(57)【要約】　　　（修正有）【課題】磁気ディスク記憶装置において、磁気ヘッドがディスクの外側のランプ方向へ移動されているときに電源の供給が停止された場合に、磁気ヘッドがランプに衝突するのを防止できるようにする。【解決手段】磁気ディスクを回転させるスピンドルモータ３１０と、磁気ヘッドをディスク上にて移動させるボイスコイルモータ３４０と、磁気ヘッドの移動制御を行なうボイスコイルモータのドライバ１２０と、ボイスコイルモータ３４０に電流を流すＭＯＳトランジスタＭ７〜Ｍ１０を駆動するための電圧を発生する昇圧回路１４０とを有する磁気ディスク記憶装置において、電源の供給が停止された時に、スピンドルモータ３１０のコイルに発生する逆起電圧を整流した電圧を昇圧回路１４０によって昇圧し、昇圧された電圧によりボイスコイルモータ駆動制御回路を動作させてボイスコイルモータ３４０に電流を流すＭＯＳトランジスタＭ７〜Ｍ１０を駆動制御する。【選択図】　図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気ディスクを回転させる第１モータと、該第１モータにより回転される磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行う磁気ヘッドと、この磁気ヘッドを上記ディスク上にて移動させる第２モータと、該第２モータのコイルに電流を流す電界効果型トランジスタを含みコイルの駆動電流を制御することにより上記磁気ヘッドの移動制御を行なう第２モータ駆動制御回路と、上記トランジスタを駆動するための電圧を発生する昇圧回路とを具備し、
電源の供給が停止された時に上記第１モータのコイルに発生する逆起電圧を整流した電圧を上記昇圧回路によって昇圧し、該昇圧回路で昇圧された電圧により上記第２モータ駆動制御回路を動作させて上記第２モータのコイルに電流を流す上記トランジスタを駆動制御して上記磁気ヘッドを所定の待機位置へ移動させるように構成されていることを特徴とする磁気ディスク記憶システム。
【請求項２】
上記昇圧回路はクロック信号によって昇圧動作を行なうチャージポンプ回路であり、該チャージポンプ回路で昇圧された電圧により動作して上記クロック信号を生成するクロック生成回路を備えていることを特徴とする請求項１に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項３】
上記第２モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、上記第２モータ駆動制御回路は、目標電流値信号と上記電流検出手段により検出された電流値とを比較し、その差に応じた信号を出力する制御アンプを有し、電源遮断時には該制御アンプの出力に代えて所定の制御電圧が供給されるように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項４】
上記制御電圧は第１レベルと該第１レベルよりも高い第２レベルに切り替え可能とされ、電源遮断時には上記第１レベルの制御電圧が供給された後、上記第２レベルの制御電圧が供給されるように構成されていることを特徴とする請求項３に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項５】
上記第１レベルの制御電圧が供給される時間を計時するタイマ回路を備えることを特徴とする請求項４に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項６】
上記タイマ回路は上記クロック生成回路により生成されたクロック信号により上記第１レベルの制御電圧が供給される時間を計時することを特徴とする請求項５に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項７】
上記タイマ回路は上記昇圧回路で昇圧された電圧により動作することを特徴とする請求項６に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項８】
上記第１レベルの制御電圧と上記第２レベルの制御電圧を生成する電圧生成回路を備え、該電圧生成回路は、定電流源と該定電流源から供給される電流を電圧に変換する抵抗素子とからなり、上記定電流源に流れる電流の大きさが切り替え可能に構成されていることを特徴とする請求項４〜７のいずれかに記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項９】
上記電圧生成回路は、第１の定電流源と、第２の定電流源と、いずれか一方の定電流源と上記抵抗素子との間に設けられたスイッチ素子とからなり、該スイッチ素子が上記タイマ回路からの信号によりオン、オフ制御されるように構成されていることを特徴とする請求項８に記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項１０】
上記第１モータのコイルに電流を流すトランジスタを含みコイルの駆動電流を制御することにより上記磁気ディスクの回転制御を行なう第１モータ駆動制御回路を備え、該第１モータ駆動制御回路は、通常動作時にはパルス幅制御方式で上記トランジスタを駆動し、電源遮断時には上記第１モータの回転に同期して上記トランジスタを順次駆動することを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の磁気ディスク記憶システム。
【請求項１１】
磁気ディスクを回転させる第１モータと、該第１モータにより回転される磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行う磁気ヘッドと、この磁気ヘッドを上記ディスク上にて移動させる第２モータと、該第２モータのコイルに電流を流す電界効果型トランジスタを含みコイルの駆動電流を制御することにより上記磁気ヘッドの移動制御を行なう第２モータ駆動制御回路と、上記第２モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、上記第２モータ駆動制御回路に対して上記第２モータのコイルに流す電流の目標値を与えるシステム制御装置と、上記トランジスタを駆動するための電圧を発生する昇圧回路とを具備し、
電源の供給が停止された時に上記第１モータのコイルに発生する逆起電圧を整流した電圧を上記昇圧回路によって昇圧し、該昇圧回路で昇圧された電圧により上記第２モータ駆動制御回路を動作させ、上記第２モータ駆動制御回路は、上記第２モータのコイルに電流を流す上記トランジスタを上記システム制御装置の介在なしに駆動制御して上記磁気ヘッドを所定の待機位置へ移動させることを特徴とする磁気ディスク記憶システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気ディスク記憶装置の制御技術さらには停電発生時のような電源の供給が停止された時のモータ制御に適用して有効な技術に関し、例えばハードディスク装置において磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドをディスクの径方向へ移動させるボイスコイルモータによるヘッドの退避制御に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気ディスク記憶装置は、磁気ディスクを回転駆動させるスピンドルモータの他に、磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行う磁気ヘッドを上記ディスクの表面に沿って径方向へ移動（シーク動作）させるボイスコイルモータを備えている。ハードディスク装置においては、磁気ヘッドがディスクの回転に伴う風圧でディスク表面を滑空するように構成されており、ディスクの回転が停止すると磁気ヘッドはディスク表面に接触して傷をつけてしまうおそれがある。
【０００３】
そこで、ディスクの回転停止時には、磁気ヘッドをディスクの外側の待機位置にあるランプと呼ばれる支持台へ退避させる動作が行なわれる。従って、ヘッドのシーク開始時には、磁気ヘッドをランプ位置からディスク上へ移動させる必要がある。このとき、ボイスコイルモータによる磁気ヘッドの移動速度が速過ぎると磁気ヘッドがディスク表面に接触して傷をつけてしまうおそれがある。そのため、従来より、ボイスコイルモータの逆起電圧を監視して磁気ヘッドの移動速度を制御することが一般に行なわれている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ハードディスク装置においては、上述したディスク回転停止時に磁気ヘッドをディスクの外側のランプに退避させる必要性と同様の理由から、停電発生時にも当然磁気ヘッドを退避させる必要がある。ところが、停電発生時にはボイスコイルモータの制御回路の電源も遮断されてしまうため、モータの駆動および制御をすることができなくなる。
そこで、ヘッドシーク用のボイスコイルモータを駆動するドライバ（以下、ＶＣＭドライバと称する）とは別個に退避用のドライバ（以下、リトラクトドライバと称する）を設けるとともに、停電発生時にはスピンドルモータの逆起電力を整流した電圧でリトラクトドライバを動作させるようにした発明が提案されている（特開平７−１４３３１号公報）。
【０００５】
しかしながら、磁気ヘッドをディスクの外側のランプ方向へ移動させているときに停電が発生した場合には、ボイスコイルモータで発生する逆起電力を抑制してやらないとモータにブレーキがかからずヘッドがランプに衝突してしまうおそれがあるが、上記先願発明のリトラクトドライバは電流ソースを行うトランジスタから構成されており電流を供給できても引き込むことができないため逆起電力を抑制することができない。
また、スピンドルモータの逆起電力をダイオードブリッジで単に整流した電圧ではダイオードの順方向電圧分の電圧降下が発生するため、スピンドルモータの逆起電力が小さい小型モータの場合やスピンドルモータの回転が遅い時にはリトクラクトドライバを充分に動作させることができないという不具合があることが明らかとなった。
【０００６】
本発明の目的は、磁気ディスク記憶装置において、電源の供給が停止された時に磁気ヘッドを安全かつ速やかに磁気ヘッドを退避させることができるボイスコイルモータの制御技術を提供することにある。
本発明の他の目的は、磁気ディスク記憶装置において、磁気ヘッドがディスクの外側のランプ方向へ移動されているときに電源の供給が停止された場合にボイスコイルモータで発生する逆起電力を制限してブレーキをかけて磁気ヘッドがランプに衝突するのを防止することができるボイスコイルモータの制御技術を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、磁気ディスク記憶装置において、スピンドルモータが逆起電力の小さい小型モータの場合やスピンドルモータの回転が遅い時に電源の供給が停止された場合にもスピンドルモータの逆起電力を整流した電圧でボイスコイルモータを駆動して磁気ヘッドを退避させることができるボイスコイルモータの制御技術を提供することにある。
本発明の上記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、磁気ディスクを回転させるスピンドルモータと、該スピンドルモータにより回転される磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行う磁気ヘッドと、この磁気ヘッドを上記ディスク上にて移動させるボイスコイルモータと、該ボイスコイルモータの駆動電流を制御することにより上記磁気ヘッドの移動制御を行なうボイスコイルモータ駆動制御回路と、上記ボイスコイルモータのコイルに電流を流す電界効果型トランジスタを駆動するための電圧を発生する昇圧回路とを有する磁気ディスク記憶装置において、電源の供給が停止された時に、上記スピンドルモータのコイルに発生する逆起電圧を整流した電圧を上記昇圧回路によって昇圧し、該昇圧回路で昇圧された電圧により上記ボイスコイルモータ駆動制御回路を動作させて上記ボイスコイルモータのコイルに電流を流す上記トランジスタを駆動制御するようにしたものである。
【０００８】
上記した手段によれば、電源遮断時に上記ボイスコイルモータへの駆動電流を上記スピンドルモータの逆起電力から得るように構成しているので、電源バックアップ手段を設けなくても電源の供給が停止された時に磁気ヘッドを安全に退避させることができる。また、電源遮断時においても昇圧回路が動作されて昇圧された電圧により上記ボイスコイルモータ駆動制御回路を動作させて上記ボイスコイルモータのコイルに電流を流すＭＯＳトランジスタを駆動制御するため、電源遮断時にもボイスコイルモータのコイルに電流を流すことができ、これによって磁気ヘッドを所定の待機位置に退避させることができる。しかも、第１モータの逆起電力が小さい小型モータの場合であっても昇圧した電圧でボイスコイルモータ駆動制御回路が動作されるため、確実に磁気ヘッドを退避させることができる。
【０００９】
また、上記した手段によれば、通常動作時に上記ボイスコイルモータのコイルに電流を流すＭＯＳトランジスタを使用して電源遮断時に磁気ヘッドを退避させるような駆動電流をボイスコイルモータのコイルに流すようにボイスコイルモータ駆動制御回路を動作させるため、待機位置に向かって移動しているときに電源の供給が停止されたとしても、ボイスコイルモータのコイルに発生する逆起電力により生じる電流を駆動用のＭＯＳトランジスタで吸い込むことができ、これによってボイスコイルモータに制動をかけ、磁気ヘッドが退避位置のランプに衝突して信頼性が低下するのを防止することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施態様を、図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明を適用した磁気ディスク記憶装置におけるモータ制御系の概略構成を示す。
図１に示されているように、この実施例の磁気ディスク記憶装置は、磁気ディスク３００と、該磁気ディスク３００を高速回転駆動させるスピンドルモータ３１０と、磁気ディスク３００上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドＨＤを先端に有するアーム３２０と、このアームを介して磁気ヘッドＨＤを上記磁気ディスク３００上にて移動させるボイスコイルモータ３４０、このボイスコイルモータ３４０を駆動する半導体集積回路化されたモータ駆動回路１００、磁気ヘッドＨＤを駆動して磁気ディスク３００に対する書き込みを行なったり読出し信号に基づいて位置情報を検出したりする信号処理回路２３０、磁気ディスク記憶装置全体の動作を制御するとともにヘッドの位置指令情報（トラック位置）出力するコントローラ２６０、該コントローラ２６０からの位置指令情報と上記信号処理回路２３０が検出した位置情報（サーボ信号）に基づいてその差に応じた値を駆動電流指令値として上記モータ駆動回路１００に送る補償器２８０、などを有する。３５０は、磁気ディスク３００の外側に配置され退避されたアーム３２０を支持するランプである。
【００１１】
上記コントローラ２６０はマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）などで構成される。上記補償器２８０から出力された駆動電流指令値は、上記モータ駆動回路１００へ送られ、ボイスコイルモータ３４０が駆動制御される。このモータ駆動回路１００内には、スピンドルモータドライバ１１０、ＶＣＭドライバ１２０、リトラクト制御回路１３０、電源電圧を昇圧するブースタ回路１４０が設けられている。さらに、このモータ駆動回路１００には、補償器２８０から供給されるデジタルデータ形式の駆動電流指令値をアナログ形式の駆動電流指令値に変換するＤ／Ａ変換器１５０と、停電発生を検出する電源モニタ回路１６０とが設けられている。
【００１２】
図２は、図１の磁気ディスク記憶装置におけるモータ駆動制御回路の一実施例を示す。
図２において、ＬＶＣＭは磁気ヘッドを磁気ディスク上にて移動させるボイスコイルモータ３４０の駆動コイル、ＲｓｎｓはこのコイルＬＶＣＭと直列に接続された電流検出用のセンス抵抗、１２０はＶＣＭドライバで、このＶＣＭドライバ１２０により上記コイルＬＶＣＭに上記Ｄ／Ａ変換器１５０の出力に応じた電流を流してボイスコイルモータを駆動する。ＶＣＭドライバ１２０は、コイルＬＶＣＭの接続端子Ｐ１，Ｐ２に結合され、コイルに電流を流すＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０と、これらのパワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０のゲート電圧を制御する一対のコイル駆動アンプ１２１，１２２と、上記センス抵抗Ｒｓｎｓの検出値と上記Ｄ／Ａ変換器１５０の出力値を比較して上記コイル駆動アンプ１２１，１２２の入力信号を生成する制御アンプ１２３とから構成されている。これにより、上記Ｄ／Ａ変換器１５０に入力される駆動電流指令値に一致するような電流がコイルＬＶＣＭに流される。
【００１３】
上記制御アンプ１２３の出力は、スイッチＳＷ１を介して上記コイル駆動アンプ１２１，１２２に入力されるように構成されており、通常動作時は制御アンプ１２３の出力がスイッチＳＷ１を介して上記コイル駆動アンプ１２１，１２２に入力される。そして、停電発生時にはスイッチＳＷ１が切り替えられて、ＶＣＭドライバ１２０を制御してボイスコイルモータ３４０に制動をかけたり磁気ヘッドの退避動作をさせたりする上記リトラクト制御回路１３０の出力Ｖｒｅｔが上記コイル駆動アンプ１２１，１２２に供給される。
【００１４】
リトラクト制御回路１３０は、タイマカウンタ１３１と定電流源１３２と電流−電圧変換用の抵抗１３３などから構成されている。定電流源１３２は電流を２段階に切り替えることができるように構成されている。また、タイマカウンタ１３１は停電発生と同時に計時動作を開始し、所定時間後に定電流源１３２の電流を切り替えて増加させる。これにより、停電発生から所定時間経過後すると抵抗１３３で変換されて出力される電圧Ｖｒｅｔが高くなる方へステップ状に変化される。
【００１５】
上記タイマカウンタ１３１による計時時間は、磁気ヘッドが磁気ディスクの最も内側から外側のランプ位置まで移動するのに要する時間を考慮したものである。また、所定時間経過後するとＶＣＭドライバ１２０に供給される出力電圧Ｖｒｅｔを高くするのは、磁気ヘッドをディスク上で移動させる場合よりもランプを上昇させる場合の方が大きな駆動力を必要とするためである。
【００１６】
図２において、１４０は電源電圧Ｖｃｃを昇圧するブースタ回路で、１４５はこのブースタ回路１４０の動作クロックφｃを生成する発振器である。ブースタ回路１４０は、例えば図７のように電荷蓄積用容量素子Ｃ２と、この容量素子Ｃ２の一方の端子と電源電圧端子Ｖｃｃ（Ｖｓｐｎ）との間に接続されたスイッチＳ１と、容量素子Ｃ２の他方の端子に印加される電圧を接地電位と電源電圧Ｖｃｃ（Ｖｓｐｎ）とに切り替えるスイッチＳ２と、容量素子Ｃ２に充電された電荷を一方向へ転送するダイオードとして作用するＭＯＳＦＥＴのような方向性電荷転送手段ＱＴＭなどからなるチャージポンプと呼ばれる回路により構成されており、停電発生時には後述のスピンドルモータの逆起電力Ｖｓｐｎで動作してＶｓｐｎをそれよりも約５Ｖ高い電圧まで昇圧する。
【００１７】
なお、図７は公知のチャージポンプの原理を示したもので、実際の回路とは若干異なる。チャージポンプとしては種々の形式のものが提案されているので具体的な回路の例示と動作の説明は省略する。電荷蓄積用容量素子Ｃ２は平滑容量Ｃ１の約１／１０程度の容量値とされる。この実施例では、電荷蓄積用容量素子Ｃ２は０．２μＦ程度の容量値とされるので、電荷蓄積用容量素子Ｃ２と平滑容量Ｃ１には外付けの容量素子が用いられる。
【００１８】
ブースタ回路１４０により昇圧されたブースト電圧Ｖｂｓｔは平滑容量Ｃ１に蓄積される。蓄積されたブースト電圧Ｖｂｓｔは、停電発生時にボイスコイルモータのコイルに電流を流すパワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０のゲート電圧を制御するコイル駆動アンプ１２１，１２２に電源電圧として供給されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０がＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されていたとしてもこれを充分にオンさせ、磁気ヘッドを退避させることができる。
【００１９】
また、本実施例においては、発振器１４５はブースタ回路１４０により昇圧されたブースト電圧Ｖｂｓｔによって動作されるように構成されている。発振器１４５はブースタ回路１４０と同様に停電発生時にスピンドルモータの逆起電力で動作させることも可能であるが、ブースト電圧Ｖｂｓｔを使用することにより停電発生時に電源電圧Ｖｃｃから逆起電力Ｖｓｐｎに切り替わる際に一時的に電圧がなくなって発振動作が停止するのを回避することができる。発振器１４５はリングオシレータ等公知の回路により構成することができるので、具体的な回路の例示および説明は省略する。
【００２０】
リトラクト制御回路１３０のタイマカウンタ１３１は、特に制限されるものでないが、発振器１４５で生成されるブースタ回路１４０を昇圧動作させるクロックφｃによりカウント動作される。タイマカウンタ１３１の電源電圧は安定な動作を保証するため、ブースト電圧Ｖｂｓｔを用いている。一方、定電流源１３２の電源には、平滑容量Ｃ１に蓄積された電荷の消費を抑制するためスピンドルモータの逆起電力を整流した電圧Ｖｓｐｎを用いている。
【００２１】
上記リトラクト制御回路１３０の定電流源１３２は、例えば図８に示すように、２つの電流源ＣＩ１，ＣＩ２と一方の電流源ＣＩ１と直列に接続されたスイッチ素子ＳＷ０とから構成され、停電発生直後はスイッチＳＷ０をオフさせて一方の電流源ＣＩ２の電流を抵抗１３３に流し、停電発生から所定時間経過したときにタイマカウンタ１３１の出力によりスイッチＳＷ０をオンさせて他方の電流源ＣＩ１の電流も加算して抵抗１３３に流すことによって電流を増加させ、抵抗１３３で変換される電圧Ｖｒｅｔを変化させることができる。
【００２２】
また、図２において、１６１は電源モニタ回路１６０を構成するコンパレータ、１６２はこのコンパレータ１６１の出力によってＳＷ２が動作しオン、オフ制御される電源供給／遮断用の電源スイッチである。コンパレータ１６１は電源電圧Ｖｃｃを電源とし、非反転入力端子に電源電圧Ｖｃｃがまた反転入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆが印加されており、電源電圧Ｖｃｃが供給されている間はコンパレータ１６１の出力Ｐ−ＯＦＦはハイレベルにされて電源スイッチ１６２をＲ２にＩ３を乗じた分の電圧でオン状態にさせ、電源電圧Ｖｃｃが遮断されるとコンパレータ１６１の出力Ｐ−ＯＦＦがロウレベルに変化されてＳＷ２がオフ状態になり電源スイッチ１６２をオフ状態にさせる。電源スイッチ１６２をオフするのは、スピンドルモータ３１０の逆起電力が電源側へ逆流するのを防止するためである。コンパレータ１６１の電源はブースタ回路１４０で昇圧されたブースト電圧Ｖｂｓｔを用いても良い。
【００２３】
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗは磁気ディスクを回転駆動するスピンドルモータのコイルである。特に制限されるものでないが、この実施例においては、スピンドルモータとして３相ブラシレスモータが使用されている。１１０はコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの結合端子と電源電圧端子および接地端子との間にそれぞれ接続された出力トランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６からなりスピンドルモータの各コイルに電流を流してモータを回転駆動するスピンドルドライバ回路、１１１は各コイルの逆起電力に基づいて電流を流す相コイルを決定する制御回路、１１２，１１３，１１４は制御回路１１１からの制御信号を受けて上記出力トランジスタＭ１〜Ｍ６をそれぞれオン、オフ制御してコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに順番に電流を流すプリアンプである。制御回路１１１は、通常動作時はＰＷＭ（パルス幅変調）方式で各コイルに流す電流を制御する一方、停電発生時には各コイルの逆起電力に基づいて整流を行っているトランジスタのオン・オフ制御をする同期整流制御を行なう。
【００２４】
また、この実施例においては、上記出力トランジスタＭ１〜Ｍ６はそれぞれＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されており、それらのソース・ドレイン間に寄生するボディ・ダイオードＤ１〜Ｄ６がスピンドルモータのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに生じている逆起電圧を整流して上記スピンドルモータドライバ回路１１０や上記ボイスコイルモータ３４０を駆動するＶＣＭドライバ回路１２０、リトラクト制御回路１３０、ブースタ回路１４０に電力を供給する整流回路として動作するように構成されている。
【００２５】
次に、図２に示されているボイスコイルモータ駆動回路の停電発生時における具体的な動作を、図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図３には、磁気ヘッドがディスクの内側から外側へ向って移動されている途中で停電が発生した場合の様子が示されている。磁気ヘッドが内側から外側へ向って移動されているときＶＣＭドライバ回路１２０ではパワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７とＭ１０がオンされ、Ｍ８とＭ９がオフされてボイスコイルモータのコイルＬＶＣＭには、端子Ｐ１（ＶＣＭＰ端子）からＰ２（ＶＣＭＮ端子）へ向う電流Ｉｄが流される。
【００２６】
停電等によりマスタ電源（Ｖｃｃ）が落ちると、電源モニタ回路１６０の出力がロウレベルに変化して電源スイッチがオフされる（タイミングｔ１）。すると、スピンドルモータのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに生じている逆起電圧を整流した電圧ＶｓｐｎがＶＣＭドライバ回路１２０やリトラクト制御回路１３０、ブースタ回路１４０に供給されるようになる。またブースタ電圧Ｖｂｓｔが平滑容量Ｃ１により保持されていることにより、ブースタ回路１４０及び発振器１４５は電源遮断後も動作し続け、ブースタ電圧Ｖｂｓｔが生成される。さらにスピンドルドライバ回路はＶｂｓｔが生成されることで同期整流制御が行われるため、Ｖｓｐｎは出力トランジスタのオン抵抗による電圧降下分ＶＲだけ電源電圧Ｖｃｃより低い電圧となる。
【００２７】
また、マスタ電源（Ｖｃｃ）が落ちると、電源モニタ回路１６０からの出力Ｐ−ＯＦＦによりＶＣＭドライバ回路１２０内のスイッチＳＷ１が切り替えられてＤＡ変換器（ＤＡＣ）１５０の出力の代わりにリトラクト制御回路１３０からの電圧ＶｒｅｔがＶＣＭドライバ回路１２０に供給される。これによって、コイル端子Ｐ１（ＶＣＭＰ端子）の電圧が低くされる。すると、このときコイルＬＶＣＭに生じている逆起電圧ＢＥＭＦによりコイルには逆向きの電流が流れようとする。この逆向きの電流はＶＣＭドライバ回路１２０のパワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ８によって吸い込まれるため、コイルに逆向きの電流が流れてボイスコイルモータ３４０にブレーキがかかる。
【００２８】
従来のリトラクトドライバを用いるヘッド退避方式では、リトラクトドライバがソースフォロワ型のＭＯＳＦＥＴから構成される場合、電流を引き込むことができないため、磁気ヘッドがディスクの内側から外側へ向って移動されている途中で停電が発生すると、ボイスコイルモータにブレーキがかからないため磁気ヘッドがランプに衝突するおそれがある。しかし、本実施例においては上述のようにコイルの逆向きの電流をＶＣＭドライバ回路１２０が引き込むことができるため、ボイスコイルモータ３４０にブレーキをかけることができ、磁気ヘッドがランプに衝突するのを回避することができる。
【００２９】
さらに、本実施例では、停電が発生してＶＣＭドライバ回路１２０への入力がＤＡＣの出力からリトラクト制御回路１３０からの電圧Ｖｒｅｔに切り替えられた後所定時間経過すると、Ｖｒｅｔが高くなる方向に変化される（タイミングｔ２）。これによって、ＶＣＭドライバ回路１２０によってボイスコイルモータのコイルＬＶＣＭに流される電流が増加されるため、磁気ヘッドはランプの傾斜面を昇り、待機位置に到達することができる（タイミングｔ３）。なお、ヘッドがランプを上昇するのに要する時間よりも充分に長い所定時間が経過すると、例えばスピンドルモータの駆動トランジスタＭ１〜Ｍ６のうちグランド側のトランジスタＭ２，Ｍ４，Ｍ６を全てオンさせることでスピンドルモータにブレーキがかけられて、スピンドルモータのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに生じている逆起電圧を整流した電圧Ｖｓｐｎおよびこれをブースタ回路１４０で昇圧したブースタ電圧Ｖｂｓｔが降下される（タイミングｔ４）。
【００３０】
図４は、上記ＶＣＭドライバ１２０の実施例を示す。なお、図４においては、ボイスコイルモータ３４０は、コイルのインダクタンスＬｖｃｍと、内部抵抗Ｒｖｃｍと、逆起電圧源Ｖｂｅｍｆとからなる等価回路として表わされている。
図４に示されているように、ＶＣＭドライバ回路１２０は、コイルに電流を流すパワーＭＯＳＦＥＴ　Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１０を駆動するコイル駆動アンプ１２１，１２２と、上記センス抵抗Ｒｓｎｓの検出値と上記Ｄ／Ａ変換器１５０の出力値を比較して上記コイル駆動アンプ１２１，１２２の入力信号を生成する制御アンプ１２３と、電圧切り替えスイッチＳＷ１などから構成されている。コイル駆動アンプ１２１（１２２）は、出力アンプ２１０（２２０）と、フィードバック抵抗Ｒ２（Ｒ６）と、入力抵抗Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４（Ｒ５，Ｒ７，Ｒ８）とにより構成されている。
【００３１】
また、制御アンプ１２３は、電流センス抵抗Ｒｓｎｓの両端子の電圧が入力される電流センス用アンプ２３１と、該電流センス用アンプ２３１の出力とＤ／Ａ変換器１５０の出力を入力とする電圧入力−電流出力型の差動増幅回路（以下、ｇｍアンプと称する）２３２と、電流制御ループの位相補償を行なう位相補償回路２３３とにより構成されている。出力アンプ２１０，２２０と電流センス用アンプ２３１の一方の入力端子には、それぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ７，Ｒ１２を介して基準電圧ＶＲＥＦが印加され、基準電圧ＶＲＥＦと各入力電圧との電位差に応じた電圧を出力する。
【００３２】
上記アンプ２３１，２３２は、それぞれアンプ内の抵抗やトランジスタなどの素子の定数を最適に決定することによって、利得などの回路動作特性がそれぞれ所望の特性となるように設定される。また、アンプ２３１，２３２は、電源電圧Ｖｃｃを電源としており、停電発生時にはアンプの動作は停止される。ただし、このときスイッチＳＷ１が切り替えられてアンプ２３１，２３２の出力電圧に代えて前記リトラクト制御回路１３０からの電圧Ｖｒｅｔがコイル駆動アンプ１２１，１２２に供給される。
【００３３】
コイル駆動アンプ１２１，１２２は、各々抵抗Ｒ１〜Ｒ４，Ｒ５〜Ｒ８によって所定の電圧利得が設定される。コイル駆動アンプ１２１，１２２は昇圧されたブースト電圧Ｖｂｓｔを電源としており、停電が発生してもアンプの動作は継続される。そして、コイル駆動アンプ１２１，１２２により駆動されるパワーＭＯＳＦＥＴＭ７〜Ｍ１０が接続されたコイル端子ＶＣＭＰ−ＶＣＭＮ間に、ボイスコイルモータ１０８のコイルＬｖｃｍとセンス用の抵抗Ｒｓｎｓとが直列に接続されており、パワーＭＯＳＦＥＴＭ７〜Ｍ１０によってコイルＬｖｃｍに駆動電流を流す。この駆動電流は一対のコイル駆動アンプ１２１，１２２により双方向に流すことができるように構成されており、駆動電流の流れる向きに応じて磁気ヘッドはディクスの内側方向または外側方向のいずれかに任意の方向に移動されるようになっている。
【００３４】
図５は、図４に示されている回路のうち出力アンプ２１０（２２０）の具体的な回路構成例を示す。
図５に示されているように、出力アンプ２１０（２２０）は、上記制御アンプ２３２から出力される電圧またはリトラクト制御電圧Ｖｒｅｔと基準電圧ＶＲＥＦとを入力とする差動アンプ２１１と、この差動アンプ２１１の出力とコイル端子ＶＣＭＰ（ＶＣＭＮ）の電圧と基準電圧ＶＣＭＲＥＦとを抵抗Ｒ５とＲ６で分割した電圧が入力されるｇｍアンプ２１２と、該ｇｍアンプ２１２の差動出力の一方をそれぞれ非反転入力端子に受けボルテージフォロワとして動作する一対のバッファアンプ２１３および２１４と、バッファアンプ２１３および２１４の非反転入力端子と電源電圧端子との間に接続されて位相補償用の容量Ｃ１１，Ｃ１２と、バッファアンプ２１３および２１４の非反転入力端子とコイル端子ＶＣＭＰ（ＶＣＭＮ）との間にそれぞれ直列に接続された抵抗Ｒ７とＭＯＳＦＥＴ　Ｍ３およびＲ８とＭ４などにより構成されている。
【００３５】
ｇｍアンプ２１２は前段の差動アンプ２１１の出力電圧の変化に応じてほぼ直線的に出力が変化するように特性が設定されたアンプで、このアンプ２１２の反転入力端子（−）には、ボイスコイルモータのコイルＬｖｃｍが接続されるコイル端子ＶＣＭＰ（ＶＣＭＮ）の電圧が抵抗Ｒ６を介してフィードバックされており、ｇｍアンプ２１２とその後段に接続されたバッファアンプ２１３，２１４および出力トランジスタＭ７，Ｍ８を含めた回路全体として、入力電圧を高利得で増幅し、入力の変化に応じて変化する駆動電圧を出力するように回路を構成する素子の定数が設定されている。
【００３６】
次に、図５において上記ｇｍアンプ２１２と出力トランジスタＭ７，Ｍ８との間に設けられているバッファアンプ２１３，２１４を含む回路部分について説明する。
図５に示されているように、ｇｍアンプ２１２の正相出力（＋）はバッファアンプ２１３の非反転入力端子に入力され、このバッファアンプ２１３の出力電圧が出力トランジスタＭ７のゲート端子に印加されている。バッファアンプ２１３はその出力電圧が自分の反転入力端子にフィードバックされ、ボルテージフォロワとして動作する。このようなアンプを設けているのは、出力トランジスタＭ１はそのサイズが大きいのでゲート容量も大きく、所望の特性を保持したままｇｍアンプ２１２の出力で直接駆動するには駆動力が足りなくなるためである。
【００３７】
また、バッファアンプ２１３の正相側出力端子とコイル端子ＶＣＭＰとの間に直列に接続されている抵抗Ｒ７とＭＯＳトランジスタＭ３は、上記バッファアンプ２１３がボルテージフォロワとして動作することから、このＭＯＳトランジスタＭ３のゲートと出力トランジスタＭ７のゲートに印加される電圧は同一であり、Ｍ７とＭ３はカレントミラー回路を構成していることが分かる。従って、ＭＯＳトランジスタＭ７とＭ３のサイズ比をＮとすると、出力トランジスタＭ７はＭ３のドレイン電流のＮ倍の電流を流すように駆動される。
【００３８】
同様にして、ｇｍアンプ２１２の負相出力（−）はバッファアンプ２１４の非反転入力端子に入力され、このバッファアンプ２１４の出力電圧が出力トランジスタＭ９のゲート端子に印加されている。バッファアンプ２１４はその出力電圧が自分の反転入力端子にフィードバックされ、ボルテージフォロワとして動作する。また、バッファアンプ２１４の正相側出力端子とコイル端子ＶＣＭＰとの間に直列に接続されている抵抗Ｒ８とＭＯＳトランジスタＭ４は、ＭＯＳトランジスタＭ４のゲートと出力トランジスタＭ８のゲートに印加される電圧は同一であることから、Ｍ４とＭ８はカレントミラー回路を構成している。従って、出力トランジスタＭ８は、ＭＯＳトランジスタＭ２とＭ６のサイズ比をＮとすると、Ｍ４のドレイン電流のＮ倍の電流を流すように駆動される。
【００３９】
トランジスタＭ３，Ｍ４と直列に設けられている抵抗Ｒ７とＲ８は、ｇｍアンプ２１２からの比較的小さな電流が入力されるときはあまり意味を持たない。ｇｍアンプ２１２から比較的大きな電流が入力されてトランジスタＭ３，Ｍ４に大きな電流が流されるようになると、入力電流がある値を超えたあたりからトランジスタＭ３，Ｍ４のゲート・ソース間電圧が急に増大されるようになる。これにより、出力トランジスタＭ７，Ｍ８のゲート・ソース間電圧が、ｇｍアンプ２１２の入力電圧の変化よりも急峻に変化するように制御される。
【００４０】
なお、図５の回路においては、例えばｇｍアンプ２１２の正相側出力の振幅レベルと負相側出力の振幅レベルを適当に設定するなどの方法により、出力トランジスタＭ７のゲート・ソース間電圧の立下がりの方が、出力トランジスタＭ８のゲート・ソース間電圧の立上がりよりも早く開始するように設計されている。これによって、出力トランジスタＭ７，Ｍ８が同時にオンされて貫通電流が流れないようにされ、消費電力の増加が抑制される。同様に、出力トランジスタＭ８のゲート・ソース間電圧の立上がりに関しても、出力トランジスタＭ７のゲート・ソース間電圧の立下がりより早く立上がりが開始するように設計してもよい。
【００４１】
図６には、図２に示されているスピンドルドライバ回路１１０内の制御回路１１１のうち特に停電が発生して磁気ヘッドのリトラクト制御を行なう時にスピンドルモータを同期整流制御する回路の構成例を示す。
図６において、４１０は通常動作時のＰＷＭ制御のための制御信号を生成するＰＷＭ制御部、４２０はリトラクト制御時の同期整流制御のための制御信号を生成する同期整流制御部、４３０はＰＷＭ制御部４１０から出力される制御信号または同期整流制御部４２０から出力される制御信号のいずれかを選択して図２のプリアンプ１１２〜１１４に供給するセレクタ部、４４０は停電発生時にブースト回路から供給されるブースト電圧Ｖｂｓｔを降圧して同期整流制御部４２０内のロジック回路の動作に必要な電源Ｖｄｄｓｒを生成するロジック電源部である。
【００４２】
ロジック電源部４４０は、ブースト電圧Ｖｂｓｔを抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧して所望の電位を生成する抵抗分圧回路と、分圧された電圧と同一レベルの電圧を低インピーダンスで出力するバッファアンプＡＭＰとからなる。セレクタ部４３０は、電源モニタ回路１６０からの出力Ｐ−ＯＦＦにより切り替えが行われ、電源遮断時にはＰＷＭ制御部４１０からの出力の代わりに同期整流制御部４２０からの出力を選択してコイルＵ，Ｖ，Ｗに供給するセレクタＳＥＬ１〜ＳＥＬ６により構成されている。
【００４３】
同期整流制御部４２０は、３相ブラシレスモータからなるスピンドルモータのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の駆動コイルの端子電圧Ｕ，Ｖ，Ｗを２つずつ比較するコンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３と、これらのコンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３の出力信号およびその反転信号の組合せを入力とするＡＮＤゲートＧ１〜Ｇ６とから構成されており、コイルの逆起電圧の大小を検出して各コイルに流す電流の向きとタイミングを決定することによりモータの回転に同期してコイルを駆動する同期整流制御を行なう。具体的には、逆起電圧の最も高い相のＶｃｃ側出力トランジスタと逆起電圧の最も低い相のグランド側出力トランジスタをオンさせてコイルに電流を流すような制御が行われる。
【００４４】
図９は、図２のような構成を有するボイスコイルモータ制御系とスピンドルモータ制御系および磁気ヘッド駆動制御系を含む磁気ディスクシステムの一例としてのハードディスク装置全体の一構成例をブロック図で示したものである。
図９において、３１０は磁気ディスク３００を回転させるスピンドルモータ、３２０は先端に磁気ヘッド（書込み磁気ヘッドおよび読出し磁気ヘッドを含む）ＨＤを有するアーム、３３０はこのアーム３２０を回動可能に保持するキャリッジで、上記ボイスコイルモータ３４０はキャリッジ３３０を移動させることで磁気ヘッドを移動させるとともに、磁気ヘッドの中心をトラックの中心に一致させるようにモータ駆動回路１００がサーボ制御を行なう。
【００４５】
モータ駆動回路１００は、図２に示されているようなボイスコイルモータ駆動制御回路およびスピンドルモータ駆動制御回路が一体となった半導体集積回路であり、上記コントローラ２６０から供給される制御信号に従って動作し、磁気ヘッドを所望のトラックへシーク移動させたり磁気ヘッドの相対速度を一定にするように、ボイスコイルモータ３４０とスピンドルモータ３１０をサーボ制御する。
【００４６】
２００は上記磁気ヘッドＨＤによって検出された磁気の変化に応じた電流を増幅して読出し信号を信号処理回路（データチャネルプロセッサ）２３０へ送信したり信号処理回路２３０からの書込みパルス信号を増幅して磁気ヘッドＨＤの駆動電流を出力するリード・ライトＩＣである。また、２４０は信号処理回路２３０から送信されてくる読出しデータを取り込んで誤り訂正処理を行なったりホストからの書込みデータに対して誤り訂正符号化処理を行なって信号処理回路２３０へ出力したりするハードディスク・コントローラである。上記信号処理回路２３０は、ディジタル磁気記録に適した変調／復調処理や磁気記録特性を考慮した波形整形等の信号処理を行なうとともに、上記磁気ヘッドＨＤの読出信号から位置情報を読み取る。
【００４７】
２５０は本システムと外部装置との間のデータの受渡しおよび制御等を行なうインタフェース・コントローラで、上記ハードディスク・コントローラ２４０はインタフェース・コントローラ２５０を介してパソコン本体のマイクロコンピュータなどのホストコンピュータに接続される。２７０は磁気ディスクから高速で読み出されたリードデータを一時的に記憶するバッファ用のキャッシュメモリである。マイクロコンピュータからなるシステムコントローラ２６０は、ハードディスク・コントローラ２４０からの信号に基づいて、いずれの動作モードか判定し、動作モードに対応してシステム各部の制御を行なうとともに、ハードディスク・コントローラ２４０から供給されるアドレス情報に基づいてセクタ位置などを算出する。
【００４８】
以上、本発明者によってなされた発明を実施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。たとえば、上記実施例では、電源遮断後に必要とされる電力を、スピンドルモータの逆起電力を出力トランジスタＭ１〜Ｍ６のボディ・ダイオードで整流することで得るようにしているが、整流用のダイオードブリッジを別途設けてもよい。
【００４９】
また、実施例では、通常動作時にボイスコイルモータのコイルに電流を流すＭＯＳトランジスタを駆動するための電圧を発生する昇圧回路を電源遮断時にも動作させているが、電源遮断時にスピンドルモータの逆起電力を整流した電圧を昇圧してボイスコイルモータを駆動するドライバの電源電圧を発生する昇圧回路を、通常動作時にドライバの電源電圧を発生する昇圧回路とは別個に設けるようにすることも可能である。また、実施例においては、ディスクの外側に待機位置としてのランプを設け、電源遮断時にこのランプに磁気ヘッドを退避させるようにしているが、ディスクの内側に待機位置を設け、電源遮断時に磁気ヘッドをディスクの内側へ退避移動させる場合にも適用することができる。
【００５０】
さらに、実施例においては、モータ駆動制御回路１００単独で電源遮断時に磁気ヘッドの退避動作を行なうようにしているが、モータ駆動制御回路１００に対して電流指令値を与えるコントローラ２６０をバックアップする手段を設けて、電源遮断時にコントローラ２６０からの指令でボイスコイルモータ３４０を駆動して磁気ヘッドを退避動作させるような構成とすることも可能である。
【００５１】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるハードディスク記憶装置に適用した場合について説明したが、本発明にそれに限定されるものでなく、磁気ディスク記憶装置一般に利用することができる。
【００５２】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、磁気ディスク記憶装置において、電源の供給が停止された時に磁気ヘッドを安全かつ速やかに磁気ヘッドを退避させることができるとともに、磁気ヘッドがディスクの外側のランプ方向へ移動されているときに電源の供給が停止された場合にボイスコイルモータで発生する逆起電力を制限してブレーキをかけて磁気ヘッドがランプに衝突するのを防止することができる。また、本発明に従うと、磁気ディスク記憶装置において、逆起電力の小さい小型モータやスピンドルモータの回転が遅い時に電源の供給が停止された場合にもスピンドルモータの逆起電力を同期整流した電圧でボイスコイルモータを駆動して確実に磁気ヘッドを退避させることができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る磁気ディスク記憶装置におけるボイスコイルモータおよびスピンドルモータ制御系の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る磁気ディスク記憶装置におけるボイスコイルモータおよびスピンドルモータの駆動制御回路の一実施例を示すブロック図である。
【図３】実施例のモータ駆動制御回路による停電発生時におけるボイスコイルモータの退避制御時における各部の信号のタイミングを示すタイミングチャートである。
【図４】ボイスコイルモータの駆動制御回路を構成するコイル駆動回路（ＶＣＭドライバ）のより詳細な構成例を示すブロック図である。
【図５】コイル駆動回路（ＶＣＭドライバ）を構成する出力アンプの具体例を示すブロック図である。
【図６】スピンドルモータの駆動制御回路のより詳細な構成例を示すブロック図である。
【図７】ブースト回路としてのチャージポンプ回路の原理を示す回路構成図である。
【図８】リトラクト制御回路のより詳細な構成例を示す回路構成図である。
【図９】本発明が適用された磁気ディスク記憶装置の全体の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
ＬＶＣＭ　ボイスコイルモータの駆動コイル
Ｒｓｎｓ　電流検出用抵抗
１００　モータ駆動制御回路（ＩＣ）
１１０　スピンドルモータドライバ
１２０　ボイスコイルモータのドライバ
１２１，１２２　コイル駆動アンプ
１２３　制御アンプ
１３０　リトラクト制御回路
１４０　ブースタ回路（昇圧回路）
２１０，２２０　出力アンプ
３００　磁気ディスク
３１０　スピンドルモータ
３２０　ヘッド保持用アーム
３３０　キャリッジ
３４０　ボイスコイルモータ
３５０　ヘッド退避位置（ランプ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2004013994.tif 000008
【図７】
2004013994.tif 000009
【図８】
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【図９】
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