(57)【要約】　　　（修正有）【課題】マルチデータ伝送のため直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）を使用する通信システムのための、信号対干渉プラス雑音電力比（ＳＩＮＲ）の測定方法が開示される。【解決手段】既知の伝送された時間ドメインのＯＦＤＭフレームプリアンブルと、対応するチャンネル及び干渉プラス雑音によって改ざんされた時間ドメインの受信フレームプリアンブルが与えられると、まず、目的受信信号及び不要な干渉プラス雑音信号の電力スペクトル密度を演算する。ＦＦＴ演算された電力スペクトル密度は、平均受信信号電力測定及び受信ＩＰＮ電力測定を演算するために使用される。各電力測定は、フレームごとに平均化された後、ＳＩＮＲの量子化された測定値を得るために使用される。【選択図】　　　図４
2004072724.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）及びマルチキャリアデータ伝送のためのＯＦＤＭフレームを使用するとともに、各伝送ＯＦＤＭフレームが複数の時間ドメインのＯＦＤＭ記号から構成され、そのＯＦＤＭ記号の１つは既知のＯＦＤＭプリアンブルである通信システムにおいて、マルチキャリアデータ伝送における選択されたＯＦＤＭサブチャンネル信号に関して信号対干渉プラス雑音電力比（ＳＩＮＲ）を測定するための方法であって、
ｎ番目のＯＦＤＭフレームにおいて受信されたＯＦＤＭプリアンブルｙ［ｎ］から電力スペクトル密度（ＰＳＤ）測度ベクトルＳｙｙ［ｎ］を演算するステップと、
ｎ番目のＯＦＤＭフレームにおいて伝送されたＯＦＤＭプリアンブルｘ［ｎ］からＰＳＤ測度ベクトルＳｘｘ［ｎ］を演算するステップと、
ｎ番目のＯＦＤＭフレームに関してｘ［ｎ］とｙ［ｎ］間の交差ＰＳＤ測度ベクトルＳｘｙ［ｎ］を演算するステップと、
Ｓｘｘ［ｎ］とＳｘｙ［ｎ］を用いて、ｎ番目のＯＦＤＭフレームに関するＰＳＤ測度ベクトルＳＳＩＧ［ｎ］を演算するステップと、
Ｓｙｙ［ｎ］とＳＳＩＧ［ｎ］を用いて、ｎ番目のＯＦＤＭフレームに関するＰＳＤ測度ベクトルＳＩＰＮ［ｎ］を演算するステップと、
ｎ番目のＯＦＤＭフレームに関するサブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］を特定するステップと、
ＳＳＩＧ［ｎ］を用いて、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関する受信信号電力測度ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］を演算するステップと、
ＳＩＰＮ［ｎ］を用いて、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関する受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］を演算するステップと、
ＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］とＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］とを用いて、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関する受信ＳＩＮＲ測度ベクトルρ［Ｇ［ｎ］］を演算するステップとを備えるＳＩＮＲ測定方法。
【請求項２】
受信信号電力測度ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］は、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関してフレーム平均された受信信号電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］として演算される請求項１に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【請求項３】
受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］は、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関してフレーム平均された受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］として演算される請求項１に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【請求項４】
受信信号電力測度ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］は、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関してフレーム平均された受信信号電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］として演算され、
受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］は、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関してフレーム平均された受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］として演算される請求項１に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【請求項５】
さらに、受信ＳＩＮＲ測度ベクトルρ［Ｇ［ｎ］］を量子化するステップを備える請求項１に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【請求項６】
ＰＳＤ測度ベクトルＳｙｙ［ｎ］を演算するステップは、
ＯＦＤＭプリアンブルｙ［ｎ］をＮＫ個の長さＮＬのオーバーラップするベクトルに分割するステップと、
ＮＫ個のオーバーラップベクトルの各々にスペクトルウインドウを適用するステップと、
ＮＫ個の第１のＦＦＴベクトルを生成するために、ＮＫ個の長さＮＬのオーバーラップベクトルの各々に対して長さＮの高速フーリエ変換演算を実行するステップと、
ＮＫ個の第１のＦＦＴベクトルの各々の平方の大きさを演算するとともに、Ｓｙｙ［ｎ］を生成するために、その平方の大きさを平均化するステップとを備える請求項１に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【請求項７】
ＰＳＤ測度ベクトルＳｘｘ［ｎ］を演算するステップは、
ＯＦＤＭプリアンブルｘ［ｎ］をＮＫ個の長さＮＬのオーバーラップするベクトルに分割するステップと、
ＮＫ個のオーバーラップベクトルの各々にスペクトルウインドウを適用するステップと、
ＮＫ個の第２のＦＦＴベクトルを生成するために、ＮＫ個の長さＮＬのオーバーラップベクトルの各々に対して長さＮの高速フーリエ変換演算を実行するステップと、
ＮＫ個の第２のＦＦＴベクトルの各々の平方の大きさを演算するとともに、Ｓｘｘ［ｎ］を生成するために、その平方の大きさを平均化するステップとを備える請求項６に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【請求項８】
交差ＰＳＤ測度ベクトルＳｘｙ［ｎ］を演算するステップは、ＮＫ個の第１のＦＦＴベクトルの複素共役とＮＫ個の第２のＦＦＴベクトルの複素共役がともに乗じられ、かつその乗算結果を平均することによりＳｘｙ［ｎ］を生成する請求項７に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【請求項９】
ＰＳＤ測度ベクトルＳＳＩＧ［ｎ］は、ＳＳＩＧ［ｎ］＝｛ＳＳＩＧ［ｎ、ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝として演算され、そこにおいて、ＳＮはＮ個のＯＦＤＭサブチャンネルのインデックスを含むベクトルであり、ｓは、ＳＮにおけるサブチャンネルの番号であり、そしてＳＳＩＧ［ｎ，ｓ］が以下の数式１に示す関係を有する請求項１に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【数１】
2004072724.tif 000037
【請求項１０】
ＰＳＤ測度ベクトルＳＩＰＮ［ｎ］は、ＳＩＰＮ［ｎ］＝｛ＳＩＰＮ［ｎ、ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝として演算され、そこにおいて、ＳＩＰＮ［ｎ，ｓ］が以下の数式２に示す関係を有する請求項９に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【数２】ＳＩＰＮ［ｎ，ｓ］＝Ｓｙｙ［ｎ，ｓ］−ＳＳＩＧ［ｎ，ｓ］
【請求項１１】
受信信号電力測度ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］は、ＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝として演算され、そこにおいて、ｒはサブチャンネルグループの数を表し、Ｇｉ［ｎ］はＧ［ｎ］におけるｉ番目のサブチャンネルグループであり、ＰＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］が以下の数式３に示す関係を有し、その数式３におけるＴｓは情報ソースのサンプリング時間間隔を表すものである請求項９に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【数３】
2004072724.tif 000038
【請求項１２】
受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］は、ＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝として演算され、そこにおいて、ｒはサブチャンネルグループの数を表し、Ｇｉ［ｎ］はＧ［ｎ］におけるｉ番目のサブチャンネルグループであり、ＰＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］が以下の数式４に示す関係を有し、その数式４におけるＴｓは情報ソースのサンプリング時間間隔を表すものである請求項１０に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【数４】
2004072724.tif 000039
【請求項１３】
受信信号電力測度ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］は、フレーム平均された受信信号電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝として演算され、そこにおいて、ＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］は以下の数式５に示す関係を有し、その数式５におけるβはスムージングパラメータである請求項１１に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【数５】
2004072724.tif 000040
【請求項１４】
受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］は、フレーム平均された受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝として演算され、そこにおいて、ＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］は以下の数式６に示す関係を有し、その数式６におけるαはスムージングパラメータである請求項１１に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【数６】
2004072724.tif 000041
【請求項１５】
受信ＳＩＮＲ測度ベクトルρ［Ｇ［ｎ］］は、ベクトルρ［Ｇ［ｎ］］＝｛ρ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝として演算かつ量子化され、そこにおいて、ρ［Ｇｉ［ｎ］］は以下の数式７に示す関係を有し、その数式７におけるＱは量子化関数である請求項５に記載のＳＩＮＲ測定方法。
【数７】
2004072724.tif 000042
【請求項１６】
直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）及びマルチキャリアデータ伝送のためのＯＦＤＭフレームを使用するとともに、各伝送ＯＦＤＭフレームが複数の時間ドメインのＯＦＤＭ記号から構成され、そのＯＦＤＭ記号の１つは既知のＯＦＤＭプリアンブルである通信システムにおいて、マルチキャリアデータ伝送における選択されたＯＦＤＭサブチャンネル信号の信号対干渉プラス雑音電力比（ＳＩＮＲ）を測定するための装置であって、
ｎ番目のＯＦＤＭフレームにおいて受信されたＯＦＤＭプリアンブルｙ［ｎ］から電力スペクトル密度（ＰＳＤ）測度ベクトルＳｙｙ［ｎ］を演算し、
ｎ番目のＯＦＤＭフレームにおいて伝送されたＯＦＤＭプリアンブルｘ［ｎ］からＰＳＤ測度ベクトルＳｘｘ［ｎ］を演算し、
ｎ番目のＯＦＤＭフレームに関してｘ［ｎ］とｙ［ｎ］間の交差ＰＳＤ測度ベクトルＳｘｙ［ｎ］を演算し、
Ｓｘｘ［ｎ］とＳｘｙ［ｎ］を用いて、ｎ番目のＯＦＤＭフレームに関するＰＳＤ測度ベクトルＳＳＩＧ［ｎ］を演算し、
Ｓｙｙ［ｎ］とＳＳＩＧ［ｎ］を用いて、ｎ番目のＯＦＤＭフレームに関するＰＳＤ測度ベクトルＳＩＰＮ［ｎ］を演算し、
ｎ番目のＯＦＤＭフレームに関するサブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］を特定し、
ＳＳＩＧ［ｎ］を用いて、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関する受信信号電力測度ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］を演算し、
ＳＩＰＮ［ｎ］を用いて、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関する受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］を演算し、
ＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］とＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］とを用いて、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関する受信ＳＩＮＲ測度ベクトルρ［Ｇ［ｎ］］を演算するようにプログラムされたプロセッサを備えるＳＩＮＲ測定装置。
【請求項１７】
プロセッサはさらに、受信信号電力測度ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］を、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関してフレーム平均された受信信号電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］として演算するようにプログラムされている請求項１６に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【請求項１８】
プロセッサはさらに、受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］を、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関してフレーム平均された受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］として演算するようにプログラムされている請求項１６に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【請求項１９】
プロセッサはさらに、受信信号電力測度ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］を、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関してフレーム平均された受信信号電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］として演算し、かつ受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］を、サブチャンネルグルーピングベクトルＧ［ｎ］に関してフレーム平均された受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］として演算するようにプログラムされている請求項１６に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【請求項２０】
プロセッサはさらに、受信ＳＩＮＲ測度ベクトルρ［Ｇ［ｎ］］を量子化するようにプログラムされている請求項１６に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【請求項２１】
プロセッサはさらに、
ＯＦＤＭプリアンブルｙ［ｎ］をＮＫ個の長さＮＬのオーバーラップするベクトルに分割し、
ＮＫ個のオーバーラップベクトルの各々にスペクトルウインドウを適用し、
ＮＫ個の第１のＦＦＴベクトルを生成するために、ＮＫ個の長さＮＬのオーバーラップベクトルの各々に対して長さＮの高速フーリエ変換演算を実行し、
ＮＫ個の第１のＦＦＴベクトルの各々の平方の大きさを演算するとともに、Ｓｙｙ［ｎ］を生成するために、その平方の大きさを平均化することによってＰＳＤ測度ベクトルＳｙｙ［ｎ］を演算するようにプログラムされている請求項１６に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【請求項２２】
プロセッサはさらに、
ＯＦＤＭプリアンブルｘ［ｎ］をＮＫ個の長さＮＬのオーバーラップするベクトルに分割し、
ＮＫ個のオーバーラップベクトルの各々にスペクトルウインドウを適用し、
ＮＫ個の第２のＦＦＴベクトルを生成するために、ＮＫ個の長さＮＬのオーバーラップベクトルの各々に対して長さＮの高速フーリエ変換演算を実行し、
ＮＫ個の第２のＦＦＴベクトルの各々の平方の大きさを演算するとともに、Ｓｘｘ［ｎ］を生成するために、その平方の大きさを平均化することによってＰＳＤ測度ベクトルＳｘｘ［ｎ］を演算するようにプログラムされている請求項２１に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【請求項２３】
プロセッサはさらに、ＮＫ個の第１のＦＦＴベクトルの複素共役とＮＫ個の第２のＦＦＴベクトルの複素共役がともに乗じられ、かつＳｘｙ［ｎ］を生成するために、その乗算結果を平均することにより交差ＰＳＤ測度ベクトルＳｘｙ［ｎ］を演算するようにプログラムされている請求項２２に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【請求項２４】
プロセッサはさらに、ＰＳＤ測度ベクトルＳＳＩＧ［ｎ］を、ＳＳＩＧ［ｎ］＝｛ＳＳＩＧ［ｎ、ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝として演算するようにプログラムされており、そこにおいて、ＳＮはＮ個のＯＦＤＭサブチャンネルのインデックスを含むベクトルであり、ｓは、ＳＮにおけるサブチャンネルの番号であり、そしてＳＳＩＧ［ｎ，ｓ］が以下の数式８に示す関係を有する請求項１６に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【数８】
2004072724.tif 000043
【請求項２５】
プロセッサはさらに、ＰＳＤ測度ベクトルＳＩＰＮ［ｎ］を、ＳＩＰＮ［ｎ］＝｛ＳＩＰＮ［ｎ、ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝として演算するようにプログラムされており、そこにおいて、ＳＩＰＮ［ｎ，ｓ］が以下の数式９に示す関係を有する請求項２４に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【数９】ＳＩＰＮ［ｎ，ｓ］＝Ｓｙｙ［ｎ，ｓ］−ＳＳＩＧ［ｎ，ｓ］
【請求項２６】
プロセッサはさらに、受信信号電力測度ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］を、ＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝として演算するようにプログラムされており、そこにおいて、ｒはサブチャンネルグループの数を表し、Ｇｉ［ｎ］はＧ［ｎ］におけるｉ番目のサブチャンネルグループであり、ＰＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］が以下の数式１０に示す関係を有し、その数式１０におけるＴｓは情報ソースのサンプリング時間間隔を表すものである請求項２４に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【数１０】
2004072724.tif 000044
【請求項２７】
プロセッサはさらに、受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］を、ＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝として演算するようにプログラムされており、そこにおいて、ｒはサブチャンネルグループの数を表し、Ｇｉ［ｎ］はＧ［ｎ］におけるｉ番目のサブチャンネルグループであり、ＰＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］が以下の数式１１に示す関係を有し、その数式１１におけるＴｓは情報ソースのサンプリング時間間隔を表すものである請求項２５に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【数１１】
2004072724.tif 000045
【請求項２８】
プロセッサはさらに、受信信号電力測度ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］を、フレーム平均された受信信号電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝として演算するようにプログラムされており、そこにおいて、ＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］は以下の数式１２に示す関係を有し、その数式１２におけるβはスムージングパラメータである請求項２６に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【数１２】
2004072724.tif 000046
【請求項２９】
プロセッサはさらに、受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］を、フレーム平均された受信ＩＰＮ電力測度ベクトルＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝として演算するようにプログラムされており、そこにおいて、ＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］は以下の数式１３に示す関係を有し、その数式１３におけるαはスムージングパラメータである請求項２７に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【数１３】
2004072724.tif 000047
【請求項３０】
プロセッサはさらに、受信ＳＩＮＲ測度ベクトルρ［Ｇ［ｎ］］を、ベクトルρ［Ｇ［ｎ］］＝｛ρ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝として演算かつ量子化するようにプログラムされており、そこにおいて、ρ［Ｇｉ［ｎ］］は以下の数式１４に示す関係を有し、その数式１４におけるＱは量子化関数である請求項２０に記載のＳＩＮＲ測定装置。
【数１４】
2004072724.tif 000048
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリアデータ伝送のための直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）を使用したワイヤレス通信システムに関する。より詳細に述べれば、本発明は、ＯＦＤＭ通信システム内のサブチャンネルの信号対干渉プラス雑音電力比（ＳＩＮＲ）測定に関する。
【０００２】
【従来の技術】
（セルラネットワークシステム適応のためのチャンネル品質測定）
セルラネットワークシステム適応方法は、動作環境の変化に起因してネットワークの自己最適化が要求される場合に使用される。適応方法の本質的かつ重要な特性は、所望のシステムパフォーマンス目標を最適化するための、時間的に変化する自己調整動作である。適応方法は、セルラネットワークシステム内において、ネットワーク能力の増加、ネットワークデータレートの増加、およびネットワークのカバーする範囲と信頼性の向上のために広く使用されている。
【０００３】
動的チャンネル割り当て（ＤＣＡ）および伝送電力コントロール（ＴＰＣ）は、一般に使用されているセルラネットワーク適応方法であり、ワイヤレス通信端末がその動作環境に適応することを可能にする。ＤＣＡおよびＴＰＣは、次のステップを実行する。すなわち、（１）すべての使用可能なチャンネルを、チャンネル品質に関してランク付けする。（２）使用可能な最適チャンネルを選択し、それに接続する。そして、（３）選択されたチャンネル内において、サービスに望ましいリンク品質のために必要な最小電力を用いて動作する。ＤＣＡは、使用可能な最良チャンネルのランク付けおよび選択のために使用され、ＴＰＣは、選択されたチャンネル内における適応電力調整のために使用される。ＤＣＡおよびＴＰＣは協働して適応的にリンク品質および信頼性を改善し、ネットワークのカバーする範囲を増加し、ネットワークデータレートの増加を促進し、かつ他の動作中のネットワーク端末に対する干渉を最小にする。全世界的に、ワイヤレスのパーソナル、ローカルおよび都市レベルのエリアネットワークのための通信標準グループは、ＤＣＡおよびＴＰＣを、それぞれの物理（ＰＨＹ）レイヤおよびメディアアクセスコントロール（ＭＡＣ）レイヤに組み込んでいる。
【０００４】
適応チャンネルの符号化および変調（ＡＣＭ）は、一般に使用されているもう１つのセルラネットワーク適応方法であり、それにおいては、ネットワークデータレートを増加するために、変化する環境に対してチャンネルの符号化および信号変調が適応される。良好なチャンネル品質測度を伴うセルラネットワーク端末は、適応的に高い符号レートおよび高次の信号変調を割り当てられることが可能であり、それに対して不充分なチャンネル品質測度を伴う端末には、低い符号レートおよび低次の変調が割り当てられる。高次の変調は、伝送端末のデータレートを増加する。しかしながら、より干渉の影響を受けやすく、特に伝送端末の信号電力が弱い場合にはそれが著しい。低次の変調は、データレートという意味において効率的ではないが、ネットワーク干渉に対してはより耐性がある。
【０００５】
正確かつ堅牢なチャンネル品質測定は、上記のセルラネットワーク適応方法ならびにここには述べていないそのほかの方法を実行する上で必須である。各チャンネル品質測定における誤差ならびにそれらの獲得における遅延は、ネットワーク端末が伝送用に誤ったチャンネルを選択し、誤ったチャンネルの符号化と変調を招き、そして、高すぎる電力による伝送、ネットワークリソースの浪費、あるいは低すぎる電力による伝送のいずれかを生じて、フレームエラーレートを増す原因になる。従来技術の中に提案されている一般的なチャンネル品質測定としては、受信信号強度指標（ＲＳＳＩ）ワード、信号対干渉プラス雑音電力比（ＳＩＮＲ）測定、非符号化ビットエラーレート（ＢＥＲ）測定およびフレームエラーレート（ＦＥＲ）測定が挙げられる。
【０００６】
ＲＳＳＩワードは、受信機の復調をロックすることなく受信機のアナログ前端部において計算することが可能である。ＲＳＳＩワードは、受信信号の電力が低い場合であっても、低干渉チャンネルに関して妥当に信頼性のあるチャンネル品質測定を提供することができる。しかしながら、高干渉チャンネルについてのＲＳＳＩワードは、不正確かつ信頼性の低いものとなる。
【０００７】
ＲＳＳＩワードとは対照的に、ＳＩＮＲ測定は、受信機の復調のロックを必要とするが、受信信号および干渉プラス雑音電力の両方の意味においてチャンネル品質測定を提供する。それに加えて、ディジタル信号処理演算を介して計算されるＳＩＮＲ測定は、アナログ領域において導出されるＲＳＳＩワードより高い精度および分解能を有することができる。ＳＩＮＲ測定は、信号の伝播距離および干渉に起因して信号品質が急峻に変化することのあるセル境界近傍のチャンネル品質測定基準として、非符号化ＢＥＲ測定、ＦＥＲ測定、あるいはＲＳＳＩワードよりも適している。
【０００８】
非符号化ＢＥＲは、チャンネル復号器に対する入力において観察されるＢＥＲとして定義される。ＢＥＲ測度を導出するために使用される非符号化ビットエラーの数は、既知の送信されるフレームのプリアンブルからのビットと、受信されたフレームのプリアンブルからのビットを比較することによって直ちに計算され得る。また非符号化ＢＥＲ測定は、受信機の復調のロックを必要とし、復調後の信号の品質に関する情報も提供する。非符号化ＢＥＲ測定は、ビット平均方法によって計算される。平均に起因して、非符号化ＢＥＲ測定は、非常に正確でないこともあり、特に極めて長い平均化ウインドウが必要となる低いＢＥＲにおいてそれが顕著になる。さらに、平均を行うために、非符号化ＢＥＲ測定は、急峻に変化するチャンネルまたは干渉条件に対して充分に迅速な調整をなし得ない。つまり、非符号化ＢＥＲ測定は、ＡＣＭ、ＴＰＣ、およびハンドオフプロトコルの目的に対しては、通常は遅すぎるということになる。
【０００９】
非符号化ＢＥＲ測定およびＲＳＳＩワードは、より良好なチャンネル品質の測定のために併せて使用されることもある。たとえば、高い非符号化ＢＥＲ測定および高い信号レベルのＲＳＳＩワードは、チャンネル干渉を示唆し、低い非符号化ＢＥＲ測定および低い信号レベルのＲＳＳＩワードは、低い電力を伴う注目受信信号を示唆し、低い非符号化ＢＥＲ測定および高い信号レベルのＲＳＳＩワードは、高い電力を伴う注目受信信号を示唆する。非符号化ＢＥＲ測定が高く、低い信号レベルのＲＳＳＩワードが受信された場合には、チャンネル品質における低下が、弱い注目信号もしくは弱い干渉信号が受信されている結果であると推測することができる。この最後の状況は、ＴＰＣ方法に関する問題を提起する。ＴＰＣ方法においては、通常、弱い信号の受信によって電力の増加がもたらされる。受信した弱い信号が干渉信号であった場合には、電力の増加によってより多くのネットワーク干渉がもたらされることになる。
【００１０】
ＦＥＲ測定もまた、ビット平均方法によって獲得される。通常、ＦＥＲ測定は、巡回冗長検査復号器が出力したフレームエラーインジケータビットを平均することによって計算される。ＦＥＲ測定は、受信されたデータ搬送信号を復調し、復号した後にそれらを使用して計算されることから、チャンネル品質のもっとも良好な指標を提供する。しかしながら、ＦＥＲ測定が平均方法によって獲得されることから、非符号化ＢＥＲ測定と同じ欠点を有する。
【００１１】
（マルチキャリアデータ伝送のためのＯＦＤＭ）
直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）は、いくつかのワイヤレスネットワークの物理レイヤに関して標準化されているマルチキャリアデータ伝送のためのテクニックである。ＯＦＤＭテクニックの主な原理は、割り当てられたチャンネルをＮ（２のべき乗）個の直交サブチャンネルに分割することである。各サブチャンネルは、等しい帯域幅を有し、サブキャリア信号の固有周波数上に中心が置かれる。サブキャリア信号は直交しており、これはＮ個のサブキャリアの任意の２つの内積がゼロに等しくなることを意味する。直交するサブキャリア信号の離散的な周波数は、等間隔、かつ最小に離隔され、その結果、サブキャリア信号のデータ変調が最適帯域幅効率を促進する。これに対して、マルチキャリアデータ伝送のための周波数分割多重方式（ＦＤＭ）は、非直交サブキャリア信号を使用することから、サブキャリア信号周波数スペクトルを分離するために、割り当てられるチャンネル帯域幅の多くの部分が無駄になる。
【００１２】
図１は、ＯＦＤＭ通信システムの単純なトップ‐レベルの概念モデルを示しており、これについて以下に説明する。これらについては、非特許文献１、非特許文献２、もしくは非特許文献３により詳細な説明が述べられており、それが参照によりこれに援用される。
【００１３】
ここで、伝送されるＯＦＤＭ記号のシーケンス内における記号数を整数ｎ≧１で表し、ＯＦＤＭサブチャンネルの数を正の整数Ｎ（２のべき乗）で表す。Ｎ個のベクトルＳＮは、次の数式１５によって示される。
【００１４】
【数１５】ＳＮ＝｛０，１，．．．，Ｎ−１｝
このＮ個のベクトルＳＮは、Ｎ個のＯＦＤＭサブチャンネルすべてのインデクスを含むものとする。
【００１５】
図１を参照すると、データソース６が周波数ドメインのスカラー値の与えられた信号のサンプルをバッファ８に対して出力する。データソース６によって生成された各サンプルは、信号型においては複素値の与えられたサンプルである。各サンプルには、異なるチャンネル符号化を有すること、異なる信号型からなること、あるいは異なる振幅を有することが許される。
【００１６】
バッファ８は、データソース６からのスカラー値の与えられた信号を、Ｎ個の連続するサンプルを収集することによってベクトル値の信号に変換する。バッファ８によって生成されたｎ番目の複素値の与えられたベクトルは、次の数式１６のような長さＮの周波数ドメインのベクトルになる。
【００１７】
【数１６】Ｕ［ｎ］＝｛Ｕｓ［ｎ］，ｓ∈ＳＮ｝
Ｕ［ｎ］内のＮ個のエレメントは、伝送されるべき周波数ドメインのサブチャンネル信号サンプルである。
【００１８】
ブロック１０は、Ｎ個の直交サブキャリア信号を用いてＵ［ｎ］を変調する。ブロック１０は、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）マトリクスもしくは等価的な逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）マトリクスと、ベクトルＵ［ｎ］を使用してマトリクス‐ベクトル乗算による変調を実行する。ＩＦＦＴマトリクスの行は、周波数において等しく間隔が設けられたサブキャリア信号を含む。ＩＦＦＴ演算は、周波数ドメインのベクトルＵ［ｎ］を時間ドメインの長さＮのＯＦＤＭ記号ｕ［ｎ］に変換する。ＯＦＤＭ記号ｕ［ｎ］は以下の数式１７によって示される。
【００１９】
【数１７】ｕ［ｎ］＝｛ｕｓ［ｎ］，ｓ∈ＳＮ｝
ＯＦＤＭ記号ｕ［ｎ］内のエレメントは、伝送されるべき時間ドメインのサブチャンネル信号サンプルである。直交サブキャリア変調を実行するために使用されるＩＦＦＴマトリクスのプロパティによって、各時間ドメインのサブチャンネル信号は、等しく間隔が設けられた、異なる周波数を持つことになる。サブチャンネル信号が直交サブキャリア変調によって生成されることから、伝送されるＮ個のサブチャンネル信号は、チャンネルの伝達関数によって異なった改ざんを受けることになる。
【００２０】
時間ドメインのＯＦＤＭ記号ｕ［ｎ］は、平坦フェージングチャンネルプラス雑音および干渉ブロック１２に入力される。ブロック１２の出力におけるチャンネルおよび干渉プラス雑音により改ざんされた長さＮの時間ドメインのＯＦＤＭ記号ｖ［ｎ］は、以下の数式１８によって示される。
【００２１】
【数１８】ｖ［ｎ］＝｛ｖｓ［ｎ］，ｓ∈ＳＮ｝
なお、ｖ［ｎ］内のｓ番目に受信される時間ドメインのサブチャンネル信号サンプルは、以下の数式１９に示すようになる。
【００２２】
【数１９】ｖｓ［ｎ］＝ｈｓ［ｎ］ｕｓ［ｎ］＋ｅｓ［ｎ］
ここで、ｈｓ［ｎ］は、未知の時間的に変動する、複素値が与えられたチャンネルプロセスのサンプルを、ｕｓ［ｎ］は、ｕ［ｎ］からの未知のチャンネル入力サンプルを、ｅｓ［ｎ］は、干渉プラス雑音（ＩＰＮ）をモデリングする複素値が与えられた信号の未知のサンプルをそれぞれ表している。
【００２３】
ブロック１４は、ブロック１０の逆演算を実行する。より具体的に述べれば、受信された時間ドメインの長さＮのＯＦＤＭ記号ｖ［ｎ］が与えられると、ブロック１４は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）マトリクスおよび受信した時間ドメインのＯＦＤＭ記号ｖ［ｎ］を使用するマトリクス‐ベクトル乗算によって直交サブキャリア復調を実行する。このＦＦＴマトリクスの行は、ブロック１０のＩＦＦＴマトリクスの共役複素値を含んでいる。このＦＦＴ演算は、数式２０に示すように、時間ドメインのＯＦＤＭ記号ｖ［ｎ］を長さＮの周波数ドメインのベクトルＶ［ｎ］に逆変換する。
【００２４】
【数２０】Ｖ［ｎ］＝｛Ｖｓ［ｎ］，ｓ∈ＳＮ｝
周波数ドメインのベクトルＶ［ｎ］内のエレメントは、チャンネルおよび干渉プラス雑音の改ざんを受けた周波数ドメインのサブチャンネル信号サンプルである。
【００２５】
ブロック１６は、バッファ８の逆演算を行う。ブロック１６は、周波数ドメインのベクトルＶ［ｎ］をスカラー値の与えられた信号にアンバッファし、Ｖ０［ｎ］から開始してＶＮ−１［ｎ］で終了する周波数ドメインのベクトルＶ［ｎ］内のエレメントを連続的に出力する。周波数ドメインのサンプルは、データソース６の逆動作を行うデータシンク１８に連続的に入力される。
【００２６】
【非特許文献１】
Ｌ．ハンゾ（Ｌ．　Ｈａｎｚｏ），Ｗ．ウェブ（Ｗ．　Ｗｅｂｂ），Ｔ．ケラー（Ｔ．　Ｋｅｌｌｅｒ）著，「シングルおよびマルチキャリア直交振幅変調（Ｓｉｎｇｌｅ‐　ａｎｄ　Ｍｕｌｔｉ‐Ｃａｒｒｉｅｒ　ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）」，（米国），ウィリー／ＩＥＥＥプレス（Ｗｉｌｅｙ／ＩＥＥＥ　Ｐｒｅｓｓ），１９９９年
【００２７】
【非特許文献２】
Ｒ．バン・ニー（Ｒ，　ｖａｎ　Ｎｅｅ）およびＲ．プラサド（Ｒ．　Ｐｒａｓａｄ）著，「ワイヤレスマルチメディア通信のためのＯＦＤＭ（ＯＦＤＭ　ｆｏｒ　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」，（米国），ノーウッド，ＭＡ：　アーテック・ハウス（Ｎｏｒｗｏｏｄ，　ＭＡ：　Ａｒｔｅｃｈ　Ｈｏｕｓｅ），２０００年
【００２８】
【非特許文献３】
Ｔ．ケラー（Ｔ．　Ｋｅｌｌｅｒ）およびＬ．ハンゾ（Ｌ．　Ｈａｎｚｏ）著，「適応マルチキャリア変調：ワイヤレス通信における時間‐周波数プロセッシングのための好適なフレームワーク（Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：　Ａ　Ｃｏｎｖｅｎｉｅｎｔ　Ｆｒａｍｅｗｏｒｋ　ｆｏｒ　Ｔｉｍｅ‐Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　ｉｎ　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」，（米国），ＩＥＥＥ会報第８８巻，第５号，２０００年５月，ｐｐ．６１１‐６４０
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、各サブチャンネル信号は、固有のサブキャリア信号によって変調され、その結果、チャンネル伝達関数によって異なる改ざんを受ける。この特性を、ネットワーク能力の増加、ネットワークデータレートの増加、およびネットワークのカバー範囲および信頼性を向上するために、個別もしくはグループのサブチャンネル信号を適応的に割り当てるか調整することによってセルラネットワーク適応方法に利用することが可能である。実際に、ＯＦＤＭベースのセルラネットワークシステム内における適応については、個別もしくはグループのサブチャンネル信号に関するチャンネル品質の測度が高い恩恵をもたらす。本発明の実施態様は、個別もしくはグループのＯＦＤＭサブチャンネル信号に関するＳＩＮＲ測定を提供するものである。
【００３０】
【発明の要約】
これまで概説してきたように、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）は、固定帯域幅の使用可能な通信チャンネルをＮ（２のべき乗）個の直交サブチャンネルに分割するマルチキャリアデータ伝送に関するテクニックである。たとえば図２は、割り当てられた単位帯域幅のチャンネルをＮ＝１６の直交サブチャンネルに分割する態様を示しており、それぞれのサブチャンネルの帯域幅は１／Ｎである。ここで注意すべきことは、実際のＯＦＤＭシステムの履行においては、通常、６４〜４０９６のサブチャンネルが使用されることである。Ｎ個のサブチャンネルがＮ個のサブチャンネル信号の伝送に使用され、そのそれぞれが異なるチャンネル符号、信号型、および振幅を有することが許される。個別のサブチャンネル信号もしくはサブチャンネル信号のグループは、セルラネットワーク内における多くの目的に使用することができる。たとえば、個別のサブチャンネル信号もしくはサブチャンネル信号のグループを、ＯＦＤＭ通信システム内の異なるユーザまたは論理チャンネルに割り当てることができる。
【００３１】
デジタルテレビジョン放送システム、ワイヤレス都市エリアネットワーク（ＷＭＡＮ）もしくはワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）に用いられているような代表的なＯＦＤＭ通信システムにおいては、データが、フレームとして知られる時間ドメインのＯＦＤＭ記号のグループとして伝送される。図３は、単純な例のＯＦＤＭフレーム５００を示しており、このフレームは、時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号５０４および時間ドメインのＯＦＤＭデータ記号５０２から構成されている。より複雑なフレームは、ＯＦＤＭデータパケットと呼ばれる多数の時間ドメインのＯＦＤＭデータ記号から構成されることになる。それに加えて、１を超える数のプリアンブル記号が使用されることもある。用途に応じて、デジタルテレビジョン放送におけるように連続的にフレームを伝送することも可能であり、またＷＭＡＮもしくはＷＬＡＮの履行におけるように時間的にランダムに伝送することも可能である。
【００３２】
代表的なＯＦＤＭ通信システムにおいて伝送される各フレームは、フレームプリアンブルを含んでいる。ＯＦＤＭ受信機は、このプリアンブルを、周波数同期、タイミング同期、あるいはチャンネル品質測定に使用することができる。前述したように時間ドメインにおける方法（ＲＳＳＩ、ＳＩＮＲ、ＢＥＲ、ＦＥＲ）は、個別もしくはグループのＯＦＤＭサブチャンネル信号のチャンネル品質測定に関して最適ではなく、また複雑である。さらに、干渉プラス雑音（ＩＰＮ）信号は突然に現れ、非定常性が高いことから、時間ドメインにおけるサブチャンネル信号に関して正確かつ安定したチャンネル品質測定を得ることが困難である。ＯＦＤＭベースの通信システムは、直交サブキャリア変調および復調のためＦＦＴモジュールを必要とする。ＦＦＴモジュールは、さらに周波数ドメインにおけるチャンネル品質測定にも使用され得る。今必要とされているものは、ＯＦＤＭ通信システム内における個別もしくはグループのサブチャンネル信号に関する正確かつ安定したチャンネル品質測定を提供する周波数ドメインにおける方法である。
【００３３】
本発明の実施態様には、ＯＦＤＭ通信システムのための高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ベースのＳＩＮＲ測定方法が開示されている。受信されたＯＦＤＭサブチャンネル信号に関するＳＩＮＲ測定は、非パラメトリック信号処理方法の新規な適用によって周波数ドメインにおいて演算される。この開示の方法を用いれば、個別のサブチャンネルもしくはサブチャンネルのグループに関連付けされた受信信号に関して、フレームごとを基準としてＳＩＮＲ測度の演算が可能になる。
【００３４】
本発明を要約するために、いくつかの定義を最初に示す。正の実数ＴＳは、ベースバンドの情報信号サンプリング周期を表すものとする。整数ｎ≧１は、伝送されるＯＦＤＭフレームの順番におけるＯＦＤＭフレーム番号を表し、正の整数Ｎ（２のべき乗）は、サブチャンネルの数を表すものとする。またＮ‐ベクトルＳＮ＝｛０，１，．．．，Ｎ−１｝は、Ｎ個のＯＦＤＭサブチャンネルすべてのインデクスを含むものとする。
【００３５】
図４は、本発明の一実施態様に従ったＯＦＤＭ通信システムの別の単純なトップレベルの概念モデルを示している。図４は図１と類似であるが、図４におけるデータソースは、ＯＦＤＭ通信システム内のすべての端末に既知となっているフレームプリアンブルソース４となっている。フレームプリアンブルソース４は、既知の周波数ドメインのスカラー値の与えられた信号を、毎秒１／ＴＳのサンプリングレートでバッファ８に出力する。
【００３６】
図４を参照すると、数式２１によって示される周波数ドメインのベクトルＸ［ｎ］がバッファ８から出力され、数式２２によって示される時間ドメインのＯＦＤＭフレームプリアンブル記号ｘ［ｎ］が直交サブキャリアＭＯＤ１０から出力され、数式２３によって示される時間ドメインのＯＦＤＭ記号ｙ［ｎ］がブロック１２から出力されているが、これらは、図１を用いて説明したのとまったく同じ態様に従って生成される。
【００３７】
【数２１】Ｘ［ｎ］＝｛Ｘｓ［ｎ］，ｓ∈ＳＮ｝
【００３８】
【数２２】ｘ［ｎ］＝｛ｘｓ［ｎ］，ｓ∈ＳＮ｝
【００３９】
【数２３】ｙ［ｎ］＝｛ｙｓ［ｎ］，ｓ∈ＳＮ｝
既知のフレームプリアンブルｘ［ｎ］およびチャンネル改ざん後のフレームプリアンブルｙ［ｎ］が与えられると、実施態様のＳＩＮＲ測定装置６３は、まず数式２４〜数式２６に示される電力スペクトル密度（ＰＳＤ）ベクトルＳｘｘ、Ｓｙｙ、及びＳｘｙを計算する。
【００４０】
【数２４】Ｓｘｘ［ｎ］＝｛Ｓｘｘ［ｎ，ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝
【００４１】
【数２５】Ｓｙｙ［ｎ］＝｛Ｓｙｙ［ｎ，ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝
【００４２】
【数２６】Ｓｘｙ［ｎ］＝｛Ｓｘｙ［ｎ，ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝
具体的には、Ｓｘｘ［ｎ］におけるＦＦＴ演算によるＰＳＤ測度Ｓｘｘ［ｎ，ｓ］は、数式２７に示すように、時間ドメインのサブチャンネル信号サンプル、すなわちｘ［ｎ］内のｘｓ［ｎ］に割り当てられた合計伝送信号電力の割合の大きさを与える。
【００４３】
【数２７】
2004072724.tif 000003
【００４４】
係数ｗｊは、スペクトルウインドウ値（たとえばハニング、ハミング等）である。
【００４５】
Ｓｙｙ［ｎ］におけるＦＦＴ演算によるＰＳＤ測度Ｓｙｙ［ｎ，ｓ］は、数式２８に示すように、時間ドメインのサブチャンネル信号サンプル、すなわちｙ［ｎ］内のｙｓ［ｎ］に割り当てられた合計伝送信号電力の割合の大きさを与える。
【００４６】
【数２８】
2004072724.tif 000004
【００４７】
また、Ｓｘｙ［ｎ］におけるＦＦＴ演算によるＰＳＤ測度Ｓｘｙ［ｎ，ｓ］は、数式２９に示すように、積ｘｓ［ｎ］ｙｓ［ｎ］に関連付けされる合計受信信号電力の大きさを与える。
【００４８】
【数２９】
2004072724.tif 000005
【００４９】
なお、上付のアスタリスクは、複素共役であることを示す。
【００５０】
ＰＳＤベクトルＳｘｘ［ｎ］およびＳｘｙ［ｎ］が与えられると、実施態様のＳＩＮＲ測定装置６３は、数式３０に示されるＰＳＤベクトルＳＳＩＧ［ｎ］を演算する。
【００５１】
【数３０】ＳＳＩＧ［ｎ］＝｛ＳＳＩＧ［ｎ，ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝
ここで、ＳＳＩＧ［ｎ，ｓ］は以下の数式３１によって示され、時間ドメインのサブチャンネル信号サンプル、すなわちｘ［ｎ］内のｘｓ［ｎ］に割り当てられた合計受信信号電力の割合の大きさを与える。
【００５２】
【数式３１】
2004072724.tif 000006
【００５３】
ＰＳＤベクトルＳＳＩＧ［ｎ］およびＳｙｙ［ｎ］が与えられると、実施態様のＳＩＮＲ測定装置６３は、数式３２に示されるＰＳＤベクトルＳＩＰＮ［ｎ］を演算する。
【００５４】
【数３２】ＳＩＰＮ［ｎ］＝｛ＳＩＰＮ［ｎ，ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝
ここで、ＳＩＰＮ［ｎ，ｓ］は、以下の数式３３によって示され、未知のＩＰＮサブチャンネル信号サンプルｅｓ［ｎ］に割り当てられた合計受信信号電力の割合の大きさを与える。
【００５５】
【数３３】ＳＩＰＮ［ｎ，ｓ］＝Ｓｙｙ［ｎ，ｓ］−ＳＳＩＧ［ｎ，ｓ］
ｎ番目に伝送されたＯＦＤＭフレームについて、整数０≦ｒ≦Ｎに関するサブチャンネルベクトルＳＮのサブチャンネルグルーピングまたは部分集合Ｇ［ｎ］は、以下の数式３４によって表される。
【００５６】
【数３４】Ｇ［ｎ］＝｛Ｇ０［ｎ］，Ｇ１［ｎ］，．．．Ｇｒ−１［ｎ］｝
サブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］は、ＳＮの互いに素のサブセットである、ｒ個の明確なサブチャンネルグループＧ０［ｎ］，Ｇ１［ｎ］，．．．Ｇｒ−１［ｎ］を含む。ｉ番目のサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］は、Ｎｉ個のサブチャンネルからなる。以下の数式３５は、所定のサブチャンネルグルーピングに関して真にならなければならない。
【００５７】
【数３５】Ｎ０＋Ｎ１＋・・・＋Ｎｒ−１＝Ｎ
図５は、ｎ番目に伝送されるフレームに関する一例としてのＯＦＤＭシステムのサブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］を示しており、それにおいてはＮ＝ｒ＝４、Ｇ［ｎ］＝｛Ｇ０［ｎ］，Ｇ１［ｎ］，Ｇ２［ｎ］，Ｇ３［ｎ］｝であり、かつＧ０［ｎ］＝｛０，５，１０，１４｝、Ｇ１［ｎ］＝｛１，７，９，１２｝、Ｇ２［ｎ］＝｛２，４，１１，１３｝、Ｇ３［ｎ］＝｛３，６，８，１５｝である。サブチャンネルグループは、サイズにおいてフレームごとに異なることが許される。図６は、（ｎ＋１）番目に伝送されるフレームに関する一例としてのＯＦＤＭシステムのサブチャンネルグルーピングＧ［ｎ＋１］を示しており、それにおいてはＮ＝ｒ＝４、Ｇ０［ｎ＋１］＝｛０，５｝、Ｇ１［ｎ＋１］＝｛１，７，９，１０，１２，１４｝、Ｇ２［ｎ＋１］＝｛２，３，４，１１，１３｝、Ｇ３［ｎ＋１］＝｛６，８，１５｝である。
【００５８】
サブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］およびＰＳＤベクトルＳＳＩＧ［ｎ］が与えられると、実施態様のＳＩＮＲ測定装置６３は、数式３６に示される信号電力ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］を演算する。
【００５９】
【数３６】
2004072724.tif 000007
【００６０】
ここで、ＰＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］は、以下の数式３７によって表され、Ｇ［ｎ］内のサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に関する平均受信信号電力である。
【００６１】
【数３７】
2004072724.tif 000008
【００６２】
なお、ＰＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］が、サブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に関連付けされるＮｉ個の受信信号のＰＳＤ測度を合計することによって演算されることに注意する必要がある。
【００６３】
ＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］が与えられると、実施態様のＳＩＮＲ測定装置６３は、数式３８に示されるフレーム平均信号電力ベクトルＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］を演算する。
【００６４】
【数３８】
2004072724.tif 000009
【００６５】
ここで、ＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］は、以下の数式３９によって表され、Ｇ［ｎ］内のサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に関する、指数関数的にスムージングされた平均受信信号電力の測度を示す。
【００６６】
【数３９】
2004072724.tif 000010
【００６７】
また実数値０＜β≦１は、スムージングパラメータである。
【００６８】
サブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］およびベクトルＳＩＰＮ［ｎ］が与えられると、実施態様のＳＩＮＲ測定装置６３は、数式４０に示されるＩＰＮ電力ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］を演算する。
【００６９】
【数４０】
2004072724.tif 000011
【００７０】
ここで、ＰＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］は、以下の数式４１によって表され、Ｇ［ｎ］内のサブチャンネルグループＧｉに関連付けされる平均ＩＰＮ電力の推定を示す。
【００７１】
【数４１】
2004072724.tif 000012
【００７２】
なお、ＰＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］が、サブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に関連付けされるＮｉ個のＩＰＮのＰＳＤ測度を合計することによって演算されることに注意する必要がある。
【００７３】
ＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］が与えられると、実施態様のＳＩＮＲ測定装置６３は、数式４２に示されるフレーム平均ＩＰＮ電力ベクトルＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］を演算する。
【００７４】
【数４２】
2004072724.tif 000013
【００７５】
ここで、ＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］は、以下の数式４３によって表され、Ｇ［ｎ］内のサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に関連付けされる、指数関数的にスムージングされた平均ＩＰＮ電力の測度を示す。
【００７６】
【数４３】
2004072724.tif 000014
【００７７】
また実数０＜α≦１は、スムージングパラメータである。
【００７８】
最後に、ＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［ｎ］およびＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［ｎ］が与えられると、ＳＩＮＲ測定装置６３は、数式４４に示される受信ＳＩＮＲベクトルρ［Ｇ［ｎ］］を演算する。
【００７９】
【数４４】
2004072724.tif 000015
【００８０】
ここで、ρ［Ｇｉ［ｎ］］は、以下の数式４５によって表され、Ｇ［ｎ］内のサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に関するＳＩＮＲの量子化された測度を示す。
【００８１】
【数４５】
2004072724.tif 000016
【００８２】
Ｑは、一様もしくは非一様の量子化関数である。このように、ｎ番目に受信されたＯＦＤＭプリアンブル記号について、本発明の実施態様は、特定のサブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］に関する量子化されたＳＩＮＲ測度のセットρ［Ｇ［ｎ］］を提供する。
【００８３】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の好ましい実施態様を説明する。ただし、別の実施態様を使用し、あるいは好ましい実施態様の範囲から逸脱することなく図面に構造的な変更を加えることは可能である。
【００８４】
（ＯＦＤＭ通信システム）
ＯＦＤＭは、マルチキャリアデータ伝送テクニックであり、すでにいくつかのワイヤレスネットワーク物理レイヤ用に標準化されている。ＯＦＤＭ記号は、まずスカラー値が与えられた周波数ドメインの情報信号をベクトル値が与えられた情報信号に変換することによって生成される。続いてベクトル値が与えられた周波数ドメインの信号のサンプルが、直交サブキャリア信号のセットによって変調される。直交サブキャリア信号による変調は、マトリクス‐ベクトル積として実行される。使用されるマトリクスは、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）マトリクスもしくは等価の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）マトリクスである。ＩＦＦＴマトリクスの行は、直交サブキャリア信号を含んでおり、それらは、周波数において等しく間隔が設けられている。ＩＦＦＴの結果としてもたらされるベクトルは、時間ドメインのＯＦＤＭ記号である。伝送された時間ドメインＯＦＤＭ記号内のサンプルは、時間の経過により、スカラー値が与えられた時間ドメインのサブチャンネル信号として解釈され、処理されることができる。ＩＦＦＴマトリクスの行が等間隔の周波数を有する直交サブキャリア信号を含むことから、各サブチャンネル信号は、異なる周波数を有することになる。通信チャンネルは、伝送されるサブチャンネル信号に、それぞれのサブキャリア周波数ならびにそのチャンネルの伝達関数に基づいて、異なったひずみ／改ざんを与える。そのほかの信号ソースからの干渉もまた、伝送の間にサブキャリア信号にひずみを与える。
【００８５】
個別またはグループのサブチャンネル信号のＳＩＮＲ測定は、ＯＦＤＭ通信システム内に広く使用されている多くのセルラ適応方法にとって極めて有益なものとなり得る。たとえば、受信サブチャンネル信号のＳＩＮＲ測定に応じて異なる適応符号化および変調スキームを各サブチャンネル信号に適用することができる。個別のサブチャンネル信号のＳＩＮＲ測定に応じて、各サブチャンネル信号に対して適応電力コントロールが適用されることも可能である。チャンネルおよび／または干渉によって重大な影響を受けていないサブチャンネル上においてのみ伝送を行うことにより多様な適応伝送が履行され得る。個別またはグループのサブチャンネル信号のＳＩＮＲ測定に応じて、異なるユーザに異なるセットのサブチャンネル信号を割り当てることによって、マルチユーザアクセスを履行することもできる。同じアプローチを用いて論理的チャネル割り当てを履行することもできる。
【００８６】
本発明の実施態様は、ＯＦＤＭサブチャンネル信号に関して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ベースのＳＩＮＲ測定方法を実行する。サブチャンネル信号に関するＳＩＮＲ測度は、安定した正確な非パラメトリック信号処理方法の新規な適用によって周波数ドメイン内において演算される。開示の方法を用いれば、ＳＩＮＲ測度の演算を、特定のサブチャンネル信号またはサブチャンネル信号のグループに関してフレームごとをベースとして行うことができる。開示されている方法は、特定のサブチャンネル信号またはサブチャンネル信号のグループに関するＳＩＮＲ測定を、随時セルラネットワーク適応方法によって必要とされるときに、チャンネル品質更新のために提供することを可能にする。このＳＩＮＲ測定方法は、任意のＯＦＤＭベースのＰＨＹレイヤに、現行のハードウエアテクノロジによって、あるいはプログラマブルディジタル信号プロセッサ内のソフトウエアとして組み込むことが可能である。
【００８７】
図７は、本発明の一実施態様に従ったＯＦＤＭ通信システムの機能構造の一例を示している。ここで本発明の記述が、例示ならびに説明のみを目的として、統合化ならびに相互接続がなされた機能モジュールに整理されていることを理解する必要がある。機能モジュールという観点からの発明の記述は、本発明の実施態様の実際のハードウエアもしくはソフトウエア実装における柔軟性を可能にするが、実際の実装において制限するものと理解されるべきではない。本発明の実施態様は、従来の無線通信技術によって履行することが可能であり、それにはプロセッサ／メモリ、ミキサ、アンテナ、増幅器、フィルタ、ダイプレクサ、変調器、復調器、タイミングソース等々、当業者によって周知のものが含まれる。
【００８８】
図７のすべての信号は、離散時間ベースバンド信号である。スカラー値の与えられた信号は細線矢印として表されており、ベクトルもしくはフレーム値の与えられた信号は太線矢印として表されている。ここで論じている発明の機能において、まず、正の実数ＴＳは、情報ソースのサンプリング時間間隔を表すものとし、整数ｎ≧１は、伝送されるＯＦＤＭフレームのシーケンスにおけるＯＦＤＭフレーム番号を表すものとする。正の整数Ｎ（２のべき乗）は、サブチャンネルの数を表すものとする。またＮ‐ベクトルＳＮ＝｛０，１，．．．，Ｎ−１｝は、Ｎ個のすべてのＯＦＤＭサブチャンネルのインデクスを含むものとする。
【００８９】
図７を参照すると、データソース３１が、毎秒１／ＴＳビットの比率でバイナリデータビットを生成する。信号型パラメータＭを２のべき乗の正の数（例：２，４，８，．．．，２５６，等）とする。ｌｏｇ２Ｍ個のデータビットが収集され、Ｍの値が与えられた直交振幅変調器（Ｍ‐ＱＡＭ）３３によって、指定の信号型内のポイントに配置される。この信号型内の各複素値が与えられたポイントは、振幅および位相を表す。ここで注意が必要であるが、Ｍ‐ＱＡＭ変調器３３を適応型とすると、本発明の実施態様が、測定されたサブチャンネル信号ＳＩＮＲ値に従った適応変調を可能にする。より詳細に述べれば、サブチャンネル信号に関する測定ＳＩＮＲが不充分なサブチャンネル品質を示しているときには、Ｍに関するより低い値をそのサブチャンネル信号用に指定することができる。それに対し、より高い品質のサブチャンネルについては、より高いＭ値を指定すればよい。より高次の信号型ほど１信号型ポイント当たりの伝送データビットが多いことから（例えば、２５６‐ＱＡＭは、１信号型ポイント当たりｌｏｇ２２５６＝８ビットの伝送を行う）、Ｍ値が大きいほどデータスループットが高くなる。つまり、たとえば仮に、ＯＦＤＭ通信ネットワーク内の移動局（ＭＳ）が基地局（ＢＳ）に近づいているとすると、より高いチャンネル品質がもたらされ、ＭＳ内のＯＦＤＭモデムがＢＳに近づくに従って、より高次の型を使用することができる。
【００９０】
パイロットソース３７は、擬似ランダムバイナリ位相シフトキー（ＢＰＳＫ）信号を、毎秒１／ＭＭＵＸＴＳ個のＢＰＳＫ記号とするレートで生成し、それにおいてＭＭＵＸ≧２は、正の整数である。Ｍ‐ＱＡＭ変調器３３によって生成されたＭ‐ＱＡＭデータ信号およびパイロットソース３７によって生成されたＢＰＳＫパイロット信号は、ＭＵＸ３５によって時間多重化される。具体的には、ＭＵＸ３５がＭＭＵＸＴＳ秒ごとにＭ‐ＱＡＭデータ信号にＢＰＳＫパイロット記号を挿入する。従って、ＢＰＳＫパイロット記号は、Ｍ‐ＱＡＭデータ信号内に散在させられる。ＯＦＤＭシステムの受信機は、散在されたＢＰＳＫパイロット記号を使用してタイミングならびに位相の変動を追跡し、受信機の調整を行うことができる。ＭＵＸ３５の出力において結果として得られる多重化された信号は、複素値が与えられた周波数ドメインの信号である。
【００９１】
図８は、図７の直交サブキャリア変調器（ＭＯＤ）３９の詳細を示している。図８を参照すると、バッファ３９ａが、図７のＭＵＸ３５から出力されたＮ個の連続するサンプルを収集して、長さＮの周波数ドメインのデータベクトルを構成する。バッファ３９ａによって生成されるｎ番目の出力は、長さＮのデータベクトルＵ［ｎ］＝｛Ｕｓ［ｎ］，ｓ∈ＳＮ｝である。データベクトルＵ［ｎ］内のＮ個のエレメントは、ｎ番目のフレームに関して伝送されることになる周波数ドメインのサブチャンネル信号サンプルである。
【００９２】
図９は、Ｎが１５に、ＭＭＵＸが２にそれぞれセットされている場合に、バッファ３９ａによる出力が可能な一例によるベクトルシーケンスのセグメントを表している。図１０は、Ｎが１５に、ＭＭＵＸが１６にそれぞれセットされている場合に、バッファ３９ａの出力に現れることが可能な別の例によるベクトルシーケンスのセグメントを表している。図９および図１０において、各列は長さ１６の周波数ドメインのデータベクトルＵ［ｎ］を含み、各行は、周波数ドメインのサブチャンネル信号サンプルＵｓ［ｎ］，ｓ∈Ｓ１６のセグメントを含む。各四角形７００は、ＢＰＳＫパイロット信号のサンプルを表し、各黒丸７０２は、Ｍ‐ＱＡＭデータ信号のサンプルを表す。
【００９３】
図８に戻るが、直交サブキャリアＭＯＤ３９のブロック３９ｂは、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）マトリクスもしくは等価的に高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）マトリクスと、ベクトルＵ［ｎ］を使用するマトリクス‐ベクトル乗算によって直交サブキャリア変調を実行する。図１１は、一例としてのＩＤＦＴマトリクス（Ｎ＝１６）の行を構成する直交サブキャリア信号を示している。ＩＤＦＴマトリクスの行は、周波数が等間隔に離隔された１６個のサブキャリア信号を含む。サブキャリア信号の実数成分および虚数成分がともに示されている。
【００９４】
直交サブキャリア変調は、周波数ドメインのベクトルＵ［ｎ］を時間ドメインの長さＮのＯＦＤＭ記号ｕ［ｎ］＝｛ｕｓ［ｎ］，ｓ∈ＳＮ｝に変換する。ｎ番目の時間ドメインのＯＦＤＭ記号を含むサブチャンネル信号のサンプルは、以下の数式４６によって示される。
【００９５】
【数４６】
2004072724.tif 000017
【００９６】
ここで、Ｅｓはエネルギを表し、Ｕ（ｊｍｏｄＮ）［ｎ］はＢＰＳＫパイロット信号またはＭ‐ＱＡＭデータ信号の周波数ドメインのサンプルを表し、かつｗＮは以下の数式４７によって示される。
【００９７】
【数４７】
2004072724.tif 000018
【００９８】
なお、ｉ＝（−１）１／２である。直交サブキャリア変調の履行に使用されるＩＤＦＴもしくはＩＦＦＴマトリクスのプロパティによって、各時間ドメインのデータサンプル、すなわちｕ［ｎ］内のｕｓ［ｎ］は、異なるサブキャリア周波数を有することになる。詳細に述べれば、ｓ番目のサブチャンネルｘｓ［ｎ］は、ｆｓ＝ｓ／ＮＴｓの周波数を有することになる。
【００９９】
ここで注意が必要であるが、ｎ番目のＯＦＤＭ記号ｕ［ｎ］が直交サブキャリアＭＯＤ３９から送出された後には、周波数ドメインのベクトルＵ［ｎ＋１］を用いてバッファ３９ａが再び満たされ、サブキャリアブロック３９ｂによりＯＦＤＭ記号ｕ［ｎ＋１］への変換が再び実行されなければならない。
【０１００】
次に単純な例を用いて、図８のブロック３９ｂの動作を例示する。ここで、バッファ３９ａが図７のＭＵＸ３５から出力されたＮ＝４の連続するサンプルをバッファし、その結果、バッファが、長さ４の周波数ドメインのベクトルＵ［ｎ］＝｛Ｕｓ［ｎ］，ｓ∈Ｓ４｝を含むものと仮定する。Ｕ［ｎ］が与えられると、ブロック３９ｂはマトリクス‐ベクトル乗算ｕ［ｎ］＝ＡＵ［ｎ］を実行する。その場合、マトリクスＡは、以下の数式４８に示すように、逆ＤＦＴマトリクスとなる。
【０１０１】
【数４８】
2004072724.tif 000019
【０１０２】
各ａｊｋは以下の数式４９によって示すことができる。
【０１０３】
【数４９】
2004072724.tif 000020
【０１０４】
ここで、ｗＮは、上述した数式４７と同様に、以下の数式５０によって表される。
【０１０５】
【数５０】
2004072724.tif 000021
【０１０６】
このｗＮは、数式５１に示す関係から、単位元のＮ乗根である。
【０１０７】
【数５１】
2004072724.tif 000022
【０１０８】
ブロック３９ｂは、時間ドメインのＯＦＤＭデータ記号ｕ［ｎ］＝｛ｕｓ［ｎ］，ｓ∈Ｓ４｝を出力する。それにおいて、以下の数式５２に示す関係を有する。
【０１０９】
【数５２】
2004072724.tif 000023
【０１１０】
各ｕｋ［ｎ］，ｓ∈Ｓ４は、ｆｓ＝ｓ／ＮＴｓヘルツのサブキャリア周波数を有する時間ドメインのサブチャンネル信号のサンプルである。数式５３に示すマトリクスは、伝送されるＯＦＤＭ記号シーケンスの先頭の４つの時間ドメインのＯＦＤＭ記号ｕ［１］、ｕ［２］、ｕ［３］、およびｕ［４］に関連付けされたサブチャンネル信号のサンプルを表す。
【０１１１】
【数５３】
2004072724.tif 000024
【０１１２】
各列は、時間ドメインのＯＦＤＭ記号を含む。各行は、周波数ｆｓ＝ｓ／４Ｔｓヘルツ，ｓ∈Ｓ４を有する時間ドメインのサブチャンネル信号（ＳＣＳ）の４つのサンプルを含む。
【０１１３】
図７に戻るが、直交サブキャリアＭＯＤ３９から出力された長さＮの時間ドメインのＯＦＤＭ記号ｕ［ｎ］のそれぞれに対して、保護間隔挿入ブロック４１が周期的な接頭部および周期的な接尾部を添付する。周期的な接頭部および接尾部は、ＯＦＤＭ記号間干渉を緩和させる補助となる。たとえば、ここでＮ／２より小さい正の偶整数ＮＧを考える。各周期的な接頭部は、時間ドメインのＯＦＤＭ記号ｕ［ｎ］の、最後のＮＧ／２個のサブチャンネル信号サンプルを使用して構成される。各周期的な接尾部は、時間ドメインのＯＦＤＭ記号ｕ［ｎ］の、最初のＮＧ／２個のサブチャンネル信号サンプルを使用して構成される。保護間隔の長さ（周期的な接頭部と周期的な接尾部の和）は、チャンネルの時間遅延の幅より大きいか、それに等しい。
【０１１４】
図１２（ａ）は、本発明の一実施態様に従って周期的に拡張された時間ドメインのＯＦＤＭ記号３００の構造を示しており、帯域幅Ｂ＝（Ｎ＋ＮＧ）／ＮＴＳヘルツを有する。ここで注意することは、周期性に起因して同一性ｕ−ｓ［ｎ］＝ｕＮ−ｓ［ｎ］が保持されることであり、その結果、図１２（ａ）の周期的に拡張された時間ドメインのＯＦＤＭ記号３００に示されているサブチャンネル信号サンプルが、ｕ−Ｎ’／２［ｎ］からｕＮ’／２［ｎ］（ただしＮ’はＮＧを表す）の範囲にわたる形で記述することができる。この従属的な周期性を明確にする助けとするために、図１２（ｂ）の、周期的に拡張された時間ドメインのＯＦＤＭ記号３０２にそれを示した。
【０１１５】
再度図７を参照するが、かさ上げコサインウインドウブロック４３が、保護間隔挿入ブロック４１から出力されたそれぞれの周期的に拡張された時間ドメインのＯＦＤＭ記号ｕ［ｎ］をスペクトル的に整形する。そのウインドウ操作は、伝送される時間ドメインのＯＦＤＭ記号が、割り当てられたチャンネル帯域幅内に収まることを保証する。このウインドウ操作によって、周期的に拡張された時間ドメインのＯＦＤＭ記号の周期的な接頭部および接尾部だけがひずみを受ける。時間ドメインのＯＦＤＭ記号のデータ部分は影響されない。
【０１１６】
フレームプリアンブルソース４７は、ＯＦＤＭ通信システム内のすべての送信機ならびに受信機によって既知の実数、もしくは複素数の値が与えられたプリアンブル信号を生成する。通常、既知のプリアンブル信号は、相関のないホワイトノイズに類似した統計的特性を有する。周期的に拡張され、かつスペクトル的に整形された時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号を生成するために、プリアンブル信号が、まず直交サブキャリアＭＯＤ４９によって変調され、続いて保護間隔挿入ブロック５１によって周期的に拡張され、その後、かさ上げコサインウインドウブロック５３によってスペクトル的に整形される。時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号を生成する手順ならびにパラメータは、前述した時間ドメインのＯＦＤＭデータ記号ｕ［ｎ］の生成と同一である。
【０１１７】
時間ドメインの長さＮのＯＦＤＭデータ記号ｕ［ｎ］と、時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号とを区別するために、ｎ番目の時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号を次の数式５４のように表す。
【０１１８】
【数５４】ｘ［ｎ］＝｛ｘｓ［ｎ］，ｓ∈ＳＮ｝
ｎ番目の時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号を備えるサブチャンネル信号のサンプルは、次の数式５５によって示される。
【０１１９】
【数５５】
2004072724.tif 000025
【０１２０】
ここで、Ｅｓはエネルギを表し、Ｘ（ｊ　ｍｏｄ　Ｎ）［ｎ］はブロック４７によって生成された既知のプリアンブル信号の周波数ドメインのサンプルを表し、かつｗＮは以下の数式５６によって示される。
【０１２１】
【数５６】
2004072724.tif 000026
【０１２２】
なお、ｉ＝（−１）１／２である。直交サブキャリア変調の履行に使用されるＩＤＦＴもしくはＩＦＦＴマトリクスの特性によって、各時間ドメインのプリアンブルサンプル、つまりｘ［ｎ］内のｘｓ［ｎ］は、異なるサブキャリア周波数を有することになる。詳細に述べれば、ｓ番目のサブチャンネルｘｓ［ｎ］は、ｆｓ＝ｓ／ＮＴｓの周波数を有する。ここで注意を要するが、ＯＦＤＭプリアンブルおよびデータ記号が同一の態様で生成され、したがってこれら２つの記号の伝送の間、チャンネル特性が同一であれば、同一の態様でチャンネルによる改ざんを受ける。
【０１２３】
フレーマ４５は、まず、特定の数の連続する、周期的に拡張されかつスペクトル的に整形された時間ドメインのＯＦＤＭデータ記号ｕ［ｎ］を連結することによってＯＦＤＭパケットを構成する。続いてフレーマ４５は、構成済みのＯＦＤＭパケットに時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号ｘ［ｎ］を添付し、ＯＦＤＭフレームを構成する。ここで本発明が、１を超える数の時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号がプリアンブルを構成するために使用されることを許容している点に注意が必要である。フレーマ４５は、その後、時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号の最左翼サンプルから開始して連続的に、１／ＴＳのレートにおいて構成済みフレームのサンプルを出力する。
【０１２４】
図３は、本発明の説明に使用する一例としてのＯＦＤＭフレームを示している。この例のＯＦＤＭフレーム５００は、周期的に拡張され、かつスペクトル的に整形された時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号５０４、および周期的に拡張され、かつスペクトル的に整形された時間ドメインのＯＦＤＭデータ記号５０２からなる。ここで強調しておかなければならないが、プリアンブル５０４は、ＯＦＤＭ通信システム内のすべてのＯＦＤＭ受信機に既知である。プリアンブルは、一般に基準信号として使用されて、ＯＦＤＭ受信機内における検出および評価を補助する。たとえば、ＯＦＤＭ受信機は、チャンネル評価、自動利得コントロール、搬送波の同期、および記号タイミングの同期に既知のプリアンブルを使用することができる。本発明の実施態様においては、この既知のプリアンブルをＯＦＤＭサブチャンネル信号のＳＩＮＲ測定に使用する。
【０１２５】
再度図７を参照すると、フレーマ４５によって連続的に出力された各フレームサンプルが、時間的に変動するマルチパスチャンネルブロック５５によって改ざんを受ける。ブロック５５に関連付けされる、信号パスの減衰ならびに利得、信号パスの伝播遅延、ドプラ周波数拡散、ライシアンＫファクタ等のチャンネルパラメータは、１フレーム時間間隔にわたって一定であると仮定する。つまり、本発明が最適に動作するためには、フレームレートに比較してチャンネルパラメータの変化が緩やかでなければならない。
【０１２６】
ブロック５７および５９は、ブロック５５からのチャンネル改ざん後のフレーム出力サンプルに、干渉プラス雑音（ＩＰＮ）信号からのサンプルを追加する。未知の時間的に変動するＩＰＮ信号は、同一チャンネルにおいて同時に伝送を行っている別の送信機に起因する。ＩＰＮ信号は、開示の方法がＦＦＴ演算に基づく非パラメトリック信号処理を使用していることから、任意の時間的に変化する連続確率分布を持つ。この場合においても、本発明が最適に動作するためには、フレームレートに比較してＩＰＮ信号の時間的な変化が緩やかでなければならない。
【０１２７】
次に、図７のＯＦＤＭ通信システムの受信動作について説明する。その前にまず、ＯＦＤＭ受信機内において時間ならびに周波数に関する３つの同期タスクが実行されなければならないことを述べる必要がある。
【０１２８】
第１に、受信ＯＦＤＭフレームからＯＦＤＭ記号を適正に復調するためには、ＯＦＤＭ受信機が、受信ＯＦＤＭフレーム内の各ＯＦＤＭ記号の開始の正確なタイミングを決定しなければならない。正しいＯＦＤＭ記号タイミングが既知にならなければ、受信機が、信頼性を持って保護間隔（周期的な接頭部および接尾部）を除去することができなくなり、復調前に個別のＯＦＤＭプリアンブルとデータ記号を正確に分離することが不可能になる。正しいＯＦＤＭ記号タイミングが得られない場合には、受信ＯＦＤＭ信号から復調されたデータのシーケンスが通常、不正確となり、伝送されたデータが正確に回復されない。
【０１２９】
２番目の同期タスクは、キャリア周波数オフセットの決定ならびにそれに関する修正である。理想的には、受信キャリア周波数が、伝送キャリア周波数と正確に整合する必要がある。この条件が満たされない場合には、不整合により、受信ＯＦＤＭ信号内におけるゼロではないキャリア周波数オフセットを招く。ＯＦＤＭ信号は、その種のキャリア周波数オフセットの影響を非常に受けやすく、結果としてＯＦＤＭサブキャリア信号間の直交性の喪失、サブキャリア間干渉、および受信機における回復後のデータのＢＥＲの著しい増加がもたらされる。
【０１３０】
３番目の同期タスクは、サンプリングレートオフセットを排除するために、ＯＦＤＭ送信機のサンプリングレートとＯＦＤＭ受信機のサンプリングレートを同期させることである。これら２つのサンプリングレートの間におけるあらゆる不整合は、受信ＯＦＤＭフレーム内において１つのＯＦＤＭ記号から別の記号への信号型の位相回転をもたらす。サンプリング周波数オフセットの未修整は、ＢＥＲの増加を招く可能性もある。
【０１３１】
上記３つの時間ならびに周波数に関する同期タスクは、すべて、当業者によってよく理解されているものであり、本発明の実施態様において履行されることは当然である。しかしながら図７には、本発明の説明を平易にする目的から、時間ならびに周波数同期ブロックが示されていない。
【０１３２】
時間ならびに周波数同期を前提として、図７の分離フレーマ６１は、各受信ＯＦＤＭフレームからＯＦＤＭプリアンブル記号およびＯＦＤＭデータ記号を抽出する（図３参照）。続いて周期的に拡張されたＯＦＤＭプリアンブル記号が保護間隔除去ブロック６２に渡され、それが長さＮＧの保護間隔（周期的な接頭部および接尾部）を抽出し、除去する。結果として得られる受信された時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号は、ＳＩＮＲ測定装置６３に入力される。ここで注意することは、開示の方法にＯＦＤＭデータ記号が必要とされていないことである。ブロック６７〜７７、すなわちＯＦＤＭデータ記号の処理を行うブロックは、参考および本発明の実施態様の範囲を拡張するためにのみ示されている。
【０１３３】
ＳＩＮＲ測定装置６３に対する入力の、改ざんを受けた長さＮの時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号は、次の数式５７によって表せる。
【０１３４】
【数５７】ｙ［ｎ］＝｛ｙｓ［ｎ］，ｓ∈ＳＮ｝
ここで、ｙ［ｎ］内のｓ番目のサンプルは、次の数式５８によって表せる。
【０１３５】
【数５８】ｙｓ［ｎ］＝ｈｓ［ｎ］ｘｓ［ｎ］＋ｖｓ［ｎ］
これにおいて、ｓはＳＮ内のサブチャンネル番号を示し、ｈｓ［ｎ］はチャンネルブロック５５に関連付けされた未知の時間的に変動するチャンネルプロセスの複素値が与えられたサンプルを示し、ｘｓ［ｎ］はｘ［ｎ］からの既知のプリアンブル入力サンプルを示し、ｖｓ［ｎ］はブロック５７によって生成されたＩＰＮプロセスの未知のサンプルを示している。チャンネルプロセスおよびＩＰＮ信号の時間的に変動する確率分布は、任意の連続分布となることができる。ここでは、ブロック５１による保護間隔の挿入に起因して、ＯＦＤＭ記号間干渉が存在せず、チャンネルが平坦フェージングチャンネルとしてモデル化されることに注意する必要がある。
【０１３６】
（ＳＩＮＲ測定方法）
図３は、一例としてのＯＦＤＭフレーム５００を示しており、周期的に拡張され、かつスペクトル的に整形された単一の時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号５０４、および周期的に拡張され、かつスペクトル的に整形された単一の時間ドメインのＯＦＤＭデータ記号５０２からなる。ｎ番目のフレームについて、ＯＦＤＭプリアンブル記号をｘ［ｎ］と示し、ＯＦＤＭデータ記号をｕ［ｎ］と示す。本発明の説明を簡明にするために、ｘ［ｎ］およびｕ［ｎ］のみからなるフレームを使用する。しかしながら、フレームが既知のプリアンブルを有する限り、あるいはフレーム内におけるいずれかの位置に生じるそのほかの既知の記号のセグメントを有する限り、任意のフレーム構造に対して本発明の使用が可能であることを述べておかなければならない。開示の簡明化のために、ここではこの既知の記号のセグメントをプリアンブルと呼んでいるが、そのセグメントは、フレームの中央もしくは最後に現れてもよい。
【０１３７】
ｎ番目のＯＦＤＭフレームについて、整数０≦ｒ≦Ｎに関するサブチャンネルベクトルＳＮのサブチャンネルグルーピングまたは部分集合Ｇ［ｎ］は、以下の数式５９によって表せる。
【０１３８】
【数５９】Ｇ［ｎ］＝｛Ｇ０［ｎ］，Ｇ１［ｎ］，．．．，Ｇｒ−１［ｎ］｝サブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］は、ＳＮの互いに素のサブセットである、ｒ個の明確なサブチャンネルグループＧ０［ｎ］，Ｇ１［ｎ］，．．．，Ｇｒ−１［ｎ］を含む。ｉ番目のサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］は、Ｎｉ個のサブチャンネルからなる。以下の数式６０は、所定のサブチャンネルグルーピングに関して真にならなければならない。
【０１３９】
【数６０】Ｎ０＋Ｎ１＋・・・＋Ｎｒ−１＝Ｎ
可能性のあるＳＮのサブチャンネルグルーピングの総数は、多項式の係数によって次の数式６１によって与えられる。
【０１４０】
【数６１】
2004072724.tif 000027
【０１４１】
図５は、ｎ番目に伝送されるフレームに関する一例としてのＯＦＤＭシステムのサブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］を示しており、それにおいてＮ＝ｒ＝４、Ｇ［ｎ］＝｛Ｇ０［ｎ］，Ｇ１［ｎ］，Ｇ２［ｎ］，Ｇ３［ｎ］｝であり、かつＧ０［ｎ］＝｛０，５，１０，１４｝、Ｇ１［ｎ］＝｛１，７，９，１２｝、Ｇ２［ｎ］＝｛２，４，１１，１３｝、Ｇ３［ｎ］＝｛３，６，８，１５｝である。サブチャンネルグループは、サイズにおいてフレームごとに異なることが許される。図６は、（ｎ＋１）番目に伝送されるフレームに関する一例としてのＯＦＤＭシステムのサブチャンネルグルーピングＧ［ｎ＋１］を示しており、それにおいてはＮ＝ｒ＝４、かつＧ０［ｎ＋１］＝｛０，５｝、Ｇ１［ｎ＋１］＝｛１，７，９，１０，１２，１４｝、Ｇ２［ｎ＋１］＝｛２，３，４，１１，１３｝、Ｇ３［ｎ＋１］＝｛６，８，１５｝である。
【０１４２】
伝送されるフレームのそれぞれに関して、サブチャンネルベクトルＳＮの順序を入れ替え、続いて結果として得られた順列の集合をサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に集合分割することによって、サブチャンネルグループＧ［ｎ］を構成することができる。たとえば、Ｓ１６の順列｛０，５，１，７，９，１０，１２，１４，２，３，４，１１，１３，６，８，１５｝を分割して、上記のＧ０［ｎ＋１］、Ｇ１［ｎ＋１］、Ｇ２［ｎ＋１］、およびＧ３［ｎ＋１］を生成することができる。つまりサブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］は、集合ＳＮの順列およびそれに続く結果として得られた順列の集合分割によって形成される。順列のマップは、インターリーバを使用して容易に実行することができる。
【０１４３】
図１３（ａ）は、図７のフレームプリアンブルソース４７の出力において観察することができる伝送されたＯＦＤＭプリアンブルｘ［ｎ］の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）４０２の単純な例を示している。図１３（ａ）においては、ＰＳＤ測度４０２が、Ｇ０［ｎ］＝｛０，１，２，３｝、Ｇ１［ｎ］＝｛４，５，６，７｝、Ｇ２［ｎ］＝｛８，９，１０，１１｝、Ｇ３［ｎ］＝｛１２，１３，１４，１５｝のように定義されるサブチャンネルグループ４０４、４０６、４０８、および４１０に分割されている。伝送される時間ドメインのサブチャンネル信号が異なる周波数を有することから、それらは図７のチャンネルブロック５５およびＩＰＮブロック５７によって異なる改ざんを受ける。したがって、受信されたＯＦＤＭプリアンブルｙ［ｎ］のＰＳＤが、図１３（ｂ）の８０２のように現れることもある。チャンネルブロック５５およびＩＰＮブロック５７に起因して、各受信サブチャンネルグループ（８０４、８０６、８０８、８１０）のＰＳＤが異なる改ざんを受けることに注目されたい。本発明の実施態様は、任意の指定サブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］に関連付けされるサブチャンネル信号に関する個別のＳＩＮＲ測定を可能にする。
【０１４４】
図１４は、図７のＳＩＮＲ測定装置６３を詳細に示している。ＳＩＮＲ測定装置６３は、図１４のブロック１３から動作パラメータを受け取る。具体的に述べれば、ｎ番目のフレームについて、前述したようなサブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］およびサブチャンネルの総数Ｎがブロック１３から出力される。サブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］は、ブロック９および１９に、サブチャンネルグループのＳＩＮＲ値の演算が行われる順序で入力される。パラメータＮは、ブロック１に入力され、このブロックは、このパラメータを使用して、電力スペクトル密度ベクトルＳＳＩＧ［ｎ］およびＳＩＰＮ［ｎ］を演算するため、それ自体の構成を行う。さらにブロック１３は、必要に応じてＲＥＳＥＴ（リセット）ビットを出力してブロック１１および２１のリセットも行う。これらのサブチャンネルグルーピングパラメータは、フレームごとを基準とするＳＩＮＲ測定装置６３の動作をコントロールするが、それについて、以下においてより詳細に説明する。
【０１４５】
まず、ブロック１３からＮが与えられ、伝送された時間ドメインのプリアンブルｘ［ｎ］、および受信された時間ドメインのプリアンブルｙ［ｎ］が与えられると、図１４のブロック１が、数式６２〜数式６４に示す電力密度（ＰＳＤ）ベクトルＳｘｘ［ｎ］、Ｓｙｙ［ｎ］およびＳｘｙ［ｎ］の演算を行う。
【０１４６】
【数６２】Ｓｘｘ［ｎ］＝｛Ｓｘｘ［ｎ，ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝
【０１４７】
【数６３】Ｓｙｙ［ｎ］＝｛Ｓｙｙ［ｎ，ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝
【０１４８】
【数６４】Ｓｘｙ［ｎ］＝｛Ｓｘｙ［ｎ，ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝
図１５は、Ｓｘｘ［ｎ］、Ｓｙｙ［ｎ］、およびＳｘｙ［ｎ］の演算のための好ましい方法のフローチャートを示している。このＰＳＤ測度の演算に関する好ましい方法は、ＦＦＴベースの方法であり、それは、Ｐ．Ｄ．Ｗｅｌｃｈ著，「電力スペクトルの評価のための高速フーリエ変換の使用：短い、修正ピリオドグラムに関する時間平均に基づく方法」，ＩＥＥＥ会報，オーディオ電気音響学，第ＡＵ−１５巻１９６７年６月．ｐｐ．７０‐７３に紹介されている。
【０１４９】
図１５のフローチャートを参照し、ＰＳＤベクトルを演算するステップについて説明する。ステップ３０８において、図７の直交サブキャリアＭＯＤ４９によって生成された既知の長さＮの時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号ｘ［ｎ］が、長さＮＬの、ＮＫ個のオーバーラップするベクトルに分割される。ＮＫ個のオーバーラップするベクトルは、ＮＰ＜ＮＬとする個数のサンプルのオーバーラップを有する。たとえば、ＮＬ＝４、ＮＰ＝２、かつｘ［ｎ］＝｛１，２，３，４，５，６，７，８｝とすれば、ｘ１［ｎ］＝｛１，２，３，４｝、ｘ２［ｎ］＝｛３，４，５，６｝、ｘ３［ｎ］＝｛５，６，７，８｝が、ステップ３０８において生成されるＮＫ＝３個のオーバーラップするベクトルとなる。ここで、それぞれのオーバーラップするベクトルの末尾ＮＰ個のサンプルが、続くオーバーラップするベクトルの先頭に繰り返されていることに注意されたい。ステップ３０８においてオーバーラップするベクトルへの分割を実行するためには、等式ＮＫ＝（Ｎ−ＮＰ）／（ＮＬ−ＮＰ）および不等式ＮＬ≦ＮならびにＮＰ＜ＮＬが真にならなければならない。選択されたオーバーラップするベクトルの数は、ＰＳＤ測定の分解能と分散の間における所望のバランスに影響を及ぼす。好ましい実施態様は、上記のベクトルｘ１［ｎ］、ｘ２［ｎ］、およびｘ３［ｎ］に見られるように５０％のオーバーラップを使用する。
【０１５０】
ステップ３１０においては、ステップ３０８において生成されたＮＫ個のオーバーラップするベクトルのそれぞれにスペクトルウインドウが適用される。このスペクトルウインドウの目的は、ＰＳＤ測度の偏りと分散の間のトレードオフのコントロールを補助することにある。選択されるスペクトルウインドウは、任意の所望のタイプとすることができる。しかしながら、好ましい実施態様は、ハミング（かさ上げコサイン）ウインドウを使用する。ステップ３０８における分割によって生成されたベクトル間のオーバーラップは冗長な信号サンプルをもたらすが、この効果は、ステップ３１０における非矩形のハミングウインドウの使用によって低減される。詳細に述べれば、ハミングウインドウは、セグメントベクトルの最後のサンプル（つまり、オーバーラップしているサンプル）に与えられる重要性を低減する。
【０１５１】
ステップ３１２においては、長さＮの高速フーリエ変換演算が、ステップ３１０において生成されたＮＫ個の長さＮＬのウインドウ処理済み各ベクトルに対して適用される。ウインドウ処理済みベクトルの長さがＮＬ≦Ｎであることから、ウインドウ処理済みベクトルは、それらの長さをＮに等しくするために、ゼロを付け足す必要が生じることもある。
【０１５２】
ステップ３１４においては、ステップ３１２からの各ＦＦＴベクトルの大きさの平方（つまりピリオドグラム）の演算が行われる。ＮＫ個のＦＦＴベクトルの大きさの平方は、続いて平均されてベクトルＳｘｘ［ｎ］が生成される。Ｓｘｘ［ｎ］内の各ＰＳＤ測度Ｓｘｘ［ｎ，ｓ］は、時間ドメインのサブチャンネル信号サンプル、すなわちｘ［ｎ］内のｘｓ［ｎ］に割り当てられた合計伝送信号電力の割合の大きさを与える。ＮＫ個のＦＦＴベクトルの平均化は、各ＰＳＤ測度の分散を抑える。しかしながら、短いセグメントのベクトルとハミングウインドウの組み合わせ使用は、ＰＳＤ測度の分解能を低下させる結果となる。このように、分散の低減と分解能の間にはトレードオフが存在する。これらのパラメータは、改善されたＰＳＤ測度を得る方法において最適化される。
【０１５３】
ステップ３００、３０２、３０４、および３０６においては、ステップ３０８、３１０、３１２、および３１４とまったく同じ演算が実行されるが、入力として、ｘ［ｎ］に代えて図７のブロック６２から出力される、受信された時間ドメインのＯＦＤＭプリアンブル記号ｙ［ｎ］が使用される。ステップ３０６において生成される出力は、ベクトルＳｙｙ［ｎ］である。Ｓｙｙ［ｎ］内の各ＰＳＤ測度Ｓｙｙ［ｎ，ｓ］は、時間ドメインのサブチャンネル信号サンプル、すなわちｙ［ｎ］内のｙｓ［ｎ］に割り当てられた合計受信信号電力の大きさを与える。
【０１５４】
ステップ３１６においては、ステップ３０４において生成されたＮＫ個の長さＮのＦＦＴベクトルおよびステップ３１２において生成されたＮＫ個の長さＮのＦＦＴベクトルの複素共役がともに乗じられた後に平均されて、ベクトルＳｘｙ［ｎ］を生成する。Ｓｘｙ［ｎ］の各Ｓｘｙ［ｎ，ｓ］は、積ｘｓ［ｎ］ｙｓ［ｎ］に関連付けされる合計受信信号電力の割合の大きさを与える。
【０１５５】
ステップ３１８においては、受信信号のＰＳＤベクトルＳＳＩＧ［ｎ］＝｛ＳＳＩＧ［ｎ，ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝が演算される。それにおいて、ＳＳＩＧ［ｎ，ｓ］は、数式６５によって表され、積ｈｓ［ｎ］ｘｓ［ｎ］に割り当てられた合計受信信号電力の割合の評価となる。
【０１５６】
【数６５】
2004072724.tif 000028
【０１５７】
ステップ３２０においては、受信された干渉プラス雑音のＰＳＤベクトルＳＩＰＮ［ｎ］＝｛ＳＩＰＮ［ｎ，ｓ］，ｓ∈ＳＮ｝が演算される。それにおいて、数式６６に示されるＳＩＰＮ［ｎ，ｓ］は、未知のＩＰＮサブチャンネル信号サンプルｖｓ［ｎ］に割り当てられた合計受信信号電力の割合を定量化する。
【０１５８】
【数６６】ＳＩＰＮ［ｎ，ｓ］＝Ｓｙｙ［ｎ，ｓ］−ＳＳＩＧ［ｎ，ｓ］
先に進む前に、ここで、ｘ［ｎ］が既知のＯＦＤＭプリアンブル記号であることから、ステップ３０８、３１０、３１２、および３１４の演算を「オフライン」で行って演算時間を短縮できることを述べておく必要がある。演算された値をランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）内に記憶しておき、必要時にＲＡＭから迅速に読み出すことができる。つまり、受信フレームごとに必要となる演算は、ステップ３００、３０２、３０４、３０６、３１６、３１８、および３２０だけとなる。
【０１５９】
図１４に戻ると、ブロック９は、ブロック１３からサブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］が、ブロック１から受信信号のＰＳＤベクトルＳＳＩＧ［ｎ］がそれぞれ与えられると、受信平均信号電力ベクトルＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝を演算する。それにおいて、ＰＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］は数式６７によって表される。
【０１６０】
【数６７】
2004072724.tif 000029
【０１６１】
また、ｎ番目のフレームに関する合計の受信信号電力は、数式６８によって表すことができる。
【０１６２】
【数６８】
2004072724.tif 000030
【０１６３】
従って、ＰＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］が、Ｇ［ｎ］内のサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に関する平均受信信号電力になる。対数演算は、受信信号電力測度ＰＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］の分散を小さくする。
【０１６４】
ブロック１１および１７は、ＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］が与えられると、フレーム平均受信信号電力ベクトルＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝を演算する。それにおいて、数式６９によって表せられるＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］は、指数関数的にスムージングされた、Ｇ［ｎ］内のサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に関連付けされる平均受信信号電力の測度である。
【０１６５】
【数６９】
2004072724.tif 000031
【０１６６】
実数値０＜β≦１は、スムージングパラメータである。ＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］に関する反復は、ＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［Ｇｉ［１］］＝ＰＳＩＧ［Ｇｉ［１］］をセットすることによって初期化される。初期化は、ブロック１３からＲＥＳＥＴ（リセット）コマンドが受け取られるごとに行われる。
【０１６７】
ブロック１９は、ブロック１３からサブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］が与えられ、ブロック１から受信ＩＰＮのＰＳＤベクトルＳＩＰＮ［ｎ］が与えられると、平均ＩＰＮ電力ベクトルＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝を演算する。それにおいて、ＰＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］は数式７０によって表される。
【０１６８】
【数７０】
2004072724.tif 000032
【０１６９】
ｎ番目のフレームに関する合計の受信ＩＰＮ電力は、以下の数式７１によって表せる。
【０１７０】
【数７１】
2004072724.tif 000033
【０１７１】
従って、ＰＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］が、Ｇ［ｎ］内のサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に関する平均受信ＩＰＮ電力になる。対数演算は、受信ＩＰＮ電力測度ＰＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］の分散を小さくする。
【０１７２】
ブロック２１および２３は、ＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］が与えられると、フレーム平均ＩＰＮ電力ベクトルＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］＝｛ＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝を演算する。それにおいて、ＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］は数式７２によって表され、Ｇ［ｎ］内のサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に関連付けされる、指数関数的にスムージングされた平均ＩＰＮ電力の測度である。
【０１７３】
【数７２】
2004072724.tif 000034
【０１７４】
実数α（０＜α≦１）は、スムージングパラメータである。ＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］に関する反復は、ＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［Ｇｉ［１］］＝ＰＩＰＮ［Ｇｉ［１］］をセットすることによって初期化される。初期化は、ブロック１３からＲＥＳＥＴ（リセット）コマンドが受け取られるごとに行われる。
【０１７５】
最後に、ブロック２５は、ブロック１１および２１からＰＡＶＧ＿ＳＩＧ［ｎ］およびＰＡＶＧ＿ＩＰＮ［ｎ］がそれぞれ与えられると、ＳＩＮＲベクトルρ［Ｇ［ｎ］］＝｛ρ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝を演算する。それにおいて、ρ［Ｇｉ［ｎ］］は、以下の数式７３によって表され、Ｇ［ｎ］内のサブチャンネルグループＧｉ［ｎ］に関するＳＩＮＲの量子化された測度を示す。
【０１７６】
【数７３】
2004072724.tif 000035
【０１７７】
Ｑは、任意の望ましい一様もしくは非一様の量子化関数を表す。このように、ｎ番目の受信されたフレームについて、本発明の実施態様は、所定のサブチャンネルグルーピングＧ［ｎ］に関連付けされるサブチャンネル信号に関する量子化されたＳＩＮＲ測度ベクトルρ［Ｇ［ｎ］］を提供する。
【０１７８】
ここで理解される必要があるが、ブロック１１、１７、２１、および２３において実行される平均機能はオプションである。本発明の一実施態様においては、ブロック９の出力（ＰＳＩＧ［Ｇ［ｎ］］）およびブロック１９の出力（ＰＩＰＮ［Ｇ［ｎ］］）が、ブロック２５によってそのまま使用され、ＳＩＮＲベクトルρ［Ｇ［ｎ］］＝｛ρ［Ｇｉ［ｎ］］，ｉ＝０，．．．，ｒ−１｝が演算される。それにおいて、ρ［Ｇｉ［ｎ］］は、以下の数式７４によって示される。
【０１７９】
【数７４】ρ［Ｇｉ［ｎ］］＝Ｑ（ＰＳＩＧ［Ｇｉ［ｎ］］−ＰＩＰＮ［Ｇｉ［ｎ］］）
別の実施態様においては、ブロック１１と１７もしくはブロック２１と２３の一方が使用されて、ρ［Ｇ［ｎ］］が演算されるが、そのそれぞれにおいては次の数式７５に示すようになる。
【０１８０】
【数７５】
2004072724.tif 000036
【０１８１】
ここで理解されたいことは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ベースのＳＩＮＲ測定方法の基本概念は、たとえばＦＦＴベースの信号処理を使用するシングルキャリア通信システム等の、ＦＦＴ処理をサポートする任意の通信システムに適用できるということである。
【０１８２】
以上、添付図面との関連において本発明を十分に説明してきたが、各種の変更および修正が当業者に明らかとなるであろうことに注意を要する。その種の変更および修正は、付随する特許請求の範囲によって定義される本発明の範囲内に含まれるものと理解されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】ベースバンドＯＦＤＭ通信システムのトップレベルの概念モデルを示したブロック図である。
【図２】割り当てられたチャンネル帯域幅の、直交ＯＦＤＭサブチャンネルのセットへの分割またはサブチャンネル化を示した説明図である。
【図３】ＯＦＤＭ通信システム内において伝送されるＯＦＤＭフレームに関する一例の構造を示した説明図である。
【図４】本発明の一実施態様に従ったベースバンドＯＦＤＭ通信システムのトップレベルの概念モデルを示したブロック図である。
【図５】ＯＦＤＭフレームシーケンスにおいて、ｎ番目に伝送されるフレームに関連付けされた一例のサブチャンネルグルーピングを示したブロック図である。
【図６】ＯＦＤＭフレームシーケンスにおいて、（ｎ＋１）番目に伝送されるフレームに関連付けされた一例のサブチャンネルグルーピングを示したブロック図である。
【図７】本発明の一実施態様に従った一例のＯＦＤＭ通信システムの機能ブロック図である。
【図８】本発明の一実施態様に従ったＯＦＤＭサブキャリア変調器のブロック図である。
【図９】図８のＯＦＤＭサブキャリア変調器内のバッファによって出力される周波数ドメインのベクトルシーケンスのセグメントを示した一例の時間‐周波数格子である。
【図１０】図８のＯＦＤＭサブキャリア変調器内のバッファによって出力される周波数ドメインのベクトルシーケンスのセグメントを示した別の例の時間‐周波数格子である。
【図１１】直交サブキャリア変調を実行するために使用される一例のサブキャリア信号のセットを示した説明図である。
【図１２】（ａ）は周期的な接頭部および接尾部によって周期的に拡張された一例の時間ドメインのＯＦＤＭ記号を示した説明図でり、（ｂ）は異なるインデクスを伴う周期的な接頭部および接尾部によって拡張された（ａ）の例の時間ドメインのＯＦＤＭ記号を示した説明図である。
【図１３】（ａ）は一例としての伝送された周波数ドメインのベクトルの電力スペクトル密度を示した説明図であり、（ｂ）は一例としての受信された周波数ドメインのベクトルの電力スペクトル密度を示した説明図である。
【図１４】本発明の一実施態様に従ったＯＦＤＭサブチャンネル信号用のＳＩＮＲ測定装置の機能ブロック図である。
【図１５】本発明の一実施態様に従った図１４の機能ブロック図内の電力スペクトル密度演算を示したフローチャートである。
【図１】
2004072724.tif 000049
【図２】
2004072724.tif 000050
【図３】
2004072724.tif 000051
【図４】
2004072724.tif 000052
【図５】
2004072724.tif 000053
【図６】
2004072724.tif 000054
【図７】
2004072724.tif 000055
【図８】
2004072724.tif 000056
【図９】
2004072724.tif 000057
【図１０】
2004072724.tif 000058
【図１１】
2004072724.tif 000059
【図１２】
2004072724.tif 000060
【図１３】
2004072724.tif 000061
【図１４】
2004072724.tif 000062
【図１５】
2004072724.tif 000063