(57)【要約】【課題】希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、相互変調歪の振幅及び位相を調整することにより、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減すること。【解決手段】歪発生回路４０３の前段又は後段のうちの少なくとも一方に、希望波周波数帯域は通過させるとともに、入力される２つの希望波の周波数の差に相当する周波数帯域に対するインピーダンスを変化させるインピーダンス変換回路（差周波数帯域インピーダンス変換回路４０４ａ、４０４ｂ）を設けることにより、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、歪補償回路において発生する相互変調歪の振幅及び位相特性の調整を可能とすることができる。従って、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減することができる。【選択図】　　　図１
2004015390.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器の前段又は後段に設けられ、前記増幅器において発生する相互変調歪を、その相互変調歪とは逆特性の相互変調歪によって打ち消す歪補償回路であって、
歪発生回路と、この歪発生回路の前段又は後段のうちの少なくとも一方に、希望波周波数帯域は通過させるとともに、入力される２つの希望波の周波数の差に相当する周波数帯域に対するインピーダンスを変化させるインピーダンス変換回路を具備し、前記インピーダンス変換回路によって、前記逆特性となる相互変調歪の振幅及び位相を調整するようにしたことを特徴とする歪補償回路。
【請求項２】
前記インピーダンス変換回路は、信号線に並列に接続されたインダクタと、このインダクタに直列に接続された抵抗と、この抵抗に直列に接続され、一端が接地されたコンデンサと、を具備することを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
【請求項３】
前記インピーダンス変換回路は、信号線に並列に接続された伝送線路と、この伝送線路に直列に接続され、一端が接地されたコンデンサと、このコンデンサに並列に接続された抵抗と、を具備することを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
【請求項４】
前記インピーダンス変換回路は、信号線に並列に接続されたインダクタと、このインダクタに並列に接続されたコンデンサと、このインダクタ及びコンデンサに直列に接続され、一端が接地された抵抗と、を具備することを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
【請求項５】
前記インピーダンス変換回路は、信号線に並列に接続されたバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタに直列に接続され、一端が接地された抵抗と、を具備することを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
【請求項６】
前記インピーダンス変換回路の前記抵抗は、抵抗、インダクタ又はコンデンサのうちの少なくともいずれか１つが直列に接続されたインピーダンス回路であることを特徴とする請求項３から請求項５のいずれかに記載の歪補償回路。
【請求項７】
前記インピーダンス変換回路の前記インダクタは、伝送線路を用いて分布定数的に構成されていることを特徴とする請求項２、請求項４又は請求項６記載の歪補償回路。
【請求項８】
入力側又は出力側のうち少なくともいずれか一方に前記希望波周波数帯域の整合回路を具備することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれかに記載の歪補償回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信、衛星通信、地上マイクロ波通信を行うための、例えば基地局設備に使用される低歪増幅器を実現するための歪補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、増幅器等において発生する相互変調歪を低減する方法として、その増幅器の前段又は後段に歪補償回路を設けるようにしたものが考えられている。この歪補償回路は、増幅器において発生する相互変調歪に比べて、振幅は希望波との電力比が同じであり、位相は希望波に対する相対位相が１８０度異なる特定の相互変調歪を発生させることにより、増幅器において発生する相互変調歪を低減するようになされている。
【０００３】
図１３は、従来の歪補償回路１００の構成を示す回路図である。この歪補償回路１００は、「ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ　ＴＨＥＯＲＹ　ＡＮＤ　ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ，ＶＯＬ．４５，ＮＯ．１２，ｐｐ．２４３１−２４３５，ＤＥＣＥＭＢＥＲ　１９９７」に記載されているものである。
【０００４】
図１３において、歪補償回路１００は、入力端子１、出力端子２、抵抗１０１、コンデンサ１０２及び１０３、ダイオード１０４、直流電源１０７を有する。
【０００５】
この歪補償回路１００において、直流電源１０７からダイオード１０４に供給されるバイアスを変化させることにより、歪補償回路１００において発生する相互変調歪の振幅及び位相を調整するようになされている。
【０００６】
また、図１４は、従来の歪補償回路２００の構成を示すブロック図である。この図１４において、歪補償回路２００は、入力端子１、出力端子２、ハイブリッド２０１及び２０２、歪発生回路２０５、可変位相回路２０６、減衰回路２０７を有する。
【０００７】
入力端子１を介して入力された入力信号は、ハイブリッド２０１において２分配され、一方の信号は、歪発生回路２０５に入力されて相互変調歪を発生させる。この相互変調歪を含んだ信号は、可変位相回路２０６及び減衰回路２０７を介して、ハイブリッド２０２に供給される。ハイブリッド２０２は、減衰回路２０７から出力された信号と、ハイブリッド２０１において分配された他方の信号とを合成し、この合成された信号を出力端子２から出力する。
【０００８】
この歪補償回路２００では、可変位相回路２０６の位相回転の量と、減衰回路２０７の減衰量とを調整することにより、当該歪補償回路２００から出力される信号の相互変調歪の振幅及び位相について、後段又は前段にある増幅器において発生する相互変調歪と比較して、その振幅は希望波との電力比が同じになるように、また、その位相は希望波との相対位相が１８０度異なる特性となるように調整するようになされている。
【０００９】
また、図１５は、特開平１１−３５５０５５号公報に記載されている従来の歪補償回路３００の構成を示す回路図である。この図１５の歪補償回路３００は、入力端子１、出力端子２、入力整合回路３０１、出力整合回路３０２、コンデンサ３０３及び３０４、抵抗３０５及び３０６、ダイオード３０７、直流電源３０８を有する。
【００１０】
この歪補償回路３００では、入出力インピーダンス（入出力整合状態）が変化すると、回路の振幅非線形性及び位相非線形性が変化することに着目し、入力整合回路３０１及び出力整合回路３０２によって入出力インピーダンスを変化させることにより、当該歪補償回路３００から出力される信号の相互変調歪の振幅及び位相を調整するようにしている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の歪補償回路１００は、その構成が単純であり回路の小型化に適するが、その回路から発生する相互変調歪の振幅及び位相を調整する個所が、ダイオード１０４のバイアス電圧のみであることにより、歪補償回路１００において発生する相互変調歪の振幅及び位相の調整範囲が狭く、実用上十分な歪補償効果を得ることが困難な問題があった。
【００１２】
また、従来の歪補償回路２００は、ハイブリッド２０１及び２０２を使用した結合型の歪補償回路を構成することによって、相互変調歪の振幅及び位相の調整範囲が広く、入出力信号の反射特性に優れるという利点はあるものの、回路規模が大きく、小型化及びモノリシック化に適さないという問題があった。
【００１３】
さらに、従来の歪補償回路３００は、入力整合回路３０１及び出力整合回路３０２のインピーダンスを変化させることによって当該歪補償回路３００から発生する相互変調歪の振幅及び位相を変化させることが可能であるが、入出力インピーダンスを不整合状態とした場合に、希望波周波数帯域のリターンロス及び挿入損失の特性が劣化するという問題があった。
【００１４】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、相互変調歪の振幅及び位相を調整することにより、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減することができる歪補償回路を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の歪補償回路は、増幅器の前段又は後段に設けられ、前記増幅器において発生する相互変調歪を、その相互変調歪とは逆特性の相互変調歪によって打ち消す歪補償回路であって、歪発生回路と、この歪発生回路の前段又は後段のうちの少なくとも一方に、希望波周波数帯域は通過させるとともに、入力される２つの希望波の周波数の差に相当する周波数帯域に対するインピーダンスを変化させるインピーダンス変換回路を具備し、前記インピーダンス変換回路によって、前記逆特性となる相互変調歪の振幅及び位相を調整する構成を採る。
【００１６】
この構成によれば、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、歪補償回路において発生する相互変調歪の振幅及び位相特性の調整を可能とすることができる。また、希望波周波数帯域のリターンロス及び挿入損失の特性を劣化させることなく、歪補償回路において発生する相互変調歪の振幅及び位相を、増幅器の発生する相互変調歪に合わせて、適宜調整することができる。
【００１７】
本発明の歪補償回路は、上記構成において、前記インピーダンス変換回路は、信号線に並列に接続されたインダクタと、このインダクタに直列に接続された抵抗と、この抵抗に直列に接続され、一端が接地されたコンデンサと、を具備する構成を採る。
【００１８】
この構成によれば、小型で安価な歪補償回路を実現することができる。
【００１９】
本発明の歪補償回路は、上記構成において、前記インピーダンス変換回路は、信号線に並列に接続された伝送線路と、この伝送線路に直列に接続され、一端が接地されたコンデンサと、このコンデンサに並列に接続された抵抗と、を具備する構成を採る。
【００２０】
この構成によれば、小型で安価な歪補償回路を実現することができる。
【００２１】
本発明の歪補償回路は、上記構成において、前記インピーダンス変換回路は、信号線に並列に接続されたインダクタと、このインダクタに並列に接続されたコンデンサと、このインダクタ及びコンデンサに直列に接続され、一端が接地された抵抗と、を具備する構成を採る。
【００２２】
この構成によれば、小型で安価な歪補償回路を実現することができる。
【００２３】
本発明の歪補償回路は、上記構成において、前記インピーダンス変換回路は、信号線に並列に接続されたバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタに直列に接続され、一端が接地された抵抗と、を具備する構成を採る。
【００２４】
この構成によれば、小型で安価な歪補償回路を実現することができる。
【００２５】
本発明の歪補償回路は、上記構成において、前記インピーダンス変換回路の前記抵抗は、抵抗、インダクタ又はコンデンサのうちの少なくともいずれか１つが直列に接続されたインピーダンス回路である構成を採る。
【００２６】
この構成によれば、歪補償回路において発生する相互変調歪の振幅及び位相の調整範囲をさらに広げることができる。
【００２７】
本発明の歪補償回路は、上記構成において、前記インピーダンス変換回路の前記インダクタは、伝送線路を用いて分布定数的に構成されている構成を採る。
【００２８】
この構成によれば、さらにモノリシック化に適した歪補償回路を実現することができる。
【００２９】
本発明の歪補償回路は、上記構成において、入力側又は出力側のうち少なくともいずれか一方に前記希望波周波数帯域の整合回路を具備する構成を採る。
【００３０】
この構成によれば、リターンロス及び挿入損失の特性に優れた歪補償回路を実現することができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、歪発生回路の前段又は後段のうちの少なくとも一方に、希望波周波数帯域は通過させるとともに、入力される２つの希望波の周波数の差に相当する周波数帯域に対するインピーダンスを変化させるインピーダンス変換回路を設けることにより、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、歪補償回路において発生する相互変調歪の振幅及び位相特性の調整を可能とすることができる。かくするにつき、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減することができる。
【００３２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００３３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る歪補償回路４００の構成を示すブロック図である。この歪補償回路４００は、移動体通信、衛星通信、地上マイクロ波通信等を行うための、例えば基地局装置に使用される電力増幅器の歪を低減するための回路である。歪補償回路４００は、入力端子１、出力端子２、差周波数帯域インピーダンス変換回路４０４ａ及び４０４ｂ、歪発生回路４０３を有し、電力増幅器の前段又は後段に接続されているものとする。
【００３４】
なお、図１では、歪補償回路４００として、歪発生回路４０３の前段及び後段の両方に差周波数帯域インピーダンス変換回路４０４ａ及び４０４ｂを設ける場合について示しているが、本発明はこれに限らず、前段の差周波数帯域インピーダンス変換回路４０４ａ又は後段の差周波数帯域インピーダンス変換回路４０４ｂのいずれか一方のみを設けるようにしてもよい。
【００３５】
図１に示す歪補償回路４００において発生する相互変調歪の振幅及び位相について説明する。
【００３６】
図２は、図１に示される歪補償回路４００の動作を模式的に示す略線図である。但し、図２において矢印の長さは信号の振幅を表わし、矢印の向きは信号の位相を表わす。この図２において、２つの異なる希望波周波数ｆ１及びｆ２の信号を歪補償回路４００に入力した場合、周波数２ｆ１−ｆ２及び２ｆ２−ｆ１の周波数に相互変調歪が発生する。このとき、周波数２ｆ１−ｆ２に発生する相互変調歪をＩＭＬ１とし、周波数２ｆ２−ｆ１に発生する相互変調歪をＩＭＵ１とする。
【００３７】
また、希望波周波数ｆ１の信号と共に、上述の２つの異なる希望波周波数ｆ１及びｆ２の差の周波数Δｆ＝ｆ２−ｆ１の信号を歪発生回路４０３に入力した場合にも周波数２ｆ１−ｆ２に相互変調歪が発生し、この相互変調歪をＩＭＬ２とする。同様に、差周波数Δｆ＝ｆ２−ｆ１と希望波周波数ｆ２の信号を歪発生回路４０３に入力した場合は、周波数２ｆ２−ｆ１に相互変調歪が発生し、この相互歪をＩＭＵ２とする。
【００３８】
従って、歪発生回路４０３に希望波周波数ｆ１、ｆ２及び差周波数Δｆの信号が入力された場合、周波数２ｆ１−ｆ２には、上述した相互変調歪ＩＭＬ１と相互変調歪ＩＭＬ２とが足し合わされた相互変調歪が出力され、周波数２ｆ２−ｆ１には、上述した相互変調歪ＩＭＵ１と相互変調歪ＩＭＵ２とが足し合わされた相互変調歪が出力される。
【００３９】
このとき、周波数２ｆ１−ｆ２に出力される、相互変調歪ＩＭＬ１と相互変調歪ＩＭＬ２とが足し合わされた相互変調歪をＩＭＬとし、周波数２ｆ２−ｆ１に出力される、相互変調歪ＩＭＵ１と相互変調歪ＩＭＵ２とが足し合わされた相互変調歪をＩＭＵとする。
【００４０】
かくして、図２について上述したように、歪補償回路４００から出力される相互変調歪ＩＭＬ、ＩＭＵの振幅及び位相は、歪発生回路４０３に希望波周波数ｆ１及び差周波数Δｆの信号が入力された場合に発生する相互変調歪ＩＭＬ２及び、希望波周波数ｆ２と差周波数Δｆの信号が入力された場合に発生する相互変調歪ＩＭＵ２の振幅及び位相を変化させることによって、調整することが可能であることが分かる。
【００４１】
ここで、歪発生回路４０３に希望波周波数ｆ１及びｆ２の信号が入力されて差周波数Δｆに発生する相互変調歪成分について考えると、歪発生回路４０３において発生した差周波数Δｆの相互変調歪成分は、出力側に接続された負荷によって反射され、再度、歪発生回路４０３に入力される。このように再度、歪発生回路４０３に入力された差周波数Δｆの相互変調歪成分は、希望波周波数ｆ１及びｆ２の信号との相互変調により、周波数２ｆ１−ｆ２及び２ｆ２−ｆ１に相互変調歪ＩＭＬ２及びＩＭＵ２を発生させる。このとき、歪発生回路４０３の出力側に接続された負荷の差周波数帯域のインピーダンスによって反射される差周波数Δｆの相互変調歪成分の振幅及び位相は変化する。従って、相互変調歪ＩＭＬ２及びＩＭＵ２の振幅及び位相は、歪発生回路４０３の出力側に接続される負荷の差周波数帯域のインピーダンスを変化させることによって調整することが可能となる。
【００４２】
すなわち、歪補償回路４００において発生する相互変調歪ＩＭＬ及びＩＭＵの振幅及び位相は、歪発生回路４０３の出力側に接続される負荷の差周波数帯域のインピーダンスを変化させることによって調整することが可能であることが分かる。
【００４３】
また、歪発生回路４０３の入力側に接続される負荷の差周波数のインピーダンスによっても、歪発生回路４０３において発生する相互変調歪ＩＭＬ及びＩＭＵの振幅及び位相が変化する。
【００４４】
かくして、歪発生回路４０３の前段又は後段の少なくともいずれか１つに、差周波数帯域のインピーダンスを変換する回路（差周波数帯域インピーダンス変換回路４０４ａ又は４０４ｂ）を接続し、差周波数帯域のインピーダンスを変化させることによって、歪補償回路４００において発生する相互変調歪の振幅及び位相を調整することができる。
【００４５】
また、好ましくは、歪補償回路４００の差周波数帯域インピーダンス変換回路４０４ａ又は４０４ｂの構成として、希望波周波数帯域は通過させる特性となるように構成することにより、希望波周波数帯域のリターンロス及び挿入損失の特性を劣化させることなく、相互変調歪の振幅及び位相を調整することが可能となる。
【００４６】
因みに、歪発生回路４０３の構成としては、図３に示すように、直流電源１４０１、抵抗１４０２及びダイオード１４０３を有し、ダイオード１４０３を信号線に並列に接続した回路構成のものを用いることができる。また、この実施の形態１の場合、図３に示す歪発生回路４０３の構成に代えて、図４に示す構成のものを用いるようにしてもよい。すなわち、図４において、歪発生回路４０３は、直流電源１５０１、インダクタ１５０２、１５０４及びダイオード１５０３を有し、ダイオード１５０３を信号線に直列に接続した構成となっている。さらに、この実施の形態１では、図３及び図４に示したダイオード１４０３及び１５０３に代えて、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の非線形素子を用いるようにしてもよい。
【００４７】
このように、本実施の形態の歪補償回路４００によれば、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、相互変調歪の振幅及び位相を調整することにより、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減することができる。
【００４８】
なお、上述の実施の形態１においては、２波の入力について述べたが、変調信号等の帯域を持った信号が歪補償回路４００に入力されて発生する相互変調歪についても同様にして、相互変調歪の特性を調整することができる。
【００４９】
また、上述の実施の形態１においては、差周波数帯域インピーダンス変換回路４０４ａ及び４０４ｂを歪発生回路４０３の前段及び後段の両方に設ける場合について述べたが、本発明はこれに限らず、前段又は後段のいずれか一方のみに設けるようにしてもよい。
【００５０】
（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係る歪補償回路５００の構成を示すブロック図である。但し、図１と同一の構成となるものについては、図１と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【００５１】
図５において、歪補償回路５００は、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路５０４を有している。この差周波数帯域インピーダンス変換回路５０４は、インダクタ５０１、抵抗５０２及びコンデンサ５０３からなる直列回路を、信号線に対して並列に接続した回路構成を有する。
【００５２】
この差周波数帯域インピーダンス変換回路５０４において、インダクタ５０１及びコンデンサ５０２の値は、図２について上述した、２つの異なる希望波周波数の差の周波数帯域に共振周波数を持つような値が設定されている。このような値が設定されたインダクタ５０１及びコンデンサ５０３からなる直列共振回路は、希望波周波数帯域では、極めて高いインピーダンス値であり、差周波数帯域では極めて低いインピーダンス値であることにより、抵抗５０２の値を変化させることにより、希望波周波数帯域のインピーダンスを極めて高いインピーダンス値のまま変化させずに、差周波数帯域のインピーダンス値のみを低インピーダンスから高インピーダンスの間で適宜変化させることができる。
【００５３】
従って、差周波数帯域インピーダンス変換回路５０４において、抵抗５０２の値を変化させることにより、希望波周波数帯域のインピーダンスには影響を与えることなく、差周波数帯域のインピーダンスだけを低インピーダンスから高インピーダンスの間で適宜変化させることができる。
【００５４】
因みに、図６は、差周波数帯域インピーダンス変換回路５０４のインピーダンスのシミュレーション結果をスミスチャート上で示す略線図である。図６において、抵抗５０２の抵抗値が「０」のとき、スミスチャート上で差周波数帯域のインピーダンスはＡ点にあるが、抵抗５０２の抵抗値を変化させることによって、差周波数帯域のインピーダンスはＡ点からＢ点に移動する。このとき、希望波周波数のインピーダンスは移動せずＣ点に保たれる。すなわち、抵抗５０２の抵抗値を変化させることによって、希望波周波数帯域のインピーダンスは変化せずに、差周波数帯域のインピーダンスのみが変化していることが分かる。
【００５５】
このように本実施の形態の歪補償回路５００によれば、小型で安価に、希望周波数帯域のリターンロスや挿入損失の特定を劣化させることなく、歪補償回路５００から発生する相互変調歪の振幅及び位相を調整することができる。かくするにつき、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減することができる。
【００５６】
なお、上述の実施の形態２においては、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路５０４を設けた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、歪発生回路４０３の後段に加えて前段にも同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよく、また、後段に代えて前段のみに同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよい。
【００５７】
（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３に係る歪補償回路６００の構成を示すブロック図である。但し、図１及び図５と同一の構成となるものについては、図１及び図５と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【００５８】
図７において、歪補償回路６００は、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路６０４を有している。この差周波数帯域インピーダンス変換回路６０４は、互いに並列接続された抵抗５０２及びコンデンサ６０２を伝送線路６０１に直列接続したものを、信号線に対して並列に接続した回路構成を有する。
【００５９】
この差周波数帯域インピーダンス変換回路６０４において、コンデンサ６０２として、希望波周波数帯域で短絡の状態にあるコンデンサが用いられ、伝送線路６０１は希望波周波数の波長λの４分の１の長さに設計される。これにより、伝送線路６０１及びコンデンサ６０２から構成される回路は、希望波周波数帯域では極めて高いインピーダンス値となり、差周波数帯域のインピーダンスは低い値となる。
【００６０】
従って、図５について上述した差周波数帯域インピーダンス変換回路５０４の場合と同様にして、抵抗５０２の値を変化させることにより、希望波周波数帯域のインピーダンスには影響を与えることなく、差周波数帯域のインピーダンスだけを変化させて、歪補償回路６００において発生する相互変調歪の振幅及び位相を調整することができる。
【００６１】
このように、本実施の形態の歪補償回路６００によれば、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、相互変調歪の振幅及び位相を調整することにより、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減することができる。
【００６２】
なお、上述の実施の形態３においては、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路６０４を設けた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、歪発生回路４０３の後段に加えて前段にも同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよく、また、後段に代えて前段のみに同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよい。
【００６３】
（実施の形態４）
図８は、本発明の実施の形態４に係る歪補償回路７００の構成を示すブロック図である。但し、図１及び図５と同一の構成となるものについては、図１及び図５と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【００６４】
図８において、歪補償回路７００は、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路７０４を有している。この差周波数帯域インピーダンス変換回路７０４は、互いに並列接続されたインダクタ７０１及びコンデンサ７０２を、抵抗５０２に直列接続したものを、信号線に対して並列に接続した回路構成を有する。
【００６５】
この差周波数帯域インピーダンス変換回路７０４において、インダクタ７０１及びコンデンサ７０２は、差周波数帯域に共振周波数を持つように設計されている。これにより、インダクタ７０１及びコンデンサ７０２から構成される回路は、希望波周波数帯域では極めて高いインピーダンス値となり、差周波数帯域のインピーダンスは低い値となる。
【００６６】
従って、図５について上述した差周波数帯域インピーダンス変換回路５０４の場合と同様にして、抵抗５０２の値を変化させることにより、希望波周波数帯域のインピーダンスには影響を与えることなく、差周波数帯域のインピーダンスだけを変化させて、歪補償回路７００において発生する相互変調歪の振幅及び位相を調整することができる。
【００６７】
このように、本実施の形態の歪補償回路７００によれば、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、相互変調歪の振幅及び位相を調整することにより、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減することができる。
【００６８】
なお、上述の実施の形態４においては、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路７０４を設けた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、歪発生回路４０３の後段に加えて前段にも同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよく、また、後段に代えて前段のみに同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよい。
【００６９】
（実施の形態５）
図９は、本発明の実施の形態５に係る歪補償回路８００の構成を示すブロック図である。但し、図１及び図５と同一の構成となるものについては、図１及び図５と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【００７０】
図９において、歪補償回路８００は、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路８０４を有している。この差周波数帯域インピーダンス変換回路８０４は、バンドパスフィルタ８０１及び抵抗５０２を直列接続したものを、信号線に対して並列に接続した回路構成を有する。バンドパスフィルタ８０１としては、ＬＣフィルタ、セラミックフィルタ、誘電体フィルタ又はＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）フィルタ等の表面弾性波フィルタ等が用いられる。
【００７１】
この差周波数帯域インピーダンス変換回路８０４において、バンドパスフィルタ８０１は、差周波数帯域の信号のみを通過させ、それ以外の周波数帯域の信号は反射する特性のものが用いられる。これにより、バンドパスフィルタ８０１は、希望波周波数帯域では極めて高いインピーダンス値となり、差周波数帯域のインピーダンスは低い値となる。
【００７２】
従って、図５について上述した差周波数帯域インピーダンス変換回路５０４の場合と同様にして、抵抗５０２の値を変化させることにより、希望波周波数帯域のインピーダンスには影響を与えることなく、差周波数帯域のインピーダンスだけを変化させて、歪補償回路８００において発生する相互変調歪の振幅及び位相を調整することができる。
【００７３】
このように、本実施の形態の歪補償回路８００によれば、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、相互変調歪の振幅及び位相を調整することにより、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減することができる。
【００７４】
なお、上述の実施の形態４においては、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路８０４を設けた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、歪発生回路４０３の後段に加えて前段にも同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよく、また、後段に代えて前段のみに同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよい。
【００７５】
（実施の形態６）
図１０は、本発明の実施の形態６に係る歪補償回路９００の構成を示すブロック図である。但し、図１、図５及び図７と同一の構成となるものについては、図１、図５及び図７と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【００７６】
図１０において、歪補償回路９００は、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路９０４を有している。この差周波数帯域インピーダンス変換回路９０４は、図７について上述した差周波数帯域インピーダンス変換回路６０４の抵抗５０２に対して、インダクタ９０１及びコンデンサ９０２を直接に接続した構成を加えている。
【００７７】
これにより、差周波数帯域インピーダンス変換回路６０４においては、差周波数帯域のインピーダンスの主に実部の値のみを変化させるようになっていたことに比べて、本実施の形態６の差周波数帯域インピーダンス変換回路９０４では、虚部の値をも変化させることが可能となっている。
【００７８】
従って、歪補償回路９００において発生する相互変調歪の振幅及び位相の調整範囲を、図７の差周波数帯域インピーダンス変換回路６０４を用いた場合に比べて、更に広くすることができる。
【００７９】
このように、本実施の形態の歪補償回路９００によれば、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、相互変調歪の振幅及び位相を調整することにより、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減することができる。
【００８０】
なお、上述の実施の形態６においては、抵抗５０２、インダクタ９０１及びコンデンサ９０２を直列に接続した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、抵抗５０２、インダクタ９０１又はコンデンサ９０２のうちの少なくとも１つを用いるようにしてもよい。
【００８１】
また、上述の実施の形態６においては、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路９０４を設けた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、歪発生回路４０３の後段に加えて前段にも同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよく、また、後段に代えて前段のみに同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよい。
【００８２】
（実施の形態７）
図１１は、本発明の実施の形態７に係る歪補償回路１０００の構成を示すブロック図である。但し、図１及び図５と同一の構成となるものについては、図１及び図５と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【００８３】
図１１において、歪補償回路１０００は、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路１００４を有している。この差周波数帯域インピーダンス変換回路１００４は、図５について上述した差周波数帯域インピーダンス変換回路５０４のインダクタを、伝送線路１００１を用いて分布定数的に構成することにより、一段とモノリシック化に適した歪補償回路１０００を実現することができる。
【００８４】
このように、本実施の形態の歪補償回路１０００によれば、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、相互変調歪の振幅及び位相を調整することにより、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減することができる。
【００８５】
なお、上述の実施の形態７においては、歪発生回路４０３の後段に差周波数帯域インピーダンス変換回路１００４を設けた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、歪発生回路４０３の後段に加えて前段にも同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよく、また、後段に代えて前段のみに同様構成の差周波数帯域インピーダンス変換回路を設けるようにしてもよい。
【００８６】
（実施の形態８）
図１２は、本発明の実施の形態８に係る歪補償回路１１００の構成を示すブロック図である。但し、図１と同一の構成となるものについては、図１と同一番号を付し、詳しい説明を省略する。
【００８７】
図１２において、歪補償回路１１００は、差周波数帯域インピーダンス変換回路４０４ａの前段に入力整合回路１１０１を有するとともに、差周波数帯域インピーダンス変換回路４０４ｂの後段に出力整合回路１１０２を有する。
【００８８】
このように、本実施の形態の歪補償回路１１００によれば、入力側及び出力側に希望波周波数帯域の整合回路（入力整合回路１１０１、出力整合回路１１０２）を設けることにより、リターンロス及び挿入損失の特性に優れた歪補償回路１１００を実現することができる。
【００８９】
なお、上述の実施の形態８においては、歪補償回路１１００の入力側及び出力側の両方に整合回路（入力整合回路１１０１及び出力整合回路１１０２）を設ける場合について述べたが、本発明はこれに限らず、入力側の入力整合回路１１０１又は出力側の出力整合回路１１０２のいずれか一方のみを設けるようにしてもよい。
【００９０】
（他の実施の形態）
なお、上述の実施の形態１〜８においては、本発明の歪補償回路を基地局装置の電力増幅器に用いる場合について述べたが、本発明はこれに限らず、移動体通信システムにおける端末装置側の送信信号増幅回路の歪を低減するための歪補償回路として用いるようにしてもよい。
【００９１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、歪発生回路の前段又は後段のうちの少なくとも一方に、希望波周波数帯域を通過させるとともに、入力される２つの希望波の周波数の差に相当する周波数帯域に対するインピーダンスを変化させるインピーダンス変換回路を設けることにより、希望波周波数帯域の特性に影響を与えることなく、歪補償回路において発生する相互変調歪の振幅及び位相特性の調整を可能とすることができる。かくするにつき、増幅器等において発生する相互変調歪を一段と有効に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る歪補償回路の構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１に係る歪補償回路において発生する相互変調歪を模式的に示す略線図
【図３】実施の形態１に係る歪補償回路の歪発生回路の構成を示すブロック図
【図４】実施の形態１に係る歪補償回路の歪発生回路の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態２に係る歪補償回路の構成を示すブロック図
【図６】実施の形態２に係る歪補償回路の差周波数帯域インピーダンス変換回路のインピーダンスのシミュレーション結果をスミスチャート上で示す略線図
【図７】本発明の実施の形態３に係る歪補償回路の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態４に係る歪補償回路の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態５に係る歪補償回路の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態６に係る歪補償回路の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態７に係る歪補償回路の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態８に係る歪補償回路の構成を示すブロック図
【図１３】従来の歪補償回路の構成を示す回路図
【図１４】従来の歪補償回路の構成を示すブロック図
【図１５】従来の歪補償回路の構成を示す回路図
【符号の説明】
１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００，８００，９００，１０００，１１００　歪補償回路
１０１，３０５，３０６，５０２　抵抗
１０２，１０３，３０３，３０４，５０３，６０２，９０２　コンデンサ
１０４，３０７，１４０３，１５０３　ダイオード
１０７，３０８，１４０１，１５０１　直流電源
２０１，２０２　ハイブリッド
２０５，４０３　歪発生回路
２０６　可変位相回路
２０７　減衰回路
３０１，１１０１　入力整合回路
３０２，１１０２　出力整合回路
４０４ａ，４０４ｂ，５０４，６０４，７０４，８０４，９０４，１００４　差周波数帯域インピーダンス変換回路
５０１，７０１，９０１，１５０２，１５０４　インダクタ
６０１，１００１　伝送線路
８０１　バンドパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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