(57)【要約】【課題】デジタル変調信号のシンボル周期に満たない遅延時間を有する反射波を有効に除去することができる波形等化装置を提供する。【解決手段】デジタル変調された入力信号１０Ｓを入力とし、波形等化処理を行った出力信号１１Ｓを出力する波形等化フィルタ１０と、波形等化フィルタ１０の出力信号１１Ｓより時間的に連続するＱＡＭシンボルの中間点の誤差を推定し誤差信号１２Ｓとして出力するシンボル中間点誤差推定部１１と、入力信号１０Ｓ及び誤差信号１２Ｓに基づいて波形等化フィルタ１０のタップ係数信号１３Ｓを算出する波形等化係数算出部１２とを備え、デジタル変調シンボルの中間点の振幅誤差を推定し、その誤差に基づいて算出したタップ係数を用いて波形等化フィルタ１０において波形等化を行う。【選択図】　　図１
2004072133.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周期で時間的に連続するシンボルを有するディジタル変調信号が伝送路を通じて入力信号として入力され、前記入力信号の伝送路歪を低減する波形等化装置であって、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応するタップ係数に応じて得られるフィルタ特性を有するフィルタ部と、前記フィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号の時間的に連続する２つの受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定する誤差推定部と、前記誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記フィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるような前記タップ係数を算出する係数算出部とを備え、前記フィルタ部を、前記係数算出部により算出したタップ係数を用い、そのタップ係数に応じて得られるフィルタ特性により前記入力信号の伝送路歪が低減された信号を出力する波形等化フィルタとして動作するよう構成したことを特徴とする波形等化装置。
【請求項２】
所定周期で時間的に連続するシンボルを有するディジタル変調信号が伝送路を通じて入力信号として入力され、前記入力信号の伝送路歪を低減する波形等化装置であって、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応するタップ係数に応じて得られるフィルタ特性を有するフィルタ部と、前記フィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号の時間的に連続する２つの受信シンボルについて、それらの絶対値が等しく、且つ、一方から他方への変化時にゼロ値を通過する場合に、前記２つの受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定する誤差推定部と、前記誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記フィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるような前記タップ係数を算出する係数算出部とを備え、前記フィルタ部を、前記係数算出部により算出したタップ係数を用い、そのタップ係数に応じて得られるフィルタ特性により前記入力信号の伝送路歪が低減された信号を出力する波形等化フィルタとして動作するよう構成したことを特徴とする波形等化装置。
【請求項３】
所定周期で時間的に連続するシンボルを有するディジタル変調信号が伝送路を通じて入力信号として入力され、前記入力信号の伝送路歪を低減する波形等化装置であって、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応する第１のタップ係数に応じて得られる第１のフィルタ特性を有する第１のフィルタ部、前記第１のフィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号の時間的に連続する２つの受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定する第１の誤差推定部、前記第１のフィルタ部における第１のタップ係数として、前記第１の誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記第１のフィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるようなタップ係数を算出する第１の係数算出部とからなる第１の波形等化手段と、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応する前記第１のタップ係数とは異なる第２のタップ係数に応じて得られる前記第１のフィルタ特性とは異なる第２のフィルタ特性を有する第２のフィルタ部と、前記第２のフィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号のうち受信シンボルの振幅誤差を推定する第２の誤差推定部と、前記第２のフィルタ部における第２のタップ係数として、前記第２の誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記第２のフィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるようなタップ係数を算出する第２の係数算出部とからなる第２の波形等化手段とを備え、前記第１の波形等化手段と前記第２の波形等化手段とを直列接続することにより、前記第１のフィルタ部および前記第２のフィルタ部で形成されるフィルタ部を、前記第１の係数算出部および前記第２係数算出部により算出した各タップ係数を用い、それらのタップ係数に応じて得られるフィルタ特性により前記入力信号の伝送路歪が低減された信号を出力する波形等化フィルタとして動作するよう構成したことを特徴とする波形等化装置。
【請求項４】
所定周期で時間的に連続するシンボルを有するディジタル変調信号が伝送路を通じて入力信号として入力され、前記入力信号の伝送路歪を低減する波形等化装置であって、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応する第１のタップ係数に応じて得られる第１のフィルタ特性を有する第１のフィルタ部、前記第１のフィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号の時間的に連続する２つの受信シンボルについて、それらの絶対値が等しく、且つ、一方から他方への変化時にゼロ値を通過する場合に、前記２つの受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定する第１の誤差推定部と、前記第１のフィルタ部における第１のタップ係数として、前記第１の誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記第１のフィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるようなタップ係数を算出する第１の係数算出部とからなる第１の波形等化手段と、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応する前記第１のタップ係数とは異なる第２のタップ係数に応じて得られる前記第１のフィルタ特性とは異なる第２のフィルタ特性を有する第２のフィルタ部と、前記第２のフィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号のうち受信シンボルの振幅誤差を推定する第２の誤差推定部と、前記第２のフィルタ部における第２のタップ係数として、前記第２の誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記第２のフィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるようなタップ係数を算出する第２の係数算出部とからなる第２の波形等化手段とを備え、前記第１の波形等化手段と前記第２の波形等化手段とを直列接続することにより、前記第１のフィルタ部および前記第２のフィルタ部で形成されるフィルタ部を、前記第１の係数算出部および前記第２係数算出部により算出した各タップ係数を用い、それらのタップ係数に応じて得られるフィルタ特性により前記入力信号の伝送路歪が低減された信号を出力する波形等化フィルタとして動作するよう構成したことを特徴とする波形等化装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送されたディジタル変調信号に対し、その受信側において伝送路歪が存在する信号波形を伝送元の信号波形に等化処理する波形等化装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、放送のディジタル化が進み、衛星、ＣＡＴＶ、地上波のそれぞれの放送メディアにおいてディジタル放送が各国で始まろうとしている。その変調方式は各伝送路に合った方式が選ばれ、衛星放送では位相変調（ＰＳＫ）、地上波放送では残留側波帯−ＡＭ（ＶＳＢ）および直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、及びＣＡＴＶでは直交振幅変調（ＱＡＭ）が用いられている。
【０００３】
このような各ディジタル変調信号を受信する際には、そのディジタル変調信号に対して伝送路で発生する反射等による伝送路歪を低減することにより、受信側における信号波形を伝送元の信号波形に等化処理する波形等化技術は必須なものとなっている。
【０００４】
以上のような波形等化技術例として、例えばＱＡＭの受信に用いられている従来の波形等化装置について、図面を用いて以下に説明する。
図１４は従来の波形等化装置の構成を示すブロック図である。従来の波形等化装置は、図１４に示すように、入力信号１００Ｓを入力として波形等化処理を行った出力信号１０１Ｓを出力する波形等化フィルタ１００と、波形等化フィルタ１００の出力信号１０１Ｓの誤差を推定し誤差信号１０２Ｓとして出力する誤差推定部１０１と、入力信号１００Ｓ及び誤差信号１０２Ｓに基づいて波形等化フィルタ１００のタップ係数信号１０３Ｓを算出する波形等化係数算出部１０２と、入力信号１００Ｓ中のＱＡＭシンボルに同期したシンボル周波数クロック１５Ｓを発生するクロック発生部１０４とで構成される。
【０００５】
図１１は従来の波形等化装置における波形等化フィルタ１００の構成を示すブロック図であり、図１２は波形等化係数算出部１０２、図１５は誤差推定部１０１の構成を示すブロック図である。
【０００６】
波形等化フィルタ１００は、図１１に示すように、クロック発生部１０４において生成されたシンボル周波数クロック１５Ｓで動作するシンボル遅延部１００ａ１、１００ａ２、１００ａ３、１００ａ４と、複素乗算部１００ｂ１、１００ｂ２、１００ｂ３、１００ｂ４、１００ｂ５と、複素加算部１００ｃ１とを備える。
【０００７】
また、波形等化係数算出部１０２は、図１２に示すように、クロック発生部１０４において生成されたシンボル周波数クロック１５Ｓで動作するシンボル遅延部１０２ａ１、１０２ａ２、１０２ａ３、１０２ａ４と、複素共役生成部１０２ｂ１、１０２ｂ２、１０２ｂ３、１０２ｂ４、１０２ｂ５と、複素乗算部１０２ｄ１、１０２ｄ２、１０２ｄ３、１０２ｄ４、１０２ｄ５と、積分部１０２ｃ１、１０２ｃ２、１０２ｃ３、１０２ｃ４、１０２ｃ５とを備える。
【０００８】
また、誤差推定部１０１は、図１５に示すように、シンボル判定部１０１ａ１と、複素減算部１０１ａ２と、誤差評価部１０１ａ３と、切り替え部１０１ａ４と、ゲイン設定部１０１ａ５とを備える。
【０００９】
以上のように構成された従来の波形等化装置について、その動作を以下に説明する。
波形等化フィルタ１００は複素ＦＩＲフィルタであり、１シンボルずつ遅延量が異なる入力信号１００Ｓとそれぞれのフィルタ係数（Ｃ０からＣ４）とを、複素乗算して得た信号を複素加算することにより、入力信号１００Ｓから反射、波を除去するものである。Ｃ０からＣ４までのタップ係数は、誤差推定部１０１と、波形等化係数算出部１０２とで反射を有する伝送路の伝達関数の逆特性になるように算出され、これらのＣ０からＣ４までのタップ係数を波形等化フィルタ１００に供給することにより、入力信号１００Ｓから反射波が除去される。
【００１０】
次に、フィルタ係数を算出する誤差推定部１０１と波形等化係数算出部１０２の動作を説明する。
例えば、ＱＡＭのｎシンボル目に当たる送信シンボルｘ（ｎ）に伝送路による反射波が重畳した信号を入力信号ｕ（ｎ）とし、波形等化フィルタ１００の入力端子に入力される。入力信号ｕ（ｎ）は波形等化フィルタ１００においてＣｋ（ｎ）を係数とする複素ＦＩＲフィルタに入力されて波形等化され、波形等化フィルタ１００の出力信号１０１Ｓとしてｙ（ｎ）を得る。このｙ（ｎ）は（数１）で表される。
【００１１】
【数１】
2004072133.tif 000003
波形等化された信号ｙ（ｎ）は、誤差推定部１０１における判定部１０１ａ１に入力され、ｙ（ｎ）に最も近い送信シンボル点を判定して、判定信号ｄ（ｎ）を出力する。ＬＭＳ制御では、波形等化された信号ｙ（ｎ）を送信シンボルｘ（ｎ）に近づけるため、この判定信号ｄ（ｎ）を所望信号とみなして、波形等化フィルタ１００の出力ｙ（ｎ）と判定信号ｄ（ｎ）との推定誤差ｅ（ｎ）を最小にするように、フィルタ係数Ｃｋ（ｎ）を更新する。この推定誤差ｅ（ｎ）は、（数２）に示すようになり、
【００１２】
【数２】
2004072133.tif 000004
判定部１０１ａ１の出力であるｄ（ｎ）と波形等化フィルタ１００の出力信号１０１Ｓであるｙ（ｎ）とが、複素減算部１０１ａ２に入力されて検出される。
【００１３】
図１３は誤差推定部１０１によるＱＡＭに対する推定誤差ｅ（ｎ）の検出動作を示したものであり、波形等化フィルタ１００から出力された受信信号ｙ（ｎ）が×印であった場合、判定部１０１ａ１は、送信されたＱＡＭのシンボルの内、近い方のシンボル点（○印）を判定し、判定信号ｄ（ｎ）（○印のシンボル点を表す信号）を出力する。複素減算部１０１ａ２は、受信信号と判定信号との誤差（Ｅｒ（ｎ）＋ｊＥｉ（ｎ）＝ｅ（ｎ））を検出する。
【００１４】
この推定誤差ｅ（ｎ）の評価量として、平均自乗誤差（ＭＳＥ：Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）が用られ、これを式で表すと、（数３）に示すようになる。
【００１５】
【数３】
2004072133.tif 000005
この（数３）より、平均自乗誤差（ＭＳＥ）はフィルタ係数Ｃｋ（ｎ）の２次関数となり、最小値がただ一つ存在する。このＭＳＥの最小値を与えるＣｋ（ｎ）が最適なフィルタ係数となる。
【００１６】
ＬＭＳ制御は、推定誤差ｅ（ｎ）の自乗値のＣｋ（ｎ）に対する勾配を求め、その勾配の逆方向に微量ずつフィルタ係数Ｃｋを更新する。勾配ｇｋ（ｎ）は推定誤差ｅ（ｎ）の自乗をＣｋ（ｎ）で偏微分することによって求められ、（数４）で表される。
【００１７】
【数４】
2004072133.tif 000006
これにより、ＬＭＳ制御によるフィルタ係数Ｃｋ（ｎ）の更新式は、（数５）で表される。
【００１８】
【数５】
2004072133.tif 000007
誤差推定部１０１と波形等化係数算出部１０２は、この（数５）に基づいて動作することになる。複素減算部１０１ａ２の出力は、誤差評価部１０１ａ３と、切り替え部１０１ａ４に入力される。誤差評価部１０１ａ３は、複素減算部１０１ａ２の出力である推定誤差ｅ（ｎ）が信頼できるものか判断するもので、誤差評価関数に基づいて切り替え部１０１ａ４を制御して、信頼のできる推定誤差ｅ（ｎ）のみ出力する。この誤差評価部１０１ａ３と、切り替え部１０１ａ４により、波形等化の収束特性が改善できる。
【００１９】
切り替え部１０１ａ４の出力信号は、ゲイン設定部１０１ａ５でステップサイズｕが乗算された後、波形等化係数算出部１０２に入力される。波形等化係数算出部１０２は、ＱＡＭシンボル周期で（数５）に基づいてフィルタ係数Ｃｋを更新する。
【００２０】
波形等化係数算出部１０２では、複素乗算部１０２ｄ１から１０２ｄ５は、ゲイン設定部１０１ａ５から出力される推定誤差ｅ（ｎ）と、複素共役化部１０２ｂ１から１０２ｂ５で複素共役化を行った１シンボルずつ遅延量が異なる入力信号１００Ｓとを入力として、複素乗算を行う。積分部１０２ｃ１から１０２ｃ５は、複素乗算部１０２ｄ１から１０２ｄ５のそれぞれの出力信号を入力として積分することにより、フィルタ係数Ｃｋの係数更新を行う。
【００２１】
波形等化フィルタ１００は、上記のようにして得られたＣ０からＣ４までのフィルタ係数を入力し、１シンボルずつ遅延が異なる入力信号１００Ｓのそれぞれとを複素乗算して得た信号を、複素加算することにより、入力信号１００Ｓにおける伝送路による反射波を除去する。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
例えば、各家庭においてディジタル放送を受信する場合、複数の機器で受信できるように信号を多数分配する形態がとられている。その場合、機器の未接続等により、伝送路の出力端が開放状態となり、その出力端からの反射波が発生し受信信号に歪を生じさせる。特に、受信機に接続されるケーブルが短い場合、遅延時間が短くかつ、大きい反射波を発生させることになる。
【００２３】
この場合、上記のような従来の波形等化装置では、シンボル周期の整数倍の遅延時間を有する反射波に対しては、その反射波の除去能力は高いが、遅延時間がシンボル周期の整数倍からずれる程、その除去能力は低くなるという性質があり、家庭内で遅延時間がシンボル周期に満たない大きな反射波が発生した場合には、その反射波を十分に除去することができないという問題点を有していた。
【００２４】
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、シンボル周期に満たない遅延時間を有する反射波を有効に除去することができる波形等化装置を提供する。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明の波形等化装置は、所定周期で時間的に連続するシンボルを有するディジタル変調信号が伝送路を通じて入力信号として入力され、前記入力信号の伝送路歪を低減する波形等化装置であって、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応するタップ係数に応じて得られるフィルタ特性を有するフィルタ部と、前記フィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号の時間的に連続する２つの受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定する誤差推定部と、前記誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記フィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるような前記タップ係数を算出する係数算出部とを備え、前記フィルタ部を、前記係数算出部により算出したタップ係数を用い、そのタップ係数に応じて得られるフィルタ特性により前記入力信号の伝送路歪が低減された信号を出力する波形等化フィルタとして動作するよう構成したことを特徴とする。
【００２６】
以上により、所定周期をもって時間的に連続する受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定し、その推定誤差により算出したフィルタのタップ係数を用いて波形等化フィルタを動作させることができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の波形等化装置は、所定周期で時間的に連続するシンボルを有するディジタル変調信号が伝送路を通じて入力信号として入力され、前記入力信号の伝送路歪を低減する波形等化装置であって、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応するタップ係数に応じて得られるフィルタ特性を有するフィルタ部と、前記フィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号の時間的に連続する２つの受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定する誤差推定部と、前記誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記フィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるような前記タップ係数を算出する係数算出部とを備え、前記フィルタ部を、前記係数算出部により算出したタップ係数を用い、そのタップ係数に応じて得られるフィルタ特性により前記入力信号の伝送路歪が低減された信号を出力する波形等化フィルタとして動作するよう構成する。
【００２８】
この構成によると、所定周期をもって時間的に連続する受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定し、その推定誤差により算出したフィルタのタップ係数を用いて波形等化フィルタを動作させる。
【００２９】
請求項２に記載の波形等化装置は、所定周期で時間的に連続するシンボルを有するディジタル変調信号が伝送路を通じて入力信号として入力され、前記入力信号の伝送路歪を低減する波形等化装置であって、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応するタップ係数に応じて得られるフィルタ特性を有するフィルタ部と、前記フィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号の時間的に連続する２つの受信シンボルについて、それらの絶対値が等しく、且つ、一方から他方への変化時にゼロ値を通過する場合に、前記２つの受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定する誤差推定部と、前記誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記フィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるような前記タップ係数を算出する係数算出部とを備え、前記フィルタ部を、前記係数算出部により算出したタップ係数を用い、そのタップ係数に応じて得られるフィルタ特性により前記入力信号の伝送路歪が低減された信号を出力する波形等化フィルタとして動作するよう構成する。
【００３０】
この構成によると、所定周期をもって時間的に連続する受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定し、その推定誤差により算出したフィルタのタップ係数を用いて波形等化フィルタを動作させるとともに、その波形等化フィルタを動作させるためのタップ係数を算出する際に必要な受信シンボルの中間点における誤差推定の簡略化も可能にする。
【００３１】
請求項３に記載の波形等化装置は、所定周期で時間的に連続するシンボルを有するディジタル変調信号が伝送路を通じて入力信号として入力され、前記入力信号の伝送路歪を低減する波形等化装置であって、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応する第１のタップ係数に応じて得られる第１のフィルタ特性を有する第１のフィルタ部、前記第１のフィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号の時間的に連続する２つの受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定する第１の誤差推定部、前記第１のフィルタ部における第１のタップ係数として、前記第１の誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記第１のフィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるようなタップ係数を算出する第１の係数算出部とからなる第１の波形等化手段と、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応する前記第１のタップ係数とは異なる第２のタップ係数に応じて得られる前記第１のフィルタ特性とは異なる第２のフィルタ特性を有する第２のフィルタ部と、前記第２のフィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号のうち受信シンボルの振幅誤差を推定する第２の誤差推定部と、前記第２のフィルタ部における第２のタップ係数として、前記第２の誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記第２のフィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるようなタップ係数を算出する第２の係数算出部とからなる第２の波形等化手段とを備え、前記第１の波形等化手段と前記第２の波形等化手段とを直列接続することにより、前記第１のフィルタ部および前記第２のフィルタ部で形成されるフィルタ部を、前記第１の係数算出部および前記第２係数算出部により算出した各タップ係数を用い、それらのタップ係数に応じて得られるフィルタ特性により前記入力信号の伝送路歪が低減された信号を出力する波形等化フィルタとして動作するよう構成する。
【００３２】
この構成によると、遅延時間が１／２シンボルより短い反射波、及び遅延時間が１シンボル以上の長い反射波を、双方とも効果的に除去する。
請求項４に記載の波形等化装置は、所定周期で時間的に連続するシンボルを有するディジタル変調信号が伝送路を通じて入力信号として入力され、前記入力信号の伝送路歪を低減する波形等化装置であって、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応する第１のタップ係数に応じて得られる第１のフィルタ特性を有する第１のフィルタ部、前記第１のフィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号の時間的に連続する２つの受信シンボルについて、それらの絶対値が等しく、且つ、一方から他方への変化時にゼロ値を通過する場合に、前記２つの受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定する第１の誤差推定部と、前記第１のフィルタ部における第１のタップ係数として、前記第１の誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記第１のフィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるようなタップ係数を算出する第１の係数算出部とからなる第１の波形等化手段と、前記伝送路歪が存在する入力信号に対して、前記伝送路の伝達関数に対応する前記第１のタップ係数とは異なる第２のタップ係数に応じて得られる前記第１のフィルタ特性とは異なる第２のフィルタ特性を有する第２のフィルタ部と、前記第２のフィルタ部の出力信号に基づいて、前記入力信号のうち受信シンボルの振幅誤差を推定する第２の誤差推定部と、前記第２のフィルタ部における第２のタップ係数として、前記第２の誤差推定部からの推定誤差と前記入力信号とに基づいて、前記第２のフィルタ部において前記入力信号が伝送元の信号波形に等化となるようなタップ係数を算出する第２の係数算出部とからなる第２の波形等化手段とを備え、前記第１の波形等化手段と前記第２の波形等化手段とを直列接続することにより、前記第１のフィルタ部および前記第２のフィルタ部で形成されるフィルタ部を、前記第１の係数算出部および前記第２係数算出部により算出した各タップ係数を用い、それらのタップ係数に応じて得られるフィルタ特性により前記入力信号の伝送路歪が低減された信号を出力する波形等化フィルタとして動作するよう構成する。
【００３３】
この構成によると、遅延時間が１／２シンボルより短い反射波、及び遅延時間が１シンボル以上の長い反射波を、双方とも効果的に除去することを可能にするとともに、波形等化フィルタを動作させるためのタップ係数を算出する際に必要な受信シンボルの中間点における誤差推定の簡略化も可能にする。
【００３４】
以下、本発明の実施の形態を示す波形等化装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。なお、以下の説明において、実施の形態１が基本となる波形等化装置であり、実施の形態２は、実施の形態１に対して、回路の簡素化を図った波形等化装置である。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１の波形等化装置を説明する。
【００３５】
図１は本実施の形態１の波形等化装置の構成を示すブロック図である。なおここで、太線かつ“／２”で示している信号線は、複素表現される信号が伝送される信号線を示しており、以下、各図面において同様に表現する。
【００３６】
本実施の形態１の波形等化装置は、図１に示すように、入力信号１０Ｓを入力とし、波形等化処理を行った出力信号１１Ｓを出力する波形等化フィルタ１０と、波形等化フィルタ１０の出力信号１１Ｓより時間的に連続するＱＡＭシンボルの中間点の誤差を推定し、誤差信号１２Ｓとして出力するシンボル中間点誤差推定部１１と、入力信号１０Ｓ及び誤差信号１２Ｓに基づいて、波形等化フィルタ１０へのタップ係数信号１３Ｓを算出する波形等化係数算出部１２と、入力信号１０Ｓ中のＱＡＭシンボルに同期したシンボル周波数クロック１５Ｓ、及び入力信号１０Ｓ中のＱＡＭシンボルに同期しシンボル周波数クロック１５Ｓの２倍の周波数を有するクロック１４Ｓを生成するクロック発生部１４とで構成される。
【００３７】
また、図２は本実施の形態１の波形等化装置における波形等化フィルタ１０の構成を示すブロック図であり、図３はシンボル中間点誤差推定部１１、図４は波形等化係数算出部１２の構成を示すブロック図である。
【００３８】
波形等化フィルタ１０は、図２に示すように、クロック発生部１４において生成されたシンボル周波数の２倍の周波数を有するクロック１４Ｓで動作する１／２シンボル遅延部１０ａ１、１０ａ２と、複素乗算部１０ｂ１、１０ｂ２と、複素加算部１０ｃ１とを備える。
【００３９】
シンボル中間点誤差推定部１１は、図３に示すように、シンボル判定部１１ａ１と、クロック発生部１４において生成されたシンボル周波数の２倍の周波数を有するクロック１４Ｓで動作する１／２シンボル遅延部１１ａ２、１１ａ３、１１ａ４と、シンボル中間点判定部１１ａ５と、複素減算部１１ａ６と、クロック発生部１４において生成されたシンボル周波数クロック１５Ｓで動作するシンボル遅延部１１ａ７と、ゲイン設定部１１ａ８とを備える。
【００４０】
波形等化係数算出部１２は、図４に示すように、クロック発生部１４において生成されたシンボル周波数の２倍の周波数を有するクロック１４Ｓで動作する１／２シンボル遅延部１２ｅ１と、クロック発生部１４において生成されたシンボル周波数クロック１５Ｓで動作するシンボル遅延部１２ａ１、１２ａ２と、複素共役生成部１２ｂ１、１２ｂ２と、複素乗算部１２ｄ１、１２ｄ２と、積分部１２ｃ１、１２ｃ２とを備える。
【００４１】
以上のように構成された実施の形態１の波形等化装置について、その動作を図面を参照して以下に説明する。
波形等化フィルタ１０は複素ＦＩＲフィルタであり、１／２シンボルずつ遅延量が異なる入力信号１０Ｓとそれぞれのフィルタ係数（Ｃ０とＣ１のタップ係数）とを、複素乗算して得た信号を複素加算することにより、入力信号１０Ｓから反射波を除去するものである。
【００４２】
Ｃ０とＣ１のタップ係数は、シンボル中間点誤差推定部１１と、波形等化係数算出部１２とで反射を有する伝送路の伝達関数の逆特性になるように算出され、これらのＣ０とＣ１のタップ係数を波形等化フィルタ１０に供給することにより、入力信号１０Ｓから反射波が除去される。
【００４３】
次に、フィルタ係数を算出するために設けられた、シンボル中間点誤差推定部１１と波形等化係数算出部１２の動作を説明する。
シンボル周期の１／２の周期でサンプリングされたＱＡＭのｍサンプル目の送信信号ｘ（ｍ）に反射波が重畳した信号を入力信号ｕ（ｍ）として、波形等化フィルタ１０に入力される。入力信号１０Ｓ（ｕ（ｍ））は、ｎシンボル目に算出されるＣ０（ｎ）、Ｃ１（ｎ）を係数とする複素ＦＩＲフィルタに入力されて波形等化され、出力信号としてｙ（ｍ）を得る。ｙ（ｍ）を式で表すと（数６）で表される。
【００４４】
【数６】
2004072133.tif 000008
波形等化された信号ｙ（ｍ）は、シンボル中間点誤差推定部１１において、シンボル判定部１１ａ１と１／２シンボル遅延部１１ａ４にそれぞれ入力される。
シンボル判定部１１ａ１では、ｙ（ｍ）中のＱＡＭシンボルのうち、最も近いＱＡＭの送信シンボル点を判定して、判定信号ｄ（ｎ）を出力する。判定信号ｄ（ｎ）は、シンボル中間点判定部１１ａ５と、１／２シンボル遅延部１１ａ２にそれぞれ入力される。
【００４５】
１／２シンボル遅延部１１ａ２の出力は、１／２シンボル遅延部１１ａ３を介してシンボル中間点判定部１１ａ５に入力される。シンボル中間点判定部１１ａ５では、シンボル判定部１１ａ１と１／２シンボル遅延部１１ａ３とを入力とし、時間的に連続するＱＡＭシンボルの中間点の振幅値を判定して出力する。
【００４６】
次に、シンボル中間点誤差推定部１１の動作を、図面を参照して説明する。
図５は本実施の形態１の波形等化装置におけるシンボル中間点誤差推定部１１の動作を示す概念図であり、図５（ａ）は信号空間ダイアグラム上における波形等化フィルタ出力信号１１Ｓの時間移動、図５（ｂ）は波形等化フィルタ出力信号１１Ｓのうち実数項の信号の時間移動を示したものである。なおここでは、図５（ａ）において、波形等化フィルタ出力信号１１Ｓ（図５（ａ）中×で示す）が、シンボル▲１▼からシンボル▲２▼に移動する場合を例にとって説明する。
【００４７】
シンボル判定部１１ａ１では、シンボル▲１▼、シンボル▲２▼のそれぞれについて、もっとも近い送信シンボルを判定し、その判定シンボル（図５（ａ）中、それぞれ□の塗潰し、◆で示す）を出力する。シンボル判定部１１ａ１の出力は、直接及び、１／２シンボル遅延部１１ａ２と１１ａ３とを介して、シンボル中間点判定部１１ａ５に入力される。
【００４８】
つまり、シンボル中間点判定部１１ａ５には、シンボル▲１▼の判定後信号（図５（ａ）中□の塗潰しで示す）、及びシンボル▲２▼の判定後信号（図５（ａ）中◆で示す）が同時に入力されることになる。シンボル中間点判別部１１ａ５は、この２つの時間的連続する２つの判定後シンボルによって、その中間点の判定を行う。
【００４９】
次に、シンボル中間点判定部１１ａ５の動作を実数項信号に着目して、図５（ｂ）を用いて説明する。なお、虚数項信号においても同様の動作を行うので、その動作の説明は省略する。
【００５０】
シンボル中間点判定部１１ａ５は、入力されたシンボル▲１▼の判定後信号（図５（ｂ）中□の塗潰しで示す）及びシンボル▲２▼の判定後信号（図５（ｂ）中◆で示す）とにより、その２つのシンボル間の移動において、中間時刻に来るはずの所望の振幅値（図５（ｂ）中●で示す）を出力する。シンボル中間点判定部１１ａ５では、予め、シンボル間の移動の組み合わせに対するシンボル中間点の所望の振幅値を記憶しており、認識したシンボル移動に対して、その中間点の所望の振幅値（図中●で示す）を出力する。
【００５１】
次に、シンボル中間点判定部１１ａ５の出力は、複素減算部１１ａ６に出力される。複素減算部１１ａ６は、シンボル中間点判定部１１ａ５の出力と、１／２シンボル遅延部１１ａ４の出力とを減算することにより、波形等化フィルタ１０の出力信号１１Ｓ中のシンボル中間点のサンプリング値（図５（ｂ）中★で示す）と、シンボル中間点判定部１１ａ５が出力するシンボル中間点の所望の振幅値（図５（ｂ）中●で示す）との誤差ｅｒ（ｎ）を検出する。
【００５２】
複素減算部１１ａ６の出力は、シンボル周期で動作するシンボル遅延部１１ａ７で、シンボル中間点の推定誤差のみを保持したあと、ゲイン設定部１１ａ８により、波形等化における係数更新ステップサイズを乗算して、波形等化係数算出部１２に出力される。
【００５３】
波形等化係数算出部１２は、ＱＡＭシンボル周期で（数７）のＬＭＳ制御に基づいて、フィルタ係数Ｃ０、Ｃ１を更新する。
【００５４】
【数７】
2004072133.tif 000009
（数７）に示したようにフィルタ係数Ｃ０、Ｃ１を生成するために波形等化係数算出部１２では、複素乗算部１２ｄ１、１２ｄ２は、ゲイン設定部１１ａ８から出力されるシンボル中間点の推定誤差１２Ｓ（ｅ（ｎ））と、入力信号１０Ｓのうち、推定誤差１２Ｓを検出したシンボル中間点を挟んで存在するＱＡＭシンボルとの複素乗算を行う。
【００５５】
この複素乗算の為のタイミング調整は１／２シンボル遅延部１２ｅ１と、１シンボル遅延部１２ａ１、１２ａ２とで行われ、その動作を図１６を用いて説明する。
【００５６】
図１６（１）〜（４）を用いて、推定誤差ｅ（ｎ）のタイミングについて説明する。（１）は入力信号１０Ｓを表しており、入力信号１０Ｓはシンボル周期の１／２の周期でサンプリングされているので、シンボルとシンボル間の中間点とが交互に現れる。（２）は波形等化フィルタ１０の出力信号１１Ｓを表しており、波形等化フィルタ１０の出力信号１１Ｓは、１／２シンボル遅延部１０ａ１の出力と同じ遅延量を有するため、入力信号１０Ｓに対して１／２シンボル遅延している。推定誤差１２Ｓは、この波形等化フィルタ１０の出力信号１１Ｓより、１／２シンボル遅延部１１ａ４で更に１／２シンボル遅延後（図１６中（３）で示す）、複素減算部１１ａ６で複素減算されることにより検出される。複素減算部１１ａ６の出力は、１シンボル遅延部１１ａ７でシンボル中間点の推定誤差のみが保持される（図１６中（４）で示す）。
【００５７】
次に、図１６中（４）で示す推定誤差ｅ（ｎ）と、複素乗算される入力信号１０Ｓ中のＱＡＭシンボルのタイミングについて、図１６（５）〜（７）を用いて説明する。まず、入力信号１０Ｓに対して、１／２シンボル遅延部１２ｅ１により、（１）で示す波形等化フィルタの出力１１Ｓと同様に１／２シンボル遅延が施される。次に、前記１シンボル遅延部１１ａ７の出力であるシンボル中間点の推定誤差を検出したシンボル中間点を挟んで存在するＱＡＭシンボルを得るために、まず、１シンボル遅延部１２ａ１において、１／２シンボル遅延部１２ｅ１の出力を保持することにより、推定誤差ｅ（ｎ）を検出したシンボル中間点の後のＱＡＭシンボルを出力し（図１６中（６）で示す）、更に１シンボル遅延部１２ａ２において、１シンボル遅延部１２ａ１の出力を保持することにより、推定誤差ｅ（ｎ）を検出したシンボル中間点の前のＱＡＭシンボルを出力する（図１６中（７）で示す）。
【００５８】
１シンボル遅延部１２ａ１及び１２ａ２の出力波はそれぞれ複素共役部１２ｂ１及び１２ｂ２において複素共役化された後、複素乗算部１２ｄ１及び１２ｄ２で、１シンボル遅延部１１ａ７の出力であるシンボル中間点の推定誤差と複素乗算される（図１６中（８）、（９）で示す）。
【００５９】
積分部１２ｃ１、１２ｃ２は、複素乗算部１２ｄ１、１２ｄ２のそれぞれの出力信号を入力として積分することにより、フィルタ係数Ｃ０、Ｃ１の係数更新を行う。
【００６０】
波形等化フィルタ１０は、このようにして得られたＣ０、Ｃ１のフィルタ係数を入力し、１／２シンボルずつ遅延が異なる入力信号１０Ｓのそれぞれとを複素乗算して得た信号を複素加算することにより、伝送路に発生する反射波を除去する。なお、波形等化フィルタ１０は、３タップのＦＩＲフィルタを用いているが、タップ数、フィルタ形式を特に制限しているものではなく、ＩＩＲフィルタを用いても同様の効果が得られる。
【００６１】
また、図９に示すように、本実施の形態１の波形等化装置と、従来例で示したようなＱＡＭシンボルで推定誤差を検出してシンボル周期で波形等化を行う従来型波形等化装置とを、組み合わせて構成することもできる。
【００６２】
このように構成することによって、遅延時間が１／２シンボルより短い反射波及び、遅延時間が１シンボル以上の長い反射波を双方とも効果的に除去することができ、波形等化性能をさらに向上させることが可能となる。
【００６３】
なお、本実施の形態１では、受信信号をＱＡＭとして説明したが、入力信号が、ＰＳＫやＶＳＢ等をはじめ、その他の信号の場合でも、同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００６４】
以上のように、本実施の形態１の波形等化装置によれば、時間的に連続する受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定し、その推定誤差により算出した波形等化フィルタの係数により、波形等化フィルタを動作させることにより、シンボル周期より短い遅延時間を有する反射波を有効に除去することが可能となる。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２の波形等化装置を説明する。なお、本実施の形態２の波形等化装置は、上記実施の形態１の波形等化装置において、シンボル中間点の誤差推定を容易にし、回路の簡素化が可能となるものである。
【００６５】
図６は本実施の形態２の波形等化装置の構成を示すブロック図である。実施の形態２の波形等化装置は、図６に示すように、入力信号１０Ｓを入力とし、波形等化処理を行った出力信号１１Ｓを出力する波形等化フィルタ１０と、波形等化フィルタ１０の出力信号１１Ｓより時間的に連続するＱＡＭシンボルの中間点の誤差を推定し、誤差信号１２Ｓとして出力するシンボル中間点誤差推定部１１Ａと、入力信号１０Ｓ及び誤差信号１２Ｓに基づいて、波形等化フィルタ１０のタップ係数信号１３Ｓを算出する波形等化係数算出部１２と、入力信号１０Ｓ中のＱＡＭシンボルに同期したシンボル周波数クロック１５Ｓ、及び入力信号１０Ｓ中のＱＡＭシンボルに同期しシンボル周波数クロック１５Ｓの２倍の周波数を有するクロック１４Ｓを生成するクロック発生部１４とで構成される。
【００６６】
本実施の形態２の波形等化装置は、図６に示すように、上記実施の形態１の波形等化装置におけるシンボル中間点誤差推定部１１を、シンボル中間点誤差推定部１１Ａ（シンボル中間点誤差推定部１１とは内部構成が異なる）に代えた構成である。
【００６７】
なお、本実施の形態２の波形等化装置におけるその他の構成は、上記実施の形態１の波形等化装置の構成と同様であり、当該構成部分については、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００６８】
図７は本実施の形態２の波形等化装置におけるシンボル中間点誤差推定部１１Ａの構成を示すブロック図である。このシンボル中間点誤差推定部１１Ａは、図７に示すように、シンボル判定部１１ａ１と、クロック発生部１４において生成されたシンボル周波数の２倍の周波数を有するクロック１４Ｓで動作する１／２シンボル遅延部１１ａ２、１１ａ３、１１ａ４と、誤差選択判定部１１ａ１０と、切り替え部１１ａ１１と、クロック発生部１４において生成されたシンボル周波数を有するクロック１５Ｓで動作するシンボル遅延部１１ａ７と、ゲイン設定部１１ａ８とを備える。
【００６９】
波形等化フィルタ１０の出力信号１１Ｓ（（数１）におけるｙ（ｍ））は、シンボル中間点誤差推定部１１Ａにおいて、シンボル判定部１１ａ１と１／２シンボル遅延部１１ａ４にそれぞれ入力される。シンボル判定部１１ａ１では、ｙ（ｍ）中のＱＡＭシンボルのうち、最も近いＱＡＭの送信シンボル点を判定して、判定信号（（数１）におけるｄ（ｎ））を出力する。判定信号ｄ（ｎ）は、誤差選択判定部１１ａ１０と、１／２シンボル遅延部１１ａ２にそれぞれ入力される。
【００７０】
１／２シンボル遅延部１１ａ２の出力は、１／２シンボル遅延部１１ａ３を介して、誤差選択判定部１１ａ１０に入力される。誤差選択判定部１１ａ１０では、シンボル判定部１１ａ１の出力と１／２シンボル遅延部１１ａ３の出力とを入力とし、時間的に連続するＱＡＭシンボルの中間点のうち、その振幅値が０になるべきものかどうかを判定する。
【００７１】
以上のように構成されたシンボル中間点誤差推定部１１Ａの動作を、図面を用いて以下に説明する。
図８は本実施の形態２の波形等化装置におけるシンボル中間点誤差推定部の動作を示す概念図であり、図８（ａ）は信号空間ダイアグラム上における波形等化フィルタ出力信号１１Ｓの時間移動、図８（ｂ）は、波形等化フィルタ出力信号Ｓ１１のうち、実数項の信号の時間移動を示したものである。なおここでは、図８（ａ）において、波形等化フィルタ出力信号１１Ｓ（図８（ａ）中×で示す）が、シンボル▲１▼からシンボル▲２▼に移動する場合を例にとって説明する。
【００７２】
シンボル判定部１１ａ１では、シンボル▲１▼、シンボル▲２▼のそれぞれについて、もっとも近い送信シンボルを判定し、その判定シンボル（図８（ａ）中、それぞれ□の塗潰し、◆で示す）を出力する。シンボル判定部１１ａ１の出力は、直接及び、１／２シンボル遅延部１１ａ２と１１ａ３とを介して、誤差選択判定部１１ａ１０に入力される。つまり、誤差選択判定部１１ａ１０には、シンボル▲１▼の判定後信号（図８（ａ）中□の塗潰しで示す）、及びシンボル▲２▼の判定後信号（図８（ａ）中◆で示す）が、同時に入力されることになる。
【００７３】
誤差選択判定部１１ａ１０は、この２つの時間的連続する２つの判定後シンボルによって、その中間点が振幅“０”となるべきものかどうかを判定する。
次に、誤差選択判定部１１ａ１０の動作を、実数項信号に着目して図８（ｂ）を用いて説明する。なおここでは、虚数項信号においても同様の動作を行うのでその動作の説明は省略する。
【００７４】
誤差選択判定部１１ａ１０は、入力されたシンボル▲１▼の判定後信号（図８（ｂ）中□の塗潰しで示す）及びシンボル▲２▼の判定後信号（図８（ｂ）中◆で示す）とにより、その２つのシンボル間の移動において、その中間時刻に来るはずの所望の振幅値が“０”となる場合（図８において●を通る場合）、つまり時間的連続したシンボルの判定振幅値であるシンボル判定部１１ａ１の出力と、１／２シンボル遅延部１１ａ３の出力値の絶対値とが等しく、かつ正負が異なる場合のみ、有効信号を切り替え部１１ａ１１に出力する。
【００７５】
次に、切り替え部１１ａ１１は、１／２シンボル遅延部１１ａ４の出力を入力とし、誤差選択判定部１１ａ１０が有効信号を出力するときのみ、波形等化フィルタ１０の出力信号１１Ｓにおけるシンボル中間点のサンプリング値（図８（ｂ）において★で示す）を出力し、それ以外のときは“０”を出力する。
【００７６】
切り替え部１１ａ１１の出力は、シンボル周期で動作するシンボル遅延部１１ａ７で、シンボル中間点の推定誤差のみを保持したあと、ゲイン設定部１１ａ８により、波形等化における係数更新ステップサイズを乗算して、波形等化係数算出部１２に出力される。波形等化係数算出部１２は、ＱＡＭシンボル周期で（数２）のＬＭＳ制御に基づいて、フィルタ係数Ｃ０、Ｃ１を更新する。
【００７７】
そして、波形等化フィルタ１０は、このように得られたＣ０、Ｃ１のフィルタ係数を入力し、１／２シンボルずつ遅延が異なる入力信号１０Ｓのそれぞれとを複素乗算して得た信号を、複素加算することにより、伝送路により発生した反射波を除去する。
【００７８】
なお、本実施の形態２では、受信信号をＱＡＭとして説明したが、入力信号が、ＰＳＫやＶＳＢ等をはじめ、その他の信号でも同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００７９】
また、波形等化フィルタ１０は３タップのＦＩＲフィルタを用いているが、タップ数、フィルタ形式を特に制限しているものではなく、ＩＩＲフィルタを用いても同様の効果が得られる。
【００８０】
また、図１０に示すように、本実施の形態２の波形等化装置と、従来例で示したようなＱＡＭシンボルで推定誤差を検出してシンボル周期で波形等化を行う従来型波形等化装置とを、組み合わせて構成することもできる。
【００８１】
このように構成することによって、遅延時間が１／２シンボルより短い反射波及び、遅延時間が１シンボル以上の長い反射波を双方とも効果的に除去することができ、波形等化性能をさらに向上させることが可能となる。
【００８２】
以上のように、本実施の形態２の波形等化装置によれば、時間的に連続する受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定し、その推定誤差により算出した波形等化フィルタの係数により、波形等化フィルタを動作させることにより、シンボル周期より短い遅延時間を有する反射波を有効に除去することが可能となる。
【００８３】
また更に、誤差選択判定部１１ａ１０が、時間的に連続する２つのＱＡＭシンボルのシンボル間の中間点の振幅が本来０になる場合のみ、波形等化フィルタ１０の出力信号１１Ｓにおけるシンボル中間点のサンプリング値を、シンボル中間点の推定誤差ｅ（ｎ）とすることにより、シンボルの中間点の推定誤差検出が容易にでき、回路の簡素化が可能となる。
【００８４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、所定周期をもって時間的に連続する受信シンボルの中間点の振幅誤差を推定し、その推定誤差により算出したフィルタのタップ係数を用いて波形等化フィルタを動作させることができる。
【００８５】
そのため、シンボル周期に満たない遅延時間を有する反射波を有効に除去することができる。
また、波形等化フィルタを動作させるためのタップ係数を算出する際に必要な受信シンボルの中間点における誤差推定の簡略化も可能にすることができる。
【００８６】
そのため、シンボルの中間点に対する推定誤差の検出をより容易化することができ、回路をより簡素化することができる。
また、遅延時間が１／２シンボルより短い反射波、及び遅延時間が１シンボル以上の長い反射波を、双方とも効果的に除去することができる。
【００８７】
そのため、波形等化性能を更に向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の波形等化装置の構成を示すブロック図
【図２】同実施の形態１の波形等化装置における波形等化フィルタの構成を示すブロック図
【図３】同実施の形態１の波形等化装置におけるシンボル中間点誤差推定部の構成を示すブロック図
【図４】同実施の形態１の波形等化装置における波形等化係数算出部の構成を示すブロック図
【図５】同実施の形態１の波形等化装置におけるシンボル中間点誤差推定部の動作を示す概念図
【図６】本発明の実施の形態２の波形等化装置の構成を示すブロック図
【図７】同実施の形態２の波形等化装置におけるシンボル中間点誤差推定部の構成を示すブロック図
【図８】同実施の形態２の波形等化装置におけるシンボル中間点誤差推定部の動作を示す概念図
【図９】本発明の実施の形態１の波形等化装置と従来型波形等化装置との組み合わせ構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態２の波形等化装置と従来型波形等化装置との組み合わせ構成を示すブロック図
【図１１】従来の波形等化装置における波形等化フィルタの構成を示すブロック図
【図１２】同従来例の波形等化装置における波形等化係数算出部の構成を示すブロック図
【図１３】同従来例の波形等化装置における誤差推定部の動作を示す概念図
【図１４】同従来例の波形等化装置の構成を示すブロック図
【図１５】同従来例の波形等化装置における誤差推定部の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態１及び２の波形等化装置における波形等化係数算出部の動作を示すタイミング図
【符号の説明】
１０、１００　　波形等化フィルタ
１１、１１Ａ　　シンボル中間点誤差推定部
１２、１０２　　波形等化係数算出部
１０１　　誤差推定部
１０Ｓ、１００Ｓ　　入力信号
１１Ｓ、１０１Ｓ　　波形等化フィルタ出力信号
１２Ｓ　　シンボル中間点推定誤差信号
１０２Ｓ　　推定誤差信号
１３Ｓ、１０３Ｓ　　タップ係数信号
１４、１０４　　クロック発生部
１４Ｓ　　シンボル周波数の２倍の周波数を有するクロック
１５Ｓ　　シンボル周波数の周波数を有するクロック
１１ａ１、１０１ａ１　　判定部
１１ａ５　　シンボル中間点判定部
１１ａ６、１０１ａ２　　複素減算部
１１ａ８、１０１ａ５　　ステップサイズ乗算部
１１ａ１０　　誤差選択判定部
１１ａ１１、１０１ａ４　　切り替え部
１０ｂ１、１０ｂ２　　複素乗算部
１２ｄ１、１２ｄ２　　複素乗算部
１００ｂ１、１００ｂ２、１００ｂ３　　複素乗算部
１００ｂ４、１００ｂ５　　複素乗算部
１０２ｄ１、１０２ｄ２、１０２ｄ３　　複素乗算部
１０２ｄ４、１０２ｄ５　　複素乗算部
１０ｃ１、１００ｃ１　　複素加算部
１０２ｂ１、１０２ｂ２、１０２ｂ３　　複素共役生成部
１０２ｂ４、１０２ｂ５　　複素共役生成部
１２ｂ１、１２ｂ２　　複素共役生成部
１２ｃ１、１２ｃ２　　積分部
１０２ｃ１、１０２ｃ２、１０２ｃ３、１０２ｃ４、１０２ｃ５　　積分部
１０ａ１、１０ａ２　　１／２シンボル遅延部
１１ａ２、１１ａ３、１１ａ４　　１／２シンボル遅延部
１１ａ７、１２ａ１　　１シンボル遅延部
１００ａ１、１００ａ２、１００ａ３、１００ａ４　　１シンボル遅延部
１０２ａ１、１０２ａ２、１０２ａ３、１０２ａ４　　１シンボル遅延部
１０１ａ３　　誤差評価部
【図１】
2004072133.tif 000010
【図２】
2004072133.tif 000011
【図３】
2004072133.tif 000012
【図４】
2004072133.tif 000013
【図５】
2004072133.tif 000014
【図６】
2004072133.tif 000015
【図７】
2004072133.tif 000016
【図８】
2004072133.tif 000017
【図９】
2004072133.tif 000018
【図１０】
2004072133.tif 000019
【図１１】
2004072133.tif 000020
【図１２】
2004072133.tif 000021
【図１３】
2004072133.tif 000022
【図１４】
2004072133.tif 000023
【図１５】
2004072133.tif 000024
【図１６】
2004072133.tif 000025