(57)【要約】【課題】周波数を変更すると三角波の振幅が変動する。【解決手段】この三角波発振回路は、コンデンサＣＴと、コンデンサＣＴに対して所定の電流値で充電又は放電を行う充放電回路１１と、充放電回路１１の充放電を切り替える制御信号Ｑを発生する制御回路１２と、充放電回路１１の充電電流値Ｉ１に応じて高電位側基準電圧Ｖｃｈ＊を変化させるとともに、充放電回路１１の放電電流値Ｉ２に応じて低電位側基準電圧Ｖｃｌ＊を変化させて制御回路１２に出力する基準電圧回路１３とを備えている。充電電流値Ｉ１及び放電電流値Ｉ２が変化しても、三角波の振幅をほぼ一定とすることができる。【選択図】　　　図１
2004072657.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサと、
前記コンデンサに対して所定の電流値で充電又は放電を行う充放電回路と、
前記充放電回路の充放電を切り替える制御信号を発生する制御回路と、
前記充放電回路の充電電流値に応じて高電位側基準電圧を変化させるとともに、前記充放電回路の放電電流値に応じて低電位側基準電圧を変化させて前記制御回路に出力する基準電圧回路と、
を備えることを特徴とする三角波発振回路。
【請求項２】
前記基準電圧回路は、前記充放電回路の充電電流値に応じて高電位側基準電圧を低減させることを特徴とする請求項１記載の三角波発振回路。
【請求項３】
前記基準電圧回路は、前記充放電回路の放電電流値に応じて低電位側基準電圧を増加させることを特徴とする請求項１記載の三角波発振回路。
【請求項４】
前記基準電圧回路は、第１ないし第４の抵抗、及び第１、第２の電流源を備え、
前記第１の抵抗の一端と前記第２の抵抗の一端とを前記第１の電流源のシンク側端子に接続し、前記第１の抵抗の他端をグランドに接続し、前記第２の抵抗の他端を電圧源の正極側端子に接続するとともに、前記第３の抵抗の一端と前記第４の抵抗の一端とを前記第２の電流源のソース側端子に接続し、前記第３の抵抗の他端をグランドに接続し、前記第４の抵抗の他端を前記電圧源の正極側端子に接続して構成され、
前記制御回路に対する前記低電位側基準電圧を前記第１の電流源のシンク側端子から出力するとともに、前記高電位側基準電圧を前記第２の電流源のソース側端子から出力することを特徴とする請求項１記載の三角波発振回路。
【請求項５】
前記第１の電流源は、前記充放電回路の放電電流値に比例する大きさの電流出力値に制御され、前記第２の電流源は、前記充放電回路の充電電流値に比例する大きさの電流出力値に制御されることを特徴とする請求項４記載の三角波発振回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、三角波発振回路に関し、特に、発振周波数にかかわらず三角波の振幅を一定値に制御するようにした三角波発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４は、従来のＰＷＭ制御回路の一例を示すブロック図である。
このＰＷＭ制御回路は、半導体スイッチのオン・オフによって直流電圧の変換を行うスイッチングレギュレータで使用されるものであって、三角波発振回路１００、誤差増幅器２００、及びコンパレータ３００により構成される。通常のスイッチングレギュレータでは、三角波発振回路１００で生成される三角波の周期を一定とし、誤差増幅器２００からの信号レベルと比較して半導体スイッチのオン時間を制御する。しかし、例えば軽負荷時でのエネルギー損失を低減するためには、出力電流が低下した場合などに三角波の発振周波数を下げてコンパレータ３００に三角波信号を供給して、ＰＷＭ信号自体を動的に周波数制御する必要が生じる。また、コンパレータ３００の入力電圧範囲に規定されるため、三角波信号は振幅が一定に制御されなくてはならない。
【０００３】
図５は、従来の三角波発振回路の一例を示すブロック図である。
この三角波発振回路は、コンデンサＣＴと、このコンデンサＣＴに対して所定の電流値で充電又は放電を行う充放電回路１と、この充放電回路１の充放電を切り替えるための制御信号Ｑを発生する制御回路２と、この制御回路２に対して高電位側基準電圧Ｖｃｈ＊及び低電位側基準電圧Ｖｃｌ＊を入力する基準電圧回路３とから構成されている。
【０００４】
充放電回路１は、縦続接続された一対のＭＯＳＦＥＴ（以下、トランジスタという。）Ｍ１１，Ｍ１２と、トランジスタＭ１２に定電流Ｉ１を供給するように電源ＶＤＤと接続された定電流源１ａと、トランジスタＭ１１から接地側に定電流Ｉ２を出力する定電流源１ｂとから構成され、トランジスタＭ１１，Ｍ１２の接続点は、一端が接地されたコンデンサＣＴの他端に接続されている。また、トランジスタＭ１１，Ｍ１２のゲートは、制御回路２の出力端子と接続されている。したがって、コンデンサＣＴは充放電回路１の定電流源１ａから充電電流Ｉ１によって充電され、定電流源１ｂで規定される放電電流Ｉ２によって放電が行われるとともに、その充電及び放電のタイミングが、制御回路２から出力される制御信号Ｑによって切り替えられる。
【０００５】
制御回路２は、コンパレータ２ａ，２ｂとフリップフロップ回路２ｃとから構成され、コンパレータ２ａには基準電圧Ｖｏｈ＊とコンデンサＣＴの発振回路出力Ｖｏｓｃが入力され、コンパレータ２ｂには基準電圧Ｖｏｌ＊とコンデンサＣＴの発振回路出力Ｖｏｓｃが入力される。コンパレータ２ａの出力信号はフリップフロップ回路２ｃのセット端子に入力され、コンパレータ２ｂの出力信号はフリップフロップ回路２ｃのリセット端子に入力されている。したがって、コンデンサＣＴの発振回路出力Ｖｏｓｃが基準電圧Ｖｏｈ＊以上になると充放電回路１を放電制御し、コンデンサＣＴの発振回路出力Ｖｏｓｃが基準電圧Ｖｏｌ＊以下になると充放電回路１を充電制御に切り替える制御信号Ｑを発生する。
【０００６】
基準電圧回路３は、３つの抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３からなる直列回路として電源ＶＤＤと接地間に構成されるものである。ここでは、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の接続点がコンパレータ２ｂの＋入力端子と接続されて、制御回路２に対する基準電圧Ｖｏｌ＊を設定し、抵抗器Ｒ２，Ｒ３の接続点がコンパレータ２ａの−入力端子と接続されて、制御回路２に対する基準電圧Ｖｏｈ＊を設定している。
【０００７】
いま、三角波発振回路の初期状態を、Ｖｏｓｃ＜Ｖｏｈ＊かつ充放電回路１の状態が充電状態（トランジスタＭ１２がオン）と仮定して、三角波の発振動作について説明する。
【０００８】
図６は、図５に示す三角波発振回路の動作波形図である。充放電回路１が充電動作状態の場合にはコンデンサＣＴは電流Ｉ１で充電され、発振回路出力Ｖｏｓｃは一定の電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ＝Ｉ１／ＣＴ）で上昇する。発振回路出力Ｖｏｓｃが上昇し、Ｖｏｓｃ＞Ｖｏｈ＊となると充放電回路１は放電に切り替わる。
【０００９】
充放電回路１の状態が放電動作状態になると、コンデンサＣＴは電流Ｉ２で放電され、発振回路出力Ｖｏｓｃは一定の電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ＝−Ｉ２／ＣＴ）で下降する。発振回路出力Ｖｏｓｃが下降し、Ｖｏｓｃ＜Ｖｏｌ＊となると充放電回路１は充電に切り替わる。上記の動作を繰り返すことにより、三角波発振回路は発振を行い、三角波が発振回路出力Ｖｏｓｃとして生成される。
【００１０】
こうした三角波発振回路では、以下に説明するような充放電回路１における充放電の切替え時に、行き過ぎ量が発生する。
すなわち、定電流源１ａ，１ｂによる電流Ｉ１及びＩ２を大きくすれば、三角波の周波数を高くすることができるが、同時に三角波の振幅が増大するという問題が生じる。
【００１１】
Ｖｏｓｃ＞Ｖｏｈ＊において、充放電回路１の状態が充電から放電へ切り替わる時の遅延時間をｔｄｒとすると、Ｖｏｈ＊に対して次式（１）で示す行き過ぎ量ΔＶｒが発生する。
【００１２】
【数１】
ΔＶｒ＝Ｉ１・ｔｄｒ／ＣＴ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１）
同様に、Ｖｏｓｃ＜Ｖｏｌ＊において、充放電回路１の状態が放電から充電へ切り替わる時の遅延時間をｔｄｆとすると、Ｖｏｌ＊に対して次式（２）で示す行き過ぎ量ΔＶｆが発生する。
【００１３】
【数２】
ΔＶｆ＝−Ｉ２・ｔｄｆ／ＣＴ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（２）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、三角波の周波数を高くするために、充電電流Ｉ１や放電電流Ｉ２を大きくすると、（１）式及び（２）式に示すように、充放電回路１１での充放電の切替え時に発生する行き過ぎ量ΔＶｒ，ΔＶｆが大きくなり、三角波の振幅が増大することとなる。このため、こうした遅延時間ｔｄｒ及びｔｄｆが無視できない程度の高周波域になると、電流Ｉ１及びＩ２を増加しても三角波の周波数が上がらなくなる。また、図４のコンパレータ３００に対する三角波の振幅が入力電圧範囲より大きくなるといった問題もあった。
【００１５】
この発明の目的は、周波数を変更しても三角波の振幅を一定に制御できる三角波発振回路を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、三角波発振回路が提供される。この三角波発振回路は、コンデンサと、前記コンデンサに対して所定の電流値で充電又は放電を行う充放電回路と、前記充放電回路の充放電を切り替える制御信号を発生する制御回路と、前記充放電回路の充電電流値に応じて高電位側基準電圧を変化させるとともに、前記充放電回路の放電電流値に応じて低電位側基準電圧を変化させて前記制御回路に出力する基準電圧回路と、から構成される。
【００１７】
この三角波発振回路では、充電電流及び放電電流の大きさが変化しても三角波出力の振幅をほぼ一定とすることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
（実施の形態１）
図１は、この発明の実施の形態１に係る三角波発振回路の一例を示す回路図である。
【００１９】
図１において、三角波発振回路は図５に示す従来回路と同様に、コンデンサＣＴ、充放電回路１１、制御回路１２、基準電圧回路１３で構成される。ここで、充放電回路１１、制御回路１２は図５のものと同一の構成であるが、基準電圧回路１３については、図１に示すように抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、第１の電流制御電流源１４、第２の電流制御電流源１５から構成されている。
【００２０】
このうち、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点はコンパレータ２ｂの＋入力端子と接続されて、その電位を決定している。また、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点はコンパレータ２ａの−入力端子と接続されて、その電位を決定している。第１の電流制御電流源１４は、ソース側端子が電源ＶＤＤに接続され、シンク側端子が抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に接続されて、抵抗Ｒ１に対する出力電流の大きさをＧｍ２・Ｉ２に決定している。また、第２の電流制御電流源１５は、ソース側端子が抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に接続され、シンク側端子がグランドに接地されて、抵抗Ｒ４に対する出力電流をＧｍ１・Ｉ１に決定している。ここで、Ｉ１は充放電回路１の定電流源１ａによって規定される充電電流の大きさであり、Ｉ２は充放電回路１の定電流源１ｂによって規定される放電電流の大きさである。
【００２１】
コンデンサＣＴ、充放電回路１１、制御回路１２、及びこの基準電圧回路１３の機能及び動作は、従来回路の場合と同様であって、ここでは詳細な説明を省略するが、基準電圧回路１３から出力される基準電圧Ｖｏｈ＊及びＶｏｌ＊は、それぞれ次式（３）、（４）で表される。
【００２２】
【数３】
2004072657.tif 000003
【００２３】
【数４】
2004072657.tif 000004
【００２４】
ここで、図６に示すように、基準電圧Ｖｏｈ＊と行き過ぎ量ΔＶｒとの和を三角波出力Ｖｏｓｃの振幅最大値Ｖｏｈとし、基準電圧Ｖｏｌ＊と行き過ぎ量ΔＶｆの和を三角波出力Ｖｏｓｃの振幅最小値Ｖｏｌとすると、上記の各式（１）〜（４）によって、実際の振幅を規定する電圧値は、それぞれ次式（５）、（６）で表される。なお、図６のｔｄｒ及びｔｄｆは遅延時間である。
【００２５】
【数５】
2004072657.tif 000005
【００２６】
【数６】
2004072657.tif 000006
【００２７】
したがって、上記式（５）、（６）のＶｏｈ、Ｖｏｌにおけるそれぞれの第一項の係数を零とすれば、三角波出力Ｖｏｓｃの振幅は一定となる。すなわち、Ｇｍ１、Ｇｍ２の大きさを次式（７）、（８）のように決定することによって、上記式（１）、（２）で表されるような従来の行き過ぎ量ΔＶｒ，ΔＶｆをキャンセルして、三角波出力Ｖｏｓｃの振幅を一定にできる。
【００２８】
【数７】
2004072657.tif 000007
【００２９】
【数８】
2004072657.tif 000008
【００３０】
以上のように、実施の形態１の三角波発振回路では、基準電圧回路１３が、第１の抵抗Ｒ１の一端と第２の抵抗Ｒ２の一端とを第１の電流制御電流源１４のシンク側端子に接続し、第１の抵抗Ｒ１の他端をグランドに接続し、第２の抵抗Ｒ２の他端を電圧源ＶＤＤの正極側端子に接続し、第３の抵抗Ｒ３の一端と第４の抵抗Ｒ４の一端とを第２の電流制御電流源１５のソース側端子に接続し、第３の抵抗Ｒ３の他端をグランドに接続し、第４の抵抗Ｒ４の他端を電圧源ＶＤＤの正極側端子に接続して構成され、制御回路１２に対する低電位側基準電圧Ｖｃｌ＊を第１の電流制御電流源１４のシンク側端子から出力するとともに、高電位側基準電圧Ｖｃｈ＊を第２の電流制御電流源１５のソース側端子から出力するようにしている。したがって、充電電流Ｉ１及び放電電流Ｉ２の大きさが変化しても三角波出力Ｖｏｓｃの振幅をほぼ一定とすることができる。
【００３１】
実際には、上述した遅延時間ｔｄｒ，ｔｄｆは電圧や電圧変化率などによって変化する変数である。このため、三角波出力Ｖｏｓｃの振幅最大値Ｖｏｈ及び振幅最小値Ｖｏｌを常に一定に保持するには、遅延時間ｔｄｆ及びｔｄｆにあわせてＧｍ１及びＧｍ２の大きさを変化させる必要があって、制御方法や、そのための回路構成が複雑になる。
【００３２】
そこで、ここでは遅延時間ｔｄｒ，ｔｄｆがほぼ一定であると仮定し、それぞれを定数で近似することにより、比較的簡単な制御及び回路構成によって三角波発振回路を実現している。
（実施の形態２）
図２は、Ｇｍ１及びＧｍ２が定数で表される場合の実施の形態２に係る三角波発振回路を示す回路図である。
【００３３】
図２において、トランジスタＭ１４，Ｍ１６，Ｍ２２がトランジスタＭ１７に対するカレントミラー回路を構成し、トランジスタＭ１３，Ｍ２１がトランジスタＭ１５に対するカレントミラー回路を構成するものであって、電流値Ｉ１〜Ｉ４はそれぞれ基準電流値Ｉｒｅｆに比例する。したがって、これらのトランジスタＭ１３，Ｍ１４，Ｍ１５，Ｍ１６，Ｍ１７，Ｍ２２，Ｍ２１のサイズ比を決定することによって、Ｇｍ１及びＧｍ２を上記式（７）、（８）が成り立つような大きさに設定できる。
（実施の形態３）
図３は、実施の形態３に係る三角波発振回路を示す回路図である。
【００３４】
図３では、充放電電流の大きさをそれぞれ独立に調整可能な回路構成となっているが、充電電流Ｉ１及びＩ３が第１の基準電流値Ｉｒｅｆ１に比例し、放電電流Ｉ２及びＩ４が第２の基準電流値Ｉｒｅｆ２に比例する。そのため、実施の形態２の場合と同様に、上記式（７）、（８）が成り立つようなＧｍ１及びＧｍ２にすることができる。
【００３５】
なお、いずれの実施の形態においても、例えば基準電圧回路１３，２３，３３を電流制御電圧源によって置き換え可能であることは自明である。同様に、充放電回路１１，２１，３１や制御回路１２，２２，３２も同じ機能を持つ他の回路構成で置き換えが可能である。したがって、この発明の上述した作用効果は、図１〜３に示す回路構成とは異なる構成としたものであっても実現可能であり、実施の形態１〜３のいずれかに限定されるものではない。
【００３６】
【発明の効果】
以上に説明したように、この発明の三角波発振回路によれば、充電電流及び放電電流によらず三角波振幅をほぼ一定とすることができ、三角波発振回路の周波数を広範囲でかつ安定に調整することが可能になる。
【００３７】
このため、スイッチングレギュレータのＰＷＭ制御回路に用いた場合、周波数を変化させても制御性能を劣化させることなしに、安定した動作が可能である。したがって、例えば軽負荷時の損失を低減するため、出力電流が低下すると周波数を下げるような動的な周波数制御を容易に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１に係る三角波発振回路の一例を示す回路図である。
【図２】実施の形態２に係る三角波発振回路を示す回路図である。
【図３】実施の形態３に係る三角波発振回路を示す回路図である。
【図４】従来のＰＷＭ制御回路の一例を示すブロック図である。
【図５】従来の三角波発振回路の一例を示すブロック図である。
【図６】図５に示す三角波発振回路の動作波形図である。
【符号の説明】
ＣＴ　　コンデンサ
１１　充放電回路
１２　制御回路
１３　基準電圧回路
１４　第１の電流制御電流源
１５　第２の電流制御電流源
Ｍ１１〜Ｍ２６　ＭＯＳＦＥＴ（トランジスタ）
【図１】
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【図２】
2004072657.tif 000010
【図３】
2004072657.tif 000011
【図４】
2004072657.tif 000012
【図５】
2004072657.tif 000013
【図６】
2004072657.tif 000014