(57)【要約】【課題】Ｈブリッジ回路によって駆動されている直流モータにおいて、司令電圧に対する電流の不連続をなくして静寂性に優れた印字装置を提供することを目的とする。【解決手段】また、第二の発明では、前記運転モード判定装置の運転モード切替特性にヒステリシス特性を持たせた構成とする。【選択図】　　　　図１
2004015907.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
印字ヘッドを搭載したキャレッジと、
前記キャレッジを駆動する直流モータと、
四個の半導体スイッチング素子と前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された四個のフライホイールダイオードから構成されて前記直流モータを負荷とするＨブリッジ回路と、
前記Ｈブリッジ回路に接続されて前記直流モータに電力を供給する直流電源装置と、
前記キャレッジの線速度または前記直流モータの角速度を検出する速度検出装置と、
キャレッジ司令速度と前記検出速度から前記直流モータへの印加司令電圧を演算するモータ司令電圧演算装置と、
前記キャレッジの検出速度から前記直流モータの発電電圧を推定演算する発電電圧演算装置と、
前記推定された発電電圧と前記印加司令電圧の符号が同一で、かつ前記推定された発電電圧の絶対値が前記印加司令電圧の絶対値よりも大きい場合にはチョッピングブレーキモードを出力し、そうでない場合はチョッピングドライブモードを出力する運転モード判定装置と、
前記判定された運転モードがチョッピングドライブモードである場合は、前記Ｈブリッジ回路において対角をなす二組のスイッチング素子のうち前記印加司令電圧の符号で決まる第一の組の第一の素子を常時オンにして第二の素子を（｜印加司令電圧｜÷電源電圧）なるデューティでオンにし、一方、チョッピングブレーキモードである場合は、少なくとも第三のスイッチング素子または第四のスイッチング素子を（１−｜印加司令電圧｜÷電源電圧）なるデューティでオンにするパルス幅変調制御装置とを具備することを特徴とする印字制御方法および装置。
【請求項２】
前記請求項１の運転モード判定装置の運転モード切替特性にヒステリシス特性を持たせたことを特徴とする前記請求項１に記載の印字制御方法および装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体素子によりスイッチングされる直流モータでキャレッジを駆動する印字制御方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、直流モータは小型、高出力、低騒音といった利点が、プリンタのキャレッジ駆動に適しているため広く用いられている。
【０００３】
一般に、キャレッジ駆動に直流モータを用いるためには、速度の安定化が必要である。その代表的な構成として、キャレッジ司令速度と検出速度との差をＰＩＤなどの補償要素に入力し、その出力をモータ司令電圧としてモータを駆動するフィードバック制御法が知られている。
【０００４】
また、直流モータの駆動方法としてはエネルギー利用効率や発熱などの問題に鑑み、パルス幅変調によるスイッチングモード駆動が一般的である。正逆両用の駆動を要求されるプリンタのキャレッジの場合は、Ｈブリッジ接続によってモータに正逆両極性の電圧を印加できるように構成する。
【０００５】
図９は従来の技術による印字制御装置の代表的構成を示した図である。同図において符号１０は直流モータ、符号２０はＨブリッジ回路、符号３０は直流電源（ＶＥ）、符号４０はキャレッジ速度検出装置、符号４１はキャレッジ計測速度、符号５０はモータ司令電圧演算装置、符号５１はキャレッジ司令速度、符号５２はモータ司令電圧（ＶＭ）、符号８０はパルス幅変調制御装置、符号８１はパルス幅変調信号生成回路、符号８２はスイッチング制御回路、符号８３はブレーキ信号、符号８４は極性信号、符号８５はスイッチ信号である。なお、不図示のキャレッジが直流モータから伝達機構を介して駆動され、キャレッジ上には不図示の印字ヘッドが搭載されている。ここで、キャレッジ速度検出装置４０は、モータ軸に取り付けられたタコジェネレータ出力、或いはロータリエンコーダの位置出力の微分値、又はキャレッジ上に取り付けられたリニアエンコーダの位置出力の微分値であってもよい。また、モータ司令電圧演算装置５０は、アナログ回路あるいはマイクロプロセッサなどによるディジタル演算装置のいずれであってもよい。モータ司令電圧演算装置５０の制御則は所望の制御成績を達成できれば、古典制御理論又は現代制御理論のいずれに基づいたものであってもよい。
【０００６】
パルス幅変調制御装置８０はパルス幅変調信号生成回路８１とスイッチング制御回路８２から構成される。パルス幅変調信号生成回路８１はモータ司令電圧５２を受けて、極性信号８４の値を決定すると共に、スイッチ信号８５にデューティ（｜印加司令電圧｜÷電源電圧）のパルス幅変調信号を発生させる。
【０００７】
図２はＨブリッジ回路２０を説明した図である。同図において、符号２１〜２４はスイッチング用トランジスタ（以下ＴＲと略記）、符号２５〜２８は、各トランジスタに逆並列接続されたフライホイールダイオードである。
【０００８】
図３はスイッチング制御回路８２の真理値表である。スイッチング制御回路８２は、ブレーキ信号８３、極性信号８４、スイッチ信号８５の値の組み合わせからＴＲ２１〜２４のオン／オフ状態を決定する。
【０００９】
今、モータを正方向に回転させようとする場合、ブレーキ信号８３の値を０にし、極性信号８４の値を０にする。すると、ＴＲ２４がオンになる。そして、スイッチ信号８５にデューティ（｜印加司令電圧｜÷電源電圧）のパルス幅変調信号を印加すると、ＴＲ２１が該デューティでオンになる。
【００１０】
次に、停止する場合には、ブレーキ信号８３の値を１にすると、ＴＲ２２とＴＲ２４が同時にオンになる。すると、モータの発電作用による起電力が短絡されるのでモータに電流が流れ制動力が発生する。
【００１１】
しかしながら、上記方法では制動力を制御することが出来ないため、高速回転しているモータに対して制動動作を行うと急制動となり、衝撃音を発生するという問題点がある。
【００１２】
そのため、動摩擦によってある程度速度が低下するまで待ってから制動を行う方法が知られているが、停止距離が増加するという問題点がある。
【００１３】
そこで、モータへの司令電圧を滑らかに減少させることによって、停止させる方法が知られている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来例ではモータへの司令電圧が、モータの発電電圧を下回った場合、モータに流れる電流は０になってしまい制動できなくなるという問題がある。この様子を図を参照して説明する。
【００１５】
図４は、Ｈブリッジ回路２０により駆動されているモータ１０の発電電圧を考慮した等価回路図である。同図において符号５２はモータ司令電圧（ＶＭ）、符号１１はモータの発電電圧（ＶＧ）、符号１２はモータ巻線抵抗（ＲＭ）、符号１３はモータ電流（ＩＭ）、符号２９は等価ダイオードである。ここで、ＶＭ＝ＶＧ＋ＩＭ×ＲＭ，−ＶＥ＜ＶＭ＜ＶＥなる関係がある。また、回路中に挿入されている等価ダイオード２９は、スイッチング用ドランジスタおよびフライホイールダイオードによる整流作用を表している。本来ＶＭがＶＧを下回るとＩＭの向きが反転することが望ましいが、同図から判るように、等価ダイオード２９が挿入されているためにＩＭの向きは反転せずに０になってしまう。
【００１６】
図５はこの様子を表したグラフである。横軸に司令電圧（ＶＭ）をとり、縦軸にモータ電流値（ＩＭ）をあらわしている。
【００１７】
グラフは、横軸とＶＧで交わり、縦軸とは−ＶＧ／ＲＭで交わっている。そして、司令電圧が０以上ＶＧ未満では、電流値は常に０となる。すなわち、司令電圧と実際の印加電圧の関係は線形ではなく、途中に不連続があることになる。
【００１８】
従って、モータ回転中に司令電圧を正から負へ連続的に変化させるとモータ電流すなわち、発生トルクが不連続になり、衝撃音を発生することになる。これは、司令速度を時刻とともに減じてキャレッジを停止させようとする場合に主に発生する。
【００１９】
本発明は、上記電流の不連続点をなくし、不快な衝撃音を発生しない印字制御装置を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、印字ヘッドを搭載したキャレッジと、前記キャレッジを駆動する直流モータと、四個の半導体スイッチング素子と前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された四個のフライホイールダイオードから構成されて前記直流モータを負荷とするＨブリッジ回路と、前記Ｈブリッジ回路に接続されて前記直流モータに電力を供給する直流電源装置と、前記キャレッジの線速度または前記直流モータの角速度を検出する速度検出装置と、キャレッジ司令速度と前記検出速度から前記直流モータへの印加司令電圧を演算するモータ司令電圧演算装置と、前記キャレッジの検出速度から前記直流モータの発電電圧を推定演算する発電電圧演算装置と、前記推定された発電電圧と前記印加司令電圧の符号が同一で、かつ前記推定された発電電圧の絶対値が前記印加司令電圧の絶対値よりも大きい場合にはチョッピングブレーキモードを出力し、そうでない場合はチョッピングドライブモードを出力する運転モード判定装置と、前記判定された運転モードがチョッピングドライブモードである場合は、前記Ｈブリッジ回路において対角をなす二組のスイッチング素子のうち前記印加司令電圧の符号で決まる第一の組の第一の素子を常時オンにして第二の素子を（｜印加司令電圧｜÷電源電圧）なるデューティでオンにし、一方、チョッピングブレーキモードである場合は、少なくとも第三のスイッチング素子または第四のスイッチング素子を（１−｜印加司令電圧｜÷電源電圧）なるデューティでオンにするパルス幅変調制御装置とを備えた構成とする。
【００２１】
また、本発明の第二の発明では、前記運転モード判定装置の運転モード切替特性にヒステリシス特性を持たせた構成とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。
【００２３】
（第一の実施例）
図１は本発明の第一の実施例を説明した図である。同図において、符号６０は発電電圧推定装置、符号６１は推定された発電電圧、符号７０は運転モード判定装置、符号７１は判定された運転モード、符号８１は本発明を適用したパルス幅変調信号生成回路、符号８２は本発明を適用したスイッチング制御回路、その他符号は図９と同一である。
【００２４】
発電電圧推定装置６０は、キャレッジ速度から計算されるモータ軸の角速度に、モータの起電力定数を乗じた値を推定発電電圧として出力する。出力結果は、必要に応じて低域濾過フィルタを通してもよい。
【００２５】
運転モード判定装置７０は、司令電圧５２と推定された発電電圧６１とを比較し司令電圧と推定発電電圧の符号が同一でかつ推定発電電圧の絶対値が司令電圧の絶対値よりも大きい場合にはチョッピングブレーキモードを、そうでない場合にはチョッピングドライブモードを出力する。
【００２６】
パルス幅変調信号生成回路８１はモータ司令電圧５２および前記運転モード７１を受けて、ブレーキ信号８３、極性信号８４、スイッチ信号８５を生成する。運転モード７１がチョッピングドライブモードの時は、ブレーキ信号８３の値を０にし、極性信号８４の値を決定すると共に、スイッチ信号８５にデューティ（｜印加司令電圧｜÷電源電圧）のパルス幅変調信号を発生させる。一方、運転モード７１がチョッピングブレーキモードの時は、ブレーキ信号８３の値を１にし、スイッチ信号８５にデューティ（１−｜印加司令電圧｜÷電源電圧）のパルス幅変調信号を発生させる。
【００２７】
図６に本発明を適用したスイッチング制御回路の真理値表を示す。図３に示した真理値表に対してブレーキ信号＝１、スイッチ信号＝０の際の組み合わせが追加されている。
【００２８】
図７は本発明をマイクロプロセッサを用いてディジタル演算によって実施した場合の計算手順を示したフローチャートである。Ｓ１でキャレッジ速度検出装置４０によりキャレッジ速度を計測しＳ２に進む。Ｓ２でモータ司令電圧演算装置５０によりモータ司令電圧５２を計算しＳ３に進む。Ｓ３で発電電圧推定装置６０により推定発電電圧６１を計算しＳ４に進む。Ｓ４で司令電圧５２と推定発電電圧６１の符号を比較し、異なっていればＳ６に進み、同一ならばＳ５に進む。Ｓ５で推定発電電圧６１の絶対値が司令電圧５２の絶対値より大きければＳ１０に進み、そうでなければＳ６に進む。Ｓ６で司令電圧５２が正ならＳ７に進み、負ならＳ８に進む。Ｓ７で極性信号＝０を設定しＳ９に進む。Ｓ８で極性信号＝１を設定しＳ９に進む。Ｓ９でブレーキ信号＝０を設定しスイッチ信号のデューティを（｜印加司令電圧｜÷電源電圧）に設定しＳ１１に進む。Ｓ１０でブレーキ信号＝１を設定しスイッチ信号のデューティを（１−｜印加司令電圧｜÷電源電圧）に設定しＳ１１に進む。Ｓ１１で設定された信号に従ってＨブリッジ回路２０を制御しモータ１０を駆動する。サンプル値制御であるので、上記計算を決められた時間間隔で繰り返し行う。
【００２９】
（第二の実施例）
前記第一の実施例では、モータ司令電圧と推定発電電圧を直接比較し、運転モード判定を行っていた。しかし、モータ起電力定数に定常的な誤差が含まれるために推定発電電圧にも定常的な誤差が含まれる。また、過渡特性に関しては考慮していないため、過渡状態では推定発電電圧にも過渡的な誤差が含まれる。その結果、運転モード切替時にモータ電流に不連続が発生する。特に、推定発電電圧と司令電圧の差分が小さいまま推移する条件下では、運転モード切替が頻繁に発生し、モータ電流が振動的になる。
【００３０】
そこで、本発明の第二の発明では運転モード切替特性にヒステリシス特性を持たせることによってモータ電流の不連続をより一層減少させることが出来る。
【００３１】
図８は第二の発明による実施例の計算手順を示したフローチャートである。同図において、Ｓ１〜Ｓ４およびＳ６〜Ｓ１１は図７と同一である。第一の実施例ではＳ５で推定発電電圧６１の絶対値と司令電圧５２の絶対値を比較していたが、第二の実施例では推定発電電圧の代わりに、運転モードの履歴を反映して変動する闘値を用いる点が異なっている。
【００３２】
Ｓ１でキャレッジ速度計測装置４０によりキャレッジ速度を計測しＳ２に進む。Ｓ２でモータ司令電圧演算装置５０によりモータ司令電圧５２を計算しＳ３に進む。Ｓ３で発電電圧推定装置６０により推定発電電圧６１を計算しＳ４に進む。Ｓ４で司令電圧５２と推定発電電圧６１の符号を比較し、異なっていればＳ６に進み、同一ならばＳ１３に進む。Ｓ１３で前回の運転モードがチョッピングドライブモードであったならばＳ１４に進み、チョッピングブレーキモードであったならばＳ１５に進む。Ｓ１４で推定発電電圧×（１−不感率）で闘値を計算しＳ５に進む。Ｓ１５で推定発電電圧×（１＋不感率）で闘値を計算しＳ５に進む。Ｓ５で闘値の絶対値が司令電圧５２の絶対値より大きければＳ１０に進み、そうでなければＳ６に進む。Ｓ６で司令電圧５２が正ならＳ７に進み、負ならＳ８に進む。Ｓ７で極性信号＝０を設定しＳ９に進む。Ｓ８で極性信号＝１を設定しＳ９に進む。Ｓ９でブレーキ信号＝０を設定しスイッチ信号のデューティを（｜印加司令電圧｜÷電源電圧）に設定しＳ１１に進む。Ｓ１０でブレーキ信号＝１を設定しスイッチ信号のデューティを（１−｜印加司令電圧｜÷電源電圧）に設定しＳ１１に進む。Ｓ１１で設定された信号に従ってＨブリッジ回路２０を制御しモータ１０を駆動する。Ｓ１２で今回の運転モードを記録する。上記計算を決められた時間間隔で繰り返し行う。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、モータの回転速度から発電電圧を推定し、司令電圧以下の場合にはドライブモードでスイッチングし、司令電圧よりも大きい場合にはチョッピングブレーキモードでスイッチングする。また、運転モードの切り替えにヒステリシス特性を持たせる。これによって、司令電圧に対する電流の不連続がなくなるため、静寂性に優れた印字装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による印字制御装置の構成を説明した図である。
【図２】Ｈブリッジ回路を説明した図である。
【図３】スイッチング制御回路の動作を説明した図である。
【図４】モータ駆動回路の等価回路を説明した図である。
【図５】モータ駆動回路の特性を説明した図である。
【図６】本発明によるスイッチング制御回路の動作を説明した図である。
【図７】本発明の第一の発明による印字制御装置の動作を説明した図である。
【図８】本発明の第二の発明による印字制御装置の動作を説明した図である。
【図９】従来の技術による印字制御装置の構成を説明した図である。
【符号の説明】
１０　直流モータ
１１　モータ発電電圧（ＶＧ）
１２　モータ巻き線抵抗（ＲＭ）
１３　モータ電流（ＩＭ）
２０　Ｈブリッジ回路
２１〜２４　スイッチング用トランジスタ（ＴＲ）
２５〜２８　フライホイールダイオード
２９　等価ダイオード
３０　直流電源（ＶＥ）
４０　キャレッジ速度検出装置
４１　キャレッジ計測速度
５０　モータ司令電圧演算装置
５１　キャレッジ司令速度
５２　モータ司令電圧（ＶＭ）
６０　発電電圧推定装置
６１　推定発電電圧
７０　運転モード判定装置
７１　運転モード
８０　パルス幅変調制御装置
８１　パルス幅変調信号生成回路
８２　スイッチング制御回路
８３　ブレーキ信号
８４　極性信号
８５　スイッチ信号
【図１】
2004015907.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2004015907.tif 000007
【図６】
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【図７】
2004015907.tif 000009
【図８】
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【図９】
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