(57)【要約】【課題】分波器において、小型化しつつ通過帯域外減衰を大きくする。【解決手段】直列腕共振器３Ｓと並列腕共振器３Ｐとが複数段接続されて共通端子Ｃ側の初段が直列腕共振器３Ｓで構成され、信号端子ｔ１が共通端子Ｃに接続されて信号端子ｔ２が第１の信号端子１に接続された送信側フィルタＢＦ１と、直列腕共振器３Ｓと並列腕共振器３Ｐとが複数段接続されて共通端子Ｃ側の初段が並列腕共振器３Ｐで構成され、信号端子ｔ３が共通端子Ｃに接続されて信号端子ｔ４が第２の信号端子２に接続された受信側フィルタＢＦ２と、共通端子Ｃと受信側フィルタＢＦ２との間に配置され、受信側フィルタＢＦ２の通過帯域以外の周波数帯域での信号成分を減衰する集中定数素子による移相器６とを備えた分波器である。移相器６は、共通端子Ｃから延びる伝送線路に配置されたインダクタンス素子７と、このインダクタンス素子７の両側と基準電位端子Ｇとの間に配置されたキャパシタンス素子８とで構成する。【選択図】        図１
2004228911.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
共通端子と、
弾性表面波素子で形成されるとともに前記共通端子に接続された信号端子を備え、相互に異なる通過帯域を有する複数の弾性表面波フィルタと、
前記共通端子側から見た所定の前記弾性表面波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスと前記信号端子側から見たインピーダンスとの整合に影響を与える入力インピーダンスを持つ前記弾性表面波フィルタと前記共通端子との間に配置された集中定数素子による移相器と、
を備えたことを特徴とする分波器。
【請求項２】
共通端子と、
弾性表面波素子で形成されるとともに前記共通端子に接続された信号端子を備え、所定の通過帯域を有する第１の弾性表面波フィルタと、
弾性表面波素子で形成されるとともに前記共通端子に接続された信号端子を備え、前記第１の弾性表面波フィルタの通過帯域とは異なる通過帯域を有する第２の弾性表面波フィルタと、
前記共通端子側から見た一方の前記弾性表面波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスと前記信号端子側から見たインピーダンスとの整合に影響を与える入力インピーダンスを持つ他方の前記弾性表面波フィルタと前記共通端子との間に配置された集中定数素子による移相器と、
を備えたことを特徴とする分波器。
【請求項３】
前記第１の弾性表面波フィルタは、弾性表面波共振器で形成されて直列腕に配置された直列腕共振器と弾性表面波共振器で形成されて並列腕に配置された並列腕共振器とが複数段接続されるとともに前記共通端子側の初段が前記直列腕共振器で構成され、
前記第２の弾性表面波フィルタは、弾性表面波共振器で形成されて直列腕に配置された直列腕共振器と弾性表面波共振器で形成されて並列腕に配置された並列腕共振器とが複数段接続されるとともに前記共通端子側の初段が前記並列腕共振器で構成されていることを特徴とする請求項１記載の分波器。
【請求項４】
前記移相器は、ローパスフィルタであることを特徴とする請求項１、２または３記載の分波器。
【請求項５】
前記ローパスフィルタは、Ｔ型の等価回路で表されるＴ型ローパスフィルタであることを特徴とする請求項４記載の分波器。
【請求項６】
前記ローパスフィルタは、前記共通端子から延びる伝送線路に配置された２つのインダクタンス素子と、これらのインダクタンス素子の中点と基準電位端子との間に配置されたキャパシタンス素子とを含むことを特徴とする請求項５記載の分波器。
【請求項７】
前記ローパスフィルタは、π型の等価回路で表されるπ型ローパスフィルタであることを特徴とする請求項４記載の分波器。
【請求項８】
前記ローパスフィルタは、前記共通端子から延びる伝送線路に配置されたインダクタンス素子と、前記インダクタンス素子の両側と基準電位端子との間にそれぞれ配置された２つのキャパシタンス素子とを含むことを特徴とする請求項７記載の分波器。
【請求項９】
前記移相器は、ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項１、２または３記載の分波器。
【請求項１０】
前記ハイパスフィルタは、Ｔ型の等価回路で表されるＴ型ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項９記載の分波器。
【請求項１１】
前記ハイパスフィルタは、前記共通端子から延びる伝送線路に配置された２つのキャパシタンス素子と、これらのキャパシタンス素子の中点と基準電位端子との間に配置されたインダクタンス素子とを含むことを特徴とする請求項１０記載の分波器。
【請求項１２】
前記ハイパスフィルタは、π型の等価回路で表されるπ型ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項９記載の分波器。
【請求項１３】
前記ハイパスフィルタは、前記共通端子から延びる伝送線路に配置されたキャパシタンス素子と、前記キャパシタンス素子の両側と基準電位端子との間にそれぞれ配置された２つのインダクタンス素子とを含むことを特徴とする請求項１２記載の分波器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電基板に形成された複数の弾性表面波素子からなる弾性表面波フィルタを複数用いた分波器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信機器等における高周波用帯域フィルタとして、複数の弾性表面波素子を圧電基板上に形成した弾性表面波フィルタが知られている。
【０００３】
このような弾性表面波フィルタには、入力端子と出力端子との間を直列腕とし、この直列腕と基準電位端子との間に複数の並列腕を形成し、これら直列腕と並列腕とに適宜弾性表面波共振器を配置したラダー型回路を構成した弾性表面波フィルタが知られている。そして、通過帯域周波数が相互に異なるラダー型の弾性表面波フィルタを複数用いて分波器を構成する技術が知られている。
【０００４】
従来の技術としては、例えば特許第３２４６９０６号公報に記載のものが知られている。
【０００５】
ここで、図２３は従来の分波器を示す等価回路図、図２４は図２３の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図２５は図２３の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【０００６】
図２３に示すように、特許第３２４６９０６号公報には、第１の弾性表面波フィルタＢＦ１の共通端子Ｃ側の初段をＴ型、第２の弾性表面波フィルタＢＦ２の共通端子Ｃ側の初段をπ型の入力とし、共通端子Ｃと第２の弾性表面波フィルタＢＦ２との間に位相線路９を用いる技術が開示されている。なお、当該公報には、位相線路９に代えてインダクタンス素子を用いる技術も開示されている。
【０００７】
そして、このような技術によれば、図２４に示すように、フィルタ本来の特性を大きく損ねることなく、簡易に分波器を構成することができるとされている。
【０００８】
【特許文献１】
特許第３２４６９０６号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、近年においては、分波器自体の小型・軽薄化の要求、高調波領域の特性改善の要求がいっそう高まっている。
【００１０】
特に１ＧＨｚ以下を使用帯域とする分波器では、弾性表面波素子の寸法上およびその構成上の制約により小型化は難しい。
【００１１】
そして、位相線路を用いると、使用する圧電基板の誘電率による波長短縮効果があるものの、例えば８００ＭＨｚ帯のシステムの場合、たとえば誘電率４程度のガラスエポキシ基板を用いた位相線路長は約４０ｍｍ、誘電率７程度のセラミック基板を用いた場合も約３５ｍｍ必要となり、位相線路間同士のクロストークや位相短縮に注意しながら、５ｍｍ×５ｍｍより小さい容積に収納することは非常に困難である。
【００１２】
したがって、このような位相線路を用いて分波器を構成すると、位相線路の構成寸法により分波器の形状が定まり、前述した小型・軽薄化の要求を満たすことができない。
【００１３】
また、近年、移動体通信端末のＲＦ回路部のダイレクト・コンバージョン化により、受信フィルタの２倍、３倍、４倍高調波の減衰量の要求が高くなってきている。しかしながら、分布定数線路である位相線路による移相器では、単なる分布定数線路であるためにそれ自体のフィルタとしての効果は極めて低く、高周波領域の減衰量改善には有効に寄与しない。
【００１４】
そこで、本発明は、小型化を達成し、且つ通過帯域外において大きな減衰を得ることのできる分波器を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明に係る分波器は、共通端子と、弾性表面波素子で形成されるとともに共通端子に接続された信号端子を備え、相互に異なる通過帯域を有する複数の弾性表面波フィルタと、共通端子側から見た所定の弾性表面波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスと信号端子側から見たインピーダンスとの整合に影響を与える入力インピーダンスを持つ弾性表面波フィルタと共通端子との間に配置された集中定数素子による移相器と、を備えたことを特徴とする。
【００１６】
このような発明によれば、集中定数素子による移相器自体の小型化が有利なこと、および位相線路を用いた場合に懸念される位相線路間の近接によるクロストークや位相短縮の削減による素子間レイアウト性向上も小型化に有利なことから、位相線路を用いた分波器より大幅に小型化が可能になる。
【００１７】
また、集中定数素子による移相器により、通過帯域以外の周波数帯域での信号成分を減衰するようにしているので、小型化を達成し、且つ通過帯域外において大きな減衰を得ることが可能になり、分波器の性能を大幅に向上させることが可能になる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しつつさらに具体的に説明する。ここで、添付図面において同一の部材には同一の符号を付しており、また、重複した説明は省略されている。なお、発明の実施の形態は、本発明が実施される特に有用な形態としてのものであり、本発明がその実施の形態に限定されるものではない。
【００１９】
図１は本発明の一実施の形態である分波器を示す等価回路図、図２は図１の分波器に用いられたフィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフ、図３はフィルタの広帯域についての入力インピーダンス特性を示すグラフ、図４は縦２重モード型弾性表面波フィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフ、図５は図１の分波器の具体的な構造を示す分解図、図６は分波器の具体的構造におけるインダクタンス素子の変形例を示す説明図、図７は分波器の具体的構造におけるキャパシタンス素子の変形例を示す説明図、図８は集中定数素子による移相器の通過特性を位相線路との比較で示すグラフ、図９は集中定数素子による移相器の位相特性を位相線路との比較で示すグラフ、図１０は集中定数素子による移相器のインピーダンス特性を位相線路との比較で示すスミスチャート、図１１は図１の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図１２は図１の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフ、図１３は図１の分波器における第２の弾性表面波フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャート、図１４は本発明の他の実施の形態である分波器を示す等価回路図、図１５は図１４の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図１６は図１４の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフ、図１７は本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図、図１８は本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図、図１９は図１７の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図２０は図１７の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフ、図２１は図１８の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図２２は図１８の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【００２０】
本実施の形態の分波器は、たとえばＬｉＴａＯ３  からなる圧電基板上に所定の素子が形成されたものである。すなわち、図１において、信号の入出力がされる共通端子Ｃと、一方側の信号端子ｔ１が分岐点Ｊを介して共通端子Ｃに接続されるとともに他方側の信号端子ｔ２が第１の信号端子１に接続された送信側フィルタ（第１の弾性表面波フィルタ）ＢＦ１と、一方側の信号端子ｔ３が分岐点Ｊを介して共通端子Ｃに接続されるとともに他方側の信号端子ｔ４が第２の信号端子２に接続された受信側フィルタ（第２の弾性表面波フィルタ）ＢＦ２とを備えている。
【００２１】
そして、送信側フィルタＢＦ１および受信側フィルタＢＦ２は、一方の通過帯域が他方の阻止帯域となる周波数特性、つまり相互に異なる通過帯域と異なる周波数特性を有しており、本実施の形態の場合では、受信側フィルタＢＦ２の方が送信側フィルタＢＦ１よりも高い通過帯域となっている。
【００２２】
但し、本実施の形態においては、このように受信側フィルタＢＦ２の方が送信側フィルタＢＦ１よりも高い通過帯域を有しているが、逆であってもよい。また、圧電基板は前述のものに限定されることはなく、たとえばＬｉＮｂＯ３  からなる圧電基板など、セラミックなどの種々の圧電基板を用いることが可能である。
【００２３】
そして、共通端子Ｃと受信側フィルタＢＦ２との間には、受信側フィルタＢＦ２の通過帯域以外の周波数帯域での信号成分を減衰する集中定数素子による移相器６が配置されている。
【００２４】
共通端子Ｃ側から見た送信側フィルタＢＦ１のインピーダンス特性を図２に示す。受信側フィルタＢＦ２の通過帯域における送信側フィルタＢＦ１のインピーダンスは、第２の弾性表面波ＢＦ２の通過帯域における入力インピーダンスであり信号端子ｔ１側から見たインピーダンスである例えば約５０Ωに比較して十分に高く、そのまま両者を共通端子Ｃに接続しても、第２の弾性表面波フィルタＢＦ２の通過帯域において回路全体のインピーダンスに整合した第２の弾性表面波フィルタＢＦ２に送信側フィルタＢＦ１が影響を及ぼすことはない。すなわち、分波機能は実現されている。
【００２５】
共通端子Ｃ側から見た受信側フィルタＢＦ２のインピーダンス特性を、同じく図２に示す。送信側フィルタＢＦ１の通過帯域における受信側フィルタＢＦ２のインピーダンスは１５Ω程度と小さく、そのまま両者を共通端子に接続すると、受信側フィルタＢＦ２の第１の弾性表面波ＢＦ１の通過帯域におけるインピーダンスが、送信側フィルタＢＦ１のインピーダンス特性に影響を与える。すなわち、分波機能が損なわれる。そこで、何らかのインピーダンス変換手段が必要となる。
【００２６】
このように、複数のフィルタが共通端子Ｃへ接続された場合の分波機能は、共通端子Ｃ側から見た各々のフィルタの入力インピーダンスによって決定され、フィルタの構成のみに限定されるものではない。一例として、共通端子Ｃ側から見た送信側フィルタＢＦ１および受信側フィルタＢＦ２の広帯域についてのインピーダンス特性を図３に示す。図示する場合においては、入力インピーダンスは低周波数側に向かって上昇しており、送信側フィルタＢＦ１の通過帯域の位置が低周波数帯であれば、移相器は必要ではない。
【００２７】
また、縦２重モード型弾性表面波フィルタを用いた場合も同様である。図４は、共通端子側から見た縦２重モード型弾性表面波フィルタのインピーダンス特性である。この場合も上記と同等に、共通端子に接続される他のフィルタの通過帯域の位置により、自身のインピーダンス特性が他のフィルタの通過域のインピーダンスに与える影響が決定され、分波機能の有無、移相器の必要性が決定される。同様に他のモード結合型弾性表面波フィルタ、トランスバーサル型弾性表面波フィルタ、ノッチフィルタ等も同様の原理が適用されるのは明らかである。
【００２８】
以下に、この共通端子Ｃに接続された送信側フィルタと受信側フィルタを、位相線路を用いずに小型且つ高性能に分波する分波器の具体的な構造を図５を用いて説明する。
【００２９】
図５に示すように、本実施の形態の分波器は、たとえば４層の層構造を有する基板から構成されており、各基板が相互に位置合わせして接合されている。最上層に位置する基板１１には、送信側フィルタＢＦ１、受信側フィルタＢＦ２、第１の信号端子１、第２の信号端子２、基準電位端子Ｇが形成されている。
【００３０】
なお、送信側フィルタＢＦ１および受信側フィルタＢＦ２は、フェースダウンボンディングで基板１１に搭載されるフリップチップタイプ、あるいはボンディングワイヤで基板１１に搭載されるワイヤ実装タイプを採用することができる。但し、高密度実装が可能な点、およびボンディングワイヤのインダクタンスがないことから周波数特性が変動しない点、などからフリップチップタイプを採用するのが望ましい。
【００３１】
また、第２層目の基板１２、第３層目の基板１３および最下層である第４層目の基板１４には、π型ローパスフィルタ（ＬＰＦ）からなる集中定数素子からなる移相器６が構成されている。すなわち、基板１２には、ミアンダ状の配線パターンからなるインダクタンス素子７が形成されており、その両端が基板１１の共通端子Ｃおよび受信側フィルタＢＦ２とそれぞれ電気的に接続されている。また、基板１３にはインダクタンス素子７の両端に接続された２つのキャパシタンス素子８の電極パターン８ａが、基板１４には、これらの電極パターン８ａと所定のギャップを介して対向する対向電極パターン８ｂが、それぞれ形成されている。
【００３２】
なお、インダクタンス素子７およびキャパシタンス素子８のパターンは図５に示すものには限定されるものではない。インダクタンス素子７については、たとえば図６に示すようなスパイラル状、キャパシタンス素子８については、たとえば図７に示すような櫛歯電極状に形成することができる。
【００３３】
また、図示するような積層構造で三次元的に分波器を構成するのではなく、単一の平面上に二次元的に構成するようにしてもよい。
【００３４】
そして、以下の説明を含めて、本実施の形態の分波器では集中定数素子による移相器６は送信側フィルタＢＦ１や受信側フィルタＢＦ２などを含んでワンパッケージ化されているが、これらとは別体とした、いわゆる外付けタイプであってもよい。
【００３５】
この集中定数素子による移相器６は、回路図にて表現する場合には、π型の等価回路で表されるπ型ローパスフィルタである。すなわち、集中定数素子による移相器６であるローパスフィルタは、共通端子Ｃから延びる伝送線路に配置されたインダクタンス素子７と、このインダクタンス素子７の両側と基準電位端子Ｇとの間にそれぞれ配置された２つのキャパシタンス素子８とを備えている。なお、以下の説明を含めて、集中定数素子による移相器６は３素子で構成されているが、５素子、７素子など、所望の素子数で構成することができる。
【００３６】
ここで、集中定数素子は、分布定数による位相線路と比較し、大幅に小型化が可能である。従来、弾性表面波装置による分波器は分布定数素子である位相線路により構成される場合が多かった。
【００３７】
位相線路の特性インピーダンスは、接続される弾性表面波装置の入力インピーダンス程度、または装置の駆動インピーダンス、負荷インピーダンスである５０Ω近傍に設計されるため、その位相線路の線路幅を例えば４０μｍ〜１２０μｍ程度とする必要があり、かつ位相線路同士の結合による特性インピーダンスの低下を避けるため、線路間に間隙を設けながら所望の位相を達成するよう実装基板にレイアウトするので、必然的に広い実装面積が必要となる。
【００３８】
従来、位相線路を用いた分波器は８００ＭＨｚ帯から２ＧＨｚ帯で用いられ、その実装面積も５ｍｍ×５ｍｍ程度確保されていた。しかしながら、更に小型化を考えると、既に位相線路では十分に小型化を満足することはできなかった。
これに対し、一般的に移相器は、より低周波数の例えばＨＦやＶＨＦ帯では位相線路を用いることは極めて少ない。それは、その位相線路長が１ｍを超え、事実上回路基板上に形成が困難なためである。使用は寸法上の制約が許される場合に限られる。そして、これらの周波数帯では、殆ど集中定数素子による移相器が用いられる。
【００３９】
したがって、本発明者は、分波器の小型化という課題の解決にも同様の原理を用いることができると考えた。マイクロ波の領域にて集中定数素子を用いた移相器の構成は例がないが、電磁波の波長の１０万分の１という弾性表面波素子に使用される移相器には、同様に著しく小さいことが要求される。
【００４０】
しかしながら、従来の位相線路を用いる技術ではこれ以上の小型化が困難なため、弾性表面波装置による分波器の移相器の構成に集中定数素子を用い、さらなる小型化を図ることとした。
【００４１】
集中定数素子であるインダクタは、線路幅が細い程大きいインダクタンスを得ることができ、また線路間の間隙も狭い程、それ自体の誘導インダクタンスにより全体のインダクタンスが増加するため、特性インピーダンスにより幅が制限される位相線路を用いるよりも小型化に有利である。また、コンデンサは、対抗する導体間隔を狭くする程大容量化が図れ、小型化に有利である。また、多層基板を用いた積層構成によりコンデンサは実現が容易である。したがって、集中定数素子による移相器は、素子数が増えることを考慮に入れても、小型化に有利と考えた。
【００４２】
なお、前述した特許第３２４６９０６号の請求項４には、集中定数素子であるインダクタＬで位相線路を構成する技術が示されているが、インダクタのみでは不十分である。いかなるインダクタの範囲でも、接続されるフィルタのインピーダンス特性は、帯域外のみならず通過域も含め、全帯域にてインダクティブへ推移する。したがって、整合の十分取れたフィルタの場合、整合特性のいずれかの部分を必ず劣化させるからである。よって、特許第３２４６９０６号に記載のように、直列のインダクタンス素子のみによる回路で分波器を構成するのは望ましくなく、さらに整合用のリアクタンス素子があった方がより良い。
【００４３】
本発明はその点を考慮し、所望の周波数における移相器のインピーダンスを、負荷／駆動インピーダンスと十分整合のとれるよう配し、（例えば直列インダクタと並列コンデンサ）、且つ所望の周波数で必要な位相回転角を実現するよう移相器を構成した。また、通過域以外の抑圧すべき周波数帯域では、同時に実現されるπ型あるいはＴ型によるインピーダンス要素フィルタの効果により所望の減衰特性を得るようにした。
【００４４】
挿入する移相器６の構成は、移相器の所望の周波数における入出力インピーダンスをＺｌｕｍｐ、移相回転角γ、素子数により与えられる。最も簡易な３素子による構成の場合、所望の角周波数をωとすると、
Ｚｌｕｍｐ＝（Ｌ／Ｃ）１／２
γ＝ｊω（Ｌ×Ｃ）１／２
で与えられる。この集中回路素子による移相器は、図１４のＴ型ローパスフィルタ、図１のπ型ローパスフィルタ、図１７のπ型ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、図１８のＴ型ハイパスフィルタの４種構成される。なお、図１４、図１７および図１８の内容については後述する。
【００４５】
また、４種の素子値は全て上式で与えられ、所望の周波数のインピーダンス、移相回転角は同一で、他の周波数帯における伝送特性が異なる。３素子を５素子にする場合は、γに半分の値を与え同様に計算し、従属接続し、同一の素子部分を纏めれば良い。
【００４６】
図８は、２ＧＨｚ帯向け装置における従来技術と本発明による４種の構成による移相器の通過特性を比較したものである。従来技術では１０ＧＨｚ迄低損失で推移するのに対し、本発明のローパスフィルタ、ハイパスフィルタの構成による移相器は、所望の周波数帯以下または以上にて信号が減衰しているのが分かる。
【００４７】
図９は、２ＧＨｚ帯向け装置における従来技術と本発明による４種の構成による移相器の位相特性を比較したものである。ローパスフィルタは、所望の周波数にて位相線路と同等の位相を与え、ハイパスフィルタはこれとは異なる周波数にて同等の位相を与えることが判る。Ｚｌｕｍｐ、γは、Ｌ，Ｃの設定により、デバイスの入出力インピーダンス、装置の負荷／駆動インピーダンスによって任意に与えることが可能である。
【００４８】
図１０は、本発明による４種の移相器のインピーダンス特性のスミスチャートである。従来技術が、広帯域に渡り負荷／駆動インピーダンスに整合された位相線路の伝送特性を示すのに対し、本発明の移相器は、所望の周波数以外では反射係数が大きく異なる。
【００４９】
このように、本発明による移相器は、位相線路を用いたものとは異なり、所望の周波数以外では、異なる伝送特性、異なる位相特性、異なるインピーダンス特性を与えることが特徴である。しがたって、所望の周波数における移相器のインピーダンス特性、位相特性を満たしたまま、他の周波数帯域での伝送特性を変化させることが可能となる。
【００５０】
以上の構造を有する分波器について、通過帯域近傍での周波数特性を図１１に、高調波領域での周波数特性を図１２に、それぞれ示す。また、受信側フィルタである受信側フィルタＢＦ２のインピーダンス特性のスミスチャートを図１３に示す。
【００５１】
図１１に示すように、送信側フィルタＢＦ１と受信側フィルタＢＦ２とは相互に異なる通過帯域を有しており、受信側フィルタＢＦ２の方が送信側フィルタＢＦ１よりも高い通過帯域となっている。また、図１２に示すように、受信側フィルタＢＦ２については、前述した集中定数素子による移相器６が有効に作用しているために、位相線路を用いた場合（ＢＦ１’、ＢＦ２’）に比べて、高調波領域の信号成分が大きく抑圧されているのが分かる。さらに、図１３に示すように、受信側フィルタのインピーダンスは、集中定数素子が挿入され、高調波抑圧特性を得ているのにも拘らず、時計回りに回転し、位相線路を用いた場合と同等な特性を与えられているのが分かる。また、図１１に示すように、ＢＦ１の通過帯域の伝送特性も、同等な伝送特性を与えているのが分かる。
【００５２】
このような分波器を用いれば、受信フィルタの高調波領域における減衰特性を改善でき、且つ分波器の更なる小型化が可能である。
【００５３】
ここで、集中定数素子を用いた移相器６には、たとえば図１４に示すようなＴ型の等価回路で表されるＴ型ローパスフィルタを用いることもできる。すなわち、図１４に示す移相器６であるローパスフィルタは、共通端子Ｃから延びる伝送線路に配置された２つのインダクタンス素子７と、これらのインダクタンス素子７の中点と基準電位端子Ｇとの間に配置されたキャパシタンス素子８とを備えたものである。
【００５４】
図１４に示す集中定数素子６の通過帯域近傍での周波数特性を図１５に、高調波領域での周波数特性を図１６に、それぞれ示す。図１５に示すように、受信側フィルタＢＦ２の方が送信側フィルタＢＦ１よりも高くなる通過帯域をそれぞれ有しており、また、図１６に示すように、受信側フィルタＢＦ２については、位相線路を用いた場合（ＢＦ１’、ＢＦ２’）に比べて、高調波領域の信号成分が大きく抑圧されているのが分かる。
【００５５】
またさらに、移相器６には、たとえば図１７に示すようなπ型の等価回路で表されるπ型ハイパスフィルタ、あるいはたとえば図１８に示すようなＴ型の等価回路で表されるＴ型ハイパスフィルタなど、ハイパスフィルタを用いることもできる。
【００５６】
すなわち、図１７に示す移相器６であるπ型ハイパスフィルタは、共通端子Ｃから延びる伝送線路に配置されたキャパシタンス素子８と、このキャパシタンス素子８の両側と基準電位端子Ｇとの間にそれぞれ配置された２つのインダクタンス素子７とを備えている。
【００５７】
また、図１８に示す移相器６であるＴ型ハイパスフィルタは、共通端子Ｃから延びる伝送線路に配置された２つのキャパシタンス素子８と、これらのキャパシタンス素子８の中点と基準電位端子Ｇとの間に配置されたインダクタンス素子７とを備えたものである。
【００５８】
図１７に示す移相器６の通過帯域近傍での周波数特性を図１９に、高調波領域での周波数特性を図２０に示す。また、図１８に示す移相器６の通過帯域近傍での周波数特性を図２１に、高調波領域での周波数特性を図２２に示す。
【００５９】
図１９および図２１に示すように、受信側フィルタＢＦ２の方が送信側フィルタＢＦ１よりも高くなる通過帯域をそれぞれ有している。また、図２０および図２２に示すように、受信側フィルタＢＦ２については、位相線路を用いた場合（ＢＦ１’、ＢＦ２’）に比べて、通過帯域以外の周波数帯域での（ここでは、移相器６がハイパスフィルタであるために低周波領域での）信号成分が大きく抑圧されているのが分かる。
【００６０】
また、接地されたインダクタンス素子７により、サージ電圧に対する耐性を持たせることができる。さらに、直列に挿入されたキャパシタンス素子８により、ＤＣ成分を遮断することができる。
【００６１】
以上のように、本願のように集中定数素子を用いた移相器は、所望の周波数帯域にて、任意の入出力インピーダンスおよび任意の位相量を実現することが可能なため、従来の分波器における位相線路に代えて、これを直ちに適用することができる。
【００６２】
なお、本実施の形態では、２つのフィルタの場合について説明したが、２分波器に限らず、いかなる複数のフィルタの組み合せによる多分波器についても適用が可能である。
【００６３】
多分波器の場合、複数組み合わせるフィルタの、共通端子側から見た入力インピーダンスが接続される他のフィルタの通過帯域のインピーダンスに影響を与える場合、共通端子と当該フィルタとの間に、本願の集中定数素子による移相器６を挿入する。
【００６４】
この移相器６により、当該フィルタの通過域は所望のインピーダンス特性を与えられる。また、接続される他のフィルタの通過帯域における当該フィルタのインピーダンスは移相器により高まり、当該フィルタのインピーダンスが、他のフィルタの通過域におけるインピーダンスに対する影響を小さくすることができる。
【００６５】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば以下の効果を奏することができる。
【００６６】
すなわち、本願の分波器では、位相線路などと比較すると大幅にスペース効率に優れた集中定数素子による移相器を用いているので、小型化が可能となる。
【００６７】
また、フィルタの通過帯域においては、分波器として所望のインピーダンス特性、位相特性を実現しながら、通過帯域以外の周波数帯域では信号成分を減衰することが可能となり、分波器の小型化と高性能化が同時に可能となる。
【００６８】
さらに、ハイパスフィルタを用いた場合のサージ耐性、ＤＣカット機能を付加することも可能となり、多機能化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図２】図１の分波器に用いられたフィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフである。
【図３】フィルタの広帯域についての入力インピーダンス特性を示すグラフである。
【図４】縦２重モード型弾性表面波フィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフである。
【図５】図１の分波器の具体的な構造を示す分解図である。
【図６】分波器の具体的構造におけるインダクタンス素子の変形例を示す説明図である。
【図７】分波器の具体的構造におけるキャパシタンス素子の変形例を示す説明図である。
【図８】集中定数素子による移相器の通過特性を位相線路との比較で示すグラフである。
【図９】手中定数素子による移相器の位相特性を位相線路との比較で示すグラフである。
【図１０】集中定数素子による移相器のインピーダンス特性を位相線路との比較で示すスミスチャートである。
【図１１】図１の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図１２】図１の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【図１３】図１の分波器における第２の弾性表面波フィルタのインピーダンス変化を示すスミスチャートである。
【図１４】本発明の他の実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図１５】図１４の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図１６】図１４の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフある。
【図１７】本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図１８】本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図１９】図１７の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図２０】図１７の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【図２１】図１８の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図２２】図１８の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【図２３】従来の分波器を示す等価回路図である。
【図２４】図２３の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図２５】図２３の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１  第１の信号端子
２  第２の信号端子
３  弾性表面波共振器
３Ｐ  並列腕共振器
３Ｓ  直列腕共振器
４  直列腕
５  並列腕
６  移相器
７  インダクタンス素子
８  キャパシタンス素子
９  位相器
ＢＦ１  送信側フィルタ（第１の弾性表面波フィルタ）
ＢＦ２  受信側フィルタ（第２の弾性表面波フィルタ）
Ｃ  共通端子
Ｇ  基準電位端子
Ｊ  分岐点
ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４  信号端子
【図１】
2004228911.tif 000003
【図２】
2004228911.tif 000004
【図３】
2004228911.tif 000005
【図４】
2004228911.tif 000006
【図５】
2004228911.tif 000007
【図６】
2004228911.tif 000008
【図７】
2004228911.tif 000009
【図８】
2004228911.tif 000010
【図９】
2004228911.tif 000011
【図１０】
2004228911.tif 000012
【図１１】
2004228911.tif 000013
【図１２】
2004228911.tif 000014
【図１３】
2004228911.tif 000015
【図１４】
2004228911.tif 000016
【図１５】
2004228911.tif 000017
【図１６】
2004228911.tif 000018
【図１７】
2004228911.tif 000019
【図１８】
2004228911.tif 000020
【図１９】
2004228911.tif 000021
【図２０】
2004228911.tif 000022
【図２１】
2004228911.tif 000023
【図２２】
2004228911.tif 000024
【図２３】
2004228911.tif 000025
【図２４】
2004228911.tif 000026
【図２５】
2004228911.tif 000027