(57)【要約】【課題】入力される交流電圧の最大電圧値が異なるものであっても、出力される直流電圧を所定の規定電圧ＶＳ以下とすることができ、また、最大電圧値が規定電圧ＶＳ以下であっても、安定して直流電圧を出力できる整流平滑回路を提供する。【解決手段】第１整流回路に直列に接続される第１スイッチ素子（１１）と、第２整流回路に直列に接続される第２スイッチ素子（１２）とを開閉制御する制御回路部（２１）と、コンデンサ（７）の両端の電圧と所定の規定電圧とを比較する比較部（２１）とを設け、比較部（２１）でコンデンサ（７）の両端の電圧が規定電圧を越えたことを検出したときに、閉じ制御した第１スイッチ素子（１１）若しくは第２スイッチ素子（１２）を開放制御し、第１整流回路若しくは第２整流回路を遮断する。充電電圧が規定電圧ＶＳを越えると、コンデンサ（７）に充電電流を流していた第１整流回路若しくは第２整流回路に流れる電流が遮断されるので、コンデンサ（７）の充電電圧（出力電圧）は、規定電圧ＶＳ以下に制御される。【選択図】　図２
2004072937.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧が印加される一対の入力端子（１ａ、１ｂ）と、
一対の入力端子（１ａ、１ｂ）と一対の整流出力端子（２ａ、２ｂ）との間で、交流の正の半サイクルの電流のみが流れる第１整流回路と、交流の負の半サイクルの電流のみが流れる第２整流回路とが並列に接続され、交流電圧の交流波形を直流波形に全波整流するブリッジ整流回路と、
一対の整流出力端子（２ａ、２ｂ）間に直列に接続され、直流波形を平滑化するコンデンサ（７）とを備え、
コンデンサ（７）の両端から整流平滑化された直流電圧を出力する整流平滑回路において、
第１整流回路に直列に接続される第１スイッチ素子（１１）と、
第２整流回路に直列に接続される第２スイッチ素子（１２）と、
第１スイッチ素子（１１）と第２スイッチ素子（１２）を開閉制御し、第１整流回路と第２整流回路を選択的に導通若しくは遮断する制御回路部（２１）と、コンデンサ（７）の両端の電圧と所定の規定電圧ＶＳとを比較する比較部（２１）とを設け、
制御回路部（２１）は、一対の入力端子（１ａ、１ｂ）に、正の半サイクルの交流電圧が印加されている間に、第１スイッチ素子（１１）を閉じ制御して第１整流回路を導通させるとともに、負の半サイクルの交流電圧が印加されている間に、第２スイッチ素子（１２）を閉じ制御して第２整流回路を導通させ、
比較部（２１）でコンデンサ（７）の両端の電圧が規定電圧ＶＳを越えたことを検出したときに、閉じ制御した第１スイッチ素子（１１）若しくは第２スイッチ素子（１２）を開放制御し、第１整流回路若しくは第２整流回路を遮断することを特徴とする整流平滑回路。
【請求項２】
交流電圧の交流波形のゼロクロス点で、第１スイッチ素子（１１）若しくは第２スイッチ素子（１２）を閉じ制御することを特徴とする請求項１に記載の整流平滑回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧を直流電圧に整流した後平滑化する整流平滑回路に関し、特に、スイッチング電源回路等に用いて好適な整流平滑回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電圧を直流電圧に整流した後平滑化するする整流平滑回路として、例えば、図７に示す整流平滑回路１００が知られ、この整流平滑回路１００では、ダイオードを４本ブリッジ形に接続し交流の全サイクルを出力として取り出すダイオードブリッジ整流回路が用いられている。
【０００３】
ダイオードブリッジ整流回路は、交流電圧が印加される一対の入力端子１ａ、１ｂと一方の出力端子２ａの間に、入力端子１ａ、１ｂから出力端子２ａへの方向を順方向とするダイオード３、４が並列に接続され、また、他方の出力端子２ｂと一対の入力端子１ａ、１ｂの間に、出力端子２ｂから入力端子１ａ、１ｂへの方向を順方向とするダイオード５、６が並列に接続されたものである。
【０００４】
これにより、出力端子２ａ、２ｂ間に負荷が接続されると、入力端子１ａからダイオード３、出力端子２ａ、出力端子２ｂ、ダイオード６を介して入力端子１ｂに交流の正の半サイクルの電流が流れる第１整流回路と、入力端子１ｂから、ダイオード４、出力端子２ａ、出力端子２ｂ、ダイオード５を介して入力端子１ａに交流の負の半サイクルの電流が流れる第２整流回路とが、一対の入力端子１ａ、１ｂと一対の出力端子２ａ、２ｂ間に並列に接続されものとなる。
【０００５】
図示するように、一対の出力端子２ａ、２ｂ間には、平滑コンデンサ７が接続され、これによりリップルが大きく、電圧変動の激しい整流回路の出力を平滑化している。
【０００６】
図８は、従来の整流平滑回路１００の入力端子１ａ、１ｂの間に、最大電圧値が±３７５Ｖまで変化する交流電圧を印加したときの平滑コンデンサ７両端、すなわち出力端子２ａ、２ｂ間に現れる出力電圧波形Ａ３を示すものである。
【０００７】
図では、始めに正の半サイクルの交流電圧により、平滑コンデンサ７が＋３７５Ｖまで充電され（ａ１）、その後交流電圧の電圧が低下し、負荷に充電電流が流れるので出力電圧は徐々に低下し（ａ２）、整流された負の半サイクルの交流電圧が充電電圧を上回ると（ａ３）、再び交流電圧により＋３７５Ｖまで充電され（ａ４）、以後これを繰り返す。
【０００８】
その結果、整流平滑回路１００からは、出力電圧波形Ａ３に示すように３００Ｖ前後の直流電圧に近い波形の出力が出力される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、国外向けの製品として海外の商用交流電源を入力として用いる場合には、世界各国で電圧実効値が個別に規定されていることから、入力端子１ａ、１ｂの間に印加される交流電圧の最大電圧値は、１４４Ｖから３７５Ｖまでの範囲で異なるものとなる。
【００１０】
一方、上述の整流平滑回路１００を用いた場合には、平滑コンデンサ７の充電電圧（出力電圧）は、入力される交流電圧の最大電圧値にほぼ追従するので、国によっては３７５Ｖ程度の高い電圧が出力されることとなる。その結果、この整流平滑回路１００の出力をスイッチング電源回路等の入力に用いる場合には、耐圧が大きいスイッチング素子を用いたり、大型化したトランスを用いる必要があり、これらの特定な仕向地の為に、高価で大型化するスイッチング電源回路を用意する必要があった。
【００１１】
本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、入力される交流電圧の最大電圧値が異なるものであっても、出力される直流電圧を所定の規定電圧以下とすることができ、また、最大電圧値が規定電圧以下であっても、安定して直流電圧を出力できる整流平滑回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
以上の課題を解決するために、請求項１の発明の整流平滑回路は、交流電圧が印加される一対の入力端子と、一対の入力端子と一対の整流出力端子との間で、交流の正の半サイクルの電流のみが流れる第１整流回路と、交流の負の半サイクルの電流のみが流れる第２整流回路とが並列に接続され、交流電圧の交流波形を直流波形に全波整流するブリッジ整流回路と、一対の整流出力端子間に直列に接続され、直流波形を平滑化するコンデンサとを備え、コンデンサの両端から整流平滑化された直流電圧を出力する整流平滑回路において、
第１整流回路に直列に接続される第１スイッチ素子と、第２整流回路に直列に接続される第２スイッチ素子と、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子を開閉制御し、第１整流回路と第２整流回路を選択的に導通若しくは遮断する制御回路部と、コンデンサの両端の電圧と所定の規定電圧とを比較する比較部とを設け、制御回路部は、一対の入力端子に、正の半サイクルの交流電圧が印加されている間に、第１スイッチ素子を閉じ制御して第１整流回路を導通させるとともに、負の半サイクルの交流電圧が印加されている間に、第２スイッチ素子を閉じ制御して第２整流回路を導通させ、比較部でコンデンサの両端の電圧が規定電圧を越えたことを検出したときに、閉じ制御した第１スイッチ素子若しくは第２スイッチ素子を開放制御し、第１整流回路若しくは第２整流回路を遮断することを特徴とする。
【００１３】
制御回路部は、交流の半サイクルの交流電圧が印加される間に、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子を交互に閉じ制御し、第１整流回路と第２整流回路に交互に流れる電流でコンデンサを充電する。
【００１４】
入力端子に印加される交流電圧が規定電圧を越えると、コンデンサの充電電圧も規定電圧を越える。比較部で充電電圧が規定電圧を越えたことを検出すると、閉じ制御されていた第１スイッチ素子若しくは第２スイッチ素子が開放制御され、第１整流回路若しくは第２整流回路に流れる電流が遮断される。その結果、コンデンサへの充電も停止し、充電電圧は、規定電圧以下に制御される。
【００１５】
一方、最大電圧値が規定電圧を越えない交流電圧が入力端子に印加される場合には、制御回路部によって第１スイッチ素子若しくは第２スイッチ素子が開放制御されることがなく、通常通り、全波整流された後コンデンサで平滑化された直流電圧が出力される。
【００１６】
請求項２の整流平滑回路は、交流電圧の交流波形のゼロクロス点で、第１スイッチ素子若しくは第２スイッチ素子を閉じ制御することを特徴とする。
【００１７】
交流電圧の交流波形のゼロクロス点で、第１スイッチ素子若しくは第２スイッチ素子を閉じ制御するので、電圧、電流が緩やかに増加し、変化分による素子への影響が少なく、スイッチングによる高周波ノイズも発生しない。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１実施の形態に係る整流平滑回路１０を、従来の整流平滑回路１００と対応させて示す図１で説明する。尚、以下に示す実施の形態において、整流平滑回路１００と同一の構成については、同一の番号を付してその説明を省略する。
【００１９】
整流平滑回路１０は、従来の整流平滑回路１００においてダイオード３、４が配置された位置にスイッチ素子１１、１２が接続されている。スイッチ素子１１、１２は、それぞれ平滑コンデンサ７の両端（出力端子２ａ、２ｂ）間に接続された比較・制御回路１３により選択的に開閉制御されるもので、これによりスイッチ１１の開閉で交流の正の半サイクルの電流が流れる第１整流回路が、スイッチ１２の開閉で交流の負の半サイクルの電流が流れる第２整流回路が、それぞれ導通若しくは遮断される。
【００２０】
比較・制御回路１３は、平滑コンデンサ７の両端の電圧、すなわち出力電圧を監視しながらスイッチ素子１１、１２を開閉制御するもので、いずれか一方のスイッチ素子（例えば、スイッチ素子１１）のみを閉じ制御し、出力電圧が上昇すれば、正の半サイクルの交流で平滑コンデンサ７が充電されているものと判断し、少なくとも出力電圧が低下し始めるまで閉じ制御する。
【００２１】
続いて、スイッチ素子１１を開放制御するとともに、スイッチ素子１２を閉じ制御し、引き続く負の半サイクルの交流で平滑コンデンサ７を充電する。充電により出力電圧が上昇した後、再び低下し始めたときに、負の半サイクルのピークを越えたともの判断し、スイッチ素子１２を開放制御するとともに、スイッチ素子１１を閉じ制御し、次の正の半サイクルの交流による充電に備える。
【００２２】
入力される交流電圧、即ち平滑コンデンサ７の両端の電圧が、予め設定した規定電圧を越えない限り上記動作が連続するが、その間に、規定電圧を越えると、比較・制御回路１３がこれを検出し、閉じ制御し導通させていた側のスイッチ素子１１若しくはスイッチ素子１２を開放制御する。その結果、更に交流電圧が上昇しても充電されず、出力電圧は、規定電圧以下に制御される。
【００２３】
また、このように強制的にスイッチ素子１１若しくはスイッチ素子１２を開放制御した場合であっても、他側のスイッチ素子１２若しくはスイッチ素子１１は、同時に閉じ制御する。他側のスイッチ素子１２、１１を閉じて整流回路を導通させても、その半サイクルでは逆方向電圧が加わるダイオード５、６で電流が遮断される一方、他側の整流回路を導通させておくことにより、負荷に電流が流れて充電電圧が低下する平滑コンデンサ７を、次の半サイクルで再び充電することができる。
【００２４】
以上の動作を連続させ、交流を全波整流した後平滑化した波形で、設定した規定電圧を越えない出力電圧を、出力端子２ａ、２ｂ間から出力することができる。
【００２５】
図２は、比較・制御回路１３をより具体的な回路素子を用いて実現した本発明の第２実施の形態に係る整流平滑回路２０を示す回路図である。
【００２６】
整流平滑回路２０では、上述の整流平滑回路１０と異なり、スイッチ素子１１と直列に整流素子であるダイオード３が、またスイッチ素子１２と直列に整流素子であるダイオード４が接続され、これにより、入力端子１ａからダイオード３、スイッチ素子１１、出力端子２ａ、出力端子２ｂ、ダイオード６を介して入力端子１ｂに交流の正の半サイクルの電流が流れる第１整流回路と、入力端子１ｂから、ダイオード４、スイッチ素子１２、出力端子２ａ、出力端子２ｂ、ダイオード５を介して入力端子１ａに交流の負の半サイクルの電流が流れる第２整流回路とが形成される。
【００２７】
スイッチ素子１１、１２として、ここではＭＯＳＦＥＴが用いられ、ダイオード３、４と出力端子２ａ間にそれぞれドレイン及びソースを接続している。
【００２８】
出力端子２ａ、２ｂ間には、図示するように、平滑コンデンサ７と並列に、負荷の抵抗に対して無視できる程度に大きい抵抗値の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２が接続され、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点が、比較・制御回路として作用するコンパレータ２１の非反転入力端子に接続されている。分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２は、平滑コンデンサ７の充電電圧が高いので、これを分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値の比で分圧し、比較的低い電位としてコンパレータ２１の非反転入力端子に入力させるものである。
【００２９】
また、コンパレータ２１の反転入力端子には、規定電圧ＶＳを、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値と同じ比で分圧した電圧をこの反転入力端子へ出力する為の基準電源２２が接続される。例えば、規定電圧ＶＳを１４０Ｖに設定し、非反転入力端子に、平滑コンデンサ７の充電電圧の１／５０の電圧が入力されるものとすれば、この分圧した充電電圧と比較するため、１４０Ｖの１／５０である−２．８Ｖが反転入力端子に入力される。
【００３０】
従って、平滑コンデンサ７の充電電圧が規定電圧ＶＳを越えると、コンパレータ２１から「Ｌ」レベルの電位が出力され、規定電圧ＶＳを越えない限りは、「Ｈ」レベルの電位が出力される。コンパレータ２１の出力は、帰還抵抗Ｒ３を介して非反転入力端子に正帰還され、これにより、瞬間にも「Ｌ」レベルが出力されると、一定時間ｔ（交流の半周期に比べて短い時間）その出力が保たれる。
【００３１】
コンパレータ２１の出力は、バッファ２３を介して、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２のそれぞれのゲートに接続し、これらのＭＯＳＦＥＴ１１、１２のスイッチング動作を制御する。
【００３２】
このように構成された整流平滑回路２０は、入力される交流電圧が、規定電圧ＶＳを越えない限り、コンパレータ２１から「Ｈ」レベルの電位が出力され、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２のゲートに入力されるので、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２は、ドレイン・ソース間を導通状態とし、第１、第２整流回路で構成されるブリッジ整流回路は、従来のダイオードブリッジ整流回路と等価となる。
【００３３】
図３は、規定電圧ＶＳを１４０Ｖに設定した整流平滑回路２０に、電圧が±１２０Ｖまで変化する交流電圧を印可した場合の出力電圧の出力波形Ａ１を示す波形図である。図に示すように、コンパレータ２１からは、常時「Ｈ」レベルの電位が出力されるので、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２で交流の電流が遮断されることはなく、交流の最大電圧値に近く、規定電圧ＶＳ以下の直流電圧の出力が得られる。
【００３４】
一方、最大電圧値が規定電圧ＶＳを越える交流電圧が印加される場合には、一時的にコンデンサ７への充電が停止され、出力は、規定電圧ＶＳ以下に制御され
る。
【００３５】
図４は、規定電圧を１４０Ｖに設定した整流平滑回路２０に、電圧が±３７５Ｖまで変化する交流電圧を印可した場合の出力電圧の出力波形Ａ２を示す波形図である。
【００３６】
図に示すように、交流電圧が規定電圧ＶＳを越えない間は、コンパレータ２１から「Ｈ」レベルの電位が出力され、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２が導通することにより平滑コンデンサ７の充電電圧は交流電圧に合わせて上昇するが、規定電圧１４０Ｖに達すると（図中ｂ１）、コンパレータ２１の出力が「Ｌ」レベルに反転し、「Ｌ」レベルの出力を維持する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２のゲートには、「Ｌ」レベルの電位が入力され、ドレイン・ソース間を遮断し、交流電圧による平滑コンデンサ７への充電を一時的に停止する。前述したように、コンパレータ２１の出力が「Ｌ」レベルに反転すると、帰還抵抗Ｒ３の抵抗値で定められる一定時間ｔ、「Ｌ」レベルの出力が保たれるので、少なくとも次の半サイクルの交流電圧が印加される前の一定時間ｔ、交流電圧による充電が停止される。
【００３７】
その為、充電電圧（出力電圧）は、負荷に流れる放電電流で徐々に低下する（図中ｂ２）。交流の電流が遮断されてからｔ時間後（図中ｂ３）には、印加される交流電圧が規定電圧ＶＳを下回っているので（ｔ時間後であっても規定電圧ＶＳ以上である場合には、再び充電が遮断される）、コンパレータ２１の出力が「Ｈ」レベルに反転し、ドレイン・ソース間を導通状態とし、他側の整流回路による次の半サイクルの交流電圧の充電に備える。次の半サイクルの交流電圧が充電電圧を上回ると（ｂ４）、再び規定電圧ＶＳに達するまで、平滑コンデンサ７を充電し、以後これを繰り返す。
【００３８】
従って、最大電圧値が規定電圧ＶＳを越える交流電圧が印加される場合であっても、設定した規定電圧ＶＳ近くで、規定電圧ＶＳ以下の直流電圧の出力が得られる。
【００３９】
本発明において、交流電圧の各半サイクルで平滑コンデンサ７を充電するものであれば、第１、第２スイッチ素子１１、１２を閉じ制御するタイミングは、任意であるが、図５は、入力される交流電圧を監視し、反サイクルが切り替わり、交流電圧が０Ｖとなるゼロクロス点で、第１、第２スイッチ素子１１、１２を閉じ制御する本発明の第３実施の形態に係る整流平滑回路３０を示すものである。
【００４０】
尚、整流平滑回路３０は、交流電圧を監視し第１、第２スイッチ素子１１、１２を開閉制御する構成を除いて第２実施の形態に係る整流平滑回路２０と同一であるので、主として整流平滑回路２０と異なる構成を説明する。
【００４１】
図５において、３１は、コンパレータを用いた波形整形回路で、交流電圧が印加される一対の入力端子１ａ、１ｂを、それぞれ非反転入力端子と反転入力端子へ接続し、入力される交流電圧波形を、図６の（ａ）に示す正弦波に整形して出力する。
【００４２】
波形整形回路３１の出力側には、第１コンパレータ３２と第２コンパレータ３３が接続されている。第１コンパレータ３２は、反転入力端子を接地させ、非反転入力端子を波形整形回路３１へ接続するもので、これにより、図６の（ｂ）に示すように、交流電圧波形の正の半サイクルが入力されているタイミングで、「Ｈ」レベルの電圧を出力する。また、第２コンパレータ３３は、非反転入力端子を接地させ、反転入力端子を波形整形回路３１へ接続するもので、これにより、図６の（ｃ）に示すように、交流電圧波形の負の半サイクルが入力されているタイミングで、「Ｈ」レベルの電圧を出力する。
【００４３】
図に示すように、第１コンパレータ３２の出力側には、第１ラッチ回路３４が接続され、第１ラッチ回路３４は、第１コンパレータ３２と、コンパレータ２１とからの出力が入力される。コンパレータ２１の出力は、波形整形回路２０について説明したとおりであり、常時は「Ｈ」レベルを出力し、図６の（ｄ）示すように、平滑コンデンサ７の充電電圧が基定電圧ＶＳを越えると、同図（ｅ）に示すように、ｔ時間「Ｌ」レベルを出力した後、「Ｈ」レベルに移行する。
【００４４】
第１ラッチ回路３４は、コンパレータ２１から「Ｌ」レベルの入力がない限り、第１コンパレータ３２からの入力をそのまま出力する。一方、第１コンパレータ３２からの入力が「Ｈ」レベルであるときに、コンパレータ２１からの入力が「Ｌ」レベルとなった場合には、コンパレータ２１からの入力が「Ｈ」から「Ｌ」レベルへ移行するタイミングで、「Ｈ」レベルの出力を「Ｌ」レベルとする。
【００４５】
図６の（ｆ）は、この第１ラッチ回路３４の出力を示すもので、入力される交流電圧波形の正の半サイクルが始まるゼロクロス点毎に「Ｈ」レベルとなり、その期間中にコンパレータ２１からの入力が「Ｌ」レベルとなると、つまり平滑コンデンサ７の充電電圧が基定電圧ＶＳを越えると、「Ｌ」レベルに移行することが示されている。尚、コンパレータ２１からの入力が「Ｌ」レベルとならない場合には、図中（ｂ）の波形がそのまま出力されるので、「Ｈ」レベルの出力は、負の半サイクルが始まるゼロクロス点毎に「Ｌ」レベルとなる。
【００４６】
第１ラッチ回路３４の出力は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに接続され、ＭＯＳＦＥＴ１１は、第１ラッチ回路３４から「Ｈ」レベルが出力されている間に、ドレイン・ソース間を導通させ、第１整流回路を導通させる。
【００４７】
また、第２コンパレータ３３の出力側には、第２ラッチ回路３５が接続され、第２ラッチ回路３５は、第２コンパレータ３３と、コンパレータ２１とからの出力が入力される。
【００４８】
第２ラッチ回路３５も第１ラッチ回路３４と同様に動作するもので、コンパレータ２１から「Ｌ」レベルの入力がない限り、第２コンパレータ３３からの入力をそのまま出力するとともに、第２コンパレータ３３からの入力が「Ｈ」レベルであるときに、コンパレータ２１からの入力が「Ｌ」レベルとなった場合に、コンパレータ２１の出力が「Ｈ」から「Ｌ」レベルへ移行するタイミングで、「Ｈ」レベルの出力を「Ｌ」レベルとする。
【００４９】
図６の（ｇ）は、この第２ラッチ回路３５の出力を示すもので、入力される交流電圧波形の負の半サイクルが始まるゼロクロス点毎に「Ｈ」レベルとなり、その期間中にコンパレータ２１からの入力が「Ｌ」レベルとなると、「Ｌ」レベルに移行する。第２ラッチ回路３５においても、コンパレータ２１からの入力が「Ｌ」レベルとならない場合には、第２コンパレータ３３の出力（図６の（ｃ））がそのまま出力されるので、「Ｈ」レベルの出力は、正の半サイクルが始まるゼロクロス点毎に「Ｌ」レベルとなる。
【００５０】
第２ラッチ回路３５の出力は、ＭＯＳＦＥＴ１２のゲートに接続され、ＭＯＳＦＥＴ１２は、第２ラッチ回路３５から「Ｈ」レベルが出力されている間に、ドレイン・ソース間を導通させ、第２整流回路を導通させる。
【００５１】
以上のように、この整流平滑回路３０では、平滑コンデンサ７の充電電圧が基定電圧ＶＳを越えない限り、すなわちコンパレータ２１からの入力が「Ｌ」レベルとならない限り、交流の正の半サイクルが始まるゼロクロス点毎にＭＯＳＦＥＴ１１がＯＮすると同時に、ＭＯＳＦＥＴ１２がＯＦＦする一方、交流の負の半サイクルが始まるゼロクロス点毎にＭＯＳＦＥＴ１２がＯＮすると同時に、ＭＯＳＦＥＴ１１がＯＦＦし、いずれもＭＯＳＦＥＴ１１、１２に電圧が加わらない状態で、スイッチング動作できる。
【００５２】
その結果、スイッチングによるラッシュ電流が発生しないのでスイッチングによる損失が少なく、また、高周波ノイズも発生しない。
【００５３】
また、平滑コンデンサ７の充電電圧が基定電圧ＶＳを越えると、充電電流を流していた側のＭＯＳＦＥＴ１１、１２が遮断制御され、充電電流が遮断されるので、充電電圧（出力電圧）は、常に基定電圧ＶＳ以下に制御される。
【００５４】
上述の実施の形態において、スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２を用いたが、整流回路の導通若しくは遮断制御できるものであれば、他のスイッチング素子を用いてもよい。
【００５５】
また、整流素子であるダイオード３、４、５、６とスイッチング素子１１、１２とコンパレータ２１、３１、３２、３３及びラッチ回路３４、３５は、これらのいずれか、若しくは全体を１チップ化した整流ブリッジ素子としてもよい。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、所定の規定電圧を設定した状態で、入力される交流電圧の最大電圧値が規定電圧以下である場合には、交流電圧の最大電圧値近傍の直流電圧を安定して出力することができる。
【００５７】
一方、交流電圧の最大電圧値が規定電圧を越える交流電圧が入力される場合には、規定電圧以下で、規定電圧近傍の直流電圧を出力する。従って、規定電圧を調整することにより、入力される交流電圧が異なるものであっても、任意の出力電圧に調整でき、負荷に流れる電流を調整できる。
【００５８】
その結果、負荷の各回路素子に、より低圧定格の素子を用いることができる。特に、スイッチングレギュレータの電源として整流平滑回路の出力を利用する場合には、トランスに小型のコアを用いることができ、また、高電圧が加わらないので、起動回路、スナバ回路、サブ電源等で低損失が可能となる。
【００５９】
また、請求項２の発明によれば、これに加えて、第１スイッチ素子若しくは第２スイッチ素子を閉じ制御するスイッチング時に、入力される交流電圧が加わらないので、スイッチング時の損失がなく、電圧、電流の急激な変化による各回路素子への影響が少なく、高周波ノイズも発生しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施の形態に係る整流平滑回路１０の概略を示す回路図である。
【図２】本発明の第２実施の形態に係る整流平滑回路２０を示す回路図である。
【図３】規定電圧ＶＳを１４０Ｖに設定した整流平滑回路２０に、電圧が±１２０Ｖまで変化する交流電圧を印可した場合の出力電圧の出力波形Ａ１を示す波形図である。
【図４】規定電圧を１４０Ｖに設定した整流平滑回路２０に、電圧が±３７５Ｖまで変化する交流電圧を印可した場合の出力電圧の出力波形Ａ２を示す波形図である。
【図５】本発明の第３実施の形態に係る整流平滑回路３０を示す回路図である。
【図６】図５に示す整流平滑回路３０の各回路素子の出力波形を示し、
（ａ）は、波形整形回路３１の、
（ｂ）は、第１コンパレータ３２の、
（ｃ）は、第２コンパレータ３３の、
（ｄ）は、平滑コンデンサ７の両端（充電電圧）の、
（ｅ）は、コンパレータ２１の、
（ｆ）は、第１ラッチ回路３４の、
（ｇ）は、第２ラッチ回路３５の、
出力波形を示す波形図である。
【図７】従来の整流平滑回路１００の概略を示す回路図である。
【図８】従来の整流平滑回路１００に、電圧が±３７５Ｖまで変化する交流電圧を印加した場合の出力電圧の出力波形Ａ３を示す波形図である。
【符号の説明】
１０、２０、３０　整流平滑回路
１ａ、１ｂ　　　　入力端子
２ａ、２ｂ　　　　整流出力端子
７　　　　　　　　平滑コンデンサ（コンデンサ）
１１　　　　　　　ＭＯＳＦＥＴ（第１スイッチ素子）
１２　　　　　　　ＭＯＳＦＥＴ（第２スイッチ素子）
２１　　　　　　　コンパレータ（比較部・制御回路部）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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