(57)【要約】【課題】本発明の目的は、システムに悪影響を及ぼす高調波を増大することなく、電源が停電した場合には、速やかに停電を検知することの出来る停電検知方式を提供することである。【解決手段】交流電源に接続され交流を直流に変換するコンバータにおいて、電源側に所定高調波電流を流す手段と、電源の電圧あるいは周波数を検出あるいは演算する手段と、電源の電圧あるいは周波数に基づき前記交流電源が停電状態であることを検知する停電検知手段とを備えていることを特徴とする停電検知方式。【選択図】図１
2004080952.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続され交流を直流に変換するコンバータと、
電源側に所定の高調波電流を流す手段と、
電源の電圧あるいは周波数を検出あるいは演算する手段と、
電源の電圧あるいは周波数に基づき前記交流電源が停電状態であることを検知する停電検知手段と、
を備えていることを特徴とする停電検知方式。
【請求項２】
交流電源に接続され交流を直流に変換するコンバータと、
交流電源側に誘導障害の起こらない所定の高調波電流を流す手段と、
電源の電圧あるいは周波数を検出あるいは演算する手段と、
電源の電圧あるいは周波数に基づき前記交流電源が停電状態であることを検知する停電検知手段と、
を備えていることを特徴とする停電検知方式。
【請求項３】
前記請求項１及び請求項２記載の停電検知方式において、
電源側に所定高調波電流を流す手段が、
コンバータの電源側の交流電流を交流電流指令値に一致させる電流制御手段と
前記交流電流指令値に高調波成分を重畳する手段とから成ることを
特徴とする停電検知方式。
【請求項４】
前記請求項１及び請求項２記載の停電検知方式において、
前記停電検知手段が、
前記電源の電圧を検出する電源の電圧を検出する手段と、
前記電源電圧を入力とし電源周波数基準成分のみを透過させるバンドパスフィルタ手段と、
前記電源の電圧を検出する手段と前記バンドパスフィルタ手段の出力との差を演算する電圧偏差演算手段と、
前記電圧偏差が所定値を超過したことに基づき停電と判断する手段とから成ることを
特徴とする停電検知方式。
【請求項５】
前記請求項１及び請求項２記載の停電検知方式において、
前記停電検知手段が、
前記電源の電圧を検出する電源の電圧を検出する手段と、
前記電源電圧に基づき電源周波数を演算する周波数の演算手段と、
前記電源周波数が所定範囲内にあるか否かを判断し、所定範囲外であることに基づき停電と判断する手段とから成ることを
特徴とする停電検知方式。
【請求項６】
前記請求項１及び請求項２記載の停電検知方式において、
前記停電検知手段は、
前記電源の電圧を検出する電源の電圧を検出する手段と、
前記電源電圧に基づき電源周波数の時間的な変化量を演算する電源の周波数の変化量演算手段と、
前記電源周波数の変化量が所定範囲内にあるか否かを判断し、所定範囲外であることに基づき停電と判断する手段とから成ることを
特徴とする停電検知方式。
【請求項７】
前記請求項１及び請求項２記載の停電検知方式において、
前記停電検知手段は、
前記電源の電圧を検出する電源の電圧を検出する手段と、
前記電源電圧を入力とし、所定高調波成分のみを透過させるバンドパスフィルタ手段と、
前記バンドパスフィルタの出力が所定範囲内にあるか否かを判断し、所定範囲外であることに基づき停電と判断する手段とから成ることを
特徴とする停電検知方式。
【請求項８】
前記請求項１及び請求項２記載の停電検知方式において、
交流電源とコンバータは変圧器を介して接続され、変圧器の１次巻線が前記交流電源と接続され、変圧器の２次巻線がコンバータの交流側と接続され、変圧器の１次巻線の電圧を電源の電圧とすること
を特徴とする停電検知方式。
【請求項９】
前記請求項１及び請求項２記載の停電検知方式において、
交流電源とコンバータは変圧器を介して接続され、変圧器の１次巻線が前記交流電源と接続され、変圧器の２次巻線がコンバータの交流側と接続され、
変圧器は、３次巻線を有し、
変圧器の３次巻線の電圧を電源の電圧とすること
を特徴とする停電検知方式。
【請求項１０】
前記請求項１及び請求項２記載の停電検知方式において、
コンバータの電源側に流す高調波電流は、
電源が停電した状態において、電源周波数が電源周波数基準から離れるように設定することを特徴とする停電検知方式。
【請求項１１】
前記請求項１及び請求項２記載の停電検知方式において、
前記高調波を流す手段は、コンバータの電源側に流す高調波電流の大きさを、電源周波数と電源周波数基準との差に応じて増加させることを
特徴とする停電検知方式。
【請求項１２】
前記請求項１及び請求項２に記載の停電検知方式において、
前記高調波を流す手段は、コンバータが力行・回生状態に関わらず駆動することを特徴とする停電検知方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、停電検知方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流電車の構成及びコンバータの制御回路について、図を参照し詳細に説明する。図４は、従来の交流電車の主変換装置の構成図である。
従来の交流電車は、架線１から供給される電力を受け取るパンタグラフ２，パンタグラフ２により受け取った電力の電圧を変換する主変圧器３，レール４と接する車輪５，交流電力を直流電力に変換するコンバータ６，直流電力を交流電力に変換するインバータ７，電動機８，フィルターコンデンサ９から構成される。
このように構成された交流電車において、パンタグラフ１と主変圧器３が接続される。主変圧器３と車輪５及びコンバータ６が接続される。コンバータ６の直流電流側には、インバータ７とフィルターコンデンサ９が接続される。インバータ７の交流電流側には、電動機８が接続される。
このように構成された交流電車は、交流の架線１からパンタグラフ２を介して集電し、主変圧器３により降圧され、コンバータ６により電源の交流を直流に電力変換する。コンバータ６の直流出力側には、フィルタコンデンサ９を備え、電圧を平滑化する。インバータ７は、主変圧器３により降圧されとコンバータ６により交流電流から直流電流に変換された直流電流を交流電流に変換する。
【０００３】
このように構成された、交流電車において、電源である変電所が停電した場合には、保安上、速やかに車両を停止させることが要求される。停電検知において、問題となるのは、ブレーキ減速中の回生車と力行加速中の力行車とが同一の変電所（電源）に接続した条件で停電が起こった場合である。ブレーキ減速中の回生車と力行加速中の力行車とが同一の変電所すなわち電源に接続した条件で停電が起こった場合、回生車の回生有効電力と力行車の力行有効電力とが一致し、無効電力も一致してしまうことがある。回生車の回生有効電力と力行車の力行有効電力とが一致し、無効電力も一致すると、電源への電流が０となる。近年では、ＰＷＭコンバータの適用により、回生力率も力行力率も１に制御することから、無効電力が常にバランスした状態が続いてしまう。
このような問題を解決するために考えられた従来のＰＷＭコンバータ６の制御及び停電検知方式について説明する。図４において、従来のＰＷＭコンバータ６の制御回路はフィルター回路１３，ゼロクロス検知部１４，周波数演算部１５，外乱周波数重畳部１６，位相演算部１７，正弦波演算部１８，減算部１９，電圧制御部２０，乗算部２１，減算器２２，電流制御部２３，電圧ＦＦ演算部２４，加算器２５，ＰＷＭ制御部２６，停電検知部２７，アンド回路２８により構成される。
【０００４】
このように構成されたＰＷＭコンバータ６の制御回路において、フィルター回路１３とゼロクロス検知部１４が接続される。ゼロクロス検知部１４と周波数演算部１５が接続される。周波数演算部１５は、停電検知部２７及び外乱周波数重畳部１６と接続される。外乱周波数重畳部１６は、位相演算部１７と接続される。
位相演算部１７は、正弦波演算部１８と接続される。減算部１９と電圧制御部２０が接続される。電圧制御部２０と正弦波演算部１８は、乗算部２１と接続される。減算器２２は、乗算部２１と電流検出部１１と接続される。減算器２２は、電流制御部２３と接続される。加算器２５は、　電圧ＦＦ演算部２４及び電流制御部２３と接続される。ＰＷＭ制御部２６は、加算器及びアンド回路２８と接続される。停電検知部２７は、アンド回路２８と接続される。
このように構成された従来のＰＷＭコンバータ６の制御回路において、主変圧器３の３次巻線の電圧は、電圧検出器１２により検出されフィルタ回路１３と停電検出部２７に入力される。フィルタ回路１３では、高調波分を低減した電源電圧をゼロクロス検知部１４に出力する。周波数演算部１５では、ゼロクロス検知部１４の出力であるゼロクロス信号に応じて、電源周波数Ｆｓ＊を外乱周波数重畳部１６と停電検知部２７へ演算出力する。外乱周波数重畳部１６は、ある所定の外乱周波数Ｆｄｉｓを、周波数演算部１５で検出演算した電源周波数Ｆｓ＊から減算し、補正後の電源周波数Ｆｓを位相演算部１７へ出力する。位相演算部１７は、電源周波数Ｆｓに基づき、それを積分して電源電圧位相θｓを算出し正弦波演算部１８に出力する。減算部１９では、直流電圧指令Ｖｄｃ＊からフィルタコンデンサ９を電圧検出器１０により検出した直流電圧Ｖｄｃを減算し、電圧偏差ΔＶｄｃとして電圧制御部２０に出力する。乗算器２１では、正弦波演算部１８の出力である単位正弦波ＳｉｎＷａｖｅと電圧制御部２０との出力である電流指令振幅ＡｍｐＩｓ＊とを乗算し、瞬時電流指令Ｉｓ＊として減算器２２へ出力する。減算器２２では、電流指令Ｉｓ＊から電流検出器１１により検出された電流Ｉｓを減算し、電流偏差ΔＩｓとして電流制御部２３へ出力する。電流制御部２３では、電流偏差ΔＩｓが零となるように次のように出力電圧補正値Ｖ＿ＡＣＲを演算し、加算器２５へ出力する。電圧ＦＦ演算部２４は、電源電圧に相当する電圧及び主変圧器３の漏れインダクタンスによる電圧降下に相当する電圧指令を演算し、加算器２５へ出力する。加算器２５では、電流制御部２３の出力Ｖ＿ＡＣＲと電圧ＦＦ演算部２４の出力とを加算し、コンバータ６の出力電圧指令Ｖ＊をＰＷＭ制御部２６へ演算出力する。停電検知部２７には、主変圧器３の３次巻線から検出した電源電圧Ｖｓ３と周波数演算部１５で演算される電源周波数ＦＳ＊が入力され、停電フラグＦＤを演算しアンド回路２８へ出力する。アンド回路２８には、停電検知信号ＦＤと運転指令Ｒｕｎ＊とが入力され、そのアンドをとり、ゲート指令Ｇｓｔ＊としてＰＷＭ制御部２６へ出力する。
【０００５】
このように構成されたＰＷＭコンバータの制御回路において、ゼロクロス検知部１４は、ファイル回路１３の出力Ｖｓ３ｆの正負に応じて、数１のような出力をする。フィルタについては限定するものでなく、高調波の影響を低減し、基本波電圧を抽出しようとするものである。
【０００６】
【数１】
2004080952.tif 000003
なお、電源電圧に相当する電圧を検出するため、主変圧器３の３次巻線の電圧を検出しているが、主変圧器３の１次巻線の電圧を検出する構成であってもかまわない。
このように構成されたＰＷＭコンバータ６の制御回路において、周波数演算部１５では、ゼロクロス検知部１４の出力であるゼロクロス信号ＺｅｒｏＣｒｏｓｓに応じて、電源周波数Ｆｓ＊を演算出力する。すなわち、ゼロクロス信号ＺｅｒｏＣｒｏｓｓの立ちあがりから、次回の立ちあがりまでの時間を計測し、その逆数により、電源周波数Ｆｓ＊を演算する。
このように構成されたＰＷＭコンバータ６の制御回路において、位相演算部１７では、後述する補正後の電源周波数Ｆｓに基づき、それを積分して電源電圧位相θｓを算出する。ただし、前記ゼロクロス信号ＺｅｒｏＣｒｏｓｓの立ち上がりにより、位相を零クリアする。
このように構成されたＰＷＭコンバータ６の制御回路において、正弦波演算部１８では、電源電圧Ｖｓ３と同期した単位正弦波ＳｉｎＷａｖｅを数２で演算する。
【０００７】
【数２】
2004080952.tif 000004
このように構成された従来のＰＷＭコンバータ６の制御回路において、減算部１９では、直流電圧指令Ｖｄｃ＊からフィルタコンデンサ９を電圧検出器１０により検出した直流電圧Ｖｄｃを減算し、電圧偏差ΔＶｄｃとして出力する。
このように構成された従来のＰＷＭコンバータ６の制御回路において、電圧制御部２０では、減算部１９の出力である直流電圧偏差ΔＶｄｃを入力し、電圧偏差が零となるように、数３に基づき演算を行い、電流指令振幅ＡｍｐＩｓ＊を演算出力する。
【０００８】
【数３】
2004080952.tif 000005
ここに、ＫｐＡＶＲ：比例制御ゲイン、ＫｉＡＶＲ：積分制御ゲイン、ｓ：ラプラス演算子である。
このように構成された従来のＰＷＭコンバータ６の制御回路において、乗算器２１では、正弦波演算部１８の出力である単位正弦波ＳｉｎＷａｖｅと電圧制御部２０との出力である電流指令振幅ＡｍｐＩｓ＊とを乗算し（数４参照）、瞬時電流指令Ｉｓ＊として出力する。ここに、電流の符合は、主変圧器３からコンバータ６へ流れる方向を正とする。
【０００９】
【数４】
2004080952.tif 000006
コンバータ６の交流入力側の電流Ｉｓは、電流検出器１１により検出する。
このように構成された従来のＰＷＭコンバータ６の制御回路において、減算器２１では、電流指令Ｉｓ＊から検出電源Ｉｓを減算し、電流偏差ΔＩｓとして出力する。
このように構成された従来のＰＷＭコンバータ６の制御回路において、電流制御部２３では、電流偏差ΔＩｓが零となるように次のように出力電圧補正値Ｖ＿ＡＣＲを数５に基づき演算する。
【００１０】
【数５】
2004080952.tif 000007
ここに、ＫｐＡＣＲ：比例制御ゲインである。
このように構成された従来のＰＷＭコンバータ６の制御回路において、電圧ＦＦ演算部２４は、電源電圧に相当する電圧及び主変圧器３の漏れインダクタンスによる電圧降下に相当する電圧指令を演算し、コンバータ６の出力電圧指令のフィードフォワード項となる。すなわち、次のようにフィードフォワード電圧Ｖ＿ＦＦを数６に基づき演算するものである。
【００１１】
【数６】
2004080952.tif 000008
ここに、ＶｓＲｍｓ：主変圧器の２次巻線の電源電圧実効値、Ｌ：主変圧器の漏れインダクタンス、Ｆｓ０：電源周波数基準値［Ｈｚ］である。
このように構成された従来のＰＷＭコンバータ６の制御回路において、加算器２５では、電流制御部２３の出力Ｖ＿ＡＣＲと電圧ＦＦ演算部２４の出力とを加算し、コンバータ６の出力電圧指令Ｖ＊を演算出力する。
このように構成された従来のＰＷＭコンバータ６の制御回路において、ＰＷＭ制御部２６では、ゲート指令Ｇｓｔ＊と出力電圧指令Ｖ＊を入力し、ゲート指令Ｇｓｔ＊が１の場合に、出力電圧指令Ｖ＊に相当する電圧を出力するように、コンバータ６のゲートを制御する。ゲート指令Ｇｓｔ＊が０の場合には、ゲートブロックする。このＰＷＭ制御技術は周知の技術であり、詳細を省略する。
このように構成された従来のＰＷＭコンバータ６の制御回路において、停電検知部２７には、主変圧器３の３次巻線から検出した電源電圧Ｖｓ３と周波数演算部１５で演算される電源周波数ＦＳ＊が入力され、停電フラグＦＤを数７に基づき演算しアンド回路２８に出力する。
【００１２】
【数７】
2004080952.tif 000009
アンド回路２８は、運転指令Ｒｕｎ＊と停電検知部２７からの停電検知信号（停電フラグ）ＦＤのアンドを取り、ＰＷＭ制御部２６に出力する。
停電検知部２７について図を参照して詳細に説明する。図５は、従来の停電検知部の構成図である。
停電検知部２７は、一次電圧演算部２９，バンドパスフィルタ３０，減算器３１，絶対値演算部３２，コンパレータ３３，減算器３４，絶対値演算器３５，コンパレータ３６，変化量演算部３７，絶対値演算器３８，コンパレータ３９，オア回路４０，インバータ回路４１により構成されている。
このように構成された停電検知部２７において、主変圧器３の３次電圧Ｖｓ３は、１次電圧演算部２９に入力される。１次電圧演算部２９は、主変圧器３の３次電圧Ｖｓ３から１次電圧Ｖｓ１を演算し、バンドパスフィルタ３０及び減算器３１に出力する。バンドパスフィルタ３０は、１次電圧演算部２９から入力された１次電圧Ｖｓ１から電源電圧の基準周波数成分を抽出しＶｂｐｆとして、減算器３１に出力する。減算器３１は、１次電圧演算部２９から入力されたＶｓ１からバンドパスフィルタ３０から入力されたＶｂｐｆを減算し、絶対値演算部３２に出力する。絶対値演算部３２は、減算器３１から入力された値の絶対値を演算し、電源電圧偏差ΔＶｓ１ＡＢＳとしてコンパレータ３３へ出力する。コンパレータ３３は、絶対値演算部３２により入力された電源電圧偏差ΔＶｓ１ＡＢＳの値が、予め定められた値よりも低いときに０をオア回路４０に出力し、電源電圧偏差ΔＶｓ１ＡＢＳの値が予め定められた値と同じまたは高いときに１をオア回路４０に出力する。減算器３４は、周波数演算部１７ら入力された電源周波数Ｆｓ＊から電源周波数基準Ｆｓ０を減算し絶対値演算部３５に出力する。絶対値演算部３５は、減算器３４から入力された値の絶対値を演算し、周波数偏差ΔＦｓＡＢＳとしてコンパレータ３６に出力する。コンパレータ３６では、周波数偏差ΔＦｓＡＢＳの値が、予め定められた値よりも低いときには０をオア回路４０に出力し、周波数偏差ΔＦｓＡＢＳの値が予め定めされた値と同じまたは高いときには１をオア回路４０に出力する。変化量演算部３７は、周波数演算部１７から電源周波数Ｆｓ＊を入力される。変化量演算部３７は、電源周波数Ｆｓ＊の時間的な変化量を演算し絶対値演算部３８に出力する。絶対値演算部３８は、変化量演算部３７にから入力された値の絶対値を演算し、周波数変化量ｄＦｓＡＢＳとしてコンパレータ３９に出力する。コンパレータ３９では、絶対値演算部３８から入力された周波数変化量ｄＦｓＡＢＳが、予め定められた値より低いときは０をオア回路４０に出力し、周波数変化量ｄＦｓＡＢＳが、予め定められた値と同じまたは高い時には、１をオア回路４０に出力する。オア回路４０では、コンパレータ３３，コンパレータ３６，コンパレータ３９から入力された値のオアを取りインバータ回路４１に出力する。インバータ回路４１は、オア回路４０から入力された値を反転し停電検知信号ＦＤとして出力する。
【００１３】
このように構成された停電検知部２７において、主変圧器３の３次電圧Ｖｓ３は、１次電圧演算部２９に入力される。１次電圧演算部２９では、主変圧器の１次巻線と３次巻線のターン数に基づき、３次電圧Ｖｓ３から１次電圧Ｖｓ１を演算する。
このように構成された停電検知部２７において、１次電圧Ｖｓ１は、バンドパスフィルタ３０に入力される。バンドパスフィルタ３０は、例えば、数８のように伝達特性を有するものである。
【００１４】
【数８】
2004080952.tif 000010
ここに、ωｃ：中心角周波数で、電源角周波数基準Ｆｓ０［Ｈｚ］（実際の単位は［ｒａｄ／ｓ］であるので、Ｆｓ０×２π）に設定する。すなわち、５０［Ｈｚ］あるいは６０［Ｈｚ］相当である。Ｑ：バンドパスフィルタの尖度を表す。
このように構成された停電検知部２７において、減算器３１では、１次電圧Ｖｓ１からバンドパスフィルタ３０の出力Ｖｂｐｆを減算する。絶対値演算部３２では、減算器３１の出力の絶対値を演算し、電源電圧偏差ΔＶｓ１ＡＢＳとして出力する。
このように構成された停電検知部２７において、コンパレータ３３では、電源電圧偏差ΔＶｓ１ＡＢＳに基づき、出力ＶｓＥｒｒｏｒを数９により演算する。
【００１５】
【数９】
2004080952.tif 000011
ここに、αは所定の設定値である。
このように構成された停電検知部２７において、減算器３４には、周波数演算部１５で検出演算した電源周波数Ｆｓ＊から電源周波数基準Ｆｓ０を減算出力する。絶対値演算部３５では、減算器３４の出力の絶対値を演算し、周波数偏差ΔＦｓＡＢＳとして出力する。
このように構成された停電検知部２７において、コンパレータ３６では、周波数偏差ΔＦｓＡＢＳに基づき、出力ＦｓＥｒｒｏｒを数１０により演算する。
【００１６】
【数１０】
2004080952.tif 000012
ここに、βは所定の設定値である。
このように構成された停電検知部２７において、変化量演算部３７には、周波数演算部１５で検出演算した電源周波数Ｆｓ＊が入力され、その時間的な変化量を演算出力する。時間的な変化量は、微分処理を施すことで、演算することができる。絶対値演算部３５では、変化量演算部３７の出力の絶対値を演算し、周波数変化量ｄＦｓＡＢＳとして出力する。
このように構成された停電検知部２７において、コンパレータ３６では、周波数変化量ｄＦｓＡＢＳに基づき、出力ｄＦｓＥｒｒｏｒを数１１により演算する。
【００１７】
【数１１】
2004080952.tif 000013
ここに、γは所定の設定値である。
このように構成された停電検知部２７において、オア回路４０には、上記、ＶｓＥｒｒｏｒとＦｓＥｒｒｏｒとｄＦｓＦｒｒｏｒとが入力され、それらのオアをとり出力する。インバータ回路４１では、オア回路４０の出力を反転し、停電検知信号ＦＤとして出力する。
このように構成された停電検知部２７において、電源が停電した場合には、コンバータ６から見た電源電圧、すなわち、架線１の電圧が低下あるいは増加したり、その周波数が変化する。電源電圧に、バンドパスフィルタ３０を通すことで、電源電圧の基準周波数成分（バンドパスフィルタの中心周波数を基準周波数Ｆｓ０に設定しているため）のみが抽出できる。停電により電源周波数が変化すると、バンドパスフィルタの出力は小さくなる。よって、停電により周波数が変化した場合には、バンドパスフィルタ３０の出力と電源電圧Ｖｓ１とが大きな差が生じる。これを絶対値演算部３２とコンパレータ３３で検出することにより、停電を検知することができる。また、周波数演算部１５により検出した電源周波数Ｆｓ＊と基準周波数Ｆｓ０との差の絶対値が所定値より生じたことにより、停電を検知することも可能である。また、電源周波数Ｆｓ＊の時間的な変化量を演算し、大きな変化を示したことをもって、停電を検知することもできる。
【００１８】
このように構成された停電検知部２７において、停電検知部２７で出力された停電検知信号ＦＤは、アンド回路２８に入力される。アンド回路２８には、停電検知信号ＦＤと運転指令Ｒｕｎ＊とが入力され、そのアンドをとり、ゲート指令Ｇｓｔ＊として出力する。よって、運転指令Ｒｕｎ＊が運転指令状態（Ｒｕｎ＊＝１）にある場合でも、停電検知信号ＦＤが停電状態であるＦＤ＝０の場合には、コンバータ６はゲートブロック状態となり、動作停止に至る。
このように構成された停電検知方式の作用について図を参照し詳細に説明する。図６は、従来の停電検知方式によるの周波数変化の作用の図である。
図６において、電源周波数は５０Ｈｚであるとし、区間▲１▼〜▲２▼では、電源が健全状態、区間▲２▼〜▲５▼で停電状態にあるとする。
区間▲１▼〜▲２▼において、電源が健全であるため、コンバータ６が外乱周波数重畳による制御を行っても、電源周波数の検出値である電源周波数Ｆｓ＊は５０Ｈｚを維持する。一方、▲２▼の時点で停電した場合、電源周波数を拘束するものがなくなるため、コンバータ６自身の出力周波数に応じた電源周波数が得られる。外乱周波数Ｆｄｉｓによる実際の電源周波数の変化を、ここでは、分かりやすくＦｄｉｓであると仮定すると、次のゼロクロス点▲３▼において、電源周波数Ｆｓ＊として５０−Ｆｄｉｓ［Ｈｚ］を検出する。これに対し、外乱周波数重畳制御により、補正後の電源周波数Ｆｓは５０−２×Ｆｄｉｓ［Ｈｚ］となる。次のゼロクロス点▲４▼において、電源周波数Ｆｓ＊として、５０−２×Ｆｄｉｓ［Ｈｚ］を検出する。これに対し、外乱周波数重畳制御により、補正後の電源周波数Ｆｓは５０−３×Ｆｄｉｓ［Ｈｚ］となる。これらを繰り返すことにより、電源周波数Ｆｓ＊は徐々に低下していく。よって、前述の停電検知方式により、停電を速やかに判断することが可能となる。なお、この制御は回生時のみ有効となっている。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＰＷＭコンバータの制御方式（以下外乱周波数重畳制御方式）では、停電を検知する点で絶大なる効果を発揮するものの、コンバータ６の入力交流電流波形が図６の電流指令Ｉｓ＊（電流制御の効果により、電流指令Ｉｓ＊と電流Ｉｓはほぼ一致する）のように歪みが生じる。レール５は信号機等を制御するための軌道回路の一部であり、レール５に流れる電流の特定周波数成分には許容値がある。外乱周波数重畳制御を行わない場合、奇数次の高調波しか生じないが、外乱周波数重畳を行うことで偶数次の高調波が生じる。これにより、前記周波数帯への悪影響の可能性があり、外乱周波数制御を抑制するなど、停電検知能力が十分に得られない場合がある。
本発明の目的は、システムに悪影響を及ぼす高調波を増大することなく、電源が停電した場合には、速やかに停電を検知することの出来る停電検知方式を提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明に基づく停電検知方式は、交流電源と当該交流電源に接続され交流を直流に変換するコンバータにおいて、コンバータは電源側に所定高調波電流を流す手段と、電源の電圧あるいは周波数を検出あるいは演算する手段と、電源の電圧あるいは周波数に基づき前記交流電源が停電状態であることを検知する停電検知手段とを備えていることを特徴とする。
本発明に基づく停電検知方式は、交流電源に接続され交流を直流に変換するコンバータにおいて、交流電源側に誘導障害の起こらない高調波電流を流す手段と、電源の電圧あるいは周波数を検出あるいは演算する手段と、電源の電圧あるいは周波数に基づき前記交流電源が停電状態であることを検知する停電検知手段と、を備えていることを特徴とする。
本発明に基づく停電検知方式は、架線からパンタグラフを介して交流電力を供給され直流電力に変換するコンバータを備えた電気車において、前記コンバータの交流入力側の交流電流に、誘導障害の起きないような高調波を重畳する手段を有することを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本発明に基づく第１の実施の形態の停電検知方式について、図面を参照して説明する。図１は、本発明に基づく第１の実施の形態の停電検知方式を組み込んだ主回路の構成図である。図２は、本発明に基づく第１の実施の形態の停電検知方式による高調波が重畳した電源電圧とゼロクロスの関係の図である。なお、図４及び図５及び図６に記載したものと構造上同一のものについては、同符号を付して説明を省略する。
本発明に基づく第１の実施形態の停電検知方式を組み込んだ主回路は、電圧検出器１２，フィルター回路１３，ゼロクロス検知部１４，周波数演算部１５，位相演算部１７，正弦波演算部１８，減算部１９，電圧制御部２０，乗算部２１，減算器２２，電流制御部２３，電圧ＦＦ演算部２４，加算器２５，ＰＷＭ制御部２６，停電検知手段である停電検知部２７，アンド回路２８，高調波重畳部４２により構成される従来の外乱周波数重畳制御方式の主回路から外乱周波数重畳部１６を省き、高調波重畳部４２を加えたものである。
このように構成された停電検知方式を組み込んだ主回路において、高調波重畳部４２には、電源周波数Ｆｓ＊と電源位相θｓとが入力され、乗算器２１の出力である電流指令基準Ｉｓ０＊を補正して、電流指令Ｉｓ＊を生成する。
【００２２】
このように構成された高調波重畳部４２において、乗算器４３では、電源位相θｓに所定の高調波次数Ｎを乗算し、高調波位相基準θｈ０＊を出力する。加算器４４において、高調波位相角の補正値θｈＣｍｐを加算し、高調波位相θｈ＊として出力する。正弦波演算部４５では、高調波位相θｈ＊の正弦を演算し、出力する。高調波振幅演算部４６では、電源周波数Ｆｓ＊に応じて、高調波振幅ＡｍｐＩｓＨを演算出力する。その詳細については、後述する。なお、本明細書における高調波振幅ＡｍｐＩｓＨは、正負をとり得るものであるとする。乗算器４７では、正弦波演算部４５の出力と高調波振幅演算部４６の出力ＡｍｐＩｓＨとを乗算し、電流指令補正値ＩｓＣｍｐとして出力する。すなわち、電流指令補正値ＩｓＣｍｐは、数１２で演算できる。
【００２３】
【数１２】
2004080952.tif 000014
加算器４８では、乗算器２１の出力である電流指令基準Ｉｓ０＊に、前記電流指令補正値ＩｓＣｍｐとを加算補正し、電流指令Ｉｓ＊として出力する。
このように構成された高調波重畳部４２において、コンバータ６の交流入力電流ＩｓにＮ次高調波電流を重畳することができる。コンバータ６の交流入力電流ＩｓにＮ次高調波電流を重畳することができるため、システムの高調波許容値に影響が小さいように設定することができる。鉄道車両の駆動制御装置の場合、偶数次成分には、前述の軌道回路の周波数帯が設定されることがあり、奇数次に設定するのが有効である。なお、高調波位相補正値θｈＣｍｐは、重畳する高調波電流から電源電圧（ここでは架線電圧）中の高調波電圧位相までの位相特性、また、電源電圧からゼロクロス検知部１４の入力までの高調波位相特性に応じて設定する必要がある。
電源電圧（架線電圧）に高調波電圧が生じたことを仮定し、それがゼロクロスに与える影響を図２を用いて説明する。図２は、高調波が重畳した電源電圧とゼロクロスの関係図である。図２において、重畳する高調波次数Ｎとして３次とし、高調波電圧振幅は基本波電圧振幅の５０％となったと仮定する。図２において、Ｖｓ３は電圧検出器１２で検出した主変圧器１２の３次電圧であり、Ｖｓ３ｆはフィルタ回路１３の出力である。図２中の（Ｎ）は、各電圧に含まれるＮ次成分である。
図２において、３次電圧と１次電圧すなわち電源電圧（架線電圧）とは基本波・３次高調波とも位相差がないことを仮定する。図２において、フィルタ回路１３の周波数特性として、ゲイン特性は全周波数で１倍、位相特性は基本波成分で位相差なし、３次成分で９０度遅れであると仮定する。
【００２４】
図２（ａ）は、３次高調波電圧として、基本波位相に比べ、９０度進み位相を持つ場合である。なお、図２における電源電圧Ｖｓ３とは、主変圧器３にかかる電圧のことであり、架線に存在する本来の電源すなわち変電所が停電したとしても、同架線から給電をうけるコンバータ６全てが、動作停止（すなわちＧｓｔ＝０）に至らなければ、架線電圧は失われない。ここでは、変電所が停電するもので、コンバータ６が運転を継続している状態を表している。
電源電圧Ｖｓ３を見た場合、基本波Ｖｓ３（１）のゼロクロスに対し、Ｖｓ３のゼロクロスは進んでいることが分かる。しかし、フィルタ回路１３の出力であるＶｓ３ｆのゼロクロスは、その基本波成分Ｖｓ３ｆ（１）と比べ、位相差がない。この状態は、高調波電圧が電源電圧に重畳していても、ゼロクロスの位相が変化しないため、電源周波数Ｆｓ＊が変化していかず、停電を検知しにくいことを表す。
図２（ｂ）において、３次高調波電圧として、基本波位相と位相差がない場合を示す。電源電圧Ｖｓ３を見た場合、その基本波Ｖｓ３（１）のゼロクロスに対し、ゼロクロス点の位相差はないが、フィルタ回路１３の出力であるＶｓ３ｆのゼロクロスは、基本波Ｖｓ３ｆ（１）のゼロクロスに対し遅れている。ゼロクロスの立ち上がり、あるいは、立下りの間隔により電源周波数Ｆｓ＊を演算するため、周波数演算値Ｆｓ＊が低下することになる（ゼロクロスの立ち上がりあるいは立下りが電源位相の原点と考えているため）。これにより、電源周波数の変化を助長し、停電を容易に検知することが可能となる。
【００２５】
このように構成された停電検知方式において、コンバータの交流入力側に、高調波電流を故意に重畳することにより、停電時における電源周波数を変化させる効果がある。これにより、迅速に停電を検知することが可能である。高調波の次数は、任意に設定が可能であるため、各システムに応じて、その高調波レベルが問題とならない範囲に設定することが可能であり、その高調波許容レベル以内であれば、重畳する高調波レベルを大きくとることが可能で、一層の停電検知能力を得ることができる。
本発明の第１の実施の形態の停電検知方式では、従来の停電検知方式のように回生中のコンバータのみが高調波電流を重畳しているが、第１の実施の形態の停電検知方式では、力行中のコンバータも同様な構成をとることが可能であり、力行車・回生車が同時に同停電方式を作用させることで、停電における電源周波数の変化を増加させることが可能で、より迅速な停電検知が可能となる。
（第２の実施の形態）
本発明に基づく第２の実施の形態の停電検知方式について図を参照し詳細に説明する。図３は、本発明に基づく第２の実施の形態の停電検知部の構成図である。
本発明に基づく第２の実施の形態の停電検知方式を組み込んだ主回路の構成は、本発明に基づく第１の実施の形態の停電検知方式を組み込んだ主回路の構成とは、停電検知部２７を高調波停電検知部５４に変えたものであるので主回路の構成図については、省略する。
【００２６】
本発明に基づく第２の実施の形態の停電検知部は、高調波停電検知部５４以外は、従来の停電検知部２７と同様であるため、図５に記載したものと構造上同一であるものには、同符号を付して説明を省略する。
本発明に基づく第２の実施の形態の停電検知方式の停電検知部２７は、一次電圧演算部２９，バンドパスフィルター３０，減算器３１，絶対値演算部３２，コンパレータ３３，減算器３４，絶対値演算器３５，コンパレータ３６，変化量演算部３７，絶対値演算器３８，コンパレータ３９，オア回路４０，インバータ回路４１，　高調波停電検知部４９から構成されている。
高調波停電検知部４９は、バンドパスフィルタ５０、絶対値演算部５１、コンパレータ５２からなる。
バンドパスフィルタ５０には、主変圧器３の３次巻線電圧Ｖｓ３が入力される。バンドパスフィルタ５０は、数１３に示すな伝達特性を有するものである。
【００２７】
【数１３】
2004080952.tif 000015
ここに、ωｃ２：中心角周波数で、重畳する高調波周波数を設定する。Ｑ２：バンドパスフィルタの尖度を表す。絶対値演算部５１ではバンドパスフィルタ５２の出力であるＶｂｐｆ２の絶対値を演算し、高調波電圧ＶｓＨＡＢＳとして出力する。
コンパレータ５２では、高調波電圧ＶｓＨＡＢＳに基づき、出力ＶｓｈＥｒｒｏｒを演算する。
【００２８】
【数１４】
2004080952.tif 000016
ここに、δは所定の設定値である。
コンパレータ５２の出力であるＶｓｈＥｒｒｏｒは、オア回路４０に入力される。
このように構成された停電検知部において、停電時には電源が無くなるため、高調波インピーダンスが変化する。コンバータ６は電流制御２２の作用効果により、電流指令値Ｉｓ＊に一致した電流Ｉｓを流すように制御されている。よって、電流指令値Ｉｓ＊に高調波を含む場合、高調波インピーダンスの差異は、電源電圧の差異となって現れる。一般的には、電源が無くなると、高調波インピーダンスが増大するものなので、その結果として電源電圧の高調波成分が増大する。電源電圧より、高調波成分をバンドパスフィルタで抽出し、そのレベルが所定値を上回ったことにより、停電を容易に検知することが可能である。
本発明に基づく第２の実施の形態の停電検知方式では、コンバータが電流制御を施すため、高調波インピーダンスの変化が電源電圧に現れるとしているが、高調波電圧と高調波電流とをそれぞれ演算し、それらより、演算した高調波インピーダンスに基づき、高調波インピーダンスが所定値を超過したことにより停電と判断することも本発明に基づく停電検知装置では可能である。
【００２９】
本発明に基づく第１の実施の形態及び第２の実施の形態の停電検知方式では、鉄道車両向けの単相交流電源の場合を例に説明しているが、本発明に基づく停電検知方式は、他の単相・３相電源システムに同様に適用できる。
【００３０】
【発明の効果】
本発明により、システムに悪影響を及ぼす高調波を増大することなく、電源が停電した場合には、速やかに停電を検知することの出来る停電検知方式を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の主変換器の構成図
【図２】高調波が重畳した電源電圧とゼロクロスの関係
【図３】本発明に基づく第２の実施の形態の停電検知部の構成例
【図４】従来の主変換器の構成図
【図５】従来の停電検知部の構成図
【図６】従来の停電検知方式による周波数変化の作用
【符号の説明】
１…架線
２…パンタグラフ
３…主変圧器
４…車輪
５…レール
６…コンバータ
７…インバータ
８…電動機
９…フィルタコンデンサ
１０…電圧検出器
１１…電流検出器
１２…電圧検出器
１３…フィルタ回路
１４…ゼロクロス検知部
１５…周波数演算部
１６…外乱周波数重畳部
１７…位相演算部
１８…正弦波演算部
１９…減算器
２０…電圧制御部
２１…乗算器
２２…減算器
２３…電流制御部
２４…電圧フィードフォワード（ＦＦ）演算部
２５…加算器
２６…ＰＷＭ制御部
２７…停電検知部
２８…アンド回路
２９…１次電圧演算部
３０…バンドパスフィルタ
３１…減算器
３２…絶対値演算器
３３…コンパレータ
３４…減算器
３５…絶対値演算器
３６…コンパレータ
３７…変化量演算部
３８…絶対値演算器
３９…コンパレータ
４０…オア回路
４１…インバータ回路
４２…高調波重畳部
４３…乗算器
４４…加算器
４５…正弦波演算部
４６…高調波振幅演算部
４７…乗算部
４８…加算部
４９…高調波停電検知部
５０…バンドパスフィルタ
５１…絶対値演算部
５２…コンパレータ
【図１】
2004080952.tif 000017
【図２】
2004080952.tif 000018
【図３】
2004080952.tif 000019
【図４】
2004080952.tif 000020
【図５】
2004080952.tif 000021
【図６】
2004080952.tif 000022