(57)【要約】【課題】機器の入力電流を検出するために、専用のカレントトランスが必要であり、これが制御装置の小型化の妨げとなっていた。【解決手段】少なくともダイオードブリッジ５と、ダイオードブリッジ５の各々の直流出力端と一方の交流入力端との間に接続されたコンデンサ６、コンデンサ７によって構成されるコンデンサハーフブリッジとを有する倍電圧整流回路において、その直流出力電圧Ｖ３と、ハーフブリッジ中点電圧Ｖ２とを、前記整流回路の負極側の出力端子電位をグランド電位とする制御部４を用いて所定時間毎に検出し、Ｖ２およびＶ３の時間変化率と、コンデンサ６およびコンデンサ７の容量との積を用いて、交流電源１からの入力電流を演算する。【選択図】  図１
2004336871.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの各々の直流出力端と前記ダイオードブリッジの一方の交流入力端との間にそれぞれ少なくとも１個のコンデンサが接続されて形成されたコンデンサのハーフブリッジとを備えた倍電圧整流回路と、前記整流回路の直流出力側に接続された負荷と、前記整流回路の負極側の出力端子をグランド電位として接続された制御部とを備えた回路構成において、第１の所定時間毎に、前記整流回路の直流出力電圧および前記整流回路におけるコンデンサのハーフブリッジ中点電圧を、前記制御部を用いて検出し、前記直流出力電圧および前記ハーフブリッジの中点電圧の時間変化率と前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサの容量との積から、前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサに流れる電流を求め、さらに得られた前記各コンデンサに流れる電流の差を求めることによって、交流電源からの入力電流を検出することを特徴とする入力電流検出方法。
【請求項２】
ハーフブリッジ中点電圧または前記直流出力電圧のいずれかの電圧リプルの変動周期を検出し、検出した変動周期の整数倍の期間において、前記入力電流の実効値を検出することを特徴とする、請求項１記載の入力電流検出方法。
【請求項３】
整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基き、前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段と、交流電源の位相検出手段とを備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、前記直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、インバータ部を通して前記電動機に通電を行った状態で、前記位相検出手段によって前記交流電源の位相を検出し、前記交流電源の位相がゼロクロス点を含むあらかじめ定められた位相範囲内にある期間内に、前記制御部を用いて、前記電動機の母線電流と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値を前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量とすることを特徴とする、請求項１または２のいずれかに記載の入力電流検出方法。
【請求項４】
整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基いて前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段とを備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、前記直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、インバータ部を通して前記電動機に通電を行った状態において、前記直流出力電圧が増加から減少に転じてから第２の所定時間経過後より第３の所定時間が経過するまでの期間に、前記制御部を用いて、前記電動機の母線電流と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値を前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量とすることを特徴とする、請求項１または２のいずれかに記載の入力電流検出方法。
【請求項５】
整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基いて前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段とを備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、前記直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、インバータ部を通して前記電動機に通電を行った状態において、前記ハーフブリッジを構成するすべてのコンデンサ電圧が減少し始めてから第４の所定時間経過後より第５の所定時間が経過するまでの期間に、前記制御部を用いて、前記電動機の母線電流と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値を前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量とすることを特徴とする、請求項１または２のいずれかに記載の入力電流検出方法。
【請求項６】
整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基いて前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段と備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、平滑コンデンサを有しないことを第１の特徴とし、入力電流の検出を行う前に、請求項３〜５のいずれかに記載の前記電圧検出を行う期間において、前記制御部を用いて、少なくとも１回、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出した結果を用いて、前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサ電圧の時間変化率と、同時刻に検出された前記母線電流とから演算される値を前記倍電圧整流回路を構成するコンデンサの容量とすることを第２の特徴とする、請求項１または２のいずれかに記載の入力電流検出方法。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載の入力電流検出方法を用いて入力電流を検出し、得られた電流値を用いて前記電動機の駆動を制御することを特徴とする、電動機駆動装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源からの入力電流検出方法および、入力電流を用いて電動機の回転数制御を行う電動機駆動装置の制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、空気調和機などに用いられる電動機駆動装置は、機器の使用電流が電源ブレーカの許容電流を超えないように、交流電源１からの入力電流が所定の値以上になると電動機２の回転数を下げるといった電流制御を行っている。交流電源１からの入力電流の検出方法については、図８に示すように、専用のカレントトランス３を設け、この出力を制御部４にて検出する方法が古くから知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開昭６２−２９０３２２号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の構成では、交流電源１からの入力電流を検出するために、専用の部品であるカレントトランスが必要であり、駆動装置の小型化の妨げとなっていた。
【０００５】
この従来の課題を解決するために、本発明は、倍電圧整流回路を構成するコンデンサのハーフブリッジ中点電圧と、整流回路の直流出力電圧とを、整流回路と絶縁されていないマイコンやＤＳＰなどで構成される制御部を用いて、一定時間毎に検出し、その差分とコンデンサの容量との積を用いて所定の演算を行うことで入力電流を推定することにより、カレントトランスを用いずに、入力電流を検出する方法と、これを用いて電動機の回転数制御を行う電動機駆動装置の電流制御方法とを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、ダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの各々の直流出力端と前記ダイオードブリッジの一方の交流入力端との間にそれぞれ少なくとも１個のコンデンサが接続されて形成されたコンデンサのハーフブリッジとを備えた倍電圧整流回路と、前記整流回路の直流出力側に接続された負荷と、前記整流回路の負極側の出力端子をグランド電位として接続された制御部とを備えた回路構成において、第１の所定時間毎に、前記整流回路の直流出力電圧および前記整流回路におけるコンデンサのハーフブリッジ中点電圧を、前記制御部を用いて検出し、前記直流出力電圧および前記ハーフブリッジの中点電圧の時間変化率と前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサの容量との積から、前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサに流れる電流を求め、さらに得られた前記各コンデンサに流れる電流の差を求めることによって、交流電源からの入力電流を検出するものである。
【０００７】
また、本発明は、ハーフブリッジ中点電圧または前記直流出力電圧のいずれかの電圧リプルの変動周期を検出し、検出した変動周期の整数倍の期間において、前記入力電流の実効値を検出するものである。
【０００８】
また、本発明は、整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基き、前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段と、交流電源の位相検出手段とを備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、前記直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、インバータ部を通して前記電動機に通電を行った状態で、前記位相検出手段によって前記交流電源の位相を検出し、前記交流電源の位相がゼロクロス点を含むあらかじめ定められた位相範囲内にある期間内に、前記制御部を用いて、前記電動機の母線電流と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値を前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量とするものである。
【０００９】
また、本発明は、整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基いて前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段とを備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、前記直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、インバータ部を通して前記電動機に通電を行った状態において、前記直流出力電圧が増加から減少に転じてから第２の所定時間経過後より第３の所定時間が経過するまでの期間に、前記制御部を用いて、前記電動機の母線電流と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値を前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量とするものである。
【００１０】
また、本発明は、整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基いて前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段とを備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、前記直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、インバータ部を通して前記電動機に通電を行った状態において、前記ハーフブリッジを構成するすべてのコンデンサ電圧が減少し始めてから第４の所定時間経過後より第５の所定時間が経過するまでの期間に、前記制御部を用いて、前記電動機の母線電流と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値を前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量とするものである。
【００１１】
また、本発明は、整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基いて前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段と備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、平滑コンデンサを有しないことを第１の特徴とし、入力電流の検出を行う前に、請求項３〜５のいずれかに記載の前記電圧検出を行う期間において、前記制御部を用いて、少なくとも１回、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出した結果を用いて、前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサ電圧の時間変化率と、同時刻に検出された前記母線電流とから演算される値を前記倍電圧整流回路を構成するコンデンサの容量とすることを第２の特徴とするものである。
【００１２】
また、本発明は、上記のいずれかに記載の入力電流検出方法を用いて入力電流を検出し、得られた電流値を用いて前記電動機の駆動を制御するものである。
【００１３】
上記の構成をなすことにより、カレントトランスを用いずに、入力電流を検出することができ、コンパクトな制御装置で、電動機の回転数を制御することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１５】
（実施の形態１）
図１において、本発明の入力電流検出を行う対象は、ダイオードブリッジ５および、コンデンサ６、コンデンサ７、平滑コンデンサ８からなる倍電圧整流回路を構成しており、交流電源１とダイオードブリッジ５との間には、力率改善用のリアクタ９が接続されている。
【００１６】
また倍電圧整流回路の出力端子には、制御部４の指示によって制御される負荷１０が接続されている。
【００１７】
マイコンやＤＳＰ等で構成され、負荷１０を制御する制御部４は、交流電源１から絶縁されずに、倍電圧整流回路とグランド電位を共通とする形で接続されている。
【００１８】
また、倍電圧整流回路の直流出力電圧Ｖ３およびハーフブリッジの中点電圧であるコンデンサ７の両端電圧Ｖ２を、ＶＣＣが５Ｖ系である制御部４で検出するため、平滑コンデンサ８および倍電圧整流回路の負極側に接続されたコンデンサ７にはそれぞれ分圧抵抗１１ａ、１１ｂおよび分圧抵抗１２ａ、１２ｂが設けられ、当該制御部４の第１および第２のＡＤ変換器１３ａ，１３ｂにそれぞれ接続されている。
【００１９】
なお、ハーフブリッジ中点電圧を検出するために接続される分圧抵抗１２ａ、１２ｂは、自身を流れる電流が、検出しようとする電流値に対して充分小さくなるように数十ｋΩ以上の抵抗から成る。
【００２０】
制御部４は、所定の時間Δｔ毎に、上記の電圧Ｖ２およびＶ３を、制御部４内の第１および第２のＡＤ変換器１３ａ、１３ｂを用いて検出する。
【００２１】
倍電圧整流回路の正極側に接続されたコンデンサ６の容量をＣ１、コンデンサ６の電圧をＶ１、コンデンサ７の容量をＣ２、コンデンサ７の電圧をＶ２とすると、交流電源１からの入力電流の瞬時値Ｉａｃは、ハーフブリッジの中点Ｐにおけるキルヒホッフの法則から、次の関係式で表される。
【００２２】
Ｉａｃ＝Ｃ１・（ｄＶ１／ｄｔ）−Ｃ２・（ｄＶ２／ｄｔ）
ここで、Ｖ１＝Ｖ３−Ｖ２であることに注意すると、上式より、
Ｉａｃ＝Ｃ１・（ｄＶ３／ｄｔ）−（Ｃ１＋Ｃ２）・（ｄＶ２／ｄｔ）
が成立する。
【００２３】
それぞれの微分演算項は、所定の時間Δｔ毎にサンプリングして得られる各電圧値をそれぞれＶ２ｉ  ，Ｖ３ｉとして、入力電流推定を行う時刻の値から時間Δｔ前に得られた値を引いて得られる差分ΔＸｉ＝Ｘｉ−Ｘｉ−１  （ＸはＶ２またはＶ３を表す）を用いて、それぞれ、
ｄＶ３／ｄｔ＝  ΔＶ３ｉ／Δｔ
ｄＶ２／ｄｔ＝  ΔＶ２ｉ／Δｔ
にて求められる。
【００２４】
また、コンデンサ６の容量Ｃ１およびコンデンサ７の容量Ｃ２には、定格値もしくは、あらかじめ測定した実測値を用いる。
【００２５】
図２は、本実施の形態における各部の電圧および入力電流の波形と、ＡＤ変換のタイミングを示したものである。
【００２６】
図中１４は、直流出力電圧Ｖ３を第１のＡＤ変換器１３ａで検出する際のＡＤサンプリング時間、１５はコンデンサ７の両端電圧Ｖ２を第２のＡＤ変換器１３ｂで検出する際のＡＤサンプリング時間を表す。
演算精度および演算処理速度の観点から、平滑コンデンサ８の電圧Ｖ３、およびコンデンサ７の電圧Ｖ２のサンプリング周波数は、数ｋから数十ｋＨｚ程度とする。
上記サンプリング周期毎に各コンデンサ電圧の時間変化率を求め、得られたコンデンサ電圧の時間変化率と当該コンデンサ容量から上記の計算を行うことで、入力電流の瞬時値Ｉａｃが得られる。
さらにこれを電源周期毎に２乗平均をとることで、交流の入力電流の実効値Ｉａｃ（ｒｍｓ）を推定する。
【００２７】
具体的な計算式は、次式となる。
【００２８】
Ｉａｃ（ｒｍｓ）＝√｛Σ（Ｉａｃｉ×Ｉａｃｉ×Δｔ）／Ｔ｝
（但し、Σは添え字ｉに関して計算をおこなうものである。）
ただし、ｉはΔｔ毎のステップを、Ｔは２乗平均をとる期間を表す。なお、交流電源１の周期の検出については、図３に示すように位相検出手段１６を設けて検出してもよいが、本実施の形態では、コンデンサ７の両端電圧Ｖ２における電圧リプルの変動周期を検出することで、これを推定する。
【００２９】
具体的には、各サンプリングタイミングにおける検出電圧Ｖ２の差分ΔＶ２が正から負に転じるタイミングを検出し、Ｖ２がピークから次のピークになるまでに要した検出ステップ数ｉにΔｔをかけて周期を得る。
【００３０】
こうして得られる変動周期は、原理上、電源周期に等しくなる。さらに得られた変動周期を整数倍することで、平均化処理を行い、推定誤差を低くする。
【００３１】
以上のように、検出電圧Ｖ２の変動周期を利用することで、演算は多少複雑になるが、位相検出手段１６が不要となるため、電子制御装置は、より小型化、コストダウンが可能となる。
【００３２】
なお、上記の推定は、平滑コンデンサ８の出力電圧Ｖ３でも可能である。この場合、得られる周期は、交流電源１の周期の１／２となるが、入力電流波形は、安定動作中には、偶数次成分をほとんど持たないため、得られる実効値は、電源周期で求めた値とさほど変わらない。
【００３３】
ただ、一般的に平滑コンデンサ８の電圧Ｖ３は、倍電圧用のコンデンサ６、コンデンサ７に比べて電圧リプルが小さいため、その変動周期の検出誤差はコンデンサ７の電圧Ｖ２を用いて推定するよりも大きくなりやすいので注意が必要である。
【００３４】
さらに、別の算出方法として、コンデンサ７の電圧Ｖ２の時間変化率、すなわち（ΔＶ２／Δｔ）の周期を利用することもできる。図２に示すように、Ｖ２の波形は、電圧のピーク付近ではなだらかであることから、ピーク値の検出では、高精度に検出できない場合がある。このような場合には、Ｖ２の時間変化率（ΔＶ２／Δｔ）がピークとなる周期を検出すればよい。具体的にはＶ２の差分値ΔＶ２がピークとなる周期を検出することで、より精度の高い推定をすることが可能である。
【００３５】
以上のようにして得られる電流値は、本来の実効値の定義にしたがって求められるものであり、任意の入力電流波形に対して正確な実効値を得ることができる。
【００３６】
このように、本発明における入力電流推定は、従来、電流検出に用いられていたカレントトランスを用いた場合と異なり、入力電流の波形ひずみによる影響を受けにくいことが特徴である。
【００３７】
また、一般的に、倍電圧コンデンサを構成するコンデンサ６、コンデンサ７には電解コンデンサが用いられることが多いが、本発明は、電流推定精度がコンデンサ容量の精度に起因することから、倍電圧コンデンサとしてフィルムコンデンサを用いることにより、容量公差と経年変化とを小さくすることで、より推定精度を向上することが可能となる。
【００３８】
（実施の形態２）
図３に、本発明の入力電流検出方法を電動機駆動装置に適用した本発明の第２の実施の形態を示す。
【００３９】
電動機駆動装置は、そのコンバータ回路として、図中、ダイオードブリッジ５並びにコンデンサ６〜８よりなる倍電圧整流回路を有しており、電動機２は、制御部内のマイコン１９の指示に基いて、倍電圧整流回路の出力側に接続されたインバータ部１７によって駆動される。
【００４０】
電動機２を駆動するインバータ部１７のグランド側には、電動機２の母線電流を検出するシャント抵抗からなる電流検出手段１８が設けられている。
【００４１】
上記のインバータ部１７の制御を行うマイコン１９は、交流電源１から絶縁されずに、コンデンサ７とグランド電位を同じとする形で接続されており、マイコン１９のアナログ入力ポート２０ａは、平滑コンデンサ８の電圧検出に、アナログ入力ポート２０ｂは、コンデンサ７の両端電圧の検出に、アナログ入力ポート２０ｃは、上記電流検出手段１８であるシャント抵抗の電圧検出に、それぞれ使用されるべく接続されている。
【００４２】
また、交流電源の位相検出回路１６が設けられ、入力電流の実効値を計算するために必要な交流電源１の電源周期を検出する。
【００４３】
電動機２の起動時には、ロータ位置を所定の向きに固定する目的で、所定時間、電動機２への通電相を固定した状態で、ほぼ一定の電流を流す。本発明の電動機駆動装置では、この時の母線電流値を電流検出手段１８で検出し、以下に示す方法を用いて、コンデンサ６およびコンデンサ７の容量を推定することで、入力電流の推定精度を向上する。以下、その具体的な方法について述べる。
【００４４】
図４に、交流電源１からの入力電流の流れを示す。
【００４５】
電動機２の起動開始時には、ある固定相を通じてモータの母線電流にＩｍｏｔｏｒだけ通電する。このとき、倍電圧整流回路を構成するコンデンサのうち、正極側のコンデンサ６の容量をＣ１、同コンデンサ電圧をＶ１、負極側のコンデンサ７の容量をＣ２、同コンデンサ電圧をＶ２、平滑コンデンサ８の容量をＣ３、同コンデンサ電圧をＶ３とすると、交流電源１からの入力電流Ｉａｃは、制御部４を含めた総負荷電流をＩＬとして、ダイオード５ａのカソードにおけるキルヒホッフの法則から、次式で表される。
【００４６】
Ｉａｃ＝Ｃ１・（ΔＶ１／Δｔ）＋Ｃ３・（ΔＶ３／Δｔ）＋ＩＬ
さらに、Ｖ１＝Ｖ３−Ｖ２を用いて
Ｉａｃ＝−Ｃ１・（ΔＶ２／Δｔ）＋（Ｃ３＋Ｃ１）・（ΔＶ３／Δｔ）＋ＩＬ
この時の制御部４の消費電力は、せいぜい数Ｗ程度であり、その入力電流値は、ＡＣ１００Ｖの場合で０．１Ａ未満である。したがって電動機２の母線電流を数Ａ程度とすれば、制御部４を流れる電流を無視して
ＩＬ＝Ｉｍｏｔｏｒ
と見なすことができる。
【００４７】
さらに具体的には、図５に示すように、インバータ部１７のＵ相の上アームおよびＶ相の下アームをオンとし、電動機２に母線電流Ｉ１［Ａ］を通電した状態で、所定時間Δｔ毎に、コンデンサ７および平滑コンデンサ８の電圧Ｖ２，Ｖ３およびシャント抵抗の両端電圧を、マイコン１９のアナログ入力ポート２０ａ，２０ｂ，２０ｃを用いて検出する。
【００４８】
ここで、入力電流の瞬時値Ｉａｃがゼロのタイミングで上記の電圧Ｖ２およびＶ３が検出できれば、この期間に得た電圧Ｖ２，Ｖ３およびＩｍｏｔｏｒを用いれば、先のＩａｃの式から、Ｉａｃ＝０とおいたＣ１とＣ３に関する次の関係式が得られる。
【００４９】
−Ｃ１・（ｄＶ２／ｄｔ）＋（Ｃ３＋Ｃ１）・（ｄＶ３／ｄｔ）＋Ｉ１＝０
同様にして、母線電流がＩ２の場合に
−Ｃ１・（ｄＶ２／ｄｔ）＋（Ｃ３＋Ｃ１）・（ｄＶ３／ｄｔ）＋Ｉ２＝０
が得られる。
【００５０】
上の２式において（ｄＶ２／ｄｔ）および（ｄＶ３／ｄｔ）は、検出時刻も、電動機２の母線電流値も異なっており、一般的に異なる値となる。
【００５１】
ここでは、各微分項の計算については、微分項の演算誤差を小さくするために、中心差分  ΔＸｉ＝Ｘｉ＋１−Ｘｉ−１  を用いて
ｄＸｉ／ｄｔ＝  ΔＸｉ／（２Δｔ）
（ただし、ＸはＶ１〜Ｖ３を，ｉはステップを表す。）
として計算を行う。
【００５２】
なお、本演算は、リアルタイミングに行う必要がないことから、演算に必要な３点の値Ｘｉ−１，Ｘｉ，Ｘｉ＋１を検出した後に、ΔＸｉを求める。
【００５３】
ｉステップ目に検出された母線電流がＩ１の場合、
2004336871.tif 000003
同様にして、ｊステップ目に検出された母線電流がＩ２の場合
2004336871.tif 000004
が得られる。
【００５４】
したがって、以上２式の連立方程式を解くことでＣ１，Ｃ３を求めることができ、これによりコンデンサ６およびコンデンサ７の容量の推定が可能となる。
【００５５】
具体的には、これを解いて、
2004336871.tif 000005
にて求められる。
【００５６】
なお、電圧の検出タイミングによっては、稀に得られた２式が同一の式となり、解が得られない場合があるが、この場合には、再度各電圧の検出を行えばよい。
【００５７】
同様にして、ダイオード５ｂのアノードにおけるキルヒホッフの法則より導かれる次式
Ｉａｃ＝Ｃ２・（ΔＶ２／Δｔ）＋Ｃ３・（ΔＶ３／Δｔ）＋Ｉｍｏｔｏｒ
から、Ｃ２を推定することが可能である。
【００５８】
以上のように、入力電流のゼロ期間内に、同時刻に得られたコンデンサのハーフブリッジ中点電圧および直流出力電圧の差分ΔＶ２およびΔＶ３と、母線電流Ｉｍｏｔｏｒが２組得られれば、コンデンサの容量を推測できる。なお、入力電流のゼロ期間の推定には次の３つの方法がある。
【００５９】
以下図６をもとに説明を行う。
【００６０】
まず第１の方法は、交流電源１の位相検出回路１６を設けてこれを推定する方法である。入力電流の瞬時値Ｉａｃがゼロとなる交流電源１の位相は、コンデンサ容量推定のために流す母線電流Ｉ１およびＩ２をあらかじめ決めておくことにより、シミュレーションなどで容易に計算することが可能である。実際には、コンバータ回路を構成するリアクタ９やコンデンサ６およびコンデンサ７および平滑コンデンサ８の予想されるバラツキを加味して、あらかじめインバータ部を通して通電する電流値Ｉｍｏｔｏｒに対して入力電流がゼロとなる区間を求めておく。
【００６１】
その結果、ゼロクロス点のＡ［ｍｓ］前からＢ［ｍｓ］後までがＩａｃ＝０となる点であれば、本制御では、ゼロクロス点のＡ’＞Ａ［ｍｓ］前からＢ’＞Ｂ［ｍｓ］後までの範囲に相当する電源位相区間Ｔ０を、電圧検出範囲とする方法である。これを実現する検出回路の例としては、交流電源に並列にフォトカプラと抵抗を直列に接続した回路などがある。
【００６２】
第２の方法は、直流出力電圧Ｖ３の波形から推測する方法である。直流出力電圧Ｖ３が減少する期間のうち、その前半と後半の一部は、０＜Ｉａｃ＜Ｉｍｏｔｏｒとなっている区間であるから、入力電流ゼロとなる期間Ｔは、直流出力Ｖ３が減少する期間から、これらの期間を除いた期間となる。
【００６３】
したがって、同様に、あらかじめ、コンバータを構成する回路のバラツキを考慮してシミュレーションを行っておき、直流出力電圧Ｖ３が減少する期間のうち、前半のＣ’＞Ｃ［ｍｓ］と後半のＤ’＞Ｄ［ｍｓ］の部分を除いた期間を入力電流ゼロ期間Ｔ１として求めておく。
【００６４】
実際には、一定時間Δｔ毎に、直流出力電圧Ｖ３をサンプリングし、Ｖ３が増加から減少に転じてＣ’［ｍｓ］経過した時点より、時間Ｔ１［ｍｓ］経過するまでに、直流出力電圧Ｖ３およびコンデンサ７の電圧Ｖ２と電流検出手段１８であるシャント抵抗の両端電圧をΔｔ毎に検出すればよい。
【００６５】
第３の方法は、倍電圧コンデンサであるコンデンサ６およびコンデンサ７波形で推測する方法である。同様にして両コンデンサ電圧が減少する期間の前半のＥ’＞Ｅ［ｍｓ］および後半のＦ’＞Ｆ［ｍｓ］の部分を除いた期間を入力電流ゼロ期間Ｔ２として求めておく。
【００６６】
実際には、両コンデンサ６、７をΔｔ毎にサンプリングし、ともに電圧が減少し始めてからＥ’［ｍｓ］経過した時点より、時間Ｔ２［ｍｓ］経過するまでに、直流出力電圧Ｖ３およびコンデンサ７の電圧Ｖ２とシャント抵抗１８の両端電圧をΔｔ毎に検出すればよい。
【００６７】
以上３つのいずれかの方法で、入力電流がゼロと見なせる期間Ｔを推測し、電動機２の起動時において、インバータ部１７を通して電動機２に、少なくとも２回、異なる母線電流を通電することで、この期間に得られた電圧の差分ΔＶ２，ΔＶ３と母線電流Ｉ１およびＩ２とから倍電圧整流回路を構成するコンデンサ６およびコンデンサ７の容量を推定することが可能である。
【００６８】
なお、原理上、必ずしも２回の母線電流Ｉ１およびＩ２は異なる必要はないが、入力電流がゼロの区間における各電圧Ｖ２およびＶ３の傾きはほぼ一定であることから、Ｉ１＝Ｉ２の場合は、連立させる２式が極めて近い値となり、演算誤差が大きくなる傾向にあるため、異なる値とすることが望ましい。
【００６９】
本発明の入力電流検出方法は、原理上、コンデンサ６およびコンデンサ７の容量精度が、入力電流の検出精度に直接影響する。本実施の形態によって、そのコンデンサ容量を正しく把握することができるため、経年変化によってコンデンサの容量が変化しても、入力電流の推定誤差が大きくなる恐れがない。
【００７０】
さらに、上記の入力電流値をもとに入力電流制御を行うことも可能である。
すなわち、電動機駆動装置は、コンデンサ６およびコンデンサ７の容量値を推定した後、サンプリング時間Δｔ毎または、実効値を求める周期毎に、得られた入力電流値とあらかじめ設定された電流値を制御部４にて比較し、入力電流値が設定された電流値を超えないよう、電動機２の回転数を制御する。
【００７１】
なお、本実施の形態では、電動機２の起動時に、コンデンサの容量推定を行ったが、電源投入時にコンデンサの容量推定を行ってもよい。
【００７２】
また、同様にして、電動機２の運転中に、適宜コンデンサ６およびコンデンサ７の容量を推定してもよい。低温時における電動機２の運転では、電動機の駆動装置の温度上昇などによって、運転の前後で、コンデンサ６およびコンデンサ７の雰囲気温度が数十℃以上異なることもあるので、コンデンサの温度特性が大きい場合には、その補正効果が期待できる。
【００７３】
（実施の形態３）
図７は、本発明の第３の実施の形態における電動機駆動装置の回路構成を示すものである。本実施の形態における倍電圧整流回路は、コンデンサ６ａ、コンデンサ６ｂ、コンデンサ７ａ、コンデンサ７ｂからなる倍電圧コンデンサのみで構成され、平滑コンデンサ８を有していない。
【００７４】
本実施の形態によれば、交流電源１からの入力電流Ｉａｃと各コンデンサ電圧との関係は次のようになる。
【００７５】
交流電源１の位相が正の場合、（電流が図６の矢印の方向に流れる場合）
Ｉａｃ＝Ｃ１・（ΔＶ１／Δｔ）＋Ｉｍｏｔｏｒ
（ただし、Ｃ１は、コンデンサ６ａとコンデンサ６ｂの合成容量）
交流電源１の位相が負の場合、（電流が図６の矢印と逆の方向に流れる場合）
Ｉａｃ＝Ｃ２・（ΔＶ２／Δｔ）＋Ｉｍｏｔｏｒ
ただし、Ｃ２はコンデンサ７ａとコンデンサ７ｂの合成容量
したがって、上記の関係式を用いることで、入力電流Ｉａｃ＝０となるタイミングで、ＩｍｏｔｏｒとＶ２およびＶ３を検出すれば、各式からＣ１およびＣ２が次式にて求まる。
【００７６】
2004336871.tif 000006
ここで、各差分項については、実施の形態１で記載した方法にて演算を行う。また入力電流がゼロである期間の推定方法は、実施の形態２で記載した方法を用いるものとする。
【００７７】
以上のように、平滑コンデンサ８を有しない場合には、実施の形態２のように母線電流を複数回、通電させて電圧検出をする必要がなく、１回の通電時における電圧検出のみから得られる各電圧の時間変化率ΔＶ２／Δｔ，ΔＶ３／Δｔと、母線電流Ｉｍｏｔｏｒとから、倍電圧コンデンサの容量、すなわち、コンデンサ６ａとコンデンサ６ｂの合成容量、およびコンデンサ７ａとコンデンサ７ｂとの合成容量とを推定することが可能となり、複雑な演算を必要としなくなる。
【００７８】
こうして得られた入力電流をもとに、電動機駆動装置は、ブレーカが差動する電流を超えないように、電動機２の回転数制御を行う。
【００７９】
なお、入力電流検出の際には、先に述べた実施の形態１のように、実効値を算出し、得られた入力電流の実効値がブレーカ容量以下となるように電動機２の回転数を制限してもよいが、マイコン１９の演算負荷を小さくする目的で、あえて上記実効値の計算を行わず、得られる入力電流の瞬時値でもって電動機２の回転数制御を行ってもよい。
【００８０】
例えば、入力電流を２０Ａに抑制したい場合には、入力電流の瞬時値が２０×√２＝２８Ａを超えないように電動機２の回転数を制限するといった制御を行うことで、必要な演算量を大幅に削減することが可能である。
【００８１】
【発明の効果】
上記から明らかなように、本発明は、ダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの各々の直流出力端と前記ダイオードブリッジの一方の交流入力端との間にそれぞれ少なくとも１個のコンデンサが接続されて形成されたコンデンサのハーフブリッジとを備えた倍電圧整流回路と、前記整流回路の直流出力側に接続された負荷と、前記整流回路の負極側の出力端子をグランド電位として接続された制御部とを備えた回路構成において、第１の所定時間毎に、前記整流回路の直流出力電圧および前記整流回路におけるコンデンサのハーフブリッジ中点電圧を、前記制御部を用いて検出し、前記直流出力電圧および前記ハーフブリッジの中点電圧の時間変化率と前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサの容量との積から、前記ハーフブリッジを構成する各コンデンサに流れる電流を求め、さらに得られた前記各コンデンサに流れる電流の差を求めることによって、交流電源からの入力電流を検出するもので、本構成によれば、従来専用部品として使用していたカレントトランスを用いることなく、入力電流を検出することが可能となるという効果を奏する。
【００８２】
また、本発明は、ハーフブリッジ中点電圧または前記直流出力電圧のいずれかの電圧リプルの変動周期を検出し、検出した変動周期の整数倍の期間において、前記入力電流の実効値を検出するもので、この構成をなすことにより、交流電源の位相検出手段が不要となり、回路をより簡略化できるという効果を奏する。
【００８３】
また、本発明は、整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基き、前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段と、交流電源の位相検出手段とを備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、前記直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、インバータ部を通して前記電動機に通電を行った状態で、前記位相検出手段によって前記交流電源の位相を検出し、前記交流電源の位相がゼロクロス点を含むあらかじめ定められた位相範囲内にある期間内に、前記制御部を用いて、前記電動機の母線電流と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値を前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量とするもので、この構成をなすことにより、倍電圧コンデンサの経年変化や、バラツキに対して補正を行うことができ、さらに高精度な電流検出が可能となる。
【００８４】
また、本発明は、整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基いて前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段とを備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、前記直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、インバータ部を通して前記電動機に通電を行った状態において、前記直流出力電圧が増加から減少に転じてから第２の所定時間経過後より第３の所定時間が経過するまでの期間に、前記制御部を用いて、前記電動機の母線電流と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値を前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量とするもので、この構成をなすことにより、倍電圧整流回路を構成するコンデンサ電圧を利用して、入力電流がゼロとなる期間を求めることにより、交流電源の位相検出手段を用いずに、倍電圧コンデンサの容量を推測することが可能となる。
【００８５】
また、本発明は、整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基いて前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段とを備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、前記直流出力端間に平滑コンデンサを備えており、入力電流の検出を行う前に、少なくとも２回、インバータ部を通して前記電動機に通電を行った状態において、前記ハーフブリッジを構成するすべてのコンデンサ電圧が減少し始めてから第４の所定時間経過後より第５の所定時間が経過するまでの期間に、前記制御部を用いて、前記電動機の母線電流と、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出し、得られた複数回の検出結果より演算される値を前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサの容量とするもので、倍電圧整流回路を構成するコンデンサ電圧を利用して、入力電流がゼロとなる期間を求めることにより、交流電源の位相検出手段を用いずに、倍電圧コンデンサの容量を推測することが可能となる。
【００８６】
また、本発明は、整流回路と、制御部と、電動機と、前記制御部の指示に基いて前記整流回路の直流出力電圧によって前記電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に直列に接続された前記電動機の母線電流検出手段と備えた電動機駆動装置において、前記整流回路は、平滑コンデンサを有しないことを第１の特徴とし、入力電流の検出を行う前に、請求項３〜５のいずれかに記載の前記電圧検出を行う期間において、前記制御部を用いて、少なくとも１回、前記直流出力電圧の時間変化率と、前記ハーフブリッジ中点電圧の時間変化率とを同時に検出した結果を用いて、前記倍電圧整流回路を構成する各コンデンサ電圧の時間変化率と、同時刻に検出された前記母線電流とから演算される値を前記倍電圧整流回路を構成するコンデンサの容量とすることを第２の特徴とするもので、倍電圧整流回路に平滑コンデンサを有しないことにより、直流出力電圧およびハーフブリッジ中点電圧の時間変化率と母線電流値を１回検出するだけで、より簡単に倍電圧コンデンサの容量を算出することが可能となる。
【００８７】
さらに、本発明は、上記の発明によって得られる入力電流を用いることで、カレントトランスを用いることなく、軽量・小型でかつ、正確な入力電流値に応じた電動機の駆動制御が可能となるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す制御ブロック図
【図２】本発明の第１の実施の形態における各部波形の時間変化を表す図
【図３】本発明の第２の実施の形態を示す電動機駆動装置の制御ブロック図
【図４】本発明の第２の実施の形態における電流の流れを表した図
【図５】圧縮機の起動時におけるモータ通電の電流の流れを表した図
【図６】本発明の第２の実施の形態における各部波形の時間変化を表す図
【図７】本発明の第３の実施の形態を示す電動機駆動装置の制御ブロック図
【図８】従来の入力電流検出方法を表す制御ブロック図
【符号の説明】
１  交流電源
２  電動機
３  カレントトランス
４  制御部
５  ダイオードブリッジ
５ａ  ダイオード
５ｂ  ダイオード
５ｃ  ダイオード
５ｄ  ダイオード
６  コンデンサ
６ａ  コンデンサ
６ｂ  コンデンサ
７  コンデンサ
７ａ  コンデンサ
７ｂ  コンデンサ
８  平滑コンデンサ
９  リアクタ
１０  負荷
１１ａ  分圧抵抗
１１ｂ  分圧抵抗
１２ａ  分圧抵抗
１２ｂ  分圧抵抗
１３ａ  第１のＡＤ変換器
１３ｂ  第２のＡＤ変換器
１４  直流出力電圧検出のＡＤサンプリング時間
１５  ハーフブリッジ中点電圧のＡＤサンプリング時間
１６  位相検出手段
１７  インバータ部
１８  電流検出手段
１９  マイコン
２０ａ  アナログ入力ポート
２０ｂ  アナログ入力ポート
２０ｃ  アナログ入力ポート
３１  交流電源の入力電圧波形
３２  入力電流波形
３３  直流出力電圧波形
３４  ハーフブリッジ中点電圧波形
Ｖ１  コンデンサ６の両端電圧
Ｖ２  ハーフブリッジ中点電圧
Ｖ３  直流出力電圧
Δｔ  第１の所定時間
Ｃ’        第２の所定時間
Ｔ１  第３の所定時間
Ｅ’        第４の所定時間
Ｔ２  第５の所定時間
【図１】
2004336871.tif 000007
【図２】
2004336871.tif 000008
【図３】
2004336871.tif 000009
【図４】
2004336871.tif 000010
【図５】
2004336871.tif 000011
【図６】
2004336871.tif 000012
【図７】
2004336871.tif 000013
【図８】
2004336871.tif 000014