(57)【要約】【課題】起動時に得られる入力電圧レベルの立ち上がりを速くし、過電圧検出の動作速度を向上させる。【解決手段】整流平滑手段に備えられるべき平滑コンデンサとしての、比較的大容量な第１のコンデンサ素子に加えて、これと並列に小容量の第２のコンデンサ素子を備える。そして、これら第１のコンデンサ素子と第２のコンデンサ素子との間に挿入された切り換え手段を、所定期間オフとして、この間に上記第２のコンデンサの両端電圧を検出することで入力電圧の検出を行う。切り換え手段をオフとすることで、入力電圧が大容量の上記第１のコンデンサに充電されなくなり、これによって過電圧検出の検出対象となる入力電圧のレベルの立ち上がりを速くすることができる。【選択図】        図１
2004336834.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源から得られる交流電圧を入力して整流する整流ダイオード素子と、該整流ダイオード素子の整流出力としての整流電流が充電されることで、両端電圧として負荷に供給すべき安定化前の直流電圧を生成する、所定のキャパシタンスを有する第１のコンデンサと、該第１のコンデンサよりも小さいキャパシタンスを有し、上記第１のコンデンサと並列接続されるべき第２のコンデンサとを備えて形成される整流平滑手段と、
上記整流ダイオード素子と上記第２のコンデンサ素子との接続点と、この接続点と接続されるべき上記第１のコンデンサ素子の端子との間に挿入され、これらの間の通電状態のオン／オフの切り換えが行われる切り換え手段と、
上記切り換え手段をオフとするように制御している所定期間内において、上記第２のコンデンサの両端電圧レベルを検出することで、過電圧状態であるか否かを検出する検出手段と、
を備えることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
一次巻線に上記商用交流電源が入力される電源用トランスを備え、
上記整流平滑手段は、上記電源用トランスの二次側に励起された交流電圧を入力するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
上記検出手段は、
上記商用交流電源の入力開始に応じて、所定期間において、上記切り換え手段をオフに制御して上記第２のコンデンサの両端電圧レベルを検出するように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項４】
上記検出手段は、
上記商用交流電源が入力されている状態において、所定のタイミングごとに、所定期間において、上記切り換え手段をオフに制御して上記第２のコンデンサの両端電圧レベルを検出するように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば各種電子機器の電源として備えられる電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
我が国（日本）において、家庭内に引き込まれる商用交流電源としては、一般的に単相三線式が採用されている。
図７（ａ）は、このような単相三線式の概念図である。
この単相三線式では、図のように中性線を含む三本の電線が用いられると共に、柱上トランスより得られる２００Ｖの電圧が、この中性線と一方の電線（ラインＬ１）との間と、この中性線と他方の電線（ラインＬ２）の間とに、それぞれ電位Ｅ１、Ｅ２として１００Ｖずつ分圧して得られるようになっている。
そしてこれにより、この単相三線式では、上記ラインＬ１−中性線側、ラインＬ２−中性線側にそれぞれ接続される負荷ａ、負荷ｂに対しては１００Ｖの電源を供給することができ、また両ラインにまたがって接続される負荷ｃに対しては２００Ｖの電源を供給することができる。つまり、このような単相三線式では、家庭内にこれら１００Ｖと２００Ｖの異なる電源を供給できるというメリットがある。
【０００３】
ここで、このような単相三線式において、例えば上記したラインＬ１側の負荷ａと、ラインＬ２側の負荷ｂとがバランスしているときは、上記中性線には電流は流れないようになっている。これに対し、これらの負荷がバランスしてないときは中性線にアンバランス分の電流が流れるようにされ、これによって商用交流電源としての電圧レベルが一定に維持されている。
【０００４】
このことから、例えばこのような中線線が、次の図７（ｂ）に×印で示すようにして断線するなどして欠相してしまった場合は、ラインＬ１、Ｌ２側にそれぞれ得られる電圧レベルは一定に保たれないものとなってしまう。つまり、この場合のラインＬ１、Ｌ２側にそれぞれ得られる電圧レベルは、そこに挿入されるそれぞれの負荷のインピーダンスに依存して分圧された、０〜２００Ｖの間の任意のレベルが得られてしまうものとなる。
従って、この際の負荷インピーダンスのレベルによっては、一方のラインに生じる電圧レベルが０Ｖ、他方のラインに生じる電圧レベルが２００Ｖとなってしまう場合も考えられ、さらに、このとき共振現象が起これば、理論的には片方のラインに２００Ｖ以上の電圧レベルが生じる可能性もある。
【０００５】
このことから、家庭内に供給される商用交流電源としては、例えばこのような中性線の欠相により、負荷に対して定格以上の過大な電圧が印加されてしまうことがあった。そして、これによっては、上記した負荷ａ、負荷ｂとしての、商用交流電源に接続された電子機器の破壊を招くことになる。
【０００６】
そこで、従来においては、各種電子機器の電源回路に対し、商用交流電源レベルの上昇に伴う過電圧状態を検出し、この過電圧から回路を保護する過電圧保護の構成を備えるようにしたものがある。
図８は、このような過電圧保護のための構成を備える、従来の電源回路１００の構成について示した回路図である。なお、ここでは電源回路１００の構成を概念的に示しており、実際の回路構成を示すものではない。
先ず、この図において、主電源用整流平滑回路５１は、図示する商用交流電源ＡＣからの入力電圧を整流ダイオードＤ１、及び平滑コンデンサＣ１により整流平滑する。そして、これによって得られた直流電圧を図示する主電源回路５２に供給する。
この場合、この主電源用整流平滑回路５１と商用交流電源ＡＣとの間には、リレースイッチＲＬが挿入されている。このリレースイッチＲＬは、マイコン（マイクロコンピュータ）５５の制御によりオン／オフが制御され、主に、待機状態時と通常の起動状態時とに対応してその切換が行われる。
また、このリレースイッチＲＬは、後述するように過電圧とされるときはその接続状態がオフとなるようにされて、その後段への電力の供給が停止されるようになっている。
【０００７】
主電源回路５２は、図示するように絶縁トランスＴ１を備え、少なくともその一次側にスイッチングコンバータ、二次側に整流平滑回路を備える。この主電源回路５２は、絶縁トランスＴ１の一次側において得られたスイッチング出力を二次側に伝送し、これを上記整流平滑回路において整流平滑して図示する二次側直流出力電圧ＥＯ１を得る。そして、この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示されない負荷側に動作電源として供給される。
【０００８】
また、この電源回路１００においては、商用交流電源ＡＣからマイコン５５に待機電源を伝送するための、待機電源用トランスＴ２が備えられる。
この待機電源用トランスＴ２は、商用交流電源ＡＣからの入力電圧を二次側に伝送し、商用交流電源ＡＣよりも低圧の交番電圧を得る。
待機電源用整流平滑回路５３は、待機電源用トランスＴ２の二次側に得られた交番電圧を図示する整流ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ２により整流平滑し、これを安定化回路５４に供給する。
安定化回路５４はこの待機電源用整流平滑回路５３の出力を安定化してこれを直流出力電圧ＥＯ２として出力し、マイコン５５の動作電源として供給する。
【０００９】
ここで、過電圧検出回路５０は、図示するように主電源用整流平滑回路５１の平滑コンデンサＣ１の両端電圧を検出入力し、この平滑コンデンサＣ１の両端電圧レベルと、過電圧検出のための所定電圧レベルと比較した結果に基づいた通知信号を、図示するフォトカプラＰＣを介してマイコン５５に供給する。
【００１０】
マイコン５５は、このような通知信号が、平滑コンデンサＣ１の両端電圧レベルが上記所定電圧レベルを越えていることを示すものであったときに、スイッチをオフとするように制御する。そして、これにより、入力電圧が過電圧とされるレベルになったときは、上記スイッチがオフとなって、後段の主電源回路５２に電力が供給されなくなり、機器の過電圧による破壊を防止することが可能とされている。
【００１１】
このような電源回路１００において、過電圧検出回路５０に対しては、主電源回路５２に供給される整流平滑電圧レベルが直接印加されるものとなる。
このために、このような電源回路１００の構成によっては、過電圧検出回路５０を構成する各部として、耐圧の充分な素子を用いる必要があり、これにより回
路製造コストの点で不利であった。
【００１２】
また、この電源回路１００の構成では、電源回路の一次側において過電圧検出を行い、その結果に基づいて二次側に設けられたマイコン５５の制御により、リレースイッチＲＬの切換を行うようにされているものである。
そして、このような場合には、図８にも示したようにして一次側に設けられた過電圧検出回路５０と、このような二次側のマイコン５５との間を絶縁するためのフォトカプラＰＣが必要となり、この点でも回路製造コストの面で不利であった。
【００１３】
そこで、従来の技術では、図９に示すようにして、このような過電圧検出回路５０を、待機電源ラインの二次側に備えるようにしたものがある（例えば下記特許文献参照）。
なお、この図において、既に図８で説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
この図９に示される電源回路１０１においては、図示するように過電圧検出回路５０を、待機電源用整流平滑回路５３の平滑コンデンサＣ２の正極端子と接続するようにしている。
この場合の過電圧検出回路５０には、このような商用交流電源ＡＣよりも低圧な待機電源電圧レベルに対応して過電圧レベルが設定されている。そして、この過電圧レベルと、上記平滑コンデンサＣ２の両端に得られる、商用交流電源ＡＣのレベルに対応した電圧レベルとを比較して、商用交流電源ＡＣのレベルが過大とされるレベルとなったことを検出することが可能とされているものである。
【００１４】
このような電源回路１０１によっては、上記のように商用交流電源ＡＣのレベルよりも低圧な待機用電源電圧を検出するようにされるから、過電圧検出回路５０を構成する素子の耐圧をより低いものとすることができる。
そして、これによって、先の図８に示した電源回路１００の場合よりも、過電圧保護のための構成をより低コストで実現できる。
【００１５】
また、この図９に示した電源回路１０１では、待機電源用トランスＴ２の二次側において過電圧を検出し、これを同じく二次側に設けられるマイコン５５に供給してリレースイッチＲＬの切換制御が行われるものとなるから、この場合の過電圧保護動作は二次側のみで完結する。
つまり、これによって絶縁用のフォトカプラＰＣを省略することができるものである。
【特許文献】
特開平７−３１９５６０号公報
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上記説明からも理解されるように、図８、図９において示した電源回路においては、過電圧検出回路５０により、整流平滑回路における平滑コンデンサＣの両端電圧を検出するようにされている。
このような整流平滑回路は、その出力が直流電源として用いられるので安定したレベルで得られる必要があるから、これに備えられる上記平滑コンデンサＣとしては一般的に大容量のものが選定される。
しかしながら、このように平滑コンデンサＣが大容量とされる場合、その充電時間にはその分長い時間を要することになる。そして、このように平滑コンデンサの充電時間が長くなることによっては、過電圧検出のための充分な両端電圧レベルが得られるまで長い時間が必要となる。
つまり、このことから、平滑コンデンサＣの両端電圧を検出する従来の構成では、過電圧検出回路の動作速度が遅くなり、特に、回路起動時に過電圧検出をする際の応答性が悪いものであった。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、商用交流電源から得られる交流電圧を入力して整流する整流ダイオード素子と、該整流ダイオード素子の整流出力としての整流電流が充電されることで、両端電圧として負荷に供給すべき安定化前の直流電圧を生成する、所定のキャパシタンスを有する第１のコンデンサと、該第１のコンデンサよりも小さいキャパシタンスを有し、上記第１のコンデンサと並列接続されるべき第２のコンデンサとを備えて形成される整流平滑手段を備えるようにする。
そして、上記整流ダイオード素子と上記第２のコンデンサ素子との接続点と、この接続点と接続されるべき上記第１のコンデンサ素子の端子との間に挿入され、これらの間の通電状態のオン／オフの切り換えが行われる切り換え手段を備え、さらに、上記切り換え手段をオフとするように制御している所定期間内において、上記第２のコンデンサの両端電圧レベルを検出することで、過電圧状態であるか否かを検出する検出手段を備えることとした。
【００１８】
つまり、上記本発明では、整流平滑手段に備えられるべき平滑コンデンサとしての、比較的大容量な第１のコンデンサ素子に加えて、これと並列に小容量の第２のコンデンサ素子が備えられる。そして、これら第１のコンデンサ素子と第２のコンデンサ素子との間に挿入された切り換え手段を、所定期間オフとして、この間に上記第２のコンデンサの両端電圧を検出することで入力電圧の検出が行われるものである。
このように、上記第１のコンデンサ素子と第２のコンデンサ素子との間の接続を断絶することによっては、この間、入力電圧を第１のコンデンサ素子としての大容量コンデンサに充電しないで過電圧の検出を行うことが可能となる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明における実施の形態としての電源回路１の構成例を示す回路図である。
なお、この図１は、電源回路１における、主に実施の形態としての過電圧保護のための構成を説明するための概念図である。
先ず、図１において、商用交流電源ＡＣからの入力電圧は、図示するようにリレースイッチＲＬを介して主電源用整流平滑回路２に供給されると共に、待機電源用トランスＴ２に分岐して供給される。
【００２０】
上記リレースイッチＲＬは、図示するマイコン（マイクロコンピュータ）９の制御により、その接続状態がオン／オフされる。例えば、当該電源回路１が備えられる電子機器本体のモードが、主電源がオフで待機電源がオンとなる待機モードのときに対応しては、接続状態がオフに切り換えられ、主電源側に商用交流電源ＡＣが供給されないようになっている。また、主電源がオンとなるときに対応しては、オンに切り換えられ、主電源側に商用交流電源ＡＣが供給されるようになっている。
また、特に本実施の形態においてこのリレースイッチＲＬは、後述するように、入力電圧レベルについての過電圧検出結果に基づいてもオフとなるように制御される。
【００２１】
主電源用整流平滑回路２には、図示するようにリレースイッチＲＬを介して商用交流電源ＡＣからの入力電圧が供給される。そして、この入力電圧を整流ダイオードＤ１、及び平滑コンデンサＣ１により整流平滑し、これによって得られた直流電圧を図示する主電源回路３に供給する。
【００２２】
この場合の主電源回路３は、図示するように絶縁トランスＴ１を備え、少なくともその一次側にスイッチングコンバータ、二次側に整流平滑回路を備えるものとされる。この主電源回路５２は、絶縁トランスＴ１の一次側において得られたスイッチング出力を二次側に伝送し、これを上記整流平滑回路において整流平滑して図示する二次側直流出力電圧ＥＯ１を得る。そして、この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示されない負荷側に動作電源として供給されるものとなる。
【００２３】
待機電源用トランスＴ２は、一次側に上記商用交流電源ＡＣからの交流入力電圧が得られる一次巻線と、二次側にこの交流入力電圧に励起された交番電圧を得る二次巻線を備える。
この待機電源用トランスＴ２においては、上記二次巻線に得られる交番電圧として、上記商用交流電源ＡＣのレベルよりも低いレベルが得られるように上記一次巻線と二次巻線との巻線数が設定されている。つまり、上記主電源回路３に供給される電圧レベルよりも低圧な、待機電源としての電圧レベルが得られるものである。
【００２４】
待機電源用整流平滑回路４は、上記待機電源用トランスＴ２の二次巻線に得られる交番電圧を整流平滑し、これを安定化回路８に出力する。
本実施の形態の場合、この待機電源用整流平滑回路４においては、図示するように整流ダイオードＤ２に対して、第２のコンデンサ素子としてのコンデンサＣ３と、第１のコンデンサ素子としての平滑コンデンサＣ２との２つのコンデンサが備えられるものとなる。
この場合の整流平滑回路４においては、先ず、上記整流ダイオードＤ２のカソードに対して上記コンデンサＣ３の正極端子が接続される。そして、これらの接続点に対し、図示するように上記平滑コンデンサＣ２の正極端子が、後述するスイッチ素子Ｑ１のソース−ドレインを介して接続されている。
このような構成により、上記スイッチ素子Ｑ１がオンのときは、平滑コンデンサＣ２／／コンデンサＣ３の両端電圧が安定化回路８に供給されるようになっている。
また、スイッチ素子Ｑ１がオフのときは、整流ダイオードＤ２の整流出力が平滑コンデンサＣ２には供給されず、コンデンサＣ３にのみ充電が行われるものとなる。そして、このときには、平滑コンデンサＣ２の充電電荷のみによる直流電圧が、安定化回路８に供給されて後段の電力がまかなわれることとなる。
なお、この場合、上記コンデンサＣ３のキャパシタンスは、少なくとも上記平滑コンデンサＣ２のキャパシタンスよりも小さいものとされていることとする。
【００２５】
安定化回路８は、上記待機電源用整流平滑回路４の出力を安定化し、これを直流出力電圧ＥＯ２として出力してマイコン９の動作電源を供給する。
【００２６】
マイコン９は、当該電源回路１が備えられる電子機器の全体制御を行う。
例えば、当該電源回路１に対する制御としては、待機モード／通常起動モードの切換に応じた、リレースイッチＲＬの切換を行う。つまり、例えば当該電子機器に対する電源オフ操作等に応じて、待機モードとなった場合には、リレースイッチＲＬをオフとする。また、当該電子機器に対する電源オン操作等により、主電源がオンとされる場合は上記リレースイッチＲＬをオンとする。
また、特にこの場合は、当該電源回路１への入力電圧が過大とされるレベルとなったときに、次に説明する過電圧検出回路１０より供給される通知信号に応じて、上記リレースイッチＲＬをオフとするように制御を行う。
【００２７】
ここで、本例の電源回路１に対しては、上記した待機電源用整流平滑回路４に挿入されるようにして、過電圧検出回路１０が備えられる。
この過電圧検出回路１０には、スイッチ素子Ｑ１、同期信号生成回路５、検出回路６、ドライブ回路７が備えられている。
先ず、上記スイッチ素子Ｑ１は、ゲートに対してドライブ回路７からのドライブ信号が供給され、これによりそのオン／オフが制御される。
このスイッチ素子Ｑ１は、図示するようにドレインが上記コンデンサＣ３の正極端子と接続される。そして、ソースが平滑コンデンサＣ２の正極端子と接続されるようにして、待機電源ラインに挿入されている。
つまり、この場合の待機電源ラインにおいては、このスイッチ素子Ｑ１のオン／オフにより、このスイッチ素子Ｑ１より前段のコンデンサＣ３と、後段の平滑コンデンサＣ２との通電状態がオン／オフするようになっているものである。
【００２８】
同期信号生成回路５は、待機電源用トランスＴ２の二次巻線に得られた交番電圧を入力し、この交番電圧の周期に応じた同期信号を生成する。
そして、このように生成した同期信号を検出回路６に対して供給する。
【００２９】
ドライブ回路７は、次に説明する検出回路６から供給される制御信号に基づいて、上記スイッチ素子Ｑ１をオン／オフとするためのドライブ信号を、上記スイッチ素子Ｑ１のゲートに印加する。つまり、この場合のスイッチ素子Ｑ１は、検出回路６の出力する上記制御信号に基づいてオン／オフするようにされているものである。
【００３０】
検出回路６は、上記した同期信号生成回路５から供給される同期信号に基づいた所定期間、上記スイッチ素子Ｑ１をオフとするための制御信号を、ドライブ回路７に対して供給する。
また、これと共に、この検出回路６は、その検出端子が、コンデンサＣ３の正極端子とスイッチ素子Ｑ１のドレインとの接続点Ｐ１に対して接続されて、この接続点Ｐ１に得られる電位が検出入力されるようになっている。そして、この検出回路６は、この接続点Ｐ１に得られる電圧レベルと、内部に設定された過電圧検出のための所定の電圧レベルとを比較した結果、上記接続点Ｐ１の電圧レベルが上記所定の電圧レベルを上回っている期間に対応して、過電圧状態であることを通知するための通知信号をマイコン９に対して供給するようにされている。
また、この際、このように接続点Ｐ１の電圧レベルが上記所定の電圧レベルを上回っている期間は、スイッチ素子Ｑ１をオフとするための制御信号をドライブ回路７に対して出力し続けるようにもされている。
【００３１】
なお、上記もしたように、この図１は、あくまでも本例の電源回路１の全体構成を概念的に説明するための図であり、実際の構成を示したものではない。
そこで、次の図２を用いて、このような本例の電源回路１の具体的な構成例について示しておく。なお、この図２においては、本例の電源回路１の要部となる、主に待機電源ラインの構成についてのみ示し、他の部分については説明を省略する。また、図１での説明と重複する部分についても説明を省略する。
【００３２】
先ず、この図２においても、図１に示した待機電源用トランスＴ２が示されている。この待機電源用トランスＴ２において、一次巻線Ｎ１には、図１に示した商用交流電源ＡＣからの入力電圧が供給される。そして、この待機電源用トランスＴ２の二次巻線Ｎ２には、このように一次巻線Ｎ１に得られた入力電圧に応じた、待機用電源としての比較的低圧の交番電圧が得られる。
【００３３】
この待機電源用トランスＴ２の二次巻線Ｎ２に対しては、図１に示した整流ダイオードＤ２として、整流ダイオードＤ２ａ、整流ダイオードＤ２ｂによる両波整流回路が形成される。
図示するように、この二次巻線Ｎ２の各端部には、整流ダイオードＤ２ａ、整流ダイオードＤ２ｂのアノードがそれぞれ接続される。そして、整流ダイオードＤ２ａのカソードは、コンデンサＣ３の正極端子と接続され、その接続点に対して、上記整流ダイオードＤ２ｂのカソードが接続されるものである。
【００３４】
上記コンデンサＣ３の正極端子には、図１にも示されるようにスイッチ素子Ｑ１のドレインが接続される。
また、このコンデンサＣ３の負極端子は、図示するように上記待機電源用トランスＴ２の二次巻線Ｎ２のタップ出力のラインに対して接続される。
【００３５】
スイッチ素子Ｑ１のソースは、図１にも示したように平滑コンデンサＣ２の正極端子と接続される。
そして、この平滑コンデンサＣ２の負極端子は上記二次巻線Ｎ２のタップ出力ラインに接続される。
【００３６】
安定化回路８は、この待機電源ラインにおいて上記平滑コンデンサＣ２に対して並列に接続される。さらに、この安定化回路８に対しては、これと並列にコンデンサＣ４が接続される。
このコンデンサＣ４の両端には、待機電源として、図１に示したマイコン９に供給されるべき直流電圧ＥＯ２が得られる。
【００３７】
同期信号生成回路５は、図示するように、上記した整流ダイオードＤ２ａと二次巻線Ｎ２の端部との接続点と、二次巻線Ｎ２のタップ出力ラインとの間に挿入される。これにより、この同期信号生成回路５には、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧が印加される。
また、検出回路６は、上述もしたように検出端子がコンデンサＣ３の正極端子とスイッチ素子Ｑ１のドレインの接続点Ｐ１に対して接続されている。
【００３８】
上記のように構成される本例の電源回路１において得られる動作を、次の図４を参照して説明する。
図４は、このような電源回路１による動作例１として、商用交流電源ＡＣからの電力供給が開始されたタイミングで、過電圧検出を行う際の動作を説明する図である。
先ず、この図において、図示する整流出力Ｄｏは、図２に示した整流ダイオードＤ２ａと整流ダイオードＤ２ｂとによる、両波整流回路の出力波形を示している。
また、図示する電位Ｅｐは、図１、図２に示した、コンデンサＣ３の正極端子とスイッチ素子Ｑ１のドレインとの接続点Ｐ１（つまり検出回路６の検出点）の電位を示している。
また、図中の時点ｔ１は、商用交流電源ＡＣからの電力供給が開始された時点を示している。
【００３９】
この動作例１では、このような商用交流電源ＡＣからの電力供給の開始時点ｔ１から、所定期間スイッチ素子Ｑ１をオフとさせて、上記接続点Ｐ１（コンデンサＣ３の両端電圧）の電位Ｅｐを上記検出回路６において検出するようにするものである。
例えばこの場合は、図示するようにこの時点ｔ１から時点ｔ２までの、商用交流電源ＡＣからの電力供給開始直後における、整流出力Ｄｏの一周期期間、スイッチ素子Ｑ１をオフとして検出回路６による検出を行うこととする。
【００４０】
これに対応するために、検出回路６としては、上記スイッチ素子Ｑ１を駆動するドライブ回路７に対して供給すべき制御信号として、上記のような整流出力Ｄｏの一周期に対応したパルスを出力するようにされる。
【００４１】
この際、整流出力Ｄｏの周期は、図３に示すような、待機電源用トランスＴ２の二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧の周期に対応したものである。
そして、上記で説明したようにこの検出回路６に対しては、同期信号生成回路５によって生成される、上記二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧に基づいた同期信号が入力されているものである。
つまりこの場合、検出回路６としては、この図３に示す周期に対応した同期信号に基づき、図示する時点ｔ１としての最初のゼロレベルが検出された時点から、２度目にゼロレベルが検出される時点ｔ２までの期間に対応して制御信号を出力するように構成される。そして、これにより、整流出力Ｄｏの一周期に対応した期間スイッチ素子Ｑ１をオフとするための制御信号を、ドライブ回路７に対して供給することが可能とされているものである。
【００４２】
このような制御信号がドライブ回路７に供給されることで、この時点ｔ１〜時点ｔ２の間、スイッチ素子Ｑ１はオフとなるように制御される。つまり、これによってスイッチ素子Ｑ１が、商用交流電源ＡＣからの電力供給開始直後の整流出力Ｄｏの一周期期間にわたってオフとなるように制御されるものである。
【００４３】
このようにして、スイッチ素子Ｑ１がオフとされることによっては、上記もしたように、この間は整流ダイオード（Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ）と平滑コンデンサＣ２との通電状態がオフとされる。つまり、この際の整流ダイオードＤ２による整流出力は、コンデンサＣ３のみに充電され、大容量の平滑コンデンサＣ２に対しては充電が行われないものとなる。
つまり、このときの検出回路６は、上記コンデンサＣ３の両端電圧レベルのみを対象として過電圧の検出を行うようにされるものである。
【００４４】
このように、上記コンデンサＣ３は、検出回路６のための検出電圧を得るために備えられるものであって、その充電容量は平滑コンデンサＣ２のように大容量とする必要がなく、任意に設定できるものである。そして、このとき、コンデンサＣ３の容量を充分に小さいものとすれば、その両端に得られる電圧レベルの立ち上がりを速くすることができる。すなわち、過電圧検出の対象となる入力電圧のレベルを、より速く得ることができるものである。
これによって、本例の電源回路１では、このような起動時において、入力電圧のレベルを従来の構成よりも速く得ることができ、これによって起動時における検出回路６の動作速度を従来よりも大幅に速くすることができる。
【００４５】
上記のような検出動作により、検出点Ｐ１（コンデンサＣ３）の電位Ｅｐが、設定された電圧レベルを超えていると検出された場合は、この期間、検出回路６は、スイッチ素子Ｑ１をオフとするための制御信号をドライブ回路７に対して出力する。
そして、これに応じドライブ回路７がスイッチ素子Ｑ１をオフとするように制御するようになり、このように過電圧が検出されている期間は、待機電源ラインにおけるこのスイッチ素子Ｑ１の後段への電力供給が停止されることとなる。
つまり、この間は平滑コンデンサＣ２に対し、過大なレベルとされる入力電圧に応じた整流出力が得られないようにされているものであり、このことから、上記平滑コンデンサＣ２の耐圧を低く設定することが可能とされているものである。
【００４６】
また、上記のように、過電圧が検出されている期間は、待機電源ラインにおけるこのスイッチ素子Ｑ１の後段への電力供給が停止されることによっては、この待機電源を動作電源とするマイコン９が始動されないようになる。そして、マイコン９が始動しないことによっては、このマイコン９により制御されるリレースイッチＲＬはオフ状態が維持され、これにより主電源ラインに商用交流電源ＡＣからの入力が行われないようになる。そして、これにより、過大なレベルの商用交流電源ＡＣによる回路の破壊を防止することができるようになる。
また、この際、上記のようにマイコン９は始動されないので、このマイコン９の破壊も防止される。
【００４７】
これに対し、上記検出動作により過電圧が検出されなかった場合は、図中時点ｔ２において、検出回路６が出力する制御信号のレベルが変化することに応じて、ドライブ回路７がスイッチ素子Ｑ１をオンとするためのドライブ信号を出力することとなる。つまり、これによってこの時点ｔ２にてスイッチ素子Ｑ１がオンとなる。
このようにして、スイッチ素子Ｑ１がオンとなると、整流ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂによる整流回路の出力が、平滑コンデンサＣ２に対しても充電されるようになる。そして、これにより、この待機電源ラインの後段に動作電源が供給されるようになって、マイコン９が始動し、これによってリレースイッチＲＬがオンとなるように制御される。
この結果、主電源ラインに対しても商用交流電源ＡＣからの入力が行われるようになって、電源回路１の動作が開始されるものとなる。
【００４８】
なお、この図４に示される、整流出力Ｄｏのピークレベルと電位Ｅｐとのレベル差Ａは、上記した同期信号生成回路５、検出回路６をはじめとした、スイッチ素子Ｑ１の前段における各部における電力消費による電圧降下が現れているものである。
従ってこの際、これら同期信号生成回路５、検出回路６等の各部の消費電力を極力少なくして、このようなレベル差Ａを小さくすれば、検出回路６の検出点に得られる電圧レベルとして、商用交流電源ＡＣのレベルに対応したより正確なレベルを得ることができる。
そして、これによって検出回路６における過電圧の検出精度をより向上することができるようになる。
【００４９】
ところで、上記で説明した動作例１では、電源回路１の始動時において過電圧の検出を行う場合を例に挙げたが、先の図１、図２の構成に基づいては、電源回路１の動作中においても、このような過電圧検出を行うことが可能である。
そして、特に、本例のように電源トランス（待機電源用トランスＴ２）の二次側において過電圧の検出を行う構成では、回路の動作中に以下のような問題点が生じることから、上記で説明したようにしてスイッチ素子Ｑ１をオフとして過電圧の検出を行うことが有効となる。
【００５０】
先ず、図５を用いて、このように回路の動作中に過電圧検出を行う例としての、本例の電源回路１の動作例２について説明する。
図５において、先ず、このように回路が動作中のときは、検出点Ｐ１の電位Ｅｐとして、図中時点ｔ１以前に示すように、整流出力Ｄｏのピークレベルとの間に、図中Ｂと示すような電位差が生じていることとなる。
つまりこの場合、スイッチ素子Ｑ１がオンとされ、このスイッチ素子Ｑ１前段と後段とが通電状態とされていると、この待機電源ラインの負荷電流が、待機電源用トランスＴ２の二次巻線Ｎ２に流れていることとなる。そして、このように二次巻線Ｎ２に流れる負荷電流の影響により、上記検出点Ｐ１の電位Ｅｐが低下するものである。
また、特に待機電源ラインでは、商用交流電源を入力するための電源トランスとして、比較的小型とされる待機電源用トランスＴ２が採用されるが、この場合、トランスが小型になるほどトランス内のインピーダンスが高くなり、これによって上記のような負荷電流による検出点Ｐ１の電圧降下への影響が一層大きくなる。
これらのことから、待機電源用トランスＴ２の二次側において過電圧の検出を行う場合は、負荷電流の影響により、過電圧検出の精度が悪化していたものである。
【００５１】
このために、この動作例２では、回路の動作中において、例えば図中時点ｔ１〜ｔ２に示すように、商用交流電源ＡＣの一周期期間スイッチ素子Ｑ１をオフとし、検出点Ｐ１（コンデンサＣ３の両端電圧）の電位Ｅｐを検出するようにする。
そしてこれにより、この時点ｔ１から時点ｔ２の間は、上記のような負荷電流による影響を排除し、上記電位Ｅｐが低下するのを防止して正確な入力電圧の検出が可能となるようにするものである。
【００５２】
ここで、本例においては、スイッチ素子Ｑ１をオフとして過電圧検出を行うものであるから、定常的に検出動作を行うことはできない。つまりこの場合、スイッチ素子Ｑ１をオフとできるのは、平滑コンデンサＣ２の容量に応じた限られた期間のみとなるからである。
このことから、動作中に検出動作を行う動作例２では、このような検出動作を、例えば１秒程度の間隔を空けて行うなど、周期的に行うのが効果的である。
【００５３】
このような周期的な検出動作を実現するために、この場合の検出回路６としては、例えば内部にカウンタを備えるようにする。そして、このカウンタにより、同期信号生成回路５から供給される同期信号の周期（交番電圧の周期）数をカウントし、このカウント値が所定値となるごとに、スイッチ素子Ｑ１をオフとするための制御信号を出力するように構成される。
例えばこの際、商用交流電源ＡＣの周期は、５０Ｈｚ（または６０Ｈｚ）とされているから、上記のように交番電圧の周期を５０（６０）回カウントすれば、例えば上記のような１秒おきの周期を得ることができる。そして、このように得られた周期ごとに、ドライブ回路７に制御信号を出力すれば、１秒おきにスイッチ素子Ｑ１をオフとすることができるようになるものである。
【００５４】
このようにして、回路の動作中に周期的にスイッチ素子Ｑ１をオフとして検出動作を行うことによっては、スイッチ素子Ｑ１がオンとなる期間に平滑コンデンサＣ２に充電を行うことができるようになって、この期間に後段への電力供給が可能となる。つまり、これによって、スイッチ素子Ｑ１をオフとして過電圧の検出を行う図１、図２の構成によっても、回路の動作中に有効に過電圧の検出を行うことが可能となるものである。
なお、上記説明からも理解されるように、この際、平滑コンデンサＣ２の容量によって、スイッチ素子Ｑ１がオフの間に後段に電力供給が可能となる時間長が決定されるものである。従って、このとき平滑コンデンサＣ２のキャパシタンスが充分に大きなものとされていれば、上記のように整流出力ＤＯの１周期期間スイッチ素子Ｑ１をオフとしても、安定したレベルの電力を後段に供給することが可能なものである。
また、例えば先に説明したように、スイッチ素子Ｑ１がオンとされている状態では、負荷電流の影響で上記検出点Ｐ１の電位Ｅｐが低下する。そして、コンデンサＣ３のキャパシタンスについて、充分に小さいとされる所定値が設定されていることによっては、スイッチ素子Ｑ１がオフとなることに反応して電位Ｅｐが適正値に復帰するのに要する時間も、例えば整流出力ＤＯの１周期内に収まる程度に短縮させることが可能となる。
【００５５】
なお、ここでは一例として、上記のように１秒おきにスイッチ素子Ｑ１をオフとする場合を例に挙げているが、このようにスイッチ素子Ｑ１をオフとする間隔は任意に設定されてよいものである。
また、この際、スイッチ素子Ｑ１をオフとする時間長は、整流出力Ｄｏの一周期期間に限定されるものではなく、平滑コンデンサＣ２の容量に応じた任意の時間長が設定されればよい。
【００５６】
ここで、このように回路が動作中のとき、検出回路６によって過電圧とされる電圧レベルが検出された場合は、これに応じて検出回路６から出力される通知信号に応じて、マイコン９がリレースイッチＲＬを切り換えるように制御を行う。つまり、この場合、回路が動作中であることからオン状態とされていたリレースイッチＲＬをオフとするように制御するものである。
これによって、商用交流電源ＡＣのレベルが上昇して過電圧が生じた場合に、主電源側とその後段に接続される負荷を保護することができる。
また、上記のように検出回路６によって過電圧とされる電圧レベルが検出されたときは、検出回路６がドライブ回路７に対し、スイッチ素子Ｑ１をオフとし続けるための制御信号を出力する。そして、これによってはドライブ回路７がこの間はスイッチ素子Ｑ１をオフ状態に維持するように制御することになるから、検出回路６において過電圧が検出される間は、後段への電力供給が停止されるものとなる。
これにより、待機電源側においても、このスイッチ素子Ｑ１の後段を過電圧から保護できるようになる。そして、このことから、この場合も平滑コンデンサＣ２を始めとした、スイッチ素子Ｑ１より後段における各部の耐圧を低くすることができるものである。
【００５７】
なお、ここでは、交番電圧の周期をカウントした結果に基づいて、検出を行う周期を決定する場合を例に挙げたが、これに代えて、同期信号生成回路５として、このような検出周期生成用のクロックを構成するようにし、このクロックに基づいて検出回路６において過電圧検出を行うようにしてもよい。
【００５８】
続いては、本例の電子機器１による動作例３について、図６を用いて説明する。
この動作例３としては、図示するように整流出力Ｄｏの半周期期間において、その前半でのみ、スイッチ素子Ｑ１をオフとして検出動作を行うようにしたものである。つまり、このような整流出力Ｄｏとして、その電圧レベルが上昇傾向にあり、ピークレベルが得られる期間に対応してのみ、検出動作を行うようにするものである。
【００５９】
これに対応するために、この場合の検出回路６としては、同期信号生成回路５から供給される同期信号周期に基づいて、図３に示される交番電圧のレベルが、ゼロレベルから正負のピークレベルに移行する期間にのみ、制御信号を出力するように構成されていればよい。
【００６０】
このような動作例３において、整流出力Ｄｏの半周期の後半では、スイッチ素子Ｑ１がオンとされることから、この期間に平滑コンデンサＣ２を充電して後段の電力をまかなうことができる。そしてこのことから、この動作例３によっても、回路の動作中に有効に過電圧検出を行うことができるものである。
また、この場合、図のように短い周期でもって頻繁に過電圧の検出を行うことができるから、先の動作例２の場合と比較してより高い頻度で過電圧の検出を行うことができる。つまり、その分、入力電圧が過電圧となったタイミングから、保護動作が行われるまでのタイムラグを少なくすることができるものである。
【００６１】
以上のように本実施の形態の電源回路１では、待機電源用トランスＴ２の二次側に形成されるべき待機電源用整流平滑回路４として、整流ダイオードＤ２の後段に、小容量のコンデンサＣ３と大容量の平滑コンデンサＣ２とによる並列接続回路を形成するようにしている。そして、これらコンデンサＣ３と平滑コンデンサＣ２との接続点に対して、スイッチ素子Ｑ１を挿入するようにしている。その上で、このスイッチ素子Ｑ１を所定期間オフとして、上記コンデンサＣ３に生じる両端電圧レベル（検出点Ｐ１の出にＥｐ）を検出回路６において検出することにより、過電圧の検出を行うようにしている。
これにより、待機電源ラインへの入力電圧を、大容量とされる上記平滑コンデンサＣ２に充電せずに、過電圧の検出を行うことができる。そして、この際の上記検出回路６の検出対象となる、上記コンデンサＣ３の容量を充分に小さいものとしていることで、その両端電圧レベルの立ち上がり時間を速くすることができ、これにより検出回路６の動作時間を速くすることができる。
この結果、このような本例の電源回路１によっては、回路の始動時においても有効に過電圧の検出を行うことができる。
【００６２】
また、このような本例の電源回路１においては、上記スイッチ素子Ｑ１がオフとされる期間に、待機電源用トランスＴ２の二次巻線Ｎ２に負荷電流をできるだけ流さないようにすることができるから、このような負荷電流の影響により検出点Ｐ１の電位が変化されてしまうことを効果的に抑制することができる。つまり、これにより、入力電圧レベルに応じた正確なレベルを得て、過電圧検出の精度を向上させることができるものである。
【００６３】
なお、上記実施の形態では、本例の過電圧検出回路１０が待機電源ラインに設けられる場合を例に挙げたが、この過電圧保護回路１０は、主電源側に設けられてもよい。つまり、図１に示される主電源用整流平滑回路２における、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との間に、このような過電検出回路１０を挿入するものである。
この場合も、大容量とされる上記平滑コンデンサＣ１に入力電圧を充電させずに過電圧検出を行うことができるから、検出回路６の動作速度を速くすることができ、始動時に有効に過電圧の検出を行うことができるようになる。
【００６４】
また、上記実施の形態では、入力電圧のレベルが過大となる場合を検出して回路を保護する例を挙げたが、入力電圧レベルが過小となる場合を検出して回路を保護する動作を行うようにしてもよい。
例えば、商用電源レベルの不安定な地域では、充分な電源電圧レベルが得られない状態が日常的に生じ得る。そして、このような電源電圧の不足によっても、かえって回路への負担が生じることとなる。
そこで、これに対応するために、検出回路６の設定電圧を、このような過小とされる電圧レベルに対応したレベルに設定しておくことで、このような電源電圧の不足から回路を保護することができるようになる。
なお、本発明で言う過電圧とは、上記実施の形態において説明したような、入力電圧レベルの上昇に伴う過大な電圧レベルと共に、このような入力電圧レベルの不足に伴う過小な電圧レベルを含むものである。
【００６５】
またこの際、検出回路６において、このような過小電圧に対応したレベルと、過大電圧に対応したレベルとの両方に基づいて検出動作を行えば、過大電圧と過小電圧の両方から回路を保護することが可能となる。
さらに、この際、上記のような過小な電圧レベルを設定することによっては、負荷短絡に伴った過小電圧の検出も可能となり、このような負荷短絡時に回路の動作を停止して回路保護を行うことも可能である。
【００６６】
また、いわゆる雷ノイズや、誘導負荷のオン／オフ時に生じるスパイクノイズによっては、過電圧状態が誤検出されることが予想されるが、その影響を排除するために、検出回路６に或る程度の時定数を設定するのが有効である。
【００６７】
また、先の図２にも示されるように、上記実施の形態では、スイッチ素子Ｑ１を、待機電源ラインにおける正極ライン側に挿入する場合を例に挙げたが、これに代えて負極ライン側に挿入されても同様の動作が得られるものである。
【００６８】
【発明の効果】
以上のように本発明では、商用交流電源から得られる交流電圧を入力して整流する整流ダイオード素子と、該整流ダイオード素子の整流出力としての整流電流が充電されることで、両端電圧として負荷に供給すべき安定化前の直流電圧を生成する、所定のキャパシタンスを有する第１のコンデンサと、該第１のコンデンサよりも小さいキャパシタンスを有し、上記第１のコンデンサと並列接続されるべき第２のコンデンサとを備えて形成される整流平滑手段を備えるようにしている。
そして、上記整流ダイオード素子と上記第２のコンデンサ素子との接続点と、この接続点と接続されるべき上記第１のコンデンサ素子の端子との間に挿入され、これらの間の通電状態のオン／オフの切り換えが行われる切り換え手段を備え、さらに、上記切り換え手段をオフとするように制御している所定期間内において、上記第２のコンデンサの両端電圧レベルを検出することで、過電圧状態であるか否かを検出する検出手段を備えるようにしたものである。
【００６９】
このようにして、上記切り換え手段を設けて、上記第１のコンデンサ素子と第２のコンデンサ素子との間の接続を断絶することによっては、この間、入力電圧を第１のコンデンサ素子としての大容量コンデンサに充電しないで過電圧の検出を行うことが可能となる。
そして、これにより、入力電圧のレベルを従来よりも速く得ることができ、過電圧検出の動作速度を従来よりも速くすることができる。
さらに、このように過電圧検出の動作速度を速くできることにより、特に電源回路の起動時における過電圧検出に好適となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における、実施の形態としての電源回路の構成について、主に過電圧保護のための構成を説明するための概念図である
【図２】実施の形態の電源回路における、過電圧検出のための構成について例示する回路図である。
【図３】入力電圧の波形を示す波形図である。
【図４】実施の形態の電源回路が行う動作例について説明するための図である。
【図５】実施の形態の電源回路が行う動作例について説明するための図である。
【図６】実施の形態の電源回路が行う動作例について説明するための図である。
【図７】単相三線式による商用交流電源の概念を説明するための図である。
【図８】過電圧保護のための構成を備えた従来の電源回路の構成を概念的に示す図である。
【図９】過電圧保護のための構成を備えた従来の電源回路の構成を概念的に示す図である。
【符号の説明】
１  電源回路、２  主電源用整流平滑回路、３  主電源回路、４  待機電源用整流平滑回路、５  同期信号生成回路、６  検出回路、７  ドライブ回路、８  安定化回路、９  マイコン、１０  過電圧検出回路、Ｔ２  待機電源用トランス、Ｎ１  一次巻線、Ｎ２  二次巻線、Ｄ２、Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ  整流ダイオード、Ｃ２  平滑コンデンサ、Ｃ３  コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2004336834.tif 000009
【図８】
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【図９】
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