(57)【要約】【課題】デジタル信号処理を用いた復調を低消費電力で精度良く行うことのできるＡＤ変換器およびデジタル復調器を提供すること。【解決手段】入力変調波ｉｎの中心周波数に等しいサンプリング周波数を用い、２つのＡＤ変換器１０２，１０３にて互いに９０度の位相差を有するクロック信号１０４，１０５でサンプリング動作させることにより、入力変調波がベースバンド帯域へ周波数変換された量子化データＩおよびＱを出力端子１０６，１０７から得る。さらに、ノイズシェーピング効果を得るために２つのＡＤ変換器としてデルタシグマ型ＡＤ変換器を使用する。その際は、低域通過デルタシグマ型ＡＤ変換器を用いて構成することができる。【選択図】　図１
2004072607.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の中心周波数に等しいサンプリング周波数で標本化を行う第１のＡＤ変換部および第２のＡＤ変換部を備え、
前記第１のＡＤ変換部での標本化タイミングと前記第２のＡＤ変換部での標本化タイミングとの差が前記サンプリング周波数の周期の４分の１であることを特徴とするＡＤ変換器。
【請求項２】
前記第１のＡＤ変換部および前記第２のＡＤ変換部が低域通過デルタシグマ型のＡＤ変換部であることを特徴とする請求項１記載のＡＤ変換器。
【請求項３】
請求項１または２記載のＡＤ変換部を備え、前記入力信号が変調波である場合、
前記ＡＤ変換部を構成する前記第１のＡＤ変換部の出力信号と前記第２のＡＤ変換部の出力信号とから前記入力信号を復調することを特徴とするデジタル復調器。
【請求項４】
請求項３記載のデジタル復調器を備えたことを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル信号処理によって受信信号を復調するＡＤ変換器およびデジタル復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体技術とコンピュータ技術の驚異的な進歩を背景に、通信分野における従来のアナログ信号処理をデジタル信号処理により実現する方法が普及している。例えば、携帯電話等の通信機器にあっては、アナログ信号である変調波をＡＤ変換した後、デジタル信号処理によって復調する方法が一般的になっている。また近年、ＱＰＳＫのようなデジタル変復調技術を用いてデータ伝送を行う通信方式が広く利用され、モデム（変復調器）には複雑かつ高精度な信号処理が要求されるため、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を用いてデジタル信号処理で実現されることが多い。
【０００３】
図９に、デジタル信号処理によるモデムを有した受信機のブロック図を示す。同図に示すように、アンテナ９０１から入力されたアナログ信号である中心周波数ｆ０の変調波は、ＲＦ部９０２で中心周波数ｆ１の信号に変換された後、ＩＦ部９０３で中間周波数ｆ２に変換される。そして、ＡＤ変換器９０４においてサンプリング周波数ｆｓで標本化、量子化され、デジタル信号に変換される。直交復調器９０５は、変調波をＩ信号（同相成分信号）とＱ信号（直交成分信号）とに分解し、モデム９０６で変調信号の情報を取り出す。
【０００４】
直交復調器９０５は、アナログ回路を用いてアナログ信号処理で実現することもできるが、図９に示すようにデジタル信号処理で実現すると、信号処理精度が向上し、受信機のビットエラーレートを低減できるという利点がある。なお、図９に示したＡＤ変換器９０４は、中間周波数ｆ２の変調波を標本化する際にオーバーサンプリング方式を用いており、サンプリング周波数ｆｓは中間周波数ｆ２の２倍以上の周波数であり、デジタル化された信号も中間周波数ｆ２の変調波のままである。
【０００５】
一方、中間周波数ｆ２の変調波を標本化する際にアンダーサンプリング方式を用いる受信機も想定できる。図１０に、アンダーサンプリング方式のデジタル信号処理を用いた受信機のブロック図を示す。同図に示したアンテナ１００１、ＲＦ部１００２、ＩＦ部１００３、直交復調器１００５、モデム１００６は、それぞれ図９のアンテナ９０１、ＲＦ部９０２、ＩＦ部９０３、直交復調器９０５、モデム９０６に対応する。
【０００６】
ＡＤ変換器１００４は、中間周波数ｆ２の変調波を標本化する際にアンダーサンプリング方式を用いており、サンプリング周波数ｆｓは中間周波数ｆ２の２倍以下の周波数である。この場合、ｆｓ／２以上の周波数の信号は折り返し雑音となってｆｓ／２以下の周波数帯域内へ変換されるが、これを積極的に利用することにより中間周波数ｆ２の変調波を中心周波数ｆ３の変調波に変換すると同時に、中心周波数ｆ３の変調波としてデジタル化することができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記説明した従来の受信機には以下の問題点がある。
まず、図９に示したＡＤ変換器９０４において中間周波数ｆ２の変調波を標本化する際、オーバーサンプリング方式を用いると、サンプリング周波数ｆｓは少なくとも中間周波数ｆ２の２倍以上の周波数である必要があるため、好ましい結果が得られるよう通常は４倍程度の周波数が使用される。そのためＡＤ変換器９０４は非常に高い周波数で動作することになり、量子化精度の劣化やＡＤ変換器９０４の消費電力の増大を招くという問題点があった。
【０００８】
また、図１０に示したＡＤ変換器１００４において中間周波数ｆ２の変調波を標本化する際、アンダーサンプリング方式を用いると、中間周波数ｆ２とサンプリング周波数ｆｓの周波数関係によって決まる中心周波数ｆ３を新たに選定する必要がある。また、直交復調器１００５では中心周波数ｆ３とサンプリング周波数ｆｓとの間に信号処理上望ましい周波数関係が要求され、さらに、モデム１００６ではサンプリング周波数ｆｓと変調波に含まれるデジタル情報のビットレートｆｂとの間に信号処理上望ましい周波数関係が要求される。このため、周波数ｆ２、ｆｓ、ｆ３、ｆｂの関係の選定が非常に複雑になり、場合によっては直交復調器１００５やモデム１００６の回路規模の増大を招くことになるという問題点があった。
【０００９】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みてなされたものであって、デジタル信号処理を用いた復調を低消費電力で精度良く行うことのできるＡＤ変換器およびデジタル復調器を提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るＡＤ変換器は、入力信号の中心周波数に等しいサンプリング周波数で標本化を行う第１のＡＤ変換部および第２のＡＤ変換部を備え、前記第１のＡＤ変換部での標本化タイミングと前記第２のＡＤ変換部での標本化タイミングとの差が前記サンプリング周波数の周期の４分の１である。このとき、入力信号を比較的低いサンプリング周波数でデジタル化することができるため、量子化誤差や消費電力を低減できる。
【００１１】
また、本発明に係るＡＤ変換器は、前記第１のＡＤ変換部および前記第２のＡＤ変換部が低域通過デルタシグマ型のＡＤ変換部である。したがって、ＡＤ変換部が帯域通過デルタシグマ型である場合と比較して、第１および第２のＡＤ変換部を構成するループフィルタの次数が半分でよいため、信号処理の精度が向上し、量子化誤差を低減することができる。
【００１２】
また、本発明に係るデジタル復調器は、請求項１または２記載のＡＤ変換部を備え、前記入力信号が変調波である場合、前記ＡＤ変換部を構成する前記第１のＡＤ変換部の出力信号と前記第２のＡＤ変換部の出力信号とから前記入力信号を復調する。このとき、第１のＡＤ変換部と第２のＡＤ変換部とが量子化と同時に直交復調の信号処理を実現するため、デジタル信号処理による直交復調器が不要になり、回路規模や消費電力を低減することができる。
【００１３】
さらに、本発明に係る通信装置は、請求項３記載のデジタル復調器を備えていることが望ましい。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るＡＤ変換器の実施の形態について、〔第１の実施形態〕、〔第２の実施形態〕、〔第３の実施形態〕の順に図面を参照して詳細に説明する。
【００１５】
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＡＤ変換器の構成を示すブロック図である。図１に示すように、第１の実施形態のＡＤ変換器は、中心周波数ｆの変調波ｉｎの入力端子１０１と、サンプリング周波数ｆで標本化を行う第１のＡＤ変換部１０２と、同じくサンプリング周波数ｆで標本化を行う第２のＡＤ変換部１０３と、第１のＡＤ変換部１０２に標本化時刻を与える周波数ｆのクロック信号ｃｋ１の入力端子１０４と、第２のＡＤ変換部１０３に標本化時刻を与える周波数ｆのクロック信号ｃｋ２の入力端子１０５と、第１のＡＤ変換部１０２で標本化および量子化された信号Ｉの出力端子１０６と、第２のＡＤ変換部１０３で標本化および量子化された信号Ｑの出力端子１０７とを備えて構成されている。
【００１６】
以下、本実施形態のＡＤ変換器の動作について、図１〜図４を参照して説明する。図２は、第１のＡＤ変換部１０２に与える周波数ｆのクロック信号ｃｋ１と、第２のＡＤ変換部１０３に与える周波数ｆのクロック信号ｃｋ２のタイミングチャートである。クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２の周期は共にＴであり、Ｔの値は周波数ｆの逆数１／ｆに等しい。また、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２の間にはＴ／４に相当する位相差があり、これは周波数ｆの信号における９０度の位相差に相当する。
【００１７】
図３は、入力端子１０１に入力された中心周波数ｆの変調波ｉｎが、第１のＡＤ変換部１０２および第２のＡＤ変換部１０３において、各クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２の立ち上がりで標本化される様子を示した説明図である。入力端子１０１に入力される図３に示した変調波ｉｎには、図４に示すような中心周波数ｆのＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｓｉｄｅ　Ｂａｎｄ）波を用いている。クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２の位相差により、出力端子１０６および出力端子１０７には図３のＩおよびＱに示すような波形の量子化値が出力される。
【００１８】
第１のＡＤ変換部１０２および第２のＡＤ変換部１０３はアンダーサンプリング方式による標本化を行っているため、出力端子１０６，１０７から出力される信号には、変調波ｉｎが局部復調されベースバンド帯域へ変換された成分が現れる。このとき、出力端子１０６に現れる成分は変調波ｉｎの同相成分（Ｉ成分）、出力端子１０７に現れる成分は変調波ｉｎの直交成分（Ｑ成分）に相当し、変調波ｉｎの変調信号の情報が失われることはない。
【００１９】
以上説明したように、本実施形態のＡＤ変換器では、入力される変調波ｉｎの中心周波数に等しいサンプリング周波数のクロック信号ｃｋ１，ｃｋ２を使用し、各ＡＤ変換部１０２，１０３で行われる標本化のタイミングにクロック信号ｃｋ１，ｃｋ２の周期（Ｔ）の４分の１だけ時間差を設けてその量子化データを得ている。したがって、変調波を比較的低いサンプリング周波数でデジタル化することができるため、量子化誤差や消費電力を低減できる。
【００２０】
〔第２の実施形態〕
図５は、本発明の第２の実施形態に係るＡＤ変換器の構成を示すブロック図である。図５に示すように、第２の実施形態のＡＤ変換器は、中心周波数ｆの変調波ｉｎの入力端子５０１と、サンプリング周波数ｆで標本化を行う第１のデルタシグマ型ＡＤ変換部５０２と、同じくサンプリング周波数ｆで標本化を行う第２のデルタシグマ型ＡＤ変換部５０３と、第１のデルタシグマ型ＡＤ変換部５０２に標本化時刻を与える周波数ｆのクロック信号ｃｋ１の入力端子５０４と、第２のデルタシグマ型ＡＤ変換部に標本化時刻を与える周波数ｆのクロック信号ｃｋ２の入力端子５０５と、第１のデルタシグマ型ＡＤ変換部５０１で標本化および量子化された信号Ｉの出力端子５０６と、第２のデルタシグマ型ＡＤ変換部５０３において標本化および量子化された信号Ｑの出力端子５０７とを備えて構成されている。
【００２１】
以下、本実施形態のＡＤ変換器の動作について、図５〜図７を参照して説明する。図５に示した出力端子５０６，５０７に現れる信号は、第１のデルタシグマ型ＡＤ変換部５０２および第２のデルタシグマ型ＡＤ変換部５０３のノイズシェーピング特性により、図６に示すような周波数スペクトラムを有する。図５に示した構成では、ベースバンド帯域へ変換されたＩＱ信号として量子化されるため、第１のデルタシグマ型ＡＤ変換部５０２および第２のデルタシグマ型ＡＤ変換部５０３には低域通過デルタシグマ型のＡＤ変換部を用いることができる。
【００２２】
一方、図９に示した従来の受信機においてＡＤ変換器９０４にデルタシグマ型ＡＤ変換器を用いると、ＡＤ変換器９０４の出力信号は図７に示すような周波数スペクトラムを有する。図９に示した従来の構成では変調波として量子化するため、ＡＤ変換器９０４には帯域通過デルタシグマ型ＡＤ変換器を用いる必要がある。デルタシグマ型ＡＤ変換器は、ノイズシェーピング特性を実現するためにループフィルタ（積分器）を内蔵するが、ｎ次のループフィルタを内蔵する低域通過デルタシグマ型ＡＤ変換器と同等の特性を帯域通過デルタシグマ型ＡＤ変換器で得ようとする場合、必要なループフィルタの次数は２×ｎ次となる。
【００２３】
しかしながら、上述したように、本実施形態のＡＤ変換器は低域通過デルタシグマ型のＡＤ変換部から構成されているため、ループフィルタの次数が半分でよい。その結果、ループフィルタの信号処理の過程で混入する演算誤差は大幅に低減され、信号処理の精度が向上する。
【００２４】
以上説明したように、本実施形態のＡＤ変換器によれば、出力信号はベースバンド帯域へ変換されたＩＱ信号として量子化されるため、デルタシグマ型ＡＤ変換部５０２，５０３に低域通過デルタシグマ型のものを用いることができる。したがって、ＡＤ変換に係る信号処理精度の劣化を防ぎ、量子化誤差を低減することができる。
【００２５】
〔第３の実施形態〕
図８は、本発明の第３の実施形態に係るデジタル復調器の構成を示すブロック図である。図８に示すように、第３の実施形態のデジタル復調器は、中心周波数ｆの変調波ｉｎの入力端子８０１と、サンプリング周波数ｆで標本化を行う第１のＡＤ変換部８０２と、同じくサンプリング周波数ｆで標本化を行う第２のＡＤ変換部８０３と、第１のＡＤ変換部８０２に標本化時刻を与える周波数ｆのクロック信号ｃｋ１の入力端子８０４と、第２のＡＤ変換部８０３に標本化時刻を与える周波数ｆのクロック信号ｃｋ２の入力端子８０５と、第１のＡＤ変換部８０２で標本化および量子化された信号Ｉと、第２のＡＤ変換部８０３で標本化および量子化された信号Ｑとから、変調波ｉｎの変調信号の情報を復調するモデム８０６とを備えて構成されている。
【００２６】
以下、本実施形態のデジタル復調器の動作について、図８を参照して説明する。図８に示すように、第３の実施形態のデジタル復調器は、第１または第２の実施形態のＡＤ変換器８０７を有しており、当該ＡＤ変換器８０７は、変調波ｉｎを局部復調し、ベースバンド帯域へ変換された同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）を出力する。
【００２７】
図９に示した従来の受信機と比較すると、図８に示したデジタル復調器ではデジタル信号処理で直交復調する直交復調器９０５が省略されていることが分かる。第３の実施形態のデジタル復調器にあっては、第１のＡＤ変換部８０２および第２のＡＤ変換部８０３が量子化と同時に直交復調の信号処理を実現するため、直交復調器を設けなくても従来の受信機と全く同一の信号処理が実現できる。
【００２８】
以上説明したように、本実施形態のデジタル復調器によれば、入力される変調波ｉｎの中心周波数に等しいサンプリング周波数のクロック信号ｃｋ１，ｃｋ２を使用し、各ＡＤ変換部８０２，８０３で行われる標本化のタイミングにクロック信号ｃｋ１，ｃｋ２の周期（Ｔ）の４分の１だけ時間差を設けてその量子化データをモデム８０６への入力信号としている。このため、デジタル信号処理による直交復調器が不要になり、回路規模や消費電力を低減することができる。
【００２９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るＡＤ変換器およびデジタル復調器によれば、デジタル信号処理を用いた復調を低消費電力で精度良く行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＡＤ変換器の構成を示すブロック図
【図２】第１の実施形態のＡＤ変換器を動作させるクロック信号のタイミングチャート
【図３】本発明の第１の実施形態のＡＤ変換器の標本化に関する動作を説明する説明図
【図４】第１の実施形態のＡＤ変換器の動作を説明するための入力信号の周波数スペクトラム
【図５】本発明の第２の実施形態に係るＡＤ変換器の構成を示すブロック図
【図６】低域通過デルタシグマ型ＡＤ変換器の出力信号の周波数スペクトラム
【図７】帯域通過デルタシグマ型ＡＤ変換器の出力信号の周波数スペクトラム
【図８】本発明の第３の実施形態に係るデジタル復調器の構成を示すブロック図
【図９】オーバーサンプリング方式のＡＤ変換器を用いてデジタル信号処理で復調を行う従来の受信機のブロック図
【図１０】アンダーサンプリング方式のＡＤ変換器を用いてデジタル信号処理で復調を行う従来の受信機のブロック図
【符号の説明】
１０１，５０１，８０１　変調波の入力端子
１０２，５０２，８０２　第１のＡＤ変換部
１０３，５０３，８０３　第２のＡＤ変換部
１０４，５０４，８０４　第１のＡＤ変換部へのクロック信号の入力端子
１０５，５０５，８０５　第２のＡＤ変換部へのクロック信号の入力端子
１０６，５０６　同相成分（Ｉ成分）信号の出力端子
１０７，５０７　直交成分（Ｑ信号）信号の出力端子
８０６　モデム
８０７　ＡＤ変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2004072607.tif 000011
【図１０】
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