(57)【要約】【課題】２つの誘導性負荷を夫々独立に駆動する場合に、π型フィルタを構成するコンデンサの体格を小さくすると共に、ノイズレベルの上昇を防止することができる誘導性負荷駆動装置を提供する。【解決手段】誘導性負荷駆動装置を構成する位相処理回路３５は、エンジンＥＣＵ３２からの駆動指令信号の入力に応じて２つのＦＥＴ２３Ａ，２３Ｂに夫々出力する２つのＰＷＭ信号について、一方の信号の立下り開始タイミングと、他方の信号の立上がり終了タイミングとを一致させた状態で出力する。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源に接続された２つの誘導性負荷を、パルス幅変調制御方式により夫々独立して駆動する誘導性負荷駆動装置において、
２つの誘導性負荷に対して夫々直列に接続され、オン状態となることで当該誘導性負荷を通電させる２つのスイッチング素子と、
これら２つのスイッチング素子がオフ状態となった場合に電源側に流れる回生電流の経路に配置され、コイル及びコンデンサで構成されるπ型フィルタと、
駆動指令信号の入力に応じて前記２つのスイッチング素子に夫々出力する２つのパルス幅変調信号について、少なくとも一方の信号の立下り開始タイミングと、他方の信号の立上がり終了タイミングとを一致させた状態で出力する制御回路とで構成されることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項２】
前記パルス幅変調信号の信号波形を、台形波状に成形するための波形成形回路を備えてなることを特徴とする請求項１記載の誘導性負荷駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源に接続された２つの誘導性負荷を、パルス幅変調制御方式により夫々独立して駆動する誘導性負荷駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＷＭ（パルス幅変調）制御信号によって複数の負荷を並行して駆動する場合の問題を解決する技術としては、様々なものが提案されている。例えば、特開２００２−４３９１０公報には、２つの負荷を同時に駆動する場合に、少なくとも一方のＰＷＭ制御信号の立下りと他方のＰＷＭ制御信号の立上がりとのタイミングを一致させることで負荷電流の増加と減少とを相殺し、その変化率を小さくする技術が開示されている。
即ち、２つの負荷を同時に通電して駆動すれば、その時電源電流は大きく変化するため、両者の通電位相をずらすことでその変化率を小さくすることは周知の技術である。
【０００３】
ところで、従来技術における実施例では負荷として車両用のヘッドランプを用いているが、そのような負荷に限ることなくモータなどを用いても良いとの記載がある。しかしながら、ヘッドランプは抵抗性の負荷であるのに対してモータは巻線を有する誘導性の負荷である。そして、ＦＥＴなどのスイッチング素子によって抵抗負荷のヘッドランプをスイッチングした場合、バッテリの電流波形は矩形波状に変化する。それに対して、誘導負荷のモータをスイッチングする場合、回生電流を電源側に戻す必要があり、そのような回路構成を採用すると電流波形は正弦波状に大きく変化する。
【０００４】
図７は、特開２００２−４３９１０公報に開示されている技術をモータに適用した場合を想定した構成例を示す。バッテリ１とグランドとの間には、モータ２Ａ及びＭＯＳＦＥＴ３Ａ，モータ２Ｂ及びＭＯＳＦＥＴ３Ｂの直列回路が並列接続されている。ＦＥＴ３Ａ，３Ｂのドレインは、順方向のダイオード４Ａ，４Ｂ及びπ型フィルタ５を介してバッテリ１に接続されている。
【０００５】
ダイオード４Ａ，４Ｂは、ＦＥＴ３Ａ，３Ｂがオンからオフに切替わった場合に流れる遅れ電流をバッテリ１側に回生させるものである。また、コンデンサ６，７とコイル８とで構成されるπ型フィルタ５は、回生電流を吸収して電源を平滑させる目的で配置したものである。尚、ダイオード４Ａ，４Ｂ及びπ型フィルタ５に相当するものは、ヘッドランプを負荷とした特開２００２−４３９１０公報の実施例には開示されていない。
【０００６】
制御ＩＣ９が出力するＰＷＭ制御信号は、駆動回路１０Ａ，１０Ｂを介してＦＥＴ３Ａ，３Ｂのゲートに出力される。ＦＥＴ３がオンすると、バッテリ１からモータ２，ＦＥＴ３，グランドの経路で電流が流れてモータ２が通電される。そして、ＦＥＴ３がオフすると、遅れ電流がダイオード４及びπ型フィルタ５を介してバッテリ１側に回生される。この時回生電流は、π型フィルタ５のコンデンサ６によって平滑される。逆側のコンデンサ７は、バッテリ１の電源平滑用として配置されている。
【０００７】
この場合に流れる回生電流は比較的大きいため、電流吸収用のコンデンサ６にもそれに応じた体格が要求される。従って、コンデンサ６になるべく小型のものを使用するためには、回生電流のピークを抑える必要がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図８は、図７に示す回路においてＦＥＴ３Ａ，３Ｂを駆動する２つのＰＷＭ制御信号の位相を変化させた場合において、バッテリ１の正側端子で観測される電源電流波形の変化を示すものである。但し、駆動信号波形は矩形波に近い。
【０００９】
図８（ａ）に示すように、ＰＷＭ制御信号（Ａ），（Ｂ）が同相で出力されると、モータ２Ａ，２Ｂが同時に通電されるため、電源電流のリップルは極めて大きくなる。従って、モータ２Ａ，２Ｂが同時に通電されることがないようにＰＷＭ制御信号（Ａ），（Ｂ）の位相をずらして、図８（ｂ）に示すように両者が完全に択一的に通電されるようにすれば、電源電流の振幅は小さくなる。
【００１０】
ところが、このように両者が交互にオンするようになると、電源電流の周波数は２倍となってその周波数成分のノイズが新たに発生するため、トータルでのノイズレベルは上昇してしまう。
【００１１】
そして、特開２００２−４３９１０公報に開示されている特徴的な通電位相は図８（ａ），（ｂ）の間にあり、上述したように、台形波状の信号について、一方の信号の立上がり開始タイミングと他方の信号の立下がりタイミングとが一致するようにした点にある（図９参照）。この通電タイミングは、電源電流の変化量を極力小さくすることを目的として設定されており、その目的の達成に関しては問題ない。
【００１２】
しかしながら、図９に示す通電タイミングでは、ＦＥＴ３Ａ，３Ｂが同時にターンオン，ターンオフするようになっており、その期間において電流波形に歪が生じてしまうため、やはりノイズレベルが上昇するという問題がある。
【００１３】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、２つの誘導性負荷を夫々独立に駆動する場合に、π型フィルタを構成するコンデンサの体格を小さくすると共に、ノイズレベルの上昇を防止することができる誘導性負荷駆動装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の誘導性負荷駆動装置によれば、制御回路は、駆動指令信号の入力に応じて２つのスイッチング素子に夫々出力する２つのパルス幅変調信号について、少なくとも一方の信号の立下り開始タイミングと、他方の信号の立上がり終了タイミングとを一致させた状態で出力する。
【００１５】
即ち、２つのパルス幅変調信号の位相関係がこのようになると、例えば一方の信号側のスイッチング素子がターンオフを開始する場合には、他方の信号側のスイッチング素子のターンオンは完全に終了していることになるので、２つのスイッチング素子が同時にスイッチングされることはない。従って、電源電流のリップルを抑制し、π型フィルタを構成するコンデンサの体格を小さくすることを可能とした上で、ノイズの発生を抑制することができる。
【００１６】
請求項２記載の誘導性負荷駆動装置によれば、波形成形回路は、パルス幅変調信号の信号波形を台形波状に成形する。即ち、搬送波周波数が高い場合は、パルス幅変調信号を出力することだけでもノイズの発生原因となってしまうが、信号波形を台形波状に成形すれば、信号の立上がりと立下りが緩やかになり、ノイズの発生を抑制することができる。
【００１７】
また、信号波形を台形波状に成形することで、スイッチング素子のターンオン時間，ターンオフ時間はより長くなる傾向を示すが、請求項１の発明を適用することで、過渡的なスイッチング期間の重なりを回避することが可能となる。従って、総じてノイズ低減効果を向上させることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を、車両用エンジンのラジエータ及びエアコンディショナのコンデンサを冷却する冷却ファンを駆動する装置に適用した場合の一実施例について図１乃至図５を参照して説明する。電気的構成を示す図１において、基本的な部分は、図７に示すものと同様である。
【００１９】
即ち、バッテリ（電源）２１とグランドとの間には、モータ（誘導性負荷）２２Ａ及びパワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）２３Ａ，モータ２２Ｂ及びパワーＭＯＳＦＥＴ２３Ｂの直列回路が並列接続されている。ＦＥＴ２３Ａ，２３Ｂのドレインは、順方向のダイオード２４Ａ，２４Ｂ及びπ型フィルタ２５を介してバッテリ２１に接続されている。π型フィルタ２５は、コンデンサ２６及び２７並びにコイル２８によって構成されている。例えば、ダイオード２４の両端には、ノイズ除去用のコンデンサ３１が並列に接続されている。
【００２０】
エンジンＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）３２は、車両のエンジン制御を行うものであり、マイクロコンピュータを中心として構成されている。エンジンＥＣＵ３２が出力する駆動制御信号は、制御回路部３３の入力信号処理部３４に与えられている。エンジンＥＣＵ３２は、駆動制御信号を例えば搬送波周波数が１００Ｈｚ程度である低速ＰＷＭ信号として出力する。入力信号処理部３４は、その比較的低速なＰＷＭ信号を一旦Ｆ／Ｖ変換して位相処理回路（制御回路）３５に出力する。
【００２１】
位相処理回路３５は、図２に示すように、搬送波信号出力部３５ａ，移相部３５ｂ，ＰＷＭ信号生成部３５ｃによって構成されている。搬送波信号出力部３５ａは、ＰＷＭ制御を行うための搬送波信号（例えば、鋸歯状波，周波数１９ｋＨｚ）を生成して２系統に出力する。移相部３５ｂは、その内の一系統の信号を移相させる回路であり、２つのコンパレータで構成されるＰＷＭ信号生成部３５ｃは、それら２つの位相が異なる搬送波信号と入力信号処理部３４より出力される信号のレベルとを比較することでＰＷＭ信号を生成する。そのＰＷＭ信号は、駆動回路３６Ａ，３６Ｂ及び抵抗３７Ａ，３７Ｂ（波形成形回路）を介してＦＥＴ２３Ａ，２３Ｂのゲートに出力される。
【００２２】
次に、本実施例の作用について図３乃至図５をも参照して説明する。ＦＥＴ２３がオンオフする場合、モータ２２に電流が流れる経路については、図７に示すものと同様である。即ち、ＦＥＴ２３がオンすると、バッテリ２１からモータ２２，ＦＥＴ２３，グランドの経路で電流が流れてモータ２２が通電される。そして、ＦＥＴ２３がオフすると、回生電流がダイオード２４及びπ型フィルタ２５を介してバッテリ２１側に回生される。その回生電流は、π型フィルタ２５のコンデンサ２６によって平滑される。
【００２３】
この場合、位相処理回路３５がＦＥＴ２３Ａ，２３Ｂに出力するゲート信号は、信号線に直列に介挿された抵抗３７Ａ，３７Ｂによって台形波状に成形され、一方が移相されることによって図３に示す位相関係を有している。即ち、信号（Ｂ）の立下り開始タイミングと、信号（Ａ）の立上がり終了タイミングとが一致する関係にある。
【００２４】
両信号の位相関係がこのようになると、ＦＥＴ２３Ｂがターンオフを開始する場合、ＦＥＴ２３Ａのターンオンは完全に終了していることになる。従って、２つのＦＥＴ２３Ａ，２３Ｂが同時にスイッチングされることはなく、ノイズの発生を抑制することができる。
【００２５】
また、図３に示す波形では、基本的にはＦＥＴ２３Ａ，２３Ｂが交互にオンするので電源電流リップルの振幅を小さく抑えており、また、ＦＥＴ２３Ａ，２３Ｂが同時にオフする期間が両者のオンオフの切替わり毎に発生しないので、リップル周波数の２倍成分が発生することを抑止している。更に、これらの条件を満たした上で、信号（Ａ），（Ｂ）は、ＦＥＴ２３Ａ，２３Ｂの一方がオンしている場合に他方がオフしている期間を極力長く確保するような位相関係となっている。このことは、π型フィルタ２５のコンデンサ２６に流れる回生電流を減少させる効果がある。
【００２６】
即ち、一方がオン，他方がオフの期間においては、オフ側のモータ２２・一個分の回生電流がコンデンサ２６に流れようとするが、それと同時にオン側のモータ２２に電流が供給されるため、コンデンサ２６は若干放電される。従って、両者が相殺されることで、トータルでコンデンサ２６に流れる回生電流は減少することになる。
【００２７】
図４は、ＰＷＭ信号（Ａ），（Ｂ）の位相関係を変化させた場合に、電源電流波形に生じるリップルの状態をオシロスコープで観測した一例を示すものである。図４（ａ）では、ＰＷＭ信号（Ａ），（Ｂ）のオンオフが時間的に完全に独立している場合であり、そのオンオフの切替わりにおいて電源電流波形に大きな波形歪が生じている。図４（ｂ）は、（Ａ）側のターンオフと（Ｂ）側のターンオンとが一部重なる位相関係となった場合であり、図４（ｃ）は、本実施例の図２に示す位相関係の場合である。図４（ａ）から図４（ｃ）にかけて、オフ，オンの切替わり時点における波形歪が小さくなっていることが確認できる。
【００２８】
また、図５は、図９に示す従来技術の位相関係を有するＰＷＭ信号と、本実施例における位相関係を有するＰＷＭ信号とでモータを駆動した場合におけるπ型フィルタ２５のコンデンサ２６に流れる電流の実効値を比較したものである。ここで言う従来技術とは位相制御を行わない場合、即ち、２つのモータを同一位相関係でＰＷＭ制御する場合のことである。測定条件として、電源電圧１５．１Ｖ，負荷２００Ｗ×２，ＰＷＭ周波数１９ｋＨｚとして、ＰＷＭデューティを３０％〜７０％まで１０％毎に変化させて測定した。この図から明らかなように、本実施例における制御方式は、従来技術に比較して何れのデューティにおいても電流実効値が低くなっている。
【００２９】
尚、２つのＰＷＭ信号のデューティ比が５０％付近であれば、双方の信号について交互に立下り開始タイミングと立上がり終了タイミングとを一致させた状態で出力することが可能である。
【００３０】
以上のように本実施例によれば、位相処理回路３５は、エンジンＥＣＵ３２からの駆動指令信号の入力に応じて２つのＦＥＴ２３Ａ，２３Ｂに夫々出力する２つのＰＷＭ信号について、一方の信号の立下り開始タイミングと、他方の信号の立上がり終了タイミングとを一致させた状態で出力するようにしたので、電源電流のリップルを抑制し且つ波形歪を抑制し、π型フィルタ２５を構成するコンデンサ２６の体格を小さくすることを可能とした上で、ノイズの発生を抑制することができる。
【００３１】
そして、波形成形回路たる抵抗３７は、ＰＷＭ信号の信号波形を台形波状に成形するので、信号の立上がりと立下りが緩やかになりノイズの発生を抑制することができる。また、この場合、ＦＥＴ２３のターンオン時間，ターンオフ時間はより長くなる傾向を示すが、位相処理回路３５の作用により、過渡的なスイッチング期間の重なりを回避することが可能となるので、総じてノイズ低減効果を向上させることができる。
【００３２】
本発明は、上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
例えば、駆動回路をプッシュプル出力として電源側とグランド側とに配置する抵抗比を変化させることで、図６に示すように、ＰＷＭ信号の台形波の立上がり時間と立下り時間とが異なるような波形を出力しても良い。
また、ＰＷＭ信号は台形波に限ることなく、許容されるノイズレベルとの関係によっては略矩形波となる波形であっても良い。
スイッチング素子は、パワーＭＯＳＦＥＴに限ることなく、その他、パワートランジスタやＩＧＢＴなどであっても良い。また、ハイサイドスイッチとして接続されるものでも良い。
車両用エンジンの冷却ファンを駆動する装置に限ることなく、２つの誘導性負荷をパルス幅変調制御方式により夫々独立して駆動する誘導性負荷駆動装置であれば広く適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を車両用エンジンの冷却ファンを駆動する装置に適用した場合の一実施例であり、誘導性負荷駆動装置の電気的構成を示す図
【図２】位相処理回路の内部構成を示す機能ブロック図
【図３】２つのＦＥＴにゲート信号として出力されるＰＷＭ信号の位相関係を示す図
【図４】ＰＷＭ信号（Ａ），（Ｂ）の位相関係を変化させた場合に、電源電流波形に生じる波形歪の状態をオシロスコープで観測した状態を示す図
【図５】従来技術の位相関係を有するＰＷＭ信号と、本実施例における位相関係を有するＰＷＭ信号とでモータを駆動した場合におけるπ型フィルタのコンデンサに流れる電流の実効値を示す図
【図６】変形例を示す図２相当図
【図７】従来技術を示す図１相当図
【図８】２つのＰＷＭ信号の位相関係を変化させた場合の図４相当図
【図９】特開２００２−４３９１０公報に開示されている特徴的な通電位相波形を示す図
【符号の説明】
２１はバッテリ（電源）、２２Ａ及び２２Ｂはモータ（誘導性負荷）、２３Ａ及び２３ＢはパワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、２５はπ型フィルタ、２６及び２７はコンデンサ、２８はコイル、３５は位相処理回路（制御回路）、３７Ａ及び３７Ｂは抵抗（波形成形回路）を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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