(57)【要約】  【課題】  デジタル信号を伝送する伝送装置において周波数帯が制限されている場合に伝送情報量を増大できないことを解決し同一周波数帯でより多くの情報を伝送する送受信システムを提供することを目的とする。  【解決手段】  第１、第２のデータ列に関する情報を送信する送信装置であって、第２のデータ列に対してスクランブル処理を施すスクランブル部と、第１のデータ列を変調して第１の変調信号を生成し、前記スクランブル部の出力を変調して第２の変調信号を生成する変調部とを備える。【選択図】  図１
2004336812.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を送信する送信装置であって、
少なくとも前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理を施すスクランブル部と、
前記第１のデータ列をｍ値のデジタル変調して第１の変調信号を生成し、前記スクランブル部の出力をｎ値のデジタル変調して第２の変調信号を生成する変調部と、
前記変調部の出力を送信する送信部とを備える送信装置。
【請求項２】
少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を送信する送信装置であって、
少なくとも前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理を施すスクランブル部と、
前記第１のデータ列をｍ値のＰＳＫ変調又はｍ値のＱＡＭ変調して第１の変調信号を生成し、前記スクランブル部の出力をｎ値のＰＳＫ変調又はｎ値のＱＡＭ変調して第２の変調信号を生成する変調部と、
前記変調部の出力を送信する送信部とを備え、
前記第１のデータ列は前記第２の変調信号を復調するための復調情報を有し、
前記復調情報は前記ｎの値に関する情報を含む送信装置。
【請求項３】
前記ｍの値は４以下である請求項２記載の送信装置。
【請求項４】
前記ｍ値のＰＳＫ変調はＱＰＳＫ変調である請求項２記載の送信装置。
【請求項５】
前記ｎの値は４以上である請求項２乃至請求項４のいずれかに記載の送信装置。
【請求項６】
入力信号を受信する受信装置であって、
前記入力信号は、少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を含み、
少なくとも前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理が施されており、
前記第１のデータ列はｍ値のデジタル変調されており、前記第２のデータ列はｎ値のデジタル変調されており、
前記第１のデータ列に対応する変調信号と前記第２のデータ列に対応する変調信号とをデジタル復調する復調部と、
前記第２のデータ列に対応する前記復調部の出力に対して、デスクランブル処理を施すデスクランブル部とを備える受信装置。
【請求項７】
入力信号を受信する受信装置であって、
前記入力信号は、少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を含み、
少なくとも前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理が施されており、
前記第１のデータ列はｍ値のＰＳＫ変調又はｍ値のＱＡＭ変調されており、前記第２のデータ列はｎ値のＰＳＫ変調又はｎ値のＱＡＭ変調されており、
前記第１のデータ列は前記第２のデータ列に対応する変調信号を復調するための復調情報を有し、前記復調情報は前記ｎの値に関する情報を含み、
前記第１のデータ列に対応する変調信号をｍ値のＰＳＫ復調又はｍ値のＱＡＭ復調し、前記第２のデータ列に対応する変調信号をｎ値のＰＳＫ復調又はｎ値のＱＡＭ復調する復調部と、
前記第２のデータ列に対応する前記復調部の出力に対して、デスクランブル処理を施すデスクランブル部とを備え、
前記復調部は、前記復調情報に基づいて前記第２のデータ列に対応する変調信号を復調する受信装置。
【請求項８】
前記ｍの値は４以下である請求項７記載の受信装置。
【請求項９】
前記ｍ値のＰＳＫ変調はＱＰＳＫ変調である請求項７記載の受信装置。
【請求項１０】
前記ｎの値は４以上である請求項７乃至請求項９のいずれかに記載の受信装置。
【請求項１１】
少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を送信する送信方法であって、
少なくとも前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理を施し、
前記第１のデータ列をｍ値のデジタル変調して第１の変調信号を生成し、前記スクランブル処理の結果をｎ値のデジタル変調して第２の変調信号を生成し、
前記変調部の出力を送信する送信方法。
【請求項１２】
少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を送信する送信方法であって、
少なくとも前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理を施し、
前記第１のデータ列をｍ値のＰＳＫ変調又はｍ値のＱＡＭ変調して第１の変調信号を生成し、前記スクランブル処理の結果をｎ値のＰＳＫ変調又はｎ値のＱＡＭ変調して第２の変調信号を生成し、
前記変調処理の結果を送信し、
前記第１のデータ列は前記第２の変調信号を復調するための復調情報を有し、
前記復調情報は前記ｎの値に関する情報を含む送信方法。
【請求項１３】
前記ｍの値は４以下である請求項１２記載の送信方法。
【請求項１４】
前記ｍ値のＰＳＫ変調はＱＰＳＫ変調である請求項１２記載の送信方法。
【請求項１５】
前記ｎの値は４以上である請求項１２乃至請求項１４のいずれかに記載の送信方法。
【請求項１６】
入力信号を受信する受信方法であって、
前記入力信号は、少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を含み、
少なくとも前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理が施されており、
前記第１のデータ列はｍ値のデジタル変調されており、前記第２のデータ列はｎ値のデジタル変調されており、
前記第１のデータ列に対応する変調信号と前記第２のデータ列に対応する変調信号とをデジタル復調し、
前記第２のデータ列に対応する前記復調処理の結果に対して、デスクランブル処理を施す受信方法。
【請求項１７】
入力信号を受信する受信方法であって、
前記入力信号は、少なくとも第１のデータ列と第２のデータ列とに関する情報を含み、
少なくとも前記第２のデータ列に対して、スクランブル処理が施されており、
前記第１のデータ列はｍ値のＰＳＫ変調又はｍ値のＱＡＭ変調されており、前記第２のデータ列はｎ値のＰＳＫ変調又はｎ値のＱＡＭ変調されており、
前記第１のデータ列は前記第２のデータ列に対応する変調信号を復調するための復調情報を有し、前記復調情報は前記ｎの値に関する情報を含み、
前記第１のデータ列に対応する変調信号をｍ値のＰＳＫ復調又はｍ値のＱＡＭ復調し、前記第２のデータ列に対応する変調信号をｎ値のＰＳＫ復調又はｎ値のＱＡＭ復調し、
前記第２のデータ列に対応する前記復調処理の結果に対して、デスクランブル処理を施し、
前記復調処理では、前記復調情報に基づいて前記第２のデータ列に対応する変調信号を復調する受信方法。
【請求項１８】
前記ｍの値は４以下である請求項１７記載の受信方法。
【請求項１９】
前記ｍ値のＰＳＫ変調はＱＰＳＫ変調である請求項１７記載の受信方法。
【請求項２０】
前記ｎの値は４以上である請求項１７乃至請求項１９のいずれかに記載の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は搬送波を変調することによりデジタル信号を伝送する伝送装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、デジタル伝送装置は様々な分野での利用が進んでいる。とりわけデジタル映像伝送技術の進展はめざましい。
【０００３】
中でもデジタルＴＶの伝送方式が最近注目されつつある。現在デジタルＴＶ伝送装置は放送局間の中継用として一部実用化されているにすぎない。しかし、近い将来、地上放送と衛星放送への展開が予定され各国で検討が進められている。
【０００４】
高度化する消費者の要望に応えるため、ＨＤＴＶ放送、ＰＣＭ音楽放送や情報提供放送やＦＡＸ放送等の放送サービスの内容の質と量を今後向上させる必要がある。この場合ＴＶ放送の限られた周波数帯域の中で情報量を増大させる必要がある。この帯域で伝送できる情報伝送量はその時代の技術的限界に応じて増大する。このため理想的には時代に応じて受信システムを変更し、情報伝送量を拡張できることが望ましい。
【０００５】
しかし放送の視点からみた場合、公共性が重要であり長期間に至る全ての視聴者の既得権の確保が重要となる。新しい放送サービスを始める場合、既存の受信機もしくは受像機でそのサービスを享受できることが必要条件である。過去と現在、そして現在と将来の新旧の放送サービスの間の受信機もしくは受像機の互換性、放送の両立性が最も重要であるといえる。
【０００６】
今後登場する新しい伝送規格、例えばデジタルＴＶ放送規格には将来の社会の要求と技術進歩に対応できる情報量の拡張性と、既存の受信機器との間の互換性と両立性が求められている。
【０００７】
ここで、これまでに提案されているＴＶ放送の伝送方式を拡張性と両立性の観点から述べる。
【０００８】
まずデジタルＴＶの衛星放送方式としてＮＴＳＣ-ＴＶ信号を約６Ｍｂｐｓに圧縮した信号を４値ＰＳＫ変調を用いＴＤＭ方式で多重化し１つのトランスポンダーで４〜２０チャンネルＮＴＳＣのＴＶ番組もしくは１チャンネルのＨＤＴＶを放送する方式が提案されている。またＨＤＴＶの地上放送方式として１チャンネルのＨＤＴＶ映像信号を１５Ｍｂｐｓ程度のデータに圧縮し、１６もしくは３２ＱＡＭ変調方式を用い地上放送を行う方式が検討されている。
【０００９】
まず衛星放送方式においては現在提案されている放送方式は、単純に従来の伝送方式で放送するため１チャンネルのＨＤＴＶの番組放送に数チャンネル分のＮＴＳＣの周波数帯域を使用する。このため、ＨＤＴＶ番組の放送時間帯には数チャンネルのＮＴＳＣ番組が受信放送できないという問題点があった。ＮＴＳＣとＨＤＴＶの放送との間の受信機、受像機の互換性、両立性がなかったといえる。また将来の技術進歩に伴い必要となる情報伝送量の拡張性も全く考慮されていなかったといえる。
【００１０】
次に現在検討されている従来方式のＨＤＴＶの地上放送方式はＨＤＴＶ信号を１６ＱＡＭや３２ＱＡＭといった従来の変調方式でそのまま放送しているにすぎない。既存のアナログ放送の場合、放送サービスエリア内においてもビルかげや低地や隣接するＴＶ局の妨害を受けるような受信状態が悪い地域が必ず存在する。このような地域においては、既存のアナログ放送の場合画質が劣化するものの、映像は再生できＴＶ番組は視聴できた。しかし、従来のデジタルＴＶ放送方式では、このような地域においては全く映像が再生できず、ＴＶ番組を全く視聴できないという重大な問題があった。これは、デジタルＴＶ放送の本質的な課題を含むものでデジタルＴＶ放送の普及に致命的となりかねない問題であった。これは従来のＱＡＭ等の変調方式の信号点の位置か等間隔に配置されていることに起因する。信号点の配置を変更もしくは変調する方式は従来なかった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明は上記従来の問題点を解決するもので、特に衛星放送におけるＮＴＳＣ放送とＨＤＴＶ放送の両立性、また地上放送におけるサービスエリア内の受信不能地域を大巾に減少させる伝送装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために本発明の伝送装置は、信号の入力部と、位相の異なる複数の搬送波を上記入力部からの入力信号により変調し信号ベクトル図上になるｍ値の信号点を発生させる変調部と変調信号を送信する送信部からなりデータ送信を行う送信装置と上記送信信号の入力部と、ベクトル図上でｌ値の信号点のＱＡＭ変調波を復調する復調器と出力部を有する受信装置の２つの構成を有している。
【発明の効果】
【００１３】
この伝送系にＮＴＳＣ信号を第１データ列、ＨＤＴＶとＮＴＳＣとの差信号を第２データ列として送信することにより、衛星放送においてはＮＴＳＣ放送とＨＤＴＶ放送との両立性があり、情報量の拡張性の高いデジタル放送が可能となり、地上放送においてはサービスエリアの拡大と受信不能地域の解消という顕著な効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
この構成によって入力信号としてｎ値のデータをもつ第１データ列と第２データ列を入力させ、送信装置の変調器によりベクトル図上にｍ値の信号点をもつ変形ｍ値のＱＡＭ方式の変調波を作る。このｍ点の信号点をｎ組の信号点群に分割しこの信号点群を第１データ列のｎケの各データに割りあて、この信号点群の中のm/nケの信号点もしくは副信号点群に第２データ列の各データ割りあて送信装置により送信信号を送出する。場合により第３データも送出できる。
【００１５】
次に、ｐ＞ｍなるｐ値の復調器を持つ受信装置においては上記送信信号を受信し信号スペースダイアグラム上のｐ点の信号点に対して、まずｐ点の信号点をｎ組の信号点群に分割し、第１データ列の信号を復調再生する。次に該当する信号点群の中のｐ／ｎ点の信号点にｐ／ｎ値の第２データ列を対応させて復調し第１データと第２データを復調再生する。ｐ＝ｎの受信機においてはｎ群の信号点群を再生し、各々にｎ値を対応させ第１データ列のみを復調再生する。
【００１６】
以上の動作により送信装置からの同一信号を受信した場合、大型アンテナと多値の復調能力をもつ受信機では第１データ列と第２データ列を復調できる。同時に小型アンテナと少値の復調能力をもつ受信機では第１データ列の受信ができる。こうして両立性のある伝送システムを構築することができる。この場合第１データ列をＮＴＳＣまたはＨＤＴＶの低域成分等の低域ＴＶ信号に、第２データ列をＨＤＴＶの高域成分等の高域ＴＶ信号に割りあてることにより、同一電波に対して少値の復調能力をもつ受信機ではＮＴＳＣ信号、多値の復調能力をもつ受信機ではＨＤＴＶ信号を受信できる。このことによりＮＴＳＣとＨＤＴＶの両立性のあるデジタル放送が可能となる。
【実施例】
【００１７】
（実施例１）以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１８】
図１は本発明による伝送装置のシステム全体図を示す。入力部２と分離回路部３と変調器４と送信部５をもつ送信機１は複数の多重化された入力信号を分離回路３により第１データ列，Ｄ1、と第２データ列，Ｄ2、と第３データ列，Ｄ3に分離し変調器４により、変調信号として送信部５より出力し、アンテナ６により、この変調信号は伝送路７により人工衛星１０に送られる。この信号は人工衛星１０においてはアンテナ１１で受信され、中継器１２により増幅され、アンテナ１３により再び地球へ送信される。
【００１９】
送信電波は、伝送経路２１、３１、４１により第１受信機２３、第２受信機３３、第３受信機４３に送られる。まず、第１受信機２３ではアンテナ２２を介して入力部２４より入力し、復調器２５により第１データ列のみが復調され、出力部２６より出力される。この場合第２データ列、第３データ列の復調能力はもたない。
【００２０】
第２受信機３３では、アンテナ３２を介して入力部３４より出力した信号は復調機３５により第１データ列と第２データ列が復調され、合成器３７により一つのデータ列に合成され、出力部３６より出力される。
【００２１】
第３受信機４３ではアンテナ４２からの入力は入力部４４に入り復調器４５により第１データ列、第２データ列、第３データ列の３つのデータ列が復調され合成器４７により一つのデータ群となり出力部４６より出力される。
【００２２】
以上のように同じ送信機１からの同一の周波数帯の電波を受けても、上述の３つの受信機の復調器の性能の違いにより受信可能な情報量が異なる。この特長により一つの電波帯で性能の異なる受信機に対してその性能に応じた両立性のある３つの情報を同時に伝送することが可能となる。例えば同一番組のＮＴＳＣとＨＤＴＶと超解像度型ＨＤＴＶの３つのデジタルＴＶ信号を伝送する場合、スーパーＨＤＴＶ信号を低域成分、高域差成分、超高域差成分に分離し、各々を第１データ列、第２データ列、第３データ群に対応させれば、１チャンネルの周波数帯で両立性のある中解像度、高解像度、超高解像度の３種のデジタルＴＶ信号を同時に放送できる。
【００２３】
この場合、小型アンテナを用いた少値復調の受信機ではＮＴＳＣ-ＴＶ信号を、中型アンテナを用いた中値復調可能なの受信機ではＨＤＴＶ信号を、大型アンテナを用いた多値復調可能なの受信機では超高解像度型ＨＤＴＶを受信できる。図１をさらに説明するとＮＴＳＣのデジタルＴＶ放送を行うデジタル送信機５１は入力部５２より第１データ群と同様のデータのみを入力し、変調器５４により変調し、送信機５５とアンテナ５６により伝送路５７により衛星１０に送り伝送路５８により地球へ再び送信される。
【００２４】
第１受信機２３では、デジタル送信機１からの受信信号を復調器２４により、第１データ列に相当するデータを復調する。同様にして、第２受信機３３と第３受信機４３は、第１データ列と同じ内容のデータ群を復調する。つまり３つの受信機は、デジタル一般ＴＶ放送等のデジタル放送も受信できる。
【００２５】
では、各部の説明をする。図２は送信機１のブロック図である。
【００２６】
入力信号は入力部２に入り、分離回路３で第１データ列信号と第２データ列信号と第３データ列信号の３つのデジタル信号に分離される。
【００２７】
例えば映像信号が入力された場合、映像信号の低域成分を第１データ列信号、映像信号の高域成分を第２データ列信号、映像信号の超高域成分を第３データ列信号に割り当てることが考えられる。分離された３つの信号は、変調器４の内部の変調入力部６１に入力される。ここでは外部信号に基づき信号点の位置を変調もしくは変更する信号点位置変調／変更回路６７があり外部信号に応じて信号点の位置を変調もしくは変更する。変調器４の中では直交した２つの搬送波の各々に振幅変調を行い、多値のＱＡＭ信号を得る。変調入力部６１からの信号は第１ＡＭ変調器６２と第２ＡＭ変調器６３に送られる。cos(2πfct)なる搬送波発生器６４からの搬送波のうち一つは第１ＡＭ変調器６２によりＡＭ変調され、合成器６５に送られ、もう一つの搬送波はπ/2移相器６６に送られ９０°移相されて、sin（2πfct）の状態で第２ＡＭ変調器６３に送られ、多値の振幅変調を受けた後、合成器６５で、第２ＡＭ変調波と合成され、送信部５により送信信号しとして出力される。この方式そのものは従来より一般的に実施されているため詳しい動作の説明は省略する。
【００２８】
図３の１６値の一般的なＱＡＭの信号スペースダイアグラムの第１象限を用い動作を説明する。変調器４で発生する全ての信号は、直交した２つの搬送波Acos2πfctのベクトル８１とBsin2πfctのベクトル８２の２つのベクトルの合成ベクトルで表現できる。０点からの合成ベクトルの先端を信号点と定義すると、１６値ＱＡＭの場合ａ1、ａ2、ａ3、ａ4の４値の振幅値とｂ1、ｂ2、ｂ3、ｂ4の４値の振幅値の組み合わせにより合計１６ケの信号点が設定できる。図３の第１象限では信号点８３のＣ11、信号点８４のＣ12、信号点８５のＣ22、信号点８６のＣ21の４つの信号が存在する。
【００２９】
Ｃ11はベクトル０-ａ1とベクトル０-ｂ1の合成ベクトルであり、Ｃ11＝ａ1cos2πfct−ｂ1sin2πfct＝Ａcos(2πfct＋dπ／2)となる。
【００３０】
ここで図３の直交座標上における０−ａ1間の距離をＡ1、ａ1−ａ2間をＡ2、０−ｂ1間をＢ1、ｂ1−ｂ2間をＢ2と定義し、図上に示す。
【００３１】
図４の全体ベクトル図に示すように、合計１６ケの信号点が存在する。このため各点を４ｂｉｔの情報に対応させることにより、４ｂｉｔの情報伝送が１周期つまり１タイムスロット中に可能となる。
【００３２】
図５に２進法で各点を表現した場合のその一般的な割り付け例を示す。当然、各信号点間の距離が離れている程、受信機の方で区別し易い。従って、一般的には各信号点間の距離を、できるだけ離すような配置にする。もし、特定の信号点間の距離を近付けた場合、受信機ではその２点間の識別が困難となり、エラレートが悪くなる。従って一般的には図５のように等間隔の配置にするのが望ましいといわれている。従って１６ＱＡＭの場合Ａ１＝Ａ２／２なる信号点の配置が一般的に実施されている。
【００３３】
さて、本発明の送信機１の場合、まず、データを第１データ列と第２データ列場合により第３データ列にに分割する。そして図６に示すように、１６ケの信号点もしくは信号点群を４つの信号点群に分割し、第１データ列の４つのデータをまず、各々の信号点群に割り当てる。つまり第１データ列が１１の場合第１データ象限の第１信号点群９１の４つの信号点のうちのいずれか一つを送信し、０１の場合は第２象限の第２信号点群９２、００の場合、第３象限の第３信号点群９３、１０の場合第４象限の第４信号点群９４、の中の各々４つの信号点の中から一つの信号点を第２データ列の値に応じて選択して送信する。次に１６ＱＡＭの場合第２データ列の２ｂｉｔ、４値のデータ、６４値ＱＡＭの場合４ｂｉｔ、１６値のデータを９１、９２、９３、９４の各分割信号点群の中の４つの信号点もしくは副信号点群に図７のように割り当てる。どの象限も対象配置となる。信号点の９１、９２、９３、９４への割り当ては第１データ群の２ｂｉｔデータにより優先的に決められる。こうして第１データ列の２ｂｉｔと第２データ列の２ｂｉｔは全く独立して送信できる。そして第１データ列は受信機のアンテナ感度が一定値以上あれば４ＰＳＫ受信機でも復調できる。アンテナにさらに高い感度があれば本発明の変形１６ＱＡＭ受信機で第１データ群と第２データ群の双方が復調できる。
【００３４】
ここで図８に、第１データ列の２ビットと第２データ列の２ビットの割り当て例を示す。
【００３５】
この場合、ＨＤＴＶ信号を低域成分と高域成分に分け第１データ列に低域映像信号を割り当て、第２データ列に高域映像信号を割り当てることにより、４ＰＳＫの受信システムでは第１データ列のＮＴＳＣ相当の映像を、１６ＱＡＭ又は、６４ＱＡＭの受信システムでは第１データ列と第２データ列の双方が再生でき、これらを加算して、ＨＤＴＶの映像を得ることができる。
【００３６】
ただ図９のように信号点間距離を等距離にした場合、４ＰＳＫ受信機からみて第１象限に斜線で示した部分との間のスレシホルド距離がある。スレシホルド距離をＡTOとするとで４ＰＳＫを送るだけならＡTOの振幅でよい。しかしをＡTOを維持しながら１６ＱＡＭを送ろうとすると３ＡTOつまり３倍の振幅が必要である。つまり、４ＰＳＫを送信する場合に比べて、９倍のエネルギーを必要とする。何も配慮をしないで４ＰＳＫの信号点を１６ＱＡＭモードで送ることは電力利用効率が悪い。また搬送波の再生も難しくなる。衛星伝送の場合使用できる電力は制約される。このような電力利用効率の悪いシステムは、衛星の送信電力が増大するまで現実的でない。将来デジタルＴＶ放送が開始されると４ＰＳＫの受信機が大量に出回ることが予想されている。一旦普及した後にはこれらの受信感度を上げることは受信機の両立性の問題が発生するため不可能といえる。従って、４ＰＳＫモードの送信電力は減らせない。このため１６ＱＡＭモードで疑似４ＰＳＫの信号点を送る場合、送信電力を従来の１６ＱＡＭより下げる方式が必要となることが予想される。そうしないと限られた衛星の電力では送信できなくなる。
【００３７】
本発明の特徴は図１０のように図番９１〜９４の４つの分割信号点群の距離を離すことにより、疑似４ＰＳＫ型１６ＱＡＭ変調の送信電力を下げることができる点にある。
【００３８】
ここで受信感度と送信出力との関係を明らかにするために図１に戻りデジタル送信機５１と第１受信機２３の受信方式について述べる。
【００３９】
まず、デジタル送信機５１と第１受信機２３は一般的な伝送装置で、データ伝送もしくは放送を含む映像伝送を行っている。図７に示すようにデジタル送信機５１は４ＰＳＫ送信機であり、の図２で説明した多値ＱＡＭの送信機１からＡＭ変調機能を除いたものである。入力信号は入力部５２を介して変調器５４に入力される。変調器５４では変調入力部１２１により、入力信号を２つの信号に分けて基準搬送波を位相変調する第１−２相位相変調回路１２２と基準搬送波と９０°位相が異なる搬送波を変調する第２−２相位相変調回路１２３に送り、これらの位相変調波は合成器６５で合成され、送信部５５により送信される。
【００４０】
この時の変調信号スペースダイアグラムを図１８に示す。４つの信号点を設定し、電力利用効率を上げるために一般的には信号点間距離は等間隔にするのが常識となっている。一つの例として、信号点１２５を（１１）、信号点１２６を（０１）、信号点１２７を（００）、信号点１２８を（１０）と定義した場合を示す。この場合４ＰＳＫの第１受信機２３が満足なデータを受信するためにはデジタル送信機５１の出力に一定以上の振幅値が要求される。図１８で説明すると第１受信機２３がデジタル送信機５１の信号を４ＰＳＫで受信するのに最低必要な送信信号の最低振幅値つまり０−ａ1間の距離をＡTOと定義すると送信限界の最低振幅ＡTO以上で送信すれば、第１受信機２３が受信可能となる。
【００４１】
次に第１受信機２３について述べる。第１受信機２３は送信機１からの送信信号もしくはデジタル送信機５１からの４ＰＳＫの送信信号を衛星１０の中継器１２を介して、小型のアンテナ２２で受信し、復調器２４により受信信号を４ＰＳＫ信号とみなして復調する。第１受信機２３は本来、デジタル送信機５１の４ＰＳＫまたは２ＰＳＫの信号を受信し、デジタルＴＶ放送やデータ送信等の信号を受信するように設計されている。
【００４２】
図１９は第１受信機の構成ブロック図で衛星１２からの電波をアンテナ２２で受信した、この信号は入力部２４より入力した後、搬送波再生回路１３１とπ／２移相器１３２により搬送波と直交搬送波が再生され、各々第１位相検出回路１３３と第２位相検波回路１３４により、直交している成分が各々独立して検波され、タイミング波抽出回路１３５によりタイムスロット別に各々独立して識別され、第１識別再生回路１３６と第２識別再生回路１３７により２つの独立した復調信号は第１データ列再生部２３２により第１データ列に復調され、出力部２６により出力される。
【００４３】
ここで受信信号を図２０のベクトル図を用いて説明する。デジタル送信機５１の４ＰＳＫの送信電波に基づき第１受信機２３で受信され信号は、もし伝送歪みやノイズが全くない理想的な条件では図２０の１５１〜１５４の４つの信号点で表せる。
【００４４】
しかし、実際は伝送路中のノイズと伝送系の振幅歪みや位相歪みの影響を受け受信された信号点は信号点の周囲のある一定の範囲に分布する。信号点から離れると隣の信号点と判別できなくなるためエラーレートが次第に増え、ある設定範囲を越えるとデータを復元できなくなる。最悪条件の場合でも設定されたエラーレート以内で復調するためには隣接信号点間距離をとればよい。この距離を２ＡROと定義する。４ＰＳＫの限界受信入力の時信号点１５１が図２０の｜０−ａR1｜≧ＡR0、｜０−ｂR1｜≧ＡR0の斜線で示す第１弁別領域１５５に入るように伝送システムを設定すれば、後は搬送波が再生できれば復調できる。アンテナ２２の設定した最低の半径値をｒ0とすると、送信出力をある一定以上にすれば全てのシステムで受信できる。図１８における送信信号の振幅は第１受信機２３の４ＰＳＫ最低受信振幅値、ＡR0になるようにに設定する。この送信最低振幅値をＡT0と定義する。このことによりアンテナ２２の半径がｒ0以上なら受信条件が最悪であっても第１受信機２３はデジタル送信機５１の信号を復調できる。本発明の変形１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭを受信する場合第１受信機２３は搬送波を再生することが、困難となる。このため図２５（ａ）のように送信機１が（π／４＋ｎπ／２）の角度上の位置に８つの信号点を配置し送信すれば、４逓倍方式により搬送波を再生できる。又、図２５（ｂ）のようにｎπ／８の角度の延長線上に１６ケの信号点を配置すれば搬送波再生回路１３１に１６逓倍方式の搬送波再生方式を採用することにより信号点が縮退し疑似４ＰＳＫ型１６ＱＡＭ変調信号の搬送波を容易に再生できる。この場合Ａ1／（Ａ1＋Ａ2）＝ｔａｎ（π／８）となるように送信機１の信号点を設定し送信すればよい。ここでＱＰＳＫ信号を受信する場合を考えてみる。図２の送信機の信号点位置変調／変更回路６７のように信号点位置は（図１８）のＱＰＳＫ信号の信号点位置をＡＭ等の変調を重畳することもできる。この場合第１受信機２３の信号点位置復調部１３８は信号点の位置変調信号もしくは位置変更信号をＰＭ，ＡＭ等の復調する。そして送信信号から第１データ列と復調信号を出力する。
【００４５】
次に送信機１に戻り図９のベクトル図を用いてここで送信機１の１６ＰＳＫの送信信号を説明すると図９のように信号点８３の水平ベクトル方向の振幅Ａ1を図１８のデジタル送信機５１の４ＰＳＫ最低送信出力ＡTOより大きくする。すると、図９の第１象限の信号点８３、８４、８５、８６の信号は斜線で示す第１４ＰＳＫ受信可能領域８７に入る。これらの信号を第１受信機２３で受信した場合、この４つの信号点は図２０の受信ベクトル図の第１弁別領域に入る。従って、第１受信機２３は図９の信号点８３、８４、８５、８６のいずれを受信しても図２０の信号点１５１と判断し、（１１）なるデータをこのタイムスロットに復調する。このデータは図８に示したように、送信機１の第１分割信号点群９１の（１１）、つまり第１データ列の（１１）である。第２象限、第３象限、第４象限の場合も同様にして第１データ列は復調される。つまり、第１受信機２３は１６ＱＡＭもしくは３２ＱＡＭもしくは６４ＱＡＭの送信機１からの変調信号の複数のデータ列のうち、第１データ列の２ｂｉｔのデータのみを復調することになる。この場合は第２データ列や第３データ列の信号は全て第１〜第４の分割信号点群９１に包含されるため第１データ列の信号の復調には影響を与えない。しかし搬送波の再生には影響を与えるので後で述べるような対策が必要である。
【００４６】
もし、衛星の中継器の出力に限界がないなら図９のような従来の信号点等距離方式の一般の１６〜６４ＱＡＭで実現できる。しかし、前述のように地上伝送と違い、衛星伝送では衛星の重量が増えると打ち上げコストが大幅に増大する。従って本体の中継器の出力限界と太陽電池の電力の限界から送信出力は制約されている。この状態はロケットの打ち上げコストが技術革新により安くならない限り当分続く。送信出力は通信衛星の場合２０Ｗ、放送衛星でも１００Ｗ〜２００Ｗ程度である。従って、図９のような信号点等距離方式の１６ＱＡＭで４ＰＳＫを伝送しようとした場合１６ＱＡＭの振幅は２Ａ1＝Ａ2であるから３ＡTO必要となり電力で表現すると９倍必要となる。両立性をもたせるために４ＰＳＫの９倍の電力が必要である。かつ４ＰＳＫの第１受信機も小型のアンテナで受信可能にしようとすると、現在、計画されている衛星ではこれだけの出力を得ることは難しい。例えば４０Ｗのシステムでは３６０Ｗ必要となり経済的に実現できなくなる。
【００４７】
ここで、考えてみると確かに全ての受信機が同じ大きさのアンテナの場合、同じ送信電力なら等距離信号点方式外地番効率がよい。しかし大きさの異なるアンテナの受信機群とを組合わせたシステムを考えてみると新たな伝送方式が構成できる。
【００４８】
これを具体的に述べると４ＰＳＫは小型のアンテナを用いた簡単で低コストの受信システムで受信させ受信者数を増やす。次に１６ＱＡＭは中型アンテナを用いた高性能であるが高コストの多値復調受信システムで受信させ投資に見合ったＨＤＴＶ等の高付加価値サービスを行い特定の受信者に対象を限定すればシステムとして成立する。こうすれば送信出力を若干増加させるだけで４ＰＳＫと１６ＱＡＭ、場合により６４ＤＭＡを階層的に送信することができる。
【００４９】
例えば図１０のようにＡ１＝Ａ２となるように信号点間隔をとることにより、全送信出力を下げることができる。この場合４ＰＳＫを送信するための振幅Ａ(４)はベクトル９５で表現でき、２Ａ12の平方根となる。全体の振幅Ａ(１６)はベクトル９６で表現でき（Ａ1＋Ａ2）2＋（Ｂ1＋Ｂ2）2の平方根となる。
【００５０】
｜Ａ(４)｜2＝Ａ12＋Ｂ12＝ＡTO2＋ＡTO2＝２ＡTO2
｜Ａ(１６)｜2＝（Ａ1＋Ａ2）2＋（Ｂ1＋Ｂ2）2＝４ＡTO2＋４ＡTO2＝２８ＡTO2
｜Ａ(１６)｜／｜Ａ(４)｜＝２
つまり、４ＰＳＫを送信する場合の２倍の振幅、４倍の送信エネルギーで送信できる。等距離信号点で伝送する一般的な受信機では変形１６値ＱＡＭの復調はできないがＡ1とＡ2の２つの閾値を予め設定することにより第２受信機３３で受信できる。図１０の場合、第１分割信号点群９１の中の信号点の最短距離はＡ1であり、４ＰＳＫの信号点間距離２Ａ1と比べるとＡ2／２Ａ1なる。Ａ1＝Ａ2より１／２の信号点間距離となり、同じエラーレートを得ようとすると２倍の振幅の受信感度、エネルギーでは４倍の受信感度が必要となる。４倍の受信感度を得るには、第２受信機３３のアンテナ３２の半径ｒ2を第１受信機２３のアンテナ２２の半径半径ｒ1に比べて２倍すなわちｒ2＝２ｒ1にすればよい。例えば第１受信機２３のアンテナが直径３０cmなら第２受信機３３のアンテナ直径を６０cmにすれば実現できる。このことにより第２データ列の復調により、これをＨＤＴＶの高域成分に割り当てればＨＤＴＶ等の新たなサービスが同一チャンネルで可能となる。サービス内容が倍増することから受信者はアンテナと受信機の投資に見合った分のサービスを受けることができる。従って第２受信機３３はその分高コストでもよい。ここで、４ＰＳＫのモード受信のために最低送信電力が決まっているため、図１０のＡ1とＡ2の比率により４ＰＳＫの送信電力に対する変形１６ＡＰＳＫの送信電力比ｎ16と第２受信機３３のアンテナ半径ｒ2が決定する。
【００５１】
この最適化を計るため計算してみると、４ＰＳＫの最低必要な送信エネルギーは｛（Ａ1＋Ａ2）／Ａ1｝2倍これをｎ16と定義すると、変形１６値ＱＡＭで受信するときの信号点間距離はＡ2、４ＰＳＫで受信するときの信号点間距離は２Ａ1、信号点間距離の比率はＡ2／２Ａ、であるから受信アンテナの半径をｒ2とすると図１１のような関係となる。曲線１０１は送信エネルギー倍率ｎ16と第２受信機２３のアンテナ２２の半径ｒ2の関係を表す。
【００５２】
点１０２は等距離信号点の場合の１６ＱＡＭを送信する場合で、前述のとおり９倍の送信エネルギーを必要とし実用的ではない。図１１からｎ16を５倍以上増やしても第２受信機２３のアンテナ半径ｒ2はさほど小さくならないことがグラフからわかる。
【００５３】
衛星の場合、送信電力は限定されており、一定値以上はとれない。このことからｎ１６は５倍以下が望ましいことが明らかになる。この領域を図１１の領域１０３の斜線で示す。例えばこの領域内なら例えば点１０４は送信エネルギー４倍で第２受信機２３のアンテナ半径ｒ2は２倍になる。また、点１０５は送信エネルギーが２倍でｒ2は約５倍になる。これらは、実用化可能な範囲にある。
【００５４】
ｎ16が５より小さいことをＡ1とＡ2で表現すると
ｎ16＝((Ａ1＋Ａ2)／Ａ1)2≦５
Ａ2≦１.２３Ａ1
図１０から分割信号点群間の距離を２Ａ(4)，最大振巾を２Ａ(16)とすると、Ａ(4)とＡ(16)−Ａ(4)はＡ1とＡ2に比例する
従って
｛Ａ(16)｝2≦５｛Ａ(14)｝2とすればよい
次に変形の６４ＡＰＳＫ変調を用いた例を示す。第３受信機４３は、６４値ＱＡＭ復調ができる。
【００５５】
図１２のベクトル図は図１０のベクトル図の分割信号点群を４値から１６値に増加させた場合である。図１２の第１分割信号点群９１の中には信号点１７０を始めとして４×４＝１６値の信号点が等間隔に配置されている。この場合、４ＰＳＫとの両用性をもたせるため送信振巾のＡ1≧ＡTOに設定しなければならない。第３受信機４３のアンテナの半径をｒ3として、送信、出力信号ｎ６４と定義した場合のｒ3の値を、同様にして求めると
ｒ32＝｛６2／(ｎ−１)｝ｒ12
となり、図１３ ６４値ＱＡＭの半径ｒ3−出力倍数ｎのようなグラフとなる。
【００５６】
ただし、図１２のような配置では第２受信機３３で受信した場合４ＰＳＫの２ｂｉｔしか復調できないので第１、第２、第３の３つの両立性を成立させるには、第２受信機３３に変形６４値ＱＡＭ変調波から変形１６値ＱＡＭを復調する機能をもたせることが望ましい。
【００５７】
図１４のように３階層の信号点のグルーピングを行うことにより３つの受信機の両立性が成立する。第１象限だけで説明すると、第１分割分割信号点群９１は第１データ列の２ｂｉｔの（１１）を割りあてたことは述べた。
【００５８】
次に、第１副分割信号点群１８１には第２データ列の２ｂｉｔの（１１）を割りあてる。第２副分割信号点群１８２には（０１）を、第３副分割信号点群１８３には（００）を第４副分割信号点群１８４には（１０）を割りあてる。このことは図７と等価である。
【００５９】
図１５の第１象限のベクトル図を用いて第３データ列の信号点配置を詳しく説明すると例えば信号点２０１，２０５，２０９，２１３を（１１）、信号点２０２，２０６，２１０，２１４を（０１）、信号点２０３，２０７，２１１，２１５を（００）、信号点２０４，２０８，２１２，２１６を（１０）とすれば、第３データ列の２ｂｉｔのデータを第１データ、第２データと独立して、３階層の２ｂｉｔデータが独立して伝送できる。
【００６０】
６ｂｉｔのデータが送るだけでなく本発明の特徴として３つのレベルの性能の異なる受信機で、２ｂｉｔ，４ｂｉｔ，６ｂｉｔの異なる伝送量のデータが伝送できしかも、３つの階層の伝送間の両立性をもたせることができる。
【００６１】
ここで、３階層伝送時の両立性をもたせるために必要な信号点の配置方法を説明する。
【００６２】
図１５にあるように、まず、第１データ列のデータを第１受信機２３で受信させるためには、Ａ1≧ＡTOであることはすでに述べた。
【００６３】
次に第２データ列の信号点、例えば図１０の信号点９１と図１５の副分割信号点群の１８２，１８３，１８４の信号点と区別できるように信号点間距離を確保する必要がある。
【００６４】
図１５では２／３Ａ2だけ離した場合を示す。この場合第１副分割信号点群１８１の内部の信号点２０１，２０２の信号点間距離はＡ2／６となる。第３受信機４３で受信する場合に必要な受信エネルギーを計算する。この場合、アンテナ３２の半径をｒ3として、必要な送信エネルギーを４ＰＳＫ送信エネルギーのｎ64倍であると定義すると、
ｒ32＝(１２ｒ1)2／(ｎ−１)となる
このグラフは図１６の曲線２２１で表せる。例えば点２２２，２２３の場合４ＰＳＫ送信エネルギーの６倍の送信エネルギーが得られれば８倍の半径のアンテナで、また９倍の送信エネルギーなら６倍のアンテナで第１、第２、第３のデータ列が復調できることがわかる。この場合、第２データ列の信号点間距離が２／３Ａ2と近づくため
ｒ22＝（３ｒ1）2／（ｎ−１）となり
曲線２２３のように若干第２受信機３３のアンテナ３２を大きくする必要がある。
【００６５】
この方法は、現時点のように衛星の送信エネルギーが小さい間は第１データ列と第２データ列を送り、衛星の送信エネルギーが大巾に増加した将来において第１受信機２３や第２受信機３３の受信データを損なうことなく、また改造することなく第３データ列を送ることができるという両立性と発展性の両面の大きな効果が得られる。
【００６６】
受信状態を説明するために、まず第２受信機３３から述べる。前述の第１受信機２３が本来半径ｒ1の小さいアンテナでデジタル送信機５１の４ＰＳＫ変調信号及び送信機１の第１データ列を復調できるように設定してあるのに対し、第２受信機３３では送信機１の図１０に示した１６値の信号点つまり第２データ列の１６ＱＡＭの２ビットの信号を完全に復調できる。第１データ列と合わせて４ｂｉｔの信号を復調できる。この場合Ａ1，Ａ2の比率が送信機により異なる。このデータを図２１の復調制御部２３１で設定し、復調回路に閾値を送る。これによりＡＭ復調が可能となる。
【００６７】
図２１の第２受信機３３のブロック図と、図１９の第１受信機２３のブロック図はほぼ同じ構成である。違う点は、まずアンテナ３２がアンテナ２２より大きい半径ｒ2をもっている点にある。このため、より信号点間距離の短い信号を弁別できる。次に、復調器３５の内部に復調制御部２３１と、第１データ列再生部２３２と第２データ列再生部２３３をもつ。第１識別再生回路１３６は変形１６ＱＡＭを復調するためＡＭ復調機能をもっている。この場合、各搬送波は４値の値をもち、零レベルと±各２値の閾値をもつ。本発明の場合、変形１６ＱＡＭ信号のため、図２２の信号ベクトル図のように閾値が送信機の送信出力により異なる。従って、ＴＨ16を基準化したスレシホールド値とすると、図２２から明らかなように
ＴＨ16＝（Ａ1＋Ａ2／２）／（Ａ1＋Ａ2）
となる。
【００６８】
このＡ１，Ａ２もしくはＴＨ16及び、多値変調の値ｍの復調情報は、送信機１より、第１データ列の中に含めて送信される。また復調制御部２３１が受信信号を統計処理し復調情報を求める方法もとれる。
【００６９】
図２６を用いてシフトファクターＡ1／Ａ2の比率を決定していく方法を説明する。Ａ1／Ａ2を変えると閾値が変わる。受信機側で設定したＡ1／Ａ2が送信機側で設定したＡ1／Ａ2の値から離れるに従いエラーは増える。図２６の第２データ列再生部２３３からの復調信号を復調制御回路２３１にフィールドバックしてエラーレートの減る方向にシフトファクターＡ1／Ａ2を制御することにより第３受信機４３はシフトファクターをＡ1／Ａ2を復調しなくても済むため回路が簡単になる。また送信機はＡ1／Ａ2を送る必要がなくなり伝送容量が増えるという効果がある。これを第２受信機３３に用いることもできる。
復調制御回路２３１はメモリー２３１ａを持つ。ＴＶ放送のチャンネル毎に異なるしきい値、つまりシフト比や信号点数や同期ルールを記憶し再びそのチャンネルを受信するとき、この値を呼び出すことにより受信が速く安定するという効果がある。
【００７０】
この復調情報が不明の場合、第２データ列の復調は困難となる。以下、（図２４）のフローチャートを用いて説明する。
【００７１】
復調情報が得られない場合でもステップ３１３の４ＰＳＫの復調及びステップ３０１の第１データ列の復調はできる。そこで、ステップ３０２で第１データ列再生部２３２で得られる復調情報を復調制御部２３１に送る。復調制御部２３１はステップ３０３でｍが４又は２ならステップ３１３の４ＰＳＫもしくは２ＰＳＫの復調を行う。ＮＯならステップ３０４でｍが８又は１６ならステップ３０５へ向う。ＮＯの場合はステップ３１０へ向う。ステップ３０５ではＴＨ８とＴＨ１６の演算を行う。ステップ３０６で復調制御部２３１はＡＭ復調の閾値ＴＨ１６を第１識別再生回路１３６と第２識別再生回路１３７に送り、ステップ３０７、３１５で変形１６ＱＡＭの復調と第２データ列の再生がなされる。ステップ３０８でエラーレートがチェックされ、悪い場合はステップ３１３に戻り、４ＰＳＫ復調を行なう。
【００７２】
またこの場合、図２２の信号点８５．８３はｃｏｓ（ωｔ＋ｎπ／２）の角度上にあるが、信号点８４．８６はこの角度上にない。従って図２１の第２データ列再生部２３３より搬送波再生回路１３１へ第２データ列の搬送波送出情報を送り信号点８４．８６のタイミングの信号からは搬送波を抽出しないように設定してある。
【００７３】
第２データ列が復調不能な場合を想定して送信機１は第１データ列によりを搬送波タイミング信号を間欠的に送っている。この信号により第２データ列が復調できなくても、第１データ列のみでも信号点８３．８５がわかる。このため、搬送波再生回路１３１に搬送波送出情報を送ることにより搬送波が再生できる。
【００７４】
次に送信機１より、図２３に示すような変形６４ＱＡＭの信号が送られてきた場合、図２４のフローチャートに戻るとステップ３０４でｍが１６でないか判断されステップ３１０でｍが６４以下かがチェックされ、ステップ３１１で等距離信号点方式でない場合、ステップ３１２に向かう。ここでは変形６４ＱＡＭ時の信号点間距離ＴＨ64を求めると
ＴＨ64＝（Ａ1＋Ａ2／２）／（Ａ1＋Ａ2）
であり、ＴＨ16と同じである。しかし、信号点間距離が小さくなる。
【００７５】
第１副分割信号点群１８１の中にある信号点間の距離をＡ3とすると、第１副分割信号点群１８１と第２副分割信号点群１８２の距離は（Ａ2−２Ａ3）、基準化すると（Ａ2−２Ａ3）／（Ａ1＋Ａ2）となる。これをｄ64と定義すると、ｄ64が第２受信機３３の弁別能力Ｔ2以下である場合、弁別できない。この場合、ステップ３１３で判断し、ｄ64が許容範囲外であればステップ３１３の４ＰＳＫモードに入る。弁別範囲にある場合はステップ３０５へ向い、ステップ３０７の１６ＱＡＭの復調を行う。ステップ３０８でエラーレートが大きい場合は、ステップ３１３の４ＰＳＫモードに入る。
【００７６】
この場合、送信機１が図２５（ａ）に示すような信号点の変形８ＱＡＭ信号を送信すれば、全ての信号点がｃｏｓ（２πｆ＋ｎ・π／４）の角度上にあるため、４逓倍回路により、全ての搬送波が同じ位相に縮退されるため搬送波の再生が簡単になるという効果が生まれる。この場合、配慮をしていない４ＰＳＫ受信機でも第１データ列の２ｂｉｔは復調でき、第２受信機３３では第２データ列の１ｂｉｔが再生でき、合計３ｂｉｔ再生できる。
【００７７】
次に第３受信機４３について述べる。図２６は第３受信機４３のブロック図で、図２１の第２受信機３３とほぼ同じ構成となる。違う点は第３データ列再生部２３４が追加されていることと識別再生回路に８値の識別能力があることにある。アンテナ４２の半径ｒ3がｒ2よりさらに大きくなるため、より信号点間距離の近い信号、例えば３２値ＱＡＭや６４値ＱＡＭも復調できる。このため、６４値ＱＡＭを復調するため、第１識別再生回路１３６は検信号波に対し、８値のレベルを弁別する必要がある。この場合７つの閾値レベルが存在する。このうち１つは０のため１つの象限には３つの閾値が存在する。
【００７８】
図２７の信号スペースダイアグラムに示すように、第１象限では３つの閾値が存在する。
【００７９】
図２７に示すように３つの正規化された閾値、ＴＨ１64とＴＨ２64とＴＨ３64が存在する。
【００８０】
ＴＨ１64＝（Ａ1＋Ａ3／２）／（Ａ1＋Ａ2）
ＴＨ２64＝（Ａ1＋Ａ2／２）／（Ａ1＋Ａ2）
ＴＨ３64＝（Ａ1＋Ａ2−Ａ3／２）／（Ａ1＋Ａ2）
で表わせる。
【００８１】
この閾値により、位相検波した受信信号をＡＭ復調することにより、図２１で説明した第１データ列と第２データ列と同様にして第３データ列のデータが復調される。図２３のように第３データ列は例えば第１副分割信号群１８１の中の４つの信号点２０１、２０２、２０３、２０４の弁別により、４値つまり２ｂｉｔとれる。こうして６ｂｉｔつまり変形６４値ＱＡＭの復調が可能となる。
【００８２】
この時の復調制御部２３１は第１データ列再生部２３２の第１データ列に含まれる復調情報により、ｍ、Ａ1、Ａ2、Ａ3の値がわかるのでその閾値ＴＨ１64とＴＨ２64とＴＨ３64を計算して第１識別再生回路１３６と第２識別再生回路１３７に送り、変形６４ＱＡＭ復調を確実に行うことができる。この場合復調情報にはスクランブルがかかっているので許可された受信者しか６４ＱＡＭを復調できないようにすることもできる。図２８は変形６４ＱＡＭの復調制御部２３１のフローチャートを示す。（図２４）の１６値ＱＡＭのフローチャートと違う点のみを説明する。図２８のステップ３０４よりステップ３２０になりｍ＝３２ならステップ３２２の３２値ＱＡＭを復調する。NOならステップ３２１でｍ＝６４か判別し、ステップ３２３でＡ3が設定値以下から再生できないため、ステップ３０５に向い、図２４と同じフローチャートになり、変形１６ＱＡＭの復調を行なう。ここでステップ３２３に戻ると、Ａ3が設定値以上ならステップ３２４で閾値の計算を行い、ステップ３２５で第１、第２識別再生回路へ３つの閾値を送りステップ３２６で変形６４ＱＡＭの再生を行い、ステップ３２７で第１、第２、第３データの再生を行い、ステップ３２８でエラーレートが大きければステップ３０５に向い１６ＱＡＭ復調をして小さければ６４ＱＡＭ復調を継続する。
【００８３】
ここで、復調に重要な搬送波再生方式について述べる。本発明は変形１６ＱＡＭや、変形６４ＱＡＭの第１データ列を４ＰＳＫ受信機で再生させるところに特徴の一つがある。この場合、通常の４ＰＳＫ受信機を用いた場合は搬送波の再生が困難となり正常な復調ができない。これを防止するため送信機側と受信機側でいくつかの対策が必要となる。
【００８４】
本発明による方法として２通りの方式がある。第１の方式は一定規則基つき間欠的に（２ｎー１）π／４の角度上の信号点を送る方法である。第２の方式はｎπ／８の角度上に略略、全ての信号点を配置し送信する方法である。
【００８５】
第一の方法は、図３８に示したように４つの角度、π／４、３π／４、５π／４、７π／４の角度上にある信号点例えば信号点８３、８５の信号を送る時、図３８の送信信号のタイムチャート図の中のタイムスロット群４５１のうち斜線で示す間欠的に送られる同期タイムスロット４５２、４５３、４５４、４５５をある一定の規則に基ずき設定する。そして、この期間中に必ず上記角度上の８つの信号点の中のひとつの信号点を送信する。それ以外のタイムスロットでは任意の信号点を送信する。そして送信機１は、このタイムスロットを送る上記の規則を図４１に示すデータの同期タイミング情報部４９９に配置して送信する。
【００８６】
この場合の送信信号の内容を図４１を用いてさらに詳しく説明すると同期タイムスロット４５２、４５３、４５４、４５５を含むタイムスロット群４５１は１つの単位データ列４９１、Ｄｎを構成する。
【００８７】
この信号には同期タイミング情報の規則に基づき間欠的に同期タイムスロットが配置されているので、この配置規則がわかれば、同期タイムスロットにある情報を抽出することにより搬送波再生は容易にできる。
【００８８】
一方データ列４９２のフレームの先頭部分には、Ｓで示す同期領域４９３がありこれは斜線で示す同期タイムスロットだけで構成されている。この構成により上記の搬送波再生用の抽出情報が多くなるので４ＰＳＫ受信機の搬送波再生が確実にしかも早くできるという効果がある。
【００８９】
この同期領域４９３は、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３で示す同期部４９６、４９７、４９８、等を含み、この部分には、同期のためのユニークワードや前述の復調情報が入っている。さらにＩTで示す位相同期信号配置情報部４９９もあり、この中には、位相同期タイムスロットの配置間隔の情報や配置規則の情報等の情報が入っている。
【００９０】
位相同期タイムスロットの領域の信号点は特定の位相しかもたないため搬送波は４ＰＳＫ受信機でも再生できるため、位相同期部配置情報ＩTの内容は確実に再生できるため、この情報入手後は搬送波を確実に再生できる。
【００９１】
図４１の同期領域４９３の次に復調情報部５０１があり、変形多値ＱＡＭ信号を復調するときに必要なスレシホルド電圧に関する復調情報が入っている。この情報は多値ＱＡＭの復調に重要なので、図４１の同期領域５０２のように同期領域の中に復調情報５０２を入れると復調情報の入手がより確実になる。
【００９２】
図４２はＴＤＭＡ方式によりバースト状の信号を送る場合の信号配置図である。図４１との違いはデータ列４９２、Ｄｎと他のデータ列との間にガードタイム５２１が設けられ、この期間中、送信信号は送信されない。またデータ列４９２の先頭部には同期をとるための同期部５２２が設けられている。この期間中は前述の（２ｎ−１）π／４の位相の信号点しか送信されない。従って４ＰＳＫの復調器でも搬送波が再生できる。こうしてＴＤＭＡ方式でも同期及び搬送波再生が可能となる。
【００９３】
次に図１９の第１受信機２３の搬送波再生方式について図４３と図４４を用いて詳しく述べる。図４３において入力した受信信号は入力回路２４に入り、同期検波回路５４１で同期検波された復調信号の１つは出力回路５４２に送られ出力され、第１データ列が再生される。抽出タイミング制御回路５４３で図４１の位相同期部配置情報部４９９が再生され、どのタイミングで（２ｎ−１）π／４の位相同期部の信号が入ってくるかわかり、図４４のような間欠的な位相同期制御信号５６１が送られる。復調信号は逓倍回路５４５に送られ、４逓倍されて搬送波再生制御回路５４に送られる。図４４の信号５６２のように真の位相情報５６３の信号とそれ以外の信号を含む。タイミングチャート５６４の中の斜線に示すように（２ｎー１）π／４の位相の信号点からなる位相同期タイムスロット４５２が間欠的に含まれる。これを位相同期制御信号５６４を用いて搬送波再生制御回路５４４により、サンプリングすることにより位相標本信号５６５が得られる。これをサンプリングホールドすることにより、所定の位相信号５６６が得られる。この信号はループフィルタ５４６を通り、ＶＣＯ５４７に送られ搬送波が再生され、同期検波回路５４１に送られる。こうして図３９の斜線に示すような（２ｎー１）π／４の位相の信号点が抽出される。この信号を基に４逓倍方式により正確な搬送波が再生できる。この時、複数の位相が再生されるが図４１の同期部４９６にユニークワードを入れることににより、搬送波の絶対位相を特定できる。
【００９４】
図４０のように変形６４ＱＡＭ信号を送信する場合、略略（２ｎー１）π／４の位相の斜線で示す位相同期領域４７１の中の信号点に対してのみ位相同期タイムスロット４５２、４５２ｂ等を送信機は送る。このため通常の４ＰＳＫ受信機では搬送波は再生できないが、４ＰＳＫの第１受信機２３でも、本発明の搬送波再生回路を装備することのより搬送波が再生できるという効果がある。
【００９５】
以上はコスタス方式の搬送波再生回路を用いた場合である。次に逆変調方式搬送波再生回路に本発明を用いた場合を説明する。
【００９６】
図４５は本発明の逆変調方式搬送波再生回路を示す。入力回路２４からの受信信号は同期検波回路５４１により、復調信号が再生される。一方、第１遅延回路５９１により遅延された入力信号は４相位変調器５９２において上記復調信号により逆復調され搬送波信号となる。搬送波再生制御回路５４４を通過できた上記搬送波信号は、位相比較器５９３に送られる。一方ＶＣＯ５４７からの再生搬送波は第２遅延回路５９４により、遅延され、位相比較器５９３で前述の逆変調搬送波信号と位相比較され、位相差信号はループフィルタ５４６を通してＶＣＯ５４７に供給され、受信搬送波と同位相の搬送波が再生される。この場合、図４３のコスタス形搬送波再生回路と同様にして、抽出タイミング制御回路５４３は図３９の斜線で示した領域の信号点のみの位相情報をサンプリングさせるので１６ＱＡＭでも６４ＱＡＭでも、第１受信機２３の４ＰＳＫの変調器で搬送波を再生できる。
【００９７】
次に、１６逓倍方式により搬送波を再生する方式について述べる。図２の送信機１は、図４６に示すように変形１６ＱＡＭの信号点をｎπ／８の位相に配置して変調および送信を行なう。図１９の第１受信機２３の方では、図４８に示すような１６逓倍回路６６１をもつコスタス型の搬送波再生回路を用いることにより、搬送波が再生できる。１６逓倍回路６６１により、図４６のようなｎπ／８の位相の信号点は第１象現に縮退されるためループフィルタ５４６とＶＣＯ５４１により搬送波が再生できる。ユニークワードを同期領域に配置することにより１６相から絶対位相を抽出することもできる。
【００９８】
次に１６逓倍回路の構成を説明する。復調信号から和回路６６２と差回路６６３により、和信号、差信号を作り、乗算器６６４で掛け合わせてｃｏｓ２θをつくる。また乗算器６６５ではｓｉｎ２θをつくる。これらを乗算器６６６で乗算し、ｓｉｎ４θをつくる。
【００９９】
ｓｉｎ２θとｃｏｓ２θから、同様にして、和回路６６７差回路６６８と乗算器６７０によりｓｉｎ８θをつくる。和回路６７１と差回路６７２と乗算器によりｃｏｎ８θをつくる。そして乗算器６７４によりｓｉｎ１６θをつくることにより１６逓倍ができる。
【０１００】
以上のような１６逓倍方式により、図４６のような信号点配置をした変形１６ＱＡＭ信号の全ての信号点の搬送波を特定の信号点を抽出することなしに再生できるという大きな効果がある。
【０１０１】
また図４７のような配置をした変形６４ＱＡＭ信号の搬送波も再生できるが、いくつかの信号点は同期領域４７１より若干ずれているので、復調時エラーレートが増えてしまう。
【０１０２】
この対策として２つの方法がある。１つは同期領域をはずれた信号点の信号を送信しないことである情報量は減るが構成は簡単になるという効果がある。もう１つは図３８で説明したように同期タイムスロットを設けることである。タイムスロット群４５１の中の同期タイムスロットの期間中に斜線で示すｎπ／８の位相の同期位相領域４７１、４７１ａ等の信号点を送ることにより、この期間中に正確に同期をとることができるため位相誤差がすくなくなる。
【０１０３】
以上のようにして１６逓倍方式により、簡単な受信機の構成で４ＰＳＫ受信機により変形１６ＱＡＭや変形６４ＱＡＭの信号の搬送波を再生できるという大きな効果がある。また、さらに同期タイムスロットを設定した場合、変形６４ＱＡＭの搬送波再生時の位相精度を上げるという効果が得られる。
【０１０４】
以上詳しく述べたように本発明の伝送装置を用いることにより、１つの電波帯域で複数のデータを階層構造で同時に伝送することができる。
【０１０５】
この場合に、一つの送信機に対し異なる受信感度と復調能力をもつ３つの階層の受信機を設定することにより、受信機の投資に見合ったデータ量を復調できるという特長がある。まず小さなアンテナと低分解能であるが低コストの第１受信機を購入した人受信者は第１データ列を復調再生できる。次に、中型のアンテナと中分解能の高コストの第２受信機を購入した受信者は第１、第２データ列を再生できる。また、大型のアンテナと高分解能の、かなり高コストの第３受信機を購入した人は第１、第２、第３データ列の全て復調再生できる。
【０１０６】
もし第１受信機を家庭用デジタル衛星放送受信機にすれば多数の一般消費者に受け容れられるような低い価格で受信機を実現できる。第２受信機は当初は大型のアンテナを必要とする上に高コストのため消費者全般には受け容れられるものではないがＨＤＴＶを視聴したい人々には多少高くても意味がある。第３受信機は衛星出力が増加するまでの間かなり大型の産業用アンテナが必要で家庭用には現実的でなく産業用途に当初は適している。例えば超高解像ＨＤＴＶ信号を送り、衛星により各地の映画館に伝送すれば、映画館をビデオにより電子化できる。このばあい映画館やビデオシアターの運営コストが安くなるという効果もある。
【０１０７】
以上のように本発明をＴＶ伝送に応用した場合、３つの画質の映像サービスを１つの電波の周波数帯域で提供でき、しかもお互いに両立するという大きな効果がある。実施例では４ＰＳＫ、変形８ＱＡＭ、変形１６ＱＡＭ、変形６４ＱＡＭの例を示したが、３２ＱＡＭや２５６ＱＡＭでも実現できる。又、８ＰＳＫや１６ＰＳＫ、３２ＰＳＫでも実施できる。また実施例では衛星伝送の例を示したが地上伝送や有線伝送でも同様にして実現できることはいうまでもない。
【０１０８】
（実施例２）
実施例２は実施例１で説明した物理階層構造をエラー訂正能力の差別化等により論理的にさらに分割し、論理的な階層構造を追加したものである。実施例１の場合それぞれの階層チャンネルは電気信号レベルつまり物理的な復調能力が異なる。これに対し実施例２ではエラー訂正能力等の論理的な再生能力が異なる。具体的には例えばＤ1の階層チャンネルの中のデータを例えばＤ1-1とＤ1-2の２つに分割し、この分割データの１つ例えばＤ1-1データのエラー訂正能力をＤ1-2データより高め、エラー訂正能力を差別化することより、復調再生時にＤ1-1とＤ1-2のデータのエラー後調能力が異なるため、送信信号のＣ／Ｎ値を低くしていった場合、Ｄ1-2が再生できない信号レベルにおいてもＤ1-1は設定したエラーレート内に収まり原信号を再生できる。これは論理的な階層構造ということができる。 つまり、変調階層チャンネルのデータを分割し、誤り訂正符号と積符号の使用等の誤り訂正の符号間距離の大きさを差別化することによ誤り訂正能力による論理的な階層構造が追加され、さらに細かい階層伝送が可能となる。
【０１０９】
これを用いると、Ｄ1チャンネルはＤ1-1，Ｄ1-2の２つのサブチャンネル，Ｄ2チャンネルはＤ2-1，Ｄ2-2の２つのサブチャンネルに増える。
【０１１０】
これを入力信号のＣ／Ｎ値と階層チャンネル番号の図８５を用いて説明すると、階層チャンネルＤ1-1は最も低い入力信号で再生できる。このＣＮ値をｄとすると、ＣＮ＝ｄの時、Ｄ1-1は再生されるがＤ1-2，Ｄ2-1，Ｄ2-2は再生されない。次にＣＮ＝ｃ以上になるとＤ1-2がさらに再生され、ＣＮ＝ｂの時Ｄ2-1が加わり、ＣＮ＝ａの時Ｄ2-2が加わる。このようにＣＮが上がるにつれて、再生可能な階層の総数が増えていく。逆をいうとＣＮが下がるにつれて、再生可能な階層の総数が減っていく。これを図８６の伝送距離と再生可能ＣＮ値の図で説明する。一般的に図８６の実線８６１に示すように伝送距離が長くなるに従い、受信信号のＣ／Ｎ値は低下する。図８５で説明したＣＮ＝ａとなる地点の送信アンテナからの距離をＬａとし，ＣＮ＝ｂではＬｂ，ＣＮ＝ｃではＬｃ，ＣＮ＝ｄではＬｄ，ＣＮ＝ｅではＬｅとなるとする。送信アンテナよりＬｄの距離より迫い地域は図８５で説明したようにＤ1-1チャンネルのみが再生できる。このＤ1-1の受信可能範囲を斜線の領域８６２で示す。図から明らかなようにＤ1-1チャンネルは一番広い領域で再生できる。同様にしてＤ1-2チャンネルは送信アンテナより距離Ｌｃ以内の領域８６３で再生できる。距離Ｌｃ以内の範囲では領域８６２も含まれるためＤ1-1チャンネルも再生できる。同様にして領域８６４ではＤ2-1チャンネルが再生でき、領域８６５ではＤ2-2チャンネルが再生可能となる。このようにして、ＣＮ値の劣化に伴い伝送チャンネルが段階的に減少する階層型伝送ができる。データ構造を分離して階層構造にし、本発明の階層伝送を用いることにより、アナログ伝送のようにＣ／Ｎの劣化に伴いデータ量が次第に減少する階層型の伝送が可能となるという効果がある。
【０１１１】
次に、具体的な構成を述べる。ここでは物理階層２層、論理階層２層の実施例を述べる。図８７は送信機１のブロック図である。基本的には実施例１で説明した図２の送信機のブロック図と同じなので詳しい説明は省略するが、エラー訂正符号エンコーダが付加されている点が異なる。これをＥＣＣエンコーダと略す。分離回路３は1-1、1-2、2-1、2-2の４つの出力をもち、入力信号をＤ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2の４つの信号に分離して出力する。このうち、Ｄ1-1、Ｄ1-2信号は第１ＥＣＣエンコーダ８７１ａに入力され、各々、主ＥＣＣエンコーダ８７２ａと副ＥＣＣエンコーダ８７３ａに送られ、誤り訂正の符号化がなされる。
【０１１２】
ここで主ＥＣＣエンコーダ８７２ａは副ＥＣＣエンコーダ８７３ａよりも強力なエラー訂正能力をもっている。このため、図８５のＣＮ−階層チャンネルのグラフで説明したように、復調再生時、Ｄ1-1チャンネルはＤ1-2チャンネルより低いＣ／Ｎ値においてもＤ1-1は基準エラーレート以下で再生できる。Ｄ1-1はＤ1-2よりＣ／Ｎの低下に強い論理的な階層構造となっている。誤り訂正されたＤ1-1、Ｄ1-2信号は合成器８７４ａでＤ1信号に合成され、変調器４に入力される。一方、Ｄ2-1、Ｄ2-2信号は第２ＥＣＣエンコーダ８７１ｂの中の各々主エンコーダ８７２ｂと副ＥＣＣエンコーダ８７３ｂにより誤り訂正符号化され合成器８７４ｂによりＤ2信号に合成され、変調器４により入力される。主ＥＣＣエンコーダ８７２ｂは副ＥＣＣエンコーダ８７３ｂよりエラー訂正能力が高い。この場合、変調器４はＤ1信号、Ｄ2信号より階層型の変調信号を作り、送信部５より送信される。以上のように図８７の送信機１はまず実施例１で説明した変調によるＤ1、Ｄ2の２層の物理階層構造をもっている。この説明は既に述べた。次に、エラー訂正能力の差別化によりＤ1-1とＤ1-2叉はＤ2-1、Ｄ2-2の各々２層の論理的階層構造をもっている。
【０１１３】
次にこの信号を受信する状態を説明する。図８８は受信機のブロック図である。図８７の送信機の送信信号を受信した第２受信機３３の基本構成は、実施例１の図２１で説明した第２受信機３３とほぼ同じ構成である。ＥＣＣデコーダ８７６ａ、８７６ｂを追加した点が異なる。この場合、ＱＡＭ変復調の例を示すが、ＡＳＫもしくはＰＳＫ、ＦＳＫ変復調でもよい。
【０１１４】
さて、図８８において、受信された信号は復調器３５によりＤ1、Ｄ2信号として再生され分離器３ａ、３ｂにより、各々Ｄ1-1とＤ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2の４つの信号がつくられ、第１ＥＣＣデコーダ８７６ａと第２ＥＣＣデコーダ８７６ｂに入力される。第１ＥＣＣデコーダ８７６ａでは、Ｄ1-1信号が主ＥＣＣデコーダ８７７ａにより誤り訂正されて合成部３７に送られる。一方、Ｄ1-2信号は副ＥＣＣデコーダ８７８ａにより誤り訂正され合成部３７に送られる。同様にして第２ＥＣＣデコーダ８７６ｂにおいてＤ2-1信号は主ＥＣＣデコーダ８７７ｂにおいて、Ｄ2-2信号は副ＥＣＣデコーダ８７８ｂにおいて誤り訂正され、合成部３７に入力される。誤り訂正されたＤ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2信号は合成部３７において１つの信号となり出力部３６より出力される。
【０１１５】
この場合、論理階層構造によりＤ1-1はＤ1-2より、またＤ2-1はＤ2-2より誤り訂正能力が高いため図８５で説明したように、入力信号のＣ／Ｎ値がより低い状態においても所定の誤り率が得られ、原信号を再生できる。
【０１１６】
具体的に主ＥＣＣデコーダ８７７ａ，８７７ｂと副ＥＣＣデコーダ８７８ａ，８７８ｂの間に誤り訂正能力の差別化を行う方法を述べる。副ＥＣＣデコーダにリードソロモン符号やＢＣＨ符号のような標準的な符号間距離の符号化方式を用いた場合、主ＥＣＣデコーダにリードソロモン符号とリードソロモン符号の両者の積符号や長符号化方式を用いた誤り訂正の符号間距離の大きい符号化方式を用いることにより誤り訂正能力に差をつけることができる。こうして論理的階層構造を実現できる。符号間距離を大きくする方法は様々な方法が知られているため他の方式に関しては省略する。本発明は基本的にはどの方式も適用できる。
【０１１７】
ここで論理的な階層構造を図８９のＣ／Ｎと誤り訂正後のエラーレートの関係図を用いて説明する。図８９において、直線８８１はＤ1-1チャンネルのＣ／Ｎとエラーレートの関係を示し、直線８８２はＤ1-2チャンネルのＣ／Ｎと訂正後のエラーレートの関係を示す。
【０１１８】
入力信号のＣ／Ｎ値が小さくなればなる程、訂正後のデータのエラーレートは大きくなる。一定のＣ／Ｎ値以下では誤り訂正後のエラーレートがシステム設計時の基準エラーレートＥｔｈ以下に収まらず原データが正常に再生されない。さて、図８９において徐々にＣ／Ｎを上げてゆくとＤ1-1信号の直線８８１が示すようにＣ／Ｎがｅ以下の場合Ｄ1チャンネルの復調ができない。ｅ≦Ｃ／Ｎ＜ｄの場合Ｄ1チャンネルの復調はできるが、Ｄ1-1チャンネルのエラーレートはＥｔｈを上回り、原データを正常に再生できない。
【０１１９】
Ｃ／Ｎ＝ｄの時、Ｄ1-1は誤り訂正能力がＤ1-2より高いため、誤り訂正後のエラーレートは点８８５ｄに示すようにＥｔｈ以下になり、データを再生できる。一方、Ｄ1-2の誤り訂正能力はＤ1-1ほど高くないため訂正後のエラーレートがＤ1-1ほど低くないため訂正後のエラーレートがＥ2とＥｔｈを上回るため再生できない。従ってこの場合Ｄ1-1のみが再生できる。
【０１２０】
Ｃ／Ｎが向上してＣ／Ｎ＝Ｃになった時、Ｄ1-2の誤り訂正後のエラーレートが点８８５Ｃに示すようにＥｔｈに達するため、再生可能となる。この時点ではＤ2-1、Ｄ2-2つまりＤ2チャンネルの復調は不確実な状況にある。Ｃ／Ｎの向上に伴い、Ｃ／Ｎ＝ｂ'においてＤ2チャンネルが確実に復調できるようになる。
【０１２１】
さらにＣ／Ｎが向上しＣ／Ｎ＝ｂになった時点で、Ｄ2-1のエラーレートが点８８５ｂに示すようにＥｔｈまで減少し、Ｄ2-1が再生できるようになる。この時、Ｄ2-2のエラーレートはＥｔｈより大きいため再生できない。Ｃ／Ｎ＝ａになって点８８５ａに示すようにＤ2-2のエラーレートがＥｔｈにまで減少しＤ2-2チャンネルが再生できるようになる。
【０１２２】
このようにして、誤り訂正能力の差別化を用いることにより物理階層Ｄ1、Ｄ2チャンネルをさらに２層の論理階層２分割し、計４層の階層伝送ができるという効果が得られる。
【０１２３】
この場合、データ構造を高階層のデータが欠落しても原信号の一部が再生できるような階層構造にし、本発明の階層伝送と組み合わせることにより、アナログ伝送のようにＣ／Ｎの劣化に伴いデータ量が次第に減少する階層型伝送が可能となるという効果がある。特に、近年の画像圧縮技術は急速に進歩しているため、画像圧縮データを階層構造とし階層伝送と組み合わせた場合、同一地点間において、アナログ伝送よりはるかに高画質の映像を伝送すると同時に、アナログ伝送のように段階的に受信信号レベルに応じて画質を低くしながら広い地域で受信できる。このように従来のデジタル映像伝送にはなかった階層伝送の効果をデジタルによる高画質を保ちながら得ることができる。
【０１２４】
（実施例３）
以下本発明の第３の実施例について図面を参照しながら説明する。
【０１２５】
図２９は実施例３の全体図である。実施例３は本発明の伝送装置をデジタルＴＶ放送システムに用いた例を示し、超高解像度の入力映像４０２は、第１画像エンコーダー４０１の入力部４０３に入力し、分離回路４０４により、第１データ列と第２データ列と第３データ列に分離され、圧縮回路４０５により圧縮され出力される。
【０１２６】
他の入力映像４０６，４０７，４０８は各々第１画像エンコーダー４０１と同様の構成の第２画像エンコーダー４０９，４１０，４１１により圧縮され出力される。
【０１２７】
これらの４組のデータのうち、第１データ列の４組の信号は、多重器４１２の第１多重器４１３によりＴＤＭ方式等の時間的に多重化されて、第１データ列として、送信機１に送られる。
【０１２８】
第２データ列の信号群の全部もしくは１部は多重器４１４により多重化され、第２データ列として送信機１に送られる。また、第３データ列の信号群の全部もしくは１部は多重器４１５により多重化され、第３データ列として送信機１に送られる。
【０１２９】
これらを受けて送信機１では３つのデータ列を変調器４により実施例１で述べた変調を行い、送信部５によりアンテナ６と伝送路７により、衛星１０に送り中継器１２により、第１受信機２３等の３種の受信機に送られる。
【０１３０】
第１受信機２３では伝送路２１により半径ｒ1の小径のアンテナ２２で受けて、受信信号の中の第１データ列のみを第１データ列再生部２３２で再生し、第１画像デコーダー４２１によりＮＴＳＣ信号もしくはワイドＮＴＳＣ信号等の低解像度の映像出力４２５と４２６を再生し出力させる。
【０１３１】
第２受信機３３では、半径ｒ2の中径のアンテナ３２で受けて、第１データ列再生部２３２と第２データ列再生部２３３により第１データ列と第２データ列を再生し、第２画像デコーダー４２２により、ＨＤＴＶ信号等の高解像度の映像出力４２７もしくは映像出力４２５、４２６を再生し出力させる。
【０１３２】
第３受信機４３では、半径ｒ3の大径のアンテナ３３で受けて、第１データ列再生部２３２と第２データ列再生部２３３と第３データ列再生部２３４により、第１データ列と第２データ列と第３データ列を再生し、ビデオシアターや映画館用の超高解像度ＨＤＴＶ等の超高解像度の映像出力４２８を出力する。映像出力４２５、４２６６，４２７も出力できる。一般のデジタルＴＶ放送は、デジタル送信機５１から放送され、第１受信機２３で受信した場合、ＮＴＳＣ等の低解像の映像出力４２６として出力される。
【０１３３】
では、次に図３０の第１画像エンコーダー４０１のブロック図に基ずき、構成を詳しく述べる。超高解像度の映像信号は入力部４０３に入力され、分離回路４０４に送られる。分離回路４０４ではサブバンドコーディング方式により４つの信号に分離する。ＱＭＦ等の水平ローパスフィルタ４５１と水平ハイパスフィルタ４５２により、水平低域成分と水平高域成分に分離され、サブサンプリング部４５３，４５４により、各々の成分はサンプリングレートを半分にした後、水平低域成分は垂直ローパスフィルタ４５５と垂直ハイパスフィルタ４５６により、各々水平低域垂直低域信号、略してＨLＶL信号と水平低域垂直高域信号、略してＨLＶH信号に分離され、サブサンプリング部４５７と４５８により、サンプリングレートを落として圧縮部４０５に送られる。
【０１３４】
水平高域成分は、垂直ローパスフィルタ４５９と垂直ハイパスフィルタ４６０により、水平高域垂直低域信号、略してＨHＶL信号と、水平高域垂直低域信号、略してＨHＬH信号に分離され、サブサンプリング部４６１，４６２によりサンプリングレートを下げて、圧縮部４０５に送られる。
【０１３５】
圧縮部４０５ではＨLＶL信号を第１圧縮部４７１でＤＣＴ等の最適の圧縮を行い第１出力部４７２より第１データ列として出力する。
【０１３６】
ＨLＶH信号は第２圧縮部４７３で圧縮され第２出力部４６４に送られる。ＨHＶL信号は第３圧縮部４６３により圧縮され第２出力部４６４へ送られる。ＨHＶH信号は分離回路４６５により高解像度映像記号（ＨHＶH１）と超高解像度映像信号（ＨHＶH２）に分けられ、ＨHＶH１は第２出力部４６４へ、ＨHＶH２は第３出力部４６８へ送られる。
【０１３７】
次に図３１を用いて第１画像デコーダー４２１を説明する。第１画像デコーダー４２１は第１受信機２３からの出力、第１データ列つまりＤ1を入力部５０１に入力しデスクランブル部５０２によりスクランブルを解いた後伸長部５０３により、前述のＨLＶL信号に伸長した後画面比率変更回路５０４と出力部５０５により画面比率を変更してＮＴＳＣ信号の画像５０６、ＮＴＳＣ信号でストライプ画面の画像５０７、ワイドＴＶのフル画面の画像５０８もしくは、ワイドＴＶのサイドパネル画面の画像５０９を出力する。この場合、ノンインタレースもしくはインタレースの２つの走査線のタイプが選べる。走査線もＮＴＳＣの場合５２５本と二重描画による１０５０本が得られる。また、デジタル送信機５１からの４ＰＳＫの一般のデジタルＴＶ放送を受信した場合は、第１受信機２３と第１画像デコーダ４２１によりＴＶ画像を復調、再生できる。次に図３２の第２画像デコーダーのブロック図を用いて第２画像デコーダーを説明する。まず第２受信機３３からのＤ1信号は第１入力部５２１より入力し、第１伸長部５２２で伸長され、オーバーサンプリング部５２３により２倍のサンプリングレートになり垂直ローパスィルタ５２４により、ＨLＶL信号が再生される。Ｄ2信号は第２入力部５３０より入力し、分離回路５３１により３つの信号に分離され、第２伸長部５３２と第３伸長部５３３と、第３伸長部５３４により各々伸長及び、デスクランブルされ、オーバーサンプリング部５３５、５３６、５３７により２倍のサンプリングレートとなり、垂直ハイパスフィルター５３８、垂直ローパスフィルタ５３９、垂直ハイパスフィルタ５４０により送られる。ＨLＶL信号とＨLＶH信号は加算器５２５で加算され、オーバーサンプリング部５４１と水平ローパスフィルター５４２により水平低域映像信号となり、加算器５４３に送られる。ＨHＶL信号とＨHＶH１信号は加算器５２６により加算され、オーバーサンプリング部５４４と水平ハイパスフィルター５４５により水平高域映像信号になり加算器５４３によりＨＤＴＶ等の高解像度映像信号ＨＤ信号となり出力部５４６からＨＤＴＶ等の画像出力５４７が出力される。場合によりＮＴＳＣ信号も出力される。
【０１３８】
図３３は第３画像デコーダーのブロック図でＤ1信号は第１入力部５２１からＤ2信号は第２入力部５３０から入力し高域画像デコーダー５２７により前述の手順でＨＤ信号が再生される。Ｄ3信号は第３入力部５５１より入力し超高域部画像デコーダー５５２により伸長、デスクランブル、および合成されＨHＶH２信号が再生される。この信号はＨＤ信号と合成器５５３で合成され超高解像度ＴＶ信号、Ｓ−ＨＤ信号となり出力部５５４より超高解像度映像信号５５５が出力される。
【０１３９】
次に図２９の説明で触れた多重器４０１の具体的な多重化方法について述べる。図３４はデータ配列図であり、第１データ列、Ｄ1と第２データ列、Ｄ2と第３データ列Ｄ3に６つのＮＴＳＣチャンネルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６と６つのＨＤＴＶチャンネルＭ１〜Ｍ６と６つのＳ-ＨＤＴＶチャンネルＨ１〜Ｈ６をＴの期間中に、時間軸上にどう配置するかを描いたものである。図３４はまずＴの期間にＤ1信号にＬ１からＬ６をＴＤＭ方式等で時間多重により配置するものである。Ｄ1のドメイン６０１に第１チャンネルのＨLＶL信号を送る。次にＤ2信号のドメイン６０２には第１チャンネルに相当する時間領域に第１チャンネルのＨＤＴＶとＮＴＳＣとの差分情報Ｍ１つまり、前述のＨLＶH信号とＨHＶL信号とＨHＶH１信号を送る。またＤ3信号のドメイン６０３には第１チャンネルのスーパーＨＤＴＶ差分情報Ｈ１，すなわち図３０で説明したＨHＶHー２Ｈ１を送る。
【０１４０】
ここで第１チャンネルのＴＶ局を選択した場合を説明する。まず小型アンテナと第１受信機２３と第１画像デコーダ４２１のシステムをもつ一般の受信者は図３１のＮＴＳＣもしくはワイドＮＴＳＣのＴＶ信号が得られる。次に中型アンテナと第２受付信機３３と第２画像エンコーダ４２２をもつ特定の受信者はチャンネル１を選択した場合第１データ列、Ｄ1のドメイン６０１と第２データ列、Ｄ2のドメイン６０２の信号を合成してチャンネル１のＮＴＳＣ番組と同じ番組内容のＨＤＴＶ信号を得る。
【０１４１】
大型アンテナと多値復調できる第３受信機４３と第３画像デコーダー４２３をもつ映画館等の一部の受信者はＤ1のドメイン６０１とＤ2のドメイン６０２とＤ3のドメイン６０３の信号を合成し、チャンネル１のＮＴＳＣと同じ番組内容で映画館用の画質の超解像度ＨＤＴＶ信号を得る。２から３までの他のチャンネルも同様にして再生される。
【０１４２】
図３５は別のドメインの構成である。まずＮＴＳＣの第１チャンネルはＬ１に配置されている。このＬ１はＤ1信号の第１タイムドメインのドメイン６０１の位置にあり、先頭部にＮＴＳＣ間のデスクランブル情報と実施例１で説明した復調情報を含む情報Ｓ１１が入っている。次にＨＤＴＶの第１チャンネルはＬ１とＭ１に分割されて入っている。Ｍ１はＨＤＴＶとＮＴＳＣとの差分情報であり、Ｄ2のドメイン６０２とドメイン６１１の両方に入っている。この場合６ＭｂｐｓのＮＴＳＣ圧縮信号を採用しＬ１に収容すると、Ｍ１の帯域は２倍の１２Ｍｂｐｓになる。Ｌ１とＭ１とを合わせると１８Ｍｂｐｓの帯域が第２受信機３３と第２画像デコーダ４２３から復調再生可能である。一方、現在提案されている圧縮方法を用い約１５Ｍｂｐｓの帯域でＨＤＴＶ圧縮信号を実現することができる。従って図３５の配置でチャンネル１でＨＤＴＶとＮＴＳＣを同時に放送できる。この場合チャンネル２ではＨＤＴＶの再生はできない。Ｓ２１はＨＤＴＶのデスクランブル情報である。また、スーパーＨＤＴＶ信号はＬ１とＭ１とＨ１に分割して放送される。スーパーＨＤＴＶの差分情報はＤ3のドメイン６０３，６１２，６１３を用い、ＮＴＳＣを６Ｍｂｐｓに設定した場合、合計３６Ｍｂｐｓ送れ、圧縮を高くすれば映画館用画質の走査線約２０００本のスーパーＨＤＴＶ信号も伝送できる。
【０１４３】
図３６の配置図はＤ3で６つのタイムドメインを占有させスーパーＨＤＴＶ信号を伝送した場合を示す。ＮＴＳＣ圧縮信号を６Ｍｂｐｓに設定した場合９倍の５４Ｍｂｐｓが伝送できる。このためより高画質のスーパーＨＤＴＶを伝送できる。
【０１４４】
以上は、送信信号の電波の水平もしくは垂直の偏波面の片方を利用する場合である。ここで水平と垂直の２つの偏波面を使うことにより、周波数利用効率は２倍となる。以下に説明をする。
【０１４５】
図４９は第１データ列の水平偏波信号ＤV1と垂直偏波信号ＤH1及び第２データ列の同じくＤV2とＤH2、第３データ列のＤV3とＤH3の信号配置図を示す。この場合、第１データ列の垂直偏波信号ＤV1にＮＴＳＣ等の低域ＴＶ信号が入っており第１データ列の水平偏波信号ＤH1に高域ＴＶ信号が入っている。従って、垂直偏波アンテナしかもっていない第１受信機２３は，ＮＴＳＣ等の低域信号を再生できる。一方、垂直、水平の両方向の偏波アンテナをもつ第１受信機２３は、例えば、Ｌ1とＭ1信号を合成しＨＤＴＶ信号を得ることができる。つまり、第１受信機２３を用いた場合、アンテナの能力により、一方ではＮＴＳＣが、他方ではんＴＳＣとＨＤＴＶが再生できるため２方式が両立するという大きな効果がある。
【０１４６】
図５０はＴＤＭＡ方式にした場合で、各データバースト７２１の先頭部に同期部７３１とカード部７４１が設けられている。又、フレームの先頭部には同期情報部７２０が設けられている。この場合は、各タイムスロット群が、各々１つのチャンネルが割りあてられている。例えば、第１タイムスロット７５０で第１チャンネルの全く同じ番組のＮＴＳＣ、ＨＤＴＶ、スーパーＨＤＴＶを送ることができる。各々のタイムスロット７５０〜７５０ｅが完全に独立している。従って特定の放送局が特定のタイムスロットを用いてＴＤＭＡ方式で放送する場合、他局と独立してＮＴＳＣ、ＨＤＴＶ、スーパーＨＤＴＶの放送ができるという効果がある。又、受信側も水平偏波アンテナで第１受信機２３をもつ構成の場合ＮＴＳＣ ＴＶ信号を両偏波アンテナなら、ＨＤＴＶを再生できる。第２受信機３３にすると低解像度のスーパーＨＤＴＶを再生できる。第３受信機４３にするとスーパーＨＤＴＶ信号を完全に再生できる。以上のように両立性のある放送システムを構築出来る。この場合、図５０のような配置で、バースト状のＴＤＭＡ方式でなく、図４９のような連続信号の時間多重も可能である。また図５１に示すような信号配置にすればより高解度のＨＤＴＶ信号を再生できる。
【０１４７】
以上述べたように実施例３により超高解像度型ＨＤＴＶ、ＨＤＴＶとＮＴＳＣ-ＴＶの３つの信号の両立性のあるデジタルＴＶ放送が可能になるという顕著な効果がある。とくに映画館等に伝送した場合、映像を電子化することができるという新たな効果がある。
【０１４８】
ここで、本発明による変形ＱＡＭをＳＲＱＡＭと呼び、具体的なエラーレートについて述べる。
【０１４９】
まず、１６ＳＲＱＡＭのエラーレートを計算する。図９９は１６ＳＲＱＡＭの信号点のベクトル図である。第１象限において、１６ＱＡＭの場合、信号点８３ａ、８３ｂ、８４ａ、８５、８３ａ等の各１６ヶの信号点の間隔は等間隔であり、全て２δである。
【０１５０】
１６ＱＡＭの信号点８３ａは座標軸のＩ軸、Ｑ軸よりδの距離にある。ここで１６ＳＲＱＡＭにする場合、ｎをシフト値と定義すると、信号点８３ａはシフトして、座標軸からの距離をｎδの位置の信号点８３へ移動させる。この場合ｎは    ０＜ｎ＜３
である。また他の信号点８４ａ、８６ａもシフトして信号点８４、８６の位置に移動する。
第１データ列の誤り率をＰｅ１とすると
【０１５１】
【数１】
2004336812.tif 000003
【０１５２】
第２データ列の誤り率をPe２とすると
【０１５３】
【数２】
2004336812.tif 000004
【０１５４】
となる。
次に３６ＳＲＱＡＭもしくは３２ＳＲＱＡＭのエラーレートを計算する。図１００は３６ＳＲＱＡＭの信号ベクトル図である。第１象限において３６ＱＡＭの信号点間距離は２δであると定義する。
【０１５５】
３６ＱＡＭの信号点８３ａは座標軸よりδの距離にある。この信号点８３ａは３６ＳＲＱＡＭになると信号点８３の位置にシフトし、座標軸よりｎδの距離となる。各々の信号点はシフトして信号点８３、８４、８５、８６、９７、９８、９９、１００、１０１となる。９ヶの信号点からなる信号点群９０を一つの信号点とみなして、変形４ＰＳＫ受信機で受信し、第１データ列Ｄ1のみー再生した場合の誤り率をＰｅ１とし、信号点群９０の中の９個の信号点を各々弁別し、第２データ列Ｄ2を再生した場合の誤り率をＰｅ２とすると
【０１５６】
【数３】
2004336812.tif 000005
【０１５７】
となる。
この場合、図１０１のＣ／Ｎ〜エラーレート図はエラーレートＰｅと伝送系のＣ／Ｎとの関係を計算した一例を示す。曲線９００は比較のため従来方式の３２ＱＡＭのエラーレートを示す。直線９０５はエラーレートが１０の−１．５乗の直線を示す。本発明のＳＲＱＡＭのシフト量ｎを１．５とした場合の第１階層Ｄ1のエラーレートは曲線９０１ａとなり、エラーレートが１０-1.5において曲線９００の３２ＱＡＭに対してＣ／Ｎ値が５ｄＢ下がってもＤ1は同等のエラーレートで再生できるという効果がある。
【０１５８】
次にｎ＝１．５の場合の第２階層Ｄ2のエラーレートは曲線９０２ａで示される。エラーレートが１０-1.5において、曲線９００に示す３２ＱＡＭに比べてＣ／Ｎを２．５ｄＢ上げないと同等のエラーレートで再生できない。曲線９０１ｂ、曲線９０２ｂはｎ＝２．０の場合のＤ1、Ｄ2を示す。曲線９０２ＣはＤ2を示す。これをまとめると、エラーレートが１０の−１．５乗の値において２２ｎ＝１．５、２．０、２．５の時、３２ＱＡＭに比べて各々Ｄ1は５、８、１０ｄＢ改善され、Ｄ2は２．５ｄＢ劣化する。
【０１５９】
３２ＳＲＱＡＭの場合にシフト量ｎを変化させた場合に所定のエラーレートを得るのに必要な第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2のＣ／Ｎ値を図１０３のシフト量ｎとＣ／Ｎの関係図で示す。図１０３をみると明らかなように、ｎが０．８以上であれば、階層伝送つまり第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2の伝送に必要なＣ／Ｎ値の差が生まれ、本発明の効果が生じることがわかる。従って、３２ＳＲＱＡＭの場合ｎ＞０．８５の条件下で効果がある。１６ＳＲＱＡＭの場合のエラーレートは図１０２のＣ／Ｎとエラーレートの関係図のようになる。
図１０２において曲線９００は１６ＱＡＭのエラーレートを示す。曲線９０１ａ、９０１ｂ、９０１ｃは各々第１データ列Ｄ1のｎ＝１．２、１．５、１．８の場合のエラーレートを示す。曲線９０２ａ、９０２ｂ、９０２ｃは各々第２データ列Ｄ2のｎ＝１．２、１．５、１．８の場合のエラーレートを示す。
【０１６０】
図１０４のシフト量ｎとＣ／Ｎの関係図は１６ＳＲＱＡＭの場合にシフト量ｎを変化させた場合に特定のエラーレートを得るのに必要な第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2のＣ／Ｎの値を示したものである。図１０４から明らかなように１６ＳＲＱＡＭの場合ｎ＞０．９であれば本発明の階層伝送が可能となることがわかる。以上からｎ＞０．９なら階層伝送が成立する。
【０１６１】
ここで具体的にデジタルＴＶの地上放送に本発明のＳＲＱＡＭを適用した場合の一例を示す。図１０５は地上放送時の送信アンテナと受信アンテナとの距離と、信号レベルとの関係図を示す。曲線９１１は送信アンテナの高さが１２５０ｆｔの場合の受信アンテナの信号レベルを示す。まず、現在検討が進められているデジタルＴＶ放送方式において要求される伝送系の要求エラーレートを１０の−１．５乗と仮定する。領域９１２はノイズレベルを示し、点９１０はＣ／Ｎ＝15dBになる地点で従来方式の３２ＱＡＭ方式の受信限界点を示す。このＬ＝６０ｍｉｌｅの地点においてデジタルのＨＤＴＶ放送が受信できる。しかし、天候等の受信条件の悪化によりＣ／Ｎが低下すると急激にＨＤＴＶの受信が不能となる問題を持っている。また地形や建築物の影響により、少なくとも１０ｄＢ程度の変動が見込まれ、６０ｍｉｌｅの半径内の全ての地点で受信できる訳でない。この場合、アナログと違いデジタルの場合完全に映像が伝送できない。従って従来のデジタルＴＶ放送方式のサービスエリアは不確実なものであった。
【０１６２】
一方、本発明の３２ＳＲＱＡＭの場合、前述のように第１階層Ｄ1でＮＴＳＣ等の中解像度ＴＶ成分を送り、第２階層Ｄ2でＨＤＴＶの高域成分のみを送ることができる。例えば図１０５において第１階層のサービスエリアは点９１０ａのように７０ｍｉｌｅ地点まで拡大し、第２階層は９１０ｂのように、５５ｍｉｌｅ地点まで後退する。図１０６の３２ＳＲＱＡＭのサービスエリア図はこの場合のサービスエリアの面積の違いを示す。図１０６は図５３をより具体的に説明したものである。図１０６において領域７０８、７０３ａ、７０３ｂ、７１２は各々従来方式の３２ＱＡＭのサービスエリア、第1階層Ｄ1のサービスエリア、第２層Ｄ2のサービスエリア、隣接アナログ局のサービスエリアを示す。
【０１６３】
つまり、従来方式の３２ＱＡＭでは各目上６０マイルのサービスエリアを、設定できる。しかし、実際は天候や地形の条件変化により受信限界地近傍においてきわめて受信状態が不安定であった。
【０１６４】
しかし、本発明の３２ＳＲＱＡＭを用い、第１階層Ｄ1でＮＴＳＣグレードの中低域ＴＶ成分を送信し、第２階層Ｄ2でＨＤＴＶの高域ＴＶ成分を送信することにより、図１０６のように高解像度グレードのサービスエリアの半径が５マイル縮小するものの、中低解像度グレードのサービスエリアの半径が１０マイル以上拡大するという効果が生まれる。
【０１６５】
このことにより、一番目に従来方式では、受信条件が悪い地域において存在した受信不能地域においても本発明のＳＲＱＡＭ方式を適用することにより、少なくとも設定したサービスエリア内においては殆んどの受信機で中低解像度グレードでＴＶ放送を受信できるような送信が可能となる。従ってビルかげや低地の受信不能領域と隣接アナログ局からの妨害を受ける地域において受信不能地域が大巾に減少し、これに伴い受信者数が増加する。
【０１６６】
二番目に従来方式では高価なＨＤＴＶ受信機と受像機をもつ受信者しか受信できなかったため、サービスエリア内においても一部の受信者しか視聴できなかった。しかし本発明では従来のＮＴＳＣやPALやSECAM方式の従来型のＴＶ受像機を持っている受信者もデジタル受信機のみを増設することにより、デジタルＨＤＴＶ放送の番組をＮＴＳＣグレードではあるが受信可能になるという効果がある。このため受信者はより少ない経済的負担で番組が視聴できる。
同時に総受信者数が増えるためＴＶ送信者側はより多くの視聴者を得られるためＴＶ事業としての経営がより安定するという社会的効果が生まれる。
【０１６７】
三番目に中低解像度グレードの受信地域の面積はｎ＝２．５の場合、３６％従来方式に比して拡大する。拡大に応じて受信者が増える。サービスエリアの拡大と受信者数の増加によりその分ＴＶ事業者の事業収入が増大する。このことによりデジタル放送の事業リスクが減りデジタルＴＶ放送の普及が早まることが期待できる。
【０１６８】
さて、図１０７の３２ＳＲＱＡＭのサービスエリア図にみるように、ｎ＝１．８の場合も同様の効果が得られる。シフト値nを変更することにより、各々の放送局がＨＤＴＶ受像機とＮＴＳＣＴＶ受像機の分布状況等の地域特有の条件や事情に応じてｎを変更し、ＳＲＱＡＭのＤ1とＤ2のサービスエリア７０３ａと７０３ｂを最適な条件に設定することにより、受信者は最大の満足を放送局は最大の受信者数を得ることができる。
【０１６９】
この場合
ｎ＞１．０
の時、以上のような効果が得られる。
従って、３２ＳＲＱＡＭの場合nは
１＜ｎ＜５
となる。
同様にして１６ＳＲＱＡＭの場合nは
１＜ｎ＜３
となる。
【０１７０】
この場合図９９、図１００のようにシフトさせて第１と第２階層を得るＳＲＱＡＭ方式において、１６ＳＲＱＡＭ、３２ＳＲＱＡＭ、６４ＳＲＱＡＭにおいてｎが1.0以上であれば、地上放送において本発明の効果が得られる。
実施例では映像信号を伝送した場合を説明したが音声信号を高域部もしくは高分解能部と低域部もしくは低分解能部にわけ、それぞれ第２データ列、第１データ列として本発明の伝送方式を用いて伝送すると、同様の効果が得られる。
ＰＣＭ放送、ラジオ、携帯電話に用いるとサービスエリアが広がるという効果がある。
【０１７１】
また、実施例では時間分割多重（ＴＤＭ）方式と組み合わせてＴＤＭによるサブチャンネルを設け、その各サブチャンネルのエラー訂正のコードゲインを差別化することにより、各サブチャンネルの閾値に差をつけることができた。ＳＲＱＡＭは“Ｃ−ＣＤＭ”とよばれる本発明の信号点符号分割多重方式（Constellation-Code Division Multiplex）をrectangle-QAMに応用したものである。Ｃ−ＣＤＭはＴＤＭやＦＤＭと独立した多重化方式である。コードに対応した信号点コードを分割することにより、サブチャンネルを得る方式である。この信号点の数を増やすことによりＴＤＭやＦＤＭにはない伝送容量の拡張性が得られる。このことは従来機器とほぼ完全な互換性を保ちながら実現する。このような優れた効果をもつ多重化技術である。
さて、Ｃ−ＣＤＭとＴＤＭを組み合わせた実施例を用いたが周波数分割多重方式（ＦＤＭ）と組み合わせても、同様の閾値の緩和効果が生まれる。例えば、ＴＶ放送に用いた場合、図１０８のＴＶ信号の周波数分布図に示すようになる。従来のアナログ放送例えばＮＴＳＣ方式の信号はスペクトラム７２５のような周波数分布をしている。一番大きな信号は映像のキャリア７２２である。カラーのキャリア７２３や音声のキャリア７２４はそれほど大きくない。お互いの干渉を避けるためにはデジタル放送の信号をＦＤＭにより２つの周波数に分ける方法が考えられる。この場合、図に示すように映像のキャリア７２２を避けるように第１キャリア７２６と第２キャリア７２７に分割し各々第１信号７２０と第２信号７２１を送ることにより干渉は軽減できる。第１信号７２０により低解像度ＴＶ信号を大きな出力で送信し、第２信号７２１により高解像度信号を小さな出力で送信することにより、妨害を避けながらＦＤＭによる階層型放送が実現する。
【０１７２】
この時、まず第１信号７２０にＣ−ＣＤＭにより得られる３２ＳＲＱＡＭを用いてサブチャンネルを追加する。次にこの閾値の低いサブチャンネルにさらに低解像度の成分をのせる。一方のサブチャンネルに普通解像度の成分を伝送することにより、さらに階層の数が増え、低解像度のサービスエリアが拡がるという効果が生まれる。この閾値の低いサブチャンネルに音声情報叉は同期情報、各データのヘッダー等の重要な情報を入れることにより、この重要な情報は確実に受信できるため安定した受信が可能となる。第２信号７２１に、同様の手法を用いると、サービスエリアの階層が増える。ＨＤＴＶの走査線が１０５０本の場合、５２５本に加えて、Ｃ−ＣＤＭにより７７５本のサービスエリアが加わる。
【０１７３】
このようにして、ＦＤＭとＣ−ＣＤＭを組み合わせるとサービスエリアが拡大するという効果が生まれる。この場合ＦＤＭにより２つのサブチャンネルを設けたが３つの周波数に分割し、３つのサブチャンネルを設けてもよい。
【０１７４】
次にＴＤＭとＣ−ＣＤＭを組み合わせて妨害を避ける方法を述べる。図１０９に示すようにアナログＴＶ信号には水平帰線部７３２と映像信号部７３１がある。水平帰線部７３２の信号レベルが低いことと、この期間中は妨害を受けても画面に出力されないことを利用する。デジタルＴＶ信号の同期をアナログＴＶ信号と合わせ、水平帰線部７３２の期間の水平帰線同期スロット７３３、７３３ａに重要なデータ、例えば同期信号等を送るか高い出力で多くのデータを送ることができる。このことにより、妨害を増やさないでデータ量を増やしたり出力を上げられるという効果がある。なお垂直帰線部７３５、７３５ａの期間に同期させて垂直帰線同期スロット７３７、７３７ａを設けても同様の効果が得られる。
【０１７５】
図１１０はＣ−ＣＤＭの原理図である。叉、図１１１は１６ＱＡＭの拡張版のＣ−ＣＤＭのコード割り当て図を示し、図１１２は３２ＱＡＭ拡張版のコード割り当て図を示す。図１１０、１１１に示すように２５６ＱＡＭは第１、２、３、４層７４０ａ、７４０ｂ、７４０ｃ、７４０ｄの４つの層に分けられ、各々４、１６、６４、２５６ケのセグメントを持つ。第４層７４０ｄの２５６ＱＡＭの信号点コードワード７４２ｄは８ｂｉｔの“１１１１１１１１”である。これを２ｂｉｔずつ４つのコードワード７４１ａ、７４１ｂ、７４１ｃ、７４１ｄに分割し、各第１、２、３、４層７４０ａ、７４０ｂ、７４０ｃ、７４０ｄの信号点領域７４２ａ、７４２ｂ、７４２ｃ、７４２ｄに各々“１１”、“１１”“１１”、“１１”を割り当てる。かくして、２ｂｉｔずつのサブチャンネルすなわち、サブチャンネル１、サブチャンネル２、サブチャンネル３、サブチャンネル４ができる。これを信号点符号分割多重方式という。図１１１は１６ＱＡＭの拡張版の具体的な符号配置を示し、図１１２は３６ＱＡＭの拡張版を示す。Ｃ−ＣＤＭ多重化方式は独立したものである。従って従来の周波数分割多重方式（ＦＤＭ）や時間分割多重方式（ＴＤＭ）と組み合わせることにより、更にサブチャンネルが増やせるという効果がある。こうしてＣ−ＣＤＭ方式により新しい多重化方式を実現できる。Rectangle-QAMを用いてＣ−ＣＤＭを説明したが、信号点をもつ他の変調方式例えば他の形のＱＡＭやＰＳＫ、ＡＳＫ、そして周波数領域を信号点とみなし、ＦＳＫも同様に多重化できる。
【０１７６】
（実施例４）
以下本発明の第４の一実施例について図面を参照しながら説明する。
【０１７７】
図３７は実施例４の全体のシステム図である。実施例４は実施例３で説明した伝送装置を地上放送に用いたもので、ほぼ同じ構成、動作である。実施例３で説明した図２９との違いは、送信用のアンテナ６ａが地上伝送用アンテナになっている点と各受信機の各々のアンテナ２１ａ，３１ａ，４１ａが地上伝送用アンテナになっている点のみである。その他の動作はまったく同じであるため重復する説明を省略する。衛星放送と違い、地上放送の場合は送信アンテナ６ａと受信機との距離が重要となる。遠距離にある受信機は到達電波が弱くなり、従来の送信機で単に多値ＱＡＭ変調した信号では全く復調できず番組を視聴することはできない。
【０１７８】
しかし本発明の伝送装置を用いた場合、図３７のように遠距離にアンテナ２２ａがある第１受信機２３は変形６４ＱＭＡ変調信号もしくは変形１６ＱＡＭ変調信号を受信して４ＰＳＫモードで復調し第１データ列のＤ１信号を再生するのでＮＴＳＣのＴＶ信号が得られる。従って電波が弱くても中解像度でＴＶ番組を視聴できる。
【０１７９】
次に中距離にアンテナ３２ａがある第２受信機３３では到達電波が充分強いため変形１６または６４ＱＡＭ信号から第２データ列と第１データ列を復調できＨＤＴＶ信号が得られる。従って同じＴＶ番組をＨＤＴＶで視聴できる。
【０１８０】
一方、近距離にあるか超高感度のアンテナ４２ａをもつ第３受信機４３は電波が変形６４ＱＡＭ信号の復調に充分な強度であるため第１、２、３、データ列Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を復調し超高解像度ＨＤＴＶ信号が得られる。同じＴＶ番組を大型映画と同じ画質のスーパーＨＤＴＶで視聴できる。
【０１８１】
この場合の周波数の配置方法は図３４、図３５、図３６の図を用いて時間多重配置を周波数配置に読み代えることにより説明できる。図３４のように１から６チャンネルまで周波数がわり割当られている場合Ｄ１信号にＮＴＳＣのＬ１を第１チャンネルに、Ｄ２信号の第１チャンネルのＭ１にＨＤＴＶの差分情報を、Ｄ３信号の第１チャンネルのＨ１に超高解像度ＨＤＴＶの差分情報を配置することによりＮＴＳＣとＨＤＴＶと超解像度ＨＤＴＶを同一のチャンネルで送信することができる。また図３５、図３６のように他のチャンネルのＤ２信号やＤ３信号を使用することが許可されれば、より高画質のＨＤＴＶや超高解像度ＨＤＴＶが放送できる。
【０１８２】
以上のように互いに両立性のある３つのデジタルＴＶ地上放送を１つのチャンネルもしくは他のチャンネルのＤ２，Ｄ３信号領域を使用して放送できるという効果がある。本発明の場合、同じチャンネルで同じ内容のＴＶ番組を中解像度であれば、より広範囲の地域で受信できるという効果がある。
【０１８３】
デジタル地上放送として１６ＱＡＭを用いた６ＭＨｚの帯域のＨＤＴＶ放送等が提案されている。しかしこれらの方式はＮＴＳＣとの両立性がないため同じ番組をＮＴＳＣの別チャンネルで送信するサイマルキャスト方式の採用が前提となっている。また１６ＱＡＭの場合、伝送できるサービスエリアが狭くなることが予想されている。本発明を地上放送に用いることにより別にチャンネルを設ける必要がなくなるだけでなく、遠距離の受信機でも中解像度で番組を視聴できるため放送サービスエリアが広いという効果がある。
【０１８４】
図５２は従来提案されている方式のＨＤＴＶのデジタル地上放送時の受信妨害領域図を示すもので、従来提案されている方式を用いたＨＤＴＶのデジタル放送局７０１からＨＤＴＶの受信できる受信可能領域７０２と隣接するアナログ放送局７１１の受信可能領域７１２を示している。両者の重複する重複部７１３においてはアナログ放送局７１１の電波妨害により、少なくともＨＤＴＶを安定して受信することができなくなる。
【０１８５】
次に図５３は本発明による階層型の放送方式を用いた場合の受信妨害領域図を示す。本発明は従来方式と同一の送信電力の場合、電力利用効率が低いため、ＨＤＴＶの高解像度受信可能領域７０３は上述の従来方式の受信可能領域７０２より若干狭くなる。しかし、従来方式の受信可能領域７０２より広い範囲のデジタルＮＴＳＣ等の低解像度受信可能領域７０４が存在する。以上の２つの領域から構成される。この場合のデジタル放送局７０１からアナログ放送局７１１への電波妨害は図５２で示した従来方式と同レベルである。
【０１８６】
この場合、本発明ではアナログ放送局７１１からのデジタル放送局７０１への妨害は３つの領域が存在する。１つはＨＤＴＶもＮＴＳＣも受信できない第１妨害領域７０５である。第２は妨害を受けるもののＮＴＳＣを妨害前と同様に受信できる第２妨害領域７０６で一重斜線で示す。ここではＮＴＳＣはＣ／Ｎが低くても受信可能な第１データ列を使用しているためアナログ局７１１の電波妨害によりＣ／Ｎが低下しても妨害の影響範囲は狭い。
【０１８７】
第３は妨害前はＨＤＴＶが受信できていたが妨害後はＮＴＳＣのみ受信できる第３妨害領域７０７で２重斜線で示す。
【０１８８】
以上のようにして従来方式より妨害前のＨＤＴＶの受信領域は若干狭くなるが、ＮＴＳＣを含めた受信範囲は広くなる。さらにアナログ放送局７１１からの妨害により従来方式ではＨＤＴＶが妨害により受信できなかった領域においてもＨＤＴＶと同一の番組をＮＴＳＣで受信可能となる。こうして番組の受信不能領域が大巾に削減するという効果がある。この場合、放送局の送信電力を若干増やすことにより、ＨＤＴＶの受信可能領域は従来方式と同等になる。さらに従来方式では全く番組を視聴できなかった遠方地域や、アナログ局との重複地域において、ＮＴＳＣＴＶの品位で番組が受信できる。
【０１８９】
また２階層の伝送方式を用いた例を示したが、図７８の時間配置図のように３階層の伝送方式を用いることもできる。ＨＤＴＶをＨＤＴＶ、ＮＴＳＣ、低解像度ＮＴＳＣの３つのレベルの画像に分離し、送信することにより、図５３の受信可能領域は２層から３層に広がり最外層は広い領域となるとともに２階層伝送では全く受信不可能であった第１妨害領域７０５では低解像度ＮＴＳＣＴＶの品位で番組が受信可能となる。以上はデジタル放送局がアナログ放送に妨害を与える例を示した。
【０１９０】
次にデジタル放送がアナログ放送に妨害を与えないという規制条件のもとにおける実施例を示す。現在米国等で検討されている空きチャンネルを利用する方式は、隣接して同じチャンネルを使用する。このため後から放送するデジタル放送は既存のアナログ放送に妨害を与えてはならない。従ってデジタル放送の送信レベルを図５３の条件で送信する場合より下げる必要がある。この場合、従来方式の１６ＱＡＭや４ＡＳＫ変調の場合、図５４の妨害状態図に示すように二重斜線で示した受信不能領域７１３が大きいためＨＤＴＶの受信可能領域７０８は大巾に小さくなってしまう。サービスエリアが狭くなり、その分受信者が減るためスポンサーが減る。従って従来方式では放送事業が経済的に成立しにくいことが予想されている。
【０１９１】
次に図５５に本発明の放送方式を用いた場合を示す。ＨＤＴＶの高解像度受信可能領域７０３は、従来方式の受信可能領域７０８より若干狭くなる。しかし、従来方式より広い範囲のＮＴＳＣ等の低解像度受信可能領域７０４が得られる。一重斜線で示す部分は、同一番組をＨＤＴＶレベルでは受信できないが、ＮＴＳＣレベルで受信できる領域を示す。このうち第１妨害領域７０５においてアナログ放送局７１１からの妨害を受け、ＨＤＴＶも、ＮＴＳＣも両方受信できない。
【０１９２】
以上のように同じ電波強度の場合、本発明の階層型放送ではＨＤＴＶ品位の受信可能地域は若干狭くなる一方で、同一番組をＮＴＳＣＴＶの品位で受信できる地域が増える。このため放送局のサービスエリアが増えるという効果がある。より多くの受信者に番組を提供できる効果がある。ＨＤＴＶ／ＮＴＳＣＴＶの放送事業を、より経済的に安定して成立させることができる。将来デジタル放送受信機の比率が増えた段階ではアナログ放送への妨害規則は緩和されるため電波強度を強くすることができる。この時点でＨＤＴＶのサービスエリアを大きくすることができる。この場合、第１データ列と第２データ列の信号点の間隔を調整することにより図５５で示したデジタルＨＤＴＶＩＮＴＳＣの受信可能地域とデジタルＮＴＳＣの受信可能地域を調整することができる。この場合、前述のように第１データ列に、この間隔の情報を送信することにより、より安定して受信ができる。
【０１９３】
図５６は、将来デジタル放送に切り替えた場合の妨害状況図を示す。この場合、図５２と違い隣接局はデジタル放送を行うデジタル放送局７０１ａとなる。送信電力を増やすことができるため、ＨＤＴＶ等の高解像度受信可能領域７０３はアナログＴＶ放送と同等の受信可能領域７０２まで拡大できる。
【０１９４】
そして両方の受信可能領域の競合領域７１４では互いに妨害を受けるため通常の指向性のアンテナでは番組をＨＤＴＶの品位では再生できないが、受信アンテナの指向性の方向にあるデジタル放送局の番組をＮＴＳＣＴＶの品位で受信できる。また非常に高い指向性のアンテナを用いた場合アンテナの指向性方向にある放送局の番組をＨＤＴＶの品位で受信できる。低解像度受信可能領域７０４は、アナログＴＶ放送の標準の受信可能領域７０２より広くなり、隣接の放送局の低解像度受信可能領域７０４ａの競合領域７１５、７１６ではアンテナの指向性の方向にある放送局の番組がＮＴＳＣＴＶの品位で再生できる。
【０１９５】
さて、かなり将来のデジタル放送の本格普及時期においては規制条件がさらに緩和され、本発明の階層型放送により広いサービスエリアのＨＤＴＶ放送が可能となる。この時点においても、本発明の階層型放送方式を採用するにより従来方式と同程及の広い範囲のＨＤＴＶ受信範囲を確保するとともに従来方式では受信不可能であった遠方地域や競合地域においてもＮＴＳＣＴＶの品位で番組が受信できるため、サービスエリアの欠損部が大巾に減少するという効果がある。
【０１９６】
（実施例５）
実施例５は本発明を振巾変調つまりＡＳＫ方式に用いた場合の実施例である図５７は実施例５の４値のＡＳＫ信号信号点配置図を示し、４つの信号点７２１、７２２、７２３、７２４をもつ。４値の場合２ｂｉｔのデータを１周期で送ることができる。信号点７２１、７２２、７２３、７２４を例えば００、０１、１０、１１に対応させることができる。
【０１９７】
本発明による階層型伝送を行うために、図５８に示すように、信号点７２１、７２２を１つのグループつまり第１の信号点群７２５として扱い、信号点７２３、７２４を別のグループ、第２の信号点群７２６と定義する。そして２つの信号点群の間の間隔を等間隔の信号点の間隔より広くする。つまり信号点７２１、７２２の間隔をＬとすると信号点７２３、７２４の間隔は同じＬで良いが、信号点７２２と信号点７２３の間隔ＬoはＬより大きく設定する。
【０１９８】
つまり  Ｌo＞Ｌ
と設定する。これが本発明の階層型伝送システムの特徴である。ただしシステムの設計によっては条件や設定により一時的もしくは恒久的にＬ＝Ｌoになっても良い。
【０１９９】
そして図５９（ａ）のように２つの信号点群に第１データ列Ｄ1の１ｂｉｔのデータを対応させることができる。例えば第１の信号点群７２５を０、第２の信号点群７２６を１と定義すれば、第１データ列の１ｂｉｔの信号が定義できる。次に第２データ列Ｄ2の１ｂｉｔの信号を各信号群の中の２つの信号点群に対応させる。例えば、図５９（ｂ）のように信号点７２１、７２３をＤ2＝０とし、信号点７２２、７２４をＤ2＝１とすれば第２データ列Ｄ2のデータを定義できる。この場合も２ｂｉｔ／シンボルとなる。
【０２００】
このように信号点を配置することにより、ＡＳＫ方式で本発明の階層型伝送が可能となる。階層型伝送システムは信号対雑音比つまりＣ／Ｎ値が充分高い時は従来の等間隔信号点方式と変わりはない。しかし、Ｃ／Ｎ値が低い場合、従来方式では全くデーターを再生できない条件においても本発明を用いることにより第２データ列Ｄ2は再生できなくなるが、第１データ列Ｄ1は再生できる。これを説明するとＣ／Ｎが悪くなった状態は図６０のように示せる。つまり受信機で再生した信号点はノイズや伝送歪等により、分散信号点領域７２１ａ７２２ａ、７２３ａ、７２４ａの広い範囲にガウス分布状に分散する。このような場合、信号点７２１と信号点７２２、信号点７２３と信号点７２４の区別が難しくなる。つまり第２データ列Ｄ2のエラーレートが非常に高くなる。しかし図から明らかなように信号点７２１，７２２のグループと信号点７２３，７２４のグループとの区別は容易である。つまり第１の信号点群７２５と第２の信号点群７２６との区別ができる。このため、第１データ列Ｄ1は低いエラーレートで再生できることになる。
【０２０１】
こうして２つの階層のデータ列Ｄ1とＤ2が送受信できる。従って伝送システムのＣ／Ｎの良い状態及び地域では第１データ列Ｄ1と第２列Ｄ2の両方がＣ／Ｎの悪い状態及び地域では第１データ列Ｄ1のみが再生される階層型伝送ができるという効果がある。
【０２０２】
図６１は送信機７４１のブロック図で入力部７４２は第１データ列入力部７４３と第２データ列入力部７４４から構成される。搬送波発生器６４からの搬送波は入力部７４２からの信号を処理部７４５でまとめた入力信号により乗算器７４６において振巾変調されさらにフィルタ７４７により帯域制限されＶＳＢ信号等のＡＳＫ信号となり出力部７４８から出力される。
【０２０３】
ここでフィルタを通過した後の出力波形について述べる。図６２(a)はＡＳＫ変調信号の周波数分布図である。図のようにキャリアの両側に側波帯がある。この信号をフィルタ７４７のバンドパスフィルタ図６２(b)の送信信号７４９のようにキャリア成分を少し残して片側の側波帯を取り去る。これをＶＳＢ信号というが、ｆ0を変調周波数帯域とすると、約ｆ0／２の周波数帯域で送信できるため、周波数利用効率が良いことが知られている。図６０のＡＳＫ信号は元来２ｂｉｔ／シンボルであるがＶＳＢ方式を用いると同一周波数帯域で１６ＱＡＭの４ｂｉｔ／シンボルに相当する情報量が伝送できる。
【０２０４】
次に図６３のブロック図で示す受信機７５１では地上のアンテナ３２ａで受けた信号は入力部７５２を経て、チャンネル選択により可変する可変発振器７５４からの信号と、混合器７５３において混合され、低い中間周波数に変換される。次に検波器７５５において検波され、ＬＰＦ７５６によりベースバンド信号となり識別再生器７５７により第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2が再生され第１データ列出力部７５８と第２データ列出力部７５９から出力される。
【０２０５】
次にこの送信機と受信機を用いてＴＶ信号を送る場合を説明する。図６４は映像信号送信機７７４のブロック図である。ＨＤＴＶ信号等の高解像度ＴＶ信号は第１画像エンコーダー４０１の入力部４０３に入力し、サブバンドフィルター等の映像の分離回路４０４により、ＨLＶL，ＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＨH等の高域ＴＶ信号と低域ＴＶ信号に分離される。この内容は実施例３で図３０を用いて説明したので詳しい説明は省略する。分離されたＴＶ信号は圧縮部４０５において、ＭＰＥＧ等で用いられているＤＰＣＭＤＣＴ可変長符号化や等の手法を用いて符号化される。動き補償は入力部４０３において処理される。圧縮された４つの画像データは合成器７７１によって第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2の２つのデータ列となる。この場合ＨLＶL信号つまり低域の画像信号は第１データ列に含まれる。送信機の７４１の第１データ列入力部７４３と第２データ列入力部７４４に入力され振巾変調を受け、ＶＳＢ等のＡＳＫ信号となり、地上アンテナから放送される。
【０２０６】
このデジタルＴＶ放送のＴＶ受信機全体のブロック図が図６５である。地上アンテナ３２ａで受信した放送信号はＴＶ受信機７８１の中の受信機７５１の入力部７５２に入力され、検波復調部７６０により受信者が希望する任意のチャンネルの信号が選局され復調され、第１データ列Ｄ1と第２データ列Ｄ2が再生され第１データ列出力部７５８と第２データ列出力部７５９から出力される。詳しい説明は重なるため省く。Ｄ1，Ｄ2信号は分離部７７６に入力される。Ｄ1信号は分離器７７７により分離されＨLＶL圧縮成分は第１入力部５２１に入力される。他方は合成器７７８によりＤ2信号と合成され第２入力部５３１に入力される。第２画像デコーダにおいて第１入力部５２１に入ったＨLＶL圧縮信号は、第１伸長部５２３によりＨLＶL信号に伸長され画像合成部５４８と画面比率変更回路７７９に送られる。元のＴＶ信号がＨＤＴＶ信号の場合、ＨLＶL信号はワイドのＮＴＳＣ信号になり、元の信号がＮＴＳＣ信号の場合、ＭＰＥＧ１のようなＮＴＳＣより品位が低い低解像度ＴＶ信号になる。
【０２０７】
この説明では元の映像信号をＨＤＴＶ信号と設定しているため、ＨLＶL信号はワイドＮＴＳＣのＴＶ信号となる。ＴＶの画面アスペクト比が１６：９であれば１６：９の画面比率のまま出力部７８０を介して映像出力４２６として出力する。もし、ＴＶの画面アスペクト比が４：３であれば、画面比率変更回路７７９により１６：９から４：３の画面アスペクト比のレターボックス形式かサイドパネル形式に変更して出力部７８０を介して映像出力４２５として出力する。
【０２０８】
一方、第２データ列出力部７５９からの第２データ列Ｄ2は、分離部７７６の合成器７７８において分離器７７７の信号と合成され、第２画像デコーダの第２入力部５３１に入力され、分離回路５３１によりＨLＶH、ＨHＶL、ＨHＶHの圧縮信号に分離されて各々第２伸張部５３５、第３伸長部５３６、第４伸長部に送られ、伸長されて元のＨLＶH、ＨHＶL、ＨHＶH信号となる。これらの信号にＨLＶL信号を加え、画像合成部５４８に入力され、合成されて１つのＨＤＴＶ信号となり出力部５４６より出力され、出力部７８０を介してＨＤＴＶの映像信号４２７として出力される。
【０２０９】
この出力部７８０は第２データ列出力部７５９の第２データ列の誤まり率を誤まり率検知部７８２で検知しエラーレートが高い場合は自動的にＨLＶL信号の低解像度の映像信号を出力させる。
【０２１０】
以上のようにして、階層型放送の送信、受信が可能となる。伝送条件が良い場合、例えばＴＶ送信アンテナが近い放送に対しては、第１データ列と第２データ列の両方が再生できるので、ＨＤＴＶの品位で番組を受信できる。また送信アンテナとの距離が遠い放送に対しては、第１データ列を再生し、このＶLＨL信号から低解像度のＴＶ信号を出力する。このことにより、ＨＤＴＶの品位もしくはＮＴＳＣＴＶの品位で同一番組をより広い地域で受信できるという効果がある。
【０２１１】
また図６６のＴＶ受信機のブロック図のように第１データ列出力部７６８だけに受信機７５１の機能を縮小すると受信機は第２データ列およびＨＤＴＶ信号を扱わなくてもよくなるため、構成が大巾には簡略化できる。画像デコーダーは（図３１）で説明した第１画像デコーダ４２１を用いればよい。この場合ＮＴＳＣＴＶの品位の画像が得られる。ＨＤＴＶの品位では番組を受信できないが受信機のコストは大巾に安くなる。従って広く普及する可能性がある。このシステムでは従来のＴＶディスプレイをもつ多くの受信システムを変更しないでアダプターとして追加することにより、デジタルＴＶ放送が受信できるという効果がある。
【０２１２】
図６７のような構成にするとＰＳＫ信号を復調する衛星放送受信機とＡＳＫ信号を復調する地上放送受信機の機能をもつ受信機を簡単に構成できる。この場合、衛星アンテナ３２から受信したＰＳＫ信号は発振器７８７からの信号と混合器７８６において混合され、低い周波数に変換されＴＶ受信機７８１の入力部３４に入力され、図６３で説明した混合器７５３に入力される。衛星ＴＶ放送の特定のチャンネルの低い周波数に変換されたＰＳＫ、もしくはＱＡＭ信号は復調部３５によりデータ列Ｄ1、Ｄ2が復調され、分離部７８８を介して第２画像エンコーダ４２２により、画像信号として再生され、出力部７８０より出力される。一方、地上用のアンテナ３２ａにより受信されたデジタル地上放送とアナログ放送は、入力部７５２に入力され図６３で説明したのと同じプロセスで混合器７５３により特定のチャンネルが選択され、検波され、低域のみのベースバンド信号となる。アナログ衛星ＴＶ放送に混合器７５３に入り復調される。デジタル放送の場合は、識別再生器７５７によりデータ列Ｄ1とＤ2が再生され第２画像デコーダ４２２により映像信号が再生され、出力される。また地上と衛星のアナログＴＶ放送を受信する場合は映像復調部７８８によりＡＭ復調されたアナログＴＶ信号が出力部７８０より出力される。図６７の構成をとると混合器７５３が衛星放送と地上放送で共用できる。また第２画像デコーダ４２２も共用できる。又、デジタル地上放送でＡＳＫ信号を用いた場合、ＡＭ復調のため従来のアナログ放送と同様の検波器７５５とＬＰＦ７５６等の受信回路を兼用できる。以上のように図６７の構成にすると大巾に受信回路を共用化し、回路を削減するという効果がある。
【０２１３】
また、実施例では４値のＡＳＫ信号を２つのグループに分け、Ｄ1、Ｄ2の２層の各１ｂｉｔの階層型伝送を行った。しかし、図６８のように８値のＡＳＫ信号を用いるとＤ1、Ｄ2、Ｄ3の３層の各１ｂｉｔの階層型伝送を行うことができる。図６８ではＤ3信号の信号点は信号点７２１ａと７２１ｂ、７２２ａと７２２ｂ、７２３ａと７２３ｂ、７２４ａと７２４ｂの２値つまり１ｂｉｔである。次にＤ2の信号点は信号点群７２１と７２２、信号点群７２３と７２４の２値の１ｂｉｔである。Ｄ3のデータは大信号点群７２５と７２６の２値の１ｂｉｔとなる。この場合、図５７の４つの信号点７２１、７２２、７２３、７２４を各２ヶの信号点７２１ａと７２１ｂ、７２２ａと７２２ｂ、７２３ａと７２３ｂ、７２４ａと７２４ｂに分離し、各グループの間の距離を離すことにより３層の階層型伝送が可能となる。
【０２１４】
この３層の階層型伝送システムを用いて３層の映像伝送を行うことは実施例３と３で説明したもので動作の詳しい説明は省略する。
【０２１５】
さて実施例３では図３０のような画像エンコーダ４０１を説明したが、図３０のブロック図は、図６９のように書き換えることができる。内容は全く同じであるため説明は省略する。このように、画像エンコーダ４０１はサブバンドフィルタ等の映像の分離回路４０４、４０４ａを２つもつ。これらを分離部７９４とすると、図７０の分離部のブロック図に示す。ように１つの分離回路に信号を時分割で２回通すことにより回路を削減できる。これを説明すると、第１サイクルでは入力部４０３からのＨＤＴＶやスーパーＨＤＴＶの映像信号は時間軸圧縮回路７９５により、時間軸を圧縮されて分離回路４０４により、ＨHＶH−Ｈ、ＨHＶL−Ｈ、ＨLＶH−Ｈ、ＨLＶL＋１の４つの成分に分けられる。この場合、スイッチ７６５、７６５ａ、７６５ｂ、７６５ｃは１の位置にあり、圧縮部４０５に、ＨHＶH−Ｈ、ＨHＶL−Ｈ、ＨLＶH−Ｈの３つの信号を出力する。しかし、ＨLＶL−Ｈの信号はスイッチ７６５ｃの出力１から時間軸調整回路７９５の入力２へ入力し、第２サイクルつまり時分割処理の空き時間に分離回路４０４に送られ分離処理されＨHＶH、ＨHＶL、ＨLＶH、ＨLＶLの４つの成分に分けられ出力される。第２サイクルではスイッチ７６５、７６５ａ、７６５ｂ、７６５ｃは出力２の位置に変わるため、４つの成分は圧縮部４０５へ送られる。このようにして図７０の構成をとり時分割処理することにより分離回路が削減できるという効果がある。
【０２１６】
次にこのような３層の階層型の画像伝送を行うと受信機側には実施例３の図３３のブロック図で説明したような、画像デコーダが必要となる。これを、書き換えると図７１のようなブロック図となる。処理能力は違うものの同じ構成の合成器５６６が２つ存在することになる。
【０２１７】
これは図７２のような構成をとると図７０の分離回路の場合と同様にして１つの合成器で実現できる。図７２を説明すると、５つのスイッチ、７６５ａ，７６５ｂ，７６５ｃ，７６５ｄにより、まず、タイミング１において、スイッチ７６５、７６５ａ，７６５ｂ，７６５ｃの入力が１に切り替わる。すると、第１伸長部５２２、第２伸長部５２２ａ，第３伸長部５２２ｂ，第４伸長部５２２ｃから各々ＨLＶL，ＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶHの信号が、スイッチを介して合成器５５６の対応する入力部に入力され、合成処理されて１つの映像信号となる。この映像信号はスイッチ７６５ｄに送られ出力１より出力し再びスイッチ７６５ｃの入力２に送られる。この映像信号はもともと、高解像度映像信号を分割したＨLＶL−Ｈ成分の信号である。次のタイミング２において、スイッチ７６５、７６５ａ，７６５ｂ，７６５ｃは入力２に切替わる。こうして、今度はＨHＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨLＶH−ＨそしてＨLＶL−Ｈ信号が合成器５５６に送られ、合成処理されて１つの映像信号が得られる。この映像信号はスイッチ７６５ｄの出力２より出力部５５４から出力される。
【０２１８】
このようにして、３層の階層型放送を受信する場合時分割処理により２ケの合成器を１ケに削減するという効果がある。
【０２１９】
さて、この方式は、まずタイミング１においてＨHＶH，ＨHＶL，ＨLＶH，ＨLＶL信号を入力させ、ＨLＶL−Ｈ信号を合成させる。その後、タイミング１と別の期間タイミング２において、ＨHＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨLＶH−Ｈと上記のＨLＶL−Ｈ信号を入力させ、最終の映像信号を得るという手順をとっている。従って、２つのグループの信号のタイミングをずらす必要がある。
【０２２０】
もし、もともと、入力した信号の上記成分のタイミングの順序が違っていたり重複している場合は時間的に分離するためスイッチ７６５、７６５ａ，７６５ｂ，７６５ｃにメモリを設け蓄積し、時間軸を調整することが必要となる。しかし送信機の送信信号を図７３のようにタイミング１とタイミング２に時間的に分離して送信することにより、受信機側に時間軸調整回路が不要となる。従って、受信機の構成が簡単になるという効果がある。
【０２２１】
図７３の時間配置図のＤ１は送信信号の第１データ列Ｄ１を示し、タイミング１の期間中にＤチャンネルでＨLＶL，ＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶH信号を送り、タイミング２の期間にＤ２チャンネルでＨLＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨHＶH−Ｈを送る場合の信号の時間配置を示している。このようにして時間的に分離して送信信号を送ることにより、受信機のエコンコーダの回路構成を削除するという効果がある。
【０２２２】
次に受信機の伸長部の数が多い。これらの数を削減する方法について述べる。図７４(ｂ)は送信信号のデータ８１０、８１０ａ，８１０ｂ，８１０ｃの時間配置図を示す。この図において、データの間に別データ８１１，８１０ａ，８１１ｂ，８１１ｃを送信する。すると、目的とする送信データは間欠的に送られてくることになる。すると、図７４(ａ)のブロック図に示す第２画像エンコーダ４２２はデータ列Ｄ１を第１入力部５２１とスイッチ８１２を介して次々と伸長部５０３に入力する。例えば、データ８１０の入力完了後は別データ８１１の時間中に伸長処理を行い、データ８１０の処理修了後、次のデータ８１０ａが入力することになる。こうすることにより、合成器の場合と同様の手法で時分割で１つの伸長部５０３を共用することができる。こうして、伸長部の総数を減らすことができる。
【０２２３】
図７５はＨＤＴＶを送信する場合の時間配置図である。例えば放送番組の第１チャンネルのＮＴＳＣ成分に相当するＨLＶL信号をＨLＶL（１）とすると、これをＤ１信号の太線で示すデータ８２１の位置に時間配置する。第１チャンネルのＨＤＴＶ付加成分に相当するＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶH信号はＤ２信号のデータ８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃの位置に配置する。すると第１チャンネルの全てのデータの間には別のＴＶ番組の情報である別データ８２２，８２２ａ，８２２ｂ，８２２ｃが存在するため、この期間中に伸長部の伸長処理が可能となる。こうして１つの伸長部で全ての成分を処理できる。この方式は伸長器の処理が速い場合に適用できる。
【０２２４】
また、図７６のようにＤ１信号に、データ８２１，８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃを配置しても同様の効果が得られる。通常の４ＰＳＫや４ＡＳＫのように階層がない伝送を用いて送受信する場合に有効である。
【０２２５】
図７７は、例えばＮＴＳＣとＨＤＴＶと高解像度ＨＤＴＶもしくは、低解像度ＮＴＳＣとＮＴＳＣとＨＤＴＶのような３層の映像を物理的に２層の階層伝送方式を用いて階層放送を行う場合の時間配置図を示す。例えば、低解像度ＮＴＳＣとＮＴＳＣとＨＤＴＶの３層の映像を放送する場合Ｄ１信号には低解像ＮＴＳＣ信号に相当するＨLＶL信号がデータ８２１に配置されている。又、ＮＴＳＣの分離信号であるＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶHの各成分の信号はデータ８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃの位置に配置されている。ＨＤＴＶの分離信号であるＨLＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨHＶH−Ｈ信号はデータ８２３，８２３ａ，８２３ｂに配置されている。
【０２２６】
ここでは、実施例２で説明したエラー訂正能力の差別化による論理的な階層伝送を追加している。具体的にはＨLＤLはＤ1信号の中のＤ1-1チャンネルを用いている。Ｄ1-1チャンネルは実施例２で述べたようにＤ1-2チャンネルより大巾に訂正能力の高い誤り訂正方式を採用している。Ｄ1-1チャンネルはＤ1-2チャンネルに比べて冗長度は高いが再生後のエラーレートは低いため、他のデータ８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃよりＣ／Ｎ値の低い条件においても再生できる。このためアンテナから遠い地域や自動車の車内等の受信条件の悪い場合においても低解像度のＮＴＳＣＴＶの品位で番組を再生することができる。実施例２で述べたようにエラーレートの観点でみた場合、Ｄ1信号の中のＤ1-1チャンネルにあるデータ８２１はＤ1-2チャンネルにある他のデータ８２１ａ，８２１ｂ，８２１ｃより受信妨害に強く、差別化されており論理的な階層が異なる。実施例２で述べたようにＤ1，Ｄ2の階層は物理的階層といえ、このエラー訂正符号間距離の差別化による階層構造は論理的な階層構造といえる。
【０２２７】
さて、Ｄ2信号の復調には物理的にＤ1信号より高いＣ／Ｎ値を必要とする。従って、遠隔地等のＣ／Ｎ値の一番低い受信条件では，ＨLＶL信号つまり、低解像度ＮＴＳＣ信号が再生される。そして、Ｃ／Ｎ値が次に低い受信条件では加えてＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶHが再生され、ＮＴＳＣ信号が再生できる。さらにＣ／Ｎ値の高い受信条件ではＨLＶLに加えてＨLＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨHＶH−Ｈも再生されるためＨＤＴＶ信号が再生される。こうして３つの階層の放送ができる。この方式を用いることにより図５３で説明した受信可能領域は図９０の受信妨害領域図に示すように２層から３層に拡大し、より番組受信可能領域が拡がる。
【０２２８】
ここで図７８は図７７の時間配置の場合の第３画像デコーダのブロック図を示す。基本的には図７２のブロック図からＤ３信号の第３入力部５５１を省いた構成に図７４（ａ）のブロック図の構成を加えた構成になっている。
【０２２９】
動作を説明するとタイミング１において入力部５２１よりＤ１信号が、入力部５３０よりＤ２信号が入力される。ＨLＶH等の各成分は時間的に分離されているためこれらはスイッチ８１２により伸長部５０３に順次、独立して送られる。この順序を図７７の時間配置図を用いて説明する。まず、第１チャンネルのＨLＶLの圧縮信号が伸長部５０３に入り、伸長処理される。次に第１チャンネルのＨLＶH，ＨHＶL，ＨHＶHが伸長処理され、スイッチ８１２ａを介して、合成器５５６の所定の入力部に入力され、合成処理され、まずＨLＶL−Ｈ信号が合成される。この信号はスイッチ７６５ａの出力１からスイッチ７６５の入力２に入力され、合成器５５６のＨLＶL入力部に入力される。
【０２３０】
次にタイミング２において、図７７の時間配置図に示すようにＤ２信号のＨLＶH−Ｈ，ＨHＶL−Ｈ，ＨHＶH−Ｈ信号が入力され伸長部５０３により伸長され、スイッチ８１２ａを介して各信号が合成器５５６の所定の入力に入力され、合成処理されＨＤＴＶ信号が出力される。このＨＤＴＶ信号はスイッチ７６５ａの出力２より出力部５２１を介してＨＤＴＶ信号が出力される。上述のように図７７の時間配置により送信することにより受信機の伸長部と合成器の数を大巾に削減するという効果がある。なお、図７７は時間配置図ではＤ１，Ｄ２信号の２つの段階を用いたが、前述のＤ３信号を用いると、高解像度ＨＤＴＶを加え４つの階層のＴＶ放送ができる。
【０２３１】
図７９はＤ１，Ｄ２，Ｄ３の３層の物理階層を用いた３つの階層の映像を放送する階層型放送の時間配置図である。図から明かなように同一ＴＶチャンネルの各成分は時間的に重複しないように配置してある。又、図８０は図７８のブロック図で説明した受信機に第３入力部５２１ａを加えた受信機である。図７９の時間配置により放送することにより、図８０のブロック図で示すような簡単な構成で受信機が構成できるという効果がある。
【０２３２】
動作は、図７７の時間配置図、図７８のブロック図とほぼ同じである。このため説明は省略する。又、図８１の時間配置図のようにＤ１信号に全ての信号を時間多重することもできる。この場合、データ８２１と別データ８２２の２つのデータはデータ８２１ａ，８１２ｂ，８２１ｃに比べてエラー訂正能力を高めてある。このため、他のデータに比べて階層が高くなっている。前述のように物理的には一層であるが論理的には２層の階層伝送となっている。又、番組チャンネル１のデータの間に別の番組チャンネル２の別データが括入されている。このため、受信機側でシリアル処理が可能となり、図７９の時間配置図と同じ効果が得られる。
【０２３３】
図８１の時間配置図の場合、論理的な階層となっているが、データ８２１，別データ８２２の伝送ビットレートを１／２や１／３に落とすことにより、このデータの伝送時のエラーレートが下がるため、物理的な階層伝送をすることもできる。この場合、物理階層は３層となる。
【０２３４】
図８２は、図８１の時間配置図のような、データ列Ｄ１信号のみを伝送する場合の画像デコーダ４２３のブロック図で、図８０のブロック図に示す画像デコーダに比べて、より簡単な構成となる。動作は図８０で説明した画像デコーダと同じため説明を省略する。
【０２３５】
以上のように、図８１の時間配置図のような送信信号を送信すると図８２のブロック図のように伸長部５０３合成器５５６の数を大巾に削減できるという効果がある。又、４つの成分が時間的に分離されて入力されるため、合成器５５６つまり図３２の画像合成部５４８の内部の回路ブロックを入力する画像成分に応じて接続変更により、いくつかのブロックを時分割で共用し回路を省略することもできる。
【０２３６】
以上のようにして簡単な構成で受信機が構成できるという効果がある。
なお、実施例５では、ＡＳＫ変調を用いて動作を説明したが、実施例５で説明した多くの手法は実施例１，２，３で説明したＰＳＫやＱＡＭ変調にも使える。
【０２３７】
又、これまでの実施例はＦＳＫ変調にも使える。
例えば、図８３のようにｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４の多値のＦＳＫ変調を行う場合、実施例５の図５８の信号点配置図のようにグループ化を行い、各グループの信号点位置を離すことにより、階層型伝送ができる。
【０２３８】
図８３において周波数ｆ１，ｆ２の周波数群８４１をＤ1＝０と定義し、周波数ｆ３，ｆ４の周波数群８４２をＤ1＝１と定義する。そして、ｆ１，ｆ３をＤ2＝０，ｆ２，ｆ４をＤ2＝１と定義すると、図に示すように、Ｄ1，Ｄ2の各１ｂｉｔ、計２ｂｉｔの階層型伝送が可能となる。例えば、Ｃ／Ｎの高い場合はｔ＝ｔ３において、Ｄ1＝０，Ｄ2＝１が再生でき、ｔ＝ｔ４においてＤ1＝１，Ｄ2＝０が再生できる。次にＣ／Ｎが低い場合はｔ＝ｔ３においてＤ1＝０のみが，ｔ＝ｔ４においてＤ＝１のみが再生できる。こうしてＦＳＫの階層型伝送ができる。実施例３，４，５で説明した映像信号の階層型の放送にこのＦＳＫの階層型伝送方式を用いることもできる。
【０２３９】
又、図８４のような、ブロック図に示す磁気記録再生装置に本発明の実施例５を用いることもできる。実施例５はＡＳＫのため磁気記録再生ができる。
【０２４０】
図８４を説明すると、磁気記録再生装置８５１は、入力した映像信号を画像エンコーダ４０１により分離および圧縮し、入力部７４２の中の第１データ列入力部７４３にＨLＶL成分等の低域映像信号を、第２データ列入力部７４４にＨHＶH成分等を含む高域映像信号を入力し、変復調器８５２の中の変調部７４９に入力する。これまでの動作は実施例５の図６４の送信機とほぼ同じである。変調信号は記録再生回路８５３と磁気ヘッド８５４により磁気テープ８５５に記録される。この記録の手法は従来のデジタルの多値記録を変形して物理的な階層記録もできるし、実施例１、３のような位相変調や位相振巾変調による階層記録もできる。磁気テープ上の多トラックによる階層記録もできる。データ送信レートの変更による階層記録もできる。又、エラー訂正能力を変えて、データを差別化することによる論理的な階層記録もできる。
【０２４１】
次に、再生する時は磁気テープ８５５を磁気ヘッド８５４と磁気再生回路８５３により再生信号を変復調器８５２に送る。以下は実施例１，３，４とほぼ同様な動作をする。復調部７６０により第１データ列Ｄ１と第２データ列Ｄ２を再生し、画像デコーダー４２２により映像信号を出力する。この場合、階層記録を行っているためＣ／Ｎが高いときはＨＤＴＶ等の信号高解像度ＴＶ信号を再生できる。一方Ｃ／Ｎが低い場合もしくは機能の低い磁気再生装置で再生した場合、ＮＴＳＣ、ＴＶ信号もしくは低解像度ＮＴＳＣＴＶ信号が出力される。
【０２４２】
以上のように本発明を用いた磁気再生装置においては、Ｃ／Ｎが低くなったり、エラーレートが高く場合においても同一内容の映像を低い解像度、もしくは低い画質で再生できるという効果が得られる。
【０２４３】
（実施例６）
実施例６は本発明を４階層の映像階層伝送に用いたものである。実施例２で説明した４階層の伝送方式と４階層の映像データ構造を組み合わせることにより図９１の受信妨害領域図に示すように４層の受信領域ができる。図に示すように最内側に第１受信領域８９０ａ、その外側に第２受信領域８９０ｂ、第３受信領域８９０ｃ、第４受信領域８９０ｄができる。この４階層を実現する方式について述べる。
【０２４４】
４階層を実現するには変調による４層の物理階層やエラー訂正能力の差別化による４層の論理階層があるが、前者は階層間のＣ／Ｎ差が大きいため４層では大きなＣ／Ｎが必要となる。後者は、復調可能なことが前提であるため、階層間のＣ／Ｎ差を大きくとれない。現実的であるのは、２層の物理階層と２層の論理階層を用いて、４層の階層伝送を行うことである。では、まず映像信号を４層に分離する方法を述べる。
【０２４５】
図９３は分離回路３のブロック図である分離回路３は映像分離回路８９５と４つの圧縮回路から構成される。分離回路４０４ａ、４０４ｂ、４０４ｃの内部の基本的な構成は、図３０の第１画像エンコーダ４０１の中の分離回路４０４のブロック図と同じなので説明は省略する。分離回路４０４ａ等は映像信号を低域成分ＨLＶLと高域成分ＨHＶHと中間成分ＨHＶL、ＨLＶHの４つの信号に分離する。
この場合、ＨLＶLは解像度が元の映像信号の半分になる。
【０２４６】
さて入力した映像信号は映像分離回路４０４ａにより高域成分と低域成分に２分割される。水平と垂直方向に分割されるため４つの成分が出力される。高域と低域の分割点はこの実施例では中間点にある。従って、入力信号が垂直１０００本のＨＤＴＶ信号の場合ＨLＶL信号は垂直５００本の、水平解像度も半分のＴＶ信号となる。
【０２４７】
低域成分のＨLＶL信号は分離回路４０４ｃにより、さらに水平、垂直方向の周波数成分が各々２分割される。従ってＨLＶL出力は例えば垂直２５０本、水平解像度は１／４となる。これをＬＬ信号と定義するとＬＬ成分は圧縮部４０５ａにより圧縮され、Ｄ1-1信号として出力される。
【０２４８】
一方、ＨLＶLの高域成分の３成分は合成器７７２ｃにより１つのＬＨ信号に合成され、圧縮部４０５ｂにより圧縮されＤ1-2信号として出力される。この場合、分離回路４０４ｃと合成器７７２ｃの間に圧縮部を３つ設けてもよい。
【０２４９】
高域成分のＨHＶH、ＨLＶH、ＨHＶLの３成分は合成器７７２ａにより一つのＨHＶH−Ｈ信号となる。圧縮信号が垂直水平とも１０００本の場合、この信号は水平、垂直方向に５００本〜１０００本の成分をもつ。そして分離回路４０４ｂにより４つの成分に分離される。
【０２５０】
従ってＨLＶL出力として水平、垂直方向の５００本〜７５０本の成分が分離される。これをＨＨ信号とよぶ。そしてＨHＶH、ＨLＶH、ＨHＶLの３成分は７５０本〜１０００本の成分をもち、合成器７７２ｂで合成され、ＨＨ信号となり圧縮部４０５ｄで圧縮され、Ｄ2-2信号として出力される。一方ＨＬ信号はＤ2-1信号として出力される。従ってＬＬ、つまりＤ1-1信号は例えば０本〜２５０本以下の成分、ＬＨつまりＤ1-2信号は２５０本以上５００本以下の周波数成分ＨＬつまりＤ2-1信号は５００本以上７５０本以下の成分、ＨＨつまりＤ2-2信号は７５０本以上１０００本以下の周波数成分をもつ。この分離回路３により階層型のデータ構造ができるという効果がある。この図９３の分離回路３を用いて実施例２で説明した図８７の送信機１の中の分離回路３の部分を置きかえることにより、４層の階層型伝送ができる。
【０２５１】
こうして階層型データ構造と階層型伝送を組み合わせることにより、Ｃ／Ｎの劣下に伴い段階的に画質が劣下する画像伝送が実現できる。これは放送においてはサービスエリアの拡大という大きな効果がある。次にこの信号を復調再生する受信機は実施例２で説明した図８８の第２受信機と同じ構成と動作である。従って全体の動作は省略する。ただ映像信号を扱うため合成部３７の構成がデータ送信と異なる。ここでは合成部３７を詳しく説明する。
【０２５２】
実施例２において図８８の受信機のブロック図を用いて説明したように、受信した信号は復調され、エラー訂正され、Ｄ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2の４つの信号となり、合成部３７に入力される。
【０２５３】
ここで図９４は合成部３３のブロック図である。入力されたＤ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2信号は伸長部５２３ａ、５２３ｂ、５２３ｃ、５２３ｄにおいて伸長され、図９３の分離回路において説明したＬＬ、ＬＨ、ＨＬ、ＨＨ信号となる。
この信号は、元の映像信号の水平、垂直方向の帯域を１とするとＬＬは１／４、ＬＬ＋ＬＨは１／２、ＬＬ＋ＬＨ＋ＨＬは３／４、ＬＬ＋ＬＨ＋ＨＬ＋ＨＨは１の帯域となる。ＬＨ信号は分離器５３１ａにより分離され画像合成部５４８ａにおいてＬＬ信号と合成されて画像合成部５４８ｃのＨLＶL端子に入力される。画像合成部５３１ａの例の説明に関しては図３２の画像デコーダ５２７で説明したので省略する。一方、ＨＨ信号は分離器５３１ｂにより分離され、画像合成部５４８ｂに入力される。ＨＬ信号は画像合成部５４８ｂにおいてＨＨ信号と合成され、ＨHＶH−Ｈ信号となり分離器５３１ｃにより分離され、画像合成部５４８ｃにおいてＬＨとＬＬの合成信号と合成され、映像信号となり合成部３３から出力される。そして図８８の第２受信機の出力部３６でＴＶ信号となり出力される。この場合、原信号が垂直１０５０本、約１０００本のＨＤＴＶ信号ならば図９１の受信妨害図に示した４つの受信条件により４つの画質のＴＶ信号が受信される。
【０２５４】
ＴＶ信号の画質を詳しく説明する。図９１と図８６を一つにまとめたのが図９２の伝送階層構造図である。このようにＣ／Ｎの向上とともに受信領域８６２ｄ、８６２ｃ、８６２ｂ、８６２ａにおいてＤ1-1、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2と次々と再生できる階層チャンネルが追加されデータ量が増える。
【０２５５】
映像信号の階層伝送の場合図９５伝送階層構造図のようにＣ／Ｎの向上とともにＬＬ、ＬＨ、ＨＬ、ＨＨ信号の階層チャンネルが再生されるようになる。従って送信アンテナからの距離が近づくにつれ、画質が向上する。Ｌ＝Ｌｄの時ＬＬ信号、Ｌ＝Ｌｃの時ＬＬ＋ＬＨ信号、Ｌ＝Ｌｂの時ＬＬ＋ＬＨ＋ＨＬ信号、Ｌ＝Ｌａの時ＬＬ＋ＬＨ＋ＨＬ＋ＨＨ信号が再生される。従って、原信号の帯域を１とすると１／４、１／２、３／４、１の帯域の画質が各々の受信地域で得られる。原信号が垂直走査線１０００本のＨＤＴＶの場合、２５０本、５００本、７５０本、１０００本のＴＶ信号が得られる。このようにして段階的に画質が劣化する階層型映像伝送が可能となる。図９６は従来のデジタルＨＤＴＶ放送の場合の受信妨害図である。図から明らかなように従来方式ではＣＮがＶO以下でＴＶ信号の再生は全く不可能となる。従ってサービスエリア距離Ｒの内側においても他局との競合地域、ビルかげ等では×印で示すように受信できない。図９７は本発明を用いたＨＤＴＶの階層放送の受信状態図を示す。図９７に示すように、距離ＬａでＣ／Ｎ＝ａ、ＬｂでＣ／Ｎ＝ｂ、ＬｃでＣ／Ｎ＝ｃ、ＬｄでＣ／Ｎ＝ｄとなり各々の受信地域で２５０本、５００本、７５０本、１０００本の画質が得られる。距離Ｌａ以内でもＣ／Ｎが劣下し、ＨＤＴＶの画質そのものでは再生できない地域が存在する。しかし、その場合でも画質が落ちるものの再生はできる。例えばビルかげのＢ地点では７５０本、電車内のＤ地点では２５０本、ゴーストを受けるＦ地点では７５０本、自動車内のＧ地点では２５０本、他局との競合地域であるＬ地点でも２５０本の画質で再生できる。以上のようにして本発明の階層伝送を用いることにより従来提案されている方式では受信再生できなかった地域でも受信できるようになり、ＴＶ局のサービスエリアが大巾に拡大するという著しい効果がある。また、図９８の階層伝送図に示すようにＤ1-1チャンネルでその地域のアナログ放送と同じ番組の番組Ｄを放送し、Ｄ1-2、Ｄ2-1、Ｄ2-2チャンネルで他の番組Ｃ、Ｂ、Ａを放送することにより、番組Ｄのサイマルキャストを全地域で確実に放送し、サイマルキャストの役割を果たしながら他の３つの番組をサービスするという多番組化の効果も得られる。
【０２５６】
本発明の階層型伝送方式の一つの特徴は周波数利用効率を向上させるものであるが一部の受信機にとっては電力利用効率がかなり低下する。従って全ての伝送システムに適用できるものではない。例えば特定受信者間の衛星通信システムならその時期に得られる最高の周波数利用効率と最高の電力利用効率の機器にとりかえるのが最も経済性が高い方法である。このような場合必ずしも本発明を使う必要はない。
【０２５７】
しかし、衛星放送方式や地上放送方式の場合は本発明のような階層型伝送方式が必要である。なぜなら衛星放送の規格の場合５０年以上の永続性が求められる。この期間、放送規格は変更されないが技術革新に伴い衛星の送信電力は飛躍的に向上する。放送局は数十年後の将来において現時点においても製造された受信機がＴＶ番組を受信視聴できるように互換性のある放送を行わなければならない。本発明を用いると既存のＮＴＳＣ放送とＨＤＴＶ放送との互換性と将来の情報伝送量の拡張性という効果が得られる。
【０２５８】
本発明は電力効率よりも周波数効率を重視したものであるが、受信機側に各伝送段階に応じて設計受信感度を設けた各々、何種類かの受信機を設定することにより送信機の電力をさほど増やす必要はなくなる。このため現在の電力の小さい衛星でも充分送信可能である。また将来、送信電力が増大した場合でも同一の規格で伝送できるため将来の拡張性と、新旧の受信機との間の互換性が得られる。以上述べたように本発明は衛星放送規格に用いた場合、顕著な効果がえられる。
【０２５９】
また本発明の階層型伝送方式を地上放送に用いた場合、電力利用効率を全く考慮する必要がないため衛星放送より本発明は実施しやすい。前述のように従来のデジタルＨＤＴＶ放送方式では存在したサービスエリア内の受信不能地域を大巾に減少させるという顕著な効果と前述のＮＴＳＣとＨＤＴＶ受信機もしくは受像機の両立性の効果がある。またＴＶ番組のスポンサーからみた場合のサービスエリアが実質的に拡大するという効果もある。なお、実施例ではＱＰＳＫと１６ＱＡＭと３２ＱＡＭの変調方式を用いた例を用いて説明したが、６４ＱＡＭや１２８ＱＡＭや２５６ＱＡＭ等に適用できることはいうまでもない。また、図を用いて説明したように多値のＰＳＫやＡＳＫやＦＳＫに適用できることもいうまでもない。本発明とＴＤＭを組み合わせて伝送する実施例を説明したが、ＦＤＭ，ＣＤＭＡや拡散通信方式を組み合わせて伝送することもできる。
【０２６０】
以上のように本発明は、信号入力部と、位相の異なる複数の搬送波を上記入力部からの入力信号により変調し信号ベクトル図上になるｍ値の信号点を発生させる変調部と、変調信号を送信する送信部からなりデータ伝送を行う伝送装置においてｎ値の第１データ列と第２データ列を入力し、上記信号をｎ個の信号点群に分割し、該信号点群の各々第１データ列のデータに割りあて上記信号点群の中の各信号点に第２データ群の各データを割りあて、送信する送信機により信号を送信し、該送信信号の入力部と、信号スペースダイヤグラム上でｐ値の信号点のＱＡＭ変調波を復調する復調器と出力部を有する受信装置において上記信号点をｎ値の信号点群に分割し、各信号点群ｎ値の第１データ列を対応させて復調し、信号点群の中の略々ｐ/n値の信号点にｐ/n値の第２データ列のデータを復調再生し、受信装置を用いてデータを伝送することにより、例えば送信機１の変調器４により、ｎ値の第１データ列と第２データ列と第３データ列を信号点群にデータを割りあてて変形ｍ値のＱＡＭ変調信号を送信し、第１受信機２３では、復調器２５によりｎ値の第１データ列を、第２受信機３３では第１データ列と第２データ列を、第３受信機４３では第１データ列、第２データ列、第３データ列を復調することにより、効果として最大ｍ値のデータを変調した多値変調波をｎ＜ｍなるｎ値の復調能力しかない受信機でもｎ値のデータを復調可能とした両立性と発展性のある伝送装置が得られる。さらに、ＱＡＭ方式の信号点のうち最も原点に近い信号点とＩ軸もしくはＱ軸との距離をｆとした場合、この距離がｎ＞１なるｎｆとなるように上記信号点をシフトさせることにより、階層型の伝送が可能となる。
【０２６１】
この伝送系にＮＴＳＣ信号を第１データ列、ＨＤＴＶとＮＴＳＣとの差信号を第２データ列として送信することにより、衛星放送においてはＮＴＳＣ放送とＨＤＴＶ放送との両立性があり、情報量の拡張性の高いデジタル放送が可能となり、地上放送においてはサービスエリアの拡大と受信不能地域の解消という顕著な効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０２６２】
【図１】本発明の第１の実施例における伝送装置のシステム全体を示す構成図
【図２】本発明の実施例１の送信機１のブロック図
【図３】本発明の実施例１の送信信号のベクトル図
【図４】本発明の実施例１の送信信号のベクトル図
【図５】本発明の実施例１の信号点へのコードの割り当て図
【図６】本発明の実施例１の信号点群へのコーディング図
【図７】本発明の実施例１の信号点群の中の信号点へのコーディング図
【図８】本発明の実施例１の信号点群と信号点へのコーディング図
【図９】本発明の実施例１の送信信号の信号点群の閾値状態図
【図１０】本発明の実施例１の変形１６値ＱＡＭのベクトル図
【図１１】本発明の実施例１のアンテナ半径ｒ2と送信電力比ｎとの関係図
【図１２】本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号点の図
【図１３】本発明の実施例１のアンテナ半径ｒ3と送信電力比ｎとの関係図
【図１４】本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号群と副信号点群のベクトル図
【図１５】本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの比率Ａ1，Ａ2の説明図
【図１６】本発明の実施例１のアンテナ半径ｒ2，ｒ3と送信電力比ｎ16，ｎ64の関係図
【図１７】本発明の実施例１のデジタル送信機のブロック図
【図１８】本発明の実施例１の４ＰＳＫ変調の信号スペースダイアグラム図
【図１９】本発明の実施例１の第１受信機のブロック図
【図２０】本発明の実施例１の４ＰＳＫ変調信の信号スペースダイアグラム図
【図２１】本発明の実施例１の第２受信機のブロック図
【図２２】本発明の実施例１の変形１６値ＱＡＭの信号ベクトル図
【図２３】本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号ベクトル図
【図２４】本発明の実施例１のフローチャート
【図２５】（ａ）は本発明の実施例１の８値ＱＡＭの信号ベクトル図、（ｂ）は本発明の実施例１の１６値ＱＡＭの信号ベクトル図
【図２６】本発明の実施例１の第３受信機のブロック図
【図２７】本発明の実施例１の変形６４値ＱＡＭの信号点の図
【図２８】本発明の実施例１のフローチャート
【図２９】本発明の実施例３における伝送システムの全体の構成図
【図３０】本発明の実施例３の第１画像エンコーダーのブロック図
【図３１】本発明の実施例３の第１画像デコーダのブロック図
【図３２】本発明の実施例３の第２画像デコーダのブロック図
【図３３】本発明の実施例３の第３画像デコーダのブロック図
【図３４】本発明の実施例３のＤ1，Ｄ2，Ｄ3信号の時間多重化の説明図
【図３５】本発明の実施例３のＤ1，Ｄ2，Ｄ3信号の時間多重化の説明図
【図３６】本発明の実施例３のＤ1，Ｄ2，Ｄ3信号の時間多重化の説明図
【図３７】本発明の実施例４における伝送装置のシステム全体の構成図
【図３８】本発明の実施例３における変形１６ＱＡＭの信号点のベクトル図
【図３９】本発明の実施例３における変形１６ＱＡＭの信号点のベクトル図
【図４０】本発明の実施例３における変形６４ＱＡＭの信号点のベクトル図
【図４１】本発明の実施例３の時間軸上の信号配置図
【図４２】本発明の実施例３のＴＤＭＡ方式の時間軸上の信号配置図
【図４３】本発明の実施例３の搬送波再生回路のブロック図
【図４４】本発明の実施例３の搬送波再生の原理図
【図４５】本発明の実施例３の逆変調方式の搬送波再生回路のブロック図
【図４６】本発明の実施例３の１６ＱＡＭ信号の信号点配置図
【図４７】本発明の実施例３の６４ＱＡＭ信号の信号点配置図
【図４８】本発明の実施例３の１６逓倍方式の搬送波再生回路のブロック図
【図４９】本発明の実施例３のＤV1，ＤH1，ＤV2、ＤH2，ＤV3，ＤH3信号の時間多重化の説明図
【図５０】本発明の実施例３のＤV1，ＤH1，ＤV2、ＤH2，ＤV3，ＤH3信号のＴＤＭＡ方式の時間多重化の説明図
【図５１】本発明の実施例３のＤV1，ＤH1，ＤV2、ＤH2，ＤV3，ＤH3信号のＴＤＭＡ方式の時間多重化の説明図
【図５２】本発明の実施例４における従来方式の受信妨害領域図
【図５３】本発明の実施例４における階層型放送方式の場合の受信妨害領域図
【図５４】本発明の実施例４における従来方式の受信妨害領域図
【図５５】本発明の実施例４における階層型放送方式の場合の受信妨害領域図
【図５６】本発明の実施例４におけるデジタル放送局２局の受信妨害領域図
【図５７】本発明の実施例５における変形４ＡＳＫ信号の信号点配置図
【図５８】本発明の実施例５における変形４ＡＳＫの信号点配置図
【図５９】（ａ）は本発明の実施例５における変形４ＡＳＫの信号点配置図、（ｂ）は本発明の実施例５における変形４ＡＳＫの信号点配置図
【図６０】本発明の実施例５における低いＣ／Ｎ値の場合の変形４ＡＳＫ信号の信号点配置図
【図６１】本発明の実施例５における送信機のブロック図
【図６２】（ａ）は本発明の実施例５におけるＡＳＫ変調信号の周波数分布図、（ｂ）は本発明の実施例５におけるＡＳＫ変調信号の周波数分布図
【図６３】本発明の実施例５における受信機のブロック図
【図６４】本発明の実施例５における映像信号送信機のブロック図
【図６５】本発明の実施例５におけるＴＶ受信機全体のブロック図
【図６６】本発明の実施例５における別のＴＶ受信機のブロック図
【図６７】本発明の実施例５における衛星・地上ＴＶ受信機のブロック図
【図６８】本発明の実施例５における８値ＡＳＫ信号の信号点配置図
【図６９】本発明の実施例５における画像エンコーダの別のブロック図
【図７０】本発明の実施例５における分離回路１つの画像エンコーダのブロック図
【図７１】本発明の実施例５における画像デコーダのブロック図
【図７２】本発明の実施例５における合成器１つの画像デコーダのブロック図
【図７３】本発明による実施例５の送信信号の時間配置図
【図７４】（ａ）は本発明による実施例５の画像デコーダのブロック図、（ｂ）は本発明による実施例５の送信信号の時間配置図
【図７５】本発明による実施例５の送信信号の時間配置図
【図７６】本発明による実施例５の送信信号の時間配置図
【図７７】本発明による実施例５の送信信号の時間配置図
【図７８】本発明による実施例５の画像デコーダのブロック図
【図７９】本発明による実施例５の３階層の送信信号の時間配置図
【図８０】本発明による実施例５の画像デコーダーのブロック図
【図８１】本発明による実施例５の送信信号の時間配置図
【図８２】本発明による実施例５のＤ１の画像デコーダーのブロック図
【図８３】本発明による実施例５の周波数変調信号の周波数−時間図
【図８４】本発明による実施例５の磁気記録再生装置のブロック図
【図８５】本発明による実施例２のＣ／Ｎと階層番号の関係図
【図８６】本発明による実施例２の伝送距離とＣ／Ｎの関係図
【図８７】本発明による実施例２の送信機のブロック図
【図８８】本発明による実施例２の受信機のブロック図
【図８９】本発明によ実施例２のＣ／Ｎ−エラーレートの関係図
【図９０】本発明による実施例５の３階層の受信妨害領域図
【図９１】本発明による実施例６の４階層の受信妨害領域図
【図９２】本発明による実施例６の階層伝送図
【図９３】本発明による実施例６の分離回路のブロック図
【図９４】本発明による実施例６の合成部のブロック図
【図９５】本発明による実施例６の伝送階層構造図
【図９６】従来方式のデジタルＴＶ放送の受信状態図
【図９７】本発明による実施例６のデジタルＴＶ階層放送の受信状態図
【図９８】本発明による実施例６の伝送階層構造図
【図９９】本発明による実施例３の１６ＳＲＱＡＭのベクトル図
【図１００】本発明による実施例３の３２ＳＲＱＡＭのベクトル図
【図１０１】本発明による実施例３のＣ／Ｎ−エラーレートの関係図
【図１０２】本発明による実施例３のＣ／Ｎ−エラーレートの関係図
【図１０３】本発明による実施例３のシフト量ｎと伝送に必要なＣ／Ｎの関係図
【図１０４】本発明による実施例３のシフト量ｎと伝送に必要なＣ／Ｎの関係図
【図１０５】本発明による実施例３の地上放送時の送信アンテナからの距離と信号レベルとの関係図
【図１０６】本発明による実施例３の３２ＳＲＱＡＭのサービスエリア図
【図１０７】本発明による実施例３の３２ＳＲＱＡＭのサービスエリア図
【図１０８】本発明による実施例３のＴＶ信号周波数分布図
【図１０９】本発明による実施例３のＴＶ信号時間配置図
【図１１０】本発明による実施例３のＣ−ＣＤＭの原理図
【図１１１】本発明による実施例３の符号割り当て図
【図１１２】本発明による実施例３の３６ＱＡＭを拡張した場合の符号割り当て図
【符号の説明】
【０２６３】
１ 送信機
４ 変調器
６ アンテナ
６ａ 地上アンテナ
１０ 衛星
１２ 中継器
２３ 第１受信機
２５ 復調器
３３ 第２受信機
３５ 復調器
４３ 第３受信機
５１ デジタル送信機
８５ 信号点
９１ 第１分割信号点群
４０１ 第１画像エンコーダー
７０３ ＳＲＱＡＭの受信可能地域
７０８ 従来方式の受信可能地域
７２２ キャリア
７２５ スペクトラム
【図１】
2004336812.tif 000006
【図２】
2004336812.tif 000007
【図３】
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【図４】
2004336812.tif 000009
【図５】
2004336812.tif 000010
【図６】
2004336812.tif 000011
【図７】
2004336812.tif 000012
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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【図６３】
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【図６４】
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【図６５】
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【図６６】
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【図６７】
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【図６８】
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【図６９】
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【図７０】
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【図７１】
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【図７２】
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【図７３】
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【図７４】
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【図７５】
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【図７６】
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【図７７】
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【図７８】
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【図７９】
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【図８０】
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【図８１】
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【図８２】
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【図８３】
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【図８４】
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【図８５】
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【図８６】
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【図８７】
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【図８８】
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【図８９】
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【図９０】
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【図９１】
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【図９２】
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【図９３】
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【図９４】
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【図９５】
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【図９６】
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【図９７】
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【図９８】
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【図９９】
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【図１００】
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【図１０１】
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【図１０２】
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【図１０３】
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【図１０４】
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【図１０５】
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【図１０６】
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【図１０７】
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【図１０８】
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【図１０９】
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【図１１０】
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【図１１１】
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【図１１２】
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