(57)【要約】【課題】遅延波の遅延時間が長くなった場合であっても周波数選択性フェージングの影響を軽減して、受信品質改善効果を向上させることのできるダイバーシチ受信装置を提供する。【解決手段】各アンテナ１１〜１４で受信された信号は、それぞれ受信機２１〜２４で信号処理に適した周波数に変換され、Ａ／Ｄ変換及び直交復調し、２種類のディジタルフィルタ（３１，３２）に入力される。その後、合成器４１，４２において、それぞれの周波数帯域で各アンテナの信号を最大比合成または当利得合成する。合成器４１，４２で合成された合成信号は結合器５０に入力され、結合器５０では２つの隣り合う合成信号間の信号相関を求める。求められた信号相関を基に位相を揃えて合成される。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信装置において、
複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信した信号をそれぞれ複数の周波数帯域ごとに分割する分割手段と、
前記分割されたそれぞれの信号に重み付けを行って周波数帯域ごとの合成信号を出力する合成手段と、
前記出力された周波数帯域ごとの合成信号の位相を揃えて結合する結合手段とを有することを特徴とするダイバーシチ受信装置。
【請求項２】
前記合成手段の重み付けに用いる重み係数は最大比合成または等利得合成に基づき決定される
ことを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項３】
前記結合手段は、隣り合う周波数帯域の合成信号間の相関係数を求める相関係数算出手段を有し、
算出した相関係数に基づいて位相を揃えて合成信号を結合する
ことを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項４】
前記分割手段は、周波数帯域を２または３または５に分割することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のダイバーシチ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ダイバーシチ受信装置に関し、特にマルチパスによる周波数選択性フェージングの影響を軽減するためのダイバーシチ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ダイバーシチ受信装置では、各アンテナで受信した信号間の相関係数を基に重み係数を決定する。特許文献１のダイバーシチ受信装置では、合成した信号と各アンテナで受信した信号の相関係数を基に重み係数を決定している。これにより、特定のアンテナの受信レベルが極端に低下した場合でも、確実に所望波を合成することが可能となり、安定した受信信号が得られるようになる。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００１−１５６６８９号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
一般に、主波と遅延波が同時に受信されると、受信信号の周波数特性が歪む。歪みの周期は、遅延波の遅延時間に依存し、遅延時間が長くなるほど周波数軸上での歪みの周期は短くなる。特許文献１に記載のダイバーシチ受信装置では、受信信号の全帯域に対して一括で重みを掛け合成している。従って、遅延波の遅延時間が短く、周波数特性の歪みが軽微であれば、最大比合成に基づいて合成することにより全帯域の信号を同位相にそろえて合成することが可能であり、受信信号の品質を大きく改善することができる。しかしながら、遅延波の遅延時間が長くなると最大比合成に基づいて重み付けを行い合成しても、全帯域の信号が同位相となるように重み付けを行うことが困難となる。すなわち、特許文献１に記載のダイバーシチ受信装置では、遅延時間が長くなった場合には、受信品質改善効果が低下する場合があった。
【０００５】
本発明は上記課題を解決するものであって、遅延波の遅延時間が長くなった場合であっても周波数選択性フェージングの影響を軽減して、受信品質改善効果を向上させることのできるダイバーシチ受信装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本願の請求項１に記載のダイバーシチ受信装置は、マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信装置において、複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信した信号をそれぞれ複数の周波数帯域ごとに分割する分割手段と、前記分割されたそれぞれの信号に重み付けを行って周波数帯域ごとの合成信号を出力する合成手段と、前記出力された周波数帯域ごとの合成信号の位相を揃えて結合する結合手段とを有することを特徴とする。
【０００７】
また、本願の請求項２に記載のダイバーシチ受信装置は、合成手段の重み付けに用いる重み係数は最大比合成または等利得合成に基づき決定されることを特徴とする。
【０００８】
また、本願の請求項３に記載のダイバーシチ受信装置は、結合手段は、隣り合う周波数帯域の合成信号間の相関係数を求める相関係数算出手段を有し、算出した相関係数に基づいて位相を揃えて合成信号を結合することを特徴とする。
【０００９】
また、本願の請求項４に記載のダイバーシチ受信装置は、分割手段は、周波数帯域を２または３または５に分割することを特徴とする。
【００１０】
【発明の作用及び効果】
本発明のダイバーシチ受信装置は、受信信号を複数の周波数帯域に分割し、それぞれの周波数帯域ごとに重み付けを行って合成する。受信信号は、マルチパスによる周波数選択性フェージングにより、確率的にある周波数成分において劣化している。また、この現象は各アンテナについて独立に起きている。各周波数帯域の合成手段では劣化した信号成分の影響が軽減された、より正確な重み係数を算出することが可能となり、各周波数帯域ごとの信号レベルが平準化される。上記により、本発明のダイバーシチ受信装置は、マルチパスによる周波数選択性フェージングの影響を軽減することが可能となる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
（第１の実施の形態）
図１に本発明の第１の実施の形態のダイバーシチ受信装置を構成するブロック図を示す。本実施の形態のダイバーシチ受信装置は、アンテナ１１，１２，１３，１４、受信機２１，２２，２３，２４、フィルタ３１，３２、合成器４１，４２、結合器５０、復調器６０とからなる。以下にそれぞれの動作について説明する。
【００１２】
各アンテナ１１〜１４で受信された信号は、それぞれ受信機２１〜２４で信号処理に適した周波数に変換され、Ａ／Ｄ変換及び直交復調し、２種類のディジタルフィルタ（フィルタ３１、３２）に入力される。このフィルタ３１、３２は、信号の周波数帯域のちょうど中心で６ｄＢ落ちる特性をもったローパスフィルタとハイパスフィルタで構成される。これは、それぞれの帯域の合成信号を結合するとき、周波数軸上で重なり合う部分の信号レベルが元通りになるようにするためである。
【００１３】
その後、合成器４１、４２において、それぞれの周波数帯域で各アンテナの信号を最大比合成または等利得合成する。本実施の形態では最大比合成を行っている。この合成器は特許文献１に記載の手段を用いることができる。これにより、それぞれの周波数帯域ごとで最もＳ／Ｎ比が改善される重み係数が掛けられる。すなわち、マルチパスによる周波数選択性フェージングにより、あるアンテナ素子のある周波数成分が劣化していたとしても、その影響は軽減することができる。
【００１４】
そして、合成器４１、４２で合成された合成信号は結合器５０に入力される。結合器５０では２つの隣り合う合成信号間の信号相関を求める。本実施の形態ではそもそも合成信号は２つであるため、その２つの合成信号の信号相関を求める。求められた信号相関を基に位相を揃える。この場合の位相とは、２つの信号が周波数軸上で重なり合う部分の信号の位相であり、この位相が揃っていなければ、最悪の場合（つまり逆位相）には結合によって、重なり合う周波数の信号成分が相殺されてしまうため、位相を揃える。
【００１５】
厳密にはこの結合は、中心部分の位相を揃えることが目的であるので、周波数軸上で重なり合う部分はより狭いほうが良く、すなわちフィルタとしてはできるだけ急峻な特性を持つほうがより好ましい。
【００１６】
結合された信号は復調器６０に入力される。周波数帯域の分割数を増やすとフィルタと合成部が増えるだけで、動作原理については上記と同様である。
【００１７】
ここで、本実施の形態のように周波数帯域を２分割にした場合に、フィルタの回路規模が大幅に削減できることを説明する。フィルタはディジタルフィルタにより実現する。
【００１８】
２分割の場合、１種類のローパスフィルタ係数を用意すればよい。フィルタといえば実信号領域つまり正の周波数領域で考えるのが一般的であるが、ここでは負の周波数領域にまで拡張して考える。すなわち、カットオフＦ（Ｈｚ）のローパスフィルタは、この場合、−Ｆ〜Ｆ（Ｈｚ）のバンドパスフィルタとなる（図２）。このフィルタのフィルタ係数を変形させることで周波数軸上で＋Ｆ（Ｈｚ）移動させれば０〜２Ｆ（Ｈｚ）のバンドパスフィルタとなり、逆に−Ｆ（Ｈｚ）移動させれば−２Ｆ〜０（Ｈｚ）のバンドパスフィルタとなる。
【００１９】
さて、動作周波数Ｆｄ（Ｈｚ）の回路でディジタルフィルタを構成する際、Ｆ＝Ｆｄ／４（Ｈｚ）のローパスフィルタを用意する。そのフィルタ係数は実数値｛ＫＲ１，ＫＲ２，…，ＫＲｎ｝であるが、これは簡単に複素数領域に拡張でき、その場合の（複素）フィルタ係数は｛ＫＲ１＋０＊ｊ＝Ｋ１，ＫＲ２＝０＊ｊ＝Ｋ２，…，ＫＲｎ＋０＊ｊ＝Ｋｎ｝（但し、ｊ＊ｊ＝−１）と表せる。この（複素）フィルタ係数に対し、回転係数ｅｘｐ（２πｊφ／３６０）のｉ乗をＫｉに掛けると、そのフィルタの周波数特性は−Ｆｄ／４＋Ｆｄ＊φ／３６０〜Ｆｄ／４＋Ｆｄ＊φ／３６０（Ｈｚ）のバンドパス特性となる。φ＝９０及び−９０としたときのフィルタ特性はそれぞれ０〜２Ｆｄ（Ｈｚ）のバンドパスフィルタ（上側フィルタ）と−２Ｆｄ〜０（Ｈｚ）のバンドパスフィルタ（下側フィルタ）となる。
【００２０】
ここでφ＝±９０ということが回路規模を考えるうえで非常に重要である。フィルタは信号｛ＳＲｉ＋ｊ＊ＳＩｉ｝とフィルタ係数｛ＫＲｉ＋ｊ＊ＫＩｉ｝との積をｉに関し累積する処理であるため、本来１係数あたり４個の乗算（ＳＲｉ＊ＫＲｉ，ＳＲｉ＊Ｋｉｉ，ＳＩｉ＊ＫＲＩ，ＳＩｉ＊ＫＩｉ）が必要である。しかし、φ＝±９０であると、ＫＲｉかＫＩｉのどちらかが０になる。つまり１係数あたりの乗算器の数が２個ですむ。さらに上側フィルタの係数と下側フィルタの係数とではＫＩｉの符号が一部反転しているだけなので、乗算後の値を上側フィルタと下側フィルタの両者に使用することが出来る。従って、本来必要な乗算量に対し４分の１の乗算量でフィルタを構成することが出来る。
【００２１】
一方、復調後の信号の周波数帯域を−Ｆｓ〜Ｆｓ（Ｆｓ＜Ｆｄ／２）とおくと例えば、地上ディジタル放送の場合Ｆｓは約３ＭＨｚである。このシステムではＦｄを約３２ＭＨｚとしたとき、上記のようにフィルタを設計すれば上側のフィルタによる地上ディジタル放送信号出力は０〜３ＭＨｚの信号、下側の出力は−３〜０ＭＨｚの信号となる。そして、それぞれの帯域の信号を合成することになる。
【００２２】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態のダイバーシチ受信装置のブロック図を図３に示す。本実施の形態においては、フィルタと合成器がそれぞれ３つ（フィルタ３１〜３３、合成器４１〜４３）で構成されている。つまり周波数帯域を３分割している。本実施の形態の各構成要素の動作は第１の実施の形態と同様である。ここでは、各フィルタの構成について説明する。
【００２３】
本実施の形態の場合も、第１の実施の形態と同様に１種類のローパスフィルタ係数を用意すればよい。用意するのはＦ＝Ｆｄ／８のローパスフィルタである（図４）。このフィルタ係数に対し、φ＝−９０，０，９０の３種類の回転係数を掛けた（複素）フィルタは、それぞれ−３Ｆｄ／８〜−Ｆｄ／８，−Ｆｄ／８〜Ｆｄ／８，Ｆｄ／８〜３Ｆｄ／８のバンドパスフィルタとなる。このままでは−３〜３ＭＨｚを３分割できない。そこで、これらのフィルタ係数の間に０を挿入する。ｍ個ずつ０を挿入するとフィルタの周波数特性は（ｍ＋１）分の１になる。従って、上記バンドパスフィルタの係数間にｍ＝３個ずつ０を挿入して出来る新しいフィルタ係数は−３〜３ＭＨｚをちょうど３分割することとなる。
【００２４】
（第３の実施の形態）
次に、第３の実施の形態のダイバーシチ受信装置のブロック図を図５に示す。本実施の形態においては、フィルタと合成器がそれぞれ５つ（フィルタ３１〜３５、合成器４１〜４５）で構成されている。つまり周波数帯域を５分割している。各構成要素の動作は第１の実施の形態と同様である。ここでは、各フィルタの構成について説明する。
【００２５】
本実施の形態の場合も、第１の実施の形態と同様に１種類のローパスフィルタ係数を用意すればよい。用意するのはＦ＝Ｆｄ／１６のローパスフィルタである。このフィルタ係数に対し、φ＝−４５、０、４５の３種類の回転係数を掛けた（複素）フィルタは、それぞれ−３Ｆｄ／１６〜−Ｆｄ／１６、−Ｆｄ／１６〜Ｆｄ／１６、Ｆｄ／１６〜３Ｆｄ／１６のバンドパスフィルタとなる。第２の実施の形態と同様に、これらのフィルタ係数の間に０を挿入する。本実施の形態の場合には２個ずつ０を挿入し、それによって出来る新しいフィルタ係数は−２〜２ＭＨｚを３分割することとなる。残りの−３〜−２および２〜３ＭＨｚについては、φ＝−４５および４５の回転係数を掛けたフィルタが−６〜−２、２〜６ＭＨｚのバンドパスフィルタとなるため（Ｆｄ＝３２ＭＨｚ）、これをそのまま適用させればよい（図６）。
【００２６】
ここでφ＝±４５ということもまた回路規模を考えるうえで非常に重要である。フィルタは信号｛ＳＲｉ＋ｊ＊ＳＩｉ｝とフィルタ係数｛ＫＲｉ＋ｊ＊ＫＩｉ｝との積をｉに関して累積する処理であるため、ｉが偶数である場合には，φ＝±９０の時と同様である。ｉが奇数の場合には、１係数毎の乗算結果は｛√２／２＊ＫＲｉ（±ＳＲｉ±ＳＩｉ）｝であるため、入力信号の加減算をしてから係数｛√２／２＊ＫＲｉ｝を掛けることで乗算器の数が２個ですむ。さらに上側フィルタの係数と下側フィルタの係数とでは符号が一部反転しているだけなので、乗算後の値を上側フィルタと下側フィルタの両者に使用することができる。従って、φ＝±４５の場合にも本来必要な乗算量に対し４分の１の乗算量でフィルタを構成することが出来る。
【００２７】
図７に本発明による効果の例を示す。図７は地上ディジタル放送を移動受信した際の受信率を示したものである。図７の横軸は主波と遅延波の遅延時間を表しており、縦軸は正常に受信できた時間の割合を示している。図７より、周波数帯域の分割数を多くすることにより、遅延波の遅延時間に対する受信特性の劣化が軽減できていることがわかる。
【００２８】
尚、本発明のダイバーシチ受信装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の構成を示すブロック図。
【図２】本発明の第１の実施の形態にフィルタの作用を示す図。
【図３】本発明の第２の実施の形態の構成を示すブロック図。
【図４】本発明の第２の実施の形態におけるフィルタの作用を示す図。
【図５】本発明の第３の実施の形態の構成を示すブロック図。
【図６】本発明の第３の実施の形態におけるフィルタの作用を示す図。
【図７】本発明の効果を示すグラフ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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