(57)【要約】【課題】２つの入力電流信号間の差信号をトランジスタ差動増幅回路を用いて検出する差信号検出装置において、トランジスタのベース電流による影響を無くし、差信号に含まれる誤差成分を著しく低減すること。【解決手段】トランジスタ差動増幅回路を用いて２つの入力電流信号間の差信号を検出する差信号検出装置において、入力電流が供給されるバイポーラトランジスタのコレクタとベース間に、ボルテージフォロアなどの高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを有するベース電流供給回路を設けて、各トランジスタのベース電流をベース電流供給回路から供給する。これにより、供給される入力電流とトランジスタのコレクタ電流とを実質的に等しくする。【選択図】      図１
2004336268.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電流が供給される第１バイポーラトランジスタを含む第１入力回路と、
前記第１バイポーラトランジスタのコレクタに入力端が接続され、そのベースに出力端が接続され、高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを有し前記入力端電圧と前記出力端電圧とを所定の関係にする第１ベース電流供給回路と、
第２電流が供給される第２バイポーラトランジスタを含む第２入力回路と、
前記第２バイポーラトランジスタのコレクタに入力端が接続され、そのベースに出力端が接続され、高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを有し前記入力端電圧と前記出力端電圧とを所定の関係にする第２ベース電流供給回路と、
第１負荷と第３バイポーラトランジスタが直列に接続され、第２負荷と第４バイポーラトランジスタが直列に接続され、前記第３バイポーラトランジスタのエミッタと前記第４バイポーラトランジスタのエミッタとを共通の定電流源に接続した差動増幅回路とを有し、
前記第１バイポーラトランジスタのベースと前記第３バイポーラトランジスタのベースとを接続し、前記第２バイポーラトランジスタのベースと前記第４バイポーラトランジスタのベースとを接続するとともに、前記差動増幅回路から差信号を取り出すことを特徴とする差信号検出装置。
【請求項２】
前記第１ベース電流供給回路及び前記第２ベース電流供給回路は、演算増幅器を含んで構成されることを特徴とする、請求項１記載の差信号検出装置。
【請求項３】
前記第１ベース電流供給回路及び前記第２ベース電流供給回路は、ボルテージフォロアであることを特徴とする、請求項２記載の差信号検出装置。
【請求項４】
前記第１ベース電流供給回路及び前記第２ベース電流供給回路は、入力端の電圧により制御されるトランジスタであることを特徴とする、請求項１記載の差信号検出装置。
【請求項５】
サーボ制御のためのそれぞれの受光量に応じた電流を出力する第１受光素子と第２の受光素子と、
前記第１受光素子からの第１電流が供給される第１バイポーラトランジスタを含む第１入力回路、前記第１バイポーラトランジスタのコレクタに入力端が接続され、そのベースに出力端が接続され、高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを有し前記入力端電圧と前記出力端電圧とを所定の関係にする第１ベース電流供給回路、前記第２受光素子からの第２電流が供給される第２バイポーラトランジスタを含む第２入力回路、前記第２バイポーラトランジスタのコレクタに入力端が接続され、そのベースに出力端が接続され、高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを有し前記入力端電圧と前記出力端電圧とを所定の関係にする第２ベース電流供給回路、第１負荷と第３バイポーラトランジスタが直列に接続され、第２負荷と第４バイポーラトランジスタが直列に接続され、前記第３バイポーラトランジスタのエミッタと前記第４バイポーラトランジスタのエミッタとを共通の定電流源に接続した差動増幅回路を有し、前記第１バイポーラトランジスタのベースと前記第３バイポーラトランジスタのベースとを接続し、前記第２バイポーラトランジスタのベースと前記第４バイポーラトランジスタのベースとを接続するとともに、前記差動増幅回路から差信号を取り出す差信号作成装置と、を有することを特徴とする、光ディスク装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２つの入力信号間の差に応じた差信号を検出する差信号検出装置、及びその差信号検出装置をサーボシステムに用いた光ディスク装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ディスク装置（光磁気ディスク装置を含む）では、光ディスクのトラック追従動作のためのトラックサーボ制御と，光ディスクの焦点位置決めのためのフォーカスサーボ制御とが必要である。これらのサーボ制御のために、光ディスクの戻り光を２分割又は４分割フォトディテクタで検出して、トラックサーボエラー信号、フォーカスサーボエラー信号を得て、これらのサーボ動作を実行している。
【０００３】
光ディスクは、案内溝間にトラックが配置されており、光学ヘッドの光ビームの照射による光ディスクからの反射光により、トラック位置誤差とフォーカス位置誤差が得られる。光学ヘッドからのトラックサーボエラー（トラッキング誤差）信号により光ビームのトラック位置誤差を得て、光ビームがトラックを照射するよう光学ヘッドを制御する。同様に、光学ヘッドからのフォーカスサーボエラー（焦点位置誤差）信号により光ビームの焦点位置誤差を得て、光ビームの焦点がトラック位置となるよう光学ヘッドを制御する。
【０００４】
トラッキング用の２分割光検知器、フォーカス用の２分割光検知器２８は、それぞれ２つの受光素子（以下、フォトダイオード）に２分割されており、サーボエラー作成回路を用いて２つのフォトダイオードの出力から、各サーボエラー信号を得る。
【０００５】
このサーボエラー信号作成回路では、光ディスクのライト、イレーズ、リード時の光パワーが異なったり、又光ディスクの媒体反射率が相違したりすることにより、フォトダイオードにはこれに応じた光電流が流れるから、自動利得制御（ＡＧＣ）が必要となる。
【０００６】
このＡＧＣを行うには、フォトダイオード電流の和信号で、フォトダイオード電流の差信号を割り算することで、差信号の振幅を一定にできる。図４は、従来のサーボエラー信号などの差信号作成回路の構成を示す図である（特許文献１参照）。
【０００７】
図４において、ＰＤ１、ＰＤ２は、トラッキング用（或いは、フォーカス用）の２分割光検知器の受光素子であるフォトダイオードであり、光検知器として機能する。１００は、フォトダイオードＰＤ１、フォトダイオードＰＤ２を流れる電流に基づいて差信号を生成する差信号作成回路である。
【０００８】
差信号作成回路１００では、コレクタとベースが直接接続されたＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下、ＮＰＮトランジスタ）Ｑ１とフォトダイオードＰＤ１とが、電源電圧Ｖｃｃと定電圧Ｖｂ点との間に直列に接続される。また、コレクタとベースが直接接続されたＮＰＮトランジスタＱ４とフォトダイオードＰＤ２とが電源電圧Ｖｃｃと定電圧Ｖｂ点との間に直列に接続される。ここで、定電圧Ｖｂは電圧源Ｅにより形成されるが、その定電圧Ｖｂは後述する定電流源Ｉ１を動作させるために必要なバイアス電圧である。なお、各電圧は、特に断らない場合には、グランド電位を基準とする電位を意味する。
【０００９】
このフォトダイオードＰＤ１とＮＰＮトランジスタＱ１との直列回路に第１電流Ｉｑ１が流れ、また、フォトダイオードＰＤ２とＮＰＮトランジスタＱ４との直列回路に第２電流Ｉｑ４が流れる。
【００１０】
差信号作成回路１００には、また電流差動回路１１０が設けられる。電流差動回路１１０では、抵抗Ｒ２とＮＰＮトランジスタＱ２とが直列に接続され、抵抗Ｒ３とＮＰＮトランジスタＱ３とが直列に接続される。そのＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ３のエミッタが共通に接続されて、定電流源Ｉ１に接続される。これらが電源電圧Ｖｃｃとグランド間に接続される。抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３は等しい抵抗値（＝Ｒ）であり、定電流源Ｉ１の電流値はＩｒｅｆである。
【００１１】
ＮＰＮトランジスタＱ２のベースは、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに接続され、また、ＮＰＮトランジスタＱ３のベースは、ＮＰＮトランジスタＱ４のベースに接続される。これにより、ＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２とでカレントミラー構成とされ、ＮＰＮトランジスタＱ４とＮＰＮトランジスタＱ３とでカレントミラー構成とされる。抵抗Ｒ２とＮＰＮトランジスタＱ２との接続点と、抵抗Ｒ３とＮＰＮトランジスタＱ３との接続点との間の電圧が、差信号Ｖｏｕｔとして出力される。
【００１２】
この図４の従来の差信号作成回路１００において、差信号Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ＝Ｒ×Ｉｒｅｆ×（Ｉｑ１−Ｉｑ４）／（Ｉｑ１＋Ｉｑ４）・・・（１）
で表されるとしている。なお、式１の導出については、特許文献１の段落番号「００８２」〜「００９５」に記載されている。したがって、フォトダイオード電流の和信号で、フォトダイオード電流の差信号を割り算した差信号Ｖｏｕｔを得て、差信号の振幅を一定にし、ＡＧＣを行うようにしている。
【００１３】
【特許文献１】
特開平６−３６３０３号公報
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図４の従来の特許文献１のものでは、各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４のベース電流Ｉｂｑ１〜Ｉｂｑ４を、それらのコレクタ電流Ｉｃｑ１〜Ｉｃｑ４に比較して小さいとし、無視している。つまり、図４の差信号Ｖｏｕｔの式１は、ベース電流Ｉｂｑ１〜Ｉｂｑ４を無視することによって、成り立っている。
【００１５】
実際には、各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４にはそれぞれベース電流Ｉｂｑ１〜Ｉｂｑ４が存在する。このベース電流Ｉｂｑ１〜Ｉｂｑ４を考慮すると、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉｃｑ１は、Ｉｃｑ１＝Ｉｑ１−Ｉｂｑ１−Ｉｂｑ２であり、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉｃｑ４は、Ｉｃｑ４＝Ｉｑ４−Ｉｂｑ４−Ｉｂｑ３である。
【００１６】
このベース電流Ｉｂｑ１〜Ｉｂｑ４を考慮して差信号Ｖｏｕｔを演算すると、
Ｖｏｕｔ＝Ｒ×Ｉｒｅｆ×｛（Ｉｑ１−Ｉｂｑ１−Ｉｂｑ２）−（Ｉｑ４−Ｉｂｑ４−Ｉｂｑ３）｝／｛（Ｉｑ１−Ｉｂｑ１−Ｉｂｑ２）＋（Ｉｑ４−Ｉｂｑ４−Ｉｂｑ３）｝・・・（２）
となる。
【００１７】
第１電流Ｉｑ１と第２電流Ｉｑ４の直流成分はほぼ等しいため、Ｉｂｑ１≒Ｉｂｑ４、Ｉｂｑ２≒Ｉｂｑ３、とおいて差し支えないから、分かり易くするために、式２を簡略に表現すると、
Ｖｏｕｔ＝Ｒ×Ｉｒｅｆ×（Ｉｑ１−Ｉｑ４）／｛（Ｉｑ１＋Ｉｑ４）−２（Ｉｂｑ１＋Ｉｂｑ２）｝・・・（３）
となる。
【００１８】
この式３から分かるように、各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４のベース電流Ｉｂｑ１〜Ｉｂｑ４（即ち、式３の分母の「２（Ｉｂｑ１＋Ｉｂｑ２）」）が大きいと、得ようとするサーボエラー信号である式１に対して、差信号Ｖｏｕｔが大きくなってしまい、本来得たい差信号に対して誤差が大きくなる問題があった。
【００１９】
また、各トランジスタＱ１〜Ｑ４の電流増幅率（コレクタ電流とベース電流との比）は、コレクタ電流の大小、温度の高低等によって変化するから、そのような周囲条件によっても、差信号Ｖｏｕｔの誤差が発生してしまっていた。
【００２０】
そこで、本発明は、２つの入力電流信号間の差信号をトランジスタ差動増幅回路を用いて検出する差信号検出装置において、トランジスタのベース電流による影響を無くし、差信号に含まれる誤差成分を著しく低減することができる差信号検出装置を提供すること、及びその差信号検出装置を用いて、トラッキング用やフォーカス用のサーボエラー信号（即ち、差信号）を正確に得ることができる光ディスク装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
請求項１の差信号検出装置は、第１電流Ｉｑ１が供給される第１バイポーラトランジスタＱ１を含む第１入力回路と、
前記第１バイポーラトランジスタＱ１のコレクタに入力端が接続され、そのベースに出力端が接続され、高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを有し前記入力端電圧と前記出力端電圧とを所定の関係にする第１ベース電流供給回路１２０と、
第２電流Ｉｑ４が供給される第２バイポーラトランジスタＱ４を含む第２入力回路と、
前記第２バイポーラトランジスタＱ４のコレクタに入力端が接続され、そのベースに出力端が接続され、高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを有し前記入力端電圧と前記出力端電圧とを所定の関係にする第２ベース電流供給回路１３０と、
第１負荷Ｒ２と第３バイポーラトランジスタＱ２が直列に接続され、第２負荷Ｒ３と第４バイポーラトランジスタＱ３が直列に接続され、前記第３バイポーラトランジスタＱ２のエミッタと前記第４バイポーラトランジスタＱ３のエミッタとを共通の定電流源Ｉ１に接続した差動増幅回路１１０とを有し、
前記第１バイポーラトランジスタＱ１のベースと前記第３バイポーラトランジスタＱ２のベースとを接続し、前記第２バイポーラトランジスタＱ４のベースと前記第４バイポーラトランジスタＱ３のベースとを接続するとともに、前記差動増幅回路１１０から差信号Ｖｏｕｔを取り出すことを特徴とする。
【００２２】
請求項２の差信号検出装置は、請求項１記載の差信号検出装置において、前記第１ベース電流供給回路１２０及び前記第２ベース電流供給回路１３０は、演算増幅器を含んで構成されることを特徴とする。
【００２３】
請求項３の差信号検出装置は、請求項２記載の差信号検出装置において、前記第１ベース電流供給回路１２０及び前記第２ベース電流供給回路１３０は、ボルテージフォロアであることを特徴とする。
【００２４】
請求項４の差信号検出装置は、請求項１記載の差信号検出装置において、前記第１ベース電流供給回路１２０及び前記第２ベース電流供給回路１３０は、入力端の電圧により制御されるトランジスタであることを特徴とする。
【００２５】
請求項５の光ディスク装置は、サーボ制御のためのそれぞれの受光量に応じた電流を出力する第１受光素子ＰＤ１と第２の受光素子ＰＤ２と、
前記第１受光素子ＰＤ１からの第１電流Ｉｑ１が供給される第１バイポーラトランジスタＱ１を含む第１入力回路、前記第１バイポーラトランジスタＱ１のコレクタに入力端が接続され、そのベースに出力端が接続され、高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを有し前記入力端電圧と前記出力端電圧とを所定の関係にする第１ベース電流供給回路１２０、前記第２受光素子ＰＤ２からの第２電流Ｉｑ４が供給される第２バイポーラトランジスタＱ４を含む第２入力回路、前記第２バイポーラトランジスタＱ４のコレクタに入力端が接続され、そのベースに出力端が接続され、高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを有し前記入力端電圧と前記出力端電圧とを所定の関係にする第２ベース電流供給回路１３０、第１負荷Ｒ２と第３バイポーラトランジスタＱ２が直列に接続され、第２負荷Ｒ３と第４バイポーラトランジスタＱ３が直列に接続され、前記第３バイポーラトランジスタＱ２のエミッタと前記第４バイポーラトランジスタＱ３のエミッタとを共通の定電流源Ｉ１に接続した差動増幅回路１１０を有し、前記第１バイポーラトランジスタＱ１のベースと前記第３バイポーラトランジスタＱ２のベースとを接続し、前記第２バイポーラトランジスタＱ４のベースと前記第４バイポーラトランジスタＱ３のベースとを接続するとともに、前記差動増幅回路１１０から差信号Ｖｏｕｔを取り出す差信号作成装置１００Ａと、を有することを特徴とする。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の差信号作成装置及びそれを用いた光ディスク装置の実施の形態について、図１〜図３を参照して説明する。
【００２７】
図１は、本発明の実施の形態に係る差信号作成装置及びそれを用いた光ディスク装置の構成を示す図である。
【００２８】
図１において、第１フォトダイオードＰＤ１及び第２フォトダイオードＰＤ２は、トラッキング用（あるいはフォーカス用）に２分割された受光素子である。フォトダイオードＰＤ１の受光量に応じた第１電流Ｉｑ１と、フォトダイオードＰＤ２の受光量に応じた第２電流Ｉｑ４が、差信号作成装置（以下、差信号作成回路）１００Ａに供給される。
【００２９】
差信号作成回路１００Ａは、図４の従来の差信号作成回路１００と同様に、第１電流Ｉｑ１と第２電流Ｉｑ４とに基づく差信号Ｖｏｕｔ｛＝Ｒ×Ｉｒｅｆ×（Ｉｑ１−Ｉｑ４）／（Ｉｑ１＋Ｉｑ４）｝を作成するものである。
【００３０】
図４の従来の差信号作成回路１００ではＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタとそのベース間が直接接続されていた。これに対して、図１では差信号作成回路１００Ａは、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタとそのベース間を、第１ベース電流供給回路１２０を介して接続している。
【００３１】
第１ベース電流供給回路１２０は、図１において演算増幅器（以下、オペアンプ）ＯＰ１を用いて構成されている。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋）がＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタに接続され、その反転入力端子（−）とその出力端子とが接続された上で、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに接続されている。即ち、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタとそのベース間がボルテージフォロアにより接続されている。
【００３２】
第２ベース電流供給回路１３０は、同様に、図１においてオペアンプＯＰ２により構成されて、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタとそのベース間を接続している。オペアンプＯＰ２の非反転入力端子（＋）がＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタに接続され、その反転入力端子（−）とその出力端子とが接続された上で、ＮＰＮトランジスタＱ４のベースに接続されている。即ち、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタとそのベース間がボルテージフォロアにより接続されている。
【００３３】
この第１ベース電流供給回路１２０、第２ベース電流供給回路１３０が、それぞれオペアンプを用いたボルテージフォロアであるため、入力側であるＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ側から見て高い入力インピーダンスを持っており、出力側であるＮＰＮトランジスタＱ１のベース側から見て低い出力インピーダンスを有している。そして、その入力端（＋）電圧と出力端（−）電圧とが殆ど等しくなっている。理想的な特性のオペアンプであれば、その入力インピーダンスは無限大であり、入力端（＋）電圧と出力端（−）電圧とは完全に等しくなる。
【００３４】
差信号作成回路１００Ａの出力である差信号Ｖｏｕｔは、増幅器Ａｍｐにより増幅されて、光ディスク装置の、トラッキングやフォーカスなどのサーボ制御を行うための信号として用いられる。
【００３５】
図１の本発明の実施の形態に係る差信号作成装置１００Ａは、図４の従来の差信号作成装置１００とは、構成上では、第１ベース電流供給回路１２０、第２ベース電流供給回路１３０の点で異なるだけで、その他の点では構成上は同様である。したがって、対応する構成要素には同一の符号を付しており、再度の説明は簡略化のために省略する。
【００３６】
図１において、第１ベース電流供給回路１２０の入力インピーダンスは極めて高い（理想的には無限大）から、電源電圧ＶｃｃからフォトダイオードＰＤ１を介して供給された第１電流Ｉｑ１は、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉｃｑ１と等しい。また、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電圧はそのコレクタ電圧と等しくなっており、そのベース電流Ｉｂｑ１は第１ベース電流供給回路１２０の動作電源から供給される。このＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉｃｑ１とベース電流Ｉｂｑ１とがそのエミッタを通って、電圧源Ｅに流れる。
【００３７】
このＮＰＮトランジスタＱ１のベースと電流差動回路１１０のＮＰＮトランジスタＱ２のベースとが直接接続されているから、ＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２のベース電圧は同じであり、所謂カレントミラー構成となっている。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ２のベースにも第１ベース電流供給回路１２０からベース電流Ｉｂｑ２が流れて、これに応じたコレクタ電流Ｉｃｑ２が流れる。このコレクタ電流Ｉｃｑ２は、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉｃｑ１、即ち第１電流Ｉｑ１に比例する。
【００３８】
同様に、第２ベース電流供給回路１３０の入力インピーダンスは極めて高いから、電源電圧ＶｃｃからフォトダイオードＰＤ２を介して供給された第２電流Ｉｑ４は、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉｃｑ４と等しい。また、ＮＰＮトランジスタＱ４のベース電圧はそのコレクタ電圧と等しくなっており、そのベース電流Ｉｂｑ４は第２ベース電流供給回路１３０の動作電源から供給される。このＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉｃｑ４とベース電流Ｉｂｑ４とがそのエミッタを通って、電圧源Ｅに流れる。
【００３９】
このＮＰＮトランジスタＱ４のベースと電流差動回路１１０のＮＰＮトランジスタＱ３のベースとが直接接続されているから、ＮＰＮトランジスタＱ４とＮＰＮトランジスタＱ３のベース電圧は同じであり、所謂カレントミラー構成となっている。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ３のベースにも第２ベース電流供給回路１３０からベース電流Ｉｂｑ３が流れて、これに応じたコレクタ電流Ｉｃｑ３が流れる。このコレクタ電流Ｉｃｑ３は、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉｃｑ４、即ち第２電流Ｉｑ４に比例する。
【００４０】
電流差動回路１１０の抵抗Ｒ２の電圧降下（＝Ｒ×Ｉｑ２）と、抵抗Ｒ３の電圧降下（＝Ｒ×Ｉｑ３）の差電圧が、差信号作成回路１００Ａの差信号Ｖｏｕｔとして増幅器Ａｍｐに供給される。
【００４１】
この図１の実施の形態においては、各トランジスタＱ１〜Ｑ４のベース電流Ｉｂｑ１〜Ｉｂｑ４は、全て第１ベース電流供給回路１２０と第２ベース電流供給回路１３０とから供給される。したがって、従来の図４において、式３の差信号Ｖｏｕｔの誤差分となっていた「２（Ｉｂｑ１＋Ｉｂｑ２）」が零となる。これにより、本発明では、差信号Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ＝Ｒ×Ｉｒｅｆ×（Ｉｑ１−Ｉｑ４）／（Ｉｑ１＋Ｉｑ４）・・・（４）
となり、本来得たい信号となる。
【００４２】
このように、出力される差信号Ｖｏｕｔからベース電流による誤差分が除去されているから、入力電流である第１電流Ｉｑ１や第２電流Ｉｑ４の大きさや温度などの周囲条件の変動に基因して、トランジスタのベース電流が変化しても、差信号Ｖｏｕｔには影響しない。
【００４３】
また、ベース電流供給回路１２０、１３０をオペアンプで構成していることにより、フォトダイオードＰＤ１，ＰＤ２での電圧降下を見込んでも、電源電圧Ｖｃｃが比較的低い場合にも、適用することが容易である。
【００４４】
図２は、図１の第１ベース電流供給回路１２０や第２ベース電流供給回路１３０をオペアンプで構成した具体的な例を示す図である。
【００４５】
この図２では、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ（以下、Ｐ型トランジスタ）Ｑ１１とＮ型ＭＯＳトランジスタ（以下、Ｎ型トランジスタ）Ｑ１２とが直列に接続され、そのＮ型トランジスタＱ１２のドレインとゲートが接続されている。また、Ｐ型トランジスタＱ１３とＮ型トランジスタＱ１４とが直列に接続されている。これらのトランジスタの直列回路Ｑ１１，Ｑ１２とＱ１３，Ｑ１４とが並列に接続され、Ｎ型トランジスタＱ１２のゲートとＮ型トランジスタＱ１４のゲートが接続されている。このトランジスタの直並列回路と定電流源Ｉ１１とが電源電圧Ｖｃｃとグランド間に接続されて、オペアンプが構成されている。
【００４６】
そして、このオペアンプの非反転入力端となるＰ型トランジスタＱ１１のゲートがフォトダイオードＰＤ１（即ち、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ）に接続される。オペアンプの反転入力端となるＰ型トランジスタＱ１３のゲートが、オペアンプの出力端となるＰ型トランジスタＱ１３のドレインに接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに接続される。これにより、オペアンプを用いたボルテージフォロアが構成されている。この図２のオペアンプでは、入力端から流入（あるいは流出）するゲート電流は零と見なせるから、入力インピーダンスは無限大としてよい。
【００４７】
この図２のオペアンプは簡単な構成例を示したが、他の構成のオペアンプを用いることもできる。また、図２では、オペアンプをＭＯＳトランジスタで構成したが、ＭＯＳトランジスタに代えてバイポーラトランジスタにより、構成することもできる。この場合には、バイポーラトランジスタのベース電流が流れるが、図４の従来のコレクタとベースを直接接続したものに比して、そのベース電流は著しく小さい（例えば、数十分の１程度）から、差信号Ｖｏｕｔに与える誤差分は実用上問題ない。
【００４８】
図３は、図１の第１ベース電流供給回路１２０や第２ベース電流供給回路１３０をＭＯＳトランジスタで構成した最も簡単な例を示す図である。この図２では、Ｎ型トランジスタＱ２１のゲートがフォトダイオードＰＤ１（即ち、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ）に接続され、そのソースがＮＰＮトランジスタＱ１のベースに接続され、そのドレインが電源電圧Ｖｃｃに接続されている。この図３でも、入力端から流入（あるいは流出）するゲート電流は零と見なせるから、入力インピーダンスは無限大としてよい。ただ、この図３では、Ｎ型トランジスタＱ２１のゲートとソース間の電圧Ｖｇｓが存在するから、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電圧はそのベース電圧より電圧Ｖｇｓだけ高くなる。
【００４９】
また、図３において、Ｎ型トランジスタＱ２１に代えて、ＮＰＮ型トランジスタを用いることもできる。この場合には、バイポーラトランジスタのベース電流が流れるが、図４の従来のコレクタとベースを直接接続したものに比して、そのベース電流は著しく小さいから、差信号Ｖｏｕｔに与える誤差分は小さい。
【００５０】
【発明の効果】
本発明の差信号作成装置によれば、入力電流が供給されるバイポーラトランジスタのコレクタとベース間にベース電流供給回路を設けて、各トランジスタのベース電流をベース電流供給回路から供給するから、供給される入力電流とトランジスタのコレクタ電流とを実質的に等しくする。したがって、出力される差信号からベース電流による誤差分を除去することができる。
【００５１】
また、入力電流の大きさや温度などの周囲条件の変動に基因して、トランジスタのベース電流が変化しても、差信号には影響しないから、安定して正確な差信号を得ることができる。
【００５２】
また、本発明の光ディスク装置によれば、受光素子による受光量の差に応じ、且つＡＧＣされた正確な差信号、即ちサーボエラー信号、を用いて、トラッキングやフォーカスなどのサーボ制御を適切に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る差信号作成装置及びそれを用いた光ディスク装置の構成を示す図。
【図２】図１のベース電流供給回路をオペアンプで構成した例を示す図。
【図３】図１のベース電流供給回路をＭＯＳトランジスタで構成した例を示す図。
【図４】従来の差信号作成装置の構成を示す図。
【符号の説明】
ＰＤ１、ＰＤ２  フォトダイオード
Ａｍｐ  増幅器
１００、１００Ａ  差信号作成回路
１１０  電流差動回路
１２０、１３０  ベース電流供給回路
ＯＰ１、ＯＰ２  オペアンプ
Ｑ１〜Ｑ４  ＮＰＮトランジスタ
Ｉ１、Ｉ１１  定電流源
Ｒ２、Ｒ３  抵抗
Ｅ  電圧源
Ｉｑ１  第１電流
Ｉｑ２  第２電流
Ｖｏｕｔ  差信号
Ｖｃｃ  電源電圧
Ｑ１１〜Ｑ２１  ＭＯＳトランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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