(57)【要約】【課題】高品質で高効率の交流電源装置を提供する。【解決手段】共通の交流電圧生成用基準信号により制御されるスイッチングインバータと電力増幅器により構成される交流電源装置において、交流電圧発生手段であるスイッチングインバータの交流電圧出力に直流オフセット電圧を重畳させ、この重畳された直流オフセット電圧を電源として動作する電力増幅器を介して負荷に出力し、この電力増幅器における電力増幅段における電力損失量の出力信号を負帰還制御信号としてスイッチングインバータに出力し、前述の交流電圧生成用基準信号との和をもってスイッチングインバータに制御をかけることにより高品質で高効率の交流電源装置を提供できる。【選択図】　　　　図１
2004032962.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の交流電圧を生成するための基準信号が交流電圧発生用スイッチングインバータのひとつの制御信号入力端子に接続され、かつ負荷に接続された電力増幅器の制御信号入力端子にも接続されている複合型交流電源装置において、該スイッチングインバータにより生成された交流出力電圧に直列に接続された直流補助電源生成手段により直流オフセット電圧が重畳された交流電圧とし該直流補助電源生成手段による直流オフセット電圧を電源として動作する該電力増幅器の電力増幅手段における電力損失を検出する電力損失検出器の出力信号が該スイッチングインバータの負帰還制御信号入力端子に接続され、該スイッチングインバータは交流電圧生成用の基準信号と電力損失検出器の出力信号の和により帰還制御されることを特徴とする複合型交流電源装置。
【請求項２】
所定の交流電圧を生成するための基準信号が交流電圧発生用スイッチングインバータのひとつの制御信号入力端子に接続され、かつ負荷に接続された電力増幅器の制御信号端子にも接続されている複合型交流電源装置において、該スイッチングインバータが複数の交流出力電圧を生成する手段を有し、かつ個々の交流出力電圧生成手段が直流オフセット電圧を交流出力電圧に重畳させる手段を有した回路構成となっていることを特徴とし、該スイッチングインバータにより直流オフセット電圧が重畳された交流電圧の直流オフセット電圧を電源として動作する該電力増幅器の電力増幅手段における電力損失を検出する電力損失検出器の出力信号が該スイッチングインバータの負帰還制御信号入力端子に接続され、該スイッチングインバータは交流電圧生成用の基準信号と電力損失検出器の出力信号の和により帰還制御されることを特徴とする複合型交流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は、様々な負荷条件に対しても電圧波形歪みの少ない交流電力を供給する高品質かつ高効率の交流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】各種電子機器や交流直流変換装置などの設計開発においては、抵抗負荷や電流負荷などの様々な負荷条件下においても電圧波形歪みが少なくかつ高品質の交流電力を供給する計測用途の交流電源装置が使用される。
【０００３】この様々な負荷条件に対して電圧波形歪みの少ない交流電力を発生させる装置としては、電力増幅器やリニア増幅器などと称される方式と、ＰＷＭインバータに代表されるスイッチングインバータ方式がある。
【０００４】電力増幅器による交流電源装置では、装置の内部電源電圧をトランジスタなどの電力制御素子によって電圧降下させて目的とする交流出力電圧を得る方式であり高品質の交流電力出力が得られる特徴があるが交流電源装置内での電力損失が大きいために電力変換効率が低い欠点がある。
【０００５】この電力変換効率の低下の原因としては、最大出力電圧を得るために装置内部でそれ以上高い直流電圧を発生させる電源を備える必要があることに加え、瞬時出力電圧及び電流の変化に伴って出力電圧と電源電圧との電位差がトランジスタなどの制御素子に加わり電力損失が多く発生する結果として通常の抵抗負荷が出力に接続されている状態においても高い電圧変換効率は得られず、さらにリアクタンス負荷などの低力率負荷が出力に接続されている状態では出力電流と出力電流の位相差が大きくなることから電圧制御素子の電力損失が抵抗負荷接続時に比較してさらに増大することから出力電流を大幅に低減せざるを得ない。
【０００６】この電力増幅器による交流電源の課題に対して従来の技術では、交流電源装置内部の直流電源電圧を出力として設定された交流出力電圧に応じて必要最低限の直流電源電圧値に可変制御する方法、さらには内部直流電源電圧値を交流出力電圧波形に追従して変化させる擬似的な交流電源を構成することにより電力変換効率を改善させる方法などが知られているがいずれの方法も計測用交流電源装置に要求される広い周波数帯域において高品質で電圧波形歪みのない交流電圧出力特性を維持することは困難であった。
【０００７】一方、スイッチングインバータ方式の交流電源装置では、装置内部の直流電源出力をパワーＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの電力制御素子によって、一旦高周波スイッチングを行った後に平滑化フィルタにより低周波の交流電圧に変換する方式であり、スイッチングパルス幅の制御により目的とする交流出力電圧を得るために電力損失が少なく極めて高い電力変換効率が得られる反面スイッチングされた矩形波電圧をインダクタ及びコンデンサで構成される平滑化回路により交流出力電圧に変化させることから出力電圧歪みやリップル・ノイズの抑制にはおのずと限界がある。
【０００８】また、出力に接続された負荷が急峻な電流変化を伴う場合、非線形負荷応答特性がある場合などにおいては、インダクタ及びコンデンサで構成される平滑化回路から直接交流出力を取り出すことが原因で十分に低い出力インピーダンスを実現することが困難であり、交流出力電圧に電圧波形歪みが大きく発生することがある。
【０００９】さらに、前記平滑化回路を構成するインダクタ及びコンデンサの値がスイッチングインバータ回路の過渡応答特性や制御系の安定条件に大きく影響することから、交流電圧出力に接続される様々な負荷インピーダンスが負荷端子すなわち平滑回路のコンデンサに並列接続されることは負荷条件がスイッチングインバータの特性に影響を与えることとなりスイッチングインバータ制御回路への負帰還の周波数帯域が格段の低下をきたしたりループ特性における振幅余裕度及び位相余裕度が低下することなどが相まって過渡応答特性の悪化となるために交流出力電圧波形への大きな歪み電圧の発生をまねく場合もある。この欠点を補うためにはスイッチングインバータのスイッチング周波数を十分に高くして制御ループの周波数帯域を広くし、かつ十分な負帰還量を確保することが必要であるが、前述のインダクタ及びコンデンサによる平滑化回路の共振周波数の影響からスイッチング周波数の二分の一のナイキスト周波数よりもかなり低めの閉ループ帯域とならざるを得ない。
【００１０】特開平８−１６８２６７では、スイッチング方式交流電源装置の出力平滑化回路部分の周波数応答特性を改善させる目的でコイル及びコンデンサからなるローパスフィルタ手段をもうけ負荷変動時の瞬時応答周波数を高くし、負荷急変時にも電圧波形歪みの少ない高品位出力が得られるとしているが、スイッチング素子として使用するパワーＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴは、一般的に動作速度が高速になるに伴い動作可能な電力容量が低下するために、大電力を実現するためには複数のスイッチングインバータ回路を複数個並列運転する必要があり、結果として装置の高価格化をまねく欠点がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】以上にのべたように、電力増幅器による交流電源装置では高品質の出力電圧が得られる反面電力変換効率が低下する欠点に対して、スイッチングインバータによる交流電源装置では電力変換効率は良いものの出力電圧への電圧波形歪みやリップル・ノイズの問題がある。本発明では、双方の方式の長所を生かしながら協調動作をさせることにより、高品質で高効率な交流電源装置を安価に提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するために、本発明では基準信号発生器１１が発生する信号電圧１２をスイッチングインバータ４のひとつの入力端子に加えるとともに、電力増幅器１０の入力端子にも加える。スイッチングインバータ４の交流出力電圧５に請求項１又は２に記載した手段により直流オフセット電圧８，９を重畳した交流電圧を電力増幅器１０の電源として与える。本発明ではスイッチングインバータ４が駆動する負荷は電力増幅器１０となるためスイッチングインバータ４に直接負荷を接続した場合における電圧波形歪みの問題は発生せず、かつ複数段の増幅器で構成される電力増幅器１０の回路構成によりリップル・ノイズの大幅な軽減が図れることからスイッチングインバータ４の発振周波数を一般的なスイッチングインバータによる交流電源より低下させることとが可能となる。また、電力増幅器１０の電力損失を電力損失検出器１４により検出しスイッチングインバータ４のもうひとつの制御入力信号として帰還制御をかける手段をもうけることにより従来装置より安価な費用で高品質かつ高効率の交流電源装置を実現することが可能となる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下に本発明による実施の形態を図を参照しながら説明する。
【００１４】
【実施例】図１は本発明の請求項１による１実施例での概略ブロック図である。
【００１５】スイッチングインバータ４は従来公知の回路構成により直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路であり、電源入力端子２・３には直流電源１からの直流電圧が供給され、正弦波電圧などを発生する基準信号発生器１１の出力信号１２と電力損失検出器１４の出力信号１３の和を入力信号とし、出力電圧波形がこの入力信号に比例した大電力の電流を出力端子５・６に出力する。
【００１６】直流補助電源７は正電圧＋Ｖｄｃ及び負電圧−Ｖｄｃを発生する二組の直流電源で構成され、スイッチングインバータ４の出力端子５・６の交流出力電圧Ｖａｃと直列に接続されている。直流補助電源７の出力端子８にはＶａｃ＋（＋Ｖｄｃ）の電圧が、又出力端子９にはＶａｃ＋（−Ｖｄｃ）の電圧が出力され、スイッチングインバータ４の出力端子６をコモン線として電力増幅器１０の電源電圧として供給される。電力増幅器１０は前記直流補助電源の出力端子８・９から供給される電圧を電源とし、基準信号発生器１１の出力信号１２をが制御入力端子に接続され、一定の電圧増幅度を持つリニア電力増幅器として動作し出力端子１６・１７に接続された負荷に電力を出力する。
【００１７】電力損失検出器１４は電力増幅器１０の内部回路のうち電力増幅段に用いられる電力トランジスタやパワーＭＯＳ−ＦＥＴ等の電圧制御素子に発生する電力損失を検出する回路である。
【００１８】請求項１に記載のスイッチングインバータ４の１実施回路例を図２に、またスイッチングインバータの動作を説明するための各部のシミュレーション波形の例を図３に示す。説明を簡潔にするために図１における直流電源１の等価回路を電池Ｖ１として、直流補助電源７の正極性オフセット付加電圧電源を＋Ｖｄｃ、負極性オフセット付加負電圧電源を−Ｖｄｃとし、また基準信号発生器１１の出力電圧１２をＶ２と簡略標記して動作の説明をする。
【００１９】直流電源Ｖ１を電力スイッチング素子であるＸ１・Ｘ２・Ｘ３・Ｘ４のＩＧＢＴで構成されるフルブリッジ回路に供給する。このＩＧＢＴフルブリッジ回路はＰＷＭ制御回路４Ａにて生成されたＧ１・Ｇ２・Ｇ３・Ｇ４のゲート制御信号によって制御される。ブリッジの対角にあるＩＧＢＴスイッチ（Ｘ１とＸ４、Ｘ２とＸ３）を組にして相補的にオンオフを繰り返すと、電圧振幅が±Ｖ１（Ｖ１は直流電源１の電圧Ｖ１）の矩形波が発生されるので、この矩形波をインダクタＬ１・Ｌ２とコンデンサＣ１で構成される平滑回路の積分効果により電流が平均化され、矩形波のプラス成分とマイナス成分の割合に応じて出力電圧が変化する。
【００２０】図３の横軸は時間軸で各波形とも０〜２ｍＳを表し、第１段目の波形は基準信号発生器Ｖ２の波形で振幅±１０Ｖで５００Ｈｚの正弦波形の例を、第２段目はＰＷＭのキャリア信号となる振幅±１０Ｖで繰り返し周波数２０ＫＨｚの基準三角波電圧を、第３段目はＩＧＢＴブリッジを相補的にオンオフするゲート信号の一方の波形を、第４段目は縦軸を±５００Ｖとし、３本の波形のうち中央の波形はスイッチングインバータの出力端子６（コモン端子）に対する出力端子５（出力端子）の電圧が±４００Ｖの例を、上下の波形は直流補助電源の正電圧＋Ｖｄｃ及び負電圧−Ｖｄｃをそれぞれ５０Ｖとした場合の直流補助電源の出力端子７及び８の電圧波形を示す。
【００２１】出力端子５・６の出力電圧に一定の係数を乗じた信号（この例の場合０．０２５）が基準信号発生器Ｖ２の電圧と比較され、その誤差電圧と基準三角波電圧が電圧コンパレータによって比較され、その出力電圧を図３第３段目のＩＧＢＴゲート信号とすることによって、負帰還制御ループが形成され、基準信号発生器の電圧と相似なスイッチングインバータ出力電圧（図示の例では基準信号電圧±１０Ｖに対しスイッチング出力電圧が±４００Ｖ）を得ることが出来る。この負帰還ループ特性が安定な応答特性となるように、このループ内に振幅位相補償回路を含む事は従来公知の回路であるので省略して説明した。
【００２２】前記の説明では固定周波数の基準三角波電圧を使用したフルブリッジ型スイッチングインバータの場合で説明したが、ハーフブリッジ型スイッチングインバータや、ほかの手段でＩＧＢＴのゲート制御を行うことによって同等のインバータ出力電圧を得る方法であっても、また電圧制御素子としてＩＧＢＴの場合について説明してきたが、パワーＭＯＳ−ＦＥＴを使用しても本発明の本質に影響があるものではない。
【００２３】図４は本発明の請求項２による１実施例での概略ブロック図である。
【００２４】スイッチングインバータ４は従来公知の回路構成により直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路であり、電源入力端子２・３には直流電源１からの直流電圧が供給され、正弦波電圧などを発生する基準信号発生器１１の出力信号１２と電力損失検出器１４の出力信号１３の和を入力信号とし、出力電圧波形がこの入力信号に比例した交流電圧に直流オフセット電圧が重畳され、出力端子６をコモンとした交流電圧を８・９に出力する。
【００２５】電力損失検出器１４は電力増幅器１０の内部回路のうち電力増幅段に使用される電力トランジスタやパワーＭＯＳ−ＦＥＴ等の電圧制御素子に発生する損失電力を検出する回路である。
【００２６】請求項２に記載のスイッチングインバータ４の１実施回路例を図５に、またスイッチングインバータの動作を説明するための各部のシミュレーション波形の例を図６に示す。説明を簡潔にするために図４における直流電源１の等価回路を電池Ｖ３、Ｖ４として、ＰＷＭインバータ４Ａ−１の正極性オフセット付加電源をＶ５、負極性オフセット付加負電源をＶ６とし、また基準信号発生器１１の出力電圧１２をＶ２と簡略標記して動作の説明をする。
【００２７】直流電源Ｖ３、Ｖ４を電力スイッチング素子であるＸ５・Ｘ６及びＸ７・Ｘ８のＩＧＢＴで構成されるハーフブリッジ回路に供給する。このＩＧＢＴハーフブリッジ回路はＰＷＭ制御回路４Ａ−１にて生成されたＧ５・Ｇ６のゲート制御信号により正極性オフセット電圧が付加された出力となりインダクタＬ３とコンデンサＣ２により平滑化されて出力端子８へＶａｃにＰＷＭ制御回路４Ａ−１により増幅されたＶ５の電圧が重畳されて出力される。同様にＰＷＭ制御回路４Ａ−２にて生成されたＧ７・Ｇ８のゲート制御信号により負極性オフセット電圧が付加された出力となりインダクタＬ４とコンデンサＣ３により平滑化されて出力端子９へＶａｃにＰＷＭ制御回路４Ａ−２により増幅されたＶ６の電圧が重畳されて出力される。
【００２８】この方式では２系統のＰＷＭインバータがＰＷＭ制御回路４Ａ−１及びＰＷＭ制御回路４Ａ−２によって別々の制御ループとして同時に動作する。このときＰＷＭ位相比較用の三角波電圧は通常では同一の電圧波形として同期運転することが多い。また、ＰＷＭ出力電圧に含まれるリップル電圧を最適にするために、ＰＷＭ位相比較用の三角波電圧を２系統逆位相で動作させることもできる。
【００２９】図６の波形の第１段目から第３段目までは図４の説明と同様であるがＰＷＭ制御回路の一方の波形を表示しており、第４段目の波形は出力端子８には±４００Ｖの交流出力電圧に＋５０Ｖの直流オフセット電圧が、出力端子９には−５０Ｖの直流オフセット電圧が発生するように制御した場合の電圧波形である。
【００３０】次に、電力増幅器１０の動作について、図７の詳細な回路図例で説明する。図７には、本発明の全体の動作として説明するために、前記スイッチングインバータの出力電圧をＶ５として、直流補助電源の正電圧電源を＋Ｖｄｃ、負電圧電源を−Ｖｄｃ、基準信号発生器の出力電圧をＶ６に代表して表してある。
【００３１】電力増幅器の一方の出力端子１７を基準電位（グランド電位）として説明する。この電力増幅器の例では、差動増幅部Ｘ１・Ｘ２及びＱ１〜Ｑ６で表した電力増幅部と、誤差増幅部Ｘ３から構成されている。一般的なリニア増幅器の場合には、その電源電圧は最大出力電圧振幅よりも大きな直流電圧を供給するのに対して、出力電圧波形に近似して追従する交流電源電圧であるスイッチングインバータ出力電圧Ｖ５に直列接続された正負極性をもつ直流補助電源＋Ｖｄｃ及び−Ｖｄｃが供給される。
【００３２】一例として、電力増幅器出力端子１６・１７の電圧が±４００Ｖの場合、直流補助電源＋Ｖｄｃおよび−Ｖｄｃの電圧は５０Ｖ以下として使用する。この場合の電力増幅器の電源電圧としては、電源端子８・９には補助電源＋Ｖｄｃおよび−Ｖｄｃの和の電圧すなわち１００Ｖ以下で動作しながら、出力端子１６・１７には±４００Ｖを出力するという広い電圧動作範囲を持っている。
【００３３】この電力増幅器はＲ９及びＲ１０を帰還抵抗とする負帰還増幅器を形成しており、例えば電圧増幅度を４０倍にするには前記抵抗比Ｒ１０／Ｒ９を４０に選定する。誤差増幅器Ｘ３の出力信号は、次段であるＸ１の差動増幅器に送られるが、Ｘ１の信号電位は出力端子１６に近似したスイッチングインバータＶ５の出力電圧（±４００Ｖ等）が重畳しているために、差動帰還増幅器Ｘ１のコモンモード入力電圧を正常動作範囲に維持するために増幅度を１よりも十分小さくなるように減衰させる必要がある。
【００３４】例えば差動増幅器Ｘ１のコモンモード入力電圧範囲が最大±４０Ｖの時、出力端子１６の電圧が最大±４００Ｖの時には約０．１程度の電圧増幅度になるように定数を選定する。このことはグランド電位に対して±１０Ｖ程度である誤差増幅器Ｘ３の出力信号をスイッチングインバータＶ５の出力電位の重畳している差動増幅器Ｘ１に電位を移動させるためのレベルシフト回路の役目をはたす。
【００３５】差動増幅器Ｘ２は、前段Ｘ１の信号の減衰を補うための電圧増幅器であって、終段の電力増幅部に必要な最大出力電圧スイングを確保できる増幅器とする。ここで、本発明の特徴を十分に発揮させるために、差動増幅器Ｘ１は高いコモンモード除去比の特性が得られるように増幅度を決定する抵抗比Ｒ２／Ｒ１とＲ４／Ｒ３を正確に合わせた上、Ｒ１・Ｒ３に並列に補償コンデンサを接続するなど、広い周波数帯域にわたって差動バランスを十分に配慮する。このことによりスイッチングインバータの交流電圧出力Ｖ５に含まれるリップル電圧やスパイクノイズは差動増幅器Ｘ１の効果によってコモンモード電圧として十分減衰させることができる。
【００３６】さらに、基準信号発生器の信号を入力とした負帰還増幅器を構成するため、帰還ループ増幅度を広い周波数帯域にわたって確保することによって、外来雑音に相当するスイッチングインバータのリップル電圧やノイズ電圧はさらに抑圧することができる。スイッチングインバータの出力リップルの大きさは、従来方式のスイッチングインバータの場合においては出力電圧品質そのものになるためスイッチング周波数を大幅に上げるなど消極的な対策しか無かったのに比べ、本発明においては直流補助電源電圧に近いリップル電圧があっても積極的に除去できるアクティブフィルタと見なすこともできる特徴を持つ。
【００３７】次に、もう一つの本発明の特徴である負荷インピーダンスに対する影響について述べる。スイッチングインバータＶ５の出力に接続される負荷インピーダンスに着目すると、出力電圧に含まれる交流電圧成分は差動増幅器Ｘ１のコモンモード除去比による極めて小さい交流電圧以外は差動増幅器Ｘ１の入力信号とならず電力増幅器の出力端子１６に与える影響はほとんどない。このことは交流電圧が含まれていても定電流の負荷であり、非常に高い交流インピーダンスの負荷を意味する。これは、電力増幅器の負荷端子１６に非常に大きなコンデンサが接続されていても、スイッチングインバータの交流負荷としてはほとんど無負荷であることになり、従来技術のスイッチングインバータに直接負荷が接続される場合の負荷による応答特性の劣化を除去することが可能になる。
【００３８】なお、本図に示した差動増幅器Ｘ１の電源電圧は直流補助電源Ｖ１及びＶ２を電源電圧としたが、入力差動電圧範囲と増幅度を考慮することで、もっと低い電源電圧で動作する一般的なオペアンプを使用することもできるうえ、Ｘ１〜Ｘ３の増幅段数に限らず段数を増減することや、各段毎の入出力の極性（同相又は逆相）を変えた構成でも同じ効果が得られることは言うまでもない。
【００３９】また、図７に示した電力増幅部は、説明のために単純化して表現したが、一般的にはＮＰＮ型及びＰＮＰ型トランジスタによる数段のダーリントン接続、相補型ダーリントン接続やＮチャンネル及びＰチャンネルのパワーＭＯＳ−ＦＥＴなどを、最大出力電流や最大電力損失に応じて複数回路を並列接続するなど、従来公知の電力増幅器にて同様の動作が実現できる。
【００４０】次に、電力損失検出器について図８及び図９の例について詳細に説明する。前記図７の電力増幅器のうち終段電力増幅部をＮＰＮ及びＰＮＰＰトランジスタのエミッタフォロアで構成した場合の並列接続されるうちの一対のトランジスタをＱ１及びＱ２で表した。スイッチングインバータ出力を簡易的にＶ１で、直流補助電源の正電圧電源を＋Ｖｄｃ、負電圧電源を−Ｖｄｃで表した。スイッチングインバータ及び電力増幅器の入力には、基準信号発生器の出力信号が与えられ、それぞれ同等の電圧増幅度で増幅された電圧の電力を出力する。
【００４１】電力増幅器の出力Ｅ（図８ではＢ）に負荷が接続されると負荷の大小や性質によって決まる負荷電流が流れる。流出する負荷電流はトランジスタＱ１を経由し、流入する負荷電流はＱ２を通して流れる。いずれのトタンジスタにも電流の流れている瞬間にはその電流とコレクタ−エミッタ間にかかっている電圧の積の瞬時電力が電力損失となり、時にはトランジスタの絶対最大許容電力を越える可能性もある。オペアンプＸ１はトランジスタＱ１のコレクターエミッタ間電圧を検出するための差動増幅器、同様にＸ２はＱ２のコレクターエミッタ間電圧を検出するための差動増幅器、電流検出用のシャント抵抗Ｒ１と差動増幅器Ｘ３にてＱ１の電流を検出し、同様にＲ２、Ｘ４にてＱ２の電流を検出する。
【００４２】乗算器Ｘ５又はＸ６には、Ｘ１及びＸ３又はＸ２及びＸ４の出力信号を入力することによりトランジスタＱ１又はＱ２の瞬時電力に比例した信号を出力する。このとき電圧検出用差動増幅器及び電流検出用差動増幅器の増幅係数とシャント抵抗の値によって、乗算器出力電圧はトランジスタＱ１及びＱ２の電力損失に換算できる。トランジスタＱ１及びＱ２に許容する電力損失に応じた電圧を分圧抵抗Ｒ１９・Ｒ２１又はＲ２０・Ｒ２２を勘案して電力損失設定電圧Ｖ４又はＶ５に設定することにより、Ｑ１又はＱ２の瞬時電力が超過した時、ダイオードＤ１又はＤ２が流通し演算増幅器Ｘ７の入力信号となる。演算増幅器Ｘ７は一般的には積分要素と比例要素をもたせてトランジスタＱ１又はＱ２のある時定数をもった平均電力を出力するもので図１におけるスイッチングインバータのもう一つの入力信号として加算される。
【００４３】これは、Ｑ１又はＱ２の電力損失が増大するとスイッチングインバータの出力電圧を制御することによってトランジスタＱ１又はＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧の絶対値を下げて電力損失が一定以上に増大しないように働く負帰還ループを形成する。この帰還ループは前述のスイッチングインバータの出力電圧を基準信号発生器の電圧に従って制御するループとは別に多重ループの帰還になるため、総合特性としての系の安定余裕度や系の過渡応答特性が最適となるように、各ループの位相振幅補償を考慮する必要がある。この電力損失制御ループを機能させることによって、トランジスタＱ１及びＱ２の電力損失を大幅に減少させる事ができる。特に低い力率の負荷の場合、最大電流近傍にて電圧も最大になるため大きな電力損失となりがちであるが、電力損失制御ループの働きによって最大電流時においても必要最小限のコレクタ−エミッタ間電圧に制御することができる効果は絶大である。
【００４４】図９にはもう一つの電力損失検出器の例を示す。電流検出用のシャント抵抗Ｒ１をＱ１及びＱ２の共用にし、負荷端子のグランド電位側に設けた例である。電圧検出用差動増幅器の働きは図５と同じであるが、検出した電流のシャント電圧は電流の方向に応じて演算増幅器Ｘ３の出力からダイオードＤ３及びＤ４を経由したＲ１２又はＲ１３の端子に別々に分離して得られる。その他の動作は前述の動作と同様である。
この他、アイソレーションアンプを用いて検出するなど、従来公知のさまざまな方法を用いても本発明の効果は同様に得られる。
【００４５】また、電力損失検出手段として乗算器を用いてトランジスタＱ１及びＱ２の電力損失を検出したが、トランジスタの電力損失による破壊から保護するための保安機能であって、正確に電力に変換する必要性も薄い。したがって簡易的に誤差の多い変換器であっても機能的に問題がない場合もありために電力ではなくコレクタ−エミッタ間電圧のみを検出して帰還する方法でもある程度の効果が得られる。さらには、電力増幅器の電力損失に余裕がある場合には、これらの検出と帰還ループを省略することも可能である。
【００４６】以上、本発明での実施の形態について述べてきたが、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、交流電圧に重畳する直流オフセット電圧を正負極性のいずれかのみとした構成や、スイッチングインバータで生成する交流電圧自体に一定の直流オフセット電圧を重畳させる回路構成としたうえで、直流補助電源では交流電圧に重畳された直流オフセット電圧と異なる極性の直流オフセット電圧を発生させるなどの回路構成としてもよい。
【００４７】
【発明の効果】本発明の効果は、スイッチングインバータ方式と電力増幅器方式を組み合わせた事により、以下に述べる新たな効果を生み出した上で両者の長所を保ちながら欠点を補うことができる。
【００４８】スイッチングインバータの交流出力電力は電力増幅器を介して負荷に供給する構成をとっているため、スイッチングインバータ部の負荷インピーダンスとしては定電流特性をもつ電力増幅器が直接の負荷であって、負荷時においてもきわめて高いインピーダンスすなわち無負荷に近いインピーダンスとなる。この事により、スイッチングインバータ部としては本装置の出力端子に接続される様々な実負荷のインピーダンスの影響をほとんど受けないという特徴が生まれ、スイッチングインバータ単独の交流電源装置のような様々な負荷インピーダンスによる特性の劣化を防ぐことが出来る。
【００４９】次の効果として、スイッチングインバータの平滑フィルタで除去できなかったリップル電圧も電力増幅器の電源電圧除去比（Ｐｏｗｅｒ　Ｓｕｐｐｌｙ　Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ　Ｒｅｓｉｏ　：　ＰＳＲＲ）の特性と電力増幅器の負帰還の効果によって大幅に取り除かれ、電力増幅器方式と同等のＳＮ比や歪み率および低い出力インピーダンスが得られる。
【００５０】さらに、スイッチングインバータの出力リップル電圧の存在を大きく許容できることから、本装置の出力リップル電圧を犠牲にすることなくスイッチングインバータの動作周波数を下げることが可能になり、スイッチングインバータの電力制御素子として大電力用のＩＧＢＴの使用や、素子数の増加なしに大きな電力を扱うことができるようになり、経済的な交流電源装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載する本発明の交流電源装置の概略ブロック図
【図２】請求項１に記載するスイッチングインバータ部の回路構成例
【図３】図２の回路構成でのシミュレーション動作波形
【図４】請求項２に記載する本発明の交流電源装置の概略ブロック図
【図５】請求項２に記載するスイッチングインバータ部の回路構成例
【図６】図５の回路構成でのシミュレーション動作波形
【図７】電力増幅器の回路構成例
【図８】電力損出検出器の第一の回路構成例
【図９】電力損出検出器の第二の回路構成例
【符号の説明】
Ｌ１，Ｌ２　　インダクタ
Ｇ１〜Ｇ８　　ＩＧＢＴ素子のゲート
Ｃ１〜Ｃ３　　コンデンサ
【図１】
2004032962.tif 000003
【図２】
2004032962.tif 000004
【図３】
2004032962.tif 000005
【図４】
2004032962.tif 000006
【図５】
2004032962.tif 000007
【図６】
2004032962.tif 000008
【図７】
2004032962.tif 000009
【図８】
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【図９】
2004032962.tif 000011
【手続補正書】
【提出日】平成14年12月2日(2002.12.2)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2004032962.tif 000012
【図２】
2004032962.tif 000013
【図３】
2004032962.tif 000014
【図４】
2004032962.tif 000015
【図５】
2004032962.tif 000016
【図６】
2004032962.tif 000017
【図７】
2004032962.tif 000018
【図８】
2004032962.tif 000019
【図９】
2004032962.tif 000020
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１６】直流補助電源７は正電圧＋Ｖｄｃ及び負電圧−Ｖｄｃを発生する二組の直流電源で構成され、スイッチングインバータ４の出力端子５・６の交流出力電圧Ｖａｃと直列に接続されている。直流補助電源７の出力端子８にはＶａｃ＋（＋Ｖｄｃ）の電圧が、又出力端子９にはＶａｃ＋（−Ｖｄｃ）の電圧が出力され、スイッチングインバータ４の出力端子６をコモン線として電力増幅器１０の電源電圧として供給される。電力増幅器１０は前記直流補助電源の出力端子８・９から供給される電圧を電源とし、基準信号発生器１１の出力信号１２が制御入力端子に接続され、一定の電圧増幅度を持つリニア電力増幅器として動作し出力端子１６・１７に接続された負荷に電力を出力する。


【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２０】図３の横軸は時間軸で各波形とも０〜２ｍＳを表し、第１段目（図３ａ）の波形は基準信号発生器Ｖ２の波形で振幅±１０Ｖで５００Ｈｚの正弦波形の例を、第２段目（図３ｂ）はＰＷＭのキャリア信号となる振幅±１０Ｖで繰り返し周波数２０ＫＨｚの基準三角波電圧を、第３段目（図３ｃ）はＩＧＢＴブリッジを相補的にオンオフするゲート信号の一方の波形を、第４段目（図３ｄ）は縦軸を±５００Ｖとし、３本の波形のうち中央の波形はスイッチングインバータの出力端子６（コモン端子）に対する出力端子５（出力端子）の電圧が±４００Ｖの例を、上下の波形は直流補助電源の正電圧＋Ｖｄｃ及び負電圧−Ｖｄｃをそれぞれ５０Ｖとした場合の直流補助電源の出力端子８及び９の電圧波形を示す。


【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２１】出力端子５・６の出力電圧に一定の係数を乗じた信号（この例の場合０．０２５）が基準信号発生器Ｖ２の電圧と比較され、その誤差電圧と基準三角波電圧が電圧コンパレータによって比較され、その出力電圧を図３第３段目（図３ｃ）のＩＧＢＴゲート信号とすることによって、負帰還制御ループが形成され、基準信号発生器の電圧と相似なスイッチングインバータ出力電圧（図示の例では基準信号電圧±１０Ｖに対しスイッチング出力電圧が±４００Ｖ）を得ることが出来る。この負帰還ループ特性が安定な応答特性となるように、このループ内に振幅位相補償回路を含む事は従来公知の回路であるので省略して説明した。


【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２６】請求項２に記載のスイッチングインバータ４の１実施回路例を図５に、またスイッチングインバータの動作を説明するための各部のシミュレーション波形の例を図６に示す。説明を簡潔にするために図４における直流電源１の等価回路を電池Ｖ３、Ｖ４として、ＰＷＭインバータ４Ｂ−１の正極性オフセット付加電源をＶ５、ＰＷＭインバータ４Ｂ−２の負極性オフセット付加負電源をＶ６とし、また基準信号発生器１１の出力電圧１２をＶ２と簡略標記して動作の説明をする。


【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２７】直流電源Ｖ３、Ｖ４を電力スイッチング素子であるＸ５・Ｘ６及びＸ７・Ｘ８のＩＧＢＴで構成されるハーフブリッジ回路に供給する。このＩＧＢＴハーフブリッジ回路はＰＷＭ制御回路４Ｂ−１にて生成されたＧ５・Ｇ６のゲート制御信号により正極性オフセット電圧が付加された出力となりインダクタＬ３とコンデンサＣ２により平滑化されて出力端子８へＶａｃにＰＷＭ制御回路４Ｂ−１により増幅された正極性オフセット付加電源Ｖ５の電圧が重畳されて出力される。同様にＰＷＭ制御回路４Ｂ−２にて生成されたＧ７・Ｇ８のゲート制御信号により負極性オフセット電圧が付加された出力となりインダクタＬ４とコンデンサＣ３により平滑化されて出力端子９へＶａｃにＰＷＭ制御回路４Ｂ−２により増幅された負極性オフセット電源Ｖ６の電圧が重畳されて出力される。


【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２８】この方式では２系統のＰＷＭインバータがＰＷＭ制御回路４Ｂ−１及びＰＷＭ制御回路４Ｂ−２によって別々の制御ループとして同時に動作する。このときＰＷＭ位相比較用の三角波電圧は通常では同一の電圧波形として同期運転することが多い。また、ＰＷＭ出力電圧に含まれるリップル電圧を最適にするために、ＰＷＭ位相比較用の三角波電圧を２系統逆位相で動作させることもできる。


【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２９】図６の波形の第１段目（図６ａ）から第３段目（図６ｃ）までは図３の説明と同様であるがＰＷＭ制御回路の一方の波形を表示しており、第４段目（図６ｄ）の上段波形は出力端子８には±４００Ｖの交流出力電圧に＋５０Ｖの直流オフセット電圧が、下段波形は出力端子９には−５０Ｖの直流オフセット電圧が発生するように制御した場合の電圧波形である。


【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４１】電力増幅器の出力Ｅ（図９ではＢ）に負荷が接続されると負荷の大小や性質によって決まる負荷電流が流れる。流出する負荷電流はトランジスタＱ１を経由し、流入する負荷電流はトランジスタＱ２を通して流れる。いずれのトタンジスタにも電流の流れている瞬間にはその電流とコレクタ−エミッタ間にかかっている電圧の積の瞬時電力が電力損失となり、時にはトランジスタの絶対最大許容電力を越える可能性もある。オペアンプＸ１はトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧を検出するための差動増幅器、同様にＸ２はトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧を検出するための差動増幅器、電流検出用のシャント抵抗Ｒ１と差動増幅器Ｘ３にてトランジスタＱ１の電流を検出し、同様にシャント抵抗Ｒ２と差動増幅器Ｘ４にてトランジスタＱ２の電流を検出する。


【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４２】乗算器Ｘ５又はＸ６には、Ｘ１及びＸ３又はＸ２及びＸ４の出力信号を入力することによりトランジスタＱ１又はＱ２の瞬時電力に比例した信号を出力する。このとき電圧検出用差動増幅器及び電流検出用差動増幅器の増幅係数とシャント抵抗の値によって、乗算器出力電圧はトランジスタＱ１及びＱ２の電力損失に換算できる。トランジスタＱ１及びＱ２に許容する電力損失に応じた電圧を分圧抵抗Ｒ１９・Ｒ２１又はＲ２０・Ｒ２２を勘案して電力損失設定電圧Ｖ１４又はＶ１５に設定することにより、トランジスタＱ１又はＱ２の瞬時電力が超過した時、ダイオードＤ１又はＤ２が流通し演算増幅器Ｘ７の入力信号となる。演算増幅器Ｘ７は一般的には積分要素と比例要素をもたせてトランジスタＱ１又はＱ２のある時定数をもった平均電力を出力するもので図１におけるスイッチングインバータのもう一つの入力信号として加算される。


【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４３】これは、トランジスタＱ１又はＱ２の電力損失が増大するとスイッチングインバータの出力電圧を制御することによってトランジスタＱ１又はＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧の絶対値を下げて電力損失が一定以上に増大しないように働く負帰還ループを形成する。この帰還ループは前述のスイッチングインバータの出力電圧を基準信号発生器の電圧に従って制御するループとは別に多重ループの帰還になるため、総合特性としての系の安定余裕度や系の過渡応答特性が最適となるように、各ループの位相振幅補償を考慮する必要がある。この電力損失制御ループを機能させることによって、トランジスタＱ１及びＱ２の電力損失を大幅に減少させる事ができる。特に低い力率の負荷の場合、最大電流近傍にて電圧も最大になるため大きな電力損失となりがちであるが、電力損失制御ループの働きによって最大電流時においても必要最小限のコレクタ−エミッタ間電圧に制御することができる効果は絶大である。


【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４４】図９にはもう一つの電力損失検出器の例を示す。電流検出用のシャント抵抗Ｒ１をトランジスタＱ１及びＱ２の共用にし、負荷端子のグランド電位側に設けた例である。電圧検出用差動増幅器の働きは図８と同じであるが、検出した電流のシャント電圧は電流の方向に応じて演算増幅器Ｘ３の出力からダイオードＤ３及びＤ４を経由した抵抗Ｒ１２又はＲ１３の端子に別々に分離して得られる。その他の動作は前述の動作と同様である。
この他、アイソレーションアンプを用いて検出するなど、従来公知のさまざまな方法を用いても本発明の効果は同様に得られる。