(57)【要約】【課題】スイッチング損失を小さく保ち、高調波成分を低減し、シンプルな構成を実現して低コスト化が図れる電力変換装置を安定かつ高精度で制御する制御装置を提供する。【解決手段】第１のインバータと、第２のインバータと、夫々のインバータの出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、電力系統の電圧信号波と予め設定された基準電圧を比較して分類判定を行い、第１及び第２のインバータの出力電圧を生成する電圧判定手段と、電圧判定手段の出力を論理演算で組合せることにより、系統に同期したゲートパルスを発生し、２つのインバータのスイッチング素子に与えるパルス発生手段とを有する。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続する第１のインバータ及び系統周波数より高い周波数で動作し、変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続する第２のインバータとのスイッチング素子にパルスを与えて、夫々のインバータの出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、
電力系統の電圧信号波と予め設定された基準電圧を比較して分類判定を行い、この分類判定の結果を出力して、前記第１及び第２のインバータの出力電圧を生成する電圧判定手段と、
前記電圧判定手段の出力を論理演算で組合せることにより、系統に同期したゲートパルスを発生し、前記２つのインバータのスイッチング素子に与えるパルス発生手段と
を有することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
【請求項２】
前記電圧判定手段と、
前記電圧信号波の位相状態が所定の範囲にあるか否かを判定して、その結果を出力する位相判定手段と、
前記電圧判定手段の出力及び前記位相判定手段の出力により、系統に同期したゲートパルスを発生して、前記２つのインバータのスイッチング素子に与えるパルス発生手段と
を有することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項３】
系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続する第１のインバータ及び系統周波数より高い周波数で動作し、変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続する第２のインバータのスイッチング素子にパルスを与えて、夫々のインバータの出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、
系統３相から変換された直交する２つの電圧信号波により、電圧信号波の大きさと位相を算出する演算手段と、
前記電圧信号波の大きさに対して、スイッチングを行う１つ以上の位相を算出するスイッチング位相算出手段と、
前記電圧信号波の位相とスイッチングを行う基準位相を比較する位相比較手段と、
前記位相比較手段の出力電圧レベルを判定し、その結果を出力する出力電圧レベル判定手段と、
前記出力電圧レベル判定手段の出力により、系統と同期したゲートパルスを発生して、前記２つのインバータのスイッチング素子に与えるパルス発生手段と
を有することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
【請求項４】
系統周波数と等しい動作周波数で動作するスイッチング素子を有するインバータのスイッチング素子にパルスを与えて、インバータの出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、
電圧信号波の位相情報に基づいて、基準信号を発生する基準信号発生手段と、
前記電圧信号波と前記基準信号を比較して、その結果を出力する比較手段と、
前記比較手段の出力により、系統と同期したゲートパルスを発生して、前記インバータのスイッチング素子に与えるパルス発生手段と
を有することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
【請求項５】
前記基準信号発生手段で生成される前記基準信号は、折れ線を組み合わせて近似されていることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項６】
系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続する第１のインバータ及び系統周波数より高い周波数で動作し、変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続する第２のインバータのスイッチング素子にパルスを与えて、夫々のインバータの出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、
電圧信号波の位相情報に基づいて、複数の基準信号を発生する基準信号発生手段と、
前記電圧信号波と前記基準信号を比較し、出力電圧レベルを判定して、その判定結果を出力する比較手段と、
前記比較手段の出力により、系統に同期したゲートパルスを発生して、前記２つのインバータのスイッチング素子に与えるパルス発生手段と
を有することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
【請求項７】
前記基準信号発生手段で生成される前記基準信号は、折れ線で近似されていることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力系統の電圧調整を行ったり、系統安定化装置等に適用するのに好適な自励式電圧型電力変換装置に係り、その制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電力系統の電圧調整を行うために、静止型無効電力補償装置が適用されたり、潮流を適切に保ち電力系統を安定化するために、直列型インピーダンス補償装置や移相器等による系統安定化装置が適用されていた。
【０００３】
これらの装置は、出力の無効電力を連続的に調整したり、インピーダンスや移相量を連続的に調整したりするので、電力用の半導体スイッチを用いた大容量の電力変換装置を備えている。特に近年では、制御能力の高さから、自励式電圧型電力変換装置が適用される傾向にある（例えば、特許文献１参照。）。
【０００４】
図１７は、上述した静止型無効電力補償装置用の、従来の電力変換装置及び制御装置の構成例を示したものである。
【０００５】
同図において、インバータ１は、後述する制御装置２の動作により、出力電圧・電流が調整される。インバータ１の交流出力は、変換器用変圧器３に接続される。変換器用変圧器３の交流側には、インピーダンス５を介して電源６が接続されている。一方、インバータ１の直流側には、コンデンサ４が接続されている。
【０００６】
電力変換装置１０の出力電流は、電流変成器７を介し、また、電力変換装置１０の出力電圧は、電圧変成器８を介し、さらに、直流回路の電圧は、直流電圧検出器９を介して、それぞれ制御装置２に入力されている。
【０００７】
制御装置２において、電圧変成器８の出力電圧が、交流電圧検出回路２０１に入力されると、交流電圧検出回路２０１が、電圧レベルの調整や、交流電圧瞬時値から実効値への変換を行い、交流電圧実効値を交流電圧調整回路（ＡＣ−ＡＶＲ）２０２に入力する。同ＡＣ−ＡＶＲ  ２０２は、交流電圧検出回路２０１で検出された交流電圧と、予め内部に保持されている設定値とを比較し、設定値からの偏差分を補正するような信号を演算し、電流制御回路（ＡＣＲ）２０８に出力する。
【０００８】
また、直流電圧検出器９で検出された直流電圧は、制御装置２内の直流電圧検出回路２０３でレベル調整され、直流電圧調整回路（ＤＣ−ＡＶＲ）２０４に入力される。同ＤＣ−ＡＶＲ  ２０４は、直流電圧検出回路２０３で検出された直流電圧と、予め内部に保持された設定値とを比較し、設定値からの偏差分を補正するような信号を演算し、電流制御回路（ＡＣＲ）２０８に出力する。
【０００９】
さらに、電流変成器７で検出された電力変換装置の出力電流は、制御装置２内の交流電流検出回路２０５でレベル調整され、その後、座標変換回路２０６で３相信号から直交した２相信号に変換される。電流制御回路（ＡＣＲ）２０８では、座標変換回路２０６から入力された電流成分は、ＡＣ−ＡＶＲ  ２０２、ＤＣ−ＡＶＲ  ２０４の出力である指令値に追従するように、出力電圧を調整する。
【００１０】
同時に、交流電圧変成器８からの３相電圧信号は、座標変換回路２０７において、直交した２相信号に変換され、変換された２相信号が電流制御回路（ＡＣＲ）  ２０８の出力に加算されることにより、応答速度や制御精度が改善されている。同ＡＣＲ  ２０８の出力は、２相→３相変換回路２１０で３相信号に変換され、３相の電圧信号波として、インバータ１のスイッチング素子のゲートパルスを発生するＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路２１１に入力される。
【００１１】
図１８は、ＰＷＭ制御とインバータの動作を説明するために、インバータ１の構成例を詳細に示したものである。インバータ１は、図示するように、スイッチング素子１１〜１６、逆並列ダイオード１７〜２０、２９、３０で構成されている。
【００１２】
一方、ＰＷＭ制御回路２１１は、図１７中の位相検出回路２０９で検出された交流電圧の位相信号により、図１９に示すような、搬送波とよぶ三角波信号を生成する。この搬送波と上述の３相の信号波を比較することにより、搬送波の方が大きい場合は、対応する相の上側のスイッチング素子をオフ、下側のスイッチング素子をオンするように、ゲートパルスを発生する。
【００１３】
具体的には、Ｕ相に着目すると、上側となるスイッチ１１のゲートパルスは、図１９の（ａ）に示すようになり、下側となるスイッチ１４のゲートパルスは、これとオン／オフが反転した状態となる。同様に、Ｖ相に着目すると、上側となるスイッチ１２のゲートパルスは、図１９の（ｂ）に示すようになり、ＵＶ間の線間出力電圧は、図１９（ｃ）に示されるとおりになる。３相の電圧信号波の大きさと位相が変化することによって、ゲートパルスの幅とタイミングが変化する。これにより、インバータの出力電圧の交流基本波成分の大きさと位相も変化することになる。
【００１４】
以上のように、ＰＷＭ制御を行うことにより、インバータの出力電圧の基本波成分の位相と大きさを任意に調整できるため、この作用を利用して、電力変換装置とそれに対応する種々の制御装置とを組み合わせることによって、前述の無効電力制御、インピーダンス補償及び移相等の動作をさせている。
【００１５】
図１９（ｃ）の出力電圧中には、多量の高調波成分が含まれることが容易に想定できる。この高調波成分は、電力系統に流出すると、通信障害を引き起こしたり、他の機器に流れ込んで過熱や異常振動を引き起こす場合があり、発生量はなるべく少ないことが望ましく、その上限は高調波抑制対策ガイドライン等でも規定されているとおりである。
【００１６】
そこで、従来は、発生高調波の電力系統側への流出を抑制するために、各スイッチング素子に与えるパルス数を高くしたり、発生高調波を減らすために、インバータを複数用いて変換器用変圧器の巻線の接続で多重化する技術が適用されている（例えば、非特許文献１参照）。
【００１７】
【特許文献１】
特開平１１−２１５８４０号公報（第１頁、第１図）
【非特許文献１】
電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編「パワーエレクトロニクス回路」オーム社、平成１２年１１月３０日、ｐ．２０５
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、パルス数を高くする場合には、スイッチング素子のスイッチング動作に伴う損失が増加したり、素子の最小オンパルスの制約等によりスイッチング素子の利用率が低下してシステムを経済的に構築することが困難になる。
【００１９】
一方、多重化する場合には、多重数に応じて発生高調波が低減するため、多重数は多いほうが望ましいが、変換器用変圧器の巻線数およびインバータの台数が多くなり、やはり経済面で不利になるという問題があった。
【００２０】
したがって、本発明の電力変換装置の制御装置は、スイッチング損失は十分小さく保ち、また、電力変換装置全体で発生する高調波を低減し、さらに、同じ出力電圧を多重化のみで実現する場合に比較して、少ない数のインバータと変換器用変圧器の巻線でシンプルな構成を実現し、低コスト化が図れる電力変換装置を制御するための制御装置を提供するとともに、電圧信号波入力の大きさと出力電圧の関係を線形に保つことにより、電力変換装置全体を安定かつ高精度で制御する制御装置を提供することを目的とするものである。
【００２１】
【発明を解決するための手段】
上記問題の解決を達成するために、請求項１に記載の電力変換装置の制御装置は、系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続する第１のインバータ及び系統周波数より高い周波数で動作し、変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続する第２のインバータとのスイッチング素子にパルスを与えて、夫々のインバータの出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、電力系統の電圧信号波と予め設定された基準電圧を比較して分類判定を行い、この分類判定の結果を出力して、第１及び第２のインバータの出力電圧を生成する電圧判定手段と、電圧判定手段の出力を論理演算で組合せることにより、系統に同期したゲートパルスを発生し、２つのインバータのスイッチング素子に与えるパルス発生手段とを有することを特徴とする。
【００２２】
これにより、電圧判定回路を用いて、２つのインバータを系統に同期して動作する制御装置を用いることにより、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を提供することができる。
【００２３】
請求項３に記載の電力変換装置の制御装置は、系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続する第１のインバータ及び系統周波数より高い周波数で動作し、変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続する第２のインバータのスイッチング素子にパルスを与えて、夫々のインバータの出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、系統３相から変換された直交する２つの電圧信号波により、電圧信号波の大きさと位相を算出する演算手段と、電圧信号波の大きさに対して、スイッチングを行う１つ以上の位相を算出するスイッチング位相算出手段と、電圧信号波の位相とスイッチングを行う基準位相を比較する位相比較手段と、位相比較手段の出力電圧レベルを判定し、その結果を出力する出力電圧レベル判定手段と、出力電圧レベル判定手段の出力により、系統と同期したゲートパルスを発生して、前記２つのインバータのスイッチング素子に与えるパルス発生手段とを有することを特徴とする。
【００２４】
請求項４に記載の電力変換装置の制御装置は、系統周波数と等しい動作周波数で動作するスイッチング素子を有するインバータのスイッチング素子にパルスを与えて、インバータの出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、電圧信号波の位相情報に基づいて、基準信号を発生する基準信号発生手段と、電圧信号波と前記基準信号を比較して、その結果を出力する比較手段と、比較手段の出力により、系統と同期したゲートパルスを発生して、前記インバータのスイッチング素子に与えるパルス発生手段とを有することを特徴とする。
【００２５】
請求項６に記載の電力変換装置の制御装置は、系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続する第１のインバータ及び系統周波数より高い周波数で動作し、変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続する第２のインバータのスイッチング素子にパルスを与えて、夫々のインバータの出力電圧を制御する電力変換装置の制御装置において、電圧信号波の位相情報に基づいて、複数の基準信号を発生する基準信号発生手段と、電圧信号波と前記基準信号を比較し、出力電圧レベルを判定して、その判定結果を出力する比較手段と、比較手段の出力により、系統に同期したゲートパルスを発生して、２つのインバータのスイッチング素子に与えるパルス発生手段とを有することを特徴とする。
【００２６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施形態を示す電力変換装置１０の１相分の構成図であり、図２は、その電力変換装置１０の制御装置２（図１７に記載）のうち、パルス制御回路２１１（図１７に記載）の１相分の構成図である。
【００２７】
図１において、１Ａは大容量インバータ、１Ｂは中容量インバータであり、それぞれ、図示するようにスイッチング素子１１〜１４、２１〜２４、逆並列ダイオード１７〜２０、２５〜２８で構成されている。インバータ１Ａの交流出力は、変換器用変圧器３の巻線３１を介して電力系統側に接続され、インバータ１Ｂの交流出力は、変換器用変圧器３の巻線３２を介して電力系統側に接続されている。変換器用変圧器３の巻線３１と巻線３２は、１次側（電力系統側）で直列接続されている。
【００２８】
インバータ１Ａ，１Ｂの直流側には、各々コンデンサ４Ａ，４Ｂが接続されている。また、インバータ１Ａと１Ｂの容量比は本実施例では３：１である。
【００２９】
図２は、スイッチング素子１１〜１４、２１〜２４のオン／オフを制御するためのパルス制御回路２１１の構成図である。従来の電力変換装置１０と制御装置２は、図１７で示したとおりであるが、電力変換装置１０の適用目的に応じて、制御装置２の上位で生成された電力系統側の電圧信号波は、電圧判定回路２１２に入力される。電圧判定回路２１２は、入力された電圧信号波ａを、予め設定されている基準電圧Ｖ４〜−Ｖ４と比較し、分類判定を行い、その結果を出力する。その出力は、パルス発生回路２１３および２１４に入力される。
【００３０】
パルス発生回路２１３は、図２に示すような論理回路の組み合わせで、スイッチング素子１１〜１４のゲートパルスを生成し、パルス発生回路２１４は、同様に、論理回路の組み合わせで、スイッチング素子２１〜２４のゲートパルスを生成する。
【００３１】
図３を用いて、本実施の形態の動作を説明する。電力系統側の電圧である信号波および予め設定された基準電圧が、図示するように与えられたものとする。
【００３２】
図２における電圧判定回路２１２では、信号波が基準電圧のどの区間にあるかを分類判定して、その結果を出力する。基準電圧の区間が特定できれば、インバータが出力すべき電圧値、すなわち各インバータのゲートパルスの組み合わせを定めることができる。
【００３３】
パルス発生回路２１３及び２１４の内部構成を、図２に示すように設定した場合には、大容量インバータ１Ａのパルス信号は、図３（ａ）に示すように、系統周波数と等しい動作周波数で動作し、その出力電圧の大きさは３Ｖｄで、その波形は図３（ｂ）に示すようになる。
【００３４】
一方、中容量インバータ１Ｂは、図３（ｃ）に示すように、系統周波数より高い動作周波数で動作し、その出力電圧の大きさはＶｄで、その波形は図３（ｄ）に示すようになる。
【００３５】
両者の出力は、変換器用変圧器３の巻線３１，３２で１次側（出力側）で直列接続されているので、合計の出力電圧は両者を加算した図３（ｅ）に示すようになり、その波形は正弦波により近くなる。
【００３６】
本実施の形態によれば、容量全体の３／４を占める大容量インバータ１Ａは、系統周波数と同じ動作周波数、すなわち最小の動作周波数で動作するためスイッチング損失は十分小さく保つことができる。一方、中容量インバータ１Ｂのみを高い動作周波数で動作させることにより、電力変換装置全体で発生する高調波を著しく低減することができる。また、同じ出力電圧を多重化のみで得ようとすると４つのインバータと変換器用変圧器の４つの巻線が必要となるが、本実施の形態では、２つのインバータと変換器用変圧器の２つの巻線で実現しており、電力変換装置の構成がシンプルになり、低コストで実現することができる。
【００３７】
なお、パルス発生回路２１３，２１４の内部構成は、本実施の形態に限定するものでなく、要するに、電圧判定回路２１２の出力を、それぞれ１Ａ，１Ｂのインバータ毎の出力電圧状態に分類し、その出力が正の場合は、スイッチング素子１１，１４を導通させ、その出力が負の場合は、スイッチング素子１２，１３を導通させ、その出力がゼロの場合は、スイッチング素子１３，１４（または１１，１２）を導通させることができる構成になっている。その構成の実現手段は、ソフトウエアのフローチャート、数式、その他の論理回路構成によっても構わない。また、電圧判定回路２１２の基準電圧は、４Ｖ〜−４Ｖの８レベルを用いて出力を９レベルに分類しているが、この基準電圧は、インバータ１Ａ，１Ｂの組み合わせで出し得る出力電圧レベルに応じて設定すればよい。例えば、インバータ１Ａ，１Ｂを単相ブリッジ構成のＮＰＣ（Ｎｅｕｔｒａｌ  Ｐｏｉｎｔ  Ｃｌａｍｐｅｄ）インバータとした場合には、各々５レベルの出力電圧が可能で、合成電圧は２５レベルとなるので、１２Ｖ〜−１２Ｖの２４レベルを用いて分類判定をすればよい。
【００３８】
（第２の実施の形態）
図４は、本発明の第２の実施形態を示す電力変換装置の制御装置の構成図である。ここで、図２と同一の要素は説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
【００３９】
同図では、位相判定回路２１５が追加されており、この位相判定回路２１５は、電力系統側の電圧信号波の位相φを入力とし、位相状態が９０°〜２７０°の範囲にあるか否かを判定する。判定された結果は、パルス発生回路２１３，２１４に与えられ、パルス発生回路２１３，２１４は、判定された結果を論理回路で利用して、スイッチング素子のゲートパルスを生成する。
【００４０】
その結果、本実施の形態のインバータ１Ａ，１Ｂの出力電圧は、図５（ｂ）及び（ｄ）に示すように、第１の実施の形態の図３（ｂ）及び（ｄ）と同じであるが、スイッチング動作は、図５（ａ）及び（ｃ）に示すように、第１の実施の形態の図３（ａ）及び（ｃ）でインバータ内の各スイッチング素子の導通期間が不均一であったのとは異なり、本実施の形態では、各スイッチング素子の導通期間が均等になっている。
【００４１】
本実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様に、電圧判定回路を用いて、二つのインバータを同期して動作する制御装置を用いることにより、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を実現することができることに加えて、位相判定回路を用いることにより、スイッチング素子の導通期間を均一にすることができる。
【００４２】
なお、位相判定回路２１５への入力信号は、電圧信号波の位相φのかわりに位相検出回路２０９の出力を利用することができ、この場合も、ほぼ同様の作用、効果を得ることができる。
【００４３】
（第３の実施の形態）
図６は、本発明の第３の実施の形態を示す電力変換装置の制御装置の構成図である。同図において、電流制御回路２０８を介して２相→３相変換回路２１０の出力である系統３相の電圧信号波が、演算回路２１６へ入力され、この３相の電圧信号波より、その信号波の大きさＶと位相δが算出される。大きさの信号Ｖは、スイッチング位相算出回路２１７に入力され、Ｖに対応するスイッチング位相θ１〜θ４が出力される。演算回路２１６及びスイッチング位相算出回路２１７の出力は、位相比較回路２１８に入力され、信号波の位相δがθ１〜θ４のどの区間に入っているかが判定される。
【００４４】
さらに、位相比較回路２１８の出力は、レベル判定回路２１９において、出力電圧のどのレベルに入っているかを判定され、パルス発生回路２１３，２１４に送られる。
【００４５】
次に、図７も参照して、本実施の形態の作用を説明する。まず、演算回路２１６の入力信号は、簡単な演算で３相から直交した信号成分に変換でき、Ｖ＊ｃｏｓδ、Ｖ＊ｓｉｎδと記述することができる。そこで、演算回路の中で以下の式を演算することにより、大きさＶと位相δを算出することができる。
｛（Ｖ＊ｃｏｓδ）２＋（Ｖ＊ｓｉｎδ）２｝１／２  ＝  Ｖ      ・・・（１）
ｔａｎ−１（ｓｉｎδ／ｃｏｓδ）＝δ                ・・・（２）
ただし、ｓｉｎδとｃｏｓδの符号により、位相δを０〜３６０°の範囲で算出する。
【００４６】
図７（ａ）において、出力電圧を切り替えるタイミングをθ１〜θ４とし、個々の電圧レベルの大きさをＶｄとすると、出力電圧中の基本波の成分Ｖｏｕｔは次式で与えられる。
Ｖｏｕｔ＝４Ｖｄ／π＊Σｃｏｓθｉ              ・・・（３）
【００４７】
従って、逆に出力したい電圧の大きさＶｏｕｔが与えられれば、（３）式を逆演算することにより、θ１〜θ４を求めることができる。ただし、（３）式の逆演算だけでは冗長であるため、これに特定の次数の高調波電圧の出力を０としたり、第１の実施の形態で示したように、特定の電圧レベルでスイッチングが発生するような制約を付加する必要がある。
【００４８】
スイッチング位相算出回路２１７では、このような演算をリアルタイムで実施してもよいし、予め計算したＶｏｕｔとθ１〜θ４の関係を図７（ｂ）に示すような図表にしておいて、リアルタイムの処理では図表を利用するなどの方法を取ることもできる。
【００４９】
以上のように算出した位相δとスイッチング位相θ１〜θ４を用いて、位相比較回路２１８で、δがどの区間に含まれているかの区間判定を行う。含まれる区間が特定できれば、図７（ａ）に示すように、出力電圧も一意に決定できるので、例えば、出力レベル判定回路２１９の論理回路により電圧の判定を行えばよく、このとき、電圧の判定以降の作用は、第１の実施の形態及び第２の実施の形態と同じである。
【００５０】
本実施の形態によれば、位相比較回路２１８を設けたことから、第１の実施の形態または第２の実施の形態と同様な効果を得ることができる。
【００５１】
（第４の実施の形態）
図８は、本発明の第４の実施の形態を示す電力変換装置の１相分の構成図であり、図９は、その制御装置のうちのパルス制御回路１相分の構成図である。
【００５２】
図８において、インバータ１は、スイッチング素子１１〜１４、逆並列ダイオード１７〜２０で構成されている。また、インバータ１の直流側には、コンデンサ４が接続されている。
【００５３】
図９では、位相検出回路２０９（図１７に記載）からの位相信号または電圧信号波の位相が、基準信号発生回路２２０に入力され、基準信号発生回路２２０は、位相に応じた基準信号を出力する。この基準信号の出力は、比較回路２２１へ入力され、もう一方の入力として、電圧信号波の大きさが入力されて、両者の大小関係が比較される。
【００５４】
比較された結果は、比較回路２２１の出力信号としてパルス発生回路２１３へ出力され、パルス発生回路２１３は、インバータ１のスイッチング素子１１〜１４のゲートパルスとして出力する。
【００５５】
次に、図１０も参照して第４の実施の形態の作用を説明する。本実施の形態では、インバータは一つだけで、その出力電圧も図１０（ｂ）に示すように±１レベルである。従って、スイッチングのタイミングθと出力電圧の関係は、
Ｖｏｕｔ＝４Ｖｄ／πｃｏｓθ              ・・・（４）
で与えられる。ここで、信号波の大きさＶｄと（４）式の出力電圧Ｖｏｕｔの関係が線形になるように基準信号を選定すると、この基準信号は、図１０に示すような波形となる。
【００５６】
そこで、基準信号発生回路２２０で上記基準信号を生成し、図９に示す比較回路２２１は、０〜１８０°の範囲で両者の波形の交点より信号波の方が大きい場合には、スイッチ１１のゲートにオン信号を与え、それ以外の場合には、スイッチ１１のゲートにオフ信号を与える。パルス発生回路２１３は、スイッチ１３にスイッチ１１の反対のゲートパルスを与える。また、１８０〜３６０°の範囲で両者の波形の交点より信号波の方が小さい場合には、スイッチ１２のゲートにオン信号を与え、それ以外の場合には、スイッチ１２のゲートにオフ信号を与える。パルス発生回路２１３は、スイッチ１４にスイッチ１２の反対のゲートパルスを与えられる。その結果、図１０（ｂ）の出力電圧が得られる。
【００５７】
本実施の形態によれば、電圧信号波の大きさＶｄと出力電圧Ｖｏｕｔの関係が線形のため、電力変換装置全体を安定かつ高精度で制御する制御回路を構築することができる。
【００５８】
（第５の実施の形態）
図１１は、本発明の第５の実施の形態の作用を説明する図であり、本実施の形態の構成は、第４の実施の形態と同一であるので、説明は省略する。
【００５９】
本実施の形態が、第４の実施の形態と異なる点は、図９の基準信号発生回路２２０で生成される基準信号が、図１０に示すような線形性の面で理想的な波形ではなく、図１１に示す折れ線との組み合わせ、または折れ線近似されている点であり、それ以外の作用は、第４の実施の形態と同じである。本実施の形態で示すような基準信号を用いても、電圧信号波とインバータ合成出力電圧の基本波成分の関係は、若干の誤差は発生するものの、実用上は十分な線形性が保たれる。
【００６０】
本実施の形態によれば、第４の実施の形態と同一の効果を得ることができることに加えて、基準信号発生回路２２０の演算を、折れ線近似により、簡単にすることができる。
【００６１】
（第６の実施の形態）
図１２は、本発明の第６の実施の形態を示す電力変換装置の制御装置のうち、パルス制御回路１相分の構成図である。なお、本実施の形態が適用される主回路構成は、図１に示す第１の実施の形態と同じであるので、説明は省略する。
【００６２】
図１２において、位相検出回路２０９（図１７に記載）からの位相信号を基準信号発生回路２２２に入力すると、基準信号発生回路２２２は、位相及び出力電圧のレベル数に応じた複数の基準信号を出力する。この出力は比較回路２２３へ入力され、もう一方の入力として、電圧信号波が入力され、複数の基準信号と電圧信号波の大小関係が比較される。比較回路２２３は、比較結果をパルス発生回路２１３，２１４へ出力する。この出力が、図１に示すインバータ１Ａのスイッチング素子１１〜１４のゲートパルスおよびインバータ１Ｂのスイッチング素子２１〜２４のゲートパルスになる。
【００６３】
次に、図１３も参照して第５の実施の形態の作用を説明する。第１の実施の形態では、位相に応じて変化する基準信号の代わりに、一定の大きさの基準電圧Ｖ４〜−Ｖ４を区間判定に用いていたが、その場合、電圧信号波の大きさが変化すると、それに応じてインバータ１Ａおよびインバータ１Ｂの出力の合成で得られる出力電圧の大きさも、図３で説明したように変化した。しかしながら、両者の増減は、比例関係ではなく、非線形であった。
【００６４】
そこで、（３）式の関係より、電圧信号波の大きさと、出力電圧中の基本波成分の大きさの関係が、線形性を有するかもしくは非線形性が抑制されるように、基準信号を選定することができるようにする。
【００６５】
例えば、図１３に正の半サイクル分を示すように、位相に応じて基準電圧の大きさが変化するような波形にする。比較回路２２３は、この基準信号と電圧信号波を比較し、以降は第１の実施の形態または第２の実施の形態に示すように、電圧判定回路２１２が、電圧レベルの区間判定を行い、その判定結果をパルス発生回路２１３，２１４に出力する。パルス発生回路２１３，２１４は、インバータ１Ａおよびインバータ１Ｂのゲートパルスを発生し、各インバータのスイッチング素子を動作させる。
【００６６】
電圧信号波の大きさが小さくなった場合の動作について、図１４を用いて説明する。図１４において、電圧信号波が点線から実線のように小さくなると、電圧信号波と基準信号の交点で出力電圧のレベルが変化するので、インバータ１Ａとインバータ１Ｂの合成出力電圧は、図１３に比べて、各電圧レベルの出力継続時間が短くなり、出力電圧中の基本波成分も減少する。さらに、電圧信号波が小さくなる場合には、図１５に示すように、電圧信号波と一番大きな基準信号との交点はなくなるため、出力電圧レベル数は減少する。その結果、合成出力電圧中の基本波成分もほぼ比例して減少する。
【００６７】
本実施の形態によれば、第１の実施の形態又は第２の実施の形態と同様の効果を得ることができることに加えて、電圧信号波の大きさと出力電圧の関係がほぼ線形であるため、電力変換装置全体を安定かつ高精度に制御する制御装置を提供することができる。
【００６８】
（第７の実施の形態）
図１６は、本発明の第７の実施の形態の作用を説明する図である。本実施の形態の構成は、第６の実施の形態と同一なので説明は省略する。
【００６９】
本実施の形態が、第６の実施の形態と異なる点は、図１２の基準信号発生回路２２２で生成された基準信号が、図１３に示すような理想的な波形ではなく、図１６に示すように、折れ線近似されている点である。それ以外の作用は、第６の実施の形態と同じであり、ここで示すような基準信号を用いても電圧信号波と２つのインバータの合成出力電圧の基本波成分との関係は、若干の誤差は発生するものの、実用上は十分な線形性が保たれている。
【００７０】
本実施の形態によれば、第６の実施の形態と同一の効果を得ることができることに加えて、基準信号発生回路２２２の演算を、折れ線近似により、簡単に行うことができる。
【００７１】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、大容量インバータを系統周波数と同じ動作周波数、すなわち最小の動作周波数で動作させることにより、スイッチング損失は十分小さく保ち、また、中容量インバータのみを高い動作周波数で動作させることにより、電力変換装置全体で発生する高調波を著しく低減することができる。さらに、同じ出力電圧を多重化のみで実現する場合に比較して、少ない数のインバータと変換器用変圧器の巻線で実現できるので、電力変換装置の構成をシンプルにし、低コスト化を図ることができる。
【００７２】
また、電圧信号波入力の大きさと出力電圧の関係を線形に保つことにより、電力変換装置全体を安定かつ高精度で制御する制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す電力変換装置の構成図。
【図２】本発明の第１の実施の形態を示すパルス制御回路の構成図。
【図３】本発明の第１の実施の形態の動作を説明する図。
【図４】本発明の第２の実施の形態を示すパルス制御回路の構成図。
【図５】本発明の第２の実施の形態の動作を説明する図。
【図６】本発明の第３の実施の形態を示すパルス制御回路の構成図。
【図７】本発明の第３の実施の形態の動作を説明する図。
【図８】本発明の第４の実施の形態を示す電力変換装置の構成図。
【図９】本発明の第４の実施の形態を示すパルス制御回路の構成図。
【図１０】本発明の第４の実施の形態の動作を説明する図。
【図１１】本発明の第５の実施の形態の動作を説明する図。
【図１２】本発明の第６の実施の形態を示すパルス制御回路の構成図。
【図１３】本発明の第６の実施の形態の動作を説明する図（１）。
【図１４】本発明の第６の実施の形態の動作を説明する図（２）。
【図１５】本発明の第６の実施の形態の動作を説明する図（３）。
【図１６】本発明の第７の実施の形態の動作を説明する図。
【図１７】従来の電力変換装置及び制御装置の構成を示す図。
【図１８】従来の電力変換装置のインバータの構成図。
【図１９】従来の電力変換装置の動作を説明する図。
【符号の説明】
１Ａ，１Ｂ・・・インバータ、２・・・制御装置、３・・・変換器用変圧器、３１，３２・・・変換器用変圧器の巻線、４，４Ａ，４Ｂ・・・コンデンサ、５・・・交流系統インピーダンス、６・・・交流系統の電源、７・・・電流変成器、８・・・電圧変成器、９・・・直流電圧検出器、１０・・・電力変換装置、１１〜１６，２１〜２４・・・スイッチング素子、１７〜２０，２５〜３０・・・逆並列ダイオード、２０１・・・交流電圧検出回路、２０２・・・交流電圧調整回路、２０３・・・直流電圧検出回路、２０４・・・直流電圧調整回路、２０５・・・交流電流検出回路、２０６，２０７・・・３相→２相変換回路、２０８・・・電流制御回路、２０９・・・位相検出回路、２１０・・・２相→３相変換回路、  ２１１・・・パルス制御回路、２１２・・・電圧判定回路、２１３，２１４・・・パルス発生回路、２１５・・・位相判定回路、２１６・・・演算回路、２１７・・・スイッチング位相算出回路、２１８・・・位相比較回路、２１９・・・出力電圧レベル判定回路、２２０，２２２・・・基準信号発生回路、２２３・・・比較回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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