(57)【要約】【課題】電子回路の特徴を利用し、大電流用ヒューズに替わり、溶断特性を改善し、かつ負荷変動の激しい用途に対しても電流保護機能を実現する。【解決手段】閉磁路にギャップを形成した磁性体内側を貫通する電流路の被測定電流を検知し、その大きさにより遮断に至る時間を制御するものであり、前記ギャップに設置されたホール素子２Ａ，２Ｂと、ホール素子２Ａのホール出力電圧を一定として制御電流を制御して被測定電流に反比例した出力電圧を得る反比例電圧生成手段３と、制御電流が一定のホール素子２Ｂのホール出力電圧に比例する出力電流を出す電流変換手段４と、その出力電流をコンデンサＣ３に充電する充電電圧生成手段５と、反比例電圧生成手段３の出力電圧と前記充電電圧生成手段５の充電電圧とを比較し、充電電圧が反比例電圧生成手段３の出力電圧を超えたときに遮断信号を出す比較手段６とを備える。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
閉磁路の一部にギャップを形成してなる磁性体の内側を貫通する電流路を通る被測定電流を検知し、当該被測定電流の大きさによって遮断に至る時間を制御する過電流センサにおいて、
前記磁性体のギャップに設置された第１及び第２のホール素子と、
前記第１のホール素子のホール出力電圧が一定となるように前記第１のホール素子の制御電流を制御して前記被測定電流に反比例した出力電圧を得る反比例電圧生成手段と、
制御電流が一定に制御された前記第２のホール素子のホール出力電圧に比例する出力電流を出力する電流変換手段と、
前記電流変換手段の出力電流を一定容量のコンデンサに充電しその充電電圧を得る充電電圧生成手段と、
前記反比例電圧生成手段の前記被測定電流に反比例した出力電圧と前記充電電圧生成手段の充電電圧とを比較し、該充電電圧が前記反比例電圧生成手段の出力電圧を超えたときに遮断信号を発生して保持する比較手段とを備えることを特徴とする過電流センサ。
【請求項２】
閉磁路の一部にギャップを形成してなる磁性体の内側を貫通する電流路を通る被測定電流を検知し、当該被測定電流の大きさによって遮断に至る時間を制御する過電流センサにおいて、
前記電流路に対して前記磁性体が２つ設けられていて、一方の磁性体のギャップに設置された第１のホール素子及び他方の磁性体のギャップに設置された第２のホール素子と、
前記第１のホール素子のホール出力電圧が一定となるように前記第１のホール素子の制御電流を制御して前記被測定電流に反比例した出力電圧を得る反比例電圧生成手段と、
制御電流が一定に制御された前記第２のホール素子のホール出力電圧に比例する出力電流を出力する電流変換手段と、
前記電流変換手段の出力電流を一定容量のコンデンサに充電しその充電電圧を得る充電電圧生成手段と、
前記反比例電圧生成手段の前記被測定電流に反比例した出力電圧と前記充電電圧生成手段の充電電圧とを比較し、該充電電圧が前記反比例電圧生成手段の出力電圧を超えたときに遮断信号を発生して保持する比較手段とを備えることを特徴とする過電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ハイブリッド車や電気自動車のバッテリーに異常な過大電流が流れた時に、回路を遮断するヒューズの代替品として用いられ、特に１００〜１０００Ａクラスのヒューズ機能を、電子回路に代替えすることによって小型、安価に提供することを可能とした過電流センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来は、登録実用新案第２５６５７５０号公報、特開２００１−５４２２３号公報にあるようなヒューズを用いて過電流を検知する方法が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ヒューズの最も大きな問題は個々のバラツキが大きい事と、短絡発生時に配線やシステムを過電流による熱破壊から保護するための理想的な遮断機能が不満足であることである。短絡時には、配線やシステムの抵抗値と短絡電流の自乗と保持時間との積に比例した熱を発生するので、熱的保護の面からは、ある温度以上にならないような設定を考え、規定温度を越えない瞬時電流には遮断せず、上限電流値を越えた電流が流れた時に電流値の自乗に反比例した時間で遮断することが望ましい。
【０００４】
図４に一般的な大電流用ヒューズの遮断特性を示すが、溶断時間は電流値の５〜６乗に逆比例していることがわかる。すなわち大電流ほど早めに（短絡電流の自乗に反比例した時間よりも更に早めに）溶断することになり、問題とならないサージ電流で溶断しないように設定することは意外と困難で、負荷の変動が激しい用途の保護にはヒューズは難しい素子であった。
【０００５】
本発明の第１の目的は、電子回路の特徴を利用し、大電流用ヒューズに替わり、溶断特性を改善し、かつ負荷変動の激しい用途に対しても電流保護機能を実現可能とした過電流センサを提供することにある。
【０００６】
本発明の第２の目的は、再生が不可能であるヒューズに替わり、復帰可能な電流ブレーカー機能を実現可能とした過電流センサを提供することにある。
【０００７】
本発明のその他の目的や新規な特徴は後述の実施の形態において明らかにする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本願請求項１の発明は、閉磁路の一部にギャップを形成してなる磁性体の内側を貫通する電流路を通る被測定電流を検知し、当該被測定電流の大きさによって遮断に至る時間を制御する過電流センサにおいて、
前記磁性体のギャップに設置された第１及び第２のホール素子と、
前記第１のホール素子のホール出力電圧が一定となるように前記第１のホール素子の制御電流を制御して前記被測定電流に反比例した出力電圧を得る反比例電圧生成手段と、
制御電流が一定に制御された前記第２のホール素子のホール出力電圧に比例する出力電流を出力する電流変換手段と、
前記電流変換手段の出力電流を一定容量のコンデンサに充電しその充電電圧を得る充電電圧生成手段と、
前記反比例電圧生成手段の前記被測定電流に反比例した出力電圧と前記充電電圧生成手段の充電電圧とを比較し、該充電電圧が前記反比例電圧生成手段の出力電圧を超えたときに遮断信号を発生して保持する比較手段とを備える。
【０００９】
また、本願請求項２の発明は、閉磁路の一部にギャップを形成してなる磁性体の内側を貫通する電流路を通る被測定電流を検知し、当該被測定電流の大きさによって遮断に至る時間を制御する過電流センサにおいて、
前記電流路に対して前記磁性体が２つ設けられていて、一方の磁性体のギャップに設置された第１のホール素子及び他方の磁性体のギャップに設置された第２のホール素子と、
前記第１のホール素子のホール出力電圧が一定となるように前記第１のホール素子の制御電流を制御して前記被測定電流に反比例した出力電圧を得る反比例電圧生成手段と、
制御電流が一定に制御された前記第２のホール素子のホール出力電圧に比例する出力電流を出力する電流変換手段と、
前記電流変換手段の出力電流を一定容量のコンデンサに充電しその充電電圧を得る充電電圧生成手段と、
前記反比例電圧生成手段の前記被測定電流に反比例した出力電圧と前記充電電圧生成手段の充電電圧とを比較し、該充電電圧が前記反比例電圧生成手段の出力電圧を超えたときに遮断信号を発生して保持する比較手段とを備える。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る過電流センサの実施の形態を図面に従って説明する。
【００１１】
図１は本発明に係る過電流センサの第１の実施の形態を示すブロック図、図２は磁性体に対するホール素子の配置を示す斜視図である。図１及び図２のように、過電流センサは、磁性体１、第１及び第２のホール素子２Ａ，２Ｂ、反比例電圧生成手段３、電流変換手段４、充電電圧生成手段５、及び比較手段６を備えている。
【００１２】
図２のように、前記磁性体１は、閉磁路の一部にギャップＧを形成した略Ｃ字状であり、同一ギャップＧに２個のホール素子２Ａ，２Ｂが設置され、また磁性体１の内側中心を電流路としてのブスバー７が貫通するように配置されている。ブスバー７には、例えばバッテリーの供給電流等の被測定電流Ｉｂが流れており、例えば正常時には１００Ａ以下の電流が、異常時には１０００Ａにも達する電流が流れる。ブスバー７に被測定電流が流れると、その被測定電流に起因して磁性体１の閉磁路に発生する磁束が第１及び第２のホール素子２Ａ，２Ｂを通過する。
【００１３】
前記反比例電圧生成手段３は第１のホール素子２Ａのホール出力電圧ＶＨＡが一定となるように第１のホール素子２Ａの制御電流ＩＣＡを制御して前記被測定電流Ｉｂに反比例した出力電圧Ｖｒを、制御電流ＩＣＡの経路に挿入された抵抗Ｒ１の両端に得るものである。一般に、ホール素子は、制御電流が一定であれば、それが配置された位置の磁束密度に比例した（すなわち被測定電流値に比例した）ホール出力電圧を出力するものであるが、逆に、反比例電圧生成手段３のように、ホール出力電圧ＶＨＡが一定となるように制御電流ＩＣＡを制御すれば、制御電流ＩＣＡは被測定電流値に反比例することになり、制御電流ＩＣＡの電流経路に抵抗Ｒ１を挿入して、その電圧降下を得れば、それが被測定電流値に反比例した電圧値となる。
【００１４】
一方、第２のホール素子２Ｂは制御電流ＩＣＢが一定電流値に制御されており、従って、それが配置された位置の磁束密度に比例した（すなわち被測定電流値Ｉｂに比例した）ホール出力電圧ＶＨＢを出力する。
【００１５】
前記電流変換手段４は第２のホール素子２Ｂのホール出力電圧ＶＨＢを受けて、これに比例する出力電流を出力するものであり、電流変換手段４の出力電流で充電電圧生成手段５の一定容量のコンデンサＣ３が充電されるようになっている。なお、放電用抵抗Ｒ１２がコンデンサＣ３に並列に接続されており、電流変換手段４の出力電流が少ない領域（過電流を検出していない状態、つまりホール素子２Ｂのホール出力電圧ＶＨＢが小さい状態）ではコンデンサＣ３の充電電圧が上昇しないように放電用抵抗Ｒ１２で設定している。
【００１６】
前記比較手段６は、充電電圧生成手段５が有するコンデンサＣ３の充電電圧と、反比例電圧生成手段３の出力電圧Ｖｒとを比較し、コンデンサＣ３の充電電圧が出力電圧Ｖｒを越えたときに遮断信号（過電流を検出したことを示す過電流検出信号で、例えばハイレベル出力）を出力端子Ｖｏｕｔに出し、かつ当該遮断信号を保持し続ける機能を有する。
【００１７】
この第１の実施の形態において、図２のブスバー７に流れる被測定電流が定常範囲であれは、同一ギャップＧに配設されたホール素子２Ａ，２Ｂに加わる磁束密度は低く、ホール素子２Ａのホール出力電圧ＶＨＡを一定に制御する反比例電圧生成手段３の被測定電流に反比例した出力電圧Ｖｒは高い電圧値となる。これに反し、制御電流ＩＣＢが一定に制御されたホール素子２Ｂのホール出力電圧ＶＨＢは小さく、これに比例した電流変換手段４の出力電流は微弱であり、放電用抵抗Ｒ１２で放電されて充電電圧生成手段５のコンデンサＣ３の充電電圧は出力電圧Ｖｒを越える電圧値にまで上昇することはない。このため、比較手段６は過電流を検出せず、遮断信号（過電流検出信号）は発生しない。
【００１８】
一方、ブスバー７に過電流が流れれば、ホール素子２Ａ，２Ｂに加わる磁束密度は定常時の数倍以上となり、ホール素子２Ａのホール出力電圧ＶＨＡを一定に制御する反比例電圧生成手段３の被測定電流に反比例した出力電圧Ｖｒは低い電圧値となる（グランドレベルに近づく）。これに反し、制御電流ＩＣＢが一定に制御されたホール素子２Ｂのホール出力電圧ＶＨＢは大きくなり、これに比例した電流変換手段４の出力電流は大きくなり、放電用抵抗Ｒ１２による放電電流をしのぎ、充電電圧生成手段５のコンデンサＣ３の充電電圧は出力電圧Ｖｒを越えることになる。これにより、比較手段６は過電流を検出し、遮断信号を出力し、かつその状態を保持する。そして、この遮断信号によりブスバー７の被測定電流を遮断する遮断器等を作動させる。
【００１９】
ここで、被測定電流が過電流となったときに、その電流値の自乗に反比例した時間で遮断できることを説明する。今、仮に比較手段６の一方の入力電圧（出力電圧Ｖｒ）が一定であるとすると、電流変換手段４の出力電流、つまりコンデンサＣ３を充電する電流は被測定電流に比例して増大するから、ブスバー７に流れる過電流値が大きい程、コンデンサＣ３の充電電圧が出力電圧Ｖｒを越えるのに要する時間は短くなり、過電流発生時点から遮断信号発生に至る時間は電流値に反比例する関係となる。実際には、本実施の形態では比較手段６の一方の入力電圧、すなわち出力電圧Ｖｒが被測定電流に反比例するように設定されているため、相乗効果により被測定電流の自乗に反比例した時間で遮断できることになる。換言すれば、被測定電流の逆自乗特性を有する遮断時間（過電流発生時から遮断するまでの時間）でもって遮断信号を出力する特性が得られる。つまり、過電流による発熱の物理的現象に合わせているため、理想的な保護ユニットとなる。また、充電電圧生成手段５が有するコンデンサＣ３の充電電圧を検出動作に利用しているため、サージ電流による影響は受けにくい利点がある。図４に本発明（本実施の形態）の遮断特性（遮断時間と被測定電流との関係）を従来の大電流用ヒューズの遮断特性と対比して示す。
【００２０】
この第１の実施の形態によれば、閉磁路の一部にギャップＧを形成してなる磁性体１の内側を貫通する電流路を通る被測定電流を検知し、当該被測定電流の大きさによって遮断に至る時間を制御する過電流センサにおいて、前記ギャップＧに設置された第１及び第２のホール素子２Ａ，２Ｂと、第１のホール素子２Ａのホール出力電圧ＶＨＡが一定となるように第１のホール素子２Ａの制御電流ＩＣＡを制御して前記被測定電流に反比例した出力電圧を得る反比例電圧生成手段３と、制御電流ＩＣＢが一定に制御された第２のホール素子２Ｂのホール出力電圧ＶＨＢに比例する出力電流を出力する電流変換手段４と、前記電流変換手段４の出力電流を一定容量のコンデンサＣ３に充電しその充電電圧を得る充電電圧生成手段５と、前記反比例電圧生成手段３の前記被測定電流に反比例した出力電圧Ｖｒと前記充電電圧生成手段５の充電電圧とを比較し、該充電電圧が前記出力電圧Ｖｒを超えたときに遮断信号を発生して保持する比較手段６とを備える構成としたので、安全ブレーカーとしての機能を実現可能である。すなわち、被測定電流の逆自乗特性を有する遮断時間（過電流発生時から遮断するまでの時間）でもって遮断信号（過電流検出信号）を出力する特性を得ることができる。
【００２１】
従って、遮断信号（過電流検出信号）を出力するタイミングを、過電流による発熱の物理的現象に合わせているため、理想的な保護ユニットとなる。また、ヒューズと比ベバラツキが非常に小さく、回路が簡易でコストが安い利点がある。
【００２２】
図３は本発明の第２の実施の形態であって、具体的な回路図を示す。磁性体に対するホール素子の配置は前述した図２の通りでよい。
【００２３】
図３に示すように、直流電圧供給端子Ｖｉｎ（＋５Ｖ）に接続される正側ラインとグランド端子ＧＮＤに接続されたグランドライン間に、抵抗Ｒ１１、第１のホール素子２Ａの端子▲１▼−▲３▼、抵抗Ｒ１の経路で当該第１のホール素子２Ａに制御電流ＩＣＡが供給されるようになっている。ここで、第１のホール素子２Ａのホール出力電圧ＶＨＡが一定となるように第１のホール素子２Ａの制御電流ＩＣＡを制御する反比例電圧生成手段３は、演算増幅器ＯＰ１，ＯＰ２、抵抗Ｒ１，Ｒ１１、コンデンサＣ２、及びオフセット電圧源Ｖｏｆで構成されている。なお、オフセット電圧源ＶｏｆはダイオードＤ２、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４で構成され、温度依存性を持たせ、ホール素子の温度補償を行っている。
【００２４】
前記第１のホール素子２Ａのホール出力電圧ＶＨＡはその端子▲２▼−▲４▼間に現れ（ここでは▲２▼の電位≧▲４▼の電位）、端子▲２▼の電圧が演算増幅器ＯＰ１の非反転入力に印加されている。ここで、ブスバーに流れる被測定電流Ｉｂが大きいほど▲２▼の電位Ｖ２は大きくなり、Ｖ２∝Ｉｂ×ＩＣＡ　となる。演算増幅器ＯＰ１は電圧ホロアを構成しており、ハイ入力インピーダンスでロー出力インピーダンスの増幅率１の増幅器として動作し、その出力電圧にオフセット電圧源Ｖｏｆのオフセット電圧が加算されて演算増幅器ＯＰ２の反転入力に印加される。この演算増幅器ＯＰ２の非反転入力端には第１のホール素子２Ａの端子▲４▼の電圧が印加されており、演算増幅器ＯＰ２は比較器として機能し、非反転入力端に印加された端子▲４▼の電圧が反転入力端に印加された比較用の電圧（端子▲２▼の電圧＋オフセット電圧；但し図示の例では端子▲２▼の電圧とオフセット電圧の極性は互いに逆となっている）に一致するように、出力端の電圧（つまり制御電流ＩＣＡ）を制御する。前述の第１の実施の形態でも述べたように、ホール出力電圧ＶＨＡが一定となるように制御電流ＩＣＡを制御すれば、制御電流ＩＣＡは被測定電流値に反比例することになり、制御電流ＩＣＡの電流経路に挿入された抵抗Ｒ１の両端に被測定電流値に反比例した電圧Ｖｒが得られる。この電圧Ｖｒは後述する比較手段６の一方の入力端に印加される。
【００２５】
第２のホール素子２Ｂに一定の制御電流ＩＣＢを流すための定電流回路８は、演算増幅器ＯＰ３、その出力端とグランドライン間にホール素子２Ｂの端子▲１▼−▲３▼と直列に挿入された抵抗Ｒ３、直流電圧供給端子Ｖｉｎとグランド端子ＧＮＤ間の供給電圧を分圧して演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端に印加する抵抗Ｒ４，Ｒ５、及びコンデンサＣ４とから構成されている。演算増幅器ＯＰ３の反転入力端に印加されたホール素子２Ｂの端子▲３▼の電圧が非反転入力端の電圧（一定値）に一致するように制御されることで、制御電流ＩＣＢは一定に維持される。従って、被測定電流に比例したホール出力電圧ＶＨＢがその端子▲２▼−▲４▼間に現れる（ここでは▲２▼の電位≧▲４▼の電位）。
【００２６】
制御電流ＩＣＢが一定に制御された第２のホール素子２Ｂのホール出力電圧ＶＨＢに比例する出力電流を出力する電流変換手段４は、トランジスタＱ１〜Ｑ４、抵抗Ｒ６〜Ｒ９で構成されている。ここで、トランジスタＱ２と抵抗Ｒ６の対と、トランジスタＱ１と抵抗Ｒ７の対とはカレントミラー回路（ミラー電流回路）を構成しており、トランジスタＱ１のコレクタ電流はトランジスタＱ２のコレクタ電流と実質的に同じ電流となるように制御される。トランジスタＱ３，Ｑ４は入力側（ベース側）がハイインピーダンスでエミッタ側をローインピーダンスに変換するエミッタホロアとして動作し、トランジスタＱ３，Ｑ４のベースにはそれぞれホール素子２Ｂの端子▲２▼、端子▲４▼の電圧が印加されている。そして、抵抗Ｒ６、トランジスタＱ２、トランジスタＱ３、抵抗Ｒ８及び抵抗Ｒ９の経路の電流が、ホール素子２Ｂの端子▲２▼−▲４▼間の電圧（つまりホール出力電圧ＶＨＢ）に比例するようにトランジスタＱ３は動作する。この結果、トランジスタＱ２とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１のコレクタ電流はトランジスタＱ２のコレクタ電流と実質的に同じとなり、抵抗Ｒ７、トランジスタＱ１の経路で充電電圧生成手段５のコンデンサＣ３を充電する。なお、抵抗Ｒ１２はコンデンサＣ３充電の際のオフセット電流調整と放電抵抗を兼ねている。
【００２７】
充電電圧生成手段５はコンデンサＣ３とオフセット電流調整抵抗Ｒ１２の並列回路であり、オフセット電流調整抵抗Ｒ１２は、微小充電電流ではコンデンサＣ３の充電電圧が上昇してしまわないようにするとともに、直流電圧供給端子Ｖｉｎへの電圧供給が一旦停止されて過電流センサ自体がリセットされたとき、コンデンサＣ３の電荷を放電して充電電圧を零に戻すリセット放電の機能も兼ねる。
【００２８】
比較手段６は演算増幅器ＯＰ４及びこのハイレベル出力を保持するためのラッチ用ダイオードＤ１を有している。そして、前記コンデンサＣ３の充電電圧が演算増幅器ＯＰ４の非反転入力に印加され、反転入力には抵抗Ｒ１の両端の被測定電流値に反比例した電圧Ｖｒが印加される。この比較手段６はコンデンサＣ３の充電電圧が被測定電流値に反比例した電圧Ｖｒを越えたときにハイレベルの遮断信号を出力端子Ｖｏｕｔに出力する設定である。
【００２９】
なお、正側ラインとグランドライン間には交流バイパスコンデンサＣ１が接続されている。
【００３０】
この第２の実施の形態において、図２のブスバー７に流れる被測定電流が定常範囲であれは、同一ギャップＧに配設されたホール素子２Ａ，２Ｂに加わる磁束密度は低く、ホール素子２Ａのホール出力電圧ＶＨＡを一定に制御する反比例電圧生成手段３の被測定電流に反比例した抵抗Ｒ１両端の出力電圧Ｖｒは高い電圧値となる。これに反し、制御電流ＩＣＢが一定に制御されたホール素子２Ｂのホール出力電圧ＶＨＢは小さく、電流変換手段４内のトランジスタＱ３，Ｑ４のベース電位差は小さく、トランジスタＱ３のコレクタ電流は微弱（実質的に零）である。つまり、トランジスタＱ３に直列関係にあるトランジスタＱ２のコレクタ電流、これと実質同じトランジスタＱ１のコレクタ電流も微弱（実質的に零）となる。この結果、充電電圧生成手段５のコンデンサＣ３の充電電圧は出力電圧Ｖｒを越える電圧値にまで上昇することはない。このため、比較手段６の演算増幅器ＯＰ４は過電流を検出せず、遮断信号（過電流検出信号）は発生しない。
【００３１】
一方、図２のブスバー７に過電流が流れれば、ホール素子２Ａ，２Ｂに加わる磁束密度は定常時の数倍以上となり、ホール素子２Ａのホール出力電圧ＶＨＡを一定に制御する反比例電圧生成手段３の被測定電流に反比例した抵抗Ｒ１両端の出力電圧Ｖｒは低い電圧値となる（グランドレベルに近づく）。これに反し、制御電流ＩＣＢが一定に制御されたホール素子２Ｂのホール出力電圧ＶＨＢは大きくなり、電流変換手段４内のトランジスタＱ３，Ｑ４のベース電位差は大きくなり、トランジスタＱ３のコレクタ電流は増大する。つまり、トランジスタＱ３に直列関係にあるトランジスタＱ２のコレクタ電流、これと実質同じトランジスタＱ１のコレクタ電流も増大し、充電電圧生成手段５のコンデンサＣ３の充電電圧は出力電圧Ｖｒを越えることになる。これにより、比較手段６の演算増幅器ＯＰ４は過電流を検出し、出力端がハイレベルとなった遮断信号を出力端子Ｖｏｕｔに出力し、かつその出力電圧をダイオードＤ１を介し非反転入力端に印加することで遮断信号出力を保持する。そして、この遮断信号によりブスバー７の被測定電流を遮断する遮断器等を作動させる。
【００３２】
なお、被測定電流が過電流となったときに、その電流値の自乗に反比例した時間で遮断できることは前述の第１の実施の形態で説明した通りである。
【００３３】
この第２の実施の形態によれば、次の通りの効果を得ることができる。
【００３４】
（１）　第１のホール素子２Ａのホール出力電圧ＶＨＡが一定となるように第１のホール素子２Ａの制御電流ＩＣＡを制御して被測定電流に反比例した出力電圧Ｖｒを得る反比例電圧生成手段３と、制御電流ＩＣＢが一定に制御された第２のホール素子２Ｂのホール出力電圧ＶＨＢに比例する出力電流を出力する電流変換手段４と、電流変換手段４の出力電流を一定容量のコンデンサＣ３に充電しその充電電圧を得る充電電圧生成手段５とを用い、比較手段６により被測定電流に反比例した出力電圧Ｖｒと充電電圧生成手段５の充電電圧とを比較することで、該充電電圧が前記反比例電圧生成手段３の出力電圧Ｖｒを越えたときに遮断信号（過電流検出力）を発生し、以後これを保持することができる。これにより、安全ブレーカーとしての機能、すなわち近似的に被測定電流の逆自乗特性を有する遮断時間でもって遮断信号を出力する特性を得ることができる。
【００３５】
（２）　充電電圧生成手段５のコンデンサＣ３の充電電圧を比較手段６の一方入力として利用しており、ブスバー７にサージ電流が瞬間的に流れた場合には遮断信号が出ないようにすることが可能であり、負荷変動の激しい用途に対しても電流保護機能を実現できる。
【００３６】
（３）　主な使用部品は２個のホール素子と複数の演算増幅器及びトランジスタであり、安価な回路構成となっている。
【００３７】
なお、上記第１及び第２の実施の形態では、磁性体の同一ギャップに第１及び第２のホール素子を配置した場合を例示したが、被測定電流が流れる電流路としてのブスバーに対して磁性体が２つ設けられていて、一方の磁性体のギャップに第１のホール素子を配置し、他方の磁性体のギャップに第２のホール素子を配置する構成とすることも動作原理上可能である。
【００３８】
以上本発明の実施の形態について説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく請求項の記載の範囲内において各種の変形、変更が可能なことは当業者には自明であろう。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る過電流センサによれば、サージ電流でも溶断してしまう大電流用ヒューズの溶断特性を改善し、負荷変動の激しい用途の電流保護機能を実現し、しかも、電子回路の特徴を利用して復帰可能な電流ブレーカー機能も実現可能である。また、大電流用ヒューズに比べてバラツキを少なくでき、コスト面でも安価に製造可能な利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る過電流センサの第１の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】各実施の形態における磁性体及びホール素子の配置を示す斜視図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図４】大電流用ヒューズと本発明の遮断特性を比較して示す特性図である。
【符号の説明】
１　磁性体
２Ａ，２Ｂ　ホール素子
３　反比例電圧生成手段
４　電流変換手段
５　充電電圧生成手段
６　比較手段
７　ブスバー
８　定電流回路
Ｃ１〜Ｃ４　コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２　ダイオード
ＯＰ１〜ＯＰ４　演算増幅器
Ｑ１〜Ｑ４　トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ９，Ｒ１１〜Ｒ１４　抵抗
【図１】
2004045236.tif 000003
【図２】
2004045236.tif 000004
【図３】
2004045236.tif 000005
【図４】
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