(57)【要約】【課題】消費電力及びノイズの発生量を増大させることなく、パルス幅変調に起因するパルス幅変調信号の歪みを低減できるパルス幅変調器を提供する。【解決手段】所定期間の中心時間点を中心に、“１”の信号のパルス幅を変調して第１のパルス幅変調信号を生成する比較器２１と、所定期間の中心時間点を中心に、上記“０”の信号のパルス幅を変調して第２のパルス幅変調信号を生成する比較器２２と、上記比較器２１、２２によって生成されるそれぞれのパルス幅変調信号を切り替えて出力する選択回路２３とを備える。【選択図】　図１
2004032095.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ信号を変調して得られた“１”と“０”の２値の信号のパルス幅を、該アナログ信号の振幅に応じて変調するパルス幅変調器において、
所定期間の中心時間点を中心に、上記“１”の信号のパルス幅を変調して第１のパルス幅変調信号を生成する第１信号生成手段と、
所定期間の中心時間点を中心に、上記“０”の信号のパルス幅を変調して第２のパルス幅変調信号を生成する第２信号生成手段と、
上記第１信号生成手段及び第２信号生成手段によって生成されるそれぞれのパルス幅変調信号を、切り替えて出力する信号切替出力手段とを備えていることを特徴とするパルス幅変調器。
【請求項２】
上記第１信号生成手段は、第１のパルス幅変調信号を生成する際に、所定期間の中心時間点を中心として、その前後対称に、“１”の信号のパルス幅を拡げると共に、
上記第２信号生成手段は、第２のパルス幅変調信号を生成する際に、所定期間の中心時間点を中心として、その前後対称に、“０”の信号のパルス幅を狭めることを特徴とする請求項１記載のパルス幅変調器。
【請求項３】
上記信号切替出力手段は、上記第１信号生成手段及び第２信号生成手段によって生成されるそれぞれのパルス幅変調信号を、アナログ信号のサンプリング周期毎に交互に切り替えて出力することを特徴とする請求項２記載のパルス幅変調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタルデータをアナログデータに変換する機能を有するデジタルオーディオ装置等の機器に用いられ、デジタルデータをアナログデータに復調する前に、該デジタルデータのパルス幅をアナログデータの振幅に応じて変調するパルス幅変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタルアンプ、あるいは、１ビットアンプと呼ばれるデジタル・アナログ変換方式を採用したアンプは、変換効率や集積回路での実現性が優れていることから、広く使用されており、据え置き型の装置だけではなく、携帯型の装置への応用も期待されている。
【０００３】
例えば、図１２に示すように、上記デジタルアンプを用いた従来のデジタルオーディオ装置１０１では、音源１０２から入力されたデジタルデータ列が、オーバーサンプリングフィルタ１１１、ノイズシェーパ１１２、パルス幅変調器としてのパルス幅変調回路１１３、スイッチングアンプ１１４、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１５を経てアナログ信号に復調され、スピーカ１０３にて再生するようになっている。
【０００４】
すなわち、音源１０２からのデジタルデータ列は、オーバーサンプリングフィルタ１１１にて、デジタルデータ間が補間された後、ノイズシェーパ１１２に入力される。ここで、上記オーバーサンプリングフィルタ１１１は、８倍のオーバーサンプリングフィルタとすれば、例えば、デジタルデータ列のサンプリング周波数（ＦＳ）の８倍、すなわちＦＳ＝４４．１ｋＨｚであれば、４４．１ｋＨｚ×８＝３５２．８ｋＨｚのレートで、補間後のデジタルデータをノイズシェーパ１１２へ供給する。
【０００５】
上記ノイズシェーパ１１２では、入力されたデジタルデータ列をノイズシェープ処理した後、後段のパルス幅変調回路１１３に供給する。ここで、ノイズシェーパ１１２は、７次ノイズシェーパとすれば、デジタルデータ列を４７段階に量子化して、パルス幅変調回路１１３へ供給する。
【０００６】
上記パルス幅変調回路１１３では、入力されたデータを“１”か“０”の２値で表現する１ビットのデータに変換される。このパルス幅変調回路１１３は、比較器１２１とカウンタ１２２とで構成され、比較器１２１において、ノイズシェーパ１１２からのデータのパスル幅を、カウンタ１２２からのマスタークロックの１周期分ずつ拡げたり、狭めたりして、入力データに対応した４７段階のパルス幅を持ったパルス信号を生成し、このパルス信号を１ビットのデータ（ＰＭＷ信号）として、スイッチングアンプ１１４に出力される。
【０００７】
上記パルス幅変調回路１１３のＰＷＭ信号の出力パターンは、例えば、本発明の説明図である図３に示すようなＰＷＭ出力パターンとなる。ここでは、サンプリング周波数の８倍の周波数が、ＰＷＭ信号の出力の繰り返し周波数となっている。このＰＷＭ信号の繰り返し周波数の間のカウンタ１２２のカウンタ出力は、０〜９５の９６カウントとなっている。そして、上記ＰＷＭ信号の繰り返し周期の中心時間点Ａ（カウンタ出力４７と４８との間）を中心として、前後対称に“１”の期間をマスタークロックの１周期ずつ広げて、パルス幅の異なる４７パターンのＰＷＭ信号が生成される。このときの、マスタークロックの周波数は、サンプリングクロック（ＦＳ）×８×４８×２＝４４．１×８×４８×２＝３３．８６８８ＭＨｚである。
【０００８】
このようにして得られたＰＷＭ信号は、後段のスイッチングアンプ１１４にてパルス増幅された後、ローパスフィルタ１１５により高周波成分が除去される。これにより、音源１０２からのデジタルデータ列が示す信号が復調され、スピーカ１０３によって復調されたアナログ信号が再生される。
【０００９】
ここで、オーバーサンプリングフィルタ１１１のデータ出力周期、および、ＰＷＭ信号のパルス周期は、上記復調後のアナログ信号に波形歪みがでない程度に十分に短く設定されている。したがって、デジタルオーディオ装置１０１は、波形歪みが十分少なく、高品質なオーディオ信号を、スピーカ１０３に再生させることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記のように、一定時間間隔でサンプリングされたデータをパルスの幅で表現する場合、すなわちパルス幅変調する場合には、このパルス幅変調に起因してＰＷＭ信号に歪が発生する。この歪を取り除く方法としては、オーバーサンプリングの倍数を増やし、ＰＷＭ変換後のパルスの周期を短くすることが考えられるが、単位時間当たりのオーバーサンプリングやＰＷＭ変換処理が、ＰＷＭパルス周期に反比例して増加し、高速な演算クロックが必要になる。このため、デジタルアンプを集積回路化する際の障害となり、消費電力の増大を招く可能性がある。
【００１１】
さらに、演算クロックの高速化に伴い、ＰＷＭ変換後のパルスを受けるスイッチングアンプのスイッチング回数が増加して、消費電力をさらに増加させるという問題も生じる。
【００１２】
また、高速でのスイッチングにより発生するノイズ対策の必要性が増し、オーディオ性能の確保が非常に困難となることが予想される。つまり、デジタルオーディオ装置１０１において、ノイズの発生量が増加すると、十分なノイズ対策を施さないとオーディオ性能を確保できなくなる。したがって、高品質なオーディオ信号の再生が難しくなってしまう。
【００１３】
本発明は、上記の各問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、消費電力及びノイズの発生量を増大させることなく、パルス幅変調に起因するＰＷＭ信号の歪みを低減できるパルス幅変調器を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明のパルス幅変調器は、アナログ信号を変調して得られた“１”と“０”の２値の信号のパルス幅を、該アナログ信号の振幅に応じて変調するパルス幅変調器において、所定期間の中心時間点を中心に、上記“１”の信号のパルス幅を変調して第１のパルス幅変調信号を生成する第１信号生成手段と、所定期間の中心時間点を中心に、上記“０”の信号のパルス幅を変調して第２のパルス幅変調信号を生成する第２信号生成手段と、上記第１信号生成手段及び第２信号生成手段によって生成されるそれぞれのパルス幅変調信号を、切り替えて出力する信号切替出力手段とを備えていることを特徴としている。
【００１５】
上記の構成によれば、歪みの発生方向がそれぞれ逆となる、“１”の信号のパルス幅を調整して生成される第１のパルス幅変調信号と、“０”の信号のパルス幅を調整して生成される第２のパルス幅変調信号とを切り替えて出力することで、出力されるパルス幅変調信号の歪みが一定方向に発生するのを防ぐことができる。つまり、歪みの発生方向が交互に変化したパルス幅変調信号を出力することができる。
【００１６】
このように、歪みの発生方向が交互に変化させることで、出力されるパルス幅変調信号の歪み成分の周期を短くすることができるので、該歪み成分をより高い周波数帯域に移動させることが可能となる。
【００１７】
これにより、パルス幅変調によって生じた歪みをある周波数帯域、例えば可聴帯域よりも高くすることが可能となるので、該歪みを実用上問題無い周波数帯域可聴帯域よりも高い周波数待機に移動させることができる。この結果、可聴帯域での歪みを、ローパスフィルタによって完全に除去することができるので、パルス幅変調に起因するパルス幅変調信号の歪みを低減できることになる。
【００１８】
したがって、歪みを低減するために、パルス周期を短くする必要がなくなるので、このパルス周期を短くすることによる消費電力の増大やノイズの発生量の増大といった問題が生じない。つまり、消費電力及びノイズの発生量を増大させることなく、パルス幅変調に起因するパルス幅変調信号の歪みを低減することが可能となる。
【００１９】
上記第１信号生成手段によって、第１のパルス幅変調信号を生成する際に、所定期間の中心時間点を中心として、その前後対称に、“１”の信号のパルス幅を拡げるようにしてもよく、また、上記第２信号生成手段によって、第２のパルス幅変調信号を生成する際に、所定期間の中心時間点を中心として、その前後対称に、“０”の信号のパルス幅を狭めるようにしてもよい。
【００２０】
この場合、第１のパルス幅変調信号は、“１”の信号のパルス幅が順次拡げられた信号となり、第２のパルス幅変調信号は、“０”の信号のパルス幅が順次狭められた信号となる。つまり、歪みの発生方向が互いに逆となる同じ内容の２種類のパルス幅変調信号を生成することができる。
【００２１】
これにより、各パルス幅変調信号を適当なタイミングで切り替えても再生信号に影響を与えることなく、パルス幅変調信号に起因する歪みを低減できる。
【００２２】
例えば、上記信号切替出力手段は、上記第１信号生成手段及び第２信号生成手段によって生成されるそれぞれのパルス幅変調信号を、アナログ信号のサンプリング周期毎に交互に切り替えて出力するようにしてもよい。
【００２３】
この場合、パルス幅変調に起因する歪みが発生する箇所、すなわちアナログ信号のサンプリング周期による繰り返し位置毎で、パルス幅変調信号を切り替えるようになるので、パルス幅変調器から出力されるパルス幅変調信号における歪みをほとんど無くすことができる。
【００２４】
例えば、パルス幅変調信号の切り替えのタイミングは、上記のようなアナログ信号のサンプリング周期の繰り返し位置毎で行えば、上述のようにパルス幅変調信号の歪みをほとんど無くすことが可能となるが、信号切替出力手段における切替動作が頻繁になり、消費電力の面で不利になる虞がある。
【００２５】
そこで、パルス幅変調信号の切り替えのタイミングを、アナログ信号のサンプリング周期の繰り返し周期毎でなく、一定の繰り返し周期毎にすれば、信号切替出力手段における切替動作を頻繁に行う必要がなくなり、この結果、消費電力の増大を抑制することが可能となる。
【００２６】
しかしながら、この場合も、切り替えのタイミングの繰り返し周期数が多くなれば、パルス幅変調に起因する歪みが大きくなる虞があるので、発生する歪みの大きさと消費電力とを考慮して、繰り返し期間数を決定するのが好ましい。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施の形態について説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態では、パルス幅変調器を、ＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ　Ｄｉｓｃ）、ＭＤ（Ｍｉｎｉ　Ｄｉｓｃ）、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）等のデジタルオーディオ装置に搭載した例について説明する。
【００２８】
図１は、本実施の形態にかかるデジタルオーディオ装置の概略を示すブロック図である。図１に示すように、デジタルオーディオ装置１は、音源２からのデジタル信号に応じたアナログ信号をスピーカ３に出力するようになっており、該音源２からのデジタル信号の入力側から、オーバーサンプリングフィルタ１１、ノイズシェーパ１２、パルス幅変調回路（パルス幅変調器）１３、スイッチングアンプ１４、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５が直列に接続された構成となっている。
【００２９】
上記オーバーサンプリングフィルタ１１は、例えば、入力されるデジタルデータ列に基づいて補間演算するなどして、上記音源２から入力されるサンプリング周波数がＦＳのデジタルデータ間を補間し、当該サンプリング周波数ＦＳよりも高い周波数のデジタルデータ列をノイズシェーパ１２に出力する。本実施の形態では、上記オーバーサンプリングフィルタ１１として、８倍のオーバーサンプリングフィルタを用いた例について説明する。この場合、ノイズシェーパ１２に出力するデジタルデータ列の周波数は、サンプリング周波数ＦＳの８倍となる。
【００３０】
上記ノイズシェーパ１２は、入力されたデジタルデータ列に対してノイズシェープ処理を行って、量子化したデジタルデータをパルス幅変調回路１３に出力する。このノイズシェーパ１２の詳細については、後述する。
【００３１】
上記パルス幅変調回路１３は、アナログ信号を変調して得られた音源２からの“１”と“０”の２値の信号、すなわちノイズシェーパ１２からの量子化されたデジタルデータのパルス幅を、該アナログ信号の振幅に応じて変調し、１ビットのＰＷＭ信号として後段のスイッチングアンプ１４に出力する。このパルス幅変調回路１３の詳細については、後述する。
【００３２】
上記スイッチングアンプ１４は、パルス幅変調回路１３からのＰＷＭ信号をパルス増幅するものであって、例えば、ハイレベルの電位（例えば、電源電位）に保たれる電源ラインと出力端子との間に設けられ、上記ＰＷＭ信号に応じて導通／遮断される第１スイッチング素子と、ローレベルの電位（例えば、接地レベル）に保たれる電源ラインと上記出力端子との間に設けられ、上記第１スイッチング素子と相反動作する第２スイッチング素子（いずれも図示せず）となどから構成され、上記ＰＷＭ信号をパルス増幅し、後段のローパスフィルタ１５に出力する。
【００３３】
上記ローパスフィルタ１５は、スイッチングアンプ１４からのパルス増幅されたＰＷＭ信号から高周波成分を除去してアナログ信号を生成するようになっている。この生成されたアナログ信号は、スピーカ３により再生される。
【００３４】
なお、上記デジタルオーディオ装置１では、音源２からのデジタル信号を変調して得られたアナログ信号を再生する再生手段としてスピーカ３を用いた例について説明したが、当然、アナログ信号を再生する再生手段であれば、上記スピーカ３以外にも、ヘッドフォン等の他の装置を用いてもよい。
【００３５】
本実施の形態では、上記音源２が出力するデジタル信号のサンプリング周波数ＦＳは、例えば、４４．１〔ｋＨｚ〕である。また、上記オーバーサンプリングフィルタ１１の出力レートは、ノイズシェーパ１２が十分な精度で量子化値の数を変換可能な値に設定されている。例えば、ＣＤからのデジタルデータの場合、ビット幅は、１６ビット）であり、本実施の形態では、ノイズシェーパ１２は、７次のノイズシェーパであり、４７段階に量子化したデジタルデータを出力している。また、オーバーサンプリングフィルタ１１の出力レートは、上記サンプリング周波数ＦＳの８倍、すなわち、３５２．８〔ｋＨｚ〕に設定されている。
【００３６】
ここで、本実施の形態にかかるノイズシェーパ１２及びパルス幅変調回路１３について、以下に説明する。
【００３７】
まず、ノイズシェーパ１２について図２を参照しながら以下に説明する。図２は、ノイズシェーパ１２のブロック図である。
【００３８】
上記ノイズシェーパ１２は、図１２に示すように、デルタシグマ変調回路であって、例えば、７つの積分器３１ａ〜３１ｇが設けられた７次のノイズシェーパである。すなわち、上記ノイズシェーパ１２は、互いに縦続接続された積分器３１ａ…と、各積分器３１ａ…の出力を加算する加算器３２と、加算器３２の出力を量子化し、ノイズシェーパ１２の出力信号として量子化結果を出力する量子化器３３と、ノイズシェーパ１２への入力信号から、遅延器３４を介して伝送された量子化結果を減算し、減算結果を初段の積分器３１ａへ入力する減算器３５とを備えている。
【００３９】
上記積分器３１ａは、積分器３１ａの入力信号に予め定められた係数を乗算する乗算器４１と、積分器３１ａの出力を遅延させる遅延器４２と、乗算器４１の出力と遅延器４２の出力とを加算し、加算結果を積分器３１ａの出力として出力する加算器４３とを備えており、入力信号を積分した値を出力できる。なお、次段以降の積分器３１ｂ…も、初段の積分器３１ａと同様に構成されている。また、本実施の形態では、加算器３２が各積分器３１ａ…の出力を増幅した後の信号を加算しており、各積分器３１ａ…と加算器３２との間には、各積分器３１ａ…に対応する乗算器５１…が設けられている。
【００４０】
また、本実施の形態に係る量子化器３３は、加算器３２の出力を４７段階に量子化しており、いずれの段階かを示すデジタルデータがパルス幅変調回路１３に出力される。
【００４１】
さらに、量子化器３３のサンプリング周波数は、オーバーサンプリングフィルタ１１のサンプリング周波数と同じ値に設定されている。なお、量子化器３３のサンプリング周波数が、ＰＷＭ信号の出力の繰り返し周波数になる。
【００４２】
ここで、上述したように、オーバーサンプリングフィルタ１１のサンプリング周波数は、例えば、上記サンプリング周波数ＦＳの８倍など、ノイズシェーパ１２が十分な精度で量子化値の数を変換可能な値に設定されている。したがって、ノイズシェーパ１２は、該ノイズシェーパ１２に入力されるデジタルデータ（例えば、ＣＤからのデジタルデータの場合で、ビット幅が１６ビットのデジタルデータ）を、パルス幅変調回路１３に合った量子化値の数（例えば、４７段階）のデジタル信号へ、少ない誤差で変換できる。なお、ノイズシェープ処理によって、量子化誤差に微分特性が与えられているので、ノイズシェーパ１２のサンプリング周波数を十分高く設定することによって、少ないビット数でも広いダイナミックレンジが得られる。
【００４３】
なお、図２中、破線で示したように、ノイズシェーパ１２の出力の量子化雑音分布（ノイズフロア）にディップを形成して、当該量子化雑音分布形状を所望の形状に調整するために、上記ノイズシェーパ１２に負帰還路を設けてもよい。
【００４４】
図２の例では、３段目の積分器３１ｃの出力を２段目の積分器３１ｂの入力へ負帰還する負帰還路６１と、５段目の積分器３１ｅの出力を４段目の積分器３１ｄの入力へ負帰還する負帰還路６２と、７段目の積分器３１ｇの出力を６段目の積分器３１ｆの入力へ負帰還する負帰還路６３とが図示されている。当該各負帰還路６１（６２および６３）は、当該積分器３１ｃ（３１ｅおよび３１ｆ）の遅延器４２と、負帰還路６１（６２および６３）用の乗算器７１（７２および７３）とから構成されている。これらの乗算器７１…を設け、負帰還路６１…を形成した場合、上記量子化雑音レベルは、各負帰還路６１…を含むループのゲインに応じた周波数（零点周波数）を中心に急峻に低下する。
【００４５】
ここで、量子化雑音の周波数特性のうち、レベルが低下している部分をディップと称すると、各負帰還路６１…によって形成されるディップによって、高域の量子化雑音が抑制され、例えば、２０ｋＨｚなど、所望の利用周波数帯域の上限周波数まで、量子化雑音のレベルを所定の値以下に保つことができる。
【００４６】
なお、上記では、ノイズシェーパ１２への入力信号がデジタル信号であり、ノイズシェーパ１２の各部材３１ａ〜３５がデジタル回路で実現されている場合を例にして説明したが、入力信号をアナログ変換し、各部材３１ａ〜３５をアナログ回路で実現してもよい。
【００４７】
次に、パルス幅変調回路１３について、図１、図３及び図４を参照しながら以下に説明する。図３及び図４は、パルス幅変調回路１３内でパルス幅が変調されたＰＷＭ変換出力のパターンを示す波形図である。
【００４８】
パルス幅変調回路１３は、図１に示すように、ノイズシェーパ１２からのデジタル信号のうち、“１”の信号のパルス幅を変調して第１のパルス幅変調信号を生成する第１信号生成手段としての比較器２１と、“０”の信号のパルス幅を変調して第２のパルス幅変調信号を生成する第２信号生成手段としての比較器２２と、上記比較器２１及び２１によって生成されるそれぞれのパルス幅変調信号を、切り替えて出力する信号切替出力手段としての選択回路２３と、上記比較器２１及び２２にカウンタ出力を供給するカウンタ２４と、上記選択回路２３にセレクト信号を供給する分周回路２５とを備えた構成となっている。
【００４９】
なお、本実施の形態では、説明の便宜上、“１”の信号をハイレベルのパルス、“０”の信号をローレベルのパルスと称して説明する。
【００５０】
上記パルス幅変調回路１３は、指示されたパルス幅で、しかも、ハイレベル及びローレベルのパルスの中心位置の時間間隔が一定周期のＰＷＭ信号を出力するようになっている。このパルス幅変調回路１３から出力されるＰＷＭ信号は、比較器２１によって生成されたハイレベルのパルス幅を徐々に拡げた第１のパルス幅変調信号と、比較器２２によって生成されたローベルのパルス幅を徐々に狭めた第２のパルス幅変調信号との何れかを、選択回路２３によって交互に切り替えて得られた信号である。
【００５１】
このとき、カウンタ２４には、８倍オーバーサンプリング同期クロックとマスタークロックが入力され、これらクロックを参照してカウンタ出力が生成される。なお、上記８倍オーバーサンプリング同期クロックは、サンプリング周期の８倍の周期を示すものであり、この周期がパルスの繰り返し周期となる。また、この８倍オーバーサンプリング同期クロックは、分周回路２５にも供給される。
【００５２】
上述したように、上記ノイズシェーパ１２からのデジタル信号は、４７段に量子化されたデータであり、ＰＷＭ信号のパルス幅を拡げる間隔はマスタークロックの１周期（カウンタ出力の１単位に相当）であるので、図３及び図４に示すように、カウンタ出力４７と４８との間を繰り返し周期の中心時間点Ａとし、カウンタ出力をＢとしたとき、比較器２１では、このＡとＢとを参照して、ノイズシェーパ１２からのデジタル信号のハイレベルのパルス幅をマスタークロック１周期分ずつ拡げ、４７パターンのＰＷＭ信号（図３）を生成し、比較器２２では、上記ＡとＢとを参照して、ノイズシェーパ１２からのデジタル信号のローレベルのパルス幅をマスタークロック１周期分ずつ狭め、４７パターンのＰＷＭ信号（図４）を生成する。
【００５３】
図３に示すＰＷＭ信号は、時系列に出力すると、図８に示すＰＷＭ変換出力（１）のようになり、図４に示すＰＷＭ信号は、時系列に出力すると、図８に示すＰＷＭ変換出力（２）のようになる。本願では、図３及び図４に示す２種類のデジタル信号をそのままＰＷＭ信号として出力するのではなく、上記選択回路２３によって、図３及び図４に示すデジタル信号を任意の期間毎に切り替えて出力するようになっている。例えば、図８に示すＰＷＭ変換出力（３）や（４）のようなＰＷＭ信号として出力される。なお、上記選択回路２３では、分周回路２５からのセレクト信号に基づいて、ＰＷＭ信号の切り替えを行っている。このＰＷＭ信号の切り替えの詳細及びこの切り替えによる作用・効果の詳細については、後述する。
【００５４】
ところで、多値のデータ（アナログデータを含む）を１ビットのＰＷＭ信号に変換する場合、図３に示すように、入力データに応じて、繰り返しの期間の中心時間点Ａを中心として、前後対称に“１”の期間をマスタークロック１周期づつ拡げていくＰＷＭ変換出力のパターンや、図４に示すように、入力データに応じて、繰り返しの期間の中心時間点Ａを中心として、前後対称に“０”の期間をマスタークロック１周期ずつ狭めていくＰＷＭ変換出力のパターンが一般的である。
【００５５】
しかしながら、図３に示すＰＷＭ変換出力パターン（以下、第１ＰＷＭパターンと称する）、図４に示すＰＷＭ変換出力パターン（以下、第２ＰＷＭパターンと称する）の何れを選択しても、これら出力のパターン（パルス幅）に起因して、２次の歪を発生する。なお、これら２種類のパターンでは、歪む方向が異なっている（正反対の方向に歪む）。以下に、変換で歪が発生する現象と原因について説明する。説明の前提として複雑さを避けるために、ノイズシェーパ処理を省略して説明する。
【００５６】
ここで、図５は、入力原波形と、ＰＷＭ変換後の信号をアナログ処理して再現された波形との差異を示す図である。図５のＷ０は原波形、Ｗ１は図３に示す第１ＰＷＭパターンの信号をアナログ処理して再現した信号の波形、Ｗ２は図４に示す第２ＰＷＭパターンの信号をアナログ処理して再現した信号の波形を示している。
【００５７】
つまり、波形Ｗ１は、第１ＰＷＭパターンの１ビットのＰＷＭ信号を、前記スイッチングアンプ、ローパスフィルタ処理を施した後の波形であり、波形Ｗ２は、第２ＰＷＭパターンの１ビットのＰＷＭ信号を、前記スイッチングアンプ、ローパスフィルタ処理を施した後の波形である。
【００５８】
図５から、レベルの変化量が大きいほど、原波形Ｗ０と、波形Ｗ１、Ｗ２との差異が大きくなっていることが分かる。すなわち、信号の周波数が高いほど波形歪は顕著となっていることが分かる。
【００５９】
この歪みの生じる原理について、図６及び図７を参照しながら以下に説明する。図６は、図３に示す第１ＰＷＭパターンと歪みとの関係を示すグラフを示し、図７は、図４に示す第２ＰＷＭパターンと歪みとの関係を示すグラフを示している。
【００６０】
図６において、上段の直線は、図５に示す原信号に対応する直線Ｌ０を示しており、この直線Ｌ０を８倍のオーバーサンプリング後の波形とし、サンプリングされたデジタルデータをＳ０〜Ｓ４とする。
【００６１】
図６において、中段に、サンプリングされたデジタルデータをＰＷＭ変換したＰＷＭ信号の波形を示している。このＰＷＭ信号は、各パルスＰ０Ｐ〜Ｐ４Ｐのパルス幅が、デジタルデータＳ０〜Ｓ４に対応する幅になり、しかも、各パルスＰ０Ｐ〜Ｐ４Ｐの中心位置が、各デジタルデータＳ０〜Ｓ４のサンプリング時点ｔ０〜ｔ４に同期した波形になる。このデジタルデータＳ０〜Ｓ４の各期間毎に“１”の時間と“０”の時間がそれぞれ正方向のエネルギー、負方向のエネルギーを表し、両者符号を考慮して足し合わせたものが、上段のデジタルデータＳ０〜Ｓ４のレベルを表す。
【００６２】
図６において、下段は、隣り合う期間を考慮して、“１”の時間と“０”の時間の中心に正負のエネルギーを表現しており、それぞれＳ０ｈ〜Ｓ４ｈとＳ０１Ｌ〜Ｓ３４Ｌとなる。破線Ｅｐは、正のエネルギーを、破線Ｅｎは、負のエネルギーを表しており両方足し合わせたものが、直線Ｌ１となる。原信号に対応した直線Ｌ０から、若干正側へずれていることが判る。これは、Ｓ０１Ｌ〜Ｓ３４Ｌが理想的な位置より時間的に前に移動していることに起因する。また、原信号の傾きが大きくなれば移動量も大きくなり、図５のようになることが容易に推測される。
【００６３】
図７において、上段の直線は、図５に示す原信号に対応する直線Ｌ０を示しており、この直線Ｌ０を８倍のオーバーサンプリング後の波形とし、サンプリングされたデジタルデータをＳ０〜Ｓ４とする。
【００６４】
図７において、中段に、サンプリングされたデジタルデータをＰＷＭ変換したＰＷＭ信号の波形を示している。このＰＷＭ信号は、各パルスＰ０Ｎ〜Ｐ４Ｎのパルス幅が、デジタルデータＳ０〜Ｓ４に対応する幅になり、しかも、各パルスＰ０Ｎ〜Ｐ４Ｎの中心位置が、各デジタルデータＳ０〜Ｓ４のサンプリング時点ｔ０〜ｔ４に同期した波形になる。このデジタルデータＳ０〜Ｓ４の各期間毎に“１”の時間と“０”の時間がそれぞれ正方向のエネルギー、負方向のエネルギーを表し、両者符号を考慮して足し合わせたものが、上段のデジタルデータＳ０〜Ｓ４のレベルを表す。
【００６５】
図７において、下段は、隣り合う期間を考慮して、“１”の時間と“０”の時間の中心に正負のエネルギーを表現しており、それぞれＳ０１ｈ〜Ｓ３４ｈとＳ０Ｌ〜Ｓ４Ｌとなる。破線Ｅｐは、正のエネルギーを、破線Ｅｎは、負のエネルギーを表しており両方足し合わせたものが、直線Ｌ２となる。原信号に対応した直線Ｌ０から、若干負側へずれていることが判る。これは、Ｓ０１ｈ〜Ｓ３４ｈが理想的な位置より時間的に後ろに移動していることに起因する。また、原信号の傾きが大きくなれば移動量も大きくなり、図５のようになることが容易に推測される。
【００６６】
このように、ＰＷＭ信号の代表的なパターン２種、いずれについても、“１”の期間、又は“０”の期間のいずれかの中心位置が一定方向に変位するという原理的な問題が生じる。
【００６７】
これを解決する方法としては、８×ＦＳの周波数をＰＷＭパターンの１周期としているところを、１６×ＦＳ、３２×ＦＳ、・・・と周期を短くして、図３、４のタイミングチャートのマスタークロックを同様に、２倍、４倍、・・・と上げていくことが上げられる。しかしながら、この方法では、オーバーサンプリングやノイズシェ−パーの処理速度も２倍、４倍、・・・と上げていく必要がある。さらに、スイッチングアンプ回路のスイッチング周波数も２倍、４倍、・・・と上がっていくことになり、消費電力が増大するという問題が生じる。
【００６８】
本発明は、前記２種のＰＷＭパターンの歪の方向が正反対（逆）であることを利用して、所定期間、例えばサンプリング周期毎、または、サンプリング周期の所定回数毎に切り替えることで、歪が一定方向へ発生することを防ぐものである。この対応で例えば交互に上記２種のパターンを切り替える場合、歪成分は４×ＦＳ付近へ移動し、可聴帯域よりはるかに高い領域になり、また外部のローパスフィルタにて十分除去されるため、聴感上も特性上も問題がなくなる。
【００６９】
上記デジタルオーディオ装置１におけるパルス幅変調回路１３から出力されるＰＷＭ信号は、例えば、図８に示すＰＷＭ変換出力（３）や（４）のように、２種類のＰＷＭパターンのＰＷＭ変換出力（１）（２）を切り替えたものとなっている。なお、ＰＷＭ変換出力（１）は、図６に示すＰＷＭ変換出力に相当し、ＰＷＭ変換出力（２）は、図７に示すＰＷＭ変換出力に相当する。
【００７０】
なお、ＰＷＭ変換出力（１）は、パルス幅変調回路１３内の比較器２１によって、所定期間（アナログ信号のサンプリング周期）の中心時間点を中心として、その前後対称に、“１”の信号のパルス幅を拡げるようにして生成され、また、ＰＷＭ変換出力（２）は、パルス幅変調回路１３内の比較器２２によって、所定期間（アナログ信号のサンプリング周期）の中心時間点を中心として、その前後対称に、“０”の信号のパルス幅を狭めるようにして生成されている。
【００７１】
この場合、ＰＷＭ変換出力（１）は、“１”の信号のパルス幅が順次拡げられた信号となり、ＰＷＭ変換出力（２）は、“０”の信号のパルス幅が順次狭められた信号となる。つまり、これら２つのＰＷＭ変換出力は、歪みの発生方向が互いに逆となる同じ内容の２種類のパルス幅変調信号となる。
【００７２】
これにより、各パルス幅変調信号を適当なタイミングで切り替えても再生信号に影響を与えることなく、歪みを低減できる。
【００７３】
例えば、上記選択回路２３によって、比較器２１、２２によって生成されるそれぞれのパルス幅変調信号を、アナログ信号のサンプリング周期毎に交互に切り替えて出力するようにしてもよい。これが、図８のＰＷＭ変換出力（３）となる。
【００７４】
この場合、パルス幅変調に起因する歪みが発生する箇所、すなわちアナログ信号のサンプリング周期による繰り返し期間毎で、パルス幅変調信号を切り替えるようになるので、パルス幅変調器から出力されるパルス幅変調信号における歪みをほとんど無くすことができる。
【００７５】
このように、パルス幅変調信号の切り替えのタイミングは、上記のようなアナログ信号のサンプリング周期の繰り返し期間毎で行えば、上述のようにパルス幅変調信号の歪みをほとんど無くすことが可能となるが、選択回路２３における信号の切替動作が頻繁になり、消費電力の面で不利になる虞がある。
【００７６】
そこで、パルス幅変調信号の切り替えのタイミングを、アナログ信号のサンプリング周期の繰り返し期間毎でなく、一定の繰り返し期間数毎にすれば、信号切替出力手段における切替動作を頻繁に行う必要がなくなり、この結果、消費電力の増大を抑制することが可能となる。一例として、図８のＰＷＭ変換出力（４）のように、アナログ信号のサンプリング周期（繰り返し期間）の２周期毎に切り替えるようにしてもよい。
【００７７】
しかしながら、この場合も、繰り返し期間数が多くなれば、歪みが大きくなる虞があるので、発生する歪みの大きさと消費電力とを考慮して、繰り返し期間を決定するのが好ましい。
【００７８】
以上のように、本実施の形態にかかるパルス幅変調回路１３では、比較器２１、２２におけるＰＷＭ変換によって、波形歪みが発生するにもかかわらず、選択回路２３によって、歪み方向が互いに反対のＰＷＭ変換出力を交互に切り替えてＰＷＭ信号として出力することにより、後段のスイッチングアンプ１４及びローパスフィルタ１５において復調されても当該波形歪みが発生しないようになる。
【００７９】
それゆえ、ＰＷＭ信号のパルス周期を短くすることなく、ＰＷＭ変換に起因する歪みを防止できる。したがって、ＰＷＭ変換に起因する歪みを防止するために、オーバーサンプリングフィルタ１１におけるオーバーサンプリングの倍数を増加させて、ＰＷＭ信号のパルスの周期を短縮する場合と異なり、単位時間あたりのオーバーサンプリングやＰＷＭ変換処理の増加を抑制できる。
【００８０】
ここで、ＰＷＭ信号のパルス周期を短くした場合には、高速な演算クロックが必要になって集積回路化の障害になったり、消費電力の増大を招いたりという不具合が発生する虞れがある。また、ＰＷＭ変換後のパルスを受けるスイッチングアンプ１４において、スイッチング回数が増加するので、消費電力が増大してしまう。また、高速なスイッチングによって発生するノイズ対策の必要性が増し、オーディオ性能の確保が極めて困難になってしまう。
【００８１】
これに対して、上記構成では、ＰＷＭ信号のパルス周期を短くすることなく、ＰＷＭ変換に起因する歪みを防止できるので、これらの不具合を回避でき、低消費電力、かつ、ノイズの少ないパルス幅変調回路１３を実現できる。したがって、据え置き型の装置だけではなく、携帯型の装置にも好適に使用できる。
【００８２】
特に、デジタルアンプや１ビットアンプと呼ばれるデジタル・アナログ変換方式を採用したアンプは、変換効率や集積回路での実現性が優れていることから、据え置き型の装置だけではなく、携帯型の装置への応用が期待されているが、上記アンプのパルス幅変調回路として、パルス幅変調回路１１を用いることによって、より使用時間が長く、歪みのない信号を再生可能な携帯型の装置を実現できる。
【００８３】
なお、上記では、説明の便宜上、ノイズシェーパ１２がない場合について説明したが、本実施の形態のように、ノイズシェーパ１２が設けられている構成であっても、パルス幅変調回路１３でのＰＷＭ変換によって発生する歪みが、該パルス幅変調回路１３内部で打ち消されるので、パルス幅変調回路１３は、復調しても当該波形歪みが発生しないＰＷＭ信号を出力できる。
【００８４】
以下では、１０〔ｋＨｚ〕の正弦波を入力した場合における、パルス幅変調処理の前後のスペクトラム（図９から図１１）を参照しながら、従来のパルス幅変調回路１１３（図１２参照）と、図１に示すパルス幅変調回路１３とを比較する。すなわち、上記パルス幅変調回路１１３において、該パルス幅変調回路１１３への入力信号のスペクトラムでは、図９に示すように、７次のノイズシェーパ１１２による右肩上がりのノイズ分布と、１０〔ｋＨｚ〕の信号成分とが存在している。一方、パルス幅変調回路１１３の出力信号のスペクトラムでは、図１０に示すように、パルス幅変調回路１１３でのＰＷＭ変換によって、２０〔ｋＨｚ〕付近に、２次の歪み成分が生じている。
【００８５】
これに対して、図１に示すパルス幅変調回路１３の出力信号のスペクトラムでは、図１１に示すように、２０〔ｋＨｚ〕の成分が大きく減衰しており、従来のパルス幅変調回路１１３と比較して、明らかに歪みが除去されていることが分かる。
【００８６】
なお、上記では、図１に示すように、デジタルオーディオ装置１においてノイズシェーパ１２が設けられている場合を例にして説明したが、ノイズシェーパ１２がない場合でも、上述したように、パルス幅変調回路１３によって歪みを実用上問題無い周波数帯域まで移動させることができるので、本実施の形態と同様の効果を奏することができる。
【００８７】
ただし、本実施の形態のように、ノイズシェーパ１２を設けることによって、ＰＷＭ信号の量子化雑音に微分特性を与えることができる。したがって、ノイズシェーパ１２が量子化する際のサンプリング周波数を十分高く設定することにより、量子化時のビット数が少なくても、すなわち、パルス幅変調回路１３が出力可能なＰＷＭ信号のパターンの数が少なくても、広いダイナミックレンジを確保できる。
【００８８】
なお、本実施の形態に係るデジタルオーディオ装置１は、オーバーサンプリングフィルタ１１を設けているが、音源２から入力されるデジタルデータのサンプリング周波数ＦＳとパルス幅変調回路１３が出力するＰＷＭ信号の繰り返し周波数とを等しく設定してオーバーサンプリングフィルタ１１を省略してもよい。ただし、本実施の形態に係るデジタルオーディオ装置１のように、オーバーサンプリングフィルタ１１を設けた場合は、オーバーサンプリング処理によって、原信号の周波数帯域とＰＷＭ信号の周波数帯域とを分離しやすくなるので、ノイズを効果的に除去できる。
【００８９】
また、本発明は、デジタルオーディオ装置だけでなく、デジタルデータをアナログデータに変換する際に、該アナログデータの振幅に基づいてデジタルデータのパルス幅を変調する必要のある装置であれば、適用可能であり、デジタルオーディオ装置に適用した場合と同様の効果を奏することができる。
【００９０】
【発明の効果】
以上のように、本発明のパルス幅変調器は、アナログ信号を変調して得られた“１”と“０”の２値の信号のパルス幅を、該アナログ信号の振幅に応じて変調するパルス幅変調器において、所定期間の中心時間点を中心に、上記“１”の信号のパルス幅を変調して第１のパルス幅変調信号を生成する第１信号生成手段と、所定期間の中心時間点を中心に、上記“０”の信号のパルス幅を変調して第２のパルス幅変調信号を生成する第２信号生成手段と、上記第１信号生成手段及び第２信号生成手段によって生成されるそれぞれのパルス幅変調信号を、切り替えて出力する信号切替出力手段とを備えた構成である。
【００９１】
それゆえ、歪みの発生方向がそれぞれ逆となる、“１”の信号のパルス幅を調整して生成される第１のパルス幅変調信号と、“０”の信号のパルス幅を調整して生成される第２のパルス幅変調信号とを切り替えて出力することで、出力されるパルス幅変調信号の歪みが一定方向に発生するのを防ぐことができる。つまり、歪みの発生方向が交互に変化したパルス幅変調信号を出力することができる。
【００９２】
このように、歪みの発生方向が交互に変化させることで、出力されるパルス幅変調信号の歪み成分の周期を短くすることができるので、該歪み成分をより高い周波数帯域に移動させることが可能となる。
【００９３】
これにより、パルス幅変調によって生じた歪みをある周波数帯域、例えば可聴帯域よりも高くすることが可能となるので、該歪みを実用上問題無い周波数帯域可聴帯域よりも高い周波数待機に移動させることができる。この結果、可聴帯域での歪みを、ローパスフィルタによって完全に除去することができるので、パルス幅変調に起因するパルス幅変調信号の歪みを低減できることになる。
【００９４】
したがって、歪みを低減するために、パルス周期を短くする必要がなくなるので、このパルス周期を短くすることによる消費電力の増大やノイズの発生量の増大といった問題が生じない。つまり、消費電力及びノイズの発生量を増大させることなく、パルス幅変調に起因するパルス幅変調信号の歪みを低減することができるという効果を奏する。
【００９５】
上記第１信号生成手段によって、第１のパルス幅変調信号を生成する際に、所定期間の中心時間点を中心として、その前後対称に、“１”の信号のパルス幅を拡げるようにしてもよく、また、上記第２信号生成手段によって、第２のパルス幅変調信号を生成する際に、所定期間の中心時間点を中心として、その前後対称に、“０”の信号のパルス幅を狭めるようにしてもよい。
【００９６】
この場合、第１のパルス幅変調信号は、“１”の信号のパルス幅が順次拡げられた信号となり、第２のパルス幅変調信号は、“０”の信号のパルス幅が順次狭められた信号となる。つまり、歪みの発生方向が互いに逆となる同じ内容の２種類のパルス幅変調信号を生成することができる。
【００９７】
これにより、各パルス幅変調信号を適当なタイミングで切り替えても再生信号に影響を与えることなく、歪みを低減できるという効果を奏する。
【００９８】
例えば、上記信号切替出力手段は、上記第１信号生成手段及び第２信号生成手段によって生成されるそれぞれのパルス幅変調信号を、アナログ信号のサンプリング周期毎に交互に切り替えて出力するようにしてもよい。
【００９９】
この場合、パルス幅変調に起因する歪みが発生する箇所、すなわちアナログ信号のサンプリング周期による繰り返し位置毎で、パルス幅変調信号を切り替えるようになるので、パルス幅変調器から出力されるパルス幅変調信号における歪みをほとんど無くすことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のパルス幅変調器を備えたデジタルオーディオ装置の概略ブロック図である。
【図２】図１に示したデジタルオーディオ装置に備えられたノイズシェーパの概略ブロック図である。
【図３】図１に示すデジタルオーディオ装置に備えられたパルス幅変調回路内の比較器によって生成された“１”の信号に対応したＰＷＭ信号の波形図である。
【図４】図１に示すデジタルオーディオ装置に備えられたパルス幅変調回路内の比較器によって生成された“０”の信号に対応したＰＷＭ信号の波形図である。
【図５】原信号と歪みを有する信号とのずれを示す波形図である。
【図６】図３に示すＰＷＭ信号の原信号とのずれを示す説明図である。
【図７】図４に示すＰＷＭ信号の原信号とのずれを示す説明図である。
【図８】図３、図４及び本実施の形態にかかるＰＷＭ信号の波形図である。
【図９】パルス幅変調回路への入力信号のスペクトラムである。
【図１０】従来のパルス幅変調回路の出力信号のスペクトラムである。
【図１１】図１に示したデジタルオーディオ装置に備えられたパルス幅変調回路の出力信号のスペクトラムである。
【図１２】従来のパルス幅変調器を備えたデジタルオーディオ装置の概略ブロック図である。
【符号の説明】
１　デジタルオーディオ装置
２　音源
３　スピーカ
１１　オーバーサンプリングフィルタ
１２　ノイズシェーパ
１３　パルス幅変調回路（パルス幅変調器）
１４　スイッチングアンプ
１５　ローパスフィルタ
２１　比較器（第１信号生成手段）
２２　比較器（第２信号生成手段）
２３　選択回路（信号切替出力手段）
２４　カウンタ
２５　分周回路
３１ａ〜３１ｇ　積分器
３２　加算器
３３　量子化器
３４　遅延器
３５　減算器
４１　乗算器
４２　遅延器
４３　加算器
５１　乗算器
６１　負帰還路
６２　負帰還路
６３　負帰還路
７１　乗算器
ＦＳ　サンプリング周波数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2004032095.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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