(57)【要約】【課題】エコー信号のバンド端での残留エコー量を押さえることにより、エコーキャンセル性能を改善し、高速モデムの受信性能を向上させる。【解決手段】変調器１１からＤＡＣ１２を経由してハイブリッド回路１３で４線２線変換するとともに、送信信号が受信経路に回り込むことにより発生するエコーを除去するためのエコーキャンセラであって、擬似エコー信号を適応的に推定する適応型フィルタ１７に加え、適応フィルタの参照信号入力にバンドエッジ・ブースト・フィルタ１９を設ける。フィルタ１９をＦＩＲフィルタ型にしたり、ＦＩＲ型フィルタの１／２タップと同じ遅延時間を送信側に設けることもできる。また、送信回路にＢＰＦまたは遅延項２０を挿入する。ＢＰＦの特性設計では、送信帯域を確保し、バンド端で帯域を制限するようなフィルタ設計を行う。【選択図】　　　　図２
2004146921.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号を参照信号とし、該参照信号と受信経路に回り込んだエコー信号から擬似エコー信号を適応的に推定し、該擬似エコー信号を位相反転して受信信号に加えて、エコーを除去する適応フィルタを有する全二重データ通信装置において、
前記適応フィルタに入力する参照信号に対して、信号帯域のバンド端付近を昇圧するような周波数特性を有するバンドエッジ・ブースト・フィルタを設け、
該バンドエッジ・ブースト・フィルタの出力信号を該適応フィルタへの参照信号とすることを特徴とするデータ通信装置。
【請求項２】
請求項１記載のデータ通信装置において、
前記バンドエッジ・ブースト・フィルタは、ＦＩＲ型フィルタで構成されることを特徴とするデータ通信装置。
【請求項３】
送信信号を参照信号とし、該参照信号と受信経路に回り込んだエコー信号から擬似エコー信号を適応的に推定し、該擬似エコー信号を位相反転して受信信号に加えて、エコーを除去する適応フィルタを有する全二重データ通信装置において、
前記適応フィルタに入力する参照信号に対して、信号帯域のバンド端付近を昇圧するような周波数特性を有するＦＩＲ型のバンドエッジ・ブースト・フィルタと、
該参照信号に対して処理するＦＩＲ型のバンドエッジ・ブースト・フィルタの１／２タップ数の遅延時間と同じ時間で送信信号を遅延させる送信遅延手段と
を備えたことを特徴とするデータ通信装置。
【請求項４】
送信信号を参照信号とし、該参照信号と受信経路に回り込んだエコー信号から擬似エコー信号を適応的に推定し、該擬似エコー信号を位相反転して受信信号に加えて、エコーを除去する適応フィルタを有する全二重データ通信装置において、
前記適応フィルタに入力する参照信号に対して、信号帯域のバンド端付近を昇圧するような周波数特性を有するＦＩＲ型のバンドエッジ・ブースト・フィルタと、
該参照信号に対して処理するＦＩＲ型のバンドエッジ・ブースト・フィルタと同じタップ数を持ち、送信信号帯域のバンド端にカットオフ周波数を設定した帯域通過フィルタ特性を持つＦＩＲ型帯域通過フィルタと
を備えたことを特徴とするデータ通信装置。
【請求項５】
請求項４記載のデータ通信装置において、
前記バンドエッジ・ブースト・フィルタのバンド端昇圧周波数帯域を、送信データのシンボルレートに応じた使用信号帯域毎に合わせるため、該帯域に対応する該バンドエッジ・ブースト・フィルタのフィルタ係数を保持し、使用する信号帯域毎に、ＦＩＲ型バンドエッジ・ブースト・フィルタの係数を切り替える手段を備えたことを特徴とするデータ通信装置。
【請求項６】
請求項４または５記載のデータ通信装置において、
前記送信信号に施す帯域通過フィルタの係数を、送信データのシンボルレートに応じた使用信号帯域毎に、バンド端周波数特性に合わせるため、該帯域に対応する該帯域通過フィルタのフィルタ係数を保持し、使用する信号帯域毎に、ＦＩＲ型帯域通過フィルタの係数を切り替える手段を備えたことを特徴とするデータ通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、エコーキャンセラ技術を用いて全二重データ通信を行う高速モデム等のデータ通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
パケット交換網やＩＳＤＮのデータ通信網に対し、利用者はコンピュータや端末などを接続し、データ通信網を介して複数の相手と通信を行うことが可能である。電話、電信、パケット交換（データ用）、回線交換（データ用）の４種類に分けられる。交換機を通すデータ接続では、モデム等のデータ通信装置が一対の電話線路等の『加入回線』を介して一般加入電話網（ＰＳＴＮ）の電話局に結合する。
このようなデータ通信における端末インタフェースには、モデム・インタフェースと呼ばれるアナログ・データ伝送用のＶシリーズ・インタフェースがある（ＩＴＵ−Ｔ勧告（国際電気通信連合−電気通信標準化部門））。
【０００３】
図１０は、従来におけるデータ通信装置（モデム）の構成例を示す図である。送信信号は、送信回路変調器１１、ディジタル・アナログ変換器１２を経由してハイブリッド回路（２線４線変換回路）１３で４線２線変換された後に加入回線２１に送出される。また、受信信号は、加入回線２１からハイブリッド回路１３に入力し、２線４線変換された後、アナログ・ディジタル変換器１４、エコーキャンセル部１５、受信回路復調器１６を経由して受信機に送られる。エコーキャンセル部１５は、適応フィルタ１７と加算回路１８から構成される。
【０００４】
２線式の一般公衆回線で全二重通信を行う場合には、図１０に示すように、送信信号がハイブリッド回路１３で受信パスに回り込み（破線矢印）、エコーとして受信信号に混入される（近端エコー）。なお、加入者回線２１の先の交換局が収容している加入者回線で生じるエコー（遠端エコー）もある。これらのエコーは、受信器にとってはノイズであり、受信性能に大きな影響を与える。
低ビットレートでのデータ通信装置では、送信・受信の信号帯域を分離することでエコー信号の影響を受けない全二重通信が可能であるが、高ビットレートの高速モデムは広帯域を使用するので、帯域を分離することができない。そのため、図１１に示すように、適応フィルタ１７を用いたエコーキャンセル技術を使用して、全二重通信を実現している。ＩＴＵ−Ｖ．３４やＶ．９０がその場合に相当する。
【０００５】
図１１および図１２は、従来のデータ通信システムの回線接続の概念図である。図１１では、両モデム１０，４０がアナログモデムの場合であり、図１２では、片側のモデム６０はディジタル回線に接続されたディジタルモデムの場合である。
図１１では、Ｖ．３４などのアナログモデム規格で接続され、近端エコーと遠端エコーの両方が存在する。すなわち、Ｖ．３４モデム１０から加入者回線２１を経由して交換局２０Ａ、一般加入電話網（ＰＳＴＮ）３０、交換局２０Ｂから加入者回線２１を経由して相手側の遠端モデム（Ｖ．３４）４０に接続されている。
一方、図１２の場合には、Ｖ．９０での接続となり、近端エコーのみが存在する。すなわち、Ｖ．９０モデム５０から加入者回線（アナログ）２１を経由して交換局２０Ａ、一般加入電話網（ＰＳＴＮ）３０から更にディジタル回線３１を経由して相手側のセントラル・サイトのモデム（ディジタル）６０と接続されている。ディジタル回線３１との接続では、エコーは生じないので、加入者回線２１との間のエコー、すなわち近端エコーのみが存在することになる。
【０００６】
一般に知られるように、エコーキャンセラ技術は、送信信号（参照信号）と回り込んだエコー信号から適応的に擬似エコー信号を学習し、学習したエコーパス応答特性を用いて、受信信号から受信信号に含まれたエコー成分のみを除去する。
通常、エコーキャンセラの適応処理機能は、主にトランスバーサル・フィルタと、そのフィルタ係数を逐次更新する係数修正部からなり、トランスバーサル・フィルタのフィルタ係数の推定手法、すなわち係数更新手法としては、一般に、安定性と収束性の点で優れ演算的にも比較的単純な学習同定法が用いられる。
【０００７】
また、ＩＴＵ−Ｖ．３４やＶ．９０のようなエコーキャンセル技術を用いた通信プロトコルでは、その接続トレーニングシーケンスの中に、エコーキャンセルの学習区間が規定されている。その区間では、半二重通信を行い、エコーキャンセラの適応処理であるフィルタ係数の学習を行うよう勧告化されている。学習後は、送信信号のエコーが除去できるので、全二重通信が可能となる。
しかしながら、エコーキャンセラでエコーを除去しきれなかった場合、『残留エコー成分』として、そのまま受信信号に残り、それはノイズとして受信性能を落とすことになる（ここでは、いずれの回線雑音も残余エコーより小さいものと想定している）。
近年は、一般公衆回線の性能が上り、減衰やノイズ等が減少する一方、通信速度の高速化により、この僅かなエラーが性能面でのボトルネックとなる。特に、Ｖ．９０のような高速モデムはエコーキャンセラの処理性能が受信性能に大きく影響する。
【０００８】
エコーキャンセラの性能が劣化する原因としては、以下のものが挙げられる。１）適応フィルタの演算精度によるエコー抑圧量の限界値
２）ノイズによる適応限界
３）接続シーケンスにおける短時間での学習限界
４）フィルタＴＡＰ長制限による周波数分解能の制限
５）ハイブリッド回路でのインピーダンスミスマッチでエコー量増大・エコースペクトルの有色性
６）バンド端での演算精度の問題
上記の課題に対しては、従来より様々な手法が提案されている。
【０００９】
例えば、特開２００２−２３２３２９号公報に記載の技術では、上記４）の課題に対して、低域周波数帯用のエコーキャンセルを提案し、通常のエコーキャンセラに低域用エコーキャンセラを併用することで、性能改善を実現している。
すなわち、通常のＦＩＲフィルタ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｎｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）に加えて、ＬＰＦ（Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）とＦＩＲの各フィルタを併用する。ＬＰＦをＩＩＲを用いて構成することで、大きいパルスから順次小さなパルスに配列されたスペクトラムのフィルタを形成し、これをＦＩＲにより波形整形し、ゲインや位相を合わせて加算することで、伝達関数をよりよく近似させることができる。
【００１０】
また、上記５）に関しては、通常、回線インピーダンスを６００Ωで設計すべきところを、実際の回線インピーダンスに合わせて設計することで、インピーダンスミスマッチを少なくし、エコー量を押さえる手法が一般的に行われる。
また、上記６）に関しては、例えば特開平８−２３７１７６号公報の技術でその改善手法が考えられている。これは、送信側と受信側の双方にプリエンファシスフィルタを設け、特にモデムの受信器部分はエコーキャンセルを行う前に、受信信号上にプリエンファシスフィルタで受信信号を処理する。
これによれば、回線の周波数特性により、一般的に高域が減衰するため、高域側のバンド端で十分な演算精度が得られない。そのために、送信側と同じ高域通過フィルタ（ＨＰＦ）を受信部に設けて、バンド端でのエコー成分除去性能を改善している。
【００１１】
しかしながら、上記公報による手法は、遠端エコーに関する解決策であって、近端エコーに関しては言及していない。実際、上記５）で述べたように、ハイブリッド回路でのインピーダンスミスマッチにより、近端エコーの増大・エコースペクトルの有色性という問題が発生し、近端エコーキャンセラでもバンド端での演算精度が問題となる。
バンド端での演算精度の問題は、エコーが減衰する場合にのみ発生するのではなく、信号帯域中のエコーレベルとバンド端でのエコーレベルの差が大きい時にも生じ、エコーキャンセルが有効にエコーを除去しない結果となる。
【００１２】
【特許文献１】
特開２００２−２３２３２９号公報
【特許文献２】
特開平８−２３７１７６号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来のエコーキャンセルの技術では、有効にエコーを除去することができなかった。
図１３は、従来における送信信号の周波数特性を示す図であり、図１４はそのエコー信号の周波数特性図であり、図１６はエコーキャンセル学習終了時の残留エコー信号の周波数特性図である。
図１３の送信信号に対して、図１４のエコー信号がハイブリッド回路を介して回り込むことにより受信信号に混入する。適応的なフィルタを用いて受信信号の中からエコー成分のみを除去する処理が行われるが、エコーキャンセル学習が終了した時点での残留エコー信号の周波数特性は図１６に示すようになる。
このように、バンド端での残留エコー成分は、Ｖ．９０での使用受信帯域にノイズとして存在してしまうため、受信性能の妨げとなる。
【００１４】
例えば、Ｖ．３４モデムでの送信信号と受信信号が同一の信号帯域を使用する場合には、両方に同じ帯域制限フィルタを設けることで、ある程度性能の改善を行うことができる。しかし、Ｖ．９０モデムのように送信信号の信号帯域と受信信号の信号帯域とが異なる場合には、その手法を使用することができない。特に、Ｖ．９０モデムは受信信号に０〜４ｋＨｚまでのほぼ全帯域を使用するので、受信部にエコーキャンセルのための帯域制限（送信信号帯域で制限）フィルタを設けることができない。
また、Ｖ．９０での使用帯域幅が４ｋＨｚ付近まであることから、性能向上の目的で１６ｋＨｚサンプリングで処理し、処理帯域幅を広くする場合があるが、その場合には、さらに送信側との使用帯域幅の違いにより、バンド端でのエコーキャンセル性能の劣化が顕著に現れるため、これが受信性能の妨げとなる。
【００１５】
近端エコー量を押さえるために、送信レベルを低くすることで対応することも考えられるが、その場合、送信側の送信データレートを犠牲にすることになる。
また、バンド端での演算精度を補うために学習時間を長くすることも考えられるが、データモデムの接続シーケンス中のエコーキャンセル学習時間は短時間であり、その時間の中で学習を終了しなくてはならないため、解決策にはならない。
【００１６】
そこで、本発明の目的は、このような従来の課題を解決し、送信信号の回り込みエコー信号を除去するエコーキャンセルにおいて、エコー信号のバンド端での残留エコー量を押えることで、エコーキャンセル性能を改善し、高速モデムの受信性能を向上させることが可能なデータ通信装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明のデータ通信装置は、送信信号が受信経路に回り込むことにより発生するエコーを除去するためのエコーキャンセラであって、通常構成の送信信号と受信したエコー信号を利用して擬似エコー信号を適応的に推定する適応型フィルタに加え、適応フィルタの参照信号入力にバンドエッジ・ブースト・フィルタを設けることを特徴としている（図１、請求項１に対応）。
これにより、送信側信号にも、受信側信号にもフィルタ処理が挿入されないため、送信データレート・受信データレートに影響を与えずに、バンド端でのエコーキャンセラの演算精度を上げることが可能となり、バンド端での残留エコー成分を押さえることができ、受信性能が改善される。
【００１８】
また、適応フィルタの参照信号側に挿入するフィルタを、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｎｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ型のフィルタで構成することを特徴としている（請求項２に対応）。
これにより、エコーキャンセラの性能を劣化させないようにすることができる。
また、適応フィルタの参照信号側に挿入したＦＩＲ型フィルタの１／２タップと同じ遅延時間を送信側に設けることを特徴としている（請求項３に対応）。
これにより、参照側と同じ遅延が生じることになり、適応フィルタで学習されるエコーパスのインパルス応答に遅延を生じさせないで、適応フィルタのタップ長を有効に使用することが可能になる。
【００１９】
また、適応フィルタの参照信号に挿入したＦＩＲフィルタと同じタップ数のＦＩＲ型帯域制限フィルタを送信側に挿入することを特徴としている（請求項４に対応）。これにより、請求項２に対応する処理に抑圧し切れないバンド端での残留エコーをさらに押さえる効果がある。
また、送信データのシンボルレートに応じてＦＩＲ型バンドエッジ・ブースト・フィルタの係数を切り替えることを特徴としている（請求項５に対応）。
これにより、送信データのシンボルレートに応じた使用信号帯域毎に、バンドエッジ・ブースト・フィルタのバンド端昇圧周波帯域を合わせることができ、適切にバンド端でのエコー成分を除去することができる。
また、送信データのシンボルレートに応じて送信信号に挿入されるＦＩＲ型帯域制限フィルタの係数を切り替えることを特徴としている（請求項６に対応）。
これにより、送信データのシンボルレートに応じた使用信号帯域毎に、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）の係数を切り替えることができ、適切にバンド端でのエコー成分を除去することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面により説明する。
（実施形態１）
図１は、本発明の実施形態１を示すデータ通信装置のブロック構成図（請求項１に対応）である。
図１では、通常のエコーキャンセラの構成に対して、参照信号にバンドエッジ・ブースト・フィルタ１９を設けることにより、バンドエッジ・ブースト処理を行う。すなわち、通常構成の送信信号と受信したエコー信号を利用して擬似エコー信号を適応的に推定する適応型フィルタ１７に加え、適応フィルタ１７の参照信号入力にバンドエッジ・ブースト・フィルタ１９を設ける。
送信信号には何も処理を加えないため、送信データ通信に何も影響を与えることはない。すなわち、送信側信号にも、また受信側信号にも、フィルタ処理が挿入されないので、送信データレート・受信データレートに影響を与えずに、バンド端でのエコーキャンセラの演算精度を上げることができ、バンド端での残留エコー成分を押さえることができるので、受信性能が改善される。
【００２１】
図４は、前述の図１３の送信信号（参照信号）にバンドエッジ・ブースト・フィルタ処理を行った出力信号の周波数特性を示す図である。図１６はバンドエッジ・ブースト・フィルタ１９の周波数特性を示す図である。
バンドエッジ・ブースト・フィルタ１９の周波数特性は、図１３に示す送信信号の周波数特性から図１６に示すようにバンド端の周波数帯を昇圧するような特性を有している。このときのバンドエッジ・ブースト・フィルタ処理後の参照信号の周波数特性は、図４に示すような特性となり、バンド端で昇圧されていることがわかる。
バンドエッジ・ブースト処理後の参照信号と、前述の図１４に示す近端エコー信号から、エコーキャンセルの学習により、図８に示すような残留エコー特性となる。
【００２２】
次に、実施形態１の変形例を説明する（請求項２に対応）。
図１に示すデータ通信装置において、適応フィルタ１７の参照信号側に挿入するフィルタ１９を、ＦＩＲフィルタ型のフィルタで構成する。
ＦＩＲフィルタは、帰還がなく、出力が入力側に戻されることのないフィルタ、つまり非再帰型フィルタであって、入力側に遅延回路があるものと、出力側に遅延回路があるものとに分けられる。また、このフィルタのインパルス応答は、継続時間が有限であることから、有限インパルス応答型フィルタと呼ばれる。
バンドエッジ・ブースト・フィルタ１９をＦＩＲフィルタで構成することにより、直線位相フィルタを使用するので、エコーキャンセラの性能を劣化さないようにすることができる。
【００２３】
（実施形態２）
図２は、本発明の実施形態２を示すデータ通信装置のブロック構成図（請求項３、４に対応）である。
本実施形態２は、図１の構成に加えて、送信信号回路にＢＰＦまたはデイレイ回路２０を設けたものである。すなわち、図１のデータ通信装置において、適応フィルタの参照信号側に挿入したＦＩＲ型フィルタの１／２タップと同じ遅延時間を送信側に生じさせるものである。これにより、参照側と同じ遅延が生じることとなるため、適応フィルタ１７で学習されるエコーパスのインパルス応答に遅延を生じさせないで、適応フィルタ１７のタップ長を有効に使用することができる。
【００２４】
図２に示すデータ通信装置（モデム）は、送信変調器（Ｔｘ）１１、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）１２、ハイブリッド回路１３、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１４、エコーキャンセル部１５および受信復調器（Ｒｘ）１６を備え、さらにバンドエッジ・ブースト・フィルタ１９および帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）または遅延項（Ｄｅｌａｙ）２０を備えている。
モデムが、ＩＴＵ−Ｔ（国際電気通信連合−電気通信標準化部門）標準Ｖ．３４、Ｖ．９０等を備える高速モデムを想定し、実施例としてＶ．９０の場合を考える。また、本実施形態においては、遠端エコーキャンセラも近端エコーキャンセラも、全く同様な扱いが可能であるため、ここでは両方の説明を省略し、Ｖ．９０を想定した近端エコーのみの場合を考える。
【００２５】
次に、実施形態２の別の実施例（請求項４に対応）を説明する。請求項４の発明は、図１の構成（請求項２に対応）に対して、図２に示すように、適応フィルタ１７の参照信号に挿入したＦＩＲフィルタ１９と同じタップ数のＦＩＲ型帯域制限フィルタ２０を送信側に挿入する。
これは、上記請求項３の発明における遅延項の代わりに用いるもので、請求項２の発明では抑圧し切れないバンド端での残留エコーをさらに押さえる効果がある。
しかし、帯域制限フィルタ２０を送信側に挿入することで、送信データレートに影響を与える可能性がある。従って、帯域制限フィルタ２０の特性設計には送信レートに影響を与えないように、送信帯域をできるだけ確保し、バンド端で帯域を制限するようなフィルタ特性を設計する必要がある。
【００２６】
（実施形態２の他の実施例）
次に、実施形態２のさらに別の実施例（請求項５に対応）を説明する。
請求項５の発明は、請求項２の発明（図２）において、送信データのシンボルレートに応じてＦＩＲ型バンドエッジ・ブースト・フィルタ１９の係数を切り替えるものである。
Ｖ．３４、Ｖ．９０の接続シーケンスは、Ｐｈａｓｅ１〜Ｐｈａｓｅ４で構成された手順で接続を行う。このとき、エコーキャンセルの学習を行うフェーズの前に、互いに送信シンボルレートを決定するためのフェーズが存在する。この勧告手順に従うと、エコーキャンセルの学習が開始される時点で、送信シンボルレートが決定されているため、決定された送信シンボルレートに応じた信号帯域のバンド端をブーストする係数に切り替えを行う。例えば、シンボルレートに応じた信号帯域毎に部分フィルタを複数備えて、これらの１つを選択切り替えるようにしてもよい。
これにより、送信データのシンボルレートに応じた使用信号帯域毎に、バンドエッジ・ブーストフィルタ１９のバンド端昇圧周波数帯を合わせることができ、適切にバンド端でのエコー成分を除去することが可能になる。
図３は、異なる２つの送信シンボルレートの場合の信号周波数を示す図である。これから明らなように、２つの信号は、それぞれ帯域が異なっていることがわかる。
【００２７】
（実施形態２の他の実施例）
次に、実施形態２のさらに別の実施例（請求項６に対応）を説明する。
請求項６の発明は、請求項４と請求項５の発明において、送信データのシンボルレートに応じて送信信号に挿入されるＦＩＲ型帯域制限フィルタ２０の係数を切り替えるものである。例えば、シンボルレートに応じた信号帯域毎に部分的な帯域制限フィルタを複数備えて、これらの１つを選択切り替えるようにしてもよい。
前述のように、エコーキャンセルの学習開始前に予め送信シンボルレートは決定され、送信信号帯域が決定されるので、ＢＰＦ２０の係数をその帯域用の係数に切り替えることで、適切にバンド端でのエコー成分を除去することが可能になる。
【００２８】
（従来との比較）
従来の技術では、図１０に示すように、バンドエッジ・ブースト・フィルタ、帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）または遅延項（Ｄｅｌａｙ）は存在しない。従って、送信変調器１１から送信された信号は、Ｄ／Ａ変換回路１２を通してアナログ信号化され、ハイブリッド回路１３にて４線２線変換した後、一般公衆回線２１に送出される。そして、送信信号は、電話局のハイブリッド回路にて２線４線変換された後、Ａ／Ｄ変換され、相手モデムへ送られていく。この２つのハイブリッド回路において、送信パスから受信パスへの信号の回り込みが発生し、エコーとしてＡ／Ｄ変換回路１４に入ることになる。受信信号は、エコーキャンセル部１５により加算器１８経由で処理され、受信信号から擬似エコー信号を差し引くことによりエコー信号も除去する。
しかしながら、実際には、様々な原因によりエコーを除去できなくなり、残留エコーはノイズとして受信性能に悪影響を与えている。
【００２９】
一般的なエコーキャンセル部１５では、適応的にエコーパスの伝達関数を推定するため、ＦＩＲを用いたエコーキャンセラを構成する。フィルタ係数は、半二重のトレーニング時におけるざん差信号をエラー信号とし、ＬＭＳ（ＬｅａｓｔＭｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ）法などを利用してざん差が小さくなるように更新する。
モデムは、勧告で示された接続シーケンスに従って相手モデムとの接続を確立する。接続の初期シーケンスで相手モデムとの情報交換や、回線の特性を把握し、それぞれの送信シンボルレートを決定する。その後、半二重のエコーキャンセルトレーニングシーケンスでエコーパスの伝達関数を推定する。
実際の信号でエコーキャンセル処理を行った場合の特性は、以下のようになる。すなわち、図１３が送信信号の周波数特性で、図１４が近端エコーの周波数特性で、図１５が従来の方法によるエコーキャンセル学習後の残留エコーの特性を示している。図１５に示すように、従来の方法では、バンド端で十分なエコーキャンセル処理が行われていないことが明らかである。
【００３０】
そこで、本発明においては、図１に示すように、通常のエコーキャンセラの構成に対し、参照信号にバンドエッジ・ブースト処理を行う。この場合、参照信号には何も処理を加えないため、送信データ通信に何等影響を与えることはない。
この時、図２に示すように、送信信号に遅延項を設けた方が良い。遅延だけでは、送信データ通信に何も影響を与えることはない。遅延を設ける理由は、バンドエッジ・ブースト・フィルタ処理によりエコーキャンセルで推定した伝達関数（インパルス応答）に遅延が生じてしまうためであり、推定する伝達関数のタップ長が有限長であるため、タップ長を長くできない場合に、その遅延時間により伝達関数のテール部分が切れてしまうことになる。それにより、エコーキャンセルの学習に悪影響を与える。それを補正するためには、バンドエッジ・ブースト・フィルタ１９の１／２タップ長の遅延項を送信信号に設ければよい。
【００３１】
図４に示すようなバンドエッジ・ブースト処理後の参照信号と、図１４に示す近端エコー信号から、エコーキャンセルの学習により図８に示すような残留エコー特性が得られる。図１６で示した従来方法での残留エコー特性は、図８に示すようにバンド端でのエコーキャンセルが有効に働き、改善されていることがよくわかる。
これは、参照信号のバンド端を昇圧したことで、バンド端周波数付近の演算精度が上がったためである。
しかし、未だ、若干、バンド端での残留エコー成分が確認される。
【００３２】
次に、図２に示すように、送信信号に帯域制限フィルタ処理を施す。送信信号にフィルタ処理を施すと、送信データ通信に影響を与えるため、使用するＢＰＦ２０は十分な送信信号帯域を確保し、バンド端より外の領域で帯域をカットするようなフィルタ特性にする。そして、送信データ通信に影響のないことを確認する必要がある。
図５は、送信信号特性が図１３のような場合のＢＰＦ特性を示す図である。
このとき、帯域制限フィルタ２０のタップ数をバンドエッジ・ブースト・フィルタ１９のタップ数と同じにすることで、送信信号の遅延項は不要になる。
【００３３】
図９は、送信信号に上記のＢＰＦ処理を行った場合のエコーキャンセラ学習後の残留エコー特性を示す図である。
送信信号に上記ＢＰＦ２０を挿入した場合のエコーキャンセラ学習後の残留エコー特性は、図９に示す結果となるため、さらにエコーキャンセル性能が改善されていることがわかる。
これは、回り込んだ送信信号エコーのバンド端での微小信号がエコーキャンセル学習での演算誤差の原因となるためで、ＢＰＦ２０により送信信号からバンド端の微小信号成分を抑圧することで、エコーキャンセルの性能を改善することが可能となるためである。
【００３４】
上述のバンドエッジ・ブースト・フィルタ１９とＢＰＦ２０のフィルタ特性は、送信信号の信号帯域（バンド端）に合わせる必要がある。
この送信信号帯域は、送信シンボルレートにより異なるため、送信シンボルレートに応じて変更することとなる。
Ｖ．３４やＶ．９０の方式では、初期接続シーケンス中に回線状況などから送信シンボルレートを決定する。従って、エコーキャンセラの学習開始時には、送信シンボルレートが決定されているため、そのシンボルレートに対応したフィルタ係数を予め保持しておけば、係数の選択で対応可能となる。
【００３５】
図５および図７は、異なった信号帯域用の送信ＢＰＦの特性を示す図である。
図６よび図１６は、異なった信号帯域用のバンドエッジ・ブースト・フィルタ特性を示す図である。
このように、バンドエッジ・ブースト・フィルタ１９とＢＰＦ２０の特性は、送信信号の信号帯域（バンド端）に合わせることにより、少しずつ異なった特性のものを使用する必要がある。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、送信信号の回り込みエコー信号を除去するエコーキャンセルにおいて、エコー信号のバンド端での残留エコー量を押さえることにより、エコーキャンセル性能を改善し、高速モデムの受信性能を向上させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１を示すデータ通信装置のブロック構成図である。
【図２】本発明の実施形態２を示すデータ通信装置のブロック構成図である。
【図３】本発明における異なる２つの送信シンボルレートの信号周波数特性図である。
【図４】本発明における送信信号にバンドエッジ・ブースト・フィルタ処理を行った出力信号の周波数特性図である。
【図５】本発明における信号帯域用の送信ＢＰＦの周波数特性図である。
【図６】図５とは異なる信号帯域用のバンドエッジ・ブースト・フィルタの周波数特性図である。
【図７】図６とは異なる信号帯域用の送信ＢＰＦの周波数特性図である。
【図８】本発明におけるエコーキャンセルの学習による残留エコーの周波数特性図である。
【図９】本発明におけるＢＰＦ処理を行った場合のエコーキャンセラ学習後の残留エコーの周波数特性図である。
【図１０】従来におけるデータ通信装置（モデム）の一例を示すブロック構成図である。
【図１１】従来における両モデムがアナログモデムの場合の回線接続概念図である。
【図１２】従来における片側はディジタルモデムの場合の回線接続概念図である。
【図１３】従来における送信信号の周波数特性図である。
【図１４】従来における送信信号によるエコー信号の周波数特性図である。
【図１５】従来におけるエコーキャンセル学習終了後の残留エコー信号の周波数特性図である。
【図１６】従来におけるバンドエッジ・ブースト・フィルタの周波数特性図である。
【符号の説明】
１０…データ通信装置（モデム）、１１…送信回路変調器（Ｔｘ）、
１２…Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）、１３…ハイブリッド回路、
１４…Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、１５…エコーキャンセル部、
１６…受信回路復調器（Ｒｘ）、１７…適応フィルタ、１８…加算回路、
１９…バンドエッジ・ブースト・フィルタ、２０…ＢＰＦまたは遅延項、
２１…加入者回線、２０Ａ，Ｂ…交換局、３０…一般加入電話網（ＰＳＴＮ）、
４０…遠端モデム（Ｖ．３４）、５０…モデム（Ｖ．９０）、
６０…セントラルサイトモデム（ディジタル）。
【図１】
2004146921.tif 000003
【図２】
2004146921.tif 000004
【図３】
2004146921.tif 000005
【図４】
2004146921.tif 000006
【図５】
2004146921.tif 000007
【図６】
2004146921.tif 000008
【図７】
2004146921.tif 000009
【図８】
2004146921.tif 000010
【図９】
2004146921.tif 000011
【図１０】
2004146921.tif 000012
【図１１】
2004146921.tif 000013
【図１２】
2004146921.tif 000014
【図１３】
2004146921.tif 000015
【図１４】
2004146921.tif 000016
【図１５】
2004146921.tif 000017
【図１６】
2004146921.tif 000018
【手続補正書】
【提出日】平成14年11月22日(2002.11.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来のエコーキャンセルの技術では、有効にエコーを除去することができなかった。
図１３は、従来における送信信号の周波数特性を示す図であり、図１４はそのエコー信号の周波数特性図であり、図１５はエコーキャンセル学習終了時の残留エコー信号の周波数特性図である。
図１３の送信信号に対して、図１４のエコー信号がハイブリッド回路を介して回り込むことにより受信信号に混入する。適応的なフィルタを用いて受信信号の中からエコー成分のみを除去する処理が行われるが、エコーキャンセル学習が終了した時点での残留エコー信号の周波数特性は図１５に示すようになる。
このように、バンド端での残留エコー成分は、Ｖ．９０での使用受信帯域にノイズとして存在してしまうため、受信性能の妨げとなる。


【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３１】
図４に示すようなバンドエッジ・ブースト処理後の参照信号と、図１４に示す近端エコー信号から、エコーキャンセルの学習により図８に示すような残留エコー特性が得られる。図１５で示した従来方法での残留エコー特性は、図８に示すようにバンド端でのエコーキャンセルが有効に働き、改善されていることがよくわかる。
これは、参照信号のバンド端を昇圧したことで、バンド端周波数付近の演算精度が上がったためである。
しかし、未だ、若干、バンド端での残留エコー成分が確認される。


【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１を示すデータ通信装置のブロック構成図である。
【図２】本発明の実施形態２を示すデータ通信装置のブロック構成図である。
【図３】本発明における異なる２つの送信シンボルレートの信号周波数特性図である。
【図４】本発明における送信信号にバンドエッジ・ブースト・フィルタ処理を行った出力信号の周波数特性図である。
【図５】本発明における信号帯域用の送信ＢＰＦの周波数特性図である。
【図６】図１６とは異なる信号帯域用のバンドエッジ・ブースト・フィルタの周波数特性図である。
【図７】図５とは異なる信号帯域用の送信ＢＰＦの周波数特性図である。
【図８】本発明におけるエコーキャンセルの学習による残留エコーの周波数特性図である。
【図９】本発明におけるＢＰＦ処理を行った場合のエコーキャンセラ学習後の残留エコーの周波数特性図である。
【図１０】従来におけるデータ通信装置（モデム）の一例を示すブロック構成図である。
【図１１】従来における両モデムがアナログモデムの場合の回線接続概念図である。
【図１２】従来における片側はディジタルモデムの場合の回線接続概念図である。
【図１３】従来における送信信号の周波数特性図である。
【図１４】従来における送信信号によるエコー信号の周波数特性図である。
【図１５】従来におけるエコーキャンセル学習終了後の残留エコー信号の周波数特性図である。
【図１６】本発明におけるバンドエッジ・ブースト・フィルタの周波数特性図である。
【符号の説明】
１０…データ通信装置（モデム）、１１…送信回路変調器（Ｔｘ）、
１２…Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）、１３…ハイブリッド回路、
１４…Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、１５…エコーキャンセル部、
１６…受信回路復調器（Ｒｘ）、１７…適応フィルタ、１８…加算回路、
１９…バンドエッジ・ブースト・フィルタ、２０…ＢＰＦまたは遅延項、
２１…加入者回線、２０Ａ，Ｂ…交換局、３０…一般加入電話網（ＰＳＴＮ）、
４０…遠端モデム（Ｖ．３４）、５０…モデム（Ｖ．９０）、
６０…セントラルサイトモデム（ディジタル）。