(57)【要約】【課題】半導体チップ上に形成されたＰＬＬ回路をクロック逓倍回路として用いた際に、出力クロックに発生するジッタを可及的に低減させる。【解決手段】基準発振器、位相比較器、チャージポンプ回路、分周器、出力バッファの各回路ブロックに接続される電源供給ラインを、電圧制御発振器に接続される電源供給ラインと分離する。【選択図】    図１
2004221962.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準クロックを生成する基準発振器または基準クロックを外部から入力するクロック入力部のいずれかと、前記基準クロックと帰還クロックとの位相差を検出する位相比較器と、前記位相比較器の出力に応じた量の電荷を出し入れするチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路が出し入れする電荷を蓄積して電圧信号に変換するループフィルタと、前記ループフィルタの出力電圧レベルに応じた周波数の発振クロックを生成する電圧制御発振器と、前記発振クロック信号を分周して帰還クロックを生成する分周器と、前記発振クロックを増幅またはレベル変換して出力クロックを生成する出力バッファとを含み、半導体チップ上に形成されてなるＰＬＬ回路において、前記電圧制御発振器は第１の電源供給ラインを通じて電源供給を受け、前記基準発振器、前記クロック入力部、前記位相比較器、前記チャージポンプ回路、前記分周器、前記出力バッファは、前記第１の電源供給ラインとは異なる単一もしくは複数の他の電源供給ラインを通じて電源供給を受けていることを特徴とするＰＬＬ回路。
【請求項２】
前記第１の電源供給ラインの高電位側と前記他の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の同一の高電位側電源パッドから分岐して配線されており、前記第１の電源供給ラインの低電位側と前記他の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の同一の低電位側電源パッドから分岐して配線されていることを特徴とする請求項１記載のＰＬＬ回路。
【請求項３】
前記第１の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の第１の高電位側電源パッドから配線されており、前記他の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の他の高電位側電源パッドから配線されており、前記第１の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の第１の低電位側パッドから配線されており、前記他の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の他の低電位側電源パッドから配線されていることを特徴とする請求項１記載のＰＬＬ回路。
【請求項４】
前記第１の高電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の第１の高電位側チップ接続パッドに接続されており、前記他の高電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の他の高電位側チップ接続パッドに接続されており、前記第１の低電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の第１の低電位側チップ接続パッドに接続されており、前記他の低電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の他の低電位側チップ接続パッドに接続されていることを特徴とする請求項３記載のＰＬＬ回路。
【請求項５】
前記他の電源供給ラインは、さらに第２の電源供給ラインと残余の電源供給ラインとに分割されてなり、前記出力バッファは前記第２の電源供給ラインを通じて電源供給を受け、前記基準発振器、前記クロック入力部、前記位相比較器、前記チャージポンプ回路、前記分周器は、前記残余の電源供給ラインを通じて電源供給を受けていることを特徴とする請求項１〜４記載のＰＬＬ回路。
【請求項６】
前記第２の電源供給ラインの高電位側と前記残余の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の同一の高電位側電源パッドから分岐して配線されており、前記第２の電源供給ラインの低電位側と前記残余の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の同一の低電位側電源パッドから分岐して配線されていることを特徴とする請求項５記載のＰＬＬ回路。
【請求項７】
前記第２の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の第２の高電位側電源パッドから配線されており、前記残余の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の残余の高電位側電源パッドから配線されており、前記第２の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の第２の低電位側パッドから配線されており、前記残余の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の残余の低電位側電源パッドから配線されていることを特徴とする請求項５記載のＰＬＬ回路。
【請求項８】
前記第２の高電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の第２の高電位側チップ接続パッドに接続されており、前記残余の高電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の残余の高電位側チップ接続パッドに接続されており、前記第２の低電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の第２の低電位側チップ接続パッドに接続されており、前記残余の低電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の残余の低電位側チップ接続パッドに接続されていることを特徴とする請求項７記載のＰＬＬ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体チップ上に形成されたＰＬＬ（位相ロックループ）回路に関し、特にクロック逓倍回路としてＰＬＬ回路を用いた際に、出力クロックに発生するジッタを低減させるための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＬＬ回路の主な応用例の一つがクロック逓倍回路である。クロック逓倍回路は、基準クロックを入力し、その周波数より高い周波数の出力クロックを発生するものである。このようなＰＬＬ回路の使用例は、例えば特許文献１のほか、多数の文献に記されている。その中でも、典型的な構成例を改めて図７に示す。以下、同図に基づいてＰＬＬ回路の動作を説明する。
【０００３】
図７において、Ｓｒｅｆは基準クロックである。基準クロックＳｒｅｆは、通常、基準発振器で生成されるか、もしくはＰＬＬ回路に設けられたクロック入力部に対して外部より供給される。本例においては、高精度で安定した水晶発振器１１を基準発振器として用いている。
【０００４】
基準クロックＳｒｅｆは位相比較器１２において帰還クロックＳｆｂと比較される。位相比較器１２は、両クロックの立ち上がりまたは立ち下りエッジが入力される毎にその時間差を検出し、Ｓｆｂの位相がＳｒｅｆの位相よりも進んでいる場合はＵｐ信号を、Ｓｆｂの位相がＳｒｅｆの位相よりも遅れている場合はＤｏｗｎ信号を出力する。Ｕｐ信号およびＤｏｗｎ信号はパルス信号であり、そのパルス幅が検出した位相差に応じたものとなっている。このような位相比較器の具体的な構成は、例えば特許文献２などに見ることができる。
【０００５】
Ｕｐ信号およびＤｏｗｎ信号はチャージポンプ回路１３に入力される。チャージポンプ回路１３は、Ｕｐ信号が入力されると、その期間、設定された電流値でループフィルタ１４に充電電流Ｉｃｐを吐き出す。一方、Ｄｏｗｎ信号が入力されると、その期間、設定された電流値でループフィルタ１４から放電電流Ｉｃｐを吸い込む。このようなチャージポンプ回路の具体的な構成例は、例えば特許文献３を挙げることができる。
【０００６】
ループフィルタ１４は、チャージポンプ１３が出力する電流Ｉｃｐを積分して電圧信号に変換するとともに、平滑化処理を施して制御電圧Ｖｃを生成する。所望の平滑効果を得ながらＰＬＬ回路全体を制御系として安定化させるために、図７中に示したような抵抗器２個とコンデンサ１個の組み合わせからなる構成が一般的に用いられる。
【０００７】
電圧制御発振器１５は、制御電圧Ｖｃに応じて発振クロックＳｖｃｏの周波数が変化するよう構成されており、Ｖｃが高いほど高い周波数で発振する。電圧制御発振器１５の具体的な構成としては、例えば特許文献４に示されるものを用いることができる。
【０００８】
電圧制御発振器１５の発振クロックＳｖｃｏは、出力バッファ１６で適宜増幅され、外部出力端子に出力クロックＳｏｕｔとして出力される。通常、外部出力端子には、数ｐＦの負荷容量が存在するため、出力バッファ１６には高い負荷駆動力が必要とされる。
【０００９】
一方、電圧制御発振器１５の発振クロックＳｖｃｏは、分周器１７にも入力される。分周器１７は発振クロックＳｖｃｏをＮ分周して、周波数が１／Ｎの帰還クロックＳｆｂを生成する。ここで、Ｎは１以上の数値である。生成された帰還クロックＳｆｂは位相比較器１２に入力される。
【００１０】
以上の説明から解るように、本ＰＬＬ回路は、基準クロックＳｒｅｆと帰還クロックＳｆｂの位相が一致するように制御電圧Ｖｃを増減させ、電圧制御発振器１５の発振クロックＳｖｃｏの周波数を調整する。その結果、定常状態では基準クロックＳｒｅｆと帰還クロックＳｆｂの位相差は、零または一定量の僅かな定常偏差に収束する。この状態に至ると、当然、両クロックの周波数は全く同一のものとなる。つまり、電圧制御発振器１５の発振クロックＳｖｃｏの周波数は、基準クロックＳｒｅｆのＮ倍の周波数となる。以上のようにして、本ＰＬＬ回路は基準クロックをＮ倍の周波数に逓倍するクロック逓倍回路として機能する。
【００１１】
【特許文献１】
特開２００２−１６４７８１号公報（図９）
【特許文献２】
特開平１１−２０５１０４号公報（図７）
【特許文献３】
特開平８−３３０９５３号公報（図５）
【特許文献４】
特開２００２−１８５２９１号公報（図５）
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
このようなＰＬＬ回路においては、出力クロックに現れるジッタがしばしば問題となる。ジッタとは、解り易く言い表せば、クロック周期のばらつきを意味する。ジッタは、当該クロックを用いた回路、あるいはそれを搭載したシステムの性能を左右する重要な指標である。特に、近年は電子回路内部のデータ処理が高速化し、使用されるクロック信号の周期が日増しに短くなっているため、それにつれて相対的にジッタの問題が顕在化してきている。このことから、ジッタの低減に対する技術的取り組みが不可欠となっている。
【００１３】
ところで、本願発明者の検討結果より、ジッタを発生させる要因中、最も顕著な影響を及ぼすものは、電源ノイズであることが明らかとなっている。特に、電圧制御発振器は電源電圧の変動に対して敏感であり、その電源供給ラインにノイズが混入すると発振周期に乱れが生じ、ジッタとなる。
【００１４】
電源ノイズには、外部より供給される電源にそもそも含まれている外部発生ノイズと、供給された電源に対してＰＬＬ回路自体がさらに内部で付加する内部発生ノイズとがある。特に内部発生ノイズについては、外部より対策を講じることが困難であるから、十分に抑圧されるよう設計することが必要である。
【００１５】
発明者の知見に基づき、この内部発生ノイズについて、さらに解り易く説明を加えておく。説明の都合上、基準クロックＳｒｅｆが２５ＭＨｚ、発振クロックＳｖｃｏおよび出力クロックＳｏｕｔが１００ＭＨｚで動作するＰＬＬ回路を仮定してみる。
【００１６】
このＰＬＬ回路においては、基準発振器（またはクロック入力部）、位相比較器、チャージポンプ回路が２５ＭＨｚの周波数で動作する。また、分周器についても、その動作形態は回路方式に依存するが、いずれの方式であっても、少なくとも出力部は２５ＭＨｚで動作する。よって、これら各構成要素に接続された電源供給部においては、２５ＭＨｚの基本周波数をもつ電圧の脈動が発生する。なぜならば、回路内部のトランジスタが２５ＭＨｚでスイッチング動作することに伴い、電源の出力インピーダンスと配線インピーダンスに起因する電源電圧の降下量が変化するためである。これがジッタの発生源となる電源ノイズである。仮に電圧制御発振器もこれらの構成要素と同一の電源供給ラインから電力を供給されているとすれば、電圧制御発振器の電源にも２５ＭＨｚの脈動が乗ってしまう。電圧制御発振器の発振周波数はその４倍の１００ＭＨｚであるから、電圧制御発振器の発振クロック４周期毎に１回の頻度で繰り返して脈動が加わることになる。この結果、電圧制御発振器の発振動作は均一でなくなり、発振クロック４周期分の中で、ある周期は長くなり、残りの周期は短くなるという事態が生じる。これが、ジッタと呼ばれる周期の乱れが発生する仕組みである。
【００１７】
次に、残されたもう一つの構成要素である出力バッファについて考察する。出力バッファは、発振クロックそのものを通過させて出力クロックを生成するという機能上、電源ノイズの影響を被る回路であると考えるのが一般的である。しかし、実際には電源ノイズに対する感度は電圧制御発振器ほど高くはない。特に、通過させるクロックの立ち上がり、立ち下がりエッジが急峻であれば、その影響度合いは十分に軽減される。一方で、出力バッファは、ジッタの原因となる電源ノイズを発生し得ることにも着目しなければならない。そもそも出力バッファは、出力に接続される負荷容量を充放電しなければならない必然性故に、本質的に瞬時電流が大きく、過大な電源ノイズを発生する。しかし、その動作周波数は電圧制御発振器の発振周波数と同一の１００ＭＨｚであるから、電源の脈動もまた同一の１００ＭＨｚであり、この電源ノイズ自体は、電圧制御発振器の発振周期を乱す原因とはならない。すなわち、電源が１００ＭＨｚの周波数でどれだけ脈動しようとも、クロックの各周期に対して毎回同一の脈動が加えられる限り、周期が乱れるということがないためである。しかしながら、もし電圧制御発振器の出力クロックに僅かでもジッタが発生すると、出力バッファの発生する電源ノイズにもそのジッタに同期した揺らぎが発生する。その揺らぎの周波数は１００ＭＨｚではなく２５ＭＨｚである。しかもその揺らぎのパワーは出力バッファのもつ機能によって増大されてしまう。そのため、この揺らぎが電圧制御発振器の電源に帰還されて、さらに大きなジッタを引き起こす要因となるのである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
前述の課題を解決するために第１の発明は、基準クロックを生成する基準発振器または基準クロックを外部から入力するクロック入力部のいずれかと、前記基準クロックと帰還クロックとの位相差を検出する位相比較器と、前記位相比較器の出力に応じた量の電荷を出し入れするチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路が出し入れする電荷を蓄積して電圧信号に変換するループフィルタと、前記ループフィルタの出力電圧レベルに応じた周波数の発振クロックを生成する電圧制御発振器と、前記発振クロック信号を分周して帰還クロックを生成する分周器と、前記発振クロックを増幅またはレベル変換して出力クロックを生成する出力バッファとを含み、半導体チップ上に形成されてなるＰＬＬ回路において、前記電圧制御発振器は第１の電源供給ラインを通じて電源供給を受け、前記基準発振器、前記クロック入力部、前記位相比較器、前記チャージポンプ回路、前記分周器、前記出力バッファは、前記第１の電源供給ラインとは異なる単一もしくは複数の他の電源供給ラインを通じて電源供給を受けていることを特徴とする。
【００１９】
これにより、他の電源供給ラインに発生した電源ノイズが第１の電源供給ラインに干渉することを抑圧できるため、出力クロックに発生するジッタを低減できる。
【００２０】
第２の発明は、第１の発明によるＰＬＬ回路において、前記第１の電源供給ラインの高電位側と前記他の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の同一の高電位側電源パッドから分岐して配線されており、前記第１の電源供給ラインの低電位側と前記他の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の同一の低電位側電源パッドから分岐して配線されていることを特徴とする。
【００２１】
これにより、半導体チップ上のパッド数を増加させることなく、他の電源供給ラインに発生した電源ノイズが第１の電源供給ラインに干渉する量を抑圧できるため、半導体チップのサイズを増加させずに、出力クロックに発生するジッタを低減できる。
【００２２】
第３の発明は、第１の発明によるＰＬＬ回路において、前記第１の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の第１の高電位側電源パッドから配線されており、前記他の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の他の高電位側電源パッドから配線されており、前記第１の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の第１の低電位側パッドから配線されており、前記他の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の他の低電位側電源パッドから配線されていることを特徴とする。
【００２３】
これにより、半導体チップ上のパッド数は増加するものの、他の電源供給ラインに発生した電源ノイズが第１の電源供給ラインに干渉する量を、さらに抑圧できるため、出力クロックに発生するジッタもさらに低減できる。
【００２４】
第４の発明は、第３の発明によるＰＬＬ回路において、前記第１の高電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の第１の高電位側チップ接続パッドに接続されており、前記他の高電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の他の高電位側チップ接続パッドに接続されており、前記第１の低電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の第１の低電位側チップ接続パッドに接続されており、前記他の低電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の他の低電位側チップ接続パッドに接続されていることを特徴とする。
【００２５】
これにより、半導体チップ上のパッド数に加えて、ＩＣパッケージ上のチップ接続パッド数も増加するものの、他の電源供給ラインに発生した電源ノイズが第１の電源供給ラインに干渉する量をなお一層抑圧できるため、出力クロックに発生するジッタもなお一層低減できる。
【００２６】
第５の発明は、第１乃至第４の発明によるＰＬＬ回路において、前記他の電源供給ラインは、さらに第２の電源供給ラインと残余の電源供給ラインとに分割されてなり、前記出力バッファは第２の電源供給ラインを通じて電源供給を受け、前記基準発振器、前記クロック入力部、前記位相比較器、前記チャージポンプ回路、前記分周器は、前記残余の電源供給ラインを通じて電源供給を受けていることを特徴とする。
【００２７】
これにより、残余の電源供給ラインに発生した電源ノイズが第２の電源供給ラインに干渉する量を抑圧できるため、特に出力バッファが電源ノイズに敏感な場合であっても、出力クロックに発生するジッタを低減できる。
【００２８】
第６の発明は、第５の発明によるＰＬＬ回路において、前記第２の電源供給ラインの高電位側と前記残余の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の同一の高電位側電源パッドから分岐して配線されており、前記第２の電源供給ラインの低電位側と前記残余の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の同一の低電位側電源パッドから分岐して配線されていることを特徴とする。
【００２９】
これにより、半導体チップ上のパッド数を増加させることなく、残余の電源供給ラインに発生した電源ノイズが第２の電源供給ラインに干渉する量を抑圧できるため、半導体チップのサイズを増加させずに、出力クロックに発生するジッタを低減できる。
【００３０】
第７の発明は、前記第５の発明によるＰＬＬ回路において、前記第２の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の第２の高電位側電源パッドから配線されており、前記残余の電源供給ラインの高電位側は前記半導体チップ上の残余の高電位側電源パッドから配線されており、前記第２の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の第２の低電位側パッドから配線されており、前記残余の電源供給ラインの低電位側は前記半導体チップ上の残余の低電位側電源パッドから配線されていることを特徴とする。
【００３１】
これにより、半導体チップ上のパッド数は増加するものの、残余の電源供給ラインに発生した電源ノイズが第２の電源供給ラインに干渉する量を、さらに抑圧できるため、出力クロックに発生するジッタもさらに低減できる。
【００３２】
第８の発明は、前記第７の発明によるＰＬＬ回路において、前記第２の高電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の第２の高電位側チップ接続パッドに接続されており、前記残余の高電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の残余の高電位側チップ接続パッドに接続されており、前記第２の低電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の第２の低電位側チップ接続パッドに接続されており、前記残余の低電位側電源パッドは前記半導体チップが実装されたＩＣパッケージまたは回路基板上の残余の低電位側チップ接続パッドに接続されていることを特徴とする。
【００３３】
これにより、半導体チップ上のパッド数に加えて、ＩＣパッケージ上のチップ接続パッド数も増加するものの、残余の電源供給ラインに発生した電源ノイズが第２の電源供給ラインに干渉する量をなお一層抑圧できるため、出力クロックに発生するジッタもなお一層低減できる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態を具体的に説明する。
【００３５】
図１は、本発明の第１の実施形態を模式的に示したものである。ＰＬＬ回路が形成された半導体チップはＩＣパッケージ上に接着されており、半導体チップ上の各パッドとＩＣパッケージ表面に形成された各チップ接続パッドとは、ボンディングワイヤで接続されている。半導体チップとＩＣパッケージとの接続形態は、ボンディングワイヤに限ったことではなく、如何様な手法であっても構わない。また、ＩＣパッケージを用いずに、半導体チップを直接回路基板に実装してもよい。ＩＣパッケージには、ＶＤＤ１、ＶＤＤ２、ＶＳＳ１、ＶＳＳ２、Ｘ１、Ｘ２、ＯＵＴの７個のチップ接続パッドが設けられている。それぞれのチップ接続パッドはＩＣパッケージのそれぞれ異なる外部端子へ接続される。よって、以下、外部端子にもチップ接続パッドと同一の名称を付して区別することとする。外部端子ＶＤＤ１およびＶＤＤ２には電源の高電位側が接続され、外部端子ＶＳＳ１およびＶＳＳ２には電源の低電位側が接続される。また、外部端子Ｘ１、Ｘ２には水晶発振器に用いられる水晶振動子が接続される。ＰＬＬ回路の出力クロックは外部端子ＯＵＴより出力される。
【００３６】
図１に示したように、半導体チップ上において、ＰＬＬ回路の各構成要素は、Ａ、Ｂの２つの回路ブロックに区分されている。すわなち、回路ブロックＡには電圧制御発振器のみが含まれ、回路ブロックＢには水晶発振器、位相比較器、チャージポンプ回路、分周器、出力バッファの５つの要素が含まれる。ここで、両回路ブロックの電源供給ラインは分離されており、回路ブロックＡは第１の電源供給ライン、回路ブロックＢは他の電源供給ラインから電源供給を受けている。第１の電源供給ラインはチップ接続パッドＶＤＤ１、ＶＳＳ１に接続され、他の電源供給ラインはチップ接続パッドＶＤＤ２、ＶＳＳ２に接続されている。
【００３７】
このような構成とした場合、第１の電源供給ラインと他の電源供給ラインは異なる外部端子に割り当てられるため、独立した２台の電源装置をそれぞれに接続することが可能となる。これは、最も効果的な電源分離であり、第１の電源供給ラインと他の電源供給ラインとの間の干渉を最も少なくすることができる。また、仮に、単一の電源装置で第１の電源供給ラインと他の電源供給ラインの双方に電源を供給する場合であっても、この構成は理想的である。なぜならば、両電源供給ラインの分岐点はＩＣパッケージを実装する回路基板上に位置することになり、その分岐点において、電源の高電位側と低電位側の間に大容量かつ平滑特性の優れたバイパスコンデンサを配置することが可能となるからである。このようにバイパスコンデンサを配置すれば、他の電源供給ライン側で発生したノイズの多くはバイパスコンデンサで吸収され、分離された第１の電源供給ラインに伝播する量を極力低減できる。
【００３８】
次に、図２は、本発明の第２の実施形態を模式的に示したものである。図２においては、第１の電源供給ラインと他の電源供給ラインは、チップ接続パッドＶＤＤ１およびＶＳＳ１を共有しており、共通の外部端子から電源供給を受けている。その他の構成は、すべて第１の実施形態と同様であるので説明を省略する。本構成は、両電源供給ラインに対して、異なる外部端子を割り当てることができない状況を想定したものであり、具体的にはＩＣパッケージが小型化され、設置可能な外部端子数が限られた場合の最適な構成例である。本実施形態においては、第１の実施形態に匹敵するほどの電源分離効果は得られないものの、外部端子ＶＤＤ１とＶＳＳ１の間に大容量かつ平滑特性の優れたバイパスコンデンサを配置すれば、他の電源供給ラインで側発生したノイズの多くはバイパスコンデンサで吸収され、分離された第１の電源供給ラインに伝播する量はかなり低減される。
【００３９】
次に、図３は、本発明の第３の実施形態を模式的に示したものである。図３においては、第１の電源供給ラインと他の電源供給ラインは、半導体チップ上のパッドを共有しており、共通の外部端子および共通のチップ接続パッドＶＤＤ１、ＶＳＳ１から電源供給を受けている。その他の構成は、すべて第２の実施形態と同様であるので説明を省略する。本構成は、両電源供給ラインに対して、半導体チップ上に異なるパッドを割り当てることができない状況を想定したものであり、具体的には、半導体チップが小型化され、設置可能なパッド数が限られた場合の最適な構成例である。本実施形態においては、第１、第２の実施形態に匹敵するほどの電源分離効果は得られないものの、外部端子ＶＤＤ１とＶＳＳ１の間に大容量かつ平滑特性の優れたバイパスコンデンサを配置すれば、他の電源供給ライン側で発生したノイズのいくらかはバイパスコンデンサで吸収され、分離された第１の電源供給ラインに伝播する量は低減される。
【００４０】
続いて、図４乃至図６を参照して、第４乃至第６の実施形態を順次説明する。これまでの第１から第３の実施形態においては、いずれの場合も半導体チップ上において、ＰＬＬ回路の各構成要素は２つの回路ブロックＡおよびＢに区分されていた。一方、以下の各実施形態においては、回路ブロックＢがさらに回路ブロックＣおよび回路ブロックＤの２つの回路ブロックに分割されることが主な相違点である。すなわち、回路ブロックＢに含まれていた要素のうち、出力バッファが回路ブロックＣとして独立し、残りの水晶発振器、位相比較器、チャージポンプ回路、分周器の４つの構成要素が回路ブロックＤに含まれている。これは、特に出力バッファが電源ノイズに敏感である場合に取るべき構成であり、回路ブロックＤに含まれる各構成要素が発生する電源ノイズの影響が、出力バッファに及ぶことを防止することを目的としている。
【００４１】
まず、図４は、本発明の第４の実施形態を模式的に示したものである。ＩＣパッケージには、先に図１で示した７個のチップ接続パッドに加え、ＶＤＤ３、ＶＳＳ３の２つのチップ接続パッドが新たに設けられている。Ａ、Ｃ、Ｄ、３つの回路ブロックの電源はそれぞれ互いに分離されており、回路ブロックＡは第１の電源供給ライン、回路ブロックＣは第２の電源供給ライン、回路ブロックＤは残余の電源供給ラインから電源供給を受けている。第１の電源供給ラインはチップ接続パッドＶＤＤ１、ＶＳＳ１に接続され、第２の電源供給ラインはチップ接続パッドＶＤＤ２、ＶＳＳ２に接続され、残余の電源供給ラインはチップ接続パッドＶＤＤ３、ＶＳＳ３に接続されている。その他の構成は、すべて第１の実施形態と同様であるので説明を省略する。
【００４２】
このような構成とした場合、第２の電源供給ラインと残余の電源供給ラインは異なる外部端子に割り当てられるため、独立した２台の電源装置をそれぞれに接続することが可能となる。これは、最も効果的な電源分離であり、第２の電源供給ラインと残余の電源供給ラインとの間の干渉を最も少なくすることができる。あるいは、単一の電源装置で第２の電源供給ラインと残余の電源供給ラインの双方に電源を供給する場合であっても、この構成は理想的である。なぜならば、両電源供給ラインの分岐点はＩＣパッケージを実装する回路基板上に位置することになり、その分岐点において、電源の高電位側と低電位側の間に大容量かつ平滑特性の優れたバイパスコンデンサを配置することが可能となるからである。このようにバイパスコンデンサを配置すれば、残余の電源供給ライン側で発生したノイズの多くはバイパスコンデンサで吸収され、分離された第２の電源供給ラインに伝播する量を極力低減できる。
【００４３】
次に、図５は、本発明の第５の実施形態を模式的に示したものである。図５においては、第２の電源供給ラインと残余の電源供給ラインは、チップ接続パッドＶＤＤ２およびＶＳＳ２を共有しており、共通の外部端子から電源供給を受けている。その他の構成は、すべて第４の実施形態と同様であるので説明を省略する。本構成は、両電源供給ラインに対して、異なる外部端子を割り当てることができない状況を想定したものであり、具体的にはＩＣパッケージが小型化され、設置可能な外部端子数が限られた場合の最適な構成例である。本実施形態においては、第４の実施形態に匹敵するほどの電源分離効果は得られないものの、外部端子ＶＤＤ２とＶＳＳ２の間に大容量かつ平滑特性の優れたバイパスコンデンサを配置すれば、残余の電源供給ライン側で発生したノイズの多くはバイパスコンデンサで吸収され、分離された第２の電源供給ラインに伝播する量はかなり低減される。
【００４４】
図６は、本発明の第６の実施形態を模式的に示したものである。図６においては、第２の電源供給ラインと残余の電源供給ラインは、半導体チップ上のパッドを共有しており、共通のチップ接続パッドＶＤＤ２、ＶＳＳ２から電源供給を受けている。その他の構成は、すべて第５の実施形態と同様であるので説明を省略する。本構成は、両電源供給ラインに対して、半導体チップ上に異なるパッドを割り当てることができない状況を想定したものであり、具体的には、半導体チップが小型化され、設置可能なパッド数が限られた場合の最適な構成例である。本実施形態においては、第４、第５の実施形態に匹敵するほどの電源分離効果は得られないものの、外部端子ＶＤＤ２とＶＳＳ２の間に大容量かつ平滑特性の優れたバイパスコンデンサを配置すれば、残余の電源供給ライン側で発生したノイズのいくらかはバイパスコンデンサで吸収され、分離された第２の電源供給ラインに伝播する量は低減される。
【００４５】
ところで、以上の各実施形態のように、ＰＬＬ回路の各構成要素を複数の回路ブロックに分割して配置した場合、各回路ブロックにおける電源電位は、各電源供給ラインに存在する配線インピーダンスの影響によって、常に同一の電位にならないことはいうまでもない。このため、電圧制御発振器の発振クロックを、電源の一方の電位を基準としたシングルエンド信号によって、分周器もしくは出力バッファへ受け渡してしまうと、正しい信号レベルを伝えることができなくなる。結果として、電源電位の差分に応じて信号が揺らいでしまい、ジッタを誘発することとなる。このことから、電圧制御発振器の発振クロックを差動信号として他の回路ブロックへ受け渡すことが望まれる。この場合、電圧制御発振器自体を差動構成とするのが好適であるが、このような電圧制御発振器は、例えば前述の特許文献４に示されるものを始め、一般的に広く用いられている方式を用いることができる。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明した構成を用いることにより、ＰＬＬ回路を用いたクロック逓倍回路において、出力クロックに発生するジッタを可及的に低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す模式図。
【図２】本発明の第２の実施形態を示す模式図。
【図３】本発明の第３の実施形態を示す模式図。
【図４】本発明の第４の実施形態を示す模式図。
【図５】本発明の第５の実施形態を示す模式図。
【図６】本発明の第６の実施形態を示す模式図。
【図７】ＰＬＬ回路の基本構成を示す図。
【符号の説明】
１４    ループフィルタ
１６    出力バッファ
Ａ〜Ｄ    回路ブロック
【図１】
2004221962.tif 000003
【図２】
2004221962.tif 000004
【図３】
2004221962.tif 000005
【図４】
2004221962.tif 000006
【図５】
2004221962.tif 000007
【図６】
2004221962.tif 000008
【図７】
2004221962.tif 000009