(57)【要約】【課題】発振器の負性抵抗回路の負性抵抗を、実際の発振条件に合った形で低コストで簡便に測定することのできる負性抵抗測定器を提供する。【解決手段】負性抵抗回路１２に接続されるインダクタンス素子Ｌ１および容量素子Ｃ１および抵抗素子Ｒ１からなる直列回路と、直列回路に流れる電流を検出する電流検出手段４と、負性抵抗回路１２と直列回路の接続点の電圧を検出する電圧検出手段７と、負性抵抗回路への電源投入時から電流検出手段４および電圧検出手段７の出力が安定するまで微小時間毎に連続して、電圧検出手段４および電流検出手段７の出力から負性抵抗回路の負性抵抗値を算出する負性抵抗算出手段８とを備える。【選択図】　　　　　　図１
2004085324.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振器の負性抵抗回路の負性抵抗値を測定する負性抵抗測定器であって、
被測定物である前記負性抵抗回路に接続されるインダクタンス素子および容量素子および抵抗素子からなる直列回路と、
前記直列回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記負性抵抗回路と前記直列回路の接続点の電圧を検出する電圧検出手段と、
前記負性抵抗回路への電源投入時から前記電流検出手段および前記電圧検出手段の出力が安定するまで微小時間毎に連続して、前記電圧検出手段および前記電流検出手段の出力から前記負性抵抗回路の負性抵抗値を算出する負性抵抗算出手段と、
を備えることを特徴とする負性抵抗測定器。
【請求項２】
前記負性抵抗回路は等価的に負性抵抗に直列に接続された容量性リアクタンスを備えるものであって、
前記直列回路に流れる電流の周波数を検出する周波数検出手段を備え、
前記負性抵抗回路への電源投入時から前記電流検出手段および前記電圧検出手段の出力が安定するまで微小時間毎に連続して、前記インダクタンス素子および前記容量素子の値と前記周波数検出手段の出力から前記負性抵抗回路の容量性リアクタンスの値を算出する容量性リアクタンス値算出手段を備えることを特徴とする、請求項１に記載の負性抵抗測定器。
【請求項３】
前記電流検出手段が、前記直列回路の配線を一次巻線とする電流トランスを含むことを特徴とする、請求項１または２に記載の負性抵抗測定器。
【請求項４】
前記電流検出手段が、前記直列回路とグランドとの間に直列に接続された低抵抗の電流検出用抵抗素子を含むことを特徴とする、請求項１または２に記載の負性抵抗測定器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、負性抵抗測定器、例えば圧電振動子を共振素子として用いた発振器における圧電素子を除いた部分の負性抵抗を簡便に測定することのできる負性抵抗測定器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
高周波でインピーダンスを測定する実用的な方法としては２つの方法が従来から知られている。１つは、Ｖ−Ｉ法と呼ばれるもので、被測定物（Ｄｅｖｉｃｅ　ＵｎｄｅｒＴｅｓｔ、ＤＵＴ）に高周波電流を流して、ＤＵＴに流れる電流値と電圧値を読み取り、その値からインピーダンスを計算するものである。この方法によるインピーダンス測定の公知文献としては、特許第３１１０８２７号公報、実開平６−２５７６５号公報、特許第２６９８６１５号公報などがある。
【０００３】
もう１つの方法は、反射係数法あるいはブリッジ法と呼ばれるもので、ＤＵＴを含む４つの抵抗からなるインピーダンス・ブリッジに高周波電圧を印加して、４つの抵抗の比がバランスするように抵抗値を変化させるか、あるいは入力する高周波電圧とインピーダンス・ブリッジの不平衡電圧を測定して、その値からインピーダンスを計算するものである。この方法によるインピーダンス測定の公知文献としては、特公平１−１７４８号公報、特許第２９６００７４号公報などがある。
【０００４】
さらに、負性抵抗を有するＤＵＴのＳパラメータを直接測定するものとして、負性抵抗素子に並列に抵抗を接続し、その合成抵抗のＳパラメータをベクトル・ネットワーク・アナライザ（ＶＮＡ）で測定し、その値から負性抵抗素子のＳパラメータを計算する方法が、特開平１０−１３２８９２号公報に開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記の公知文献に開示されたＶ−Ｉ法や反射係数法では、負性抵抗を測定することを前提としていない。また、仮に負性抵抗を図ることができたとしても、高周波信号源を用意する必要がある。しかしながら、安定な高周波信号源は高価でであり、低コストでの簡便な負性抵抗測定には向かない。
【０００６】
また、ＶＮＡで負性抵抗素子のＳパラメータを直接測定する方法も、高周波信号源よりもさらに高価なＶＮＡが必要なため、低コストでの簡便な負性抵抗測定には向かない。また、この場合はＶＮＡから負性抵抗素子に信号を印加して、反射してくる信号を検出することになるが、一般的なＶＮＡにおいては信号のレベルは固定あるいは段階的な変更しかできないために、本当に必要な条件、例えば発振の立ち上がりあるいは発振が安定している時の発振器の負性抵抗は必ずしも測定できない。さらには、ＶＮＡを利用する場合には、負性抵抗回路のインピーダンスがＶＮＡのポートの特性インピーダンス（例えば５０Ω）から離れるほど測定精度が劣化するという問題もある。
【０００７】
そこで、本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、発振器の負性抵抗回路の負性抵抗を、実際の発振条件に合った形で低コストで簡便に測定することのできる負性抵抗測定器を提供する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の負性抵抗測定器は、発振器の負性抵抗回路の負性抵抗値を測定する負性抵抗測定器であって、
被測定物である前記負性抵抗回路に接続されるインダクタンス素子および容量素子および抵抗素子からなる直列回路と、前記直列回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記負性抵抗回路と前記直列回路の接続点の電圧を検出する電圧検出手段と、前記負性抵抗回路への電源投入時から前記電流検出手段および前記電圧検出手段の出力が安定するまで微小時間毎に連続して、前記電圧検出手段および前記電流検出手段の出力から前記負性抵抗回路の負性抵抗値を算出する負性抵抗算出手段とを備えることを特徴とする。
【０００９】
また、本発明の負性抵抗測定器は、前記負性抵抗回路が等価的に負性抵抗に直列に接続された容量性リアクタンスを備えるものであって、前記直列回路に流れる電流の周波数を検出する周波数検出手段を備え、前記負性抵抗回路への電源投入時から前記電流検出手段および前記電圧検出手段の出力が安定するまで微小時間毎に連続して、前記インダクタンス素子および前記容量素子の値と前記周波数検出手段の出力から前記負性抵抗回路の容量性リアクタンスの値を算出する容量性リアクタンス値算出手段を備えることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明の負性抵抗測定器は、前記電流検出手段が、前記直列回路の配線を一次巻線とする電流トランスを含むことを特徴とする。あるいは、本発明の負性抵抗測定器は、前記電流検出手段が、前記直列回路とグランドとの間に直列に接続された低抵抗の電流検出用抵抗素子を含むことを特徴とする。
【００１１】
このように構成することにより、本発明の負性抵抗測定器においては、発振器の負性抵抗回路の負性抵抗を、実際の発振条件に合った形で低コストで簡便に測定することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明の負性抵抗測定器の一実施例の回路図を示す。図１において、負性抵抗測定器１は、２つの入力端子Ｐ１およびＰ２、インダクタンス素子Ｌ１、容量素子Ｃ１、抵抗素子Ｒ１、電流検出手段４、電圧検出手段７、負性抵抗算出手段８、周波数検出手段１０、容量性リアクタンス値算出手段１１から構成されている。
【００１３】
図１において、入力端子Ｐ１およびＰ２は負性抵抗回路が接続され得る端子である。入力端子Ｐ１はインダクタンス素子Ｌ１、抵抗素子Ｒ１、容量素子Ｃ１からなる直列回路を介してグランドに接続されている。入力端子Ｐ２はグランドに接続されている。インダクタンス素子Ｌ１、抵抗素子Ｒ１、容量素子Ｃ１は、いずれもその値を変化させることができるが、変化後も含めてがあらかじめ値が知られているもの、あるいは値を知ることのできるものである。そして、負性抵抗回路が接続された時点で、発振周波数が負性抵抗回路を有する発振器の本来の発振周波数にできるだけ近い値になるように、その値を決定しておくものとする。なお、インダクタンス素子Ｌ１、抵抗素子Ｒ１、容量素子Ｃ１の接続される順番は任意である。
【００１４】
入力端子Ｐ１とインダクタンス素子Ｌ１を接続する配線は電流トランスＣＴの一次巻線としてその中を通るように配置されており、配線を流れる電流に対応した電圧が出力される。電流トランスＣＴの巻線の一方の端子はシールドケーブル２を通って電圧検知回路３に接続されていて、この電圧検知回路３で検知した電圧で配線に流れる電流の大きさを検知することができる。電圧検知回路３は整流用のダイオードと平滑用のコンデンサを備えており、このコンデンサの電圧を読みとる。このとき、読みとった値は実効値に変換されるものとする。この、電流トランスＣＴと電圧検知回路３とで電流検出手段４を構成している。なお、シールドケーブル２は接続配線からのノイズの混入防止のために設けられており、電流トランスＣＴの巻線の他方の端子はシールドケーブル２のグランドに接続されている。
【００１５】
また、入力端子Ｐ１は小さな容量のコンデンサＣ２を介し、シールドケーブル５を通って電圧検知回路６に接続され、この電圧検知回路６で入力端子Ｐ１の電圧の大きさを検知することができる。電圧検知回路６においても電圧検知回路３と同様に実効値で測定されるものとする。この、コンデンサＣ２と電圧検知回路６で電圧検出手段７を構成している。なお、シールドケーブル５も接続配線からのノイズの混入防止のために設けられている。
【００１６】
そして、電流検出手段４と電圧検出手段７の出力は負性抵抗算出手段８に接続されている。
【００１７】
また、入力端子Ｐ１はコンデンサＣ３を介して周波数カウンタ（ＦＣ）９に接続されている。このコンデンサＣ３と周波数カウンタ９で周波数検出手段１０を構成している。
【００１８】
そして、周波数カウンタ１１の出力は容量性リアクタンス値算出手段１１に接続されている。
【００１９】
なお、図１において入力端子Ｐ１とＰ２に接続されているのは被測定物である負性抵抗回路１２で、等価回路的には容量性リアクタンスＣｏと負性抵抗ＲＮの直列回路で表される。
【００２０】
このように構成された負性抵抗測定器１において、インダクタンス素子Ｌ１や容量素子Ｃ１や抵抗素子Ｒ１は、高精度のものを使うことを考えても、高周波信号源に比べればはるかに低コストで用意できる。また、電流検出手段４や電圧検出手段７も簡単な回路構成であるために低コストで用意できる。周波数検出手段１０については、周波数カウンタ１０は比較的高価であるが、これも高周波信号源に比べれば低コストで用意できる。また、後述のように、負性抵抗の測定においては必ずしも必要ではない。そして、負性抵抗算出手段８や容量性リアクタンス値算出手段１１については、簡単なコンピュータ装置があれば実現できる。
【００２１】
ここで、負性抵抗回路１２の具体的な構成について、図２を参照して簡単に説明する。図２は一般的な水晶発振器の回路図である。
【００２２】
図２に示した水晶発振器２０は、トランジスタＱ１をコレクタ接地で動作させたコルピッツ型の発振器で、容量素子Ｃ４およびＣ５とインダクタンス素子として機能する水晶振動子Ｘ１で決まる共振周波数で発振する。コンデンサＣ６はトランジスタＱ１のコレクタを高周波的に接地させるためのコンデンサ、抵抗素子Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５はトランジスタＱ１のバイアス条件を決めるための抵抗、コンデンサＣ７は発振出力を取り出すためのＤＣカット用のコンデンサである。
【００２３】
水晶発振器２０においては、水晶振動子Ｘ１はトランジスタＱ１のベースとグランドとの間に接続されており、その接続点をＰ３、Ｐ４とすると、水晶発振器２０から接続点Ｐ３、Ｐ４で水晶振動子Ｘ１を切り離した残りが負性抵抗回路１２になる。なお、図２における負性抵抗回路１２を図１の負性抵抗測定器１に接続する際には、接続点Ｐ３が入力端子Ｐ１に、接続点Ｐ４が入力端子Ｐ２にそれぞれ接続される。
【００２４】
ここで、図１に戻って、負性抵抗測定器１の負性抵抗測定についての具体的な動作について説明する。
【００２５】
まず、負性抵抗測定器１の２つの入力端子Ｐ１、Ｐ２に負性抵抗回路１２が接続される。その段階では負性抵抗回路１２には電源電圧が印加されていない、すなわち実質的に負性抵抗回路になっていないものとする。
【００２６】
次に、負性抵抗回路１２に電源電圧を印加する。この時刻をｔ０とする。この段階で、負性抵抗回路１２は、負性抵抗測定器１のインダクタンス素子Ｌ１、容量素子Ｃ１、抵抗素子Ｒ１からなる直列回路を水晶振動子Ｘ１の代わりのインダクタンス素子として発振を開始する。入力端子Ｐ１からインダクタンス素子Ｌ１、容量素子Ｃ１、抵抗素子Ｒ１からなる直列回路には発振電流が流れ、時間とともに振幅が大きくなり、一定の振幅になった時点で安定化する。この時刻をｔ１とする。
【００２７】
電流検出手段４は、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの間の電流値の変化を、時間の経過とともに微小時間毎に連続して測定し、負性抵抗算出手段８に向かって出力する。また、電圧検出手段７も、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの間の電流値の変化を、時間の経過とともに微小時間毎に連続して測定し、負性抵抗算出手段８に向かって出力する。負性抵抗算出手段８は、連続して送られてくる電流値および電圧値をその都度演算して負性抵抗を算出する。たとえば、電流値をＩ（ｔ）、電圧値をＶ（ｔ）とすると、負性抵抗値ＲＮ（ｔ）はＶ（ｔ）／Ｉ（ｔ）として計算される。なお、ｔは時刻ｔ０を起点とする時間である。
【００２８】
ここで、図３に、Ｖ（ｔ）、Ｉ（ｔ）、ＲＮ（ｔ）のシミュレーション結果を示す。図３よりわかるように、この例ではＶ（ｔ）、Ｉ（ｔ）は約３ｍＳで一定の値に収束し、その結果としてＲＮ（ｔ）も約３ｍｓで一定の値に収束している。
【００２９】
このようにして、負性抵抗測定器１では、負性抵抗回路１２の発振開始時から安定時までの負性抵抗の時間変化を測定することができる。なお、負性抵抗回路１２の負性抵抗値は、最初が大きく、発振が安定するにつれて小さくなり、発振が安定した後の負性抵抗の絶対値は抵抗素子Ｒ１の抵抗値に一致する。抵抗素子Ｒ１の抵抗値は発振周波数にはあまり影響を与えないが、発振が安定するまでの時間に影響を与える。そして、抵抗値が大きいほど発振の立ち上がりは遅くなる。そのため、抵抗素子Ｒ１の抵抗値を発振が可能な範囲で大きく設定するほど、負性抵抗の測定の時間的な分解能が向上することになる。
【００３０】
なお、負性抵抗測定器１は周波数検出手段１０を備えているが、負性抵抗の測定に際しては発振周波数の測定は必須ではない。所望の発振周波数で発振しているかどうかを確認する程度の役割を果たすだけである。
【００３１】
次に、負性抵抗測定器１における、負性抵抗回路の容量性リアクタンス値の測定について説明する。
【００３２】
一般に、発振器から誘導性インピーダンスを持つ素子を取り除いて負性抵抗回路とする場合、負性抵抗を示すと同時に容量性リアクタンスを併せ持つ。そのため、この容量性リアクタンスを測定できれば発振器の設計に有用になる。
【００３３】
まず、負性抵抗測定器１における発振周波数は、負性抵抗測定器１のインダクタンス素子Ｌ１および容量素子Ｃ１と、負性抵抗回路１２の容量性リアクタンス値Ｃｏによって決定される。すなわち、発振周波数をｆｏ、インダクタンス素子Ｌ１の値をＬ１、容量素子Ｃ１の値をＣ１とすると、
ｆｏ＝１／（２×π×ｓｑｒｔ（Ｌ１×１／（１／Ｃ１＋１／Ｃｏ）））
で表される。従って、発振周波数ｆｏが求まれば、あらかじめ既知であるＬ１とＣ１よりＣｏの値は容易に求められる。
【００３４】
負性抵抗測定器においては、周波数検出手段１０は、電流検出手段４や電圧検出手段７と同様に、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの間の電流値の変化を、時間の経過とともに微小時間毎に連続して測定し、容量性リアクタンス値算出手段１１に向かって出力する。容量性リアクタンス値算出手段１１は上記の関係に従って容量性リアクタンスＣｏの値を計算する。
【００３５】
このようにして、負性抵抗測定器１では、負性抵抗回路１２の発振開始時から安定時までの容量性リアクタンスＣｏの時間変化を測定することができる。なお、発振周波数は発振の立ち上がりから収束するまで大きく変化することはない。従って、容量性リアクタンスＣｏについては必ずしも時間変化を測定する必要はなく、発振が安定した後で計算するものでも構わない。
【００３６】
以上、説明したように、負性抵抗測定器１においては、発振器の負性抵抗回路の負性抵抗を、実際の発振条件に合った形で低コストで簡便に測定することのできる。特に、負性抵抗回路の容量性リアクタンスの値を求める必要がなければ、周波数カウンタが不要になるので、負性抵抗測定器非常に低コストで実現することができ、その結果として負性抵抗の測定も低コストで実施することができる。また、ＶＮＡを用いるときのように、負性抵抗回路のインピーダンスがＶＮＡの特性インピーダンスから大きく離れていても、測定精度には影響はない。
【００３７】
また、追加的に周波数の測定が可能な構成にするだけで、負性抵抗回路の負性抵抗だけでなく容量性リアクタンスの値を求めることができるようになる。もちろん、この部分は付加的な機能であり、負性抵抗測定器として必須な構成ではないものである。
【００３８】
図４に、本発明の負性抵抗測定器の別の実施例の回路図を示す。図４において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００３９】
図４に示した負性抵抗測定器３０においては、入力端子Ｐ１からグランドに向かってインダクタンス素子Ｌ１、容量素子Ｃ１、抵抗素子Ｒ１の順で接続されて直列回路が構成されている。そして、電流トランスは備えておらず、代わりに抵抗素子Ｒ１の一端、すなわち直列回路の一端が電流検出用抵抗素子Ｒ２を介してグランドに接続されている。ここで、電流検出用抵抗素子Ｒ２の抵抗値は１Ωに設定されている。なお、直列回路の部分についてはインダクタンス素子Ｌ１、容量素子Ｃ１、抵抗素子Ｒ１の接続順は任意である。
【００４０】
また、抵抗素子Ｒ１と電流検出用抵抗素子Ｒ２との接続点はシールドケーブル２を通って電圧検知回路３１に接続されている。電圧検知回路３１の電圧検知回路３との違いは負荷抵抗を備えていない点だけである。なお、電流検出用抵抗素子Ｒ２自身が負荷抵抗として機能する。この電圧検知回路３１で検知した電圧は電流検出用抵抗素子Ｒ２の電圧降下に相当するが、電流検出用抵抗素子Ｒ２の抵抗値が１Ωになっているため、結果的に電流検出用抵抗素子Ｒ２に流れる電流に一致する。そのため、電圧検知回路３１で検知した電圧で直列回路に流れる電流の大きさを検知することができる。この、電流検出用抵抗素子Ｒ２と電圧検知回路３１とで電流検出手段３２を構成している。
【００４１】
このように、負性抵抗測定器３０においては電流検出手段の構成が負性抵抗測定器１とは異なっているが、負性抵抗の測定方法については全く同じであり、その作用効果も同じである。
【００４２】
なお、負性抵抗測定器３０においては電流検出用抵抗素子Ｒ２の抵抗値を１Ωとしたが、読みとった電圧値の読み替えを行うことにすれば、１Ωに限られるものではなく、小さい値であれば適宜設定すればよいものである。
【００４３】
【発明の効果】
本発明の負性抵抗測定器によれば、被測定物である負性抵抗回路に接続されるインダクタンス素子および容量素子および抵抗素子からなる直列回路と、直列回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、負性抵抗回路と直列回路の接続点の電圧を検出する電圧検出手段と、負性抵抗回路への電源投入時から電流検出手段および電圧検出手段の出力が安定するまで微小時間毎に連続して、電圧検出手段および電流検出手段の出力から負性抵抗回路の負性抵抗値を算出する負性抵抗算出手段とを備えることによって、負性抵抗の時間変化を低コストで測定することができる。
【００４４】
また、直列回路に流れる電流の周波数を検出する周波数検出手段を備え、負性抵抗回路への電源投入時から電流検出手段および電圧検出手段の出力が安定するまで微小時間毎に連続して、インダクタンス素子および容量素子の値と周波数検出手段の出力から負性抵抗回路の容量性リアクタンスの値を算出する容量性リアクタンス値算出手段を備えることによって、容量性リアクタンス値の時間変化を低コストで測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の負性抵抗測定器の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１の負性抵抗測定器で測定できる発振器の一例を示す回路図である。
【図３】本発明の負性抵抗測定器による負性抵抗測定のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図４】本発明の負性抵抗測定器の別の実施例を示す回路図である。
【符号の説明】
１、３０…負性抵抗測定器
２、５…シールドケーブル
３、６、３１…電圧検知回路
４、３２…電流検出手段
７…電圧検出手段
８…負性抵抗算出手段
９…周波数カウンタ
１０…周波数測定手段
１１…容量性リアクタンス値算出手段
１２…負性抵抗回路
２０…発振器
Ｌ１…インダクタンス素子
Ｃ１…容量素子
Ｒ１…抵抗素子
Ｒ２…電流検出用抵抗素子
【図１】
2004085324.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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