(57)【要約】【課題】平滑コンデンサのリップル電流を抑制する。【解決手段】基本構成としては、一次側電流共振形コンバータのスイッチング出力に対して、２組で一対となるトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２を並列に接続し、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各二次側には両波整流回路を形成する。平滑コンデンサＣｏはこれら２つの両波整流回路において共通で１つとして、各両波整流回路の整流電流が、この平滑コンデンサＣｏに流入するように接続される。このような回路構成の下で、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐをスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング回路に対して並列に接続するのにあたり、互いの極性が逆となるように接続する。【選択図】        図１
2004254440.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング回路を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング回路のスイッチング出力が伝達されるように、上記スイッチング回路に対して接続される一次巻線と、この一次巻線に得られるスイッチング出力により励起されることで、中点をゼロ電位として巻線の両端に正／負で反転する交番電圧が生じるようにされた二次巻線とを備える、少なくとも１対のトランスと、
上記一対のトランスの各二次巻線の両端に対してそれぞれ接続される整流ダイオード素子と、これらの整流ダイオード素子により整流された整流出力としての整流電流が共通に流入する平滑コンデンサとから成り、上記平滑コンデンサの両端電圧として、二次側直流出力電圧を得るように形成される二次側整流回路とを備え、
上記各一次巻線に伝達されるスイッチング出力に応じて、上記一対のトランスの各二次巻線に流れる電流が、相互に逆極性となるようにして、上記１対のトランスの各一次巻線を並列に上記スイッチング回路に対して接続する、
ことを特徴とする電源回路。
【請求項２】
上記１対のトランスの各々について、上記一次巻線と上記二次巻線の極性の関係を互いに同じにするとともに、
上記スイッチング回路に対する上記各一次巻線の巻始め／巻終わりの接続が互いに逆となるようにする、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記１対のトランスの各々について、上記一次巻線と上記二次巻線の極性の関係を互いに逆とするとともに、
上記スイッチング回路に対する上記各一次巻線の巻始め／巻終わりの接続が互いに逆となるようにする、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング回路を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング回路のスイッチング出力が伝達されるように、上記スイッチング回路に対して接続される一次巻線と、この一次巻線に得られるスイッチング出力により励起されることで、中点をゼロ電位として巻線の両端に正／負で反転する交番電圧が生じるようにされた二次巻線とを備える、少なくとも１対のトランスと、
上記一対のトランスの各二次巻線の両端に対してそれぞれ接続される整流ダイオード素子と、これらの整流ダイオード素子により整流された整流出力としての整流電流が共通に流入する平滑コンデンサとから成り、上記平滑コンデンサの両端電圧として、二次側直流出力電圧を得るように形成される二次側整流回路とを備え、
上記１対のトランスの各一次巻線を並列に上記スイッチング回路に対して接続すると共に、
上記１対のトランスの各々は、二次巻線について上記中点を分割点として分割される第１の二次巻線部と第２の二次巻線部を異なる巻装位置に巻装しているものとされたうえで、上記第１の二次巻線部と第２の二次巻線部の巻装位置が互いに逆となるようにされている、
ことを特徴とする電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチングコンバータを備えて電源電圧としての直流出力電圧を出力するように構成される電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。そして、この共振形コンバータとして、電流共振形コンバータが知られている（例えば特許文献１参照）。周知のようにして、電流共振形コンバータは、ＬＣの直列共振作用によってスイッチング電流が正弦波状となって、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作が得られ、これにより低スイッチング損失を実現する。
【０００３】
また、スイッチング電源回路では、例えば商用交流電源の交流波形に起因するリップルといわれる変動成分が生じるが、このリップルはできるだけ抑制されることが好ましい。そして、リップルを抑制する技術としては、例えば、商用交流電源から脈流と直流とを生成するようにされる。そして、脈流をスイッチングした出力と直流をスイッチングした出力とを合成することで、リップルの抑制を図るように構成したものが知られている（例えば特許文献２参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−２９９２３５号公報
【特許文献２】
特開平１１−３５６０４６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えば電源回路として、両波整流により二次側直流出力電圧を生成する構成した場合には、商用交流電源に起因するものではなく、以下説明するようにして、スイッチング周期によるリップルが生じる。
【０００６】
図６は、いわゆるハーフブリッジ結合方式により構成した電流共振形コンバータを備えた電源回路の一例を示している。
この図に示す電源回路の一次側においては、２本のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列に接続している。つまり、上記したハーフブリッジ結合方式としての構成を採っている。
このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２による直列接続回路は、直流入力電圧Ｖｉｎに対して図示するようにして並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、後述するようにしてスイッチング駆動されることで、直流入力電圧Ｖｉｎを入力してスイッチングを行う。なお、直流入力電圧Ｖｉｎは、ここでは図示を省略しているが、例えば商用交流電源を整流回路により整流し、この整流出力電流を平滑コンデンサに充電することで、平滑コンデンサの両端電圧として得ることができる。
【０００７】
また、スイッチング素子Ｑ１の両端に対しては、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に流れる逆方向電流の経路を形成するためのクランプダイオードＤＤ１が並列に接続される。同様にして、スイッチング素子Ｑ２の両端に対しては、クランプダイオードＤＤ２が並列に接続される。
【０００８】
発振器１１は、例えばＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）により構成され、周波数可変の発振信号を生成して出力する。この発振信号周波数は、誤差増幅器１２の出力電圧レベルに応じて可変される。
駆動回路１０は、入力された発振信号を利用して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング駆動するためのドライブ信号（例えばパルス電圧）を生成する。この場合には、互いに極性が反転した２つのドライブ信号を生成し、これらのドライブ信号をそれぞれ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力するようにされる。また、ドライブ信号は、入力された発振信号に対応する周波数を有しており、ターンオン／ターンオフのタイミングに対応して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムを生じ、約５０％のオン／オフのデューティ比となる波形とされている。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、発振器１１にて生成される発振信号の周波数により、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行う。
【０００９】
トランスＰＩＴは、一次側と二次側を直流的に絶縁したうえで、一次側に得られたスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この場合のトランスＰＩＴは、例えば所要の結合係数による疎結合となる構造であり、ここでは等化回路により示している。
一次巻線Ｎｐに対しては、励磁インダクタンスＬｐが並列に接続される。また、この場合の二次側巻線としては、２本の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を巻装することとしているが、これら二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に対しては、それぞれ漏洩インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２が直列に接続されるものとして示される。
【００１０】
一次巻線Ｎｐの巻終わり端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１と直列接続されている。これにより、一次巻線Ｎｐの漏洩インダクタンスと一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスによって一次側直列共振回路が形成される。また、一次巻線Ｎｐの巻始め端部側は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）と接続されることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に供給されるようになっている。このようにしてスイッチング出力を一次側直列共振回路に供給することで、スイッチング電流波形が正弦波状となる電流共振形のスイッチング動作が得られる。即ち、一次側においては電流共振形コンバータが形成されることになる。
【００１１】
また、トランスＰＩＴの二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２は同じ巻数であり、二次巻線Ｎｓ１の巻終わり端部と二次巻線Ｎｓ２の巻始め端部との接続点をセンタータップとして二次側アースに接続している。
そして、二次巻線Ｎｓ１の巻始め端部に対して接続される整流ダイオードＤｏ１と、二次巻線Ｎｓ２の巻終わり端部に対して接続される整流ダイオードＤｏ２と、平滑コンデンサＣｏとにより両波整流回路が形成される。つまり、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に得られる電圧が正となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤｏ１により整流された整流電流ＩＤ１が平滑コンデンサＣｏに対して、充電電流Ｉｃｏとして流入し、負となる半周期の期間においては、整流ダイオードＤｏ２により整流された整流電流ＩＤ２が平滑コンデンサＣｏに対して、充電電流Ｉｃｏとして流入する。そして、このような両波整流動作によって、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流出力電圧が得られ、例えば負荷ＬＤに対して直流電源電圧として供給される。
【００１２】
また、二次側直流出力電圧は、分岐して誤差増幅器１２に対して入力される。誤差増幅器１２では、所定レベルの基準電圧Ｖｒｅｆに対する、二次側直流出力電圧のレベルの誤差に応じて可変となるレベルの電圧を、誤差検出出力として発振器１１に出力する。
そして、発振器１１が、誤差増幅器１２からの誤差検出出力に応じて、先に説明したようにして、発振信号周波数を可変することで、スイッチング周波数が可変されることになる。つまり、二次側直流出力電圧の変動に応じて、スイッチング周波数が可変されることになるが、これにより、二次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。
【００１３】
図７の波形図は、上記図６に示した電源回路における要部の動作を示している。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、駆動回路１０から出力されるドライブ信号によってそれぞれのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２が立ち上がっている期間に対応してオンとなる。この波形から、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン／オフするようにしてスイッチングしていることが分かる。また、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２が共に立ち下がっている期間が、いわゆるデッドタイムとしての期間であり、このデッドタイムの期間においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ状態となる。
【００１４】
そして、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間に対応して、図示する波形により、ドレインス−ソース間にスイッチング電流ＩＱ１が流れることになる。スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間は、スイッチング電流ＩＱ１は０レベルである。これに応じて、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間では０レベルで、オフとなる期間において所定のピークレベルを維持し、また、デッドタイムの期間により立ち上がり／立ち下がる波形となる。
スイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング電流ＩＱ２も、スイッチング素子Ｑ２がオフの期間は０レベルで、オンとなる期間において図示する波形により流れるものとなる。
【００１５】
先ず、スイッチング出力電流としては、スイッチング素子Ｑ１がオンで、スイッチング素子Ｑ２がオフの時には、直流入力電圧Ｖｉｎからスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソースを介してスイッチング電流ＩＱ１が流れるが、このスイッチング電流ＩＱ１は、さらに一次巻線Ｎｐの励磁インダクタンスＬｐ→直列共振コンデンサＣ１を介するようにして流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフとなり、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング出力電流は反転して、直列共振コンデンサ→一次巻線Ｎｐの励磁インダクタンスＬｐから、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソースを介してスイッチング電流ＩＱ２として流れる。
そして、上記のようにして流れるスイッチング出力電流を、励磁インダクタンスＬｐ及び一次巻線Ｎｐに流れる一次巻線電流（ＩＬｐ＋Ｉｎｐ）として見た場合にはスイッチング電流ＩＱ１，ＩＱ２が合成されたものとなる。つまり、図示するようにして、スイッチング周期により正／負で反転する波形となる。そして、この一次巻線電流（ＩＬｐ＋Ｉｎｐ）は、一次側直列共振回路（Ｌｐ／／Ｃ１）の共振作用によって得られる共振電流であり、ほぼ正弦波状となっているものである。
【００１６】
そして、二次側の動作としては、一次側でスイッチング素子Ｑ１がオンとなっている期間に対応して、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の交番電圧が正極性となることで、図示するようにして、整流ダイオードＤｏ１に整流電流ＩＤ１が流れて、平滑コンデンサＣｏに流入する。
また、スイッチング素子Ｑ２がオンとなっている期間に対応しては、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の交番電圧が負極性となり、整流ダイオードＤｏ２に整流電流ＩＤ２が流れて平滑コンデンサＣｏに流入する。つまり、両波整流動作が得られていることが分かる。
【００１７】
ところで、理想的なトランスＰＩＴであるとした場合、上記図７において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れるスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２のピークレベルＬｖ７，Ｌｖ８は同レベルとなる。このため、、スイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２が合成して形成される一次巻線電流（ＩＬｐ＋Ｉｎｐ）の正極性／負極性の各ピークレベルＬｖ９，Ｌｖ１０も同様にして、同レベルとなる。
【００１８】
このことから、二次巻線に流れる電流レベルも、正／負の各極性で同一のピークレベルが得られるべきであることになるので、本来であれば、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２に流れる整流電流ＩＤ１，ＩＤ２についても、両者のピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２は同レベルとなるはずである。しかしながら、実際の整流電流ＩＤ１，ＩＤ２のピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２は、次のような理由により同一とはならずに偏りが生じる。
【００１９】
トランスＰＩＴは、例えば図８（ａ）又は図８（ｂ）に示すようにして、一次巻線Ｎｐと、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２とで、互いに独立した異なる巻装スペースに巻装されるようになっている。また、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を巻装する巻装スペースにおいて、これら二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２もそれぞれ異なる位置に巻装するようにしている。
このために、一次巻線Ｎｐに対する二次巻線Ｎｓ１の位置関係と、一次巻線Ｎｐに対する二次巻線Ｎｓ２の位置関係は、互いに異なるものとなるが、これにより、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ１の結合係数と、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ２の結合係数とについても差が生じることになる。
そして、このような結合係数の差に応じて、本来同一であるべき二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の漏洩インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２の間にも差が生じることになり、結果的に、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の交番電圧が正／負の各期間で得られる二次側の整流電流ＩＤ１，ＩＤ２のピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２についても、一方が高くなり、もう一方は低くなるようにしてレベル差が生じる。図７においては、整流電流ＩＤ１のピークレベルＬｖ１のほうが高くなり、整流電流ＩＤ２のピークレベルＬｖ２のほうが小さくなっている状態が示されている。
【００２０】
このような両波整流回路における整流電流ＩＤ１，ＩＤ２のレベル差は、平滑コンデンサＣｏのリップル電流成分として扱うことができる。つまり、二次側直流出力電圧を生成する両波整流回路において、入力電圧が正／負の各期間に対応する整流電流にレベル差が生じた場合、そのレベル差に応じて平滑コンデンサＣｏに流入する充電電流のリップルは増加することになる。
【００２１】
図９は、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとしての他の例を示している。なお、この図において図６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路では、２組のトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２が備えられる。この場合において、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２には、先に図８（ａ）（ｂ）に示した構造による同一仕様のものを用いるようにされる。
トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐは、巻始め端部がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力点と接続され、巻終わり端部が直列共振コンデンサＣ１を介して、直流入力電圧Ｖｉｎの負極側と接続されている。つまり、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐは、スイッチング出力の入力に対して、互いに同極性となるようにして、並列に接続されている。
【００２２】
また、トランスＰＩＴ−１の二次側においては、先の図６に示した電源回路と同様にして、センタータップを二次側アースに接続した二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に対して、それぞれ整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２のアノードが接続され、これら整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２のカソードが平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続されることで、両波整流回路を形成している。
また、トランスＰＩＴ−２の二次側も同様の構成を採る。つまり、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２のセンタータップを二次側アースに接続し、さらに、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の各端部に対して、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４のアノードを接続する。そして、これら整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４のアノードについても、平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続するようにしている。
つまり、この図に示す電源回路では、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各二次側で得られる両波整流による整流電流を、平滑コンデンサＣｏに対して共通に供給するようにしており、これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧としての二次側直流出力電圧を得るようにしているものである。
このような構成は、負荷ＬＤが重負荷とされる条件であり、これに対応して、負荷ＬＤに供給すべき電力容量を増加させる必要がある場合において考えられるものである。
【００２３】
図９に示す構成による電源回路における二次側の動作を、図１０の波形図に示す。
この図に示すようにして、トランスＰＩＴ−１側では、例えばスイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間において、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐの巻始め側から巻終わり側にかけて電流が流れるので、これに応じて、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においては、巻終わり側から巻始め側に電流が流れる。このため、二次巻線Ｎｓ１の巻始めと接続された整流ダイオードＤｏ１が導通することとなって、整流電流ＩＤ１が流れることになる。
また、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間においては、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐには、反転して、巻始め側から巻終わり側にかけて電流が流れるので、これに応じて、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においても、巻終わり側から巻始め側に反転して電流が流れる。このため、二次巻線Ｎｓ２の巻始めと接続された整流ダイオードＤｏ２が導通することとなって、整流電流ＩＤ２が流れる。
また、トランスＰＩＴ−２側においても、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間において、二次巻線Ｎｓ１側に接続された整流ダイオードＤｏ３により整流された整流電流ＩＤ３が流れ、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間において、二次巻線Ｎｓ２側に接続された整流ダイオードＤｏ４により整流された整流電流ＩＤ４が流れる。
【００２４】
ここで、図９に示す電源回路においても、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２は図８（ａ）又は図８（ｂ）に示す構造を有しており、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２における電力伝達及び二次側整流回路の動作は同様にして実行される。
従って、先ず、トランスＰＩＴ−１側で流れる整流電流ＩＤ１のピークレベルＬｖ１と、整流電流ＩＤ２のピークレベルＬｖ２には差が生じることになる。ここでは、ピークレベルＬｖ１のほうが高く、ピークレベルＬｖ２のほうが低くなるようにして差が生じているものとする。
そして、トランスＰＩＴ−２側においても同様にして、整流ダイオードに流れる整流電流ＩＤ３のピークレベルＬｖ３のほうが高く、整流電流ＩＤ４のピークレベルＬｖ４のほうが低くなるようにして差が生じる。
【００２５】
この場合、平滑コンデンサＣｏに対して流入する充電電流Ｉｃｏは、二次巻線の交番電圧が正の期間において、整流電流ＩＤ１，ＩＤ３が合成して流入し、二次巻線の交番電圧が負の期間において、整流電流ＩＤ２，ＩＤ４が合成して流入するものとなる。
ここで、上記のようにして、各整流電流のピークレベルに差が生じていることで、充電電流Ｉｃｏは、整流電流ＩＤ１，ＩＤ３が合成して流入するときのピークレベルＬｖ５と、整流電流ＩＤ２，ＩＤ４が合成して流入するときのピークレベルＬｖ６とのレベル差が拡大してしまうことになる。
つまり、充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ５としては、高いピークレベルＬｖ１，Ｌｖ３を有する整流電流ＩＤ１，ＩＤ３が合成されることで、そのレベル上昇が拡大する。一方、充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ６としては、低いピークレベルＬｖ２，Ｌｖ４による整流電流ＩＤ２，ＩＤ４が合成されることで、そのレベル低下が拡大することになり、結果的に、充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ５，Ｌｖ６の差は、整流電流のレベル差を倍増させるようにして拡大してしまっていることになる。
【００２６】
つまり、図９に示すようにしてスイッチングコンバータに対して、後段のトランス及び二次側整流回路から成る回路系を並列に接続して構成したような場合には、リップル電流の実効値の拡大が顕著なものとなる。
そして、例えば実際には、リップル電流の増加に対応するために、平滑コンデンサとしての電解コンデンサについて、キャパシタンスのより大きなものを選定することになるので、それだけコストアップになり、また、部品サイズが大型化してしまうという問題が生じてくる。
つまり、二次側直流出力電圧を生成する平滑コンデンサに流入するリップル電流成分としては、このようにして、トランスＰＩＴの構造に起因した正／負の整流電流のアンバランスを原因として生じるスイッチング周期に応じたものもあり、このようなリップル電流についても抑制されることが要求されるものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、電源回路として次のように構成する。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング回路を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング回路のスイッチング出力が伝達されるように、このスイッチング回路に対して接続される一次巻線と、この一次巻線に得られるスイッチング出力により励起されることで、中点をゼロ電位として巻線の両端に正／負で反転する交番電圧が生じるようにされた二次巻線とを備える少なくとも１対のトランスと、この一対のトランスの各二次巻線の両端に対してそれぞれ接続される整流ダイオード素子と、これらの整流ダイオード素子により整流された整流出力としての整流電流が共通に流入する平滑コンデンサとから成り、平滑コンデンサの両端電圧として、二次側直流出力電圧を得るように形成される二次側整流回路とを備える。
そして、各一次巻線に伝達されるスイッチング出力に応じて、一対のトランスの各二次巻線に流れる電流が、相互に逆極性となるようにして、１対のトランスの各一次巻線を並列に上記スイッチング回路に対して接続するように構成することとした。
【００２８】
また、電源回路として次のようにも構成することとした。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング回路を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング回路のスイッチング出力が伝達されるように、上記スイッチング回路に対して接続される一次巻線と、この一次巻線に得られるスイッチング出力により励起されることで、中点をゼロ電位として巻線の両端に正／負で反転する交番電圧が生じるようにされた二次巻線とを備える少なくとも１対のトランスと、一対のトランスの各二次巻線の両端に対してそれぞれ接続される整流ダイオード素子と、これらの整流ダイオード素子により整流された整流出力としての整流電流が共通に流入する平滑コンデンサとから成り、上記平滑コンデンサの両端電圧として、二次側直流出力電圧を得るように形成される二次側整流回路とを備える。
そして、１対のトランスの各一次巻線を並列にスイッチング回路に対して接続すると共に、１対のトランスの各々は、二次巻線について中点を分割点として分割される第１の二次巻線部と第２の二次巻線部を異なる巻装位置に巻装しているものとされたうえで、第１の二次巻線部と第２の二次巻線部の巻装位置について互いに逆となるようして構成することとした。
【００２９】
上記各構成によれば、電源回路の構成としては、１つのスイッチング手段に対して、そのスイッチング出力を入力して二次側に伝達するトランスが、例えば２組で１対となるようにして設けられ、各トランスの二次側においては、中点が０電位とされる二次巻線の両端に整流ダイオードを接続し、これらの整流ダイオードの整流電流が共通の平滑コンデンサに流入されるようにしている。つまり、各トランスの二次側においては両波整流回路を形成した上で、平滑コンデンサについては、それぞれの両波整流回路で共有する構成を採るものである。
【００３０】
そして、第１には、上記のような構成の下で、上記一対のトランスの各二次巻線の交番電圧が、相互に逆極性となるようにして、１対のトランスの各一次巻線を並列に上記スイッチング手段に対して接続することとしている。
これにより、二次側の両波整流動作としては、一方のトランスの二次側において正極性の交番電圧を整流しているときに、他方のトランスの二次側において負極性の交番電圧を整流することになる。つまり、対となるトランスの二次側整流回路間で、整流する交番電圧の極性が互いに反対となるようにされる。これは即ち、対となるトランスの間で、整流電流経路が互いに逆となっており、従って、このときに整流電流が流れて有効となる二次巻線の巻線部も互いに逆となっていることを意味する。
【００３１】
また、第２には、上記した構成の下で、トランスについて、二次巻線について上記中点を分割点として分割される第１の二次巻線部と第２の二次巻線部を異なる巻装位置に巻装する構造とした上で、一対のトランスの間では、第１の二次巻線部と第２の二次巻線部の巻装位置が互いに逆となるように構成することとしている。
このような構成であれば、対となるトランスの間では、一次巻線に対する第１の二次巻線の結合係数と、一次巻線に対する第２の二次巻線の結合係数との大小関係を、互いに逆にすることができる。
そして、このような対のトランスを用いて、上記したような両波整流回路を形成した場合には、上記結合係数の大小関係に起因して生じる、二次側交番電圧の正／負に対応した整流電流レベルの大小関係についても、一方のトランス側と他方のトランス側とでは逆とされることになる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えている。
この図に示す電源回路の一次側においては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータであることに対応して、２本のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えている。この場合のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてはＭＯＳ−ＦＥＴを用いている。そして、これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、直列接続された上で、直流入力電圧Ｖｉｎに対して図示するようにして並列に接続されている。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、駆動回路１０によって後述するようにしてスイッチング駆動されることで、直流入力電圧Ｖｉｎを入力してスイッチングを行う。なお、直流入力電圧Ｖｉｎは、ここでは図示を省略しているが、例えば商用交流電源を整流回路により整流し、この整流出力電流を平滑コンデンサに充電することで、平滑コンデンサの両端電圧として得ることができる。
【００３３】
また、スイッチング素子Ｑ１の両端に対しては、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に流れる逆方向電流の経路を形成するためのクランプダイオードＤＤ１が並列に接続される。スイッチング素子Ｑ１／／クランプダイオードＤＤ１の並列回路により、アッパーサイドのスイッチング回路が形成される。同様にして、スイッチング素子Ｑ２の両端に対しては、クランプダイオードＤＤ２が並列に接続され、ローアーサイドのスイッチング回路が形成される。
【００３４】
発振器１１は、例えばＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）により構成され、周波数可変の発振信号を生成して出力する。この発振信号周の波数は、誤差増幅器１２の出力電圧レベルに応じて可変される。
駆動回路１０は、入力された発振信号を利用して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング駆動するためのドライブ信号（例えばパルス電圧）を生成する。この場合には、互いに極性が反転した２つのドライブ信号を生成し、これらのドライブ信号をそれぞれ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力するようにされる。
また、ドライブ信号は、発振器１１から入力される発振信号に対応する周波数を有しており、ターンオン／ターンオフのタイミングに対応して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムを生じ、約５０％のオン／オフのデューティ比となる波形とされている。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、発振器１１にて生成される発振信号の周波数により、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行うことになる。
【００３５】
一次側と二次側を直流的に絶縁したうえで、一次側の電流共振形コンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するためのトランスとして、ここでは、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２が備えられる。本実施の形態において、これらトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２は、２組で一対となる関係にある。
【００３６】
第１の実施の形態では、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２には、同一部品を用いることとしている。つまり、同一規格のコアに対して、同一の巻線仕様により巻線を施しているものとされる。
この場合のトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２は、それぞれ、例えば所要の結合係数による、同等の疎結合の状態が得られるようにされており、図１では等化回路により示している。トランスＰＩＴ−１を疎結合とするためには、例えば、トランスＰＩＴを構成するコアの所要の位置に対して、所要長のギャップを形成するようにすればよい。
【００３７】
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎｐに対しては、励磁インダクタンスＬｐが並列に接続される。また、この場合の二次側巻線としては、２本の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を巻装することとしているが、これら二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に対しては、それぞれ漏洩インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２が直列に接続されるものとして示される。
【００３８】
この第１の実施の形態としての、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の構造としては、先に図８（ａ）又は図８（ｂ）に示したのと同様の巻線の巻回仕様を採ることとする。つまり、一次巻線Ｎｐと、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の組とで、一次側と二次側が互いに独立した巻装スペースに巻装する。そのうえで、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を巻装する側の巻装スペースにおいては、これら二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２もそれぞれ異なる巻装領域に巻装する。
従って、この第１の実施の形態においても、先にも説明したように、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ１との結合係数と、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ２との結合係数との間には差が生じていることになる。
【００３９】
説明を図１に戻す。
トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐは、その巻終わり端部が、一次側直列共振コンデンサＣ１との直列接続を介して、直流入力電圧Ｖｉｎの負極と接続され、巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）と接続される。このような接続態様によって、一次巻線Ｎｐの漏洩インダクタンスと、一次側直列共振コンデンサＣ１とのキャパシタンスによって一次側直列共振回路が形成され、この一次側直列共振回路に対してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２スイッチング出力が供給されることになる。そして、一次側直列共振回路の共振作用によって、スイッチング出力としてトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐに得られる電流は正弦波形となる。つまり、電流共振形としてのスイッチング動作が得られる。
【００４０】
また、トランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐは、その巻始め端部が一次側直列共振コンデンサＣ１との直列接続を介して、直流入力電圧Ｖｉｎの負極と接続され、巻終わり端部が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）と接続される。
このような接続態様によって、トランスＰＩＴ−２側においても、一次巻線Ｎｐの漏洩インダクタンスと、一次側直列共振コンデンサＣ１とのキャパシタンスによって一次側直列共振回路が形成され、トランスＰＩＴ−２側においても、電流共振形としてのスイッチング動作が得られる。
【００４１】
このようにして、本実施の形態の電源回路は、一次側に電流共振形コンバータを備えるＤＣ−ＤＣコンバータとしての基本構成を採り、スイッチング出力を一次側から二次側に伝送するトランスとしては、２組のトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２が備えられる。そして、上記したトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐの接続形態から分かるように、これら２本の一次巻線Ｎｐは、スイッチング出力点と、直列共振コンデンサＣ１に対して並列に接続されていることが分かる。つまり、スイッチング出力は、一次巻線Ｎｐの並列接続を介して、トランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２の一次側に分岐して入力されるようになっている。
【００４２】
そして、本実施の形態では、スイッチング出力に対して、上記のようにしてトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐ同士を並列に接続した上で、互いの一次巻線Ｎｐの極性が逆となるように接続されている。
つまり、トランスＰＩＴ−１側の一次巻線Ｎｐは、巻始め端部をスイッチング出力点に接続し、巻終わり端部を直列共振コンデンサＣ１側に接続しているのに対して、トランスＰＩＴ−２側の一次巻線Ｎｐは、その逆であり、巻終わり端部をスイッチング出力点に接続し、巻始め端部を直列共振コンデンサＣ１側に接続するようにしている。
【００４３】
また、トランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２は同じ巻数であり、二次巻線Ｎｓ１の巻終わり端部と二次巻線Ｎｓ２の巻始め端部との接続点をセンタータップとして二次側アースに接続している。この場合、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２は、１組の二次巻線の中点を境界として、２分割して形成される巻線部として扱うことができる。
そして、二次巻線Ｎｓ１の巻始め端部に対しては、整流ダイオードＤｏ１のアノードを接続し、二次巻線Ｎｓ２の巻終わり端部に対しては、整流ダイオードＤｏ２のアノードを接続する。また、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２のカソード側を共通に平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。
これにより、トランスＰＩＴ−１の二次側においては、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２，及び平滑コンデンサＣｏにより両波整流回路が形成されていることになる。
【００４４】
また、トランスＰＩＴ−２の二次側としても、上記と同様にして構成される。つまり、同じ巻数である二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２について、二次巻線Ｎｓ１の巻終わり端部と二次巻線Ｎｓ２の巻始め端部との接続点をセンタータップとして二次側アースに接続する。
そして、二次巻線Ｎｓ１の巻始め端部に対して、整流ダイオードＤｏ３のアノードを接続し、二次巻線Ｎｓ２の巻終わり端部に対して、整流ダイオードＤｏ４のアノードを接続する。また、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４のカソード側を共通に平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。
これにより、トランスＰＩＴ−２の二次側においても、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４，及び平滑コンデンサＣｏによる両波整流回路が形成される。そして、トランスＰＩＴ−１側とトランスＰＩＴ−２側の両波整流回路において、平滑コンデンサＣｏが共有されていることになる。つまり、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧は、２組の両波整流回路の整流動作によって得られるものとなる。この二次側直流出力電圧は、負荷ＬＤに対して直流電源電圧として供給されることになる。
このようにして、トランスＰＩＴを複数組備えて二次側の整流回路数を増加し、これらの二次側の整流回路により共通の二次側直流出力電圧を得るように構成することで、負荷ＬＤに供給する電力容量は増加することになる。つまり、このような構成は、例えば先にも述べたように、重負荷とされる条件に対応して採られるものである。
【００４５】
また、二次側直流出力電圧は、分岐して誤差増幅器１２に対して入力される。誤差増幅器１２では、所定レベルの基準電圧Ｖｒｅｆに対する、二次側直流出力電圧のレベルの誤差に応じて可変となるレベルの電圧を、誤差検出出力として発振器１１に出力する。
そして、発振器１１が、誤差増幅器１２からの誤差検出出力に応じて、先に説明したようにして、発振信号周波数を可変することで、スイッチング周波数が可変されることになる。つまり、二次側直流出力電圧の変動に応じて、スイッチング周波数が可変されることになる。
例えば、二次側直流出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも低下したとされる場合には、スイッチング周波数が低くなるように制御され、これにより、一次側から二次側へのエネルギー伝送量が増加して二次側直流出力電圧は上昇するように変化する。これに対して、二次側直流出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも上昇した場合には、スイッチング周波数を高くして一次側から二次側へのエネルギー伝送量を減少させ、二次側直流出力電圧が低下するように制御される。このようにして、二次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。
【００４６】
ここで、上記図１に示す構成による一次側の電流共振形コンバータのスイッチング動作は、先に図７に示した動作波形のうちで、一次側の電流共振形コンバータに対応する波形によって示される。
つまり、駆動回路１０から出力されるドライブ信号によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２は、図７に示す波形が得られることになる。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２が所定レベルにまで立ち上がっている期間においてオン状態となるようにされている。この波形から、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン／オフするようにしてスイッチングしていることが分かる。また、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２が共に立ち下がっている期間が、いわゆるデッドタイムとしての期間となる。このデッドタイムの期間においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ状態となる。
【００４７】
そして、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に流れるスイッチング電流ＩＱ１は、図７に示すようにして、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間は０レベルで、オンとなる期間において図示する波形により流れることとなる。なお、ターンオン時において負極正方向で流れるスイッチング電流ＩＱ１は、クランプダイオードＤＤ１に流れる電流となる。
また、このようなスイッチング動作に応じて、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間では０レベルで、オフとなる期間において所定のピークレベルを維持し、また、デッドタイムの期間により立ち上がり／立ち下がる波形となる。
スイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング電流ＩＱ２も、スイッチング素子Ｑ２がオフの期間は０レベルで、オンとなる期間において図示する波形により流れるものとなる。
そして、スイッチング電流ＩＱ１，ＩＱ２の波形は、たがいに１８０°の位相差を有していることによっても、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行っていることが分かる。
【００４８】
ここで、スイッチング出力点を流れるスイッチング出力電流の経路は次のようになる。
先ず、スイッチング素子Ｑ１がオンで、スイッチング素子Ｑ２がオフの期間には、直流入力電圧Ｖｉｎからスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソースを介してスイッチング電流ＩＱ１としての電流が流れる。このスイッチング電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１のソース（スイッチング出力点）から、さらにトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐに分岐し、各トランスにおいて、励磁インダクタンスＬｐ→直列共振コンデンサＣ１を介するようにして、共振電流として流れる。
次に、スイッチング素子Ｑ１がオフとなり、スイッチング素子Ｑ２がオンに切り換わった期間では、直列共振コンデンサから、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐに分岐して、それぞれ一次巻線Ｎｐの励磁インダクタンスＬｐから、スイッチング素子Ｑ２のドレイン（スイッチング出力点）に対して、反転した共振電流として流れる。さらに、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソースを介してスイッチング電流ＩＱ２として流れる。
そして、上記のようにして流れるスイッチング出力電流を、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各トランスの励磁インダクタンスＬｐ及び一次巻線Ｎｐに流れる一次巻線電流（ＩＬｐ＋Ｉｎｐ）として見た場合にはスイッチング電流ＩＱ１，ＩＱ２が合成されたものとなる。つまり、図７にも示しているように、スイッチング周期により正／負で反転する波形となる。前述もしたように、この一次巻線電流（ＩＬｐ＋Ｉｎｐ）は、一次側直列共振回路（Ｌｐ／／Ｃ１）の共振作用による正弦波状の共振電流である。つまり、一次側スイッチングコンバータとして電流共振形の動作が得られていることがわかる。
【００４９】
そして、本実施の形態の二次側の動作は、図２に示すものとなる。この図では、トランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎｓ１に接続される整流ダイオードＤｏ１に流れる整流電流ＩＤ１、トランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎｓ２に接続される整流ダイオードＤｏ２に流れる整流電流ＩＤ２、トランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎｓ１に接続される整流ダイオードＤｏ３に流れる整流電流ＩＤ３、トランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎｓ２に接続される整流ダイオードＤｏ４に流れる整流電流ＩＤ４、及び、平滑コンデンサＣｏに流入する充電電流Ｉｃｏが示されている。
【００５０】
ここで、一次側スイッチングコンバータのスイッチング素子Ｑ１がオンで、スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間においては、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐには、巻始め側から巻終わり側にかけて電流が流れることになる。これに応じて、トランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においては、巻終わり側から巻始め側に電流が流れることになるので、整流動作として、二次巻線Ｎｓ１の巻始めと接続された整流ダイオードＤｏ１が導通することとなって、整流電流ＩＤ１が流れることになる。
また、同じ期間において、トランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐには、トランスＰＩＴ−１とは逆に、巻終わり側から巻始め側にかけて電流が流れる。これに応じて、トランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においては、巻始め側から巻終わり側に電流が流れることになるので、二次巻線Ｎｓ２の巻終わりと接続された整流ダイオードＤｏ４が導通することとなって、整流電流ＩＤ４が流れる。
【００５１】
一方、スイッチング素子Ｑ２がオンで、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間においては、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐには、巻終わり側から巻始め側にかけて電流が流れる。これに応じて、トランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においては、巻始め側から巻終わり側に電流が流れるので、二次巻線Ｎｓ２の巻終わりと接続された整流ダイオードＤｏ２が導通して、整流電流ＩＤ２が流れる。
同じ期間において、トランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐには、トランスＰＩＴ−１とは逆に、巻始め側から巻終わり側にかけて電流が流れる。これに応じて、トランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２においては、巻終わり側から巻始め側に電流が流れることになるので、二次巻線Ｎｓ１の巻始めと接続された整流ダイオードＤｏ３が導通して整流電流ＩＤ３が流れる。
【００５２】
ここで、第１の実施の形態においては、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の巻線仕様は、例えば図８（ａ）又は図８（ｂ）に示す構造により、同一の構造を採るものとされている。このため、前述もしたように、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２においては、それぞれ、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ１の結合係数と、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓ２との結合係数との間に差が生じる。そして、この結合係数の差は、図７にて説明したように、二次側に形成される両波整流回路により得られる、１スイッチング周期の半周期ごとに対応する２つの整流電流のレベル差として現れる。
つまり、トランスＰＩＴ−１側では、整流電流ＩＤ１，ＩＤ２の各ピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２についての差が生じ、トランスＰＩＴ−２側では、整流電流ＩＤ３，ＩＤ４の各ピークレベルＬｖ３，Ｌｖ４についての差が生じることになる。
また、この場合において、トランスＰＩＴ−１側の整流電流ＩＤ１，ＩＤ２のピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２の関係として、Ｌｖ１＞Ｌｖ２の関係が得られているとする。整流電流ＩＤ１は、二次巻線Ｎｓ１に得られる電流を基としており、整流電流ＩＤ２は、二次巻線Ｎｓ２に得られる電流を基としているが、トランスＰＩＴ−２側において、二次巻線Ｎｓ１に得られる電流を基とするのは整流電流ＩＤ３であり、二次巻線Ｎｓ２に得られる電流を基とするのは整流電流ＩＤ２である。従って、トランスＰＩＴ−２側では、Ｌｖ３＞Ｌｖ４の関係が得られることになる。
さらに、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の仕様は同一であるから、
Ｌｖ１＝Ｌｖ３
Ｌｖ２＝Ｌｖ４
の関係が得られることとなる。
【００５３】
そして、図２によると、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間においては、整流電流ＩＤ１と整流電流ＩＤ４が流れ、これが合成されて平滑コンデンサＣｏへの充電電流Ｉｃｏとして得られることになる。つまり、このときの充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ５は、
Ｌｖ５＝Ｌｖ１＋Ｌｖ４
で表される。
同様にして、スイッチング素子Ｑ２がオンでスイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間においては、整流電流ＩＤ２と整流電流ＩＤ３が合成されて充電電流Ｉｃｏとなる。従って、このときの充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ６は、
Ｌｖ６＝Ｌｖ２＋Ｌｖ３
で表されることになる。
そして、上記したピークレベルＬｖ１，Ｌｖ２，Ｌｖ３，Ｌｖ４の関係から、充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ５，Ｌｖ６については、
Ｌｖ５＝Ｌｖ６
が成立することになる。
【００５４】
つまり、本実施の形態では、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２について、その巻線の巻回の構造上、両波整流の半周期ごとに対応する整流電流レベルのアンバランスが生じることを前提として、一方のトランスで高いレベルに偏った整流電流が出力されるときには、他方のトランスで低いレベルに偏った整流電流が常に出力されるようにしている。そして、このような動作を得るために、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐについて、スイッチング出力が逆極性となって入力されるように接続しているものである。
【００５５】
そして、上記のようにして充電電流ＩｃｏのピークレベルＬｖ５，Ｌｖ６について同等レベルとなっているということは、平滑コンデンサＣｏに流入するスイッチング周期のリップル電流が抑制されていることに相当する。
このようにしてリップル電流が抑制されることによっては、例えば、平滑コンデンサＣｏとしての電解コンデンサについて、キャパシタンスの大きなものを選定する必要が無くなるので、それだけ、コストダウンが図られることになる。また、コンデンサが大型になることも避けられるので、電源回路基板の小型軽量化も図られることになる。
【００５６】
続いて第２の実施の形態について説明する。
図３は、第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路におけるトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の構造としては、先に図８（ａ）（ｂ）に示したようにして、一次巻線Ｎｐ、及び二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を所定の巻位置に巻装するようにされる。
ただし、トランスＰＩＴ−１とトランスＰＩＴ−２とでは、一次巻線Ｎｐの極性を互いに逆にしたものを用いるようにされる。例えば、トランスＰＩＴ−１については、一次巻線Ｎｐと、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２とについて同じ巻方向により巻装したとすると、トランスＰＩＴ−２については、一次巻線Ｎｐと、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２とについて互いに反対の巻方向により巻装するようにされる。
【００５７】
そして、上記のようにして構成されるトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の一次巻線Ｎｐについては、次のようにして並列接続する。つまり、図３に示すようにして、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐについては巻始め側をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に接続し、巻終わり側を、直列共振コンデンサＣ１を介して直流入力電圧Ｖｉｎの負極端子に接続する。
これに対して、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐは、巻終わり側をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に接続し、巻始め側を、直列共振コンデンサＣ１を介して直流入力電圧Ｖｉｎの負極端子に接続する。
このような第２の実施の形態としての電源回路と、図８に示した電源回路とを比較してみると、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐの並列接続の形態は同様となる。そして本実施の形態では、上記もしているように、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２について、一次側の極性が逆となるようにして構成しているものである。
【００５８】
このようにして構成した場合においても、先の第１の実施の形態と同様にして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作に応じて二次巻線に流れる電流の極性は、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２とで互いに逆となる。
つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間においては、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐには、巻始め側から巻終わり側にかけて電流が流れるのに対して、トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎｐには、巻終わり側から巻始め側にかけて電流が流れる。
これにより、トランスＰＩＴ−１の二次側では、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻終わり側から巻始め側に電流が流れるので、二次巻線Ｎｓ１側の整流ダイオードＤｏ１が導通して整流電流ＩＤ１が流れる。また、トランスＰＩＴ−２側では、上記とは逆の極性で、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻始め側から巻終わり側に電流が流れるので、二次巻線Ｎｓ２側の整流ダイオードＤｏ４が導通して整流電流ＩＤ４が流れる。
また、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間においては、上記と逆極性となって反転した電流が二次巻線に流れることになるから、トランスＰＩＴ−１側では、二次巻線Ｎｓ２側の整流ダイオードＤｏ２が導通して整流電流ＩＤ２が流れ、トランスＰＩＴ−２側では、二次巻線Ｎｓ１側の整流ダイオードＤｏ３が導通して整流電流ＩＤ３が流れる。
【００５９】
つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作に応じた二次側の整流電流の動作としては、図２と同様となるものであり、従って、本実施の形態としても、平滑コンデンサＣｏへの充電電流Ｉｃｏのスイッチング周期によるリップル電流が抑制されることになる。
【００６０】
続いて、第３の実施の形態について説明する。
第３の実施の形態の電源回路の回路構成としては、先に図９に示したものと同様でよいものとされる。そのうえで、第３の実施の形態では、次のようにしてトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２とについて、巻線の巻装仕様を変更する。この巻線の巻装仕様例としては、２例を挙げることとして、先ず、図４により第１例を説明する。
【００６１】
第１例は、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２について、先に図８（ａ）に示した巻線の巻装仕様を基本としている。そのうえで、例えばトランスＰＩＴ−１については、図４（ａ）に示すようにして、二次巻線の巻装スペースにおいて、二次巻線Ｎｓ２を、一次巻線Ｎｐの巻装スペースに近い内側の位置に巻装する。そして、二次巻線Ｎｓ１については、二次巻線Ｎｓ２の外側の巻装位置に対して巻装するようにする。
これに対して、トランスＰＩＴ−２については、二次巻線の巻装スペースにおける二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻装位置を逆にする。つまり、図４（ｂ）に示すようにして、二次巻線Ｎｓ１を、一次巻線Ｎｐの巻装スペースに近い内側の位置に巻装し、二次巻線Ｎｓ２を、二次巻線Ｎｓ１の外側の巻装位置に対して巻装する。
【００６２】
また、第２例としてのトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の構造を図５（ａ）に示す。この図５（ａ）（ｂ）に示すトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２は、図８（ｂ）に示した巻線の巻装仕様を基本としている。
そして、例えばトランスＰＩＴ−１については図５（ａ）に示すようにして、二次巻線の巻装スペースにおいて、先ず、二次巻線Ｎｓ１をコアに対して巻装し、このようにして巻装された二次巻線Ｎｓ１の上に対して、二次巻線Ｎｓ２を重ねるようにして巻装するようにしている。
これに対して、トランスＰＩＴ−２については図５（ｂ）に示すようにして、二次巻線Ｎｓ２をコアに対して巻装し、その上に対して二次巻線Ｎｓ１を重ねるようにして巻装し、これによりトランスＰＩＴ−１とは逆の二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻位置となるようにしている。
【００６３】
前述したように、図８（ａ）（ｂ）に示した巻線の巻装仕様では、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ１の結合係数と、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ２の結合係数との間に差（大小関係）が生じる。
そして、上記図４又は図５に示したようにして、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の間での二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻装位置が逆となるようにした場合、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ１の結合係数と、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ２の結合係数との大小関係も、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２で互いに逆とされることになる。
例えば、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ１の結合係数をｋ１とし、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎｓ２の結合係数をｋ２として、トランスＰＩＴ−１では、ｋ１＞ｋ２の関係が得られているとすると、トランスＰＩＴ−２では、ｋ１＜ｋ２の関係が得られることになる。
【００６４】
そして、第３の実施の形態として、このような構造のトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２を、例えば図９に示した電源回路に備えた場合には、二次側の整流電流は次のようなレベル関係となる。
この場合には、スイッチング出力点に対するトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各一次巻線Ｎｐの接続の極性が同じとされることになるので、例えばスイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフの期間には、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２側とで、共に、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２において巻終わり方向から巻始め方向に電流が流れる。従って、トランスＰＩＴ−１側では、二次巻線Ｎｓ１に接続された整流ダイオードＤｏ１に整流電流ＩＤ１が流れ、トランスＰＩＴ−２側でも、二次巻線Ｎｓ２に接続された整流ダイオードＤｏ３に整流電流ＩＤ３が流れる。
また、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンの期間には、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２側とで、共に、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２において巻始め方向から巻終わり方向に電流が流れる。従って、トランスＰＩＴ−１側では、二次巻線Ｎｓ２に接続された整流ダイオードＤｏ２に整流電流ＩＤ２が流れ、トランスＰＩＴ−２側でも、二次巻線Ｎｓ２に接続された整流ダイオードＤｏ４に整流電流ＩＤ４が流れる。
【００６５】
ここで、例えば、上記したような結合係数の大小関係により、トランスＰＩＴ−１において、二次巻線Ｎｓ１から流れる整流電流ＩＤ１と、二次巻線Ｎｓ２から流れる整流電流ＩＤ２とのピークレベルの偏りの大小関係が、ＩＤ１＞ＩＤ２であるとする。すると、トランスＰＩＴ−２では、結合係数の大小関係が逆なのであるから、二次巻線Ｎｓ１から流れる整流電流ＩＤ３と、二次巻線Ｎｓ２から流れる整流電流ＩＤ４とのピークレベルの偏りの大小関係は、ＩＤ３＜ＩＤ４となり、トランスＰＩＴ−１とは逆の関係が得られることになる。
【００６６】
このため、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフの期間には、大きなピークレベルの整流電流ＩＤ１と、これより小さいピークレベルの整流電流ＩＤ３が合成されて、平滑コンデンサＣｏへの充電電流として流れることになる。同様にして、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンの期間には、小さなピークレベルの整流電流ＩＤ２と、これより大きいピークレベルの整流電流ＩＤ４が合成されて、平滑コンデンサＣｏへの充電電流として流れる。
この結果、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフの期間と、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンの期間とで、平滑コンデンサＣｏの充電電流Ｉｃｏのピークレベルは同等であることになる。
このようにして、第３の実施の形態では、トランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２について、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻装位置が互いに逆となるようにしたものを設けることで、平滑コンデンサＣｏのリップル電流を抑制するようにされる。
【００６７】
なお、上記実施の形態では、一次側スイッチングコンバータとして、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えた場合を例に挙げているが、例えば、４本のスイッチング素子を備えたフルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとされてもよい。また、例えば２石のスイッチング素子を備えたプッシュプル方式による電圧共振形コンバータとされてもよい。また、複合共振形としての形式を採ることも考えられる。つまり、本発明としては、二次側において両波整流回路を形成可能な一次側スイッチングコンバータであれば、その形式は特に限定されるものではない。
また、上記実施の形態では、１対のトランスを１組だけ設けているが、２つで対となるトランスの組は、１組より多くてもよいものである。例えば、トランスＰＩＴについて４つ備えることで、対となるトランスの組を２組設けることとする。そして、対となるトランスの組ごとに、例えば上記各実施の形態として示したような、一次巻線Ｎｐの並列接続態様、及びトランスの巻線仕様の組み合わせを適用するものである。
この場合の二次側整流回路としては、各トランスＰＩＴの二次側に両波整流回路のための２本の整流ダイオードを接続したうえで、４つの各トランスの整流電流が１つの平滑コンデンサＣｏに充電されるようにしてもよい。あるいは、対となるトランスの組ごとに、１つずつ平滑コンデンサＣｏを設けることで、複数の二次側直流出力電圧が生成されるような構成としてもよい。
また、トランスＰＩＴとしても、例えば図４、図５及び図８に示したもの以外の仕様が採用されて構わないものである。
【００６８】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明による電源回路では、トランスの巻線の巻回位置に起因して生じる二次側両波整流回路における整流電流のアンバランスによる、スイッチング周期のリップル電流成分が抑制されることになる。
これにより、例えば二次側直流出力電圧を生成するための平滑コンデンサについて、より大きなキャパシタンスのものを選定する必要が無くなることから、平滑コンデンサの部品サイズの大型化、及びコストアップを避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態の電源回路における二次側整流回路の動作を示す波形図である。
【図３】第２の実施の形としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図４】第３の実施の形態としての電源回路に備えられるトランスの構造（第１例）を示す図である。
【図５】第３の実施の形態としての電源回路に備えられるトランスの構造（第２例）を示す図である。
【図６】先行技術としての電源回路を示す回路図である。
【図７】図６に示す電源回路の動作を示す波形図である。
【図８】図６に示す電源回路に備えられるトランスの構造を示す図である。
【図９】先行技術としての電源回路の他の構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示す電源回路における二次側整流回路の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子、ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２  トランス、Ｎｐ  一次巻線、Ｎｓ１，Ｎｓ２  二次巻線、Ｄｏ１，Ｄｏ２，Ｄｏ３，Ｄｏ４  整流ダイオード、Ｃｏ  平滑コンデンサ、１０  駆動回路、１１  発振器、１２  誤差増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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