(57)【要約】【課題】既知信号や、スキャッタードパイロット等を使用することなく、回路規模の低減および製造コストの低減の可能な遅延プロファイル測定装置を得る。【解決手段】遅延プロファイル測定装置１０は、ＯＦＤＭ信号のスペクトルの平均値から伝送路の伝達関数の振幅特性を推定する振幅スペクトル平均化部（振幅特性算出部）１８と、推定された伝達関数の振幅特性から、最小位相条件を用いて伝送路の伝達関数の位相特性を推定する位相特性生成部２０と、伝達関数の位相特性に基づいて伝送路の伝達関数（およびその逆離散フーリエ変換である複素インパルス応答）を算出する伝達関数算出部（逆離散フーリエ変換部２４）と、を有する。【選択図】　　　　図１
2004080668.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ信号のスペクトルの平均値から伝送路の伝達関数の振幅特性を推定するステップと、
前記伝達関数の振幅特性から、最小位相条件を用いて伝送路の伝達関数の位相特性を推定するステップと、
前記伝達関数の位相特性に基づいて伝送路の伝達関数（およびその逆離散フーリエ変換である複素インパルス応答）を算出するステップと、
を有する遅延プロファイル測定方法。
【請求項２】
ＯＦＤＭ信号のスペクトルの平均値から伝送路の伝達関数の振幅特性を推定する振幅特性推定部と、
前記伝達関数の振幅特性から、最小位相条件を用いて伝送路の伝達関数の位相特性を推定する位相特性推定部と、
前記伝達関数の位相特性に基づいて伝送路の伝達関数（およびその逆離散フーリエ変換である複素インパルス応答）を算出する伝達関数算出部と、
を有する遅延プロファイル測定装置。
【請求項３】
ＯＦＤＭ信号のスペクトルの平均値から伝送路の伝達関数の振幅特性を推定する振幅特性推定部と、
前記伝達関数の振幅特性から、最小位相条件を用いて伝送路の伝達関数の位相特性を推定する位相特性推定部と、
前記伝達関数の位相特性に基づいて伝送路のキャンセル残差伝達関数（また、その逆離散フーリエ変換である複素インパルス応答）を推定するキャンセル残差伝達関数推定部と、
を有し、受信信号に含まれる回り込み波および／または遅延波成分を除去する回り込みキャンセラ。
【請求項４】
ＯＦＤＭ信号のスペクトルの平均値から伝送路の伝達関数の振幅特性を推定する振幅特性推定部と、
前記伝達関数の振幅特性から、最小位相条件を用いて伝送路の伝達関数の位相特性を推定する位相特性推定部と、
前記伝達関数の位相特性に基づいて伝送路のキャンセル残差伝達関数（また、その逆離散フーリエ変換である複素インパルス応答）を推定するキャンセル残差伝達関数推定部と、
を有し、受信信号に含まれる遅延波成分を除去する伝送路適応等化器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式によるデジタル放送やデジタル伝送における希望波と回り込み波や遅延波等の非希望波との強度との比を示す希望波対非希望波比（Ｄ／Ｕ）を測定する遅延プロファイル測定方法、および測定装置に関する。また本発明は、ＯＦＤＭ方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継装置に関し、特に単一周波数ネットワーク（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｎｅｔｗｏｒｋ：ＳＦＮ）における中継放送局の送受信アンテナ間での電波の回り込みや、マルチパス（複数の遅延波）あるいは複数の送信局により同一の信号が送信される複局送信時の本来受信すべき親局以外からの受信波等を除去するためのフィードフォワード型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法に関する。また本発明は、ＯＦＤＭ方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継装置に関し、特に単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）における中継放送所の送受信アンテナ間での電波の回り込みや、マルチパスあるいは複数の送信局により同一の信号が送信される複局送信時の本来受信すべき親局以外からの受信波等を除去するためのフィードバック型回り込みキャンセラにおけるフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法に関する。また、ＯＦＤＭ方式によるデジタル放送やデジタル伝送における受信装置に関し、特に単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）における受信装置へのマルチパスあるいは複数の送信局により同一の信号が送信される複局送信時の本来受信すべき親局以外からの受信波等を除去するためのフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法に関する。また本発明は、ＯＦＤＭ方式によるデジタル放送やデジタル伝送における受信装置に関し、特に単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）における受信装置へのマルチパスあるいは複数の送信局により同一の信号が送信される複局送信時の本来受信すべき親局以外からの受信波等を除去するためのフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
＜従来の遅延プロファイル測定方法、フィードフォワード型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、およびフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法＞　ＯＦＤＭ信号の複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法、フィードフォワード型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、およびフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法としては、次の［Ａ１］〜［Ａ４］の四つの方法がある。
［Ａ１：既知信号相関法］　予め定めた既知の試験信号を送信信号として使用し、受信信号と試験信号との相関を算出する方法（図２４）。
［Ａ２：ＳＰ法］　送信信号の予め定められたキャリア位置にＳＰ信号（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ　Ｓｉｇｎａｌ）を挿入し、受信信号のＳＰ信号を抽出し、このＳＰ信号を用いて伝達関数を算出し、得られた伝達関数を逆離散フーリエ変換する方法（図２５）。
［Ａ３：自己相関法］　受信信号を時間信号のまま一定時間保持し、この保持した信号と受信信号の相関を取る方法（図２６）。
［Ａ４：ＦＦＴ法］　時間的に平均化した受信信号のエネルギースペクトルを逆フーリエ変換する方法（図２７）。
【０００３】
まず、［Ａ１］の既知信号相関法について説明する。既知信号相関法で算出される遅延プロファイルは式（１）で与えられる。
【数１】
2004080668.tif 000003
ただし、
ｙ（ｔ）：既知の試験信号の一部と同じテンプレート信号、
ｒ（ｔ）：受信信号
とする。なお、本明細書では、上付の添字「＊」は複素共役を示す。また、Ｒｅ［ｆ（）］（ｆ（　）は任意の信号）はｆ（　）の実数部であることを意味し、Ｉｍ［ｆ（　）］はｆ（　）の虚数部であることを意味する。通常、既知信号相関法で用いる予め定めた既知の試験信号ｘ（ｔ）としては、疑似雑音系列（ＰＮ系列）が用いられる。ＰＮ系列の周期としては、予想されるマルチパス、および回り込み等の遅延波の最大遅延時間の２倍程度に設定する場合が多い。また、理論上は複素インパルス応答（遅延プロファイル）ｓ（ｔ）を与える式（１）が連続時間ｔにおける無限区間の積分であるが、実際の複素インパルス応答（遅延プロファイル）の計算は、図２４に示す遅延プロファイル測定装置１７０において、次の式（２）に与えるような離散時間ｎにおける有限区間の総和の期待値として計算される。
【数２】
2004080668.tif 000004
ただし、
ｙ（ｎ）：既知の試験信号の一部と同じテンプレート信号、
ｒｉ（ｌ）：受信信号、
Ｅ［　］：期待値
とする。
【０００４】
次に［Ａ２］のＳＰ法について説明する。ＳＰ法では、例えば地上波デジタル放送方式のＯＦＤＭ信号に同期復調時の振幅位相基準として周波数方向と時間方向に挿入されているＳＰ信号（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ　Ｓｉｇｎａｌ）やＣＰ信号（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ　Ｐｉｌｏｔ　Ｓｉｇｎａｌ）等の基準信号を用いて伝送路の伝達関数を推定し、推定した伝送路の伝達関数を逆離散フーリエ変換することで複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定を行う方法である。具体的には、図２５に示す遅延プロファイル測定装置１７２において、受信したＯＦＤＭ信号をキャリア再生、シンボルタイミング再生して得られた基準キャリアおよび基準シンボルタイミングを用いて受信したＯＦＤＭ信号を直交復調し、さらに離散フーリエ変換して得られた受信信号の複素スペクトルから、ＳＰ信号、およびＣＰ信号Ｒ（ｋ）を抽出し、送信信号のＳＰ信号、およびＣＰ信号の複素スペクトルＸ（ｋ）が既知であることから、次の式（３）により伝送路の伝達関数Ｓ（ｋ）が得られる。
【数３】
2004080668.tif 000005
この伝送路の伝達関数Ｓ（ｋ）を式（４）に示すように逆離散フーリエ変換することで複素インパルス応答（遅延プロファイル）ｓ（ｎ）が得られる。
【数４】
2004080668.tif 000006
ここで、ＳＰ信号、ＣＰ信号の位置における受信信号の複素スペクトルＲ（ｋ）の抽出には、ＯＦＤＭ時間信号を復調するに際し、サンプリングレート（地上波デジタル放送では５１２／６３［ＭＨｚ］）を送信側と同一または逓倍とし、周波数同期と位相同期が確立し、離散フーリエ変換の時間ウィンドウ（ＦＦＴ時間ウィンドウ）の位置を適切に設定して有効シンボルの切り出しが適切に行われ、サブキャリア間の直交性が確保され、適切なＯＦＤＭ復調がなされていることが前提となる。
【０００５】
次に［Ａ３］の自己相関法について説明する。自己相関法では受信したＯＦＤＭ時間信号の一定区間を切り出して保持し、この保持したＯＦＤＭ時間信号と、受信しているＯＦＤＭ時間信号とで相関をとることで複素インパルス応答（厳密には自己相関値）測定を行う方法である。具体的には、図２６に示す遅延プロファイル測定装置１７４において、受信したＯＦＤＭ時間信号をｒｉ（ｎ）とし、ｒｉ（ｎ）の一部を保持期間Ｌだけ切り出した信号をｙｉ（ｎ）としたとき、相関値ｓ（ｎ）は、次の式（５）、すなわち、
【数５】
2004080668.tif 000007
により得られる。以上に述べた自己相関法はＯＦＤＭ復調を必要としないため、次の四つの利点を有する。
［１］すべての処理を時間領域で行うのでフーリエ変換の必要がない。
［２］時間信号のサンプリングレートを送信側と一致させる必要がない。
［３］シンボル同期を取る必要がない（ただし、ガードインターバル部に対応する相関値を検出しないように、相関長Ｌは最長でも有効シンボル長とする）。
［４］周波数同期（ＡＦＣ）、位相同期（ＡＰＣ）等が必要ない。
【０００６】
次に［Ａ４］のＦＦＴ法について説明する。ＦＦＴ法では、受信したＯＦＤＭ信号が希望波のみの場合、スペクトルの平均値が信号帯域内で平坦になり、受信したＯＦＤＭ信号が希望波の他に遅延波または回り込み波を含むときには、遅延時間に対応する周期で、強度に対応するリップルが生じることを利用し、エネルギースペクトルを逆離散フーリエ変換して自己相関値を求める。具体的には、図２７に示す遅延プロファイル測定装置１７６において、信号帯域内の振幅スペクトルを｜Ｒｉ（ｋ）｜（ただし、０≦ｋ≦Ｎ−１）とし、その平均値（期待値）を｜Ｓ（ｋ）｜としたとき、平均化されたエネルギースペクトルは｜Ｓ（ｋ）｜２であり、このエネルギースペクトル｜Ｓ（ｋ）｜２を式（６）に示すように逆離散フーリエ変換することで複素インパルス応答（厳密には自己相関値）を得る。
【数６】
2004080668.tif 000008
以上に述べたＦＦＴ法も自己相関法と同様にＯＦＤＭ復調を必要としないため、次の４点の利点を有する。
［１］直交復調を必要としない。
［２］時間信号のサンプリングレートを送信側と一致させる必要がない。
［３］シンボル同期を取る必要がない。
［４］周波数同期（ＡＦＣ）、位相同期（ＡＰＣ）等が必要ない。
【０００７】
＜従来の逆数化された遅延プロファイル測定方法、フィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、フィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法＞　ＯＦＤＭ信号の逆数化された遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定方法、フィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差遅延複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、およびフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部の複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法としても、先に述べた複素インパルス応答（遅延プロファイル）の測定方法、フィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、およびフィードフォワード型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法と同様に、次の［Ｂ１］〜［Ｂ４］の四つの方法がある。
［Ｂ１：逆数化既知信号相関法］　予め定めた既知の試験信号を送信信号として使用し、受信信号と試験信号との相関を算出し、逆数化する方法（特願２００１−９１７３９）。
［Ｂ２：逆数化ＳＰ法］　送信信号の予め定められたキャリア位置にＳＰ信号（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ　Ｓｉｇｎａｌ）を挿入し、受信信号のＳＰ信号を抽出し、このＳＰ信号を用いて伝達関数を算出し、得られた伝達関数を逆数化した伝達関数を逆フーリエ変換する方法（図２８）（特願２００１−０７０７７７）。
［Ｂ３：逆数化自己相関法］　受信信号を時間信号のまま一定時間保持し、この保持した信号と受信信号の相関を取り、逆数化する方法（特願２００１−９１７３９）。
［Ｂ４：逆数化ＦＦＴ法］　時間的に平均化した受信信号のエネルギースペクトルを逆数化したエネルギースペクトルを逆離散フーリエ変換する方法（図２９）（特願２００１−０７０７７７）。
【０００８】
まず、［Ｂ１］の逆数化既知信号相関法について説明する。既知信号相関法で算出される複素インパルス応答（遅延プロファイル）は式（１）で与えられ、実際の複素インパルス応答（遅延プロファイル）の計算は式（２）に与えるような離散時間ｎにおける有限区間の総和の期待値として計算される。式（２）により得られたｓ（ｎ）に対し、式（７）に示すように、離散フーリエ変換を行ないＳ（ｋ）を得て、
【数７】
2004080668.tif 000009
このＳ（ｋ）に対し、式（８）示す逆数化を行ってＴ（ｋ）を得た後、
【数８】
2004080668.tif 000010
このＴ（ｋ）を式（９）のように逆離散フーリエ変換することで、
【数９】
2004080668.tif 000011
逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）ｔ（ｎ）を得る。ただし、式（８）中の係数Ａは補正係数であり、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）算出結果のレベル調整を行うために設定する。
【０００９】
次に［Ｂ２］の逆数化ＳＰ法について説明する。図２８に示す遅延プロファイル測定装置１７８において、ＳＰ法における式（３）により得られた伝送路の伝達関数Ｓ（ｋ）を式（１０）に示すように（複素）逆数化しＴ（ｋ）を得る。
【数１０】
2004080668.tif 000012
もちろん、次の式（１１）、すなわち、
【数１１】
2004080668.tif 000013
として、（複素）逆数化された伝達関数Ｔ（ｋ）を直接求めることも可能であるし、この方が計算量、回路規模ともに少なくて済む。このＴ（ｋ）を式（１２）に示すように、逆離散フーリエ変換することで逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）ｔ（ｎ）が得られる。
【数１２】
2004080668.tif 000014
ここでもＳＰ法と同様に、ＳＰ信号、ＣＰ信号の位置における受信信号の複素スペクトルＲ（ｋ）の抽出には、ＯＦＤＭ時間信号を復調するに際し、サンプリングレート（地上波デジタル放送では５１２／６３［ＭＨｚ］）を送信側と同一または逓倍とし、周波数同期と位相同期が確立し、離散フーリエ変換の時間ウィンドウ（ＦＦＴ時間ウィンドウ）の位置を適切に設定して有効シンボルの切り出しが適切に行われ、サブキャリア間の直交性が確保され、適切なＯＦＤＭ復調がなされていることが前提となる。
【００１０】
次に［Ｂ３］の逆数化自己相関法について説明する。自己相関法における式（５）で得られた自己相関値ｓ（ｎ）を式（１３）に示すように離散フーリエ変換しＳ（ｋ）を算出し、このＳ（ｋ）に対し、式（１４）に示す逆数化を行なってＴ（ｋ）を得た後、式（１５）示すように逆離散フーリエ変換することで、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）ｔ（ｎ）を得る。ただし、式（１４）中の係数Ａは補正係数であり、複素インパルス応答（厳密には逆数化された自己相関値）の算出結果のレベル調整を行うために設定する。
【数１３】
2004080668.tif 000015
【数１４】
2004080668.tif 000016
【数１５】
2004080668.tif 000017
以上に述べた逆数化自己相関法は次の［１］〜［３］の三つの利点を有する。
［１］時間信号のサンプリングレートを送信側と一致させる必要がない。
［２］シンボル同期を取る必要がない（ただし、ガードインターバル部に対応する相関値を検出しないように、相関長Ｌは最長でも有効シンボル長とする）。
［３］周波数同期（ＡＦＣ）、位相同期（ＡＰＣ）等が必要ない。
【００１１】
次に［Ｂ４］の逆数化ＦＦＴ法について説明する。通常のＦＦＴ法と同様に、逆数化ＦＦＴ法でも受信したＯＦＤＭ信号が希望波のみの場合、スペクトルの平均値が信号帯域内で平坦になり、受信したＯＦＤＭ信号が希望波の他に遅延波または回り込み波を含むときには、遅延時間に対応する周期で、強度に対応するリップルが生じることを利用し、エネルギースペクトルを逆離散フーリエ変換して自己相関値を求める。具体的には、図２９に示す遅延プロファイル測定装置１８０において、信号帯域内の振幅スペクトルを｜Ｒｉ（ｋ）｜とし、その平均値（期待値）を｜Ｓ（ｋ）｜としたとき、平均化されたエネルギースペクトルは｜Ｓ（ｋ）｜２であり、このエネルギースペクトル｜Ｓ（ｋ）｜２を次の式（１６）に示すように逆数化し｜Ｔ（ｋ）｜２を得た後、
【数１６】
2004080668.tif 000018
式（１７）に示すように逆離散フーリエ変換することで逆数化された複素インパルス応答（厳密には逆数化された自己相関値）を得る。ただし、式（１６）中の係数Ａは補正係数であり、複素インパルス応答（厳密には逆数化された自己相関値）算出結果のレベル調整を行うために設定する。
【数１７】
2004080668.tif 000019
以上に述べた逆数化ＦＦＴ法は次の［１］〜［４］の四つの利点を有する。
［１］直交復調を必要としない。
［２］時間信号のサンプリングレートを送信側と一致させる必要がない。
［３］シンボル同期を取る必要がない。
［４］周波数同期（ＡＦＣ）、位相同期（ＡＰＣ）等が必要ない。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
＜従来の複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法、フィードフォワード型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、およびフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法の課題＞　しかしながら、上述した既知信号相関法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法では、予め定めた既知の試験信号を送信する必要があるため、通常の放送、および通信を停止して行う必要があり、放送、および通信中に複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定が行えないという欠点があった。
【００１３】
また、上述したＳＰ法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法では、通常の放送、および通信中であっても複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定が行えるが、そのためにはＯＦＤＭ信号の復調を行う必要がある。すなわち、復調を行うために周波数同期、および位相同期を確立する必要があるため周波数同期（ＡＦＣ）回路、位相同期（ＡＰＣ）回路が必要であり、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアをサブキャリア間の直交性を保持したまま得る必要があるためサンプリングレートを適切な数値とし（例えば地上デジタル放送方式の場合には５１２／６３［ＭＨｚ］の逓倍）とし、ＯＦＤＭ時間信号の有効シンボルの切り出しを適切に行う必要があるため、モードに応じてＦＦＴポイント数を設定し、ガードインターバル長に応じて各々の有効シンボルを切り出す間隔も変更する必要があり、受信信号からのＳＰ信号の抽出が必要であるという欠点があった。更にはＳＰ信号が挿入されていないπ／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式を使用する差動系モード等の場合には複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行えず、別の伝達関数の推定方法、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を導入する必要があるという欠点があった。また、仮にπ／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式を使用する差動系モードにおける伝達関数の推定方法、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を導入したとしても、階層伝送が行われている場合には各階層ごとに伝達関数の推定方法、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を切り替える必要があり、そればかりか各階層が同期系モード、差動系モードのいずれか判別する必要もあるという欠点があった。また、上述の理由により、全ての場合に対応するには、計算量、回路規模が増大するという欠点があった。
【００１４】
また、上述した自己相関法では、通常の放送、および通信中であっても複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行え、ＯＦＤＭ信号を時間信号のまま取り扱うことができ、ＳＰ法における問題点が全て解消され、かつスキャッタードパイロットが挿入されていない差動系モードの場合であっても、階層伝送が行われていても、遅延プロファイル推定を行える方法であるが、本来の複素インパルス応答（遅延プロファイル）ではなく自己相関値を算出するものであるため、複素インパルス応答（遅延プロファイル）上に本来存在する遅延波のほかに、図２３に示すような疑似遅延波（存在しない遅延波）を算出してしまうといった問題があった。
【００１５】
また、上述したＦＦＴ法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法でも、通常の放送、および通信中であっても複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行え、ＯＦＤＭ信号の信号帯域のスペクトルさえ得られていれば良いため、ＳＰ法における問題が全て解消され、かつスキャッタードパイロットが挿入されていない差動系モードの場合であっても、階層伝送が行われていても、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定を行える方法であるが、本来の複素インパルス応答（遅延プロファイル）ではなく自己相関値を算出するものであるため、複素インパルス応答（遅延プロファイル）上に本来存在する遅延波のほかに、図２３に示すような疑似遅延波（存在しない遅延波）を算出してしまうといった問題があった。
【００１６】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、既知信号を使用せず、スキャッタードパイロット等を使用せず、サンプリングレート、モード、ガードインターバル長、同期系モード・差動系モード、階層伝送に関係無く、遅延プロファイル上に疑似遅延波（余計な存在しない遅延波）を検出しない複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法、および遅延プロファイル測定装置、並びにフィードフォワード型回り込みキャンセラ、およびフィードフォワード型伝送路適応等化器を提供することにある。
【００１７】
更には、回路規模の低減、コストの低減が可能な遅延プロファイル測定装置、フィードフォワード型回り込みキャンセラ、フィードフォワード型伝送路適応等化器を提供することを目的とする。
【００１８】
＜従来のフィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、フィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法の課題＞　また、上述した逆数化既知信号相関法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法では、予め定めた既知の試験信号を送信する必要があるため、通常の放送、および通信を停止して行う必要があり、放送、および通信中に逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行えないという欠点があった。
【００１９】
また、上述した逆数化ＳＰ法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法では、通常の放送、および通信中であっても逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）が行えるが、そのためにはＯＦＤＭ信号の復調を行う必要がある。すなわち、復調を行うために周波数同期、および位相同期を確立する必要があるため周波数同期（ＡＦＣ）回路、位相同期（ＡＰＣ）回路が必要であり、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアをサブキャリア間の直交性を保持したまま得る必要があるためサンプリングレートを適切な数値とし（例えば地上デジタル放送方式の場合には５１２／６３［ＭＨｚ］の逓倍）とし、ＯＦＤＭ時間信号の有効シンボルの切り出しを適切に行う（時間ウィンドウの位置の最適化する）必要があるため、モードに応じてＦＦＴポイント数を設定し、ガードインターバル長に応じて各々の有効シンボルを切り出す間隔も変更する必要があり、受信信号からのＳＰ信号の抽出が必要であるという欠点があった。更にはＳＰ信号が挿入されていない差動系モード等の場合には逆数化された伝達関数の推定方法、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行えず、別の逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）を導入する必要があるという欠点があった。また、仮に差動系モードにおける逆数化された伝達関数の推定方法、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を導入したとしても、階層伝送が行われている場合には各階層ごとに逆数化された伝達関数の推定方法、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を切り替える必要があり、そればかりか各階層が同期系モード、差動系モードのいずれか判別する必要もあるという欠点があった。また、上述の理由により、全ての場合に対応するには、計算量、回路規模が増大するという欠点があった。
【００２０】
また、上述した逆数化自己相関法では、通常の放送、および通信中であっても遅延プロファイル推定が行え、ＯＦＤＭ信号を時間信号のまま取り扱うことができ、ＳＰ法における問題点が全て解消され、かつスキャッタードパイロットが挿入されていない差動系モードの場合であっても、階層伝送が行われていても、逆数化された遅延プロファイル推定を行える方法であるが、本来の逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）ではなく、逆数化された自己相関値を算出するものであるため、複素インパルス応答（遅延プロファイル）上に本来存在する遅延波のほかに、疑似遅延波（存在しない遅延波）を算出してしまうといった問題があった。
【００２１】
また、上述した逆数化ＦＦＴ法を利用した複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法でも、通常の放送、および通信中であっても逆数化された伝達関数の推定方法、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が行え、ＯＦＤＭ信号の信号帯域のスペクトルさえ得られていれば良いため、ＳＰ法における問題が全て解消され、かつスキャッタードパイロットが挿入されていない差動系モードの場合であっても、階層伝送が行われていても、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定を行える方法であるが、本来の逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）ではなく逆数化された自己相関値を算出するものであるため、逆数化された遅延プロファイル上に本来存在する遅延波のほかに、疑似遅延波（存在しない遅延波）を算出してしまうといった問題があった。
【００２２】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、既知信号を使用せず、スキャッタードパイロット等を使用せず、サンプリングレート、モード、ガードインターバル長、同期系モード・差動系モード、階層伝送に関係無く、逆数化された伝送路の伝達関数、複素インパルス応答（遅延プロファイル）上に疑似遅延波（存在しない遅延波）を検出しない逆数化された伝送路の伝達関数、複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定方法、および逆数化された遅延プロファイル測定装置、およびフィードバック型回り込みキャンセラ、フィードバック型伝送路適応等化器を提供することにある。
【００２３】
更には、回路規模の低減、コストの低減が可能な遅延プロファイル測定装置、フィードバック型回り込みキャンセラ、およびキャンセラフィードバック型伝送路適応等化器を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる遅延プロファイル測定方法は、ＯＦＤＭ信号のスペクトルの平均値から伝送路の伝達関数の振幅特性を推定するステップと、前記伝達関数の振幅特性から、最小位相条件を用いて伝送路の伝達関数の位相特性を推定するステップと、前記伝達関数の位相特性に基づいて伝送路の伝達関数（およびその逆離散フーリエ変換である複素インパルス応答）を算出するステップと、を有する。
【００２５】
また本発明にかかる遅延プロファイル測定装置は、ＯＦＤＭ信号のスペクトルの平均値から伝送路の伝達関数の振幅特性を推定する振幅特性推定部と、前記伝達関数の振幅特性から、最小位相条件を用いて伝送路の伝達関数の位相特性を推定する位相特性推定部と、前記伝達関数の位相特性に基づいて伝送路の伝達関数（およびその逆離散フーリエ変換である複素インパルス応答）を算出する伝達関数算出部と、を有する。
【００２６】
また本発明にかかる回り込みキャンセラは、ＯＦＤＭ信号のスペクトルの平均値から伝送路の伝達関数の振幅特性を推定する振幅特性推定部と、前記伝達関数の振幅特性から、最小位相条件を用いて伝送路の伝達関数の位相特性を推定する位相特性推定部と、前記伝達関数の位相特性に基づいて伝送路のキャンセル残差伝達関数（また、その逆離散フーリエ変換である複素インパルス応答）を推定するキャンセル残差伝達関数推定部と、を有する。
【００２７】
【発明の実施の形態】
＜遅延プロファイル測定方法、および測定装置、並びにフィードフォワード型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、フィードフォワード型伝送路等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法＞　以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は、本発明の第一の実施形態を示している。図１の説明に先立ち、伝送路の伝達関数、および複素インパルス応答（遅延プロファイル）を求める方法を示す。伝送路の伝達関数をＳ（ω）とおく。このとき、Ｓ（ω）は直交座標表示では次の式（１８）、すなわち、
【数１８】
2004080668.tif 000020
と、また、極座標表示では、次の式（１９）、すなわち、
【数１９】
2004080668.tif 000021
と、表現することができる。ただし、
【数２０】
2004080668.tif 000022
【数２１】
2004080668.tif 000023
である。前述したように、この伝達関数Ｓ（ω）をＳＰ信号等を用いて得て、複素インパルス応答（遅延プロファイル）を得るのが一般的である。
【００２８】
本発明は、既知信号やＳＰ信号等のパイロット信号を使用できず伝達関数が直接的に得られないため正確な複素インパルス応答（遅延プロファイル）が得られず、従来は自己相関法やＦＦＴ法により自己相関値しか得られなかった状況において、最小位相条件を新たに導入することにより、既知信号相関法やＳＰ法と同様に正確な伝達関数（およびこれを逆フーリエ変換して得られる複素インパルス応答）を得ることを可能とする技術である。ここでは、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｓ（ω）｜（もしくはこれと等価な｜Ｓ（ω）｜２）のみが得られており、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ω）］が未知の場合について、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ω）］を得る方法について考える。そのために、極座標表示された伝達関数Ｓ（ω）の両辺に複素自然対数をとった次の式（２２）に示すＳｌ（ω）について考える。
【数２２】
2004080668.tif 000024
このとき、Ｓｌ（ω）の実数部ｌｎ｜Ｓ（ω）｜はＳｌ（ω）の偶成分であり、Ｓｌ（ω）の虚数部ａｒｇ［Ｓ（ω）］はＳｌ（ω）の奇成分となる。Ｓｌ（ω）の逆離散時間フーリエ変換がｓｌ（ｎ）に対応しているものとする。ｓｌ（ｎ）が実数でかつ因果性を満たし、かつ安定であるとき、ａｒｇ［Ｓ（ω）］はｌｎ｜Ｓ（ω）｜から最小位相条件により、次の式（２３）、すなわち、
【数２３】
2004080668.tif 000025
で得られる。ただし、ここでのＰは、コーシーの主値積分を表す。ここで、取り扱うＳ（ω）は安定であることから、ｓｌ（ｎ）は因果性も同時に満たす。すなわち、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ω）］は、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｓ（ω）｜から求めることが可能である。
【００２９】
ここで、振幅特性から位相特性を生成する際に用いる最小位相条件（ｍｉｎｉｍｕｍ　ｐｈａｓｅ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）について説明する。
【００３０】
任意のインパルス応答ｗ（ｎ）は偶成分ｗｅ（ｎ）と奇成分ｗｏ（ｎ）とに分解して、
【数２４】
2004080668.tif 000026
と表すことができる。ただし、
【数２５】
2004080668.tif 000027
である。式（２４）の関係は任意の数列で成り立つ。ここで、ｗ（ｎ）が実際に存在するシステムのインパルス応答のとき、ｗ（ｎ）は因果性を満足するため、ｗｅ（ｎ）からｗ（ｎ）を復元することができる（また、ｎ＝０のときを除いてｗｏ（ｎ）からｗ（ｎ）を復元することができる。）。以下、これについて説明する。因果性を満たすｗ（ｎ）は
【数２６】
2004080668.tif 000028
を満たす。このとき、
【数２７】
2004080668.tif 000029
であり、
【数２８】
2004080668.tif 000030
が成り立つ。したがって、
【数２９】
2004080668.tif 000031
【数３０】
2004080668.tif 000032
が成り立つ。ただし、
【数３１】
2004080668.tif 000033
であり、
【数３２】
2004080668.tif 000034
である。
【００３１】
式（２９）および式（３０）から、因果性を満足しかつ安定な実数の数列のフーリエ変換は、実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］、または虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅｊω）］と直流成分ｗ（０）のいずれかが既知であれば、Ｗ（ｅｊω）が定まる。すなわち、実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］から虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅｊω）］を生成することが可能である。これは、
【数３３】
2004080668.tif 000035
であり、
【数３４】
2004080668.tif 000036
であることから明らかである。
【００３２】
さらに一般的に考察を進める。もし、ｗ（ｎ）が因果性を満足し、安定ならば、実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］、または虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅｊω）］と直流成分ｗ（０）のいずれかが既知であれば、Ｗ（ｚ）を単位円の外側の領域（Ｗ（ｚ）の収束領域）のいたるところで定めることができる。単位円の外側、すなわちｚ＝ｒｅｊω、ｒ＞１、においてＷ（ｚ）を考える。この場合、
【数３５】
2004080668.tif 000037
である。式（３５）は、式（２９）により
【数３６】
2004080668.tif 000038
とも表現できる。これは、ｗｅ（ｎ）・［ｕ＋（ｎ）ｒ−ｎ］のフーリエ変換とみなせることから、Ｗ（ｅｊω）はｗｅ（ｎ）のフーリエ変換と、［ｕ＋（ｎ）ｒ−ｎ］のフーリエ変換の畳み込みとしても得ることができる。式（３３）に示したように、ｗｅ（ｎ）のフーリエ変換はＲｅ［Ｗ（ｅｊω）］であり、ｒ＞１であれば［ｕ＋（ｎ）ｒ−ｎ］のフーリエ変換は
【数３７】
2004080668.tif 000039
である。さらに、複素畳み込みの定理を用いることで、次の式（３８）の閉路積分の関係式を得る。
【数３８】
2004080668.tif 000040
または、
【数３９】
2004080668.tif 000041
として表現できる。ここで、Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］だけが既知とされているので、式（３８）、（３９）において、Ｃは単位円でなければならない。式（３８）、（３９）は、単位円上でのＷ（ｚ）の実数部を用いて、単位円外のＷ（ｚ）を表している。ここで、式（３９）を線積分として表現するため、ｖ＝ｅｊθとして次式を得る。
【数４０】
2004080668.tif 000042
ただし、
【数４１】
2004080668.tif 000043
【数４２】
2004080668.tif 000044
とする。関数Ｐｒ（θ）とＱｒ（θ）とは、それぞれポアソン核（Ｐｏｉｓｓｏｎ　Ｋｅｒｎｅｌ）または共役ポアソン核（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ　Ｐｏｉｓｓｏｎ　ｋｅｒｎｅｌ）と呼ばれる。式（４０）の虚数部から次式を得る。
【数４３】
2004080668.tif 000045
【００３３】
単位円上での実数部と、単位円上での虚数部との関係を得るため、
【数４４】
2004080668.tif 000046
を考えると、θ＝０のときｃｏｔ（θ／２）は特異点となるため、定式的にコーシーの主値をとると解釈すると、
【数４５】
2004080668.tif 000047
を得る。ただし、Ｐはコーシーの主値を示す。したがって、Ｗ（ｅｊω）の実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］から、虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅｊω）］を生成することができる。また、逆にＷ（ｅｊω）の虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅｊω）］とｗ（０）から実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］を生成することもできる。すなわち、実数部、もしくは虚数部のどちらか一方が既知であれば、残る一方を生成することが可能である。このような実数部と虚数部の関係をヒルベルト変換対（Ｈｉｌｂｅｒｔ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　ｐａｉｒ）と呼ぶ。ここで、Ｗ（ｅｊω）はωの関数となるため、以降Ｗ（ω）と記述することとする。
【００３４】
以上の実数部と虚数部のヒルベルト変換対の関係を、振幅特性と位相特性の関係に利用するために、伝達関数Ｗ（ω）の極座標表示
【数４６】
2004080668.tif 000048
の両辺に対して複素自然対数を施した
【数４７】
2004080668.tif 000049
を考える。このとき、振幅特性（正確には振幅特性の自然対数）ｌｎ｜Ｗ（ω）｜が実数部、位相特性ａｒｇ［Ｗ（ω）］が虚数部となり、ｗ（ｎ）が因果性を満たしている場合、Ｗｌ（ω）の逆離散フーリエ変換ｗｌ（ｎ）の因果性も満足されるため、ｌｎ｜Ｗ（ω）｜とａｒｇ［Ｗ（ω）］には、
【数４８】
2004080668.tif 000050
が成り立ち、振幅特性｜Ｗ（ω）｜（正確には、振幅特性の自然対数ｌｎ｜Ｗ（ω）｜）から位相特性ａｒｇ［Ｗ（ω）］を生成することが可能である。逆に、位相特性から振幅特性を生成することも可能である。このように、振幅特性の自然対数ｌｎ｜Ｗ（ω）｜と位相特性ａｒｇ［Ｗ（ω）］がヒルベルト変換対になるという条件を最小位相条件（ｍｉｎｉｍｕｎ　ｐｈａｓｅ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）と呼ぶ。
【００３５】
したがって、既知の｜Ｓ（ω）｜と｜Ｓ（ω）｜から最小位相条件により生成したａｒｇ［Ｓ（ω）］とを用いて、式（６７），（６８）の極座標−直交座標変換により、直交座標表示された伝達関数の実数部Ｒｅ［Ｓ（ω）］と虚数部Ｉｍ［Ｓ（ω）］を得る。
【数４９】
2004080668.tif 000051
【数５０】
2004080668.tif 000052
すなわち、伝達関数Ｓ（ω）が得られる。またＳ（ω）を逆フーリエ変換することで、複素インパルス応答（遅延プロファイル）が得られる。
【００３６】
次に、最小位相条件（ｍｉｎｉｍｕｍ　ｐｈａｓｅ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）を離散フーリエ変換において議論する。離散フーリエ変換のポイント数をＮ点とすると、インパルス応答ｗ（ｎ）が因果性を満足する場合、
【数５１】
2004080668.tif 000053
を満たす。ここでも、インパルス応答ｗ（ｎ）は偶成分ｗｅ（ｎ）と奇成分ｗｏ（ｎ）とに分解し、
【数５２】
2004080668.tif 000054
と表すことができる。ただし、
【数５３】
2004080668.tif 000055
である。このとき、因果性を表す式（４９）は
【数５４】
2004080668.tif 000056
を意味する。したがって、
【数５５】
2004080668.tif 000057
と表される。ただし、
【数５６】
2004080668.tif 000058
である。式（５３）を離散フーリエ変換すると、
【数５７】
2004080668.tif 000059
となる。ここに、
【数５８】
2004080668.tif 000060
であり、ｋが奇数のとき、
【数５９】
2004080668.tif 000061
であることから、
【数６０】
2004080668.tif 000062
となる。また、ＵＮ（（ｋ−ｍ））Ｎは、（ｋ−ｍ）＜０のとき、ＵＮ（（ｋ−ｍ））Ｎ＝ＵＮ（Ｎ＋ｋ−ｍ）であることを示す。一方、
【数６１】
2004080668.tif 000063
【数６２】
2004080668.tif 000064
であることより、式（５９）、（６０）を式（５５）に代入すると、
【数６３】
2004080668.tif 000065
となる。更に整理して
【数６４】
2004080668.tif 000066
となる。ただし、
【数６５】
2004080668.tif 000067
であり、ＶＮ（（ｋ−ｍ））Ｎは、（ｋ−ｍ）＜０のとき、ＶＮ（（ｋ−ｍ））Ｎ＝ＶＮ（Ｎ＋ｋ−ｍ）であることを示す。
【００３７】
ここでは、実数部から虚数部を生成したが、逆に虚数部から実数部を生成することも（直流成分の生成を除いて）可能である。このような実数部と虚数部の関係をヒルベルト変換対（Ｈｉｌｂｅｒｔ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　ｐａｉｒ）と呼ぶ。すなわち、実数部、もしくは虚数部のどちらか一方が既知であれば、残る一方を生成することが可能である。
【００３８】
以上の実数部と虚数部のヒルベルト変換対の関係を、振幅特性と位相特性の関係に利用するために、伝達関数Ｗ（ｋ）の極座標表示
【数６６】
2004080668.tif 000068
の両辺に対して複素自然対数を施した
【数６７】
2004080668.tif 000069
を考えると、振幅特性（正確には振幅特性の自然対数）ｌｎ｜Ｗ（ｋ）｜が実数部、位相特性ａｒｇ［Ｗ（ｋ）］が虚数部となり、ｗ（ｎ）が因果性を満たしている場合、Ｗｌ（ｋ）の逆離散フーリエ変換ｗｌ（ｎ）の因果性は満足されるため、ｌｎ｜Ｗ（ｋ）｜とａｒｇ［Ｗ（ｋ）］には、
【数６８】
2004080668.tif 000070
が成り立ち、振幅特性｜Ｗ（ｋ）｜（正確には、振幅特性の自然対数ｌｎ｜Ｗ（ｋ）｜）から位相特性ａｒｇ［Ｗ（ｋ）］を生成することが可能である。逆に、位相特性から振幅特性を生成することも可能である。このように、振幅特性の自然対数ｌｎ｜Ｗ（ｋ）｜と位相特性ａｒｇ［Ｗ（ｋ）］がヒルベルト変換対になるという条件を最小位相条件（ｍｉｎｉｍｕｎ　ｐｈａｓｅ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）と呼ぶ。なお、最小位相条件については、ディジタル信号処理（下）（Ａ．Ｖ．オッペンハイム、Ｒ．Ｗ．シェイファー著、伊達玄訳、昭和５３年コロナ社刊）の第７章に記載されている。
【００３９】
伝送路の伝達関数、および遅延プロファイルを求める方法を示す。伝送路の伝達関数をＳ（ｋ）とおく。このとき、Ｓ（ｋ）は直交座標表示では、次の式（６９）、すなわち、
【数６９】
2004080668.tif 000071
と、また極座標表示では次の式（７０）、すなわち、
【数７０】
2004080668.tif 000072
と表現される。ただし、
【数７１】
2004080668.tif 000073
【数７２】
2004080668.tif 000074
である。前述したように、この伝達関数Ｓ（ｋ）をＳＰ信号等を用いて得て、複素インパルス応答（遅延プロファイル）を得るのが一般的である。しかしながら、差動系モードのようにＳＰ信号が使用できない状況が存在する。このようにＳＰ信号が存在しない状況であっても伝達関数の推定、複素インパルス応答（遅延プロファイル）の推定が可能な方法を提供するのが本発明の目的である。
【００４０】
ここでは、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｓ（ｋ）｜（もしくはこれと等価な｜Ｓ（ｋ）｜２）のみが得られており、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］が未知の場合について、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］を得る方法について考える。
【００４１】
ここで、図１を参照して、上述した処理を実行する本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置１０について説明する。Ａ／Ｄ変換部１２では、受信した（もしくは再送信する）ＯＦＤＭ時間信号からＮ個の離散時間信号ｒｉ（ｎ）を得る。このＮ個の離散時間信号ｒｉ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）を離散フーリエ変換部１４によりＮ点離散フーリエ変換し、周波数領域の信号（すなわち，スペクトル）Ｒｉ（ｋ）（０≦ｋ≦Ｎ−１）を得る。次に、振幅スペクトル算出部１６において周波数領域の信号Ｒｉ（ｋ）の振幅スペクトル｜Ｒｉ（ｋ）｜を、次の式（７３）、すなわち、
【数７３】
2004080668.tif 000075
により算出する。次に、振幅スペクトル平均化部（振幅特性算出部）１８において、１回の離散フーリエ変換により得られる受信信号（もしくは再送信信号）の振幅スペクトルを｜Ｒｉ（ｋ）｜とし、シンボルの異なる（または、時間データの取り込みタイミングをずらして得られた）｜Ｒｉ（ｋ）｜を、次の式（７４）に示すようにＭ（Ｍ≧１）個で平均化して、
【数７４】
2004080668.tif 000076
により｜Ｓ（ｋ）｜が得られる。ただし、Ｅ［　］はＭ個の平均化を表す。ここで用いる振幅スペクトル｜Ｒｉ（ｋ）｜は、ＯＦＤＭ復調を行いサブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜であっても、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜であっても良い（ただし、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で｜Ｒｉ（ｋ）｜を得る場合には、ＯＦＤＭ時間信号に適切な窓関数を施してから離散フーリエ変換を施す必要がある。）。ただし、サブキャリアの変調方式として振幅が一定のＢＰＳＫやＱＰＳＫ等を用いている場合、サブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いた場合の方が、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いた場合に比べて、後述する本発明の手法により得られる伝達関数、および遅延プロファイルの精度は高く、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いる場合に、直交性を保持した上で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いる場合と伝達関数、および遅延プロファイルの精度を同程度に得るには、Ｍの数を大きくする必要がある。また、サブキャリアの変調方式として振幅が一定でない６４値ＱＡＭや１６値ＱＡＭ等の振幅変調を用いている場合では、サブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いた場合でも、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いた場合でも、得られる伝達関数、および複素インパルス応答（遅延プロファイル）の精度は同程度であり、Ｍの数を大きくするほど精度が向上する。
【００４２】
ここで、上述した手法により得られた伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｓ（ｋ）｜（もしくはこれと等価な｜Ｓ（ｋ）｜２）のみが得られており、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］が未知の場合について、伝送路の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］を得る方法について考えるため、次の式（７５）で示すように極座標表示された伝達関数Ｓ（ｋ）の両辺に複素自然対数をとったＳｌ（ｋ）について考える。
【数７５】
2004080668.tif 000077
このとき、Ｓｌ（ｋ）の実数部ｌｎ｜Ｓ（ｋ）｜はＳｌ（ｋ）の偶成分であり、Ｓｌ（ｋ）の虚数部ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］はＳｌ（ｋ）の奇成分となる。Ｓｌ（ｋ）の逆離散フーリエ変換ｓｌ（ｎ）が因果性を満たし、かつ安定であるとき、ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］は、次の式（７６）で示すように、ｌｎ｜Ｓ（ｋ）｜から最小位相条件により
【数７６】
2004080668.tif 000078
で伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］を近似的に計算することが可能である。ただし、
【数７７】
2004080668.tif 000079
とする。伝送路の伝達関数の振幅特性から式（７６）を用いて生成した伝送路の伝達関数の位相特性を図１６と図２０に示す。図１６と図２０は、伝送路の伝達関数の実際の位相特性である図１５、図１９と比較してほぼ一致した位相特性が得られていることがわかる。
【００４３】
すなわち、位相特性生成部２０では、式（７６）により伝達関数の振幅特性｜Ｓ（ｋ）｜から伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｓ（ｋ）］を算出する。
【００４４】
極座標−直交座標変換部２２では、｜Ｓ（ｋ）｜と｜Ｓ（ｋ）｜から最小位相条件により生成したａｒｇ［Ｓ（ｋ）］の近似値を用いて、
【数７８】
2004080668.tif 000080
【数７９】
2004080668.tif 000081
により伝達関数Ｓ（ｋ）の実数部Ｒｅ［Ｓ（ｋ）］と虚数部Ｉｍ［Ｓ（ｋ）］を得る。逆離散フーリエ変換部２４では、
【数８０】
2004080668.tif 000082
により、複素インパルス応答ｓ（ｎ）を算出する。図１の１０が本発明にかかる複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定装置に相当する。
【００４５】
遅延プロファイル測定装置、フィードフォワード型回り込みキャンセラのタップ係数値算出部、またはフィードフォワード型伝送路適応等化器のタップ係数値算出部では、以上のようにして離散時間複素信号ｓ（ｎ）を求めることができる。このｓ（ｎ）をフィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ（図３），１５０ａ（図６）、またはフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂ（図４），１５０ｂ（図７）のフィルタタップ係数算出値のキャンセル残差インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１１２，１４２に用いる場合は、このｓ（ｎ）を複素信号のまま取り扱い、希望波に対応するｎ　＝　０の係数ｓ（０）は使用しない。また、遅延プロファイル測定装置等のように視覚的に表示することを考えた場合には、
【数８１】
2004080668.tif 000083
を求め、各ｎについて｜ｓ（ｎ）｜を表示する。以上に述べた本発明の手法により得られた遅延プロファイルを図１８、図２２に示す。図１８、図２２は、実際の遅延プロファイルである図１７、図２１とそれぞれ比較してほぼ一致した遅延プロファイルが得られていることがわかる。特に、図２２では、自己相関法、ＦＦＴ法で問題となっていた図２３に示したような疑似遅延波が出現しなくなり、精度の良い遅延プロファイル測定が行われていることがわかる。
【００４６】
以上のように、本発明によれば伝達関数の振幅特性から伝達関数の位相特性の近似値を得ることができることから、伝達関数の振幅特性さえ得られていれば伝達関数の推定が可能であり、複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定が可能となる。
【００４７】
上述した第一の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１０（図１）は、図３に示す中継装置１１０のフィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ、または図４に示す受信装置１３０のフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂのフィルタタップ係数値算出部１１２（図５）に導入することができる。
【００４８】
図３に示す中継装置１１０では、フィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図４に示す受信装置１３０では、フィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去された信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００４９】
フィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ（図３）およびフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂ（図４）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部１２９、直交復調部１２８、直交変調部１２６、Ｄ／Ａ変換部１２４、加算器１２１、複素トランスバーサルフィルタ１２２、およびフィルタタップ係数値算出部１１２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ１２２によってキャンセル信号を生成し、加算器１２１において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ１２２のフィルタタップ係数値に応じたものとなる。
【００５０】
図５に示すように、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１１４において、ＯＦＤＭ時間信号（再送信信号または等化処理後の受信信号）から複素インパルス応答ｓ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）が得られる。更新タップ係数値算出部１１６において、このｓ（ｎ）からフィルタタップ係数値ｈ（ｎ）（０＜ｎ≦Ｎ−１）が算出される。
【００５１】
また、上述した第一の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定手法は、図６に示す中継装置１４０のフィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａ、あるいは図７に示す受信装置１６０のフィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂのフィルタタップ係数値算出部１４２（図８）にも導入することができる。
【００５２】
フィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａ（図６）およびフィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂ（図７）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部８１、Ｄ／Ａ変換部８５、直交復調部１５６、直交変調部１５４、加算器１５１、複素トランスバーサルフィルタ１５２、およびフィルタタップ係数値算出部１４２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ１５２によってキャンセル信号を生成し、加算器１５１において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ１５２のフィルタタップ係数値に応じたものとなる。
【００５３】
図８に示すように、複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１４４において、Ａ／Ｄ変換された後のＯＦＤＭ時間信号（再送信信号、等化処理後の受信信号）から複素インパルス応答ｓ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）が得られる。なお、この複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１４４は、上述した手法により遅延プロファイル（複素インパルス応答）を取得する遅延プロファイル測定装置１０（図１）から、Ａ／Ｄ変換部１２を取り除いたものに相当する。そして、更新タップ係数値算出部１４６において、このｓ（ｎ）からフィルタタップ係数値ｈ（ｎ）（０＜ｎ≦Ｎ−１）が算出される。
【００５４】
＜逆数化された遅延プロファイル測定方法、および測定装置、並びにフィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、およびフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法＞　以上に述べた遅延プロファイル測定方法に伝達関数の逆数化を導入することで、フィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法を構成することも可能である。図２は、本発明の第二の実施形態を示している。
【００５５】
図２の説明に先立ち、逆数化された伝送路の伝達関数、および逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）を求める方法を示す。逆数化された伝送路の伝達関数をＴ（ω）とおく。ただし、実際の伝達関数をＳ（ω）としたとき、Ｓ（ω）とＴ（ω）はＴ（ω）　＝　Ａ／Ｓ（ω）なる関係にある。ここでの係数Ａは補正係数であり、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）算出結果のレベル調整を行うために設定する。このとき、Ｔ（ω）は直交座標表示では、次の式（８２）、すなわち、
【数８２】
2004080668.tif 000084
と、また極座標表示では、次の式（８３）、すなわち、
【数８３】
2004080668.tif 000085
と、表現される。ただし、
【数８４】
2004080668.tif 000086
【数８５】
2004080668.tif 000087
である。
【００５６】
ここでは、逆数化された伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｔ（ω）｜（もしくはこれと等価な｜Ｔ（ω）｜２）のみが得られており、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ω）］が未知の場合について、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ω）］を得る方法について考える。そのために、極座標表示された伝達関数Ｔ（ω）の両辺に複素自然対数をとった次の式（８６）に示すＴｌ（ω）について考える。
【数８６】
2004080668.tif 000088
このとき、Ｔｌ（ω）の実数部ｌｎ｜Ｔ（ω）｜はＴｌ（ω）の偶成分であり、Ｔｌ（ω）の虚数部ａｒｇ［Ｔ（ω）］はＴｌ（ω）の奇成分となる。Ｔｌ（ω）の逆離散時間フーリエ変換がｔｌ（ｎ）に対応しているものとする。ｔｌ（ｎ）が実数でかつ因果性を満たし、かつ安定であるとき、次の式（８７）に示すように、ａｒｇ［Ｔ（ω）］はｌｎ｜Ｔ（ω）｜から最小位相条件により、
【数８７】
2004080668.tif 000089
で得られる。ただし、ここでのＰは、コーシーの主値積分を表す。ここで、取り扱うＴ（ω）は安定であることから、ｔｌ（ｎ）は因果性も同時に満たす。すなわち、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ω）］は、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｔ（ω）｜から求めることが可能である。
【００５７】
したがって、既知の｜Ｔ（ω）｜と｜Ｔ（ω）｜から最小位相条件により生成したａｒｇ［Ｔ（ω）］とを用いて、式（８８），（８９）の極座標−直交座標変換により、直交座標表示された伝達関数の実数部Ｒｅ［Ｔ（ω）］と虚数部Ｉｍ［Ｔ（ω）］を得る。
【数８８】
2004080668.tif 000090
【数８９】
2004080668.tif 000091
すなわち、逆数化された伝達関数Ｔ（ω）が得られる。またＴ（ω）を逆フーリエ変換することで、逆数化された遅延プロファイルが得られる。
【００５８】
以上の論理を、実際の処理において使用される離散フーリエ変換上において展開する。
【００５９】
ここでも、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｔ（ｋ）｜（もしくはこれと等価な｜Ｔ（ｋ）｜２）のみが得られており、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ｋ）］が未知の場合について、伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ｋ）］を得る方法について考える。まず、伝送路の伝達関数の振幅特性｜Ｔ（ｋ）｜を得る方法について考える。
【００６０】
ここで、図２を参照して、上述した処理を実行する本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置３０について説明する。図２のＡ／Ｄ変換部１２では、受信した（もしくは再送信する）ＯＦＤＭ時間信号からＮ個の離散時間信号ｒｉ（ｎ）を得る。このＮ個の離散時間信号ｒｉ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）を離散フーリエ変換部１４によりＮ点離散フーリエ変換し、周波数領域の信号（すなわち，スペクトル）Ｒｉ（ｋ）（０≦ｋ≦Ｎ−１）を得る。次に、振幅スペクトル算出部１６において周波数領域の信号Ｒｉ（ｋ）の振幅スペクトル｜Ｒｉ（ｋ）｜を
【数９０】
2004080668.tif 000092
により算出する。次に振幅スペクトル平均化部（振幅特性算出部）１８において、１回の離散フーリエ変換により得られる振幅スペクトルを｜Ｒｉ（ｋ）｜とし、シンボルの異なる（または、時間データの取り込みタイミングをずらして得られた）｜Ｒｉ（ｋ）｜をＭ（Ｍ≧１）個で平均化した
【数９１】
2004080668.tif 000093
により｜Ｓ（ｋ）｜が得られる。ただし、Ｅ［　］はＭ個の平均化を表す。ここで用いる振幅スペクトル｜Ｒｉ（ｋ）｜は、ＯＦＤＭ復調を行いサブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜であっても、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜であっても良い。ただし、サブキャリアの変調方式として振幅が一定のＢＰＳＫやＱＰＳＫ等を用いている場合、サブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いた場合の方が、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いた場合に比べて、後述する本発明の手法により得られる伝達関数、および複素インパルス応答（遅延プロファイル）の精度は高く、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いる場合に、直交性を保持した上で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いる場合と伝達関数、および複素インパルス応答（遅延プロファイル）の精度を同程度に得るには、Ｍの数を大きくする必要がある。また、サブキャリアの変調方式として振幅が一定でない６４値ＱＡＭや１６値ＱＡＭ等の振幅変調を用いている場合では、サブキャリア間の直交性を保持した状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いた場合でも、サブキャリア間の直交性が崩れた状態で得た｜Ｒｉ（ｋ）｜を用いた場合でも、得られる伝達関数、および複素インパルス応答（遅延プロファイル）の精度は同程度であり、Ｍの数を大きくするほど精度が向上する。ここで、フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ（図９），９０ａ（図１２）では、複素インパルス応答（遅延プロファイル）を逆数化して得る必要がある。このため本実施形態では、逆数算出部３２において、次の式（９２）に示すように、振幅スペクトル｜Ｒｉ（ｋ）｜を平均化して得られた振幅特性｜Ｓ（ｋ）｜の逆数、
【数９２】
2004080668.tif 000094
を得る。ただし、ここでの係数Ａは補正係数であり、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）算出結果のレベル調整を行うために設定する。この｜Ｔ（ｋ）｜に対し、位相特性生成部２０において、次の式（９３）、すなわち、
【数９３】
2004080668.tif 000095
により逆数化された伝送路の伝達関数の位相特性ａｒｇ［Ｔ（ｋ）］を近似的に計算することが可能である。ただし、
【数９４】
2004080668.tif 000096
とする。
【００６１】
変換部２２では、｜Ｔ（ｋ）｜と得られたａｒｇ［Ｔ（ｋ）］の近似値を用いて、
【数９５】
2004080668.tif 000097
【数９６】
2004080668.tif 000098
により逆数化された伝達関数Ｔ（ｋ）の実数部Ｒｅ［Ｔ（ｋ）］と虚数部Ｉｍ［Ｔ（ｋ）］を得る。逆離散フーリエ変換部２４では、次の式（９７）、すなわち、
【数９７】
2004080668.tif 000099
により、逆数化された複素インパルス応答ｔ（ｎ）を算出する。かかる逆離散フーリエ変換部２４が、本発明にかかる伝達関数推定部に相当する。
【００６２】
逆数化された遅延プロファイル測定装置、またはフィードバック型回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法、またはフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定方法においては、以上のように複素インパルス応答ｔ（ｎ）を求める。このｔ（ｎ）をフィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ（図９），９０ａ（図１２）、フィードバック型伝送路適応等化器６０ｂ（図１０），９０ｂ（図１３）のフィルタタップ係数値算出部５２，８２のキャンセル残差遅延プロファイル推定部として用いる場合は、このｔ（ｎ）を複素信号のまま取り扱い、希望波に対応するｎ＝０の係数ｔ（０）は使用しない。また、遅延プロファイル測定装置等のように視覚的に表示することを考えた場合、
【数９８】
2004080668.tif 000100
を求め、各ｎについて｜ｔ（ｎ）｜を表示する。
【００６３】
以上のように逆数化された伝達関数の振幅特性から逆数化された伝達関数の位相特性の近似値を得ることができることから、逆数化された振幅特性さえ得られていれば逆数化された伝達関数の推定が可能であり、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定も可能である。
【００６４】
上述した本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置３０（図２）は、図９に示す中継装置５０のフィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ、あるいは図１０に示す受信装置７０のフィードバック型伝送路適応等化器６０ｂのフィルタタップ係数値算出部５２（図１１）に導入することができる。
【００６５】
図９に示す中継装置５０では、フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅部（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図１０に示す受信装置７０では、フィードバック型伝送路適応等化器６０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００６６】
フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ（図９）およびフィードバック型伝送路適応等化器６０ｂ（図１０）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部６４、直交復調部６６、複素トランスバーサルフィルタ６２、直交変調部６８、Ｄ／Ａ変換部６９、加算器５７、およびフィルタタップ係数値算出部５２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ６２によってキャンセル信号を生成し、加算器５７において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ６２のフィルタタップ係数値に応じたものとなる。
【００６７】
図１１に示すように、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部５４において、ＯＦＤＭ時間信号（再送信信号）から逆数化された複素インパルス応答ｔ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）が取得される。更新タップ係数値算出部５６において、このｔ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）から、更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値（複素タップ係数値）ｈ（ｎ）（０＜ｎ≦Ｎ−１）が算出される。
【００６８】
また、上述した第二の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定手法は、図１２に示す中継装置８０のフィードバック型回り込みキャンセラ９０ａ、あるいは図１３に示す受信装置１００のフィードバック型伝送路適応等化器９０ｂのフィルタタップ係数値算出部８２（図１４）にも導入することができる。
【００６９】
図１２に示す中継装置８０では、フィードバック型回り込みキャンセラ９０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図１３に示す受信装置１００では、フィードバック型伝送路適応等化器９０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去された信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００７０】
フィードバック型回り込みキャンセラ９０ａ（図１２）およびフィードバック型伝送路適応等化器９０ｂ（図１３）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部８１、加算器８３、Ｄ／Ａ変換部８５、直交復調部９４、複素トランスバーサルフィルタ９２、直交変調部９６、およびフィルタタップ係数値算出部８２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ９２によってキャンセル信号を生成し、加算器８３においてＡ／Ｄ変換された受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ９２のフィルタタップ係数値に応じたものとなる。
【００７１】
図１４に示すように、逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部８４において、Ａ／Ｄ変換された後のＯＦＤＭ時間信号（再送信信号または等化処理後の受信信号）から逆数化された複素インパルス応答ｔ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）が得られる。なお、この複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部８４は、上述した手法により遅延プロファイル（複素インパルス応答）を取得する遅延プロファイル測定装置３０（図２）から、Ａ／Ｄ変換部１２を取り除いたものに相当する。そして、更新タップ係数値算出部８６において、このｔ（ｎ）からフィルタタップ係数値ｈ（ｎ）（０＜ｎ≦Ｎ−１）が算出される。
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、ＯＦＤＭ方式においてＳＰ信号等の特別な基準信号を用いることなく、伝送路の伝達関数の振幅特性から伝送路の伝達関数の位相特性を推定し、伝送路の伝達関数を推定、すなわち複素インパルス応答（遅延プロファイル）を算出することができる。その結果、既知信号を使用せず、ＳＰ信号等を使用しないため、通常の放送、通信を行いながら伝達関数の推定、すなわち複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が可能であり、その上サンプリングレート、モード、ガードインターバル長、同期系モード・差動系モード、階層伝送に関係無く、自己相関法により得た簡易的な複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定で問題となっていた疑似遅延波（余計な存在しない遅延波）を検出しない本来の複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定、および回り込みキャンセラのフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定を行うことが可能である。また、本発明では、以上の理由により伝達関数の振幅特性さえ得られていれば伝達関数、すなわち複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定を行うことが可能であるため、遅延プロファイル測定装置、およびフィードフォワード型回り込みキャンセラ、フィードフォワード型伝送路適応等化器の装置化も容易となる。更には、周波数同期回路、位相同期回路が不要となるため、回路規模が大幅に削減され、同時にコストも大幅に削減される。
【００７３】
更に、本発明によればＯＦＤＭ方式においてＳＰ信号等の特別な基準信号を用いることなく、逆数化された伝送路の伝達関数の振幅特性から逆数化された伝送路の伝達関数の位相特性を推定し、逆数化された伝送路の伝達関数を推定、すなわち逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）を算出することができる。その結果、既知信号を使用せず、ＳＰ信号等を使用しないため、通常の放送、通信を行いながら逆数化された伝達関数の推定、すなわち逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が可能であり、その上サンプリングレート、モード、ガードインターバル長、同期系モード・差動系モード、階層伝送に関係無く、自己相関法により得た簡易的な複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定で問題となっていた疑似遅延波（余計な存在しない遅延波）を検出しない本来の複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定、およびフィードバック型の回り込みキャンセラ、フィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部のキャンセル残差複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定が可能である。また、本発明では、以上の理由により逆数化された伝達関数の振幅特性さえ得られていれば逆数化された伝達関数、すなわち逆数化された複素インパルス応答（遅延プロファイル）測定を行うことが可能であるため、逆数化された遅延プロファイル測定装置、フィードバック型伝送路適応等化器、および回り込みキャンセラの装置化も容易となる。更には、周波数同期回路、位相同期回路が不要となるため、回路規模が大幅に削減され、同時にコストも大幅に削減される。
【００７４】
また本発明によるフィードフォワード型伝送路適応等化器、またはフィードバック型伝送路適応等化器をＯＦＤＭ復調部の前段に設けることにより、ＯＦＤＭ復調部におけるシンボル同期等が取り易くなることで、ＯＦＤＭ復調が容易になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置のブロック図である。
【図２】本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置のブロック図である。
【図３】本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードフォワード型回り込みキャンセラを用いた中継装置の構成例を示す図である。
【図４】本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードフォワード型伝送路適応等化器を用いた受信装置の構成例を示す図である。
【図５】図３のフィードフォワード型回り込みキャンセラ、または図４のフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部の構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードフォワード型回り込みキャンセラを用いた中継装置の構成例を示す図である。
【図７】本発明の第一の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードフォワード型伝送路適応等化器を用いた受信装置の構成例を示す図である。
【図８】図６のフィードフォワード型回り込みキャンセラ、または図７のフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部の構成例を示すブロック図である。
【図９】本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードバック型回り込みキャンセラを用いた中継装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードバック型伝送路適応等化器を用いた受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】図９のフィードバック型回り込みキャンセラ、または図１０のフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部の構成例を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードバック型回り込みキャンセラを用いた中継装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル測定方法を用いてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部を有するフィードバック型伝送路適応等化器を用いた受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１２のフィードバック型回り込みキャンセラ、または図１３のフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部の構成例を示すブロック図である。
【図１５】実際の伝達関数の位相特性（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２０、位相＝０度）を示す図である。
【図１６】式（７６）により伝達関数の振幅特性から生成した伝達関数の位相特性（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２０、位相＝０度）を示す図である。
【図１７】実際の遅延プロファイル（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２０、位相＝０度）を示す図である。
【図１８】本実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置によって得られた遅延プロファイル（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２０、位相＝０度）を示す図である。
【図１９】実際の伝達関数の位相特性（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０，１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２５，３５、位相＝１７０，３０度）を示す図である。
【図２０】式（７６）により伝達関数の振幅特性から生成された伝達関数の位相特性（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０，１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２５，３５、位相＝１７０，３０度）を示す図である。
【図２１】実際の遅延プロファイル（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０，１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２５，３５、位相＝１７０，３０度）を示す図である。
【図２２】本実施形態にかかる遅延プロファイルにより得られた遅延プロファイル（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０，１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２５，３５、位相＝１７０，３０度）を示す図である。
【図２３】自己相関法（またはＦＦＴ法）による遅延プロファイル（自己相関値）（希望波：電力Ｄ＝０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝０、位相＝０度、遅延波：希望波電力対非希望波電力比Ｄ／Ｕ＝１０，１０［ｄＢ］、遅延時間ｎ＝２５，３５、位相＝１７０，３０度）を示す図である。
【図２４】従来の遅延プロファイル測定装置の構成図である。
【図２５】従来の遅延プロファイル測定装置（ＳＰ法）の構成図である。
【図２６】従来の遅延プロファイル測定装置（自己相関法）の構成図である。
【図２７】従来の遅延プロファイル測定装置（ＦＦＴ法）の構成図である。
【図２８】従来の逆数化された遅延プロファイル測定装置（ＳＰ法）の構成図である。
【図２９】従来の逆数化された遅延プロファイル測定装置（ＦＦＴ法）の構成図である。
【符号の説明】
１０，３０　遅延プロファイル測定装置
１２　Ａ／Ｄ変換部
１４　離散フーリエ変換部
１６　振幅スペクトル算出部
１８　振幅スペクトル平均化部
２０　位相特性生成部
２２　極座標−直交座標変換部
２４　逆離散フーリエ変換部
３２　逆数算出部
５０，８０，１１０，１４０　中継装置
５２，８２，１１２，１４２　フィルタタップ係数値算出部
５４，８４，１１４，１４４　　複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部
５６，８６，１１６，１４６　更新タップ係数値算出部
６０ａ，９０ａ　フィードバック型回り込みキャンセラ
６０ｂ，９０ｂ　フィードバック型伝送路適応等化器
６２，９２，１２２，１５２　複素トランスバーサルフィルタ
７０，１００，１３０，１６０　受信装置
１２０ａ，１５０ａ　フィードフォワード型回り込みキャンセラ
１２０ｂ，１５０ｂ　フィードフォワード型伝送路適応等化器。
【図１】
2004080668.tif 000101
【図２】
2004080668.tif 000102
【図３】
2004080668.tif 000103
【図４】
2004080668.tif 000104
【図５】
2004080668.tif 000105
【図６】
2004080668.tif 000106
【図７】
2004080668.tif 000107
【図８】
2004080668.tif 000108
【図９】
2004080668.tif 000109
【図１０】
2004080668.tif 000110
【図１１】
2004080668.tif 000111
【図１２】
2004080668.tif 000112
【図１３】
2004080668.tif 000113
【図１４】
2004080668.tif 000114
【図１５】
2004080668.tif 000115
【図１６】
2004080668.tif 000116
【図１７】
2004080668.tif 000117
【図１８】
2004080668.tif 000118
【図１９】
2004080668.tif 000119
【図２０】
2004080668.tif 000120
【図２１】
2004080668.tif 000121
【図２２】
2004080668.tif 000122
【図２３】
2004080668.tif 000123
【図２４】
2004080668.tif 000124
【図２５】
2004080668.tif 000125
【図２６】
2004080668.tif 000126
【図２７】
2004080668.tif 000127
【図２８】
2004080668.tif 000128
【図２９】
2004080668.tif 000129
【手続補正書】
【提出日】平成15年4月11日(2003.4.11)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３１】
式（２９）および式（３０）から、因果性を満足しかつ安定な実数の数列のフーリエ変換は、実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］、または虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅｊω）］と直流成分ｗ（０）のいずれかが既知であれば、Ｗ（ｅｊω）が定まる。すなわち、実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］から虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅｊω）］を生成することが可能である。これは、
【数３３】
2004080668.tif 000130
であり、
【数３４】
2004080668.tif 000131
であることから明らかである。


【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３２】
さらに一般的に考察を進める。もし、ｗ（ｎ）が因果性を満足し、安定ならば、実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］、または虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅｊω）］と直流成分ｗ（０）のいずれかが既知であれば、Ｗ（ｚ）を単位円の外側の領域（Ｗ（ｚ）の収束領域）のいたるところで定めることができる。単位円の外側、すなわちｚ＝ｒｅｊω、ｒ＞１、においてＷ（ｚ）を考える。この場合、
【数３５】
2004080668.tif 000132
である。式（３５）は、式（２９）により
【数３６】
2004080668.tif 000133
とも表現できる。これは、ｗｅ（ｎ）・［ｕ＋（ｎ）ｒ−ｎ］のフーリエ変換とみなせることから、Ｗ（ｅｊω）はｗｅ（ｎ）のフーリエ変換と、［ｕ＋（ｎ）ｒ−ｎ］のフーリエ変換の畳み込みとしても得ることができる。式（３３）に示したように、ｗｅ（ｎ）のフーリエ変換はＲｅ［Ｗ（ｅｊω）］であり、ｒ＞１であれば［ｕ＋（ｎ）ｒ−ｎ］のフーリエ変換は
【数３７】
2004080668.tif 000134
である。さらに、複素畳み込みの定理を用いることで、次の式（３８）の閉路積分の関係式を得る。
【数３８】
2004080668.tif 000135
または、
【数３９】
2004080668.tif 000136
として表現できる。ここで、Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］だけが既知とされているので、式（３８）、（３９）において、Ｃは単位円でなければならない。式（３８）、（３９）は、単位円上でのＷ（ｚ）の実数部を用いて、単位円外のＷ（ｚ）を表している。ここで、式（３９）を線積分として表現するため、ｖ＝ｅｊθとして次式を得る。
【数４０】
2004080668.tif 000137
ただし、
【数４１】
2004080668.tif 000138
【数４２】
2004080668.tif 000139
とする。関数Ｐｒ（θ）とＱｒ（θ）とは、それぞれポアソン核（Ｐｏｉｓｓｏｎ　Ｋｅｒｎｅｌ）または共役ポアソン核（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ　Ｐｏｉｓｓｏｎ　ｋｅｒｎｅｌ）と呼ばれる。式（４０）の虚数部から次式を得る。
【数４３】
2004080668.tif 000140
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３３】
単位円上での実数部と、単位円上での虚数部との関係を得るため、
【数４４】
2004080668.tif 000141
を考えると、θ＝０のときｃｏｔ（θ／２）は特異点となるため、定式的にコーシーの主値をとると解釈すると、
【数４５】
2004080668.tif 000142
を得る。ただし、Ｐはコーシーの主値を示す。したがって、Ｗ（ｅｊω）の実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］から、虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅｊω）］を生成することができる。また、逆にＷ（ｅｊω）の虚数部Ｉｍ［Ｗ（ｅｊω）］とｗ（０）から実数部Ｒｅ［Ｗ（ｅｊω）］を生成することもできる。すなわち、実数部、もしくは虚数部のどちらか一方が既知であれば、残る一方を生成することが可能である。このような実数部と虚数部の関係をヒルベルト変換対（Ｈｉｌｂｅｒｔ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　ｐａｉｒ）と呼ぶ。ここで、Ｗ（ｅｊω）はωの関数となるため、以降Ｗ（ω）と記述することとする。