(57)【要約】【課題】フィルタ係数を効率良く計算する。【解決手段】レーダ送信波により目標から反射された信号を、配置された複数の素子アンテナ１−ｎを介して複数の受信信号として受信する信号処理装置で、クラッタ抑圧フィルタ８ｃは受信信号を距離方向に分割したレンジビン毎のフィルタ係数により、受信信号に含まれるクラッタ成分を抑圧し、クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９は、素子アンテナ１−ｎの移動速度、地面又は海面からの高さ及び配置間隔、レーダ送信波の波長及びパルス繰返し周期、並びにレンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離に基づきフィルタ係数を設定する。【選択図】　　　　図１１
2004138403.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
レーダ送信波により目標から反射された信号を、配置された複数の素子アンテナを介して複数の受信信号として受信する信号処理装置において、
上記受信信号を距離方向に分割したレンジビン毎のフィルタ係数により、上記受信信号に含まれるクラッタ成分を抑圧するクラッタ成分抑圧手段と、
上記素子アンテナの移動速度、地面又は海面からの高さ及び配置間隔、上記レーダ送信波の波長及びパルス繰返し周期、並びに上記レンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離に基づき、上記フィルタ係数を設定する係数設定手段とを備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
レーダ送信波により目標から反射された信号を、配置された複数の素子アンテナを介して複数の受信信号として受信する信号処理装置において、
上記受信信号を距離方向に分割したレンジビン毎の係数により、所定方向へのビーム形成を行うと共に、上記受信信号に含まれるクラッタ成分を抑圧するビーム形成・クラッタ成分抑圧手段と、
上記素子アンテナの移動速度、地面又は海面からの高さ及び配置間隔、上記レーダ送信波の波長及びパルス繰返し周期、並びに上記レンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離に基づき計算したクラッタ成分を抑圧するためのフィルタ係数と、所定方向へのビーム形成を行うための荷重係数を畳み込み演算して、上記レンジビン毎の係数を設定する係数設定手段とを備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項３】
係数設定手段は、所定方向へのビーム形成を行うための荷重係数を、受信した干渉波成分を抑圧するように設定することを特徴とする請求項２記載の信号処理装置。
【請求項４】
レーダ送信波により目標から反射された信号を、配置された複数の素子アンテナを介して複数の受信信号として受信する信号処理装置において、
上記複数の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数の受信信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成するサブアレー信号選択手段と、
各サブアレー信号を構成する上記所定の複数の受信信号に基づき、所定の方向にビーム形成を行い、かつ干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に設定し、上記所定の複数の受信信号に上記荷重係数を乗じた信号を各サブアレー信号毎に合成する複数の干渉波成分抑圧手段と、
上記受信信号を距離方向に分割したレンジビン毎のフィルタ係数により、上記複数の干渉波成分抑圧手段の出力信号に含まれるクラッタ成分を抑圧するクラッタ成分抑圧手段と、
上記素子アンテナの移動速度、地面又は海面からの高さ及び配置間隔、上記レーダ送信波の波長及びパルス繰返し周期、並びに上記レンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離に基づき、上記フィルタ係数を設定する係数設定手段とを備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項５】
レーダ送信波により目標から反射された信号を、配置された複数の素子アンテナを介して複数の受信信号として受信する信号処理装置において、
上記複数の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数の受信信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成するサブアレー信号選択手段と、
複数組のサブアレー信号のうち１組のサブアレー信号を構成する所定の複数の受信信号に基づき、所定の方向にビーム形成を行い、かつ干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に設定し、上記１組のサブアレー信号を構成する所定の複数の受信信号に上記荷重係数を乗じた信号を合成すると共に、干渉波成分を抑圧するための上記荷重係数と等価の等価荷重係数を設定する第１の干渉波成分抑圧手段と、
複数組のサブアレー信号のうち残りのサブアレー信号を構成する所定の複数の受信信号に、上記第１の干渉波成分抑圧手段により設定された等価荷重係数を乗じた信号を合成する第２の干渉波成分抑圧手段と、
上記受信信号を距離方向に分割したレンジビン毎のフィルタ係数により、上記第１及び第２の干渉波成分抑圧手段の出力信号に含まれるクラッタ成分を抑圧するクラッタ成分抑圧手段と、
上記素子アンテナの移動速度、地面又は海面からの高さ及び配置間隔、上記レーダ送信波の波長及びパルス繰返し周期、並びに上記レンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離に基づき、上記フィルタ係数を設定する係数設定手段とを備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項６】
レーダ送信波により目標から反射された信号を、配置された複数の素子アンテナを介して複数の受信信号として受信する信号処理装置において、
上記複数の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数の受信信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成するサブアレー信号選択手段と、
上記受信信号を距離方向に分割したレンジビン毎のフィルタ係数により、上記各サブアレー信号に含まれるクラッタ成分を抑圧するクラッタ成分抑圧手段と、
上記素子アンテナの移動速度、地面又は海面からの高さ及び配置間隔、上記レーダ送信波の波長及びパルス繰返し周期、並びに上記レンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離に基づき、上記フィルタ係数を設定する係数設定手段と、
上記クラッタ成分抑圧手段の出力信号に基づいて、所定の方向にビーム形成を行い、かつ干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に設定すると共に、上記クラッタ成分抑圧手段の出力信号に上記荷重係数を乗じた信号を合成する干渉波成分抑圧手段とを備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項７】
係数設定手段は、レンジビン毎に、１次元ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）形帯域阻止ディジタルフィルタの周波数特性に所定の周波数変換を施して２次元周波数領域での所望特性を求め、上記所望特性の周波数応答値を計算し、上記周波数応答値より所望２次元インパルス応答を得て、上記所望２次元インパルス応答を窓関数で打ち切って、フィルタ係数を設定することを特徴とする請求項１、請求項２、請求項４、請求項５又は請求項６のうちのいずれか１項記載の信号処理装置。
【請求項８】
係数設定手段がフィルタ係数を設定する際の２次元周波数領域での所望特性として、フォワードルッキングの場合に受信されるクラッタ成分を抑圧する楕円形状の阻止域を持つことを特徴とする請求項７記載の信号処理装置。
【請求項９】
係数設定手段がフィルタ係数を設定する際の１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタとして、周波数０に関して特性が対称なインパルス応答が実数のディジタルフィルタを使用することを特徴とする請求項７記載の信号処理装置。
【請求項１０】
係数設定手段がフィルタ係数を設定する際の１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタとして、１次元ＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタを周波数軸上でシフトして得られるインパルス応答が複素数のディジタルフィルタを使用することを特徴とする請求項７記載の信号処理装置。
【請求項１１】
係数設定手段は、レンジビン毎に異なる１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタを設計する際に、基本となる１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの最適設計を行い、少数のパラメータを変化させることでカットオフ周波数の異なる１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタを設計することを特徴とする請求項７記載の信号処理装置。
【請求項１２】
係数設定手段は、レンジビン毎のフィルタ係数を設定する際に、上記レンジビンに対応する１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの周波数特性の阻止域中心周波数の差が所定の闘値以下の場合に、前に求めたレンジビンのフィルタ係数を使用することことを特徴とする請求項７記載の信号処理装置。
【請求項１３】
係数設定手段は、レンジビン毎のフィルタ係数を設定する際に、上記レンジビンに対応する２次元周波数領域での所望特性における阻止域の差が所定の闘値以下の場合に、前に求めたレンジビンのフィルタ係数を使用することことを特徴とする請求項７記載の信号処理装置。
【請求項１４】
１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの周波数特性に所定の周波数変換を施して２次元周波数領域での所望特性を求め、上記所望特性の周波数応答値を計算し、上記周波数応答値より所望２次元インパルス応答を得て、上記所望２次元インパルス応答を窓関数で打ち切って設定されたフィルタ係数を持つと共に、２次元周波数領域での所望特性として楕円形状の阻止域を持ち、この楕円形状の阻止域中心と上記２次元周波数領域における周波数軸との交点に基づき、上記周波数変換を行うことを特徴とするディジタルフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、移動物体に搭載され、一直線上で等間隔に配置された複数個の素子アンテナを介して受信された受信信号に含まれる不要信号成分を抑圧する信号処理装置及びそれに用いるためのディジタルフィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
航空機搭載用パルスドップラーレーダ等において、目標信号の抽出は受信信号に対する時間領域のドップラーフィルタ処理によって通常行われていたが、クラッタのドップラー周波数と目標のドップラー周波数が重なった場合、時間領域のみのフィルタ処理では両者の分離は困難である。そこで、複数の素子アンテナを配列したアレーアンテナを使用して受信した複数の受信信号に対して時間−空間信号処理を実行すれば、クラッタのドップラー周波数と目標のドップラー周波数が重なっていても、ドップラー周波数−空間周波数平面において両者のスペクトルが重ならなければ分離可能である。
【０００３】
以下、複数の素子アンテナを配列したアレーアンテナを使用して受信した受信信号に対する不要信号成分である干渉波成分及びクラッタ成分の抑圧のための時間−空間信号処理の原理について説明する。
【０００４】
まず、送信機により、波長λ、周波数ｆｃ　のパルス信号を搬送波（レーダ送信波）として送信する。このパルス信号の帯域幅は周波数ｆｃ　に比べて十分小さいものとする。また、アレーアンテナは地面又は海面からの高さＨの位置に配置され、アレーアンテナの正面方向に地面又は海面と平行に速度ｖで移動するものとする。すなわち、アレーアンテナを搭載している航空機等の移動物体が地面又は海面からの高さＨの位置を速度ｖで移動するものとする。
【０００５】
図１３は等間隔ｄで直線上に配置された複数の素子アンテナからなるアレーアンテナを示す図である。等間隔ｄで直線上に配置されたＮ個の素子アンテナ１−１〜１−Ｎからなるアレーアンテナ１１は、目標等で反射して入射する信号を受信する。図１３に示すように、信号の入射角度をθとすると、第ｎ番目の素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）による受信信号ｕｎ　（ｔ）は一般的に式（１）となる。
【数１】
2004138403.tif 000003
ここで、ｒ（ｔ）は基準となる素子アンテナ１−１における受信信号である。また、ここでは目標からの反射信号（以下、目標信号という）、クラッタ成分、干渉波成分の区別はしていない。
【０００６】
次に、ヒットとレンジビンを考慮して式（２）に示す時間ｔ毎に受信信号をサンプリングした場合、受信信号は、式（３）に示すようにレンジビン番号ｋ、ヒット番号ｍ、素子番号ｎに関する３次元信号となる。
【数２】
2004138403.tif 000004
ここで、ＰＲＩはレーダ送信波のパルス繰返し周期であり、Ｔはレンジビンに関するサンプリング間隔であり、ｔ０　は適当な時間オフセットである。
【０００７】
図１４は式（３）におけるレンジビン番号ｋ、ヒット番号ｍ、素子番号ｎの関係を模式的に示す図である。
【０００８】
次に、目標信号、干渉波成分及びグランドクラッタ成分のドップラー周波数−空間周波数に関する２次元スペクトルについてそれぞれ説明する。
まず第１に、目標信号のドップラー周波数−空間周波数に関する２次元スペクトルについて説明する。
【０００９】
振幅１、パルス繰返し周期ＰＲＩのレーダ送信波の送信信号（等価低域表現）をｓ（ｔ）、ドップラー周波数をｆｄ、レーダ送信波を送信してから目標に反射して目標信号として受信するまでの時間をτ、Ａを定数とすると、基準となる素子アンテナ１−１の受信信号をアレーアンテナ１１としての受信信号とみなした場合に、受信信号ｒ（ｔ）は式（４）に示すようになる。従って、式（１）及び式（４）に基づいて各素子アンテナ１−ｎの受信信号ｕｎ　（ｔ）は式（５）に示すようになり、サンプリング後の信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）は式（６）に示すようになる。
【数３】
2004138403.tif 000005
【００１０】
そして式（６）において、目標が存在するレンジビンについてはｓ（ｋＴ＋ｍＰＲＩ＋ｔ０　−τ）＝１となる。ここで目標が存在するレンジビンをｋ０　とし（ｋ＝ｋ０　）、そのレンジビンにおけるサンプリング後の目標信号をｙＴ　（ｋ０　，ｍ，ｎ）とすると、レンジビンがｋ０　に固定されるので、この信号はヒット番号ｍ及び素子番号ｎに関する２次元信号となり、式（７）に示すようになる。すなわちこの信号はヒット番号ｍ及び素子番号ｎの２変数に関する変数分離型の２次元正弦波である。
【数４】
2004138403.tif 000006
ここでＢ（ｋ０　）は目標が存在するレンジビンｋ０　に依存し、目標までの距離や目標の反射断面積、送信アンテナパターンに依存する複素数である。
【００１１】
次に、Ｆ１　をレーダ送信波のパルス繰返し周期ＰＲＩの逆数であるレーダ送信波のパルス繰返し周波数ＰＲＦで正規化したドップラー周波数とし、Ｆ２　を素子アンテナの配置間隔ｄの逆数で正規化した空間周波数とすると、サンプリング後の目標信号ｙＴ　（ｋ０　，ｍ，ｎ）の２次元フーリエ変換ＹＴ　（Ｆ１　，Ｆ２　；ｋ０　）は式（８）に示すようになる。
【数５】
2004138403.tif 000007
ここでδ（ａ，ｂ）は２次元のデルタ関数であり、ａ＝ｂ＝０の場合のみδ（ａ，ｂ）＝１となり、ａ及びｂがその他の値である場合にはδ（ａ，ｂ）＝０となる。
【００１２】
図１５は目標信号ｙＴ（ｋ０　，ｍ，ｎ）の２次元フーリエ変換ＹＴ　（Ｆ１　，Ｆ２；ｋ０　）の振幅を示す図であり、あるレンジビンに目標が存在するとき、そのレンジビンにおけるドップラー周波数Ｆ１　−空間周波数Ｆ２　に関するスペクトルはその２次元周波数平面上でインパルス状となり、このインパルスの位置は目標のドップラー周波数と入射角に応じた位置になる。
【００１３】
第２に、干渉波成分のドップラー周波数Ｆ１　−空間周波数Ｆ２　に関する２次元スペクトルについて説明する。干渉波の受信信号ｒ（ｔ）は送信信号とは無関係であるため、干渉波の各素子アンテナ１−ｎによる受信信号は式（９）に示すようになる。
【数６】
2004138403.tif 000008
ここでｆ０　は干渉波源とアレーアンテナ１１との相対速度で決まるドップラー周波数である。
【００１４】
そしてこの干渉波の受信信号をサンプリングして、レンジビンｋ０　（目標は存在しなくても良い）の干渉信号をｙＪ　（ｋ０　，ｍ，ｎ）とすると、レンジビンがｋ０　に固定されるので、この干渉信号はヒット番号ｍ及び素子番号ｎに関する２次元信号となり、式（１０）に示すようになる。すなわちこの干渉信号はヒット番号ｍ及び素子番号ｎの２変数に関する変数分離型の２次元正弦波である。
【数７】
2004138403.tif 000009
【００１５】
次にこの干渉信号ｙＪ　（ｋ０　，ｍ，ｎ）は変数分離型であるので、その２次元フーリエ変換ＹＪ　（Ｆ１　，Ｆ２　；ｋ０　）は式（１１）に示すように各変数部分の１次元フーリエ変換の積になる。すなわち、ｒ（ｍＰＲＩ＋ｋ０　Ｔ＋ｔ０　）ｅｘｐ（ｊ２πｆ０　（ｍＰＲＩ＋ｋ０　Ｔ＋ｔ０　））の１次元フーリエ変換（周波数変数はＦ１　）と、ｅｘｐ（ｊ２π（ｎ−１）（ｄ／λ）ｓｉｎθ）の１次元フーリエ変換（周波数変数はＦ２　）との積になる。
【数８】
2004138403.tif 000010
【００１６】
なお、式（１１）においてｋ０　に依存する絶対値１の複素定数は省略した。また、Ｒ（Ｆ１　−ｆ０　ＰＲＩ）は、ｒ（ｔ）をＰＲＩ間隔でサンプリングしたもののフーリエ変換をｆ０　ＰＲＩだけ平行移動したものである。
【００１７】
図１６は干渉信号ｙＪ　（ｋ０　，ｍ，ｎ）の２次元フーリエ変換ＹＪ　（Ｆ１　，Ｆ２　；ｋ０　）の振幅を示す図であり、干渉信号ｙＪ　（ｋ０　，ｍ，ｎ）の振幅スペクトルは直線Ｆ２　＝（ｄ／λ）ｓｉｎθ上に分布する。なお、干渉波はアレーアンテナ１１からの距離に関係しないため全レンジビンに対して直線Ｆ２　＝（ｄ／λ）ｓｉｎθ上に現れる。
【００１８】
第３に、グランドクラッタ成分のドップラー周波数Ｆ１　−空間周波数Ｆ２　に関する２次元スペクトルについて説明する。グランドクラッタの受信信号の２次元スペクトルはアレーアンテナ１１の移動方向により異なる。ここでは、アレーアンテナ１１が例えば航空機の機首にあり、アレーアンテナ１１のブロードサイド方向にアンテナが移動している場合、すなわちフォワードルッキングの場合について説明する。
【００１９】
図１７はアレーアンテナ１１が存在する空間の座標系を示す図である。図１７におけるｘｙ平面（地面又は海面）上のクラッタ反射源となる第ｉの反射点について、角度φｉ　，ψｉ　，θｉ　、アレーアンテナ１１から第ｉのクラッタ反射点までの距離Ｒｉ　を図１７のように定義する。Ｈはアレーアテンナ１１のｘｙ平面からの高さである。
【００２０】
フォワードルッキングの場合、図１７においてアレーアンテナ１１がｙ軸方向に速度ｖで移動するものとすると、アレーアンテナ１１から見た反射点方向の速度成分Ｖｉ　は式（１２）に示すようになり、この反射点によるドップラー周波数ｆｄｉ　は式（１３）に示すようになる。
【数９】
2004138403.tif 000011
【００２１】
そしてレーダ送信波の送信信号を送信してからτｉ　後にアレーアンテナ１１からのクラッタ反射点までの距離がＲｉ　の第ｉの反射点からの反射信号を受信するものとすると、τｉ　＝２Ｒｉ　／ｃであり、この反射点からの各素子アンテナ１−ｎによるクラッタの受信信号ｘｎ（ｉ）（ｔ）は式（１４）に示すようになる。
【数１０】
2004138403.tif 000012
ここでＣｉ　は反射係数、クラッタ反射点までの距離Ｒｉ　、送信アンテナパターンに基づく係数である。
【００２２】
そしてこの式（１４）のクラッタの受信信号をサンプリングし、クラッタ反射点までの距離Ｒｉ　に対応するレンジビンｋ０　の信号をｙＦＣ（ｉ）　（ｋ０　，ｍ，ｎ）とすると、レンジビンがｋ０　に固定されるので、この信号はヒット番号ｍ及び素子番号ｎに関する２次元信号となり、式（１５）に示すようになる。すなわちこの信号はヒット番号ｍ及び素子番号ｎの２変数に関する変数分離型の２次元正弦波である。式（１５）の導出において、式（１３）を用いている。
【数１１】
2004138403.tif 000013
ここでＤｉ　は複素数の定数である。
【００２３】
クラッタ反射点までの距離Ｒｉ　からの全てのクラッタの受信信号ｙＦＣ（ｋ０　，ｍ，ｎ）は、Ｒｉ　と同じ距離で位置の異なる反射点からの反射信号の総和となり、式（１６）に示すようになる。つまり変数分離型２次元正弦波の和になる。
【数１２】
2004138403.tif 000014
【００２４】
そしてこのクラッタの受信信号ｙＦＣ（ｋ０　，ｍ，ｎ）の２次元フーリエ変換ＹＦＣ（Ｆ１　，Ｆ２　；ｋ０　）は式（１７）に示すようになる。式（１７）より、第ｉの反射点からの受信信号の正規化したドップラー周波数Ｆ１　と正規化した空間周波数Ｆ２　は、アレーアンテナ１１と第ｉの反射点の位置とのなす角θｉ　に応じて式（１８）に示すようになる。
【数１３】
2004138403.tif 000015
【００２５】
クラッタは様々な角度から入射するので、特定のレンジビンにおけるグランドクラッタのドップラー周波数Ｆ１　−空間周波数Ｆ２　に関する２次元スペクトルは、式（１８）の２式からｃｏｓθｉ　とｓｉｎθｉ　を消去した式（１９）で与えられる。式（１９）の関係式は正規化したドップラー周波数Ｆ１　−正規した化空間周波数Ｆ２　平面上での楕円を表す。すなわち、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及びパルス繰返し周期ＰＲＩ、並びにクラッタ反射点までの距離Ｒｉ　に応じた長径と短径を有する楕円の上に、グランドクラッタの２次元スペクトルが現れることになる。
【数１４】
2004138403.tif 000016
【００２６】
なお、式（１９）は特定のレンジビンに対する関係式であり、他のレンジビンに対してはクラッタ反射点までの距離Ｒｉ　が変わるため、式（１９）の楕円の径はレンジビンによって変わる。
【００２７】
図１８は異なるレンジビンｋ１　，ｋ２　，ｋ３　に対するグランドクラッタの２次元スペクトルの分布を示す図であり、図に示すように異なるレンジビンｋ１　，ｋ２　，ｋ３　に対応してこの楕円の径が変わる。
【００２８】
以上のように、目標信号、干渉波成分及びクラッタ成分はドップラー周波数−空間周波数平面上では互いに異なる分布を有するので、受信信号に対して時間−空間信号処理を実行することにより、仮にクラッタ成分のドップラー周波数と目標のドップラー周波数が重なっていても、図１５の目標信号の２次元スペクトルと、図１６の干渉波の２次元スペクトル及び図１８のクラッタ成分の２次元スペクトルとが重なっていなければ、目標信号が抽出可能である。
【００２９】
次に受信信号に対して干渉波成分やクラッタ成分を抑圧するための時間−空間信号処理を実行する従来の信号処理装置について説明する。図１９は、例えば非特許文献１に記載されている従来の信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【００３０】
図１９において、アレーアンテナ１１として間隔ｄで直線上にＮ個の素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）が配置され、受信機２−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は各素子アンテナ１−ｎに接続され、受信高周波信号を増幅し中間周波信号に周波数変換する。Ａ／Ｄ変換器３−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は受信機２−ｎの出力信号をディジタル中間周波信号に変換し、位相検波器４−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）はディジタル中間周波信号をディジタル同相信号及びディジタル直交信号に変換する。また、不要信号抑圧適応フィルタ１０１は位相検波器４−ｎからのＮ本の信号に基づいて、受信信号を距離方向に分割したレンジビン（あるいはレンジゲート）毎にフィルタリング処理を行って、不要信号である干渉波成分とクラッタ成分を抑圧する。不要信号抑圧適応フィルタ係数設定手段１０２は不要信号抑圧適応フィルタが不要信号成分を抑圧するためのフィルタ係数を設定する。
【００３１】
図１９に示す不要信号抑圧適応フィルタ１０１において、遅延器１１１はレーダ送信波のパルス繰返し周期ＰＲＩだけ信号を遅延させ、Ｎ×（Ｌ−１）個の遅延器１１１はタップ数ＬのＮ本のタップ付き遅延線回路を構成する。乗算器１１２は不要信号抑圧適応フィルタ係数設定手段１０２により適応的に設定される不要信号成分を抑圧するためのフィルタ係数α（ｋ，ｌ（エル），ｎ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ、Ｋはレンジビン数又はレンジゲート数、ｌ（エル）＝０，１，・・・，Ｌ−１、ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を、位相検波器４−ｎからの信号又は遅延器１１１からの信号に乗算する。加算器１１３は初段の乗算器１１２又は前段の加算器１１３の出力と乗算器１１２の出力とを加算し、加算器１１４は最終段のＮ個の加算器１１３の出力の総和を演算する。
【００３２】
次に動作について説明する。
アレーアンテナ１１の各素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）により受信された信号は受信機２−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）により中間周波数に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）に供給される。Ａ／Ｄ変換器３−ｎはその中間周波信号をディジタル信号に変換して、位相検波器４−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）に供給する。位相検波器４−ｎはディジタル中間周波信号をディジタル同相・直交信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）（ｋはレンジビン番号、ｍはパルスヒット番号、ｎは素子番号）に変換し、不要信号抑圧適応フィルタ１０１に供給する。
【００３３】
不要信号抑圧適応フィルタ１０１には、位相検波器４−ｎからＮ本のディジタル同相・直交信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）が供給され、タップ数ＬのＮ本のタップ付き遅延線に入力される。その信号はパルス繰返し周期ＰＲＩ毎にタップ付き遅延線を進んでいき、各タップ付き遅延線に接続された乗算器１１２及び加算器１１３により各タップでの信号値とフィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）との積和演算が実行され、各タップ付き遅延線毎に演算された積和演算値の総和が加算器１１４により演算されて出力される。このときの出力信号ｚ（ｋ，ｍ）は式（２０）に示すようになる。
【数１５】
2004138403.tif 000017
【００３４】
不要信号抑圧適応フィルタ１０１のフィルタ係数値α（ｋ，ｌ，ｎ）を決定するアルゴリズムとしては、例えば、非特許文献１でも挙げられている最大ＳＮＲ（信号対雑音電力比で、この場合、雑音とは、クラッタ、干渉波、受信機雑音の和である）法がある。この最大ＳＮＲ法について説明する。
【００３５】
図１９の不要信号抑圧適応フィルタ１０１の各遅延器入出力信号の相関行列をＲ（式（１１）のＲと異なる）、所望波方向（レーダ送信波ビーム形成方向）に関するステアリングベクトルをｓ、任意の係数をγとすると、不要信号抑圧適応フィルタ１０１のフィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）からなる係数ベクトルβ（レンジビン番号ｋは固定）は式（２１）で求められる。
【数１６】
2004138403.tif 000018
ここで、係数ベクトルβはレンジビン番号ｋを固定した２次元のフィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）を１次元状に並べたものである。このとき、各レンジビンに対して、決定すべきフィルタ係数の値の自由度は（タップ数Ｌ）×（素子アンテナ数Ｎ）である。従って素子アンテナ数Ｎを多くした場合、素子アンテナ数Ｎに比例してフィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）の数が増加し、フィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）の計算時間が増大する。
【００３６】
また、図１９に示すようなタップ付き遅延線回路に対して、適応アルゴリズムにＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズム等の反復計算型のアルゴリズムを使用した場合には、フィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）が収束するまでの計算時間が長くなる傾向がある。なお、不要信号抑圧適応フィルタ１０１での処理は、フィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）の制御も含めて各レンジビン（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）毎に行う。相関行列Ｒと係数ベクトルβはレンジビン番号ｋにより異なる値である。
【００３７】
【特許文献１】
特開２００１−１３３５３８
【非特許文献１】
Ｐ．Ｇ．Ｒｉｃｈａｒｄｓｏｎ著、「Ａｎａｌｙｓｉｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ａｄａｐｔｉｖｅ　ｓｐａｃｅ　ｔｉｍｅ　ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　ａｉｒｂｏｒｎｅ　ｒａｄａｒ」、ＩＥＥ　Ｐｒｏｃ．Ｒａｄａｒ，Ｓｏｎａｒ　Ｎａｖｉｇ．，１９９４年８月、ｖｏｌ．１４１，ｎｏ．４，ｐ．１８７−１９５
【非特許文献２】
Ｄ．Ｅ．Ｄｕｄｇｅｏｎ，Ｒ．Ｍ．Ｍｅｒｓｅｒｅａｕ著、「Ｍｕｌｔｉｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ発行、１９８４年、ｐ．１１８−１２４
【非特許文献３】
Ｓ．−Ｃ．Ｐｅｉ、Ｊ．−Ｊ．Ｓｈｙｕ著、「Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　２−Ｄ　ＦＩＲ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｆｉｌｔｅｒｓ　ｂｙ　ＭｃＣｌｅｌｌａｎ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｌｅａｓｔ　ｓｑｕａｒｅｓ　ｅｉｇｅｎｃｏｎｔｏｕｒ　ｍａｐｐｉｎｇ」、ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓ−ＩＩ：Ａｎａｌｏｇ　ａｎｄ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，１９９３年９月、ｖｏｌ．４０，ｎｏ．９，ｐ．５４６−５５５
【非特許文献４】
Ｐ．Ｊａｒｓｋｅ，Ｙ．Ｎｅｕｖｏ，Ｓ．Ｋ．Ｍｉｔｒａ著、「Ａ　Ｓｉｍｐｌｅ　Ａｐｐｒｏａｃｈ　ｔｏ　ｔｈｅ　Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　Ｌｉｎｅａｒ　Ｐｈａｓｅ　ＦＩＲ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｆｉｌｔｅｒｓ　ｗｉｔｈ　Ｖａｒｉａｂｌｅ　Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ」、Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｊｕｎｅ　１９８８，Ｖｏｌ．１４，Ｎｏ．４，ｐ．３１３−３２６
【００３８】
【発明が解決しようとする課題】
従来の信号処理装置は以上のように構成されているので、時間−空間信号処理により不要信号であるクラッタ成分や干渉波成分を抑圧する場合、適応的に制御するフィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）の数が多いために、素子アンテナ数Ｎが多くなると、適応的にフィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）を制御するための信号処理の負担が大きくなり、効率的に計算することが困難であるという課題があった。
【００３９】
また、フィルタ係数を逐次更新する反復計算型のアルゴリズムを使用した場合には、フィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）が収束するまでの計算時間が長くなり、反復計算の収束が遅いという課題があった。
【００４０】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、時間−空間信号処理によりクラッタ成分や干渉波成分を抑圧するためのフィルタ係数等の係数を効率良く計算することができる信号処理装置及びこれに使用するディジタルフィルタを得ることを目的とする。
【００４１】
また、この発明は、反復計算型のアルゴリズムを使用した場合にも、反復計算の収束が早い信号処理装置を得ることを目的とする。
【００４２】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る信号処理装置は、素子アンテナの移動速度、地面又は海面からの高さ及び配置間隔、レーダ送信波の波長及びパルス繰返し周期、並びにレンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離に基づき、フィルタ係数を設定する係数設定手段を備えたものである。
【００４３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による信号処理装置の構成を示すブロック図であり、図１において、地面又は海面からの高さＨのところにあり速度ｖで移動する航空機等の移動物体に、アレーアンテナ１１として、間隔ｄで直線上にＮ個の素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）が配置されている。受信機２−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は各素子アンテナ１−ｎに接続され、受信高周波信号を増幅し中間周波信号に周波数変換する。Ａ／Ｄ変換器３−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は受信機２−ｎの出力信号をディジタル中間周波信号に変換し、位相検波器４−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）はディジタル中間周波信号をディジタル同相信号及びディジタル直交信号に変換する。
【００４４】
また、図１において、サブアレー信号選択手段５はＮ本の受信信号（すなわち位相検波器４−ｎからのディジタル同相・直交信号）からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎｓ　本の受信信号を選択して複数Ｉ組のサブアレー信号を生成する。
【００４５】
さらに、図１において、ビーム形成・干渉波抑圧器（干渉波成分抑圧手段、第１の干渉波成分抑圧手段）６ａは複数Ｉ組のサブアレー信号のうちの１つ（この場合、第１番目のサブアレー信号）を構成するＮｓ　本の受信信号に基づいて、所望波方向にビーム形成を行い、さらに干渉波成分が存在するときは干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に計算し、そのＮｓ本の内の一部の受信信号に荷重係数を乗じた信号を合成する。また、ビーム形成・干渉波抑圧器６ａは重み付け合成器７−ｉに供給する干渉波成分を抑圧するための等価荷重係数を設定する。複数の重み付け合成器（干渉波成分抑圧手段、第２の干渉波成分抑圧手段）７−ｉ（ｉ＝１，・・・，Ｉ−１）は、複数Ｉ組のサブアレー信号のうちの残り（Ｉ−１）組の各サブアレー信号を構成するＮｓ　本の受信信号に、ビーム形成・干渉波抑圧器６ａにより設定された等価荷重係数をそれぞれ乗じた信号を合成する。
【００４６】
さらに、図１において、ディジタルフィルタとしてのクラッタ抑圧フィルタ（クラッタ成分抑圧手段）８ａは受信信号を距離方向に分割したレンジビン毎のフィルタ係数により、ビーム形成・干渉波抑圧器６ａ及び重み付け合成器７−ｉによりそれぞれ演算された複数Ｉ本の信号に含まれるクラッタ成分を抑圧する。クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段（係数設定手段）９はクラッタ抑圧フィルタ８ａのレンジビン毎のクラッタ成分を抑圧するためのフィルタ係数を設定する。
【００４７】
なお、図１９に示す信号処理装置においては、フィルタ係数は不要信号であるクラッタ成分と干渉波成分を抑圧するための係数として説明しているが、この実施の形態１及び以下の実施の形態２から実施の形態４においては、フィルタ係数はクラッタ成分を抑圧するための係数であり、荷重係数は干渉波成分を抑圧するための係数やビーム形成を行うための係数として説明する。
【００４８】
図２は図１のビーム形成・干渉波抑圧器６ａの構成を示すブロック図であり、図２において、荷重係数器２１はアンテナパターンの主ビームを目標の方向に向けるための荷重係数ａ１　，ａ２　，・・・，ａＮＳを、サブアレー信号を構成するＮｓ　本の信号のそれぞれに乗算し、合成器２２は荷重係数器２１のＮｓ　本の出力信号を合成する。適応荷重係数器２３は干渉波成分の入射方向にアンテナパターンの零点を向けるための荷重係数ｗ１　，ｗ２　，・・・，ｗＢ　を、サブアレー信号を構成するＮｓ　本の信号のうちの所定のＢ本にそれぞれに乗算して干渉波成分を抑圧する。合成器２４は適応荷重係数器２３のＢ本の出力信号を合成し干渉波成分として出力し、減算器２５は合成器２２の出力信号から合成器２４の出力信号である干渉波成分を減算する。
【００４９】
また、図２において、適応荷重係数設定手段２６はサブアレー信号を構成するＮｓ　本の信号のうちの上記Ｂ本の信号及び合成器２２の出力信号に基づいて、干渉波成分の入射方向にアンテナパターンの零点を向けるための荷重係数ｗ１　，ｗ２　，・・・，ｗＢ　を適応的に計算し適応荷重係数器２３に供給する。等価荷重係数設定手段２７は荷重係数器２１における荷重係数ａ１　，・・・，ａＮｓ及び適応荷重係数器２３における係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　に基づいて、重み付け合成器７−ｉ（ｉ＝１，・・・，Ｉ−１）により干渉波成分を抑圧するためにサブアレー信号に重み付けされる等価荷重係数ｃ１　，・・・，ｃＮｓを計算し重み付け合成器７−ｉに供給する。
【００５０】
なお、図２の適応荷重係数器２３においては、サブアレー信号を構成するＮｓ　本の信号のうちの第２番目から第（Ｎｓ　−１）番目までの信号が選択されているが、第１番目の信号や第Ｎｓ　番目の信号が必要に応じて含まれるようにしても勿論良い。また、もっと少なくしても良いが、少なくとも入射する干渉波成分の数以上でなければならない。
【００５１】
このように、図２のビーム形成・干渉波抑圧器６ａは、一例としてサイドローブキャンセラと同様な動作を行うエレメントスペース構成のビーム形成・干渉波抑圧器として構成されている。すなわち、既知の目標信号の入射方向（レーダ送信波ビーム形成方向）に主ビームを向け、サブアレー信号のＮｓ本の信号のうちのＢ本の信号を補助アンテナの受信信号として利用してそのサイドローブから入射する干渉波を再生し、受信信号から再生した干渉波成分を減算して干渉波をキャンセルするようになされている。
【００５２】
また、図２のビーム形成・干渉波抑圧器６ａは、一例としてサイドローブキャンセラと同様な動作を行うエレメントスペース構成のパーシャリビーム形成・干渉波抑圧器として構成されているが、これに限定されるものではない。例えば、ビームスペース構成としても良い。このように、ビーム形成・干渉波抑圧器６ａにおける適応アルゴリズムは特に限定されるものではない。
【００５３】
図３は図１の重み付け合成器７−ｉの構成を示すブロック図であり、図３において、荷重係数器３１はビーム形成・干渉波抑圧器６ａの等価荷重係数設定手段２７により設定された等価荷重係数ｃ１　，・・・，ｃＮｓを、サブアレー信号を構成するＮｓ　本の信号のそれぞれに乗算して干渉波成分を抑圧し、合成器３２は荷重係数器３１のＮｓ　本の出力信号を合成する。
【００５４】
図４は図１のディジタルフィルタとしてのクラッタ抑圧フィルタ８ａの構成を示すブロック図である。図４において、遅延器４１はパルス繰返し周期ＰＲＩだけ信号を遅延させ、Ｉ×（Ｌ−１）個の遅延器４１はタップ数ＬのＩ本のタップ付き遅延線回路を構成する。乗算器４２はクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９により設定されたフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ（エル），ｉ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ、Ｋはレンジビン数、又はレンジゲート数、ｌ（エル）＝０，１，・・・，Ｌ−１、ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）を、ビーム形成・干渉波抑圧器６ａからの信号、重み付け合成器７ｉからの信号又は遅延器４１からの信号に乗算してクラッタ成分を抑圧する。加算器４３は初段の乗算器４２、又は前段の加算器の出力と乗算器４２の出力とを加算し、加算器４４は最終段のＩ個の加算器４３の出力の総和を演算する。
【００５５】
次に動作について説明する。
まず、図示せぬ送信機により送信されたレーダ送信波のパルス信号で目標に反射した目標信号とその他の不要信号が、アレーアンテナ１１を構成するＮ個の素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）により受信される。
【００５６】
各素子アンテナ１−ｎにより受信された高周波信号は、受信機２−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）により増幅・周波数変換され中間周波信号となる。Ａ／Ｄ変換器３−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）によりそれらの中間周波信号がディジタル信号に変換され、位相検波器４−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）によりディジタル同相信号及び直交信号とされサブアレー信号選択手段５に供給される。サブアレー信号選択手段５に供給される信号をｕ（ｋ，ｍ，ｎ）とし、ここでｋはレンジビン番号（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）、ｍはパルスヒット番号（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ，Ｍはヒット数）、ｎは素子番号（素子アンテナ１−ｎ、受信機２−ｎ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ、位相検波器４−ｎの受信系を示す番号）とする。
【００５７】
次にサブアレー信号選択手段５はＮ本の受信信号ｕ（ｋ，ｍ，１）〜ｕ（ｋ，ｍ，Ｎ）から所定の複数Ｎｓ　本の受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）をそれぞれ選択して複数Ｉ組のサブアレー信号Ｘｉ　（ｉ＝１，・・・，Ｉ）を生成する。なお、第ｉ組のサブアレー信号Ｘｉ　を構成するＮｓ　本の信号をｘｉ　（ｋ，ｍ，１），・・・，ｘｉ　（ｋ，ｍ，Ｎｓ　）とする。
【００５８】
このとき、サブアレー信号選択手段５は、グレーティングローブが発生せず、各サブアレー信号として選択されるＮｓ　本の受信信号の素子番号の間隔パターンが全てのサブアレー信号において同一になり、かつ、サブアレー信号間の位相中心間隔が同一になるように、各サブアレー信号Ｘｉ　とするＮｓ　本の受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）を選択する。例えば素子アンテナ１−ｉと素子アンテナ１−（ｉ＋１）との間隔を送信波の０．５波長以下とし、かつ、第ｉ番目のサブアレーと第（ｉ＋１）番目のサブアレーの位相中心の間隔を送信波の０．５波長以下とするとグレーティングローブは発生しない。
【００５９】
Ｎｓ　＋Ｉ−１≦Ｎとして、例えば次に示すようにサブアレー信号Ｘｉ　を選択する。この例においては、サブアレー信号を構成する受信信号の素子番号の間隔が全て１である間隔パターンとなっている。
第１番目のサブアレー信号Ｘ１　
＝｛ｘ１　（ｋ，ｍ，１），ｘ１　（ｋ，ｍ，２），・・・，ｘ１　（ｋ，ｍ，Ｎｓ　）｝
＝｛ｕ（ｋ，ｍ，１），ｕ（ｋ，ｍ，２），・・・，ｕ（ｋ，ｍ，Ｎｓ　）｝
第２番目のサブアレー信号Ｘ２　
＝｛ｘ２　（ｋ，ｍ，１），ｘ２　（ｋ，ｍ，２），・・・，ｘ２　（ｋ，ｍ，Ｎｓ　）｝
＝｛ｕ（ｋ，ｍ，２），ｕ（ｋ，ｍ，３），・・・，ｕ（ｋ，ｍ，Ｎｓ　＋１）｝
以下同様に、第ｉ番目のサブアレー信号Ｘｉ　
＝｛ｘｉ　（ｋ，ｍ，１），ｘｉ　（ｋ，ｍ，２），・・・，ｘｉ　（ｋ，ｍ，Ｎｓ　）｝
＝｛ｕ（ｋ，ｍ，ｉ），ｕ（ｋ，ｍ，ｉ＋１），・・・，ｕ（ｋ，ｍ，Ｎｓ　＋ｉ−１）｝　最後に、第Ｉ番目のサブアレー信号ＸＩ　
＝｛ｘＩ　（ｋ，ｍ，１），ｘＩ　（ｋ，ｍ，２），・・・，ｘＩ　（ｋ，ｍ，Ｎｓ　）｝
＝｛ｕ（ｋ，ｍ，Ｉ），ｕ（ｋ，ｍ，Ｉ＋１），・・・，ｕ（ｋ，ｍ，Ｎｓ　＋Ｉ−１）｝
【００６０】
なお、サブアレー信号として選択される受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）の組合せはこれに限定されるものではなく、例えば素子番号の各間隔が２であるＮｓ　本の受信信号を選択してサブアレー信号を構成するようにしても良い。さらに、第ｉ番目のサブアレー信号の最初の信号ｘｉ（ｋ，ｍ，１）として選択される受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ１）の素子番号ｎ１　と、第（ｉ＋１）番目のサブアレー信号の最初の信号ｘｉ＋１　（ｋ，ｍ，１）として選択される受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ２　）の素子番号ｎ２　とが２以上離れていても良いが、グレーティングローブの発生に気をつけなければならないので、望ましくは前述のようにグレーティングローブが発生しない選択方法が良い。
【００６１】
次に、ビーム形成・干渉波抑圧器６ａ及び重み付け合成器７−ｉ（ｉ＝１，・・・，Ｉ−１）により、各サブアレー信号Ｘｉ　に含まれる干渉波成分がそれぞれ抑圧される。このとき、レーダ送信波の送信方向への受信ビーム形成も行う。全てのサブアレー信号を構成する受信信号の素子番号の間隔パターンが同一であるので、ビーム形成・干渉波抑圧器６ａがいずれか１つのサブアレー信号（この場合、第１番目のサブアレー信号）に対して干渉波成分の抑圧のための適応処理に基づき荷重係数ｗ１　，ｗ２　，・・・，ｗＢ　を設定し、また、重み付け合成器７−ｉの荷重係数も、その適応処理の結果に基づき荷重係数ｗ１　，ｗ２　，・・・，ｗＢ　と荷重係数器２１における荷重係数ａ１，・・・，ａＮＳから導出される等価荷重係数ｃ１　，・・・，ｃＮｓになるように設定する。
【００６２】
ここで、図２に示すビーム形成・干渉波抑圧器６ａ及び図３に示す重み付け合成器７−ｉの動作について説明する。
図２において、荷重係数器２１により、第１番目のサブアレー信号Ｘ１　を構成するＮｓ　本の信号のそれぞれに、アンテナパターンの主ビームを既知の目標信号の入射方向（あるいはレーダ送信波送信方向）に向けるための荷重係数ａ１　，ａ２　，・・・，ａＮｓが乗算され、合成器２２により荷重係数器２１のＮｓ　本の出力信号の総和が演算される。従って荷重係数器２１及び合成器２２によるサブアレー信号Ｘ１　と荷重係数ａ１　，ａ２　，・・・，ａＮｓとの積和演算の結果ｙ０　（ｋ，ｍ，１）は式（２２）に示すようになる。
【数１７】
2004138403.tif 000019
【００６３】
そして適応荷重係数設定手段２６により、サブアレー信号及び合成器２２の出力信号に基づいて、干渉波成分の入射方向にアンテナパターンの零点を向けるための荷重係数ｗ１　，ｗ２　，・・・，ｗＢ　が適応的に計算され、適応荷重係数器２３に供給される。なお、合成器２２の出力信号を適応処理に使用するのは、これから説明するようにＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ　Ｍａｔｒｉｘ　Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）法により荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　を計算するからである。荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　を逐次更新するＬＭＳ法等の反復計算型の適応アルゴリズムをＳＭＩ法の代わりに使用する場合には、合成器２２の出力信号ではなく、一般的に減算器２５の出力信号を使用する。
【００６４】
図２に示すビーム形成・干渉波抑圧器６ａのように、ＳＭＩ法を使用する場合には、適応荷重係数器２３に入力する信号数をＢとし、それらＢ本の信号に対応する素子番号を｛ｉ１　，ｉ２　，・・・，ｉＢ　｝とすると、式（２３）において定義される行列Ａとベクトルｂに基づく式（２４）の正規方程式から式（２５）に示す適応荷重係数ベクトルＷを計算することにより、荷重係数ｗ１　，ｗ２　，・・・，ｗＢ　が計算される。ここで式（２４）において、肩文字Ｈは共役転置を表している。
【数１８】
2004138403.tif 000020
【００６５】
式（２３）では受信クラッタ成分の電力が比較的小さく、クラッタ成分の適応荷重計算への影響が小さい最後のレンジビン（第Ｋレンジビン）の信号を使うようにしたが、場合によっては他のあるいは複数のレンジビン（レンジゲート）や、ある特定のヒットの信号を使うことも考えられる。
【００６６】
そして適応荷重係数器２３は、このように適応的に設定された荷重係数ｗ１　，ｗ２　，・・・，ｗＢ　を、サブアレー信号を構成するＮｓ　本の信号のうちの所定のＢ本にそれぞれに乗算し、合成器２４は適応荷重係数器２３のＢ本の出力信号の総和を演算する。そして減算器２５が合成器２２の出力信号から合成器２４の出力信号を減算し、その演算結果をビーム形成・干渉波抑圧器６ａの出力信号ｙａ　（ｋ，ｍ，１）とする。従ってビーム形成・干渉波抑圧器６ａの出力信号ｙａ　（ｋ，ｍ，１）は式（２６）に示すようになる。
【００６７】
【数１９】
2004138403.tif 000021
【００６８】
なお、干渉波成分のドップラー周波数−空間周波数の２次元スペクトルは、レンジビンに関係なくドップラー周波数軸と同じ距離を保ってドップラー周波数軸と平行に現れるため、全てのレンジビンに対して同一の荷重係数ｗ１　，ｗ２　，・・・，ｗＢ　を使用する。
【００６９】
また、等価荷重係数設定手段２７は荷重係数器２１の荷重係数ａ１　，・・・，ａＮｓ及び適応荷重係数器２３の荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　に基づいて、重み付け合成器７−ｉによりサブアレー信号に荷重される等価荷重係数ｃ１　，・・・，ｃＮｓを式（２７）に従って計算し、重み付け合成器７−ｉに供給する。ここで、ｂは｛ｉ１　，ｉ２　，・・・，ｉＢ　｝の添字１，２，・・・，Ｂであり、ｉｂ　は適応荷重係数器２３の荷重係数ｗｂ　を乗算されるサブアレー信号を構成する信号の番号である。
【数２０】
2004138403.tif 000022
【００７０】
図３において、重み付け合成器７−ｉは、Ｎｓ　個の等価荷重係数ｃ１　，・・・，ｃＮｓが供給されると、それを荷重係数器３１に設定する。荷重係数器３１は第（ｉ＋１）番目のサブアレー信号Ｘｉ＋１　の各信号ｘｉ＋１　（ｋ，ｍ，１）〜ｘｉ＋１　（ｋ，ｍ，Ｎｓ　）に等価荷重係数ｃ１　，・・・，ｃＮｓをそれぞれ乗算して干渉波成分を抑圧する。合成器３２は荷重係数器３１のＮｓ　本の出力信号の総和を重み付け合成器７−ｉの出力信号ｙａ　（ｋ，ｍ，ｉ＋１）として演算する。従って重み付け合成器７−ｉの出力信号ｙａ　（ｋ，ｍ，ｉ＋１）は式（２８）に示すようになる。
【００７１】
【数２１】
2004138403.tif 000023
【００７２】
このようにして、ビーム形成・干渉波抑圧器６ａ及び重み付け合成器７−ｉにより受信信号の干渉波成分が抑圧され、これらの出力信号ｙａ　（ｋ，ｍ，１）〜ｙａ　（ｋ，ｍ，Ｉ）がクラッタ抑圧フィルタ８ａに供給される。
【００７３】
図１において、クラッタ抑圧フィルタ８ａにより上記出力信号ｙａ　（ｋ，ｍ，１）〜ｙａ　（ｋ，ｍ，Ｉ）に対して時間−空間の２次元のフィルタ処理を実行して受信信号のクラッタ成分を抑圧する。すなわちクラッタ抑圧フィルタ８ａは一種の帯域阻止フィルタと言える。ビーム形成・干渉波抑圧器６ａ及び重み付け合成器７−ｉでは干渉波成分は抑圧されるがクラッタ成分はほとんど抑圧されないため、クラッタ抑圧フィルタ８ａによりクラッタ成分を抑圧する。
【００７４】
なお、クラッタ成分のドップラー周波数−空間周波数２次元スペクトルの２次元周波数平面上での分布は、式（１９）に示すように、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及びパルス繰返し周期ＰＲＩ、並びにクラッタ反射点までの距離Ｒｉ　等、値が既知のパラメータに基づいて定められるので、クラッタ抑圧フィルタ８ａでは、受信信号に応じて適応的にフィルタ係数を設定する必要はなく、フィルタ係数を確定的に設定できる。
【００７５】
図４において、クラッタ抑圧フィルタ８ａでは、ビーム形成・干渉波抑圧器６ａ及び重み付け合成器７−ｉからの信号ｙａ　（ｋ，ｍ，１）〜ｙａ　（ｋ，ｍ，Ｉ）が遅延器４１により構成されるタップ数ＬのＩ本のタップ付き遅延線回路に入力され、各タップｌ（エル）の信号値に対して、乗算器４２はクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９により設定されたフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ（エル），ｉ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ、Ｋはレンジビン数、又はレンジゲート数、ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）を乗算し、加算器４３，４４により乗算器４２の演算結果の総和をこの信号処理装置の出力ｚａ　（ｋ，ｍ）として計算する。
【００７６】
従って信号処理装置の出力ｚａ　（ｋ，ｍ）は式（２９）に示すようになる。信号処理装置の出力信号ｚａ　（ｋ，ｍ）はレンジビン番号ｋ及びヒット番号ｍに関する信号であり、干渉波成分及びクラッタ成分の抑圧された信号となっており、この信号に基づいて目標検出処理が実行される。
【数２２】
2004138403.tif 000024
【００７７】
また、図１において、クラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ（エル），ｉ）は、クラッタ成分が存在する領域が阻止帯域となるようにクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９により計算される。
【００７８】
図５はフォワードルッキングの場合のクラッタ抑圧フィルタ８ａの所望特性を示す図である。すなわち、フォワードルッキングの場合では、図５において破線で示される式（１９）のクラッタ成分を幅ＦＳＢの阻止域により抑圧する。阻止域の楕円の径はレンジビン番号ｋにより異なる。なお、阻止域幅ＦＳＢは、クラッタが十分抑圧できる範囲でなるべく狭いほうが好ましい。サブアレー信号の組数Ｉ、クラッタ抑圧フィルタ８ａのタップ数Ｌ、通過域と阻止域の間にある遷移域の遷移域幅及びクラッタ抑圧フィルタ８ａの阻止域減衰量の関係はトレードオフの関係にある。
【００７９】
クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９は、クラッタ成分のスペクトルが分布する領域が阻止域となるように既知のパラメータに基づいて、クラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を計算する。この既知のパラメータとは、フォワードルッキングの場合、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及びパルス繰返し周期ＰＲＩ、レンジビン番号ｋ毎の第ｉの反射点までの距離Ｒｉ　である。ただし、式（１９）における素子アンテナ１−ｎの配置間隔ｄとは、ここではサブアレー間の位相中心間隔である。フォワードルッキングの場合には、式（１９）がクラッタ反射点までの距離Ｒｉ　に依存し、この距離Ｒｉ　がレンジビン番号ｋに依存するので、レンジビン毎にフィルタ係数を計算する。
【００８０】
次にクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９によるクラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）の具体的計算方法について説明する。ここでは、窓関数法に基づくフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）の計算方法について説明する。サイドルッキングの場合は、特許文献１に詳しく説明されているので、フォワードルッキングの場合について説明する。
【００８１】
ここで、クラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数の計算には、２次元ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）形帯域阻止ディジタルフィルタの係数計算法を利用できる。図５に示すような２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ；レンジビンｋごとに計算）を窓関数法により計算する方法としては、例えば非特許文献２に記載されている方法がある。
【００８２】
また、２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を求めるその他の方法としては、周波数変換により求める方法があり、例えば、非特許文献３記載の方法を用いることもできる。
【００８３】
以下、窓関数法に基づく方法を説明する。フォワードルッキングの場合、図５に示すクラッタ抑圧フィルタ８ａの２次元所望特性Ｄ（ｋ）　（Ｆ１　，Ｆ２　）は、式（３０）に示すようになる。肩文字ｋは、レンジビン番号ｋにより所望特性が異なることを意味する。なお、式（３０）では、クラッタ反射点までの距離Ｒｉ　はレンジビン番号ｋに依存するため、レンジビン番号ｋの関数であるＲ（ｋ）と書き換えている。また、式（３０）におけるαは図１９に示すフィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）とは関係ない。
【数２３】
2004138403.tif 000025
ここで、式（３０）におけるＤ（ｋ）　（Ｆ１　，Ｆ２　）が０のときは図５の阻止域を示し、１のときは図５の通過域を示している。なお、遷移域はＤ（ｋ）　（Ｆ１　，Ｆ２　）が０でも１でもない帯域で、式（３０）のＦＴＢが遷移域幅である。
【００８４】
式（３０）に示す２次元所望特性を逆離散フーリエ変換すれば、理想的な２次元インパルス応答が求められる。それを窓関数で打ち切ることによって２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタのフィルタ係数は求められる。しかしながら、上述の計算方法では阻止域減衰量等を規定するのが難しいため、およその阻止域減衰量や通過域リップルを規定する場合には、次に説明する方法により窓関数法に基づいてフィルタ係数を計算する。
【００８５】
この計算方法では、２次元所望特性Ｄ（ｋ）　（Ｆ１　，Ｆ２　）を式（３０）とせずに、所望の阻止域幅（ＦＳＢ）、遷移域幅、阻止域減衰量、通過域リップルに対応する阻止域幅ＦＳＢの１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタを設計し、その周波数特性を周波数変換したものを２次元所望特性Ｄ（ｋ）　（Ｆ１　，Ｆ２　）とする。１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタとしては、周波数０に関して特性が対称なインパルス応答が実数のディジタルフィルタ（以下、実係数フィルタ）を用いる方法と、１次元ＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタを周波数軸上でシフトさせて得られるインパルス応答が複素数のディジタルフィルタ（以下、複素係数フィルタ）を用いる方法がある。まず、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタとして実係数フィルタを用いる方法について説明する。
【００８６】
（１）１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタとして実係数フィルタを用いる場合
１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタは零位相でインパルス応答長をｒ（奇数）とする。インパルス応答をｐ（ｋ）　（−（ｒ−１）／２），ｐ（ｋ）　（−（ｒ−１）／２＋１），．．．，ｐ（ｋ）　（−１），ｐ（ｋ）　（０），ｐ（ｋ）　（１），．．．，ｐ（ｋ）　（（ｒ−１）／２）とし、その周波数応答をｐ（ｋ）　（Ｆ）とする。ここでインパルス応答ｐ（ｋ）　（ｉ）＝ｐ（ｋ）　（−ｉ）である。また、肩文字（ｋ）は一般にレンジビン番号ｋによって異なることを意味する。
【００８７】
１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの周波数応答Ｐ（ｋ）　（Ｆ）は式（３１）に示すようになる。ここで、Ｔｉ　（ｘ）はｉ次のチェビシェフ多項式であり、Ｔ０　（ｘ）＝１、Ｔ１　（ｘ）＝ｘ、Ｔｉ　（ｘ）＝２ｘＴｉ−１　（ｘ）−Ｔｉ−２　（ｘ）、Ｔｉ　（ｃｏｓ（ｙ））＝ｃｏｓ（ｉｙ）（ｉ＝２，３，．．．）の関係がある。
【数２４】
2004138403.tif 000026
【００８８】
式（３１）により行う周波数変換は、特許文献１で記されている従来技術文献３の方法を使わない。この点で特許文献１とは異なる。従来技術文献３では、１次元周波数Ｆから２次元周波数Ｆ１　，Ｆ２　の周波数変換の形は、
ｃｏｓ２πＦ→ｔ（０，０）＋ｔ（１，０）ｃｏｓ２πＦ１　＋ｔ（０，１）ｃｏｓ２πＦ２　＋ｔ（１，１）ｃｏｓ２πＦ１　ｃｏｓ２πＦ２　
である。この周波数変換の係数ｔ（式（２）に示す時刻ｔとは異なる）を、楕円に適合するように計算を繰り返して近似して最適化を行って求めている。しかも、楕円の径に応じて最適化を行う必要がある。楕円の径はレンジビン毎に異なるので、レンジビン毎に最適化を行う必要があり、クラッタ抑圧フィルタ８ａの用途には向かない。そこで、この実施の形態１では、周波数変換に際して繰り返し計算による最適化を行わず、図５に示す楕円形の阻止域中心と、ドップラー周波数Ｆ１　軸及び空間周波数Ｆ２　軸との交点に基づき、式（３１）に対して解析的に得られる周波数変換を行うことにより、レンジビン毎に異なるフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）の計算を効率的に行う。
【００８９】
フォワードルッキングの場合のグランドクラッタの２次元スペクトルは楕円上に分布することはすでに述べた。その楕円の式を式（３２）に改めて示す。この楕円は、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及びパルス繰返し周期ＰＲＩ、並びにレンジビン番号ｋに対応するクラッタ反射点までの距離Ｒ（ｋ）で決まることになる。そして、これらの値はその瞬間では既知の量である。式（３２）を、最も一般的な楕円の式（３３）で表すと、楕円の短軸と長軸の長さの１／２の値は式（３４）のようになる。楕円の短軸と長軸の長さの１／２の値はレンジビン番号ｋにより異なるので、ｋの関数ａ（ｋ）、ｂ（ｋ）として表記している。式（３４）より，ａ（ｋ）／ｂ（ｋ）の値はレンジビン番号ｋに依存しない。
【数２５】
2004138403.tif 000027
【００９０】
式（３１）に施す周波数変換は、式（３４）のａ（ｋ）、ｂ（ｋ）を用いて、式（３５）のように行われる。式（３５）の右辺に近似を行って決める変数はない。また、ｃ（ｋ）はレンジビン番号ｋに依存する定数であり、あとで説明する。周波数変換後の２次元周波数特性、すなわち窓関数法を適用する２次元所望特性は式（３６）となる。
【数２６】
2004138403.tif 000028
【００９１】
図６は１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ（実係数フィルタ）から２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの所望特性を得る概念図である。図６（ａ）は式（３１）の１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ（実係数フィルタ）の周波数特性、図６（ｂ）が窓関数法を適用するための２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの所望特性（式（３６））を示す図である。図６（ｂ）に示すａ（ｋ）は式（３３）に示す阻止域の中心とドップラー周波数Ｆ１　軸との交点であり、ｂ（ｋ）は式（３３）に示す阻止域の中心と空間周波数Ｆ２　軸との交点である。
【００９２】
ドップラー周波数Ｆ１　に関する格子点の数をＮ１　とし、空間周波数Ｆ２　に関する格子点の数をＮ２　として、式（３６）に示す２次元所望特性Ｄ（ｋ）　（Ｆ１　，Ｆ２　）を等間隔の周波数格子点（Ｎ１　×Ｎ２　点）上で周波数応答値を計算し、その値を２次元逆離散フーリエ変換した信号をｈＤ　（ｋ）　（ｎ１　，ｎ２　）とする。なお、信号ｈＤ　（ｋ）　（ｎ１　，ｎ２　）は、（ｎ１　，ｎ２　）＝（０，０）を中心として、−Ｎ１　／２≦ｎ１　＜Ｎ１　／２、かつ−Ｎ２　／２≦ｎ２　＜Ｎ２　／２の範囲にあるものとする。
【００９３】
なお、格子点数Ｎ１　はヒット数Ｍの２倍以上とし、格子点数Ｎ２　はサブアレー信号の組数Ｉの２倍以上とする。また、格子点数Ｎ１　，Ｎ２　をそれぞれ２のべき乗とすると、２次元逆高速フーリエ変換を２次元逆離散フーリエ変換の代わりに使用することができる。
【００９４】
そして、クラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）は、式（３７）のようにｈＤ　（ｋ）　（ｎ１　，ｎ２　）を適当な窓関数で打ち切ることによって得られる。サブアレー信号の組数Ｉとクラッタ抑圧フィルタ８ａのタップ数Ｌは奇数とする。式（３７）におけるｗ１　（ｎ），ｗ２　（ｎ）はそれぞれ適切な１次元窓関数であり、ｎ＝０に中心を有するものとする。ｗ１　（ｌ−（Ｌ−１）／２）の長さ（すなわち値が０ではない（ｌ−（Ｌ−１）／２）の個数）はＬであり、ｗ２　（（Ｉ＋１）／２−ｉ）の長さはＩであるものとする。
【数２７】
2004138403.tif 000029
【００９５】
このようにして得られる式（３７）に従って、クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９はクラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を計算し、クラッタ抑圧フィルタ８ａに供給する。
【００９６】
ここで、式（３５）について説明する。楕円の式（３３）より、式（３８）を得る。式（３８）のａ２　（ｋ）ｂ２　（ｋ）を、Ｆ２　／ｃ２　（ｋ）で置き換えることにすると、式（３５）を得る。
【数２８】
2004138403.tif 000030
【００９７】
次にｃ（ｋ）の決め方について説明する。図６（ａ）は１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ（実係数フィルタ）の特性を模式的に表した図である。Ｆ０　（ｋ）は阻止域の中心である。ここで、Ａと示した１次元周波数が（Ｆ１　，Ｆ２　）＝（０．５，０．５）に写像されてしまうと、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタのＦ０　（ｋ）の阻止域及びそれより周波数の高い遷移域（図６（ａ）のＦｅ　の部分）が式（３３）の楕円の外側ほぼ全部に写像されて、得られた２次元特性には通過域がほとんど現れなくなってしまう。式（３３）の楕円の外側に通過域が現れるようにするためには、図６（ａ）でＢと示した１次元周波数が（Ｆ１　，Ｆ２　）＝（０．５，０．５）に写像されるのが望ましい。それより大きい１次元周波数が（Ｆ１　，Ｆ２　）＝（０．５，０．５）に写像される場合には、今度は１次元周波数の１−Ｆ０　（ｋ）付近の遷移域と阻止域が（Ｆ１　，Ｆ２　）＝（０．５，０．５）付近に現れてしまい、本来通過域であるべき領域に遷移域や阻止域が現れてしまう。ここで、図６（ｂ）に示す遷移域は通過域と阻止域の間にあり、図６（ａ）に示す振幅値が１でも０でもない斜めになっている帯域である。
【００９８】
図６（ａ）に示すように、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの大きい方の通過域端周波数ＡとＦ０　（ｋ）との差をＦｅ　とすると、Ｂと示した１次元周波数は１−Ｆ０　（ｋ）−Ｆｅ　となる。この１次元周波数が（Ｆ１　，Ｆ２　）＝（０．５，０．５）より外側に写像されるようにすると、阻止域が（Ｆ１　，Ｆ２　）＝（０．５，０．５）付近に現れることはない。従って、式（３９）の制限が必要である。１次元周波数Ｆ０　（ｋ）が式（３３）の楕円（阻止域の中心）に写像されるようにするので、式（４０）とできる。式（３９）、（４０）より、式（４１）を得る。式（４１）のｃ（ｋ）はなるべく大きいほうが良く、等号の値を使うことが望ましい。
【００９９】
【数２９】
2004138403.tif 000031
【０１００】
式（４１）のＦｅ　の値は前もって決めておく必要がある。これは１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの遷移域幅に、阻止域幅の１／２を加えた量以上である。
【０１０１】
ｃ（ｋ）が決まると、式（４０）より、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数Ｆ０　（ｋ）を式（４２）により決めることができる。これはレンジビン番号ｋにより異なる値である。Ｆ０　（ｋ）の値がレンジビン番号ｋによってそれほど変わらなければ、前のレンジビン番号ｋ−１に対するＦ０　（ｋ−１）の値をそのまま使って良い。その場合は当該レンジビン番号ｋに対して新たにクラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数の計算が必要なく、前のレンジビン番号ｋ−１に対するフィルタ係数をそのまま使えば良い。
【数３０】
2004138403.tif 000032
【０１０２】
図７は１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタとして実係数フィルタを用いる場合のクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９のフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）の設定処理の流れを示すフローチャートである。図７において、ステップＳＴ２，ＳＴ４，ＳＴ５，ＳＴ９が従来技術にないステップである。
【０１０３】
ステップＳＴ１においてレンジビン番号ｋ＝１とする。ステップＳＴ２において、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及びパルス繰返し周期ＰＲＩ、レンジビン番号ｋに対応するクラッタ反射点までの距離Ｒ（ｋ）、予め設定した１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ（実係数フィルタ）の阻止域幅・遷移域幅から、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数Ｆ０　（ｋ）を式（３４），（４１），（４２）から計算する。ステップＳＴ３において、レンジビン番号ｋ＝１であればステップＳＴ８へ進み、ｋ＝１でなければステップＳＴ４に進む。
【０１０４】
ステップＳＴ４において、ステップＳＴ３で計算した阻止域中心周波数Ｆ０　（ｋ）と前のレンジビン番号ｋ−１における阻止域中心周波数Ｆ０　（ｋ−１）の差の絶対値と、所定のしきい値Ｆｔｈｓｄとの大小を比べて、｜Ｆ０　（ｋ）−Ｆ０　（ｋ−１）｜＜ＦｔｈｓｄであればステップＳＴ５へ進み、そうでなければステップＳＴ８へ進む。
【０１０５】
ステップＳＴ５において、レンジビン番号ｋにおけるクラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）として、前のレンジビン番号ｋ−１のフィルタ係数ｈ（ｋ−１，ｌ，ｉ）を適用する。ステップＳＴ６において、ｋ＝Ｋ（レンジビン数）であれば、フィルタ係数の計算を終了する。そうでなければステップＳＴ７へ進む。ステップＳＴ７において、レンジビン番号ｋを１増やしてステップＳＴ２へ戻り、次のレンジビンに対するフィルタ係数の計算を開始する。
【０１０６】
ステップＳＴ８において、阻止域中心周波数Ｆ０　（ｋ）のインパルス応答長奇数の１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタを設計する。ここでは、線形位相のインパルス応答から零位相のインパルス応答を求める。すなわち、式（３１）におけるインパルス応答ｐ（ｋ）　（ｉ）を決定する。
【０１０７】
ステップＳＴ９において、設計した１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの周波数特性（式（３１））に対して式（３５）の周波数変換を行う。すなわち、図６に示す楕円形の阻止域中心とドップラー周波数Ｆ１　軸との交点ａ（ｋ）及び空間周波数Ｆ２　軸との交点ｂ（ｋ）に基づき周波数変換を行う。
【０１０８】
ステップＳＴ１０において、ステップＳＴ９で得た式（３６）に示す２次元周波数領域での所望特性Ｄ（ｋ）　（Ｆ１　，Ｆ２　）に対して、Ｆ１　，Ｆ２　の両方の周波数変数に関して格子点上のサンプル点で周波数応答値を計算する。ここで実際の操作では、ステップＳＴ９とＳＴ１０は一緒に行うことになる。つまり、いきなり式（３６）の周波数応答値を計算しても良い。
【０１０９】
ステップＳＴ１１において、ステップＳＴ１０で得た２次元周波数平面上の周波数応答値を２次元逆離散（高速）フーリエ変換して、所望２次元インパルス応答ｈＤ　（ｋ）　（ｎ１　，ｎ２　）を得る。
【０１１０】
ステップＳＴ１２において、ステップＳＴ１１で得た所望２次元インパルス応答ｈＤ　（ｋ）　（ｎ１　，ｎ２　）を、式（３７）で示すように窓関数で打ち切って、クラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）とする。ここで、打ち切り項数はサブアレー信号の組数Ｉとクラッタ抑圧フィルタ８ａのタップ数Ｌとする。ステップＳＴ１３において、ｋ＝Ｋ（レンジビン数）であれば、フィルタ係数の計算を終了する。そうでなければステップＳＴ１４へ進み、ステップＳＴ１４において、レンジビン番号ｋを１増やしてステップＳＴ２へ戻り、次のレンジビンｋ＋１に対するフィルタ係数の計算を開始する。
【０１１１】
ところで、設計（インパルス応答を算出）すべき１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数Ｆ０　（ｋ）は式（４２）によって与えられ、前のレンジビン番号ｋ−１のクラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数をそのまま用いる場合を除いて、レンジビン番号ｋ毎に異なる。従って、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタはレンジビン番号ｋ毎に設計しなければならないことが多い。
【０１１２】
非特許文献４に示されているように、１つの基になる１次元ＦＩＲ形ディジタルフィルタを最適設計しておき、その係数を基に少数のパラメータを変化させることによってカットオフ周波数の異なる１次元ＦＩＲ形ディジタルフィルタを設計することができる。
【０１１３】
これを本発明の１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの設計に適用すれば、レンジビン番号ｋごとに阻止域中心周波数が異なる１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタを実質的に最適設計する回数を大幅に減らすことができる。
【０１１４】
（２）１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタとして複素係数フィルタを用いる場合
周波数変換の形は式（３５）と同じであり、解析的に得られ、最適化は必要ない。ただｃ（ｋ）の決め方と値が異なる。
図８は１次元ＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタから２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの所望特性を得る概念図である。図８（ａ）に示すように、周波数０付近を阻止域とする通過域の広い１次元ＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタを、周波数軸上でＦ０　（ｋ）だけシフトさせると、図８（ｂ）に示すように、阻止域中心周波数がＦ０　（ｋ）の１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ（複素係数フィルタ）が得られる。ただし、そのインパルス応答は複素数となる。この１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ（複素係数フィルタ）は０．５＜Ｆ＜１には阻止域が現れない。よって、周波数変換の元になる特性として図８（ｂ）のようなものを用いる場合には、式（３９）のような制限はない。
【０１１５】
ｃ（ｋ）の決め方は一意ではないが、例えば、１次元周波数Ｆ＝０．５が楕円の短軸にあたる２次元周波数軸の０．５に写像されるようにする。つまり、Ｆ１　軸が楕円の短軸なら（Ｆ１　，Ｆ２　）＝（０．５，０）（Ｆ２　軸が楕円の短軸なら（Ｆ１　，Ｆ２　）＝（０，０．５））に写像されるようにするならば、式（３５）から、式（４３）の関係となる。よってｃ（ｋ）は式（４４）のようになる。これより、式（３５）の周波数変換は式（４５）となる。この周波数変換はレンジビン番号ｋによらないことになる。式（４２）、（４４）より、１次元帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数Ｆ０　（ｋ）は式（４６）のようになる．
【０１１６】
【数３１】
2004138403.tif 000033
【０１１７】
１次元ＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタのインパルス応答をｐ（−（ｒ−１）／２），ｐ（−（ｒ−１）／２＋１），…，ｐ（−１），ｐ（０），ｐ（１），…，ｐ（（ｒ−１）／２）、周波数応答をＰ（Ｆ）とする。ｐ（ｉ）＝ｐ（−ｉ）で実数である。レンジビン番号ｋ毎に特性は異ならない。Ｐ（Ｆ）は式（４７）のようになる。これを周波数軸上でＦ０　（ｋ）だけシフトさせたときの周波数応答Ｐ’（ｋ）（Ｆ）は式（４８）のようになる。これはレンジビン番号ｋ毎に異なる。式（４８）に式（４５）の周波数変換を施して得られる式（４９）のＤ（ｋ）　（Ｆ１　，Ｆ２　）が、窓関数法における２次元所望特性となる。Ｄ（ｋ）　（Ｆ１　，Ｆ２　）を模式的に示すと図８（ｃ）のようになる。
【０１１８】
【数３２】
2004138403.tif 000034
【０１１９】
１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタとして複素係数フィルタを用いると、実係数フィルタを用いる場合に比べて、レンジビン番号ｋ毎に設計しなければならない１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタが、１つの１次元ＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタより式（４８）のように非常に簡単に得られるという利点がある。
【０１２０】
図９は１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタとして複素係数フィルタを用いる場合のクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９のフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）の設定処理の流れを示すフローチャートである。図７のフローチャートから大きな変更はないが、個別ステップにおける操作が若干変更になる。図７のステップＳＴ８は必要なくなり、図７のステップＳＴ８へのジャンプは、図９ではステップＳＴ９ａへのジャンプになる。また、ステップＳＴ１の前にステップＳＴ０を設ける。ステップＳＴ０の操作は全レンジビン番号ｋで共通であるので、先に行っておく。図９において、ステップＳＴ２ａ，ＳＴ４，ＳＴ５，ＳＴ９ａが従来技術にないステップである。
【０１２１】
ステップＳＴ０において、インパルス応答長奇数の１次元ＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタを設計する。ここでは、事前に設計プログラムによりインパルス応答を計算しておき、これをクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９の内部の図示しないメモリに記憶する。その阻止域幅は１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ（複素係数フィルタ）の阻止域に等しい。ステップＳＴ１の処理は図７のステップＳＴ１の処理と同様である。
【０１２２】
ステップＳＴ２ａにおいて、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及びパルス繰返し周期ＰＲＩ、レンジビン番号ｋに対応するクラッタ反射点までの距離Ｒ（ｋ）から、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数Ｆ０　（ｋ）を式（４６）から計算する。
【０１２３】
ステップＳＴ３〜ＳＴ７までの処理は、図７のステップＳＴ３〜ＳＴ７までの処理と同様である。ただし、ステップＳＴ３において、ｋ＝１ならばステップＳＴ９ａへ進み、ステップＳＴ４において、｜Ｆ０　（ｋ）−Ｆ０　（ｋ−１）｜＜ＦｔｈｓｄでなければステップＳＴ９ａへ進む。ステップＳＴ９ａにおいて、１次元ＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタから得た１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの周波数特性（式（４８））に対して式（４５）の周波数変換を行う。すなわち、図８（ｃ）に示す楕円形の阻止域中心とドップラー周波数Ｆ１　軸との交点ａ（ｋ）及び空間周波数Ｆ２　軸との交点ｂ（ｋ）に基づき、周波数変換を行う。
【０１２４】
ステップＳＴ１０ａにおいて、ステップＳＴ９ａで得た式（４９）で示す２次元周波数領域での所望特性Ｄ（ｋ）　（Ｆ１　，Ｆ２　）に対して、Ｆ１　，Ｆ２　の両方の周波数変数に関して格子点上のサンプル点で周波数応答値を計算する。実際の操作では、ステップＳＴ９ａとＳＴ１０ａは一緒に行うことになり、つまり、いきなり式（４９）の周波数応答値を計算しても良い。ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４までの処理は図７のステップＳＴ１１〜ＳＴ１４までの処理と同様である。
【０１２５】
ここで、クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９の演算量について説明する。
クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９の演算における主なものは、
イ．式（３６）の係数ｐ（ｋ）　（ｉ）、又は式（４９）の係数ｐ（ｉ）の設定
ロ．２つの周波数変数Ｆ１　，Ｆ２　に関する格子点上での式（３６）又は式（４９）の計算
ハ．その結果の２次元逆フーリエ変換
である。
【０１２６】
上記イの演算量については、式（３６）の係数ｐ（ｋ）　（ｉ）は、予め求めておいた１つの適当なディジタルフィルタのインパルス応答から解析的に計算することが可能である。そのための演算量は１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタのインパルス応答長ｒに比例するが、演算量そのものは非常に小さい。式（４９）の係数ｐ（ｉ）は事前に求めておいて、クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９の内部の図示しない記憶手段に記憶させておけば良いので、実質的に演算量は０に近い。
【０１２７】
上記ロの２つの周波数変数Ｆ１　，Ｆ２　に関する格子点上での式（３６）又は式（４９）の演算量は、格子点数に比例するが、素子アンテナ１−ｎの数Ｎにもタップ数Ｌにも依存しない。ただし、それぞれの周波数変数に関する格子点数は、タップ数Ｌと素子アンテナ１−ｎの数Ｎより多くなければならない。
【０１２８】
上記ハの２次元逆フーリエ変換に逆高速フーリエ変換を用いるとすると、演算量は格子点数にほぼ比例する（２乗に比例するところまではいかない）が、素子アンテナ１−ｎの数Ｎにもタップ数Ｌにも依存しない。
【０１２９】
このように、この実施の形態１におけるフィルタ係数の演算量は、従来のように、（素子アンテナ１−ｎの数Ｎ）×（タップ数Ｌ）の３乗に比例することはなく、従来に比べて大幅に少なくなっている。
【０１３０】
以上説明したクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９によるクラッタ抑圧フィルタ８ａの２種類のフィルタ係数の計算においては、ステップＳＴ４，ＳＴ５に示すように、レンジビン番号ｋの違いにより１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数Ｆ０　（ｋ）があまり変わらなければ、クラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数を前のレンジビン番号ｋ−１のものと同じにするようにしているが、そうではなく、２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの所望特性において阻止域（の中心）そのものが前のレンジビン番号ｋ−１とあまり変わらなければ、クラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数を前のレンジビン番号ｋ−１のものと同じにしても良い。例えば、式（３４）のａ（ｋ）、ｂ（ｋ）がともに、それぞれａ（ｋ−１）、ｂ（ｋ−１）との差の絶対値が所定のしきい値より小さければ、クラッタ抑圧フィルタ８ａのフィルタ係数を前のレンジビン番号ｋ−１のものと同じにしても良い。
【０１３１】
なお、この実施の形態１においては、ビーム形成・干渉波抑圧器６ａにより計算された等価荷重係数ｃ１　，・・・，ｃＮｓを重み付け合成器７−ｉに供給するようにしているが、重み付け合成器７−ｉの代わりにビーム形成・干渉波抑圧器６ａと同一のものを設けるようにしても良い。
【０１３２】
以上のように、この実施の形態１によれば、フォワードルッキングの場合に、クラッタ抑圧フィルタ８ａとして、楕円形状を阻止域とする２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタを用いており、そのフィルタ係数の計算には、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの周波数特性を周波数変換して得られる２次元特性を所望特性とする窓関数法を使用し、この周波数変換は、従来のように最適化等の計算を繰り返す必要はなく、楕円形状の阻止域中心とドップラー周波数軸及び空間周波数軸との交点に基づき解析的に得られる。従って、フィルタ係数の演算量が従来のように（素子アンテナ１−ｎの数Ｎ）×（タップ数Ｌ）の３乗に比例することはなく、フィルタ係数の演算量を大幅に少なくすることができ、フィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１３３】
また、この実施の形態１によれば、現時点のレンジビン番号ｋに対応する１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数と、前のレンジビン番号ｋ−１に対応する１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数の差が所定のしきい値より小さければ、又は、２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの所望特性の阻止域の中心が前のレンジビン番号ｋ−１とあまり変わらなければ、前のレンジビン番号ｋ−１に対応するフィルタ係数をそのまま使用することにより、フィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１３４】
さらに、この実施の形態１によれば、ビーム形成・干渉波抑圧器６ａが１組のサブアレー信号を構成する所定の複数のＮｓ　本の受信信号に基づき、所定の方向にビーム形成を行い、干渉波成分を抑圧するための荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　を適応的に設定すると共に、重み付け合成器７−ｉに供給する干渉波成分を抑圧するための等価荷重係数ｃ１　，・・・，ｃＮｓを設定し、クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９が、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及び繰返し周期ＰＲＩ、並びにレンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離Ｒ（ｋ）に基づき、クラッタ抑圧フィルタ８ａに供給するクラッタ成分を抑圧するためのフィルタ係数を設定することにより、荷重係数及びフィルタ係数のうち、適応的に設定される係数は時間的な要素がない空間的な要素の荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　だけとなり、適応的に設定される係数の数が従来の信号処理装置よりはるかに少なく、サブアレー信号を構成する信号の数Ｎｓ　と同数程度の荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　を制御すれば良いため、素子アンテナ数が増えた場合でも、荷重係数やフィルタ係数の制御に要する時間が短くて済み、荷重係数やフィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１３５】
さらに、この実施の形態１によれば、適応的に設定される係数は時間的な要素がない空間的な要素の荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　だけであるので、すなわち、従来の図１９に示す不要信号抑圧適応フィルタ１０１のように時間的な要素を含むフィルタ係数を有さないので、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズム等の反復計算型のアルゴリズムを用いた場合に反復計算の収束が速いという効果が得られる。
【０１３６】
実施の形態２．
図１０はこの発明の実施の形態２による信号処理装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態１による信号処理装置のビーム形成・干渉波抑圧処理とクラッタ抑圧処理の順序を入れ替えたものである。
【０１３７】
図１０において、ディジタルフィルタとしてのクラッタ抑圧フィルタ（クラッタ成分抑圧手段）８ｂ−ｉ（ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）は、レンジビン毎のフィルタ係数により複数Ｉ組のサブアレー信号を構成するＮｓ　本の受信信号に含まれるクラッタ成分をそれぞれ抑圧する。クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段（係数設定手段）９はクラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉのレンジビン毎のクラッタ成分を抑圧するためのフィルタ係数を、実施の形態１と同様に、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及び繰返し周期ＰＲＩ、並びにレンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離Ｒ（ｋ）に基づき設定する。
【０１３８】
また、図１０において、ビーム形成・干渉波抑圧器（干渉波成分抑圧手段）６ｂは所望波方向へのビーム形成を行い、かつＩ個のクラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉのＩ本の出力信号の干渉波成分を抑圧するための荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　を適応的に設定して干渉波成分を抑圧する。図１０におけるその他の構成要素については実施の形態１の図１と同様であるのでその説明を省略する。
【０１３９】
次に動作について説明する。
アレーアンテナ１１、受信機２−ｎ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ、位相検波器４−ｎ及びサブアレー信号選択手段５は実施の形態１と同様に動作する。サブアレー信号選択手段５はグレーティングローブが発生せず、各サブアレー信号として選択されるＮｓ　本の受信信号の素子番号の間隔パターンが全てのサブアレー信号において同一になるように、Ｎｓ　本の受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）を１組のサブアレー信号ｘｉ　（ｋ，ｍ，ｎ）として選択する。実施の形態１とは異なり、このときサブアレー信号間の位相中心間隔は同一でなくても良い。
【０１４０】
サブアレー信号ｘｉ（ｋ，ｍ，ｎ）（ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）は、クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９により設定された同一のフィルタ係数を有するクラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉに供給される。クラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉの内部構成は、素子数がＮｓ　であること以外は実施の形態１の図４と同様である。クラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉはそれぞれ実施の形態１のクラッタ抑圧フィルタ８ａと同様にクラッタ抑圧処理を行い、出力信号ｙｂ　（ｋ，ｍ，１）〜ｙｂ　（ｋ，ｍ，Ｉ）をそれぞれビーム形成・干渉波抑圧器６ｂに供給する。クラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉの出力信号は式（５０）に示すようになる。
【数３３】
2004138403.tif 000035
【０１４１】
クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９の動作は、フィルタ係数の数が異なるもの実施の形態１によるものと同様であり、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及び繰返し周期ＰＲＩ、並びにレンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離Ｒ（ｋ）に基づきフィルタ係数を設定する。
【０１４２】
クラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉの出力信号ｙｂ　（ｋ，ｍ，ｉ）（ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）では、クラッタ成分が既に抑圧されているが干渉波成分はまだ含まれている。そこで、次にビーム形成・干渉波抑圧器６ｂによりクラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉの出力信号ｙｂ　（ｋ，ｍ，１）〜ｙｂ　（ｋ，ｍ，Ｉ）に含まれる干渉波成分を抑圧する。ここでは、所望波入射方向（レーダ送信波送信方向）へのビーム形成も行う。
【０１４３】
ビーム形成・干渉波抑圧器６ｂの内部構成は、素子数がＩであること以外は、実施の形態１の図２に示すビーム形成・干渉波抑圧器６ａと同様である。従って、ビーム形成・干渉波抑圧器６ｂは実施の形態１のビーム形成・干渉波抑圧器６ａと同様に動作し、干渉波成分を抑圧するための荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　を適応的に設定して干渉波成分が抑圧された信号を出力する。この信号処理装置の出力信号ｚｂ　（ｋ，ｍ）は式（５１）のようになる。ここで、Ｂは図２の適応荷重係数器２３に入力される信号数であり、ｉｎ　は適応荷重係数器２３に入力される信号の番号である。
【数３４】
2004138403.tif 000036
【０１４４】
信号処理装置の出力信号ｚｂ　（ｋ，ｍ）はレンジビン番号ｋ及びヒット番号ｍに関する信号であり、干渉波成分及びクラッタ成分が抑圧された信号となっており、この信号に基づいて目標検出処理が実行される。
【０１４５】
以上のように、この実施の形態２によれば、フォワードルッキングの場合に、クラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉとして、楕円形状を阻止域とする２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタを用いており、そのフィルタ係数の計算には、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの周波数特性を周波数変換して得られる２次元特性を所望特性とする窓関数法を使用し、この周波数変換は、従来のように最適化等の計算を繰り返す必要はなく、楕円形状の阻止域中心とドップラー周波数軸及び空間周波数軸との交点に基づき解析的に得られる。従って、フィルタ係数の演算量が従来のように（素子アンテナ１−ｎの数Ｎ）×（タップ数Ｌ）の３乗に比例することはなく、フィルタ係数の演算量を大幅に少なくすることができ、フィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１４６】
また、この実施の形態２によれば、現時点のレンジビン番号ｋに対応する１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数と、前のレンジビン番号ｋ−１に対応する１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数の差が所定のしきい値より小さければ、又は、２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの所望特性の阻止域の中心が前のレンジビン番号ｋ−１とあまり変わらなければ、前のレンジビン番号ｋ−１に対応するフィルタ係数をそのまま使用することにより、フィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１４７】
さらに、この実施の形態２によれば、クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９が、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及び繰返し周期ＰＲＩ、並びにレンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離Ｒ（ｋ）に基づき、クラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉに供給するクラッタ成分を抑圧するためのフィルタ係数を設定し、ビーム形成・干渉波抑圧器６ｂがクラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉの出力信号に基づき、所定の方向にビーム形成を行い、干渉波成分を抑圧するための荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　を適応的に設定することにより、荷重係数及びフィルタ係数のうち、適応的に設定される係数は時間的な要素がない空間的な要素の荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　だけとなり、適応的に設定される係数の数が従来の信号処理装置よりはるかに少なく、サブアレー信号の組の数と同数程度の荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　を制御すれば良いため、素子アンテナ数が増えた場合でも、荷重係数やフィルタ係数の制御に要する時間が短くて済み、荷重係数やフィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１４８】
さらに、この実施の形態２によれば、適応的に設定される係数は時間的な要素がない空間的な要素の荷重係数ｗ１　，・・・，ｗＢ　だけであるので、すなわち、従来の図１９に示す不要信号抑圧適応フィルタ１０１のように時間的な要素を含むフィルタ係数を有さないので、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズム等の反復計算型のアルゴリズムを用いた場合に反復計算の収束が速いという効果が得られる。
【０１４９】
実施の形態３．
図１１はこの発明の実施の形態３による信号処理装置の構成を示すブロック図である。図１１において、ディジタルフィルタとしてのクラッタ抑圧フィルタ（クラッタ成分抑圧手段）８ｃは、レンジビン毎のフィルタ係数により位相検波器４−ｎのＮ個の出力信号に含まれるクラッタ成分を抑圧するもので、その他のアレーアンテナ１１、受信機２−ｎ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ、位相検波器４−ｎ、及びクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９は、実施の形態１の図１に示す構成と同様である。
【０１５０】
また、図１１のクラッタ抑圧フィルタ８ｃにおいて、遅延器４１、乗算器４２、加算器４３，４４は実施の形態１の図４に示す構成と同様である。
【０１５１】
次に動作について説明する。
アレーアンテナ１１、受信機２−ｎ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ、位相検波器４−ｎ、及びクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９は、実施の形態１と同様に動作する。クラッタ抑圧フィルタ８ｃはレンジビン毎のフィルタ係数により、位相検波器４−ｎからのＮ個の出力信号に含まれるクラッタ成分を抑圧し、クラッタ成分が抑圧された信号ｚｃ　（ｋ，ｍ）を出力する。
【０１５２】
以上のように、この実施の形態３によれば、フォワードルッキングの場合に、クラッタ抑圧フィルタ８ｃとして、楕円形状を阻止域とする２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタを用いており、そのフィルタ係数の計算には、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの周波数特性を周波数変換して得られる２次元特性を所望特性とする窓関数法を使用し、この周波数変換は、従来のように最適化等の計算を繰り返す必要はなく、楕円形状の阻止域中心とドップラー周波数軸及び空間周波数軸との交点に基づき解析的に得られる。従って、フィルタ係数の演算量が従来のように（素子アンテナ１−ｎの数Ｎ）×（タップ数Ｌ）の３乗に比例することはなく、フィルタ係数の演算量を大幅に少なくすることができ、フィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１５３】
また、この実施の形態３によれば、現時点のレンジビン番号ｋに対応する１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数と、前のレンジビン番号ｋ−１に対応する１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数の差が所定のしきい値より小さければ、又は、２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの所望特性の阻止域の中心が前のレンジビン番号ｋ−１とあまり変わらなければ、前のレンジビン番号ｋ−１に対応するフィルタ係数をそのまま使用することにより、フィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１５４】
さらに、この実施の形態３によれば、クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９が、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及び繰返し周期ＰＲＩ、並びにレンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離Ｒ（ｋ）に基づき、クラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉに供給するクラッタ成分を抑圧するためのフィルタ係数を設定することにより、適応的に設定されるフィルタ係数はなく、素子アンテナ数が増えた場合でも、フィルタ係数の制御に要する時間が短くて済み、フィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１５５】
実施の形態４．
図１２はこの発明の実施の形態４による信号処理装置の構成を示すブロック図である。上記実施の形態３の信号処理装置はクラッタ成分抑圧の機能は有しているが、この実施の形態４の信号処理装置は、所望方向（レーダ送信波送信方向）への受信ビーム形成機能とクラッタ成分抑圧の機能を同時に有するものである。
【０１５６】
図１２において、ディジタルフィルタとしてのビーム形成・クラッタ抑圧器（ビーム形成・クラッタ成分抑圧手段）１２は、レンジビン毎の係数ｇにより、所定方向へのビーム形成を行い、かつクラッタ成分の抑圧を行う。ビーム形成・クラッタ抑圧器係数設定手段（係数設定手段）１３はビーム形成・クラッタ抑圧器１２の乗算器４５のレンジビン毎の係数ｇ（ｋ，ｌ（エル），ｎ）（ｋ＝１，２，．．．，Ｋ（レンジビン数）；ｌ＝０，１，．．．，Ｌ−１（Ｌはタップ数）；ｎ＝１，２，．．．，Ｎ（Ｎは素子数））を設定する。
【０１５７】
また、図１２のビーム形成・クラッタ抑圧器１２において、乗算器４５は係数ｇ（ｋ，ｌ（エル），ｎ）（ｋ＝１，２，．．．，Ｋ（レンジビン数）；ｌ＝０，１，．．．，Ｌ−１（Ｌはタップ数）；ｎ＝１，２，．．．，Ｎ（Ｎは素子数））を、位相検波器４−ｎからの信号又は遅延器４１からの信号に乗算する。
【０１５８】
また、図１２において、その他のアレーアンテナ１１、受信機２−ｎ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ、及び位相検波器４−ｎは、実施の形態１の図１に示す構成と同様であり、ビーム形成・クラッタ抑圧器１２において、遅延器４１、加算器４３，４４は実施の形態１の図４に示す構成と同様である。
【０１５９】
次に動作について説明する。
ビーム形成・クラッタ抑圧器１２の動作は実施の形態１の図４に示すクラッタ抑圧フィルタ８ａと同様であるので説明を省略する。ビーム形成・クラッタ抑圧器係数設定手段１３の動作について説明する。
【０１６０】
まず、クラッタ成分を抑圧するためのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ（エル），ｎ）を、実施の形態１と同様に計算する。ただし、式（３７）ではなく、式（５２）で示される２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの２次元インパルス応答ｈｃ　（ｋ）　（ｐ，ｑ）を考える。Ｉはここで考えるクラッタ抑圧フィルタの仮想的な素子数でありＮより小さい。
【数３５】
2004138403.tif 000037
【０１６１】
一方、所望方向へのビーム形成のための荷重係数をｄ１　，ｄ２　，．．．，ｄＲ　とする。ここでＲはビーム形成のための仮想的な素子数（奇数）で、式（２１）のＲと異なる。クラッタ抑圧フィルタの仮想的な素子数Ｉ、ビーム形成のための仮想的な素子数Ｒ、ビーム形成・クラッタ抑圧器１２の素子数Ｎの間には、Ｉ＋Ｒ−１＝Ｎの関係がある。ビーム形成のための荷重係数をｄ１　，ｄ２　，．．．，ｄＲ　を用いた信号列ｅ（ｐ，ｑ）を式（５３）のように定義する。変数ｐには依存しない信号列である。これは遅延器４１等の時間に関するフィルタ係数を有しない空間フィルタとしての２次元ＦＩＲ形ディジタルフィルタのインパルス応答である。
【数３６】
2004138403.tif 000038
【０１６２】
式（５２）のｈｃ　（ｋ）　（ｐ，ｑ）と式（５３）のｅ（ｐ，ｑ）の２次元畳み込み（式（５４））をｋ＝１，２，．．．，Ｋに対して行うと、各レンジビンに対して、２つの２次元ＦＩＲ形ディジタルフィルタを縦続接続した場合のインパルス応答ｆ（ｋ）（ｐ，ｑ）が得られる。式（５４）で、＊は２次元畳み込みを表わす。そして、式（５５）のようにビーム形成・クラッタ抑圧器１２の係数ｇ（ｋ，ｌ，ｎ）を設定する。そのようにすることで、所望方向にビームを形成し、かつ、クラッタ成分を抑圧できるようになる。
【数３７】
2004138403.tif 000039
【０１６３】
以上説明したことは、クラッタ抑圧フィルタとしての周波数特性に関係なく適用できる。つまり、実施の形態１で説明したフォワードルッキングの場合だけではなく、サイドルッキングやその他の場合に対するクラッタ抑圧フィルタの係数に対しても適用できる。また、ビーム形成のための荷重係数として、干渉波方向に零点を形成するものを用いても良く、その場合は干渉波成分の抑圧も同時に行える。
【０１６４】
以上のように、この実施の形態４によれば、フォワードルッキングの場合に、ビーム形成・クラッタ抑圧器１２におけるクラッタ抑圧フィルタとして、楕円形状を阻止域とする２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタを用いており、そのフィルタ係数計算には、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの周波数特性を周波数変換して得られる２次元特性を所望特性とする窓関数法を使用し、この周波数変換は、従来のように最適化等の計算を繰り返す必要はなく、楕円形状の阻止域中心とドップラー周波数軸及び空間周波数軸との交点に基づき解析的に得られる。従って、フィルタ係数の演算量が従来のように（素子アンテナ１−ｎの数Ｎ）×（タップ数Ｌ）の３乗に比例することはなく、フィルタ係数の演算量を大幅に少なくすることができ、フィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１６５】
また、この実施の形態４によれば、現時点のレンジビン番号ｋに対応する１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数と、前のレンジビン番号ｋ−１に対応する１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの阻止域中心周波数の差が所定のしきい値より小さければ、又は、２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの所望特性の阻止域の中心が前のレンジビン番号ｋ−１とあまり変わらなければ、前のレンジビン番号ｋ−１に対応するフィルタ係数をそのまま使用することにより、フィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１６６】
さらに、この実施の形態４によれば、クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段９が、素子アンテナ１−ｎの移動速度ｖ、地面又は海面からの高さＨ及び配置間隔ｄ、レーダ送信波の波長λ及び繰返し周期ＰＲＩ、並びにレンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離Ｒ（ｋ）に基づき、クラッタ抑圧フィルタ８ｂ−ｉに供給するクラッタ成分を抑圧するためのフィルタ係数を設定することにより、適応的に設定されるフィルタ係数はなく、素子アンテナ数が増えた場合でも、フィルタ係数の制御に要する時間が短くて済み、フィルタ係数を効率良く計算することができるという効果が得られる。
【０１６７】
さらに、この実施の形態４によれば、係数ｇ（ｋ，ｌ，ｎ）としてクラッタ成分を抑圧するフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ（エル），ｎ）とビーム形成のための荷重係数ｄ１　，ｄ２　，．．．，ｄＲ　を２次元畳み込み演算して設定にしていることにより、所望方向へのビーム形成とクラッタ成分の抑圧を同時に実現できるという効果が得られる。
【０１６８】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、素子アンテナの移動速度、地面又は海面からの高さ及び配置間隔、レーダ送信波の波長及びパルス繰返し周期、並びにレンジビンに対応するクラッタ反射点までの距離に基づき、フィルタ係数を設定する係数設定手段を備えたことにより、フィルタ係数の制御に要する時間が短くて済み、フィルタ係数を効率良く計算することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１による信号処理装置のビーム形成・干渉波抑圧器の構成を示すブロック図である。
【図３】この発明の実施の形態１による信号処理装置の重み付け合成器の構成を示すブロック図である。
【図４】この発明の実施の形態１による信号処理装置のクラッタ抑圧フィルタの構成を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施の形態１による信号処理装置のフォワードルッキングの場合のクラッタ抑圧フィルタの所望特性を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態１による信号処理装置において、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ（実係数フィルタ）から２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの所望特性を得る概念図である。
【図７】この発明の実施の形態１による信号処理装置において、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタとして実係数フィルタを用いる場合のクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段のフィルタ係数の設定処理の流れを示すフローチャートである。
【図８】この発明の実施の形態１による信号処理装置において、１次元ＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタから２次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの所望特性を得る概念図である。
【図９】この発明の実施の形態１による信号処理装置において、１次元ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタとして複素係数フィルタを用いる場合のクラッタ抑圧フィルタ係数設定手段のフィルタ係数の設定処理の流れを示すフローチャートである。
【図１０】この発明の実施の形態２による信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】この発明の実施の形態３による信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】この発明の実施の形態４による信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】等間隔で直線上に配置された複数の素子アンテナからなるアレーアンテナを示す図である。
【図１４】レンジビン番号、ヒット番号、素子番号の関係を模式的に示す図である。
【図１５】目標信号の２次元フーリエ変換の振幅を示す図である。
【図１６】干渉信号の２次元フーリエ変換の振幅を示す図である。
【図１７】アレーアンテナの存在する空間の座標系を示す図である。
【図１８】異なるレンジビン番号に対するグランドクラッタの２次元スペクトルの分布を示す図である。
【図１９】従来の信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１−ｎ（ｎ＝１〜Ｎ）　素子アンテナ、２−ｎ（ｎ＝１〜Ｎ）　受信機、３−ｎ（ｎ＝１〜Ｎ）　Ａ／Ｄ変換器、４−ｎ（ｎ＝１〜Ｎ）　位相検波器、５　サブアレー信号選択手段、６ａ，６ｂ　ビーム形成・干渉波抑圧器（干渉波成分抑圧手段）、７−ｉ（ｉ＝１〜Ｉ−１）　重み付け合成器（干渉波成分抑圧手段）、８ａ，８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜Ｉ），８ｃ　クラッタ抑圧フィルタ（クラッタ成分抑圧手段）、９　クラッタ抑圧フィルタ係数設定手段（係数設定手段）、１１　アレーアンテナ、１２　ビーム形成・クラッタ抑圧器（ビーム形成・クラッタ成分抑圧手段）、１３　ビーム形成・クラッタ抑圧器係数設定手段（係数設定手段）、２１　荷重係数器、２２　合成器、２３　適応荷重係数器、２４　合成器、２５　減算器、２６　適応荷重係数設定手段、２７　等価荷重係数設定手段、３１　荷重係数器、３２　合成器、４１　遅延器、４２　乗算器、４３　加算器、４４　加算器、４５　乗算器。
【図１】
2004138403.tif 000040
【図２】
2004138403.tif 000041
【図３】
2004138403.tif 000042
【図４】
2004138403.tif 000043
【図５】
2004138403.tif 000044
【図６】
2004138403.tif 000045
【図７】
2004138403.tif 000046
【図８】
2004138403.tif 000047
【図９】
2004138403.tif 000048
【図１０】
2004138403.tif 000049
【図１１】
2004138403.tif 000050
【図１２】
2004138403.tif 000051
【図１３】
2004138403.tif 000052
【図１４】
2004138403.tif 000053
【図１５】
2004138403.tif 000054
【図１６】
2004138403.tif 000055
【図１７】
2004138403.tif 000056
【図１８】
2004138403.tif 000057
【図１９】
2004138403.tif 000058