(57)【要約】【課題】計測回路内のオフセット変化による計測精度誤差を解消し、高精度な計測回路を提供する。【解決手段】増幅回路の入力部をコモン電位に短絡する短絡回路と、該短絡回路により前記増幅回路の入力部を短絡した状態での前記増幅回路の増幅信号とコモン電圧とを前記Ａ／Ｄ変換回路に対し任意のタイミングで切替供給するためのコモン切替回路を備え、増幅回路の入力部をコモン電位に短絡し、Ａ／Ｄ変換中のコモン電圧Ｖｃを任意のタイミングで切替供給することで、オペアンプの入力オフセット変化をキャンセルすることで高精度な計測システムを実現する。【選択図】　　　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
コモン電圧を基準電位に持つ計測系で、物理量を表す電圧信号を出力するセンサー回路と、該センサー回路からの電圧信号を入力し前記コモン電圧を基準に電圧増幅する増幅回路と、該増幅回路からの増幅信号をサンプルホールドするためのサンプルホールド回路と、該サンプルホールド回路からのサンプルホールド信号を量子化するためのＡ／Ｄ変換回路と、計測動作を制御するための制御回路を備える計測回路において、前記増幅回路の入力部をコモン電位に短絡する短絡回路と、該短絡回路により前記増幅回路の入力部を短絡した状態での前記増幅回路の増幅信号とコモン電圧とを前記Ａ／Ｄ変換回路に対し任意のタイミングで切替供給するためのコモン切替回路を備えたことを特徴とする高精度計測回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は高精度計測回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より圧力センサー等からの微小な電圧を増幅し量子化することで水深度計測等の機能を備えた計測器が商品化されている。
これらは、オペアンプ等の電圧増幅素子により増幅した信号をＡ／Ｄ変換回路により量子化を行い演算処理して水深度表示等を行っていた。
【０００３】
まず、従来の技術を図１０の回路ブロックを用いて説明する。
図１０は従来の水深度計測回路の一例である。
図１０において、１は物理量を表す電圧信号を出力するセンサ回路で、本実施例では水圧に比例した水圧信号高電圧Ｖｓｈおよび水圧信号低電圧Ｖｓｌを出力する。２は水圧信号高電圧Ｖｓｈおよび水圧信号低電圧Ｖｓｌを作動増幅し増幅電圧Ｓａを出力する増幅回路、３は前記増幅電圧Ｓａをサンプルホールドしサンプルホールド電圧Ｓｓｈを出力するサンプルホールド回路、４は前記サンプルホールド電圧Ｓｓｈを量子化するＡ／Ｄ変換回路、５は上記構成回路を制御する制御回路である。Ｖｃはこれら計測系電源の基準電位となる０Ｖのコモン電圧である。
【０００４】
制御回路５は、例えば図１２に示すタイミングで各制御信号を出力する。
水深度計測開始後、サンプリング信号Ｄｈは有効となり時間ｔの後無効となる。続いて、第一積分信号Ｄｉ１が有効となり時間Ｔ１の後無効となる。さらに、第二積分信号Ｄｉ２が有効となる。
【０００５】
センサー回路１は、例えば図６に示す構成である。
１ａは水圧値により線形に抵抗変化するセンサー、１ｂは該センサー駆動電流値を設定するための抵抗器、１ｃは前記センサーを定電流駆動するためのオペアンプである。
今、抵抗器１ｂの抵抗値をＲ１、センサー１ａの抵抗値をＲ２とする。
オペアンプ１ｃの＋入力部には基準電圧Ｖｓが供給されているので、センサー１ａに流れる電流Ｉｓは数式１であらわされる。
【０００６】
［数式１］
Ｉｓ＝Ｖｓ／Ｒ１
【０００７】
数式１より、Ｖｓｈ電圧は数式２であらわされる。
【０００８】
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【０００９】
従って、センサー１ａ両端に発生する電位差　、すなわちセンサー出力電圧Ｖｏは数式３であらわされる。ここで、オペアンプ負帰還時の入力イマジナリーショートにより、水圧信号低電圧Ｖｓｌ電圧は基準電圧Ｖｓそのものである。
［数式３］
Ｖｏ＝Ｖｓｈ−Ｖｓｌ
【００１０】
増幅回路２は、例えば図７に示す構成である。
図７中、抵抗器２ａと抵抗器２ｂと抵抗器２ｃと抵抗器２ｄとオペアンプ２ｇとオペアンプ２ｈは一般的な作動増幅回路を構成し、抵抗器２ａおよび抵抗器２ｄの抵抗値をＲ３、抵抗器２ｂおよび抵抗器２ｃの抵抗値をＲ４とすると、オペアンプ２ｈの出力電圧である作動増幅信号Ｓｄの電圧値は数式４であらわされる。
【００１１】
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【００１２】
図７中、抵抗器２ｅと抵抗器２ｆとオペアンプ２ｉは反転増幅回路を構成し、抵抗器２ｅの抵抗値をＲ５、抵抗器２ｆの抵抗値をＲ６とすると、オペアンプ２ｉの出力電圧である増幅信号Ｓａの電圧値は数式５であらわされる。
2004080672.tif 000005
【００１３】
サンプルホールド回路３は、例えば図８に示す構成である。
３ａのオペアンプと、３ｂのオペアンプと、３ｃのトランジスタと、３ｄのコンデンサ、３ｅの抵抗器によって構成され、抵抗器３ｅの抵抗値をＲ７、コンデンサ３ｄの容量をＣ１とする。
オペアンプ３ａは、トランジスタ３ｃがオン期間中オペアンプ３ｂの出力信号を負帰還することでボルテージフォロワとして機能する。オペアンプ３ｂは、トランジスタ３ｃがオン期間中オペアンプ３ａの出力信号のボルテージフォロワとして機能する。トランジスタ３ｃは前記制御回路５からのサンプリング信号Ｄｈによりオンする。コンデンサ３ｄは、トランジスタ３ｃがオン期間中オペアンプ３ａの出力信号を充電する。このときの充電電圧Ｖｈは数式６の時間ｔの指数関数であらわされる。
［数式６］
Ｖｈ＝Ｓａ×（１−ｅｘｐ（−ｔ／（Ｒ７×Ｃ１））
【００１４】
Ｖｈ≒Ｓａとなるように時間ｔを設定し、サンプリング信号Ｄｈを無効にしてトランジスタ３ｃをオフすることで、コンデンサ３ｄは増幅信号Ｓａ電圧を充電しホールドする。オペアンプ３ｂは前記コンデンサ３ｄの充電電圧をボルテージフォロワすることで、増幅信号Ｓａと同電圧のサンプルホールド信号Ｓｓｈを出力する。すなわち、Ｓａ＝Ｓｓｈとなる。
【００１５】
Ａ／Ｄ変換回路４は、例えば図９に示す構成である。
抵抗器４ａとコンデンサ４ｂとオペアンプ４ｅは積分回路を構成し、抵抗器４ａの抵抗値をＲ８、コンデンサ４ｂの容量値をＣ２とする。切り換えスイッチ４ｃは第一積分信号Ｄｉ１によりオンし、前記サンプルホールド信号Ｓｓｈを積分回路に供給する。切り換えスイッチ４ｄは第二積分信号Ｄｉ２によりオンし、リファレンス電圧Ｖｓｔを積分回路に供給する。リファレンス電圧Ｖｓｔはコモン電圧Ｖｃに対し、例えば図１１に示すような電位関係である。４ｆのオペアンプは、前記オペアンプ４ｅからの積分出力値とコモン電圧Ｖｃとを比較し、一致すると一致信号Ｄｃを出力する。４ｇはカウンター回路で、Ｄｉ２信号によりカウントを開始し、前記オペアンプ４ｆからの一致信号Ｄｃの入力でカウントを停止し、このときのカウント値をＡ／Ｄ変換値Ｄｏｕｔとして出力する。
【００１６】
上記回路構成を有するＡ／Ｄ変換回路は次のように動作する。
前記切り換えスイッチ４ｃにより、制御回路５より第一積分信号Ｄｉ１がＴ１間供給される。この時の各電位関係を図１１に示す。第一積分波形Ｓｉ１は図１１が示すようにコモン電圧Ｖｃを基準に積分動作を行い、時間Ｔ１の関数により数式７で表される。
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【００１７】
次に、制御回路５より第一積分信号Ｄｉ１を無効にした後、第二積分信号Ｄｉ２が有効となる。第二積分波形Ｓｉ２は図１１が示すようにコモン電圧Ｖｃを基準に積分動作を行い、時間Ｔ２の関数により数式８で表される。
［数式８］
Ｓｉ２＝−Ｖｓｔ×Ｔ２／（Ｒ８・Ｃ２）
【００１８】
各電位関係を図１１に示す。
図１１中、＋Ｖはコモン電圧Ｖｃから見た正電源、−Ｖはコモン電圧Ｖｃから見た負電源である。また、図１１中のＳｉは積分波形である。
ここで、積分波形Ｓｉは数式９であらわされる。
［数式９］
Ｓｉ＝Ｓｉ１＋Ｓｉ２
【００１９】
図７より、第二積分時に積分波形ＳｉがＶｃと一致すなわち０Ｖとなると、前記オペアンプ４ｆは一致信号Ｄｃを出力しカウンター回路４ｇのカウント動作を停止させる。この時、数９で示されるＳｉはコモン電圧Ｖｃと等価になるため数式７と数式８と数式９より数式１０が展開される。
［数式１０］
Ｓｉ＝Ｓｉ１＋Ｓｉ２＝０
−Ｓａ×Ｔ１／（Ｒ８・Ｃ２）−Ｖｓｔ×Ｔ２／（Ｒ８・Ｃ２））＝０
Ｔ２＝−Ｔ１×Ｓａ／Ｖｓｔ
【００２０】
この時のＡ／Ｄ変換値Ｄｏｕｔは第二積分時間Ｔ２に比した値になるので、比例定数をａとするとＡ／Ｄ変換値Ｄｏｕｔは数式１１にてあらわされる。
［数式１１］
Ｄｏｕｔ＝ａ×Ｔ２
【００２１】
上記回路構成を有する水深度計測回路は次のように動作する。
水深度計測時、センサー回路１は潜水深度に応じた圧力に相当するセンサー出力電圧Ｖｏを前記増幅回路２に供給し、前記増幅回路２は増幅信号Ｓａを前記サンプルホールド回路３に供給する。前記制御回路５はサンプリング信号Ｄｈを有効から無効とすることで前記サンプルホールド回路３はサンプルホールド信号Ｓｓｈを前記Ａ／Ｄ変換回路４に供給する。前記制御回路５は第一積分信号Ｄｉ１を有効とすることで前記Ａ／Ｄ変換回路４は数７に示す第一積分波形Ｓｉ１動作を開始する。続いて、前記制御回路５は第一積分信号Ｄｉ１無効とすることで第一積分波形Ｓｉ１動作を停止した後、第二積分信号Ｄｉ２を有効とすることで前記Ａ／Ｄ変換回路４は数８に示す第二積分波形Ｓｉ２動作を開始すると同時にカウンタ回路４ｇのカウントを開始する。そしてオペアンプ４ｆからの一致信号Ｄｃの入力によってカウンタ回路４ｇのカウントを中止し、前記Ａ／Ｄ変換回路４は水深度値に相当するＡ／Ｄ変換値Ｄｏｕｔを出力する。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、前述した計測回路に使用される各オペアンプには入力オフセット電圧があり、それぞれの入力オフセット電圧は温度に伴い不規則に変化する。一般的に、オペアンプの入力オフセットは極微小電圧であるが増幅部に使用される場合は入力オフセット電圧も増幅率分増幅するために計測精度に対する影響も小さくない。
仮に、温度変化による前記増幅回路２に使用されるオペアンプ２ｇの入力オフセット変化値をｄＶ１、オペアンプ２ｈの入力オフセット変化値をｄＶ２、オペアンプ２ｉの入力オフセット変化値をｄＶ３とする。この時の作動増幅信号Ｓｄｔの電圧値は数式１２で書き直される。
【００２３】
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【００２４】
また、この時の増幅信号Ｓａｔの電圧値は数式１３で書き直される。
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【００２５】
数式１３中、（（ｄＶ１−ｄＶ２）×（Ｒ３／Ｒ４）＋ｄＶ３）×（Ｒ６／Ｒ５）が温度変化による誤差である。この誤差電圧をＶｅｒとし数式１４であらわす。
［数式１４］
Ｖｅｒ＝（（ｄＶ１−ｄＶ２）×（Ｒ３／Ｒ４）＋ｄＶ３）×（Ｒ６／Ｒ５）
【００２６】
該数式１４および前記数式５から数式１３は数式１５に書き直される。
［数式１５］
Ｓａｔ＝Ｓａ−Ｖｅｒ
【００２７】
前記誤差電圧をＶｅｒは量子化され、誤差電圧Ｖｅｒを含んだＡ／Ｄ変換値Ｄｏｕｔｔは数１０および数１１により数式１６にてあらわされる。
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【００２８】
前記誤差電圧Ｖｅｒは温度により様々な変化をするため、高精度な計測回路を設計する上で大きな問題となる。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は以下の構成を有する。
すなわち、本発明による高精度計測回路は、コモン電圧を基準電位に持つ計測系で、物理量を表す電圧信号を出力するセンサー回路と、該センサー回路からの電圧信号を前記コモン電圧を基準に電圧増幅する増幅回路と、該増幅回路からの増幅信号をサンプルホールドするためのサンプルホールド回路と、該サンプルホールド回路からのサンプルホールド信号を量子化するための（２重積分型）Ａ／Ｄ変換回路と、システム動作を制御するための制御回路を備える計測回路において、前記増幅回路の入力部をコモン電位に短絡する短絡回路と、該短絡回路により前記増幅回路の入力部を短絡した状態での前記増幅回路の増幅信号とコモン電圧とを前記Ａ／Ｄ変換回路に任意のタイミングで切替供給するためのコモン切替回路を備えたことを特徴とする。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下図面に基づいて本発明の実施例を詳述する。
図１は本発明による高精度計測回路の一実施例を示しており、ここに例示した高精度計測回路は水深度値を計測・量子化するように設計されたものである。以下この図を参照して本発明を説明する。なお図１中、図１０と同一要素には同一番号を付し説明を省略する。
【００３１】
制御回路５は新たに補正信号Ｄｃｈを設け、例えば図５に示すタイミングで各制御信号を出力する。
水深度計測開始後、サンプリング信号Ｄｈは有効となり時間ｔの後無効となる。続いて、補正信号Ｄｃｈおよび第一積分信号Ｄｉ１が有効となり時間Ｔ１の後無効となる。さらに、第二積分信号Ｄｉ２が有効となる。
【００３２】
６は短絡手段であり、たとえば図２に示す回路構成となっている。
図２中の６ａおよび６ｂは前記補正信号Ｄｃｈが無効状態においてオンする切替スイッチである。この時、水圧信号高電圧出力Ｖｓｈｏは切替スイッチ６ａにより水圧信号高電圧Ｖｓｈと同電圧を出力し、水圧信号低電圧Ｖｓｌｏも切替スイッチ６ｂにより水圧信号高電圧Ｖｓｌと同電圧を出力する。
一方、６ｃおよび６ｄは前記補正信号Ｄｃｈが有効状態においてオンする切替スイッチである。この時、水圧信号高電圧出力Ｖｓｈｏは切替スイッチ６ｃによりコモン電圧Ｖｃの０Ｖを出力し、水圧信号低電圧Ｖｓｌｏも切替スイッチ６ｂによりコモン電圧Ｖｃの０Ｖを出力する。
【００３３】
７はコモン切替回路であり、たとえば図３に示す回路構成となっている。
図３中の７ａは前記補正信号Ｄｃｈが有効状態においてオンする切替スイッチである。この時、切替コモン電圧Ｖｃｏは切替スイッチ７ａにより前記増幅信号Ｓａを出力する。
一方、７ｂは前記補正信号Ｄｃｈが無効状態においてオンする切替スイッチである。この時、切替コモン電圧Ｖｃｏは切替スイッチ７ｂによりコモン電圧Ｖｃの０Ｖを出力する。
【００３４】
次に上記構成を有する本発明による水深度計測回の動作について説明する。
水深度計測時、センサー回路１は潜水深度に応じた圧力に相当するセンサー出力電圧Ｖｏすなわち水圧信号高電圧Ｖｓｈおよび水圧信号低電圧Ｖｓｌを前記短絡手段６にそれぞれ供給する。図５に示すタイミングチャートより、サンプリング信号Ｄｈ有効時、補正信号Ｄｃｈは無効である。従って、前記短絡手段６の水圧信号高電圧出力Ｖｓｈｏは水圧信号高電圧Ｖｓｈと同電圧を、水圧信号低電圧出力Ｖｓｌｏは水圧信号低電圧Ｖｓｌと同電圧を、前記増幅回路２にそれぞれ供給する。
【００３５】
前述したように、温度変化によりオペアンプの入力オフセット電圧の変動により誤差を生じた増幅信号Ｓａｔは前記数１５によりあらわされる。サンプリング信号Ｄｈを有効から無効とすることで前記サンプルホールド回路３は増幅信号Ｓａｔと同電圧のサンプルホールド信号Ｓｓｈを前記Ａ／Ｄ変換回路４に供給する。
【００３６】
前記制御回路５は補正信号Ｄｃｈおよび第一積分信号Ｄｉ１を有効にする。この時切替スイッチ６ｃおよび６ｄがオンするため、前記短絡手段６の水圧信号高電圧出力Ｖｓｈｏと水圧信号低電圧出力Ｖｓｌｏはいずれもコモン電圧Ｖｃと同電圧を、前記増幅回路２にそれぞれ供給開始する。この時の作動増幅信号をＳｄｃとすると、数式１７であらわされる。
［数式１７］
Ｓｄｃ＝（ｄＶ１−ｄＶ２）×（Ｒ３／Ｒ４）
【００３７】
また、この時の増幅信号をＳａｃとすると、数式１８であらわされる。
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【００３８】
数式１４から数式１８は数式１９のように書き直される。
［数式１９］
Ｓａｃ＝−Ｖｅｒ
【００３９】
前述したように、補正信号Ｄｃｈ有効時、前記コモン切替回路７は例えば切替スイッチ７ａをオンし増幅信号Ｓａｃと同電圧の切替コモン電圧Ｖｃｏを前記Ａ／Ｄ変換回路４に供給する。この時の各電位関係を図４に示す。図４が示すように、第一積分波形Ｓｉ１ｃは増幅信号Ｓａｃを基準に積分動作を行い、時間Ｔ１の関数により数式２０で表される。
2004080672.tif 000011
【００４０】
数式２０を見てもわかる通り、数式２０より入力オフセット変化値であるｄＶ１、ｄＶ２、ｄＶ３が消えており、入力オフセットの影響の無い増幅電圧Ｓａそのものが取り出せることが分かる。
この後、制御回路５より補正信号Ｄｃｈおよび第一積分信号Ｄｉ１を無効にした後、第二積分信号Ｄｉ２が有効となる。第二積分波形Ｓｉ２は図４が示すようにコモン電圧Ｖｃを基準に積分動作を行い、前記数８であらわされる。
従って、Ａ／Ｄ変換値Ｄｏｕｔは数１１であらわされ、オペアンプ２ｇとオペアンプ２ｈおよびオペアンプ２ｉそれぞれの入力オフセットの影響を全く受けないことが分かる。
【００４１】
なお、本実施例においては前記Ａ／Ｄ変換回路には二重積分方式を使用しているが、コモン電圧Ｖｃ基準でＡ／Ｄ変換を行うことで四重積分方式や逐次比較型においても可能である。
【００４２】
【発明の効果】
上記のごとく本発明によれば、増幅回路の入力部をコモン電位に短絡し、Ａ／Ｄ変換中のコモン電圧Ｖｃを任意のタイミングで切替供給することで、オペアンプの入力オフセット変化をキャンセルし高精度な計測システムを実現できる。また、入力オフセットそのものをキャンセルするため、個々の計測値のばらつきが無く、量産製品においては調整工数削減や規格外による不良を削減する効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す高精度計測回路の回路ブロック図である。
【図２】本発明の実施形態を示す短絡手段の回路図である。
【図３】本発明の実施形態を示すコモン切替回路の回路図である。
【図４】本発明の実施形態を示す積分波形および各電圧の電位関係を示す図である。
【図５】本発明の実施形態を示す各制御信号のタイミングチャート図である。
【図６】本発明の実施形態を示すセンサー回路の回路図である。
【図７】本発明の実施形態を示す増幅回路の回路図である。
【図８】本発明の実施形態を示すサンプルホールド回路の回路図である。
【図９】本発明の実施形態を示すＡ／Ｄ変換回路の回路図である。
【図１０】本発明の従来例を示す計測回路の回路ブロック図である。
【図１１】本発明の従来例を示す積分波形および各電圧の電位関係を示す図である。
【図１２】本発明の従来例を示す各制御信号のタイミングチャート図である。
【符号の説明】
１　　センサー回路
２　　増幅回路
３　　サンプルホールド回路
４　　Ａ／Ｄ変換回路
５　　制御回路
６　　短絡手段
７　　コモン切替回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2004080672.tif 000021
【図１１】
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【図１２】
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