(57)【要約】【課題】複数のチャネルの信号を交互に含むオーディオ信号の復調回路でチャネル切換のスイッチングによって生じる可聴ノイズの低減を図る。【解決手段】復調回路２０は、オーディオ信号を周波数検波して復調信号を生成するＰＬＬ回路２２と、復調信号から少なくとも２次の高調波成分を除去するローパスフィルタ２４と、復調信号のうちチャネルの境界となる部分の電圧を所定期間一定にするサンプルホールド回路２６と、を備え、ローパスフィルタ２４は、ＰＬＬ回路２２の帰還経路（位相比較器３０の出力から位相比較器３０に再入力されるまでの経路）に組み込まれることなく、ＰＬＬ回路２２とサンプルホールド回路２６との間に設けられる。こうすることで、従来回路に比べて、スイッチングに伴う変動期間が短くなり、その分、サンプリングパルスのＯＮ期間を短くすることができる。【選択図】        図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のチャネルの信号を交互に含むオーディオ信号を周波数検波して復調信号を生成するＰＬＬ回路と、
前記復調信号から少なくとも２次の高調波成分を除去するローパスフィルタと、
前記復調信号のうちチャネルの境界となる部分の電圧を所定期間一定にするサンプルホールド回路と、
を備え、
前記ローパスフィルタは、前記ＰＬＬ回路の帰還経路に組み込まれることなく、前記ＰＬＬ回路と前記サンプルホールド回路との間に設けられることを特徴とするオーディオ信号用復調回路。
【請求項２】
複数のチャネルの信号を交互に含むオーディオ信号を周波数検波して復調信号を生成するＰＬＬ回路と、
前記ＰＬＬ回路の出力した前記復調信号から少なくとも２次の高調波成分を除去するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタを通過した復調信号のうちチャネルの境界となる部分の電圧を所定期間一定にするサンプルホールド回路と、
を備えるオーディオ信号用復調回路。
【請求項３】
前記ＰＬＬ回路は、前記ローパスフィルタとは別のループフィルタを備えることを特徴とする請求項１または２に記載のオーディオ信号用復調回路。
【請求項４】
前記ＰＬＬ回路は、前記ループフィルタからの信号の電圧に応じた周波数の参照信号を出力する可変周波数発振器と、前記参照信号とオーディオ信号との位相を比較する位相比較器と、備えることを特徴とする請求項３に記載のオーディオ信号用復調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オーディオ信号用の復調回路に関し、特に、ヘリカルスキャン方式の磁気記録再生装置など、複数のチャネルの信号が含まれるオーディオ信号を処理する装置に用いられる復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
ヘリカルスキャン方式の磁気記録再生装置では、再生時に複数の回転ヘッドのそれぞれから読みとったオーディオ信号（チャネル信号）を、適切な切換タイミングで交互につなぎ合わせることで、再生オーディオ信号が取得される。
【０００３】
図４は、従来のオーディオ信号再生装置の要部を簡略化して示す図である。二つの回転ヘッド（Ａチャネルヘッド１２ａ，Ｂチャネルヘッド１２ｂ）で読みとられたオーディオ信号（チャネル信号）は、それぞれアンプ１４ａ，１４ｂに入力される。このアンプ１４ａ，１４ｂの出力端子はスイッチ１６の端子１６ａ，１６ｂにそれぞれ接続されており、可動子１６ｃの接続先（端子１６ａ，１６ｂ）が選択的に切り替わることにより、二つのチャネル信号を交互に含む再生オーディオ信号が取得される。
【０００４】
この再生オーディオ信号は、振幅リミッタやＲ／Ｌ（右左）チャネル分別用のバンドパスフィルタ等（いずれも図示せず）を経由して、ＰＬＬ回路４２に入力され、ここで復調される。オーディオ信号は周波数変調されており、このＰＬＬ回路４２は、再生オーディオ信号を周波数検波する復調回路として機能する。そして、ＰＬＬ回路４２から出力された復調信号は、サンプルホールド回路（サンプル・アンド・ホールド回路）２６に入力される。このサンプルホールド回路２６は、オペアンプ等を含む公知の構成を有するものであり、ここでは、チャネル信号の繋ぎ目（境界）で生じるスイッチングノイズによる悪影響を抑制すべく、その境界において、復調信号の電圧を一定値に保持する。
【０００５】
図５は、ＰＬＬ回路４２およびサンプルホールド回路２６を含む従来の復調回路５０の概略構成を示す図である。なお、図５には、Ｒチャネルに対応する復調回路５０のみを示すが、Ｌチャネルについても同様の復調回路が存在する。ただし、それらの間では、処理対象としての再生オーディオ信号の周波数帯域（Ｌチャネル：１．３ＭＨｚ帯、Ｒチャネル：１．７ＭＨ帯）が異なる。
【０００６】
さて、図５のＰＬＬ回路４２は、可変周波数発振器（ＶＣＯ）２８、位相比較器３０、ループフィルタ３２、およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）２４を含む。このうち可変周波数発振器２８は、入力される信号の電圧に応じた周波数の参照信号を出力し、この参照信号は位相比較器３０に入力される。位相比較器３０は、再生オーディオ信号と参照信号とを比較し、それらの位相差が９０°となる状態にロックすべく、位相差に応じた電圧値の信号を出力する。この信号は、ループフィルタ３２およびローパスフィルタ２４を経由して平滑化され、可変周波数発振器２８に入力される。そして、ローパスフィルタ２４の後段から復調信号（すなわちＰＬＬ回路４２の出力信号：Ｂ点の信号）が出力され、これがサンプルホールド回路２６に入力される。このサンプルホールド回路２６には、復調信号の他に、制御タイミングを決定するためのサンプルホールドパルスが入力される。このサンプルホールドパルスはスイッチ１６における接続の切換制御に用いられるスイッチングパルス（またはそれに同期するパルス）から生成される。
【０００７】
図６は、復調回路５０の各点（Ａ点，Ｂ点，Ｃ点：図５）の信号、スイッチングパルス、およびサンプルホールドパルスの波形の一例を模式的に示す図である。この図において、横軸は時間、縦軸は振幅（電圧値）である。また、この図６では、説明をわかりやすくするため、ヘッドからの検出信号が無信号（ノイズのみ含む）であるとき（したがって再生オーディオ信号もノイズ成分のみとなっているとき）の波形を示す。
【０００８】
図６に示すように、Ａチャネルのチャネル信号（Ａｃｈ）とＢチャネルのチャネル信号（Ｂｃｈ）との境界（すなわち切換タイミング後の時間帯）では、スイッチ１６における接続先の切り換えによって、再生オーディオ信号（Ａ点）の振幅の変動、あるいは位相ズレが生じ、これに伴い、復調信号（Ｂ点）の電圧値が大きく変動することとなる。このため、サンプルホールド回路２６は、復調信号の変動が大きい時間帯、すなわちチャネル信号の境界となる部分（ΔＴｏｎ２の期間）において、復調信号の電圧を一定に保持する。具体的には、復調信号の電圧をサンプルホールドパルスの立ち上がり時の電圧値をそのＯＮ期間中にわたって維持し、サンプルホールドパルスの立ち下がり時にその電圧値の保持を解除する。そのＯＮ期間（ΔＴｏｎ２）は、スイッチングに伴って復調信号（Ｂ点）が大きく変動する期間（Δｔ２）を必要最低限度でカバーするように設定するため（すなわち、ΔＴｏｎ２＞Δｔ２；ΔＴｏｎ２＝Δｔ２＋α，α：余裕時間）、これにより、スイッチングに伴う振幅の変動が後段の回路（例えばノイズ減衰回路等）に及ぼす悪影響を抑制している。
【０００９】
ところで、図５に示すように、復調回路５０では、ローパスフィルタ２４はＰＬＬ回路４２の帰還経路（すなわち位相比較器３０の出力から位相比較器３０に再入力されるまでの経路）に組み込まれるように設けられており、可変周波数発振器２８には、ローパスフィルタ２４を経た信号が入力される構成となっている。ここで、ローパスフィルタ２４は、復調信号から少なくとも２次の高調波成分（すなわち、Ｌチャネルの場合：２．６ＭＨｚ帯、Ｒチャネルの場合：３．４ＭＨｚ帯）を除去し、その高調波成分による後段の回路（特にサンプルホールド回路２６）の処理不調を抑制する目的で設けられたものである。また、ＰＬＬ回路４２において帰還信号としての特性を満たすのに必要となる濾波機能は、基本的にはループフィルタ３２によって確保されるように設計される。したがって、ローパスフィルタ２４は、本来、ＰＬＬ回路４２の帰還経路に設ける必要は無いものである。しかしながら、可変周波数発振器２８は、一般に、入力される帰還信号におけるスプリアス成分が少ないほど、その安定性が向上するという性質を有する。そこで、オーディオ再生信号を復調するＰＬＬ回路４２でかかるローパスフィルタ２４を用いる場合には、帰還信号からスプリアス成分を除去させるべく、当該ローパスフィルタ２４をＰＬＬ回路４２の帰還経路に設け、ローパスフィルタ２４の後段の出力を復調信号とすることで、可変周波数発振器２８の安定性の向上を図るというのが常識となっていた。
【００１０】
上記従来の復調回路では、サンプルホールド回路２６によってスイッチングに伴う振幅変動を抑制しているにも拘わらず、依然としてそのスイッチングによって可聴ノイズが発生する場合があるのが問題となっていた。そして発明者の研究により、
１）ローパスフィルタ２４をＰＬＬ回路４２の帰還経路に設けた場合、帰還信号に生じるローパスフィルタ２４の遅延作用によって、スイッチングに伴う復調信号の変動期間（すなわちΔｔ２）が比較的長くなること、および
２）その場合、サンプリングパルスのＯＮ期間（すなわちΔＴｏｎ２）をそれに合わせて長くせざるを得ず、それが、復調回路５０の出力信号（サンプルホールド回路２６の出力信号）に基づいて再生される音声出力のＳ／Ｎ比を悪化させ、結果的に可聴ノイズを増大させる一因となってしまうこと、
がわかった。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるオーディオ信号用復調回路は、複数のチャネルの信号を交互に含むオーディオ信号を周波数検波して復調信号を生成するＰＬＬ回路と、上記復調信号から少なくとも２次の高調波成分を除去するローパスフィルタと、上記復調信号のうちチャネルの境界となる部分の電圧を所定期間一定にするサンプルホールド回路と、を備え、上記ローパスフィルタは、上記ＰＬＬ回路の帰還経路に組み込まれることなく、上記ＰＬＬ回路と上記サンプルホールド回路との間に設けられる。
【００１２】
また本発明にかかるオーディオ信号用復調回路は、複数のチャネルの信号を交互に含むオーディオ信号を周波数検波して復調信号を生成するＰＬＬ回路と、上記ＰＬＬ回路の出力した上記復調信号から少なくとも２次の高調波成分を除去するローパスフィルタと、上記ローパスフィルタを通過した復調信号のうちチャネルの境界となる部分の電圧を所定期間一定にするサンプルホールド回路と、を備える。
【００１３】
また本発明にかかるオーディオ信号用復調回路では、上記ＰＬＬ回路は、上記ローパスフィルタとは別のループフィルタを備えるのが好適である。
【００１４】
また本発明にかかるオーディオ信号用復調回路では、上記ＰＬＬ回路は、上記ループフィルタからの信号の電圧に応じた周波数の参照信号を出力する可変周波数発振器と、上記参照信号とオーディオ信号との位相を比較する位相比較器と、を備えるのが好適である。
【００１５】
上記構成とすることで、従来回路に比べて、復調信号におけるスイッチングに伴う変動期間が短くなり、その分、サンプリングパルスのＯＮ期間を短くすることができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態について図面を参照して説明する。
【００１７】
図１は、本実施形態にかかるオーディオ信号再生装置１０の概略構成を示す図である。本実施形態にかかるオーディオ信号再生装置１０は、復調回路２０以外の構成は、上述した従来のオーディオ信号再生装置４０と同様の構成を備える。ここでは、従来のオーディオ信号再生装置４０の構成要素と同様の構成要素については同じ符号を付すとともに、重複する説明を省略する。
【００１８】
そして、図２は、本実施形態にかかる復調回路２０の概略構成を示す図である。なお、図２でも、Ｒチャネルに対応する復調回路２０のみを示すが、Ｌチャネルについても同様の復調回路が存在する。ただし、それらの間では、処理対象としての再生オーディオ信号の周波数帯域（Ｌチャネル：１．３ＭＨｚ帯、Ｒチャネル：１．７ＭＨｚ帯）が異なる。なお、図２でも、従来の復調回路２０の構成要素と同様の構成要素については同じ符号を付している。
【００１９】
さて、図２のＰＬＬ回路２２は、可変周波数発振器（ＶＣＯ）２８、位相比較器３０、およびループフィルタ３２を含む。このうち可変周波数発振器２８は、帰還信号に応じた周波数の参照信号を出力し、この参照信号は位相比較器３０に入力される。位相比較器３０は、再生オーディオ信号と参照信号とを比較し、それらの位相差が９０°となる状態にロックすべく、位相差に応じた電圧値の信号を出力する。この信号は、ループフィルタ３２を経由して平滑化され、可変周波数発振器２８に入力される。ここで、ループフィルタ３２の出力は、ローパスフィルタ２４を経由することなく、可変周波数発振器２８に入力される。すなわち、本実施形態にかかる復調回路２０では、ローパスフィルタ２４は、ＰＬＬ回路２２の帰還経路（位相比較器３０の出力から位相比較器３０に再入力されるまでの経路）には組み込まれていない。なお、ループフィルタ３２は、参照電圧Ｖｒｅｆと信号線との間に設けられる抵抗Ｒ２と、その後段に信号線とグランドとの間に設けられるコンデンサＣ２とを含んで構成されており、具体的には、例えば抵抗Ｒ２は５ｋΩ、コンデンサＣ２は４０ｐＦとする。
【００２０】
このＰＬＬ回路２２による復調信号は、ループフィルタ３２の後段から出力され、これがローパスフィルタ（ＬＰＦ）２４に入力される。そして、ローパスフィルタ２４の出力は、サンプルホールド回路２６に入力される。すなわち、この復調回路２０では、ＰＬＬ回路２２、ローパスフィルタ２４、およびサンプルホールド回路２６がこの順に直列に接続されている。
【００２１】
このローパスフィルタ２４は、復調信号から少なくとも２次の高調波成分を除去し、その高調波成分による後段の回路（特にサンプルホールド回路２６）の処理不調を抑制して所期の機能を発揮させるべく設けられたものである。なお、図２では、ローパスフィルタ２４は、一般的なＣＲ回路として、信号線に設けられる抵抗Ｒ１と信号線とグランドとの間に設けられるコンデンサＣ１とを含んで構成されており、具体的には、例えば抵抗Ｒ１は４０ｋΩ、コンデンサＣ１は１５ｐＦとする。
【００２２】
サンプルホールド回路２６には、復調信号の他に、制御タイミングを決定するためのサンプルホールドパルスが入力される。このサンプルホールドパルスはスイッチ１６における接続の切換制御に用いられるスイッチングパルス（またはそれに同期するパルス）から生成される。
【００２３】
図３は、復調回路２０の各点（Ａ点，Ｂ点，Ｃ点）の信号、スイッチングパルス、およびサンプルホールドパルスの波形の一例を模式的に示す図である。この図において、横軸は時間、縦軸は振幅（電圧値）である。また、この図３では、説明をわかりやすくするため、ヘッドからの検出信号が無信号（ノイズのみ含む）であるとき（したがって再生オーディオ信号もノイズ成分のみとなっているとき）の波形を示す。図３は、図６と同じスイッチングパルスと再生オーディオについての波形を示している。また各波形の基本的な性質は図６に示したものと同様であるため、重複する説明は省略する。
【００２４】
さて、図３および図６の比較から明らかとなるように、切換タイミング近傍においてスイッチングによる復調信号の振幅の変動する期間については、本実施形態の復調回路２０による期間（Δｔ１）の方が、従来の復調回路２０による期間（Δｔ２）より短縮されていることがわかる（すなわちΔｔ１＜Δｔ２）。これは、ローパスフィルタ２４を、ＰＬＬ回路２２の帰還経路に設けず、ＰＬＬ回路２２の後段に設けることで、ＰＬＬ回路２２の帰還信号において、ローパスフィルタ２４の遅延作用の影響が無くなったためである。そして、上述したように、サンプルホールドパルスのＯＮ期間（ΔＴｏｎ１）は、復調信号の変動期間（Δｔ１）を必要最低限度でカバーするように設定するため（すなわちΔｔ１＜ΔＴｏｎ１；ΔＴｏｎ１＝Δｔ１＋α，α：余裕時間）、従来回路に比べて変動期間（Δｔ１）が短縮されることで、サンプルホールドパルスのＯＮ期間（ΔＴｏｎ１）も従来の復調回路２０のもの（ΔＴｏｎ２）に比べて短縮することができる（すなわちΔＴ１＜ΔＴ２）。その結果、本実施形態の復調回路２０によれば、従来回路に比べて、復調回路２０の出力信号（サンプルホールド回路２６の出力信号）に基づいて再生される音声出力のＳ／Ｎ比が改善し、また可聴ノイズの発生も抑制されることになる。
【００２５】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明によれば、少なくとも２次の高調波成分を除去するローパスフィルタをＰＬＬ回路の帰還経路に組み込まず、ＰＬＬ回路の後段に設けたため、従来に比べてスイッチングに伴うオーディオ再生信号および復調信号の振幅変動期間が短縮される。したがって、サンプルホールド回路におけるＯＮ期間、すなわち電圧保持期間を短縮できるので、結果的に音声出力のＳ／Ｎ比が改善され、可聴ノイズの発生が抑制されるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態にかかるオーディオ信号再生装置の一例を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態にかかる復調回路の一例を示す回路図である。
【図３】本発明の実施形態にかかる復調回路の各点における信号、スイッチ切換パルス、およびサンプルホールドパルスの波形の一例を示す模式図である。
【図４】従来のオーディオ信号再生装置のブロック図である。
【図５】従来の復調回路の回路図である。
【図６】従来の復調回路の各点における信号、スイッチ切換パルス、およびサンプルホールドパルスの波形を示す模式図である。
【符号の説明】
１０  オーディオ信号再生装置、１２ａ  Ａチャネルヘッド、１２ｂ  Ｂチャネルヘッド、１４ａ，１４ｂ  アンプ、１６  スイッチ、２０  復調回路、２２ＰＬＬ回路、２４  ローパスフィルタ、２６  サンプルホールド回路、２８  可変周波数発振器、３０  位相比較器、３２  ループフィルタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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