(57)【要約】【課題】高調波電流の低減を図ること。【解決手段】交流電源５２から入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路５８と、この整流回路５８の入力電流波形が整流回路５８の入力電圧波形に対応する近似波形となるように制御するマイクロコンピュータ７２とを備えた電源装置において、マイクロコンピュータ７２は、入力電流波形の半波の前半期間の入力電流値の積算値と、後半期間の入力電流値の積算値とが略等しくなるように制御する。【選択図】　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、この整流回路の入力電流波形が前記整流回路の入力電圧波形に対応する近似波形となるように制御する制御手段とを備えた電源装置において、
前記制御手段は、前記入力電流波形の半波の前半期間の入力電流値の積算値と、後半期間の入力電流値の積算値とが略等しくなるように制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記整流回路の入力側及び／又は出力側に配置されるリアクトルと、前記整流回路の出力側に配置され、前記リアクトルに対するエネルギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング手段とを備え、
前記制御手段は、前記入力電流波形の半波の前半期間の入力電流値の積算値と、後半期間の入力電流値の積算値とが略等しくなるように、前記スイッチング手段のオン／オフのデューティ比を調整することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記入力電圧のゼロクロス点を検出してから半周期内に前記スイッチング手段をオン／オフする複数のスイッチング期間を設定し、各スイッチング期間で前記スイッチング手段のオン／オフのデューティ比を調整することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記スイッチング手段のスイッチング周波数を可聴領域外の周波数としたこと特徴とする請求項２又は３に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路の入力電流波形が整流回路の入力電圧波形に対応する近似波形となるように制御する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
冷凍サイクルによって冷暖房を行なう空気調和機では、冷暖房能力を調整するときに、圧縮機の運転周波数を変更するものがある。すなわち、空気調和機では、圧縮機の運転周波数を下げることにより冷暖房能力が下がり、圧縮機の運転周波数を高くすることにより冷暖房能力が高くなる。このような空気調和機では、インバータ制御によって圧縮機を駆動するモータの回転数を制御している。
【０００３】
このようなインバータ制御を行なう電源装置には、ＰＷＭ制御を行なうものに加えてＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス振幅変調）制御を行なうものがある。ＰＡＭ制御では、交流電圧を整流回路によって直流電圧に変換した後、昇圧回路によって所望の電圧に変換するようになっている。この昇圧回路としてはチョッパ回路が一般的に用いられている。
【０００４】
昇圧回路（チョッパ回路）は、リアクトル素子とスイッチング素子及びダイオードとコンデンサを備え、スイッチング素子をオンしてリアクトル素子に蓄えたエネルギーを、スイッチング素子をオフすることによってコンデンサを充電する。これにより、コンデンサには、入力電圧とリアクトル素子に蓄えられたエネルギーに応じた電圧とが発生する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の電源装置では、整流回路で交流電圧を直流電圧に変換し、コンデンサで平滑して負荷に電力を供給していることから、整流回路の入力電流は電圧波形のピーク付近に流れるパルス状電流波形となるので、入力電流の基本波である周波数に対して、特に、３次高調波、５次高調波等の奇数高調波電流が発生するという問題がある。この高調波の発生が、電源ラインに接続された他の機器や配電設備等に悪影響を及ぼす恐れがあるという問題がある。
【０００６】
本発明の目的は、上述の事情を考慮してなされたものであり、高調波電流の低減を図る電源装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、この整流回路の入力電流波形が前記整流回路の入力電圧波形に対応する近似波形となるように制御する制御手段とを備えた電源装置において、前記制御手段は、前記入力電流波形の半波の前半期間の入力電流値の積算値と、後半期間の入力電流値の積算値とが略等しくなるように制御することを特徴とするものである。
【０００８】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記整流回路の入力側及び／又は出力側に配置されるリアクトルと、前記整流回路の出力側に配置され、前記リアクトルに対するエネルギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング手段とを備え、前記制御手段は、前記入力電流波形の半波の前半期間の入力電流値の積算値と、後半期間の入力電流値の積算値とが略等しくなるように、前記スイッチング手段のオン／オフのデューティ比を調整することを特徴とするものである。
【０００９】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、前記制御手段は、前記入力電圧のゼロクロス点を検出してから半周期内に前記スイッチング手段をオン／オフする複数のスイッチング期間を設定し、各スイッチング期間で前記スイッチング手段のオン／オフのデューティ比を調整することを特徴とするものである。
【００１０】
請求項４に記載の発明は、請求項２又は３に記載の発明において、前記制御手段は、前記スイッチング手段のスイッチング周波数を可聴領域外の周波数としたこと特徴とするものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態を、図面に基づき説明する。
【００１２】
図１は、本発明に係る電源装置の一実施の形態を示すブロック図である。図２は、図１のモータにより駆動される圧縮機を備えた空気調和機を示す冷媒回路図である。
【００１３】
図２に示す空気調和機１０は、被空調室に設置される室内ユニット１２と室外に設置される室外ユニット１４によって構成されており、室内ユニット１２と室外ユニット１４とは、冷媒を循環させる太管の冷媒配管１６Ａと、細管の冷媒配管１６Ｂとで接続されている。
【００１４】
室内ユニット１２には、室内熱交換器１８が設けられており、冷媒配管１６Ａ、１６Ｂのそれぞれの一端がこの室内熱交換器１８に接続されている。また、冷媒配管１６Ａの他端は、室外ユニット１４のバルブ２０Ａ、マフラー２２Ａを介して四方弁２４に接続されている。この四方弁２４は、アキュムレータ２８及びマフラー２２Ｂを介して圧縮機２６に接続されている。
【００１５】
さらに、室外ユニット１４には、室外熱交換器３０が設けられている。この室外熱交換器３０は、一方が四方弁２４に接続され、他方がキャピラリチューブ３２、ストレーナ３４、モジュレータ３８を介してバルブ２０Ｂに接続されている。また、ストレーナ３４とモジュレータ３８の間には、電動膨張弁３６が設けられ、バルブ２０Ｂには、冷媒配管１６Ｂの他端が接続されている。これによって、室内ユニット１２と室外ユニット１４の間に冷凍サイクルを形成する冷媒の密閉された循環路が構成されている。
【００１６】
空気調和機１０は、圧縮機２６と一体に設けている圧縮機モータ４０の回転駆動によって圧縮機２６が運転されると、この冷凍サイクル中を冷媒が循環される。このとき、空気調和機１０では、運転モード（冷房モード又は暖房モード）に応じて四方弁２４が切換えられ、電動膨張弁３６の弁開度を制御することにより、冷媒の蒸発温度が調整される。なお、図２では矢印によって暖房運転時（暖房モード）と冷房運転時（冷房モード又はドライモード）の冷媒の流れを示している。また、圧縮機モータ４０としては、ブラシレスＤＣモータを用いており、入力電圧の変化に応じて回転数が変化する。
【００１７】
冷房モードでは、圧縮機２６によって圧縮された冷媒が室外熱交換器３０へ供給されることにより液化され、この液化された冷媒が室内ユニット１２の室内熱交換器１８で気化することにより、室内熱交換器１８を通過する空気を冷却する。また、暖房モードでは、逆に、圧縮機２６によって圧縮された冷媒が、室内ユニット１２の室内熱交換器１８で凝縮されることにより放熱し、この冷媒が放熱した熱で室内熱交換器１８を通過する空気を加熱する。
【００１８】
室内ユニット１２は、送風用に設けられている図示しないクロスフローファンによって室内ユニット１２に吸引した空気を室内へ吹出すときに室内熱交換器１８を通過させ温調する。これにより、室内ユニット１２から吹出される空気によって室内が空調される。
【００１９】
図１に示す電源装置５０は、室外ユニット１４（図２）に設置されている。この電源装置５０は、圧縮機モータ４０に電力を供給する。すなわち、電源装置５０は、交流電源５２から入力される正弦波交流電圧を直流電圧に変換し、ついで所定周波数の交流電圧に変換して、負荷である圧縮機モータ４０に電力を供給する。
【００２０】
この電源装置５０は、入力開閉手段としてのリレー５４及び入力端子５９Ａに接続されたリアクトル５６を介して入力された単相交流電源５２の交流電圧を倍電圧整流する整流回路５８と、整流回路５８の出力端子６０Ａ、６０Ｂの間に接続され、リアクトル５６に対するエネルギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング手段としてのスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　ＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチングトランジスタ６２）と、ダイオード６４を介して整流回路５８の出力端子６０Ａ、６０Ｂの間に接続される平滑回路としてのコンデンサ６６と、コンデンサ６６により平滑された直流電圧を擬似正弦波の三相交流電圧に変換し電力を圧縮機モータ４０に供給するインバータ回路６８と、制御装置７０とを備えて構成される。
【００２１】
制御装置７０は、制御手段としてのマイクロコンピュータ７２（以下「マイコン」という。）と、レベル変換器７４、７５と、スイッチングトランジスタ６２の駆動回路７６とを備えている。
【００２２】
マイコン７２は、電源装置５０の動作を制御するとともに、室外ユニット１４の動作を制御する。マイコン７２は、例えば、ワンチップマイコンであり、このマイコン７２には、ＣＰＵ９３、ＲＯＭ９４及びＲＡＭ９５が備えられている。ＲＯＭ９４には、電源装置５０の動作を制御するための制御プログラムや、室外ユニット１４の動作を制御するための制御プログラムが書き込まれており、ＣＰＵ９３は、このＲＯＭ９４の制御プログラムに従って制御を行う。
【００２３】
マイコン７２は、例えばシリアル通信等によって室内ユニット１２に設けられている図示しないマイコンと接続されており、この室内ユニット１２のマイコンからの信号に基づいて動作する。なお、マイコン７２は、室内ユニット１２のマイコンから送出された信号及び外気温度を検出する外気温度センサ、圧縮機２６（図２）の温度を検出する圧縮機温度センサ、室外熱交換器３０のコイル温度を検出するコイル温度センサ等の検出結果に基づいて圧縮機モータ４０とともに、四方弁２４、電動膨張弁３６、室外熱交換器３０を冷却する冷却ファン等の駆動を制御する。
【００２４】
つまり、空気調和機１０は、図示しないリモコンスイッチの操作によって、運転モード、設定温度等の運転条件、すなわち動作モードが設定され、運転／停止ボタンの操作によって運転開始が指示されると、室内ユニット１２に設けている図示しないマイコンが、設定された運転条件に応じて室内を空調するために必要な空調能力を演算し、この演算結果に基づいて圧縮機モータ４０の回転数を設定する。この後、室内ユニット１２に設けているマイコンは、設定した回転数で圧縮機モータ４０を駆動するように、室外ユニット１４に設けているマイコン７２に指示する。
【００２５】
整流回路５８は、ダイオード８０、８２及びコンデンサ８４、８６により構成されている。この整流回路５８に入力された交流電圧は、整流回路５８の入力端子５９Ａにおける電圧が正である場合、ダイオード８０を通じてコンデンサ８４に図示の極性に電荷が蓄えられる。コンデンサ８４の両端間の電圧Ｖ１は、入力電源のピーク電圧となる。次に整流回路５８の入力端子５９Ａにおける電圧が負になるとダイオード８２を通じてコンデンサ８６に図示の極性に電荷が蓄えられる。コンデンサ８６の両端間の電圧Ｖ２は、入力電源のピーク電圧となる。Ｖ１とＶ２は、交流電源５２のピーク電圧となるため、Ｖ１＝Ｖ２の関係がある。また、コンデンサ８４、８６は、直列に接続されているため整流回路５８の出力は、コンデンサ８４、８６の両端子電圧の和となるため、入力電源のピーク電圧の２倍となる。これにより、整流回路５８は、倍電圧両波整流回路を形成している。
【００２６】
スイッチングトランジスタ６２の出力側に配置されるコンデンサ６６は、整流回路５８から出力される脈流を平滑化する。また、スイッチングトランジスタ６２がスイッチング信号によってオンされることにより、リアクトル５６に蓄えたエネルギーを、スイッチングトランジスタ６２をオフすることによってコンデンサ６６を充電する。これにより、コンデンサ６６には、入力電圧とリアクトル５６に蓄えられたエネルギーに応じた電圧とが発生する。
【００２７】
また、スイッチングトランジスタ６２をオンしたときは、スイッチングトランジスタ６２に交流電源５２からの電流が流れるようになっている。つまり、電源装置５０には、スイッチングトランジスタ６２がスイッチング信号によってオン／オフされることにより、このスイッチング信号のオン／オフに応じて入力電流が流れる。
【００２８】
このスイッチングトランジスタ６２は、駆動回路７６を介してマイコン７２に接続されており、マイコン７２から出力される高周波のスイッチング信号ＳＴによってオン／オフされる。
【００２９】
インバータ回路６８は、スイッチング素子が設けられた一般的構成となっている。このインバータ回路６８は、マイコン７２に接続されており、マイコン７２から出力されるスイッチング信号によってスイッチング素子がオン／オフ制御されることにより、スイッチング信号に応じた電力が圧縮機モータ４０へ出力され、この電力に応じた回転数で圧縮機モータ４０が回転駆動される。すなわち、マイコン７２は、インバータ回路６８を用いてＰＷＭ制御によって圧縮機モータ４０の回転数を制御している。
【００３０】
このインバータ回路６８では、スイッチング信号のデューティ比を一定としたときに、出力電圧がインバータ回路６８への入力電圧、すなわち、コンデンサ６６の出力電圧に応じて変化させることができる。これにより、インバータ回路６８への入力電圧に応じても圧縮機モータ４０の回転数が変更可能となっている。すなわち、マイコン７２は、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス振幅変調）制御によっても圧縮機モータ４０の回転数の制御が可能となっている。
【００３１】
一方、マイコン７２には、入力電圧検出手段としての電源電圧検出器９０が、レベル変換器７４を介して接続されている。また、マイコン７２には、入力電流検出手段としてＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）９２がレベル変換器７５を介して接続されている。
【００３２】
マイコン７２は、この電源電圧検出器９０によって検出されてレベル変換器７４によってマイコン７２で処理可能なレベルに変換された電源電圧（入力電圧）を示す信号を読み込み、マイコン７２内部のＡ／Ｄ変換部９６でＡ／Ｄ変換して、この入力電圧を示す信号から入力電圧の波形が負から正あるいは正から負のサイクルに切り換わるゼロクロス点Ｐ（図３（ａ）参照）を検出する。マイコン７２は、このゼロクロス点Ｐに基づいてスイッチング信号ＳＴを出力するタイミングを設定するようになっている。つまり、入力電流波形が入力電圧波形と同相となるようにスイッチング信号ＳＴを出力するタイミングを設定する。
【００３３】
また、マイコン７２は、ＣＴ９２によって検出されてレベル変換器７５によってマイコン７２で処理可能なレベルに変換された入力電流値を示す信号（電圧）を読み込み、マイコン７２内部のＡ／Ｄ変換部９６でＡ／Ｄ変換して、この入力電流値を示す信号に基づいて駆動回路７６にスイッチング信号ＳＴを出力する。
【００３４】
レベル変換器７５は、例えば交流電源５２からの入力電流が０［Ａ］のときに基準となる電圧である略２．５［Ｖ］の電圧をマイコン７２に出力するように設定されている。そして、レベル変換器７５は、空気調和機１０を最大出力で運転したとき、レベル変換器７５によって変換されて出力される入力電流値を示す信号である電圧の最大振幅が、例えば１．５［Ｖ］となるように設定されている。すなわち、レベル変換器７５は、マイコン７２で処理可能な電圧範囲のうち、例えば１［Ｖ］から４［Ｖ］の範囲の電圧をマイコン７２に出力するように設定されている。
【００３５】
マイコン７２には、図３（ａ）に示す交流電源５２入力電圧波形の周波数ｆ１の位相に同期させて、半波毎に周期的に同じタイミングでスイッチング信号ＳＴを出力するように設定されている。具体的に、マイコン７２には、入力電圧のゼロクロス点Ｐを検出してから半周期内にスイッチングトランジスタ６２をオン／オフする複数のスイッチング期間が設定されている。
【００３６】
特に、複数のスイッチング期間には、入力電圧のゼロクロス点Ｐの近傍に設定されているスイッチング期間を含んでいる。これによって、入力電流波形の位相が、入力電圧波形の位相により近づくので、より力率が改善される。
【００３７】
例えばマイコン７２には、図３（ｂ）に示すように、入力電圧波形の半波毎に周期的に同じタイミングでスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３を出力するようにスイッチング期間α、β、γが設定されている。
【００３８】
スイッチング信号ＳＴ１は、入力電圧波形の半波のゼロクロス点Ｐ（位相角θ＝０°）からスイッチング期間αの間で出力され、スイッチング信号ＳＴ２は、スイッチング信号ＳＴ１の直後であり入力電圧波形の半波の前半期間であるスイッチング期間βの間で出力され、スイッチング信号ＳＴ３は、入力電圧波形の半波の後半期間であるスイッチング期間γの間で出力される。
【００３９】
なお、スイッチング信号ＳＴ（ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３）のスイッチング周波数は、可聴領域外の周波数（具体的には、１５ｋＨｚ以上）、例えば１７ｋＨｚに設定される。これによって、スイッチングトランジスタ６２のスイッチングによるリアクトル５６等から発生する異音を実質的に無騒音とすることができる。
【００４０】
スイッチング期間α、β、γにおいて出力されるスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３のデューティ比は、予め初期設定されている。
【００４１】
例えば、スイッチング期間αでは、リアクトル５６によって電流が流れにくくなっているので、スイッチングトランジスタ６２に出力するスイッチング信号ＴＳ１のデューティ比は、入力電流が増加して正弦波に近くなるような値（例えば９０％）に設定されている。また、スイッチング期間βでは、スイッチング期間αと同じデューティ比であると電流が過剰に流れてしまうので、スイッチングトランジスタ６２に出力するスイッチング信号ＴＳ２のデューティ比は、スイッチング信号ＴＳ１のデューティ比よりも低く、入力電流が正弦波に近くなるような値（例えば３０％）に設定されている。また、スイッチング期間γにおいても、スイッチング信号ＴＳ３のデューティ比は、入力電流が正弦波に近くなるような値（例えば４０％）に設定されている。これによって、整流回路５８の入力電流波形は、整流回路５８の入力電圧波形に対応する同相の近似波形、即ち、正弦波に近づけられる。
【００４２】
尚、運転開始時の初期のスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３のデューティ比は、予めマイコン７２（具体的には、マイコン７２のＲＯＭ９４）に設定されている。そして運転開始時にマイコン７２は、ＲＯＭ９４からデューティ比のデータを読み出してデューティ比の設定に従ってスイッチングトランジスタ６２をスイッチングする。
【００４３】
しかしながら、各スイッチング期間α、β、γにおけるスイッチングトランジスタ６２のオン／オフのデューティ比を一定とした場合、電源装置５０に接続される負荷に応じて入力電流値が変化することがあり、整流回路５８の入力電流波形が、整流回路５８の入力電圧波形と同相の正弦波からのずれが大きくなる場合が生じる。つまり、各スイッチング期間α、β、γにおけるスイッチングトランジスタ６２のオン／オフのデューティ比を調整する必要がある。
【００４４】
本実施の形態において、マイコン７２は、予め設定された運転開始時の各スイッチング期間α、β、γにおけるスイッチングトランジスタ６２のオン／オフのデューティ比を入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の積算値と後半期間の入力電流値の積算値とが略等しくなるように調整するようにする。
【００４５】
以下、制御プログラムに基づくマイコン７２の制御動作について、図４に示すフローチャートを参照しながら説明する。
【００４６】
空気調和機１０の起動直後は、電源装置５０におけるリレー５４がオフ状態であり（ステップＳ１）、交流電源５２からの入力電流は０［Ａ］である。マイコン７２は、この入力電流が０［Ａ］時にレベル変換器７５が出力するデータを読み込む（ステップＳ２）。
【００４７】
このとき、マイコン７２におけるＡ／Ｄ変換部９６が８［ｂｉｔ］のＡ／Ｄ変換であるならば、分解能は、マイコン７２に入力される電圧の上限値を５［Ｖ］とすると、５［Ｖ］／２８＝０．０１９５［Ｖ］である。そして、マイコン７２では、レベル変換器７５が出力する電圧が２．５［Ｖ］のとき、２８／２＝１２８と定義している。
【００４８】
次に、マイコン７２は、ＣＴ９２の補正をする（ステップＳ３）。つまり、交流電源５２からの入力電流が０［Ａ］のとき、レベル変換器７５は、理想的には２．５［Ｖ］の電圧をマイコン７２に出力するように設定されているが、実際は、ＣＴ９２やレベル変換器７５のばらつきにより、レベル変換器７５の出力が２．５［Ｖ］の電圧からずれている場合がある。従って、交流電源５２からの入力電流が０［Ａ］のとき、レベル変換器７５が、例えば２．５２［Ｖ］の電圧をマイコン７２に出力するのであれば、マイコン７２は、分解能が略０．０２［Ｖ］であるので、１２９の値を検出したときを、交流電源５２からの入力電流が０［Ａ］であるとしている。
【００４９】
次に、マイコン７２は、リレー５４をオンにする（ステップＳ４）。
【００５０】
そして、マイコン７２は、所定のサンプリング周波数でＣＴ９２からレベル変換器７５を介して入力電流値を読み込む。
【００５１】
例えば、電源電圧の周波数が５０［Ｈｚ］である場合、１サイクルのサンプリングを４０回とすると、２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数となるので、マイコン７２は、２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数でＣＴ９２により検出された入力電流値を読み込む（ステップＳ５）。これら読み込まれた入力電流値は、ＲＡＭ９５に記憶される。
【００５２】
ステップＳ５における入力電流値の読み込みは、常時行われるのが好ましい。また、所定の周期で読み込むようにしてもよい。
【００５３】
マイコン７２は、ステップＳ５により２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数で読み込まれた入力電流値に基づいて、入力電流波形の正及び／又は負の半波の中心から前半期間（前半の１／４サイクル）の入力電流値の大きさの積算値と、後半期間（後半の１／４サイクル）の入力電流値の大きさの積算値とを演算する。
【００５４】
尚、マイコン７２は、入力電流波形の複数周期分の正及び／又は負の半波の中心から前半期間の入力電流値の大きさの積算値と、後半期間の入力電流値の大きさの積算値とを演算するのが好ましい。
【００５５】
一例として、マイコン７２は、入力電流波形の４周期分の正及び負の半波の中心から前半期間の入力電流値の大きさの積算値ΣＩ１（図３（ｃ）中、４周期分のＩ区間＋ＩＩＩ区間のサンプリングの合計）と、後半期間の入力電流値の大きさの積算値ΣＩ２（図３（ｃ）中、４周期分のＩＩ区間＋ＩＶ区間のサンプリングの合計）とを演算する（ステップＳ６）。
【００５６】
次に、マイコン７２は、ステップＳ６の演算結果に基づいて、積算値ΣＩ１と積算値ΣＩ２とが略等しくなるように、スイッチングトランジスタ６２をオン／オフ制御する。具体的に、マイコン７２は、可聴領域外の周波数である１７［ｋＨｚ］のスイッチング周波数でオン／オフするとともに、各スイッチング期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３でスイッチングトランジスタ６２のオン／オフのパルスのデューティ比を調整する制御を行う。
【００５７】
例えば、マイコン７２は、
｜（ΣＩ１）−（ΣＩ２）｜＞Ｘ
であるか否かを判断する（ステップＳ７）。
【００５８】
Ｘは、所定値（例えば、０．１［Ａ］）である。マイコン７２は、ＣＴ９２によって検出する入力電流の最大値、すなわち負荷の大きさに基づいて、所定値Ｘを変化させるようにしている。この所定値Ｘは、負荷の大きさ（空気調和機１０の動作モード）に応じて予め定められており、テーブルデータとしてマイコン７２のＲＯＭ９４に記憶されている。すなわち、マイコン７２は、ＲＯＭ９４に記憶されたテーブルデータから負荷に応じた所定値Ｘを読み込んで処理する。
【００５９】
ステップＳ７において、積算値ΣＩ１と積算値ΣＩ２との差分が所定値Ｘ（０．１［Ａ］）よりも小さければ、即ち、ステップＳ７の判断で否定されれば、積算値ΣＩ１と積算値ΣＩ２とが略等しいので、マイコン７２は、各スイッチング期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３におけるスイッチングトランジスタ６２へのパルスのデューティ比は、そのまま変更しない（ステップＳ８）。
【００６０】
積算値ΣＩ１と積算値ΣＩ２との差分が所定値Ｘ（０．１［Ａ］）よりも大きければ、即ち、ステップＳ７の判断で肯定されれば、マイコン７２は、
（ΣＩ１）−（ΣＩ２）＞Ｘ
であるか否かを判断する（ステップＳ９）。
【００６１】
ステップＳ９の判断において肯定されれば、即ち、積算値ΣＩ１が積算値ΣＩ２よりも大きく、その差分が所定値Ｘ（０．１［Ａ］）よりも大きければ、Ｉ、ＩＩＩの区間におけるスイッチング期間α、βのパルス（スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２）のデューティ比を減ずる（ステップＳ１０）。
【００６２】
また、ステップＳ９の判断において否定されれば、即ち、積算値ΣＩ２が積算値ΣＩ１よりも大きく、その差分が所定値Ｘ（０．１［Ａ］）よりも大きければ、ＩＩ、ＩＶの区間におけるスイッチング期間γのパルス（スイッチング信号ＳＴ３）のデューティ比を減ずる（ステップＳ１１）。
【００６３】
これらステップＳ７〜Ｓ１１によって、積算値ΣＩ１と積算値ΣＩ２とが略等しくなるように制御される。これによって、入力電流の高調波成分（特に、奇数高調波成分）が低減されて、図３（ｃ）に示すように、電流波形が正弦波に近づく。
【００６４】
以上、本実施の形態によれば、マイコン７２が、整流回路５８に入力される電流の入力電流値を所定のサンプリング周波数（例えば、１７［ｋＨｚ］）で読み込んで、入力電流波形の半波の中心から前半期間（前半の１／４サイクル）の入力電流値の積算値ΣＩ１と、後半期間（後半の１／４サイクル）の入力電流値の積算値ΣＩ２とが略等しくなるように、スイッチングトランジスタ６２をオン／オフ制御することから、入力電流波形が正弦波に近づいていくので、入力電流の高調波成分（特に、奇数高調波成分）を低減することができる。
【００６５】
また、本実施の形態によれば、マイコン７２は、予め設定された運転開始時の各スイッチング期間α、β、γにおけるスイッチングトランジスタ６２のオン／オフのデューティ比を入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の積算値ΣＩ１と後半期間の入力電流値の積算値ΣＩ２とが略等しくなるように調整するようにしたことから、各スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３を初期設定のまま固定した場合と比較しても、入力電流波形がより滑らかになって正弦波に近づいていくので、より入力電流の高調波成分（特に、奇数高調波成分）を低減することができる。
【００６６】
また、本実施の形態によれば、マイコン７２は、入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の大きさの積算値ΣＩ１と、後半期間の入力電流値の大きさの積算値ΣＩ２との差分が、負荷（入力電流の最大値）の大きさに応じて設定した所定値Ｘを超えないように制御することから、所定値Ｘを一定値に固定した場合と比べて、より細かい入力電流の制御を行うことができるので、より入力電流の高調波成分（特に、奇数高調波成分）を低減することができる。
【００６７】
また、本実施の形態によれば、整流回路５８は、倍電圧両波整流回路となっているので、電源効率（入力電力に対する出力電力の割合）を向上させることができる。
【００６８】
尚、本実施の形態では、整流回路５８の入力端子５９Ａにリアクトル５６が接続される場合について説明したが、これに限るものではなく、整流回路５８の出力端子６０Ａにリアクトルが接続される場合であってもよいし、整流回路５８の入力端子５９Ａ及び出力端子６０Ａにリアクトルが接続される場合であってもよい。この場合、スイッチングトランジスタ６２は、出力端子６０Ａに接続されたリアクトルを介して出力端子６０Ａ、６０Ｂ間に接続される。
【００６９】
また、本実施の形態では、マイコン７２が、入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の積算値ΣＩ１と後半期間の入力電流値の積算値ΣＩ２とを演算してから差分を演算するようにしたが、これに限るものではなく、整流回路５８に入力される電流の入力電流値を所定のサンプリング周波数で読み込んで、入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値を順次加算していき、前半期間の入力電流値を順次減算していってもよい。
【００７０】
また、本実施の形態では、マイコン７２が、入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の積算値ΣＩ１と後半期間の入力電流値の積算値ΣＩ２との差分を演算し、演算した差分が所定値Ｘを上回らないように、スイッチングトランジスタ６２をオン／オフ制御する場合について説明したが、これに限るものではなく、マイコン７２が、入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の積算値ΣＩ１と後半期間の入力電流値の積算値ΣＩ２との比を演算し、演算した比が１に近づくように、スイッチングトランジスタ６２をオン／オフ制御する場合であってもよい。言い換えれば、演算した比が、１を基準とした所定範囲（例えば、０．９から１．１の範囲）から外れないように、スイッチングトランジスタ６２をオン／オフ制御する場合であってもよい。
【００７１】
また、本実施の形態では、各スイッチング期間α、β、γにおけるスイッチング周波数が、同一の周波数（例えば、１７［ｋＨｚ］）とした場合について説明したが、これに限るものではなく、各スイッチング期間において所定のスイッチング周波数を設定してもよい。例えば、スイッチング期間α、β、γのそれぞれにおけるスイッチング周波数は１６［ｋＨｚ］、１６．５［ｋＨｚ］、１７［ｋＨｚ］というように設定してもよい。
【００７２】
以上、本発明を上記実施の形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００７３】
【発明の効果】
本発明に係る電源装置によれば、高調波電流を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態に適用した電源装置の概略を示すブロック図である。
【図２】本実施の形態の電源装置を適用した空気調和機の冷凍サイクルを示す概略図である。
【図３】図１に示す電源装置の動作波形であり、（ａ）は入力電圧波形、（ｂ）はスイッチング信号波形、（ｃ）は入力電流波形である。
【図４】図１に示すマイクロコンピュータの制御動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１０　空気調和機
４０　圧縮機モータ
５０　電源装置
７２　マイクロコンピュータ（制御手段）
５８　整流回路
５２　交流電源
６８　インバータ回路
５６　リアクトル
７８　スイッチングトランジスタ（スイッチング手段）
α、β、γ　スイッチング期間
【図１】
2004015944.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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