(57)【要約】【課題】３相インバータに給電される電源電流の過剰状態（過電流）が検出可能で、かつ安価なモータ制御装置を実現する。【解決手段】式（４）に従って、モータ３の消費電力Ｐを推定する。ここで、式（４）が可用なのは、モータ制御装置１００のｄ軸電流指令値Ｉｄ　＊　が恒常的に０に設定されているためである。また、指令値（ｑ軸電圧Ｖｑ　＊　）が時間に対して大幅に急変することは無いものと仮定している。例えば、車載用の電動パワーステアリング装置等では、通常、この様な仮定が常に成り立っている。したがって、電源電流推定部１３では次式（５）に従って、電源電流Ｉｂの値を推定することができる。力率ηの値は経験的に最適値を求めておくことができる。Ｐ≒Ｉｑ　　×Ｖｑ　＊　　　　　　　　　　　　　　…（４）Ｉｂ＝Ｐ／（η×Ｖｂ）　　（０＜η≦１）　　…（５）【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相インバータに印加される電源電圧Ｖｂを測定する電圧計を備え、前記３相インバータを用いてブラシレス直流モータを３相駆動制御するモータ制御装置において、
前記ブラシレス直流モータのｄｑ座標平面上のモータ電流Ｉとモータ電圧Ｖの両値に基づいて、前記ブラシレス直流モータが消費する電力Ｐを推定する電力推定手段と、
前記電源電圧Ｖｂと前記電力Ｐの両値に基づいて、前記３相インバータに給電される電源電流Ｉｂの値を推定する電源電流推定手段と
を有する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
３相インバータに印加される電源電圧Ｖｂを測定する電圧計を備え、前記３相インバータを用いてブラシレス直流モータを３相駆動制御するモータ制御装置において、
前記ブラシレス直流モータに関する出力トルク推定値Ｔｈ　と角速度測定値ωの両値に基づいて、前記ブラシレス直流モータが消費する電力Ｐを推定する電力推定手段と、
前記電源電圧Ｖｂと前記電力Ｐの両値に基づいて、前記３相インバータに給電される電源電流Ｉｂの値を推定する電源電流推定手段と
を有する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
車両の運転者の操舵を補助するアシストトルクを出力する電動パワーステアリング装置において、
請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置と、
前記電源電流Ｉｂ（推定値）を用いて異常（過電流）に関する判定を行う異常判定手段と、
前記異常判定手段により異常（過電流）が検出された時に、前記モータ制御装置による前記ブラシレス直流モータの３相駆動制御を停止する緊急制御停止手段と
を有する
ことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、３相インバータに印加される電源電圧Ｖｂを測定する電圧計を備え、前記３相インバータを用いてブラシレス直流モータを３相駆動制御するモータ制御装置に関し、特にそのインバータに給電される電流の値を推定する手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、３相インバータを用いてブラシレス直流モータを３相駆動制御するモータ制御装置においては、インバータに給電される電流の過剰状態（過電流）を検出する手段等として、電源、インバータ、又はこの両者を接続する接続配線に設けられた電流計（電流センサ）が用いられてきた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、その様な従来構成においては、上記の電流計（電流センサ）を具備する必要があるため、その分のコストアップは不可避であった。また、上記の電流計を省略（廃止）すれば、インバータに給電される電流の量が不明となるので、過剰電流状態を検出することができなくなり、よって、適切な異常処置を取ることは困難となる。
【０００４】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、インバータに給電される電流の過剰状態（過電流）が検出可能で、かつ安価なモータ制御装置を実現することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段、並びに、作用及び発明の効果】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、第１の手段は、３相インバータに印加される電源電圧Ｖｂを測定する電圧計を備え、この３相インバータを用いてブラシレス直流モータを３相駆動制御するモータ制御装置において、ブラシレス直流モータのｄｑ座標平面上のモータ電流Ｉとモータ電圧Ｖの両値に基づいて、ブラシレス直流モータが消費する電力Ｐを推定する電力推定手段と、電源電圧Ｖｂと電力Ｐの両値に基づいて、３相インバータに給電される電源電流Ｉｂの値を推定する電源電流推定手段とを設けることである。
【０００６】
上記のモータ電流Ｉやモータ電圧Ｖには、実際の測定値の他にも、電流指令値Ｉ＊　や電圧指令値Ｖ＊　等を用いることができる。以下、各変数の右肩に添える「＊」なる記号は、指令値を表すものである。
モータ電流の測定値や電圧指令値等の値（例：実効値｜Ｉ｜、｜Ｖ＊　｜等）は、例えば、次式（１）や次式（２）等の周知の演算手順により求めることができる。
【数１】
｜Ｉ｜＝〔｛（Ｉｑ　）２　＋（Ｉｄ　）２　｝／２〕１／２　　　　　　　　…（１）
【数２】
｜Ｖ＊　｜＝〔｛（Ｖｑ　＊　）２　＋（Ｖｄ　＊　）２　｝／２〕１／２　　　　　…（２）
（記号）
Ｉｑ　　　：　ｑ軸電流の測定値
Ｉｄ　　　：　ｄ軸電流の測定値
Ｖｑ　＊　　：　ｑ軸電圧の指令値
Ｖｄ　＊　　：　ｄ軸電圧の指令値
勿論、これらの各変数には、実際の物理的な測定値を用いても良いし、制御用の指令値を用いても良い。これらを選択する際には、各種センサ（各相毎の電圧計や電流計等）の有無等に係わるシステム構成や、演算方式等の実現容易性や、ＣＰＵオーバヘッドや、所望の値の推定精度等を総合的に加味して、適当な変数を任意に用いることができる。
ただし、指令値が時間に対して大幅に急変することは無いものと仮定する。不連続かつ大幅に指令値が急変する場合等では、測定値の代りに指令値を用いることはできない。
【０００７】
例えば上記の電力推定手段では、次式（３）の様にして、電力Ｐ（の実効値）を推定することができる。Ｐの値がそのまま必要な場合には、各変数の符号（位相）に付いても考慮すれば良い。
尚、通常、回生電力により過電流が生じることはないので、電力Ｐの実効値さえ判っていれば良い場合が多い。
【数３】
｜Ｐ｜＝｜Ｉ｜　×｜Ｖ｜，
｜Ｐ｜≒｜Ｉ｜　×｜Ｖ＊　｜，
｜Ｐ｜≒｜Ｉ＊　｜×｜Ｖ｜，
｜Ｐ｜≒｜Ｉ＊　｜×｜Ｖ＊　｜　　　　　　　　　　　　　　　　　…（３）
【０００８】
ただし、式（１）、式（２）等からも判る様に、界磁電流を使用しない通常の、定常的にＩｄ　＊　≒０，Ｖｄ　＊　≒０等とするモータ制御装置においては、上記の式（３）の代わりに、次式（４）を代替させることができる。
【数４】
Ｐ≒Ｉｑ　　×Ｖｑ　，
Ｐ≒Ｉｑ　　×Ｖｑ　＊　，
Ｐ≒Ｉｑ　＊　×Ｖｑ　，
Ｐ≒Ｉｑ　＊　×Ｖｑ　＊　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（４）
【０００９】
これらの式を用いれば、上記の電源電流推定手段では次式（５）に従って、３相インバータ２に給電される電源電流Ｉｂの値を推定することができる。
【数５】
Ｉｂ＝Ｐ／（η×Ｖｂ）　　　　　　　（０＜η≦１）　　　　　…（５）
ここで、上記の係数ηは力率である。電源とインバータ間の配線等により生じ得る電圧降下分が、この係数ηの値に若干影響する場合も有る。しかしながら、その様な場合にも、この力率ηの値は、経験的に最適値を求めておくことができる。
【００１０】
例えば、以上の様な手段により、３相インバータに給電される電源電流Ｉｂの値を推定すれば、３相インバータに給電される電源電流を直接測定する電流計を具備する必要が無くなる。このため、本発明によれば、インバータに給電される電流の過剰状態（過電流）が検出可能で、かつ安価なモータ制御装置を実現することができる。
【００１１】
また、本発明の第２の手段は、３相インバータに印加される電源電圧Ｖｂを測定する電圧計を備え、この３相インバータを用いてブラシレス直流モータを３相駆動制御するモータ制御装置において、ブラシレス直流モータに関する出力トルク推定値Ｔｈ　と角速度測定値ωの両値に基づいて、ブラシレス直流モータが消費する電力Ｐを推定する電力推定手段と、電源電圧Ｖｂと電力Ｐの両値に基づいて、３相インバータに給電される電源電流Ｉｂの値を推定する電源電流推定手段とを設けることである。
【００１２】
この第２の手段を上記の第１の手段と比較した場合、電力推定手段における、電力Ｐの推定方式が異なるだけである。
即ち、電力Ｐは次式（６）を用いても推定することができる。
【数６】
Ｐ　＝　Ｔｈ　×ω，
Ｔｈ　＝　Ｋ×Ｉ，
ω　＝　ｄθ／ｄｔ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（６）
ただし、θはモータの回転角であり、ブラシレス直流モータ制御用の回転角センサから入力することができる。また、測定値Ｉは上記の第１の手段と同様の処理手順（例：式（１））に従って、例えば、Ｉｑ　，Ｉｄ　等から求めることができる。上記の定数Ｋはモータ定数（トルク定数）である。
【００１３】
また、上記の式（１）や式（６）等から出力トルク推定値Ｔｈ　を求める方式の他にも、出力トルクの指令値Ｔ＊　を式（６）の出力トルク推定値Ｔｈ　の代替変数として使用する方式が適用可能である。
【００１４】
例えば、以上の様な手段によっても、上記の式（１）、式（５）、式（６）等から３相インバータに給電される電源電流Ｉｂの値を推定できるので、３相インバータに給電される電源電流を直接測定する電流計を具備する必要が無くなる。このため、本発明の第２の手段によっても、インバータに給電される電流の過剰状態（過電流）が検出可能で、かつ安価なモータ制御装置を実現することができる。
【００１５】
また、本発明の第３の手段は、車両の運転者の操舵を補助するアシストトルクを出力する電動パワーステアリング装置において、上記の何れか１つのモータ制御装置と、電源電流Ｉｂ（推定値）を用いて異常（過電流）に関する判定を行う異常判定手段と、異常判定手段により異常（過電流）が検出された時に、モータ制御装置によるブラシレス直流モータの３相駆動制御を停止する緊急制御停止手段とを設けることである。
【００１６】
例えば、この様な電動パワーステアリング装置においては、モータに過剰な電流が流れる等して、不測の操舵が実施される等の恐れがない。即ち、この様な電動パワーステアリング装置においては、十分な安全性を従来よりも安価で獲得することができる。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。ただし、本発明は以下に示す実施例に限定されるものではない。
〔第１実施例〕
図１に、本発明の実施例に係わるモータ制御装置１００のシステム構成図を示す。
モータ制御装置１００は、図略のＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等を有する図略のコンピュータを具備し、３相インバータ２は、図略のバッテリー、ＰＷＭ変換器、ＰＭＯＳ駆動回路等から構成され、チョッパ制御により駆動電流を正弦波にしてモータ３に電力を供給する。モータ３はブラシレス直流モータで３相駆動制御される。
【００１８】
電圧計（電圧センサ）１を経由して、電源電流Ｉｂが３相インバータ２に供給される。モータ３には、３相インバータ２よりＵ，Ｖ，Ｗの３相に対する各モータ駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが供給される。回転角センサ４はモータ３の回転角θを出力する。
【００１９】
また、図１の３相変換部１１、２相変換部１２、及び電源電流推定部１３等は、上記の図略のコンピュータを制御するソフトウェアにより実現されている。
例えば、３相変換部１１は、回転角θ、指令電圧Ｖｑ＊　，Ｖｄ＊　を入力し、これらに基づいて、周知のｄｑ逆変換を実行し、更に、２相→３相変換を実行して、各相毎の電圧指令値Ｖｕ＊　，Ｖｖ＊　，Ｖｗ＊　を出力する。
【００２０】
図２は、本実施例におけるモータ制御装置１００の制御ブロック・ダイアグラムである。ｄ軸とｑ軸の各電流指令値（Ｉｄ＊　，Ｉｑ＊　）は、「トルク指令」の指令値に基づいて決定される。通常は、Ｉｄ＊　＝０である。
【００２１】
以下、本発明の特徴部分を具現する電源電流推定部１３の動作について、図２を用いて説明する。
図２のフローチャートは、モータ制御装置１００の電源電流推定部１３で実行する処理手順を例示するものである。
【００２２】
電源電流推定部１３で実行する処理手順としては、まず最初に、ステップ１３１により、測定値（電源電圧Ｖｂ，ｑ軸電流Ｉｑ　）を入力する。
ステップ１３２では、指令値（ｑ軸電圧Ｖｑ　＊　）を入力する。
ステップ１３５では、式（４）（２行目）に従って、モータ３の消費電力Ｐを推定する。
【００２３】
ここで、式（４）が可用なのは、前にも言及した様に、図１のモータ制御装置１００のｄ軸電流指令値Ｉｄ　＊　が恒常的に０に設定されているためである。また、指令値（ｑ軸電圧Ｖｑ　＊　）が時間に対して大幅に急変することは無いものと仮定している。また、追従性（応答性）の高いモータ制御装置では、実測値と指令値との間に大きな差異があるケースは殆ど無い。例えば、車載用の電動パワーステアリング装置等では、通常、この様な仮定（指令値の連続性や、系の応答性等）が常に成り立っている。上記の手順は、これらの仮定条件が容易に成り立つ系において、特に有効であり、それらの場合に、高い推定精度が期待できる。
【００２４】
ステップ１３７では、式（５）に従って、電源電流Ｉｂの値を推定する。
ステップ１３９では、求めた電源電圧Ｉｂを所定の記憶領域に出力する。
例えばこの様な構成にしたがって、電源電圧Ｉｂの推定値を常時算出することができるため、効果的に過電流等の異常を監視することができる。
【００２５】
図３は、モータ制御装置１００における本発明の効果を例示するグラフである。例えば上記のモータ制御装置１００を用いれば、本発明の作用により、この様に高い精度で電源電圧Ｉｂの推定値を実施できることが判る。
【００２６】
〔第２実施例〕
上記の第１実施例では、前述の式（４）に基づいてモータの消費電力Ｐを求める処理手順を例示したが、本第２実施例では、その他の処理手順によってモータの消費電力Ｐを求める実施形態を例示する。この方法は、前記の本発明の第２の手段に対応するものである。
【００２７】
即ち、例えば図１のモータ制御装置１００においては式（１）に基づいてモータ電流Ｉを求めることができ、更に、モータ３の回転角θからモータ３の回転角速度ω（＝ｄθ／ｄｔ）を求めることができるので、前述の図１のモータ制御装置１００においては、モータの消費電力Ｐを、式（４）の代りに前述の式（６）を用いて求めることができる。モータ電流Ｉの符号（向き）は、モータ３の回転角速度ωを増加させる方向を正の向きとする。
【００２８】
例えばこの様な方式を採用すれば、モータ電流Ｉや回転角速度ωを実測値に基づいて算出できるため、ｑ軸電流指令値Ｉｑ　＊　等の指令値の与え方（仮定されるべき連続性等）とは無関係に、常に電源電流Ｉｂをより正確に求めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係わるモータ制御装置１００のシステム構成図。
【図２】モータ制御装置１００の電源電流推定部１３で実行する処理手順を例示するフローチャート。
【図３】モータ制御装置１００における本発明の効果を例示するグラフ。
【符号の説明】
１００　…　モータ制御装置
１　…　電圧計（電圧センサ）
２　…　３相インバータ
３　…　ブラシレス直流モータ
４　…　回転角センサ
１１　…　３相変換部
１２　…　２相変換部
１３　…　電源電流推定部
Ｉｂ　…　電源電流
Ｖｂ　…　電源電圧
Ｉ　　…　モータ電流（瞬時交流電流）
Ｖ　　…　モータ電圧（瞬時交流電圧）
Ｉ＊　　…　電流指令値
Ｖ＊　　…　電圧指令値
Ｉｑ　＊　…　ｑ軸電流の指令値
Ｉｄ　＊　…　ｄ軸電流の指令値
Ｖｑ　＊　…　ｑ軸電圧の指令値
Ｖｄ　＊　…　ｄ軸電圧の指令値
Ｐ　…　モータ消費電力（推定値）
η　…　力率
θ　…　モータ回転角
ω　…　モータ回転角速度（＝ｄθ／ｄｔ）
Ｔｈ　…　出力トルク推定値
Ｋ　…　モータ定数（トルク定数）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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