(57)【要約】【課題】フィラメント断線検出からインバータが発振停止するまでにフィラメントピン間に発生する過大な過渡電圧を安価で部品点数の少ない回路構成にて低減する。【解決手段】直流電源Ｅを高周波に変換して放電灯負荷ｌａに高周波電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を他励制御によりオン・オフさせる制御手段を備え、放電灯負荷ｌａと限流用インダクタＬ１および共振用コンデンサＣ１からなる共振負荷回路を備え、共振用コンデンサＣ１に流れる電流を放電灯負荷ｌａのフィラメントＡ，Ｂの予熱電流とした放電灯点灯装置において、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を変化させるコンデンサＣ２，Ｃ３を放電灯負荷ｌａのフィラメントＡ，Ｂと並列に接続した。【選択図】　　　　図１
2004014368.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を直流電源に変換する直流電源回路と、前記直流電源を高周波に変換して放電灯負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路を構成するスイッチング素子を他励制御によりオン・オフさせる制御手段とを備え、前記インバータ回路は、少なくとも放電灯負荷と限流用インダクタおよび共振用コンデンサからなる共振負荷回路を備え、前記共振用コンデンサに流れる電流を放電灯負荷のフィラメントの予熱電流とした放電灯点灯装置において、フィラメント断線時に共振負荷回路で発生する電圧を減衰させるインピーダンス要素を放電灯負荷のフィラメントと並列に接続したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
交流電源を直流電源に変換する直流電源回路と、前記直流電源を高周波に変換して放電灯負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路を構成するスイッチング素子を他励制御によりオン・オフさせる制御手段とを備え、前記インバータ回路は、少なくとも放電灯負荷と限流用インダクタおよび共振用コンデンサからなる共振負荷回路を備え、前記共振用コンデンサに流れる電流を放電灯負荷のフィラメントの予熱電流とした放電灯点灯装置において、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を変化させるインピーダンス要素を放電灯負荷のフィラメントと並列に接続したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項２において、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、限流用インダクタと共振用コンデンサにより決定される無負荷共振周波数よりも高い周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項４】
請求項２において、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、インバータ回路の動作周波数の２倍より大きくかつスイッチング電流の位相が遅相モードとなる周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項２において、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、限流用インダクタと共振用コンデンサにより決定される無負荷共振周波数およびインバータ回路の動作周波数よりも低い周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項６】
請求項２において、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素はコンデンサであることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項７】
請求項５において、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素は少なくともインダクタを含むことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項８】
請求項６または７において、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素のインピーダンスは、フィラメントのインピーダンスの１００倍以上の大きさであることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項９】
請求項１において、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素はサージ吸収素子であることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項１０】
請求項１において、放電灯負荷に並列にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項１１】
請求項１〜８または１０のいずれかにおいて、フィラメント断線時に放電灯負荷が消灯することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項１２】
異なる２つ以上の交流電源電圧に対して所定の直流電源を確保可能な昇圧型チョッパー回路と、直流電源を高周波に変換して放電灯負荷に高周波電力を供給するインバータ回路を備える放電灯点灯装置であって、交流電源入力部にコモンモードのノイズ防止用ラインフィルタが接続され、回路と装置の外郭間にノイズパス用コンデンサが接続されており、前記ラインフィルタとノイズパス用コンデンサより決定されるフィルタの共振周波数は、昇圧型チョッパー回路の動作周波数ならびにインバータ回路の動作周波数よりも低く設定されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は放電灯を高周波で点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
直流電源を高周波に変換し、放電灯負荷を点灯させる放電灯点灯装置において、放電灯負荷のフィラメントの予熱電流を、共振負荷回路のコンデンサに流れる電流より確保するコンデンサ予熱方式が広く用いられている。
（従来例１）
第１の従来例を図１２に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅは交流電源を整流平滑したものであり、この直流電源Ｅにはインバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は駆動回路２により交互にオン・オフ駆動される。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流カット用コンデンサＣ０と共振用（限流用）のインダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡ，Ｂの各一端が接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡとインダクタＬ１の接続点は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの正極に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢとスイッチング素子Ｑ２の接続点は直流電源Ｅの負極に接続されており、直流電源Ｅの負極は接地されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの負極の間には、抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ１の直列回路が接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１の両端には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。直流電源Ｅから抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ５からなる直流電流ループは無負荷検出回路を構成している。コンデンサＣ４に得られる検出電圧Ｖｋは、コンパレータＣＰに入力されて基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。コンパレータＣＰの出力は制御回路１に入力されている。制御回路１は駆動回路２に他励制御信号を入力する。
【０００３】
インバータ回路は他励式であり、駆動回路２からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に与えられる駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフ動作し、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、放電灯ｌａからなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加し、放電灯ｌａを正弦波状の高周波で点灯させるものである。このように他励式で且つ共振用コンデンサＣ１によりフィラメント予熱を行うコンデンサ予熱方式のインバータ回路では、フィラメントを予熱するための特別な予熱回路を必要としないので、部品点数の削減が可能な回路方式である。
【０００４】
本回路には、無負荷検出回路が構成されており、インバータ回路の起動前には、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１、フィラメントＡ、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ５からなる直流電流ループに直流電流が流れて、コンデンサＣ４の電位Ｖｋにより、フィラメントＡが装着されているかどうかを判断している。フィラメントＡが装着されている場合は、コンデンサＣ４の電位Ｖｋは、ＲＣの時定数で所定の分圧比で決まる電圧まで上昇し、それがコンパレータＣＰの基準電圧Ｖｒｅｆを上回ることで、インバータ回路が動作開始する。フィラメントＡが装着されていない場合は、フィラメントＡがオープンとなっているため、直流電源ＥからコンデンサＣ４への充電が遮断され、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが上昇しない。これにより、コンデンサＣ４の電位ＶｋがコンパレータＣＰの基準電圧Ｖｒｅｆを下回ることでインバータ回路は停止する。また、放電灯ｌａの点灯中に、フィラメントＡが断線した場合には、コンデンサＣ４の電位ＶｋがコンパレータＣＰの基準電圧Ｖｒｅｆを下回り、インバータ回路は発振停止する。
【０００５】
この従来例１では、フィラメントＡが断線し、インバータ回路が発振停止するまでに、図１４のように、コンデンサＣ４の電位ＶｋがコンパレータＣＰの基準電圧Ｖｒｅｆを下回るまでに遅れ時間Ｔｄが発生する。遅れ時間Ｔｄの間はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が発振しているため、フィラメントＡが断線した直後には、インダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振により過渡的に高電圧が短時間ではあるものの断線したフィラメント両端に印加されてしまう。この時のインバータ回路は、図１３に示すように、所定の点灯時の動作周波数ｆｉｎｖで動作していることから、瞬間的にはインダクタＬ１とコンデンサＣ１の無負荷共振曲線に沿った高い電圧まで上昇する。
【０００６】
このようにフィラメント断線時にピン間に高電圧が発生すると、ピン間が絶縁破壊し、絶縁破壊箇所をフィラメントの代わりとして電流が流れることによりフィラメント断線検知回路が誤検知し、インバータ回路は発振を継続する。この結果、管端部の絶縁破壊箇所が異常加熱する問題があった。
【０００７】
この従来例１のように、他励式で且つ共振用コンデンサＣ１によりフィラメント予熱を行うコンデンサ予熱方式のインバータ回路では、フィラメント断線時に即時にインバータ回路が停止しないため、フィラメント極間に過大な電圧が発生し、管端部が異常加熱する問題があった。
【０００８】
（従来例２）
第２の従来例を図１５に示す。この従来例は、上述の第１の従来例において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動をインダクタＬ１の２次巻線電圧により行う自励駆動式としたものである。放電灯ｌａのフィラメントの予熱は、従来例１と同様に、コンデンサ予熱方式としている。インバータの動作は従来例１と同じであり、違いはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を自励で駆動しているところだけが異なる。本従来例では、フィラメントが断線した場合には、共振用コンデンサＣ１が回路上外れるため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動電圧も即座に無くなるので、インバータ回路はフィラメント断線と同時に停止するため、フィラメントピン間に過渡的に過大な電圧が印加されることなく停止する。このように、自励駆動式で且つコンデンサ予熱方式の場合には、従来例１に示すような、管端部の異常加熱の問題は生じない。つまり、従来例１に示すような、他励駆動式で且つコンデンサ予熱方式の場合に、管端部の異常加熱の問題が生じるものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、放電灯負荷を高周波で点灯させる放電灯点灯装置で、コンデンサ予熱方式で且つ他励制御を有するものにおいて、フィラメント断線時にフィラメントの断線検出が働きインバータが発振停止するまでにフィラメントピン間に発生する過大な過渡電圧を比較的安価で部品点数の少ない回路構成にて低減できる手段を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明によれば、上記の課題を解決するために、図８または図９に示すように、交流電源を直流電源Ｅに変換する直流電源回路と、前記直流電源Ｅを高周波に変換して放電灯負荷ｌａに高周波電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を他励制御によりオン・オフさせる制御手段とを備え、前記インバータ回路は、少なくとも放電灯負荷ｌａと限流用インダクタＬ１および共振用コンデンサＣ１からなる共振負荷回路を備え、前記共振用コンデンサＣ１に流れる電流を放電灯負荷ｌａのフィラメントＡ，Ｂの予熱電流とした放電灯点灯装置において、フィラメント断線時に共振負荷回路で発生する電圧を減衰させるインピーダンス要素を放電灯負荷ｌａのフィラメントＡ，Ｂと並列に接続したことを特徴とするものである。
【００１１】
請求項２の発明によれば、同じ課題を解決するために、図１に示すように、交流電源を直流電源Ｅに変換する直流電源回路と、前記直流電源Ｅを高周波に変換して放電灯負荷ｌａに高周波電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を他励制御によりオン・オフさせる制御手段とを備え、前記インバータ回路は、少なくとも放電灯負荷ｌａと限流用インダクタＬ１および共振用コンデンサＣ１からなる共振負荷回路を備え、前記共振用コンデンサＣ１に流れる電流を放電灯負荷ｌａのフィラメントＡ，Ｂの予熱電流とした放電灯点灯装置において、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を変化させるインピーダンス要素を放電灯負荷ｌａのフィラメントＡ，Ｂと並列に接続したことを特徴とするものである。
【００１２】
請求項３の発明によれば、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、限流用インダクタと共振用コンデンサにより決定される無負荷共振周波数よりも高い周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする。
請求項４の発明によれば、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、インバータ回路の動作周波数の２倍より大きくかつスイッチング電流の位相が遅相モードとなる周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする。
請求項５の発明によれば、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、限流用インダクタと共振用コンデンサにより決定される無負荷共振周波数およびインバータ回路の動作周波数よりも低い周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする。
【００１３】
請求項６の発明によれば、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素はコンデンサであることを特徴とする。
請求項７の発明によれば、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素は少なくともインダクタを含むことを特徴とする。
請求項８の発明によれば、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素のインピーダンスは、フィラメントのインピーダンスの１００倍以上の大きさであることを特徴とする。
請求項９の発明によれば、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素はサージ吸収素子であることを特徴とする。
請求項１０の発明によれば、放電灯負荷に並列にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
請求項１１の発明によれば、フィラメント断線時に放電灯負荷が消灯することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本発明の第１の実施形態を図１に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅは交流電源を整流平滑したものであり、この直流電源Ｅにはインバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は駆動回路２により交互にオン・オフ駆動される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点には、直流カット用コンデンサＣ０と共振用（限流用）のインダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの一端が接続されており、このフィラメントＡの一端は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの正極に接続されている。
【００１５】
放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの負極の間には、抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ１の直列回路が接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１の両端には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ３の並列回路が接続されている。直流電源Ｅから抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ３にいたる直流電流ループは第１の無負荷検出回路を構成している。コンデンサＣ４に得られる検出電圧Ｖｋは、コンパレータＣＰに入力されて基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。コンパレータＣＰの出力は制御回路１に入力されている。制御回路１は駆動回路２に他励制御信号を入力する。
【００１６】
放電灯ｌａのフィラメントＡ，ＢにはそれぞれコンデンサＣ２，Ｃ３が並列接続されている。また、フィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には共振用のコンデンサＣ１が並列接続されている。フィラメントＢの一端は直流電源Ｅの負極に接続されて接地されている。また、フィラメントＢの他端（非電源側端子）は、抵抗Ｒ４を介して直流電源Ｅの正極に接続されると共に、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路を介して直流電源Ｅの負極に接続されている。抵抗Ｒ６の両端にはコンデンサＣ５が並列接続されている。抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５の両端に生じる電圧はトランジスタＱ３のベース・エミッタ間に印加されている。トランジスタＱ３のコレクタは抵抗Ｒ７を介してコンパレータＣＰの−入力端子に接続されている。抵抗Ｒ４〜Ｒ７とコンデンサＣ５およびトランジスタＱ３は第２の無負荷検出回路を構成している。
【００１７】
インバータ回路は他励式であり、駆動回路２からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に与えられる駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフ動作し、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、放電灯ｌａからなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加し、放電灯ｌａを正弦波状の高周波で点灯させるものである。このように他励式で且つ共振用コンデンサＣ１によりフィラメント予熱を行うコンデンサ予熱方式のインバータ回路では、フィラメントを予熱するための特別な予熱回路を必要としないので、部品点数の削減が可能な回路方式である。
【００１８】
本回路には、第１および第２の無負荷検出回路が構成されており、インバータの起動前には、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１、フィラメントＡ、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ３の経路でコンデンサＣ４に直流電圧が印加され、コンパレータＣＰには基準電圧Ｖｒｅｆより高い検出電圧Ｖｋが印加され、フィラメントＡが接続されていると判断している。また、フィラメントＡが外れた場合には、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１、フィラメントＡ、抵抗Ｒ２を介する直流バイアスが遮断されるため、コンデンサＣ４の電位である検出電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを下回り、コンパレータＣＰの出力が反転し、制御回路１の信号を停止させ、インバータ回路を停止させる。
【００１９】
一方、抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、コンデンサＣ５、トランジスタＱ３からなる第２の無負荷検出回路では、フィラメントＢが接続されている状態においては、直流電源Ｅから抵抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ５、Ｒ６に印加される電圧は極めて低く、トランジスタＱ３はオフしている。これは抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路と並列にフィラメントＢが接続されているからであり、フィラメント抵抗は一般的には数Ω〜数十Ωと非常に小さいため、直流電源Ｅからの直流電圧成分はほとんど抵抗Ｒ４に印加されるからである。また、フィラメントＢが外れると、直流電源Ｅより抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６の分圧比で決まるバイアスがトランジスタＱ３のべース・エミッタ間に印加されるため、トランジスタＱ３がオンする。そうすると、検出電圧Ｖｋは小抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ３に引抜かれるため、検出電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを下回り、コンパレータＣＰの出力が反転し、制御回路１の信号を停止させ、インバータ回路を停止させる。
【００２０】
以上のように、フィラメントＡ，Ｂには共にフィラメントの有無を判別する回路が接続されている。しかし、何れの検出回路においても、コンパレータＣＰの出力信号が反転し、インバータ回路が発振停止するまでには遅れ時間が発生する。例えばフィラメントＡが外れた場合は、コンデンサＣ４の電荷を抵抗Ｒ３で消費し、検出電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを下回るまでの時間と、コンパレータＣＰの反転信号を受けてインバータ回路が停止するまでの制御回路１の応答時間が遅れ時間となる。フィラメントＢが外れた場合は、トランジスタＱ３がオンするまでのコンデンサＣ５の充電時間と、トランジスタＱ３がオンして検出電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを下回るまでのコンデンサＣ４の電荷の放出時間と、コンパレータＣＰの反転信号を受けてインバータ回路が停止するまでの制御回路１の応答時間が遅れ時間となる。
【００２１】
本実施形態においては、フィラメントＡ，Ｂには並列にコンデンサＣ２，Ｃ３が接続されており、フィラメントＡもしくはＢが断線した場合には、共振負荷回路の共振特性は、コンデンサＣ２もしくはコンデンサＣ３とコンデンサＣ１およびインダクタＬ１から決定される共振特性に変化する。具体的には負荷が無い場合の共振周波数ｆ０はｆ０＝１／（２π√（Ｌ１・Ｃ１））となるが、本実施形態ではフィラメントＡが断線した場合には、共振回路のインダクタＬ１とコンデンサＣ１にコンデンサＣ２が追加されるため、共振周波数ｆ０’はｆ０’＝１／（２π√（Ｌ１・Ｃ１・Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２））となり、図２に示すように、断線時共振特性の共振周波数ｆ０’は、無負荷共振特性の共振周波数ｆ０よりも高い周波数に変化する。フィラメントＢが断線した場合にも、同様に共振回路にコンデンサＣ３が追加されるため、共振周波数は高い周波数に変化する。
【００２２】
そうすると、所定の点灯時動作周波数ｆｉｎｖでオン・オフを繰り返す他励式のインバータ回路を用いた本実施形態においては、フィラメント断線後に無負荷検出が働き、インバータ回路が停止するまでの遅れ時間の間に共振カーブが図２に示すように高い共振周波数ｆ０’を有する断線時共振特性に変化するため、インバータ回路の動作周波数ｆｉｎｖで発生する共振電圧が大幅に減衰し、フィラメント断線直後にフィラメントＡ，Ｂ間に発生する電圧を大幅に低減することができる。
【００２３】
コンデンサＣ２，Ｃ３の容量は、フィラメントＡ，Ｂのインピーダンスに対して例えば１００倍以上となるような容量に選定すれば、通常動作時にはコンデンサＣ２，Ｃ３への予熱電流の回り込みもほとんど無視できるため、フィラメント正常時は共振回路には特性的な影響は与えない。
【００２４】
本実施形態によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメントが断線してインバータ回路が停止するまでの間にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。また、フィラメント断線時においてインバータ回路の動作周波数が共振周波数から遠くに離れるので、共振回路に発生する電圧も抑制することが可能となり、部品へのストレスも軽減することが可能になる。
【００２５】
（実施形態２）
本発明の第２の実施形態を図３および図４に示す。回路構成は第１の実施形態と同じである。本実施形態は、第１の実施形態の構成において、フィラメントＡもしくはＢが断線し、インダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振系にコンデンサＣ２もしくはＣ３が入った場合の共振周波数ｆ０’をインバータの動作周波数ｆｉｎｖの２倍超となるようにコンデンサＣ２，Ｃ３の容量を設定したものである。この場合、フィラメントが断線し、インバータ回路が停止するまでのインバータに流れる共振電流は、図３のように３倍共振の遅相で動作することになる。図３において、Ｉｄ（Ｑ２）はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、Ｖｇｓ（Ｑ２）はスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間の駆動電圧である。
【００２６】
本実施形態においても、第１の実施形態と同様の効果が得られるほか、さらに、フィラメント断線時のインバータ回路を流れる電流位相が３倍共振の遅れ位相で動作するので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へのストレスも進相モード時に比べて軽減することが出来るという効果がある。
【００２７】
（実施形態３）
本発明の第３の実施形態を図５に示す。本実施形態は、インバータ回路のフィラメントＡ，Ｂと並列にインダクタＬ２，Ｌ３を接続した例である。フィラメントＡもしくはＢが断線すると、共振回路はインダクタＬ１とコンデンサＣ１にインダクタＬ２もしくはＬ３が加わるため、通常の無負荷共振周波数ｆ０に対してインダクタＬ２（もしくはＬ３）が加わることにより、図６に示すように、共振周波数はｆ０’に変化し、ｆ０より低い周波数に変化するため、断線時に共振回路で発生する電圧は低下する。また、断線時にフィラメントＡ，Ｂ間に発生する過大な電圧を抑制することができる。
【００２８】
本実施形態では、フィラメントＡ，Ｂと並列にインダクタＬ２，Ｌ３が接続されているため、第１の実施形態のように直流電流ループの有無によりフィラメントＡ，Ｂの有無を判断する回路では、無負荷検出ができない。その理由は、フィラメントＡ，Ｂが断線したり外れていてもインダクタＬ２，Ｌ３の直流インピーダンスがほぼ０だからである。しかしながら、本実施形態ではフィラメント断線時には共振回路にインダクタＬ２もしくはＬ３が入り、共振周波数が低くなり、遅相領域で且つ共振周波数より大きく離れたところに移動するため、回路ストレスも小さくなる。したがって、フィラメント断線時にインバータ回路が動作してもフィラメント極間に過大な電圧は印加されない。
【００２９】
本実施形態によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメント断線時にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。その結果、フィラメント極間の絶縁破壊を未然に防止することができ、管端部の異常加熱は発生しない。
また、フィラメント断線時においてインバータ回路の動作周波数と共振周波数とが離れるので、共振回路に発生する電圧も抑制することが可能となり、部品へのストレスも軽減することが可能になる。
【００３０】
さらに、フィラメント断線時においてインバータ回路に流れる電流位相が遅れ位相となるように動作するので、スイッチング素子へのストレスも進相モード時に比べて軽減することが出来る。
また、フィラメント断線時の共振電圧は点灯時の電圧以下になるように、インダクタＬ２，Ｌ３の値を設定すれば、より効果が大きい。
【００３１】
（実施形態４）
本発明の第４の実施形態を図７に示す。本実施形態は、実施形態３のインバータ回路のフィラメントＡと並列にインダクタＬ２とコンデンサＣ２の直列回路を接続し、フィラメントＢと並列にインダクタＬ３とコンデンサＣ３の直列回路を接続したものである。
【００３２】
フィラメントＡもしくはＢが断線すると、共振回路はインダクタＬ１とコンデンサＣ１にインダクタＬ２とコンデンサＣ２もしくはインダクタＬ３とコンデンサＣ３が加わるため、通常の無負荷共振周波数ｆ０に対してインダクタＬ２とコンデンサＣ２（もしくはインダクタＬ３とコンデンサＣ３）が加わることにより、断線時共振周波数はｆ０’に変化する。この時、断線時共振周波数ｆ０’が通常の無負荷共振周波数ｆ０より遥に高いところもしくは低いところに変化するように、インダクタＬ２とコンデンサＣ２（もしくはインダクタＬ３とコンデンサＣ３）を設定する。これにより、フィラメント断線時に共振回路で発生する電圧は低下する。つまり、断線時に発生するフィラメント極間に発生する過大な電圧を抑制することができる。
【００３３】
本実施形態によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメント断線時にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。その結果、フィラメント極間の絶縁破壊を未然に防止することができ、管端部の異常加熱は発生しない。
【００３４】
また、フィラメント断線時においてインバータ回路の動作周波数が共振周波数から離れるので、共振回路に発生する電圧も抑制することが可能となり、部品へのストレスも軽減することが可能になる。
また、フィラメント断線時の共振電圧は点灯時の電圧以下になるようにインダクタＬ２とコンデンサＣ２（もしくはインダクタＬ３とコンデンサＣ３）の値を設定すれば、より効果が大きい。
【００３５】
（実施形態５）
本発明の第５の実施形態を図８に示す。本実施形態は、第３の実施形態のインバータ回路において、フィラメントＡ，Ｂと並列にサージアブソーバＺＮＲ１，ＺＮＲ２を接続したものである。フィラメントＡもしくはＢが断線すると、共振回路はインダクタＬ１とコンデンサＣ１にサージアブソーバＺＮＲ１もしくはＺＮＲ２が加わるため、無負荷共振周波数ｆ０は変化せず、過渡的に高い共振電圧が発生する。しかしながら、断線したフィラメントの極間に発生する過大な電圧はサージアブソーバＺＮＲ１もしくはＺＮＲ２で吸収することができるため、断線したフィラメントの極間の絶縁破壊を防止することができる。
【００３６】
このように、本実施形態によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメント断線時にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。
【００３７】
（実施形態６）
本発明の第６の実施形態を図９に示す。本実施形態は、第３の実施形態のインバータ回路において、フィラメントＡ，Ｂと並列に抵抗Ｒ１，Ｒ２を接続したものである。フィラメントＡもしくはＢが断線すると、共振回路はインダクタＬ１とコンデンサＣ１に抵抗Ｒ１もしくはＲ２が加わるため、無負荷共振周波数ｆ０は変化しない。しかしながら、共振回路に抵抗Ｒ１もしくはＲ２が加わるため、無負荷共振周波数ｆ０が同じであっても抵抗Ｒ１もしくはＲ２で電力消費が発生し、共振回路で発生する電圧を大幅に抑えることが可能になる。その結果、断線したフィラメント極間に発生する電圧は低く抑えることができるため、断線したフィラメント極間の絶縁破壊を防止することができる。
【００３８】
このように、本実施形態によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメント断線時にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。
【００３９】
（実施形態７）
第７の実施形態を図１０に示す。商用電源を高周波に変換し、放電灯負荷を点灯させる放電灯点灯装置において、広範囲の商用電源に対しても、ほぼ安定した放電灯の出力と、入力電流歪みの改善性能を確保できる回路方式として、昇圧型チョッパー回路３とインバータ回路４を組み合わせた回路方式が用いられている。
【００４０】
ここで、本実施形態の前提となる回路構成を図１６に示し説明する。商用電源Ｖｉｎには、雑音防止用コンデンサＣ１、コモンモードフィルタＴ１、ノーマルモードフィルタＬ１、コモンモード雑音防止用コンデンサＣ３，Ｃ４を介して、整流回路ＤＢの交流入力端子が接続されている。コモンモード雑音防止用コンデンサＣ３，Ｃ４の接続点は、コンデンサＣ９を介して放電灯点灯装置の外郭５に接続されている。放電灯点灯装置の外郭５は接地されている。整流回路ＤＢの直流出力端子には、高周波フィルタコンデンサＣ２が接続されると共に、チョッパーチョークＬ２とスイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１はチョッパー制御回路ＩＣ１（モトローラ社製ＭＣ３３２６２）の出力により高周波でオン・オフ駆動される。整流回路ＤＢの直流出力端子の負極側は接地されている。チョッパーチョークＬ２とスイッチング素子Ｑ１の接続点と整流回路ＤＢの直流出力端子の負極側との間には、ダイオードＤ１を介して平滑用コンデンサＣ５が接続されている。整流回路ＤＢの直流出力電圧は、抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧されて、チョッパー制御回路ＩＣ１に入力されている。チョッパーチョークＬ２には２次巻線が設けられている。この２次巻線の一端は接地されており、他端は抵抗Ｒ３を介してチョッパー制御回路ＩＣ１に入力されている。チョッパー用のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流は抵抗Ｒ４により検出されて、チョッパー制御回路ＩＣ１に入力されている。平滑用コンデンサＣ５に得られるチョッパー出力電圧は、抵抗Ｒ５，Ｒ６により分圧されてチョッパー制御回路ＩＣ１に入力されている。
【００４１】
平滑用コンデンサＣ５に得られるチョッパー出力電圧は、インバータ回路４に入力されて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路に印加されている。一方のスイッチング素子Ｑ３の両端には、直流カット用コンデンサＣ６と共振用（限流用）のインダクタＬ３を介して、共振用のコンデンサＣ７と放電灯負荷ｌａの並列回路が接続されている。
【００４２】
図１６の回路では、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフにより、交流電源Ｖｉｎを整流回路ＤＢにより整流した出力よりも高い直流電圧を平滑用コンデンサＣ５に得ることができる。チョッパー制御回路ＩＣ１として、モトローラ杜製ＭＣ３３２６２を用いており、チョッパーの電流制御は図１８および図１９に示すように、チョッパーチョークＬ２からの平滑用コンデンサＣ５への充電電流が０になるまでスイッチング素子Ｑ１はオンしない制御（電流不連続制御）をする。図中、Ｉｉｎは商用電源からの入力電流、ＩｃｈはチョッパーチョークＬ２に流れるチョッパー電流、Ｖｇｓ（Ｑ１）はスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間駆動電圧、ＶｚはチョッパーチョークＬ２の２次巻線電圧の検出値である。このような制御を行なう場合、電源電圧が高くなるほどスイッチング素子Ｑ１のオン幅は減少し、オフ幅は広くなる。スイッチング素子Ｑ１の動作周波数はオン時間とオフ時間より決まる。この周波数の変化の一例を以下に説明する。
【００４３】
スイッチング素子Ｑ１のオン時に、チョッパーチョークＬ２の電流Ｉｃｈは０から流れはじめて、所定の時間を経過した後、スイッチング素子Ｑ１がオフする。このとき、スイッチング素子Ｑ１のオン時間をＴｏｎ、整流回路ＤＢの出力電圧をＶＤＢとすると、ＶＤＢ＝Ｌ２×Ｉｃｈ／Ｔｏｎで表現することができ、Ｔｏｎ＝Ｌ２×Ｉｃｈ／ＶＤＢとなる。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ２の電流は平滑用コンデンサＣ５を充電する。このときは、Ｔｏｆｆ＝Ｌ２×Ｉｃｈ／（ＶＣ５−ＶＤＢ）となる。昇圧型チョッパーの動作周波数は１／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）となり、上述の式を代入すると、ｆ＝ＶＤＢ・（ＶＣ５−ＶＤＢ）／（Ｌ２×Ｉｃｈ×ＶＣ５）となる。
【００４４】
ここで、Ｖｉｎが１００Ｖ時の周波数ｆ１００と２００Ｖ時の周波数ｆ２００の変化率を算出すると、２００ＶではＶＤＢが２倍、チョッパー電流Ｉｃｈは１／２になるので、ｆ１００＝ＶＤＢ×（ＶＣ５−ＶＤＢ）／（Ｌ２×Ｉｃｈ×ＶＣ５）、ｆ２００＝２×ＶＤＢ×（ＶＣ５−２×ＶＤＢ）／（Ｌ２×０．５×Ｉｃｈ×ＶＣ５）となり、変化率はｋ＝ｆ２００／ｆ１００＝４×（ＶＣ５−２ＶＤＢ）／（ＶＣ５−ＶＤＢ）となる。
【００４５】
１００Ｖ時のＶＤＢは１００Ｖ×√２、２００Ｖ時の２×ＶＤＢは２００Ｖ×√２であるから、ＶＣ５の値により周波数の変化率ｋが異なり、ＶＣ５＝３００Ｖのときにはｋ＝０．４５倍、ＶＣ５＝３５０Ｖのときにはｋ＝１．３０倍、ＶＣ５＝４００Ｖのときにはｋ＝１．８２倍となる。このように、ＶＣ５の電圧を幾らに設定するかでチョッパー回路の周波数の変化率が大きく変わる。
【００４６】
また、電源電圧が１００Ｖの場合と１１０Ｖの場合とでチョッパー回路の周波数の変化率ｋを算出すると、１１０ＶではＶＤＢが１．１倍、チョッパー電流は０．９倍になり、ＶＣ５＝４００Ｖのときにｋ＝１．０４倍となる。
【００４７】
このように、図１６のような回路方式においては、特定の電源電圧に対応することを考えると、チョッパー回路の周波数に大きな変化は無いが、広範囲にわたる電源電圧に対応させる設計とする場合には、チョッパー回路の動作周波数が電源電圧によって大きく変化してしまう。したがって、装置より発生するノイズの特性も電源電圧の大きさによって変化する。
【００４８】
ここで、装置より発生するノイズについて説明する。図１６の回路では、ノイズ発生源はチョッパー回路のスイッチングによるノイズとインバータ回路で発生するノイズの２つが大きなノイズ発生源である。
【００４９】
これを等価的に表した回路図は図１７であり、Ｖｎｃｐはチョッパー回路のノイズ源を表しており、Ｃｆ１とＣｆ２は、ノイズ源とアース間に発生する浮遊容量を表している。Ｖｎｉｎｖはインバータ回路のノイズ源を表しており、Ｃｆ３とＣｆ４は、ノイズ源とアース間に発生する浮遊容量を表している。
【００５０】
図１６の回路では、雑音防止用のフィルタ部の共振周波数ｆｎは１／２π√（Ｌ０・Ｃｆ）で表され、その周波数はチョッパー回路の周波数やインバータ回路の周波数より高いところとなるように設定している。つまり、チョッパー回路の周波数の上限をｆｃｐ（ｍａｘ）、インバータ回路の周波数の上限をｆｉｎｖ（ｍａｘ）とすると、ｆｎ＞ｆｃｐ（ｍａｘ）、ｆｎ＞ｆｉｎｖ（ｍａｘ）となるように回路定数を設定している。こうすることで、チョッパー回路の周波数ｆｃｐやインバータ回路の周波数ｆｉｎｖに対してフィルタ部の交流インピーダンスを確保することが出来るため、ノイズの低減が可能となる。
【００５１】
ところが、図１６の回路では、フィルタ部で決まる共振周波数ｆｎをインバータ回路の動作周波数ｆｉｎｖやチョッパー回路の動作周波数ｆｃｐと重ならないように設計しても、放電灯負荷回路の入る照明器具の形状や負荷の配線長によりアースと装置の間の浮遊容量が変化し、フィルタ部のコンデンサに並列的に付加される浮遊容量が増加し、共振周波数を決めるコンデンサを等価的に増大させたことになって、フィルタ部の共振周波数ｆｎが低下し、フィルタ部の共振周波数ｆｎとインバータやチョッパーの動作周波数ｆｉｎｖ，ｆｃｐが重なり、フィルタ部の交流インピーダンスが極端に低下して、ノイズレベルが高くなる問題があった。
【００５２】
そこで、本実施形態では、商用電源の変化や負荷の変動等による放電灯点灯装置の周波数変化や、装置を囲む器具の形状や負荷の配線などによる装置とアース間に発生する浮遊容量の変化（増加）の影響を受けずに、点灯装置より発生するノイズを安定して低レベルに抑えることができる手段を提供する。
【００５３】
本実施形態に係る図１０の回路は、商用電源１００Ｖ〜２００Ｖに対応可能な放電灯点灯装置の回路例である。回路構成は、図１６とほぼ同様であり、昇圧型チョッパー回路３とインバータ回路４を組み合わせたものである。コモンモード雑音防止用コンデンサはＣ３，Ｃ４の直列回路より構成している。図１１に本実施形態でのノイズ発生についての等価回路を示す。
【００５４】
本実施形態では、コモンモード雑音防止用コンデンサＣ３，Ｃ４とコモンモードフィルタＴ１（インダクタＬ０）で決定される共振周波数をｆｎとし、ｆｎは次式で表現できる。
ｆｎ＝１／２π√（Ｌ０・Ｃｆ）
ここで、ｆｎはチョッパー回路の周波数ｆｃｐより低く、かつ、インバータ回路の周波数ｆｉｎｖより低くなるように設定している。
ｆｎ＜ｆｃｐ，ｆｎ＜ｆｉｎｖ
【００５５】
本実施形態においては、装置を囲む外郭５の形状や放電灯負荷ｌａの配線長の影響等によるアースとノイズ発生源との間に発生する浮遊容量の大きさによるノイズレベルの悪影響を回避することが出来る。その理由は、浮遊容量は上式で表されるｆｎにおけるＣｆに並列的に存在し、ノイズフィルタの容量成分に加算されるため、ｆｎは浮遊容量が大きくなるほど低くなり、ｆｃｐやｆｉｎｖからより離れるからである。これによりノイズ源のｆｃｐやｆｉｎｖとフィルタ部の交流インピーダンスが０となるｆｎが重なることはないので、装置の設定環境に影響されずに安定してノイズの低減が可能となる。
【００５６】
【発明の効果】
本発明によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメントが断線してインバータ回路が停止するまでの間にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。また、フィラメント断線時においてインバータ回路の動作周波数が共振周波数から遠くに離れるので、共振回路に発生する電圧も抑制することが可能となり、部品へのストレスも軽減することが可能になる。また特に、請求項４の発明によれば、フィラメント断線時のインバータ回路を流れる電流位相が３倍共振の遅れ位相で動作するので、スイッチング素子へのストレスも進相モード時に比べて軽減することが出来るという効果がある。さらに、請求項７の発明によれば、フィラメント断線時においてインバータ回路に流れる電流位相が遅れ位相となるように動作するので、スイッチング素子へのストレスも進相モード時に比べて軽減することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の共振特性を示す周波数特性図である。
【図３】本発明の第２の実施形態の動作説明のための波形図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の共振特性を示す周波数特性図である。
【図５】本発明の第３の実施形態の回路図である。
【図６】本発明の第３の実施形態の共振特性を示す周波数特性図である。
【図７】本発明の第４の実施形態の回路図である。
【図８】本発明の第５の実施形態の回路図である。
【図９】本発明の第６の実施形態の回路図である。
【図１０】本発明の第７の実施形態の回路図である。
【図１１】本発明の第７の実施形態の高周波的な等価回路図である。
【図１２】第１の従来例の回路図である。
【図１３】第１の従来例の共振特性を示す周波数特性図である。
【図１４】第１の従来例の動作波形図である。
【図１５】第２の従来例の回路図である。
【図１６】第３の従来例の回路図である。
【図１７】第３の従来例の高周波的な等価回路図である。
【図１８】第３の従来例の入力電流とチョッパー電流の波形図である。
【図１９】第３の従来例のチョッパー動作を示す波形図である。
【符号の説明】
Ａ　　フィラメント
Ｂ　　フィラメント
Ｃ２　コンデンサ
Ｃ３　コンデンサ
ｌａ　放電灯
Ｅ　　直流電源
１　　制御回路
２　　駆動回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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