(57)【要約】【課題】本発明は、入力リターンロス特性の変化を招くことなく、安価にバックトークを低減することが可能な周波数変換装置を提供することを目的とする。【解決手段】本発明に係る周波数変換装置は、入力された高周波信号を増幅する高周波アンプ１２と、高周波アンプ１２の出力信号と局部発振信号を混合するミキサ１４と、ミキサ１４の出力信号に帯域制限を施して所定帯域成分のみを選択通過させるバンドパスフィルタ１５と、を有する周波数変換装置において、高周波アンプ１２とミキサ１４との間に、そのカットオフ周波数が制御可能な可変フィルタａを設けた構成としている。【選択図】　　　図１
2004088609.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された高周波信号を増幅する高周波アンプと、該高周波アンプの出力信号と局部発振信号を混合するミキサと、該ミキサの出力信号に帯域制限を施して所定帯域成分のみを選択通過させるフィルタと、を有する周波数変換装置において、
前記高周波アンプと前記ミキサとの間に、そのカットオフ周波数が制御可能な可変フィルタを設けたことを特徴とする周波数変換装置。
【請求項２】
前記可変フィルタは、入力信号の低帯域成分のみを選択通過させる可変ローパスフィルタであることを特徴とする請求項１に記載の周波数変換装置。
【請求項３】
前記可変フィルタは、入力信号の所定帯域成分のみを選択通過させる可変バンドパスフィルタであることを特徴とする請求項１に記載の周波数変換装置。
【請求項４】
前記可変フィルタは、入力信号の低帯域成分のみを選択通過させる可変ローパスフィルタと、入力信号の高帯域成分のみを選択通過させる可変ハイパスフィルタと、を直列接続して成ることを特徴とする請求項１に記載の周波数変換装置。
【請求項５】
前記可変フィルタは、入力信号の高帯域成分のみを選択通過させる可変ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項１に記載の周波数変換装置。
【請求項６】
前記可変フィルタのカットオフ周波数は、前記局部発振信号の周波数制御を行う位相固定ループ回路を用いて制御されることを特徴とする請求項１に記載の周波数変換装置。
【請求項７】
前記可変フィルタのカットオフ周波数は、ボルテージシンセサイザ方式を用いて制御されることを特徴とする請求項１に記載の周波数変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ケーブルテレビジョン受信機等のチューナ部に用いられる周波数変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８はダブルコンバージョンチューナ装置の一従来構成を示すブロック図である。ダブルコンバージョンチューナ装置は、入力された高周波信号（以下、ＲＦ［Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ］信号と呼ぶ）から所望周波数成分を抽出し、後段の検波回路で処理しやすい中間周波信号（以下、ＩＦ［Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ］信号と呼ぶ）を生成する周波数変換装置である。
【０００３】
本図に示すように、従来のダブルコンバージョンチューナ装置は、第１バンドパスフィルタ１０と、アッテネータ１１と、高周波アンプ１２と、第１局部発振器１３と、第１ミキサ１４と、第２バンドパスフィルタ１５と、第２局部発振器１６と、第２ミキサ１７と、第３バンドパスフィルタ１８と、中間周波アンプ１９と、を有して成る。
【０００４】
上記構成から成るダブルコンバージョンチューナ装置の周波数変換動作について、図９を参照しながら説明を行う。上記構成から成るダブルコンバージョンチューナ装置において、第１バンドパスフィルタ１０を通過した受信信号は、第１ミキサ１４にて第１局部発振信号（周波数；ｆｌｏ）と混合される。従って、受信チャンネル信号（周波数；ｆ１）は、第１ＩＦ信号（周波数；ｆｌｏ−ｆ１）に変換される。
【０００５】
一方、受信チャンネル信号以外の他チャンネル信号（周波数；ｆ２）が第１バンドパスフィルタ１０を通過した場合、該他チャンネル信号は、第１ミキサ１４によって不要信号（周波数；ｆｌｏ−ｆ２）に変換される。ここで、他チャンネル信号の周波数ｆ２が受信チャンネル信号の周波数ｆ１より高く、不要信号の周波数ｆｌｏ−ｆ２が第１バンドパスフィルタ１０の通過帯域内となる場合には、該不要信号が第１バンドパスフィルタ１０を通して端子ＩＮに漏出する。このような現象はバックトークと呼ばれ、ダブルコンバージョンチューナ装置の周波数変換特性等に悪影響を及ぼす。
【０００６】
そこで、従来のダブルコンバージョンチューナ装置では、上記したバックトークなどの装置内部から端子ＩＮに漏出する不要信号を低減する技術として、図１０（ａ）〜（ｃ）に示す構成が採用されていた。なお、本図（ａ）は、高周波アンプ１２と第１ミキサ１４との間に、入出力間が絶縁されたアイソレーションアンプＡを追加した構成である。本図（ｂ）は、第１バンドパスフィルタ１０をバンド分割型バンドパスフィルタ１０’に置き換えた構成である。本図（ｃ）は、第１バンドパスフィルタ１０をそのカットオフ周波数が制御可能な可変バンドパスフィルタ１０”に置き換えた構成である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
確かに、上記構成から成るダブルコンバージョンチューナ装置であれば、バックトーク等の不要信号漏出を低減して、ダブルコンバージョンチューナ装置の周波数変換特性等を高めることが可能である。
【０００８】
しかしながら、図１０（ａ）に示したダブルコンバージョンチューナ装置ではアイソレーションアンプＡの追加によるコストアップや歪特性劣化が課題であった。また、図１０（ｂ）に示したダブルコンバージョンチューナ装置では、バンド分割型バンドパスフィルタ１０’を構成するために複数のバンドパスフィルタが必要となるので、部品点数の増加に伴うコストアップや作業性悪化が課題であった。また、図１０（ｃ）に示したダブルコンバージョンチューナ装置は、上記２構成に比べて安価にバックトーク低減を実現できる反面、受信周波数に応じて可変バンドパスフィルタ１０”の特性が変わるため、入力リターンロス特性までもが変化してしまうという課題があった（図１１参照）。
【０００９】
本発明は、上記の問題点に鑑み、入力リターンロス特性の変化を招くことなく安価にバックトーク等を低減することが可能な周波数変換装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る周波数変換装置は、入力された高周波信号を増幅する高周波アンプと、該高周波アンプの出力信号と局部発振信号を混合するミキサと、該ミキサの出力信号に帯域制限を施して所定帯域成分のみを選択通過させるフィルタと、を有する周波数変換装置において、前記高周波アンプと前記ミキサとの間に、そのカットオフ周波数が制御可能な可変フィルタを設けた構成としている。
【００１１】
具体的に述べると、上記構成から成る周波数変換装置において、前記可変フィルタは、入力信号の低帯域成分のみを選択通過させる可変ローパスフィルタである構成にするとよい。このような構成とすることにより、入力リターンロス特性の変化を招くことなく、安価にバックトークを低減することが可能となる。
【００１２】
また、上記構成から成る周波数変換装置において、前記可変フィルタは、入力信号の所定帯域成分のみを選択通過させる可変バンドパスフィルタである構成にしてもよい。このような構成とすることにより、非受信チャンネル信号同士の高次歪みによる不要信号生成も抑えられるので、可変ローパスフィルタを設けた場合に比べて、入力端子への不要信号漏出を一層低減することが可能となる。
【００１３】
また、上記構成から成る周波数変換装置において、前記可変フィルタは、入力信号の低帯域成分のみを選択通過させる可変ローパスフィルタと、入力信号の高帯域成分のみを選択通過させる可変ハイパスフィルタと、を直列接続して成る構成にしてもよい。このような構成とすることにより、単一の可変バンドパスフィルタに比べて帯域を広く取り易くなるので、受信チャンネル信号に対するフィルタ帯域の追従性を不要に高めることなく、両者間のずれを防ぐことができる。
【００１４】
また、上記構成から成る周波数変換装置において、前記可変フィルタは、入力信号の高帯域成分のみを選択通過させる可変ハイパスフィルタである構成としてもよい。このような構成とすることにより、高周波受信時における非受信チャンネル信号同士の高次歪信号生成を抑えて、入力端子への不要信号漏出を低減することができる。
【００１５】
なお、上記構成から成る周波数変換装置において、前記可変フィルタのカットオフ周波数は、前記局部発振信号の周波数制御を行う位相固定ループ回路を用いて制御される構成にするとよい。このような構成とすることにより、可変フィルタのカットオフ周波数制御回路を別途設けずに済むので、不必要に装置規模を増大することなく、可変フィルタのカットオフ周波数を入力高周波信号に応じて可変制御することができる。
【００１６】
また、上記構成から成る周波数変換装置において、前記可変フィルタのカットオフ周波数は、ボルテージシンセサイザ方式を用いて制御される構成としてもよい。このような構成とすることにより、可変フィルタと局部発振回路に供給する電圧を別々に設定することができるので、受信チャンネル信号に対するフィルタ追従性の合わせ込みを容易に行うことが可能となる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下では、ケーブルテレビジョン受信機等のチューナ部に用いられるダブルコンバージョンチューナ装置に本発明を適用した場合を例示して説明を行う。
【００１８】
まず、本発明の第１実施形態について説明する。図１は本発明に係るダブルコンバージョンチューナ装置の第１実施形態を示すブロック図である。本図に示すように、本実施形態のダブルコンバージョンチューナ装置は、端子ＩＮに入力されたＲＦ信号に帯域制限を施して所望周波数成分のみを選択通過させる第１バンドパスフィルタ１０（以下、第１ＢＰＦ１０と呼ぶ）と、第１ＢＰＦ１０の出力ＲＦ信号を減衰するアッテネータ１１（以下、ＡＴＴ１１と呼ぶ）と、ＡＴＴ１１の出力ＲＦ信号を増幅する高周波アンプ１２（以下、ＲＦアンプ１２と呼ぶ）と、第１局部発振信号を生成する第１局部発振器１３と、ＲＦアンプ１２の出力ＲＦ信号と第１局部発振信号を混合して第１ＩＦ信号を生成する第１ミキサ１４と、第１ＩＦ信号に帯域制限を施して不要信号成分を取り除く第２バンドパスフィルタ１５（以下、第２ＢＰＦ１５と呼ぶ）と、第２局部発振信号を生成する第２局部発振器１６と、第２ＢＰＦ１５の出力ＩＦ信号と第２局部発振信号を混合して第２ＩＦ信号を生成する第２ミキサ１７と、第２ＩＦ信号に帯域制限を施して不要信号成分を取り除く第３バンドパスフィルタ１８（以下、第３ＢＰＦ１８と呼ぶ）と、第３ＢＰＦ１８の出力ＩＦ信号を増幅して端子ＯＵＴに送出する中間周波アンプ１９（以下、ＩＦアンプ１９と呼ぶ）と、を有して成り、さらにＲＦアンプ１２と第１ミキサ１４との間に、そのカットオフ周波数が制御可能な可変ローパスフィルタａ（以下、可変ＬＰＦａと呼ぶ）を設けた構成としている。
【００１９】
上記構成から成るダブルコンバージョンチューナ装置の周波数変換動作について、図２を参照しながら説明を行う。上記構成から成るダブルコンバージョンチューナ装置において、可変ＬＰＦａを通過した受信信号は、第１ミキサ１４にて第１局部発振信号（周波数；ｆｌｏ）と混合される。ここで、可変ＬＰＦａのカットオフ周波数は受信チャンネル信号に応じて可変制御されるため、所望の受信チャンネル信号（周波数；ｆ１）は、可変ＬＰＦａで遮断されることなく第１ミキサ１４にて第１ＩＦ信号（周波数；ｆｌｏ−ｆ１）に変換されるが、該受信チャンネル信号より高周波数の他チャンネル信号（周波数；ｆ２）は、可変ＬＰＦａで遮断され第１ミキサ１４に到達できなくなる。従って、本実施形態では、該他チャンネル信号に応じた不要信号（周波数；ｆｌｏ−ｆ２）の生成を抑えて、端子ＩＮへの不要信号漏出を低減することが可能となる。
【００２０】
なお、可変ＬＰＦａの前段にはＲＦアンプ１２があり、該ＲＦアンプ１２がアイソレーションアンプの働きもするので、可変ＬＰＦａの通過帯域外にある反射波はＲＦアンプ１２によって遮られ、端子ＩＮまで到達することはなくなる。従って、可変ＬＰＦａのカットオフ周波数制御に伴って、入力リターンロス特性までもが変化してしまうことはない。
【００２１】
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図３は本発明に係るダブルコンバージョンチューナ装置の第２実施形態を示すブロック図である。なお、第１実施形態と同様の部分については、図１と同一符号を付すことで説明を省略し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点を置いた説明を行うことにする。
【００２２】
本図に示すように、本実施形態のダブルコンバージョンチューナ装置は、第１実施形態の可変ＬＰＦａに代えて、ＲＦアンプ１２と第１ミキサ１４との間に、そのカットオフ周波数が制御可能な可変バンドパスフィルタｂ（以下、可変ＢＰＦｂと呼ぶ）を設けた構成である。
【００２３】
上記構成から成るダブルコンバージョンチューナ装置において、可変ＢＰＦｂを通過した受信信号は、第１ミキサ１４にて第１局部発振信号と混合される。ここで、可変ＢＰＦｂのカットオフ周波数は、受信チャンネル信号に応じて可変制御されるため、所望の受信チャンネル信号は可変ＢＰＦｂで遮断されることなく第１ミキサ１４にて第１ＩＦ信号に変換されるが、該受信チャンネル信号以外の他チャンネル信号は、可変ＢＰＦｂで遮断され第１ミキサ１４に到達できなくなる。従って、本実施形態では、他チャンネル信号（周波数；ｆａ、ｆｂ）同士の高次歪みによる不要信号（周波数；ｆａ±ｆｂ、２ｆａ±ｆｂなど）の生成も抑えることができるので、前述の第１実施形態に比べて、端子ＩＮへの不要信号漏出を一層低減することが可能となる。
【００２４】
次に、本発明の第３実施形態について説明する。図４は本発明に係るダブルコンバージョンチューナ装置の第３実施形態を示すブロック図である。なお、第２実施形態と同様の部分については、図３と同一符号を付すことで説明を省略し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点を置いた説明を行うことにする。
【００２５】
本図に示すように、本実施形態のダブルコンバージョンチューナ装置は、第２実施形態の可変ＢＰＦｂに代えて、ＲＦアンプ１２と第１ミキサ１４との間に、そのカットオフ周波数が制御可能な可変ローパスフィルタｃ１と可変ハイパスフィルタｃ２（以下、可変ＬＰＦｃ１、可変ＨＰＦｃ２と呼ぶ）を設けた構成である。このような構成とすることにより、単一の可変バンドパスフィルタに比べて帯域を広く取り易くなるので、受信チャンネル信号に対するフィルタ帯域の追従性を不要に高めることなく、両者間のずれを防止することが可能となる。
【００２６】
次に、本発明の第４実施形態について説明する。図５は本発明に係るダブルコンバージョンチューナ装置の第４実施形態を示すブロック図である。なお、第１実施形態と同様の部分については、図１と同一符号を付すことで説明を省略し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点を置いた説明を行うことにする。
【００２７】
本図に示すように、本実施形態のダブルコンバージョンチューナ装置は、第１実施形態の可変ＬＰＦａに代えて、ＲＦアンプ１２と第１ミキサ１４との間に、そのカットオフ周波数が制御可能な可変ハイパスフィルタｄ（以下、可変ＨＰＦｄと呼ぶ）を設けた構成である。このような構成とすることにより、高周波受信時における他チャンネル信号同士の高次歪信号生成を抑えて、端子ＩＮへの不要信号漏出を低減することができる。
【００２８】
なお、上記した第１〜第４実施形態において、可変フィルタａ〜ｄのカットオフ周波数は、第１局部発振信号の周波数制御を行う位相固定ループ回路（ＰＬＬ［Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ−Ｌｏｏｐ］回路）を用いて制御すればよい（図６参照）。このような構成とすることにより、可変フィルタａ〜ｄのカットオフ周波数制御回路を別途設けずに済むので、不必要に装置規模を増大することなく、可変フィルタａ〜ｄのカットオフ周波数を入力ＲＦ信号に応じて可変制御することが可能となる。
【００２９】
或いは、上記の第１〜第４実施形態において、可変フィルタａ〜ｄのカットオフ周波数は、予め設定された電圧を各チャンネル毎に切り換えるボルテージシンセサイザ方式で制御する構成としてもよい（図７参照）。このような構成とすることにより、ＰＬＬ回路を用いて可変フィルタａ〜ｄのカットオフ周波数を制御する場合と異なり、可変フィルタａ〜ｄと第１局部発振回路に供給する電圧を別々に設定することができるので、受信チャンネル信号に対するフィルタ追従性の合わせ込みを容易に行うことが可能となる。
【００３０】
【発明の効果】
上記したように、本発明に係る周波数変換装置であれば、入力リターンロス特性の変化を招くことなく、安価にバックトーク等を低減することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るダブルコンバージョンチューナ装置の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態のダブルコンバージョンチューナ装置における周波数変換動作を説明するための模式図である。
【図３】本発明に係るダブルコンバージョンチューナ装置の第２実施形態を示すブロック図である。
【図４】本発明に係るダブルコンバージョンチューナ装置の第３実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明に係るダブルコンバージョンチューナ装置の第４実施形態を示すブロック図である。
【図６】可変フィルタ制御手段の一構成例を示すブロック図である。
【図７】可変フィルタ制御手段の別構成例を示すブロック図である。
【図８】ダブルコンバージョンチューナ装置の一従来構成を示すブロック図である。
【図９】従来のダブルコンバージョンチューナ装置における周波数変換動作を説明するための模式図である。
【図１０】ダブルコンバージョンチューナ装置の別従来構成を示すブロック図である。
【図１１】ＢＰＦ１０”のカットオフ周波数制御に伴う入力リターンロス特性の変化挙動を説明するための模式図である。
【符号の説明】
１０　　第１バンドパスフィルタ（第１ＢＰＦ）
１１　　アッテネータ（ＡＴＴ）
１２　　高周波アンプ（ＲＦアンプ）
１３　　第１局部発振器
１４　　第１ミキサ
１５　　第２バンドパスフィルタ（第２ＢＰＦ）
１６　　第２局部発振器
１７　　第２ミキサ
１８　　第３バンドパスフィルタ（第３ＢＰＦ）
１９　　中間周波アンプ（ＩＦアンプ）
ａ　　可変ローパスフィルタ（可変ＬＰＦ）
ｂ　　可変バンドパスフィルタ（可変ＢＰＦ）
ｃ１　　可変ローパスフィルタ（可変ＬＰＦ）
ｃ２　　可変ハイパスフィルタ（可変ＨＰＦ）
ｄ　　可変ハイパスフィルタ（可変ＨＰＦ）
【図１】
2004088609.tif 000003
【図２】
2004088609.tif 000004
【図３】
2004088609.tif 000005
【図４】
2004088609.tif 000006
【図５】
2004088609.tif 000007
【図６】
2004088609.tif 000008
【図７】
2004088609.tif 000009
【図８】
2004088609.tif 000010
【図９】
2004088609.tif 000011
【図１０】
2004088609.tif 000012
【図１１】
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