(57)【要約】【課題】温度や電源電圧による利得変化が小さく、高精度な可変利得増幅器を構成することが可能な利得制御回路を提供することが困難であった。【解決手段】第１の可変利得増幅器３ａは、入力信号を増幅する第２の可変利得増幅器３ｂと同様の構成で、参照信号を増幅する。第１の検波器４ａは第１の可変利得増幅器３ａの出力信号を検波し、第２の検波器４ｂは参照信号を検波する。差動増幅器５は第１、第２の検波器４ａ、４ｂの出力信号の差信号を増幅し、この増幅された差信号により第１、第２の可変利得増幅器３ａ、３ｂを制御する。【選択図】　　図１
2004080192.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
参照信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、
前記参照信号を検波する第２の検波器と、
前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項２】
入力信号を増幅し、増幅された前記入力信号を外部に出力する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、
前記入力信号を検波する第２の検波器と、
前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器に供給する差動増幅器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項３】
参照信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号と、前記参照信号との差信号を増幅する差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力信号を検波し、検波された前記差動増幅器の出力信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する検波器と、
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項４】
入力信号を増幅し、増幅された前記入力信号を外部に出力する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号と、前記入力信号との差信号を増幅する差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力信号を検波し、検波された前記差動増幅器の出力信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器に供給する検波器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項５】
参照信号を減衰させる減衰器と、
前記減衰器の出力信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、
前記参照信号を検波する第２の検波器と、
前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項６】
参照信号が供給される第１の減衰器と、
前記参照信号が供給される第２の減衰器と、
前記第１の減衰器の出力信号が供給される可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、
前記第２の減衰器の出力信号を検波する第２の検波器と、
前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項７】
参照信号が供給される可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号が供給される減衰器と、
前記減衰器の出力信号を検波する第１の検波器と、
前記参照信号を検波する第２の検波器と、
前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項８】
入力信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力が入力される減衰器と、
前記減衰器の出力信号を検波する第１の検波器と、
前記入力信号を検波する第２の検波器と、
前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器に供給する差動増幅器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項９】
入力信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、
前記第１の検波器の出力信号が供給される減衰器と、
前記入力信号を検波する第２の検波器と、
前記減衰器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器に供給する差動増幅器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項１０】
参照信号を減衰させる第１の減衰器と、
前記第１の減衰器の出力信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、
前記参照信号を検波する第２の検波器と、
前記第２の検波器の出力信号を減衰させる第２の減衰器と、
前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の減衰器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項１１】
参照信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号を検波する検波器と、
一定の電圧を発生する定電圧源と、
前記定電圧源の出力電圧を減衰させる減衰器と、
前記第１の検波器の出力信号と、前記減衰器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項１２】
参照信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号を検波する検波器と、
前記検波器の出力信号を減衰させる減衰器と、
一定の電圧を発生する定電圧源と、
前記減衰器の出力電圧と、前記定電圧源の出力電圧との差電圧を増幅し、増幅された前記差電圧を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項１３】
参照信号を減衰させる減衰器と、
前記減衰器の出力信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号と、前記参照信号との差信号を増幅する差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力信号を検波し、前記可変利得増幅器および外部に供給する検波器と
を具備することを特徴とする利得制御回路。
【請求項１４】
前記参照信号を発生する発振器をさらに具備することを特徴とする請求項１、３、５乃至７、１０乃至１３のいずれかに記載の利得制御回路。
【請求項１５】
前記参照信号は、前記入力信号の中心周波数とほぼ同様の周波数を有することを特徴とする請求項１、３、５乃至７、１０乃至１３のいずれかに記載の利得制御回路。
【請求項１６】
前記発振器は、局部発振器であることを特徴とする請求項１４記載の利得制御回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば可変利得増幅器の利得を高精度に制御する利得制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年における移動体通信、なかでも携帯電話の普及はめざましいものがある。これらは、特定の無線周波数帯を占有して通信を行うが、ある特定の周波数帯で送受信可能な情報量には限りがあるため、加入者の増加とともに周波数帯の不足が深刻化してきた。このような状況を背景に開発が進められている第３世代携帯電話の標準方式として、現在最も有力視されているのは、符号分割方式すなわちＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉ　Ａｃｃｅｓｓ）方式である。ＣＤＭＡ方式は、共通の無線周波数帯域を複数の利用者が共有できるため、従来のＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉ　Ａｃｃｅｓｓ）方式と比べて、周波数利用効率が良いという利点がある。しかし、その反面、電界強度が異なる環境で使用するためには、高周波又は中間周波増幅器の利得を高精度に制御する必要がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ＣＤＭＡ方式携帯電話器の高周波段における信号の周波数は、１乃至２ＧＨｚ程度である。また、中間周波段における信号の周波数は、その約１０分の１の、１００乃至２００ＭＨｚ程度のものが多い。一方、その高周波または中間周波段に使用される可変利得増幅器は、利得の可変範囲が８０ｄＢと広く、さらに、誤差±１ｄＢ程度という高性能が要求される。しかも、温度や電源電圧の変化に対する利得の変動が小さくなければならない。このような高い要求を満たすためには、複雑な回路構成を必要とする。しかし、回路構成が複雑化するほど、その高周波特性が劣化するという二律背反の事情がある。このため、高精度な可変利得増幅器を提供することが困難であった。
【０００４】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、温度や電源電圧による利得変化が小さく、高精度な可変利得増幅器を構成することが可能な利得制御回路を提供しようとするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の利得制御回路は、上記課題を解決するため、参照信号を増幅する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、前記参照信号を検波する第２の検波器と、前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器とを具備している。
【０００６】
また、本発明の利得制御回路は、入力信号を増幅し、増幅された前記入力信号を外部に出力する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、前記入力信号を検波する第２の検波器と、前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器に供給する差動増幅器とを具備している。
【０００７】
さらに、本発明の利得制御回路は、参照信号を増幅する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号と、前記参照信号との差信号を増幅する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力信号を検波し、検波された前記差動増幅器の出力信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する検波器とを具備している。
【０００８】
また、本発明の利得制御回路は、入力信号を増幅し、増幅された前記入力信号を外部に出力する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号と、前記入力信号との差信号を増幅する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力信号を検波し、検波された前記差動増幅器の出力信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器に供給する検波器とを具備している。
【０００９】
さらに、本発明の利得制御回路は、参照信号を減衰させる減衰器と、前記減衰器の出力信号を増幅する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、前記参照信号を検波する第２の検波器と、前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器とを具備している。
【００１０】
また、本発明の利得制御回路は、参照信号が供給される第１の減衰器と、前記参照信号が供給される第２の減衰器と、前記第１の減衰器の出力信号が供給される可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、前記第２の減衰器の出力信号を検波する第２の検波器と、前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器とを具備している。
【００１１】
さらに、本発明の利得制御回路は、参照信号が供給される可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号が供給される減衰器と、前記減衰器の出力信号を検波する第１の検波器と、前記参照信号を検波する第２の検波器と、前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器とを具備している。
【００１２】
また、本発明の利得制御回路は、入力信号を増幅する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力が入力される減衰器と、前記減衰器の出力信号を検波する第１の検波器と、前記入力信号を検波する第２の検波器と、前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器に供給する差動増幅器とを具備している。
【００１３】
さらに、本発明の利得制御回路は、入力信号を増幅する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、前記第１の検波器の出力信号が供給される減衰器と、前記入力信号を検波する第２の検波器と、前記減衰器の出力信号と、前記第２の検波器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器に供給する差動増幅器とを具備している。
【００１４】
また、本発明の利得制御回路は、参照信号を減衰させる第１の減衰器と、前記第１の減衰器の出力信号を増幅する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号を検波する第１の検波器と、前記参照信号を検波する第２の検波器と、前記第２の検波器の出力信号を減衰させる第２の減衰器と、前記第１の検波器の出力信号と、前記第２の減衰器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器とを具備している。
【００１５】
さらに、本発明の利得制御回路は、参照信号を増幅する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号を検波する検波器と、一定の電圧を発生する定電圧源と、前記定電圧源の出力電圧を減衰させる減衰器と、前記第１の検波器の出力信号と、前記減衰器の出力信号との差信号を増幅し、増幅された前記差信号を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器とを具備している。
【００１６】
また、本発明の利得制御回路は、参照信号を増幅する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号を検波する検波器と、前記検波器の出力信号を減衰させる減衰器と、一定の電圧を発生する定電圧源と、前記減衰器の出力電圧と、前記定電圧源の出力電圧との差電圧を増幅し、増幅された前記差電圧を利得制御信号として前記可変利得増幅器および外部に供給する差動増幅器とを具備している。
【００１７】
さらに、本発明の利得制御回路は、参照信号を減衰させる減衰器と、前記減衰器の出力信号を増幅する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の出力信号と、前記参照信号との差信号を増幅する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力信号を検波し、前記可変利得増幅器および外部に供給する検波器とを具備している。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１９】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施例を示す図である。
【００２０】
図１において、１は発振器、２は減衰器、３ａ、３ｂは可変利得増幅器、４ａ、４ｂは検波器、５は差動増幅器である。
【００２１】
発振器１の出力（参照信号）は、減衰器２に入力される。減衰器２の出力は、第１の可変利得増幅器３ａに入力される。第１の可変利得増幅器３ａの出力は、第１の検波器４ａに入力される。発振器１の出力は、また、第２の検波器４ｂにも入力される。第１、第２の検波器４ａ、４ｂの出力は、差動増幅器５が備える入力端子対にそれぞれ入力される。差動増幅器５の出力は、第１の可変利得増幅器３ａに利得制御信号として供給されるとともに、第２の可変利得増幅器３ｂにも、同様に、利得制御信号として供給される。第２の可変利得増幅器３ｂには、入力端子から、入力信号が入力される。第２の可変利得増幅器３ｂの出力は、出力端子から、出力信号として出力される。
【００２２】
図２は、図１に示す発振器１の例を示す図である。
【００２３】
図２において、６は水晶振動子、７ａ乃至７ｆは抵抗器、８ａ乃至８ｄはキャパシタ（静電容量）、９ａはインダクタ（誘導性素子）、１０ａ、１０ｂはｎチャネルＭＯＳ（絶縁ゲート型電界効果）トランジスタ、Ａは出力端子である。
【００２４】
図２においては、トランジスタ１０ａだけが発振動作に関わり、トランジスタ１０ｂは、出力インピーダンスを低くするためのバッファ回路（緩衝増幅器）を構成している。発振出力は、端子Ａから、発振器の外部に取り出される。
【００２５】
図３は、図１に示す減衰器２の例を示す図である。
【００２６】
図３において、７ｇ乃至７ｊは抵抗器、１０ｃ乃至１０ｅはｎチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｂは入力端子、Ｄは出力端子である。
【００２７】
抵抗器７ｇの一方の端子は入力端子Ｂに接続され、もう一方の端子は出力端子Ｄに接続されている。出力端子Ｄには、抵抗器７ｈ、７ｉ、７ｊの一方の端子が共通に接続されている。抵抗器７ｈ、７ｉ、７ｊの他方の端子には、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ１０ｃ、１０ｄ、１０ｅのドレインが、それぞれ接続されている。これらトランジスタ１０ｃ、１０ｄ、１０ｅのゲートは、制御信号入力端子Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３に接続されている。これらトランジスタ１０ｃ、１０ｄ、１０ｅのソースは、接地電位に接続されている。
【００２８】
減衰動作は、以下のようにして行われる。トランジスタ１０ｃ、１０ｄ、１０ｅは、そのゲートに接地電位（０Ｖ）を与えると、ドレインとソースの間が高抵抗状態となり、ここにゲート閾値電圧よりも高い電位を与えると、ドレインとソースの間が低抵抗状態になる。高抵抗状態と低抵抗状態とでは、ドレイン、ソース間の抵抗値の比が著しいため、ドレインまたはソースに接続される抵抗の値と、これら２つの状態におけるドレイン、ソース間抵抗の値との比が、じゅうぶん大きければ、これら２つの状態は、それぞれ、スイッチの開放（オフ）、短絡（オン）状態とみなすことができる。以後の説明では、トランジスタにおけるこれら２つの状態を、それぞれオン状態、オフ状態と表記する。いま、抵抗器７ｇ、７ｈ、７ｉ、７ｊの抵抗値をそれぞれＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４とする。トランジスタ１０ｃ、１０ｄ、１０ｅは、全てオフ状態か、または、どれか１つだけがオン状態になる。すなわち、制御入力端子Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３には、全てに接地電位が与えられるか、または、１つだけに、ゲート閾値電圧よりも高い電位が与えられ、他の端子には接地電位が与えられる。全てのトランジスタがオフ状態のときには、出力端子Ｄにつながる負荷抵抗を無限大と仮定すると、ＢとＤとは同電位となるから、減衰率は１（０ｄＢ）である。例えば、トランジスタ１０ｃ、１０ｄ、１０ｅのうちの１つが閉じられたときの減衰率が、それぞれ、１／２（−６ｄＢ）、１／４（−１２ｄＢ）、１／８（−１８ｄＢ）になるときの抵抗比は、Ｒ１：Ｒ２＝１：１、Ｒ１：Ｒ３＝３：１、Ｒ１：Ｒ４＝７：１である。Ｒ１の比の値を、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４のＲ１に対する比の値の公倍数に選ぶと、Ｒ１＝１×３×７＝２１だから、Ｒ１：Ｒ２＝２１：２１、Ｒ１：Ｒ３＝２１：７、Ｒ１：Ｒ４＝２１：３になる。したがって、例えば、Ｒ１＝２１０ｋΩのときには、Ｒ２＝２１０ｋΩ、Ｒ２＝７０ｋΩ、Ｒ２＝３０ｋΩと計算される。この型の減衰器は、切り替えが１６段階程度に制限されるが、スイッチとして用いているトランジスタ１０ｃ、１０ｄ、１０ｅのサブストレート（基板）を接地できるという利点がある。このため、高周波特性を良好とすることができる。
【００２９】
図４は、図１に示す第１、第２の可変利得増幅器３ａ、３ｂの例を示す図である。第１、第２の可変利得増幅器３ａ、３ｂには同一構成のものを用いると、本発明の効果として最良のものが期待できる。
【００３０】
図４において、７ｋ、７ｌは抵抗器、８ｅ、８ｆ、８ｇ、８ｈはキャパシタ、９ｂはインダクタ、１０ｆはｎチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｅは入力端子、Ｆは利得制御信号入力端子、Ｇは出力端子である。
【００３１】
利得の制御はトランジスタ１０ｆのゲートバイアス電圧、すなわち端子Ｆに印加される電位を変化させて行う。一般的に、電界効果トランジスタは、バイアス電圧を低くすると利得が下がり、高くすると利得が上がる性質を有している。この性質について、図５を用いて説明する。
【００３２】
図５は、電界効果トランジスタのゲートバイアス電圧と増幅率の関係を示している。
【００３３】
図５において、曲線はゲートバイアス電圧Ｖｇｓとドレイン電流Ｉｄとの関係を表わしている。ゲートバイアス電圧Ｖｇｓに対するドレイン電流Ｉｄの変化率を相互コンダクタンスｇｍと称し、次式で表わされる。
【００３４】
ｇｍ＝∂Ｉｄ／∂Ｖｇｓ　　　　　　　　　　　　　…（１）
図５において、曲線の接線の傾きが、そのゲートバイアス電圧Ｖｇｓにおける相互コンダクタンスに等しい。同図から、ゲートバイアス電圧Ｖｇｓが低いと相互コンダクタンスｇｍが小さく、高いと大きいことがわかる。ところで、ソース接地増幅回路の電圧増幅率Ａｖは、相互コンダクタンスｇｍと負荷抵抗ＲＬの積で決まり、次のように計算される。
【００３５】
Ａｖ＝［出力電圧の変化］／［入力電圧の変化］
＝（∂Ｉｄ／∂Ｖｇｓ）ＲＬ
＝ｇｍ　ＲＬ　　　　　　　　　　　　　　　　　…（２）
負荷抵抗ＲＬが一定の場合、電圧増幅率Ａｖは、相互コンダクタンスｇｍに比例する。例えばＲＬ＝１００ｋΩのとき、ｇｍ＝２００μＳならばＡｖ＝２０倍（２６ｄＢ）、ｇｍ＝８００μＳならばＡｖ＝８０倍（３８ｄＢ）である。したがって、ゲートバイアス電圧を変化させることにより利得を制御できることが分かる。
【００３６】
図６は、本発明に用いられる可変利得増幅器（３ａ、３ｂ）の別の例を示す図である。
【００３７】
図６において、７ｍ、７ｎは抵抗器、８ｉ、８ｊ、８ｋはキャパシタ、９ｃはインダクタ、１１はｎチャネル・デュアルゲートＭＯＳトランジスタ、Ｈは入力端子、Ｉは利得制御信号入力端子、Ｊは出力端子である。
【００３８】
利得の制御は、デュアルゲートＭＯＳトランジスタ１１の第２ゲート電圧、すなわち端子Ｉに印加される電位を変化させて行う。デュアルゲートＭＯＳトランジスタ１１は、第２ゲート電圧を低くすると利得が下がり、高くすると利得が上がる性質を有している。
【００３９】
図７は、図１に示す第１、第２の検波器４ａ、４ｂの例を示す図である。第１、第２の検波器４ａ、４ｂには同一構成のものを用いると、本発明の効果として最良のものが期待できる。
【００４０】
図７において、７ｏは抵抗器、８ｌ、８ｍ、８ｎはキャパシタ、９ｄ、９ｅはインダクタ、１２はダイオード（整流素子）、Ｋは入力端子、Ｌは出力端子である。
【００４１】
この回路の出力は、整流された入力信号の頂点を結ぶ包絡線に沿って変化するため、包絡線検波器と呼ばれている。検波器４ａおよび４ｂの出力は、減衰器２の減衰量切り替え時以外、発振器１の出力が安定していれば、ほぼ一定となる。
【００４２】
図８は、図１に示す差動増幅器５の例を示す図である。
【００４３】
図８において、８ｏはキャパシタ、１３ａ、１３ｂは電流源、１４ａ、１４ｂ、１４ｃはｎチャネルＭＯＳトランジスタ、１５ａ、１５ｂはｐチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｍは反転入力端子、Ｎは非反転入力端子、Ｏは出力端子である。
【００４４】
この差動増幅器５は、第１、第２の検波器４ａ、４ｂの出力電圧の差を増幅するため、高周波領域で動作する必要はない。
【００４５】
上記構成において、図１に示した利得制御回路の動作について説明する。
【００４６】
発振器１は、参照信号ａｓｉｎωｔを発振する。ここで、ａは振幅、ωは角周波数、ｔは時間である。発振器１の出力信号は減衰器２に供給される。この減衰器２により発振器１の出力信号ａｓｉｎωｔは、希望増幅率Ｇ分の１に減衰される。減衰器２の出力信号は第１の可変利得増幅器３ａに供給され、Ａｖ倍に増幅される。ここで、Ａｖは前記第１の可変利得増幅器３ａの電圧増幅率である。第１の可変利得増幅器３ａの出力信号（Ａｖ／Ｇ）ａｓｉｎωｔは、第１の検波器４ａに供給され、この第１の検波器４ａにより、振幅に応じた電圧（Ａｖ／Ｇ）ａが取り出される。また、発振器１の出力信号ａｓｉｎωｔは、第２の検波器４ｂにも供給され、この第２の検波器４ｂにより振幅に応じた電圧ａが取り出される。第１、第２の検波器４ａ、４ｂの出力信号は、差動増幅器５に供給される。この差動増幅器５において、各出力信号の差電圧が差動利得Ａｄ倍に増幅される。検波器の特性を理想的な包絡線検波特性と仮定すると、差動増幅器の出力電圧Ｖｄは、次式のようになる。
【００４７】
Ｖｄ＝Ａｄ・ａ［１−（Ａｖ／Ｇ）］　　　　　　　…（３）
出力電圧Ｖｄの極性は、ＡｖとＧとの大小関係によって定まり、
（ａ）Ａｖ＜Ｇのとき、Ｖｄ＞０
（ｂ）Ａｖ＝Ｇのとき、Ｖｄ＝０
（ｃ）Ａｖ＞Ｇのとき、Ｖｄ＜０
である。式（３）より、差動増幅器５の出力電圧Ｖｄは、ＡｖがＧに近づくほど絶対値｜Ｖｄ｜が小さくなり、ＡｖがＧから離れるほど大きくなることが分かる。式（３）の両辺をＡｖで偏微分すると、次式のようになる。
【００４８】
∂Ｖｄ／∂Ａｖ＝−（Ａｄ・ａ）／Ｇ＜０　　　　　　…（４）
このため、第１の可変利得増幅器３ａの電圧増幅率Ａｖの変化に対して、差動増幅器５の出力電圧Ｖｄは、逆向きに変化する。差動増幅器５の出力電圧は、第１の可変利得増幅器３ａの利得制御信号入力端子（図４の端子Ｆ、または図６の端子Ｉ）に供給されるため、電圧増幅率Ａｖの変化に対して負帰還がかかり、利得が安定する。式（３）をＡｖについて解くと、次式が得られる。
【００４９】
Ａｖ＝［１−（Ｖｄ／Ａｄ・ａ）］Ｇ　　　　　　　　…（５）
したがって、差動増幅器５の利得と発振器１の出力振幅の積Ａｄ・ａが制御電圧Ｖｄよりも非常に大きければ、Ａｖ≒Ｇになる。これは、第１の可変利得増幅器３ａの「制御電圧」対「電圧増幅率」特性が直線的でなくても、負帰還によって、Ａｖ≒Ｇに設定できることを意味する。
【００５０】
一方、第２の可変利得増幅器３ｂにも制御電圧Ｖｄが利得制御信号入力端子に供給されている。したがって、第１の可変利得増幅器３ａと第２の可変利得増幅器３ｂの特性が等しく、互いに熱結合されていれば、第１の可変利得増幅器３ａと同様に、第２の可変利得増幅器３ｂの利得が制御される。
【００５１】
さらに詳しく解析するため、第１の可変利得増幅器３ａの「制御電圧」対「電圧増幅率」特性を次のように仮定する。
【００５２】
Ａｖ＝αＶｄ＋β，Ｖｄ＞−（β／α）　　　　　　　…（６ａ）
Ａｖ＝０，Ｖｄ≦−（β／α）　　　　　　　　　　…（６ｂ）
ここで、αおよびβは０より大きい定数（α＞０，β＞０）である。
【００５３】
図９は、上記αとβの決定方法を説明するための図である。
【００５４】
図９に示す曲線は、図６に示す可変利得増幅器の利得制御信号入力端子Ｉに供給される電圧と利得の関係を示している。但し、差動増幅器５の動作点は、電源電圧の２分の１に設定されることが多いので、端子Ｉに供給される電圧は、電源電圧の２分の１を基準に表示している。この例では電源電圧ＶＤＤ＝６Ｖであるため、図６に示す接地点からの電圧は、図９に示す制御電圧Ｖｄの値にＶＤＤ／２＝３Ｖを足して求められる。
【００５５】
図９に示す直線は、制御電圧Ｖｄが０Ｖから１．５Ｖの範囲で、曲線を直線で近似している。但し、利得は負にならないため、近似した直線と横軸とが交わったところより左側において、利得０と近似している。この近似直線の傾きからαを決定し、Ｖｄ＝０の直線と近似直線との交点からβを決定する。すなわち、図９に示す直線の方程式が、式（６ａ）（６ｂ）である。図９に示す例において、α、βは次にようになる。
【００５６】
α＝１４．４
β＝４．１０
このαを変換利得（ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｇａｉｎ）、βを自然利得（ｎａｔｕｒａｌ　ｇａｉｎ）と呼ぶことにする。式（６ａ）を用いて、式（５）からＶｄを消去すると、Ａｖは、次式（７）のようになる。
【００５７】
Ａｖ＝Ｇ［１＋（β／αＡｄ・ａ）］／［１＋（Ｇ／αＡｄ・ａ）］…（７）
よって、αＡｄ・ａ≫β、且つαＡｄ・ａ≫Ｇのとき、Ａｖ≒Ｇになる。式（７）から、利得設定誤差εｇは、次式（８）のようになる。
【００５８】
εｇ＝（Ａｖ／Ｇ）−１
＝（β−Ｇ）／（Ｇ＋αＡｄ・ａ）　　　　　　　　　…（８）
利得設定誤差εｇの極性は、Ｇとβとの大小関係によって定まり、
（ａ）Ｇ＜βのとき、εｇ＞０
（ｂ）Ｇ＝βのとき、εｇ＝０
（ｃ）Ｇ＞βのとき、εｇ＜０
である。βは（厳密にはＧも）、温度や電源電圧の変化に影響されて変動する。このため、（ｂ）の条件が満たされることは稀で、満たされたとしても瞬間的である。しかし、Ｇ≒βのときには、設定誤差が非常に小さくなることが期待できる。式（８）を差動利得Ａｄについて解くと、次式（９）のようになる。
【００５９】
Ａｄ＝［β−Ｇ（１＋εｇ）］／（αεｇ・ａ）　　　　　　…（９）
（設計例）
一例として、α＝１Ｖ−１、β＝５倍（１４ｄＢ）、ａ＝１Ｖ、１≦Ｇ≦８のとき、利得設定誤差が±１０％（−０．９２ｄＢ〜＋０．８３ｄＢ）以下になるよう差動利得Ａｄの値を設計する。まず、Ｇ＝１のときには、Ｇ＜βなので、誤差は正である。このため、式（９）にＧ＝１、εｇ＝０．１（＋１０％）を代入し、Ａｄ＝３９（３２ｄＢ）を得る。利得の設定値Ｇの増加に伴い、式（９）の値は次第に減少し、Ｇ＝β／（１＋εｇ）＝５０／１１で零、Ｇの値がこれより上がると負になる。これは差動利得Ａｄが正であるという自明かつ暗黙の条件と矛盾する。しかし、この矛盾は、５０／１１≦Ｇ≦βのとき、誤差はＡｄの値によらず１０％以下になることを意味している。
【００６０】
式（８）でＡｄ＝０と置くと、最大誤差を求める式（１０）を得ることができる。
【００６１】
εｇ｜Ａｄ＝０＝（β／Ｇ）−１　　　　　　　　　　　　…（１０）
式（１０）より、５０／１１≦Ｇ≦β（＝５）のとき、０≦εｇ｜Ａｄ＝０≦０．１となり、Ａｄが０より大きければ、設定誤差は１０％未満になることが分かる。
【００６２】
式（１０）を利得の設定値Ｇについて解くと、式（１１）のようになる。
【００６３】
Ｇ＝β／（１＋εｇ｜Ａｄ＝０）　　　　　　　　　　　　…（１１）
式（１１）より、利得設定誤差の絶対値が、差動利得Ａｄ（＞０）の値によらず、その設計値εｇ′よりも小さくなる利得の設定値（減衰器での減衰率の逆数）Ｇは、次式（１２ａ）又は（１２ｂ）のようになる。
【００６４】
β／（１＋εｇ′）≦Ｇ≦β，εｇ′＞０　　　　　　　　　　…（１２ａ）
β≦Ｇ≦β／（１＋εｇ′），εｇ′＜０　　　　　　…（１２ｂ）
すなわち、利得の設定値Ｇが自然利得βに対して設計誤差範囲内にあるとき、電圧利得Ａｖは、差動利得Ａｄの値によらずＧに対して設計誤差範囲内に設定される。
【００６５】
次に、Ｇ＝８のときには、Ｇ＞βなので、誤差は負であるから、式（９）にＧ＝８、εｇ＝−０．１（−１０％）を代入して、Ａｄ＝２２（２７ｄＢ）を得る。利得の設定値Ｇの減少に伴い、式（９）の値は次第に減少する。式（１２ｂ）から、Ａｄによらず、設計値よりも誤差が小さくなるＧの値は、β≦Ｇ≦５０／９であることが分かる。
【００６６】
したがって、求める差動利得は、２つのうちの大きいほうの値
Ａｄ＝３９（３２ｄＢ）
である。この値をα及びβの変動分を見込んで設計しておくことにより、α及びβが変動しても電圧利得を許容誤差範囲内に収めることが可能である。近似の範囲は、実際に使用する利得の範囲に合わせると精度が高くなる。しかし、曲線の形状によっては、安定性に影響することも考えられるため、シミュレーション又は試作により、特性が満足されない場合は、近似範囲を変えて試す必要が生じる。試行回数を削減するためには、複数の近似直線を用いて相異なるαとβとを決定し、それぞれのαとβに対して差動増幅器５の利得を計算し、それらの最大値よりも余裕の有る値に設定する。
【００６７】
図１に示す第１、第２の検波器４ａ、４ｂは、入出力特性が互いに等しければ、直線性が悪くても使用できる。これは、負帰還により、第１、第２の検波器４ａ、４ｂには、ほぼ同じ大きさの電圧が供給されるためである。いま、第１の検波器４ａの出力誤差電圧（入力信号振幅と出力電圧との差）をｅ１とし、第２の検波器４ｂの出力誤差電圧をｅ２とすると、差動増幅器５の反転入力端子に供給される電圧は、（Ａｖ・ａ／Ｇ）＋ｅ１であり、非反転入力端子に供給される電圧はａ＋ｅ２である。差動増幅器５は、両者の差電圧をＡｄ倍に増幅するため、制御電圧Ｖｄは、次式（１３）のようになる。
【００６８】
Ｖｄ＝Ａｄ｛ａ［１−（Ａｖ／Ｇ）］＋ｅ｝　　　　　　　　　　…（１３）
ここで、
ｅ＝ｅ２−ｅ１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１４）
である。式（１３）を電圧利得Ａｖについて解くと、次式（１５）のようになる。
【００６９】
Ａｖ＝｛［１−（Ｖｄ／Ａｄ・ａ）］＋（ｅ／ａ）｝Ｇ　　　　　…（１５）
（１５）式と（５）式とを比較すると、検波特性不整合による利得誤差εｒは、次式（１６）のようになる。
【００７０】
εｒ＝ｅ／ａ
＝（ｅ２−ｅ１）／ａ　　　　　　　　　　　　　　　　…（１６）
式（１５）より、発振器１の出力振幅ａが大きいほど、検波特性の不整合が電圧利得に与える影響は小さくなることが分かる。
【００７１】
式（６ａ）、（６ｂ）の条件では、検波出力の相対誤差電圧ｅを考慮した利得設定誤差εは、式（１７）のようになる。
【００７２】
ε＝εｇ＋εｒ　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１７）
式（８）と式（１６）とを参照して、次式（１８）を得る。
【００７３】
ε＝（β−Ｇ）／（Ｇ＋αＡｄ・ａ）＋（ｅ／ａ）
＝（β−Ｇ）／（Ｇ＋αＡｄ・ａ）＋［（ｅ２−ｅ１）／ａ］　…（１８）
前述したように、本実施形態の負帰還路内に組み込まれた可変利得増幅器３ａは、制御電圧と利得の関係が直線的でなくても正確にゲイン設定可能である。このため、図４又は図６に示すような単純で高周波特性の良い回路を使用できる。この実施形態では、同調増幅器を用いているが、抵抗負荷による広帯域増幅器を用いることも可能である。制御電圧に対する利得の増減が、上記実施形態と反対のときは、図１に示す差動増幅器５の差動入力対に入力される信号を交換すればよい。
【００７４】
また、第１、第２の検波器４ａ、４ｂは、互いの入出力特性が等しければ、直線性が悪くても使用できる。
【００７５】
第１、第２の可変利得増幅器３ａ、３ｂの利得が温度変化や電源電圧変動の影響で変化した場合においても、差動増幅器５の差動利得を適当に選んでおけば、第１、第２の可変利得増幅器３ａ、３ｂの利得を許容誤差範囲内に吸収することが可能である。一般に、可変減衰器は、抵抗器などの受動部品が回路の大部分を占めるため、減衰率（１／Ｇ）を正確に設定でき、温度変化や電源電圧変動の影響を受けにくい。
【００７６】
また、第１、第２の可変利得増幅器３ａ、３ｂは、集積回路技術により同一基板上に構成すれば、互いの特性が等しく、互いに熱的に結合されたものを製造可能である。したがって、等価的に高精度で高安定な可変利得増幅器を比較的簡単な回路により構成することができる。また、単純な構成の増幅器は、高周波特性が良好であるため、それらを高周波動作に適した回路とすることが可能となる。
【００７７】
（第２の実施形態）
図１０は、本発明の第２の実施形態を示す図である。図１０において、図１と同一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【００７８】
第１の実施形態において、第２の検波器４ｂには、発振器１の出力信号が直接供給されていた。これに対して、第２の実施形態においては、第２の検波器４ｂには、減衰器により減衰された信号が供給される。すなわち、発振器１の出力信号（参照信号）は、第１の減衰器２ａ、及び第２の減衰器２ｂに供給される。第１の減衰器２ａは、第１の実施形態と同様に、その出力信号が、第１の可変利得増幅器３ａに供給される。第２の減衰器２ｂは、第１の減衰器２ａと同様の構成であり、その出力信号は第２の検波器４ｂに供給される。
【００７９】
第１の実施形態において、電圧利得Ａｖは１以上、すなわちＡｖ≧１であった。これに対して、図１０に示す第２の実施形態においては、これを１以下に設定することが可能である。例えば第１、第２の減衰器２ａ、２ｂの減衰量をそれぞれ、１／Ｇ１、１／Ｇ２とすると、電圧利得Ａｖは、次式（１９）に示すようになる。
【００８０】
Ａｖ＝｛［（１／Ｇ２）−（Ｖｄ／Ａｄ・ａ）］＋（ｅ／ａ）｝Ｇ１　…（１９）
ここで、Ｖｄは差動増幅器の出力電圧、Ａｄは差動増幅器の差動利得、ａは発振器１の出力振幅、ｅは式（１４）で定義される検波出力相対誤差電圧である。よって、差動利得Ａｄと発振器１の出力振幅との積Ａｄ・ａが、制御電圧Ｖｄよりも非常に大きく、第１、第２の検波器４ａ、４ｂの入出力特性が等しければ、式（１９）は、Ａｖ≒Ｇ１／Ｇ２となる。
【００８１】
これは、第１、第２の可変利得増幅器３ａ、３ｂの電圧利得を１以下に設定可能であることを示している。さらに、減衰器の減衰量が整数分の１に限られる場合でも、増幅度を整数倍でない値に設定できることも示している。例えば、Ｇ１＝１、Ｇ２＝８と仮定した場合、電圧利得はＡｖ≒１／８に設定される。別の例において、Ｇ１＝８、Ｇ２＝５と仮定した場合、Ａｖ≒８／５に設定される。
【００８２】
上記第２の実施形態によれば、第１、第２の検波器４ａ，４ｂに対応して第１、第２の減衰器２ａ、２ｂを配置している。このため、第１の実施形態に比べて第１、第２の可変利得増幅器３ａ、３ｂの電圧利得を多段階に制御することができる。
【００８３】
（第３の実施形態）
図１１は、本発明の第３の実施形態を示す図である。図１１において、図１と同一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【００８４】
図１に示す回路において、発振器１の出力信号は、減衰器２を介して第１の可変利得増幅器３ａに供給されていた。これに対して、図１１に示す回路においては、発振器１の出力信号は、第１の可変利得増幅器３ａに供給され、この第１の可変利得増幅器３ａの出力信号が減衰器２に供給される。減衰器２の出力信号と発振器１の出力信号は、それぞれ第１、第２の検波器４ａ、４ｂに供給される。その他の構成は、第１の実施形態と同様である。
【００８５】
上記第３の実施形態によれば、第１の実施形態における減衰器２と第１の可変利得増幅器３ａの順序を入れ替えている。このため、第３の実施形態は発振器１の出力振幅ａが小さいときに有効である。その理由は、発振器１から出力される微小振幅の信号を、先ず減衰器により減衰させた場合、信号のレベルが雑音のレベルに近くなる。このため、雑音の影響で回路が誤動作することがある。これに対して、第３の実施形態の場合、第１の可変利得増幅器３ａにより、発振器１の出力信号を増幅し、この後、減衰器２に供給している。このため、減衰器から出力される信号が雑音に埋もれることを防止でき、回路の誤動作を防止できる。
【００８６】
（第４の実施形態）
図１２は、本発明の第４の実施形態を示す図である。図１２において、第３の実施形態と同一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【００８７】
図１２に示す回路は、第３の実施形態から１つの可変利得増幅器と発振器が除かれている。入力信号は、可変利得増幅器３及び第２の検波器４ｂに入力されている。入力信号は、可変利得増幅器３で増幅され出力される。さらに、可変利得増幅器３の出力信号は、減衰器２を介して第１の検波器４ａに供給される。第１、第２の検波器４ａ、４ｂから出力される振幅に応じた電圧は、差動増幅器５の反転入力端子、非反転入力端子にそれぞれ供給される。この差動増幅器５の出力信号は、可変利得増幅器３に利得制御信号として供給される。
【００８８】
上記第４の実施形態によれば、入力信号を可変利得増幅器３及び第２の検波器４ｂに供給している。したがって、発振器と１つの可変利得増幅器を省略できるため、構成を簡単化できる。この回路は、入力信号の最小レベルが、ある程度確保できる場合に有効である。
【００８９】
（第５の実施形態）
図１３は、本発明の第５の実施形態を示す図である。図１３において、第４の実施形態と同一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【００９０】
図１３に示す回路において、図１２に示す回路と異なるのは、減衰器２を第１の検波器４ａと差動増幅器５の相互間に配置した点であり、その他の構成は図１２に示す回路と同様である。
【００９１】
図１３に示す回路において、入力信号は、可変利得増幅器３により増幅されて出力される。さらに、可変利得増幅器３の出力信号と前記入力信号は、それぞれ第１、第２の検波器４ａ、４ｂに供給され、これら第１、第２の検波器４ａ、４ｂにより振幅に応じた電圧が取り出される。第１の検波器４ａの出力信号は、減衰器２により減衰される。減衰器２の出力信号と第２の検波器４ｂの出力信号は、差動増幅器５の反転入力端子、非反転入力端子にそれぞれ供給される。差動増幅器５の出力信号は、可変利得増幅器３に利得制御信号として供給される。
【００９２】
上記第５の実施形態によれば、減衰器２を第１の検波器４ａの出力端に接続している。第１、第２の検波器４ａ、４ｂの出力信号はほぼ直流であるため、減衰器２を直流領域で動作させることができる。このため、減衰器２は良好な高周波特性を要求されない。したがって、高精度の減衰器を比較的容易に構成できるため、高精度かつ多段階に利得を設定することができる。
【００９３】
第５の実施形態に適用される減衰器は、前述した図３に示す回路を適用できる。しかし、他の構成の減衰器を適用することも可能である。
【００９４】
図１４は、減衰器の他の例を示す回路図である。図１４において、減衰器２は、入力端子Ｐ、出力端子Ｒ、入力端子Ｐと接地間に直列接続された抵抗７−１乃至７−ｎ、抵抗７−１乃至７−ｎの接続ノードと出力端子Ｒの相互間にそれぞれ並列接続されたｎチャネルＭＯＳトランジスタ１４−１乃至１４−ｎにより構成されている。各トランジスタ１４−１乃至１４−ｎのゲートには、制御信号Ｑ１乃至Ｑｎが供給されている。
【００９５】
上記構成の減衰器は、次のように動作する。トランジスタ１４−１乃至１４−ｎは、制御信号Ｑ１乃至Ｑｎに応じて、どれか１つだけがオンとされ、他の全てのトランジスタはオフとされる。抵抗７−１乃至７−ｎの抵抗値Ｒ１乃至Ｒｎが、全て等しい場合（Ｒ１＝Ｒ２＝…＝Ｒｎ）、入力端子Ｐに供給される入力電圧は１／ｎずつｎ段階に１から１／ｎまで減衰させることができる。
【００９６】
したがって、この減衰器２を図１３に示す減衰器２に適用した場合、電圧利得をそれらの逆数である１倍、ｎ／（ｎ−１）倍、ｎ／（ｎ−２）倍、…、ｎ／３倍、ｎ／２倍、ｎ倍のように変化させることが可能である。
【００９７】
図１４に示す回路は、抵抗７−１乃至７−ｎの抵抗値Ｒ１乃至Ｒｎが、全て等しいため、製造が容易であり、且つ高精度化が可能である利点を有している。
【００９８】
（第６の実施形態）
図１５は、本発明の第６の実施形態を示すものであり、図１０に示す第２の実施形態を変形したものである。したがって、図１５において、図１０と同一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【００９９】
図１５において、発振器１の出力信号（参照信号）は、第１の減衰器２ａを介して第１の可変利得増幅器３ａに供給される。第１の可変利得増幅器３ａの出力信号は、第１の検波器４ａに供給される。また、発振器１の出力信号は第２の検波器４ｂに供給され、第２の検波器４ｂの出力信号は第２の減衰器２ｂに供給される。第１の検波器４ａの出力信号と第２の減衰器２ｂの出力信号は差動増幅器５に供給される。この差動増幅器５の出力信号は第１、第２の可変利得増幅器３ａ、３ｂに利得制御信号として供給される。
【０１００】
上記第６の実施形態によっても、第２の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１０１】
また、第２の減衰器２ｂとして、例えば図１４に示すような高精度の減衰器を使用可能である。さらに、第１の減衰器２ａの減衰量を適当な値に固定し、第２の減衰器２ｂだけを用いて、電圧利得を設定することもできる。
【０１０２】
（第７の実施形態）
図１６は、本発明の第７の実施形態を示す図である。
【０１０３】
図１６において、１６は定電圧源である。この図においても、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【０１０４】
図１６において、発振器１の出力信号（参照信号）は第１の可変利得増幅器３ａに供給される。第１の可変利得増幅器３ａの出力信号は、検波器４に供給される。検波器４の出力信号は、差動増幅器５の反転入力端子に供給される。定電圧源１６の出力電圧Ｖｒｅｆは、減衰器２により減衰され、差動増幅器５の非反転入力端子に供給される。差動増幅器５の出力信号は、第１、第２の可変利得増幅器３ａ、３ｂに利得制御信号として供給される。
【０１０５】
上記第７の実施形態によれば、発振器１の出力信号は、第１の可変利得増幅器３ａで増幅された後、検波器４に供給されるため、発振器１の出力電力を小さくすることができる。また、減衰器２は直流で動作するため、図１４に示すような高精度のものが使用でき、利得の設定が多段階に行える。
【０１０６】
定電圧源１６には、例えば、安定化された動作電源電圧（＋ＶＤＤ）を利用できる。
【０１０７】
（第８の実施形態）
図１７は、本発明の第８の実施形態を示す図である。図１７において、第７の実施形態と同一部分には同一符号を付している。
【０１０８】
図１７において、上記第７の実施形態との違いは、以下のようである。検波器４の出力信号は、減衰器２で減衰され、差動増幅器５の反転入力端子に供給される。定電圧源１６の出力電圧Ｖｒｅｆは、差動増幅器５の非反転入力端子に直接供給される。
【０１０９】
第８の実施形態においても、減衰器２を直流領域で動作することができ、第７の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１１０】
さらに、第８の実施形態によれば、定電圧源１６は低電圧を発生する回路により構成できる。これは、動作電源とは別に、高精度な定電圧源を内蔵する場合、シリコン・バイポーラ・トランジスタのバンド・ギャップ電圧（約０．６Ｖ）や、ＭＯＳトランジスタの閾値電圧（製造プロセスで制御される。１Ｖ以下のことが多い）が利用されるため、有利となる。
【０１１１】
（第９の実施形態）
図１８は、本発明の第９の実施形態を示す図であり、第１乃至第８の実施形態と同一部分には同一符号を付している。
【０１１２】
図１８において、発振器１の出力信号（参照信号）は減衰器２により減衰され、第１の可変利得増幅器３ａに供給される。第１の可変利得増幅器３ａの出力信号、及び発振器１の出力信号は、差動増幅器５の反転入力端子及び非反転入力端子にそれぞれ供給される。差動増幅器５の出力信号は、検波器４に供給される。この検波器４により検波された振幅に応じた電圧は、第１、第２の可変利得増幅器３ａ、３ｂに利得制御信号として供給される。
【０１１３】
第９の実施形態によれば、差動増幅器５の出力端に検波器４を接続している。このため、検波器の数を削減することができる。しかも、複数の検波器を用いる場合のように、検波器同士の特性を合わせる必要がなく、回路構成及び製造を容易化できる。
【０１１４】
ただし、差動増幅器５は、高周波においても動作するように設計しなければならない点が、第１乃至第８の実施形態とは異なる。しかし、第９の実施形態においては、差動増幅器５は、直流成分を増幅しなくてよいため、直流オフセット電圧による影響を無くすことが可能である。
【０１１５】
尚、各実施形態における利得の可変範囲は、使用される可変利得増幅器の利得可変範囲に依存する。図４または図６に示すような、単一トランジスタからなる可変利得増幅器の利得可変範囲は約３０ｄＢ程度である。各実施形態において、ＣＤＭＡ方式に要求される８０ｄＢ程度の可変範囲の性能を実現するためには、各実施形態の回路を３段縦続接続すれば、９０ｄＢ程度の可変範囲が得られる。あるいは、各実施形態において、増幅器を多段構成にしても良い。可変利得増幅器として、利得可変範囲が広いものが利用できれば、直接的に実現可能であることは言うまでもない。また、利得設定精度をさらに向上するためには、減衰器を多段構成とすればよい。
【０１１６】
また、各実施形態において、可変利得増幅器として用いる増幅器には、図４、図６に示す同調増幅器の他に、抵抗（または定電流）負荷を用いた広帯域増幅器を使用することも可能である。
【０１１７】
さらに、図１、図１０、図１１、図１５乃至図１８に示す実施形態において、発振器１の発振周波数（参照信号の周波数）と入力信号の中心周波数とは、近いほど望ましい。利得制御を中間周波段ではなく、高周波段で行う場合には、参照信号として局部発振器の出力信号を用いることも可能である。
【０１１８】
また、上記第１乃至第９の実施形態は、ＣＤＭＡ方式携帯電話器に使用される可変利得増幅器を実現する利得制御回路について説明した。しかし、本発明はＣＤＭＡ方式携帯電話器に限らず、例えば計測器等、他の高周波信号を扱う装置に適用することも可能である。
【０１１９】
その他、本発明の要旨を変えない範囲において種々変形実施可能なことは勿論である。
【０１２０】
【発明の効果】
以上、詳述したように本発明によれば、温度や電源電圧による利得変化が小さく、高精度な利得制御回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す構成図。
【図２】図１に示す発振器の一例を示す回路図。
【図３】図１に示す減衰器の一例を示す回路図。
【図４】図１に示す第１、第２の可変利得増幅器の一例を示す回路図。
【図５】電界効果トランジスタのゲートバイアス電圧と増幅率の関係を示す図。
【図６】図１に示す第１、第２の可変利得増幅器の他の例を示す回路図。
【図７】図１に示す第１、第２の検波器の一例を示す回路図。
【図８】図１に示す差動増幅器の一例を示す回路図。
【図９】式（６ａ）、（６ｂ）におけるαとβの決定方法を説明するために示す図。
【図１０】本発明の第２の実施形態を示す構成図。
【図１１】本発明の第３の実施形態を示す構成図。
【図１２】本発明の第４の実施形態を示す構成図。
【図１３】本発明の第５の実施形態を示す構成図。
【図１４】減衰器の他の例を示す回路図。
【図１５】本発明の第６の実施形態を示す構成図。
【図１６】本発明の第７の実施形態を示す構成図。
【図１７】本発明の第８の実施形態を示す構成図。
【図１８】本発明の第９の実施形態を示す構成図。
【符号の説明】
１…発振器、
２ａ、２ｂ…第１、第２の減衰器、
２…減衰器、
３ａ、３ｂ…第１、第２の可変利得増幅器、
３…可変利得増幅器、
４ａ、４ｂ…第１、第２の検波器、
４…検波器、
５…差動増幅器、
６…水晶振動子、
７ａ〜７ｏ、７−１〜７−ｎ…抵抗器、
８ａ〜８ｏ…キャパシタ（静電容量）、
９ａ〜９ｅ…インダクタ（誘導性素子）、
１０ａ〜１０ｆ…ｎチャネルＭＯＳ（絶縁ゲート型電界効果）トランジスタ、
１１…ｎチャネル・デュアルゲートＭＯＳトランジスタ、
１２…ダイオード、
１３ａ、１３ｂ…定電流源、
１４ａ〜１４ｃ、１４−１〜１４−ｎ…ｎチャネルＭＯＳトランジスタ、
１５ａ、１５ｂ…ｐチャネルＭＯＳトランジスタ、
１６…定電圧源。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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