(57)【要約】【課題】  ＤＶＤ−Ｒ又はＤＶＤ−ＲＷディスクのアドレス情報は、より正確に識別されるべきである。【解決手段】  それゆえ検出器は、サンプリングウィンドウに用いられるべき参照値を記憶するサンプル／ホールド装置（１０）を伴って実現される。ランドプリピットの存在を決定するために、積分器（１３）が積分された信号を参照値（Ｖ１）と比較するのに用いられる。サンプル／ホールド装置（１０）と積分器（１３）との両方を制御するタイミングは位相ロックループ（１２）から得られ、該位相ロックループは、所定の係数でクロック乗算を実行することによって入力のグルーブウォブル信号（ＴＷｉｎ）にロックされる。好ましいことに、ディスク速度の変化に応じて調整される必要がある帯域パスフィルタは含まれない。更に、提案されたランドプリピット検出器は、リミッタが利用されないので、入力振幅の変化によって影響されにくい。【選択図】  図４
2004342301.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出されるべきマークに関する情報を含むスキャン信号を得ることによって光学記録媒体上でトラックをスキャンするステップを含み、光学記録媒体上でマークを検出する方法において、
所定のサンプリングタイムでの前記スキャン信号を、参照信号として記憶し、
前記スキャン信号が前記参照信号から所定の値だけずれると、マークを決定することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記マークはランドプリピットであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記マークの決定は、前記スキャン信号から前記参照信号を減算すること、該減算信号を積分すること及び該積分された信号を閾値と比較することによって実行されることを特徴とする請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
前記減算信号は、積分される前に正規化されることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記閾値信号は、光学記録媒体から反射される光又はレーザパワーの量を表す信号を用いて増減されることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項６】
前記マークの決定は、前記参照信号を前記スキャン信号と比較すること、該比較された信号を積分すること及び該積分された信号を閾値と比較することによって実行されることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
前記スキャン信号に基づいて、前記サンプリング、記憶及び／又は決定をするために、タイミング信号が生成されることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
検出されたマークに依存しないで前記タイミング信号を生成するために、前記タイミング信号は、前記スキャン信号のミュート期間に生成されることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記所定のサンプリングタイムは、前記スキャン信号の位相に依存して決定されることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１０】
光学記録媒体上のマークを検出する装置において、
請求項１から９のいずれか１つに記載の方法を実行することを特徴とする装置。
【請求項１１】
光学記憶媒体上のマークを決定する装置であって、検出されるべき前記マークに関する情報を含むスキャン信号を得ることによって、前記光学記憶媒体上のトラックをスキャンするスキャン手段を含む装置において、
所定のサンプリングタイムでの前記スキャン信号を参照信号として記憶する記憶手段（１０，１７）と、
前記スキャン信号が前記参照信号から所定の値だけずれると、マークを決定する決定手段とを特徴とする装置。
【請求項１２】
光学記録媒体から読み出すため及び／又は光学記録媒体へ書き込むための装置において、
光学記録媒体上のマークを検出するために、請求項１から９のいずれか１つに記載の方法を実行し、又は、請求項１０又は１１に記載の装置を有することを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光学記録媒体上のマークを検出する方法に関し、検出されるべきマークに関する情報を含むスキャン信号を得ることによって、光学記録媒体上のトラックをスキャンするステップを含む。更に、本発明は、光学記録媒体上のマークを検出するための対応する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＶＤ−Ｒに対する既知のＥＣＭＡ−２７９規格（「ＥＣＭＡ−規格化情報通信システム：８０ｍｍ（片面１．２３Ｇバイト）及び１２０ｍｍ（片面３．９５Ｇバイト）ＤＶＤ−書込み可能ディスク（ＤＶＤ−Ｒ）」）と、ＤＶＤ−ＲＷに対するＥＣＭＡ３３８規格（「ＥＣＭＡ−規格化情報通信システム：８０ｍｍ（片面１．４６Ｇバイト）及び１２０ｍｍ（片面４．７０Ｇバイト）ＤＶＤ書き換え可能ディスク（ＤＶＤ−ＲＷ）」）において、記録されていないディスク上の位置を識別するためのアドレス情報は、いわゆるランドプリピット（ＬＰＰ）に記憶されている。これらプリピットはランド内に位置し、ランドは、記録グルーブすなわちトラックを相互に分離する領域である。記録可能領域としてのグルーブと、ランドプリピットを保持するランドとの両方が、ディスクのマスタリング処理中に形成され、これらは、記録されていない／ブランクディスク上で利用可能である。
【０００３】
グルーブは、図１に示されるように、トラックウォブルと呼ばれる小さな半径方向の正弦波形の偏差を備えた円又はスパイラルである。各トラックウォブル信号は、プッシュプル信号のようなトラックエラー信号を用いて検出されることができる。加えて、いくつかのフィルタリング又は交流結合が適用される。更に、プッシュプル信号はまた、グルーブの外側エッジすなわち隣接するランド上で反射変化を示すので、ランドプリピットはプッシュプル信号を用いることによって検出される。
【０００４】
実際に読み出し又は記録されるグルーブに属するランドプリピットは、常にそのグルーブの片側に配置されている。ＥＣＭＡ−２７９によると、それらは、トラックのトラックウォブル変調に対して、所定の位置にエンボスされている。グルーブウォブルは正弦波と考えられ、グルーブウォブルとランドプリピット信号との位相関係（ＰＷＰ）は−９０°±１０°であると定義される。従って、ＰＷＰ値は、ＬＰＰ信号の最大ポイントとウォブルの平均零交差ポイントとの間の位相として測定される。従って、ＬＰＰの検索はＰＷＰを検出することによってトリガされる。
【０００５】
更に、トラックウォブル信号は、記録又は再生中に、光学記録媒体の回転速度を制御するのに用いられることができる。記録媒体の確実な速度信号を生成するために、トラックウォブルにロックされる位相ロックループ（ＰＬＬ）が一般的に用いられる。このＰＬＬのクロック出力は、記録媒体の回転速度ループを閉じるのに用いられる。このＰＬＬがトラックウォブルにロックされると、ランドプリピット検出ブロックを制御するためのタイミング信号も得られる。
【０００６】
単純な検出システム（図２）がＥＣＭＡ−２７９（Ａｎｎｅｘ  Ｑ）で提供されている。既に述べられたように、トラックウォブル周波数同様ランドプリピット信号もプッシュプル信号１から得られる。プッシュプル信号を生成するための信号代数は、（Ａ＋Ｂ）−（Ｃ＋Ｄ）であり、ここでＡ，Ｂ，Ｃ及びＤは、反射されたレーザビームの位置を検出する４象限検出器（ここでは示されていない）の４つの信号である。プッシュプル信号は、リミッタ２に供給され、そのリミッタが典型的なプッシュプル振幅を上回るスパイクを削除し、次いで、帯域パスフィルタ３によって処理され、名目トラックウォブル周波数より高い又は低い周波数コンポーネントを削除する。その後電圧Ｖ１が加えられる。この信号処理の結果は、第１比較器４によってオリジナル信号と比較される。ＰＬＬ（図示なし）はトラックウォブル周波数でロックする。ＰＬＬは、トラックウォブル周波数と同じ周波数及び位相を有するロックされた正弦波信号を生成する。ＰＬＬの出力信号は、検出ウィンドウを生成する第２比較器によって第２参照電圧Ｖ２と比較される。２つの比較器４，５の出力は、一般的に論理ＡＮＤ演算を実行するノイズゲート６を経由して結合される。
【０００７】
対応する信号図が図３に示されている。図３における曲線Ａは、第１比較器４に適用される信号である。プッシュプル信号ＰＰＳは、いくつかのノイズに重ね合わされた典型的な正弦波形を有する。ポイントＰ１でＰＰＳ信号は歪みを示している。ポイントＰ２で、ＰＰＳ信号はランドプリピットにより変形されている。図３Ａにおける第２の曲線ＢＰＦ＋Ｖ１は、帯域パスフィルタ３によってフィルタされ且つ定電圧Ｖ１によって下方へシフトされたＰＰＳ信号を表している。比較器４は、信号ＰＰＳがポイントＰ１及びＰ２で信号ＢＰＦ＋Ｖ１より下回っていることを検出する。その結果の比較器信号が図３Ｂにあげられる。同時に、第２比較器５は、図３Ｃに示されるように、ＰＰＳ信号と同じ周波数を有するＰＬＬ信号と、定電圧信号Ｖ２とを比較する。結果として、第２比較器５は、図３Ｄに図示されるようなゲート信号を出力する。図３Ｂ及び図３Ｄの信号のＡＮＤ演算が、図３Ｅに示される信号を導くこととなる。このように、ポイントＰ１での歪みによって生成される比較器信号は、従って、このＡＮＤ演算によって削除され、使用可能なランドプリピット信号が得られる。
【０００８】
ＥＣＭＡ−２７９システムにおいて、ランドプリピットパルスによって生成される信号は一定振幅を有さない。更に、それは、減算（Ａ＋Ｂ）−（Ｃ＋Ｄ）を通り抜けた不十分な共通モード取り消しが原因のＨＦコンポーネントに影響され得る。
【０００９】
また、隣接するトラックによって、トラックウォブル振幅及びランドプリピット振幅との両方への影響が引き起こされる。トラックウォブル振幅の場合、その影響はウォブルビートと呼ばれる。
【００１０】
ＥＣＭＡ−２７９において提供されるランドプリピット検出器は、オリジナル信号と、限定され且つ帯域を通過した信号との比較に基づいている。トラックウォブル信号の振幅がリミッタ値より上回るか又は著しく下回るならば、第１比較器４は、存在するランドプリピットを検出できないであろう。また、再生又は記録速度が変化するならば、例えばＣＡＶモードにおいて、ＢＰＦ３はそれに応じて調整される必要がある。標準検出回路の更なる欠点は、ＰＬＬ（図示なし）が、確実なノイズゲート信号の生成を可能にするために、一定振幅の合成正弦波を生成しなければならないということである。
【００１１】
この点に関して、文献ＥＰ１１８４８５０Ａ２は、高精度で確実に光学ディスク上のランドプリピット検出ができる記録及び再生装置を開示している。スプリット検出器からの信号出力の１つが、所定の係数で乗算され、その係数は、ランドプリピットの復号化におけるエラー率と、対物レンズのレンズシフト量と、データ信号に関連するランドプリピット信号及びウォブル信号のレベルとに依存して変化する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の目的は、ランドプリピット信号を確実に検出するための別の方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明によると、この目的は、光学記録媒体上のマークを検出する装置であって、検出されるべき前記マークに関する情報を含むスキャン信号を得ることによって前記光学記録媒体上のトラックをスキャンをするスキャン手段と、所定のサンプリングタイムでの前記スキャン信号を参照信号として記憶する記憶手段と、前記スキャン信号が前記参照信号から所定の値だけずれると、マークを決定する決定手段とを含む装置によって解決される。
【００１４】
更に、本発明によると、光学記録媒体上のマークを検出する方法であって、検出されるべき前記マークに関する情報を含むスキャン信号を得ることによって前記光学記録媒体上のトラックをスキャンするステップと、所定のサンプリングタイムでの前記スキャン信号を参照信号として記憶するステップと、スキャンニング信号が前記参照信号から所定の値だけずれると、マークを決定するステップとを含む方法が提供される。
【００１５】
既知の解決方法と比べると、本発明は、回転速度の変化（ＣＡＶモード等）に応じて調整される必要がある帯域パスフィルタを使用しないという利点を有する。更に、リミッタが使用されないので、本発明に従って得られるランドプリピット信号は入力振幅の変化に依存しにくい。代わりに、タイミングがクロックから得られるので、ゲートタイミングの生成もまた信号レベルに依存しにくい。加えて、ランドプリピット信号は、単一ショット検出と比べると、検出ウィンドウ精度（位相）に依存しにくい。
【００１６】
好ましくは、記憶手段は、実際のトラックウォブル信号値を記憶するサンプル／ホールド（Ｓ／Ｈ）装置又はデジタルメモリ装置を含む。
【００１７】
光学記録媒体は、ＤＶＤ−Ｒ又はＤＶＤ−ＲＷであってもよく、検出されるべきマークは、ランドプリピットであってもよい。
【００１８】
好ましくは、決定手段は、スキャン信号から参照信号を減算する減算手段と、減算信号を積分する積分手段と、積分された信号を閾値と比較する比較手段とを含む。この場合、積分された信号は、参照信号とサンプリング信号との絶対差に依存している。状況に応じて、本発明の装置は、減算信号を正規化する正規化手段を含んでもよい。
【００１９】
別の方法として、決定手段は、参照信号をスキャン信号と比較する第１比較手段と、第１比較信号を積分する積分手段と、積分された信号を閾値と比較する第２比較手段とを含む。この場合、積分された信号は、参照信号とサンプリング信号との相対差に依存するだけである。
【００２０】
好ましくは、スキャン信号は、トラックウォブル信号である。更に、所定のサンプリングタイムはサンプリング信号の位相に依存して決定される。
【００２１】
好ましくは、本発明に従う方法は、光学記録媒体から読み出すため及び／又は光学記録媒体へ書き込むための装置で実行される。これにより、光学記録媒体上のランドプリピットの確実な検出が可能となる。
【００２２】
本発明は、添付された図面に関連して、より詳細に述べられる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
ＬＰＰ検出器のタイミングを制御するのに使用されるタイミング信号を生成するために、好ましくは、所定の係数によってクロック乗算を実行するＰＬＬが利用される。例えば８のクロック乗算が利用されるならば、３６０°トラックウォブル周期内で４５°の分解能が得られる。従って、高い乗算係数を利用することにより、ＰＬＬクロックから得られるタイミングの分解能を増加させる。ランドプリピットは所定の名目中央位置（ＤＶＤ−Ｒ／ＲＷにおける２７０°±１０°）に配置され、所定の名目幅（ＤＶＤ−Ｒ／ＲＷにおける８−１０Ｔ，すなわち±７．５°）を有するので、検出ウィンドウは、カウンタと、カウンタ値に応じてゲート信号を決定する論理とを用いる乗算トラックウォブルＰＬＬクロックに基づいて生成される。これらゲート信号は、サンプル／ホールド及び状況に応じて積分器を制御する。また、Ｄ−ＦＦ（Ｄ−フリップ−フロップ）を駆動するトリガが生成され、該フリップフロップは、ランドプリピットがゲート内で検出されたかどうかを決定する比較器出力の論理レベルをサンプルする。
【００２４】
本発明に従うアナログ実施形態の例が図４のブロック図に示されている。トラックウォブル入力信号ＴＷｉｎは、減算器１１に直接及びサンプル／ホールド素子１０を経由して供給される。Ｓ／Ｈ素子１０のためのタイミング信号は、ＴＷｉｎ信号が入力されるＰＬＬ回路１２によって得られる。ＬＰＰの予想開始位置より少し前にホールドを可能にすることによって、タイミング信号がサンプリングウィンドウを生成する。ホールド機能は、ＬＰＰの名目長さ分だけイネーブル状態で維持される。
【００２５】
減算器１１の出力は、積分器１３に提供され、その積分器もまた、ＰＬＬ回路１２のクロックサイクルをカウントするカウンタによって制御されている。積分器１３の出力は、比較器１４で定電圧Ｖ１と比較される。比較器１４の出力信号は、Ｄ−ＦＦ１５に提供され、Ｄ−ＦＦもまた、ＰＬＬ回路１２のクロックによって制御されている。更なる信号処理のために、サンプリングウィンドウの終わりに比較器１４によって実行される比較の結果をＤ−ＦＦ１５が記憶する。
【００２６】
図５は、対応する信号図を示している。図５のパートＡにおいて、検出回路の入力時のＴＷｉｎ信号が表されている。ＴＷｉｎ信号はほぼ正弦波の形を有している。位置Ｐ３及びＰ４で検出されたランドプリピットによって、ＴＷｉｎ信号のプラス最大値で、正弦波の形がそれぞれ歪められる。サンプリングウィンドウＳ３，Ｓ４は、予想ＬＰＰ位置より少し前に開始され、ＬＰＰの予想終了時のすぐ後で停止される。ＬＰＰは、ウォブル信号ＴＷｉｎの零交差に対して名目位相シフトを有するので、タイミングは、ＴＷｉｎ信号にロックされるＰＬＬの一部であるカウンタから得られる。結果的にサンプリングウィンドウは、図１に示されるように、予想ＬＰＰトリガポイントの近くに生成される。
【００２７】
サンプリングウィンドウの開始時におけるＴＷｉｎ信号の値が参照値としてとられる。この参照値は、実際のＴＷｉｎ信号から減算され、図５Ｂの信号が得られる。図５Ｃに示されるように、この信号は積分されて閾値と比較される。図５Ｃの左側と右側との両方の場合において、積分された信号は閾値より高く、ランドプリピットが検出されていることを示してる。
【００２８】
サンプリングウィンドウＳ３及びＳ４における、図５Ａのサンプリングポイントによって示されるデジタル信号処理において、実際のサンプル値が、先行サンプル値と比較される。実際の値が先行値より高ければ、カウンタは増加する。そうでなければ、図５Ｄに示されるようにカウンタは減少する（図７の回路と比較）。
【００２９】
図６は、図４に表されるＬＰＰ検出器の例示的な実施形態として、詳細な回路図を示している。
【００３０】
検出ゲートの開始（ＥｎＩｎｔ；イネーブル積分）は、サンプルからホールドモードにＳ／Ｈ１０を切り換え、ホールドモードは、ランドプリピットパルス予想位置のすぐ前（図５におけるサンプリングウィンドウＳ３，Ｓ４の開始）のレベルに、Ｓ／Ｈ１０の演算増幅器の非反転入力を維持する。同時に、ランドプリピットが存在するとその出力電圧を著しく変化させる積分器１３がスタートする。減算器１１によって、Ｓ／Ｈ１０で維持された電圧からＴＷｉｎ信号が減算され、その結果がＬＰＰパルスの積分の電圧となる。この積分された信号は、ＬＰＰパルスの終わりにおいて通常その最大振幅を有する。積分器１３の異なる差動増幅器の出力が電圧比較器１４に供給され、該比較器が、積分された電圧と、好ましくは分圧器によって生成された所定の閾値電圧Ｖ１とを比較する。閾値電圧Ｖ１は、積分されたパルス電圧が閾値電圧より常に大きくなり、存在しないパルスの積分は小さくなるように選択されている。結果的に、閾値電圧Ｖ１は常にプラス電圧となる。例えば、ＴＷｉｎ信号のＬＰＰコンテントもまた規格で示されるような名目振幅を有するとすると、Ｖ１は、ランドプリピットが存在するとき、名目積分電圧のフラクションの固定値に、工場で調整される。
【００３１】
規格は、正規化されたランドプリピット振幅を、平均ミラー電圧Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄによって分割されるランドプリピットのピーク振幅として述べている［０．１４＜ＬＰＰ＜０．２８］。ランドプリピットが、ランドプリピットの長さに整合した一定期間中に積分されるならば、その結果電圧は、未だミラー電圧のフラクションであり、すなわち、ミラー電圧によって分割される積分された電圧は、積分時間定数に依存した予想可能な値を有する。ＴＷｉｎ信号に重ね合わされたランドプリピットは、記録媒体の反射及びレーザパワーに対応する(scale with)ので、好ましくは、閾値電圧Ｖ１はそれに応じて変化される。Ｖ１を増減する最も簡単な方法は、分圧器の供給電圧を図６に示されるような固定電圧に接続する代わりに、ミラー信号生成ブロック（図示なし）に接続することである。ゲートＳ３，Ｓ４の終了直前に、比較器の出力がＤ−ＦＦ１５によってサンプルされ、その後積分器１３はリセットされ、Ｓ／Ｈ１０は、３６０°の倍数後に現れる次のランドプリピットパルスを検出するためにサンプルモードに切り換えられる。
【００３２】
上記に述べられた方法は、デジタルドメイン（図７）で実施することができる。トラックウォブル信号は、まずＡ／Ｄコンバータ１６によってＡ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換された値は、ＰＬＬ及び制御論理１８によって生成される検出ウィンドウの開始時に、メモリ１７に記憶される。それから、実際にサンプルされた値と記憶された値との差を計算するために、減算器１１でデジタル差が形成される。デジタルアキュムレータ又は積分器１３は、サンプルされた差を合計して全体のサンプルされた差の値を形成する。ランドプリピットの存在を検出するために、検出ウィンドウの終わりに、積分された値が比較器１４によって所定の閾値１９と比較される。サンプリングが、所定の係数でＴＷクロックを乗算するトラックウォブルＰＬＬ１８によって制御されるとすると、サンプルの数及び積分の数は、トラックウォブル周波数及びドライブの記録又は再生速度に依存しない。この場合、デジタル積分器１３は、自動的にＴＷ周波数に対応するが（scale with）、アナログ積分器の積分時間定数τ＝Ｒ・Ｃは増減される必要があるので、デジタル積分器１３はアナログの解決法よりも利点を有する。ｎが所定の名目速度／トラックウォブル周波数に基づく速度係数であるならば、レジスタまたはキャパシタは逆に増減される必要がある（１／ｎ・Ｃまたは１／ｎ・Ｒ）。そのときランドプリピットパルスの積分結果は記録速度に依存しない。
【００３３】
少し異なる方法に従うと（図８はアナログの、図９はデジタルの実施形態）、実際のＴＷ値と記憶されたＴＷ値との差は、第１比較器２０によって導き出され、その比較の結果は（方向信号ＤＩＲ）、積分器１３の入力に提供される。結果的に、積分器の電圧は、その差の結果に応じて上がったり又は下がったりするが、積分器の傾き（slope）はもはや差の値に依存しない。このことにより、積分はランドプリピットパルスの振幅変化に依存しない。上記のように、アナログ方法を使用する積分は、記録速度又はＴＷ周波数に未だ依存している。他の回路素子に関しては、図４を参照する。
【００３４】
既に示したように、上記に述べられた第２の方法もまた、デジタルドメイン（図９）において実現可能である。ＴＷ信号は、Ａ／Ｄコンバータ１６によって量子化され、サンプルされた値は、検出ウィンドウの開始時にメモリ１７に記憶される。実際にサンプルされた値及び記憶された値は、検出ウィンドウ中にサンプリングクロックと同期して比較される。その比較の結果がデジタルアップ／ダウンカウンタ２１の方向を決定し、そのカウンタは検出ウィンドウの始めに一般的には値ゼロで開始される。カウンタ２１は、検出ウィンドウ内の制御論理１８によって生成される各クロックパルスで、カウントアップ又はダウンしている。カウンタ値は、最後に、検出ウィンドウの終わりで所定の閾値と比較される。これは好ましくはＤ−ＦＦ１５によって実行される。その後、メモリ１４及びカウンタ２１は、他の検出ウィンドウで開始する次の検出処理の準備のためにリセットされる。既に述べたように、制御論理１８は、タイミングのためのモノフロップ（monoflops）を使用することによって実現されることができるが、好ましくは、カウンタ及び比較器によって実現され、それらは、ＴＷクロックにロックされるＰＬＬクロック乗算器から得られたクロックによって制御されている。補足的に図７の素子が参照される。
【００３５】
上記に述べられたような検出システムは、いくつかの基本的な利点を有する。検出ウィンドウの終わりでのカウントされた値の結果は、ＴＷ信号の振幅に依存しない。実際の値と記憶された値の比較結果だけがカウントの方向を決定する。カウンタは、制御論理とＰＬＬから所定数のクロックパルスを得るので、検出パルスの終わりでのカウンタ値は、光学記録媒体の記録又は再生速度に依存しない。積分は検出ウィンドウ全体で実行されるので、検出処理は、規格で提供されるような単一ショット検出と比べて、ランドプリピットパルスの歪みに影響されにくい。積分は検出ウィンドウ全体で実行されるので、検出処理は、規格で提供されるような単一ショット検出と比べて、ＰＬＬ位相とランドプリピットパルスの正確な位置との両方の位相エラーに影響されにくい。
【００３６】
読み出し中又は書き出し中の光学記録媒体の反射のばらつき（両方ともマークスペース反射変化又は指紋の影響によって引き起こされる）に対して、改善されたＬＰＰ検出を得るためには、正規化を追加することが好ましい。この正規化は、例えば、図４，６及び７に示されるように、ＴＷｉｎ信号自身又は、ＴＷｉｎ信号とサンプルされた（Ｓ／Ｈ）ＴＷｉｎ信号との差から得られる信号に適用される。ＴＷｉｎ信号及びサンプルされた（Ｓ／Ｈ）ＴＷｉｎ信号が比較器によって比較されるならば、正規化を適応する必要はないこの比較の結果は２値化される。結果的に、比較の結果は、各信号のレベルに依存せず、正規化は省略できる（図８，９のように）。
【００３７】
好ましくは正規化の分子は、図１０に示されるような信号ＴＷｉｎであるか又は、図１１に示されるような、ＴＷｉｎとサンプルされた（Ｓ／Ｈ）ＴＷｉｎとの差である。好ましくは、分母はＤＣ結合されたＲＦ信号（Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄ）であるか又は書き込み処理中のレーザパワーを表す信号である。
【００３８】
別の方法として、図４，６及び７の、減算器１１の後又は積分器１３の後のＬＰＰ検出比較器１４におけるＬＰＰ閾値レベルＶ１は、光学記録媒体から反射された光の量を表す信号によって増減され（乗算され）得る。図４に対応する図１２と、図７に対応する図１３とに示されるように、好ましくはこれは、直流結合されたＲＦ信号（Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄ）又はレーザパワーを表す信号で、乗算器２２によって書き込み中に実行される。図１４は、増減乗算器２２が追加された図６のアナログ回路を示している。
【００３９】
図４及び図８のＰＬＬブロックが、以下に詳細に述べられる。この目的のために、ＰＬＬの機能が、従来の技術に従う第１実施例について簡単に述べられる。ＰＬＬの操作モードに関するより詳細な説明は、Springer Verlag Berlinによって出版された技術書「Halbleiter-Schaltungstechnik」、更に関連する技術文献で知ることができる。
【００４０】
図１５は、それぞれの信号図を示しており、名目位相からの位相シフトなしのロックされた場合を示している。正弦波第１入力信号（ＴＷｉｎ）及び矩形の第２入力信号（ＩＳ）が、位相比較器に印加される。矩形信号（ＩＳ）は、第１入力信号（ＴＷｉｎ）が、図１５の最終波形に示されるような位相エラーを生成するために、位相比較器によって＋１又は−１で乗算されるべきかどうかを示している。
【００４１】
この場合、位相比較器は、例えば、示されている両方の入力信号（ＴＷｉｎ，ＩＳ）の積を形成する乗算器である。望ましい場合において、両方の入力信号の名目位相とは、積（ＯＳ）の平均値がゼロとなるものである。これは、基本点線より上及び下の領域が同じ大きさであることによって示されている。積は位相エラーとして参照される。
【００４２】
図１８では、従来の技術の第１例に従うＰＬＬが示されている。ループフィルタ１２１によって、図１５の位相エラーの平均値が計算され、その平均値は、位相検出器及び位相比較器１２０によって検出されている。最も簡単な場合において、ループフィルタ１２１は、ＲＣローパスフィルタから構成される。この方法で得られる信号は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２２の周波数及び位相を制御し、その出力が、周波数分周器１２３に転送される。ｎによって分周された周波数分周器１２３の出力信号は、位相比較器１２０の第２入力に提供され、それによってＰＬＬ制御ループが閉じられる。周波数分周器１２３は、例えば４０分周器として設計される。
【００４３】
図１５における信号図の基本は、名目位相からの位相偏差がゼロであるということである。このように、図１５におけるＶＣＯ１２２の電圧供給は既に設定されており、ＶＣＯ１２２の周波数は入力信号ＴＷｉｎの周波数の４０倍に対応する。この瞬間に、周波数分周器１２３の出力信号が生成され、その周波数は入力信号の周波数と同じである。図１７Ａ及び１７Ｂに示されるように、残留位相差が位相エラー信号によく表れている。位相検出器の第１入力時の入力信号ＴＷｉｎは、図１７Ａにおいて位相検出器の第２入力時の周波数分周器の出力信号の名目位相に対して、位相シフト−４５°を示しており、それによって位相検出器の出力信号が変化し、平均値がプラスとなる。図１７Ｂは、２つの信号の名目位相に対する＋４５°の位相シフトが位相検出器１２０の出力にどのように影響するかを示している。その位相エラー信号の結果の平均値はゼロになる。位相エラーの平均値がゼロでないならば、ＶＣＯの設定に影響し、周波数の分周がもたらす信号の位相シフトは、図１５に示されるような位相位置に達するように修正される。
【００４４】
図１９には従来の技術に従うデジタルＰＬＬの例が示されている。周波数分周器の代わりに、カウンタ１２４、更にコサインテーブル１２５が提供されている。コサインテーブル１２５が例えば構築されて、完全なコサイン波が、例えば４０カウンタステップ後に生成される。ロックされた状態の時に、ＰＬＬ１２の周波数及び位相が同じでなければならないので、それゆえ４０ステップは、入力信号の期間内に通らなければならない。このように、ＶＣＯは再び、入力周波数の一つと同じ期間を有するコサイン波を生成するために、周波数を入力周波数の４０倍に生成する。位相エラー信号が図１６に示されており、そのエラー信号は、コサイン信号によって入力信号ＴＷｉｎを乗算することによって生成される。図１６において、名目位相からの位相シフトもまた、図１５のようにゼロである。同様に、この場合において、プラス又はマイナス領域が同じ大きさであるので、位相エラーの平均値はゼロである。
【００４５】
図２０は、位相検出器１２０の第２入力時における四角波に関連するトラックウォブル信号（ＴＷｉｎ）の実際に正確な位相にもかかわらず、ランドプリピット（ＬＰＰ）の生成がどのように位相エラーの発生に影響するかを、信号図を利用して示している。左側において、ＬＰＰ信号が示され、ＴＷ信号に関連する許容によって引き起こされるシフトは示していない。ＬＰＰの発生により、位相エラーが対称的に変化し、それにおいて、図２０Ｂの信号による乗算によってもたらされる位相エラー（図２０Ｃ）は、同じ面積のためにゼロのままである。図２０の右側において、許容によって引き起こされるシフトにより、ＬＰＰの位置がトラックウォブル信号（ＴＷｉｎ）の中央からずれる。このポイントで生成された位相エラー信号（図２０Ｃ）の平均値は、実際のトラックウォブル信号の位相位置がＬＰＰなしで正確であるにも関わらず、明らかにマイナスの値を有している。
【００４６】
２つの実施形態で説明される本発明の方法を利用することによって、誤りの位相エラー信号の生成が避けられる。
【００４７】
第１の実施形態が図２１に示されている。ＬＰＰ信号は、トラックウォブル信号（図２１Ａ）の特定の位置で発生し且つこの理論上の位置に関連する特定の許容差を有するので、ウィンドウ信号によってサンプル／ホールドブロックを制御することができ（Ｓ／Ｈゲート、図２１Ｄ）、図２１Ｂの信号によって受ける位相エラー信号の歪みがミュートされる。この目的のために、サンプル／ホールドブロックは、ＬＰＰ信号の予想発生中に、ＴＷ信号の電圧値を維持するように制御される。ＬＰＰの予想終了直後に、サンプル／ホールドブロックは再び非活性化される。
【００４８】
本発明に従うＰＬＬ１２の第１の実施形態が図２４に示されている。サンプル／ホールドブロック１２６は、位相検出器１２０の前に接続される。サンプル／ホールドブロックは、制御信号（Ｓ／Ｈゲート，図示なし）によって決定される時間間隔の始めに、入力信号の値をセーブすることができ、時間間隔の終わりまでこの値をフリーズすることができる。この目的のために、分周器１２３がウィンドウ生成器としてさらに設定され、その対応する制御信号（Ｓ／Ｈゲート）をサンプル／ホールドブロック１２６に送る。更に、分周器は、ＬＰＰ検出器に利用されるように、記録可能信号(Store EN)，積分可能信号(EnInt)，リセット信号(RES)及びクロック Ｄ−フリップフロップ信号(CLK-DFF)を生成する（図７及び図９も参照）。
【００４９】
図２１Ｄに示されるように入力信号がウィンドウ信号によって維持されると、ＬＰＰの発生にも関わらず平均値ゼロを有する位相エラー信号（図２１Ｃ）が生成される。
【００５０】
別の変形において、サンプル／ホールドブロック１２６は、位相検出器出力とループフィルタ（図２５）との間に挿入される。この場合においてもまた、ウィンドウ信号（図２１Ｄ）が利用されるならば、修正された位相エラー信号が生成され、その信号の形は図２１Ｃの信号の形に対応している。図２５に示されるように、サンプル／ホールドブロック１２６のサンプルを制御するウィンドウ信号は、ウィンドウ生成器１２３によって生成される。このウィンドウ生成器１２３は、カウンタ及びデジタル比較器から構成され、その比較器は、カウンタ読み出しが所定の値の間であるならば、ウィンドウ信号をＬに設定する。更に、デジタル比較器によって、追加の信号を生成することができ、その信号は、図４から図１４に記載のＬＰＰ検出の制御を可能にするために、カウンタ読み出しに依存する。
【００５１】
例えば、４０のステップを伴うカウンタが提供されるとすると、一つのステップは３６０°／４０＝９°の位相角度に対応する。例えばＬＰＰが９０°±１０°であるならば、Ｓ／Ｈゲート１２６は、例えば７×９°＝６３°で開始され、１３°×９°＝１１７°で終了される。この方法で生成されるウィンドウ信号の場合、名目位置付近幅±２７°以内のＬＰＰは位相検出信号に提供されない。更に、積分器制御信号（ＥｎＩｎｔ）、Ｄ−ＦＦ制御信号（Ｃｌｋ−ＤＦＦ）は、好ましくは、ＬＰＰ検出のためのカウンタ読み出しによって定義された位置で利用される（図４から１４）。好ましくは、これら制御信号は、図２７にも示されるように、ウィンドウ信号（Ｓ／Ｈゲート）と同じカウンタから得られる。
【００５２】
ＬＰＰに影響されない位相エラー信号を生成するための第２の実施形態が図２６に示されている。ＬＰＰが発生する時間間隔内において、位相エラー信号はゼロに切り換えられる。この目的のために、スイッチ１２７が、位相検出器出力とループフィルタ１２１との間に挿入される。その結果の位相エラー信号が図２２Ｅに示されている（図２２Ｃに類似）。図２２Ｄをみてわかるように、ＬＰＰの発生中に不完全な位相エラー信号をミュートすることにより、修正された位相エラー信号（図２２Ｅ）の平均値はゼロのままである。必要ならば、位相エラー信号の生成がミュートされる時間間隔は、ＬＰＰが位置するトラックウォブル信号波の半分までのばされてもよい（図２３）。
【００５３】
図２６に示される実施形態の別の形態では、乗算（＋１；−１）を制御する四角波信号に代わって、乗算のための３つの係数（＋１；０；−１）を定義する信号を生成する。１つの係数が有効である位置もまた、カウンタ位置から得られる。図２８は、ＬＰＰが発生する領域において、係数がゼロになることを示している。この方法において、位相比較器の積は、ＬＰＰが発生する時間間隔中はゼロで維持され、位相エラー信号の不完全な生成が避けられる。上記で述べたように、図２７に示されるように、ＬＰＰ検出のための更なる信号を生成するために、カウンタ読み出しを分析することができる。
【００５４】
図２９において、本発明に従う方法のフローチャートが示されている。ステップ１５０において、光学記録媒体上のトラックは、検出されるべきマークに関する情報を含むスキャン信号を得ることによってスキャンされる。このスキャン信号は、所定のサンプリングタイムでステップ１５１に参照信号として記憶される。更なるステップ１５２において、スキャン信号は、参照信号と比較される。スキャン信号が参照信号から所定の値だけずれている場合、ステップ１５３でマークが決定されて方法はステップ１５０に戻る。スキャン信号が参照信号から所定の値だけずれていない場合、方法は、マークを決定することなくスキャンステップ１５０に戻る。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】ＥＣＭＡ−２７９及びＥＣＭＡ−３３８で述べられるような、ウォブルとランドプリピットとの位相関係。
【図２】規格で述べられるようなランドプリピット検出器。
【図３】標準検出器の信号波形。
【図４】本発明に従うアナログ検出器のブロック図。
【図５】本発明の検出器の信号波形。
【図６】図４に示される検出器の回路図。
【図７】デジタル検出器のブロック図。
【図８】別のアナログ検出器のブロック図。
【図９】別のデジタル検出器のブロック図。
【図１０】第１正規化回路のブロック図。
【図１１】第２正規化回路のブロック図。
【図１２】図４の回路に追加される正規化回路のブロック図。
【図１３】図７の回路に追加される正規化回路のブロック図。
【図１４】図６の回路に追加された正規化回路。
【図１５】従来の技術に従う典型的なＰＬＬ信号であり、位相シフトを伴わないでロックされた状態を表している。
【図１６】従来の技術に従う別の典型的なＰＬＬ信号図であり、位相シフトを伴わないでロックされた状態を表している。
【図１７】マイナス又はプラス位相シフトのそれぞれを伴う図１５の信号図。
【図１８】図１５及び図１７の信号を形成する従来の技術に従うＰＬＬ。
【図１９】図１６の信号を形成する従来の技術に従うＰＬＬ。
【図２０】ＬＰＰの範囲において、従来の技術に従うＰＬＬを利用する時の信号図。
【図２１】第１実施形態の第１変形に従うＰＬＬを利用する時の信号図。
【図２２】第２実施形態の第１変形に従うＰＬＬを利用する時の信号図。
【図２３】第２実施形態の第２変形に従うＰＬＬを利用する時の信号図。
【図２４】図２１（Ａ）の信号を形成する、第１実施形態の第１変形に従うＰＬＬ。
【図２５】図２１（Ｃ）に記載の信号を形成する、第１実施形態の第２変形に従うＰＬＬ。
【図２６】図２２又は図２３に記載の信号を形成する、第２実施形態の両方の変形に従うＰＬＬ。
【図２７】ＬＰＰ検出のための制御信号、更には位相エラー信号の修正のために必要な信号の生成を表す信号図。
【図２８】位相エラーの別の修正に関する信号図。
【図２９】本発明に従う方法のフローチャート。
【符号の説明】
【００５６】
１  プッシュプル信号
２  リミッタ
３  帯域パスフィルタ
４，２０  第１比較器
５  第２比較器
６  ノイズゲート
１０  サンプル／ホールド素子
１１  減算器
１２  ＰＬＬ回路
１３  積分器
１４  比較器
１５  ＤＦＦ
１６  Ａ／Ｄコンバータ
１７  メモリ
１８  制御論理
１９  閾値
１２０  位相比較器
１２１  ループフィルタ
１２２  発振器
１２３  分周器
１２４  カウンタ
１２５  コサインテーブル
１２６  サンプル／ホールドブロック
１２７  スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【外国語明細書】
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