(57)【要約】【課題】サンプリング周波数ｆｓ’のＡ／Ｄ変換器１、２を複数ｎ（＝２）個備え、各Ａ／Ｄ変換器１、２が異なるサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換対象となる信号をＡ／Ｄ変換し、総じてサンプリング周波数ｆｓ＝ｎ・ｆｓ’でＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換装置で、Ａ／Ｄ変換に関する誤差による影響を低減する。【解決手段】Ａ／Ｄ変換対象となる信号として、周波数帯域幅がｆｓ’／２未満で且つｆｓ’／２の整数倍の周波数を周波数帯域外とする信号を用いる。また、当該信号の周波数帯域を通過周波数帯域に含み且つＡ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響に対応した周波数の信号成分を低減する特性を有するフィルタ手段３が、Ａ／Ｄ変換器１、２によるＡ／Ｄ変換結果をフィルタリングする。【選択図】　　　図１
2004072640.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
サンプリング周波数がｆｓ’であるＡ／Ｄ変換器を複数であるｎ個備え、それぞれのＡ／Ｄ変換器により異なるサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換対象となる信号をＡ／Ｄ変換することにより、総じてｆｓ＝ｎ・ｆｓ’のサンプリング周波数で当該信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換装置において、
Ａ／Ｄ変換対象となる信号として、周波数帯域幅がｆｓ’／２未満であり且つｆｓ’／２の整数倍の周波数を周波数帯域外とする信号を用い、
当該信号の周波数帯域を通過周波数帯域に含み且つＡ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響に対応した周波数の信号成分を低減する特性を有してＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果をフィルタリングするフィルタ手段を備えた、
ことを特徴とするＡ／Ｄ変換装置。
【請求項２】
サンプリング周波数がｆｓ’であるＡ／Ｄ変換器を複数であるｎ個備えてそれぞれのＡ／Ｄ変換器により異なるサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換対象となる信号をＡ／Ｄ変換することにより総じてｆｓ＝ｎ・ｆｓ’のサンプリング周波数で当該信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換装置を有するデジタル直交検波装置であって、
Ａ／Ｄ変換器の個数ｎを奇数とし、
Ａ／Ｄ変換対象となる信号として、中心周波数がｆｓ／４であり且つ周波数帯域幅がｆｓ’／２未満である信号を用い、
Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果に対してデジタル直交検波を行うデジタル直交検波手段と、ｆｓ’／４以下である所定の周波数より高い周波数の信号成分を低減する特性を有してデジタル直交検波手段によるデジタル直交検波結果をフィルタリングするフィルタ手段と、を備えた、
ことを特徴とするデジタル直交検波装置。
【請求項３】
サンプリング周波数がｆｓ’であるＡ／Ｄ変換器を複数であるｎ個備え、それぞれのＡ／Ｄ変換器により異なるサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換対象となる信号をＡ／Ｄ変換することにより、総じてｆｓ＝ｎ・ｆｓ’のサンプリング周波数で当該信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換装置において、
Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果に現れる影響の大きさを検出する誤差影響大きさ検出手段と、
誤差影響大きさ検出手段による検出結果に基づいて誤差影響大きさ検出手段により検出される影響の大きさが低減されるように制御を行う誤差影響低減制御手段と、
を備えたことを特徴とするＡ／Ｄ変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数個のアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ：Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器を用いて信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換装置などに関し、特に、Ａ／Ｄ変換に関する誤差による影響を低減するＡ／Ｄ変換装置などに関する。
【０００２】
【従来の技術】
Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）は、アナログ信号をデジタル信号へ変換すること（Ａ／Ｄ変換）を行う。また、例えば、所望のサンプリング周波数ｆｓに対して動作するＡＤＣでは必要な分解能が得られないような場合には、入力信号帯域は広いが変換速度が所望のサンプリング周波数ｆｓと比べて低いＡＤＣを複数個並列（パラレル）に備えて、これら複数個のＡＤＣを１個ずつ順に動作させることにより、見かけ上においてサンプリング周波数ｆｓでサンプリングするのと同様なＡ／Ｄ変換を実現することが行われる。
【０００３】
一例として、図８には、２個のＡＤＣをパラレルに動作させるＡ／Ｄ変換装置の構成例を示してある。
同図に示したＡ／Ｄ変換装置には、２個の調整回路１１、１２と、２個のＡＤＣ１３、１４とが備えられている。また、一方の調整回路１１は一方のＡＤＣ１３の前段に備えられており、他方の調整回路１２は他方のＡＤＣ１４の前段に備えられている。そして、１個の調整回路と１個のＡＤＣから構成される２組の処理系がパラレルに備えられている。
【０００４】
同図に示したＡ／Ｄ変換装置では、Ａ／Ｄ変換対象となるアナログの入力信号が２つに分配されてそれぞれの調整回路１１、１２に入力され、それぞれの調整回路１１、１２から出力される調整後の信号がそれぞれのＡＤＣ１３、１４に入力される。そして、それぞれのＡＤＣ１３、１４は、入力されるサンプルクロック信号に従ったサンプリングタイミングでそれぞれの調整回路１１、１２から入力される信号をサンプリングしてデジタル信号へ変換し、当該Ａ／Ｄ変換結果を後続する信号処理回路（図示せず）へ出力する。
【０００５】
ここで、それぞれのＡＤＣ１３、１４には、ｆｓ’＝ｆｓ／２の周波数を有する信号がサンプルクロック信号として入力される。また、それぞれのＡＤＣ１３、１４に入力されるサンプルクロック信号の位相はちょうど反転した関係に制御される。このようにすると、２個のＡＤＣ１３、１４により交互にサンプリングを行うことが実現され、それぞれのＡＤＣ１３、１４からの出力を順次取り出すことにより、見かけ上、ｆｓのサンプリング周波数でサンプリングが行われたのと同様なＡ／Ｄ変換結果を得ることができる。
【０００６】
また、それぞれの調整回路１１、１２は、入力信号のレベルの調整や、入力信号のオフセットの調整などを行う。具体的には、Ａ／Ｄ変換対象となる信号を各ＡＤＣ１３、１４に分配すると、各ＡＤＣ１３、１４のデバイス特性のばらつきや回路上の特性のばらつき等の影響を受けることから、各ＡＤＣ１３、１４の入力端においては入力信号の振幅や遅延やオフセット電圧等を完全にそろえることができない。このため、調整回路１１、１２により、各ＡＤＣ１３、１４の入力端における入力信号の条件がそろうように、信号の振幅やＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ）オフセットの微調整を個別に行う。また、更に、例えばサンプリング周波数が高いような場合には、ＡＤＣ１３、１４への入力信号の遅延の微調整が行われることもあり、また、ＡＤＣ１３、１４へのサンプルクロック信号の遅延の微調整が行われることもある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記図８に示したような従来のＡ／Ｄ変換装置では、例えば、調整回路１１、１２により調整を行った後においても、温度変動などの影響により信号のレベルやオフセット等が変動してしまうことが生じるため、厳密な調整は不可能であるといった不具合があった。
【０００８】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、複数個のＡ／Ｄ変換器を用いて信号をＡ／Ｄ変換するに際して、Ａ／Ｄ変換に関する誤差による影響を低減することができるＡ／Ｄ変換装置を提供することを目的とする。
また、本発明は、複数個のＡ／Ｄ変換器を用いて信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換装置を有した構成において、デジタル直交検波を効率的に行うことができるデジタル直交検波装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係るＡ／Ｄ変換装置では、次のような処理を行う。
すなわち、サンプリング周波数がｆｓ’であるＡ／Ｄ変換器を複数であるｎ個備える。そして、それぞれのＡ／Ｄ変換器により異なるサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換対象となる信号をＡ／Ｄ変換することにより、総じてｆｓ＝ｎ・ｆｓ’のサンプリング周波数で当該信号をＡ／Ｄ変換する。なお、“・”は乗算を示し、例えば、ｎ・ｆｓ’＝ｎ　×　ｆｓ’となる。
【００１０】
このような構成において、Ａ／Ｄ変換対象となる信号として、周波数帯域幅がｆｓ’／２未満であり且つｆｓ’／２の整数倍の周波数を周波数帯域外とする信号を用いる。また、当該信号の周波数帯域を通過周波数帯域に含み且つＡ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響に対応した周波数の信号成分を低減する特性を有するフィルタ手段が、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果をフィルタリングする。
【００１１】
従って、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果に現れる影響がフィルタ手段により低減されるため、Ａ／Ｄ変換に関する誤差による影響を効率的に低減することができ、精度のよいＡ／Ｄ変換を実現することができる。
【００１２】
ここで、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換に関する誤差としては、例えば、Ａ／Ｄ変換対象となる信号の振幅の誤差や、Ａ／Ｄ変換対象となる信号の位相の誤差や、Ａ／Ｄ変換対象となる信号に対するオフセットによる誤差や、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換に用いられるサンプルクロック信号に関する誤差などがある。
また、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果に現れる影響としては、例えば、上記のようなＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換対象となる信号の折り返し周波数の位置に現れる不要な信号成分などがある。
【００１３】
また、各Ａ／Ｄ変換器としては、種々なものが用いられてもよい。
また、複数のＡ／Ｄ変換器の全体としてのサンプリング周波数ｆｓとしては、種々な周波数が用いられてもよい。
また、各Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆｓ’としては、種々な周波数が用いられてもよい。
また、複数のＡ／Ｄ変換器の個数ｎとしては、種々な数が用いられてもよい。
また、Ａ／Ｄ変換対象となる信号としては、種々な信号が用いられてもよい。
【００１４】
また、それぞれのＡ／Ｄ変換器により異なるサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換対象となる信号をＡ／Ｄ変換する態様としては、例えば、それぞれのＡ／Ｄ変換器により互いに同じ時間だけずれたタイミングで順にサンプリングを行ってＡ／Ｄ変換を行うような態様が用いられる。
【００１５】
具体的には、例えば、サンプリング周波数ｆｓによるｎ回分のサンプリング点のそれぞれのタイミングを１番目からｎ番目のＡ／Ｄ変換器のそれぞれに割り当てて、これらｎ個のＡ／Ｄ変換器のそれぞれによりサンプリング周波数ｆｓ’によるサンプリングを１回行うと、サンプリング周波数ｆｓによるｎ回分のサンプリングが実現され、これを繰り返すことにより、ｎ個のＡ／Ｄ変換器の全体としてサンプリング周波数ｆｓによるサンプリングが実現される。
【００１６】
また、Ａ／Ｄ変換対象となる信号に関して、ｆｓ’／２未満である周波数帯域幅としては、種々な周波数帯域幅が用いられてもよい。
また、Ａ／Ｄ変換対象となる信号としては、例えば、連続した周波数帯域を有する信号が用いられるが、他の信号が用いられてもよい。
【００１７】
また、Ａ／Ｄ変換対象となる信号に関して、周波数帯域外とするｆｓ’／２の整数倍の周波数としては、例えば、０、ｆｓ’／２、ｆｓ’、３ｆｓ’／２、・・・といった周波数がある。つまり、当該整数倍の整数としては、０、１、２、３、・・・といった数がある。
また、このような周波数を周波数帯域外とする信号としては、このような周波数の信号成分を含まない信号が用いられる。
【００１８】
また、フィルタ手段の特性に関して、Ａ／Ｄ変換対象となる信号の周波数帯域を通過周波数帯域に含む特性としては、例えば、Ａ／Ｄ変換対象となる信号の周波数帯域に対応した信号成分を全く低減せずに或いは比較的低減せずに通過させるような特性が用いられる。
【００１９】
また、フィルタ手段の通過周波数帯域としては、例えば、Ａ／Ｄ変換対象となる信号の周波数帯域と同一の周波数帯域が用いられてもよく、或いは、Ａ／Ｄ変換対象となる信号の周波数帯域と比べて広い周波数帯域が用いられてもよい。なお、フィルタ手段の通過周波数帯域がＡ／Ｄ変換対象となる信号の周波数帯域と比べて広いような場合には、例えば、Ａ／Ｄ変換対象となる信号の周波数帯域の外側に位置する不要な信号成分を低減するフィルタがＡ／Ｄ変換器の前段や後段などに備えられるのが好ましい。
また、フィルタ手段の通過周波数帯域としては、例えば、連続した周波数帯域が用いられるが、他の態様が用いられてもよい。
【００２０】
また、フィルタ手段の特性に関して、Ａ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響に対応した周波数の信号成分を低減する特性としては、種々な特性が用いられてもよく、例えば、周波数ｆｓ’／２による入力信号の折り返しの周波数の信号成分を低減する特性や、ｆｓ’／２の整数倍の周波数の信号成分を低減する特性や、周波数ｆｓ’／２による入力信号の折り返しの周波数の信号成分を低減するとともにｆｓ’／２の整数倍の周波数の信号成分を低減する特性や、通過周波数帯域が連続でありｆｓ’／２の整数倍の周波数を含まない特性や、Ａ／Ｄ変換対象となる信号の周波数帯域のみを通過周波数帯域とする特性などを用いることができる。
【００２１】
また、フィルタ手段の特性に関して、ｆｓ’／２の整数倍の周波数の信号成分を低減する特性としては、このような周波数を阻止周波数帯域に含むような特性が用いられ、具体的には、このような周波数の信号成分をゼロやゼロに近い値に低減する或いは比較的低減するような態様が用いられる。
なお、上記のように、ｆｓ’／２の整数倍の周波数としては、例えば、０、ｆｓ’／２、ｆｓ’、３ｆｓ’／２、・・・といった周波数がある。つまり、当該整数倍の整数としては、０、１、２、３、・・・といった数がある。
【００２２】
また、フィルタ手段の特性としては、上述のように、Ａ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響の大きさを低減する特性が用いられ、具体的な一例として、ｚ＝０、１、２、３、・・・として、周波数がｚ・（ｆｓ’／２）より高く（ｚ＋１）・（ｆｓ’／２）より低い範囲の周波数帯域内に入力信号が収まるような場合には、当該入力信号が収まる範囲以外の周波数帯域を阻止周波数帯域として、当該周波数帯域の信号成分を低減するような特性が用いられる。
【００２３】
また、フィルタ手段としては、種々なフィルタが用いられてもよく、例えばバンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Ｂａｎｄ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）などを用いることができる。
また、フィルタ手段としては、例えば、１つのフィルタが用いられてもよく、或いは、複数のフィルタが組み合わされて用いられてもよい。
また、フィルタ手段としては、種々な位置に備えられてもよく、必ずしもＡ／Ｄ変換器の直後に備えられなくともよい。
【００２４】
また、フィルタ手段によりＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果をフィルタリングする態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、各Ａ／Ｄ変換器毎のＡ／Ｄ変換結果をフィルタリングする態様が用いられて当該フィルタリング後にｎ個のＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果を１つのＡ／Ｄ変換結果にまとめるような態様が用いられてもよく、或いは、ｎ個のＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果を１つのＡ／Ｄ変換結果にまとめた後に当該まとめたものをフィルタリングするような態様が用いられてもよい。
【００２５】
また、本発明に係るデジタル直交検波装置では、次のようなＡ／Ｄ変換装置を有しており、次のような処理を行う。
すなわち、Ａ／Ｄ変換装置では、サンプリング周波数がｆｓ’であるＡ／Ｄ変換器を複数であるｎ個備え、それぞれのＡ／Ｄ変換器により異なるサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換対象となる信号をＡ／Ｄ変換することにより、総じてｆｓ＝ｎ・ｆｓ’のサンプリング周波数で当該信号をＡ／Ｄ変換する。
【００２６】
このような構成において、Ａ／Ｄ変換器の個数ｎを奇数としてある。また、Ａ／Ｄ変換対象となる信号として、中心周波数がｆｓ／４であり且つ周波数帯域幅がｆｓ’／２未満である信号を用いる。
そして、デジタル直交検波手段がＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果に対してデジタル直交検波を行い、また、ｆｓ’／４以下である所定の周波数より高い周波数の信号成分を低減する特性を有するフィルタ手段が、デジタル直交検波手段によるデジタル直交検波結果をフィルタリングする。
【００２７】
従って、複数個のＡ／Ｄ変換器を用いて信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換装置を有した構成において、デジタル直交検波を効率的に行うことができる。また、例えば、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果に現れる影響がフィルタ手段により低減されるため、Ａ／Ｄ変換に関する誤差による影響を効率的に低減することができ、精度のよいＡ／Ｄ変換を実現することができる。
【００２８】
ここで、奇数個ｎのＡ／Ｄ変換器の数としては、種々な数が用いられてもよい。
また、Ａ／Ｄ変換対象となる信号に関して、中心周波数がｆｓ／４である信号としては、例えば、ｆｓ／４の周波数を中心として高周波数帯域側の周波数帯域幅と低周波数帯域側の周波数帯域幅とが等しいような信号が用いられる。
【００２９】
また、Ａ／Ｄ変換対象となる信号に関して、ｆｓ’／２未満である周波数帯域幅としては、種々な周波数帯域幅が用いられてもよい。
また、Ａ／Ｄ変換対象となる信号としては、例えば、連続した周波数帯域を有する信号が用いられるが、他の信号が用いられてもよい。
【００３０】
また、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果としては、例えば、デジタル直交変調が施されたデジタル信号が得られる。一例として、本発明に係るデジタル直交検波装置が無線通信装置の受信部に備えられて当該無線通信装置により受信される信号を処理するような場合には、例えば、当該無線通信装置の通信相手となる無線通信装置の送信部がデジタル直交変調を施した信号を無線により送信し、当該デジタル直交検波装置では当該信号が受信されたものに対してデジタル直交検波を施す。
【００３１】
また、デジタル直交変調やデジタル直交検波としては、種々な方式のものが用いられてもよい。なお、通常は、デジタル直交検波としては、デジタル直交変調に対応した方式のものが用いられる。
また、デジタル直交検波手段は、例えば、ｎ個のＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果を１つのＡ／Ｄ変換結果にまとめたものに対して、デジタル直交検波を行う。
【００３２】
また、フィルタ手段の特性に関して、ｆｓ’／４以下である所定の周波数としては、種々な周波数が用いられてもよい。
また、フィルタ手段の通過周波数帯域としては、例えば、連続した周波数帯域が用いられるが、他の態様が用いられてもよい。
【００３３】
また、フィルタ手段の特性に関して、所定の周波数より高い周波数の信号成分を低減する特性としては、このような周波数を阻止周波数帯域に含むような特性が用いられ、具体的には、このような周波数の信号成分をゼロやゼロに近い値に低減する或いは比較的低減するような態様が用いられる。
【００３４】
また、フィルタ手段としては、種々なフィルタが用いられてもよく、例えばローパスフィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）などを用いることができる。
また、フィルタ手段としては、例えば、１つのフィルタが用いられてもよく、或いは、複数のフィルタが組み合わされて用いられてもよい。
また、フィルタ手段としては、種々な位置に備えられてもよい。
【００３５】
また、本発明に係るＡ／Ｄ変換装置では、次のような処理を行う。
すなわち、サンプリング周波数がｆｓ’であるＡ／Ｄ変換器を複数であるｎ個備え、それぞれのＡ／Ｄ変換器により異なるサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換対象となる信号をＡ／Ｄ変換することにより、総じてｆｓ＝ｎ・ｆｓ’のサンプリング周波数で当該信号をＡ／Ｄ変換する。
【００３６】
このような構成において、誤差影響大きさ検出手段がＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果に現れる影響の大きさを検出する。そして、誤差影響低減制御手段が、誤差影響大きさ検出手段による検出結果に基づいて、誤差影響大きさ検出手段により検出される影響の大きさが低減されるように制御を行う。
【００３７】
従って、Ａ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響の大きさを検出した結果に基づいて、当該影響の大きさが低減されるように制御が行われるため、Ａ／Ｄ変換に関する誤差による影響を効率的に低減することができ、精度のよいＡ／Ｄ変換を実現することができる。
【００３８】
ここで、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換に関する誤差としては、例えば、Ａ／Ｄ変換対象となる信号の振幅の誤差や、Ａ／Ｄ変換対象となる信号の位相の誤差や、Ａ／Ｄ変換対象となる信号に対するオフセットによる誤差や、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換に用いられるサンプルクロック信号に関する誤差などがある。
また、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果に現れる影響としては、例えば、上記のようなＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換対象となる信号の折り返し周波数の位置に現れる不要な信号成分などがある。
【００３９】
また、Ａ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響の大きさとしては、例えば、電力や振幅などのレベルを用いることができる。
また、Ａ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響の大きさを検出することは、例えば、Ａ／Ｄ変換器に既知の信号を入力した場合におけるＡ／Ｄ変換結果に基づいて行われてもよく、或いは、Ａ／Ｄ変換器にＡ／Ｄ変換対象となる信号を入力した場合におけるＡ／Ｄ変換結果に基づいて行われてもよい。
【００４０】
また、Ａ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響の大きさを低減する程度としては、種々な程度が用いられてもよく、例えば、当該影響の大きさを最小とするような態様が用いられるのが好ましい。
【００４１】
また、Ａ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響の大きさが低減されるように制御を行う態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、Ａ／Ｄ変換前におけるＡ／Ｄ変換対象となる信号に対して補正を行う態様や、Ａ／Ｄ変換後におけるＡ／Ｄ変換対象となる信号つまりＡ／Ｄ変換結果に対して補正を行う態様や、サンプルクロック信号に対して補正を行う態様や、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換の処理に関して補正を行う態様などを用いることができる。
【００４２】
次に、図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を参照して、ｎ個のＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）をパラレルに用いた構成において、Ａ／Ｄ変換対象となる信号について、振幅の誤差や、位相の誤差や、ＤＣオフセットの誤差がある場合における影響を説明する。
なお、参考文献として、「ディジタル信号処理シリーズ３　ディジタルフィルタデザイン　三谷政昭著　昭晃堂」がある。
【００４３】
（１）まず、各ＡＤＣに入力される信号の振幅の誤差や位相の誤差による影響が周波数ｆｓ’／２で折り返されるように現れて、例えば周波数ｆｓ’／２を挟んで入力信号の周波数とは対称の位置などに現れることについて説明する。
初めに、１個のＡＤＣを用いた場合について説明する。
図９（ａ）には、サンプリング対象となる信号の例として正弦波（ｓｉｎ波）の信号を示してあり、また、サンプリング点を矢印で示してある。また、矢印で示した位置の時間間隔がサンプリング周波数ｆｓに対応している。また、同図（ａ）のグラフでは、横方向は時刻を示しており、縦方向は信号のレベルを示している。
【００４４】
同図（ａ）に示されるように、例えばｆｓ／２の周波数を有する正弦波をサンプリングする場合を考えると、矢印で示した位置で当該正弦波と同じ点（同じ信号レベル）を通過する信号としては、当該正弦波に対して、３倍の周波数を有する信号、５倍の周波数を有する信号、・・・のように多数存在する。
【００４５】
また、図９（ｂ）には、同一のサンプリング結果が得られる複数の信号の例を示してある。なお、同図（ｂ）のグラフでは、横方向は周波数を示しており、縦方向は信号のレベルを示している。
同図（ｂ）に示されるように、一般的には、周波数がｆである信号に対して、例えば、（ｆｓ±ｆ）の周波数を有する信号、（２・ｆｓ±ｆ）の周波数を有する信号、（３・ｆｓ±ｆ）の周波数を有する信号、・・・についても同一のサンプリング結果を得ることが可能である。なお、周波数帯域で見た場合には＋ｆと−ｆとでは周波数ｉ・ｆｓ（ｉ＝１、２、３、・・・）を挟んで対称の位置となり、このように理論的には負の周波数にも信号が存在する。
【００４６】
こうしたことから、例えば周波数（ｉ・ｆｓ±ｆ）といった同一のサンプリング結果が得られる他の周波数帯域に希望信号が存在するような場合においても、当該希望信号があたかも周波数ｆの周波数帯域（或いは、対応する他の周波数帯域）に存在するものとみなして信号処理を行うことが可能である。このような技術は、アンダーサンプリングとして知られている。なお、ＡＤＣの入力の周波数帯域は十分にあるとする。
【００４７】
また、例えば、ｆｓと全く同じ周波数或いはｆｓの逓倍の周波数（０も含む）に信号が存在する場合には、見かけ上は信号の変化が無いため、ＤＣオフセットのように見え、又は、ｆｓ、２・ｆｓ、・・・といった周波数の信号成分と見ることもできる。
【００４８】
また、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いた分析を行う場合には、例えば、上記図９（ｂ）に示した周波数０〜ｆｓの範囲にスペクトルを畳み込む処理形式が用いられる。このため、実際には周波数０〜ｆｓ／２の範囲の周波数帯域に信号が存在して、周波数ｆｓ／２〜ｆｓの範囲の周波数帯域に信号が存在しないときにおいても、当該周波数帯域に信号が存在するかのようなスペクトルが生成されてしまう。そこで、通常は、ＦＦＴにより発生するこのような実際には存在しない周波数成分（折り返しの周波数成分）を無視して解析などが行われる。但し、他の周波数帯域の信号成分も全て周波数０〜ｆｓの範囲の周波数帯域内に畳み込まれるため、例えば、雑音は無視することができず、所望の周波数帯域の外側の周波数の雑音を除去するＬＰＦやＢＰＦなどが必要となる。
【００４９】
以上では、１個のＡＤＣを用いた場合について説明したが、複数個のＡＤＣが用いられる場合についても理論は同じである。
具体的には、ｎ個のＡＤＣをパラレルに用いる場合に、見かけ上のサンプリングレートの周波数をｆｓとし、各ＡＤＣのサンプリングレートの周波数をｆｓ’とすると、ｆｓ＝ｎ　×　ｆｓ’となる。そして、ＡＤＣのサンプリング結果はそのサンプリング点だけの信号成分となることから、理想的なＡＤＣであれば、サンプリング点に関する間が埋まって、１個のＡＤＣを用いた場合と同様に周波数ｆｓ／２についての折り返し成分のみが現れることになる。
【００５０】
しかしながら、実際には、個々のＡＤＣそのもののばらつきや、周辺の回路の配線による遅延や、当該配線による容量などの様々な条件が重なることが生じ、この結果として、周波数ｆｓ’についての折り返し成分が現れる。このため、周波数ｆｓ’／２にかからない信号成分しか処理することができなくなる。
なお、直交変調や直交検波（直交復調）では、例えば、ｆ０＝０などとして、（ｆ０±ｆｓ／２）［Ｈｚ］の周波数の信号成分が扱われ、複素信号を扱うために２個のＡＤＣが必要となるが、１個のＡＤＣ毎に考えれば、上記と同様である。
【００５１】
（２）次に、ＡＤＣへの入力信号の周波数がｆｓ’を超える場合について説明する。
上述のように、１個のＡＤＣを考えると、ｆｓ／２をまたぐ周波数帯域を有する信号は、当該信号自体が所定の周波数帯域内に折り畳まれることから、当該信号自体の信号成分が分離されずに重なってしまって、正しく再生することができなくなる。
【００５２】
そして、上述のように、ＡＤＣによるＡ／Ｄ変換結果はサンプリングの瞬間のみのパルス的な信号として扱われるため、複数個のＡＤＣを用いた場合においても、理想的には周波数ｆｓ’／２についての影響は現れず、ｆｓ／２までの周波数については原理的にはサンプリングが可能となる。しかしながら、上記従来例で述べたように、実際には、個別のＡＤＣに関して若干の誤差が発生してしまうため、かなり厳密に調整を行って、所望の周波数帯域の外側の雑音を低減することが図られる。
【００５３】
なお、上記のような誤差により、信号の周波数帯域の外側にスペクトルが分散することが生じ、これにより、希望する信号に電力損失が発生することとなる。しかしながら、通常の製造技術では、上記のような誤差はそれほどには大きくならないため、例えば、周波数帯域の幅がｆｓ’／２以下の程度であれば、本発明のように無調整としてフィルタのみを備えるような構成を用いることにより、十分に良好な処理を行うことが可能である。
【００５４】
（３）次に、各ＡＤＣに入力される信号のＤＣオフセットの影響がスペクトルの周波数０や周波数ｆｓ’などの位置に発生することについて説明する。
まず、ＤＣオフセットの影響が周波数０及び周波数ｆｓの位置に発生することについては、上述の通りである。
【００５５】
ＤＣオフセットのみに着目すると、１個のＡＤＣのみについては単に１つのＤＣオフセットであるが、ｎ個のＡＤＣのＤＣオフセットがそれぞれ異なる場合には、ｎ個の異なるＤＣ成分が周期的に発生することとなる。この場合、これらのＤＣ成分の平均が周波数０、ｆｓ、２・ｆｓ、・・・の電力として現れ、また、ＤＣ成分が周期的に発生することによる周波数成分が周波数ｆｓ’、２・ｆｓ’、・・・に現れる。
【００５６】
ここで、図９（ｃ）には、３個のＡＤＣのＤＣオフセットがそれぞれ異なる場合の様子の一例を示してあり、また、これら３つのＤＣオフセットの電圧の平均を示してある。なお、同図（ｃ）のグラフでは、横方向は時刻を示しており、縦方向は電圧のレベルを示している。
【００５７】
（４）以上の（１）、（２）、（３）で述べた誤差による影響が現れる周波数の位置は、例えば、ＡＤＣの個数ｎにかかわらずに一定であるか、或いは、ＡＤＣの個数ｎにかかわらずに周波数ｆｓや周波数ｆｓ’に依存する。
【００５８】
【発明の実施の形態】
本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
まず、第１実施例を説明する。
図１には、本発明に係るＡ／Ｄ変換装置の一例を示してある。
本例のＡ／Ｄ変換装置には、２個のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１、２と、これら２個のＡＤＣ１、２に共通なバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３とが備えられている。
【００５９】
本例のＡ／Ｄ変換装置では、Ａ／Ｄ変換対象となるアナログの信号が入力され、当該入力信号が２つに分配されて、一方の分配信号が一方のＡＤＣ１に入力され、他方の分配信号が他方のＡＤＣ２に入力される。また、一方のＡＤＣ１には周波数ｆｓ’を有するサンプルクロック信号が入力され、他方のＡＤＣ２には当該サンプルクロック信号と同一の周波数ｆｓ’を有して位相が１８０度ずれた（位相が反転した）サンプルクロック信号が入力される。
【００６０】
そして、それぞれのＡＤＣ１、２は、入力されるサンプルクロック信号に従ったサンプリングタイミングで入力信号をサンプリングして、当該入力信号をアナログ信号からデジタル信号へ変換し、当該Ａ／Ｄ変換結果であるデジタル信号をＢＰＦ３へ出力する。ＢＰＦ３は、それぞれのＡＤＣ１、２から入力されるデジタル信号に対して所定のフィルタリング処理を施し、当該フィルタリング処理後のデジタル信号を後続する信号処理回路（図示せず）へ出力する。
【００６１】
本例のＡ／Ｄ変換装置では、２個のＡＤＣ１、２に対して供給するサンプリング周波数ｆｓ’を有するサンプルクロック信号の位相を変えてこれら２個のＡＤＣ１、２により順次サンプリングを行うことにより、見かけ上、ｆｓ＝２　×　ｆｓ’のサンプリング周波数でサンプリングを行う。つまり、例えば、所望のサンプリング周波数ｆｓに対して動作するＡＤＣでは必要な分解能が得られないような場合には、入力信号の周波数帯域は広いが変換速度が所望のサンプリング周波数ｆｓと比べて低いＡＤＣを複数個並列に備え、これら複数個のＡＤＣを１個ずつ順に動作させることにより、見かけ上においてサンプリング周波数ｆｓでサンプリングする場合と同様の処理を実現する。
【００６２】
また、本例のＡ／Ｄ変換装置では、入力信号の周波数帯域がサンプリング周波数ｆｓ’の１／２未満となり且つｆｓ’／２　×　ｍ（ｍ＝０、１、２、・・・の任意の数）の周波数を含まない連続した帯域（ここで、帯域Ｐと言う）となるように設定されている。本例では、入力信号として例えば中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号が用いられており、ＩＦ帯がこのような帯域Ｐの範囲内となるように設定されている。
【００６３】
また、本例のＡ／Ｄ変換装置では、Ａ／Ｄ変換後の信号をフィルタリング処理するＢＰＦ３のフィルタリング特性として、通過周波数帯域がサンプリング周波数ｆｓ’の１／２未満であり且つｆｓ’／２　×　ｍ（ｍ＝０、１、２、・・・の任意の数）の周波数を含まない連続した帯域である特性が用いられている。
【００６４】
このような構成により、本例のＡ／Ｄ変換装置では、例えば、複数のＡＤＣ１、２を用いたときに、各ＡＤＣ１、２への入力信号に振幅の誤差や遅延（位相）の誤差やＤＣオフセットの誤差などが発生するような場合においても、これらの誤差による影響を除去することができ、ＡＤＣ１、２毎の調整を必要としない構成を実現することが可能である。
【００６５】
なお、本例のＡ／Ｄ変換装置では、例えば、ＡＤＣ１、２のダイナミックレンジに合わせるための回路を別途設けることが必要となるが、本例では、このような回路については説明を省略する。
【００６６】
次に、Ａ／Ｄ変換対象となる入力信号の誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響の具体例を示す。
図２（ａ）には、上記図１に示した回路において、例えば、入力信号の振幅が±１Ｖであり、これに対して、片側のＡＤＣ（ＡＤＣ１、或いは、ＡＤＣ２）に入力される信号の振幅が１０％低い±０．９Ｖである場合におけるＦＦＴによる分析結果の一例を示してある。具体的には、入力信号のスペクトルＰ１と、振幅誤差による影響のスペクトルＱ１と、ＦＦＴにより発生するこれらの折り返しの成分のスペクトルＶ１、Ｗ１を示してある。
【００６７】
また、図２（ｂ）には、上記図１に示した回路において、例えば、入力信号の振幅が±１Ｖであり、これに対して、片側のＡＤＣ（ＡＤＣ１、或いは、ＡＤＣ２）に入力される信号の振幅が１％低い±０．９９Ｖである場合におけるＦＦＴによる分析結果の一例を示してある。具体的には、入力信号のスペクトルＰ２と、振幅誤差による影響のスペクトルＱ２と、ＦＦＴにより発生するこれらの折り返しの成分のスペクトルＶ２、Ｗ２を示してある。
【００６８】
なお、上記図２（ａ）及び上記図２（ｂ）のグラフでは、上述のように、入力信号の振幅の誤差がある場合における影響の一例を示してあり、ＦＦＴ演算後の出力のスペクトル例を示してある。また、同図（ａ）及び同図（ｂ）のグラフでは、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。
【００６９】
上記図２（ａ）や上記図２（ｂ）に示されるように、入力信号の振幅誤差による影響は、入力信号に対して、ｆｓ’／２の周波数を挟んで対称な周波数の位置に現れる。
なお、ＦＦＴ分析による折り返し成分の信号Ｖ１、Ｗ１、Ｖ２、Ｗ２は、実際には存在しない信号である。
【００７０】
また、入力信号の振幅レベルの誤差が１０ｄＢ変わると、その影響の差も１０ｄＢ変化する。
図３には、このような様子の一例を示してある。具体的には、入力信号のスペクトルＰ３と、振幅誤差による影響のスペクトルＱ３と、ＦＦＴにより発生するこれらの折り返しの成分のスペクトルＶ３、Ｗ３を示してある。なお、同図のグラフでは、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。
【００７１】
このように、入力信号の周波数帯域が０〜ｆｓ’／２の間に存在する場合には、当該入力信号の周波数帯域内には誤差による影響は現れないため、当該入力信号の周波数帯域外の信号成分をフィルタにより除去することにより、入力信号の振幅誤差による影響を除去して無視することができるようになる。
同様に、上記図３中で点線を用いて示したように、入力信号の周波数帯域がｆｓ’／２〜ｆｓ’の間にある場合についても、当該入力信号の周波数帯域内には誤差による影響は現れないため、当該入力信号の周波数帯域外の信号成分をフィルタにより除去することにより、入力信号の振幅誤差による影響を除去して無視することができるようになる。
【００７２】
なお、入力信号の周波数帯域が周波数０〜ｆｓ’／２の範囲内である場合には、周波数ｆｓ’／２〜ｆｓ’の範囲は当該入力信号の周波数帯域外となり、同様に、入力信号の周波数帯域が周波数ｆｓ’／２〜ｆｓ’の範囲内である場合には、周波数０〜ｆｓ’／２の範囲は当該入力信号の周波数帯域外となる。
【００７３】
また、図４には、３個のＡＤＣを用いた場合における入力信号の振幅誤差による影響の一例を示してある。具体的には、入力信号のスペクトルＰ４と、振幅誤差による影響のスペクトルＱ４ａ、Ｑ４ｂと、ＦＦＴにより発生するこれらの折り返しの成分のスペクトルＶ４、Ｗ４ａ、Ｗ４ｂを示してある。なお、同図のグラフでは、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。
【００７４】
以上のように、入力信号の振幅誤差による影響は、例えば、通過させる信号の周波数帯域がｆｓ’／２未満の幅であり且つｆｓ’／２　×　ｍ（ｍ＝０、１、２、・・・の任意の数）の周波数を含まない連続した帯域となるような特性を有するＢＰＦ３を用いることにより、防ぐことができる。
【００７５】
ここで、ＢＰＦ３としては、例えば、入力信号の周波数帯域の信号成分が透過するような特性を有する種々なフィルタが用いられてもよい。また、例えば、あらかじめ周波数帯域が制限された信号が入力されるような場合には、ＢＰＦ３の代わりに、不要な周波数の信号成分を除去する帯域除去フィルタ（ＢＥＦ：ＢａｎｄＥｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ　Ｆｉｌｔｅｒ）を用いることも可能である。但し、ＤＣ成分の影響については、無視することができるとする。
【００７６】
なお、例えば、Ａ／Ｄ変換前における入力信号の周波数帯域の外側のノイズについては、あらかじめ除去されることが必要となるため、ＡＤＣの前段に帯域制限フィルタが備えられる。
【００７７】
次に、図５（ａ）には、入力信号の位相が、片側のＡＤＣ（ＡＤＣ１、或いは、ＡＤＣ２）に入力される信号に対して１０％遅れ（或いは、進み）である場合におけるＦＦＴによる分析の結果の一例を示してある。具体的には、入力信号のスペクトルＰ５と、位相誤差による影響のスペクトルＱ５と、ＦＦＴにより発生するこれらの折り返しの成分のスペクトルＶ５、Ｗ５を示してある。
【００７８】
また、図５（ｂ）には、入力信号の位相が、片側のＡＤＣ（ＡＤＣ１、或いは、ＡＤＣ２）に入力される信号に対して１％遅れ（或いは、進み）である場合におけるＦＦＴによる分析の結果の一例を示してある。具体的には、入力信号のスペクトルＰ６と、振幅誤差による影響のスペクトルＱ６と、ＦＦＴにより発生するこれらの折り返しの成分のスペクトルＶ６、Ｗ６を示してある。
【００７９】
なお、上記図５（ａ）及び上記図５（ｂ）のグラフでは、例えば各ＡＤＣ１、２に入力される信号の間に遅延誤差があって、このように入力信号の位相の誤差がある場合における影響の一例を示してあり、ＦＦＴ演算後の出力のスペクトル例を示してある。また、同図（ａ）及び同図（ｂ）のグラフでは、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。
【００８０】
このように、入力信号の位相誤差やサンプルクロック信号の遅延誤差による影響は、上記した入力信号の振幅誤差による影響と同様な周波数位置に現れる。このため、入力信号の周波数帯域内の信号成分の遅延誤差による影響やサンプルクロック信号の遅延誤差による影響は、例えば、通過させる信号の周波数帯域がｆｓ’／２未満の幅であり且つｆｓ’／２　×　ｍ（ｍ＝０、１、２、・・・の任意の数）の周波数を含まない連続した帯域となるような特性を有するＢＰＦ３を用いることにより、防ぐことができる。
【００８１】
次に、図６（ａ）には、例えば、入力信号の振幅が±１Ｖであり、これに対して、それぞれ０．１Ｖ、−０．２ＶのＤＣオフセットが入力信号に加わった場合におけるＦＦＴによる分析結果の一例を示してある。具体的には、入力信号のスペクトルＰ７と、ＤＣオフセットによる影響のスペクトルＡ１、Ｂ１と、ＦＦＴにより発生する折り返しの成分のスペクトルＶ７を示してある。
【００８２】
また、図６（ｂ）には、例えば、入力信号の振幅が±１Ｖであり、これに対して、それぞれ０．０１Ｖ、−０．０２ＶのＤＣオフセットが入力信号に加わった場合におけるＦＦＴによる分析結果の一例を示してある。具体的には、入力信号のスペクトルＰ８と、ＤＣオフセットによる影響のスペクトルＡ２、Ｂ２と、ＦＦＴにより発生する折り返しの成分のスペクトルＶ８を示してある。
【００８３】
なお、上記図６（ａ）及び上記図６（ｂ）のグラフでは、上述のように、入力信号にオフセットが入った場合における影響の一例を示してあり、ＦＦＴ演算後の出力のスペクトル例を示してある。また、同図（ａ）及び同図（ｂ）のグラフでは、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。
【００８４】
同図（ａ）や同図（ｂ）に示されるように、ＤＣオフセットによる影響が現れる周波数位置は入力信号には一切関係なく、この例では、周波数０（ＤＣ）とサンプリング周波数ｆｓ’の位置に現れている。また、ＡＤＣの個数が増えた場合には、例えば、サンプリング周波数ｆｓ’の逓倍の周波数の位置に影響が現れることとなる。
【００８５】
このように、入力信号のＤＣオフセットによる影響は、上記した入力信号の振幅誤差による影響や上記した入力信号などの位相誤差による影響を除去するために使用可能なＢＰＦ３を用いて防ぐことができる。具体的には、例えば、通過させる信号の周波数帯域がｆｓ’／２未満の幅であり且つｆｓ’／２　×　ｍ（ｍ＝０、１、２、・・・の任意の数）の周波数を含まない連続した帯域となるような特性を有するＢＰＦ３を用いることにより、ＤＣオフセットによる影響を防ぐことができる。
【００８６】
なお、ＤＣオフセットによる影響を無視することができるような場合には、例えば、ＢＰＦ３の代わりにＬＰＦを用いることも可能である。ここで、ＤＣオフセットによる影響については、実際にはシステムに応じてその余裕度が異なる。一般に、ＤＣオフセットによる影響については、例えば温度特性による変動程度の変動はあり得るが、入力信号に依存せずに一定或いはほぼ一定となるため、その影響力が大きい場合も考えられる。一例として、移動体通信において、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）の変調方式が用いられて静止環境下であればＤＣオフセットによる影響が３０ｄＢも下がっていれば問題はないが、フェージング環境下では劣化要因となるようなことも生じ得る。
【００８７】
ここで、以上では、入力信号の周波数帯域がサンプリング周波数ｆｓ’未満である場合について説明したが、例えば、入力信号の周波数帯域がサンプリング周波数ｆｓ’以上である場合についても、上記で述べたのと同様な理論が成り立つ。そして、例えば、入力信号がＡＤＣによりＡ／Ｄ変換することが可能な周波数帯域内にあれば、上記したＢＰＦ３と同様なフィルタを適用することが可能である。
【００８８】
次に、本例のＢＰＦ３以外のフィルタについて説明する。
例えば、Ａ／Ｄ変換対象となる入力信号に関して、無線通信される信号のように周波数帯域外に雑音があるような場合であって、あらかじめ入力信号に対して信号の周波数帯域に見合ったフィルタがかけられている場合を考える。この場合には、Ａ／Ｄ変換後の位置に備えられるＢＰＦ３としては、例えば、通過させる信号の周波数帯域がｆｓ’／２未満の幅であり且つｆｓ’／２　×　ｍ（ｍ＝０、１、２、・・・の任意の数）の周波数を含まない連続した帯域となるような特性を有して、且つ、振幅誤差等による影響により発生する周波数帯域外のノイズを除去することができるような特性を有するものが用いられればよい。
【００８９】
一方、例えば、あらかじめＡ／Ｄ変換前の入力信号に対して備えられるＢＰＦなどのフィルタの特性が、通過させる信号の周波数帯域がｆｓ’／２未満の幅であり且つｆｓ’／２　×　ｍ（ｍ＝０、１、２、・・・の任意の数）の周波数を含まない連続した帯域となるような特性を満たす場合を考える。この場合には、例えば、Ａ／Ｄ変換後の位置に、入力信号の周波数帯域に見合った特性を有するＢＰＦなどのフィルタを備えることが必要となる。
【００９０】
つまり、例えば、ＡＤＣの前段に入力信号の周波数帯域の信号成分のみを通過させるような十分な特性を有する帯域制限フィルタが備えられるような場合には、ＢＰＦ３としては、入力信号の周波数帯域の信号成分を通過させて且つ振幅や位相やＤＣオフセットなどの誤差による影響を通過阻止するような特性を有するものが用いられればよい。
一方、例えば、ＡＤＣの前段に備えられる帯域制限フィルタの特性が十分なものではなく、通過周波数帯域がｆｓ’／２以内であっても入力信号の周波数帯域と比べて広いような場合には、入力信号の周波数帯域に合ったフィルタが必要となる。
【００９１】
なお、ＡＤＣの前段のフィルタは、例えば、必ず必要となる。当該前段のフィルタでは、通過周波数帯域の幅が最低でもｆｓ’／２より狭くないと、雑音が折り返して入力信号の周波数帯域内に影響が現れてしまう。ＡＤＣの前段に入力信号の周波数帯域に対して最適なフィルタが備えられている場合には、Ａ／Ｄ変換後には、Ａ／Ｄ変換時のサンプリングによる影響のみを除去すればよいため、入力信号の周波数帯域にそれほど依存しないフィルタを使用することが可能である。一方、ＡＤＣの前段において、通過周波数帯域の幅がせいぜいｆｓ’／２の幅程度しか狭くないＢＰＦを使用する場合には、Ａ／Ｄ変換後には、入力信号の周波数帯域に対して最適なフィルタが必要となる。
【００９２】
以上のように、本例のＡ／Ｄ変換装置では、１つの入力信号に対して、サンプリング周波数ｆｓ’で動作するｎ個のＡＤＣ１、２により互いにサンプリングの位相を変えて順次サンプリングを行い、これにより見かけ上でｆｓ＝ｎ　×　ｆｓ’のサンプリング周波数でサンプリングを行うに際して、入力信号の周波数帯域がサンプリング周波数ｆｓ’の１／２未満となり且つｆｓ’／２　×　ｍ（ｍ＝０、１、２、・・・の任意の数）の周波数を含まない連続した帯域となるように設定し、サンプリング後のデジタル信号に対して、通過させる信号の周波数帯域が入力信号の周波数帯域を含んでｆｓ’／２未満の幅であり且つｆｓ’／２　×　ｍ（ｍ＝０、１、２、・・・の任意の数）の周波数を含まない連続した帯域となるような特性を有するＢＰＦ３によりフィルタリング処理を行う。
【００９３】
従って、本例のＡ／Ｄ変換装置では、２個以上のＡＤＣ１、２を用いてパラレルにサンプリングを行うに際して、例えば、各ＡＤＣ１、２への入力信号の振幅の誤差や遅延の誤差やＤＣオフセットの誤差などが発生するような場合においても、Ａ／Ｄ変換後の信号に対して、上記のような適切なフィルタリング特性を有するＢＰＦ３によりフィルタリング処理を行うことにより、これらの誤差による影響を除去することができ、ＡＤＣ１、２毎の調整を必要としない構成とすることが可能である。
【００９４】
具体的には、例えば、複数のＡＤＣ１、２への入力信号の間における振幅の誤差や遅延の誤差やＤＣオフセットの誤差などによる影響がＡ／Ｄ変換結果に発生するような場合においても、上記のような特性を有するＢＰＦ３を用いることにより、例えば、これら複数の入力信号の間における調整などを不要とすることができ、各ＡＤＣ１、２への入力信号に対する個別の調整を不要とした回路を提供することができる。
【００９５】
一例として、上記従来例の図８に示したようなＡ／Ｄ変換装置と比べると、本例のＡ／Ｄ変換装置では、複数のＡＤＣ１３、１４を並列化した場合に信号のレベルやオフセット等の調整を行うために必要となっていたＡＤＣ１３、１４毎に個別の調整回路１１、１２を不要とすることができる。また、上記従来例の図８に示したようなＡ／Ｄ変換装置では、例えば、装置毎に調整回路１１、１２を個別に調整することが必要であり生産性が悪かったが、本例のＡ／Ｄ変換装置では、このような問題を解消することができる。
【００９６】
なお、本例のＡ／Ｄ変換装置では、ＢＰＦ３の機能によりフィルタ手段が構成されている。
また、本例では、ＢＰＦ３が２個のＡＤＣ１、２の直後に備えられた構成を示したが、ＢＰＦ３は必ずしもＡＤＣ１、２の直後に備えられなくともよく、種々な位置に備えられてもよい。
【００９７】
次に、第２実施例を説明する。
本例では、本発明に係るデジタル直交検波装置の一例を示す。
本例のデジタル直交検波装置は、Ａ／Ｄ変換装置を有している。
本例のＡ／Ｄ変換装置では、ｎ個のＡＤＣに対して供給するサンプリング周波数ｆｓ’を有するサンプルクロック信号の位相を変えてこれらｎ個のＡＤＣにより順次サンプリングを行うことにより、見かけ上、ｆｓ＝ｎ　×　ｆｓ’のサンプリング周波数でサンプリングを行う。
【００９８】
本例では、ＡＤＣの個数ｎを奇数個としてある。
また、本例では、Ａ／Ｄ変換対象となる入力信号の中心周波数がｆｓ／４であり、当該入力信号の周波数帯域の幅がｆｓ’／２未満となるようにしてある。この場合、例えば、入力信号の周波数帯域はサンプリング周波数ｆｓ’の１／２未満の幅となり且つｆｓ’／２　×　ｍ（ｍ＝０、１、２、・・・の任意の数）の周波数を含まない連続した帯域となる。
また、本例では、Ａ／Ｄ変換対象となる入力信号は、デジタル直交変調が施されている。
【００９９】
また、本例のデジタル直交検波装置では、ｎ個のＡＤＣの後段に、これらｎ個のＡＤＣによるＡ／Ｄ変換により得られるＡ／Ｄ変換結果に対してデジタル直交検波を行うデジタル直交検波処理部が備えられている。
【０１００】
また、本例のデジタル直交検波装置では、デジタル直交検波処理部の後段に、デジタル直交検波処理部によるデジタル直交検波により得られるデジタル直交検波結果をフィルタリングするローパスフィルタ（ＬＰＦ）が備えられている。ここで、当該ＬＰＦは、カットオフ周波数がｆｓ’／４未満である特性を有しており、直交検波後の信号をフィルタリングする。また、当該ＬＰＦは、例えば、ベースバンド信号を処理する処理部に備えられており、直交検波後のベースバンド信号をフィルタリングする。
【０１０１】
このような構成により、本例のデジタル直交検波装置では、Ａ／Ｄ変換装置において、例えば、各ＡＤＣへの入力信号に振幅の誤差や遅延の誤差やＤＣオフセットの誤差などが発生しているようなときにおいても、これらの誤差の影響を除去することができ、ＡＤＣ毎の調整を必要としない構成を実現することが可能である。
【０１０２】
なお、本例のデジタル直交検波装置に備えられたＡ／Ｄ変換装置は、例えば、上記第１実施例の図１に示したようなＡ／Ｄ変換装置において、ＡＤＣの個数を奇数個とし、ＡＤＣの出力端の直後にＢＰＦを備える代わりに、直交検波後の位置にＬＰＦを備えたような構成を有している。
【０１０３】
また、例えば、本例のＬＰＦによるフィルタリングの機能を、直交検波後のデシメーションフィルタと共用するような構成とすることも可能である。
また、奇数個のＡＤＣを用いる場合には、本例のように、見かけ上のサンプル周波数ｆｓの１／４の周波数を中心周波数とした入力信号を用いることにより、特に効率的なデジタル直交検波が可能である。
【０１０４】
ここで、図７には、３個のＡＤＣをパラレルに用いるＡ／Ｄ変換装置によるＡ／Ｄ変換結果に対してデジタル直交検波を行う場合における、当該Ａ／Ｄ変換結果のスペクトルの一例を示してある。具体的には、入力信号のスペクトルＰ１１と、誤差による影響のスペクトルＱ１１ａ、Ｑ１１ｂと、ＦＦＴにより発生するこれらの折り返しの成分のスペクトルＶ１１、Ｗ１１ａ、Ｗ１１ｂを示してある。なお、同図のグラフでは、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。
【０１０５】
同図に示されるように、入力信号の中心周波数をｆｓ／４として、入力信号の周波数帯域幅をｆｓ’／２未満とすると、入力信号の周波数帯域は周波数０〜ｆｓ’／２の範囲或いは周波数ｆｓ’／２〜ｆｓ’の範囲、又はこれらをｆｓ’／２の整数倍だけずらした範囲に収まる。つまり、ｋ＝０、１、２、・・・（ｎ−１）として、周波数ｋ・ｆｓ’と周波数（ｋ＋１）・ｆｓ’との間を１対３に分割する周波数位置｛（４・ｋ＋１）・ｆｓ’｝／４或いは３対１に分割する周波数位置｛（４・ｋ＋３）・ｆｓ’｝／４の中のいずれかと周波数ｆｓ／４が等しくなる。
【０１０６】
一例として、ｆｓ＝６００ＭＨｚ、ｆｓ’＝２００ＭＨｚ、入力信号の中心周波数ｆｓ／４＝１５０ＭＨｚ、中心周波数から見て高周波数帯域側と低周波数帯域側とで周波数帯域幅が等しいとして入力信号の周波数帯域幅＝８０ＭＨｚとして、デジタル直交検波後にＬＰＦにより必要な周波数帯域の外側の信号成分を除去することにより、誤差による影響を除去することができる。
【０１０７】
次に、本例のデジタル直交検波装置に関して更に詳細に説明する。
デジタル直交検波は、例えば、受信信号をサンプリングしたデータに｛ｃｏｓ（ω・ｔ）−ｊ・ｓｉｎ（ω・ｔ）｝を乗算して、ＬＰＦを通過した後の信号のリアル成分及びイマジナリ成分をそれぞれＩ成分及びＱ成分とする。ここで、ωは角周波数を示し、ｔは時刻を示し、ｊは虚数部分を示す。
【０１０８】
本例のようにサンプリング周波数ｆｓの１／４を中心周波数としてデジタル直交検波を行うと、乗算する係数を±１、０とすることが可能であり、具体的には、（ｃｏｓ（ω・ｔ）の係数、−ｓｉｎ（ω・ｔ）の係数）を（１、０）、（０、−１）、（−１、０）、（０、１）、（１、０）、（０、−１）、（−１、０）、・・・とすることが可能であり、これにより、演算回路を簡易化することができるという効果（ここで、効果Ａと言う）を得ることができる。
【０１０９】
このため、本例のように入力信号の中心周波数をｆｓ／４として、ＡＤＣの個数を奇数個とする構成を用いるのが好ましい。なお、ＡＤＣの個数を偶数個とすると、ｆｓ／４の周波数位置は、ｆｓ’／２の周波数位置となるか或いはｆｓ’の倍数の周波数位置となってＤＣオフセットによる影響が現れるため、ＡＤＣが奇数個である構成の方が好ましい。
【０１１０】
また、上記のような効果Ａを得る必要がないような場合には、必ずしも中心周波数がｆｓ／４である入力信号が用いられなくともよく、入力信号として種々な信号が用いられてもよく、また、偶数個のＡＤＣが用いられてもよい。
【０１１１】
また、デジタル直交検波結果としては、例えば、Ｉ成分及びＱ成分から構成される複素で表される信号が得られる。
また、本例では、ｆｓ／４の中心周波数を用いた場合に入力信号に許容される最大の周波数帯域幅がｆｓ’／２となるため、ベースバンドでは例えばｆｓ’／４（＝ｆｓ’／２　×　１／２）のカットオフ周波数を有するＬＰＦを直交検波後の位置に備えればよい。なお、ＬＰＦによるフィルタリングの特性としては、特に限定はなく、処理対象となる信号の周波数帯域に適した特性が用いられればよい。
また、以上に述べたことは、ＡＤＣの個数ｎにかかわらずに同様である。
【０１１２】
また、デジタル直交検波後の信号には、デジタル直交検波により乗算した周波数の成分が残るため、例えば、ベースバンド処理部では当該周波数成分を除去するためのＬＰＦなどのフィルタが必要となる。つまり、サンプルクロック信号の周波数に対応したままの状態では、情報量が多くて処理が煩雑となるため、通常は、クロックを間引く処理が行われる。
【０１１３】
本例では、当該間引く処理とＡ／Ｄ変換に関する誤差による影響を除去するためのＬＰＦによるフィルタリング処理とを合成して行うことにより、演算量を減少することが可能である。具体的には、クロックの間引きを行うフィルタであるデシメーションフィルタと当該ＬＰＦとを共用化することが可能である。なお、デシメーションフィルタでは、単に間引きを行うだけでなく、通常は、有限長インパルス応答（ＦＩＲ：Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタにより合成が行われる。
【０１１４】
以上のように、本例のデジタル直交検波装置では、例えば上記第１実施例で示したＡ／Ｄ変換装置について述べたのと同様に、奇数個のＡＤＣを用いてパラレルにサンプリングを行うＡ／Ｄ変換装置に関して、例えば、各ＡＤＣへの入力信号の振幅の誤差や遅延の誤差やＤＣオフセットの誤差などが発生するような場合においても、Ａ／Ｄ変換後の信号に対して、上記のような適切なフィルタリング特性を有するＬＰＦによりフィルタリング処理を行うことにより、これらの誤差による影響を除去することができ、ＡＤＣ毎の調整を必要としない構成とすることが可能である。
【０１１５】
また、本例のデジタル直交検波装置では、このようなＡ／Ｄ変換に関する処理と組み合わせて、デジタル直交検波を効率的に行うことが可能である。
なお、本例では、デジタル直交検波を行う機能によりデジタル直交検波手段が構成されており、ＬＰＦの機能によりフィルタ手段が構成されている。
【０１１６】
次に、第３実施例を説明する。
本例では、本発明に係るＡ／Ｄ変換装置の一例を示す。
本例のＡ／Ｄ変換装置では、ｎ個のＡＤＣに対して供給するサンプリング周波数ｆｓ’を有するサンプルクロック信号の位相を変えてこれらｎ個のＡＤＣにより順次サンプリングを行うことにより、見かけ上、ｆｓ＝ｎ　×　ｆｓ’のサンプリング周波数でサンプリングを行う。
【０１１７】
本例では、ＡＤＣに対する入力信号として或いはＡＤＣに対する入力信号と共に、例えばモノトーン信号のような既知の信号をＡＤＣへ入力する。そして、既知の信号を入力することにより、ＡＤＣ間における入力信号の振幅の誤差や遅延の誤差や又は入力信号のＤＣオフセットの誤差などによる影響に伴って発生することが予想される折り返しの信号のレベルを検出し、当該検出される信号レベルが最小になるように、例えばＡＤＣからの出力に対して補正を加える。なお、例えば上記図８に示されるＡ／Ｄ変換装置の調整回路１１、１２のように、ＡＤＣに入力される前の信号に対して補正を加えるような構成とすることも可能である。
【０１１８】
ここで、検出される信号レベルが最小になるように制御を行う方法としては、例えば、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムのように適応的に処理を行う方法や、ＦＦＴ分析を用いて特定の周波数の信号レベルを観測して当該観測結果に基づいて制御を行う方法や、狭帯域のフィルタを用いて特定の周波数の信号成分のみを取り出して当該取り出した結果に基づいて制御を行う方法などを用いることができる。
【０１１９】
次に、それぞれの誤差の補正方法について具体的に説明する。
まず、ＤＣオフセットの誤差については、例えば、各ＡＤＣからの出力をそれぞれ平均化した値を用いて補正を加えることができる。なお、このような補正の方法では、特に既知の信号を加える必要はなく、一般的な方法である。
【０１２０】
また、入力信号の振幅の誤差や、入力信号の遅延の誤差や、サンプルクロック信号の遅延の誤差については、既知の参照信号を入力すると、例えば上記図２や上記図３や上記図４や上記図５や上記図７に示されるように、誤差による影響が、サンプリング周波数ｆｓ’に対して周波数ｆｓ’／２で入力信号を折り返した周波数の成分として観測される。このため、当該折り返し成分が最小になるように制御を行うことにより、サンプリング周波数ｆｓ’によらずに、ｆｓ／２の周波数帯域まで或いはＡＤＣの入力信号周波数帯域により制限される周波数帯域まで原理的にサンプリングが可能となる。
【０１２１】
また、入力信号の振幅の誤差による影響に対しては、例えば、各ＡＤＣからの出力に補正用の乗算器を備えることにより対応することが可能であり、或いは、ＡＤＣのリファレンス電圧の調整を行うことによっても入力信号の振幅を微調整することが可能である。なお、温度特性の影響などを考慮すると、Ａ／Ｄ変換後に補正を行う方が望ましい。
【０１２２】
また、入力信号の遅延の誤差或いはサンプルクロック信号の遅延の誤差については、例えば、あらかじめ配線長等の条件をそろえておけば誤差は小さいことからその影響は少なく、また、誤差は固定的なものである。このため、例えば、既知の信号を用いた分析結果に基づいて位相補正用のフィルタを作成して当該フィルタをあらかじめＡＤＣからの出力後の位置に備えてＡ／Ｄ変換後の信号を当該フィルタに通過させるような方法を用いることや、或いは、クロックの入力部分に微小なキャパシタを形成しておいて既知の信号を用いた分析結果に基づいてレーザなどを用いて配線容量の微調整を行うことにより遅延量の補正を行う方法を用いることなどが可能である。
【０１２３】
なお、微調整を行うために用いる既知の信号は、例えば、入力信号に加算して用いる場合においても、既知であるために容易に除去することが可能であり、一例として、シングルトーンなどの単一周波数の信号を既知の信号として用いると入力信号に対する影響が少なくて好ましい。
また、微調整は必要に応じて行えばよく、特に時分割双方向（ＴＤＤ：Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式のように、送信と受信とが時間的に切り替わるような場合には、入力信号が途切れるタイミングを利用して補正を行うとより効果的である。
【０１２４】
なお、本例のＡ／Ｄ変換装置では、例えば、上記図２や上記図３や上記図４や上記図５や上記図７に示されるように誤差による影響が入力信号の周波数帯域の外側に現れるような性質を利用して、当該周波数帯域の外側の電力が最小になるように制御を行う方法を用いることができる。具体的には、入力信号に参照信号を加えることや或いは特定の時間のサンプル（Ａ／Ｄ変換結果）をＦＦＴ分析することを行って、本来であれば帯域制限フィルタによりレベルがゼロに近くなる周波数帯域の電力を監視し、当該周波数帯域の電力がゼロ或いはゼロに近い値になるように適応的に制御を行う。また、制御の態様としては、例えば、各ＡＤＣへの入力信号の振幅や位相やＤＣオフセットを調整する態様や、各ＡＤＣからの出力信号を補正する態様や、或いは、複数個のＡＤＣによるＡ／Ｄ変換後のデータを補正する態様などを用いることができる。
【０１２５】
以上のように、本例のＡ／Ｄ変換装置では、１つの入力信号に対して、サンプリング周波数ｆｓ’で動作するｎ個のＡＤＣにより互いのサンプリングの位相を変えて順次サンプリングを行い、これにより見かけ上でｆｓ＝ｎ　×　ｆｓ’のサンプリング周波数でサンプリングを行うに際して、例えば、ＡＤＣに既知の信号を入力して誤差による影響が現れる周波数を特定し、当該影響が最小になるように制御を行う。
【０１２６】
従って、例えば、各ＡＤＣへの入力信号の振幅の誤差や遅延の誤差やＤＣオフセットの誤差などを精度よく補正することができ、これにより、このような誤差による影響を低減することができる。
なお、本例では、誤差による影響の大きさを検出する機能により誤差影響大きさ検出手段が構成されており、検出される影響の大きさが低減されるように制御を行う機能により誤差影響低減制御手段が構成されている。
【０１２７】
ここで、本発明に係るＡ／Ｄ変換装置やデジタル直交検波装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。なお、本発明は、例えば本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムなどとして提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
【０１２８】
一例として、本発明に係るＡ／Ｄ変換装置は、無線通信システムや有線通信システムで用いられる送信機や受信機に備えることができ、この場合、例えば送信対象となる信号や受信した信号をアナログ信号からデジタル信号へ変換する。
また、一例として、本発明に係るデジタル直交検波装置は、無線通信システムや有線通信システムで用いられる受信機に備えることができ、この場合、例えば受信した信号をＡ／Ｄ変換装置によりアナログ信号からデジタル信号へ変換するに際して、当該受信信号に対してデジタル直交検波を行う。
【０１２９】
また、本発明に係るＡ／Ｄ変換装置やデジタル直交検波装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ　Ｄｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【０１３０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るＡ／Ｄ変換装置によると、サンプリング周波数がｆｓ’であるＡ／Ｄ変換器を複数であるｎ個備え、それぞれのＡ／Ｄ変換器により異なるサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換対象となる信号をＡ／Ｄ変換することにより、総じてｆｓ＝ｎ・ｆｓ’のサンプリング周波数で当該信号をＡ／Ｄ変換する構成において、Ａ／Ｄ変換対象となる信号として周波数帯域幅がｆｓ’／２未満であり且つｆｓ’／２の整数倍の周波数を周波数帯域外とする信号を用い、また、当該信号の周波数帯域を通過周波数帯域に含み且つＡ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換結果に現れる影響に対応した周波数の信号成分を低減する特性を有するフィルタ機能によりＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果をフィルタリングするようにしたため、Ａ／Ｄ変換に関する誤差による影響を効率的に低減することができ、精度のよいＡ／Ｄ変換を実現することができる。
【０１３１】
また、本発明に係るデジタル直交検波装置によると、サンプリング周波数がｆｓ’であるＡ／Ｄ変換器を複数であるｎ個備えてそれぞれのＡ／Ｄ変換器により異なるサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換対象となる信号をＡ／Ｄ変換することにより総じてｆｓ＝ｎ・ｆｓ’のサンプリング周波数で当該信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換装置を有する構成において、Ａ／Ｄ変換器の個数ｎを奇数とし、また、Ａ／Ｄ変換対象となる信号として中心周波数がｆｓ／４であり且つ周波数帯域幅がｆｓ’／２未満である信号を用い、そして、デジタル直交検波機能によりＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果に対してデジタル直交検波を行い、ｆｓ’／４以下である所定の周波数より高い周波数の信号成分を低減する特性を有するフィルタ機能によりデジタル直交検波機能によるデジタル直交検波結果をフィルタリングするようにしたため、複数個のＡ／Ｄ変換器を用いて信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換装置を有した構成において、デジタル直交検波を効率的に行うことができる。
【０１３２】
また、本発明に係るＡ／Ｄ変換装置によると、サンプリング周波数がｆｓ’であるＡ／Ｄ変換器を複数であるｎ個備え、それぞれのＡ／Ｄ変換器により異なるサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換対象となる信号をＡ／Ｄ変換することにより、総じてｆｓ＝ｎ・ｆｓ’のサンプリング周波数で当該信号をＡ／Ｄ変換する構成において、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換に関する誤差に起因してＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換結果に現れる影響の大きさを検出し、そして、当該検出結果に基づいて、検出される影響の大きさが低減されるように制御を行うようにしたため、Ａ／Ｄ変換に関する誤差による影響を効率的に低減することができ、精度のよいＡ／Ｄ変換を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例に係るＡ／Ｄ変換装置の構成例を示す図である。
【図２】入力信号の振幅の誤差がある場合におけるスペクトルの一例を示す図である。
【図３】２個のＡ／Ｄ変換器を使用する構成において入力信号の振幅の誤差がある場合におけるスペクトルの一例を示す図である。
【図４】３個のＡ／Ｄ変換器を使用する構成において入力信号の振幅の誤差がある場合におけるスペクトルの一例を示す図である。
【図５】各Ａ／Ｄ変換器の間において入力信号の遅延の誤差がある場合におけるスペクトルの一例を示す図である。
【図６】入力信号にＤＣオフセットが入った場合におけるスペクトルの一例を示す図である。
【図７】３個のＡ／Ｄ変換器を使用する構成においてデジタル直交検波を行う場合におけるスペクトルの一例を示す図である。
【図８】Ａ／Ｄ変換装置の一例を示す図である。
【図９】Ａ／Ｄ変換に関する誤差による影響を説明するための図である。
【符号の説明】
１、２・・Ａ／Ｄ変換器、　３・・バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、
【図１】
2004072640.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2004072640.tif 000007
【図６】
2004072640.tif 000008
【図７】
2004072640.tif 000009
【図８】
2004072640.tif 000010
【図９】
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