(57)【要約】【課題】低速から高速にわたる広範囲において安定で高精度、低コストの回転体の回転速度検出方式および方法、回転制御装置ならびに画像形成装置を提供する。【解決手段】回転体の複数の回転検出信号を正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号に置き換える回路と、各アナログ信号を微分し自乗和を求めることにより回転体の回転速度信号を得る回路とを有する。【選択図】　　　　図１
2004053535.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転体の回転に基づく正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号をそれぞれ微分し自乗和を求めることにより回転体の回転速度信号を得る回路を有することを特徴とする回転体の回転速度検出方式。
【請求項２】
回転体の複数の回転検出信号を正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号に置き換える回路と、各アナログ信号を微分し自乗和を求めることにより回転体の回転速度信号を得る回路とを有することを特徴とする回転体の回転速度検出方式。
【請求項３】
演算回路とＰＩ要素回路と電圧制御発振器とを有し、前記演算回路は回転体の回転に基づく正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号と、前記電圧制御発振器からの正弦波の９０度の位相差を持つ制御信号とを入力して各アナログ信号と位相差を持つ前記制御信号とをそれぞれ乗算する乗算回路と、前記乗算回路の各出力を加減算する加減算回路とを有し、前記ＰＩ要素回路は前記加減算回路の出力をＰＩ制御して回転体の回転制御用信号を出力し、前記電圧制御発振器は前記ＰＩ要素回路から回転制御用信号を入力して前記乗算回路に前記制御信号を出力するように構成したことを特徴とする回転体の回転制御装置。
【請求項４】
前記アナログ信号についてＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄコンバータと、前記演算回路と前記ＰＩ要素回路と前記電圧制御発振器との機能を有し、前記Ａ／Ｄコンバータの出力を前記アナログ信号の代わりに入力して電圧制御型２相正弦波発生法を用いて振幅相対誤差係数を０．５〜１の範囲となるように振幅制御アルゴリズムにより制御し、前記回転制御用信号を出力するＣＰＵとを有することを、特徴とする請求項３記載の回転体の回転制御装置。
【請求項５】
前記回転体はモータの回転とともに回転可能に設けられ、前記回転体の回転中心と垂直の回転面は前記回転中心を中心とする円を座標軸とする正弦曲線の磁性媒体パターンを有し、前記磁性媒体パターンが発生する磁気信号を読み取る複数の磁気センサを有し、前記アナログ信号は前記磁気センサによる検出信号から成ることを、特徴とする請求項３または４記載の回転体の回転制御装置。
【請求項６】
前記回転体はモータの回転とともに回転可能に設けられ、前記回転体の回転中心と垂直の回転面は前記回転中心を中心とする円を座標軸とする正弦曲線の光透過性媒体パターンを有し、前記光透過性媒体パターンによる透過光強度を読み取る複数の光センサを有し、前記アナログ信号は前記光センサによる検出信号から成ることを、特徴とする請求項３または４記載の回転体の回転制御装置。
【請求項７】
画像の記録用紙を回転体の回転とともに送る駆動機構を有する画像形成装置において、請求項５または６記載の回転体の回転制御装置を有し、前記モータはベルトまたはギアを介して前記回転体を回転駆動する多相モータから成ることを、特徴とする画像形成装置。
【請求項８】
回転体の回転に基づく正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号をそれぞれ微分し自乗和を求めることにより回転体の回転速度信号を得ることを特徴とする回転体の回転速度検出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、印刷機や、電子写真コピー機器、プリンタ等の画像形成装置に適した回転体の回転速度検出方式および方法、回転制御装置ならびに画像形成装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
印刷機やコピー機器などの画像形成装置においては、原画像を印刷あるいは複写するための原版となる円筒状の版胴ドラムあるいは転写ドラム等を、低速から高速の範囲にわたり、その中で設定された任意の回転速度において定速で回転させる必要がある。特に、印刷機においては、製版時には低速，印刷時には高速の回転が必要とされ、低速から高速の範囲にわたって精度の高い回転体の制御が必要とされていた。これらの回転体の回転角あるいは回転数を測定する簡易な方法としては、磁気や光エンコーダなどのように，パルスをカウントする方式が用いられている。
【０００３】
このような画像形成装置における回転体の速度検出方式の従来例を図９に示す。図９においては、モータ（図示せず）の回転軸に取り付けた円盤５０上に矩形状の磁性媒体５１を設け、これと相対する位置に磁気センサ５２を置き、円盤５０の回転により、磁気センサ５２からの信号が円盤１上の矩形状の信号変化をパルスとして検出し、パルス信号５３が出力されるように構成されている。また、図９においては、磁性媒体が矩形波状の場合で示したが、磁性媒体５１を正弦波状として検出素子としてホール素子を用いる場合もあった。この場合は、検出した信号が正弦波状の信号となるが、ディジタル回路で制御するにはこの正弦波状の信号を後段の電気回路で矩形波状のパルス信号に整形している。
【０００４】
このように構成された従来における画像形成装置の速度検出方式では、回転体の回転角あるいは回転数を測定する方式として、磁気や光エンコーダなどから二相方形波を発生させ、パルスカウントと回転方向処理に基づきそれらを算出する方式が一般的である。この方式では、回転体が低速時にはセンサの信号のパルス間の間隔が必然的に広くなってしまうので、低速時にはパルスとパルスの間は無信号状態となり、回転数の検出が困難となる。そのため、制御信号が不安定となってしまい、結果として回転数の安定的な制御が行えなくなるという問題があった。
【０００５】
この対策として、低速時にも信号が検出出来るようにパルスの数を多くすることが考えられたが、この場合は逆に、高速回転時にはパルス間の間隔が非常に狭いものとなり、パルス間の信号分離が識別不可能となる限界点があり、やはり低速から高速にわたる広範囲の回転速度に対応する安定な制御が行えない欠点があった。さらに、精度を上げるためには、エンコーダ部を高密度に分割し、一回転当たりのパルス数を多くする必要があるが、高速時の速度計測は周波数が高くなりすぎるため困難となる。また，逆に分割数を粗くすると，高速領域の測定には向くが、低速領域ではパルス数の減少のため、速応性の良い速度計測は困難となる。これは、回転角度情報をディジタル化するために生じる必然的な問題であった。
【０００６】
この問題を解決する技術的な手段としては、パルス数を多数取れる光エンコーダによる手段があったが、光エンコーダの場合は、コストが非常に高くなり、通常の画像形成装置には使えないという問題があった。
また従来の大型の画像形成装置においては、モータによって駆動される回転体の回転を安定なものとするために、回転体にフライホールを取り付けることも考えられたが、重量、形状が大きくなるという問題があった。このため、これをフライホールレスとすることが試みられるが、やはり同様な要因により、回転ドラムの回転数を安定に制御出来ないという問題があった。
【０００７】
さらに、モータによって回転体を駆動するにはベルトなどが用いられるが、モータの回転数を安定に制御出来たとしてもベルトを含めた回転系では，ベルトを含めた不安定要素が多くなり，回転ドラムまでの安定な制御は行えなかった。これを改善するため、回転ドラム自体にセンサを取り付け、その速度を検出し制御する方法が取られたが、この場合には、回転ドラムの形状が大きくなり、多数のセンサを必要とするので、非常に高価になるという問題があった。
【０００８】
そこで、この問題を解決する技術的な手段として、以下の公報に示すような２相正弦波のアナログ情報を用いた技術が開示されている。具体的には、特公平１−１７３５５　号公報に示すように、二相正弦波と乗算器を用いたアナログ位相比較方式を採用し、モータの速度制御系を実現しているものや、特公平６−６７２４４　号公報に示すように、単相正弦波入力を用いて内部で余弦波を生成してモータの回転速度を算出するもの、特公平７−２６８５８　号公報に示すように、アナログ信号をパルス逓倍器を用いて分解能を向上させたもの、特許第３０３５８３５　号公報のように、アナログ位相比較器の後の信号をコンパレータにより二値信号変換し、パルス逓倍器を実現している例などがある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特公平１−１７３５５　号公報においては、制御プログラム信号によってモータの位置ぎめ制御を行うものであり、モータの速度検出は行っていない。また特公平６−６７２４４　号公報においては、単相正弦波入力のみを用いるため、内部で余弦波を作る必要があることから構成が複雑でノイズが多くなり，複数のローパスフィルタを必要とし、さらに、余弦波を作る際、積分器とｃｏｓ　テーブルを用いるため長時間の使用には向かないという問題があった。また，特公平７−２６８５８　号公報においては、二相正弦波を用いたアナログ位相比較方式は採用しているが，数値演算方式による周波数逓倍方式を併用したパルス逓倍器の提案であり，この方式は速度センサとして用いることはできない。特許第３０３５８３５　号公報は、パルス逓倍器の提案であり，この方式も速度センサとして用いることはできない。このように従来の技術では、二相正弦波のアナログ的な性質を活かして回転速度センサを実現しているものは見当たらなかった。
【００１０】
本発明は、上述した従来技術の課題に着目してなされたもので、低速から高速にわたる広範囲の速度制御が必要とされる分野、特に画像形成装置における回転体の制御方式において、高精度で、かつ安定して制御でき、低コストの検出信号を得られるようにし、その結果、低速から高速にわたる広範囲において安定で高精度、低コストの回転体の回転速度検出方式および方法、回転制御装置ならびに画像形成装置を提供するものである。
【００１１】
さらに、詳細には、アナログ情報（二相正弦波速度情報）を利用した，低速度領域での回転速度計測の方法を，主としてマイコン等を用いたディジタル技術と組み合わせて実現する技術を提案するものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る回転体の回転速度検出方式は、回転体の回転に基づく正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号をそれぞれ微分し自乗和を求めることにより回転体の回転速度信号を得る回路を有することを特徴とする。本発明に係る回転体の回転速度検出方法は、回転体の回転に基づく正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号をそれぞれ微分し自乗和を求めることにより回転体の回転速度信号を得ることを特徴とする。
上記構成によれば、簡単な回路で安定な制御信号を低コストで得ることが出来る。また、回転体の低速から高速にわたる広い範囲での安定な速度検出が低コストで行うことが可能となる。
【００１３】
他の本発明に係る回転体の回転速度検出方式は、回転体の複数の回転検出信号を正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号に置き換える回路と、各アナログ信号を微分し自乗和を求めることにより回転体の回転速度信号を得る回路とを有することを特徴とする。この場合、特に、多相モータにおける複数の回転検出信号を正弦波状の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号となるよう演算を行い算出した後に、前記２つのアナログ信号を微分し、それぞれの自乗和を取って前記多相モータの回転速度信号を得ることが好ましい。
上記構成によれば、従来のようなディジタルパルスに整形して動作させるのではなく、簡単な回路で安定な制御信号を低コストで得ることが出来る。また、多相モータにおける従来方式の構成を一部変更するのみで、回転体における回転体の低速から高速にわたる広い範囲での安定な速度検出が低コストで行うことが可能となる。
【００１４】
本発明に係る回転体の回転制御装置は、演算回路とＰＩ要素回路と電圧制御発振器とを有し、前記演算回路は回転体の回転に基づく正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号と、前記電圧制御発振器からの正弦波の９０度の位相差を持つ制御信号とを入力して各アナログ信号と位相差を持つ前記制御信号とをそれぞれ乗算する乗算回路と、前記乗算回路の各出力を加減算する加減算回路とを有し、前記ＰＩ要素回路は前記加減算回路の出力をＰＩ制御して回転体の回転制御用信号を出力し、前記電圧制御発振器は前記ＰＩ要素回路から回転制御用信号を入力して前記乗算回路に前記制御信号を出力するように構成したことを特徴とする。本発明に係る回転体の回転制御装置は、モータの回転信号を正弦波状の９０度の位相差を有する２つの入力信号として検出する画像形成装置における回転体の速度制御方式において、前記入力信号は、出力段の回転制御用信号を入力とし、その出力信号が９０度の位相差を持つ出力を有する電圧制御発振器からの信号と、それぞれが乗算された後、これらが、加減算されてＰＩ要素回路を通した後、前記多相モータの回転制御用信号となるように構成してもよい。
【００１５】
上記構成によれば、従来例におけるようなモータの回転信号をパルス信号として取り出すのではなく、９０度の位相差を有する正弦波状の２つのアナログ信号として検出し、これらの２つの入力信号を用いて乗算回路と加算回路で演算することにより、ＰＬＬにおけるＰＤ（位相比較器）と同様の動作を行わせる構成とし、乗算回路，電圧制御発振器（ＶＣＯ）、ＰＩ要素回路（ＰＩ制御要素）との組み合わせにより、ＰＬＬ回路と同等の動作となるような構成としたので、低速から高速にわたっての広範囲での安定な高精度のセンス信号を得ることができ、回転体の安定な制御が行えるセンス信号を得ることが可能となる。しかも、この制御方式によれば、回転が殆ど停止するほど遅くなったとしても、信号が無い状態が発生することがないので、低速の信号を検出することが可能でまた、高速の信号も検出可能な広範囲の回転数の制御が安定に行える検出信号とすることができる。
【００１６】
また，ＶＣＯからの出力を乗算した後、加算回路の出力信号と合成するようにしたので、加算回路の出力信号の高調波成分を打ち消すことが出来、従来のＰＬＬ方式におけるようなＬＦで高域信号をカットする必要がないので、出力信号が低域から高域にわたって得られ、このため、ＰＬＬの重要な基本特性である、応答特性、プルインレンジ、ロックインレンジの特性を大幅に改善できる。このように、回転体の速度に拘わらず、安定なセンス信号を得ることが出来るので、回転体における回転体の低速から高速にわたる広い範囲での安定な制御を高速応答で行うことが可能となる。
【００１７】
本発明に係る回転体の回転制御装置では、前記回転体はモータの回転とともに回転可能に設けられ、前記回転体の回転中心と垂直の回転面は前記回転中心を中心とする円を座標軸とする正弦曲線の磁性媒体パターンを有し、前記磁性媒体パターンが発生する磁気信号を読み取る複数の磁気センサを有し、前記アナログ信号は前記磁気センサによる検出信号から成ることが好ましい。
上記構成によれば、センス信号をモータに取り付けた円盤に正弦波状の磁性媒体を設け、これを複数の磁気センサで正弦波状の信号として検出することにより、低コストの信号検出構成が可能となる。
【００１８】
また、本発明に係る回転体の回転制御装置では、前記回転体はモータの回転とともに回転可能に設けられ、前記回転体の回転中心と垂直の回転面は前記回転中心を中心とする円を座標軸とする正弦曲線の光透過性媒体パターンを有し、前記光透過性媒体パターンによる透過光強度を読み取る複数の光センサを有し、前記アナログ信号は前記光センサによる検出信号から成るようにしてもよい。
上記構成によれば、モータに取り付けた円盤に正弦波状の光透過性の媒体を設け、これを光センサで検出することにより、低コストの信号検出が可能となる。
【００１９】
本発明に係る画像形成装置は、画像の記録用紙を回転体の回転とともに送る駆動機構を有する画像形成装置において、請求項５または６記載の回転体の回転制御装置を有し、前記モータはベルトまたはギアを介して前記回転体を回転駆動する多相モータから成ることを、特徴とする。
【００２０】
上記構成によれば、画像形成装置における最終的に安定な制御が要求されるべき回転体の密着した位置に複数のセンサを配置し，被制御回転体自体の回転速度を、磁気センサまたは光センサでモータの回転速度を検出し、前記回転制御方式で制御することにより、モータと回転体の間に入るベルト，あるいはギア等の誤差要因がなくなり，モータに円盤を取り付けてセンスするよりも精度良く回転体の制御を行うことができる。また、従来のように回転体に多数のセンサを取り付ける必要がなく、最低２ヶのセンサで精度の良い検出を行うことができるので、低コストで精度の良い制御を行うことが可能となる。
【００２１】
さらに、本発明に係る回転体の回転制御装置では、前記アナログ信号についてＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄコンバータと、前記演算回路と前記ＰＩ要素回路と前記電圧制御発振器との機能を有し、前記Ａ／Ｄコンバータの出力を前記アナログ信号の代わりに入力して電圧制御型２相正弦波発生法を用いて振幅相対誤差係数を０．５〜１の範囲となるように振幅制御アルゴリズムにより制御し、前記回転制御用信号を出力するＣＰＵとを有してもよい。この場合、前記アナログ信号は、Ａ／Ｄコンバータを通した後、速度制御を等価的にＣＰＵ上で行い、電圧制御型２相正弦波発生法を用い、この場合の振幅相対誤差係数を０．５〜１の範囲となるような振幅制御アルゴリズムにより、制御することができる。
【００２２】
上記構成によれば、上記の制御をすべてＣＰＵの中のソフトで構成し、この場合の振幅相対誤差係数を制御に最適な値となるようにして、さらに低コストで柔軟性のある回転体の制御が可能となる。この構成では、アナログ情報（二相正弦波速度情報）を利用した，低速度領域での回転速度計測の方法を，主としてマイコン等を用いたディジタル技術と組み合わせて実現できるものである。この方式は，差分演算によって二相正弦波（瞬時に周波数，位相，振幅を制御可能）を生成するため、長時間使用しても積分器が飽和する等の心配が無く、また、原理的にノイズが無いのでローパスフィルタが不要であり、そのため速応性が良く、高速領域での速度計測にも十分使用可能となる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下に、図１乃至図８を参照して、本発明の実施の形態について説明する。なお、図１は特許請求の範囲の請求項５に対応し、図２および図３は特許請求の範囲の請求項１，２，８に対応し、図４は特許請求の範囲の請求項３に対応し、図５は特許請求の範囲の請求項６に対応し、図６および図７は特許請求の範囲の請求項７に対応し、図８は特許請求の範囲の請求項４に対応するものである。
【００２４】
図１は、本発明の実施の形態の回転体の回転制御装置を示すもので、回転速度情報を有する二相正弦波の発生方法の具体的な構成例である。図１においては、多相モータ（図示せず）に取り付けられた円盤１上に、磁性媒体２による正弦波形が記録されており、これを複数の磁気センサ（図示せず）で９０度の位相差を有するアナログ信号として検出するものである。また、同様にして、円盤１上に、磁性媒体２に変えて発光ダイオードなどの光透過性の媒体を取り付け、フォトダイオードなどの光センサで取り付けて、９０度の位相差を有するアナログ信号として検出してもよい。
【００２５】
また、図２，図３は、多相モータの回転信号を図１で示すような２相の信号に置き換えてモータの回転速度検出方式を構成するものである。図２は、多相モータの複数の信号を２つの正弦波信号に置き換えるための処理回路であり、位相反転回路３、加算回路４、平方演算回路５を備え、一方の正弦波信号はそのまま出力し、他方の正弦波信号は、処理回路で９０度の位相差を有するアナログ信号として、図３の演算回路の入力信号とするものである。図３は、回転角速度を求めるための演算回路であり、微分演算回路６、二乗演算回路７、加算演算回路８、平方演算回路９を備え、図１で示したようなモータからの２つの回転検出信号をそれぞれ微分した後、自乗和、及び平方演算処理した後、モータの回転入力信号となるような構成としている。これを、式で表すと次に示す式（１）、式（２）のようになる。
【００２６】
すなわち、図１に示すように、モータで回転される円盤１に正弦波形を記録し、２つのセンサ（図示せず）により検出して、
ｖＩｓ＝ＡｓｉｎθＩ，　　　ｖＩｃ＝ＡｃｏｓθＩ　　　　・・・（１）
のアナログ信号として取り出す。
ここで，円盤１に描いた正弦波の波数をｐとし，円盤１の回転角をθＲ，回転角速度をωＲとすると、
θＩ＝ｐθＲ，　　　θＲ＝ωＲｔ＋φＲ　　　　　　・・・（２）
と表すことができる。　ただし，φＲは回転円盤の初期角位置である。
【００２７】
次に微分演算を用いた回転速度検出方式を説明する。
式（１）を時間ｔで微分すると，
（ｖＩｓ）’＝　ｄ（ＡｓｉｎθＩ）／ｄｔ　＝　ＡｐωＲｃｏｓθＩ
（ｖＩｃ）’＝　ｄ（ＡｃｏｓθＩ）／ｄｔ　＝　−ＡｐωＲｓｉｎθＩ　　　・・・（３）
が得られる。したがって，式（３）の２乗の和の平方をとると，
【数１】
2004053535.tif 000003
となり，モータの回転数の大きさが式（４）から
ωＲ＝ｖｏｕｔ／ｐＡ　　　　　　　　　　　　・・・（５）
として，求めることができる。
これらの関係において、式（３）は図１における検出信号を微分した式で、式（４）はそれらの自乗演算したものであるが、式（４）、　式（５）より明らかなように、モータの回転角速度ωＲが本構成により算出、検出される。
【００２８】
次に上述した関係を多相モータに適用する構成について述べる。測定対象モータが３相のブラシレスＤＣモータのように，ホール素子を用いている場合には，モータの極数を　２ｐ［極］とすると，回転角速度がωＲ［ｒａｄ／ｓ］の場合，初期角位置をφＲとして，φＩ＝ｐφＲ　とおくと
ｖａ＝Ａｓｉｎ（ｐωＲｔ＋φＩ）
ｖｂ＝Ａｓｉｎ（ｐωＲｔ−２π／３＋φＩ）
ｖｃ＝Ａｓｉｎ（ｐωＲｔ−４π／３＋φＩ）　　　　　　　　・・・（６）
で示すアナログ情報を得ることができる。
【００２９】
これらの信号を用いると，二相正弦波は以下のように求めることができる。
ｖＩｓ＝ｖａ　＝　Ａｓｉｎ（ｐωＲｔ＋φＩ　）
ｖＩｃ＝１／√３・（ｖｃ−ｖｂ）＝　Ａｃｏｓ（ｐωＲｔ＋φＩ　）　　・・・（７）
この演算課程をブロック図で示したものが図２である。この方式は，ブラシレスＤＣモータのように、回転磁石回転子の角位置を検出するためのホールセンサを有しているような場合，新たな速度信号発生装置を設ける必要が無いため，より実用的な方法といえる。
【００３０】
図２は、例えばブラシレス３相モータの場合であるが、この場合の３相のモータ回転検出信号をｖａ、ｖｂ、ｖｃとするとこれらは、それぞれ１２０度の位相差を有する信号なので、図２に示したような式で表される。このことから、ｖｂを反転回路に入力してｖｃと加算させた後１／√３倍することにより、ｖａと演算後の回路は、図３におけるｖＩｓとｖＩｃと同様の９０度の位相差を有する関係になり、図３の構成の入力信号とすることができる。これらは、３相のモータの例で示したが、４相のモータの場合は、それぞれが９０度の位相関係にあるので、任意の２つの信号を選ぶことで、同様の動作をさせることが出来る。その他の多相のモータの場合でも３相と４相の演算回路を適宜、組み合わせることにより、図２におけるｖＩｓ、ｖＩｃと同等の信号に変換させ、同様の構成とすることが出来る。
すなわち、本発明の請求項１に係る回転体の速度検出は、図２に示すように、多相モータの複数の信号を２つの正弦波信号に置き換え、その後に図３に示すように、この信号を演算してモータの回転速度を検出する構成となっている。
【００３１】
つぎに、他の実施の形態の回転体の回転速度検出方式の実施例を図４に示す。上述した回転体の回転速度検出方式の方法は測定原理が簡素であるため，実際の構成も安価に実現できるメリットがある。しかし，センサからの出力であるｖＩｓやｖＩｃに振幅等の揺らぎがあると，微分演算を用いているため，その影響が出力に大きく現れ，回転速度の測定精度に影響する場合も発生する。
【００３２】
そこで，図４に示す例では，微分演算を用いない回転速度検出方式を提案するものである。その動作原理としては従来の位相同期ループ（ＰＬＬ）方式に基づくものであるが，一般にＰＬＬで用いられているローパスフィルタを用いる方式は，信号周波数の２倍波成分の影響が大きく，低速度領域の計測には不向きであった。本発明では，外乱成分を位相比較の段階で打ち消し，高精度化を図るよう、従来のＰＬＬ方式の原理を改良した方式である。
【００３３】
具体的な構成法を図４に示し，その測定原理を以下に説明する。図４においては、２つのセンス信号ｖＩｓ、ｖＩｃが、電圧制御発振器１０（以下、ＶＣＯ）からの９０度の位相差を有する２つの信号とそれぞれ乗算回路１１で積算された後、加算されて、ＰＩ制御要素回路１２を通した後、回転体の回転センス信号とするような構成としている。また、ＶＣＯの入力信号はＰＩ制御要素回路１２の出力信号とするような構成としている。これを式で表すと下記のようになる。
【００３４】
すなわち、図４において，電圧制御発振器１０（ＶＣＯ）からの信号ｖｏｓ，ｖｏｃを式（８）に示すように、ＢｓｉｎθＯ、ＢｃｏｓθＯとすると、ｖｏｓ　＝　ＢｓｉｎθＯ　，　ｖｏｃ　＝　ＢｃｏｓθＯ　となり、
θＯ　＝　ωＯｔ＋φＯ　　　　　　　　　　　　　・・・（８）
となる。ここで，ωＯ　はＶＣＯの発振周波数，φＯ　は初期角位相である。
【００３５】
従って，乗算回路１１の入力信号は、式（９），（１０）で表される。
ｖＩｓ・ｖｏｓ　＝Ａ・ＢｓｉｎθＩ・ｃｏｓθＯ　　　　　　　・・・　（９）
ｖＩｃ・ｖｏｃ　＝Ａ・ＢｃｏｓθＩ・ｓｉｎθＯ　　　　　　・・・　（１０）
以上から乗算回路１１の出力は式（９）と式（１０）の和なので式（１１）となる。
Ａ・ＢｓｉｎθＩ・ｃｏｓθ０＋Ａ・ＢｃｏｓθＩ・ｓｉｎθ０　　　・・・　（１１）
【００３６】
また、式（１１）は三角関数の公式より、
2004053535.tif 000004
となる。
【００３７】
位相比較は図４に示すように，ｖＩｓとｖＯｃ　，ｖＩｃとｖＯｓを用いて行い，その差をｅとすると，
2004053535.tif 000005
が得られる。ここで，θＩとθＯの差が，ＰＩ制御要素によって微少な値に制御されている場合には，式（１４）が
ｅ≒ＡＢ（θＩ−θＯ）　　　　　　　　　　　　　・・・（１５）
となって，高調波ノイズのない厳密な意味での位相比較が行えることが分かる。すなわち，信号の周波数に依存せず，常に入力信号とＶＣＯ１０からの制御信号の間の位相差が得られることを意味している。
【００３８】
したがって，この位相差信号ｅがＰＩ制御要素回路１２を通過すると，その出力ｖｏｕｔはＶＣＯ１０の入力となっていることから，ほぼ，入力の角周波数　ｄθＩ／ｄｔに等しくなる。このことを明確にするために示したのが，図５である。ＶＣＯ１０は，電圧ｖｏｕｔによって発振角周波数ωＯを制御できる機能を持っており，また，ωＯとθＯの関係は式（８）のようになるので，その機能は図５のように積分器１３によって表すことができる。図５におけるＫＯは電圧から角周波数への変換倍率である。図５は，制御対象が積分器１３であり，それをＰＩ制御している制御システムと見なすことができる。
【００３９】
また、この制御系は２形の制御系（原点に極を２個有している）であるため，入力θＩがランプ状（ｄθＩ／ｄｔが一定）の入力に対して，θＯは定常偏差が零という性質を有している。したがって、出力電圧ｖｏｕｔは図５より、
ｖｏｕｔ　＝　ωＯ／ＫＯ　≒　ｄθＩ／ｄｔ／ＫＯ　＝　ｐωＲ／ＫＯ　　　・・・（１６）
となり，入力角速度ωＲ　を検出できることが分かる。
ここで、（１５）式は、それぞれ位相同期ループ（以下、ＰＬＬ）回路における入力位相信号、及び位相出力に相当し，（１５）式はθＩを入力位相とするＰＬＬ回路における位相比較器の出力に他ならず、このような構成は、乗算回路部と、加算回路部をＰＬＬにおける、位相比較回路（ＰＤ）ブロックとみなしたＰＬＬ回路と同等の構成となる。
【００４０】
本発明では、ＶＣＯの出力を乗算し、加算回路の出力と合成するような構成としている。乗算した出力は式（１２）、（１３）から明らかなように、高調波信号ｓｉｎ（θＩ＋θ０）を含んだものとなっている。これを反転加算した信号は、出力成分の高調波成分のみを打ち消すような動作をさせる構成となっている。
従来のＰＬＬ回路において、ＰＩ制御の１要素として用いられるループフィルタ（以下ＬＦ）はＰＤの出力に含まれる不要な高調波成分やノイズを除去するために必須の回路ブロックである。このＬＦは通常ローパスフィルタで構成されており，ＰＬＬ回路における重要な基本特性である、応答特性、定常位相誤差、プルインレンジ、ロックインレンジ等の性能限界が決定される重要な回路ブロックである。
【００４１】
しかしながら、これをローパスフィルタで構成した場合には、その遮断周波数以上の信号を全てフィルタリングしてしまうため、ノイズ成分ばかりでなく、上記の特性を決定する重要な情報も同時に失われてしまい、その結果安定な制御が出来ないものであった。本発明では、上記のような、ＰＤの出力の高調波成分をキャンセルする構成としており、ＬＦとしては、ローパスフィルタの機能ではなく、ＰＩ制御の機能を持つ構成としている。このため、上述の肝心の情報を失うことのないような構成としている。
【００４２】
また、図６は、他の本発明の実施の形態の、画像生成装置の回転体の回転制御装置を示すもので、光センサを用いた場合の構成を示している。この実施例では、回転体（図示せず）に取付けた円盤１４に光透過性のある正弦波状の粗密なマスクパーターン１５を設け、これを発光素子１６からの光で反対側に設けた、フォトダイオードなどの受光素子１７で検出し、正弦波状の回転信号で検出するような構成としている。この場合、発光素子１６と受光素子１７を円盤１４を挟んで設けたが、同じ側に反射させるような構成としても良い。
【００４３】
また、図７は、画像生成装置の回転体の回転制御装置を示すものである。この実施例では、モータ２０からベルト２１で駆動される回転体２２に磁気センサや光センサなどのセンサ２３を取り付けて回転体２２の信号を直接検出し、前述した請求項１または請求項２の制御方式のセンサ回路およびモータ回転信号発生部２４によって回転体２２そのものの回転を制御するような構成としている。
【００４４】
また、図８は、回転体の回転速度検出の処理回路をマイコン等で実現した場合の構成を示すものである。この例では、Ａ／Ｄコンバータ２６によりモータの回転信号をＡ／Ｄ変換した後、その後の動作が請求項１，２で述べた構成となるように動作させる。図においては、入力信号が２つの場合で示したが、多相モータの場合には、図２で示したように、２つの信号に変換して構成することも可能である。この構成では、上記請求項１，２における制御を専用の回路を設けずＣＰＵ２７内においてソフトで演算させて行うような構成としている。
【００４５】
また、前述の図２および図３の構成は全て演算回路より構成したが、これらの回路は，専用のＰＬＬ用ＩＣやロジック回路等を用いることなくソフト上で、同様の構成とする事ができる。その内容について下記に説明する。
式（８）のようなＶＣＯからの二相正弦波をマイコン等を用いて発生する方法を以下に示す。この方式は，サンプリング時間毎に，振幅Ｂおよび角周波数ωＯを可変できる特長を有している。
【００４６】
今，発生させたい二相正弦波を、
ｘ１（ｔ）＝ｖＯｓ（ｔ）＝Ｂｓｉｎ（ωＯｔ＋φＯ）
ｘ２（ｔ）＝ｖＯｃ（ｔ）＝Ｂｃｏｓ（ωＯｔ＋φＯ）　　　　　　・・・（１７）
のように表し，サンプリング時間をＴとすると，ｔ＝ｎＴ（ｎ＝０，１，２，３，…，…）と表せるので，式（１７）は各サンプリング時点で，
ｘ１（ｎ）　＝　Ｂｓｉｎ（ｎωＯＴ＋φＯ）
ｘ２（ｎ）　＝　Ｂｃｏｓ（ｎωＯＴ＋φＯ）　　　　　　　　・・・（１８）
と表せる。
【００４７】
また、式（１８）を発生するための差分方程式は、
ｘ１（ｎ＋１）　＝　ｃｏｓ（ωＯＴ）・ｘ１（ｎ）＋ｓｉｎ（ωＯＴ）・ｘ２（ｎ）
ｘ２（ｎ＋１）　＝　−ｓｉｎ（ωＯＴ）・ｘ１（ｎ）＋ｃｏｓ（ωＯＴ）・ｘ２（ｎ）　　　・・・（１９）
と求められる。
そして、式（１９）において，初期値を、
ｘ１（０）＝ＢｓｉｎφＯ
ｘ２（０）＝ＢｃｏｓφＯ　　　　　　　　　　　　　　・・・（２０）
と与えれば，式（１８）のような二相正弦波を得ることができる。
【００４８】
ところで，式（１９）のままでは，数値演算誤差のため，時間と共に振幅が減衰する現象が見られる。
そこで，振幅制御を考慮した次式を用いるのが実用的である。
2004053535.tif 000006
但し　ｇ＝１＋ｈ（１−ＢＲ２／Ｂ２）
ＢＲ２＝｛ｘ１（ｎ）｝２＋｛ｘ２（ｎ）｝２
【００４９】
式（２１）において，ＢＲは二相正弦波の実際の振幅であり，Ｂが振幅の指令値である。ｇは振幅の安定化係数であり，ＢＲ＝Ｂの時にｇ＝１となる。また、ｈは振幅の相対誤差（１−ＢＲ２／Ｂ２）をｇに反映させるための係数であり，０．５〜１程度の値で十分で制御に最適である。このような演算手法と構成により，請求項１，２におけると同等の構成をＣＰＵ内で行わせることが可能となる。また、図８では入力信号が２つの場合のみ示したが、多相モータの場合は、複数の信号を図２の構成で２つの信号に変換して制御することも可能である。
【００５０】
本発明の実施の形態の画像形成装置における回転速度制御方式は、上述のように構成されたことにより、以下のような優れた効果を奏するものである。
（１）本方式は，パルス情報ではなく，時間連続のアナログ情報を用いているため，低速回転時にも、かつ高速回転時にも、回転数の測定が可能である。また本方式では，演算等はすべてマイクロコンピュータによるディジタル演算で行うことが可能なため，温度ドリフト等のない安定な計測演算結果が期待される。
【００５１】
（２）回転速度情報を得るための二相正弦波の発生法は，回転円板へ磁性媒体で正弦波形を描く方式なので安価である。また，ブラシレスＤＣモータのように回転子角位置検出用のホールセンサを有している場合などには，その波形から簡単な演算で二相正弦波を得ることができるため，より実用的な方法といえる。
【００５２】
（３）位相比較用の電圧制御発振器からの二相正弦波発生部には，振幅安定化制御を行った離散形状態方程式によるアルゴリズムを用いており，積分器と関数発生器を組み合わせた方法と比べ，積分器の飽和等の心配が無く長時間の動作に対しても不安定性は生じないメリットがある。また，一周期毎の波形の掃引パルスを用いる方式でないため，波形の周期毎のノイズ等も発生しない。
（４）本提案のＰＬＬ制御方式による回転速度検出法は，ローパスフィルタを用いた従来の方法と比べ，信号周波数の２倍高調波外乱消去形の位相比較方式を採用しているため，かなりの超低速度領域の計測も可能な方法である。
【００５３】
特に，図４に示す方法は微分演算を用いていないので高周波ノイズにも強く，かつローパスフィルタを用いない方式であるため，高速応答性に優れており，回転角速度情報をＶＣＯの発振周波数制御信号として，精度良く出力できる。したがって，この方法は原理的に云って高速度領域でも十分使用可能な方法であることから，回転速度測定法として汎用性があるものである。さらに，発明の用途・応用分野について云えば，本発明は，種々の回転体の回転数または回転速度の計測に汎用的に応用出来る。特に、低速または超低速の回転速度を、精度良く測定する必要がある場合などに最適である。
また，ローパスフィルタを用いていないので，瞬時速度の測定も可能であり，したがって，回転ドラムの一定速度制御のための回転速度検出装置などの応用に最適な方法である。
【００５４】
【発明の効果】
本発明によれば、低速から高速にわたる広範囲において安定で高精度、低コストの回転体の回転速度検出方式および方法、回転制御装置ならびに画像形成装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の、画像形成装置の回転体の回転速度検出方式における回転速度情報を有する二相正弦波発生法を示す原理図である。
【図２】他の本発明の実施の形態の、回転速度情報を有する二相正弦波発生法の前段部を示すブロック図である。
【図３】微分演算を用いた回転速度検出法の原理図であって、図２に示すブロック図の後段部を示すブロック図である。
【図４】他の本発明の実施の形態の、位相同期化制御方式を用いた回転速度検出法の原理図である。
【図５】図４におけるＰＩ制御要素を用いた位相同期化の原理図である。
【図６】他の本発明の実施の形態の、画像生成装置の回転体の回転制御装置の要部を示す斜視図である。
【図７】図６に示す要部を用いた画像生成装置の主要構成を示す斜視図である。
【図８】他の本発明の実施の形態の要部の構成を示すブロック図である。
【図９】従来例の画像形成装置の速度検出方式を示す原理図である。
【符号の説明】
１　　円盤
２　　磁性媒体
３　　位相反転回路
４　　加算回路
５　　平方演算回路
６　　微分演算回路
７　　二乗演算回路
８　　加算演算回路
９　　平方演算回路
１０　　電圧制御発振器
１１　　演算回路
１２　　ＰＩ制御要素回路
１３　　積分器
１４　　円盤
１５　　マスクパターン
１６　　発光素子
１７　　受光素子
２０　　モータ
２１　　ベルト
２２　　回転体
２３　　センサ
２４　　センサ回路およびモータ回転信号発生部
２６　　Ａ／Ｄコンバータ
２７　　ＣＰＵ
【図１】
2004053535.tif 000007
【図２】
2004053535.tif 000008
【図３】
2004053535.tif 000009
【図４】
2004053535.tif 000010
【図５】
2004053535.tif 000011
【図６】
2004053535.tif 000012
【図７】
2004053535.tif 000013
【図８】
2004053535.tif 000014
【図９】
2004053535.tif 000015