(57)【要約】【課題】同期ＰＷＭを用いる場合においても、ローパスフィルタを用いることなく電流の基本波成分を抽出することのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を得る。【解決手段】交流電力負荷を駆動させるための電圧を印加する電力変換主回路と、電圧の変調率および位相角の指令値をそれぞれ出力する電圧指令値生成手段と、指令値に基づくＰＷＭ制御信号を生成して電力変換主回路に出力するＰＷＭ制御信号生成手段と、交流電力負荷に供給される電流を検出する電流検出手段と、電流検出値をサンプルホールドして第１のサンプルホールド値を出力するサンプリング手段とを備え、サンプリング手段は、サンプリングタイミングとなる所定の位相角が設定された電圧位相角設定手段を含み、位相角の指令値が所定の位相角の設定値と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドする。【選択図】　　　　図１
2004015949.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力負荷を駆動させるための電圧を印加する電力変換主回路と、
前記電圧の変調率および位相角の指令値をそれぞれ出力する電圧指令値生成手段と、
前記変調率および位相角の指令値に基づくＰＷＭ制御信号を生成して前記電力変換主回路に出力するＰＷＭ制御信号生成手段と、
前記交流電力負荷に供給される電流を検出し、前記電流に対応した電流信号を出力する電流検出手段と、
前記電流信号に基づく電流検出値をサンプルホールドして第１のサンプルホールド値を出力するサンプリング手段とを備え、
前記サンプリング手段は、
サンプリングタイミングとなる所定の位相角が設定された電圧位相角設定手段を含み、前記位相角の指令値が前記所定の位相角の設定値と同値となるタイミングで前記電流検出値をサンプルホールドすることを特徴とする同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置。
【請求項２】
前記所定の位相角は、前記変調率に応じて設定され、
前記サンプリング手段は、
前記位相角の指令値が、前記変調率の指令値に対応する前記位相角の設定値と同値となるタイミングで前記電流検出値をサンプルホールドすることを特徴とする請求項１に記載の同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置。
【請求項３】
前記サンプリング手段は、
今回のサンプリングタイミングの後で、前記位相角の指令値が所定角度に達した場合に、次回のサンプリングタイミングを決定することを特徴とする請求項２に記載の同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置。
【請求項４】
前記所定の位相角は、複数のパルスモードに応じて設定され、
前記サンプリング手段は、
前記位相角の指令値が、前記パルスモードおよび前記変調率の指令値に対応する前記所定の位相角と同値となるタイミングで前記電流検出値をサンプルホールドすることを特徴とする請求項２に記載の同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置。
【請求項５】
前記サンプリング手段は、
直前のサンプリングタイミングでサンプルホールドして取得した第２のサンプルホールド値が記録され、前記第１のサンプルホールド値と前記第２のサンプルホールド値との平均値を算出することを特徴とする請求項１に記載の同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直流電圧をスイッチングして交流電圧を得るパルス幅変調（以下ＰＷＭと略す）を行うインバータの出力電流を、スイッチングリプルの影響を回避して検出する同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は、特公平４−４７５５４号公報に記載された従来のＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を示すブロック構成図である。
【０００３】
図１４において、従来の電流検出装置は、交流電力負荷１と、電力変換主回路２と、電流検出手段３と、電圧指令値生成手段４と、ＰＷＭ制御信号生成手段５と、搬送波発生手段６と、サンプリング手段７とを備えている。
【０００４】
次に、従来の電流検出装置の動作について説明する。
【０００５】
電圧指令値生成手段４は、交流電力負荷１に印加する正弦波電圧の振幅と位相角との指令値情報から正弦波信号を生成してＰＷＭ制御信号生成手段５に出力する。一方、搬送波発生手段６は三角波形の搬送波信号をＰＷＭ制御信号生成手段５に出力する。
【０００６】
ＰＷＭ制御信号生成手段５では、電圧指令値発生手段４から出力された正弦波信号と、搬送波発生手段６から出力された搬送波信号との大小を比較し、電力変換主回路２のスイッチングパターンを取得して、電力変換主回路２のゲート入力に出力する。
【０００７】
電力変換主回路２は、ＰＷＭ制御信号生成手段５から出力されたスイッチングパターンに従って、直流電圧をオン、オフし、交流電力負荷を制御するためのＰＷＭ電圧を交流電力負荷１に出力する。
【０００８】
以上の動作で電圧指令値がＰＷＭ電圧に変調される過程を、単相の電力変換を用いて例示したものを図１５に示す。
【０００９】
図１５（ａ）は、電圧指令波と搬送波との波形を示し、図１５（ｂ）は、図１５（ａ）の２つの波形をＰＷＭ制御信号生成手段５にて大小を比較して得られるスイッチングパターンを示し、すなわち電力変換主回路２が出力する電圧波形を示す。
【００１０】
一方、スイッチングパターンに対応したスイッチング電圧を電力変換主回路２が交流電力負荷１に印加するとき、電力変換主回路２の出力電流波形は、図１５（ｃ）のように、正弦波状の基本波成分に、スイッチングに起因したリプル成分が重畳したものになる。
【００１１】
ＰＷＭ変調を用いた電力変換システムを用いて電流制御を行う場合、この出力電流からリプル成分を除去した高精度の電流基本波情報を得る必要がある。
【００１２】
電流検出手段３は、例えば電流センサやＡ／Ｄ変換器で構成されるが、ここで得られる電流検出値をそのまま制御マイコン等の演算周期でサンプリングした場合、図１５（ｃ）に示したリプル成分が重畳された波形をサンプルしてしまい、正弦波状の基本波成分のみを正しく取得することができない。
【００１３】
単純には、ローパスフィルタを用いれば高周波のリプル成分を除去してサンプリングすることができるが、ローパスフィルタの遮断周波数が電流応答を制限してしまう問題がある。従って、遅れを生じさせることなくリプル成分の影響を除去するサンプリング方式が重要となる。
【００１４】
従来では、以下に示すようなＰＷＭ搬送波に同期した電流サンプリング方式が用いられている。
【００１５】
まず、電流センサなどの電流検出手段３は、リプル成分が重畳した第１の電流検出値を取得する。サンプリング手段７は、搬送波発生手段６が発生する搬送波を参照しながら、搬送波が最大振幅値となるタイミングで第１の電流検出値をサンプルホールドし、第２の電流検出値として出力する。
【００１６】
図１５（ｄ）に第２の電流検出値を示す。なお、図１５（ｃ）と同様に、図１５（ｄ）にも、電流の基本波成分を重畳させて示している。
【００１７】
このように、第２の電流検出値はリプル成分が除去されており、またローパスフィルタを通していないので、位相遅れのない基本波成分の電流波形として得ることができる。この方式の原理について、以下で詳細を説明する。
【００１８】
まず、図１５（ａ）の搬送波と電圧指令波との比較によるスイッチングタイミングに着目する。搬送波において隣り合う最大値２点間、或いは最小値２点間に着目すると、式（１）が成り立つ場合には、電圧指令値はさほど急激に変化しない。
【００１９】
搬送波周波数（スイッチング周波数）　＞＞　電圧指令値周波数・・・（１）
【００２０】
従って、スイッチングとスイッチングとの中間点は、搬送波が最小値、或いは最大値となるタイミングとほぼ一致する。
【００２１】
また、図１５（ｃ）から分かるように、電流のリプル成分はスイッチングのタイミングが変化点である。ここで、式（２）の条件を満たす場合、スイッチング間における電流のリプル成分の波形の変化は、近似的には直線状である。
【００２２】
搬送波周波数（スイッチング周波数）　＞＞　１／（負荷の電気回路の時定数）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２）
【００２３】
従って、式（１）、（２）の条件が成り立つ場合には、搬送波が最大振幅値となるタイミングにおいて、電流リプル成分が「０」になる。よって、搬送波が最大振幅値となるタイミングで第１の電流検出値をサンプルホールドして第２の電流検出値を得ることにより、リプル成分の影響のない基本波成分のみの電流波形として抽出できる。
【００２４】
電気鉄道用インバータ等では、スイッチング周波数を抑えつつ、電動機の最大回転周波数を向上させるため、同期ＰＷＭに基づいた１パルスモード、３パルスモードといったスイッチングモードが用いられている。
【００２５】
同期ＰＷＭは、変調信号に同期させた搬送波信号を用いる方式であり、その挙動を、三相誘導電動機を３パルスモードで駆動する場合の例にして図１６に示す。
【００２６】
図１６において、図１６（ａ）は、三相の電圧指令波形と搬送波波形とを重ねて示しており、図１６（ｂ）はｕ相電圧スイッチング波形、図１６（ｃ）はｕ相ｖ相間の線間電圧波形を示す。
【００２７】
図１６（ｃ）に示した線間電圧波形の半周期中のパルス数から、３パルスモード、５パルスモード等の呼称がされる。図１６（ｄ）はｕ相電圧の対中性点電圧波形、図１６（ｅ）は実際の電流波形、すなわち第１の電流検出値を示し、図１６（ｆ）はサンプルホールドされた電流検出値の波形、すなわち第２の電流検出値を示している。
【００２８】
なお、図１６（ｅ）には実際の電流波形に含まれる基本波成分と、前述の先行例の手法によるサンプリングタイミングを重畳して示している。また、図１６（ｆ）にも、実際の電流の基本波成分を重畳して示している。
【００２９】
搬送波の同期をしない三角波比較方式ＰＷＭにおいて、式（１）の関係が成り立たなくなると、変調の精度が悪化し、出力電圧波形に大きなビートが発生するなど、所望の基本波成分が出力できなくなる。
【００３０】
そこで、図１６のように電圧指令値に同期した搬送波を用いて変調を行うことにより、式（１）の関係が成り立たない条件下においても、電圧指令値の基本波成分に関しては変調の精度を維持することが可能になる。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
ただし、電流サンプリングの観点からは以下のような問題がある。
【００３２】
図１６（ｆ）は、従来の手法で、搬送波の最大振幅値となるタイミングで電流をサンプルホールドした例を示す。なお、負荷として三相誘導電動機を用いた場合について例示する。
【００３３】
図１６（ｆ）において、図１５で示した三角波比較方式ＰＷＭ方式と比較した場合、搬送波が最大となるタイミングが、電圧指令値の正弦波の一周期内で数点と少ないため、電流の基本波成分の正弦波情報を得ることが困難であることが分かる。
【００３４】
また、スイッチングに起因した電流のリプル成分の波形は非常に大きく、独特の波形となっているため、サンプリング回数を闇雲に増やしても、精度の良い電流基本波成分を得られる保証がない。
【００３５】
従来のＰＷＭ変換器の電流検出装置は以上のように、スイッチング回数の少ない同期ＰＷＭを行っているときには、電流検出に遮断周波数の低いローパスフィルタを用いて大きなリプル成分を除去した後に、十分なサンプリング回数でサンプルホールドする必要があり、ローパスフィルタによって位相情報が遅れた電流検出しか期待できないという問題点があった。
【００３６】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、同期ＰＷＭを用いる場合においても、ローパスフィルタを用いることなく電流の基本波成分を抽出することのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を得ることを目的とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置は、交流電力負荷を駆動させるための電圧を印加する電力変換主回路と、電圧の変調率および位相角の指令値をそれぞれ出力する電圧指令値生成手段と、変調率および位相角の指令値に基づくＰＷＭ制御信号を生成して電力変換主回路に出力するＰＷＭ制御信号生成手段と、交流電力負荷に供給される電流を検出し、電流に対応した電流信号を出力する電流検出手段と、電流信号に基づく電流検出値をサンプルホールドして第１のサンプルホールド値を出力するサンプリング手段とを備え、サンプリング手段は、サンプリングタイミングとなる所定の位相角が設定された電圧位相角設定手段を含み、位相角の指令値が所定の位相角の設定値と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするものである。
【００３８】
また、この発明に係る同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置において、所定の位相角は、変調率に応じて設定され、サンプリング手段は、位相角の指令値が、変調率の指令値に対応する位相角の設定値と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするものである。
【００３９】
また、この発明に係る同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置のサンプリング手段は、今回のサンプリングタイミングの後で、位相角の指令値が所定角度に達した場合に、次回のサンプリングタイミングを決定するものである。
【００４０】
また、この発明に係る同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置において、所定の位相角は、複数のパルスモードに応じて設定され、サンプリング手段は、位相角の指令値が、パルスモードおよび変調率の指令値に対応する所定の位相角と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするものである。
【００４１】
さらに、この発明に係る同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置のサンプリング手段は、直前のサンプリングタイミングでサンプルホールドして取得した第２のサンプルホールド値が記録され、第１のサンプルホールド値と第２のサンプルホールド値との平均値を算出するものである。
【００４２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１について詳細に説明する。
【００４３】
図１は、この発明の実施の形態１における同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を示すブロック構成図である。なお、図１において、前述（図１４参照）と同様のものについては、同一符号または符号の後に「ａ」を付す。また、同一符号を付したものについては、詳述を省略する。
【００４４】
図１において、同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置は、電圧の位相角の指令値に同期した搬送波を発生する同期搬送波発生手段６０と、サンプリングタイミングに基づいてサンプリングを行うサンプリング手段７ａとを備えている。
【００４５】
また、サンプリング手段７ａは、電圧指令値生成手段４からの電圧位相角指令値を参照しながら、サンプリングタイミング信号を出力するテーブル８ａと、サンプリングタイミング信号が入力された時点（タイミング）で第１の電流検出値をサンプルホールドして第２の電流検出値を出力するサンプラ９とを備えている。
【００４６】
次に、この発明の実施の形態１による動作について説明する。
【００４７】
電力変換主回路２のスイッチングが電圧位相角指令値θｖに同期しているため、定常運転時、電流のリプル成分（電流リプル成分）の波形には、電圧位相角指令値θｖに関する周期性が存在する。そこで、リプル成分の波形のみを抽出して周期性を確認すると、図２のようになる。
【００４８】
図２は、同期ＰＷＭの３パルスモード変調率８５［％］の条件で三相誘導電動機を駆動した場合を例示した波形図である。なお、図２においては、横軸を電圧位相角指令値θｖで統一している。
【００４９】
図２において、図２（ａ）は、交流電力負荷の中性点電位を基準とした一相分の相電圧Ｖｕｎの波形を示し、図２（ｂ）は、電流波形から基本波成分（基本周波数成分）を除いた一相分あたりの電流リプル成分Ｉｈｕの波形を示し、図２（ｃ）は、電圧ベクトル座標系で捉えた電流リプル成分ＩＰｈ（実線）、ＩＱｈ（鎖線）の波形を示す。
【００５０】
これらの算出方法について説明する。図２（ａ）のｕ相の相電圧Ｖｕｎは、以下の式（３）および式（４）を用いて算出される。
【００５１】
Ｖｎ　＝　（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３　　　　　　　　　・・・　（３）
Ｖｕｎ　＝　Ｖｕ　−　Ｖｎ　　　　　　　　　　　　　・・・　（４）
【００５２】
なお、式（３）および（４）において、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、電力変換主回路の直流部の中性点を基準とした場合のｕｖｗ各相の電圧である。
【００５３】
図２（ｃ）の電流リプル成分ＩＰｈ、ＩＱｈは、以下の式（５）〜（８）を用いて算出される。
【００５４】
Ｉａｈ　＝　（２／３）−１／２　Ｉｕｈ　−　（１／６）−１／２　Ｉｖｈ　−　（１／６）−１／２　Ｉｗｈ・・・　（５）
Ｉｂｈ　＝　（１／２）−１／２　Ｉｖｈ　−　（１／２）−１／２　Ｉｗｈ・・・　（６）
ＩＰｈ　＝　ｃｏｓ（θｖ）　Ｉａｈ　＋　ｓｉｎ（θｖ）　Ｉｂｈ・・・　（７）
ＩＱｈ　＝　−ｓｉｎ（θｖ）　Ｉａｈ　＋　ｃｏｓ（θｖ）Ｉｂｈ・・・　（８）
【００５５】
なお、式（５）〜（８）において、「Ｉｕｈ」、「Ｉｖｈ」、「Ｉｗｈ」は、電流波形から基本波成分（基本周波数成分）を除いたｕｖｗ各相の電流リプル成分を示し、「Ｉａｈ」、「Ｉｂｈ」は、ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈから３相２相変換したものを示し、「θｖ」は電圧位相角指令値を示す。
【００５６】
式（５）〜（８）による算出によって、電圧位相角指令値θｖに同期した座標系（以後、ＰＱ座標系と記述する）で電流波形を捉えることができる。
【００５７】
ここで、ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈ中に、電圧指令値と同じ周波数の基本波成分が含まれている場合には、有効分電流成分の大きさが電流リプル成分ＩＰｈに、また無効分電流の大きさが電流リプル成分ＩＱｈに直流量成分として現れるが、図２（ｃ）を算出する際には、ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈから基本波成分を除いているため、直流成分が「０」となっている。
【００５８】
ここで、基本波成分の電流をサンプリングする観点から図２（ｂ）に着目する。図２（ｂ）において、ｕ相の電流リプル成分Ｉｕｈが「０」になるタイミングが、ｕ相電流値に対して基本波成分を誤差なくサンプリング可能なタイミングとなる。
【００５９】
図２では、電気角一周期分０〜３６０［ｄｅｇ］を示しており、この間にｕ相の電流リプル成分Ｉｕｈが「０」になるタイミングが１０点以上存在し、１８０［ｄｅｇ］を中心に、対称性が確認することができる。更に、半周期分の０〜１８０［ｄｅｇ］の期間内では、９０［ｄｅｇ］、０［Ａ］の点を中心とした、点対称波形となっていることも確認できる。
【００６０】
ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈが「０」となるタイミングは、電力変換主回路２のスイッチング位相角が一定であれば、運転周波数に依らずほぼ一定である。これについて以下説明する。
【００６１】
図２（ｂ）の電流リプル成分の波形は、電圧波形、負荷の高周波インピーダンスによって決定される。ここで、相電圧、相電流についてフーリエ変換を利用して各周波数成分に着目する。まず、同期ＰＷＭにおいて変調率を固定した場合の相電圧波形Ｖｕｎ（θｖ）は、以下の式（９）を用いて算出される。
【００６２】
Ｖｕｎ（θｖ）　＝　Σ∞ｈ＝１Ｖｕｈ（ｈ）ｅｘｐ（ｊ　ｈωｔ）
＝　Σ∞ｈ＝１Ｖｕｈ（ｈ）ｅｘｐ（ｊ　ｈθｖ）・・・　（９）
【００６３】
式（９）において、「θｖ」は電圧位相角指令値、「ｔ」は時刻、「ω」は電圧の基本波周波数、「ｈ」は正の整数を示す。
【００６４】
一方、周波数が「ω」の場合の負荷インピーダンスは、以下の式（１０）を用いて算出される。
【００６５】
Ｚ（ω）　＝　Ｒ　＋　ｊωＬ　　　　　　　　　　　　・・・　（１０）
【００６６】
従って、図２（ｂ）のｕ相の電流リプル成分は、以下の式（１１）を用いて算出される。式（９）（１０）から各周波数成分の電流振幅値を求め、かつリプル成分のみを考慮して基本波成分ｈ＝１以外の高周波成分について総和する。
【００６７】
Ｉｕｈ（θｖ，ω）　＝　Σ∞ｈ＝２　Ｖｕｈ（ｈ）　ｅｘｐ（ｊ　ｈθｖ）／（Ｒ＋ｊｈωＬ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・　（１１）
【００６８】
この式（１１）から、電流リプル成分は、電圧だけでなく、厳密には負荷インピーダンス、すなわち抵抗成分と周波数とインダクタンスに依存していることが分かる。
【００６９】
しかし、同期ＰＷＭは一般的に運転周波数ωが高い領域で使用するため、以下の式（１２）の仮定が成り立つので、式（１１）は、式（１３）のように変形することができる。
【００７０】
｜Ｒ｜　＜＜　｜ｈωＬ｜　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・　（１２）
Ｉｕｈ（θｖ，ω）　≒　Σ∞ｈ＝２　Ｖｕｈ（ｈ）　ｅｘｐ（ｊ　ｈθｖ）／（ｊｈωＬ）
＝　１／ωＬ　・Σ∞ｈ＝２　Ｖｕｈ（ｈ）　ｅｘｐ（ｊ　ｈθｖ）／（ｊｈ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・　（１３）
【００７１】
式（１３）に着目すると、電流のリプル成分Ｉｕｈの波形に対する電圧基本波周波数ωや負荷の回路定数の影響は、電圧スイッチング波形Ｖｕｎ（θｖ）が一定である場合、振幅のみに現れることが分かる。すなわち、電流リプル成分は、電圧の基本波周波数ωが上がると振幅が小さくなるが、電流リプル成分が「０」となるタイミングは、式（１２）が成り立つ条件下では変化しない。
【００７２】
この電流リプル成分の特性を利用すると、同期ＰＷＭにおいてスイッチング回数が少ない場合でも、ローパスフィルタを用いることなく電流リプル成分の影響を回避しながら、十分な回数の電流サンプリングが可能になる。
【００７３】
具体的には、式（１３）を用いて、ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈが「０」となる電圧位相角指令値θｖの値θｖ＿ｓａｍｐ＿ｕ、θｖ＿ｓａｍｐ＿ｖ、θｖ＿ｓａｍｐ＿ｗを算出し、サンプリング手段７ａのテーブル８ａに記録しておく。その際、周期性に注意してテーブル８ａのデータ量を削減することが好ましい。
【００７４】
同期ＰＷＭ時において、テーブル８ａは、電圧指令値生成手段４から出力される電圧位相角指令値θｖを入力し、電圧位相角指令値θｖを参照しながら、電圧位相角指令値θｖが、あらかじめ記録しておいた値「θｖ＿ｓａｍｐ＿ｕ」、「θｖ＿ｓａｍｐ＿ｖ」、「θｖ＿ｓａｍｐ＿ｗ」と同値となるタイミングをサンプリングタイミングと見なし、サンプリングタイミング信号をサンプラ９に出力する。
【００７５】
従って、電流リプル成分が「０」となるタイミングで、第１の電流検出値をサンプルホールドすることができ、サンプラ９は第２の電流検出値として電流リプル成分を含まない値を十分な回数出力することができる。
【００７６】
以上ではテーブル８ａの作成方法として、電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈがそれぞれ「０」となる位相角に着目する方法について述べた。これを以下、ｕｖｗテーブル方式と呼ぶ。一方、電流リプル成分ＩＰｈ、ＩＱｈが「０」になる位相角に注目する方法でも良い。これを以下、Ｑテーブル方式と呼び、その詳細を以下に述べる。
【００７７】
図２（ｃ）の電流波形ＩＰｈ、ＩＱｈに着目すると、電圧位相角指令値θｖと同期して回転する座標系であるため、スイッチングによる対称性が以下の特徴を伴って６０［ｄｅｇ］毎に現れていることが確認できる。相電流のリプル成分に着目した図２（ｂ）の電流リプル成分Ｉｕｈの場合よりも短い周期、６０［ｄｅｇ］毎での繰り返しの波形となっており、以下の特徴が確認できる。
【００７８】
（１）ＩＰｈは、６０［ｄｅｇ］毎の区域において、３０［ｄｅｇ］、０［Ａ］の点を中心とした点対称波形となる。
（２）ＩＱｈは、６０［ｄｅｇ］毎の区域において、３０［ｄｅｇ］を中心とした線対称波形となる。
（３）６０［ｄｅｇ］の区域においてＩＱｈが「０」となるタイミングは２点存在する。この２点のタイミングにおけるＩＰｈは、等しい絶対値で符号の異なる値、±ＩＰｈ＿Ｓとなり、かつ、その絶対値｜ＩＰｈ＿Ｓ｜は、ＩＰｈやＩＱｈの振幅最大値より大幅に小さい値となる。
（４）ＩＰｈ、ＩＱｈが共に「０」になる瞬間は存在しない。
【００７９】
電流リプル成分ＩＱｈが「０」となる電圧位相角指令値θｖの値θｖ＿ｓａｍｐ＿Ｑを式（３）〜（８）、（１３）を用いて、あらかじめ算出してテーブル８ａに記録しておき、電圧位相角指令値θｖが「θｖ＿ｓａｍｐ＿Ｑ」となるタイミングで第１の電流検出値をサンプルホールドした場合、以下のように、Ｑ軸成分の電流誤差が「０」、Ｐ軸成分の電流誤差が±ＩＰｈ＿Ｓとなる第２の電流検出値が繰り返し出力されることになる。
【００８０】
2004015949.tif 000003
【００８１】
Ｑテーブル方式の利点は、電流リプル成分の波形をより短い周期性で捉えられる点、および位相角θｖ＿ｓａｍｐ＿Ｑの一相分にのみ着目すれば良い点、それぞれの意味でテーブルが簡易になることにある。
【００８２】
したがって、ｕｖｗ各相の電流リプル成分Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈにそれぞれに着目してテーブルを作成する方式よりも望ましい。Ｐ軸成分のサンプリング誤差が残るが、その大きさは小さく、かつ必ず同じ大きさで交互に繰り返す誤差であるため、平均値は「０」であり、第２の電流検出値を用いた信号処理に影響は少ない。
【００８３】
図３は、図１６と同じ３パルスモードの条件で、Ｑテーブル方式を利用してサンプルホールドを行った場合の挙動を示している。図１６では、搬送波が最大振幅値となるタイミングが、電流基本波成分の一周期中に６点しかないため、精度の良い電流サンプリングができていなかった。
【００８４】
一方、サンプリング手段７ａを付加した場合、図３のように、電流一周期中で１２回という十分な回数のサンプリングが可能となり、かつ各々のタイミングで電流リプル成分の影響を回避することが可能であるため、ローパスフィルタを用いることなく精度の良い電流検出が可能となっている。
【００８５】
以上、ｕｖｗテーブル方式、Ｑテーブル方式と、異なる座標系を用いてサンプリングタイミングを算出する方法を説明した。多相の電流情報を如何なる座標で捉えても、リプル成分が「０」、或いは小さくなるタイミングに変化はないため、どちらのテーブルを用いても電流リプル成分を回避したサンプリングを行うことができる。
【００８６】
同様に考えると、実際にサンプラ９に入力するリプル成分が重畳した第１の電流検出値がどのような座標系であっても、サンプリング手段７ａによる電流リプル成分を回避したサンプリングが可能である。
【００８７】
すなわち、図４のように、電流検出手段３の中に、ｕｖｗ座標系から、電動機制御でしばしば用いられる電動機の磁束ベクトルの位相角θφに同期したｄｑ座標系へ変換する座標変換手段１２を備え、座標変換後の電流の信号がサンプリング手段７ａに入力される構成としても、サンプリング手段７ａによる電流リプル成分を回避したサンプリングが可能である。
【００８８】
なお、図４において、電流検出手段３は、さらに、電流を検出する電流センサ１０と、磁束ベクトル算出手段１１とを備えている。
【００８９】
また、既存のＰＷＭ電力変換器にサンプリング手段７ａの機能を付加したい場合、既存の装置構成と、変更に必要なコストとに応じて、図１または図２の構成を選択すれば良い。
【００９０】
このように、同期ＰＷＭ時にスイッチング周波数が低い場合でも、ローパスフィルタを用いず、リプル成分の影響を受けずに電流の基本波成分を精度良く検出することが可能となる。
【００９１】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、電圧位相角指令値θｖの情報をテーブル化し、そのテーブル情報に基づいて電流のサンプルホールドを行ったが、サンプリング手段に、電圧変調率指令値αと電圧位相角指令値θｖとを参照してサンプリングタイミングを出力してもよい。
【００９２】
図５は、この発明の実施の形態２における同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を示すブロック構成図である。なお、図５において、前述（図１、図４、図１４）と同様のものについては、同一符号または符号の後に「ｂ」を付す。また、同一符号を付したものについては、詳述を省略する。
【００９３】
図５において、同期ＰＷＭ電力変換器の電力検出装置のサンプリング手段７ｂは、電圧位相角指令値と電圧変調率指令値とを参照しながら、サンプリングタイミング信号を出力するテーブル８ｂを備えている。
【００９４】
次に、この発明の実施の形態２による動作について説明する。
【００９５】
前述の式（１３）に示したとおり、電流リプル成分の波形は、周波数にはあまり依存せず、電圧波形に依存する。例えば、電圧指令波形の一周期中のスイッチング回数が同じでも、スイッチングのタイミングが異なる条件、すなわち同期ＰＷＭのまま変調率（電圧変調率）αが変化した場合には、電流リプル成分の波形は異なってくる。
【００９６】
電流サンプリングの観点からは、電流リプル成分が「０」になる、或いは小さくなる位相角の条件も異なってくる。
【００９７】
図６、図７は、図２に対して、３パルスモードのまま電圧変調率αを１００［％］、６５［％］と、上下に変化させた場合の各状態量の波形を示す。図６および図７の各（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ図２（ａ）〜（ｃ）と同じ状態量を示している。なお、同期ＰＷＭにおいて電圧変調率が１００［％］となると、図６のように１パルスモードに移行する。
【００９８】
図８は、ＰＱ座標系における電圧位相角指令値θｖが０〜６０［ｄｅｇ］の周期波形で捉えたリプル成分ＩＰｈ、ＩＱｈを示す。変調率が６５〜１００［％］それぞれの場合のＩＰｈ、ＩＱｈを重畳させて示している。
【００９９】
前述のＱテーブル方式の説明で述べた、リプル成分ＩＰｈ、ＩＱｈに関する（１）〜（４）の特徴は、図８にもそのまま現れる。図８において、リプル成分ＩＱｈが「０」になる電圧位相角（サンプリング位相角）θ＿ｓａｍｐ＿Ｑに着目すると、電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑが電圧変調率αに応じて微小に変化することが確認できる。
【０１００】
このときの電圧変調率αと電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑとの関係を図９に示す。なお、電圧位相角における電圧変調率αの依存性を考慮し、以後「θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ」を「θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）」と表記する。
【０１０１】
２レベルインバータの３パルスモードに関する図９の場合、電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）は、以下の式（１６）、（１７）のような値となる。
【０１０２】
θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（１００）　＝　６０×Ｎ　±　１２．８　［ｄｅｇ］　（Ｎ：整数）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１６）
θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（６５）　＝　６０×Ｎ　±　１０．６　［ｄｅｇ］　（Ｎ：整数）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１７）
【０１０３】
以上のように算出することのできる電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）の情報に基づいて電流のサンプルホールドを行うことにより、電圧変調率αの変動による電圧波形の変化に対応することができるので、さらに精度良く電流リプル成分を除去することができる。
【０１０４】
具体的には、図５のように、サンプリング手段７ｂのテーブル８ｂに、電圧変調率と電圧位相角とをあらかじめ記録しておく。
【０１０５】
テーブル８ｂは、例えば図９に示した、電圧変調率αによって変動する電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）のテーブルを保持し、電圧位相角指令値θｖがテーブル中に記録された値θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）と同値となったタイミングで、サンプリングタイミング信号をサンプラ９に出力する。
【０１０６】
したがって、電圧変調率αが変化しても、第１の電流検出値から基本周波数成分のみを精度良く抽出するようにサンプルホールドされた第２の電流検出値を出力することが可能となる。
【０１０７】
なお、この実施の形態２では、Ｑテーブル方式を用いる場合について説明したが、ｕｖｗテーブル方式を用いても同様の構成によって基本周波数成分のみを精度良く抽出することができる。
【０１０８】
すなわち、図２（ｂ）、図６（ｂ）、図７（ｂ）にそれぞれ着目すると、電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿ｕ、θ＿ｓａｍｐ＿ｖ、θ＿ｓａｍｐ＿ｗも電圧変調率αに応じて微小に変化することが確認でき、それぞれ電圧変調率αを考慮した電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿ｕ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｖ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｗ（α）としてテーブル化が可能である。
【０１０９】
このテーブルをテーブル８ｂに実装し、電圧位相角指令値θｖがテーブル中の値θ＿ｓａｍｐ＿ｕ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｖ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｗ（α）と同値となるタイミングでサンプリングタイミング信号をサンプラ９に出力することにより、第１の電流検出値から基本周波数成分のみを精度良く抽出するようにサンプルホールドして第２の電流検出値を出力することができる。
【０１１０】
なお、前述の実施の形態１と同様に、サンプラ９の前段に座標変換手段を設けることにより、第１の電流検出値が直流量である場合にもサンプリング手段７ｂによる電流リプル成分を回避したサンプリングが可能となる。
【０１１１】
また、本説明では３パルスモードについて扱ったが、同期ＰＷＭであれば他のパルスモードでも電流波形の周期性と式（１３）との関係を利用することにより、適切な電圧位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）、或いは、θ＿ｓａｍｐ＿ｕ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｖ（α）、θ＿ｓａｍｐ＿ｗ（α）を算出して、テーブル化することができる。
【０１１２】
このように、同期ＰＷＭ時、スイッチング周波数が低い場合に、電圧変調率αの条件に依らず、ローパスフィルタを用いなくとも、リプル成分の影響を受けずに電流の基本波成分を精度良く検出することができる。
【０１１３】
実施の形態３．
なお、上記実施の形態１、２では、テーブルからのサンプリングタイミング信号に基づいてサンプリングを行ったが、サンプラへ出力されるサンプリングタイミング信号が短い時間間隔で連続出力されることを防止する多重サンプリング防止手段を設けてもよい。
【０１１４】
図１０は、この発明の実施の形態３における同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置のブロック構成図である。なお、図１０において、前述（図１、図４、図５、図１４）と同様のものについては、同一符号または符号の後に「ｃ」を付す。また、同一符号を付したものについては、詳述を省略する。
【０１１５】
図１０において、同期ＰＷＭ電力変換器の電力検出装置のサンプリング手段７ｃは、電圧位相角指令値および電圧変調率指令値を参照しながらサンプリングタイミング信号を出力するテーブル８ｃと、テーブル８ｃから出力されたサンプリングタイミング信号に多重サンプリング防止処理を施す多重サンプリング防止手段２０とを備えている。
【０１１６】
次に、この発明の実施の形態３による動作について説明する。
【０１１７】
テーブル８ｃは、例えば、図９に示したような、変調率αによって変化するサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）を格納しており、電圧位相角指令値θｖがサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）と同値となった時点でサンプリングタイミング信号を出力する。
【０１１８】
この動作中において、電圧変調率指令値αが図１１のように急変する場合について説明する。図１１は、電圧指令値ベクトルの回転に伴い、電圧位相角指令値θｖが増加している途中で電圧変調率指令値αが急増した状況を示し、サンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）も重ねて示している。
【０１１９】
図１１のように急変するα−θｖ曲線にサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）が交わる場合、非常に短い電圧位相角指令値θｖの変化内で３回の交点が発生する。
【０１２０】
仮に多重サンプリング防止手段２０が設けられていない場合を仮定すると、短い間隔でサンプリングタイミング信号がサンプラ９に出力され、第１の電流検出値がサンプルホールドされることになる。その結果、非常に短い時間間隔でＤ／Ａ変換、データ保持動作が連続するため、回路上のデータの安定性を損なう可能性が増大する恐れがある。
【０１２１】
そこで、テーブル８ｃとサンプラ９との間に、多重サンプリング防止手段２０を設けることにより、変調率αが急変しても、短い時間間隔でのサンプルホールドの繰り返しを避け、回路の安定性を維持することができる。
【０１２２】
次に、多重サンプリング防止手段２０の動作について詳細に説明する。
【０１２３】
多重サンプリング防止手段２０は、基本的には、第１のサンプリングタイミング信号をそのまま第２のサンプリングタイミング信号としてサンプラ９に出力する。ただし、電圧位相角指令値θｖが所定角θｐだけ変化するまでは、第２のサンプリングタイミング信号の出力を禁止する。
【０１２４】
また、次のような方法も有効である。多重サンプリング防止手段２０は、基本的には、第１のサンプリングタイミング信号をそのまま第２のサンプリングタイミング信号としてサンプラ９に出力する。その時、第１のサンプリングタイミング信号の入力回数をカウントしておく。
【０１２５】
電圧位相角指令値θｖが、例えば６０［ｄｅｇ］だけ変化する間に３回目の第１のサンプリングタイミング信号が入力された場合には、これを第２のサンプリングタイミング信号として出力することを禁止する。
【０１２６】
以上のような処理を施す多重サンプリング防止手段２０を設けることによって、サンプラ９へ出力される第２のサンプリングタイミング信号が短い時間間隔で連続出力されることを防止し、サンプリングホールドの回路動作を安定させることができ、サンプリング手段７ｃの安定性を向上させ、ひいては装置全体の安定性を高めることができる。
【０１２７】
実施の形態４．
なお、上記実施の形態１〜３では、複数のパルスモードについて言及しなかったが、電圧位相角指令値、電圧変調率指令値、およびパルスモード選択信号の３つを参照しながら、サンプリングタイミング信号を出力してもよい。
【０１２８】
図１２は、この発明の実施の形態４における同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を示すブロック構成図である。なお、図１２において、前述（図１、図４、図５、図１０、図１４）と同様のものについては、同一符号または符号の後に「ｄ」を付す。また、同一符号を付したものについては、詳述を省略する。
【０１２９】
図１２において、同期ＰＷＭ電力変換器の電力検出装置は、電圧位相角指令値、電圧変調率指令値の他、パルスモード選択信号を出力する電圧指令値生成手段４ｄと、複数のパルスモードに対応した搬送波を発生させる搬送波発生手段６ｄと、サンプリングタイミングに基づいてサンプリングを行うサンプリング手段７ｄとを備えている。
【０１３０】
また、サンプリング手段７ｄは、電圧位相角指令値、電圧変調率指令値、およびパルスモード選択信号の３つを参照しながら、サンプリングタイミング信号を出力するテーブル８ｄを備えている。
【０１３１】
次に、この発明の実施の形態４による動作について説明する。
【０１３２】
前述の図２、６、７は、電力変換器の線間電圧出力波形の半周期間におけるパルス数が３つとなる３パルスモードの例を扱っているが、同期ＰＷＭとしては、半周期間のパルス数が奇数であれば、３パルスモード以外に様々な変調が可能である。
【０１３３】
電気鉄道用インバータ等では、電圧指令値の周波数の増加に応じて、５パルス→３パルス→１パルスのように、複数の異なる同期ＰＷＭ方式を切り替えて用いる場合がある。これにより、スイッチング周波数の上限の抑制と、低周波数域での電圧高調波抑制とのバランスをとった変調を可能としている。
【０１３４】
異なる同期ＰＷＭモードでは、それぞれのモードごとに、式（１３）に基づいて異なった最適サンプリング位相角を、例えばθｖ＿ｓａｍｐ１（α）、θｖ＿ｓａｍｐ３（α）、θｖ＿ｓａｍｐ５（α）・・・のように算出することができる。
【０１３５】
なお、最適サンプリング位相角の添え字の「１」、「３」、「５」は、パルスモードを示し、１パルスモード、３パルスモード、５パルスモード時の最適サンプリング位相角テーブルであることを例示している。
【０１３６】
複数の異なる同期ＰＷＭモードを切り替えて用いる場合、電流サンプリングの観点からは、それぞれのＰＷＭモードに応じて最適サンプリング位相角のテーブルも切り替えることによって、より高精度の電流サンプリングが可能となる。
【０１３７】
図１２の同期搬送波発生手段６０ｄは、前述のような同期ＰＷＭモード切り替えを考慮したものであり、電圧指令値生成手段４ｄから出力されたパルスモード選択信号を参照し、対応するパルスモードの変調が行える搬送波をＰＷＭ制御信号生成手段５に出力する。
【０１３８】
一方、サンプリング手段７ｄのテーブル８ｄは、それぞれのパルスモードに対応した複数の最適サンプリング位相角を記録したテーブルであり、例えば、前述のような、θ＿ｓａｍｐ１（α）、θ＿ｓａｍｐ３（α）、θ＿ｓａｍｐ５（α）・・・を格納している。
【０１３９】
例えば、パルスモード選択信号が３パルスモードを選択するよう指示している場合には、テーブル８ｄ中から３パルスモードに対応したθ＿ｓａｍｐ３（α）を選択する。
【０１４０】
このように、テーブル８ｄは、電圧指令値生成手段４から出力されたパルスモード選択信号に従って、対応する最適サンプリング位相角のテーブルを選択し、選択したテーブルを用いて、変調率αと電圧位相角指令値θｖとに従い、サンプリングタイミング信号をサンプラ９に出力する。切り替えが生じない間の挙動は、前述の実施の形態２で説明した挙動と全く同一である。
【０１４１】
なお、前述の実施の形態１と同様に、サンプラ９の前段に座標変換手段を設けることにより、第１の電流検出値が直流量である場合にも、サンプリング手段７ｄによる電流リプル成分を回避したサンプリングが可能となる。
【０１４２】
このように、複数の同期ＰＷＭモード（パルスモード）を切り替えて電力変換を行う用途において、如何なるモードが選択されても、また如何なる変調率の条件においても、ローパスフィルタを用いることなくリプル成分の影響を受けずに電流の基本波成分を精度良く検出することができる。
【０１４３】
実施の形態５．
なお、上記実施の形態１〜４では、サンプリングタイミングに基づいてサンプリングされた値をサンプルホールド値としたが、サンプリングによって得られたサンプルホールド値の最新情報と前回の情報とを平均した値を最終的なサンプルホールド値としてもよい。
【０１４４】
図１３はこの発明の実施の形態５における同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置を示すブロック構成図である。なお、図１３において、前述（図１、図４、図５、図１０、図１２、図１４）と同様のものについては、同一符号または符号の後に「ｅ」を付す。また、同一符号を付したものについては、詳述を省略する。
【０１４５】
図１３において、同期ＰＷＭ電力変換器の電力検出装置のサンプリング手段７ｅは、電圧位相角指令値θｖおよび電圧変調率指令値αを参照しながら、サンプリングタイミング信号を出力するテーブル８ｅと、サンプリングタイミング信号に基づいてサンプリングを行うサンプラ９ｅと、１タイミング前のサンプルホールド値を記憶しておくバッファ３１と、サンプラ９ｅの出力とバッファ３１の出力との平均値を演算して第３の電流検出値として出力する平均演算手段３２とを備えている。
【０１４６】
次に、この発明の実施の形態５による動作について説明する。
【０１４７】
前述の実施の形態１のＱテーブル方式の説明において、電流リプル成分ＩＰｈとＩＱｈとが共に「０」となるタイミングは存在しないことを述べた。これは、三相電流値を同時にサンプリングする条件下では、電流リプル成分が「０」で電流の基本波成分情報のみを抽出できるタイミングが存在しないことを示している。
【０１４８】
しかし、式（１４）、（１５）のように、「ＩＱｈ」が「０」となるタイミングでは、「ＩＰｈ」は同じ大きさで符号の異なる値が繰り返し出現する。このタイミング、すなわち電圧位相角指令値θｖがサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）と同値となる条件で、互いに隣り合う２つのタイミングにおける電流リプル成分「ＩＱｈ」、「ＩＰｈ」のそれぞれを平均化すると、「ＩＱｈ」はもちろん、「ＩＰｈ」の平均値も「０」となる。
【０１４９】
このＱテーブル方式時の電流リプル成分ＩＰｈの特性を利用すると、負荷電流の基本波成分の振幅情報を、更に精度良くサンプリングできる。
【０１５０】
具体的には、図１３の構成において、Ｑテーブル方式に基づくサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）をテーブル８ｅに設定しておく。バッファ３１は、１サンプリングタイミング前のサンプルホールド値を記憶し、平均演算手段３２は、サンプラ９ｅの出力とバッファ３１の記憶値との平均値を演算して第３の電流検出値として出力する。
【０１５１】
第３の電流検出値は、電圧位相角指令値θｖがテーブル８ｅに記録されたサンプリング位相角θ＿ｓａｍｐ＿Ｑ（α）と同値となる最新のタイミングでのサンプルホールド値と、１回前のサンプリングタイミングでのサンプルホールド値との平均値であるため、Ｐ軸成分、Ｑ軸成分とも、電流リプル成分が「０」となる。
【０１５２】
一般的に言えば、最新情報と前回の情報との平均化処理は一種のローパスフィルタであり、この処理によって電流検出値の位相が遅れるが、図１３の構成では、最小限の平均化処理とすることでこの遅れを最小限に抑えた上で、電流リプル成分の影響を排した電流基本波情報の取得が可能となる。
【０１５３】
なお、前述の実施の形態１と同様に、サンプラ９ｅの前段に座標変換手段を設けることにより、第１の電流検出値が直流量である場合にも、サンプリング手段７ｅによる電流リプル成分を回避したサンプリングが可能となる。
【０１５４】
このように、同期ＰＷＭ時にスイッチング周波数が低い場合にも、ローパスフィルタを用いなくともリプル成分の影響を受けずに電流の基本波成分を精度良く検出することができる。
【０１５５】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、交流電力負荷を駆動させるための電圧を印加する電力変換主回路と、電圧の変調率および位相角の指令値をそれぞれ出力する電圧指令値生成手段と、変調率および位相角の指令値に基づくＰＷＭ制御信号を生成して電力変換主回路に出力するＰＷＭ制御信号生成手段と、交流電力負荷に供給される電流を検出し、電流に対応した電流信号を出力する電流検出手段と、電流信号に基づく電流検出値をサンプルホールドして第１のサンプルホールド値を出力するサンプリング手段とを備え、サンプリング手段は、サンプリングタイミングとなる所定の位相角が設定された電圧位相角設定手段を含み、位相角の指令値が所定の位相角の設定値と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするので、同期ＰＷＭ時にスイッチング周波数が低い場合にも、ローパスフィルタを用いることなくリプル成分の影響を除去し、電流の基本波成分を精度良く検出することのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置が得られるという効果がある。
【０１５６】
また、この発明によれば、所定の位相角は、変調率に応じて設定され、サンプリング手段は、位相角の指令値が、変調率の指令値に対応する位相角の設定値と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするので、同期ＰＷＭ時にスイッチング周波数が低い場合に、変調率の条件に依らず、また、ローパスフィルタを用いることなく、リプル成分の影響を除去し、電流の基本波成分を精度良く検出することのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置が得られるという効果がある。
【０１５７】
また、この発明によれば、サンプリング手段は、今回のサンプリングタイミングの後で、位相角の指令値が所定角度に達した場合に、次回のサンプリングタイミングを決定するので、同期ＰＷＭ時に変調率が急変した場合のサンプラの誤動作を防止でき、ローパスフィルタを用いることなくリプル成分の影響を除去し電流の基本波成分を精度良く検出し、安定した検出を行うことのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置が得られるという効果がある。
【０１５８】
また、この発明によれば、所定の位相角は、複数のパルスモードに応じて設定され、サンプリング手段は、位相角の指令値が、パルスモードおよび変調率の指令値に対応する所定の位相角と同値となるタイミングで電流検出値をサンプルホールドするので、複数の同期ＰＷＭモードを用いる電力変換器においても、ローパスフィルタを用いることなくリプル成分の影響を除去し、電流の基本波成分を精度良く検出することのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置が得られるという効果がある。
【０１５９】
さらに、この発明によれば、サンプリング手段は、直前のサンプリングタイミングでサンプルホールドして取得した第２のサンプルホールド値が記録され、第１のサンプルホールド値と第２のサンプルホールド値との平均値を算出するので、同期ＰＷＭ時にスイッチング周波数が低い場合にも、ローパスフィルタを用いることなくリプル成分の影響を除去し、電流の基本波成分をより一層精度良く検出することのできる同期ＰＷＭ電力変換器の電流検出装置が得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１による動作を示す波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１による動作を示す波形図である。
【図４】この発明の実施の形態１の構成を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施の形態２の構成を示すブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態２による動作を示す波形図である。
【図７】この発明の実施の形態２による動作を示す波形図である。
【図８】この発明の実施の形態２による電流リプル成分と電圧変調率とを示す関係図である。
【図９】この発明の実施の形態２による電圧変調率と電圧位相角（サンプリング位相角）とを示す関係図である。
【図１０】この発明の実施の形態３の構成を示すブロック図である。
【図１１】電圧変調率指令値が急増した状況を示す説明図である。
【図１２】この発明の実施の形態４の構成を示すブロック図である。
【図１３】この発明の実施の形態５の構成を示すブロック図である。
【図１４】従来の電流検出装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】単相の非同期ＰＷＭ電力変換による従来の電流検出装置の動作を示す波形図である。
【図１６】三相の同期ＰＷＭ電力変換による従来の電流検出装置の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１　交流電力負荷、２　電力変換主回路、３　電流検出手段、４、４ｄ　電圧指令値生成手段、５　ＰＷＭ制御信号生成手段、６　搬送波発生手段、７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ　サンプリング手段、８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄ、８ｅ　テーブル、９、９ｅ　サンプラ、１０　電流センサ、１１　磁束ベクトル算出手段、１２　座標変換手段、２０　多重サンプリング防止手段、３１　バッファ、３２　平均演算手段、６０　同期搬送波発生手段。
【図１】
2004015949.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2004015949.tif 000013
【図１１】
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【図１２】
2004015949.tif 000015
【図１３】
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【図１４】
2004015949.tif 000017
【図１５】
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【図１６】
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