(57)【要約】【課題】信号対雑音比から適切なチャネルを選択し、そのチャネルに基いて適切な位相補償を行う。【解決手段】マルチキャリア受信波を逆フーリエ変換して復調し、この受信波の時系列再生信号からシンボルクロックを再生する構成において、受信波の逆フーリエ変換後のシンボルからチャネル毎に信号対雑音比を求める信号対雑音判定部４０４と、指定のチャネルにおけるデータの期待値と復調データとの位相誤差をシンボル毎に加算する位相誤差算出部４０７と、この位相誤差算出値が所定の値を超えると位相誤差があると判定する位相誤差判定部４０８とを備え、信号対雑音判定が最適と判定したチャネルを選択し、この選択したチャネルにおける位相誤差判定に基づいてシンボルクロックを補正するようにした。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア受信波を逆フーリエ変換して復調し、この受信波の時系列再生信号からシンボルクロックを再生する構成において、
上記受信波の逆フーリエ変換後のシンボルからチャネル毎に信号対雑音比を求める信号対雑音判定部と、該チャネルにおけるデータの期待値と上記復調データとの位相誤差をシンボル毎に加算する位相誤差算出部と、該位相誤差算出値が所定の値を超えると位相誤差があると判定する位相誤差判定部とを備え、
上記信号対雑音判定が最適と判定したチャネルを選択し、該チャネルにおける位相誤差判定に基づいてシンボルクロックを補正するようにしたことを特徴とするマルチキャリア受信装置。
【請求項２】
信号対雑音判定部は、受信波の期間によりノイズと信号成分を得て、該信号対雑音値が指定の閾値を超えると、該超えたチャネルを位相差判定のチャネルと指定するようにしたことを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア受信装置。
【請求項３】
信号対雑音判定部は、その値が最大となるチャネルを選択するようにしたことを特徴とする請求項１記載のマルチキャリア受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、マルチキャリア通信の受信装置におけるクロック同期に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、周波数利用効率が高い変調方式としてＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式、またはＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｍｕｌｔｉ  Ｔｏｎｅ）方式が注目されている。これらの方式はデータを互いに直交する複数の搬送波に分散し、それぞれ変調する方式である。特に通信媒体に周波数帯域毎に異なるノイズ、減衰特性がある場合、局所的に利用効率を高めることが可能なため有効である。
【０００３】
従来の例の送信方式を図７、受信方式を図８に示す。ここでは例としてＤＭＴ方式について説明する。
送信ではまず、データをＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）などの一次変調部７０１で変調し、Ｉ、Ｑの１組のデータを得る。Ｉ，Ｑデータをそれぞれ実数部、虚数部として、その共役生成部７０２で共役データを生成し、逆離散フーリエ変換部（ＩＤＦＴ）や逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）７０３で変換する。その出力の実数抽出部７０４で実数抽出し、パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ変換）７０５で、時系列データに変換する。そして、デジタル／アナログ変換部（Ｄ／Ａ変換）７０６により時系列アナログ信号として伝送路へ出力される。
【０００４】
ここで、サンプルクロックおよびシンボルクロックについて説明する。サンプルクロックとはアナログ／デジタル変換（Ａ／Ｄ変換）およびＤ／Ａ変換への動作クロックである。また、シンボルクロックとは、受信ではＤＦＴやＦＦＴへの時系列データ列入力タイミング、送信ではＩＤＦＴやＩＦＦＴからの時系列データ列出力タイミングとなるクロックである。この例ではｎ点ＦＦＴの場合、受信ではＡ／Ｄ変換後のｎ個の時系列データをＦＦＴへ入力するタイミングとなり、言い換えると、１シンボルクロック長は、ｎサンプル分の時間長となる。
送信では、サンプルクロックは発振器７０９からサンプルクロック出力部７０８により生成され、固定クロックである。また、シンボルクロックはサンプルクロック出力からサンプルクロック出力部７０７により生成される。
【０００５】
一方、受信では、Ａ／Ｄ変換部１０１でＡ／Ｄ変換し、時系列データを得る。次にシリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ変換）１０２で並列化し、例えば離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、あるいは高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１０３により変換をする。この時に、時系列データは実数部として入力し、虚数部には０を入力する。出力されるＩ．ＱデータをＤＱＰＳＫなどの一次復調部１０４へ入力し、データが得られる。
【０００６】
また、受信では同期、つまり同期用のクロックの再生が必要である。図８の例では、サンプル同期（サンプルクロックの再生）とシンボル同期（シンボルクロックの再生）を説明している。この例ではサンプルクロックは再生せず、発振器１０７からのクロックをカウントすることによってクロックを生成し、サンプルクロック出力部１０６で生成している。更に、受信したフレーム中の同期用フィールドからシンボルクロックの元信号をシンボルクロック再生部１０５で生成し、サンプルクロックをカウントすることによってシンボルクロック出力部８０１でシンボルクロックを生成している。
【０００７】
ところで、ＯＦＤＭ方式、またはＤＭＴ方式は共に発振器の精度が求められる。ＤＦＴ、ＦＦＴの性質上、このシンボルクロックの周波数が搬送波の周波数間隔となり、搬送波の周波数を決定するため、特にシンボルクロックは高精度が要求される。
【０００８】
この高精度シンボルクロックの制約を緩和し、受信波からクロック同期を得る第１の従来例として、特許文献１に示される構成を図９に示す。受信信号の大きさを元に、最も位相差算出に適していると判定される搬送波選択器９０１を備え、ＩＦＦＴの結果の星座点配置から位相誤差を検出回路９０２、９０３、９０４で位相誤差を算出し、サンプルクロック、シンボルクロックを無段階に補正（９０５、９０６）し、周波数誤差を抑える。
また第２の従来例として、特許文献２に示される構成を図１０に示す。この例では、複数の受信した搬送波から搬送波再生回路１００１により、同時にクロック再生回路１００２により、位相誤差を算出１００１し、サンプルクロック、シンボルクロックを無段階に補正している。
【０００９】
ところで、電話線、無線などと異なり、例えば電灯線のような、ノイズ特性、減衰特性の時間、周波数変動が大きい環境におけるマルチキャリア通信の受信端における信号の様子を図６に示す。図において、横軸は周波数、縦軸はパワーである。例として＃１〜＃７までの７つの搬送波が示されている。ノイズフロアは周波数毎にパワーが異なる。また、搬送波も伝送路の減衰により周波数毎に異なる。
【００１０】
【特許文献１】
特開平８−２６５２８８号公報、図１
【特許文献２】
特開平９−１３０３６２号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
このような特性変動が大きい条件下では、第１の従来例に示される構成では、信号の大きさのみで判定するので、周波数帯域毎に変動するノイズに対応が困難である。例えば、図６の場合、＃３の搬送波が最もパワーが大きいため、選択される。しかし、実際には＃７のほうが信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が大きい。この搬送波を選択することが最適と予想される。
また、第２の従来例に示される構成のように、複数の搬送波から判定すると、ノイズ、減衰等により参照不可能な搬送波にも関わらず、参照してしまう場合がある。例えば、図６の場合、＃１，＃２，＃４の搬送波も補正の参照となる。しかし、これらはＳＮＲが小さいため、除外することが望ましい。
【００１２】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）に基いて最適な搬送波を選択し、その選択した搬送波からクロック補正（周波数補正）を行うようにする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るマルチキャリア受信装置は、マルチキャリア受信波を逆フーリエ変換して復調し、この受信波の時系列再生信号からシンボルクロックを再生する構成において、
受信波の逆フーリエ変換後のシンボルからチャネル毎に信号対雑音比を求める信号対雑音判定部と、指定のチャネルにおけるデータの期待値と復調データとの位相誤差をシンボル毎に加算する位相誤差算出部と、この位相誤差算出値が所定の値を超えると位相誤差があると判定する位相誤差判定部とを備え、
信号対雑音判定が最適と判定したチャネルを選択し、この選択したチャネルにおける位相誤差判定に基づいてシンボルクロックを補正するようにした。
【００１４】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
複数の搬送波にデータを載せる方式において、容易にシンボルクロックを再生する新しい構成を説明する。図１は、この実施の形態における受信機の全体構成を示す図である。また図２は受信機の特徴であるシンボルクロック補正回路の詳細構成を示す図である。
先ず全体構成の図１を用いて概略機能を説明する。信号の再生に関しては、Ａ／Ｄ変換部１０１と、パラレル／シリアル変換部１０２で、アナログから並列ディジタル信号に変換し、逆高速フーリエ変換部１０３で実数Ｉと虚数Ｑの共役データを得て、ＤＱＰＳＫ等の一次復調部１０４でデータを得る。
一方、本実施の形態で特徴となるシンボルクロックの補正データを得るため、シンボルクロック補正回路１０９を備え、かつその出力でシンボルクロックを補正するシンボルクロック出力部１０８を備える。
【００１５】
図３は伝送路データ（送信データ）を示している。図において、期間ａは前フレーム終了後から次フレーム開始前、期間ｂはシンボル同期用フィールド、期間ｃはフィールド同期用フィールド、期間ｄはデータフィールドの期間である。フィールド同期とは、受信信号でのフィールドの区切りを認識するための同期である。例では可能な限りユニークな論理パターンを送受信することによって、フィールドの区切りを認識する。
【００１６】
本実施の形態では、期間ａの間に受信したＩ、Ｑデータ（実際にはノイズである）に基いて、シンボルクロック補正回路１０９において各搬送波のノイズの振幅を得る。また、期間ｃの受信から、同様にシンボルクロック補正回路１０９において各搬送波の信号の振幅を得る。この２つの振幅より、各搬送波の信号対雑音比（ＳＮＲ）を算出する。そして、最大のＳＮＲの搬送波を選択する。
【００１７】
次に、シンボルクロック補正回路１０９において選択した搬送波の位相誤差を算出する。復調したデータから期待する星座点、つまり誤差が０である星座点座標（Ｉ，Ｑ）ベクトルと現在のベクトルとの角度差が位相誤差となる。この位相誤差をシンボル間で累積加算し、ある閾値を以上となった場合にシンボルクロックを補正すると判断し、シンボルクロック補正トリガ信号をシンボルクロック出力部１０８へ出力する。
【００１８】
シンボルクロックは、シンボルクロック再生回路１０５において受信信号より初期タイミング信号を出力し、シンボルクロック出力部１０８において、そのタイミング信号をトリガとしてサンプルクロックをカウントアップし、閾値となった場合にシンボルクロックを出力する。
【００１９】
シンボルクロックの補正は、このカウンタの閾値を１シンボルのみ増加あるいは減少させる。位相誤差の累積値の符号は、周波数誤差の方向を意味している。正は送信機の周波数が大きい場合であり、負はその逆である。例えば閾値が５１２の場合、符号が正の場合は５１１、負の場合は５１３に、１シンボル分のみが補正される。期間ｄの間中、これを繰り返すことにより、同期誤差（周波数差）を抑える。
【００２０】
以下では図２、図４を参照して、より詳細な動作の説明を行う。
図２は、図１のシンボルクロック補正回路１０９の詳細構成を示す図である。Ｉ、Ｑデータよりベクトル長算出回路４０１でベクトル長を得る。即ちＩ軸、Ｑ軸の２次元ベクトルとしてベクトル長を算出するが、このベクトル長が振幅となる。次に、そのベクトルが、現在受信しているフレーム中の受信期間位置によってノイズ、信号、そして、それ以外に振り分けられる。図３の期間ａの場合、ノイズとして判定される。期間ｃの場合、信号として判定される。そして、それぞれノイズ平均化回路４０２および信号平均化回路４０３において平均値が算出される。ノイズの振幅の平均はフレームの先頭が受信されるまでの移動平均である。信号の振幅の平均は、フィールド同期用フィールドの平均である。これらの平均値は各搬送波毎に算出される。期間ｄを受信する前に、この２つの平均からＳＮＲ判定回路４０４で算出され、最も大きなＳＮＲの搬送波をセレクタ４０５、４０６で選択する。位相誤差は、位相誤差算出回路４０７により、選択された搬送波のＩ，Ｑデータと復調された期待値のＩ，Ｑデータから算出される。
【００２１】
図５は、位相誤差算出におけるＤＱＰＳＫの場合の星座配置の例である。横軸は実数部（Ｉデータ）、縦軸は虚数部（Ｑデータ）である。ＤＱＰＳＫでは現在のシンボルと１シンボル前のシンボルとの位相差がデータを表している。時刻０の星座点ベクトルｃ０，次の時刻の星座点ベクトルｃ１があり、この例ではｃ０からｃ１へθ１＝７２度回転したため、復調すると論理データ”１”となる。
【００２２】
ところで、この場合のｃ１の期待される座標はｃ１’である。つまり、ｃ１とｃ１’の角度差が送信機、受信期間の搬送波周波数（元は発振器）の周波数誤差が原因で発生する位相誤差である。この例では反時計回りを正回転と定義し、Δθ１は−１８度となる。これは、受信機の周波数が送信機の周波数よりも大きいことを意味する。
【００２３】
このΔθを図２の位相誤差算出回路４０７においてシンボル毎に加算する。位相誤差判定回路４０８では加算結果が閾値を越えた場合にシンボルクロック補正トリガ信号を出力する。この閾値は、例では搬送波周波数において１サンプルクロックの誤差に相当する角度としている。例えば、１６ＭＨｚのサンプリング周波数で１６点ＦＦＴを使用した場合、搬送波周波数間隔は１ＭＨｚで７つの搬送波となる。周波数が低い順から２番目の周波数２ＭＨｚの搬送波の場合、１サンプルクロックに相当する所定値、つまり閾値は４５度＝（３６０度×２周期）／（１６点の分解能）となる。累積で４５度となった場合、１サンプルクロックに相当する時間、シンボルクロックの誤差が生じている。したがって、１サンプルクロック分、シンボルクロックを修正することによって誤差をなくすことができる。
図１におけるシンボルクロック出力部１０８は、シンボルクロック補正回路１０９から補正トリガ信号１０９ｓが入力されると、シンボルクロックを１シンボルのみ、延長あるいは短縮させる。
【００２４】
本実施の形態における他の構成例を説明する。
本例では最大のＳＮＲを選択の指標としているがこれに限らず、ＳＮＲが特定の閾値よりも大きい任意の搬送波を選択する手段も有効である。図４はその構成を示し、閾値指定回路５０１を追加している。例えば、周波数が低い帯域のほうがより良好な性能が得られることが既知となっている場合では、閾値を超えて、任意（ここでは最も低い周波数）の搬送波を選択することが最適となる。
【００２５】
また、本例ではサンプルクロックの補正は行っていないがこれに限らず、シンボルクロックと同様に補正可能であり、そうすることでより受信精度が高くなる。
また、本例ではサンプル単位でシンボルクロックを補正しているがこれに限らず、例えば、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を利用することにより細かい制御が可能であり、より受信精度が高くなる。
これは、本例ではシンボルクロックはサンプルクロックを元として生成し、１サンプル単位でのみ調整可能となっており、１サンプルでの位相誤差を基準として補正値を算出している。例えば、前述の２ＭＨｚの搬送波においては４５度／１サンプルとしている。これをシンボルクロックをＶＣＯによって生成する構成に換える。サンプルクロック用発振器とシンボルクロック用発振器（ここではＶＣＯ）の２つの構成となる。この場合、１サンプル単位以下の微少な制御が可能となる。前述の例では、例えば４．５度（０．１サンプルに相当）単位といった制御が可能となる。
また、本例のシンボル同期方式はシンボル同期用フィールドを使用しているが、これに限らず、例えば搬送波の１つをシンボル同期用に割り当てた方式でも適用可能である。
また、本例では信号測定にフィールド同期用フィールドを使用しているがこれに限らず、例えばデータフィールドも利用可能である。データ受信中に、使用する搬送波を常に選択することによって、ノイズや減衰に対する応答性能が良くなる。
【００２６】
本例では搬送波を選択後に位相誤差を算出しているが、これに限らず、例えば搬送波の位相誤差を算出した後に選択することも可能である。位相差情報は復調にも利用できるため回路規模を減少させることができる。
また、本例では位相誤差を単純に累積加算しているがこれに限らず、例えば加算過程にＬＰＦを追加することによって、ノイズ等によるシンボル同期補正の誤差を軽減することも可能である。
また、本例ではノイズ測定には移動平均、信号測定には区間平均を用いているがこれに限らず、例えば移動平均は回路規模が大きくなる傾向にあるので、移動平均と区間平均を組合せて、回路規模を抑えつつ平均結果を得ることも可能である。
【００２７】
【発明の効果】
上記のようにこの発明によれば、信号対雑音判定部を備え、最適信号対雑音のチャネルを選択して位相差を補正するようにしたので、雑音が大きい場所や、信号変動が大きい環境でも真に適切な位相補償ができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１におけるマルチキャリア受信装置の概略構成を示す図である。
【図２】実施の形態１におけるシンボルクロック補正回路の構成を示す図である。
【図３】受信信号の時間経過と信号の種類を説明する図である。
【図４】実施の形態１における他のシンボルクロック補正回路の構成図である。
【図５】位相誤差算出におけるＩ，Ｑデータの配置例を示す図である。
【図６】各チャネルにおける信号レベルと、雑音レベルの分布の例を示す図である。
【図７】従来のマルチキャリア送信装置の構成を示す図である。
【図８】従来のマルチキャリア受信装置の構成を示す図である。
【図９】第１の従来例における受信位相差補償回路の構成図である。
【図１０】第２の従来例における受信位相差補償回路の構成図である。
【符号の説明】
１０１  Ａ／Ｄ変換部、１０２  パラレル／シリアル変換部、１０３  逆高速フーリエ変換部、１０４  一次復調部、１０５  シンボルクロック再生回路、１０８  シンボルクロック出力部、１０９  シンボルクロック補正回路、４０１  ベクトル長算出回路、４０２  ノイズ平均化回路、４０３  信号平均化回路、４０４  信号対雑音判定回路、４０５，４０６  セレクタ、４０７  位相誤差算出回路、４０８  位相誤差判定回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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