(57)【要約】【課題】ＰＷＭ駆動などの電圧が変動するラインに流れる電流を応答性良く、かつ精度、直線性も確保して検出する電流検出回路を提供する。【解決手段】計測しようとする電流ラインに抵抗器を挿入し、抵抗器の両端電圧を増幅器２で増幅する。増幅された電圧は電圧電流変換器３で電流に変換する。増幅器２と電圧電流変換器３にはフローティング電源４から電源を供給し、そのフローティングの共通電位ラインを抵抗器の一端に接続する。電流に変換した信号は、アース電位を基準に動作する電流電圧変換器５で再び電圧に変換し検出出力を得る。この方法によればＰＷＭノイズの影響を受けない回路を構成でき、応答性、精度、直線性供に優れた電流検出回路が得られる。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流経路に挿入した抵抗器と、この抵抗器の両端電圧を増幅する増幅器と、この増幅器の出力電圧を電流変換する電圧電流変換器と、上記増幅器と上記電圧電流変換器に電源を供給する電気的にフローティングなフローティング電源と、アース電位を基準に上記電圧電流変換器の出力電流を電圧に変換する電流電圧変換器を備え、上記抵抗器の一端とフローティング電源の共通電位ラインを接続したことを特徴とする電流検出回路。
【請求項２】
上記電圧電流変換器の電流出力に、オフセット電流を印加するオフセット電流回路を設けたことを特徴とする請求項１記載の電流検出回路。
【請求項３】
上記フローティング電源をチャージポンプ回路で構成したことを特徴とする請求項１記載の電流検出回路。
【請求項４】
上記フローティング電源を絶縁トランスで構成したことを特徴とする請求項１記載の電流検出回路。
【請求項５】
上記増幅器、電圧電流変換器、電流電圧変換器のゲイン、電流、電圧オフセットが、抵抗の比のみで決定されるように構成したことを特徴とする請求項１記載の電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電流検出回路に関し、特に検出しようとする電流ラインの電圧が激しく変動する、例えばサーボモータ等のＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ　ｗｉｄｔｈ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）駆動されるラインの検出用で、精度、応答性、直線性が要求される電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の電流検出回路は、検出しようとする電流ラインに抵抗を挿入し、抵抗に流れる電流によって生じる電圧から検出する一般にシャント抵抗方式と呼ばれる方式と、電流によって生じる磁界をホールセンサを用いて検出する非接触のホールセンサ方式がよく知られている。
【０００３】
シャント抵抗方式の電流検出回路としては、特開平７−２３１６８７号公報のものが提案されている。図８にその回路構成図を示す。駆動回路２６におけるＰＷＭ通電制御装置２６ａの出力から通電回路２６ｂを介してモータ１０を駆動する電流通路に、電流検出用の抵抗器Ｒ０（シャント抵抗）を挿入し抵抗に流れる電流、すなわちモータに流れる電流によって生じる抵抗Ｒ０両端の電圧を差動増幅器１６ｃで増幅し、電流を電圧信号として出力するよう構成されている。この出力電圧は電流制御部２４で処理されモータのトルク制御を行っている。なお、ｅｖは速度偏差、２４ａは目標電流演算部、ｉｓは目標電流、Ｔｏは目標トルク、２４ｄはトルク判定部、ｉＭｂ，ｉＭａは検出信号、ＳＴは制御信号、２４ｂはリミッタ、２４ｃは電流偏差算出部、ｅｉは偏差である。
【０００４】
差動増幅器１６と電流制御部２４の間に設けられた積分回路１６ａ及び積分回路１６ｂはモータのＰＷＭ駆動電圧によって生じる高周波ノイズを除去するためのノイズフィルタであり、積分回路（第１のフィルタ手段）１６ａはモータの位置制御の応答性を確保するためにカットオフ周波数を高く設定し、積分回路（第２のフィルタ手段）１６ｂは回転トルクを精度良く検出するためにカットオフ周波数を低く設定している。なお、ＯＰａ，ＯＰｂは演算増幅器である。
【０００５】
図９は特開平５−３１２８３９号公報で提案されているホールセンサ方式の電流検出回路の構成図である。ギャップのある磁生体３１に巻かれた電線３２に電流が流れると、ギャップ部に、電流に比例した磁界が発生する。ギャップ部に配置されたホール素子３３は磁界がかかるとその強さに比例した電圧が発生するように構成されている。この電圧を増幅器３４で適切な大きさの電圧に増幅し、検出出力として得ている。なお、３５はローパスフィルタ、３６，３７は電極、３８は直流電減、３９はディサ電流発生回路である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
特開平７−２３１６８７号公報のものでは、前述の通り回転トルクを精度良く検出するために積分回路（第２のフィルタ）１６ｂのカットオフ周波数を低く設定しているため、トルクの制御応答性を要求されるシステムには使えないという問題があった。また応答性を確保するためにフィルタのカットオフ周波数を高く設定するとＰＷＭの高調波ノイズにより精度、検出直線性が低下するという問題があった。
【０００７】
また、特開平５−３１２８３９号公報のものでは、前述のとおり電流に比例した磁界をホール素子に印加するための磁性体を必要とし、また通常、増幅回路はプリント基板上で構成するため、磁性体とホール素子及びプリント基板を構成する機械的構造が複雑になるという問題があった。また磁性体、ホール素子が高価であるという問題があった。
この発明は、このような問題点を解決しようとするものであり、ＰＷＭ駆動などの電圧が変動するラインの電流を応答性良く、かつ精度、直線性も確保して検出し、高価な磁性体やホールセンサを使用せずに構成することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明に係わる電流検出回路は、電流経路に挿入した抵抗器と、この抵抗器の両端電圧を増幅する増幅器と、この増幅器の出力電圧を電流変換する電圧電流変換器と、増幅器と電圧電流変換器に電源を供給する電気的にフローティングなフローティング電源と、アース電位を基準に電圧電流変換器の出力電流を電圧に変換する電流電圧変換器を備え、抵抗器の一端とフローティング電源の共通電位ラインを接続したものである。
【０００９】
また、電圧電流変換器の電流出力に、オフセット電流を印加するオフセット電流回路を設けたものである。
また、フローティング電源をチャージポンプ回路で構成したものである。
【００１０】
また、フローティング電源を絶縁トランスで構成したものである。
さらにまた、増幅器、電圧電流変換器、電流電圧変換器のゲイン、電流、電圧オフセットが、抵抗の比のみで決定されるように構成したものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、図と共にこの発明の実施の形態１について説明する。図３は、この発明の実施の形態１における電流検出回路を示す構成図である。図１は実施の形態１における電流検出回路の主要部をブロック化して示すブロック図である。ＦＥＴ（ｆｉｅｌｄ　ｅｆｆｅｃｔ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１〜ＦＥＴ４はモータを駆動するためのＨブリッジであり、図示しないマイコン等からのＰＷＭ駆動信号によって制御される。モータを駆動する場合ＰＷＭ周波数は通常２０ｋＨｚ程度に設定することが多い。モータラインに直列に挿入された抵抗Ｒｏはモータ電流を電圧に変換するためのシャント抵抗であり、モータ電流Ｉｍが流れる向きによって電圧の極性が逆転する。シャント抵抗Ｒｏの両端電圧を入力とするブロックは増幅器２と電圧電流変換器３の両方の機能を備えた回路であり、増幅された信号を電流Ｉｄに変換し出力している。
【００１２】
この回路は後述するフローティング電源４から電源を供給され動作しており、回路ＧＮＤ（アース電位）とは分離されている。電流出力されたＩｄは、電流電圧変換機５の入力となり再び電圧出力として取り出すことができる。この電流電圧変換器５は回路ＧＮＤ（アース電位）を基準に動作しており、直接マイコンのＡ／Ｄ変換器へ入力することが可能である。フローティング電源４はチャージポンプ式の例であり、元電源＋Ｖｂからフローティング電源を作っており、増幅器２、電圧電流変換器３の電源として供給している。
【００１３】
以下、ブロック毎に動作を説明する。モータをＰＷＭ駆動する方法として、ＦＥＴ２とＦＥＴ４をＯＮ／ＯＦＦする方法や、ＦＥＴ２をＯＮ／ＯＦＦしＦＥＴ４はＯＮのままとするなど幾つかの方法があるが、ここでは後者を例に説明する。ＦＥＴ４はＯＮの状態で、ＦＥＴ２をＰＷＭ信号でＯＮ／ＯＦＦした場合の各部の電圧電流波形を図４に示す。図３に示すａ点の電圧はＰＷＭ信号と同期して−Ｖｆから＋１２Ｖまで激しく電圧が変動しているが、シャント抵抗両端の電圧Ｖｍはモータ電流を忠実に表している。ここで−ＶｆはＦＥＴ３に内蔵のダイオードに、ＦＥＴ２がＯＦＦの期間流れる回生電流によって生じる電圧である。モータ電流Ｉｍとシャント抵抗両端電圧の関係は　Ｖｍ＝Ｒｏ×Ｉｍである。
【００１４】
回路ＧＮＤを基準電圧とした差動増幅器でシャント抵抗両端の電圧Ｖｍを増幅する方法が安易に考えられるが、前述したようにａ点がＰＷＭ電圧で激しく変動しているために、完全な差動増幅器を実現することは困難で、出力に高調波ノイズが現れ精度や直線性を悪化させてしまう。これは使用するオペアンプの同相入力電圧除去能力や回路を構成する抵抗のバラツキによって生じるもので、従来例で示したフィルタによる解決方が提案されているが応答性を犠牲にしている。
【００１５】
増幅器２と電圧電流変換器３は、オペアンプ８とトランジスタＱ３、及び抵抗Ｒｓ、Ｒｆ１，Ｒｆ２，Ｒｆ、ＲＬで構成されており、シャント抵抗両端電圧を所定倍し、電流に変換して出力する。電源はフローティング電源から供給されており、フローティング電源のＧＮＤ（共通電位ライン）はシャント抵抗の一端（ａ点）に接続され、ａ点と常に同電位となっている。増幅器２の動作点Ｖｃはフローティング電源電圧ＶｆｔとＲｆ１，Ｒｆ２で決まり、その関係は、
Ｖｃ＝Ｒｆ２／（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）×Ｖｆｔとなる。シャント抵抗両端の電圧がゼロのとき、すなわちモータ電流がゼロのとき、Ｑ３のエミッタ電位はＶｃとなり、このときの出力電流Ｉｄ０は、Ｉｄ０＝（Ｖｆｔ−Ｖｃ）／ＲＬとなる。これがゼロ点の出力電流である。また、増幅器２の電圧ゲインＧｓは、ＲＬ＜＜Ｒｆとすると、Ｇｓ＝−Ｒｆ／Ｒｓとなる、ただしＲｆ１とＲｆ２の並列抵抗値がＲｆと等しくなるように設定してある。
【００１６】
モータに電流が流れシャント抵抗両端の電圧が変化すると、ゲインＧｓ倍された電圧がＱ３のエミッタに、Ｖｃ電圧からの変化量として現れ、その変化量を
ΔＶｏとすると、出力電流Ｉｄの変化量ΔＩｄはΔＩｄ＝ΔＶｏ／ＲＬとして出力される。出力電流Ｉｄのゼロ点（オフセット電流）、ゲインはＲｓ、Ｒｆ１，Ｒｆ２，Ｒｆ，ＲＬ及びＶｆｔを調整することで任意の値に設定することが可能である。従って、予めゼロ点（オフセット電流）を動作範囲の中心に設定しておけば、シャント抵抗に流れる正負の電流を検出できる。ここで増幅器２と電圧電流変換器３はフローティング電源で動作しており、かつフローティングＧＮＤはａ点と同電位であるから、出力電流ＩｄにはＰＷＭによる高調波ノイズを含まない出力が得られる。従ってノイズフィルタが不要となり、オペアンプとトランジスタＱ３で決まる周波数応答の良い結果が得られる。
【００１７】
次に、回路ＧＮＤを基準とした電圧出力を得るために電流電圧変換器５へ電流出力を導く、ここでは抵抗Ｒｄにその電流を流すことで実現している、最終出力Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｒｄ×Ｉｄとなる。Ｉｄには高調波ノイズは含まれていないためここでもノイズフィルタは不要である。
【００１８】
フローティング電源４はチャージポンプ式の例であり、Ｑ１，Ｑ２，Ｄ１〜Ｄ３、Ｃ１〜Ｃ３、Ｒｂ、定電圧電源（定電圧回路）及び、トランジスタ駆動用のクロックからなる。図ではクロックは２０ｋＨｚの矩形波を想定してるが、電源容量を確保できればこの限りではない。２０ｋＨｚの駆動信号がＨのとき、トランジスタＱ１がＯＮし、ダイオードＤ１およびＤ３を経由してコンデンサＣ１が充電される。同時にトランジスタＱ２のベースがＬになりＱ２はＯＦＦとなる。次にクロックがＬになると、トランジスタＱ１はＯＦＦとなり、トランジスタＱ２のベースはダイオードＤ１，Ｄ２及びＲｂを経由してＨにバイアスされ、トランジスタＱ２はＯＮする。Ｑ２はエミッタフォロア動作をし、Ｃ１に充電された電荷を、Ｄ２，Ｑ２を介してＣ２に移す、一度Ｃ２に充電された電荷はＤ２で逆バイアスされて、逆流することなく、定電圧電源の入力となる。上記動作を繰り返し行うことで、コンデンサＣ２には電源電圧＋Ｖｂに近い電圧が供給される。定電圧電源はＣ２の電圧を安定化し、Ｖｆｔとして出力する。コンデンサＣ３は定電圧電源の発振安定化、リップル低減の役割をしている。以上のように、少ない部品点数でフローティング電源を構成することができるのがチャージポンプ式の利点である。
【００１９】
フローティング電源のＧＮＤはａ点に接続されており、ａ点は図４に示すように−Ｖｆおよび＋Ｖｂ（１２Ｖ）の電位で振れている。ａ点が−ＶｆのときＣ２にはダイオードＤ１，Ｄ２を経由して電源が供給されており、増幅器２、電圧電流変換器３に必要な電源を供給することが可能である。次にａ点が＋Ｖｂ（１２ｖ）に変化したとき、コンデンサＣ２のマイナス側（Ｑ２側）は＋Ｖｂ電位まで持ち上げられＣ２のプラス側も同様に＋Ｖｂ電圧分上昇する。この状態でもクロックにより、Ｑ１，Ｑ２が交互にＯＮ／ＯＦＦすると、前述した動作により、Ｃ２に電荷を供給することが可能となり、増幅器２と電圧電流変換器３の動作を継続することができる。この実施の形態１では触れていないが、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４がすべてＯＦＦという駆動モードも存在し得え、ａ点の電位が定まらない場合が考えられる。この場合でもＣ２には電荷が供給され回路動作を継続することができる。
【００２０】
シャント抵抗Ｒｏ、増幅器２、電圧電流変換器３はフローティング電源のＧＮＤを基準に動作してるため、ＰＷＭ信号によるノイズの影響をまったく受けない、したがってシャント抵抗の精度、増幅器２のゲイン精度、電圧電流変換器３の精度が検出結果の精度となり、通常これらの精度を確保することは容易であることから高精度の電流検出回路を構成することができる。直線性についても同様である。以上のように、これらの増幅器２、電圧電流変換器３、電流電圧変換器５、フローティング電源４の組み合わせにより、ノイズを含まない応答性の良い電流検出回路を実現することができる。
【００２１】
実施の形態２．
図５は実施の形態２の電流検出回路を示す構成図で、出力オフセット電流回路を設けた例である。図２は実施の形態２の電流検出回路（図５）の主要部をブロック化して示すブロック図である。実施の形態１では検出しようとする電流がゼロのとき、すなわちシャント抵抗両端電圧がゼロのときの検出出力電圧（オフセット電圧）はＲｓ、Ｒｆ１，Ｒｆ２，Ｒｆ，ＲＬ及びＶｆｔを調整することで任意の値に設定することが可能であることを述べたが、この実施の形態２では、新たにオフセット電流回路７を設け、オフセット電流を任意に設定できるようにしたものである。
【００２２】
図５の例で、Ｖｍがゼロのとき、電圧電流変換器３の出力電流は、
Ｉｄ＝Ｉｏｆｓとなり、このときの検出出力はＶｏｕｔ＝Ｒｄ×Ｉｏｆｓとなって、オフセット出力電圧をＩｏｆｓで決めることができる。この方法をとると回路全体のゲインとオフセットをそれぞれ分離して設定することが可能となり、回路の設計自由度を向上することができる。また電流源はＩＣ内部で容易に構成することが可能であるため、ＩＣ化にも適している。例では、オフセット用の電流源回路を増幅器２の出力側に設けたが、オペアンプのマイナス入力に電流注入する方法も容易に考えられる。また基準となる電流源回路を回路ＧＮＤを基準につくり、カレントミラー回路でフローティング電源側に反映することも可能である。
【００２３】
実施の形態３．
図６は実施の形態３に用いる絶縁トランスを示す構成図である。フローティング電源に絶縁トランスを用いた例で、１次側、２次側ともセンタタップ付の絶縁トランス４１を使用する。一次側のセンタタップに元電源の＋Ｖｂを供給する。次に一次側のホットエンドとコールドエンドを交互にトランジスタＱ４、Ｑ５で駆動する。駆動には実施の形態１と同様に２０ｋＨｚの矩形波クロックを用いる。絶縁トランスを交互に駆動すると、一次コイルには交流電流が流れ、２次側に交流電圧が発生する。２次側のセンタタップを、フローティングＧＮＤ（共通電位ライン）とし、ダイオードＤ４、Ｄ５で整流する。
【００２４】
コンデンサＣ２は平滑コンデンサで、整流後の脈流成分を低減する役目をしている。定電圧電源およびコンデンサＣ３については実施の形態１と同様である。絶縁トランスの１次側と２次側は直流的に分離されているので、２次側のＧＮＤ電位が変化しても定電圧出力に影響することなく必要な電源が得られる。一次側の交流駆動及び２次側の整流のやり方については、特に本例に従う必要はなく絶縁トランスを交流駆動できれば良いことは自明である。この方法によるフローティング電源４はトランスにより一次側と２次側が直流的に絶縁（分離）されているので２次側の絶対電位を気にすることなく使用できるのが利点である。
【００２５】
実施例４．
図７は実施の形態４の電流検出回路を示す構成図である。ＩＣ化に適した構成図である。増幅器２、電圧電流変換器３、電流電圧変換器５、及びフローティング電源４の構成は実施の形態１と同様である。シャント抵抗の両端電圧と出力電圧Ｖｏｕｔの関係を整理すると次のようになる。
【００２６】
【数１】
2004053528.tif 000003
【００２７】
（１）式右辺の第１項はゲインを表し、第２項はオフセットを示す。
温度に対するＲｄ／ＲＬ，Ｒｆ／Ｒｓ及びＶｆｔが不変であれば、Ｒｄ，ＲＬ，Ｒｆの絶対値が変化してもＶｏｕｔは不変であることがわかる。一方ＩＣ内部の抵抗は温度によって２０〜３０％（ΔＴ＝１００℃）変化するのが一般的であるが、２つあるいは複数の抵抗比は２〜３％程度に押さえることができる。従って上記構成をとれば、ＩＣ内にコンデンサ以外の素子を内蔵しても温度特性の良好な電流検出回路を得ることができる。部品点数が削減できコスト低減が可能となる。外付け部品の少ないＩＣ化に適した回路となり、コスト低減、小形化が可能である。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明の電流検出回路によれば、電流経路に挿入した抵抗器と、この抵抗器の両端電圧を増幅する増幅器と、この増幅器の出力電圧を電流変換する電圧電流変換器と、増幅器と電圧電流変換器に電源を供給する電気的にフローティングなフローティング電源と、アース電位を基準に電圧電流変換器の出力電流を電圧に変換する電流電圧変換器を備え、抵抗器の一端とフローティング電源の共通電位ラインを接続したので、電圧が変動する電流経路の電流を精度良く、かつ応答性良く、直線性良く検出することができる。
【００２９】
また、電圧電流変換器の電流出力に、オフセット電流を印加するオフセット電流回路を設けたので、回路全体のゲインとオフセットをそれぞれ分離して設定することが可能となり、回路の設計自由度を向上させることができる。
また、フローティング電源をチャージポンプ回路で構成したので、少ない部品点数でフローティング電源を構成することができる
【００３０】
また、フローティング電源を絶縁トランスで構成したので、一次側と２次側が直流的に絶縁されており、２次側の絶対電位を気にすることなく使用できる。
さらにまた、増幅器、電圧電流変換器、電流電圧変換器のゲイン、電流、電圧オフセットが、抵抗の比のみで決定されるように構成したので、温度特性の良好な電流検出回路を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１における電流検出回路をブロック化して示すブロック図である。
【図２】実施の形態２の電流検出回路をブロック化して示すブロック図である。
【図３】この発明の実施の形態１における電流検出回路を示す構成図である。
【図４】図３の各部の電圧電流波形図である。
【図５】実施の形態２の電流検出回路を示す構成図である。
【図６】実施の形態３に用いる絶縁トランスを示す構成図である。
【図７】実施の形態４の電流検出回路を示す構成図である。
【図８】従来の電流検出回路を示す構成図である。
【図９】従来の他の電流検出回路を示す構成図である。
【符号の説明】
２　増幅器　　　　　　　　　　　　　３　電圧電流変換器
４　フローティング電源　　　　　　　５　電流電圧変換器
６　ＩＣ化部　　　　　　　　　　　　７　オフセット電流回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2004053528.tif 000009
【図７】
2004053528.tif 000010
【図８】
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【図９】
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