(57)【要約】【課題】アンテナ自体が平衡作用を有する平衡給電型アンテナの広帯域化方法を検討して複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、広帯域にわたるインピーダンス整合が可能な携帯端末用内蔵アンテナの提供。【解決手段】両端が短絡された約１／２波長の平行線路を有するストリップ長ｌ、ストリップ間隔ｄ、左右のストリップ幅ｗ１、ｗ２、短絡部のストリップ幅ｗ３の折り返しダイポールアンテナ１の給電点の左右約１／８波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げてアンテナ長ａ、垂直部の高さｈ、折り曲げ部の間隙ｓなる２重折り返し構造のアンテナ素子２を形成する。以上のような構成で、アンテナ構造を決定するパラメータの中でも特に間隙ｓおよびストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を調整することによって広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。また、間隙ｓを長くして入力インピーダンスを大きくし、高さｈを低くして入力インピーダンスを小さくする。また、間隙ｓおよび高さｈを固定すると共にストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を調整して広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。また、ストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を大きくしてＶＳＷＲ値を小さくする。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
両端が短絡された約１／２波長の平行線路を有するストリップ長ｌ、ストリップ間隔ｄ、左右のストリップ幅ｗ１、ｗ２、短絡部のストリップ幅ｗ３の折り返しダイポールアンテナの給電点の左右約１／８波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げてアンテナ長ａ、垂直部の高さｈ、折り曲げ部の間隙ｓからなる２重折り返し構造のアンテナ素子を形成し、
このアンテナ素子をアンテナ長ａと同じ幅の導体板の先端に近接して配置すると共に、
このアンテナ素子の給電点に平衡給電線を接続してアンテナシステムを構成し、
このアンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスの整合ために、このアンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓおよび左右のストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を調整する
ことを特徴とする携帯端末用内蔵アンテナ。
【請求項２】
前記アンテナ素子の入力インピーダンスを大きくするには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓを広くし、
前記アンテナ素子の入力インピーダンスを小さくするには、前記アンテナ素子の垂直部の高さｈを低くする
ことを特徴とする請求項１に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。
【請求項３】
前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓおよび垂直部の高さｈを固定して、
左右のストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を調整する
ことを特徴とする請求項１に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。
【請求項４】
前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスとの整合の度合いを表すＶＳＷＲ値を小さくするには、前記左右のストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を大きくすることを特徴とする請求項１に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。
【請求項５】
前記アンテナ素子の構造パラメータを、
ストリップ長ｌ＝０．４６７波長
ストリップ間隔ｄ＝０．００８９波長
左右のストリップ幅ｗ１＝０．００８９波長
ｗ２＝０．００８９〜０．０３５７波長
アンテナ長ａ＝０．３２４波長
垂直部の高さｈ＝０．０７１５波長
折り曲げ部の間隙ｓ＝０．１８１４波長
とする請求項１に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯端末など薄型無線機に内蔵するコンパクトな構造の平衡給電型アンテナにおいて、特にアンテナ構造を決定するパラメータを調整して広帯域にわたるインピーダンスの整合が可能な自己平衡作用を有する携帯端末用内蔵アンテナに関するものである。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
携帯電話に代表される移動通信システムがここ１０年間急速に発展普及している。移動通信システムに用いられる携帯端末は、小型化に加え、高機能化されてきており、それらに取り付けられるアンテナに対して性能の維持または向上を図りながら、小形化・広帯域化が要求されている。そして特に外観にアンテナが見えない内蔵化の要求が高まっている。
【０００３】
一方、従来携帯端末に用いられてきたモノポールや平板逆Ｆアンテナでは、匡体上に誘起される電流が人体の影響により変化するため、著しい利得の低下等の特性劣化がしばしば観測される。この特性劣化の原因となる匡体上の電流を減少させる方法として、平衡系アンテナに平衡給電を行うことが提案され、方形ループアンテナ、Ｌ字形ループアンテナ、ヘリカルループアンテナなどが検討されてきた。しかしながら、これらのアンテナは、導体板が近接しているため、入力インピーダンス整合をとるのが非常に困難であった。
【０００４】
この問題を解決するためにアンテナ自体が平衡作用を有し、周囲長が約１波長の２重折り返し構造を持つ折り返しループアンテナが提案されている。
この折り返しループアンテナは、その電流分布を考えると折り返しダイポールと等価である。給電点から左右１／８波長で折り曲げコンパクトな構造であると共に折り返しダイポールの素子幅や素子間隔を変化させることにより入力インピーダンスの調整を可能としている。
ところが従来の検討では、この折り返しループアンテナのＶＳＷＲ≦２となる帯域は中心周波数１８６０ＭＨｚに対して約３％であり、無給電素子を付けた場合、約２倍となったが、広帯域化についての詳細な検討は行われていなかった。
【０００５】
そこで本発明は、アンテナ自体が平衡作用を有する平衡給電型アンテナの広帯域化方法を検討して複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、広帯域にわたるインピーダンス整合が可能な携帯端末用内蔵アンテナを提供することを目的とするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、本発明は以下のように構成した。
【０００７】
本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、両端が短絡された約１／２波長の平行線路を有するストリップ長ｌ、ストリップ間隔ｄ、左右のストリップ幅ｗ１、ｗ２、短絡部のストリップ幅ｗ３の折り返しダイポールアンテナの給電点の左右約１／８波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げてアンテナ長ａ、垂直部の高さｈ、折り曲げ部の間隙ｓなる２重折り返し構造のアンテナ素子を形成し、このアンテナ素子をアンテナ長ａと同じ幅の導体板の先端に近接して配置すると共に、このアンテナ素子の給電点に平衡給電線を接続してアンテナシステムを構成し、このアンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるには、このアンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓおよび左右のストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を調整することで上記目的を達成する。
【０００８】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスを大きくするには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓを広くし、前記アンテナ素子の入力インピーダンスを小さくするには、前記アンテナ素子の垂直部の高さｈを低くする。
【０００９】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓおよび垂直部の高さｈを固定して、左右のストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を調整する。
【００１０】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスとの整合の度合いを表すＶＳＷＲ値を小さくするには、前記左右のストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を大きくする。
【００１１】
また、好ましくは、前記アンテナ素子の構造パラメータを、ストリップ長ｌ＝０．４６７波長、ストリップ間隔ｄ＝０．００８９波長、左右のストリップ幅ｗ１＝０．００８９波長、ｗ２＝０．００８９〜０．０３５７波長、アンテナ長ａ＝０．３２４波長、垂直部の高さｈ＝０．０７１５波長、折り曲げ部の間隙ｓ＝０．１８１４波長とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
図１に、本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの斜視図を示す。
携帯端末用内蔵アンテナは、両端が短絡された約１／２波長の平行線路を有する図１（ａ）に示すストリップ長ｌ、ストリップ間隔ｄ、左右のストリップ幅ｗ１、ｗ２、短絡部のストリップ幅ｗ３の折り返しダイポールアンテナ１の給電点の左右約１／８波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げて図２（ｂ）に示すアンテナ長ａ、垂直部の高さｈ、折り曲げ部の間隙ｓなる２重折り返し構造のアンテナ素子２を形成する。
【００１３】
このアンテナ素子２を、図２に示すように、アンテナ長ａと同じ幅の携帯端末のシールド板に相当する有限導体板３の先端に近接して配置する。
具体的には、有限導体板３の先端との間にＸ方向にｄ１、Ｚ方向にｄ２の間隙を設けて幅方向（Ｙ方向）に沿って配置する。
アンテナ素子２は、携帯端末などに内蔵するため有限導体板３は人体と平行になる。
人体は電気的には導体に近いので、このようにアンテナ素子２を有限導体板３の広い面に垂直なループとする。これにより同じ方向のイメージを作り、利得の高いアンテナを実現する。
また、アンテナ素子２への給電は平行な２線を用いた平衡給電とする。
【００１４】
本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナは以上のような構成で、アンテナ構造を決定するパラメータの中でも特に間隙ｓおよびストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を調整することによって、広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。
また、間隙ｓを広くして入力インピーダンスを大きくし、高さｈを低くして入力インピーダンスを小さくする。
また、間隙ｓおよび高さｈを固定すると共にストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を調整することで広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。
また、ストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を大きくしてＶＳＷＲ値を小さくする。
【００１５】
以下に本発明の実施例について説明する。
実施例では、アンテナ素子２の特性解析を行い、複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、アンテナ素子２の形状・寸法を変化させることにより、広帯域化実現の可能性を検討する。そのためには、アンテナ素子２の特性解析を行い、広帯域化に有効なアンテナの構成パラメータを見出すこととする。
【００１６】
アンテナ素子２の特性解析には、２つの方法がある。１つは、アンテナを等価的に表現して行う方法で、もう１つは電磁界シミュレータによる。前者は、アンテナが平行な２線の折り返し構造なので、平衡及び不平衡成分にわけて取り扱う。この方法によれば特性を定性的に解析できるので広帯域化の原理的な考察が可能である。
しかしそれに基づく構成パラメータの設定には定量的解析が必要でパラメータ数が多い場合は不便で難しくなる。しかしながら電磁界シミュレータによる方法では定量的に直接特性を評価出来る利点がある。
【００１７】
本実施例で取り扱うアンテナ素子２は、折り返しが２重で、構成パラメータの数が多く、等価表現による方法より電磁界シミュレータによる解析の方が有利と考えられる。
この様な観点から、本実施例では電磁界シミュレータを用い、アンテナの入力インピーダンス特性の解析を行い、広帯域化を実現する構成パラメータを見出すこととする。
【００１８】
平衡系のアンテナに対しては平衡給電を行うのが普通である。しかし折り返しダイポールは自己平衡作用があり、同軸給電が行える。実用的にはバランを用いなくてもよいのでこの方が便利で経済的でもある。ところが本実施例で扱うような２重折り返し構造では必ずしも自己平衡の条件を満足しない場合がある。
本実施例は、まず基本的な平衡給電の場合について検討し、不平衡給電についても自己平衡作用をもたせる場合に関しては別途検討を行うこととした。
【００１９】
【実施例】
本発明を実施したアンテナ素子２の各構造パラメータによる入力インピーダンス特性の変化を調べるために電磁界シミュレータを用いて検討を行った。
電磁界シミュレータは、モーメント法を基本とするＩＥ３Ｄシミュレータであり、その有用性については既に確認されている。
【００２０】
アンテナ素子２は、製作の容易さも考慮して、周波数１８８０ＭＨｚにおける各構造パラメータは、ストリップ長ｌ＝８９．６ｍｍ、ストリップ間隔ｄ＝１ｍｍ、ストリップ幅ｗ１＝ｗ２＝ｗ３＝１ｍｍ、アンテナ長ａ＝３６．３ｍｍ、垂直部の高さｈ＝９ｍｍ、折り曲げ部の間隙ｓ  ＝１ｍｍとした。
また、給電は平行な２線による平衡給電とした。
【００２１】
有限導体板３は、導電率σ＝５．８×１０７［ｓ／ｍ］、厚さ０．２ｍｍの導体板を用い、一般的に用いられる寸法の幅３６．３ｍｍ、長さ１１９．４ｍｍとした。
また、有限導体板３は、携帯端末のシールド板に相当するため、同じ寸法幅のアンテナ長ａ＝３６．３ｍｍは一定とした。
このため、解析に用いるパラメータはストリップ幅ｗ１、ｗ２、ｗ３、折り曲げ部の間隙ｓ、ストリップ間隔ｄ  、垂直部の高さｈ  とした。
これらのパラメータに対する入力インピーダンス特性を図３（ａ）〜（ｅ）に示す。
【００２２】
図３（ａ）より、間隙ｓを大きくすると、スミスチャート上のインピーダンス軌跡が大きく右にシフトし、インピーダンスは大きくなることがわかる。しかしながら間隙ｓを大きくするとアンテナ長ａが一定なのでアンテナ素子２の周囲長は短くなり、共振周波数は高くなる。
図３（ｂ）より、ストリップ間隔ｄ  に対してはインピーダンスが大きく変化しないことがわかる。
図３（ｃ）より、高さｈを低くするとインピーダンス軌跡は左側にシフトする、すなわち放射抵抗が小さくなる傾向を示している。
図３（ｄ）は、ストリップ幅ｗ１、ｗ２  から１〜３ｍｍの範囲ではインピーダンス軌跡が大きく変化しないことを示している。
図３（ｅ）より、ストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を変化させるとインピーダンス軌跡は段階的に変化することがわかる。これは、折り返しダイポールアンテナで２線の直径比によってその電流配分率を変え、入力インピーダンスを変えることができるのと同様である。
【００２３】
図３（ａ）において、間隙ｓ  が２０ｍｍの時、インピーダンス軌跡が高い抵抗値付近に小さなループ状で２共振特性を示していることから、インピーダンス整合をとり易いストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を検討した。
図４に、間隙ｓ  ＝２０ｍｍでストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）をｗ１  ＝１ｍｍとして段階的に変化させた時の入力インピーダンス特性をそれぞれスミスチャートおよびＶＳＷＲで表す。この時、高さｈは携帯端末に内蔵するために低姿勢にする必要性の観点から基準より１ｍｍ低い８ｍｍを用いた。これから（ｗ１／ｗ２）＝１／４の時、広帯域にわたり整合のとれるインピーダンスになることがわかる。また図４（ｂ）からも、ストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を大きくすることにより、広い周波数にわたりＶＳＷＲ値を小さくできることがわかる。
図５にストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）＝１／４の時の計算値と実験値を示す。これより、ＶＳＷＲ＝＜２となる帯域は中心周波数ｆ０＝２６８０ＭＨｚとしてそれぞれ計算値で５５．６％、実験値で５５．５％である。給電線上に生じる定在波の電圧最大値と電圧最小値の比をＶＳＷＲで表し、給電線の特性インピーダンスと負荷インピーダンスとの整合の度合いを表すのにこのＶＳＷＲ値が用いられる。
給電線が完全整合の場合はＶＳＷＲ＝１となり、一般的に電力の１０％程度が反射波として戻ってくる場合を目安にしてＶＳＷＲ＝＜２を整合の条件としている。
【００２４】
比較のため不平衡給電を行った時のストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）＝１／４におけるＶＳＷＲ特性を図６に示す。不平衡給電ではＶＳＷＲ特性は平衡給電の場合と一致せず、これは本発明のアンテナ素子２の特徴である自己平衡作用は得られていないことを示している。ここでは示していないが電流分布や放射パターンも異なっている。自己平衡作用が崩れるのは、ストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を変えることにより、ｗ１とｗ２に対応するストリップに流れる電流が等しくなくなるためと考えられる。
自己平衡作用を維持した場合の広帯域化については別途検討する。
【００２５】
図７に広帯域特性が得られた時のパラメータ（ｓ  ＝２０ｍｍ、ｈ＝８ｍｍ、ｄ＝１ｍｍ、ｗ１＝ｗ３＝１ｍｍ、ｗ２＝４ｍｍ）を用いてアンテナ素子２および有限導体板３上の電流分布を示す。ここではＶＳＷＲ＝＜２の帯域内における３周波数を選び、各周波数の分布について比較する。３周波数どの場合ともアンテナ、給電点及びアンテナ近傍の導体板上に電流分布が集中し、それ以外ではほとんどないことがわかる。これは平衡給電による匡体電流の減少効果が広帯域にわたって維持されているためである。図８に上記３周波数におけるＹ‐Ｚ平面の放射パターンを示す。目盛は絶対利得（ｄＢｉ）で表示している。実験では、電線による影響を防ぐため小形発振器を用いている。実験値はｆ／ｆ０＝１．０４の場合のみ示しているが、Ｅθ  およびＥψ  成分とも計算値とよく一致している。他の２周波数の場合も同様なパターンが得られている。
【００２６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、アンテナ特性を解析してアンテナ素子の形状を変化させることにより、複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、自己平衡作用を有する２重折り返し構造の平衡給電型アンテナを広帯域化する可能性を見出した。
アンテナ構造を決定するパラメータの中でも特に間隙ｓ  およびストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を調整することによって広帯域にわたるインピーダンス整合が可能で、その結果ＶＳＷＲ≦２となる帯域が中心周波数ｆ０＝２６８０ＭＨｚに対して計算値で５５．６％、実験値で５５．５％になることを確認した。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの斜視図である。
【図２】本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの取付け構成図である。
【図３】構造パラメータに対するアンテナの入力特性図である。
【図４】ストリップ幅比を段階的に変化させた時の入力特性図である。
【図５】ストリップ幅比＝１／４の時のＶＳＷＲ周波数特性図である。
【図６】不平衡給電におけるストリップ幅比＝１／４の時のＶＳＷＲ周波数特性図である。
【図７】３周波数における電流分布特性図である。
【図８】３周波数におけるＹ−Ｚ平面の放射パターン図である。
【符号の説明】
１              折り返しダイポールアンテナ
２              アンテナ素子
３              有限導体板
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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