(57)【要約】【課題】アナログＡＧＣをかけた後に再度デジタルＡＧＣをかけるようにした場合、復調系に用いるＦＩＲフィルタの遅延特性によってＡＧＣのセットアップタイムが長くなる。【解決手段】アナログＡＧＣループとデジタルＡＧＣループとを併用した構成を採る受信回路において、高速でかつ急峻な遮断特性を持つＩＩＲフィルタ２０４ｉ，２０４ｑを用いてデジタルＡＧＣループを形成するとともに、当該デジタルＡＧＣループをフィードフォワード制御とすることで、隣接チャネル・次隣接チャネルに存在する妨害波による干渉を受けた場合においても、大きな遅延特性をもつＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑの影響を受けずにデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの各利得値を高速に設定できるようにする。【選択図】　　　　図１
2004080455.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を周波数変換して得られる信号から希望チャネルの信号を取り出すアナログフィルタと、
前記アナログフィルタで取り出された信号の振幅を調整するアナログ可変利得増幅手段と、
前記アナログ可変利得増幅手段の出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号から希望チャネルの信号を取り出すＦＩＲフィルタと、
前記ＦＩＲフィルタで取り出された信号の振幅を調整するデジタル可変利得増幅手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号から希望チャネルの信号を取り出すＩＩＲフィルタと、
前記ＩＩＲフィルタで取り出された信号の強度に応じて前記デジタル可変利得増幅手段の利得値を調整するフィードフォワード制御手段と
を備えたことを特徴とする受信回路。
【請求項２】
請求項１記載の受信回路においてさらに、
前記アナログ可変利得増幅手段の出力信号に含まれる希望チャネルの信号レベルに応じて当該アナログ可変利得増幅手段の利得値を調整するフィードバック制御手段
を備えたことを特徴とする受信回路。
【請求項３】
前記周波数変換して得られる信号がベースバンド信号である
ことを特徴とする請求項１記載の受信回路。
【請求項４】
前記周波数変換して得られる信号が低中間周波信号である
ことを特徴とする請求項１記載の受信回路。
【請求項５】
アンテナで受信された高周波信号の周波数変換を行う周波数変換手段と、
前記周波数変換手段で周波数変換された信号を処理する信号処理部と、
前記信号処理部で処理された信号を復調する復調手段とを備え、
前記信号処理部は、
前記周波数変換手段で周波数変換された信号から希望チャネルの信号を取り出すアナログフィルタと、
前記アナログフィルタで取り出された信号の振幅を調整するアナログ可変利得増幅手段と、
前記アナログ可変利得増幅手段の出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号から希望チャネルの信号を取り出すＦＩＲフィルタと、
前記ＦＩＲフィルタで取り出された信号の振幅を調整するデジタル可変利得増幅手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号から希望チャネルの信号を取り出すＩＩＲフィルタと、
前記ＩＩＲフィルタで取り出された信号の強度に応じて前記デジタル可変利得増幅手段の利得値を調整するフィードフォワード制御手段とを有する
ことを特徴とする無線通信装置。
【請求項６】
前記信号処理部はさらに、
前記アナログ可変利得増幅手段の出力信号に含まれる希望チャネルの信号レベルに応じて当該アナログ可変利得増幅手段の利得値を調整するフィードバック制御手段を有する
ことを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
【請求項７】
前記周波数変換手段は、前記高周波信号をベースバンド信号に周波数変換する
ことを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
【請求項８】
前記周波数変換手段は、前記高周波信号を低中間周波信号に周波数変換する
ことを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線ＬＡＮ、携帯電話など無線通信システムの受信回路およびこれを用いた無線通信装置に関し、特にＩＥＥＥ８０２．１１ａなど、高速のＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路が必要なシステムに用いて好適な受信回路およびこれを用いた無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信システムにおける受信方式は、受信した高周波信号を中間周波信号に周波数変換して処理するスーパーヘテロダイン方式と、受信した高周波信号を直接ベースバンド信号に周波数変換して処理するダイレクトコンバージョン方式とに大別される。これらの受信方式のうち、ダイレクトコンバージョン方式の受信機（以下、ダイレクトコンバージョン受信機と記す）は、スーパーヘテロダイン方式の受信機に比較して、ＩＦ（中間周波）段が不要な分だけ外付け部品が少ないため低コストであり、また回路構成が比較的簡易であるためマルチバンド、マルチモード受信機などに適している。これらの理由から、最近、多くの無線通信システムにダイレクトコンバージョン受信機が用いられている。
【０００３】
従来例（第１従来例）に係るダイレクトコンバージョン受信機の構成を図３に示す。同図において、アンテナ１０１で受信された高周波信号は、バンドパスフィルタ１０２および低雑音増幅器１０３を経由してミキサ回路１０４ｉ，１０４ｑに各一方の入力として与えられる。ミキサ回路１０４ｉには他方の入力として、ローカル発振器１０５から出力されるローカル信号が９０°移相器１０６で９０°移相されて供給される。ミキサ回路１０４ｑには他方の入力として、ローカル発振器１０５から出力されるローカル信号が直接供給される。ローカル信号の周波数は、高周波信号と同じ周波数に設定されている。
【０００４】
ミキサ回路１０４ｉは、入力される高周波信号に対して位相差０°のローカル信号を混合することによってベースバンド（０Ｈｚ）の同相成分Ｉ（以下、Ｉ信号と記す）を得る。ミキサ回路１０４ｑは、入力される高周波信号に対して位相差９０°のローカル信号を混合することによってベースバンドの直交成分Ｑ（以下、Ｑ信号と記す）を得る。Ｉ，Ｑ信号は、アナログローパスフィルタ（以下、アナログＬＰＦと記す）１０７ｉ，１０７ｑに供給される。
【０００５】
アナログＬＰＦ１０７ｉ，１０７ｑは、受信された信号から希望帯域（希望チャネル）の信号のみを取り出す役割を有している。アナログＬＰＦ１０７ｉ，１０７ｑで取り出された希望帯域の信号は、アナログ可変利得増幅器１０８ｉ，１０８ｑで振幅が調整されてＡＧＣ部１０９に直接供給され、さらにＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器１１０ｉ，１１０ｑでデジタル信号に変換されて復調部１１１を含むデジタル部１１２に供給される。
【０００６】
ＡＧＣ部１０９は、アナログ可変利得増幅器１０８ｉ，１０８ｑの出力信号をレベル検波する検波回路１２１およびその検波レベルに応じてアナログ可変利得増幅器１０８ｉ，１０８ｑの利得値を制御する制御回路１２２を有し、Ａ／Ｄ変換器１１０ｉ，１１０ｑの入力信号を最適かつ安定したレベルに保つために、アナログ可変利得増幅器１０８ｉ，１０８ｑに対する自動利得制御（ＡＧＣ）を行う。制御回路１２２は、低雑音増幅器１０３やミキサ回路１０４ｉ，１０４ｑの利得値を制御する場合もある。
【０００７】
ところで、近年、信号の伝送速度の増加および周波数資源の逼迫に伴って、信号の帯域幅が増大し、チャネル間隔が狭くなる傾向にある。このように、信号の帯域幅が増大することにより、アナログＬＰＦ１０８ｉ，１０８ｑには高いカットオフ周波数が要求される。また、チャネル間隔が狭くなることにより、アナログＬＰＦ１０７ｉ，１０７ｑとして、急峻でかつ線形歪（振幅歪と位相歪）の小さな特性のものが必要とされる。しかしながら、広帯域に遮断特性がシャープでかつ線形歪が小さい特性のアナログＬＰＦ１０７ｉ，１０７ｑを、低消費電力で実現することは難しく。また、低雑音、高リニアリティ特性を同時に得ることも難しい。
【０００８】
このアナログＬＰＦ１０７ｉ，１０７ｑの広帯域化の問題に対する改善策として、図４に示す従来例（第２従来例）がある。図４中、図３と同等部分には同一符号を付して示している。
【０００９】
この第２従来例に係るダイレクトコンバージョン受信機では、デジタル部１１２内であって、Ａ／Ｄ変換器１１０ｉ，１１０ｑの後段に、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ；有限長インパルス応答）フィルタ２０１ｉ，２０１ｑおよびデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑを設けた構成を採っている。そして、アナログＬＰＦ１０７ｉ，１０７ｑとＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑとのそれぞれの組み合わせで、チャネルセレクトのために必要な遮断特性を得ている。
【００１０】
希望チャネルに隣接するチャネルに干渉となる信号（以下、隣接チャネル信号と記す）が存在する場合、アナログＬＰＦ１０７ｉ，１０７ｑの遮断特性が不十分であるために、Ａ／Ｄ変換器１１０ｉ，１１０ｑの入力信号には隣接チャネル信号が残っている。したがって、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑでその隣接チャネル信号を所望のレベルまで落とす。そして、復調部１１１の入力信号レベルが最適かつ安定になるように、可変利得増幅器１０８ｉ，１０８ｑの自動利得制御に加えて、デジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの自動利得制御を行うようにしている。
【００１１】
可変利得増幅器１０８ｉ，１０８ｑおよびデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの自動利得制御は、ＡＧＣ部１０９′によって行われる。ＡＧＣ部１０９′は、可変利得増幅器１０８ｉ，１０８ｑの利得制御を行うアナログＡＧＣループと、デジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの利得制御を行うデジタルＡＧＣループとから構成されている。
【００１２】
アナログＡＧＣループは、アナログ可変利得増幅器１０８ｉ，１０８ｑの出力信号をレベル検波する検波回路２１１と、その検波レベルをデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２１２と、このＡ／Ｄ変換器２１２の出力信号を基に適正な利得値を設定する制御ロジック回路２１３と、この制御ロジック回路２１３から出力される利得値データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器２１４と、このＤ／Ａ変換器２１４の出力信号に応じてアナログ可変利得増幅器１０８ｉ，１０８ｑの利得値を制御する利得制御回路２１５とから形成され、フィードバック制御を行う構成となっている。
【００１３】
デジタルＡＧＣループは、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑの出力信号、即ちデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの入力信号の信号強度を検出する電力検出回路２１６と、この電力検出回路２１６の検出値を基に適正な利得値を設定する制御ロジック回路２１３と、この制御ロジック回路２１３から出力される利得値データに応じてデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの利得値を制御する利得制御回路２１７とから形成され、フィードフォワード制御を行う構成となっている。
【００１４】
上述したように、第２従来例に係るダイレクトコンバージョン受信機では、アナログＬＰＦ１０８ｉ，１０８ｑの広帯域化の問題を解決するために、Ａ／Ｄ変換器１１０ｉ，１１０ｑの後段に、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑおよびデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑを設けて、アナログ段でＡＧＣをかけた後に再度デジタル段でＡＧＣをかけるようにしている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑで急峻な遮断特性を得るためには、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑの段数を多く設定しなければならなく、その結果、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑの遅延時間が数μｓｅｃ　〜数十μｓｅｃ　程度と大きくなってしまう。ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑの遅延時間が大きいと、隣接チャネルに干渉信号が存在する場合、最適な利得値を得るためのＡＧＣのセットアップタイムが長くなってしまう。
【００１６】
このように、ＡＧＣのセットアップタイムが増加することは、例えば、無線ＬＡＮ仕様であるＩＥＥＥ８０２．１１ａのようなパケットモードの通信では、受信品質の劣化となる。図５に、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのトレーニングシンボルの構成を示す。パケットのはじめの８μｓｅｃ　の期間がショートプリアンブルと呼ばれ、この期間内にＡＧＣのセットアップを行う必要がある。ショートプリアンブル期間内にＡＧＣのセットアップが正確に行われない場合には、信号のレベルを正しく設定することができないためパケットエラーになることがある。
【００１７】
上述したことから明らかなように、デジタルＡＧＣループを含む構成の受信回路では、特に、希望チャネルの隣接チャネルまたは次隣接チャネルに干渉信号が存在する場合に、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑの遅延特性によってＡＧＣのセットアップタイムが長くなるため、例えばパケットモードの通信では受信品質の劣化を来すという課題がある。
【００１８】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、隣接チャネルまたは次隣接チャネルに存在する信号によって干渉を受けた場合でも、高速かつ高精度にて自動利得制御を行うことが可能な受信回路およびこれを用いた無線通信装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明による受信回路は、受信信号を周波数変換して得られる信号から希望チャネル（希望帯域）の信号を取り出すアナログフィルタと、このアナログフィルタで取り出された信号の振幅を調整するアナログ可変利得増幅手段と、このアナログ可変利得増幅手段の出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の出力信号から希望チャネルの信号を取り出すＦＩＲフィルタと、このＦＩＲフィルタで取り出された信号の振幅を調整するデジタル可変利得増幅手段と、Ａ／Ｄ変換手段の出力信号から希望チャネルの信号を取り出すＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ；無限長インパルス応答）フィルタと、このＩＩＲフィルタで取り出された信号の強度に応じてデジタル可変利得増幅手段の利得値を調整するフィードフォワード制御手段とを備えた構成となっている。この受信回路は、ダイレクトコンバージョン方式や低ＩＦ方式を採る無線通信装置において、周波数変換して得られる信号を処理する信号処理部、即ちベースバンド部や低ＩＦ部として用いられる。
【００２０】
上記構成の受信回路またはこれを用いた無線通信装置において、ＦＩＲフィルタは、有限長の期間のみ非零であるインパルス応答を持つデジタルフィルタであり、アナログフィルタとの組み合わせで、希望チャネルを選択するために必要な遮断特性を得るとともに、希望チャネルに隣接するチャネルの信号を所望のレベルまで落とす作用をなす。一方、ＩＩＲフィルタは、無限に持続するインパルス応答を持つデジタルフィルタであり、ＦＩＲフィルタに比べて群遅延歪が生じるものの、少ない段数で急峻な遮断特性を得ることができ、しかも遅延時間が小さい。このＩＩＲフィルタを用いて希望チャネルの信号を取り出し、その信号強度に応じてデジタル可変利得増幅手段の利得制御（フィードフォワード制御）を行うことで、隣接チャネルまたは次隣接チャネルに存在する信号によって干渉を受けた場合でも、大きな遅延特性をもつＦＩＲフィルタの影響を受けずにデジタル可変利得増幅手段の利得値を高速に設定できる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２２】
［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る受信回路を用いた無線通信装置、例えばダイレクトコンバージョン方式の受信機の構成を示すブロック図である。
【００２３】
図１において、アンテナ１１で受信された高周波信号は、バンドパスフィルタ１２および低雑音増幅器１３を経由してミキサ回路１４ｉ，１４ｑに各一方の入力として与えられる。ミキサ回路１４ｉには他方の入力として、ローカル発振器１５から出力されるローカル信号が９０°移相器１６で９０°移相されて供給される。ミキサ回路１４ｑには他方の入力として、ローカル発振器１５から出力されるローカル信号が直接供給される。ローカル発振器１５において、ローカル信号の周波数は、高周波信号と同じ周波数に設定されている。
【００２４】
ミキサ回路１４ｉは、入力される高周波信号に対して位相差０°のローカル信号を混合することによってベースバンドのＩ（同相）信号を得る。ミキサ回路１４ｑは、入力される高周波信号に対して位相差９０°のローカル信号を混合することによってベースバンドのＱ（直交）信号を得る。Ｉ，Ｑ信号は、アナログＬＰＦ１７ｉ，１７ｑに供給される。
【００２５】
アナログＬＰＦ１７ｉ，１７ｑは、受信された信号から希望帯域（希望チャネル）の信号のみを取り出す役割を有している。アナログＬＰＦ１７ｉ，１７ｑで取り出された希望帯域の信号は、アナログ可変利得増幅器１８ｉ，１８ｑで信号振幅が調整され、Ａ／Ｄ変換器１９ｉ，１９ｑでデジタル信号に変換されてデジタル部２０に供給される。アナログ可変利得増幅器１８ｉ，１８ｑで振幅調整された信号はＡＧＣ部３０にも供給される。
【００２６】
デジタル部２０は、Ａ／Ｄ変換器１９ｉ，１９ｑの出力信号から希望チャネルの信号を取り出すＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑと、このＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑで取り出された信号の振幅を調整するデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑと、このデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑから出力されるＩ，Ｑ信号を復調する復調部２０３と、Ａ／Ｄ変換器１９ｉ，１９ｑの出力信号から希望チャネルの信号を取り出すＩＩＲフィルタ２０４ｉ，２０４ｑとを有する構成となっている。なお、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑおよびＩＩＲフィルタ２０４ｉ，２０４ｑは共にローパスフィルタである。
【００２７】
ここで、復調系のデジタルフィルタとしてＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑを用いる理由は、入力信号の周波数が異なった場合であっても、各周波数に対して同じ遅延特性を示し、群遅延歪が小さいためである。なお、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑは、復調動作を行うのに十分な通過帯域特性並びに遅延特性を有していれば良い。
【００２８】
このデジタル部２０において、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑは、有限長の期間のみ非零であるインパルス応答を持つデジタルフィルタであり、アナログＬＰＦ１７ｉ，１７ｑとの組み合わせで、希望チャネルを選択するために必要な遮断特性を得るとともに、希望チャネルに隣接・次隣接するチャネルの信号（妨害波）を所望のレベルまで落とす作用をなす。
【００２９】
一方、ＩＩＲフィルタ２０４ｉ，２０４ｑは、無限に持続するインパルス応答を持つデジタルフィルタであり、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑに比べて群遅延歪が生じるものの、少ない段数で急峻な遮断特性を得ることができ、しかも遅延時間が小さい（高速）。一例として、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑが数μｓｅｃ　〜数十μｓｅｃ　程度の大きな遅延時間を持つのに対し、ＩＩＲフィルタ２０４ｉ，２０４ｑの遅延時間は数十ｎｓｅｃ　〜数百ｎｓｅｃ　程度と小さい。
【００３０】
可変利得増幅器１８ｉ，１８ｑおよびデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの自動利得制御はＡＧＣ部３０によって行われる。すなわち、ＡＧＣ部３０は、可変利得増幅器１８ｉ，１８ｑの利得制御を行うアナログＡＧＣループと、デジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの利得制御を行うデジタルＡＧＣループとから構成されている。
【００３１】
アナログＡＧＣループは、アナログ可変利得増幅器１８ｉ，１８ｑの出力信号をレベル検波する検波回路３０１と、その検波レベルをデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３０２と、このＡ／Ｄ変換器３０２の出力信号を基に利得値を設定する制御ロジック回路３０３と、この制御ロジック回路３０３から出力される利得値データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器３０４と、このＤ／Ａ変換器３０４の出力信号に応じてアナログ可変利得増幅器１８ｉ，１８ｑの各利得値を制御する利得制御回路３０５とから形成され、フィードバック制御を行う構成となっている。なお、利得制御回路３０５は、低雑音増幅器１３やミキサ回路１４ｉ，１４ｑの各利得値を制御する場合もある。
【００３２】
デジタルＡＧＣループは、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑの出力信号、即ちデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの入力信号の信号強度（信号レベル）を検出する電力検出回路３０６と、この電力検出回路３０６の検出値を基に利得値を設定する制御ロジック回路３０３と、この制御ロジック回路３０３から出力される利得値データに応じてデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの各利得値を制御する利得制御回路３０７とから形成され、フィードフォワード制御を行う構成となっている。
【００３３】
次に、上記構成の第１実施形態に係る受信回路の動作について説明する。アンテナ１１で受信された高周波信号は、バンドパスフィルタ１２および低雑音増幅器１３を経た後、ミキサ回路１４ｉ，１４ｑでベースバンド信号（Ｉ，Ｑ信号）にダウンコンバージョンされる。このベースバンド信号は、アナログＬＰＦ１７ｉ，１７ｑで希望チャネル（希望帯域）外の妨害波が除去され、希望チャネルの信号成分のみが取り出される。ここで、アナログＬＰＦ１７ｉ，１７ｑの遮断特性が十分急峻な特性でない場合には、隣接チャネル・次隣接チャネルの妨害波、即ち干渉信号が残ってしまう。
【００３４】
アナログＬＰＦ１７ｉ，１７ｑで取り出された信号は、アナログ可変利得増幅器１８ｉ，１８ｑで振幅調整された後、Ａ／Ｄ変換器１９ｉ，１９ｑに入力されてデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１９ｉ，１９ｑの出力信号は、ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑおよびＩＩＲフィルタ２０４ｉ，２０４ｑにそれぞれ入力される。ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑでは、アナログＬＰＦ１７ｉ，１７ｑで除去しきれずに残っていた隣接チャネル・次隣接チャネルの信号の除去が行われる。
【００３５】
ＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑで取り出された希望チャネルの信号は、デジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑで振幅調整された後、復調部２０３に入力されて復調される。一方、ＩＩＲフィルタ２０４ｉ，２０４ｑでは、希望チャネルの隣接・次隣接チャネルに存在する妨害波（干渉信号）が除去され、希望チャネルの信号のみが取り出される。この取り出された信号は電力検出回路３０６に入力され、信号強度の検出が行われる。この検出された信号強度は制御ロジック回路３０３へ入力される。
【００３６】
また、Ａ／Ｄ変換器１９ｉ，１９ｑに入力される直前の信号は検波回路３０１へも入力され、信号レベルの検波が行われる。この検波された信号レベルは制御ロジック回路３０３へ入力される。制御ロジック回路３０３では、検波回路３０１から与えられる信号レベルを基にアナログ部の適性なゲイン値を設定するとともに、電力検出回路３０７から与えられる信号強度を基にデジタル部の適性なゲイン値を設定する。
【００３７】
制御ロジック回路３０３で設定されたアナログ系のゲイン値は、Ｄ／Ａ変換器３０４でアナログ信号に変換されて利得制御回路３０５に入力され、当該利得制御回路３０５の制御の下に、アナログ可変利得増幅器１８ｉ，１８ｑの利得値を調整する。一方、制御ロジック回路３０３で設定されたデジタル系のゲイン値は利得制御回路３０７に入力され、当該利得制御回路３０７の制御の下に、デジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの利得値を調整する。
【００３８】
上述したように、アナログＡＧＣループによるフィードバック制御により、検波回路３０１での検波レベルに応じてアナログ可変利得増幅器１８ｉ，１８ｑの各利得値の調整が行われ、またデジタルＡＧＣループによるフィードフォワード制御により、電力検出回路３０６の検出レベルに応じてデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの各利得値の調整が行われる。
【００３９】
このように、アナログＡＧＣループとデジタルＡＧＣループとを併用した構成を採ることで、信号の帯域幅が増加することに伴ってアナログＬＰＦ１７ｉ，１７ｑのカットオフ周波数が高くなったとしても、アナログＬＰＦ１７ｉ，１７ｑとＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑとのそれぞれの組み合わせでチャネルセレクトのために必要な遮断特性を得ることができるため、広帯域に遮断特性が急峻でかつ線形歪（振幅歪と位相歪）が小さい特性を、低消費電力で実現でき、また低雑音、高リニアリティ特性を同時に得ることが可能になる。
【００４０】
しかも、第１実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の受信回路においては、デジタルＡＧＣループに高速でかつ急峻な遮断特性を持つＩＩＲフィルタ２０４ｉ，２０４ｑを用いるとともに、当該デジタルＡＧＣループをフィードフォワード制御とした構成を採っていることで、隣接チャネル・次隣接チャネルに存在する妨害波による干渉を受けた場合においても、大きな遅延特性をもつＦＩＲフィルタ２０１ｉ，２０１ｑの影響を受けずにデジタル可変利得増幅器２０２ｉ，２０２ｑの各利得値を高速に設定できるため、ＡＧＣのセットアップの高速化を図ることができる。
【００４１】
［第２実施形態］
図２は、本発明の第２実施形態に係る受信回路を用いた無線通信装置、例えば低ＩＦ方式の受信機の構成を示すブロック図である。
【００４２】
図２において、アンテナ５１で受信された高周波信号は、バンドパスフィルタ５２および低雑音増幅器５３を経由してミキサ回路５４に一方の入力として与えられる。ミキサ回路５４には他方の入力として、ローカル発振器５５から出力されるローカル信号が供給される。ローカル発振器５５において、ローカル信号の周波数は、スーパーヘテロダイン方式でのローカル信号の周波数よりも高い周波数、換言すれば高周波信号に近い周波数に設定されている。
【００４３】
ミキサ回路５４は、入力される高周波信号に対してローカル発振器５５からのローカル信号を混合することにより、スーパーヘテロダイン方式で用いるＩＦ信号よりも低い周波数のＩＦ信号、即ち低ＩＦ信号を得る。この低ＩＦ信号はアナログＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５６に供給される。アナログＢＰＦ５６は、受信された信号から希望チャネルの信号のみを取り出す役割を有している。アナログＢＰＦ５６で取り出された希望帯域の信号は、アナログ可変利得増幅器５７で信号振幅が調整され、Ａ／Ｄ変換器５８でデジタル信号に変換されてデジタル部６０に供給される。アナログ可変利得増幅器５７で振幅調整された信号はＡＧＣ部７０にも供給される。
【００４４】
デジタル部６０は、Ａ／Ｄ変換器５８の出力信号から希望チャネルの信号を取り出すＦＩＲフィルタ６０１と、このＦＩＲフィルタ６０１で取り出された信号の振幅を調整するデジタル可変利得増幅器６０２と、このデジタル可変利得増幅器６０２から出力される低ＩＦ信号を復調する復調部６０３と、Ａ／Ｄ変換器５８の出力信号から希望チャネルの信号を取り出すＩＩＲフィルタ６０４とを有する構成となっている。ここで、復調系のデジタルフィルタとしてＦＩＲフィルタ６０１を用いるのは、第１実施形態の場合と同じ理由による。なお、ＦＩＲフィルタ６０１およびＩＩＲフィルタ６０４は共にバンドパスフィルタである。
【００４５】
このデジタル部６０において、ＦＩＲフィルタ６０１は、有限長の期間のみ非零であるインパルス応答を持つデジタルフィルタであり、アナログＢＰＦ５６との組み合わせによって、希望チャネルを選択するために必要な遮断特性を得るとともに、希望チャネルに隣接・次隣接するチャネルの信号（妨害波）を所望のレベルまで落とす作用をなす。一方、ＩＩＲフィルタ６０４は、無限に持続するインパルス応答を持つデジタルフィルタであり、ＦＩＲフィルタ６０１に比べて群遅延歪が生じるものの、少ない段数で急峻な遮断特性を得ることができ、しかも遅延時間が小さい（高速）。
【００４６】
可変利得増幅器５７およびデジタル可変利得増幅器６０２の自動利得制御はＡＧＣ部７０によって行われる。すなわち、ＡＧＣ部７０は、可変利得増幅器５７の利得制御を行うアナログＡＧＣループと、デジタル可変利得増幅器６０２の利得制御を行うデジタルＡＧＣループとから構成されている。
【００４７】
アナログＡＧＣループは、アナログ可変利得増幅器５７の出力信号をレベル検波する検波回路７０１と、その検波レベルをデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器７０２と、このＡ／Ｄ変換器７０２の出力信号を基に利得値を設定する制御ロジック回路７０３と、この制御ロジック回路７０３から出力される利得値データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器７０４と、このＤ／Ａ変換器７０４の出力信号に応じてアナログ可変利得増幅器５７の利得値を制御する利得制御回路７０５とから形成され、フィードバック制御を行う構成となっている。なお、利得制御回路７０５は、低雑音増幅器５３やミキサ回路５４の各利得値を制御する場合もある。
【００４８】
デジタルＡＧＣループは、ＦＩＲフィルタ６０１の出力信号、即ちデジタル可変利得増幅器６０２の入力信号の信号強度（信号レベル）を検出する電力検出回路７０６と、この電力検出回路７０６の検出値を基に利得値を設定する制御ロジック回路７０３と、この制御ロジック回路７０３から出力される利得値データに応じてデジタル可変利得増幅器６０２の利得値を制御する利得制御回路７０７とから形成され、フィードフォワード制御を行う構成となっている。
【００４９】
上記構成の第２実施形態に係る低ＩＦ方式の受信回路においても、先述した第１実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の受信回路の場合と同様に、デジタルＡＧＣループに高速でかつ急峻な遮断特性を持つＩＩＲフィルタ６０４を用いるとともに、当該デジタルＡＧＣループをフィードフォワード制御とした構成を採ることで、隣接チャネル・次隣接チャネルに存在する妨害波による干渉を受けた場合においても、大きな遅延特性をもつＦＩＲフィルタ６０１の影響を受けずにデジタル可変利得増幅器６０２の利得値を高速に設定できるため、ＡＧＣのセットアップの高速化を図ることができる。
【００５０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、高速でかつ急峻な遮断特性を持つＩＩＲフィルタを用いてデジタルＡＧＣループを形成するとともに、当該デジタルＡＧＣをフィードフォワード制御としたことにより、隣接チャネル・次隣接チャネルに存在する妨害波による干渉を受けた場合であっても、大きな遅延特性をもつＦＩＲフィルタの影響を受けずに高速かつ高精度にて自動利得制御を行うことができるため、ＡＧＣのセットアップの高速化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る受信回路を用いたダイレクトコンバージョン方式の受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態に係る受信回路を用いた低ＩＦ方式の受信機の構成を示すブロック図である。
【図３】第１従来例に係るダイレクトコンバージョン受信機の構成を示すブロック図である。
【図４】第２従来例に係るダイレクトコンバージョン受信機の構成を示すブロック図である。
【図５】ＩＥＥＥ８０２．１１ａのトレーニングシンボルの構成を示す図である。
【符号の説明】
１４ｉ，１４ｑ，５４…ミキサ回路、１７ｉ，１７ｑ…アナログＬＰＦ（ローパスフィルタ）、１８ｉ，１８ｑ，５７…アナログ可変利得増幅器、２０，６０…デジタル部、３０，７０…ＡＧＣ部、５６…アナログＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、２０１ｉ，２０１ｑ，６０１…ＦＩＲフィルタ、２０２ｉ，２０２ｑ，６０２…デジタル可変利得増幅器、２０３，６０３…復調部、２０４ｉ，２０４ｑ，６０４…ＩＩＲフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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