(57)【要約】【課題】軽負荷時のスイッチング周波数を大幅に低下させてスイッチング損失を低減するとともに、定格負荷時や重負荷時のスイッチング周波数が必要以上に下がらないようにして導通損失の増大を防止することのできるスイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置を提供する。【解決手段】オン期間制御回路５とオフ期間制御回路６を備え、軽負荷時にオフ期間制御回路６を機能させることによってスイッチング周波数の低減を図り、定格負荷時や重負荷時にはオフ期間制御回路６に代えてオン期間制御回路５を機能させることによって、オフ期間制御回路６によるスイッチング周波数の必要以上の低下を防止する。【選択図】　　　　　　図１
2004080941.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線、二次巻線および帰還巻線を備えたトランスと、前記一次巻線に直列に接続された入力電源および第１のスイッチ素子と、前記帰還巻線の一端と前記第１のスイッチ素子の制御端子との間に設けられた制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、該整流回路から出力される出力電圧を検出して前記制御回路にフィードバック信号を送る出力電圧検出回路を備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、前記フィードバック信号に基づいてオン状態の前記第１のスイッチ素子をターンオフさせることによって出力電圧を安定化させるオン期間制御回路と、前記フィードバック信号に基づいて前記第１のスイッチ素子のターンオンを遅延させることによって出力電圧を安定化させるオフ期間制御回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
軽負荷時に前記オフ期間制御回路を機能させてオフ期間を制御することにより出力電圧の安定化を行い、軽負荷時以外に前記オン期間制御回路を機能させてオン期間を制御することにより出力電圧の安定化を行うことを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記フィードバック信号は、オン期間制御回路を制御する第１のフィードバック信号と、オフ期間制御回路を制御する第２のフィードバック信号からなり、
前記出力電圧検出回路は前記第１のフィードバック信号と前記第２のフィードバック信号を、負荷電力に応じて排他的に出力することを特徴とする、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記出力電圧検出回路は、前記第１のフィードバック信号を出力する第１の発光ダイオードと、該第１の発光ダイオードに直列に接続されたシャントレギュレータと、前記第１の発光ダイオードに対して並列関係になるように接続された第１の直列回路とを備え、該第１の直列回路は第２の発光ダイオードおよび出力電圧が所定の値を超えるまで前記第２の発光ダイオードに電流が流れないように設けられた定電圧源からなり、
前記オン期間制御回路は、前記第１のスイッチ素子の制御端子と入力側のグランドとの間に設けられた第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子の制御端子に接続されるとともに前記第２のスイッチ素子をターンオンさせるために機能する時定数回路とを備え、該時定数回路は抵抗および前記第１の発光ダイオードと結合した第１のフォトトランジスタからなる第２の直列回路を含むとともに、該第２の直列回路の抵抗の抵抗値を大きくすることによって、前記第１の発光ダイオードに所定以上の電流が流れても前記第１のフォトトランジスタに流れる電流がほとんど変化しないために前記時定数回路の時定数が変化せず前記オン期間制御回路が出力電圧安定化のためには実質的に機能しないようにされていることを特徴とする、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記出力電圧検出回路は、前記第１のフィードバック信号を出力する第１の発光ダイオードおよび該第１の発光ダイオードに直列に接続されたスイッチと、前記第１の発光ダイオードおよび前記スイッチからなる直列回路にさらに直列に接続されたシャントレギュレータと、前記第１の発光ダイオードおよび前記スイッチからなる直列回路に対して並列関係になるように接続された第１の直列回路とを備え、該第１の直列回路は第２の発光ダイオードおよび出力電圧が所定の値を超えるまで前記第２の発光ダイオードに電流が流れないように設けられた定電圧源からなり、
前記オン期間制御回路は、前記第１のスイッチ素子の制御端子と入力側のグランドとの間に設けられた第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子の制御端子に接続されるとともに前記第２のスイッチ素子をターンオンさせるために機能する時定数回路とを備え、該時定数回路は抵抗および前記第１の発光ダイオードと結合した第１のフォトトランジスタからなる第２の直列回路を含むことを特徴とする、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記オフ期間制御回路は、前記帰還巻線の一端と前記第１のスイッチ素子の制御端子との間に直列に設けられ、前記出力電圧検出回路からの第２のフィードバック信号に基づいてオンオフ制御される第３のスイッチ素子を有することを特徴とする、請求項４または５に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記オフ期間制御回路は、前記第２の発光ダイオードと結合した第２のフォトトランジスタを備え、該第２のフォトトランジスタの抵抗値が所定の値以下の時に前記第３のスイッチ素子がオン、オフすることを特徴とする、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記第２のフォトトランジスタのエミッタを前記第２のスイッチ素子の制御端子に接続することによって、前記第２のフォトトランジスタを前記オン期間制御回路の前記時定数回路の一部として機能するようにしたことを特徴とする、請求項７に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記オフ期間制御回路は、前記第２の発光ダイオードと結合した第２のフォトトランジスタとコンデンサとを含む第３の直列回路を備え、該第３の直列回路は前記第１のスイッチ素子のオフ期間に電流が流れる向きで前記帰還巻線に並列に接続されてなり、前記帰還巻線に発生する電圧による前記コンデンサの充電電圧が所定の値以上の時に前記第３のスイッチ素子がオフ状態になることを特徴とする、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記オフ期間制御回路は、前記第１のスイッチ素子の制御端子に印加される電圧を制限するリミット回路を備え、該リミット回路は前記第３のスイッチ素子を含んで構成されることを特徴とする、請求項７ないし請求項９のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記帰還巻線に発生する電圧を利用して前記オフ期間制御回路に駆動電圧を供給する直流電圧源と、前記入力電源と前記直流電圧源の出力の間に設けられた電流逆流防止機能を備えた定電圧レギュレータを有することを特徴とする、請求項１ないし１０のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
請求項１ないし１１のいずれかに記載のスイッチング電源装置を用いたことを特徴とする電子装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、例えばプリンタやファクシミリなどにおいて、待機時、すなわち印刷動作を行っていない時の消費電力を少なくすることへの要求が増えてきている。その１つとして、プリンタやファクシミリに使用される電源装置自身の待機時、すなわち軽負荷時の消費電力を少なくすることが求められている。
【０００３】
しかしながら、一般的なＲＣＣ方式のスイッチング電源装置においては、負荷が軽くなるほどスイッチング周波数が高くなり、スイッチング損失が増加するという性質を持っており、そのままでは軽負荷時の消費電力の低減は望めない。
【０００４】
これに対して、ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置における軽負荷時の消費電力を低減するためのスイッチング電源装置が、例えば特開平７−６７３３５号公報に開示されている。特開平７−６７３３５号公報に開示されたスイッチング電源装置は、軽負荷時に第１のスイッチ素子の制御端子を一定時間強制的に接地させる回路を備えることによって、第１のスイッチ素子のターンオンを遅らせてスイッチング周波数が一定以上にならないようにして、軽負荷時の消費電力を低減している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開平７−６７３３５号公報に開示されたスイッチング電源装置においては、スイッチング周波数が一定以上にならないようにするだけでは、軽負荷時にスイッチング周波数を大幅に低下させて消費電力を大幅に削減するということができないという問題がある。
【０００６】
また、スイッチング周波数が負荷の急激な変化に追従できないという問題がある。例えば、軽負荷時と重負荷時でスイッチング周波数が大きく変わるように設定されていると、軽負荷から重負荷に負荷が急変した場合、負荷の変化にスイッチング周波数が追従できずに、出力の低下や電源の停止が起きる可能性がある。このため、軽負荷時においてスイッチング周波数を大幅に低下させることができなくなるという問題がある。
【０００７】
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、軽負荷時のスイッチング周波数を大幅に低下させて消費電力を削減することのできるスイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置を提供する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源装置は、一次巻線、二次巻線および帰還巻線を備えたトランスと、前記一次巻線に直列に接続された入力電源および第１のスイッチ素子と、前記帰還巻線の一端と前記第１のスイッチ素子の制御端子との間に設けられた制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、該整流回路から出力される出力電圧を検出して前記制御回路にフィードバック信号を送る出力電圧検出回路を備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路が、前記フィードバック信号に基づいてオン状態の前記第１のスイッチ素子をターンオフさせることによって出力電圧を安定化させるオン期間制御回路と、前記フィードバック信号に基づいて前記第１のスイッチ素子のターンオンを遅延させることによって出力電圧を安定化させるオフ期間制御回路を備えたことを特徴とする。
【０００９】
また、本発明のスイッチング電源装置は、軽負荷時に前記オフ期間制御回路を機能させてオフ期間を制御することにより出力電圧の安定化を行い、軽負荷時以外に前記オン期間制御回路を機能させてオン期間を制御することにより出力電圧の安定化を行うことを特徴とする。
【００１０】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記フィードバック信号が、オン期間制御回路を制御する第１のフィードバック信号と、オフ期間制御回路を制御する第２のフィードバック信号からなり、前記出力電圧検出回路が前記第１のフィードバック信号と前記第２のフィードバック信号を、負荷電力に応じて排他的に出力することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記出力電圧検出回路が、前記第１のフィードバック信号を出力する第１の発光ダイオードと、該第１の発光ダイオードに直列に接続されたシャントレギュレータと、前記第１の発光ダイオードに対して並列関係になるように接続された第１の直列回路とを備え、該第１の直列回路は第２の発光ダイオードおよび出力電圧が所定の値を超えるまで前記第２の発光ダイオードに電流が流れないように設けられた定電圧源からなり、前記オン期間制御回路が、前記第１のスイッチ素子の制御端子と入力側のグランドとの間に設けられた第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子の制御端子に接続されるとともに前記第２のスイッチ素子をターンオンさせるために機能する時定数回路とを備え、該時定数回路は抵抗および前記第１の発光ダイオードと結合した第１のフォトトランジスタからなる第２の直列回路を含むとともに、該第２の直列回路の抵抗の抵抗値を大きくすることによって、前記第１の発光ダイオードに所定以上の電流が流れても前記第１のフォトトランジスタに流れる電流がほとんど変化しないために前記時定数回路の時定数が変化せず前記オン期間制御回路が出力電圧安定化のためには実質的に機能しないようにされていることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記出力電圧検出回路が、前記第１のフィードバック信号を出力する第１の発光ダイオードおよび該第１の発光ダイオードに直列に接続されたスイッチと、前記第１の発光ダイオードおよび前記スイッチからなる直列回路にさらに直列に接続されたシャントレギュレータと、前記第１の発光ダイオードおよび前記スイッチからなる直列回路に対して並列関係になるように接続された第１の直列回路とを備え、該第１の直列回路は第２の発光ダイオードおよび出力電圧が所定の値を超えるまで前記第２の発光ダイオードに電流が流れないように設けられた定電圧源からなり、前記オン期間制御回路は、前記第１のスイッチ素子の制御端子と入力側のグランドとの間に設けられた第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子の制御端子に接続されるとともに前記第２のスイッチ素子をターンオンさせるために機能する時定数回路とを備え、該時定数回路は抵抗および前記第１の発光ダイオードと結合した第１のフォトトランジスタからなる第２の直列回路を含むことを特徴とする。
【００１３】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフ期間制御回路が、前記帰還巻線の一端と前記第１のスイッチ素子の制御端子との間に直列に設けられ、前記出力電圧検出回路からの第２のフィードバック信号に基づいてオンオフ制御される第３のスイッチ素子を有することを特徴とする。
【００１４】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフ期間制御回路が、前記第２の発光ダイオードと結合した第２のフォトトランジスタを備え、該第２のフォトトランジスタの抵抗値が所定の値以下の時に前記第３のスイッチ素子がオン、オフすることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第２のフォトトランジスタのエミッタを前記第２のスイッチ素子の制御端子に接続することによって、前記第２のフォトトランジスタを前記オン期間制御回路の前記時定数回路の一部として機能するようにしたことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフ期間制御回路が、前記第２の発光ダイオードと結合した第２のフォトトランジスタとコンデンサとを含む第３の直列回路を備え、該第３の直列回路は前記第１のスイッチ素子のオフ期間に電流が流れる向きで前記帰還巻線に並列に接続されてなり、前記帰還巻線に発生する電圧による前記コンデンサの充電電圧が所定の値以上の時に前記第３のスイッチ素子がオフ状態になることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフ期間制御回路が、前記第１のスイッチ素子の制御端子に印加される電圧を制限するリミット回路を備え、該リミット回路は前記第３のスイッチ素子を含んで構成されることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記帰還巻線に発生する電圧を利用して前記オフ期間制御回路に駆動電圧を供給する直流電圧源と、前記入力電源と前記直流電圧源の出力の間に設けられた電流逆流防止機能を備えた定電圧レギュレータを有することを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の電子装置は、上記のスイッチング電源装置を用いたことを特徴とする。
【００２０】
このように構成することにより、本発明のスイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置においては、軽負荷時のスイッチング周波数を低下させてスイッチング損失の低減を図ることができる。また、定格負荷時や重負荷時のスイッチング周波数の低下を防止して導通損失の増大を防止することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１に、本発明のスイッチング電源装置の一実施例の回路図を示す。図１において、スイッチング電源装置１は、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎ３を備えたトランスＴと、一端が一次巻線Ｎ１の一端に接続された入力電源である直流電源Ｖｃｃと、一次巻線Ｎ１の他端と直流電源Ｖｃｃの他端との間に接続されたＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ素子Ｑ１と、二次巻線Ｎ２と出力端子Ｐｏの間に接続された整流回路２と、出力端子Ｐｏに接続された出力電圧検出回路３と、帰還巻線Ｎ３の一端と第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子であるゲートとの間に設けられた制御回路４から構成されている。ここで、直流電源Ｖｃｃの他端が入力側のグランドになる。
【００２２】
整流回路２は二次巻線Ｎ２の一端に接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１のカソードと二次巻線Ｎ２の他端との間に接続された平滑用のコンデンサＣ１から構成されている。ここで、二次巻線Ｎ２の他端が出力側のグランドになる。
【００２３】
出力電圧検出回路３は、出力端子Ｐｏと出力側のグランドとの間において互いに直列に接続された抵抗Ｒ１および第１の発光ダイオードＰＤ１およびシャントレギュレータＳＲと、同じく出力端子Ｐｏと出力側のグランドとの間において互いに直列に接続された抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ２と、第２の発光ダイオードＰＤ２とツェナーダイオードＤ２からなる第１の直列回路７と、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ２とを備えている。ここで、第１の直列回路７は抵抗Ｒ２と直列に接続されるとともに、抵抗Ｒ１および第１の発光ダイオードＰＤ１に対して並列に接続されている。また、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ２は直列に接続され、その一端は第１の発光ダイオードＰＤ１とシャントレギュレータＳＲの接続点に、他端は抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点に接続されている。そして、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点はシャントレギュレータＳＲの制御端子に接続されている。このうち、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ２はシャントレギュレータＳＲに対する負帰還回路である。
【００２４】
制御回路４は、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに接続されたオン期間制御回路５と、帰還巻線Ｎ３の一端と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートとの間に直列に接続されたコンデンサＣ３およびオフ期間制御回路６と、コンデンサＣ３およびオフ期間制御回路６の接続点と直流電源Ｖｃｃの一端との間に接続された起動抵抗Ｒ６から構成されている。
【００２５】
このうち、オン期間制御回路５は、ＮＰＮ型のトランジスタである第２のスイッチ素子Ｑ２と、抵抗Ｒ７と、ダイオードＤ３と、抵抗Ｒ８と第１のフォトトランジスタＰＴ１からなる第２の直列回路８と、抵抗Ｒ９と、コンデンサＣ４から構成されている。このうち、第２のスイッチ素子Ｑ２のコレクタとエミッタは第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートとソースにそれぞれ接続されている。抵抗Ｒ７は帰還巻線Ｎ３の一端と第２のスイッチ素子Ｑ２の制御端子であるベースとの間に接続されている。ダイオードＤ３と第２の直列回路８も、同じく帰還巻線Ｎ３の一端と第２のスイッチ素子Ｑ２のベースとの間に直列に接続されている。そして、抵抗Ｒ９およびコンデンサＣ４はそれぞれ第２のスイッチ素子Ｑ２のベース−エミッタ間に接続されている。第１のフォトトランジスタＰＴ１は第１の発光ダイオードＰＤ１とともにフォトカプラを構成している。この第１のフォトトランジスタＰＴ１と第１の発光ダイオードＰＤ１からなるフォトカプラを介して出力電圧検出回路３からオン期間制御回路５に送られるフィードバック信号を第１のフィードバック信号という。
【００２６】
また、オフ期間制御回路６は、ＰＮＰ型のトランジスタである第３のスイッチ素子Ｑ３と、コンデンサＣ５と、ＮＰＮ型のトランジスタＱ４と、抵抗Ｒ１０と、抵抗Ｒ１１と、コンデンサＣ６と、第２のフォトトランジスタＰＴ２と、ダイオードＤ１０と、コンデンサＣ９と、抵抗Ｒ２１から構成されている。このうち、第３のスイッチ素子Ｑ３は、エミッタとコレクタがコンデンサＣ３と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにそれぞれ接続され、ベースが抵抗Ｒ１０を介してトランジスタＱ４のコレクタに接続されている。トランジスタＱ４は、エミッタが入力側のグランドに接続され、ベースが抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＱ３のエミッタに接続されるとともに、コンデンサＣ６と第２のフォトトランジスタＰＴ２をそれぞれ介して入力側のグランドに接続されている。第２のフォトトランジスタＰＴ２は第２の発光ダイオードＰＤ２とともにフォトカプラを構成している。この第２のフォトトランジスタＰＴ２と第２の発光ダイオードＰＤ２からなるフォトカプラを介して出力電圧検出回路３からオフ期間制御回路６に送られるフィードバック信号を第２のフィードバック信号という。さらに、帰還巻線Ｎ３の一端はダイオードＤ１０とコンデンサＣ９を順に介して他端に接続されており、ダイオードＤ１０とコンデンサＣ９の接続点は抵抗Ｒ２１を介してトランジスタＱ４のベースに接続されている。
【００２７】
そして、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート・ドレイン間には抵抗Ｒ１２が接続されている。抵抗Ｒ１２は、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間インピーダンスを低くすることにより、サージなどによって第１のスイッチ素子Ｑ１がオンしてしまうことを防ぐ効果がある。
【００２８】
このように構成されたスイッチング電源装置１について、まず定格負荷時や重負荷時などの軽負荷時以外の動作について先に説明する。なお、以下の説明においては、特に断らない限り重負荷時という場合には定格負荷時を含むものとする。
【００２９】
スイッチング電源装置１においては、第１のスイッチ素子Ｑ１がオンの時に一次巻線Ｎ１に流れる電流によってトランスＴに磁気エネルギーが蓄えられ、第１のスイッチ素子Ｑ１がオフの時にその磁気エネルギーによって二次巻線Ｎ２から整流回路２を介して出力端子Ｐｏに接続された負荷に電流が流れる。そして、出力電圧検出回路３においては、第１の発光ダイオードＰＤ１には負荷電力に応じて負荷が軽くなるほど大きくなる電流が流れる。出力電圧検出回路３においては、重負荷時には、この電流による抵抗Ｒ１と第１の発光ダイオードＰＤ１における電圧降下がツェナーダイオードＤ２のツェナー電圧を超えないように設定しておく。そのため、重負荷時には、第１の発光ダイオードＰＤ１には電流は流れるが第２の発光ダイオードＰＤ２には電流は流れない。
【００３０】
第２の発光ダイオードＰＤ２に電流が流れないと、第２のフィードバック信号が出力されないため、オフ期間制御回路６の第２のフォトトランジスタＰＴ２がオフのままとなる。コンデンサＣ６は、ダイオードＤ１０とコンデンサＣ９からなる整流回路から抵抗Ｒ２１を介して流れ込む電流によって充電される。そして、帰還巻線Ｎ３の電圧が負の時には抵抗Ｒ１１および第２のフォトトランジスタＰＴ２を介して放電される。しかしながら、第２のフォトトランジスタＰＴ２がオフしているため、コンデンサＣ６はほとんど放電されず、電圧降下はほとんどない。そのため、コンデンサＣ６は常に充電された状態になる。そして、コンデンサＣ６に充電されている電圧によってトランジスタＱ４がオン状態になり、それによって第３のスイッチ素子Ｑ３もオン状態になる。二次巻線Ｎ２から流れ出る電流がなくなると帰還巻線Ｎ３にはフライバック電圧が発生するが、第３のスイッチ素子Ｑ３はオン状態にあるためにフライバック電圧が帰還巻線Ｎ３から第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されるのを妨げない。したがって、定格負荷以上の時にはオフ期間制御回路６は機能しない。
【００３１】
一方、第１の発光ダイオードＰＤ１には負荷の大きさに応じて負荷が軽くなるほど大きな電流が流れるため、第１のフィードバック信号によってオン期間制御回路５の第１のフォトトランジスタＰＴ１は、負荷が軽くなって第１の発光ダイオードＰＤ１に流れる電流が多くなるほど抵抗値が小さくなる抵抗として機能する。
【００３２】
また、オン期間制御回路５においては、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオン後に帰還巻線Ｎ３に発生する電圧によってコンデンサＣ４が充電され、その充電電圧が第２のスイッチ素子Ｑ２のしきい値に達することによって第２のスイッチ素子Ｑ２がターンオンし、それによって第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせることができる。すなわち、オン期間制御回路５は第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間を制御する機能を備えている。
【００３３】
そして、コンデンサＣ４は、帰還巻線Ｎ３から抵抗Ｒ７を介して流れ込む電流だけでなく、ダイオードＤ３と第２の直列回路８（抵抗Ｒ８と第１のフォトトランジスタＰＴ１）を介して流れ込む電流によっても充電される。上述のように、第１のフォトトランジスタＰＴ１は第１のフィードバック信号にしたがって負荷が軽くなるほど抵抗値の小さな抵抗として機能するため、負荷が軽くなるほど第１のフォトトランジスタＰＴ１を流れる電流が増え、コンデンサＣ４の充電速度が速くなる。コンデンサＣ４の充電速度が速くなると第２のスイッチ素子Ｑ２が速くターンオンするので、第１のスイッチ素子Ｑ１を速くターンオフさせ、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が短くなる。このように、オン期間制御回路５は、重負荷時に負荷が軽くなるほどスイッチ素子Ｑ１のオン期間を短くして出力電圧が一定になるように制御している。
【００３４】
なお、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフと同時に帰還巻線Ｎ３には逆方向の電圧が発生し、それによってコンデンサＣ４の充電電荷は放電されるため、上記の動作は繰り返し可能になる。
【００３５】
上記のように、スイッチング電源装置１においては、重負荷時にはオン期間制御で出力電圧が安定化される。その際、オフ期間制御回路６が機能しないために第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンは帰還巻線からのフライバック電圧によって行われる。そのため、スイッチング電源装置１においては、第１のスイッチ素子Ｑ１がオンの時に一次巻線Ｎ１に電流が流れ、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフで一次巻線Ｎ１に電流が流れなくなると同時に二次巻線Ｎ２から電流が流れだし、二次巻線Ｎ２から流れ出す電流がなくなると同時に第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンして一次巻線Ｎ１に電流が流れ始めるという動作を繰り返す電流臨界モードで動作する。
【００３６】
次に、スイッチング電源装置１の軽負荷時の動作について説明する。
オン期間制御回路５において、第１のフォトトランジスタＰＴ１は第１のフィードバック信号に応じた抵抗として機能するが、その抵抗値が直列に接続された抵抗Ｒ８の抵抗値に対して十分に小さくなると、第１のフォトトランジスタＰＴ１の抵抗値の変化はオン期間制御回路５の動作に影響を与えなくなる。すなわち、軽負荷になって第１の発光ダイオードＰＤ１に流れる電流が大きくなると、第１のフォトトランジスタＰＴ１の抵抗値は十分に小さくなるが、抵抗Ｒ８の抵抗値が存在するために、第２の直列回路８のインピーダンスは抵抗Ｒ８の抵抗値より小さくならない。そのため、オン期間をそれ以上短縮することができなくなり、オン期間制御回路として機能しなくなる。これは、第１の発光ダイオードＰＤ１が発光しているにもかかわらず第１のフィードバック信号が実質的に出力されなくなることを意味する。なお、このためには抵抗Ｒ８の抵抗値を、オフ期間制御回路を備えていない場合に比べてあらかじめ高くしておく必要がある。
【００３７】
負荷が軽くなるにもかかわらずオン期間制御回路５が機能しなくなると、オン期間がそれ以上短くならなくなるために、スイッチング電源装置１は制御不能となって出力電圧が跳ね上がろうとする。そのとき出力電圧検出回路３の抵抗Ｒ１と第１の発光ダイオードＰＤ１からなる直列回路にはツェナーダイオードＤ２のツェナー電圧を越える電圧が印加される。そのため、第１の発光ダイオードＰＤ１にはさらに大きな電流が流れるようになる。また、第２の発光ダイオードＰＤ２にも負荷の大きさに応じた電流が流れるようになり、第２のフィードバック信号が出力されるようになる。
【００３８】
一方、オフ期間制御回路６においては、第２のフィードバック信号によって第２のフォトトランジスタＰＴ２がオンになって第２のフィードバック信号に応じた抵抗値を有する抵抗として機能するようになる。この場合、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間にコンデンサＣ６の充電電荷は抵抗Ｒ１１と第２のフォトトランジスタＰＴ２を介して放電され、充電電圧はトランジスタＱ４のしきい値以下になり、トランジスタＱ４はオフ状態になる。それによって、第３のスイッチ素子Ｑ３もオフ状態になる。そのため、二次巻線Ｎ２から流れ出る電流がなくなって帰還巻線Ｎ３にフライバック電圧が発生しても、それが第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されるのが妨げられる。フライバック電圧が第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されないということは第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンを妨げてオフ期間を延長させることを意味する。
【００３９】
トランスＴのエネルギーがダイオードＤ１を介して放出された後、帰還巻線Ｎ３の電圧は負電圧からリンギングの状態になる。帰還巻線Ｎ３の電圧が負電圧でなくなることによって、抵抗Ｒ１１を介してのコンデンサＣ６の放電はなくなる。そのため、抵抗Ｒ２１と第２のフォトトランジスタＰＴ２とコンデンサＣ６で決まる時定数によって、コンデンサＣ６は再び充電され始める。これによってコンデンサＣ６の充電電圧が上昇するとトランジスタＱ４がオンし、第３のスイッチ素子Ｑ３もオンする。第３のスイッチ素子Ｑ３がオンするとコンデンサＣ３に蓄えられた電荷によって第３のスイッチ素子Ｑ３のコレクタ電圧すなわち第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧が上昇し、ターンオンする。このように、オフ期間制御回路６は第２のフィードバック信号に応じて第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間を制御することができる。
【００４０】
しかも、負荷が軽くなるほど第２の発光ダイオードＰＤ２に流れる電流が大きくなって第２のフォトトランジスタＰＴ２の抵抗値が低くなるため、コンデンサＣ６がトランジスタＱ４をターンオンできる程度まで充電されるのに時間がかかるようになる。そのため、負荷が軽くなるほど第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間は長くなる。そして、このオフ期間制御回路６が機能することによって出力電圧が一定に制御される。なお、この場合にはスイッチング電源装置１は電流不連続モードで動作する。
【００４１】
スイッチング電源装置１が軽負荷時に電流不連続モードで動作するのは上述のようにオフ期間制御を行っているからである。そして、これはオフ期間制御を行う場合には避けられない。したがって、仮に、オン期間制御回路５が存在せず、オフ期間制御回路６が重負荷時にも動作すると、重負荷時においてもオフ期間制御が行われることになる。オフ期間制御が行われると、通常のＲＣＣ方式の場合とは逆に負荷が重くなるほどスイッチング周波数が高くなる。スイッチング電源装置においては、軽負荷時にはスイッチング損失が相対的に大きくなるためにスイッチング周波数を低くしたいという希望があり、逆に重負荷時には導通損失が相対的に大きくなるためにスイッチング周波数を高くしたいという要望があり、オフ期間制御はこれに合致している。
【００４２】
しかしながら、オフ期間を制御する場合は、常に電流不連続モードで動作することになり、スイッチング周波数の上昇には限界がある。しかも、軽負荷時のスイッチング周波数を十分に低下させようとすると、重負荷時のスイッチング周波数が通常のＲＣＣ方式の場合よりも非常に低くなり、導通損失が大きくなるという問題が発生する可能性がある。スイッチング電源装置１においては、軽負荷時にのみオフ期間制御を行うことによって、このような問題が発生するのを防止することができる。
【００４３】
ここで図２に、本発明のスイッチング電源装置１における、第１のスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、コンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６、コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４の時間変化波形の測定結果を示す。このうち、（ａ）はオン期間制御の行われている定格負荷時の状態を、（ｂ）は負荷が定格負荷時より軽くなってオン期間制御からオフ期間制御に切り替わる直前の状態を、（ｃ）はオフ期間制御の行われている軽負荷時の状態を、（ｄ）はさらに負荷の軽い無負荷に近いときの状態をそれぞれ示している。
【００４４】
図２（ａ）、（ｂ）に示されるように、オン期間制御の行われている状態においては、オフ期間制御回路６のコンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６はトランジスタＱ４をオン状態にするレベルでほぼ一定となっており、オフ期間制御回路６が機能していないことがわかる。また、図２（ｂ）の方がスイッチングの周期が短くなっていることよりオン期間制御回路５が機能していることがわかる。また、図２（ａ）、（ｂ）より、コンデンサＣ４の充電電圧Ｖｃ４がピークになったときが第２のスイッチ素子Ｑ２のターンオン（第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフ）のタイミングであることもわかる。なお、図２（ａ）、（ｂ）と図２（ｃ）、（ｄ）を比較するとわかるように、図２（ａ）、（ｂ）の場合にはＶｄｓのリンギングがない。これより、スイッチング電源装置１が電流連続モードで動作していることがわかる。
【００４５】
そして、図２（ｃ）、（ｄ）に示されるように、軽負荷時においてはオフ期間制御回路６のコンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６が周期的に変動しており、オフ期間制御回路６が機能していることがわかる。その際、二次巻線Ｎ２から流れ出る電流がなくなって第１のスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓがリンギングを始める時点（帰還巻線Ｎ３にフライバック電圧が発生する時点）において、コンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６が極小値を示していることより、トランジスタＱ４がオフ状態にあり、それによって第３のスイッチ素子Ｑ３もオフ状態にあり、フライバック電圧が第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されるのを妨げていることがわかる。また、このような動作をしているときには必然的にスイッチング電源装置１が電流不連続モードで動作していることになる。
【００４６】
また、図３および図４に、本発明のスイッチング電源装置１における、負荷電流とスイッチング周波数および効率の関係を、それぞれオフ期間制御のみが行われる場合との比較で示す。
【００４７】
図３および図４よりわかるように、負荷電流の少ない軽負荷時には本発明とオフ期間制御のみの場合とでスイッチング周波数や効率に大きな違いはないが、一定以上の負荷においては、本発明の方がスイッチング周波数が高くなり、それに伴って効率がよくなっていることがわかる。
【００４８】
以上の説明のように、本発明のスイッチング電源装置１においては、出力電圧の安定化のために定格負荷以上においてはオン期間制御が行われ、軽負荷時にはオフ期間制御が行われる。そのため、軽負荷時にはスイッチング周波数を大幅に低下させてスイッチング損失を低減することができ、定格負荷時以上においてはオフ期間制御の影響によるスイッチング周波数の必要以上の低下を防止して導通損失の増大を防止することができる。
【００４９】
（実施例２）
図５に、本発明のスイッチング電源装置の別の実施例の回路図を示す。図５において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５０】
図５に示したスイッチング電源装置１０において、スイッチング電源装置１との違いは、オフ期間制御回路６の第２のフォトトランジスタＰＴ２のエミッタが、入力側のグランドではなく、オン期間制御回路５の第２のスイッチ素子Ｑ２のベースに接続されている点だけである。
【００５１】
このように構成されたスイッチング電源装置１０においては、重負荷時にはスイッチング電源装置１の場合と同様に第２の発光ダイオードＰＤ２に電流が流れないのでオフ期間制御回路６が機能せず、オン期間制御が行われる。
【００５２】
一方、スイッチング電源装置１においては、軽負荷時には、第１のフォトトランジスタＰＴ１の抵抗値が抵抗Ｒ８の抵抗値に対して十分に小さくなるために、第１の発光ダイオードＰＤ１からの第１のフィードバック信号は実質的に出力されなくなる。そして、第２の発光ダイオードＰＤ２に電流が流れるためにオフ期間制御回路６が機能する。
【００５３】
ところが、スイッチング電源装置１０においては、第２のフォトトランジスタＰＴ２のエミッタが入力側のグランドではなく、オン期間制御回路５の第２のスイッチ素子Ｑ２のベースに接続されているため、第２のフォトトランジスタＰＴ２を流れる電流がオン期間制御回路５のコンデンサＣ４の充電電流としても利用されることになる。すなわち、第２のフォトトランジスタＰＴ２がオン期間制御回路５の時定数回路の一部として機能することになる。そのため、負荷が軽くなって第２の発光ダイオードＰＤ２に流れる電流が多くなり、それに伴って第２のフォトトランジスタＰＴ２に流れる電流も多くなると、コンデンサＣ４の充電時間が短くなり、第２のスイッチ素子Ｑ２のターンオンが速くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフも速くなる。すなわち、軽負荷時には補助的にオン期間も短くなるように制御されることになる。この場合、軽負荷時のスイッチング周波数はスイッチング電源装置１に比べれば高くなる。
【００５４】
スイッチング電源装置１においては、軽負荷時にはオフ期間制御のみが行われるために、負荷が極端に軽くなったり無負荷状態になったりすると、スイッチング周波数が極度に低下して音鳴りが発生する場合がある。これに対して、スイッチング電源装置１０の場合には、軽負荷時にオフ期間制御だけでなく補助的にオン期間も制御することによって、スイッチング周波数を一定以上に保って音鳴りを防止することができる。
【００５５】
（実施例３）
図６に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図６において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５６】
図６に示したスイッチング電源装置２０において、スイッチング電源装置１との違いは、制御回路４に代えて制御回路２１を備えている点だけである。制御回路２１においては、制御回路４における起動抵抗Ｒ６を削除し、オフ期間制御回路６に代えてオフ期間制御回路２２を備えている。なお、オン期間制御回路５に関しては変更はない。
【００５７】
オフ期間制御回路２２は、ＮＰＮ型のトランジスタである第３のスイッチ素子Ｑ５と、実質的に起動抵抗となる抵抗Ｒ１２と、ツェナーダイオードＤ４と、ＮＰＮ型のトランジスタＱ６と、抵抗Ｒ１３および抵抗Ｒ１４および抵抗Ｒ１５と、コンデンサＣ７と、第２のフォトトランジスタＰＴ２と、ダイオードＤ５から構成されている。ここで、第３のスイッチ素子Ｑ５は、コレクタとエミッタがそれぞれコンデンサＣ３と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに接続され、ベースが抵抗Ｒ１２を介して直流電源Ｖｃｃの一端に接続されるとともにツェナーダイオードＤ４を介して入力側のグランドに接続されている。抵抗Ｒ１３とダイオードＤ５と第２のフォトトランジスタＰＴ２とコンデンサＣ７は直列に接続されるとともに帰還巻線Ｎ３に並列に接続されている。第２のフォトトランジスタＰＴ２とコンデンサＣ７は第３の直列回路２３を構成している。トランジスタＱ６は、コレクタが第３のスイッチ素子Ｑ５のベースに接続され、エミッタが第２のフォトトランジスタＰＴ２とコンデンサＣ７との接続点に接続されている。抵抗Ｒ１４はトランジスタＱ６のベース・エミッタ間に接続され、抵抗Ｒ１５はトランジスタＱ６のベースと入力側のグランドとの間に接続されている。
【００５８】
スイッチング電源装置１の場合と同様に、第２のフォトトランジスタＰＴ２は第２の発光ダイオードＰＤ２とともにフォトカプラを構成している。この第２のフォトトランジスタＰＴ２と第２の発光ダイオードＰＤ２からなるフォトカプラを介して出力電圧検出回路３からオフ期間制御回路２２にフィードバックされる信号が、スイッチング電源装置２０における第２のフィードバック信号となる。
【００５９】
このように構成されたスイッチング電源装置２０について、まず重負荷時の動作について先に説明する。
【００６０】
スイッチング電源装置２０においては、重負荷時にはスイッチング電源装置１の場合と同様に第２の発光ダイオードＰＤ２に電流が流れないのでオフ期間制御回路２２の第２のフォトトランジスタＰＴ２がオフのままになる。第２のフォトトランジスタＰＴ２がオフのときにはトランジスタＱ６も電流が流れないためにオフになる。そのために、第３のスイッチ素子Ｑ５のベース電圧はツェナーダイオードＤ４のツェナー電圧になり、第３のスイッチ素子Ｑ５がオン状態になる。この場合、フライバック電圧が帰還巻線Ｎ３から第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されるのが妨げられない。したがって、重負荷時にはオフ期間制御回路２２は機能しない。
【００６１】
なお、オン期間制御回路５に関してはスイッチング電源装置１と同じであるため、重負荷時にはオン期間制御が行われる。
【００６２】
一方、軽負荷時には、第２の発光ダイオードＰＤ２に電流が流れるために第２のフィードバック信号が発生し、オフ期間制御回路２２が機能する。
【００６３】
まず、主スイッチ素子Ｑ１がオフになって二次巻線Ｎ２からダイオードＤ１を介して電流が流れているときには、帰還巻線Ｎ３には他端側が高くなる電圧が発生している。このとき、第２の発光ダイオードＰＤ２に電流が流れて第２のフィードバック信号が発生していると、第２のフォトトランジスタＰＴ２は第２のフィードバック信号に応じた抵抗値を有する抵抗として機能するようになる。そのため、第３の直列回路２３、ダイオードＤ５、および抵抗Ｒ１３からなる直列回路に電流が流れ、それによってコンデンサＣ７が入力側のグランドに接続されている方が正になるように充電される。軽負荷になるほど第２のフォトトランジスタＰＴ２の抵抗値が低下するために、コンデンサＣ７に流れる電流が増えてコンデンサＣ７の充電電圧も高くなる。それと同時に、コンデンサＣ７の充電電圧が抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１４に印加されるため、コンデンサＣ７の充電電圧が一定以上に達した時点でトランジスタＱ６がオン状態になる。その結果、第３のスイッチ素子Ｑ５のベース電圧が低下して第３のスイッチ素子Ｑ５がオフ状態になる。
【００６４】
二次巻線Ｎ２からダイオードＤ１を介して流れ出る電流がゼロになると、帰還巻線Ｎ３にはそれまでとは符号が逆のフライバック電圧が発生する。このとき、コンデンサＣ７の充電電荷が抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５を介して放電されるためにトランジスタＱ６のオン状態が続く。そのため、第３のスイッチ素子Ｑ５のオフ状態も継続する。第３のスイッチ素子Ｑ５がオフ状態にある間はフライバック電圧が第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されるのが妨げられる。フライバック電圧が第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されないということは第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが妨げられてオフ期間が延長されることを意味する。
【００６５】
トランジスタＱ６のオン時間はコンデンサＣ７の放電時間で決まり、コンデンサＣ７の放電時間はコンデンサＣ７の充電電圧に依存する。コンデンサＣ７の充電電圧は上述のように軽負荷になるほど高くなるため、軽負荷になるほどトランジスタＱ６のオン時間が長くなり第３のスイッチ素子Ｑ５のオフ時間、すなわち第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間も長くなる。なお、この間にフライバック電圧は振動しながら減衰する。
【００６６】
コンデンサＣ７の充電電荷の減少によってトランジスタＱ６がオフすると第３のスイッチ素子Ｑ５のベース電圧が上昇し、オンする。第３のスイッチ素子Ｑ５がオンすると第３のスイッチ素子Ｑ５のベース・エミッタ間を介して流れる電流によって第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧が上昇し、ターンオンする。このように、オフ期間制御回路２２は第２のフィードバック信号に応じて第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間を制御することができる。すなわち、スイッチング電源装置２０においては、軽負荷時にオフ期間制御によって出力電圧が一定に制御される。
【００６７】
スイッチング電源装置２０においては、スイッチング電源装置１や１０とは異なり、上述のように第１のスイッチ素子Ｑ１がオフの時に帰還巻線Ｎ３に発生する電圧を利用して第３のスイッチ素子Ｑ５のオフ状態を維持させている。そして、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間中の第３のスイッチ素子Ｑ５のベース電圧はグランド電位よりも低い電位に保たれている。スイッチング電源装置１や１０の場合には、第３のスイッチ素子Ｑ３のオフ状態を維持する経路がなく、回路中のサージなどにより第３のスイッチ素子Ｑ３がオンしてしまう可能性がある。これに対して、スイッチング電源装置２０においては、回路構成上、第１のスイッチ素子Ｑ１がオフの時に帰還巻線Ｎ３に発生する電圧によって確実に第３のスイッチ素子Ｑ５をオフすることができる。そのため、電圧サージなどによる誤動作の可能性を低下させることができる。
【００６８】
（実施例４）
図７に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図７において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００６９】
図７に示したスイッチング電源装置３０において、スイッチング電源装置１との違いは、制御回路４に代えて制御回路３１を備えている点だけである。制御回路３１においては、制御回路４における起動抵抗Ｒ６を削除し、オフ期間制御回路６に代えてオフ期間制御回路３２を備えている。なお、オン期間制御回路５に関しては変更はない。
【００７０】
オフ期間制御回路３２においては、オフ期間制御回路４における第３のスイッチ素子Ｑ３、コンデンサＣ５、および抵抗Ｒ１０に代えて、第３のスイッチ素子Ｑ７、トランジスタＱ８、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８を備えている。ここで、第３のスイッチ素子Ｑ７はＮＰＮ型のトランジスタで、コレクタとエミッタがそれぞれコンデンサＣ３と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに接続されている。第３のスイッチ素子Ｑ７のベースと直流電源Ｖｃｃの一端との間には実質的に起動抵抗となる抵抗Ｒ１６が接続されている。ツェナーダイオードＤ６は第３のスイッチ素子Ｑ７のベースと入力側のグランドとの間に接続されている。トランジスタＱ８は、コレクタが第３のスイッチ素子Ｑ７のベースに接続され、エミッタが入力側のグランドに接続されている。そして、トランジスタＱ８のベースは、抵抗Ｒ１８を介して入力側のグランドに接続され、トランジスタＱ４のコレクタにも接続されている。トランジスタＱ８のベースは、さらに抵抗Ｒ１７を介してダイオードＤ１０およびコンデンサＣ９の接続点に接続されている。
【００７１】
このように構成されたスイッチング電源装置３０について、まず定格負荷時や重負荷時などの軽負荷時以外の動作を先に説明する。
【００７２】
スイッチング電源装置３０においては、重負荷時にはスイッチング電源装置１の場合と同様に第２の発光ダイオードＰＤ２に電流が流れないのでオフ期間制御回路３２の第２のフォトトランジスタＰＴ２がオフのままになる。第２のフォトトランジスタＰＴ２がオフになるとコンデンサＣ６の充電電圧によってトランジスタＱ４がオンになり、トランジスタＱ８がオフになる。そのために、第３のスイッチ素子Ｑ７のベースはツェナーダイオードＤ６のツェナー電圧になり、第３のスイッチ素子Ｑ７がオン状態になる。この場合、フライバック電圧が帰還巻線Ｎ３から第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されるのが妨げられない。したがって、重負荷時にはオフ期間制御回路３２は機能しない。
【００７３】
なお、オン期間制御回路５に関してはスイッチング電源装置１と同じであるため、重負荷時にはオン期間制御が行われる。
【００７４】
一方、軽負荷時には、第２の発光ダイオードＰＤ２に電流が流れるために第２のフィードバック信号が発生し、オフ期間制御回路３２が機能する。以下、オフ期間制御回路３２の動作について説明する。
【００７５】
スイッチング電源装置１のオフ期間制御回路６の場合と同様に、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間にコンデンサＣ６の充電電荷は抵抗Ｒ１１および第２のフォトトランジスタＰＴ２を介して放電され、充電電圧はトランジスタＱ４のしきい値以下になり、トランジスタＱ４はオフ状態になる。それによって、トランジスタＱ８がオン状態になり、その結果、第３のスイッチ素子Ｑ７はオフ状態になる。そのため、二次巻線Ｎ２から流れ出る電流がなくなって帰還巻線Ｎ３にフライバック電圧が発生しても、それが第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されるのが妨げられる。
【００７６】
すなわち、スイッチング電源装置３０においては、オフ期間制御回路６の場合にはＰＮＰトランジスタであった第３のスイッチ素子がオフ期間制御回路においてはＮＰＮトランジスタになったために、トランジスタＱ４と第３のスイッチ素子Ｑ７の間に論理反転の回路が挿入された点だけがスイッチング電源装置１との違いである。したがって、動作的にはスイッチング電源装置１とほとんど違いはない。
【００７７】
以下、第３のスイッチ素子としてＰＮＰ型のトランジスタを用いている図１のスイッチング電源装置１と比較することによって、スイッチング電源装置３０の作用効果について説明する。
【００７８】
まず、スイッチング電源装置１においては、起動条件は次の式の通りである。
ｖｃｃ×ｒａ／（ｒ６＋ｒａ）＞Ｖｔｈ（Ｑ１）
このうち、ｖｃｃは直流電源Ｖｃｃの電圧、ｒａは抵抗Ｒ１０とＲ１２（第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間に設けた抵抗）の並列抵抗値、ｒ６は抵抗Ｒ６の抵抗値、Ｖｔｈ（Ｑ１）は第１のスイッチ素子Ｑ１のしきい値電圧である。なお、第３のスイッチ素子Ｑ３、トランジスタＱ４での電圧降下は無視している。
【００７９】
ここで、抵抗Ｒ１０の値は第３のスイッチ素子Ｑ３のスイッチング速度に影響し、これが大きいほど第３のスイッチ素子Ｑ３のベース電流が小さくなり、それによって第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートへの電流供給量も少なくなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のスイッチングスピードが遅くなる。第１のスイッチ素子Ｑ１のスイッチングスピードが遅くなるとスイッチング損失が増大するために、抵抗Ｒ１０の値はあまり大きくできない。そして、抵抗Ｒ１０の値を大きくできないと、起動条件を満たすために抵抗Ｒ６の値も大きくできない。抵抗Ｒ６は起動抵抗であるため、この値を大きくできないということは、抵抗Ｒ６での損失を小さくすることができないということを意味する。
【００８０】
一方、第３のスイッチ素子としてＮＰＮ型のトランジスタを用いたスイッチング電源装置３０の場合は、起動条件は次の式のようになる。
ｖｃｃ×ｒ１２／（ｒ１６＋ｒ１２）＞Ｖｔｈ（Ｑ１）
このうち、ｒ１６は抵抗Ｒ１６の抵抗値である。
【００８１】
スイッチング電源装置１とスイッチング電源装置３０の抵抗Ｒ１２の抵抗値が同一とすると、スイッチング電源装置１では起動条件より抵抗Ｒ６の抵抗値をスイッチング電源装置３０における抵抗Ｒ１６の抵抗値よりも小さくする必要がある。そのため、スイッチング電源装置３０においては、起動抵抗に相当する抵抗である抵抗Ｒ１６での損失を小さくすることができる。
【００８２】
このように、スイッチング電源装置３０においては、第３のスイッチ素子としてＮＰＮ型のトランジスタを用いることによって、起動抵抗による損失の低減を図ることができる。
【００８３】
ところで、図７のスイッチング電源装置３０においては、第３のスイッチ素子Ｑ７のベースと直流電源Ｖｃｃの他端との間にツェナーダイオードＤ６が接続されている。このツェナーダイオードＤ６は第３のスイッチ素子Ｑ７とともにリミット回路を構成しており、これによって第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧（制御電圧）が所定範囲を超えないように制限している。すなわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧は最大でも
Ｖｇｓ（Ｑ１）＝Ｖｚ（Ｄ６）−Ｖｂｅ（Ｑ７）
に制限される。ここで、Ｖｇｓ（Ｑ１）は第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧、Ｖｚ（Ｄ６）はツェナーダイオードＤ６のツェナー電圧、Ｖｂｅ（Ｑ７）は第３のスイッチ素子Ｑ７のベース・エミッタ間電圧である。そのため、ワールドワイド入力対応のスイッチング電源装置のような入力電圧の範囲が広い場合においても、第１のスイッチ素子Ｑ１の制御電圧が所定範囲を超えるのを防止することができる。
【００８４】
なお、スイッチング電源装置２０の説明においては省略したが、スイッチング電源装置２０においても起動回路についてはスイッチング電源装置３０とほぼ同じ構成で、リミット回路も備えているため、スイッチング電源装置３０と同様に起動抵抗での損失を低減できたり広い範囲の入力電圧に対応できるという効果を奏することができる。
【００８５】
（実施例５）
図８および図９に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図９は図８に示せなかったスイッチング電源装置４０の一部を別図で示したものである。図８において、図７と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００８６】
図８および図９において、スイッチング電源装置４０は、スイッチング電源装置３０の構成に加えて定電圧レギュレータ４１と直流電圧源４２を備えている。図８において、Ａ点は直流電源Ｖｃｃの一端（一次巻線Ｎ１の一端）を、Ｂ点は帰還巻線Ｎ３の一端を、Ｃ点は直流電源Ｖｃｃの他端（帰還巻線Ｎ３の他端、入力側のグランド）を、Ｄ点は抵抗Ｒ１１、Ｒ１６およびＲ１７の接続点を意味している。なお、スイッチング電源装置３０においてはＤ点はＡ点に接続されていたものであるが、ここでは接続されていない。
【００８７】
まず、定電圧レギュレータ４１は、抵抗Ｒ１９および抵抗Ｒ２０とトランジスタＱ９とツェナーダイオードＤ７とダイオードＤ８で構成されている。トランジスタＱ９のコレクタは抵抗Ｒ１９を介してＡ点に接続され、ベースはツェナーダイオードＤ７を介してＣ点に接続され、エミッタはダイオードＤ８を介してＤ点に接続されている。トランジスタＱ９のベースは抵抗Ｒ２０を介してＡ点にも接続されている。このように構成することによって、トランジスタＱ９のベース電圧はツェナーダイオードＤ７のツェナー電圧に定電圧化され、その結果トランジスタＱ９のエミッタはベースより約０．６Ｖ低い値に定電圧化される。
【００８８】
一方、直流電圧源４２はダイオードＤ９とコンデンサＣ８で構成された整流回路で、ダイオードＤ９のカソードには帰還巻線Ｎ３に発生する電圧を整流したものが現れる。
【００８９】
そして、定電圧レギュレータ４１のトランジスタＱ９のエミッタはダイオードＤ８を介して直流電圧源１２のダイオードＤ９のカソードに接続されるとともにＤ点に接続されている。
【００９０】
スイッチング電源装置４０において、電源投入時には帰還巻線Ｎ３には電圧が発生していないために直流電圧源４２は機能せず、定電圧レギュレータ４１によって定電圧化された電圧がダイオードＤ８を介してＤ点に供給される。そして、帰還巻線Ｎ３に電圧が発生して直流電圧源４２が機能し始めると、ダイオードＤ９のカソード電圧がトランジスタＱ９のエミッタ電圧よりも高くなるために、直流電圧源４２の出力電圧がＤ点に供給される。定電圧レギュレータ４１からＤ点に供給される電流は遮断される。すなわち、ダイオードＤ８は直流電圧源４２から定電圧レギュレータ４１に電流が逆流するのを防止する機能を果たす。
【００９１】
このように構成されたスイッチング電源装置４０において、起動抵抗である抵抗Ｒ１６には、電源投入時には定電圧レギュレータ４１によって定電圧化された電圧が印加され、電源投入時以外には直流電源Ｖｃｃより電圧値の低い直流電圧源４２からの電圧が印加される。そのため、直流電源Ｖｃｃから直接電圧が印加される場合に比べて消費電力を低減することができる。
【００９２】
なお、スイッチング電源装置４０の起動回路部分以外はスイッチング電源装置３０と全く同じであるため、重負荷時や軽負荷時などのスイッチング電源としての動作には違いはない。
【００９３】
また、このような定電圧レギュレータと直流電圧源を用いる構成は、上記のいずれの実施例においても適用可能で、スイッチング電源装置４０の場合と同様の作用効果を奏するものである。
【００９４】
（実施例６）
図１０に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図１０において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００９５】
図１０に示したスイッチング電源装置５０において、スイッチング電源装置１との違いは、出力電圧検出回路３に代えて出力電圧検出回路５１を備えている点だけである。出力電圧検出回路５１においては、発光ダイオードＰＤ１に直列にスイッチＳＷが設けられている。そして、オン期間制御回路５において、スイッチング電源装置１の場合は第２の直列回路８の抵抗Ｒ８の抵抗値をオフ期間制御回路を備えていない場合に比べてあらかじめ高くしておくものとしていたが、スイッチング電源装置５０の場合はオフ期間制御回路を備えていない場合と同様の通常の値にしている。
【００９６】
このように構成されたスイッチング電源装置５０においては、重負荷時にはスイッチＳＷをオンにしておく。この場合はスイッチング電源装置１における重負荷時と同様に第２の発光ダイオードＰＤ２に電流が流れないのでオフ期間制御回路６が機能せず、オン期間制御が行われる。
【００９７】
一方、軽負荷時には、例えばスイッチング電源装置の組み込まれるファクシミリなどの機器からの待機信号（機器が待機状態にあることを示す信号）によってスイッチＳＷをオフにする。この場合は第１の発光ダイオードＰＤ１には電流が流れなくなるために第１のフィードバック信号は出力されなくなる。そのため、必然的に第２の発光ダイオードＰＤ２に電流が流れて第２のフィードバック信号が出力されるためにオフ期間制御回路６が機能してオフ期間制御が行われる。
【００９８】
このように、スイッチング電源装置５０においては、スイッチＳＷのオン、オフでオン期間制御とオフ期間制御を強制的に切り換えている。オン期間制御とオフ期間制御の自動的な切換は行われない。なお、各制御状態における動作についてはスイッチング電源装置１の場合と実質的な違いはなく、同様の作用効果を奏することができる。
【００９９】
なお、スイッチング電源装置５０においてはスイッチング電源装置１の出力電圧検出回路にスイッチを設ける構成としたが、もちろん上記のいずれの実施例のスイッチング電源装置においても同様の構成とすることは可能である。
【０１００】
（実施例７）
図１１に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。図１１において、電子装置の１つであるプリンタ１００は電源回路の一部として本発明のスイッチング電源装置１を使用している。
【０１０１】
プリンタ１００の印刷動作に関する部分は、印刷時には電力を消費するが、印刷動作をしない待機時にはほとんど電力を消費しない。そして、本発明のスイッチング電源装置１を用いているために、待機時の電力損失を低減し、効率の向上を図ることができる。
【０１０２】
なお、図１１に示したプリンタ１００においては図１に示したスイッチング電源装置１を使用したが、図５ないし図１０に示したスイッチング電源装置１０、２０、３０、４０、５０を使用しても構わないもので、同様の作用効果を奏するものである。
【０１０３】
また、本発明の電子装置はプリンタに限られるものではなく、ノートパソコンや携帯情報機器など、電圧の安定な直流電源の必要なあらゆる電子装置を含むものである。
【０１０４】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源装置によれば、出力電圧の定電圧化に際して、出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて、定格負荷時や重負荷時には第１のスイッチ素子のオン期間制御を行い、軽負荷時には第１のスイッチ素子のオフ期間制御を行う。これによって軽負荷時のスイッチング周波数を低下させてスイッチング損失の低減を図ることができる。また、定格負荷時や重負荷時には、スイッチング周波数を比較的高くして導通損失の増大を防止することができる。
【０１０５】
また、本発明の電子装置によれば、本発明のスイッチング電源装置を用いることによって、効率の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置の所定箇所における負荷の大きさと電圧波形との関係を示す特性図である。
【図３】図１のスイッチング電源装置の負荷電流とスイッチング周波数との関係を示す特性図である。
【図４】図１のスイッチング電源装置の負荷電流と効率との関係を示す特性図である。
【図５】本発明のスイッチング電源装置の別の実施例を示す回路図である。
【図６】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図７】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図８】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の一部を示す回路図である。
【図９】図８のスイッチング電源装置の別の一部を示す回路図である。
【図１０】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１１】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【符号の説明】
１、１０、２０、３０、４０、５０…スイッチング電源装置
２…整流回路
３、５１…出力電圧検出回路
４、２１、３１…制御回路
５…オン期間制御回路
６、２２、３２…オフ期間制御回路
７…第１の直列回路
８…第２の直列回路
２３…第３の直列回路
４１…定電圧レギュレータ
４２…直流電圧源
１００…プリンタ
Ｔ…トランス
Ｎ１…一次巻線
Ｎ２…二次巻線
Ｎ３…帰還巻線
Ｖｃｃ…直流電源
Ｑ１…第１のスイッチ素子
Ｑ２…第２のスイッチ素子
Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７…第３のスイッチ素子
ＰＤ１…第１の発光ダイオード
ＰＤ２…第２の発光ダイオード
ＰＴ１…第１のフォトトランジスタ
ＰＴ２…第２のフォトトランジスタ
ＳＲ…シャントレギュレータ
Ｃ７…コンデンサ
ＳＷ…スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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