(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ信号の受信方式において従来と同様な受信機規模、伝送フォーマットで実現でき、伝搬路の変動への追従性が良く、現時点以前のＩＳＩ、現時点のＩＣＩ、現時点以降のＩＳＩを抑圧できるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式及び受信機を提供する。【解決手段】単数又は複数のアンテナに受信された直交周波数分割多重された信号から現時点以前の符号間干渉成分を取り除く第１適応等化処理と、現時点のキャリア間干渉又は現時点以降の符号間干渉成分を取り除く第２適応等化処理と、前記第１及び第２適応等化処理によって等化された信号を処理する信号検出処理と、誤り訂正復号する誤り訂正復号処理と、前記第１及び第２適応等化処理で用いられるチャネル応答を推定するチャネル推定処理とで構成する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単数又は複数のアンテナに受信された直交周波数分割多重された信号から現時点以前の符号間干渉成分を取り除く第１適応等化処理と、現時点のキャリア間干渉又は現時点以降の符号間干渉成分を取り除く第２適応等化処理と、前記第１及び第２適応等化処理によって等化された信号を処理する信号検出処理と、誤り訂正復号する誤り訂正復号処理と、前記第１及び第２適応等化処理で用いられるチャネル応答を推定するチャネル推定処理とから構成されることを特徴とするＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項２】
前記第１適応等化処理として、判定した信号、その信号を誤り訂正復号し、再符号化した信号、又は受信ビットの対数尤度比を誤り訂正復号処理により導出し、その期待値から計算できる信号などのフィードバック信号を用いて現時点以前の符号間干渉のレプリカを生成する判定帰還形適応等化を用いる請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項３】
前記第２適応等化処理として、現時点のキャリア間干渉が発生している受信信号に対して、現時点のキャリア間干渉のレプリカをフィードバック信号を用いて生成し、前記受信信号から減算するキャリア間干渉キャンセル処理と、その出力信号を最小平均２乗誤差規範で合成する線形処理との両方又は一方を行うターボ等化を用いる請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項４】
前記信号検出処理として、前記等化された信号から受信ビットの対数尤度比を計算する処理、チャネル情報を付加する処理、又は前記等化された信号のビット判定処理を行う請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項５】
前記誤り訂正復号処理として、前記信号検出処理から出力される受信ビットの対数尤度比を事前情報として最大事後確率復号、又はチャネル情報を付加された信号を用いて軟判定ビタビ復号、判定されたビットを用いて硬判定ビタビ復号を１シンボル区間、又は複数シンボル区間で行う請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項６】
前記第２適応等化処理において、現時点のキャリア間干渉、又は現時点以降の符号間干渉が発生している受信信号に対する処理区間を、マルチパス伝搬路の遅延広がりに応じて適応的に変化させて、前記ターボ等化を行う請求項３に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項７】
前記第２適応等化処理において、マルチパス伝搬路が動的に変化している場合にはその伝搬路の整合フィルタになるように前記ターボ等化における線形処理を行う請求項３に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項８】
前記チャネル推定処理において、既知信号、又はフィードバック信号を用いて受信信号のレプリカを生成し、受信信号との差の絶対値２乗値が最小になるようにチャネルの振幅と位相成分を最小２乗法で推定する請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項９】
前記第１及び第２適応等化処理、前記信号検出処理、前記誤り訂正復号処理、前記チャネル推定処理をフィードバック信号を用いて、１又は複数シンボル区間、及びフレームで繰り返して行うか、又は受信ビットの対数尤度比が小さい信号成分のみを対象として、或いはフレーム誤りが検出されたときのみ繰り返して行う請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項１０】
現時点のシンボルにおいて、適応等化処理により時間領域の受信信号から現時点以前の符号間干渉成分を取り出し、線形処理した信号と現時点以前のシンボルにおいて適応等化処理によりキャリア間干渉から取り出した信号を合成する請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項１１】
複数のアンテナに受信された直交周波数分割多重された信号を各アンテナで線形合成後に、その合成信号を適応等化する請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項１２】
複数のアンテナで送信された異なった直交周波数分割多重された信号を複数のアンテナに受信し、各送信信号を分離する請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項１３】
窓関数を乗算してフーリエ変換した後に、前記第１及び第２適応等化処理、前記信号検出処理、前記誤り訂正復号処理、前記チャネル推定処理を行う請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項１４】
前記チャネル推定処理において、チャネルの振幅と位相成分の推定パラメータ数を余分に用意し、その推定結果からタイミング誤りを補償する請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項１５】
初回は前記チャネル推定処理により推定されたチャネル応答を用いて、復調処理及び前記信号検出処理、誤り訂正復号処理を行い、繰り返し処理時のみに前記第１適応等化処理と前記第２適応等化処理を行う請求項１に記載のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式。
【請求項１６】
単数又は複数のアンテナに受信された直交周波数分割多重された信号から現時点以前の符号間干渉成分を取り除く第１適応等化器と、現時点のキャリア間干渉又は現時点以降の符号間干渉成分を取り除く第２適応等化器と、前記第１及び第２適応等化器によって等化された信号を処理する信号検出器と、誤り訂正復号する復号器と、前記第１及び第２適応等化器で用いられるチャネル応答を推定するチャネル推定器とから構成されることを特徴とするＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動通信、無線ＬＡＮ、地上波ディジタルＴＶ放送等の直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：以下、「ＯＦＤＭ」とする）方式及びＭＣ−ＣＤＭＡなどのＯＦＤＭをベースした伝送方式を用いた無線通信において、現時点以前の符号が及ぼす符号間干渉と、現時点のキャリア間干渉と、現時点以降の符号間干渉の内のどれかによって発生する伝送特性の劣化を改善するＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式及び受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭを用いた伝送方式は、マルチキャリア化とガードインターバル（ＧＩ）の挿入によって、高速ディジタル信号伝送におけるマルチパス遅延広がりの影響を軽減できるので、無線ＬＡＮ、地上波ディジタル放送、及び将来の移動通信方式に用いる伝送方式として注目されている。
【０００３】
このＯＦＤＭを用いた伝送方式は、ＧＩより短い遅延時間広がりが発生する無線伝搬路では非常に有効であり、例えば無線ＬＡＮ方式及び地上波ディジタルＴＶ方式において採用されており、受信側では同期検波方式、遅延検波方式を用いる方法が仕様書としてまとめられている。ＧＩはサイクリックプレフィクス（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ：以下、「ＣＰ」とする）とも言われる。
【０００４】
非特許文献１、非特許文献２及び非特許文献３の中で用いられるＯＦＤＭ信号は、マルチキャリア化とＧＩの挿入という共通の性質を有している。ＯＦＤＭ信号の構成を明らかにするため、先ずその変調器構成と動作を簡単に説明する。
【０００５】
図５にＯＦＤＭ送信機の基本構成を示す。データ信号系列は、誤り訂正符号化され、インターリーブ後にシリアル・パラレル変換される。そして、各サブキャリア毎に変調され、その後、周波数領域の変調信号は逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって時間領域の変調された信号に変換される。ＧＩ挿入器は変調された信号の後半の一定時間部分をＧＩとして挿入して、送信信号を生成する。図６はＯＦＤＭ信号の基本構成を示しており、ＯＦＤＭ信号はＧＩと変調された信号によって構成されている。
【０００６】
このように送信されたＯＦＤＭ信号を処理する受信機の基本構成を図７に示して説明する。先ず、ガードインターバル除去器で受信信号のガードインターバル部分を取り除き、図６のＦＦＴ区間の信号を抽出する。その後、フーリエ変換器でＦＦＴ区間においてフーリエ変換を行ない、時間領域から周波数領域に受信信号を変換する。次に、送受信機間で既知な信号であるパイロット信号を用いて、伝搬路によって歪んだ振幅と位相成分をチャネル推定器で求め、それを用いて同期検波器で信号を復調し、デインターリーブ後に誤り訂正復号される。また、受信機の構成を簡単にするために、同期検波器の替わりに遅延検波器を用いる構成も考えられており、その場合にはチャネル推定器は不要になるが、同期検波方式に比べて伝送特性は劣化する。
【０００７】
これらの受信機では屋外の使用も考えられており、この場合には伝搬空間が広がるために、図８（Ａ）のように移動無線通信特有の多重波伝搬環境による遅延広がりがガードインターバル以上になる場合が確率的に発生すると考えられる。このとき、図８（Ｂ）のようにＦＦＴされた受信信号には、以下のような干渉が現れる。
【０００８】
・現時点以前の符号が現時点の符号に遅延して重畳されることによる符号間干渉。
【０００９】
・現時点のあるサブキャリアの変調信号に、他のサブキャリアの変調信号が重畳されることによるキャリア間干渉。
【００１０】
・現時点以降の符号がマルチパスによって広がった現時点の符号を合成する際に、現時点の符号に重畳されることによる符号間干渉。
【００１１】
以降では、現時点以前及び現時点以降の符号間干渉をＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、現時点のキャリア間干渉をＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）として扱う。これらの干渉が発生すると、伝送特性が著しく劣化することが知られている。その対処方法として遅延広がりがガードインターバル以上になってしまう環境では、ガードインターバルを長くする方法も考えられるが、その場合には伝送効率が著しく劣化するという欠点がある。
【００１２】
例えば、非特許文献４、非特許文献５及び非特許文献６では、上記のＩＳＩとＩＣＩを抑圧できる方法が開示されている。
【００１３】
非特許文献４では、受信機に複数のアンテナを設け、各アンテナの受信信号を重み付け合成することでガードインターバル以上の遅延波やドップラーシフトの大きい到来波を抑圧することでＩＳＩとＩＣＩを抑圧している。この方法では受信機に抑圧したい信号成分に相当する数のアンテナを設置する必要が出てくるために、受信機が規模が大きくなるという欠点がある。
【００１４】
また、非特許文献５では、ＩＳＩとＩＣＩを含んだ受信信号から多次元ラティスフィルタに通すことで干渉のない信号に戻す方式を開示している。この方法では符号間干渉の発生過程の逆特性を多次元ラティスフィルタで実現している。この方法はラティスフィルタのタップ係数を求める上で収束性が遅く、伝搬路の変動への追従性も良くないという欠点がある。
【００１５】
さらに、非特許文献６では、ＯＦＤＭ信号からガードインターバルを取り除いた場合に発生するＩＳＩとＩＣＩを１タップの判定帰還形適応等化器を用いて抑圧する方式について言及している。この方法ではＩＳＩを判定信号を帰還してレプリカを生成し、減算することで抑圧し、ＩＣＩをフィードフォワードフィルタ部での線形処理により抑圧する。非特許文献６ではガードインターバル以上の遅延波を抑圧する場合については言及しておらず、ガードインターバルなしのＯＦＤＭ信号の受信信号について言及している。ガードインターバル以上の遅延波が存在している場合には、また、線形処理のみでは多くのサブキャリアに広がったＩＣＩを雑音強調より完全に抑圧できず、受信アンテナ１本では安定した動作が期待できないという欠点がある。等化処理に必要なチャネルインパルス応答の推定方法についても言及していない。
【００１６】
また、本願出願人により２００２年１月２３日に出願された出願番号「特願２００２−０１３６０２」で「直交周波数分割多重信号における受信方式及び受信機」という名称を有する発明では、同様にＩＳＩとＩＣＩを抑圧できる方法を開示している。
【００１７】
上記の発明では本発明とは異なったアプローチでＩＳＩとＩＣＩを抑圧している。具体的には、フーリエ変換時に窓関数を乗算することでＩＳＩを抑圧し、ＩＣＩの広がりを抑えている。上記の発明は、計算量をある程度に抑えて特性を改善でき、また、線形処理を行わないため、アンテナブランチ数が１でも良好に動作する。だたし、窓関数を乗算することで信号電力そのものも削ってしまうので理想的伝送特性よりも劣化してしまうという欠点がある。
【００１８】
【非特許文献１】
ＩＥＥＥ  Ｓｔｄ  ８０２．１１ａ，「ハイースピード  フィジカル  レイヤー  イン  ザ  ５ＧＨｚ  バンド（Ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｌａｙｅｒ  ｉｎ  ｔｈｅ  ５  ＧＨｚ  Ｂａｎｄ）」，（米国），１９９９年
【００１９】
【非特許文献２】
ＥＴＳＩ  ＴＳ  １０１  ４７５，『ブロードバンド  ラジオ  アクセス  ネットワークス（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮ  タイプ２；フィジカル（ＰＨＹ）  レイヤー「Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ｒａｄｉｏ  ａｃｃｅｓｓ  ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮ  ｔｙｐｅ  ２；ｐｈｙｓｉｃａｌ  （ＰＨＹ）  ｌａｙｅｒ」』，（米国），２０００年
【００２０】
【非特許文献３】
ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１，「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」，電波産業会，２００１年５月
【００２１】
【非特許文献４】
西川  徹・原  嘉孝・原  晋介，「移動通信におけるＯＦＤＭ用アダプティブアレーの検討」，電子情報通信学会研究技術報告，ＲＣＳ２０００−２３２，２００１年３月
【００２２】
【非特許文献５】
前田陽一・茂木誠幸・河野隆二，「ＯＦＤＭ用多次元ラティスフィルタの反射係数の最適化に関する一検討」，電子情報通信学会研究技術報告，ＲＣＳ２０００−２５０，２００１年３月
【００２３】
【非特許文献６】
Ｙ．・サン、Ｌ．・トン（Ｙ．  Ｓｕｎ  ａｎｄ  Ｌ．  Ｔｏｎｇ），「チャネル  イークワライゼイション  フォー  ワイヤレス  ＯＦＤＭ  システムズ  ウィズ  ＩＣＩ  アンド  ＩＳＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  ＩＣＩ  ａｎｄ  ＩＳＩ）」，ＩＥＥＥ  イント．  コンフ．  オン  コミューニ．（ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．  Ｃｏｎｆ．  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎ．），（米国），１９９９年６月，ｐ．１８２−１８６
【００２４】
【非特許文献７】
ジョン・Ｇ．・プロクス（Ｊｏｈｎ  Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ），「デジタル  コミューニケイション（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）」，（米国），第３版，マグローヒル（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ），１９９５年
【００２５】
【非特許文献８】
Ｄ．・レナルズ、Ｘ．・ワン（Ｄ．  Ｒｅｙｎｏｌｄｓ  ａｎｄ  Ｘ．  Ｗａｎｇ），「ロー  コンプレクシティ  ターボ・イークワライゼイション  フォー  ダイバーシティ  チャネルス（Ｌｏｗ  Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ  Ｔｕｒｂｏ−Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ）」，  シグナル・プロセシング（Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ），（米国），エルゼビア・サイエンス・パブリッシャーズ（Ｅｌｓｅｖｉｅｒ  Ｓｃｉｅｎｃｅ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ），２００１年，第８１巻，第５号，ｐ．９８９−９９５
【００２６】
【非特許文献９】
Ｌ．・Ｒ．・バール、Ｊ．・コックエ、Ｆ．・  イェリネク、Ｊ．・ラビブ  （Ｌ．  Ｒ．  Ｂａｈｌ，  Ｊ．  Ｃｏｃｋｅ，  Ｆ．  Ｊｅｌｉｎｅｋ  ａｎｄ  Ｊ．  Ｒａｖｉｖ），「オプティマル  デコーディング  オフリニア  コード  フォー  ミニマイゼィング  シンボル  エラー  レート（Ｏｐｔｉｍａｌ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｏｆ  ｌｉｎｅａｒ  ｃｏｄｅｓ  ｆｏｒ  ｍｉｎｉｍｉｚｉｎｇ  ｓｙｍｂｏｌ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅ）」，ＩＥＥＥ  トランス．  オン  インフォーム．  スィーオリ（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍ．  Ｔｈｅｏｒｙ），（米国），１９７４年３月，第２０巻，ｐ．２８４−２８７  
【００２７】
【非特許文献１０】
Ｐ．・ロバートソン、Ｅ．・ヴィルブリュン、Ｐ．・ホーシュール（Ｐ．  Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎ，  Ｅ．  Ｖｉｌｌｅｂｒｕｎ  ａｎｄ  Ｐ．  Ｈｏｅｃｈｅｒ），「アー  コンパリソン  オフ  オプティマル  アンドサブオプティマル  ＭＡＰ  デコーディング  アルゴリズム  オペレイティング  イン  ザ  ログ  ドメイン（Ａ  ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ  ｏｆ  ｏｐｔｉｍａｌ  ａｎｄ  ｓｕｂ−ｏｐｔｉｍａｌ  ＭＡＰ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  ｏｐｅｒａｔｉｎｇ  ｉｎ  ｔｈｅ  ｌｏｇ  ｄｏｍａｉｎ）」，イン  プロック．  オフ  ＩＣＣ９５（ｉｎ  Ｐｒｏｃ．  ｏｆ  ＩＣＣ９５），（米国シアトル），１９９５年６月，ｐ．１００９−１０１３
【００２８】
【非特許文献１１】
Ｇ．・バテイル（Ｇ．  Ｂａｔｔａｉｌ），「ポンダレーション  ドゥ  シンボルズ  デコード  パー  ｌ’アルゴリズム  ドゥ  ビタビ（Ｐｏｎｄｅｒａｔｉｏｎ  ｄｅｓ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｄｅｃｏｄｅｓ  ｐａｒ  ｌ’ａｌｇｏｒｉｔｈｍｅ  ｄｅ  Ｖｉｔｅｒｂｉ）」，アン  テレコム（Ａｎｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｎ．），（フランス），１９８７年１月，第４２巻，ｐ．３１−３８
【００２９】
【非特許文献１２】
Ｊ．・Ｈａｎｇｅｎａｕｅｒ、Ｐ．・ホーシュール（Ｊ．  Ｈａｎｇｅｎａｕｅｒ  ａｎｄ  Ｐ．  Ｈｏｅｃｈｅｒ），「アー  ビタビ  アルゴリズム  ウィズ  ソフトディシジョン  アウトプット  アンド  イッツアプリケーション（Ａ  Ｖｉｔｅｒｂｉ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｗｉｔｈ  ｓｏｆｔ−ｄｅｃｉｓｉｏｎ  ｏｕｔｐｕｔｓ  ａｎｄ  ｉｔｓａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ）」，イン  プロック．  オフ  ＩＥＥＥ  ＧＬＯＢＥＣＯＭ８９（ｉｎ  Ｐｒｏｃ．  ｏｆ  ＩＥＥＥ  ＧＬＯＢＥＣＯＭ８９），（米国ダラス），１９８９年１１月，ｐ．１６８０−１６８６  
【００３０】
【非特許文献１３】
Ｓ．・ヘイキン  （Ｓ．  Ｈａｙｋｉｎ），「アダプティブ  フィルタ  スィーオリ（Ａｄａｐｔｉｖｅ  ｆｉｌｔｅｒ  Ｔｈｅｏｒｙ）」，第３版，プレンティス・ホール（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ），１９９３年
【００３１】
【非特許文献１４】
菊間信良，「アレーアンテナによる適応信号処理」，科学技術出版，１９９８年
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
従来の受信機を屋外で使用する場合には、図８（Ａ）のように伝搬空間が広がるために移動無線通信特有の多重波伝搬環境による遅延広がりがＧＩ以上になる場合が確率的に発生すると考えられ、このとき、ＦＦＴされた受信信号には干渉が発生する。図８（Ｂ）に示されるように、発生する干渉には、（１）現時点以前の符号が現時点の符号に遅延して重畳されることによる符号間干渉（ＩＳＩ）と、（２）現時点のあるサブキャリアの変調信号に他のサブキャリアが重畳されることによるキャリア間干渉（ＩＣＩ）と、（３）現時点以降の符号がマルチパスによって広がった現時点の符号を合成する際に現時点の符号に重畳されることによる符号間干渉（ＩＳＩ）とがある。
【００３３】
なお、ＦＦＴ後に現時点以前のＩＳＩ、現時点のＩＣＩ、現時点以降のＩＳＩを発生させる成分は、図８（Ａ）の時間領域の受信信号における現時点以前の符号間干渉成分、現時点のキャリア間干渉成分、また、現時点以降の符号間干渉成分となる。さらに、これらの干渉は無線伝送においては時間的に変動している。また、伝搬路の遅延広がりがＧＩ以内の場合でも受信機が高速で移動している場合には、ドップラーシフトが発生し、チャネル応答が高速に変動するため、フーリエ変換後のＯＦＤＭ信号にはＩＣＩが発生する。
【００３４】
以上のような干渉が発生する環境において、従来の同期検波方式や遅延検波方式では伝送特性が著しく劣化する問題があった。
【００３５】
本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ＯＦＤＭ信号の受信方式において従来と同様な受信機規模、伝送フォーマットで実現でき、伝搬路の変動への追従性が良く、現時点以前のＩＳＩ、現時点のＩＣＩ、現時点以降のＩＳＩを抑圧できるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式及び受信機を提供することにある。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式及び受信機に関し、本発明の上記目的は、単数又は複数のアンテナに受信された直交周波数分割多重された信号から現時点以前の符号間干渉成分を取り除く第１適応等化処理と、現時点のキャリア間干渉又は現時点以降の符号間干渉成分を取り除く第２適応等化処理と、前記第１及び第２適応等化処理によって等化された信号を処理する信号検出処理と、誤り訂正復号する誤り訂正復号処理と、前記第１及び第２適応等化処理で用いられるチャネル応答を推定するチャネル推定処理とで構成することによって達成される。
【００３７】
さらに、本発明の上記目的は、前記第１適応等化処理として、判定した信号、その信号を誤り訂正復号し、再符号化した信号、又は受信ビットの対数尤度比を誤り訂正復号処理により導出し、その期待値から計算できる信号などのフィードバック信号を用いて現時点以前の符号間干渉のレプリカを生成する判定帰還形適応等化を用いることにより、或いは、前記第２適応等化処理として、現時点のキャリア間干渉が発生している受信信号に対して、現時点のキャリア間干渉のレプリカをフィードバック信号を用いて生成し、前記受信信号から減算するキャリア間干渉キャンセル処理と、その出力信号を最小平均２乗誤差規範で合成する線形処理との両方又は一方を行うターボ等化を用いることにより、或いは、前記信号検出処理として、前記等化された信号から受信ビットの対数尤度比を計算する処理、チャネル情報を付加する処理、又は前記等化された信号のビット判定処理を行うことにより、或いは、前記誤り訂正復号処理として、前記信号検出処理から出力される受信ビットの対数尤度比を事前情報として最大事後確率復号、又はチャネル情報を付加された信号を用いて軟判定ビタビ復号、判定されたビットを用いて硬判定ビタビ復号を１シンボル区間、又は複数シンボル区間で行うことにより、或いは、前記第２適応等化処理において、現時点のキャリア間干渉、又は現時点以降の符号間干渉が発生している受信信号に対する処理区間を、マルチパス伝搬路の遅延広がりに応じて適応的に変化させて、前記ターボ等化を行うことにより、或いは、前記第２適応等化処理において、マルチパス伝搬路が動的に変化している場合にはその伝搬路の整合フィルタになるように前記ターボ等化における線形処理を行うことにより、或いは、前記チャネル推定処理において、既知信号、又はフィードバック信号を用いて受信信号のレプリカを生成し、受信信号との差の絶対値２乗値が最小になるようにチャネルの振幅と位相成分を最小２乗法で推定することにより、或いは、前記第１及び第２適応等化処理、前記信号検出処理、前記誤り訂正復号処理、前記チャネル推定処理をフィードバック信号を用いて、１又は複数シンボル区間、及びフレームで繰り返して行うか、又は受信ビットの対数尤度比が小さい信号成分のみを対象として、或いはフレーム誤りが検出されたときのみ繰り返して行うことにより、或いは、現時点のシンボルにおいて、適応等化処理により時間領域の受信信号から現時点以前の符号間干渉成分を取り出し、線形処理した信号と現時点以前のシンボルにおいて適応等化処理によりキャリア間干渉から取り出した信号を合成することにより、或いは、複数のアンテナに受信された直交周波数分割多重された信号を各アンテナで線形合成後に、その合成信号を適応等化することにより、或いは、複数のアンテナで送信された異なった直交周波数分割多重された信号を複数のアンテナに受信し、各送信信号を分離することにより、或いは、窓関数を乗算してフーリエ変換した後に、前記第１及び第２適応等化処理、前記信号検出処理、前記誤り訂正復号処理、前記チャネル推定処理を行うことにより、或いは、初回は前記チャネル推定処理により推定されたチャネル応答を用いて、復調処理及び前記信号検出処理、誤り訂正復号処理を行い、繰り返し処理時のみに前記第１適応等化処理と前記第２適応等化処理を行うことにより、或いは、前記チャネル推定処理において、チャネルの振幅と位相成分の推定パラメータ数を余分に用意し、その推定結果からタイミング誤りを補償することによってより効果的に達成される。
【００３８】
要するに、本発明では、単数又は複数のアンテナに受信された時間領域のＯＦＤＭ信号から現時点以前のＩＳＩ成分を取り除く第１適応等化処理と、現時点のＩＣＩ成分、または現時点以降のＩＳＩ成分を取り除く第２適応等化処理の両方を行うことで全ての干渉を取り除くようにしている。第１適応等化処理として判定帰還形適応等化を用い、第２適応等化処理としてターボ等化を用いる。等化された信号は信号検出処理、誤り訂正復号処理され、受信信号系列として出力される。また、上記第１及び第２適応等化処理で用いられるチャネル応答を現時点以前のＩＳＩ又は現時点のＩＣＩのレプリカを生成して、受信信号との差の絶対値２乗値が最小になるように最小２乗法で推定する。
【００３９】
さらに、第１及び第２適応等化処理、信号検出処理、誤り訂正復号処理、チャネル推定処理は、判定した信号、その信号を誤り訂正復号し、再符号化した信号、または受信ビットの対数尤度比を誤り訂正復号処理により導出し、その期待値から計算できる信号などのフィードバック信号を用いて繰り返し行われ、ＩＳＩとＩＣＩをさらに取り除くようにしている。
【００４０】
本発明では上記のようにすることで、線形処理のみでは抑圧できないキャリア間干渉を抑圧できると共に、受信機規模が従来と同程度にすることができる。また、信号伝送効率を低下させない利点がある。マルチパス伝搬路によって広がった信号電力をかき集めることができると共に、誤り訂正処理との連携により受信電力が低い場合にも良好に動作する。さらに、収束性が良い適応アルゴリズムを用いているので伝搬路の速い変動へも追従できる。
【００４１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００４２】
実施例１：
図１及び図２は本発明を実施する形態の一例を示している。図１は本発明におけるＯＦＤＭ受信方式の基本構成を示し、図２はチャネル推定器の詳細構成を示す。本発明の特徴とするところは図１に示す如く、単数又は複数のアンテナに受信された直交周波数分割多重された信号から現時点以前のＩＳＩ成分を取り除く第１適応等化器と、現時点のＩＣＩ成分又は現時点以降のＩＳＩ成分を取り除く第２適応等化器と、上記第１及び第２適応等化器によって等化された信号を処理する信号検出器と、信号検出器の出力を誤り訂正復号する復号器と、上記第１及び第２適応等化器で用いられるチャネル応答を推定するチャネル推定器とで構成した点にある。
【００４３】
移動無線通信特有の多重波伝搬環境による遅延広がりが、図８（Ａ）のようにガードインターバル以上になる場合が確率的に発生する時には、図８（Ｂ）のようにフーリエ変換後の受信信号には現時点以前のＩＳＩ成分と現時点のＩＣＩ成分が発生する。ここで、「現時点」とは任意番目のＯＦＤＭシンボル区間のことを言っており、「現時点以前」とはそれ以前のシンボル区間のことを、「現時点以降」とはそれ以降のシンボル区間のことを言っている。なお、送信機内で同一の逆フーリエ変換によって多重化された信号をＧＩを含んで「ＯＦＤＭシンボル」と呼んでいる。
【００４４】
ここで、フーリエ変換後に現時点以前のＩＳＩ、現時点のＩＣＩ、現時点以降のＩＳＩを発生させる成分は、図８（Ａ）の時間領域の受信信号における現時点以前のＩＳＩ成分、現時点のＩＣＩ成分、現時点以降のＩＳＩ成分である。本発明では、この時間領域の現時点以前のＩＳＩ成分、現時点のＩＣＩ成分、現時点以降のＩＳＩ成分に対して処理を行う方式である。
【００４５】
受信アンテナブランチ数が２の場合について、その構成を図１に示す。受信機はパケットの先頭にあるプリアンブル信号を用いて、ＦＦＴタイミング再生とチャネル推定を行う。チャネル推定処理について後で述べる。ここでは、処理区間をパス０における現時点のシンボル区間として、現時点以降のＩＳＩが発生しない場合の処理について述べる。
【００４６】
次に、図８（Ａ）に示す時間領域における受信信号から現時点以前からのＩＳＩ成分を第１適応等化処理である判定帰還形適応等化器で除去する。判定帰還形適応等化器は、現時点以前からのＩＳＩレプリカを、受信信号が送受信機で既知の信号であるパイロット信号区間である場合にはパイロット信号、それ以外のデータ区間では誤り訂正復号処理の出力である対数尤度比の期待値から求めた変調信号レプリカとチャネル推定値から生成する。復号がまだ行われていない場合には、第２適応等化処理における対数尤度比を用いて変調信号レプリカを求める。
【００４７】
さらに、現時点のＩＣＩを第２適応等化処理で除去、または抑圧する。第２適応等化処理として、ターボ等化器を用いた場合について説明する。ターボ等化は、図１に示されるように、ＩＣＩキャンセル処理と最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）規範による線形処理とから構成される。ＩＣＩキャンセル処理は、現時点以前からのＩＳＩが除去された受信信号から、ターゲットとなるサブキャリア以外の信号成分のレプリカを減算することでＩＣＩを除去する。そのレプリカは、誤り訂正復号処理の出力である対数尤度比の期待値から求めた変調信号レプリカとチャネル推定値から生成される。次に、その信号はＭＭＳＥ規範線形処理によって、レプリカ減算の残差抑圧、整合フィルタ処理、逆フーリエ変換される。なお、初回の処理では誤り訂正復号処理の出力である対数尤度比が得られていないために、ＭＭＳＥ規範線形処理のみが行われる。
【００４８】
ターボ等化器の出力は、最大事後確率（ＭＡＰ）検出器により対数尤度比に変換され、さらに、デインターリーブ後に誤り訂正復号される。誤り訂正復号処理は、ＭＡＰ検出器の出力である対数尤度比を事前情報としてＭＡＰ復号を行い、符号ビットと情報ビットの対数尤度比を出力する。情報ビットの対数尤度比が判定され、受信ビット系列が決定される。巡回符号によりフレーム誤りが検出され、誤りがない場合には処理が終了する。誤りがある場合には符号ビットの対数尤度比はインタリーブされ、その期待値から求めた変調信号レプリカとして、ＩＣＩ成分やＩＳＩ成分のレプリカ生成に用いられる。２種類の適応等化処理、誤り訂正復号処理、チャネル推定処理を繰り返し行うことで、干渉抑圧能力及び推定精度を向上させ、ＩＳＩとＩＣＩを完全に除去できる。
【００４９】
上記２つの適応等化処理で用いられる受信信号の振幅、位相を推定するチャネル推定器は、図２のように構成されており、ＯＦＤＭ信号を入力ベクトル、推定するチャネル応答をウェイトベクトルとして、受信信号のレプリカを生成し、受信信号との差の絶対値２乗値が最小になるように最小２乗法で制御することでチャネル応答を推定する。それらのレプリカは、受信信号がパイロット信号区間である場合にはパイロット信号を、データ区間である場合には変調信号レプリカをＩＦＦＴしたＯＦＤＭ信号を用いて生成される。
【００５０】
以上の基本動作について数式を用いて詳細に説明する。
【００５１】
ＯＦＤＭ方式におけるシンボルｉの送信信号ｓｉ（ｔ）は、各サブキャリアにおける変調信号ｚｉ，ｎを用いて、下記数１と表すことができる。
【００５２】
【数１】
2004221702.tif 000003
ただし、０≦ｔ＜Ｔｓであり、Ｎはサブキャリア数で、Δｆ＝１／ＴＦはサブキャリア間隔で、ＴＧはガードインターバルである。ｓｉ（ｔ）をｔ＝ｋΔｔとして離散化したｓｉ（ｋ）（ｋ＝０，１，・・・，Ｎｓ−１）を要素とするベクトル
2004221702.tif 000004
は下記数２となる。
【００５３】
【数２】
2004221702.tif 000005
ただし、Ｔは転置を表し、ＮｓはＮ＋Ｇである。また、
2004221702.tif 000006
は逆フーリエ変換行列
2004221702.tif 000007
を用いると、下記数３、数４と表せる。
【００５４】
【数３】
2004221702.tif 000008
【数４】
2004221702.tif 000009
なお、
2004221702.tif 000010
の（ｐ，ｑ）成分
2004221702.tif 000011
は下記数５となる。
【００５５】
【数５】
2004221702.tif 000012
次に、受信アンテナｌ（ｌ＝０，ｌ，…，Ｌ−１）における受信信号ｒｌ（ｔ）について考える。パケットの全シンボル数をＮｉ、伝搬路のインパルス応答をｈｌ（ｔ）とすると、マルチパス伝搬環境における受信信号ｒｌ（ｔ）は
【数６】
2004221702.tif 000013
となる。ただし、
2004221702.tif 000014
は畳み込み演算を表し、ｎｌ（ｔ）は受信アンテナｌにおける雑音である。ここで、ｈｌ（ｔ）がサンプリング間隔Δｔ＝ＴＦ／Ｎで離散化できる伝搬路としてＤ＋１パスの伝搬路を考えると、下記数７と表せる。
【００５６】
【数７】
2004221702.tif 000015
なお、ｈｌ，ｄは受信アンテナｌで受信されるパスｄにおける複素振幅で、ＤΔｔは最大遅延時間であり、パス数は受信アンテナに依らず、一定であるとした。また、受信フレーム内は各パスの複素振幅ｈｌ，ｄは変化しない、準静的なフェージング環境を仮定した。
【００５７】
また、ガードインターバルＴＧ（＝ＧΔｔ）を越える遅延波が存在する場合も考慮して０≦Ｄ≦Ｎｓ−１とした。
【００５８】
シンボルｉの受信タイミング区間ｉＴｓ≦ｔ＜（ｉ＋１）Ｔｓに観測される受信信号ｒｌ（ｔ）の離散値をｒｌ，ｉ（ｋ）と定義する。ただし、ｋは、ｋ＝０，１，・・・，Ｎｓ−１である。ｒｌ，ｉ（ｋ）を要素に持つＬ本のアンテナでの受信信号ベクトル
2004221702.tif 000016
は
【数８】
2004221702.tif 000017
【数９】
2004221702.tif 000018
とすると、
2004221702.tif 000019
は
【数１０】
2004221702.tif 000020
と表すことができる。なお、
2004221702.tif 000021
は雑音ベクトルであり、下記のように表せる。
【００５９】
【数１１】
2004221702.tif 000022
【数１２】
2004221702.tif 000023
また、
2004221702.tif 000024
は現時点のＩＣＩのチャネル応答行列であり、
2004221702.tif 000025
は現時点以前のＩＳＩのチャネル応答行列であり、
【数１３】
2004221702.tif 000026
【数１４】
2004221702.tif 000027
となる。さらに、
【数１５】
2004221702.tif 000028
とすると、受信信号ベクトル
2004221702.tif 000029
は
【数１６】
2004221702.tif 000030
となる。ここで、
2004221702.tif 000031
は現時点のＩＣＩの等価チャネル応答行列であり、
2004221702.tif 000032
はＩＳＩの等価チャネル応答行列である。
【００６０】
まず、受信機内で行われる処理としては、チャネル推定器で各パスの複素振幅ｈｌ，ｄを推定し、等価チャネル応答行列
2004221702.tif 000033
、
2004221702.tif 000034
の推定値
2004221702.tif 000035
、
2004221702.tif 000036
を生成する。
【００６１】
次に、上記数１６の右辺第２項である現時点以前のＩＳＩ成分のレプリカを誤り訂正復号処理の出力である対数尤度比の期待値から求めた変調信号レプリカと
2004221702.tif 000037
を用いて、判定帰還形適応等化器で生成し、受信信号から引く。次に、ターボ等化器で上記数１６における右辺第１項のターゲットとなるサブキャリア以外のレプリカを生成し、受信信号から減算し、その残りの成分をＭＭＳＥ規範で線形合成する。この処理を全てのサブキャリアで行い、各サブキャリアにおける受信ビットの対数尤度比をＭＡＰ検出器で計算する。その出力はデインタリーブされて、誤り訂正復号される。
【００６２】
実施例２：
判定帰還形適応等化器について説明する。判定帰還形適応等化器は、受信信号から上記数１６の右辺第２項である現時点以前のＩＳＩ成分を除去する。図１のように、誤り訂正復号処理の出力である対数尤度比の期待値から求めた変調信号レプリカを要素に持つベクトル
2004221702.tif 000038
と等価チャネル応答行列の推定値
2004221702.tif 000039
を用いて現時点以前のＩＳＩ成分のレプリカを生成する。生成されるレプリカをベクトル
2004221702.tif 000040
とすると、
2004221702.tif 000041
は
【数１７】
2004221702.tif 000042
【数１８】
2004221702.tif 000043
となる。
【００６３】
ここで、変調方式がＢＰＳＫの場合には、シンボルｉ−１のサブキャリアｎにおける誤り訂正後のビット対数尤度比λ２（ｉ−１，ｎ）を用いて計算される変調信号レプリカ
2004221702.tif 000044
は
【数１９】
2004221702.tif 000045
となる。
【００６４】
また、変調方式がＱＰＳＫの場合には、シンボルｉ−１のサブキャリアｎにおける誤り訂正後のビット対数尤度比λ２（ｉ−１，ｎ，０）とλ２（ｉ−１，ｎ，１）の期待値から計算される変調信号レプリカ
2004221702.tif 000046
は
【数２０】
2004221702.tif 000047
となる。
【００６５】
さらに、変調方式が１６ＱＡＭの場合には、シンボルｉ−１のサブキャリアｎにおける誤り訂正後のビット対数尤度比λ２（ｉ−１，ｎ，０）、λ２（ｉ−１，ｎ，１）、λ２（ｉ−１，ｎ，２）、λ２（ｉ−１，ｎ，３）の期待値から計算される変調信号レプリカ
2004221702.tif 000048
は
【数２１】
2004221702.tif 000049
となる。
【００６６】
ただし、各変調方式の信号配置によって上記の変調信号レプリカの生成は異なる。ここでは、５ＧＨｚ帯無線ＬＡＮに準拠した信号配置の場合について示した。同様に、他の変調方式についても変調信号レプリカを計算できる。
【００６７】
さらに、受信信号からこのレプリカを減算した信号ベクトルを
2004221702.tif 000050
とすると、下記のようになる。
【００６８】
【数２２】
2004221702.tif 000051
判定帰還形適応等化器は、レプリカを生成する際に、変調信号レプリカ
2004221702.tif 000052
として、判定後の信号や誤り訂正復号後のビットを再符号化、インタリーブ、変調した信号も用いることができる。また、初回処理では復号処理がまだ行われていないので、第２適応等化処理の出力である対数尤度比を用いて変調信号レプリカを生成する。
【００６９】
判定帰還形適応等化器については、非特許文献７に詳しくその動作が説明されている。
【００７０】
実施例３：
ターボ等化器について説明する。ターボ等化器は上記数１６の右辺第１項における現時点のＩＣＩ成分を抑圧する。まず、ＩＣＩキャンセル処理が観測しているサブキャリア以外から漏れ込んでくるＩＣＩのレプリカを生成し、受信信号から減算する。ここでは、サブキャリアｍの信号成分ｚｉ，ｍのみを取り出す処理を考える。ＩＣＩのレプリカ
2004221702.tif 000053
はサブキャリアｍ以外の変調信号を要素に持つベクトル
2004221702.tif 000054
とＩＣＩの等価チャネル応答行列の推定値
2004221702.tif 000055
を用いて
【数２３】
2004221702.tif 000056
【数２４】
2004221702.tif 000057
となる。ただし、
2004221702.tif 000058
はシンボルｉのサブキャリアｎにおける誤り訂正後のビット対数尤度比を用いて計算される変調信号レプリカで、各変調方式において上記数１９、数２０、数２１のように計算できる。
【００７１】
このレプリカを上記数２２の受信信号から減算し、その残りの成分
2004221702.tif 000059
は
【数２５】
2004221702.tif 000060
となる。
【００７２】
次に、現時点以前のＩＳＩ成分を除去し、さらに現時点のＩＣＩ成分のレプリカを減算した受信信号
2004221702.tif 000061
に対して、ＩＣＩキャンセル残差の抑圧並びに逆フーリエ変換を行うために、ＭＭＳＥ規範に基づき、線形合成を行う。
【００７３】
サブキャリアｍの信号成分を合成するウェイトベクトルを
2004221702.tif 000062
とすると、合成後の信号
2004221702.tif 000063
は
【数２６】
2004221702.tif 000064
となる。ただし、合成ウェイトベクトル
2004221702.tif 000065
は、最小２乗法における評価関数Ｊ
【数２７】
2004221702.tif 000066
を最小にする。ただし、Ｈは複素共役転置を、Ｅ［  ］はアンサンブル平均を示す。
【００７４】
2004221702.tif 000067
は各推定値を用いて
【数２８】
2004221702.tif 000068
【数２９】
2004221702.tif 000069
【数３０】
2004221702.tif 000070
となる。ただし、
2004221702.tif 000071
はｍ番目の成分のみが１、それ以外が０であるベクトルであり、
2004221702.tif 000072
は雑音電力の推定値であり、
2004221702.tif 000073
は単位行列である。導出にはＰＳＫ変調を仮定して、｜ｚｉ，ｎ｜２＝１という条件を用いた。
【００７５】
各サブキャリア毎に
2004221702.tif 000074
を計算するために、逆行列の演算が必要となるので、演算量を軽減する方法として、逆行列の補助定理を用いて逆行列の演算を行う方法や、以下の近似方法を用いることもできる。
【００７６】
対数尤度比から求めた変調信号レプリカ
2004221702.tif 000075
が全て正しかったと仮定すると、その際のレプリカを減算した信号
2004221702.tif 000076
は
【数３１】
2004221702.tif 000077
【数３２】
2004221702.tif 000078
となるので、合成ベクトル
2004221702.tif 000079
は
【数３３】
2004221702.tif 000080
と表せる。なお、
2004221702.tif 000081
は
2004221702.tif 000082
の推定値である。この近似を用いると、合成ベクトル
2004221702.tif 000083
を導出するのに逆行列の演算が必要なくなる。
【００７７】
この処理を全てのサブキャリアで行い、各サブキャリアにおける受信ビットの対数尤度比がＭＡＰ検出器で計算される。そして、その出力はデインタリーブ、誤り訂正復号され、再びレプリカ生成に用いられる。この処理を繰り返し行うことで現時点のＩＣＩ成分を抑圧する。なお、初回の処理ではビットの対数尤度比が分からないため、レプリカ生成ができない。そこで、線形処理のみが行われる。全サブキャリアを一括して合成するウェイト行列
2004221702.tif 000084
は
【数３４】
2004221702.tif 000085
と表せ、合成後の信号ベクトル
2004221702.tif 000086
は
【数３５】
2004221702.tif 000087
【数３６】
2004221702.tif 000088
となる。
【００７８】
ターボ等化器については非特許文献８に詳しくその動作が説明されている。
【００７９】
実施例４：
マルチパス伝搬路が動的に変化している場合には、その伝搬路の整合フィルタとしてターボ等化における線形処理を行う方法について説明する。
【００８０】
上記数７における伝搬路のインパルス応答ｈｌ（ｔ）は受信フレーム内は時間的に変動しない準静的なフェージングを想定したが、伝搬路が動的に変化する場合にはｈｌ（ｔ）は
【数３７】
2004221702.tif 000089
となる。ｈｌ，ｄ（ｔ）をｔ＝ｉＴｓ＋ｋΔｔ（ｋ＝０，１，・・・，Ｎｓ−１）で離散化した値をｈｌ，ｄ（ｉ，ｋ）とする。
【００８１】
このとき、シンボルｉにおける現時点のＩＣＩのチャネル応答行列
2004221702.tif 000090
、現時点以前のＩＳＩのチャネル応答行列
2004221702.tif 000091
は
【数３８】
2004221702.tif 000092
【数３９】
2004221702.tif 000093
【数４０】
2004221702.tif 000094
となる。
【００８２】
動的な伝搬路における受信信号ベクトル
2004221702.tif 000095
は
【数４１】
2004221702.tif 000096
【数４２】
2004221702.tif 000097
となる。ここで、
2004221702.tif 000098
はシンボルｉにおける現時点のＩＣＩの等価チャネル応答行列で、
2004221702.tif 000099
はシンボルｉにおける現時点以前のＩＳＩの等価チャネル応答行列である。
【００８３】
上記の信号モデルより、動的な伝搬路においては
2004221702.tif 000100
を
2004221702.tif 000101
に、
2004221702.tif 000102
を
2004221702.tif 000103
に置き換えることで、すべての処理を同様に行うことができる。なお、上記数３４におけるターボ等化における線形処理における合成するウェイト行列
2004221702.tif 000104
はシンボル毎に異なる行列となり、シンボルｉにおける合成ウェイト行列
2004221702.tif 000105
は
【数４３】
2004221702.tif 000106
となる。このとき、合成ウェイト行列
2004221702.tif 000107
は動的な伝搬路の整合フィルタとして動作し、チャネル応答が高速に変動する場合に、フーリエ変換後のＯＦＤＭ信号に発生する現時点のＩＣＩを抑圧することができる。なお、この線形処理は伝搬路の遅延広がりがＧＩ以内の場合でも有効である。
【００８４】
実施例５：
第２適応等化処理において、マルチパス伝搬路の遅延広がりに応じて処理を行う時間区間を適応的に変化させる方法について説明する。
【００８５】
いま、マルチパス伝搬路の遅延広がりが１シンボル区間以内の場合において、２シンボル単位で処理を行うことを考える。すなわち、現時点以降のＩＳＩが発生する場合の処理について述べる。２シンボル区間における受信信号ベクトル
2004221702.tif 000108
は
【数４４】
2004221702.tif 000109
【数４５】
2004221702.tif 000110
【数４６】
2004221702.tif 000111
と表すことができる。ただし、
2004221702.tif 000112
は現時点のシンボル成分及び現時点以降のＩＳＩの等価チャネル行列で、
2004221702.tif 000113
は現時点以前のＩＳＩの等価チャネル行列で、
2004221702.tif 000114
は２シンボル区間における雑音ベクトルである。
【００８６】
上記数４４における第２項である現時点以前のＩＳＩ成分を判定帰還形等化器で、また、上記数４４における第１項である現時点のシンボル成分及び現時点以降のＩＳＩ成分をターボ等化で処理する。まず、判定帰還形等化器は、実施例２と同様に、現時点以前のＩＳＩ成分のレプリカを生成し、受信信号ベクトル
2004221702.tif 000115
から減算する。
【００８７】
次に、実施例３と同様に、判定帰還形等化処理後の受信信号
2004221702.tif 000116
における現時点のシンボル成分及び現時点以降のＩＳＩ成分を線形処理する。具体的には、線形処理後の合成信号を
2004221702.tif 000117
とすると、合成ウェイト行列
2004221702.tif 000118
を用いて
【数４７】
2004221702.tif 000119
【数４８】
2004221702.tif 000120
【数４９】
2004221702.tif 000121
となる。
【００８８】
そして、
2004221702.tif 000122
における現時点の各サブキャリアにおける信号、並びに現時点以降の各サブキャリアにおける信号をそれぞれＭＡＰ検出、ＭＡＰ復号処理を行う。再び計算された対数尤度比をフィードバックして、実施例３と同様に、現時点のシンボル成分及び現時点以降のＩＳＩ成分のレプリカを生成、減算し、線形処理により信号合成を行う。この処理を１回または複数回行うことで、マルチパス伝搬路によって広がった信号をかき集めることができ、また、現時点以降のＩＳＩ成分を線形処理によって抑圧、またはレプリカ減算処理によって除去できる。
【００８９】
実施例６：
信号検出処理と誤り訂正復号処理について説明する。
【００９０】
信号検出処理では、各サブキャリアにおける合成信号
2004221702.tif 000123
を用いて、ビットの対数尤度比を計算するＭＡＰ検出が行われる。変調方式がＢＰＳＫの場合には、サブキャリアｎにおける対数尤度比λ１（ｉ，ｎ）は
【数５０】
2004221702.tif 000124
となる。μ（ｎ）は
【数５１】
2004221702.tif 000125
となる。ただし、導出ではＭＭＳＥ規範線形処理の出力における誤差がガウス過程であるとした。
【００９１】
同様に、変調方式がＱＰＳＫの場合には、シンボルｉ、サブキャリアｎで送信されたビットの対数尤度比λ１（ｉ，ｎ，０）は
【数５２】
2004221702.tif 000126
となり、他のビット対数尤度比λ１（ｉ，ｎ，１）は、上記数５２の実部を虚数部に置き換えたものとなる。
【００９２】
また、変調方式が１６ＱＡＭの場合には、シンボルｉ、サブキャリアｎで送信されたビットの対数尤度比λ１（ｉ，ｎ，０）、λ１（ｉ，ｎ，１）は、
2004221702.tif 000127
の場合は
【数５３】
2004221702.tif 000128
、
2004221702.tif 000129
の場合は
【数５４】
2004221702.tif 000130
、
2004221702.tif 000131
の場合は
【数５５】
2004221702.tif 000132
となり、また、λ１（ｉ，ｎ，１）は
【数５６】
2004221702.tif 000133
となる。他のビット対数尤度比λ１（ｉ，ｎ，２）、λ１（ｉ，ｎ，３）は、上記数５３、数５４、数５５、数５６の実部を虚数部に置き換えたものとなる。ただし、各変調方式の信号配置によって上記のビット対数尤度比の導出は異なる。ここでは、５ＧＨｚ帯無線ＬＡＮに準拠した信号配置の場合について示した。同様に、他の変調方式についても計算できる。
【００９３】
誤り訂正復号処理では信号検出器で計算されたビット対数尤度比λ１（ｉ，ｎ）をデインタリーブし、事前情報として用いて、ＭＡＰ復号が行われる。その際には、誤り訂正復号器は１シンボル、または複数シンボルにおいて符号ビットと情報ビットの対数尤度比をＭＡＰ復号アルゴリズムで計算する。情報ビットの対数尤度比は送信ビット系列の決定に用いられ、符号ビットの対数尤度比はインタリーブされ、その期待値から求めた変調信号レプリカとして、ターボ等化、判定帰還形等化、チャネル推定処理でのＩＳＩやＩＣＩのレプリカ生成に用いられる。
【００９４】
ＭＡＰ検出については、ターボ等化器と同様に非特許文献８に詳しくその動作が説明されている。また、ＭＡＰ復号については、非特許文献９〜１２に詳しくその動作が説明されている。
【００９５】
また、誤り訂正復号処理として軟判定ビタビ復号を行う場合には、信号判定処理はチャネル情報を等化された信号に付加する。その際には、誤り訂正復号器の出力を再符号化して、ターボ等化、判定帰還形等化、チャネル推定処理のレプリカ生成に用いる。誤り訂正符号として畳み込み符号を用いた場合には、信号検出処理と誤り訂正復号処理には様々な組み合わせが考えられ、上記以外の組み合わせも含めて表１に示す。また、誤り訂正復号処理の出力を帰還して用いる場合において得られるフィードバック信号も示した。
【００９６】
【表１】
2004221702.tif 000134
実施例７：
チャネル推定器の動作並びにアルゴリズムについて説明する。チャネル推定器では、時間領域における受信信号に対してレプリカを生成し、受信信号とレプリカの差の絶対値２乗値誤差を最小にする規範で各パスの複素振幅ｈｄを推定する。ただし、アンテナを示す添え字ｌは省略する。その際、パイロット信号区間では送受信機間で既知な信号であるパイロット信号を、データ区間では判定した信号、または対数尤度比の期待値から求めた信号を用いる。いま、受信信号がチャネル推定用のパイロット信号であり、すべてのキャリアの送信信号が既知であるとする。
【００９７】
図２にチャネル推定器の構成を示す。チャネル推定器の入力ベクトル
2004221702.tif 000135
を
【数５７】
2004221702.tif 000136
とする。ただし、ｘｉ，ｄ（ｋ）は
【数５８】
2004221702.tif 000137
【数５９】
2004221702.tif 000138
であり、ｓｉ（ｋ）、ｓｉ−１（ｋ）は上記数３、数４より計算できる。なお、データ区間におけるチャネル推定では上記数４におけるｚｉ，ｎが分からないので、上記数１９、数２０、数２１における
2004221702.tif 000139
を、または上記数２６における
2004221702.tif 000140
の判定値を用いる。
【００９８】
推定する各パスの複素振幅を
2004221702.tif 000141
とすると、推定するベクトル
2004221702.tif 000142
【数６０】
2004221702.tif 000143
とすることで、シンボルｉの時刻ｋにおける受信信号のレプリカ
2004221702.tif 000144
は
【数６１】
2004221702.tif 000145
と表すことができる。ここで、受信信号と
2004221702.tif 000146
との誤差をｅｉ（ｋ）とすると、
【数６２】
2004221702.tif 000147
となる。この差の絶対値２乗値が最小になるようにＲＬＳアルゴリズムを用いて推定する。なお、ＲＬＳアルゴリズムが収束すると誤差の絶対値２乗値
2004221702.tif 000148
は雑音電力となるため、この平均値を推定された雑音電力とする。
【００９９】
非特許文献１３ではＲＬＳアルゴリズムについて詳しく書かれている。
【０１００】
ここで、指数重み付ＲＬＳアルゴリズムを用いて最適タップベクトル
2004221702.tif 000149
を逐次的に算出すると、自己相関行列の逆行列
2004221702.tif 000150
とカルマンゲインベクトル
2004221702.tif 000151
を用いて、以下の数式で更新される。
【０１０１】
【数６３】
2004221702.tif 000152
【数６４】
2004221702.tif 000153
【数６５】
2004221702.tif 000154
このように、ＲＬＳアルゴリズムでは、シンボルｉの時刻ｋにおけるタップベクトルは事前推定誤差の複素共役と時間的に変動するカルマンゲインベクトル
2004221702.tif 000155
を乗算し、そのベクトルを１ステップ前のタップベクトルに加算することによって推定される。なお、各シンボルにおける最初の推定における自己相関行列の逆行列の初期値
2004221702.tif 000156
、タップベクトルの初期値
2004221702.tif 000157
は
【数６６】
2004221702.tif 000158
【数６７】
2004221702.tif 000159
となる。また、最初のシンボルでの各初期値は
【数６８】
2004221702.tif 000160
【数６９】
2004221702.tif 000161
となる。ただし、
2004221702.tif 000162
は単位行列で、δは微小な正の実数である。
【０１０２】
ＲＬＳアルゴリズムを時間領域で用いることで数シンボル程度でタップベクトル（チャネルのインパルス応答）を推定することが可能である。また、忘却係数λを適応的に変えることで、伝搬路の高速変動への追従も可能である。
【０１０３】
また、チャネル推定用のパイロット信号区間のみでチャネル推定を行う際には、チャネル推定器の入力ベクトル
2004221702.tif 000163
は既知なので、上記数６４における自己相関逆行列
2004221702.tif 000164
は更新する必要はなく、予め計算してメモリに保存できる。そのとき、
2004221702.tif 000165
の自己相関行列を
2004221702.tif 000166
とすると、
【数７０】
2004221702.tif 000167
【数７１】
2004221702.tif 000168
となり、また、相互相関ベクトル
2004221702.tif 000169
は
【数７２】
2004221702.tif 000170
【数７３】
2004221702.tif 000171
となる。この自己相関行列
2004221702.tif 000172
の最終更新値の逆行列を計算してメモリに保存しておき、
2004221702.tif 000173
のみを更新しながら計算し、その最終更新値に
2004221702.tif 000174
を乗算することで、以下のようにチャネル推定値を導出できる。
【０１０４】
【数７４】
2004221702.tif 000175
チャネル推定値は、２種類の適応等化処理、誤り訂正復号処理の特性には影響を及ぼすため、チャネル推定値の更新後に、それを用いて再び２種類の適応等化処理、誤り訂正復号処理を行うことで特性が改善する。また、これらの処理を複数回繰り返しことでさらに特性が改善する。
【０１０５】
実施例８：
現時点のシンボルにおいて、受信信号から現時点以前のＩＳＩ成分を取り出し、それを現時点以前のシンボルにおいてＩＣＩ成分から取り出した信号と合成する受信方式について説明する。
【０１０６】
図１のように、ＩＳＩ合成器によりＩＳＩとして次のシンボルに漏れ込んだ信号成分を繰り返し処理時に、ＩＣＩレプリカ減算とサブキャリアｍ以外のＩＳＩレプリカ減算、その出力の線形合成により取り出す。まず、ＩＣＩキャンセル処理で対数尤度比の期待値から求めた変調信号レプリカを用いてＩＣＩレプリカを生成し、シンボルｉ＋１の受信信号から減算する。受信信号からこのレプリカを減算した信号ベクトルを
2004221702.tif 000176
とすると、
2004221702.tif 000177
は
【数７５】
2004221702.tif 000178
となる。
【０１０７】
次に、
2004221702.tif 000179
からサブキャリアｍのみの信号成分を他のサブキャリアのＩＳＩレプリカを判定帰還形等化で生成して減算し、さらに、ターボ等化におけるＭＭＳＥ規範の線形処理により合成ウェイトベクトル
2004221702.tif 000180
で合成して取り出す。
【０１０８】
【数７６】
2004221702.tif 000181
【数７７】
2004221702.tif 000182
【数７８】
2004221702.tif 000183
【数７９】
2004221702.tif 000184
この処理を全てのサブキャリアで行い、
2004221702.tif 000185
から導出した対数尤度比
2004221702.tif 000186
を上記数２６の対数尤度比λ１（ｎ，ｉ）と合成する。このようにすることで、マルチパス伝搬路によって広がった信号電力をかき集めることができる。また、マルチパス伝搬路によって複数のシンボル区間に広がったＯＦＤＭシンボルを、前後のＯＦＤＭシンボルのレプリカを変調信号レプリカとチャネル推定値を用いて生成し、受信信号から減算することで抽出できる。さらに、その抽出したＯＦＤＭシンボルを離散フーリエ変換と整合フィルタを実現する線形処理により取り出すことで同様に信号電力をかき集めることができる。取り出された信号成分はＭＡＰ検出器により対数尤度比に変換され、誤り訂正復号処理される。再び計算された受信ビットの対数尤度比をフィードバックして、現時点以前のＩＳＩ成分及び現時点のＩＣＩ成分において干渉キャンセル処理と線形処理、並びに誤り訂正復号時の合成処理を繰り返す。
【０１０９】
実施例９：
複数のアンテナに受信された直交周波数分割多重された信号を線形合成後に適応等化する本発明の受信方式について説明する。
【０１１０】
図３は、アダプティブアレーと図１記載の受信方式の縦続構成を示す。図３に示されたように、各アンテナで受信された信号を線形合成するアンテナは、アダプティブアレーと呼ばれており、随所で研究されており、アダプティブアレーについては非特許文献１４に詳しく解説されている。
【０１１１】
ここでは、アダプティブアレーと図１記載の受信方式の縦続構成と制御アルゴリズムを示す。各アンテナで受信された信号を線形合成するウェイトベクトルを
2004221702.tif 000187
とすると、合成信号ｙｉ（ｋ）は
【数８０】
2004221702.tif 000188
【数８１】
2004221702.tif 000189
【数８２】
2004221702.tif 000190
となる。ここで、最小２乗法を用いてウェイトベクトルを求めることを考えると、図１記載の受信方式でガードインターバルを超える遅延波を抑圧、合成できることを考慮して、所望信号ｄａ（ｋ）を
【数８３】
2004221702.tif 000191
とする。ただし、
2004221702.tif 000192
はチャネル応答の推定値で、
2004221702.tif 000193
はパイロット信号区間では既知信号であり、データ区間では変調信号レプリカをＩＦＦＴした信号である。このとき、誤差信号ｅａ（ｋ）は
【数８４】
2004221702.tif 000194
となる。すなわち、最小２乗法でウェイトベクトル
2004221702.tif 000195
とチャネル応答の推定値
2004221702.tif 000196
の両方を求める問題に帰着する。
【０１１２】
ここで、チャネル応答の推定値の一つを１に固定すると、例えば、
2004221702.tif 000197
とすると、誤差信号ｅａ（ｋ）は
【数８５】
2004221702.tif 000198
【数８６】
2004221702.tif 000199
【数８７】
2004221702.tif 000200
となり、ＲＬＳアルゴリズムにおいて所望信号を
2004221702.tif 000201
、入力ベクトルを
2004221702.tif 000202
とすることで、合成ウェイトベクトル
2004221702.tif 000203
とチャネル応答の推定値
2004221702.tif 000204
の両方を推定することができる。
【０１１３】
その後、アダプティブアレーで合成された信号ｙｉ（ｋ）は、実施例１の受信方式で処理される。実際には、受信信号ｒｌ，ｉ（ｋ）をｙｉ（ｋ）に置き換えることで、既に述べた全ての処理を行うことができる。また、その際にはチャネル応答の推定値
2004221702.tif 000205
を用いることで、改めてチャネル推定を行う必要がなくなるという利点や、このような構成にすることで、同一周波数を用いた他のユーザからの干渉信号をアダプティブアレーで抑圧することができる。なお、図３では各アンテナのタップは１つであるが、タップを複数に拡張することもできる。また、複数のアンテナをグループ化して、各グループごとに信号合成を行うこともできる。
【０１１４】
実施例１０：
本発明の受信方式において、複数のアンテナで送信された異なった直交周波数分割多重された信号を複数のアンテナに受信し、各送信信号を分離する受信方式について説明する。
【０１１５】
送信アンテナが２本の場合について考える。各アンテナからはユーザｕ０とユーザｕ１の信号が送信される。ユーザｕ０のシンボルｉの送信信号ベクトル
2004221702.tif 000206
は
【数８８】
2004221702.tif 000207
【数８９】
2004221702.tif 000208
と表せる。なお、
2004221702.tif 000209
はユーザｕ０の各サブキャリアにおける変調信号を要素に持つベクトルである。
【０１１６】
さらに、Ｌ本のアンテナでの受信信号ベクトル
2004221702.tif 000210
は
【数９０】
2004221702.tif 000211
となる。ただし、
2004221702.tif 000212
はユーザｕの現時点のＩＣＩのチャネル応答行列であり、
2004221702.tif 000213
はユーザｕの現時点以前のＩＳＩのチャネル応答行列であり、
【数９１】
2004221702.tif 000214
【数９２】
2004221702.tif 000215
【数９３】
2004221702.tif 000216
となる。ここで、ｈｕ，ｌ，ｄはユーザｕのアンテナｌで受信されるパスｄの複素振幅である。さらに、
【数９４】
2004221702.tif 000217
とすると、受信信号ベクトル
2004221702.tif 000218
は上記数１６の信号モデルと全く同じ数式で表せるので、２本のアンテナから送信された信号がサブキャリア数を２倍にしたＯＦＤＭ信号と同様に扱うことができるため、既に述べた全ての処理を同様に行うことができ、各送信信号を分離することができる。このようにすることで、複数ユーザ同時受信や同一ユーザの信号を複数アンテナでパラレルに送信して伝送速度、伝送容量を向上させることができる。
【０１１７】
実施例１１：
窓関数を乗算してフーリエ変換した後に、第１適応等化処理、第２適応等化処理、信号検出処理、誤り訂正復号処理、チャネル推定処理といった各処理を行う受信方式について説明する。
【０１１８】
窓関数として、矩形窓、ハニング窓、ハミング窓、ブラックマン窓などが一般的に知られているが、ここでは、任意の窓関数について議論を行う。
【０１１９】
ＦＦＴ窓関数をｗ（ｋ）とすると、シンボルｉの受信ＦＦＴタイミングｋ＝Ｇ，…，Ｎｓ−１の間に観測される時間領域の受信信号ｒｉ（ｋ）は、上記数６を用いて以下のように表せる。
【０１２０】
【数９５】
2004221702.tif 000219
そこで、ｋ＝Ｇを時刻の原点としてＦＦＴすると、サブキャリアｍで観測される受信信号Ｒｉ（ｍ）は
【数９６】
2004221702.tif 000220
となる。ただし、ωｎ＝２πｎ／Ｎである。上記数９６における右辺第２項はシンボルｉのＩＣＩを発生する成分で、また、上記数９６における右辺第３項は前のシンボルｉ−１から洩れ込んでくるＩＳＩ成分である。上記数９６のＷｎ（ｍ）、Ｗ０，ｄ，ｎ（ｍ）、Ｗ−１，ｄ，ｎ（ｍ）、Ｎ（ｍ）は
【数９７】
2004221702.tif 000221
【数９８】
2004221702.tif 000222
【数９９】
2004221702.tif 000223
【数１００】
2004221702.tif 000224
である。
【０１２１】
さらに、複素振幅と上記の漏れ込み係数を用いて、同一シンボル内のＩＣＩの等価チャネル応答行列
2004221702.tif 000225
と現時点以前のＩＳＩの等価チャネル応答行列
2004221702.tif 000226
を用いて、受信信号ベクトル
2004221702.tif 000227
は
2004221702.tif 000228
【数１０１】
2004221702.tif 000229
【数１０２】
2004221702.tif 000230
【数１０３】
2004221702.tif 000231
【数１０４】
2004221702.tif 000232
となる。ただし、
2004221702.tif 000233
並びに
2004221702.tif 000234
は
2004221702.tif 000235
と
2004221702.tif 000236
のｎ行ｍ列の成分である。上記の式が上記数１６の信号モデルと全く同じ数式で表せるので、既に述べた全ての処理を同様に行う。
【０１２２】
実施例１２：
２つの適応等化処理、信号検出処理、誤り訂正復号処理、チャネル推定処理をフィードバック信号を用いて、１または複数シンボル区間、及びフレームで繰り返して行うか、または受信ビットの対数尤度比が小さい信号成分のみを対象として、あるいはフレーム誤りが検出されたときのみ繰り返して行う方法について説明する。
【０１２３】
２つの適応等化処理、信号検出処理、誤り訂正復号処理、チャネル推定処理をビット対数尤度比などのフィードバック信号を用いて、繰り返し行うことで特性が改善する。しかし、計算量の観点から繰り返し数をできるだけ減らす必要がある。そこで、フレーム内の誤りを巡回符号により検出し、誤りがない場合には繰り返し処理を止める。誤りがあった場合には繰り返し処理を行う。繰り返し処理は全ビットに対して行うこともできるが、計算量を削減するために、誤っているビットに対してのみ行うのが望ましい。そこで、ビットの信頼度である対数尤度比を用いて、対象とするビットを選択する。対数尤度比の閾値をλｔｈ（λｔｈ≧０）とすると、対数尤度比の絶対値がλｔｈ以下になるビットのみを処理する。
【０１２４】
実施例１３：        
チャネル推定処理において、チャネルの振幅と位相成分の推定パラメータ数を余分に用意し，その推定結果からタイミング誤りを補償する方法について説明する。
【０１２５】
受信機ではＦＦＴタイミングを受信信号から再生する必要がある。一般的に、タイミング再生は受信信号の自己相関や既知シンボルと受信信号との相互相関処理により、ピークを検出することで行われる。瞬時ＳＮＲが低い場合には雑音の影響によりタイミング再生が正しく行われない場合があり、タイミングが前後することを考慮してチャネル推定時のタップベクトルの要素を余分に用意し、チャネル推定を行う。タイミングが正しく再生できなかった場合には推定されたタップベクトルの要素が理想的な場合と比べて前後にシフトする。そのシフト量を閾値により検出し、先行波として到来したパスをタイミングの基準となるように図１のようにタイミング補償を行うことで安定した受信機動作が可能になる。なお、チャネル推定のタップベクトルの次元は相互相関処理における閾値を超えるポイントの幅によって決定できる。
【０１２６】
実施例１４：
初回はチャネル推定処理により推定されたチャネル応答を用いて、復調処理及び信号検出処理、誤り訂正復号処理を行い、繰り返し処理時のみに第１適応等化処理と第２適応等化処理を行う方法について説明する。
【０１２７】
初回処理では、第２適応等化処理において上記数４３の逆行列演算が必要になるので、サブキャリア数が多いＯＦＤＭを用いたシステムに本発明を適用する場合には計算量が増加してしまう。そこで、初回はチャネル推定処理により推定されたチャネル応答をフーリエ変換し、伝達関数を求めて図７のような従来の復調処理を行う。その際、各サブキャリアにおいて、ビットの対数尤度比を信号検出処理により導出し、それをデインタリーブして誤り訂正復号処理する。さらに、誤り訂正復号処理によって求めた対数尤度比の期待値から変調信号レプリカを生成し、繰り返し処理を行う。繰り返し処理は、実施例２、実施例３に記載の第１、第２適応等化処理の繰り返し時の処理を行う。すなわち、既に述べた全ての処理を同様に行うことができる。
【０１２８】
また、複数のアンテナで送信された異なった直交周波数分割多重された信号を複数のアンテナに受信し、各送信信号を分離する受信方式においても、初回のみ従来型の受信方式を用い、繰り返し時に第１、第２適応等化処理により空間多重された信号のレプリカ減算、ＩＣＩ、ＩＳＩ成分の除去を行う。  
実施例１５：
本発明の性能を確認するために、計算機シミュレーションを行った。その条件を表２に列挙する。
【０１２９】
【表２】
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５ＧＨｚ帯無線ＬＡＮ方式のＩＥＥＥ８０２．１１ａの仕様に基づいて、シミュレーションのパラメータを決定している。伝搬路モデルとしては、等電力５パスモデルを用い、最大ドップラー周波数は０Ｈｚとした。各パスは０．５μｓ毎に遅延して到来するとし、最大遅延量は２．０μｓとした。なお、ガードインターバル長、シンボル周期、遅延量は、サンプリング間隔で正規化した場合のポイント数も示した。同期検波を行うために、データシンボルの前にチャネル推定用シンボルが２シンボル挿入されている。ここでは、チャネル推定器が理想的に動作していると仮定する。
【０１３０】
本発明方式と従来の受信方式である同期検波の平均誤り率特性を図４に示す。なお、図中の発明方式は、図１に示した受信方式において、第２適応等化処理として近似形の線形処理、ＭＡＰ検出、ＭＡＰ復号を用い、フィードバック信号として１シンボルでＭＡＰ復号処理で導出したビット対数尤度比の期待値から計算される変調信号レプリカを用いた受信方式である。また、図中の回数は繰り返し処理の回数である。１回とは初回処理のみで、繰り返し処理を行わない場合である。
【０１３１】
図４に示されたように、変調方式がＱＰＳＫで、最大遅延量が４０ｐｔの場合には、従来方式は遅延波がガードインターバルを超えているので、符号間干渉が発生して特性が著しく劣化しているのに対して、本発明方式は符号間干渉を抑圧し、良好な受信特性を実現できているのが明らかである。その特性は従来方式において最大遅延量が１６ｐｔの場合、すなわち、遅延波がガードインターバル以内の特性とほぼ同じである。
【０１３２】
また、本発明方式に実施例５、実施例８に示した方法を適用した場合には、さらに特性が改善しているのが明らかである。実施例５は２シンボル一括処理を、実施例８は全シンボル、すなわち、フレーム単位でＭＡＰ復号した結果をフィードバックして、処理を繰り返す方法を適用した。さらに、変調方式が１６ＱＡＭなどの多値変調においては本発明方式による改善効果は大きくなるのが確認できた。
【０１３３】
尚、本発明のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式及び受信機は、上述の実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
【０１３４】
【発明の効果】
本発明によるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）適応等化受信方式及び受信機によれば、線形処理のみでは抑圧できないキャリア間干渉を抑圧できる利点がある。また、受信機規模が従来と同程度にできると共に、信号伝送効率を低下させないという優れた効果を奏する。さらに、マルチパス伝搬路によって広がった信号電力をかき集めることができ、誤り訂正処理との連携により受信電力が低い場合にも良好に動作する利点がある。また、収束性の良い適応アルゴリズムを用いており、伝搬路の早い変動へも追従できるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明におけるＯＦＤＭ受信方式の基本構成を示すブロック図である。
【図２】本発明で使用するチャネル推定器を示す構成図である。
【図３】アダプティブアレーと図１記載の受信方式の縦続構成を示す図である。
【図４】本発明方式の平均誤り率特性を示す図である。
【図５】ＯＦＤＭ送信機の基本構成を示すブロック図である。
【図６】ＯＦＤＭ信号の基本構成を示す図である。
【図７】ＯＦＤＭ受信機の基本構成を示すブロック図である。
【図８】ＩＳＩとＩＣＩの様子を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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