(57)【要約】【課題】占有周波数帯域幅を増大させること無く、同じ周波数帯域幅を使用し、高速走行中の自動車のような移動体と通信できる大容量・高品質なＣＤＭＡ伝送方式を提供する。【解決手段】送信側において、情報シンボルストリームに既知の値の標識シンボルを挿入して１次変調波を生成し、受信側において、標識シンボルの受信位相誤差を検出し、ヘッダーと標識シンボルで挟まれる情報シンボルならびに標識シンボルで挟まれる情報シンボルの受信位相に、情報シンボルを挟むヘッダーあるいは標識シンボルの受信位相誤差で補間推定し、情報シンボルの受信位相を補正する。【選択図】図１
2004221967.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報に応じてキャリア信号を位相変調して１次変調波を発生し、該１次変調波を拡散符号で周波数拡散して、時間的に連続するシンボルを伝送する符号分割多元接続通信システムであって、
送信側において、情報シンボルと既知の値の標識シンボルで構成されるセグメントを有する前記時間的に連続するシンボルを生成し、送信する手段を有し、
受信側において、受信される前記時間的に連続するシンボル中の前記標識シンボルの１次復調値を補間推定して前記セグメント内の情報シンボルの位相誤差を推定し、該推定された位相誤差を用いて前記情報シンボルの１次復調の受信位相誤差を補正する手段を有する
ことを特徴とする符号分割多元接続通信システム。
【請求項２】
送信側において、情報シンボルと既知の値の標識シンボルで構成される複数のセグメントを含む時間的に連続するシンボルを生成する手段と、
前記時間的に連続するシンボルを位相変調して１次変調波を発生する手段と、前記１次変調波を拡散符号で周波数拡散して、前記時間的に連続するシンボルを伝送する手段を有し、
受信側において、受信される時間的に連続するシンボル中の前記標識シンボルの、前記既知の値に対応する位相との位相誤差を求める第１の手段と、
前記標識シンボルの位相誤差から前記情報シンボルの位相誤差を補間推定する第２の手段と、
前記推定される情報シンボルの位相誤差に基づき前記情報シンボルの受信位相を補正する第３の手段を有する
ことを特徴とする符号分割多元接続通信システム。
【請求項３】
請求項２において、前記標識シンボルの位相誤差から前記情報シンボルの位相誤差を推定する第２の手段は、前記情報シンボルの前後の受信タイミングにある２つの標識シンボルの受信値と、それぞれ対応する既知の値との積和により、前記情報シンボルの位相誤差を補間推定することを特徴とする符号分割多元接続通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特に移動通信等の激しいフェーディング環境下で、高速ディジタル情報を通信するための符号分割多元接続（以下、符号分割多元接続をＣＤＭＡと略称する）通信システム、特に時分割ＣＤＭＡ通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、自動車電話や携帯電話等の移動通信の分野において、第３世代を中心としてＣＤＭＡ通信システムが種々開発、実用化されている。
【０００３】
かかる通信システムにおいては、一定のシンボル期間におけるキャリア信号を、伝送する情報にキャリア信号の位相を対応させ位相変調（ＰＳＫ）することにより１次変調波を生成する。このとき、符号分割多元接続するチャネル数に応じたｎ個の１次変調波を生成する。１次変調ＰＳＫに対応する入力情報を、ＰＳＫ変調単位のシンボルで考え、シンボルストリームと呼ばれる。
【０００４】
これらのｎ個の１次変調波に３２あるいは６４等の指定する符号長の、互いに異なるｎ個の拡散符号を乗じ、ｎ個の拡散信号を生成する。この拡散符号の長さは、いわゆる拡散係数に一致し、拡散符号はＷａｌｓｈ関数などで規定される互いに直交するものである。
【０００５】
また、ｎ個のシンボルストリームに対応するｎ個の拡散信号以外に、伝送システムの制御のため、制御情報を、別途加えることもある。
【０００６】
少なくとｎ個以上のシンボルストリームに対応する拡散信号の総和を求めシンボルストリーム拡散信号を生成する。更に、通信システムの同期やシンボルストリームの受信位相誤差の補正などを目的として、一定間隔でヘッダー信号を送信する。ここで、ヘッダー信号の送信間隔を、タイムスロットと呼ぶ。シンボルストリーム拡散信号に、拡散符号に比し十分長いＭ系列などのロングコードを乗じ、送信する。
【０００７】
一方、受信側において、受信波から、チップ期間、シンボル期間などを検出する。そして、送信時に使用した拡散符号系列に対応する逆拡散符号系列を、受信波に乗じ、逆拡散符号系列が継続する期間における総和を求めて逆拡散値を決定する。この逆拡散値からシンボル期間内の情報位相を復調する。この復調した位相値を受信位相値という。
【０００８】
移動通信においては、激しいフェーディングを受け、受信位相値に位相誤差が生じ、正しい位相値から大きく異なることが多い。このために、位相誤差を補償する方法が考案されている。
【０００９】
代表的な方法として、▲１▼差分ＣＤＭＡ伝送方式（例えば、特許文献１）、▲２▼マルチコードＣＤＭＡ伝送方式（例えば、特許文献２）、▲３▼時分割ＣＤＭＡ伝送方式（例えば、非特許文献１）が知られている。
【００１０】
上記の▲１▼差分ＣＤＭＡ伝送方式は、情報を時間的に隣接するシンボルの位相差に対応させる方式であり、伝送路で生じるフェーディングによる擾乱の周波数成分が高々２００Ｈｚ程度であり、情報シンボル変化が数十ｋＨｚと周波数成分が大きく異なることを利用している。時間的に隣接するシンボルでは、伝送路上で受ける擾乱は、準静的であるのでほぼ等しく、シンボル間の位相差を求めることで、擾乱成分が自動的に相殺されることを利用している。
【００１１】
▲２▼マルチコードＣＤＭＡ伝送方式は、情報シンボルストリームと、ゼロなどの既知なる値のパイロットシンボルストリームを、異なった拡散符号で拡散して伝送する方式である。パイロットシンボルストリームと情報シンボルストリームが伝送路上で同一の擾乱を受けると見なし、パイロットシンボルで位相誤差を検出し、検出した位相誤差を情報シンボルの受信値から差し引き補正して、フェーディング等による擾乱を抑圧している。
【００１２】
更に、上記▲３▼時分割ＣＤＭＡ伝送方式は、ヘッダーを情報シンボルストリームに挿入して時分割伝送する方式であり、ヘッダーにおける受信位相誤差から、受信シンボルの位相誤差を補間推定し、伝送路で受ける擾乱を抑圧するように工夫したものである。
【００１３】
本発明は、上記方法▲３▼の時分割ＣＤＭＡ伝送方式を対象とするものであり、以下、時分割ＣＤＭＡに説明を限定する。まず、従来の技術を図面に従って、説明する。なお、図において同一または類似のものは、同一の参照番号または参照記号を付して説明する。
【００１４】
図１２に示す例では、時分割・符号分割多元接続通信方式における、６チャネルを用いて通信している伝送システムの作用を模式的に示す。図中、ｘ軸は時間を示し、軸に振った数字０〜８４・・・はシンボル区間を表す。ｙ軸は拡散符号を示し、軸に振ったｃ０〜ｃ５は拡散符号に対応する６個の通話チャネルを表す。さらに、ｚ軸は通信エネルギーすなわち情報の有無を示す。
【００１５】
ヘッダー１２００は、チャネルｃ０〜ｃ５に共通なパイロット信号を伝送し、時刻０〜９の１０シンボル区間続く。第２のヘッダー１２１０は、ヘッダー１２００と同じように、時刻７４〜８３の１０シンボル区間の時間域を占有する。図１２ではヘッダー１２００、１２１０を１０シンボル長としているが、実用化されているＣＤＭＡシステムではさらに長い区間に設定されることが多い。
【００１６】
シンボルストリーム１２０１は、チャネルｃ０で伝送し、６４個の情報シンボルで構成されている。シンボルストリーム１２０２〜１２０６は、それぞれチャネルｃ１〜ｃ５に対応する。
【００１７】
２個のヘッダー１２００と１２１０で挟まれた、６４シンボル区間を、タイムスロットと呼ぶ。図１２では、ヘッダー１２００と１２１０で挟まれた６４シンボル区間を第１のタイムスロットとして示しているが、ヘッダー１２１０に続く時刻８４以降に次のタイムスロット、およびヘッダー１２００に前置するタイムスロットなど、タイムスロットは通信が行われる間継続するが、第１のタイムスロットと同様な構造を有するので、容易に類推できる。このため図１２では、ヘッダー１２１０に続くタイムスロットにおけるシンボルストリームの一部１２１１〜１２１６のみが更に示されている。
【００１８】
実用化されている第３世代の時分割ＣＤＭＡシステムのタイムスロットは、１ミリ秒程度に設定されている。同じくマルチチャネルＣＤＭＡシステムでは、１０ミリ秒程度に設定されている。マルチコードＣＤＭＡでは、常時、パイロットシンボルストリームを送信しているので、受信情報シンボルの位相誤差は、常時近似的に補正でき、タイムスロットを１０ミリ秒程度と長く採り、伝送容量を大きくできる。
【００１９】
しかし、時分割ＣＤＭＡでは、ヘッダーで位相誤差を検出しているので、タイムスロットが長いと補間推定精度が劣化してしまい、タイムスロットを短くせざるを得ない。このタイムスロットの長短が、時分割ＣＤＭＡとマルチチャネルＣＤＭＡとの統合を妨げる要因になり、ＩＴＵ（国際通信連盟）の提唱する世界統一網の実現を難しくている。
【００２０】
シンボルレートが６４ｋシンボル／秒（以下、ｓｙｍｂｏｌ  ｐｅｒ  ｓｅｃｏｎｄの頭文字を用いて、ｓｐｓと略す）とすれば、タイムスロットは、１ミリ秒は６４  シンボル区間、１０ミリ秒は６４０シンボル区間となる。ここに、シンボルレートとは、１秒あたりの伝送シンボル数を言う。
【００２１】
タイムスロットが短ければ短いほど、ヘッダーのパイロット情報から推定する情報シンボルの位相誤差の激しい時間変動への追従性が向上し、システムの安定性、伝送品質、ビット誤率（ｂｉｔ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅの頭文字で、ＢＥＲと略する）を改善できることは容易に類推できる。しかし、ヘッダーはＣＤＭＡシステムの伝送制御に使用されるものであり、情報を伝送するものではない。そのため、ヘッダーを頻繁に挿入すると、伝送容量が縮退する欠点が生じる。
【００２２】
例えば、シンボルレートが６４ｋｓｐｓ、１次変調にＱＰＳＫを用いていると仮定すれば、チャネル当たり６４ｋ  ｓｐｓ×２  ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ＝１２８  ｋ  ビット／秒  （以下、ビット／秒を  ｂｉｔ  ｐｅｒ  ｓｅｃｏｎｄの頭文字を用いてｂｐｓと略す）が、図１２に示すシステムの元来のチャネルが有する伝送容量であることが分かる。
【００２３】
即ち、図１２に示すようにヘッダーに１０シンボル期間を用いるものとし、タイムスロットを１ミリ秒と仮定すれば、チャネル当たりの伝送能力は、１２８  ｋ  ｂｐｓ×６４／（６４＋１０）＝１２８  ｋ  ｂｐｓ×０．８６と、１４パーセントの伝送容量の劣化が生じる。タイムスロットが１０ミリ秒ならば、タイムスロットは６４０シンボル長となり、１２８  ｋ  ｂｐｓ×６４０／（６４０＋１０）＝  １２８  ｋ  ｂｐｓ×０．９８と、伝送容量の劣化は２％に留まり、ヘッダー・オーバーヘッドによる伝送能力の減退は無視できるレベルに収まる。
【００２４】
しかし、激しいフェーディングへの対応能力を向上させることを目的とし、タイムスロットを０．２５ミリ秒と短縮すると、シンボルストリームのシンボル数は１６に減り、１２８  ｋ  ｂｐｓ×１６／（１６＋１０）＝  １２８  ｋ  ｂｐｓ×０．６１と、３９％の伝送能力の劣化となる。
【００２５】
送信アンテナと受信アンテナが見透しの付かない市街地などの劣悪な環境で通信する場合、電波はアチコチで反射と回折などを繰り返し幾多の経路を経てバラバラの時間で到達する。このため受信波は時間分布をなすが、特に受信電力が集中する複数個のピークが生じる。この電波到来の特性を遅延プロファイルと言う。
【００２６】
また、ピークは、強い受信電波が到達することを意味し、レイと言い、複数個のレイが到達する場合、マルチレイと言う。さらに、各レイ自身は、多くの遅延波が混合された合成波であり、電力は正規分布、位相は一様分布の擾乱を受け、いわゆるレイレーフェーディング波となる。ピーク遅延時間差をデレイスプレッドと言う。市街地伝播でのデレイスプレッド観察値は０．５〜１μ秒程度であり、デレイスプレッドが多い場合は、通信品質の劣化に強い影響を与える。
【００２７】
【特許文献１】
Ｗ９９／５９２８０
【００２８】
【非特許文献１】
”Ｗｉｄｅｂａｎｄ  ＣＤＭＡ  ｆｏｒ  Ｔｈｉｒｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”，  ２．４．１  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，  Ｆｉｇ．２．１５（ａ），  Ｐ．５３，  Ｔｅｒｏ  Ｏｊａｎｐｅｒａｅ，  Ｒｍｊｅｅ  Ｐｒａｓａｄ編、Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，  １９９８年、ＩＳＢＮ：  ０−８９００６−７３５−Ｘ
【００２９】
【非特許文献２】
２００１  ３Ｇ  Ｗｏｒｋｓｈｏｐ  Ｐａｒｔ−３，  ＥＴＳＩ／ＡＲＩＢ／３ＧＰＰ，  Ｗ−ＣＤＭＡ．ｐｐｆ，  Ｒｅｖ  １．１，  Ａｇｉｌｅｎｔ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ，  １６  Ｊａｎｕａｒｙ  ２００１専用物理チャネルＤＰＣＨ，  図  Ｐａｒｔ３：１１
【００３０】
【本発明が解決しようとする課題】
ここで、劣悪な伝播を考慮し、デレイスプレッド１μ秒、２レイ・レイレーフェーディングの市街地、とくに２レイが同じ電力で到来する最悪な環境における伝播特性を、以下に考察する。
【００３１】
図１３は、デレイスプレッド１μ秒の等電力２レイ・レイレーフェーディングの市街地伝播環境を歩行者が時速１０ｋｍの早足で歩きながら、キャリア周波数１．８ＧＨｚ、シンボルレート６４  ｋｓｐｓで、同時６チャネルを使用し、無線周波数帯域幅４  ＭＨｚで通信する場合のビット誤り率（以下、ビット誤り率を適宜、ＢＥＲ：ｂｉｔ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅという）を示す。縦軸はＢＥＲの値、横軸は受信電力Ｅｂと都市雑音Ｎｏとの電力比Ｅｂ／Ｎｏ（単位はｄＢ）を示す。Ｅｂ／Ｎｏ＝０ｄＢとは、受信電力と都市雑音が等しい場合を示し、弱電界受信状態を意味する。また、図１４に、自動車の市街地走行の平均的な速度の時速４０ｋｍで移動しながら通信した場合のビット誤り率を示す。なお、１次変調にＱＰＳＫ，２次変調には符号長３２のＷａｌｓｈ符号を用いている。
【００３２】
図１３に示すように、時速１０ｋｍで移動する場合、Ｅｂ／Ｎｏ≒０ｄＢで、ＢＥＲ≦０．０３となり、比較的安定した通信品質を得られることが知れる。しかし、Ｅｂ／Ｎｏが０以上の強い受信電界の大きなＥｂ／Ｎｏでも、ＢＥＲは、ほぼ一定値となり、幾ら送信電力を大きくしても通信品質が改善されないことを示す。この現象はフロワーと呼ばれるものであり、フェーディングで通信品質が劣化しているためである。
【００３３】
さらに、図１４に示すように移動速度が時速４０ｋｍと高速になると、Ｅｂ／Ｎｏが−５ｄＢ以上で、ＢＥＲが０．２のフロワーに張り付き、幾ら送信電力を増大しても、ほとんど通信品質が改善されない。最大のビット誤り率が０．５であることを思い出せば、ＢＥＲ≒０．２とは殆ど通信不能に近いと言える状態に陥っていることが明らかになる。移動速度が増すと、フェーディングが激しくなり、１ミリ秒のタイムスロットでは、推定誤差が甚だ大きくなっているものと考えられる。
【００３４】
ヘッダーと情報を時分割して伝送するＣＤＭＡシステムにおいては、第１にタイムスロットを長くすると、伝送容量を大きくできるが伝送品質が劣化する欠点を有し、第２に逆にタイムスロットを短くすると、伝送品質を改善できるが大容量通信が実現できないという欠点を有し、高品質・大容量な通信システムを実現できないという致命的な欠点を有していた。
【００３５】
さらに、先に述べたように、時分割ＣＤＭＡのタイムスロット長が比較的短く、タイムスロットが十倍程度長いマルチチャネルＣＤＭＡシステムとの統合が難しいという欠点も有していた。
【００３６】
したがって，本発明の目的は、上記従来の時分割ＣＤＭＡ伝送システムにおける問題点を鑑み、ＣＤＭＡ伝送の弱電力送信における通信本質を劣化させること無く、かつ占有周波数帯域幅を増大させること無く、同じ周波数帯域幅を使用し、高速走行中の自動車のような移動体と通信できる大容量・高品質なＣＤＭＡ伝送システムを提供することにある。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
上記本発明の目的を達成する時分割ＣＤＭＡ伝送システムの構成は、情報シンボルストリームに対応してキャリア信号の一定期間、すなわちシンボル期間内の位相を一定に保つように位相変調して１次変調波を生成し、この１次変調波に拡散符号を乗じ拡散信号を生成し、複数個の拡散信号を伝送する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）伝送方式を前提とする。
【００３８】
そして、上記本発明の目的を達成する時分割ＣＤＭＡ伝送システムの第１の態様は、情報に応じてキャリア信号を位相変調して１次変調波を発生し、該１次変調波を拡散符号で周波数拡散して、時間的に連続するシンボルを伝送する符号分割多元接続通信システムであって、
送信側において、情報シンボルと既知の値の標識シンボルで構成されるセグメントを有する前記時間的に連続するシンボルを生成し、送信する手段を有し、
受信側において、受信される前記時間的に連続するシンボル中の前記標識シンボルの１次復調値を補間推定して前記セグメント内の情報シンボルの位相誤差を推定し、該推定された位相誤差を用いて前記情報シンボルの１次復調の受信位相誤差を補正する手段を有することを特徴とする。
【００３９】
更に、上記本発明の目的を達成する時分割ＣＤＭＡ伝送システムの第２の態様は、送信側において、情報シンボルと既知の値の標識シンボルで構成される複数のセグメントを含む時間的に連続するシンボルを生成する手段と、
前記時間的に連続するシンボルを位相変調して１次変調波を発生する手段と、
前記１次変調波を拡散符号で周波数拡散して、前記時間的に連続するシンボルを伝送する手段を有し、
受信側において、受信される時間的に連続するシンボル中の前記標識シンボルの、前記既知の値に対応する位相との位相誤差を求める第１の手段と、
前記標識シンボルの位相誤差から前記情報シンボルの位相誤差を補間推定する第２の手段と、
前記推定される情報シンボルの位相誤差に基づき前記情報シンボルの受信位相を補正する第３の手段を有することを特徴とする。
【００４０】
また、上記本発明の目的を達成する時分割ＣＤＭＡ伝送システムの第３の態様は、第２の態様において、
前記標識シンボルの位相誤差から前記情報シンボルの位相誤差を推定する第２の手段は、前記情報シンボルの前後の受信タイミングにある２つの標識シンボルの受信値と、それぞれ対応する既知の値との積和により、前記情報シンボルの位相誤差を補間推定することを特徴とする。
本発明の特徴は、以下に説明される発明の実施の形態例から更に明らかになる。
【００４１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に従って説明する。なお、図面において同一または類似のものは、同一の参照番号または参照記号を付して説明する。
【００４２】
本発明は、時分割ＣＤＭＡ伝送システムにおいて、情報シンボルストリームに標識シンボルを挿入して新しいシンボルストリームを生成し、生成したシンボルストリームに対応して位相変調した１次変調波を拡散符号でスペクトラム拡散することを特徴とする。
【００４３】
以下、それぞれの実施の形態例において、本発明の特徴を説明する。
【００４４】
図１は、本発明を適用する時分割・符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムにおける伝送シンボルストリーム例を示す図である。この実施の形態例では、６チャネルを用いて通信している。
【００４５】
図１中、ｘ軸は時刻を示し、軸に振った数字０〜７８・・・はシンボル区間を表す。ｙ軸は拡散符号を示し、軸に振ったｃ０〜ｃ５は拡散符号に対応する６個の通話チャネルを表す。さらに、ｚ軸は通信エネルギー、すなわち情報の存在を示す。
【００４６】
ヘッダー１００は、チャネルｃ０〜ｃ５に共通であり、時刻０〜９の１０シンボル区間続く。図１ではヘッダーは１０シンボル区間としているが、実用化されているＣＤＭＡシステムのヘッダーは、さらに長いシンボル区間として設定されることもある。
【００４７】
シンボルストリーム１０１は、チャネルｃ０で伝送され、標識シンボルと情報シンボルからなる複数のセグメントで構成される。各セグメントは１６個の情報シンボルで構成され、標識シンボルは位相ゼロなどの既知なる値を伝送する期間である。
【００４８】
図１において、第１のセグメントは１６シンボル区間１１〜２６、第２のセグメントはシンボル区間２８〜４３、第３のセグメントはシンボル区間４５〜６０、ならびに第４のセグメントは６２〜７７の１６シンボル区間継続するものとしている。さらに、各セグメントのフロントエンドとテールエンドには標識シンボルが隣接しており、各セグメントは標識シンボルで挟まれた形になっている。
【００４９】
シンボル区間１０及び７８の標識シンボルは、省略可能である。即ち、ヘッダー１００は伝送システムの制御とともに、位相誤差を検出するために用いられる。このためシンボル区間１０の標識シンボルを省略し、第１セグメントの第１情報シンボルをヘッダー１００に隣接させること及び、シンボル区間７８の標識シンボルを省略することができる。
【００５０】
図１に示すように、ヘッダー１００の直後や直前に標識シンボルを挿入する場合、１乃至２個の標識シンボルを余分に伝送することになるが、ヘッダー１００から位相誤差を検出するための機能を排除でき、ひいては、ヘッダー区間を１０シンボル区間から短縮できる利点が生まれる。さらに、すべてのセグメントを標識シンボルで挟むことが可能になり、回路構造が簡単になる利点が生じる。
【００５１】
図１では、１タイムスロットで伝送するチャネルあたりのシンボル総数を標識シンボル挿入以前のシンボル数に保もち、標識シンボル数だけタイムスロットが長くなる場合を示している。一方、セグメント内シンボル数を減らし、セグメント内シンボル数と標識シンボルの総和をタイムスロット長に等しく保つことも可能である。
【００５２】
また、情報シンボルレートを変えずに通信することも可能である。送信側では、１タイムスロットで伝送する情報シンボル数を保持し、標識シンボルを挿入した分だけ送信シンボルレートを高速化して送信する。受信側では、位相補正した情報シンボルのみ情報シンボルレートで出力する。
【００５３】
さらに、スロット内の最終識別シンボルと、次のヘッダーのフロントエンドが隣接しない場合も想定されるが、各セグメントのフロントエンドとテールエンドの位相誤差を検出する機構を用いることに変りは無く、以下、識別シンボルに挟まれたセグメントの伝送に限定して説明するが、本発明の適用は、かかる場合に限定されるものではない。
【００５４】
図２は、送信側に設置される、図１中のシンボルストリームを発生するシンボルストリーム発生回路の構成例を示す。シンボルストリームは拡散符号数に応じた個数のシンボルストリーム発生回路を用いる。複数のチャネルを同時送信するために、シンボルストリーム発生回路の出力信号の総和と、シンボルストリームに共通にヘッダー発生回路の出力信号を、時分割して送信する。
【００５５】
送信信号の生成法やヘッダー信号の生成法は、既存の時分割ＣＤＭＡシステムと同じ手段を用いるものとし、説明を省略する。以下の実施例構成を示す図において、実線は情報信号の流れを、破線は制御信号の流れを、更に矢印は信号の流れの方向を示すものとする。
【００５６】
送信情報シンボルを入力端子２０１に入力すると、情報シンボルストリームに、標識シンボルが適宜挿入されて、出力端子２０９からシンボルストリームが出力される。
【００５７】
タイムスロットの第１シンボル区間（すなわち図１のシンボル区間１０、以降単にシンボル区間＊と言う場合、図１のシンボル区間＊を意味する）では、セレクタ２０４が、既知の固定値を出力する標識シンボル発生回路２０３からの出力を選択し、標識シンボル値を、１次変調回路２０５へ出力する。セレクタ２０４が標識シンボル発生回路２０３からの出力を選択している間に、入力端子２０１に印加される情報シンボルは、バッファ２０２に蓄えられる。
【００５８】
シンボル区間１１〜２６において、セレクタ２０４はバッファ２０２の出力を選択し、１次変調回路２０５へ出力する。バッファ２０２は、シンボル区間１１〜２６の間、１シンボル区間に１シンボルを、入力順に出力する。
【００５９】
セレクタ２０４から出力されるシンボルストリームに対応して、１次変調回路２０５は、ＰＳＫ波を生成する。続いて、２次変調器２０６は、ＰＳＫ波にシンボル区間に同期して発生する信号拡散符号発生回路２０７の出力すなわち拡散符号を乗じ２次変調波を生成し、出力端子２０９へ出力する。
【００６０】
２次変調は、１次変調出力に拡散符号値を掛ける線形演算を実施しているので、順序が結果に影響を与えない。したがって、１次変調回路２０５と２次変調回路２０６の接続順序は、図２とは逆の接続、すなわち、セレクタ２０４の出力が２次変調回路２０６に入力され、２次変調回路２０６の出力が１次変調回路２０５へ入力され、１次変調回路２０５の出力が、出力端子２０９に接続されていても同じ結果になる。
【００６１】
なお、上記１次変調回路２０５および２次変調回路２０６は、従来のＰＳＫ変調回路ならびに直接周波数拡散回路と同じ方式であるので、これらについての詳細な説明は省略する。
【００６２】
シンボル区間２７〜４３、４４〜６０、６１〜７７において、シンボル区間１０〜２６と同様な動作を繰り返した後、シンボル区間７８において、セレクタ２０４は標識シンボル発生回路２０３を選択し、１タイムスロット内のシンボルストリーム発生動作が完了する。
【００６３】
１タイムスロットにおいて、シンボルストリーム発生回路の入力端子２０１へ入力する情報シンボル数と、同タイムスロットにおけるシンボルストリーム内の情報シンボル数は、等しく設定する必要がある。さもないとバッファ２０２の容量が無限となり実現性を失う。
【００６４】
制御信号発生回路２０８は、バッファ２０２の入力及び出力を制御し、セレクタ２０４の選択状態を制御し、１次変調回路２０５の１次変調動作を制御し、２次変調回路２０６の２次変調を制御し、Ｗａｌｓｈ符号などを発生する拡散符号発生回路２０７の拡散符号を制御し、更にシンボルストリームを正しく発生するための制御信号を生成する。
【００６５】
図３は、受信側に設置される受信信号からシンボルストリームを検出するシンボルストリーム検出器の構成例を示す。
【００６６】
機能として、受信信号を復調ならびに逆拡散して得られる受信シンボルストリームの受信位相値から標識シンボルの受信位相値を抽出する。続いて、シンボルセグメントを挟む標識シンボルの受信位相値を補間して、受信情報シンボルの位相誤差を推定する。この推定誤差に等しい位相誤差が受信情報シンボルが生じているものと見なし、受信情報シンボルの位相誤差を補正する。
【００６７】
図３において、３０１は受信信号の入力端子、３０２は１次復調回路、３０３は受信制御回路、３０４、３０５は、逆拡散回路（２次復調回路）、３０６、３０８は受信バッファである。更に３０７、３０９は補間回路、３１０は解析受信回路，  ３１１は判定回路である。３１２はシンボルストリーム出力端子、１次復調回路３０２と２次復調回路３０４ならびに３０５の接続順序等は必ずしも図３の構成例に限定する必要は無く、さらに１次復調回路３０２と２次復調回路３０４、３０５は従来の擬似同期ＰＳＫ復調ならびに直接周波数逆拡散と同じ方式を採用するものであり、詳細な説明を省略する。
【００６８】
入力端子３０１に印加される受信信号を、１次復調器３０２と制御回路３０３に分岐して入力する。１次復調回路３０２は、復調した結果として同相成分３１３と直交成分３１４を出力する。
【００６９】
１次復調回路３０２の１次復調には、擬似同期検波を用いるものとする。擬似同期検波は、同期検波のような厳密なキャリア補足は必要とせず、比較的実現しやすい検波方法である。同相成分３１３は、逆拡散回路３０４へ印加される。また、直交成分３１４は、逆拡散回路３０５へ印加される。
【００７０】
逆拡散回路３０４ならびに３０５は、逆拡散符号に対応した１次復調逆拡散のｉ信号３１５ならびに、１次復調逆拡散のｑ信号３１６を出力する。
【００７１】
ＣＤＭＡでは、一次変調にキャリア位相値に情報を対応させるＰＳＫを採用している。ＰＳＫは、２値ＢＰＳＫ、４値ＱＰＳＫ、８値ＯＰＳＫなど種々存在するが、ここでは１例としてＱＰＳＫを用いて説明する。本発明は、他の場合にも同様に適用可であり、容易に類推できるので説明を省略する。
【００７２】
ＱＰＳＫを１次変調に用いると、図４に示すビット配置図のように、９０度離れた位相空間に情報が割り振られることになる。ここに位相空間とは、図４に示すように、復調信号の同相成分を横軸に、直交成分を縦軸にプロットする空間を意味する。理想伝送路を伝播する受信波の復調信号は、図４に黒丸●で示すように、単位円の円周上に位置する。
【００７３】
しかし、受信側におけるキャリア補足が不完全な場合、キャリア周波数のずれに応じて図４のビット配置図は時々刻々と回転する。フェーディング現象など激しい変動のある伝播路では、さらに不規則な回転が生じる。従って、同期検波は移動通信では実際的ではない。しかし、ビット配置角度の相対位置はそれほど変化しない。ビット配置の相対角度を検出するように工夫する１次復調が、いわゆる擬似同期受信方式である。
【００７４】
図４のビット配置図は、１次復調逆拡散のｉ信号とｑ信号とシンボル値の１例を示す。伝送路が理想的ならば、黒丸●で示す場所に、１次復調逆拡散が位置する。この場合、点（ｉ，ｑ）が（１，０）はシンボル値００を、点（ｉ，ｑ）が（０，１）はシンボル値は０１を、点（ｉ，ｑ）が（−１，０）はシンボル値１１を、点（ｉ，ｑ）が（０，−１）はシンボル値は１０を、それぞれ意味する。このように、伝送路が理想的ならば、送信シンボル値は、１次復調逆拡散出力信号３１５と３１６の値から正しく判定できる。
【００７５】
しかし、伝送路が理想的なことは、移動通信には有り得ない。それどころか、マルチレイ伝播環境では、キャリア周波数の補足すら難しい。移動体が移動すると、ドップラーシフトが生じ、送信側のキャリア周波数が受信側では異なって受信され、かつ時間的に変動する。また、フェーディング伝播環境では、多重到来する電波が合成され受信されるので、キャリア周波数がづれたり位相が変動して受信されることになる。
【００７６】
シンボル値００を受信する場合、図４の陰影で示す扇形の範囲内の位相変動ならば、正しく受信できる。しかし、マルチレイ、ドップラーシフト、フェーディングの影響を受けた場合は、陰影で示す許容位相誤差を越え、伝送エラーが発生する。位相変動が±４５度以内に納まるためには、同期検波におけるキャリア周波数の変動が、±１／８周期に納まる必要がある。
【００７７】
キャリア補足を必要とする同期検波を１次復調に用いると、雑音耐力は向上する反面、キャリア周波数変動が原因となるビット誤り率が増大する。第３世代移動通信が使用する周波数１．８ＧＨｚ帯域では、１．８ＧＨｚの８分の１すなわち１０−１１レベルの周波数安定度が移動機と基地局・局部発信機に要求される。
【００７８】
これにより、温度補償制御水晶発信器ＴＣＸＯやディジタル温度補償制御水晶発信器Ｄ−ＴＣＸＯでは目的の周波数安定度を達成できず、実用的に実現が困難である。従って、第３世代移動通信の時分割ＣＤＭＡなど最新の移動通信では、１次復調には同期検波を用いることを避け、擬似同期検波を採用している。
【００７９】
本発明では、実用化を目的にして、擬似同期検波を用いることを前提として以下に説明する。
【００８０】
移動通信が市街地で使用されることが多く、マルチレイ・レイレーフェーディングによる通信品質劣化が生じる。第３世代移動通信など最新の移動通信システムでは、ＲＡＫＥ受信方式を採用してマルチレイ対策を施すことが多い。ＲＡＫＥ受信は、一般に良く知られているのが、本発明の正しい理解のために、以下にその概要を説明する。
【００８１】
ＲＡＫＥ受信とは、マルチレイ伝播時における各レイを伝送に活用する受信方式である。マルチレイ伝播は、複数の異なった遅延時間で電力が集中した形で電波が到来する場合（この電力が集中した受信波をレイと言う）、送信電波に何も処理しない場合は、着目するレイ以外は妨害波となる。しかし、送信側で、送信信号にロングコードと呼ばれる自己相関が急峻なＭ系列を乗じて送信すれば、マルチレイ受信波は各レイの伝播遅延に対応したロングコードが時間的に分布することになる。
【００８２】
マルチレイ受信波に種々に遅延時間を変えたロングコードを乗ずれば、伝播遅延に合致したロングコードを乗じた場合、レイに対応した受信波成分が選択される。選択する能力はロングコードの長さに比例し改善されるが、ロングコードが長ければ長いほど演算量が増し受信処理の電力消耗が増大する欠点が現われるので、一般的に拡散符号に比較し十分長いが処理量を極端に増大させない程度にロングコード長が設定されている。
【００８３】
マルチレイ伝播では、複数個のレイが存在し、レイ対応に受信するため、各レイ対応に検波位相値であるｉ成分とｑ成分が得られる。この複数の検波位相値を、線形合成するか最大電力の検波位相を代表するなどして、通信信頼度を向上させるのがＲＡＫＥ受信である。
【００８４】
ＲＡＫＥ受信は、マルチレイ伝播のレイを分離し、各レイの受信検波値を利用し通信本質を向上させることに特徴を有するが、分離する各レイの検波位相値はフェーディングを受けたままであり、フェーディング対策を施す必要がある。このフェーディング対策が、先に述べたように、ＣＤＭＡ方式を３種に大別する。
【００８５】
ここで、フェーディング周波数を簡単に検討する。第３世代移動通信が使用する周波数１．８ＧＨｚ帯域では波長は０．１６７ｍであり、アチコチで反射回折し地上近くに形成される波長０．１６７ｍの準定在波（スタンディングウェーブ）が生じる。歩行者が時速１０  ｋｍ（秒速２．８ｍ）で歩きながら通信すると、このスタンディングウェーブを１７波長だけ横切ることになり、最大１７Ｈｚのフェーディングが生じる。また、移動時速４０ｋｍ（秒速１１．１ｍ）で走行するとき、最大フェーディング周波数は６７Ｈｚとなる。
【００８６】
第３世代移動通信・時分割ＣＤＭＡのシンボルレートは、６４  ｋｓｐｓなど数十ｋｓｐｓと、フェーディング周波数に比較して桁違いに高い。しかし、フェーディングの位相変動は、フェーディングがレイレーフェーディングの場合では±３６０度に達し、変動量は大きい。
【００８７】
受信結果が正しく受信できるか誤るかの臨界を、図４においては、１点鎖線で示している。
【００８８】
図３に示す受信側のシンボルストリーム検出回路に戻り、本発明の動作を更に説明する。
【００８９】
１次復調逆拡散の同相成分ｉ信号３１５は、受信バッファ３０６と補間回路３０７に印加される。また、１次復調逆拡散の直交成分ｑ信号３１６は、バッファ３０８と補間回路３０９に印加される。
【００９０】
受信バッファ３０６は、受信シンボルストリームから受信情報シンボルのみを選択して取り込み、送信シンボルレートと同じ速度で受信シンボルを出力する。補間回路３０７は、受信シンボルストリームから標識シンボルのみを選択して取り込み、標識シンボルで挟まれたセグメント内のシンボル数に対応する補間値を出力する。
【００９１】
もし、情報シンボルと標識シンボルが、同じチャネルで同時に通信できるならば、受信信号の情報シンボルと標識シンボルの位相誤差は等しい。さらに、受信標識シンボルで基準値を送信しておけば、受信情報シンボルと標識シンボルの
位相差を求めることで、位相誤差を消去できる理屈になる。
【００９２】
しかし、同じチャネルで情報シンボルと標識シンボルを同時刻に伝送することはできない。この本質的な問題を解決するため、本発明では、図１に示すようにシンボルストリームを複数のセグメントに分割し、さらにセグメントを標識シンボルで挟み、標識シンボルで基準位相を伝送する。物理的に伝送不可能であるセグメント内のシンボル時刻における基準位相を、これらの標識シンボルの１次復調逆拡散信号を補間する。基準位相値を値ゼロと設定してあるならば、補間値はセグメント内の情報シンボルの位相誤差を推定したことになる。したがって、補間値で情報シンボルの受信値を補正すれば、フェーディング対策が実施できビット誤り率を改善することになる。かかる原理は、擬似同期受信方式の基本的な考え方に一致している。
【００９３】
いま、図１において、シンボル区間１０〜７８のシンボルの受信位相値が出力されているものと仮定する。他の場合も容易に類推できるので説明は省略する。チャネルｃ０における１次復調逆拡散の同相成分について説明を進める。
【００９４】
逆拡散回路３０４は、シンボル区間１０〜７８の１次復調逆拡散の同相成分３１５のｉ信号を、送信シンボルストリームに等しいシンボルレートで出力する。受信バッファ３０６は、シンボル１０を排除し、続くシンボル１１〜２６の該当セグメントを取り込み、さらに続くシンボル２７を排除し、該当するセグメントの１６個の同相成分ｉ信号を選択的に取り込み、送信側の情報シンボルレートに等しい速度で同相成分ｉｔ信号を出力する。
【００９５】
この間、補間回路３０７は、シンボル１０と２７の標識シンボル２個のみを取り込み、セグメント内の情報シンボルの１１〜２６の１６区間に該当する標識シンボルの受信位相を推定する。そして、推定した１６個の同相成分ｉｏを、送信側の情報シンボルレートに等しい速度で出力する。
【００９６】
補間には、例えば、ラグランジェ補間などを用いるが、如何なる補間方法を用いても補間に用いる代表点が占める時間に対応した遅延の発生を防げない。２標識シンボルを用いて補間推定する場合の遅延は、図１に示す場合を例に採れば、セグメントの終端に位置する標識シンボルを受信するまでの時間遅れと、更に補間処理における１８シンボルの１／２、すなわち９シンボルの遅延が生じる。多くの標識シンボルを用いれば、補間推定の精度を上げることは可能であるが、遅延が増大し伝送システムの伝送能力が低下する。
【００９７】
ここで、伝送システムの伝送能力とは、伝送容量のターンアラウンド時間比を言い、重要な評価量として知られている。例えば、ともに同じ伝送容量６４  ｋｂｐｓの２システムＡとＢが有り、Ａの伝送遅延が０．５秒、Ｂの伝送遅延が１秒とする。この場合、ターンアラウンド時間は遅延時間の２倍となり、システムＡのターンアラウンド時間は１秒、システムＢは２秒となり、システムＡは、システムＢに比べて、２倍の伝送能力を有すると判断される。
【００９８】
伝送システムでは、情報を送りっぱなしとか、受けっぱなしということは、めずらしいことで、少なくとも、受信した、あるいは上手く受信できないという、返事を受けることが一般的である。情報を送って、受信側で上手く受信できたことを知って、次の動作に移行するのが一般的であり、上記の伝送能力は重要な評価量である。したがって、ここでは、遅延を最小に抑えるために、該当セグメントを挟む２標識シンボルで補間する。
【００９９】
直交成分に関しても、同様にして、逆拡散回路３０５の出力３１６を、受信バッファ３０８と補間回路３０９に印加して、直交成分ｑｔ信号３１９と補間直交成分ｑｏ信号３２０を得る。
【０１００】
受信バッファ３０６、３０８の詳細な構成例を、図５に示す。図５において、５００は、受信バッファ入力端子、５０１〜５３２はプリセットレジスタであり、プリセット入力端子Ｐ、入力端子Ｄ、出力端子Ｑ、プリセット制御端子ｓ、入力制御端子ｔを有している。端子ｓに印加するプリセット制御信号の前縁で端子Ｐの値を取り込む。また、端子ｔに印加する入力制御信号ｔの前縁で、端子Ｄの値を取り込む。プリセット制御信号ならびに入力制御信号の後縁以降の時刻に、取り込んだ値を端子Ｄに出力する。
【０１０１】
５３３は、受信バッファの出力端子。５３４〜５３６は制御信号の入力端子であり、５３４は入力タイミング制御信号の入力端子、５３５はプリセット制御信号の入力端子更に、５３６は出力タイミング制御信号の入力端子である。
【０１０２】
入力端子５００に受信シンボルストリームの受信位相値を印加する。制御端子５３４に受信情報シンボルを検出するタイミングを印加する。プリセットレジスタ５０１は、セグメント内の第１の受信情報シンボル１１を検出した制御信号の前縁で、受信情報シンボルの受信位相値を取り込み、検出信号の後縁で出力する。したがって、プリセットレジスタ５０２は、受信情報シンボル１１を検出した制御信号の前縁では、受信情報シンボル１１の受信位相値を取り込むことはできない。    次の受信情報シンボル１２を検出した制御信号の前縁で、初めて取り込むことができる。
【０１０３】
かかる動作を繰り返し、プリセットレジスタ５１６に受信情報シンボル１１の受信位相値が、・・・、プリセットレジスタ５０３に受信情報シンボル２４の受信位相値が、プリセットレジスタ５０２に受信情報シンボル２５の受信位相値が、プリセットレジスタ５０１に受信情報シンボル２６の受信位相値がそれぞれ格納される。
【０１０４】
制御端子５３５に、例えば、受信シンボル２７の標識シンボルを検出した制御信号を印加すれば、プリセットレジスタ５０１〜５１６に格納されている１６個の受信位相値は、それぞれ１６個のプリセットレジスタ５１７〜５３２にプリセットされる。
【０１０５】
制御端子５３６に受信シンボルストリームで規定するレートで、読み出し制御信号を印加すれば、受信情報シンボル１１〜２６の１６個の受信位相値は、順次出力される。
【０１０６】
図５に、受信バッファ３０６，３０８を回路構成で示したが、他の構成としてエラステックメモリ等を利用して実現することも可能である。
【０１０７】
受信バッファ３０６，３０８は、入力端子５００を図３の３１５に接続すれば、ｉｏ信号３１７を出力する。また、入力端子５００を図３の３１６に接続すれば、ｑｏ信号３１９を出力する。
【０１０８】
補間回路３０７、３０９の詳細な構成例を、図６に示す。図６において、６００は補間入力端子、６０１と６０２は入力端子Ｄ、出力端子Ｑ及び入力制御端子ｔを有するプリセットレジスタである。
【０１０９】
また、６０３と６０４は出力端子Ｑと読み出し制御端子ｔを有する定数メモリである。定数メモリ６０３，６０４は、初期設定された後、読み出し制御端子ｔに印加される制御信号数に対応して、予め書き込んである１６個の値を、出力端子Ｑに順次出力する。
【０１１０】
乗算回路６０５，６０６は、２つの入力端子に印加される２個の値の積を、それぞれ出力端子６１１，６１２へ出力する。加算回路６０７は、乗算回路６０５，６０６の出力である２入力の和を補間出力端子６０８に出力する。更に、６０９は入力制御端子であり、６１０は出力制御端子である。
【０１１１】
図６において、入力端子６００に受信シンボルストリームの受信位相値を、入力制御端子６０９に受信標識シンボルのタイミング信号を印加すると、プリセットレジスタ６０１は受信標識シンボルの受信位相値を取り込み、プリセットレジスタ６０２はプリセットレジスタ６０１に取り込まれていた受信標識シンボルの受信位相値を取り込む。
【０１１２】
従って、プリセットレジスタ６０１、６０２には連続する２個の受信標識シンボルの受信位相値が常に保存される。例えば，プリセットレジスタ６０１は、シンボル区間１０で標識シンボル１０の受信位相値を、シンボル区間２７では標識シンボル２７の受信位相値を、さらにシンボル区間４４では標識シンボル４４の受信位相値を、順次取り込む。
【０１１３】
一方、プリセットレジスタ６０２は、受信シンボル区間２７でプリセットレジスタ６０１に格納されている標識シンボル１７の受信位相値を、受信シンボル区間４４では、同じくプリセットレジスタ６０１に格納されている標識シンボル２７の受信位相値を、取り込む。以下、順次同じ動作を繰り返す。
【０１１４】
標識シンボルの連続する２個の受信位相値を取り込んだ後、受信情報シンボル区間の補間は、定数メモリ６０３、６０４に予め書き込んである補間定数を読み出し乗算回路６０５，６０６及び加算回路６０７で積和演算して、バッファ３０６と３０７の読み出しタイミングに同期して出力する。
【０１１５】
定数メモリ６０３は、ほぼ１の値から順次ほぼ０に至る値を出力する。一方、定数メモリ６０４は、ほぼ０の値から順次ほぼ１に至る値を出力する。この定数メモリ６０４へ予め書き込む値は、一般的なラグランジェ補間などで良く、容易に類推できるので説明を省略する。
【０１１６】
例えば、受信シンボル区間２８〜４３の１６個のシンボル区間において、補間回路は次の演算を施して得た補間結果を出力する。
【０１１７】
受信シンボル区間２７において、プリセットレジスタ６０２に標識シンボル１０の受信位相値が、プリセットレジスタ６０１には標識シンボル２７の受信位相値が取り込まれ、シンボル区間４４まで、プリセットレジスタの格納値は保持される。さらに、定数メモリ６０３、６０４は、受信シンボル区間２７で初期設定される、読み出し値は初期状態に設定されている。
【０１１８】
第１の出力制御信号が印加されると、定数メモリ６０３は略１の値を、定数メモリ６０４は略０の値を出力する。これにより、乗算回路６０５は、略１と標識シンボル１０の受信位相値との積、すなわち、ほぼ標識シンボル１０の受信位相値を、出力端子６１１に出力する。また、乗算回路６０６は、略０と標識シンボル２７の受信位相値との積、すなわちほぼ０を、出力端子６１２に出力する。
【０１１９】
加算回路６０７は、２個の積の和、すなわち積和を、出力端子６０８へ出力するが、第１の出力制御信号の補間結果は、ほぼ標識シンボル１０の受信位相値となる。第１６番目の出力制御信号が印加されるまで制御信号が印加されてゆくと、定数メモリ６０３の値が減少し、逆に定数メモリ６０４の値が増大するので、積和の補間結果は、標識シンボル１０の受信位相値が順次減少しほぼ０に、標識シンボル２７の受信位相値が順次増大しほぼ標識シンボル２７の値になる。
【０１２０】
図３のシンボルストリーム検出器においては、２個の補間回路３０７，３０９を有し、それぞれが、図６の構成を有している。第１の補間回路３０７の入力端子６００にｉ信号３１５を印加してｉｏ信号を求める。また、第２の補間回路３０９の入力端子６００にｑ信号３１６を印加してｑｏ信号を求める。
【０１２１】
次に、図３における解析受信回路３１０の詳細な構成例を図７に示す。７０１〜７０４は乗算回路、７０５〜７０６は加算回路、入力３１７〜３２０と出力３２１〜３２２は、図３に対応する。
【０１２２】
乗算回路７０２は、入力３１７と３１８の積７０８を出力する。乗算回路７０３は、入力３１８と３１９の積７０９を出力する。乗算回路７０４は、入力３１９と３２０の積７１０を出力する。乗算回路７０１は、入力３１７と３２０の積７０７を出力する。
【０１２３】
加算回路７０５は、積７０８と積７０４の和、すなわち同相成分ｉｃ信号を、出力端子３２１へ出力する。加算回路７０６は、積７０９から積７０７を減じた値、すなわち直交成分ｑｃ信号を、出力端子３２２へ出力する。
【０１２４】
なお、加算回路７０６の入力端子に付した符号は、＋は入力に対する加算、‐は入力に対する減算を意味する。
【０１２５】
ここで、受信した標識シンボルの受信位相値も情報シンボルの受信位相値も、絶対値はレイレーフェーディングの影響を受け、絶対値が変動したりして、あるいは図４の黒丸で示す位置からずれ、必ずしも円周上に存在するとは限らない。
【０１２６】
ＱＰＳＫ送信情報は、実は、同相成分と直交成分の多寡で意味付けしていた。すなわち、同相成分が多い場合は情報００  あるいは１１であり、直交成分が多い場合は、情報０１あるいは１０である。従って、受信情報を、図４に示す一点鎖線の臨界を用いて判定すれば、伝送路の擾乱を最大限に排除できることになる。
【０１２７】
まず、受信信号の同相成分と直交成分の多寡を調べる。つづいて、同相成分が多い場合で、かつ同相成分の符号が正ならば００と、符号が負ならば１１と判定する。逆に、直交成分の絶対値が大なる場合で、かつ直交成分の符号が正ならば０１と、符号が負ならが１０と判定して、受信情報の判定が完了する。図４に示す位相空間の点００に相当するものとして説明するが、他の場合は同様であり、容易に類推できるので説明を省略する。
【０１２８】
この考えに従えば、例えば、図８に示すような簡潔な回路構成で判断回路３１１が実現できる。図８に判断回路３１１の詳細な構成例を示す。
【０１２９】
３２１は、ｉｃ入力端子、３２２はｑｃ入力端子、３１２は出力端子である。８０１と８０３は、  絶対値回路、８０２と８０４は、正負回路、８０５は比較回路、８０６と８０７は、定数回路、及び８０８は、２方向セレクタである。８０９は絶対値回路８０１の出力及び、８１０は正負回路８０２の出力である。８１１は絶対値回路８０３の出力、８１２は正負回路８０４の出力、８１３は定数回路８０６の出力、８１４は定数回路８０７の出力及び、８１５は比較器８０５の出力である。
【０１３０】
入力端子３２１に印加される解析受信回路３１０で位相誤差を補正した受信位相値の同相成分ｉｃは、入力端子３２１から絶対値回路８０１と正負回路８０２に分岐して入力される。絶対値回路８０１は同相成分の絶対値８０９を出力し、正負回路８０２は同相成分の正負符号８１０を出力する。また、入力端子３２２に印加される解析受信回路３１０で位相誤差を補正した受信位相値の直交成分ｑｃは、絶対値回路８０３と正負回路８０４に分岐入力される。絶対値回路８０３は直交成分の絶対値８１１を出力し、正負回路８０２は直交成分の正負符号８１２を出力する。
【０１３１】
比較回路８０５は、２個の絶対値８０９と８１１の大小を比較し、比較結果８１５を出力する。定数回路８０６は、正負回路８０２の正負符号８１０が正の場合は値（００）を、正負回路８０２の正負符号８１０が負の場合は値（１１）を出力端子８１３へ出力する。定数回路８０７は、正負回路８０４の正負符号８１２が正の場合は値（０１），  正負回路８０４の正負符号８１２が負の場合は値（１０）を出力端子８１４へ出力する。
【０１３２】
更に、２方向セレクタ８０８は、比較回路８０５の判定出力８１５に従い、定数回路８０６及び８０７からの２個の入力の一方を選択して出力端子３１２へ出力する。比較回路８０５が、入力８０９が入力８１１より大きいと判定した場合は、入力８１３を選択し、比較回路８０５が入力８１１が入力８０９より大きいと判定した場合は、入力８１４を選択する。
【０１３３】
図９及び図１０は、本発明に従う図１に示すシンボルストリーム構造、すなわち、各セグメントを標識シンボルで挟んだシンボルストリーム構造で送信した場合のビット誤り率特性を示す。
【０１３４】
図９は、セグメント長を１６シンボルとした場合に関して、デレイスプレッド１μ秒の等電力２レイ・レイレーフェーディングの市街地伝播環境を歩行者が早足で歩く速度の時速１０ｋｍで移動しながら、キャリア周波数１．８ＧＨｚ、シンボルレート６４ｋ  ｓｐｓで、同時６チャネルを使用し、無線周波数帯域幅４ＭＨｚで通信する場合のＢＥＲ−Ｅｂ／Ｎｏ特性を示している。縦軸はＢＥＲの値、横軸はＥｂ／Ｎｏ（単位はｄＢ）を示す。
【０１３５】
また、図１０は、同じセグメント長が１６シンボルの場合に関して、デレイスプレッド１μ秒の等電力２レイ・レイレーフェーディングの市街地伝播環境を自動車の市街地走行の平均的な速度の時速４０ｋｍで移動しながら、キャリア周波数１．８ＧＨｚ、シンボルレート６４ｋ  ｓｐｓで、同時６チャネル使用し、無線周波数帯域幅４ＭＨｚで通信する場合のＢＥＲ−Ｅｂ／Ｎｏ特性を示す。なお、１次変調にＱＰＳＫ，２次変調には符号長３２のＷａｌｓｈ符号を用いている。
【０１３６】
図９に示すように、時速１０ｋｍで移動する場合、Ｅｂ／Ｎｏ≧５  ｄＢで、ＢＥＲ≒０．００９のフロワーが観測されるが、本発明を適用しない場合のセグメント分割しない場合（図１３）に比べ、ビット誤り率が２倍以上改善されることが明らかである。
【０１３７】
さらに、図１０に示すように移動速度が時速４０ｋｍと高速になるとビット誤り率の改善は著しくなる。Ｅｂ／Ｎｏ≧０  ｄＢ以上で、ＢＥＲ≦０．０３のフロワーが生じるが、本発明を適用しないセグメント分割しない場合（図１４）に比べ、ビット誤り率は７倍改善される。
【０１３８】
図１１に、改善例を定量的に示す。同図中の破線は本発明を適用して時速４０ｋｍで移動しながら通信した場合のビット誤り率特性を、同図中の実線は本発明を適用しない時速１０ｋｍで移動しながら通信した場合のビット誤り率特性を、Ｅｂ／Ｎｏをパラメータとして表している。両者の伝送実験結果から、本発明を適用した移動速度４０ｋｍ／ｈの特性と、本発明を適用しない移動速度１０ｋｍ／ｈの特性が、ほぼ一致することが知れる。言い換えれば、本発明を適用する時分割ＣＤＭＡシステムでは、４倍の高速移動耐力を有するものであることが理解できる。
【０１３９】
これは、本発明を適用して、タイムスロットを４セグメントに分割し、補間推定区間を４分の１に短縮したことに由来する。さらに、高速移動耐力を実現するには、セグメント長をさらに短くすることで対応可能となる。すなわち、本発明の適用により、移動速度耐力を向上して、時分割ＣＤＭＡシステムの致命的欠陥を救済できることが示される。
【０１４０】
さらに、図１に示すタイムスロットの例えばチャネルｃ０のシンボルストリームのセグメント分割を実行する場合、チャネルｃ０のシンボルストリームに、標識シンボルを挿入しセグメントに分割することになる。しかし、この標識シンボルは特別なシンボルでなく、情報シンボルの１種の固定した値に対するシンボルに過ぎない。ＱＰＳＫを１次変調に用いる場合、情報シンボルは、値００，０１，１０，１１の４値の１個が対応するが、標識シンボルは、例えば、４値中の特定値００に対応するものである。
【０１４１】
したがって、チャネルｃ０のシンボルストリームを、如何なる長さのセグメントに分割しても、他のシンボルストリーム、例えばｃ１〜ｃ５へ、セグメント分割することの影響は全く与えられないという利点が生じる。すなわち、チャネル対応にセグメント長を設定したり、伝播環境でセグメント長を設定したり、あるいは通信中の移動体の移動速度に対応してセグメント長を設定し、伝送システムを最適な状態に、柔軟に変化できる。
【０１４２】
【発明の効果】
以上、図面に従い実施の形態例を説明したように、本発明により、時分割ＣＤＭＡ伝送システムにおいて、通信品質を劣化させることなく、かつ占有周波数帯域幅を増大させることなく、同じ周波数帯域幅を使用し同程度の大容量の情報を自動車のような高速な移動体との間で通信可能とする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従う時分割ＣＤＭＡにおける伝送シンボルストリーム例を示す図である。
【図２】時分割ＣＤＭＡ送信機における本発明に従うシンボルストリーム発生回路の構成例を示す図である。
【図３】時分割ＣＤＭＡ受信機における本発明に従うシンボルストリーム検出回路の構成例を示す図である。
【図４】ビット配置例を示す図である。
【図５】受信バッファの詳細構成例を示す図である。
【図６】補間回路の詳細構成例を示す図である。
【図７】解析受信回路の詳細構成例を示す図である。
【図８】判断回路の詳細構成例を示す図である。
【図９】本発明を適用した時分割ＣＤＭＡ伝送方式における、時速１０ｋｍで移動しながら通信する場合に得られるビット誤り率改善効果を示す図である。
【図１０】本発明を適用した時分割ＣＤＭＡ伝送方式における、時速４０ｋｍで移動しながら通信する場合に得られるビット誤り率改善効果を示す図である。
【図１１】時分割ＣＤＭＡにおいて、本発明を適用した時速４０ｋｍで移動する時分割ＣＤＭＡ伝送方式のビット誤り率特性と、本発明を適用し無い時速１０ｋｍで移動する時分割ＣＤＭＡ伝送方式のビット誤り率とを比較し、本発明を適用した時分割ＣＤＭＡのビット誤り率改善効果を示す図である。
【図１２】従来の時分割ＣＤＭＡにおける伝送シンボルストリーム例を示す図である。
【図１３】従来の時分割ＣＤＭＡ伝送方式における、時速１０ｋｍで移動しながら通信する場合のビット誤り率を示す図である。
【図１４】従来の時分割ＣＤＭＡ伝送方式における、時速４０ｋｍで移動しながら通信する場合のビット誤り率を示す図である。
【符号の説明】
０〜８４      シンボル区間
１００    ヘッダー
ｃ０〜ｃ５          チャネル０〜チャネル５
１０１〜１０６    チャネル０〜５のシンボルストリーム
２０１シンボルストリーム発生回路の入力端子
２０２バッファ
２０３標識シンボル発生回路
２０４セレクタ
２０５１次変調回路
２０６２次変調回路
２０７拡散符号発生回路
２０８制御信号発生回路
２０９拡散信号出力端子
３０１        シンボルストリーム検出回路の入力端子
３０２            １次復調回路
３０３                制御回路
３０４，  ３０５        逆拡散回路
３０６，  ３０８          受信バッファ
３０７，  ３０９          補間回路
３１０解析受信回路
３１１判定回路
３１２            出力端子
３１３                  同相成分
３１４                  直交成分
３１５                  ｉ信号
３１６                  ｑ信号
３１７                  ｉｔ信号
３１８                  ｉｏ信号
３１９                  ｑｔ信号
３２０                  ｑｏ信号
３２１                  ｉｃ信号
３２２                  ｑｃ信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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