(57)【要約】【課題】昇圧用トランスの２次側の動作による制御電源回路の入力電圧の変動を低減した放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】ＤＣ−ＤＣ変換回路１およびインバータ回路２の動作を制御する制御回路６に直流定電圧を供給する制御電源回路７は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１から電源を得る。ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、直流電源Ｂの両端間に１次巻線ｎ１が挿入される昇圧用トランスＴ１と、昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１の一端と直流電源Ｂの負極との間に挿入され制御回路６によりスイッチングされるスイッチング素子Ｑ１と、昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１の他端と直流電源Ｂの正極との間に挿入されるインダクタＬ１とを備え、制御電源回路７の高電位側の入力端は昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１の前記他端とインダクタＬ１との接続点に接続される。【選択図】        図１
2004342321.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を入力電源として直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路から出力される直流電圧を交番電圧に変換し放電ランプに印加するインバータ回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路およびインバータ回路の動作を制御する制御回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路から電源を得て制御回路に与える直流定電圧を出力する制御電源回路とを備え、ＤＣ−ＤＣ変換回路は、直流電源の両端間に１次巻線が挿入される昇圧用トランスと、昇圧用トランスの１次巻線の一端と直流電源との間に挿入され制御回路によりスイッチングされるスイッチング素子と、昇圧用トランスの１次巻線の他端と直流電源との間に挿入されるインダクタとを備え、制御電源回路の一方の入力端が昇圧用トランスの１次巻線とインダクタとの接続点に接続される形で制御電源回路の入力端間に直流電源とインダクタとの直列回路が接続されることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記制御電源回路は直列制御型の電源回路であることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記インダクタは、印刷配線基板の導体パターンにより形成されていることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記インダクタは、印刷配線基板の導体パターンにより形成され、前記昇圧用トランスのコアの一部と磁気結合していることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記インダクタのインダクタンスは、前記昇圧用トランスの１次巻線のインダクタンスの１０分の１以下であることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
前記制御電源回路の入力端に前記インダクタを介さずに前記直流電源から給電する経路が付加されることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
前記インダクタとともに共振回路を構成するコンデンサが前記昇圧用トランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路に並列に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング周波数の可変範囲に共振回路の共振周波数が含まれることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】
前記制御電源回路は、異なる２電圧を出力する１チップの集積回路からなることを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路を構成する発熱部品と前記制御電源回路とが基板に実装され基板に実装された発熱部品で共用される１つの放熱器が設けられたパワーモジュールを有し、前記制御電源回路はパワーモジュールの温度に相当する温度信号をパワーモジュールの外部に出力する温度検出手段を内蔵していることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１０】
前記制御電源回路は、前記基板の中央付近であってパワーモジュールの最高温度が反映されやすい部位に配置されていることを特徴とする請求項９記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】
前記制御回路は、前記温度信号により検出した温度を規定した閾値と比較する温度比較部と、温度信号により検出した温度が温度比較部に設定した閾値以上である継続時間を計時するとともに継続時間が規定した制限時間に達すると異常信号を出力するタイマ部と、タイマ部から異常信号が出力されると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を低減させる方向に制御する動作制限部とを備えることを特徴とする請求項９または請求項１０記載の放電灯点灯装置。
【請求項１２】
前記動作制限部は、前記異常信号が出力されると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路への給電を停止させることを特徴とする請求項１１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１３】
前記動作制御部は、前記異常信号が出力されると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の前記スイッチング素子をオフに保つことを特徴とする請求項１１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１４】
前記動作制御部は、前記異常信号が出力されると前記制御回路のうち前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の制御にかかわる部位への電源供給を停止することを特徴とする請求項１１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１５】
前記動作制限部は、前記異常信号が出力されると、前記温度検出手段により検出した温度が前記温度比較部に設定した閾値よりも低くなるように前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を低出力に設定することを特徴とする請求項１１記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主としてＨＩＤランプを光源に用いる車載用の放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、自動車の前照灯に用いる光源としてキセノンを封入したＨＩＤランプが普及してきている。この種の放電ランプを点灯させる放電灯点灯装置は、車載用のバッテリを電源に用いるから、放電ランプの点灯に必要な高電圧を発生させるとともに放電ランプへの供給電力を調整可能とするためにＤＣ−ＤＣ変換回路を用いている。また、放電ランプを点灯させる際には、音響共鳴現象を防止するために、フルブリッジ型のインバータ回路を用いて交番する矩形波電圧を放電ランプに印加する構成が提案されている。
【０００３】
すなわち、図９に示すように、バッテリである直流電源Ｂを入力電源とするＤＣ−ＤＣ変換回路１と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１から出力される直流電圧を交番電圧に変換するインバータ回路２とを備える構成が提案されている。さらに、放電ランプ３の始動時において放電ランプ３の電極間に絶縁破壊を生じさせるために、放電ランプ３に始動用の高電圧を印加するイグナイタ４も設けられる。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、直流電源Ｂの両端間に接続された平滑コンデンサＣ０と、直流電源Ｂの両端間に１次巻線ｎ１が挿入される昇圧用トランスＴ１と、昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１の一端と直流電源Ｔ１の負極との間に挿入されるスイッチング素子Ｑ１と、昇圧用トランスＴ１の２次巻線ｎ２に直列接続されスイッチング素子Ｑ１のオフ時に２次巻線に流れる電流を通過させるダイオードＤ１と、昇圧用トランスＴ１の２次巻線ｎ２とダイオードＤ１との直列回路の両端間に接続されたコンデンサＣ１とを備える。
【０００５】
上述したＤＣ−ＤＣ変換回路１は、フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータとして知られた構成であって、スイッチング素子Ｑ１を数十〜数百ｋＨｚの高周波でオンオフさせ、スイッチング素子Ｑ１のオン時に昇圧用トランスＴ１にエネルギを蓄積し、蓄積したエネルギをスイッチング素子Ｑ１のオフ時に昇圧用トランスＴ１の２次巻線ｎ２から取り出すものである。この構成によって、２次巻線ｎ２に誘起される電圧のピーク値を直流電源Ｂの両端電圧に対して大幅に昇圧することが可能である。
【０００６】
昇圧用トランスＴ１の２次巻線ｎ２にはイグナイタ用巻線ｎ３が直列接続されており、２次巻線ｎ２に誘起される電圧よりもピーク値のさらに高い電圧をイグナイタ用巻線ｎ３から取り出すことが可能になっている。イグナイタ４にはイグナイタ用巻線ｎ３およびダイオードＤ２を含むイグナイタ充電部５から高電圧が供給され、この高電圧がイグナイタ４によりさらに昇圧されて放電ランプ３の始動に用いられる。
【０００７】
インバータ回路２は、上述したようにフルブリッジ型であって、４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５によりブリッジ回路が構成される。つまり、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５からなる各直列回路がＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力端間（コンデンサＣ１の両端間）に接続されてブリッジ回路の各アームを構成する。各アームを構成するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の接続点同士の間にはイグナイタ４を介して放電ランプ３が接続される。このインバータ回路２は、周知のように、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンになりスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフになる期間と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフになりスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンになる期間とを交互に繰り返すことによって、イグナイタ４に交番電圧を印加する。イグナイタ４の内部回路は示していないが、入力に交番電圧が印加されると放電ランプ３に交番電圧を印加する構成になっている。
【０００８】
ところで、ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とオフ期間とを調節することによって、入力電圧に対する出力電圧の比率が決定され、インバータ回路２では放電ランプ３の動作状態（無負荷状態、始動状態、定常点灯状態等）に応じてスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフの周波数を調節する必要がある。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオンオフは制御回路６により制御される。制御回路６はＤＣ−ＤＣ変換回路１およびインバータ回路２の動作を決定するものであるから、制御回路６の電源電圧は定電圧とする必要がある。そこで、制御回路６に電源を供給する制御電源回路７には、直流定電圧を出力する直列制御型の電源回路が一般に用いられている。一方、制御回路６ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５の駆動に１２Ｖの電源を必要とするから、直列制御型の電源回路を用いた制御電源回路７では１２Ｖ以上の入力電圧が必要になる。これに対して、直流電源Ｂは定格電圧が１２Ｖではあるが６Ｖ程度まで低下することもあるから、制御電源回路７の入力電圧は直流電源Ｂの電圧を昇圧して入力することが必要になる。
【０００９】
上述の条件を満たすために、制御電源回路７の高電位側の入力端を、昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１とスイッチング素子Ｑ１との接続点に接続する構成が採用されている。つまり、スイッチング素子Ｑ１は高周波でオンオフを繰り返しているから、スイッチング素子Ｑ１のオン時に昇圧用トランスＴ１に蓄積されたエネルギは、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に２次巻線ｎ２およびイグナイタ用巻線ｎ３から取り出されるほか、一部を１次巻線ｎ１を通して制御電源回路７にも取り出すのである。ここで、制御電源回路７の入力電圧は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時には直流電源Ｂの両端電圧に昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧を加算した電圧になるから、制御電源回路７の入力電圧のピーク値は直流電源Ｂの両端電圧よりも昇圧されることになる。言い換えると、制御電源回路７の入力電圧は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフに伴って高周波で変化するが、ピーク値は直流電源Ｂの両端電圧よりも高電圧になるから、この電圧を整流し平滑することによって直流電源Ｂの両端電圧よりも高電圧を制御電源回路７の入力電圧として用いることが可能になる。（たとえば、特許文献１、２参照）。
【００１０】
【特許文献１】
特開２００２−１３６１５１号公報（第０００３−０００７段落、図１０）
【特許文献２】
特開２００２−２３３１５２号公報（第０００９−００１１段落、図１７）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、昇圧用トランスＴ１に蓄積したエネルギは、上述したように、制御電源回路７への給電に用いられるだけではなく、２次巻線ｎ２から放電ランプ３に供給されるとともに、イグナイタ用巻線ｎ３からイグナイタ４に供給されるから、放電ランプ３の動作状態やイグナイタ４の動作状態に応じて制御電源回路７で利用するエネルギの量が変動することになる。ここで、放電ランプ３が定常点灯状態であるときに制御電源回路７の入力電圧が適正になるように設計しているものとすれば、放電ランプ３の始動前などの無負荷状態では制御電源回路７の入力電圧が高電圧（たとえば、１５０Ｖ）になる。つまり、制御電源回路７には数十〜数百Ｖの範囲の電圧が印加されることになるから、制御電源回路７の構成要素には高耐圧が要求されることになる。その結果、制御電源回路７がコスト高になり、とくに集積回路化しようとすれば高耐圧ＩＣが必要になってコストの低減が難しくなる。
【００１２】
さらに、上述したように、制御電源回路７には直列制御型の電源回路を用いることが多く、入力電圧の変化範囲が大きいと、入力電圧が高電圧であるときの損失が大きくなって発熱量が増加することになる。つまり、制御電源回路７に熱的な保護対策を施す必要があり、制御電源回路７の温度を監視するために制御電源回路７とは別に温度監視用の部品を追加することによって部品点数が増加したり、制御電源回路７の放熱用の部材が大型化したりするという問題が生じる。
【００１３】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、制御電源回路の入力電圧に対する昇圧用トランスの２次側の動作の影響が少なくなる構成を採用し、制御電源回路の入力電圧の変動を低減することによって制御電源回路の構成要素の耐圧を比較的低くすることを可能し、さらに制御電源回路での発熱量を低減した放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流電源を入力電源として直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路から出力される直流電圧を交番電圧に変換し放電ランプに印加するインバータ回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路およびインバータ回路の動作を制御する制御回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路から電源を得て制御回路に与える直流定電圧を出力する制御電源回路とを備え、ＤＣ−ＤＣ変換回路は、直流電源の両端間に１次巻線が挿入される昇圧用トランスと、昇圧用トランスの１次巻線の一端と直流電源との間に挿入され制御回路によりスイッチングされるスイッチング素子と、昇圧用トランスの１次巻線の他端と直流電源との間に挿入されるインダクタとを備え、制御電源回路の一方の入力端が昇圧用トランスの１次巻線とインダクタとの接続点に接続される形で制御電源回路の入力端間に直流電源とインダクタとの直列回路が接続されることを特徴とする。
【００１５】
この構成によれば、昇圧用トランスの１次巻線の一端と直流電源との間にスイッチング素子を挿入し、昇圧用トランスの１次巻線の他端と直流電源との間にインダクタを挿入し、制御電源回路の一方の入力端を昇圧用トランスの１次巻線とインダクタとの接続点に接続する形で制御電源回路の入力端間に直流電源とインダクタとの直列回路を接続しているから、制御電源回路の入力電圧は、直流電源の両端電圧とインダクタの両端電圧との加算電圧になり、ピーク電圧は直流電源の両端電圧よりも高くなる。しかも、昇圧用トランスに蓄積されたエネルギは主として２次巻線から取り出されることになり、制御電源回路の入力電圧に対して昇圧用トランスの２次側の動作がほとんど影響しなくなる。その結果、制御電源回路の入力電圧の変動を従来構成よりも大幅に低減することができ、適正なインダクタを用いることによって制御電源回路の構成要素の耐圧を比較的低くすることが可能になる。つまり、制御電源回路を比較的安価に作製することができ、とくに制御電源回路の集積回路化が容易になる。また、制御電源回路の入力電圧の変動が小さくなることによって、制御電源回路で生じる損失を全体としては従来構成よりも低減することができ、結果的に制御電源回路での発熱量が従来構成よりも低減されることになる。このことから、制御電源回路の温度管理が容易になり、別途に温度監視用の部品を追加せずに制御電源回路を動作させることが可能になり、また放熱器の大型化を避けることができる。
【００１６】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、前記制御電源回路は直列制御型の電源回路であることを特徴とする。この構成によれば、制御電源回路において電圧降下による損失が生じるが、制御電源回路への入力電圧の変動が少ないから、電圧降下による損失を比較的小さくし、かつ損失の変動を少なくするような条件設定が可能になり、結果的に制御電源回路での発熱を抑制することができる。
【００１７】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記インダクタが、印刷配線基板の導体パターンにより形成されていることを特徴とする。この構成によれば、個別部品としてインダクタを設ける必要がなく、部品点数の削減につながる。
【００１８】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記インダクタが、印刷配線基板の導体パターンにより形成され、前記昇圧用トランスのコアの一部と磁気結合していることを特徴とする。この構成によれば、個別部品としてのインダクタを設ける必要がなく、部品点数の削減につながる。しかも、昇圧用トランスのコアをインダクタに流用しているから、インダクタに必要なインダクタンスを確保しながらもインダクタの占有面積を比較的小さくすることが可能になる。
【００１９】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記インダクタのインダクタンスが、前記昇圧用トランスの１次巻線のインダクタンスの１０分の１以下であることを特徴とする。この構成によれば、インダクタのインダクタンスを昇圧用トランスの１次巻線のインダクタンスよりも十分に小さくすることによって、制御電源回路の入力電圧として必要な電圧を確保できるインダクタンスの範囲において、インダクタの小型化が図れる。
【００２０】
請求項６の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記制御電源回路の入力端に前記インダクタを介さずに前記直流電源から給電する経路が付加されることを特徴とする。この構成によれば、制御電源回路の入力の経路が複数設けられるから、スイッチング素子のオンオフの影響による制御電源回路の入力電圧の変動を低減することができる。
【００２１】
請求項７の発明は、請求項１ないし請求項６の発明において、前記インダクタとともに共振回路を構成するコンデンサが前記昇圧用トランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路に並列に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング周波数の可変範囲に共振回路の共振周波数が含まれることを特徴とする。この構成によれば、スイッチング素子のスイッチング周波数を共振回路の共振周波数に近付けることによって、直流電源の電圧を共振作用により昇圧することができ、必要に応じて制御電源回路の入力電圧を高めることが可能になる。
【００２２】
請求項８の発明は、請求項１ないし請求項７の発明において、前記制御電源回路が、異なる２電圧を出力する１チップの集積回路からなることを特徴とする。この構成によれば、たとえばＤＣ−ＤＣ変換回路とインバータ回路との駆動に要する電圧と、制御回路の動作に必要な電圧との２種類の電圧を１チップの集積回路から得ることができる。また、このように電源系統を２系統に分けることによって、１系統のみ遮断する制御が可能になるなど制御の自由度が大きくなる。しかも、２電圧を出力しながらも１チップであるから、実装に要する占有面積が比較的小さくなる。
【００２３】
請求項９の発明は、請求項１ないし請求項８の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路を構成する発熱部品と前記制御電源回路とが基板に実装され基板に実装された発熱部品で共用される１つの放熱器が設けられたパワーモジュールを有し、前記制御電源回路はパワーモジュールの温度に相当する温度信号をパワーモジュールの外部に出力する温度検出手段を内蔵していることを特徴とする。
【００２４】
この構成によれば、制御電源回路に温度検出手段を内蔵しているから、別途に温度検出手段を追加することなく温度の監視が可能になり、しかも発熱部品を集めて搭載したパワーモジュールから温度信号を外部に出力することによって、外部回路においてＤＣ−ＤＣ変換回路や制御電源回路を含むパワーモジュールの温度に応じた制御が可能になる。
【００２５】
請求項１０の発明は、請求項９の発明において、前記制御電源回路が、前記基板の中央付近であってパワーモジュールの最高温度が反映されやすい部位に配置されていることを特徴とする。この構成によれば、パワーモジュールに含まれる各部材の最高温度を反映させた温度信号が得られるから、パワーモジュールのどの部材についても温度検出手段での検出している温度よりも低い温度であることを保証するような制御が可能になる。
【００２６】
請求項１１の発明は、請求項９または請求項１０の発明において、前記制御回路が、前記温度信号により検出した温度を規定した閾値と比較する温度比較部と、温度信号により検出した温度が温度比較部に設定した閾値以上である継続時間を計時するとともに継続時間が規定した制限時間に達すると異常信号を出力するタイマ部と、タイマ部から異常信号が出力されると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を低減させる方向に制御する動作制限部とを備えることを特徴とする。
【００２７】
この構成によれば、温度検出手段により検出した温度が閾値以上である継続時間が制限時間に達するとＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を低減させる方向に制御するから、この動作によって発熱部品の発熱量を低減させることが可能になり、装置の熱破壊を防止することができる。
【００２８】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、前記動作制限部が、前記異常信号が出力されると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路への給電を停止させることを特徴とする。この構成によれば、異常信号によってＤＣ−ＤＣ変換回路への給電を停止させるから、異常信号の発生によって動作が停止し、温度上昇による装置の熱破壊を防止することができる。
【００２９】
請求項１３の発明は、請求項１１の発明において、前記動作制御部が、前記異常信号が出力されると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の前記スイッチング素子をオフに保つことを特徴とする。この構成によれば、異常信号に対してＤＣ−ＤＣ変換回路を含めて後段の回路動作を停止させるから、制御電源回路への入力電圧は直流電源の電圧になる。ここで、制御電源回路が直列制御型の電源回路であって、しかも直流電源の電圧以下の出力電圧を生成可能である場合には、当該出力電圧を制御電源回路から得ることが可能である。このような構成を採用して制御回路の一部に電源を供給すれば、異常信号の解除を検出してＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を再開させることも可能になる。
【００３０】
請求項１４の発明は、請求項１１の発明において、前記動作制御部が、前記異常信号が出力されると前記制御回路のうち前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の制御にかかわる部位への電源供給を停止することを特徴とする。この構成によれば、異常信号に対して制御回路の内部においてＤＣ−ＤＣ変換回路の制御にかかわる部位への電源供給を停止するから、ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作が停止する上にインバータ回路に給電されなくなり発熱量が低減する。ここで、制御電源回路が直列制御型の電源回路であって、しかも直流電源の電圧以下の出力電圧を生成可能である場合には、当該出力電圧を制御電源回路から得ることが可能である。このような構成を採用して制御回路の一部に電源を供給すれば、異常信号の解除を検出してＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を再開させることも可能になる。
【００３１】
請求項１５の発明は、請求項１１記載の発明において、前記動作制限部が、前記異常信号が出力されると、前記温度検出手段により検出した温度が前記温度比較部に設定した閾値よりも低くなるように前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を低出力に設定することを特徴とする。この構成によれば、異常信号に対してＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を低出力に設定するから発熱量が低減し、しかもＤＣ−ＤＣ変換回路の動作は継続するから、制御電源回路の全動作に必要な入力電圧を与えることが可能であって、発熱量を低減しながらも制御回路の動作は制限することなく継続させることが可能になる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
本実施形態は、図１に示すように、図９に示した従来構成とはインダクタＬ１を付加した点が相違する。すなわち、直流電源Ｂと平滑コンデンサＣ０との並列回路の両端間に、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続される。具体的には昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１の一端と直流電源Ｂの負極との間にスイッチング素子Ｑ１が挿入され、昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１の他端と直流電源Ｂの正極との間にインダクタＬ１が挿入される。インダクタＬ１は昇圧用トランスＴ１とは別体になっている。
【００３３】
また、制御電源回路７には、ｐｎｐ形のトランジスタＱ１１での電圧降下を利用して入力電圧に対して降圧した出力電圧を得る直列制御型の電源回路を用いている。具体的には、トランジスタＱ１１のベース・エミッタに抵抗Ｒ１１を接続し、トランジスタＱ１１のベースにはｎｐｎ形のトランジスタＱ１２のコレクタを接続してある。トランジスタＱ１２のベースと制御電源回路７の負極との間にはツェナーダイオードＺＤ１１が接続される。制御電源回路７の出力端間には平滑コンデンサＣ１１が接続され、平滑コンデンサＣ１１にはツェナーダイオードＺＤ１２と抵抗Ｒ１２との直列回路が並列接続される。ここに、ツェナーダイオードＺＤ１２は平滑コンデンサＣ１１の正極側に接続される。トランジスタＱ１２のエミッタはツェナーダイオードＺＤ１２と抵抗Ｒ１２との接続点に接続され、トランジスタＱ１２では、制御電源回路７の出力電圧を反映した抵抗Ｒ１２の両端電圧と、ツェナーダイオードＺＤ１１により設定した基準電圧との差に応じたバイアスをトランジスタＱ１１に与える。つまり、制御電源回路７の出力電圧が一定に保たれるようにトランジスタＱ１１の電圧降下が調節される。
【００３４】
制御電源回路７の高電位側の入力端はインダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点にダイオードＤ１０を介して接続され、制御電源回路７の低電位側の入力端は平滑コンデンサＣ０の負極に接続される。また、制御電源回路７の入力端間にはコンデンサＣ１０が接続される。
【００３５】
上述した構成によって、スイッチング素子Ｑ１のオン時には昇圧用トランスＴ１にエネルギが蓄積されるだけではなくインダクタＬ１にもエネルギが蓄積され、昇圧用トランスＴ１に蓄積されたエネルギは主として２次側から取り出されることになり、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギは主として制御電源回路７に供給されることになる。つまり、制御電源回路７の入力電圧のピーク値は、昇圧用トランスＴ１の２次側の動作の影響をほとんど受けることなく略一定になる。また、昇圧用トランスＴ１の設計に際して制御電源回路７をほとんど考慮する必要がなく、昇圧用トランスＴ１とインダクタＬ１とを機能別に設計することができるから、設計が容易になる。
【００３６】
ちなみに、インダクタＬ１のインダクタンスは昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１のインダクタンスの１０分の１以下に設定するのが望ましい。インダクタＬ１および昇圧用トランスＴ１は個別部品でなくてもよく、ＤＣ−ＤＣ変換回路１を実装する印刷配線基板の導体パターンにより形成することが可能である。この場合、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１との一方のみを印刷配線基板の導体パターンで形成してもよい。印刷配線基板の導体パターンによりインダクタＬ１を形成した場合には、印刷配線基板におけるインダクタＬ１の占有面積がやや大きくなるが、昇圧用トランスＴ１のコアの一部をインダクタＬ１に磁気結合するように配置すれば、インダクタＬ１のインダクタンスを確保しながらもインダクタＬ１の占有面積を低減することが可能になる。
【００３７】
本実施形態の安定動作状態での各部の動作を図２に示す。図２（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のオンオフを示しており、スイッチング素子Ｑ１のオン期間には、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位（直流電源Ｂの負極を基準電位とする電位）は図２（ｂ）のように略一定になる。この電位は直流電源Ｂの出力電圧よりも低くなり、この間にはコンデンサＣ１０の両端電圧は図２（ｃ）のように時間経過とともに低下する。
【００３８】
一方、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には（図２（ａ））、スイッチング素子Ｑ１のオン期間においてインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが放出され、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位は、直流電源Ｂの出力電圧にインダクタＬ１の両端電圧を加算した電圧になる。インダクタＬ１の両端電圧は回路条件にもよるが、たとえば振動する。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位は、図２（ｂ）のように振動し、ピーク値は直流電源Ｂの両端電圧よりも高くなる。このように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位が比較的高くなる期間が生じるから、図２（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ１のオフ期間の前半においてはコンデンサＣ１０を充電する期間が生じる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のオンオフの期間とインダクタＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１０の容量と制御電源回路７の消費電流との関係を適宜に設計しておけば、制御電源回路７の出力電圧を図２（ｄ）のように定電圧に保つことが可能になる。
【００３９】
以上説明したように、制御電源回路７の入力電圧が昇圧用トランスＴ１の２次側の動作の影響をほとんど受けないから、制御電源回路７の入力電圧が大きく変動しなくなり、制御電源回路７の構成要素の耐圧を従来構成よりも低くすることが可能になる。しかも、制御電源回路７の入力電圧として要求される電圧を確保できるようにインダクタＬ１を設計すればよく、制御電源回路７の入力電圧と出力電圧との差を比較的小さくすることができるから、直列制御型の電源回路を用いながらも制御電源回路７での損失を従来構成よりも低減することができ、制御電源回路７での発熱量が低減する。つまり、制御電源回路７の温度管理が簡単になり、温度監視用の部品を追加しなくとも動作させることが可能になって部品点数の増加を抑制でき、また放熱用の部材の大型化を防止することができる。
【００４０】
（第２実施形態）
本実施形態は、図３に示すように、図１に示した第１実施形態の構成に対して直流電源Ｂの正極と制御電源回路７の降圧側の入力端との間に挿入されるダイオードＤ１１を追加したものである。他の構成は第１実施形態と同様である。
【００４１】
第１実施形態の構成では、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位が、直流電源Ｂの出力電圧に対して大幅に低下することがないと想定しているが、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなると、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位が、直流電源Ｂの出力電圧に対して比較的大きく低下する場合がある。そこで、ダイオードＤ１１を設けることによって、制御電源回路７の高電位側の入力端にインダクタＬ１の一端と直流電源Ｂの正極との間から給電する経路を形成してある。この構成によってスイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなっても制御電源回路７の高電位側の入力端の電位は直流電源Ｂの正極の電位に対してほとんど低下せず、コンデンサＣ１０の両端電圧、つまりは制御電源回路７の入力電圧の低下を抑制し、制御電源回路７の出力電圧を維持しやすくなる。他の構成および動作は第１実施形態と同様である。
【００４２】
（第３実施形態）
本実施形態は、図４に示すように、図１に示した第１実施形態の構成に対して、インダクタＬ１とともに共振回路を構成するコンデンサＣ２を、昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路に並列に接続したものである。この構成では、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を共振回路の共振周波数に近付けることによって、コンデンサＣ２の両端電圧が共振作用によって昇圧されることになり（ピーク電圧が高くなり）、制御電源回路７にピーク電圧の高い入力電圧を与えることが可能になる。スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を共振周波数に近付けるのは、直流電源Ｂの出力電圧が低下したときなどとすればよい。たとえば、直流電源Ｂの出力電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を調節すれば、直流電源Ｂの出力電圧の変動に対する制御電源回路７への入力電圧の変動を抑制することができる。また、直流電源Ｂの出力電圧が低下したときに、共振周波数の近傍でスイッチング周波数を掃引するようにしてもよい。ちなみに、平滑コンデンサＣ０は１０００μＦ、コンデンサＣ２は１０ｎＦ、インダクタＬ１は０．１μＨと設定すればよい。他の構成および動作は第１実施形態と同様である。
【００４３】
（第４実施形態）
本実施形態は、図５に示すように、図４に示した第３実施形態の構成において、制御電源回路７を、異なる２電圧の出力が可能な１チップの集積回路ＩＣで構成したものである。集積回路ＩＣには、２個の定電圧回路７ａ，７ｂが設けられ、たとえば、一方の定電圧回路７ａはコンデンサＣ１０の両端電圧から１２Ｖを出力し、他方の定電圧回路７ｂは平滑コンデンサＣ１１の両端電圧から５Ｖを出力するように構成される。定電圧回路７ｂの出力端間には平滑コンデンサＣ１２が接続される。ここに、各定電圧回路７ａ，７ｂはそれぞれ直列制御型の電源回路を構成し、基本的にはそれぞれ図１に示した制御電源回路７と同様の構成を有している。制御電源回路７から出力される２電圧は、ともに制御回路６に与えられる。ここでは、制御回路６においてマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略称する）を用いる構成を想定しており、たとえば、マイコンには５Ｖの電源を供給し、制御回路６に含まれる他の回路（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５を駆動する駆動回路など）には１２Ｖの電源を供給する。ここで、マイコンは放電ランプ３の動作状態に応じた制御を指示するために用いられる。
【００４４】
上述したように、２種類の電圧を１チップの集積回路ＩＣから得るようにすれば、実装面積を低減することが可能になる。また、電源系統を２系統に分けることによって、１系統のみ遮断する制御が可能になるなど制御の自由度が大きくなる。たとえば、両定電圧回路７ａ，７ｂの入力電源をともにコンデンサＣ１０の両端電圧とすれば、定電圧回路７ａの出力を停止させても定電圧回路７ｂからは出力を得ることが可能になるから、ＤＣ−ＤＣ変換回路１あるいはインバータ回路２において動作に異常が生じたときに、５Ｖの電源のみを確保しマイコンによる制御内容を維持するすることが可能になる。他の構成および動作は第３実施形態と同様である。
【００４５】
（第５実施形態）
本実施形態は、図６に示すように、図４に示した第３実施形態の構成に対して、直流電源Ｂを逆極性に接続したときの保護を行う逆接続保護回路８を付加し、さらに制御電源回路７として集積回路を用いるとともに、制御電源回路７の内部に温度検出手段としての温度センサＴｈを内蔵してある。また、図示例ではスイッチング素子Ｑ１として、２個のスイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂの並列回路を用いており、制御回路６は各スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂを個別に制御することが可能になっている。
【００４６】
逆接続保護回路８は、デプレション型のＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ６のドレインを直流電源Ｂの負極に接続し、ソースを平滑コンデンサＣ０の負極に接続してある。また、スイッチング素子Ｑ６のゲート−ソースにはツェナーダイオードＺＤ１が接続され、このツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ１との直列回路を平滑コンデンサＣ０に並列に接続してある。スイッチング素子Ｑ６のゲートは、ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ１との接続点に接続してある。
【００４７】
この構成では、直流電源Ｂが接続されていなければスイッチング素子Ｑ６はオン状態であり、直流電源Ｂが正常に接続されるとスイッチング素子Ｑ６のゲート電位は正電位になる。つまり、スイッチング素子Ｑ６はオンに保たれる。一方、直流電源Ｂの接続極性が逆になると、スイッチング素子Ｑ６のゲート電位が負電位になり、スイッチング素子Ｑ６はオフになるから、直流電源ＢからＤＣ−ＤＣ変換回路１への給電が停止する。つまり、直流電源Ｂを逆極性に接続した場合には、ＤＣ−ＤＣ変換回路１が動作せず、回路が保護されることになる。
【００４８】
ところで、図６に示す構成では、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のスイッチング素子Ｑ１（Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ）のほか、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のダイオードＤ１、制御電源回路７、逆接続保護回路８のスイッチング素子Ｑ６はいずれも発熱量が比較的大きい発熱部品となる。そこで、図７に示すように、これらの発熱部品を一括して基板９に実装し、基板９に実装した発熱部品で図示しない１つの放熱器を共用することによってパワーモジュール１０を構成するのが望ましい。つまり、上述のような構成のパワーモジュール１０を設けることによって、発熱部品を一括して扱うことが可能になり、また放熱器を共用することによって省スペースになるからである。制御電源回路７は温度センサＴｈを内蔵する集積回路により構成してあり、温度センサＴｈで検出した温度に相当する温度信号は、パワーモジュール１０から外部に取り出すことが可能になっている。つまり、図７に示すように、パワーモジュール１０を外部回路に接続するための端子群１１が設けられており、端子群１１の中に温度信号を出力する端子が設けられる。制御電源回路７は、パワーモジュール１０に含まれる各部材（発熱部品）の最高温度を反映させた温度信号が得られるように、基板９の中央付近であってパワーモジュール１０の中で温度がもっとも上昇しやすい場所に配置してある。
【００４９】
図６に示すように、パワーモジュール１０から出力された温度信号は制御回路６に含まれるマイコン６ａに入力され、マイコン６ａでは、温度センサＴｈにより検出される温度が異常に高いときにはＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電力を低減させる方向にスイッチング素子１を制御し、発熱部品の発熱量を低減する。
【００５０】
温度センサＴｈでの検出温度に基づいてマイコン６ａがＤＣ−ＤＣ変換回路１を保護する動作についてさらに詳しく説明する。図８に示すように、制御回路６に含まれるマイコン６ａでは、温度センサＴｈで検出した温度を規定した閾値と比較する温度比較部６ｂと、温度センサＴｈで検出した温度が温度比較部６ｂに設定した閾値以上である継続時間を計時するとともに継続時間が規定した制限時間に達すると異常信号を出力するタイマ部６ｃと、タイマ部６ｃから異常信号が出力されるとＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電力を低減させる方向に制御する動作制限部６ｄとを備える。温度比較部６ｂとタイマ部６ｃとはアンド回路６ｅにより論理積をとることによって、タイマ部６ｃなどの誤動作による異常信号の発生を防止している。つまり、タイマ部６ｃから異常信号が出力されているときに、温度比較部６ｂにおいて検出温度が閾値以上である状態が継続しているときに、異常信号がアンド回路６ｅを通過するように構成している。
【００５１】
異常信号は動作制限部６ｄに入力され、動作制限部６ｄはスイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動回路６ｆに指示を与える。つまり、異常信号が動作制限部６ｄに入力されると、動作制限部６ｄではスイッチング素子Ｑ１をオフにすることによって、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作を停止させる。その結果、異常信号の発生によって放電灯点灯装置の全体の動作が停止し、温度上昇による装置の熱破壊を防止することができる。上述のようにマイコン６ａに対して制御電源回路７から比較的低い電圧（直流電源Ｂの電圧以下の電圧）を供給している場合には、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作が停止しても制御電源回路７からマイコン６ａを動作させる電力を供給することが可能であるから、マイコン６ａでは異常信号の解除を検出したときにＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作を再開させることが可能である。なお、スイッチング素子Ｑ１をオフにする代わりに、直流電源ＢとＤＣ−ＤＣ変換回路１との間に適宜にスイッチ要素を挿入しておき、異常信号の発生に伴って動作制限部６ｄがスイッチ要素をオフにすることによって、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作を停止させるようにしてもよい。あるいはまた、動作制御部６ｄに異常信号が入力されたときに、動作制御部６ｄが制御回路６のうちＤＣ−ＤＣ変換回路１の制御にかかわる部位への電源供給を停止することによってＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作を停止させる構成としてもよい。
【００５２】
パワーモジュール１０の温度上昇を抑制するには、スイッチング素子Ｑ１をオフにする代わりに、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電力が低出力になるように（温度センサＴｈにより検出した温度が温度比較部６ｂに設定した閾値よりも低くなるように）、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御する構成を採用してもよい。このような構成を採用しても発熱量を低減させることができ、また、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作は継続するから、制御電源回路７の動作に必要な入力電圧を与えることが可能であって、発熱量を低減しながらも制御回路６を継続して動作させることが可能になる。
【００５３】
【発明の効果】
本発明の構成によれば、昇圧用トランスの１次巻線の一端と直流電源との間にスイッチング素子を挿入し、昇圧用トランスの１次巻線の他端と直流電源との間にインダクタを挿入し、制御電源回路の一方の入力端を昇圧用トランスの１次巻線とインダクタとの接続点に接続する形で制御電源回路の入力端間に直流電源とインダクタとの直列回路を接続しているから、制御電源回路の入力電圧は、直流電源の両端電圧とインダクタの両端電圧との加算電圧になり、ピーク電圧は直流電源の両端電圧よりも高くなる。しかも、インダクタは昇圧用トランスとは別体であるから、昇圧用トランスに蓄積されたエネルギは主として２次巻線から取り出されることになり、制御電源回路の入力電圧に対して昇圧用トランスの２次側の動作がほとんど影響しなくなる。その結果、制御電源回路の入力電圧の変動を従来構成よりも大幅に低減することができ、適正なインダクタを用いることによって制御電源回路の構成要素の耐圧を比較的低くすることが可能になる。また、制御電源回路の入力電圧の変動が小さくなることによって制御電源回路に直列制御型の電源回路を用いる場合でも制御電源回路で生じる損失を従来構成よりも低減することができ、結果的に制御電源回路での発熱量が従来構成よりも低減されることになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明の第３実施形態を示す回路図である。
【図５】本発明の第４実施形態を示す回路図である。
【図６】本発明の第５実施形態を示す回路図である。
【図７】同上の実装状態を示す概略図である。
【図８】同上の要部ブロック図である。
【図９】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１  ＤＣ−ＤＣ変換回路
２  インバータ回路
３  放電ランプ
６  制御回路
６ａ  マイコン
６ｂ  温度比較部
６ｃ  タイマ部
６ｄ  動作制限部
７  制御電源回路
９  基板
１０  パワーモジュール
Ｂ  直流電源
Ｃ２  コンデンサ
Ｌ１  インダクタ
ＩＣ  集積回路
ｎ１  １次巻線
Ｑ１  スイッチング素子
Ｔ１  昇圧用トランス
Ｔｈ  温度センサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2004342321.tif 000008
【図７】
2004342321.tif 000009
【図８】
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【図９】
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