(57)【要約】【課題】マトリクスコンバータ等の交流−交流直接変換器において、入出力周波数が一致する場合の半導体スイッチング素子への熱集中を回避し、素子の保護や放熱フィンの小型化、装置全体の低価格化を図ると共に、継続的な運転を可能にする。【解決手段】多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換して誘導電動機を駆動するマトリクスコンバータ等の交流−交流直接変換器の制御方法に関する。マトリクスコンバータの入力電圧の周波数と出力電圧の周波数とが近付いたときに、同一のトルクに対する誘導電動機の二次磁束指令を調節することによりすべり周波数を変化させ、マトリクスコンバータの出力電圧の周波数を変化させる。【選択図】  図１
2004336848.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換して誘導電動機を駆動する交流−交流直接変換器において、
交流−交流直接変換器の入力電圧の周波数と出力電圧の周波数とが近付いたときに、同一のトルクに対する前記誘導電動機のすべり周波数を変化させて交流−交流直接変換器の出力電圧の周波数を変化させることを特徴とする交流−交流直接変換器の制御方法。
【請求項２】
請求項１に記載した交流−交流直接変換器の制御方法において、
交流−交流直接変換器の入力電圧の周波数と出力電圧の周波数とが近付いたときに、前記誘導電動機の二次磁束指令を変化させて同一のトルクに対する前記誘導電動機のすべり周波数を変化させることを特徴とする交流−交流直接変換器の制御方法。
【請求項３】
多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換して交流電動機を駆動する交流−交流直接変換器において、
交流−交流直接変換器の入力電圧の周波数と出力電圧の周波数とが近付いたときに、前記交流電動機に対する速度指令を変化させて交流−交流直接変換器の出力電圧の周波数を変化させることを特徴とする交流−交流直接変換器の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に直接変換して出力する交流−交流直接変換器において、変換器の入出力周波数の一致によって半導体スイッチング素子に熱集中が発生するのを回避するようにした制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、ダイオード整流器及びインバータを用いたコンバータ−インバータ方式の交流電動機駆動システムを示す概略構成図である。図において、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子、３０は三相ダイオードブリッジからなる整流器、４０は平滑コンデンサ、５０はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を三相ブリッジ接続してなる電圧形インバータ、６０は誘導電動機等の交流電動機である。
【０００３】
上記構成において、交流電動機６０を低速で運転するためにインバータ５０から低周波数の電圧を出力した場合、インバータ５０のスイッチング素子に大きな電流が流れる時間が長くなり、スイッチング素子に熱集中が発生する。特に、出力周波数が０Ｈｚ（直流）の場合には大きな熱集中が発生し、熱集中が発生した相はスイッチング素子を破壊する恐れがある。
このため、後述の特許文献１に係るエレベータの制御装置には、スイッチング素子を熱破壊から保護するようにした技術が開示されている。
【０００４】
上記エレベータの制御装置は、インバータによりエレベータ駆動用の電動機を制御するために、電動機の周波数指令及びトルク指令を演算する第１の速度制御演算部と、スイッチング素子の温度が異常になるか否かを判定するための関数を記憶する温度異常判定関数記憶部と、第１の速度制御演算部で演算された値に対して、上記関数を参照してスイッチング素子の温度が正常か異常かを判定する温度異常判定部と、温度が異常と判定されたとき保護シーケンス運転に対応する電動機の周波数指令及びトルク指令を演算する第２の速度制御演算部と、温度が正常の判定結果に対して第１の速度制御演算部の出力に従い、また、温度が異常の判定結果に対して第２の速度制御演算部の出力に従ってインバータ部を制御する電流制御系演算部とを備えている。
【０００５】
一方、図６は、交流−交流直接変換器の一種であるマトリクスコンバータの主回路を示しており、７１はＵ相ユニット、７２はＶ相ユニット、７３はＷ相ユニットである。各相ユニット７１〜７３は何れも同一構成であり、ＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆並列接続して双方向スイッチを構成し、各３個の双方向スイッチを交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に接続して構成されている。なお、ＳＵＲ〜ＳＴＷは半導体スイッチング素子である。周知のようにマトリクスコンバータでは、直流中間回路の電解コンデンサやリアクトルが不要であると共に、各相ユニット７１〜７３ごとに３個の双方向スイッチが電流を分担するため平均電流責務が１／３となり、装置の小型・軽量化が可能であり、双方向スイッチを高周波でスイッチングするＰＷＭ制御により、入力電圧の一部を負荷に印加しながら入力電流波形や出力電圧波形、周波数を制御している。
【０００６】
上記マトリクスコンバータにおいては、出力電圧の周波数が低い場合（直流を含む）でも、電源が交流であるため、前述の如く各相ユニット７１〜７３内の３個の双方向スイッチに交互に電流が流れて各スイッチング素子の電流責務が軽減される。よって、特許文献１に記載されているような複雑な演算部を設けなくても、熱集中によるスイッチング素子の破壊を防止することが可能である。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００２−３０２３５９号公報（請求項１、請求項２、図２、図４等）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、マトリクスコンバータの場合には、入力電圧の周波数（以下、入力周波数ともいう）と出力電圧の周波数（同じく出力周波数ともいう）が完全に一致した場合に熱集中が発生する。例えば、図６においてＲ相電圧及びＵ相電圧の周波数及び位相が一致した場合、Ｒ相に接続されたスイッチ群についてはスイッチング素子ＳＲＵ，ＳＵＲにしか電流が流れない。このとき、Ｓ相とＶ相、Ｔ相とＷ相も一致しているので、同様にＳ相に接続されたスイッチ群についてはスイッチング素子ＳＳＶ，ＳＶＳにしか電流が流れず、Ｔ相のスイッチ群についてはスイッチング素子ＳＴＷ，ＳＷＴにしか電流が流れない。
【０００９】
このように、各相ユニット７１〜７３において一つの双方向スイッチのみに電流が流れて熱集中が発生すると、その温度が急激に上昇するため、スイッチング素子を破壊する恐れがあり、また、冷却用の放熱フィンの表面積を大きくしなくてはならない。
これらを防止するため、インバータの場合と同様に前記特許文献１等に開示されている複雑な演算部を設けてスイッチング素子を保護するとすれば、高性能な演算装置を必要としてコストの上昇を招く。また、特許文献１に記載された従来技術では装置の運転を継続することができず、故障シーケンスに従って停止しなくてはならない不都合もある。
【００１０】
そこで本発明は、交流−交流直接変換器において入出力周波数が一致する場合のスイッチング素子への熱集中を回避し、素子の保護や放熱フィンの小型化、装置全体の低価格化を図ると共に、継続的な運転を可能にした制御方法を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換して誘導電動機を駆動する交流−交流直接変換器において、
交流−交流直接変換器の入力電圧の周波数と出力電圧の周波数とが近付いたときに、同一のトルクに対する前記誘導電動機のすべり周波数を変化させて交流−交流直接変換器の出力電圧の周波数を変化させるものである。
【００１２】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流−交流直接変換器の制御方法において、
交流−交流直接変換器の入力電圧の周波数と出力電圧の周波数とが近付いたときに、前記誘導電動機の二次磁束指令を変化させて同一のトルクに対する前記誘導電動機のすべり周波数を変化させるものである。
【００１３】
請求項３に記載した発明は、交流−交流直接変換器の負荷が、同期電動機のようにすべり角周波数の調整による出力周波数の制御が不可能な交流電動機である場合、交流−交流直接変換器の入力電圧の周波数と出力電圧の周波数とが近付いたときに、前記交流電動機に対する速度指令を変化させて交流−交流直接変換器の出力電圧の周波数を変化させるものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、この実施形態は、図６に示した交流−交流直接変換器としてのマトリクスコンバータにより誘導電動機を駆動する場合のものである。
【００１５】
まず、図１は請求項１，２に対応する第１実施形態を示すブロック図である。図１において、１は電動機の回転速度を検出する速度検出手段、２は電動機の二相の電流（例えばＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗ）を検出する電流検出手段である。
３はベクトル制御手段であり、その内部において、電動機の速度指令及び速度検出値からトルク電流指令を演算し、速度検出値を用いて磁束電流指令を演算する。そして、電流検出手段２からの電流検出値をトルク電流及び磁束電流に座標変換し、これらと各電流指令との偏差と、別途演算したすべり角周波数及び速度検出値に基づく位相角とを用いて、電動機一次電圧指令のトルク成分及び磁束成分を求めた後、これらの電圧指令を前記位相角を用いて三相各相の出力電圧指令に座標変換して出力する。このベクトル制御手段３の構成及び動作は、従来から知られているものである。
【００１６】
一方、電源電圧検出手段４により検出された各相電源電圧は、マトリクスコンバータの入力電流指令と共に入力電流制御手段５に入力されている。この入力電流制御手段４は、電源電圧に応じてマトリクスコンバータの各相入力電流が入力電流指令に一致するように制御するものである。
【００１７】
ここで、マトリクスコンバータは、三相交流電源に接続された電流形ＰＷＭ整流器に相当する仮想整流器と、誘導電動機を駆動するＰＷＭインバータに相当する仮想インバータとを組み合わせたものと考えることができ、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルスを合成してマトリクスコンバータを制御する方法が公知になっている（例えば、伊藤里絵・高橋勲，「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−０１−１２１，ＩＥＡ−０１−６４等参照）。
【００１８】
従って、図６のＰＷＭパルス発生手段６は、仮想インバータの出力電圧指令をベクトル制御手段３から入力すると共に、仮想整流器の入力電流指令を入力電流制御手段５から入力し、これらの指令とキャリアとを比較して得たＰＷＭパルスを合成して、マトリクスコンバータの各スイッチング素子のＰＷＭパルス（ゲートパルス）を発生する。
なお、図１では誘導電動機の制御方式としてベクトル制御を用いた場合を示してあるが、制御方式はベクトル制御に限定されず他の方式でもよい。
【００１９】
以下、本発明の主要な原理について説明する。
誘導電動機の発生トルクＴは、電動機の磁束位置を基準とした直交二軸の回転座標（磁束軸に平行な成分のサフィックスをＭ、直交する成分のサフィックスをＴとする）上で表すと、二次磁束をφ２Ｍ、一次電流をｉ１Ｔとすれば、数式１により表される。
【００２０】
【数１】
2004336848.tif 000003
【００２１】
一方、誘導電動機のすべり角周波数ωｓは、二次抵抗をＲ２とすれば、数式２により表される。
【００２２】
【数２】
2004336848.tif 000004
【００２３】
数式１，数式２から、トルクＴと、二次磁束φ２Ｍ、すべり角周波数ωｓの関係を求めると、数式３となる。
【００２４】
【数３】
2004336848.tif 000005
【００２５】
また、マトリクスコンバータの出力角周波数すなわち誘導電動機の一次角周波数ω１は、二次角周波数をω２とすれば、数式４によって表される。なお、ω＝２πｆの関係から、角周波数は周波数と同義なものとする。
【００２６】
【数４】
2004336848.tif 000006
【００２７】
すなわち、数式３に示すように、誘導電動機は二次磁束φ２Ｍを制御することで同一のトルクＴに対するすべり角周波数ωｓを変化させることができ、それに伴い、数式４により、同一の二次角周波数ω２に対して一次角周波数ω１、つまりマトリクスコンバータの出力周波数ω１を変化させることができる。
【００２８】
図２は、図１における磁束指令発生手段７の動作を示すものであり、入力である出力周波数指令ω１＊と出力である二次磁束指令φ２Ｍ＊との関係を示している。磁束指令発生手段７では、出力周波数指令ω１＊がマトリクスコンバータの入力周波数（電源の周波数）に近付いた場合、二次磁束指令φ２Ｍ＊を減少させて誘導電動機の磁束を減少させる。
【００２９】
その結果、数式３におけるトルクＴを同一とすればすべり角周波数ωｓが増加するので、誘導電動機の回転数（二次角周波数ω２）を所望の値に保ったままでマトリクスコンバータの出力周波数ω１を増加させることができ、入力周波数と出力周波数とが一致するのを回避することができる。なお、図２では出力周波数が入力周波数に近付くと二次磁束指令を減少させているが、二次磁束指令を増加させてもよい。
また、一定時間を経過するごとに二次磁束指令を変化させて出力周波数を変化させ、入力電圧と出力電圧との位相関係を変化させた後に二次磁束指令を定常レベルに戻す操作を行ってもよい。
【００３０】
この実施形態によれば、図６に示したマトリクスコンバータの各相ユニット７１〜７３において、入出力周波数の一致により一つの双方向スイッチのみに電流が流れて熱集中が発生するのを回避することができ、熱によるスイッチング素子の破壊を防止することができる。また、スイッチング素子冷却用の放熱フィンの表面積が少なくて済むから、装置の小型化も可能になる。
【００３１】
次に、図３は請求項３に相当する本発明の第２実施形態を示すブロック図である。例えば、交流電動機として同期電動機を用いた場合、同期電動機にはすべり周波数がないので、第１実施形態のようにすべり角周波数ωｓを制御して出力周波数ω１を変化させることができない。
【００３２】
そこで、第２実施形態では、第１実施形態における磁束指令発生手段７の代わりに、図３に示す如く速度指令変調手段８を設けることとした。
図４は、マトリクスコンバータの出力周波数が入力周波数付近であるときの速度指令変調手段８の動作を示している。
すなわち、図３の速度指令変調手段８は、マトリクスコンバータの出力周波数（言い換えれば同期電動機の速度指令ω＊）が入力周波数付近であるときに、図４に示すように速度指令を変調することによりゆっくり変化させて速度指令ωＭ＊として出力する。なお、速度指令ωＭ＊の平均値はもとの速度指令ω＊に一致させるため、速度制御の点で支障を生じることはない。
【００３３】
この実施形態によれば、速度指令ωＭ＊を変化させることでマトリクスコンバータの出力周波数が入力周波数に一致するのを回避することができる。
なお、図４では速度指令ωＭ＊をゆっくり変化させたが、出力周波数が入力周波数近傍になる領域を避けて速度指令ωＭ＊をジャンプさせてもよい。
【００３４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、マトリクスコンバータ等の交流−交流変換器において、誘導電動機を駆動する場合にそのすべり角周波数を変化させたり、あるいは、同期電動機を駆動する場合に速度指令を変化させることによって入力周波数と出力周波数とが一致するのを回避するようにしたので、双方向スイッチの熱集中を抑制し、スイッチング素子の破壊を防止することができる。また、熱集中が軽減されるため、冷却用の放熱フィンの小型化にも寄与する。
更に、従来技術として説明した特許文献１のように装置の運転を一時的に中断する必要もなく、交流−交流直接変換器の継続的な運転が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１における磁束指令発生手段の動作説明図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図４】図３における速度指令変調手段の動作説明図である。
【図５】マトリクスコンバータの主回路構成図である。
【図６】コンバータ−インバータ方式の交流電動機駆動システムを示す概略構成図である。
【符号の説明】
１：速度検出手段
２：電流検出手段
３：ベクトル制御手段
４：電源電圧検出手段
５：入力電流制御手段
６：ＰＷＭパルス発生手段
７：磁束指令発生手段
８：速度指令変調手段
６０：交流電動機
７１：Ｕ相ユニット
７２：Ｖ相ユニット
７３：Ｗ相ユニット
ＳＵＲ〜ＳＴＷ：半導体スイッチング素子
【図１】
2004336848.tif 000007
【図２】
2004336848.tif 000008
【図３】
2004336848.tif 000009
【図４】
2004336848.tif 000010
【図５】
2004336848.tif 000011
【図６】
2004336848.tif 000012