(57)【要約】【課題】使用環境や回路内部の分布定数の影響を少なくして出力信号のＳ／Ｎ比を向上させることを、低コストで実現する。【解決手段】信号変換部１０と増幅部２０とローパスフィルタ３０からなる主信号系と、ローパスフィルタ３０の出力信号に応じた制御信号Ｓｃを生成して主信号系に帰還する自動利得制御部４０からなる帰還制御系とにより構成する。そして、その信号変換部１０の電流／電圧変換部１２に信号の高域成分を減少させるデエンファシス機能を持たせ、増幅部２０のに電気信号の高域成分を増加するとともに、制御信号Ｓｃによって利得を可変するためのエンファシス回路２３を設ける。【選択図】　　　　図１
2004015671.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号を入力して電気信号に変換する信号変換部と、その電気信号を増幅する増幅部と、該増幅部で増幅された電気信号のうち所要周波数帯域の信号を通過させて出力する電気的フィルタと、該電気的フィルタもしくは前記増幅部の出力信号に応じて該増幅部の利得を制御する自動利得制御部とからなる信号検出処理回路において、
前記信号変換部に前記電気信号の高域成分を減少させるディエンファシス機能を持たせ、前記増幅部もしくは該増幅部と前記電気的フィルタとの間に、前記出力信号の高域成分を増加させるエンファシス回路を設けたことを特徴とする信号検出処理回路。
【請求項２】
請求項１記載の信号検出処理回路において、
前記信号変換部が、光信号を電気信号に変換する光電変換素子と該光電変換素子によって変換された電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換部とからなることを特徴とする信号検出処理回路。
【請求項３】
請求項２記載の信号検出処理回路において、
前記電流／電圧変換部が、電源とグランドとの間に前記光電変換素子と直列に且つ前記グランド側に接続した第１の抵抗と、その光電変換素子と第１の抵抗との接続点に一端を接続したコンデンサと、該コンデンサの他端と前記電源より電圧が小さい基準電源との間に接続した第２の抵抗とからなり、前記コンデンサの他端から前記電圧信号を出力する回路であり、
前記第１の抵抗の抵抗値を、前記光信号に応じて決定される通常の抵抗値の３倍以上の抵抗値にすることによって前記ディエンファシス機能を持たせたことを特徴とする信号検出処理回路。
【請求項４】
前記第１の抵抗の抵抗値が６０ｋΩ〜１２０ｋΩである請求項３記載の信号検出処理回路。
【請求項５】
請求項２記載の信号検出処理回路において、
前記電流／電圧変換部が、前記光電変換素子を２つの入力端子間に接続したオペアンプと、該オペアンプの出力端子と一方の入力端子との間に接続した抵抗とからなり、該抵抗の抵抗値を、前記光信号に応じて決定される通常の抵抗値の３倍以上の抵抗値にすることによって前記ディエンファシス機能を持たせたことを特徴とする信号検出処理回路。
【請求項６】
前記抵抗の抵抗値が６０ｋΩ〜１２０ｋΩである請求項５記載の信号検出処理回路。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか一項に記載の信号検出処理回路であって、
前記増幅部が、第１アンプと第２アンプを備え、その第１アンプと第２アンプの間に前記エンファシス回路を設けており、
そのエンファシス回路が、前記自動利得制御部からの制御信号によって抵抗値が制御される可変抵抗素子を有し、該可変抵抗素子の抵抗値によって通過信号の周波数特性と振幅を制御する回路であることを特徴とする信号検出処理回路。
【請求項８】
前記可変抵抗素子が電界効果トランジスタである請求項５記載の信号検出処理回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、光信号を電気信号に変換して検出し、その電気信号に増幅および周波数帯域制限等の処理をする信号検出処理回路に関し、特にバーコード記号等を読み取る光学的情報読取装置の性能を向上させるのに適した信号検出処理回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、光信号を電気信号（アナログ信号）に変換して検出し、その電気信号に増幅や帯域制限などの信号処理を行なう信号検出処理回路が、各種の光信号受信器や検知器など多種多様な装置の入力部に広く使用されている。
ところで、光信号を電気信号に変換する場合、環境条件や光信号の大きさに応じて電気信号の振幅が大きく変化する。例えば、光反射率の異なる部分を有するバーコード記号を光学的に読み取って電気信号に変換するバーコードスキャナ等の光学的情報読取装置の場合、光信号を光電変換した電気信号の振幅は、例えばバーコード記号の白いバー（スペース）の幅が広ければ大きくなり、狭ければ小さくなるが、さらに、照明の強さや窓から入射する自然光の状況、人影などの環境条件や、読み取り距離などによって大きく変化する。
【０００３】
このような振幅差が激しい電気信号（以下、単に「信号」と云う）を一般的な定利得の増幅器で増幅した場合、振幅が小さい信号は充分な振幅レベルにまで増幅されず、振幅が大きい信号は飽和してしまうことがあり、増幅回路以降で行うデジタル信号処理などを正確に行えなくなる恐れがある。
そこで、従来からこのような電気信号を増幅する増幅回路には、その増幅出力信号の振幅に応じて増幅の利得を制御する自動利得制御（Ａｕｔｏ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＧＣ）を行い、増幅出力信号の振幅があまり変動しないようにしている。
ここで、バーコードスキャナに使用されている従来の信号検出処理回路の構成例を図８にブロック図で示す。
【０００４】
この信号検出処理回路１００は、光信号を入力してアナログの電気信号に変換する信号変換部１１０と、その電気信号を増幅する増幅部１２０と、その増幅部１２０で増幅された電気信号のうち所定周波数以下の低域成分の信号だけを通過させて出力するローパスフィルタ１３０と、その出力信号に応じて増幅部１２０における増幅の利得を制御する自動利得制御（ＡＧＣ）部１４０とからなる。
【０００５】
信号変換部１１０に入力する光信号は、バーコードスキャナがＬＥＤやレーザビーム発生器等の発光体からバーコードに向けて照射した光の反射光である。信号変換部１１０は、その光信号を受光して電流信号に変換するフォトダイオード（ＰＤ）などの光電変換素子１１１と、その電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換部（以下、「Ｉ／Ｖ変換部」と云う）１１２とからなり、入力された光信号を電気信号（電圧信号）に変換する。その電圧信号を増幅部１２０で増幅し、ローパスフィルタ１３０によって高域成分を除去した後、アナログの出力信号として出力する。
【０００６】
増幅部１２０は、前置増幅器１２１と可変利得増幅器（ＡＧＣアンプ）１２２からなる。ＡＧＣアンプ１２２の利得は自動利得制御部１４０によって生成される制御信号Ｓｃに応じて変化する。
その自動利得制御部１４０は、ローパスフィルタ１３０の出力部から分岐してＡＧＣアンプ１２２に帰還する閉ループ型の制御系であり、ピーク値検出器１４１と比較器１４２と基準レベル設定回路１４３とからなる。
ピーク値検出器１４１は、ローパスフィルタ１３０の出力信号の振幅のピーク電圧（ピーク値）を検出してある時定数で保持し、それを比較器１４２が基準レベル設定回路１４３によって設定された基準電圧値と比較し、その比較結果に応じた制御信号Ｓｃを出力してＡＧＣアンプ１２２の利得を制御する。
【０００７】
この場合の比較器１４２は差動増幅器の機能を持ち、ピーク値Ｖｐと基準電圧値Ｖｓとの差に応じた制御信号Ｓｃを出力し、それをＡＧＣアンプ１２２の制御端子に入力させる。その制御信号Ｓｃは、Ｖｐ＞Ｖｓのときは正、Ｖｐ＝Ｖｓのときは０、Ｖｐ＜Ｖｓのときは負となる。ＡＧＣアンプ１２２ではこの制御信号Ｓｃと反比例するように増幅の利得を可変する。すなわち、出力信号の振幅が小さくなると、ピーク値Ｖｐが基準電圧値Ｖｓより小さくなるので制御信号Ｓｃが負になり、ＡＧＣアンプ１２２の利得が大きくなる。逆に、出力信号の振幅が大きくなると、ピーク値Ｖｐが基準電圧値Ｖｓより大きくなるので制御信号Ｓｃが正になり、ＡＧＣアンプ１２２の利得が小さくなる。それによって、出力信号の平均的な振幅をほぼ一定にする。
バーコードスキャナでは、この信号検出処理回路１００の出力信号（アナログの電気信号）を、次のデジタル処理回路によってＡ／Ｄ変換してデジタル信号にし、それをデコードしてバーコード記号を読み取る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような信号検出処理回路１００における信号変換部１１０は多数の電子素子で構成されるので、その電子素子が持つ寄生容量や寄生インダクタンスなどによる分布定数がここで行う信号処理に影響を与えてしまう。特に、入力する光信号が小さいときにその影響は強く出てしまう。
したがって、このような従来の信号検出処理回路を用いたバーコードスキャナでは、入力する光信号が小さいとき（暗い場所で使用するときなど）には、光電変換素子であるフォトダイオード（ＰＤ）や、Ｉ／Ｖ変換部の抵抗素子のような入力部周辺の電子素子の寄生容量等の分布定数の影響が大きくなり、バーコード記号の読取深度（レンズの焦点位置からの読み取り可能なずれ量）が低下してしまうという問題があった。
さらに、空気中を伝送する光信号は伝送距離の二乗に反比例して減衰するため、従来はバーコードスキャナが正確に読み取り動作可能なバーコードとの距離（読取距離）を伸ばすことができなかった。レンズ光学系にもよるが、読取距離を４００ｍ以上にするのは困難であった。
【０００９】
この発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、光信号を入力して電気信号に変換して処理する信号検出処理回路において、その使用環境や回路内部の分布定数の影響を少なくして出力信号のＳ／Ｎ比を向上させることを、従来の回路構成を大幅に変更することなく、比較的単純な回路構成で、低コストで実現することを目的とする。
特に、バーコードスキャナ等の光学的情報読取装置に適用することにより、バーコード等からの光信号の入力が小さくても精度良くそのバーコード記号を読み取れるようにし、バーコードスキャナの読取距離および読取深度を延ばすことも目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この発明は、光信号を入力して電気信号に変換する信号変換部と、その電気信号を増幅する増幅部と、その増幅部で増幅された電気信号のうち所要周波数帯域の信号を通過させて出力する電気的フィルタと、その電気的フィルタもしくは増幅部の出力信号に応じて該増幅部の利得を制御する自動利得制御部とからなる信号検出処理回路において、上記の目的を達成するため、上記信号変換部に上記電気信号の高域成分を減少させるディエンファシス機能を持たせるとともに、上記増幅部もしくは該増幅部と上記電気的フィルタとの間に、上記出力信号の高域成分を増加させるエンファシス回路を設けたものである。
上記信号変換部は、光信号を電気信号に変換する光電変換素子と、その光電変換素子によって変換された電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換部とによって構成すればよい。
【００１１】
上記信号変換部が光電変換素子と電流／電圧変換部とによって構成された場合、
その電流／電圧変換部を、電源とグランドとの間に光電変換素子と直列に且つグランド側に接続した第１の抵抗と、その光電変換素子と第１の抵抗との接続点に一端を接続したコンデンサと、そのコンデンサの他端と上記電源より電圧が小さい基準電源との間に接続した第２の抵抗とによって構成し、上記コンデンサの他端から上記電圧信号を出力させるようにするとよい。
そして、上記第１の抵抗の抵抗値を、光信号に応じて決定される通常の抵抗値の３倍以上の抵抗値にすることによってディエンファシス機能を持たせることができる。
【００１２】
あるいは上記電流／電圧変換部を、上記光電変換素子を２つの入力端子間に接続したオペアンプと、そのオペアンプの出力端子と一方の入力端子との間に接続した抵抗とによって構成し、その抵抗の抵抗値を、光信号に応じて決定される通常の抵抗値の３倍以上の抵抗値にすることによっても、ディエンファシス機能を持たせたことができる。
上記第１の抵抗、あるいは上記オペアンプの出力端子と一方の入力端子との間に接続した抵抗の抵抗値は、６０ｋΩ〜１２０ｋΩの範囲にするのが望ましい。
【００１３】
一方、上記増幅部を、第１アンプと第２アンプ、およびその第１アンプと第２アンプの間に設けたエンファシス回路とによって構成し、そのエンファシス回路が、上記自動利得制御部からの制御信号によって抵抗値が制御される可変抵抗素子を有し、その可変抵抗素子の抵抗値によって通過信号の周波数特性と振幅を制御する回路にすることができる。
その可変抵抗素子を電界効果トランジスタにするとよい。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
ここでは、この発明の一実施形態として光学的情報読取装置であるバーコードスキャナに使用する信号検出処理回路について説明する。図１はその構成を示すブロック図である。
この図１に示す信号検出処理回路１は、基本的には図８に示した従来例と同様な回路構成である。すなわち、光信号を入力して電気信号に変換する信号変換部１０と、その電気信号を増幅する増幅部２０と、その増幅部２０で増幅された電気信号のうち所要周波数帯域の信号を通過させて出力する電気的フィルタであるローパスフィルタ３０と、その出力信号に応じて増幅部２０における増幅の利得を制御する自動利得制御（ＡＧＣ）部４０とからなる。
その信号変換部１０と増幅部２０とローパスフィルタ３０によって主信号系を構成し、自動利得制御部４０が帰還制御系を構成している。
【００１５】
主信号系の信号変換部１０は、入力する光信号を電気信号に変換する光電変換素子１１とその光電変換素子１１によって変換された電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換部（Ｉ／Ｖ変換部）１２とからなるが、この実施形態ではさらに、光電変換素子１１とその電源との間を交流的に非結合にするためのデカップリング回路１３を設けている。しかし、このデカップリング回路１３は、この発明に必須のものではない。
そして、この信号変換部１０のＩ／Ｖ変換部１２に、変換した電気信号の高域成分を減少させるディエンファシス機能を持たせている。これは、この発明に特有の構成である。
【００１６】
増幅部２０は、プリアンプである第１アンプ２１とメインアンプである第２アンプ２２を備え、その第１アンプ２１と第２アンプ２２の間にエンファシス回路２３とカップリング回路２４を設けている。そのエンファシス回路２３は、自動利得制御部４０からの制御信号Ｓｃによって抵抗値が制御される可変抵抗素子２３ａを有し、その可変抵抗素子２３ａの抵抗値によって通過信号の周波数特性と振幅を制御し、それによって第１アンプ２１の出力信号の高域成分を増加させるとともに、増幅部２０全体の利得を制御する。
第１アンプ２１と第２アンプ２２は、図８に示した従来例における前置増幅器１２１と可変利得増幅器１２２に相当するが、第２アンプ２２は可変利得増幅器である必要はない。カップリング回路２４は、エンファシス回路２３と第２アンプ２２とを交流的に結合するための回路であるが、この発明に必須のものではない。
【００１７】
また、ローパスフィルタ３０は、複数の抵抗および複数のコンデンサなどで構成する従来の多段の積分回路からなる電気的フィルタであり、増幅部２０で増幅された電気信号のうち所定周波数帯域の成分のみを通過させて高周波成分を遮断するフィルタである。
このローパスフィルタ３０は、バーコードスキャナがバーコードを読み取る時に正規の信号（バーコードからの反射光）以外に拾ってしまった余分な信号を除去するために設けている。その余分な信号は正規の信号よりも大きく、ノイズを多く含んでいる可能性があるため、この信号検出処理回路１以降で行うデジタル信号処理における誤動作の原因になる。そのため、このような余分な信号をローパスフィルタ３０で濾波し、正規の信号のみを出力信号として出力させる必要がある。
なお、バーコードスキャナでは、通常このような余分な信号は高周波帯域にあるが、装置を使用する環境によっては余分な信号が低周波帯域にあることも有るし、高周波帯域と低周波帯域の両方にある場合もある。そのような場合には、図１におけるローパスフィルタ３０の代りにハイパスフィルタあるいはバンドパスフィルタを設ければよい。
【００１８】
帰還制御系の自動利得制御部４０は、図８に示した従来例の自動利得制御部１４０と同様な構成であり、ピーク値検出器４１と比較器４２と基準レベル設定回路４３とからなる。これらの作用も従来例の自動利得制御部１４０と略同様であるから、その説明を省略する。
なお、この自動利得制御部４０では、ピーク値検出器４１がローパスフィルタ３０の出力信号Ｖｅの振幅のピーク値を検出しているが、平均値を検出するようにしてもよく、さらに別の信号検知方法を用いてよい。その場合は、基準値レベル設定回路４３で生成する基準電圧値を検出器によって検出する信号レベルに合わせて設定すればよい。また、増幅部２０の第２アンプ２２の出力電圧Ｖｄのピーク値又は平均値を検出するようにしてもよい。
【００１９】
次に、この信号検出処理回路１における信号変換部１０と増幅部２０の具体的な回路構成例を図２によって説明する。
なお、この図２では、図１に示したローパスフィルタ３０と自動利得制御部４０については図示を省略している。さらに、この信号検出処理回路１の各部を動作させるための電圧を供給する電源回路とその給電ラインも図示を省略している。
まず、信号変換部１０の回路構成について説明する。
信号変換部１０の光電変換素子１１は、バーコードスキャナが図示しない半導体レーザなどの発光体からバーコード（ラベル等に印刷されている）に向けて照射した光の反射光を光信号として受光して電流信号に変換する素子であり、ここではフォトダイオードＰＤを用いている。このフォトダイオードＰＤに代えて、フォトトランジスタやＣＣＤなど他の光電変換素子を用いてもよい。
【００２０】
このフォトダイオードＰＤのカソード端子は、デカップリング回路１３の抵抗Ｒ１３ａを介して正の電源電圧＋Ｖが印加される電源端子５０に接続されている。
デカップリング回路１３は、その抵抗Ｒ１３ａと、その抵抗Ｒ１３ａとフォトダイオードＰＤとの接続点とグランドＧＮＤとの間に接続したコンデンサＣ１３ｂとによって構成されている。このデカップリング回路１３は、電源電圧＋Ｖを供給する図示しない電源回路と光電変換素子１１以降の回路とを直流的に結合し、交流的には非結合にする回路であり、電源電圧＋Ｖに含まれる交流成分（ＡＣ成分）を遮断して直流電圧だけを印加させることにより、光電変換素子１１及びＩ／Ｖ変換部１２に電源からのノイズが混入しないようにする。したがって、電源電圧＋Ｖが完全な直流電圧源であれば、このデカップリング回路１３を省略できる。
【００２１】
Ｉ／Ｖ変換部１２は、フォトダイオードＰＤのアノード端子とグランド（回路のアース）ＧＮＤとの間に接続した第１の抵抗である抵抗Ｒ１２ａと、そのフォトダイオードＰＤと抵抗Ｒ１２ａとの接続点に一端を接続したコンデンサＣ１２ｃと、そのコンデンサＣ１２ｃの他端と電源電圧＋Ｖより電圧が小さい基準電圧Ｖｒが印加される基準電源端子６０との間に接続した第２の抵抗である抵抗Ｒ１２ｂとからなる。したがって、電源端子５０とグランドＧＮＤとの間に、デカップリング回路１３の抵抗Ｒ１３ａと光電変換素子１１と電流／電圧変換部１２の第１の抵抗Ｒ１２ａが直列に接続される。そして、その光電変換素子１１と第１の抵抗Ｒ１２ａとの接続点に一端を接続したコンデンサＣ１２ｃの他端から電圧信号Ｖｂを出力する。
なお、電源電圧＋Ｖが２．５Ｖの場合、基準電圧Ｖｒはその電源電圧より電圧が小さく、例えばその半分の１．２５Ｖにする。
【００２２】
この信号変換部１０は、光信号の入力に応じて光電変換素子１１であるフォトダイオードＰＤに電流ｉが流れ、光信号が電気信号に変換される。その電流はＩ／Ｖ換部１２の第１の抵抗Ｒ１２ａにも流れ、その両端子間に電圧が発生して、電流／電圧変換が行われる。その電圧の変動成分（交流分）をコンデンサＣ１２ｃを介して電圧信号Ｖｂとして増幅部２０へ出力する。
さらに詳細に言えば、第１の抵抗Ｒ１２ａとコンデンサＣ１２ｃと第２の抵抗Ｒ１２ｂの合成インピーダンス値によって、電流／電圧変換を行っている。その際、電気信号の高域成分を低減させるディエンファシスの作用も行う。
そのため、第１の抵抗Ｒ１２ａの抵抗値を、光信号に応じて決定される通常の抵抗値の３倍以上の抵抗値にしている。
【００２３】
ここで抵抗Ｒ１２ａの両端子間に発生する電圧値は、そこに流れる電流ｉの値に抵抗値を乗じた大きさになるため、電流信号の振幅が同じであっても、抵抗Ｒ１２ａの抵抗値が大きければ電圧信号の振幅は大きくなり、抵抗値が小さければ電圧信号の振幅は小さくなる。つまり、抵抗Ｒ１２ａの抵抗値はＩ／Ｖ変換部１２の利得を決定する。
このＩ／Ｖ変換部１２の利得とＳ／Ｎ比は略比例関係にある。つまり、抵抗Ｒ１２ａの抵抗値を大きくするとＩ／Ｖ変換部１２の利得が大きくなり、Ｓ／Ｎ比が大きくなる。
【００２４】
また、このＩ／Ｖ変換部１２の利得と信号の帯域とは略反比例の関係にある。つまり、抵抗Ｒ１２ａの抵抗値を大きくするとＩ／Ｖ変換部１２の利得が大きくなると共に、出力される電圧信号（以下、単に「信号」と云う）Ｖｂの高域成分が減少して帯域が狭くなる。さらに、抵抗器Ｒ１２ａの抵抗値を大きくすると寄生容量や寄生インダクタンスおよび入力される外的ノイズ光などに依存した予期しない寄生要素などからなる分布定数が大きくなるので、一層信号Ｖｂの高域成分が減少する。
【００２５】
そこで、この信号変換部１０のＩ／Ｖ変換部１２では、抵抗Ｒ１２ａの抵抗値を従来のバーコードスキャナにおけるＩ／Ｖ変換部の抵抗の抵抗値よりも大きくし、Ｉ／Ｖ変換器１２の利得を大きくすると共に信号の帯域を制限している。つまり、逆方向バイアスされたフォトダイオードＰＤとＩ／Ｖ変換部１２の抵抗Ｒ１２ａとによって、あたかも積分回路のように動作する擬似積分回路（一種のローパスフィルタ）を構成しているのである。それによって、信号の高域成分を低減するディエンファシス機能を持たせている。
この抵抗Ｒ１２ａの抵抗値は、通常の抵抗値が２０ｋΩの場合に、その３倍以上で３〜６倍の６０ｋΩ〜１２０ｋΩ程度がよく、特に９０ｋΩ前後がよい。この例では９１ｋΩにしている。
【００２６】
図３の（ａ）は、Ｉ／Ｖ変換部１２の抵抗Ｒ１２ａの抵抗値を通常の値（２０ｋΩ）にした場合に出力される電圧信号Ｖａ（図２におけるＶｂに相当する）の波形の例であり、大きい振幅Ｌａの波形は、バーコードの太い白バー（スペース）を示し、小さい振幅Ｍａの波形は同じく細い白バーを示している。バーコードスキャナでは、このように信号の振幅がバーコードの白バー（スペース）の幅に応じて変化する。つまり、白バーの幅が広いとそこで反射する光が多いため、入力する光信号が多くなるので、信号の振幅がＬａのように大きくなる。逆に、白バーの幅が狭いと、入力する光信号が少なくなるので、信号の振幅はＭａのように小さくなる。この電圧信号Ｖａにはノイズ成分が含まれている。
【００２７】
図３の（ｂ）は、Ｉ／Ｖ変換部１２の抵抗Ｒ１２ａの抵抗値を前述のように通常の値より大きい９１ｋΩにした場合に出力される電圧信号Ｖｂの波形の例であり、大きい振幅Ｌｂの波形が太い白バーを、小さい振幅Ｍｂの波形が細い白バーを示している。
この図３の（ｂ）に示す波形は、Ｉ／Ｖ変換部１２でディエンファシスされて出力される電圧信号Ｖｂであるから、（ａ）の信号波形と比較して信号の立上り立下りが鈍った積分波形状になり、ノイズ成分が除去されている。
図４にこのＩ／Ｖ変換部１２の出力である電圧信号Ｖｂの波形の一部を拡大して実線で示す。この信号の振幅比、つまり、（Ｍｂ／Ｌｂ）×１００％がバーコードスキャナの分解能比を示す。
【００２８】
ここで、抵抗Ｒ１２ａの抵抗値を大きくしていくと、それに伴ってフォトダイオードＰＤと抵抗Ｒ１２ａによって構成される擬似積分回路の時定数が大きくなるため、図４に破線で示すように、信号波形の立上りと立下りがより緩やかになって鈍りが大きくなる。そして、ある程度以上時定数を大きくすると、波形が立上りきれない状態（へばった状態）になるため、図４にＬｂ′およびＭｂ′で示すように振幅が小さく（特に振幅の小さいＭｂ′の低下が著しく）なり、分解能比も劣化して読み取りできなくなってしまう。
【００２９】
そのため、抵抗Ｒ１２ａの抵抗値は、分解能比を１５〜４０％程度を保てる読取可能な範囲内で、なるべく大きな値に設定することが望ましい。さらに、当然のことながら、出力信号の最大振幅が、後述する増幅部２０の第１アンプ２１のダイナミックレンジの範囲内あるようにする必要がある。
そこで、前述のように、この抵抗Ｒ１２ａの抵抗値を、通常の抵抗値が２０ｋΩの場合に、その３倍以上で３〜５倍の６０ｋΩ〜１２０ｋΩ程度、特に９０ｋΩ前後にするとよい。
【００３０】
ところで、バーコードスキャナの場合、太陽光や照明の光などの外的ノイズがバーコードからの反射光である正規の光信号に加わってしまうので、入力段階でＳ／Ｎ比が小さくなるのは避けられない。そのため、なるべくＩ／Ｖ変換部の利得を増やして信号を大きくしてＳ／Ｎ比を向上させる必要がある。しかし、従来のバーコードスキャナでは、信号の帯域を確保するためにＩ／Ｖ変換部の利得を充分に大きくすることができず、充分なＳ／Ｎ比を得ることができなかった。
それに対して、この発明によれば、Ｉ／Ｖ変換部１２にディエンファシス機能を持たせて信号の帯域を制限するので、Ｉ／Ｖ変換部１２の利得を大きくすることができ、充分なＳ／Ｎ比を得ることができる。
【００３１】
さらに、そのディエンファシス機能によってノイズを多く含む高域成分を減少させるため、ノイズ成分が少なくなり、より一層Ｓ／Ｎ比が向上する。
なお、この信号変換部１０のディエンファシス機能で減少させた信号の高域成分は、後述する増幅部２０のエンファシス回路２３で補正する。エンファシス回路とは、デエンファシスの逆の特性を持ち、出力電圧が周波数に略比例するような処理を施す回路であり、信号の高域成分を強調させる機能を持つ。
【００３２】
次に、増幅部２０について引き続き図２によって説明する。
増幅部２０は、図１によっても説明したように、プリアンプである第１アンプ２１とメインアンプである第２アンプ２２と、その第１アンプ２１と第２アンプ２２の間に設けたエンファシス回路２３とカップリング回路２４とによって構成されている。
第１アンプ２１は負帰還の非反転増幅器であり、オペアンプ２１ａとその反転入力端子（−）とグランドＧＮＤとの間に接続した抵抗Ｒ２１ｂと、反転入力端子と出力端子の間に接続した帰還抵抗である抵抗Ｒ２１ｆとからなる。前述した信号変換部１０から出力される電圧信号Ｖｂをオペアンプ２１ａの非反転入力端子（＋）に入力する。そして、抵抗Ｒ２１ｂと抵抗Ｒ２１ｆの抵抗値をそれぞれＲ２１ｂ，Ｒ２１ｆとすると、電圧信号Ｖｂを１＋（Ｒ２１ｆ／Ｒ２１ｂ）倍して出力する。
【００３３】
なお、この倍率である第１アンプ２１の利得は、例えば２倍程度に設定するが、それは一義的なものではなく、最適値は第１アンプ２１の性能などによって異なる。また、この第１アンプ２１に使用する増幅回路は上記に限るものではなく、他の増幅回路を用いてもよい。例えば、反転増幅回路を用いてもよい。また、増幅素子はオペアンプに限らず、トランジスタやＦＥＴなどの複数の部品を接続して構成してもよい。
【００３４】
この第１アンプ２１の出力信号はエンファシス回路２３に入力する。そのエンファシス回路２３は、第１アンプ２１の出力点と後段のカップリング回路２４の入力点との間に直列接続した抵抗Ｒ２３ｂと、その抵抗Ｒ２３ｂに並列接続したコンデンサＣ２３ｃと、その抵抗Ｒ２３ｂとコンデンサＣ２３ｃの出力側の接続点ｑと基準電源端子６０との間に接続した可変抵抗素子２３ａとからなる。
この例では、その可変抵抗素子２３ａとして、電界効果トランジスタの一種であるＪＦＥＴ（接合型ＦＥＴ：Ｊｕｎｃｔｉｏｎ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用し、そのドレイン端子Ｄを接続点ｑに、ソース端子Ｓを基準電圧Ｖｒが印加される基準電源端子６０にそれぞれ接続し、ゲート端子Ｇに図１に示した自動利得制御部４０からの制御信号Ｓｃを入力させるようにしている。
【００３５】
この制御信号Ｓｃは、図８に示した従来の自動利得制御部１４０の制御信号Ｓｃと同様に、図１に示すローパスフィルタ３０の出力信号Ｖｅのピーク値Ｖｐのレベルに応じて０Ｖを中心に正負に変化する電圧の信号である。そして、ＪＦＥＴ２３ａは、図５に示すようにゲート・ソース間電圧ＶＧＳが０Ｖでも所定のドレイン電流ＩＤＳが流れるディプレッション型で動作させる。
そして、図１に示すローパスフィルタ３０の出力信号Ｖｅのピーク値Ｖｐが所望レベルのときには制御信号Ｓｃが０Ｖになり、ＪＦＥＴのゲート・ソース間電圧ＶＧＳが図５に破線で示すように適切なバイアス電圧（−Ｖｒ＝−１．２５Ｖ）になるので、所望のドレイン電流ＩＤＳが流れ、ドレイン・ソース間抵抗が所望の抵抗値になる。このとき、エンファシス回路２３の利得が所望値となって、増幅部２０全体の利得も予め設定した目標値になる。
【００３６】
ローパスフィルタ３０の出力信号Ｖｅのピーク値Ｖｐのレベルが上記所望レベルより上がると、その増加量に応じて制御信号Ｓｃが正電圧（Ｓｃ＞０）になり、ＪＦＥＴ２３ａのゲート・ソース間電圧ＶＧＳがゼロバイアスに近づく（図５に示すバイアスが浅くなる）ので、ドレイン電流ＩＤＳが増加し、ドレイン・ソース間抵抗の抵抗値が減少する。それによって、エンファシス回路２３の利得が減少し、増幅部２０全体の利得も予め設定した目標値から減少する。
ローパスフィルタ３０の出力信号Ｖｅのピーク値Ｖｐのレベルが上記所望レベルより下がると、その低下量に応じて制御信号Ｓｃが負電圧（Ｓｃ＜０）になり、ＪＦＥＴ２３ａのゲート・ソース間電圧ＶＧＳのバイアスが深くなるので、ドレイン電流ＩＤＳが減少し、ドレイン・ソース間抵抗の抵抗値が増加する。それによって、エンファシス回路２３の利得が増加し、増幅部２０全体の利得も予め設定した目標値から増加する。
【００３７】
このように、自動利得制御部４０からの制御信号Ｓｃによって、可変抵抗素子であるＪＦＥＴ２３ａのドレイン・ソース間抵抗の抵抗値を制御し、抵抗Ｒ２３ｂとの分圧比をダイナミックに可変することにより、増幅部２０全体の利得を制御して出力信号Ｖｅの平均的な振幅を略一定に保つ。
また、このエンファシス回路２３のコンデンサＣ２３ｃと抵抗器Ｒ２３ｂ及び可変抵抗素子２３ａは、一種の微分回路を構成し、その微分作用によって通過する信号の高域補正を行う。しかし、コンデンサＣ２３ｃおよび抵抗器Ｒ２３ｂのみでエンファシス回路を構成すると、信号の振幅に比例して微分を行ってしまう。つまり、高域補正は一定値で行われるが、振幅の大きな信号は大きいまま微分され、振幅の小さい信号は小さいまま微分されてしまい、その波形は一定にならない。
【００３８】
そこで、このエンファシス回路２３では、可変抵抗素子２３ａであるＪＦＥＴを用いてエンファシスの周波数特性を可変にしている。つまり、信号の振幅が大きい場合はＪＦＥＴ２３ａのドレイン・ソース間の抵抗値が小さくなるため、微分の時定数を小さくできる。逆に、信号が小さい場合はＪＦＥＴ２３ａのドレイン・ソース間の抵抗値が大きくなり、微分の時定数を大きくできる。
なお、この実施形態では、可変抵抗素子２３ａとしてＪＦＥＴを用いたが、これに限るものではなく、他のトランジスタなどによる可変抵抗素子を用いてもよい。
【００３９】
図３の（ｃ）にエンファシス回路２３から出力する電圧信号Ｖｃの波形を示す。
この波形は、図３の（ｂ）に示したＩ／Ｖ変換部１２が出力する電圧信号Ｖｂの波形と比較して、信号の立上り立下りが急峻な微分波形になり。さらに、中低域の大小の振幅Ｌｃ，Ｍｃは（ｂ）の波形より大きくなる。
このように、信号変換部１０のデエンファシス機能によって減少させた信号の高域成分は、このエンファシス回路２３によって増加されて補正されるので、信号の周波数特性は正規の状態に戻る。
【００４０】
図２に戻って、このエンファシス回路２３から出力した電圧信号Ｖｃは、カップリング回路２４を通して第２アンプ２２に入力する。
カップリング回路２４は、エンファシス回路２３の出力側の接続点ｑと第２アンプ２２を構成するオペアンプ２２ａの非反転入力端子との間に接続したコンデンサＣ２４ｂと、そのコンデンサＣ２４ｂの出力側と基準電圧Ｖｒを供給する基準電源端子６０との間に接続した抵抗Ｒ２４ａとからなる。そして、エンファシス回路２３と第２アンプ２２とを交流的に結合し、直流的には非結合にする。
このカップリング回路２４は、電圧信号Ｖｃの直流成分をカットし、交流成分のみを第２アンプ２２に入力させる。
【００４１】
第２アンプ２２は、第１アンプ２１と同様に負帰還の非反転増幅器であり、オペアンプ２２ａと、その反転入力端子（−）とグランドＧＮＤ間に接続した抵抗器Ｒ２２ｂと、オペアンプ２２ａの反転入力端子（−）と出力端子の間に接続した帰還抵抗である抵抗Ｒ２２ｆとからなる。
そして、抵抗Ｒ２２ｂと抵抗Ｒ２２ｆの抵抗値をそれぞれＲ２２ｂ，Ｒ２２ｆとすると、入力信号を１＋（Ｒ２２ｆ／Ｒ２２ｂ）倍して出力する。
図３の（ｄ）は、この第２アンプ２２から出力する電圧信号Ｖｄの波形を示している。この波形は大小の振幅がＬｄ，Ｍｄで、同図（ｃ）に示した電圧信号Ｖｃをそのまま増幅した波形となる。
【００４２】
そして、この第２アンプ２２から出力する電圧信号Ｖｄを、図１に示したローへパスフィルタ３０を通して高域成分を除去して出力する。その出力信号Ｖｅの波形を図３の（ｅ）に示す。このように、この信号検出処理回路１の出力信号Ｖｅは、オーバシュートが除去され、バーコードの白バー（スペース）の幅に応じたパルス幅及び大小の振幅Ｌｅ，Ｍｅを持つ波形になる。
つまり、この実施形態によれば、信号変換部１０に強さの異なる光信号が入力しても、この信号検出処理回路１の出力信号Ｖｅの平均的な振幅は略一定になるので、以後の２値化及びデジタル処理回路の誤動作を防ぐことができ、バーコード記号の読取精度および読取深度を高めることができる。
【００４３】
ここで、この信号検処理回路１の周波数特性を、図８に示した従来の信号検出処理回路１００の周波数特性と比較して図６に示す。この図６において、太い実線Ａ、一点鎖線Ｂ、および破線Ｃは、図１に示した増幅部２０の周波数特性を示し、また細い実線ａ、一点鎖線ｂ、および破線ｃは、図８に示した従来の増幅部１２０の同様な周波数特性を示す。その実線Ａ，ａは振幅中、一点鎖線Ｂ，ｂは振幅小、破線Ｃ，ｃは振幅大の場合のそれぞれ周波数−利得（ゲイン）曲線である。
【００４４】
この図６に示すように、この実施形態による信号検出処理回路１は、入力信号の振幅の大きさに係らず、常に従来の信号検出処理回路１００より利得が大きい。これは、信号変換部１０において前述した抵抗器Ｒ１２ａの抵抗値を従来よりも大きくした結果によるものである。
さらに、カットオフ周波数近傍の高域部５における各周波数特性に示すとおり、従来の回路の周波数特性（曲線ａ，ｂ，ｃ）が高域部５で一様に利得が下がるのみであるのに対し、この実施形態の信号検出処理回路１の周波数特性（曲線Ａ，Ｂ，Ｃ）は高域部５で利得が一旦もち上がった後に下がる。これは、前述したエンファシス回路２３を設けた結果である。つまり、この回路は従来よりも利得を大きくしたにも係らず、その周波数範囲は従来の回路の周波数範囲と比較して同等かそれ以上であり、高域特性が補正されている。
【００４５】
なお、この実施形態では、ローパスフィルタ３０の出力信号Ｖｅを分岐部して自動利得制御部４０のピーク値検出器４１に入力したが、増幅部２０から出力する電圧信号Ｖｄを自動利得制御部４０のピーク値検出器４１に入力させるようにしてもよい。また、ローパスフィルタ３０を省略することもできる。あるいは、ローパスフィルタの代りにハイパスフィルタやバンドパスフィルタを使用して、所要周波数帯域の信号を出力するようにしてもよい。
また、エンファシス回路を増幅部内に設けた例について説明したが、増幅部と電気的フィルタとの間に設けてもよい。
【００４６】
次に、この発明による信号検出処理回路における信号変換部の他の例を図７によって説明する。
この図７に示す信号変換部１０′は、光電変換素子であるフォトダイオードＰＤと、Ｉ／Ｖ変換部１２′と、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２、およびコンデンサＣ５０によって構成されている。そのＩ／Ｖ変換部１２′は、出力端子と反転入力端子とを抵抗Ｒ５０を介して接続したオペアンプ１５からなっている。
フォトダイオードＰＤのカソード側をオペアンプ１５の反転入力端子（−）に接続し、アノード側をオペアンプ１５の非反転入力端子（＋）に接続すると共に、第１バイアス抵抗Ｒ５１を介して電源端子５０に接続している。このフォトダイオードＰＤのアノード側とオペアンプ１５の非反転入力端子との接続点ｇとグランドＧＮＤとの間に、第２バイアス抵抗Ｒ５２とコンデンサＣ５０を並列に接続している。
【００４７】
第１，第２バイアス抵抗Ｒ５１，Ｒ５２とコンデンサＣ５０は、オペアンプ１５の動作点を任意に与えるためのもので、第１バイアス抵抗Ｒ５１と第２バイアス抵抗Ｒ５２は分圧抵抗であり、例えば５Ｖの電源電圧を２．５Ｖに分圧する。コンデンサＣ５０は所謂ノイズフィルタである。
オペアンプ１５は、通常片（単）電源で使用され、現実には０〜５Ｖあるいは０〜１２Ｖの電圧で動作する。そして、入力する光信号に応じてフォトダイオードＰＤが発生する起電力によって流れる電流信号をオペアンプ１５の出力端子から電圧信号に変換して出力し、増幅部の第１アンプ２１に入力させる。
【００４８】
このオペアンプ１５の出力端子と反転入力端子との間に接続した抵抗Ｒ５０にディエンファシス機能を持たせており、この抵抗Ｒ５０の抵抗値を、光信号に応じて決定される通常の抵抗値（２０ｋΩ程度）の３倍以上、好ましくは３〜５倍の抵抗値にする。それによって、このＩ／Ｖ変換部１２′から出力する電圧信号は高域成分（ノイズ成分）が減衰され、Ｓ／Ｎ比が向上する。
この高域の減衰分は、前述の実施形態の場合と同様に、次段の増幅部のエンファシス機能によって増強され、信号波形のなまりはなくなる。
光学系にもよるが、本実施形態の回路により、従来より最低３００ｍｍ読取距離をのばすことができる。
【００４９】
ここで、以上説明してきたこの発明による信号検出処理回路を、光学的情報読取装置のようなレンズを用いた光学装置に用いた場合の効果について説明する。光学装置におけるレンズの焦点の前後では光量の推移が異なることはよく知られている。ここでは、焦点からレンズまでの領域をインフォーカス、レンズに対して焦点より遠方の領域をアウトフォーカスと称す。そのインフォーカス領域では光量は距離の二乗で増加し、アウトフォーカス領域では光量は距離の二乗で減少する。そのため、焦点から離れた光信号は、アウトフォーカス領域にせよインフォーカス領域にせよ、分解能比が低く、いわゆるピンぼけしたものになってしまう。
【００５０】
そのピンぼけした光信号を光電変換し、さらにＩ／Ｖ変換すると、なまった積分波形のような電気信号になってしまい、情報伝達上好ましくない。
この発明による信号検出処理回路では、信号変換部ではディエンファシス機能によってノイズ成分を除去する高域低減を行うが、充分な振幅のＩ／Ｖ変換出力を得るようにしており、増幅部のエンファシス回路によって微分をかけ、高域を補正しているので、分解能比が定まった読取可能な信号となる。
【００５１】
かつ、図２によって説明した前述のエンファシス回路２３にはＡＧＣ信号を帰還させており、コンデンサＣ２３ｃと抵抗Ｒ２３ｂとＪＦＥＴ２３ａのドレイン・ソース間の抵抗による時定数を、上述したピンぼけ信号を的確に補正する値に定めている。つまり、そのエンファシス回路２３で微分が大きくなり過ぎてしまう過補償現象が生じないようにしている。
その結果、この発明による信号検出処理回路を用いることにより、オートフォーカス機能などを搭載しなくても、情報伝達を確実に行える信号を後段に送ることができる。したがって、光学的情報読取装置の読取深度が深くなり、焦点からある程度までずれた位置の情報でも読み取り可能になる。
【００５２】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明による信号検出処理回路は、光信号を検出して増幅および周波数帯域の制限等の処理を行う際に、簡単な構成でＳ／Ｎ比を大幅に向上させることができ、検出信号の周波数補正も確実に行うことができる。
それによって、この回路をバーコードスキャナに使用すれば、読取深度を高めたり、読取距離を長くすることができる。
しかも、従来の回路を大幅に変更することなく、僅かな変更によって安価に実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態を示すバーコードスキャナに使用される信号検出処理幅回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１における信号変換部と増幅部の具体的な回路構成を示す回路図である。
【図３】同じくその実施形態の各部の信号の波形を示す波形図である。
【図４】図３の（ｂ）に示した電圧信号Ｖｂの一部を拡大して示す波形図である。
【図５】図２に示した可変抵抗素子であるＪＦＥＴの動作を説明するためのゲート・ソース間電圧ＶＧＳとドレイン電流ＩＤＳとの関係を示す線図である。
【図６】この発明による信号検出処理回路と従来の信号検出処理回路の周波数特性を比較して示す線図である。
【図７】この発明による信号検出処理回路の信号変換部の他の例を示す回路図である。
【図８】従来の信号検出処理回路の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１：信号検出処理回路　　　１０，１０′：信号変換部
１１：光電変換素子（フォトダイオードＰＤ）
１２，１２′：ディエンファシス機能を持つ電流／電圧変換部
１３：デカップリング回路　　２０：増幅部
２１：第１アンプ　　　２２：第２アンプ
２３：エンファシス回路　　２４：カップリング回路
３０：ローパスフィルタ　　４０：自動利得制御部
４１：ピーク値検出器　　４２：比較器
４３：基準レベル設定回路　　５０：電源端子
６０：基準電源端子
【図１】
2004015671.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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