(57)【要約】【課題】電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いて電波到来角を探知するときに校正を必要としない電波到来方向探知方法を提供する。【解決手段】アレーアンテナ装置１００を用いた電波到来方向探知装置において、電波到来方向探知コンピュータ３０は、互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信される同一の無線信号を、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の互いに異なる複数のセットが設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態でアレーアンテナで受信して検出し、検出した各無線信号に基づいてアンテナに固有の電流ステアリングベクトルを計算する。リアクタンス値の互いに異なる複数のセットを設定したときに受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出して複数の受信信号間の相関行列Ｒｙｙを計算しこれを固有値分解してその固有ベクトルを計算し上記電流ステアリングベクトルに基づきＭＵＳＩＣスペクトルを計算して受信信号の到来角を計算する。【選択図】  図１
2004254001.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信される同一の無線信号をそれぞれ、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の互いに異なる複数のセットがそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各無線信号の信号レベル及び位相を検出し、上記検出した各無線信号の信号レベル及び位相に基づいて、上記アレーアンテナに固有の電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）を計算するステップと、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の上記互いに異なる複数のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルと上記電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）とに基づいて、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算するステップとを含むことを特徴とする電波到来方向探知方法。
【請求項２】
無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信される同一の無線信号をそれぞれ、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の互いに異なる複数のセットがそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各無線信号の信号レベル及び位相を検出し、上記検出した各無線信号の信号レベル及び位相に基づいて、上記アレーアンテナに固有の電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）を計算する第１の制御手段と、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の上記互いに異なる複数のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルと上記電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）とに基づいて、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算する第２の制御手段とを備えたことを特徴とする電波到来方向探知装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子を備えて指向特性を変化させることができるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法及び装置に関し、特に、指向特性を適応的に変化させることができる電子制御導波器アレーアンテナ装置（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ  Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ  Ｐａｓｓｉｖｅ  Ａｒｒａｙ  Ｒａｄｉａｔｏｒ  Ａｎｔｅｎｎａ）を用いた電波到来方向探知方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アレーアンテナに入射する信号の到来角（ＤｏＡ）の推定は、ディジタルアレー処理における興味ある、かつ重要な問題である。この問題を解決するために、いくつかの方法が提案されている。特に、非特許文献１に記載のＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）アルゴリズムは、漸近的に不偏推定量に近づく結果を提供するものとして広く知られている。
【０００３】
特許文献１や非特許文献２及び３において提案されている電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、従来型のアレーアンテナに比べて低コスト、低電力消費でありかつ構成が簡単である。従って、この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、移動体ユーザ端末へのアプリケーションとして非常に有望な候補である。しかしながら、この電子制御導波器アレーアンテナ装置は単一ポートの出力構成であるので、従来型のアレーアンテナのためのアルゴリズムはそのままでは使用できない。
【０００４】
最近、特許文献１のアレーアンテナを用いて電波到来角を推定するために、改良されたＭＵＳＩＣアルゴリズムに基づく「リアクタンス領域ＭＵＳＩＣアルゴリズム」が提案されている（非特許文献４を参照）。このアルゴリズムは、上記アレーアンテナの相関行列を取得し、また複数の入射信号の到来角を推定している（以下、従来例という。）。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００１−２４４３１号。
【非特許文献１】
Ｒ．  Ｏ．  Ｓｃｈｍｉｄｔ，  ”Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｅｍｉｔｔｅｒ  Ｌｏｃａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ，  Ｖｏｌ．  ＡＰ−３４，  Ｎｏ．  ３，  ｐｐ．  ２７６−２８０，  Ｍａｒｃｈ，  １９８６。
【非特許文献２】
Ｔ．  Ｏｈｉｒａ  ｅｔ  ａｌ．，  “Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ  ｓｔｅｅｒａｂｌｅ  ｐａｓｓｉｖｅ  ａｒｒａｙ  ｒａｄｉａｔｏｒ  ａｎｔｅｎｎａｓ  ｆｏｒ  ｌｏｗ−ｃｏｓｔ  ａｎａｌｏｇ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ，”  ２０００  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｐｈａｓｅｄ  Ａｒｒａｙ  Ｓｙｓｔｅｍ  ＆  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  ｐｐ．  １０１−１０４，  Ｄａｎａ  ｐｏｉｎｔ，  Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ，  Ｍａｙ  ２１−２５，  ２０００。
【非特許文献３】
Ｔ．  Ｏｈｉｒａ，  ｅｔ  ａｌ．，  ”Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ  ｗｅｉｇｈｔ  ｖｅｃｔｏｒ  ａｎｄ  ａｒｒａｙ  ｆａｃｔｏｒ  ｆｏｒｍｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｅｓｐａｒ  ａｎｔｅｎｎａｓ，”  ＩＥＩＣＥ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｒｅｐｏｒｔ，  ＡＰ２０００−４４，  ＳＡＴ２０００−４１，  ＮＷ２０００−４１，  Ｊｕｌｙ，  ２０００。
【非特許文献４】
プラプース・シリルほか，「エスパアンテナによるリアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法」，電子情報通信学会技術研究報告，ＲＣＳ２００２−１４７，電子通信情報学会発行，２００２年８月。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来例の電波到来方向探知方法では、アレーアンテナから出力される受信信号の信号モデルを用いて電波の到来方向を探知するので、到来方向をより正確に探知するために上記受信信号の信号モデルを較正する必要があった。特に、アレーアンテナのアンテナ素子間のインピーダンスを成分として含むインピーダンス行列を較正し、可変リアクタンス素子に印加される制御電圧値と当該可変リアクタンス素子のリアクタンス値との間の関係式を較正する必要があった。この較正の精度は、探知される電波到来方向の精度に大きく影響するという問題点があった。
【０００７】
本発明の目的は、以上の問題点を解決し、特許文献１において開示されたアレーアンテナを用いて電波到来角を探知するときに、上記校正を必要とせず、構成が簡単である電波到来方向探知方法及び装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る電波到来方向探知方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信される同一の無線信号をそれぞれ、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の互いに異なる複数のセットがそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各無線信号の信号レベル及び位相を検出し、上記検出した各無線信号の信号レベル及び位相に基づいて、上記アレーアンテナに固有の電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）を計算するステップと、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の上記互いに異なる複数のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルと上記電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）とに基づいて、ＭＵＳＩＣ法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算するステップとを含むことを特徴とする。
【０００９】
また、本発明に係る電波到来方向探知方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信される同一の無線信号をそれぞれ、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の互いに異なる複数のセットがそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各無線信号の信号レベル及び位相を検出し、上記検出した各無線信号の信号レベル及び位相に基づいて、上記アレーアンテナに固有の電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）を計算する第１の制御手段と、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の上記互いに異なる複数のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルと上記電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）とに基づいて、ＭＵＳＩＣ法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算する第２の制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図面において、同様の構成要素については、同一の符号を付している。
【００１１】
図１は本発明に係る実施形態である電波到来方向探知装置の構成を示すブロック図である。この実施形態の電波到来方向探知装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えて構成され特許文献１において開示された電子制御導波器アレーアンテナ装置（以下、アレーアンテナ装置という。）１００と、無線受信機４と、電波到来方向探知コンピュータ３０と、リアクタンス値コントローラ１０とを備えている。ここで、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６には可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６が装荷され、電波到来方向探知コンピュータ３０は、例えばディジタル計算機で構成され、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値の互いに異なる複数のセットをそれぞれ設定したときにアレーアンテナ装置１００によって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、複数の受信信号の間の相関を表す相関行列Ｒｙｙ（数９又は数１７参照）を計算し、計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、計算された固有ベクトルと、予め計算されたアレーアンテナ装置１００に固有の電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）とに基づいて、公知のＭＵＳＩＣ法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいてアレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号の到来角を計算することを特徴としている。
【００１２】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。励振素子Ａ０及び各非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長である。）になるように構成され、本実施形態では０．２３λである。また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。接地導体１１は、半径λ／２の円板形状の上面部と、上面部の外周縁端部から下に延在する長さλ／４の円筒形状のスカート部とから構成され、このスカート部を備えた構成により、主ビームの仰角を減少させることができる。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル９を介して無線受信機４の低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値はリアクタンス値コントローラ１０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１３】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６は、例えば、制御電圧（又はバイアス電圧）が印加されることによってそのリアクタンス値が変化する可変容量ダイオードであって、制御電圧はリアクタンス値コントローラ１０からのリアクタンス値信号の形式で印加される。リアクタンス値コントローラ１０は、デジタルシグナルプロセッサをベースとするコントローラであって、リアクタンス値テーブルメモリ２０内に予め設定されたディジタル電圧値を参照し、内蔵した６個のＤ／Ａ変換器（図示せず。）を使って上記ディジタル電圧値をアナログの制御電圧値に変換し、この制御電圧値をリアクタンス値信号として可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定することによって、アレーアンテナ装置１００上で、対応する各指向性ビームパターンが形成される。
【００１４】
可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１５】
図１の電波到来方向探知装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号ｕ１（ｔ）を受信し、上記受信された無線信号である受信信号ｙ（ｔ）は、励振素子Ａ０に接続された同軸ケーブル９から出力される。出力された受信信号ｙ（ｔ）は、無線受信機４の低雑音増幅器１を介してダウンコンバータ２に入力され、ダウンコンバータ２は入力される受信信号を所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、入力されるアナログの中間周波信号をディジタルの中間周波信号に変換した後、電波到来方向探知コンピュータ３０に出力する。さらに、電波到来方向探知コンピュータ３０は、入力される中間周波信号（簡単化のために、受信信号ｙ（ｔ）として表記する。）に基づいて、受信された無線信号の到来角を計算し、その結果をＣＲＴディスプレイ３１に出力して表示する。ここで、電波到来方向探知コンピュータ３０は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値の互いに異なる複数のセットをそれぞれ設定したときにアレーアンテナ装置１００によって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、複数の受信信号の間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算する。次いで、電波到来方向探知コンピュータ３０は、計算された固有ベクトルと、予め計算されて電流ステアリングベクトルメモリ５４に記憶されている、アレーアンテナ装置１００に固有の電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）とに基づいて、例えば非特許文献１などにおいて開示されたＭＵＳＩＣ法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいてアレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号の到来角を計算する。
【００１６】
図３は、図１の電波到来方向探知装置で用いる電流ステアリングベクトルを取得するためのパターン測定装置の構成を示すブロック図である。なお、本実施形態に係る電波到来方向探知方法である「直接測定法」において、図１の電波到来方向探知装置を用いて任意の無線信号の到来角を推定する前に、図３の装置を用いる実験的な測定によってアレーアンテナ装置１００の電流ステアリングベクトルを取得する。
【００１７】
図３のパターン測定装置において、電波暗室２００の内部には、送信用アンテナとしてのホーンアンテナ装置４１と、支持台１０１のプラットフォーム上に取り付けられた受信用アンテナとしてのアレーアンテナ装置１００とが、互いに約１８ｍだけ離間されて設置されている。ホーンアンテナ装置４１は、無線送信機４０からの２．４８４ＧＨｚのＲＦ周波数の無線信号をアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。アレーアンテナ装置１００が取り付けられた支持台１０１は、方位角及び仰角コントローラ５１により制御されて、励振素子Ａ０を回転軸としてアレーアンテナ装置１００を回転させて所定の方位角θの位置で停止させるとともに、さらに、ホーンアンテナ装置４１が位置する方向に向けてこの回転軸を水平方向（接地導体１１の水平面の方向）から傾き角度φ（本実施形態において、仰角という。）だけ傾けることができる。
【００１８】
アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号は同軸ケーブル９を介して無線受信機４に入力され、無線受信機４は、受信された無線信号に対して増幅、低域周波数変換及びＡ／Ｄ変換を実行してディジタルの中間周波信号を生成し、この中間周波信号である受信信号をパターン測定コンピュータ５０に出力する。パターン測定コンピュータ５０は、無線受信機４から入力された受信信号の電力及び位相を同相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）で測定する。なお、このとき、パターン測定コンピュータ５０には、無線送信機４０が送信する無線信号の一部が分岐されて入力され、パターン測定コンピュータ５０は、無線送信機４０から入力された無線信号の位相を基準として、無線受信機４からの受信信号の位相を測定する。
【００１９】
パターン測定コンピュータ５０は、方位角及び仰角コントローラ５１に支持台１０１を制御させることによって、アレーアンテナ装置１００において所望の方位角と仰角の方向から無線信号を受信するように設定し、また、リアクタンス値コントローラ１０を制御してアレーアンテナ装置１００に所望のビームパターンを設定させる。リアクタンス値コントローラ１０は、図１と同様に、デジタルシグナルプロセッサをベースとするコントローラであって、リアクタンス値テーブルメモリ２０内に予め設定されたディジタル電圧値を参照し、内蔵した６個のＤ／Ａ変換器（図示せず。）を使って上記ディジタル電圧値をアナログの制御電圧値に変換し、この制御電圧値をアレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
【００２０】
パターン測定コンピュータ５０は、ホーンアンテナ装置４１が位置する方向に向けたアレーアンテナ装置１００の方位角を変化させる毎に、６個のリアクタンス値にてなる６種類の異なるセットを可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６にそれぞれ設定し、これらのリアクタンス値のセットを設定する毎に受信信号の電力及び位相を検出する。パターン測定コンピュータ５０は、検出された受信信号の電力及び位相に基づいて、アレーアンテナ装置１００に固有の電流ステアリングベクトルを、詳細後述する方法を用いて計算して、電流ステアリングベクトルメモリ５４に記憶する。
【００２１】
本実施形態においては、パーソナルコンピュータ５０は、受信信号の電力及び位相を検出しているが、本発明はこれに限らず、受信信号の電圧又は電流の信号レベル及び位相を検出してもよい。
【００２２】
従って、図３のパターン測定装置には２つの測定構成が存在する。第１の構成は電力及び位相パターンを取得するために用いられ、ここで、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定される制御電圧に対応したディジタル電圧が固定され、アレーアンテナ装置１００が設置された支持台１０１のプラットフォームを回転させることによって上記電力及び位相パターンが測定される。第２の構成は、アレーアンテナ装置１００から出力されるＩ及びＱチャンネルを測定するために用いられる。この構成では、入射する信号のデータはバイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）で変調されている。
【００２３】
ユーザは、初期設定として、アレーアンテナ装置１００の仰角φ、アレーアンテナ装置１００の方位角の変化のステップサイズ、アレーアンテナ装置１００に設定されるリアクタンス値等のパラメータを、入力装置５２を用いてパターン測定コンピュータ５０に設定することができる。パターン測定コンピュータ５０は、アレーアンテナ装置１００の電流ステアリングベクトルの測定結果等をＣＲＴディスプレイ５３に出力して表示する。
【００２４】
以上説明したように、図３のパターン測定装置は、アレーアンテナ装置１００の互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信される同一の無線信号を、上記各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値の互いに異なる複数のセットがそれぞれ設定された状態においてアレーアンテナ装置１００で受信し、上記受信された各無線信号の電力及び位相を測定し、上記測定された各無線信号の電力及び位相に基づいて、アレーアンテナ装置１００に固有の電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）を計算する。この電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）は電流ステアリングベクトルメモリ５４に記憶され、電流ステアリングベクトルメモリ５４は、図１の電波到来方向探知装置の電波到来方向探知コンピュータ３０に接続される。次いで、電波到来方向探知装置において、上記各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値の上記互いに異なる複数のセットをそれぞれ設定したときにアレーアンテナ装置１００によって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された固有ベクトルと上記電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）とに基づいて、ＭＵＳＩＣ法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいてアレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号の到来角を計算する。
【００２５】
次いで、アレーアンテナ装置１００で受信される信号の信号モデルと、当該アレーアンテナ装置１００の定式化とを以下に示す（非特許文献３を参照）。
【００２６】
アレーアンテナ装置１００のビームパターンは、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を成分とするリアクタンスベクトルの値ｘ＝［ｘ１，ｘ２，…，ｘ６］Ｔを変化させることによって形成される。ここで、上付き添字Ｔは転置演算を示している。
【００２７】
非励振素子Ａ１、励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ６で形成される軸に対する到来角θからアレーアンテナ装置１００に入射する波面に対して、アレーアンテナ装置１００の電流ステアリングベクトルを次のように与える。
【００２８】
【数１】
2004254001.tif 000003
【００２９】
ここで、φｍ＝３６０（ｍ−１）／６，０≦ｍ≦６は、励振素子Ａ０に対して非励振素子Ａ１が位置する方向を基準として、ｍ番目の非励振素子Ａｍが位置する方向の方位角である。
【００３０】
合計Ｑ個の着信信号ｕｑ（ｔ）が存在して、各着信信号ｕｑ（ｔ）が、対応する到来角であるθｑ（ｑ＝１，２，…，Ｑ）を有するものとすれば、ｓ（ｔ）で示される、アレーアンテナ装置１００に入射するＲＦ信号ベクトルは、次式のように表わすことができる。
【００３１】
【数２】
2004254001.tif 000004
【００３２】
この信号モデルによれば、アレーアンテナ装置１００から出力される受信信号は次式のように表すことができる。
【００３３】
【数３】
ｙ（ｔ）＝ｉＴｓ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
【００３４】
ここで、ｎ（ｔ）は相加性白色ガウス雑音信号であり、ｉはＲＦ電流ベクトルである。説明の簡単化のために、アレーアンテナ装置１００から出力される信号と無線受信機４から出力される信号とを同様に受信信号ｙ（ｔ）と表記する。電流ベクトルｉは、アレーアンテナ装置１００のリアクタンスと、アンテナ素子間の相互インピーダンスと、励振素子Ａ０のＲＦソース電圧Ｖｓとに依存する（非特許文献３を参照）。この電流ベクトルｉは、次のように定式化される。
【００３５】
【数４】
ｉ＝Ｖｓ（Ｚ＋Ｘ）−１ｕ０
【００３６】
ここで、Ｖｓは定数であり、Ｘは次式の対角行列で表されるリアクタンス行列である。
【００３７】
【数５】
Ｘ＝ｄｉａｇ［５０，ｊｘ１，ｊｘ２，…，ｊｘ６］
【００３８】
また、ｕ０は次式で表される（６＋１）次元ベクトルである。
【００３９】
【数６】
ｕ０＝［１，０，０，０，０，０，０］Ｔ
【００４０】
さらに、Ｚは（６＋１）×（６＋１）定数値行列で表された相互インピーダンス行列であり、その成分はアンテナ素子間の相互インピーダンスによって決定される定数である。具体的には次式のようになる。
【００４１】
【数７】
2004254001.tif 000005
【００４２】
アレーアンテナ装置１００の構造は巡回的な対称性を有しているため、この行列Ｚの４９個の成分のうち独立な成分は６個の成分となる。これらはその物理的意味からそれぞれ以下のように呼ばれるべき複素パラメータである。
【００４３】
【表１】
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ｚ００：励振素子の自己入力インピーダンス。
ｚ０１：励振素子と非励振素子との間の結合インピーダンス。
ｚ１１：非励振素子の自己入力インピーダンス。
ｚ１２：互いに隣接する２つの非励振素子間の結合インピーダンス。
ｚ１３：次に隣接する（１つ間をおいて隣接する）２つの非励振素子間の結合インピーダンス。
ｚ１４：互いに対向する２つの非励振素子間の結合インピーダンス。
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００４４】
アレーアンテナ装置１００の場合は、ただ１つのアンテナ素子上の信号のみが測定可能であることが分かるが、このことは、すべてのアンテナ素子上の信号が測定可能である従来型の適応型アンテナとは異なる。従って、インピーダンス行列Ｚは実際には完璧に推定できないことが分かる。よって、数４を使用して電流ベクトルｉを計算する場合、推定されるＭＵＳＩＣの到来角スペクトルの精度は、推定されたインピーダンス行列Ｚに依存する（非特許文献３を参照）。
【００４５】
次に、本実施形態のアレーアンテナ装置１００の場合に応用される、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの原理について説明する（非特許文献４を参照）。
【００４６】
まず、アレーアンテナ装置１００に対する相関行列の計算方法について説明する。アレーアンテナ装置１００の場合、励振素子Ａ０に接続された単一ポートの出力信号のみが観測可能でありかつ測定可能であって、他の周辺の６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６上の信号を観測することはできない。さらに、複数のアンテナ素子上のＲＦ電流は互いに結合されあうので、アレーアンテナ装置１００から出力される受信信号は、調整可能な複数のリアクタンス値の非線形関数である。従って、これらの調整可能なリアクタンス値とアレーアンテナ装置１００から出力されて測定された受信信号のみを用いて相関行列Ｒｙｙを計算しなければならない。
【００４７】
計算処理のために、まずアレーアンテナ装置１００の６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６に着目して考察すると、６回反復して送信される同一の入射信号に対して、６個のリアクタンス値のセット（すなわちリアクタンスベクトル）ｘの値を６回変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の空間ダイバーシティを取得することができる。以下、各リアクタンスベクトルを、ｘｍ，１≦ｍ≦６と表記する。図４は、図１のアレーアンテナ装置１００で受信される信号のタイミングチャートである。アレーアンテナ装置１００に入射する信号データは、Ｐ個のシンボルＳ１乃至Ｓｐより成る各ブロックが６回反復される変調信号である。各シンボルの長さは時間Ｔであるので、信号データ全体の長さは時間６Ｔ×Ｐになる。各ブロックが受信される毎に、アレーアンテナ装置１００にはリアクタンス値の異なるセットが設定され、図４では、設定される各リアクタンスベクトルの成分をｘ１ｍ，…，ｘ６ｍで表している。
【００４８】
上記６個のリアクタンスベクトルｘ１，…，ｘ６は、リアクタンス値テーブルメモリ２０内に予め設定されたディジタル電圧値を成分として含む６個のセットに基づいて生成される。６個のリアクタンスベクトルによって形成されるアレーアンテナ装置１００の６個の指向性ビームパターンを互いに異なるものにするために、例えば、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加される制御電圧値にそれぞれに対応するディジタル電圧値ｖ１，ｖ２，…，ｖ６を以下の表のように巡回させ、これらのディジタル電圧値にて構成される６個の電圧値セットｖ１，ｖ２，…，ｖ６をリアクタンス値テーブルメモリ２０内に予め設定しておく。
【００４９】
【表２】
2004254001.tif 000006
【００５０】
本実施形態では、ディジタル電圧値ｖ１，ｖ２，…，ｖ６を表２のように巡回させて設定している（以下、これをシフト法という。）が、本発明はこれに限らず、互いにビームパターンが異なるディジタル電圧値であればよく、例えば、公知の乱数発生法を用いて発生された乱数値を、ディジタル電圧値ｖ１，ｖ２，…，ｖ６に設定してもよい。ただし、オムニパターンのディジタル電圧値（すなわち、各非励振素子に対して実質的に同一の値）を採用しないことが好ましい。
【００５１】
次に、各リアクタンスベクトルｘ１，…，ｘ６が設定された場合のそれぞれについてアレーアンテナ装置１００から出力される受信信号を観測することによって、次のような受信信号ベクトルを構成する。
【００５２】
【数８】
ｙ（ｔ）＝［ｙ１（ｔ），…，ｙｍ（ｔ），…，ｙ６（ｔ）］Ｔ
【００５３】
ここで、ｙｍ（ｔ）は、アレーアンテナ装置１００にｍ番目のリアクタンスベクトルｘｍが設定されているときに、アレーアンテナ装置１００から出力されて測定された受信信号である。最終的に、アレーアンテナ装置１００で受信される複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを次式のように評価することができる。
【００５４】
【数９】
Ｒｙｙ＝Ｅ［ｙ（ｔ）ｙ（ｔ）Ｈ］
【００５５】
ここで、上付き添字Ｈはエルミート転置演算を示す。
【００５６】
アレーアンテナ装置１００の各アンテナ素子によって受信される信号は、数３に示されたように、入射する信号と雑音との組み合せである。さらに、電流ベクトルｉは、数４に示されたように、定数値と可変なリアクタンス値との組み合せである。従って、１つのリアクタンスベクトルｘｍ（ｍ＝１，２，…，６）に対して、アレーアンテナ装置１００から出力される受信信号は次のように表すことができる。
【００５７】
【数１０】
2004254001.tif 000007
【００５８】
ここで、アレーアンテナ装置１００で受信される各着信信号ｕｑ（ｔ），ｑ＝１，２，…，Ｑが、同期化され、かつ６回反復して送信されるものと仮定する。受信信号ベクトルｙ（ｔ）は、６回の反復のそれぞれにおける電流ベクトルと雑音信号とを、ｉ１，…，ｉ６とｎ１，…，ｎ６によって表すと、数１１、又はそれに等価な形式である数１２で示すことができる。
【００５９】
【数１１】
2004254001.tif 000008
【数１２】
Ｙ（ｔ）＝ＩＴＡｕ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
【００６０】
ここで、Ｉを電流行列と呼ぶ。さらに電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θｑ）を、
【数１３】
2004254001.tif 000009
と表記することによって、数１１は、次式
【数１４】
2004254001.tif 000010
又は、等価な形式
【数１５】
ｙ（ｔ）＝Ａｒｅａｕ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
に書き直すことができる。
【００６１】
従って、数９の推定された相関行列Ｒｙｙと、アレーアンテナ装置１００の受信信号ベクトルの対応する表現式（数１５）とに基づいて、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの計算ステップを与えることができる。
【００６２】
＜ステップ１＞図４のような信号が送信されているときに測定されたアレーアンテナ装置１００の受信信号ｙ（ｔ）から、相関行列Ｒｙｙを計算する。
＜ステップ２＞相関行列Ｒｙｙの固有値分解を実行して、降順で並んだ固有値λ１，λ２，…，λ６とそれらの対応する固有ベクトルｅ１，ｅ２，…，ｅ６とを計算する。
＜ステップ３＞推定すべき到来角の個数Ｄ（Ｄ＜６）を決定するために、固定されたしきい値Ｔよりも大きいＤ個の固有値を用いることができ、あるいは、入射する信号の個数が知られていれば個数Ｄは固定される。
＜ステップ４＞雑音部分空間行列をＥＮ＝［ｅＤ＋１，ｅＤ＋２，…，ｅ６］と構成する。ここで、ＥＮはステップ２で計算された固有ベクトルで構成されるＮ列の行列であり、Ｎ＝６−Ｄである。従って、次式を０゜≦θ＜３６０゜について計算することにより、ＭＵＳＩＣの到来角スペクトルの推定値を導出することができる。
【００６３】
【数１６】
2004254001.tif 000011
【００６４】
推定された到来角θｍａｘ（１，２，…，Ｄ）は、到来角スペクトルＰＭＵ（θ）が最大になるときの方位角θの値である。
【００６５】
上述のステップ１乃至４は、図１の電波到来方向探知装置によって実行されるが、電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）は、これらのステップを実行する前に予め取得されている必要がある。電流ステアリングベクトルの取得は、図３のパターン測定装置によって実行される。
【００６６】
次に、電流ステアリングベクトルを取得するための方法を説明するために、到来角スペクトルＰＭＵ（θ）を推定するための２つの実験的な方法について説明する。
【００６７】
本実施形態のＭＵＳＩＣアルゴリズムでは、実際には離散時間値を用いたので、アレーアンテナ装置１００から出力される受信信号（数３参照）は、ｙ［ｋ］＝ｙ（ｋＴ）としてｙ［ｋ］で表記される。ここで、ｋは離散時間のインデックスであり、Ｔは時間サンプルレートに対応する定数である。
【００６８】
まずは、アレーアンテナ装置１００の相関行列Ｒｙｙの計算について説明する。図４に示されたように、アレーアンテナ装置１００に入射する信号データは、Ｐ個のシンボルＳ１乃至Ｓｐより成る各ブロックが６回反復される変調信号である。ブロック毎にリアクタンス値の異なるセットが使用される。
【００６９】
複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙは、図４のような受信信号に基づいて、次式のように推定される。
【００７０】
【数１７】
2004254001.tif 000012
【００７１】
ここで、上付き添字＊は複素共役を表す。
【００７２】
以下説明する２つの方法、すなわち、非特許文献４に記載された従来例の方法と同様の等価ウエイトベクトル法と、本発明に係る実施形態である直接測定法とは、数１６の電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）を取得するための方法において異なっている。
【００７３】
まず、等価ウェイトベクトル法（ＥＷＶ法）によるＭＵＳＩＣの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）の計算方法について説明する。ｍ番目の非励振素子Ａｍに装荷される重み（ウエイト）であるリアクタンス値は、ディジタル電圧値ｖｍ（ｍ＝１，２，…，６）に対応した制御電圧値を可変リアクタンス素子１２−ｍに設定することによって変化される。リアクタンス値ｘｍとディジタル電圧値ｖｍとの関係は、次式によって近似される。
【００７４】
【数１８】
ｘｍ＝−０．０２１７ｖｍ−４９．２１
【００７５】
リアクタンス値コントローラ１０は、リアクタンス値テーブルメモリ２０内に予め設定された−２０４８≦ｖｍ≦２０４７の値を有するディジタル電圧値ｖｍを、内蔵したディジタル／アナログ変換器（図示せず。）を用いてアナログの制御電圧値に変換し、次いで、この制御電圧値をリアクタンス値信号として可変リアクタンス素子１２−ｍに出力して設定する。このとき、可変リアクタンス素子１２−ｍに設定されるリアクタンス値ｘｍの範囲は、−９３．６３Ω≦ｘｍ≦−４．７７Ωになる。
【００７６】
電流行列ＩＴ（数１２参照）を計算するためには、数４に与えられた電流ベクトルｉの式を用いる。正確には、ディジタル電圧の各セットｖｍ＝［ｖ１，ｖ２，…，ｖ６］について、ディジタル電圧のセットｖｍはリアクタンスベクトルｘｍ＝［ｘ１，ｘ２，…，ｘ６］に対応しているので、リアクタンスベクトルｘｍの代わりにディジタル電圧のセットｖｍに基づいて、電流ベクトルｉｍの計算に使用されるリアクタンス行列Ｘを形成する（数４を参照）。６個のリアクタンスベクトルについてこの処理を反復すると、ＭＵＳＩＣの到来角スペクトルの計算に用いられる電流行列ＩＴを得ることができ、従って、数１３より電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）を得ることができる。
【００７７】
この方法では、電流行列ＩＴの計算値と、よってＭＵＳＩＣの到来角スペクトル（数１６参照）とは、インピーダンス行列Ｚと、リアクタンス値を取得するために用いられる、リアクタンス値とそれに等価なディジタル電圧値の間の関係とを推定することによって導出される点に注意する。従って、到来角スペクトルの精度を向上させるためには、これらのパラメータは較正されていなければならない。
【００７８】
次に、直接測定法（ＤＭ法）を用いたＭＵＳＩＣの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）の計算方法について説明する。上述の等価ウエイトベクトル法では、与えられたアレーアンテナについて、インピーダンス行列Ｚと、ディジタル電圧値及びリアクタンス値の関係とを推定する必要がある。取得されるＭＵＳＩＣの到来角スペクトルの精度は、これらの推定に強く依存する。なお、直接測定法では、到来角スペクトルは、直接に測定されたデータのみを用いて計算される。
【００７９】
本方法は、雑音なしの仮定において、方位角θの方向から到来する１つの一定の着信信号（すなわち連続波信号）ｕ（ｔ）（例えば、任意のｔに対して、ｕ（ｔ）＝Ｋ＝１）とリアクタンスベクトルｘとについて、アレーアンテナ装置１００から出力される受信信号（数３参照）が次式で表されるという考えに基づいている。
【００８０】
【数１９】
ｙ（ｔ）＝ｉＴａ（θ）ｕ（ｔ）＝ｉＴａ（θ）
【００８１】
これは、アレーアンテナ装置１００から出力される受信信号の電力及び位相を測定することによって推定可能である。図３に示されたように、パターン測定コンピュータ５０には、無線送信機４０が送信する無線信号の一部が分岐されて入力され、パターン測定コンピュータ５０は、無線送信機４０から入力された無線信号の位相を基準として、無線受信機４から入力される受信信号の位相を測定する。
【００８２】
６個のリアクタンスベクトルの各々について、アレーアンテナ装置１００から出力される受信信号の電力及び位相を測定することによって、与えられた方位角θに対する次式の電流ステアリングベクトルを得ることができる。
【００８３】
【数２０】
2004254001.tif 000013
【００８４】
次に、数１６を用いて、０゜≦θ＜３６０゜についてＭＵＳＩＣの到来角スペクトルを計算する。
【００８５】
アレーアンテナ装置１００の方位角θの値をそれぞれ異なる値（例えば、θ＝０°，１，…，３５９°）に固定し、予め与えられた６個のリアクタンスベクトルをそれぞれアレーアンテナ装置１００に設定する毎に、各リアクタンスベクトルに対応するビームパターンで受信された各受信信号の測定値と、上記受信信号に基づいて計算された行列ＥＮとにより、到来角スペクトルＰＭＵ（θ）が形成されるということを注意する。また、６個のビームパターンで受信される各受信信号がそれぞれただ１度だけ測定されると（従って、数１９より、電流ステアリングベクトルがいったん取得されると）、異なる到来角で入射する同一の信号ｕ（ｔ）に対してそれぞれ到来角推定値を生成することができる。同様に、後述の実験３において仰角を変化させたときの到来角推定値を取得するとき、６個のビームパターンで受信される各受信信号がそれぞれただ１度だけ測定されると、異なる仰角で入射する同一の信号ｕ（ｔ）に対してそれぞれ到来角の推定値を生成することができる。
【００８６】
以上説明したように、図３のパターン測定装置は、アレーアンテナ装置１００の互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信される同一の無線信号を、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の互いに異なる複数のセットがそれぞれ設定された状態においてアレーアンテナ装置１００で受信し、上記受信された各無線信号の電力及び位相を測定し、上記測定された各無線信号の電力及び位相に基づいて、アレーアンテナ装置１００に固有の電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）を計算する。この電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）は電流ステアリングベクトルメモリ５４に記憶され、電流ステアリングベクトルメモリ５４は、図１の電波到来方向探知装置の電波到来方向探知コンピュータ３０に接続される。
【００８７】
【実施例】
以下、本実施形態の電波到来方向探知装置の実験結果として取得された到来角スペクトルについて説明する。実験による測定は、図３に示されたパターン測定装置を用いて電波暗室２００内で行われた。この場合、方位角及び仰角コントローラ５１は、無線信号が所定の到来角でアレーアンテナ装置１００に入射するように支持台１０１を用いてアレーアンテナ装置１００を回転させて固定し、パターン測定コンピュータ５０は、電波到来方向探知コンピュータ３０と同様の動作を実行して、上記無線信号の到来角を探知する。
【００８８】
＜実験１及び実験２＞
以下の実験の目的は、アレーアンテナ装置１００によるリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムを使用して、１つの入射信号の到来角を推定することにある。ここで、入射信号の総数Ｑ＝Ｄ＝１とする。実験は、比較のために、先に説明した等価ウエイトベクトル法と直接測定法との２つの方法で行なう。
【００８９】
相関行列Ｒｙｙを計算するために用いられるシンボルブロックのサイズは、Ｐ＝２００である。入射信号のデータはバイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）で変調され、信号電力は約１０ｄＢｍである。
【００９０】
先述の方法の各々について、２つの実験セットを行った（実験１及び実験２）。これらの実験セットでは、選択されたリアクタンスベクトル（すなわち、リアクタンス値テーブルメモリ２０に予め記憶されたディジタル電圧値のセット）と着信信号の到来角とが異なる。直接測定法はＤＭ法と呼ばれ、等価ウェイトベクトル法はＥＷＶ法と呼ばれる。図５及び図６は、図１の電波到来方向探知装置の実験結果であって、実験１の場合にＭＵＳＩＣの到来角スペクトルから到来角推定値を得た方法を示している。図５は、到来角３０°のときの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）を示すグラフであり、図６は、到来角１４０°のときの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）を示すグラフである。表３にはさらに、到来角６０°、９０°及び１２０°のときの、ＤＭ法とＥＷＶ法の両方についての到来角推定値がまとめられている。
【００９１】
【表３】
２つの方法に対する到来角推定値（実験１）
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
到来角          ３０°    ６０°    ９０°    １２０°    １４０°
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
到来角推定値
ＤＭ法          ２９°    ５９°    ８８°    １２３°    １４３°
ＥＷＶ法        ２４°    ４２°    ８９°    １０８°    １４６°
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００９２】
図７及び図８は、電波到来方向探知装置の実験結果であって、実験２の場合にＭＵＳＩＣの到来角スペクトルから到来角推定値を得た方法を示している。図７は、到来角０°のときの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）を示すグラフであり、図８は、で到来角６０°のときの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）を示すグラフである。表４にはさらに、到来角３０°及び１２０°のときの、ＤＭ法とＥＷＶ法の両方について到来角推定値がまとめられている。
【００９３】
【表４】
２つの方法に対する到来角推定値（実験２）
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
到来角            ０°    ３０°    ６０°    １２０°
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
到来角推定値
ＤＭ法            ２°    ３２°    ６０°    １１７°
ＥＷＶ法        −７°    ２２°    ５５°    １１０°
――――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００９４】
表３と表４からは、明らかに、推定される到来角の精度は、ＥＷＶ法よりもＤＭ法の方が高いことが分かる。ここで、同一の到来角値であれば、２つの実験はリアクタンスベクトルが相違するのみであり、両方の実験１及び２において２つの方法を比較すると、ＤＭ法の相対誤差は０゜乃至３゜であって、ＥＷＶ法の相対誤差は５゜乃至１８゜であると言える。またＤＭ法の場合、相対的な角度推定値の誤差は一定であり、ＥＷＶ法よりも、到来角スペクトルは鋭くかつより高い最大レベル値（単位ｄＢ）を有している。このことは、ＥＷＶ法では、推定される到来角の精度が、評価されたインピーダンス行列Ｚに依存するという事実から説明することができる。この場合、結果をより良いものにするために、インピーダンス行列を較正する必要がある。ＤＭ法ではインピーダンス行列が使用されないので、較正の問題は直ちに解消される。
【００９５】
＜実験３＞
以下の実験の目的は、異なる仰角の設置角度に対して、アレーアンテナ装置１００によるリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いることによって、１つの入射信号の到来角を推定することにある。到来方向の推定には、直接測定法を用いた。
【００９６】
図３は、受信用アンテナとしてのアレーアンテナ装置１００と送信用アンテナとしてのホーンアンテナ装置４１の構成及び位置関係を示している。アレーアンテナ装置１００及び支持台１０１の構造上の制約のために、ホーンアンテナ装置４１によって送信される信号は、アレーアンテナ装置１００上に９０゜方向で到来する。実験は、アレーアンテナ装置１００の鉛直方向の軸（すなわち励振素子Ａ０）をホーンアンテナ装置４１の方向に傾けて、０゜から３０゜までの仰角で行われた。
【００９７】
相関行列Ｒｙｙを推定するために、各リアクタンスベクトルｘｍ（ｍ＝１，…，６）について、アレーアンテナ装置１００から出力されて測定された対応する受信信号は、各チャンネル（Ｉ及びＱチャンネル）毎に２００シンボルを使用した。すべての実験を通じて、送信された無線信号の電力は約１０ｄＢｍであった。
【００９８】
まず、ＭＵＳＩＣアルゴリズムによる到来角推定の一例を挙げる。図９は、図１の電波到来方向探知装置の実験結果であって、実験３で到来角９０°かつ仰角１０°のときの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）を示すグラフである。図９の曲線が最大になるときの角度値は、アレーアンテナ装置１００に入射する信号の到来角推定値に一致している。
【００９９】
図１０は、到来角９０°かつ仰角０°乃至３０°のときの到来角推定値を示す表である。入射する信号の到来角は９０゜に固定された。ＭＵＳＩＣアルゴリズムによる到来角推定値θは、０゜から３０゜までの仰角（傾き角度）φについて得られた。測定された角度は図１０の表にまとめられている。
【０１００】
これらの測定値は、推定された角度の平均が約８８．２゜であり、標準偏差角は３．８゜であることを示している。ＭＵＳＩＣによる到来角スペクトルの標準偏差は、約１．３ｄＢである。これらの結果から、３０゜未満の仰角に関しては、推定された角度の大域的な精度は変化しないと言える。
【０１０１】
本実施形態において、われわれは、アレーアンテナ装置１００に入射する信号の到来角を推定する２つの実験的な方法を提案した。実験結果（実験１及び実験２）は、特に直接測定法を用いたときに、入射する信号の到来角が約３゜の精度で推定可能であることを示している。また、相関行列Ｒｙｙの計算がＰ＝２００個のシンボルサンプルのみを用いて実行されたという点を強調することも重要である。実験は、本発明で提案された直接測定法が、推定される角度の精度を改善しただけでなく、アレーアンテナ装置１００から出力される受信信号のモデル化において使っているインピーダンスパラメータの較正という重要な問題を解決したことを示している。
【０１０２】
われわれはさらに、実験３において、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて計算される角度推定値に対して、アレーアンテナ装置１００に対する仰角が与える影響を検証した。実験結果は、推定される角度の精度に対して仰角が影響しないことを示している。到来方向を推定するアプリケーションでは、実験結果をもとにして行った統計が、仰角が３０゜未満であるときに約４゜の精度を期待できるということを示している。異なる仰角で行った実験は、アレーアンテナ装置１００のためのリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムを使用することによって、効率を損なうことなく到来角推定が実行可能であるということを示している。
【０１０３】
＜変形例＞
以上説明した実施形態では（６＋１）素子のアレーアンテナ装置１００を用いたが、非励振素子の本数が任意のＭ本であるアレーアンテナ装置を用いて同様に電波到来方向を探知できることは明らかであろう。
【０１０４】
実験では、１つ着信信号の到来角を見つけ出すために、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムが効果的に使用可能であることを確認したわけであるが、例えば複数の着信信号が存在する場合にも、アレーアンテナ装置１００を使用する多くの実験構成を調査することができる。
【０１０５】
以上説明したように、本発明に係る実施形態の電波到来方向探知装置によれば、高い検出精度で、同時に複数の電波到来方向を検出できるとともに、厳密に較正された信号モデルに依存しない電波到来方向探知装置を提供することができる。さらに、ハードウエア回路を従来例の電波到来方向探知方法に比較して簡単化できる。実験結果は、入射する１つの信号の到来方向を３°以内の誤差精度で推定でき、また、到来角の推定値は、入射する信号の有する仰角（０°乃至３０°）には影響されないということを示している。すなわち、受信部である電子制御導波器アレーアンテナ装置を手持ちで持った場合において手ぶれを生じた場合（仰角が変化した場合）であっても高い精度で電波到来角を推定して計算できるという特有の効果を有している。
【０１０６】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明に係る電波到来方向探知方法又は装置によれば、公知の電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いた電波到来方向探知方法又は装置において、アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信される同一の無線信号をそれぞれ、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の互いに異なる複数のセットがそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各無線信号の信号レベル及び位相を検出し、上記検出した各無線信号の信号レベル及び位相に基づいて、上記アレーアンテナに固有の電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）を計算した後、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の上記互いに異なる複数のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルと上記電流ステアリングベクトルａｒｅａ（θ）とに基づいて、ＭＵＳＩＣ法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算する。
【０１０７】
従って、高い検出精度で、同時に複数の電波到来方向を検出できるとともに、厳密な較正を必要とする信号モデルに依存しない電波到来方向探知装置を提供することができる。また、ハードウエア回路を従来例の電波到来方向探知方法に比較して簡単化できる。さらに、受信部である電子制御導波器アレーアンテナ装置を手持ちで持った場合において手ぶれを生じた場合（仰角が変化した場合）であっても高い精度で電波到来角を推定して計算できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係る電波到来方向探知装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】図１の電波到来方向探知装置で用いる電流ステアリングベクトルを取得するためのパターン測定装置の構成を示すブロック図である。
【図４】図１のアレーアンテナ装置１００で受信される信号のタイミングチャートである。
【図５】図１の電波到来方向探知装置の実験結果であって、実験１で到来角３０°のときの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）を示すグラフである。
【図６】図１の電波到来方向探知装置の実験結果であって、実験１で到来角１４０°のときの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）を示すグラフである。
【図７】図１の電波到来方向探知装置の実験結果であって、実験２で到来角０°のときの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）を示すグラフである。
【図８】図１の電波到来方向探知装置の実験結果であって、実験２で到来角６０°のときの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）を示すグラフである。
【図９】図１の電波到来方向探知装置の実験結果であって、実験３で到来角９０°かつ仰角１０°のときの到来角スペクトルＰＭＵ（θ）を示すグラフである。
【図１０】図１の電波到来方向探知装置の実験結果であって、実験３で到来角９０°かつ仰角０°乃至３０°のときの到来角推定値を示す表である。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…無線受信機、
９…同軸ケーブル、
１０…リアクタンス値コントローラ、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
２０…リアクタンス値テーブルメモリ、
３０…電波到来方向探知コンピュータ、
３１，５３…ＣＲＴディスプレイ、
４０…無線送信機、
４１…ホーンアンテナ装置、
５０…パターン測定コンピュータ、
５１…方位角及び仰角コントローラ、
５２…入力装置、
５４…電流ステアリングベクトルメモリ、
１００…アレーアンテナ装置、
１０１…支持台、
２００…電波暗室。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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