(57)【要約】【課題】永久磁石式同期モータがブレーキによって静止保持される停止状態でも、磁極位置情報を有するセンサを用いることなく、モータの磁極位置を推定により検出することにある。【解決手段】可変電圧・可変周波数のインバータ２０によって駆動される永久磁石式同期モータにおいて、モータ４０に流す電流をｄ軸成分とｑ軸成分とに定めてそれぞれ独立に制御を行う電流制御手段８５と、電流制御手段の出力であるｄ軸とｑ軸の電圧指令（Ｖｑ＊，Ｖｄ＊）に応じてインバータの出力電圧を制御する手段８７と、モータの停止状態でモータのｄ軸とは無関係な回転座標上の位相θｔｅｓｔを作成し、該作成した位相と同相の電流を電流制御手段によってモータに印加し、電流制御手段の出力であるｑ軸電圧指令（Ｖｑ＊）が最大となる時点における位相値をモータの磁極位置として推定する磁極位置推定手段９０を備える。【選択図】　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変電圧・可変周波数のインバータによって駆動される永久磁石式同期モータにおいて、前記モータの停止状態で任意の大きさと周波数の交流電流が前記モータに流れるように前記インバータを制御する電流制御手段と、前記電流制御手段からの電圧指令のうち前記交流電流に対して位相が９０°進んだ電圧成分を検出し、この電圧成分が最大となる時点における前記交流電流の位相値を前記モータの磁極位置として推定する磁極位置推定手段を備えることを特徴とする永久磁石式同期モータの制御装置。
【請求項２】
可変電圧・可変周波数のインバータによって駆動される永久磁石式同期モータにおいて、前記モータに流す電流を磁界と同方向（ｄ軸）と磁界に直交する方向（ｑ軸）とに定めてそれぞれ独立に制御を行う電流制御手段と、前記電流制御手段の出力であるｄ軸とｑ軸の電圧指令に応じて前記インバータの出力電圧を制御する手段と、前記モータの停止状態で前記モータのｄ軸とは無関係な回転座標上の位相を作成し、該作成した位相と同相の電流を前記電流制御手段によって前記モータに印加し、前記電流制御手段の出力であるｑ軸電圧指令が最大となる時点における位相値を前記モータの磁極位置として推定する磁極位置推定手段を備えることを特徴とする永久磁石式同期モータの制御装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２において、前記永久磁石式同期モータからの出力軸端にシーブを接合し、前記シーブに巻付けられたロープを介して乗りかごとカウンタウエイトを接続し、前記モータの回転にしたがって前記乗りかごを昇降制御するエレベータを設置することを特徴とする永久磁石式同期モータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石を界磁に利用した永久磁石式同期モータの制御装置に係り、特に、モータ磁極位置の検出技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石を界磁に利用した同期モータの駆動制御では、永久磁石の磁極位置を検出し、検出した磁極位置に応じた電機子電流を流すことでトルクを調整する。このため、磁極を検出する手段が必要であり、一般的にはレゾルバやアブソリュートエンコーダ等の回転角の位置情報を有するセンサが用いられる。
上記磁極の位置情報を有するセンサは、誘導モータの駆動制御で通常用いられるインクリメンタルエンコーダに比べ、複雑な構成となるため、コストアップの点や汎用性の面で問題があった。
そこで、磁極位置を検出する手段に、安価で汎用性があるインクリメンタルエンコーダのみを利用する技術が特開平９−２１５３８２号公報に開示されている。この技術は、電源投入等の初期時において、永久磁石式同期モータの電機子巻線に流す電流値をゼロから除々に大きくし、且つ、それぞれの電流値に対して電流位相を変化させ、前記モータの出力軸が初めて動く時点の電流位相を力率が１となる磁極位置として推定する初期動作を行うものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来技術では、永久磁石式同期モータの出力軸に直結される負荷が無負荷状態の場合に対する検討しかなされていない。すなわち、前記モータが停止状態でも出力軸に負荷トルクが生じており、出力軸に付いたブレーキによって静止保持している場合、ブレーキを開いて磁極を検出する過程で負荷トルクによって前記モータが回転させられるため、磁極推定値に多大な誤差が生じる。さらに、磁極位置を推定し、モータ駆動制御の準備が完了する前に、負荷トルクによって回転させられるため、増速を抑制できず、異常状態となる恐れもある。
【０００４】
本発明の課題は、上記問題点に鑑み、永久磁石式同期モータがブレーキによって静止保持される停止状態でも、磁極位置情報を有するセンサを用いることなく、モータの磁極位置を推定により検出するに好適な永久磁石式同期モータの制御装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、永久磁石式同期モータの停止状態で任意の大きさと周波数の交流電流が前記モータに流れるようにインバータを制御する電流制御手段と、電流制御手段からの電圧指令のうち交流電流に対し位相が９０°進んだ電圧成分を検出し、この電圧成分が最大となる時点における交流電流の位相値を前記モータの磁極位置として推定する磁極位置推定手段を設ける。
また、永久磁石式同期モータに流す電流を磁界と同方向（ｄ軸）と磁界に直交する方向（ｑ軸）とに定めてそれぞれ独立に制御を行う電流制御手段と、電流制御手段の出力であるｄ軸とｑ軸の電圧指令に応じてインバータの出力電圧を制御する手段と、前記モータの停止状態で前記モータのｄ軸とは無関係な回転座標上の位相を作成し、作成した位相と同相の電流を電流制御手段によって前記モータに印加し、電流制御手段の出力であるｑ軸電圧指令が最大となる時点における位相値を前記モータの磁極位置として推定する磁極位置推定手段を設ける。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。
図１は、本発明の一実施形態による永久磁石式同期モータの制御装置を示す。図１において、直流電源１０の直流電圧はインバータ２０によって可変電圧・可変周波数の交流に変換される。インバータ２０の出力は永久磁石式同期モータ４０に供給され、これにより同期モータ４０を可変速駆動する。永久磁石式同期モータ４０の出力軸には、エンコーダ５０、ブレーキ装置６０、負荷装置７０が直結される。エンコーダ５０は、前記モータ４０の回転角、回転方向及び回転速度を検出するためのパルス信号ΦＡ、ΦＢと、モータの１回転における基準位置を表す原点信号ΦＺを発生する。ブレーキ装置６０は負荷装置７０からのトルクを静止保持するために設けられる。
永久磁石式同期モータの制御装置は、通常動作において、速度指令手段８１から速度指令ω＊が発生すると、ブレーキ装置６０のブレーキを開き、同期モータ４０の速度制御を行い、速度制御による運転が終了した後、ブレーキを閉じて停止する。
【０００７】
先ず、この通常動作について説明する。
速度指令手段８１から速度指令ω＊が出力されると、速度演算手段５１の出力信号ωが速度制御手段８２に入力される。ここで、速度演算手段５１はエンコーダ５０から出力されるパルス信号ΦＡ、ΦＢの位相関係から正回転と負回転とを判断し、ΦＡのパルス幅から速度を演算し、速度制御手段８２に速度出力信号ωを出力する。速度制御手段８２は、速度指令ω＊と速度出力信号ωとの偏差に応じて働き、その出力信号は同期モータ４０のトルク指令信号Ｔ＊になる。速度制御手段８２の出力信号Ｔ＊は、ｑ軸電流指令手段８３に入力され、ｑ軸電流指令手段８３ではトルク指令信号Ｔ＊に応じたｑ軸電流指令Ｉｑ＊が演算される。ｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、同期モータ４０の電機子電流ベクトルの磁界方向（モータ磁石のＮ極方向）と直交する成分の指令であり、電流制御手段８５に入力される。ｄ軸電流指令手段８４は、同期モータ４０の電機子電流ベクトルの磁界と同方向成分の指令であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊を演算し、このｄ軸電流指令信号Ｉｄ＊も電流制御手段８５に入力される。永久磁石式同期モータの場合、永久磁石により電機子に対する磁界が常時確立しているので、通常、ｄ軸電流は零でよく、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊は零に設定される。電流制御手段８５は、ｕｖｗ−ｄｑ座標変換手段８８からのｄｑ軸の電流検出値Ｉｄ、Ｉｑがｄｑ軸の電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の指令通りに流れるように制御するためのものであり、その出力はｄ軸及びｑ軸の直流電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊になる。ｕｖｗ−ｄｑ座標変換手段８８は、ｄ軸の位相指令信号θｄ＊をもとに電流検出器３０で検出したインバータ２０の出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄｑ軸座標軸上の電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。ここで、通常動作において、信号切換えスイッチ５４はａ側の接点が入っているため、ｄ軸の位相指令信号θｄ＊には、加算器５３からのｄ軸位相信号θｄが入力されている。磁極位置演算手段５２は、エンコーダ５０から出力されるパルス信号ΦＡ、ΦＢの位相関係から正転と逆転を判断するアップカウンタ／ダウンカウンタとして動作し、このカウンタ値をエンコーダ５０の原点信号ΦＺからの位相信号θｚとして加算器５３に出力する。また、磁極位置演算手段５２では原点信号ΦＺが入力されると同時にカウンタ値をゼロにし、カウント時の誤差を無くする動作を行う。加算器５３では、磁極位置演算手段５２からの位相信号θｚと磁極位置推定手段９０から出力されるオフセット値θｏｆｆｓｅｔを加算して、同期モータ４０のｄ軸位相信号θｄを作成し、信号切換えスイッチ５４に出力する。
なお、磁極位置推定手段９０の磁極位置推定動作については後で詳細に説明する。
ｄｑ−ｕｖｗ座標変換手段８６は、ｄ軸磁極の位相指令信号θｄ＊をもとに電流制御手段８５からのＶｄ＊、Ｖｑ＊を３相交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。すなわち、ｄｑ−ｕｖｗ座標変換手段８６は、ｕｖｗ−ｄｑ座標変換手段８８の逆変換手段である。ＰＷＭパルス発生手段８７では、ｄｑ−ｕｖｗ座標変換手段８６の出力信号ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に応じたインバータ２０を駆動するＰＷＭパルス信号をインバータ２０に出力する。インバータ２０では、ＰＷＭパルス発生手段８７からのＰＷＭパルス信号により、ＰＷＭ制御が実行され、インバータ２０の出力電圧、出力周波数が制御される。このようにして永久磁石式同期モータ４０の速度が制御される。
【０００８】
次に、本実施形態における磁極位置の検出動作を以下に説明する。
先ず、磁極位置の推定原理について説明する。突極型の永久磁石式同期モータのｄｑ座標上における回路方程式は、数式（１）、（２）で表せる。
ｖｄ＝（Ｒａ＋Ｐ・Ｌｄ）・ｉｄ−（ωｒｅ・Ｌｑ）・ｉｑ　　　　　　　　　　　（１）
ｖｑ＝（ωｒｅ・Ｌｄ）・ｉｄ＋（Ｒａ＋Ｐ・Ｌｑ）・ｉｑ＋ωｒｅ・Φａ　　　　（２）
ｖｄ、ｖｑ：電機子電圧のｄ、ｑ軸成分
ｉｄ、ｉｑ：電機子電流のｄ、ｑ軸成分
Ｒａ：１相分の電機子抵抗
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ、ｑ軸の電機子自己インダクタンス
Φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束
Ｐ：微分演算子（＝ｄ／ｄｔ）
ωｒｅ：角周波数（電気角周波数）
ここで、数式（１）、（２）にモータ軸の拘束条件（ωｒｅ＝０）を与えると、
ｖｄ＝（Ｒａ＋Ｐ・Ｌｄ）・ｉｄ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３）
ｖｑ＝（Ｒａ＋Ｐ・Ｌｑ）・ｉｑ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（４）
となる。このようにモータ軸を拘束した状態において、インバータから数式（５）の条件の電流をモータに印加した場合を考える。
Ｉｄ＊＝Ｉ１、Ｉｑ＊＝０、θｄ＊＝∫（ω１＊）ｄｔ　　　　　　　　　　　　　　（５）
Ｉｄ＊、Ｉｑ＊：ｄ、ｑ軸の電流指令、Ｉ１：モータ印可電流の大きさ
ω１＊：角周波数指令（＝２πｆ１）、θｄ＊：制御装置内でのｄ軸位相
数式（５）の電流は、モータのｄ、ｑ軸上において、
ｉｄ＝Ｉ１・ｃｏｓδ、ｉｑ＝Ｉ１・ｓｉｎδ、δ＝θｄ＊−θｄ　　　　（６）
θｄ：モータのｄ軸位相
δ：制御装置内ｄ軸位相とモータｄ軸位相との差の角度となり、
電流のベクトル図は、図２のようになる。
数式（６）を数式（３）、（４）式に代入すると、制御装置内の指令値で表したモータｄ、ｑ軸上の電圧ｖｄ、ｖｑが求まる。
ｖｄ＝Ｒａ・Ｉ１・ｃｏｓδ−ω１＊・Ｌｄ・Ｉ１・ｓｉｎδ　　　　　　（７）
ｖｑ＝Ｒａ・Ｉ１・ｓｉｎδ＋ω１＊・Ｌｑ・Ｉ１・ｃｏｓδ　　　　　　（８）
ここで、モータｄ、ｑ軸電圧ｖｄ、ｖｑと制御装置内ｄ、ｑ軸電圧Ｖｄ＊、Ｖｑ＊との関係は、図３のベクトル図のようになり、ｖｄ、ｖｑをω１＊で回転する座標である制御装置内部のｄ、ｑ軸電圧Ｖｄ＊、Ｖｑ＊へ変換する式は、数式（９）、（１０）で表せる。
Ｖｄ＊＝ｃｏｓδ・ｖｄ＋ｓｉｎδ・ｖｑ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（９）
Ｖｑ＊＝−ｓｉｎδ・ｖｄ＋ｃｏｓδ・ｖｑ　　　　　　　　　　　　　　　　　（１０）
上記数式（７）、（８）を変換式の数式（９）、（１０）に代入し整理すると、
2004032907.tif 000003
を得る。
数式（１１）、（１２）から、制御装置内のｄ、ｑ軸電圧Ｖｄ＊、Ｖｑ＊には、制御装置内ｄ軸位相θｄ＊とモータｄ軸位相θｄの差角δに関係しない直流成分と、δに関係する成分があることが分る。
ここで、数式（１２）のｑ軸側の式において、ｑ軸電圧指令Ｖｄ＊が最大値になる点に着目すると、ｃｏｓ（２δ）＝１の時にＶｑ＊が最大になり、この時のδはδ＝０°、１８０°のいずれかである。すなわち、Ｖｑ＊を常時観測しておき、Ｖｑ＊最大時のｄ軸位相指令θｄ＊を求めれば、モータのｄ軸位相θｄの０°又は１８０°の点が検出できる。ここで、モータのｄ軸位相θｄが０°とは電機子鎖交磁束が正の極性（Ｎ極）で最大になる点であり、１８０°とは電機子鎖交磁束が負の極性（Ｓ極）で最大となる点である。
【０００９】
図４は、モータの磁極位相θｄを９０°の点で固定した場合における動作波形を計算した図である。図４において、Ｖｑ＊が最大値の位相θｄ＊は、９０°と２７０°の２点であり、極性が不明なため、モータのｄ軸位相がどちらなのかが不明である。そこで、極性の判別には電機子鎖交磁束の飽和現象を利用する。具体的には、磁極位置推定時に印加する電流を電機子鎖交磁束に飽和が生じる値まで大きく設定し、Ｎ極の変わりにＳ極側を検出する。即ち、δ＝０°、１８０°のうち、０°は電機子鎖交磁束が正極性の位相であり、その方向に電機子電流を流した場合、電機子の鉄心内の磁束が増磁されるため、磁束飽和が生じ易くなり、その結果、Ｎ極側のＶｑ＊はＳ極側のＶｑ＊より小さくなる。従って、Ｖｑ＊最大条件で求まるｄ軸位相指令θｄ＊はＳ極側となるので、ｄ軸磁極位相の推定値θｄ＾は、
θｄ＾＝θｄ＊（Ｖｑ＊ｍａｘ）−１８０°　　　　　　　　　　　　　　　　（１３）
θｄ＾：モータｄ軸位相推定値
θｄ＊（Ｖｑ＊ｍａｘ）：Ｖｑ＊が最大値となる時点の制御装置内位相θｄ＊
で求めることができる。
【００１０】
図５は、図４と同様にモータの磁極位相θｄを９０°の点で固定した場合におけるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊の動作波形を示した図である。図５において、Ｖｑ＊が最大値の位相θｄ＊（Ｖｑ＊ｍａｘ）は２７０°であるので、永久磁石の磁極位置は２７０°−１８０°＝９０°の位置にあると推定できる。
図６は、注入する電流の大きさに対するＮ極とＳ極の位置におけるＶｑ＊の電圧差の関係を表した一例である。図６から、注入する電流の大きは、モータの定格電流（１００％）程度であれば、電圧差Ｖｑ＊ｍａｘ（Ｓ極）−Ｖｑ＊ｍａｘ（Ｎ極）が十分大きく、ノイズ等に対して精度を確保できることが分かる。注入する電流の大きさはモータの形状等で変わるが、予め、図６に示す特性を実験により確認して決めれば良い。また、推定演算の過程でモータの電気的な定数を全く使用していないことから、温度など環境の変化によるモータ定数の変動に対し、精度が劣化しない利点がある。さらに、推定演算に複雑な数式を用いていないことから、製品として実装する際、制御系をハードで構成した場合に部品点数が押さえられる。また、マイコンによるソフトで構成した場合でも僅かなプログラムの追加で実現できる利点がある。
【００１１】
以上が本実施形態における磁極位置の推定原理であり、次に、動作の詳細について説明する。
同期モータ４０の磁極位置を検出する動作が必要な場合について整理すると、
（１）製品製作時やエンコーダ交換時等でエンコーダ５０の原点信号ΦＺの位置（θｚ＝０°）と同期モータ４０の磁極位置θｄとの関係（θｏｆｆｓｅｔの量）を喪失、又はずれてしまった場合
（２）原点信号ΦＺの位置（θｚ＝０°）と磁極位置θｄとの関係（θｏｆｆｓｅｔ）は分っているが、電源投入の初期時等で原点信号ΦＺからの位相θｚが分らなくなった場合
の二つに大別できる。
【００１２】
先ず、上記（１）の原点信号ΦＺの位置（θｚ＝０°）と磁極位置θｄとの関係（θｏｆｆｓｅｔ）が喪失した場合の動作について、図１と図７のフローチャートを用いて説明する。
製品製作時やエンコーダ交換時等を行った場合θｏｆｆｓｅｔが喪失しているため、図７のｓｔｅｐ１からｓｔｅｐ７までの処理を実施する。ｓｔｅｐ１において、図１の信号切換えスイッチ５４の接点を通常動作時のａ点からｂ点に切換える。次に、磁極位置推定手段９０からｑ軸電流指令手段８３とｄ軸電流指令手段８４の出力信号の値を設定する。具体的には、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊をＩｑ＊＝０の値に、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊をＩｄ＊＝１００％（同期モータ４０の定格）の値にする。さらに、磁極位置推定手段９０から信号切換えスイッチ５４へ推定用位相信号θｔｅｓｔを出力し、設定した電流が同期モータ４０に流れるように電流制御手段８５等の手段を動作させる。ここで、推定用位相信号θｔｅｓｔは、磁極位置推定手段９０の内部で数式（１４）から作成する。
θｔｅｓｔ＝∫（ωｔｅｓｔ）ｄｔ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１４）
θｔｅｓｔ：推定用位相、ωｔｅｓｔ：磁極推定用時の角周波数設定値
次に、ｓｔｅｐ２において、磁極位置推定手段９０は、電流制御手段８５から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を観測し、Ｖｑ＊が最大値となる時点のθｔｅｓｔをθｔｅｓｔ（Ｖｑ＊ｍａｘ）として記憶し、電流印加を停止する。
ｓｔｅｐ３において、磁極位置推定手段９０は、ｓｔｅｐ２で記憶したθｔｅｓｔ（Ｖｑ＊ｍａｘ）からｄ軸位相を数式（１５）で計算する。
θｄ＾＝θｔｅｓｔ（Ｖｑ＊ｍａｘ）−１８０°　　　　　　　　　　　　　　（１５）
ここまでの動作で同期モータの磁極位置が分かるので、次に、エンコーダ５０の原点信号ΦＺと磁極位置との関係を求める動作に移る。
ｓｔｅｐ４において、磁極位置推定手段９０は、θｄ＾をθｏｆｆｓｅｔとして仮に設定し、加算器５３に出力する。また、磁極位置演算手段５２は原点信号ΦＺの位相θｚをゼロクリアする。
ｓｔｅｐ５では、信号切換えスイッチ５４の接点をｂ点からａ点に切り換え、前述した通常運転動作により、ブレーキを開き、同期モータを回転させる。このモータ回転状態において、エンコーダ５０からの原点信号ΦＺが発生するのを待ち、発生後ｓｔｅｐ６に移る。
ｓｔｅｐ６において、磁極位置演算手段５２は、原点信号ΦＺ発生時の位相θｚをθｚ’として記憶する。また、モータを停止させる。
ｓｔｅｐ７において、磁極位置推定手段９０は、原点信号発生時の位相θｚ’とｄ軸位相θｄ＾との和をθｏｆｆｓｅｔ（＝θｄ＾＋θｚ’）として設定し、加算器５３に出力する。以上で磁極位置推定動作が完了する。
【００１３】
次に、前述の（２）の原点信号ΦＺからの位相θｚのみを喪失した場合の動作について、図１と図８のフローチャートを用いて説明する。図８のフローチャートにおいて、ｓｔｅｐ１、ｓｔｅｐ２、ｓｔｅｐ３は図７と同様な動作であるので説明を省略し、動作が異なるｓｔｅｐ４Ｂ、ｓｔｅｐ５Ｂのみを説明する。
ｓｔｅｐ３までの動作でｄ軸位相θｄ＾を得ている。そこで、ｓｔｅｐ４Ｂにおいて、磁極位置演算手段５２では、このθｄ＾と予め分かっているθｏｆｆｓｅｔとから、原点信号ΦＺからの位相θｚを推定値θｚ＾として計算する（θｚ＾＝θｄ＾−θｏｆｆｓｅｔ）。
ｓｔｅｐ５Ｂにおいて、磁極位置演算手段５２では、ｓｔｅｐ４Ｂで求めたθｚ＾をθｚとして設定する。信号切換えスイッチ５４の接点をｂ点からａ点に戻し、磁極位置推定動作は完了する。
【００１４】
以上のように、本実施形態によれば、モータが停止した状態でも磁極位置を推定できるため、磁極位置情報を有する特別なセンサを必要としない永久磁石式同期モータの制御装置を提供できる。
【００１５】
図９は、本発明をエレベータに応用した実施形態を示す。同図において図１と同一番号のものは同一物を示す。
同期モータ４０からの出力軸端にシーブ２を接合し、シーブ２に巻付けられたロープ４を介して乗りかご１とカウンタウエイト３が接続される。同期モータ４０すなわちシーブ２の回転にしたがって乗りかご１は昇降する。
本発明による制御装置は、図９の実施形態のエレベータのように乗りかご１とカウンタウエイト３との質量差がアンバランストルクとなってモータに加わる負荷特性をもつ駆動系において特に効果がある。すなわち、モータの出力軸に付いたブレーキによってアンバランストルクを静止保持しているモータ停止状態でも磁極位置を推定できるため、磁極位置を推定する過程でアンバランストルクにより異常増速状態になることがない。その結果、磁極位置情報を有する特別なセンサを必要としない、エレベータに応用した永久磁石式同期モータの制御装置を提供できる。
【００１６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、モータがブレーキによって静止保持される停止状態でも、磁極位置情報を有する特別なセンサを用いることなく、モータの磁極位置の検出を高い精度で行うことができる。
また、モータがブレーキによってアンバランストルクを静止保持している停止状態でも、磁極位置を推定できるため、磁極位置を推定する過程でアンバランストルクにより異常増速状態になることがなく、異常状態を抑止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による永久磁石式同期モータの制御装置を示す図
【図２】電流のベクトル図
【図３】電圧のベクトル図
【図４】本発明の原理を説明する図
【図５】本発明の原理を説明する図
【図６】本発明の原理を説明する図
【図７】本発明の動作を示すフローチャート
【図８】本発明の動作を示すフローチャート
【図９】本発明の応用例を示す実施形態の図
【符号の説明】
１…乗りかご、２…シーブ、３…カウンタウエイト、４…ロープ、１０…直流電源、２０…インバータ、３０…電流検出器、４０…永久磁石式同期モータ、５０…エンコーダ、５１…速度演算手段、５２…磁極位置演算手段、５３…加算器、５４…信号切換えスイッチ、６０…ブレーキ装置、８１…速度指令手段、８２…速度制御手段、８３…ｑ軸電流指令手段、８４…ｄ軸電流指令手段、８５…電流制御手段、８６…ｄｑ−ｕｖｗ座標変換手段、８７…ＰＷＭパルス発生手段、８８…ｕｖｗ−ｄｑ座標変換手段、９０…磁極位置推定手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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