(57)【要約】【課題】波形の劣化が少なく、高周波化が可能なデジタル信号伝送線路を提供する。【解決手段】誘電体基板１と、誘電体基板１に配設された導体配線２と、一端が導体配線２との間に間隙１０が生じるように配設することで導体配線２と容量結合され、かつ、他端が接地され、長さが伝送するデジタル信号の周波数と同じ周波数の正弦波の管内波長の略１／４である共振器４とを備えて、デジタル信号の矩形波を形成するために必要な周波数成分を選択的に通過させる。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板（１）と、
上記誘電体基板に配設された少なくとも１本の導体配線（２）と、
一端が上記導体配線との間に間隙（１０）が生じるように配設することで上記導体配線と容量結合され、かつ、他端が接地され、長さが伝送するデジタル信号の周波数と同じ周波数の正弦波の管内波長（λｇ）の略１／４である少なくとも１つの共振器（４，４１，４２）と
を備えているデジタル信号伝送線路。
【請求項２】
上記共振器は、上記導体配線の１本あたり複数個配設された互いに長さが異なる共振器である請求項１に記載のデジタル信号伝送線路。
【請求項３】
上記共振器は平面導体パターンである請求項１又は２に記載のデジタル信号伝送線路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル信号を扱う電子機器の回路基板等に配設されるデジタル信号伝送線路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
パーソナルコンピュータに代表されるデジタル機器では多くの印刷配線基板が使用され、その表面には多数のＬＳＩが実装され、ＬＳＩ間には銅などによる多数の配線が張り巡らされている。図９は従来の印刷配線基板の伝送線路構造の概略を示す斜視図である。図９において、１は誘電体材料により形成された基板、２は導体材料により形成された信号の伝送線路となる配線、３はグランドプレーンである。配線２の端部にはＬＳＩが接続され（図示せず）、略矩形波のデジタル信号が伝送される。
【０００３】
近年、デジタル信号伝送線路を通るデジタル信号のクロック周波数は、デジタル機器の処理能力向上のため、上昇の一途をたどっており、パーソナルコンピュータのマザーボードでは数百ＭＨｚに到達し、高周波の領域に入りつつある。
【０００４】
デジタル信号のクロック周波数が１ＧＨｚを越えるような値に高周波化すると、電磁波としての特性が顕著となり、配線端のＬＳＩ等との接続部におけるインピーダンスの不整合により反射が発生し、リンギングによる波形劣化が生じる。
【０００５】
こうした反射による波形劣化に対しては、デジタル信号配線を高周波伝送線路として設計することで線路のインピーダンスを明確にし、終端抵抗等によりインピーダンス整合をとる方法が有効である。図９に示す従来構造では、高周波の伝送特性に優れるマイクロストリップライン構造を形成しており、高周波伝送特性に優れる構造となっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来構造では周波数特性がフラットであるため、グランドバウンス、クロストーク等の現象により混入するノイズ成分やドライバ側ＬＳＩの出力性能の特性により発生する不要成分など、デジタル信号の矩形波を形成するために必要な周波数成分以外もすべて伝送されてしまうことになる。不要な周波数成分の伝播は波形劣化を生じ、デジタル機器の誤動作につながる恐れがある。
【０００７】
従って、本発明の目的は、上記問題を解決することにあって、デジタル信号の矩形波を形成するために必要な周波数成分を選択的に通過させることにより、波形の劣化が少なく、高周波化が可能なデジタル信号伝送線路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は以下のように構成する。
【０００９】
本発明の第１態様によれば、誘電体基板と、
上記誘電体基板に配設された少なくとも１本の導体配線と、
一端が上記導体配線との間に間隙が生じるように配設することで上記導体配線と容量結合され、かつ、他端が接地され、長さが伝送するデジタル信号の周波数と同じ周波数の正弦波の管内波長の略１／４である少なくとも１つの共振器と、
を備えているデジタル信号伝送線路を提供する。
【００１０】
本発明の第２態様によれば、上記共振器は、上記導体配線の１本あたり複数個配設された互いに長さが異なる共振器である第１の態様に記載のデジタル信号伝送線路を提供する。
【００１１】
本発明の第３態様によれば、上記共振器は平面導体パターンである第１又は２の態様に記載のデジタル信号伝送線路を提供する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
以下に、本発明にかかる実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１３】
図１は本発明の第１実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。図１において、１は誘電体材料により形成された基板、２は導体材料により形成された信号を伝送するための配線、３はグランドプレーンである。配線２およびグランドプレーン３は基板１の対向面に配設されており、マイクロストリップラインを形成している。
【００１４】
上記基板１は、ガラスエポキシ、紙フェノール、アルミナ、ＭｇＯ、又は、絶縁性フィルムなどの誘電体材料より構成する（以下の実施形態でも同様。）。また、上記配線２の上記導体材料は、銅、金、又は、アルミニウムである（以下の実施形態でも同様。）。
【００１５】
ここで、第１実施形態の特徴は、一端が配線２との間に間隙１０が生じるように配設することで配線２と容量結合され、かつ、他端がビア５によってグランドプレーン３に接地され、長さが、伝送するデジタル信号の周波数と同じ周波数の正弦波の管内波長λｇの略１／４である略長方形の導体パターンの共振器４が配設されている点である。共振器４の材料は、通常の配線に使われる導体であって、銅、金、又は、アルミニウムであり（以下の実施形態でも同様。）、上記配線２と異なっていてもよい。
【００１６】
このように共振器４を設けたことによる効果を説明するために、まず、この第１実施形態の伝送線路による信号伝送の動作について説明する。
【００１７】
例えば、配線２の一端にＥＣＬのドライバＬＳＩが、他端にＥＣＬのレシーバＬＳＩが接続されている場合、例えば、動作電圧を３．３ＶとするとＨＩＧＨ状態で約２．３Ｖの略矩形波のデジタル信号が配線２によりドライバＬＳＩからレシーバＬＳＩに伝送される。デジタル信号の波形としては、図２のような理想的な矩形波が望ましく、こうした理想的な矩形波は、以下のような数式のように奇数倍周波数成分のみから構成される。
【００１８】
【数１】
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【００１９】
ただし、Ｖはある時間における矩形波の信号電圧、ｔは時間、ωは矩形波の角周波数、Ｖａｍｐは矩形波の振幅、Ｖｏｆｆはオフセット量である。
【００２０】
しかしながら、現実には、様々なノイズやドライバＬＳＩのドライブ能力などの要因により、例えば、図３のように劣化した波形となってしまう。こうした波形は奇数倍周波数成分だけでなく不要な周波数成分を含んでいる。こうした不要な周波数成分は反射や不要輻射の問題を複雑にし、デジタル信号の高速化の障害になる。
【００２１】
こうした問題に対して、この第１実施形態では、一端が配線２との間に間隙１０が生じるように略長方形の導体パターンの共振器４を配設することで、共振器４と配線２とが容量結合され、かつ、共振器４の他端がビア５によってグランドプレーンに接地され、共振器４の長さが伝送するデジタル信号の周波数と同じ周波数の正弦波の管内波長λｇの略１／４であるようにしたことで、デジタル信号の周波数の偶数倍の周波数成分は共振器４の接地端からの反射波と逆位相となって打ち消し合うため伝播できなくなる。一方、デジタル信号を構成する奇数倍成分は伝播できるので、デジタル信号を構成するのに不要な周波数成分のみを除去可能である。
【００２２】
なお、上記間隙１０は、その大きさによって減衰極の帯域幅を変化させることができ、例えば、必要とされる周波数特性に応じて、０．０５ｍｍ〜１．０ｍｍの範囲から選択する（例えば０．１ｍｍ）ことが好ましい。
【００２３】
図４は、この第１実施形態におけるデジタル信号伝送線路のモーメント法による２．５次元の電磁界シミュレータにより実際の平面回路での周波数特性を計算した結果である。図４の計算では、配線２の線幅を０．７ｍｍ、配線長を５５ｍｍ、共振器４の形状を０．７ｍｍ×３８ｍｍの長方形、配線２と共振器４間の間隙１０を０．１ｍｍ、基板１の厚みを０．４ｍｍ、誘電率を５とした場合の結果である。図４を見ればわかるように、通過特性が２ＧＨｚ，４ＧＨｚ，６ＧＨｚ近傍に減衰極を有することから、１ＧＨｚのデジタル信号に対して構成成分である１ＧＨｚ，３ＧＨｚ，５ＧＨｚ，７ＧＨｚ成分は通過し、不要成分である２ＧＨｚ，４ＧＨｚ，６ＧＨｚ成分は除去されることが分かる。
【００２４】
このように、この第１実施形態のデジタル信号伝送線路では、共振器４を設けることにより、デジタル信号の周波数の偶数倍の周波数成分は共振器４の接地端からの反射波と逆位相となって打ち消し合うため伝播できなくなり、不要成分を除去できる。この結果、矩形波を構成する周波数成分すなわち上記周波数の奇数倍の周波数成分のみを通すことになるため、ノイズに強く、高速化対応可能なデジタル信号伝送が可能となる。
【００２５】
（第２実施形態）
図５は本発明の第２実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。図５に示すように、この第２実施形態のデジタル信号伝送線路は長さの異なる２つの共振器４１および４２が配設された構造となっている。２つの共振器４１および４２の長さを異ならせることにより、減衰極の帯域幅を変化させることができる。なお、共振器４１および４２の材料は同一でもよいし、互いに異ならせるようにしてもよい。また、共振器４１および４２は配線２に対して、図５に示すように、その一方の側に配置するものに限らず、図１０に示すように、配線２の両側に配置するようにしてもよい。
【００２６】
この第２実施形態におけるデジタル信号伝送線路の構造は、共振器が２つである点を除くと、すでに説明した図１に示す第１実施形態のデジタル信号伝送線路の構造と同じであるので、図５においては第１実施形態と同じ機能の部材には図１と同じ符号を付して、その説明を省略する。
【００２７】
図６はこの第２実施形態におけるデジタル信号伝送線路のモーメント法による２．５次元の電磁界シミュレータにより実際の平面回路での周波数特性を計算した結果である。図６の計算では、配線２の線幅を０．７ｍｍ、配線長を５５ｍｍ、共振器４１の形状を０．７ｍｍ×４０ｍｍの長方形、共振器４２の形状を０．７ｍｍ×３６ｍｍの長方形、共振器４１と共振器４２の配置間隔を３９ｍｍ、配線２と共振器４１間および配線２と共振器４２間の間隙１０をともに０．１ｍｍ、基板１の厚みを０．４ｍｍ、誘電率を５とした場合の結果である。図６を見ればわかるように、通過特性が２ＧＨｚ，４ＧＨｚ，６ＧＨｚ近傍において、それぞれ２つの減衰極が近接して現れ、減衰領域が広帯域化している。
【００２８】
このように、この第２実施形態のデジタル信号伝送線路では、第１実施形態の作用効果に加えて、長さの異なる２つの共振器４１を設けることにより、不要成分を除去する帯域を広帯域化でき、さらにノイズに強く、高速化対応可能なデジタル信号伝送が可能となる。
【００２９】
（第３実施形態）
図７は本発明の第３実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。図７に示すように、この第３実施形態のデジタル信号伝送線路は下側グランドプレーン３１と上側グランドプレーン３２の上下両面のグランドプレーンが配設されストリップライン構造となっている。なお、ビア５は、下側グランドプレーン３１、又は、上側グランドプレーン３２、又は、下側グランドプレーン３１及び上側グランドプレーン３２に接触させるようにしている。
【００３０】
この第３実施形態におけるデジタル信号伝送線路の構造は、ストリップライン構造である点を除くと、すでに説明した図１に示す第１実施形態のデジタル信号伝送線路の構造と同じであるので、図７においては第１実施形態と同じ機能の部材には図１と同じ符号を付して、その説明を省略する。また、構造をわかりやすくするため、上側グランドプレーン３２と基板１を透明に描いている。
【００３１】
図８はこの第３実施形態におけるデジタル信号伝送線路のモーメント法による２．５次元の電磁界シミュレータにより実際の平面回路での周波数特性を計算した結果である。図８の計算では、配線２の線幅を０．７ｍｍ、配線長を５５ｍｍ、共振器４の形状を０．７ｍｍ×３４ｍｍの長方形、配線２と共振器４間の間隙１０を０．１ｍｍ、基板１の厚みを０．４ｍｍ、誘電率を５とした場合の結果である。図８にあるように、通過特性が２ＧＨｚ，４ＧＨｚ，６ＧＨｚ近傍に減衰極を有し、ストリップライン構造でも同様の効果が発揮されることが分かる。
【００３２】
この第３実施形態でも、第１実施形態と同様に、共振器４を設けることにより、デジタル信号の周波数の偶数倍の周波数成分は共振器４の接地端からの反射波と逆位相となり打ち消し合うため伝播できなくなり不要成分を除去できる。この結果、矩形波を構成する周波数成分すなわち上記周波数の奇数倍の周波数成分を通すことから、ノイズに強く、高速化対応可能なデジタル信号伝送が可能となる。
【００３３】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その他種々の態様で実施できる。
【００３４】
例えば、第１〜第３実施形態においては、周波数１ＧＨｚのデジタル信号を例に採っているが、他の周波数であっても共振器４の形状を調節することにより、同様の効果を発揮することができる。
【００３５】
また、第１〜第３実施形態においては、共振器４の導体パターン形状を長方形としているが、これに限られるわけではなく、例えば配線２の幅方向の距離を小さくして小型化を図るため、Ｌ字型形状の導体パターン（図１１参照）の共振器４３であっても、共振器４と同様の効果を発揮することができる。すなわち、共振器４は、容量的結合が可能であれば、直線に限定されず、曲線や折れ曲がった形状でもよい。この場合、共振器４の導体全体の長さを、伝送するデジタル信号の周波数と同じ周波数の正弦波の管内波長λｇの略１／４とする。
【００３６】
また、先の実施形態では、共振器４は、配線２に対して直交するように配置したが、これに限られるものではない。
【００３７】
さらに、複数の共振器が配置されているとき、幅を異ならせたり、又は、共振器下部の誘電体の誘電率を変えることにより、減衰極の帯域幅を変化させることができる。例えば、図１２に示すように、一方の共振器４１の下面に、基板１とは異なる材料の誘電体層５０を備えるとともに、他方の共振器４２の下面は基板１に直接接触させることにより、共振器下部の誘電体の誘電率を変えることができる。これは、特に、高密度なデジタル回路基板に対して有効である。
【００３８】
本発明は、周波数は２００ＭＨｚ以上のデジタル信号伝送線路に好適であり、そのようなデジタル信号伝送線路を有する回路基板（例えば、パーソナルコンピータ用などの回路基板）で有効である。
【００３９】
なお、上記様々な実施形態のうちの任意の実施形態を適宜組み合わせることにより、それぞれの有する効果を奏するようにすることができる。
【００４０】
【発明の効果】
本発明のデジタル信号伝送線路によれば、導体配線にデジタル信号と同じ周波数の正弦波の管内波長の略１／４の長さの共振器を設けることで、デジタル信号の周波数の偶数倍の周波数成分は共振器の接地端からの反射波と逆位相となって打ち消し合うため伝播できなくなり、不要成分を除去することができ、デジタル信号の矩形波を形成するために必要な周波数成分を選択的に通過させることができる。よって、波形劣化の少ない、ノイズに強い、高速なデジタル回路基板を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図２】理想的なデジタル信号の波形を示すグラフである。
【図３】実際のデジタル信号の波形を示すグラフである。
【図４】本発明の第１実施形態におけるデジタル信号伝送線路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図５】本発明の第２実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図６】本発明の第２実施形態におけるデジタル信号伝送線路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図７】本発明の第３実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的にかつ透視的に示す斜視図である。
【図８】本発明の第３実施形態におけるデジタル信号伝送線路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】従来のデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図１０】本発明の第２実施形態の変形例におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図１１】本発明の第１実施形態における、Ｌ字型形状の導体パターンのデジタル信号伝送線路を概略的に示す平面図である。
【図１２】本発明の上記第１実施形態の変形例におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【符号の説明】
１…基板、２…配線、３…グランドプレーン、４…共振器、５…ビア、１０…間隙、２１…配線の不連続部、２２…配線の不連続部、４１…共振器、４２…共振器、４３…共振器、５０…誘電体層。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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