(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ信号を受信するときに大きな遅延波が存在するときでも干渉波を抑圧することができ、従来例よりも簡単な構造で実装することができる。【解決手段】ＯＦＤＭ復調器３０は、アレーアンテナによって受信された無線信号からガードインターバルの信号を除去し、除去後の信号についてＯＦＤＭ復調し、ＯＦＤＭ復調された信号についてガードインターバル内の遅延波を周波数領域で抑圧して出力する。適応制御型コントローラ２０は、ＯＦＤＭ復調器３０から出力される信号に基づいて、各可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数の勾配ベクトルを計算し、計算された勾配ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、アレーアンテナの主ビームを直接波の方向に向けかつ遅延波の方向にヌルを向けるための各リアクタンス値を計算して設定する。【選択図】　図１
2004080626.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記無線信号はガードインターバルの信号を付加してＯＦＤＭ方式で変調された後マルチパス環境で無線伝送されたものであり、上記アレーアンテナによって受信された無線信号から上記ガードインターバルの信号を除去し、上記除去後の信号についてＯＦＤＭ復調し、上記ＯＦＤＭ復調された信号について上記ガードインターバル内の遅延波を周波数領域で抑圧して出力するＯＦＤＭ復調器と、
上記ＯＦＤＭ復調器から出力される信号に基づいて、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数の勾配ベクトルを計算し、計算された勾配ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを直接波の方向に向けかつ遅延波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御手段とを備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項２】
上記評価関数は、上記受信された無線信号に含まれる基準パイロットシンボル信号と、上記送信された無線信号に含まれる基準パイロットシンボル信号と同一であるように発生された信号との相関係数であることを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項３】
送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記無線信号はガードインターバルの信号を付加してＯＦＤＭ方式で変調された後マルチパス環境で無線伝送されたものであり、
ＯＦＤＭ復調器において、上記アレーアンテナによって受信された無線信号から上記ガードインターバルの信号を除去し、上記除去後の信号についてＯＦＤＭ復調し、上記ＯＦＤＭ復調された信号について上記ガードインターバル内の遅延波を周波数領域で抑圧して出力するステップと、
上記ＯＦＤＭ復調器から出力される信号に基づいて、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数の勾配ベクトルを計算し、計算された勾配ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを直接波の方向に向けかつ遅延波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップとを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項４】
上記評価関数は、上記受信された無線信号に含まれる基準パイロットシンボル信号と、上記送信された無線信号に含まれる基準パイロットシンボル信号と同一であるように発生された信号との相関係数であることを特徴とする請求項３記載のアレーアンテナの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：ＯＦＤＭ）方式で変調された無線信号を受信するときのアレーアンテナの制御装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式という。）は日本や欧州の地上波ディジタルテレビジョン放送方式として採用された変調方式であり、広く注目を集めている。このＯＦＤＭ方式はその名前が示す通り、互いに直交する複数の搬送波を多重化するディジタル変調方式である（例えば、従来技術文献１「トリケップス企画部編，”〜ディジタル放送／移動通信のための〜ＯＦＤＭ変調技術”，株式会社トリケップス，２０００年３月６日発行」参照。）。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、複数のマルチパスフェーディングチャンネルを介して高い伝送レートを達成する。これは、マルチパスフェーディングの下で広帯域信号によって保有される利点を利用するために、利用可能な帯域幅を、複数の互いに直交したサブチャンネルに分割する広帯域変調方法であるためである。以下、ＯＦＤＭ方式で変調された信号をＯＦＤＭ信号という。上記複数のサブチャンネルの搬送波の直交性はそれらの個々のスペクトルを重複させ、このことは、マルチパス及びエコーに対する免疫のようないくつかの望ましい特性を提供する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
受信されたＯＦＤＭ信号が正しく復調されるためには、搬送波間の直交性が保たれている必要がある。直交性の条件を満たしているＯＦＤＭ信号を標本化する期間においては、各搬送波の信号は単一の連続した正弦波である。遅延波が存在する場合、直接波に対しては上記の条件が成立するが、遅延波に対してはその条件は成立しない。なぜならば、異なったＯＦＤＭ信号のシンボル間では、特定の周波数の搬送波を変調しているシンボルも異なっている場合がほとんどであり、遅延波のような信号に対してはほとんどの搬送波が連続的な正弦波でなくなってしまうからである。
【０００５】
従って、直交性の条件は満たされなくなり、その結果、干渉が生じることになる。直交性の崩れによる干渉の影響として、特定の周波数の搬送波上のシンボルが他の周波数の搬送波のシンボルへ干渉するということが起る。復調されたシンボルに搬送波間干渉が生じると、データの誤り率が非常に増大してしまう。その対策として、ＯＦＤＭ方式では、この問題をある程度回避することができるように、ＯＦＤＭ信号のシンボル毎に送信局側でガードインターバルを付加している。しかしながら、あるパスで到来する遅延波がガードインターバルよりも大きい遅延を有する場合には、この干渉を除去する性能は大幅に低下する。
【０００６】
従来例の適応制御型アレーアンテナは、空間的ダイバーシティを使用してチャンネルの欠陥を補償することによりシステム容量を増大させるために、ＯＦＤＭ方式とともに使用可能である。しかしながら、従来例の適応制御型アレーアンテナはその高い複雑さのためにユーザ端末装置に実装することができず、通常は基地局においてのみ実装されていた。
【０００７】
本発明の目的は、以上の問題点を解決し、ＯＦＤＭ方式においてガードインターバルの長さよりも大きな遅延波が存在するときでも、当該遅延波を含む干渉波を抑圧することができ、従来例よりも簡単な構造で実装することができるアレーアンテナの制御装置及び方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御装置は、送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記無線信号はガードインターバルの信号を付加してＯＦＤＭ方式で変調された後マルチパス環境で無線伝送されたものであり、上記アレーアンテナによって受信された無線信号から上記ガードインターバルの信号を除去し、上記除去後の信号についてＯＦＤＭ復調し、上記ＯＦＤＭ復調された信号について上記ガードインターバル内の遅延波を周波数領域で抑圧して出力するＯＦＤＭ復調器と、
上記ＯＦＤＭ復調器から出力される信号に基づいて、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数の勾配ベクトルを計算し、計算された勾配ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを直接波の方向に向けかつ遅延波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御手段とを備えたことを特徴とする。
【０００９】
上記アレーアンテナの制御装置において、上記評価関数は、好ましくは、上記受信された無線信号に含まれる基準パイロットシンボル信号と、上記送信された無線信号に含まれる基準パイロットシンボル信号と同一であるように発生された信号との相関係数であることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記無線信号はガードインターバルの信号を付加してＯＦＤＭ方式で変調された後マルチパス環境で無線伝送されたものであり、
ＯＦＤＭ復調器において、上記アレーアンテナによって受信された無線信号から上記ガードインターバルの信号を除去し、上記除去後の信号についてＯＦＤＭ復調し、上記ＯＦＤＭ復調された信号について上記ガードインターバル内の遅延波を周波数領域で抑圧して出力するステップと、
上記ＯＦＤＭ復調器から出力される信号に基づいて、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数の勾配ベクトルを計算し、計算された勾配ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを直接波の方向に向けかつ遅延波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップとを含むことを特徴とする。
【００１１】
上記アレーアンテナの制御方法において、上記評価関数は、好ましくは、上記受信された無線信号に含まれる基準パイロットシンボル信号と、上記送信された無線信号に含まれる基準パイロットシンボル信号と同一であるように発生された信号との相関係数であることを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００１３】
図１は本発明に係る実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６がそれぞれ装荷された６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、接地導体１１とを備えてなるアレーアンテナ装置１００と、ＯＦＤＭ復調器３０と、適応制御コントローラ２０と、基準パイロットシンボル信号発生器２１とを備えて構成される。
【００１４】
アレーアンテナ装置１００は、例えば、従来技術文献２「Ｔ．　Ｏｈｉｒａ　ｅｔ　ａｌ．，　”Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ　ｓｔｅｅｒａｂｌｅ　ｐａｓｓｉｖｅ　ａｒｒａｙ　ｒａｄｉａｔｏｒ　ａｎｔｅｎｎａｓ　ｆｏｒ　ｌｏｗ−ｃｏｓｔ　ａｎａｌｏｇ　ａｄａｐｔｉｖｅ　ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ，”　２０００　ＩＥＥＥ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　ＰｈａｓｅｄＡｒｒａｙ　Ｓｙｓｔｅｍ　＆　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　ｐｐ．　１０１−１０４，　Ｄａｎａ　ｐｏｉｎｔ，　Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ，　Ｍａｙ　２１−２５，　２０００」や特開２００１−２４４３１号公報において提案されている、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ　Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ　Ｐａｓｓｉｖｅ　Ａｒｒａｙ　Ｒａｄｉａｔｏｒ　（ＥＳＰＡＲ）　Ａｎｔｅｎｎａ；以下、エスパアンテナという。）である。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子Ａ０と、この励振素子Ａ０から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、この非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６とから成るアレーアンテナを備え、上記可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、当該アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。なお、可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６は可変リアクタンス素子の一例である。
【００１５】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径Ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径Ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、例えば、所望波の波長λに対して約λ／４の長さのモノポール素子になるように構成され、また、上記半径Ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６は、適応制御コントローラ２０からのリアクタンス値信号を設定されることによって、そのリアクタンス値を変化させる。
【００１６】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変容量ダイオード１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変容量ダイオード１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変容量ダイオード１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変容量ダイオード１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変容量ダイオード１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００１７】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６に印加するバイアス電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１８】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は、ＯＦＤＭ変調されている無線信号であるＯＦＤＭ信号を受信し、上記受信されたＯＦＤＭ信号は給電用同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器１に入力されて増幅され、さらに、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換して、ＯＦＤＭ復調器３０とチャンネル検出器３に出力する。ＯＦＤＭ復調器３０は、入力されるＩＦ信号のうちガードインターバルの信号を除去した後ＯＦＤＭ方式で復調して、復調されたシンボルｙをパイロットシンボル決定器４及び適応制御型コントローラ３に出力する。一方、チャンネル検出器３は、入力されるＩＦ信号に基づいてチャンネルを検出することにより、ワンタップ等化器３４のための等化係数を計算してワンタップ等化器３４に出力する。
【００１９】
ここで、ＯＦＤＭ復調器３０内部の動作について説明すると、最初に、ガードインターバル除去器３１は入力されるＯＦＤＭ信号の各シンボルからガードインターバルの信号を除去し、それによって、ガードインターバルの長さ以下の遅れを有する遅延波の干渉を除去することができる。ガードインターバルの信号が除去されたＯＦＤＭ信号のシンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルという。）のデータ列は、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）３２によってＦＦＴのサイズに等しい個数のパラレルデータ（すなわち、複数個のサブチャンネル）の信号に変換され、次いで、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）３３は、時間領域にある上記パラレルデータ信号を周波数領域のパラレルデータ信号にフーリエ変換することによりＯＦＤＭ復調してワンタップ等化器３４に出力する。ワンタップ等化器３４は、例えば、ワンタップのトランスバーサルフィルタで構成され、チャンネル検出器３からの等化係数を用いて、高速フーリエ変換器３３から出力された周波数領域の各パラレルデータ信号に対して、周波数領域での等化処理を実行することにより、ガードインターバル内の遅延波などの干渉波を抑圧して実質的に除去する。なお、検出されるチャンネルサンプルの個数はガードインターバルのサイズと同じである。
【００２０】
並直列変換器（Ｐ／Ｓ）３５は、等化された各パラレルデータ信号をシリアル信号に変換して、復調されたシンボルｙを出力する。シンボルｙは、パイロットシンボル決定器４で判定されることによってパイロットシンボル信号が復元される一方、適応制御コントローラ２０に入力される。また、適応制御コントローラ２０は、ＯＦＤＭ復調器３０からの復調されたシンボルｙと、適応制御型コントローラ２０からの基準シンボル信号ｒとに基づいて、詳細後述する図５の適応制御処理を実行することにより、アレーアンテナ装置１００の可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６に設定されるべきリアクタンス値を計算し、当該リアクタンス値に対応するリアクタンス値信号を、可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６に出力して設定する。それによって、上記ガードインターバルの長さよりも大きな遅れを有する遅延波による干渉を、当該遅延波自体を抑圧することで除去することができる。
【００２１】
具体的には、適応制御コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、無線通信を開始する前に、相手先の送信局から送信される無線信号に含まれる基準パイロットシンボル信号を上記アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０により受信して復調したときの複数のシンボルｒで構成されるシンボルベクトルｙ（ｎ）と、上記基準パイロットシンボル信号と同一の信号パターンを有して基準パイロットシンボル信号発生器２１で発生された基準パイロットシンボル信号ｒのシンボルベクトルｒ（ｎ）とに基づいて、図５の適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを直接波の方向に向けかつ遅延波の方向にヌルを向けるための、各可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６に印加されるバイアス電圧値を計算して設定する。ここで、適応制御型コントローラ２０は、各可変容量ダイオードＡ１乃至Ａ６のリアクタンス値Ｘｍ（ｍ＝１，２，…，６）を順次所定のシフト量ΔＸｍだけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数（本実施形態では、数１０で表される、復調されたシンボルｙのサンプルｙ（ｎ）と上記発生された基準パイロットシンボル信号ｒ（ｎ）との間の相互相関係数ρｎ）の値の勾配ベクトルを計算し、計算された勾配ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを直接波の方向に向けかつ遅延波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値Ｘｍ（ｍ＝１，２，…，６）を計算し、計算された各リアクタンス値に対応するバイアス電圧値を有するリアクタンス値信号を各可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
【００２２】
アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局の送信装置は、基準パイロットシンボル信号発生器２１で発生される所定の基準パイロットシンボル信号ｒと同一の基準パイロットシンボル信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調しかつ、ガードインターバルの信号を付加してＯＦＤＭ方式で変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。本発明に係る実施形態においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて基準パイロットシンボル信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御コントローラ２０による適応制御処理が実行される。
【００２３】
ここで、本実施形態のアレーアンテナの制御装置において用いるＯＦＤＭ方式のガードインターバルについて以下に説明する（例えば、従来技術文献１参照。）。
【００２４】
受信されたＯＦＤＭ信号がＯＦＤＭ復調器３０において高速フーリエ変換して正しく復調されるためには、搬送波間の直交性が保たれている必要があるが、直交性の条件を満たしているＯＦＤＭ信号を標本化する期間においては、各搬送波の信号は単一の連続した正弦波である。遅延波が存在する場合、直接波に対しては上記の条件が成立するが、遅延波に対してはその条件は成立しない。なぜならば、異なったＯＦＤＭシンボル間では、特定の周波数の搬送波を変調しているシンボルも異なっている場合がほとんどであり、遅延波のような信号に対してはほとんどの搬送波が連続的な正弦波でなくなってしまう。従って、直交性の条件は満たされなくなり、その結果、干渉が生じることになる。
【００２５】
直交性の崩れによる干渉の影響として、特定の周波数の搬送波上のシンボルが他の周波数の搬送波のシンボルへ干渉するということが起る。このような干渉を搬送波間干渉（Ｉｎｔｅｒ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＣＩ）と呼ぶ。復調されたシンボルに搬送波間干渉が生じると、データの誤り率が非常に増大してしまう。
【００２６】
その対策として、発生した搬送波間干渉を受信局側で除去するということが考えられるが、ＯＦＤＭの場合搬送波数が非常に多いために、現実的に有効な方式は提案されていなかった。従って、ＯＦＤＭ方式ではこの問題をある程度回避することができるように、送信局側でガードインターバルを付加することによって対策を行う。
【００２７】
ガードインターバルの概念を図３に示す。図３は、ＯＦＤＭ信号の１つのシンボルにガードインターバルを付加する原理を説明するための概略を示す信号波形図である。ガードインターバルとは図３の左端部であり、ＯＦＤＭシンボルの最後の部分と同一の信号を、ＯＦＤＭシンボルの前に接続したものである。図３では、ＯＦＤＭシンボル最後のＴｇの時間期間の部分を、本来のＯＦＤＭシンボルの前に追加している。時間期間Ｔｇをガードインターバル長と呼ぶ。
【００２８】
ＯＦＤＭ信号の生成原理から明らかなように、ガードインターバル部分は、連続的にそれに続く信号の部分と接続される。これを個々の搬送波単位で考えると、すべて搬送波は図３の（Ｔｇ＋１／ｆ０）の期間で連続した正弦波になる。ここで、ｆ０は搬送波の周波数である。従って、復調の際に信号を標本化する場合、標本を切出す範囲１／ｆ０がこの区間に含まれてさえいれば搬送波間の直交性は維持される。
【００２９】
マルチパスの影響は特定の条件下においてガードインターバルを付加することによって大幅に軽減することが可能である。ここで、直接波に対して、その遅延波が１つ存在するようなマルチパスを考える。ただし、遅延波の直接波に対する遅延時間τはガードインターバル長より短い、すなわちτ＜Ｔｇであるものと仮定する。このときの直接波と反射波（すなわち、遅延波）との関係を図示すると、図４のようになる。
【００３０】
図４は、ガードインターバルを付加した場合のマルチパスの遅延波の影響を説明するための概略図である。図４から明らかなように、ガードインターバル長が遅延波の遅延時間よりも長ければ、標本化の際に必ず希望ＯＦＤＭシンボルからの信号のみを標本化することができる。この場合、１シンボル前のＯＦＤＭシンボルからの干渉の影響は一切含まれず、標本化区間において搬送波間の直交性も維持されるため搬送波間の干渉も生じない。従って、ガードインターバルを付加しない場合よりも格段に特性の劣化を抑えることが可能である。
【００３１】
しかしながら、遅延波がガードインターバル長よりも大きな遅れを有するときは、遅延波による干渉を除去することができない。従って、ガードインターバル長よりも大きく遅れた遅延波を除去するための方法が必要である。
【００３２】
本実施形態では、以上の問題点を解決するために、エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００を用いてＯＦＤＭ信号を受信する。この方法を説明するために、まず、アレーアンテナ装置１００で受信される信号の信号モデルを定式化する。
【００３３】
このアレーアンテナ装置１００の指向性パターンは、非励振素子Ａ１乃至Ａ６に装荷された可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６のリアクタンス値Ｘｍ（ｍ＝１，２，…，６）を調節することによって制御される。実際のアプリケーションでは、リアクタンス値は、例えば−３００Ωから３００Ωまでといった所定の範囲に制限されてもよい。次式で示されるベクトルはリアクタンスベクトルと呼ばれ、アレーアンテナ装置１００の指向性パターンを形成するために使用される。
【００３４】
【数１】
ｘ＝［Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘ６］Ｔ
【００３５】
連続時間で表された時刻ｔにおいて、送信される信号ｕｑ（ｔ）は合計Ｑ＋１個存在し、それらの到来角（ＤＯＡ）は方位角θｑ（ｑ＝０，１，…，Ｑ）であるものと仮定する。ｓｍ（ｔ）（ｍ＝０，１，…，６）はアレーアンテナ装置１００のｍ番目の素子に到来する信号を示し、ｓ（ｔ）はｍ番目の成分ｓｍ（ｔ）を有する列ベクトルであるものとすると、列ベクトルｓ（ｔ）を次のように表すことができる。
【００３６】
【数２】
2004080626.tif 000003
【００３７】
ここで、ａ（θｑ）はアレーアンテナ装置１００の構造に合致するステアリングベクトルである。この信号モデルによれば、次のようなアレーアンテナ装置１００の出力信号を得ることができる。
【００３８】
【数３】
2004080626.tif 000004
【００３９】
ここで、ｎ（ｔ）は付加白色ガウス雑音であり、ｉはアレーアンテナ装置１００の高周波電流ベクトルである。電流ベクトルｉは、次のように定式化される。
【００４０】
【数４】
ｉ＝Ｖｓ（Ｉ＋ＹＸ）−１ｙ０
【００４１】
ここで、Ｉは（６＋１）次の単位行列であり、対角行列Ｘ＝ｄｉａｇ［５０，ｊＸ１，ｊＸ２，…，ｊＸ６］はリアクタンス行列と呼ばれる。さらに数４において、Ｙ＝［ｙｋｌ］（６＋１）×（６＋１）はアドミタンス行列と呼ばれ、ｙｋｌはアレーアンテナ装置１００の素子Ａｋと素子Ａｌ（０≦ｋ，ｌ≦６）の間の相互アドミタンスを表す。また、ベクトルｙ０はアドミタンス行列Ｙの第１列である。相互アドミタンスｙｋｌの値には、公知の相反定理により、通常型のアレーアンテナ装置と同様にｙｋｌ＝ｙｌｋが成り立つ。相互アドミタンスｙｋｌの値はまた、例えば半径、空間の間隔及び素子の長さといったアンテナの物理的構造に依存して一定であり、さらに、アレーアンテナ装置１００の回転対称性より、次の関係を満たす。
【００４２】
【数５】
ｙ１１＝ｙ２２＝ｙ３３＝ｙ４４＝ｙ５５＝ｙ６６
【数６】
ｙ０１＝ｙ０２＝ｙ０３＝ｙ０４＝ｙ０５＝ｙ０６
【数７】
ｙ１２＝ｙ２３＝ｙ３４＝ｙ４５＝ｙ５６＝ｙ６１
【数８】
ｙ１３＝ｙ２４＝ｙ３５＝ｙ４６＝ｙ５１＝ｙ６２
【数９】
ｙ１４＝ｙ２５＝ｙ３６
【００４３】
ゆえに、アドミタンス行列Ｙは、相互アドミタンスの６個の成分ｙ００，ｙ１０，ｙ１１，ｙ２１，ｙ３１及びｙ４１のみによって決定され、ベクトルｙ０は、相互アドミタンスの２個の成分ｙ００，ｙ１０のみによって決定されることがわかる。
【００４４】
この電流ベクトルｉと、従ってアレーアンテナ装置１００の出力信号ｙ（ｔ）とは、数１のリアクタンスベクトルｘの関数であることを注意する。また、アレーアンテナ装置１００の出力信号ｙ（ｔ）は、ＯＦＤＭ復調器３０において離散化され、復調されたシンボルｙになる。アレーアンテナ装置１００の各アンテナ素子上に到来する信号ベクトルｓ（ｔ）が観測可能でないということは強調される必要がある。各アンテナ素子上で受信される信号ベクトルが観測される従来型の適応型アレーアンテナとは、この点で相違する。
【００４５】
本実施形態の目的は、ＯＦＤＭ復調器３０がガードインターバル内で受信される遅延波の影響を抑圧する一方で、エスパアンテナを使用してガードインターバル長よりも大きく遅れた遅延波を除去するということにある。
【００４６】
エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００はただ１つの出力ポートを有するので、提案された適応制御型アレーアンテナはただ１つの高速フーリエ変換器３３を必要とする。よって、これはただ１つの高速フーリエ変換器を必要とする従来型のアレーアンテナの、ＦＦＴよりも前置の等化処理と同様であり、アレーアンテナに使用されるアンテナ素子と同じ個数の高速フーリエ変換器を必要とするので受信局に対して高い複雑さを要求する、ＦＦＴよりも後置の等化処理とは対照的である。
【００４７】
従って、ＯＦＤＭ復調器３０はガードインターバル内で受信される遅延波の影響のみを抑圧し、適応制御コントローラ２０は、システム性能を大幅に低下させるガードインターバル長よりも大きく遅れた遅延波を、復調されたシンボルｙに基づいてアレーアンテナ装置１００を用いて除去させる。この方法によれば、なんらかの無用なヌルの生成を防止することによってエスパアンテナの効率を保つことができる。
【００４８】
アレーアンテナ装置１００の指向性パターンを適応化するために、勾配に基づくアルゴリズムが用いられる。適応制御コントローラ２０は、復調されたシンボルｙに基づいて次式の相互相関係数ρｎを計算する。
【００４９】
【数１０】
2004080626.tif 000005
【００５０】
ここで、ｙ（ｎ）は、復調されたシンボルｙのＰ個のサンプルからなるＰ次元ベクトルである。ｎは、適応制御処理の反復回数を示すパラメータである。ｒ（ｎ）は、基準パイロットシンボル信号発生器２１によって発生される基準パイロットシンボル信号ｒのシーケンスであって、適応制御コントローラ２０においてベクトルｙ（ｎ）と同様にＰ次元ベクトルとして処理される。この相関係数ρｎに従って、アンテナパターンを更新するためのリアクタンス値を計算する。当該適応制御処理の目的は、相互相関係数ρｎを最大化することにある。これが１に近づけばアンテナパターンの収束が達成され、遅延波の到来方向に対してヌルが形成される。
【００５１】
図５に、適応制御コントローラ２０によって実行される適応制御処理のフローチャートが示されている。相互相関係数ρｎはコスト関数（評価関数）として使用される。複数のリアクタンス値は順次摂動されて上記コスト関数の勾配ベクトル∇ρｎを決定し、この勾配ベクトル∇ρｎを含む再帰的関係を用いてリアクタンスベクトルｘ（ｎ）を更新する。
【００５２】
図５のステップＳ１において、処理の反復回数ｎを１に設定して、リアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）をｘ０に設定し、ステップＳ２において、アンテナ素子を表すパラメータｍ（ｍ＝０，…，６）を０に設定する。ステップＳ３において、リアクタンスベクトルｘ（ｎ）に対応するリアクタンス値信号を可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６に出力して設定して、復調されたシンボルｙの複数のサンプルからなるベクトルｙ（ｎ）を測定し、ステップＳ４において、ベクトルｙ（ｎ）と基準パイロットシンボル信号のベクトルｒ（ｎ）との相互相関係数ρｎを計算し、これを基準値ρｎ（０）として設定する。次いで、ステップＳ５において、ｍを１だけインクリメントし、ステップＳ６において、可変容量ダイオード１２−ｍのリアクタンス値Ｘｍを＋ΔＸｍだけ摂動させるように、リアクタンス値信号を可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６に出力して設定する。ステップＳ７において、摂動後のリアクタンス値を設定されているアレーアンテナ装置１００で受信された信号に基づくベクトルｙ（ｎ）を測定し、ステップＳ８において、このベクトルｙ（ｎ）とベクトルｒ（ｎ）との相互相関係数ρｎを計算する。ステップＳ９において、ステップＳ４で設定された基準値ρｎ（０）と、ステップＳ８で計算された相互相関係数ρｎとに基づいて、次式を用いて相互相関係数の勾配ベクトル∇ρｎのｍ番目の成分を計算する。
【００５３】
【数１１】
∂ρｎ／∂Ｘｍ＝（ρｎ−ρｎ（０））／ΔＸｍ
【００５４】
次いで、ステップＳ１０において、可変容量ダイオード１２−ｍのリアクタンス値Ｘｍを、ステップＳ６の摂動前の値に戻すように、リアクタンス値信号を可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６に出力して設定する。ステップＳ１１において、勾配ベクトル∇ρｎのすべての成分が計算されたと判断されたとき（すなわち、ｍ≧６のとき）、ステップＳ１２に進み、そうでないときはステップＳ５に戻る。ステップＳ１２において、次式の漸化式を用いて、勾配ベクトル∇ρｎによりリアクタンスベクトルｘ（ｎ）を更新する。
【００５５】
【数１２】
ｘ（ｎ＋１）←ｘ（ｎ）＋μ∇ρｎ
ｎ＝１，２，…，Ｎ
【００５６】
ここで、μは所定のステップサイズパラメータである。次いで、ステップＳ１３において、ｎを１だけインクリメントし、ステップＳ１４において、反復回数ｎが所定のしきい値Ｎを超えたときは、ステップＳ１５に進み、そうでないときはステップＳ２に戻る。ステップＳ１５において、最終的なリアクタンスベクトルｘ（ｎ＋１）を可変容量ダイオード１２−１乃至１２−６に出力して設定し、処理を終了する。
【００５７】
本実施形態において、勾配ベクトル∇ρｎは６次元を有し、復調されたシンボルｙからは一度にこのベクトルのただ１つの成分のみが計算されるので、完全な勾配ベクトル∇ρｎを取得するにはこのステップを６回（又は、非励振素子の本数Ｍに等しい回数だけ）反復しなければならない。言いかえれば、送信局側から、各反復毎に同じ基準パイロットシンボル信号のベクトルｒ（ｎ）を（Ｍ＋１）回送信しなければならない。
【００５８】
複数のサンプルのブロックを用いて動作するＯＦＤＭ方式の特殊性のために、ベクトルｙ（ｎ）及びｒ（ｎ）の次元Ｐを、高速フーリエ変換器３３における高速フーリエ変換のサイズに設定する。これにより、エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００のパターンの適応化を行う間もサンプルは失われない。従って、アンテナのための１つの適応化ステップを行うためには（Ｍ＋１）個のＯＦＤＭシンボルが必要である。従って、Ｎ回の反復では合計Ｐ（Ｍ＋１）Ｎ個のサンプルが必要であり、これは（Ｍ＋１）Ｎ個のＯＦＤＭシンボルに相当する。
【００５９】
【実施例】
本発明者らは、図１のアレーアンテナの制御装置についてシミュレーションを以下のごとく行ったので、その結果を示す。マルチパス信号は、固定された地形からの反射によって結果的に発生する、メインパスの遅延された複数のコピーである。遅延されたコピーはメインパスとは異なる到来角を有するので、エスパンテナのアレーアンテナ装置１００による空間的ダイバーシティを使用して、マルチパス成分を除去することができる。
【００６０】
本発明者らが行ったシミュレーションでは、ＦＦＴサイズは６４ポイント（すなわち、Ｐ＝６４）、ガードインターバルの長さは１６サンプルである。ステップサイズパラメータμは５５０に設定され、復元するデータシンボルが４ＱＡＭ変調されていることを仮定する。
【００６１】
第１のシミュレーションでは、メインパス上の直接波ＤＩと、ガードインターバル外の遅延波ＤＥ、すなわちガードインターバル長よりも大きく遅れた直接波の遅延されたコピーとの２つのパスのみを仮定している（表１を参照）。
【００６２】
【表１】
2004080626.tif 000006
【００６３】
表１によれば、直接波の到来から遅延波の到来までの時間はガードインターバルより大きいので、オムニ（無指向性）アンテナを備えたＯＦＤＭ復調器は、この遅延波によって引き起こされた干渉を除去するためには不十分である。
【００６４】
図６は２つのビット誤り率（ＢＥＲ）曲線を示すグラフであり、本実施形態と、図１のアレーアンテナ装置１００の代わりにオムニアンテナを用いた場合とについて、図５の適応制御処理の信号対雑音電力比（ＳＮＲ）［ｄＢ］に対するＢＥＲを比較している。点線は、ＯＦＤＭ復調器を備えたオムニアンテナを使用した場合のＢＥＲであり、ただ１つの遅延波がガードインターバル外で受信されても、ＢＥＲは悪化することを示している。実線は、本実施形態、すなわちＯＦＤＭ復調器３０と適応型のエスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００とを用いて取得されたＢＥＲであり、エスパアンテナの使用によってもたらされる拡張は重要であり、かつ良好なＢＥＲ値に到達するためには必要であるということを示している。
【００６５】
第２のシミュレーションでは、アレーアンテナ装置１００に対して、所望波信号が、メインパス（直接波ＤＩ）と、直接波の遅延された３つのコピー（遅延波ＤＩ１，ＤＩ２，ＤＩ３）のパスとの、４つのパスを介して到来することを仮定している（表２を参照。）。
【００６６】
【表２】
2004080626.tif 000007
【００６７】
２１個のサンプル分の遅れを有するパス（遅延波ＤＥ３が到来するパス）は、明らかにガードインターバル長よりも大きい遅れをもたらし、オムニアンテナを備えたＯＦＤＭ復調器では、遅延波による干渉を除去することができない。図１の本実施形態のＯＦＤＭ復調器３０とエスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００とを備えた装置を用いることによって、図７に示されるように、このパスから到来する遅延波ＤＥ３の信号は効果的に除去される一方、アンテナの効率を保つために、他の２つのパスから到来する遅延波はエスパアンテナによって除去されない。図８はビーム形成及びＯＦＤＭ復調後の受信信号の４ＱＡＭ信号の配置図であり、データは、本実施形態のアレーアンテナの制御装置によって完全に復元可能であることが分かる。
【００６８】
第３のシミュレーションの場合は、直接波ＤＩと遅延波ＤＥ１乃至ＤＥ４とが到来する５つのパスのうち、３つのパスから到来する遅延波ＤＥ２乃至ＤＥ４がガードインターバル長よりも大きな遅れを有し（表３を参照）、明らかにＯＦＤＭ復調器３０のみではそれらの遅延波による干渉を除去できないという状況を仮定している。
【００６９】
【表３】
2004080626.tif 000008
【００７０】
図９は、図１の本実施形態のＯＦＤＭ復調器３０とエスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００とを備えた装置を用いることによって、これら３つのパスから到来する遅延波ＤＥ２乃至ＤＥ４の信号が効果的に除去されることを示している。このように、適応制御コントローラ２０は、アレーアンテナ装置１００に、ＯＦＤＭ復調器３０によって抑圧不可能な遅延波のみを除去させる。図１０に、受信された信号の４ＱＡＭ信号の配置図が示され、この場合もまたデータが復元可能であり、かつこのことは、ガードインターバル外の時刻に到来する複数の遅延波が存在してもデータを復元可能であることを示している。
【００７１】
第４のシミュレーションにおいて、図１１は、メインパスで到来する直接波の遅延されたコピーであり、かつガードインターバル（ガードインターバル）長よりも大きな遅れを有する遅延波の個数（表４を参照。）について、図５の適応制御処理のＳＮＲ［ｄＢ］に対するビット誤り率（ＢＥＲ）を示している。
【００７２】
到来する信号数
【表４】
2004080626.tif 000009
【００７３】
実線の曲線は、遅延波が到来する３つのパスが存在し、そのうち２つのパスから到来する遅延波がガードインターバル長よりも遅れて受信されるとき（すなわち、ガードインターバル外の２つの遅延波が存在するとき）のＢＥＲである。小円がプロットされた実線の曲線は、遅延波が到来する４つのパスが存在し、そのうち３つのパスから到来する遅延波がガードインターバル長よりも遅れて受信されるとき（すなわち、ガードインターバル外の３つの遅延波が存在するとき）のＢＥＲである。点線の曲線は４ＱＡＭ信号のときの理論的なＢＥＲ曲線であり、これを基準として使用する。点線の曲線では、メインパスで到来する直接波の遅延されたコピーが存在せず、干渉もなく、オムニアンテナに対する雑音のみが存在し、データが４ＱＡＭ信号のデータであるということを仮定している。理論上の曲線と実線の曲線との間に存在する差は１ｄＢより小さく、理論上の曲線の、小円がプロットされた曲線に対する差は２ｄＢより小さい。従って、ガードインターバル外で受信される遅延波が到来するパスが２つ又は３つ存在する場合でも、ＯＦＤＭ復調器３０と、エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００とを備えた構成により性能低下を有意に防止することに成功している。
【００７４】
エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００と、ＯＦＤＭ復調器３０との提案された組合せは、エスパアンテナの簡単な構造により、ただ１つのＦＦＴを必要とし、複雑さが低減されている。従来、遅延波がガードインターバル長よりも遅れて到来する場合に性能は大幅に低下したが、エスパアンテナを使用すれば、遅延波が大きな遅れを有するときでもガードインターバル外で受信される遅延波の信号を適正に抑圧することによってＢＥＲ性能を大幅に改善することができる。シミュレーションは、遅延波が到来する４つのパスが存在し、そのうち３つのパス上の遅延波がガードインターバル長よりも遅れて到来するとき、１３のＳＮＲに対して１０−４未満のＢＥＲを達成することが可能であり、これは、メインパス上の直接波のみが到来する理論上の場合に近いことを示している。シミュレーションが示す優秀な性能と、提案されたシステムの低い複雑さにより、ＯＦＤＭの受信局で使用するエスパアンテナは、ユーザ端末用として適当な候補になると思われる。
【００７５】
以上説明したように、本発明に係る実施形態のアレーアンテナの制御方法によれば、ＯＦＤＭ信号を復調する受信局において、マルチパスによる遅延波がガードインターバル長よりも大きい遅れを有するときであっても、エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００による空間的ダイバーシティを利用して、遅延波自体を抑圧することによって、上記遅延波による干渉を除去することができる。また、エスパアンテナであるアレーアンテナ装置１００及びその制御装置の構造は従来技術に比較してきわめて簡単であるので、本実施形態のアレーアンテナの制御装置を、送信局だけでなく受信用のユーザ端末装置等にも実装することができる。
【００７６】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明に係るアレーアンテナの制御装置及び方法によれば、エスパアンテナであるアレーアンテナにおいて、送信される無線信号はガードインターバルの信号を付加してＯＦＤＭ方式で変調された後マルチパス環境で無線伝送されたものであり、ＯＦＤＭ復調器において、上記アレーアンテナによって受信された無線信号から上記ガードインターバルの信号を除去し、上記除去後の信号についてＯＦＤＭ復調し、上記ＯＦＤＭ復調された信号について上記ガードインターバル内の遅延波を周波数領域で抑圧して出力し、上記ＯＦＤＭ復調器から出力される信号に基づいて、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数の勾配ベクトルを計算し、計算された勾配ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを直接波の方向に向けかつ遅延波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する。
【００７７】
従って、マルチパスによる遅延波がガードインターバル長よりも大きい遅れを有するときであっても、エスパアンテナであるアレーアンテナによる空間的ダイバーシティを利用して、遅延波自体を抑圧することによって、上記遅延波による干渉を除去することができる。また、アレーアンテナ及びその制御装置の構造は従来技術に比較してきわめて簡単であるので、当該アレーアンテナの制御装置を、送信局だけでなく受信用のユーザ端末装置等にも実装することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】ＯＦＤＭ方式で変調されたＯＦＤＭ信号の１つのシンボルにガードインターバルを付加する原理を説明するための概略を示す信号波形図である。
【図４】上記ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを付加した場合のマルチパスの遅延波の影響を説明するための概略図である。
【図５】図１の適応制御コントローラ２０によって実行される、エスパアンテナの適応制御処理を示すフローチャートである。
【図６】図１のアレーアンテナの制御装置の第１のシミュレーション結果であって、本実施形態と、図１のアレーアンテナ装置１００の代わりにオムニアンテナを用いた場合とについて、図５の適応制御処理のＳＮＲ［ｄＢ］に対するビット誤り率（ＢＥＲ）を比較するためのグラフである。
【図７】図１のアレーアンテナの制御装置の第２のシミュレーション結果であって、適応制御された指向性パターンを示すグラフである。
【図８】図１のアレーアンテナの制御装置の第２のシミュレーション結果であって、適応制御された信号配置図を示すグラフである。
【図９】図１のアレーアンテナの制御装置の第３のシミュレーション結果であって、適応制御された指向性パターンを示すグラフである。
【図１０】図１のアレーアンテナの制御装置の第３のシミュレーション結果であって、適応制御された信号配置図を示すグラフである。
【図１１】図１のアレーアンテナの制御装置の第４のシミュレーション結果であって、図５の適応制御処理のＳＮＲ［ｄＢ］に対するビット誤り率（ＢＥＲ）を示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器、
２…ダウンコンバータ、
３…チャンネル検出器、
４…パイロットシンボル決定器、
５…給電用同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変容量ダイオード、
２０…適応制御コントローラ、
２１…基準パイロットシンボル信号発生器、
３０…ＯＦＤＭ復調器、
３１…ガードインターバル除去器、
３２…直並列変換器、
３３…高速フーリエ変換器、
３４…ワンタップ等化器、
３５…並直列変換器、
１００…アレーアンテナ装置。
【図１】
2004080626.tif 000010
【図２】
2004080626.tif 000011
【図３】
2004080626.tif 000012
【図４】
2004080626.tif 000013
【図５】
2004080626.tif 000014
【図６】
2004080626.tif 000015
【図７】
2004080626.tif 000016
【図８】
2004080626.tif 000017
【図９】
2004080626.tif 000018
【図１０】
2004080626.tif 000019
【図１１】
2004080626.tif 000020