(57)【要約】【課題】高周波ノイズの発生源であるスイッチングレギュレータとＲＦ回路用のシリーズレギュレータを１つのチップにすることができる電源用ＩＣ及びその電源用ＩＣを使用した通信装置を得る。【解決手段】スイッチングレギュレータ２１のスイッチングを行うドライバトランジスタをなすＰＭＯＳトランジスタ３１及びＮＭＯＳトランジスタ３２を、ＩＣチップ４０の所定の一辺４１近傍に配置され、前記シリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３の電流出力を行うドライバトランジスタをなすＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ３は、前記ＩＣチップ４０の辺４１と対向する辺４２近傍に配置するようにした。【選択図】  図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源からの電源電圧から所定の定電圧を生成して出力する少なくとも１つのスイッチングレギュレータと、該直流電源からの電源電圧から所定の定電圧を生成して出力する少なくとも１つのシリーズレギュレータとを備えた電源回路を集積した、四角形のＩＣチップで形成された電源用ＩＣにおいて、
前記スイッチングレギュレータのスイッチングを行うドライバトランジスタは、前記ＩＣチップの所定の一辺近傍に配置され、前記シリーズレギュレータは、前記ＩＣチップの該所定の一辺と対向するＩＣチップの辺近傍に配置されることを特徴とする電源用ＩＣ。
【請求項２】
前記シリーズレギュレータは、高周波回路ヘの電源供給を行うことを特徴とする請求項１記載の電源用ＩＣ。
【請求項３】
前記スイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータは、前記直流電源からの正側電源電圧が異なるパッドから入力されることを特徴とする請求項１又は２記載の電源用ＩＣ。
【請求項４】
前記スイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータは、前記直流電源からの負側電源電圧が異なるパッドから入力されるパッドをそれぞれ対応して設けられることを特徴とする請求項１、２又は３記載の電源用ＩＣ。
【請求項５】
前記スイッチングレギュレータのドライバトランジスタと前記シリーズレギュレータとの間に、所定の機能を有する回路が形成されることを特徴とする請求項１、２、３又は４記載の電源用ＩＣ。
【請求項６】
前記スイッチングレギュレータのドライバトランジスタ及び前記シリーズレギュレータは、ＩＣチップの対角線近傍にそれぞれ配置されることを特徴とする請求項１、２、３、４又は５記載の電源用ＩＣ。
【請求項７】
前記スイッチングレギュレータは、同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータをなすことを特徴とする請求項１、２、３、４、５又は６記載の電源用ＩＣ。
【請求項８】
直流電源からの電源電圧から所定の定電圧を生成して出力する少なくとも１つのスイッチングレギュレータと、該直流電源からの電源電圧から所定の定電圧を生成して出力する少なくとも１つのシリーズレギュレータとを備えた電源回路を集積した、四角形のＩＣチップで形成された電源用ＩＣを使用した通信装置において、
前記スイッチングレギュレータのスイッチングを行うドライバトランジスタは、前記ＩＣチップの所定の一辺近傍に配置され、前記シリーズレギュレータは、前記ＩＣチップの該所定の一辺と対向するＩＣチップの辺近傍に配置されることを特徴とする通信装置。
【請求項９】
前記シリーズレギュレータは、高周波回路ヘの電源供給を行うことを特徴とする請求項８記載の通信装置。
【請求項１０】
前記スイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータは、前記直流電源からの正側電源電圧が異なるパッドから入力されることを特徴とする請求項８又は９記載の通信装置。
【請求項１１】
前記スイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータは、前記直流電源からの負側電源電圧が異なるパッドから入力されることを特徴とする請求項８、９又は１０記載の通信装置。
【請求項１２】
前記スイッチングレギュレータのドライバトランジスタと前記シリーズレギュレータとの間に、所定の機能を有する回路が形成されることを特徴とする請求項８、９、１０又は１１記載の通信装置。
【請求項１３】
前記スイッチングレギュレータのドライバトランジスタ及び前記シリーズレギュレータは、ＩＣチップの対角線近傍にそれぞれ配置されることを特徴とする請求項８、９、１０、１１又は１２記載の通信装置。
【請求項１４】
前記スイッチングレギュレータは、同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータをなすことを特徴とする請求項８、９、１０、１１、１２又は１３記載の通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の電源回路を搭載する電源用ＩＣ及びその電源用ＩＣを使用した通信装置に関し、特に高周波回路に電源供給を行うシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータとを搭載した電源用ＩＣ及びその電源用ＩＣを使用した通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＰＵやＤＳＰ等のロジック回路は、低消費電力が要求される携帯機器の発達に伴って、例えば２.５Ｖから１.８Ｖ又は１.５Ｖと動作電圧が低下しており、低電圧動作化が進んでいる。このような低電圧動作化が要求されるＩＣへの電源供給には、従来のシリーズレギュレータから効率のよいスイッチングレギュレータを使用することが望まれてきている。一方、携帯機器の小型化に対するニーズは高く、従来、別チップにしていた電源部を含むアナログ回路をワンチップにし、小型化を実現しようとしていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、携帯電話等の通信装置において、ノイズ源となるスイッチングレギュレータは、高周波ノイズの影響を受けると問題が発生するＲＦ回路の電源部等とは別チップにし、プリント基板上においてチップ間距離をとることや、チップ間へのフィルタの取り付け等の様々な対策を行わなければならないという問題があった。
【０００４】
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、高周波ノイズの発生源であるスイッチングレギュレータとＲＦ回路用のシリーズレギュレータを１つのチップにすることができる電源用ＩＣ及びその電源用ＩＣを使用した通信装置を得ることを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電源用ＩＣは、直流電源からの電源電圧から所定の定電圧を生成して出力する少なくとも１つのスイッチングレギュレータと、該直流電源からの電源電圧から所定の定電圧を生成して出力する少なくとも１つのシリーズレギュレータとを備えた電源回路を集積した、四角形のＩＣチップで形成された電源用ＩＣにおいて、
前記スイッチングレギュレータのスイッチングを行うドライバトランジスタは、前記ＩＣチップの所定の一辺近傍に配置され、前記シリーズレギュレータは、前記ＩＣチップの該所定の一辺と対向するＩＣチップの辺近傍に配置されるものである。
【０００６】
具体的には、前記シリーズレギュレータは、高周波回路ヘの電源供給を行うものである。
【０００７】
また、前記スイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータは、前記直流電源からの正側電源電圧が異なるパッドから入力されるようにしてもよい。
【０００８】
また、前記スイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータは、前記直流電源からの負側電源電圧が異なるパッドから入力されるようにしてもよい。
【０００９】
一方、前記スイッチングレギュレータのドライバトランジスタと前記シリーズレギュレータとの間に、所定の機能を有する回路が形成されるようにしてもよい。
【００１０】
また、具体的には、前記スイッチングレギュレータのドライバトランジスタ及び前記シリーズレギュレータは、ＩＣチップの対角線近傍にそれぞれ配置されるようにしてもよい。
【００１１】
前記スイッチングレギュレータは、同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータをなすようにしてもよい。
【００１２】
また、この発明に係る通信装置は、直流電源からの電源電圧から所定の定電圧を生成して出力する少なくとも１つのスイッチングレギュレータと、該直流電源からの電源電圧から所定の定電圧を生成して出力する少なくとも１つのシリーズレギュレータとを備えた電源回路を集積した、四角形のＩＣチップで形成された電源用ＩＣを使用した通信装置において、
前記スイッチングレギュレータのスイッチングを行うドライバトランジスタは、前記ＩＣチップの所定の一辺近傍に配置され、前記シリーズレギュレータは、前記ＩＣチップの該所定の一辺と対向するＩＣチップの辺近傍に配置されるものである。
【００１３】
具体的には、前記シリーズレギュレータは、高周波回路ヘの電源供給を行うものである。
【００１４】
また、前記スイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータは、前記直流電源からの正側電源電圧が異なるパッドから入力されるようにしてもよい。
【００１５】
また、前記スイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータは、前記直流電源からの負側電源電圧が異なるパッドから入力されるようにしてもよい。
【００１６】
一方、前記スイッチングレギュレータのドライバトランジスタと前記シリーズレギュレータとの間に、所定の機能を有する回路が形成されるようにしてもよい。
【００１７】
また、具体的には、前記スイッチングレギュレータのドライバトランジスタ及び前記シリーズレギュレータは、ＩＣチップの対角線近傍にそれぞれ配置されるようにしてもよい。
【００１８】
前記スイッチングレギュレータは、同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータをなすようにしてもよい。
【００１９】
【発明の実施の形態】
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態における電源用ＩＣを使用する通信装置の例を示した図である。なお、図１では、通信装置として携帯電話を例にして示している。
【００２０】
図１において、通信装置１は、複数の電源回路からなる電源回路部２と、オーディオ回路部３と、送受信回路等からなるＲＦ回路部４と、電源回路部２、オーディオ回路部３及びＲＦ回路部４の各部の動作制御を行うＣＰＵロジック回路部５と、表示部６と、アンテナ７と、操作ボタンからなる操作部８と、スピーカ９と、マイク１０と、バッテリ１１とで構成されている。電源回路部２、オーディオ回路部３、ＲＦ回路部４及びＣＰＵロジック回路部５は、１つの基板上にモールドされて１つのモジュール１２になっている。
【００２１】
電源回路部２は、バッテリ１１から供給された電源から所定の定電圧を生成して、オーディオ回路部３、ＲＦ回路部４及びＣＰＵロジック回路部５にそれぞれ出力して電源供給を行う。ＣＰＵロジック回路部５は、操作部８からの操作に応じて電源回路部２、オーディオ回路部３、ＲＦ回路部４及び表示部６の各部の動作制御を行う。ＲＦ回路部４は、アンテナ７を介して信号の送受信を行い、オーディオ回路部３は、マイク１０からの信号が入力され、スピーカ９への信号出力を行う。
【００２２】
図２は、図１の電源回路部２の構成例を示した図である。なお、図２では、１つのスイッチングレギュレータと３つのシリーズレギュレータを有する場合を例にして示している。
図２において、電源回路部２は、スイッチングレギュレータ２１と、シリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３と、バッテリ１１に対する充電を制御する充電制御回路２２と、ＳＩＭカード２７とＣＰＵロジック回路部５とのインタフェースを行うＳＩＭカードインタフェース回路２３とを備えている。
【００２３】
更に、電源回路部２は、バッテリ１１からの正側電源電圧Ｖｂａｔに応じてスイッチングレギュレータ２１、シリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３、充電制御回路２２及びＳＩＭカードインタフェース回路２３の動作制御を行うパワーオンロジック回路２４とを備えている。電源回路部２は、一部の集積化不可能な部品を除いて１つのＩＣに集積されており、該ＩＣは電源用ＩＣをなす。
【００２４】
スイッチングレギュレータ２１、シリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３及びＳＩＭカードインタフェース回路２３はバッテリ１１から電源が供給されており、パワーオンロジック回路２４は、バッテリ１１の正側電源電圧Ｖｂａｔをモニタしている。また、充電制御回路２２は、ＡＣ／ＤＣアダプタ２８からＤＣ電圧が入力されており、該ＤＣ電圧を用いたバッテリ１１への充電制御を行う。
【００２５】
パワーオンロジック回路２４は、バッテリ１１の正側電源電圧Ｖｂａｔが所定値以上になると、充電制御回路２２に対してバッテリ１１への充電を抑制させる。スイッチングレギュレータ２１はＣＰＵロジック回路部５への電源供給を行い、シリーズレギュレータＳＲ１，ＳＲ２はＲＦ回路部４への電源供給を行い、シリーズレギュレータＳＲ３はオーディオ回路部３への電源供給を行う。シリーズレギュレータＳＲ１及びＳＲ２は、ＣＰＵロジック回路部５によってイネーブル制御が行われる。
【００２６】
図３は、スイッチングレギュレータ２１の回路例を示した図である。なお、図３では、スイッチングレギュレータ２１が同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータをなす場合を例にして示している。
図３において、スイッチングレギュレータ２１は、スイッチングを行うドライバトランジスタをなすＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、ＰＭＯＳトランジスタと呼ぶ）３１と、スイッチングを行うドライバトランジスタをなすＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、ＮＭＯＳトランジスタと呼ぶ）３２と、該ＰＭＯＳトランジスタ３１及びＮＭＯＳトランジスタ３２から出力される信号を平滑して出力する平滑回路部３３とを備えている。
【００２７】
更に、スイッチングレギュレータ２１は、所定の基準電圧Ｖｒを生成して出力する基準電圧発生回路部３４と、平滑回路部３３から出力される電圧Ｖｏを分圧して分圧電圧Ｖｄを生成し出力する分圧回路部３５と、基準電圧Ｖｒに対する分圧電圧Ｖｄの誤差を増幅して出力する誤差増幅器３６と、該誤差増幅器３６からの出力信号に応じて前記ＰＭＯＳトランジスタ３１及びＮＭＯＳトランジスタ３２のスイッチング制御を行う制御回路部３７とを備えている。
【００２８】
バッテリ１１の正側電源電圧Ｖｂａｔに接続されたパッドＶＩＮとバッテリ１１の負側電源電圧ＧＮＤに接続されたパッドＧＮＤＰとの間には、ＰＭＯＳトランジスタ３１及びＮＭＯＳトランジスタ３２が直列に接続され、ＰＭＯＳトランジスタ３１及びＮＭＯＳトランジスタ３２の各ゲートは、それぞれ制御回路部３７に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ３１とＮＭＯＳトランジスタ３２の接続部はパッドＬＸに接続され、該パッドＬＸと負側電源電圧ＧＮＤとの間には平滑回路部３３を構成するコイルＬとコンデンサＣの直列回路が接続されている。コイルＬとコンデンサＣとの接続部がスイッチングレギュレータ２１の出力端をなし、該出力端から所定の電圧Ｖｏが出力される。
【００２９】
該出力電圧Ｖｏは、パッドＯＵＴを介して分圧回路部３５に入力され、分圧回路部３５で分圧されて該分圧電圧Ｖｄが誤差増幅器３６の一方の入力端に入力される。分圧回路部３５は、抵抗Ｒ１及びＲ２の直列回路で構成され、該直列回路は、出力電圧Ｖｏに接続されたパッドＯＵＴと負側電源電圧ＧＮＤに接続されたパッドＧＮＤＡとの間に接続されている。抵抗Ｒ１とＲ２との接続部が、誤差増幅器３６の一方の入力端に接続され、該入力端に分圧電圧Ｖｄが入力されている。また、誤差増幅器３６の他方の入力端には基準電圧Ｖｒが入力され、誤差増幅器３６の出力端は制御回路部３７に接続されている。
【００３０】
出力電圧Ｖｏは分圧回路部３５で分圧され、該分圧電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒとの差電圧を誤差増幅器３６で増幅する。制御回路部３７は、例えば三角波のパルス信号を発生させる発振回路（図示せず）とコンパレータ（図示せず）とを備え、該発振回路の出力信号と誤差増幅器３６の出力信号の各電圧を該コンパレータで比較し、コンパレータは、該比較結果に応じてＰＭＯＳトランジスタ３１及びＮＭＯＳトランジスタ３２のオン時間を制御する。この際、制御回路部３７は、ＰＭＯＳトランジスタ３１及びＮＭＯＳトランジスタ３２を交互にオンさせて同時にオンしないようにスイッチング制御を行う。ＰＭＯＳトランジスタ３１及びＮＭＯＳトランジスタ３２の接続部から出力された信号は、コイルＬ及びコンデンサＣからなる平滑回路部３３で平滑されて出力電圧Ｖｏとして出力される。
【００３１】
次に、図４は、シリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３の回路例を示した図である。なお、図４では、シリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３は同じ回路構成をなすものであり、ここでは任意の１つのシリーズレギュレータＳＲｍ（ｍ＝１〜３）を例にして説明する。
図４におけるシリーズレギュレータＳＲｍは、所定の基準電圧Ｖｒｍを生成して出力する基準電圧発生回路部ＲＥｍと、分圧回路部ＤＥｍと、誤差増幅器ＡＭＰｍと、該誤差増幅器ＡＭＰｍからゲートに入力される電圧に応じた電流をパッドＯＵＴｍに出力するドライバトランジスタをなすＰＭＯＳトランジスタＰｍとを備えている。
【００３２】
正側電源電圧Ｖｂａｔに接続されたパッドＶｄｄｍとパッドＯＵＴｍとの間にＰＭＯＳトランジスタＰｍが接続され、ＰＭＯＳトランジスタＰｍのドレイン電圧が出力電圧Ｖｏｍになる。パッドＯＵＴｍと負側電源電圧ＧＮＤに接続されたパッドＧＮＤＳとの間には、分圧回路部ＤＥｍを構成する抵抗ＲＡｍ及びＲＢｍが直列に接続されており、抵抗ＲＡｍとＲＢｍとの接続部から分圧電圧Ｖｄｍが出力され、該分圧電圧Ｖｄｍは、誤差増幅器ＡＭＰｍの反転入力端に入力される。
【００３３】
また、誤差増幅器ＡＭＰｍの非反転入力端には、基準電圧Ｖｒｍが入力されており、誤差増幅器ＡＭＰｍの出力端は、ＰＭＯＳトランジスタＰｍのゲートに接続され、誤差増幅器ＡＭＰｍにはＣＰＵロジック回路部５からイネーブル信号ＳＥｍが入力されている。イネーブル信号ＳＥｍがアサートされると、誤差増幅器ＡＭＰｍは動作を停止し、ＰＭＯＳトランジスタＰｍがオフして出力電圧Ｖｏｍの出力が停止する。
【００３４】
出力電圧Ｖｏｍは、分圧回路部ＤＥｍで分圧され、該分圧電圧Ｖｄｍと基準電圧Ｖｒｍとの差電圧を誤差増幅器ＡＭＰｍで増幅してＰＭＯＳトランジスタＰｍのゲートに出力される。このように、誤差増幅器ＡＭＰｍは、ＰＭＯＳトランジスタＰｍの動作制御を行って、出力電圧Ｖｏｍが所望の電圧で一定になるようにしている。
【００３５】
図５は、図２の電源回路部２をなす電源用ＩＣを示した概略図であり、図５では、ＩＣチップ上におけるスイッチングレギュレータ２１と、シリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３の配置例を示している。なお、図５では、イネーブル信号ＳＥｍが入力されるパッドは省略して示している。
図５において、スイッチングレギュレータ２１のＰＭＯＳトランジスタ３１（図５ではＰＭＯＳＴｒと示す。）及びＮＭＯＳトランジスタ３２（図５ではＮＭＯＳＴｒと示す。）は、４角形をなすＩＣチップ４０の所定の一辺４１の近傍に配置され、シリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３の各ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ３は、ＩＣチップ４０の一辺４１に対向する辺４２の近傍に配置される。また、スイッチングレギュレータ２１とシリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３は、ＩＣチップ４０の対角線上にほぼ位置するように配置されている。
【００３６】
また、スイッチングレギュレータ２１における、基準電圧発生回路部３４、分圧回路部３５、誤差増幅器３６及び制御回路部３７は図５のコントローラ４３で示した部分に配置され、ＰＭＯＳトランジスタ３１及びＮＭＯＳトランジスタ３２の近傍に配置している。同様に、シリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３において、基準電圧発生回路部ＲＥ１〜ＲＥ３、分圧回路部ＤＥ１〜ＤＥ３及び誤差増幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３は、対応する図５のコントローラ４４〜４６で示した部分にそれぞれ配置され、対応するＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ３の近傍に配置される。
【００３７】
一方、電源回路部２におけるその他の回路、すなわち充電制御回路２５、ＳＩＭカードインタフェース回路２６及びパワーオンロジック回路２７は、ＩＣチップ４０の中央部分４７に配置されている。また、パッドＶＤＤ，ＶＩＮ，Ｖｄｄ１〜Ｖｄｄ３，ＶｄｄＣは、バッテリ１１からの正側電源電圧Ｖｂａｔにそれぞれ接続され、パッドＧＮＤＰ，ＧＮＤＡ，ＧＮＤＳ，ＧＮＤＣはバッテリ１１の負側電源電圧ＧＮＤにそれぞれ接続されている。平滑回路部３３のコイルＬとコンデンサＣは、パッドＬＸを介してＩＣチップ４０に外付けされている。
【００３８】
図６は、８００ｋＨｚで発振しているスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータとの距離とノイズレベルの関係を示した図である。
図６から分かるように、スイッチングレギュレータからシリーズレギュレータを１.５ｍｍ離すことにより、スイッチングレギュレータとシリーズレギュレータとの距離が０.２ｍｍの場合よりもノイズが５％程度低減していることが分かる。図５で示した電源用ＩＣのチップサイズは、一辺が３ｍｍであることから、図５のように、スイッチングレギュレータ２１のドライバトランジスタを辺４１の近傍に配置し、各シリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３の各ドライバトランジスタをそれぞれ辺４２の近傍に配置することによって、スイッチングレギュレータ２１から発生したノイズに対する各シリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ３ヘの影響を低減させることができる。
【００３９】
なお、前記説明では、同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータをなすスイッチングレギュレータを使用した場合を例にして説明したが、図３において、ＮＭＯＳトランジスタ３２の代わりにフライホイールダイオードをなすダイオード５１を使用してもよく、このようにした場合、図３のスイッチングレギュレータ２１は、図７のようになる。なお、図７では、図３と同じもの又は同様のものは同じ符号で示しており、フライホイールダイオードを使用したスイッチングレギュレータは公知であり、ここではその動作の説明を省略する。
【００４０】
図７で示したようなスイッチングレギュレータを使用した場合、図５の電源用ＩＣを示した概略図は、図８のようになる。なお、図８では、図５と同じもの又は同様のものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に、図５との相違点のみ説明する。
図８における図５との相違点は、ＮＭＯＳトランジスタ３２が配置されていた位置にフライホイールダイオードをなすダイオード５１を設けるようにしたことにある。これ以外は、図５と同様であるのでその説明を省略する。
【００４１】
また、図３及び図７では降圧型のスイッチングレギュレータを例にして示したが、昇圧型のスイッチングレギュレータの場合は図９のようになる。なお、図９では、図３と同じもの又は同様のものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略する。
図９において、スイッチングレギュレータ２１は、ゲートに入力される制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチングトランジスタをなすＮＭＯＳトランジスタ６１と、該ＮＭＯＳトランジスタ６１からの出力信号を平滑して出力する平滑回路部６２と、基準電圧発生回路部３４と、分圧回路部３５と、誤差増幅器３６と、該誤差増幅器３６からの出力信号に応じて前記ＮＭＯＳトランジスタ６１のスイッチング制御を行う制御回路部３７とを備えている。
【００４２】
出力電圧Ｖｏは分圧回路部３５で分圧され、該分圧電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒとの差電圧を誤差増幅器３６で増幅する。制御回路部３７は、例えば三角波のパルス信号を発生させる発振回路（図示せず）とコンパレータ（図示せず）とを備え、該発振回路の出力信号と誤差増幅器３６の出力信号の各電圧を該コンパレータで比較し、コンパレータは、該比較結果に応じてＮＭＯＳトランジスタ６１のオン時間を制御する。ＮＭＯＳトランジスタ６１から出力された信号は、整流ダイオードをなすダイオードＤ２、コイルＬ２及びコンデンサＣ２からなる平滑回路部６２で平滑されて出力電圧Ｖｏとして出力される。
【００４３】
図９で示したようなスイッチングレギュレータを使用した場合、図５の電源用ＩＣを示した概略図は、図１０のようになる。なお、図１０では、図５と同じもの又は同様のものは同じ符号で示しており、ここではその説明を省略すると共に、図５との相違点のみ説明する。
図１０における図５との相違点は、ＰＭＯＳトランジスタ３１をなくし、ＮＭＯＳトランジスタ３２をＮＭＯＳトランジスタ６１にしたことにある。これ以外は、図５と同様であるのでその説明を省略する。
【００４４】
なお、前記第１の実施の形態では、１つのスイッチングレギュレータと３つのシリーズレギュレータを有する場合を例にして説明したが、本発明はこれに限定するものではなく、少なくとも１つのスイッチングレギュレータ及び少なくとも１つのシリーズレギュレータを有する場合に適用するものである。
【００４５】
【発明の効果】
上記の説明から明らかなように、本発明の電源用ＩＣによれば、スイッチングレギュレータのスイッチングを行うドライバトランジスタを、前記ＩＣチップの所定の一辺近傍に配置し、シリーズレギュレータは、ＩＣチップの該所定の一辺と対向するＩＣチップの辺近傍に配置するようにした。このことから、スイッチングレギュレータから発生するノイズのシリーズレギュレータへの影響を低減させることができ、スイッチングレギュレータとシリーズレギュレータを１つのＩＣに集積することができる。また、シリーズレギュレータから電源供給を受けている高周波回路へのスイッチングレギュレータからのノイズの影響を低減させることができ、電源用ＩＣの信頼性の向上を図ることができる。
【００４６】
また、本発明の通信装置によれば、電源用ＩＣにおいて、スイッチングレギュレータのスイッチングを行うドライバトランジスタを、前記ＩＣチップの所定の一辺近傍に配置し、シリーズレギュレータは、ＩＣチップの該所定の一辺と対向するＩＣチップの辺近傍に配置するようにした。このことから、スイッチングレギュレータから発生するノイズのシリーズレギュレータへの影響を低減させることができ、シリーズレギュレータから電源供給を受けている高周波回路の信号処理への影響を低減させることができると共にスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータを１つのＩＣに集積することができ、通信装置の小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における電源用ＩＣを使用する通信装置の例を示した図である。
【図２】図１の電源回路部２の構成例を示した図である。
【図３】図２のスイッチングレギュレータ２１の回路例を示した図である。
【図４】図２で示したシリーズレギュレータの回路例を示した図である。
【図５】図２の電源回路部２をなす電源用ＩＣの例を示した概略図である。
【図６】スイッチングレギュレータとシリーズレギュレータとの距離とノイズレベルの関係を示した図である。
【図７】図２のスイッチングレギュレータ２１の他の回路例を示した図である。
【図８】図７のスイッチングレギュレータ２１を使用した場合の電源用ＩＣの例を示した概略図である。
【図９】図２のスイッチングレギュレータ２１の他の回路例を示した図である。
【図１０】図９のスイッチングレギュレータ２１を使用した場合の電源用ＩＣの例を示した概略図である。
【符号の説明】
１  通信装置
２  電源回路部
５  ＣＰＵロジック回路部
１１  バッテリ
２１  スイッチングレギュレータ
２２  充電制御回路
２３  ＳＩＭカードインタフェース回路
２４  パワーオンロジック回路
３１，Ｐ１〜Ｐ３  ＰＭＯＳトランジスタ
３２，６１  ＮＭＯＳトランジスタ
３３，６２  平滑回路部
３４，ＲＥ１〜ＲＥ３  基準電圧発生回路部
３５，ＤＥ１〜ＤＥ３  分圧回路部
３６，ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３  誤差増幅器
３７  制御回路部
４０  ＩＣチップ
４１，４２  ＩＣチップの辺
４３〜４６  コントローラ
４７  ＩＣチップの中央部分
５１  ダイオード
ＳＲ１〜ＳＲ３  シリーズレギュレータ
ＶＤＤ，ＶＩＮ，Ｖｄｄ１〜Ｖｄｄ３，ＧＮＤＰ，ＧＮＤＡ，ＧＮＤＣ，ＧＮＤＳ  パッド
【図１】
2004193475.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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