(57)【要約】【課題】複数の電動機を共通の電源で駆動する場合において、簡単な方法でリプル電流を低減できる電動機制御装置を提供する。【解決手段】コントローラ部１の１相分の出力を使用して、モータ５１用にＤＵＴＹがＸ％のＰＷＭ波形を出力し、モータ５２用にＤＵＴＹがＹ％のＰＷＭ波形を出力する際に、コントローラ部１の他の１相分の出力に、ＤＵＴＹ（１００−Ｙ）％のＰＷＭ波形を出力させ、かつ、上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子を逆相で駆動することにより、１つのＰＷＭ基準波形を利用するだけで、位相のずれた波形を作り出し、二つのモータに同時に電流が流れるのを防止して、平滑用コンデンサ７に流れるリプル電流を低減することが出来る。更にデッドタイムはマイクロコンピュータ等既存の機能を流用することができ、回路増設、複数コントローラ内蔵マイクロコンピュータ使用等のコストアップがない。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との直列回路を３相分備え、各直列回路の両端が電源に接続され、前記両スイッチング素子の接続点から電動機の３相巻線の各相に接続された駆動回路を、第１の電動機と第２の電動機とのそれぞれに備え、前記電源は第１および第２の電動機に共通の電源であり、それぞれの電動機の回転子の電気角に対応する位置信号に基づいて前記スイッチング素子を開閉制御することにより、第１および第２の電動機を駆動する電動機制御装置であって、
前記第１の電動機を駆動するデューティ値がＸ％、前記第２の電動機を駆動するデューティ値がＹ％である場合に、
所定のキャリア信号の値がデューティ値（Ｘ％）以上である場合にＨｉ、未満である場合にＬｏとする第１の上アーム基準ＰＷＭ信号を出力し、前記キャリア信号がデューティ値（Ｘ％）以上である場合にＬｏ、未満である場合にＨｉとする第１の下アーム基準ＰＷＭ信号を出力する第１のＰＷＭ基準信号発生手段と、
前記キャリア信号がデューティ値（１００−Ｙ）％以上である場合にＬｏ、未満である場合にＨｉとする第２の上アーム基準ＰＷＭ信号を出力し、前記キャリア信号がデューティ値（１００−Ｙ）％以上である場合にＨｉ、未満である場合にＬｏとする第２の下アーム基準ＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭ基準信号発生手段と、を備え、
前記第１の電動機を駆動する上アーム側スイッチング素子を前記第１の上アーム基準ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御し、下アーム側スイッチング素子を前記第１の下アーム基準ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御し、
第２の電動機を駆動する上アーム側スイッチング素子を前記第２の上アーム基準ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御し、下アーム側スイッチング素子を前記第２の下アーム基準ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御するように構成した電動機制御装置。
【請求項２】
前記第１のＰＷＭ基準信号発生手段は、前記キャリア信号がデューティ値（Ｘ％）以上となった後、所定のデッドタイム経過後にＨｉ、未満となった時にＬｏとする第１の上アーム基準ＰＷＭ信号を出力し、前記キャリア信号がデューティ値（Ｘ％）未満となった後、所定のデッドタイム経過後にＨｉ、以上である場合にＬｏとする第１の下アーム基準ＰＷＭ信号を出力するものであり、
前記第２のＰＷＭ基準信号発生手段は、前記キャリア信号がデューティ値（１００−Ｙ）％以上となった時にＬｏ、未満となった後、所定のデッドタイム経過後にＨｉとする第２の上アーム基準ＰＷＭ信号を出力し、前記キャリア信号がデューティ値（１００−Ｙ）％以上となった後、所定のデッドタイム経過後にＨｉ、未満となった時にＬｏとする第２の下アーム基準ＰＷＭ信号を出力するものである、ことを特徴とする請求項１に記載の電動機制御装置。
【請求項３】
３相巻線に中性点がなく、各巻線が独立した構造を有する３相電動機を駆動制御する装置であって、上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との直列回路が２個並列に接続され、それぞれの中点から前記３相電動機の１相の巻線の両端に接続されたＨブリッジ回路を、３相の各相ごとに備え、電動機回転子の電気角に対応する位置信号に基づいて前記スイッチング素子を開閉制御することにより、電動機を駆動する電動機制御装置であって、
所定のキャリア信号がデューティ値（Ｘ％）以上である場合にＨｉ、未満である場合にＬｏとする第１の上アーム基準ＰＷＭ信号を出力し、前記キャリア信号がデューティ値（Ｘ％）以上である場合にＬｏ、未満である場合にＨｉとする第１の下アーム基準ＰＷＭ信号を出力する第１のＰＷＭ基準信号発生手段と、
前記キャリア信号がデューティ値（１００−Ｘ）％以上である場合にＬｏ、未満である場合にＨｉとする第２の上アーム基準ＰＷＭ信号を出力し、前記キャリア信号がデューティ閾値（１００−Ｘ）％以上である場合にＨｉ、以下である場合にＬｏとする第２の下アーム基準ＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭ基準信号発生手段と、を備え、
前記Ｈブリッジ回路の並列接続された一方の直列回路における上アーム側スイッチング素子を前記第１の上アーム基準ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御し、下アーム側スイッチング素子を前記第１の下アーム基準ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御し、前記並列接続された他方の直列回路における上アーム側スイッチング素子を前記第２の上アーム基準ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御し、下アーム側スイッチング素子を前記第２の下アーム基準ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御するように構成した電動機制御装置。
【請求項４】
前記第１のＰＷＭ基準信号発生手段は、前記キャリア信号がデューティ値（Ｘ％）以上となった後、所定のデッドタイム経過後にＨｉ、未満となった時にＬｏとする第１の上アーム基準ＰＷＭ信号を出力し、前記キャリア信号がデューティ値（Ｘ％）未満となった後、所定のデッドタイム経過後にＨｉ、以上である場合にＬｏとする第１の下アーム基準ＰＷＭ信号を出力するものであり、
前記第２のＰＷＭ基準信号発生手段は、前記キャリア信号がデューティ値（１００−Ｘ）％以上となった時にＬｏ、未満となった後、所定のデッドタイム経過後にＨｉとする第２の上アーム基準ＰＷＭ信号を出力し、前記キャリア信号がデューティ値（１００−Ｘ）％以上となった後、所定のデッドタイム経過後にＨｉ、未満となった時にＬｏとする第２の下アーム基準ＰＷＭ信号を出力するものである、ことを特徴とする請求項３に記載の電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電動機の制御装置に関し、特に複数の電動機（発電機を含む）が共通の電源で駆動される場合における平滑用コンデンサの保護技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】特開２００１−１９７７７９号公報
【特許文献２】特開２０００−７８８５０号公報
複数の電動機や電動機と発電機を共通の電源で駆動する場合、各電動機を駆動するインバータを同一のキャリア信号で駆動すると、電源に接続されている平滑用コンデンサにリプル電流が流れ、平滑用コンデンサの寿命に悪影響を及ぼすおそれがある。なお、一つの電動機であっても、３相巻線に中性点がなく、各巻線が独立した構造（各巻線が電気的に独立している）を有する、いわゆる３相６線式モータの場合にも同様の問題が生じる。
上記の問題を解決するために、特許文献１においては、一方のインバータを制御するためのキャリア信号に対して他方のキャリア信号に位相差を付ける位相差調整機能を設けており、特許文献２においては、一方のキャリア信号を他方のキャリア信号に対して反転する反転手段を設けている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のような方法においては、一方のキャリア信号に対して他方のキャリア信号に位相差を付けて出力したり、または一方のキャリア信号を他方のキャリア信号に対して反転させて出力するため、遅延回路やＰＷＭ基準波系回路等のキャリア信号生成手段を追加する必要があるので、コストアップになるという問題があった。
本発明は上記のごとき問題を解決するためになされたものであり、簡単、安価な方法でリプル電流を低減することの出来る電動機制御装置を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明においては、１相分の出力を用いて第１の電動機用にＤＵＴＹがＸ％のＰＷＭ波形を出力し、第２の電動機用にＤＵＴＹがＹ％のＰＷＭ波形を出力する際に、他の１相分の出力に、ＤＵＴＹ（１００−Ｙ）％のＰＷＭ波形を出力させ、かつ、上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子を逆相で駆動することにより、１つのＰＷＭ基準波形（キャリア信号）を利用するだけで、位相のずれた波形を作り出し、二つの電動機に同時に電流が流れるのを防止して、平滑用コンデンサに流れるリプル電流を低減するように構成している。
【０００５】
【発明の効果】
本発明によれば、一つの基準波（キャリア信号）を用いて位相をずらすことができるので、簡単、安価な構成でリプル電流を低減することが出来る、という効果が得られる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施例）
図１は本発明の第１の実施例の回路図である。
図１において、コントローラ部１は、図示しない位置検出センサから与えられるモータ回転子の位置（電気角）に対応した位置検出信号（Ｈａ〜Ｈｃ）およびトルク指令信号等に応じて、各ドライブ回路３Ａ〜３Ｆを開閉制御するための制御信号（Ｕ相上１〜Ｗ相下１）を出力する。ブートストラップ回路２は、上アーム駆動用電源であり、ダイオードＤ１〜Ｄ３およびコンデンサＣ１〜Ｃ３から構成され、制御用電源６（ＧＮＤ基準）の電力を用いて、ドライブ回路３Ａ〜３Ｃを駆動する。また、ドライブ回路３Ｄ〜３Ｆは上記制御用電源６の電力によって駆動される。上記の各ドライブ回路３Ａ〜３Ｆを駆動することにより、ＭＯＳＦＥＴとダイオードの並列回路からなるスイッチング素子４Ａ〜４Ｆを開閉制御する。これにより駆動用電源８（ＧＮＤ基準）の電力を３相Ｙ結線のモータ５１に供給し、モータ５１を駆動する。また、７はリプル電流吸収用の平滑用コンデンサである。また、スイッチング素子４Ａと４Ｄ、４Ｂと４Ｅ、４Ｃと４Ｆは、それぞれ駆動用電源８と接地間に直列に接続されており、駆動用電源８の＋側に近い方（４Ａ、４Ｂ、４Ｃ）を上アーム側、接地に近い方（４Ｄ、４Ｅ、４Ｆ）を下アーム側と呼ぶ。上記のドライブ回路３Ａ〜３Ｆおよびスイッチング素子４Ａ〜４Ｆがインバータ回路に相当する。
【０００７】
また、上記と同様の回路がモータ５２についても設けられており、２台のモータ５１、５２は共通の電源である駆動用電源８によって駆動される。そして平滑用コンデンサ７も共通である。なお、ブートストラップ回路２の動作については詳細を後述する。
【０００８】
図２は、コントローラ部１の構成を示す回路図である。
図示のように、コントローラ部１は複数のアンド回路、オア回路およびＰＷＭ発生部９から構成される。コントローラ部１には、図示しない位置検出センサから入力される位置検出信号（Ｈａ＋、Ｈｂ＋、Ｈｃ＋、Ｈａ−、Ｈｂ−、Ｈｃ−およびＨａ’＋、Ｈｂ’＋、Ｈｃ’＋、Ｈａ’−、Ｈｂ’−、Ｈｃ’−）が入力され、この位置検出信号に基づいて、駆動源信号（Ｕ１＋、Ｖ１＋、Ｗ１＋、Ｕ１−、Ｖ１−、Ｗ１−およびＵ２＋、Ｖ２＋、Ｗ２＋、Ｕ２−、Ｖ２−、Ｗ２−）が生成される。そして、外部から入力されるトルク指令信号Ｔ＊（例えば電気自動車用のモータであれば、アクセルペダル操作等に基づいて設定されるトルク指令値）に基づいて、ＰＷＭ発生部９はＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１ＬおよびＰＷＭ２Ｈ’、ＰＷＭ２Ｌ’の基準信号を出力する。そして駆動源信号とＰＷＭ基準信号とに基づいて、コントローラ部出力信号（Ｕ相上１、Ｖ相上１、Ｗ相上１、Ｕ相下１、Ｖ相下１、Ｗ相下１およびＵ相上２、Ｖ相上２、Ｗ相上２、Ｕ相下２、Ｖ相下２、Ｗ相下２）が生成され、このコントローラ部出力信号が図１に示すドライブ回路３Ａ〜３Ｆおよび３Ｇ〜３Ｌへと出力される。なお、コントローラ部１における信号発生の論理式については後述する。
【０００９】
以下、ＰＷＭ発生部９の構成について説明する。
ＰＷＭ発生部９において、９１は基準波設定手段であり、例えば三角波または鋸歯状波の基準波（キャリア信号）を出力する。９２はＤＵＴＹ値設定レジスタであり、外部からの指示に基づいてモータ５１のＤＵＴＹ値Ｘ％とモータ５２のＤＵＴＹ値Ｙ％をセットし、Ｘ％と（１００−Ｙ）％を出力する。比較手段９６、９７は基準波と各ＤＵＴＹ値（Ｘ％と１００−Ｙ％）をそれぞれ比較し、その結果に応じたＨｉまたはＬｏの信号をデッドタイム生成手段９５（詳細後述）へ送る。デッドタイム生成手段９５の出力は第１のＰＷＭ基準信号発生部９３および第２のＰＷＭ基準信号発生部９４へ送られる。この第１のＰＷＭ基準信号発生部９３がモータ５１へのＰＷＭ基準信号発生部となり、第２のＰＷＭ基準信号発生部９４がモータ５２へのＰＷＭ基準信号発生部となる。
【００１０】
上記の第１のＰＷＭ基準信号発生部９３は、基準波設定部９１から与えられる基準波（キャリア信号）がモータ５１のデューティ値Ｘ％以上である場合にＨｉ、未満である場合にＬｏとする第１の上アーム基準ＰＷＭ信号（ＰＷＭ１Ｈ）を出力し、キャリア信号がデューティ値Ｘ％以上である場合にＬｏ、未満である場合にＨｉとする第１の下アーム基準ＰＷＭ信号（ＰＷＭ１Ｌ）を出力する。
また、第２のＰＷＭ基準信号発生部９４は、キャリア信号がデューティ値（１００−Ｙ）％以上である場合にＬｏ、未満である場合にＨｉとする第２の上アーム基準ＰＷＭ信号（ＰＷＭ２Ｈ’）を出力し、キャリア信号がデューティ値（１００−Ｙ）％以上である場合にＨｉ、未満である場合にＬｏとする第２の下アーム基準ＰＷＭ信号（ＰＷＭ２Ｌ’）を出力する。
【００１１】
上記第１のＰＷＭ基準信号発生部９３が出力する第１の上アーム基準ＰＷＭ信号（ＰＷＭ１Ｈ）と駆動源信号（Ｕ１＋、Ｖ１＋、Ｗ１＋）とに基づいてコントローラ部出力信号（Ｕ相上１、Ｖ相上１、Ｗ相上１）を生成し、これらの信号によってモータ５１を駆動する上アーム側スイッチング素子４Ａ〜４Ｃを開閉制御する。
また、第１の下アーム基準ＰＷＭ信号（ＰＷＭ１Ｌ）と駆動源信号（Ｕ１＋、Ｖ１＋、Ｗ１＋、Ｕ１−、Ｖ１−、Ｗ１−）とに基づいてコントローラ部出力信号（Ｕ相下１、Ｖ相下１、Ｗ相下１）を生成し、これらの信号によってモータ５１を駆動する下アーム側スイッチング素子４Ｄ〜４Ｆを開閉制御する。
【００１２】
同様に、第２のＰＷＭ基準信号発生部９４が出力する第２の上アーム基準ＰＷＭ信号（ＰＷＭ２Ｈ’）と駆動源信号（Ｕ２＋、Ｖ２＋、Ｗ２＋）とに基づいてコントローラ部出力信号（Ｕ相上２、Ｖ相上２、Ｗ相上２）を生成し、これらの信号によってモータ５２を駆動する上アーム側スイッチング素子４Ｇ〜４Ｉを開閉制御する。
また、第２の下アーム基準ＰＷＭ信号（ＰＷＭ２Ｌ’）と駆動源信号（Ｕ２＋、Ｖ２＋、Ｗ２＋、Ｕ２−、Ｖ２−、Ｗ２−）とに基づいてコントローラ部出力信号（Ｕ相下２、Ｖ相下２、Ｗ相下２）を生成し、これらの信号によってモータ５２を駆動する下アーム側スイッチング素子４Ｊ〜４Ｌを開閉制御する。
【００１３】
図３は、図１および図２における回路各部の信号波形図である。なお、図３に関しては、説明を分かりやすくするため、モータ５１とモータ５２は、同一の回転数、角度、ＤＵＴＹ指示としているが、実際は回転数、角度、ＤＵＴＹ指示共に違っても良い。
【００１４】
以下、図３に基づいて図１および図２の回路動作を説明する。
まず、モータ５１について、コントローラ部１から出力されるコントローラ部出力信号（Ｕ相上１、Ｖ相上１、Ｗ相上１、Ｕ相下１、Ｖ相下１、Ｗ相下１）は、図３に示すように、第１相たとえばＵ相の上アーム側の信号（Ｕ相上１）と下アーム側の信号（Ｕ相下１）とが相補的なＰＷＭ信号（一方が高レベルのとき他方が低レベルつまり相互に逆位相の信号）になっており、このようにＵ相が相補的にＰＷＭ制御されている期間は、Ｖ相またはＷ相の何れかの下アーム側の信号（Ｖ相下１またはＷ相下１）は高レベルになっている。同様に、（Ｖ相上１）と（Ｖ相下１）が相補的なＰＷＭ信号になっている期間はＷ相またはＵ相の何れかの下アーム側の信号（Ｗ相下１またはＵ相下１）は高レベルになっており、（Ｗ相上１）と（Ｗ相下１）が相補的なＰＷＭ信号になっている期間はＵ相またはＶ相の何れかの下アーム側の信号（Ｕ相下１またはＶ相下１）は高レベルになっている。
【００１５】
上記のようなコントローラ部出力信号（Ｕ相上１、Ｖ相上１、Ｗ相上１、Ｕ相下１、Ｖ相下１、Ｗ相下１）によってドライブ回路３Ａ〜３Ｆを駆動すると、ドライブ回路３Ａ〜３ＦからはドライブＴＲゲート信号ＳＡ〜ＳＦが出力され、これによってスイッチング素子４Ａ〜４Ｆを開閉制御することにより、モータ５１を駆動する。
【００１６】
モータ５２についても同様であるが、モータ５１用のコントローラ部出力信号（Ｕ相上１、Ｖ相上１、Ｗ相上１、Ｕ相下１、Ｖ相下１、Ｗ相下１）とモータ５２用のコントローラ部出力信号（Ｕ相上２、Ｖ相上２、Ｗ相上２、Ｕ相下２、Ｖ相下２、Ｗ相下２）とは位相が異なっており、モータ５１用の各スイッチング素子とモータ５２用の各スイッチング素子とは同時にオンすることが無いように制御される。
【００１７】
以下、図４に基づいて、上記の位相関係について説明する。
図４は、図２のＰＷＭ発生部９における各部の信号波形を示す図である。図４の例では一周期１００μｓｅｃのＰＷＭ基準波系としている。
まず、時間０μｓｅｃをスタートとすると、ＰＷＭ基準波のカウンタは０であり、ＤＵＴＹ指示値であるＸ％と（１００−Ｙ）％よりも下回っているため、この状態は、ＰＷＭ１ＨがＯＦＦ、ＰＷＭ１ＬがＯＮ、ＰＷＭ２Ｈ’がＯＮ、ＰＷＭ２Ｌ’がＯＦＦとなっている。
ＰＷＭ基準波のアップカウンタが進み、ＰＷＭ基準波形が（１００−Ｙ）％を上回った時、ＰＷＭ２Ｈ’がＯＦＦ（Ｌｏレベル）すると同時に、デッドタイム生成部９５のデッドタイムカウンタが動作し、設定時間に到達した時、デッドタイムカウンタがリセットされ、ＰＷＭ２Ｌ’がＯＮ（Ｈｉレベル）する。
【００１８】
次に、ＰＷＭ基準波形がＸ％を上回った時、ＰＷＭ１ＬがＯＦＦ（Ｌｏレベル）すると同時にデッドタイムカウンタが動作し、設定時間に到達した時、デッドタイムカウンタがリセットされ、ＰＷＭ１ＨがＯＮ（Ｈｉレベル）する。
【００１９】
ＰＷＭ基準波形が三角波頂点を超え、ダウンカウンタとなりＸ％を下回ったら、ＰＷＭ１ＨがＯＦＦ（Ｌｏレベル）すると同時にデッドタイムカウンタが動作し、設定時間に到達した時、デッドタイムカウンタがリセットされ、ＰＷＭ１ＬがＯＮ（Ｈｉレベル）する。
【００２０】
次にダウンカウンタが進み、（１００−Ｙ）％を下回ったら、ＰＷＭ２Ｌ’がＯＦＦ（Ｌｏレベル）すると同時にデッドタイムカウンタが動作し、設定時間に到達した時、デッドタイムカウンタがリセットされ、ＰＷＭ２Ｈ’がＯＮ（Ｈｉレベル）する。
以上の動作が１周期の動作となり、これが繰り返される。
【００２１】
上記のように、本実施例の装置においては、モータ５１用とモータ５２用とに位相のずれた波形を作り出すことができるので、各スイッチング素子は同時にオンすることが無いように制御され、したがって平滑用コンデンサ７を流れるリプル電流を減少させることが出来る。また、デッドタイムを設けたことにより、各モータについての各相のスイッチング素子も同時にオンすることが無いように制御されるので、平滑用コンデンサ７を流れるリプル電流を減少させることが出来る。そして上記の位相のずれた波形を、一つのＰＷＭ基準波形を利用するだけで生成し、かつ、上記デッドタイムもマイクロコンピュータ等既存の機能を流用することができるので、回路増設、複数コントローラ内蔵マイクロコンピュータ使用等の必要がなくなるので、コストアップがないという効果がある。
【００２２】
以下、図３に基づいて図１の動作を詳細に説明する。
まず、図３の電気角０°にて、制御を開始する。
モータ５１側において、この時ブートストラップ電源２のコンデンサＣ１は充電されていない。そのため、Ｕ相上アームの駆動信号をＯＮ指示しても、スイッチング素子４ＡはＯＮしない。一方、Ｖ相下アームの駆動信号をＯＮ指示するとスイッチング素子４ＦはＯＮする。
次に、Ｕ相上アームをＯＦＦして、Ｕ相下アームの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４ＤはＯＮし、Ｕ相上アームのスイッチング素子４ＡのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ相用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１に充電される。
【００２３】
その後、Ｕ相下アームをＯＦＦして、Ｕ相上アームの駆動信号をＯＮ指示する。Ｕ相用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１に充電されているため、スイッチング素子４ＡはＯＮする。この時スイッチング素子４Ａとスイッチング素子４ＥがＯＮしているので、モータ５１のＵ相−Ｖ相間に駆動電流が流れる。
再びＵ相上アームをＯＦＦして、Ｕ相下アームの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４ＤはＯＮする。この間Ｕ相上アームのスイッチング素子４ＡのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ相用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１に再充電され、次の駆動に備える。
【００２４】
なお、この時、モータ５１のＵ相−Ｖ相間に流れた駆動電流は、スイッチング素子４Ｄとスイッチング素子４Ｅを介して転流する。そのため、平滑用コンデンサ７に転流電流が流れ込まない。
【００２５】
同様にモータ５２の動作は、位相のずれたＰＷＭ２Ｈ’、ＰＷＭ２Ｌ’を基準とした波形となるため、電気角０°では先にＵ相下アームがＯＮする。つまりスイッチング素子４ＪはＯＮする。この間Ｕ相上アームのスイッチング素子４ＧのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ相用のブートストラッブ電源のコンデンサＣ１’に充電される。一方Ｖ相下アームの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４ＫはＯＮする。
【００２６】
次に、Ｕ相下アームをＯＦＦして、Ｕ相上アームの駆動信号をＯＮ指示する。Ｕ相用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１’に充電されているため、スイッチング素子４ＧはＯＮする。この時スイッチング素子４Ｇとスイッチング素子４ＫがＯＮしているので、モータ５２のＵ相−Ｖ相間に駆動電流が流れる。
再びＵ相上アームをＯＦＦして、Ｕ相下アームの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４ＪはＯＮする。この間Ｕ相上アームのスイッチング素子４ＧのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ相用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１’に再充電され、次の駆動に備える。
【００２７】
なお、この時、モータのＵ相−Ｖ相間に流れた駆動電流は、スイッチング素子４Ｊとスイッチング素子４Ｋを介して転流する。そのため、平滑用コンデンサ７に転流電流が流れ込まない。
また、モータ５２は位相のずれたＰＷＭ波形を基準としており、モータ５１とは駆動電流が流れるタイミングをずらしている。このことにより平滑用コンデンサ７に流れるリプル電流が低減されている。
【００２８】
上記の動作を電気角６０°まで繰り返す。このように、Ｕ相上下アームをＰＷＭ駆動し、Ｖ相下アームを矩形波駆動（ＯＮを継続）することにより、ブートストラップ電源２のコンデンサに充電する。この時Ｖ相上アームはＯＦＦままとする。
【００２９】
次に、電気角６０°の時、今度は、Ｗ相下アームの駆動信号をＯＮ指示して、スイッチング素子４ＦをＯＮさせる。
この時モータ５１はスイッチング素子４Ａとスイッチング素子４ＦがＯＮし、モータ５２はスイッチング素子４Ｇとスイッチング素子４ＬがＯＮしているので、モータ５１、５２のＵ相−Ｗ相間に駆動電流が流れる。電流がＵ相−Ｖ相間からＵ相−Ｗ相間に切換ったことによりモータ５１、５２が回転する。
上記の動作を電気角１２０°まで繰り返す。
【００３０】
次に、電気角１２０°の時、今度はＶ相上アームの駆動信号をＯＮ指示する。モータ５１側は、Ｖ相用のブートストラップ電源のコンデンサＣ２は充電されていないため、スイッチング素子４ＢはＯＮしない。一方、Ｗ相下アームの駆動信号は、引き続きＯＮ指示されていて、スイッチング素子４ＦがＯＮしている。
【００３１】
次に、Ｖ相上アームをＯＦＦして、Ｖ相下アームの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４ＥはＯＮする。この間Ｖ相上アームのスイッチング素子４ＢのソースがＧＮＤに落ちて、Ｖ相用のブートストラップ電源のコンデンサＣ２に充電される。
【００３２】
その後、Ｖ相下アームをＯＦＦして、Ｖ相上アームの駆動信号をＯＮ指示する。この時はＶ相用のブートストラップ電源のコンデンサＣ２に充電されているため、スイッチング素子４ＢはＯＮする。この時スイッチング素子４Ｂとスイッチング素子４ＦがＯＮしているので、モータ５１のＶ相−Ｗ相間に駆動電流が流れる。電流がＵ相−Ｗ相間からＶ相−Ｗ相間に切換ったことによりモータ５１が回転し続ける。
【００３３】
モータ５２側は、位相のずれたＰＷＭ２Ｈ’、ＰＷＭ２Ｌ’を基準とした波形となるので、電気角１２０°ではＶ相下アームが先にＯＮするため、Ｖ相上アームのスイッチング素子４ＨのソースがＧＮＤに落ちて、Ｖ相用のブートストラップ電源のコンデンサＣ２’に充電されるため、スイッチング素子４ＫがＯＮした後スイッチング素子４ＨをＯＮすることができる。この時スイッチング素子４Ｈとスイッチング素子４ＬがＯＮしているので、モータ５２のＶ相−Ｗ相間に駆動電流が流れる。電流がＵ相−Ｗ相間からＶ相−Ｗ相間に切換ったことによりモータ５２が回転し続ける。
以上動作を繰り返し、電気角３６０°まで進む。
【００３４】
なお、先程充電したＵ相用ブートストラップ電源のコンデンサは、Ｕ相下アームが３００°から３６０°の間ＯＦＦしているため、上アームのドライブ回路の消費電流により放電され、スイッチング素子をＯＮするゲート電圧を供給するのに、十分な電圧に充電されていない可能性がある。そのため、モータ５１においてはＵ相上アームの駆動信号をＯＮ指示すると、スイッチング素子４Ａはゲート電圧の低い状態でＯＮする。しかし、このような状態でＯＮする時間は、ＰＷＭ１周期に相当する極めて短い時間なので、これによる発熱が原因となって、スイッチング素子４Ａが故障、破壊するようなおそれはない。
【００３５】
次に、Ｕ相上アームをＯＦＦして、Ｕ相下アームの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４ＤはＯＮする。この間Ｕ相上アームのスイッチング素子４ＡのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ相用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１に再充電され、ゲート電圧を供給するのに、十分な電圧に充電される。
その後Ｕ相下アームをＯＦＦして、Ｕ相上アームの駆動信号をＯＮ指示する。Ｕ相用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１が十分な電圧に充電されているため、スイッチング素子４Ａは通常のゲート電圧が印加されＯＮする。
【００３６】
次に、図２に示したコントローラ部１における出力信号の生成方法を詳細に説明する。
駆動源信号（Ｕ１＋、Ｖ１＋、Ｗ１＋、Ｕ１−、Ｖ１−、Ｗ１−およびＵ２＋、Ｖ２＋、Ｗ２＋、Ｕ２−、Ｖ２−、Ｗ２−）は、位置検出信号（Ｈａ＋、Ｈｂ＋、Ｈｃ＋、Ｈａ−、Ｈｂ−、Ｈｃ−およびＨａ’＋、Ｈｂ’＋、Ｈｃ’＋、Ｈａ’−、Ｈｂ’−、Ｈｃ’−）を用いて、図２に示したアンド回路網で生成される。この時の論理式を以下に示す。なお、図３のタイムチャートでは、位置検出信号を、Ｈａ＋＝Ｈａ’＋、Ｈｂ＋＝Ｈｂ’＋、Ｈｃ＋＝Ｈｃ’＋、Ｈａ−＝Ｈａ’−、Ｈｂ−＝Ｈｂ’−、Ｈｃ−＝Ｈｃ’−としている。
モータ５１側
Ｕ１＋＝Ｈａ＋  ＡＮＤ  Ｈｂ−
Ｖ１＋＝Ｈｂ＋  ＡＮＤ  Ｈｃ−
Ｗ１＋＝Ｈｃ＋  ＡＮＤ  Ｈａ−
Ｕ１−＝Ｈａ−  ＡＮＤ  Ｈｂ＋
Ｖ１−＝Ｈｂ−  ＡＮＤ  Ｈｃ＋
Ｗ１−＝Ｈｃ−  ＡＮＤ  Ｈａ＋
モータ５２側
Ｕ２＋＝Ｈａ’＋  ＡＮＤ  Ｈｂ’−
Ｖ２＋＝Ｈｂ’＋  ＡＮＤ  Ｈｃ’−
Ｗ２＋＝Ｈｃ’＋  ＡＮＤ  Ｈａ’−
Ｕ２−＝Ｈａ’−  ＡＮＤ  Ｈｂ’＋
Ｖ２−＝Ｈｂ’−  ＡＮＤ  Ｈｃ’＋
Ｗ２−＝Ｈｃ’−  ＡＮＤ  Ｈａ’＋
コントローラ部出力信号（Ｕ相上１、Ｖ相上１、Ｗ相上１、Ｕ相下１、Ｖ相下１、Ｗ相下１およびＵ相上２、Ｖ相上２、Ｗ相上２、Ｕ相下２、Ｖ相下２、Ｗ相下２）は、上記の生成された駆動源信号を用いて、図２に示したアンド回路とオア回路網および基準ＰＷＭ信号（ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ’、ＰＷＭ２Ｌ’）によって生成される。この時の論理式を以下に示す。
モータ５１側
Ｕ相上１＝Ｕ１＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｈ
Ｖ相上１＝Ｖ１＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｈ
Ｗ相上１＝Ｗ１＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｈ
Ｕ相下１＝Ｕ１＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｌ  ＯＲ  Ｕ１−
Ｖ相下１＝Ｖ１＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｌ  ＯＲ  Ｖ１−
Ｗ相下１＝Ｗ１＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｌ  ＯＲ  Ｗ１−
モータ５２側
Ｕ相上２＝Ｕ２＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｈ’
Ｖ相上２＝Ｖ２＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｈ’
Ｗ相上２＝Ｗ２＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｈ’
Ｕ相下２＝Ｕ２＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｌ’  ＯＲ  Ｕ２−
Ｖ相下２＝Ｖ２＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｌ’  ＯＲ  Ｖ２−
Ｗ相下２＝Ｗ２＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｌ’  ＯＲ  Ｗ２−
なお、コントローラ部出力信号の生成方法として、回路構成例を示したが、生成にはソフトで行う等、特に規定しない。
【００３７】
以上説明したように、平滑用コンデンサのリプル電流を低減させるために、スイッチング素子の駆動の位相をずらす方法として、図４のように、１つのコントローラ部１を使用し、コントローラ部１の１相分の出力を使用して、モータ５１用にＤＵＴＹがＸ％のＰＷＭ波形を出力し、モータ５２用にＤＵＴＹがＹ％のＰＷＭ波形を出力する際に、コントローラ部１の他の１相分の出力に、ＤＵＴＹ（１００−Ｙ）％のＰＷＭ波形を出力させ、かつ、上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子を逆相で駆動することにより、１つのＰＷＭ基準波形を利用するだけで、位相のずれた波形を作り出し、二つのモータに同時に電流が流れるのを防止して、平滑用コンデンサ７に流れるリプル電流を低減することが出来る。更にデッドタイムはマイクロコンピュータ等既存の機能を流用することができ、回路増設、複数コントローラ内蔵マイクロコンピュータ使用等のコストアップがない。
【００３８】
ここでブートストラップ回路２について説明する。
図１において、「駆動用電源８の電圧≧制御用電源６の電圧」とする。
まず、上アーム側のスイッチング素子をオフさせる信号（Ｕ相上が低レベル）を出力すると、上アーム側スイッチング素子４ＡのソースがＧＮＤ電位となり、制御用電源６からダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に充電が行われる。なお、このときに下アーム側スイッチング素子４ＤはＯＮとする。
次に、上アーム側スイッチング素子４ＡをＯＮさせる信号（Ｕ相上が高レベル）を出力すると、コンデンサＣ１に充電された電荷を用いてドライブ回路３ＡがＯＮし、上アーム側スイッチング素子４ＡがＯＮする。上アーム側スイッチング素子４ＡがＯＮすると、そのソースが駆動用電源８の電位となり、「駆動用電源８の電圧≧制御用電源６の電圧」であるために、ダイオードＤ１が非導通となり、コンデンサＣ１ヘの充電が行われなくなる。そのため上アーム側スイッチング素子４ＡはコンデンサＣ１に充電された電荷のみでＯＮを継続することになり、コンデンサＣ１の放電が進むことになる。なお、このときに下アーム側スイッチング素子４ＤはＯＦＦとする。
すなわち、下アーム側スイッチング素子４ＤがＯＮであり、上アーム側スイッチング素子４Ａがオフである期間に、コンデンサＣ１を充電し、この充電した電荷を用いて、上アーム側スイッチング素子４ＡをＯＮさせることになる。
言い換えると、下アーム側スイッチング素子４ＤがＯＮしている間に、次回の上アーム側スイッチング素子４ＡがＯＮのときに使用する電荷を充電していることになる。
【００３９】
図５は、上記ブートストラップ回路の動作における各部の電圧波形を示す図である。
図５に示すように、上アーム側と下アーム側とは相補的（逆位相）に駆動され、上アーム側がＯＦＦで下アーム側がＯＮの期間にブートストラップ電源が充電され、上アーム側がＯＮの期間に放電が行われるが、図示のように、動作中は全体的に、上アーム側スイッチング素子をＯＮするために十分な電圧が保持されていることが判る。
なお、図１の回路は、ブートストラップ電源を用いた例を示しているが、本発明はブートストラップ電源に限られるものではなく、他の電源方式でも適用出来る。
【００４０】
（第２の実施例）
以下、本発明の第２の実施例について説明する。
この実施例は、いわゆる３相６線式モータと呼ばれるモータに本発明を適用したものである。この３相６線式モータとは、３相巻線に中性点がなく、各巻線が独立した構造（３相の各巻線が電気的に独立）となっており、１相のコイルに対して一つのＨブリッジ回路が設けられているものである。前記図１に示したＹ結線やΔ結線のモータでは、３相中の各相に対して、負荷用電源の電圧Ｖｃｃの１／２が印加（例えばＵ相−Ｖ相間にＶｃｃが印加されるので、∪相にはＶｃｃの１／２が印加）されるのに対し、３相６線式モータでは、各相にＶｃｃが印加されるので、高出力が得られるという特徴がある。
【００４１】
図７は、３相６線式モータの１相分（Ｕ相）の駆動回路を示す図である。
図７に示すように、モータの１相分の巻線（Ｕ相巻線）は、４１Ａ（Ｕ＿Ｌ＿Ｈ：Ｕ相左上）、４１Ｂ（Ｕ＿Ｌ＿Ｌ：Ｕ相左下）、４１Ｃ（Ｕ＿Ｒ＿Ｈ：Ｕ相右上）、４１Ｄ（Ｕ＿Ｒ＿Ｌ：Ｕ相右下）の４個のスイッチング素子からなるＨブリッジの中点に接続されている。この回路は４１Ａと４１ＤをＯＮすることによって左から右へ電流が流れ、４１Ｃと４１ＢをＯＮすることによって右から左へ電流が流れる。
【００４２】
図６は、本発明の第２の実施例の回路図であり、図７のような結線のモータに本発明を適用した回路図である。
図６においては、Ｕ相駆動回路のみを詳細に示しており、Ｖ相駆動回路とＷ相駆動回路については、Ｕ相と内容が同一のため省略して示している。したがって、以下の説明では主としてＵ相について説明する。なお、Ｖ相駆動回路とＷ相駆動回路において、▲１▼、▲２▼、▲３▼、▲４▼の符号を付した個所は、Ｕ相駆動回路における同符号と同じ位置を示す。また、４１Ｅ、４１Ｆ、４１Ｇ、４１Ｈ、４１Ｉ、４１Ｊ、４１Ｋ、４１Ｌは、それぞれＵ相駆動回路に示した各スイッチング素子と同様の回路を示す。
【００４３】
コントローラ部１１は、後記図８に示すごとき構成を有し、後記図１０に示すごとき信号（Ｕ＿Ｌ＿Ｈ、Ｕ＿Ｌ＿Ｌ、Ｕ＿Ｒ＿Ｈ、Ｕ＿Ｒ＿ＬおよびＶ＿Ｌ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ＿Ｌ、Ｖ＿Ｒ＿Ｈ、Ｖ＿Ｒ＿ＬおよびＷ＿Ｌ＿Ｈ、Ｗ＿Ｌ＿Ｌ、Ｗ＿Ｒ＿Ｈ、Ｗ＿Ｒ＿Ｌ）を出力する（詳細後述）。
ブートストラップ回路２１は上側アームのドライブ回路（３１Ａと３１Ｃ）にのみ設けられている。スイッチング素子４１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃ、４１Ｄは、３相６線式モータのＵ相巻線に対して、前記図７の同符号の素子と同じ結線になっている。
【００４４】
図８は、コントローラ部１１の回路図である。
コントローラ部１１は複数のアンド回路、オア回路およびＰＷＭ発生回路９から構成され、基本的には前記図２のコントローラ部１と類似しているが、論理式が異なっている。
本実施例においては、Ｕ＿Ｌ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ＿Ｈ、Ｗ＿Ｌ＿ＨをＰＷＭ１Ｈに基づいてＯＮ／ＯＦＦし、Ｕ＿Ｒ＿Ｈ、Ｖ＿Ｒ＿Ｈ、Ｗ＿Ｒ＿ＨをＰＷＭ２Ｈ’に基づいてＯＮ／ＯＦＦすることによって位相をずらしている。なお、通常Ｕ＿Ｌ＿ＨとＵ＿Ｒ＿Ｈが同時にオンすることは無いので、本実施例での目的はＵ＿Ｌ＿Ｈに対してＶ＿Ｒ＿Ｈ、Ｗ＿Ｒ＿Ｈを、Ｖ＿Ｌ＿Ｈに対してＵ＿Ｒ＿Ｈ、Ｗ＿Ｒ＿Ｈを、Ｗ＿Ｌ＿Ｈに対してＵ＿Ｌ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ＿Ｈのオンタイミングをずらすことにある。
【００４５】
図９は、図８のＰＷＭ発生部９における各部の信号波形を示す図である。
図９に示すように、Ｕ＿Ｌ＿Ｈに対してＶ＿Ｒ＿Ｈ、Ｗ＿Ｒ＿Ｈを、Ｖ＿Ｌ＿Ｈに対してＵ＿Ｒ＿Ｈ、Ｗ＿Ｒ＿Ｈを、Ｗ＿Ｌ＿Ｈに対してＵ＿Ｌ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ＿ＨのＯＮタイミングがずれている。
【００４６】
以下、図９に基づいて、上記の位相関係について説明する。図９の例では一周期１００μｓｅｃのＰＷＭ基準波系としている。
時間０μｓｅｃをスタートとすると、ＰＷＭ基準波のカウンタは０であり、ＤＵＴＹ指示値であるＸ％と（１００−Ｘ）％よりも下回っているため、この状態では、ＰＷＭ１ＨがＯＦＦ（Ｌｏレベル）、ＰＷＭ１ＬがＯＮ（Ｈｉレベル）、ＰＷＭ２Ｈ’がＯＮ、ＰＷＭ２Ｌ’がＯＦＦとなっている。
【００４７】
ＰＷＭ基準波のアップカウンタが進み、ＰＷＭ基準波形が（１００−Ｘ）％を上回った時、ＰＷＭ２Ｈ’がＯＦＦすると同時にデッドタイム生成部９５のデッドタイムカウンタが動作し、設定時間に到達した時、デッドタイムカウンタがリセットされ、ＰＷＭ２Ｌ’がＯＮする。
次に、ＰＷＭ基準波形がＸ％を上回った時、ＰＷＭ１ＬがＯＦＦすると同時にデッドタイムカウンタが動作し、設定時間に到達した時、デッドタイムカウンタがリセットされ、ＰＷＭ１ＨがＯＮする。
【００４８】
ＰＷＭ基準波形が三角波頂点を超え、ダウンカウンタとなりＸ％を下回ったら、ＰＷＭ１ＨがＯＦＦすると同時にデッドタイムカウンタが動作し、設定時間に到達した時、デッドタイムカウンタがリセットされ、ＰＷＭ１ＬがＯＮする。
【００４９】
次にダウンカウンタが進み、（１００−Ｘ）％を下回ったら、ＰＷＭ２Ｌ’がＯＦＦすると同時にデッドタイムカウンタが動作し、設定時間に到達した時、デッドタイムカウンタがリセットされ、ＰＷＭ２Ｈ’がＯＮする。
以上の動作が一周期の動作となり、これが繰り返される。なお、この制御は第１の実施例と同様である。
【００５０】
図１０は、図７および図９における回路各部の信号波形図である。以下、図１０に基づいて図７および図９の回路動作を説明する。
３相６線式モータ５３において、１相はＨブリッジの＊＿Ｌ＿Ｈから＊＿Ｒ＿Ｌ（＊はＵ、Ｖ、Ｗいずれか）に駆動電流が流れ、他の１相は＊＿Ｒ＿Ｈから＊＿Ｌ＿Ｌに流れ、残り１相は完全にＯＦＦとなっている。
【００５１】
図１０において、電気角０°にて、制御を開始する。
まず、３相６線式モータ５３のうち、Ｕ相の動作について説明する。Ｕ相のブートストラップ電源２１のコンデンサＣ１は充電されていない。そのため、Ｕ＿Ｌ＿Ｈの駆動信号をＯＮ指示しても、スイッチング素子４１ＡはＯＮしない。この時、Ｕ＋からＵ−に通電させるために、Ｕ＿Ｒ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。それによりスイッチング素子４１ＤはＯＮする。
【００５２】
次に、Ｕ＿Ｌ＿ＨをＯＦＦして、Ｕ＿Ｌ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＢはＯＮする。この間Ｕ＿Ｌ＿Ｈのスイッチング素子４１ＡのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ＿Ｌ用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１に充電される。
【００５３】
その後Ｕ＿Ｌ＿ＬをＯＦＦして、Ｕ＿Ｌ＿Ｈの駆動信号をＯＮ指示する。Ｕ＿Ｌ用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１に充電されているため、スイッチング素子４１ＡはＯＮする。この時スイッチング素子４１Ａとスイッチング素子４１ＤがＯＮしているので、Ｕ＋〜Ｕ−間に駆動電流が流れる。
【００５４】
再びＵ＿Ｌ＿ＨをＯＦＦして、Ｕ＿Ｌ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＢはＯＮする。この間Ｕ＿Ｌ＿Ｈのスイッチング素子４１ＡのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ＿Ｌ用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１に再充電され、次の駆動に備える。
【００５５】
なお、この時、３相６線式モータ５３のＵ＋〜Ｕ−間に流れた駆動電流は、スイッチング素子４１Ｂとスイッチング素子４１Ｄを介して転流する。そのため、平滑用コンデンサ７に転流電流が流れ込まない。
この動作を電気角１２０°まで繰り返す。
【００５６】
次に、電気角１２０〜１８０°までの間は全ＯＦＦとなっている。
次に、電気角１８０〜３００°間は、位相のずれたＰＷＭ２Ｈ’、ＰＷＭ２Ｌ’を基準とした波形となるため、先にＵ＿Ｒ＿Ｌの駆動信号がＯＮ指示となり、スイッチング素子４１ＤはＯＮする。この間Ｕ＿Ｒ＿Ｈのスイッチング素子４１ＣのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ＿Ｒ用のブートストラップ電源のコンデンサＣ２に充電される。この時、Ｕ−からＵ＋に通電させるために、Ｕ＿Ｌ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＢはＯＮする。
【００５７】
その後Ｕ＿Ｒ＿ＬをＯＦＦして、Ｕ＿Ｒ＿Ｈの駆動信号をＯＮ指示する。ＵＲ用のブートストラップ電源のコンデンサＣ２に充電されているため、スイッチング素子４１ＣはＯＮする。この時スイッチング素子４１Ｃとスイッチング素子４１ＢがＯＮしているので、Ｕ−〜Ｕ＋間に駆動電流が流れる。
【００５８】
再びＵ＿Ｒ＿ＨをＯＦＦして、Ｕ＿Ｒ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＤはＯＮする。この間Ｕ＿Ｒ＿Ｈのスイッチング素子４１ＣのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ＿Ｒ用のブートストラップ電源のコンデンサＣ２に再充電され、次の駆動に備える。
【００５９】
なお、この時、３相６線式モータ５３のＵ−〜Ｕ＋に流れた駆動電流は、スイッチング素子４１Ｂとスイッチング素子４１Ｄを介して転流する。そのため、平滑用コンデンサ７に転流電流が流れ込まない。
また、１８０〜３００°間は位相のずれたＰＷＭ波形を基準としているため、１８０〜２４０°間はペアとなって流れるＶ相、２４０〜３００°間はＷ相と駆動電流が流れるタイミングをずらしている。このことにより平滑用コンデンサ７に流れるリプル電流が低減されている。
【００６０】
次に、電気角３００〜３６０°間は全ＯＦＦである。
この時、先程までに充電したＵ＿Ｌ用ブートストラップ電源のコンデンサは、Ｕ相は３００〜３６０°の間全ＯＦＦしているため、上アームドライブ回路の消費電流により放電され、スイッチング素子をＯＮするゲート電圧を供給するのに、十分な電圧に充電されていない可能性がある。そのため、０°で再びＵ＿Ｌ＿Ｈの駆動信号をＯＮ指示すると、スイッチング素子４１Ａはゲート電圧の低い状態でＯＮする。しかし、このような状態でＯＮする時間は、ＰＷＭ１周期に相当する極めて短い時間なので、これによる発熱が原因となって、スイッチング素子４Ａが故障、破壊するようなおそれはない。
【００６１】
次に、Ｕ＿Ｌ＿ＨをＯＦＦして、Ｕ＿Ｌ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＢはＯＮする。この間Ｕ＿Ｌ＿Ｈのスイッチング素子４１ＡのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ＿Ｌ用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１に再充電され、ゲート電圧を供給するのに、十分な電圧に充電される。
【００６２】
その後Ｕ＿Ｌ＿ＬをＯＦＦして、Ｕ＿Ｌ＿Ｈの駆動信号をＯＮ指示する。Ｕ＿Ｌ用のブートストラップ電源のコンデンサＣ１が十分な電圧に充電されているため、スイッチング素子４１Ａは通常のゲート電圧が印加されＯＮする。
【００６３】
次に、Ｖ相の動作を説明する。Ｖ相においても基本的にはＵ相の場合と同様である。
電気角０°では位相のずれたＰＷＭ２Ｈ’、ＰＷＭ２Ｌ’を基準とした波形となるため、先にＶ＿Ｒ＿ＬがＯＮする。スイッチング素子４１ＨはＯＮする。この間Ｖ＿Ｒ＿Ｈのスイッチング素子４１ＧのソースがＧＮＤに落ちて、Ｖ＿Ｒ用のブートストラッブ電源のコンデンサに充電される。この時、Ｖ−からＶ＋に通電させるために、Ｖ＿Ｌ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＦはＯＮする。
【００６４】
その後Ｖ＿Ｒ＿ＬをＯＦＦして、Ｖ＿Ｒ＿Ｈの駆動信号をＯＮ指示する。Ｖ＿Ｒ用のブートストラップ電源のコンデンサに充電されているため、スイッチング素子４１ＧはＯＮする。この時スイッチング素子４１Ｇとスイッチング素子４１ＦがＯＮしているので、Ｖ−〜Ｖ＋間に駆動電流が流れる。
【００６５】
再びＶ＿Ｒ＿ＨをＯＦＦして、Ｖ＿Ｒ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＨはＯＮする。この間Ｖ＿Ｒ＿Ｈのスイッチング素子４１ＧのソースがＧＮＤに落ちて、Ｖ＿Ｒ用のブートストラップ電源のコンデンサに再充電され、次の駆動に備える。
【００６６】
なお、この時、３相６線式モータ５３のＶ−〜Ｖ＋に流れた駆動電流は、スイッチング素子４１Ｆとスイッチング素子４１Ｈを介して転流する。そのため、平滑用コンデンサ７に転流電流が流れ込まない。
また、０〜６０°間は位相のずれたＰＷＭ波形を基準としているため、ペアとなって流れるＵ相と、駆動電流が流れるタイミングをずらしている。このことにより平滑用コンデンサ７に流れるリプル電流が低減されている。
この動作を電気角６０°まで繰り返す。
【００６７】
次に、電気角６０〜１２０°までの間は全ＯＦＦとなっている。
次に、電気角１２０〜２４０°間は、先程までに充電したＶ＿Ｌ用ブートストラップ電源のコンテンサは、Ｖ相は６０〜１２０°の間全ＯＦＦしているため、上アームドライブ回路の消費電流により放電され、スイッチング素子をＯＮするゲート電圧を供給するのに、十分な電圧に充電されていない可能性がある。そのため、１２０°で再びＶ＿Ｌ＿Ｈの駆動信号をＯＮ指示すると、スイッチング素子４１Ｆはゲート電圧の低い状態でＯＮする。しかし、このような状態でＯＮする時間は、ＰＷＭ１周期に相当する極めて短い時間なので、これによる発熱が原因となって、スイッチング素子４Ａが故障、破壊するようなおそれはない。
【００６８】
次に、Ｖ＿Ｌ＿ＨをＯＦＦして、Ｖ＿Ｌ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＦはＯＮする。この間Ｖ＿Ｌ＿Ｈのスイッチング素子４１ＥのソースがＧＮＤに落ちて、Ｖ＿Ｌ用のブートストラップ電源のコンデンサに再充電され、ゲート電圧を供給するのに、十分な電圧に充電される。
【００６９】
その後Ｖ＿Ｌ＿ＬをＯＦＦして、Ｖ＿Ｌ＿Ｈの駆動信号をＯＮ指示する。Ｖ＿Ｌ用のブートストラップ電源のコンデンサが十分な電圧に充電されているため、スイッチング素子４１Ｅは通常のゲート電圧が印加されＯＮする。この時スイッチング素子−Ｅとスイッチング素子４１ＨがＯＮしているので、Ｖ＋〜Ｖ−間に駆動電流が流れる。
【００７０】
再びＶ＿Ｌ＿ＨをＯＦＦして、Ｖ＿Ｌ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＦはＯＮする。この間Ｖ＿Ｌ＿Ｈのスイッチング素子４１ＥのソースがＧＮＤに落ちて、Ｖ＿Ｌ用のブートストラップ電源のコンデンサに再充電され、次の駆動に備える。
【００７１】
なお、この時、３相６線式モータ５３のＶ＋〜Ｖ−間に流れた駆動電流は、スイッチング素子４１Ｆとスイッチング素子４１Ｈを介して転流する。そのため、平滑用コンデンサ７に転流電流が流れ込まない。
【００７２】
次に、電気角２４０〜３００°までの間は全ＯＦＦとなっている。
次に、電気角３００〜３６０°間は、電気角０〜６０°と同様である。
【００７３】
３００〜３６０°間は位相のずれたＰＷＭ波形を基準としているため、ペアとなって流れるＷ相と、駆動電流が流れるタイミングをずらしている。このことにより平滑用コンデンサ７に流れるリプル電流が低減されている。
【００７４】
次に、Ｗ相の動作を説明する。Ｗ相においても基本的にはＵ相の場合と同様である。
まず、電気角０〜６０°間は全ＯＦＦである。
電気角６０〜１８０°間は、位相のずれたＰＷＭ２Ｈ’、ＰＷＭ２Ｌ’を基準とした波形となるため、先にＷ＿Ｒ＿ＬがＯＮとなり、スイッチング素子４１ＬはＯＮする。この間Ｗ＿＿Ｒ＿Ｈのスイッチング素子４１ＫのソースがＧＮＤに落ちて、Ｗ＿Ｒ用のブートストラップ電源のコンデンサに充電される。この時、Ｗ−からＷ＋に通電させるために、Ｗ＿Ｌ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＪはＯＮする。
【００７５】
その後Ｗ＿Ｒ＿ＬをＯＦＦして、Ｗ＿Ｒ＿Ｈの駆動信号をＯＮ指示する。Ｗ＿Ｒ用のブートストラップ電源のコンデンサに充電されているため、スイッチング素子４１ＫはＯＮする。この時スイッチング素子４１Ｋとスイッチング素子４１ＪがＯＮしているので、Ｗ−〜Ｗ＋間に駆動電流が流れる。
【００７６】
再びＷ＿Ｒ＿ＨをＯＦＦして、Ｗ＿Ｒ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＬはＯＮする。この間Ｗ＿Ｒ＿Ｈのスイッチング素子４１ＫのソースがＧＮＤに落ちて、Ｗ＿Ｒ用のブートストラップ電源のコンデンサに再充電され、次の駆動に備える。
【００７７】
なおこの時、３相６線式モータ５３のＷ−〜Ｗ＋に流れた駆動電流は、スイッチング素子４１Ｊとスイッチング素子４１Ｌを介して転流する。そのため、平滑用コンデンサ７に転流電流が流れ込まない。
また、６０〜１８０°間は位相のずれたＰＷＭ波形を基準としているため、６０〜１２０°間はペアとなって流れるＵ相、１２０〜１８０°間はＶ相と駆動電流が流れるタイミングをずらしている。このことにより平滑用コンデンサ７に流れるリプル電流が低減されている。
【００７８】
次に、電気角１８０〜２４０°までの間は全ＯＦＦとなっている。
次に、電気角２４０〜３６０°間は、先程までに充電したＷ＿Ｌ用ブートストラップ電源のコンデンサは、Ｗ相は１８０〜２４０°の間全ＯＦＦしているため、上アームドライブ回路の消費電流により放電され、スイッチング素子をＯＮするゲート電圧を供給するのに、十分な電圧に充電されていない可能性がある。そのため、２４０°で再びＷ＿Ｌ＿Ｈの駆動信号をＯＮ指示すると、スイッチング素子−Ｉはゲート電圧の低い状態でＯＮする。しかし、このような状態でＯＮする時間は、ＰＷＭ１周期に相当する極めて短い時間なので、これによる発熱が原因となって、スイッチング素子４Ａが故障、破壊するようなおそれはない。
【００７９】
次に、Ｗ＿Ｌ＿ＨをＯＦＦして、Ｗ＿Ｌ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＪはＯＮする。この間Ｗ＿Ｌ＿Ｈのスイッチング素子４１ＩのソースがＧＮＤに落ちて、Ｗ＿Ｌ用のブートストラップ電源のコンデンサに再充電され、ゲート電圧を供給するのに、十分な電圧に充電される。
【００８０】
その後Ｗ＿Ｌ＿ＬをＯＦＦして、Ｗ＿Ｌ＿Ｈの駆動信号をＯＮ指示する。Ｗ＿Ｌ用のブートストラップ電源のコンデンサが十分な電圧に充電されているため、スイッチング素子４１Ｉは通常のゲート電圧が印加されＯＮする。この時スイッチング素子４１Ｉとスイッチング素子４１ＬがＯＮしているので、Ｗ＋〜Ｗ−間に駆動電流が流れる。
【００８１】
再びＷ＿Ｌ＿ＨをＯＦＦして、Ｗ＿Ｌ＿Ｌの駆動信号をＯＮ指示する。スイッチング素子４１ＪはＯＮする。この間Ｗ＿Ｌ＿Ｈのスイッチング素子４１ＩのソースがＧＮＤに落ちて、Ｗ＿Ｌ用のブートストラップ電源のコンデンサに再充電され、次の駆動に備える。
【００８２】
なお、この時、３相６線式モータ５３のＷ＋〜Ｗ−間に流れた駆動電流は、スイッチング素子４１Ｊとスイッチング素子４１Ｌを介して転流する。そのため、平滑用コンデンサ７に転流電流が流れ込まない。
これらの動作の繰り返しにより、各相の電流が流れる方向が変化し、３相６線式モータ５３が回転する。
【００８３】
次に、図８に示したコントローラ部１１における出力信号の生成方法を詳細に説明する。
駆動源信号（Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−）は、位置検出信号（Ｈａ＋、Ｈｂ＋、Ｈｃ＋、Ｈａ−、Ｈｂ−、Ｈｃ−）を用いて、図８に示したアンド回路網で生成される。この時の論理式を以下に示す。
Ｕ＋＝Ｈａ＋  ＡＮＤ  Ｈｂ−
Ｖ＋＝Ｈｂ＋  ＡＮＤ  Ｈｃ−
Ｗ＋＝Ｈｃ＋  ＡＮＤ  Ｈａ−
Ｕ−＝Ｈａ−  ＡＮＤ  Ｈｂ＋
Ｖ−＝Ｈｂ−  ＡＮＤ  Ｈｃ＋
Ｗ−＝Ｈｃ−  ＡＮＤ  Ｈａ＋
コントローラ部出力信号（Ｕ＿Ｌ＿Ｈ、Ｖ＿Ｌ＿Ｈ、Ｗ＿Ｌ＿Ｈ、Ｕ＿Ｌ＿Ｌ、Ｖ＿Ｌ＿Ｌ、Ｗ＿Ｌ＿Ｌ、Ｕ＿Ｒ＿Ｈ、Ｖ＿Ｒ＿Ｈ、Ｗ＿Ｒ＿Ｈ、Ｕ＿Ｒ＿Ｌ、Ｖ＿Ｒ＿Ｌ、Ｗ＿Ｒ＿Ｌ）は、上記の生成された駆動源信号を用いて、図８に示したアンド回路とオア回路網および基準ＰＷＭ信号（ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ’、ＰＷＭ２Ｌ’）によって生成される。この時の論理式を以下に示す。
Ｕ＿Ｌ＿Ｈ＝Ｕ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｈ
Ｖ＿Ｌ＿Ｈ＝Ｖ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｈ
Ｗ＿Ｌ＿Ｈ＝Ｗ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｈ
Ｕ＿Ｌ＿Ｌ＝Ｕ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｌ  ＯＲ  Ｕ−
Ｖ＿Ｌ＿Ｌ＝Ｖ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｌ  ＯＲ  Ｖ−
Ｗ＿Ｌ＿Ｌ＝Ｗ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ１Ｌ  ＯＲ  Ｗ−
Ｕ＿Ｒ＿Ｈ＝Ｕ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｈ’
Ｖ＿Ｒ＿Ｈ＝Ｖ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｈ’
Ｗ＿Ｒ＿Ｈ＝Ｗ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｈ’
Ｕ＿Ｒ＿Ｌ＝Ｕ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｌ’  ＯＲ  Ｕ−
Ｖ＿Ｒ＿Ｌ＝Ｖ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｌ’  ＯＲ  Ｖ−
Ｗ＿Ｒ＿Ｌ＝Ｗ＋  ＡＮＤ  ＰＷＭ２Ｌ’  ＯＲ  Ｗ−
なお、コントローラ部出力信号の生成方法として、回路構成例を示したが、生成にはソフトで行う等、特に規定しない。
【００８４】
以上説明したように、リプル電流を低減させるために位相をずらす方法として、図８に示したように、１つのコントローラ１１を使用し、コントローラ１１の１相分の出力を使用して、ＤＵＴＹがＸ％のＰＷＭ波形を出力したとすると、コントローラの他の１相分の出力に、ＤＵＴＹ（１００−Ｘ）％のＰＷＭ波形を出力させ、かつ、上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子を逆相で駆動することにより、１つのＰＷＭ基準波形を利用するだけで、５０％位相のずれた波形を作り出して位相をずらし、２相のスイッチング素子が同時にＯＮすることによるリプル電流を防止することが出来る。更にデッドタイムはマイクロコンピュータ等既存の機能を流用することができ、回路増設、複数コントローラ内蔵マイクロコンピュータ使用等のコストアップがない。
なお、図６の回路は、ブートストラップ電源を用いた例を示しているが、本発明はブートストラップ電源に限られるものではなく、他の電源方式でも適用出来る。
【００８５】
以上のように、本発明においては、一つの基準波（キャリア信号）を用いて位相をずらすことができ、安価な構成でリプル電流を低減できる。また、デッドタイムを加えることにより、上アームと下アームが同時にオンすることによって上アームと下アームに貫通電流が流れることを防止することができる。そしてそれらの機能を回路の増設無しで安価に実現することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の回路図。
【図２】コントローラ部１の構成を示す回路図。
【図３】図１および図２における回路各部の信号波形図。
【図４】図２のＰＷＭ発生部９における各部の信号波形を示す図。
【図５】ブートストラップ回路の動作における各部の電圧波形を示す図。
【図６】本発明の第２の実施例の回路図。
【図７】３相６線式モータの１相分（Ｕ相）の駆動回路を示す図。
【図８】コントローラ部１１の回路図。
【図９】図８のＰＷＭ発生部９における各部の信号波形を示す図。
【図１０】図７および図９における回路各部の信号波形図。
【符号の説明】
１…コントローラ部                  ２…ブートストラップ回路
３Ａ〜３Ｆ…ドライブ回路
４Ａ、４Ｂ、４Ｃ…上アーム側スイッチング素子
４Ｄ、４Ｅ、４Ｆ…下アーム側スイッチング素子
５１、５２…３相Ｙ結線のモータ    ５３…３相６線式モータ
６…御用電源                        ７…平滑用コンデンサ
８…駆動用電源                      ９…ＰＷＭ発生部
１１…コントローラ部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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