(57)【要約】【課題】位相的な折り返しノイズの発生を抑制する。【解決手段】レジスタ１１には、入力サンプル周期Ｔ１と、出力サンプル周期Ｔ２と、１つの出力サンプルのデータを補間処理により求めるために用いるべき複数の入力サンプルを決定する基準となる基準時間幅ΔＴをＴ１で正規化した正規化基準時間幅ΔＴ／Ｔ１とが、設定される。タイミング演算部１６は、各出力サンプルについて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングを、周期Ｔ１，Ｔ２に基づいて演算する。データ演算部２１は、各出力サンプルについて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングを中心とした基準時間幅ΔＴと同一の時間幅を持つ補間処理範囲期間内に属する全ての入力サンプルのデータを用いて、補間処理を行うことで、当該出力サンプルのデータを得る。【選択図】　　　　図１
2004032357.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力サンプル周期に応じた第１の設定値と、サンプルレートの変換レート又は出力サンプル周期に応じた第２の設定値と、１つの出力サンプルのデータを補間処理により求めるために有効に用いるべき複数の入力サンプルを決定する基準となる基準時間幅に応じた第３の設定値と、を記憶する設定値記憶手段と、
各出力サンプルについて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングを、前記第１の設定値及び前記第２の設定値に基づいて、演算するサンプリングタイミング演算手段と、
前記各出力サンプルについて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングを略中心とした前記基準時間幅と略同一の時間幅を持つ補間処理範囲期間内に属する全ての入力サンプルのデータを用いて、補間処理を行うことで、当該出力サンプルのデータを得るデータ演算手段と、
を備え、
前記各出力サンプルについて、前記データ演算手段により得られた当該出力サンプルの前記データを、前記サンプリングタイミング演算手段により得られた当該出力サンプルの前記サンプリングタイミングに応じたタイミングで出力することを特徴とするサンプルレートコンバータ。
【請求項２】
前記第１乃至第３の設定値の少なくとも１つが、随時異なる値に変え得るように、構成されたことを特徴とする請求項１記載のサンプルレートコンバータ。
【請求項３】
前記第２の設定値が外部からの指令に応じた値に設定されるように構成されて、前記変換レートの調整が可能であることを特徴とする請求項１又は２記載のサンプルレートコンバータ。
【請求項４】
前記補間処理範囲期間内に属する入力サンプルの数又はこれに応じて定まる前記補間処理の次数あるいはこれらのいずれかに応じた値と、前記出力サンプルのサンプリングタイミングのその直前の入力サンプルからのオフセット時間を前記入力サンプル周期で正規化した値又はその近似値あるいはこれらのいずれかに応じた値と、により定まるインデックス値に応じた前記補間処理の内容を示す補間係数の組を格納したルックアップテーブルを、記憶するルックアップテーブル記憶手段と、
前記各出力サンプルについて、前記第１乃至第３の設定値に基づいて、当該出力サンプルに関する前記補間処理範囲期間内に属する入力サンプルの数又はこれに応じて定まる前記補間処理の次数あるいはこれらのいずれかに応じた値を、第１の値として求める手段と、
を備え、
前記サンプリングタイミング演算手段は、前記各出力サンプルについて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングのその直前の入力サンプルからのオフセット時間を前記入力サンプル周期で正規化した値又はその近似値あるいはこれらのいずれかに応じた値を、第２の値として求める手段を含み、
前記データ演算手段は、前記各出力サンプルについて、当該出力サンプルに応じて求められた前記第１及び第２の値により定まるインデックス値に従って前記ルックアップテーブルを参照して補間係数の組を得、この補間係数の組と当該出力サンプルに関する前記補間処理範囲期間内に属する入力サンプルのデータとの間で積和演算を行うことで、当該出力サンプルのデータを得ることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のサンプルレートコンバータ。
【請求項５】
同時に読み書き可能なメモリを備え、
前記各入力サンプルのデータが入力サンプルクロックに同期して前記メモリ内に一時的に保持され、
前記各出力サンプルについて、当該出力サンプルに関する前記補間処理範囲期間内に属する入力サンプルのデータが、出力サンプルクロックに同期して前記メモリから読み出され、
前記データ演算部は、読み出された入力サンプルのデータを前記補間処理に用いることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のサンプルレートコンバータ。
【請求項６】
所定の変調方式により変調された信号を受信信号として受信する受信機において、
複素ローカルキャリア信号を発生する離散的局部発振器と、
前記受信信号に基づいて得られ任意のサンプルレートでＡ／Ｄ変換された中間周波数信号と、前記離散的局部発振器で発生された複素ローカルキャリア信号と乗算することによって、ベースバンド信号を合成する乗算器と、
前記乗算器から前記サンプルレートに同期して出力される前記ベースバンド信号をサンプルレート変換してベースバンド信号処理レートに再同期させるサンプルレートコンバータと、
前記再同期されたベースバンド信号に復調処理を施してデータを復調させる復調手段と、
送信側に対する受信側のサンプル周期誤差又はサンプルレート誤差を検出する検出手段と、
制御部と、
を備え、
前記サンプルレートコンバータが、請求項１乃至５のいずれかに記載のサンプルレートコンバータであり、
前記制御部は、前記検出手段により検出された誤差に基づいて、当該誤差が小さくなるような値を指令して、この値を前記サンプルレートコンバータの前記第２の設定値として前記設定値記憶手段に記憶させる、ことを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力サンプル列をこれと異なるサンプル周期を持つ出力サンプル列に変換するサンプルレートコンバータ、及び、これを用いた受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル信号を取り扱う種々の用途において、サンプルレートコンバータが用いられている。例えば、デジタル受信機においてサンプルレートコンバータが用いられている。
【０００３】
デジタル受信機では、一般的に、アナログＩＦ（中間周波数）信号をあるサンプリング周期でＡ／Ｄ変換したデータに対して下方周波数変換を施して離散的ベースバンド信号を生成し、更に同データをベースバンド内に配置されている単数又は複数の搬送波周波数の整数倍（普通は２の指数乗倍）のレートに再同期させるべく、サンプルレートコンバータを用いてサンプル補間処理を行っている。
【０００４】
その際、サンプルレートが互いに素の関係で表されるような場合には、従来の技術では、主に多項式補間フィルタと呼ばれる信号処理の方法を用いてレート変換を実現している。この点は、デジタル受信機のみならず他の装置において用いられるサンプルレートコンバータについても同様である。
【０００５】
ここで、図４に、多項式補間フィルタによる入力サンプルと出力サンプルとの関係を示す。図５に、補間次数Ｎが２の場合の多項式補間フィルタの一例を示す。図４において、ａｎ−２，ａｎ−１，ａｎ，ａｎ＋１は入力サンプル、Ｘｎ−２，Ｘｎ−１，Ｘｎ，Ｘｎ＋１は入力サンプルａｎ−２，ａｎ−１，ａｎ，ａｎ＋１のサンプリングタイミング、ｂは出力サンプル、Ｘは出力サンプルｂのサンプリングタイミング、Ｔは入力サンプル周期、μは出力サンプルｂのサンプリングタイミングのその直前の入力サンプルからのオフセット時間である。図５において、１〜３は補間係数、４，５は加算器、６，７は乗算器、Δは、前記オフセット時間μを入力サンプル周期Ｔ１で正規化した値μ／Ｔ１である。
【０００６】
多項式補間フィルタでは、ある任意でかつ固定（常に一定）の数の入力サンプルから、各補間点上の中間量を線形的に求めている。
【０００７】
図６は、多項式補間フィルタについて、補間方程式の次数Ｎが３で、かつ、サンプルレートの変換レート（＝入力サンプル周期／出力サンプル周期）が５／６の場合における、入力サンプルのサンプリングタイミングと、出力サンプルのサンプリングタイミングと、各出力サンプルの補間処理範囲期間との関係を示す図である。ここで、ある出力サンプルの補間処理範囲期間は、当該期間内に属する入力サンプルのデータを用いて補間処理を行うことにより当該出力サンプルのデータを得ることを示すものである。
【０００８】
図７は、多項式補間フィルタについて、補間方程式の次数Ｎが２で、かつ、サンプルレートの変換レート（＝入力サンプル周期／出力サンプル周期）が５／６の場合における、入力サンプルのサンプリングタイミングと、出力サンプルのサンプリングタイミングと、各出力サンプルの補間処理範囲期間との関係を示す図である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、多項式補間フィルタでは、入力サンプルと出力サンプルの時間的な位置関係が互いに最小公倍数の周期上にある付近では、補間方程式の次数が奇数であれば図６に示すように入力サンプル数が冗長でかつ出力サンプル位置から見た入力サンプルの時間的な範囲に偏りが現れる、反対に偶数であれば図７に示すようにその半周期のところを境にして対称的な補間シーケンスになるなど、位相的な折り返し雑音による人工的な歪みを合成してしまう。
【００１０】
多項式補間フィルタの他には、ポリフェーズフィルタバンクによる補間などもよく知られているが、これらも多項式補間フィルタの場合と根本的に同質の問題を抱えている。
【００１１】
また、デジタル受信機では、送受信機間の相対的原振誤差（送信機の基準発振器と受信機の基準発振器との間で生ずる周波数誤差）による同期ズレを逐次補正すべく適応的にレート変換比の微調整を行う場合がある。この場合、その時々の調整量としてその補正タイミングによっては前述の折り返しノイズを瞬間的に増大させるような場面も十分あり得る。
【００１２】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、位相的な折り返しノイズの発生を抑制することができるサンプルレートコンバータ、及び、これを用いた受信機を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するため、本発明の第１の態様によるサンプルレートコンバータは、入力サンプル周期に応じた第１の設定値と、サンプルレートの変換レート又は出力サンプル周期に応じた第２の設定値と、１つの出力サンプルのデータを補間処理により求めるために有効に用いるべき複数の入力サンプルを決定する基準となる基準時間幅に応じた第３の設定値と、を記憶する設定値記憶手段と、各出力サンプルについて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングを、前記第１の設定値及び前記第２の設定値に基づいて、演算するサンプリングタイミング演算手段と、前記各出力サンプルについて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングを略中心とした前記基準時間幅と略同一の時間幅を持つ補間処理範囲期間内に属する全ての入力サンプルのデータを用いて、補間処理を行うことで、当該出力サンプルのデータを得るデータ演算手段と、を備え、前記各出力サンプルについて、前記データ演算手段により得られた当該出力サンプルの前記データを、前記サンプリングタイミング演算手段により得られた当該出力サンプルの前記サンプリングタイミングに応じたタイミングで出力するものである。
【００１４】
この第１の態様では、出力サンプルのサンプリングタイミングを略中心とした前記基準時間幅と略同一の時間幅を持つ補間処理範囲期間内に属する全ての入力サンプルのデータを用いて、補間処理を行う。このため、いずれの出力サンプルについても、当該出力サンプル位置から見た、当該出力サンプルの補間に用いた入力サンプルの時間的な範囲に偏りが少なくなる。したがって、前記第１の態様によれば、位相的な折り返しノイズの発生を抑制することができる。
【００１５】
本発明の第２の態様によるサンプルレートコンバータは、前記第１の態様において、前記第１乃至第３の設定値の少なくとも１つが、随時異なる値に変え得るように、構成されたものである。
【００１６】
この第２の態様によれば、前記第１乃至第３の設定値の少なくとも１つが、随時異なる値に変え得るので、使用目的等に応じて適宜その設定値を変えることにより、汎用性を高めることができる。
【００１７】
本発明の第３の態様によるサンプルレートコンバータは、前記第１又は第２の態様において、前記第２の設定値が外部からの指令に応じた値に設定されるように構成されて、前記変換レートの調整が可能であるものである。
【００１８】
この第３の態様によれば、サンプルレートの変換レートの調整が可能であるので、例えば、デジタル受信機において、送受信機間の相対的原振誤差等による同期ズレを逐次補正すべく適応的にレート変換比の微調整を行うことができ、好ましい。
【００１９】
本発明の第４の態様によるサンプルレートコンバータは、前記第１乃至第３のいずれかの態様において、前記補間処理範囲期間内に属する入力サンプルの数又はこれに応じて定まる前記補間処理の次数あるいはこれらのいずれかに応じた値と、前記出力サンプルのサンプリングタイミングのその直前の入力サンプルからのオフセット時間を前記入力サンプル周期で正規化した値又はその近似値あるいはこれらのいずれかに応じた値と、により定まるインデックス値に応じた前記補間処理の内容を示す補間係数の組を格納したルックアップテーブルを、記憶するルックアップテーブル記憶手段と、前記各出力サンプルについて、前記第１乃至第３の設定値に基づいて、当該出力サンプルに関する前記補間処理範囲期間内に属する入力サンプルの数又はこれに応じて定まる前記補間処理の次数あるいはこれらのいずれかに応じた値を、第１の値として求める手段と、を備え、前記サンプリングタイミング演算手段は、前記各出力サンプルについて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングのその直前の入力サンプルからのオフセット時間を前記入力サンプル周期で正規化した値又はその近似値あるいはこれらのいずれかに応じた値を、第２の値として求める手段を含み、前記データ演算手段は、前記各出力サンプルについて、当該出力サンプルに応じて求められた前記第１及び第２の値により定まるインデックス値に従って前記ルックアップテーブルを参照して補間係数の組を得、この補間係数の組と当該出力サンプルに関する前記補間処理範囲期間内に属する入力サンプルのデータとの間で積和演算を行うことで、当該出力サンプルのデータを得るものである。
【００２０】
この第４の態様によれば、前記ルックアップテーブルを利用して補間処理を行うので、装置のコストを低減することができるとともに、補間処理に伴う処理負担を低減することができる。
【００２１】
本発明の第５の態様によるサンプルレートコンバータは、前記第１乃至第４のいずれかの態様において、同時に読み書き可能なメモリを備え、前記各入力サンプルのデータが入力サンプルクロックに同期して前記メモリ内に一時的に保持され、前記各出力サンプルについて、当該出力サンプルに関する前記補間処理範囲期間内に属する入力サンプルのデータが、出力サンプルクロックに同期して前記メモリから読み出され、前記データ演算部は、読み出された入力サンプルのデータを前記補間処理に用いるものである。
【００２２】
この第５の態様によれば、同時に読み書き可能なメモリが用いられているので、装置の構成が簡単となる。
【００２３】
本発明の第６の態様による受信機は、所定の変調方式により変調された信号を受信信号として受信する受信機において、複素ローカルキャリア信号を発生する離散的局部発振器と、前記受信信号に基づいて得られ任意のサンプルレートでＡ／Ｄ変換された中間周波数信号と、前記離散的局部発振器で発生された複素ローカルキャリア信号と乗算することによって、ベースバンド信号を合成する乗算器と、前記乗算器から前記サンプルレートに同期して出力される前記ベースバンド信号をサンプルレート変換してベースバンド信号処理レートに再同期させるサンプルレートコンバータと、前記再同期されたベースバンド信号に復調処理を施してデータを復調させる復調手段と、送信側に対する受信側のサンプル周期誤差又はサンプルレート誤差を検出する検出手段と、制御部と、を備え、前記サンプルレートコンバータが、前記第１乃至第５のいずれかの態様によるサンプルレートコンバータであり、前記制御部は、前記検出手段により検出された誤差に基づいて、当該誤差が小さくなるような値を指令して、この値を前記サンプルレートコンバータの前記第２の設定値として前記設定値記憶手段に記憶させるものである。
【００２４】
この第６の態様によれば、送信側に対する受信側のサンプル周期誤差又はサンプルレート誤差に基づくフィードバック制御が実現され、サンプル周期誤差等を抑えることができ、ひいては、ビット誤り率を低下させることができる。このとき、受信機のサンプルレートコンバータとして従来のサンプルレートコンバータを用いると、サンプルレートの変換レートのその時々の調整量によっては前述の折り返しノイズを瞬間的に増大させ、却って誤り率が高くなってしまうような場面も十分あり得る。これに対し、前記第６の態様では、前記第１乃至第５のいずれかの態様によるサンプルレートコンバータが用いられているので、その時々の調整量と無関係に常に位相的な折り返しノイズの発生を抑制することができ、安定してビット誤り率を低下させることができる。
【００２５】
なお、前記第１乃至第５の態様によるサンプルレートコンバータの用途は、受信機に限定されるものではなく、種々の用途に適用することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるサンプルレートコンバータ及びこれを用いた受信機について、図面を参照して説明する。
【００２７】
［第１の実施の形態］
【００２８】
図１は、本発明の第１の実施の形態によるサンプルレートコンバータを示す概略ブロック図である。図２は、図１に示すサンプルレートコンバータにより実現される、入力サンプルのサンプリングタイミングと、出力サンプルのサンプリングタイミングと、補間処理範囲期間との関係の一例を示す図である。
【００２９】
まず、本実施の形態によるサンプルレートコンバータの構成を説明する前に、図２に示す例について説明する。
【００３０】
図２に示す例では、サンプルレートの変換レート（＝入力サンプル周期Ｔ１／出力サンプル周期Ｔ２）が５／６となっている。１つの出力サンプルのデータを補間処理により求めるために有効に用いるべき複数の入力サンプルを決定する基準となる基準時間幅ΔＴが、図２に示す長さに設定されている。各出力サンプルの補間処理範囲期間は、基準時間幅ΔＴと同一の時間幅を持ち、当該出力サンプルのサンプリングタイミングが補間処理範囲期間の中心となるように決められている。例えば、出力サンプルＤの補間処理範囲期間は、基準時間幅ΔＴと同一の時間幅を持ち、出力サンプルＤの補間処理範囲期間の中心の時点が出力サンプルＤのサンプリングタイミングとなっている。なお、実際には、本実施の形態では時間の解像度（分解能）は後述する出力クロック信号により定まるので、補間処理範囲期間の時間幅は、基準時間幅ΔＴと精密に一致した関係にあるとは言えない。
【００３１】
既に説明したように、ある出力サンプルの補間処理範囲期間は、当該期間内に属する入力サンプルのデータを用いて当該出力サンプルのデータを得ることを示すものである。例えば、図２に示す例では、出力サンプルＤの補間処理範囲期間内に４つの入力サンプルａ４，ａ５，ａ６，ａ７が属するので、出力サンプルＤのデータは、これらの全ての入力サンプルａ４，ａ５，ａ６，ａ７のデータを用いて補間処理を行うことで得る。したがって、出力サンプルＤのデータを求める場合の補間の次数Ｎ（＝入力サンプル数−１）は３となる。一方、出力サンプルＡ’の補間処理範囲期間内に３つの入力サンプルａ７，ａ８，ａ９が属するので、出力サンプルＤのデータは、これらの全ての入力サンプルａ７，ａ８，ａ９のデータを用いて補間処理を行うことで得る。したがって、出力サンプルＡ’のデータを求める場合の補間の次数Ｎ（＝入力サンプル数−１）は２となる。
【００３２】
このように、本実施の形態では、各出力サンプルの補間処理範囲期間が、基準時間幅ΔＴと同一の時間幅を持ち、当該出力サンプルのサンプリングタイミングが補間処理範囲期間の中心となるように決められているので、出力サンプルのデータを補間処理により求める場合の次数Ｎが、出力サンプルＡ’と出力サンプルＤとで異なっている。この点、補間の次数Ｎがいずれの出力サンプルに対しても常に同一であった図６や図７の場合とは、全く異なる。図２に示す例では、変換レートが５／６であり、４×４／５＋３×１／５＝３．８の関係が成立しているので、４入力から３次の補間による出力が４回と、３入力から２次の補間による出力が１回の割合で実行され、正規化基準時間幅ΔＴ／Ｔ１は３．８となっている。
【００３３】
そして、本実施の形態によれば、出力サンプルのサンプリングタイミングを中心とした基準時間幅ΔＴと同一の時間幅を持つ補間処理範囲期間内に属する全ての入力サンプルのデータを用いて補間処理を行うので、いずれの出力サンプルについても、当該出力サンプルのサンプリングタイミングの、当該出力サンプルの補間に用いた入力サンプルのサンプリングタイミングに対する時間的な位置の偏りが少なくなり、位相歪みが集中しなくなる。このことは、図２と図６及び図７との比較からも明らかである。したがって、本実施の形態によれば、位相的な折り返しノイズの発生を抑制することができる。
【００３４】
次に、本実施の形態によるサンプルレートコンバータの構成について、図１を参照して説明する。
【００３５】
本実施の形態によるサンプルレートコンバータは、同時に書き込み可能なメモリとして、デュアルポートＲＡＭ１１を有している。入力クロック信号に同期して作動する書き込み制御回路１２によりＲＡＭ１１が書き込み制御されることにより、入力サンプルデータは、ＲＡＭ１１の書き込みポートからＲＡＭ１１内に一時的に逐次格納される。このように一旦格納された入力サンプルデータは、入力クロック信号と独立した出力クロック信号に同期して作動する読み出し制御回路１３によりＲＡＭ１１が読み出し制御され、各出力サンプル毎に出力クロック信号に同期して逐次それぞれの補間計算に必要な数だけ読み出される。なお、図１中の点線で囲まれた要素は、出力クロック信号に同期して作動する。
【００３６】
設定値記憶部としてのレジスタ１４には、入力サンプル周期Ｔ１、出力サンプル周期Ｔ２、及び、前記基準時間幅ΔＴを入力サンプル周期Ｔ１で正規化した正規化基準時間幅ΔＴ／Ｔ１が、それぞれ設定値として格納されている。本実施の形態では、これらの設定値Ｔ１，Ｔ２，ΔＴ／Ｔ１は、プログラムにより作動するプロセッサ等（図示せず）により随時異なる値に変え得るように構成され、また、出力サンプル周期Ｔ２は外部からの指令に応じた値に設定されるように構成されて、変換レートＴ１／Ｔ２の調整が可能になっている。なお、例えば、出力サンプル周期Ｔ２の代わりに、変換レートＴ１／Ｔ２をレジスタ１４に格納しておいてもよいことは、言うまでもない。
【００３７】
正規化オフセット時間演算部１４は、入力サンプル周期Ｔ１及び出力サンプル周期Ｔ２に基づいて、各出力サンプルについて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングのその直前の入力サンプルからのオフセット時間μを入力サンプル周期Ｔ１で正規化した値（正規化オフセット時間）Δ＝μ／Ｔ１を算出する。正規化オフセット時間演算部１４は、図２に示す例では、例えば、出力サンプルＣについては、Δ＝μＣ／Ｔ１を算出する。各出力サンプルのオフセット時間μは、入出力サンプル周期Ｔ１，Ｔ２に依存して一意的に定まるので、正規化オフセット時間Δは、各出力サンプルについて、入力サンプル周期Ｔ１及び出力サンプル周期Ｔ２から算出できる。なお、出力サンプルのサンプリングタイミングの取り得る時間的な位置は、実際には、無段階の連続的な位置ではなく、出力クロック信号の解像度により定まる離散的な位置である。よって、正規化オフセット時間演算部１４は、正規化オフセット時間Δとして、前記解像度により定まる最小単位（又はその整数倍）の整数倍に丸めた値（すなわち、近似値）を求める。
【００３８】
読み出しタイミング決定部１５は、各出力サンプルについての正規化オフセット時間Δを正規化オフセット時間演算部１４から順次受け取り、更に入力サンプル周期Ｔ１を用い、また出力クロック信号をカウントすることで、各出力サンプルのサンプリングタイミングに応じたタイミングで、読み出し制御回路１３に読み出しタイミング信号を与える。後述する説明からわかるように、本実施の形態では、読み出しタイミング信号の時点から所定クロック数分の時間の後の時点が、出力クロックの実際のサンプリングタイミングとなるようになっている。読み出し制御信号１３は、読み出しタイミング信号に同期した信号を正規化オフセット時間演算部１４に与える。正規化オフセット時間演算部１４は、この信号に応答して、次の出力サンプルのための正規化オフセット時間Δを算出する。
【００３９】
以上の説明からわかるように、本実施の形態では、正規化オフセット時間演算部１４及び読み出しタイミング決定部１５が、各出力サンプルについて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングを、入力サンプル周期Ｔ１及び出力サンプル周期Ｔ２に基づいて、演算するサンプリングタイミング演算部１６を構成している。
【００４０】
補間次数演算部１７は、各出力サンプルについての正規化オフセット時間Δを正規化オフセット時間演算部１４から順次受け取り、この正規化オフセット時間Δと正規化基準時間幅ΔＴ／Ｔ１とに基づいて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングを中心とした基準時間幅ΔＴと同一の（実際には、近似の）時間幅を持つ補間処理範囲期間内に属する入力サンプルの数を求め、その入力サンプル数から１を差し引くことで、補間処理の次数Ｎを求める。
【００４１】
インデックス生成部１８は、正規化オフセット時間演算部１４から順次受け取る正規化オフセット時間Δと補間次数演算部１７から順次受け取る次数Ｎとにより定まるインデックス（ポインタ）を生成する。
【００４２】
メモリ１９内には、予めルックアップテーブル２０が格納されている。ルックアップテーブル２０には、各インデックスに対応して、当該インデックスが示す正規化オフセット時間Δに対応する出力サンプルのデータを入力サンプルのデータに基づく次数Ｎの補間処理により求める際の、当該補間処理の内容を示す補間係数の組（ｈΔ（０），ｈΔ（１），・・・，ｈΔ（Ｎ））が、格納されている。すなわち、ルックアップテーブル２０には、インデックスを介して、正規化オフセット時間Δと補間次数Ｎとをパラメータとして、それらの組み合わせで定まる補間処理の内容を示す補間係数の組（ｈΔ（０），ｈΔ（１），・・・，ｈΔ（Ｎ））が、格納されている。例えば、図２に示す例では、補間次数は２次と３次のいずれかであり、今、時間的な解像度の点から正規化オフセット時間Δが１２８個の値を取り得るものとすると、２×１２８個の補間係数の組（ｈΔ（０），ｈΔ（１），・・・，ｈΔ（Ｎ））が、予め格納される。
【００４３】
そして、ルックアップテーブル２０内から、インデックス生成部１８で生成されたインデックスにより指定された補間係数の組（ｈΔ（０），ｈΔ（１），・・・，ｈΔ（Ｎ））が読み出され、データ演算部２１に供給される。すなわち、正規化オフセット時間演算部１４から順次得られる正規化オフセット時間Δと補間次数演算部１７から順次得られる次数Ｎに応じた、補間係数の組（ｈΔ（０），ｈΔ（１），・・・，ｈΔ（Ｎ））が、順次データ演算部２１に供給される。ここでは、ルックアップテーブル２０からデータ演算部２１に供給されている補間係数の組を（Ｃ０，Ｃ１，・・・，ＣＮ）と表す。
【００４４】
一方、読み出し制御回路１３は、各出力サンプルについての正規化オフセット時間Δを正規化オフセット時間演算部１４から順次受け取り、この正規化オフセット時間Δと補間次数Ｎとに基づいて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングを中心とした基準時間幅ΔＴと同一の（実際には、近似の）時間幅を持つ補間処理範囲期間内に属する複数の入力サンプルのデータの、ＲＡＭ１１内のアドレスを求め、読み出しタイミング決定部１５からの読み出しタイミング信号に応答して、当該アドレスから当該複数の入力サンプルのデータを読み出させる。今、ＲＡＭ１１から読み出されている複数の入力サンプルのデータを（Ｖ０，Ｖ１，・・・，ＶＮ）と表す。図２に示す例では、例えば、出力サンプルＤについては、入力サンプルａ４，ａ５，ａ６，ａ７のデータが、ＲＡＭから読み出される。
【００４５】
データ演算部２１は、図１に示すように、ＲＡＭ１１から読み出された（Ｖ０，Ｖ１，・・・，ＶＮ）とルックアップテーブル２０からの補間係数の組（Ｃ０，Ｃ１，・・・，ＣＮ）との積和演算を行うことで補間処理を行い、当該出力サンプルのデータを出力する。すなわち、データ演算部２１は、各出力サンプルについて、当該出力サンプルのサンプリングタイミングを中心とした基準時間幅ΔＴと同一の時間幅を持つ補間処理範囲期間内に属する全ての入力サンプルのデータを用いて、補間処理を行うことで、当該出力サンプルのデータを得る。本実施の形態では、データ演算部２１は、この補間処理をルックアップテーブル２０を参照することにより実現しているが、例えば、ルックアップテーブル２０を用いることなく、補間式による演算をそのまま実行することも可能である。
【００４６】
なお、本実施の形態では、読み出しタイミング決定部１５が読み出しタイミング信号は発生してから、対応する出力サンプルのデータが出力されるまでの、時間間隔は、いずれの出力サンプルについても実質的に同一となるように構成されている。
【００４７】
なお、正規化基準時間幅ΔＴ／Ｔ１は適宜の値に設定しておけばよいが、例えば、図２に示す例と同様な値を導く場合には、［ΔＴ／Ｔ１＝（Ａ×低次側入力サンプル数＋Ｂ×高次側入力サンプル数）／入力サンプル周期Ｔ１］の式を用いればよい。ただし、この式において、Ａ＋Ｂ＝入力サンプル周期Ｔ１であり、Ａ，Ｂはともに正の整数である。
【００４８】
以上の構成によって、本実施の形態によれば、例えば図２に示すような動作が実現され、前述したように、位相的な折り返しノイズの発生を抑制することができるという利点が得られる。
【００４９】
また、本実施の形態によれば、ルックアップテーブル２０を利用して補間処理を行うので、装置のコストを低減することができるとともに、補間処理に伴う処理負担を低減することができる。
【００５０】
さらに、本実施の形態によれば、同時に読み書き可能なＲＡＭ１１が用いられているので、装置の構成が簡単となる。
【００５１】
［第２の実施の形態］
【００５２】
図３は、本発明の第２の実施の形態による受信機を示す概略ブロック図である。本実施の形態による受信機は、ＯＦＤＭ方式により変調された信号を受信する受信機として構成されている。
【００５３】
本実施の形態による受信機は、図１に示すように、アンテナ３１と、アンテナ３１で受信された信号を帯域変換してアナログの中間周波数信号を得るＲＦチューナ部３２と、ＲＦチューナ部３２からの中間周波数信号を任意のサンプルレートでＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器３３と、複素ローカルキャリア信号を発生する離散的局部発振器３４と、Ａ／Ｄ変換器３３によりＡ／Ｄ変換された中間周波数信号と離散的局部発振器３４で発生された複素ローカルキャリア信号とを乗算することによってベースバンド信号を合成する乗算器３５と、乗算器３５から前記サンプルレートに同期して出力されるベースバンド信号をサンプルレート変換してベースバンド信号処理レートに再同期させるサンプルレートコンバータ３６と、ベースバンド信号に基づいてシンボル有効期間の開始位置を検出するシンボル同期検出部３７と、サンプルレート変換されたベースバンド信号に復調処理を施してデータを復調させる復調部３８と、周波数オフセット検出部３９と、サンプル周期誤差検出部４０と、例えばマイクロコンピュータ等からなるホストプロセッサ４１と、を備えている。
【００５４】
離散的局部発振器３４及び乗算器３５は、受信信号を中間周波数からベースバンドに帯域変換（ダウンコンバージョン）する帯域変換手段を構成している。本実施の形態では、離散的局部発振器３４は、発振周波数が逐次変更可能となるように構成されている。
【００５５】
離散的局部発振器３４及び乗算器５５の処理は、Ａ／Ｄ変換器２３のサンプルレートに同期して行われる。サンプルレートコンバータ３６は、Ａ／Ｄ変換器３３のサンプルレートとベースバンド信号処理レートとの相対差を吸収する。本実施の形態では、サンプルレートコンバータ３６として、前述した第１の実施の形態による図１に示すサンプルレートコンバータが用いられている。本実施の形態では、ホストプロセッサ４１によって、入力サンプル周期Ｔ１及び正規化基準時間幅ΔＴ／Ｔ１がプログラマブルに設定されるようになっている。また、ホストプロセッサ４１は、サンプル周期誤差検出部４０により検出された出力サンプル周期Ｔ２誤差に基づいて、その誤差がちいさくなるような出力サンプル周期Ｔ２の値を求め、この値をサンプルレートコンバータ３６のレジスタ１４（図１参照）に設定する。
【００５６】
周波数オフセット検出部３９は、サンプルレートコンバータ２６から出力されるベースバンド信号に基づいて、送信側に対する受信側の周波数オフセットを検出する。周波数オフセット検出部３９としては、例えば、特開２００１−１３６１４３号公報に開示されているものを用いることができる。
【００５７】
離散的局部発振器３４は、周波数オフセット検出部３９からの周波数オフセット検出信号を受けて、その周波数オフセットが小さくなるように発振周波数を調整する。
【００５８】
復調部３８は、シンボル同期検出部３７からの同期検出信号を用いてベースバンド信号に含まれている複数のキャリアを個々に分離するべくベースバンド信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部４２と、分離された各キャリア信号を復号してデータに戻す復号部４３と、を有している。
【００５９】
サンプル周期誤差検出部４０は、ＦＦＴ部４２により分離されたキャリア信号に基づいて、送信側に対する受信側のサンプル周期誤差を検出する。
【００６０】
本実施の形態によれば、送信側に対する受信側のサンプル周期誤差に基づくフィードバック制御が実現され、サンプル周期誤差を抑えることができ、ひいては、ビット誤り率を低下させることができる。このとき、受信機のサンプルレートコンバータ３６として従来のサンプルレートコンバータを用いると、サンプルレートの変換レートのその時々の調整量によっては前述の折り返しノイズを瞬間的に増大させ、却って誤り率が高くなってしまうような場面も十分あり得る。これに対し、本実施の形態では、サンプルレートコンバータ３６として図１に示すサンプルレートコンバータが用いられているので、その時々の調整量と無関係に常に位相的な折り返しノイズの発生を抑制することができ、安定してビット誤り率を低下させることができる。
【００６１】
以上、本発明の各実施の形態について説明したが、本発明はこれらの実施の形態に限定されるものではない。
【００６２】
例えば、本発明によるサンプルレートコンバータは、受信機以外の種々の用途に用いることができる。
【００６３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、位相的な折り返しノイズの発生を抑制することができるサンプルレートコンバータ、及び、これを用いた受信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態によるサンプルレートコンバータを示す概略ブロック図である。
【図２】図１に示すサンプルレートコンバータにより実現される、入力サンプルのサンプリングタイミングと、出力サンプルのサンプリングタイミングと、補間処理範囲期間との関係の一例を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態による受信機を示す概略ブロック図である。
【図４】多項式補間フィルタによる入力サンプルと出力サンプルとの関係を示す図である。
【図５】多項式補間フィルタの一例を示す図である。
【図６】多項式補間フィルタについて、次数が３で変換レートが５／６の場合における、入力サンプルのサンプリングタイミングと、出力サンプルのサンプリングタイミングと、各出力サンプルの補間処理範囲期間との関係を示す図である。
【図７】多項式補間フィルタについて、次数が２で変換レートが５／６の場合における、入力サンプルのサンプリングタイミングと、出力サンプルのサンプリングタイミングと、各出力サンプルの補間処理範囲期間との関係を示す図である。
【符号の説明】
１１　デュアルポートＲＡＭ
１２　書き込み制御回路
１３　読み出し制御回路
１４　正規化オフセット時間演算部
１５　読み出しタイミング決定部
１６　サンプリングタイミング演算部
１７　補間次数演算部
１８　インデックス生成部
１９　メモリ
２０　ルックアップテーブル
２１　データ演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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