(57)【要約】【目的】本発明は電極導体による反射係数が大きな基板において、通過帯域特性が平坦な縦２重モード型ＳＡＷフィルタを提供する。【解決手段】縦２重モード型ＳＡＷフィルタにおいて、第１と第２の各々のすだれ状電極領域において、高次固有モード振動変位Ａ０，Ｓ１，Ａ１のほぼ全体を存在させて、かつ前記振動の固有モードが発生する電極上に発生する電極電荷分布関数Ｑ（ｘ）の極性変化点で位相符号が０とπに変化するＢＰＳＫ符号に対応する電極指位相重み付けを形成して、利用する前記弾性表面波の伝搬方向Ｘに定在する単一の固有モード対を選択して、ＩＤＴ１とＩＤＴ２の領域に対応して、対称モード電荷分布（Ｑ（ｘ），−Ｑ（ｘ））および  斜対称モード電荷分布（Ｑ（ｘ），Ｑ（ｘ））を発生させて、さらに制御ＩＤＴ３領域の前記ＰＴＮＧを１．０２〜１．０４の範囲に設定することにより、両者を結合せしめて構成したたことを特徴とする。【選択図】  図１
2004247927.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電体平板上に、弾性表面波を励振する第１のすだれ状電極と、前記第１のすだれ状電極で励振された弾性表面波を受信する第２のすだれ状電極と、前記第１と第２のすだれ状電極の中間に、励起された弾性表面波の振幅を制御する目的で配置した第３のすだれ状電極と、さらに前記第１と第２と第３のすだれ状電極の両側に１対の反射器を前記弾性表面波の伝搬方向（縦方向Ｘ）に配置して共振子型の縦２重モード型ＳＡＷフィルタを構成し、
前記反射器と前記第１、第２及び第３のすだれ状電極は、前記圧電体平板上に金属の平行導体を周期的に配置して構成し、
前記反射器と前記第１および前記第２のすだれ状電極間の最も近接した平行導体間の距離は、すだれ状電極の１周期長が有するラインとスペースのうちスペースあるいは（１周期長＋スペース）からなり、
前記第１のすだれ状電極と第３のすだれ状電極間および、前記第２のすだれ状電極と第３のすだれ状電極間に、接地電位側に接続した交差導体１及び交差導体２を配置し、該交差導体幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ１、Ｄ２が、弾性表面波の波長をλとして、ｎ＝０，１，２，・・・の整数として、ｎ（λ／２）＋（１／４）λ、あるいはｎ（λ／２）＋（３／４）λとなるように構成した上で、前記Ｄ１、Ｄ２を決定するｎが１から１０の範囲であり、
前記第１のすだれ状電極および前記第２のすだれ電極の平行導体の配列周期長ＰＴ１、ＰＴ２＝ＰＴ１、前記第３のすだれ状電極の配列周期長ＰＴＧ、反射器の配列周期長ＰＲの寸法を、ＰＴ１、ＰＴ２＝＜ＰＲ，ＰＴＧ／ＰＴ１＝ＰＴＧ／ＰＴ２＝ＰＴＮＧの関係に設定し、
前記第１と第２の各々のすだれ状電極領域において、高次固有モード振動変位Ａ０，Ｓ１，Ａ１のほぼ全体を存在させ、かつ前記振動の固有モードによって電極上に発生する電極電荷分布関数Ｑ（ｘ）の極性変化点で位相符号が０あるいはπに変化するＢＰＳＫ符号に対応する電極指位相重み付けを形成して、利用する前記弾性表面波の伝搬方向Ｘに定在する単一の固有モード対を選択して、前記第１のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極の領域に対応して、対称電荷分布状態（Ｑ（ｘ），−Ｑ（ｘ））および  斜対称電荷分布状態（Ｑ（ｘ），Ｑ（ｘ））を発生させて、さらに制御する電極の前記第３のすだれ状電極の領域の前記ＰＴＮＧを１．０２〜１．０４の範囲に設定することにより、両者を結合せしめて構成したことを特徴とする縦２重モード型ＳＡＷフィルタ。
【請求項２】
前記圧電体平板が、水晶Ｙカット平板を電気軸回りに反時計方向に３５度から４２度回転した平板におけるＺ´軸方向に伝播する弾性表面波を利用するＳＴＷカットであり、アルミニウム電極の膜厚Ｈ対弾性表面波の波長λの比Ｈ／λは０．０３から０．０５であり、前記のすだれ上電極の対となる電極指のトータル和Ｍが９０対から１５０対であり、前記Ｍに対応した電極指の交差幅が９０から７０波長の範囲であることを特徴とする請求項１記載の縦２重モードＳＡＷフィルタ。
【請求項３】
前記第１と第２のすだれ状電極の電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０．０６〜０．１６範囲であることを特徴とする請求項１記載の縦２重モード型ＳＡＷフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、弾性表面波を利用して得られる共振子型の縦２重モード型ＳＡＷフィルタにおいて、使用する圧電体平板上に前記の素子を形成した際に、電極導体一本が有する弾性表面波の反射係数γがおよそ０．１前後と大きな場合におけるＳＡＷフィルタの構成技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の共振子型の縦２重モード型ＳＡＷフィルタの構成法に関しては、２個のすだれ状電極（以下略してＩＤＴ（Ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ  Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）と称す。）を有するものについては、特許文献１に開示されており、また３個のＩＤＴを有するものについては特許文献２に開示されている。
【０００３】
【特許文献１】
特開昭６１−２８５８１４号公報
【特許文献２】
特開平１−２３１４１７号公報
【特許文献３】
米国特許第６３３５６６７号明細書
【非特許文献１】
エネルギー閉じ込め弾性表面波共振子，信学技法ＵＳ８７−３６，ｐｐ９−１６（１９８７年９月）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、例えば圧電体平板が水晶ＳＴカットあるいはＳＴＷカットを使用した、前述の従来技術においては、前記素子の動作周波数が８００ＭＨｚ以上になるに従って、前記縦２重モード型ＳＡＷフィルタの挿入損失が大幅に増大するという傾向があった。
【０００５】
特に前記ＳＴＷカットにおけるＳＴＷ型（Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｔｒａｎｓｖｅｒｓａｌ  Ｗａｖｅ）の弾性表面波を利用し、２．５ＧＨｚのＶＣＳＯ用途の縦２重モード型ＳＡＷフィルタを実現する場合には、前記素子の電極指１本当りの反射係数γが０．０６から０．１６もの大きな条件で構成せざるを得ない場合があり（図２参照）、この状態においてはＩＤＴの対数Ｍの数が６０から８０と小さくなり、結果としてインピーダンス５０Ωのフィルタ実現のためにはＩＤＴの電極指交差幅比ＷＣＲが１３０波長と大きくなって、電極の持つ抵抗値が増加する上に、単峰性の通過特性を示して挿入損失が８〜１２ｄＢと大きく増大し性能劣化が生じるとともに、所望の帯域幅が得られないという課題があった。
【０００６】
具体的には、図９が従来の縦２重モード型ＳＡＷフィルタのもつ伝送特性の一例であって、横軸は周波数軸であり、フィルタの中心周波数で規格化した周波数変化率ｄｆ／ｆ（ｐｐｍ）で表しており、縦軸は動作伝送量Ｓｂ（ｄＢ）である。９０２は問題の通過帯の特性であって単峰形状を呈しているため、３ｄＢ帯域幅は２００ｐｐｍ程度であってＶＣＳＯ用途としては不十分である。挿入損失は伝送特性９０１のＳＢ（ｆ）の最小値Ｓｂｍｉｎにて表されるが、実験によれば前記の３ｄＢ帯域幅が小さくなるほど挿入損失Ｓｂｍｉｎは大きくなる傾向をもつ。また前記図２は水晶において、圧電体平板の方位角がオイラー角で（φ，θ，ψ）＝（０，１３０±５，９０）であるＳＴＷ基板において、電極の線幅ＬとスペースＳの和であるＰ＝Ｓ＋Ｌの比である線幅比η＝Ｌ／Ｐを横軸にして、縦軸に電極１本当たりの弾性表面波の反射係数γをとって、利用する弾性表面波の波長λと電極膜厚みＨの比Ｈ／λが０．０３と０．０５の場合についての関係を計算して結果を図示したものである。括弧内は素子周波数２．５ＧＨｚの場合においてであり、Ｈ／λが０．０３の場合が６１．５ｎｍ、０．０５の場合には１０２．６ｎｍ（１０−９ｍ）である。図２から通常使用する線幅比η＝０．５において、電極指１本当りの反射係数γが０．０６から０．１６と大きくなることがわかる。
【０００７】
そこで本発明は前述の問題点を解決するもので、その目的とするところは、周波数温度特性に優れたＳＴＷカットを用いて、２．５ＧＨｚのＶＣＳＯ（電圧制御ＳＡＷ発振器）の周波数可変幅が十二分にとれるように、５００ｐｐｍ程度の帯域幅を確保した上で、６ｄＢ程度の挿入損失を有する縦２重モード型ＳＡＷフィルタ実現することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の縦２重モード型ＳＡＷフィルタは、圧電体平板上に、弾性表面波を励振する第１のすだれ状電極と、前記第１のすだれ状電極で励振された弾性表面波を受信する第２のすだれ状電極と、前記第１と第２のすだれ状電極の中間に、励起された弾性表面波の振幅を制御する目的で配置した第３のすだれ状電極と、さらに前記第１と第２と第３のすだれ状電極の両側に１対の反射器を前記弾性表面波の伝搬方向（縦方向Ｘ）に配置して共振子型の縦２重モード型ＳＡＷフィルタを構成し、
前記反射器と前記第１、第２及び第３のすだれ状電極は、前記圧電体平板上に金属の平行導体を周期的に配置して構成し、
前記反射器と前記第１および前記第２のすだれ状電極間の最も近接した平行導体間の距離は、すだれ状電極の１周期長が有するラインとスペースのうちスペースあるいは（１周期長＋スペース）からなり、
前記第１のすだれ状電極と第３のすだれ状電極間および、前記第２のすだれ状電極と第３のすだれ状電極間に、接地電位側に接続した交差導体１及び交差導体２を配置し、該交差導体幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ１、Ｄ２が、弾性表面波の波長をλとして、ｎ＝０，１，２，・・・の整数として、ｎ（λ／２）＋（１／４）λ、あるいはｎ（λ／２）＋（３／４）λとなるように構成した上で、前記Ｄ１、Ｄ２を決定するｎが１から１０の範囲であり、
前記第１のすだれ状電極および前記第２のすだれ電極の平行導体の配列周期長ＰＴ１、ＰＴ２＝ＰＴ１、前記第３のすだれ状電極の配列周期長ＰＴＧ、反射器の配列周期長ＰＲの寸法を、ＰＴ１、ＰＴ２＝＜ＰＲ，ＰＴＧ／ＰＴ１＝ＰＴＧ／ＰＴ２＝ＰＴＮＧの関係に設定し、
前記第１と第２の各々のすだれ状電極領域において、高次固有モード振動変位Ａ０，Ｓ１，Ａ１のほぼ全体を存在させ、かつ前記振動の固有モードによって電極上に発生する電極電荷分布関数Ｑ（ｘ）の極性変化点で位相符号が０あるいはπに変化するＢＰＳＫ符号に対応する電極指位相重み付けを形成して、利用する前記弾性表面波の伝搬方向Ｘに定在する単一の固有モード対を選択して、前記第１のすだれ状電極と前記第２のすだれ状電極の領域に対応して、対称電荷分布状態（Ｑ（ｘ），−Ｑ（ｘ））および  斜対称電荷分布状態（Ｑ（ｘ），Ｑ（ｘ））を発生させて、さらに制御する前記第３のすだれ状電極の領域の前記ＰＴＮＧを１．０２〜１．０４の範囲に設定することにより、両者を結合せしめて構成したことを特徴とする。
【０００９】
上記構成によれば、超高周波数である２．５ＧＨｚの縦２重モード型ＳＡＷフィルタを実現する場合において、素子の電極膜を厚めに設定せざるを得ないために、反射係数γが０．０６から０．１６と大きくなる。このような条件下においてさえも、フィルタの伝送特性を平坦化でき、さらにトータルなＩＤＴ対数Ｍを９０〜１５０対と大きくでき、逆に電極指交差幅ＷＣＲは９０〜７０波長程度に短く設定できるため、挿入損失Ｓｂｍｉｎを６ｄＢ程度の低損失なものが実現できる。
【００１０】
本発明の縦２重モード型ＳＡＷフィルタは、前記圧電体平板が、水晶Ｙカット平板を電気軸回りに反時計方向に３５度から４２度回転した平板におけるＺ´軸方向に伝播する弾性表面波を利用するＳＴＷカットであり、アルミニウム電極の膜厚Ｈ対弾性表面波の波長λの比Ｈ／λは０．０３から０．０５であり、前記のすだれ上電極のトータル和Ｍが９０対から１５０対であり、前記Ｍに対応して電極指の交差幅が９０から７０波長の範囲であることを特徴とする。
【００１１】
上記構成によれば、１電極導体当りの、基板の弾性表面波の反射係数γが０．０６から０．１６と大きくなる圧電体平板に該当しており、本発明の前述の構成が極めて有効である。このような条件化においてさえも、トータルなＩＤＴ対数Ｍを９０〜１５０対と大きくでき、逆に電極指交差幅比ＷＣＲは９０〜７０波長程度に短く設定できる結果、挿入損失Ｓｂｍｉｎを６ｄＢ程度の低損失なものが実現できる。
【００１２】
また、上記構成によれば、前記カット角範囲のＳＴＷカットであれば、ＳＴカットより高速な約５０００ｍ／ｓｅｃの表面波速度が利用でき、線幅寸法が約５／３に大きくでき加工が容易となる他に、周波数温度特性が零温度係数をもち、かつ、２．５ＧＨｚのＶＣＳＯ用途に必要な帯域幅５００ｐｐｍを有する縦２重モードＳＡＷフィルタが実現でき、周波数安定度および位相ノイズ特性に優れた周波数標準源を市場に提供できる。
【００１３】
本発明の縦２重モード型ＳＡＷフィルタは、前記第１と第２のすだれ状電極の電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０．０６から０．１６範囲であることを特徴とする。
【００１４】
上記構成において、本発明の高次固有モード振動変位Ａ０，Ｓ１，Ａ１を使用した本発明の構成が極めて有効となり、反射係数が約０．０１〜０．０２の水晶ＳＴカットより大幅に大きいために、素子長さが１／３程度に小型でかつ優れた性能のフィルタが実現できる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の具体的な実施例を説明する前に、先ず本発明に係わる基本的な事項に付き説明する。
【００１６】
水晶、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）、ＫＮＯ３結晶等の圧電体材料から平板を切り出して、その表面を鏡面研磨した後、レイリー型、リーキー型、ラム型、ＳＨ型等の弾性表面波の位相伝搬方向に対して直交して、アルミニウム、銅等の金属からなる多数の電極指を周期的に平行配置してＩＤＴを形成し、さらにその両側に一対の反射器を、前記と同様に多数のストリップ導体を平行かつ周期的に配置すれば、１ポート型ＳＡＷ共振子を得ることができる。
【００１７】
前記の１ポート型ＳＡＷ共振子において、前記ＩＤＴを構成する際の要点として、正電極と負電極を１対としてＭ対からなるＩＤＴを構成した場合に、ＩＤＴの電極全体でのトータル反射係数Гを次式（１）の通り定義した上で、１０＞Г＞０．８とすれば、振動エネルギーが共振子の中央に集中した、いわゆるエネルギー閉込型ＳＡＷ共振子（非特許文献１参照）を実現できることが知られている。
【００１８】
【数１】
2004247927.tif 000003
【００１９】
但し、ここでＭは前記ＩＤＴの対数、ｂは係数であって電極１本当たりの弾性表面波の反射係数γは、γ＝ｂＨ／λで与えられる。Ｈは前記導体の膜厚、λは弾性表面波の波長で、ｆを周波数として弾性表面波の速度ＶｓとはＶｓ＝ｆλの関係にある。
【００２０】
例えば、ＳＴカット水晶板でＡｌ導体で形成されたＩＤＴであれば、ｂ＝０．２５５、Ｈ／λ＝０．０３としてＭ＝８０対とすれば、図１の１ポートＳＡＷ共振子を構成できる。このときΓ＝２．４４８程度となる。
【００２１】
本発明の縦２重モードＳＡＷフィルタの基本構造は、前記１ポート型ＳＡＷ共振子のＩＤＴの対数Ｍを３つに分割して、入出力ＩＤＴと制御ＩＤＴとしてフィルタを構成したものである。
【００２２】
以下、本発明の縦２重モード型ＳＡＷフィルタの実施の形態について、図１と図１３を用いて示し、その動作原理を図３と図１４により説明し、さらに振動変位の状態を従来の技術による図１０、図１１、図１２と本発明の技術である図４、図５、図６とを比較して説明し、さらに図７と図８に本発明のフィルタの伝送特性を示す。
【００２３】
（実施例）
図１は本発明の縦２重モード型ＳＡＷフィルタの一実施例である。図１中の各部位の名称は、１００は圧電体平板、破線にて囲まれた全体１０１と１０２は反射器１と反射器２、１０３、１０５と１０４はすだれ状電極（ＩＤＴ１，ＩＤＴ３，ＩＤＴ２）、１０６と１０７等は反射器１および反射器２のストリップ導体、１０８と１０９等は各々、前記ＩＤＴ１（１０３）の正極側電極指と負極（接地側）電極指、直線１１５は前記ストリップ導体及び電極指に直交する弾性表面波伝搬方向であるＸ軸であり、前記軸１１５に直交して、すだれ状電極ＩＤＴ１，ＩＤＴ２の極性を階段状関数１１２で表示した。さらに、１２０と１２１は各ＩＤＴ間の電極指間を弾性表面波の伝搬路を交差して接続する交差導体１と交差導体２と呼ぶものである。ただし、１２０の片端部は切れた状態になっている。１２２は１０２の送信側ＩＤＴ１の正極の電極指群を接続する給電導体１１０に接続する信号源、１２３は受信側のＩＤＴ２の正極側電極指群をたばねる給電導体１１１に接続する負荷抵抗、１２４と１２５の記号は本発明の縦２重モードＳＡＷ型フィルタを外部接地端子（外付けの容器アース等）に接続した状態を表わす。反射器１（１０１）、反射器２（１０２）の周期的に配列されたストリップ導体の周期長をＰＲ（１１６０と１１６１）で表し、ＩＤＴ１（１０３）、ＩＤＴ２（１０４）、ＩＤＴ３（１０５）の電極指の周期長を各々ＰＴ１（１１７）、ＰＴ２（１１８），ＰＴＧ（１１９）で表している。
【００２４】
前記圧電体平板１００は例えば、水晶単結晶より切出され、鏡面研磨が施された水晶板（ＳＴＷカット等）、あるいはＳｉ基板上にダイヤモンド薄膜を成長させ、さらにまたその上に圧電性を有するＺｎＯ等を薄膜形成したような圧電基板である。また、ＬｉＴａＯ３，ＫＮＯ３結晶等の圧電体材料から平板を切り出したものでもよく、その表面を鏡面研磨したものから作られる。
【００２５】
しかしながら、本発明のフィルタの構成が極めて有効な場合は水晶ＳＴＷカット基板の場合であり、この詳細を図１３に示す。図中の１３０２の電気軸Ｘと１３０３の機械軸Ｙと１３０４の光軸Ｚは相互に直交して水晶結晶の右手直交座標系である基本軸をなしている。この基本軸において、１３０３の機械軸に垂直して、電気軸と光軸を２辺とする平板１３０１は通称Ｙカットと呼ばれている。前記Ｙカットを電気軸回りに反時計方向におよそθ＝３５度から４２度まで回転してできる平板１３００が本発明の対象となるＳＴＷカットである。さらにＳＴＷカットにおいて、利用する弾性表面波として、変位が表面集中型のＳＨ波の位相伝播方向は、図中の１３０５のＺ´軸方向である。１３０６は本発明の縦２重モード型ＳＡＷフィルタのチップ（圧電体平板）であって、本発明の図１のＸ軸（１１５）は前記１３０５のＺ´に一致させて使用する。この場合において、角度ψは９０±０．１度程度である。前記のＳＴＷカットにおいて、前記電極膜厚比Ｈ／λが０．０３から０．０５に対して、ＩＤＴ１およびＩＤＴ２を形成する電極指１本当りの弾性表面波の反射係数γが０．０６から０．１６に達することが計算で求めることができた（前述の図２）。０．０２以上の反射係数γとなれば、電極による弾性波の変位と位相の変調度が増大する結果、ＩＤＴ１およびＩＤＴ２の電極領域下に振動変位が閉じ込められというエネルギー閉じ込め現象が顕著にあらわれて、ＩＤＴ１（入力側）からＩＤＴ２（出力側）への弾性波エネルギーの伝播が生じなくなってフィルタの挿入損失特性を８から１２ｄＢと著しく劣化させる。このとき単峰性のフィルタ伝送特性を示すことになることがわかった（図９参照）。
【００２６】
又前記ＩＤＴ１０３、１０４と１０５及び反射器１０１と１０２を形成する導体パターンは、圧電体平板上に、Ａｌ等の導体金属膜を蒸着あるいはスパッタ等の薄膜形成手段により形成した上で、フォトリソグラフィ技術によりパターン形成して得られる。前記３個のＩＤＴ及び１対の反射器全体で２端子対の縦２重モード型ＳＡＷフィルタを構成している。
【００２７】
前記縦２重モード型ＳＡＷフィルタを構成する際の要点は、まず第１に、電極指１０９（負電極）と１０８（正電極）を１対と数えて、前記３個のＩＤＴ１，ＩＤＴ２，ＩＤＴ３全体が有する総対数をＭ対としたときに、ＩＤＴの電極全体でのトータル反射係数Гを前述の（１）式の通り定義した上で、１０＞Г＞０．８としたいわゆるエネルギー閉込型ＳＡＷ共振子を構成することである。
【００２８】
例えば、水晶のＳＴカットにおいて、Ａｌ導体で形成されたＩＤＴであれば、ｂ＝０．２５５、Ｈ／λ＝０．０３としてＭ＝８０対とすれば、十分に図１の１ポートＳＡＷ共振子を構成できる。このときΓ＝２．４４８程度となることはすでに述べた通りである。この場合における電極１本当りの弾性表面波の反射係数γは、γ＝ｂ（Ｈ／λ）＝０．２５５×０．０３＝０．００７６５となっている。
【００２９】
しかしながら本発明においては、前記の電極指１本当りの反射係数γが同一の膜厚比Ｈ／λにおいて、数倍大きなＳＴＷカットとか、ダイヤモンド薄膜基板においても、前記Ｍを８０の数倍の１５０対までと十二分に多くして使用し、フィルタのインピーダンスを５０Ωに整合した上で、挿入損失Ｓｂを低減することが目的である。前記Ｍとしては、下側は水晶ＳＴカットの従来品の水準である９０程度から、上側は基板の反射係数によるが、フィルタ作成上は共振子の共振先鋭度（Ｑ値）の低下を考慮して１５０対の範囲が実験結果からみて妥当であった。この範囲のＭにおいて、例えば対数Ｍを従来のｍ倍とすることにより、ＩＤＴ１とＩＤＴ２の電極指交差幅比ＷＣＲ（＝Ｗｃ／λ）を１／ｍと著しく小さくして、電極指の幅長Ｗｃに比例して存在する導体抵抗を１／ｍ低減させて、挿入損失を大幅に改善できることによる。
【００３０】
このようにすることにより、ＩＤＴ１とＩＤＴ２の電極指交差幅比ＷＣＲ（＝Ｗｃ／λ）を１／ｍと著しく小さくして、電極指の幅長Ｗｃに比例して存在する導体抵抗を１／ｍ低減させて、挿入損失を大幅に改善できることによる。
【００３１】
本発明の場合には、前記Ｍを３つのＩＤＴ１と、ＩＤＴ２、ＩＤＴ３に分割して、第１のＩＤＴ１をフィルタの送信側にし、ＩＤＴ２を受信側に配置、ＩＤＴ３は制御用としたものである。さらに本発明にあっては、前記Ｍを大きく設定できるように、あらたに前記入力側ＩＤＴ１および出力側ＩＤＴ２に、所定の手順によって決定される位相重み関数Ｗ（ｘ）（図１の１１２）により電極指の極性切り替えを行っていることが重要である。
【００３２】
また、前記反射器と前記第１および前記第２のＩＤＴ間の最も接した平行導体間の距離は、ＩＤＴの１周期長（ＰＴ１＝ＰＴ２＝Ｌ＋Ｓのこと）が有するライン（金属導体で被服された部位Ｌ）とスペース（金属導体が無い部位Ｓ）のうちスペースとする、あるいは（１周期長＋スペース）としてもよく、さらにｎを整数として（ｎ周期長＋スペース）としても特性は変わらない。
【００３３】
つぎに構成上の第２の要点は、図１中の前記ＩＤＴ１、ＩＤＴ２、ＩＤＴ３が特定の前記電極周期長ＰＲ、ＰＴ１、ＰＴ２、ＰＴＧをもつことである。本発明においては、前記第１のすだれ状電極および前記第２のすだれ電極の平行導体の配列周期長ＰＴ１、ＰＴ２＝ＰＴ１、前記第３のすだれ状電極の配列周期長ＰＴＧ、反射器の配列周期長ＰＲの寸法を、ＰＴ１、ＰＴ２＝＜ＰＲ，ＰＴＧ／ＰＴ１＝ＰＴＧ／ＰＴ２＝ＰＴＮＧとして、ここでＰＴＮＧ＝１．０２から１．０４と大幅に１からずれた値に設定する。この場合において、前記の配列周期長を弾性表面波の速度によって周波数に換算した周波数ポテンシャルＦＰで表すと、素子設計パラメータの定量化に便利である。ＩＤＴ１は周波数ポテンシャル値ＦＰ１を、ＩＤＴ２は周波数ポテンシャル値ＦＰ２（＝ＦＰ１）を、ＩＤＴ３は周波数ポテンシャル値ＦＰ３を有する。これらの周波数ポテンシャルと周期長との関係式はつぎのような関係となる。即ち、ＦＰ１＝ＶＳ／（２ＰＴ１）、ＦＰ２＝ＶＳ／（２ＰＴ２）、ＦＰ３＝ＶＳ／（２ＰＴ３）、ＦＰＲ＝ＶＳ／（２ＰＲ）の関係にある。この表記法に従えば、前述の関係はＦＰ１＝ＦＰ２  かつＦＰ３との周波数差が０．０２〜０．０４（２〜４％）と大きく設定できることが特徴であり、この範囲が特性上から望ましい。もっとも０．０４以上の大きな範囲（０．０４〜０．１）であってよいが、素子特性上において通過帯域幅減少の不具合が発生することが許容できれば使用できる。これ程の寸法差を付ければ、２．５ＧＨｚのＳＴＷカットの場合において、弾性表面波速度がＶｓ＝５１００（ｍ／ｓｅｃ）であるから、２ＰＴ１が２μｍとなり、１０倍の縮小投影マスク上では、２０μｍ対する寸法差が２〜４％であるから０．４〜０．８μｍとなって、十分にマスク及び素子製作が可能な寸法分解能である。
【００３４】
また、図１中の、１２０のＤ１と１２１のＤ２の交差導体幅は不要な共振モードを抑圧する目的で設けられている。前記の寸法Ｄ１、Ｄ２の交差導体幅を決定する条件について述べる。この条件は、単一の共振モードのみの発生を保証するためのものであり、前記ＩＤＴ１とＩＤＴ３間および、前記ＩＤＴ２とＩＤＴ３間に、接地電位側に接続したクロスバスバー導体を配置し、該クロスバスバー導体幅とその両側のスペース幅の合計長Ｄ１、Ｄ２が、利用する弾性表面波の波長をλ＝２（ＰＴ１）あるいは２（ＰＴ２）として、ｎ（λ／２）＋（１／４）λ、あるいはｎ（λ／２）＋（３／４）λ（ただしｎ＝０，１，２，・・・）となるように構成することが必要である。この条件からはずれた場合には、後述のＳ０モードのさらに高周波数側１００００ｐｐｍ付近に不要な非エネルギー閉じ込め型基本波モードが発生する。これは基板の属性のひとつである上側伝搬帯の放射波が原因である（特許文献３を参照）。
【００３５】
つぎに本発明にとって重要な部分である図１の制御ＩＤＴ３（１０５）の機能について、図３と図１４を用いて説明する。
【００３６】
まず図３において、弾性表面波の位相伝播方向であるＸ軸方向の位置座標Ｘ（単位は半波長）において、制御ＩＤＴ３（１０５）の前記の比ＰＴＮＧを変化させた場合の基本波振動モードＳ０の包絡線振幅Ｕ（Ｘ）の状態を計算したものである。図３において、反射器１はＸ＝０〜３００の範囲、ＩＤＴ１はＸ＝３００〜３９４の範囲、制御ＩＤＴ３はＸ＝３９５〜４０７の範囲、ＩＤＴ２はＸ＝４０８〜５００の範囲、反射器２はＸ＝５０１〜８００の範囲に位置する。図中の３００はＰＴＮＧ＝１．００、３０１はＰＴＮＧ＝１．０２、３０２はＰＴＮＧ＝１．０４の場合である。ＰＴＮＧが大きくなるに従って、単峰のＳ０モードは双峰に状態変化していることがみてとれる。この様に振動変位の状態を制御できることから、制御ＩＤＴと名付けている。またその動作原理を図１４にて説明することができる。図１４は本発明の図１が示す縦２重モード型ＳＡＷフィルタの各領域が有する波数分散曲線（１４６等）の周波数ポテンシャル配置を示したものである。図中の斜線の領域（１４４等）は弾性表面波の伝播領域、白地の１４５等は弾性表面波の非伝播帯（禁止帯）、１４６は利用する基板と電極の膜厚み、線幅比ηで決定される波数分散曲線、１４８は位置座標のＸ軸あるいは波数ｋ軸をかねており、さらに１４９等は周波数軸である。各領域の周波数ポテンシャル配置は、反射器１および反射器２の周波数ＦＰＲより、ＩＤＴ１とＩＤＴ２の領域の周波数ＦＰ１，ＦＰ２が高く、制御ＩＤＴ３の周波数ＦＰ３はＤＦＰ（１４３）程度周波数が低く設定されている。ＤＦＰ＝ＦＰ１−ＦＰ３が０．０２〜０．０４であれば、入力ＩＤＴ１領域で発生した右への進行波１４１は制御ＩＤＴ３の領域では伝播帯に存在し、そのまま反射されずに通過してＩＤＴ２の領域に到達できるため損失が発生しない。さらにこれは反射器２に到達すると非伝播帯に存在することとなり反射される（１４９）。また、ＩＤＴ１領域において発生し、左に進行する弾性表面波は反射器１の領域では、非伝播帯に存在して反射される（１４２）。図中の白丸点は波の動作点（ｆ，ｋ）を示す。
【００３７】
つぎに振動変位の状態を従来の技術による図１０、図１１、図１２と本発明の技術である図４、図５、図６とを比較して説明し、さらに図７と図８に本発明のフィルタの特性を示して説明する。
【００３８】
まず図１０は、従来の技術により構成した４００ＭＨｚの縦２重モード型ＳＡＷフィルタである。横軸は周波数であり周波数変化率ｄｆ／ｆ（ｐｐｍ）で表示し、縦軸は動作伝送量Ｓｂ（ｆ）を単位ｄＢにて表示した。図中の１００１が伝送特性、１００２は縦基本波モードＳ０、１００３は縦基本波斜対称モードＡ０、１００４は高次モードである１次対称モードＳ１、１００５は高次モードである１次斜対称モードＡ１である。縦２重モード型ＳＡＷフィルタの通過帯域幅は前記のＳ０とＡ０モードの共振から形成されている。つぎに図１１は前述の図１０の各振動モードに付き、振動変位の包絡線振幅Ｕ（Ｘ）を計算した結果を図示したものである。図中の１１００が前記Ｓ０モード、１１０１がＡ０モード、１１０２がＳ１モード、１１０３が２次斜対称モードＡ１である。包絡線振幅Ｕ（Ｘ）の形状は振幅が零をとらない振幅変調がかかっていることがわかる。振幅の極大点の数が増える程、高次な振動モードに対応していることがわかる。
【００３９】
つぎに図１２において、ＩＤＴ１とＩＤＴ２の電極領域において、電極指に発生する電荷Ｑの分布Ｑ（Ｘ）を連続的に図示したものである。図中のＩＤＴ領域（ＩＤＴ１＋ＩＤＴ２＋ＩＤＴ３）において、各モードに対応してＱ（Ｘ）は三角関数の関数形状となっていることがわかった。たとえばＩＤＴ領域の中央を原点Ｘ＝０とし、約ｋ＝π／３００を波数として、１２００のＳ０モードはＣＯＳ（ｋＸ）であり、１２０１はＡ０モードでありＳＩＮ（２ｋＸ）、１２０２はＳ１モードでありＣＯＳ（３ｋＸ）、１２０３はＡ１モードでありＳＩＮ（４ｋＸ）となっている。この図のように電極指上の電荷分布Ｑ（Ｘ）が周期的に変動する原因は、電極導体による弾性表面波の反射により、電極無しの場合には正負電極に周期的に発生していた振動電荷が、電極導体による弾性表面波の反射によって、位相変調が発生しているものと推測することができる。
【００４０】
つぎに前述の従来例に対して、本発明による２．５ＧＨｚの縦２重モード型ＳＡＷフィルタについて説明する。図７は本発明の実施例の一つであるＡ０モードを利用した場合の縦２重モード型ＳＡＷフィルタの伝送特性である。図中の横軸は周波数であって、周波数変化率ｄｆ／ｆ（ｐｐｍ）で表示しており、縦軸は動作伝送量Ｓｂ（ｆ）をｄＢ単位で表示している。図中の７０１が伝送特性であり、７０２の小さく抑圧されたピークはＳ０モード構成されたフィルタ特性である。通過帯は５００ｐｐｍの幅をもって低損失な６．４６ｄＢの平坦特性が得られている。破線の丸印で囲んだ周波数に対応して、斜対称（Ａ０，Ａ０）と対称（Ａ０，−Ａ０）のように記述して表す振動モード状態を形成して、縦２重モード型のＳＡＷフィルタを構成している。
【００４１】
さらに説明すると、ここで使用された圧電体平板が、水晶Ｙカット平板を電気軸回りに反時計方向に３５度から４２度回転した平板におけるＺ´軸方向に伝播する弾性表面波を利用するＳＴＷカットであり、アルミニウム電極の膜厚Ｈと弾性表面波の波長λの比Ｈ／λは０．０３から０．０５であり、前記のすだれ上電極のトータル和Ｍが９０対であり、かつ前記Ｍに対応して電極指の交差幅比ＷＣＲが９０波長とした。
【００４２】
つぎに図４は前述の本発明の図７のフィルタが有する変位状態を図示したものである。図中の上段が対称（Ａ０，−Ａ０）状態の包絡線振幅４０１を、下段が斜対称（Ａ０，Ａ０）状態の包絡線振幅４０２を表示している。４０３の１点鎖線は制御ＩＤＴ３が存在する位置である。前記１点鎖線の左側が入力ＩＤＴ１の領域であり、その右側は出力ＩＤＴ２の領域である。破線の円で示す部分４０４は前記ＩＤＴ１とＩＤＴ２領域に存在するＡ０モードが、対称の場合Ａ０と−Ａ０間で、斜対称の場合はＡ０とＡ０間で結合する部分である。ただし、前記−Ａ０はＡ０モードの包絡線振幅Ｕ（Ｘ）の符号を−Ｕ（Ｘ）と反転させたものと定義する。これらの振動状態を明確に理解できるものとして、前述の電極電荷分布関数Ｑ（Ｘ）を上げることができる。図５に本発明の図７に関するＱ（Ｘ）の計算結果を示す。図中の横軸は素子の位置座標Ｘ（単位は半波長）であり、縦軸は電極電荷Ｑ（Ｘ）の相対値を表示したものである。図中の上段にある５０１が対称（Ａ０，−Ａ０）状態のＱ（Ｘ）ｅであり、下段の５０２は斜対称（Ａ０，Ａ０）状態のＱ（Ｘ）ｏである。図５に示す通り前記Ｑ（Ｘ）ｅは素子の中央位置を示す１点鎖線５０３に関してほぼ線対称な偶関数となっていることがわかる。一方、前記Ｑ（Ｘ）ｏは１点鎖線５０３の左側の関数を右側に平行移動して得られる点対称な奇関数となっていることがわかる。
【００４３】
つぎに、図６を用いて前述の複数の固有振動モードＳ０，Ａ０，Ｓ１，Ａ１・・・等から１個のモードを選択する方法についての本発明の技術手段を説明する。図中の上段は斜対称（Ａ０，Ａ０）状態の電極電荷Ｑ（Ｘ）である（６０１）。また、丸印の６０３と６０４は前記のＱ（Ｘ）＝０となる座標位置Ｘ００（６０３），Ｘ０１（６０４）である。本発明においては、前記Ｘ００とＸ０１の両側で電極電荷の位相が１８０度反転することに着目して、下段の６０２で示すようなＢＰＳＫ符号（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）のような正負極性の位相変調をＩＤＴ１とＩＤＴ２に施すことを行っている。６０２の関数における１は位相０度に対応し（これは、複素数平面における単位円上の実軸の値＋１である複素数ｅｘｐ（ｊ０）に対応する）、−１はπに対応している（これは、複素数平面における単位円上の実軸の値−１である複素数ｅｘｐ（ｊπ）に対応する）。このような符号値をとる変調方式はＢＰＳＫと呼ばれる。関数６０２のような全体を、仮にＢＰＳＫ位相重み付けとなずけてＢＰＳＫＷで表すと、この場合はＢＰＳＫＷ＝（１，−１／−１，１）となる。前記／は中央位置であることを示した。他の例として、選択し利用するモードがＳ１であればＢＰＳＫＷ＝（１，−１，１／１，−１，１）であり、ＡｌであればＢＰＳＫＷ＝（１，−１，１，−１／−１，１，−１，１）で与えられる。以下同様に、前記／の左右で対称として高次モードに対応できる。
【００４４】
最後に以上の本発明の手段により、前記ＳＴＷカットを用いて構成した２．５ＧＨｚのＶＣＳＯ用途である縦２重モード型ＳＡＷフィルタの伝送特性を図７と図８に示した。図７については既に説明したので省略する。
【００４５】
図８において、上段の８０１と８０２は各々Ｓ１モードを利用した場合のフィルタ伝送特性８０１と、前述のＢＰＳＫＷ符号８０２である。一方、下段の８０３と８０４はＡ１モードを利用した場合のフィルタ伝送特性８０３とＢＰＳＫＷ符号８０４である。いずれのモードにおいても５００ｐｐｍ程度の通過帯域幅と十分な帯域外抑圧特性を得ることができている。従って、モード選択に使用されたＢＰＳＫＷ符号が妥当であると言える。さらに説明を加えると、使用された圧電体平板が、水晶Ｙカット平板を電気軸回りに反時計方向に３５度から４２度回転した平板におけるＺ´軸方向に伝播する弾性表面波を利用するＳＴＷカットであり、アルミニウム電極の膜厚Ｈ対弾性表面波の波長λの比Ｈ／λは０．０３から０．０５であり、Ｓ１モード利用の場合には前記のすだれ上電極のトータル和Ｍが１２０であり、かつ前記電極指の交差幅比ＷＣＲが８５波長であり、Ａ１モード利用の場合には前記のすだれ上電極のトータル和Ｍが１５０であり、かつ前記電極指の交差幅比ＷＣＲが７５波長あたりで平坦特性が得られている。
【００４６】
以上説明した通り、本発明は従来の基本波Ｓ０モード利用の縦２重モード型ＳＡＷフィルタを、新規に高次モードに拡張して２重モード型のＳＡＷフィルタを構成できることを示したものであることを付け加える。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の縦２重モード型ＳＡＷフィルタを示す平面図。
【図２】本発明の一実施例に使用するＳＴＷカットが示す反射係数特性図。
【図３】本発明に使用する振動変位の状態を制御する手段を解説する概念図。
【図４】本発明の一実施例であるＡ０モードを利用した縦２重モード型ＳＡＷフィルタが有する包絡線振幅変位Ｕ（Ｘ）を示す図。
【図５】本発明の一実施例であるＡ０モードを利用した縦２重モード型ＳＡＷフィルタが有する電極電荷分布Ｑ（Ｘ）を示す図。
【図６】本発明の一実施例であるＡ０モードを利用した縦２重モード型ＳＡＷフィルタが有する電極の位相重み付け法を示す図。
【図７】本発明の一実施例であるＡ０モードを利用した縦２重モード型ＳＡＷフィルタが有する伝送特性を示す図。
【図８】本発明の他の実施例であるＳ１とＡ１モードを利用した縦２重モード型ＳＡＷフィルタが有する伝送特性と電極の位相重み付け法を示す図。
【図９】従来の基本波Ｓ０モードを利用したＳＴＷカット、２．５ＧＨｚの縦２重モード型ＳＡＷフィルタについて５０Ω系での伝送特性を示す特性図。
【図１０】従来の基本波Ｓ０モードを利用した典型的な縦２重モード型ＳＡＷフィルタの伝送特性を解説する概念図。
【図１１】従来の基本波Ｓ０モードを利用した典型的な縦２重モード型ＳＡＷフィルタが有する振動変位の包絡線振幅関数形状を示す図。
【図１２】従来の基本波Ｓ０モードを利用した典型的な縦２重モード型ＳＡＷフィルタが有する電極電荷分布関数Ｑ（Ｘ）を示す図。
【図１３】本発明に使用する水晶ＳＴＷカットの方位を示す図。
【図１４】本発明の縦２重モード型ＳＡＷフィルタの動作原理示す概念図。
【符号の説明】
１００    圧電体平板
１０１    反射器１
１０２    反射器２
１０３    ＩＤＴ１
１０４    ＩＤＴ２
１０５    制御ＩＤＴ３
１１２    位相重み付け関数
１２０，１２１    交差導体
１２２    信号源
１２３    負荷抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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