(57)【要約】【課題】本発明の課題は、複数のインバータを同時に駆動した場合に干渉音の発生を防止して各々の入力電力を制御する電磁誘導加熱装置を提供することである。【解決手段】本発明の電磁誘導加熱装置は、電源から被加熱物と加熱コイル及び共振コンデンサを含む共振回路に高周波電力を供給するインバータ備え、前記インバータは、電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、スイッチング回路の出力端子と電源の少なくとも一方の極との間に共振回路を備え、共振コンデンサに並列に接続されたバイパス回路を備えることによって達成できる。【選択図】　図１
2004014218.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路とを有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される共振コンデンサを含み、前記直流電源の両端子（ｐ／ｏ）のいずれか一方とスイッチング回路の出力端子（ｔ）との間に前記共振回路を接続し、前記共振コンデンサに並列に接続されるバイパス回路を有することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項２】
直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路とを有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される共振コンデンサを含み、前記直流電源の両端子（ｐ／ｏ）のいずれか一方とスイッチング回路の出力端子（ｔ）との間に前記共振回路を接続し、前記共振コンデンサに並列に接続されるバイパス回路を有し、
前記バイパス回路の導通期間を可変して前記共振回路に供給する電力を制御する第１の制御方法と、前記スイッチング回路の導通期間を可変して前記共振回路に供給する電力を制御する第２の制御方法を有し、前記第１、第２の制御方法の少なくとも一つを選択して電力を制御することを電磁誘導加熱装置の運転制御方法。
【請求項３】
請求項２に記載した電磁誘導加熱装置の運転制御方法にあって、
前記共振回路に流れる電流を検出する第１の電流検出手段と、前記直流電源に流れる入力電流を検出する第２の電流検出手段と、前記第１、第２の電流検出手段からの信号に応じて、被加熱物の材質及び状態を判断する制御回路を備え、
前記制御回路は前記第１、第２の制御方法の少なくとも一つを選択して電力を制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置の運転制御方法。
【請求項４】
請求項１から３記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、直列に接続される第１のスイッチング素子と第２のダイオードを備え、前記第１のスイッチング素子は逆並列に接続される第１のダイオードを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項５】
請求項１から３記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、第１の逆耐圧機能付きスイッチング素子を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項６】
請求項１から３記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、第３のスイッチング素子と該第３のスイッチング素子に逆並列に接続される第３のダイオードを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項７】
請求項１から３記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、逆直列に接続される第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を備え、前記第１、第２のスイッチング素子はそれぞれ逆並列に接続される第１、第２のダイオードを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項８】
請求項１から３記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、逆並列に接続される第１、第２の逆耐圧機能付きスイッチング素子を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項９】
請求項１から８記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、直列に接続される補助共振コンデンサと第４のスイッチング素子を備え、該第４のスイッチング素子に逆並列に接続される第４のダイオードを有することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項１０】
請求項１から９記載のいずれか一つにおいて、
前記スイッチング回路は、直列に接続される第５、第６のスイッチング素子を備え、前記第５、第６のスイッチング素子はそれぞれ逆並列に接続される第５、第６のダイオードを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項１１】
請求項１０記載の電磁誘導加熱装置において、
前記スイッチング回路は、前記第５、第６のスイッチング素子の少なくとも一方と並列に第１のスナバコンデンサを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項１２】
請求項１０記載の電磁誘導加熱装置において、
前記スイッチング回路は、前記第５、第６のスイッチング素子の少なくとも一方と並列にスナバコンデンサ切替回路を備え、該スナバコンデンサ切替回路は、直列接続される第２のスナバコンデンサと第７のスイッチング素子を備え、該第７のスイッチング素子は逆並列に接続された第７のダイオードを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項１３】
請求項１２記載の電磁誘導加熱装置において、
前記スイッチング回路のスイッチング素子を駆動する第１のドライブ回路、前記バイパス回路のスイッチング素子を駆動する第２のドライブ回路及び前記スナバコンデンサ切替回路のスイッチング素子を駆動する第３のドライブ回路を備え、前記被加熱物に供給する電力を設定する入力電力設定部を備え、前記制御回路は前記入力電力設定部からの出力信号に応じて、前記第１、第２、第３のドライブ回路を制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項１４】
請求項３から１３記載の何れか一つにおいて、
前記制御回路は、発振する周波数を変更可能な可変周波数発振器と、前記各スイッチング素子の導通期間を設定する少なくとも一つの導通期間設定部を備え、少なくとも一つのインバータは、前記可変周波数発振器から出力される発振周波数で駆動されることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項１５】
請求項１４記載の電磁誘導加熱装置において、
前記可変周波数発振器は、前記直流電源の電圧に応じて発振する周波数を変化させることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項１６】
直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路とを有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される共振コンデンサを含み、前記直流電源の両端子（ｐ／ｏ）のいずれか一方とスイッチング回路の出力端子（ｔ）との間に前記共振回路を接続し、該共振回路に供給する電力を制御する制御回路を備え、該制御回路は、発振する周波数を変更可能な可変周波数発振器と、前記スイッチング回路の各スイッチング素子の導通期間を設定する少なくとも一つの導通期間設定部を備え、少なくとも一つのインバータは、前記可変周波数発振器から出力される発振周波数で駆動されることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項１７】
請求項１６記載の電磁誘導加熱装置において、
前記可変周波数発振器は、前記直流電源の電圧に応じて発振する周波数を変化させることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項１８】
直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路とを有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される共振コンデンサを含み、前記直流電源の両端子（ｐ／ｏ）のいずれか一方とスイッチング回路の出力端子（ｔ）との間に前記共振回路を接続し、前記共振回路の共振周波数を前記インバータの駆動周波数より低くするように共振コンデンサの電圧を制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の加熱部を有する電磁誘導加熱装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。
【０００３】
従来、システムキッチン等に組み込まれる電気調理器には、シーズヒータやプレートヒータ、ハロゲンヒータ等の抵抗体を熱源としたものが使われていたが、近年では、一部を誘導加熱調理器に置き換えたもの、あるいは２口以上を誘導加熱調理器にしたものに代わりつつある。電磁誘導加熱装置の入力電力を変化させ被加熱物の温度制御を行う方法としては、インバータの駆動周波数を変化させる方法が一般的である。しかし、加熱コイルを複数個備えてそれぞれ別々の被加熱物を加熱する場合、インバータ間の差分周波数に起因して被加熱物から干渉音が発生するという問題がある。
【０００４】
このような問題を解決する従来例として、特許第２５３２５６５号公報に開示されるような誘導加熱調理器がある。この調理器は、一定の駆動周波数でスイッチング素子の導通期間を変化させ入力電力を制御するものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来例では、複数個のインバータを作動しても同一の駆動周波数で入力電力を変えることができるため、干渉音の発生を防ぐことができる。しかしながら、低電力で駆動する場合には、一方のスイッチング素子に発生する損失が大きくなる問題点がある。
【０００６】
本発明の課題は、スイッチング素子の損失発生を抑え、複数のインバータを同時に駆動した場合に干渉音の発生を防止して各々の入力電力を制御する電磁誘導加熱装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の電磁誘導加熱装置は、直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路を有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される共振コンデンサを含み、前記直流電源の両端子（ｐ／ｏ）のいずれか一方とスイッチング回路の出力端子（ｔ）との間に前記共振回路を接続し、前記共振コンデンサに並列に接続されるバイパス回路を有することを特徴とする
【０００８】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１は本発明の第１の実施形態である電磁誘導加熱装置のブロック図である。図１において、インバータ１００はスイッチング回路２０と加熱コイル５、共振コンデンサ６から成る共振回路６０及びバイパス回路３０によって構成されている。
【０００９】
スイッチング回路２０は電源１０の正電極ｐ点と負電極ｏ点との間に接続されており、電源１０から供給される電圧を高周波電圧に変換して共振回路６０に印加し、加熱コイル５に高周波電力を供給する。バイパス回路３０は共振コンデンサ６に並列に接続されており、共振コンデンサ６に流れる電流をバイパスすることによって、共振回路６０の負荷特性を制御する。一般に共振型のインバータでは、共振負荷の特性が誘導性になるように駆動周波数ｆｓを共振周波数ｆｒよりも高くなるように設定し、インバータの出力電圧に対し共振回路に流れる電流が遅れ位相になるように制御する。図１においては、スイッチング回路２０と共振回路６０の接続点ｔ点の電圧に対して共振回路６０に流れる電流ＩＬ５が遅れ位相になるように制御することになる。
【００１０】
しかしながら、駆動周波数ｆｓを一定にしてスイッチング素子の導通期間を変化させ電力制御を行うと、スイッチング回路２０の導通期間に電流の極性が反転し出力電圧より電流が進み位相になる進相モードへ移行する場合が生じる。これは、スイッチング回路２０の損失増加を招くため、共振型のインバータでは避けなければならないモードである。本発明においては、被加熱物の材質や状態及び設定された入力電力の大きさに応じてバイパス回路の導通状態を変えて、共振コンデンサーの電圧を制御することにより、共振回路６０の負荷特性を誘導性に維持することができる。即ち、共振回路６０の共振周波数をスイッチング回路２０の駆動周波数より常に低くすることができる。
【００１１】
これにより、インバータ１００は駆動周波数ｆｓを一定にしてスイッチング回路２０の導通期間を変化させ、入力電力を制御することが可能となる。このように、バイパス回路３０は、一定の駆動周波数ｆｓで動作を実現するための補助スイッチング回路としての役割を果たす。スイッチング回路２０及びバイパス回路３０はそれぞれドライブ回路６１、６２によって駆動され、ドライブ回路６１、６２は制御回路７０によってコントロールされる。入力電力設定部７５は、使用者が入力電力を設定するためのインターフェースであり、設定された出力に応じて制御回路７０に信号を送る。制御回路７０は入力電力設定部７５からの信号に応じてスイッチング回路２０及びバイパス回路３０を制御する。
【００１２】
（実施例２）
図２は本発明の第２の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図２において、電源１０は商用電源１の交流電圧を整流する整流回路２とインダクタ３及びコンデンサ４で構成された平滑回路からなり、交流電圧を直流電圧に変換してインバータ１００に電力を供給する。コンデンサ４の正電極ｐ点と負電極ｏ点との間にはパワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２が直列に接続されスイッチング回路２０を構成している。ＩＧＢＴ１１，１２にはそれぞれダイオード２１，２２が逆方向に並列接続されている。
【００１３】
また、ＩＧＢＴ１１，１２にはそれぞれ並列にスナバコンデンサ３１，３２が接続されている。スナバコンデンサ３１、３２は、ＩＧＢＴ１１又はＩＧＢＴ１２のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサ３１，３２の容量は、ＩＧＢＴ１１，１２のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。ＩＧＢＴ１１，１２の接続点、即ち出力端子をｔ点とすると、ｔ点とｏ点間には加熱コイル５と共振コンデンサ６で構成された共振回路６０が接続されている。
【００１４】
共振コンデンサ６には並列にバイパス回路３０が接続されており、バイパス回路３０は直列接続されたＩＧＢＴ１３とＩＧＢＴ１３の逆電流を阻止するダイオード２５、及びＩＧＢＴ１３に逆方向に並列接続されたダイオード２３によって構成されている。ここで、ｔ点から共振コンデンサ６に向かって流れる共振電流ＩＬ５を正とすると、バイパス回路３０に流れるバイパス電流Ｉｃ３は負の一方向である。本実施例では、入力電力を下げる場合、上アームの導通期間を絞り下アームの導通期間を延ばすため、下アームの導通期間内に共振電流ＩＬ５の極性が負から正に反転し易くなる。従って、負の方向に共振電流ＩＬ５が流る場合にバイパス電流Ｉｃ３を流すことによって、共振電流ＩＬ５の極性が負から正に反転することを防止することができる。
【００１５】
スイッチング回路２０及びバイパス回路３０はそれぞれドライブ回路６１、６２によって駆動され、ドライブ回路６１、６２は制御回路７０によってコントロールされる。本実施例では、共振コンデンサ６をインバータ１００のｔ点側に接続することにより、バイパス回路３０のＩＧＢＴ１３はｔ点を基準に駆動することができる。従って、ドライブ回路６２の電源はＩＧＢＴ１１を駆動するドライブ回路６１の電源と共用することが可能となる。
【００１６】
電流検出素子７１は、共振回路に流れる電流を検出し、共振電流検出回路７２は、電流検出素子７１の出力信号レベルを制御回路７０の入力レベルに適した信号に変換する。また、電流検出素子７３（電流検出手段）は、商用電源１から入力する電流を検出し、入力電流検出回路７４は電流検出素子７３の出力信号レベルを制御回路７０の入力レベルに適した信号に変換する。制御回路７０は入力電流と共振電流の関係から被加熱物の材質や状態を判断し、加熱動作の開始又は停止を行う。
【００１７】
また、入力電力設定部７５からの信号に応じてスイッチング回路２０のＩＧＢＴ１１，１２及びバイパス回路３０のＩＧＢＴ１３の導通期間を設定し入力電力を制御する。材質の検知は、過電流や過電圧の発生を防ぐために低電力かつ短時間で実施する必要がある。本実施例において材質検知の初期段階では、バイパス回路３０を導通状態にすることにより、共振回路のインピーダンスを大きくすることができ、過電流や過電圧の発生及び入力電力の急増を防ぐことができる。
【００１８】
次に図３を用いて本実施例の動作について説明する。図２、３において、スイッチング回路２０の上アームに流れる電流をＩｃ１、下アームに流れる電流をＩｃ２、バイパス回路３０に流れる電流をＩｃ３、共振電流をＩＬ５とする。また、上アームのＩＧＢＴ１１のコレクタ、エミッタ間の電圧をＶｃ１、下アームのＩＧＢＴ１２のコレクタ、エミッタ間の電圧をＶｃ２、共振コンデンサ６の共振電圧をＶｃ３、インバータの電源電圧をＶｐとする。
【００１９】
（モード１）図３において、ＩＧＢＴ１１の駆動信号がオンになり加熱コイル５の蓄積エネルギーがゼロになると共振電流ＩＬ５の極性が負から正に変わり、ＩＧＢＴ１１、共振コンデンサ６、加熱コイル５の経路で共振電流ＩＬ５が流れる。共振コンデンサＣ６は共振電流ＩＬ５によって放電され、Ｖｃ３は減少する。
（モード２）次にＩＧＢＴ１１の駆動信号がオフになると、共振電流ＩＬ５は正の極性を有しており、この電流はスナバコンデンサ３１、共振コンデンサ６、加熱コイル５の経路とスナバコンデンサ３２、共振コンデンサ６、加熱コイル５の経路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ３１は充電、下アームのスナバコンデンサ３２は放電される。
【００２０】
従って、ＩＧＢＴ１１のコレクタ、エミッタ間の電圧Ｖｃ１は徐々に増加し、ＩＧＢＴ１２のコレクタ、エミッタ間の電圧Ｖｃ２、即ち出力電圧は徐々に減少する。その後、Ｖｃ１の電圧がインバータの電源電圧Ｖｐに達し、下アームのダイオード２２に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬ５は環流電流として加熱コイル５、ダイオード２２、共振コンデンサ６の経路で流れ続ける。この期間、ＩＧＢＴ１２、１３の駆動信号はオンになるが、電流の極性が変わらない限り、ダイオード２２を流れ続ける。
【００２１】
（モード３）次に加熱コイル５の蓄積エネルギーがゼロになり共振電流ＩＬ５の極性が正から負に変わると、既にＩＧＢＴ１２はオンしている為、共振電流ＩＬ５は加熱コイル５、共振コンデンサ６、ＩＧＢＴ１２の経路で流れ、共振コンデンサ６はＩＬ５によって充電される。
【００２２】
（モード４）電圧Ｖｃ３が増加しバイパス回路３０のダイオード２５に順方向の電圧が印加されると、既にＩＧＢＴ１３はオンしている為、共振電流ＩＬ５は加熱コイル５、ダイオード２５、ＩＧＢＴ１３、ＩＧＢＴ１２の経路で流れ、共振コンデンサ６の充電は一時停止する。
【００２３】
（モード５）次にＩＧＢＴ１３の駆動信号がオフになると、共振電流ＩＬ５は再び加熱コイル５、共振コンデンサ６、ＩＧＢＴ１２の経路で流れ、共振コンデンサ６はＩＬ５によって充電を開始する。
【００２４】
（モード６）次にＩＧＢＴ１２の駆動信号がオフになると、共振電流ＩＬ５は負の極性を有しており、この電流は加熱コイル５、共振コンデンサ６、スナバコンデンサ３１の経路と加熱コイル５、共振コンデンサ６、スナバコンデンサ３２の経路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ３１は放電、下アームのスナバコンデンサ３２は充電される。従って、ＩＧＢＴ１１のコレクタ、エミッタ間の電圧Ｖｃ１は徐々に減少し、ＩＧＢＴ１２のコレクタ、エミッタ間の電圧Ｖｃ２、即ち出力電圧は徐々に増加する。その後、Ｖｃ２の電圧がインバータの電源電圧Ｖｐに達し、上アームのダイオード２１に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬ５は環流電流として加熱コイル５、共振コンデンサ６、ダイオード２１の経路で流れ続ける。この期間、ＩＧＢＴ１１の駆動信号はオンになるが、電流の極性が変わらない限り、ダイオード２１を流れ続ける。
【００２５】
以上のように、共振電流ＩＬ５の一周期の間に上記の動作が行われ、以後、この動作を繰り返す。このように本実施例は共振コンデンサ６に並列にバイパス回路３０を設け、負荷の特性を誘導性に維持することによって進相モードを回避することができる。これにより、スイッチング回路２０の導通期間を変化させることにより入力電力を制御することが可能となる。
【００２６】
次に入力電力の制御方法について説明する。図３にＩＧＢＴ１１，１２，１３の導通期間をｔ１、ｔ２、ｔ３で表し、共振電流の一周期、即ち駆動周期をｔｓで表す。図４は、例えば材質が鉄製の被加熱物を高出力で加熱する場合の制御条件を示しており、横軸はＩＧＢＴ１３の導通期間ｔ３、縦軸は入力電力Ｐｉｎを表している。ここでは、ｔ１、ｔ２は変えず、ｔ３を変化させ入力電力Ｐｉｎを制御する場合について説明する。図４より、ｔ３を長くすることにより入力電力Ｐｉｎを減少させることができる。これは、図３より共振電圧Ｖｃ３の電圧振幅値Ｖｃｐがｔ３の増加に伴い減少し、加熱コイル５に印加される電圧が減少するため共振電流ＩＬ５が小さくなるからである。入力電力Ｐｉｎはｔ３が約２５μｓ以上になると約１．１ｋＷで一定になる。これは、ＩＧＢＴ１３のオンしているｔ３の期間に、実際に共振電流がバイパス回路３０を流れる期間は、共振コンデンサ６の電圧Ｖｃ３が負から正に変わり、バイパス回路３０のダイオード２５に順方向の電圧が印加されてから、ＩＧＢＴ１３がオンの状態で共振電流の極性が負から正に反転するまでの期間に限られるからである。
【００２７】
従って、図４においてｔ１、ｔ２を変えずにｔ３のみで調整できる入力電力Ｐｉｎの下限値は約１．１ｋＷとなり、この値以下に設定する場合は、ｔ１、ｔ２を変化させることになる。
【００２８】
次に、ｔ３を約２５μｓ以上とし、ｔ１、ｔ２を変化させ入力電力Ｐｉｎを制御する場合について説明する。図５は、被加熱物を低出力で加熱する場合の制御条件を示しており、横軸は駆動周期ｔｓに対する上アーム導通期間ｔ１の導通比を示すＤｕｔｙ（＝ｔ１／ｔｓ）、縦軸は入力電力Ｐｉｎを表している。図５より、バイパス回路３０を導通状態にしてＤｕｔｙを変えることにより、入力電力Ｐｉｎを変化させることができる。本実施例において、Ｄｕｔｙを絞り入力電力を小さくしていくと、スイッチング回路２０がターンオン損失を発生する場合が生じる。
【００２９】
次に図６を用いてターンオン損失が発生する条件について説明する。図６において、ＩＧＢＴ１２がｔｏｆｆの時刻でターンオフすると、遮断電流Ｉｏｆｆによってスナバコンデンサ３１、３２はそれぞれ放電、充電される。
【００３０】
しかし、Ｉｏｆｆが小さいと、スナバコンデンサ３２の電圧、即ちＩＧＢＴ１２の電圧Ｖｃ２の電圧立ち上がりが遅くなる。ＩＧＢＴ１１，１２のデッドタイムｔｄが経過した後、ＩＧＢＴ１１がｔｏｎの時刻にターンオンすると、Ｖｃ２がインバータの電源電圧Ｖｐよりも低いため、ＩＧＢＴ１１にはスナバコンデンサ３１、３２をそれぞれ放電、充電する大きな電流が流れ、ターンオン損失が発生する。同様に、ＩＧＢＴ１１の遮断電流が小さい場合においても、ＩＧＢＴ１２のターンオン時にスナバコンデンサ３１，３２を充放電する大きな電流が流れ、ターンオン損失が発生することになる。
【００３１】
従って、入力電力を所望の電力以下にする場合、Ｄｕｔｙの最小値を設定し、数秒間インバータを駆動した後、数秒間インバータを停止させる間欠制御に切り替えて入力電力をコントロールすることになる。しかしながら、上記間欠制御では、インバータ駆動時に所望する電力より大きな電力を入力することになり被加熱物を常に一定の温度で加熱することが不可能となる。本実施例では図２に示すように、スナバコンデンサ３１，３２がスイッチング回路２０に常時接続されるため、低出力で加熱する場合にターンオン損失が発生する場合が生じる。
【００３２】
（実施例３）
図７は本発明の第３の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図２と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図７において前記実施例２と異なる点は、インバータ１００のｔ点とｏ点間に、スナバコンデンサ３３とＩＧＢＴ１４を直列に接続したスナバコンデンサ切替回路４０を接続し、ＩＧＢＴ１４をオフすることによってスナバコンデンサ３３をスイッチング回路２０から切り離すことができる点である。ＩＧＢＴ１４にはダイオード２４が逆方向に並列接続されており、スナバコンデンサ３３の電荷を放電する場合に使用される。ＩＧＢＴ１４はドライブ回路６３により駆動され、ドライブ回路６３は制御回路７０によってコントロールされる。
【００３３】
次に図８を用いて本実施例の動作について説明する。図８において、ＩＧＢＴ１２がｔｏｆｆの時刻でターンオフすると、遮断電流ＩｏｆｆによってＩＧＢＴ１１，１２のコレクタとエミッタ間の出力容量（図示せず）はそれぞれ放電、充電される。ここでは、Ｉｏｆｆが小さくても、ＩＧＢＴ１１，１２の出力容量が小さいためＩＧＢＴ１２の電圧Ｖｃ２の電圧立ち上がりは早く、Ｖｃ２がインバータの電源電圧Ｖｐに達するまでに要す時間ｔｒはデッドタイムｔｄよりも短くなる。ＩＧＢＴ１１の並列ダイオード２１に順方向の電圧が印加されるとダイオード２１には還流電流が流れ、還流期間であるｔｏｎの時刻にＩＧＢＴ１１がターンオンすることになる。そのため、ターンオン時はゼロボルトスイッチングを実現することができ、遮断電流が小さくなる場合においてもターンオン損失を無くすことができる。
【００３４】
従って、低出力時においても間欠制御のようにインバータの駆動を停止することなく連続してインバータを駆動することができ、被加熱物を常に一定の温度で加熱することが可能となる。
【００３５】
一方、高出力で加熱を行う場合には、ＩＧＢＴ１４をオンすることによりコンデンサ３３はインバータ１００のｔ点とｏ点間に接続され、前記実施例２と同様にターンオフ時に両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。図７において、スナバコンデンサ３３とＩＧＢＴ１４及びダイオード２４は上アームのＩＧＢＴ１１に接続しても、前述のような効果は得られる。
【００３６】
（実施例４）
図９は本発明の第４の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。電源１０、スイッチング回路２０は省略しバイパス回路３０及び共振回路６０のみ示す。また、図２と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。
【００３７】
図９において加熱コイル５と共振コンデンサ６で構成された共振回路６０はインバータ１００のｐ点とｔ点との間に接続されている。共振コンデンサ６には並列にバイパス回路３０が接続されており、バイパス回路３０は直列接続されたＩＧＢＴ１３とＩＧＢＴ１３の逆電流を阻止するダイオード２５、及びＩＧＢＴ１３に逆方向に並列接続されたダイオード２３によって構成されている。ここで、ｐ点から共振コンデンサ６に向かって流れる共振電流ＩＬ５を正とすると、バイパス回路３０に流れるバイパス電流Ｉｃ３は負の一方向である。本実施例では、入力電力を下げる場合、下アームの導通期間を絞り上アームの導通期間を延ばすため、上アームの導通期間内に共振電流ＩＬ５の極性が負から正に反転し易くなる。
【００３８】
従って、負の方向に共振電流ＩＬ５が流る場合にバイパス電流Ｉｃ３を流すことによって、共振電流ＩＬ５の極性が負から正に反転することを防止することができる。本実施例では、バイパス回路３０のＩＧＢＴ１３はｐ点を基準に駆動することになり、バイパス回路３０のドライブ回路はスイッチング回路２０のドライブ回路６１と別に新たな駆動電源を設ける必要がある。
【００３９】
本実施例の動作は、前記実施例２の上下アームの制御が逆転することになるが、その他は実施例２と同様であり、説明は省略する。
【００４０】
（実施例５）
図１０は本発明の第５の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。電源１０、スイッチング回路２０は省略しバイパス回路３０及び共振回路６０のみ示す。また、図２と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１０において、バイパス回路３０のスイッチング素子は逆方向の耐圧を有する逆電流阻止形のＩＧＢＴ１６であり、前記図２のＩＧＢＴ１３と逆電流阻止用のダイオード２５が１個のＩＧＢＴ１６に置き換えられた構成となる。前記図２のバイパス回路３０では、ＩＧＢＴ１３とダイオード２５でそれぞれ損失が発生するが、本実施例ではＩＧＢＴ１６の損失分となるため、インバータ１００における回路損失は低減し変換効率は向上する。本実施例の動作について、前記実施例２と同様であり、説明は省略する。
【００４１】
（実施例６）
図１１は本発明の第６の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。電源１０、スイッチング回路２０は省略しバイパス回路３０及び共振回路６０のみ示す。また、図２と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１１において共振コンデンサ６には並列にバイパス回路３０が接続されており、バイパス回路３０はＩＧＢＴ１８とＩＧＢＴ１８に逆方向に並列接続されたダイオード２８によって構成されている。前記実施例２と異なる点は、バイパス回路３０に正負のバイパス電流が流れる点である。本実施例では、入力電力を下げる場合、上アームの導通期間を絞り下アームの導通期間を延ばすため、下アームの導通期間内に共振電流ＩＬ５の極性が負から正に反転し易くなる。
【００４２】
従って、負の方向に共振電流ＩＬ５が流る場合にダイオード２８を介してバイパス電流Ｉｃ４を流すことによって、共振電流ＩＬ５の極性が負から正に反転することを防止することができる。
【００４３】
次に図１２を用いて本実施例の動作について説明する。図１２において、スイッチング回路２０の上アームに流れる電流をＩｃ１、下アームに流れる電流をＩｃ２、バイパス回路３０に流れる電流をＩｃ４、共振電流をＩＬ５とする。また、上アームのＩＧＢＴ１１のコレクタ、エミッタ間の電圧をＶｃ１、下アームのＩＧＢＴ１２のコレクタ、エミッタ間の電圧をＶｃ２、共振コンデンサ６の共振電圧をＶｃ４、インバータの電源電圧をＶｐとする。
【００４４】
（モード１）図１２において、ＩＧＢＴ１１の駆動信号がオンの状態でＩＧＢＴ１８の駆動信号がオフになると、共振電流ＩＬ５はＩＧＢＴ１１、加熱コイル５、共振コンデンサ６の経路で流れ、共振コンデンサＣ６は共振電流ＩＬ５によって充電が開始され、Ｖｃ４は増加する。
【００４５】
（モード２）次にＩＧＢＴ１１の駆動信号がオフになると、共振電流ＩＬ５は正の極性を有しており、この電流はスナバコンデンサ３１、加熱コイル５、共振コンデンサ６の経路とスナバコンデンサ３２、加熱コイル５、共振コンデンサ６の経路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ３１は充電、下アームのスナバコンデンサ３２は放電される。従って、ＩＧＢＴ１１のコレクタ、エミッタ間の電圧Ｖｃ１は徐々に増加し、ＩＧＢＴ１２のコレクタ、エミッタ間の電圧Ｖｃ２、即ち出力電圧は徐々に減少する。その後、Ｖｃ１の電圧がインバータの電源電圧Ｖｐに達し、下アームのダイオード２２に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬ５は環流電流として加熱コイル５、共振コンデンサ６、ダイオード２２の経路で流れ続ける。この期間、ＩＧＢＴ１２の駆動信号はオンになるが、電流の極性が変わらない限り、ダイオード２２を流れ続ける。
【００４６】
（モード３）次に加熱コイル５の蓄積エネルギーがゼロになり共振電流ＩＬ５の極性が正から負に変わると、既にＩＧＢＴ１２はオンしている為、共振電流ＩＬ５は共振コンデンサ６の電圧Ｖｃ４を電圧源として加熱コイル５、ＩＧＢＴ１２の経路で流れＶｃ４は減少する。
【００４７】
（モード４）Ｖｃ４が減少しバイパス回路３０のダイオード２８に順方向の電圧が印加されると、共振電流ＩＬ５は加熱コイル５、ＩＧＢＴ１２、ダイオード２８の経路で流れる。
【００４８】
（モード５）次にＩＧＢＴ１２の駆動信号がオフになると、共振電流ＩＬ５は負の極性を有しており、この電流はダイオード２８、加熱コイル５、スナバコンデンサ３１の経路とダイオード２８、加熱コイル５、スナバコンデンサ３２の経路で流れ続け、上アームのコンデンサ３１は放電、下アームのコンデンサ３２は充電される。従って、ＩＧＢＴ１１のコレクタ、エミッタ間の電圧Ｖｃ１は徐々に減少し、ＩＧＢＴ１２のコレクタ、エミッタ間の電圧Ｖｃ２、即ち出力電圧は徐々に増加する。その後、Ｖｃ２の電圧がインバータの電源電圧Ｖｐに達し、上アームのダイオード２１に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬ５は環流電流としてダイオード２８、加熱コイル５、ダイオード２１の経路で流れ続ける。ＩＧＢＴ１２がオフするタイミングをトリガーとしてＩＧＢＴ１８の駆動信号はオンするが、共振電流の極性が変わらない限り、ダイオード２８を流れ続ける。同様に、この環流期間にＩＧＢＴ１１の駆動信号はオンになるが、共振電流の極性が変わらない限り、ダイオード２１を流れ続ける。
【００４９】
（モード６）次に加熱コイル５の蓄積エネルギーがゼロになり共振電流ＩＬ５の極性が負から正に変わると、既にＩＧＢＴ１１、１８はオンしている為、共振電流ＩＬ５はＩＧＢＴ１１、加熱コイル５、ＩＧＢＴ１８の経路で流れる。
【００５０】
以上のように、共振電流ＩＬ５の一周期の間に上記の動作が行われ、以後、この動作を繰り返す。このように本実施例は共振コンデンサ６に並列にバイパス回路３０を設け、負荷の特性を誘導性に維持することによって進相モードを回避することができる。これにより、スイッチング回路２０の導通期間を変化させることにより入力電力を制御することが可能となる。
【００５１】
次に入力電力の制御方法について説明する。図１２にＩＧＢＴ１１，１２，１８の導通期間をｔ１、ｔ２、ｔ４で表し、共振電流の一周期、即ち駆動周期をｔｓで表す。図１２において、ｔ４を制御すると共振電圧Ｖｃ４の電圧振幅値Ｖｃｐは変化する。前述のモード３において、負の方向の共振電流ＩＬ５は共振コンデンサ６の電圧Ｖｃ４を電圧源として加熱コイル５、ＩＧＢＴ１２の経路で流れるため、共振電流ＩＬ５はＶｃ４の大きさに応じて変化する。従って、ｔ４を変化させ入力電力Ｐｉｎを制御することができる。また、実施例２と同様にｔ１、ｔ２の導通期間を変えて入力電力Ｐｉｎを制御することも可能であり、設定された入力電力の大きさに応じて導通期間を制御する。
【００５２】
（実施例７）
図１３は本発明の第７の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。電源１０、スイッチング回路２０は省略しバイパス回路３０及び共振回路６０のみ示す。また、図２と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１３において前記実施例２と異なる点は、バイパス回路３０のダイオード２５に並列にＩＧＢＴ１５が接続されているため、バイパス回路３０に正負のバイパス電流を流すことができる点である。前記実施例６では、バイパス回路３０に正負の電流が流れるが、負方向はダイオード２８を流れるため、ＩＧＢＴ１８で制御できる電流は正方向のみである。本実施例ではＩＧＢＴ１３，１５を駆動することにより正負のバイパス電流を制御することが可能であり、共振回路６０の負荷特性を誘導性に維持しながら共振電圧及びスイッチング回路のＤｕｔｙを制御し入力電力を変える。制御方法については、ＩＧＢＴ１３は前記実施例２と同様の制御となり、ＩＧＢＴ１５は前期実施例６のＩＧＢＴ１８と同様となるため、説明は省略する。
【００５３】
（実施例８）
図１４は本発明の第８の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。電源１０、スイッチング回路２０は省略しバイパス回路３０及び共振回路６０のみ示す。また、図２と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１４において、バイパス回路３０は逆方向の耐圧を有する逆電流阻止形のＩＧＢＴ１６とＩＧＢＴ１７を逆方向に並列接続した構成となる。前記図１３のバイパス回路３０では、正方向の電流がダイオード２３とＩＧＢＴ１５に流れ、負方向の電流がダイオード２５とＩＧＢＴ１３に流れるため、ダイオード及びＩＧＢＴの各々で損失が発生する。本実施例ではＩＧＢＴ１６とＩＧＢＴ１７の損失となるため、インバータ１００における回路損失は低減し変換効率は向上する。本実施例の動作について、前記実施例７と同様であり、説明は省略する。
【００５４】
（実施例９）
図１５は本発明の第９の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。電源１０、スイッチング回路２０は省略しバイパス回路３０及び共振回路６０のみ示す。また、図２と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１５において共振コンデンサ６には直列接続されたＩＧＢＴ１９と補助共振コンデンサ７が並列に接続されており、ＩＧＢＴ１９にはダイオード２９が逆方向に並列接続されている。前記実施例２と異なる点は、バイパス回路３０は補助共振コンデンサ７とＩＧＢＴ１９あるいはダイオード２９を介してバイパス電流を流すことができる点である。
【００５５】
これにより、ＩＧＢＴ１９を導通状態にすると、共振コンデンサ６と補助共振コンデンサ７が並列に接続されるため、共振回路６０の共振周波数が低くなり、誘導性の負荷特性を維持し易くなる。また、非磁性ステンレスやアルミのように低抵抗の材質で作られた被加熱物が負荷となって等価インダクタンスが小さくなった場合においても、補助共振コンデンサ７を導通状態にすることで共振周波数の増加を抑制することができ、誘導性の負荷特性を維持することが可能となる。ＩＧＢＴ１３の制御方法については前記実施例２と同様であり、説明は省略する。
【００５６】
（実施例１０）
図１６は本発明の第１０の実施形態である電磁誘導加熱装置のブロック図である。図１６において、インバータ１００及びインバータ２００はそれぞれドライブ回路６１，６２，６３及びドライブ回路６４，６５，６６により駆動され、各ドライブ回路は制御回路７０によってコントロールされる。制御回路７０はインバータ１００及び２００のスイッチング回路とバイパス回路及びスナバコンデンサ切替回路の導通期間を設定する導通期間設定部８０，８１とインバータの駆動周波数を設定する可変周波数発振器８２を備えている。本発明では図１６に示すようにインバータを複数個備えてそれぞれ別々の被加熱物を加熱する場合、干渉音の発生を防ぐために、各インバータは可変周波数発振器８２から出力される同一周波数で駆動され、導通期間設定部８０，８１でスイッチング回路、バイパス回路及びスナバコンデンサ切替回路の導通期間を制御し入力電力をコントロールする。
【００５７】
図１７は本実施例において、可変周波数発振器８２の発振周波数、即ち駆動周波数ｆｓが変動せず概略一定に制御された場合の共振電流ＩＬ５を表している。図１７において、ＩＬ５の振幅値は、商用交流電圧Ｖａｃを整流平滑して得られたインバータの電源電圧に応じて変化しており、ＩＬ５の包絡線はインバータの電源電圧とほぼ相似となる。この場合、インバータから外部に放射されるノイズレベルは、図１８に示すような周波数特性となり、駆動周波数ｆｓにおけるノイズレベルＮｐを最大値として高次高調波になるに従って減少する。
【００５８】
本実施例において、可変周波数発振器８２の発振周波数を変化させ、駆動周波数ｆｓを可変することにより、ノイズの周波数成分を拡散しノイズレベルを低減することができる。図１９は駆動周波数をインバータの電源電圧に同期して変化させた場合の共振電流ＩＬ５を表している。図１９において、駆動周波数はｆｓを基準に±Δｆｓ分だけ変動させており、インバータの電源電圧が高くなると駆動周波数が高くなり、電圧が低くなると周波数が低くなるように設定している。共振型のインバータでは共振周波数より高い駆動周波数で動作させるため、駆動周波数を高くすると共振電流は減る。
【００５９】
従って、インバータの電源電圧が高いときに駆動周波数を高めにシフトすることにより、共振電流ＩＬ５を小さくすることができ、駆動周波数を一定に制御した場合のＩＬ５の最大値をＩｐとすると図１９に示すようにＩＬ５の最大値をＩｐからＩｄに低減することが可能となる。一方、インバータの電源電圧が低いときは駆動周波数を低めにシフトするため、共振電流ＩＬ５を大きくすることができ、駆動周波数を一定に制御した場合よりＩＬ５を増加させることが可能となる。この場合、インバータから外部に放射されるノイズレベルは、図２０に示すような周波数特性となり、駆動周波数を一定に制御した場合より、駆動周波数ｆｓ付近におけるノイズレベルの最大値をＮｐからＮｄのレベルに低減することができる。
【００６０】
【発明の効果】
本発明によれば、共振コンデンサにバイパス回路を備えて共振電流の一部をバイパスすることにより、共振回路の負荷特性を誘導性に維持することができ、Ｄｕｔｙ制御によって入力電力を制御でき、スイッチング素子の損失発生を抑えることができる。複数のインバータを同時に駆動した場合においても、全てのインバータの駆動周波数を同一にすることができるため、干渉音が発生しない電磁誘導加熱装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態である電磁誘導加熱装置のブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図３】図２の実施形態における動作説明図である。
【図４】図２の実施形態における制御方法の説明図である。
【図５】図２の実施形態における制御方法の説明図である。
【図６】図２の実施形態における動作説明図である。
【図７】本発明の第３の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図８】図７の実施形態における動作説明図である。
【図９】本発明の第４の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図１０】本発明の第５の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図１１】本発明の第６の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図１２】図１１の実施形態における動作説明図である。
【図１３】本発明の第７の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図１４】本発明の第８の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図１５】本発明の第７の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図１６】本発明の第１０の実施形態である電磁誘導加熱装置のブロック図である。
【図１７】図１６の実施形態における動作説明図である。
【図１８】図１６の実施形態における説明図である。
【図１９】図１６の実施形態における動作説明図である。
【図２０】図１６の実施形態における説明図である。
【符号の説明】
１…商用交流電源、２…整流回路、３…インダクタ、４，６，７，３１，３２，３３…コンデンサ、５…加熱コイル、１０…電源、１１，１２，１３，１４，１５，１６，１７，１８，１９…半導体スイッチング素子、２０…スイッチング回路、２１，２２，２３，２４，２５，２８，２９…ダイオード、３０…バイパス回路、４０…スナバコンデンサ切換回路、６０…共振回路、６１，６２，６３，６４，６５，６６…ドライブ回路、７０…制御回路、７１，７３…電流検出素子、７２…共振電流検出回路、７４…入力電流検出回路、７５…入力電力設定部、８０，８１…導通期間設定部、８２…可変周波数発振器、１００，２００…インバータ。
【図１】
2004014218.tif 000003
【図２】
2004014218.tif 000004
【図３】
2004014218.tif 000005
【図４】
2004014218.tif 000006
【図５】
2004014218.tif 000007
【図６】
2004014218.tif 000008
【図７】
2004014218.tif 000009
【図８】
2004014218.tif 000010
【図９】
2004014218.tif 000011
【図１０】
2004014218.tif 000012
【図１１】
2004014218.tif 000013
【図１２】
2004014218.tif 000014
【図１３】
2004014218.tif 000015
【図１４】
2004014218.tif 000016
【図１５】
2004014218.tif 000017
【図１６】
2004014218.tif 000018
【図１７】
2004014218.tif 000019
【図１８】
2004014218.tif 000020
【図１９】
2004014218.tif 000021
【図２０】
2004014218.tif 000022