(57)【要約】【課題】リセット電流供給回路からのリセット電流以外の電流によって定電圧化制御範囲の狭くなるのを防止した磁気増幅器のリセット電流ドライブ回路を提供する。【解決手段】パルス電圧が印加され、コアが飽和状態になったときに出力電流が流れる可飽和リアクトルからなる磁気増幅器の出力から所定の直流電圧を生成する整流出力回路部と、整流出力回路部からの直流電圧値に基づいて、可飽和リアクトルに流すリセット電流を制御するリセット電流供給回路部とを備える。磁気増幅器の出力端と所定の電圧源との間にスイッチング素子を接続する。磁気増幅器の入力端に印加される電圧が負側に反転した直後の、少なくともリセット電流供給回路部からのリセット電流以外の電流を、可飽和リアクトルに流さずに、スイッチング素子を介して流すようにするためにスイッチング素子をオンとするリセット電流改善回路部を設ける。【選択図】　　　　図１
2004080866.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス電圧が印加され、コアが飽和状態になったときに出力電流が流れる可飽和リアクトルからなる磁気増幅器と、
前記磁気増幅器の出力から所定の直流電圧を生成する整流出力回路部と、
前記整流出力回路部からの直流電圧値に基づいて、前記可飽和リアクトルに流すリセット電流を制御するリセット電流供給回路部と、
前記磁気増幅器の出力端と所定の電圧源との間に接続されるスイッチング素子を含み、前記磁気増幅器の入力端に正の前記パルス電圧が印加される期間では前記スイッチング素子をオフとすると共に、前記磁気増幅器の入力端に印加される電圧が負側に反転した直後の、少なくとも前記リセット電流供給回路部からのリセット電流以外の電流を、前記可飽和リアクトルに流さずに、前記スイッチング素子を介して流すようにするために前記スイッチング素子をオンとするリセット電流改善回路部と
を備えることを特徴とする磁気増幅器のリセット電流ドライブ回路。
【請求項２】
請求項１に記載のリセット電流ドライブ回路において、
前記リセット電流改善回路部は、前記磁気増幅器の入力端に印加される電圧が負側に反転した後の、少なくとも、前記整流出力回路部の整流用ダイオードのリカバリー電流電流を前記可飽和リアクトルに流さずに、前記スイッチング素子を介して流すようにする
ことを特徴とする磁気増幅器のリセット電流ドライブ回路。
【請求項３】
請求項１に記載のリセット電流ドライブ回路において、
前記リセット電流改善回路部は、前記可飽和リアクトルの出力端と前記所定の電圧源との間に前記スイッチング素子を接続し、前記可飽和リアクトルの入力端と前記出力端との間に接続された直列抵抗器の接続中点または前記可飽和リアクトルの入力端と、前記スイッチング素子の制御端子とを接続して構成される
ことを特徴とする磁気増幅器のリセット電流ドライブ回路。
【請求項４】
請求項１に記載のリセット電流ドライブ回路において、
前記リセット電流改善回路部は、前記可飽和リアクトルの出力端と前記所定の電圧源との間に接続される前記スイッチング素子と、前記可飽和リアクトルの入力端側の電圧変化に応じて前記スイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とからなる
ことを特徴とする磁気増幅器のリセット電流ドライブ回路。
【請求項５】
トランスの１次巻線側に設けられるフォワード・コンバータ方式の定電圧化回路と、
前記トランスの２次巻線の一端に、その一端が接続され、前記トランスの２次巻線側に現れるパルス電圧が印加されて、コアが飽和状態になったときに出力電流が流れる可飽和リアクトルからなる磁気増幅器と、
前記磁気増幅器の出力から所定の直流電圧を生成する整流出力回路部と、
前記整流出力回路部からの直流電圧を定電圧化するように、前記可飽和リアクトルに流すリセット電流を制御するリセット電流供給回路部と、
前記磁気増幅器の出力端と所定の電圧源との間に接続されるスイッチング素子を含み、前記磁気増幅器の入力端に正の前記パルス電圧が印加される期間では前記スイッチング素子をオフとすると共に、前記磁気増幅器の入力端に印加される電圧が負側に反転した直後の、少なくとも前記リセット電流供給回路部からのリセット電流以外の電流を、前記可飽和リアクトルに流さずに、前記スイッチング素子を介して流すようにするために前記スイッチング素子をオンとするリセット電流改善回路部と
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項６】
請求項５に記載のスイッチング電源回路において、
前記リセット電流改善回路部は、前記磁気増幅器の入力端に印加される電圧が負側に反転した後の、少なくとも、前記整流出力回路部の整流用ダイオードのリカバリー電流を前記可飽和リアクトルに流さずに、前記スイッチング素子を介して流すようにする
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項７】
請求項５に記載のスイッチング電源回路において、
前記リセット電流改善回路部は、前記可飽和リアクトルの出力端と前記所定の電圧源との間に前記スイッチング素子を接続し、前記可飽和リアクトルの入力端と前記出力端との間に接続された直列抵抗器の接続中点または前記可飽和リアクトルの入力端と、前記スイッチング素子の制御端子とを接続して構成される
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項８】
請求項５に記載のスイッチング電源回路において、
前記リセット電流改善回路部は、前記可飽和リアクトルの出力端と前記所定の電圧源との間に接続される前記スイッチング素子と、前記可飽和リアクトルの入力端側の電圧変化に応じて前記スイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とからなる
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えばデジタルオシロスコープの電源回路に用いて好適な磁気増幅器のリセット電流ドライブ回路およびスイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタルオシロスコープは、アナログ回路およびデジタル回路と、プリンタ等の組み込み装置から構成されているので、その電源としては、大電流、多出力が必要であり、比較的高電圧出力を有する。
【０００３】
この種の大電流、多出力の電源回路としては、スイッチング電源回路（スイッチング・レギュレータ）が用いられている。この種のスイッチング電源回路に適した構成として、トランスの１次巻線側に、２石のトランジスタを含むフォワード・コンバータ回路からなる定電圧化回路を設け、トランスの２次巻線側に、磁気増幅器（Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；以下、この明細書においては、マグアンプという）を用いた定電圧出力回路を設けるものが知られている。このスイッチング電源回路を、図５〜図９を参照して説明する。
【０００４】
図５に示すように、このスイッチング電源回路は、トランス１の１次巻線１Ｆ側には、１次側回路１０と、補助電源回路２０とを備え、また、トランス１の２次巻線１Ｓａ，１Ｓｂ，…，１Ｓｎ側には、複数個の定電圧出力回路２００ａ，２００ｂ，…と、１次巻線側へのフィードバック制御用出力回路１００とを備える。
【０００５】
１次側回路１０は、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；電磁波妨害）用フィルタ１１と、力率改善回路１２と、整流用ダイオードブリッジ回路１３と、平滑回路１４と、フォワード・コンバータ回路１５と、フォワード・コンバータ用制御回路１６とから構成される。なお、１７はＡＣプラグ、１８はヒューズである。
【０００６】
フォワード・コンバータ回路１５は、平滑回路１４からの直流電圧をフォワード・コンバータ方式によりＰＷＭ（パルス幅変調）電圧に変換し、トランス１の１次巻線１Ｆに供給するためのもので、図示を省略したが、２石のＦＥＴを備える構成であり、フォワード・コンバータ用制御回路１６により、これらのＦＥＴが、オンオフ制御されて、ＰＷＭ電圧のパルス幅が変更制御されることにより、後述するようにして定電圧化制御される。
【０００７】
フォワード・コンバータ用制御回路１６は、後述するように、トランス１の２次巻線側のフィードバック制御用出力回路１００からの制御信号に基づいて、２次側の出力電圧が一定になるように、フォワード・コンバータ回路１５のＦＥＴをオンオフ制御することにより、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を制御して、定電圧化制御を行なう。
【０００８】
補助電源回路２０は、平滑回路１４の出力から正負の補助電源電圧Ｖａｕｘ＋およびＶａｕｘ−を生成し、２次巻線側のフィードバック制御用出力回路１００、複数個の定電圧出力回路２００ａ，２００ｂ，…に電源を供給する。
【０００９】
トランス１の２次巻線１Ｓｎに接続されるフィードバック制御用出力回路１００は、図６に示すような回路構成とされており、定電圧制御回路と、過電流制御回路とからなる。
【００１０】
フィードバック制御用電圧回路１００の定電圧制御回路は、整流ダイオード１０１および１０２と、フォワード用の出力チョークコイル１０３と、平滑用のコンデンサ１０４と、出力電圧を分圧するための抵抗１０５および１０６と、シャントレギュレータＩＣ１０７と、１次側のフォワード・コンバータ用制御回路１６に絶縁して電圧フィードバックするためのホトカップラ２とから構成される。
【００１１】
また、フィードバック制御用出力回路１００の過電流制御回路は、ホルドバック特性をもつ過電流検出のための電圧を発生する分圧抵抗１１１および１１２と、電流検出抵抗１１３と、その検出電圧を分圧するための抵抗１１４および１１５と、演算増幅器ＩＣ１１６から構成される。ホトカップラ２と、演算増幅器ＩＣ１１６には補助電源が供給されている。
【００１２】
このフィードバック制御用出力回路１００の動作について説明する。
【００１３】
トランス１の２次巻線１Ｓｎに現れるパルス状電圧は、整流ダイオード１０１および１０２で整流され、チョークコイル１０３およびコンデンサ１０４により平滑されて直流出力電圧とされる。この直流出力電圧は、分圧抵抗１０５および１０６で分圧され、シャントレギュレータＩＣ１０７に入力される。
【００１４】
シャントレギュレータＩＣ１０７には、抵抗１０５および１０６での分圧電圧が、この例の場合には、約２．５Ｖになるように、ホトカップラ２を通じて電流が流れ、１次側のフォワード・コンバータ用制御回路１６にフィードバックされる。
【００１５】
フォワード・コンバータ用制御回路１６は、このフィードバックされた電流に応じて、フォワード・コンバータ回路１５の出力をＰＷＭ制御する。このＰＷＭ制御により、フィードバック制御用出力回路１００の分圧抵抗１０５および１０６による分圧電圧が、約２．５Ｖになるように、定電圧化される。
【００１６】
なお、ここで、抵抗１０８とコンデンサ１０９は位相調整用であり、また、ダイオード１１０は、過電流制御回路と定電圧制御回路とを分離するためのものである。
【００１７】
フィードバック制御用出力回路１００での過電流の検出は、抵抗１１３に流れる電流による電位差を、抵抗１１１および１１２による分圧電圧と、抵抗１１４および１１５による分圧電圧とを比較することで行なう。通常動作時では、演算増幅器ＩＣ１１６の非反転入力が反転入力より電圧が低いので、演算増幅器ＩＣ１１６の出力はハイレベルになり、このため、ダイオード１１７がオフとなって、ホトカップラ２には、過電流保護のための電流は流れず、過電流保護のための制御信号は、フォワード・コンバータ用制御回路１６にフィードバックされない。
【００１８】
過電流状態になると、演算増幅器ＩＣ１１６の非反転入力が反転入力より電圧が高くなり、演算増幅器ＩＣ１１６の出力はローレベル方向にふれ、ダイオード１１７を通して、ホトカップラ２からフォワード・コンバータ用制御回路１６に制御信号がフィードバックされ、フォワード・コンバータ回路１５が、出力電圧を低下させるようにＰＷＭ制御を行なうことで、出力電流が、所定の電流の値に制限されて過電流保護がなされる。
【００１９】
次に、トランス１の２次巻線１Ｓａ，１Ｓｂ，…に接続される定電圧出力回路２００ａ，２００ｂ，…について説明する。これらの定電圧出力回路２００ａ，２００ｂ，…は、マグアンプを用いた定電圧制御を行なうもので、出力電圧値は異なるが、構成および動作は同じである。そこで、ここでは、定電圧出力回路２００ａを例にとって、その構成および動作について説明する。
【００２０】
図７は、定電圧出力回路２００ａの構成例を示す図である。この定電圧出力回路２００ａは、マグアンプを構成する可飽和リアクトル２０１と、整流ダイオード（フォワードダイオード）２０２およびフライホイールダイオード２０３からなる複合ダイオードと、出力チョークコイル２０４と、平滑用コンデンサ２０５と、可飽和リアクトル２０１のリセット電流供給回路２１０と、定電圧制御回路２２０と、過電流制御回路２３０とからなる。
【００２１】
整流ダイオード２０２およびフライホイールダイオード２０３からなる複合ダイオードと、出力チョークコイル２０４と、平滑用コンデンサ２０５とにより整流出力回路を構成する。
【００２２】
可飽和リアクトル２０１は、後述する図９に示すような磁化特性を備える高透磁率で閉磁路のコアにコイルを巻回したもので、この可飽和リアクトル２０１の一端は、トランス１の２次巻線１Ｓａの一端に接続される。２次巻線１Ｓａの他端は接地される。可飽和リアクトル２０１の他端は、整流用ダイオード２０２および後述する逆電圧保護用のダイオード２１７に接続される。
【００２３】
可飽和リアクトル２０１のコアの飽和磁束のリセット電流供給回路２１０は、ダーリントン接続されたリセット電流ドライブ用のトランジスタ２１１および２１２と、抵抗２１３，２１４，２１５，２１６と、トランジスタ２１１および２１２の逆電圧保護用のダイオード２１７と、電圧クランブ用のダイオード２１８とから構成される。
【００２４】
定電圧制御回路２２０は、出力電圧設定用の抵抗２２１、２２２，２２３および可変抵抗２２４と、基準電圧用ＩＣ２２５と、この基準電圧用ＩＣ２２５のバイアス電流を決める抵抗２２６と、演算増幅器ＩＣ２２７とから構成される。
【００２５】
過電流制御回路２３０は、フィードバック抵抗２３２と容量２３３を持つ演算増幅器ＩＣ２３１と、出力電圧を分圧する抵抗２３４および抵抗２３５と、電流検出用の抵抗２３６と抵抗２３７とから構成される。
【００２６】
リセット電流供給回路２１０と、定電圧制御回路２２０と、過電流制御回路２３０には、補助電源回路２０からの補助電源電圧Ｖａｕｘ＋およびＶａｕｘ−が供給されている。また、定電圧制御回路２２０と、過電流制御回路２３０とは、ダイオード２０６と、ダイオード２０７とにより分離されている。
【００２７】
次に、以上のように構成される定電圧出力回路におけるマグアンプ回路方式による定電圧化制御について説明する。マグアンプ回路方式は、スイッチング電源の２次側において、可飽和リアクトルのコアの飽和領域と不飽和領域とを利用した磁気的なスイッチを用いたパルス幅変調により定電圧制御を行なう方法である。
【００２８】
図８および図９を用いて、マグアンプの動作を説明する。図８（Ａ）は、可飽和リアクトル２０１に入力されるトランス１の２次側電圧を示すものである。また、図８（Ｂ）は、マグアンプ（可飽和リアクトル２０１）の出力電圧を示すものである。さらに、図８（Ｃ）は、マグアンプ（可飽和リアクトル２０１）の電流を示すものである。
【００２９】
そして、図９は、可飽和リアクトル２０１のコア内の実動磁化曲線を示すものである。図９において、領域▲１▼では、可飽和リアクトルのコアは非飽和の状態である（可飽和リアクトルのインピーダンスは大きい）。また、領域▲２▼では、可飽和リアクトルのコアは飽和の状態である（可飽和リアクトルのインピーダンスは小さい）。また、領域▲３▼は、可飽和リアクトルのコアに印加されたパルス電圧の極性が反転する領域である。さらに、領域▲４▼は、可飽和リアクトルのコアに印加されたパルス電圧の極性が反転し、リセットされる領域である。
【００３０】
トランス１からの図８（Ａ）に示すような正パルス電圧が可飽和リアクトル２０１に印加されると、そのコアの磁束は、図９に示すように磁化曲線の領域▲１▼のように変化する。この領域▲１▼のとき、可飽和リアクトル２０１のコアは非飽和なので、可飽和リアクトル２０１のインダクタンスが大きく、図８（Ｃ）に示すように、電流はほとんど流れない。つまり、磁気的なスイッチとしての可飽和リアクトル２０１はオフの状態にある。
【００３１】
次に、トランス１からの正パルス電圧のハイレベル区間内において、可飽和リアクトルのコアの磁束は、図９に示す磁化曲線において、領域▲１▼から領域▲２▼になるように変化して、可飽和リアクトルのコアは飽和し、可飽和リアクトル２０１のインダクタンスが小さくなり、可飽和リアクトル２０１に電流が流れ始める。したがって、磁気的なスイッチとしての可飽和リアクトル２０１はオンとなる。
【００３２】
このとき、可飽和リアクトル２０１の出力電圧は、図８（Ｂ）に示すように、領域▲１▼に対応する期間では、トランス１からの正パルス電圧に応じた値となり、また、領域▲２▼に対応する期間では、０となる。
【００３３】
トランス１からの入力パルス電圧の極性が正から負に反転すると、図９に示すように、可飽和コアの磁束は、磁化曲線上を領域▲３▼のように変化し、可飽和リアクトル２０１に流れていた電流は、図８（Ｃ）に示すように、流れなくなる。
【００３４】
そして、トランス１からのパルス電圧の極性が反転した後、定電圧制御回路２２０により、電圧出力の誤差に合わせた電圧帰還がかかり（図８（Ｂ）の領域▲４▼に対応する期間の電圧参照）、リセット電流供給回路２１０を通じて可飽和リアクトル２０１にリセット電流が供給される。このとき、可飽和リアクトルのコアの磁束は、図９に示す磁化曲線上を領域▲４▼のように変化する。
【００３５】
可飽和リアクトル２０１において、前記領域▲４▼でリセットされた磁束量と、前記領域▲１▼における磁束量は等しくなる。したがって、マグアンプ回路方式においては、領域▲４▼に対応する期間に可飽和リアクトル２０１のコアの飽和磁束をリセットする磁束の大きさを制御することにより、トランス１からの次の正パルス電圧における可飽和リアクトル２０１のコアが飽和するまでの動作磁束量（領域▲１▼に対応する期間の電圧時間）を決定することができる。
【００３６】
このことを利用して、マグアンプ回路方式においては、可飽和リアクトル（マグアンプ）のスイッチオフの時間（領域▲１▼の時間）を変化させ、磁気的なＰＷＭ制御を行なうことで、定電圧化制御を行なう。
【００３７】
次に、定電圧出力回路２００ａにおけるマグアンプ回路方式による定電圧化の動作について説明する。
【００３８】
定電圧出力回路２００ａの出力電圧は、定電圧制御回路２２０の抵抗２２１、抵抗２２２および可変抵抗２２４で分圧され、この分圧電圧と、基準電圧用ＩＣ２２５からの基準電圧とが、演算増幅器ＩＣ２２７で比較され、この演算増幅器ＩＣ２２７において出力電圧の基準電圧に対する誤差が検出される。
【００３９】
この演算増幅器ＩＣ２２７からの基準電圧に対する誤差分は、ダイオード２０７を通して、リセット電流ドライブ回路２１０のトランジスタ２１２、さらにトランジスタ２１１にフィードバックされる。すると、補助電源回路２０からの補助電源電圧Ｖａｕｘ＋により、このトランジスタ２１１を通じて、フィードバックされた基準電圧に対する誤差分に応じたリセット電流が、可飽和リアクトル２０１に供給される。前述したように、この可飽和リアクトルへ２０１へのリセット電流の制御により、定電圧出力回路２００ａの出力電圧は、定電圧化される。
【００４０】
この例では、演算増幅器ＩＣ２２７のドライブ能力から、リセット電流ドライブ回路２１０は、トランジスタ２１１とトランジスタ２１２からなるダーリントン接続で構成されている。
【００４１】
基準電圧に対して、出力電圧が分圧された電圧値が大きいときには、演算増幅器ＩＣ２２７の出力は下がる方向に動作し、リセット電流ドライブ回路２１０のトランジスタ２１１のベース電圧を下げる。これにより、リセット電流ドライブ回路２１０から可飽和リアクトル２０１へのリセット電流の電流量は増加し、それまでより多くのリセット電流が可飽和リアクトル２０１に流し込まれ、リセット時間が大きくされる。これに応じて、領域▲１▼に対応する期間の幅が大きくなって、領域▲２▼に対応する可飽和リアクトル２０１を通じて電流が流れる期間の幅が狭くなり、出力電圧が低減されるようになる。
【００４２】
また、基準電圧に対して、出力電圧が分圧された電圧値が小さい場合には、上述の定電圧制御は逆に動作し、演算増幅器ＩＣ２２７の出力は上がる方向に動作し、リセット電流ドライブ回路２１０のトランジスタ２１１のベース電圧を上げる。これにより、リセット電流ドライブ回路２１０から可飽和リアクトル２０１へのリセット電流の電流量は減少し、リセット電流を可飽和リアクトル２０１に流し込まれるリセット電流は、それまでよりも少なくされて、リセット時間が短くされる。これに応じて、領域▲１▼に対応する期間の幅が小さくなり、領域▲２▼に対応する可飽和リアクトル２０１を通じて電流が流れる期間の幅が広くなって、出力電圧が高くなる。
【００４３】
以上の制御により定電圧化が行なわれる。すなわち、前述の図８および図９を用いて説明したように、可飽和リアクトル２０１の両端電圧がハイレベルとなる領域▲１▼に対応する期間は、前記リセット電流によってリセットされた磁束量に対応する磁束量となるような期間となるので、上記のようにリセット電流が基準電圧に対する誤差分に応じて制御されることにより、定電圧出力回路２００ａの出力電圧は、基準電圧に応じた所定のものとなるように、定電圧制御される。
【００４４】
次に、定電圧出力回路２００ａにおける過電流保護の動作の説明をする。
【００４５】
抵抗２３６は過電流検出抵抗で、この抵抗２３６の両端の電位差から過電流を検出する。通常は、演算増幅器ＩＣ２３１の非反転入力の電圧が、反転入力電圧より高いので、演算増幅器ＩＣ２３１の出力はハイレベルになっており、ダイオード２０６により、リセット電流ドライブ回路２１０から分離される。
【００４６】
出力電流が増え、過電流状態になると、演算増幅器ＩＣ２３１の非反転入力の電圧が、反転入力電圧より低くなるので、演算増幅器ＩＣ２３１の出力はローレベルになり、ダイオード２０６を介して、リセット電流ドライブ回路２１０を制御し、可飽和リアクトル２０１にリセット電流を流す。
【００４７】
このときのリセット電流の量は、前述した定電圧化動作時のリセット電流量よりも多く、十分に可飽和リアクトル２０１をリセットして可飽和リアクトル２０１に電流が流れないようにすることができる電流量、すなわち、図８に示す領域▲２▼に対応する期間をゼロにできる磁束量をリセットする電流量になるようにされている。この電流量を満足するように、補助電源回路２０からの補助電源電圧Ｖａｕｘ＋およびＶａｕｘ−と、抵抗２１５と抵抗２１６の定数は決められている。
【００４８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、定電圧出力回路２００ａ、２００ｂ、・・・のそれぞれに用いる可飽和リアクトルは、それぞれ、関連する素子のばらつきを配慮して、出力電圧を十分に定電圧化できる電圧時間積（磁束量）Δφを決め、コアの総磁束量φｃと、出力電流からコアサイズを選択し、コイルの巻き数Ｎを決定して設計するようにする。ここで、巻き数Ｎは、Ｎ＝Δφ／φｃとなる。
【００４９】
そして、上述したように、マグアンプを用いる定電圧出力回路２００ａ、２００ｂ、・・・のそれぞれでは、可飽和リアクトル２０１へのリセット電流を、基準電圧に対する出力電圧の誤差分に応じて制御することにより、出力電圧の定電圧化制御を行なうようにしている。
【００５０】
ところが、従来、上述のような構成のマグアンプを用いる定電圧出力回路２００ａ、２００ｂ、・・・において、製品間のばらつきや、使用温度環境の違いにより、出力電圧の定電圧化制御ができない場合が生じることがあった。
【００５１】
その原因を追求したところ、可飽和リアクトル２０１に供給されるリセット電流が、リセット電流供給回路２１０からの電流以外の電流を含み、それが定電圧制御の制御範囲を狭めてしまい、出力電圧の定電圧化制御ができない場合が生じることを突き止めた。
【００５２】
このリセット電流供給回路２１０からの電流以外の電流の主なものは、整流用の複合ダイオード２０２，２０３からの漏れ電流やリカバリー電流である。特に、整流用ダイオード２０２からのリカバリー電流の影響が無視できないことが判明した。
【００５３】
ここで、リカバリー電流は、ダイオードが順方向バイアスのオン状態から、逆バイアスになってからオフ状態に移るまでにダイオードに流れる電流である。図１０に一般的なダイオードのリカバリー波形を示す。
【００５４】
すなわち、図１０は、ダイオードに順方向バイアスをかけて順方向電流Ｉｆを流している状態から、ダイオードを逆バイアスにしたときのダイオードに流れる電流波形であり、逆バイアスにした瞬間から逆方向電流Ｉｒが、ある時間（リカバリー時間）ｔｒｒだけ流れ、その後、ダイオードはオフとなって、電流は零となる。このときの逆方向電流Ｉｒがリカバリー電流である。そして、図１０で斜線を示す面積が、電圧時間積に対応する。
【００５５】
このリカバリー電流は、少数キャリア動作の一般のダイオードやローロスダイオードの場合には、ＰＮ接合が少数キャリアの遅れと蓄積のために動作周波数に限界があることに起因する。ショットキバリアダイオードでは、多数キャリア動作であるので、理論上は、リカバリー時間ｔｒｒは存在しないが、接合部の容量により漏れ電流があり、上述したリカバリー時間ｔｒｒと同様な動作が確認される。
【００５６】
このリカバリー電流は、ダイオードの仕様書にも記載され、可飽和リアクトルを設計する際に考慮されるが、ロット間のばらつきが大きく、最悪の場合、１桁以上も大きな電流量（電圧時間積）となっている。
【００５７】
また、仕様書に記載されるリカバリー電流は、一般に特定の温度（例えば２５度）において測定されたものである。このため、使用温度環境が変わったとき、特に、高温のときには、最悪の場合、１桁以上も多く流れてしまう場合があった。
【００５８】
また、出力電圧が高いマグアンプの場合には、整流用ダイオード２０２に印加される逆電圧も大きくなるので、ダイオードのリカバリー電流や漏れ電流の影響が大きくなる。
【００５９】
以上説明したリカバリー電流や漏れ電流がリセット電流に含まれた場合には、リセット電流供給回路からのリセット電流による実効的な定電圧化制御範囲が、当該リカバリー電流や漏れ電流の分だけ狭くなり、このため、上述したように、出力電圧の定電圧化制御ができない場合が生じることとなると考えられる。
【００６０】
可飽和リアクトルを設計し直して、リセット電流に含まれることとなるリカバリー電流の寄与分を少なくすることにより、出力電圧の定電圧化範囲を広げるようにすることもできるが、一旦、設計した可飽和リアクトルを設計し直すのは、その手間やコストがかかり、好ましくない。
【００６１】
この発明は、以上の問題点を解決した磁気増幅器のリセット電流ドライブ回路およびスイッチング電源回路を提供することを目的とするものである。
【００６２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、この発明による磁気増幅器のリセット電流ドライブ回路は、
パルス電圧が印加され、コアが飽和状態になったときに出力電流が流れる可飽和リアクトルからなる磁気増幅器と、
前記磁気増幅器の出力から所定の直流電圧を生成する整流出力回路部と、
前記整流出力回路部からの直流電圧値に基づいて、前記可飽和リアクトルに流すリセット電流を制御するリセット電流供給回路部と、
前記磁気増幅器の出力端と所定の電圧源との間に接続されるスイッチング素子を含み、前記磁気増幅器の入力端に正の前記パルス電圧が印加される期間では前記スイッチング素子をオフとすると共に、前記磁気増幅器の入力端に印加される電圧が負側に反転した直後の、少なくとも前記リセット電流供給回路部からのリセット電流以外の電流を、前記可飽和リアクトルに流さずに、前記スイッチング素子を介して流すようにするために前記スイッチング素子をオンとするリセット電流改善回路部と
ことを特徴とする。
【００６３】
【作用】
上記のような構成によれば、可飽和リアクトルの入力端側の電圧が反転して、リセット電流が流れようとするとき、整流用ダイオードのリカバリー電流や漏れ電流は、スイッチング素子を介して流れるため、可飽和リアクトルには流れ込まない。このため、可飽和リアクトルに供給されるリセット電流は、リセット電流供給回路からのもののみとすることができ、定電圧化制御範囲が狭くなるのを防止して、所望の定電圧制御特性が得られるようになる。
【００６４】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を、前述の図５に示したスイッチング電源回路に適用した場合について説明する。図１は、この実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示すブロック図である。
【００６５】
この実施の形態のスイッチング電源回路においては、１次側回路１０およびフィードバック制御用出力回路１００の構成は、前述の図５に示したものと同様である。この実施の形態では、補助電源回路２０の構成と、定電圧出力回路２００ａ，２００ｂ，…の構成が、前述の例とは異なるものである。
【００６６】
すなわち、この実施形態においては、定電圧出力回路２００ａ，２００ｂ，・・・のそれぞれは、可飽和リアクトルのリセット電流改善回路３００を備える。そして、この実施形態においては、補助電源回路２０では、２次巻線側のフィードバック制御用出力回路１００、複数個の定電圧出力回路２００ａ，２００ｂ，…に供給する正負の補助電源電圧Ｖａｕｘ＋およびＶａｕｘ−を生成するだけでなく、接地電位（グラウンド電位）よりも若干低い所定の電圧Ｖｒｅｆを生成し、その電圧Ｖｒｅｆを、定電圧出力回路２００ａ，２００ｂ，・・・のリセット電流改善回路３００にそれぞれ供給する。
【００６７】
この実施の形態においても、リセット電流改善回路３００を含む定電圧出力回路２００ａ，２００ｂ，…のそれぞれは、出力電圧値が異なるのみで、構成的には同様であるので、前述の場合と同様に、以下、定電圧出力回路２００ａを例にとって説明する。
【００６８】
図２は、この実施形態の場合の定電圧出力回路２００ａの構成を示すもので、リセット電流改善回路３００以外の部分は、図７に示した従来の回路と同じ構成であり、その部分の動作も同じであるので、その説明は省略し、リセット電流改善回路３００に関わる部分のみについて、以下に説明する。
【００６９】
この実施形態におけるリセット電流改善回路３００においては、可飽和リアクトル２０１の出力端である、可飽和リアクトル２０１と整流用ダイオード２０２との接続点と、前述した補助電源回路２０からの電圧Ｖｒｅｆが供給される端子との間に、スイッチング素子が設けられる。この例では、スイッチング素子としてはＰ型のＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ　ｏｘｉｄｅ　ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　ｆｉｅｌｄ　ｅｆｆｅｃｔ　ｔｏｒａｎｓｉｓｔｏｒ）３０１が用いられ、そのソースが可飽和リアクトル２０１の出力端に接続され、そのドレインがダイオード３０２のアノードに接続され、ダイオード３０２のカソードが、電圧Ｖｒｅｆが供給される端子に接続される。ダイオード３０２は、ＭＯＳＦＥＴ３０１の逆電圧に対する保護用である。
【００７０】
また、可飽和リアクトル２０１の入力端と出力端との間、つまり、可飽和リアクトル２０１に並列に抵抗器３０３と抵抗器３０４との直列回路が接続され、この抵抗器３０３と抵抗器３０４との接続点が、ＭＯＳＦＥＴ３０１のゲートに接続されている。
【００７１】
さらに、リセット電流供給回路２１０のダイオード２１８のカソードは、従来は接地端に接続されていたが、この実施形態では、前記電圧Ｖｒｅｆが得られる端子に接続される。
【００７２】
次に、図３のタイミングチャートを参照しながら、この実施形態におけるマグアンプの動作を説明する。図３は、前述した従来例の動作説明のための図８のタイミングチャートに対応するものであり、図３で▲１▼〜▲４▼で示される区間は、図８と同様に、図９に示した可飽和リアクトル２０１のコア内の実動磁化曲線中に示した各領域に対応するものである。
【００７３】
前述の図８と同様に、図３（Ａ）は、可飽和リアクトル２０１に入力されるトランス１の２次側電圧を示すものである。また、図３（Ｂ）は、マグアンプ（可飽和リアクトル２０１）の出力電圧を示すものである。さらに、図８（Ｃ）は、マグアンプ（可飽和リアクトル２０１）の電流を示すものである。
【００７４】
トランス１からの図３（Ａ）に示すような正パルス電圧が可飽和リアクトル２０１に印加されると、そのコアの磁束は、図９に示すように磁化曲線の領域▲１▼のように変化する。この領域▲１▼のとき、可飽和リアクトル２０１のコアは非飽和なので、可飽和リアクトル２０１のインダクタンスが大きく、図３（Ｃ）に示すように、可飽和リアクトル２０１には電流はほとんど流れず、可飽和リアクトル２０１の出力端のレベルは、ほぼグラウンドレベルになる。つまり、磁気的なスイッチとしての可飽和リアクトル２０１はオフの状態にある。
【００７５】
この領域▲１▼のときには、リセット電流改善回路３００のＭＯＳＦＥＴ３０１のゲート電圧は、ソース側の電圧よりも高いため、ＭＯＳＦＥＴ３０１はオフである。
【００７６】
次に、トランス１からの正パルス電圧のハイレベル区間内において、可飽和リアクトル２０１のコアの磁束は、図９に示す磁化曲線において、領域▲１▼から領域▲２▼になるように変化して、可飽和リアクトル２０１のコアは飽和し、可飽和リアクトル２０１のインダクタンスが小さくなり、可飽和リアクトル２０１に電流が流れ始める。したがって、磁気的なスイッチとしての可飽和リアクトル２０１はオンとなる。
【００７７】
このとき、可飽和リアクトル２０１の出力電圧は、図３（Ｂ）に示すように、領域▲１▼に対応する期間では、トランス１からの正パルス電圧に応じた値となり、また、領域▲２▼に対応する期間では、０となる。そして、領域▲２▼においても、ＭＯＳＦＥＴ３０１のゲート電圧は、ソース側の電圧よりも高いため、ＭＯＳＦＥＴ３０１はオフである。
【００７８】
トランス１からの入力パルス電圧の極性が正から負に反転すると、図９に示すように、可飽和コアの磁束は、磁化曲線上を領域▲３▼のように変化し、可飽和リアクトル２０１に流れていた電流は、図３（Ｃ）に示すように、流れなくなる。
【００７９】
そして、トランス１からのパルス電圧の極性が反転すると、前述したように、整流用ダイオード（フォワードダイオード）２０２が逆方向バイアスされるため、リカバリー電流が、可飽和リアクトル２０１側に流れ始める。この電流は、チョークコイル２０４を介して流れるので、瞬時には流れない。そして、フライホイールダイオード２０３がオンになると、ダイオード２０２を介してリカバリー電流が可飽和リアクトル２０１側に急速に流れ始める。
【００８０】
しかし、トランス１からのパルス電圧の極性が反転すると、ＭＯＳＦＥＴ３０１のゲート電圧が、可飽和リアクトル２０１の出力端であるソース側の電圧よりも低くなるので、このＭＯＳＦＥＴ３０１がオンとなり、ダイオード２０２を通じたリカバリー電流は、可飽和リアクトル２０１には流れず、このＭＯＳＦＥＴ３０１を通じて流れる。
【００８１】
このように、ダイオード２０２のリカバリー電流が流れている間は、前述したようにフライホイールダイオード２０３がオンとなっているので、可飽和リアクトル２０１の出力端側の電位は、接地電位にクランプされる。
【００８２】
そして、この場合に、トランス１からのパルス電圧の極性が反転した後、定電圧制御回路２２０により、電圧出力の誤差に合わせた電圧帰還がかかり、リセット電流供給回路２１０を通じて可飽和リアクトル２０１にリセット電流が供給され始めることとなる。しかし、可飽和リアクトル２０１の出力端側の電位は、ダイオード２０２を通じてリカバリー電流が流れている間は、接地電位にクランプされているため、リセット電流供給回路２１０からのリセット電流は、ダイオード２１８を通じて、接地電位よりも低い電圧Ｖｒｅｆが得られる端子側に流れ、可飽和リアクトル２０１には供給されない。
【００８３】
その後、ダイオード２０２により決まる所定の時間Ｔｒ（図３参照）が経過してダイオード２０２を通じたリカバリー電流がなくなり、ダイオード２０２がオフになると、可飽和リアクトル２０１の出力端側の電位が、可飽和リアクトル２０１の入力端側の電位であるトランス１の２次出力に応じて下がって、電圧Ｖｒｅｆ以下になると、リセット電流供給回路２１０からのリセット電流は、ダイオード２１７を通じて可飽和リアクトル２０１に流れるようになる。
【００８４】
このとき、ＭＯＳＦＥＴ３０１は、オンの状態を維持するが、可飽和リアクトル２０１の出力端側の電位がＶｒｅｆよりも低いので、リセット電流は、ＭＯＳＦＥＴ３０１には流れず、可飽和リアクトル２０１にのみ流れる。
【００８５】
そして、トランス１からの次の正パルス電圧が到来すると、マグアンプは、上述の動作を繰り返すものとなる。
【００８６】
以上説明したようにして、この実施形態によれば、Ｐ型のＭＯＳＦＥＴ３０１とダイオード３０２とからなるスイッチ回路を可飽和リアクトル２０１の出力端と電圧Ｖｒｅｆが得られる端子との間に接続し、マグアンプがリセット期間に入るときに、前記スイッチ回路をオンさせて、フォワード用の整流ダイオード２０２からのリカバリー電流を、前記スイッチ回路を介して電圧Ｖｒｅｆが得られる端子側に流し、可飽和リアクトル２０１側には流さないようにした。
【００８７】
そして、リセット電流供給回路２１０からのリセット電流は、フォワード用の整流ダイオード２０２からのリカバリー電流がなくなってから、可飽和リアクトル２０１に流すようにしたので、可飽和リアクトルのリセット電流は、リセット電流供給回路２１０からのリセット電流のみとなり、本来のリセット電流のみで可飽和リアクトルの制御が可能になる。
【００８８】
このため、この実施形態によれば、温度依存やロット間のばらつきのある整流用ダイオード２０２からのリカバリー電流や漏れ電流等の、可飽和リアクトルへのリセット電流への影響を、マグアンプ回路を設計する際に考慮する必要がなくなるので、マグアンプの回路設計を容易にすることができる。
【００８９】
また、リセット電流供給回路２１０からの可飽和リアクトルのリセット電流を、ダイオード２２のリカバリー電流を考慮した大きな値にする必要がないので、リセット電流の値を低減でき、高効率化が可能になる。
【００９０】
また、フォワード用の整流ダイオードのロット間のばらつきを考慮する必要がないので、マグアンプを製品化した後の回路変更や、前記ダイオードの選別なども必要なくなるというメリットもある。
【００９１】
［他の実施形態］
上述の実施形態では、リセット電流改善回路３００では、ＭＯＳＦＥＴ３０１のゲート電圧は、可飽和リアクトル２０１の両端の電圧で制御するようにしたが、トランス１の２次出力波形を利用するようにしてもよい。その場合に、ＭＯＳＦＥＴ３０１のゲートは、分圧抵抗の接続点ではなく、可飽和リアクトル２０１の入力端に接続するようにしてもよい。
【００９２】
また、図４に示すように、トランス１の２次出力電圧を監視する制御回路３１０を設け、この制御回路３１０の出力により、トランス１の２次出力電圧が、正から負に反転した時点から、整流用ダイオード２０２のリカバリー電流や漏れ電流が流れる期間よりも若干長い期間に渡ってスイッチ回路３０１をオンに制御するように構成しても良い。
【００９３】
また、リセット電流改善回路３００のスイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ３０１に限らず、例えばバイポーラトランジスタであってもよい。
【００９４】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、磁気増幅器の入力端に印加される電圧が負側に反転した直後の、少なくともリセット電流供給回路部からのリセット電流以外の電流を、可飽和リアクトルに流さずに、スイッチング素子を介して流すようにしたので、温度依存や使用素子のロット間のばらつきにより、前記リセット電流以外の電流が比較的大きなものであっても、その影響を除去することができる。
【００９５】
このため、リセット電流供給回路からのリセット電流を効率良く可飽和リアクトルに供給して制御することができ、スイッチング電源回路における定電圧制御範囲が狭くなるのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明が適用されるスイッチング電源回路の全体の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明による磁気増幅器のリセット電流ドライブ回路の実施の形態を示す回路図である。
【図３】実施の形態の要部の動作を説明するための等価回路図である。
【図４】実施の形態の要部の他の構成例を説明するための回路図である。
【図５】この発明が適用されるスイッチング電源回路の全体の構成を示すブロック図である。
【図６】図５のスイッチング電源回路におけるフィードバック制御用出力回路の回路例を示す図である。
【図７】図５のスイッチング電源回路における定電圧出力回路の従来の構成例を示す図である。
【図８】磁気増幅器を用いた定電圧制御を説明するための波形図である。
【図９】可飽和リアクトルの動作を説明するために用いる図である。
【図１０】ダイオードのリカバリー特性を説明するための図である。
【符号の説明】
１５　フォワード・コンバータ回路
１６　フォワード・コンバータ用制御回路
１００　フィードバック制御用出力回路
２００ａ，２００ｂ，…　定電圧出力回路
２０１　可飽和リアクトル
２０２　整流用ダイオード
２０４　チョークコイル
２０５　平滑用コンデンサ
２１０　リセット電流供給回路
３００　リセット電流改善回路
３０１　ＭＯＳＦＥＴ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2004080866.tif 000008
【図７】
2004080866.tif 000009
【図８】
2004080866.tif 000010
【図９】
2004080866.tif 000011
【図１０】
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