(57)【要約】【課題】受信電力のみに依存することなく、より適正なアンテナ選択を行うことができるダイバーシティ受信方法および受信装置を提供する。【解決手段】直交周波数多重変調により複数のサブキャリアに変調されたデータを複数のアンテナで受信し、受信した各々の信号について、複数の使用サブキャリアの受信信号を所定の閾値と比較し、その比較結果に基づいて、適切なアンテナを選択する。その際、未使用サブキャリアのノイズレベルを測定し、このノイズレベルを基準として前記所定の閾値を決定する。【選択図】　図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数多重変調方式無線システムにおいてダイバーシティ受信方法を採用した受信装置であって、
複数のアンテナと、
この複数のアンテナの各々の受信信号の周波数特性を検査する周波数特性検査手段と、
前記各々の受信信号を受けて同期を獲得する同期獲得手段と、
この同期獲得手段の出力および前記周波数特性検査手段の出力に基づいて、プリアンブルの周波数特性の良好なアンテナの受信信号を選択するアンテナ選択判定手段とを備え、
前記周波数特性検査手段は、直交周波数多重変調による複数の使用サブキャリアの受信信号レベルと比較すべき閾値を、前記周波数特性検査手段により得られた未使用サブキャリアのノイズレベルを基準として決定することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
下側未使用サブキャリアの平均ノイズレベルと上側未使用サブキャリアの平均ノイズレベルとを求め、その大きい方を基準に前記閾値を決定することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
下側未使用サブキャリアの平均ノイズレベルと上側未使用サブキャリアの平均ノイズレベルの大きい方に予め定めたｄＢ値を加算して得られたレベルを閾値とすることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
【請求項４】
周波数特性検査手段では、各使用サブキャリアのエネルギーを求め、前記閾値以下のエネルギーとなる使用サブキャリアがより少ない方のブランチを選択することを特徴とする請求項１、２または３記載の受信装置。
【請求項５】
前記周波数特性検査手段および前記同期獲得手段は、各アンテナの受信信号毎に存在することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項６】
前記複数のアンテナの受信信号を切り替えるアンテナ切替手段を備え、前記周波数特性検査手段および前記同期獲得手段は、前記複数のアンテナの受信信号に対して、それぞれ単一の手段を共用することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項７】
前記アンテナ切替手段は、待ち受け時に連続的に切替を行い、前記同期獲得手段はプリアンブルの期間中に同期を獲得するとともに、前記周波数特性検査手段は個々の切り替えられた受信信号の受信信号の周波数特性を検査することを特徴とする請求項６記載の受信装置。
【請求項８】
前記アンテナ切替周期はプリアンブルの繰り返し周期の整数倍の時間に相当することを特徴とする請求項６または７記載の受信装置。
【請求項９】
周波数特性検査手段は高速フーリエ変換手段を有することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項１０】
前記周波数特性検査手段は、直交周波数多重変調の復調手段としての高速フーリエ変換手段を共用することを特徴とする請求項９記載の受信装置。
【請求項１１】
周波数特性検査手段は複数のフィルタにより構成されることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項１２】
直交周波数多重変調方式無線システムにおいて用いられるダイバーシティ受信方法であって、
直交周波数多重変調により複数のサブキャリアに変調されたデータを複数のアンテナで受信するステップと、
前記複数のアンテナで受信した各々の信号について、複数の使用サブキャリアの受信信号を所定の閾値と比較し、その比較結果に基づいて、適切なアンテナを選択するステップと、
前記適切なアンテナを選択する際に、未使用サブキャリアのノイズレベルを測定し、このノイズレベルを基準として前記所定の閾値を決定するステップと
を備えたことを特徴とするダイバーシティ受信方法。
【請求項１３】
前記アンテナ選択は、プリアンブル内で決定し切替完了することを特徴とする請求項１２記載のダイバーシティ受信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
無線ＬＡＮ、無線ホームネットワーク等の無線システムにおけるダイバーシティ受信のアンテナ切替部を含む受信装置に関し、特に、周波数特性検査手段を用いたダイバーシティ受信方法を使用したＯＦＤＭ無線システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ　Ａｒｅａ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）のパケット通信アクセス方式として、搬送波感知多重アクセス／衝突回避ＣＳＭＡ／ＣＡ（Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｓｅｎｓｅ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ／Ｃｏｌｌｉｓｉｏｎ　Ａｖｏｉｄａｎｃｅ）を利用したものが普及している。また、誤り特性を向上させるために、複数のアンテナを切替えるダイバーシティ受信またはダイバーシティ送信システムがある。ダイバーシティ方式では、複数のアンテナから最適なアンテナを選択する選択アルゴリズムが重要である。従来のダイバーシティ方式では、受信信号強度の強い信号を選択する方法が一般的であった。
【０００３】
一方、ブロードバンド通信に適している変調方式として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：　Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式が知られている。ＯＦＤＭは、マルチキャリヤ伝送方式の一種であり、各ＯＦＤＭシンボルにガードインターバルを付加することにより、ガードインターバル長に相当する時間以内の遅延波の影響を排除できるという利点を有する。
【０００４】
図３に、ＯＦＤＭ変調方式を採用した無線システムにおける従来のアンテナ切替部を含む受信装置の概略構成を示す。アンテナ１，アンテナ２は切替部３１により切り替えてＲＦ部３２に接続される。この切替は、ＲＦ部３２の出力から受信信号強度測定部３４が測定した各アンテナの受信信号強度に基づいてアンテナ選択判定部３５が判定した結果に応じて行われる。選択されたアンテナの受信信号はＡＤ部３３でデジタル信号に変換される。同期獲得部３７はこのデジタル信号に基づいて同期を獲得し、当該デジタル信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換手段）３８にてフーリエ変換を行うことにより、ＯＦＤＭの復調を行う。この出力は伝送路推定部３９にてマルチパスの歪みの補償等が行われ、復調出力となる。
【０００５】
さらに、異なる複数の通信相手と通信を行う際に、次にどの端末から電波が到来するか予測不能なＣＳＭＡ／ＣＡシステムでは以前の受信結果を参考にできないという問題もあった。最適なアンテナを選択する作業が、同一バースト内で完結する事ができればスループットの低下が起きない。無線ＬＡＮではひとつのパケットがひとつのバーストに収められており、受信した全ビットが正しくないとパケット誤りとみなされるように作られている。
【０００６】
そのため、バーストの途中から正しいアンテナを見つけたとしてもバーストの先頭ではビット誤りを起こしてしまうので、これでは手遅れである。そのため、データが始まる前までの区間すなわちプリアンブルの区間で正しいアンテナを探し当てる必要がある。
【０００７】
図５にバーストの一例を示す。同期獲得部３７はプリアンブルの到来を検知し、データの開始タイミングを精度良く求め、受信を開始する。バーストを最初の１ビット目から正しく受信する必要があるので、アンテナの切替えはデータが始まる前、すなわちプリアンブル内で完了する必要がある。
【０００８】
そこで、送信時に最適なアンテナから送信する送信ダイバーシティが実現されている。すなわち、第１のアンテナから送信を試みて、２回続けてＡｃｋが帰ってこないとそのアンテナは通信状態が悪いとみなし、第２のアンテナから送信をする、というものである。これによれば、受信信号の強弱という間接パラメータの評価ではなく通信の誤り状況を直接評価することになるので、より通信信頼度の高いアンテナを選択できる。
【０００９】
しかしこの場合、送信を試みる区間はデータが伝送されないので、スループットの低下を起こすという問題があった。したがって、送信よりも受信側で切替える方がスループットの低下に対しては有効である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
近年のデータレート高速化にともない、無線帯域幅が増加し、マルチパス環境が選択性フェージングとなってきた。このために、いずれのアンテナで受信しても受信電力にそれほど違いが出なくなることも多い。特に、選択性フェージングでは受信電力にそれほど差異が無いにも関わらず誤り率は何桁も異なるために、受信電力のみを基準にアンテナ選択を行うと誤ったアンテナを選択する虞がある。したがって、受信電力のみに依存したアンテナ選択方法は必ずしも有効ではない。
【００１１】
そこで本発明は、受信電力のみに依存することなく、より適正なアンテナ選択を行うことができるダイバーシティ受信方法および受信装置を提供することを目的とする。
【００１２】
本発明による他の目的は、受信側で瞬時に最適なアンテナを選択するアルゴリズムを提供することにより、スループットの低下を防ぐことができるダイバーシティ受信方法および受信装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明による受信装置は、直交周波数多重変調方式無線システムにおいてダイバーシティ受信方法を採用した受信装置であって、複数のアンテナと、この複数のアンテナの各々の受信信号の周波数特性を検査する周波数特性検査手段と、前記各々の受信信号を受けて同期を獲得する同期獲得手段と、この同期獲得手段の出力および前記周波数特性検査手段の出力に基づいて、プリアンブルの周波数特性の良好なアンテナの受信信号を選択するアンテナ選択判定手段とを備え、前記周波数特性検査手段は、直交周波数多重変調による複数の使用サブキャリアの受信信号レベルと比較すべき閾値を、前記周波数特性検査手段により得られた未使用サブキャリアのノイズレベルを基準として決定することを特徴とする。
【００１４】
プリアンブルの区間で受信強度だけではそのバーストの誤り率を反映しないことから、本発明では、別の測定基準を導入する。すなわち、誤り率がマルチパスフェージングの影響を強く受けることから、プリアンブル区間の周波数特性を測定し、周波数特性の良好なアンテナを選択することで課題を解決する。そのために未使用サブキャリアのノイズレベルを基準にして使用サブキャリアの受信信号レベル判定用の閾値を定める。具体的には、例えば、当該ノイズレベルより所定の比率だけ高い閾値を設定する。
【００１５】
さらに、下側未使用サブキャリアと上側未使用サブキャリアのノイズレベルが異なる場合、下側未使用サブキャリアの平均ノイズレベルと上側未使用サブキャリアの平均ノイズレベルとを求め、その大きい方を基準に前記閾値を決定することができる。この場合、例えば、下側未使用サブキャリアの平均ノイズレベルと上側未使用サブキャリアの平均ノイズレベルの大きい方に予め定めたｄＢ値を加算して得られたレベルを閾値とすることができる。
【００１６】
周波数特性検査手段では、各使用サブキャリアのエネルギーを求め、前記閾値以下のエネルギーとなる使用サブキャリアがより少ない方のブランチを選択するようにする。
【００１７】
前記周波数特性検査手段および前記同期獲得手段は、各アンテナの受信信号毎に設けてもよい。あるいは、前記複数のアンテナの受信信号を切り替えるアンテナ切替手段を備え、前記周波数特性検査手段および前記同期獲得手段は、前記複数のアンテナの受信信号に対して、それぞれ単一の手段を共用するようにすることもできる。後者の場合、前記アンテナ切替手段は、待ち受け時に連続的に切替を行い、前記同期獲得手段はプリアンブルの期間中に同期を獲得するとともに、前記周波数特性検査手段は個々の切り替えられた受信信号の受信信号の周波数特性を検査する。そのアンテナ切替周期はプリアンブルの繰り返し周期の整数倍の時間に相当するものである。
【００１８】
周波数特性検査手段には高速フーリエ変換手段を利用することができる。この場合、直交周波数多重変調の復調手段としての高速フーリエ変換手段を周波数特性検査手段として共用することができる。
【００１９】
周波数特性検査手段は複数のフィルタにより構成することも可能である。
【００２０】
本発明によるダイバーシティ受信方法は、直交周波数多重変調方式無線システムにおいて用いられるダイバーシティ受信方法であって、直交周波数多重変調により複数のサブキャリアに変調されたデータを複数のアンテナで受信するステップと、前記複数のアンテナで受信した各々の信号について、複数の使用サブキャリアの受信信号を所定の閾値と比較し、その比較結果に基づいて、適切なアンテナを選択するステップと、前記適切なアンテナを選択する際に、未使用サブキャリアのノイズレベルを測定し、このノイズレベルを基準として前記所定の閾値を決定するステップとを備えたことを特徴とする。この場合、アンテナ選択は、プリアンブル内で決定し切替完了することが好ましい。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２２】
図１は、本実施の形態にかかる、ＯＦＤＭ変調方式を採用した無線システムにおけるアンテナ切替部を含む受信装置のブロック図である。
【００２３】
２つのアンテナから受信された受信信号は、ＲＦ部１１，１３でそれぞれ周波数変換、増幅されて、さらにＡＤ変換部でデジタル信号に変換される。これらのデジタル信号は、それぞれ、周波数特性（ｆ特）検査部１５，１７に入力されると同時に、同期獲得部１６，１８にも入力される。
【００２４】
２つの同期獲得部１６，１８で信号の到来をサーチして信号を待ち受け、２つの周波数特性検査部１５，１７にてそれぞれのアンテナで受信した信号の周波数特性をモニタする。
【００２５】
２つのアンテナから受信された受信信号は切替部２１に入力されている。切替部２１は、両周波数特性検査部１５，１７の出力に基づいてアンテナ選択判定部２０が指定したアンテナの信号を選択する。このあと、前述したと同様に、ＦＦＴ３８にてフーリエ変換を行うことにより、ＯＦＤＭの復調が行われ、さらに伝送路推定部３９にてマルチパスの歪みの補償等が行われ、復調出力となる。その後、図示しないデインターリーブ回路、ビタビデコーダ回路等へと送られる。
【００２６】
アンテナ選択判定部２０は、２つの周波数特性検査部１５，１７の出力を比較して最良のアンテナを決定する。
【００２７】
同期獲得部１６，１８は、受信信号の到来を監視しており、受信信号の到来を認めると、そのタイミングをアンテナ選択判定部２０に伝えてその時点での最適なアンテナを固定させる。それとともに、同期獲得部１６，１８は、タイミング切替部１９を介してＦＦＴ２２に適切なタイミング信号を与えることにより、ＯＦＤＭ復調動作を行う。
【００２８】
次に、本発明の特徴である周波数特性検査部の具体的な構成について詳述する。その具体的な構成手段としては、（１）ＦＦＴを用いる方法と、（２）フィルタを用いる方法とが考えられる。
【００２９】
（１）　ＦＦＴを用いる方法
プリアンブルは、通常、ＯＦＤＭ５２本のサブキャリアのうち１２本という少ない本数になっているので、ＦＦＴはポイント数の少ないもの（例えば１６ポイントのもの）で十分である。１６ポイントのＦＦＴは、ＯＦＤＭ復調用のＦＦＴが６４ポイントであるのに比べて回路規模が小さくかつ動作処理時間も短い。さらに１６ポイントのＦＦＴは６４ポイントＦＦＴの一部として構成することができるので、ＦＦＴの構成方法によっては６４ポイントの復調用ＦＦＴ１つを共用することも可能である。この共用により、回路サイズの増大を抑止することができる。
【００３０】
ＦＦＴを共用する際、分割処理方法には以下の２つの方法が考えられる。
（ａ）時分割処理による方法
１つのＦＦＴを高速に動作させ、周波数特性検査部１５と周波数特性検査部１７を交互に動作させる。
（ｂ）空間分割処理による方法
復調用６４ポイントのＦＦＴは、１６ポイントのＦＦＴを複数組み合わせて実現できる。このことを利用して１６ポイントのＦＦＴを２つ並列に動作するようにインターフェースを用意することにより、復調用ＦＦＴを周波数特性検査手段として共用することができる。
【００３１】
（２）フィルタを用いる方法
図１２に示すように、帯域フィルタ（ＢＰＦ）をＮ個用意して無線帯域幅（例えば１７ＭＨｚ）をＮ分割する。必ずしもサブキャリア本数すべてを分割する必要は無く、帯域内がほぼフラットな周波数特性であるか、大きなディップを生じているかを判別するのに必要な分解能があればよい。Ｎは例えば５〜１０程度として各帯域のエネルギーを測定して周波数特性を求める。
【００３２】
なお、アンテナは２つとは限らず、３つ以上あってもよい。その場合、同期獲得部はアンテナと同数設けてもよいし、１つを共用することも可能である。
【００３３】
次に、周波数特性検査部の具体例を説明する。
【００３４】
まず、図６により一般的な周波数特性検査に基づくアンテナ選択アルゴリズムについて説明する。
（ａ）各ブランチの受信平均電力Ｐａｖｇ＿ｋを求める（Ｐａｖｇ＿１，Ｐａｖｇ＿２，…）。
（ｂ）各ブランチの受信レベルを予め定められた固定の閾値ＴＨと比較する。図中、Ｄｅｌｔａは受信平均電力と閾値の差（ｄＢ）を表している。Ｄｅｌｔａが負の場合には、後述する、受信強度が弱い場合に準じる。
（ｃ）各ブランチ毎に閾値を割り込む帯域幅ＢＷ＿ｋを測定する。（ＢＷ＿１，ＢＷ＿２，…）
（ｄ）ＢＷ＿ｋが最小となるアンテナを選択する。
【００３５】
しかしながら、前記のような予め定められた閾値ＴＨに基準に受信レベルを判断してアンテナ選択を行うと、誤ったアンテナを選択する虞がある。
【００３６】
そこで、本実施の形態では、次のような動作アルゴリズムを採用する。
【００３７】
図７に示すように、周波数軸上、使用サブキャリアの両側には未使用サブキャリアが存在する。ここには、雑音レベルや隣接チャネルの信号の漏れによる干渉波レベルが現れる。本明細書では、雑音および干渉波のレベルを総称して「ノイズレベル」という。使用サブキャリアの両側（周波数軸上で上側および下側）のノイズレベルは必ずしも同じではなく、図８に示すように異なるノイズレベル１，ノイズレベル２となりうる。そこで、本実施の形態では次のようなアンテナ選択アルゴリズムを採用する。
（ａ）各ブランチの受信平均電力Ｐａｖｇ＿ｋを求める（Ｐａｖｇ＿１，Ｐａｖｇ＿２，…）。
（ｂ）図９に示すように、下側および上側の未使用サブキャリアの平均レベルをノイズレベル１およびノイズレベル２として計算する。この例では、各サブキャリアの出力はＦＦＴの出力から得ている。
（ｃ）各ブランチ毎に、ノイズレベル１，２に基づいて各ブランチの閾値ＴＨ＿ｋを求める（ＴＨ＿１，ＴＨ＿２，…）。
（ｄ）各ブランチ毎に閾値を割り込む（下回る）帯域幅（ディップ幅）ＢＷ＿ｋを測定する（ＢＷ＿１，ＢＷ＿２，…）。
（ｅ）ＢＷ＿ｋが最小となるアンテナを選択する。
【００３８】
ステップ（ｃ）における閾値ＴＨの求め方としては、次のような方法が考えられる。図１０に示すように、ノイズレベル１，２の大きい方ＰＩｍａｘを選択し、これに所要ＣＩＲｒｅｑを加算してＴＨを算出するものである。
【００３９】
ＴＨ＝ＰＩｍａｘ＋ＣＩＲｒｅｑ　　　　（１）
ここにＴＨ，ＰＩｍａｘ，ＣＩＲｒｅｑの単位は［ｄＢ］とする。所要ＣＩＲｒｅｑは、例えば２０ｄＢまたは３０ｄＢ程度であり、個々のシステムにおいて、実験的、経験的に予め定めておくことができる。
【００４０】
このように閾値ＴＨの決定にノイズレベルを考慮することにより、ノイズレベルが高ければ、その分だけ閾値を越える使用サブキャリアの本数が少なくなる。これによって、使用サブキャリアの信号レベル自体が大きくても、ノイズにより実質的に受信状態の悪いブランチを選ばれにくくすることができる。
【００４１】
なお、図１１に示すように、上記（１）式でＴＨを求めた後に、ＴＨの上限値ＴＨｍａｘの判定を加えるようにしてもよい。すなわち、求められたＴＨが上限値ＴＨｍａｘより大きい場合には、ＴＨを上限値ＴＨｍａｘに固定するものである。この上限値ＴＨｍａｘは、これよりも高いＴＨを設定すると、そのＴＨを越える信号レベルのサブキャリアの本数が極端に少なくなり、実際上有効でないと考えられるような値である。
【００４２】
また、受信強度が非常に弱い場合は周波数特性が良好であっても受信誤りを生じるので、一定値以下の受信強度のアンテナは選択しないようにしてもよい。すなわち、Ｐａｖｇ＿ｋが所要最小受信電力Ｐａｖｇ＿ｍｉｎに満たないブランチは選択肢から外す。また、すべてのブランチがＰａｖｇ＿ｍｉｎに満たない場合はＰａｖｇ＿ｋの最大となるブランチを選択する。
【００４３】
ところで、マルチパス歪により同期獲得部１６，１８が十分な精度で信号検出およびＦＦＴタイミングを検出できないことがある。それどころか、２つある同期獲得部の一方しか信号検出を行えない場合も想定される。そのため通常、同期獲得部は各アンテナにつき１つずつ用意する。しかし、十分性能のよい同期獲得手段を採用すれば、いずれかのアンテナに１つ用意するだけでも十分な受信信頼度を確保することも可能である。図２にそのような受信装置の構成を示す。図中、図３に示したと同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。図３の構成に対して、図２ではＡＤ変換部３３の出力を受ける周波数特性検査部２５と、この周波数特性検査部２５と同期獲得部３７の出力に基づいて、アンテナ選択判定部２６が適切なアンテナを選択するよう、切替部３１を制御する。タイミング制御部２７は、アンテナ選択判定部２６の出力と同期獲得部３７の出力の同期をとるための制御を行う。図２の構成では、プリアンブル部分の信号がアンテナの切替により分断されるために、同期獲得部３７において正しく同期がとれるように同期獲得部３７を精度良く作る必要がある。
【００４４】
同期獲得部３７は相関回路を基本として構成されている。図１３に示すように、プリアンブルは既知波形の繰り返し波形からできているので、待ち受け時は、図４に示すように、プリアンブルの繰り返し単位毎に切替部３１を切替えて相関回路の動作と同期をとることにより、プリアンブルが分断されても相関値を得ることができる。このアンテナ切替周期は、例えば、プリアンブルの繰り返し周期の整数倍の時間に相当する。
【００４５】
このように、切替部はアンテナの直後に配置し、ＲＦ部を１系統のみ用意すれば装置の小型化及び低消費電力化が実現可能である。
従来例で説明した送信ダイバーシティ機能は本発明と独立に使用することができるので、本発明と共に併用してもよい。
【００４６】
以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、請求の範囲を逸脱することなく、種々の変形、変更が可能である。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によれば、直交周波数多重変調方式無線システムにおけるダイバーシティ受信方法において、ブランチの選択に際し、単に、複数の使用サブキャリアの受信信号のレベルのみを判断するのではなく、未使用サブキャリアのノイズレベルをも考慮することにより、　チャンネルが込み合ってきても、より適正なアンテナを信頼性よく選択することができる。また、同一バースト内でアンテナ選択を決定することにより、スループットの低下を防ぐことができる。特に、異なる複数の通信相手と通信を行う際に、次にどの端末から電波が到来するか予測不能なＣＳＭＡ／ＣＡシステムに採用して好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態にかかる、ＯＦＤＭ変調方式を採用した無線システムにおけるアンテナ切替部を含む受信装置のブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態における受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】ＯＦＤＭ変調方式を採用した無線システムにおける従来のアンテナ切替部を含む受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態におけるアンテナ切替えタイミングを示すタイミングチャートである。
【図５】本発明の実施の形態における復調動作を説明するタイミングチャートである。
【図６】一般的な周波数特性検査に基づくアンテナ選択アルゴリズムについての説明図である。
【図７】本発明の実施の形態における図６の閾値の決定についての説明図である。
【図８】図７を補足するための説明図である。
【図９】図８における下側および上側の未使用サブキャリアの平均レベルの測定方法の一例を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態における図６の閾値の求め方の一例を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態における図６の閾値の求め方の他の例を示す図である。
【図１２】周波数特性検査部の構成にフィルタを用いる場合の構成図を示す図である。
【図１３】プリアンブルの構成を示す図である。
【符号の説明】
１１，１３…ＲＦ部、１２，１４…アナログデジタル変換器（ＡＤ）、１５，１７…周波数特性検査部、１６，１８…同期獲得部、１９…タイミング切替部、２０…アンテナ選択判定部、２１…切替部、２２…ＦＦＴ（高速フーリエ変換手段）、２３…伝送路推定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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