(57)【要約】【課題】パルスドプラモードと連続波ドプラモードを有しコストを抑えた超音波診断装置を提供すること。【解決手段】複数の超音波振動子Ｖｉと、これらの超音波振動子から超音波パルスを送信し被検体内からその反射波を受信し周波数の偏移を検知するパルスドプラ検知手段と、前記複数の超音波振動子の一部の送信用超音波振動子から所定周波数のキャリアの連続超音波を送信し他の受信用超音波振動子により前記被検体内からの反射波を受信し周波数の偏移を検知する連続波ドプラ検知手段とを有して成る超音波診断装置であって、前記連続波ドプラ検知手段は、前記受信用超音波振動子により受信した反射超音波信号から少なくとも前記キャリアの周波数成分を除去するキャリア除去手段ＣＣＥｉを有することを特徴とする。【選択図】　図１
2004057525.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の超音波振動子と、
これらの超音波振動子から超音波パルスを送信し被検体内からその反射波を受信し周波数の偏移を検知するパルスドプラ検知手段と、
前記複数の超音波振動子の一部の送信用超音波振動子から所定周波数のキャリアの連続超音波を送信し他の受信用超音波振動子により前記被検体内からの反射波を受信し周波数の偏移を検知する連続波ドプラ検知手段とを有して成る超音波診断装置であって、
前記連続波ドプラ検知手段は、前記受信用超音波振動子により受信した反射超音波信号から少なくとも前記キャリアの周波数成分を除去するキャリア除去手段を有することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
複数の超音波振動子と、
これらの超音波振動子の各々に対応して設けられ、対応する超音波振動子から超音波を送信する送信回路と、
前記超音波振動子の各々に対応して設けられ、対応する超音波振動子から送信された超音波を受信しその周波数偏移によりパルスドプラモード時には被検体内の臓器を、連続波ドプラモード時には血流の動きをそれぞれ検知する受信回路とを備え、
前記受信回路は、
前記超音波振動子を駆動する信号を発生する駆動回路と、
前記超音波振動子により受信した超音波信号を増幅する増幅器と、
前記連続波ドプラモード時には超音波信号に含まれるキャリア周波数成分を少なくとも除去し、前記パルスドプラモード時にはバイパスするモード切換スイッチと、
入力信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータと、
ＡＤコンバータによりデジタル信号に変換された信号に所定の遅延を与える受信遅延回路とを有することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
複数の超音波振動子と、
前記複数の超音波振動子の各々に対応して設けられ、パルスドプラモード時に各超音波振動子に印加する駆動パルスを発生するパルスドプラモード送信回路と、
前記複数の超音波振動子の一部の送信用超音波振動子の各々に対応して設けられ、連続波ドプラモード時に、各送信用超音波振動子から所定周波数キャリアの連続超音波を送信する連続波ドプラモード送信回路と、
前記複数の超音波振動子の各々に対応して設けられ、前記パルスドプラモード送信回路から駆動パルスを前記超音波に印加されたとき、送信された超音波に対応して被検体から反射した超音波を受信すると共に、前記送信用超音波振動子から送信された所定周波数キャリアの連続超音波に対応して前記複数の超音波振動子の他の受信用超音波振動子により前記被検体内からの反射波を受信し、その周波数の偏移を検知して前記被検体内の臓器の位置及び前記被検体内の血流の動きを検知するドプラ受信回路とを有して成る超音波診断装置であって、
前記ドプラ受信回路は、反射超音波信号を増幅する増幅器と、前記連続波ドプラモード時にこの前置増幅器の出力から少なくとも前記キャリアの周波数成分を除去する連続波キャリア除去回路と、
前記連続波ドプラモード時にこの連続波キャリア除去回路の出力を、前記パルスドプラモード時には前記増幅器の出力を、デジタル信号に変換するＡＤコンバータとから成ることを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
前記連続波キャリア除去回路は、入力信号の同相成分と直交成分を各々、サンプリングしホールドする１対の直交標本化保持回路、少なくとも前記キャリア周波数成分を除去する１対の高域通過フィルタ及びこの帯域通過フィルタを通った信号を変調する１対の変調器と、これら変調器により各々変調された同相成分及び直交成分の信号を加算する加算器とを有して成ることを特徴とする請求項３記載の超音波診断装置。
【請求項５】
複数の超音波振動子と、
これらの超音波振動子各々に対応して設けられ、対応する超音波振動子に駆動信号を印加すると共に前記対応する超音波振動子により受信した被検体からの反射信号を受け周波数偏移を検知して、パルスドプラモード時には前記被検体内の臓器を、連続波ドプラモード時には前記被検体の血流の動きを検知する送受信回路とを有し、
前記送受信回路は、前記超音波振動子に印加する駆動信号を発生する駆動回路と、
前記超音波振動子により受信した反射超音波信号を増幅する増幅器と、
前記連続波ドプラモード時に前記超音波振動子により受信された信号に含まれる少なくともキャリア周波数成分を除去し、パルスドプラモード時にはバイパスする連続波キャリア除去兼用回路と、
この連続波キャリア除去兼用回路の出力をデジタル信号に変換するＡＤコンバータと、
このＡＤコンバータによりデジタル信号に変換された信号に所定の遅延を与える受信遅延回路とを有することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
前記連続波キャリア除去兼用回路は、入力信号を外部から供給されるサンプリングクロックによりサンプリングしホールドする標本化保持回路と、
この標本化保持回路の出力に含まれるキャリア周波数成分を少なくとも除去する高域通過フィルタと、
この高域通過フィルタ出力を外部から供給される変調クロックにより変調するアナログスイッチ及び符号切換器と、
入力信号を、連続波ドプラモード時には前記標本化保持回路に入力し、パルスドプラモード時には前記符号切換器の有するオペアンプに入力するするスイッチとを有して成ることを特徴とする請求項５記載の超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルスドプラと連続波ドプラの両モードにより診断を行う超音波診断装置に係り、特にパルスドプラモードにおける超音波送受信時の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波診断装置における走査方法の１つに電子走査法があり、これでは複数の振動子各々に対する駆動と受信のタイミングを遅延線により電子的に制御し、送受波した超音波信号を収束する電子フォーカスの手法が採用され、この手法により走査方向の分解性能を改善している。
【０００３】
この電子走査法によって人間など被検体の内部を観察する場合にも、その反射物などの表面からの反射を調べて、臓器などを表示するもののほか、反射体の動きを反射超音波の周波数変化により検知して観察対象の動きを知るドプラ法がある。更にこのドプラ法を用いる場合でも、超音波の連続波を送信し血流の情報などの検知に利用されるものと、パルス波を送信し臓器の動きなどの検知に利用されるものがあるが、最近は両方のモードを備えた超音波診断装置も使用されている。
【０００４】
ところで、このような連続波ドプラモードとパルスドプラモードを有する超音波診断装置では、両モードでできるだけ共用部品を用いることが、コスト的に好ましい。この観点からすると、超音波の送受信に用いる超音波振動子は、連続波ドプラモードでは、常時超音波を送信すると共に受信しなければならないので送信用と受信用に分けて用いる必要があるが、パルスドプラモードでは振動子からパルスとして送信した後その反射波を受けるので、振動子を送受信に共用できる。また、超音波振動子を駆動する送信回路は、連続波とパルス波で波形も異なり電圧の大きさも非常に異なるので別の回路を用いなければならないとしても、超音波反射波の電気処理を行う受信回路は、できれば共用の回路としたい。
【０００５】
パルスドプラモ−ドでは、超音波パルスを送信してから反射超音波パルスを受信するまでに、比較的、時間的な余裕があるので、送信の超音波パルスと切り離して反射パルスのみを取り出せばよいから、受信回路の受信遅延加算回路においてはダイナミックレンジは小さくてよい。
【０００６】
一方、連続波ドプラ法においては、血流波形の折り返しなくピークの血流速度を検出できる利点があるが、反面、上述のように、ドプラ信号成分に比べて極めて大きなキャリア周波数成分が反射信号中に含まれるので、パルスドプラ法などにおけるよりも大きなダイナミックレンジを必要とする。
【０００７】
すなわち、連続波ドプラモードでは、常時、超音波を送信しながら反射超音波を受信する。この場合、送信超音波を受信超音波と完全に分離できればよいが、送信に用いる超音波振動子と受信に用いる超音波振動子は、通常、隣接していることもあり、送信超音波の一部が受信超音波として受信されるクロストーク（漏れ込み）が生じてしまい、また連続波ドプラモードでも反射信号中に、血流情報の検出などに無関係な、「クラッタ」と呼ばれる生体内臓器などからの成分が含まれることもあって、広いダイナミックレンジが必要となる。
【０００８】
したがって、受信回路の受信遅延加算回路をデジタル回路により構成すると、１４ビット以上もの高いビット数のＡＤ変換器を必要とすることになる。更に、パルスドプラモードでは、受信信号は間歇的に受信するので、ＡＤ変換に高速性を要求されないが、上記のような連続波ドプラモードで高ビットのＡＤ変換が要求されるので、高速かつ高いビット数のＡＤ変換器が必要となる。このような性能のＡＤ変換器は高価であり、このようなＡＤ変換器を含む受信回路は超音波振動子毎に必要であることを考慮すると、超音波診断装置として高価になることが避けられない。
【０００９】
そこで、特開平７−１２４１６１号公開公報に記載のように、パルスドプラモードではデジタル方式の受信遅延加算を行い連続波ドプラモードではアナログ方式による遅延加算を行う構成の超音波診断装置が考えられた。
【００１０】
しかしこの装置でも、パルスドプラモードと連続波ドプラモードで別の受信遅延加算回路を用いることになり、超音波装置としては高価になるという問題がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上述のような従来の、パルスドプラモードと連続波ドプラモードを有する超音波診断装置の問題点に鑑みてなされたもので、コストを抑えることが可能なこの種の超音波診断装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１によれば、複数の超音波振動子と、これらの超音波振動子から超音波パルスを送信し被検体内からその反射波を受信し周波数の偏移を検知するパルスドプラ検知手段と、前記複数の超音波振動子の一部の送信用超音波振動子から所定周波数のキャリアの連続超音波を送信し他の受信用超音波振動子により前記被検体内からの反射波を受信し周波数の偏移を検知する連続波ドプラ検知手段とを有して成る超音波診断装置であって、前記連続波ドプラ検知手段は、前記受信用超音波振動子により受信した反射超音波信号から少なくとも前記キャリアの周波数成分を除去するキャリア除去手段を有することを特徴とする超音波診断装置を提供する。
【００１３】
本発明の請求項２によれば、複数の超音波振動子と、これらの超音波振動子の各々に対応して設けられ、対応する超音波振動子から超音波を送信する送信回路と、前記超音波振動子の各々に対応して設けられ、対応する超音波振動子から送信された超音波を受信しその周波数偏移によりパルスドプラモード時には被検体内の臓器を、連続波ドプラモード時には血流の動きをそれぞれ検知する受信回路とを備え、前記受信回路は、前記超音波振動子を駆動する信号を発生する駆動回路と、前記超音波振動子により受信した超音波信号を増幅する増幅器と、前記連続波ドプラモード時には超音波信号に含まれるキャリア周波数成分を少なくとも除去し、前記パルスドプラモード時にはバイパスするモード切換スイッチと、入力信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータと、ＡＤコンバータによりデジタル信号に変換された信号に所定の遅延を与える受信遅延回路とを有することを特徴とする超音波診断装置を提供する。
【００１４】
本発明の請求項３によれば、複数の超音波振動子と、前記複数の超音波振動子の各々に対応して設けられ、パルスドプラモード時に各超音波振動子に印加する駆動パルスを発生するパルスドプラモード送信回路と、前記複数の超音波振動子の一部の送信用超音波振動子の各々に対応して設けられ、連続波ドプラモード時に、各送信用超音波振動子から所定周波数キャリアの連続超音波を送信する連続波ドプラモード送信回路と、前記複数の超音波振動子の各々に対応して設けられ、前記パルスドプラモード送信回路から駆動パルスを前記超音波に印加されたとき、送信された超音波に対応して被検体から反射した超音波を受信すると共に、前記送信用超音波振動子から送信された所定周波数キャリアの連続超音波に対応して前記複数の超音波振動子の他の受信用超音波振動子により前記被検体内からの反射波を受信し、その周波数の偏移を検知して前記被検体内の臓器の位置及び前記被検体内の血流の動きを検知するドプラ受信回路とを有して成る超音波診断装置であって、前記ドプラ受信回路は、反射超音波信号を増幅する増幅器と、前記連続波ドプラモード時にこの前置増幅器の出力から少なくとも前記キャリアの周波数成分を除去する連続波キャリア除去回路と、前記連続波ドプラモード時にこの連続波キャリア除去回路の出力を、前記パルスドプラモード時には前記増幅器の出力を、デジタル信号に変換するＡＤコンバータとから成ることを特徴とする超音波診断装置を提供する。
【００１５】
本発明の請求項４によれば、請求項３記載の超音波診断装置において、前記連続波キャリア除去回路は、入力信号の同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）を各々、サンプリングしホールドする１対の直交標本化保持回路、少なくとも前記キャリア周波数成分を除去する１対の高域通過フィルタ及びこの帯域通過フィルタを通った信号を変調する１対の変調器と、これら変調器により各々変調された同相成分及び直交成分の信号を加算する加算器とを有して成ることを特徴とする。
【００１６】
本発明の請求項５によれば、複数の超音波振動子と、これらの超音波振動子各々に対応して設けられ、対応する超音波振動子に駆動信号を印加すると共に前記対応する超音波振動子により受信した被検体からの反射信号を受け周波数偏移を検知して、パルスドプラモード時には前記被検体内の臓器を、連続波ドプラモード時には前記被検体の血流の動きを検知する送受信回路とを有し、前記送受信回路は、前記超音波振動子に印加する駆動信号を発生する駆動回路と、前記超音波振動子により受信した反射超音波信号を増幅する増幅器と、前記連続波ドプラモード時に前記超音波振動子により受信された信号に含まれる少なくともキャリア周波数成分を除去し、パルスドプラモード時にはバイパスする連続波キャリア除去兼用回路と、この連続波キャリア除去兼用回路の出力をデジタル信号に変換するＡＤコンバータと、このＡＤコンバータによりデジタル信号に変換された信号に所定の遅延を与える受信遅延回路とを有することを特徴とする超音波診断装置を提供する。
【００１７】
本発明の請求項６によれば、請求項５記載の超音波診断装置において、前記連続波キャリア除去兼用回路は、入力信号を外部から供給されるサンプリングクロックによりサンプリングしホールドする標本化保持回路と、この標本化保持回路の出力に含まれるキャリア周波数成分を少なくとも除去する高域通過フィルタと、この高域通過フィルタ出力を外部から供給される変調クロックにより変調するアナログスイッチ及び符号切換器と、入力信号を、連続波ドプラモード時には前記標本化保持回路に入力し、パルスドプラモード時には前記符号切換器の有するオペアンプに入力するするスイッチとを有して成ることを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態について説明する前に、まず本発明の原理を図面を用いて説明する。本発明では、パルスドプラモードと連続波ドプラモードのうちの連続波ドプラモードに着目する。
【００１９】
超音波診断装置による循環器病変の診断を行う方法の１つに、対象部位における血流の速度等を測定し、測定された血流速度及び波形により、例えば弁狭窄の重症度を判定することが行われている。このような血流の計測は、超音波ドプラ法により受信した超音波反射信号をＦＦＴ処理するなどして、血流速度に応じた反射信号中のドプラ偏移成分を検出することにより行われる。
【００２０】
連続波ドプラ法の原理は、図３に示すように超音波振動子３１から超音波の連続波３２を送信し、血管３３内を流れる赤血球３４からの反射波を受信し、赤血球の移動によるドプラ効果に基づく周波数偏移を検出する。この周波数偏移から赤血球３４即ち血流の移動速度を算出するものである。
【００２１】
ここで、超音波送受信キャリア周波数をｆｃ、血流の速度をｖ、生体内における超音波音速（通常、１５６０ｍ／ｓｅｃ程度）をｃ、超音波ビームと血流速度ベクトルの成す角度をａとすると、ドプラ偏移周波数ｆｄは次式で表わされる。
【００２２】
ｆｄ＝２ｆｃ・ｖ・ｃｏｓ（ａ）／ｃ　　　　　　　　（１）
例えば、速度６ｍ／ｓｅｃの血流を５ＭＨｚのキャリア周波数の連続波信号で検出する場合、超音波ビームの入射角ａを０とし、上記（１）式に従い計算するとドプラ偏移周波数は、約３８．５ｋＨｚとなる。
【００２３】
循環器病変における異常血流のピーク流速はせいぜい、５〜６ｍ／ｓｅｃ程度までであるので、血流計測において必要となるドプラ偏移検出帯域は±５０ｋＨｚ程度あれば十分である。このようなドプラ偏移の周波数スペクトラムは、図４に示すようになる。この図において、横軸は周波数、縦軸はその強度を示しており、４１はキャリア周波数成分、４２はクラッタ成分、４３はドプラ偏移成分を示し、キャリア周波数に対して上下の周波数に対称に存在する。クラッタ成分４２は、キャリア周波数成分の１／１０程度であり、ドプラ偏移成分４３はキャリア周波数成分の１／３０程度となる。
【００２４】
なお、キャリア周波数を２ＭＨｚにすると、（１）式により、ドプラ偏移周波数は±１７ｋＨｚ以下となる。
【００２５】
次に、このドプラ偏移周波数を検出する場合に必要な検出器の構成について説明する。図４に示したように、血流計測に必要なドプラ偏移成分を含む受信反射信号はキャリア周波数に対して正負にドプラ偏移を生じた成分により構成されているので、血流速度情報を含む受信反射信号の角周波数ωは次の（２）式の条件を満たす。
【００２６】
ωｃ−ωｂ≦｜ω｜≦ωｃ＋ωｂ　　　　　　　（２）
ここで、ωｃはキャリア角周波数、ωｂは最大ドプラ偏移角周波数であり、前述のようにこの角周波数は２π×５０ｋＨｚ［ｒａｄ／ｓ］となる。
【００２７】
このような周波数成分を含む信号は、一般に下記のように直交式で表わすことができる。
【００２８】
ｆ（ｔ）＝Ｘ（ｔ）ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）＋Ｙ（ｔ）ｓｉｎ（ωｃ・ｔ）　　　（３）
時間関数Ｘ（ｔ）とＹ（ｔ）は、各々ｆ（ｔ）の同相成分、直交成分であり、高域がカットオフ周波数ωｂで制限された低周波成分のみを含む信号である。これらの時間関数Ｘ（ｔ），Ｙ（ｔ）を、受信信号により再現できれば、元の信号ｆ（ｔ）を正しく再現できる。
【００２９】
上記Ｘ（ｔ）とＹ（ｔ）は、通常、周波数変換回路を用いて直交検波を行うことにより求めるが、超音波診断装置においては百数十乃至数十にもなる受信チャンネルの数分の回路を実装する必要があり、回路規模が著しく大きくなるという問題がある。
【００３０】
一方、上記Ｘ（ｔ）とＹ（ｔ）を元の信号ｆ（ｔ）から直接求める方法として、直交サンプリング法が知られている。上記（３）式において、時刻ｔ＝ｎＴ／２（ここでＴはキャリア周期）、Ｔ＝２δ／ωｃにおいて、ｓｉｎ（ωｃ・ｔ）はゼロになるので、上記（３）式は次の（４ａ）式のように表わされる。
【００３１】
ｆ（ｎＴ／２）＝（−１）ｎ・Ｘ（ｎＴ／２）　　　　　　（４ａ）
同様にして、ｆ（ｔ）のサンプル列は、時刻ｔ＝（ｎＴ／２）＋（Ｔ／４）において次の（４ｂ）式で表わされる。
【００３２】
ｆ（ｎＴ／２＋Ｔ／４）＝（−１）ｎ・Ｙ（ｎＴ／２＋Ｔ／４）　　　（４ｂ）
即ち、Ｘ（ｔ），Ｙ（ｔ）のサンプル列は周波数変換回路を用いなくとも原信号ｆ（ｔ）から直接、得ることが可能である。
【００３３】
しかしながら、Ｘ（ｔ），Ｙ（ｔ）はｆ（ｔ）の帯域幅の１／２に等しい周波数ωｂで制限された低域周波数信号であり、連続波ドプラにおいて必要なサンプリングレートｆｓは（５）式となる。
【００３４】
ｆｓ＝２ｆｂ＝２×５０ｋＨｚ＝１００ｋＨｚ　　　　　　　　（５）
連続波ドプラのキャリア周波数は、通常、１ＭＨｚ〜８ＭＨｚの範囲内の周波数に設定される。したがって直交サンプリング回路のサンプリング周波数を（１／８）×ｆｃに選ぶことにより、連続波ドプラのキャリア周波数と同程度の高速で動作するようなサンプリング回路を用いることなく直交サンプリングを実現することが可能となる。
【００３５】
上記（３）式及び（４ａ）（４ｂ）式を参照すると、時刻ｔ＝１６ｎＴ／２及びｔ＝（１６ｎＴ／２）＋（Ｔ／４）においてｆ（ｔ）をサンプリングすることにより、Ｘ（ｔ）、Ｙ（ｔ）のサンプル列Ｘｎ，Ｙｎが（２／１６）ｆｃのサンプリングレートで再生されることがわかる。
【００３６】
ｆ（１６ｎＴｓ／２）＝（−１）ｎＸ（１６ｎＴｓ／２）＝Ｘｎ　　（６ａ）
ｆ（１６ｎＴｓ／２＋Ｔ／４）＝（−１）ｎＸ（１６ｎＴ／２＋Ｔ／４）
＝Ｙｎ　　　（６ｂ）
次に、本発明の一実施形態について図面を用いて説明する。図１に本発明一実施形態の超音波診断装置の構成例を示す。この図ではｉ番目のチャンネルのみを詳細に示したが、この装置は、複数例えば１２８個の超音波振動子Ｖ１〜Ｖ１２８と、これらの超音波振動子各々を連続波ドプラモード時に連続波駆動し、又はパルスドプラモード時にパルス駆動する送受信回路ＴＸ１〜ＴＸ１２８と、上記超音波振動子各々に受信した超音波を電気的に処理する受信回路ＲＸ１〜ＲＸ６４とから成る。
【００３７】
以下、図１に示すｉチャンネルについてのみ説明する。受信回路ＲＸｉは、前置増幅器ＢＡｉと、帯域フィルタＢＰＦｉと、連続波キャリア除去回路ＣＣＥｉと、パルスドプラモード時にこの連続波キャリア除去回路を回避するために閉成するスイッチＳＤｉと、ＡＤコンバータＡＤＣｉとから成っている。即ち、反射超音波に対応する信号は連続波ドプラモード時のみ連続波キャリア除去回路ＣＣＥｉを通される。
【００３８】
連続波キャリア除去回路ＣＣＥでは、図２に構成例を示すように、反射信号を送信超音波と同相の成分（Ｉ成分）とその９０度異なる成分（Ｑ成分）に分けて信号処理する。即ちこの回路ＣＣＥは、サンプリングを行うためのＩクロック及びＱクロックを発生するＩクロック回路ＣＬＩ及びＱクロック回路ＣＬＱと、これらクロック回路各々の出力に基づいて入力信号のサンプリングとホールドを行う標本化保持回路ＳＨＩ，ＳＨＱと、これら標本化保持回路出力の高周波成分のみを通す高域通過フィルタＢＰＩ，ＢＰＱと、同相局部発信器ＯＣＩ及び直交局部発振器ＯＣＱと、上記高域通過フィルタＨＰＩ，ＨＰＱを通った信号をこれら局部発振器により変調する再変調器ＭＯＩ，ＭＯＱと、これら再変調器により変調された信号を加算する加算器ＡＤＤとから構成される。
【００３９】
この連続波キャリア除去回路ＣＣＥでは、受信した反射超音波信号中に含まれる連続波キャリア周波数成分及びキャリア周波数近傍のクラッタ成分を除去すると共に再びキャリア周波数を乗じて変調し、キャリア成分及びクラッタ成分を抑圧した信号として図１に示したＡＤコンバータＡＤＣｉに入力する機能を有する。
【００４０】
標本化保持回路ＳＨＩには、帯域通過フィルタを通ってきた、図４に示すような反射超音波信号のＩ成分及びＱ成分を、クロック回路出力でサンプリングする。このサンプリング周期は、（６ａ）式に従ってキャリア周波数周期の例えば８倍に設定される。
【００４１】
標本化保持回路ＳＨＩ，ＳＨＱ及び再変調器ＭＯＩ，ＭＯＱに供給されるサンプリング信号及び、変調信号を図９に示す。同図（ａ）は元となる４×ｆｃのクロック信号であり、同図（ｂ）はＩクロック回路ＣＬＩから標本化保持回路ＳＨＩに供給されるＩクロック信号（サンプリング信号）であり、同図（ｃ）はＱクロック回路ＣＬＱから標本化保持回路ＳＨＱに供給されるＱクロック信号（サンプリング信号）であり、同図（ｄ）は局部発振器ＬＯＩから再変調器ＭＯＩに供給されるＩ再変調キャリアであり、同図（ｅ）は局部発振器ＬＯＱから再変調器ＭＯＱに供給されるＱ再変調キャリアである。
【００４２】
いま、キャリア周波数ｆｃを２ＭＨｚとすると、キャリア周期は５００ｎｓｅｃとなり、（６ａ）式に従うサンプリングは４０００ｎｓｅｃ毎に行われることになり、サンプリングレートは２５０ｋＨｚとなる。このサンプリングによって、再生可能な信号帯域は、ナイキスト条件からサンプリングレートの１／２である、±１２５ｋＨｚになる。したがって、標本化保持回路ＳＨＩ，ＳＨＱの出力は、周波数が±１２５ｋＨｚで制限されたベースバンド帯域信号であり、図５に示すように、その直流成分は原信号のキャリア周波数成分５１に対応し、またこの直流近傍の極低周波成分５２は、クラッタ成分に対応する。
【００４３】
図５に示す信号は標本化保持回路ＳＨＩ，ＳＨＱから出力され、高域通過フィルタＨＰＩ，ＨＰＱに入力される。これらのフィルタに入力される、１２５ｋＨｚ以下に帯域制限された信号に含まれるキャリア成分５１とクラッタ成分５２は図５に示すように±１００Ｈｚ以下であるから、これらの成分を高域通過フィルタＨＰＩ，ＨＰＱにより、遮断すればよい。
【００４４】
上記キャリア周波数成分を除去するには非直流結合であればよく、またクラッタ成分も大半は±数１０Ｈｚ以下の極低周波成分であるので、上記高域通過フィルタは例えば図６に示すようなコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１から成る単純な１次のＲＣフィルタにより構成しても、十分なキャリア・クラッタ成分の除去が信号ダイナミックレンジの抑圧効果が得られる。ここで、コンデンサＣ１の値は例えば３３μＦであり、抵抗Ｒ１の値は４７．５Ωである。
【００４５】
上記高域通過フィルタの出力信号の周波数特性は、図７に示すように、必要なドプラ成分７３を失うことなく、キャリア周波数成分は完全に除去され、フィルタの高域通過特性に応じてクラッタ成分７２も抑圧された特性となり、総信号強度を抑圧することができる。
【００４６】
強度的には、図５において、クラッタ成分５２はキャリア周波数成分５１の１／１０程度であり、ドプラ成分５３はキャリア成分の１／３０程度である。したがって、キャリア周波数成分及びクラッタ成分を除去することにより、信号のダイナミックレンジは２０〜３０ｄＢ程度も低減される。
【００４７】
高域通過フィルタＨＰＩ，ＨＰＱの出力信号は、各々再変調器ＭＯＩ，ＭＯＱに入力され、図７に示すように、直流中心のベースバンド信号がキャリア周波数２ＭＨｚを中心とする高周波信号に周波数変換され、図８に示すような信号となる。（この場合、再変調キャリアが正弦波であると仮定する。）
次の再変調器ＭＯＩ，ＭＯＱではキャリア周波数成分は原反射信号に含まれるキャリア信号に比して十分小さいレベルになるように調整され、変調に伴って信号振幅が増大しないように変調される。
【００４８】
ところで、図６ないし図８では、局部発振器ＬＯＩ，ＬＯＱから再変調器ＭＯＩ，ＭＯＱに加えられる再変調キャリアが正弦波の場合であるが、図９（ｄ）（ｅ）に示したように矩形波であってもよい。この場合、矩形波に含まれるキャリア基本周波数成分により、図７に示される信号成分が、図８に示される周波数成分に変換される。この周波数変換におおいては、図７に示すように、被変調信号の帯域幅が±１７ｋＨｚであり、キャリア周波数ｆｃである２ＭＨｚに比べて十分小さいので、再変調信号を矩形波としても、その矩形波変調によって得られる変調出力信号の各高調波近傍の側波帯成分が周波数領域で重畳することがなく、変調に伴ってドプラ信号へ内部干渉が生ずるようなことはない。
【００４９】
また、標本化保持回路ＳＨＩ，ＳＨＱは、原反射信号を直接、サンプリングする回路であるが、本発明のこの実施形態では、高々連続波ドプラキャリアの周波数（最大８ＭＨｚ程度）でサンプリング及びホールドができる程度の性能があればよく、従来の場合のように、２０ＭＨｚを超えるような高速の性能を有する標本化保持回路やＡＤ変換器などの、消費電力が高く価格も高いＩＣを用いる必要はない。
【００５０】
高分解能を有する標本化保持回路では、通常、直流オフセット特性などが高分解能特性を実現するための重要な特性要素となっているが、この実施形態における回路動作においては、直流近傍成分が次段の高域通過フィルタで除去されるので直流特性に関しては回路特性上の制約要素にならず、回路実現が容易である。
【００５１】
図１０に、上記連続波キャリア除去回路内に基本クロックを生成する場合の構成例を示す。この回路は、図２に示した構成において、内部に同期分周器ＳＣＤを有し、高域フィルタＨＰＩ，ＨＰＱを構成するコンデンサを外部端子に接続する構成としたものである。同図において、図２と同じ部分は同じ符号を付してある。
【００５２】
同期分周器ＳＣＤは４ｆｃのクロック信号を外部から受けて、Ｉクロック回路ＣＬＩ，Ｑクロック回路ＣＬＱ及び局部発振器ＬＯＩ，局部発振器ＬＯＱに所定のクロックを供給する回路であり、例えば図１１に示すように、１／４分周器と１／３２分周器により構成される。これらの分周器は共通の周波数４ｆｃのマスタクロックをトリガにして動作するので直交位相差が誤差なく９０°に固定される回路となっている。
【００５３】
これらの分周器において作成されるクロックの波形図を図１２に示す。図１２において、（ａ）は４ｆｃクロック、（ｂ）は１／４分周器出力の０°のクロック信号、（ｃ）はその９０°位相が遅れたクロック信号、（ｄ）は１８０°位相が遅れたクロック信号、（ｅ）は２７０°位相が遅れたクロック信号、（ｆ）は１／３２分周器の０°クロック信号、（ｇ）はその９０°位相が遅れたクロック信号を表わす。
【００５４】
１／３２分周器出力の直交関係にある０°と９０°のクロック信号が、各々Ｉクロック回路ＣＬＩ及びＱクロック回路ＣＬＱに供給され、１／４分周器出力の直交関係にある０°と９０°のクロック信号が各々局部発振器ＬＯＩ及び局部発振器ＬＯＱに供給されている。
【００５５】
標本化保持回路ＳＨＩ，ＳＨＱにおいてサンプリングされ保持された信号は高域通過フィルタＨＰＩ，ＨＰＱで高域のみ通過し、再変調器ＭＯＩ，ＭＯＱで変調される。高域通過フィルタＨＰＩ，ＨＰＱの各コンデンサＣＩ，ＣＱは通過周波数の下限の周波数を決めることになる。
【００５６】
なお、サンプリングクロックのレートは連続波キャリア周波数に対して１／８に設定しているので、標本化保持回路ＳＨＩ，ＳＨＱでは、等価的に入力信号をキャリア周波数の１／８に帯域制限していることに相当する。したがって、前段の前置増幅器が飽和等の非線形動作状態でない範囲においてはその出力に高調波成分を含むものではなく、帯域通過フィルタを設ける必要性は少ない。
【００５７】
上記再変調器ＭＯＩ，ＭＯＱにより変調された同相及び直交位相の２相の出力信号は加算器ＡＤＤに入力され式（７）に示すようなキャリア周波数及びクラッタ成分が抑圧された反射信号ｆｎ（ｔ）を出力する。この加算器ＡＤＤは単純な加算演算回路により構成できる。
【００５８】
Ｆｎ（ｔ）＝Ｘｎｃｏｓ（ωｃｔ）＋Ｙｎｓｉｎ（ωｃｔ）　　　　　（７）
この反射信号ｆｎ（ｔ）は、中心キャリア周波数は原反射信号ｆ（ｔ）と同一であるが、そのキャリア周波数及びクラッタ成分を抑圧している。したがって、ｆ（ｔ）が占めるダイナミックレンジに比してｆｎ（ｔ）のダイナミックレンジは２０〜３０ｄＢ程度も小さく、従来、非連続波モードの超音波受信回路に用いられている１０ｂｉｔあるいは１２ｂｉｔのＡＤ変換器による信号のデジタル変換処理が可能になる。
【００５９】
本発明のこの実施形態によれば、連続波ドプラモード時にのみ用いる図１０に示すような回路を入れることによりキャリア周波数及びクラッタ成分を除去することが可能である。
【００６０】
上記実施形態では、図１０に示すような構成の、連続波キャリアドプラモード時にのみ用いる集積回路を用いていた。しかし、集積回路を連続波キャリアドプラモード時だけでなく、パルスドプラモード時にも用いる兼用回路とすることもできる。
【００６１】
このような第２の実施形態について次に説明する。フェイズドアレィセクタ型超音波プローブを用いて連続波ドプラ計測を行う場合、通常、プローブの超音波振動子の半数を専ら連続波の送信に当て、残りの半数を専ら連続波の受信に当てる２分割連続波ドプラと呼ばれる方法が採られる。この種の超音波診断装置の本体内では、通常、フェイズドアレィセクタ型超音波プローブの素子数に等しい数の送受信回路チャネルを実装しており、例えばプローブの素子数が１２８個の超音波診断装置の場合、少なくとも１２８チャネル（ｃｈ）の同一構成の送受信回路を有し、連続波ドプラモード時には６４ｃｈが連続波送信動作を行い、残りの６４ｃｈが連続波反射信号の受信に供されることになる。この場合、連続波送信側の６４ｃｈの送受信回路のうち送信駆動回路部のみを動作させ、受信回路部は非動作となる。そこで本発明のこの実施形態では送信側の受信回路部を、直交変調における一方の経路として利用する。
【００６２】
図１３に、この実施形態における１チャネルの構成例を示す。連続波ドプラモード時に超音波の送信に用いられる超音波振動子Ｖｋに接続されるｋチャネルの送受信回路ＴＲｋと、その位置から６４個ずれた超音波振動子Ｖｋ＋６４に接続されるｋ＋６４チャネルの送受信回路ＴＲｋ＋６４はスイッチＳＷ３を除いて同じ構成を有する。
【００６３】
送受信回路ＴＲｋは、超音波振動子Ｖｋに接続されこの振動子を駆動する連続波駆動信号を発生する駆動回路ＡＣ３と、前置増幅器ＰＲ３と、連続波ドプラモード時とパルスドプラモード時に切り換えられるスイッチＳＷ３と、後述する連続波キャリア除去兼用回路ＣＥ３と、ＡＤコンバータＡＤ３と、受信遅延回路ＲＤ３とから成っている。
【００６４】
一方、送受信回路ＴＲｋ＋６４は、連続波ドプラモード時に連続波の反射超音波を受信する超音波振動子Ｖｋ＋６４に接続されており、上記スイッチＳＷ３以外は、上記送受信回路ＴＲｋと同じように、上記前置増幅器ＰＲ３、連続波キャリア除去兼用回路ＣＥ３、ＡＤコンバータＡＤ３及び受信遅延回路ＲＤ３を有する。
【００６５】
上記送受信回路における連続波キャリア除去兼用回路ＣＥ３の構成例を図１４に示す。この回路は、連続波ドプラとパルスドプラのモードを切り換えるモード切換えスイッチＳＭ４と、このスイッチに接続された標本化保持回路ＳＨ４と、高域通過フィルタＨＰ４と、アナログスイッチＳＡ４と、オペアンプを組み合わせた符号切換器ＣＣ４とから成っている。
【００６６】
標本化保持回路ＳＨ４には、外部のサンプリングクロック回路ＳＣ４からサンプリングクロックが入力され、高域通過フィルタＨＰ４を構成するコンデンサＣ４は外部に接続される。アナログスイッチＳＡ４と符号切換器ＣＣ４は、外部の変調クロック回路ＭＣ４から変調クロックを入力され、上述の再変調器として機能する。
【００６７】
次にこの実施形態の動作を図１３及び図１４により説明する。パルスドプラモード時には、図１３に示すスイッチＳＷ３、図１４に示すスイッチＳＭ４は、両方とも上側に切り換えられる。したがって、超音波振動子Ｖｋ及びＶｋ＋６４により受信された反射超音波信号は、送受信回路ＴＲｋ及びＴＲｋ＋６４とも、前置増幅器ＰＲ３、連続波キャリア除去兼用回路ＣＥ３、ＡＤコンバータＡＤ３及び受信遅延回路ＲＤ３の経路で処理される。
【００６８】
このモードで連続波キャリア除去兼用回路ＣＥ３に入力される反射信号は、スイッチＳＭ４を介して、標本化保持回路ＳＨ４、高域通過フィルタＨＰ４及びアナログスイッチＳＡ４をバイパスして、バッファ回路として機能しオペアンプを有する符号切換回路ＣＣ４を通り、次のＡＤＦコンバータＡＤＣ３に入力される。
【００６９】
一方、連続波ドプラモード時には、スイッチＳＷ３，ＳＭ４は下側に切り換えられ、図１３で太く示された経路で信号が流れる。したがって、超音波振動子Ｖｋ＋６４により受信された反射超音波信号は、送受信回路ＴＲｋ＋６４の前置増幅器ＰＲ３を介して標本化保持回路ＳＨ４に入力される。送受信回路ＴＲｋ、送受信回路ＴＲｋ＋６４の標本化保持回路ＳＨ４に外部から入力されるサンプリングクロックは互いに９０°位相が異なっているので、反射信号のＩ，Ｑ成分についてサンプリング及びホールドがなされる。高域通過フィルタＨＰ４３を通ってキャリア周波数成分及びクラッタ成分が除去された後、アナログスイッチ及びｂ符号切換器により再変調がなされる。このとき、アナログスイッチＳＡ４に外部から入力される変調クロックも送受信回路ＴＲｋ、送受信回路ＴＲｋ＋６４で９０°異なっているので、Ｉ，Ｑ成分について再変調がなされることになる。
【００７０】
連続波キャリア除去兼用回路ＣＥ３を通ってキャリア周波数成分及びクラッタ成分が除去された信号は、図１３のＡＤコンバータＡＤＣ及び受信遅延回路ＲＤ３を通って信号処理される。
【００７１】
なおこの実施形態において、図１３に示すスイッチＳＷ３は図１４に示すスイッチＳＭ４と兼用にすることができ、スイッチＳＷ３はなくてよい。
【００７２】
上述の本発明の第２の実施形態によれば、連続波ドプラモードの時に用いる経路を１系統のみ有すればよいので、全体の回路構成を簡単にすることができ集積回路化が容易である利点がある。また、この実施形態では図１４に示すようにキャリア周波数成分及びクラッタ成分除去後の信号の再変調をアナログスイッチと符号切換器により行っているので、この点からも集積回路化が容易である。
【００７３】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、パルスドプラモードと連続波ドプラモードを有しコストを抑えた超音波診断装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明一実施形態の構成例を示す図。
【図２】図１に示した本発明一実施形態における連続波キャリア除去回路の構成例を示す図。
【図３】本発明一実施例である図１の復調器の動作を説明するための図。
【図４】本発明において連続波ドプラ法により血流の動きを検知できる原理を説明するための図。
【図５】本発明において連続波ドプラ法による反射信号の周波数特性を説明するための図。
【図６】本発明の一実施形態において、高域通過フィルタの構成例を示す図。
【図７】本発明において連続波ドプラ法による反射信号中のキャリア成分を除去したときの周波数特性を説明するための図。
【図８】本発明において連続波ドプラ法による反射信号中のキャリア成分を除去し再変調したときの周波数特性を説明するための図。
【図９】本発明の一実施形態における動作を説明するための波形図。
【図１０】本発明一実施形態の集積回路化したときの構成例を示す図。
【図１１】図１０の同期分周器の構成例を示す図。
【図１２】図１０の構成例の動作を説明するための波形図。
【図１３】本発明の他の実施形態の構成例を示す図。
【図１４】図１３における実施形態の連続波キャリア除去兼用回路の構成例を示す図。
【符号の説明】
Ｖ１，Ｖ２，Ｖｉ，Ｖｎ・・・超音波振動子、
ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲｉ，ＴＲｎ・・・送受信回路、
ＴＸｉ・・・送信駆動回路、
ＲＸｉ・・・受信回路、
ＢＡｉ，ＰＲ３・・・前置増幅器、
ＢＰＦｉ・・・帯域フィルタ、
ＣＣＥｉ・・・連続波キャリア除去回路、
ＡＤＤＣｉ，ＡＤ３・・・ＡＤコンバータ、
ＳＤｉ，ＳＷ３，ＳＭ４・・・スイッチ、
ＣＬＩ・・・Ｉクロック回路、
ＣＬＱ・・・Ｑクロック回路、
ＳＨＩ，ＳＨＱ，ＳＨ４・・・標本化保持回路、
ＨＰＩ，ＨＰＱ，ＨＰ４・・・高域通過フィルタ、
ＭＯＩ，ＭＯＱ・・・再変調器、
ＬＯＩ，ＬＯＱ・・・局部発振器、
ＡＤＤ・・・加算器、
ＳＣＤ・・・同期分周器、
ＡＣ３・・・駆動回路、
ＴＲｋ，ＴＲｋ＋６４・・・送受信回路、
ＣＥ３・・・連続波キャリア除去兼用回路、
ＳＡ４・・・アナログスイッチ、
ＲＤ３・・・受信遅延回路。
【図１】
2004057525.tif 000003
【図２】
2004057525.tif 000004
【図３】
2004057525.tif 000005
【図４】
2004057525.tif 000006
【図５】
2004057525.tif 000007
【図６】
2004057525.tif 000008
【図７】
2004057525.tif 000009
【図８】
2004057525.tif 000010
【図９】
2004057525.tif 000011
【図１０】
2004057525.tif 000012
【図１１】
2004057525.tif 000013
【図１２】
2004057525.tif 000014
【図１３】
2004057525.tif 000015
【図１４】
2004057525.tif 000016