(57)【要約】【課題】電子機器誤動作の原因となるクロストークノイズを大幅に低減する。【解決手段】３本以上の伝送線路からなる信号配線において、信号を伝送する際に駆動回路の出力電位が変動しない１本の固定信号配線の送端側インピーダンスと、駆動回路の出力電位が変動する複数変動信号配線の各受端側インピーダンスの積が、前記１本の固定信号配線と前記各変動信号配線との間の相互インダクタンスに対する、前記１本の固定信号配線と前記各変動信号配線との間の相互容量の比となるような、前記複数変動信号配線の各受端側インピーダンス値をもつ。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
３本以上の伝送線路を有する信号伝送回路において、信号を伝送する際に駆動回路の出力電位が変動しない１本の固定信号配線の送端側インピーダンスと、駆動回路の出力電位が変動する複数変動信号配線の各受端側インピーダンスの積が、前記１本の固定信号配線と前記各変動信号配線との間の相互インダクタンスに対する、前記１本の固定信号配線と前記各変動信号配線との間の相互容量の比に略なるような、前記複数変動信号配線の各受端側インピーダンス値をもつことを特徴とした信号伝送回路。
【請求項２】
３本以上の伝送線路を有する信号伝送回路において、信号を伝送する際に駆動回路の出力電位が変動しない、１本の固定信号配線の送端側インピーダンスと、駆動回路の出力電位が変動する複数変動信号配線の各受端側インピーダンスの積が、略前記１本の固定信号配線とこの固定信号配線に隣接する前記変動信号配線との間の相互インダクタンスに対する、前記１本の固定信号配線と固定信号配線に隣接した前記変動信号配線との間の相互容量の比に略なるよう、前記変動信号配線の各受端側インピーダンスを設定したことを特徴とする信号伝送回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の信号伝送回路において、信号の伝送状態に応じて信号配線受端側インピーダンスを動的に変化させることができる回路を備えることを特徴とする信号伝送回路。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の信号伝送回路を有する電子機器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の信号配線を有する信号伝送回路やそれらを有する電子機器において、信号伝送時に生じるクロストークノイズを抑制するための信号伝送回路およびこれを搭載した電子機器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタルデバイスである中央演算ユニット（ＣＰＵ：Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ
Ｕｎｉｔ）等のＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　ｃｉｒｃｕｉｔ）とメモリ素子（またはメモリ領域）との間などは、多量の信号を送受信するために、例えば、３２本や６４本の複数本の信号配線で接続される。これらデジタルデバイスにおける信号伝送時において、信号配線間の誘導性結合や容量性結合によりクロストークノイズが発生する。信号伝送速度の高速化や、信号配線ピッチの高密度化により、信号伝送時に生じるクロストークノイズのレベルは増加傾向にある。クロストークノイズはＬＳＩ−メモリ素子を有する電子機器（電子デバイスともいう。）において、データ書き込みや読み込みのエラーを引き起こし、誤動作の原因となる。
【０００３】
信号配線において発生するクロストークノイズを抑制する方法として、平行２本線路において最適化した送受端インピーダンス値を３本以上の複数本の信号配線に使用するものがある（例えば、特開２０００−１３３３３号公報参照）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の技術では、３本以上の信号配線に対しても、平行２本線路で最適化した送受端インピーダンス値を用いる。従って、３本以上の信号配線に対する最適なインピーダンスとはなっておらず、クロストークノイズ低減効果が低かった。
【０００５】
本発明の一つの目的は、電子機器誤動作の原因となるクロストークノイズを大幅に低減することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の一つの特徴は、３本以上の伝送線路を有する信号伝送回路において、信号を伝送する際に駆動回路の出力電位が変動しない１本の固定信号配線の送端側インピーダンスと、駆動回路の出力電位が変動する複数変動信号配線の各受端側インピーダンスの積が、略前記１本の固定信号配線と前記各変動信号配線との間の相互インダクタンスに対する、前記１本の固定信号配線と前記各変動信号配線との間の相互容量の比に略なるような、前記複数変動信号配線の各受端側インピーダンス値をもつことである。
【０００７】
また、本発明は、３本以上の伝送線路を有する信号伝送回路において、信号を伝送する際に駆動回路の出力電位が変動しない、１本の固定信号配線の送端側インピーダンスと、駆動回路の出力電位が変動する複数変動信号配線の各受端側インピーダンスの積が、前記１本の固定信号配線とこの固定信号配線に隣接する前記変動信号配線との間の相互インダクタンスに対する、前記１本の固定信号配線と固定信号配線に隣接した前記変動信号配線との間の相互容量の比に略なるよう、前記変動信号配線の各受端側インピーダンスを設定したことを特徴とする。
【０００８】
また、本発明は、３本以上の伝送線路を有する信号伝送回路において、前述の送受端インピーダンスとなるよう、信号の伝送状態に応じて信号配線受端側インピーダンスを動的に変化させることができる回路を備えることを特徴とする。
【０００９】
また、本発明は、上記の請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の信号伝送回路を有する電子機器であることを特徴とする。
【００１０】
本発明の上記特徴及びその他の特徴は、以下の記載により更に説明される。
【００１１】
【発明の実施の形態】
まず、本発明の原理の一例を説明する。なお、以下の記載の参考文献としては、「伝送回路」（著者：佐藤利三郎，コロナ社）の第３４４ページ乃至第３５１ページの記載が挙げられる。まず、図１０に示すような、完全導体Ａ０１上に平行に架設された二本の線路Ａ０２，Ａ０３を考える。すなわち分布結合線路である。この平行二本線路Ａ０２，Ａ０３の任意点における電圧（以下単位は全てボルト，Ｖ）・電流（以下単位は全てアンペア，Ａ）をＶ１，Ｖ２，Ｉ１，Ｉ２とすれば、電圧・電流の間には数９に示す関係がある。
【００１２】
【数９】
2004032578.tif 000003
【００１３】
ただし、ｚ１１，ｚ１２，ｚ２１，ｚ２２は単位長さ当たりのインピーダンス（単位：Ｖ／Ｉｍ）、ｙ１１，ｙ１２，ｙ２１，ｙ２２は単位長さ当たりのアドミタンス（単位：Ｉｍ／Ｖ，インピーダンスの逆数）であり、単位長さ当たりの抵抗Ｒ（単位：Ｖ／Ｉｍ），インダクタンスＬ（単位：Ｈ／ｍ），キャパシタンスＣ（単位：Ｆ／ｍ），コンダクタンスＧ（単位Ｉｍ／Ｖ）により数１０に表される。
【００１４】
【数１０】
2004032578.tif 000004
【００１５】
損失のある場合には複雑となるので無損失の場合を取扱う。数９は数１１となる。
【００１６】
【数１１】
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【００１７】
ここで、数１２が成立する。
【００１８】
【数１２】
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【００１９】
図１１のように、往路・復路の電流の振幅が等しく、位相が１８０°異なるような伝送は、ケーブルの伝送でよく用いられる実回路線路のような伝送で、この伝送を平衡伝送と称する。すなわち、数１３の関係がある。
【００２０】
【数１３】
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【００２１】
この数１３の関係を数１１に代入すれば、数１４となる。
【００２２】
【数１４】
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【００２３】
数１４において、
【００２４】
【数１５】
2004032578.tif 000009
【００２５】
とし、δは常に正であってＶ１−Ｖ２＝Ｖｂ　を用いると数１６となる。
【００２６】
【数１６】
2004032578.tif 000010
【００２７】
また、電圧Ｖｂ　および電流Ｉｂ　の位置に関する微分は数１７となる。
【００２８】
【数１７】
2004032578.tif 000011
【００２９】
数１７は１本の電信方程式と等しいから、容易にその解は得られ、位置ｘ＝０における電圧・電流をＶｂ０，Ｉｂ０とすれば、ｘ＝ｌなる点の電圧・電流をＶｂｌ，Ｉｂｌは数１８で与えられる。
【００３０】
【数１８】
2004032578.tif 000012
【００３１】
ここで、数１８中のＷｂ　およびβｂ　は平衡伝送に対する特性インピーダンスおよび位相定数であり数１９で与えられる。
【００３２】
【数１９】
2004032578.tif 000013
【００３３】
次に、図１２に示すように、両線の電位が等しく、完全導体Ａ０１を帰路とする伝送を不平衡伝送と称する。このとき、伝送線路の各点における電位・電流は数２０の関係がある。
【００３４】
【数２０】
2004032578.tif 000014
【００３５】
数２０を数１１に代入することで、伝送線路の電圧の位置に関する微分として数２１を得る。
【００３６】
【数２１】
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【００３７】
数２１から、
【００３８】
【数２２】
2004032578.tif 000016
【００３９】
となり、各線路の電流比は平衡伝送のときの電圧費δの逆数となる。このとき、Ｉｕ　に対するＩ１，Ｉ２の比は数２３となる。
【００４０】
【数２３】
2004032578.tif 000017
【００４１】
これより、Ｖｕ，Ｉｕの位置に対する微分は数２４となる。
【００４２】
【数２４】
2004032578.tif 000018
【００４３】
これも、平衡伝送の時と同様に、１本線路の電信方程式と等しく、ｘ＝０における電圧・電流をＶｕ０，Ｉｕ０とすれば、ｘ＝ｌ点での電圧・電流Ｖｕｌ，Ｉｕｌは数２５で与えられる。
【００４４】
【数２５】
2004032578.tif 000019
【００４５】
ここで、数２５中のＷｕ　およびβｕ　は平衡伝送に対する特性インピーダンスおよび位相定数であり数２６で与えられる。
【００４６】
【数２６】
2004032578.tif 000020
【００４７】
以上、二つの伝送を述べたが、実際の平行二本線路の伝送は、この二つの伝送の重ね合わせで与えられる。いま、任意点ｘにおける各線の電圧・電流が平行および不平衡電圧・電流の重ね合わせとして、数２７で与えられると仮定する。
【００４８】
【数２７】
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【００４９】
数２７の逆行列を求めると数２８となる。
【００５０】
【数２８】
2004032578.tif 000022
【００５１】
数２８の関係を数１１に代入すると数２９を得る。
【００５２】
【数２９】
2004032578.tif 000023
【００５３】
数２９より、平衡伝送と不平衡伝送は全く独立に伝送されることがわかる。図１３に示すような８端子回路に成立する基本式は、数２７，数２８，数１２，数１９，数２６の関係式を用いて数３０となる。
【００５４】
【数３０】
2004032578.tif 000024
【００５５】
数３０は平衡二本線路の基本八端子行列である。次に、ｎ本の平行伝送線路の基本式を求める。図１に、ｎ本の伝送線路からなる信号配線を示す。図１に示すように、各信号配線での送端側における電圧（以下、単位は全てＶ）をＶ１ｂ，Ｖ２ｂ，…，Ｖｎｂ、受端側における電圧をＶ１ｆ，Ｖ２ｆ，…，Ｖｎｆとする。同様に各信号配線での送端側における電流（以下、全て単位はＡ）をＩ１ｂ，Ｉ２ｂ，…，Ｉｎｂとし、受端側における電流をＩ１ｆ，Ｉ２ｆ，…，Ｉｎｆとする。また、単位長さ当りの各配線自己インダクタンスをＬ１１，Ｌ２２，…，Ｌｎｎとし、同様に単位長さ当りの各配線自己容量をＣ１１，Ｃ２２，…，Ｃｎｎとする。さらに、配線＜ｉ＞と配線＜ｊ＞との相互インダクタンスおよび相互容量はそれぞれＬｉｊ（＝Ｌｊｉ），Ｃｉｊ（＝Ｃｊｉ）とする。信号線が無損失線路と近似できる場合平行二本線路の場合と同様に、送端側電圧Ｖ１ｂ，Ｖ２ｂ，…，Ｖｎｂと受端側電圧Ｖ１ｆ，Ｖ２ｆ，…，Ｖｎｆとの間には、数１に示す関係がある。ここで、ｊは虚数単位、εは誘電率、μは透磁率、ωは角周波数を表す。
【００５６】
【数１】
2004032578.tif 000025
【００５７】
同様に、送端側電流Ｉ１ｂ，Ｉ２ｂ，…，Ｉｎｂと受端側電流Ｉ１ｆ，Ｉ２ｆ，…，Ｉｎｆとの間にも数２に示す関係がある。
【００５８】
【数２】
2004032578.tif 000026
【００５９】
また、Ｌｉｊ（ｉ＝１，２，…，ｎｊ＝１，２，…，ｎ）とＣｉｊ（ｉ＝１，２，…，ｎｊ＝１，２，…，ｎ）には数３に示す関係がある。
【００６０】
【数３】
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【００６１】
（以上は、参考文献：「伝送回路」，佐藤利三郎，コロナ社の第３４４ページ−第３５１ページからの引用）ここで、数式簡単化のため、数４の関係を用いる。
【００６２】
【数４】
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【００６３】
これにより、数１および数２は、数５に変形される。
【００６４】
【数５】
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【００６５】
ここで、図２に示すような伝送路を考える。図２では、＜ｊ＞番目の信号配線は駆動回路２０３と接続していない固定配線２０１であり、その送端側インピーダンスをＺｊｂ、受端側インピーダンスをＺｊｆである。また、＜ｊ＞番目以外の配線２０２では駆動回路２０３の出力電位が変化し、その受端側インピーダンスをＺｉｆ（ｉ＝１，２，…，ｎ，ｉ≠ｊ）とする。このとき、各信号配線の送受端において、電圧および電流とインピーダンスの関係は数６となる。
【００６６】
【数６】
2004032578.tif 000030
【００６７】
この数６の関係を用いて固定配線受端側電圧Ｖｉｆについてまとめると数７となる。
【００６８】
【数７】
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【００６９】
数７において、固定配線の受端側電圧Ｖｉｆが常に０となる条件で解くと、数８を得る。
【００７０】
【数８】
2004032578.tif 000032
【００７１】
数８より、駆動回路の出力電位が変動しない固定配線の送端側インピーダンスＺｊｂに対して、駆動回路の出力電位が変動する複数変動信号配線の各受端側インピーダンスＺｉｆの積が、前記１本の固定信号配線と前記各変動信号配線との間の相互インダクタンスＬｊｉ（Ｌｉｊ）に対する、前記１本の固定信号配線と前記各変動信号配線との間の相互容量Ｃｊｉ（Ｃｉｊ）の比となるよう、前記複数変動信号配線の各受端側インピーダンスＺｉｆを分布させることにより、駆動回路２０３の出力電位がどのように変化しても固定配線２０１の受端側電位Ｖｉｆは常に０となることがわかる。これにより、固定配線２０１では、フォワードクロストークノイズは発生しないことがわかる。
【００７２】
図３及び図４に基づいて、本発明の実施例１を説明する。図３において、信号配線は３０１〜３０９の９本からなり、そのうち真中にある５番面の配線３０５は駆動回路の出力電位が変化しない固定配線となっている。この信号配線の断面図を図４に示す。図４に示す通り、信号配線幅は０．１ｍｍ　であり信号配線ピッチは０．２ｍｍ　、グランド層との距離は０．１ｍｍ　となっている。また、信号配線長は２００ｍｍとなっている。この９本の信号配線における長さ１ｍｍあたりの自己インダクタンスおよび相互インダクタンスを表１に、同じく１ｍｍあたりの自己容量と相互容量を表２に示す。
【００７３】
【表１】
2004032578.tif 000033
【００７４】
【表２】
2004032578.tif 000034
【００７５】
送端側のインピーダンスＺ１ｂ〜Ｚ９ｂを全て５０Ωとした場合、表１および表２の値を数８にあてはめることにより、信号配線の各受端側インピーダンス値Ｚ１ｆ〜Ｚ９ｆは、表３に示す値となる。
【００７６】
【表３】
2004032578.tif 000035
【００７７】
比較のため、平行２本線路で最適化した送受端インピーダンス値を用いる従来技術における受端側インピーダンスＺ１ｆ〜Ｚ９ｆの値を、比較例１として表４に示す。
【００７８】
【表４】
2004032578.tif 000036
【００７９】
なお、本比較例１において送端側インピーダンスＺ１ｂ〜Ｚ９ｂは全て５０Ωとした。そして、駆動回路の出力電圧が変動しない固定信号配線を除く全ての信号配線の送端側電圧を３．３Ｖ　から０Ｖへと切り替えたときの固定信号配線受端におけるクロストークノイズ電圧を解析により評価した。解析に用いたソフトウエアはいずれも節点解析型のシミュレータＳＰＩＣＥ（参考文献：Ｌ．　Ｗ．　Ｎｅｇｅｌ，ＳＰＩＣＥ２，‘Ａ　Ｃｏｍｐｕｔｅｒ　Ｐｒｏｇｒａｍ　ｔｏ　Ｓｉｍｕｌａｔｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｃｉｒｃｕｉｔ’，Ｍｅｍｏｒａｎｄｕｍ，ｎｏ．ＥＲＬ−Ｍ５２０，　Ｃｏｌｌｅｇｅ　ｏｆ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，　Ｕｎｉｖ．　ｏｆ　Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ，　１９７５−５）を用いた。また、伝送線路モデルは１ｍｍ当りのイ自己および相互インダクタンス、自己および相互キャパシタンスによりラダー回路網を構成した。
【００８０】
本解析結果を図５に示す。図５に示す通り、比較例１に比べ、実施例１の方がクロストークノイズのピーク電圧を０．０２３Ｖから０．０１３Ｖへ、４３％低減できるのがわかる。
【００８１】
次に、本発明の実施例２を説明する。実施例２では、実施例１同様に、図３の信号配線の構成を用いる。実施例２では、駆動回路の出力電位が変動しない固定信号配線３０５と、その隣接配線３０４もしくは３０６との間でのインピーダンスマッチングを取った抵抗値を用いる。これは、固定信号配線における送端側インピーダンスと、この固定信号配線に隣接する配線の受端側インピーダンスとの積が、これら２つの配線間の相互インダクタンスに対する相互容量の比になるよう、固定信号配線以外の配線の受端側インピーダンスを設定したものである。図３に示す９本の信号配線に対して求めた受端側インピーダンスＺ１ｆ〜Ｚ９ｆの値を表５に示す。
【００８２】
【表５】
2004032578.tif 000037
【００８３】
このとき、送端側インピーダンスＺ１ｂ〜Ｚ９ｂは全て５０Ωとした。駆動回路の出力電圧が変動しない固定信号配線を除く全ての信号配線の送端側電圧を３．３Ｖから０Ｖへと切り替えたときの固定信号配線受端におけるクロストークノイズ電圧を解析により評価した。この結果を図６に示す。なお、比較例１では、表４に示す抵抗値を用いた。図６に示す通り、比較例１に比べ、実施例２の方がクロストークノイズのピーク電圧を０．０２３Ｖから０．０１８Ｖへ、２２％低減できるのがわかる。
【００８４】
図７に基づき、実施例３を説明する。図７に示すとおり、受端側インピーダンスを調節する回路として、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）８０１を用いる。
【００８５】
ＭＯＳ８０１はＧａｔｅ電圧によりＳｏｕｒｃｅ−Ｄｒａｉｎ　間抵抗を様々な値に変化させることができ、ＭＯＳＦＥＴとも表記されるスイッチング素子である。図７の回路では、電圧源と、可変抵抗８０２により、ＭＯＳ８０１のＧａｔｅ電圧を変化させる構成になっている。ＭＯＳ８０１のＧａｔｅドレイン端子は、入力バッファと信号配線の間に配置される。これにより信号配線の受端側インピーダンス値を動的に変化することができ、様々な信号伝送状態に対応できる。つまり、ＬＳＩ−Ｉ／Ｏドライバの出力状態をモニタし、その活性化レベルに合わせて制御回路８０３により可変抵抗８０３の抵抗値を変化させることによりＭＯＳ８０１のＧａｔｅ電位を変化させ、ＭＯＳ８０１のＳｏｕｒｃｅ−Ｄｒａｉｎ間抵抗を最適値にする方法がある。
【００８６】
次に、本発明の実施例４を説明する。本実施例は、実施例１の図３と同様に信号配線は３０１〜３０９の９本からなり、そのうち真中にある５番面の配線３０５は駆動回路の出力電位が変化しない固定配線となっている。この信号配線の断面図を図８に示す。本実施例４では、ＭＣＭ（Ｍｕｌｔｉ　Ｃｈｉｐ　Ｍｏｄｕｌｅ）への実装を考慮して、信号配線幅は０．１ｍｍ　および信号配線ピッチは０．２ｍｍ　、グランド層との距離は０．１５ｍｍ　、また信号配線長は２５ｍｍとなっている。この９本の信号配線における長さ１ｍｍあたりの自己インダクタンスおよび相互インダクタンスを表６に、同じく１ｍｍあたりの自己容量と相互容量を表７に示す。
【００８７】
【表６】
2004032578.tif 000038
【００８８】
【表７】
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【００８９】
送端側のインピーダンスＺ１ｂ〜Ｚ９ｂを全て５０Ωとした場合、表６および表７の値を数８にあてはめることにより、信号配線の各受端側インピーダンス値Ｚ１ｆ〜Ｚ９ｆは表８に示す値となる。比較例２として、平行２本線路で最適化した送受端インピーダンス値を用いる従来技術における受端側インピーダンス値Ｚ１ｆ〜Ｚ９ｆを表９に示す。
【００９０】
【表８】
2004032578.tif 000040
【００９１】
【表９】
2004032578.tif 000041
【００９２】
なお、比較例２において送端側インピーダンスは全て５０Ωとした。駆動回路の出力電圧が変動しない固定信号配線を除く全ての信号配線の送端側電圧を３．３Ｖから０Ｖへと切り替えたときの固定信号配線受端におけるクロストークノイズ電圧を解析により評価した。その結果を図９に示す。図９に示す通り、比較例２に比べ、実施例４の方がクロストークノイズのピーク電圧を０．０７０Ｖから０．０５３Ｖへ、２４％低減できるのがわかる。
【００９３】
本発明の電子機器としては、例えば、デジタルデバイスである中央演算ユニット（ＣＰＵ：Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）等のＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　ｃｉｒｃｕｉｔ）とメモリ素子（またはメモリ領域）とを有するものが考えられるが、これに限定されること無く、３本以上の伝送線路を有する信号伝送回路を有するものであれば良い。特に、３本以上の伝送線路が、近接し、更に並行配置されているものにおいて効果が大きい。
【００９４】
また、本明細書で使用した「略」の意味は、厳密にその値にならなくとも、従来の実装法に比べクロストークの低減の効果があることを示しており、実用上は＋１０％から−１０％の許容量がある。この根拠は、従来の実装法における値（表４）に比べ、最適値である本発明（表５）では１０％程差があり、本発明に近づくほどノイズ低減効果が大きくなるためである。
【００９５】
【発明の効果】
本発明によれば、電子機器誤動作の原因となるクロストークノイズを大幅に低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理の一例を説明するための説明図。
【図２】本発明の原理の一例を説明するための説明図。
【図３】本発明の実施例１を示す図。
【図４】図３の信号配線の断面図。
【図５】実施例１と比較例１の解析結果を示す図。
【図６】実施例２と比較例１の解析結果を示す図。
【図７】本発明の実施例３を示す図。
【図８】本発明の実施例４を示す図。
【図９】実施例４と比較例２の解析結果を示す図。
【図１０】本発明の原理の一例の説明図。
【図１１】本発明の原理の一例の説明図。
【図１２】本発明の原理の一例の説明図。
【図１３】本発明の原理の一例の説明図。
【符号の説明】
Ｖ１ｂ…信号配線１での送端側における電圧、Ｖ２ｂ…信号配線２での送端側における電圧、Ｖｎｂ…信号配線ｎでの送端側における電圧、Ｖ１ｆ…信号配線１での受端側における電圧、Ｖ２ｆ…信号配線２での受端側における電圧、Ｖｎｆ…信号配線ｎでの受端側における電圧、Ｉ１ｂ…信号配線１での送端側における電流、Ｉ２ｂ…信号配線２での送端側における電流、Ｉｎｂ…信号配線ｎでの送端側における電流、Ｉ１ｆ…信号配線１での受端側における電流、Ｉ２ｆ…信号配線２での受端側における電流、Ｉｎｆ…信号配線ｎでの受端側における電流、２０１…固定配線、２０３…駆動回路、３０１〜３０９…信号配線。
【図１】
2004032578.tif 000042
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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