(57)【要約】【課題】定格電圧が等しく定格電力が異なる白熱灯負荷を点灯させる場合に、いずれの負荷についても寿命と光出力を最適化する。【解決手段】交流電源Ｖｓを直流電源に変換する整流部１と、整流部１の出力端に接続されたコンデンサＣ２，Ｃ３の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の間に出力トランスＴを介して白熱灯負荷Ｌａが接続されたインバータ部２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にＯＮ−ＯＦＦ制御するインバータ制御部３とから構成され、定格電圧が等しく定格電力が異なる２種以上の白熱灯負荷を適合負荷とし、インバータ部２の発振周波数を変更することで出力トランスＴの二次側に発生する出力電圧を略一定に制御する。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続されて前記交流電源を直流電源に変換する整流部と、前記整流部の出力端に直列接続された２つのコンデンサと直列接続された２つのスイッチング素子を並列に接続すると共に、前記２つのコンデンサの接続点と前記２つのスイッチング素子の接続点の間に二次側に白熱灯負荷が接続された出力トランスの一次側が接続されたインバータ部と、前記インバータ部の各スイッチング素子を交互にＯＮ−ＯＦＦ制御するインバータ制御部とから構成されたインバータ装置において、定格電圧が等しく、定格電力が異なる少なくとも２種類以上の白熱灯負荷を適合負荷とし、前記インバータ部の発振周波数を変更することで出力トランスの二次側に発生する出力電圧を略一定に制御することを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記インバータ部に設けられた白熱灯負荷の定格電力を検出する検出手段を備え、前記インバータ制御部は、前記検出手段からの信号を入力して、前記インバータ部の発振周波数を変更することで出力トランスの二次側に発生する出力電圧を略一定に制御することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記検出手段は、前記インバータ部のトランスの一次側に流れる電流を検出することを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記検出手段は、前記インバータ部のトランスの二次側に流れる電流を検出することを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記検出手段は、前記インバータ部のスイッチング素子に流れる電流を検出することを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記インバータ部のトランスの二次側に接続される白熱灯負荷は、ハロゲン電球であることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項７】
前記インバータ部のトランスの二次側に接続される白熱灯負荷は、定格１２Ｖであることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載のインバータ装置を器具内に収納したことを特徴とする照明器具。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源を整流して高周波に変換し、負荷に供給する電圧を変化させることの出来るインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の白熱灯点灯用のインバータ装置の一例を図１２に示す。このインバータ装置は整流部１、インバータ部２、インバータ制御部３から構成される。整流部１はコンデンサＣ１、ラインフィルタＬ、ダイオードブリッジＤＢで構成される。コンデンサＣ１、ラインフィルタＬは高周波阻止フィルタを構成している。ダイオードブリッジＤＢは交流電源Ｖｓの電源電圧を整流する。
【０００３】
インバータ部２は抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３、トリガ素子ＳＢＳ、トランジスタＱ１，Ｑ２、出力トランスＴから構成される２石式のハーフブリッジインバータである。インバータ制御部３は駆動トランスＣＴから構成され、直列接続されたトランジスタＱ１，Ｑ２の接続点と出力トランスＴとの間に接続される。
【０００４】
ダイオードブリッジＤＢにより整流された電源電圧ＶＤＢがインバータ部２に印加されると、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ５に電荷がチャージされる。コンデンサＣ５の電圧がトリガ素子ＳＢＳのしきい値電圧に達するとトリガ素子ＳＢＳがＯＮし、トランジスタＱ２のベースに電流が流れてトランジスタＱ２がＯＮする。その結果、コンデンサＣ２、出力トランスＴ、駆動トランスＣＴ、トランジスタＱ２と電流が流れる。やがてトランジスタＱ２に流れる電流が減少すると、トランジスタＱ２のベースに逆バイアスがかかるため、トランジスタＱ２はＯＦＦする。同時にトランジスタＱ１のベースには順バイアスがかかり、トランジスタＱ１のベースに電流が流れ込み、トランジスタＱ１がＯＮする。その結果、トランジスタＱ１、駆動トランスＣＴ、出力トランスＴ、コンデンサＣ２と電流が流れる。やがてトランジスタＱ１に流れる電流が減少し、トランジスタＱ１のベースに逆バイアスがかかり、トランジスタＱ１がＯＦＦして、トランジスタＱ２がＯＮする。この動作を繰り返すことで発振が継続する。
【０００５】
また、このインバータ部２の電源電圧ＶＤＢは、交流電源Ｖｓの電源電圧を全波整流した脈流電圧であるため、交流電源Ｖｓの半サイクル毎にトリガ素子ＳＢＳがＯＮし、発振を開始している。負荷Ｌａには出力トランスＴを介してエネルギーを供給している。
【０００６】
整流後の電源電圧ＶＤＢをＶｉとすると、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２とコンデンサＣ３の電圧ＶＣ３は、コンデンサＣ２とＣ３の容量が十分に大きいものとすると、共にＶｉ／２となる。トランジスタＱ１，Ｑ２はそれぞれ交互にオンするため、出力トランスＴの一次側の電圧ＶＴ１はＶｉ／２となる。出力トランスＴの二次側の出力電圧ＶＴ２は、出力トランスＴの一次側巻数をＮ１、二次側巻数をＮ２とし、出力トランスＴでの電圧ロスをＶＬＯＳＳとすると、（Ｖｉ×Ｎ２）／（２×Ｎ１）−ＶＬＯＳＳとなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図１２に示すような従来のインバータ装置では、出力トランスＴの出力電圧ＶＴ２は（Ｖｉ×Ｎ２）／（２×Ｎ１）−ＶＬＯＳＳとなる。ここで、出力トランスＴでの電圧ロスＶＬＯＳＳは負荷容量によって変化するため、定格電力の異なる複数の負荷を適合負荷とすると出力電圧ＶＴ２が変動してしまう。その結果、出力電圧ＶＴ２が負荷の定格電圧よりも大きくなることで負荷の寿命が短くなったり、負荷の定格電圧よりも小さくなることで光出力が落ちてしまう問題があった。そこで本発明は、定格電力が異なっても出力トランスＴの出力電圧ＶＴ２を略一定とすることで、各負荷の寿命と光出力を最適化することを目的としてなされたものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源Ｖｓに接続されて前記交流電源Ｖｓを直流電源に変換する整流部１と、前記整流部１の出力端に直列接続された２つのコンデンサＣ２，Ｃ３と直列接続された２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を並列に接続すると共に、前記２つのコンデンサＣ２，Ｃ３の接続点と前記２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の間に二次側に白熱灯負荷Ｌａが接続された出力トランスＴの一次側が接続されたインバータ部２と、前記インバータ部２の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にＯＮ−ＯＦＦ制御するインバータ制御部３とから構成されたインバータ装置において、定格電圧が等しく、定格電力が異なる少なくとも２種類以上の白熱灯負荷を適合負荷とし、前記インバータ部２の発振周波数を変更することで出力トランスＴの二次側に発生する出力電圧を略一定に制御することを特徴とするものである。
【０００９】
請求項２の発明によれば、前記インバータ部２に設けられた白熱灯負荷Ｌａの定格電力を検出する検出手段４を備え、前記インバータ制御部３は、前記検出手段４からの信号を入力して、前記インバータ部２の発振周波数を変更することで出力トランスＴの二次側に発生する出力電圧を略一定に制御することを特徴とする。
請求項３の発明によれば、前記検出手段４は、前記インバータ部２のトランスＴの一次側に流れる電流を検出することを特徴とする。
請求項４の発明によれば、前記検出手段４は、図９に示すように、前記インバータ部２のトランスＴの二次側に流れる電流を検出することを特徴とする。
請求項５の発明によれば、前記検出手段４は、図１０に示すように、前記インバータ部２のスイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出することを特徴とする。請求項６，７の発明によれば、前記インバータ部２のトランスＴの二次側に接続される白熱灯負荷Ｌａは、定格１２Ｖのハロゲン電球であることを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
図１に本発明の実施形態１の回路図を示す。この実施形態は、３５Ｗと５０Ｗのミニハロゲン電球を適合負荷とした入力電圧１００Ｖのインバータ装置である。３５Ｗと５０Ｗのミニハロゲン電球の定格電圧は１２Ｖであるが、電源電圧の変動を考慮して、入力電圧１００Ｖ時に負荷Ｌａの電圧が１１．３Ｖとなるように設計を行う。
【００１１】
インバータ装置は、整流部１とインバータ部２とインバータ制御部３から構成されている。整流部１は商用の交流電源Ｖｓに接続されており、コンデンサＣ１、ラインフィルタＬ１、ダイオードブリッジＤＢから構成される。コンデンサＣ１、ラインフィルタＬ１は高周波阻止フィルタを構成している。ダイオードブリッジＤＢは交流電源Ｖｓを整流している。インバータ制御部３は、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９、コンデンサＣ６，Ｃ７，Ｃ８，Ｃ９，Ｃ１０，Ｃ１１，Ｃ１２、ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５、ツェナーダイオードＺＤ、トランジスタＱ３，Ｑ４、１５Ｖ出力の三端子レギュレータＲＥＧ（例えば松下電器社製ＡＮ７８１５ＮＳＰ）、タイマＴＭ（例えばＮＥＣ社製μＰＣ１５５５）、高耐圧ドライバＤＲ（例えばＩＲ社製ＩＲ２１１１）から構成される。
【００１２】
整流部１から供給される電源により、ダイオードＤ３→抵抗Ｒ４→抵抗Ｒ５→ツェナーダイオードＺＤと電流が流れる。ここで、ツェナーダイオードＺＤはツェナー電圧が２５Ｖのものを使用しており、トランジスタＱ３のベース電圧が２５Ｖとなる。トランジスタのエミッタの電圧はベースの電圧よりも０．７Ｖ小さくなるので、三端子レギュレータＲＥＧの入力電圧は２４．３Ｖとなり、出力電圧は１５Ｖとなる。三端子レギュレータＲＥＧの出力電圧が１５Ｖになった後、タイマＴＭ、高耐圧ドライバＤＲは動作可能となる。本回路では、Ｒ７＝Ｒ８＝１ＫΩ、Ｃ９＝０．０１μＦ、Ｃ１０＝０．００４７μＦ、Ｒ６＝４７０ＫΩとしている。タイマＴＭの出力電圧ＶＴＭの周波数ｆは抵抗Ｒ７，Ｒ８、コンデンサＣ９，Ｃ１０により決定される。抵抗Ｒ６は抵抗値が大きいため周波数ｆには影響しない。また、Ｒ７＝Ｒ８であるためタイマＴＭの出力電圧ＶＴＭのデューティは５０％となる。周波数ｆは、トランジスタＱ４のオフ時には１．４４／（２×Ｒ７×Ｃ９）＝７２ＫＨｚ、トランジスタＱ４のオン時には１．４４／（２×Ｒ７×（Ｃ９＋Ｃ１０））＝４９ＫＨｚとなる。
【００１３】
高耐圧ドライバＤＲは図２に示すようにタイマＴＭの出力電圧ＶＴＭに応じて、インバータ部２のＭＯＳ−ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための出力電圧ＶＨＯ，ＶＬＯを出力する。そのため、インバータ部２の発振周波数はタイマＴＭの出力電圧ＶＴＭの周波数ｆと同じとなる。
【００１４】
インバータ部２は、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ４，Ｃ５、ダイオードＤ１，Ｄ２、検出トランスＣＴから構成される検出手段４と、抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ２，Ｃ３、ＭＯＳ−ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、出力トランスＴ、インダクタＬ２（出力トランスＴのリーケージインダクタンス）から構成される２石式のハーフブリッジインバータで構成される。ＭＯＳ−ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は高耐圧ドライバＤＲにより交互にオン・オフ駆動される。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、電流はスイッチング素子Ｑ１→出力トランスＴ→インダクタＬ２→検出トランスＣＴ→コンデンサＣ３と流れ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、コンデンサＣ２→検出トランスＣＴ→インダクタＬ２→出力トランスＴ→スイッチング素子Ｑ２と流れる。その結果、出力トランスＴの一次側電圧にＶＴ１、二次側の出力電圧にＶＴ２が発生する。本回路では，Ｃ２＝Ｃ３＝０．３９μＦ、出力トランスＴの巻数比を４４：１１としており、出力電圧ＶＴ２と負荷容量Ｗとの間には図３に示す関係がある。
【００１５】
ｆ＝７２ＫＨｚで点灯させると、負荷が３５Ｗの場合はＶＴ２＝１１．３Ｖとなるが、５０ＷではＶＴ２＝１１．０Ｖとなる。これは、負荷容量Ｗが増えることで巻線でのロスが大きくなるためである。また、出力電圧ＶＴ２と発振周波数ｆとの間には図４に示す関係がある。負荷が５０Ｗの場合はｆ＝７２ＫＨｚで点灯させるとＶＴ２＝１１．０Ｖとなるが、ｆ＝４９ＫＨｚで点灯させるとＶＴ２＝１１．３Ｖとなる。これは、発振周波数ｆが低くなるとインダクタＬ２による電圧ドロップが小さくなるため、出力トランスＴの一次側電圧ＶＴ１が大きくなり、出力電圧ＶＴ２も大きくなるためである。
【００１６】
検出手段４において、図５に示すように検出トランスＣＴの二次側の電圧ＶＣＴはピーク値が±Ｖ１の電圧が発生する。ＶＣＴが図６に示すように印加された場合、電流は検出トランスＣＴ→ダイオードＤ１→コンデンサＣ４→検出トランスＣＴと流れ、コンデンサＣ４の両端電圧ＶＣ４はＶ１となる。端子ａ−ｂ間の電圧ＶａｂはＶＣＴ＋ＶＣ４となるため０Ｖとなる。その後、ＶＣＴが図７に示すように印加された場合、Ｖａｂは２×Ｖ１となる。このような動作を繰返した結果、コンデンサＣ５には図５に示すような電圧ＶＣ５が発生する。ここでＶＣ５が約０．７Ｖ以上となるとトランジスタＱ４がオンする。
【００１７】
３５Ｗのランプを点灯させた場合、ＶＣ５＜０．７Ｖとなり、トランジスタＱ４はオフするので、発振周波数ｆ＝７２ＫＨｚとなり、出力トランスＴの出力電圧はＶＴ２＝１１．３Ｖとなる。５０Ｗのランプを点灯させた場合、ＶＣ５＞０．７Ｖとなり、トランジスタＱ４がオンするので、発振周波数ｆ＝４９ＫＨｚとなり、出力トランスＴの出力電圧はＶＴ２＝１１．３Ｖとなる。
【００１８】
以上のように出力トランスＴの一次側の電流を検出し、負荷の定格電力を判別して、発振周波数ｆを変えることで出力トランスＴの出力電圧ＶＴ２を略一定に出来るインバータ装置を提供することが出来る。
【００１９】
（実施形態２）
図８は本発明の実施形態２の要部回路図である。主回路の構成は実施形態１と同様であり、図１の回路において、インバータ制御部３の端子ｃ〜ｈに接続される制御手段として、図８に示す回路を用いる。コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５をマイコン５のＡ／Ｄ変換入力端子ＩＮで検出し、負荷の定格電力を判別する。負荷の定格電力に応じてマイコン５の出力端子Ｐ１の発振周波数ｆを変えて出力トランスＴの出力電圧をＶＴ２＝１１．３Ｖ一定となるように制御する。以上のように、マイコンを用いることで負荷電力に応じて連続的に周波数を変化させ、更に多くの負荷においても一定の電圧を出力することが可能となる。
【００２０】
（実施形態３）
図９は本発明の実施形態３の要部回路図である。主回路の構成は実施形態１と同様であり、図１の回路において、検出手段４として、図９に示す回路を用いる。この例では、出力トランスＴの二次側に流れる電流（ランプ電流）を検出するものであり、これにより、負荷Ｌａの定格電力を判別することが出来る。
【００２１】
（実施形態４）
図１０に本発明の実施形態４の回路図を示す。この実施形態は、３５Ｗと５０Ｗのミニハロゲン電球を適合負荷とした入力電圧１００Ｖのインバータ装置である。３５Ｗと５０Ｗのミニハロゲン電球の定格電圧は１２Ｖであるが、電源電圧の変動を考慮して、入力電圧１００Ｖ時に負荷Ｌａの電圧が１１．３Ｖとなるように設計を行う。
【００２２】
インバータ装置は、整流部１とインバータ部２とインバータ制御部３から構成される。整流部１は商用の交流電源Ｖｓに接続されており、コンデンサＣ１、ラインフィルタＬ１、ダイオードブリッジＤＢから構成される。コンデンサＣ１とラインフィルタＬ１は高周波阻止フィルタを構成している。ダイオードブリッジＤＢは交流電源Ｖｓの電源電圧を整流している。
【００２３】
インバータ制御部３は、抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１、コンデンサＣ５，Ｃ６，Ｃ７，Ｃ８，Ｃ９，Ｃ１０，Ｃ１１、ダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４、ツェナーダイオードＺＤ、トランジスタＱ３，Ｑ４、１５Ｖ出力の三端子レギュレータＲＥＧ（例えば松下電器社製ＡＮ７８１５ＮＳＰ）、タイマＴＭ（例えばＮＥＣ社製μＰＣ１５５５）、高耐圧ドライバＤＲ（例えばＩＲ社製ＩＲ２１１１）から構成される。
【００２４】
整流部１から供給される電源により、ダイオードＤ２→抵抗Ｒ６→抵抗Ｒ７→ツェナーダイオードＺＤと電流が流れる。ここで、ツェナーダイオードＺＤはツェナー電圧が２５Ｖのものを使用しており、トランジスタＱ３のベース電圧は２５Ｖとなる。トランジスタＱ３のエミッタの電圧はベースの電圧よりも０．７Ｖ小さくなるので、三端子レギュレータＲＥＧの入力電圧は２４．３Ｖとなり、出力電圧は１５Ｖとなる。三端子レギュレータＲＥＧの出力電圧が１５Ｖになった後、タイマＴＭ、高耐圧ドライバＤＲは動作可能となる。本回路では、Ｒ９＝Ｒ１０＝１ＫΩ、Ｃ８＝０．０１μＦ、Ｃ９＝０．００４７μＦ、Ｒ８＝４７０ＫΩである。タイマＴＭの出力電圧ＶＴＭの周波数ｆは抵抗Ｒ９，Ｒ１０、コンデンサＣ８，Ｃ９により決定される。抵抗Ｒ８は抵抗値が大きいため周波数ｆには影響しない。また、Ｒ９＝Ｒ１０であるためタイマＴＭの出力電圧ＶＴＭのデューティは５０％となる。周波数ｆは、トランジスタＱ４のオフ時には１．４４／（２×Ｒ９×Ｃ８）＝７２ＫＨｚ、トランジスタＱ４のオン時には１．４４／（２×Ｒ９×（Ｃ８＋Ｃ９））＝４９ＫＨｚとなる。
【００２５】
高耐圧ドライバＤＲは図２に示すようにタイマＴＭの出力電圧ＶＴＭに応じて、インバータ部のＭＯＳ−ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための出力電圧ＶＨＯ，ＶＬＯを出力する。そのため、インバータ部２の発振周波数はタイマＴＭの出力電圧ＶＴＭの周波数ｆと同じとなる。
【００２６】
インバータ部２は、抵抗Ｒ５、コンデンサＣ４、ダイオードＤ１から構成される検出手段４と、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、コンデンサＣ２，Ｃ３、ＭＯＳ−ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、出力トランスＴ、インダクタＬ２（出力トランスＴのリーケージインダクタンス）から構成される２石式のハーフブリッジインバータから構成される。ＭＯＳ−ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は高耐圧ドライバＤＲにより交互に駆動される。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、電流はスイッチング素子Ｑ１→抵抗Ｒ３→出力トランスＴ→インダクタＬ２→コンデンサＣ３と流れ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、電流はコンデンサＣ２→インダクタＬ２→出力トランスＴ→スイッチング素子Ｑ２→抵抗Ｒ４と流れる。その結果、出力トランスＴの一次側電圧にＶＴ１、二次側の出力電圧にＶＴ２が発生する。
【００２７】
本回路では、Ｃ２＝Ｃ３＝０．３９μＦ、出力トランスＴの巻数比を４４：１１としており、出力電圧ＶＴ２と負荷容量Ｗとの間には図３に示す関係がある。ｆ＝７２ＫＨｚで点灯させると、負荷が３５Ｗの場合はＶＴ２＝１１．３Ｖとなるが、負荷が５０Ｗの場合はＶＴ２＝１１．０Ｖとなる。これは、負荷容量Ｗが増えることで巻線でのロスが大きくなるためである。
【００２８】
また、出力電圧ＶＴ２と発振周波数ｆとの間には図４に示す関係がある。負荷５０Ｗを点灯させるとｆ＝７２ＫＨｚでＶＴ２＝１１．０Ｖとなるが、ｆ＝４９ＫＨｚでＶＴ２＝１１．３Ｖとなる。これは、発振周波数ｆが低くなるとインダクタＬ２による電圧ドロップが小さくなるため、出力トランスＴの一次側電圧ＶＴ１が大きくなり、ＶＴ２も大きくなるためである。
【００２９】
検出手段４において、インバータ部２が発振を開始するとコンデンサＣ４に電圧ＶＣ４が発生する。ここでコンデンサＣ４の電圧ＶＣ４が約０．７Ｖ以上となるとトランジスタＱ４がオンする。３５Ｗのランプを点灯させた場合、ＶＣ４＜０．７Ｖとなり、トランジスタＱ４はオフするので、発振周波数ｆ＝７２ＫＨｚとなり、出力トランスＴの出力電圧はＶＴ２＝１１．３Ｖとなる。５０Ｗのランプを点灯させた場合、ＶＣ４＞０．７Ｖとなり、トランジスタＱ４がオンするので、発振周波数ｆ＝４９ＫＨｚとなり、出力トランスＴの出力電圧はＶＴ２＝１１．３Ｖとなる。
【００３０】
以上のようにスイッチング素子に流れる電流を検出し、負荷Ｌａの定格電力を判別して、発振周波数ｆを変えることで出力トランスＴの出力電圧ＶＴ２を略一定に出来るインバータ装置を提供することが出来る。
【００３１】
（実施形態５）
図１１に本発明の実施形態５の回路図を示す。この実施形態は、インバータ装置の駆動方式として、いわゆる自励他制方式を用いたものである。一方のスイッチング素子Ｑ１は負荷電流を帰還させて自励駆動とし、他方のスイッチング素子Ｑ２は駆動回路７によりオン幅を可変としている。
【００３２】
整流された電源電圧ＶＤＢが印加されると、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ５に電荷がチャージされる。コンデンサＣ５の電圧がトリガ素子ＳＢＳのしきい値電圧に達するとトリガ素子ＳＢＳがＯＮし、トランジスタＱ２のベースに電流が流れてトランジスタＱ２がＯＮする。トランジスタＱ２がオンすると、そのコレクタ電位が下がるので、これを同期回路６が検出し、駆動回路７によりトランジスタＱ２のコレクタ電位の低下時から所定のパルス幅の駆動信号を発生し、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ２のベースに順バイアスを与える。その結果、コンデンサＣ２、出力トランスＴ、駆動トランスＣＴ、トランジスタＱ２と電流が流れる。駆動回路７からの所定のパルス幅の駆動信号が無くなると、トランジスタＱ２はＯＦＦする。同時にトランジスタＱ１のベースには駆動トランスＣＴにより順バイアスがかかり、トランジスタＱ１のベースに電流が流れ込み、トランジスタＱ１がＯＮする。その結果、トランジスタＱ１、駆動トランスＣＴ、出力トランスＴ、コンデンサＣ２と電流が流れる。やがてトランジスタＱ１に流れる電流が減少し、トランジスタＱ１のベースに逆バイアスがかかり、トランジスタＱ１がＯＦＦする。トランジスタＱ１がオフすると、出力トランスＴのインダクタンス成分による回生電流が、出力トランスＴ→コンデンサＣ３→抵抗Ｒ５→ダイオードＤ３→駆動トランスＴ→出力トランスＴの経路で流れて、トランジスタＱ２のコレクタ電位が低下する。これを同期回路６が検出して、駆動回路７によりトランジスタＱ２のコレクタ電位の低下時から所定のパルス幅の駆動信号を発生し、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ２のベースに順バイアスを与えて、トランジスタＱ２をＯＮする。この動作を繰り返すことで発振が継続する。
【００３３】
発振が開始した後は、トランジスタＱ２がオンしたときに、コンデンサＣ５の電荷がダイオードＤ１を介して放電されるので、起動回路のトリガ素子ＳＢＳがＯＮすることはなくなる。また、トランジスタＱ２のオン時間の制御については、実施形態１〜４と同様に、検出手段４により、負荷Ｌａの定格電力を判別して、出力トランスＴの出力電圧ＶＴ２が略一定となるように制御する。
以上の実施形態１〜５のインバータ装置は、照明負荷とともに照明器具に内蔵して使用しても良いことは言うまでもない。
【００３４】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源に接続されて前記交流電源を直流電源に変換する整流部と、前記整流部の出力端に直列接続された２つのコンデンサと直列接続された２つのスイッチング素子を並列に接続すると共に、前記２つのコンデンサの接続点と前記２つのスイッチング素子の接続点の間に二次側に白熱灯負荷が接続された出力トランスの一次側が接続されたインバータ部と、前記インバータ部の各スイッチング素子を交互にＯＮ−ＯＦＦ制御するインバータ制御部とから構成されたインバータ装置において、定格電圧が等しく、定格電力が異なる少なくとも２種類以上の白熱灯負荷を適合負荷とし、前記インバータ部の発振周波数を変更することで出力トランスの二次側に発生する出力電圧を略一定に制御するものであるから、定格電圧が等しく、定格電力が異なる少なくとも２種類以上の白熱灯負荷を点灯させる場合に、出力トランスの出力電圧を略一定とすることで、全ての負荷において寿命と光出力を最適化することが可能となる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１に用いる高耐圧ドライバの動作波形図である。
【図３】本発明の実施形態１における出力電圧と負荷容量の関係を示す説明図である。
【図４】本発明の実施形態１における出力電圧と発振周波数の関係を示す説明図である。
【図５】本発明の実施形態１に用いる検出手段の動作波形図である。
【図６】本発明の実施形態１に用いる検出手段の第１の動作説明のための回路図である。
【図７】本発明の実施形態１に用いる検出手段の第２の動作説明のための回路図である。
【図８】本発明の実施形態２の要部回路図である。
【図９】本発明の実施形態３の要部回路図である。
【図１０】本発明の実施形態４の回路図である。
【図１１】本発明の実施形態５の回路図である。
【図１２】従来のインバータ装置の回路図である。
【符号の説明】
１　　　　整流部
２　　　　インバータ部
３　　　　インバータ制御部
４　　　　検出手段
【図１】
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【図２】
2004087326.tif 000004
【図３】
2004087326.tif 000005
【図４】
2004087326.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
2004087326.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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