(57)【要約】【課題】Ｃ／Ｎが良好で、電源電圧変動による発振周波数の変動を抑制可能にする。【解決手段】第１の抵抗Ｒ１、第１のＮＰＮトランジスタＱ１および第２のＮＰＮトランジスタＱ２が正電圧の電源とグランドとの間に順に直列接続され、第３のＮＰＮトランジスタＱ３、第４のＮＰＮトランジスタＱ４および第２の抵抗Ｒ２が正電圧の電源とグランドとの間に順に直列接続され、第１のＮＰＮトランジスタおよび第３のＮＰＮトランジスタの各ベースが接続され、第２のＮＰＮトランジスタおよび第４のＮＰＮトランジスタＱ４の各ベースが接続され、第１のＮＰＮトランジスタＱ１および第４のＮＰＮトランジスタＱ４の各ベース、コレクタが短絡接続される。【選択図】　図１
2004118670.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタが短絡され、前記第１のトランジスタのコレクタと正電圧の電源との間に第１の抵抗が接続され、第２のＮＰＮトランジスタのコレクタが前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのエミッタが負電圧の電源またはグランドに接続され、第３のＮＰＮトランジスタのベースが前記第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続され、前記第３のＮＰＮトランジスタのコレクタが前記正電圧の電源に接続され、第４のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタが前記第３のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのベースと前記第４のＮＰＮトランジスタのエミッタが接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのベースと前記第４のＮＰＮトランジスタのエミッタとが接続されたノードと前記負電圧の電源または前記グランドとの間に第２の抵抗が接続されたことを特徴とする定電圧回路。
【請求項２】
前記第３のＮＰＮトランジスタのコレクタと前記正電圧の電源との間にＭＯＳトランジスタを挿入したことを特徴とする請求項１記載の定電圧回路。
【請求項３】
第１のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタが短絡され、前記第１のトランジスタのコレクタと正電圧の電源との間に第１の抵抗が接続され、第２のＮＰＮトランジスタのコレクタが前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのエミッタが負電圧の電源またはグランドに接続され、第３のＮＰＮトランジスタのベースが前記第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続され、前記第３のＮＰＮトランジスタのコレクタが前記正電圧の電源に接続され、第４のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタが前記第３のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのベースと前記第４のＮＰＮトランジスタのエミッタが接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのベースと前記第４のＮＰＮトランジスタのエミッタとが接続されたノードと前記負電圧の電源または前記グランドとの間に第２の抵抗が接続され、第５のＮＰＮトランジスタのベースが前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタと前記第２のＮＰＮトランジスタのコレクタに接続されたノードに接続され、第６のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタに前記第５のＮＰＮトランジスタのエミッタが接続され、第７のＮＰＮトランジスタのベースが前記第６のＮＰＮトランジスタのベースに接続されたことを特徴とする定電流回路。
【請求項４】
前記第６のＮＰＮトランジスタのエミッタと前記負電圧の電源または前記グランドとの間にさらに第３の抵抗が接続され、前記第７のＮＰＮトランジスタのエミッタと前記負電圧の電源または前記グランドとの間にさらに第４の抵抗が接続されたことを特徴とする請求項３に記載の定電流回路。
【請求項５】
前記第３のＮＰＮトランジスタのコレクタと前記正電圧の電源の間にＭＯＳトランジスタを挿入したことを特徴とする請求項３または４に記載の定電流回路。
【請求項６】
請求項１または２に記載の定電圧回路を備えたことを特徴とする発振器。
【請求項７】
請求項３乃至５のいずれかに記載の定電流回路を備えたことを特徴とする発振器。
【請求項８】
請求項６または７に記載の発振器を備えたことを特徴とする無線機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、定電圧発生回路、バイアス電圧発生回路、リファレンス電圧発生回路、定電流発生回路、バイアス電流発生回路、またはリファレンス電流発生回路などに利用され、電源電圧変動に対して出力変動が少なく、かつ低ノイズの出力特性を持つ定電圧回路、定電流回路、発振器および無線機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の定電圧回路または定電流回路で良く知られたもののひとつに、バンドギャップリファレンスを利用した回路がある。しかし、このバンドギャップリファレンスを利用した定電圧回路または定電流回路はＰＮＰトランジスタを利用した回路構成であり、このＰＮＰトランジスタがノイズを多く発生するために、ノイズが問題となるような回路には利用できなかった。そこで、ノイズが問題となるような回路では、従来からＰＮＰトランジスタを利用しない定電圧回路または定電流回路が利用されている。このようなＰＮＰトランジスタを利用しない従来の定電圧回路と定電流回路の例を、図７と図８にそれぞれ示す。
【０００３】
図７は従来の定電圧回路である。この回路はＰＮＰトランジスタを使用していないのでノイズが少ない。この回路でベース電流やアーリー効果を無視すると、キルヒホッフの法則とトランジスタＱ７２のコレクタ電流およびベースエミッタ間電圧Ｖｂｅ７２の関係式から、
Ｒ７１×Ｉ７１＋Ｖｂｅ７２＋Ｒ７３×Ｉ７２＝Ｖｃｃ　　　　　　（１）
Ｖｂｅ７２＝Ｖｔ×ｌｏｇ（Ｉ７２／Ｉｓ７２＋１）　　　　　　　（２）
と書ける。ここで、Ｖｃｃは電源電圧、Ｖｔは熱電圧を表し、２７℃で約２５．８６５ｍＶ、ｌｏｇ（Ｉ７２／Ｉｓ７２＋１）は自然対数関数、Ｉｓは飽和電流を表す。また、この回路の出力電圧Ｖｏｕｔ７は、
Ｖｏｕｔ７＝Ｒ７３×Ｉ７２　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３）
である。
【０００４】
さらに、トランジスタＱ７１とＱ７２のサイズが等しく、Ｒ７２＝Ｒ７３であるとすると、Ｖｂｅ７１＝Ｖｂｅ７２＝Ｖｂｅ、Ｉ７１＝Ｉ７２、Ｉｓ７１＝Ｉｓ７２＝Ｉｓ７となり、さらにｌｏｇ（Ｉ７２／Ｉｓ７＋１）≒ｌｏｇ（Ｉ７２／Ｉｓ７）と近似して上式を整理すると、
2004118670.tif 000003
と表せる。ここで、Ｒ７１＝２ｋΩ、Ｒ７２＝Ｒ７３＝６ｋΩ、Ｉｓ７＝６×１０−１８Ａとすると、式４からＶｃｃ＝２．８Ｖ時に出力電圧Ｖｏｕｔ７≒１．４９１７Ｖの定電圧が得られる。
【０００５】
図８は従来の定電流回路である。この回路はＰＮＰトランジスタを使用していないのでノイズが少ない。この回路でベース電流やアーリー効果を無視しすると、キルヒホッフの法則とトランジスタＱ８１の電流とベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの関係式から、
Ｒ８１×Ｉ８１＋Ｖｂｅ８２＋Ｖｂｅ８１＋Ｒ８２×Ｉ８１＝Ｖｃｃ（５）
Ｖｂｅ８１＝Ｖｔ×ｌｏｇ（Ｉ８１／Ｉｓ８１＋１）　　　　　　　（６）
となる。ベース電流を無視するということはＶｂｅ８２＝０と近似することに等しく、さらにｌｏｇ（Ｉ８１／Ｉｓ８１＋１）≒ｌｏｇ（Ｉ８１／Ｉｓ８１）と近似して上式を整理すると、
2004118670.tif 000004
と表せる。ここで、Ｒ８１＝２．４ｋΩ、Ｒ８２＝５００Ω、Ｉｓ８１＝６×１０−１８Ａとすると、式７からＶｃｃ＝２．８Ｖ時にＩ８１≒６７６．９μＡになる。またこの回路でＱ８１、Ｒ８２とＱ８４、Ｒ８４はカレントミラーを構成しており、ベース電流を無視すればこの回路の出力電流はＩ８１のミラー比ｍ倍になる。このようにしてＩｏｕｔ８≒ｍ×６７６．９μＡの定電流が得られる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の定電圧回路および定電流回路では電源電圧に対し出力電圧または出力電流の変動が、以下に示すように大きいという課題があった。
【０００７】
図７の従来の定電圧回路において、出力電圧の電源電圧に対する感度
｜δＶｏｕｔ７／Ｖｏｕｔ７｜／｜δＶｃｃ／Ｖｃｃ｜は、
2004118670.tif 000005
である。また、式４のＶｃｃをＶｏｕｔ７で微分すると、
2004118670.tif 000006
であるので、式８と式９に数値を代入すると、Ｖｃｃ＝２．８Ｖ時の出力電圧の電源電圧に対する感度は、
2004118670.tif 000007
となる。すなわち電源電圧が１％変動すると出力電圧は１．３９０％変動する。
【０００８】
同様に、図８の従来の定電流回路において出力電流の電源電圧に対する感度
｜δＩｏｕｔ８／Ｉｏｕｔ８｜／｜δＶｃｃ／Ｖｃｃ｜は、
2004118670.tif 000008
である。また、式７をＩ８１で微分すると、
δＶｃｃ／δＩ８１＝Ｒ８１＋Ｒ８２＋Ｖｔ／Ｉ８１　　　　　　（１２）
であるので、式１１と式１２に数値を代入すると、Ｖｃｃ＝２．８Ｖ時の感度は
2004118670.tif 000009
となる。すなわち電源電圧が１％変動すると出力電流は１．４０８％変動する。
【０００９】
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、ノイズが少なくかつ電源電圧に対する出力電圧および出力電流の変動が少ない定電圧回路または定電流回路を提供することを目的とする。また、本発明はＣ／Ｎ（キャリア・ノイズ比）が良好でかつ電源電圧変動による発振周波数の変動の少ない発振器およびこの発振器を有する無線機を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１の定電圧回路は、第１のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタが短絡され、前記第１のトランジスタのコレクタと正電圧の電源との間に第１の抵抗が接続され、第２のＮＰＮトランジスタのコレクタが前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのエミッタが負電圧の電源またはグランドに接続され、第３のＮＰＮトランジスタのベースが前記第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続され、前記第３のＮＰＮトランジスタのコレクタが前記正電圧の電源に接続され、第４のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタが前記第３のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのベースと前記第４のＮＰＮトランジスタのエミッタが接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのベースと前記第４のＮＰＮトランジスタのエミッタが接続されたノードと前記負電圧の電源または前記グランドとの間に第２の抵抗が接続されたことを特徴とする。これにより、順方向活性領域（ｆｏｒｗａｒｄ−ａｃｔｉｖｅ　ｒｅｇｉｏｎ）にあるＮＰＮトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅを利用して出力電圧が決まるような回路の構成を実現でき、ノイズが少なくかつ電源電圧変動の少ない定電圧回路を提供できる。
【００１１】
また、請求項２の定電圧回路は、前記第３のＮＰＮトランジスタのコレクタと前記正電圧の電源との間にＭＯＳトランジスタを挿入したことを特徴とする。これにより、出力側に接続された発振回路などの回路のスリープ制御を行うことができるとともに、ノイズが少なくかつ電源電圧変動の少ない定電圧回路を提供できる。
【００１２】
また、請求項３の定電流回路は、第１のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタが短絡され、前記第１のトランジスタのコレクタと正電圧の電源との間に第１の抵抗が接続され、第２のＮＰＮトランジスタのコレクタが前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのエミッタが負電圧の電源またはグランドに接続され、第３のＮＰＮトランジスタのベースが前記第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続され、前記第３のＮＰＮトランジスタのコレクタが前記正電圧の電源に接続され、第４のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタが前記第３のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのベースと前記第４のＮＰＮトランジスタのエミッタが接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのベースと前記第４のＮＰＮトランジスタのエミッタが接続されたノードと前記負電圧の電源または前記グランドとの間に第２の抵抗が接続され、第５のＮＰＮトランジスタのベースがさらに前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタと前記第２のＮＰＮトランジスタのコレクタに接続されたノードに接続され、第６のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタに前記第５のＮＰＮトランジスタのエミッタが接続され、第７のＮＰＮトランジスタのベースが前記第６のＮＰＮトランジスタのベースに接続されたことを特徴とする。これにより、ノイズが少なく、かつ電源電圧に対する出力電流の変動が少ない定電流回路を提供できる。
【００１３】
また、請求項４の定電流回路は、前記第６のＮＰＮトランジスタのエミッタと前記負電圧の電源または前記グランドとの間にさらに第３の抵抗が接続され、前記第７のＮＰＮトランジスタのエミッタと前記負電圧の電源または前記グランドとの間にさらに第４の抵抗が接続されたことを特徴とする。これにより、ミラー比倍の出力電流を得ることができる。
【００１４】
また、請求項５の定電流回路は、前記第３のＮＰＮトランジスタのコレクタと前記正電圧の電源の間にＭＯＳトランジスタを挿入したことを特徴とする。これにより、出力側に接続された発振回路などの回路のスリープ制御を行うことができるとともにノイズが少なくかつ電源電圧変動の少ない定電流回路を提供できる。
【００１５】
さらに、請求項６の発振器は、前記定電圧回路をバイアス回路として利用した発振器の構成を有している。また、請求項７の発振器は、前記定電流回路を定電流源として利用した発振器の構成を有している。これにより、Ｃ／Ｎが良好でかつ電源電圧変動による発振周波数の変動が少ない発振器を提供できる。
【００１６】
さらに、請求項８の無線機は、前記発振器を備えている。これにより、送信周波数または受信周波数を選択する機能を持たせ、Ｃ／Ｎが良好でかつ無線機の間欠受信に伴う電源電圧の揺れに対して送信周波数または受信周波数の揺れの少ない無線機を提供できる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態の定電圧回路であり、図１に示すように、ＮＰＮトランジスタＱ１のベースとコレクタが短絡され、このコレクタと正電圧の電源Ｖｃｃとの間に抵抗Ｒ１が接続されている。また、ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタが前記ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタに接続され、前記ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタがグランドＧＮＤに接続されている。さらに、ＮＰＮトランジスタＱ３のベースが前記ＮＰＮトランジスタＱ１のベースに接続され、前記ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタが前記正電圧の電源Ｖｃｃに接続されている。
【００１８】
ＮＰＮトランジスタＱ４のベースとコレクタが前記ＮＰＮトランジスタＱ３のエミッタに接続され、前記ＮＰＮトランジスタＱ２のベースと前記ＮＰＮトランジスタＱ４のエミッタが接続されている。そして前記ＮＰＮトランジスタＱ２のベースと前記ＮＰＮトランジスタＱ４のエミッタが接続されたノードと前記グランドＧＮＤの間に抵抗Ｒ２が接続されている。
【００１９】
この定電圧回路はＰＮＰトランジスタを使用していないのでノイズが少ない。この定電圧回路では各トランジスタＱ１〜Ｑ４のベース電流とアーリー効果を無視すると、キルヒホッフの法則から、
Ｒ１×Ｉ１＋Ｖｂｅ３＋Ｖｂｅ４＋Ｖｂｅ２＝Ｖｃｃ　　　　　　（１４）
Ｒ２×Ｉ２＝Ｖｂｅ２　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１５）
Ｖｏｕｔ＝Ｖｂｅ２＋Ｖｂｅ４＋Ｖｂｅ３−Ｖｂｅ１　　　　　　（１６）
となる。式１６から予想されるように、この定電圧回路は、順方向活性領域（ｆｏｒｗａｒｄ−ａｃｔｉｖｅ　ｒｅｇｉｏｎ）にあるＮＰＮトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅを利用して出力電圧が決まるような回路の構成を有している。
【００２０】
さらにＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の電流とベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの関係式から、
Ｖｂｅ１＝Ｖｂｅ２≒Ｖｔ×ｌｏｇ（Ｉ１／Ｉｓ）　　　　　　　（１７）
Ｖｂｅ３＝Ｖｂｅ４≒Ｖｔ×ｌｏｇ（Ｉ２／Ｉｓ）　　　　　　　（１８）
となる。ここでＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のサイズは全て等しいとする。また、前記と同様にＶｃｃは電源電圧、Ｖｔは熱電圧を表し２７℃で約２５．８６５ｍＶ、ｌｏｇ（Ｉ１／Ｉｓ）、ｌｏｇ（Ｉ２／Ｉｓ））は自然対数関数を表す。
【００２１】
式１４〜式１８からＶｂｅ１、Ｖｂｅ２、Ｖｂｅ３、Ｖｂｅ４、Ｉ１、Ｉ２を消去して整理すると、
2004118670.tif 000010
となる。ｅｘｐ（Ｖｏｕｔ／２／Ｖｔ）は指数関数を表す。ここで、Ｒ１＝５ｋΩ、Ｒ２＝１２ｋΩ、Ｉｓ＝６×１０−１８Ａとすると、式１９からＶｃｃ＝２．８Ｖ時に出力電圧Ｖｏｕｔ≒１．５５３Ｖの定電圧が得られる。次に、式１９をＶｏｕｔで微分すると、
2004118670.tif 000011
となる。
【００２２】
図１の定電圧回路の出力電圧の電源電圧に対する感度｜δＶｏｕｔ／Ｖｏｕｔ｜／｜δＶｃｃ／Ｖｃｃ｜は、
2004118670.tif 000012
であるので、式２１に式２０を代入し、Ｖｃｃ＝２．８Ｖ時の出力電圧Ｖｏｕｔ≒１．５５３Ｖ、Ｒ１＝５ｋΩ、Ｒ２＝１２ｋΩ、Ｉｓ＝６×１０−１８Ａなどの数値を代入すると、Ｖｃｃ＝２．８Ｖ時の出力電圧の電源電圧に対する感度は、
2004118670.tif 000013
となる。すなわち、電源電圧が１％変動しても出力電圧は０．００６１３％しか変動しない。これは図７の従来の定電圧回路と比べて出力電圧の電源電圧変動が２桁以上改善していることを示している。
【００２３】
さらに、本発明の第２の実施の形態の定電流回路は、図２に示すように、ＮＰＮトランジスタＱ５のベースがＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとを接続したノードに接続され、コレクタが電源Ｖｃｃに接続されている。また、ＮＰＮトランジスタＱ６のベースとコレクタが短絡され、これらに前記ＮＰＮトランジスタＱ５のエミッタが接続されている。さらに、ＮＰＮトランジスタＱ７のベースが前記ＮＰＮトランジスタＱ６のベースに接続され、前記ＮＰＮトランジスタＱ６のエミッタと前記グランドＧＮＤの間に抵抗Ｒ３が接続されている。前記ＮＰＮトランジスタＱ７のエミッタと前記グランドＧＮＤの間にさらに抵抗Ｒ４が接続されている。
【００２４】
また、ＮＰＮトランジスタＱ５、Ｑ７のベースとグランドＧＮＤの間にはそれぞれコンデンサＣ１、Ｃ２が接続されている。この図２の定電流回路はＰＮＰトランジスタを使用していないのでノイズが少ない。ここで、ベース電流とアーリー効果を無視し、第１の実施の形態の定電圧回路と同様に計算すると、
2004118670.tif 000014
となる。ただし、ここではＮＰＮトランジスタＱ１とＱ２のサイズが等しく、またトランジスタＱ３とＱ４のサイズが等しいとする。さらに、Ｒ１＝０．７Ω、Ｒ２＝２ｋΩ、Ｉｓ１＝６０×１０−１８Ａ、Ｉｓ２＝３×１０−１８Ａとすると、式２３からＶｃｃ＝２．８Ｖ　時にトランジスタＱ５のベース電圧としてＶｏｕｔ’≒１．６８０４５Ｖの定電圧が得られる。
【００２５】
次に式２３をＶｏｕｔ’で微分すると、
2004118670.tif 000015
となる。さらに、Ｖｃｃ＝２．８Ｖ、Ｖｏｕｔ’＝１．６８０４５Ｖのときは、
δＶｃｃ／δＶｏｕｔ’＝２１７．４　　　　　　　　　　　　　（２５）
となる。次に、電流Ｉ３を求める。ベース電流とアーリー効果を無視し、キルヒホッフの法則とＮＰＮトランジスタＱ５、Ｑ６の電流とＶｂｅの関係式から、
Ｖｂｅ５＋Ｖｂｅ６＋Ｒ３×Ｉ３＝Ｖｏｕｔ’　　　　　　　　　（２６）
Ｖｂｅ５＝Ｖｔ×ｌｏｇ（Ｉ３／Ｉｓ５）　　　　　　　　　　　（２７）
Ｖｂｅ６＝Ｖｔ×ｌｏｇ（Ｉ３／Ｉｓ６）　　　　　　　　　　　（２８）
となる。これを整理すると、
2004118670.tif 000016
となる。
【００２６】
さらにＲ３＝５００Ω、Ｉｓ５＝１２×１０−１８Ａ、Ｉｓ６＝３×１０−１８Ａとすると、式２９からＶｏｕｔ’＝１．６８０４５Ｖ時にＩ３≒１６１．５２μＡの定電流が得られる。さらに、この回路でトランジスタＱ６、抵抗Ｒ３とトランジスタＱ７、抵抗Ｒ４はカレントミラーを構成しており、ベース電流を無視すれば、この回路の出力電流はＩ３のミラー比ｎ倍になる。このようにＶｃｃ＝２．８Ｖ時にＩｏｕｔ≒ｎ×１６１．５２μＡの定電流が得られる。式２９をＩ３で微分すると、
δＶｏｕｔ’／δＩ３＝２×Ｖｔ／Ｉ３＋Ｒ３　　　　　　　　　（３０）
となり、数値を代入すると、Ｖｃｃ＝２．８Ｖ時に、
δＶｏｕｔ’／δＩ３＝８２０．３　　　　　　　　　　　　　　（３１）
となる。
【００２７】
図２の定電流回路の出力電流Ｉｏｕｔの電源電圧Ｖｃｃに対する感度｜δＩｏｕｔ／Ｉｏｕｔ｜／｜δＶｃｃ／Ｖｃｃ｜は、電流Ｉ３の電源電圧Ｖｃｃに対する感度に等しいので、
2004118670.tif 000017
となる。式３２に式２５と式３１の数値を代入すると、Ｖｃｃ＝２．８Ｖ時の感度は、
2004118670.tif 000018
になる。すなわち、電源電圧が１％変動しても出力電圧は０．０９７２％　しか変動しない。これは図８の従来の定電流回路と比べて、出力電流の電源電圧変動が１桁以上改善していることを示している。
【００２８】
なお、本発明の第２の実施の形態ではトランジスタＱ６、抵抗Ｒ３とトランジスタＱ７、抵抗Ｒ４でカレントミラーを構成したが、抵抗Ｒ３とＲ４を用いずにトランジスタＱ６とトランジスタＱ７のエミッタを前記グランドＧＮＤに直接接続しても同様の効果が得られる。
【００２９】
図３は本発明の第３の実施の形態の定電圧回路を示す。これは第１の実施の形態とは、前記ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタと前記正電圧の電源Ｖｃｃの間にＭＯＳトランジスタＭ１を挿入した構成を有している点で相違している。この構成によれば、さらにスリープ制御を行うことができる、ノイズが少なくかつ電源電圧変動の少ない定電圧回路が得られるという効果が得られる。
【００３０】
図４は本発明の第４の実施の形態の定電流回路を示す。これは上記第２の実施例とは、前記ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタと前記正電圧の電源Ｖｃｃの間にＭＯＳトランジスタＭ１を挿入した構成を有している点で相違している。この構成によれば、スリープ制御を行うことができる、ノイズが少なくかつ電圧変動の少ない定電流回路が得られるという効果が得られる。
【００３１】
図５は本発明の発振器を示す。この発振器は、前記定電圧回路Ｌまたは前記定電流回路Ｍをバイアス回路または定電流源として利用しており、このため発振器本体回路ＯＳに接続して用いられる。この発振器の構成により、Ｃ／Ｎが良好でかつ電源電圧変動による発振周波数の変動を少なく抑えることができる。
【００３２】
図６は本発明の無線機を示す。この無線機は前記発振器である送信発振器ＯＳ１および受信発振器ＯＳ２を利用して送信周波数または受信周波数を選択する構成を有している。すなわち、この無線機は電源電圧の変動に対して発振周波数の変動が少ない送信発振器ＯＳ１および受信発振器ＯＳ２を持ち、アンテナＡＴＮに接続されている。受信側ではアンテナＡＮＴを通じて受信した受信信号を、デュプレクサＤＰで送信信号とは分離して取り込み、この取り込んだ高周波の受信信号を、受信ＲＦ信号処理部ＰＲで増幅および帯域通過フィルタ処理などの信号処理をする。この処理出力は例えば直交復調器などのデモジュレータＤＭに入力され、前記受信発振器ＯＳ２からのローカル信号を入力として同相成分と直交成分の信号に分けて取り出され、これらの各信号が受信ベースバンド信号処理部ＲＢにおいてベースバンド信号処理され、受信信号として外部へ出力される。
【００３３】
一方、送信側では、送信ベースバンド信号処理部ＳＢが送信ベースバンド信号を受けて処理し、この処理信号がモジュレータＭＯに入力されて、送信発振器ＯＳ１からのローカル信号を入力として直交２成分の送信信号を生成し、送信ＲＦ信号処理部ＳＲで増幅や帯域通過フィルタ処理を行った上で、デュプレクサＤＰを通じてアンテナＡＮＴから送信する。このような構成の無線機においても、Ｃ／Ｎが良好でかつ間欠受信に伴う電源電圧の揺れに対し、送信周波数または受信周波数の揺れを少なく抑えることができる。
【００３４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は第１のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタが短絡され、前記第１のトランジスタのコレクタと正電圧の電源との間に第１の抵抗が接続され、第２のＮＰＮトランジスタのコレクタが前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのエミッタが負電圧の電源またはグランドに接続され、第３のＮＰＮトランジスタのベースが前記第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続され、前記第３のＮＰＮトランジスタのコレクタが前記正電圧の電源に接続され、第４のＮＰＮトランジスタのベースとコレクタが前記第３のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのベースと前記第４のＮＰＮトランジスタのエミッタが接続され、前記第２のＮＰＮトランジスタのベースと前記第４のＮＰＮトランジスタのエミッタが接続されたノードと前記負電圧の電源または前記グランドの間に第２の抵抗が接続された構成にし、前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタと第２のＮＰＮトランジスタのコレクタが接続されたノードから電圧を出力することにより、低ノイズでかつ電源電圧に対して変動が少ない出力電圧または出力電流を取り出すことができる。また、ＭＯＳトランジスタの追加により、簡単にスリープ制御が可能になるほか、Ｃ／Ｎが良好で、かつ電源電圧変動による発振周波数の変動の少ない発振器を提供できる。また、Ｃ／Ｎが良好で、間欠受信に伴う電源電圧の揺れに対して送信周波数または受信周波数の揺れの少ない無線機を提供するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による定電圧回路を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態による定電流回路を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態による定電流回路を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態による定電流回路を示す回路図である。
【図５】本発明の実施の形態による発振器を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態による無線機を示すブロック図である。
【図７】従来の定電圧回路を示す回路図である。
【図８】従来の定電流回路を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｑ１　第１のＮＰＮトランジスタ
Ｑ２　第２のＮＰＮトランジスタ
Ｑ３　第３のＮＰＮトランジスタ
Ｑ４　第４のＮＰＮトランジスタ
Ｑ５　第５のＮＰＮトランジスタ
Ｑ６　第６のＮＰＮトランジスタ
Ｑ７　第７のＮＰＮトランジスタ
Ｒ１　第１の抵抗
Ｒ２　第２の抵抗
Ｒ３　第３の抵抗
Ｒ４　第４の抵抗
Ｍ１　ＭＯＳトランジスタ
Ｖｃｃ　正電圧の電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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