(57)【要約】【課題】主波に比べてレベルが低い先行波あるいは遅延波が有っても、シンボル間干渉雑音が最小になるＦＦＴ取り込み窓位置を検出して設定できる受信装置とその検出方法を提供する。【解決手段】ガードインターバル（ＧＩ）信号を含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、受信したＯＦＤＭ信号のＧＩ信号の相関演算により得られるガード（Ｇ）相関信号の内、受信装置のシンボル同期位置を基準として定めるＧＩ期間と同じ長さＴｇを有する期間ＧＩ’の最先端より更に時間長Ｔｇだけ先行する時刻のＧ相関信号値と期間ＧＩ’の最後尾から更に時間長Ｔｇだけ遅れた時刻のＧ相関信号値に基づき、シンボル間干渉雑音レベルが最小になるＦＦＴ取り込み窓位置を検出し、該検出窓位置を受信したＯＦＤＭ信号からＦＦＴするために抜き出す最適なＦＦＴ取り込み窓位置に設定するようにしたものである。【選択図】　　　図１
2004032030.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガードインターバル（ＧＩ）信号を含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信号のＧＩ信号の相関演算により得られるガード（Ｇ）相関信号の内、上記受信装置のシンボル同期位置を基準として定めるＧＩ期間と同じ長さＴｇを有する期間ＧＩ’の最先端より更に時間長Ｔｇだけ先行する時刻のＧ相関信号値と上記期間ＧＩ’の最後尾から更に時間長Ｔｇだけ遅れた時刻のＧ相関信号値に基づき、シンボル間干渉雑音レベルが最小になるＦＦＴ取り込み窓位置を検出し、該検出窓位置を受信した上記ＯＦＤＭ信号から高速フーリエ変換（ＦＦＴ）するために抜き出す最適なＦＦＴ取り込み窓位置に設定することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置のＦＦＴ取り込み窓位置の算出方法。
【請求項２】
請求項１において、上記期間ＧＩ’の最先端より更に時間長Ｔｇだけ先行する時刻のＧ相関信号値と上記期間ＧＩ’の最後尾から更に時間長Ｔｇだけ遅れた時刻のＧ相関信号値の差が最小になるＦＦＴ取り込み窓位置を検出し、該検出窓位置を受信した上記ＯＦＤＭ信号から高速フーリエ変換（ＦＦＴ）するために抜き出す最適なＦＦＴ取り込み窓位置に設定することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置のＦＦＴ取り込み窓位置の算出方法。
【請求項３】
互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重伝送方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信号のシンボル位置を算出してシンボル同期信号として出力するシンボル同期回路と、受信した上記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル（ＧＩ）信号の相関演算によりガード（Ｇ）相関信号を算出、出力するＧ相関算出回路と、算出した上記Ｇ相関信号と上記シンボル同期信号に基づき、受信した上記ＯＦＤＭ信号においてシンボル間干渉雑音レベルが最小になるＦＦＴ取り込み窓位置を検出し、対応する座標値を最適なＦＦＴ取り込み窓座標値として出力するＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路と、出力される上記最適なＦＦＴ取り込み窓座標値に基づき、受信した上記ＯＦＤＭ信号からＦＦＴするために抜き出す信号範囲を表すＦＦＴ取り込み窓信号を算出、出力するＦＦＴ取り込み窓算出回路を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項４】
請求項３に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の長さをＴｕ、ガードインターバル期間（ＧＩ）の長さをＴｇ、受信されたＯＦＤＭ信号からＦＦＴするために抜き出す長さＴｕの信号期間をＦＦＴ取り込み窓とした場合、上記ＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路を、上記シンボル同期信号を基準に定める長さＴｇのＧＩ’期間の最先端よりＴｇに等しいか所定の長さ短いＴｇｆ（０＜Ｔｇｆ≦Ｔｇ）だけ先行する時刻のＧ相関信号値と、逆に上記ＧＩ’期間の最後尾からＴｇに等しいか所定の長さ短いＴｇｂ（０＜Ｔｇｂ≦Ｔｇ）だけ遅れた時刻のＧ相関信号値の差が最小になるＧＩ’期間を検出し、該ＧＩ’期間の先端の座標値を最適なＦＦＴ取り込み窓の最後尾の座標値に対応させ、該座標値あるいはその値に所定の処理を実施して得た値を最適なＦＦＴ取り込み窓座標値ｃｋｇとして出力するＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路としたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項５】
請求項４において、上記ＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路を、上記最適なＦＦＴ取り込み窓座標値ｃｋｇを記憶するＧＩ’位置メモリと、上記Ｇ相関信号（ＧＳ）の時刻（ｃｋｇ−Ｔｇｆ）の値ＧＳ（ｃｋｇ−Ｔｇｆ）と時刻（ｃｋｇ＋Ｔｇ＋Ｔｇｂ）の値ＧＳ（ｃｋｇ＋Ｔｇ＋Ｔｇｂ）との差を算出し、前後差信号ΔＧＳとして出力する引き算回路と、該前後差信号ΔＧＳを複数シンボルで平均化して出力する平均前後差信号算出回路と、平均化された上記前後差信号ΔＧＳｍｅａｎと上記最適なＦＦＴ取り込み窓座標値ｃｋｇを、前もって定める値αを用いて新たなＧＩ’期間の位置の値（ｃｋｇ＋α×ΔＧＳｍｅａｎ）を算出し、上記ＧＩ’位置メモリの値を書き換えるＧＩ’位置制御回路を有するＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路としたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項６】
請求項３乃至５記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、上記ＦＦＴ取り込み窓算出回路が、上記最適なＦＦＴ取り込み窓座標値ｃｋｇを上記ＦＦＴ取り込み期間の最後尾の時刻位置とするＦＦＴ取り込み窓信号として算出、出力するＦＦＴ取り込み窓算出回路であることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項７】
請求項３乃至６記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、上記ＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路を、上記Ｇ相関信号のピーク位置が、上記ＧＩ’期間の外側に位置する場合、当該ピーク位置を上記ＧＩ’期間の内側に位置するように制御するＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路としたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項８】
請求項３記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、上記ＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路を、上記Ｇ相関信号の値ＧＳ（ｔ）と、該Ｇ相関信号ＧＳ（ｔ）を（Ｔｇ＋Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ）時間遅延したＧ相関信号の値ＧＳ（ｔ−（Ｔｇ＋Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ））との和を順次算出し、干渉量信号ΣＧＳ（ｔ）として出力する加算回路と、該干渉量信号ΣＧＳ（ｔ）を複数のシンボルで各サンプル点ｎ毎に平均化し、平均化された干渉量信号ΣＧＳｍｅａｎ（ｎ）として出力する平均干渉量信号算出回路と、上記平均化された干渉量信号ΣＧＳｍｅａｎ（ｎ）の絶対値が最小となる位置の値を算出し、干渉最小位置信号として出力する最小点検出回路と、該干渉最小位置信号あるいは該干渉最小位置信号に所定の処理を実施して得た値を入力して記憶するＧＩ’位置メモリと、該ＧＩ’位置メモリに記憶されている値から時間（Ｔｇ＋Ｔｇｂ）を差し引いた値を最適なＦＦＴ取り込み窓座標値ｃｋｇとして出力するＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路としたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は伝送方式として直交周波数分割多重伝送方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：以下ＯＦＤＭ方式と記す）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置における、受信されたＯＦＤＭ信号から高速フーリエ変換（ＦＦＴ）するために抜き出す最適なＦＦＴ取り込み窓位置の算出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチバスフェージングに強い伝送方式として、ＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代テレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。
この内、ＵＨＦ帯の地上波デジタル放送の開発動向と方式については、映像情報メディア学会誌１９９８Ｖｏｌ．５２、Ｎｏ．１１に詳しく記されている。
ＯＦＤＭ方式は、一定の周波数間隔で配置された数百本の搬送波（キャリア）を、それぞれ一定のシンボル期間Ｔｓでデジタル変調して伝送する方式である。ＯＦＤＭ信号への変調には、通常、ポイント数Ｎｕの逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）が用いられる。
図示しない送信装置から送出される伝送信号の１シンボルは、図２に模式的に示すように、このＩＦＦＴで変調されたＮｕサンプル点のＯＦＤＭ信号からなる有効シンボル期間Ｔｕの信号（Ｂ＋ｂ）と、該有効シンボル期間の最後の一定期間の信号ｂを有効シンボル期間Ｔｕの前に複写したガードインターバル期間ＴｇのＮｇサンプル点の信号ｂ’で構成される。　ａとａ’の部分、ｃとｃ’の部分についても同様である。
【０００３】
このＯＦＤＭ信号を受信する従来の受信装置の回路構成を図３に示す。
受信装置のアンテナ１で受信された高周波数の受信信号は、前処理回路２内のダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換回路等により、図２の伝送信号と同じデジタルの複素信号Ｚｒ（ｎ）に変換されて出力される。　ここで、ｎは、Ａ／Ｄ変換回路でサンプリングされた時刻を表すサンプル点番号である。
複素信号Ｚｒ（ｎ）は更にＦＦＴ用信号抜き出し回路３に入力され、ＦＦＴする信号部分が抜き出される。　ここで抜き出された信号は、ＦＦＴ回路４に入力され、各キャリア信号に分解される。　得られた各キャリア信号は後処理回路５に入力され、各キャリア毎の６４ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等のデマッピング、逆インターリーブ、符号／復号の誤り訂正等の処理が実施され、伝送された情報符号として出力される。
ところで、上記の復調処理を実施するには、受信信号のシンボル期間の位置、言い換えると、そのシンボル期間の境界点の位置を検出して同期を確立しておく必要がある。　また、ＦＦＴする信号部分を抜き出す際に、隣のシンボルの信号が混入してシンボル間干渉雑音が発生しないように、ＯＦＤＭ信号から切り出すＦＦＴ取り込み窓の位置を、図２に実線の矢印で示す様に１つのシンボル期間内のＮｕサンプルの受信信号を抜き出せる位置に正しく設定する必要がある。
【０００４】
図３のシンボル同期回路６とＶＣＯ７は前者の処理を実施する回路部であり、ＦＦＴ取り込み窓算出回路８は後者の処理を実施する回路である。
図４はシンボル同期回路６の内部回路構成を示したものであり、シンボル同期回路６に入力された複素信号Ｚｒ（ｎ）は、その中のガード（Ｇ）相関算出回路１０に入力される。　この回路は、特開平７−９９４８６号公報を代表とする多くのＯＦＤＭ方式の受信装置で採用されている回路であり、以下の演算を実施する。すなわち、前処理回路２から入力された図２の複素信号Ｚｒ（ｎ）は２つに分岐され、その一方は直接複素乗算回路１１に入力され、他方は遅延回路１２で有効シンボル期間Ｔｕに相当するＮｕサンプル期間遅延された後、同じ複素乗算回路１１に入力される。
【０００５】
図５に、複素乗算回路１１に入力される２信号のタイミングを模式的に示す。図５（ａ）は直接入力される複素信号Ｚｒ（ｎ）であり、図５（ｂ）は有効シンボル期間Ｔｕ遅延されて入力される複素信号Ｚｒ（ｎ−Ｎｕ）である。
図５（ｃ）は、複素乗算回路１１から出力される、複素乗算信号Ｚｘ（ｎ）　＝　Ｚｒ（ｎ）×Ｚｒ（ｎ−Ｎｕ）＊　を模式的に示したものである。ここで、Ｔｄｉｆ期間は、異なるシンボル期間の信号同士の乗算値になる。
ところで、図示しない送信装置のＩＦＦＴから出力されるＯＦＤＭ信号は独立にデジタル変調された多数のキャリア信号の集合信号であり、雑音に近い周波数分布を有している。　そのため、Ｔｄｉｆ期間は雑音に近い波形を有する互いに異なる信号同士の乗算、例えば、Ｂ（ｎ）×Ａ（ｎ−Ｎｕ）＊　になり、乗算結果も雑音に近い波形になる。　そこで以下の説明の都合上、図５（ｃ）では雑音に近い波線で模式的に示した。
これに対し、Ｔｅｑｕ期間は同じシンボル期間の信号同士の乗算、例えば、有効シンボル期間の信号ｂ（ｎ）と、これを複写したガード期間の信号ｂ’（ｎ−Ｎｕ）＝ｂ（ｎ）の乗算ｂ（ｎ）×ｂ（ｎ）＊　になる。
そのため、乗算結果は、振幅の２乗値｜ｂ（ｎ）｜２　を有するほぼ同一の位相方向を向いた複素信号になる。　ＯＦＤＭ信号の振幅は、時々刻々変化するため、｜ｂ（ｎ）｜２　もランダムに変化するが、その位相方向は、ほぼ同一になる特徴を強調するため、図５（ｃ）では、この部分の波形を直線で近似して示した。
【０００６】
図４の複素乗算回路１１から出力された複素乗算信号Ｚｘ（ｎ）は積分回路１３に入力され、各サンプル点ｎ毎に、図５（ｄ）の様に、その前のＮｇサンプル点の複素乗算信号Ｚｘ（ｎ）を積分した複素積分信号Ｚｓｕｍ（ｎ）＝ΣＺｘ（ｎ−ｋ）が算出される。（但し、ｋ＝０〜Ｎｇ−１）
この積分で得られる信号波形を図５（ｅ）に模式的に示す。　ここで、Ｔｄｉｆ期間の積分は雑音に近い波形の信号の加算になるため、正極性の信号と負極性の信号がほぼ同数加算されて互いに打ち消し合い、結局、レベルの低い雑音に近い波形になる。　これに対し、Ｔｅｑｕ期間の複素乗算信号Ｚｘ（ｎ）の位相方向は、ほぼ同一なので、Ｔｅｑｕ期間の複素乗算信号｜ｂ（ｎ）｜２　は積分範囲に入るサンプル点数だけ順次加算されるため、積分範囲に入るサンプル点数に比例して増大し、図５（ｃ）の様に振幅が三角波形で変化する複素信号波形になる。
三角波形のピーク点は、同じ信号を複写したＮｇサンプルの全ての複素乗算信号｜ｂ（ｎ）｜２　を加算するタイミングで発生する。　すなわち、２シンボル期間の境界点でピークが発生する。
【０００７】
図４の積分回路１３から出力された複素積分信号Ｚｓｕｍ（ｎ）は、Ｇ相関算出回路１０から複素数のＧ相関信号として出力される。
Ｇ相関算出回路１０から出力されたＧ相関信号は、振幅値算出回路１４でその絶対値が算出され、ピーク検出回路１５でＧ相関信号の絶対値のピーク位置、即ちシンボル期間の境界位置ｎｐｅａｋを検出し、境界位置信号として出力される。
ここで、１シンボル期間をカウントするシンボルカウンタ１６（受信装置が有する時計に相当）の値０を、受信装置で実施する信号処理のシンボル期間の境界位置に設定しておくと、上記ピーク検出回路１５で検出した値ｎｐｅａｋ（シンボルカウンタ値）は、受信信号に対する受信装置の時計（シンボルカウンタ）のずれを表すことになる。
そこで、ピーク検出回路１５から出力される境界位置信号ｎｐｅａｋをＰＬＬ回路の位相誤差信号としてサンプル周波数制御回路１７に入力し、サンプル周波数制御回路１７を通して図３のＶＣＯ７を制御することにより、シンボルカウンタ１６の値０のタイミングが受信信号のシンボル期間の境界位置に一致するように制御することができる。　すなわち、受信装置のシンボルカウンタ１６が表す、シンボル期間の境界点と、受信信号のシンボル期間の境界点の位置を一致させ、シンボル同期を確立させることができる。
【０００８】
一方、図３のＦＦＴ取り込み窓算出回路８では、単にシンボルカウンタ１６の値が０になるシンボル期間の境界点より一定サンプル点数前、例えば６サンプル点前の点を最後尾とし、図２に実線の矢印で示す範囲を表すＦＦＴ取り込み窓信号を算出して出力する。
ＦＦＴ取り込み窓算出回路８から出力されたＦＦＴ取り込み窓信号はＦＦＴ用信号抜き出し回路３に入力され、受信されたＯＦＤＭ信号から正しい範囲の信号が抜き出され、シンボル間干渉雑音が無い、良好なキャリア信号を復調することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図６（ａ）の様に主波しか受信されない場合、図６（ｃ）に模式的に示す様に、そのＧ相関信号の波形は受信信号のシンボル期間の境界点でピークを持つ三角波形になる。　そのため、従来の受信装置でもシンボル期間の境界点を正しく検出でき、図６（ｄ）の様に、シンボル間干渉雑音が発生しない最適なＦＦＴ取り込み窓位置を算出することができた。
しかし、図７（ａ）の様に、主波よりレベルの低い先行波がある場合、例えば主波の１／３の電力レベルの先行波がガード期間長Ｔｇだけ先行した位置にある場合、先行波があるにも関わらず、図７（ｃ）の様に主波のシンボル期間の境界点にＧ相関信号のピークが発生する。　そのため、従来の受信装置では、ＦＦＴ取り込み窓位置が図７（ｄ）の様に算出される。　そして、図７（ａ）に斜線を施した先行波の隣のシンボルの信号も取り込まれ、シンボル間干渉雑音が発生してしまう問題が発生する。
この時発生する影響を有効シンボル期間のポイント数Ｔｕ＝１０２４、ガード期間長Ｔｇ＝１２８（有効シンボル期間の１／８）の場合を例に見積もると、以下の様になる。
【００１０】
初めに、この時発生するシンボル間干渉の雑音レベルを概算する。
先行波の電力レベルに対する図７（ａ）に斜線で示す干渉成分の電力レベルは、１０・ｌｏｇ（１２８／１０２４）＝−９．０ｄＢになるが、先行波自身、主波に対し、１０・ｌｏｇ（１／３）＝−４．８ｄＢのレベルなので、主波に対するシンボル間干渉雑音レベルは、−９．０ｄＢ−４．８ｄＢ＝−１３．８ｄＢとなる。そのため、受信信号に混入している熱雑音の主波に対するＣ／Ｎが１４ｄＢであるとすると、熱雑音とシンボル間干渉雑音が加算された実効的な雑音レベルは約−１０．９ｄＢになる。
ところで、図７（ａ）の様に２波が同時に受信されると選択性フェージングが発生し、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの振幅レベルは、図８のように、破線で示す主波の平均レベルを中心に、振幅１／√３でキャリア毎に変化するようになる。そして、最もレベルが低いキャリアは、主波の平均レベルに対し、２０・ｌｏｇ（１−１／√３）＝−７．５ｄＢとなり、このキャリア信号に対するＣ／Ｎは、−７．５ｄＢ−（−１０．９ｄＢ）＝３．４ｄＢとなる。
この最悪のキャリアで発生する符号誤り数が圧倒的に多いため、この受信信号を復調して得られる符号の誤り率は、最悪キャリアのＣ／Ｎより２ｄＢ程度高い等価Ｃ／Ｎ値３．４ｄＢ＋２ｄＢ＝５．４ｄＢの時の符号誤り率で近似できる。
【００１１】
一方、例えば、各キャリア信号をＱＰＳＫで変調し、２／３の畳み込み符号と１８８／２０４のリードソロモン符号を用いて情報符号を伝送する場合に、符号誤り無く情報符号を伝送するには、約７ｄＢ以上のＣ／Ｎが必要である。　そのため、図７（ｄ）のＦＦＴ取り込み窓を用いる限り、符号誤り無く、情報符号を伝送することはできない。
これに対し、仮に主波の１／３の電力レベルの先行波を検出して図７（ｅ）のＦＦＴ取り込み窓位置を算出することができれば、シンボル間干渉雑音がなくなり熱雑音のみになるため、上記の実効的な雑音レベルは−１４ｄＢとなる。そのため、等価Ｃ／Ｎは−７．５ｄＢ−（−１４ｄＢ）＋２ｄＢ＝８．５ｄＢとなり、情報符号を伝送することが可能になる。
そのため、マルチパス環境下での伝送性能を上げるにはこの先行波を検出することが重要であり、特開２０００−１６５３３８、特開２００１−２５１２７２等の方法が提案されている。
【００１２】
この内、特開２０００−１６５３３８は、図９（ａ）の様に、ほぼ同レベルの主波と先行波が有った場合に得られる図９（ｂ）のＧ相関信号と、このＧ相関信号をＧＩ期間の長さと同じＴｇ期間遅延した図９（ｃ）のＧ相関信号との差を取って得られる図９（ｄ）の波形のピーク位置を検出し、このピーク点を最後尾とする図９（ｅ）のＦＦＴ取り込み窓信号を算出するものである。
しかし、この方法では、先行波の電力レベルと主波の電力レベルがほぼ同程度でないと所要の効果が得られない欠点がある。　例えば、主波よりＴｇだけ先行する先行波の電力レベルが、主波の電力レベルの１／２以下に減少すると、そのＧ相関信号の波形は、図１０（ａ）の様に、ほぼ三角波形になる。
そのため、これをＴｇ遅延した図１０（ｂ）のＧ相関信号との差を取っても、先行波のレベルが僅かでも下がると、図１０（ｃ）の様に、ピーク位置は主波の位置に移動して、図７（ｃ）と同じＦＦＴ取り込み窓位置が算出されてしまい、再びシンボル間干渉雑音が発生する様になる。　なお、受信信号に混入する雑音の影響を考慮すると、所要の効果が得られる先行波のレベルの許容範囲は、更に狭くなる欠点がある。
【００１３】
一方、特開２００１−２５１２７２は図５（ｃ）で得られる波形を利用するものである。図１１（ａ）の様に主波とほぼ同レベルの先行波が有る場合、これをＴｕ期間遅延した信号と複素乗算して得た図５（ｃ）に対応する信号の波形は、先行波と主波に対する図１１（ｂ）の２信号を加算して得られる図１１（ｃ）の信号波形になる。　即ち、先行波、主波共に同じ信号同士を複素乗算する中央の領域Ｔｂでは、相関性が高いことを表す大きなレベルとなり、主波のみあるいは先行波のみ同じ信号が乗算される前の領域Ｔａと後ろの領域Ｔｃでは、相関性が中程度であることを表す中間的なレベルとなる波形が得られる。従って、図１１（ｃ）の波形が最高レベルから中レベルに変わる変化点を最後尾とする図１１（ｄ）のＦＦＴ取り込み窓を設定することにより、シンボル間干渉雑音が発生しない最適なＦＦＴ取り込み窓位置を得ることができる。
しかし、図１１（ｃ）の領域Ｔａ〜Ｔｃ以外の領域では、ランダムに変動するＯＦＤＭ信号同士の複素乗算値になり、その振幅が大きく変動する波形になる。また、領域Ｔａ〜Ｔｃはガードインターバル期間内の信号の絶対値から得られる波形になり、極性は全て正になるが、実際にはその振幅レベルが大きく変動する波形になる。　そのため、特開２０００−１６５３３８の場合と同様、先行波の電力レベルと主波の電力レベルがほぼ同程度でないと、所要の効果が得られない欠点がある。
【００１４】
また、本出願人の考案による特願２００１−２８２９３１は、図１２（ａ）のＯＦＤＭ信号と、これをＴｕ期間遅延した図１２（ｂ）のＯＦＤＭ信号を差し引いて得られる信号の絶対値の信号である図１２（ｃ）の波形を利用するものである。
即ち、先行波、主波共に同じ信号同士を差し引く前半の領域Ｔｄでは演算値に雑音成分しか含まれないため、ほぼ０レベルとなる。そして主波のみ同じ信号が差し引かれる後半の領域Ｔｅでは、雑音成分に先行波による成分が加わるため、演算値がやや高い中間的なレベルとなる。　その他の領域では差し引かれる成分が無いため、最も大きな演算値になる。　従って、図１２（ｃ）の波形が最低レベルから中レベルに変わる変化点を最後尾とする図１２（ｄ）のＦＦＴ取り込み窓を設定することにより、シンボル間干渉雑音が発生しない最適なＦＦＴ取り込み窓位置を得ることができる。
この方法では、熱雑音レベルが充分小さければ、先行波のレベルが主波の数分の１以下に低下しても先行波を検出可能である。しかし、Ｃ／Ｎが劣化して雑音が増加すると先行波による演算値が雑音成分に埋もれ、検出できなくなる欠点がある。また、ガードインターバルを超える先行波あるいは遅延波は全く検出できない欠点がある。
【００１５】
これらの欠点は、ＯＦＤＭ信号の各キャリア信号を、多値数の低い変調方式で変調する場合に顕著に表れる。ＯＦＤＭ信号はガードインターバルの期間Ｔｇを超えて遅延すると急激にシンボル間干渉雑音が増加するとは言え、直ちに破綻を来すわけではない。　例えば上記の例で、先行波のレベルが主波の電力レベルの１／４であれば、先行する時間がガード期間長を大幅に越えた２×Ｔｇであって、従来の受信装置では受信できない場合であっても、シンボル間干渉雑音が最小になる図１３（ｄ）の位置にＦＦＴ取り込み窓を設定することができれば、等価Ｃ／Ｎ約７．５ｄＢが得られ、受信することが可能になる。
本発明の目的は、このシンボル間干渉雑音レベルが最小になるＦＦＴ取り込み窓位置の算出方法を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明では、Ｇ相関信号の波形が非常に重要な役割を果たす。そこで、Ｇ相関信号の波形が持つ意味を初めに説明しておく。
図１４（ｂ）は、１波のＯＦＤＭ信号が受信されている時の、ガードインターバル期間近傍のＧ相関信号を拡大して示したものである。この時、図１４（ｃ）の様にＦＦＴ取り込み窓を設定すると、ＦＦＴ取り込み窓の最後尾の点とシンボル期間の境界点が一致するので、シンボル間干渉雑音の無い復調信号を得ることができる。　これに対し、図１４（ｅ）の様にＦＦＴ取り込み窓を設定すると、図１４（ａ）の斜線の部分で示す隣のシンボルの信号が取り込んだ信号に混入するため、シンボル間干渉雑音が発生する。このシンボル間干渉雑音の電力レベルは、シンボルの境界点からのＦＦＴ取り込み窓のずれ量ｘに比例して直線的に増加する。
ところで、Ｇ相関信号の波形は、図１４（ｂ）の様に、シンボルの境界点よりガード期間長Ｔｇだけ時間的に前の点を零として、右に進むにつれて直線的に増加する波形になっている。　そのため、ＦＦＴ取り込み窓位置より時間的にＴｇ期間前の点のＧ相関信号値は、その時のシンボル間干渉雑音の電力レベルに比例した値になる。
【００１７】
同様に、ＦＦＴ取り込み窓が図１４（ｇ）の様に設定されている場合、ＦＦＴ取り込み窓の最先端の点とシンボル期間の境界点が一致するので、シンボル間干渉雑音の無い復調信号を得ることができる。そして、図１４（ｉ）の様にＦＦＴ取り込み窓の位置がずれると、シンボル間干渉雑音の電力レベルは、ＦＦＴ取り込み窓のずれ量ｙに比例して直線的に増加するが、ＦＦＴ取り込み窓の最先端の点より時間的にＴｇ期間後ろの点のＧ相関信号値も直線的に増加し、その時のシンボル間干渉雑音の電力レベルに比例した値になる。
従って、ＦＦＴ取り込み窓の最先端の点より時間的にＴｇ期間後ろの点のＧ相関信号値を検出することにより、ＦＦＴ取り込み窓の先端側で発生するシンボル間干渉雑音の電力レベルを検出でき、ＦＦＴ取り込み窓の最後尾の点より時間的にＴｇ期間前の点のＧ相関信号値を検出することにより、ＦＦＴ取り込み窓の最後尾側で発生するシンボル間干渉雑音の電力レベルを検出することができることになる。
【００１８】
この性質を利用すると、シンボル間干渉雑音レベルが最も低くなるＦＦＴ取り込み窓の位置は、次の様にして検出することができる。　例えば、図１５（ａ）のように、主波と先行波と遅延波が受信された場合、そのＧ相関信号の波形は、図１５（ｂ）の３つのＧ相関信号を加算した波形になる。　この時に設定されているＦＦＴ取り込み窓の位置を図１５（ｃ）とすると、ＦＦＴ取り込み窓の最後尾、即ちＧＩ’期間の最先端の時刻ｃｋｇよりＴｇ前の時刻におけるＧ相関信号の値ＧＳｆ＝ＧＳ（ｃｋｇ−Ｔｇ）と、ＦＦＴ取り込み窓の最先端、つまりＧＩ’期間の最後尾よりＴｇ後ろの時刻におけるＧ相関信号の値ＧＳｂ＝ＧＳ（ｃｋｇ＋２Ｔｇ）の和は、この時のシンボル間干渉雑音レベルに比例する。　従って、この和の値が最小になる図１５（ｄ）の位置にＦＦＴ取り込み窓を設定することにより、最もシンボル間干渉雑音レベルを低くすることができる。
なお、値ＧＳｆを検出する位置を、ＧＩ’期間の最先端の時刻ｃｋｇよりＴｇ前ではなく、Ｔｇより小さい任意の時間Ｔｇｆ前の時刻ｃｋｇ−Ｔｇｆとし、又値Ｇｓｂを検出する位置を、ＧＩ’期間の最後尾よりＴｇ後ろではなく、Ｔｇより小さい任意の時間Ｔｇｂ後ろの時刻ｃｋｇ＋Ｔｇ＋Ｔｇｂとしても同様の効果が得られる。
この和の値が最小になる位置を検出するには、実際にＧＳｆ＋ＧＳｂの最小点を検出しても良いが、第１の実施の形態で述べる様に、ΔＧＳ＝ＧＳｆ−ＧＳｂが零に成る点を検出するようにしても良い。
【００１９】
以上の点を考慮した本発明は、ガードインターバル（ＧＩ）信号を含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信号のＧＩ信号の相関演算により得られるガード（Ｇ）相関信号の内、上記受信装置のシンボル同期位置を基準として定めるＧＩ期間と同じ長さＴｇを有する期間ＧＩ’の最先端より更に時間長Ｔｇだけ先行する時刻のＧ相関信号値と上記期間ＧＩ’の最後尾から更に時間長Ｔｇだけ遅れた時刻のＧ相関信号値に基づき、シンボル間干渉雑音レベルが最小になるＦＦＴ取り込み窓位置を検出し、該検出窓位置を受信した上記ＯＦＤＭ信号から高速フーリエ変換（ＦＦＴ）するために抜き出す最適なＦＦＴ取り込み窓位置に設定するようにしたものである。
また、上記期間ＧＩ’の最先端より更に時間長Ｔｇだけ先行する時刻のＧ相関信号値と上記期間ＧＩ’の最後尾から更に時間長Ｔｇだけ遅れた時刻のＧ相関信号値の差が最小になるＦＦＴ取り込み窓位置を検出し、該検出窓位置を受信した上記ＯＦＤＭ信号から高速フーリエ変換（ＦＦＴ）するために抜き出す最適なＦＦＴ取り込み窓位置に設定するようにしたものである。
【００２０】
また、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重伝送方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信号のシンボル位置を算出してシンボル同期信号として出力するシンボル同期回路と、受信した上記ＯＦＤＭ信号のガードインターバル（ＧＩ）信号の相関演算によりガード（Ｇ）相関信号を算出、出力するＧ相関算出回路と、算出した上記Ｇ相関信号と上記シンボル同期信号に基づき、受信した上記ＯＦＤＭ信号においてシンボル間干渉雑音レベルが最小になるＦＦＴ取り込み窓位置を検出し、対応する座標値を最適なＦＦＴ取り込み窓座標値として出力するＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路と、出力される上記最適なＦＦＴ取り込み窓座標値に基づき、受信した上記ＯＦＤＭ信号からＦＦＴするために抜き出す信号範囲を表すＦＦＴ取り込み窓信号を算出、出力するＦＦＴ取り込み窓算出回路を有する構成としたものである。
【００２１】
また、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の長さをＴｕ、ガードインターバル期間（ＧＩ）の長さをＴｇ、受信されたＯＦＤＭ信号からＦＦＴするために抜き出す長さＴｕの信号期間をＦＦＴ取り込み窓とした場合、上記ＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路を、上記シンボル同期信号を基準に定める長さＴｇのＧＩ’期間の最先端よりＴｇに等しいか所定の長さ短いＴｇｆ（０＜Ｔｇｆ≦Ｔｇ）だけ先行する時刻のＧ相関信号値と、逆に上記ＧＩ’期間の最後尾からＴｇに等しいか所定の長さ短いＴｇｂ（０＜Ｔｇｂ≦Ｔｇ）だけ遅れた時刻のＧ相関信号値の差が最小になるＧＩ’期間を検出し、該ＧＩ’期間の先端の座標値を最適なＦＦＴ取り込み窓の最後尾の座標値に対応させ、該座標値あるいはその値に所定の処理を実施して得た値を最適なＦＦＴ取り込み窓座標値ｃｋｇとして出力するＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路としたものである。
【００２２】
また、上記ＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路を、上記最適なＦＦＴ取り込み窓座標値ｃｋｇを記憶するＧＩ’位置メモリと、上記Ｇ相関信号（ＧＳ）の時刻（ｃｋｇ−Ｔｇｆ）の値ＧＳ（ｃｋｇ−Ｔｇｆ）と時刻（ｃｋｇ＋Ｔｇ＋Ｔｇｂ）の値ＧＳ（ｃｋｇ＋Ｔｇ＋Ｔｇｂ）との差を算出し、前後差信号ΔＧＳとして出力する引き算回路と、上記前後差信号ΔＧＳを複数シンボルで平均化して出力する平均前後差信号算出回路と、平均化された上記前後差信号ΔＧＳｍｅａｎと上記最適なＦＦＴ取り込み窓座標値ｃｋｇを、前もって定める値αを用いて新たなＧＩ’期間の位置の値（ｃｋｇ＋α×ΔＧＳｍｅａｎ）を算出し、上記ＧＩ’位置メモリの値を書き換えるＧＩ’位置制御回路を有するＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路としたものである。
【００２３】
また、上記ＦＦＴ取り込み窓算出回路は、上記最適なＦＦＴ取り込み窓座標値ｃｋｇを上記ＦＦＴ取り込み期間の最後尾の時刻位置とするＦＦＴ取り込み窓信号として算出、出力するものである。
また、上記ＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路を、上記Ｇ相関信号のピーク位置が、上記ＧＩ’期間の外側に位置する場合、当該ピーク位置を上記ＧＩ’期間の内側に位置するように制御するＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路としたものである。
さらに、上記ＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路を、上記Ｇ相関信号の値ＧＳ（ｔ）と、該Ｇ相関信号ＧＳ（ｔ）を（Ｔｇ＋Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ）時間遅延したＧ相関信号の値ＧＳ（ｔ−（Ｔｇ＋Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ））との和を順次算出し、干渉量信号ΣＧＳ（ｔ）として出力する加算回路と、該干渉量信号ΣＧＳ（ｔ）を複数のシンボルで各サンプル点ｎ毎に平均化し、平均化された干渉量信号ΣＧＳｍｅａｎ（ｎ）として出力する平均干渉量信号算出回路と、上記平均化された干渉量信号ΣＧＳｍｅａｎ（ｎ）の絶対値が最小となる位置の値を算出し、干渉最小位置信号として出力する最小点検出回路と、該干渉最小位置信号あるいは該干渉最小位置信号に所定の処理を実施して得た値を入力して記憶するＧＩ’位置メモリと、該ＧＩ’位置メモリに記憶されている値から時間（Ｔｇ＋Ｔｇｂ）を差し引いた値を最適なＦＦＴ取り込み窓座標値ｃｋｇとして出力するＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路としたものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態による受信装置の回路構成を図１６に示す。本回路構成は、シンボル同期回路６にＧ相関信号を出力する端子を設けた点と、新たにＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路２０を設けた点が従来の受信装置の回路構成と異なる。　ただし、Ｇ相関信号を算出しないシンボル同期回路を用いる場合は、新たに図４のＧ相関算出回路１０と同じＧ相関信号が算出される回路も必要になる。
本回路で従来の回路の動作と大きく異なるのはＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路２０の動作である。そこで、この回路の動作を重点に説明する。
図１は、該ＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路２０の内部回路の１例である。シンボル同期回路６から入力されたＧ相関信号は、引き算回路２１に入力され、時刻（ｃｋｇ−Ｔｇｆ）の値ＧＳ（ｃｋｇ−Ｔｇｆ）と時刻（ｃｋｇ＋Ｔｇ＋Ｔｇｂ）の値ＧＳ（ｃｋｇ＋Ｔｇ＋ｔＴｇｂ）との差ΔＧＳが算出される。
【００２５】
ところで、Ｇ相関信号は、実際には図１４のように奇麗な三角波形ではなく、図５（ｅ）に示す様にランダムな雑音を含む波形である。　そこで、算出された前後差信号ΔＧＳは平均前後差信号算出回路２２に入力され、例えば１０シンボルの加算平均によって、平均化された前後差信号ΔＧＳｍｅａｎが算出される。　この回路は雑音低減が目的であり、他の回路を用いても良い。
この平均化された前後差信号ΔＧＳｍｅａｎは、１つ前のシンボルで算出され、ＧＩ’位置メモリ２４に記憶されているＧＩ’期間の最先端の時間位置ｃｋｇと共にＧＩ’位置制御回路２３に入力され、前もって定める値αを用いて、新たなＧＩ’期間の位置の値ｃｋｇ＋α×ΔＧＳｍｅａｎを算出する。そして、新たに算出したＧＩ’期間位置の値としてＧＩ’位置メモリ２４に記憶する。値ｃｋｇが最適なＧＩ’期間の位置に引き込まれる時定数τｓは、値αと加算平均するシンボル数で定まる。
【００２６】
ＧＩ’位置メモリ２４に記憶された値ｃｋｇは図１６のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路２０から出力され、ＦＦＴ取り込み窓算出回路８’に入力される。ＦＦＴ取り込み窓算出回路８’では、入力されたＧＩ’期間の最先端の時間位置ｃｋｇから、図１７の様にしてＦＦＴ取り込み窓信号を算出する。
ＦＦＴ用信号抜き出し回路３では、ＯＦＤＭ信号からこのＦＦＴ取り込み窓信号に従って信号を取り込み、ＦＦＴ回路４、後処理回路５により従来と同様にして復号する。
この方法では、ＧＩ’期間が最適な位置からずれた場合、図１５からも分かるように、シンボル間干渉雑音の原因となるＯＦＤＭ信号の電力レベルが高いほど大きな前後差信号ＺＧＳが発生し、値ｃｋｇを最適値に引き込む時定数が短くなる特性がある。そのため、例えば急に大きな電力レベルの先行波が現れた場合、通常より速く引き込まれるように自動的に制御され、シンボル間干渉雑音の影響を低減できる効果が得られる。
【００２７】
なお、Ｇ相関信号の検出位置を決める値ＴｇｆとＴｇｂは必ずしもＧＩ期間長Ｔｇに設定する必要は無く、例えば、Ｔｇｆ，Ｔｇｂ＝３／４×Ｔｇのように、Ｔｇより小さな値に設定しても良い。　この場合、上記の引き込み時定数の自動調整の効果と相まって、電力レベルの大きな成分をＧＩ’期間中央部のＴｇ／２の範囲に押し込め、遅延時間の小さな振動による大きなシンボル間干渉雑音の増加を防止することができる。　また、本発明では詳細な説明は省略するが、電力の大きな成分がＧＩ’期間の中心からずれると、特開２００２−９７２６に記載された境界歪が増加し、復号した符号の符号誤り率が増加する問題が発生する。しかし、このＴｇｆとＴｇｂの設定方法を用いると、上述する様に大きな電力レベルの成分がＧＩ’期間の中央部に押し込められるため、境界歪が軽減されて符号誤り率の増加を軽減することができる効果も得ることができる。　この時、ＴｇｆとＴｇｂは互いに異なる値に設定しても良いが、先行波と遅延波で発生するシンボル間干渉雑音レベルを同等に評価できるよう、等しい値に設定するのが望ましい。
このように、本実施例によるＯＦＤＭ方式の受信装置を用いると、受信されたＯＦＤＭ信号からＦＦＴするために抜き出す長さＴｕの信号期間を定めるＦＦＴ取り込み窓の位置を、シンボル間干渉雑音が最も小さくなる位置に自動的に制御させることができる。そのため、例え主波よりレベルの小さい先行波が混入しても、シンボル間干渉雑音による符号誤りの少ない、良好な情報符号を復調することができる。
【００２８】
本発明の第２の実施の形態による、受信装置のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路２０の内部回路の構成を図１８に示す。　受信装置全体の回路構成と動作は図１６の回路と同じなので、図１８の回路の構成と動作のみ説明する。
電力レベルの高い先行波あるいは遅延波が急に受信されるようになった場合、図１の回路でも自動的に引き込み時間が短縮される効果が得られるが、図１８の回路は、この引き込み時間の更なる短縮を図ったものである。
図１８の回路が図１の回路と異なるところは、ＧＩ’位置制御回路２３’内部の回路構成である。　引き算回路２１内部の回路は、図１の回路と同じなので、１つの枠にまとめて示した。
引き算回路２１で算出された前後差信号ΔＧＳは、平均前後差信号算出回路２２に入力されるのと同時にＧＩ’位置制御回路２３’内部の判別回路２５に入力され、前もって定める闘値ＴＨと比較される。
判別回路２５から出力された比較信号は、加算タイミング制御回路２６に入力される。そして、｜ΔＧＳ｜＜ＴＨの時はスイッチ２７をα倍回路側に接続するように制御し、第１の実施の形態と同じ演算を実施する。
【００２９】
一方、｜ΔＧＳ｜≧ＴＨとなり、ＦＦＴ取り込み窓位置からずれた位置に電力レベルの高い先行波または遅延波が急に現れたことが判定された時は、スイッチ２７をβ倍回路側に接続する様に制御し、ＦＦＴ取り込み窓位置の引き込み時間の遅れの原因になる平均前後差信号算出回路２２を介さずに、前後差信号ΔＧＳが直接β倍されてＧＩ’位置メモリ２４の値ｃｋｇに加算される様に制御する。同時に平均前後差信号算出回路２２の演算をリセットし、無駄となった加算値をクリアすると共に新たな加算平均演算を開始するように制御する。そのため、急に大きなシンボル間干渉雑音が発生した場合、ＦＦＴ取り込み窓の位置を第１の実施の形態より速やかに最適な位置近傍に収束させ、復号した情報符号の符号誤りを低減することができる。
なお、前後差信号ΔＧＳに乗算する値βはαに等しい値に設定しても良いが、α＜β＜１に設定し、引き込み時間を加速するのが好ましい。
また、判別に用いる闘値ＴＨは前もって定める固定値でも良いが、Ｇ相関信号のピーク値あるいはＧ相関信号算出に用いたＯＦＤＭ信号の総電力レベルに比例した値に設定するのが好ましい。
この様に、本実施例によるＯＦＤＭ方式の受信装置を用いると、第１の実施の形態と同様の効果が得られるだけでなく、電力レベルの高い先行波または遅延波が急に現れて大きなシンボル間干渉雑音が発生した場合においても、ＦＦＴ取り込み窓の位置を第１の実施の形態より速やかに最適な位置近傍に収束させることができ、シンボル間干渉雑音による符号誤りの少ない、良好な情報符号を復調することができる効果が得られる。
【００３０】
本発明の第３の実施の形態による、受信装置のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路２０の内部回路の構成を図１９に示す。　受信装置全体の回路構成と動作は図１６の回路と同じなので、図１９の回路の構成と動作のみ説明する。
ところで、以上の説明では図１５の様に、主波の他に先行波あるいは遅延波が混入する２波あるいは３波の場合を用いて説明した。しかし、主波の１波のみになった場合、図２０（ｂ）の様に、ＧＳｆとＧＳｂの検出点は、何れもシンボル間干渉雑音が観測されない位置にあるため、これらの値の差である、前後差信号ΔＧＳは値が０になる。　そのため、ＦＦＴ取り込み窓位置は無制御状態になり、前後差信号ΔＧＳに含まれる雑音成分によるランダムウォークにより、図２０（ｃ）から（ｄ）の範囲の任意の位置に移動するようになる。
一方、受信信号が１波の場合、通常、時間的に最も先行する直接波が受信されている可能性が高い。　ＦＦＴ取り込み窓が図２０（ｄ）の位置にあってもシンボル間干渉雑音はほとんど生じないので情報符号の復号にはなんら問題は無い。しかし、突然マルチパス成分が混入する場合は、これより更に遅れた波が混入する可能性が高く、制御が完了するまでの間は、シンボル間干渉雑音が増加する可能性がある。その影響を少しでも低減するには、ＦＦＴ取り込み窓を、図２０（ｃ）の様に位置させておき、前もって遅延波に対する余裕を確保しておくのが好ましい。
【００３１】
図１９の回路は、この遅延波に対する余裕を確保する制御を図ったものであり、図１の回路と異なる点は、ＧＩ’位置制御回路２３”内部の回路構成である。第１の実施の形態と同様に平均前後差信号算出回路２２で平均化され出力された前後差信号ΔＧＳｍｅａｎは、ＧＩ’位置制御回路２３”に入力される。そして、第１の実施の形態と同様にα倍された後、ＧＩ’位置メモリ２４に記憶されているＧＩ’期間の位置の値ｃｋｇに加算されるが、この際、一定のシンボル数毎に一定数、例えば２０シンボル毎に値１を余計に加算するように制御する。
値ｃｋｇに加算する値に含まれる雑音成分の分散値をσ、経過したシンボル数をｍとする時、値ｃｋｇは拡散速度σ／√ｍで拡散するが、上記の制御により、１／２０で逆方向に移動する速度が加わるため、図２０（ｂ）のＦＦＴ取り込み窓位置は図２０（ｃ）の位置近傍に吹き寄せられる形になる。そのため、遅延波に対する余裕を確保して突然の遅延波の混入によるシンボル間干渉雑音の増加の可能性を低減することができる。
この様に、本実施例によるＯＦＤＭ方式の受信装置を用いると、第１の実施の形態と同様の効果が得られるだけでなく、突然の遅延波の混入によるシンボル間干渉雑音の増加の可能性を低減することができ、シンボル間干渉雑音による符号誤りの少ない良好な情報符号を復調することができる効果が得られる。
【００３２】
本発明の第４の実施の形態による、受信装置のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路２０の内部回路の構成を図２１に示す。　本回路は、設定したＧＩ’期間の位置が主波のシンボル期間の境界位置から大きくずれた時にも、ＦＦＴ取り込み窓位置を確実に正しい位置に引き込むことを可能にするものである。
受信装置全体の回路構成と動作は、図１６のシンボル同期回路６の内部回路を表す図４のピーク検出回路１５から、ＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路２０にピーク位置信号を入力する点を除けば図１６の回路と同じなので、図２１の回路の構成と動作のみ説明する。　但し、Ｇ相関信号を算出しないシンボル同期回路を用いる場合は、図２１の回路にピーク検出回路を追加しておく必要がある。
図２１の回路の動作が図１の回路の動作と異なるのは、ピーク位置信号の処理方法である。図２１の回路に入力されたピーク位置信号は、ピーク位置判別制御回路２８に入力され、ＧＩ’位置メモリ２４に記憶されている値ｃｋｇと比較される。　そして、ピーク位置ｃｋｐの値が、前もって定める一定の頻度を超えてｃｋｐ＜ｃｋｇとなり、ピーク位置がＧＩ’期間より時間的に先行した位置にある時は、スイッチ２９を通してＧＩ’位置メモリ２４内の値を値ｃｋｐ、またはこれより一定量小さくピーク位置より先行する値に書き換える。　同時に、平均前後差信号算出回路２２の演算をリセットし、無駄となった加算値をクリアすると共に新たな加算平均演算を開始するように制御する。
【００３３】
一方、ピーク位置ｃｋｐの値が前もって定める一定の頻度を超えて、ｃｋｇ＋Ｔｇ＜ｃｋｐとなり、ピーク位置がＧＩ’期間より時間的に遅延した位置にある時は、スイッチ２９を通してＧＩ’位置メモリ２４内の値を値ｃｋｐ−Ｔｇに、あるいはこれより一定量大きく、値ｃｋｇ＋Ｔｇがピーク位置より遅れる値に書き換える。　同時に平均前後差信号算出回路２２の演算をリセットし、無駄となった加算値をクリアすると共に新たな加算平均演算を開始するように制御する。また、ピーク位置ｃｋｐの値がｃｋｇ≦ｃｋｐ≦ｃｋｇ＋Ｔｇとなり、ピーク位置がＧＩ’期間内にある時は、第１の実施の形態の動作を実施するように制御する。
ところで、Ｇ相関信号のピーク位置ｃｋｐは受信された主波のシンボル期間の境界位置を表している。そのため、上記のようにピーク位置を制御すると、主波のシンボルの境界位置は常にＧＩ’期間内部に位置される。　従って、設定したＧＩ’期間の位置が、主波のシンボル期間の境界位置から大きくずれた時にも、ＦＦＴ取り込み窓位置を確実に正しい位置に引き込むことができる。
この様に、本実施例によるＯＦＤＭ方式の受信装置を用いると、第１の実施の形態と同様の効果が得られるだけでなく、設定したＧＩ’期間の位置が、主波のシンボル期間の境界位置から大きくずれた時にも、ＦＦＴ取り込み窓位置を確実に正しい位置に引き込むことができる効果が得られる。
【００３４】
本発明の第５の実施の形態による、受信装置のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路２０の内部回路の構成を図２２に示す。　受信装置全体の回路構成と動作は図１６の回路と同じなので、図２２の回路の構成と動作のみ説明する。
図２２の回路は図１の回路と大きく異なり、シンボル同期回路６から入力されたＧ相関信号は加算回路３０に入力され、図２３（ａ）の時刻ｔのＧ相関信号値ＧＳ（ｔ）と、Ｇ相関信号を時間（Ｔｇ＋Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ）だけ遅延された、図２３（ｂ）のＧ相関信号値ＧＳ（ｔ−（Ｔｇ＋Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ））の和がサンプル点毎に順次算出され、図２３（ｃ）の干渉量信号ΣＧＳ（ｔ）として出力される。
干渉量信号ΣＧＳ（ｔ）は、平均干渉量信号算出回路３１に入力されて、図２３（ｃ）の波形の、例えば１０シンボルの同じサンプル点の値の加算平均値を算出することにより、平均化された干渉量信号ΣＧＳｍｅａｎが算出される。　なお、この回路は雑音低減が目的であり、他の回路を用いても良い。
この平均化された干渉量信号ΣＧＳｍｅａｎは最小点検出回路３２に入力して、シンボル同期信号位置を基準にした時間幅（Ｔｇ＋Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ）の範囲内の、干渉量信号ΣＧＳｍｅａｎの絶対値が最小となる時間位置を算出する。　そして、干渉最小位置信号として出力する。ここで絶対値を算出したのは、最小点を算出する際、干渉量信号ΣＧＳｍｅａｎに含まれる雑音の影響を低減するためである。
【００３５】
出力された干渉最小位置信号は直接ＧＩ’位置メモリ２４に記憶し、記憶された干渉最小位置信号から時間（Ｔｇ＋Ｔｇｂ）を差し引いた値をｃｋｇとして出力するようにしても良い。　しかし、本実施の形態では、最小点検出回路３２から出力された干渉最小位置信号を更に位置平均化回路３３を通した後、ＧＩ’位置メモリ２４に記憶している。　最小点検出回路３２とＧＩ’位置メモリ２４の間に挿入する回路は、平均値を算出する回路であれば任意の構成の回路を用いることができるが、効果としては単なる雑音の低減だけではなく、以下の様な新たな効果を得ることができる。
即ち、図２４（ａ）の様に、受信信号が１波の場合、干渉量信号ΣＧＳ（ｔ）の波形およびこれを平均化された干渉量信号ΣＧＳｍｅａｎの波形は、図２４（ｃ）の様になり、時間幅（Ｔｇ＋Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ）の範囲内で最小値を与える位置は、点ではなく幅（Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ−Ｔｇ）の領域になる。そのため、最小点検出回路３２で実際に検出される最小点の位置は、干渉量信号ΣＧＳｍｅａｎに混入している雑音の波形の影響により、シンボル毎にこの範囲内でランダムに移動する。
最小点検出回路３２から出力される干渉最小位置信号を直接ＧＩ’位置メモリ２４に記憶する場合、このランダムに移動する位置が直接ＧＩ’期間の位置データとして記憶されることになる。　そのため、最悪の場合、図２４（ｄ）の様に主波がＧＩ’期間の端に位置され、第１の実施の形態で説明した境界歪が増加し、復号した符号の符号誤り率が増加する問題が発生する。
【００３６】
これに対し、位置平均化回路３３を通した後ＧＩ’位置メモリ２４に記憶するように構成すると、単にＧＩ’期間の位置がランダムに移動する幅を抑えるだけでなく、その位置を、図２４（ｅ）の様に、幅（Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ−Ｔｇ）の領域のほぼ中央位置に収束させることができる。　そのため、図２４（ｆ）の様に主波がＧＩ’期間のほぼ中央近傍に位置されるようになり、境界歪の増加による問題の発生を大幅に低減することができる。合わせて、先行波あるいは遅延波が急に現れた場合に対する幅約Ｔｇ／２の余裕を確保できる効果が得られる。
この様に、本実施例によるＯＦＤＭ方式の受信装置を用いると、第１の実施の形態と同様の効果が得られるだけでなく、受信信号を設定したＧＩ’期間のほぼ中央近傍に位置させることができ、境界歪の増加による問題の発生を大幅に低減することができる。　また、合わせて先行波あるいは遅延波が急に現れた場合に対する幅約Ｔｇ／２の余裕を確保できる効果が得られる。
【００３７】
なお、第５の実施の形態によるＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路において、干渉量信号ΣＧＳｍｅａｎの絶対値に、時間幅（Ｔｇ＋Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ）の範囲内で単調に減少する値を加算した後、最小点を検出するようにすると、図２４（ｇ）の様に最小点が、幅（Ｔｇｆ＋Ｔｇｂ−Ｔｇ）の領域の最も遅れた時刻に位置する確立が増加するようになるため、第３の実施の形態と同様の効果が得られるようにすることができる。
また、値ｃｋｇを設定できる範囲を、シンボル同期信号が表すシンボル期間の境界位置に対し±Ｔｇ等の一定の範囲内に限定することにより、何れの実施形態の場合においても、第４の実施の形態とほぼ同様の効果を得ることができる。
また、以上の説明では、全てＧ相関信号の実数成分（Ｉ成分）を用いる場合のみ説明したが、Ｇ相関信号の絶対値を用いて同様の演算を実施するようにしても、良い。　ただしこの場合、雑音成分として虚数成分（Ｑ成分）の雑音も加算されるため、検出されたＧＩ’期間の位置を与える値ｃｋｇに混入する雑音成分が増加することを注意する必要がある。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による手段を用いると、受信されたＯＦＤＭ信号からＦＦＴするために抜き出す長さＴｕの信号の期間であるＦＦＴ取り込み窓の位置を、シンボル間干渉雑音が最も小さくなる位置に自動的に制御させることができる。そのため、例え主波よりレベルの小さい先行波が混入しても、シンボル間干渉雑音による符号誤りの少ない、良好な情報符号を復調することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路の第１の実施例のブロック図
【図２】ＯＦＤＭ信号の構造を説明する模式図
【図３】従来の受信装置の回路構成を示すブロック図
【図４】一般的なシンボル同期回路の構成を示すブロック図
【図５】従来のＧ相関算出回路で実施する演算を説明する模式図
【図６】従来のＦＦＴ取り込み窓算出動作の１例を説明する模式図
【図７】従来のＦＦＴ取り込み窓算出動作の他の例を説明する模式図
【図８】フェージング発生時のＯＦＤＭ信号の各キャリアの振幅レベルを説明する図
【図９】従来のＦＦＴ取り込み窓算出動作の他の例を説明する模式図
【図１０】従来のＦＦＴ取り込み窓算出動作の他の例を説明する模式図
【図１１】従来のＦＦＴ取り込み窓算出動作の他の例を説明する模式図
【図１２】従来のＦＦＴ取り込み窓算出動作の他の例を説明する模式図
【図１３】本発明のＦＦＴ取り込み窓算出動作の基本原理を説明する模式図
【図１４】本発明の第１のＦＦＴ取り込み窓算出動作を説明する模式図
【図１５】本発明の第２のＦＦＴ取り込み窓算出動作を説明する模式図
【図１６】本発明の受信装置の回路構成を示すブロック図
【図１７】本発明のＦＦＴ取り込み窓算出回路の第１の実施例の動作を説明する模式図
【図１８】本発明のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路の第２の実施例のブロック図
【図１９】本発明のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路の第３の実施例のブロック図
【図２０】本発明の第３のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路動作を説明する模式図
【図２１】本発明のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路の第４の実施例のブロック図
【図２２】本発明のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路の第５の実施例のブロック図
【図２３】本発明の第５のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路動作を説明する模式図
【図２４】本発明の第５のＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路動作を説明する模式図
【符号の説明】
１：受信アンテナ、２：前処理回路、３：ＦＦＴ用信号抜き出し回路、４：ＦＦＴ回路、５：後処理回路、６：シンボル同期回路、７：ＶＣＯ、８：ＦＦＴ取り込み窓算出回路、１０：Ｇ相関算出回路、１１：複素乗算回路、１２：遅延回路、１３：積分回路、１４：振幅値算出回路、１５：ピーク検出回路、１６：シンボルカウンタ、１７：サンプル周波数制御回路、２０：ＦＦＴ取り込み最適窓位置算出回路、２１：引き算回路、２２：平均前後差信号算出回路、２３，２３’，２３”：ＧＩ’位置制御回路、２４：ＧＩ’位置メモリ、２５：判別回路、２６：加算タイミング制御回路、２７，２９：スイッチ、２８：ピーク位置判別制御回路、３０：加算回路、３１：平均干渉量信号算出回路、３２：最小点検出回路、３３：位置平均化回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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