(57)【要約】【課題】演算処理を簡単化する。【解決手段】超音波診断装置において、複数の振動子を有してなる超音波探触子と、超音波探触子を介して被検体内に超音波を送信する送信部と、超音波探触子を介して被検体から複数の振動子に対応する複数チャネルの受信信号を受信する受信部と、複数チャネルの受信信号をディジタル化するとともに各チャネル間の位相のずれを補正する受信ビーム生成部と、受信ビーム生成部の出力信号に基づいて画像情報を生成する信号処理部と、画像情報を表示する表示部とを有してなり、受信ビーム生成部は、複数チャネルの受信信号をそれぞれオーバサンプリングし、データをチャネル間の信号遅延時間を考慮してチャネル毎に定められた書込みクロックに応じてメモリに書込むディジタル変換部と、このデータを読出して加算する加算部とを有し、ディジタル変換部はデルタ−シグマ変調手段を含んでなる構成とする。【選択図】　　　　図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の振動子を有してなる超音波探触子と、前記超音波探触子を介して被検体内に超音波を送信する送信部と、前記超音波探触子を介して前記被検体から前記複数の振動子に対応する複数チャネルの受信信号を受信する受信部と、前記複数チャネルの受信信号をディジタル化するとともに各チャネル間の位相のずれを補正する受信ビーム生成部と、前記受信ビーム生成部の出力信号に基づいて画像情報を生成する信号処理部と、前記画像情報を表示する表示部とを有してなり、前記受信ビーム生成部は、前記複数チャネルの受信信号をそれぞれオーバサンプリングし、各チャネルのデータをチャネル毎に定められた遅延時間だけずらしたタイミングでメモリに書込むディジタル変換部と、各チャネルの該データを読出して加算する加算部とを有し、前記ディジタル変換部はデルタ−シグマ変調手段を含んでなる超音波診断装置。
【請求項２】
複数の振動子を有してなる超音波探触子と、前記超音波探触子を介して被検体内に超音波を送信する送信部と、前記超音波探触子を介して前記被検体から前記複数の振動子に対応する複数チャネルの受信信号を受信する受信部と、前記複数チャネルの受信信号をディジタル化するとともに各チャネル間の位相のずれを補正する受信ビーム生成部と、前記受信ビーム生成部の出力信号に基づいて画像情報を生成する信号処理部と、前記画像情報を表示する表示部とを有してなり、前記受信ビーム生成部は、前記複数チャネルの受信信号をそれぞれオーバサンプリングしてデータをメモリに書込むディジタル変換部と、該データをチャネル毎に定められた遅延時間だけずらしたタイミングで読出して加算する加算部とを有し、前記ディジタル変換部はデルタ−シグマ変調手段を含んでなる超音波診断装置。
【請求項３】
複数の振動子を有してなる超音波探触子と、前記超音波探触子を介して被検体内に超音波を送信する送信部と、前記超音波探触子を介して前記被検体から前記複数の振動子に対応する複数チャネルの受信信号を受信する受信部と、前記複数チャネルの受信信号をディジタル化するとともに各チャネル間の位相のずれを補正する受信ビーム生成部と、前記受信ビーム生成部の出力信号に基づいて画像情報を生成する信号処理部と、前記画像情報を表示する表示部とを有してなり、前記受信ビーム生成部は、各チャネル毎に周期的なサンプリング期間にわたって前記受信信号をオーバーサンプリングして当該期間中に得たデータ列をメモリに書込むディジタル化変換部と、各チャネルの該データ列を読み出して加算する加算部とを有し、各チャネルの前記サンプリング期間はチャネル毎に定められた遅延時間だけ相互にタイミングがずらされてなり、前記ディジタル変換部はデルタ−シグマ変調手段を含んでなる超音波診断装置。
【請求項４】
前記受信ビーム生成部は、前記加算されたデータ列が入力されるディジタルフィルタ部を有し、前記データ列が有するサンプル点の数が前記ディジタルフィルタ部のタップ数の２倍より多い請求項１ないし３のいずれかに記載の超音波診断装置。
【請求項５】
前記データ列がそれぞれ前記画像上における異なった画素位置に対応することを特徴とする請求項４に記載の超音波診断装置。
【請求項６】
前記オーバサンプリングのサンプリング周波数が前記超音波の中心周波数の１６倍以上好ましくは３２倍以上であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の超音波診断装置。
【請求項７】
前記デルタ−シグマ変調手段は、マルチビット構成であることを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、医療用等の超音波診断装置に係り、特にディジタル変換された受信信号を整相処理する超音波診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波診断装置は、探触子を介して例えば生体等の被検体内に超音波を送信し、これに対するエコー信号に基づいて、例えば診断画像等の有用な情報を得るものである。
【０００３】
超音波診断装置の探触子は通常複数の振動子を有して構成され、被検体からのエコー信号は個々の振動子において音響信号から電気的な信号に変換され、後段の処理に供される。このとき、各振動子がエコー信号を受信するタイミングはエコー信号の反射源から個々の振動子までの超音波の伝播距離の違いに起因してずれる。そこで、各振動子にそれぞれ対応するチャネルの受信信号にそれぞれ異なった時間遅延を与えて各チャネルの波形の位相を揃え、これを加算して受信ビーム信号を得る整相処理が行われている。
【０００４】
一方、近年超音波診断装置のディジタル化が進められており、上述した整相処理をディジタル化された受信信号に対して行うことが提案されている。このようなディジタル化された受信信号に対して整相処理を行なう場合、サンプリングされたサンプル点間のデータを各チャネル毎に補間演算することによって所望の整相遅延時間におけるデータを求め、これを加算することが提案されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した補間処理を伴なうディジタル整相においては、複雑な補間回路がチャネルの数だけ必要となる結果、装置の回路構成が複雑化してしまう。具体的には、補間は一般に乗算によって行う場合が多いから、補間出力のビット数は増加し、これは信号ライン本数の増加をもたらす。このため、演算処理を簡単化することが要望されている。
【０００６】
上述した問題に鑑み、本発明の課題は、演算処理を簡単化することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、複数の振動子を有してなる超音波探触子と、超音波探触子を介して被検体内に超音波を送信する送信部と、超音波探触子を介して被検体から複数の振動子に対応する複数チャネルの受信信号を受信する受信部と、複数チャネルの受信信号をディジタル化するとともに各チャネル間の位相のずれを補正する受信ビーム生成部と、受信ビーム生成部の出力信号に基づいて画像情報を生成する信号処理部と、画像情報を表示する表示部とを有してなり、受信ビーム生成部は、複数チャネルの受信信号をそれぞれオーバサンプリングし、各チャネルのデータをチャネル毎に定められた遅延時間だけずらしたタイミングでメモリに書込むディジタル変換部と、各チャネルのデータを読出して加算する加算部とを有し、ディジタル変換部はデルタ−シグマ変調手段を含んでなる構成とすることによって上述した課題を解決する。
【０００８】
本発明によれば、受信信号をオーバサンプリングすることによって時間間隔が密であるサンプルを得ることができるから、補間処理をしなくても異なったタイミングでサンプリングされたデータをチャネル間で加算することによって整相精度を確保することができる。このため、補間演算が不要となり、演算処理を簡単化できる効果がある。ちなみに、オーバサンプリングとは、ディジタル信号処理において、所定の標本化周波数よりも高いサンプリング周波数を用いることをいう。
【０００９】
ところで、近年デルタ−シグマ（ΔΣ）変調方式を超音波診断装置に適用することが提案されている。ΔΣ変調方式とは、少ないビット数によって広いダイナミックレンジが得られるアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換方式である。これは、アナログ信号をオーバサンプリングしてディジタル化し、ローパスフィルタによってノイズシェーピングおよびデシメーション（間引き）処理を行うものである。
【００１０】
このようなΔΣ変調方式は、元来オーバサンプリングをするものであるから、本発明の超音波診断装置のアナログ−ディジタル変調方式として好適である。
【００１１】
また、ΔΣ変調方式は１ビット構成としてもよいが、マルチビット構成とすれば、回路構成は１ビット構成の場合より大型化してしまうが装置の作動周波数を低くしてハードウェアの負荷を低くすることができる。
【００１２】
また、受信ビーム生成部は、複数チャネルの受信信号をそれぞれオーバサンプリングしてデータをメモリに書込むディジタル変換部と、このデータをチャネル毎に定められた遅延時間だけずらしたタイミングで読出して加算する加算部を有する構成としてもよく、この場合にも同様の効果を得ることができる。
【００１３】
ところで、このようなオーバサンプリングを行うと、サンプルデータ数が多くなるため、これを一時的に記憶するシフトレジスタ等のメモリ長を長くしなければならず、回路規模や消費電力が大きくなってしまう場合がある。
【００１４】
そこで、受信ビーム生成部は、各チャネル毎に周期的なサンプリング期間にわたって受信信号をオーバサンプリングしてこの期間中に得たデータをメモリに書込むディジタル化変換部と、各チャネルのこのデータ列を読出して加算する加算部とを有する構成とし、各チャネルのサンプリング期間はチャネル毎に定められた遅延時間だけ相互にタイミングがずらされてなる構成としてもよい。
【００１５】
すなわち、ディジタルフィルタを用いたデシメーション処理に必要なフィルタ演算においては、所望のサンプル点の前後に当該ディジタルフィルタのタップ数のサンプル個数があれば足りる。そこで、本発明によれば、フィルタ演算に使用されないデータの記憶をしなくてもよいから、メモリ長の短縮化による回路規模のコンパクト化および消費電力の低減が図れる。
【００１６】
なお、このときデータ列がそれぞれ前記画像上における異なった画素位置に対応するようにすると、メモリに記憶するデータ量を画像を生成するのに必要最低限な量に近づけることができるからよい。
【００１７】
また、本発明においては各チャネルの受信信号間の整相精度または受信フォーカス精度はオーバサンプリングのサンプリング周波数または周期に依存し、最大で該サンプリング周期に相当する整相誤差が生ずることとなる。一方、通常整相誤差Δτとして、例えば超音波の中心周波数の１／１６程度、好ましくは１／３２程度まで許容されることが知られている。そこで、オーバサンプリングのサンプリング周波数が超音波の中心周波数の１６倍以上、好ましくは３２倍以上であるするとよい。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用してなる超音波診断装置の第１の実施形態について説明する。図１は、本実施形態の超音波診断装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、超音波診断装置は、図示しない複数の振動子を有する探触子１と、探触子１を介して図示しない被検体に超音波を送信する送信部３と、送信部３に被検体内に送信される超音波ビーム信号を供給する送信整相部５を有する。さらに、超音波診断装置は、探触子１を介して被検体からの受信信号を受信する受波回路７を有し、また送信部３からの送信信号を探触子１に送るとともに、探触子１からの受信信号を受波回路７に送る送受分離部９が設けられている。探触子１と送受分離部９との間には、探触子１が有する複数の振動子のうち選択された口径に対応する振動子を切換える切換スイッチ１１が設けられている。また、受波回路７から出力されたアナログの受信信号をディジタル化するとともに、複数の振動子に対応する複数チャネルの受信振動を整相して受信ビーム信号を生成する受信ビーム生成部１３が設けられている。そして、受波整相部１３から出力された受信ビーム信号に基づいて、画像生成等の信号処理を行なう信号処理部１５と、信号処理部１５が生成した画像を表示するモニタ１７とが設けられている。また、上述した各要素を統括的に制御する図示しない制御装置が設けられている。
【００１９】
次に、本実施形態の超音波診断装置の受信ビーム生成部１３および受波整相部１５の詳細な構成について説明する。図２は、ＡＤＣ１３および受波整相部１５の詳細な構成を示すブロック図である。図２に示すように、ＡＤＣ１３は、切換スイッチ１１によって選択された口径に対応する複数の振動子に対応する受信信号チャネルがそれぞれ入力されるデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器１９を有する。つまり、この受信信号のチャネル数がｎである場合には、ΔΣ変調器１９もまたｎ個設けられる。さらに、受信ビーム生成部１３は、個々のΔΣ変調器１９からの出力信号がそれぞれ入力されるｎ個のメモリ２１と、メモリ２１から読み出された信号を加算する加算器２３と、加算器２３の出力信号に対してノイズシェーピングおよびデシメーション処理をするローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５とを有する。そして、それぞれのΔΣ変調器１９にサンプリングクロックを供給するとともに、その出力信号のメモリ２１への書込みを制御するサンプリングクロック発生器２７が設けられている。また、それぞれのメモリ２３に対して整相遅延時間を考慮した異なった読出しタイミングを指示する図示しない読出し制御部が設けられている。
【００２０】
次に、上述した構成の超音波診断装置の動作について説明する。はじめに、送信整相部５は、制御装置からの指示に応じて、被検体に送信される整相処理がなされた超音波ビーム信号を生成し、送信部３に供給する。この超音波ビーム信号には、個々の振動子に対して異なった遅延時間を与えることによって超音波ビームを集束させる送信フォーカス処理が施される。送信部３において、超音波ビーム信号は増幅され、この送信信号は送受分離部９を介して切換スイッチ１１に送られる。そして、切換スイッチ１１は、この送信信号を、探触子１の選択された構成に対応する振動子に供給する。
【００２１】
探触子１を構成する個々の振動子は圧電素子を有してなり、図示しない被検体に対向して列状または面状に並べて配置されている。これらの振動子は、電気的な送信信号が入力されることによってそれぞれ振動し、超音波を発生する。そして、複数の振動子が超音波を発生することによって、各振動子からの超音波の波面が一致する方向に進行する超音波ビームが被検体内に形成される。そして、このような超音波ビームは被検体内を伝播し、例えば臓器の表面等の音響インピーダンスが変化する箇所において反射する。この反射波またはエコーの一部は被検体内を伝播して再び探触子１の各振動子に戻り、ここで音響信号から電気信号に変換されて受信される。したがって、この段階での受信信号は、受信用に選択された口径に対応する振動子の個数と同じチャネル数を有する複数チャネルの信号である。これら各チャネルの受信信号は、切換スイッチ１１および送受分離部９を経て受波回路７に入力され、ここで増幅されてから受信ビーム生成部１３に入力される。
【００２２】
ところで、このような複数チャネルの受信信号は、被検体内のエコーの反射源から個々の振動子までの距離の違いに起因して、相互に受信タイミングおよび位相のずれを有している。図３は、複数の振動子と被検体内の受信信号反射源との位置関係の一例を示す模式図である。図３に示すように、探触子１は、１からｂまでのｂ個の振動子を直列に配列してなる振動子アレイを有する場合、この振動子アレイの中心部に配置される基準となるべき振動子をｎ＋１、隣接する振動子間の間隔、つまり振動子ピッチがＰ０、振動子アレイの長手方向と直交し基準振動子ｎ＋１を通る直線に対するフォーカス点Ｑ０の方向（角度）がθ０、基準振動子ｎ＋１とフォーカス点Ｑ０との距離がｒ０とすると、振動子アレイの一方の短に位置する振動子１からフォーカス点Ｑ０までの距離は、式１によって示される。
【式１】
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このとき、被検体内の媒質中の音速をｖ０とすると、基準振動子ｎ＋１と振動子１との間の受信信号の受信タイミングの時間差τ０は、式２によって示される。
【式２】
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そこで、超音波診断装置においては通常このような時間差に対応して各チャネルの受信信号を異なった遅延時間を考慮して処理し、各チャネル間の受信信号の位相およびタイミングを揃える整相処理を行なっている。このような整相処理は、受信フォーカス処理と称されることもある。そして、本実施形態の超音波診断装置においては、このような整相処理を受信ビーム生成手段１３において行っている。
【００２３】
先ず、受信ビーム生成手段１３に入力された複数チャネルのアナログ受信信号は、それぞれ対応するΔΣ変調器１９に入力される。そして、ΔΣ変調器１９において、各チャネルの受信信号は、サンプリングクロック発生器２７から供給されるサンプリングクロックにおいてオーバサンプリングされる。このサンプリング周波数ｆｓは、受信信号の基本波成分の周波数または中心周波数ｆ０に対して例えば３２倍以上に設定されている。
【００２４】
ΔΣ変調器１９は、図示しない積分器である予測フィルタと、減算器と、比較器とを有して構成されている。比較器は、入力されるアナログ受信信号と、予測フィルタから出力される１サンプル前のアナログ受信信号とを比較する。そして、比較結果が所定のしきい値よりも大きい場合には比較後の出力を「１」とし、小さい場合には比較後の出力を「０」とする。すなわち、ΔΣ変調器１９の出力信号は、「１」または「０」の１ビット信号列である。そして、予測フィルタからのアナログ受信信号と入力されるアナログ受信信号との差が小さくなるような負帰還動作が行われる。例えば、サンプリング周波数が２０ＭＨｚであって、３２倍のオーバサンプリングを行った場合には、サンプリング周波数６４０ＭＨｚでサンプリングすることになる。したがって、デルタΣ変調器１９の１ビットディジタル出力の最小間隔は、Ｔｓ１＝１／６４０ＭＨｚのディジタル列となる。
【００２５】
図４は、アナログ受信信号とオーバサンプリングされたディジタル信号との関係を示す図である。図４において、実線の正弦波形がアナログ受信信号の信号強度を示す。そして、オーバサンプリングされたサンプリングポイントを白丸印で示している。なお、サンプリングポイントは図示の明瞭のため実際よりも少なく示しており、実際には正弦波形の１周期中に３２点以上のサンプリングがなされる。そして、受信信号は高速標本化１ビット信号として出力される。この信号は、サンプリングクロック発生器から出力される書込みクロックＷに従って対応するチャネルのメモリ２１に、連続したデータ列として記録される。なお、本実施形態においては、書込みクロックＷは各チャネル間において共用しており、同一のタイミングとなっている。
【００２６】
そして、各チャネルのメモリ２１に書込まれた各チャネルのディジタル受信信号は、読出し制御部からの各チャネルへの指示信号Ｒ１、Ｒ２、・・Ｒｎに従って、それぞれ個別に設定されたタイミングにおいて読み出される。これらの指示信号は、上述した受信信号の反射源と各振動子までの伝播距離の違いに起因する各チャネル間の受信信号の位相のずれを考慮して設定される。このような読出しは、メモリがＳＲＡＭである場合には、指示信号によりアドレスを指定することによって行われ、またメモリがＦＩＦＯである場合には、各指示信号を出力クロックとして構成することによって実現できる。そして、読み出された各チャネルの受信信号は加算器２３において加算され、受信ビーム信号としてＬＰＦ２５に入力される。なお、この加算器２３の出力信号は、加算の結果、ビット数が例えばａビットに増加する。ＬＰＦ２５において、入力された１ビットディジタル信号列からなる受信信号はローパスフィルタによってノイズシェーピングおよびデシメーション（間引き）処理が施され、通常必要なビット数、例えばｋビットのディジタル受信ビーム信号として出力される。図５は、オーバサンプリングされたサンプル点と、デシメーション後のサンプル点との関係を示す図である。図中、曲線はアナログ受信信号の波形を示し、丸印はオーバサンプリングされたサンプル点を示している。そして、丸印のうち白抜き丸印で示したサンプル点がデシメーション後のサンプル点である。デシメーション後のサンプル信号間隔Ｔｓ２は、例えば超音波の中心周波数ｆ０の１周期の１／４である。なお、図示の明瞭化のため、オーバサンプリングされたサンプル点は実際よりも疎に描かれている。ディジタル信号列は、ＬＰＦ２５においてノイズシェーピングをなされることによって、１ビットであった量子化ノイズが小さくなる。例えば、７ビットの信号対ノイズ（Ｓ／Ｎ）が得られるとすると、さらにデシメート（間引き）して３２個に１個データを取ることによって２０ＭＨｚサンプル７ビットの出力が得られる。
【００２７】
以上のように、本実施形態によれば、アナログ受信信号を超音波の中心周波数の３２倍以上の周波数でオーバサンプリングしているから、時間間隔が許容される整相遅延誤差の範囲内となるサンプルを得ることができ、その結果補間処理をしなくても異なったタイミングでサンプリングされたデータをチャネル間で加算することによって整相精度を確保することができる。このため、補間回路が不要となり、回路構成を簡単化することができる。
【００２８】
次に、本発明を適用してなる超音波診断装置の第２の実施形態について説明する。以下、上述した第１の実施形態と同様の要素については同一の符号を付して説明を省略し、相違点についてのみ説明する。本実施形態の超音波診断装置は、第１の実施形態の１ビットΔΣ変調器１９に代えて、例えばａビットのマルチビットΔΣ変調器１９’を適用したことを特徴とする。図６は、本実施形態の受信ビーム生成手段１３’の構成を示すブロック図である。図６に示すように、本実施形態においてはΔΣ変調器１９’の出力信号はａ（ａは２以上の自然数）ビットのディジタル信号であり、その結果メモリ２１’もａビットの深さをもったものであり、また加算器２３’の出力信号もｍ＋ａビットとなる。
【００２９】
本実施形態によれば、受信ビーム生成部１３内の信号線の本数が増える等の理由によって回路規模は増加するが、回路の作動周波数を低くできるからハードウェアの負荷を低くできる効果がある。
【００３０】
次に、本発明を適用してなる超音波診断装置の第３の実施形態について説明する。図７は、本実施形態の超音波診断装置の受信ビーム生成手段１３”の構成を示すブロック図である。本実施形態についても、第１の実施形態との相違点についてのみ説明する。本実施形態は、ΔΣ変調器１９が出力するオーバサンプリングされたディジタルデータを間欠的にメモリ２１”に記録し、これによってメモリ２１”の容量を低減していることを特徴とする。図７に示すように、本実施形態においては、各チャネルの読出しクロックはＲで一定であり、各チャネル間の位相の補正は、各チャネルの書込みクロックＷ１、Ｗ２、・・Ｗｎを異ならせることによって行う。これらの書込みクロックは、図示しない書込みクロック制御部から供給される。そして、書込みクロックＷｉ（ｉ＝１、２、・・ｎ）を受けたメモリは、各チャネル間の受信信号の遅延を考慮して定められた受波波形のポイントＰ１、Ｐ２、・・Ｐｎのサンプルと、その前後に所定の長さにわたって連続するサンプルとからなるデータ列であるパケットを記録する。そして、先の書込みクロックに基づいて記録されるパケットの末尾と後の書込みクロックに基づいて記録されるパケットの先端との間隔にあるデータは記録されず、その結果メモリ２１”にはサンプルの書込みが間欠的になされることになる。図８は、本実施形態におけるメモリへのサンプルの記録方法を示す図である。図８において、実線の曲線は受波回路７から入力されるアナログの受信信号波形を示し、ΔΣ変調器１９においてオーバサンプリングされたサンプル点を丸印で示す。そして、丸印のうち特に中黒丸印で示すポイントＰ１およびＰ２は、それぞれ遅延を考慮した受波波形のポイントである。換言すれば、これらがデシメーション処理後のディジタル受信ビーム信号の生成に必要なサンプル点の位置である。そして、図８の場合には、Ｐ１とＰ２との間隔には２１個のサンプル点が有する。そして、Ｐ１に係るパケットは、Ｐ１に先立つ６つのサンプル点と、Ｐ１と、Ｐ１に続く６つのサンプル点との合計１３個のサンプル点に係るデータ列からなる。Ｐ２についても同様に１３個のサンプル点に係るデータ列からなる。このような各パケットのデータ列に含まれるサンプル点数は、ディジタルフィルタであるＬＰＦ２５”のフィルタ係数の個数、つまりタップ数以上のサンプル点数が、所望のサンプル点Ｐ１、Ｐ２・・Ｐｎの前後にそれぞれ有するように決定される。つまり、フィルタ演算するにあたり、これ以外のサンプル点のデータはなくてもよいからである。
【００３１】
ここで、図８に示すように、Ｐ１に係るパケットとＰ２に係るパケットとの間には９個のサンプル点が存在するが、これらに係るデータ列はメモリ２１”に記憶されない。そして、メモリ２１”にそれぞれ蓄積された各チャネルのそれぞれのパケットに係るデータ列は、チャネル間共通の読出しクロックＲにおいて読み出され、加算器２３”において加算される。これによって受信ビーム信号の整相がなされる。そして、ＬＰＦ２５”は、パケットに係るデータが加算器２３”入力されている期間中は周期Ｔｓ２において動作し、ノイズシェーピングおよびデシメーション処理を行い、Ｐ１、Ｐ２、・・Ｐｎといった必要なサンプル点のデータを出力する。また、本実施形態において、パケット時間がＴｄの１／２以上となる場合には、上述した第１の実施形態のように、メモリに連続的にΔΣ変調器１９の出力信号を記録すればよい。なお、本実施形態においては、サンプル点Ｐ１、Ｐ２、・・Ｐｎは、それぞれモニタに表示される画像の画素位置と対応するように設定されている。
【００３２】
以上のように、本実施形態によれば、上述した第１の実施形態と同様の効果に加え、隣接するパケット間隔内に存在するΔΣ変調器１９の出力信号はメモリに記憶しなくてもよいから、メモリの規模を低減し、回路構成を低減できる効果がある。また、これによって消費電力が低減される効果もある。
【００３３】
【発明の効果】
本発明によれば、演算処理を簡単化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用してなる超音波診断装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の超音波診断装置の受信ビーム生成部の構成を示すブロック図である。
【図３】図１の超音波診断装置の探触子が有する複数の振動子と被検体内の受信信号反射源との位置関係の一例を示す模式図である。
【図４】アナログ受信信号とオーバサンプリングされたディジタル信号との関係を示す図である。
【図５】オーバサンプリングされたサンプル点とデシメーション後のサンプル点の関係を示す図である。
【図６】本発明を適用してなる超音波診断装置の第２の実施形態の受信ビーム生成部の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明を適用してなる超音波診断装置の第３の実施形態の受信ビーム生成部の構成を示すブロック図である。
【図８】図７の超音波診断装置におけるメモリへのサンプルの記録方法を示す図である。
【符号の説明】
１　探触子
３　送信部
５　送信整相部
７　受波回路
１３　受信ビーム生成部
１５　信号処理部
１７　モニタ
１９　ΔΣ変調器
２１　メモリ
２３　加算器
２５　ローパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2004065531.tif 000009
【図６】
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【図７】
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【図８】
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