(57)【要約】【課題】復調デジタル信号の復調限界に対する復調余裕度を知ることによって、現在の受信状態が、復調限界に対してどれだけのマージン（余裕）を持っているかを認識することができるデジタル変調信号受信装置を提供する。【解決手段】伝送路の状態に基づく受信信号の歪みを除去可能な自動等化器と、自動等化器の出力信号を２値信号に識別変換する識別変換手段と、自動等化器の出力信号と識別変換手段の出力信号との差を数値化する数値化手段と、数値化手段の出力信号に基づいて前記復調デジタル信号の復調限界に対する復調余裕度を算出する復調余裕度算出手段と、復調余裕度算出手段で算出した復調余裕度を報知する報知手段を備えたことを特徴とする。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル信号がデジタル変調方式によって変調され伝送路を介して送信された信号を受信し、受信信号からデジタル復調方式に従った復調デジタル信号を得るデジタル変調信号受信装置において、前記伝送路の状態に基づく前記受信信号の歪みを除去可能な自動等化器と、該自動等化器の出力信号を２値信号に識別変換する識別変換手段と、前記自動等化器の出力信号と前記識別変換手段の出力信号との差を数値化する数値化手段と、該数値化手段の出力信号に基づいて前記復調デジタル信号の復調限界に対する復調余裕度を算出する復調余裕度算出手段と、該復調余裕度算出手段で算出した復調余裕度を報知する報知手段を備えたことを特徴とするデジタル変調信号受信装置。
【請求項２】
請求項１記載において、前記復調余裕度算出手段は、算出した復調余裕度を複数段階で出力し、前記報知手段は、前記復調余裕度算出手段の出力信号を表示する表示装置を備えたことを特徴とするデジタル変調信号受信装置。
【請求項３】
請求項１または２記載において、前記自動等化器は、判定帰還型自動等化器であり、該判定帰還型自動等化器におけるフィードバックフィルタのタップ調整係数値の総和値を算出する総和値算出手段を備え、前記復調余裕度算出手段は、前記数値化手段の出力信号に、前記総和値算出手段で算出した結果を加味して前記復調余裕度を算出することを特徴とするデジタル変調信号受信装置。
【請求項４】
請求項１または２記載において、前記自動等化器は、判定帰還型自動等化器であり、該判定帰還型自動等化器におけるフィードバックフィルタのタップ調整係数値の総和値およびフィードフォワードフィルタのメインタップ以外のタップ調整係数総和値の和を算出する総和値算出手段を備え、前記復調余裕度算出手段は、前記数値化手段の出力信号に、前記総和値算出手段で算出した結果を加味して前記復調余裕度を算出することを特徴とするデジタル変調信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル信号がデジタル変調方式によって変調され伝送路を介して送信された信号を受信し、受信信号からデジタル復調方式に従った復調デジタル信号を得るデジタル変調信号受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、テレビジョン放送などのために不特定位置の中継現場から特定位置にある放送局まで映像や音声を無線伝送する際には、ＦＭ変復調方式を用いたアナログ伝送と直交変復調方式等を用いたデジタル伝送のどちらかによって伝送が行われていた。
【０００３】
ＦＭ変復調方式を用いたアナログ伝送を使用した場合には、受信側の放送局で受信無線信号（以下、ＲＦ信号という）の受信レベルを監視したり、妨害波やマルチパスの影響を復調した映像信号を波形モニタを用いて監視し、最良な受信が行えるように受信アンテナの方向や位置を調整していた。
【０００４】
一方デジタル伝送を使用する場合には、受信側の放送局で受信した受信信号の波形を観測しても最良の受信状態であるかどうかの判断がつかず、ＲＦ信号の受信レベルのみを監視し、最大の受信レベルとなるように受信アンテナの方向や位置を調整するか、ＰＮ符号等の試験信号を送信装置から送出し、受信装置側でこのＰＮ符号のビット誤り率を測定することによって、前記ビット誤り率が最小となるように受信アンテナの方向や位置を調整していた。
【０００５】
デジタル伝送におけるデジタル信号のビット誤りは、無線回線上で発生するマルチパスやフェージング等の伝送路の劣化によって発生する。この伝送路の劣化はデジタル変調信号受信装置内に具備するところの、伝送路の状態に基づく受信信号の歪みを除去するための自動等化器によって、その影響を軽減する技術が採用され（例えば、特許文献１参照。）、またデジタル信号のビット誤りについては、誤り訂正技術を採用してその影響を軽減する対策が為されてきた。その結果、高効率符号化変復調方式の実現が図られ、高ビットレート伝送が可能となり、放送分野ではＨＤＴＶの素材伝送等に利用されるようになってきた。
【０００６】
しかしながら、デジタル変調信号受信装置内の自動等化器は、一般的にデジタル信号処理による有限タップ長のトランスバーサルフィルタで構成されるものであり、伝送路特性に対して自動等化器が補正し得る能力範囲（以下、等化能力）は限られたものとなる。すなわち、該自動等化器の等化能力以上の伝送路特性劣化が発生した場合には、該自動等化器では等化しきれず、ビット誤りを生じ、ビット誤りが多くなってデジタル信号の復調が不能となり、画像がフリーズしてしまうという事故につながる。
【０００７】
このため現在の復調状態が、復調デジタル信号の復調限界に対する余裕度（以下、復調余裕度という）がどのくらいあるかを知ることが重要となり、その上で復調余裕度を十分確保した状態で使用することが必要であった。
【０００８】
従来、この復調余裕度の判断は、運用者がデジタル変調信号受信装置の受信電界強度対ビット誤り率特性等の諸性能を承知したうえで、現在の受信電界強度およびその状態でのビット誤り率から推定するしか方法がなかった。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００１−２３０８２９号公報（第２−３頁、図１０−１２図）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このため、伝送路を介して受信した受信信号が、伝送路中でマルチパス等が増加したことで歪みが発生した信号であり、自動等化器で補正しきれないと、その結果デジタル信号の復調が不能となり、画像がフリーズしてしまうという事故が、依然として発生してしまうという課題があった。
【００１１】
本発明の目的は、復調デジタル信号の復調限界に対する復調余裕度を知ることによって、現在の受信状態が、復調限界に対してどれだけのマージン（余裕）を持っているかを認識することができ、この復調余裕度が最大となるようにアンテナの位置や方向を調整することで、高品質な復調デジタル信号を得るデジタル変調信号受信装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、デジタル信号がデジタル変調方式によって変調され伝送路を介して送信された信号を受信し、受信信号からデジタル復調方式に従った復調デジタル信号を得るデジタル変調信号受信装置において、前記伝送路の状態に基づく前記受信信号の歪みを除去可能な自動等化器と、該自動等化器の出力信号を２値信号に識別変換する識別変換手段と、前記自動等化器の出力信号と前記識別変換手段の出力信号との差を数値化する数値化手段と、該数値化手段の出力信号に基づいて前記復調デジタル信号の復調限界に対する復調余裕度を算出する復調余裕度算出手段と、該復調余裕度算出手段で算出した復調余裕度を報知する報知手段を備えたことを特徴とするデジタル変調信号受信装置である。
【００１３】
本発明は、上記記載において、前記復調余裕度算出手段は、算出した復調余裕度を複数段階で出力し、前記報知手段は、前記復調余裕度算出手段の出力信号を表示する表示装置を備えたことを特徴とするデジタル変調信号受信装置である。
【００１４】
本発明は、上記記載において、前記自動等化器は、判定帰還型自動等化器であり、該判定帰還型自動等化器におけるフィードバックフィルタのタップ調整係数値の総和値を算出する総和値算出手段を備え、前記復調余裕度算出手段は、前記数値化手段の出力信号に、前記総和値算出手段で算出した結果を加味して前記復調余裕度を算出することを特徴とするデジタル変調信号受信装置である。
【００１５】
本発明は、上記記載において、前記自動等化器は、判定帰還型自動等化器であり、該判定帰還型自動等化器におけるフィードバックフィルタのタップ調整係数値の総和値およびフィードフォワードフィルタのメインタップ以外のタップ調整係数総和値の和を算出する総和値算出手段を備え、前記復調余裕度算出手段は、前記数値化手段の出力信号に、前記総和値算出手段で算出した結果を加味して前記復調余裕度を算出することを特徴とするデジタル変調信号受信装置である。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図により本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１７】
図１は本発明を適用したデジタル変調信号受信装置の実施の形態を示すブロック図である。図１に示すデジタル変調信号受信装置は、たとえばテレビジョン放送のために不特定の位置から特定の位置にある放送局までデジタル伝送により映像や音声を無線伝送するときに使用されるＦＰＵ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｉｃｋ−ｕｐ　Ｕｎｉｔ）の受信部に適用される。
【００１８】
受信アンテナ１に入来するＲＦ信号２は、デジタル信号がデジタル変調方式によって変調され伝送路を介して送信された信号であり、周波数変換器３により予め設定された中間周波数ＩＦ信号に変換される。この後、このＩＦ信号を所定のデジタル復調方式に従って復調し、復調デジタル信号を得る。
【００１９】
以下に、このデジタル復調プロセスについて説明する。
【００２０】
受信された搬送波周波数ｆのＩＦ信号（変調波信号）はアナログＢＰＦ（帯域ろ波器）４に入力され、ここで帯域制限された上でＡＧＣ（自動利得制御回路）５により、受信レベルの状態に係わらず、一定の信号レベルに保たれ、Ａ／Ｄコンバータ（アナログーデジタル変換器）６に供給され、信号がデジタル化される。
【００２１】
このＡ／Ｄコンバータ６から出力されるデジタル化された信号は、受信電力計算部７と乗算器８Ａ、８Ｂに供給される。受信電力計算部４では、信号の受信レベルが計算され、その結果がＡＧＣ５の利得制御入力にフィードバックされる。このことによって、前記した一定の信号レベル制御が行われている。
【００２２】
一方、乗算器８Ａ、８Ｂでは、Ａ／Ｄコンバータ６から出力されたデジタル信号が搬送波信号とを乗算することによって、直交復調が行われ、同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）が取り出される。直交復調に必要な搬送波信号は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）からなる正弦波発生器１０によって発生し、この正弦波発生器１０の出力が乗算器８Ａには直接供給され、乗算器８Ｂには位相シフト器９を介してπ／２位相信号をシフトしてから供給される。
【００２３】
正弦波発生器１０は周波数ｆの余弦波信号ｃｏｓ（ωｔ）を発生し、位相シフト器９からは、正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）が出力される。
【００２４】
乗算器８Ａ、８Ｂからは同相信号（Ｉ成分）と直交信号（Ｑ成分）が出力され、それぞれロールオフフィルタ（ＲＯＦ）１１Ａ、１１Ｂに入力される。ロールオフフィルタ１１Ａ、１１Ｂで波形整形された出力信号Ｉｒ、Ｑｒが取り出され、自動等化器１２に供給される。
【００２５】
この自動等化器１２で等化された出力信号Ｉａ、Ｑａが識別変換器１３に入力され、この識別変換器１３で、送信側で送った送信点を識別し、その識別結果であるデータ信号Ｉｄ、Ｑｄが出力され、Ｐ／Ｓ変換器（並列ー直列変換器）１４に供給される。
【００２６】
Ｐ／Ｓ変換器１４では、このデータ信号Ｉｄ、Ｑｄから、送信側で割り当てた２値デジタル信号列に変換され、復調デジタル信号を得ることができる。
【００２７】
自動等化器１２の出力信号Ｉａ、Ｑａと、識別変換器１３の出力信号であるＩｄ、Ｑｄを加算器１５Ａ、１５Ｂに入力し、両者の差として得られる等化誤差Ｅ（Ｅｉ、Ｅｑ）をタップ更新器１６に入力する。タップ更新器１６では、前記等化誤差Ｅが最小となるように、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズム等の計算によって自動等化器１２の等化特性が制御されるようになっている。
【００２８】
ここで自動等化器１２は複素数演算を行う構成によるものが一般的であり、その一例を図３によって説明する。図３に示した自動等化器は、線形自動等化器と呼ばれるものであり、４つのトランスバーサルフィルタ３０と２つの加算器３１から構成される。入力と出力の関係は、次の通りである。
【００２９】
各トランスバーサルフィルタ３０の伝達特性をＣｉ、Ｃｑとし、入力信号を同相成分をＩｒ、直交成分をＱｒと表すと、複素数表現した入力信号（Ｉｒ＋ｊ・Ｑｒ）と伝達関数Ｃｉ、Ｃｑの関係は次の通り表せる。
（Ｉｒ＋ｊ・Ｑｒ）・（Ｃｉ＋ｊ・Ｃｑ）＝（Ｉｒ・Ｃｉ−Ｑｒ・Ｃｑ）＋ｊ（Ｉｒ・Ｃｑ＋Ｑｒ・Ｃｉ）
よって出力信号Ｉａ、Ｑａは、次のように表せる。
Ｉａ＝Ｉｒ・Ｃｉ−Ｑｒ・Ｃｑ
Ｑａ＝Ｉｒ・Ｃｑ＋Ｑｒ・Ｃｉ
したがって、伝達特性Ｃｉ、Ｃｑを変えることによって、入力信号Ｉｒ、Ｑｒに対する出力信号Ｉａ、Ｑａを変化させること、すなわち等化特性を変えることができる。前述の式を図３の構成にて実現している。
【００３０】
また、図３に示した線形自動等化器のトランスバーサルフィルタ３０は、すべて同一の構成で、図４に示すように（ｎ−１）個の直列接続された遅延素子３２とｎ個の乗算器３３およびｎ個の入力を持つ総和器（加算器）３４で構成される。ここで、このトランスバーサルフィルタ３０の伝達特性Ｃｉ、Ｃｑは、各乗算器３３に入力される乗算係数Ｃ１〜Ｃｎによって決定される。これらの乗算係数はタップ係数と呼ばれるものであり、自動等化器はこれらのタップ係数の更新によって等化特性が設定されることになる。
【００３１】
トランスバーサルフィルタ３０の入力信号Ｉｒ、Ｑｒは、遅延素子３２で順次所定の時間づつ遅延され、またそれぞれの遅延素子３２の出力が乗算器３３に入力され、乗算器３３によって所定のタップ係数Ｃ１〜Ｃｎを乗じ、乗算器３３の出力信号を総和器３４によりすべて加算することによって出力される。
【００３２】
タップ係数Ｃ１〜Ｃｎは、以下の式に従って、等化誤差Ｅに応じて更新され、必要な等化がなされた出力信号Ｉａ、Ｑａが得られることとなる。
Ｃｎ（Ｔ＋１）＝Ｃｎ（Ｔ）−ｇ・Ｘ＊・Ｅ
ここで、Ｘ＊＝Ｉｒ−ｊ・Ｑｒ
Ｅ＝Ｅｉ＋ｊ・Ｅｑ＝（Ｉａ−Ｉｄ）＋ｊ（Ｑａ−Ｑｄ）
ただし、ｇ：定数（スカラ量）
Ｃｎ（Ｔ）：時刻Ｔにおけるタップ係数Ｃ１〜Ｃｎ
Ｃｎ（Ｔ＋１）：時刻Ｔ＋１におけるタップ係数Ｃ１〜Ｃｎ
これまで線形自動等化器について説明してきたが、無線回線上で発生するマルチパスに対してこの線形自動等化器は、マルチパスの２波モデルにおいて先行波のレベルが遅延波のレベルより大きい、所謂最小位相系（Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｐｈａｓｅ）の場合には等化が可能であるが、先行波レベルが遅延波レベルよりも小さい、所謂非最小位相系（Ｎｏｎ　Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｐｈａｓｅ）の場合には、等化ができない欠点がある。
【００３３】
これを救済するため、図５に示す判定帰還型自動等化器が採用されている。この判定帰還型自動等化器は、前述の図３および図４の線形自動等化器から構成されるフィードフォワードフィルタ（Ｆｅｅｄ−Ｆｏｒｗａｒｄ　Ｆｉｌｔｅｒ）１２Ａと、識別変換器１３の出力信号Ｉｄ、Ｑｄを入力信号とした同じく図３および図４の構成からなるフィードバックフィルタ１２Ｂを組み合わせ、加算器３５によってフィードフォワードフィルタ１２Ａの出力信号とフィードバックフィルタ１２Ｂの出力信号の差を求め、加算器３５の出力信号を識別変換器１３に入力する構成である。なお、自動等化器の等化特性およびタップ更新に関する動作は、前述の線形自動等化器と同様の考え方で行われている。
【００３４】
これまでの説明は、図２に示す従来の技術によるデジタル変調信号受信装置の構成も全く同様である。
【００３５】
本発明においては、上記の構成に加えて、図１に示す、等化誤差値を求める加算器１５Ａ、１５Ｂの出力信号を二乗演算を行うための乗算器１７Ａ、１７Ｂと、この乗算器の各々の出力を加算する加算器１８と、加算器１８の出力信号をある一定時間の移動平均を求めるための平均化回路１９を介してＣ／Ｎ換算テーブル２０に入力する。ここで、Ｃ／Ｎ換算テーブル２０は、デジタル信号受信装置のＣ／Ｎと等化誤差Ｅの関係から導きだすことができる。
【００３６】
前記の機能は、自動等化器１２の入力信号に対して、自動等化器１２の出力信号が等化しきれていない量の評価値を算出するものである。ここでは、この評価値を電力値として捉え、以下の通り、同相成分の誤差Ｅｉと直交成分の誤差Ｅｑの二乗和をとることによって、等化誤差を電力値に変換したＥｐを得る。
Ｅｐ＝Ｅｉ２＋Ｅｑ２
このＥｐを時間的に平均化するために、平均化回路１９を使って平均化し、この平均化された等化誤差電力値に従い、Ｃ／Ｎ換算テーブル２０を用いて、現在のデジタル信号受信Ｃ／Ｎ状態を算出する。この結果を比較器２５により、所定のデジタル復調方式における限界Ｃ／Ｎ値や評価基準Ｃ／Ｎ値などの比較値と比較することによって復調余裕度を求めることができる。この比較は受信信号の歪みが特に受信信号の相関性の少ない歪みの場合に有効である。
【００３７】
さらに本発明においては、タップ更新器１６から出力され、前述の通り自動等化器１２の等化特性を制御する複素数表現のタップ係数値Ｃｉ１〜Ｃｉｎ、Ｃｑ１〜Ｃｑｎの夫々の二乗値を求める乗算器２１Ａ、２１Ｂと乗算器２１Ａ、２１Ｂの出力信号の総和を求める加算器２２で構成されるタップ係数の総和値算出回路を構成する。すなわち、次の式による値を求める。
Σ　（Ｃｉｊ）２　＋　Σ　（Ｃｑｊ）２
但し、ｊ＝１〜ｎ
ここで、上記の計算は、線形自動等化器を用いている場合には、メインタップ以外のタップ係数の二乗総和値を求め、判定帰還型自動等化器を用いている場合には、フィードバックフィルタ１２Ｂの全てのタップ係数の総和を求め、フィードフォワードフィルタ１２Ａでは、メインタップ以外のタップ係数の総和を求める構成としている。
【００３８】
上記によって算出されたタップ係数総和値に、係数αを乗ずる乗算器２３を介し、その乗算器２３の出力信号と、Ｃ／Ｎ換算テーブル２０の出力信号である前述の自動等化器１２の等化誤差Ｅを基に算出したデジタル信号受信Ｃ／Ｎ状態値とを加算器２４で加え、この結果を比較器２５により、所定のデジタル復調方式における限界Ｃ／Ｎ値や評価基準Ｃ／Ｎ値などの比較値と比較することによって、復調余裕度を求めることができる。この比較は受信信号の歪みが特に受信信号の相関性の高い場合に有効である。
【００３９】
前述によって求められた復調余裕度は、これまでの処理が全てデジタル信号処理にて行われているため、デジタル信号として与えられる。このため、Ｄ／Ａコンバータ２６でアナログ信号に変換し、Ｄ／Ａコンバータ２６から出力されたアナログ信号の高調波成分をＬＰＦ（ローパスフィルタ）２７で除去した後、表示装置２８によって、その値を表示するものである。
【００４０】
なお、表示装置２８は、たとえば可動指針型のメータ（計器）、数字表示型のデジタルメータ（７セグメントＬＥＤ等）　などで、入力された信号の値（復調余裕度）を数値として読み取れる、或いは表示できるものならば形式は問わない。
【００４１】
また、上記比較器２５により、所定のデジタル復調方式における限界Ｃ／Ｎ値や評価基準Ｃ／Ｎ値などの比較値と比較する際、比較値として例えば二つの異なる評価基準Ｃ／Ｎ値を用いることにより、復調余裕度として、三段階の出力を得ることができ、それに対応して表示装置２８として段階的な表示を示すＬＥＤにし、復調余裕度の多いから少ない順に、例えば青、黄、赤のＬＥＤを使用すれば、本装置の運用者に感覚的な復調余裕度を伝えることができる。
【００４２】
【発明の効果】
本発明によれば、デジタル変調信号受信装置において、復調デジタル信号の復調限界に対する復調余裕度を知ることによって、現在の受信状態が、復調限界に対してどれだけのマージン（余裕）を持っているかを認識することができ、この復調余裕度が最大となるようにアンテナの位置や方向を調整することで、高品質な受信信号を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるデジタル変調信号受信装置の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】従来の技術によるデジタル変調信号受信装置を示すブロック図である。
【図３】線形自動等化器の一例を示すブロック図である。
【図４】自動等化器の構成要素となるトランスバーサルフィルタの一例を示すブロック図である。
【図５】判定帰還型自動等化器の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１：受信アンテナ、２：ＲＦ信号、３：周波数変換器、４：アナログＢＰＦ（帯域ろ波器）、５：ＡＧＣ（自動利得制御回路）、６：Ａ／Ｄコンバータ（アナログ−デジタル変換器）、７：受信電力計算部、８Ａ、８Ｂ：乗算器、９：位相シフト器、１０：正弦波発生器、１１Ａ、１１Ｂ：ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）、１２：自動等化器、１２Ａ：フィードフォワードフィルタ、１２Ｂ：フィードバックフィルタ、１３：識別変換器、１４：Ｐ／Ｓ変換器（並列／直列変換器）、１５Ａ、１５Ｂ：加算器、１６：タップ更新器、１７Ａ、１７Ｂ：乗算器、１８：加算器、１９：平均化回路、２０：Ｃ／Ｎ換算テーブル、２１Ａ、２１Ｂ：乗算器、２２：加算器、２３：乗算器、２４：加算器、２５：比較器、２６：Ｄ／Ａコンバータ、２７：ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、２８：表示装置、３０：トランスバーサルフィルタ、３１：加算器、３２：遅延素子、３３：乗算器、３４：総和器、３５：加算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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