(57)【要約】　　　（修正有）【課題】電動機の高効率運転範囲を拡大した電動機駆動装置を提供する。【解決手段】交流を直流に交換する第２の整流器５と、この第２の整流器に並列接続された分圧コンデンサ６と、この分圧コンデンサに並列接続された平滑コンデンサ７と、この平滑コンデンサに接続され電動機１５に駆動電力を供給するインバータ９と、前記第２の整流器の交流側に設けられたリアクトル２と、このリアクトルを介して交流を短絡開放するスイッチング素子４と、前記第２の整流器と前記分圧コンデンサ間に接続されオフ状態で全波整流回路をオン状態で倍電圧回路を形成するスイッチ８と、前記電動機の低速回転領域で、前記スイッチング素子をオフ状態に保ち、前記スイッチをオフ状態とする運転領域を備えた電動機駆動装置とする。【選択図】　図１
2004088859.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を直流に変換する第２の整流器と、この第２の整流器に並列接続された分圧コンデンサと、この分圧コンデンサに並列接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに接続され電動機に駆動電力を供給するインバータと、前記第２の整流器の交流側に設けられたリアクトルと、このリアクトルを介して交流を短絡開放するスイッチング素子と、前記第２の整流器と前記分圧コンデンサ間に接続されオフ状態で全波整流回路をオン状態で倍電圧回路を形成するスイッチと、前記電動機の低速回転領域で、前記スイッチング素子をオフ状態に保ち、前記スイッチをオフ状態とする運転領域を備えた電動機駆動装置。
【請求項２】
交流を直流に変換する第２の整流器と、この第２の整流器に並列接続された分圧コンデンサと、この分圧コンデンサに並列接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに接続され電動機に駆動電力を供給するインバータと、前記第２の整流器の交流側に設けられたリアクトルと、このリアクトルを介して交流を短絡開放するスイッチング素子と、前記第２の整流器と前記分圧コンデンサ間に接続されオフ状態で全波整流回路をオン状態で倍電圧回路を形成するスイッチと、前記スイッチング素子をオフ状態に保つ運転モードと、前記スイッチング素子をオンオフ制御する運転モードとを備えた電動機駆動装置。
【請求項３】
請求項２において、前記スイッチング素子をオンオフ制御する運転モードにおける前記スイッチング素子のオンオフは、前記交流電圧のゼロクロス点から所定時間遅れて前記スイッチング素子をオンし、所定時間オンした後オフする動作である電動機駆動装置。
【請求項４】
請求項３において、前記スイッチング素子４のオン時間に、上限値もしくは下限値もしくはその両方を設ける電動機駆動装置。
【請求項５】
請求項３において、前記スイッチング素子のゼロクロス信号検出から前記交流電源を短絡するまでの遅延時間に、上限値もしくは下限値もしくはその両方を設ける電動機駆動装置。
【請求項６】
交流を直流に変換する第２の整流器と、この第２の整流器に並列接続された分圧コンデンサと、この分圧コンデンサに並列接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに接続され電動機に駆動電力を供給するインバータと、前記第２の整流器の交流側に設けられたリアクトルと、このリアクトルを介して交流を短絡開放するスイッチング素子と、前記第２の整流器と前記分圧コンデンサ間に接続されオフ状態で全波整流回路をオン状態で倍電圧回路を形成するスイッチと、前記スイッチング素子をオフ状態に保ち前記スイッチをオフ状態に保つ運転モードと、前記スイッチをオフ状態に保ち前記スイッチング素子をオンオフ制御する運転モードと、前記スイッチをオン状態に保ち前記スイッチング素子をオンオフ制御する運転モードとを備えた電動機駆動装置。
【請求項７】
請求項６において、前記スイッチング素子をオンオフ制御する運転モードにおける前記スイッチング素子のオンオフは、前記交流電圧のゼロクロス点から所定時間遅れて前記スイッチング素子をオンし、所定時間オンした後オフする動作である電動機駆動装置。
【請求項８】
請求項７において、前記スイッチング素子４のオン時間に、上限値もしくは下限値もしくはその両方を設ける電動機駆動装置。
【請求項９】
請求項７において、前記スイッチング素子のゼロクロス信号検出から前記交流電源を短絡するまでの遅延時間に、上限値もしくは下限値もしくはその両方を設ける電動機駆動装置。
【請求項１０】
交流を直流に変換する第２の整流器と、この第２の整流器に並列接続された分圧コンデンサと、この分圧コンデンサに並列接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに接続され電動機に駆動電力を供給するインバータと、前記第２の整流器の交流側に設けられたリアクトルと、このリアクトルを介して交流を短絡開放するスイッチング素子と、前記第２の整流器と前記分圧コンデンサ間に接続されオフ状態で全波整流回路をオン状態で倍電圧回路を形成するスイッチと、前記スイッチング素子をオフ状態に保ち前記スイッチをオフ状態に保つ第１運転モードと、前記スイッチをオフ状態に保ち前記スイッチング素子をオンオフ制御する第２運転モードと、前記スイッチをオン状態に保ち前記スイッチング素子の前記交流電圧の半サイクルにおけるオンタイミングを入力電流に応じて変化させる第３−１運転モードと、前記スイッチをオン状態に保ち前記スイッチング素子の前記交流電圧の半サイクルにおけるオンタイミングを固定値とする第３−２運転モードとを備えた電動機駆動装置。
【請求項１１】
請求項１０において、前記第１運転モードから第２運転モードへの切替えは、前記インバータの変調率が所定値になるかまたは入力電流が所定値になったとき行う電動機駆動装置。
【請求項１２】
請求項１０において、前記第２運転モードから第３−１運転モードへの切替えは、前記インバータの変調率が所定値になるかまたは入力電流が所定値になったとき行う電動機駆動装置。
【請求項１３】
請求項１０において、前記第３−１運転モードから第３−２運転モードへの切替えは、入力電流が所定値になったとき行う電動機駆動装置。
【請求項１４】
請求項１０において、前記電動機１５を停止する場合は、第２運転モード、第３−１運転モード、第３−２運転モードのいずれかの運転モードで運転中であっても第１運転モードに遷移する電動機駆動装置。
【請求項１５】
請求項１０において、前記運転モード２から運転モード３−１に切替える場合、前記スイッチをオンする直前に、前記スイッチング素子の短絡時間をゼロクロス信号検出毎に複数回徐々に大きくするか、またはゼロクロス検出信号と次のゼロクロス検出信号の間にオンオフする回数をゼロクロス信号検出毎に徐々に増加する制御を行う電動機駆動装置。
【請求項１６】
請求項１０において、前記運転モード３−１から前記運転モード２に切替える場合、前記スイッチをオフする直前に、前記スイッチング素子のオンオフをゼロクロス信号検出複数回の期間、オフを維持する制御を行う電動機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動機を駆動する電動機駆動装置およびその応用装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電動機駆動装置として例えば特開平１１−１６４５２６号公報が知られている。この従来技術には次のことが記載されている。
【０００３】
電圧昇圧回路は、交流電源に直列に接続されたリアクトルと、交流電源を第１の整流器（ブリッジ接続された４個のダイオード）を介して短絡開放する第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）およびそのドライブ回路から構成され、第１のスイッチング素子をオンすることでリアクトルにエネルギーを蓄え、オフすることでリアクトルに蓄えられたエネルギーを下記する倍電圧用の分圧コンデンサに移動させ直流電圧を昇圧する機能を有している。このオン時間をゼロクロス点から所定時間行なうことによって、電流波形の通電角が広げられ力率が向上する。
【０００４】
そして、倍電圧整流回路は、第２の整流器（ブリッジ回路）と、この第２の整流器に並列接続され、接続点が第２の整流器の一方のダイオード直列体の接続点と結線された分圧コンデンサと、この分圧コンデンサに並列接続された平滑コンデンサとで構成され、全波整流に２倍の電圧が生成される。
【０００５】
この倍電圧整流回路の後段には、この倍電圧整流回路で形成された直流を電源として電動機を駆動するインバータ回路が接続され、インバータ制御装置によってインバータに対してスイッチング指令が与えられる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記回路によって構成される電動機駆動装置においては、交流電源の電圧が１００Ｖの場合、得られる直流電圧は、理論的には、◆
１００×１．４１×２＝２８２（Ｖ）◆
である。しかし、リアクトル４の電圧降下等があるため、実用回路では２３０Ｖ程度となる。
【０００７】
従来例では、昇圧回路は力率改善回路として用いているが、もしこれを電動機の回転数制御に適用しようとすると次のようになる。電動機の回転数が低い状態では、昇圧回路のスイッチング素子をオフにして直流電圧を２３０Ｖの状態とし、インバータのＰＷＭデューティを変化させて電動機の速度を制御する。インバータのＰＷＭデューティを増加させると、電動機の速度は増加するが、インバータのＰＷＭデューティが１００％になると、電動機の速度をそれ以上高くすることは出来ない。
【０００８】
その時点で、スイッチング素子を所定デューティでオンする。スイッチング素子をオンすると、交流電源にはリアクトルを介して短絡電流が流れ、リアクトルに電磁エネルギーが蓄積される。この状態でスイッチング素子をオフすると、リアクトルに蓄積された電磁エネルギーは出力側に放出され、平滑コンデンサに電荷が蓄積される。このように、直流電圧はスイッチング素子のオンデューティに比例して上昇する。
【０００９】
電圧の上昇と共に電動機の速度は上昇し、例えば２５０Ｖの設計点の電動機でも設計点以上の回転数に制御することができる。
【００１０】
また、交流電源の位相に合わせてスイッチング素子のオンのタイミングとオンデューティを制御することで入力電流波形を正弦波状に近似し、電源力率および高調波電流を所定の値にすることも可能としている。
【００１１】
このような従来回路においては、２５０Ｖ、５０００回転の設計点の電動機を使用して、３３０Ｖまで電圧を上げることによって、通常７０００回転まで制御することが可能である。同時に、電圧を２５０Ｖから３３０Ｖまで制御しながら、インバータのＰＷＭデューティを１００％のフルデューティとすることで、電動機の運転効率を高いものとしている。
【００１２】
しかしながら、電圧制御範囲が２５０Ｖから３３０Ｖと比較的狭いために、電動機の使用頻度の高い中速および低速領域では、インバータのＰＷＭデューティ制御によって、電動機の速度を制御しなければならなかった。そして、電動機をこのような速度制御する場合には、特に低速のＰＷＭデューティの低い場合には、最低電圧２３０Ｖは、次のような理由で、好ましいものではなかった。
【００１３】
最低電圧２３０Ｖの状態では、電動機の巻線コイルに流れる電流は、ｄｉ／ｄｔ＝Ｖ／Ｌの関係で与えられるので、ｄｉ／ｄｔの値が大きくなる。インバータのＰＷＭ信号のキャリア周波数が一定であれば、当然、電流リップルが大きなものとなる。この電流リップルは、電磁脈動となり、電動機の固定子のコアに電流を流し、鉄損を増大させる。すなわち、電動機の運転効率を著しく低下させることになる。
【００１４】
本発明の目的は、電動機の高効率運転範囲を拡大した電動機駆動装置を提供しようとするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、交流を直流に変換する第２の整流器と、この第２の整流器に並列接続された分圧コンデンサと、この分圧コンデンサに並列接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに接続され電動機に駆動電力を供給するインバータと、前記第２の整流器の交流側に設けられたリアクトルと、このリアクトルを介して交流を短絡開放するスイッチング素子と、前記第２の整流器と前記分圧コンデンサ間に接続されオフ状態で全波整流回路をオン状態で倍電圧回路を形成するスイッチと、前記電動機の低速回転領域で、前記スイッチング素子をオフ状態に保ち、前記スイッチをオフ状態とする運転領域を備えた電動機駆動装置とすることによって達成される。
【００１６】
また、上記目的は、交流を直流に変換する第２の整流器と、この第２の整流器に並列接続された分圧コンデンサと、この分圧コンデンサに並列接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに接続され電動機に駆動電力を供給するインバータと、前記第２の整流器の交流側に設けられたリアクトルと、このリアクトルを介して交流を短絡開放するスイッチング素子と、前記第２の整流器と前記分圧コンデンサ間に接続されオフ状態で全波整流回路をオン状態で倍電圧回路を形成するスイッチと、前記スイッチング素子をオフ状態に保つ運転モードと、前記スイッチング素子をオンオフ制御する運転モードとを備えた電動機駆動装置とすることによって達成される。
【００１７】
また、上記目的は、交流を直流に変換する第２の整流器と、この第２の整流器に並列接続された分圧コンデンサと、この分圧コンデンサに並列接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに接続され電動機に駆動電力を供給するインバータと、前記第２の整流器の交流側に設けられたリアクトルと、このリアクトルを介して交流を短絡開放するスイッチング素子と、前記第２の整流器と前記分圧コンデンサ間に接続されオフ状態で全波整流回路をオン状態で倍電圧回路を形成するスイッチと、前記スイッチング素子をオフ状態に保ち前記スイッチをオフ状態に保つ運転モードと、前記スイッチをオフ状態に保ち前記スイッチング素子をオンオフ制御する運転モードと、前記スイッチをオン状態に保ち前記スイッチング素子をオンオフ制御する運転モードとを備えた電動機駆動装置とすることによって達成される。
【００１８】
また、上記目的は、交流を直流に変換する第２の整流器と、この第２の整流器に並列接続された分圧コンデンサと、この分圧コンデンサに並列接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに接続され電動機に駆動電力を供給するインバータと、前記第２の整流器の交流側に設けられたリアクトルと、このリアクトルを介して交流を短絡開放するスイッチング素子と、前記第２の整流器と前記分圧コンデンサ間に接続されオフ状態で全波整流回路をオン状態で倍電圧回路を形成するスイッチと、前記スイッチング素子をオフ状態に保ち前記スイッチをオフ状態に保つ第１運転モードと、前記スイッチをオフ状態に保ち前記スイッチング素子をオンオフ制御する第２運転モードと、前記スイッチをオン状態に保ち前記スイッチング素子の前記交流電圧の半サイクルにおけるオンタイミングを入力電流に応じて変化させる第３−１運転モードと、前記スイッチをオン状態に保ち前記スイッチング素子の前記交流電圧の半サイクルにおけるオンタイミングを固定値とする第３−２運転モードとを備えた電動機駆動装置とすることによって達成される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を実施例によって詳細に説明する。◆
図１は、本発明の電動機駆動装置の構成を示す図であり、次のように構成されている。
【００２０】
交流電源１（コンセント等により接続されて電源と回路が形成される）に直列に接続されたリアクトル２と、このリアクトル２の後段に接続され、ダイオードのブリッジ回路から構成される第１の整流器３と、この第１の整流器３に並列接続され、交流電源１を短絡開放するスイッチング素子４およびそのドライブ回路１１から第１の電圧制御手段が構成される。
【００２１】
リアクトル２の後段に接続されダイオードブリッジ回路から構成される第２の整流器５と、この第２の整流器５の直流側に並列接続されたコンデンサの直列体からなる分圧コンデンサ６ａ、６ｂと、この分圧コンデンサ６ａ、６ｂに並列に接続された平滑コンデンサ７と、第２の整流器５の一方のダイオード直列体の接続点（交流側）と分圧コンデンサ６ａ、６ｂの接続点との間に設けられ倍電圧整流電圧と全波整流電圧に切り換えるスイッチ８から第２の電圧制御手段が構成される。
【００２２】
第２の電圧制御手段の発生する直流電圧を電源とし、電動機１５（主に直流ブラシレスモータ）に回転磁界を与えることで駆動する６個のスイッチング素子をブリッジ接続した三相インバータ回路９と、インバータ９のドライブ回路１２とから電動機駆動回路は構成されている。
【００２３】
演算制御手段としてのマイコン１０は、交流電源のゼロクロス点検出回路１３の出力信号、電動機１５の磁極位置及び回転数を検出するために電動機１５の入力電流を検出する電流検出回路１４の出力信号、平滑コンデンサの両端の電圧を検出する直流電圧検出回路１６の出力信号、及び図示しない上位制御装置からの電動機運転制御指令を入力して、予定の制御演算を行って、第１の電圧制御手段のスイッチング素子４をＰＷＭ駆動するドライブ回路１１への動作信号出力、第２の電圧制御手段のスイッチ８への切り換え信号出力、及び電動機１５をＰＷＭ駆動するインバータ９への動作信号出力を行う。
【００２４】
次に、上記の構成における動作について説明する。図１において、スイッチ８がオフ、スイッチング素子４が連続的にオフ（開放）した状態の第１の運転モードについて説明する。
【００２５】
図１において上記第１の運転モードの状態は、一般的な全波整流回路を構成する。この時、整流回路がインバータ９に出力する直流電圧は理論的に◆
１００×１．４１＝１４１（Ｖ）◆
となる。しかし、リアクトル等の電圧降下により通常約１２０Ｖ程度となる。電動機１５は直流ブラシレスモータであるため、印加される直流電圧に比例し回転速度が増減する。このため電動機１５を低い回転速度域（例えば最大回転速度７０００ｒｐｍに対して２０００ｒｐｍ以下）で運転する場合は高い直流電圧とするよりも、低い電圧としたほうが装置全体として効率が良くなる。
【００２６】
単に低回転速度で運転するだけであれば、倍電圧整流回路等でインバータ９に供給する直流電圧を電動機１５が最大回転速度で必要とする直流電圧に設定し、インバータ９のＰＷＭデューティを小さくすることで電動機１５を運転制御することは可能である。
【００２７】
しかし、従来例で前述したように、電動機１５に印加する電圧を小さなＰＷＭデューティで高い直流電圧をチョッピングして得ることとなる。このため、電動機１５に流れる電流変化ｄｉ／ｄｔが大きくなることから、電動機の鉄損などが増大し、電動機駆動形として効率が悪くなってしまう。
【００２８】
そこで、本実施例では、前述した第１の運転モード、すなわち第１のスイッチング素子４及び第２のスイッチ８を共にオフ状態とする運転モード、を設けた。これにより、電動機１５を低回転速度で運転する際、第２の整流器５、分圧コンデンサ６の後段のインバータ９から見て電圧源となる平滑コンデンサ７の直流電圧を全波整流による電圧とすることで小さくして、インバータ９のＰＷＭデューティを比較的大きく保ち、電動機に流れる電流変化ｄｉ／ｄｔの小さい電動機駆動を行うことで、高効率な運転が可能になる。なお、インバータ９のＰＷＭデューティは、入力直流電圧が変動しても電動機１５に印加される電圧が要求値となるように演算される。
【００２９】
次に図１において、スイッチ８をオフ、第１のスイッチング素子４を所定の短絡開放制御する第２の運転モードについて説明する。
【００３０】
第１の運転モードで電動機の負荷が大きい場合や電動機の回転速度を大きくする場合、負荷や回転速度にともなって交流電源１から入力する電流が大きくなる。この時、図１に示す回路は、交流電源に直列にリアクトル２が接続されているが第１のスイッチング素子４を短絡開放制御しない状態では基本的にコンデンサインプット回路を構成している。コンデンサインプット回路は、入力電流が正弦波交流にならずに電流の流れない時間が生じ、その分、電流のピークが大きくなる特性となる。第２の整流器５の出力電圧である脈流がゼロクロス点から立ち上がっても、コンデンサ６、７には電荷が蓄えられており脈流の電圧がコンデンサ６、７の電圧よりも低い状態が続く。この状態では電流が流れない。そして、脈流の電圧がさらに高くなるとコンデンサ６、７の電圧を上回り、この時点で第２の整流器５からコンデンサ６、７に電流が流れる。そして、電流が流れる期間は再び脈流の電圧がコンデンサ６、７の電圧より低くなるまで続く。この脈流の半サイクル中に電流が流れている期間を通流位相角という。この電流は尖塔的であるため、入力交流の力率を悪くする。ここで、電気抵抗で発生する損失は、損失Ｐ＝抵抗Ｒ×（電流Ｉ）２で電流の２乗に比例して大きくなる。
【００３１】
そこで、スイッチング素子４を適宜短絡することで電流が流れない期間に電流を強制的に流す第２の運転モードを設けることで、し、先のピーク値の高い尖塔的な電流を低減し、力率を改善しようとするものである。ゼロクロス検出回路１３で検出した入力交流電圧のゼロクロス信号を基に、マイコン１０でスイッチング素子４を短絡するまでの所定の遅延時間と、スイッチング素子４を短絡する時間を演算し、スイッチング素子４を短絡開放するドライブ信号をドライブ回路１１に出力する。これによりスイッチング素子４が短絡開放制御されて入力電流がリアクトル２、第１の整流回路３を介して流れ、スイッチング素子４の短絡開放するタイミングによって、入力電流が流れる時間（位相角）を拡大して入力電流のピークを小さくすることができると共に、リアクトル２の電磁エネルギー蓄積効果によってインバータ９に出力する直流電圧を制御することができる。これにより、入力電流のピークが小さくなり、回路の固定的な抵抗分で発生する損失を小さくすることができ、高効率な電動機運転を図ることができる。
【００３２】
ここで、スイッチング素子４を短絡開放する制御方法について説明する。まず、入力交流電圧のゼロクロス点を起点にスイッチング素子４をスイッチング開始するまでの遅延時間は、インバータ９が回転制御する電動機１５の回転速度範囲や負荷条件がある程度限定されるので、固定値とする。この場合、負荷はあまり大きくない状態であるので、通流位相角は小さい。従って、通流位相角前後のゼロクロス点までの角度が大きい。このため、遅延時間があまりに短いと、スイッチング素子４をオンさせることによる電流が却って尖塔的になってしまい、電流波形を悪化させてしまう。そこで、遅延時間を実験的に求めた、電流波形を悪化させずに力率の改善を図ることが可能な固定値とするのである。
【００３３】
なお、固定値としなくても、電動機１５の回転速度や負荷、若しくは入力電流によって、遅延時間を変化させる制御とすることも可能である。ここで、この固定値もしくは電動機の回転速度に応じて変化させる量は実験的に求めておくことができるので、この結果を用いれば良い。また当然ながら遅延時間は、固定値とはせずに、テーブルデータもしくは演算式を準備しておき、電動機の回転速度、直流電圧、出力電流、交流電源１の入力電圧、入力電流等の情報を基に算出しても良い。
【００３４】
次に、スイッチング素子４の短絡開放時間の設定について説明する。電動機１５が所定の回転速度範囲にある時は、平滑コンデンサ７の端子電圧を予定した所定の直流電圧（直流電圧指令）に制御する。マイコン１０が検出した直流電圧情報と所定の直流電圧の偏差からマイコン１０で短絡時間の増加／減少幅を演算し、検出する直流電圧情報が所定の直流電圧値になるようにフィードバック制御を行う。ここで、予め決定する所定の直流電圧値は、入力する交流電源１の電圧変動を加味しても、入力電流のピーク値がスイッチング素子４を連続的に開放（オフ）した場合より大きくなることなく実現できる電圧値とする。また、スイッチング素子４の短絡時間に上限値を設定し、入力電流のピーク値がスイッチング素子４を連続的に開放（オフ）した場合より大きくなることがないようにする。尚、この上限値は、図示しない入力電圧検出回路を用いれば、この検出した入力電圧値に応じてインバータ９に出力する直流電圧値を変化させれば良いことになるので、単に保護目的としても良い。
【００３５】
また、上記運転モード２におけるスイッチング素子４の短絡開放時間及びゼロクロス点からスイッチング素子４を短絡するまでの遅延時間は、負荷的に運転モード２での運転領域の大きさによっては実験的に求めた固定値としても上記と同様な効果を得ることができる。
【００３６】
次に図１において、スイッチ８をオン、スイッチング素子４を短絡開放制御する第３−１および第３−２の運転モードについて説明する。
【００３７】
まず運転モード３−１の動作について説明する。第２の運転モードにおいて電動機１５の回転速度をインバータ９の変調率（インバータ回路９に出力するＰＷＭ信号のオン比率（インバータ回路９に印加される直流電圧Ｖｄと前記電動機１５に印加されるモータ電圧Ｖｍとの比（Ｖｍ／Ｖｄ）））を上昇させることで上昇させていくと、いずれ変調率はほぼ１００％に達しこれ以上電動機１５に印加する電圧を上昇させることができなくなり、電動機１５の回転数を上昇させることができなくなる。第２の運転モードではスイッチ８がオフであるため基本的に全波整流回路を構成しており、直流電圧は入力交流電圧の変動がないとすると、一定値である。この状態で電動機１５の回転速度を上昇する場合は、直流電圧が不足しているため、回転速度がある回転速度以上上昇しないか、もしくは電動機の効率が悪い運転となってしまう。
【００３８】
そこで、ある回転速度以上に電動機１５の回転速度を上昇させる場合は、スイッチ８をオンとすることで倍電圧整流回路を構成する。これにより基本となる電圧は１００Ｖ×２×１．４１＝２８２Ｖとなり（実質的にはリアクトルや負荷による電圧降下で２２０〜２５０Ｖ程度）、電動機１５をより高い回転速度まで上昇することができるようになる。
【００３９】
ここで、スイッチ８をオンしたのみの倍電圧整流回路では、交流電源からの入力電流がコンデンサインプット形のままであるため、前述したように入力電流の波高値が高く回路の効率が悪い。また同時に高調波電流も発生してしまう。
【００４０】
そこで、スイッチング素子４を所定の短絡開放制御を行い、入力電流の波高値を抑える効率的な運転を行うとともに、入力電流の通流位相角（電源周波数半周期中の通流時間）を大きくする力率を改善した運転を行う。
【００４１】
この時のスイッチング素子４の短絡開放制御の一例を示す。運転モード３−１は、運転モード２で電動機１５を効率的な運転ができなくなった直後からのモードであることを鑑みると、電動機１５の運転（回転速度、負荷）状態もしくは交流電源からの入力電流は本実施例の電動機駆動装置が出力（入力）できる最大時のおよそ中間の領域から行うモードであると考えられる。従って、入力電流の通流位相角（通流時間）は十分に大きくない。そこで、運転モード３−１では、スイッチング素子４を交流電源のゼロクロス点から短絡するまでの遅延時間および、短絡時間の両方を制御することで回路の効率が良好でかつ高力率な運転が得られる。
【００４２】
まず、例えば運転モード３−１は図２中の入力電流Ａから入力電流Ｂまでの領域で行うこととする。ここで、図２は横軸に入力電流、縦軸に交流電源のゼロクロス点からスイッチング素子４を短絡するまでの遅延時間を示しており、入力（交流）電流が大きくなるに従い遅延時間を小さくしている。入力電流が大きくなる理由は、負荷に供給する電力が増大しているためで、負荷電流が大きくなることを意味する。従って、コンデンサ６、７から電動機１５に供給する電流が増大するため、コンデンサ６、７の電圧の減少が早くなる。第２の整流器５の出力である脈流がゼロクロス点を超えてから電流が流れ始めるまでの期間（位相）は、入力電流が小さい場合よりも大きい場合のほうが短くなる。すなわち、通流位相角が増大するのである。
【００４３】
このように、入力電流が大きくなるにつれて通流位相角が増大するため、ゼロクロス点から電流が流れ始めるまでの期間が短くなり、これに合わせるように、遅延時間を小さく制御するのである。
【００４４】
このように入力電流が大きくなり通流位相角が大きくなるに従い遅延時間を小さくすることで、スイッチング素子４を短絡開放制御しない場合よりも常に入力電流の通流位相角を大きく保つ力率の良い運転を行うことができるとともに、入力電流を入力電源の半周期内で連続的に保つことができる。
【００４５】
次に運転モード３−１のスイッチング素子４の短絡開放制御について説明する。スイッチング素子４の短絡時間は小さ過ぎると入力電流の波高値を十分に小さくすることができず、また、大き過ぎると入力電流が三角波状に近付き波高値も短絡開放しない場合より大きくなってしまう。そこで、スイッチング素子４の制御パラメータとして、第２の電圧制御回路の出力する直流電圧を例えば２５０Ｖ一定になるように制御すると、回路効率、力率ともに良好に制御ができることが実験的にも分かっている。これより、運転モード３−１時のスイッチング素子４の制御は、先に述べたように入力電流の値によりゼロクロス点からの遅延時間を演算し、この算出した遅延時間が経過後、スイッチング素子４を短絡する。そして、電源周期の半周期中の短絡時間を所定の直流電圧値指令（例えば２５０Ｖ）と直流電圧検出回路１６で検出した直流電圧値との偏差から演算し、この短絡時間が経過後スイッチング素子４を開放する。
【００４６】
このような制御を行うことで効率、力率ともに良好な運転を行うことができ、更に、インバータ回路９に出力する直流電圧も安定するので電動機１５の回転制御を安定して行うことができる。
【００４７】
次に運転モード３−２の動作について説明する。まず、運転モード３−２は、図２中に示す入力電流がＢ以上の場合に行うため、スイッチング素子４をゼロクロス点から短絡するまでの遅延時間はＴｄ＿Ｂの固定値とする。これは入力電流を十分に負荷のある領域（入力電流がＢ以上となる領域）に設定することで、入力電流の通流位相角は十分に大きな値となり、ゼロクロス点からすぐの期間で電流が立ち上がるため、遅延時間を固定値としても十分力率を改善する効果があるためである。
【００４８】
また、スイッチング素子４の短絡時間については、運転モード３−１と同様にして、出力する直流電圧を所定の直流電圧指令値（例えば２５０Ｖ）になるように増減することで、運転モード３−２と同様な効果を得ることができる。
【００４９】
次に運転モード３−１、３−２において入力電源電圧が変動した場合について説明する。まず、入力電源電圧が低い場合、上記運転モード３−１、３−２の制御を行うと、直流電圧を所定の直流電圧値（例えば２５０Ｖ）まで昇圧しようとするため、スイッチング素子４の短絡時間は入力電源電圧が低くなるに従い大きくなる。スイッチング素子４の短絡時間が大きくなり過ぎると、入力電流は通常の波高値よりもスイッチング素子４が短絡することによって流れる電流の方が大きくなり、入力電流の波形は三角波状となり、波高値も高い非効率的でかつ力率も悪いものになる。これは図３に示すように昇圧は可能であるが効率、力率が低下することを意味する。
【００５０】
そこで、スイッチング素子４の短絡時間には最大値を設ける。これにより、入力電源電圧が低い場合には昇圧をある程度で抑えるようにし、出力する直流電圧は所定の値にならなくても、効率的かつ力率が良好な運転を行う。またこの際、電動機１５を最大回転数で駆動しようとする場合に電圧不足になることが考えられるが、この場合は電動機１５に回転磁界を与えるインバータ回路９の回転磁界の位相を調整して、電動機を最大回転数までを駆動することができる。いわゆるベクトル制御における弱め界磁制御である。この結果、電動機１５の電動機効率は若干低下するものの、スイッチング素子４の短絡開放制御で所定の電圧まで昇圧する場合の回路効率の低下より度合いが低く、総合的には効率の良い電動機駆動を行うことができる。
【００５１】
次に入力電源電圧が高い場合、上記運転モード３−１、３−２の制御を行うと、例えば入力電源電圧が１１５Ｖであると倍電圧整流のみでも直流電圧が電圧降下分を考慮しても３００Ｖ弱程度まで上昇しているため、所定の直流電圧値がこの電圧以下の場合にはスイッチング素子４の短絡制御を行わない。その結果、スイッチング素子４の短絡開放を行わないと、先にも述べた通り入力電流はコンデンサインプット形となるため、波高値が大きく非効率的であり力率も悪くなってしまう。そこで、スイッチング素子４の短絡時間には最小値を設ける。これにより、入力電源電圧が高い場合でも昇圧をある程度行うようにし、出力する直流電圧は所定の値以上であっても、効率的かつ力率が良好な運転を行う。図３を用いて具体的に説明する。図３では、点線でスイッチング素子４の短絡時間と力率、効率のグラフが、実線でスイッチング素子４の短絡時間と直流電圧との関係が示されている。基準は、力率が最大値となるように直流電圧を約２５０Ｖに制御することであるが、入力交流電圧が変動しても、力率が９５％以上を保つことができるスイッチング素子４の短絡時間を選択する。この場合直流電圧が多少大きくなっても小さくなっても力率を優先的に制御する。日本における電力事情のよさを考慮すると上記の考え方で十分である。
【００５２】
上記したスイッチング素子４の最大値および最小値は、特に備えないとしても、入力電源電圧を検出し、この入力電源電圧に応じて出力する直流電圧値を補正する、入力電源電圧が低目の場合は直流電圧も低めに設定し、高めの場合は高目に設定することで同様の効果を得ることができるのは言うまでもない。
【００５３】
次に各運転モードの遷移時の制御方法について図４及び図５を用いて説明する。運転モード１から運転モード２への遷移時は、全波整流でスイッチング素子４の短絡開放制御を行わない状態から短絡開放制御を固定条件で行う状態への遷移であるため、運転モード１で制御中に運転モード２への遷移条件が成立した際にスイッチング素子４の短絡開放制御を開始すれば良い。遷移条件は、図中▲１▼で示される通りで、インバータ９の電圧変調率（回転速度でもよい）が切替判定値Ａである約１００％に到達したか、または交流入力電流が切替電流値Ａ（平均値）に到達したかのいずれかでモード１から２に切替える。まず、電圧変調率が約１００％に到達したか否かで切替える理由は、電圧変調率が上昇するということは電動機１５の回転数が上昇している状態であり、インバータ５における変調率が最大値に達しているとこれ以上電動機１５の入力電圧を上昇させることができないからである。一方、変調率が最大値に達していなくても交流入力電流が切替電流値Ａに到達した場合、モードを１から２へと切替える。これは、電動機負荷が低速高負荷状態である時、例えば空気調和機などの圧縮機駆動用の電動機を考慮した場合、除霜運転がこれに該当する。このような場合、変調率が１００％に到達していなくても高負荷であることから、電源に対する力率の低下は好ましいものではない。このため、入力電流が先に切替電流値Ａに到達した場合にお￥も切替えるのである。
【００５４】
次に運転モード２から運転モード１への遷移時について説明する。この場合は、全波整流でスイッチング素子４の短絡開放制御を例えば固定条件で行っている状態から、短絡開放制御を停止する状態への遷移なので、運転モード２で運転中に運転モード１への遷移条件が成立（変調率が１００％を下回り、かつ入力電流が切替判定値Ｂ（Ａ＞Ｂ（変調率も同じ））した際にスイッチング素子４の短絡開放制御を停止すれば良い。
【００５５】
次に運転モード２から運転モード３−１への遷移時について説明する。運転モード２で運転中に運転モード３−１への遷移条件が成立した場合、直ちにスイッチ８をオンせずに、まずスイッチング素子４の短絡開放を所定の条件で行う。この所定の条件とは、例えば交流電源電圧のゼロクロス点毎に、つまり電源周期半周期毎に出力する直流電圧が徐々に増加するように短絡時間を徐々に大きくしたスイッチング素子４の短絡開放制御を行い、直流電圧がたとえば２００Ｖ程度まで達するまで短絡開放制御をおこなう。その後、スイッチ８をオンし、倍電圧整流に切り換える。こうすることにより、スイッチ８をオンした際の直流電圧変動を小さくすることができ、電動機１５へ印加する直流電圧の変動が緩やかになる。
【００５６】
また、全波整流の状態で直流電圧を徐々に高める方法として、スイッチング素子４の短絡時間を徐々に大きくする手法を記したが、たとえば、固定の短絡時間のスイッチングを行う回数を徐々に増やすことでも同様な効果は得られ、また、短絡時間だけでなくゼロクロス点からスイッチング素子４を短絡するまでの遅延時間を同時に制御しても良い。
【００５７】
また、スイッチ８を切り換えた直後は、直流電圧がオーバーシュートする。このオーバーシュートを早く収束させるために、スイッチ８の切り換え後は次のゼロクロス点もしくはゼロクロス点を複数回検出するまではスイッチング素子４の短絡開放制御を行わないか、もしくは、運転モード３−１制御の条件でスイッチング素子４を短絡開放制御するのではなく所定の固定条件で短絡開放制御を行うと良い。
【００５８】
運転モード２から３−１への遷移条件は、変調率が切替判定値Ｃに達したか、または入力電流が切替電流値Ｃに達したかで決める。モード２になった段階で直流電圧が高く制御されているため、モード２への切替直後は変調率に余裕がある。そして、これが約１００％に達するとこれ以上直流電圧を上昇させることができないので、この時点でモード３−１に切替える。入力電流については▲１▼と同様である。
【００５９】
次に運転モード３−１から運転モード２への遷移時について説明する。運転モード３−１で運転中に運転モード２への遷移条件（図５の▲４▼）が成立した場合、直ちにスイッチ８をオフせずに、スイッチング素子４の短絡開放を運転モード２への遷移条件が成立後交流電源のゼロクロス点を１回もしくは複数回検出するまで連続的にオフしたあと、スイッチ８をオフする。そして通常この際には、分圧コンデンサ６ａ、６ｂ及び平滑コンデンサは電荷がチャージされている状態であるため、スイッチ８をオフしても出力する直流電圧は急激に全波整流で得られる直流電圧まで低下しない。ここで、スイッチ８をオフした後、直流電圧が十分に低下しない状態で、スイッチング素子４を短絡開放制御すると、出力する直流電圧は不安定となるので、スイッチ８オフ後は所定時間もしくは交流電源のゼロクロス点を所定回数検出するまでは、運転モード２におけるスイッチング素子４の短絡開放制御は行わないこととする。
【００６０】
上記により直流電圧の挙動が安定した運転モード３−１から運転モード２への切り換えを行うことができる。
【００６１】
次に運転モード３−１から運転モード３−２、運転モード３−２から運転モード３−１への遷移時について説明する。
【００６２】
運転モード３−１で運転中、運転モード３−２への遷移条件が成立（図２に示す如く入力電流が切替電流値Ｅに達した時）した場合、つまり入力電流が図２中の電流値Ｂに達した場合は、電源電圧のゼロクロス点からスイッチング素子４を短絡するまでの遅延時間はＴｄ＿Ｂになっており十分に小さくなっているため、運転モード３−２における電源電圧のゼロクロス点からスイッチング素子４の短絡までの遅延時間の固定値を例えばＴｄ＿Ｂとすることで、運転モード３−１から運転モード３−２への切替えは制御的に連続なスムーズなものとすることができる。
【００６３】
また、運転モード３−２から運転モード３−１への遷移については、上記運転モード３−１から運転モード３−２への遷移と逆に行えば同様に制御的に連続なスムーズな切り換えを行うことができる。
【００６４】
以上説明した本実施例の効果を図６を用いて説明する。本実施例における電動機駆動装置と従来装置におけるインバータ９への印可電圧の比較を示す。このように、電動機負荷の小さい領域で、インバータ９への印可電圧を小さくすることができている。
【００６５】
図７に本実施例の電動機駆動装置と従来装置における、電動機効率の比較を示す。このように、電動機負荷の低い状態において、本発明の電動機駆動装置は、従来装置に比し、大幅に高い電動機運転効率をもたらす。
【００６６】
これを、空気調和機や冷蔵庫等の冷凍装置に適用すれば、消費電力の少なく、安価で、商品価値の高い冷凍装置、特に、空気調和装置、冷蔵庫などを提供することができる。
【００６７】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、電動機の高効率運転範囲を拡大した電動機駆動装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例に係る電動機駆動装置の構成図である。
【図２】本発明の一実施例に係る電動機駆動装置の運転モード３−１における入力電流とスイッチ素子４の遅延時間の関係を示す図である。
【図３】本発明の一実施例に係る電動機駆動装置のスイッチング素子短絡時間と直流電圧、力率の関係を示す図である。
【図４】本発明の一実施例に係る電動機駆動装置における運転モードの状態遷移の一例を示す図である。
【図５】本発明の一実施例に係る電動機駆動装置における各運転モードの遷移時の条件を示す図である。
【図６】本発明の一実施例に係る電動機駆動装置の電圧制御効果を説明する図である。
【図７】本発明の一実施例に係る電動機駆動装置の電動機駆動効率を説明する図である。
【符号の説明】
１…交流電源、２…リアクトル、３…第１の整流器、４…第１のスイッチング素子、５…第２の整流器、６…分圧コンデンサ、７…平滑コンデンサ、８…第２のスイッチ、９…インバータ回路、１０…演算制御手段（マイコン）、１１、１２…ドライブ回路、１３…ゼロクロス検出回路、１４…磁極位置検出回路もしくは電流検出回路、１５…電動機、１６…直流電圧検出回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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