(57)【要約】【課題】入力電流を高精度に測定することができる超微小電流／周波数変換装置を提供する。【解決手段】演算増幅回路１０への入力電流Ｉｉの電荷を、演算増幅回路１０の入出力端の間に帰還素子として接続された積分用のコンデンサ１２に蓄積し、この蓄積に応じて演算増幅回路１０から出力される電圧Ｖｏに比例した周波数のパルス信号Ｐ１を電圧周波数変換回路３０から出力し、単安定マルチバイブレータ回路１８で、そのパルス信号Ｐ１に応じて一定幅Ｐｄの負のパルス信号Ｐ２を出力する。そして、定電流回路２０において、パルス信号Ｐ２の幅（パルス幅）Ｐｄの時間の動作時に、入力電流Ｉｉを放電電流Ｉｄとして放電する。【選択図】      図１
2004333208.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力する積分回路と、
前記積分回路から出力される電圧に比例した周波数のパルス信号を出力する周波数変換回路と、
前記周波数変換回路から出力されるパルス信号の供給時に、前記入力電流を放電する定電流回路と
を備えたことを特徴とする超微小電流／周波数変換装置。
【請求項２】
前記定電流回路は、前記パルス信号の供給時に前記入力電流を放電するトランジスタ
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の超微小電流／周波数変換装置。
【請求項３】
前記定電流回路は、前記積分回路における前記入力電流の供給端と前記トランジスタとの間に、ダイオードを接続して構成されている
ことを特徴とする請求項２に記載の超微小電流／周波数変換装置。
【請求項４】
前記周波数変換回路と前記定電流回路との間に、単安定マルチバイブレータ回路を接続した
ことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の超微小電流／周波数変換装置。
【請求項５】
入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力する積分回路と、
前記積分回路から出力される電圧に比例した周波数のパルス信号を出力する周波数変換回路と、
前記周波数変換回路から出力されるパルス信号の供給時に、前記積分回路に蓄積された電荷を放電するポンピング回路と
を備えたことを特徴とする超微小電流／周波数変換装置。
【請求項６】
前記ポンピング回路は、前記入力電流が順方向に流れるように直列接続された複数のダイオードと、
前記複数のダイオード同士の接続部分と前記周波数変換回路における前記パルス信号の出力端との間に接続されたコンデンサと
を備えたことを特徴とする請求項５に記載の超微小電流／周波数変換装置。
【請求項７】
前記周波数変換回路と前記ポンピング回路との間に、単安定マルチバイブレータ回路を接続した
ことを特徴とする請求項５または６に記載の超微小電流／周波数変換装置。
【請求項８】
入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力する積分回路と、
前記積分回路から出力される電圧と、予め定められた基準電圧との比較から出力電圧を得る電圧比較回路と、
前記電圧比較回路の出力電圧の供給によってパルス信号を出力する単安定マルチバイブレータ回路と、
前記単安定マルチバイブレータ回路から出力されるパルス信号の供給時に、前記積分回路に蓄積された電荷を放電するポンピング回路と
を備えたことを特徴とする超微小電流／周波数変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、超微小電流をパルス周波数に変換して超微小電流を測定する超微小電流計などに用いられ、例えば放射線線量率を計測する放射線線量率計に用いて好適な超微小電流／周波数変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４は、従来の超微小電流／周波数変換装置である。図４に示す超微小電流／周波数変換装置は、電流Ｉｉが入力される演算増幅回路１０と、この演算増幅回路１０の入出力端の間に帰還素子として接続されたコンデンサ１２と、基準電圧電源１４と、演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏと基準電圧電源１４の基準電圧Ｖｓとを比較する電圧比較回路１６と、電圧比較回路１６の出力電圧に応じて一定幅Ｐｄの負のパルス信号Ｐを出力する単安定マルチバイブレータ回路１８と、この回路１８から出力されるパルス信号Ｐの幅（パルス幅）Ｐｄの時間だけ動作し、この動作時に演算増幅回路１０への入力電流Ｉｉを放電する定電流回路２０とを備えて構成されている。また、その放電電流をＩｄとする。
このような構成の超微小電流／周波数変換装置においては、演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏは、下式（１）で示すように経過時間Ｔに比例して上昇する。
【０００３】
【数１】
2004333208.tif 000003
【０００４】
また、電圧比較回路１６によって比較される出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｓを超えると、単安定マルチバイブレータ回路１８が駆動し、振幅Ｖｄで一定幅Ｐｄのパルス信号Ｐを定電流回路２０へ出力する。
定電流回路２０は、パルス幅Ｐｄの時間Ｔｄだけ動作し、この動作時に、演算増幅回路１０の入力電流Ｉｉを放電する。即ち、放電電流Ｉｄ×Ｔｄなる電荷を放電する。この放電時に、演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏは、下式（２）に示すように、放電した電荷Ｉｄ×Ｔｄ分だけ低下する。
【０００５】
Ｖｏ＝１／Ｃ（Ｉｉ×Ｔ−Ｉｄ×Ｔｄ）  …（２）
但し、Ｃは、コンデンサ１２の静電容量であるとする。
このとき、入力電流ｌｉによる積分電荷Ｉｉ×Ｔと、放電電流ｌｄによる放電電荷Ｉｄ×Ｔｄが釣り合えば、出力電圧Ｖｏ＝０Ｖとなる。このような出力電圧Ｖｏの動作に応じた周波数１／Ｔ、即ちパルス信号Ｐの周波数１／Ｔは、下式（３）に示すように、入力電流ｌｉに比例するので、パルス信号Ｐの周波数１／Ｔを測定することにより入力電流Ｉｉを測定することができる。
【０００６】
Ｖｏ＝０
Ｉｉ×Ｔ＝Ｉｄ×Ｔｄ
１／Ｔ＝｛１／（Ｉｄ×Ｔｄ）｝Ｉｉ  …（３）
この種の従来の装置として、例えば特許文献１および２に記載のものがある。
【０００７】
【特許文献１】
特公平５−８７８９号公報
【特許文献２】
特公昭６４−６７０８号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来の超微小電流／周波数変換装置においては、入力電流Ｉｉが１０ｆＡ（フェムトアンペア：１０−１５）程度の超微小電流を、パルス信号Ｐの周波数１／Ｔ＝０．１Ｈｚ、パルス幅Ｐｄ＝１μｓで測定する場合、定電流回路２０の一定な放電電流Ｉｄが１０−７Ａとなって、定電流回路２０のインピーダンスが高くなるので、パルス幅Ｐｄと定電流Ｉｄの精度を高精度に確保することができなくなる。
【０００９】
即ち、図５に示すように、定電流回路２０の放電電圧Ｖｄを１Ｖとすると、放電抵抗Ｒｄは１０ＭΩとなるので、放電電流Ｉｄは１０−７Ａとなる。また、定電流回路２０の浮遊静電容量Ｃｓを１０ｐＦとすると、定電流回路２０の応答時定数は１００μｓとなり、パルス幅Ｐｄの１μｓに対して非常に大きくなるので、パルス幅Ｐｄの精度を確保することができなくなる。
【００１０】
このような超微小電流／周波数変換装置の基準電圧Ｖｓとしては０．１Ｖ程度であり、また、積分用のコンデンサ１２の静電容量Ｃｆは、入力電流Ｉｉ＝１０ｆＡ、パルス信号Ｐの周波数１／Ｔ＝０．１Ｈｚとすると、下式（４）に示すように、１ｐＦ程度になる。このため、図示せぬ周辺回路との間の静電容量変化により感度が変化しやすく、また、ノイズ誘導に影響が大きくなり、非常に小さいノイズ誘導によりパルスが出力されやすい。
【００１１】
Ｃｆ＝Ｑ／Ｖ＝（１／Ｖ）（Ｉｉ×Ｔ）＝（１／０．１）（１０−１４×１０）＝１ｐＦ  …（４）
以上の理由によって、超微小電流／周波数変換装置の入力電流Ｉｉを高精度に測定することができないという問題がある。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、入力電流を高精度に測定することができる超微小電流／周波数変換装置を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１による超微小電流／周波数変換装置は、入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力する積分回路と、前記積分回路から出力される電圧に比例した周波数のパルス信号を出力する周波数変換回路と、前記周波数変換回路から出力されるパルス信号の供給時に、前記入力電流を放電する定電流回路とを備えたことを特徴としている。
【００１３】
この構成によれば、入力される電圧に比例した周波数のパルス信号を出力可能な周波数変換回路を用いた。つまり、電圧が高ければ高いほど高周波数のパルス信号を出力することができるので、積分回路で電荷の蓄積に用いるコンデンサの静電容量を大きくすることによって、その電圧を大きくすれば、高周波数のパルス信号を出力することができる。この高周波数のパルス信号を用いて定電流回路において入力電流の放電を行えば、より高精度に入力電流を測定することができる。
【００１４】
更に、上記の理由から積分回路に用いるコンデンサの静電容量を大きな値とすることができるので、超微小電流／周波数変換装置のインピーダンスが下がり、より安定な回路動作を行わせることができる。つまり、コンデンサの静電容量が大きいので、周辺回路との間の静電容量変化による感度が変化しにくくなり、また、ノイズ誘導の影響が小さくなる。従って、超微小電流／周波数変換装置の入力電流を高精度に測定することができる。
【００１５】
また、本発明の請求項２による超微小電流／周波数変換装置は、請求項１において、前記定電流回路は、前記パルス信号の供給時に前記入力電流を放電するトランジスタを備えたことを特徴としている。
この構成によれば、入力電流を、応答速度の速いトランジスタを介して放電することができるので、より高精度に入力電流を測定することができる。
【００１６】
また、本発明の請求項３による超微小電流／周波数変換装置は、請求項２において、前記定電流回路は、前記積分回路における前記入力電流の供給端と前記トランジスタとの間に、ダイオードを接続して構成されていることを特徴としている。
この構成によれば、積分回路とトランジスタとをダイオードで高絶縁状態とすることができるので、トランジスタから積分回路側へリーク電流が流れることを防止することができ、これによって、入力電流に他の余計な電流が関与することがないので、その分、入力電流の測定精度を向上させることができる。
【００１７】
また、本発明の請求項４による超微小電流／周波数変換装置は、請求項１から３の何れか１項において、前記周波数変換回路と前記定電流回路との間に、単安定マルチバイブレータ回路を接続したことを特徴としている。
この構成によれば、周波数変換回路から出力されるパルス信号を、単安定マルチバイブレータ回路で一定幅の安定したパルス信号とすることができるので、より安定的に入力電流の放電を行うことができる。
【００１８】
また、本発明の請求項５による超微小電流／周波数変換装置は、入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力する積分回路と、前記積分回路から出力される電圧に比例した周波数のパルス信号を出力する周波数変換回路と、前記周波数変換回路から出力されるパルス信号の供給時に、前記積分回路に蓄積された電荷を放電するポンピング回路とを備えたことを特徴としている。
【００１９】
この構成によれば、高周波数のパルス信号がポンピング回路に入力されることによって、ポンピング回路は、そのパルス信号のパルス幅の間に、入力電流によって蓄積された電荷を放電するので、高周波数のパルス信号の周波数を測定することにより、入力電流を高精度に測定することができる。
また、本発明の請求項６による超微小電流／周波数変換装置は、請求項５において、前記ポンピング回路は、前記入力電流が順方向に流れるように直列接続された複数のダイオードと、前記複数のダイオード同士の接続部分と前記周波数変換回路における前記パルス信号の出力端との間に接続されたコンデンサとを備えたことを特徴としている。
【００２０】
この構成によれば、ダイオードとコンデンサとで構成される時定数の小さいポンピング回路で、パルス信号のパルス幅の間に、積分回路に蓄積された電荷を放電することができるので、より高精度に入力電流を測定することができる。
また、本発明の請求項７による超微小電流／周波数変換装置は、請求項５または６において、前記周波数変換回路と前記ポンピング回路との間に、単安定マルチバイブレータ回路を接続したことを特徴としている。
【００２１】
この構成によれば、周波数変換回路から出力されるパルス信号を、単安定マルチバイブレータ回路で一定幅の安定したパルス信号とすることができるので、より安定的に入力電流の放電を行うことができる。
また、本発明の請求項８による超微小電流／周波数変換装置は、入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力する積分回路と、前記積分回路から出力される電圧と、予め定められた基準電圧との比較から出力電圧を得る電圧比較回路と、前記電圧比較回路の出力電圧の供給によってパルス信号を出力する単安定マルチバイブレータ回路と、前記単安定マルチバイブレータ回路から出力されるパルス信号の供給時に、前記積分回路に蓄積された電荷を放電するポンピング回路とを備えたことを特徴としている。
【００２２】
この構成によれば、単安定マルチバイブレータ回路から出力される一定幅で安定したパルス信号がポンピング回路に入力されることによって、ポンピング回路は、そのパルス信号の一定パルス幅の間に、入力電流によって蓄積された電荷を放電するので、そのパルス信号の周波数を測定することにより、入力電流を高精度に測定することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。この図１に示す第１の実施の形態の装置において、図４の従来例回路の各部に対応する部分には同一符号を付す。
【００２４】
図１に示す超微小電流／周波数変換装置は、電流Ｉｉが入力される演算増幅回路１０と、この演算増幅回路１０の入出力端の間に帰還素子として接続された積分用のコンデンサ１２と、演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏに比例した周波数のパルス信号Ｐ１を出力する電圧周波数変換回路３０と、電圧周波数変換回路３０の出力パルス信号Ｐ１に応じて一定幅Ｐｄの負のパルス信号Ｐ２を出力する単安定マルチバイブレータ回路１８と、この回路１８から出力されるパルス信号Ｐ２の幅（パルス幅）Ｐｄの時間だけ動作し、この動作時に演算増幅回路１０への入力電流Ｉｉを放電する定電流回路２０とを備えて構成されている。また、その放電電流をＩｄとする。
【００２５】
また、電圧周波数変換回路３０は、小電圧で高周波数のパルス信号Ｐ１を出力可能なものである。
このような構成の超微小電流／周波数変換装置においては、演算増幅回路１０及びコンデンサ１２により構成される積分回路に、入力電流Ｉｉによる電荷が蓄積され、この蓄積電荷に比例する出力電圧Ｖｏが電圧周波数変換回路３０へ出力される。
【００２６】
電圧周波数変換回路３０からは、その出力電圧Ｖｏに比例した周波数のパルス信号Ｐ１が出力され、これが単安定マルチバイブレータ回路１８に入力される。単安定マルチバイブレータ回路１８からは、その入力パルス信号Ｐ１に対応した周波数のパルス信号Ｐ２が出力される。そして、このパルス信号Ｐ２が定電流回路２０に入力される。これによって、定電流回路２０は、従来例で説明したように、そのパルス信号Ｐ２のパルス幅Ｐｄの時間Ｔｄだけ動作し、この動作時に、演算増幅回路１０の入力電流Ｉｉを放電するので、パルス信号Ｐ２の周波数を測定することにより入力電流Ｉｉを測定することができる。
【００２７】
このような第１の実施の形態の超微小電流／周波数変換装置によれば、次に説明するような効果がある。
従来例の超微小電流／周波数変換装置では、演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｓとを比較する電圧比較回路１６を用いていたので、積分用のコンデンサ１２の静電容量Ｃｆを大きくすると、超微小な入力電流Ｉｉを測定するために必要な高周波数を得ることができなかった。そこでコンデンサ１２の静電容量Ｃｆを小さくして対応していたために従来例で説明したような問題が生じていた。
【００２８】
しかし、第１の実施の形態においては、入力される電圧Ｖｏに比例した周波数のパルス信号Ｐ１を出力可能な電圧周波数変換回路３０を用いた。つまり、電圧Ｖｏが高ければ高いほど高周波数のパルス信号Ｐ１を出力することができるので、コンデンサ１２の静電容量Ｃｆを大きくしても、入力電荷を積分して演算増幅回路１０の出力電圧Ｖｏが大きくなれば、高周波数のパルス信号Ｐ１を出力することができる。なお、従来技術では、出力周波数はＣｆと入力電流と１パルス当たりの放電電流で決まるので、Ｃｆを大きくすることはできなかった。
【００２９】
上記の高周波数のパルス信号Ｐ１に対応する安定したパルス信号Ｐ２を用いれば、より高精度に入力電流Ｉｉを測定することができる。
また、電圧周波数変換回路３０の一般的な感度は１ＭＨｚ／５Ｖなので、０．１Ｈｚ程度の周波数のパルス信号Ｐ１を得る場合、演算増幅回路１０から入力される電圧Ｖｏは、１ＭＨｚ／５Ｖならば０．１Ｈｚ／０．５μＶとなる。
【００３０】
この時の入力電流Ｉｉを１０ｆＡとすると、０．１Ｈｚ（１０秒）の積分電荷は、０．１ｐＣとなり積分用のコンデンサ１２の静電容量Ｃｆは０．２μＦとなる。つまり、Ｃ＝Ｑ／Ｖ＝０．１ｅ−１２／０．５ｅ−６＝０．２ｅ−６Ｆとなる。従って、従来例の１ｐＦと比べ格段に大きな値とすることができるので、超微小電流／周波数変換装置のインピーダンスが下がり、より安定な回路動作を行わせることができる。
【００３１】
つまり、コンデンサ１２の静電容量Ｃｆが従来の１ｐＦに比べ０．１μＦと格段に大きいので、図示せぬ周辺回路との間の静電容量変化による感度が変化しにくくなり、また、ノイズ誘導の影響が小さくなる。従って、超微小電流／周波数変換装置の入力電流Ｉｉを高精度に測定することができる。
（第２の実施の形態）
図２は、本発明の第２の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。この図２に示す第２の実施の形態の装置において、図１に示した第１の実施の形態の装置の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【００３２】
図２に示す超微小電流／周波数変換装置が、図１に示した超微小電流／周波数変換装置と異なる点は、定電流回路２０にポンピング回路３２を用いたことにある。
ポンピング回路３２は、入力電流Ｉｉが順方向に流れる方向に直列に接続された第１および第２のポンピングダイオード３４，３６と、各ポンピングダイオード３４，３６の接続部分と単安定マルチバイブレータ回路１８の出力端との間に接続されたポンピングコンデンサ３８とを備えて構成されている。
【００３３】
このような構成の超微小電流／周波数変換装置の動作を説明する。但し、ポンピングコンデンサ３８の一方の電極の電圧ＶＣ１、他方の電極の電圧ＶＣ２とする。
まず、単安定マルチバイブレータ回路１８から負のパルスであるパルス信号Ｐ２が出力されていない状態であるとする。この場合、コンデンサ３８には充電電圧ＶＨが供給されているので、一方の電極の電圧ＶＣ１は充電電圧ＶＨとなり、この充電電圧ＶＨに応じた電荷がポンピングコンデンサ３８に蓄積される。この蓄積電荷による電圧が、第２のポンピングダイオード３６のアノード端に供給されることにより、第２のポンピングダイオード３６がオン、第１のポンピングダイオード３４がオフとなり、ポンピングコンデンサ３８に蓄積された電荷が第２のポンピングダイオード３６を介してアースへ放電される。従って、ポンピングコンデンサ３８の他方の電極の電圧ＶＣ２は０Ｖとなる。
【００３４】
次に、パルス幅Ｐｄの区間が負のパルス信号Ｐ２が、ポンピングコンデンサ３８に供給されると、一方の電極の電圧ＶＣ１が充電電圧ＶＬとなり、他方の電極の電圧ＶＣ２がＶＣ相当分負電圧値に移行するので、第１のポンピングダイオード３４のカソード端が負電圧値となってオンとなり、第２のポンピングダイオード３６がオフとなる。この時、ポンピングコンデンサ３８に蓄積された電荷が第１のポンピングダイオード３４を介して流れることになる。
【００３５】
つまり、単位時間当たりには、ポンピングコンデンサ３８の静電容量Ｃｐは、負のパルス幅Ｐｄがポンピングコンデンサ３８に供給される間に、コンデンサ１２の蓄積電荷を放電電流Ｉｄとして抜き取って蓄積し、この蓄積された電荷を第２のポンピングダイオード３６を介して放電する。
ここで、ポンピング回路３２による放電電流Ｉｄは、パルス信号Ｐ２の周波数をｆとすると、次式（５）となる。
【００３６】
Ｉｄ＝ｆ×Ｃｐ×Ｖｃ  …（５）
また、ポンピングコンデンサ３８の静電容量Ｃｐは、式（５）から次式（６）のように求められる。
Ｃｐ＝Ｉｄ／（ｆ×Ｖｃ）  …（６）
ここで、Ｉｄ＝１０−１４Ａ、ｆ＝０．１Ｈｚ、Ｖｃ＝０．１Ｖと数値を当てはめると、静電容量Ｃｐ＝１ｐＦとなる。
【００３７】
但し、実際には、各ポンピングダイオード３４，３６の順方向電圧の降下分の電圧と、ポンピングコンデンサ３８の電極間の静電容量により損失する分を加算する必要がある。
上記のように、パルス信号Ｐ２がポンピング回路３２に入力されることによって、ポンピング回路３２は、そのパルス信号Ｐ２のパルス幅Ｐｄの間に、入力電流Ｉｉによってコンデンサ１２に蓄積された電荷を放電電流Ｉｄとして放電するので、パルス信号Ｐ２の周波数を測定することにより入力電流Ｉｉを測定することができる。
【００３８】
このような第２の実施の形態の超微小電流／周波数変換装置によれば、各ポンピングダイオード３４，３６とポンピングコンデンサ３８とで構成される時定数の小さいポンピング回路３２で、パルス信号Ｐ２のパルス幅Ｐｄの間に、入力電流Ｉｉによってコンデンサ１２に蓄積された電荷を放電電流Ｉｄとして放電することができるので、より高精度に入力電流Ｉｉを測定することができる。
【００３９】
なお、この超微小電流／周波数変換装置の場合、単安定マルチバイブレータ回路１８は省略可能である。パルス幅Ｐｄが一定でなくても、Ｃｐを充放電できれば、放電電流Ｉｄは、ｆ×Ｃｐ×Ｖｃとなり、パルス幅Ｐｄに依存しない。
（第３の実施の形態）
図３は、本発明の第３の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。この図３に示す第３の実施の形態の装置において、図１に示した第１の実施の形態の装置の各部に対応する部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【００４０】
図３に示す超微小電流／周波数変換装置が、図１に示した超微小電流／周波数変換装置と異なる点は、パルス信号Ｐ２の供給時に放電電流Ｉｄを流す際の応答速度を速くすることができる定電流回路４０を用いたことにある。
この定電流回路４０は、ダイオード４２と、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）型のトランジスタ４４と、抵抗器４６とを備えて構成されている。即ち、演算増幅回路１０における入力電流Ｉｉの入力端がダイオード４２のアノード端に接続され、ダイオード４２のカソード端にトランジスタ４４のドレイン端が接続され、また、トランジスタ４４のゲート端が接地され、更にソース端が抵抗器４６を介して単安定マルチバイブレータ回路１８のパルス信号Ｐ２の出力端に接続されて構成されている。
【００４１】
このような構成の超微小電流／周波数変換装置において、単安定マルチバイブレータ回路１８からパルス信号Ｐ２が出力されていないときは、所定値の電圧Ｖｄが抵抗器４６に供給されているので、入力電流Ｉｉは演算増幅回路１０を介してコンデンサ１２に蓄積される。
一方、負のパルス信号Ｐ２が抵抗器４６に供給されると、この際トランジスタ４４はゲート端の接地によって常時導通状態となっているので、そのパルス幅Ｐｄの間は、入力電流Ｉｉがダイオード４２を介してドレイン端からソース端へ流れ、これが抵抗器４６を介して放電電流Ｉｄとして放電される。
【００４２】
このように、定電流回路４０は、パルス信号Ｐ２のパルス幅Ｐｄの間に、入力電流Ｉｉを、ダイオード４２、トランジスタ４４及び抵抗器４６を介して放電電流Ｉｄとして放電するので、パルス信号Ｐ２の周波数を測定することにより入力電流Ｉｉを測定することができる。
このような第３の実施の形態の超微小電流／周波数変換装置によれば、パルス信号Ｐ２のパルス幅Ｐｄの間に、入力電流Ｉｉを、応答速度の速いトランジスタ４４を介して放電電流Ｉｄとして放電することができるので、より高精度に入力電流Ｉｉを測定することができる。
【００４３】
また、入力電流Ｉｉが入力される演算増幅回路１０の入力端とトランジスタ４４との間にダイオード４２を接続したので、演算増幅回路１０とトランジスタ４４とを高絶縁状態とすることができ、これによって、トランジスタ４４から演算増幅回路１０側へリーク電流が流れることを防止することができる。従って、入力電流Ｉｉに他の余計な電流が関与することがないので、その分、入力電流Ｉｉの測定精度を向上させることができる。
【００４４】
以上の説明した全実施の形態の超微小電流／周波数変換装置においては、単安定マルチバイブレータ回路１８を用いたが、電圧周波数変換回路３０に一定幅で安定したパルス信号Ｐ１を出力させる機能を備えれば、単安定マルチバイブレータ回路１８を省略することも可能である。
この他、図４に示した従来の超微小電流／周波数変換装置において、定電流回路２０に代え、図２に示したポンピング回路３２を用いてもよい。この構成の場合も、単安定マルチバイブレータ回路１８から出力される一定幅で安定したパルス信号Ｐがポンピング回路３２に入力されることによって、ポンピング回路３２は、そのパルス信号Ｐの一定パルス幅の間に、入力電流Ｉｉによって蓄積されたコンデンサ１２の電荷を放電するので、入力電流Ｉｉを高精度に測定することができる。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、積分回路によって、入力電流を電荷として蓄積し、この蓄積された電荷に比例する電圧を出力し、周波数変換回路で、その出力される電圧に比例した周波数のパルス信号を出力し、更に定電流回路によって、そのパルス信号の供給時に、入力電流を放電するようにした。つまり、入力される電圧に比例した周波数のパルス信号を出力可能な周波数変換回路を用いたので、電圧が高ければ高いほど高周波数のパルス信号を出力することができる。従って、積分回路で電荷の蓄積に用いるコンデンサの静電容量を大きくすることによって、その電圧を大きくすれば、高周波数のパルス信号を出力することができる。この高周波数のパルス信号を用いて定電流回路において入力電流の放電を行えば、より高精度に入力電流を測定することができる。
【００４６】
上記の理由から積分回路に用いるコンデンサの静電容量を大きな値とすることができるので、超微小電流／周波数変換装置のインピーダンスが下がり、より安定な回路動作を行わせることができる。つまり、コンデンサの静電容量が大きいので、周辺回路との間の静電容量変化による感度が変化しにくくなり、また、ノイズ誘導の影響が小さくなる。従って、超微小電流／周波数変換装置の入力電流を高精度に測定することができるという効果がある。
【００４７】
また、上記の定電流回路に代え、周波数変換回路から出力されるパルス信号の供給時に、積分回路に蓄積された電荷を放電するポンピング回路を備えた。これによって、高周波数のパルス信号がポンピング回路に入力されると、ポンピング回路は、そのパルス信号のパルス幅の間に、入力電流によって蓄積された電荷を放電するので、高周波数のパルス信号の周波数を測定することにより、入力電流を高精度に測定することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態に係る超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。
【図４】従来の超微小電流／周波数変換装置の構成を示す図である。
【図５】従来の超微小電流／周波数変換装置の問題を説明するための図である。
【符号の説明】
１０  演算増幅回路
１２  積分用のコンデンサ
１４  基準電圧電源
１６  電圧比較回路
１８  単安定マルチバイブレータ回路
２０，４０  定電流回路
３０  電圧周波数変換回路
３２  ポンピング回路
３４  第１のポンピングダイオード
３６  第２のポンピングダイオード
３８  ポンピングコンデンサ
４２  ダイオード
４４  トランジスタ
Ｉｉ  入力電流
Ｉｄ  放電電流
Ｖｏ  演算増幅回路１０の出力電圧
Ｐ１  第１のパルス信号
Ｐ２  第２のパルス信号
ＶＣ１  一方の電極の電圧
ＶＣ２  他方の電極の電圧
Ｖｄ  充電電圧
Ｐｄ  第２のパルス信号Ｐ２のパルス幅
【図１】
2004333208.tif 000004
【図２】
2004333208.tif 000005
【図３】
2004333208.tif 000006
【図４】
2004333208.tif 000007
【図５】
2004333208.tif 000008