(57)【要約】【課題】モータの温度変化にかかわらず、回転子の回転位置を精度良く検出し、且つ高効率、高出力で安定した運転を可能とする。【解決手段】電流偏差演算部２１は、モータの等価モデル式に基づく推定電流Ｉｄｍ、Ｉｑｍと検出電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄｍ、ΔＩｑｍを求める。積分調節器２４は、電流偏差ΔＩｑｍを積分演算して推定速度起電力ｅｍを求め、比例調節器２６と積分調節器２７は、電流偏差ΔＩｄｍを比例・積分演算して補正項を求める。推定速度起電力ｅｍと補正項に基づいて推定回転速度ωｍおよび推定回転位置θｍを求める。さらに、推定速度起電力ｅｍと推定回転速度ωｍに基づいて磁束φを求め、積分調節器２４と２７の出力値に基づいて磁束φの変化割合Ｄφを求める。この磁束φを用いて、目標電流を常に最大トルク制御条件に保持する。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子に永久磁石が設けられたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ装置であって、
前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
この検出電流が前記ブラシレスＤＣモータの界磁方向成分であるｄ軸電流とこれに直交する成分であるｑ軸電流とに分離されるように回転座標変換を行う座標変換手段と、
前記ブラシレスＤＣモータの等価モデル式に基づいて界磁方向成分であるｄ軸推定電流とこれに直交する成分であるｑ軸推定電流とを演算する電流推定演算手段と、
前記ｄ軸推定電流と前記ｄ軸検出電流との差分であるｄ軸電流偏差および前記ｑ軸推定電流と前記ｑ軸検出電流との差分であるｑ軸電流偏差を演算する電流偏差演算手段と、
前記ｑ軸電流偏差を積分演算することにより速度起電力を求める速度起電力演算手段と、
前記ｄ軸電流偏差を比例演算および積分演算することにより補正項を求める補正演算手段と、
前記速度起電力演算手段により演算された速度起電力と前記補正演算手段により演算された補正項とに基づいて前記回転子の回転位置を求める回転位置演算手段と、
前記速度起電力演算手段における積分演算値と前記補正演算手段における積分演算値とに基づいて前記永久磁石の磁束または磁束変化割合を演算する磁束演算手段と、
この演算された磁束または磁束変化割合を用いて目標電流を設定する目標電流設定手段と、
ｄ軸およびｑ軸について前記目標電流と前記検出電流とが一致するように制御する電流制御手段とを備えていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記回転位置演算手段は、前記速度起電力演算手段により演算された速度起電力をｅｍ、予め設定されている速度起電力定数をＫＥ、前記補正演算手段により演算された補正項をΔωｍとすれば、ｅｍ／ＫＥ＋Δωｍにより回転速度ωｍを演算し、
前記磁束演算手段は、ｅｍ／ωｍにより前記永久磁石の磁束を演算することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記磁束演算手段は、前記速度起電力演算手段により演算された速度起電力をｅｍ、予め設定されている速度起電力定数をＫＥ、前記補正演算手段における積分演算値をΔωｄｉとすれば、Δωｄｉ／（ｅｍ／ＫＥ＋Δωｄｉ）により前記永久磁石の磁束変化割合を演算することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記目標電流設定手段は、最大トルク制御が可能となるようにｄ軸とｑ軸の目標電流を設定することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記ブラシレスＤＣモータの停止前における前記磁束または磁束変化割合を記憶する記憶手段と、
前記記憶された磁束または磁束変化割合を用いて基準始動電流を補正することにより、前記ブラシレスＤＣモータの始動電流を設定する始動電流設定手段とを備えていることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記磁束と基準磁束との割合または前記磁束変化割合に基づいて、前記回転子の温度を推定演算する温度検出手段を備えていることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載のインバータ装置。
【請求項７】
回転子に永久磁石が設けられたブラシレスＤＣモータの制御方法であって、
前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流を検出し、
回転座標変換によって前記検出電流を前記ブラシレスＤＣモータの界磁方向成分であるｄ軸電流とこれに直交する成分であるｑ軸電流とに分離し、
前記ブラシレスＤＣモータの等価モデル式に基づいて界磁方向成分であるｄ軸推定電流とこれに直交する成分であるｑ軸推定電流とを演算し、
前記ｄ軸推定電流と前記ｄ軸検出電流との差分であるｄ軸電流偏差および前記ｑ軸推定電流と前記ｑ軸検出電流との差分であるｑ軸電流偏差を演算し、
前記ｑ軸電流偏差を積分演算することにより速度起電力を求め、
前記ｄ軸電流偏差を比例演算および積分演算することにより補正項を求め、
これら演算された速度起電力と補正項とに基づいて前記回転子の回転位置を求め、
前記ｑ軸電流偏差の積分演算値と前記ｄ軸電流偏差の積分演算値とに基づいて前記永久磁石の磁束または磁束変化割合を演算し、
この演算された磁束または磁束変化割合を用いて目標電流を設定し、
ｄ軸およびｑ軸の目標電流と検出電流とが一致するように電流制御を実行することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。
【請求項８】
ブラシレスＤＣモータが組み込まれたコンプレッサと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動する請求項１ないし６の何れかに記載のインバータ装置とを備えたコンプレッサ駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転子に永久磁石が設けられたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ装置、ブラシレスＤＣモータの制御方法、および前記インバータ装置を備えたコンプレッサ駆動システムに関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
ブラシレスＤＣモータ（以下、モータと称す）は、高効率であって比較的保守が容易なことから産業界において広く用いられている。このモータを駆動するためには、回転子の位置情報が不可欠であって、エンコーダ、レゾルバ、ホールセンサなどの位置検出器が用いられている。しかし、エンコーダやレゾルバなどを回転軸に取り付ける場合、モータが大型化しコストが上昇してしまう。また、冷蔵庫のコンプレッサモータのように回転子が高温の冷媒に晒される場合には、ホールセンサを配置することが困難となる。こうした事情を考慮して、電流センサを用いて検出したモータ電流に基づいて回転位置を推定する方法、すなわちセンサレス制御法が種々提案されている。
【０００３】
例えば、電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１１７，Ｎｏ１，ｐ９８−１０４（１９９７）には「速度起電力推定に基づくセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ制御」が示されている。この制御方法は、速度起電力推定に基づいた円筒形モータのセンサレス制御法を突極形モータへ拡張したものである。ここで用いられている推定アルゴリズムは、上記論文の（１１）式および（１２）式に示されているように、実電流と内部モデル式に基づく推定電流との誤差電流に基づいて速度起電力および回転位置を推定するものである。
【０００４】
この制御方法は、モータの温度変化が小さい場合あるいは回転子の磁石に温度依存性の小さいものを用いる場合には良いが、それ以外の環境や条件の下では、温度変化により磁石の磁束（つまり速度起電力定数）や巻線抵抗が変化して内部モデル式の持つ定数とずれてしまい、推定する回転位置に誤差が生じる。この誤差はモータ効率を低下させるとともに振動増大の原因となる。
【０００５】
一方、モータの効率や出力に着目すれば、電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１１７，Ｎｏ６，ｐ７５１−７５７（１９９７）「ＰＭモータの出力範囲に関する一般的な解析と定出力運転に適した機器定数の検討」などの文献において紹介されているように、ｄ軸電流とｑ軸電流との間に磁束をパラメータとして含む所定の関係が成立する場合にモータの高効率制御や高出力制御が可能となる。
【０００６】
この場合も、モータ温度が変化して磁石の磁束が変化すると、上記所定の関係を維持できなくなり、効率や出力の面で性能が低下する。実際、冷蔵庫やエアコンのコンプレッサモータに組み込まれているモータに用いられるフェライト磁石は、コンプレッサの通常の使用状態において生じる温度変化に対して磁束が２０％程度も変化する。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、ブラシレスＤＣモータの温度変化にかかわらず、回転子の回転位置を精度良く検出できるとともに高効率、高出力で安定した運転を可能とするインバータ装置、ブラシレスＤＣモータの制御方法、およびコンプレッサ駆動システムを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載したインバータ装置は、回転子に永久磁石が設けられたブラシレスＤＣモータ（以下、モータと称す）を駆動するインバータ装置であって、モータ電流を検出する電流検出手段と、この検出電流をｄ軸検出電流とｑ軸検出電流とに分離する座標変換手段と、モータの等価モデル式に基づいてｄ軸推定電流とｑ軸推定電流とを演算する電流推定演算手段と、ｄ軸およびｑ軸について推定電流と検出電流との差分である電流偏差を演算する電流偏差演算手段と、ｑ軸電流偏差を積分演算して速度起電力を求める速度起電力演算手段と、ｄ軸電流偏差を比例演算および積分演算して補正項を求める補正演算手段と、演算された速度起電力と補正項とに基づいて回転子の回転位置を求める回転位置演算手段と、速度起電力演算手段における積分演算値と補正演算手段における積分演算値とに基づいて永久磁石の磁束または磁束変化割合を演算する磁束演算手段と、演算された磁束または磁束変化割合を用いて目標電流を設定する目標電流設定手段と、ｄ軸およびｑ軸について目標電流と検出電流とが一致するように制御する電流制御手段とを備えていることを特徴とする。
【０００９】
この構成によれば、ブラシレスＤＣモータの等価モデル式に基づいて演算されるｑ軸推定電流とｑ軸検出電流との差分であるｑ軸電流偏差を積分演算することにより速度起電力が得られ、その速度起電力を速度起電力定数で除すなどして得た値を基本項として回転速度ひいては回転位置を検出することができる。しかし、このｑ軸に関する演算から得られる基本項は速度起電力に関係するため温度の影響を受け易い。そこで、速度起電力の要素を含んでいないｄ軸電流偏差を比例・積分演算した値を補正項として用いることにより、温度変化に起因する位置ずれを過渡的にも定常的にも補償でき、精度良く回転位置を得ることができる。
【００１０】
この場合、補正演算手段の補正項のうち積分演算値は、温度変化による永久磁石の磁束の変化を反映した値となっている。すなわち、温度変化により永久磁石の磁束が変化すると、その磁束変化に応じて上述した基本項にずれが生じ、そのずれを補正演算手段の積分演算値が補償する。この作用に着目することで、速度起電力演算手段における積分演算値（速度起電力に相当）と補正演算手段における積分演算値とに基づいて永久磁石の磁束または磁束変化割合を演算することができる。
【００１１】
一方、ｄ軸電流とｑ軸電流とを所定の関係に制御することにより効率や出力を高められることが知られており、その関係式には磁束が含まれている。そこで、磁束演算手段により求めた磁束または磁束変化割合を用いてｄ軸とｑ軸の目標電流を設定することにより、温度変化によらずｄ軸電流とｑ軸電流を常に上記所定の関係に保つことが可能となり、高効率、高出力で、トルク不足や振動のない安定した運転が可能となる。
【００１２】
この場合、速度起電力演算手段により演算された速度起電力をｅｍ、予め設定されている速度起電力定数をＫＥ、補正演算手段により演算された補正項をΔωｍとすれば、ｅｍ／ＫＥ＋Δωｍにより回転速度ωｍを演算し、ｅｍ／ωｍにより磁束を演算することにより、直接磁束を求めることができる（請求項２）。ここで、速度起電力ｅｍは、速度起電力演算手段における積分演算値であり、補正項Δωｍは、補正演算手段における積分演算値を含んでいる。
【００１３】
また、補正演算手段における積分演算値をΔωｍＩとすれば、ΔωｍＩ／（ｅｍ／ＫＥ＋ΔωｍＩ）により磁束変化割合を演算することができる（請求項３）。これにより、温度変化による磁束の変化割合を直接求められる。
【００１４】
さらに、モータの停止前における磁束または磁束変化割合を記憶しておき、その記憶された磁束または磁束変化割合を用いて基準始動電流を補正することにより、モータの始動電流を設定すると良い（請求項５）。これにより、温度が上昇した状態での始動（停止後の再始動）において、適正なトルクを発生させる目標電流を設定でき、起動失敗や振動の発生を防止して安定した始動を行うことができる。
【００１５】
なお、上述した基本項と補正項の特性を利用すれば、磁束と基準磁束との割合または磁束変化割合に基づいて、回転子の温度を推定演算することが可能となる（請求項６）。
【００１６】
以上説明したインバータ装置を用いて、コンプレッサに組み込まれたモータを駆動すると良い（請求項８）。この構成によれば、高温冷媒に晒されるモータを、回転位置検出器を用いずに高効率、高出力で安定して運転できる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
図２は、ブラシレスＤＣモータの駆動装置を示す電気的構成図である。この図２において、インバータ装置たる駆動装置１は、目標トルク演算部２、目標電流演算部３、目標電圧演算部４、ｄｑ／αβ変換部５、ＰＷＭ信号生成部６、インバータ回路７、モータ電流検出部８（電流検出手段に相当）、三相／二相変換部９、αβ／ｄｑ変換部１０（座標変換手段に相当）および位置推定部１１から構成されている。
【００１８】
インバータ回路７は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を三相ブリッジ接続してなる電圧型インバータとして構成され、モータ電流検出部８は、ａ相、ｂ相の各モータ電流Ｉａ、Ｉｂ（以下、単に電流と称す）を検出するホールＣＴにより構成されている。その他の構成部分は、ＤＳＰなどのプロセッサからなる制御手段によりソフトウェア処理されるようになっている。以下に示す各演算式は、予め不揮発性メモリに記憶された制御プログラムに従って実行される。
【００１９】
駆動装置１により駆動される三相ブラシレスＤＣモータ１２（以下、モータ１２と称す）は、冷蔵庫の冷凍サイクルに設けられたレシプロ型のコンプレッサ１３を駆動するもので、回転子に４極の永久磁石を有する突極形モータである。モータ１２はコンプレッサ１３内に組み込まれており、高温の冷媒に晒される環境下に置かれている。このため、回転子の位置を検出するためのホールセンサ（位置検出器）を設置することができず、駆動装置１はいわゆるセンサレス駆動を行うようになっている。
【００２０】
駆動装置１は、界磁方向の電流とそれに直交する方向の電流とを独立して制御するいわゆるベクトル制御を行うため、モータ１２の回転速度の制御を行う速度制御ループと、モータ１２の電流を制御する電流制御ループ（電流制御手段）とを有して構成されている。
【００２１】
図３は、以下の説明で用いる座標の定義を示している。すなわち、ｄ軸は回転子の有する磁石の磁束（界磁）の向きにとられ、ｑ軸はｄ軸に対し９０°進んだ向き（つまり速度起電力ｅの向き）にとられる。また、γ軸は駆動装置１の制御手段が認識している界磁の向きにとられ、δ軸はγ軸に対し９０°進んだ向き（つまり推定速度起電力ｅｍの向き）にとられる。推定演算される回転位置に誤差がない場合、γ軸、δ軸はそれぞれｄ軸、ｑ軸に一致する。なお、以下の説明では便宜上、駆動装置１の内部で用いられるγ軸、δ軸に関する状態量を表すのにｄ軸、ｑ軸を用いている。
【００２２】
まず、速度制御ループについて説明する。
外部の制御装置からモータ１２の目標回転速度ωＲｅｆが入力され、後述する位置推定部１１から推定回転速度ωｍが出力される。目標トルク演算部２は、減算器１４を用いて次の（１）式に従って回転速度偏差Δωを算出する。
【００２３】
【数１】
2004015891.tif 000003
【００２４】
そして、目標トルク演算部２は、この回転速度偏差Δωを０に収束させるために、ＰＩＤ調節器１５を用いて次の（２）式に示す目標トルクＴｒｑＲｅｆを算出する。
【００２５】
【数２】
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【００２６】
目標電流演算部３は、本発明でいう目標電流演算手段、記憶手段、始動電流設定手段に相当する。この目標電流演算部３は、始動時にあっては、目標電流ＩｄＲｅｆを０Ａとし、目標電流ＩｑＲｅｆを始動トルクを得るために最適な値（後述）に設定するようになっている。
【００２７】
また、始動完了後の定常運転時にあっては、次の（３）式および（４）式により、上記目標トルクＴｒｑＲｅｆを出力するのに必要な界磁方向（ｄ軸方向）の目標電流ＩｄＲｅｆおよびこれに直交する方向（ｑ軸方向）の目標電流ＩｑＲｅｆを求め、電流制御ループに対する入力とする。この電流設定は、発生トルクが最大となる最大トルク制御を可能とするものであり、既述した電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１１７，Ｎｏ６，ｐ７５１−７５７（１９９７）などに示されている。ここで、磁束φは、モータ１２の回転子に設けられた永久磁石による電機子巻線鎖交磁束（以下、単に磁束という）で、位置推定部１１において推定演算されるものである。また、Ｌｄ、Ｌｑは、それぞれｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスである。
【００２８】
【数３】
2004015891.tif 000005
【００２９】
次に、電流制御ループについて説明する。
三相／二相変換部９は、次の（５）式に従って、モータ電流検出部８で検出された三相の電流Ｉａ、Ｉｂを二相の電流Ｉα、Ｉβに変換する。
【００３０】
【数４】
2004015891.tif 000006
【００３１】
αβ／ｄｑ変換部１０は、モータ１２の固定子座標から回転子座標に回転座標変換（いわゆるｄｑ変換）するもので、次の（６）式に従って電流Ｉα、Ｉβを電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。ここで、θｍは、位置推定部１１で演算された回転子の推定回転位置である。
【００３２】
【数５】
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【００３３】
目標電圧演算部４は、減算器１６、１７を用いて次の（７）式、（８）式に従って、目標電流演算部３から出力される目標電流ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆからそれぞれ電流Ｉｄ、Ｉｑを減算して電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。
【００３４】
【数６】
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【００３５】
そして、目標電圧演算部４は、この電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるために、それぞれＰＩＤ調節器１８、１９を用いて次の（９）式、（１０）式に示す電圧Ｖｄ、Ｖｑを算出する。
【００３６】
【数７】
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【００３７】
ｄｑ／αβ変換部５は、上述したαβ／ｄｑ変換部１０とは逆に回転子座標から固定子座標に回転座標変換するもので、次の（１１）式に従って電圧Ｖｄ、Ｖｑを電圧Ｖα、Ｖβに変換する。
【００３８】
【数８】
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【００３９】
空間ベクトル方式によるＰＷＭ信号生成部６は、上記二相の電圧Ｖα、Ｖβを三相の電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに変換するとともに、インバータ回路７を構成するスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号を生成する。本実施形態において、ＰＷＭ信号の搬送波は６ｋＨｚ（周期は１６６μｓｅｃ）に設定されており、インバータ回路７はこのＰＷＭ信号に従って擬似正弦波電圧を出力する。
以上の速度制御ループと電流制御ループにより、モータ１２（コンプレッサ１３）を目標回転速度ωＲｅｆに一致した回転速度で駆動することができる。
【００４０】
続いて、本発明の特徴部分である位置推定部１１の電気的構成について図１を参照しながら説明する。
一般に、突極形モータ１２のｄｑ座標軸上の電圧・電流方程式は、次の（１２）式、（１３）式により示される。
【００４１】
【数９】
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【００４２】
モータモデル電流演算部２０（電流推定演算手段に相当）は、（１２）式の電圧・電流方程式をサンプル周期Ｔの離散値系で表した（１４）式で示す等価モデル式を有しており、この等価モデル式に基づいて推定電流Ｉｄｍ、Ｉｑｍを算出する。この等価モデル式は、所定の基準温度におけるモータ定数を用いており、例えばＥＥＰＲＯＭなどの半導体記憶素子に予め記憶されている。また、本実施形態において、サンプル周期Ｔは上述したＰＷＭの周期（１６６μｓｅｃ）に等しく設定されている。
【００４３】
【数１０】
2004015891.tif 000012
【００４４】
電流偏差演算部２１（電流偏差演算手段に相当）は、減算器２２、２３を用いて次の（１５）式、（１６）式に従って、モータモデル電流演算部２０から出力される推定電流Ｉｄｍ（ｎ）、Ｉｑｍ（ｎ）からそれぞれαβ／ｄｑ変換部１０から出力される電流Ｉｄ（ｎ）、Ｉｑ（ｎ）を減算して電流偏差ΔＩｄｍ（ｎ）、ΔＩｑｍ（ｎ）を算出する。
【００４５】
【数１１】
2004015891.tif 000013
【００４６】
ここで、図３に示す推定軸（γ軸、δ軸）の角度誤差（図３においてΔθで示す）が小さい場合、電流偏差ΔＩｄｍ（ｎ）は近似的に角度誤差Δθに比例し、電流偏差ΔＩｑｍ（ｎ）は近似的に推定速度起電力ｅｍの誤差に比例する。そこで、本実施形態では、電流偏差ΔＩｄｍ（ｎ）を０に収束させるように、推定回転速度ωｍをフィードバック制御により補正しながら求めている。以下、その方法について説明する。
【００４７】
まず、ｑ軸の積分調節器２４（速度起電力演算手段に相当）は、次の（１７）式に従って電流偏差ΔＩｑｍ（ｎ）を０に収束させることにより、上記（１４）式で用いられる推定速度起電力ｅｍ（ｎ）を算出する。
【００４８】
【数１２】
2004015891.tif 000014
【００４９】
ここで算出された推定速度起電力ｅｍ（ｎ）は、除算器２５において速度起電力定数ＫＥで除算され、推定回転速度ωｍの基本項となる（以下の（１８）式参照）。しかし、実際のモータ温度と等価モデル式が採用するモータ定数の基準温度とが異なる場合、この基本項は温度に起因する推定誤差を持つことになる。
【００５０】
一方、補正演算部３１（補正演算手段に相当）を構成する比例調節器２６、積分調節器２７および加算器２８は、電流偏差ΔＩｄｍ（ｎ）を０に収束させるような補正項を算出する。加算器２９は、次の（１８）式に示すように上記基本項と補正項とを加算して推定回転速度ωｍ（ｎ）を算出する。
【００５１】
【数１３】
2004015891.tif 000015
【００５２】
これら（１７）式と（１８）式の演算においてそれぞれ積分項が存在するが、積分ゲインＫｉＥｍとＫθｉとを次の（１９）式が満足されるように設定することにより、ｄ軸の積分項を支配的に作用させ、推定回転速度ωｍ（ｎ）の推定応答性を推定速度起電力ｅｍ（ｎ）の推定応答性よりも高めている。
【００５３】
【数１４】
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【００５４】
積分器３０は、次の（２０）式に従って推定回転速度ωｍ（ｎ）を積分し、回転子の推定回転位置θｍ（ｎ）を求める。すなわち、本実施形態では上記（１８）式により推定回転速度ωｍを求めているが、上記（１８）式は本質的に推定回転位置θｍを求めていることになる。なお、上述した加算器２９と積分器３０が、本発明でいう回転位置演算手段に相当する。
【００５５】
【数１５】
2004015891.tif 000017
【００５６】
磁束演算部３２と磁束変化割合演算部３３は、本発明でいう磁束演算手段に相当する。このうち、磁束演算部３２は、次の（２１）式に従ってモータ１２の回転子に設けられた永久磁石の磁束φ（ｎ）を推定演算する。
【００５７】
【数１６】
2004015891.tif 000018
【００５８】
また、磁束変化割合演算部３３は、積分調節器２７の出力値をΔωｄｉとすれば、次の（２２）式に従って永久磁石の磁束φ（ｎ）の変化割合Ｄφ（ｎ）を推定演算する。定常状態にあっては、比例調節器２６の出力値Δωｄｐは０となり、変化割合Ｄφ（ｎ）と上記磁束φ（ｎ）とは、次の（２３）式、（２４）式に示す関係を満たすようになる。ここで、φｒは、基準温度における基準磁束であって、位置推定部１１において用いられる速度起電力定数ＫＥに等しい。
【００５９】
【数１７】
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【００６０】
続いて、本実施形態の作用について、モータ１２の定常運転時と始動時とに分けてそれぞれ説明する。
（１）定常運転時
位置推定部１１は、基準温度におけるモータ定数に基づいて演算を行っている。モータ定数のうち温度依存性を持つ主要なパラメータは、巻線抵抗Ｒと速度起電力定数ＫＥ（回転子に設けられた永久磁石の磁束）である。例えばフェライト磁石の温度係数は−０．００１８％／℃であって、図４に示すように、温度が０℃から８５℃まで変化すると磁束は約１６％変化する。
【００６１】
一般的なモータの場合、（１２）式で示す電圧・電流方程式においてインピーダンス降下値Ｒ・Ｉｑよりも速度起電力値ｅｍの方がはるかに大きく支配的である。このため、モータ温度が基準温度に等しく、基準磁束（速度起電力定数ＫＥ）が実際の磁束に等しい時には、補正演算部３１が出力する補正項（Δωｄｉ＋Δωｄｐ）はほぼ０となり、除算器２５が正しい推定回転速度ωｍを出力する。
【００６２】
これに対し、モータ温度が基準温度から変化して、基準磁束（速度起電力定数ＫＥ）が実際の磁束からずれると、推定速度起電力ｅｍのみに基づいて得られる推定回転速度ｅｍ／ＫＥ（基本項）と実際の回転速度との間にずれが生じる。この時、基本項のずれはｄ軸側に設けられた補正演算部３１による補正項（Δωｄｉ＋Δωｄｐ）によって補正され、温度変化による誤差の小さい推定回転速度ωｍひいては推定回転位置θｍが得られる。
【００６３】
定常時にあっては、比例演算値Δωｄｐは０になるため、ｑ軸側で演算される基本項とｄ軸側で演算される補正項との加算値（推定回転速度ωｍ）に対する積分演算値Δωｄｉの割合を（２２）式に従って演算することにより、磁束の変化割合Ｄφが得られる。また、誤差が生じる前の段階にある推定速度起電力ｅｍと誤差が補正された後の段階にある推定回転速度ωｍとを用いた（２１）式の演算により、実際の磁束φを推定することができる。
【００６４】
こうして得られた磁束φは、目標電流演算部３において（３）式に示す目標電流ＩｄＲｅｆの演算に用いられる。これにより、モータ温度の変化に伴って永久磁石の磁束が変化しても、目標電流ＩｄＲｅｆとＩｑＲｅｆは、常に真のモータ定数に基づいた最大トルク制御条件に保たれるので、モータ１２を高効率で運転することができる。
【００６５】
（２）モータ始動時
モータ１２が駆動されてモータ温度が上昇すると、上述したように速度起電力定数ＫＥ（回転子に設けられた永久磁石の磁束）が低下する。この状態でモータ１２を一旦停止させその後間もなく（温度が低下する前に）再始動させると、磁束の低下によりトルクが低下する。従来構成の駆動装置では、こうした温度変化が生じても一定の基準始動電流Ｉｑ０（例えば３Ａ）により再始動させていたので、始動トルクが不足する虞があった。また、トルク不足を補うために予め基準始動電流Ｉｑ０を高く設定しておくと、モータ温度が低い場合にトルクが過剰となり、振動や騒音が増大する問題があった。
【００６６】
これに対し、本実施形態の目標電流演算部３は、前回停止した直前の変化割合ＤφをＥＥＰＲＯＭなどの記憶手段に記憶しており、その後の再始動時に、その記憶した変化割合Ｄφを用いて基準始動電流Ｉｑ０（例えば３Ａ）を補正するようになっている。始動目標電流ＩｑＲｅｆの補正は、次の（２５）式に従って行われる。
【００６７】
【数１８】
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【００６８】
この始動制御によれば、停止後間もなくの再始動にあっても適正な始動トルクが得られる。この場合、再始動時におけるモータ温度を推定するために、前回停止した時からの経過時間を計時する計時手段（タイマなど）を設け、その経過時間に応じて変化割合Ｄφを補正しても良い。
【００６９】
以上説明したように、本実施形態の駆動装置１は、モータ１２の等価モデル式を有し、この等価モデル式に基づいて算出した推定電流Ｉｄｍ、Ｉｑｍと検出した電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄｍ、ΔＩｑｍを求め、電流偏差ΔＩｑｍの積分演算により推定回転速度ωｍの基本項を算出し、電流偏差ΔＩｄｍの比例・積分演算により推定回転速度ωｍの補正項を算出する構成となっている。そして、推定速度起電力ｅｍと推定回転速度ωｍとを用いてモータ１２の実際の磁束φを求め、この磁束φに基づいて常に最大トルク制御条件が満足されるように目標電流ＩｄＲｅｆとＩｑＲｅｆを設定したので、モータ１２の温度変化によらず常に高効率運転が可能となる。
【００７０】
特に、本実施形態で駆動されるモータ１２は、冷蔵庫のコンプレッサ１３を駆動するものであって運転中に高温冷媒に晒されるため、温度変化が大きいという事情がある。こうした悪環境の下であっても、駆動装置１を用いることにより、モータ効率ひいては冷蔵庫の効率を高められるとともにモータ１２の駆動に起因する振動も低減できる。
【００７１】
さらに、電流偏差ΔＩｄｍに対する積分ゲインＫｉＥｍを電流偏差ΔＩｑｍに対する積分ゲインＫθｉよりも大きく設定したので、ｄ軸側の補正が強く作用することになり、温度変化による推定誤差を一層低減することができる。
【００７２】
また、始動時に用いる始動目標電流ＩｑＲｅｆを変化割合Ｄφを用いて補正しているため、モータ温度の変化によらず適正な始動トルクを発生させることができ、起動失敗や振動の発生を防止して安定した始動を行うことができる。
【００７３】
なお、本発明は上記し且つ図面に示す実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
本発明でいうブラシレスＤＣモータとは、界磁に永久磁石を用い、その磁束と電機子電流により作られる磁束との相互作用を回転原理とするモータ（例えば同期モータ）を広く含んでいる。
本発明の回転位置検出装置を備えた駆動装置１は、冷蔵庫のコンプレッサモータへの適用に限られず、エアコンのコンプレッサモータその他のブラシレスＤＣモータに広く適用できる。
【００７４】
磁束演算部３２が算出する磁束φと磁束変化割合演算部３３が算出する変化割合Ｄφとの間には（２３）式、（２４）式の関係が成立するため、変化割合Ｄφと速度起電力定数ＫＥとを用いて目標電流ＩｄＲｅｆを演算することもできる。また、磁束φと基準磁束φｒとを用いて始動目標電流ＩｑＲｅｆを算出することもできる。従って、磁束演算部３２と磁束変化割合演算部３３の何れか一方のみを具備する構成としても良い。
【００７５】
磁束φと基準磁束φｒとの割合または磁束変化割合Ｄφに基づいてモータ１２（回転子）の温度を推定演算する温度検出手段を構成することができる。例えば０℃で測定した永久磁石の磁束φｒを不揮発性メモリに記憶しておけば、磁束変化割合Ｄφと永久磁石の温度係数（フェライト磁石の場合−０．００１８％／℃）からモータ温度を推定することができる。また、駆動装置１をエアコンのコンプレッサ駆動システムなどに用いる場合、モータ温度と吐出温度との関係を予め実験により求めておけば、上記温度検出手段を設けることにより吐出センサを削除することも可能となる。
【００７６】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明のインバータ装置は、検出電流と等価モデル式に基づく推定電流との電流偏差を演算し、ｑ軸電流偏差を積分演算して速度起電力を求め、ｄ軸電流偏差を比例・積分演算して補正項を求め、その速度起電力と補正項とに基づいて回転子の回転位置を求めるとともに、ｑ軸電流偏差の積分演算値とｄ軸電流偏差の積分演算値とに基づいて永久磁石の磁束または磁束変化割合を演算しそれを用いて目標電流を設定する構成を有している。これにより、モータの温度変化によらずｄ軸電流とｑ軸電流とを常に所定の関係に保つことが可能となり、高効率、高出力でトルク不足や振動のない安定した駆動が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す位置推定部の電気的構成図
【図２】ブラシレスＤＣモータの駆動装置を示す電気的構成図
【図３】座標の定義を示す図
【図４】フェライト磁石の温度特性を示す図
【符号の説明】
１は駆動装置（インバータ装置）、３は目標電流演算部（目標電流設定手段、記憶手段、始動電流設定手段）、８はモータ電流検出部（電流検出手段）、１０はαβ／ｄｑ変換部（座標変換手段）、１２はブラシレスＤＣモータ、１３はコンプレッサ、２０はモータモデル電流演算部（電流推定演算手段）、２１は電流偏差演算部（電流偏差演算手段）、２４は積分調節器（速度起電力演算手段）、３１は補正演算部（補正演算手段）、３２は磁束演算部（磁束演算手段）、３３は磁束変化割合演算部（磁束演算手段）である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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