(57)【要約】　　　（修正有）【課題】表面波フィルタを必要としないチューナーを提供する。【解決手段】チューナーは、入力帯域中の選択されたいずれのチャンネルも０中間周波数に変換するために提供される。チューナー入力部１は、複数の入力段２〜４の入力部に接続される。各入力段は、入力段の同調範囲に対して同調可能な通過帯域を有するトラッキングフィルタ６、９を備える。入力段２〜４の同調範囲は、入力帯域全体を同調できるように連続的にオーバーラップする。入力段２〜４の内の１つがイネーブルにされ、ディセーブルの段はパワーオフされる。周波数変換器１２、１３はイネーブルの入力段から選択されたチャンネルを実質的に０の中間周波に変換する。【選択図】　図３
2004032688.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多くの無線周波数チャンネルのうちから選択されたいずれか１つを中間周波数へ変換するためのチューナーにおいて、
多数の入力段（２〜４）の入力部に接続された無線周波数入力部（１）を備え、前記入力段の各々が、同調範囲全体に対して同調できる通過帯域を持つ少なくとも１つのトラッキング・フィルタ（６、９）を備え、前記入力段（２〜３）の同調範囲は、互いに異なり、
前記入力段（２〜４）は一度に１つがイネーブルになるように構成され、周波数変換構成（１２、１３、１４、２３）により、イネーブルにされた入力段（２〜４）の１つよりの選択されたチャンネルを実質的に０の中間周波数変換することを特徴とするチューナー。
【請求項２】
無線周波チャンネルはデジタル変調された信号を含む請求項１記載のチューナー。
【請求項３】
接近した少なくとも二つの同調範囲の１つは接近するか互いにオーバーラップする請求項１または２記載のチューナー。
【請求項４】
周波数変換構成（１２−１４、２３）の出力信号をフィルタ処理する基本帯域フィルタ（２６−２８）を含む請求項１〜３のいずれかに記載のチューナー。
【請求項５】
基本帯域フィルタがローパスフィルタ（２６−２８）を含む請求項４に記載のチューナー。
【請求項６】
ローパスフィルタ（２６−２８）が選択可能なカットオフ周波数を有する請求項５に記載のチューナー。
【請求項７】
基本帯域フィルタ（２６−２８）の出力部はＡ／Ｄ変換器に接続される請求項４〜６のいずれかに記載のチューナー。
【請求項８】
各々の入力段（２〜４）は、同調範囲外の信号を減衰させる帯域制限フィルタ（５）を有する請求項１〜７のいずれかに記載のチューナー。
【請求項９】
各々の入力段（２〜４）は、自動利得接続回路（８）を備える請求項１〜８のいずれかに記載のチューナー。
【請求項１０】
各々の入力段（２〜４）のトラッキングフィルタ（６、９）の少なくとも１つが、帯域通過フイルタ（９）を備える請求項１〜９いずれかに記載のチューナー。
【請求項１１】
各々の帯域通過フイルタ（９）がイメージ除去フィルタを備える請求項１０に記載のチューナー。
【請求項１２】
各々の帯域通過フイルタ（９）が、各チャンネルの帯域に実質的に等しい通過帯域を有する請求項１０または１１に記載のチューナー。
【請求項１３】
各入力段のトラッキングフィルタ（６、９）の少なくとも１つは、ローカル発振除去フィルタ（６）を備える請求項１〜１２のいずれかに記載のチューナー。
【請求項１４】
各入力段（２〜４）は、ディセーブセル時にパワーオフにされるように構成される請求項１〜１３のいずれかに記載のチューナー。
【請求項１５】
周波数変換構成（１２〜１４，２３）は、入力段（２〜４）の出力部に接続される入力部を有する単一の周波数変換器を備える請求項１〜１４のいずれかに記載のチューナー。
【請求項１６】
周波数変換構成（１２〜１４，２３）は、各入力段（２〜４）に、個々の周波数変換器を有する請求項１〜１４のいずれかに記載のチューナー。
【請求項１７】
周波数変換構成（１２〜１４，２３）または各周波数変換構成（１２〜１４，２３）は、直交周波数変換器である請求項１５または１６に記載のチューナー。
【請求項１８】
周波数変換構成（１２〜１４，２３）または各周波数変換構成（１２〜１４，２３）は、ミキサー（１２）とローカル発振器（１３ａ，１３ｂ）との間にプログラム可能な周波数分割器（４４〜４６）を備え、前記ローカル発振器の周波数は、チャンネルを含む周波数帯域より上である請求項１５〜１７のいずれかに記載のチューナー。
【請求項１９】
周波数変換構成（１２〜１４，２３）または各周波数変換構成（１２〜１４，２３）は、ミキサー（１２）とローカル発振器（１３ａ，１３ｂ）との間にプログラム可能な周波数分割器（４４〜４６）を備える請求項１８に記載のチューナー。
【請求項２０】
ローカル発振器または各ローカル発振器は、制御電圧を受け取るための電圧制御発振器（１３）を備え、各トラッキングフィルタ（６、９）は、制御電圧を受け取るための電圧依存の部品（７，１０，１１）を有する請求項１８または１９に記載のチューナー。
【請求項２１】
ローカル発振器または各ローカル発振器は、制御電圧を受け取るための電圧制御発振器（１３）を備え、各トラッキングフィルタ（６、９）は、制御電圧の合計および個々のオフセット電圧を受け取るための電圧依存の部品（７，１０，１１）を有する請求項１８または１９に記載のチューナー。
【請求項２２】
各トラッキングフィルタ（６、９）は、Ｄ／Ａ変換器（３５，５１〜５３）に接続された電圧依存の部品（７，１０，１１）を有し、前記Ｄ／Ａ変換器（３５，５１〜５３）の入力部は、参照テーブルを備え、かつ、チャンネル選択に応じてアドレスされるように構成されたメモリ（２５）に接続される請求項１〜１９のいずれかに記載のチューナー。
【請求項２３】
無線周波数入力部（１）に供給された基準信号から得られたチューナー内の信号振幅を最大にするために、各トラッキングフィルタ（６、９）の周波数決定用部品（７、１０、１１）の値を変えるための調整コントローラ（２５）を備える請求項１〜１９および２２のいずれかに記載のチューナー。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば地上波ディジタルチューナーあるいは他のマルチメディアのデジタルチューナーとしての使用のためのチューナーに関する。
【０００２】
【従来の技術】
添付図面の図１は、シングル変換スーパーヘテロダインタイプの既知のタイプの地上波ディジタルチューナーを例示している。チューナーは、３つの入力段２、３および４の入力部に接続された無線周波数信号を受け取るために入力部１を持つ。各入力段はそれらの構造および機能において本質的に同一なために、入力段４のみが詳細に記述されている。入力段２、３および４は、帯域Ｖ１、Ｖ３およびＵの受信のためにそれぞれ使用される。入力段によってカバーされた３つの帯域は連続するか、あるいは互いにオーバーラップし、典型的には５０〜８６０ＭＨｚの範囲をカバーする。
【０００３】
入力段４は、固定された特性を持ち、帯域Ｕを通過させるが、この帯域外の信号については減衰させる入力帯域制限フィルタ５を含む。このフィルタ５の出力は、第１のトラッキング・フィルタ６（これは受信に選ばれたチャンネルを実質的に減衰させずに、ローカル発振周波数を抑えるための単一の調整されたノッチフィルタである）に供給される。そのフィルタは、共振周波数の制御のために可変キャパシタンス・ダイオード７を含む。
【０００４】
フィルタ６の出力は、第２のトラッキング・フィルタ９にその出力が供給される自動利得制御（ＡＧＣ）回路８に供給される。フィルタ９は可変キャパシタンス・ダイオード１０および１１によってその中心周波数がコントロールされる２重に同調される帯域フィルタである。このフィルタ９は、イメージ除去のトラッキングフィルタとして機能するもので、その通過帯域が受信に選ばれたチャンネルに本質的に集中し、選択されたチャンネルを通過するのに十分な帯域幅を持っている。
【０００５】
フィルタ９の出力は、可変キャパシタンス・ダイオード１４によって同調された電圧制御発振器１３をさらに含む周波数変換器の一部を形成するミキサー１２に供給される。発振器１３の発振周波数は位相ロックループ（ＰＬＬ）周波数シンセサイザー１５によって制御され、これは、発振信号を受け取り、ダイオード１４に同調電圧を供給する。このシンセサイザー１５は、発振器１３の周波数が選択されたチャンネルの無線周波数に中間周波数（ＩＦ）を加えた周波数と本質的に等しくなるように、コントローラー（示されていない）によって制御される。
【０００６】
シンセサイザー１５は入力段４内に示されたが、実際は、単一のシンセサイザーが、入力段２〜４のすべてのＶＣＯを制御するために備えられる。ＶＣＯ周波数からのオフセット、各選択されたチャンネルおよび発振器出力の抑制に対するイメージを排除して、チューナー入力部１を通じた再放射を防ぐために、フィルタ６および９はＶＣＯ１３の周波数をトラッキングするが、それらの共振周波数はＶＣＯ周波数から適切にオフセットするように、同調電圧が可変キャパシタンス・ダイオード７、１０および１１にも供給される。
【０００７】
入力段２〜４のすべての出力は、アンプ１６（これは現在動作中の入力段からのＩＦ信号を増幅し、表面波フィルタ（ＳＡＷＦ）１７に一致するインピーダンスを提供する）に供給される。フィルタ１７は、その中心周波数が中間周波数（典型的に３６ＭＨｚ）に合致する固定の帯域タイプである。
【０００８】
アンプ１６の出力はレベル検知回路１８に供給され、この回路１８は、アンプ１６の出力信号の振幅をモニタし、そして、好ましくない干渉信号（これは選択されたチャンネルより振幅が大きいこともある）からのひずみを最小限にする間に選択されたチャンネルのレベルを最大限にするためにＡＧＣ回路８に制御信号を供給する。
【０００９】
フィルタ１７の出力は、別のＡＧＣ回路あるいはドライバー２０（これはＩＦ信号を増幅し、フィルタ１７とさらに同様のＳＡＷＦ１９の間で合致するインピーダンスを提供する）に供給される。ドライバー２０の出力は、フィルタ１９の入力で信号のレベルを最適化するためにレベル検知回路２１に供給される。
【００１０】
フィルタ１９の出力は、別のＡＧＣ回路２２に供給され、その出力は、このチューナーのＩＦ出力信号を例えばデジタル復調器に供給する。その復調器（示されていない）は、チャンネルのための基準変調に従って選択されたチャンネルを復調し、そして、復調器に供給された信号のレベルを最適化するために、ＡＧＣ制御信号をＡＧＣ回路２２に供給する。
【００１１】
典型的な適用では、３６ＭＨｚのＩＦの場合、ＶＣＯ１３の同調範囲が、５０６〜８９６ＭＨｚであれば、入力段４は、４７０〜８６０ＭＨｚの間のＵＨＦ信号を受信する。チューナー入力部１に供給された広帯域の信号中の各チャンネルは、公称、８ＭＨｚである帯域幅を持っている。トラッキングフィルタによって限定された入力段４の通過帯域は、チャンネル帯域幅とむしろ等しくあるべきであるが、実際では、一般にそのチャンネル帯域幅の２〜３倍で、フィルタが帯域を横切って同調されるにつれ、変化する。フィルタ通過帯域外では、フィルタにより与えられた減衰は、フィルタの通過帯域からの隔たりにつれて増加するが、実際は、隣接したチャンネルの制限された減衰は、入力段のフィルタ処理により与えられる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
この種の既知のチューナーにおける不具合は、後段の復調器の前に、あるいはその復調器内にＩＦ出力の、アナログからディジタルへの変換が要求されることである。標準のＩＦのデジタル化はアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）の実行を要求する。さらに、この種のチューナーは、正確な復調に適切な質の信号を供給するために比較的大きく高価な表面波フィルタ（ＳＡＷＦ）の使用を要求する。単一の集積回路としてチューナーを形成することが望まれるが、適切な質の表面波フィルタはモノリシック集積回路内に組み込むことはできない。
【００１３】
表面波フィルタを除いてチューナー全体を単一の集積回路として形成化することは、理論上可能であるが、実際にはこれは困難かあるいは不可能です。特に、集積回路パッケージのまわりで達成される有限の大きさの隔離によって引き起こされるという障害がある。例えば、典型的な表面波フィルタの挿入損失は２０ｄＢである。フィルタ通過による利得が−３０ｄＢとするには、フィルタ内のアンプ２０は、典型的には１０ｄＢの獲得を持つ必要がある。漏出信号への要求された信号の比率が約１５ｄＢのみとするためには、集積回路パッケージのまわりの信号の漏出パスは典型的に−４５ｄＢになる。漏出信号は直接の信号に関して位相がシフトされ、したがって、選択されたチャンネルの受信可能な復調を困難か不可能にする妨害信号として現われる。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この発明によれば、多くの無線周波数チャンネルのうちから選択されたいずれか１つを、実質的にゼロの中間周波数へ変換するためのチューナーが提供され、このチューナーは、
多数の入力段の入力部に接続された無線周波数入力部を備え、前記入力段の各々が、同調範囲全体に対して同調できる通過帯域を持つ少なくとも１つのトラッキング・フィルタを備え、前記入力段の同調範囲は、互いに異なり、
前記入力段は一度に１つがイネーブルになるように構成され、周波数変換構成により、イネーブルにされた入力段の１つよりの選択されたチャンネルを実質的に０の中間周波数変換する。
【００１５】
無線周波チャンネルはデジタル変調された信号を含んでもよい。
【００１６】
接近した少なくとも二つの同調範囲の１つは連続するか互いにオーバーラップしてもよい。
【００１７】
このチューナーは、周波数変換構成の出力信号をフィルタ処理する基本帯域フィルタを含んでもよい。その基本帯域フィルタは、ローパスフィルタを含んでもよい。そのローパスフィルタは、選択可能なカットオフ周波数を有してもよい。基本帯域フィルタの出力部はＡ／Ｄ変換器に接続されてもよい。
【００１８】
各々の入力段は、同調範囲外の信号を減衰させる帯域制限フィルタを有してもよい。
【００１９】
各々の入力段は、自動利得接続回路を備えてもよい。
【００２０】
各々の入力段のトラッキングフィルタの少なくとも１つは、帯域通過フイルタを備えてもよい。
【００２１】
各々の帯域通過フイルタは、イメージ除去フィルタを備えてもよい。各々の帯域通過フイルタは、各チャンネルの帯域に実質的等しい通過帯域を有してもよい。
【００２２】
各入力段のトラッキングフィルタの少なくとも１つは、ノッチフィルタのような、ローカル発振除去フィルタ（６）を備えてもよい。
【００２３】
各入力段は、ディセーブセル時にパワーオフにされるように構成されてもよい。
【００２４】
周波数変換構成は、入力段の出力部に接続される入力部を有する単一の周波数変換器を備えてもよい。これとは別に、周波数変換構成は、各入力段に、個々の周波数変換器を有してもよい。周波数変換構成は、直交周波数変換器であってもよい。
【００２５】
周波数変換構成または各周波数変換構成は、ミキサーとローカル発振器とを備えてもよく、そのローカル発振器の周波数は、チャンネルを含む周波数帯域より上である。周波数変換構成または各周波数変換構成は、ミキサーとローカル発振器との間にプログラム可能な周波数分割器を備えてもよい。ローカル発振器または各ローカル発振器は、制御電圧を受け取るための電圧制御発振器を備え、各トラッキングフィルタは、制御電圧を受け取るための電圧依存の部品を有してもよい。これとは別に、ローカル発振器または各ローカル発振器は、制御電圧を受け取るための電圧制御発振器を備え、各トラッキングフィルタは、制御電圧の合計および個々のオフセット電圧を受け取るための電圧依存の部品を有してもよい。
【００２６】
各トラッキングフィルタは、Ｄ／Ａ変換器に接続された電圧依存の部品を有し、前記Ｄ／Ａ変換器の入力部は、参照テーブルを備え、かつ、チャンネル選択に応じてアドレスされるように構成されたメモリに接続されてもよい。
【００２７】
このチューナーは、無線周波数入力部に供給された基準信号から得られたチューナー内の信号振幅を最大にするために、各トラッキングフィルタの周波数決定用部品の値を変えるための調整コントローラを備えてもよい。
【００２８】
従って、許容できる性能に例えばディジタルでコード化された信号を供給する一方、外部のフィルタ処理の必要性を回避するチューナーを提供することは可能である。このようなチューナーを単一の集積回路として具体化することでは可能で、サイズとコストの低減することを可能にする。ミキサーのごとき段をアクティブにするトラッキングフイルタ処理手段の使用により、高い待機電流を持つ必要がなくなるため、比較的低いパワー消費を達成することができる。そうでなければ、帯域信号のより高い信号レベルを受信する時に、許容できる性能を得るには、高いパワー消費を必要とする。０の中間周波数の使用は、さらに、アナログ／ディジタル変換の必要条件を低減する。
【００２９】
以下、この発明を、添付した図面を参照して更に詳しく述べる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下の図面において、同じ参照番号は同じ部品を示すものとする。図２の中で示されたチューナーは、３つの入力段２〜４、および周波数シンセサイザー１５により制御されるミキサー１２および発振器１３、およびＩＦのＡＧＣ回路２２を含む点で図１のものと似る。入力段２〜４の各々は、図１に示されたように、帯域制限フィルタ、シングル同調されるトラッキング・フィルタ、レベル検知器１８によって制御されるＡＧＣ回路、および２重に同調されるトラッキングフィルタを含み、図１に関して述べたように動作する。しかしながら、入力段は周波数変換器を含んでいない。
【００３１】
入力段の出力は、直交ミキサー１２および直交のローカル発振器１３からなる単一の周波数変換器に接続される。実際上、直交ミキサー１２は、入力段２〜４からそれらの入力信号を受け取る、２台の個々のミキサーを含んでもよい。また、発振器１３は、同期し、かつ直交する出力信号をそれぞれの個々のミキサーへ与えてもよい。
【００３２】
コントローラー２５は、チューナーの動作、および特に、受信のためのチャンネルを選ぶために周波数シンセサイザー１５の動作を制御する。周波数シンセサイザーは直交ローカル発振器１３を周知の方法で制御し、そして、さらに入力段２〜４に制御信号を供給する。
【００３３】
入力段２〜４での帯域制限のフィルタ処理は、入力帯域を３つのサブの帯域に分割する。また、周波数シンセサイザー１５からの制御信号は、コントローラー２５によって受信に選ばれたチャンネルを含んでいるサブの帯域に対する入力段をイネーブルにする。特に、周波数シンセサイザー１５は、他の入力段階をパワーオフしてディセーブルにする。さらに、その周波数シンセサイザーは、選択されたチャンネルを通過させ、かつ、ローカル発振の周波数を抑えてチューナー入力部１からの再放射を防ぐために、イネーブルにされた入力段中のトラッキングフィルタに適切な制御電圧を供給する。
【００３４】
周波数変換器は選択されたチャンネルを０中間周波数に変換し、基本帯域のＩおよびＱ出力信号を供給する。個々のミキサー構成１２に供給されたローカル発振信号は、選択されたチャンネルの中心周波数と本質的に等しい周波数を持っている。また、イネーブルにされた入力段中でのトラッキングフィルタ処理による通過帯域は、同様に、選択されたチャンネルの中心周波数にその中心が置かれる。
【００３５】
以下に記述されるように、ローカル発振器１３は電圧制御発振器およびプログラム可能な周波数ディバイダーを含み、そしてローカル発振器の除去フィルタ処理は、選択されたチャンネルがローカル発振器の除去フィルタ処理に実質的に影響されないように、電圧制御発振器の周波数でノッチレスポンスを提供する。
【００３６】
ミキサー１２の直交基本帯域の出力は、同期信号Ｉに対する基本帯域フィルタ２７および直交信号Ｑに対する基本帯域フィルタ２７からなるフィルタ処理構成２６に供給される。基本帯域フィルタ２７および２８の各々は、チャンネル帯域幅に従ってカットオフまたはターンオーバー周波数が選択できるローパスフィルターを備える。例えば、チャンネル帯域幅が８ＭＨｚであるＤＶＢ標準システムの場合には、基本帯域フィルタ２７および２８は、４．１ＭＨｚのカットオフ周波数を持ち、第６のオーダーのＣｈｅｂｙｃｈｅｖ　ローパスフィルタであってもよい。
【００３７】
フィルタの出力は、ＡＧＣ回路２２（これは、ディジタル復調器（示されていない）から制御信号を受け取るためのＡＧＣ入力部３１を有する個々のＡＧＣ段２９および３０を含む）に供給されます。段２９および３０の出力信号は、ディジタル復調器（これはアナログ／ディジタル変換器を含み、選択されたチャンネルの標準デジタル変調に従ってデジタル・ドメイン中での復調とエラー訂正に関連した機能をすべて実行する）への接続のために、チューナーのＩおよびＱの出力部３２および３３に供給される。基本帯域のフィルタ処理でのカットオフ周波数は、チャンネル帯域幅を適切にするために、復調器あるいはコントローラー２５からの制御信号によって選ばれてもよい。
【００３８】
図３は、チューナーを例示しており、これは主に、すべての入力段２〜４で共通の単一の周波数変換構成が、各入力段２〜４の夫々の出力部で個々の周波数変換器により取替えられている点で図２と異なる。回路構成は入力段のすべてに対して同一で、段４に対するもののみが詳細に示されている。
【００３９】
図３は、直交信号発生器２３を通じて直交ミキサー構成１２に接続された電圧制御発振器１３を示す。
【００４０】
図３のチューナーでは、シンセサイザー１５によって生成された同調用電圧は、ＶＣＯ１３の発振周波数決定用可変キャパシタンス・ダイオード１４だけてせなく、トラッキングフィルタ６および９の可変キャパシタンス・ダイオード７、１０および１１に供給される。チューナーの製造中に、トラッキングフィルタ６および９が、入力段の同調範囲に関するミキサー構成１２に供給されたローカル発振信号の周波数をトラッキングするように、そのトラッキングフィルタ６および９が調節される。例えば、入力段２は、５０から１６０ＭＨｚまでの同調範囲を持ち、入力段３は、１６０から４７０ＭＨｚまでの同調範囲を持ち、また、入力段４は、４７０から８６０ＭＨｚまでの同調範囲を持つことができる。しかしながら、周波数変換器が０中間周波数タイプであるので、図１の中で示された既知のチューナーの中で要求されるのと同じ電圧が印加される場合に、フィルタの中心周波数を、ローカル発振周波数からオフセットするために、そのフィルタを調節する必要がない。
【００４１】
図３中で示されたチューナーでは、ミキサー１２に供給されるローカル発振器の周波数信号が、受信に選ばれたチャンネルの中心にある。フィルタ６はしたがって、ローカル発振周波数（図１の中で示されるチューナーの場合のように）に同調されたノッチフィルタでありえないが、帯域外の干渉信号の更なる減衰を与えるために、選択されたチャンネルの周波数の中央に、シングル同調の帯域フィルタが置かれる。選択的に、フィルタ６は、ローカル発振周波数の高調波を減衰するために同調された、または他の干渉信号を減衰するために、ノッチフィルタのごとき、トラッキングフィルタを備え、このような信号がチューナー入力部１から、あるいはそうでなければチューナーから受信されるか、あるいは、ミキサー１２による基本帯域に変換されることを防止する。
【００４２】
図４中で示されたチューナーは、可変キャパシタンス・ダイオード７、１０、１１および１４用の制御電圧が生成される方法で図３で示されたものと異なる。ＶＣＯ１３のダイオード１４用の制御電圧は、コントローラー２５によるチャンネル選択に従ってシンセサイザー１５によって通常の方法で生成される。
【００４３】
しかしながら、ダイオード７、１０および１１用の制御電圧は、コントローラー２５によって制御された３連のディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）によって生成される。ダイオード電圧を独立してコントロールすることができるように、各ＤＡＣの出力はそれぞれのダイオードに接続される。ＤＡＣのディジタル入力は、例えばチャンネル選択に対するダイオード電圧の機能を表わす参照テーブルを含んでいるメモリからコントローラー２５によって供給される。
【００４４】
その参照テーブルは、トラッキングフィルタがＶＣＯ１３と正確に連係することを保証するチューナーの同調過程中の動作にコントローラー２５の中で作成され格納されてもよい。各参照テーブルは、各チャンネルへの入力を持つようにしてもよい。選択的に、入力帯域を横切って広げられた制限されたチャンネル数に対する参照テーブルの入力があってもよい。また、入力のないチャンネル用のダイオード制御電圧は、コントローラー２５の中のメモリ必要条件を低減するために書き入れによって得てもよい。
【００４５】
代替の構成では、３連のＤＡＣ３５からの制御電圧が、グランドＧＮＤに対するオフセット電圧として可変キャパシタンス・ダイオード７、１０、１１および１４のすべての陽極に供給され、シンセサイザー１５からの制御電圧が、可変キャパシタンス・ダイオード７、１０、１１および１４のすべての陰極に供給されるように、図４の回路が変更されてもよい。
【００４６】
図５は、図２〜４の中で示されたいずれかのチューナーに使用できるローカル発振構成を例示する。その構成は多数（図５では２個）の電圧制御発振器１３ａ、１３ｂを備え、それらは、インダクタンス／キャパシタンス（ＬＣ）のタンク回路の形態の発振周波数決定回路４０ａ、４０ｂを持つ。
【００４７】
タンク回路は、共振周波数、つまり発振周波数を同調させるために、電圧で制御されるキャパシタンス特性を含む。同調範囲を増強するために、各オシレーターは、補足的な要素を持つことができ、例えば、コンデンサー４１ａ、４１ｂを備え、電子帯域スイッチ４２ａおよび４２ｂにより、共振回路のタンク回路と並列もしくは直列に接続される。
【００４８】
どの発振回路がアクティブにされるかを選択するために、ＶＣＯ出力がマルチプレクサ４３に接続される。例えば、マルチプレクサ４３は加算器を含み、非選択の発振器または各非選択の発振器をパワーオフしてもよい。マルチプレクサ４３の出力は、２または３でその入力信号の周波数を選択的に割るための第１のディバイダー４４および、８、４、２あるいは１でその入力信号の周波数を選択的に割るための第２のディバイダー４５を含むプログラム可能なディバイダーに供給される。区分比率の合計は、比率選択回路４６により制御される。第２のディバイダー４５の出力は回路２３に供給され、そこで更に２で割られ、そして直交発振周波数の出力信号ＩおよびＱを形成する。
【００４９】
次の表は、図５の中で示されたローカル発振器構造から得られる周波数範囲を例示している。
【表１】
2004032688.tif 000003
【００５０】
この例では、プログラム可能なディバイダーに供給された信号の周波数範囲は２０００〜４０００ＭＨｚである。この帯域は、単一のＶＣＯにより、帯域切り替え付のＶＣＯにより、または、それぞれが帯域切り替え付きか、帯域切り替え無しの２個以上のＶＣＯにより与えられる。第１コラム先頭にある“所定のスカラー比”は、ディバイダー４４および４５により与えられた異なる周波数の分割比を示す。第２コラム先頭にある“直交比”は、一般に存在する回路２３による周波数分割比を示す。各所定のスカラー比に対し、最小および最大周波数が表の次の二つのコラムに示されている。
【００５１】
そのような構成では、ＶＣＯ周波数が、チューナーへの入力帯域の中で最も高い周波数よりも常に上にあり、そして、ＶＣＯ信号のチューナー入力部（これは、例えばチューナー入力部に、または、チューナー入力部が接続されるケーブル流通経路を通じて直接に接続されたアンテナからの放射により、他の設備に対する干渉を引き起こすかもしれない）への漏出を抑制するために、各入力段２〜４にあるローカル発振除去フイルタ６は、ＶＣＯ周波数をトラッキングする。さらに、そのような比較的高い周波数でのＶＣＯ出力の漏出は、選択されたチャンネルの受信に対する干渉を実質的に回避する。
【００５２】
図６は、可変キャパシタンス・ダイオード用の制御電圧の生成のための別の技術を例示している。ＶＣＯ１３は、通常の方法でシンセサイザー１５によって制御され、そのシンセサイザーは、データバス５０を通じてコントローラ２５から制御信号を受信する。データバスも、ＤＡＣ５１、５２および５３（これらの各出力はされぞれ加算器５４、５５および５６の第１の入力部に接続される）に接続される。加算器５４〜５６の第２の入力部は、ＶＣＯ１３の発振周波数Ｆｌｏを制御するために使用されるシンセサイザー１５から制御電圧Ｖｔｕｎｅを受け取る。
【００５３】
上述したように、ＶＣＯ１３の出力周波数Ｆｌｏが、受信で選ばれたチャンネルのチャンネル中心周波数に等しくなるように、コントローラー２５がシンセサイザー１５を制御する。シンセサイザー１５は、制御電圧Ｖｔｕｎｅ（これは、ＶＣＯを要求された周波数へ位相ロックする信号）を供給し、その制御信号は加算器５４〜５６に供給される。可変キャパシタンスダイオード７、１０および１１に供給される加算器５４〜５６の出力により、トラッキングフィルタが正確にＶＣＯ周波数をトラッキングするように、ＤＡＣ５１〜５３は、コントローラ２５からの入力を受け取り、オフセット電圧を発生させる。
【００５４】
上述したように、ＤＡＣ５１〜５３に供給されたディジタル信号は、調節動作を行っている間に生成された参照テーブルに由来するかもしれない。これとは別に、コントローラー２５は、例えばチューナーがパワーオンされるごとに、またはチャンネル選択が変更される毎に、調節動作が達成されるように構成されてもよい。
【００５５】
例えば、基準信号はチューナーの入力に注入され、そして、コントローラーは、それぞれのダイオード用の正確な電圧（例えば周波数変換後に最大の信号の振幅を与える電圧）を設定するために各ＤＡＣの出力電圧を順番に掃引するために、ディジタル・コードを供給してもよい。そのような構成は、チューナーが周期的に再編成され、これが任意の構成要素の値変更を補うとともに、時間に伴いドリフトする構成要素の値の影響が本質的に除去されるという長所を持つ。しかしながら、そのような再編成するオペレーションの実行には時間かかる。
【００５６】
代替技術は、初期値が参照テーブルから供給され、そして、残りの調節誤差を訂正するために調節動作が使用されるように、上記の記述された技術の結合である。初期の値が希望の値に合理的に接近しているべきなので、調節動作のために必要な時間は本質的に短縮することができる。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、多数の入力段に、同調範囲全体に対して同調できる通過帯域を持つトラッキング・フィルタを備え、その入力段の１つをイネーブルにし、その入力段からの出力を周波数変換して実質的に０の中間周波数を得るようにしたものであり、高価で大型のＳＡＷＦが不要であり、また、比較的低いパワー消費を達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】公知のチュナーのブロック回路図
【図２】本発明の第１の実施形態によるチューナーのブロック回路図
【図３】本発明の第２の実施形態によるチューナーのブロック回路図
【図４】本発明の第３の実施形態によるチューナーのブロック回路図
【図５】図２から図４に示されたチューナーに使用されるローカル発振器のブロック回路図
【図６】図２から図４に示されたチューナーの構成の替りに使用されるローカル発振器およびトラッキング回路を形成するための構成を示したブロック図
【符号の説明】
１　チューナー入力部
２　入力段
３　入力段
４　入力段
５　入力帯域制限フィルタ
６　トラッキングフィルタ
７　可変キャパシタンスダイオード
８　自動利得回路（ＡＧＣ）
９　トラッキングフィルタ
１２　直交ミキサー
１３　直交電圧制御発振器
１５　位相ロックループ周波数シンセサイザー
１８　レベル検知回路
２２　ＡＧＣ回路
２５　コントローラ
２６　フィルタ処理構成
２７　基本帯域フィルタ
２８　基本帯域フィルタ
２９　ＡＧＣ段
３０　ＡＧＣ段
３５　３連のＤＡＣ（Ｄ／Ａ変換器）
４０ａ　ＬＣタンク回路
４３　マルチプレクサ
４４　ディバイダー
４５　ディバイダー
４６　比率選択回路
５０　データバス
５１　ＤＡＣ
５４　加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【手続補正書】
【提出日】平成15年5月7日(2003.5.7)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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