(57)【要約】　　　（修正有）【課題】磁気ディスク記憶装置において、電源が遮断されたとき、ヘッドを安全かつ速やかに退避させることができるようにする。【解決手段】スピンドルモータ３１０と、磁気ヘッドと、磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータ３４０と、ボイスコイルモータの駆動電流を制御するボイスコイルモータ駆動回路１２０とを有する磁気ディスク記憶装置において、ボイスコイルモータの逆起電圧に基づいて電源遮断時のヘッドの移動速度を検出し、検出結果に応じてボイスコイルモータ駆動回路に対する電流指令値を生成するリトラクト制御回路１３０と、スピンドルモータの逆起電圧を整流した電圧を昇圧する昇圧回路を設け、電源が遮断されたときに昇圧回路で昇圧された電圧によりボイスコイルモータ駆動回路およびリトラクト制御回路を動作させてボイスコイルモータのコイルに流す電流を制御して磁気ヘッドを退避させる。【選択図】　図１
2004086982.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気ディスクを回転させる第１モータと、該第１モータにより回転される磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行なう磁気ヘッドと、該磁気ヘッドを上記ディスク上にて移動させる第２モータと、第２モータのコイルに流す電流を制御する電界効果型トランジスタを含み電流指令値に従って前記トランジスタのゲート電圧を制御して磁気ヘッドの移動を行なう第２モータ駆動回路と、電源遮断時に該第２モータ駆動回路に対する電流指令値を生成可能な制御回路と、電源電圧もしくは上記第１モータのコイルに発生する逆起電圧を整流した電圧を昇圧可能な昇圧回路とを具備し、
上記制御回路は電源遮断時に上記トランジスタをオフした状態で上記第２モータのコイルに生じる逆起電圧に基づいてヘッドの移動速度を検出し、目標速度となるように電流指令値を生成して上記第２モータ駆動回路に供給し、
上記第２モータ駆動回路は上記昇圧回路で昇圧された電圧により動作し、電源遮断時には上記制御回路からの電流指令値に従って上記第２モータのコイルに流れる電流を制御して上記磁気ヘッドを所定の待機位置へ移動させるように構成されていることを特徴とする磁気ディスク記憶システム。
【請求項２】
上記制御回路は、レジスタと減算および乗算回路とを備え、電源遮断時に上記トランジスタをオフした状態で上記コイルに生じるヘッドの移動速度に対応する逆起電圧を検出して上記レジスタに保持し、磁気ヘッドの移動速度に影響を与えない程度の基準電流を流して上記コイルの両端電圧を検出して上記レジスタの保持値とから上記コイルの寄生抵抗による電位差を上記減算回路により求めて上記レジスタに保持した後、上記コイルの両端電圧を検出して上記レジスタに保持されている寄生抵抗による基準電流に対する電位差分と電流指示の積を現在の寄生抵抗による電位差として補正し、該補正された値と目標速度を与える値とに基づいて上記第２モータ駆動回路に供給する電流指令値を生成することを特徴とする請求項１に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項３】
上記電流指令値はディジタル値であり、該電流指令値をアナログ信号に変換するＤＡ変換回路と、電源遮断時には通常動作時に外部から供給される電流指令値に代えて上記制御回路で生成される電流指令値を上記ＤＡ変換回路に供給する切替え手段とを備えていることを特徴とする請求項１または２に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項４】
上記第１モータのコイルに電流を流すトランジスタを含みコイルの駆動電流を制御することにより上記磁気ディスクの回転制御を行なう第１モータ駆動制御回路を備え、該第１モータ駆動制御回路は、通常動作時にはパルス幅制御方式で上記トランジスタを駆動し、電源遮断時には上記第１モータの回転に同期して上記トランジスタを順次駆動することによって上記第１モータの逆起電圧を整流することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項５】
上記制御回路は、タイマ回路を備え、電源遮断後所定時間が経過した時に上記第１モータ駆動制御回路に対して上記第１モータの回転停止を指示する信号を送り、上記第１モータ駆動制御回路は該指示信号に応じて上記第１モータの回転にブレーキをかけるように構成されていることを特徴とする請求項４に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項６】
上記制御回路は、
上記第２モータのコイルの端子間電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段により検出された電圧をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路と、目標速度値を積分する積分回路と、該積分回路の出力と上記レジスタの保持値との積を得る乗算回路と、該乗算回路の出力と上記Ａ／Ｄ変換回路の出力との差分をとる第１減算回路と、該第１減算回路の出力と上記目標速度指令値との差を演算する第２減算回路を含む制御ループを備え、
電源遮断時に上記トランジスタをオフした状態で上記コイルに生じるヘッドの移動速度に対応した逆起電圧を検出して上記レジスタに保持し、上記磁気ヘッドの移動速度に影響を与えない程度の基準電流を流して上記コイルの両端電圧を検出して上記レジスタの保持値とから上記コイルの寄生抵抗による電位差を上記第１減算回路により求めて上記レジスタに保持し、上記制御ループが動作している間コイルの両端電圧を検出して、上記第１減算回路により上記レジスタに保持されている寄生抵抗による基準電流に対する電位差分と電流指示の積を現在の寄生抵抗による電位差として両端電圧から減算した値を求め、該算出値と上記目標速度値との差分を上記第２減算回路でとりその結果を上記積分回路で積分した値を上記ＤＡ変換回路に供給して上記第２モータのコイルに流れる電流を制御するように構成されていることを特徴とする請求項３に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項７】
上記積分回路は最大出力を制限するリミッタ機能を備えていることを特徴とする請求項６に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項８】
上記第１モータのコイルに電流を流すトランジスタを含みコイルの駆動電流を制御することにより上記磁気ディスクの回転制御を行なう第１モータ駆動制御回路を備え、該第１モータ駆動制御回路は、通常動作時にはパルス幅制御方式で上記トランジスタを駆動し、電源遮断時には上記第１モータの回転に同期して上記トランジスタを順次駆動することによって上記第１モータの逆起電圧を整流することを特徴とする請求項６または７に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項９】
上記制御回路は、タイマ回路を備え、上記リミッタが機能した後所定時間が経過した時に上記第１モータ駆動制御回路に対して、上記第１モータの回転停止を指示する信号を送り、上記第１モータ駆動制御回路は該指示信号に応じて上記第１モータの回転にブレーキをかけるように構成されていることを特徴とする請求項８に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項１０】
磁気ディスクを回転させる第１モータと、該第１モータにより回転される磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行なう磁気ヘッドと、該磁気ヘッドを上記ディスク上にて移動させる第２モータと、第２モータのコイルに流す電流を制御する電界効果型トランジスタを含み電流指令値に従って前記トランジスタのゲート電圧を制御して磁気ヘッドの移動を行なう第２モータ駆動回路と、電源遮断時に該第２モータ駆動回路に対する電流指令値を生成する制御回路と、電源電圧もしくは上記第１モータのコイルに発生する逆起電圧を整流した電圧をさらに昇圧する昇圧回路と、上記第２モータ駆動回路に対して上記第２モータのコイルに流す電流の目標値を与えるシステム制御装置とを具備し、
電源遮断時に上記第１モータのコイルに発生する逆起電圧を整流した電圧を上記昇圧回路によって昇圧し、該昇圧回路で昇圧された電圧により上記第２モータ駆動回路および上記制御回路を動作させ、上記制御回路は、電源遮断時に上記トランジスタをオフした状態で上記第２モータのコイルに生じるヘッドの移動速度に対応する逆起電圧を検出し、該検出結果に応じて該磁気ヘッドの移動速度が指令値に等しくなるように上記第２モータのコイルに流す電流の指令値を生成して上記第２モータ駆動回路に供給し、上記システム制御装置の介在なしに上記第２モータのコイルに流す電流を制御して上記磁気ヘッドを所定の待機位置へ移動させることを特徴とする磁気ディスク記憶システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気ディスク記憶装置の制御技術さらには停電発生時のような電源が遮断された時のモータ制御に適用して有効な技術に関し、例えばハードディスク装置において磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータによるヘッドの退避制御に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気ディスク記憶装置は、磁気ディスクを回転駆動させるスピンドルモータの他に、磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドを上記ディスクの表面に沿って径方向へ移動（シーク動作）させるボイスコイルモータを備えている。ハードディスク装置においては、磁気ヘッドがディスクの回転に伴って生じる風圧でディスク表面を滑空するように構成されており、ディスクの回転が停止すると磁気ヘッドはディスク表面に接触して傷をつけてしまうおそれがある。さらに、磁気記録の高密度が進んでディスク表面が鏡面状態になると、停止したヘッドがディスク表面に吸着してディスクの回転が阻害されるおそれがある。
そこで、ディスクの回転停止時には、磁気ヘッドをディスクの外側の待機位置にあるランプと呼ばれる支持台へ退避させる動作（本明細書ではアンロードと称する）が行なわれる。一方、ヘッドのシーク開始時には、磁気ヘッドをランプ位置からディスク上へ移動（ロード）させる必要がある。このとき、ボイスコイルモータによる磁気ヘッドの移動速度が速過ぎると磁気ヘッドがディスク表面に接触して傷をつけてしまうおそれがある。そのため、従来より、ボイスコイルモータの逆起電圧を監視して磁気ヘッドの移動速度を制御することが一般に行なわれている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ハードディスク装置においては、上述したディスク回転停止時に磁気ヘッドをディスクの外側のランプに退避させる必要性と同様の理由から、停電発生時にも当然磁気ヘッドを退避させる必要がある。本明細書ではこの電源遮断時のヘッドのランプへの退避動作を「リトラクト」と称する。ところが、停電発生時にはボイスコイルモータの制御回路の電源も遮断されてしまうため、ボイスコイルモータの駆動および制御をすることができなくなる。
そこで、ヘッドシーク用のボイスコイルモータを駆動するドライバ（以下、ＶＣＭドライバと称する）とは別個に退避用のドライバ（以下、リトラクトドライバと称する）を設けるとともに、停電発生時にはスピンドルモータの逆起電力を整流した電圧でリトラクトドライバを動作させるようにした発明が提案されている（特開平７−１４３３１号公報）。
【０００４】
しかしながら、停電は突然発生するため、磁気ヘッドをディスクの内側へ移動させているときに停電が発生することもあれば、外側へ移動させているときに停電が発生することもある。仮にヘッドを退避方向とは逆のディスク内側へ移動させているときに停電が発生した場合には、磁気ヘッドのスピードを落としさらに逆方向へ移動させることができるような大きな駆動力をボイスコイルモータに与える必要がある。一方、磁気ヘッドをディスクの外側へ移動させているときに停電が発生した場合には、ボイスコイルモータで発生する逆起電力を抑制してやらないとモータにブレーキがかからずヘッドがランプに衝突してしまうおそれがある。
【０００５】
しかるに、上記先願発明のリトラクトドライバは電流ソースを行なうトランジスタから構成されており電流を供給できても引き込むことができないため、ボイスコイルモータの逆起電力を抑制してブレーキをかけることができないという不具合がある。また、停電発生時にスピンドルモータの逆起電力を整流した電圧でリトラクトドライバを動作させる場合、スピンドルモータの逆起電力を単にダイオードブリッジで整流した電圧ではダイオードの順方向電圧分の電圧降下が発生する。そのため、スピンドルモータの逆起電力が小さい小型モータの場合やスピンドルモータの回転が遅い時にはリトクラクトドライバを充分に動作させることができないという課題があることが明らかとなった。
【０００６】
本発明の目的は、磁気ディスク記憶装置において、電源が遮断された時に確実に磁気ヘッドを退避させることができるボイスコイルモータの制御技術を提供することにある。
本発明の他の目的は、磁気ディスク記憶装置において、磁気ヘッドがディスクの外側のランプ方向へ移動しているときに電源が遮断された場合にボイスコイルモータで発生する逆起電力を制限してブレーキをかけ、磁気ヘッドがランプに衝突してヘッドの信頼性が低下するのを防止することができるボイスコイルモータの制御技術を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、磁気ディスク記憶装置において、スピンドルモータが逆起電力の小さい小型モータの場合やスピンドルモータの回転が遅い時に電源が遮断された場合にも、スピンドルモータの逆起電力を整流した電圧でボイスコイルモータを駆動して磁気ヘッドを退避させることができるボイスコイルモータの制御技術を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、磁気ディスク記憶装置において、電源が遮断された時の磁気ヘッドの移動速度を検出しその移動速度に応じてボイスコイルモータを制御してヘッドを安全かつ速やかに退避させることができるボイスコイルモータの制御技術を提供することにある。
本発明の上記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、磁気ディスクを回転させるスピンドルモータと、該スピンドルモータにより回転される磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行う磁気ヘッドと、この磁気ヘッドを上記ディスク上にて移動させるボイスコイルモータと、ＭＯＳトランジスタを含みボイスコイルモータの駆動電流を制御することにより上記磁気ヘッドの移動を行なうボイスコイルモータ駆動回路と、電源電圧もしくは上記スピンドルモータのコイルに発生する逆起電圧を整流した電圧を昇圧可能な昇圧回路とを有する磁気ディスク記憶装置において、電源遮断時にボイスコイルモータのコイルに生じる逆起電圧に基づいて電源遮断時のヘッドの移動速度を検出し、該検出結果に応じて該ボイスコイルモータ駆動回路に対する電流指令値を生成可能な制御回路（リトラクト制御回路）を設け、電源遮断時に上記昇圧回路によって昇圧された電圧により上記ボイスコイルモータ駆動回路および制御回路を動作させて上記ボイスコイルモータのコイルに流す電流を制御して上記磁気ヘッドを所定の待機位置へ移動させるようにしたものである。
【０００８】
上記した手段によれば、電源遮断時に上記ボイスコイルモータへの駆動電流を上記スピンドルモータの逆起電力から得るように構成しているので、電源バックアップ手段を設けなくても電源が遮断された時に磁気ヘッドを安全に退避させることができる。また、電源遮断時においても昇圧回路が動作されて昇圧された電圧により上記ボイスコイルモータ駆動回路および制御回路を動作させるため、電源遮断時にもボイスコイルモータのコイルに電流を流すことができ、これによって磁気ヘッドを所定の待機位置に退避させることができる。しかも、スピンドルモータが逆起電力の小さい小型モータの場合であっても昇圧した電圧でボイスコイルモータ駆動回路が動作されるため、確実に磁気ヘッドを退避させることができる。
【０００９】
また、上記した手段によれば、通常動作時に上記ボイスコイルモータのコイルに電流を流すＭＯＳトランジスタを使用して電源遮断時に磁気ヘッドを退避させるような駆動電流をボイスコイルモータのコイルに流すようにボイスコイルモータ駆動回路を動作させるため、待機位置に向かって移動しているときに電源が遮断されたとしても、ボイスコイルモータのコイルに発生する逆起電力により生じる電流を駆動用のＭＯＳトランジスタで吸い込むことができ、これによってボイスコイルモータに制動をかけ、磁気ヘッドが退避位置のランプに衝突して信頼性が低下するのを防止することができる。さらに、電源遮断時のヘッドの移動速度を検出し、該検出結果に応じて該ボイスコイルモータ駆動回路に対する電流指令値を生成する制御回路を備えているため、より安全かつ速やかに磁気ヘッドをランプに退避させることができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施態様を、図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明を適用した磁気ディスク記憶装置におけるモータ制御系の概略構成を示す。
図１に示されているように、この実施例の磁気ディスク記憶装置は、磁気ディスク３００と、該磁気ディスク３００を高速回転駆動させるスピンドルモータ３１０と、磁気ディスク３００上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドＨＤを先端に有するアーム３２０と、このアームを介して磁気ヘッドＨＤを上記磁気ディスク３００上にて移動させるボイスコイルモータ３４０、このボイスコイルモータ３４０を駆動する半導体集積回路化されたモータ駆動回路１００、磁気ヘッドＨＤを駆動して磁気ディスク３００に対する書込みを行なったり読出し信号に基づいて位置情報を検出したりする信号処理回路２３０、磁気ディスク記憶装置全体の動作を制御するとともにヘッドの位置指令情報（トラック位置）出力するコントローラ２６０、該コントローラ２６０からの位置指令情報と上記信号処理回路２３０が検出した位置情報（サーボ信号）に基づいてその差に応じた値を駆動電流指令値として上記モータ駆動回路１００に送る補償器２８０、などを有する。３５０は、磁気ディスク３００の外側に配置されディスク回転停止時にアーム３２０を支持するランプである。このランプ３５０は、アーム３２０を係止するラッチ部３５１を有する。
【００１１】
上記コントローラ２６０はマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）などで構成される。この場合、補償器２８０の機能もＣＰＵに取り込むことができる。上記補償器２８０から出力された駆動電流指令値は、上記モータ駆動回路１００へ送られ、ボイスコイルモータ３４０が駆動制御される。このモータ駆動回路１００内には、スピンドルモータドライバ１１０、ＶＣＭドライバ１２０、リトラクト制御回路１３０、電源電圧を昇圧するブースト回路１４０が設けられている。さらに、このモータ駆動回路１００には、補償器２８０から供給されるデジタルデータ形式の駆動電流指令値をアナログ形式の駆動電流指令値に変換するＤ／Ａ変換器１５０と、補償器２８０からシリアルに供給される駆動電流指令値を受けてパラレルデータに変換してＤ／Ａ変換器１５０に入力するシリアルＩ／Ｏ（入出力ポート）１５５、停電発生を検出する電源モニタ回路１６０とが設けられている。
【００１２】
図２は、図１の磁気ディスク記憶装置におけるモータ駆動制御回路の一実施例を示す。
図２において、ＬＶＣＭは磁気ヘッドを磁気ディスク上にて移動させるボイスコイルモータ３４０の駆動コイル、ＲｓｎｓはこのコイルＬＶＣＭと直列に接続された電流検出用のセンス抵抗、１２０はＶＣＭドライバで、このＶＣＭドライバ１２０により上記コイルＬＶＣＭに上記Ｄ／Ａ変換器１５０の出力に応じた電流を流してボイスコイルモータを駆動する。ＶＣＭドライバ１２０は、コイルＬＶＣＭの接続端子Ｐ１，Ｐ２に結合され、コイルに電流を流すＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０と、これらのパワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０のゲート電圧を制御する一対のコイル駆動アンプ１２１，１２２と、上記センス抵抗Ｒｓｎｓの検出値と上記Ｄ／Ａ変換器１５０の出力値を比較して上記コイル駆動アンプ１２１，１２２の入力信号を生成する制御アンプ１２３とから構成されている。これにより、上記Ｄ／Ａ変換器１５０に入力される駆動電流指令値に一致するような電流がコイルＬＶＣＭに流される。
【００１３】
この実施例では、上記ボイスコイルモータ３４０の駆動コイルＬＶＣＭの両端の電圧がリトラクト制御回路１３０に入力され、停電発生時にＶＣＭドライバ１２０を制御してボイスコイルモータ３４０に制動をかけたり磁気ヘッドの退避動作をさせたりするリトラクト制御が行なわれるように構成されている。
【００１４】
１４０は電源電圧Ｖｃｃを昇圧するチャージポンプなどからなるブースト回路で、１４５はこのブースト回路１４０の動作クロックφｃを生成する発振器である。ブースト回路１４０は、例えばチャージポンプのような昇圧回路により構成されており、停電発生時にはスピンドルモータ３１０の逆起電力を整流した電圧Ｖｓｐｎで動作してＶｓｐｎの約２倍ないし３倍の電圧まで昇圧する。
【００１５】
ブースト回路１４０により昇圧されたブースト電圧Ｖｂｓｔは平滑容量Ｃ１に蓄積される。蓄積されたブースト電圧Ｖｂｓｔは、停電発生時にボイスコイルモータ３４０のコイルに電流を流すパワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０のゲート電圧を制御するコイル駆動アンプ１２１，１２２に電源電圧として供給されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０がＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されていたとしてもこれを充分にオンさせ、磁気ヘッドを退避させることができる。パワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０としてＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを使用するのは、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴを使用する場合よりもチップサイズの低減を図ることができるためである。
【００１６】
また、本実施例においては、発振器１４５もブースト回路１４０により昇圧されたブースト電圧Ｖｂｓｔによって動作されるように構成されている。発振器１４５はブースト回路１４０と同様に停電発生時にスピンドルモータの逆起電力で動作させることも可能であるが、ブースト電圧Ｖｂｓｔを使用することにより停電発生時に電源電圧Ｖｃｃから逆起電力Ｖｓｐｎに切り替わる際に一時的に電圧がなくなって発振動作が停止するのを回避することができる。発振器１４５はリングオシレータ等公知の回路により構成することができるので、具体的な回路の例示および説明は省略する。
【００１７】
また、図２において、１６１は電源モニタ回路１６０を構成するコンパレータ、１６２はこのコンパレータ１６１の出力によってＳＷ２が動作しオン、オフ制御される電源供給／遮断用の電源スイッチである。コンパレータ１６１は電源電圧Ｖｃｃを電源とし、非反転入力端子に電源電圧Ｖｃｃがまた反転入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆが印加されており、電源電圧Ｖｃｃが供給されている間はコンパレータ１６１の出力Ｐ−ＯＦＦはハイレベルにされて電源スイッチ１６２をＲ２にＩ３を乗じた分の電圧でオン状態にさせ、電源電圧Ｖｃｃが遮断されるとコンパレータ１６１の出力Ｐ−ＯＦＦがロウレベルに変化されてＳＷ２がオフ状態になり電源スイッチ１６２をオフ状態にさせる。電源スイッチ１６２をオフするのは、スピンドルモータ３１０の逆起電力が電源側へ逆流するのを防止するためである。コンパレータ１６１の電源はブースト回路１４０で昇圧されたブースト電圧Ｖｂｓｔを用いても良い。
【００１８】
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗは磁気ディスクを回転駆動するスピンドルモータのコイルである。特に制限されるものでないが、この実施例においては、スピンドルモータとして３相ブラシレスモータが使用されている。１１０はコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの結合端子と電源電圧端子および接地端子との間にそれぞれ接続された出力トランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６からなりスピンドルモータの各コイルに電流を流してモータを回転駆動するスピンドルドライバ回路、１１１は各コイルの逆起電力に基づいて電流を流す相コイルを決定する制御回路、１１２，１１３，１１４は制御回路１１１からの制御信号を受けて上記出力トランジスタＭ１〜Ｍ６をそれぞれオン、オフ制御してコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに順番に電流を流すプリアンプである。制御回路１１１は、通常動作時はＰＷＭ（パルス幅変調）方式で各コイルに流す電流を制御する一方、停電発生時には各コイルの逆起電力に基づいて整流を行っているトランジスタのオン・オフ制御をする同期整流制御を行なう。
【００１９】
この実施例においては、上記同期整流制御を行なわなくても、上記出力トランジスタＭ１〜Ｍ６はそれぞれＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されており、それらのソース・ドレイン間に寄生するボディ・ダイオードＤ１〜Ｄ６がスピンドルモータのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに生じている逆起電圧を整流して上記スピンドルモータドライバ回路１１０や上記ブースト回路１４０に電力を供給する整流回路として動作することができる。この実施例では、ブースト回路１４０で昇圧された電圧がボイスコイルモータ３４０を駆動するＶＣＭドライバ回路１２０や、リトラクト制御回路１３０、スピンドルドライバ回路１１０等に供給される。
【００２０】
スピンドルドライバ回路１１０が停電発生時にブースト回路１４０で昇圧された電圧で動作されるように構成されることにより、逆起電圧が３相の中で最も高い時にその相の電源Ｖｃｃ側トランジスタを、また逆起電圧が最も低い時にグランド側トランジスタをオンさせる同期整流制御を行なうことによって、電圧降下量を少なくすることができ、これによってスピンドルモータの逆起電圧が小さい時すなわち回転速度が遅い時にもボイスコイルモータを駆動して確実に退避動作を行なわせることができる。
【００２１】
図３にはリトラクト制御回路１３０の構成例を示す。図３においては、ボイスコイルモータ３４０の駆動コイルＬＶＣＭが、本来のインダクタンスＬｖｃｍと、内部抵抗Ｒｖｃｍと、逆起電圧を発生する電圧源Ｖｂｅｍｆからなる等価回路として表わされている。
リトラクト制御回路１３０は、制御回路内部の回路を所定の順序で動作させる制御信号を生成するシーケンサ１３１と、駆動コイルＬＶＣＭの端子間電圧ＶＶＣＭを検出する電圧センスアンプ１３２と、検出された電圧ＶＶＣＭをディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路１３３と、Ａ／Ｄ変換された値を保持するレジスタ１３４と、シーケンサ１３１から供給される電圧指令値ＶＢＥＭＦＣとコイルからのフィードバック電圧＊ＶＢＥＭＦとの差分をとる第１の減算器１３５と、該減算器１３５の出力を積分する積分回路（ティジタルフィルタ）１３６と、該積分回路１３６の出力と前記レジスタ１３４の保持値との積を演算する乗算回路１３７と、該乗算回路１３７の出力と前記Ａ／Ｄ変換回路１３３の出力との差分をとる第２の減算器１３８と、タイマ１３９などから構成されている。
【００２２】
積分回路１３６を設けることにより、減算器１３５−積分回路１３６−Ｄ／Ａ変換器１５０−ＶＣＭドライバ１２０−逆起電圧Ｖｂｅｍｆ−電圧センスアンプ１３２−Ａ／Ｄ変換回路１３３−減算器１３８−減算器１３８からなる速度制御ループが発振状態になるのを防止することができる。
【００２３】
また、上記積分回路１３７とＤ／Ａ変換器１５０との間には、前記シリアルＩ／Ｏ１５５を介して補償器２８０から供給される駆動電流指令値または上記積分回路１３７の出力を選択的にＤ／Ａ変換器１５０に入力する切替えスイッチＳＷ１が設けられている。この切替えスイッチＳＷ１は、電源モニタ回路１６０の出力（電源遮断検出信号）Ｐ−ＯＦＦによって、通常動作状態には前記補償器２８０から供給される駆動電流指令値をＤ／Ａ変換器１５０に入力させ、停電発生時には上記積分回路１３７の出力をＤ／Ａ変換器１５０に入力させるように動作する。
【００２４】
この実施例では、タイマ１３９が積分回路１３６の出力を監視して磁気ヘッドがランプ３５０のラッチ位置に到達したことを検知すると計時動作を開始し、所定時間計時した時にタイムアップ信号をシーケンサ１３１へ送り、シーケンサ１３１はスピンドルモータ制御回路１１０へブレーキ信号ＢＲＫを送ってスピンドルモータ３１０の回転を停止させる。
【００２５】
このタイマ１３９は、停電発生時点から所定時間を経過したときにタイムアップ信号をシーケンサ１３１へ送るように構成しても良い。この場合、タイマ１３１による計時時間は、磁気ヘッドが磁気ディスクの任意の位置から外側のランプ位置まで移動するのに要する時間のうち最も長い時間を考慮して決定しておくのが望ましい。また、タイマ１３９は前記発振器１４５からブースト回路１４０に供給されるクロック信号φｃにより動作させるようにすることができる。
【００２６】
シーケンサ１３１は、複数の命令コードからなるマイクロプログラムを格納したＲＯＭ（リードオンリメモリ）と該ＲＯＭから順次命令を読み出すカウンタと読み出された命令をデコードして制御信号を生成するデコーダとからなる公知のマイクロプログラム方式の制御回路と類似の構成を有する回路あるいはランダムロジックなどにより構成することができる。
【００２７】
減算器１３５に供給される電圧指令値ＶＢＥＭＦＣは、固定値とすることができるので、シーケンサ１３１が命令コードを記憶するＲＯＭを有する場合、命令コードの一部としてあるいは命令コードとは別にＲＯＭに格納しておいて所定のタイミングで出力させるように構成することができる。また、ＲＯＭの代わりにレジスタを設けて、システムの立ち上がり時にイニシャライズ処理等によってコントローラ２６０からシリアルＩ／Ｏ１５５を介してレジスタに電圧指令値ＶＢＥＭＦＣを設定するように構成してもよい。あるいは電源電圧Ｖｃｃまたは接地点に接続された配線により所定のコードを生成する配線ロジックを用いて電圧指令値ＶＢＥＭＦＣを与えるようにしてもよい。レジスタを用いた場合には、システムごとにその特性ばらつきに応じて補正した電圧指令値ＶＢＥＭＦＣを設定するようにすることができる。
【００２８】
次に、図３に示されているリトラクト制御回路１３０の停電発生時における具体的な動作を、図４のフローチャートおよび図５のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図５には、磁気ヘッドをディスクの内側から外側へ向って移動させている途中で停電が発生した場合の様子が示されている。磁気ヘッドを内側から外側へ向って移動させているときＶＣＭドライバ回路１２０ではパワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７とＭ１０がオンされ、Ｍ８とＭ９がオフされてボイスコイルモータのコイルＬＶＣＭには、端子Ｐ１（ＶＣＭＰ端子）からＰ２（ＶＣＭＮ端子）へ向う電流Ｉｄが流される。
【００２９】
停電等によりマスタ電源（Ｖｃｃ）が落ちると、電源モニタ回路１６０の出力Ｐ−ＯＦＦがロウレベルに変化して電源スイッチ１６２がオフされる（図５のタイミングｔ１）。すると、スピンドルモータのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに生じている逆起電圧を整流した電圧ＶｓｐｎがＶＣＭドライバ回路１２０やブースト回路１４０に供給されるようになる。また、ブースト回路１４０では電源遮断前に電源電圧Ｖｃｃを昇圧したブースタ電圧Ｖｂｓｔが平滑容量Ｃ１により保持されていることにより、ブースト回路１４０及び発振器１４５は電源遮断後も動作し続け、ブースタ電圧Ｖｂｓｔが生成される。
【００３０】
ここで、スピンドルドライバ回路１１０は、ブースト回路１４０で生成された昇圧電圧Ｖｂｓｔにより動作されて同期整流制御が行なわれるため、Ｖｓｐｎは出力トランジスタＭ１〜Ｍ６のオン抵抗による電圧降下分ＶＲだけ電源電圧Ｖｃｃより低い電圧となる。ただし、この電圧降下ＶＲは、同期整流制御をしない場合における出力トランジスタＭ１〜Ｍ６のボディ・ダイオードによる電圧降下（ダイオードの順方向電圧）よりは小さい。
【００３１】
また、マスタ電源（Ｖｃｃ）が落ちると、電源モニタ回路１６０からの出力Ｐ−ＯＦＦによりＶＣＭドライバ回路１２０内のスイッチＳＷ１が切り替えられて補償器２８０からの電流指令値の代わりにリトラクト制御回路１３０からの値がＤＡ変換器（ＤＡＣ）１５０に供給される。
【００３２】
リトラクト制御回路１３０においては、シーケンサ１３１に電源遮断検出信号Ｐ−ＯＦＦが入力されると、シーケンサ１３１から積分回路１３６に対してハイレベルのクリア信号ＣＬＲが、またＶＣＭドライバ回路１２０に対してはドライバの出力をハイインピーダンスにさせる制御信号ＨＩ−Ｚが出力される。これによって、積分回路１３６がクリアされて出力ｎが例えば基準値の「１」にされるとともに、ボイスコイルモータ１３４はコイルＬＶＣＭの駆動電流がカットオフされる（図４ステップＳ１）。
【００３３】
すると、このとき磁気ヘッドは慣性で移動を続け、コイルＬＶＣＭの両端子間にはヘッドの移動方向および速度に比例した逆起電圧ＢＥＭＦ（外側へ移動しているときは正の逆起電圧、内側へ移動しているときは負の逆起電圧）が発生する。この状態でシーケンサ１３１は、レジスタ１３４へストア信号ＳＴＯＲＥを与えて電圧センスアンプ１３２により検出された電圧ＶｖｃｍをＡ／Ｄ変換回路１３３でＡ／Ｄ変換した値Ｖｖｃｍｄを、初期電圧値Ｖｔｅｍｐとしてレジスタ１３４に格納させる（ステップＳ２）。これにより、停電発生時のヘッド移動速度がレジスタ１３４に保持される。
【００３４】
次に、シーケンサ１３１はコイルＬＶＣＭの寄生抵抗Ｒｖｃｍによる電圧降下分を検出するため、所定の基準電流ＩｏをコイルＬＶＣＭに流すべくＶＣＭドライバ回路１２０に対する出力ハイインピーダンス指令を解除する。これによりＶＣＭドライバ回路１２０が駆動される（図４ステップＳ３，図５タイミングｔ２）。なお、このときにコイルに流される基準電流Ｉｏは、ヘッドの移動速度を変化させることがないようにコイルの時定数に応じて数ｍＡ程度であり、数百μｓｅｃのような短い期間とされる。具体的には、積分回路１３６の出力ｎが「１」のときにヘッドの速度を変化させないような基準電流Ｉｏをコイルに流すように構成されている。
【００３５】
そして、この基準電流Ｉｏの通電中におけるコイルの端子間電圧を電圧センスアンプ１３２で検出し、それをＡ／Ｄ変換回路１３３でディジタル値に変換した値Ｖｖｃｍｄと前記レジスタ１３４に保持されているヘッド移動速度に応じた電圧値Ｖｔｅｍｐを減算器１３８へ供給してそれらの差をとった値を再度レジスタ１３４に格納させる（ステップＳ４）。このとき積分回路１３６の出力ｎはクリア信号によりｎ＝「１」とされているため、レジスタに保持される値はＶｖｃｍｄ−Ｖｔｅｍｐである。これにより、コイルＬＶＣＭの寄生抵抗Ｒｖｃｍによる電圧降下量（Ｉｏ×ＲＬ）がレジスタ１３４に保持される。なお、ｎ＝「１」のときの電圧降下量を（Ｉｏ×ＲＬ）とすると、ｎが変化した時にコイルＬＶＣＭに流される駆動電流によって寄生抵抗Ｒｖｃｍによる電圧降下量はｎ×（Ｉｏ×ＲＬ）である。
【００３６】
続いて、シーケンサ１３１は、磁気ヘッドの目標速度指令値ＶＢＥＦＭＣを出力するとともに、積分回路１３６に対するクリア信号ＣＬＲをロウレベルとして、閉ループ制御を開始させる（ステップＳ５）。すると、第１の減算器１３５で目標速度指令値ＶＢＥＭＦＣから第２の減算器１３８の出力を引いた値即ち制御誤差量が積分回路１３６に入力されるようになる。
【００３７】
ここで、第２の減算器１３８の出力は、コイルの両端子間電圧Ｖｖｃｍ（＝Ｖｂｅｍｆ＋ｎ・Ｉｏ・ＲＬ）をＡ／Ｄ変換した値Ｖｖｃｍｄ（＝＊Ｖｂｅｍｆ＋ｎ・Ｉｏ・ＲＬ）から、レジスタ１３４の保持値（Ｉｏ・ＲＬ）に積分回路１３６の出力ｎを乗算器１３７で掛けた値（ｎ・Ｉｏ・ＲＬ）を引いたもの、つまり推定された逆起電圧値＊Ｖｂｅｍｆである。従って、第１の減算器１３５から積分回路１３６に入力される値は、ＶＢＥＭＦＣ−＊Ｖｂｅｍｆ（＝目標速度指令値−コイルの逆起電力）となる。
【００３８】
これによって、ボイスコイルモータ３４０のコイルは磁気ヘッドの移動速度が目標速度となるようにＶＣＭドライバ回路１２０により駆動され、制御回路１３０の制御ループにより正確に速度制御される（ステップＳ６）。例えば、磁気ヘッドの移動速度が目標速度よりも小さい場合やヘッドが内側へ移動している場合には、第２の減算器１３８の出力＊Ｖｂｅｍｆは目標速度指令値ＶＢＥＭＦＣよりも小さくなるため、積分回路１３６の出力は大きくなってコイルに順方向電流（ヘッドを外側へ移動させる向きの電流）が流されてヘッドが加速される。
【００３９】
一方、図５のタイミングチャートのように、磁気ヘッドの移動速度が目標速度よりも大きい場合には、第２の減算器１３８の出力＊Ｖｂｅｍｆは目標速度指令値ＶＢＥＭＦＣよりも大きくなるため、積分回路１３６の出力は小さくなってコイルに逆方向電流（ヘッドを内側へ移動させる電流）が流されてヘッドが減速される（タイミングｔ３〜ｔ４）。そして、ヘッドがランプに到達してヘッドの速度が遅くなると、コイルの逆起電力が小さくなろうとするが、ヘッド速度を目標値に保つべく積分回路１３６の出力が増大する方向へ制御が行なわれ、その結果コイルの駆動力が増大されてヘッドはランプを上昇することができる（タイミングｔ４〜ｔ５）。
【００４０】
さらに、本実施例では、積分回路１３６にその出力の最大レベルを制限するリミッタが設けられている。そのため、ヘッドがランプの停止位置（ラッチ）に到達して速度が低下すると、ヘッド速度を目標値に保つべく積分回路１３６の出力が増大するがこのときリミッタが作動して出力レベルを制限するため、コイルの駆動力の急激な増大を回避することができ、これによりヘッドがランプからはずれてしまうのを回避することができるようになっている（タイミングｔ５〜ｔ６）。
【００４１】
また、この実施例においては、積分回路１３６のリミッタが作動するとタイマ１３９が起動するようにされており、シーケンサ１３１はこのタイマ１３９が起動した後所定時間経過すると、スピンドルモータ制御回路１１０に対してブレーキ開始信号ＢＲＫを出力する（タイミングｔ６）。すると、スピンドルモータ制御回路１１０によって、例えばスピンドルモータの駆動トランジスタＭ１〜Ｍ６のうちグランド側のトランジスタＭ２，Ｍ４，Ｍ６が全てオン状態にされてスピンドルモータにブレーキがかけられる。
その結果、スピンドルモータのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに生じている逆起電圧を整流した電圧Ｖｓｐｎおよびこれをブースト回路１４０で昇圧したブースタ電圧Ｖｂｓｔが降下し、ボイスコイルモータ３４０の駆動も停止される（タイミングｔ７）。
【００４２】
従来のソースフォロワ型のＭＯＳＦＥＴで構成されたリトラクトドライバを用いるヘッド退避方式では、コイルの電流を引き込むことができないため、磁気ヘッドがディスクの内側から外側へ向って移動されている途中で停電が発生すると、ボイスコイルモータにブレーキがかからないため磁気ヘッドがランプに衝突するおそれがある。これに対し、本実施例においては上述のように、コイルのいずれの向きの電流も引き込むことができるＶＣＭドライバ回路１２０を用いて退避動作を行なうため、磁気ヘッドの外側へ向う移動速度が速すぎる場合にはコイルの電流を引き込んでボイスコイルモータ３４０にブレーキをかけることができ、磁気ヘッドがランプに衝突するのを回避することができる。しかも、この実施例では、停電発生時のヘッドの移動速度を検出してそれに応じてボイスコイルモータに流す電流を制御しているため、より精度の高い退避動作が可能となる。
【００４３】
図６は、上記ＶＣＭドライバ１２０の実施例を示す。なお、図６においては、ボイスコイルモータ３４０のコイルＬＶＣＭが、本来のインダクタンスＬｖｃｍと、内部抵抗Ｒｖｃｍと、逆起電圧源Ｖｂｅｍｆとからなる等価回路として表わされている。図６に示されているように、ＶＣＭドライバ回路１２０は、コイルに電流を流すパワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０を駆動するコイル駆動アンプ１２１，１２２と、上記センス抵抗Ｒｓｎｓの検出値と上記Ｄ／Ａ変換器１５０の出力値を比較して上記コイル駆動アンプ１２１，１２２の入力信号を生成する制御アンプ１２３と、電圧切り替えスイッチＳＷ１などから構成されている。コイル駆動アンプ１２１（１２２）は、出力アンプ２１０（２２０）と、フィードバック抵抗Ｒ２（Ｒ６）と、入力抵抗Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４（Ｒ５，Ｒ７，Ｒ８）とにより構成されている。
【００４４】
また、制御アンプ１２３は、電流センス抵抗Ｒｓｎｓの両端子の電圧が入力される電流センス用アンプ２３１と、該電流センス用アンプ２３１の出力とＤ／Ａ変換器１５０の出力を入力とする電圧入力−電流出力型の差動増幅回路（以下、ｇｍアンプと称する）２３２と、電流制御ループの位相補償を行なう位相補償回路２３３とにより構成されている。出力アンプ２１０，２２０と電流センス用アンプ２３１の一方の入力端子には、それぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ７，Ｒ１２を介して基準電圧ＶＲＥＦが印加され、基準電圧ＶＲＥＦと各入力電圧との電位差に応じた電圧を出力する。
【００４５】
上記アンプ２３１，２３２は、それぞれアンプ内の抵抗やトランジスタなどの素子の定数を最適に決定することによって、利得などの回路動作特性がそれぞれ所望の特性となるように設定される。また、アンプ２３１，２３２は、電源電圧Ｖｓｐｎおよびブースタ電圧Ｖｂｓｔを電源としており、停電発生時にもアンプの動作は継続される。
【００４６】
コイル駆動アンプ１２１，１２２は、各々抵抗Ｒ１〜Ｒ４，Ｒ５〜Ｒ８によって所定の電圧利得が設定される。コイル駆動アンプ１２１，１２２は昇圧されたブースト電圧Ｖｂｓｔを電源としており、停電が発生してもアンプの動作は継続される。そして、コイル駆動アンプ１２１，１２２により駆動されるパワーＭＯＳＦＥＴＭ７〜Ｍ１０が接続されたコイル端子ＶＣＭＰ−ＶＣＭＮ間に、ボイスコイルモータ１０８のコイルＬｖｃｍとセンス用の抵抗Ｒｓｎｓとが直列に接続されており、パワーＭＯＳＦＥＴＭ７〜Ｍ１０によってコイルＬｖｃｍに駆動電流を流す。この駆動電流は一対のコイル駆動アンプ１２１，１２２により双方向に流すことができるように構成されており、駆動電流の流れる向きに応じて磁気ヘッドはディクスの内側方向または外側方向のいずれかに任意の方向に移動されるようになっている。
【００４７】
図７は、図６に示されている回路のうち出力アンプ２１０（２２０）の具体的な回路構成例を示す。
図７に示されているように、出力アンプ２１０（２２０）は、上記制御アンプ２３２から出力される電圧またはリトラクト制御電圧Ｖｒｅｔと基準電圧ＶＲＥＦとを入力とする差動アンプ２１１と、この差動アンプ２１１の出力とコイル端子ＶＣＭＰ（ＶＣＭＮ）の電圧と基準電圧ＶＣＭＲＥＦとを抵抗Ｒ５とＲ６で分割した電圧が入力されるｇｍアンプ２１２と、該ｇｍアンプ２１２の差動出力の一方をそれぞれ非反転入力端子に受けボルテージフォロワとして動作する一対のバッファアンプ２１３および２１４と、バッファアンプ２１３および２１４の非反転入力端子と電源電圧端子との間に接続されて位相補償用の容量Ｃ１１，Ｃ１２と、バッファアンプ２１３および２１４の非反転入力端子とコイル端子ＶＣＭＰ（ＶＣＭＮ）との間にそれぞれ直列に接続された抵抗Ｒ７とＭＯＳＦＥＴ　Ｍ３およびＲ８とＭ４などにより構成されている。
【００４８】
ｇｍアンプ２１２は前段の差動アンプ２１１の出力電圧の変化に応じてほぼ直線的に出力が変化するように特性が設定されたアンプで、このアンプ２１２の反転入力端子（−）には、ボイスコイルモータのコイルＬｖｃｍが接続されるコイル端子ＶＣＭＰ（ＶＣＭＮ）の電圧が抵抗Ｒ６を介してフィードバックされており、ｇｍアンプ２１２とその後段に接続されたバッファアンプ２１３，２１４および出力トランジスタＭ７，Ｍ８を含めた回路全体として、入力電圧を高利得で増幅し、入力の変化に応じて変化する駆動電圧を出力するように回路を構成する素子の定数が設定されている。
【００４９】
次に、図７において上記ｇｍアンプ２１２と出力トランジスタＭ７，Ｍ８との間に設けられているバッファアンプ２１３，２１４を含む回路部分について説明する。
図７に示されているように、ｇｍアンプ２１２の正相出力（＋）はバッファアンプ２１３の非反転入力端子に入力され、このバッファアンプ２１３の出力電圧が出力トランジスタＭ７のゲート端子に印加されている。バッファアンプ２１３はその出力電圧が自分の反転入力端子にフィードバックされ、ボルテージフォロワとして動作する。このようなアンプを設けているのは、出力トランジスタＭ１はそのサイズが大きいのでゲート容量も大きく、所望の特性を保持したままｇｍアンプ２１２の出力で直接駆動するには駆動力が足りなくなるためである。
【００５０】
また、バッファアンプ２１３の正相側出力端子とコイル端子ＶＣＭＰとの間に直列に接続されている抵抗Ｒ７とＭＯＳトランジスタＭ３は、上記バッファアンプ２１３がボルテージフォロワとして動作することから、このＭＯＳトランジスタＭ３のゲートと出力トランジスタＭ７のゲートに印加される電圧は同一であり、Ｍ７とＭ３はカレントミラー回路を構成していることが分かる。従って、ＭＯＳトランジスタＭ７とＭ３のサイズ比をＮとすると、出力トランジスタＭ７はＭ３のドレイン電流のＮ倍の電流を流すように駆動される。
【００５１】
同様にして、ｇｍアンプ２１２の負相出力（−）はバッファアンプ２１４の非反転入力端子に入力され、このバッファアンプ２１４の出力電圧が出力トランジスタＭ９のゲート端子に印加されている。バッファアンプ２１４はその出力電圧が自分の反転入力端子にフィードバックされ、ボルテージフォロワとして動作する。また、バッファアンプ２１４の正相側出力端子とコイル端子ＶＣＭＰとの間に直列に接続されている抵抗Ｒ８とＭＯＳトランジスタＭ４は、ＭＯＳトランジスタＭ４のゲートと出力トランジスタＭ８のゲートに印加される電圧は同一であることから、Ｍ４とＭ８はカレントミラー回路を構成している。従って、出力トランジスタＭ８は、ＭＯＳトランジスタＭ２とＭ６のサイズ比をＮとすると、Ｍ４のドレイン電流のＮ倍の電流を流すように駆動される。
【００５２】
トランジスタＭ３，Ｍ４と直列に設けられている抵抗Ｒ７とＲ８は、ｇｍアンプ２１２からの比較的小さな電流が入力されるときはあまり意味を持たない。ｇｍアンプ２１２から比較的大きな電流が入力されてトランジスタＭ３，Ｍ４に大きな電流が流されるようになると、入力電流がある値を超えたあたりからトランジスタＭ３，Ｍ４のゲート・ソース間電圧が急に増大されるようになる。これにより、出力トランジスタＭ７，Ｍ８のゲート・ソース間電圧が、ｇｍアンプ２１２の入力電圧の変化よりも急峻に変化するように制御される。
【００５３】
なお、図７の回路においては、例えばｇｍアンプ２１２の正相側出力の振幅レベルと負相側出力の振幅レベルを適当に設定するなどの方法により、出力トランジスタＭ７のゲート・ソース間電圧の立下がりの方が、出力トランジスタＭ８のゲート・ソース間電圧の立上がりよりも早く開始するように設計されている。これによって、出力トランジスタＭ７，Ｍ８が同時にオンされて貫通電流が流れないようにされ、消費電力の増加が抑制される。同様に、出力トランジスタＭ８のゲート・ソース間電圧の立上がりに関しても、出力トランジスタＭ７のゲート・ソース間電圧の立下がりより早く立上がりが開始するように設計してもよい。
【００５４】
図８には、図２に示されているスピンドルドライバ回路１１０内の制御回路１１１のうち特に停電が発生して磁気ヘッドのリトラクト制御を行なう時にスピンドルモータを同期整流制御する回路の構成例を示す。
図８において、４１０は通常動作時のＰＷＭ制御のための制御信号を生成するＰＷＭ制御部、４２０はリトラクト制御時の同期整流制御のための制御信号を生成する同期整流制御部、４３０はＰＷＭ制御部４１０から出力される制御信号または同期整流制御部４２０から出力される制御信号のいずれかを選択して図２のプリアンプ１１２〜１１４に供給するセレクタ部、４４０は停電発生時にブースト回路から供給されるブースト電圧Ｖｂｓｔを降圧して同期整流制御部４２０内のロジック回路の動作に必要な電源Ｖｄｄｓｒを生成するロジック電源部である。
【００５５】
ロジック電源部４４０は、ブースト電圧Ｖｂｓｔを抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧して所望の電位を生成する抵抗分圧回路と、分圧された電圧と同一レベルの電圧を低インピーダンスで出力するバッファアンプＡＭＰとからなる。セレクタ部４３０は、電源モニタ回路１６０からの出力Ｐ−ＯＦＦにより切り替えが行われ、電源遮断時にはＰＷＭ制御部４１０からの出力の代わりに同期整流制御部４２０からの出力を選択してコイルＵ，Ｖ，Ｗに供給するセレクタＳＥＬ１〜ＳＥＬ６により構成されている。
【００５６】
同期整流制御部４２０は、３相ブラシレスモータからなるスピンドルモータのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の駆動コイルの端子電圧Ｕ，Ｖ，Ｗを２つずつ比較するコンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３と、これらのコンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３の出力信号およびその反転信号の組合せを入力とするＡＮＤゲートＧ１〜Ｇ６とから構成されており、コイルの逆起電圧の大小を検出して各コイルに流す電流の向きとタイミングを決定することによりモータの回転に同期してコイルを駆動する同期整流制御を行なう。具体的には、逆起電圧の最も高い相の電源Ｖｃｃ側出力トランジスタと逆起電圧の最も低い相のグランド側出力トランジスタをオンさせてコイルに電流を流すような制御が行われる。
【００５７】
図９は、図２のような構成を有するボイスコイルモータ制御系とスピンドルモータ制御系および磁気ヘッド駆動制御系を含む磁気ディスクシステムの一例としてのハードディスク装置全体の一構成例をブロック図で示したものである。
図９において、３１０は磁気ディスク３００を回転させるスピンドルモータ、３２０は先端に磁気ヘッド（書込み磁気ヘッドおよび読出し磁気ヘッドを含む）ＨＤを有するアーム、３３０はこのアーム３２０を回動可能に保持するキャリッジで、上記ボイスコイルモータ３４０はキャリッジ３３０を移動させることで磁気ヘッドを移動させるとともに、磁気ヘッドの中心をトラックの中心に一致させるようにモータ駆動回路１００がサーボ制御を行なう。
【００５８】
モータ駆動回路１００は、図２に示されているようなボイスコイルモータ駆動制御回路およびスピンドルモータ駆動制御回路が一体となった半導体集積回路であり、上記コントローラ２６０から供給される制御信号に従って動作し、磁気ヘッドを所望のトラックへシーク移動させたり磁気ヘッドの相対速度を一定にするように、ボイスコイルモータ３４０とスピンドルモータ３１０をサーボ制御する。
【００５９】
２００は上記磁気ヘッドＨＤによって検出された磁気の変化に応じた電流を増幅して読出し信号を信号処理回路（データチャネルプロセッサ）２３０へ送信したり信号処理回路２３０からの書込みパルス信号を増幅して磁気ヘッドＨＤの駆動電流を出力するリード・ライトＩＣである。また、２４０は信号処理回路２３０から送信されてくる読出しデータを取り込んで誤り訂正処理を行なったりホストからの書込みデータに対して誤り訂正符号化処理を行なって信号処理回路２３０へ出力したりするハードディスク・コントローラである。上記信号処理回路２３０は、ディジタル磁気記録に適した変調／復調処理や磁気記録特性を考慮した波形整形等の信号処理を行なうとともに、上記磁気ヘッドＨＤの読出信号から位置情報を読み取る。
【００６０】
２５０は本システムと外部装置との間のデータの受渡しおよび制御等を行なうインタフェース・コントローラで、上記ハードディスク・コントローラ２４０はインタフェース・コントローラ２５０を介してパソコン本体のマイクロコンピュータなどのホストコンピュータに接続される。２７０は磁気ディスクから高速で読み出されたリードデータを一時的に記憶するバッファ用のキャッシュメモリである。マイクロコンピュータからなるシステムコントローラ２６０は、ハードディスク・コントローラ２４０からの信号に基づいて、いずれの動作モードか判定し、動作モードに対応してシステム各部の制御を行なうとともに、ハードディスク・コントローラ２４０から供給されるアドレス情報に基づいてセクタ位置などを算出する。
【００６１】
以上、本発明者によってなされた発明を実施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。たとえば、前記実施例では、電源遮断後に必要とされる電力を、スピンドルモータを駆動する出力トランジスタＭ１〜Ｍ６を同期整流制御して取り出しているが、同期整流制御をせずに出力トランジスタＭ１〜Ｍ６のボディ・ダイオードで逆起電力を整流することで得るようにしても良いし、整流用のダイオードブリッジを別途設けてもよい。
【００６２】
また、実施例においては、ディスクの外側に待機位置としてのランプを設け、電源遮断時にこのランプに磁気ヘッドを退避させるようにしているが、ディスクの内側に待機位置を設け、電源遮断時に磁気ヘッドをディスクの内側へ退避移動させる場合にも適用することができる。
【００６３】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるハードディスク記憶装置に適用した場合について説明したが、本発明にそれに限定されるものでなく、ディスク型記憶装置一般に利用することができる。
【００６４】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、磁気ディスク記憶装置において、電源が遮断された時の磁気ヘッドの移動速度を検出し該移動速度と目標速度とに基づいてボイスコイルモータを制御するため、安全かつ速やかに磁気ヘッドを退避させることができるとともに、磁気ヘッドがディスクの外側のランプ方向へ移動されているときに電源が遮断された場合にボイスコイルモータで発生する逆起電力を制限してブレーキをかけて磁気ヘッドがランプに衝突するのを防止することができる。
【００６５】
また、本発明に従うと、磁気ディスク記憶装置において、逆起電力の小さい小型モータやスピンドルモータの回転が遅い時に電源が遮断された場合にもスピンドルモータの逆起電力を同期整流した電圧でボイスコイルモータを駆動して確実に磁気ヘッドを退避させることができる。その結果、リトラクトドライバが不要となってボイスコイルモータの駆動制御用ＩＣのチップサイズを小さくすることができ、小型で信頼性の高い磁気ディスク記憶装置を実現できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る磁気ディスク記憶装置におけるボイスコイルモータおよびスピンドルモータ制御系の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る磁気ディスク記憶装置におけるボイスコイルモータおよびスピンドルモータの駆動制御回路の一実施例を示すブロック図である。
【図３】停電発生時におけるボイスコイルモータの退避制御を行なうリトラクト制御回路のより詳細な構成例を示すブロック図である。
【図４】実施例のリトラクト制御回路による停電発生時におけるボイスコイルモータの退避制御の手順の一例を示すフローチャートである。
【図５】実施例のモータ駆動制御回路による停電発生時におけるボイスコイルモータの退避制御時における各部の信号のタイミングを示すタイミングチャートである。
【図６】ボイスコイルモータの駆動制御回路を構成するコイル駆動回路（ＶＣＭドライバ）のより詳細な構成例を示すブロック図である。
【図７】コイル駆動回路（ＶＣＭドライバ）を構成する出力アンプの具体例を示すブロック図である。
【図８】スピンドルモータの駆動制御回路のより詳細な構成例を示すブロック図である。
【図９】本発明が適用された磁気ディスク記憶装置の全体の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
ＬＶＣＭ　ボイスコイルモータの駆動コイル
Ｒｓｎｓ　電流検出用抵抗
１００　モータ駆動制御回路（ＩＣ）
１１０　スピンドルモータドライバ
１２０　ボイスコイルモータのドライバ
１２１，１２２　コイル駆動アンプ
１２３　制御アンプ
１３０　リトラクト制御回路
１３１　シーケンサ
１３２　コイル端子間電圧センスアンプ
１３５，１３８　減算器
１３７　乗算器
１４０　ブースト回路（昇圧回路）
２１０，２２０　出力アンプ
３００　磁気ディスク
３１０　スピンドルモータ
３２０　ヘッド保持用アーム
３３０　キャリッジ
３４０　ボイスコイルモータ
３５０　ヘッド退避位置（ランプ）
【図１】
2004086982.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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