(57)【要約】【課題】交流電源に共振したインバータ蛍光灯の光ノイズが入力されても出力端子にノイズ信号を出力することなく、次段のマイクロコンピュータの誤動作を防止することができる赤外線信号受信装置を提供すること。【解決手段】赤外線感知素子１と、増幅回路２と、バンドパスフィルタ３と、検波回路４と、波形整形回路５と、出力端子６と、ノイズ検出回路７と、を備え、ノイズ検出回路７がカウンタ回路９と、リセット回路８と、を備え、カウンタ回路９がエッジ検出回路９１と、周波数検出回路９２と、エッジ検出回路９３と、周波数検出回路９４と、ＪＫフリップフロップ９５と、ＪＫフリップフロップ９６と、ＪＫフリップフロップ９７と、ＪＫフリップフロップ９８と、を備える。【選択図】　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される赤外線信号を電気信号に変換して出力する赤外線感知素子と、前記赤外線感知素子の出力信号を増幅して出力する増幅回路と、前記増幅回路の出力信号の所定周波数成分を抽出して出力するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタの出力信号を検波して出力する検波回路と、前記検波回路の出力信号を波形整形して出力する波形整形回路と、前記波形整形回路の出力信号に基いて前記バンドパスフィルタの中心周波数を制御するノイズ検出回路と、を備えることを特徴とする赤外線信号受信装置。
【請求項２】
前記バンドパスフィルタが、前記ノイズ検出回路が出力する制御信号にしたがって相互コンダクタンスが変化するトランスコンダクタンスアンプを備えることを特徴とする請求項１記載の赤外線信号受信装置。
【請求項３】
入力される赤外線信号を電気信号に変換して出力する赤外線感知素子と、前記赤外線感知素子の出力信号を増幅して出力する増幅回路と、前記増幅回路の出力信号の所定周波数成分を抽出して出力するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタの出力信号を検波して出力する検波回路と、前記検波回路の出力信号を波形整形して出力する波形整形回路と、前記波形整形回路の出力信号に基いて前記増幅回路の利得を制御するノイズ検出回路と、を備えることを特徴とする赤外線信号受信装置。
【請求項４】
前記増幅回路が、前記ノイズ検出回路が出力する制御信号にしたがって相互コンダクタンスが変化するトランスコンダクタンスアンプを備えることを特徴とする請求項３記載の赤外線信号受信装置。
【請求項５】
前記ノイズ検出回路が、前記波形整形回路の前記出力信号に含まれる電源共振ノイズを計数して前記制御信号を出力するカウンタ回路を備えることを特徴とする請求項２又は請求項４記載の赤外線信号受信装置。
【請求項６】
前記ノイズ検出回路が、前記バンドパスフィルタの前記出力信号の振幅を検出して前記カウンタ回路を初期化する初期化信号を出力するリセット回路を備えることを特徴とする請求項５記載の赤外線信号受信装置。
【請求項７】
前記カウンタ回路が、前記波形整形回路の前記出力信号のエッジを検出して出力するエッジ検出回路と、前記エッジ検出回路の出力信号によりトリガされて所定時間後に出力信号を発生する周波数検出回路と、前記周波数検出回路の前記出力信号により計数を行って計数結果を前記制御信号として出力する従属接続された複数のフリップフロップと、を備えることを特徴とする請求項５記載の赤外線信号受信装置。
【請求項８】
前記リセット回路が、前記バンドパスフィルタの前記出力信号を整流して出力する整流回路と、前記整流回路の出力信号と基準電圧とを比較して比較結果を前記初期化信号として出力するコンパレータと、を備えることを特徴とする請求項６記載の赤外線信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、リモコン用赤外線信号受信装置に関し、特に、外来する光ノイズの影響を防止することができる赤外線信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来例のリモコン用赤外線信号受信装置として図９に示す構成が知られている。図示されていないリモコン用赤外線信号送信装置が備える赤外線ＬＥＤから、図１１に示すように所定周波数の搬送波が断続的にオンオフして構成されるパルス位置変調信号によって変調された赤外線信号が発せられると、ＰＩＮフォトダイオード等の赤外線感知素子１が赤外線信号を受信して電気信号に変換出力し、さらに増幅回路２がその電気信号の増幅を行い、バンドパスフィルタ３Ａが通過帯域外のノイズ等を除去し、検波回路４がパルス位置変調信号の搬送波断続パターンに対応した電気信号に変換出力し、波形整形回路５がその出力信号の波形整形を行ってパルス位置変調信号の搬送波断続パターンに対応した論理レベル（ハイ／ロー）信号を出力端子６から出力する構成になっている。そして、出力端子６から出力されたディジタル信号が図示されていないマイクロコンピュータの入力ポートに与えられて、復調されたパルス位置変調信号の命令コードに従った制御が行われる。
【０００３】
次に、バンドパスフィルタ３Ａ以降の詳細な構成を図１０に示す。コンデンサ３３の一端が増幅回路２の出力端に接続され、コンデンサ３３の他端が非反転入力端及び反転入力端を有する可変トランスコンダクタンスアンプ３２の出力端と電圧バッファ３４の入力端とに接続される。電圧バッファ３４の出力端が非反転入力端及び反転入力端を有する可変トランスコンダクタンスアンプ３５の非反転入力端に接続され、可変トランスコンダクタンスアンプ３５の出力端が電圧バッファ３７の入力端とコンデンサ３６の一端に接続され、コンデンサ３６の他端が低電位側電源としてのＧＮＤに接地される。電圧バッファ３７の出力端が可変トランスコンダクタンスアンプ３２の反転入力端と抵抗３８の一端に接続され、抵抗３８の他端が抵抗３９の一端と可変トランスコンダクタンスアンプ３５の反転入力端とに接続される。抵抗３９の他端が可変トランスコンダクタンスアンプ３２の非反転入力端に接続され、可変トランスコンダクタンスアンプ３２の非反転入力端に基準電圧源３１の電圧が与えられる。可変トランスコンダクタンスアンプ３２の相互コンダクタンスを変化させるための制御信号としての電流（電流値Ｉ１）を流すために、可変トランスコンダクタンスアンプ３２にカレントミラー回路１０の出力端１０ｂが接続され、同様に、可変トランスコンダクタンスアンプ３５の相互コンダクタンスを変化させるための制御信号としての電流（電流値Ｉ２）を流すために、可変トランスコンダクタンスアンプ３５にカレントミラー回路１０の出力端１０ｃが接続され、カレントミラー回路１０の入力端１０ａが電流設定回路１１Ａが備える抵抗１３Ａの一端に接続され、抵抗１３Ａの他端に基準電圧源１２の電圧が与えられる。このように、コンデンサ３３の一端を入力端とし電圧バッファ３７の出力端を出力端とするバンドパスフィルタ３Ａが構成される。
【０００４】
また、バンドパスフィルタ３Ａの出力端がＮＰＮトランジスタ４４のベースと直流レベルシフト回路４１の入力端とに接続され、直流レベルシフト回路４１の出力端がローパスフィルタ４２の入力端に接続され、ローパスフィルタ４２の出力端がＮＰＮトランジスタ４３のベースに接続される。ＮＰＮトランジスタ４３のエミッタとＮＰＮトランジスタ４４のエミッタとがカレントミラー回路４７の出力端４７ｂに接続され、ＮＰＮトランジスタ４３のコレクタが高電位側電源としてのＶＣＣに接続され、ＮＰＮトランジスタ４４のコレクタがカレントミラー回路４５の入力端４５ａに接続される。カレントミラー回路４５の出力端４５ｂが波形整形回路５が備えるヒステリシスコンパレータ５１の入力端とカレントミラー回路４７の出力端４７ｃとコンデンサ４６の一端とに接続され、コンデンサ４６の他端が低電位側電源としてのＧＮＤに接地される。カレントミラー回路４７の入力端４７ａが抵抗４９の一端に接続され、抵抗４９の他端に基準電圧源４８の電圧が与えられる。このように、検波回路４が構成される。
【０００５】
次に、動作を説明する。バンドパスフィルタ３Ａが備える可変トランスコンダクタンスアンプ３２及び可変トランスコンダクタンスアンプ３５の相互コンダクタンスｇｍは、Ｋをボルツマン定数とし、Ｔを絶対温度とし、ｑを電子電荷量とし、Ｒを可変トランスコンダクタンスアンプ３２及び可変トランスコンダクタンスアンプ３５が有する内部差動対のエミッタ抵抗値とし、Ｉを可変トランスコンダクタンスアンプ３２及び可変トランスコンダクタンスアンプ３５の第１の制御信号の電流値とし、Ｉ５を可変トランスコンダクタンスアンプ３２及び可変トランスコンダクタンスアンプ３５の第２の制御信号の電流値として、ｇｍ＝Ｉ÷（４ＫＴ÷ｑ＋２Ｒ×Ｉ５）と示すことができる。ここで、電流値Ｉ５は電流値Ｉ１、Ｉ２のことである。したがって、電流値Ｉ５即ち電流値Ｉ１、Ｉ２を大きくすれば相互コンダクタンスｇｍを小さくすることができ、電流値Ｉ１、Ｉ２を小さくすれば相互コンダクタンスｇｍを大きくすることができるので、電流設定回路１１Ａにおいて、あらかじめ所定の相互コンダクタンスが得られるように基準電圧源１２の電圧値及び抵抗１３Ａの抵抗値を設定して、電流値Ｉ１、Ｉ２が決定される。そして、バンドパスフィルタ３Ａの中心周波数（同調周波数ともいう）ｆ０は、コンデンサ３３の容量値をＣ１とし、コンデンサ３６の容量値をＣ２とし、可変トランスコンダクタンスアンプ３２の相互コンダクタンスをｇｍ１とし、可変トランスコンダクタンスアンプ３５の相互コンダクタンスをｇｍ２として、ｆ０＝１÷（２π（Ｃ１×Ｃ２）０．５　）×（ｇｍ１×ｇｍ２）０．５　＝１÷（２π（Ｃ１×Ｃ２）０．５　）×Ｉ÷（４ＫＴ÷ｑ＋２Ｒ×Ｉ５）と示すことができる。したがって、電流値Ｉ５即ち電流値Ｉ１、Ｉ２を大きくすれば中心周波数ｆ０を低くすることができ、電流値Ｉ１、Ｉ２を小さくすれば中心周波数ｆ０を高くすることができる。このように、バンドパスフィルタ３Ａが、抵抗３８及び抵抗３９で設定される帰還量に応じて、中心周波数ｆ０付近のみの周波数信号を増幅出力する。
【０００６】
次に、検波回路４の動作を説明する。図１２は、赤外線リモコン送信フォーマットによる特定コードのパルス位置変調信号を受信したときのバンドパスフィルタ３Ａ及び出力端子６の出力信号の説明図であり、図１１に示す搬送波のオン期間に対応するオン期間と、図１１に示す搬送波のオフ期間に対応する直流信号レベルのみのオフ期間とにより構成される。このようなパルス位置変調信号が受信されると、バンドパスフィルタ３Ａの出力信号が直流レベルシフト回路４１を通過して直流オフセットが付加され、さらにローパスフィルタ４２を通過して搬送波が除去されるため、ＮＰＮトランジスタ４４のベース電位がＮＰＮトランジスタ４３のベース電位より高いときＮＰＮトランジスタ４４がオンされてカレントミラー回路４５の出力端４５ｂに出力電流が流れ、ＮＰＮトランジスタ４４のベース電位がＮＰＮトランジスタ４３のベース電位より低いときＮＰＮトランジスタ４４がオフされてカレントミラー回路４５の出力端４５ｂからの出力電流が停止する。
【０００７】
ＮＰＮトランジスタ４４がオンされて出力端４５ｂから流れ出る出力電流値をＩ４とし、基準電圧源４８及び抵抗４９により設定されてカレントミラー回路４７の出力端４７ｃに流れ込む電流値をＩ３として、電流値Ｉ４を電流値Ｉ３より適宜大きく設定しておくことにより、ＮＰＮトランジスタ４４がオン状態のとき電流値（Ｉ４−Ｉ３）でコンデンサ４６が充電され、ＮＰＮトランジスタ４４がオフ状態のとき電流値Ｉ３でコンデンサ４６が放電される。パルス位置変調信号のオン期間は、充電電流の電流値（Ｉ４−Ｉ３）が放電電流の電流値Ｉ３より大きいので、コンデンサ４６がノコギリ波状の充放電を繰り返しながらハイレベルとなり、パルス位置変調信号のオフ期間は、放電電流の電流値Ｉ３だけによりローレベルとなる。このときの充電電圧は、ｆをパルス位置変調信号搬送波周波数とし、コンデンサ４６の容量値をＣ３として、（（Ｉ４−Ｉ３）÷Ｃ３）÷２ｆと示すことができ、放電電圧は、同様に、（Ｉ３÷Ｃ３）÷２ｆと示すことができる。コンデンサ４６の充放電信号は波形整形回路５に入力され、ヒステリシスコンパレータ５１の持っているヒステリシス幅をインバータ蛍光灯等の外来光ノイズで発生するノコギリ波の波高値に応答しないように設定して波形整形を行い、出力端子６からパルス位置変調信号の搬送波のオンオフ期間に比例したパルス信号が出力される。
【０００８】
図９に示す従来例のリモコン用赤外線信号受信装置がインバータ蛍光灯の光ノイズを受けると、バンドパスフィルタ３Ａ及び出力端子６には図１３に示すような信号波形が出力される。一般的なインバータ蛍光灯は、交流電源を整流平滑して赤外線リモコンで使用する周波数帯域３０ＫＨｚ〜４０ＫＨｚ以外の２０ＫＨｚ〜３０ＫＨｚで点滅し、その光強度は一定で連続した波形となるので、このようなインバータ蛍光灯の光ノイズが検波回路４に伝達されると、図１３の出力端子６の出力信号がハイレベルからローレベルに反転する誤動作を起こす。このため検波回路４では、図１３に示すようにしきい値レベルを一定時間経過後に信号レベルより上昇させて検波感度を落とし、出力端子６の出力信号をローレベルからハイレベルに戻すようにしているが、同時に赤外線リモコン信号に対しても感度を落とすことになるので、バンドパスフィルタ３Ａの帯域を狭めてＳＮ比（信号対ノイズ比）を良くし感度を上げるようにしている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、赤外線リモコン信号自体にも帯域幅があり、バンドパスフィルタ３Ａの帯域をあまり狭めると送信信号を受け難くなるという問題があり、量産時のバラツキや温度特性を考慮すると帯域幅縮小には限界がある。さらに、５０Ｈｚ交流電源に共振したインバータ蛍光灯の光ノイズも存在するので、このような光ノイズを受けると、バンドパスフィルタ３Ａには図１４に示すような断続的な信号波形が出力される。このとき、光ノイズ成分の断続周期Ｔは１０ｍＳ（１００Ｈｚの逆数）であり、周波数は２０ＫＨｚ〜３０ＫＨｚが一般的である。このようなインバータ蛍光灯の光ノイズを受けると、出力端子６には図１４に示すような本来の受信信号ではない１００Ｈｚ周期のパルス信号が出力されて、出力端子６に接続されるマイクロコンピュータを誤動作させる問題が発生する。例えば、テレビジョンのボリューム切替えのときのように連続送信するリモコンフォーマットでは、赤外線リモコン送信機の電池の消耗を抑えるために、２発目以降は図１２に示すような簡易的コードが送信されるので、図１４に示す出力端子６のＡ部分の信号波形が図１２に示す簡易的コードと酷似しているために、リモコンのボリュームキーを放してもマイクロコンピュータが音量を増大或いは減少させる誤動作をしてしまう。
【００１０】
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであって、交流電源に共振したインバータ蛍光灯の光ノイズが入力されても出力端子にノイズ信号を出力することなく、次段のマイクロコンピュータの誤動作を防止することができる赤外線信号受信装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の赤外線信号受信装置は、入力される赤外線信号を電気信号に変換して出力する赤外線感知素子と、前記赤外線感知素子の出力信号を増幅して出力する増幅回路と、前記増幅回路の出力信号の所定周波数成分を抽出して出力するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタの出力信号を検波して出力する検波回路と、前記検波回路の出力信号を波形整形して出力する波形整形回路と、前記波形整形回路の出力信号に基いて前記バンドパスフィルタの中心周波数を制御するノイズ検出回路と、を備えることを特徴とする。
【００１２】
また、前記バンドパスフィルタが、前記ノイズ検出回路が出力する制御信号にしたがって相互コンダクタンスが変化するトランスコンダクタンスアンプを備えることを特徴とする。
【００１３】
また、入力される赤外線信号を電気信号に変換して出力する赤外線感知素子と、前記赤外線感知素子の出力信号を増幅して出力する増幅回路と、前記増幅回路の出力信号の所定周波数成分を抽出して出力するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタの出力信号を検波して出力する検波回路と、前記検波回路の出力信号を波形整形して出力する波形整形回路と、前記波形整形回路の出力信号に基いて前記増幅回路の利得を制御するノイズ検出回路と、を備えることを特徴とする。
【００１４】
また、前記増幅回路が、前記ノイズ検出回路が出力する制御信号にしたがって相互コンダクタンスが変化するトランスコンダクタンスアンプを備えることを特徴とする。
【００１５】
また、前記ノイズ検出回路が、前記波形整形回路の前記出力信号に含まれる電源共振ノイズを計数して前記制御信号を出力するカウンタ回路を備えることを特徴とする。
【００１６】
また、前記ノイズ検出回路が、前記バンドパスフィルタの前記出力信号の振幅を検出して前記カウンタ回路を初期化する初期化信号を出力するリセット回路を備えることを特徴とする。
【００１７】
また、前記カウンタ回路が、前記波形整形回路の前記出力信号のエッジを検出して出力するエッジ検出回路と、前記エッジ検出回路の出力信号によりトリガされて所定時間後に出力信号を発生する周波数検出回路と、前記周波数検出回路の前記出力信号により計数を行って計数結果を前記制御信号として出力する従属接続された複数のフリップフロップと、を備えることを特徴とする。
【００１８】
また、前記リセット回路が、前記バンドパスフィルタの前記出力信号を整流して出力する整流回路と、前記整流回路の出力信号と基準電圧とを比較して比較結果を前記初期化信号として出力するコンパレータと、を備えることを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置の構成図である。図１に示すように、本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置は、赤外線感知素子１と、増幅回路２と、バンドパスフィルタ３と、検波回路４と、波形整形回路５と、出力端子６と、ノイズ検出回路７と、を備える。
【００２０】
なお、図１に示す本実施の形態の赤外線信号受信装置の構成と図９に示す従来例の赤外線信号受信装置の構成との相違部分は、バンドパスフィルタ３Ａを制御信号により中心周波数を可変できるバンドパスフィルタ３に変更し、ノイズ検出回路７を追加して、波形整形回路５の出力端とバンドパスフィルタ３の出力端とがそれぞれノイズ検出回路７の入力端に接続され、ノイズ検出回路７の出力端がバンドパスフィルタ３の制御信号入力端に接続される部分であり、それ以外の部分は同一であるため、同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２１】
赤外線感知素子１が入力される赤外線信号を電気信号に変換して出力し、増幅回路２が赤外線感知素子１の出力信号を増幅して出力し、バンドパスフィルタ３が増幅回路２の出力信号５０１の所定周波数成分を抽出して出力し、検波回路４がバンドパスフィルタ３の出力信号５０３を検波して出力し、波形整形回路５が検波回路４の出力信号を波形整形して出力し、ノイズ検出回路７が波形整形回路５の出力信号５０２に基いてバンドパスフィルタ３の中心周波数を制御する。
【００２２】
増幅回路２の出力信号５０１がバンドパスフィルタ３に入力され、ノイズ検出回路７は、波形整形回路５の出力信号５０２により外来光ノイズを検知し、バンドパスフィルタ３の出力信号５０３によりノイズの有無を判断し、バンドパスフィルタ３の中心周波数ｆ０をシフトさせる制御信号５０４及び制御信号５０５を出力する。
【００２３】
さらに、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。図２は、本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置におけるバンドパスフィルタ以降の詳細な構成図である。図２に示すように、ノイズ検出回路７は、カウンタ回路９と、リセット回路８と、を備える。
【００２４】
なお、図２に示すバンドパスフィルタ３の構成と図１０に示すバンドパスフィルタ３Ａの構成との相違部分は、電流設定回路１１Ａを電流設定回路１１に変更した部分であり、電流設定回路１１Ａと電流設定回路１１との相違部分は、抵抗１３Ａを可変抵抗回路１３に変更した部分であり、それ以外の部分は同一であるため、同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２５】
即ち、バンドパスフィルタ３が、ノイズ検出回路７が出力する制御信号５０４及び制御信号５０５にしたがって相互コンダクタンスｇｍが変化する可変トランスコンダクタンスアンプ３２及び可変トランスコンダクタンスアンプ３５を備える。
【００２６】
カウンタ回路９が、波形整形回路５の出力信号５０２に含まれる光ノイズによる交流電源共振ノイズを計数して制御信号５０４及び制御信号５０５を出力する。
【００２７】
即ち、波形整形回路５の出力端がノイズ検出回路７の第１の入力端となるカウンタ回路９の入力端に接続されて波形整形回路５の出力信号５０２が入力され、ノイズ検出回路７の第１及び第２の出力端となるカウンタ回路９の第１及び第２の出力端がバンドパスフィルタ３の電流設定回路１１に接続されてノイズ検出回路７の制御信号５０４及び制御信号５０５により可変抵抗回路１３が制御される。
【００２８】
リセット回路８が、バンドパスフィルタ３の出力信号５０３の振幅を検出してカウンタ回路９を初期化する初期化信号を出力する。
【００２９】
即ち、バンドパスフィルタ３の出力端が検波回路４のＮＰＮトランジスタ４４のベースと直流レベルシフト回路４１の入力端とノイズ検出回路７の第２の入力端となるリセット回路８の入力端とに接続されてバンドパスフィルタ３の出力信号５０３が入力され、リセット回路８の出力端がカウンタ回路９に接続される。
【００３０】
図３を用いて、カウンタ回路９を説明する。カウンタ回路９は、エッジ検出回路９１と、周波数検出回路９２と、エッジ検出回路９３と、周波数検出回路９４と、ＪＫフリップフロップ９５と、ＪＫフリップフロップ９６と、ＪＫフリップフロップ９７と、ＪＫフリップフロップ９８と、を備える。
【００３１】
エッジ検出回路９１が波形整形回路５の出力信号５０２の立ち下がりエッジを検出して出力し、周波数検出回路９２がエッジ検出回路９１の出力信号５０７によりトリガされて所定時間後に出力信号５０９を発生し、従属接続された複数のＪＫフリップフロップ９５、ＪＫフリップフロップ９６、ＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８が周波数検出回路９２の出力信号５０９により計数を行って計数結果としてのＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８のＱ出力信号を制御信号５０４及び制御信号５０５として出力する。
【００３２】
エッジ検出回路９１は、遅延回路９１１と、インバータ９１２と、ＮＯＲゲート９１３と、を備え、ＮＯＲゲート９１３の第１の入力端と遅延回路９１１の入力端が接続されてエッジ検出回路９１の入力端をなし、遅延回路９１１の出力端がインバータ９１２を介してＮＯＲゲート９１３の第２の入力端に接続され、ＮＯＲゲート９１３の出力端がエッジ検出回路９１の出力端をなし、入力端の立ち下がりエッジを検出して出力端からハイレベルのワンショットパルスを出力する。
【００３３】
同様に、エッジ検出回路９３は、遅延回路９３１と、インバータ９３２と、ＮＯＲゲート９３３と、を備え、ＮＯＲゲート９３３の第１の入力端と遅延回路９３１の入力端が接続されてエッジ検出回路９３の入力端をなし、遅延回路９３１の出力端がインバータ９３２を介してＮＯＲゲート９３３の第２の入力端に接続され、ＮＯＲゲート９３３の出力端がエッジ検出回路９３の出力端をなし、入力端の立ち下がりエッジを検出して出力端からハイレベルのワンショットパルスを出力する。
【００３４】
波形整形回路５の出力端がエッジ検出回路９１の入力端に接続され、エッジ検出回路９１の出力端が周波数検出回路９２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ９２１のゲートに接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９２１のソースが低電位側電源としてのＧＮＤに接地され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９２１のドレインが定電流源９２２とコンパレータ９２５の非反転入力端と一端がＧＮＤに接地されたコンデンサ９２３の他端に接続され、コンパレータ９２５の反転入力端に基準電圧源９２４の電圧が与えられ、コンパレータ９２５の出力端がエッジ検出回路９３の入力端と４段従属接続されたＪＫフリップフロップ９５、ＪＫフリップフロップ９６、ＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８の初段のＪＫフリップフロップ９５のクロック入力端子ＣＢ（立ち下がりエッジ）に接続される。
【００３５】
エッジ検出回路９３の出力端が周波数検出回路９４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ９４１のゲートに接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９４１のソースがＧＮＤに接地され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９４１のドレインが定電流源９４２とコンパレータ９４５の非反転入力端と一端がＧＮＤに接地されたコンデンサ９４３の他端に接続され、コンパレータ９４５の反転入力端に基準電圧源９４４の電圧が与えられ、コンパレータ９４５の出力端がインバータ９４６を介してＪＫフリップフロップの前段２段であるＪＫフリップフロップ９５及びＪＫフリップフロップ９６のＪ端子に接続される。
【００３６】
ＪＫフリップフロップ９５、ＪＫフリップフロップ９６、ＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８の全てのＫ端子が高電位側電源としてのＶＣＣに接続される。
【００３７】
電流設定回路１１が備える可変抵抗回路１３が、直列接続された抵抗１３１、抵抗１３２及び抵抗１３３により構成され、抵抗１３１の一端に基準電圧源１２の電圧が与えられ、抵抗１３３の一端がカレントミラー回路１０の入力端１０ａに接続され、さらに、抵抗１３１の両端にＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３４のソース端及びドレイン端が並列接続され、抵抗１３２の両端にＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３５のソース端及びドレイン端が並列接続され、ＪＫフリップフロップ９７のＱ端子がＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３４のゲートに接続され、ＪＫフリップフロップ９８のＱ端子がＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３５のゲートに接続される。
【００３８】
次に、リセット回路８を説明する。リセット回路８は、整流回路８８と、コンパレータ８６と、基準電圧源８５と、を備え、整流回路８８は、ＮＰＮトランジスタ８１と、定電流源８２と、ローパスフィルタ８７と、を備え、ローパスフィルタ８７は、抵抗８３と、コンデンサ８４と、を備える。
【００３９】
整流回路８８がバンドパスフィルタ３の出力信号５０３を整流して出力し、コンパレータ８６が整流回路８８の出力信号５１４と基準電圧源８５の電圧とを比較して比較結果を初期化信号５１５として出力する。
【００４０】
バンドパスフィルタ３の出力端がリセット回路８の入力端としてのＮＰＮトランジスタ８１のベースに接続され、ＮＰＮトランジスタ８１のコレクタがＶＣＣに接続され、ＮＰＮトランジスタ８１のエミッタが定電流源８２とローパスフィルタ８７の入力端としての抵抗８３の一端に接続され、抵抗８３の他端が一端がＧＮＤに接地されたコンデンサ８４の他端に接続され、ローパスフィルタ８７の出力端としてのコンデンサ８４の他端がコンパレータ８６の非反転入力端に接続され、コンパレータ８６の反転入力端に基準電圧源８５の電圧が与えられ、リセット回路８の出力端としてのコンパレータ８６の出力端がカウンタ回路９のＪＫフリップフロップの後段２段であるＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８のＪ端子に接続される。
【００４１】
次に、図３、図４、図５及び図６を用いて動作を説明する。本実施の形態の赤外線信号受信装置が、交流電源に共振し２０ＫＨｚ〜３０ＫＨｚの周波数成分を持つインバータ蛍光灯からの電源共振光ノイズを受けると、バンドパスフィルタ３から電源共振ノイズ出力信号５０３が出力され、信号波形整形回路５から電源共振ノイズ出力信号５０２がカウンタ回路９のエッジ検出回路９１に入力されて２経路に分れ、１経路ではそのままＮＯＲゲート９１３に入力され、もう１経路では５００ｎｓ程度の遅延後反転され信号５０６となってＮＯＲゲート９１３に入力される。したがって、ＮＯＲゲート９１３が出力信号５０２の立ち下がりエッジに同期してワンショットパルス５０７を出力する。なお、図４において信号５０３の波形はバンドパスフィルタ３の出力振幅の包絡線を示す。
【００４２】
ワンショットパルス５０７が周波数検出回路９２に入力されると、ワンショットパルス５０７に応じてＮチャネルＭＯＳトランジスタ９２１がオンされ、コンデンサ９２３が完全に放電され、その後定電流源９２２の電流によって充電され、コンデンサ９２３の電圧５０８がコンパレータ９２５に入力される。
【００４３】
コンパレータ９２５では、反転入力端に、コンデンサ９２３が０Ｖから上昇して３ｍｓ程度で越えるように基準電圧源９２４の電圧が設定され、コンパレータ９２５から１００Ｈｚ（インバータ蛍光灯が５０Ｈｚ交流電源の場合）又は１２０Ｈｚ（インバータ蛍光灯が６０Ｈｚ交流電源の場合）の周期を持つ信号５０９が出力される。
【００４４】
この検知された信号５０９がＪＫフリップフロップ９５、ＪＫフリップフロップ９６、ＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８によりカウントされ、１段目ＪＫフリップフロップ９５のＱ出力信号５１６、２段目ＪＫフリップフロップ９６のＱ出力信号５１７、３段目ＪＫフリップフロップ９７のＱ出力信号５０４、４段目ＪＫフリップフロップ９８のＱ出力信号５０５が得られる。
【００４５】
４段ＪＫフリップフロップの前段２ビットの出力信号５１６及び出力信号５１７が赤外線信号と光ノイズの誤判定防止に使用され、後段２ビットの出力信号５０４及び出力信号５０５のロー（０）レベルとハイ（１）レベルとの組み合わせで電流設定回路１１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３４及びＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３５をオンオフさせ、従来例において説明したＩ５（図２のＩ１、Ｉ２）を可変制御する。例えば、出力信号５０４及び出力信号５０５の２ビット値が（００）のときＩ１、Ｉ２が最大となり、出力信号５０４及び出力信号５０５の２ビット値が（１１）のときＩ１、Ｉ２が最小となる。
【００４６】
そして、図６に示すように、出力信号５０４及び出力信号５０５のロー（０）レベルとハイ（１）レベルとの組み合わせに応じて、バンドパスフィルタ３の中心周波数ｆ０を高い方向にシフトさせ、交流電源に共振したインバータ蛍光灯の光ノイズの周波数成分である２０ＫＨｚ〜３０ＫＨｚ付近の電圧利得を下げる。
【００４７】
図４に示すように、初期状態では後段２ビットの出力信号５０５及び出力信号５０４が（００）であり、前段２ビット分４回のノイズ入力毎に時刻ｔ１において（０１）となってバンドパスフィルタ３のノイズ出力振幅が低下し、さらに時刻ｔ２において（１０）となってバンドパスフィルタ３のノイズ出力振幅がさらに低下し、時刻ｔ３において（１１）となってバンドパスフィルタ３のノイズ出力振幅がさらに低下し、バンドパスフィルタ３のノイズ出力振幅が十分減衰されて波形整形回路５からノイズ信号５０２が出力されなくなる。ここで４段ＪＫフリップフロップが停止状態となり、やがて時刻ｔ４において光ノイズが停止すると、後述するように、時刻ｔ５において４段ＪＫフリップフロップがリセット回路８により初期化される。
【００４８】
また、図５に示すように、エッジ検出回路９３に周波数検出回路９２の出力信号５０９が入力されて２経路に分れ、１経路ではそのままＮＯＲゲート９３３に入力され、もう１経路では５００ｎｓ程度の遅延後反転され信号５１０となってＮＯＲゲート９３３に入力される。したがって、ＮＯＲゲート９３３が出力信号５０９の立ち下がりエッジに同期してワンショットパルス５１１を出力する。
【００４９】
ワンショットパルス５１１が周波数検出回路９４に入力されると、ワンショットパルス５１１に応じてＮチャネルＭＯＳトランジスタ９４１がオンされ、コンデンサ９４３が完全に放電され、その後定電流源９４２の電流によって充電され、コンデンサ９４３の電圧５１２がコンパレータ９４５に入力される。
【００５０】
コンパレータ９４５では、反転入力端に、コンデンサ９４３が０Ｖから上昇して３０ｍｓ程度で越えるように基準電圧源９４４の電圧が設定され、ワンショットパルス５１１が入力されれば、コンパレータ９４５の出力信号５１３がロー（０）レベルとなり、また時刻ｔ３においてワンショットパルス５１１が無くなれば、３０ｍｓ程度後の時刻ｔ６において、コンパレータ９４５の出力信号５１３がハイ（１）レベルとなる。
【００５１】
そして、コンパレータ９４５の出力信号５１３をインバータ９４６により反転して、ＪＫフリップフロップ９５及びＪＫフリップフロップ９６のＪ端子に接続しているので、周波数検出回路９２がインバータ蛍光灯の光ノイズから１００Ｈｚ（又は１２０Ｈｚ）の周期を検出すると、ＪＫフリップフロップ９５及びＪＫフリップフロップ９６のＪ端子をハイ（１）レベルとしてＪＫフリップフロップ９５及びＪＫフリップフロップ９６がカウントを開始し、本来の赤外線信号で使用されるフォーマットの周期であれば、ＪＫフリップフロップ９５及びＪＫフリップフロップ９６のＪ端子をロー（０）レベルとしてＪＫフリップフロップ９５及びＪＫフリップフロップ９６がリセットされる。
【００５２】
さらに、リセット回路８の動作を説明する。ＮＰＮトランジスタ８１のベースにバンドパスフィルタ３の出力信号５０３が入力されると、ＮＰＮトランジスタ８１及び定電流源８２で構成されるエミッタホロワを介して、抵抗８３及びコンデンサ８４で構成されるローパスフィルタ８７に伝達される。
【００５３】
図５に示すように、ローパスフィルタ８７のコンデンサ８４の放電電流を充分小さくして充放電の比を大きく設定することにより、ローパスフィルタ８７の出力信号としてのコンデンサ８４の電圧５１４は、ＡＣ成分が除去されてバンドパスフィルタ３の出力信号５０３の振幅レベルの直流電圧まで上昇し、コンパレータ８６に伝達される。
【００５４】
ここで、コンパレータ８６の反転入力端に接続する基準電圧源８５の電圧を非反転入力端よりも高く設定して、コンパレータ８６の出力信号５１５の初期値をロー（０）レベルとする。
【００５５】
コンパレータ８６の非反転入力端に電圧５１４が伝達され、基準電圧源８５の電圧を越えるとコンパレータ８６の出力信号５１５がロー（０）レベルからハイ（１）レベルに変化し、赤外線信号及び交流電源に共振したインバータ蛍光灯の光ノイズが入力されていることを検知する。
【００５６】
また、電圧５１４が、時刻ｔ４において赤外線信号及び交流電源に共振したインバータ蛍光灯の光ノイズがなくなった後３０ｍｓ程度で初期電圧に戻るように設定すると、時刻ｔ５においてコンパレータ８６の出力信号５１５もハイ（１）レベルからロー（０）レベルの初期値に戻る。
【００５７】
以上のような動作をするコンパレータ８６の出力信号５１５を、ＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８のＪ端子に接続することで、赤外線信号及び交流電源に共振したインバータ蛍光灯の光ノイズが入力されていないときは、ＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８のＪ端子をロー（０）レベルとしてＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８をリセットする。
【００５８】
また、赤外線信号及び交流電源に共振したインバータ蛍光灯の光ノイズが入力されていることを検知したときには、ＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８のＪ端子をハイ（１）レベルとしてＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８がカウントできる状態にする。
【００５９】
但し、赤外線信号のみが入力された場合は、ＪＫフリップフロップ９５及びＪＫフリップフロップ９６がリセットされているため、ＪＫフリップフロップ９７及びＪＫフリップフロップ９８はカウントを行わない。
【００６０】
以上説明したように、本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置によれば、波形整形回路５とバンドパスフィルタ３との間にノイズ検出回路７を設け、交流電源に共振した２０ＫＨｚ〜３０ＫＨｚの周波数成分を持ったインバータ蛍光灯の光ノイズによるノイズ信号を検知し、バンドパスフィルタ３の中心周波数をノイズ信号周波数から遠ざけるように高い方向にシフトさせ、赤外線信号受信装置の光ノイズに対する感度を下げるので、第１の効果として、２０ＫＨｚ〜３０ＫＨｚの周波数成分を含む交流電源に共振したインバータ蛍光灯の光ノイズを受けても、出力端子６に光ノイズによるノイズ信号を出さないようにすることができ、第２の効果として、光ノイズに影響されずにリモコン信号を正確に伝達して次段のマイクロコンピュータの誤動作を防止することができる。
【００６１】
次に、図７は、本発明の第２の実施の形態の赤外線信号受信装置の構成図である。図７に示すように、本発明の第２の実施の形態の赤外線信号受信装置は、赤外線感知素子１と、増幅回路２Ａと、バンドパスフィルタ３Ａと、検波回路４と、波形整形回路５と、出力端子６と、ノイズ検出回路７と、を備える。
【００６２】
なお、図７に示す本実施の形態の赤外線信号受信装置の構成と図１に示す本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置の構成との相違部分は、図１に示す中心周波数可変制御形のバンドパスフィルタ３を、図９の従来例の赤外線信号受信装置と同じ中心周波数固定形のバンドパスフィルタ３Ａに変更し、さらに、図１に示す電圧利得固定形の増幅回路２を、電圧利得可変制御形の増幅回路２Ａに変更した部分のみであり、それ以外の部分は同一であるため、同一部分には同一符号を付してその説明を省略する。
【００６３】
赤外線感知素子１が入力される赤外線信号を電気信号に変換して出力し、増幅回路２Ａが赤外線感知素子１の出力信号を増幅して出力し、バンドパスフィルタ３Ａが増幅回路２Ａの出力信号５０１の所定周波数成分を抽出して出力し、検波回路４がバンドパスフィルタ３Ａの出力信号５０３を検波して出力し、波形整形回路５が検波回路４の出力信号を波形整形して出力し、ノイズ検出回路７が波形整形回路５の出力信号５０２に基いて増幅回路２Ａの利得を制御する。
【００６４】
増幅回路２Ａは、バンドパスフィルタ３が備える可変トランスコンダクタンスアンプ３２と、可変トランスコンダクタンスアンプ３５と、カレントミラー回路１０と、電流設定回路１１と、を増幅回路接続に変更して構成される。即ち、可変トランスコンダクタンスアンプ３２及び可変トランスコンダクタンスアンプ３５の相互コンダクタンスｇｍと電圧利得とが比例するから、相互コンダクタンスｇｍを変化させることにより、増幅回路２Ａの電圧利得も可変することができる。
【００６５】
このように、増幅回路２Ａが、ノイズ検出回路７が出力する制御信号５０４及び制御信号５０５にしたがって相互コンダクタンスｇｍが変化する可変トランスコンダクタンスアンプ３２及び可変トランスコンダクタンスアンプ３５を備える。
【００６６】
増幅回路２Ａの出力信号５０１がバンドパスフィルタ３Ａに入力され、波形整形回路５の出力信号５０２がノイズ検出回路７の第１の入力端に接続され、バンドパスフィルタ３Ａの出力信号５０３がノイズ検出回路７の第２の入力端に接続され、ノイズ検出回路７の制御出力信号５０４及び制御出力信号５０５が増幅回路２Ａの電流設定回路１１に接続されて、図８に示すように電圧利得を可変制御する。
【００６７】
ここで、制御出力信号５０５及び制御出力信号５０４が２ビット値（１１）のとき相互コンダクタンスｇｍが最小となるように、電流設定回路１１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３４及びＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３５をＮチャネルＭＯＳトランジスタに変更しておく。
【００６８】
以上説明したように、本発明の第２の実施の形態の赤外線信号受信装置によれば、バンドパスフィルタ３Ａの中心周波数をノイズ信号周波数から遠ざけるように高い方向にシフトさせるのではなく、増幅回路２Ａの電圧利得を低下させて赤外線信号受信装置の光ノイズに対する感度を下げるので、本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置と同様の効果を得ることができる。
【００６９】
なお、本発明の第１又は第２の実施の形態の赤外線信号受信装置において、ノイズ検出回路７が４段ＪＫフリップフロップを備えるが、４段以外の多段ＪＫフリップフロップに変更できることは言うまでもない。
【００７０】
【発明の効果】
本発明による効果は、交流電源に共振したインバータ蛍光灯の光ノイズが入力されても出力端子にノイズ信号を出力することなく、次段のマイクロコンピュータの誤動作を防止することができる赤外線信号受信装置を実現することができることである。
【００７１】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置の構成図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置におけるバンドパスフィルタ以降の詳細な構成図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置におけるノイズ検出回路の詳細な構成図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置の動作説明図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置の動作説明図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態の赤外線信号受信装置におけるバンドパスフィルタの動作説明図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態の赤外線信号受信装置の構成図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態の赤外線信号受信装置におけるバンドパスフィルタの動作説明図である。
【図９】従来例の赤外線信号受信装置の構成図である。
【図１０】従来例の赤外線信号受信装置におけるバンドパスフィルタ以降の詳細な構成図である。
【図１１】パルス位置変調信号の説明図である。
【図１２】特定コードのパルス位置変調信号を受信したときのバンドパスフィルタ及び出力端子の出力信号の説明図である。
【図１３】連続光ノイズを受けたときのバンドパスフィルタ及び出力端子の出力信号の説明図である。
【図１４】交流電源共振光ノイズを受けたときのバンドパスフィルタ及び出力端子の出力信号の説明図である。
【符号の説明】
１　　赤外線感知素子
２　　増幅回路
２Ａ　　増幅回路
３　　バンドパスフィルタ
３１　　基準電圧源
３２　　可変トランスコンダクタンスアンプ
３３　　コンデンサ
３４　　電圧バッファ
３５　　可変トランスコンダクタンスアンプ
３６　　コンデンサ
３７　　電圧バッファ
３８　　抵抗
３９　　抵抗
３Ａ　　バンドパスフィルタ
４　　検波回路
４１　　直流レベルシフト回路
４２　　ローパスフィルタ
４３　　ＮＰＮトランジスタ
４４　　ＮＰＮトランジスタ
４５　　カレントミラー回路
４５ａ　　入力端
４５ｂ　　出力端
４６　　コンデンサ
４７　　カレントミラー回路
４７ａ　　入力端
４７ｂ　　出力端
４７ｃ　　出力端
４８　　基準電圧源
４９　　抵抗
５　　波形整形回路
５１　　ヒステリシスコンパレータ
６　　出力端子
７　　ノイズ検出回路
８　　リセット回路
８１　　ＮＰＮトランジスタ
８２　　定電流源
８３　　抵抗
８４　　コンデンサ
８５　　基準電圧源
８６　　コンパレータ
８７　　ローパスフィルタ
８８　　整流回路
９　　カウンタ回路
９１　　エッジ検出回路
９１１　　遅延回路
９１２　　インバータ
９１３　　ＮＯＲゲート
９２　　周波数検出回路
９２１　　ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
９２２　　定電流源
９２３　　コンデンサ
９２４　　基準電圧源
９２５　　コンパレータ
９３　　エッジ検出回路
９３１　　遅延回路
９３２　　インバータ
９３３　　ＮＯＲゲート
９４　　周波数検出回路
９４１　　ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
９４２　　定電流源
９４３　　コンデンサ
９４４　　基準電圧源
９４５　　コンパレータ
９４６　　インバータ
９５　　ＪＫフリップフロップ
９６　　ＪＫフリップフロップ
９７　　ＪＫフリップフロップ
９８　　ＪＫフリップフロップ
１０　　カレントミラー回路
１０ａ　　入力端
１０ｂ　　出力端
１０ｃ　　出力端
１１　　電流設定回路
１１Ａ　　電流設定回路
１２　　基準電圧源
１３　　可変抵抗回路
１３１　　抵抗
１３２　　抵抗
１３３　　抵抗
１３４　　ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
１３５　　ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
１３Ａ　　抵抗
【図１】
2004032414.tif 000003
【図２】
2004032414.tif 000004
【図３】
2004032414.tif 000005
【図４】
2004032414.tif 000006
【図５】
2004032414.tif 000007
【図６】
2004032414.tif 000008
【図７】
2004032414.tif 000009
【図８】
2004032414.tif 000010
【図９】
2004032414.tif 000011
【図１０】
2004032414.tif 000012
【図１１】
2004032414.tif 000013
【図１２】
2004032414.tif 000014
【図１３】
2004032414.tif 000015
【図１４】
2004032414.tif 000016