(57)【要約】【課題】簡単な回路構成で、高精度の回路要素を必要とすることなく複数の通信方式のデジタル変調方式に対応できるようにする。【解決手段】発振部１において、周波数制御信号１１に基づき発振周波数を制御することにより周波数変調したキャリア信号から、位相の異なる複数のキャリア信号を生成し、これらキャリア信号のうちから位相制御信号１２に基づきいずれかの位相のキャリア信号をスイッチ２で選択することにより位相変調し、所望のデジタル変調信号を得る。【選択図】        図１
2004336280.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムで用いられ、入力された信号を所望のデジタル変調方式に基づき変調し、得られたデジタル変調信号を送信するデジタル変調送信機において、
入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づき位相の異なる複数のキャリア信号を生成する発振部と、
入力された位相制御信号に基づき前記発振部からのキャリア信号のうちのいずれかを選択して出力するスイッチと、
前記スイッチからのキャリア信号を増幅しデジタル変調信号として出力する電力増幅器とを備えることを特徴とするデジタル変調送信機。
【請求項２】
通信システムで用いられ、入力信号を所望のデジタル変調方式に基づき変調し、得られたデジタル変調信号を送信するデジタル変調送信機において、
入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づきキャリア信号を生成する発振器と、
この発振器からのキャリア信号から所望のデジタル変調信号を生成して出力する複数の無線部とを備え、
前記無線部は、
入力された比率設定信号に基づき前記発振器からのキャリア信号を分周して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する分周器と、
入力された位相制御信号に基づき前記分周器からのキャリア信号のうちのいずれかを選択して出力するスイッチと、
前記スイッチからのキャリア信号を増幅しデジタル変調信号として出力する電力増幅器とを備えることを特徴とするデジタル変調送信機。
【請求項３】
通信システムで用いられ、入力信号を所望のデジタル変調方式に基づき変調し、得られたデジタル変調信号を送信するデジタル変調送信機において、
入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づき位相の異なる複数のキャリア信号を生成する発振部と、
入力された位相制御信号に基づき前記発振部からのキャリア信号のうちのいずれかを選択して出力するスイッチと、
このスイッチからのキャリア信号から所望のデジタル変調信号を生成して出力する複数の無線部と、
前記スイッチからのキャリア信号を前記無線部のいずれかへ切替出力するセレクタとを備え、
前記無線部は、
前記スイッチからのキャリア信号を増幅しデジタル変調信号として出力する電力増幅器を備えることを特徴とするデジタル変調送信機。
【請求項４】
請求項１または請求項３に記載のデジタル変調送信機において、
前記発振部は、
入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づきキャリア信号を生成する発振器と、
入力された比率設定信号に基づき前記発振器からのキャリア信号を分周して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する分周器とを備えることを特徴とするデジタル変調送信機。
【請求項５】
請求項２または請求項４に記載のデジタル変調送信機において、
前記分周器は、前記比率設定信号に基づき前記発振器からのキャリア信号を逓倍して位相の異なる複数のキャリア信号を出力することを特徴とするデジタル変調送信機。
【請求項６】
請求項１に記載のデジタル変調送信機において、
前記電力増幅器は、前記発振部およびスイッチから得られる異なる周波数帯のキャリア信号を増幅できる広帯域型の電力増幅器からなることを特徴とするデジタル変調送信機。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載のデジタル変調送信機において、
前記電力増幅器は、入力された利得制御信号に基づき前記キャリア信号の増幅利得を可変制御する可変利得型の電力増幅器からなることを特徴とするデジタル変調送信機。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載のデジタル変調送信機において、
前記周波数制御信号として、キャリア信号を周波数変調するための周波数変調用信号を用いることを特徴とするデジタル変調送信機。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれかに記載のデジタル変調送信機において、
前記位相制御信号として、キャリア信号を位相変調するための位相変調用信号を用いることを特徴とするデジタル変調送信機。
【請求項１０】
請求項７に記載のデジタル変調送信機において、
前記利得制御信号として、キャリア信号を振幅変調するための振幅変調用信号を用いることを特徴とするデジタル変調送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル変調方式の送信機に関し、特に無線または有線通信システムで用いられ、複数の通信方式に対応したデジタル変調信号を１つの送信機で送信するデジタル変調送信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信システムや有線通信システムにおいては、そのシステムが目的とするサービスや、そのシステムで通信する情報量によって、種々の通信方式が用いられている。例えば、無線通信システムで使われる通信方式は多数あるが、その中の数例として、
８００ＭＨｚ帯、１．５ＧＨｚ帯を用いた携帯電話サービスを提供するＰＤＣ方式、
２ＧＨｚ帯を用いた第３世代の携帯電話であるＩＭＴ−２０００方式、
２８０ＭＨｚ帯を用いて無線呼出し、情報配信サービスを提供するペーシャ方式、
無線ＬＡＮを構成するときの通信規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａ，ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ、
近距離無線通信を目的とした通信規格であるＢｌｕｅｔｏｏｔｈ、
などがある。これら以外にも、目的や用途によって様々な通信方式が用いられている。
【０００３】
これまでの技術では、１つの送受信機は１つの通信方式にしか対応できず、複数の通信方式を利用したい場合には、それぞれの通信方式ごとに複数の送受信機を用意する必要があった。
従来、このような問題を解消するために、複数通信方式に対応できる送受信機の構成方法が提案されている。送信機の構成方法、受信機の構成方法ともに種々の方法が提案され、その一部は実用化されているが、以下では、特に本発明にかかわる送信機の構成方法について、複数の通信方式に対応できる技術の従来例を説明する。
【０００４】
［従来技術１］
従来技術の第１の例は、１つの送信機の中に複数の通信方式に対応した独立した送信装置を内蔵するものである。２つの通信方式に対応したものであればデュアルモードの送信機、３つ以上の通信方式に対応していればマルチモードの送信機、などと呼ばれている。実際に実用化された商品の例として、例えば、
ＰＤＣ方式とＰＨＳ方式に対応したデュアルモードの携帯電話、
Ｗ−ＣＤＭＡ方式とＰＤＣ方式に対応したデュアルモードの携帯電話、
ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，ＩＥＥＥ８０２．１１ｂの２つの通信規格に対応した無線ＬＡＮモジュール、
などがある。いずれの場合にも複数の通信方式に対応していることで、利用者は大きな利便性を得ることができる。
【０００５】
しかしながら上記の３つの例では、２つの異なった通信方式に対応して独立した送受信装置を内蔵しており、ハードウェア規模が大きく構造的に複雑であり、必然的に端末のサイズが大きくなり、複数の送受信装置を持つため消費電力が増え、製造コストも高くなる、といった問題点がある。
この従来技術の延長として、２つ以上の送信装置を１つのＬＳＩチップの中に作り込んでしまう、コンボチップと呼ばれる技術もあるが、サイズや製造コストは抑えられるものの、システムとしての複雑さや消費電力の増加は、依然として問題点として残る。
【０００６】
［従来技術２］
従来技術の第２の例として、特許文献１に記載されている無線送信機の構成方法を図１２に示し、その特徴を以下に説明する。図１２の送信機には、第１または第２の通信方式の一方を指定する制御信号と、指定した通信方式に対応したベースバンド信号（ＢＢ信号）とを出力する信号処理部５０、制御信号に対応した局部発振信号（ＬＯ信号）を出力するシンセサイザ（発振器）５１、ＢＢ信号およびＬＯ信号が入力される直交変調器５２、第１の通信方式に対応する第１無線部５４、第２の通信方式に対応する第２無線部５５、制御信号に応じて第１または第２無線部のいずれかを選択するスイッチ５３を備えている。
【０００７】
信号処理部５０において、５０Ａ，５０ＢはＩチャネル用およびＱチャネル用のＢＢ信号端子、５０Ｃは制御信号端子である。端子５０Ａ，５０ＢからのＩＱ信号は、直交変調器５２でシンセサイザ５１からのＬＯ信号とミキシングされ、変調信号が出力される。この変調信号は、スイッチ５３を切り替えることで、第１無線部５４または第２無線部５５で処理された後に端子５６，５７から出力される。
【０００８】
ここで、図１２の送信機で使われている直交変調器５２について、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式の場合を例に、その動作を簡単に説明する。ＱＰＳＫ変調は、９０゜ずつ位相の異なる４値でキャリア信号の位相を変調する方式である。４値の位相情報は位相平面上にプロットすることができ、Ｉ成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）とＱ成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）に分解することができるが、三角関数を用いるとＩ成分はｃｏｓφ（ｔ）、Ｑ成分はｓｉｎφ（ｔ）と表すことができる。直交変調器５２では、このＩ成分とＱ成分を用いてＬＯ信号ｃｏｓωｔを変調する。
【０００９】
直交変調器５２は、２つの乗算器５２Ａ，５２Ｂと１つの加算器５２Ｃとから構成される。一方の乗算器５２ＡではＬＯ信号とＩ成分を乗算ｃｏｓωｔ・ｃｏｓφ（ｔ）し、もう一方の乗算器５２Ｂでは位相を９０゜ずらしたＬＯ信号とＱ成分を乗算ｓｉｎωｔ・ｓｉｎφ（ｔ）する。これら２つの信号を加算器５２Ｃで加算すると、
ｃｏｓωｔ・ｃｏｓφ（ｔ）＋ｓｉｎωｔ・ｓｉｎφ（ｔ）＝ｃｏｓ（ωｔ＋φ（ｔ））
となり、位相情報で変調された変調波が出力として得られる。
以上のように、直交変調器５２は、ＢＢ信号のＩチャネル成分、Ｑチャネル成分を用いて変調信号を生成することから、ＢＢ信号処理部において通信方式に対応したＩＱ信号を生成することで、種々の変調方式に対応することが可能であるという特徴をもつ。
【００１０】
しかしながら、図１２の直交変調器５２においては、前述の数式で示される乗算および加算を用いて変調していることから、２系統のＬＯ信号の位相差が正確に９０゜であることが必要であり、そのため高精度の移相器が必要となるとともに、直交変調器５２それ自体にも、高精度の乗算器と加算器が求められる。また、複数周波数帯に対応したシンセサイザ５１と無線部５４，５５が必要になり、ハードウェア規模が大きくなることを避けられない。いずれにしても、製造コストの増大や消費電力の増化などの原因になりうる。
【００１１】
［従来技術３］
従来技術の第３の例として、特許文献２に記載されている無線送信機の構成方法を図１３に示し、その特徴を以下に説明する。図１３の構成方法の特徴は、ベースバンドのＩＱ信号からデジタル処理により中間周波数（ＩＦ）のＩＱ信号を生成し、このＩＦのＩＱ信号を用いて直交変調器でＬＯ信号を変調する構成としている点である。ＢＢ信号６０は、デジタル変調部６１でＩＦシンセサイザ６２の出力とミキシングされ、得られたＩＦのＩＱ信号はＤ／Ａ変換、フィルタリングされた後に直交変調器（６４〜６６）によりＬＯ発振器６３の出力とミキシングされ、フィルタリングされた後に電力増幅器６８により増幅され、出力される。
【００１２】
この構成の特徴は、デジタルＩＦ変調とすることにより、通信方式に対して高い自由度を持つとともに、直交変調器を用いることで図１２の構成と同様に種々の変調方式に対応できるということである。
すなわち、ＬＯ発振器６３からのＬＯ信号を移相器６７で−９０゜だけ移相して、ＩＱ信号のＩ成分と乗算器６４で乗算し、ＬＯ発振器６３からのＬＯ信号とＩＱ信号のＱ成分とを乗算器６５で乗算し、これら乗算器６４，６５の出力を加算器６６で加算することにより、変調波を得ている。
【００１３】
しかしながら、図１２の構成の場合と同様の理由で、高精度の移相器、高精度の直交変調器が求められる。このような問題点については、特許文献２においても、「固定周波数局部発振器６３は、２つのミキサ６４，６５の均衡性を局部発振器ポート（ＬＯ）で保つといった別の重要な案件を扱う。ミキサ６４，６５は、ＬＯ信号が送信された信号の中に入ることを回避するために狭い許容度に保たれなくてはならない。」と明示されている。
【００１４】
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
【００１５】
【特許文献１】
特開２００３−００８４５４号公報
【特許文献２】
特表２００２−５２６９５８号公報
【非特許文献１】
Ｌ．Ｋａｈｎ，”Ｓｉｎｇｌｅ−ｓｉｄｅｄ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｂｙ  ｅｎｖｅｌｏｐｅ  ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ，”  Ｐｒｏｃ．ＩＲＥ，ｐｐ．８０３−８０６，Ｊｕｌｙ  １９５２
【非特許文献２】
Ｐ．Ｊ．Ｎａｇｌｅ，Ｄ．Ｐ．Ｂｕｒｔｏｎ，Ｅ．Ｐ．Ｈｅａｎｅｙａｎｄ  Ｆ．Ｊ．ＭｃＧｒａｔｈ，”Ａ  ｗｉｄｅｂａｎｄ  ｌｉｎｅａｒ  ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  ｆｏｒ  ｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ  ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｔｈｅ  ｃｏｎｃｅｐｔ  ｏｆ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｄｅｌｔａ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，”  ２００２  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＩＳＳＣＣ），ｐｐ．２９６−２９７，Ｆｅｂ．２００２
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、１つの送信機で複数の通信方式に対応する用途を考えた場合に、前述した従来のデジタル変調送信機では、送信機のハードウェア構成が複雑になる、送信機を構成する要素回路に高精度の回路動作が要求される、という問題点があった。
本発明はこのような問題点を解決するものであり、簡単な回路構成で、かつ高精度の回路要素を必要としない送信機の構成方法によって、複数の通信方式に対応できるデジタル変調送信機を実現することを目的とするものである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、本発明にかかるデジタル変調送信機は、通信システムで用いられ、入力された信号を所望のデジタル変調方式に基づき変調し、得られたデジタル変調信号を送信するデジタル変調送信機において、入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づき位相の異なる複数のキャリア信号を生成する発振部と、入力された位相制御信号に基づき発振部からのキャリア信号のうちのいずれかを選択して出力するスイッチと、スイッチからのキャリア信号を増幅しデジタル変調信号として出力する電力増幅器とを備えるものである。
【００１８】
また、本発明にかかる他のデジタル変調送信機は、通信システムで用いられ、入力信号を所望のデジタル変調方式に基づき変調し、得られたデジタル変調信号を送信するデジタル変調送信機において、入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づきキャリア信号を生成する発振器と、この発振器からのキャリア信号から所望のデジタル変調信号を生成して出力する複数の無線部とを備え、無線部は、入力された比率設定信号に基づき発振器からのキャリア信号を分周して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する分周器と、入力された位相制御信号に基づき分周器からのキャリア信号のうちのいずれかを選択して出力するスイッチと、スイッチからのキャリア信号を増幅しデジタル変調信号として出力する電力増幅器とを備えるものである。
【００１９】
また、本発明にかかる他のデジタル変調送信機は、通信システムで用いられ、入力信号を所望のデジタル変調方式に基づき変調し、得られたデジタル変調信号を送信するデジタル変調送信機において、入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づき位相の異なる複数のキャリア信号を生成する発振部と、入力された位相制御信号に基づき発振部からのキャリア信号のうちのいずれかを選択して出力するスイッチと、このスイッチからのキャリア信号から所望のデジタル変調信号を生成して出力する複数の無線部と、スイッチからのキャリア信号を無線部のいずれかへ切替出力するセレクタとを備え、無線部は、スイッチからのキャリア信号を増幅しデジタル変調信号として出力する電力増幅器を備えるものである。
【００２０】
発振部の具体的構成例として、入力された周波数制御信号に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づきキャリア信号を生成する発振器と、入力された比率設定信号に基づき発振器からのキャリア信号を分周して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する分周器とから構成してもよい。
分周器は、比率設定信号に基づき発振器からのキャリア信号を逓倍して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する逓倍器としてもよい。
【００２１】
電力増幅器としては、発振部およびスイッチから得られる異なる周波数帯のキャリア信号を増幅できる広帯域型の電力増幅器を用いてもよく、あるいは入力された利得制御信号に基づきキャリア信号の増幅利得を可変制御する可変利得型の電力増幅器を用いてもよい。
また、周波数制御信号として、キャリア信号を周波数変調するための周波数変調用信号を用いるてもよく、位相制御信号として、キャリア信号を位相変調するための位相変調用信号を用いてもよい。さらに、利得制御信号として、キャリア信号を振幅変調するための振幅変調用信号を用いてもよい。
【００２２】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかるデジタル変調送信機について説明する。図１は本発明の第１の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
このデジタル変調送信機は、発振部１、スイッチ２、電力増幅器３、およびアンテナフィルタ４から構成されている。
【００２３】
発振部１は、外部から入力された周波数制御信号１１に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づき位相の異なる複数のキャリア信号を生成する。
スイッチ２は、外部から入力された位相制御信号１２により、発振部１からの多相キャリア信号のいずれか１つを選択して出力する。
したがって、スイッチ２で選択されたキャリア信号は、周波数制御信号１１、位相制御信号１２のいずれか一方または両方で選択した所望のデジタル変調方式に基づくデジタル変調信号として、電力増幅器３で所望のレベルまで増幅され、アンテナフィルタ４で帯域外の不要な信号が低減された後に、送信信号として出力される。
【００２４】
具体的には、例えば周波数制御信号１１を０，１に対応した２値のデジタル信号とすると、発振部１からはＢＦＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調されたキャリア信号が出力される。このときにスイッチ２で選択する信号を固定とすると、ＢＦＳＫ変調波が送信される。また、上記構成を変更することなく、例えば発振部１の出力を４相のキャリア信号とし、そのうちの１相を位相制御信号１２によってスイッチ２で選択する構成にすると、ＱＰＳＫ変調波が出力される。
したがって、周波数制御信号１１として周波数変調用信号を用いて周波数変調するか、位相制御信号１２として位相変調用信号を用いて位相変調するか、いずれかを選択することによって、ＢＦＳＫとＱＰＳＫの２つの変調方式に対応することができる。
【００２５】
このように、本実施の形態では、任意の周波数で位相の異なる多相のキャリア信号を出力する発振部１と、この発振部１からの多相キャリア信号のいずれかを選択するスイッチ２とを設け、これらを周波数制御信号１１，位相制御信号１２のいずれか一方または両方で制御するようにしたので、発振部１で周波数変調機能が実現されるとともに、スイッチ２で位相変調機能が実現され、比較的簡単な回路構成で、かつ高精度の回路要素を必要とすることなく、複数の通信方式に対応できるデジタル変調送信機を実現できる（請求項１）。
なお、多相キャリア信号を切り替えるスイッチ２については、ＦＥＴを使用したパストランジスタなどの簡単な回路構成で実現することができる。また、発振部１や、電力増幅器３、アンテナフィルタ４については、公知の技術により実現することができる。
【００２６】
［第２の実施の形態］
次に、図２を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかるデジタル変調送信機について説明する。図２は本発明の第２の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態にかかるデジタル変調送信機は、前述した第１の実施の形態（図１参照）と比較して、電力増幅器３に代えて、増幅利得を可変できる機能を持つ電力増幅器３Ａを用い、利得制御信号１３によりその利得をコントロールするようにした点が異なる。
【００２７】
このように、本実施の形態では、前述した第１の実施の形態に加えて、可変利得型の電力増幅器３Ａを用いるようにしたので、前述の第１の実施の形態と同じの効果を奏するだけでなく、位相変調した場合の不要な高調波の発生を低減する効果が得られる（請求項７）。
通常、キャリア信号を位相変調すると、位相信号が変調されるとともに包絡線が変動した変調信号となる。これに対して第１の実施の形態では、位相変調をする場合、位相のみを切り替えることで変調し、包絡線は一定の変調波を生成していることから、出力されるキャリア信号は不要な高調波を含んだものとなる。
【００２８】
この点について、本実施の形態のように、位相制御信号１２に応じてキャリア信号の振幅も制御すれば、本来の位相変調されたキャリア信号に近づけることができ、不要な高調波を抑えることができる。この原理はＥＥＲ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ）方式として知られているものであり、非特許文献１においてＬ．Ｋａｈｎが提案した方式である。
この方式をデジタル変調へ応用した送信機の構成方法について、非特許文献２があるが、この文献で示されている構成は、デジタル位相変調のみに関するものであり、本実施の形態のように、周波数変調と位相変調の両方に対応できるものではない。
【００２９】
また、本実施の形態による新たな効果として、各制御信号１１，１２による周波数変調、位相変調の機能と同時に、利得制御信号１３として振幅変調用信号を用いる振幅変調の機能を合わせて実現することができる。利得制御信号１３をアナログ信号とするとＡＭ変調を実現でき、デジタル信号とするとＡＳＫ変調の機能を実現することができる。
さらに原理的には、位相制御信号１２と利得制御信号１３を同時に併用することにより多値ＱＡＭ変調にも対応することができる。
なお、例えば既存の１６ＱＡＭであれば直交変調器による構成の方が実現が容易と考えられ、多値ＱＡＭ変調に対応する場合には、本実施の形態の送信機構成方法に合った信号点設計を考慮する必要がある。
【００３０】
また、図１，図２の発振部１の具体的構成として、図３に示すように、周波数制御信号１１に基づき発振周波数を制御するとともに、その発振周波数に基づきキャリア信号を生成する発振器１Ａと、入力された比率設定信号１５で設定される分周比に基づき発振器１Ａからのキャリア信号を分周して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する分周器５とから発振部１を構成してもよく、簡素な構成で多相キャリア信号を容易に生成できる（請求項４）。
この際、分周器５を逓倍器で置き換え、比率設定信号で設定される逓倍比に基づき発振器１Ａからのキャリア信号を逓倍して位相の異なる複数のキャリア信号を出力するようにしてもよい（請求項５）。
【００３１】
なお、図３において、固定利得型の電力増幅器３を用いてもよいが、可変利得型の電力増幅器３Ａを設けて振幅変調可能な構成とすることにより、前述と同様に、位相変調した場合の不要な高調波の発生を低減できるとともに、振幅変調機能を合わせて実現することができる（請求項７）
【００３２】
［第３の実施の形態］
次に、図４を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかるデジタル変調送信機について説明する。図４は本発明の第３の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
このデジタル変調送信機は、発振器１Ａ、第１無線部２０Ａ、および第２無線部２０Ｂから構成される。また、第１無線部２０Ａおよび第２無線部２０Ｂは、分周器５、スイッチ２、電力増幅器３Ａ、およびアンテナフィルタ４から構成されている。
【００３３】
発振器１Ａ、分周器５、スイッチ２、電力増幅器３Ａ、およびアンテナフィルタ４は、前述の第１および第２の実施の形態と同様である。
第１無線部２０Ａでは、発振器１Ａの出力に基づき分周器５で多相キャリア信号を生成する。そして、この多相キャリア信号からスイッチ２でいずれかの位相のキャリア信号を選択し、電力増幅器３Ａで増幅した後、アンテナフィルタ４で不要波成分を低減し、所望のデジタル変調信号として出力する。
同様に第２無線部２０Ｂでも、発振器１Ａの出力を、分周器５、スイッチ２、電力増幅器３Ａ、アンテナフィルタ４で処理し、所望のデジタル変調信号として出力する。
【００３４】
この際、第１無線部２０Ａおよび第２無線部２０Ｂから出力されるキャリア信号のキャリア信号周波数は、それぞれの分周器５の分周比で決まる。第１無線部２０Ａおよび第２無線部２０Ｂの分周器５では、それぞれ個別の比率設定信号１５により異なる分周比が設定され、その結果、第１無線部２０Ａと第２無線部２０Ｂとではキャリア信号の周波数が異なる。
送信機全体では、比率設定信号１５により第１無線部２０Ａと第２無線部２０Ｂを切り替える機能を持つ。
【００３５】
具体的には、発振器１Ａとして１．２ＧＨｚ帯で発振する差動の発振器を用い、第１無線部２０Ａにおいて、分周器（逓倍器）５で２逓倍して２．４ＧＨｚの多相キャリア信号を生成し、スイッチ２でいずれかのキャリア信号を選択し、電力増幅器３Ａ、アンテナフィルタ４を経て２．４ＧＨｚのキャリア信号を出力する。
【００３６】
この場合、スイッチ２は信号選択が固定であってもよく、スイッチ２は省略することもできる。第１無線部２０Ａにおいては、周波数制御信号１１により発振器１Ａの周波数を可変とすることで、近距離無線通信規格の１つであるＢｌｕｅｔｏｏｔｈの規格で送信することができる。Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈの通信方式は、周波数ホッピングのスペクトル拡散を用いてＢＦＳＫ変調波を送受信する。周波数制御信号１１について、その周波数ホッピングとＢＦＳＫ変調とに対応した制御をすることで、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ用の送信機とすることができる。
【００３７】
一方、第２無線部２０Ｂでは、１．２ＧＨｚの発振器１Ａの出力を分周器５で４分周し３００ＭＨｚ帯の４相のキャリア信号を生成する。この４相キャリア信号をスイッチ２で切り替えることによりＱＰＳＫで変調することができ、電力増幅器３Ａ、アンテナフィルタ４を経て３００ＭＨｚ帯のキャリア信号として出力される。特に、３００ＭＨｚ帯は、送信機から３ｍ離れた場所での電界強度が５００μＶ／ｍであれば微弱無線方式で使うことができ、変調方式は比較的自由に選択することができる。
【００３８】
したがって、上記例では、２．４ＧＨｚ帯のＢｌｕｅｔｏｏｔｈ用送信機と、３００ＭＨｚ帯の微弱無線ＱＰＳＫ送信機という２つの機能を持つ送信機を、簡単な回路構成で実現することができる。
このように、本実施の形態では、第１無線部２０Ａと第２無線部２０Ｂを設け、それぞれの分周器５の分周比を比率設定信号１５で個別に制御するようにしたので、前述した第２の実施の形態の効果に加えて、発振器１Ａを共用しつつ異なる２つの周波数帯の変調方式を比較的自由に選択して変調波を送信できるという効果が得られる（請求項２）。
【００３９】
なお、図４において、固定利得型の電力増幅器３を用いてもよいが、可変利得型の電力増幅器３Ａを設けて振幅変調可能な構成とすることにより、前述と同様に、位相変調した場合の不要な高調波の発生を低減できるとともに、振幅変調機能を合わせて実現することができる（請求項７）
また、第１無線部２０Ａと第２無線部２０Ｂの各分周器５のうち、いずれか一方または両方が逓倍器であってもよい（請求項５）。
【００４０】
［第４の実施の形態］
次に、図５を参照して、本発明の第４の実施の形態にかかるデジタル変調送信機について説明する。図５は本発明の第４の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
このデジタル変調送信機は、発振部１Ｂ、スイッチ２、セレクタ６、第１無線部２１Ａ、および第２無線部２１Ｂから構成される。前述した図３と同様に、発振部１Ｂは発振器１Ａと分周器５から構成されている。また、第１無線部２１Ａおよび第２無線部２１Ｂは、電力増幅器３Ａおよびアンテナフィルタ４から構成されている。
【００４１】
発振部１Ｂ、スイッチ２、電力増幅器３Ａ、およびアンテナフィルタは、前述の第３の実施の形態と同様である。セレクタ６は、スイッチ２で選択されたキャリア信号を第１無線部２１Ａまたは第２無線部２１Ｂのいずれかへ切替出力する。
なお、無線部の数は、２つに限定されるものではなく、対応すべき周波数帯の数に応じて３つ以上設けてもよく、無線部の数に対応したセレクタ６を用いればよい。
【００４２】
このように、本実施の形態では、前述した第３の実施の形態（図４参照）のうち、各無線部の分周器５およびスイッチ２を共通化し、比率設定信号１５により分周器５の分周比を切り替えるとともに、セレクタ６を切り替えて、スイッチ２の出力をそのキャリア信号周波数に応じた第１の無線部２１Ａと第２の無線部２１Ｂのいずれかに切替出力するようにしたので、発振部１Ｂおよびスイッチ２を共用しつつ、異なる２つの周波数帯のキャリア信号を生成できる。したがって、前述した第４の実施の形態と同様の効果を、より規模の小さい回路ブロックにより実現することができる（請求項３）。
【００４３】
なお、図５において、固定利得型の電力増幅器３を用いてもよいが、可変利得型の電力増幅器３Ａを設けて振幅変調可能な構成とすることにより、前述と同様に、位相変調した場合の不要な高調波の発生を低減できるとともに、振幅変調機能を合わせて実現することができる（請求項７）
また、発振部１Ｂについては、第１の実施の形態（図１）と同様に、他の公知の発振部１を用いてもよいが、発振器１Ａと分周器５から構成することにより、簡素な構成で多相キャリア信号を容易に生成できる（請求項４）。この際、分周器５に代えて、比率設定信号に基づき発振器１Ａからのキャリア信号を逓倍して位相の異なる複数のキャリア信号を出力する逓倍器を用いてもよい（請求項５）。
【００４４】
次に、図６を参照して、本発明の第５の実施の形態にかかるデジタル変調送信機について説明する。図６は本発明の第５の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態にかかるデジタル変調送信機は、前述した第４の実施の形態（図５参照）のうち、電力増幅器３Ａに代えて、広帯域の電力増幅器３Ｂを用いることにより、各無線部の電力増幅器３Ａおよびアンテナフィルタ４を共通化したもである。なお、発振部１Ｂ、スイッチ２、およびアンテナフィルタ４は、前述の第４の実施の形態と同様である。
【００４５】
前述した第１〜第４の実施の形態では電力増幅器として特定の周波数帯の信号のみを増幅する狭帯域増幅器を使用していた。これは、狭帯域の増幅器の方が消費電力を低く抑えることができ、帯域外の不要信号は増幅しないという特徴を持つためである。
しかし、広帯域の増幅器であっても、利得制御信号１３によって増幅利得を制御することによって、不要な高調波の発生を抑え、不要信号の出力を低減することができる。この効果については、前述の第２の実施の形態で説明しているとおりである。
【００４６】
また、狭帯域増幅器には低消費電力であるという特徴があるが、複数の通信方式に対応して独立した無線部を持つことは、ハードウェア構成が複雑になり、異なる無線部間での干渉の問題などが生じる場合がある。
本実施の形態では、このように、広帯域の電力増幅器３Ｂを用いたので、各変調方式ごとの無線部が不要となり、ハードウェア構成を簡素化できるとともに、複数の無線部を切り替える必要がなくなり、前述した第４の実施の形態で用いたセレクタ６は不要となる（請求項６）。本実施の形態により、消費電力の増加より優先して、ハードウェア構成を簡単にしたい、無線部間の干渉を避けたいという用途に対しては、１つの現実解を得ることができる。
【００４７】
なお、図６において、広帯域で固定利得型の電力増幅器３を用いてもよいが、広帯域で可変利得型の電力増幅器を用いて振幅変調可能な構成とすることにより、前述と同様に、位相変調した場合の不要な高調波の発生を低減できるとともに、振幅変調機能を合わせて実現することができる（請求項７）。
【００４８】
［発振器および分周器］
以上の各実施の形態で用いた発振器１Ａおよび分周器５については、次のような具体的構成を用いてもよい。
図７に、発振器１Ａの具体的回路例を示す。この例では、インダクタＬとＭＯＳバラクタ容量Ｃにより共振周波数ω＝１／√ＬＣを持つＬＣ共振器を構成し、ＭＯＳトランジスタＭ３１とＭＯＳトランジスタＭ３２のクロスカップル型の負性抵抗素子と組み合わせることにより発振器（無安定マルチバイブレータ）か構成されている。
【００４９】
すなわち、この発振器では、Ｍ３３のソース端子が電源電圧Ｖに接続され、そのドレイン端子に２つＬの一端が接続されている。そして、これらＬの他端の間にそれぞれＭＯＳトランジスタＭ３４，Ｍ３５からなる２つの容量Ｃが直列接続されているとともに、これらＬの２つの他端と接地電位ＧＮＤとの間にＭ３１，Ｍ３２からなる負性抵抗素子が接続されている。また、共通接続されたＭ３４，Ｍ３５のゲート、およびＭ３３には所定の電位Ｖｂｉａｓが接続されている。
この発振器では、０゜および１８０゜の差動のクロック信号ｖｐ，ｖｎを発生することができる。トランジスタＭ３３は、回路の消費電流を一定とし、出力差動信号の位相差を１８０゜に保つ役割も同時に果たしている。
【００５０】
図８に、分周器５の具体的回路例を示す。この分周器は、ジョンソンカウンタと呼ばれる、Ｄフリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）を２個用いた１／４分周器である。ここでは、ＱＰＳＫ変調方式で用いる、９０゜ずつ（π，π／４，π／２，３π／４）位相の異なるキャリア信号が生成される。
【００５１】
すなわち、Ｄ−ＦＦ３６およびＤ−ＦＦ３７のｃｌｋ入力端子のそれぞれに、発振器１Ａからのクロック信号ｖｐが入力され、／ｃｌｋ入力端子（ｃｌｋ入力端子の反転論理）のそれぞれに、ｖｐと１８０゜の位相差を持つ、発振器１Ａからのクロック信号ｖｎが入力されている。
Ｄ−ＦＦ３６のＤ入力端子および／Ｄ入力端子（Ｄ入力端子の反転論理）には、Ｄ−ＦＦ３７のＱ出力端子および／Ｑ出力端子（Ｑ出力端子の反転論理）がそれぞれ接続され、Ｄ−ＦＦ３７のＤ入力端子および／Ｄ入力端子（Ｄ入力端子の反転論理）には、Ｄ−ＦＦ３６のＱ出力端子および／Ｑ出力端子がそれぞれ接続されている。
【００５２】
このような構成により、差動のクロック信号ｖｐ，ｖｎから、クロック周期を１／４分周した４相の信号ＩＰ，ＩＮ，ＱＰ，ＱＮが生成され、それぞれＤ−ＦＦ３６のＱ出力端子、／Ｑ出力端子、Ｄ−ＦＦ３７のＱ出力端子、および／Ｑ出力端子から出力される。
したがって、これらＤフリップフロップの構成と回路の接続とが対称的になっているため、４相のキャリア信号を、比較的簡素な回路構成で高精度に生成することができ、分周出力を切り替えることによりＱＰＳＫ変調の変調信号を実現できる。
【００５３】
図９に、図８の分周器５で用いられるＤフリップフロップの具体的回路例を示す。
このＤフリップフロップは、２つのＭＯＳトランジスタから構成される差動増幅器を複数組み合わせて構成した、ＣＭＬ（Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｍｏｄｅ  Ｌｏｇｉｃ）構成をとっており、高速動作が可能であるとともに、適切な回路設計によりアナログ信号を扱うこともでき、キャリア信号を生成するための分周器に使用することができる。なお、図７のＤフリップフロップは公知の技術に基づくものであり、その構成および動作の詳細についての説明は省略する。
【００５４】
図１０および図１１に、これら発振器１Ａおよび分周器５の動作に対するシミュレーション結果を示す。図１０は図８７の発振器１Ａの出力波形図であり、図１１は図９の分周器５の出力波形図である。
これら出力波形図において、横軸は時間（ｎｓ）であり、縦軸は出力電圧（ｍＶ）である。ここでは、発振器１Ａにおいて、周波数１．２ＧＨｚで逆位相のクロック信号ｖｐ，ｖｎが生成されていることがわかる。また、分周器５において、これらｖｐ，ｖｎから、周波数３００ＭＨｚの９０゜ずつ位相が互いに異なった４つの信号ＩＰ，ＩＮ，ＱＰ，ＱＮがキャリア信号として生成されていることがわかる。
【００５５】
［可変利得型電力増幅器］
以上の各実施の形態で用いた可変利得型の電力増幅器３Ａについては、飽和型増幅回路を用いてもよい。
飽和型増幅回路とは、例えばＭＯＳトランジスタで増幅器を構成した場合、そのＭＯＳトランジスタをその飽和領域で動作させることにより入力信号を増幅する回路のことを指す。このような飽和領域では、ドレイン電圧ＶＤＳの変化がドレイン電流ＩＤにあまり影響せず、ＭＯＳトランジスタが電流源として動作するため、これを利用して高効率の増幅器を実現できる。
【００５６】
なお、この種の高周波増幅器に関する詳細は、例えば、高山洋一郎，「マイクロ波トランジスタ」，電子情報通信学会，ｐｐ１９２−２００，１９９８  や、黒田監訳，「ＲＦマイクロエレクトロニクス」，丸善，ｐｐ３２５−３３９，２００２  などに説明されており、ここでの詳細な説明は省略する。
このような飽和型増幅回路は、例えば増幅段のトランジスタに対するバイアス電圧を制御することにより利得を制御することができ、線形増幅器と比較して電力付加効率が高く消費電力を低減できる。
【００５７】
線形増幅回路で電源電圧を変えた場合、増幅器の動作点が変化し線形動作をしなくなる場合があるので、可変範囲が限定される。一方、飽和型増幅器では、ある程度以上の電源電圧であれば動作するので、増幅器の線形性を考慮する必要がない。また、利得が小さくてよい場合には電源電圧を下げて増幅利得を下げているので、消費電力が小さく電力付加効率のよい送信装置を構成することができる。
【００５８】
このように、信号の増幅に飽和型増幅器を使用しているという特徴から、その利得を電源電圧により制御することができ、利得制御回路を簡単な回路構成とすることができるとともに、電力効率の良いデジタル変調送信機を構成することができる。
また、本発明で用いる飽和型増幅回路は、ＭＯＳトランジスタを用いた増幅器に限定されるものではなく、前述したような動作特性を有するバイポーラトランジスタ、化合物ＦＥＴ、さらには真空管、電子管などの回路素子を用いて構成してもよい。
【００５９】
なお、以上の各実施の形態で用いた各構成回路については、それぞれ個別の回路部品で構成してもよく、全ての構成回路を１つの集積回路に搭載することも可能である。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、発振部において、周波数制御信号に基づき発振周波数を制御して得られたキャリア信号から、位相の異なる複数のキャリア信号を生成し、これらキャリア信号のうちから位相制御信号に基づきいずれかのキャリア信号をスイッチで選択することにより、所望のデジタル変調信号を得るようにしたので、周波数制御信号および位相制御信号を任意に選択することにより、同一回路構成で各種の通信方式に応じたデジタル変調信号を得ることができる。したがって、発振部とスイッチという簡単な回路構成で、かつ高精度の回路要素を必要とすることなく、各種の通信方式に対応できるデジタル変調送信機を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
【図３】発振部の具体的構成例を示すブロック図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第５の実施の形態にかかるデジタル変調送信機の構成を示すブロック図である。
【図７】発振器の具体的構成例を示す回路図である。
【図８】分周器の具体的構成例を示す回路図である。
【図９】図８で用いられるＤフリップフロップの具体的構成例を示す回路図である。
【図１０】図７の発振器のシミュレーション結果で得られた発振出力を示す波形図である。
【図１１】図８の分周器のシミュレーション結果で得られた分周出力を示す波形図である。
【図１２】従来の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１３】従来の他の送信機の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…発振部、１Ａ…発振器、１Ｂ…発振部、２…スイッチ、３…電力増幅器、３Ａ…電力増幅器（可変利得型）、３Ｂ…電力増幅器（広帯域型）、４…アンテナフィルタ、５…分周器（逓倍器）、６…セレクタ、１１…周波数制御信号、１２…位相制御信号、１３…利得制御信号、１５…比率設定信号、２０Ａ，２１Ａ…第１無線部、２０Ｂ，２１Ｂ…第２無線部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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