(57)【要約】【課題】垂直走査周波数又は水平走査周波数が変化する場合においても表示品質が劣化しないようにゲート電圧を供給する。【解決手段】水平走査周波数の変化を検出するタイミングコントローラ３０１と、２種類のゲートオン電圧Ｖａ及びＶｂ（Ｖａ＜Ｖｂ）を生成するゲート電圧生成回路３０５と、タイミングコントローラ３０１の出力に応じてゲート電圧生成回路３０５からのゲートオン電圧Ｖａ及びＶｂの一方を出力するスイッチ３０３とを有する。タイミングコントローラ３０１は、１水平周期分のクロック数をカウントするカウンタ３１１と、カウント結果と閾値Ａとを比較する比較器３１２とを有している。水平走査周波数が通常の状態であれば低いゲートオン電圧Ｖａを出力し、水平走査周波数が所定の閾値を超える、すなわちカウンタ値が閾値を下回るようになった場合には高いゲートオン電圧Ｖｂを出力する。【選択図】　　図４
2004086146.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
液晶表示装置の駆動方法であって、
垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化を検出する検出ステップと、
前記検出ステップで前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化が検出されたら、当該変化に応じたゲートオン電圧を出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【請求項２】
請求項１記載の液晶表示装置の駆動方法において、
前記検出ステップは、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が所定の閾値を超えたか否かを判断すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【請求項３】
液晶表示装置の駆動制御回路であって、
垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化を検出する検出回路と、
前記検出回路で前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化が検出されると、当該検出された変化に応じたゲートオン電圧を出力する出力回路と
を有することを特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【請求項４】
請求項３記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記検出回路は、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数と所定の閾値とを比較する回路を有すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【請求項５】
液晶表示装置の駆動方法であって、
垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化を検出する検出ステップと、
前記検出ステップで前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化が検出されたら、当該変化に応じたコモン電圧を出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【請求項６】
液晶表示装置の駆動制御回路であって、
垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化を検出する検出回路と、
前記検出回路で前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化が検出されると、当該検出された変化に応じたコモン電圧を出力する出力回路と
を有することを特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【請求項７】
液晶表示装置の駆動方法であって、
周囲温度を検出する検出ステップと、
前記検出ステップで前記周囲温度の変化が検出されたら、当該変化に応じたコモン電圧を出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【請求項８】
液晶表示装置の駆動制御回路であって、
周囲温度の変化を検出する検出回路と、
前記検出回路で前記周囲温度の変化が検出されると、当該検出された変化に応じたコモン電圧を出力する出力回路と
を有することを特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【請求項９】
液晶表示装置の駆動方法であって、
液晶に印加する階調電圧を生成するための基準電圧のレベルを変化させて階調特性を補正すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【請求項１０】
液晶表示装置の駆動制御回路であって、
液晶に印加する階調電圧を生成するための基準電圧のレベルを変化させて出力可能な基準電圧作成回路を有すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【請求項１１】
所定のセルギャップで対向配置された基板間に封止された液晶を備える液晶表示装置であって、
前記液晶駆動用に、請求項３，４，６，８，又は１０のいずれか１項に記載の駆動制御回路を有することを特徴とする液晶表示装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、液晶表示装置の駆動方法及び駆動制御回路、及びそれを備えた液晶表示装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、アクティブマトリクス型の液晶表示装置（ＬＣＤ）の解像度及び表示密度は共に飛躍的に高くなってきている。解像度がそれほど高くない場合には、液晶駆動用のスイッチング素子として各画素に形成された薄膜トランジスタ（ＴＦＴ：Ｔｈｉｎ　Ｆｉｌｍ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のゲート電極に印加するゲート信号（ゲートパルス）のオン時間（書き込み時間）は十分に確保できる。このため、ゲートパルスのオン時の電圧（ゲートオン電圧）を高くしなくても階調電圧を画素電極に確実に書き込むことができ、良好な表示品質が得られる。しかしながら、解像度を高くするためにゲートバスラインの本数を増やすと、垂直走査期間が一定の場合には書き込み時間が短くなり、階調電圧の書き込み不足を生じてしまうことがある。この問題の解決手段として、ゲートオン電圧を高くしてＴＦＴの移動度を高くする方法がある。
【０００３】
しかしながら、ゲートオン電圧を高くする方法には欠点がある。図１６及び図１７を用いて当該欠点について説明する。図１６は、１本のゲートバスラインをＣＲ分布定数回路として示している。図１６に示すように、ゲートバスラインは抵抗Ｒと容量Ｃで構成されるローパスフィルタが連続的に接続された回路として表すことができる。このようなゲートバスラインにおいて、表示密度を高くするためにゲートバスライン幅を微細化すると抵抗Ｒ成分が増大し、また、ゲート絶縁膜厚を薄くすると容量Ｃ成分が増大するため無視できないゲート遅延が生じてしまう。
【０００４】
図１７は、ゲートバスラインに印加されるゲートパルスのゲート遅延の様子を示している。ゲートバスライン自体の抵抗値や負荷容量等が大きくなると、図１７に示すように、ゲートバスラインに出力されるゲートパルスは、ゲートドライバに近い側の例えば画素１近傍では遅延による波形なまりはほとんど生じないが、ゲートドライバから遠ざかるにつれて、例えば、画素ｎ（ｎは１本のゲートバスラインが駆動する最大画素数）近傍では、図示のような波形なまりが発生してしまう。
【０００５】
Ｒ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）の三原色によりカラー表示をするＬＣＤでは、１本のゲートバスラインで駆動される画素の数は、ゲートバスライン延伸方向の解像度×３となる。例えば、表示方式がＶＧＡの場合１本のゲートバスラインが駆動する画素数ｎは１９２０（＝６４０×３）、ＸＧＡではｎ＝３０７２（＝１０２４×３）、ＳＸＧＡではｎ＝３８４０（１２８０×３）、ＵＸＧＡではｎ＝４８００（＝１６００×３）になる。ゲートバスラインを駆動するゲートドライバが、所定のタイミングで矩形波のゲートパルスを各ゲートバスラインに出力すると、ゲートドライバに近い画素１、画素２、画素３等のＴＦＴのゲート電極には矩形波のゲートパルスが印加されるが、ゲートドライバから遠い画素（ｎ−１）や画素ｎのＴＦＴのゲート電極には波形になまりの生じたゲートパルスが印加される。波形のなまりにより、同一ゲートバスライン上の画素間で画素電極への階調電圧の書き込み条件が変化してしまうため、表示むら等の問題が発生する。ゲート遅延による波形なまりは、ゲートオン電圧を高くするほど顕著になるので表示品質が劣化し易くなってしまう。
【０００６】
図１８は、波形なまりと書き込み時間及び書き込み量等の関係について示している。図１８（ａ）は水平走査周波数が「Ａ」ｋＨｚの場合の水平同期信号ａを示しており、図１８（ｂ）は水平走査周波数が「Ｂ」（Ａ＜Ｂ）ｋＨｚの場合の水平同期信号ｂを示している。水平同期信号ｂの周期Ｔｈｂは時間ΔＴｈだけ水平同期信号ａの周期Ｔｈａより短い。
【０００７】
図１８（ｃ）は図１８（ａ）の場合のゲート信号の波形を示し、図１８（ｄ）は図１８（ｂ）の場合のゲート信号の波形を示している。図１８（ｅ）はΔＶだけゲートオン電圧を高くした場合のゲート信号の波形図である。
【０００８】
図１８（ｃ）に示すように、ゲートドライバから出力されるゲートパルスは、水平同期信号ａの周期Ｔｈａと同じ期間だけ”Ｈ（ｈｉｇｈ）”レベルになってゲートオン電圧が維持される。しかしながら、ゲートドライバに近い画素のＴＦＴのゲート電極に印加されるゲートパルスの波形Ｘは矩形になるが、ゲートドライバから遠い画素のＴＦＴのゲート電極に印加されるゲートパルスの波形Ｙには図示のようななまりが生じている。
【０００９】
ＴＦＴに所望の移動度が得られる電圧（閾値電圧）を仮にＶａとすると、波形Ｙでは電圧Ｖａ以上の期間はＴａである。電圧Ｖａのラインと波形Ｙとで囲まれる領域の面積をＳａとすると、面積Ｓａの大きさは画素電極に書き込まれる電荷量に比例する。
【００１０】
図１８（ｄ）に示すように、ゲートドライバから出力されるゲートパルスは、水平同期信号ｂの周期Ｔｈｂと同じ期間だけ”Ｈ”レベルになってゲートオン電圧が維持される。図１８（ｃ）の例と同様に、ゲートドライバに近い画素のＴＦＴのゲート電極に印加されるゲートパルスの波形Ｕは矩形になるが、ゲートドライバから遠い画素のＴＦＴのゲート電極に印加されるゲートパルスの波形Ｗには図示のようななまりが生じている。
【００１１】
上述と同様にしてＴＦＴに所望の移動度が得られる電圧をＶａとすると、波形Ｗでは電圧Ｖａ以上の期間はＴｂである。電圧Ｖａのラインと波形Ｗとで囲まれる領域の面積をＳｂとすると、面積Ｓｂの大きさは画素電極に書き込まれる電荷量に比例する。
【００１２】
期間Ｔａと期間Ｔｂとを比較すると、期間Ｔｂはほぼ期間ΔＴｈだけ期間Ｔａより短くなっており面積Ｓａ＞Ｓｂとなる。従って、図１８（ｂ）に示すような水平走査周波数が相対的に高い場合には電荷の書き込み不足が発生する。
【００１３】
これを解消するにはゲートオン電圧を高くすればよい。水平走査周波数「Ｂ」ｋＨｚの場合にΔＶだけゲートオン電圧を高くした場合のゲートパルス波形を図１８（ｅ）に示す。ゲートドライバに近い画素のＴＦＴのゲート電極に印加されるゲートパルスの波形Ｐは矩形であり、ゲートドライバから遠い画素のＴＦＴのゲート電極に印加されるゲートパルスの波形Ｑには図示のようななまりが生じている。
【００１４】
電圧Ｖａのラインと波形Ｑとで囲まれる領域の面積はＳｂ’＋ΔＳｂとなる。面積Ｓｂは、ゲートオン電圧がΔＶだけ上昇したことによる増加量である。単純に面積ＳｂとＳｂ’とは同じではないが、明らかに面積Ｓｂ＜Ｓｂ’＋ΔＳｂである。これにより、電荷の供給量が増えるため書き込み不足は生じない。
【００１５】
ところで、一般に液晶表示装置はシステム（例えば、パーソナルコンピュータ）側から供給されるビデオ信号の複数種類の垂直走査周波数にそれぞれ対応できるように、主に使用される垂直走査周波数よりも高い垂直走査周波数でも十分駆動できるように設計する必要がある。したがって、近年の液晶表示装置の駆動方法では、上述のような高解像度による階調データの書き込み不足を解消する必要と、システム側から供給される複数種類の垂直走査周波数の全てに対応できるようにする必要がある。
【００１６】
図１９は垂直走査周波数及び垂直周期並びに水平走査周波数及び水平周期について示している。垂直周期Ｔｖａは垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）の周期であって、垂直走査周波数の逆数である。図１９に示すように、垂直周期Ｔｖａは有効表示期間とブランク期間とで構成される。垂直周期Ｔｖａの有効表示期間は各ゲートバスラインを線順次駆動する期間であり、図１９では各ゲートバスラインに出力されるゲートパルス信号１００１乃至１００５を例示している。ブランク期間ではゲートバスラインは駆動されない。一方、水平周期Ｔｈａは水平走査周波数の逆数であり、ゲートパルスがオン状態になる期間にほぼ等しい。垂直走査周波数が高くなると１垂直周期Ｔｖａが短くなり、ゲートパルスが”Ｈ”レベルに維持される水平周期Ｔｈａも短くなる。つまり、水平走査周波数が高くなる。但し、ブランク期間を短くすることにより、垂直周期Ｔｖａが短くなっても有効表示期間を短くしない場合もある。
【００１７】
このように垂直走査周波数が高くなれば水平走査周波数も高くなり、画素電極への階調電圧の書き込み時間は短くなる。従って、システム側から供給される複数種類の垂直走査周波数の上限でも階調電圧の書き込みが十分になるようにゲートオン電圧を固定してしまうと、主に使用される垂直走査周波数においても高いゲートオン電圧のゲートパルスがゲートバスラインに出力されるため、波形なまりが大きくなり、表示品質に問題が生じる場合があった。
【００１８】
【特許文献１】
特開平０６−２３０３４２号公報
【特許文献２】
特開平０８−５４８５９号公報
【特許文献３】
特開平１１−１０９９２５号公報
【特許文献４】
特開平１１−１８４４３６号公報
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、垂直走査周波数又は水平走査周波数が変化しても表示品質が劣化しない液晶表示装置の駆動方法及び駆動制御回路、及びそれを備えた液晶表示装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、液晶表示装置の駆動方法であって、垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化を検出する検出ステップと、前記検出ステップで前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化が検出されたら、当該変化に応じたゲートオン電圧を出力する出力ステップとを含むことを特徴とする液晶表示装置の駆動方法によって達成される。
【００２１】
【発明の実施の形態】
〔第１の実施の形態〕
本発明の第１の実施の形態による液晶表示装置の駆動方法及び駆動制御回路、及びそれを備えた液晶表示装置について図１乃至図８を用いて説明する。まず、本実施の形態による液晶表示装置の概略構成について図１を用いて説明する。液晶表示装置１００は、図中左右方向に延びるｎ本のゲートバスラインと、絶縁膜を介してゲートバスラインに交差して形成され図中上下に延びるｍ本のデータバスラインとが形成されたＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ　Ｃｒｙｓｔａｌ　Ｄｉｓｐｌａｙ）パネル４０を有している。ＬＣＤパネル４０内のゲートバスラインとデータバスラインとで画定される領域が画素領域となり、マトリクス状に配列された画素領域のそれぞれには不図示のＴＦＴが形成されている。各ＴＦＴのソース電極は不図示の画素電極に接続され、ドレイン電極は近傍のデータバスラインに接続され、ゲート電極は近傍のゲートバスラインに接続されている。
【００２２】
また、ＬＣＤパネル４０には、ｍ本のデータバスラインを駆動するデータドライバ１０と、ｎ本のゲートバスラインを駆動するゲートドライバ２０とが配置されている。さらにＬＣＤパネル４０には、データドライバ１０及びゲートドライバ２０に各種制御信号や画像信号（階調信号等）を出力する駆動制御回路３０が設けられている。
【００２３】
駆動制御回路３０は、データドライバ１０に対してデータドライバ制御信号及び画像信号を出力する。データドライバ１０は、データドライバ制御信号及び画像信号を受け取って各データバスラインに所定のタイミングで各画素用の階調電圧を出力するようになっている。また、駆動制御回路３０は、ゲートドライバ２０に対してゲートオン電圧Ｖｇ及びゲートドライバ制御信号を出力する。駆動制御回路３０には、液晶表示装置１００に接続された例えばパーソナルコンピュータ等のシステム側装置から各種制御信号及び画像信号が入力される。
【００２４】
駆動制御回路３０は、コモン電圧ＶｃｏｍをＬＣＤパネル４０に出力するコモン電圧調整回路３１と、ゲートオン電圧Ｖｇをゲートドライバ２０に出力するゲート電圧調整回路３２とを有している。
【００２５】
ゲートドライバ２０は、ゲートドライバ制御信号に基づいてゲートバスライン１〜ｎに対し順次ゲートパルスを出力して、階調電圧を書き込むべきｍ個の画素が接続されたゲートバスラインを順次選択する。データドライバ１０はゲートドライバ２０により選択されたゲートバスラインに接続されたｍ個の画素に対する階調電圧をデータバスライン１〜ｍに出力する。これにより、ゲートバスライン１〜ｎが順次選択されると共に、選択されたゲートバスライン上の各画素に所定の階調電圧が書き込まれて１フレーム分の画像が表示される。
【００２６】
ゲート電圧調整回路３２は、水平走査周波数又は垂直走査周波数の変化に応じたゲートオン電圧Ｖｇを出力するための回路である。例えば垂直走査周波数が６０Ｈｚの場合にはゲートオン電圧Ｖｇ＝２５Ｖを出力し、それ以外の垂直走査周波数ではゲートオン電圧Ｖｇ＝３０Ｖを出力する。ゲートオン電圧Ｖｇの変更には１つの閾値ではなく２以上の閾値を用いるようにしてもよい。例えば、垂直走査周波数が６０Ｈｚの場合にはゲートオン電圧Ｖｇ＝２５Ｖを出力し、垂直走査周波数が７５Ｈｚの場合にはゲートオン電圧Ｖｇ＝３０Ｖを出力する。
【００２７】
さらに、ゲートオン電圧Ｖｇを高く設定する場合の垂直走査周波数又は水平走査周波数の閾値と、ゲートオン電圧Ｖｇを低く設定する場合の垂直走査周波数又は水平走査周波数の閾値とを異なるようにすることも可能である。例えば水平走査周波数が６５ｋＨｚを超えるとゲートオン電圧Ｖｇを３０Ｖに変更するが、一旦ゲートオン電圧Ｖｇが３０Ｖになってしまうと、今度は水平走査周波数が６０Ｈｚ未満にならないとゲートオン電圧Ｖｇを２５Ｖに戻さないようにしてもよい。さらに、閾値を設けることなく、水平走査周波数又は垂直走査周波数の変化に応じてゲートオン電圧Ｖｇを連続的に変化させるようにしてもよい。
【００２８】
コモン電圧調整回路３１は、ゲート電圧調整回路３２によりゲートオン電圧Ｖｇを動的に変化させた結果、コモン電圧Ｖｃｏｍが最適な電位からずれてしまわないように、最適コモン電圧ＶｃｏｍをＬＣＤパネル４０のコモン電極に出力するようになっている。
【００２９】
ゲートオン電圧Ｖｇの変化に伴い最適なコモン電圧Ｖｃｏｍが変化することについて図２を用いて説明する。図２は、ＬＣＤパネル４０に形成される画素の等価回路を示している。ゲートバスラインにはＴＦＴのゲート電極Ｇが接続され、データバスラインにはＴＦＴのドレイン電極Ｄが接続されている。ＴＦＴのソース電極Ｓは画素電極Ｐに接続されている。画素電極Ｐと、コモン電圧Ｖｃｏｍが印加されるコモン電極Ｏ１との間には液晶が封止されて液晶容量ＣＬＣが形成されている。また、画素電極Ｐと不図示の絶縁膜を介して対向しコモン電圧Ｖｃｏｍが印加される蓄積容量電極Ｏ２とで、液晶容量ＣＬＣに並列に接続される蓄積容量Ｃｓが形成される。また、ＴＦＴのゲート電極Ｇ／ソース電極Ｓ間には寄生容量Ｃｇｓが形成される。ゲートバスライン上のゲート電圧は、ゲートパルスのオフ時の電圧が０Ｖ、オン時の電圧（ゲートオン電圧）がＶｇであるものとする。データバスラインには階調電圧Ｖｄが印加される。また、液晶に印加される電圧を液晶電圧ということにする。
【００３０】
このような等価回路にゲートオン電圧Ｖｇ及び階調電圧Ｖｄを印加した場合の液晶電圧の変化を図３に示す。図３において、ゲートバスラインに印加するゲート電圧の波形を実線で示し、データバスラインに印加する階調電圧Ｖｄの波形を一点鎖線で示す。また、液晶電圧の波形を点線で示す。図３に示すように、ゲート電圧の波形は、垂直周期毎に所定期間だけゲートオン電圧＝Ｖｇとなる矩形波のゲートパルスとなる。ここで階調電圧Ｖｄの波形が図３の一点鎖線で示されるものであるとすると、液晶電圧はゲートパルスの印加中は階調電圧Ｖｄに応じて上昇するが、液晶容量ＣＬＣ及び蓄積容量Ｃｓに電荷が蓄積されるのに伴いその上昇が緩やかになる。また、ゲート電圧がＶｇから０Ｖに下がった瞬間に、電荷が液晶容量ＣＬＣ、蓄積容量Ｃｓ及び寄生容量Ｃｇｓのそれぞれに再配分されるため、液晶電圧は突抜け電圧ΔＶｄだけ低下する。突抜け電圧ΔＶｄは、以下の式で表される。
【００３１】
ΔＶｄ＝｛Ｃｇｓ／（Ｃｇｓ＋ＣＬＣ＋Ｃｓ）｝×Ｖｇ
【００３２】
また、階調電圧Ｖｄが低下すると、液晶電圧もそれに応じて下降するが、ゲートオン電圧が０ＶからＶｇに上昇すると、液晶容量ＣＬＣ、蓄積容量Ｃｓ及びＣｇｓに電荷が蓄積されるので、下降が緩やかになる。また、ゲートオン電圧がＶｇから０Ｖに下がった瞬間に電荷が液晶容量ＣＬＣ、蓄積容量Ｃｓ及び寄生容量Ｃｇｓのそれぞれに再配分されるため、再度突抜け電圧ΔＶｄだけ低下する。
【００３３】
コモン電圧Ｖｃｏｍは突抜け電圧ΔＶｄだけ変化した後の正極性及び負極性の電圧の中心値が最適となるが、上で述べた式でゲートオン電圧Ｖｇが変化すれば突抜け電圧ΔＶｄも変化するため、結果としてコモン電圧の最適値も変化してしまう。従って、上記のように水平走査周波数又は垂直走査周波数によってゲートオン電圧Ｖｇを変化させる場合には、ゲートオン電圧Ｖｇの調整後の最適なコモン電圧Ｖｃｏｍに調整する必要がある。図３に示したようにゲートオン電圧Ｖｇを相対的に高くすると、突抜け電圧ΔＶｄが相対的に大きくなり液晶電圧が低下することになるので、コモン電圧Ｖｃｏｍはより低い値に調整することになる。
【００３４】
図４は、ゲート電圧調整回路３２の構成例を示している。ゲート電圧調整回路３２は、水平走査周波数の変化を検出するタイミングコントローラ３０１と、２種類のゲートオン電圧Ｖａ及びＶｂ（Ｖａ＜Ｖｂ）を生成するゲートオン電圧生成回路３０５と、タイミングコントローラ３０１の出力に応じてゲートオン電圧生成回路３０５からのゲートオン電圧Ｖａ及びＶｂのうちいずれかを出力するスイッチ３０３とを有している。
【００３５】
タイミングコントローラ３０１は、水平同期信号と発振回路からのクロック信号とが入力され、１水平周期のクロックをカウントするカウンタ３１１と、カウンタ３１１のカウント結果と閾値Ａと閾値Ｂとが入力され、カウント結果と閾値Ａ又は閾値Ｂとを比較する比較器３１２とを有している。なお、発振回路は、例えば５ＭＨｚのクロック信号を生成する。また、ゲートオン電圧Ｖａ＝２５Ｖ、ゲートオン電圧Ｖｂ＝３０Ｖとする。
【００３６】
［実施例１−１］
図４に示したゲート電圧調整回路３２を用いた実施例１−１による駆動動作について図５を用いて説明する。なお、本実施例においては、比較器３１２に入力される閾値は閾値Ａ１つしか使用せず、初期的にはスイッチ３０３がゲートオン電圧Ｖａを選択して出力しているものとする。カウンタ３１１は、水平同期信号の同期パルスを検出するまで発振回路からのクロックをカウントする（ステップＳ１及びＳ３）。例えば水平走査周波数が５０ｋＨｚであれば、カウント値が１００（＝５Ｍ／５０ｋ）になったところで、水平同期信号の同期パルスを検出することになる。水平同期信号の同期パルスが検出されると、比較器３１２はカウント値と閾値Ａとを比較する（ステップＳ５）。例えば閾値Ａを７７とすると、カウント値（１００）＞閾値Ａ（７７）であるから、比較器３１２はゲートオン電圧Ｖａを出力するようにスイッチ３０３に対して制御信号を出力し、スイッチ３０３はゲートオン電圧Ｖａを出力する（ステップＳ７）。次いでカウンタ３１１のカウンタ値をクリアし（ステップＳ１１）、電源遮断等の理由でゲートオン電圧Ｖｇを出力する必要がなくなるまで（ステップＳ１３）、カウンタ３１１は、再度水平同期信号の同期パルスを検出するまで発振回路からのクロックをカウントする（ステップＳ１及びＳ３）。
【００３７】
例えば水平走査周波数が６５ＫＨｚ以上になれば、カウント値が７７（＝５Ｍ／６５ｋ）未満になる。比較器３１２は、カウント値と閾値Ａとを比較してカウント値＜閾値Ａと判断し、ゲートオン電圧Ｖｂを出力するように制御信号をスイッチ３０３に出力する。これによりスイッチ３０３はゲートオン電圧Ｖｂを出力する（ステップＳ９）。次いで、カウンタ３１１はカウンタ値をクリアし（ステップＳ１１）、ゲートオン電圧Ｖｇを出力する必要がなくなるまでステップＳ１及びＳ３に戻って発振回路からのクロックをカウントする。
【００３８】
図５に示すような実施例１−１による駆動動作を行うゲート電圧調整回路３２であれば、水平走査周波数が通常の状態であれば低いゲートオン電圧Ｖａを出力し、水平走査周波数が所定の閾値を超える、すなわちカウント値が閾値を下回るようになった場合には高いゲートオン電圧Ｖｂを出力するようになる。なお、水平同期信号を用いる例を示したが、垂直同期信号を用いるようにしてもよい。その際には、閾値Ａの値を変える必要がある。また、発振回路の周波数を変えるようにしてもよい。
【００３９】
このようにゲートオン電圧Ｖｇを２種類で閾値を１種類使うような構成だけではなく、例えばゲートオン電圧Ｖｇを３種類以上で閾値を２種類以上使用するような構成にしてももちろんよい。例えばカウント値が閾値Ａを超える場合にはゲートオン電圧Ｖａを出力し、閾値Ａ未満で閾値Ｂを上回る場合にはゲートオン電圧Ｖｂを出力し、閾値Ｂ未満の場合にはゲートオン電圧Ｖｃを出力するような構成も可能である。
【００４０】
［実施例１−２］
次に、図４に示したゲート電圧調整回路３２の実施例１−２による駆動動作について図６を用いて説明する。なお、実施例１−１と同様に、初期的にはスイッチ３０３がゲートオン電圧Ｖａを出力しているものとする。但し、本実施例では閾値Ａ及び閾値Ｂが比較器３１２に入力されるものとする。カウンタ３１１は、水平同期信号の同期パルスを検出するまで発振回路からのクロックをカウントする（ステップＳ２１及びＳ２３）。例えば水平走査周波数が５０ｋＨｚであれば、カウント値が１００になったところで、水平同期信号の同期パルスを検出することになる。水平同期信号の同期パルスが検出されると、比較器３１２はカウント値と閾値Ａとを比較する（ステップＳ２５）。例えば閾値Ａを７７とすると、カウント値（１００）＞閾値Ａ（７７）であるから、比較器３１２はゲートオン電圧Ｖａを出力するようにスイッチ３０３に対して制御信号を出力し、スイッチ３０３はゲートオン電圧Ｖａを出力する（ステップＳ２７）。次いで、電源遮断等の理由でゲートオン電圧Ｖｇを出力する必要がなくなるまで（ステップＳ２９）、カウンタ３１１はカウンタ値をクリアし（ステップＳ３１）、再度水平同期信号の同期パルスを検出するまで発振回路からのクロックをカウントする（ステップＳ２１及びＳ２３）。
【００４１】
例えば水平走査周波数が６５ｋＨｚ以上になれば、カウント値が７７を下回るようになる。比較器３１２は、カウント値と閾値Ａとを比較してカウント値＜閾値Ａと判断し、ゲートオン電圧Ｖｂを出力するように制御信号をスイッチ３０３に出力する。これによりスイッチ３０３はゲートオン電圧Ｖｂを出力する（ステップＳ３３）。次いで、カウンタ３１１はカウンタ値をクリアする（ステップＳ３５）。次いで、ゲートオン電圧Ｖｇを出力する必要がなくなるまで（ステップＳ３７）、カウンタ３１１は、水平同期信号の同期パルスを検出するまで発振回路からのクロックをカウントする（ステップＳ３９及びＳ４１）。例えば水平走査周波数が変わらなければ、カウント値が７７未満で水平同期信号の同期パルスを検出することになる。そうすると、比較器３１２はカウント値と今度は閾値Ｂとを比較する（ステップＳ４３）。例えば閾値Ｂを８２とすると、カウント値＜閾値ＢであるからステップＳ３３に戻って、比較器３１２はゲートオン電圧Ｖｂを出力するようにスイッチ３０３に対して制御信号を出力し、スイッチ３０３はゲートオン電圧Ｖｂを出力する（ステップＳ３３）。
【００４２】
次いで、カウンタ３１１はカウントをクリアする（ステップＳ３５）。そして、ゲートオン電圧を出力する必要がなくならない限り（ステップＳ３７）、カウンタ３１１は、水平同期信号の同期パルスを検出するまで発振回路からのクロックをカウントする（ステップＳ３９及びＳ４１）。ここで例えば水平走査周波数が６０ｋＨｚに変更されると、カウント値が８３（＝５Ｍ／６０ｋ）となって水平同期信号の同期パルスを検出することになる。比較器３１２はカウント値と閾値Ｂとを比較する（ステップＳ４３）。カウント値＞閾値ＢであるからステップＳ２７に戻って、比較器３１２はゲートオン電圧Ｖａを出力するようにスイッチ３０３に対して制御信号を出力し、スイッチ３０３はゲートオン電圧Ｖａを出力する（ステップＳ２７）。
【００４３】
そして、電源遮断等の理由でゲートオン電圧Ｖｇを出力する必要がなくなるまで（ステップＳ２９）、カウンタ３１１は、カウンタ値をクリアし（ステップＳ３１）、再度水平同期信号の同期パルスを検出するまで発振回路からのクロックをカウントする（ステップＳ２１及びＳ２３）。
【００４４】
例えば水平走査周波数が６０ｋＨｚのままであれば、カウント値が８３で水平同期信号の同期パルスを検出することになる。比較器３１２はカウント値と閾値Ａとを比較する（ステップＳ２５）。閾値Ａが７７であるとすると、カウント値（８３）＞閾値Ａ（７７）であるから、比較器３１２はゲートオン電圧Ｖａを出力するようにスイッチ３０３に対して制御信号を出力し、スイッチ３０３はゲートオン電圧Ｖａを出力する（ステップＳ２７）。そして、電源遮断等の理由でゲートオン電圧Ｖｇを出力する必要がなくなるまで（ステップＳ２９）、カウンタ３１１はカウンタ値をクリアし（ステップＳ３１）、再度水平同期信号の同期パルスを検出するまで発振回路からのクロックをカウントする（ステップＳ２１及びＳ２３）。このような動作が繰り返される。
【００４５】
このようにすると、図６に示すような実施例１−２による駆動動作を行うゲート電圧調整回路３２であれば、水平走査周波数が通常の状態であれば低いゲートオン電圧Ｖａを出力し、水平走査周波数が第１の閾値を超える、すなわちカウント値が閾値Ａを下回るようになった場合には高いゲートオン電圧Ｖｂを出力するようになる。しかし、再度水平走査周波数が低くなった場合には第２の閾値を下回る、すなわちカウント値が閾値Ｂを上回るようになった場合には低いゲートオン電圧Ｖａを出力するようにする。例えば、水平走査周波数又はカウント値が第１の閾値周辺で揺れている場合や、発振回路の周波数によってカウント値に端数が生じる場合には、一つの閾値でしか判断しない場合にはゲートオン電圧の変更を繰り返す場合も生じ得る。このように２つの閾値で判断すれば、水平走査周波数又はカウント値が第１の閾値周辺で揺れている場合や、発振回路の周波数によってカウンタ値に端数が生じる場合であってもゲートオン電圧の変更を繰り返すことはなく、実際に水平走査周波数が変更された場合にのみゲートオン電圧を変更するようになる。
【００４６】
［実施例１−３］
次に、図７（ａ）乃至図７（ｃ）を用いて実施例１−３について説明する。実施例１−１及び実施例１−２では、ゲートオン電圧Ｖｇを段階的に切り替えるような構成を示したが、必ずしも段階的に切り替えるのではなく連続的に変化させることも可能である。実施例１−３では、図７（ａ）に示すように、ゲート電圧調整回路３２は、水平同期信号と発振回路からのクロック信号が入力され、水平周期に対応するデューティ比を有するＰＷＭ（パルス幅変調：Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成するタイミングコントローラ５０と、電圧ＶＧ及びＰＷＭ信号が入力され、ＰＷＭ信号のデューティ比に従った電圧Ｖｏｕｔを生成する電圧安定化回路６０とで構成される。
【００４７】
デューティ比は、図７（ｂ）に示すようなＰＷＭ信号であれば、周期Ｔに対する”Ｈ”レベルの期間ＴＨとの比ＴＨ／Ｔで表される。従って、タイミングコントローラ５０は、水平走査周波数が高くなる、すなわち発振回路のクロックのカウント値が小さくなると、例えば”Ｌ”レベルの期間ＴＬを短くして”Ｈ”レベルの期間ＴＨを長くする。逆に、水平走査周波数が低くなる、すなわち発振回路のクロックのカウントが多くなると、例えば”Ｌ”レベルの期間ＴＬを長くして”Ｈ”レベルの期間ＴＨを短くする。
【００４８】
電圧安定化回路６０は、電圧ＶＧを用いて、水平走査周波数に対応したデューティ比を有するＰＷＭ信号に従ってリニアにゲートオン電圧を生成するようになっており、例えば図７（ｃ）に示すような回路である。すなわち、ＰＷＭ信号の例えば”Ｈ”レベルの期間ＴＨだけオン状態になるスイッチ６１と、抵抗６２と、抵抗６３と、キャパシタ６４とが含まれる。スイッチ６１は電圧ＶＧの出力端と抵抗６３の一端との間に配置されている。抵抗６２はスイッチ６１と並列に電圧ＶＧの出力端に一端が接続され他端がスイッチ６１と抵抗６３の接続点に接続されている。抵抗６３の他端は接地されている。キャパシタ６４の一端もスイッチ６１と抵抗６３の接続点に接続され他端が接地されている。当該接続点からゲートオン電圧Ｖｏｕｔが取り出されるようになっている。
【００４９】
抵抗６２及び抵抗６３の抵抗値とキャパシタ６４の容量値とを適切に設定し、ＰＷＭ信号の例えば”Ｈ”レベルの期間ＴＨだけスイッチ６１がオン状態になるようにすれば、水平走査周波数に応じた適切なゲートオン電圧Ｖｏｕｔが生成される。水平走査周波数がリニアに変化する場合には、ゲートオン電圧Ｖｏｕｔもリニアに変化する。このような構成を採用すれば、水平走査周波数に応じた最適なゲートオン電圧を常にゲートドライバ２０に供給することができるようになる。なお、水平同期信号ではなく垂直同期信号を用いるようにしてもよい。また、図７（ｃ）の電圧安定化回路６０の回路例は一例であって他の構成であってもよい。
【００５０】
コモン電圧調整回路３１の回路構成は、ゲート電圧調整回路３２とほぼ同様である。但し、ゲート電圧調整回路３２では、垂直走査周波数又は水平走査周波数が高くなればゲートオン電圧Ｖｇを上げるようにするが、コモン電圧調整回路３１では、垂直走査周波数又は水平走査周波数が上がればコモン電圧Ｖｃｏｍを下げるようにする。
【００５１】
［実施例１−４］
図８（ａ）にコモン電圧調整回路３１の実施例を示す。コモン電圧調整回路３１は、発振回路からのクロック信号及び水平同期信号が入力されて水平走査周波数の変化を検出するタイミングコントローラ８１を有している。また、コモン電圧調整回路３１は、２種類のコモン電圧Ｖｃｏｍ（ａ）及びＶｃｏｍ（ｂ）（Ｖｃｏｍ（ａ）＞Ｖｃｏｍ（ｂ））を生成するコモン電圧生成回路８３と、タイミングコントローラ８１の出力に応じてコモン電圧生成回路８３からのコモン電圧Ｖｃｏｍ（ａ）及びＶｃｏｍ（ｂ）のうちいずれかを出力するスイッチ８２とが含まれる。図示していないが、タイミングコントローラ８１には、１水平周期のクロックをカウントするカウンタと、カウンタのカウント結果と閾値Ａと閾値Ｂとが入力され、カウント結果と閾値Ａ又は閾値Ｂとを比較する比較器とを含む。発振回路のクロック信号の周波数や閾値Ａ及び閾値Ｂの値はゲート電圧調整回路３２におけるタイミングコントローラ３０１と同じにする。但し、Ｖｃｏｍ（ａ）＞Ｖｃｏｍ（ｂ）であるから、水平走査周波数が通常の状態ではＶｃｏｍ（ａ）が出力され、水平走査周波数が高くなればＶｃｏｍ（ｂ）が出力される。図８（ａ）の動作については、図５及び図６とほぼ同様であるが、ゲートオン電圧Ｖａを出力する場合にはコモン電圧Ｖｃｏｍ（ａ）を出力し、ゲートオン電圧Ｖｂを出力する場合にはコモン電圧Ｖｃｏｍ（ｂ）を出力する。
【００５２】
［実施例１−５］
次に、図８（ｂ）にコモン電圧調整回路３１の他の実施例を示す。コモン電圧についても段階的に切り替えるのではなく、リニアに変化させることも可能である。本実施例では、図８（ｂ）に示すように、コモン電圧調整回路３１は、水平同期信号と発振回路からのクロック信号が入力され、水平周期に対応するデューティ比を有するＰＷＭ信号を生成するタイミングコントローラ８５と、電圧ＶＣ及びＰＷＭ信号が入力され、ＰＷＭ信号のデューティ比に従った電圧Ｖｃｏｍを生成する電圧安定化回路８６とで構成される。タイミングコントローラ８５は、水平走査周波数が高くなる、すなわち発振回路のクロックのカウントが少なくなると、例えば”Ｈ”レベルの期間ＴＨを短くして”Ｌ”レベルの期間ＴＬを長くする。逆に、水平走査周波数が低くなる、すなわち発振回路のクロックのカウントが多くなると、例えば”Ｈ”レベルの期間ＴＨを長くして”Ｌ”レベルの期間ＴＬを短くする。そして、ＰＷＭ信号の例えば”Ｈ”レベルの期間ＴＨだけオン状態になるスイッチを用いて、水平走査周波数が高くなるとコモン電圧Ｖｃｏｍが低くなり、逆に低くなるとコモン電圧Ｖｃｏｍが高くなるように、コモン電圧Ｖｃｏｍをリニアに変化させる。
【００５３】
［実施例１−６］
次に、図９にコモン電圧調整回路３１のさらに他の実施例を示す。本実施例のコモン電圧調整回路９５ではコモン電圧調整回路３１に対して温度監視回路９４をさらに備えている点に特徴を有している。温度監視回路９４は液晶表示装置の周囲温度を検出して当該温度情報をデジタル信号に変換し、タイミングコントローラ９１に出力する。図示していないが、タイミングコントローラ９１は閾値ｇと閾値ｈ（閾値ｇ＞閾値ｈ）を記憶しており、温度監視回路９４で検出した検出温度ｔと閾値ｇ、ｈとを比較する比較器を有している。タイミングコントローラ９１は検出温度ｔと閾値ｇ、ｈとの差に基づいて制御信号を出力しスイッチ９２の切り替えを制御する。スイッチ９２にはコモン電圧生成回路９３で生成される２種類のコモン電圧Ｖｃｏｍ（ａ）及びＶｃｏｍ（ｂ）（Ｖｃｏｍ（ａ）＞Ｖｃｏｍ（ｂ））が入力されていて、当該制御信号に基づいていずれか一方のコモン電圧をコモン電極に供給する。コモン電圧調整回路９５の初期状態（電源投入時）はコモン電圧Ｖｃｏｍ（ａ）が出力されているものとする。
【００５４】
次にコモン電圧調整回路９５の動作について説明する。コモン電圧調整回路９５は、コモン電圧Ｖｃｏｍ（ａ）を出力しているときは検出温度ｔと閾値の小さい方（本実施例では閾値ｈ）を比較し、コモン電圧Ｖｃｏｍ（ｂ）を出力しているときは検出温度ｔと閾値の大きい方（本実施例では閾値ｇ）を比較する。こうすることで、検出温度ｔが閾値に近い値を示したときにコモン電圧がＶｃｏｍ（ａ）とＶｃｏｍ（ｂ）を過敏に切り替わるいわゆる発振現象を防止できる。コモン電圧調整回路９５の初期状態（コモン電圧Ｖｃｏｍ（ａ）を出力）において、検出温度ｔが閾値ｈより大きい場合はコモン電圧Ｖｃｏｍ（ａ）を出力し続ける。一方、検出温度ｔが閾値ｈより小さい場合はスイッチ９２を切り替えてコモン電圧Ｖｃｏｍ（ｂ）を出力する。コモン電圧調整回路９５がコモン電圧Ｖｃｏｍ（ｂ）を出力している状態において、検出温度ｔが閾値ｇより小さい場合はコモン電圧Ｖｃｏｍ（ｂ）を出力し続ける。一方、検出温度ｔが閾値ｇより大きい場合はスイッチ９２を切り替えてコモン電圧Ｖｃｏｍ（ａ）を出力する。
【００５５】
また、コモン電圧調整回路９５には発振回路からクロック信号が入力され、パーソナルコンピュータ等のシステム側装置から水平同期信号が入力されている。従って、実施例１−４等で説明したクロック信号及び水平同期信号でコモン電圧Ｖｃｏｍを調整する駆動を行うこともできる。さらに、周囲温度、クロック信号及び水平同期信号に基づいてコモン電圧Ｖｃｏｍを調整することも可能である。
【００５６】
本実施例１−６を適用することにより、以下のような問題に対処することができる。例えば、従来は解像度や表示密度もそれほど高くなく、輝度も低かったため、液晶の駆動において対向電極電圧変動や液晶書き込み時間には余裕があり、フリッカと呼ばれる液晶駆動方式と表示パターン干渉によるチラツキ現象に対してマージンが有った。このため、対向電極電位作成回路はタイミングコントローラとは独立したアナログ回路で形成されていた。
【００５７】
しかしながら、近年は解像度、表示密度、画面サイズとも飛躍的に高く、広くなってきた。解像度が高くなることで液晶の書き込み時間が短くなり、画面全体の各画素に対して表示データ電位と対向電極電位とを最適状態に保つことが厳しくなっている。さらに液晶表示装置の高輝度化による高性能化が必須である昨今、コモン電位のずれによりフリッカ現象が著しく目立ってくる要因にもなっている。解決方法としては液晶パネルの対向電極電位を常に最適な状態に補正し続ける駆動方法がある。しかしながら、表示装置の周囲環境及び表示装置に入力されるデータ信号の周波数等の様々な状況下では表示装置の製造・出荷時に調整される液晶パネルの対向電極電位レベルには限界がある。この様な状況に鑑み、表示装置自体が使用されている環境状態を独自に認識し、内部回路にてこの対向電極電位を補正できる方式を用いることで、常に最適状態の表示品位を供給することが可能となる。
【００５８】
〔第２の実施の形態〕
本発明の第２の実施の形態による液晶表示装置の駆動方法及び駆動制御回路、及びそれを備えた液晶表示装置について図１０乃至図１５を用いて説明する。パーソナルコンピュータ等のシステム側装置から送られるアナログの映像信号は液晶表示装置の駆動制御回路を構成する部品の１つであるアナログ／デジタル変換回路（Ａ／Ｄコンバータ）でデジタル信号に変換され、液晶を駆動するソースドライバＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒｅｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）に入力される。液晶表示装置の表示画面のコントラスト調整は当該Ａ／Ｄコンバータのゲイン調整等の設定で行われている。また一般的に液晶表示装置の駆動電圧は固定されている。
【００５９】
ところで、近年においては液晶表示装置の表示品位が非常に重要になってきている。従来のコントラスト調整はＡ／Ｄコンバータのゲインを調整する方法のため、最適設定からずれると色数が減ってしまい表示品位が低下する問題を有している。図１３は、従来のコントラスト調整方法を説明するための図であって、パーソナルコンピュータ等のシステム側装置から液晶表示装置に入力される映像信号波形を示す図である。映像信号波形は８ｂｉｔ解像度の入力アナログ信号Ｖｓｉｎである。図１３（ａ）乃至図１３（ｄ）においては入力アナログ信号Ｖｓｉｎの入力時間を横軸に示し、電圧値を縦軸に示している。図１３（ａ）は入力アナログ信号Ｖｓｉｎの０階調から２５５階調の電圧のフルスケールレンジとＡ／Ｄコンバータのアナログレシーバ部の電圧のフルスケールレンジＡＤＣｒｎｇとが一致した状態を示している。この状態が最適設定であって、液晶表示装置は入力アナログ信号Ｖｓｉｎの映像を忠実に表示することができる。
【００６０】
図１３（ｂ）はコントラストを高くした場合の入力アナログ信号Ｖｓｉｎを示している。Ａ／Ｄコンバータのゲインを調整してＡ／ＤコンバータのフルスケールレンジＡＤＣｒｎｇが入力アナログ信号のフルスケールレンジより小さくなるように設定している。例えば入力アナログ信号の２００階調レベルの電圧Ｖｉｎ（２００）をＡ／ＤコンバータのフルスケールレンジＡＤＣｒｎｇとなるように設定している。この場合、入力アナログ信号Ｖｓｉｎの２００階調レベルＶｉｎ（２００）が入力されると２５５階調レベルの電圧ＡＤＣ（２５５）が液晶に印加されるためコントラストが上がる。しかし２００階調以上の入力アナログ信号Ｖｓｉｎ（Ｖｒｎｇ１の範囲）が入力されても液晶には２５５階調レベルＡＤＣ（２５５）の電圧しか印加されないため表示色数が減少してしまう。
【００６１】
図１３（ｃ）はコントラストを低くした場合の入力アナログ信号Ｖｓｉｎを示している。Ａ／Ｄコンバータのゲインを調整して入力アナログ信号Ｖｓｉｎのフルスケールレンジに対してＡ／ＤコンバータのフルスケールレンジＡＤＣｒｎｇが大きくなるように設定している。例えば入力アナログ信号Ｖｓｉｎの２５５階調レベルの電圧Ｖｉｎ（２５５）がＡ／Ｄコンバータの２００階調レベルＡＤＣ（２００）となるように設定している。この場合、入力アナログ信号Ｖｓｉｎの２５５階調レベルＶｉｎ（２５５）が入力されると２００階調レベルの電圧ＡＤＣ（２００）が液晶に印加されるためコントラストが低下する。しかし２００階調より大きい電圧（Ｖｒｎｇ２の範囲）は液晶に印加されることがないため表示色数が減少してしまう。
【００６２】
また、液晶駆動電圧の設定を固定していても駆動制御回路を構成する各部品の製造ばらつき等で階調特性（γ特性）が変化する。図１４は液晶印加電圧の基準電圧を作成する従来の回路構成の一例を示している。当該基準電圧作成回路４００で作成される基準電圧は白及び黒を表示するための電圧である。以下の説明においては、液晶に電圧が印加されていないときに黒表示になるノーマリブラックの液晶表示装置を例に説明する。ノーマリブラックでは白表示用印加電圧（白電圧）ＶＷは黒表示用印加電圧（黒電圧）ＶＢより高くなる。また、液晶表示装置はコモン電圧Ｖｃｏｍに対して交流駆動を行う必要があり、コモン電圧Ｖｃｏｍより高い電圧側をＨ側といい、低い電圧側をＬ側ということにする。
【００６３】
次に、基準電圧作成回路４００の回路構成について説明する。基準電圧作成回路４００の駆動電圧は電源回路４０１で作成される。電源回路４０１の出力端子は抵抗４０２の一方の端子に接続されている。抵抗４０２の他方の端子には抵抗４０３の一方の端子が接続されている。抵抗４０３の他方の端子には抵抗４０４の一方の端子が接続されている。抵抗４０４の他方の端子は接地されている。抵抗４０２と抵抗４０３との接続端子には増幅器４０５の一入力端子が接続されている。増幅器４０５の出力端子は位相補償用の抵抗４０７の一方の端子に接続されると共に増幅器４０５の他入力端子に接続されている。抵抗４０７の他方の端子はコンデンサ４０９の一方の電極及び後述するソースドライバＩＣ５００、５０１（図１５参照）内に集積されている内部抵抗５０２、５０４の一方の端子に接続されている。コンデンサ４０９の他方の電極は接地されている。また、抵抗４０３と抵抗４０４との接続端子には増幅器４０６の一入力端子が接続されている。増幅器４０６の出力端子は位相補償用の抵抗４０８の一方の端子に接続されると共に増幅器４０６の他入力端子に接続されている。抵抗４０８の他方の端子はコンデンサ４１０の一方の電極及びソースドライバＩＣ５００、５０１の内部抵抗５０３、５０５の一方の端子に接続されている。コンデンサ４１０の他方の電極は接地されている。
【００６４】
さらに電源回路４０１の出力端子は抵抗４１１の一方の端子に接続されている。抵抗４１１の他方の端子には抵抗４１２の一方の端子が接続されている。抵抗４１２の他方の端子には抵抗４１３の一方の端子が接続されている。抵抗４１３の他方の端子は接地されている。抵抗４１１と抵抗４１２との接続端子には増幅器４１４の一入力端子が接続されている。増幅器４１４の出力端子は位相補償用の抵抗４１６の一方の端子に接続されると共に増幅器４１４の他入力端子に接続されている。抵抗４１６の他方の端子はコンデンサ４１８の一方の電極及びソースドライバＩＣ５００、５０１のドライバ内部抵抗５０２、５０４の他方の端子に接続されている。コンデンサ４１８の他方の電極は接地されている。また、抵抗４１２と抵抗４１３との接続端には増幅器４１５の一入力端子が接続されている。増幅器４１５の出力端子は位相補償用の抵抗４１７の一方の端子に接続されると共に増幅器４１５の他入力端子に接続されている。抵抗４１７の他方の端子はコンデンサ４１９の一方の電極及びソースドライバＩＣ５００、５０１のドライバ内部抵抗５０３、５０５の他方の端子に接続されている。コンデンサ４１９の他方の電極は接地されている。
【００６５】
次に、基準電圧作成回路４００の動作について説明する。電源回路４０１と接地間に直列接続されている抵抗４０２、４０３、４０４の抵抗値の比率で分圧された電圧が増幅器４０５、４０６に入力される。増幅器４０５、４０６は例えばボルテージフォロワとして動作し、増幅器４０５、４０６の入力電圧に等しい電圧を出力する。一方、電源回路４０１と接地間に直列接続されている抵抗４１１、４１２、４１３の抵抗値の比率で分圧された電圧が増幅器４１４、４１５に入力される。増幅器４１４、４１５は例えばボルテージフォロワとして動作し、増幅器４１４、４１５の入力電圧と等しい電圧を出力する。本説明においては、増幅器４０５の出力電圧はＨ側白電圧ＶＷ（Ｈ）に使用され、増幅器４０６の出力電圧はＬ側白電圧ＶＷ（Ｌ）に使用され、増幅器４１４の出力電圧はＨ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）に使用され、増幅器４１５の出力電圧はＬ側黒電圧ＶＢ（Ｌ）に使用される。
【００６６】
図１５は基準電圧作成回路４００とソースドライバＩＣ５００、５０１との接続関係を示している。例えば、基準電圧作成回路４００の出力端子にはソースドライバＩＣ５００、５０１と共に不図示の８個のソースドライバＩＣが並列接続されている。ソースドライバＩＣ５００、５０１は基準電圧に基づいて階調電圧を作成する内部抵抗５０２、５０３、５０４、５０５を有している。内部抵抗５０２、５０４はＨ側階調電圧を生成し、内部抵抗５０３、５０５はＬ側階調電圧を生成する。内部抵抗５０２、５０４の両端子にはそれぞれＨ側白電圧ＶＷ（Ｈ）とＨ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）の電圧が印加されている。従って、Ｈ側階調電圧はＨ側白電圧ＶＷ（Ｈ）とＨ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）との電位差を２５５分割した電圧となる。また、内部抵抗５０３、５０５の両端子にはそれぞれＬ側白電圧ＶＷ（Ｌ）とＬ側黒電圧ＶＢ（Ｌ）の電圧が印加されている。従って、Ｌ側階調電圧はＬ側白電圧ＶＷ（Ｌ）とＬ側黒電圧ＶＢ（Ｌ）との電位差を２５５分割した電圧となる。ソースドライバＩＣ５００は内部抵抗５０２、５０３を有しており、またソースドライバＩＣ５０１は内部抵抗５０４、５０５を有しているため、ソースドライバＩＣ５００、５０１はＨ側階調電圧及びＬ側階調電圧を出力することができる。
【００６７】
次に、基準電圧作成回路４００とソースドライバＩＣ５００、５０１で作成される階調電圧の出力電圧精度について説明する。電源回路４０１を構成する回路部品のうち出力電圧を作成するレギュレータ（不図示）の出力電圧及び出力電圧精度は１２Ｖ±０．５％とする。出力電圧の最大値と最小値との差は１２Ｖ×１％＝１２０ｍＶとなる。階調電圧にはＨ側とＬ側とがあるので、片側での出力電圧の最大値と最小値との差は６０ｍＶとなる。また、抵抗４０２、４０３、４０４、４１１、４１２、４１３の公差は０．１％とし、内部抵抗５０２、５０３、５０４、５０５の抵抗値及び精度は１０ｋΩ±３０％とする。ここで、抵抗４０２、４０３、４０４、４１１、４１２、４１３の誤差は無視して階調電圧の出力電圧精度を計算する。以下の説明においてはＨ側の階調電圧について説明するが、Ｌ側階調電圧についても同様に考えることができる。
【００６８】
増幅器４０５、４１４から出力された電圧は位相補償用の抵抗４０７、４１６を介してソースドライバＩＣ５００、５０１の内部抵抗５０２、５０４の両端子に印加される。抵抗４０７、４１６の他方の端子には１０個のソースドライバＩＣが並列に接続されているため当該端子間には１０ｋΩ／１０個＝１ｋΩの合成抵抗が接続されているとみなすことができる。増幅器４０５、４１４の出力電圧差を５Ｖとし、抵抗４０７、４１６の抵抗値をそれぞれ５０Ωとして１０個のソースドライバＩＣの内部抵抗の両端にかかる電圧を考える。増幅器４０５、４１４の端子間には抵抗４０７、４１６及び内部抵抗の合成抵抗が直列に接続されているといえる。抵抗４０７、４１６は一定として内部抵抗が±３０％の範囲でばらついた場合の抵抗４０７と内部抵抗との接続端子の電位Ｖ１と抵抗４１６と内部抵抗の接続端子の電位Ｖ２の電位変動は以下のように求めることができる。Ｖ１の最大値と最小値との差ΔＶ１は、５Ｖ×（５０Ω＋１ｋΩ×１３０％）／（５０Ω＋１ｋΩ×１３０％＋５０Ω）−５Ｖ×（５０Ω＋１ｋΩ×７０％）／（５０Ω＋１ｋΩ×７０％＋５０Ω）＝１３４ｍＶとなる。一方、Ｖ２の最大値と最小値との差ΔＶ２は、５Ｖ×５０Ω／（５０Ω＋１ｋΩ×７０％＋５０Ω）−５Ｖ×５０Ω／（５０Ω＋１ｋΩ×１３０％＋５０Ω）＝１３４ｍＶとなる。なお、Ｌ側の電圧についても同様に考えることができる。２５６階調表示の場合、液晶に印加する電圧の１階調の出力電圧差は５Ｖ／２５５＝１９．６ｍＶであるため、ソースドライバＩＣの内部抵抗のばらつきで約７階調の誤差が生じる。また、レギュレータの出力電圧は６０ｍＶばらつくため約３階調の誤差が生じる。さらに、上記計算において無視した抵抗４０２、４０３、４０４、４１１、４１２、４１３のばらつき等も重畳されるため、駆動回路部品の製造ばらつきで階調特性が変化して液晶表示装置毎に画質にばらつきが発生する。液晶表示装置の表示品質をそろえるためにはＨ側及びＬ側の基準電圧の補正が必要となる。
【００６９】
本実施の形態の目的は、表示画面の色数を減らさずにコントラストを変化させることができ、さらに駆動回路に用いられている部品及び液晶の特性ばらつきで生じる階調特性の変化を容易に補正することができる液晶表示装置の駆動回路及び駆動方法を提供することにある。
【００７０】
本実施の形態による液晶表示装置の駆動回路及び駆動方法を図１０乃至図１２を用いて説明する。なお、以下の説明では液晶に電圧が印加されていないときに黒表示になるノーマリブラックの液晶表示装置を例に説明する。まず、本実施の形態による液晶表示装置の駆動回路を構成する部品の１つである基準電圧作成回路２００の回路構成について図１０を用いて説明する。基準電圧作成回路２００は液晶表示装置に黒表示するための印加電圧（黒電圧）ＶＢを生成する。基準電圧作成回路２００の駆動電圧は電源回路２１７で作成される。電源回路２１７の出力端は抵抗２０３の一方の端子に接続されている。抵抗２０３の他方の端子には抵抗２０１、２０４の一方の端子及びコンデンサ２０９の一方の電極が接続されている。抵抗２０４の他方の端子には抵抗２０２の他方の端子、抵抗２０５の一方の端子及びコンデンサ２１０の一方の電極が接続されている。抵抗２０５の他方の端子は接地されている。抵抗２０１の他方の端子と抵抗２０２の一方の端子との間にはトランジスタ２１３が接続されている。トランジスタ２１３のドレイン電極は抵抗２０１の他方の端子に接続されており、ソース電極は抵抗２０２の一方の端子に接続されている。トランジスタ２１３のゲート電極にはコンデンサ２０８の一方の電極が接続されている。さらにトランジスタ２１３のゲート電極とコンデンサ２１０の一方の電極の間にはダイオード２１４が接続されている。なお、ダイオード２１４はコンデンサ２１０の一方の電極からトランジスタ２１３のゲート電極に向かって順方向となるように接続されている。コンデンサ２０８の他方の電極にはパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）回路２１８が接続されている。なお、コンデンサ２０９、２１０の他方の電極は接地されている。
【００７１】
抵抗２０３と抵抗２０４との接続端子にはさらに増幅器２１５の一入力端子が接続されている。増幅器２１５の出力端子は位相補償用の抵抗２０６の一方の端子に接続されると共に増幅器２１５の他入力端子に接続されている。抵抗２０６の他方の端子はコンデンサ２１１の一方の電極及びソースドライバＩＣ内に集積されているＨ側階調電圧生成用の内部抵抗（共に不図示）の一方の端子に接続されている。また、抵抗２０４と抵抗２０５との接続端子には増幅器２１６の一入力端子が接続されている。増幅器２１６の出力端子は位相補償用の抵抗２０７の一方の端子に接続されると共に増幅器２１６の他入力端子に接続されている。抵抗２０７の他方の端子はコンデンサ２１２の一方の電極及び当該ソースドライバＩＣ内に集積されている不図示のＬ側階調電圧生成用の内部抵抗の一方の端子に接続されている。コンデンサ２１１、２１２の他方の電極は接地されている。
【００７２】
ところで液晶表示装置はコモン電圧Ｖｃｏｍに対して交流駆動を行う必要がある。基準電圧作成回路２００の抵抗２０６の他方の端子に出力する電圧はＨ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）であり、抵抗２０７の他方の端子に出力する電圧はＬ側黒電圧ＶＢ（Ｌ）である。また、液晶表示装置に白表示するためのＨ側白電圧ＶＷ（Ｈ）及びＬ側白電圧ＶＷ（Ｌ）を生成する基準電圧作成回路は従来の基準電圧作成回路（不図示）と同様である。なお、当該基準電圧作成回路の電源は電源回路２１７を用いる。
【００７３】
次に、本実施の形態による基準電圧作成回路２００の動作を説明する。基準電圧作成回路２００に電源が投入されたときにＰＷＭ回路２１８から出力する制御信号は低電圧レベル（例えば０Ｖ）一定の電圧と仮定する。トランジスタ２１３のゲート電極はダイオード２１４を介して抵抗２０４の他方の端子と接続されているため、当該ゲート電極の電圧は抵抗２０４の他方の端子とほぼ同電位になる。また、トランジスタ２１３のソース電極は抵抗２０２を介して抵抗２０４の他方の端子と接続されているので抵抗２０４の他方の端子とほぼ同電位になる。従って、トランジスタ２１３のゲート−ソース間電圧はほぼ等しくなりトランジスタ２１３はＯＦＦ状態にする。このとき抵抗２０４の両端は電源回路２１７の出力電圧と接地間の電圧を抵抗２０３、２０４、２０５の抵抗値に比例した電位となる。なお、コンデンサ２０８の一方の電極はトランジスタ２１３のゲート電極と同電位になる。
【００７４】
ここで、ＰＷＭ回路２１８から出力する制御信号が高電圧レベル（例えば３Ｖ）一定の電圧に変化したと仮定する。コンデンサ２０８の他方の電極の電位は０Ｖから３Ｖに変化する。コンデンサ２０８の一方の電極はフローティング状態であるため、コンデンサ２０８の一方の電極及びトランジスタ２１３のゲート電極の電位は３Ｖ上昇する。これによりトランジスタ２１３のゲート−ソース間電圧は３Ｖになり、トランジスタ２１３はＯＮ状態になる。トランジスタ２１３がＯＮになると抵抗２０１、抵抗２０２及びトランジスタ２１３は直列接続となる。当該直列接続で生じる合成抵抗は抵抗２０４に並列に接続される。抵抗２０３と抵抗２０５との間に接続されている抵抗は抵抗２０１、２０２、２０４及びトランジスタ２１３のＯＮ抵抗の合成抵抗となるため、電源回路２１７の出力端子と接地間の抵抗比が変化して抵抗２０４の両端子間の電圧が変化する。なお、トランジスタ２１３をＯＮにすることで抵抗２０４の値より合成抵抗の値が大きくなった場合は、増幅器２１５の入力電圧は上昇し、増幅器２１６の入力電圧は降下する。一方、抵抗２０４の値より合成抵抗の値が小さくなった場合は、増幅器２１５の入力電圧は降下し、増幅器２１６の入力電圧は上昇する。さらに、ＰＷＭ回路２１８から出力する制御信号の０Ｖ、３Ｖを繰り返す周期やパルス幅を変化させれば抵抗２０４の両端子の電圧レベルが変化して増幅器２１５、２１６の入力電圧レベルを変化させることができる。従って、基準電圧作成回路２００の出力電圧レベルも変化させることができる。
【００７５】
以下、本実施の形態の基準電圧作成回路２００を液晶表示装置に適用した実施例を用いて具体的に説明する。
［実施例２−１］
基準電圧作成回路２００の出力電圧がＨ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）及びＬ側黒電圧ＶＢ（Ｌ）となるように抵抗２０１、２０２、２０３、２０４、２０５の値を設定する。当該出力端子を不図示のソースドライバＩＣ内のＨ側内部抵抗及びＬ側内部抵抗の他方の端子に接続する。また、Ｈ側内部抵抗及びＬ側内部抵抗の一方の端子には基準電圧作成回路２００で生成されたＨ側白電圧ＶＷ（Ｈ）及びＬ側白電圧ＶＷ（Ｌ）が出力する端子（不図示）が接続されている。図１１は液晶への印加電圧と透過率との特性（Ｔ−Ｖ特性）を示している。横軸はコモン電圧ＶｃｏｍとソースドライバＩＣの出力電圧である階調電圧との差（印加電圧）を示し、縦軸は透過率を示している。液晶に印加電圧ＶＢを印加すると透過率はＴＢとなる。印加電圧ＶＢをΔａだけ上げると透過率ＴＢはΔＡだけ上がるためコントラストは低下する。逆に黒電圧ＶＢをΔｂだけ低くすると透過率ＴＢはΔＢだけ低くなり、コントラストは高くなる。
【００７６】
一般に液晶のＴ−Ｖ特性はリニアに変化するものではなく、しかも液晶表示装置毎に異なる。ところで、ＰＷＭ回路２１８のパルス幅等を変化するとＨ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）及びＬ側黒電圧ＶＢ（Ｌ）は変化する。基準電圧作成回路２００の出力電圧はソースドライバＩＣの内部抵抗の両端子に印加されているので、ＰＷＭ回路２１８のパルス幅等を制御すれば黒電圧ＶＢを任意に可変でき、液晶表示装置のコントラストを調整することができるようになる。しかし、全ての液晶表示装置に対してパルス幅の変化率を同じに設定するとＴ−Ｖ特性の違いでコントラストの変化が一定にならないことが考えられる。そこで、各液晶表示装置のＴ−Ｖ特性に合わせてパルス幅の変化率を変えれば黒電圧ＶＢの可変量は液晶表示装置毎に異なり、装置間のコントラストを同じにすることができる。さらに、液晶表示装置の駆動回路に使用している部品のばらつきで基準電圧は設計値と異なる可能性を有しているが基準電圧は調整することができるため、液晶表示装置毎に階調特性の補正ができるようになり、装置間の画質の差を少なくすることができる。
【００７７】
本実施の形態の液晶表示装置の駆動回路及び駆動方法によれば、パーソナルコンピュータ等のシステム装置から送られる映像信号のアナログ入力信号を調整しなくてもコントラスト調整が行えるため、液晶表示装置のコントラスト調整にともなう表示色数の減少が生じることはない。また、駆動回路の部品のばらつきや液晶の特性ばらつきによる装置間の画質の差は基準電圧を変化させて階調特性を補正することで十分に減らすことができる。
【００７８】
図１０に示す基準電圧作成回路２００は、Ｈ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）及びＬ側黒電圧ＶＢ（Ｌ）を可変できる構成であるが、Ｈ側白電圧ＶＷ（Ｈ）及びＬ側白電圧ＶＷ（Ｌ）を可変できる構成やＨ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）、Ｌ側黒電圧ＶＢ（Ｌ）、Ｈ側白電圧ＶＷ（Ｈ）及びＬ側白電圧ＶＷ（Ｌ）の全てを可変できる構成であっても同様の効果を得ることができる。
【００７９】
［実施例２−２］
本実施の形態の実施例２−２について図１２を用いて説明する。本実施例では液晶表示装置の使用者が行うコントラスト調整範囲について説明する。図１２はコントラストの調整範囲及び液晶表示装置の出荷時におけるコントラストの設定状態を説明する図である。本実施例の説明では使用者は１００ステップの調整が行えるものとする。図１２（ａ）はコントラスト調整範囲及び出荷時の設定状態の設計仕様を示している。調整ステップの設定をＳＴＰ５０にすれば設計上のコントラストが得られる仕様であるとする。従って、出荷時のコントラストの最適設定（＝初期値）はＳＴＰ５０となる。図１２（ｂ）は駆動回路の部品や液晶のＴ−Ｖ特性のばらつきで出荷時における調整ステップの設定がずれた状態を示している。ＳＴＰ５２に設定しないと設計仕様通りのコントラストを得ることができないとする。当該液晶表示装置の出荷時の設定はＳＴＰ５０設定にするか、あるいはＳＴＰ５２設定にするかの何れかが考えられる。ＳＴＰ５０設定で出荷するとコントラストが液晶表示装置毎に異なるため、装置間の画質に差が生じる。一方、ＳＴＰ５２設定で出荷すると、出荷時のコントラストが同一になるので装置間の画質は統一される。しかし、コントラストを上げるためにＳＴＰ１００に設定しても、設計のＳＴＰ９８に相当するコントラストしか得ることができないという不具合が発生する。
【００８０】
そこで、図１２（ｃ）に示すように、コントラストの調整ステップにマージンを設定しておき例えば１１０ステップ行えるようにしておく。この場合、出荷時のコントラストの最適設定（＝初期値）はＳＴＰ５５となる。図１２（ｄ）は駆動回路の部品や液晶のＴ−Ｖ特性のばらつきで出荷時における調整ステップの設定がずれた状態を示している。設計仕様通りのコントラストはＳＴＰ５８設定で得られるとする。当該設定で出荷すると設計仕様通りのコントラストとなるため液晶表示装置毎の画質の差は生じない。図１２（ｅ）に示すようにＳＴＰ５８設定をＳＴＰ’５０となるように設定する。コントラストを高くするためにＳＴＰ’５０に対して５０ステップ上昇させてＳＴＰ’１００にする。このとき実際のステップはＳＴＰ１０８となるが調整ステップはＳＴＰ１１０まで可変できるため、設計仕様の最大のコントラストを得ることができる。ＰＷＭ回路２１８から出力する制御信号のパルス幅が１１０通りに変化するようにしておけば１１０通りの基準電圧が得られる。従って、最小コントラストと最大コントラストとの間を１１０通りに分割することができる。
【００８１】
［実施例２−３］
本実施の形態の実施例２−３では上記実施の形態の基準電圧作成回路２００を用いて表示画面の一部のコントラストを上げる又は下げる方法について説明する。例えば映画のように映像部分の上下が黒画面を表示している場合であって、映像部分が全体的に暗く黒潰れしたような表示となり細部が見えにくいときがある。細部まで見えるようにするためには黒電圧を上げると画面が明るくなり細部まで見えるようになる。ところが画面上下の黒部分も明るくなるため当該黒部分が目立ってしまう。そこで映像部分を表示する画素に階調電圧を印加するときのみＨ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）を上げて、Ｌ側黒電圧ＶＢ（Ｌ）を下げるように駆動すれば映像部分の黒が画面上下の黒表示の黒より明るくなるため、映像部分を引き立てることができる。同様の効果を得るために画面上下の黒部分を表示する画素に階調電圧を印加するときのみＨ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）を下げて、Ｌ側黒電圧ＶＢ（Ｌ）を上げるように駆動すれば画面上下の黒表示の黒が一層暗くなるので映像部分が引き立って見えるようになる。また、基準電圧の調整については、Ｈ側白電圧ＶＷ（Ｈ）及びＬ側白電圧ＶＷ（Ｌ）のみ調整する、あるいはＨ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）、Ｌ側黒電圧ＶＢ（Ｌ）、Ｈ側白電圧ＶＷ（Ｈ）及びＬ側白電圧ＶＷ（Ｌ）を全て調整しても同様の効果を得ることができる。なお、Ｈ側黒電圧ＶＢ（Ｈ）等の基準電圧を可変するタイミングは、１表示フレームの一部であって、液晶駆動用ＴＦＴのゲート電圧ＶＧがＯＮになるタイミングとソースドライバＩＣから階調電圧が出力されるタイミングとの間で行う。
【００８２】
以上の通り、本実施の形態によれば、表示画面の色数を減らさずにコントラストを変化させることができ、さらに駆動回路に用いられている部品及び液晶の特性ばらつきで生じる階調特性の変化を容易に補正することができる液晶表示装置の駆動回路及び駆動方法を達成することができる。
【００８３】
以上本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、液晶表示装置１００の駆動制御回路３０にコモン電圧調整回路３１及びゲート電圧調整回路３２を設ける例を示しているが、必ずしも液晶表示装置１００内に設ける必要はなく、ゲート電圧調整回路３２やコモン電極調整回路３１をコンピュータ等のシステム側に設けるようにしてもよい。また、駆動制御回路３０、データドライバ１０、ゲートドライバ２０をＬＣＤパネル４０の一方の基板上に多結晶シリコン等を用いて形成してもよい。さらに、上述の回路は一例であって、他の回路構成で同様の機能を奏する回路を用いてももちろんよい。
【００８４】
以上説明した本発明の第１の実施の形態による液晶表示装置の駆動方法及び駆動制御回路、及びそれを備えた液晶表示装置は、以下のようにまとめられる。
（付記１）
液晶表示装置の駆動方法であって、
垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化を検出する検出ステップと、
前記検出ステップで前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化が検出されたら、当該変化に応じたゲートオン電圧を出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【００８５】
（付記２）
付記１記載の液晶表示装置の駆動方法において、
前記検出ステップは、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が所定の閾値を超えたか否かを判断すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【００８６】
（付記３）
付記２記載の液晶表示装置の駆動方法において、
前記出力ステップは、
前記検出ステップで前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が所定の閾値を超えたと判断すると、前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が前記所定の閾値以下の場合に比して高いゲートオン電圧を出力すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【００８７】
（付記４）
付記１記載の液晶表示装置の駆動方法において、
前記検出ステップは、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第１の閾値を超えたか否かを判断し、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第１の閾値を超えたと判断したら、前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第２の閾値を下回ったか否かを判断すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【００８８】
（付記５）
付記１記載の液晶表示装置の駆動方法において、
前記出力ステップは、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化に追従させてゲートオン電圧を生成すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【００８９】
（付記６）
付記１乃至５のいずれか１項に記載の液晶表示装置の駆動方法において、
前記検出ステップで前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化を検出したら、当該検出された変化に応じたコモン電圧を出力するステップをさらに含むこと
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【００９０】
（付記７）
液晶表示装置の駆動制御回路であって、
垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化を検出する検出回路と、
前記検出回路で前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化が検出されると、当該検出された変化に応じたゲートオン電圧を出力する出力回路と
を有することを特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【００９１】
（付記８）
付記７記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記検出回路は、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数と所定の閾値とを比較する回路を有すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【００９２】
（付記９）
付記７記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記検出回路は、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第１の閾値を超えたか否かを判定する第１判定回路と、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第１の閾値を超えたと判定されると、前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第２の閾値を下回ったか否かを判定する第２判定回路と
を有することを特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【００９３】
（付記１０）
付記７記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記出力回路は、
前記第１判定回路により前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第１の閾値を超えたと判定されると第１のゲートオン電圧を出力し、
前記第２判定回路により前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第２の閾値を下回ったと判定されると前記第１のゲートオン電圧より低い第２のゲートオン電圧を出力すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【００９４】
（付記１１）
付記７記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記検出回路は、前記垂直走査周波数又は水平走査周波数に応じたパルス幅変調信号を出力し、
前記出力回路は、前記パルス幅変調信号のパルス幅に応じたゲートオン電圧を生成すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【００９５】
（付記１２）
付記７乃至１１のいずれか１項に記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記検出回路で前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化が検出されると、当該検出された変化に応じたコモン電圧を出力する回路をさらに有すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【００９６】
（付記１３）
液晶表示装置の駆動方法であって、
垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化を検出する検出ステップと、
前記検出ステップで前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化が検出されたら、当該変化に応じたコモン電圧を出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【００９７】
（付記１４）
付記１３記載の液晶表示装置の駆動方法において、
前記検出ステップは、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が所定の閾値を超えたか否かを判断すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【００９８】
（付記１５）
付記１３記載の液晶表示装置の駆動方法において、
前記検出ステップは、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第１の閾値を超えたか否かを判断し、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第１の閾値を超えたと判断したら、前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第２の閾値を下回ったか否かを判断すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【００９９】
（付記１６）
液晶表示装置の駆動制御回路であって、
垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化を検出する検出回路と、
前記検出回路で前記垂直走査周波数又は水平走査周波数の変化が検出されると、当該検出された変化に応じたコモン電圧を出力する出力回路と
を有することを特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【０１００】
（付記１７）
付記１６記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記検出回路は、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数と所定の閾値とを比較する回路を有すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【０１０１】
（付記１８）
付記１６記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記検出回路は、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第１の閾値を超えたか否かを判定する第１判定回路と、
前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第１の閾値を超えたと判定されると、前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第２の閾値を下回ったか否かを判定する第２判定回路と
を有することを特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【０１０２】
（付記１９）
付記１６記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記出力回路は、
前記第１判定回路により前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第１の閾値を超えたと判定されると第１のコモン電圧を出力し、
前記第２判定回路により前記垂直走査周波数又は水平走査周波数が第２の閾値を下回ったと判定されると前記第１のコモン電圧より低い第２のコモン電圧を出力すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【０１０３】
（付記２０）
液晶表示装置の駆動方法であって、
周囲温度を検出する検出ステップと、
前記検出ステップで前記周囲温度の変化が検出されたら、当該変化に応じたコモン電圧を出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１０４】
（付記２１）
付記２０記載の液晶表示装置の駆動方法において、
前記検出ステップは、
前記周囲温度が所定の閾値を超えたか否かを判断すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１０５】
（付記２２）
付記２０記載の液晶表示装置の駆動方法において、
前記検出ステップは、
前記周囲温度が第１の閾値を超えたか否かを判断し、
前記周囲温度が第１の閾値を超えたと判断したら、前記周囲温度が第２の閾値を下回ったか否かを判断すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１０６】
（付記２３）
液晶表示装置の駆動制御回路であって、
周囲温度の変化を検出する検出回路と、
前記検出回路で前記周囲温度の変化が検出されると、当該検出された変化に応じたコモン電圧を出力する出力回路と
を有することを特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【０１０７】
（付記２４）
付記２３記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記検出回路は、
前記周囲温度と所定の閾値とを比較する回路を有すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【０１０８】
（付記２５）
付記２３記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記検出回路は、
前記周囲温度が第１の閾値を超えたか否かを判定する第１判定回路と、
前記周囲温度が第１の閾値を超えたと判定されると、前記周囲温度が第２の閾値を下回ったか否かを判定する第２判定回路と
を有することを特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【０１０９】
（付記２６）
付記２３記載の液晶表示装置の駆動制御回路において、
前記出力回路は、
前記第１判定回路に前記周囲温度が第１の閾値を超えたと判定されると第１のコモン電圧を出力し、
前記第２判定回路により前記周囲温度が第２の閾値を下回ったと判定されると前記第１のコモン電圧より低い第２のコモン電圧を出力すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【０１１０】
以上説明した本発明の第２の実施の形態による液晶表示装置の駆動方法及び駆動制御回路、及びそれを備えた液晶表示装置は、以下のようにまとめられる。
（付記２７）
液晶表示装置の駆動方法であって、
液晶に印加する階調電圧を生成するための基準電圧のレベルを変化させて階調特性を補正すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１１１】
（付記２８）
付記２７記載の液晶表示装置の駆動方法であって、
前記基準電圧は黒表示用の印加電圧であること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１１２】
（付記２９）
付記２７記載の液晶表示装置の駆動方法であって、
前記基準電圧は白表示用の印加電圧であること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１１３】
（付記３０）
付記２７記載の液晶表示装置の駆動方法であって、
前記基準電圧は黒表示及び白表示用の印加電圧であること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１１４】
（付記３１）
付記２７乃至３０のいずれか１項に記載の液晶表示装置の駆動方法であって、
前記基準電圧のレベルはパルス幅変調制御により変化させること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１１５】
（付記３２）
付記３１記載の液晶表示装置の駆動方法であって、
前記パルス幅変調は、前記液晶への印加電圧と透過率の特性に基づいて行うこと
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１１６】
（付記３３）
付記３１記載の液晶表示装置の駆動方法であって、
前記パルス幅変調は、液晶材料や液晶駆動用電子部品のばらつきに基づいて行うこと
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１１７】
（付記３４）
付記２７乃至３３のいずれか１項に記載の液晶表示装置の駆動方法であって、前記基準電圧のレベルの可変量はコントラストのばらつき範囲を含んでいること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１１８】
（付記３５）
付記２７乃至３４のいずれか１項に記載の液晶表示装置の駆動方法であって、
前記基準電圧のレベルは１表示フレームの一部で変化させること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１１９】
（付記３６）
付記３５記載の液晶表示装置の駆動方法であって、
前記基準電圧のレベルを可変するタイミングは画素トランジスタのゲート電極のＯＮと前記画素トランジスタのドレイン電極に階調電圧を印加する間であること
を特徴とする液晶表示装置の駆動方法。
【０１２０】
（付記３７）
液晶表示装置の駆動制御回路であって、
液晶に印加する階調電圧を生成するための基準電圧のレベルを変化させて出力可能な基準電圧作成回路を有すること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【０１２１】
（付記３８）
付記３７記載の液晶表示装置の駆動制御回路であって、
前記基準電圧作成回路は、
所定の条件でパルス幅の異なる信号を生成し出力するパルス幅変調回路と、
前記パルス幅変調回路で制御されるトランジスタと、
前記液晶に印加する電圧より高い電圧を出力する電源回路と、
前記電源回路の出力端子と接地間に従属接続されている少なくとも３個の抵抗と、
前記少なくとも３個の抵抗同士を接続している接続端子と前記トランジスタのソース電極との間に接続されている抵抗と、
少なくとも３個の抵抗同士を接続している接続端子であって前記抵抗同士の接続端子と異なる接続端子と前記トランジスタのドレイン電極との間に接続されている抵抗と、
前記トランジスタの入力保護用のダイオードと、
少なくとも２つの電圧出力用の増幅器とを有していること
を特徴とする液晶表示装置の駆動制御回路。
【０１２２】
（付記３９）
所定のセルギャップで対向配置された基板間に封止された液晶を備える液晶表示装置であって、
前記液晶駆動用に、付記７乃至１２、付記１６乃至１９、付記２３乃至２６、付記３７又は３８のいずれか１項に記載の駆動制御回路を有することを特徴とする液晶表示装置。
【０１２３】
【発明の効果】
以上の通り、本発明によれば、垂直走査周波数又は水平走査周波数が変化する場合においても表示品質が劣化しないようにゲートオン電圧を供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による液晶表示装置の概略構成を説明する図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態による液晶表示装置の１画素の等価回路を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態による液晶表示装置の駆動波形例を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態による液晶表示装置のゲート電圧調整回路を示す回路ブロック図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態による実施例１−１における液晶表示装置のゲート電圧調整回路の動作フロー図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態による実施例１−２における液晶表示装置のゲート電圧調整回路の動作フロー図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態による液晶表示装置のゲート電圧調整回路を示す図である。図７（ａ）は実施例１−３におけるゲート電圧調整回路の回路ブロック図である。図７（ｂ）はＰＷＭ信号の一例を示す図である。図７（ｃ）は電圧安定化回路の一例を示す図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態による液晶表示装置のコモン電圧調整回路を示す図である。図８（ａ）はコモン電圧調整回路の第１の回路ブロック図である。図８（ｂ）はコモン電圧調整回路の第２の回路ブロック図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態による実施例１−６における液晶表示装置のコモン電圧調整回路を示す図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態による基準電圧作成回路２００の回路構成を示す図である。
【図１１】液晶の印加電圧と透過率との特性（Ｔ−Ｖ特性）を示す図である。
【図１２】コントラストの調整範囲及び液晶表示装置の出荷時におけるコントラストの設定状態を説明する図である。
【図１３】従来のコントラスト調整方法を説明するための図であって、パーソナルコンピュータ等のシステム側装置から液晶表示装置に入力される映像信号波形を示す図である。
【図１４】従来の基準電圧作成回路４００の回路構成を示す図である。
【図１５】従来の基準電圧作成回路４００とソースドライバＩＣ５００及び５０１の接続を説明するための図である。
【図１６】ゲートバスラインをＣＲ分布定数回路として示す図である。
【図１７】ゲートバスラインに印加されるゲートパルスのゲート遅延の様子を示す図である。
【図１８】（ａ）は水平走査周波数が「Ａ」ｋＨｚの水平同期信号ａの波形図である。（ｂ）は水平走査周波数が「Ｂ」ｋＨｚの水平同期信号ｂの波形図である。（ｃ）は（ａ）の場合のゲート信号の波形図である。（ｄ）は（ｂ）の場合のゲート信号の波形図である。（ｅ）はΔＶだけゲートオン電圧を高くした場合のゲート信号の波形図である。
【図１９】垂直同期信号、垂直周期、水平周期などの関係を表す図である。
【符号の説明】
１０　データドライバ
２０　ゲートドライバ
３０　駆動制御回路
３１　コモン電圧調整回路
３２　ゲート電圧調整回路
５０，８１，８５，９１，３０１　タイミングコントローラ
６０，８６　電圧安定化回路
８２，９２，３０３　スイッチ
８３，９３，コモン電圧生成回路
９４　温度監視回路
９５　コモン電圧調整回路
１００　液晶表示装置
３０５　ゲートオン電圧生成回路
３１１　カウンタ
３１２　比較器
２００、４００　基準電圧作成回路
２０１、２０２、２０３，２０４、２０６、２０７、４０２、４０３、４０４、４０７、４０８、４１１、４１２、４１３、４１６、４１７　抵抗
２０８、２０９、２１０、２１１、２１２、４０９、４１０、４１８、４１９　コンデンサ
２１３　トランジスタ
２１４　ダイオード
２１５、２１６、４０５、４０６、４１４、４１５　増幅器
２１７、４０１　電源回路
２１８　ＰＷＭ回路
５００、５０１　ソースドライバＩＣ
５０２、５０３、５０４、５０５　内部抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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