(57)【要約】【課題】雑音振幅が大きい信号に対して比較的ダイナミックレンジの狭いＡ／Ｄ変換器を適用しながら精度の良いデータ再生を可能にする受信部を提供することを目的とする。【解決手段】入力信号に対してＰＮ系列を乗積してスペクトラム拡散処理を施す乗積器５２と、スペクトラム拡散処理後の信号に対してアナログ・ディジタル変換処理を施すＡ／Ｄ変換器５４と、前記アナログ・ディジタル変換処理後の信号に対して上記同様のＰＮ系列を乗積して前記スペクトラム拡散処理に対するスペクトラム逆拡散処理を施す乗積器５５とよりなる構成である。【選択図】　　　図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に対してスペクトラム拡散処理を施すスペクトラム拡散手段と、
スペクトラム拡散処理後の信号に対してアナログ・ディジタル変換処理を施すＡ／Ｄ手段と、
前記アナログ・ディジタル変換処理後の信号に対して前記スペクトラム拡散処理に対するスペクトラム逆拡散処理を施すスペクトラム逆拡散手段とよりなるデータ伝送装置。
【請求項２】
前記スペクトラム拡散処理は所定のＰＮ系列を使用して行なわれる構成の請求項１に記載のデータ伝送装置。
【請求項３】
前記ＰＮ系列のＰＮ系列数は、入力信号に含まれた伝送データを所定の精度で検出可能なように前記アナログ・ディジタル変換処理の精度を実質的に向上させるのに十分な数値とされてなる請求項２に記載のデータ伝送装置。
【請求項４】
電力線を介してデータを伝送する構成の電力線搬送通信システムにおいてデータ伝送路としての電力線を終端する請求項１乃至３のうちのいずれか一項に記載のデータ伝送装置。
【請求項５】
入力信号に対してスペクトラム拡散処理を施すスペクトラム拡散段階と、
スペクトラム拡散処理後の信号に対してアナログ・ディジタル変換処理を施すＡ／Ｄ変換段階と、
前記アナログ・ディジタル変換処理後の信号に対して前記スペクトラム拡散処理に対するスペクトラム逆拡散処理を施すスペクトラム逆拡散段階とよりなるデータ伝送方法。
【請求項６】
前記スペクトラム拡散処理は所定のＰＮ系列を使用して行なわれる構成の請求項５に記載のデータ伝送方法。
【請求項７】
前記ＰＮ系列のＰＮ系列数は、入力信号に含まれた伝送データを所定の精度で検出可能なように前記アナログ・ディジタル変換処理の精度を実質的に向上させるのに十分な数値とされてなる請求項６に記載のデータ伝送方法。
【請求項８】
電力線を介してデータを伝送する構成の電力線搬送通信システムにおいてデータ伝送路としての電力線を終端する際に実施される請求項５乃至７のうちのいずれか一項に記載のデータ伝送方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、データ伝送装置及びデータ伝送方法に係り、特に電力線を用いて高速データ通信を行うための電力線搬送通信用モデム等に適用され、入力信号のダイナミックレンジが大きい場合であっても精度の高い受信データを得られる構成を有するデータ伝送装置及びデータ伝送方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１に電力線搬送通信システムの構成例を示す。同図の例において、電力線は、配電変電所９−１と柱上変圧器９−３との間に配される６．６ｋＶの高圧配電線９−２と、柱上変圧器９−３と家屋９−６との間に配される１００Ｖ／２００Ｖ低圧配電線９−４及び引込み線９−５とから成る。
当該電力線搬送通信システムでは、配電変電所９−１のアクセスノード９−１１と柱上変圧器９−３内に設けられたモデムとの間に、高圧配電線９−２と並行して光ファイバを設置してその間の光信号によるデータ伝送を可能としている。又、柱上変圧器９−３と家屋９−６内のコンセントに差し込まれたモデムとの間は、１００Ｖ／２００Ｖ低圧配電線９−４と引込線９−５と屋内配線９−７とを経由したデータ伝送が可能である。
ここで、上記データ伝送において、低圧配電線９−４、引込線９−５及び屋内配線９−７には、多くの家電機器が接続され、該家電機器のスイッチング電源やインバータ回路などからランダムな雑音が放出され、それらの雑音によって通信品質が劣化するおそれがある。このため、このような電力線搬送通信によるデータ伝送には、雑音に強いと言われるＦＭ変調方式、ＦＳＫ変調方式、ＰＳＫ変調方式又はスペクトラム拡散方式等を用いたり、或いはマルチキャリア変調方式やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕ１ｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式等を導入し、雑音の多いキャリア帯域を避けて通信を行う等の技術の適用が試みられている。
【０００３】
他方、このような電力線搬送通信システムでは、当該電力線搬送通信の信号搬送に伴う電力線からの放射漏洩電磁界によって他の通信又は放送メディアに影響が生ずるおそれがある。特に短波放送の受信機に対するノイズによって短波放送の放送内容が聴きづらくなる等の問題点の発生が危惧される。
【０００４】
このような放射漏洩電磁界による他の通信等へのノイズ等による影響低減のための対策として、当該電力線搬送における送信レベルを低下させることが考えられる。ところがこのように電力線搬送通信の送信レベルを低下させた場合、上述の如く家電機器のスイッチング電源やインバータ回路などから放出される雑音等によって電力線搬送の通信品質が著しく劣化してしまうことになる。
図２は、例えば図１に示す電力線搬送通信システムにおける、柱上変圧器９−３内に設けれたモデムで低圧配電線９−４経由で受信された受信信号の状態の例を示す。同図に示される如く、上述の如くの通信状況により、入力信号は大きな振幅の雑音レベルＲＮに小さな振幅の受信信号ＲＳが重畳された形態で受信される。
【０００５】
このような状態の入力信号から伝送データを適切に抽出するためには、図２、（ｂ）に示される如く、雑音レベルＲＮと受信信号ＲＳとの合成信号の全領域の振幅ＲＩＮについてＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）で取込み、ディジタル信号に変換後にディジタル信号処理部（ＤＳＰ）にて処理する必要がある。
【０００６】
しかしながらこの場合、合成信号の振幅ＲＩＮが大きく、現在の段階で製品化されているＡ／Ｄ変換器には、該当するような大きな入力振幅に対応したダイナミックレンジ（１３０ｄＢ以上）を有するものが見当たらない。従って、電力線経由で得られた信号を直接Ａ／Ｄ変換器に取込むような回路構成とすることは困難である。
【０００７】
図３は、上記課題を解決するための手法の一例について示す図である。この場合、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）の前段階において、利得制限器（ゲインコントローラ）ＧＣを設け、当該利得制限器ＧＣによって入力信号の振幅を減衰させ、もってＡ／Ｄ変換器ＡＤＣが有するダイナミックレンジに適合させるものである。当該構成により、汎用Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣを用いて受信回路を構成する事が可能となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このように利得制限器ＧＣを用いて入力信号の振幅を減衰させた場合、伝送データを含む受信信号ＲＳそのものの振幅も同時に減衰されるため、伝送データの検出精度が劣化し、結果として受信特性劣化を招くことになってしまう。
【０００９】
上記汎用Ａ／Ｄ変換器適用の際のダイナミックレンジに関する課題の解決のための他の方法として、オーバーサンプリング方式Ａ／Ｄコンバータの適用等が考えられる。しかしながら、単純なオーバーサンプリング方式では、やはり結果的に十分な受信信号検出精度を得ることが困難と考えられる。
【００１０】
本発明は上記課題に鑑み、雑音振幅が大きい入力信号に対して比較的ダイナミックレンジの狭いＡ／Ｄ変換器を適用しながら精度の良いデータ再生を可能にするデータ伝送方式を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的の達成のため、本発明では、入力信号に対してＰＮ系列の乗積等によるスペクトラム拡散処理を施し、当該スペクトラム拡散処理後の信号に対してアナログ・ディジタル変換処理を施す。更にアナログ・ディジタル変換処理後の信号に対して上記同様のＰＮ系列の乗積当によって前記スペクトラム拡散処理に対するスペクトラム逆拡散処理を施す。
【００１２】
このようにアナログ・ディジタル変換処理にスペクトラム拡散処理を組み込むことによって実質的にアナログ・ディジタル変換処理の精度を向上可能であり、比較的ダイナミックレンジの狭い汎用Ａ／Ｄ変換器を適用しながら入力信号に含まれる伝送データを精度良くディジタル信号として再生可能にし得る。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図４は、本発明の一実施例によるデータ伝送装置としての、例えば図１の柱上変圧器９−３内のモデムの装置構成例を示す。同図において、スクランブラ（ＳＣＲ、Ｓ／Ｐ）１１は、送信信号（ＳＤ）のスクランブル処理を行うと共にシリアル信号をパラレル信号に変換し、ベクトル和分回路（Ｇ／Ｎ、和分）１２に送出する。
ベクトル和分回路１２は入力されたパラレル信号に対し、グレイバイナリコード（Ｇ）であった信号をナチュラルバイナリコード（Ｎ）に変換する処理を施し、更に、受信側で位相検出するために用いるベクトル差分回路（差分、Ｎ／Ｇ）２９に対応したベクトル和分演算処理を施した後、信号点発生部１３に送出する。
【００１４】
信号点発生部１３は、入力送信データを所定の変調単位で所定のビット数ずつ区切り、そのビット数に対応した信号点を１つ発生する。そして、このようにして得られた信号点よりなる送信信号は、ゼロ点挿入部１４によりゼロ点信号が挿入された後、ロールオフフィルタ（ＲＯＦ１）１５によりその帯域が電力線搬送通信に許容された帯域に制限されて波形成形される。更に送信信号は変調回路（ＭＯＤ）１６によって変調され、Ｄ／Ａ変換回路（Ｄ／Ａ）１７によりデジタル信号からアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８により電力線搬送波の周波数帯域を含む低周波帯域の信号が抽出され、送信線路ＴＸ−ｌｉｎｅに送出される。
送信線路ＴＸ−ｌｉｎｅへと送出された送信信号は、対向するモデム（例えば図１の家庭９−６内の屋内配線９−７の終端部分に設けられたモデム）によって受信線路ＲＸ−ｌｉｎｅから受信され、そのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１により所定の周波数帯域成分のみが抽出され、Ａ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ）２２によりデジタル信号に戻される。
このデジタル化された信号は復調回路（ＤＥＭ）２３によりべ一スバンドの信号に変換され、ロールオフフィルタ（ＲＯＦ２）２４により波形成形され、その出力信号はＶＣＸＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｃｒｙｓｔａｌ　Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ：電圧制御水晶発振）型位相ロックループ回路（ＰＬＬ・ＶＣＸＯ）３１に送出される。
当該ＶＣＸＯ型位相ロックループ回路３１は、信号内のゼロ点の位相を抽出し、該ゼロ点の位相をＡ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ）２２へのサンプリングタイミング信号として与えると共に、受信部のクロック（ＲＸ−ＣＬＫ）分配部３２へも与える。
【００１５】
受信部のロールオフフィルタ（ＲＯＦ２）２４からの出力信号は又、ゼロ点削除部２５により、そのゼロ点が削除された後、自動利得制御器（ＡＧＣ）２６により所定のレベルに利得制御される。その後、自動キャリア位相制御器（ＣＡＰＣ）２７により位相合わせがなされ、更に判定回路（ＤＥＣ）２８により受信信号の信号判定が行なわれる。そしてその判定結果がベクトル差分回路（差分、Ｎ／Ｇ）２９に出力される。
【００１６】
ベクトル差分回路２９は、送信部のベクトル和分回路（Ｇ／Ｎ、和分）１２でナチュラルバイナリコード（Ｎ）で送信されたと信号に対し、同回路による処理とは逆のベクトル差分演算を行った後、グレイバイナリコード（Ｇ）に戻してデスクランブラ（Ｐ／Ｓ、ＤＳＣＲ）３１に送出する。デスクランブラ（Ｐ／Ｓ、ＤＳＣＲ）３１は、このパラレルグレイコードをシリアル信号に変換してデスクランブル処理し、受信データ（ＲＤ）を得る。
【００１７】
又、送信部において、送信クロック分配回路（ＴＸ−ＣＬＫ）１９は、送信クロック信号をゼロ点挿入部１４、Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）１７及びその他の各送信回路部へ分配する。また、受信部において、受信クロック（ＲＸ−ＣＬＫ）分配部３２は、ＶＣＸＯ型位相ロックループ回路（ＰＬＬ・ＶＣＸＯ）３１から受信クロック信号を抽出し、該受信クロック信号をゼロ点削除部２５及びその他の各受信回路部へ分配する。
【００１８】
尚、受信クロック（ＲＸ−ＣＬＫ）分配部３２は、ＶＣＸＯ型位相ロックループ回路（ＰＬＬ・ＶＣＸＯ）３１から抽出されたゼロ点の位相を示すサンプリングタイミング信号を通過させているだけであり、この信号は単なるシンボルタイミング信号である。
図５は、図４における、受信部のＡ／Ｄ変換回路２２内部の回路構成を示すブロック図である。同図の回路において、まず、バンドパスフィルタ２１で帯域制限処理を受けた入力信号は、例えば図２、（ａ）の如くの波形を有するものであり、利得制限回路５１にて、Ａ／Ｄ変換器５４のダイナミックレンジの範囲に収まるようにその振幅が減衰される。その後、当該信号に対し乗積器５２にて、ＰＮ系列発生器５７から供給される所定のＰＮ（疑似雑音）系列が乗積され、高速サンプリングによるスペクトラム拡散が施される。
【００１９】
尚、ここで上記ＰＮ系列はスペクトラム拡散における拡散変調において対象信号に対して乗積される拡散符号の総称である。この拡散符号としては、例えばＭ系列符号、ゴールド系列符号、Ｗａｖｅｌｅｔ系列符号、アダマール系列符号等があり、そのいずれでもよい。
【００２０】
又、ここではＡ／Ｄ変換器５４の分解能向上のために多チップのＰＮ系列の乗積が必要なことから、乗積器５２による当該拡散処理は高速サンプリングを伴う処理となる。
【００２１】
その後低域通過フィルタ５３にて信号の余分な高域成分が除かれた後、Ａ／Ｄ変換器５４に入力され、当該Ａ／Ｄ変換器５４にてＡ／Ｄ変換がなされる。ここでもＡ／Ｄ変換器５４の分解能向上のため、高速サンプリング（但し、ビットレート的には低ビットレート）を伴う処理がなされる。
【００２２】
そして、その後、乗積器５５にて再びＰＮ系列発生器５７から供給される上記同様のＰＮ系列が乗積されることにより、スペクトラム逆拡散処理が施される。この場合も上記の如く前段の乗積器５２にて多チップのＰＮ系列が乗積されているため、当該逆拡散処理においても多チップのＰＮ系列が乗積される。従って本逆拡散処理も高速サンプリング処理（但しビットレート的には低ビットレート）を伴う。
【００２３】
その結果、ディジタル化した受信信号が得られる。そして更に低域通過フィルタ５６にて余分な高域成分が除かれた後に図４に示される復調器２３へと供給される。尚、以降のディジタル信号処理にて低速サンプリング処理を行うことによって本来所望される高ビットレートの信号を得ることが出来る。
【００２４】
図６は、図５の回路構成中の各点における信号波形の変遷について説明するための図である。即ち、図６、（ｂ）に示される雑音信号に受信信号が重畳されたアナログの入力信号ａ（ｔ）は乗積器５２にて図６、（ｃ）に示すＰＮ系列ｃ（ｔ）が乗積される。乗積結果であるアナログ信号
ａ（ｔ）＊ｃ（ｔ）
は低域通過フィルタ５３を経て、Ａ／Ｄ変換器５４でディジタル信号
ａ（ｔ）＊ｃ（ｔ）＊Ａ／Ｄ
に変換される。その後更にＰＮ系列ｃ（ｔ）が乗積されて以下の式で表されるディジタル信号が得られる。
ａ（ｔ）＊ｃ（ｔ）＊Ａ／Ｄ＊ｃ（ｔ）
＝ａ（ｔ）＊Ａ／Ｄ＊ｃ（ｔ）＊ｃ（ｔ）
＝ａ（ｔ）＊Ａ／Ｄ
従って、上記の如く、入力アナログ信号ａ（ｔ）をディジタル化した信号
ａ（ｔ）＊Ａ／Ｄ
が得られる。
【００２５】
次に上記乗積器５２，５５にて入力信号に乗積されるＰＮ系列の所用系ＰＮ列数の算出方法について説明する。尚ここで、以降、「ＰＮ系列数」とは、ＰＮ系列の一周期毎のチップ数を示すものとする。図５に示すＡ／Ｄ変換回路２２への入力信号を所定の精度でディジタル信号に変換するために要されるダイナミックレンジを１３０（ｄＢ）とした場合、当該全領域の検出に必要なビット数は２２ビット以上と仮定する。そして、この２２ビット以上のビット数を確保するために必要なＰＮ系列数は、以下の表１に示す通り、６５，５３５である。
【００２６】
【表１】
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以下に、上記表１の数値の算出根拠について説明する。まず、ＰＮ系列数ＮＰＮのＰＮ系列の乗積による信号Ｓ／Ｎ、即ち分解能は、以下の数式（公知）に従って向上する。
Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ
又、このＰＮ系列の乗積による信号Ｓ／Ｎの向上により、実質的に、図５に示されるＡ／Ｄ変換器５４の分解能（ビット数）が以下の数式（公知）中のｎの分、向上したことと同等の効果が得られる。
Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ＝６．０２×ｎ＋１．７６
よって
ｎ＝（１０ｌｏｇＮＰＮ―１．７６）／６．０２
即ち、ＰＮ系列の乗積による分解能の向上によって最終的に得られる分解能は、以下の式で求められる。
ＡＤＣビット数＋向上ビット数（ｎ）＝合計ビット数
上記表１に戻り、ダイナミックレンジ１３０ｄＢを必要とする入力信号から所定の精度で受信データを検出するための２２ビット分の分解能を得るためには、元のＡ／Ｄ変換器５４の分解能を構成するビット数１４に対して８ビット分分解能を向上させる必要があり、従って表１の最下行が適用され、各乗積器５２，５５では、６５，５３５のＰＮ系列数を有するＰＮ系列を乗積する必要がある。
【００２７】
ここで、図７、図８と共に、本発明の実施例においてＡ／Ｄ変換器５４の分解能が向上する理由について更に詳細に説明する。図７は図６に示す如くの本発明の実施例において、図７，（ａ）は図６、（ｂ）に示す入力波形に対応し、図７、（ｂ）は図６、（ｃ）に示すＰＮ系列波形に対応し、図７、（ｃ）は図６、（ｄ）に示すＰＮ系列乗積後の信号波形に対応し、図７、（ｄ）はＡ／Ｄ変換器５４におけるサンプリングタイミングを示し、図７，（ｅ）は図６，（ｅ）に示されるＡ／Ｄ変換器５４にて抽出された信号に対応する。
【００２８】
他方、図８は、従来の、ＰＮ系列による拡散処理を施さない場合の信号波形例を示す。この場合、図８，（ａ）は図７，（ａ）と同様の元信号を示し、図８、（ｂ）はその場合のＡ／Ｄ変換器のサンプリングタイミングを示し、図８、（ｃ）はこのＡ／Ｄ変換器で抽出された信号波形を示す。
【００２９】
このように、本発明の実施例では、入力波形に対してＰＮ系列を乗積すると同時に、Ａ／Ｄ変換器５４のサンプリングタイミングもこれに応じて増加させる。その場合、図８、（ｂ）に示す従来のＡ／Ｄ変換器のサンプリングタイミングを本発明の実施例で使用するＰＮ系列における「ビットレート」と同一と仮定する。更にその場合、適用されるＰＮ系列のＰＮ系列数は、上記の如く当該ＰＮ系列の１周期毎のチップ数である。そこで、ＰＮ系列を乗積することによって元信号のビットレートが「ＰＮ系列数」倍となるものと仮定する。
【００３０】
そしてそのビットレートの改善度たる倍率としての「ＰＮ系列数」と同じ倍数分、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングタイミング、即ちサンプリングレートを増加させる構成とする。その結果、実質的にＡ／Ｄ変換器５４による信号抽出の分解能を向上させることが可能となるのである。即ち、上の表１の場合、元のＡ／Ｄ変換器のサンプリングレートが１ＭＨｚであったと仮定すると、ＰＮ系列数３１のＰＮ系列を乗積した場合、即ち表１の最上段の場合、Ａ／Ｄ変換器５４のサンプリングレートも同じく３１倍して３１ＭＨｚとする。その結果、乗積器５２にて乗積されるＰＮ系列の周波数、即ちピッチレートとＡ／Ｄ変換器５４のサンプリングレートとが共に３１ＭＨｚとなるように構成するのである。
【００３１】
その結果、図７に示す如く、ＰＮ系列の乗積によってプラス／マイナスの双方向に振られた元信号の振動と同じタイミングでＡ／Ｄ変換器５４によるサンプリングが行われ、もってＡ／Ｄ変換器５４による高精度の信号抽出が可能となるのである。
【００３２】
ここで、上記数式の根拠について説明する。まず、
Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ
は、伝送量の基本式である以下の数式
Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇ（ＰＳ／ＰＮ）
に基づくものである。ここで上式中のＰＳ、ＰＮは、夫々信号パワー、ノイズパワーを示す。上式の根拠については例えば、酒井洋、諏訪秀策著、「デシベル伝送量の扱い方」、日刊工業新聞社発行等を参照されたい。
【００３３】
又、上記信号パワーとノイズパワーとの比がＰＮ系列数ＮＰＮと一致する理由について以下に説明する。即ち、一般にＡ／Ｄ変換器のＳ／Ｎ決定要因である量子化雑音はそのサンプリング周波数に比例する。従って例えばＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を２倍とすることにより、Ｓ／Ｎを３ｄＢ改善することが出来る。この点の詳細については、例えば米山寿一書、「Ａ／Ｄコンバータ入門」オーム社発行に開示されている。
【００３４】
即ち、上式に数値を代入すると以下の通りとなる。
Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇ（（ＰＳ／（ＰＮ／２））＝１０ｌｏｇ２＝３（ｄＢ）
このことから、Ｓ／Ｎの改善度として、上式におけるＰＳ／ＰＮの部分をＡ／Ｄ変換器におけるサンプリング周波数の比と置き換えることが可能と言える。更に上記の如くＰＮ系列数をＡ／Ｄ変換器５４における改善度としてのサンプリング周波数の比（倍率）と同一とすることにより、上式、即ち
Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ
が導き出されるのである。
【００３５】
又、
Ｓ／Ｎ＝１０ｌｏｇＮＰＮ＝６．０２×ｎ＋１．７６
については、量子化に関するＳ／Ｎの基本式である以下の式に基づいている。
Ｓ／Ｎ＝２０ｌｏｇ２ｎ・√３／２＝６．０２×ｎ＋１．７６
尚、上式の根拠については、例えば、金子尚著、「ＰＣＭ通信の技術」、産業出版株式会社発行等を参照されたい。
【００３６】
このように本発明の実施例によれば、Ａ／Ｄ変換回路２２において入力信号に対して高速サンプリングを行なってスペクトラム拡散処理を行うことにより、実質的にＡ／Ｄ変換器５４の分解能の向上が図れる。その結果、受信信号検出精度劣化を防止したデータ伝送装置を実現可能である。
【００３７】
尚、本発明の実施例の効果について以下に更に詳細に説明する。
【００３８】
即ち、高振幅の入力信号に対して直接適合しないダイナミックレンジを有する汎用Ａ／Ｄ変換器を適用するための手法として、従来の如くに単に汎用Ａ／Ｄ変換器の前段に利得制限器（ゲインコントローラ）を設けて信号振幅を減衰させる方法を適用した場合、汎用Ａ／Ｄ変換器は高々１４ビットの分解能しか有せず、その場合の分解能は以下の式で求められる。
分解能＝ＦＳＲ／２１４＝ＦＳＲ／１６３８４
尚、ＦＳＲはフル・スケール・レンジを意味する。
【００３９】
他方、本発明の実施例では上記の如くにＰＮ系列数６５，５３５のＰＮ系列を乗積することによって、１４ビットの解像度を有する汎用Ａ／Ｄ変換器を使用しながら実質的に２２ビット相当のＡ／Ｄ変換器と同等の性能を実現可能である。従ってその際の分解能は以下の式で求められる。
分解能＝ＦＳＲ／２２２＝ＦＳＲ／４１９４４０４
従って、上記従来技術の方法による場合に比して２５６倍（＝４，１９４，４０４／１６，３８４）の分解能が達成可能となる。
【００４０】
図９は、本発明の実施例を適用可能なシステムについて更に一般化して示したものである。図示の如く、本発明の実施例によるデータ伝送装置としてのモデムは、図９，（ａ）に示される電力線を介して実現される電力線搬送通信システムの終端部分である電力線搬送モデムに相当する。
【００４１】
更に本発明の実施例は、図９、（ｂ）に示される当該モデム中のハッチングで示すＡ／Ｄ変換回路部に特徴を有する。当該Ａ／Ｄ変換回路は例えば図５に示す構成を有し、上述の如く汎用のＡ／Ｄ変換器５４を適用しながらＰＮ系列を使用した高速サンプリングを伴うスペクトラム拡散処理の適用により、実質的にＡ／Ｄ変換における分解能を効果的に向上可能である。その結果、一般に雑音の比率が多いと言われる電力線搬送通信システムにおいて伝送データの検出を確実に実施し得るデータ伝送装置を提供し得る。
【００４２】
図１０は、本発明の他の実施例によるデータ伝送装置の構成を示す回路ブロック図であり、当該データ伝送装置は、図９、（ｂ）に示すモデムに相当するものである。同図において、電力線を経て受信された入力信号は電力搬送回線との分離を行う結合部１５１及び所望信号成分を抽出する受信部１５２を経たのち、利得制限部１５３にてその振幅が制限された後、拡散変調部１５４に供給される。拡散変調部１５４では入力信号にＰＮ系列を乗積し拡散変調を実施する。拡散符号生成部１５９は上記ＰＮ系列を生成して拡散変調部１５４へ供給する。
【００４３】
次に、上記拡散変調された信号は低域通過フィルタ１５５にて高域の不要成分が取り除かれ、その後、Ａ／Ｄ変換器１５６にてディジタル信号へ変換される。その後、拡散復調部１５７にて、上記同様のＰＮ系列が乗積されることによって逆拡散がなされる。拡散符号生成部１６０は上記ＰＮ系列を生成して拡散復調部１５７へ供給する。
【００４４】
その後、低域通過フィルタ１５８にて不要高域成分が除去され、ディジタル信号処理部１４２にて所定の信号処理がなされて元信号へと再生され、その後インタフェース部１４１にて他のネットワークに対するインタフェース処理が施された後、出力される。
【００４５】
他方、他のネットワークを介して受信された信号はインタフェース部１４１にて所定のインタフェース処理を経た後、ディジタル信号処理部１４２にて所定の信号処理が施され、Ｄ／Ａ変換器１４３によってアナログ信号へ変換される。その後低域通過フィルタ１４４にて不要高域成分が除かれ、利得制限部１４５にて振幅の調整がなされる。そして、駆動部１４６にて増幅された後に結合部１５１を経て電力線へと発信される。
【００４６】
図１０の回路構成において、利得制限部１５３、拡散変調部１５４，低域通過フィルタ１５５，Ａ／Ｄ変換器１５６，拡散復調部１５７，低域通過フィルタ１５８及び拡散符号生成部１５９，１６０は、夫々図５の回路構成における利得制限部５１，乗積部５２，低域通過フィルタ５３，Ａ／Ｄ変換器５４，乗積器５５，低域通過フィルタ５６及びＰＮ系列生成部５７に対応し、夫々において同様の処理が実施される。
【００４７】
尚、本発明の実施例は上述のものに限られず、本発明の基本思想に従う限り様々な応用例が導出し得る。
【００４８】
【発明の効果】
本発明によれば、上述の如くの手法にてアナログ・ディジタル変換処理にスペクトラム拡散処理を組み込むことによって実質的にアナログ・ディジタル変換処理の精度を向上可能であり、比較的ダイナミックレンジの狭い汎用Ａ／Ｄ変換器を適用しながら入力信号に含まれる伝送データを精度良くディジタル信号として再生可能にし得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を適用可能な電力線搬送通信システムの構成を説明するための図である。
【図２】図１に示される如くの電力線搬送通信システムにおける課題について説明するための図である。
【図３】図１に示される如くの電力線搬送通信システムに適用する従来の一例のデータ伝送装置としてのモデムの構成を説明するためのブロック図である。
【図４】本発明の実施例によるデータ伝送装置としてのモデムの回路構成を説明するためのブロック図である。
【図５】図４に示すＡ／Ｄ変換回路の内部構成を説明するための回路ブロック図である。
【図６】図５に示す回路構成における信号波形の変遷について説明するための図である。
【図７】本発明の実施例による効果を説明するための波形図（その１）である。
【図８】本発明の実施例による効果を説明するための波形図（その２）である。
【図９】本発明の適用例について更に説明するための図である。
【図１０】本発明の他の実施例によるデータ伝送装置としてのモデムの回路構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
５１　　ゲインコントローラ
５２　　乗積器
５３　　低域通過フィルタ
５４　　Ａ／Ｄコンバータ
５５　　乗積器
５６　　低域通過フィルタ
５７　　ＰＮ系列発生器
【図１】
2004088222.tif 000004
【図２】
2004088222.tif 000005
【図３】
2004088222.tif 000006
【図４】
2004088222.tif 000007
【図５】
2004088222.tif 000008
【図６】
2004088222.tif 000009
【図７】
2004088222.tif 000010
【図８】
2004088222.tif 000011
【図９】
2004088222.tif 000012
【図１０】
2004088222.tif 000013
【手続補正書】
【提出日】平成14年10月28日(2002.10.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に対してスペクトラム拡散処理を施すスペクトラム拡散手段と、
スペクトラム拡散処理後の信号に対してアナログ・ディジタル変換処理を施すＡ／Ｄ手段と、
前記アナログ・ディジタル変換処理後の信号に対して前記スペクトラム拡散処理に対するスペクトラム逆拡散処理を施すスペクトラム逆拡散手段とよりなるデータ伝送装置。
【請求項２】
前記スペクトラム拡散処理は所定のＰＮ系列を使用して行なわれる構成の請求項１に記載のデータ伝送装置。
【請求項３】
前記ＰＮ系列のＰＮ系列数に応じて前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングレートを増加させることを特徴とする請求項２に記載のデータ伝送装置。
【請求項４】
前記ＰＮ系列のＰＮ系列数は、入力信号に含まれた伝送データを所定の精度で検出可能なように前記アナログ・ディジタル変換処理の精度を実質的に向上させるのに十分な数値とされてなる請求項２に記載のデータ伝送装置。
【請求項５】
電力線を介してデータを伝送する構成の電力線搬送通信システムにおいてデータ伝送路としての電力線を終端する請求項１乃至４のうちのいずれか一項に記載のデータ伝送装置。
【請求項６】
入力信号に対してスペクトラム拡散処理を施すスペクトラム拡散段階と、
スペクトラム拡散処理後の信号に対してアナログ・ディジタル変換処理を施すＡ／Ｄ変換段階と、
前記アナログ・ディジタル変換処理後の信号に対して前記スペクトラム拡散処理に対するスペクトラム逆拡散処理を施すスペクトラム逆拡散段階とよりなるデータ伝送方法。
【請求項７】
前記スペクトラム拡散処理は所定のＰＮ系列を使用して行なわれる構成の請求項５に記載のデータ伝送方法。
【請求項８】
前記ＰＮ系列のＰＮ系列数に応じて前記Ａ／Ｄ変換段階のサンプリングレートを増加させることを特徴とする請求項７に記載のデータ伝送方法。
【請求項９】
前記ＰＮ系列のＰＮ系列数は、入力信号に含まれた伝送データを所定の精度で検出可能なように前記アナログ・ディジタル変換処理の精度を実質的に向上させるのに十分な数値とされてなる請求項７に記載のデータ伝送方法。
【請求項１０】
電力線を介してデータを伝送する構成の電力線搬送通信システムにおいてデータ伝送路としての電力線を終端する際に実施される請求項６乃至８のうちのいずれか一項に記載のデータ伝送方法。