(57)【要約】【課題】本発明は、電流制御スイッチへの制御信号としての組数変更信号を、制御回路の工夫により各コンバータの基本周波数を変化することなくスイッチング電源の並列運転を図ることを目的とする。【解決手段】この課題解決のため、本発明は、並列接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ７ａ，７ｂ，…７ｎ各電流制御スイッチのゲート信号を切り替えることにより、各組の負担負荷を制御しながら負荷５に連続的に電力を供給し、かつ負荷５の出力電圧に応じた電流制御スイッチの流通比を制御する制御回路６としたものである。【選択図】　図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流制御スイッチ、フライホイールダイオード、インダクタおよびフィルタで構成され、並列接続された複数組のＤＣ−ＤＣコンバータと、これらの複数組のＤＣ−ＤＣコンバータの各電流制御スイッチのゲート信号を切り替えることにより、各組の負担負荷を制御しながら負荷に連続的に電力を供給し、かつ負荷の出力電圧に応じて上記電流制御スイッチの流通比を制御する制御回路を備え、上記制御回路からの組数変更信号により任意の組数運転に変更可能に構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
ゲート信号は各組に順次切り替えていき、全組一巡する基本周波数は組数にかかわらず常に一定であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
組数Ｎの時、周期ごとの各組ゲート信号の始まりは基本周波数の１／Ｎ位相ずつ順次ずれ、終わりは各ゲート信号時間長が最大、基本周期時間長近くまで、流通比制御することが可能なよう構成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
ゲート信号の作成のための基本クロック周波数は、各組運転周波数に、並列運転を想定している組数数値の最小公倍数を掛けたものとしたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
電流制御スイッチ、フライホイールダイオード、インダクタおよびフィルタで構成され、並列接続された複数組のＤＣ−ＤＣコンバータと、これらの複数組のＤＣ−ＤＣコンバータの各電流制御スイッチのゲート信号を切り替えることにより各組の負荷負担を制御しながら負荷に連続的に電力を供給し、かつ負荷の出力電圧に応じて上記電流制御スイッチの流通比を制御する制御回路と、上記各組のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられ、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの異常を検出する異常モニタ部とを備え、上記各組のＤＣ−ＤＣコンバータに設けた異常モニタ部の信号により上記制御回路からの組数変更信号を制御し、異常検出したＤＣ−ＤＣコンバータを切り離し、残りのＤＣ−ＤＣコンバータに負荷を能力に合わせてバランス再配布するように構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項６】
ゲート信号は各組に順次切り換えていき、全組一巡する基本周波数は組数にかかわらず常に一定であることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
組数Ｎの時、周期ごとの各組ゲート信号の始まりは基本周波数の１／Ｎ位相ずつ順次ずれ、終わりは各ゲート信号時間長が最大、基本周期時間長近くまで、流通比制御することが可能なよう構成されたことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電力用としてＤＣ−ＤＣコンバータを複数組並列接続して並列運転するスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種のスイッチング電源装置は、図６に示すように、入力に接続された電流制限スイッチ１ａ，１ｂ，…１ｎおよびこれらの電流制限スイッチ１ａ，１ｂ，…１ｎに直列に接続されたフライホイールダイオード２ａ，２ｂ，…２ｎにより、チョークコイル３ａ，３ｂ，…３ｎを通して、フィルタ４ａ，４ｂ，…４ｎで平滑後、負荷５に直流出力電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ７ａ，７ｂ，…７ｎを複数組並列に接続したものであり、並列運転時には電流制御スイッチ１ａと１ｂのオンオフについて制御回路６の信号は互いに補間しあう位相関係とすることで、リップル電流の低減とフィルタの平滑コンデンサの容量値を下げることが出来、２つのコンバータ負荷も均等化することができる。
【０００３】
ここで、上記制御回路６は図７に示すように構成される。図７は並列運転の組数３の場合と組数２の場合の切り替え制御の一例について示してある。
【０００４】
図７において、基準クロックはＪＫフリップフロップＪＫ１，ＪＫ２のクロック入力ＣＫに接続され、そのＪＫフリップフロップＪＫ１，ＪＫ２のＫ端子はともに接地され、ＪＫフリップフロップＪＫ１のＱ出力はＪＫフリップフロップＪＫ２の入力とインバータＩＮＶ１に入力され、インバータＩＮＶ１の出力はアンドゲートＡＮＤ１，ＡＮＤ２，ＡＮＤ３に入力されている。ＪＫフリップフロップＪＫ１のＪ入力はオアゲートＯＲ３の出力に接続され、ＪＫフリップフロップＪＫ２のＱ出力はノアゲートＮＯＲ２、アンドゲートＡＮＤ２に入力されている。ＪＫフリップフロップＪＫ１のＱ出力はノアゲートＮＯＲ２とアンドゲートＡＮＤ１に入力され、ＪＫフリップフロップＪＫ２の
【０００５】
【外１】
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【０００６】
はオアゲートＯＲ３に入力され、ノアゲートＮＯＲ２の出力はアンドゲートＡＮＤ３に入力され、アンドゲートＡＮＤ１，ＡＮＤ２，ＡＮＤ３にはインバータＩＮＶ２の出力が接続されている。
【０００７】
次に、図７に従って概略の動作説明をする。
【０００８】
ＪＫフリップフロップＪＫ１，ＪＫ２は、１／２分周で通常使用され、２個で１／４分周となるが、ＪＫフリップフロップＪＫ２の
【０００９】
【外２】
2004015992.tif 000004
【００１０】
からＪＫフリップフロップＪＫ１のＪ入力へ帰還路を作ることで、４カウント目に行く前に、３カウントでカウント・リセットされて３進カウンタとなり、１／３分周することが出来る。オアゲートＯＲ３はｓｗ入力がハイの時はＪＫフリップフロップＪＫ１のＪ入力をハイにプルアップして通常の２進動作とし、ｓｗ入力がローの時はＪＫフリップフロップＪＫ２の
【００１１】
【外３】
2004015992.tif 000005
【００１２】
がそのままＪＫフリップフロップＪＫ１のＪ入力に帰還されて３進動作として、切り替え出来るようにしている。
【００１３】
ノアゲートＮＯＲ２はＪＫフリップフロップＪＫ１，ＪＫ２のＱ出力を組み合わせることで、３相目の信号を生成している。アンドゲートＡＮＤ１，ＡＮＤ２，ＡＮＤ３にはそれぞれ１相、２相、３相の信号が入り、また全てにデューティ比５０％の信号にするためのインバータＩＮＶ１の出力、及び、全信号を停止するためにインバータＩＮＶ２の出力が加わっている。
【００１４】
各信号の波形とタイミングは図８、図９に示すようになる。すなわち、コンバータの制御信号としてｓｗがロー時、互いに１２０度位相差の３相クロックＰ１，Ｐ２，Ｐ３が得られ、ｓｗがハイの時は互いに１８０度位相差の２相クロックＰ１，Ｐ２とロー固定のＰ３信号が得られる。
【００１５】
この出力クロックを電流スイッチのオンのトリガー同期信号とし、電源出力電圧が所望の電圧となるよう次の相信号までの間でオン時間を制御することで、スイッチング電源動作が実現される。
【００１６】
従って図６において制御回路６の信号を上記とすることにより、スイッチ１ａ，１ｂ，…１ｎを切り替えることで、組数２と組数３が容易に切り替え出来、しかも各組の位相は均等に離れており、リップル性能等の良い並列コンバータ動作とすることが出来る。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のスイッチング電源装置では、２相時（図８）と３相時（図９）の出力クロックを比べると、単純に基準クロックの数え方を替えただけのため、周波数は変化してしまっている。そのため、一方に最適設計された部品常数やノイズ対策はもう一方では周波数のズレのため最適性能とならない。
【００１８】
したがって、従来のスイッチング電源装置は、基本クロックの分周だけあり、各コンバータの基本周波数が変化してしまい、コンバータの効率や、電磁不要輻射などの面から不都合な問題が生じてしまう。
【００１９】
本発明は、電流制御スイッチへの制御信号を制御回路の工夫により、各コンバータの基本周波数を変化することなくスイッチング電源の並列運転を図るものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は以下の構成を有する。
【００２１】
本発明の請求項１に記載の発明は、電流制御スイッチ、フライホイールダイオード、インダクタおよびフィルタで構成され、並列に接続された複数組のＤＣ−ＤＣコンバータと、これらの複数組のＤＣ−ＤＣコンバータの各電流制御スイッチのゲート信号を切り替えることにより、各組の負担負荷を制御しながら負荷に連続的に電力を供給し、かつ負荷の出力電圧に応じて上記電流制御スイッチの流通比を制御する制御回路とを備え、上記制御回路からの組数変更信号により任意の組数運転に変更可能に構成したことを特徴とするスイッチング電源装置であり、並列運転の組数変更を容易にする作用を有する。
【００２２】
本発明の請求項２に記載の発明は、請求項１記載の発明において、ゲート信号は各組に順次切り替えていき、全組一巡する基本周波数は組数にかかわらず常に一定であることを特徴とするスイッチング電源装置であり、並列運転の組数によらず基本周波数が変わらない作用を有する。
【００２３】
本発明の請求項３に記載の発明は、請求項１記載の発明において、組数Ｎの時、周期ごとの各組ゲート信号の始まりは基本周波数の１／Ｎ位相ずつ順次ずれ、終わりは各ゲート信号時間長が最大、基本周期時間長近くまで、流通比制御することが可能なよう構成されたことを特徴とするスイッチング電源装置であり、リップル抑制や負荷均等化の作用を有する。
【００２４】
本発明の請求項４に記載の発明は、請求項１記載の発明において、ゲート信号の作成のための基本クロック周波数は、各組運転周波数に、並列運転を想定している組数数値の最小公倍数を掛けたものとしたことを特徴とするスイッチング電源装置であり、並列運転組数によらず基本周波数が変わらない作用を有する。
【００２５】
本発明の請求項５に記載の発明は、電流制御スイッチ、フライホイールダイオード、インダクタおよびフィルタで構成され、並列接続された複数組のＤＣ−ＤＣコンバータと、これらの複数組のＤＣ−ＤＣコンバータの各電流制御スイッチのゲート信号を切り替えることにより各組の負荷負担を制御しながら負荷に連続的に電力を供給し、かつ負荷の出力電圧に応じて上記電流制御スイッチの流通比を制御する制御回路と、上記各組のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられ、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの異常を検出する異常モニタ部とを備え、上記各組のＤＣ−ＤＣコンバータに設けた異常モニタ部の信号により上記制御回路からの組数変更信号を制御し、異常検出したＤＣ−ＤＣコンバータを切り離し、残りのＤＣ−ＤＣコンバータに負荷を能力に合わせてバランス再配分するように構成したことを特徴とするスイッチング電源装置であり、負荷均等化の作用を有する。
【００２６】
本発明の請求項６に記載の発明は、請求項５記載の発明において、ゲート信号は各組に順次切り換えていき、全組一巡する基本周波数は組数にかかわらず常に一定であることを特徴とするスイッチング電源装置であり、リップル抑制や負荷均等化の作用を有する。
【００２７】
本発明の請求項７に記載の発明は、請求項５記載の発明において、組数Ｎの時、周期ごとの各組ゲート信号の始まりは基本周波数の１／Ｎ位相ずつ順次ずれ、終わりは各ゲート信号時間長が最大、基本周期時間長近くまで、流通比制御することが可能なよう構成されたことを特徴とするスイッチング電源装置であり、リップル抑制や負荷均等化の作用を有する。
【００２８】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態について、図１から図５を用いて説明する。
【００２９】
図１は本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の制御回路を示しており、従来の技術として掲げた図６、図７に同一の構成要素には同一の符号を付し、詳しい説明を省略する。
【００３０】
図１において、図６、図７と異なるところは、図７に示した３進カウンタにＪＫフリップフロップＪＫ３からなる１／２分周を追加している点である。
【００３１】
基準クロックをＪＫフリップフロップＪＫ３を通して１／２分周し、ＪＫフリップフロップＪＫ３のＱ出力を上記同様、１／３分周の３進カウンタとしてのＪＫフリップフロップＪＫ１，ＪＫ２に加えることで、最終のアンドゲートＡＮＤ１，ＡＮＤ２，ＡＮＤ３の出力は基準クロックを２／６した３相クロックＰ１，Ｐ２，Ｐ３が得られる。
【００３２】
また、はじめに基準クロックを３進カウンタとしてのＪＫフリップフロップＪＫ１，ＪＫ２に入力し、この３進カウンタの３出力とＪＫフリップフロップＪＫ３の１／２分周を組合わせることで、基準クロックを３／６した２相クロックが得られる。必要な２信号はＰ１とＰ３を用いれば良い。これらの出力クロックＰ１，Ｐ３は最小公倍数の６クロックごとに１回発生するため、相数にかかわりなく周波数は一定していることになる。すなわち、２と３の最小公倍数６を２ごとにカウントして３相をつくり、３ごとにカウントして２相を作成したので、周波数は組み数にかかわらず一定となっている。そのため一方に最適設計された部品常数やノイズ対策は周波数的に他方でも有効となる。
【００３３】
各信号波形は図２、図３に示す、また図１の切替スイッチ８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ，８ｅ，８ｆは３相切替時の位置で図示している。ここで、相切替スイッチ８ａ〜８ｆは、負荷５への出力電圧をモニタし、その出力電圧に応じて制御回路６が２相、３相のための３相クロックＰ１，Ｐ２，Ｐ３を切替え出力する切替制御信号ｓｗに応答するように構成されている。
【００３４】
なお、各組のＤＣ−ＤＣコンバータ７ａ，７ｂ，…７ｎの各電流制御スイッチ１ａ，１ｂ，…１ｎのゲート信号は制御回路６からの３相クロックＰ１，Ｐ２，Ｐ３であり、この３相クロックＰ１，Ｐ２，Ｐ３が組数変更信号となることは言うまでもない。
【００３５】
（実施の形態２）
図４は異常モニタ部が追加された一例を示したものである。
【００３６】
異常モニタ部９ａ，９ｂ，…９ｎは各組のＤＣ−ＤＣコンバータ７ａ，７ｂ，…７ｎごとの状態をモニタしており、ＤＣ−ＤＣコンバータ７ａ，７ｂ，…７ｎの出力電流値や温度等を監視して異常があれば異常信号を発生する、制御回路６はこの異常信号を受け、出力スイッチ１０ａ，１０ｂ，…１０ｎにローを送り、異常であるＤＣ−ＤＣコンバータを並列運転から切り離し、残りの組数のＤＣ−ＤＣコンバータで再構成を行う。
【００３７】
図５は組数３の時に、１つのＤＣ−ＤＣコンバータ７ａが異常時に残りのＤＣ−ＤＣコンバータ７ｂ，７ｎで再構成する様、制御回路６に判定ロジックを導入した一例である。判定ロジックにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ７ａが異常で異常モニタ部９ａからの異常信号Ｍ１がローになると出力スイッチ１０ａ、電流制御スイッチはともにローのオフ信号が出力され、切替制御信号ｓｗが２相に切り替わり、３相クロックＰ１出力が電流制御スイッチ１ｂに、３相クロックＰ２出力が電流制御スイッチ１ｃに出力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ７ｂ，７ｎでの２相運転となる。
【００３８】
同じく、ＤＣ−ＤＣコンバータ７ｂの異常時は３相クロックＰ１が電流制御スイッチ１ａに、３相クロックＰ２が電流制御スイッチ１ｃに出力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ７ｎの異常時は３相クロックＰ１が電流制御スイッチ１ａに、３相クロックＰ３が電流制御スイッチ１ｂに出力される。
【００３９】
また、各ＤＣ−ＤＣコンバータ７ａ，７ｂ，…７ｎの負荷分担については、ＤＣ−ＤＣコンバータごとの電流値を各ＤＣ−ＤＣコンバータの能力に合わせて比例配分するよう電流をモニタして、電流スイッチ時間を微調整し制御すれば良い。
【００４０】
なお、組数２と組数３以外の他の組み合わせにおいても同様に同じ手法を利用できることはいうまでもない。
【００４１】
このように実施の形態２におけるスイッチング電源装置では、並列運転において組数切り替え可能とし、異常モニタ部の信号で動作させることにより、自動的に異常なＤＣ−ＤＣコンバータを切り離し、残りのＤＣ−ＤＣコンバータで再構成し動作する。しかも、切り替え前後でＤＣ−ＤＣコンバータの動作周波数は変更することがない。
【００４２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電流制御スイッチへの制御信号としての組数変更信号を制御回路部により工夫することで、各ＤＣ−ＤＣコンバータの基本周波数を変化することなくスイッチング電源の並列運転を図ることが出来、従って各ＤＣ−ＤＣコンバータの基本周波数が変化しないので、コンバータの効率や、電磁不要輻射などの面から不都合な問題が生じることが避けられ、実用上有効なものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の制御回路を示す回路図
【図２】同制御回路における３相運転時の波形図
【図３】同制御回路における２相運転時の波形図
【図４】本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置の構成ブロック図
【図５】同装置の要部のブロック図
【図６】従来のスイッチング電源装置を示す回路図
【図７】同装置の制御回路の回路図
【図８】同装置の２相運転時の波形図
【図９】同装置の３相運転時の波形図
【符号の説明】
７ａ，７ｂ，…７ｎ　ＤＣ−ＤＣコンバータ
５　負荷
６　制御回路
ＪＫ１，ＪＫ２，ＪＫ３　ＪＫフリップフロップ
ＡＮＤ１，ＡＮＤ２，ＡＮＤ３　アンドゲート
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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