(57)【要約】【課題】ストリップ幅を同一に固定して自己平衡作用を維持した状態の平衡給電型アンテナの広帯域化方法を検討して複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、不平衡給電においても平衡給電の場合と同じ広帯域にわたるインピーダンス整合が可能な携帯端末用内蔵アンテナの提。【解決手段】両端が短絡された約１／２波長の平行線路を有する図１（ａ）に示すストリップ長ｌ、ストリップ間隔ｄ、左右のストリップ幅ｗ１，ｗ２、短絡部のストリップ幅ｗ３の折り返しダイポールアンテナ１の給電点の左右約１／８波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げて図２（ｂ）に示すアンテナ長ａ、垂直部の高さｈ、折り曲げ部の間隙ｓなる２重折り返し構造のアンテナ素子２を形成する。以上のような構成で、アンテナ素子のストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を１に固定し、アンテナ構造を決定するパラメータである折り曲げ部の間隙ｓと垂直部の高さｈに加え短絡部のストリップ幅ｗ３と左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２を調整することによって広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。【選択図】      図１
2004228918.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
両端が短絡された約１／２波長の平行線路を有するストリップ長ｌ、ストリップ間隔ｄ、左右のストリップ幅ｗ１，ｗ２、短絡部のストリップ幅ｗ３の折り返しダイポールアンテナの給電点の左右約１／８波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げてアンテナ長ａ、垂直部の高さｈ、折り曲げ部の間隙ｓなる２重折り返し構造のアンテナ素子を形成し、
このアンテナ素子をアンテナ長ａと同じ幅の導体板の先端に近接して配置すると共に、
このアンテナ素子の給電点に平衡または不平衡給電線を接続してアンテナシステムを構成し、
このアンテナ素子の入力インピーダンスと平衡または不平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるためには、このアンテナ素子のストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を１に固定して自己平衡作用を維持する一方、
折り曲げ部の間隙ｓと垂直部の高さｈに加え、
短絡部のストリップ幅ｗ３と左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２を調整する
ことを特徴とする携帯端末用内蔵アンテナ。
【請求項２】
前記アンテナ素子の入力インピーダンスを平衡・不平衡給電の両方において一致させるためには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓを固定して、短絡部のストリップ幅ｗ３を広げることを特徴とする請求項１に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。
【請求項３】
前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡または不平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるためには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓと短絡部のストリップ幅ｗ３を固定して、垂直部の高さｈを低くすることを特徴とする請求項１に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。
【請求項４】
前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡または不平衡給電線の特性インピーダンスを広帯域にわたって整合させるためには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓと短絡部のストリップ幅ｗ３および垂直部の高さｈを固定して、左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２を広げることを特徴とする請求項１に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。
【請求項５】
前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡または不平衡給電線の特性インピーダンスとの整合の度合いを表すＶＳＷＲ値を小さくするためには、左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２を段階的に広げることを特徴とする請求項１に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。
【請求項６】
前記アンテナ素子の構造パラメータを、
ストリップ長ｌ＝０．７２５波長、ストリップ間隔ｄ＝０．０１０１波長、左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２＝０．０３０３波長、アンテナ長ａ＝０．３６７波長、垂直部の高さｈ＝０．０４０５波長、折り曲げ部の間隙ｓ＝０．０９１２波長とする請求項１に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯端末など薄型無線機に内蔵するコンパクトな構造の平衡給電型アンテナにおいて、特に自己平衡作用を維持した状態におけるアンテナ構造を決定するパラメータを調整して不平衡給電に関しても広帯域にわたるインピーダンス整合が可能な携帯端末用内蔵アンテナに関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
携帯電話に代表される移動通信システムが、ここ１０年間急速に発展普及している。移動通信システムに用いられる携帯端末は小型化に加え、高機能化されてきており、それらに取り付けられるアンテナについては性能の維持または向上を図りながら、小型化・広帯域化が要求されている。特に外観ではアンテナが見えない内蔵化の要求が高まっている。
【０００３】
一方、従来携帯端末に用いられてきたモノポールや平板逆Ｆアンテナでは、匡体上に誘起される電流が人体の影響により変化するため、著しい利得の低下等の特性劣化がしばしば観測される。この特性劣化の原因となる匡体上の電流を減少させる方法として平衡系アンテナに平衡給電を行うことが提案され、方形ループアンテナ、Ｌ字形ループアンテナ、ヘリカルループアンテナなどが検討されてきた。しかしながら、これらのアンテナは、導体板が近接しているため、入力インピーダンス整合をとるのが非常に困難であった。
【０００４】
この問題を解決するためにアンテナ自体が平衡作用を有し、周囲長が約１波長の２重折り返し構造を持つ折り返しループアンテナが提案されている。
この折り返しループアンテナは、その電流分布を考えると折り返しダイポールと等価である。給電点から左右１／８波長で折り曲げコンパクトな構造であると共に折り返しダイポールの素子幅や素子間隔を変化させることにより入力インピーダンスの調整が可能である。
ところが従来の検討では、この折り返しループアンテナのＶＳＷＲ＝＜２となる帯域は中心周波数１８６０ＭＨｚに対して約３％であり、無給電素子を付けた場合、約２倍となったが、広帯域化についての詳細な検討は行われていなかった。
【０００５】
そのため平衡給電の場合において折り返しループアンテナの特性解析を行い、複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなくアンテナ素子の形状・寸法を変化させることにより、広帯域化実現の可能性を検討した。
その結果、折り返しループアンテナを構成するストリップ幅比などを調整することにより、比帯域５０％を超える広帯域特性を実現することができた。
しかしながらストリップ幅比を変えることで折り返しループアンテナの特徴である自己平衡作用が崩れ、不平衡給電において平衡給電の場合と同じ広帯域特性は得られなかった。
【０００６】
そこで本発明は、ストリップ幅を同一に固定して自己平衡作用を維持した状態の平衡給電型アンテナの広帯域化方法を検討して複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、不平衡給電においても平衡給電の場合と同じ広帯域にわたるインピーダンス整合が可能な携帯端末用内蔵アンテナを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、本発明は以下のように構成した。
【０００８】
本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、両端が短絡された約１／２波長の平行線路を有するストリップ長ｌ、ストリップ間隔ｄ、左右のストリップ幅ｗ１，ｗ２、短絡部のストリップ幅ｗ３の折り返しダイポールアンテナの給電点の左右約１／８波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げてアンテナ長ａ、垂直部の高さｈ、折り曲げ部の間隙ｓなる２重折り返し構造のアンテナ素子を形成し、
このアンテナ素子をアンテナ長ａと同じ幅の導体板の先端に近接して配置すると共に、このアンテナ素子の給電点に平衡または不平衡給電線を接続してアンテナシステムを構成し、このアンテナ素子の入力インピーダンスと平衡または不平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるためには、このアンテナ素子のストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を１に固定して自己平衡作用を維持する一方、折り曲げ部の間隙ｓと垂直部の高さｈに加え、短絡部のストリップ幅ｗ３と左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２を調整するようにした。
【０００９】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスを、平衡・不平衡給電の両方において一致させるには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓを固定して、短絡部のストリップ幅ｗ３を広げるようにした。
【００１０】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡または不平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるためには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓと短絡部のストリップ幅ｗ３を固定して、垂直部の高さｈを低くすることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡または不平衡給電線の特性インピーダンスを広帯域にわたって整合させるためには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙ｓと短絡部のストリップ幅ｗ３および垂直部の高さｈを固定して、左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２を広げるようにした。
【００１２】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡または不平衡給電線の特性インピーダンスとの整合の度合いを表すＶＳＷＲ値を小さくするときは、左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２を段階的に広げるようにしたことを特徴とする。
【００１３】
また、好ましくは、前記アンテナ素子の構造パラメータを、ストリップ長ｌ＝０．７２５波長、ストリップ間隔ｄ＝０．０１０１波長、左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２＝０．０３０３波長、アンテナ長ａ＝０．３６７波長、垂直部の高さｈ＝０．０４０５波長、折り曲げ部の間隙ｓ＝０．０９１２波長とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
図１に、本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの斜視図を示す。
携帯端末用内蔵アンテナは、両端が短絡された約１／２波長の平行線路を有する図１（ａ）に示すストリップ長ｌ、ストリップ間隔ｄ、左右のストリップ幅ｗ１，ｗ２、短絡部のストリップ幅ｗ３の折り返しダイポールアンテナ１の給電点の左右約１／８波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げて図２（ｂ）に示すアンテナ長ａ、垂直部の高さｈ、折り曲げ部の間隙ｓなる２重折り返し構造のアンテナ素子２を形成する。
【００１４】
このアンテナ素子２を、図２に示すように、アンテナ長ａと同じ幅の携帯端末のシールド板に相当する有限導体板３の先端に近接して配置する。
具体的には、有限導体板３の先端との間にＸ方向にｄ１、Ｚ方向にｄ２の間隙を設けて幅方向（Ｙ方向）に沿って配置する。
アンテナ素子２は、携帯端末などに内蔵するため有限導体板３は人体と平行になる。
人体は電気的には導体に近いので、このようにアンテナ素子２を有限導体板３の広い面に垂直なループとする。これにより同じ方向のイメージを作り、利得の高いアンテナを実現する。
また、アンテナ素子２への給電は平行２線を用いた平衡給電とする。
【００１５】
本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナは以上のような構成で、アンテナ素子のストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を１に固定し、アンテナ構造を決定するパラメータである折り曲げ部の間隙ｓと垂直部の高さｈに加え短絡部のストリップ幅ｗ３と左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２を調整することによって広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。
【００１６】
また、折り曲げ部の間隙ｓを固定し、短絡部のストリップ幅ｗ３を広げることによりアンテナ素子の入力インピーダンスを平衡・不平衡給電の両方において一致させる。
また、折り曲げ部の間隙ｓと短絡部のストリップ幅ｗ３を固定し、垂直部の高さｈを低くすることによりアンテナ素子の入力インピーダンスと平衡または不平衡給電線の特性インピーダンスを整合させる。
また、折り曲げ部の間隙ｓと短絡部のストリップ幅ｗ３および垂直部の高さｈを固定し、左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２を広げることによりアンテナ素子の入力インピーダンスと平衡または不平衡給電線の特性インピーダンスを広帯域にわたって整合させる。
また、左右のストリップ幅ｗ１＝ｗ２を段階的に広げることによりＶＳＷＲ値を小さくする。
【００１８】
以下に本発明の実施例について説明する。
実施例では、自己平衡作用を維持した場合のアンテナ素子２の広帯域化について、実現の可能性を検討する。自己平衡作用を維持するため、ストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を同一に固定し、折り曲げ部の間隙ｓと垂直部の高さｈに加え短絡部のストリップ幅ｗ３を変化させることを考慮する。具体的なアプローチとしては電磁界シミュレータを用いてアンテナ素子２の構成パラメータによる入力インピーダンス特性の変化を不平衡・平衡給電に分けて詳細に検討する。
そしてシミュレーションによる計算結果の妥当性を実験により確認する。
【００１９】
【実施例】
本発明を実施したアンテナ素子２の各構造パラメータによる入力インピーダンス特性の変化を調べるために電磁界シミュレータを用いて検討を行った。
電磁界シミュレータはモーメント法を基本とするＩＥ３Ｄシミュレータであり、その有用性については既に確認されている。
【００２０】
アンテナ素子２は、製作の容易さも考慮して周波数１８８０ＭＨｚにおける各構造パラメータをストリップ長ｌ＝８９．６ｍｍ、ストリップ間隔ｄ＝１ｍｍ、ストリップ幅ｗ１＝ｗ２＝ｗ３＝１ｍｍ、アンテナ長ａ＝３６．３ｍｍ、垂直部の高さｈ＝９ｍｍ、折り曲げ部の間隙ｓ  ＝１ｍｍとした。
また、給電は平行２線による平衡給電と同軸給電による不平衡給電の２通りに分けて行う。
有限導体板３は、導電率σ＝５．８×１０７［ｓ／ｍ］、厚さ０．２ｍｍの導体板を用い、一般的に用いられる寸法の幅３６．３ｍｍ、長さ１１９．４ｍｍとした。
また、有限導体板３は、携帯端末のシールド板に相当するため、同じ寸法幅のアンテナ長ａ＝３６．３ｍｍは一定とした。
このため、解析に用いるパラメータはストリップ幅ｗ１，ｗ２，ｗ３、折り曲げ部の間隙ｓ、ストリップ間隔ｄ  、垂直部の高さｈ  とした。
これらのパラメータに対する入力インピーダンス特性を図３、７、８、９に示す。
【００２１】
図３より、間隙ｓ  ＝１ｍｍの場合では、平衡給電のスミスチャートの軌跡は不平衡給電とよく一致している。この間隙ｓ  ＝１ｍｍにおけるＶＳＷＲ特性を図４に示す。
図４より、ＶＳＷＲが２以下の落ち込みは平衡・不平衡給電共に１９００ＭＨｚ近辺にて表れ、折り返しダイポールの特徴である自己平衡作用がアンテナ素子２でも得られていることがわかる。しかしながら不平衡給電においては更に２７６０ＭＨｚ近辺にてＶＳＷＲが２以下の落ち込みが表れている。その原因を確かめるため、図５に１８８０ＭＨｚにおける電流分布を図６に２７６０ＭＨｚにおける電流分布を示す。
【００２２】
図５より平衡・不平衡給電共に導体板上の電流にほとんど変化が生じないことがわかる。図６より平衡給電においては１８８０ＭＨｚの場合と同様に導体板上の電流にはほとんど変化が生じない。しかしながら不平衡給電においては導体板上に電流が流れきょう体電流の影響があらわれている。ゆえに本実施例ではアンテナ素子２による共振モードに注目し自己平衡作用を維持した広帯域化の検討を行う。
【００２３】
図３より、間隙ｓ  を大きくすると、平衡給電においてスミスチャート上のインピーダンス軌跡が大きく右にシフトし、インピーダンスは大きくなることがわかる。しかしながら不平衡給電においては間隙ｓ  が大きくなるにつれてスミスチャート上のインピーダンス軌跡は大きく右にシフトするだけでなく下にも変化し、ｓ＝２０ｍｍの場合では軌跡は明らかに平衡給電の場合と一致せず自己平衡作用が崩れていることがわかる。それゆえここでは軌跡の差異が比較的小さいｓ＝１０ｍｍに注目し、ｓを１０ｍｍに固定、短絡部のストリップ幅ｗ３を変化させることにより調整を試みた。図７より、ｓ  ＝１０ｍｍに固定し、短絡部のストリップ幅ｗ３を大きくすると、インピーダンス軌跡は平衡給電においてはほとんど変化しない。しかし不平衡給電においては軌跡が大きく上にシフトし、その軌跡はｗ３＝９ｍｍの時に平衡給電の場合とほぼ一致する。図８より、ｓ＝１０ｍｍ、ｗ３＝９ｍｍに固定し、高さｈを低くするとインピーダンス軌跡は平衡・不平衡給電共に左側にシフトしｈ＝４ｍｍの時に整合がとれる。
【００２４】
次にｓ＝１０ｍｍ、ｗ３＝９ｍｍ、ｈ＝４ｍｍに固定しストリップ幅ｗ１＝ｗ２を大きくすることにより調整を行った。その結果を図９に示す。図９より、アンテナ素子２によるインピーダンス特性は平衡・不平衡給電共に良く一致する。ＶＳＷＲ＝＜２の帯域幅はストリップ幅ｗ１＝ｗ２を１ｍｍから３ｍｍへ段階的に大きくすることにより改善でき、ストリップ幅ｗ１＝ｗ２＝３ｍｍの時、中心周波数（ｆ０）を３０４０ＭＨｚとすると平衡・不平衡給電共に帯域幅は１３．２％（４００ＭＨｚ）である。さらに図１０に不平衡給電におけるストリップ幅ｗ１＝ｗ２＝３ｍｍの時の計算値と実験値を示す。図より計算値と実験値は良く一致し、実験値における帯域幅は中心周波数（ｆ０）を３０４０ＭＨｚとすると１４．８％（４５０ＭＨｚ）である。
【００２５】
図１１、１２に広帯域特性が得られたパラメータ（ａ＝３６．３ｍｍ、ｓ＝１０ｍｍ、ｄ＝１ｍｍ、ｈ＝４ｍｍ、ｗ１＝ｗ２＝３ｍｍ、ｗ３＝９ｍｍ）における電流分布を示す。ここではＶＳＷＲ＝＜２の帯域内における３周波数を選び各周波数の分布について比較する。また平衡・不平衡給電のそれぞれについても比較を行う。図１１より、３周波数どの場合もアンテナ、給電点およびアンテナ近傍の有限導体板３上に電流分布は集中し、それ以外ではほとんどないことがわかる、これは平衡給電によるきょう体電流の減少効果が広帯域にわたって維持されているためである。
【００２６】
図１２においては、３周波数どの場合も有限導体板３上の電流分布は給電部付近にて図１１の平衡給電の場合と若干の違いが現れているものの有限導体板３全体においてはほぼ同じ強度で分布している。
図１３、１４に上記３周波数における放射パターンをＹ‐Ｚ平面にて平衡・不平衡給電のそれぞれにおいて示す。目盛はアンテナの絶対利得（ｄＢｉ）で表示している。その結果、各周波数における平衡給電と不平衡給電の放射パターンは互いに良く一致しておりアンテナの最大放射利得においてもほぼ同じレベルを保っていることがわかった。実験では、給電線による影響を防ぐため小形発振器を用いている。実験値は不平衡給電にてｆ／ｆ０＝１．００の場合のみ示しているが、ＥθおよびＥψ成分とも計算値とよく一致している。
【００２７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、アンテナ特性を解析してアンテナ素子の形状を変化させることにより、複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、自己平衡作用を維持した２重折り返し構造の平衡給電型アンテナを不平衡給電においても広帯域化する可能性を見出した。
自己平衡作用を維持するため、ストリップ幅比（ｗ１／ｗ２）を１に固定した場合においても、アンテナ構造を決定するパラメータの中でも間隙ｓ  、短絡部のストリップ幅ｗ３  、高さｈに加えストリップ幅ｗ１＝ｗ２を調整することによって広帯域にわたるインピーダンス整合の可能性を見出した。結果として、ＶＳＷＲ＝＜２となる帯域が中心周波数ｆ０＝３０４０ＭＨｚに対して計算値で１３．２％、実験値で１４．８％になることを確認した。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの斜視図である。
【図２】本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの取り付け構成図である。
【図３】間隙ｓに対するアンテナの入力特性図である。
【図４】間隙ｓ＝１のＶＳＷＲ周波数特性図である。
【図５】１８８０ＭＨｚにおける電流分布特性図である。
【図６】２７６０ＭＨｚにおける電流分布特性図である。
【図７】短絡部のストリップ幅ｗ３に対するアンテナの入力特性図である。
【図８】高さｈに対するアンテナの入力特性図である。
【図９】ストリップ幅ｗ１＝ｗ２に対するアンテナの入力特性図である。
【図１０】ストリップ幅ｗ１＝ｗ２＝３ｍｍの時のＶＳＷＲ周波数特性（不平衡給電）図である。
【図１１】３周波数における電流分布特性（平衡給電）図である。
【図１２】３周波数における電流分布特性（不平衡給電）図である。
【図１３】３周波数におけるＹ‐Ｚ平面の放射パターン（平衡給電）図である。
【図１４】３周波数におけるＹ‐Ｚ平面の放射パターン（不平衡給電）図である。
【符号の説明】
１              折り返しダイポールアンテナ
２              アンテナ素子
３              有限導体板
【図１】
2004228918.tif 000003
【図２】
2004228918.tif 000004
【図３】
2004228918.tif 000005
【図４】
2004228918.tif 000006
【図５】
2004228918.tif 000007
【図６】
2004228918.tif 000008
【図７】
2004228918.tif 000009
【図８】
2004228918.tif 000010
【図９】
2004228918.tif 000011
【図１０】
2004228918.tif 000012
【図１１】
2004228918.tif 000013
【図１２】
2004228918.tif 000014
【図１３】
2004228918.tif 000015
【図１４】
2004228918.tif 000016