(57)【要約】【課題】従来ＬＣ素子が多数必要であったイミタンス変換器をＬＣ素子各１個ずつで実現する。【解決手段】イミタンス変換器７は，電圧を分割する手段として中点タップ付き変圧器３と共振リアクトル７１と共振コンデンサ７２で構成し，その共振周波数を高周波電源の周波数と等しくする。端子対ａ−ａ’の電流は他の端子対ｂ−ｂ’の電圧のみに比例し，端子対ｂ−ｂ’の電流は他の端子対ａ−ａ’間の電圧のみに比例するので，電圧源を電流源に変換するイミタンス変換器の機能を持つ。直流電圧２０より高周波インバータ２１〜２４で高周波電圧を得て，イミタンス変換器７を通じて絶縁するとともに高周波電流に変換し，この高周波電流をダイオード４１，４２を使用して整流し，負荷の溶接部６１，６２に直流の定電流を供給する電源を得る。【選択図】　図４
2004086833.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧を分割する手段と，一対の第１及び第２端子と，他の一対の第３及び第４端子とを有し，第１端子と第２端子の間に前記電圧を分割する手段を用いて第３端子に第１端子と第２端子の中間の電圧与え，第１端子と第４端子の間にリアクトルを接続し，第２端子と第４端子の間にコンデンサを接続したことを特徴とする２端子対のイミタンス変換器。
【請求項２】
１次巻線と中点タップを持つ２次巻線を有する変圧器と，一対の第１及び第２端子と，他の一対の第３及び第４端子とを有し，１次巻線の一端に第１端子を接続し，１次巻線の他端に第２端子を接続し，２次巻線の中点に第３端子を接続し，２次巻線の一端と第４端子の間にリアクトルを接続し，２次巻線の他端と第４端子の間にコンデンサを接続したことを特徴とする請求項１のイミタンス変換器。
【請求項３】
１次巻線と中点タップを持つ２次巻線を有する変圧器と，一対の第１及び第２端子と，他の一対の第３及び第４端子とを有し，１次巻線の一端に第１端子を接続し，１次巻線の他端に第２端子を接続し，２次巻線の中点に第３端子を接続し，２次巻線の一端に第４端子を接続し，２次巻線の他端と第４端子の間にコンデンサを接続したことを特徴とする請求項１のイミタンス変換器。
【請求項４】
１次巻線と中点タップを持つ２次巻線を有する変圧器と，一対の第１及び第２端子と，他の一対の第３及び第４端子とを有し，１次巻線の一端に第１端子を接続し，１次巻線の他端に第２端子を接続し，２次巻線の中点に第３端子を接続し，２次巻線の一端と第４端子の間に第１のコンデンサを接続し，２次巻線の他端と第４端子の間に第２のコンデンサを接続したことを特徴とする請求項１のイミタンス変換器。
【発明の詳細な説明】
【００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は，イミタンス変換器の回路構成に関する。
【００２】
イミタンス変換器とは，２端子対回路であって１つの端子対から見たインピーダンスが，他の端子対に接続された回路又は素子のアドミタンスに比例するものを言う。
【００３】
イミタンス変換器は出力電流が入力電圧のみに比例する特性を持ち，定電圧の交流電源と負荷の間に接続すると負荷電流は電源電圧のみで決まり，負荷の電圧には無関係である。したがって，負荷が変化してもその負荷電圧が変化するのみで負荷電流は一定となる。すなわち，定電圧源はイミタンス変換器によって定電流電源に変換される。
【００４】
上記とは別に，定電流源と負荷の間にイミタンス変換器を接続すれば，負荷電圧は電源の電流の大きさのみによって決まる一定値となり，負荷電流の大きさには無関係である。すなわち定電流源はイミタンス変換器によって定電圧源に変換される。
【００５】
【従来の技術】
図８は定電流源を必要とする例として，従来の溶接機用電源を示している。商用交流を整流する等して得た直流電圧２０を，２１〜２４の半導体スイッチより成るインバータで高周波電圧に変換する。この高周波電圧を変圧器３で絶縁し，ダイオード４１〜４４の整流回路によって直流とし，直列リアクトル５１と直列抵抗５２を介してアーク溶接部６１，６２に電流を供給する。溶接部は溶接棒材と被溶接部が模型的に示してある。アーク放電は電流が増加するに従って電圧が低下する負性抵抗特性を持っているので，電圧源で駆動すると電流が無限に増加してしまい安定にアーク放電を持続することができない。図８では，整流出力に直列抵抗５２を挿入して，電流を制限することによって安定化している。また，アークの点弧には瞬間高電圧が必要で，リアクトル５１の起電力を利用する。すなわち，溶接部６１，６２を接触短絡して５１に電流を流し，溶接部６１，６２の短絡を解放すると５１は電流変化により高電圧を発生し，６１，６２間にアークが点弧される。
【００６】
図９は他の従来技術であるイミタンス変換器の１つハイブリッド形イミタンス変換器を表している。このイミタンス変換器はリアクトル７１，７３とコンデンサ７２，７４より成る２端子対回路であって，直列共振および並列共振の構造を持ち，リアクトル７１，７３のインダクタンスＬおよびコンデンサ７２，７４の静電容量Ｃは
【００７】
【数１】
ω＝１／√（ＬＣ）　‥‥‥‥‥（１）
【００８】
を満たすように選ばれる。ただし，ωは交流電源１より供給される入力電圧Ｖ１の角周波数である。
【００９】
一般に２端子対回路の入力電圧Ｖ１，入力電流Ｉ１，出力電圧Ｖ２，出力電流Ｉ２の関係は式（２）のような４端子定数の行列で表すことができる。
【００１０】
【数２】
2004086833.tif 000003
【００１１】
定数↑Ａ，↑Ｂ，↑Ｃ，↑Ｄ　は２端子対回路の入出力特性を表す４端子定数である。
【００１２】
式（１）が満たされるとき，図９の入力端子ａ−ａ’，出力端子ｂ−ｂ’の２端子対回路の入力電圧Ｖ１，入力電流Ｉ１，出力電圧Ｖ２，出力電流Ｉ２の関係は式（３）の４端子定数の行列で表すことができる。
【００１３】
【数３】
2004086833.tif 000004
ただし，Ｚ０＝√（Ｌ／Ｃ）：特性インピーダンス，
【００１４】
４端子定数のＡとＤが０であることがイミタンス変換器の特徴で，次の式（４）のようにＶ１とＩ２が比例し，Ｉ１とＶ２が比例する。
【００１５】
【数４】
2004086833.tif 000005
【００１６】
したがって，入力が定電圧源で一定電圧Ｖ１であれば，出力電流Ｉ２は出力電圧Ｖ２および入力電流Ｉ１とは無関係に一定値となり，定電流出力となる。もし，入力が定電流源で一定電流Ｉ１であれば，出力電圧Ｖ２は出力電流Ｉ２および入力電圧Ｖ１とは無関係に一定値となり，定電圧出力となる。
【００１７】
負荷６のインピーダンスをＺ２とすれば，端子ａ−ａ’から見た入力インピーダンスＺ１は
【００１８】
【数５】
2004086833.tif 000006
【００１９】
のように負荷インピーダンスＺ２の逆数すなわち負荷のアドミタンスに比例する。この特性からこの回路をインピーダンス−アドミタンス変換器，略してイミタンス変換器と称する。
【００２０】
式（４）の特性を利用して，図９のイミタンス変換器を図８の変圧器３と整流器の間に挿入すれば，定電圧源であるインバータの出力は定電流源に変換される。整流器出力は直流定電流源となるので，溶接部にはその電圧には影響されずに一定の電流を供給することができ，安定にアークが持続される。電流安定用の抵抗５２は不要となる。このイミタンス変換器は本発明者により例えば特開平１０−０９１２５４号に開示されている（図９）。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
イミタンス変換器を使用すれば，定電圧源より容易に定電流源が得られるが，従来のイミタンス変換器はＬＣ素子が多数必要であって，電源周波数に共振させるときリアクトルやコンデンサの値の調節が複雑であるという欠点があった。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために成された本発明に係るイミタンス変換器は，電圧を分割する手段とともに動作する構成とし，共振用のＬＣ素子を最少の１個ずつとしたもので，電圧−電流の相互変換を可能にする。電圧を分割する手段として変圧器を使用すれば，高周波定電圧源を絶縁しながら高周波定電流源に変換することを可能にする。
【００２３】
図９に示す従来のイミタンス変換器は，ブリッジ形の構成でリアクトル，コンデンサの配置は点対称となっている。すなわち，ｂ点電位とｂ’点電位は，ａ点電位とａ’点電位の中点に関して対称である。したがって，ａ−ａ’間に電圧を分割する手段を講じ，分割された電圧を中点として使用すれば，ｂ点−中点またはｂ’点−中点は電圧が半分となるがｂ−ｂ’と同じ電圧電流特性を持っている。すなわち，イミタンス変換器はａ−ａ’の電圧を分割する手段とＬＣ素子７１，７２又は７３，７４の１組を使用したハーフブリッジ構成で実現できる。ＬＣ素子の数が半減できる上に，共振周波数の調整も容易となる。電圧を分割する手段は，変圧器２次巻線ａ−ａ’に中点タップを設ける，２個のコンデンサで分圧する等の分圧技術が応用できる。
【００２４】
中点付きの巻線をを持つ変圧器を使用したハーフブリッジ構成のイミタンス変換器では，ＬＣ素子は変圧器の巻線と直列に接続されるので，変圧器の漏れインダクタンスはＬＣ素子の一部として動作する。漏れインダクタンスが適当な値であれば，イミタンス変換器のリアクトルを省略して漏れインダクタンスで代用することができ，イミタンス変換器は変圧器と１個のコンデンサで実現できる。
【００２５】
変圧器の漏れインダクタンスがイミタンス変換器に必要な値より大きいときは，直列にコンデンサを接続してリアクタンスを調整する。この場合，イミタンス変換器は変圧器と２個のコンデンサで実現できる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
図１に実施例を示す。図１の端子対ａ−ａ’は入力端子で高周波電源１に接続される。他の端子対ｂ−ｂ’は出力端子で負荷６が接続される。変圧器３には１次巻線３１と中点タップを持つ２次巻線３２があり，２次巻線３２の両端には共振用リアクトル７１と共振用コンデンサ７２を直列に接続する。１次巻線３１の両端を端子対ａ−ａ’，リアクトル７１とコンデンサ７２の接続点を端子ｂ，２次巻線３２の中点タップを端子ｂ’とする。
【００２７】
図１の端子対ａ−ａ’を入力，他の端子対ｂ−ｂ’を出力とする２端子対回路の入力電圧Ｖ１，入力電流Ｉ１，出力電圧Ｖ２，出力電流Ｉ２の関係は，４端子定数で表現すると式（６）となる。
【００２８】
【数６】
2004086833.tif 000007
ただし，
↑Ａ＝ｎ＊２（１−ω２ＬＣ）／（１＋ω２ＬＣ）
↑Ｂ＝ｊｎωＬ＊２／（１＋ω２ＬＣ）
↑Ｃ＝（ｊωＣ／ｎ）＊２／（１＋ω２ＬＣ）
↑Ｄ＝（１／ｎ）＊２（１−ω２ＬＣ）／（１＋ω２ＬＣ）
ｎ：変圧器の巻線比
【００２９】
今，図１のＬＣ素子７１，７２の共振周波数を式（１）のように電源１の角周波数ωに等しくなるように選ぶ。
【００３０】
【数７】
ω＝１／√（ＬＣ）　‥‥‥‥‥‥‥‥（１）
【００３１】
このとき，図１の入力端子対ａ−ａ’，出力端子対ｂ−ｂ’の２端子対回路の電圧，電流の関係は式（７）の４端子定数の行列で表すことができる。
【００３２】
【数８】
2004086833.tif 000008
ただし，Ｚ０＝√（Ｌ／Ｃ）＝ωＬ＝１／（ωＣ）：特性インピーダンス
ｎ：変圧器の巻線比
【００３３】
式（７）は式（３）と同様に，４端子定数のＡとＤが０であり，イミタンス変換器の特徴を備えている。式（７）より
【００３４】
【数９】
2004086833.tif 000009
【００３５】
のようにＶ１はＩ２のみに比例し，Ｉ１はＶ２のみに比例する変換特性を持つ。したがって，入力Ｖ１が高周波定電圧源で一定電圧であれば，出力はＩ２一定すなわち高周波定電流出力となり，高周波定電圧源１は負荷６に対して高周波定電流源に変換される。もし，入力Ｉ１が高周波定電流源で一定電流であれば，出力はＶ２一定すなわち高周波定電圧出力となり，高周波定電流源１は負荷６に対して高周波定電圧源に変換される。電圧−電流の変換比はｎＺ０となり，変圧器の巻線比ｎで調節できる。
【００３６】
図１で２次巻線３２の両端を端子対ａ−ａ’としても，同様にイミタンス変換器を構成できる。この場合は変圧器の１次巻線３１は不要であるが，巻線比はｎ＝１に固定され，電源と負荷を絶縁する作用はない。さらに，２次巻線３２の両端のどちらか一方と中点タップを端子対ａ−ａ’とすることができる。この場合はｎ＝１／２となる。
【００３７】
図２は，図１の実施例において入力端子対と出力端子対を交換し，端子対ｂ−ｂ’を入力端子，他の端子対ａ−ａ’を出力端子としたものである。交流理論によれば２端子対回路の入力端子対と出力端子対を交換したとき，新しい４端子定数は定数ＡとＤを交換して求められる。式（７）のように，図１のイミタンス変換器７は４端子定数Ａ＝Ｄ＝０であるからＡとＤを交換しても行列は変わらず，図２の接続の４端子行列，変換特性は図１と同じ式（７），式（８）で表される。したがって両者は同じ変換特性を持つ。
【００３８】
図３は，発明のイミタンス変換器を用いて，直流定電圧電源から直流定電流電源を得る実施例である。変圧器の１次巻線３１は中点タップ付きとする。上記図１の高周波電圧源１は，直流電圧２０から半導体スイッチ２１，２２を用いたプッシュプル形のインバータにより正負のパルス波形を持つ高周波電圧を得，そのパルス波形のパルス幅を変化することにより基本波の振幅を可変としたもの（ＰＷＭ）とすることができる。イミタンス変換器７を通過した後の端子ｂ−ｂ’の高周波定電流出力Ｉ２は，ダイオードブリッジ整流回路４１〜４４で整流され，直流定電流出力となり負荷６に供給される。
【００３９】
図４は他の実施例を示す。前述の溶接機の電源として動作するもので，図８従来の回路の変圧器３を発明のイミタンス変換器７で置き換え，イミタンス変換器に含まれる変圧器３の巻線３１を中点タップ付きとしてダイオード４１，４２で両波整流し，平滑リアクトル５１を通じて溶接部６１，６２に電流を供給する。溶接部６１，６２に供給する電流はイミタンス変換器７により定電流となっているので図８の電流安定化のための抵抗５２は必要としない。また，変圧器３の１次巻線３１に中点タップを使用せず，４個のダイオードを使用するブリッジ整流の構成としても作用は全く同じである。
【００４０】
上記実施例（例えば図３）の直流定電流電源において，インバータの出力電圧を緩やかに変化させると，直流出力電流も緩やかに変化する。出力に電流方向を反転する回路を追加すれば低周波の交流定電流を得ることが可能となる。
【００４１】
これまでイミタンス変換器に使用する変圧器は，漏れインダクタンスがなく励磁インダクタンスが非常に大きい理想変圧器として説明してきた。しかし，実際の変圧器は，図５に示す様に，漏れインダクタンスｌと励磁インダクタンスＬＭが存在する。図５中の３は，発明のイミタンス変換器に使用する変圧器の等価回路を示している。図５は一般的な変圧器の等価回路であって，巻線比ｎ＝１／２として描いてあるが他のｎに対しても同様の構成となり，要素の値はｎによって容易に１次側または２次側に換算できる。
【００４２】
イミタンス変換器に使用するリアクトル７１のインダクタンスＬａ，コンデンサ７２の静電容量Ｃａの設計値は，これらを考慮して，式（１）の条件を満たすＬ，Ｃの値がえられるように補正する。
【数１０】
2004086833.tif 000010
【００４３】
式（９）のようにＬａはｌの分だけ小さくし，Ｃａも小さくしてリアクタンス１／（ωＣａ）を大きくし，ｌのリアクタンスを補正すればよい。
【００４４】
励磁インダクタンスＬＭの影響も除きたい場合には，端子ａ−ａ’にコンデンサ３４を接続し，その静電容量ＣＭは次のようにする。
【００４５】
【数１１】
ωＬＭ＝１／（ωＣＭ）　‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１０）
【００４６】
式（１０）を満たすようにして，ＬＭとＣＭのインピーダンスを等しくすればよい。図５のコンデンサ３４は，他の巻線に接続したコンデンサ３５またはコンデンサ３６または３５，３６の直列と同等の１個のコンデンサで置き換えることができる。この場合，Ｌａ，Ｃａの値は補正量が異なるが，イミタンス変換器の機能に支障はない。
【００４７】
変圧器の漏れインダクタンスｌが共振に必要なＬと同じ値であれば，式（９）において，イミタンス変換器に使用するリアクトル７１のインダクタンスＬａは０となり，リアクトル７１は実際には接続する必要がない。このときのイミタンス変換器の接続図は図６となる。
【００４８】
変圧器の漏れインダクタンスｌがさらに大きく，共振に必要なＬよりも大きい値であれば，式（９）においてイミタンス変換器に使用するリアクトル７１のインダクタンスＬａは負となるので，リアクトル７１の代わりに補償コンデンサ７５を使用する。補償コンデンサ７５の静電容量Ｃｂは式（９）より式（１１）となる。
【００４９】
【数１２】
Ｃｂ＝１／｛ω２（ｌ−Ｌ）｝‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１１）
【００５０】
このときのイミタンス変換器の接続図は図７となる。リアクトル７１の代わりに補償コンデンサ７５を接続する。
【００５１】
ここで言う端子は概念であって，必ずしも電線を接続する装置を指すものではない。発明のイミタンス変換器に含まれる変圧器は，一次巻線が貫通型になっていて端子ａ，ａ’が明確でないものもある。この場合も一次巻線の電圧，電流を定義して２端子対回路として取り扱えることが知られており，発明の手段によってイミタンス変換器を構成することができる。
【００５２】
【発明の効果】
本発明の電圧を分割する手段と１個のリアクトルと１個のコンデンサで構成したイミタンス変換器は，高周波電圧源を電流源に変換することで，負荷側の電圧に影響されずに電流を流すことを可能にする。リアクトルとコンデンサの個数が最少であるから，電源周波数と共振させる際の調整が容易となる。
【００５３】
変圧器を電圧を分割する手段とするものは，電源と負荷の絶縁も行える。直流電源から負荷に交流または直流の電流を供給する必要がある場合，たとえば溶接のため定電流を供給する場合に，直流電圧を高周波電圧に変え，変圧器を含むイミタンス変換器により高周波電流に変え，これを整流することで直流の定電流源を得ることができ，同時に電源と負荷とを絶縁することを可能にする。
【００５４】
次に，イミタンス変換器は電流源を電圧源に変換することができる。
【００５５】
また，イミタンス変換器は入力端子対と出力端子対を交換することができる。
【００５６】
さらに，含まれる変圧器の巻線比で電圧−電流変換比を調整できる。
【００５７】
加えて，含まれる変圧器の１次巻き線はタップ付きとする等通常の変圧器の技術が応用できる。
【００５８】
含まれる変圧器の漏れインダクタンスはイミタンス変換器のリアクトルの一部となり，漏れインダクタンスが適当な値であればイミタンス変換器のリアクトルとして使用できる。
【００５９】
含まれる変圧器の漏れインダクタンスがイミタンス変換器に必要なインダクタンスより大きいときは，直列にコンデンサを接続して漏れインダクタンスのリアクタンスを補償できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一つの実施態様である，高周波定電流源の回路。
【図２】本発明のもう一つの実施態様である，入力端子と出力端子を交換した高周波定電流源の回路。
【図３】本発明のもう一つの実施態様である，中点タップ付き変圧器を使用したプッシュプルインバータ出力を入力とし，出力端子はダイオードブリッジ整流回路に接続した直流定電流源の回路。
【図４】本発明のもう一つの実施態様である，タップ付き巻き線を持った変圧器部を持つ溶接機用定電流電源回路。
【図５】含まれる変圧器の等価回路とリアクトルおよびコンデンサの値の補正を示す図。
【図６】含まれる変圧器の漏れインダクタンスを共振リアクトルとして使用し，変圧器とコンデンサで構成した発明のイミタンス変換器の回路図。
【図７】含まれる変圧器の漏れインダクタンスをコンデンサで補償し，変圧器と２個のコンデンサで構成した発明のイミタンス変換器の回路図。
【図８】従来の溶接機用電源の回路図。
【図９】従来のイミタンス変換器の回路図。
【符号の説明】
１‥‥高周波電源
２０‥‥直流電源
２１，２２，２３，２４‥‥インバータのスイッチング素子
３‥‥変圧器
３１，３２‥‥変圧器の巻線
３４，３５，３６‥‥変圧器の励磁リアクタンスを補償するコンデンサ
４１，４２，４３，４４‥‥整流器用ダイオード
５１，５２‥‥直列リアクトル，直列抵抗
６‥‥負荷
６１，６２‥‥溶接部
７‥‥イミタンス変換器
７１，７３‥‥イミタンス変換器の共振リアクトル
７２，７４‥‥イミタンス変換器の共振コンデンサ
７５…変圧器の漏れインダクタンスを補償するコンデンサ
Ｌ‥‥イミタンス変換器の共振リアクトルに必要なインダクタンス
Ｃ‥‥イミタンス変換器の共振コンデンサに必要な静電容量
Ｌａ‥‥変圧器の漏れインダクタンスを補正した後のインダクタンス
Ｃａ‥‥変圧器の漏れインダクタンスを補正した後の静電容量
ＣＭ‥‥変圧器の励磁インダクタンスを補償するコンデンサの静電容量
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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