(57)【要約】【課題】定電力曲線となる特性を要求される電源において、単一の出力回路の場合に比べてトランスの必要な電力容量を小さくして、高効率の電源を実現すること。【解決手段】ブリッジインバータの交流出力に互いに並列接続された第１、２の出力回路５Ａ、５Ｂを接続し、出力回路５Ａは、定格電力かつ定格電圧を出力できるよう設定されており、出力回路５Ｂは、定格電力のほぼ１／　Ｎ、定格出力電圧のほぼ１／　Ｍを出力できるよう設定されており、出力電圧が定格出力電圧の１／　Ｍ以上の範囲では出力回路５Ａを通して全て負荷電力を供給し、出力電圧が定格出力電圧の１／　Ｍよりも小さい場合には、出力回路５Ａと５Ｂとで負荷電力を供給し、第１と第２のトランス８Ａ、８Ｂの電力容量の和を単一のトランスで構成した場合の電力容量に比べて小さくした定電力電源装置。【選択図】　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流電圧に変換するブリッジインバータと、該ブリッジインバータの交流出力に、共振インダクタンス手段と共振コンデンサとトランスと整流器の組み合わせからなる出力回路とを接続してなるコンバータであって、前記ブリッジインバータが共振周波数に関連する周波数でスイッチング動作を行う並列共振型コンバータ電源において、
前記出力回路は、入力と出力の双方が互いに並列接続された第１の出力回路と第２の出力回路とからなり、
前記第１の出力回路は、前記ブリッジインバータの交流出力に定格電力かつ定格電圧を出力できるよう設定された第１の共振インダクタンス手段と第１の共振コンデンサと第１のトランスと第１の整流器とからなり、
前記第２の出力回路は、定格電力のほぼ１／　Ｎ、定格出力電圧のほぼ１／　Ｍを出力できるよう設定された第２の共振インダクタンスと第２の共振コンデンサと第２のトランスと第２の整流器とからなり、
出力電圧が定格出力電圧のほぼ１／　Ｍ以上の範囲では前記第１の出力回路を通して全て負荷電力を供給し、出力電圧が定格出力電圧のほぼ１／　Ｍよりも小さい場合には、前記第１の出力回路と前記第２の出力回路とで負荷電力を供給することを特徴とする定電力電源装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記１／Ｎ及び１／Ｍは、１／３ないし２／３の範囲内、好ましくはほぼ１／２であって、前記第１と第２のトランスの電力容量の和を、単一のトランスで構成した場合の電力容量に比べて小さくしたことを特徴とする定電力電源装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記ブリッジインバータは、複数のスイッチング半導体素子をフルブリッジ構成に接続してなるフルブリッジインバータであり、前記複数のスイッチング半導体素子には逆並列にダイオードが備えられていることを特徴とする定電力電源装置。
【請求項４】
請求項１において、
前記複数のスイッチング半導体素子の内で、前記フルブリッジインバータのオン期間を形成する一対の前記スイッチング半導体素子は、その一方が固定のオン幅で駆動され、他方がパルス幅制御されて、前記一方よりも早い時点でオフすることにより、前記一方がオン、前記他方がオフの期間に、前記第１及び／又は第２の共振インダクタンス手段のエネルギーを負荷側に供給することを特徴とする定電力電源装置。
【請求項５】
請求項１において、
前記ブリッジインバータは、複数のスイッチング半導体素子と複数のコンデンサとをハーフブリッジ構成に接続してなるハーフブリッジインバータであることを特徴とする定電力電源装置。
【請求項６】
請求項１において、
並列接続された前記第１、第２の出力回路の出力端子には出力フィルタコンデンサが接続され、その出力フィルタコンデンサの両端には負荷であるスパッタ装置が接続されることを特徴とする定電力電源装置。
【請求項７】
前記第１と第２のトランスの電力容量の和を、単一のトランスで構成した場合の電力容量に比べて小さくした請求項１の定電力電源装置を用いてなることを特徴とするスパッタ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流スパッタ装置に使用されるスパッタ電源など、広範囲な定電力出力範囲を必要とする負荷に給電するのに適した定電力電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、直流スパッタ装置は、真空チャンバ内にアルゴンなどの不活性ガスを導入し、ターゲット電極に数１００Ｖの負極性電圧を印加してプラズマ放電を発生させることにより不活性ガスを正イオン化し、この正イオンを加速してターゲット表面に衝突させてターゲット材料を蒸発させ、この蒸気を半導体表面、光ディスクなどの基板上に沈着させて前記ターゲット材料の薄膜を形成する薄膜形成装置である。真空又はガス中において、比較的低い電圧でプラズマ放電を発生させるスパッタ装置のスパッタ用電源は、広範囲の定電力出力範囲が要求される。
【０００３】図７は、一般的な２０ｋＷのスパッタ用電源の出力特性の一例を示す。このようなスパッタ用電源では、例えば、定格電圧が１０００Ｖで、そのとき供給可能な電流が２０Ａであり、しかも、出力電圧が３００Ｖのときには、６７Ａの電流を供給できることが要求される。通常の電源装置では、１０００Ｖ−２０Ａで電源を設計すると、回路方式にもよるが、３００Ｖでの最大電流も高々３０Ａ程度であり、定格電圧１０００Ｖとそれよりも低い３００Ｖの両方で２０ｋＷを満足させることはできない。このため、トランスの２次巻線に中間電圧タップを設け、その中間電圧タップに切り替えると低電圧大電流となり、３００Ｖ−６７Ａを出力可能にするようなタップ切り替え構成が一般的である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、タップ切り替えは、メーカーばかりでなく、ユーザーにとっても、電源のハウジングを開けて切り替え作業を行う手間がかかると同時に、切り替え作業時の残留電荷の放電を確認して安全性図らなければならないなど煩雑である。タップ切り替えの無い電源を実現する方法としては、あらかじめ、最大電流を供給できる大容量の電源を使用することである。例えば、定格出力が２０ｋＷの例では、出力電圧１０００Ｖ−出力電流２０Ａを定格とする出力２０ｋＷの電源では、電流容量の関係から、出力電圧が３００Ｖのときに、６７Ａの出力電流を供給することは不可能である。この場合には、出力電圧１０００Ｖ−出力電流５０Ａを定格とする出力５０ｋＷの電源を使用しなければ、出力電圧が３００Ｖのときに、６７Ａの出力電流を供給することができない。この出力５０ｋＷの電源を出力２０ｋＷ電源と同一コストで実現することは困難である。例えば、トランスの大きさは、概略その最大電圧と最大電流の積に比例するので、最大電圧１０００Ｖ、最大電流６７Ａでは、６７ｋＶＡの大きさのトランスが必要となる。伝達電力２０ｋＷの３倍以上の大きさとなり、不経済である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】前述の課題を解決するために、この発明は、直流電圧を交流電圧に変換するブリッジインバータと、該ブリッジインバータの交流出力に、共振インダクタンス手段と共振コンデンサとトランスと整流器の組み合わせからなる出力回路とを接続してなるコンバータであって、前記ブリッジインバータが共振周波数に関連する周波数でスイッチング動作を行う並列共振型コンバータ電源において、前記出力回路は、入力と出力の双方が互いに並列接続された第１の出力回路と第２の出力回路とからなり、前記第１の出力回路は、前記ブリッジインバータの交流出力に定格電力かつ定格電圧を出力できるよう設定された第１の共振インダクタンス手段と第１の共振コンデンサと第１のトランスと第１の整流器とからなり、前記第２の出力回路は、定格電力のほぼ１／　Ｎ、定格出力電圧のほぼ１／　Ｍを出力できるよう設定された第２の共振インダクタンスと第２の共振コンデンサと第２のトランスと第２の整流器とからなり、出力電圧が定格出力電圧のほぼ１／　Ｍ以上の範囲では前記第１の出力回路を通して全て負荷電力を供給し、出力電圧が定格出力電圧のほぼ１／　Ｍよりも小さい場合には、前記第１の出力回路と前記第２の出力回路とで負荷電力を供給することを第１の特徴とする定電力電源装置を提供するものである。
【０００６】前述の課題を解決するために、この発明の第２の特徴は、請求項１において、前記１／Ｎ及び１／Ｍは、１／３ないし２／３の範囲内、好ましくはほぼ１／２であって、前記第１と第２のトランスの電力容量の和を、単一のトランスで構成した場合の電力容量に比べて小さくした定電力電源装置を提供するものである。
【０００７】前述の課題を解決するために、この発明の第３の特徴は、請求項１において、前記ブリッジインバータは、複数のスイッチング半導体素子をフルブリッジ構成に接続してなるフルブリッジインバータであり、前記複数のスイッチング半導体素子には逆並列にダイオードが備えられている定電力電源装置を提供するものである。
【０００８】前述の課題を解決するために、この発明の第４の特徴は、請求項１において、前記複数のスイッチング半導体素子の内で、前記フルブリッジインバータのオン期間を形成する一対の前記スイッチング半導体素子は、その一方が固定のオン幅で駆動され、他方がパルス幅制御されて、前記一方よりも早い時点でオフすることにより、前記一方がオン、前記他方がオフの期間に、前記第１及び／又は第２の共振インダクタンス手段のエネルギーを負荷側に供給する定電力電源装置を提供するものである。
【０００９】前述の課題を解決するために、この発明の第５の特徴は、請求項１において、前記ブリッジインバータは、複数のスイッチング半導体素子と複数のコンデンサとをハーフブリッジ構成に接続してなるハーフブリッジインバータである定電力電源装置を提供するものである。
【００１０】前述の課題を解決するために、この発明の第６の特徴は、請求項１において、並列接続された前記第１、第２の出力回路の出力端子には出力フィルタコンデンサが接続され、その出力フィルタコンデンサの両端には負荷であるスパッタ装置が接続される定電力電源装置を提供するものである。
【００１１】前述の課題を解決するために、この発明の第７の特徴は、前記第１と第２のトランスの電力容量の和を、単一のトランスで構成した場合の電力容量に比べて小さくした請求項１の定電力電源装置を用いてなるスパッタ装置を提供するものである。。
【００１２】
【発明を実施するための形態】本発明は、スパッタ電源のような定電力負荷性に適した特性を、タップ切り替えを行うことなく、ほぼ全出力範囲を満足でき、またトランスの電力容量の最小化を実現できるコンバータを提供することを主目的としている。図１は、本発明にかかるスパッタ電源を並列共振型コンバータで構成した回路を示す。
【００１３】１は、単相又は３相の商用交流電源を整流して得られた直流電源を示す。３相４００Ｖ入力の場合、直流電源１の出力電圧、つまり電圧型ブリッジインバータ２の直流入力電圧は約５３０Ｖであり、そのブリッジインバータ２は、その約５３０Ｖの直流入力電圧を高周波交流に変換する。ブリッジインバータ２は、スイッチング半導体素子として用いられる４個のＩＧＢＴ３Ａ−３Ｄと、各ＩＧＢＴに逆並列接続されたダイオード４Ａ−４Ｄからなる。この実施例では、ブリッジインバータ２の交流出力側に第１の出力回路５Ａと第２の出力回路５Ｂとが並列接続される。第１の出力回路５Ａは、定格電力かつ最大出力電圧を出力できるよう設計された第１の共振インダクタンス６Ａ、第１の共振コンデンサ７Ａ、第１のトランス８Ａ、第１のブリッジ整流器９Ａの組み合わせからなる。第２の出力回路５Ｂは、定格電力のほぼ１／２よりも小さく、かつ定格出力電圧のほぼ１／２の出力電圧を出力できるよう設計された第２の共振インダクタンス６Ｂ、第２の共振コンデンサ７Ｂ、第２のトランス８Ｂ、第２のブリッジ整流器９Ｂの組み合わせからなる。ブリッジ整流回路９Ａ、９Ｂは、それぞれ４個の整流ダイオードからなる。２つのブリッジ整流回路９Ａ、９Ｂの負出力はフィルタコンデンサ１０に並列接続され、さらに負荷であるスパッタ装置１１に接続される。また、１２はＩＧＢＴ３Ａ−３Ｄの制御回路であり、ＩＧＢＴ３Ａ―３Ｄを一定周波数で、そのオン時間比率をパルス幅変調（ＰＷＭ）で制御する。
【００１４】第１の制御方法では、ブリッジインバータ２のＩＧＢＴ３Ａ−３Ｄは、高周波、例えば１５ｋＨｚでスイッチングし、半周期３３μｓの９０％程度である期間３０μｓを最大オン時間とする、パルス幅変調（ＰＷＭ）で制御される。このとき、上下アームのＩＧＢＴ３Ａと３Ｄ、又はＩＧＢＴ３Ｂと３Ｃに同じＰＷＭ信号が送られ、同時にオン・オフする。これらＩＧＢＴ３Ａ−３Ｄのスイッチングにより、直流電圧はブリッジインバータ２で１５ｋＨｚの高周波交流に変換される。トランス８Ａ又は８Ｂで１０００Ｖ程度のスパッタリングに適当な電圧に変圧され、ブリッジ整流器９Ａ又は９Ｂとフィルタコンデンサ１１で直流化され、スパッタ装置１２に加えられる。
【００１５】並列共振型コンバータは、出力回路５Ａを例にとれば、ブリッジインバータ２の交流出力に、直列に共振インダクタンス６Ａと共振コンデンサ７Ａを接続し、コンデンサ７Ａと並列にトランス８Ａの１次巻線Ｎ１を接続し、トランス２次巻線Ｎ２に整流回路９Ａを接続したものである。なお、図１では、共振コンデンサ７Ａをトランス８Ａの１次側に接続しているが、実際には、２次側に接続することもできる。出力電力は、共振インダクタンス６Ａのインダクタンス値をＬ、共振コンデンサ７Ａの容量値をＣとすれば、共振インピーダンスＺ＝（Ｌ／Ｃ）１／２　に反比例し、ブリッジインバータ２のスイッチング周波数ｆｓに関連する共振周波数ｆｒ＝１／２π（ＬＣ）１／２　の両条件を満足するＬＣの組み合わせで決定される。通常ｆｒ＝１．５ｆｓである。この内容の詳細は、本発明者らの発明に係る下記特許文献１に詳述されているので、詳しい説明は省略するが、特徴としては、共振インダクタンス６Ａ、共振コンデンサ７ＡによりＩＧＢＴのスイッチング電流はほぼ共振電流波形となり、またトランス８Ａには、共振作用により電源電圧の１．２〜１．８倍の電圧が加えることができる。制御は一般的で容易なＰＷＭ制御、すなわちブリッジインバータ２のＩＧＢＴ３Ａ〜３Ｄのオン時間比率で行えることである。
〔特許文献１〕特許第１９２８５８４号（特公平６−４８９０４号）
【００１６】次に、第１の実施例の具体的例を説明する。第１の出力回路５Ａでは、直流入力電圧５３０Ｖが並列型共振インバータの共振作用により１．６倍程度上昇して、トランス８Ａの１次巻線に加わるとし、定格出力電圧１０００Ｖを出力できるように、１次巻線対２次巻線（Ｎ２／Ｎ１）の巻数比ｎを１．２に設定する。また、共振インダクタンス６Ａと共振コンデンサ７Ｂが定格電力２０ｋＷを出力できることと、共振周波数ｆｒ＝１／２π（ＬＣ）１／２　がブリッジインバータ２のスイッチング周波数に関連することの双方の条件を満足するＬＣの組み合わせで決定される。第２の出力回路５Ｂのトランス８Ｂは、最大出力電圧５００Ｖを出力できるよう１次巻線と２次巻線との巻数比ｎが０．６に設定される。共振インダクタンス６Ｂと、共振コンデンサ７Ｂは定格電力の１／２である５ｋＷを出力できることと、共振周波数ｆｒ＝１／２π（ＬＣ）１／２　がブリッジインバータ２のスイッチング周波数に関連することの両条件を満足するＬＣの組み合わせで決定される。
【００１７】第１の出力回路５Ａと第２の出力回路５Ｂの各部品の定数は、例えば、第１の出力回路５Ａでは、共振インダクタンス６Ａが１１０μＨ、共振コンデンサ７Ａが４５０ｎＦ、トランス８Ａの巻数比ｎが１．２である。また、第２の出力回路５Ｂでは、共振インダクタンス６Ｂが２２０μＨ、共振コンデンサ７Ｂが２２５ｎＦ、トランス８Ｂの巻数比ｎが０．６である。
【００１８】次に、定格出力電圧１０００Ｖ、定格電流２０Ａの２０ｋＷ定格の定電力電源の実施例についての機能と動作について説明する。本発明では、前述のような条件の２つの出力回路５Ａ、５Ｂを並列に設けたことにより、出力電圧の高い範囲では、第１の出力回路５Ａがほとんどの電力（最大２０ｋＷ）を伝達し、第２の出力回路５Ｂはブリッジ整流回路９Ｂが逆バイアスされてカットオフされ、無負荷状態となる。したがって、出力電圧が５００Ｖを越える範囲では、実質的に第１の出力回路５Ａを通して負荷電力のすべてが供給される。一方、出力電圧が低い領域、例えば、出力電圧が定格出力電圧の１／２の５００Ｖでは、第１の出力回路５Ａは、出力電圧が５００Ｖで、定格電流２０Ａを供給し、１０ｋＷの出力を分担する。他方、第２の出力回路５Ｂは出力電圧５００Ｖ、最大出力電流２４Ａの能力を有するよう設計されているので、出力電圧５００Ｖ、出力電流２０Ａの１０ｋＷの出力を分担する。すなわち、第１の出力回路５Ａと第２の出力回路５Ｂが共同して２０ｋＷの電力伝達する。ここでトランス８Ａ、８Ｂの大きさを検討すると、トランス８Ａは１０００Ｖ、２０Ａでは、前述したように定格電流２０Ａの約１．５倍の電流容量をもつよう設計されるから、電流を３０Ａとして３０ｋＶＡになり、また、トランス８Ｂは電圧５００Ｖ、電流２４Ａ（同様に１．５倍で３６Ａとなる）で１８ｋＶＡとなり、合計４８ｋＶＡとなる。伝達電力２０ｋＷの２．４倍となり、単一トランスで設計した場合には前述のように６７ｋＶＡが必要であったから、これに比べて７２％程度と小さくなることが分かる。なお、技術思想の説明の都合上、第１と第２の出力回路５Ａ、５Ｂの電力分担を単純な数字で説明したが、実際には多少複雑になる。
【００１９】なお、以上の実施例では、第２の出力回路５Ｂは、説明を分かりやすくするため、及び最も好ましい値として、電源全体の定格電力のほぼ１／２、定格出力電圧のほぼ１／２の定格電力と定格出力電圧を呈するものとして説明したが、１／３〜２／３の範囲ならば、図７に示したような要求される定電力出力特性を呈することができ、また単一のトランスで構成した場合よりも２個のトランスの和の必要なｋＶＡを小さくすることができる。第２の出力回路５Ｂの定格電力に対する割合と、定格出力電圧に対する割合とは必ずしも等しくなくても良い。
【００２０】図２において、波形Ｉｉｎｖ　は１０００Ｖ−２０Ａの出力でのブリッジインバータ２の出力電流（２つの出力回路に分流する前）、Ｉａ　は第１の出力回路５Ａの入力電流、すなわちインダクタンス７Ａの電流、Ｉｂ　は第２の出力回路５Ｂの入力電流、すなわちインダクタンス７Ｂの電流を示す。
図３の波形Ｉｉｎｖ　、Ｉａ　、Ｉｂ　は３００Ｖ−６７Ａの出力での同様な電流波形を示す。
図４は、図１の実施例回路のＩＧＢＴを第２の制御方法で制御するＩＧＢＴのゲート信号を示す。
【００２１】前記実施例では、上下アームのＩＧＢＴ３Ａと３Ｄ、又はＩＧＢＴ３Ｂと３Ｃに同じＰＷＭ信号を送り、同時にオン・オフさせる制御を採用した。これに対して、この第２の制御方法では、１５ｋＨｚで説明すると、上アームのＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂは最大の固定パルス幅３０μｓでオンオフさせるものとし、下アームのＩＧＢＴ３Ｃ、３ＤのみＰＷＭ制御する。上記第１の制御方法では、上下アームのＩＧＢＴ３Ａと３Ｄ、又はＩＧＢＴ３Ｂと３Ｃが同時にオフするので、共振インダクタンス６Ａ、６Ｂの電流がほとんど電源に帰還する。したがって、２次側で同一の整流電流、すなわち、平均電流を流すためには、電流ピーク値が増加せざるを得ない。各ＩＧＢＴ３Ａ〜３Ｄにそれぞれ逆並列に接続されたダイオード４Ａ〜４Ｄの電流、すなわち電源帰還する電流は無効電流であり、出力には寄与しない。この無効電流が大きい分だけ、ＩＧＢＴの順電流のピーク値が大きくなる。
【００２２】この第２の制御方法によれば、下アームのＩＧＢＴ３Ｃ、又は３Ｄが先行してオフした後、上アームのＩＧＢＴ３Ａ、又は３Ｂがその３０μｓ間、まだオンしているので、共振インダクタンスの電流がＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂを通して回路を循環して負荷電力となり、電源に帰還する電流が減少する。すなわち、第２の制御方法によれば、無効電流が減少し、順電流が減少する効果があり、ＩＧＢＴによる電力損失を低減できる。さらに、この制御方法によれば、電源電圧上昇時におけるＩＧＢＴを流れる電流の増加をも抑制できる。
【００２３】通常の商用交流電源を入力とするコンバータは、定格入力電圧の−１０％から＋１０％まで入力変動に対して定格出力を補償しなければならない。すなわち、設計上では最低入力電圧が定格入力電圧の−１０％に対して、２０％の電圧上昇がある。第２の制御方法によれば、入力電圧上昇時にインダクタンス電流のｄｉ／ｄｔが大きくなっても、下アームのＩＧＢＴのオン時間が減少して電流ピークを抑制しながら、インダクタンス電流の循環で負荷電流を供給するので、ＩＧＢＴ電流の増加が少ない。
【００２４】図５は、入力電源電圧が５３０Ｖで、１０００Ｖ−２０Ａの定格出力でのインバータ出力電流Ｉｉｎｖ　、第１の出力回路５Ａの入力電流、すなわちインダクタンス７Ａの電流Ｉａ　、第２の出力回路５Ｂの入力電流、すなわちインダクタンス７Ｂの電流Ｉｂ　を示す。
図６は入力電源電圧が２０％上昇した６３０Ｖで、１０００Ｖ−２０Ａの定格出力でのインバータ出力電流Ｉｉｎｖ　、第１の出力回路５Ａの入力電流Ｉａ　、第２の出力回路５の入力電流Ｉｂ　を示す。
図５と図６とを比較すると、図６では入力電源電圧が２０％上昇したにも関わらず、ブリッジインバータ２の出力電流Ｉｉｎｖ　のピーク値が増大していないことが分かる。
【００２５】また、この発明では、それぞれ共振回路を備えた第１の出力回路５Ａと第２の出力回路５Ｂとを並列接続しているので、動作中、それぞれの出力回路における共振回路が同一の共振周波数で共振を行っているが、部品のバラツキなどにより位相が若干ずれることが多い。この場合には、第２の出力回路５Ｂを流れる電流のうち、位相のずれた電流が第１の出力回路５Ａを流れる電流に重畳されるために、その分だけスイッチング半導体素子を流れる電流が少なくなり、スイッチング半導体素子にとって有利になる。
【００２６】以上の説明ではフルブリッジインバータとして説明したが、フルブリッジインバータに代えてコンデンサとスイッチング半導体素子とをブリッジ構成にしたハーフブリッジインバータを用いることができる。ハーフブリッジインバータの構成は、例えば、図１のＩＧＢＴ３Ａ、３Ｃ又は３Ｂ、３Ｄをそれぞれコンデンサに代えてブリッジ構成にしたものであり、スイッチング半導体素子３Ｂ、３Ｄ又は３Ａ、３Ｃをパルス幅制御して交互にスイッチングさせれば良い。また、実施例ではスイッチング半導体素子としてＩＧＢＴを用いたが、ＭＯＳＦＥＴなど他のスイッチング半導体素子でも勿論よい。
【００２７】
【発明の効果】以上説明した通り、本発明によれば、１つのフルブリッジインバータ、又はハーフブリッジインバータの交流出力側に、定格電圧、定格電力で設計された第１の出力回路と、定格電圧の１／Ｎの電圧と定格電力の１／Ｍで設計された第２の出力回路を並列接続したことにより、スパッタ電源など定電力曲線となる特性を要求される電源を、単一の出力回路の場合に比べてトランスの電力容量を小さくすることができ、高効率の電源を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる定電力電源装置の実施例を示す図である。
【図２】本発明にかかる実施例の電流波形を示す図である。
【図３】本発明にかかる実施例の別の電流波形を示す図である。
【図４】本発明にかかる実施例におけるスイッチング半導体素子のゲート信号を示す図である。
【図５】本発明にかかる実施例における第１の制御方法によるインバータの電流波形を示す図である。
【図６】本発明にかかる実施例における第２の制御方法によるインバータの電流波形を示す図である。
【図７】スパッタ電源の一般的な出力電圧−電流特性を示す図である。
【符号の説明】
１・・・入力側の直流電源
２・・・ブリッジインバータ
３Ａ−３Ｄ・・スイッチング半導体素子
５Ａ・・第１の出力回路
５Ｂ・・第２の出力回路
６Ａ、６Ｂ・・共振インダクタンス
７Ａ、７Ｂ・・共振コンデンサ
８Ａ、８Ｂ・・トランス
９Ａ、９Ｂ・・整流回路
１１・・・負荷であるスパッタ装置
１２・・・制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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