(57)【要約】【課題】超音波診断装置のプリアンプにおいて、帰還信号を可変抵抗回路に流してプリアンプの入力抵抗を可変させ、これにより利得を制御する際に、帰還信号のレベルが大きいと、可変抵抗回路の線形動作範囲から外れる。【解決手段】超音波振動素子からの受信信号を増幅するプリアンプを有する受信回路において、帰還経路１０２上にはバッファ３０及び可変抵抗回路２２が設けられる。その可変抵抗回路２２が有する抵抗値を変化することによってプリアンプの入力抵抗が変化される。これによって利得調整が図られる。分圧回路（帰還信号レベル調整回路）３１は、帰還信号のレベルを可変抵抗回路２２が有する線形動作範囲内に納める。これによってそこで生じる帰還信号の歪みを防止することが可能となる。【選択図】        図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
超音波振動素子からの受信信号を増幅するプリアンプを有する超音波診断装置用受信回路において、
前記プリアンプは、
前記受信信号が入力され前記受信信号を増幅する能動素子を有する増幅回路と、
前記増幅回路の出力側及び入力側の間の帰還経路に設けられた可変抵抗回路と、
前記帰還経路上に設けられ、前記増幅回路の出力側から取り出される帰還信号のレベルを前記可変抵抗回路の動作範囲に適合させるレベル調整を行う帰還信号レベル調整回路と、
を含むことを特徴とする超音波診断装置用受信回路。
【請求項２】
請求項１記載の受信回路において、
前記帰還信号レベル調整回路は前記増幅回路の出力信号を分圧する回路であることを特徴とする超音波診断装置用受信回路。
【請求項３】
請求項１記載の受信回路において、
前記可変抵抗回路は、出力電圧を変化し得る電源に接続されたダイオード利用型回路であることを特徴とする超音波診断装置用受信回路。
【請求項４】
請求項１記載の受信回路において、
前記可変抵抗回路は、能動素子利用型回路であって、その回路に印加される電圧を変化することを特徴とする超音波診断装置用受信回路。
【請求項５】
請求項１記載の受信回路において、
前記帰還信号レベル調整回路は、前記帰還信号のレベルを１ボルト未満の所定電圧以下に抑えることを特徴とする超音波診断装置用受信回路。
【請求項６】
第１電位と第２電位との間に設けられ、入力信号が入力される第１能動素子と、
前記第１電位と前記第２電位との間において、前記第１能動素子と直列に設けられた第２能動素子と、
前記第２能動素子の出力が入力され、出力信号を出力する第３能動素子と、
前記第２能動素子の出力を分圧して第１帰還信号として出力する帰還信号レベル調整回路と、
前記第２能動素子の出力側と前記第１能動素子の入力側との間の第１帰還経路に設けられ、前記分圧された第１帰還信号が流れる可変抵抗回路と、
前記第３能動素子の出力側と前記第１能動素子の入力側との間の第２帰還経路に設けられ、前記第３能動素子の出力側から取り出された第２帰還信号が流れる固定抵抗回路と、
を含むことを特徴とする超音波診断装置用受信回路。
【請求項７】
請求項６記載の回路において、
前記帰還信号レベル調整回路は、前記分圧された帰還信号が流れるインピーダンス変換回路を有することを特徴とする超音波診断装置用受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は超音波診断装置用受信回路に関し、特にプリアンプの回路構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特許２７９０７７６号明細書（特許文献１）には、超音波診断装置用受信回路としてのプリアンプが示されている。図４には、特許文献１の図７に示された回路が示されている。この回路は、３つのトランジスタＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３を備えるアンプ１０を有し、その回路の入力抵抗（入力インピーダンス）を可変制御することによって、利得を制御するものである。具体的には、差動アンプ１４のゲインが可変抵抗１６の抵抗値を変化することによって制御される。なお、符号１２は入力保護回路を示し、それはダイオードブリッジなどの構成を有する。
【０００３】
特許文献１には示されていないが、図５に概念的に示すような回路構成（参考例）を採用することもできる。入力保護回路１８の後段にはアンプ２０が設けられ、そのアンプ２０の出力側から入力側へ２つの帰還経路が設けられ、第１帰還経路上には抵抗Ｒｆが設けられ、第２帰還経路上には可変抵抗回路（ＶＲ）２２が設けられる。可変抵抗回路２２の抵抗値を変化させて、プリアンプの利得が制御される。可変抵抗回路２２としては、ダイオードブリッジを用いた回路（図６）、ダイオードと抵抗を用いた回路（図７）、ＦＥＴを用いた回路（図８）など、能動素子を用いた回路でその回路に印加する電圧を変化することによって制御されるような簡易的な回路を用いることが考えられる。図６，図７に示した回路では、通常のダイオードだけではなく、ＰＩＮダイオードを使用することもできる。
【０００４】
上記の図５及び図６〜８に示した構成によれば、図４に示した構成よりも、回路規模、安定性などの点で有利な面がある。
【０００５】
しかし、その一方において、図５及び図６〜８に示した構成については、利得変化時に歪みが大きくなる可能性がある。可変抵抗回路２２において、歪み無く通過させることができる帰還信号の振幅上限は、プリアンプの出力の振幅（例えば１Ｖｐｐ）より、かなり小さいためである。例えば、図６に示した回路において各ダイオードとしてＰＩＮダイオードを用いた場合、歪みを生じない入力電圧上限は、２００ｍｐｐ（第三高調波歪−５０ｄＢ）程度である。
【０００６】
【特許文献１】
特許第２７９０７７６号明細書
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、超音波診断装置の受信回路に設けられるプリアンプおいて、帰還経路上に可変抵抗回路を設けた場合には、その可変抵抗回路で帰還信号の歪みという問題が生じ、その結果として、受信信号に歪みが生じる。
【０００８】
本発明の目的は、低雑音で入力抵抗を可変でき、かつ、入力抵抗可変時に生ずる歪みが少ないプリアンプを実現することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
（１）本発明は、超音波振動素子からの受信信号を増幅するプリアンプを有する超音波診断装置用受信回路において、前記プリアンプは、前記受信信号が入力され前記受信信号を増幅する能動素子を有する増幅回路と、前記増幅回路の出力側及び入力側の間の帰還経路に設けられた可変抵抗回路と、前記帰還経路上に設けられ、前記増幅回路の出力側から取り出される帰還信号のレベルを前記可変抵抗回路の動作範囲に適合させるレベル調整を行う帰還信号レベル調整回路と、を含むことを特徴とする。
【００１０】
上記構成によれば、帰還経路上において、可変抵抗回路の手前に帰還信号レベル調整回路が設けられ、それによって、増幅回路の途中あるいは最終段から取り出された帰還信号についてのレベルが調整された上で、その帰還信号が可変抵抗回路へ入力される。よって、可変抵抗回路の適正な動作範囲（歪みがが生じないか、歪みが少ない範囲）へ帰還信号のレベルを調整できるので、帰還信号の歪み、それによる受信信号の歪みという問題を軽減できる。また、可変抵抗回路を利用するので、回路規模、安定性等の面で有利である。それ故、例えば、受信信号中の高調波成分を抽出して画像形成するような場合に特に有利である。
【００１１】
望ましくは、前記帰還信号レベル調整回路は前記増幅回路の出力信号を分圧する回路である。この分圧によって適正範囲に帰還信号のレベルが調整される。
【００１２】
望ましくは、前記可変抵抗回路は、出力電圧を変化し得る電源に接続されたダイオード利用型回路である。望ましくは、前記可変抵抗回路は、能動素子利用型回路であって、その回路に印加される電圧を変化するものである。望ましくは、前記帰還信号レベル調整回路は、前記帰還信号のレベルを１ボルトより低い値に抑える。
【００１３】
（２）また、本発明は、第１電位と第２電位との間に設けられ、入力信号が入力される第１能動素子と、前記第１電位と前記第２電位との間において、前記第１能動素子と直列に設けられた第２能動素子と、前記第２能動素子の出力が入力され、出力信号を出力する第３能動素子と、前記第２能動素子の出力を分圧して第１帰還信号として出力する帰還信号レベル調整回路と、前記第２能動素子の出力側と前記第１能動素子の入力側との間の第１帰還経路に設けられ、前記分圧された第１帰還信号が流れる可変抵抗回路と、前記第３能動素子の出力側と前記第１能動素子の入力側との間の第２帰還経路に設けられ、前記第３能動素子の出力側から取り出された第２帰還信号が流れる固定抵抗回路と、を含むことを特徴とする。
【００１４】
望ましくは、前記帰還信号レベル調整回路は、前記分圧された第１帰還信号が流れるインピーダンス変換回路を有する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１６】
図１には、本発明に係る超音波診断装置用の受信回路が示されている。この受信回路は、受信信号の利得を調整するプリアンプに相当する。
【００１７】
入力保護回路１８は、例えばダイオードブリッジ回路などによって構成され、その入力保護回路１８によって振動素子側からの送信信号の回り込みを防止する。アンプ（増幅回路）２０は、受信信号に対して利得を調整するための回路であり、利得調整後の受信信号が出力される。
【００１８】
符号１００及び１０２はそれぞれ帰還経路を示しており、帰還経路１００は、アンプ２０の出力側から出力信号をアンプ２０の入力側へ戻す帰還経路であり、その帰還経路１００上には固定の抵抗値を持った抵抗Ｒｆが設けられている。帰還経路１０２は、アンプ２０における出力側の所定の帰還点から取り出された信号をアンプ２０の入力側へ帰還させる経路である。その帰還経路１０２の入力端側には後述するように帰還信号レベル調整回路としての分圧回路が設けられており、また、その帰還経路１０２上にはバッファ３０及び可変抵抗回路（ＶＲ）２２が設けられている。この可変抵抗回路２２は上述した従来例あるいは参考例で示した可変抵抗回路と同様に、例えば図６〜図８に示すような回路構成を有するものである。すなわち、その可変抵抗回路２２が有する抵抗値が印加する電圧によって制御されるものである。なお、バッファ３０はインピーダンスを下げるためのインピーダンス変換器として機能する。
【００１９】
ここで、図６に示す回路は、正側電源と負側電源との間に設けられた４つのダイオードからなるダイオードブリッジ回路であり、電源電圧を変化することによって当該回路の抵抗値が変化されるものである。図７に示す回路は、正側電源と負側電源との間に設けられた一対の抵抗の間に２つのダイオード及び２つの抵抗をブリッジ状に接続してなるものである。その回路の抵抗値の変化は上記同様に電源電圧を変化することによってなされる。図８に示す回路は、帰還信号が流されるＦＥＴの内部抵抗を出力電圧を変化し得る電源によって制御するものである。もちろん、それらの回路は基本的な構成を示す例であり、諸条件によって変更して用いることが可能であり、また他の回路構成を使用しうる。
【００２０】
図２には、図１に示した回路のより詳細な構成が示されている。入力信号は入力保護回路１８を介して、更にコンデンサＣ１を介して、トランジスタＱ１のベースに入力される。そのトランジスタＱ１はトランジスタＱ２と直列に接続されており、すなわち、トランジスタＱ１のコレクタがトランジスタＱ２のエミッタに接続されている。それらの２つのトランジスタＱ１，Ｑ２は図２に示す例において電源＋Ｖとアースとの間に直列接続で設けられているものである。
【００２１】
したがって、入力信号がトランジスタＱ１に与えられると、その入力信号に対する利得を調整した結果すなわち出力信号がトランジスタＱ２のコレクタ側に表れることになる。例えば最大増幅率は１００である。
【００２２】
その出力信号はトランジスタＱ３のベースに入力され、そのトランジスタＱ３のエミッタから出力信号が取り出されている。トランジスタＱ３の増幅率は例えば１である。
【００２３】
トランジスタＱ３のエミッタには、並列接続された抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ３を介して、帰還経路１００が接続されており、その帰還経路１００上には上述した抵抗Ｒｆが設けられている。その帰還経路１００の接続先は図２に示す例においてトランジスタＱ１のベースである。
【００２４】
図２に示されるように、電源＋ＶとトランジスタＱ２のコレクタとの間つまり帰還経路１０２の入力部には帰還信号レベル調整回路としての分圧回路３１が設けられており、具体的には、直列接続された２つの抵抗ＲＬ１，ＲＬ２が設けられている。そして、その２つの抵抗ＲＬ１，ＲＬ２の中点が帰還信号を取り出すポイントとなっており、そこからコンデンサＣ１の入力側に帰還経路１０２が設けられている。その帰還経路１０２上には、バッファ３０及び可変抵抗回路２２が設けられている。
【００２５】
したがって、可変抵抗回路２２に入力される帰還信号のレベルは上記の分圧回路３１によって調整することができ、具体的には、可変抵抗回路２２の線形動作範囲に納まるように帰還信号のレベルが調整される。通常は、例えば１ボルト以下の値になるようにレベル調整が行われる。
【００２６】
後において図９に示す回路構成に比べて、図２に示す回路構成の場合には可変抵抗回路２２が有する抵抗値がミラー効果により（１＋ゲイン）倍になるので、後に図１０を用いて説明するように、図５に示した回路構成と比べて雑音が若干増加するが、その一方において、図９に示す回路構成に比べて雑音は少なくなる。よって、雑音を一定範囲に抑えつつも、回路規模を削減し、歪防止などの利点を得ることが可能となる。ひいては、超音波画像の画質を高めることが可能となる。
【００２７】
なお、もし必要であるならば、例えば図６に示した回路を複数個直列に接続して可変抵抗回路２２を構成することにより、それが有する線形動作範囲を広げることも可能である。その場合には雑音を更に小さくできるという利点がある。
【００２８】
図２に示したバッファ３０は、具体的にはエミッタホロワによって構成され、それは例えば図３に示されるような回路構成を有する。すなわち、入力信号のレベルを変更することなく出力信号として出力するものである。図示の例では単に、インピーダンス変換がなされている。もちろん、この図３に示すようなエミッタホロワにおいてレベル調整が図られるようにしてもよい。
【００２９】
図９に参考例として示すように、入力抵抗を可変制御するために、可変抵抗回路２２を、帰還経路上ではなく、入力端とアースとの間に挿入することも考えられる。この場合、増幅される前段階なので、信号振幅は小さく、このため歪みの問題は改善される。しかし、プリアンプの入力抵抗が例えば５０Ωと低いような場合には、そのような手法は採用できない。可変抵抗回路２２における制御電流が増加したり、雑音が大幅に増加したりするためである。例えば、１／１０に低減させる場合には、その入力抵抗も約１／１０すなわち５Ω程度にしなければならないが、その場合において、可変抵抗回路２２として例えば図７の回路を採用すると、±Ｖｃｏｎｔから２０ｍＡ程度の電流を流さなければならなくなる。
【００３０】
ここで、参考までに雑音増加の原理を説明しておく。図１０には、プリアンプの等価回路が示されている。ここで、図１０におけるＡｍｐで表されたボックスは、図１、図５及び図９に示されたアンプ２０に相当する。ノイズ源や信号源はすべてをボックスの外側に出してある。入力保護回路は下記のＲｓに含まれている。図１０における各要素の定義は以下の通りである。
【００３１】
【数１】
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可変抵抗回路によるノイズ以外は、図１、図６の構成も図１０の構成も共通だから、それらの構成間においては、可変抵抗回路によるノイズの大小を比較すればよい。
【００３２】
可変抵抗回路のノイズを入力換算（ｅｓに直列な電圧源に換算）すると、以下の式が導かれる。
【００３３】
【数２】
2004283477.tif 000004
したがって、可変抵抗回路の抵抗値はできるだけ大きい方がノイズは小さくなるということが理解できる。
【００３４】
以上のように、図１及び図２で示したような実施形態に係る回路構成によれば、帰還信号のレベルをあらかじめ適正な範囲に納めた上で、その帰還信号を可変抵抗回路に入力させることができるので、そこで生じる信号の歪みという問題を解消又は軽減することができ、また回路全体としても雑音性が良好なものを実現することが可能である。可変抵抗回路２２としては、上述したように、図６に示すような回路、図７に示すような回路、あるいは図８に示すような回路を採用することができ、それらについては上述したように複数段直列接続して可変抵抗回路を構成するようにしてもよい。
【００３５】
なお、図２などに示した制御電圧Ｖｃｏｎｔは各送信チャンネルごとに共通に供給されるものであるが、例えば送信開口内において重み付けなどを行うためにそれらの制御電圧の値を各チャンネルごとに個別的に設定するようにすることも可能である。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、歪みが少なく実用性が高いプリアンプを実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る受信回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す構成の具体的な内容を示す回路図である。
【図３】図２に示すバッファの具体的な回路構成例を示す図である。
【図４】従来例を説明するための図である。
【図５】参考例を説明するための図である。
【図６】可変抵抗回路の一例を示す図である。
【図７】可変抵抗回路の他の例を示す図である。
【図８】可変抵抗回路の更に他の例を示す図である。
【図９】参考例を説明するための図である。
【図１０】図５及び図９に示される回路の等価回路を示す図である。
【符号の説明】
１８  入力保護回路、２０  アンプ、２２  可変抵抗回路、３０  バッファ、１００，１０２  帰還経路、３１  分圧回路（帰還信号レベル調整回路）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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