(57)【要約】【課題】例えば、ウォブルフォーマットが採用された高密度ディスクに対する高速シーク時に「うなり」が発生した場合にも、安定してシーク動作が行えるようにする。【解決手段】シーク動作時に得られるトラバース信号に基づいて計測された、シーク移動速度の情報を平均化する。これにより、「うなり」の現象によって、トラバース信号のゼロクロスポイントにばらつきが生じた場合にも、このばらつきを平均化してより信頼性のあるシーク移送速度の情報を得ることが可能となる。そして、このような信頼性のあるシーク移送速度の情報に基づいて、シーク移動速度を制御することによって、高速シーク時に「うなり」が発生した場合においても、安定したシーク動作を行うことが可能となる。【選択図】        図２
2004335002.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ウォブリングされたトラックが形成される光ディスクに対する信号の記録または再生が可能な光ディスク装置として、
上記光ディスクに対するデータ書込または読出のための対物レンズを支持すると共に、この対物レンズを出力端としたレーザ照射及びその反射光検出を行うヘッド手段と、
上記ヘッド手段をトラッキング方向に移送可能な移送手段と、
上記移送手段の移送動作により上記ヘッド手段がトラッキング方向に移送される際のシーク移送速度を、上記ヘッド手段において検出される上記反射光から生成されたトラッキングエラー信号に基づいて計測する計測手段と、
上記計測手段により計測された上記シーク移送速度の情報を平均化する平均化手段と、
少なくとも上記平均化手段より平均化された上記シーク移送速度の情報に基づいて、上記移送手段を制御することにより、上記ヘッド手段のシーク移送速度を制御する制御手段と、
を備えることを特徴とする光ディスク装置。
【請求項２】
上記制御手段は、
上記ヘッド手段のシーク移送速度が、所定速度よりも速いか否かについての判別が可能に構成されると共に、
上記シーク移送速度が、上記所定速度よりも速いと判別した場合には、上記平均化手段により平均化されたシーク移送速度の情報に基づいて上記移送手段を制御し、
上記シーク移送速度が、上記所定速度よりも速くないと判別した場合には、上記計測手段からのシーク移送速度の情報に基づいて、上記移送手段を制御するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載の光ディスク装置。
【請求項３】
ウォブリングされたトラックが形成される光ディスクに対する信号の記録または再生が可能とされると共に、上記光ディスクに対するデータ書込または読出のための対物レンズを支持し、この対物レンズを出力端としたレーザ照射及びその反射光検出を行うヘッド手段と、上記ヘッド手段をトラッキング方向に移送可能な移送手段とを備える、光ディスク装置におけるシーク速度制御方法であって、
上記移送手段の移送動作により、上記ヘッド手段がトラッキング方向に移送される際のシーク移送速度を、上記ヘッド手段において検出される上記反射光から生成されたトラッキングエラー信号に基づいて計測する計測手順と、
上記計測手順により計測した上記シーク移送速度の情報を平均化する平均化手順と、
少なくとも上記平均化手順により平均化した上記シーク移送速度の情報に基づいて、上記移送手段を制御することにより、上記ヘッド手段のシーク移送速度を制御する制御手順と、
を実行することを特徴とするシーク速度制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ウォブリングされたトラックが形成される光ディスクに対する信号の記録または再生が可能な光ディスク装置に関する。また、このような光ディスク装置におけるシーク速度制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ディスクに対する信号の記録・再生が可能とされた光ディスク装置では、シーク動作時において、レーザスポットがトラックを横断した際に得られるトラッキングエラー信号を、トラバース信号として得るようにされている。
そして、例えばこのようなトラバース信号のゼロレベルを基準として二値化を行うことにより、レーザスポットがトラックを横断したタイミングを示す二値化信号を得るようにされている。
【０００３】
このようなトラバース信号の二値化信号を得た上で、そのエッジ数をカウントすることによっては、シーク動作時にレーザスポットが横断したトラック数をカウントすることができる。また、この二値化信号のエッジ間の時間長を計測することによっては、シーク移動速度を求めることができる。
そして、光ディスク装置においては、このように算出された横断トラック数や移動速度の情報に基づいて、シーク目標付近に到達するための制御が行われている。
【０００４】
ところで、光ディスクとしては、トラックのウォブリングによりデータ記録が行われるウォブルフォーマットのものがある。
そして、ウォブルフォーマットの光ディスクでは、このようなトラックのウォブリングの影響により、上記のようなトラバース信号として、例えば図１１（ａ）に示すような高周波成分が重畳された波形が得られるものとなる。
【０００５】
この場合は、図からもわかるように、トラバース信号ＴＲＶの元々の信号成分（ゼロクロス周期）に対してノイズが重畳されることになるから、単にトラバース信号ＴＲＶのゼロレベルを検出するだけでは、正確なゼロクロスポイントを検出することができない。そして、これによっては、上記したシーク動作の制御のために用いられる、このトラバース信号ＴＲＶの二値化信号Ｔ（図１１（ｂ））としても、正確なエッジ間隔が得られなくなってしまう。
【０００６】
このことから、従来における、このようなウォブルフォーマットに対応した光ディスク装置においては、上記のようにトラバース信号ＴＲＶに重畳された高周波成分をローパスフィルタ等によって減衰させた上で、ゼロクロスポイントの検出を行うようにされていた。
そして、これにより、レーザスポットのトラック横断タイミングに応じた正確な二値化信号Ｔを得るようにされていた。
【特許文献】
特開平９−２３７４２３号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、近年においては、光ディスクの高密度記録化に伴い、トラックピッチが極端に狭められつつある。そして、このようなトラックピッチの極端に狭い高密度ディスクにおいても、上記のようなウォブルフォーマットを採用するものがある。
【０００８】
このように、トラックピッチが極端に狭い高密度ディスクに対してウォブルフォーマットを採用する場合は、トラックピッチからみたウォブル幅が、通常のディスクの場合よも大きなものとなる。そして、これによっては、先の図１１（ａ）に示したようなトラバース信号ＴＲＶとして、ゼロクロス周期の信号成分の周波数帯域と、トラックのウォブリングによる高周波信号成分の周波数帯域とが近づくようになる。
【０００９】
このようにして、ゼロクロス周期の信号成分の周波数帯域とウォブル信号成分の周波数帯域とが近づくようにされる高密度ディスクにおいては、例えば高速シーク時など、トラバース信号の周波数が高くなった場合に、いわゆる「うなり」と呼ばれる現象が発生することがわかっている。
すなわち、このような高速シーク動作によってこれら２つの信号成分が干渉することとなって、トラバース信号ＴＲＶのゼロクロス周期が、この際の実際のレーザスポットのトラック横断タイミングに対してずれて得られてしまうものである。
【００１０】
このように、ゼロクロス周期に誤差が生じたトラバース信号ＴＲＶが得られてしまうことによっては、たとえこの際のトラバース信号から正確にゼロクロスポイントを検出したとしても、レーザスポットのトラック横断タイミングに応じた正確なトラバース信号ＴＲＶを得ることができない。
そして、このように正確なトラバース信号ＴＲＶを得ることができなくなることによっては、このトラバース信号ＴＲＶに基づいて算出される、特にシーク移動速度の情報の信頼性が低下することとなる。
この結果、上記のような「うなり」が生じた場合には、シーク動作性能が悪化するものとされていた。
【００１１】
なお、従来の関連する技術として、例えば上記した特許文献には、シーク動作時におけるトラッキングエラー信号の二値化動作を適正化する技術が開示されているが、上記のような「うなり」が生じた場合は、上述のように正確にゼロクロスポイントを検出したとしても、レーザスポットのトラック横断タイミングに応じた正確なトラバース信号ＴＲＶを得ることができるものではない。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、ウォブリングされたトラックが形成される光ディスクに対する信号の記録または再生が可能な光ディスク装置として、以下のように構成することとした。
すなわち、上記光ディスクに対するデータ書込または読出のための対物レンズを支持すると共に、この対物レンズを出力端としたレーザ照射及びその反射光検出を行うヘッド手段と、上記ヘッド手段をトラッキング方向に移送可能な移送手段とを備える。
そして、上記移送手段の移送動作により上記ヘッド手段がトラッキング方向に移送される際のシーク移送速度を、上記ヘッド手段において検出される上記反射光から生成されたトラッキングエラー信号に基づいて計測する計測手段を備え、さらに、上記計測手段により計測された上記シーク移送速度の情報を平均化する平均化手段を備えるようにする。
その上で、少なくとも上記平均化手段より平均化された上記シーク移送速度の情報に基づいて、上記移送手段を制御することにより、上記ヘッド手段のシーク移送速度を制御する制御手段を備えるようにした。
【００１３】
また、本発明では、シーク速度制御方法として以下のようにすることとした。
つまり、ウォブリングされたトラックが形成される光ディスクに対する信号の記録または再生が可能とされると共に、上記光ディスクに対するデータ書込または読出のための対物レンズを支持し、この対物レンズを出力端としたレーザ照射及びその反射光検出を行うヘッド手段と、上記ヘッド手段をトラッキング方向に移送可能な移送手段とを備える、光ディスク装置におけるシーク速度制御方法であって、
先ず、上記移送手段の移送動作により、上記ヘッド手段がトラッキング方向に移送される際のシーク移送速度を、上記ヘッド手段において検出される上記反射光から生成されたトラッキングエラー信号に基づいて計測する計測手順を実行する。
そして、上記計測手順により計測した上記シーク移送速度の情報を平均化する平均化手順を実行し、その上で、少なくとも上記平均化手順により平均化した上記シーク移送速度の情報に基づいて、上記移送手段を制御することにより、上記ヘッド手段のシーク移送速度を制御する制御手順を実行することとした。
【００１４】
このようにして、上記トラッキングエラー信号に基づいて計測されたシーク移送速度の情報を平均化することによっては、例えば高速シークが行われた場合の、いわゆる「うなり」の現象により、トラッキングエラー信号のゼロクロスポイントにばらつきが生じた場合にも、このばらつきを平均化してより信頼性の高いシーク移送速度の情報を得ることが可能となる。
そして、このように平均化されたシーク移送速度の情報に基づいて、ヘッド手段のシーク移送速度を制御することによっては、高速シーク時に「うなり」が発生した場合にも、比較的安定したシーク動作を行うことが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明する。なお、説明は以下の順序で行うものとする。
１．  光ディスク装置の全体構成
２．  サーボ回路の構成
３．  二値化回路の構成
４．  実施の形態のまとめ・変形例
【００１６】
１．  光ディスク装置の全体構成
図１に本例の光ディスク装置１０の構成を示す。
先ず、この図に示す光ディスク装置１０は、図示するディスク１として、いわゆるブルーレイディスク（Ｂｌｕ−ｒａｙ  Ｄｉｓｃ）に対応したデータの記録または再生が可能とされる。
このブルーレイディスクは、例えば中心発光波長４０５ｎｍの青色レーザと、ＮＡが０．８５の対物レンズの組み合わせという条件の下で、信号記録・再生が行われるものとされる。また、トラックピッチは０．３２μｍ、線密度０．１２μｍ／ｂｉｔで、６４ＫＢ（キロバイト）のデータブロックを１つの記録再生単位として、フォーマット効率約８２％としたとき、直径１２ｃｍのディスクに対して２３．３ＧＢ（ギガバイト）程度の容量を記録再生できる。
また、同様のフォーマットで線密度を０．１１２μｍ／ｂｉｔの密度とすると、２５ＧＢの容量を記録再生できる。さらに、記録層を多層構造とすることができ、例えば２層としたときは、容量を４６．６ＢＧ、または５０ＧＢ程度とすることも可能とされる。
【００１７】
このようなブルーレイディスクとしてのディスク１は、図示しないターンテーブルに積載され、記録／再生動作時においてスピンドルモータ１２によって一定線速度（ＣＬＶ）で回転駆動される。
そして光学ピックアップ（光学ヘッド）１１によってディスク１上のデータ、即ちＲＯＭディスクの場合のエンボスピットによるデータや、リライタブルディスクの場合のフェイズチェンジマークによるデータの読出が行われる。
またリライタブルディスクの場合、グルーブトラックのウォブリングとして埋め込まれたＡＤＩＰ情報やディスクインフォメーションの読み出しがおこなわれる。
またリライタブルディスクに対する記録時には光学ピックアップ１１によってグルーブトラックにデータがフェイズチェンジマークとして記録される。
【００１８】
光学ピックアップ１１内には、レーザ光源となるレーザダイオードや、反射光を検出するためのフォトディテクタ、レーザ光の出力端となる対物レンズ、レーザ光を対物レンズを介してディスク記録面に照射し、またその反射光をフォトディテクタに導く光学系（図示せず）が形成される。
【００１９】
光学ピックアップ１１内において対物レンズは二軸機構によってトラッキング方向及びフォーカス方向に移動可能に保持されている。
また光学ピックアップ１１全体はスレッド機構１３によりディスク半径方向に移動可能とされている。
また光学ピックアップ１１におけるレーザダイオードはレーザドライバ２３からのドライブ信号（ドライブ電流）によってレーザ発光駆動される。
【００２０】
ディスク１からの反射光情報はフォトディテクタによって検出され、受光光量に応じた電気信号とされてマトリクス回路１４に供給される。
マトリクス回路１４には、フォトディテクタとしての複数の受光素子からの出力電流に対応して電流電圧変換回路、マトリクス演算／増幅回路等を備え、マトリクス演算処理により必要な信号を生成する。
例えば再生データに相当する高周波信号（再生データ信号）、サーボ制御のためのフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号などを生成する。
トラッキングエラー信号としては、ディスク１がリライタブルディスクの場合は、例えばプッシュプル信号を生成し、ディスク１がＲＯＭディスクの場合は、ＤＰＤ信号を生成する。
さらに、グルーブのウォブリングに係る信号、即ちウォブリングを検出する信号としてプッシュプル信号を生成する。
なお、マトリクス回路１４は、光学ピックアップ１１内に形成される場合もある。
【００２１】
マトリクス回路１４から出力される再生データ信号はリーダ／ライタ回路１５へ、フォーカスエラー信号及びトラッキングエラー信号はサーボ回路２１へ、ウォブリンググルーブの検出情報であるプッシュプル信号はウォブル回路１８へ、それぞれ供給される。
【００２２】
リーダ／ライタ回路５１は、再生データ信号に対して２値化処理、ＰＬＬによる再生クロック生成処理等を行い、フェイズチェンジマークやエンボスポットから読み出されたデータを再生して、変復調回路１６に供給する。
変復調回路１６は、再生時のデコーダとしての機能部位と、記録時のエンコーダとしての機能部位を備える。
再生時にはデコード処理として、再生クロックに基づいてランレングスリミテッドコードの復調処理を行う。
【００２３】
またＥＣＣ／スクランブル回路１７は、記録時にエラー訂正コードを付加するＥＣＣエンコード処理、及びスクランブル処理を行う。
再生時には、スクランブル処理に対するデスクランブル処理を行うとともに、エラー訂正のためのＥＣＣデコード処理を行う。
この再生時には、変復調回路１６で復調されたデータを内部メモリに取り込んで、デスクランブル処理及びエラー検出／訂正処理を行って再生データを得ることになる。
【００２４】
ＥＣＣ／スクランブル回路１７で再生データにまでデコードされたデータは、システムコントローラ２０の指示に基づいて読み出され、ＡＶ（Ａｕｄｉｏ−Ｖｉｓｕａｌ）システム６０に転送される。
【００２５】
ディスク１がリライタブルディスクの場合において、グルーブのウォブリングに係る信号としてマトリクス回路１４から出力されるプッシュプル信号は、ウォブル回路１８において処理される。ＡＤＩＰ情報としてのプッシュプル信号は、ウォブル回路１８において復調され、ＡＤＩＰアドレスを構成するデータストリームとしてアドレスデコーダ１９に供給される。
アドレスデコーダ１９は、供給されるデータについてのデコードを行い、アドレス値を得て、システムコントローラ２０に供給する。
またアドレスデコーダ１９はウォブル回路１８から供給されるウォブル信号を用いたＰＬＬ処理でクロックを生成し、例えば記録時のエンコードクロックとして各部に供給する。
【００２６】
ディスク１がＲＯＭディスクの場合、アドレスデコーダ１９においては、再生データ信号からフレームシンク同期処理が行われると共に、アドレス情報、即ち物理セクターナンバがこの再生データ信号中から読み出される。そして得られたアドレス情報はシステムコントローラ２０に供給される。この場合、アドレス検出のためのクロックは、リーダ／ライタ回路１５におけるＰＬＬによる再生クロックが用いられる。
【００２７】
リライタブルディスクに対する記録時には、ＡＶシステム６０から記録データが転送されてくるが、その記録データはＥＣＣ／スクランブル回路１７におけるメモリに送られてバッファリングされる。
この場合ＥＣＣ／スクランブル回路１７は、バファリングされた記録データのエンコード処理として、エラー訂正コード付加やスクランブル処理、サブコード等の付加を行う。
またＥＣＣエンコード及びスクランブル処理されたデータは、変復調回路１６においてＲＬＬ（１−７）ＰＰ方式の変調が施され、リーダ／ライタ回路１５に供給される。
記録時においてこれらのエンコード処理のための基準クロックとなるエンコードクロックは、上述したようにウォブル信号から生成したクロックを用いる。
【００２８】
エンコード処理により生成された記録データは、リーダ／ライタ回路１５で記録補償処理として、記録層の特性、レーザ光のスポット形状、記録線速度等に対する最適記録パワーの微調整やレーザドライブパルス波形の調整などが行われた後、レーザドライブパルスとしてレーザドライバ２３に送られる。
レーザドライバ２３では供給されたレーザドライブパルスを光学ピックアップ１１内のレーザダイオードに与え、レーザ発光駆動を行う。これによりディスク１に記録データに応じたピット（フェイズチェンジマーク）が形成されることになる。
【００２９】
なお、レーザドライバ２３は、いわゆるＡＰＣ回路（Ａｕｔｏ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）を備え、光学ピックアップ１１内に設けられたレーザパワーのモニタ用ディテクタの出力によりレーザ出力パワーをモニタしながらレーザ出力が温度などによらず一定になるように制御する。記録時及び再生時のレーザ出力の目標値はシステムコントローラ２０から与えられ、記録時及び再生時にはそれぞれレーザ出力レベルが、その目標値になるように制御する。
【００３０】
サーボ回路２１は、マトリクス回路１４からのフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号から、フォーカス、トラッキング、スレッドの各種サーボドライブ信号を生成しサーボ動作を実行させる。
即ちフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号に応じてフォーカスドライブ信号、トラッキングドライブ信号を生成し、ピックアップ５１内の二軸機構のフォーカスコイル、トラッキングコイルを駆動することになる。これによって光学ピックアップ１１、マトリクス回路１４、サーボ回路２１、二軸機構によるトラッキングサーボループ及びフォーカスサーボループが形成される。
【００３１】
またサーボ回路２１は、システムコントローラ２０からのトラックジャンプ指令に応じて、トラッキングサーボループをオフとし、ジャンプドライブ信号を出力することで、トラックジャンプ動作を実行させる。
またサーボ回路２１は、トラッキングエラー信号の低域成分として得られるスレッドエラー信号や、システムコントローラ２０からのシーク動作制御などに基づいてスレッドドライブ信号を生成し、スレッド機構１３を駆動する。スレッド機構１３には、図示しないが、光学ピックアップ１１を保持するメインシャフト、スレッドモータ、伝達ギア等による機構を有し、スレッドドライブ信号に応じてスレッドモータを駆動することで、光学ピックアップ１１の所要のスライド移動が行なわれる。
なお、本例のサーボ回路２１の構成については後述する。
【００３２】
スピンドルサーボ回路２２はスピンドルモータ１２をＣＬＶ回転させる制御を行う。
スピンドルサーボ回路２２は、ウォブル信号に対するＰＬＬ処理で生成されるクロックを、現在のスピンドルモータ１２の回転速度情報として得、これを所定のＣＬＶ基準速度情報と比較することで、スピンドルエラー信号を生成する。
またデータ再生時においては、リーダ／ライタ回路１５内のＰＬＬによって生成される再生クロック（デコード処理の基準となるクロック）が、現在のスピンドルモータ１２の回転速度情報となるため、これを所定のＣＬＶ基準速度情報と比較することでスピンドルエラー信号を生成することもできる。
そしてスピンドルサーボ回路２２は、スピンドルエラー信号に応じて生成したスピンドルドライブ信号を出力し、スピンドルモータ１２のＣＬＶ回転を実行させる。
またスピンドルサーボ回路２２は、システムコントローラ２０からのスピンドルキック／ブレーキ制御信号に応じてスピンドルドライブ信号を発生させ、スピンドルモータ１２の起動、停止、加速、減速などの動作も実行させる。
【００３３】
以上のようなサーボ系及び記録再生系の各種動作はマイクロコンピュータによって形成されたシステムコントローラ２０により制御される。
システムコントローラ２０は、ＡＶシステム６０からのコマンドに応じて各種処理を実行する。
【００３４】
例えばＡＶシステム６０から書込命令（ライトコマンド）が出されると、システムコントローラ２０は、まず書き込むべきアドレスに光学ピックアップ１１を移動させる。そしてＥＣＣ／スクランブル回路１７、変復調回路１６により、ＡＶシステム６０から転送されてきたデータ（例えばＭＰＥＧ２などの各種方式のビデオデータや、オーディオデータ等）について上述したようにエンコード処理を実行させる。そして上記のようにリーダ／ライタ回路１５からのレーザドライブパルスがレーザドライバ２３に供給されることで、記録が実行される。
【００３５】
また例えばＡＶシステム６０から、ディスク１に記録されている或るデータ（ＭＰＥＧ２ビデオデータ等）の転送を求めるリードコマンドが供給された場合は、まず指示されたアドレスを目的としてシーク動作制御を行う。即ちサーボ回路２１に指令を出し、シークコマンドにより指定されたアドレスをターゲットとする光学ピックアップ１１のアクセス動作を実行させる。
その後、その指示されたデータ区間のデータをＡＶシステム６０に転送するために必要な動作制御を行う。即ちディスク１からのデータ読出を行い、リーダ／ライタ回路１５、変復調回路１６、ＥＣＣ／スクランブル回路１７におけるデコード／バファリング等を実行させ、要求されたデータを転送する。
【００３６】
なお、これらのデータの記録時や再生時には、システムコントローラ２０は、アドレスデコーダ１９によって検出されるＡＤＩＰアドレス、或いは再生データ信号中のアドレス情報を用いてアクセスや記録再生動作の制御を行う。
【００３７】
ところで、この図１の例は、ＡＶシステム６０に接続される光ディスク装置１０としたが、本発明の光ディスク装置としては例えばパーソナルコンピュータ等と接続されるものとしてもよい。
さらには他の機器に接続されない形態もあり得る。その場合は、例えばユーザーの操作に応じて記録や再生が行われるように、操作部や表示部が設けられればよい。また、データ入出力のインターフェース部位としても、各種データの入出力のための端子部が形成されればよい。
もちろん構成例としては他にも多様に考えられ、例えば、再生専用装置としての例も考えられる。
【００３８】
２．サーボ回路の構成
図２は、図１に示したサーボ回路２１の内部構成例を示している。
先ず、図示するフォーカスサーボ回路３０、及びトラッキングサーボ回路３１は、それぞれマトリクス回路１４から供給されるフォーカスエラー信号ＦＥ、トラッキングエラー信号ＴＥに対し、位相補償処理等の必要な処理を施すことでフォーカスサーボ信号、トラッキングサーボ信号を生成する。そして、このように生成したフォーカスサーボ信号、トラッキングサーボ信号を、それぞれフォーカスドライバ３３、トラッキングドライバ３４に供給する。
フォーカスドライバ３３、及びトラッキングドライバ３４は、上記のように供給されるフォーカスサーボ信号、トラッキングサーボ信号にそれぞれ基づいて、図１に示した光学ピックアップ１１内の二軸機構を駆動するためのフォーカドライブ信号ＦＤ、トラッキングドライブ信号ＴＤを出力する。
これによって、マトリクス回路１４から出力されたフォーカスエラー信号ＦＥ、トラッキングエラー信号ＴＥにそれぞれ基づいた、フォーカスサーボ制御、トラッキングサーボ制御が実現される。
【００３９】
スレッドサーボ回路３２は、上記のようにトラッキングサーボ回路３１が生成したトラッキングサーボ信号の低域成分に基づいて、光学ピックアップ１１の位置を、トラッキング動作により外周方向に移動される対物レンズの動きに追従させるためのスレッドサーボ信号を生成する。
そして、このように生成したスレッドサーボ信号を、図示するスイッチＳＷの端子ｔ２に供給する。
【００４０】
スイッチＳＷにおいては、トラッキングサーボがオンのときに対応して、端子ｔ２を選択するようにされている。そして、これによって、上記スレッドサーボ回路３２からのスレッドサーボ信号は、トラッキングサーボがオンのときに対応して図示する端子ｔ１を介してスレッドドライバ３５に供給されるものとなる。この結果、この場合のスレッドドライバ３５は、上記スレッドサーボ信号に基づいたスレッドドライブ信号ＳＤによりスレッド機構１３を駆動することとなり、トラッキングサーボがオンの状態では、光学ピックアップ１１が対物レンズの動きに追従してスライドするように制御される状態が得られる。
【００４１】
また、上記スイッチＳＷにおいて、トラッキングサーボがオフのときに対応しては、端子ｔ３が選択される。そして、これによって、トラッキングサーボがオフのときは、図示するシークコントロール回路４０の出力が、端子ｔ１を介してスレッドドライバ３５に供給されることになる。
なお、このようなスイッチＳＷの端子切換は、先に説明したシステムコントローラ２０の制御に基づいて行われる。
【００４２】
シークコントロール回路４０は、システムコントローラ２０からのアクセス指令に基づいて、光学ピックアップ１１を、この指令により指示された所定のアドレス付近に移動させるための制御を行う。
このシークコントロール回路４０は、上記アクセス指令に基づいて、現在のトラックから指示されたトラックまでのトラック数を認識すると共に、この認識したトラック数に対応して予め設定されたパルスを出力する。
また、本例の場合、このシークコントロール回路４０は、このように出力したパルスに基づいて移動される光学ピックアップ１１のシーク移動速度の情報と、内部に予め設定された基準速度情報とを逐次比較するようにされる。そして、この比較結果に応じて、この際のスレッドドライブ信号ＳＤのレベルを制御することにより、シーク速度の制御を行うようにも構成されている。すなわち、このようにシーク移動速度と予め定められた基準速度とを逐次比較した結果に基づいて、シーク速度を制御することによって、光学ピックアップ１１を、目的のトラック付近により正確に到達させることができるものである。
なお、このようなシークコントロール回路４０によるシーク速度制御は、以下で説明するトラックカウンタ３７の値、及びトラック周期カウンタ３８が出力するトラック周期値Ｔｃｃとしての、シーク移動速度の情報とに基づいて行われるものである。
【００４３】
２値化回路３６には、図１に示したマトリクス回路１４により出力されるトラッキングエラー信号ＴＥが入力される。
この２値化回路３６は、このようなトラッキングエラー信号ＴＥとして、特にシーク動作時における、トラバース状態下でのトラッキングエラー信号ＴＥ（以下トラバース信号ＴＲＶとする）についての二値化処理を行うものとされる。そして、その二値化結果を図示する二値化信号Ｔとして出力する。
なお、この２値化回路３６の内部構成については後述する。
【００４４】
トラックカウンタ３７は、上記二値化信号Ｔのエッジ数をカウントすることにより、このようなシーク動作時において対物レンズが横断したトラックの数をカウントする。そして、そのカウント値を上記したシークコントロール回路４０に対してトラックカウント値ＴＣとして供給するようにされる。
このようにシークコントロール回路４０に供給されるトラックカウント値ＴＣは、例えば上記で説明したシーク速度制御を行うための、基準速度情報を参照する際に用いられる。
【００４５】
トラック周期カウンタ３８は、上記二値化信号Ｔのエッジ間の時間長を、所定周期によるクロックに基づいてカウントする。つまり、これによって光学ピックアップ１１のシーク移動速度を計測するものである。そして、このようにカウントした値を、トラック周期値Ｔｃｃとして平均化回路３９に出力する。
【００４６】
平均化回路３９は、上記トラック周期カウンタ３８から出力されるトラック周期値Ｔｃｃを一時保持すると共に、このように保持したトラック周期値Ｔｃｃの、所定のトラック数ごとの平均値を算出する。
つまり、このように保持したトラック周期値Ｔｃｃについて、例えばこれらの所定トラック数分の総和を、この所定トラック数の値により除算するなどして、トラック周期値Ｔｃｃについての所定トラック数ごとの平均値を得るものである。
そして、このように算出された平均値は、上記で説明したシークコントロール回路４０に対して供給されるものとなる。
【００４７】
このようにして、上記したシークコントロール回路４０においてシーク速度制御のために用いられる、上記トラック周期値Ｔｃｃが平均化されることによっては、例えば高速シークが行われた場合の、いわゆる「うなり」の現象により、トラバース信号ＴＲＶのゼロクロスポイントにばらつきが生じた際にも、このばらつきを平均化することができる。そして、これにより、このような「うなり」の現象が生じた場合にも、上記シークコントロール回路４０は、このようなゼロクロスポイントのばらつきが平均化された、比較的信頼性の高い速度情報を得ることが可能となるものである。
つまり、この際のシークコントロール回路４０では、このような信頼性の高いシーク速度情報に基づいた、比較的安定したシーク速度制御を行うことが可能となるものである。
【００４８】
３．二値化回路の構成
続いては、図２に示した２値化回路３６の構成例について説明する。
なお、ここでは、このような２値化回路３６の内部構成についての説明に先立ち、先ずは光ディスク装置のサーボ回路内に備えられる、従来の２値化回路の有する問題点から順を追って説明していくこととする。
先ず、先にも説明したように、本例のディスク１のようなトラックのウォブリングによりデータ記録が行われるウォブルフォーマットが採用される場合は、このようなウォブリングの影響により、２値化回路３６に入力されるトラバース信号ＴＲＶとして、先の図１１（ａ）に示したような高周波成分が重畳された波形が得られるものとなる。
そして、上述もしたように、これに対応して適正にゼロクロスポイントを検出する方法の１つとしては、ローパスフィルタによりこのような高周波成分を除去する方法がある。
【００４９】
しかしながらこの場合、本例のディスク１のように、高密度ディスクにウォブルフォーマットを採用する光ディスクによっては、トラックピッチからみたウォブル幅が、通常のディスクの場合と比較して大きなものとなる。そして、これによっては、トラバース信号ＴＲＶとして、ゼロクロス周期の信号成分の周波数帯域と、トラックのウォブリングによる高周波信号成分の周波数帯域とが近づくものとなる。
【００５０】
このようにして、ゼロクロス周期の信号成分の周波数帯域と、トラックのウォブリングによる高周波信号成分の周波数帯域とが近づくようになってしまうと、上記のように高周波成分をローパスフィルタ等によって減衰させる方式では、正確なゼロクロスポイントを検出することが困難となる。
つまり、このようなローパスフィルタを用いる方式では、検出対象としての信号成分とそれに重畳するノイズ成分（ウォブル成分）の周波数帯域の違いを利用した方式であることから、このように双方の信号の周波数帯域が近づくようになってしまうと、検出対象の信号成分のみを抽出することが困難となるものである。
【００５１】
そこで従来では、このようなローパスフィルタを用いずにゼロクロスポイントの検出が可能な技術として、ヒステリシスコンパレータを用いたものがある。
図４は、このようなヒステリシスコンパレータを用いて、ノイズ成分が重畳された入力信号を二値化するための回路構成を示したものである。
この図において、コンパレータ１００は、図示するように、トラバース信号ＴＲＶと、ヒステリシスレベル生成回路１０１が出力するコンパレートレベルｃｒとを比較するようにされている。
この場合、上記ヒステリシスレベル生成回路１０１に対しては、上記コンパレータ１００の出力ｃｃが入力される。そして、このヒステリシスレベル生成回路１０１は、このように入力されるコンパレータ出力ｃｃのレベルが変化することに応じて、出力すべきコンパレートレベルｃｒの値を切り換えるように動作する。
つまりこの際、コンパレータ１００における比較結果に応じてコンパレータ出力ｃｃの値が変化するのに応じて、このコンパレータ１００に入力されるコンパレートレベルｃｒの値が切り換えられるようになっているものである。
【００５２】
このようなヒステリシスコンパレータによる動作は、例えば次の図７に示すようになる。
先ず、この図７において、上記したコンパレートレベルｃｒとしては、図示するように、トラバース信号ＴＲＶのレベルが正極性にあるときに対応しては、ゼロレベルよりも低いレベルを設定するようにされる。また、トラバース信号ＴＲＶが負極性にあるときは、ゼロレベルよりも高いレベルを設定するようにされる。
つまりこの場合、トラバース信号ＴＲＶが正極性側から低下する際と、負極性側から上昇する際とで、ゼロレベル（つまり本来のコンパレートレベル）を基準として、図のようなヒステリシスレベルを有するように２つのコンパレートレベルｃｒを切り換えるようにされているものである。
【００５３】
この際、例えばコンパレータ１００において単にゼロレベルを基準とした検出が行われたとすると、図中時点ｔ１〜ｔ２に示すようにトラバース信号ＴＲＶのノイズ成分がゼロレベルを下回った場合に、本来のゼロクロスポイントである時点ｔ３よりも以前にコンパレータ１００が応答してしまうことになる。すなわち、これによって不要なチャタリングが発生する。
これに対し、上記のようなヒステリシスレベルを設定することによっては、図からもわかるように、このような不要なチャタリングを防止することができるものとなる。つまり、この際のヒステリシスレベルとして、図のようにノイズ成分の振幅レベルに対応した十分なレベルを設定しておくことで、このように不要なチャタリングを防止して、本来のゼロクロスポイントを正確に検出することが可能となるものである。
【００５４】
これにより、この場合の二値化信号Ｔとしても、図示するように、このゼロクロスポイントに対応した正確なエッジタイミングが得られるようになる。
そして、このことから、このようなヒステリシスコンパレータを用いれば、上記のようにしてローパスフィルタを用いてノイズ成分を除去せずとも、トラバース信号ＴＲＶの２値化を正確に行うことができるものである。
【００５５】
このように図４に示したようなヒステリシスコンパレータでは、ヒステリシスレベルをノイズ成分の振幅レベルに対応した十分なレベルに設定しておくことで、不要なチャタリングを防止できるものである。
しかしながら、これを換言すると、このようなヒステリシスコンパレータでは、上記のようなヒステリシスレベルを充分に大きく設定しないとチャタリングを効果的に防止することができないものである。
【００５６】
このように、ヒステリシスレベルを比較的大きく設けなければならないことによっては、例えばトラバース信号ＴＲＶが減衰して、その振幅レベルが充分に得られない場合に、ゼロクロス検出ポイントにずれが生じてしまうこととなる。
つまり、例えば先の図７の場合にトラバース信号ＴＲＶが減衰したと想定すると、この場合は図中時点ｔ３付近におけるノイズ成分の振幅として、充分なレベルが得られないことから、この時点ｔ３以降の、トラバース信号ＴＲＶのレベルが負極性側に充分に低下した時点に至らなければ、ゼロクロスポイントが検出されないものとなってしまうものである。
【００５７】
そこで、従来においては、不要なチャタリングを防止しつつ、このようなトラバース信号ＴＲＶの減衰にも対応可能となるように、ヒステリシスコンパレータの後段に、図５に示すような出力補正回路１０２を備えるようにしたものがある。
この出力補正回路１０２としては、コンパレータ１００の出力ｃｃのレベルが変化して、これに伴いコンパレートレベルｃｒが切り換えられた以降の期間において、トラバース信号ＴＲＶのレベルが、この変化後のコンパレートレベルｃｒを超えている時間が所定時間長以上であるか否かを判定するロジック回路として構成されている。そして、このような判定の結果、トラバース信号ＴＲＶのレベルが、コンパレートレベルｃｒを超えている時間が所定時間長以上であるとされた場合に応じて、二値化信号Ｔの値を変化させるものである。
【００５８】
このような出力補正回路１０２を設けたヒステリシスコンパレータの動作としては、次の図８に示すようになる。
先ず、この場合のヒステリシスレベルとしては、上記のように入力信号の減衰に対応可能となるように、先の図７の場合と比較して図のような低いレベルが設定されている。そして、このために、ここでは時点ｔ３以降において、コンパレータ出力ｃｃに不要なチャタリングが発生することになり、図のようにして、コンパレートレベルｃｒにもばたつきが生じるものとなる。
【００５９】
しかしながらこの場合は、上記のようにヒステリシスコンパレータの後段には、出力補正回路１０２が設けられていることにより、このようなチャタリングに応じた二値化出力が行われないように制御する動作が行われるものとなる。
すなわち、この出力補正回路１０２によっては、先ず、図中時点ｔ３においてコンパレートレベルｃｒ（コンパレータ出力ｃｃ）が変化した以降、このレベルをトラバース信号ＴＲＶのレベルが超えている時間長が計測されるものとなる。
そして、この計測された時間長が、上記のような所定時間長以上となった、時点ｔ４に至った場合に、これに応じて図のように二値化信号Ｔの値を変化させる。
つまり、このような所定時間長により、ノイズ成分のピークレベル付近への反応ではないことを判定するものであり、これをもってチャタリングを除去しているものである。
【００６０】
このようにして、出力補正回路１０２を設けたヒステリシスコンパレータの構成では、ヒステリシスレベルを低く設定しつつ、不要なチャタリングを防止することができる。すなわち、これによってトラバース信号ＴＲＶの減衰に対応しつつ、比較的正確なゼロクロス検出ポイントに基づいた安定した二値化信号Ｔを得ることが可能となるものである。
【００６１】
しかしながら、上記説明から理解されるように、図５に示した出力補正回路１０２を設けた構成においては、ノイズ成分の影響によるチャタリングを防止するための、或る程度の判定時間（図８時点ｔ３〜ｔ４）を要するものである。そして、このことは、ゼロクロスポイントの検出タイミングに相応の遅れが生じることを意味する。
【００６２】
このようにして、ゼロクロスポイントの検出タイミングに遅れが生じてしまうことによっては、トラバース信号ＴＲＶとして特に高い周波数の信号が入力された場合に、このような判定時間による検出ポイントのずれが許容できなくなってしまう虞がある。
そして、このようにゼロクロス検出ポイントのずれが許容できないほど大きくなってしまうことによっては、二値化信号Ｔの精度が著しく悪化し、これに基づいて算出されるシーク速度の情報としてもその信頼性が著しく低下してしまうこととなる。
この結果、図５に示した構成によるヒステリシスコンパレータを備える光ディスク装置においては、例えば高速シーク等によって、トラバース信号ＴＲＶが高周波となった場合に、安定したシーク動作が得られなくなってしまう可能性があった。
【００６３】
そこで、本例としては、図２に示した２値化回路３６として、次の図３に示すように構成することとしている。
先ず、この図３において、コンパレータ４１の反転端子に対しては、図２に示したトラバース信号ＴＲＶが供給される。また、このコンパレータ４１の非反転端子に対しては、後述するヒステリシスレベル生成回路４７からの、コンパレートレベルｃｒが入力される。そして、このコンパレータ４１は、上記トラバース信号ＴＲＶのレベルと、このように入力されるコンパレートレベルｃｒとを比較した結果に応じた２値の信号を、コンパレータ出力ｃｃとして２値化出力補正回路４２に対して出力する。
【００６４】
２値化出力補正回路４２内には、図のように遅延回路（Ｚ−１）４３、出力補正カウンタ４４、比較器４５、及びラッチ回路４６が少なくとも備えられている。この２値化出力補正回路４２において、上記遅延回路４３は、上記コンパレータ４１からのコンパレータ出力ｃｃを入力し、これを１クロックずらしたタイミングで出力補正カウンタ４４に出力する。つまり、このような遅延回路４３によっては、出力補正カウンタ４４に対して、１クロック前のコンパレート出力ｃｃの値が入力されるようになっているものである。
【００６５】
また、この出力補正カウンタ４４には、上記コンパレータ４１からのコンパレータ出力ｃｃも入力される。つまり、この出力補正カウンタ４４に対しては、上記遅延回路４３からの１クロック前の値と共に、現在のコンパレータ出力ｃｃの値が入力されるものである。
そして、このように入力される現在のコンパレータ出力ｃｃの値と１クロック前のコンパレータ出力ｃｃの値を比較した結果、両入力が等しい場合には自身のカウント値を１インクリメントする。そして、両入力が等しくない場合には、カウント値をゼロにリセットする。
【００６６】
比較器４５には、上記出力補正カウンタ４４の値が入力される。そして、このように入力される出力補正カウンタ４４の値と、内部に設定された所定閾値とを比較した結果、カウント値が上記閾値よりも大きいとされた場合に対応して、図示するラッチ回路４６に対し、例えばＨレベルを出力する。
なお、このように比較器４５において設定される閾値は、後述するように、入力されるトラバース信号ＴＲＶに重畳されるノイズ成分によるチャタリング防止のための判定時間に対応するものである。従って、このような比較器４５に設定される閾値としては、入力されるトラバース信号ＴＲＶに想定されるノイズ成分の周波数帯域、及びこのとき設定されるヒステリシスレベルなどに応じて、チャタリング防止のために適正とされる時間長に対応した値が設定されるべきものである。
【００６７】
ラッチ回路４６は、コンパレータ４１からのコンパレータ出力ｃｃを入力すると共に、このコンパレータ出力ｃｃの値を、上記比較器４の出力に基づいて更新する。すなわち、上記比較器４５からのＨレベル出力に応じてのみ、コンパレータ出力ｃｃの値を更新する。
このラッチ回路４６のラッチ出力は、図示するように二値化信号Ｔとしてこの２値化回路３６から出力される。また、これと共にこのラッチ出力は、図示するヒステリシスレベル生成回路４７に対しても入力されるものとなる。
【００６８】
ヒステリシスレベル生成回路４７は、上記コンパレータ４１の非反転端子に入力されるべきコンパレートレベルｃｒを決定する。
つまりこの際、上記ラッチ回路４６（２値化出力補正回路４２）の出力がＨレベルであった場合には、このヒステリシスレベル生成回路４７においては、このＨレベルに応じたコンパレートレベルｃｒを決定する。また、２値化出力補正回路４２の出力がＬレベルであるときは、これに応じたコンパレートレベルｃｒを決定するものである。
これによって、このヒステリシスレベル生成回路４７を介してコンパレータ４１に入力されるコンパレートレベルｃｒとしては、２値化出力補正回路４２の出力結果に応じた２つの異なる値で切り換えられるようになっている。
また、このような構成から、この場合は上記のようなコンパレートレベルｃｒが切り換えられるタイミングが、コンパレータ出力ｃｃのレベルが切り替わるタイミングではなく、上記２値化出力補正回路４２の出力が切り換えられるタイミングに応じるようにされているものである。
なお、このようなヒステリシスレベル生成回路４７に対し、例えばバッファやＯＰアンプの構成を追加すると、精度向上が図られる。
【００６９】
このような本例の２値化回路３６による動作を、次の図６を用いて説明する。
先ず、この場合のヒステリシスレベルとしては、上記のようなヒステリシスレベル生成回路４７の動作によって、例えば図示するように、ゼロレベルを基準として或る幅を持つようにして設定されるものとなる。
そしてこれにより、時点ｔ１〜ｔ２に示すような、トラバース信号ＴＲＶの高周波成分のピークレベル付近がゼロレベルを下回ったことによる明らかなチャタリングについては、これを除去することが可能となる。
【００７０】
そして、時点ｔ２以降において、再びトラバース信号ＴＲＶのレベルがゼロレベルを下回って、さらにコンパレートレベルｃｒを下回った時点ｔ３に至ったとする。
すると、これに応じては、この際のコンパレータ４１の比較結果に対応して、コンパレータ出力ｃｃの値が変化することとなる。
しかしながら、この場合は、先の図５に示した構成とは異なり、このコンパレータ４１の直後に対して２値化出力補正回路４２が備えられていることから、これに応じて直ちにコンパレートレベルｃｒは切り換えられないものとなる。すなわち、この場合のコンパレートレベルｃｒとしては、上記もしたように２値化出力補正回路４２の出力に応じてその値が変化するものとされていることから、このようなコンパレータ出力ｃｃの変化に対応して直ちに変化しないようにされているものである。
従って、この場合のコンパレートレベルｃｒとしては、この図６にも示されるように、この時点ｔ３ではその値が切り換えられずに維持されるようになる。
【００７１】
この時点ｔ３以降における２値化出力補正回路４２の動作としては、先ず、上記のようにコンパレータ出力ｃｃの値が変化したことに応じて、出力補正カウンタ４４のカウント値がゼロにリセットされる。そして、このようにカウント値がゼロにリセットされた以降は、再び遅延回路４３から供給される１クロック前のコンパレータ出力ｃｃの値と、現在のコンパレータ出力ｃｃの値との比較結果に基づいたカウント動作が行われるものとなる。
【００７２】
このような時点ｔ３以降において、トラバース信号ＴＲＶのレベルは、図示するようにコンパレートレベルｃｒを下回った状態が維持されていることから、この場合に上記出力補正カウンタ４４に対して入力される１クロック前と現在のコンパレータ出力ｃｃとしては、共に等しい値が入力されるものとなる。そして、これにより、この時点ｔ３以降におけるカウント値は、徐々にインクリメントされてくものとなる。
【００７３】
このように出力補正カウンタ４４のカウント値がインクリメントされていくことによっては、このカウント値が、比較器４５において設定された所定閾値に近づいていくことになる。
そして、このようなカウント値が上記閾値を上回った時点ｔ４に至ったときには、この比較器４５からラッチ回路４６に対してＨレベルが出力されるようになる。さらに、これに応じては、このラッチ回路４６の出力レベルが、このとき入力されるコンパレータ出力ｃｃに応じた値に更新されるものとなる。
【００７４】
これによって、２値化出力補正回路４２の出力が変化するものとなり、これに応じて図示する二値化信号Ｔのレベルも、図のようにこの時点ｔ４において変化されるものとなる。つまり、ここにおいてゼロクロスポイントが検出されたことになるものである。
また、これと共に、この２値化出力補正回路４２の出力に応じて変化するコンパレートレベルｃｒとしても、図のようにこの時点ｔ４に至ってから変化するようにされているものである。
【００７５】
このようにして、本例の２値化回路３６においては、トラバース信号ＴＲＶのレベルがコンパレートレベルｃｒに至ったとしても、直ちにコンパレートレベルｃｒを切り換えずに、そのレベルを維持するようにされている。そして、この以降は、トラバース信号ＴＲＶのレベルが、このように維持されたコンパレートレベルｃｒを超えている時間長を、上記出力補正カウンタ４４のカウント動作によって計測するようにされている。
その上で、このようなカウント値と比較器４５における所定閾値とを比較した結果、トラバース信号ＴＲＶのレベルが、上記維持されたコンパレートレベルｃｒを超えている時間長が所定時間以上継続したとされた場合に、コンパレータ出力ｃｃをラッチして二値化出力を行うようにしているものである。
すなわち、本例では、このようなトラバース信号ＴＲＶのレベルが上記維持されたコンパレートレベルｃｒを超えている時間長を対象として、チャタリング除去のための判定を行うようにしているものである。
【００７６】
このような本例の２値化回路３６によっては、図５に示した構成よりもチャタリング除去のための判定時間を短くすることができる。
先ず、先の図５の構成によっては、トラバース信号ＴＲＶのレベルがコンパレートレベルｃｒに達した場合は、直ちにコンパレートレベルｃｒが変化することになる（図８時点ｔ３）。そして、このことから、この場合は本例の場合よりも、チャタリング除去のための判定時間を長くとらなければならいことになる。
すなわち、先の図６と図８を比較してもわかるように、図８に示す場合では、このように変化されたコンパレートレベルｃｒが判定の基準となるから、この際の判定対象としての、トラバース信号ＴＲＶがコンパレートレベルｃｒを超えている期間（つまりトラバース信号ＴＲＶのノイズ振幅の戻り時間）は、コンパレートレベルｃｒが変化しない本例の場合よりも明らかに長いものとなる。
そして、このように長いノイズ振幅の戻り時間を対象とすることによっては、その分、上記のようなチャタリング除去のための判定時間を、このノイズ振幅の戻り時間に対応させた、比較的長い時間としなければならないものである。
従ってこのことから、直ちにコンパレートレベルｃｒを変化させないようにした本例によっては、チャタリング除去の判定時間を、このような従来の構成よりも短くできるものである。
【００７７】
このように本例の２値化回路３６の構成によっては、図５に示した従来の構成と比較して、二値化出力のための判定時間を短くすることができるから、二値化信号Ｔの精度を、従来よりも向上することができることになる。
そして、このように二値化信号Ｔの精度を向上することができることにより、これに基づいて算出されるシーク速度の情報の信頼性も向上することができ、安定したシーク動作を得ることができる。
【００７８】
このことから、図３に示した本例の構成によっては、トラバース信号ＴＲＶとして高周波が入力された場合にも好適に適用でき、高速シーク時におけるシーク動作の安定性の悪化を効果的に抑制することができるものである。
【００７９】
また、このような本例の２値化回路３６としては、上記もしているようにチャタリング除去のための判定が行われるものであるから、例えば図中時点ｔ５〜ｔ６に示すようにして、ノイズ成分のピークレベル付近がコンパレートレベルｃｒを上回ったような場合にも、二値化信号Ｔの不要なばたつきを効果的に抑制できる。
すなわち、これによって本例の２値化回路３６においても、図５に示した構成と同様、図４に示した構成よりもヒステリシスレベルを低く設定することが可能となり、入力信号が減衰する場合にも適正に二値化を行うことが可能となる。
【００８０】
４．実施の形態のまとめ・変形例
以上、実施の形態としての光ディスク装置１０について説明した。
上述もしたように、本例の光ディスク装置１０では、図２に示したサーボ回路２１における、トラック周期カウンタ３８の後段に平均化回路３９を設けたことにより、このトラック周期カウンタ３８が出力する、シーク速度情報としてのトラック周期値Ｔｃｃの値が平均化される。
そして、このようにトラック周期値Ｔｃｃの値が平均化されることによっては、例えば高速シークが行われた場合の、いわゆる「うなり」の現象により、トラバース信号ＴＲＶのゼロクロスポイントにばらつきが生じた場合にも、このばらつきを平均化してより信頼性の高いシーク速度情報を得ることが可能となる。
つまり、これによって、いわゆる「うなり」が生じた場合に、シークコントロール回路４０に入力されるシーク速度情報の信頼性が低下してしまうことを、効果的に抑制することができるようになるものである。
【００８１】
このようにして、シーク速度情報の信頼性の低下を抑制することが可能となることによっては、シークコントロール回路４０がこのシーク速度情報に基づいて行うシーク速度制御の信頼性を、従来よりも向上することができる。
そして、これにより本例の光ディスク装置１０によっては、「うなり」発生時におけるシーク速度制御の性能悪化を、効果的に抑制することができるものである。
【００８２】
ここで、本例の構成においては、平均化回路３９により平均化されるトラック周期値Ｔｃｃとして、このときの実際のシーク速度に完全に対応した値が得られることを期待できるものではない。つまり、計測されたシーク速度情報を平均化するものである以上、実際のシーク速度に完全に一致させることはできないものである。
但し、この際、例えば高速シーク中など、トラバース信号ＴＲＶのゼロクロス周期が充分に短くなっているときには、このような値のずれは比較的微少なもので済むから、これを許容できると考えられる。そして、このような高速シーク中には、上記もしているように「うなり」が発生する場合があるから、本例の平均化回路３９による平均化は有効である。
【００８３】
これに対し、例えばシーク動作開始直後・終了直前などでは、トラバース信号ＴＲＶの周波数は比較的低く、上記のような「うなり」が発生しないものとなるが、この場合は代わりにゼロクロス周期が大きくなることから、上記のような平均化されたトラック周期Ｔｃｃのずれが許容できなくなる場合が考えられる。
【００８４】
そこで、実施の形態としては、変形例として、次の図９に示すような切換回路７０を設けることにより、シークコントロール回路４０に入力されるべきトラック周期Ｔｃｃを、条件に応じて平均化したものとしないものとで切り換えて入力するようにする。
先ずこの場合、図示するように切換回路７０として、端子ｔ１に対して端子ｔ２、端子ｔ３を択一的に選択するスイッチを設ける。そして、上記端子ｔ１はトラック周期カウンタ３８の出力を入力するようにし、上記端子ｔ２はシークコントロール回路４０に対して接続する。また、上記端子ｔ３は平均化回路３９に対して接続する。
その上で、例えばシークコントロール回路４０、或いはシステムコントローラ２０の制御により、シーク速度が所定の速度よりも遅い場合は、上記端子ｔ２を選択させ、速い場合は上記端子ｔ３を選択させるようにする。
【００８５】
これにより、シーク速度が比較的速く、トラバース信号ＴＲＶが高周波とされて「うなり」が発生する場合は、シークコントロール回路４０において、平均化されたトラック周期Ｔｃｃに基づいたシーク速度制御を行うことが可能となる。また、シーク速度が比較的遅く、トラバース信号ＴＲＶが低周波とされる場合には、平均化しないトラック周期Ｔｃｃに基づいてシーク速度制御を行うことが可能となる。
つまり、こののような変形例によっては、シーク速度によらず常に信頼性の高いトラック周期値Ｔｃｃに基づいて、シーク速度制御を安定して行うことが可能となるものである。
【００８６】
ところで、先の図３にも示したように、本例の光ディスク装置１０に対しては、２値化出力補正回路４２を備えたヒステリシスコンパレータによる２値化回路３６が備えられるものである。
このような本例の２値化回路３６において、例えばシーク動作開始直後・終了直前など、トラバース信号ＴＲＶの周波数が低くなっているときは、ノイズ成分の周期も大きくなるようにされるため、場合によっては、図６にて説明したようなチャタリング除去の判定が困難となることが考えられないものでもない。
そこで、本例としては、他の変形例として、トラバース信号ＴＲＶの周波数が充分に高く、ノイズ成分とゼロクロス周期との周波数帯域が近づくようにされる場合以外は、例えばローパスフィルタを介しノイズ成分を減衰させたトラバース信号ＴＲＶに基づいて二値化を行うように構成することも可能である。
つまり、トラバース信号ＴＲＶの周波数が充分に低い場合には、ノイズ成分とゼロクロス周期との周波数帯域に充分な差があると考えられることから、ローパスフィルタによってノイズ成分を減衰することが可能なものである。そしてこのことから、上記のようにトラバース信号ＴＲＶの周波数が低いことにより本例の二値化が有効に行えなくなる虞がある場合は、このようにトラバース信号ＴＲＶからノイズ成分を除去して二値化動作を行うようにするものである。
【００８７】
このような他の変形例としての構成は、例えば図１０に示すようになる。
この場合、図示するように２値化回路３６へのトラバース信号ＴＲＶの入力ラインに対して、切換回路８０を設けるようにする。この切換回路８０としては、端子ｔ１から入力されるトラバース信号ＴＲＶを、図示する端子ｔ２、または端子ｔ３を介して択一的に出力可能に構成する。
そして、上記端子ｔ２は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８１を介して２値化回路３６と接続し、上記端子ｔ３は２値化回路３６と直接接続する。
その上で、シークコントロール回路４０、或いはシステムコントローラ２０の制御により、シーク速度が所定の速度よりも遅い場合は、上記端子ｔ２を選択させ、速い場合は上記端子ｔ３を選択させるようにする。
【００８８】
これにより、シーク動作開始直後・終了直前など、トラバース信号ＴＲＶの周波数が低い場合に対応しては、上記ローパスフィルタ８１によりノイズ成分を除去したトラバース信号ＴＲＶに基づいた二値化動作を行うことが可能となる。つまり、このようにノイズ成分が除去されることによって、２値化回路３６において適正に二値化動作を行うことが可能となる。
また、トラバース信号ＴＲＶの周波数が高く、ノイズ成分とゼロクロス周期との周波数帯域が近づく場合は、先の図６に示したような本例の二値化動作により、有効に二値化を行うことが可能なものである。
この結果、このような変形例の構成によっては、シーク速度によらずより安定した二値化信号Ｔを得ることが可能となる。
【００８９】
なお、上記実施の形態では、ディスク１として、ブルーレイディスクを例に挙げたが、本発明としては、ウォブリングフォーマットが採用される光ディスクであって、特にトラックピッチの狭い高密度ディスクに対して好適に適用できるものである。
【００９０】
【発明の効果】
以上で説明したように本発明では、ウォブリングされたトラックが形成される光ディスクに対する信号の記録または再生が可能とされる光ディスクとして、上記光ディスクに対するデータ書込または読出のための対物レンズを支持し、この対物レンズを出力端としたレーザ照射及びその反射光検出を行うヘッド手段と、上記ヘッド手段をトラッキング方向に移送可能な移送手段とを備えるようにしている。
そして、上記移送手段の移送動作により、上記ヘッド手段がトラッキング方向に移送される際のシーク移送速度を、トラッキングエラー信号に基づいて計測すると共に、このように計測したシーク移送速度の情報を平均化するようにしている。
その上で、少なくともこのように平均化したシーク移送速度の情報に基づいて、上記移送手段を制御することにより、上記ヘッド手段のシーク移送速度を制御するようにしたものである。
【００９１】
このようにして、計測されたシーク移送速度の情報を平均化することによっては、例えば高速シークが行われた場合の、いわゆる「うなり」の現象により、トラッキングエラー信号のゼロクロスポイントにばらつきが生じた場合にも、このばらつきを平均化してより信頼性の高いシーク移送速度の情報を得ることが可能となる。
そして、このような信頼性の高いシーク移送速度の情報に基づいて、ヘッド手段のシーク移送速度を制御することによっては、高速シーク時に「うなり」が発生した場合においても、安定したシーク動作を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における、実施の形態としての光ディスク装置の全体構成について示すブロック図である。
【図２】実施の形態の光ディスク装置内に備えられるサーボ回路の内部構成について示すブロック図である。
【図３】上記サーボ回路内に備えられる二値化回路の内部構成例を示すブロック図である。
【図４】従来のヒステリシスコンパレータの構成を示すブロック図である。
【図５】従来における、出力補正回路を備えるヒステリシスコンパレータの構成について示したブロック図である。
【図６】実施の形態の二値化回路の動作について説明するための図である。
【図７】従来のヒステリシスコンパレータの動作について説明するための図である。
【図８】従来における、出力補正回路を備えるヒステリシスコンパレータの動作について説明するための図である。
【図９】実施の形態の変形例の構成を示すブロック図である。
【図１０】実施の形態の他の変形例の構成を示すブロック図である。
【図１１】ウォブリングフォーマットが採用される場合のトラバース信号とその二値化信号について示した図である。
【符号の説明】
１  ディスク、１０  光ディスク装置、１１  光学ピックアップ、１３  スレッド機構、２０  システムコントローラ、２１  サーボ回路、３０  フォーカスサーボ回路、３１  トラッキングサーボ回路、３２  スレッドサーボ回路、３３フォーカスドライバ、３４  トラッキングドライバ、３５  スレッドドライバ、３６  ２値化回路、３７  トラックカウンタ、３８  トラック周期カウンタ、３９  平均化回路、４０  シークコントロール回路、４１  コンパレータ、４２２値化出力補正回路、４３  遅延回路、４４  出力補正回路、４５  比較器、４６  ラッチ回路、４７  ヒステリシスレベル生成回路、７０、８０  切換回路、８１  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、ＳＷ  スイッチ
【図１】
2004335002.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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