(57)【要約】【課題】スイッチングレギュレータを備えた装置が、動作状態と休止状態を取り、この２つの状態の消費電力が著しく異なる場合、休止状態のスイッチングレギュレータの効率を上昇させる。【解決手段】スイッチングレギュレータの基準電圧を２つ備え、両方とも出力電圧仕様の精度内であり、装置が休止状態のときスイッチングレギュレータの２つの基準電圧を決められたＤｕｔｙ、周波数でスイッチングさせることにより装置休止状態のスイッチングレギュレータの効率を上昇させる。【選択図】        図１
2004336874.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線、二次巻線、帰還巻線の少なくとも３つの巻線を備えたトランス、
該一次巻線に流れる電流の導通遮断を制御する制御端子を備えた第１のスイッチング素子、
上記第１のスイッチング素子の制御部と入力電源間を接続した起動抵抗、
二次巻線に発生する電圧を平滑整流する平滑整流部、
平滑整流部の出力電圧を所望の値と比較する誤差検出回路、
誤差検出回路の出力を一次側に伝達するオプトカプラ、
帰還巻線の出力電圧は上記第１のスイッチング素子の制御端子のオンタイミングを決定し、
オプトカプラの出力電流が入力され、その電流値に基づき上記第１のスイッチング素子の制御端子のオフタイミングを決定する制御部、
上記制御部に帰還巻線から電流を供給する抵抗、
該抵抗は該オプトカプラの電流出力端に直接、若しくは抵抗を介して接続されている、
上記オプトカプラの一次側電流流入端を上記第１のスイッチング素子の制御端子に接続したスイッチングレギュレータにおいて、
上記誤差検出器において制御される二次側出力の目標電圧を２ヶ有し切り替え可能であり、
それら２ヶの目標電圧は本スイッチングレギュレータが設けられた装置を動作させるに必要な電圧範囲内であり、
本装置が動作中は２ヶの目標電圧のどちらか一方の電圧側を使用し、
本装置が休止中はこれら２ヶの目標電圧を数百Ｈｚ〜数ｋＨｚで切り替えることを特徴とするスイッチングレギュレータを備えた装置。
【請求項２】
請求項１において、スイッチングレギュレータの２ヶの目標電圧を切り替える手段として、装置の動作を制御するマイクロコンピュータを用いたことを特徴とするスイッチングレギュレータを備えた装置。
【請求項３】
一次巻線、二次巻線、帰還巻線の少なくとも３つの巻線を備えたトランス（Ｔ２１）、
制御端子を備えた２つのスイッチング素子（Ｑ２１，Ｑ２２）、
オプトカプラ（ＰＣ２１）、
整流平滑回路（１０１）、
誤差検出回路（１０２）、
５つの抵抗（Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２５）、
２つのコンデンサ（Ｃ２１，Ｃ２２）、
を備え、
トランスＴ２１の一次巻線のマイナス極側とスイッチング素子Ｑ２１の電流流入端子が接続され、
トランスＴ２１の一次巻線のプラス極側と抵抗Ｒ２１の一端が接続され、
抵抗Ｒ２１の他端はスイッチング素子Ｑ２１の制御端子、コンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２３の直列回路の一端、抵抗Ｒ２２の一端、スイッチング素子Ｑ２２の電流流入端、及びオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタと抵抗Ｒ２５で構成された直列回路のフォトトランジスタ電流流入側に接続され、
抵抗Ｒ２２の他端はスイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２の電流流出端、コンデンサＣ２２の一端、及びトランスＴ２１の帰還巻線のマイナス極側と接続され、
コンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２３の直列回路の他端はトランスＴ２１の帰還巻線のプラス極側及びＲ２４の一端と接続され、
抵抗Ｒ２４の他端はスイッチング素子Ｑ２２の制御端子、コンデンサＣ２２の他端及びオプトカプラのフォトトランジスタと抵抗Ｒ２５で構成された直列回路のフォトトランジスタ電流流出側に接続され、
整流平滑回路１０１はトランスＴ２１の二次巻線に、スイッチング素子Ｑ２１がオフの時に該二次巻線に電流が流れる向きに接続され、
整流平滑回路１０１の出力電圧と基準電圧を比較しその差に応じた電圧を出力する誤差検出回路１０２を備え、
誤差検出回路１０２の出力はオプトカプラＰＣ２１の発光ダイオードのカソード側に直接、あるいは抵抗を介して接続されたスイッチングレギュレータにおいて、
上記誤差検出器において制御される二次側出力の目標電圧を２ヶ有し切り替え可能であり、
それら２ヶの目標電圧は本スイッチングレギュレータが設けられた装置を動作させるに必要な電圧範囲内であり、
本装置が動作中は２ヶの目標電圧のどちらか一方の電圧側を使用し、
本装置が休止中はこれら２ヶの目標電圧を数百Ｈｚ〜数ｋＨｚで切り替えることを特徴とするスイッチングレギュレータを備えた装置。
【請求項４】
請求項１において、スイッチングレギュレータの２ヶの目標電圧を切り替える手段として、装置の動作を制御するマイクロコンピュータを用いたことを特徴とするスイッチングレギュレータを備えた装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチングレギュレータを備えた装置において、特に装置の動作時の消費電流と休止時の動作電流に著しい差がある装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチングレギュレータは装置に求められる最大の負荷の状態において最大の効率を発揮できるよう設計される。これは熱設計から当然のことである。
【０００３】
しかしながら、スイッチングレギュレータは負荷が軽くなると効率が低下するものが多い。これは負荷が軽くなればなるほど顕著である。
【０００４】
したがって、スイッチングレギュレータが備えられた装置が動作時と休止時の２つの状態をもち、その２つの状態の消費電流に著しい開きがある場合（一般に休止状態のほうが消費電流が低いと考えられる）、休止状態においてスイッチングレギュレータの効率が落ちてしまう。
【０００５】
本問題を解決するため、特許第３２１９１４５号において、機器休止時にスイッチング電源の誤差検出回路の基準電圧をＧＮＤレベルに断続的に変化させる、あるいは検出電圧に断続的に目標電圧よりも高い電圧を加えてやることにより、自励式スイッチング電源が断続的に動作する状態（以下間欠動作と呼ぶ）にしてやり、機器休止時の効率を上げる手法が提案されている。
【０００６】
また、特開２０００−１５６９７７には、軽負荷時にスイッチング電源の二次側から一次側に発振停止信号を伝達する手段を設ける、あるいは２つの検出電圧を切り替えることによりスイッチング電源を間欠動作させ、効率の上昇を図る提案がなされている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特許第３２１９１４５号を用いた場合、以下の問題が発生する。
【０００８】
基準電圧をＧＮＤレベルに下げる構成の場合、誤差検出回路に必ず付随するコンデンサと抵抗で構成された位相補償回路が積分回路として働き、間欠動作時意図しない出力電圧の低下が必ず発生してしまう。また、間欠動作時負荷が大きくなった場合、この位相補償回路の影響により出力電圧の異常低下が発生する。
【０００９】
また、特開２０００−１５６９７７の場合は、停止信号をＴＲＵＥしているときのみ発振停止し、停止信号をＦＬＡＳＥとすると発振する。このため、停止信号のＴＲＵＥ及びＦＡＬＳＥにしている時間の管理が必要なため、制御が煩雑である。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明においては装置が休止状態においてスイッチングレギュレータを間欠動作させる手段として、装置が動作可能な出力電圧以内の電圧でスイッチングレギュレータの基準電圧を変動させる。また、誤差検出回路の出力を一次側に伝達するオプトカプラのフォトトランジスタの電流を、一次側の主スイッチング素子の制御端子から供給し、かつ自励式スイッチング電源の最低発振周波数を決定する抵抗の電流供給源をトランス帰還巻線から行う。
【００１１】
本手段を用いることにより基準電圧の切り替え幅が小さくなり、誤差検出回路に付随する位相補償回路による出力電圧低下を極めて小さくできる。また、負荷が大きくなったとしても出力電圧は必ず装置が動作可能な電圧値内に収まるため、出力電圧の異常低下は発生しない。また、間欠動作をさせるときに必要なパルス波の時間管理が不要となり、制御レスで簡便に間欠動作をさせることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施例を示すスイッチングレギュレータの回路図である。
【００１３】
図１において、Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４は整流素子であり、商用電源から供給されるＡＣ電源を全波整流する。
【００１４】
Ｃ１１は平滑コンデンサであり、上記整流素子で整流された全波整流波形を平滑し直流電圧とする。
【００１５】
Ｔ２１は絶縁トランスであり、一次巻線、二次巻線、帰還巻線を備える。
【００１６】
Ｑ２１は主スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴであり、オン／オフ発振させることにより断続的に一次巻線に電流を流す。
【００１７】
１０１は整流素子Ｄ２１とコンデンサＣ２３により構成された整流平滑回路であり、主スイッチング素子Ｑ２１がオフの期間に発生する二次巻線電圧を平滑整流し、直流電圧を出力する。
【００１８】
１０２は誤差検出回路であり、ツェナダイオードＺＤ２１のツェナ電圧を基準電圧とし、オペアンプＩＣ２２のプラス入力端子に入力する。二次側出力電圧の情報はオペアンプＩＣ２２のマイナス端子に入力される。この２つの電位差に応じた電圧がオペアンプの出力電圧として現れる。コンデンサＣ２４、抵抗Ｒ２６は位相補償用の回路である。
【００１９】
オプトカプラＰＣ２１はオペアンプＩＣ２２の出力電圧に応じた電流が発光ダイオードに流れ、その情報を一次側に配置されたフォトトランジスタの電流として伝える。
【００２０】
主スイッチング素子Ｑ２１は電源投入時は起動抵抗Ｒ２１からの電流がＣ２１に充電されることにより制御端子の電圧が上昇しオンする。また、連続発振時にはトランスＴ２１の帰還巻線に発生するリンギングによりオンする。このリンギングはトランスＴ２１に蓄えられたエネルギーが二次巻線を通じて二次側に全て放出されたときに発生する。オフはスイッチング素子Ｑ２２がオンすることにより制御端子の電圧が下がることにより行われる。スイッチング素子Ｑ２２の制御端子にはコンデンサＣ２２が取り付けられており、主スイッチング素子Ｑ２１がオンすると、トランスＴ２１の帰還巻線の電圧が上昇することにより抵抗Ｒ２４を介して充電される。また、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタに流れる電流も主スイッチング素子の制御端から充電される。
【００２１】
主スイッチング素子Ｑ２１のオン時間はコンデンサＣ２２への充電スピードにより決定される。Ｃ２２の電圧がスイッチング素子Ｑ２２の制御端の閾値電圧を超えるとＱ２２がオンし、主スイッチング素子Ｑ２１がオフするからである。このコンデンサ２２への充電電流は抵抗Ｒ２４とオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタの電流の和である。オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタの電流は二次側の誤差検出回路の出力電圧に依存する。誤差検出回路の出力はオペアンプＩＣ２２のマイナス入力端子の電圧が高ければ低く、低ければ高くなるため、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタの電流はマイナス入力端子の電圧が高ければ大きく、低ければ小さくなる。したがって、主スイッチング素子Ｑ２１のオン時間はマイナス入力端子の電圧が高ければ短く、低ければ長くなる。
【００２２】
ここで、本スイッチングレギュレータを備えた装置が動作中、すなわち負荷が大きいときと、休止中、すなわち負荷が小さいときの動作を説明する。
【００２３】
装置が動作中はスイッチング素子Ｑ２３の制御端子はＨＩであり、Ｑ２３はオン状態となる。したがって、オペアンプＩＣ２２のマイナス端子には二次側出力電圧をＲ３１とＲ３２で分圧した電圧が入力される。したがって、ツェナダイオードＺＤ２１のツェナ電圧をＶｚｄとすると二次側出力電圧Ｖ１はＶ１＝Ｖｚｄ／Ｒ３２＊（Ｒ３１＋Ｒ３２）になるよう制御される。
【００２４】
一方、装置が休止中はＱ２３の制御端子はＨＩ／ＬＯＷを繰り返すパルス波形となる。このパルスは通常数百Ｈｚ〜数ｋＨｚに設定される。このパルスがＨＩの時の目標電圧はＶ１になり、ＬＯＷのときの目標電圧Ｖ２はＶ２＝Ｖｚｄ／（Ｒ３２＋Ｒ３３）＊（Ｒ３１＋Ｒ３２＋Ｒ３３）となる。この電圧はどちらも装置が動作するに充分な電圧であり、たとえば装置に求められている二次側出力電圧が２４Ｖ±１０％であったなら、Ｖ１＝２４．２５Ｖ、Ｖ２＝２３．７５Ｖに設定される。パルスがＨＩからＬＯＷに変化すると、急激に目標電圧が変化する。したがって、オペアンプＩＣ２２の出力電圧は急激に低下する。たとえば、Ｒ２６＝２７０ｋΩ，Ｒ３１＝５９ｋΩ，Ｒ３２＝１０ｋΩ，Ｒ３３＝２４７Ωとし、出力電圧が２４．２５Ｖの時オペアンプＩＣ２２の出力電圧は０．６５Ｖ低下する。Ｒ２７＝２．２ｋΩ、オプトカプラＰＣ２１の電流伝達率が２００％であれば、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタの電流は６００ｕＡも増加する。Ｃ２２の容量が４７００ｐＦであれば、約５ｕｓｅｃでＣ２２はスイッチング素子Ｑ２２の閾値電圧０．７Ｖまで達する。一般に自励式スイッチングレギュレータの発振周波数は数十ｋＨｚであるから、これは瞬時にこの自励式スイッチングレギュレータの発振を停止させるに等しい。
【００２５】
パルスがＨＩからＬＯＷに変化したとき、本スイッチングレギュレータが発振停止になるかどうかはそのときの出力電圧に依存する。
【００２６】
発振が停止した後もオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタの電流は継続され、抵抗Ｒ２４に流れる電流による電圧降下がスイッチング素子Ｑ２２の閾値電圧以上ある間は発振は停止しつづける。その後、二次側出力電圧は低下し、オプトカプラのフォトトランジスタ電流による抵抗Ｒ２４の電圧降下がスイッチング素子Ｑ２２の閾値電圧以下になると起動抵抗Ｒ２１からコンデンサＣ２１に充電が行われ、主スイッチング素子Ｑ２１の閾値電圧を超え、本スイッチングレギュレータの発振が開始される。
【００２７】
本動作は、負荷が小さい場合はフォトトランジスタ電流による抵抗Ｒ２４の電圧降下がスイッチング素子Ｑ２２の閾値電圧以下になるまで二次側出力電圧が低下するのに時間がかかるため本スイッチングレギュレータは間欠動作となる。しかし、負荷が大きい場合は、目標電圧がＶ２であったとしてもただちにフォトトランジスタ電流による抵抗Ｒ２４の電圧降下はスイッチング素子Ｑ２２の閾値電圧以下となるため、本スイッチングレギュレータの発振は直ちに開始され目標電圧Ｖ２で動作し始める。したがって、二次側出力の異常な低下は発生しない。
【００２８】
また、２つの目標電圧の偏差が小さいため、オペアンプＩＣ２２に取り付けられている位相補償回路Ｃ２４、Ｒ２６の積分効果は極めて小さく、スイッチング素子Ｑ２３にパルスを印加しても二次側出力電圧の低下は無視できるほど小さい。
【００２９】
なお、図１に示した本実施例以外の誤差検出回路の回路構成もさまざまなものが考えられる。
【００３０】
たとえば図２はＲ３２とＲ３３の抵抗の配置を変えたものである。
【００３１】
図３は二次側出力電圧を分圧している回路ではなく、ツェナダイオードＺＤ２１を抵抗で分圧して基準電圧を作成している形であり、基準電圧を切り替えている。
【００３２】
図４は図３にたいして、基準電圧を分圧している抵抗の配置を変化させている。
【００３３】
図５、図６は誤差検出回路にオペアンプではなく、基準電圧を内蔵したシャントレギュレータを使用している。
【００３４】
なお、図３、図４、の場合は上記実施例に対しスイッチング素子Ｑ２３に与えるパルスのレベルが逆となる。
【００３５】
図１、図２、図５及び図６の場合はスイッチング素子Ｑ２３はＯ装置動作中の出力電圧の精度低下を招かぬよう、オン抵抗の小さなＭＯＳＦＥＴを用いることが望ましい。図３及び図４については、スイッチング素子Ｑ２３のオン時は間欠動作時の低電圧側目標電圧をきめているため、スイッチング素子による電圧降下はそれほど問題とならず、図３、図４のようにバイポーラトランジスタで充分である。
【００３６】
また、スイッチング素子Ｑ２３に与えるパルスは、発振器を用いてもよいが、装置を制御しているマイクロコンピュータがある場合は、このマイクロコンピュータで直接与えるほうが、簡単である。
【００３７】
なお、図３に示す実施例にて実験を行った場合、下記のような結果が得られた。
【００３８】
入力ＡＣ１２０Ｖ、出力２４Ｖの定格出力４０Ｗのスイッチングレギュレータにおいて、２４Ｖ出力１００ｍＡにて周波数１ｋＨｚ、オンＤｕｔｙ１０％のパルスをスイッチング素子Ｑ２３に与えた場合、出力電圧は２４Ｖ、入力電力は２．９Ｗであった。スイッチング素子Ｑ２３にパルスを与えない場合の入力電力は３．８Ｗであった。また、特許第３２１９１４５号の手法を用いた場合は入力電圧は２．８Ｗと若干低いが、出力電圧が２２．５Ｖまで低下した。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したようにスイッチングレギュレータに２つの目標出力電圧を設け、装置動作時にはそのうち１つの目標出力電圧を継続的に使用し、装置休止時には２つの目標出力電圧を切り替えることにより、出力電圧の低下を招くことなくスイッチングレギュレータを間欠動作にして装置休止時の消費電力を削減することができる。
【００４０】
また、間欠動作をさせるときに必要なパルス波の時間管理が不要となり、制御レスで簡便に間欠動作をさせることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示す回路図
【図２】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図３】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図４】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図５】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図６】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【符号の説明】
Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３  制御端子つきスイッチング素子
Ｔ２１  トランス
ＩＣ２１  シャントレギュレータ
ＩＣ２２  オペアンプ
ＺＤ２１  ツェナダイオード
ＰＣ２１  オプトカプラ
１０１  整流平滑回路
１０２  誤差検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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