(57)【要約】【課題】ディジタル移動無線においては、高速なフェージング変動に追随可能な高次予測形同期検波方式（ＲＬＳ−ＭＬＳＥ）が提案されていが、適応波形等化技術を使用し、伝搬路におけるモデルを多項式関数で近似表現する場合、低次数関数で得られる近似解では十分な効果を得られない。また、局所的な最適化が行われるために、適応範囲外では十分な効果を得られないという問題がある。【解決手段】トランスバーサルフィルタ１０５内の伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、該高次関数の重み係数系列を重み係数系列推定回路１０８で時変系で適応的に推定し、また、重み係数系列推定回路１０８で重み係数系列を推定する際に用いられる忘却係数（λ）を、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の情報と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の測定結果の情報を基に決定する。【選択図】　図１
2004080712.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置であって、　伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、該高次関数の重み係数系列を時変系で適応的に推定するための重み係数系列推定手段と、
前記重み係数系列推定手段により重み係数系列を推定する際に用いられる忘却係数（λ）を、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の情報と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の測定結果の情報を基に決定するための忘却係数制御手段と
を具備することを特徴とするディジタル無線通信装置。
【請求項２】
伝送されるシンボルレートが１０，０００（ｓｙｍｂｏｌ／ｓｅｃ）以下であること
を特徴とする請求項１に記載のディジタル無線通信装置。
【請求項３】
前記正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）を、遅延検波後の信号点と近傍シンボル点とのユークリッド距離の分散値から推定するための正規化最大ドップラー周波数推定手段と、
信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を、受信電界強度を測定することにより、受信信号とは異なる系統からの情報として取り入れ算出するための信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）推定手段と
をさらに具備することを特徴とする請求項２に記載のディジタル無線通信装置。
【請求項４】
干渉波のキャンセラー機能を有する高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置であって、
主波の伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、干渉波の伝搬路のモデルを主波よりも低い次数の高次関数で現し、これら各高次関数の重み係数系列を時変系で適応的に推定するための重み係数系列推定手段と、
干渉波が感知されない場合は、主波の高次関数についてのみ重み係数系列の推定を行う手段と、
干渉波が感知される場合は、主波と干渉波の高次関数の両方について重み係数系列の推定を行う手段と
を具備することを特徴とするディジタル無線通信装置。
【請求項５】
前記主波に対する高次関数と干渉波に対する高次関数の重み係数系列の推定を行う際に、
信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の情報を基に、前記重み係数系列の推定動作を制御するための手段を
さらに具備することを特徴とする請求項４に記載のディジタル無線通信装置。
【請求項６】
高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置におけるディジタル無線通信方法であって、
伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、該高次関数の重み係数系列を時変系で適応的に推定するための重み係数系列推定手順と、
前記重み係数系列推定手順により重み係数系列を推定する際に用いられる忘却係数（λ）を、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の情報と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の測定結果の情報を基に決定するための忘却係数制御手順と
を含むことを特徴とするディジタル無線通信方法。
【請求項７】
高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置内のコンピュータに、
伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、該高次関数の重み係数系列を時変系で適応的に推定するための重み係数系列推定手順と、
前記重み係数系列推定手順により重み係数系列を推定する際に用いられる忘却係数（λ）を、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の情報と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の測定結果の情報を基に決定するための忘却係数制御手順と
を実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【請求項８】
高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置内のコンピュータに、
伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、該高次関数の重み係数系列を時変系で適応的に推定するための重み係数系列推定手順と、
前記重み係数系列推定手順により重み係数系列を推定する際に用いられる忘却係数（λ）を、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の情報と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の測定結果の情報を基に決定するための忘却係数制御手順と
を実行させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高次予測形同期検波方式（ＲＬＳ−ＭＬＳＥ）を用いたディジタル無線通信装置に関し、特に、広い範囲の正規化最大ドップラー周波数に対して有効な適応波形等化を実現することができ、レイリーフェージングの影響を効果的に軽減することが可能なディジタル無線通信装置、及びディジタル無線通信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
陸上ディジタル移動無線においては、多重伝搬路に起因するレイリーフェージングにより受信信号の振幅と位相が瞬時的に変動するため、伝送特性が大きく劣化する。
この伝送特性の劣化を克服する為に適応制御技術（Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）を応用した適応等化技術が検討されており、移動無線用適応等化器として、判定帰還形等化器（ＤＦＥ（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ　Ｆｅｅｄｂａｃｋ　Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ））と最尤系列推定（ＭＬＳＥ（Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌｉｋｅｈｏｏｄ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ））が主に検討されている。
さらにまた、高速なフェージング変動に追随可能な高次予測形同期検波方式（ＲＬＳ−ＭＬＳＥ）が提案されている（例えば、文献「電子通信学会技報，ＳＡＴ９２−６４，ＲＣＳ９２−９３（１９９２−１１），予測同期検波方式（府川　和彦、鈴木　博）」により提案されたものがある）。
一般的に、波形等化技術は広帯域通信での多重伝搬環境における適応技術を対象としているが、遅延の影響を受けるため性能劣化の傾向がある。これに対して、狭帯域通信（携帯電話などのデジタル・ナロー通信）では遅延の影響が少ないことから、これによる劣化の心配がない。しかしながら、移動体の移動に伴う正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の影響が大きくなるという問題がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
陸上ディジタル移動体通信において、多重伝搬路に起因するレイリーフェージングは瞬時的な振幅・位相変動を引き起こすため、通信品質劣化の主要因である。　しかし、適応波形等化技術（時変係数の等化器を使用する技術）を使用する場合に、伝搬路におけるインパルス応答を多項式関数で近似表現する場合、低次数関数で得られる近似解では十分な効果を得られない。また、局所的な最適化が行われるために、適応範囲外では十分な効果を得られないという問題がある。
【０００４】
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、その目的は、高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置において、広い範囲の正規化最大ドップラー周波数に対して有効な適応波形等化を実現することができ、レイリーフェージングの影響を効果的に軽減し得るディジタル無線通信装置、及びディジタル無線通信方法を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、本発明のディジタル無線通信装置は、高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置であって、伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、該高次関数の重み係数系列を時変系で適応的に推定するための重み係数系列推定手段と、前記重み係数系列推定手段により重み係数系列を推定する際に用いられる忘却係数（λ）を、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の情報と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の測定結果の情報を基に決定するための忘却係数制御手段とを具備することを特徴とする。
これにより、広い範囲の正規化最大ドップラー周波数に対して有効な適応波形等化を実現することができ、ディジタル無線通信おけるレイリーフェージングの影響を軽減し、通信品質を向上することができる。
【０００６】
また、本発明のディジタル無線通信装置は、伝送されるシンボルレートが１０，０００（ｓｙｍｂｏｌ／ｓｅｃ）以下であることを特徴とする
これにより、狭帯域通信において、遅延の影響を受けることなく通信を行うことができる。
【０００７】
また、本発明のディジタル無線通信装置は、前記正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）を、遅延検波後の信号点と近傍シンボル点とのユークリッド距離の分散値から推定するための正規化最大ドップラー周波数推定手段と、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を、受信電界強度を測定することにより、受信信号とは異なる系統からの情報として取り入れ算出するための信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）推定手段とをさらに具備することを特徴とする。
これにより、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の推定を容易かつ高精度で行うことができる。また、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を別系統の信号とすることにより高精度のＳＮＲ推定が可能になる。
【０００８】
また、本発明のディジタル無線通信装置は、干渉波のキャンセラー機能を有する高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置であって、主波の伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、干渉波の伝搬路のモデルを主波よりも低い次数の高次関数で現し、これら各高次関数の重み係数系列を時変系で適応的に推定するための重み係数系列推定手段と、干渉波が感知されない場合は、主波の高次関数についてのみ重み係数系列の推定を行う手段と、干渉波が感知される場合は、主波と干渉波の高次関数の両方について重み係数系列の推定を行う手段とを具備することを特徴とする。
これにより、レイリーフェージングの影響の軽減のみならず、干渉波の影響も軽減し、通信品質をさらに向上させることができる。
【０００９】
また、本発明のディジタル無線通信装置は、前記主波に対する高次関数と干渉波に対する高次関数の重み係数系列の推定を行う際に、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の情報を基に、前記重み係数系列の推定動作を制御するための手段をさらに具備することを特徴とする。
これにより、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の劣化時の誤動作を抑制することができる。
【００１０】
また、本発明のディジタル無線通信方法は、高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置におけるディジタル無線通信方法であって、伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、該高次関数の重み係数系列を時変系で適応的に推定するための重み係数系列推定手順と、前記重み係数系列推定手順により重み係数系列を推定する際に用いられる忘却係数（λ）を、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の情報と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の測定結果の情報を基に決定するための忘却係数制御手順とを含むことを特徴とする。
これにより、広い範囲の正規化最大ドップラー周波数に対して有効な適応波形等化を実現することができ、ディジタル無線通信おけるレイリーフェージングの影響を軽減し、通信品質を向上することができる。
【００１１】
また、本発明のコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置内のコンピュータに、伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、該高次関数の重み係数系列を時変系で適応的に推定するための重み係数系列推定手順と、前記重み係数系列推定手順により重み係数系列を推定する際に用いられる忘却係数（λ）を、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の情報と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の測定結果の情報を基に決定するための忘却係数制御手順とを実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体である。
【００１２】
また、本発明のコンピュータプログラムは、高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置内のコンピュータに、伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、該高次関数の重み係数系列を時変系で適応的に推定するための重み係数系列推定手順と、前記重み係数系列推定手順により重み係数系列を推定する際に用いられる忘却係数（λ）を、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の情報と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の測定結果の情報を基に決定するための忘却係数制御手順とを実行させるためのプログラムである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
次に本発明の実施の形態例について図面を参照して説明する。
【００１４】
［概要］
波形等化技術において、伝搬路に関する十分な近似解を得るには高次数関数を用いる必要があり、本発明では、インパルス応答をテーラー展開することで、高次数関数を生成する。しかし高次数関数を用いるため、特定の正規化最大ドップラー周波数近傍では効果的があるが、その範囲外では劣化する傾向がある。したがって、逐次的に正規化最大ドップラー周波数に対応するモデルが必要とされる。
【００１５】
また、レイリーフェージングは移動体の移動速度と伝送速度で定義される正規化最大ドップラー周波数のパラメータで現され、対応する近似解を短時間で（高収束性）で見つける必要がある。
さらに、狭帯域通信では、適応すべき正規化最大ドップラー周波数が広範囲であるため、特定モデルだけでは、十分な波形等化の効果を得られない。
そこで、狭帯域通信の伝搬路状態の定常性に注目して、正規化最大ドップラー周波数の変化と遅延検波後の信号と近傍のシンボル点とのユークリッド距離に関する分散値に対して、相関関係があることからドップラー周波数を抽出可能であり、変動する正規化最大ドップラー周波数に対応するモデルを容易に見つけることができる。
【００１６】
図１０に、正規化最大ドップラー周波数ＦｄＴと遅延検波後信号分散値の関係を示す。図１０に例示するように、例えば、遅延時間が１０μｓ以下の程度であれば、遅延検波後信号分散値と正規化最大ドップラー周波数の対応付けが容易に行える。
また、高次数関数を用いるために、熱雑音に対して敏感になる傾向がある。これに対しては、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を外部情報として取り込むことにより、熱雑音に対する敏感性による誤動作を抑制することができる。
以上の手法を用いることにより、広い範囲の正規化最大ドップラー周波数において有効な適応波形等化を実現することができる。
【００１７】
［適応型予測形同期検波回路］
１．回路構成
図１に、本発明のディジタル無線通信装置に使用する適応型予測形同期検波回路の構成図を示す。
図１において、各回路は以下のように機能する。
加算器１０１は、受信信号とレプリカ信号（モデルによるフィードバック信号）を加算し、誤差信号を出力する。ユークリッドノルム算出回路１０２は、加算器１０１で算出した誤差信号のベクトル成分のユークリッドノルムを算出し、状態推定回路１０３に出力する。状態推定回路１０３は、予め候補パターンが用意されており、どのパターンであるかを判定し、該当するシンボル系列の条件付き確率を算出し、遅延検波回路１０４に出力する。遅延検波回路１０４は、遅延検波を実行し、検波した情報を正規化最大ドップラー周波数推定回路１１０に出力する。トランスバーサルフィルタ１０５は、信号生成回路１０６からの情報と、重み係数系列推定回路１０８からの重み係数系列の情報を基に、受信信号の「レプリカ信号（モデルによる複製信号）」を生成し、加算器１０１に出力する。
【００１８】
信号生成回路１０６は、状態推定回路１０３からの信号、またはトレーニング信号の情報に基づき信号を生成する。生成された信号は、トランスバーサルフィルタ１０５及び重み係数系列推定回路１０８に出力される。重み係数系列推定回路１０８は、信号生成回路１０６からの信号、加算器１０１からの誤差信号、最適忘却係数推定回路１０９からの信号を基に、伝搬路におけるインパルス応答の近似解を算出して、等価な重み係数系列を算出し、トランスバーサルフィルタ１０５に送信する。
【００１９】
・最適忘却係数推定回路１０９は、以下のように作動する。
１）推定正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）が入力される。
２）信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）が入力される。
３）上記２値に対応する忘却係数（λ）を求める。
４）推定忘却係数（λ）を重み係数系列推定回路１０８に出力する。
なお、忘却係数（λ）については、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）と、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）をパラメータとしたテーブルが最適忘却係数推定回路１０９に用意されており、このテーブルを参照して忘却係数（λ）を決定する。例えば、図１１の忘却係数λと正規化最大ドップラー周波数ＦｄＴの関係を示す図に例示するように、フレーム長（２００シンボル）、ヘッダ（トレーニング信号：８シンボル）、ディメンジョン＝４、信号電力対雑音電力比（Ｅｂ／Ｎ０＝４０ｄｂ）の条件の下に、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）をパラメータとした、忘却係数（λ）とＢＥＲ（ビットエラーレート）の特性データなどから最適な忘却係数（λ）を決定するためのテーブルを求める。
なお、図１１において、符号ａで示すデータは「ＦｄＴ＝０．０２」の場合、符号ｂで示すデータは「ＦｄＴ＝０．０１６」の場合、符号ｃで示すデータは「ＦｄＴ＝０．０１」の場合、符号ｄで示すデータは「ＦｄＴ＝０．００６」の場合、符号ｅで示すデータは「ＦｄＴ＝０．００１」の場合を示している。
【００２０】
正規化最大ドップラー周波数推定回路１１０は、以下のよう作動する。
１）遅延検波回路１０４からの遅延検波信号が入力される。
２）遅延検波信号と近傍シンボル点とのユークリッド距離を算出する。
３）推定平均値と推定分散値を更新する。
４）推定分散値に対応する正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）を求め、最適忘却係数推定回路１０９に出力する。
【００２１】
信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）推定回路１１１は、受信電界強度より信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を算出し、最適忘却係数推定回路１０９に出力する。なお、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の算出のための信号電力及び雑音電力の測定は別回路システム（図示せず）により独立に行われる。
【００２２】
２．回路動作の説明
以下、図１に示す回路の動作を、トレーニングプロセスとトラッキングプロセスの場合とに分けて説明する。
【００２３】
２．１トレーニングプロセスの動作説明
トレーニングプロセスの目的は、十分な時間長の既知信号系列を与えて、状態推定プロセス、最適忘却係数推定プロセス、重み係数推定プロセスに対して各プロセスの収束（パラメータの収束）を促すことにある。なお、トレーニング信号については、例えば、図６に示すように、フレーム信号が２００シンボルで構成される場合に、ヘッダの８シンボルをトレーニング信号として割り当てて使用することができる。
【００２４】
［動作フロー］
以下、図１の回路構成図を基に、図２に示すトレーニングプロセスのフローチャートを参照しながら、トレーニングプロセスの動作の流れについて説明する。
（１）トレーニング信号系列入力（ステップＳ１０１）
切替スイッチ１０７を介して入力されるトレーニング信号を、信号生成回路１０６に入力する。
【００２５】
（２）信号生成プロセス（ステップＳ１０２）
信号生成回路１０６では、ステップＳ１０１におけるトレーニング信号系列の情報に基づき、信号を生成して出力する。生成された信号は、トランスバーサルフィルタ１０５及び重み係数系列推定回路１０８に出力される。
（３）トランスバーサルフィルタプロセス（ステップＳ１０３）
トランスバーサルフィルタ１０５では、ステップＳ１０２における信号生成回路１０６からの情報と、重み係数系列推定回路１０８からの重み係数系列の情報を基に、受信信号の「レプリカ信号（モデルによる複製信号）」を生成し、加算器１０１に出力する。
【００２６】
（４）誤差信号算出プロセス（ステップＳ１０４）
加算器１０１では、「受信信号」と「レプリカ信号（ステップＳ１０３）」との誤差信号を算出する。算出した誤差信号は、ユークリッドノルム算出回路１０２と、重み係数系列推定回路１０８に出力される。
（５）ユークリッドノルムプロセス（ステップＳ１０５）
ユークリッドノルム算出回路１０２では、ステップＳ１０４において加算器１０１で算出した誤差信号のユークリッドノルムを算出し、状態推定回路１０３に出力する。
（６）状態推定プロセス（ステップＳ１０６）
状態推定回路１０３では、誤差信号のユークリッドノルムの情報に基づき該当するシンボル系列の条件付き確率を算出し、遅延検波回路１０４に出力する。
【００２７】
（７）遅延検波プロセス（ステップＳ１０７）
遅延検波回路１０４では、ステップＳ１０６における状態推定回路１０３からの信号を基に、遅延検波を実行し、検波した情報を正規化最大ドップラー周波数推定回路１１０に出力する。
（８）正規化最大ドップラー周波数推定プロセス（ステップＳ１０８）
正規化最大ドップラー周波数推定回路１１０では、遅延検波回路１０４からの遅延検波信号系列より推定分散値を算出し、推定分散値より正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）を算出し、最適忘却係数推定回路１０９に出力する。
（９）信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）推定プロセス（ステップＳ１０９）
信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）推定回路１１１では、受信電界強度より信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を算出し、最適忘却係数推定回路１０９に出力する。なお、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の算出のための信号電力及び雑音電力の測定は別回路システム（図示せず）により独立に行われる。
【００２８】
（１０）最適忘却係数推定プロセス（ステップＳ１１０）
最適忘却係数推定回路１０９では、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）をパラメータとして、対応する最適忘却係数（λ）を決定し、重み係数系列推定回路１０８に出力する。なお、忘却係数（λ）については、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）と、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）をパラメータとしたテーブルが最適忘却係数推定回路１０９に用意されており、このテーブルを参照して忘却係数（λ）を決定する。
【００２９】
（１１）重み係数系列推定プロセス（ステップＳ１１１）
重み係数系列推定回路１０８では、ステップＳ１０２における信号生成回路１０６からの信号、ステップＳ１０４における加算器１０１からの誤差信号、ステップＳ１１０における最適忘却係数推定回路１０９からの信号を基に、伝搬路におけるインパルス応答の近似解を算出して、等価な重み係数系列を算出し、トランスバーサルフィルタ１０５に送信する。なお、忘却係数（λ）を高次関数の係数の推定に反映させる方法については、前述した文献「電子通信学会技報，ＳＡＴ９２−６４，ＲＣＳ９２−９３（１９９２−１１），予測同期検波方式（府川　和彦、鈴木　博）」に説明されているのでここでは説明を省略する。
【００３０】
（１２）トランスバーサルフィルタプロセス（ステップＳ１１２）
トランスバーサルフィルタ１０５では、ステップＳ１１１における重み係数系列推定回路１０８からの信号を基に、重み係数系列の値を更新する。それから、ステップＳ１０１のプロセスに戻り処理を繰り返す。
【００３１】
２．２トラッキングプロセスの動作説明
トラッキングプロセスの目的は、受信信号に対して各推定プロセスを用いて、最も高確率なシンボル系列を推定する。
【００３２】
［動作フロー］
以下、図１の回路構成図を基に、図３に示すフローチャートを参照しながら、トラッキングプロセスの動作の流れについて説明する。
（１）受信信号系列入力（ステップＳ２０１）
受信信号系列を状態推定回路１０３に入力する。
（２）状態推定プロセス（ステップＳ２０２）
候補シンボルに対する条件付き確率を算出するプロセスであり、状態推定回路１０３では、候補シンボルが存在する場合は、その候補シンボルを信号生成回路１０６及び遅延検波回路１０４に出力する。候補シンボルが存在しない場合は、候補シンボル集合において、条件付き確率が最大となるシンボルを検出し、信号生成回路１０６及び遅延検波回路１０４に出力する。
【００３３】
（３）信号生成プロセス（ステップＳ２０３）
信号生成回路１０６では、ステップＳ２０２における状態推定回路１０３からの候補シンボルの情報を基に、信号を生成してトランスバーサルフィルタ１０５に出力する。
（４）トランスバーサルフィルタプロセス（ステップＳ２０４）
トランスバーサルフィルタ１０５では、ステップＳ２０３における信号生成回路１０６からの情報を基に、受信信号の「レプリカ信号（モデルによる複製信号）」を生成し、加算器１０１に出力する。
【００３４】
（５）誤差信号算出プロセス（ステップＳ２０５）
加算器１０１では、「受信信号」と「レプリカ信号（ステップＳ２０４）」との誤差信号を算出する。算出した誤差信号は、ユークリッドノルム算出回路１０２に出力される。
（６）ユークリッドノルムプロセス（ステップＳ２０６）
ユークリッドノルム算出回路１０２では、加算器１０１で算出した誤差信号のユークリッドノルムを算出し、状態推定回路１０３に出力する。その後、ステップＳ２０２の状態推定プロセスに戻る。
なお、ステップＳ２０２からステップＳ２０６のプロセスは、ステップＳ２０２のプロセスで候補シンボルの中から条件付き確率が最大となる候補シンボルが決定されるまで繰り返される。
【００３５】
（７）遅延検波プロセス（ステップＳ２０７）
遅延検波回路１０４では、ステップＳ２０２における状態推定回路１０３からの情報を基に、遅延検波を実行し、正規化最大ドップラー周波数推定回路１１０に出力する。
（８）正規化最大ドップラー周波数推定プロセス（ステップＳ２０８）
正規化最大ドップラー周波数推定回路１１０では、受信信号に対応するシンボル系列と、ステップＳ２０７における遅延検波回路１０４からの出力信号系列より推定分散値を算出し、推定分散値より正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）を算出し、最適忘却係数推定回路１０９に出力する。
【００３６】
（９）信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）推定プロセス（ステップＳ２０９）
信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）推定回路１１１では、受信電界強度より信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を算出し、最適忘却係数推定回路１０９に出力する。
（１０）最適忘却係数推定プロセス（ステップＳ２１０）
最適忘却係数推定回路１０９では、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）をパラメータとして、対応する最適忘却係数（λ）を算出し、重み係数系列推定回路１０８に出力する。
【００３７】
（１１）重み係数系列推定プロセス（ステップＳ２１１）
重み係数系列推定回路１０８では、ステップＳ２０３における信号生成回路１０６からの信号、ステップＳ２０５における加算器１０１からの誤差信号、ステップＳ２１０における最適忘却係数推定回路１０９からの信号を基に、伝搬路におけるインパルス応答の近似解を算出して、等価な重み係数系列を算出し、トランスバーサルフィルタ１０５に出力する。
（１２）トランスバーサルフィルタプロセス（ステップＳ２１２）
トランスバーサルフィルタ１０５では、ステップＳ２１１における重み係数系列推定回路１０８からの信号を基に、重み係数系列の値を更新する。それから、ステップＳ２０１のプロセスに戻り処理を繰り返す。
【００３８】
また、図７及び図８は、本発明による適応型予測形同期検波回路の効果を示す図である。
図７は、信号電力対雑音電力比（Ｅｂ／Ｎ０）に対するＢＥＲ（ビット誤り率）の特性データを示している。
図７においては、フレーム長さが２００シンボル、ヘッダ（トレーニング信号）が８シンボル、ディメンジョンが４、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）が０．０１の場合のデータを示し、遅延検波のみの場合（□印のデータ）、忘却係数がλ＝０６で固定の場合（△印のデータ）、本発明の適応高次予測形同期検波の場合（○印のデータ）の例を示している。図７に示すように本発明による改善の効果が顕著に示されている。
【００３９】
また、図８は、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）に対するＢＥＲ（ビット誤り率）の特性データを示している。
図８においては、フレーム長さが２００シンボル、ヘッダ（トレーニング信号）が８シンボル、ディメンジョンが４、信号電力対雑音電力比（Ｅｂ／Ｎ０）が４０ｄＢの場合のデータを示し、遅延検波のみの場合（□印のデータ）、忘却係数がλ＝０６で固定の場合（△印のデータ）、本発明の適応高次予測形同期検波の場合（○印のデータ）の例を示している。図８に示すように本発明による改善の効果が顕著に示されている。
【００４０】
［適応型予測形干渉キャンセラー回路］
次に、図１に例示した適応型予測形同期検波回路に、さらに、自分の信号に他の信号の干渉波がある場合の干渉波をキャンセルする機能を付加した適応型予測形干渉キャンセラー回路について説明する。
１．回路構成
図４に、適応型予測形干渉キャンセラー回路の構成図を示す。
図４において、各回路は以下のように機能する。
・加算器２０１は、受信信号とレプリカ信号（フィードバック信号）とを加算し、誤差信号を出力する。
【００４１】
ユークリッドノルム算出回路２０２は、加算器２０１で算出した誤差信号のベクトル成分のユークリッドノルムを算出し、状態推定回路２０３に出力する。状態推定回路２０３は、予め候補パターンが用意されており、どのパターンであるかを判定し、該当するシンボル系列の条件付き確率を算出し、遅延検波回路２０４に出力する。遅延検波回路２０４は、遅延検波を実行し、検波した情報を正規化最大ドップラー周波数推定回路２１０に出力する。トランスバーサルフィルタ２０５は、信号生成回路２０６ａと信号生成回路２０６ｂからの情報と、重み係数系列推定回路２０８からの重み係数系列の情報を基に、受信信号の「レプリカ信号（複製信号）」を生成し、加算器２０１にフィードバック信号として出力する。なお。このレプリカ信号には、主波に対するレプリカ信号と、主波と干渉波を合成したレプリカ信号とがあり、制御動作の内容に応じて使い分ける。
【００４２】
信号生成回路２０６ａは、主波（希望波）の信号生成回路であり、切替スイッチ２０７ａを介して、状態推定回路２０３からの信号、または主波のトレーニング信号の情報に基づき信号を生成する。生成された信号は、トランスバーサルフィルタ２０５及び重み係数系列推定回路２０８に出力される。信号生成回路２０６ｂは、干渉波の信号生成回路であり、切替スイッチ２０７ｂを介して、状態推定回路２０３からの信号、または干渉波のトレーニング信号に基づき信号を生成する。生成された信号は、切替スイッチ２０７ｃを介して、トランスバーサルフィルタ２０５及び重み係数系列推定回路２０８に出力される。
【００４３】
重み係数系列推定回路２０８は、信号生成回路２０６ａ及び２０６ｂからの信号、加算器２０１からの誤差信号、最適忘却係数推定回路２０９からの忘却係数の情報を基に、伝搬路におけるインパルス応答の近似解を算出して、等価な重み係数系列を算出し、トランスバーサルフィルタ２０５に出力する。
【００４４】
最適忘却係数推定回路２０９は、以下のように作動する。
１）推定正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）が入力される。
２）信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）が入力される。
３）上記２値に対応する忘却係数（λ）を求める。
４）推定忘却係数（λ）を重み係数系列推定回路２０８に出力する。
なお、忘却係数（λ）については、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）と、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）をパラメータとしたテーブルが最適忘却係数推定回路２０９に用意されており、このテーブルを参照して忘却係数（λ）を決定する。
【００４５】
正規化最大ドップラー周波数推定回路２１０は、以下のように作動する。
１）遅延検波回路２０４からの遅延検波信号が入力される。
２）遅延検波信号と近傍シンボル点とのユークリッド距離を算出する。
３）推定平均値と推定分散値を更新する。
４）推定分散値に対応する正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）を求め、最適忘却係数推定回路２０９に出力する。
【００４６】
信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）推定回路２１１は、受信電界強度より信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を算出し、最適忘却係数推定回路２０９に出力する。なお、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の算出のための信号電力及び雑音電力の測定は別回路システム（図示せず）により独立に行われる。
【００４７】
２．回路動作の説明
２．１干渉波が感知されない場合
干渉波が検出されない場合の動作は、前述した適応型予測形同期検波の場合と同じアルゴリズムに従う。
【００４８】
２．２干渉波が感知される場合
以下、図４の回路構成図を基に、図５に示す適応型予測形干渉キャンセラーの動作フローチャートを参照しながら、干渉波が感知される場合の、適応型予測型キャンセラーの動作の流れについて説明する。
（１）受信信号系列入力（ステップＳ３０１）
受信信号系列を状態推定回路２０３に入力する。
【００４９】
（２）状態推定プロセス（ステップＳ３０２）
主波の候補シンボルに対する条件付き確率を算出するプロセスであり、状態推定回路２０３では、主波と干渉波に対する候補シンボルが存在する場合は、その候補シンボルを信号生成回路２０６ａ、信号生成回路２０６ｂ、及び遅延検波回路２０４に出力する。主波と干渉波に対する候補シンボルが存在しない場合は、主波と干渉波の各候補シンボル集合において、共に条件付き確率が最大となるシンボルを検出し、信号生成回路２０６ａ、信号生成回路２０６ｂ、及び遅延検波回路２０４に出力する。
【００５０】
（３）信号生成プロセス（ステップＳ３０３）
主波：ステップＳ３０２の状態推定回路２０３からの情報を基づいて、信号生成回路２０６ａにより信号生成後、トランスバーサルフィルタ２０５に出力する。
干渉波：ステップＳ３０２の状態推定回路２０３からの情報を基づいて、信号生成回路２０６ｂにより信号生成後、トランスバーサルフィルタ２０５に出力する。
【００５１】
（４）トランスバーサルフィルタプロセス（ステップＳ３０４）
トランスバーサルフィルタ２０５では、ステップＳ３０３における信号生成回路２０６ａ及び２０６ｂからの情報を基に、「主波レプリカ信号」と「干渉波レプリカ信号」の合成信号を生成し、加算器２０１に出力する。
（５）誤差信号算出プロセス（ステップＳ３０５）
加算器２０１では、「受信信号」と「合成レプリカ信号」との誤差信号を算出する。算出した誤差信号は、ユークリッドノルム算出回路２０２に出力される。
【００５２】
（６）ユークリッドノルムプロセス（ステップＳ３０６）
加算器２０１で算出した誤差信号のユークリッドノルムを算出し、状態推定回路２０３に出力する。その後、ステップＳ３０２に戻る。
（７）遅延検波プロセス（ステップＳ３０７）
ステップＳ３０２の状態推定回路２０３からの情報を基に遅延検波を実行し、遅延検波信号を正規化最大ドップラー周波数推定回路２１０に出力する。
【００５３】
（８）正規化最大ドップラー周波数推定プロセス（ステップＳ３０８）
正規化最大ドップラー周波数推定回路２１０では、受信信号に対応するシンボル系列と、ステップＳ３０７における遅延検波回路２０４からの出力信号系列より推定分散値を算出し、推定分散値より正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）を算出し、最適忘却係数推定回路２０９に出力する。
（９）信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）推定プロセス（ステップＳ３０９）
信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）推定回路２１１では、受信電界強度より信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を算出し、最適忘却係数推定回路２０９に出力する。
【００５４】
（１０）最適忘却係数推定プロセス（ステップＳ３１０）
最適忘却係数推定回路２０９では、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）をパラメータとして、対応する最適忘却係数（λ）を算出し、重み係数系列推定回路２０８に出力する。
（１１）重み係数系列推定プロセス（ステップＳ３１１）
重み係数系列推定回路２０８では、ステップＳ３０３における信号生成回路２０６ａ及び２０６ｂからの信号、ステップＳ３０５における加算器２０１からの誤差信号、ステップＳ３１０における最適忘却係数推定回路２０９からの信号を基に、伝搬路におけるインパルス応答の近似解を算出して、等価な重み係数系列を算出し、トランスバーサルフィルタ２０５に出力する。
【００５５】
（１２）トランスバーサルフィルタプロセス（ステップＳ３１２）
トランスバーサルフィルタ２０５では、ステップＳ３１１における重み係数系列推定回路２０８からの信号を基に、重み係数系列の値を更新する。それから、ステップＳ３０１のプロセスに戻り処理を繰り返す。
【００５６】
また、図９は干渉キャンセラーの効果を示す図であり、ＤＵＲ（主波／干渉波の比）とＢＥＲ（ビット誤り率）を、干渉除去前と、干渉除去後について示したものである。また、図９の例では、予測関数の次数を、主波については３次関数、干渉波について１次関数としたものである。図９に示すように、干渉除去前（□印のデータ）と干渉除去後（△印のデータ）を比較すると、ＢＥＲ（ビット誤り率）が顕著に改善されていることが分かる。
【００５７】
以上、本発明のディジタル無線通信装置の実施の形態について説明したが、図１に示す適応型予測形同期検波回路及び図４に示す適応型予測形干渉波キャセラー回路中の各回路部は、専用のハードウェアにより実現されるものであってもよく、またこの回路部はメモリおよびＣＰＵ（中央処理装置）等の情報処理装置により構成され、この回路部の機能を実現するためのプログラム（図示せず）をメモリにロードして実行することによりその機能を実現させるものであってもよい。また、図１及び図４に示す各回路部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより、図１及び図４に示す各回路部に必要な機能の処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
【００５８】
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可般媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。
さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの（伝送媒体ないしは伝送波）、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。
【００５９】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明のディジタル無線通信装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のディジタル無線通信装置及びディジタル無線通信方法においては、伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、該高次関数の重み係数系列を時変系で適応的に推定する場合に使用する忘却係数（λ）を、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の情報と信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の測定結果の情報を基に決定する。
これにより、広い範囲の正規化最大ドップラー周波数に対して有効な適応波形等化を実現することができ、ディジタル無線通信おけるレイリーフェージングの影響を軽減し、通信品質を向上することができる。
【００６１】
また、本発明のディジタル無線通信装置は、伝送されるシンボルレートが１０，０００（ｓｙｍｂｏｌ／ｓｅｃ）以下である。
これにより、狭帯域通信において、遅延の影響を受けることなく通信を行うことができる。
【００６２】
また、本発明のディジタル無線通信装置においては、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）を、遅延検波後の信号点と近傍シンボル点とのユークリッド距離の分散値から推定し、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を、受信電界強度を測定することにより、受信信号とは異なる系統からの情報として取り入れ算出する。
これにより、正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）の推定を容易かつ高精度で行うことができる。また、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を別系統の信号とすることにより高精度のＳＮＲ推定が可能になる。
【００６３】
また、本発明のディジタル無線通信装置においては、干渉波のキャンセラー機能を有する高次予測形同期検波方式のディジタル無線通信装置において、主波の伝搬路のモデルを高次関数で現すと共に、干渉波の伝搬路のモデルを主波よりも低い次数の高次関数で現し、干渉波が感知されない場合は、主波の高次関数についてのみ重み係数系列の推定を行い、干渉波が感知される場合は、主波と干渉波の高次関数の両方について重み係数系列の推定を行う。
これにより、レイリーフェージングの影響の軽減のみならず、干渉波の影響も軽減し、通信品質をさらに向上させることができる。
【００６４】
また、本発明のディジタル無線通信装置においては、主波に対する高次関数と干渉波に対する高次関数の係数パラメータを設定する際に、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の情報を基に、重み係数系列の推定動作を制御する。
これにより、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の劣化時の誤動作を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】適応型予測形同期検波回路の構成図を示す図である。
【図２】適応型予測形同期検波回路のトレーニングプロセスのフローチャートを示す図である。
【図３】適応型予測形同期検波回路のトラッキングプロセスのフローチャートを示す図である。
【図４】適応型予測形干渉キャンセラー回路の構成図を示す図である。
【図５】適応型予測形干渉キャンセラー回路の動作フローチャートを示す図である。
【図６】フレームとトレーニング信号について説明するための図である。
【図７】信号電力対雑音電力比（Ｅｂ／Ｎ０）に対するＢＥＲ（ビット誤り率）の特性データを示す図である。
【図８】正規化最大ドップラー周波数（ＦｄＴ）に対するＢＥＲ（ビット誤り率）の特性データを示す図である。
【図９】干渉キャンセラーの効果を示す図である。
【図１０】正規化最大ドップラー周波数ＦｄＴと遅延検波後信号分散値の関係を示す図である。
【図１１】忘却係数λと正規化最大ドップラー周波数ＦｄＴの関係を示す図である。
【符号の説明】
１０１、２０１　加算器
１０２、２０２　ユークリッドノルム算出回路
１０３、２０３　状態推定回路
１０４、２０４　遅延検波回路
１０５、２０５　トランスバーサルフィルタ
１０６、２０６ａ、２０６ｂ　信号生成回路
１０７、２０７ａ、２０７ｂ、２０７ｃ　切替スイッチ
１０８、２０８　重み係数系列推定回路
１０９、２０９　最適忘却係数推定回路
１１０、２１０　正規化最大ドップラー周波数推定回路
１１１、２１１　信号電力対雑音電力比推定回路
【図１】
2004080712.tif 000003
【図２】
2004080712.tif 000004
【図３】
2004080712.tif 000005
【図４】
2004080712.tif 000006
【図５】
2004080712.tif 000007
【図６】
2004080712.tif 000008
【図７】
2004080712.tif 000009
【図８】
2004080712.tif 000010
【図９】
2004080712.tif 000011
【図１０】
2004080712.tif 000012
【図１１】
2004080712.tif 000013