(57)【要約】【課題】受信した受信信号のＳＮＲを、従来技術に比較して位相オフセットに対して頑強で推定して計算することができる受信信号のＳＮＲの計算方法等を提供する。【解決手段】送信される無線信号はＭ相ＰＳＫ変調信号であり、適応制御型コントローラ２０は、アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号に基づいて、互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、計算した第１の時間平均値を計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、計算した商に基づいて、高次モーメント汎関数とＳＮＲとの関係を示す式を用いて受信信号のＳＮＲを計算する。【選択図】  図１
2004254003.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、Ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信する無線受信機において、
互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、上記計算した第１の時間平均値を上記計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、上記計算した商に基づいて、上記高次モーメント汎関数と信号対雑音比との関係を示す式を用いて上記受信信号の信号対雑音比を計算するステップを含むことを特徴とする受信信号の信号対雑音比の計算方法。
【請求項２】
Ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、Ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信し、上記受信信号を処理する信号処理手段を備えた無線受信機において、
互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、上記計算した第１の時間平均値を上記計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、上記計算した商に基づいて、上記高次モーメント汎関数と信号対雑音比との関係を示す式を用いて上記受信信号の信号対雑音比を計算するステップと、
上記計算された信号対雑音比が実質的に最大となるように上記信号処理手段を適応制御するステップとを含むことを特徴とする無線受信機の適応制御方法。
【請求項３】
上記信号処理手段は、無線受信機の信号等化器であることを特徴とする請求項２記載の無線受信機の適応制御方法。
【請求項４】
上記信号処理手段は、無線受信機の信号ろ波器であることを特徴とする請求項２記載の無線受信機の適応制御方法。
【請求項５】
上記信号処理手段は、無線受信機のリニアライザであることを特徴とする請求項２記載の無線受信機の適応制御方法。
【請求項６】
上記信号処理手段は、無線受信機の同調器であることを特徴とする請求項２記載の無線受信機の適応制御方法。
【請求項７】
Ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、Ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信する無線受信機において、
互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、上記計算した第１の時間平均値を上記計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、上記計算した商に基づいて、上記高次モーメント汎関数と信号対雑音比との関係を示す式を用いて上記受信信号の信号対雑音比を計算する制御手段を備えたことを特徴とする受信信号の信号対雑音比の計算装置。
【請求項８】
Ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、Ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信し、上記受信信号を処理する信号処理手段を備えた無線受信機において、
互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、上記計算した第１の時間平均値を上記計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、上記計算した商に基づいて、上記高次モーメント汎関数と信号対雑音比との関係を示す式を用いて上記受信信号の信号対雑音比を計算する第１の制御手段と、
上記計算された信号対雑音比が実質的に最大となるように上記信号処理手段を適応制御する第２の制御手段とを備えたことを特徴とする無線受信機の適応制御装置。
【請求項９】
上記信号処理手段は、無線受信機の信号等化器であることを特徴とする請求項８記載の無線受信機の適応制御装置。
【請求項１０】
上記信号処理手段は、無線受信機の信号ろ波器であることを特徴とする請求項８記載の無線受信機の適応制御装置。
【請求項１１】
上記信号処理手段は、無線受信機のリニアライザであることを特徴とする請求項８記載の無線受信機の適応制御装置。
【請求項１２】
上記信号処理手段は、無線受信機の同調器であることを特徴とする請求項８記載の無線受信機の適応制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ  Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ  Ｐａｓｓｉｖｅ  Ａｒｒａｙ  Ｒａｄｉａｔｏｒ  Ａｎｔｅｎｎａ）又はリニアアレーアンテナなどの複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナを用いて、無線受信機で受信された受信信号の信号対雑音比を計算する無線受信機の信号対雑音比の計算方法、及びその計算方法を利用した無線受信機の適応制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術の電子制御導波器アレーアンテナ装置は、例えば、特許文献１及び非特許文献１において提案されている。この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
この電子制御導波器アレーアンテナ装置を受信側で適応制御する方法として、一般的に、以下の方法が用いられている。すなわち、送信側で各無線パケットデータの先頭部分に学習シーケンス信号を予め含ませておき、当該学習シーケンス信号と同一の信号を受信側でも発生させ、受信側において、受信された学習シーケンス信号と、上記発生された学習シーケンス信号との相互相関が実質的に最大となることを規範（規範基準）として、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させてその指向特性を変化させる。これにより、電子制御導波器アレーアンテナ装置の指向性を最適パターンとし、すなわち所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを形成するパターンとなる。
【０００４】
しかしながら、この従来例では、学習シーケンス信号などの参照信号が必要であること、また、この参照信号を予め送信側及び受信側の両方で一致させておく必要があり、これにより、適応制御のための回路が複雑になるという問題点があった。また、無線受信機においてその信号等化器や信号ろ波器を適応制御するために、信号対雑音電力比（以下、ＳＮＲという。）を推定して計算する必要があるが、受信される受信信号についてリアルタイムで計算することはできなかった。
【０００５】
この問題点を解決するために、参照信号を用いずブラインドで、高次モーメント汎関数を用いてＳＮＲを推定する方法が非特許文献２において提案されている。
【０００６】
【特許文献１】
特開２００１−２４４３１号公報。
【非特許文献１】
Ｔ．  Ｏｈｉｒａ  ｅｔ  ａｌ．，  ”Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ  ｓｔｅｅｒａｂｌｅ  ｐａｓｓｉｖｅ  ａｒｒａｙ  ｒａｄｉａｔｏｒ  ａｎｔｅｎｎａｓ  ｆｏｒ  ｌｏｗ−ｃｏｓｔ  ａｎａｌｏｇ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ，”  ２０００  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｐｈａｓｅｄ  Ａｒｒａｙ  Ｓｙｓｔｅｍ  ＆  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  ｐｐ．  １０１−１０４，  Ｄａｎａ  ｐｏｉｎｔ，  Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ，  Ｍａｙ  ２１−２５，  ２０００。
【非特許文献２】
大平孝，“高次モーメントを用いた位相シフトキーイング信号対雑音比のブラインド推定”，電子情報通信学会研究技術報告，ＮＳ２００２−６９，ＲＣＳ２００２−９７，電子情報通信学会発行，ｐｐ．４３−４６，２００２年７月。
【非特許文献３】
滝沢賢一ほか，“Ｍ相ＰＳＫ信号におけるブラインドＳＮＲ推定方法の比較”，電子情報通信学会研究技術報告，ＳＲ０２−２０，電子情報通信学会発行，ｐｐ．６７−７４，２００２年１２月。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述の非特許文献２において開示された方法において、汎関数は位相オフセットに対しては頑強（ロバスト）であるが、周波数オフセットに対しては頑強でなく、ＳＮＲ推定において推定誤差を生じさせてしまう（例えば、非特許文献３参照。）という問題点があった。
【０００８】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、例えば、無線受信機においてその信号等化器や信号ろ波器などを適応制御するために、受信した受信信号のＳＮＲを、従来技術に比較して位相オフセットに対して頑強で推定して計算することができる受信信号のＳＮＲの計算方法、及びその計算方法を利用した無線受信機の適応制御方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係る受信信号のＳＮＲの計算方法は、Ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、Ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信する無線受信機において、
互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、上記計算した第１の時間平均値を上記計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、上記計算した商に基づいて、上記高次モーメント汎関数とＳＮＲとの関係を示す式を用いて上記受信信号のＳＮＲを計算するステップを含むことを特徴とする。
【００１０】
第２の発明に係る無線受信機の適応制御方法は、Ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、Ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信し、上記受信信号を処理する信号処理手段を備えた無線受信機において、
互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、上記計算した第１の時間平均値を上記計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、上記計算した商に基づいて、上記高次モーメント汎関数とＳＮＲとの関係を示す式を用いて上記受信信号のＳＮＲを計算するステップと、
上記計算されたＳＮＲが実質的に最大となるように上記信号処理手段を適応制御するステップとを含むことを特徴とする。
【００１１】
上記無線受信機の適応制御方法において、上記信号処理手段は、無線受信機の信号等化器であることを特徴とする。
【００１２】
また、上記無線受信機の適応制御方法において、上記信号処理手段は、無線受信機の信号ろ波器であることを特徴とする。
【００１３】
さらに、上記無線受信機の適応制御方法において、上記信号処理手段は、無線受信機のリニアライザであることを特徴とする。
【００１４】
またさらに、上記無線受信機の適応制御方法において、上記信号処理手段は、無線受信機の同調器であることを特徴とする。
【００１５】
第３の発明に係る受信信号のＳＮＲの計算装置は、Ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、Ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信する無線受信機において、
互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、上記計算した第１の時間平均値を上記計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、上記計算した商に基づいて、上記高次モーメント汎関数とＳＮＲとの関係を示す式を用いて上記受信信号のＳＮＲを計算する制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１６】
第４の発明に係る無線受信機の適応制御装置は、Ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、Ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信し、上記受信信号を処理する信号処理手段を備えた無線受信機において、
互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、上記計算した第１の時間平均値を上記計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、上記計算した商に基づいて、上記高次モーメント汎関数とＳＮＲとの関係を示す式を用いて上記受信信号のＳＮＲを計算する第１の制御手段と、
上記計算されたＳＮＲが実質的に最大となるように上記信号処理手段を適応制御する第２の制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００１７】
上記無線受信機の適応制御装置において、上記信号処理手段は、無線受信機の信号等化器であることを特徴とする。
【００１８】
また、上記無線受信機の適応制御装置において、上記信号処理手段は、無線受信機の信号ろ波器であることを特徴とする。
【００１９】
さらに、上記無線受信機の適応制御装置において、上記信号処理手段は、無線受信機のリニアライザであることを特徴とする。
【００２０】
またさらに、上記無線受信機の適応制御装置において、上記信号処理手段は、無線受信機の同調器であることを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００２２】
＜第１の実施形態＞
図１は本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるアレーアンテナ装置１００と、無線受信機１０と、適応制御型コントローラ２０とを備えて構成される。
【００２３】
ここで、送信された無線信号はＭ相ＰＳＫ変調され（ここで、Ｍは２以上の整数である。）、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、計算した第１の時間平均値を計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、計算した商に基づいて、高次モーメント汎関数とＳＮＲとの関係を示す式（後述する数１及び数５）を用いて受信信号のＳＮＲを計算することを特徴としている。さらに、適応制御型コントローラ２０は、上記計算されたＳＮＲが実質的に最大となるように、信号処理手段である例えば図１の波形等化器６−１，６−２を適応制御することを特徴としている。ここで、本実施形態においては、評価に用いる汎関数として、階差相関型の高次モーメント汎関数を導入することで、周波数オフセットに対しても頑強なブラインドＳＮＲ推定を実行できる。
【００２４】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長）になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル８を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値は適応制御型コントローラ２０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００２５】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００２６】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００２７】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０は無線信号ｙ（ｔ）を受信し、上記受信された無線信号である受信信号ｙ（ｔ）は同軸ケーブル８を介して無線受信機１０に入力され、無線受信機１０は上記受信信号ｙ（ｔ）に対してＰＳＫ復調処理を行って、ＰＳＫ復調された、互いに直交した受信信号からの２つのデジタルベースバンド信号を得る。すなわち、無線受信機１０において、受信信号ｙ（ｔ）はまず低雑音増幅器（ＬＮＡ）１により高周波増幅された後２分配され、２分配された一方の受信信号ｙ（ｔ）は混合器２−１により局部発振器３からの局部発振信号と混合された後、ダイレクトコンバージョン後のＩ信号は、波形等化器６−１に入力される。波形等化器６−１は、適応制御型コントローラ２０により適応制御される、例えば公知のトランスバーサルフィルタであり、異なる複数の遅延量で遅延された受信信号を所定の乗算パラメータで乗算することによりＰＳＫ受信信号の波形を制御することにより波形等化してＡ／Ｄ変換器５−１に出力する。波形等化されたＩ信号は、Ａ／Ｄ変換器５−１によりＡ／Ｄ変換されてデジタルベースバンドＩ信号を得る。一方、２分配された他方の受信信号ｙ（ｔ）は混合器２−２により、局部発振信号から９０度移相器４により９０度だけ移相された局部発振信号と混合された後、ダイレクトコンバージョン後のＱ信号は、波形等化器６−１と同様の動作を行う波形等化器６−２を介してＡ／Ｄ変換器５−２に入力される。次いで、波形等化されたＱ信号は、Ａ／Ｄ変換器５−２によりＡ／Ｄ変換されてデジタルベースバンドＱ信号を得る。これら２つのデジタルベースバンド信号はデータ信号として出力されるとともに、適応制御型コントローラ２０に出力される。
【００２８】
次いで、適応制御型コントローラ２０は、アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）を表す２つのデジタルベースバンド信号に基づいて、例えば最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみであって受信信号ｙ（ｔ）のＭ乗を用いて表された規範関数（例えば、後述する数６）の値が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘｋ（ｋ＝１，２，…，６）を計算してそのリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力することによりそれらリアクタンス値ｘｋを設定する。また、適応制御型コントローラ２０は、入力される受信信号に基づいて、互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、計算した第１の時間平均値を計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、計算した商に基づいて、高次モーメント汎関数とＳＮＲとの関係を示す式（後述する数１及び数５）を用いて受信信号のＳＮＲを計算し、さらに、上記計算されたＳＮＲが実質的に最大となるように、信号処理手段である例えば図１の波形等化器６−１，６−２を適応制御する。
【００２９】
図３は、図１のアレーアンテナ装置１００の非励振素子Ａｎと可変リアクタンス素子１２−ｎの接続点付近の回路を示す回路図である。図３において、適応制御型コントローラ２０からのリアクタンス値信号である直流バイアス電圧は、抵抗１４とキャパシタ１５とからなるＬ型の低域通過フィルタ１３を介して、例えばバラクタダイオードである可変リアクタンス素子１２−ｎ（ｎ＝１，２，…，６）に印加され、これにより、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘｋ（ｋ＝１，２，…，６）が制御される。
【００３０】
次いで、ＳＮＲを計算するために用いる階差相関型高次モーメント汎関数について、以下に詳細説明する。本実施形態において用いる階差相関型の高次モーメント汎関数は次式で表される。
【００３１】
【数１】
2004254003.tif 000003
【００３２】
ここで、ｙｎは無線受信機１０で受信される受信信号のｎ番目のシンボルを表し、Ｅ｛・｝は所定の時間期間に対する引数の期待値演算（時間平均値又はアンサンブル平均値）を表し、ＭはＰＳＫ信号の位相状態数（位相変調の位相数）を表す。なお、ｙｎ−１は受信信号のシンボルｙｎに隣接する直前のシンボルを示す。次の表１に示すように、本実施形態に係る階差相関型の汎関数と、非特許文献１において提案された汎関数とでは、その分子の統計量が異なる。本実施形態に係る階差相関型の汎関数では、前シンボルの共役複素数との積を用いることで、周波数オフセットに対して頑強な汎関数となる。
【００３３】
【表１】
2004254003.tif 000004
【００３４】
次いで、本発明に係る階差相関型汎関数と、ＳＮＲとの関係について以下に説明する。受信信号ｙｎを次式モデル化する。
【００３５】
【数２】
2004254003.tif 000005
【００３６】
ここで、Ｓは信号電力であり、ａｎは送信するＭ相ＰＳＫ信号であり、ｆｏは周波数オフセットであり、Ｎは雑音電力であり、そしてｗｎは平均０で分散１のガウス雑音を表す。周波数オフセットｆｏはシンボル間隔時間で正規化されているものとする。これを、上記数１の分子に代入すると、次式を得る。
【００３７】
【数３】
2004254003.tif 000006
【００３８】
上記式から明らかなように、数３で示す階差相関型高次モーメント汎関数の分子は周波数オフセットの影響を受けないことがわかる。また、上記数１の分母は、公知の非特許文献１において示されているように、次式で表される。
【００３９】
【数４】
2004254003.tif 000007
【００４０】
従って、上記式と、上記数３を上記数１に代入すると、次式を得る。
【００４１】
【数５】
2004254003.tif 000008
【００４２】
上記数５の汎関数ＪはＳＮＲの関数であり、かつ単調増加関数であることがわかる。よって、この汎関数Ｊの値を計算することで、送信信号に関する情報を知ることなく、すなわちブラインドでＳＮＲの推定を行える。実際に汎関数を計算する際には、上記数１における期待値演算を受信シンボル数Ｎｓに対する平均値計算で置換する。
【００４３】
以上説明したように、本実施形態によれば、階差相関型高次モーメント汎関数Ｊを用いて受信信号のＳＮＲを計算することができるとともに、計算されたＳＮＲを用いて波形等化器６−１，６−２などの信号処理手段を適応制御することができる。従って、本実施形態によれば、受信した受信信号のＳＮＲを、従来技術に比較して位相オフセットに対して頑強で推定して計算することができる。
【００４４】
なお、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための規範関数としては、非特許文献１において開示された次式を用いることができる。
【００４５】
【数６】
2004254003.tif 000009
【００４６】
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの非励振素子を備えてもよい。また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔は一定でなくてもよい。
【００４７】
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、それに対応した可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６とを備えているが、本発明はこれに限らず、少なくとも１つの非励振素子Ａ１と、それに対応した可変リアクタンス素子１２−１を備えてもよい。また、それぞれの個数は複数でもよい。
【００４８】
＜第２の実施形態＞
図４は、本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【００４９】
この実施形態では、図４に示すように、アレーアンテナ５０の各アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐで受信した信号を、可変移相器５３−１乃至５３−Ｐと加算器である合成器５４によって構成されたＲＦ帯のＢＦＮ（Ｂｅａｍ  Ｆｏｒｍｉｎｇ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）回路で合成する構成を採用し、このアレーアンテナの制御装置は、複数Ｐ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｐが互いに所定の間隔で配置されてなるアレーアンテナ５０（例えば、リニアアレーアンテナであり、２次元形状又は３次元形状で配置されてもよい。）のビームを制御するための適応制御型制御装置であり、適応制御型コントローラ６０を備えたことを特徴としている。ここで、送信された無線信号はＭ相ＰＳＫ変調され（Ｍは２以上の整数である。）、適応制御型コントローラ６０は、合成後の受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、第１の実施形態と同様に、互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、計算した第１の時間平均値を計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、計算した商に基づいて、高次モーメント汎関数とＳＮＲとの関係を示す式（数１及び数５）を用いて受信信号のＳＮＲを計算することを特徴としている。さらに、適応制御型コントローラ２０は、上記計算されたＳＮＲが実質的に最大となるように、信号処理手段である例えば図４の波形等化器５５−１乃至５５−Ｐを適応制御することを特徴としている。ここで、本実施形態においては、評価に用いる汎関数として、階差相関型の高次モーメント汎関数を導入することで、周波数オフセットに対しても頑強なブラインドＳＮＲ推定を実行できる。
【００５０】
以下、図４に示すアレーアンテナの制御装置の構成について説明する。図４において、複数Ｐ個のアンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐが互いに所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ５０によって無線信号が受信され、各アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）５２−１乃至５２−Ｐ及び、第１の実施形態に係る波形等化器６−１，６−２と同様に動作する波形等化器５５−１乃至５５−Ｐを介して可変移相器５３−１乃至５３−Ｐに入力される。各可変移相器５３−１乃至５３−Ｐはそれぞれ、入力される無線信号を、適応制御型コントローラ６０から出力される各移相制御電圧ｖｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）に対応した各移相量だけ移相した後、合成器５４に出力する。合成器５４は入力されるＰ個の無線信号を電力合成して、合成後の無線信号を、受信信号ｙ（ｔ）として図１の無線受信機１０と同様の構成を有する無線受信機１０に出力する。
【００５１】
次いで、無線受信機１０は、入力される合成された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、図１の無線受信機１０と同様に、互いに直交した受信信号からの２つのデジタルベースバンド信号を得て、適応制御型コントローラ６０に出力する。適応制御型コントローラ６０は、入力される２つのデジタルベースバンド信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、図１の適応制御型コントローラ２０における適応制御処理と同様の処理を実行することにより、上記受信信号ｙ（ｔ）のみであって受信信号ｙ（ｔ）のＭ乗を用いて表された規範関数（数６）の値が実質的に最大となるように、当該アレーアンテナ５０の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する各移相制御電圧ｖｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を計算し、それを可変移相器５３−１乃至５３−Ｐに印加することにより対応する各移相量を設定する。また、適応制御型コントローラ６０は、入力される受信信号に基づいて、互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、計算した第１の時間平均値を計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、計算した商に基づいて、高次モーメント汎関数とＳＮＲとの関係を示す式（数１及び数５）を用いて受信信号のＳＮＲを計算し、さらに、上記計算されたＳＮＲが実質的に最大となるように、信号処理手段である例えば波形等化器５５−１乃至５５−Ｐを適応制御する。
【００５２】
この実施形態に係る適応制御型コントローラ６０においても、第１の実施形態に係る適応制御型コントローラ２０と同様に、階差相関型高次モーメント汎関数Ｊを用いて受信信号のＳＮＲを計算することができるとともに、計算されたＳＮＲを用いて波形等化器５５−１乃至５５−Ｐなどの信号処理手段を適応制御することができる。従って、本実施形態によれば、受信した受信信号のＳＮＲを、従来技術に比較して位相オフセットに対して頑強で推定して計算することができる。
【００５３】
以上の実施形態においては、最急勾配法を用いて各可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する移相制御電圧ｖｐを計算しているが、本発明はこれに限らず、上述の順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。また、規範関数Ｊはその逆数を用いてもよい。
【００５４】
以上説明したように、本実施形態によれば、アレーアンテナ装置１００はハードウエア構成が簡単であるにもかかわらず、適切な規範と帰還制御によりブラインドビーム形成が可能であるということをＭ相ＰＳＫ波受信の場合について示した。
【００５５】
＜変形例＞
以上の実施形態においては、上記数６の規範関数を用いているが、上記数６における時間平均Ｅ（・）は、例えば周波数分割多重方式で送信されたデータ信号を一時に受信して並列処理する場合に、例えば１シンボルなどの所定の期間において複数のデータ信号についての平均値であってもよい。
【００５６】
以上の実施形態においては、受信信号のＳＮＲに基づいた適応制御方法の対象として波形等化器６−１，６−２又は５５−１乃至５５−Ｐを用いているが、本発明はこれに限らず、受信信号のＳＮＲに対して影響を与える無線受信機の信号等化器、信号ろ波器、リニアライザ、同調器などの信号処理手段を用いてもよい。ここで、例えば、信号ろ波器は、上記アナログ波形等化器６−１，６−２又は５５−１乃至５５−Ｐ、もしくはデジタル波形等化器の位置に挿入され、所定の帯域の信号ろ波処理を実行する。また、リニアライザは、上記アナログ波形等化器６−１，６−２又は５５−１乃至５５−Ｐ、もしくはデジタル波形等化器の位置に挿入され、所定の線形等化処理を実行する。さらに、同調器は、例えば適応制御型コントローラ２０，６０の制御動作に含まれ、計算されたＳＮＲに基づいて、ＳＮＲが実質的に最大となるように、局部発振器３の局部発振周波数を制御することにより、当該無線受信機１０の受信周波数を、所望波の信号周波数に実質的に同一になるように同調する。
【００５７】
【実施例】
本発明者らは、第１の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置をコンピュータを用いてシミュレーションを行った結果について以下に説明する。このシミュレーションの条件を表２に示し、シミュレーション結果を図５及び図６に示す。
【００５８】
【表２】
シミュレーション条件
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
Ｍ−ａｒｙ  ＰＳＫ変調方式        ＱＰＳＫ（Ｍ＝４）
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
評価基準                          正規化平均２乗誤差［３］
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
推定に用いるサンプル数Ｎｓ        ６４，１２８シンボル
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
入力ＳＮＲ                        ６，１２ｄＢ
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００５９】
ここで、周波数オフセットによる最大位相偏移量Φは２πｆｏＮｓで与えられる。推定精度の評価には、推定結果の分散および平均値を評価するために正規化平均２乗誤差（ＮＭＳＥ）を用いる。
【００６０】
図５は、図１のアレーアンテナの制御装置及び従来例のシミュレーション結果であって、受信シンボル数Ｎｓ＝６４のときに、最大位相偏移量Φ［度］に対するＳＮＲの正規化平均誤差（ＮＭＳＥ）の特性を示すグラフであり、図６は、図１のアレーアンテナの制御装置及び従来例のシミュレーション結果であって、受信シンボル数Ｎｓ＝６４のときに、最大位相偏移量Φ［度］に対するＳＮＲの正規化平均誤差（ＮＭＳＥ）の特性を示すグラフである。
【００６１】
図５及び図６から明らかなように、階差相関型の高次モーメント汎関数を用いることで、周波数オフセットに対して頑強なブラインドＳＮＲ推定を行えることがわかる。
【００６２】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係る受信信号のＳＮＲの計算方法又は装置によれば、Ｍ相ＰＳＫ変調された（ここで、Ｍは２以上の整数である。）無線信号を受信信号として受信する無線受信機において、互いに時間的に隣接する２つの受信信号の共役複素数の積のＭ乗について所定の時間期間に対しての第１の時間平均値を計算し、１つの受信信号のＭ乗の２乗について上記時間期間に対しての第２の時間平均値を計算し、上記計算した第１の時間平均値を上記計算した第２の時間平均値で除算することにより高次モーメント汎関数値である商を計算し、上記計算した商に基づいて、上記高次モーメント汎関数とＳＮＲとの関係を示す式を用いて上記受信信号のＳＮＲを計算する。従って、きわめて簡単な方法で受信信号のＳＮＲを、リアルタイムで高精度で計算することができる。また、受信した受信信号のＳＮＲを、従来技術に比較して位相オフセットに対して頑強で推定して計算することができる。
【００６３】
また、本発明に係る無線受信機の適応制御方法又は装置によれば、上記受信信号のＳＮＲの計算方法又は装置において、さらに、上記計算されたＳＮＲが実質的に最大となるように上記信号処理手段を適応制御する。従って、上記計算したＳＮＲに基づいて、無線受信機の信号処理手段をリアルタイムでかつ高精度で適応制御できる。また、また、受信した受信信号のＳＮＲを、従来技術に比較して位相オフセットに対して頑強で推定して計算することができるので、位相オフセットが発生した場合においても、無線受信機の信号処理手段に対する適応制御を確実に実行できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】図１のアレーアンテナ装置１００の非励振素子Ａｎと可変リアクタンス素子１２−ｎの接続点付近の回路を示す回路図である。
【図４】本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】図１のアレーアンテナの制御装置及び従来例のシミュレーション結果であって、受信シンボル数Ｎｓ＝６４のときに、最大位相偏移量Φ［度］に対するＳＮＲの正規化平均誤差（ＮＭＳＥ）の特性を示すグラフである。
【図６】図１のアレーアンテナの制御装置及び従来例のシミュレーション結果であって、受信シンボル数Ｎｓ＝６４のときに、最大位相偏移量Φ［度］に対するＳＮＲの正規化平均誤差（ＮＭＳＥ）の特性を示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２−１，２−２…混合器、
３…局部発振器、
４…９０度移相器、
５−１，５−２…Ａ／Ｄ変換器、
６−１，６−２…波形等化器、
８…給電用同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
１３…低域通過フィルタ、
１４…抵抗、
１５…キャパシタ、
２０…適応制御型コントローラ、
５０…アレーアンテナ、
５１−１乃至５１−Ｐ…アンテナ素子、
５２−１乃至５２−Ｐ…低雑音増幅器（ＬＮＡ），
５３−１乃至５３−Ｐ…可変移相器、
５４…合成器、
５５−１乃至５５−Ｐ…波形等化器、
６０…適応制御型コントローラ、
１００…アレーアンテナ装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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