(57)【要約】【課題】Ａ／Ｄ変換時の入力振幅を飽和が発生するまで大きくとる。【解決手段】飽和サンプリングポイントを特定する飽和サンプリングポイント検出回路２０１と、これにより検出された飽和サンプリングポイントの場所情報と値とを保持する飽和サンプリングポイント情報保持回路２０２と、１又は複数の特定のサブキャリアに対する離散フーリエ変換を行うサブキャリア離散フーリエ変換回路２０３と、既知の値が変調されたサブキャリアのサブキャリア離散フーリエ変換回路２０３による演算結果と飽和サンプリングポイント情報保持回路２０２の飽和サンプリングポイントの場所情報とに基づいて振幅補正値を算出する振幅補正値算出回路２０４と、振幅補正値算出回路２０４の振幅補正値と飽和サンプリングポイント情報保持回路２０２の飽和サンプリングポイントの場所情報とを基に補完データを算出する補完データ算出回路２０５とを有する信号補完器を備える。【選択図】  図２
2004336659.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ個（Ｎは、Ｎ≧１の自然数）のサブキャリアを備え、そのうちｍ個（ｍは、Ｎ≧ｍ≧１の自然数）のサブキャリアが既知の値で変調された直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：  、以下「ＯＦＤＭ」と称する。）信号を、Ａ／Ｄ変換、デジタル直交検波、離散フーリエ変換の順番に処理し復調するＯＦＤＭ信号復調器であって、
離散フーリエ変換に先立って飽和したＡ／Ｄ変換出力を補完する信号補完器を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号復調器。
【請求項２】
前記補完は、デジタル直交検波と離散フーリエ変換との間に行われることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号復調装置。
【請求項３】
前記信号補完器は、
飽和サンプリングポイントを特定する飽和サンプリングポイント検出回路と、
該飽和サンプリングポイント検出回路により検出された飽和サンプリングポイントの場所情報と値とを保持する飽和サンプリングポイント情報保持回路と、
１又は複数の特定のサブキャリアに対する離散フーリエ変換を行うサブキャリア離散フーリエ変換回路と、
既知の値が変調されたサブキャリアの前記サブキャリア離散フーリエ変換回路の演算結果と前記飽和サンプリングポイント情報保持回路の飽和サンプリングポイントの場所情報とに基づいて振幅補正値を算出する振幅補正値算出回路と、
該振幅補正値算出回路の振幅補正値と前記飽和サンプリングポイント情報保持回路の飽和サンプリングポイントの場所情報とを基に補完データを算出する補完データ算出回路と
を有することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号復調器。
【請求項４】
さらに、補完前の信号を演算の間保持するためのバッファと、
前記飽和サンプリングポイント情報保持回路の飽和サンプリングポイントの場所情報に基づいて前記バッファ内の飽和サンプリングポイントを前記補完データ算出回路の補完データに修正して出力を行う波形補正回路と
を有する請求項３に記載のＯＦＤＭ信号復調器。
【請求項５】
前記信号補完器は、
前記デジタル直交検波器の出力に対して離散フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の信号波形を再生する離散フーリエ変換手段と、
離散フーリエ変換の為に選択した前記デジタル直交検波器の出力のサンプリングポイントにおける、０度の成分であるＩ成分または９０度の成分であるＱ成分の振幅絶対値がある値以上になった場合又は前記サンプリングポイントにおけるＩＱ成分の二乗和である電力値がある値以上になった場合に、そのサンプリングポイントを飽和サンプリングポイントと判断する飽和サンプリングポイント検出手段と、
前記飽和サンプリングポイントの信号値とサンプリングタイミングとを含む飽和サンプリングポイント情報を保持する飽和サンプリングポイント情報保持手段と、
前記飽和サンプリングポイント情報と前記既知の値で変調されたサブキャリアに関する前記離散フーリエ変換手段による演算結果とに基づき、前記飽和サンプリングポイントにおける振幅補正値を算出する振幅補正値算出手段と、
前記飽和サンプリングポイント情報と前記振幅補正値とに基づき、飽和サンプリングポイントの振幅値を算出する補完データ算出手段と、
前記飽和サンプリングポイント情報と前記補完データとを基づき、デジタル直交検波器の出力を補正する手段と
を備えたことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号復調装置。
【請求項６】
前記信号補完器は、
さらに、離散フーリエ変換用ウインドウ中の飽和サンプリングポイントの数ｓ（ｓは、Ｎ≧ｓ≧１の自然数）を数える飽和サンプリングポイント数計数手段を備えており、
前記飽和サンプリングポイントの数ｎが、ｍ≧ｓの場合は、該当する離散フーリエ変換用ウインドウの飽和サンプリングポイントに対してデータ補完を行い、ｍ＜ｓの場合は、該当する離散フーリエ変換用ウインドウの飽和サンプリングポイントに対してデータ補完を行わない制御を行うことを特徴とした請求項５に記載のＯＦＤＭ信号復調装置。
【請求項７】
前記信号補完器は、
前記飽和サンプルポイント情報検出手段から出力される信号の絶対値ｊと、前記補完データの絶対値ｋを比較し、ｊ≦ｋの場合は飽和と判断してその飽和点でのデータ補完を行い、ｊ＞ｋの場合は非飽和と判断してその飽和点でのデータ補完を行わない制御を行うことを特徴とする請求項５に記載のＯＦＤＭ信号復調装置。
【請求項８】
Ｎ個（Ｎは、Ｎ≧１の自然数）のサブキャリアを備え、そのうちｍ個（ｍは、Ｎ≧ｍ≧１の自然数）のサブキャリアが既知の値で変調されたＯＦＤＭ信号を、Ａ／Ｄ変換、デジタル直交検波、離散フーリエ変換の順番に処理し復調するＯＦＤＭ信号復調器に用いるのに適しており、
前記デジタル直交検波器の出力に対して離散フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の信号波形を再生する離散フーリエ変換手段と、
離散フーリエ変換の為に選択した前記デジタル直交検波器の出力のサンプリングポイントにおける、０度の成分であるＩ成分または９０度の成分であるＱ成分の振幅絶対値がある値以上になった場合又は前記サンプリングポイントにおけるＩＱ成分の二乗和である電力値がある値以上になった場合に、そのサンプリングポイントを飽和サンプリングポイントと判断する飽和サンプリングポイント検出手段と、
前記飽和サンプリングポイントの信号値とサンプリングタイミングとを含む飽和サンプリングポイント情報を保持する飽和サンプリングポイント情報保持手段と、
前記飽和サンプリングポイント情報と前記既知の値で変調されたサブキャリアに関する前記離散フーリエ変換手段による演算結果とに基づき、前記飽和サンプリングポイントにおける振幅補正値を算出する振幅補正値算出手段と、
前記飽和サンプリングポイント情報と前記振幅補正値とに基づき、飽和サンプリングポイントの振幅値を算出する補完データ算出手段と、
前記飽和サンプリングポイント情報と前記補完データとを基づき、デジタル直交検波器の出力を補正する手段と
を備えたことを特徴とする信号補完器。
【請求項９】
Ｎ個（Ｎは、Ｎ≧１の自然数）のサブキャリアを備え、そのうちｍ個（ｍは、Ｎ≧ｍ≧１の自然数）のサブキャリアが既知の値で変調されたＯＦＤＭ信号を、Ａ／Ｄ変換、デジタル直交検波、離散フーリエ変換の順番に処理し復調するＯＦＤＭ信号復調方法であって、
離散フーリエ変換に先立って飽和したＡ／Ｄ変換出力を補完する信号補完ステップを含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号復調方法。
【請求項１０】
前記信号補完ステップは、
前記デジタル直交検波器の出力に対して離散フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の信号波形を再生する離散フーリエ変換ステップと、
離散フーリエ変換の為に選択した前記デジタル直交検波器の出力のサンプリングポイントにおける、０度の成分であるＩ成分または９０度の成分であるＱ成分の振幅絶対値がある値以上になった場合又は前記サンプリングポイントにおけるＩＱ成分の二乗和である電力値がある値以上になった場合に、そのサンプリングポイントを飽和サンプリングポイントと判断する飽和サンプリングポイント検出ステップと、
前記飽和サンプリングポイントの信号値とサンプリングタイミングとを含む飽和サンプリングポイント情報と前記既知の値で変調されたサブキャリアに関する前記離散フーリエ変換手段による演算結果とに基づき、前記飽和サンプリングポイントにおける振幅補正値を算出する振幅補正値算出ステップと、
前記飽和サンプリングポイント情報と前記振幅補正値とに基づき、飽和サンプリングポイントの振幅値を算出する補完データ算出ステップと、
前記飽和サンプリングポイント情報と前記補完データとを基づき、デジタル直交検波器の出力を補正する補正ステップと
を有することを特徴とする請求項９に記載のＯＦＤＭ信号復調方法。
【請求項１１】
Ｎ個（Ｎは、Ｎ≧１の自然数）のサブキャリアを備え、そのうちｍ個（ｍは、Ｎ≧ｍ≧１の自然数）のサブキャリアが既知の値で変調されたＯＦＤＭ信号を、Ａ／Ｄ変換、デジタル直交検波、離散フーリエ変換の順番に処理し復調するＯＦＤＭ信号復調処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
離散フーリエ変換に先立って飽和したＡ／Ｄ変換出力を補完する信号補完手順を含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号復調処理プログラム。
【請求項１２】
前記信号補完手順は、
前記デジタル直交検波器の出力に対して離散フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の信号波形を再生する離散フーリエ変換手順と、
離散フーリエ変換の為に選択した前記デジタル直交検波器の出力のサンプリングポイントにおける、０度の成分であるＩ成分または９０度の成分であるＱ成分の振幅絶対値がある値以上になった場合又は前記サンプリングポイントにおけるＩＱ成分の二乗和である電力値がある値以上になった場合に、そのサンプリングポイントを飽和サンプリングポイントと判断する飽和サンプリングポイント検出手順と、
前記飽和サンプリングポイントの信号値とサンプリングタイミングとを含む飽和サンプリングポイント情報と前記既知の値で変調されたサブキャリアに関する前記離散フーリエ変換手段による演算結果とに基づき、前記飽和サンプリングポイントにおける振幅補正値を算出する振幅補正値算出手順と、
前記飽和サンプリングポイント情報と前記振幅補正値とに基づき、飽和サンプリングポイントの振幅値を算出する補完データ算出手順と、
前記飽和サンプリングポイント情報と前記補完データとを基づき、デジタル直交検波器の出力を補正する補正手順と
を有することを特徴とする請求項１１に記載のプログラム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）信号を用いてデジタル無線通信を行う通信システムにおけるＯＦＤＭ信号復調装置およびＯＦＤＭ信号変調装置に係り、特に、ＯＦＤＭ信号の受信装置に用いられる離散フーリエ変換（以下、ＤＦＴと称す）にかかわる技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、地上系デジタルテレビ放送や次世代の高速無線ＬＡＮにおいて、大容量のデータ伝送方式としてＯＦＤＭ方式が注目されている。ＯＦＤＭ方式とは、複数の搬送波（キャリア）を用いて情報信号を伝送するマルチキャリア伝送方式の一種で、各サブキャリアの周波数関係が互いに直交関係にあるという特徴がある。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号は、変調装置で互いに直交する周波数関係にある複数のサブキャリアに、直列並列変換された符号化データを割り当て、それぞれを逆離散フーリエ変換（周波数領域を時間領域に変換）によってデジタル変調波に変換した後に、並列直列変換をすることにより生成され、復調装置では、前記変調装置側とは逆の処理を行うことにより、元の符号化データを再生している。
【０００４】
ここで、ＯＦＤＭ信号を生成する際に、一部のサブキャリアを用いないことがある。これは直流成分に相当するキャリアなどが挙げられる。これらを未使用サブキャリアと定義し、電力が０となるようにする。これは、ＯＦＤＭ信号変調装置において逆離散フーリエ変換する信号の未使用サブキャリアに相当する個所に、ヌルデータを挿入することにより実現される。
【０００５】
また、ＯＦＤＭ信号の性質として、クレストファクタ（ピーク値と平均値の比率）が大きいことが挙げられる。このためＯＦＤＭ信号復調装置では信号が飽和しないようにＡ／Ｄ変換前に振幅調整が行われる。例えば、受信側でのピーク値予測信号を形成し、送信信号からピーク値予測信号を減算して、送信信号のピーク抑圧を行う送信側での電力制御を行う技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００６】
その他の例として、従来からのＯＦＤＭ信号復調装置の一例について図２１を用いて説明する。図２１に示すように、ＯＦＤＭ信号復調装置は、受信信号を所定の帯域に周波数変換する周波数変換器２５０１と、周波数変換器２５０１の出力信号の振幅を調整する振幅増幅器２５０２と、振幅増幅器２５０２の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器２５０３と、Ａ／Ｄ変換器２５０３の出力信号を実成分、虚成分に分離するデジタル直交検波器２５０４と、デジタル直交検波器２５０４の出力信号を離散フーリエ変換する離散フーリエ変換器２５０５と、離散フーリエ変換器２５０５の出力信号から復調を行う符号判定器２５０６と、を備えている。
【０００７】
まず、受信信号を所定の帯域に周波数変換を行う周波数変換器２５０１に入力する。次に周波数変換された信号を振幅増幅器２５０２によって後段のＡ／Ｄ変換時に飽和が起こらないように振幅を調整する。振幅調整された信号をＡ／Ｄ変換器２５０３でＡ／Ｄ変換し、デジタル直交検波器２５０４に入力する。デジタル直交検波器ではデジタル直交検波が行われ、その結果が離散フーリエ変換器２５０５に入力される。離散フーリエ変換器２５０５の出力信号は復調を行う符号判定器２５０６に入力され復調が行われる。前述のとおり、従来は復調器においてＡ／Ｄ変換前に信号が飽和しないように振幅調整が行われ、直交検波、ガード区間除去を行った後にフーリエ変換が行われている。
【０００８】
【特許文献１】
特開２００３−００８４５５号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、入力信号の振幅の最大値と絶対値平均の比が５０：１にも達する場合もあるように信号振幅の差が極めて大きいＯＦＤＭ信号を、従来のように入力信号の振幅の最大値を基準として振幅調整を行いＡ／Ｄ変換器の飽和を回避する場合には、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジに対して入力信号振幅の絶対値平均の値が小さくなり、等価的に入力信号に対するＡ／Ｄ変換器の分解能が小さくなる、入力信号に対する量子化誤差の影響が大きくなる、という問題が発生する。
本発明は、上記の飽和の影響を改善することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の一観点によれば、Ｎ個（Ｎは、Ｎ≧１の自然数）のサブキャリアを備え、そのうちｍ個（ｍは、Ｎ≧ｍ≧１の自然数）のサブキャリアが既知の値で変調された直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：  、以下「ＯＦＤＭ」と称する。）信号を、Ａ／Ｄ変換、デジタル直交検波、離散フーリエ変換の順番に処理し復調するＯＦＤＭ信号復調器であって、大振幅信号の入力により、離散フーリエ変換に先立って飽和したＡ／Ｄ変換出力を補完する信号補完器を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号復調器が提供される。
【００１１】
上記ＯＦＤＭ信号復調装置によれば、離散フーリエ変換に先立って飽和したＡ／Ｄ変換出力を補完する信号補完器を備えているため、飽和したＡ／Ｄ変換出力が離散フーリエ変換されることによる復調誤りを低減することができる。
【００１２】
前記信号補完器は、前記デジタル直交検波器の出力に対して離散フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の信号波形を再生する離散フーリエ変換手段と、離散フーリエ変換の為に選択した前記デジタル直交検波器の出力のサンプリングポイントにおける、０度の成分であるＩ成分または９０度の成分であるＱ成分の振幅絶対値がある値以上になった場合又は前記サンプリングポイントにおけるＩＱ成分の二乗和である電力値がある値以上になった場合に、そのサンプリングポイントを飽和サンプリングポイントと判断する飽和サンプリングポイント検出手段と、前記飽和サンプリングポイントの信号値とサンプリングタイミングとを含む飽和サンプリングポイント情報を保持する飽和サンプリングポイント情報保持手段と、
前記飽和サンプリングポイント情報と前記既知の値で変調されたサブキャリアに関する前記離散フーリエ変換手段による演算結果とに基づき、前記飽和サンプリングポイントにおける振幅補正値を算出する振幅補正値算出手段と、前記飽和サンプリングポイント情報と前記振幅補正値とに基づき、飽和サンプリングポイントの振幅値を算出する補完データ算出手段と、前記飽和サンプリングポイント情報と前記補完データとを基づき、デジタル直交検波器の出力を補正する手段と
を備えるのが好ましい。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、入力信号によるＡ／Ｄ変換器の飽和を容認することにより飽和を回避する為の振幅調整によって生じる問題点を軽減するとともに、飽和部分の信号をデジタル処理により補完することで飽和の影響を低減することを特徴とする。ＯＦＤＭ信号復調器における信号補完手段は、以下の通りである。フーリエ変換、逆フーリエ変換は、一般的に、以下の行列式の解により表される。
【００１４】
【数１】
2004336659.tif 000003
【００１５】
【数２】
2004336659.tif 000004
【００１６】
ＯＦＤＭ信号変調器では、一般的に数２に示すようにＸ０からＸｎ（ｎ＝Ｎ−１）の信号を逆フーリエ変換してｘ０からｘｎまでが送信される。ＯＦＤＭ復調器では数１に示すように、受信した信号ｘ０からｘｎをフーリエ変換してＹ０からＹｎを得る。Ｘ３、Ｘ５が既知の値（仮にそれぞれＡ，Ｂとする）として送信され、ｘ２、ｘ３が復調時の飽和により実際の値がｘ２＋ｘ’２、ｘ３＋ｘ’３であるとすれば、数１の行列式より数３及び数４の２つの式を得る。
【００１７】
【数３】
2004336659.tif 000005
【００１８】
【数４】
2004336659.tif 000006
【００１９】
次に、数５から数８までの連立方程式を解くことによりｘ’２、ｘ’３を導くことができる。導かれたｘ’２、ｘ’３をｘ２、ｘ３から減ずることにより飽和した値を補完することができる。
【００２０】
【数５】
2004336659.tif 000007
【００２１】
【数６】
2004336659.tif 000008
【００２２】
【数７】
2004336659.tif 000009
【００２３】
【数８】
2004336659.tif 000010
【００２４】
上記の方法を利用することにより、既知のＸｎがｍ点ある場合に、数１よりｍ個の方程式を得て、連立方程式を解くことによりｍ個までの飽和点を補完することができる。上記飽和サンプリングポイントは、デジタル直交検波器出力におけるＩ成分またはＱ成分の振幅絶対値が一定の閾値以上となるポイントまたは電力値が一定の閾値以上になるポイントを検索することにより検出することができる。
【００２５】
以下、数値を用いて説明を行う。ここでは、サブキャリア数が１６（Ｎ＝１６）であり、既知の値のサブキャリアが４個（ｍ＝４）であるＯＦＤＭ信号変復調器を用い、ＯＦＤＭ信号復調器のＡ／Ｄ変換器は４ビットの分解能であるものとする。またＸ０、Ｘ６、Ｘ７、Ｘ８が既知の値（０）である。ＯＦＤＭ信号変調器により図５に示す１６ＱＡＭ変調でマッピングされた信号を図６に示し、変調器の出力信号を図７に示す。
【００２６】
ＯＦＤＭ信号復調器において、Ａ／Ｄ変換前に信号が図８（ａ）に示すように飽和が生じないように振幅調整を行った後に直交検波した結果を図９のＩ（ａ）、Ｑ（ａ）に示し、復調した結果を図１０（ａ）に示す。図１０（ａ）より、Ｘ１２の復調結果がマッピングの境界にあり、復調に誤りを生じることがわかる。
【００２７】
さらにＡ／Ｄ変換前に信号が図８（ｂ）のように飽和するよう振幅調整を行った後に直交検波した結果を、図９のＩ（ｂ）、Ｑ（ｂ）に示し、復調した結果を図１０（ｂ）に示す。図１０（ｂ）の結果は図１０（ａ）の場合より多くのポイントで復調に誤りが生じていることがわかる。このようにＡ／Ｄ変換器への入力が飽和していない場合、量子化誤差の影響で復調誤りが発生し、飽和している場合は、飽和することによる影響で復調誤りが発生する。そこで、図１のように飽和している信号に対して、デジタル処理の補完器を導入することにより復調誤りの改善を行う。
【００２８】
ここでは、電力値（Ｉ成分とＱ成分の二乗和）が４９以上のポイントを飽和サンプリングポイントとすると、ｘ０とｘ８の２点が飽和サンプリングポイントとなる。Ｘ６、Ｘ７が既知の値（０）であることを用いて、２点の飽和サンプリングポイントの補完を行うものとして、まず図９のＩ（ｂ）、Ｑ（ｂ）に示すｘ０〜ｘ１５の値から離散フーリエ変換を行いＹ６、Ｙ７を計算する。
Ｙ６＝−４．５３６−ｊ３．０２１
Ｙ７＝−５．０４４−ｊ３．４０８
【００２９】
次に連立方程式をたて、解を求める。
Ｙ６＝Ｗ（０×６）ｘ’０＋Ｗ（８×６）ｘ’８
Ｙ７＝Ｗ（０×７）ｘ’０＋Ｗ（８×７）ｘ’８
ｘ’０＝ｘ’０ｒ＋ｊｘ’０ｉ、Ｘ’８＝ｘ’８ｒ＋ｊｘ’８ｉとして上の式を展開すると
１×ｘ’０ｒ＋０×ｘ’０ｉ＋１×ｘ’８ｒ＋０×ｘ’８ｉ＝−４．５３６
０×ｘ’０ｒ＋１×ｘ’０ｉ＋０×ｘ’８ｒ＋１×ｘ’８ｉ＝−３．０２１
１×ｘ’０ｒ＋０×ｘ’０ｉ−１×ｘ’８ｒ＋０×ｘ’８ｉ＝−５．０４４
０×ｘ’０ｒ＋１×ｘ’０ｉ＋０×ｘ’８ｒ−１×ｘ’８ｉ＝−３．４０８
となる。ガウスの消去法を用いて解を導出すると
ｘ’０＝ｘ’０ｒ＋ｊ×ｘ’０ｉ＝−４．７９０−ｊ３．２１５
ｘ’８＝ｘ’８ｒ＋ｊ×ｘ’８ｉ＝  ０．２５４＋ｊ０．１９４
となる。
【００３０】
図９のＩ（ｂ）、Ｑ（ｂ）に示したｘ０、ｘ８からｘ’０、ｘ’８をそれぞれ減じてフーリエ変換を行った結果を図１１に示す。図１１に示すとおり、マッピング誤差が小さくなり、誤りを改善することができる。
【００３１】
以下、本発明の実施の形態による信号補完器について説明を行う。ここでは、サブキャリアが６４ポイント（Ｎ＝６４）で２７番、２８番のサブキャリアに既知のデータとして０が代入されたＯＦＤＭ信号を用いる。（Ｘ２７＝Ｘ２８＝０）
【００３２】
まず、本発明の第１の実施の形態によるＯＦＤＭ信号復調装置について図面を参照しつつ説明を行う。図２は、本実施の形態による信号補完器の構成例を示すブロック図である。図２に示すように、本実施の形態による信号補完器は、飽和サンプリングポイント検出回路２０１と、飽和サンプリングポイント情報保持回路２０２と、サブキャリア離散フーリエ変換回路２０３と、振幅補正値算出回路２０４と、補完データ算出回路２０５と、バッファ２０６と、波形補正回路２０７とを備えている。
【００３３】
飽和サンプリングポイント検出回路２０１は、飽和サンプリングポイントを特定し、飽和サンプリングポイント情報保持回路２０２は、飽和サンプリングポイント検出回路２０１で検出された飽和サンプリングポイントの場所情報と値とを保持する。サブキャリア離散フーリエ変換回路２０３は、１つあるいは複数の特定のサブキャリアに対する離散フーリエ変換を行う。振幅補正値算出回路２０４はサブキャリア離散フーリエ変換回路の演算結果と飽和サンプリングポイント情報検出回路の飽和サンプリングポイントの場所情報と値を基に、多元１次連立方程式の近似解を求める。補完データ算出回路２０５は振幅補正値算出回路２０４の振幅補正値と飽和サンプリングポイント情報保持回路２０２の飽和サンプリングポイントの場所情報と値とを基に補完データを算出する。バッファ２０６は補完前の信号を演算の間保持するためのバッファであり、波形補正回路２０７は飽和サンプリングポイント情報検出回路の飽和サンプリングポイントの場所情報を基にバッファ２０６内の飽和サンプリングポイントを補完データ算出回路２０５の補完データに修正して出力を行う。
【００３４】
まず補完前の信号が飽和サンプリングポイント検出回路２０１に入力する。飽和サンプリングポイント検出回路２０１は図１２に示すようにＩ２＋Ｑ２を演算する電力算出回路１６０１と、Ａ≧Ｂならば飽和と判断し、Ａ＜Ｂならば非飽和と判断する飽和判断回路１６０２と、飽和判断に用いられるＡ／Ｄ変換後に表現できる電力最大値を出力する回路１６０３とを有する。飽和サンプリングポイント検出回路２０１では、図１２に示すように、補完前の信号の電力値が、Ａ／Ｄ変換後で表現できる理論的な電力最大値であれば飽和しているものとして６４ポイントすべてを比較し、飽和しているか否かの情報と補完前の信号値を飽和サンプリングポイント情報検出回路２０２へ出力する。ここで、飽和点は前記のような最大値ではなく、ある定数Ｐより大きければ飽和しているものとしたり、補完前の信号の絶対振幅値がある定数Ｔより大きければ飽和しているものとしたりすることも可能である。
【００３５】
飽和サンプリングポイント情報保持回路２０２は図１３に示すように、飽和ポイントであればカウンタ値（場所情報）とＩ，Ｑの値をメモリへ保持させる飽和ポイント場所情報算出回路１７０１と、飽和ポイント場所情報算出回路出力を保持するメモリ１７０２と、Ｉ，Ｑ信号が入力される毎に１加算を行うカウンタ１７０３とを有している。飽和サンプリングポイント情報保持回路２０２では図１３に示すように、飽和サンプリングポイント検出回路２０１の飽和情報から飽和サンプリングポイントの場所情報と値とを検出し保持する。また、補完前の信号は同時にサブキャリア離散フーリエ変換回路２０３及びバッファ２０６に入力される。ここでは入力信号の３番と８番が飽和していたものとする。サブキャリア離散フーリエ変換回路２０３は、図１４に示す複素乗算器１８０１、１８０４と、加算器１８０２、１８０５と、後述する連立方程式演算に用いるＷの値を保持するメモリ１８０３とを有している。
【００３６】
サブキャリア離散フーリエ変換回路２０３では、図１４に示すようにサブキャリア２７番、２８番に対して補完前の信号を離散フーリエ変換する。変換された値をそれぞれＦ２７、Ｆ２８とする。振幅補正値算出回路２０４は、図１５に示すように、Ｗの値を保持するメモリ１９０１と、飽和サンプリングポイント場所情報とサブキャリア離散フーリエ変換結果とメモリ出力とを基に複素四則演算を行い、ｘ８を算出する複素四則演算器（ｘ８計算）１９０２と、複素四則演算器（ｘ８計算）の出力を基にｘ３を算出する複素四則演算器（ｘ３計算）１９０３とを有している。
【００３７】
振幅補正値算出回路２０４では、図１９に示すように、飽和サンプリングポイント情報保持回路２０２の飽和サンプリングポイントの場所情報とサブキャリア離散フーリエ変換回路２０３の離散フーリエ変換結果と、Ｘ２７＝Ｘ２８＝０の前提条件より連立方程式を以下のように置く。
Ｗ（３×２７）×ｘ３＋ｗ（８×２７）×ｘ８＝ｆ２７    （１）
Ｗ（３×２８）×ｘ３＋ｗ（８×２８）×ｘ８＝ｆ２８    （２）
【００３８】
上記の連立方程式の解をガウスの消去法を用いて求める。式（２）にＷ（３×２７）÷Ｗ（３×２８）を乗算し、
｛Ｗ（３×２８）×ｘ３＋Ｗ（８×２８）｝×Ｗ（３×２７）÷Ｗ（３×２７）÷Ｗ（３×２８）
より式（１）を減算すると、
０＋｛Ｗ（８×２８）×Ｗ（３×２７）÷Ｗ（３×２８）−Ｗ（８×２７）｝×ｘ８＝Ｆ２８×Ｗ（３×２７）÷Ｗ（３×２８）−Ｆ２７となり、
ｘ８＝Ｆ２８×Ｗ（３×２７）÷Ｗ（３×２８）−Ｆ２７÷｛Ｗ（８×２８）×Ｗ（３×２７）÷Ｗ（３×２８）−Ｗ（８×２７）｝
を求めることができ、求められたｘ８を（１）式に代入することによってｘ３を求めることができる。
【００３９】
補完データ算出回路２０５は、図１６に示すように飽和サンプリングポイントの信号値から振幅補正値を減算する手段２００１を備える。補完データ算出回路２０５は、飽和サンプリングポイント情報保持回路２０２の飽和サンプリングポイントの場所情報と信号値を用いて、飽和サンプリングポイントの信号値から振幅補正値算出回路２０４の解を減算し、補完データとして出力する。波形補正回路２０７は、図１７に示すようにセレクタ２１０１により構成され、バッファ２０６の信号を順次出力して、その際に飽和サンプリングポイント情報保持回路２０２の飽和サンプリングポイントの場所情報から、飽和点の信号を補完データ算出回路２０５の出力に切り替えることによって補完を行う。
【００４０】
飽和している点に対して補完を行わずに離散フーリエ変換を行った場合には全キャリアの信号に歪みが発生し復号に失敗する可能性があるのに対して、補完を行うことにより歪みを低減することができ、正確な復号を行うことが可能となる。
【００４１】
次に、本発明の第２の実施の形態によるＯＦＤＭ信号復調装置について図面を参照して説明を行う。図３は本実施の形態によるＯＦＤＭ信号復調装置に用いられる信号補完器の構成例を示すブロック図である。図３に示す信号補完器は、飽和サンプリングポイント検出回路３０１と、飽和サンプリングポイント情報保持回路３０２と、サブキャリア離散フーリエ変換回路３０３と、振幅補正値算出回路３０４と、補完データ算出回路３０５と、バッファ３０６と、波形補正回路３０７と、サンプリングポイント数計数回路３０８と、を備えている。飽和サンプリングポイント検出回路３０１は飽和サンプリングポイントを特定し、飽和サンプリングポイント数計数回路３０８は前記飽和サンプリングポイント検出回路３０１で検出された飽和サンプリングポイント数をカウントする。飽和サンプリングポイント情報保持回路３０２は、飽和サンプリングポイント検出回路３０１で検出された飽和サンプリングポイントの場所情報と値を保持する。サブキャリア離散フーリエ変換回路３０３は１つあるいは複数の特定のサブキャリアに対する離散フーリエ変換を行う。振幅補正値算出回路３０４はサブキャリア離散フーリエ変換回路の演算結果と飽和サンプリングポイント情報保持回路３０２の飽和サンプリングポイントの場所情報の値を基に、多元１次連立方程式の近似解を求める。補完データ算出回路３０５は振幅補正値算出回路の振幅補正値と飽和サンプリングポイント情報保持回路３０２の飽和サンプリングポイントの場所情報と値を基に補完データを算出する。バッファ３０６は補完前の信号を演算の間保持するためのバッファであり、波形補正回路３０７は飽和サンプリングポイント情報保持回路３０２の飽和サンプリングポイントの場所情報を基にバッファ３０６内の飽和サンプリングポイントを補完データ算出回路３０５の補完データに修正して出力を行う。
【００４２】
ここで振幅補正値算出回路３０４と補完データ算出回路３０５と、波形補正回路３０７は、飽和サンプリングポイント数計数回路３０８のカウント出力がｍ個以下であれば各演算を行い、ｍ個を超える場合は演算を行わずに補正を行わない。
【００４３】
まず、補完前の信号は飽和サンプリングポイント検出回路３０１に入力される。飽和サンプリングポイント検出回路３０１では補完前の信号の電力値が、Ａ／Ｄ変換後で表現できる理論的な最大値であれば飽和しているものとして６４ポイントすべてを比較し、飽和しているか否かの情報と補完前の信号値とを、飽和サンプリングポイント数計数回路３０８と飽和サンプリングポイント情報保持回路３０２へ出力する。
【００４４】
飽和サンプリングポイント数計数回路３０８は図１８に示すようにカウンタ２２０１を有しており、飽和サンプリングポイントの数をカウントし、保持する。飽和サンプリングポイント情報保持回路３０２では、飽和サンプリングポイント検出回路３０１の飽和情報から飽和サンプリングポイントの場所情報と値とを検出して保持する。また、補完前の信号は、同時にサブキャリア離散フーリエ変換回路３０３及びバッファ３０６に入力される。ここでは、入力信号の３番と８番と９番が飽和していたものとする。サブキャリア離散フーリエ変換回路３０３は、サブキャリア２７番、２８番に対して補完前の信号を離散フーリエ変換する。変換された値をそれぞれＦ２７、Ｆ２８とする。振幅補正値算出回路３０４は飽和サンプリングポイント数計数回路３０８からの出力がｍ個（ここでは２個）を超える３であるため、演算を行わない。
【００４５】
補完データ算出回路３０５は、飽和サンプリングポイント数計数回路３０８からの出力が３であるため、演算を行わない。波形補正回路３０７は図１９に示すようにセレクタ２３０１を有しており、飽和サンプリングポイント数がｍ個を超える場合には出力をバッファ出力に固定し、ｍ個以下である場合は、飽和サンプリングポイント場所情報に従って出力をバッファ出力と補完データとに切り替える。波形補正回路３０７では、飽和サンプリングポイント数計数回路３０８からの出力が３であるため、バッファ３０６の信号を順次出力する。飽和している点がｍ個を超える場合には、補完データの値が正しい値ではなくなるため、各演算回路を停止させることにより余分な電力の消費を抑えることが可能である。
次に本発明の第３の実施の形態によるＯＦＤＭ信号復調装置について説明する。
【００４６】
図４は、本実施の形態による信号補完器の構成例を示すブロック図である。図４に示す信号補完器は、飽和サンプリングポイント検出回路４０１と、飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２と、サブキャリア離散フーリエ変換回路４０３と、振幅補正値算出回路４０４と、補完データ算出回路４０５と、バッファ４０６と、波形補正回路４０７と比較器４０８と、を備えている。飽和サンプリングポイント検出回路４０１は飽和サンプリングポイントを特定し、飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２は飽和サンプリングポイント検出回路４０１で検出された飽和サンプリングポイントの場所情報と値を保持する。サブキャリア離散フーリエ変換回路４０３は、１又は複数の特定のサブキャリアに対する離散フーリエ変換を行う。振幅補正値算出回路４０４はサブキャリア離散フーリエ変換回路の演算結果と飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの場所情報の値とに基づいて、多元１次連立方程式の近似解を求める。補完データ算出回路４０５は、振幅補正値算出回路４０４の振幅補正値と飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの場所情報との値を基に補完データを算出する。
【００４７】
バッファ４０６は、演算の間補完前の信号を保持するためのバッファであり、比較器４０８は、飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの信号値の絶対値と補完データ算出回路４０５からの補完データの絶対値とを比較する。補完データの絶対値が飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの値の絶対値以上である場合は、補完データとして補完データ算出回路４０５からの補完データを出力し、補完データの絶対値が飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの値の絶対値より小さい場合は、飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの信号値を出力する。波形補正回路４０７は飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの場所情報を基にバッファ４０６内の飽和サンプリングポイントを比較器４０８の補完データに修正して出力を行う。
【００４８】
まず、補完前の信号は飽和サンプリングポイント検出回路４０１に入力される。飽和サンプリングポイント検出回路４０１では補完前の信号の電力値が、Ａ／Ｄ変換後で表現できる理論的な最大値であれば飽和しているものとして６４ポイントすべてを比較し、飽和しているか否かの情報と補完前の信号値を飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２へ出力する。飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２では飽和サンプリングポイント検出回路４０１の飽和情報から飽和サンプリングポイントの場所情報と値を検出し、保持する。また補完前の信号は同時にサブキャリア離散フーリエ変換回路４０３及びバッファ４０６に入力される。
【００４９】
ここでは入力信号の３番と８番が飽和していたものとする。サブキャリア離散フーリエ変換回路４０３は、サブキャリア２７番、２８番に対して補完前の信号を離散フーリエ変換する。変換された値をそれぞれＦ２７、Ｆ２８とする。振幅補正値算出回路４０４では前記実施の形態１記載の振幅補正値算出回路４０４と同様にｘ３、ｘ８が求められる。
【００５０】
補完データ算出回路４０５は、飽和サンプリングポイント情報検出回路４０２の飽和サンプリングポイントの場所情報と信号値を用いて、飽和サンプリングポイントの信号値から振幅補正値算出回路４０４の解を減算し、補完データとして出力する。比較器４０８は図２０に示すようにセレクタ２４０１を有しており、飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの信号値の絶対値と補完データ算出回路４０５からの補完データの絶対値とを比較し、補完データの絶対値が飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの値の絶対値以上である場合は、補完データとして補完データ算出回路４０５からの補完データを出力し、補完データの絶対値が飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの値の絶対値より小さい場合は、飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの信号値を出力する。波形補正回路４０７はバッファ４０６の信号を順次出力して、その際に飽和サンプリングポイント情報保持回路４０２の飽和サンプリングポイントの場所情報から、飽和点の信号を補完データ算出回路４０５出力に切り替えることによって補完を行う。補完を行う信号のノイズ、振幅補正値算出を行う際の演算誤差等による飽和しているサンプリングポイントの誤った値での補正を防止することが可能となる。
【００５１】
以上に説明したように、本実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置によれば、フーリエ変換を行う前に飽和したデータを補完することが可能となるため、Ａ／Ｄ変換時の入力振幅を飽和が発生するまで大きくとることができる。また、高分解能で高精度なＡ／Ｄ変換器を用いる必要がないという利点がある。
以上、本実施の形態に沿って説明したが、本発明はこれらの例に限定されるものではなく、種々の変形が可能であるのは言うまでもない。
【００５２】
【発明の効果】
以上述べたとおり、本発明のＯＦＤＭ信号復調装置によれば、フーリエ変換を行う前に飽和したデータを補完することが可能となるため、Ａ／Ｄ変換時の入力振幅を飽和が発生するまで大きくとることができる。また、高分解能で高精度なＡ／Ｄ変換器を用いる必要がないという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ信号復調装置の基本構成例を示すブロック図である。
【図２】本実施の形態による補完回路の第１構成例を示すブロック図である。
【図３】本実施の形態による補完回路の第２構成例を示すブロック図である。
【図４】本実施の形態による補完回路の第３構成例を示すブロック図である。
【図５】１６ＱＡＭでマッピングされた離散フーリエ変換前の信号例を示す図である。
【図６】図５の信号のマッピング図である。
【図７】図５の信号の送信波形を示す図である。
【図８】図７の波形をＡ／Ｄ変換した信号であり、（ａ）は、飽和させずにＡ／Ｄ変換を行った信号、（ｂ）は、飽和させてＡ／Ｄ変換を行った信号例を示す図である。
【図９】図８の信号に対する直交検波後の各々の信号を示す図である。
【図１０】図９の信号に対する各々の離散フーリエ変換後の信号を示す図である。
【図１１】本実施の形態による信号補完器を用いた場合の図９のＩ（ｂ）、Ｑ（ｂ）に示したｘ０、ｘ８からｘ’０、ｘ’８をそれぞれ減じてフーリエ変換を行った結果を示す図である。
【図１２】本実施の形態による飽和サンプリングポイント検出回路の構成例を示す図である。
【図１３】本実施の形態による飽和サンプリングポイント情報保持回路の構成例を示す図である。
【図１４】本実施の形態によるサブキャリア離散フーリエ変換回路の構成例を示す図である。
【図１５】本実施の形態による振幅補正値算出回路の構成例を示す図である。
【図１６】本実施の形態による補完データ算出回路の構成例を示す図である。
【図１７】本実施の形態による波形補正回路の第１構成例を示す図である。
【図１８】本実施の形態による飽和サンプリングポイント数計数回路の構成例を示す図である。
【図１９】本実施の形態による波形補正回路の第２構成例を示す図である。
【図２０】本実施の形態による比較器の構成例を示す図である。
【図２１】一般的なＯＦＤＭ信号復調装置の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１０１  周波数変換器、１０２  振幅増幅器、１０３  Ａ／Ｄ変換器、１０４
デジタル直交検波器、１０５  離散フーリエ変換器、１０６  符号判定器、１０７  信号補完器、２０１  飽和サンプリングポイント検出回路、２０２  飽和サンプリングポイント情報保持回路、２０３  サブキャリア離散フーリエ変換回路２０４  振幅補正値算出回路、２０５  補完データ算出回路、２０６  バッファ、２０７  波形補正回路、３０１  飽和サンプリングポイント検出回路、３０２飽和サンプリングポイント情報保持回路、３０３  サブキャリア離散フーリエ変換回路、３０４  振幅補正値算出回路、３０５  補完データ算出回路、３０６バッファ、３０７  波形補正回路、３０８  飽和サンプリングポイント数計数回路、４０１  飽和サンプリングポイント検出回路、４０２  飽和サンプリングポイント情報保持回路、４０３  サブキャリア離散フーリエ変換回路、４０４  振幅補正値算出回路、４０５  補完データ算出回路、４０６  バッファ、４０７波形補正回路、４０８  比較器、１６０１  電力算出回路、１６０２  飽和判断回路、１６０３  Ａ／Ｄ変換後に表現できる電力最大値、１７０１  飽和ポイント情報算出回路、１７０２  メモリ、１７０３  カウンタ、１８０１  複素乗算器、１８０２  加算器、１８０３  メモリ（Ｗ）、１８０４  複素乗算器、１８０５  加算器、１９０１  メモリ（Ｗ）、１９０２  複素四則演算器（ｘ８計算）、１９０３  複素四則演算器（ｘ３計算）、２００１  飽和サンプリングポイントの信号値−振幅補正値、２１０１  セレクタ、２２０１  カウンタ、２３０１  セレクタ、２４０１  セレクタ、２５０１  周波数変換器、２５０２  振幅増幅器、２５０３  Ａ／Ｄ変換器、２５０４  デジタル直交検波器、２５０５離散フーリエ変換器、２５０６  符号判定器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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