(57)【要約】【課題】自動車のリモコン式サイドミラーの制御装置の回路を簡略化するとともに、正確なミラー角度の制御方法を提供する。【解決手段】該直流モータ５への供給電力を調節することで該可動部の作動制御を行う自動車のリモコン式サイドミラーの制御装置であって、上記直流モータ５の回転作動に伴って生じる直流モータ５とモータドライバ１１間の抵抗器１２の電圧変化を波形信号として検出する。直流モータ５の正回転時及び逆回転時ともに一系統の回転角検出回路を用いて上記波形信号からモータの回転角に対応するパルス信号を抽出する。このパルス信号をデジタルパルスに成形して計数し、ＭＰＵ６によりミラー本体４の傾動角度を演算し、演算結果に基づきモータドライバ１１から直流モータ５への電力供給を制御してミラー本体５の傾斜角度を調整する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
自動車のリモコン式サイドミラーの可動部を駆動してミラー本体の上下方向の傾斜角度を調節する直流モータに接続されており、該直流モータへの供給電力を調節することで該可動部の作動制御を行う自動車のリモコン式サイドミラーの制御装置であって、
上記直流モータの回転作動に伴って生じる直流モータとモータドライバ間の抵抗器の電圧変化を波形信号として検出し、検出された波形信号から所定のパルス信号を抽出して出力する回転角検出手段と、
回転角検出手段から出力されたパルス信号を計数し、該計数値に基づき上記ミラー本体の傾動角度を演算するとともに、該演算結果に基づき上記モータドライバを制御する制御手段を備え、
上記回転角検出手段は、
上記波形信号から所定のパルス信号を抽出するフィルタと、
抽出されたパルス信号を増幅するアンプと、
アンプにより増幅されたパルス信号を矩形波に整形する波形整形回路によって構成され、
上記アンプは、
直流モータの正回転時には、上記直流モータの回転により生じる特定パルス信号を非反転増幅し、
直流モータの逆回転時には、上記直流モータの回転により生じる特定パルス信号の直後に生じる高周波成分を非反転増幅することを特徴とする自動車のリモコン式サイドミラーの制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
上記アンプは、
直流モータの正回転時には、上記直流モータの回転により生じる特定パルス信号の直後に生じる高周波成分を反転増幅し、
直流モータの逆回転時には、上記直流モータの回転により生じる特定パルス信号を反転増幅することを特徴とする自動車のリモコン式サイドミラーの制御装置。
【請求項３】
自動車のリモコン式サイドミラーの可動部を駆動してミラー本体の上下方向の傾斜角度を調節する直流モータへの供給電力を調節することで該可動部の作動制御を行う自動車のリモコン式サイドミラーの制御方法であって、
上記直流モータの回転作動によって生じる直流モータとモータドライバ間の抵抗器の電圧変化を波形信号として検出するステップと、
検出された波形信号に含まれる所定のパルス信号をフィルタにより抽出するステップと、
抽出されたパルス信号を非反転増幅又は反転増幅するステップと、
増幅されたパルス信号を波形制御して矩形波に整形するステップと、
矩形波を計数し、該計数値に基づき上記ミラー本体の傾動角度を演算するステップと、
演算結果に基づきミラー本体を所定の角度で停止させるようモータドライバから直流モータへの供給電力を制御するステップとを備えたことを特徴とする自動車のリモコン式サイドミラーの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車のリモコン式サイドミラーの制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、自動車を後退させるときには、運転者はいわゆるバックミラーと呼ばれるサイドミラー等により後方を確認しながら自動車の操作を行っている。このとき後輪の近傍に縁石等の障害物あるいは側溝や穴等があると危険なので、サイドミラーによって下方を見ることができるように、サイドミラーの角度をモータ等の駆動により変更できる装置が具備されている。サイドミラーの角度変更は、手動で行うと煩雑であり角度の微妙な調節も困難であるため、自動制御の角度調節装置も開発されている。
【０００３】
ミラーの傾動角度を自動制御する技術においては、ミラーの可動部を駆動させるモータの回転により発生する特定パルス信号（以下、「特定パルス」ともいう。）を検出し、該特定パルス数を計数することによりミラーの傾動角度を制御することが行われている。この特定パルス信号の計数が不適切であると、下降傾動と上昇傾動を繰り返すうちにミラー本体の角度が徐々に所定角度からずれてしまう。そのため、このような角度のズレが生じないよう種々の技術が開発されている。
【０００４】
例えば、リバースギヤと連動させてミラー角度を傾動させる制御を行うものであって、シフトレバーがリバースギアに入れられたときにミラーを下方にモータで傾動させる。このとき、モータ停止後の惰性による超過傾動分をモータの回転により生じるパルスの数として計数して、リバースギアから別のギアに切り替わったときにその惰性による超過傾動分も含めてミラーの角度を元に戻すことにより、ミラー角度の傾動の操作を何回繰り返しても常に同じ位置にミラーが戻るようにする技術について開示されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
これら従来のリモコン式サイドミラーの制御装置において、左右それぞれのサイドミラーにつき１つの駆動モータが使用されている。そして、ミラー本体を上下方向に傾動させる場合、例えば、モータを正回転させてミラー本体を下方へ傾動させる一方、モータを逆回転させてミラー本体を上方へ傾動させる方式が一般的である。
【０００６】
このようなミラー角度の制御装置において、モータの正回転時と逆回転時とでは、モータに供給される電流の向きが逆向きになる。そのため、上記モータの回転により生じる特定パルス信号の極性が逆転するといった現象が生じる。  従って、このように極性の異なる特定パルスを各種フィルタで抽出し、アンプで増幅するためには、例えば、正回転時のパルスを増幅するために非反転増幅型のアンプを要し、逆回転時のパルスを増幅するためには反転増幅型のアンプを要する。そのため、従来の制御装置は、パルス検出回路を２系統必要としていた。
【０００７】
【特許文献１】
特開２０００−１３８８１２号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、近年、自動車には、ミラー駆動装置以外にサイドウインカーやフットライトを始め多数の電気部品、カーナビゲーション等の多数の電子機器が装着されるようになってきた。そのため、リモコン式サイドミラー制御装置については、作動の信頼性の向上とともに回路の簡単化、部品点数の削減が求められている。
【０００９】
本発明が解決しようとする課題は、従来のリモコン式サイドミラーの制御装置が２系統を必要としていたパルス信号の増幅回路を１系統で行えるようにすることにより、回路全体の簡単化、部品点数の削減を実現することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明では、自動車のリモコン式サイドミラーの可動部を駆動してミラー本体の上下方向の傾斜角度を調節する直流モータに接続されており、該直流モータへの供給電力を調節することで該可動部の作動制御を行う自動車のリモコン式サイドミラーの制御装置であって、上記直流モータの回転作動に伴って生じる直流モータとモータドライバ間の抵抗器の電圧変化を波形信号として検出し、検出された波形信号から所定のパルス信号を抽出して出力する回転角検出手段と、回転角検出手段から出力されたパルス信号を計数し、該計数値に基づき上記ミラー本体の傾動角度を演算するとともに、該演算結果に基づき上記モータドライバを制御する制御手段を備える。上記回転角検出手段は、上記波形信号から所定のパルス信号を抽出するフィルタと、抽出されたパルス信号を増幅するアンプと、アンプにより増幅されたパルス信号を矩形波に整形する波形整形回路によって構成されている。上記アンプは、直流モータの正回転時には、上記直流モータの回転により生じる特定パルス信号を非反転増幅し、直流モータの逆回転時には、上記直流モータの回転により生じる特定パルス信号の直後に生じる高周波成分を非反転増幅する。
【００１１】
従って、本発明において、上記リモコン式サイドミラーの制御装置は、ミラー本体を駆動させる直流モータの回転により生じる特定パルス信号、又は該特定信号の直後に発生する高周波成分を検出して、ミラー本体の傾動を制御する。上記制御手段は、モータドライバを介してモータに印可される電圧の極性を変えることにより、モータの回転方向を変える。
【００１２】
モータの回転方向が変わると、波形信号に含まれる特定パルス信号及び高周波成分の極性も逆になる。そこで、本発明においては、正回転時はモータの回転により生じる特定パルス信号を増幅し、逆回転時はモータの回転により生じる特定パルス信号の直後に発生する高周波成分を増幅することとした。
【００１３】
本発明に係るフィルタは、モータの正回転時に生じる特定パルス信号を抽出できるように設定されている。また、該フィルタは、モータの逆回転時に上記特定パルス信号と同じ極性で生じる高周波成分をパルス信号として抽出できるようにも設定されている。
【００１４】
上記フィルタで抽出された、モータの正回転時の特定パルス信号、及び逆回転時の高周波成分に由来するパルス信号は、ともに同じ極性を有する。これら同じ極性を有する信号は、１つのアンプで非反転増幅される。増幅された信号は、波形整形回路で上記増幅されたパルス信号を矩形波に整形し、デジタルパルスとして上記ＭＰＵ６に出力される。
【００１５】
このように、本発明では、上記フィルタにより抽出された正回転時の信号と逆回転時の信号を１つのアンプで非反転増幅することにより、同一極性の所望のパルスを得る。そのため、１つの回転角検出手段で、所望の信号を検出することができる。
【００１６】
請求項２の発明では、請求項１に係る自動車のリモコン式サイドミラーの制御装置において、上記アンプが、直流モータの正回転時には、上記直流モータの回転により生じる特定パルス信号の直後に生じる高周波成分を反転増幅し、直流モータの逆回転時には、上記直流モータの回転により生じる特定パルス信号を反転増幅することを特徴とする。
【００１７】
従って、本発明においては、正回転時はモータの回転により生じる特定パルス信号の直後に発生する高周波成分を増幅し、逆回転時はモータの回転により生じる特定パルス信号を増幅することとした。
【００１８】
本発明に係るフィルタは、モータの正回転時に生じる高周波成分をパルス信号として抽出できるように設定されている。また、該フィルタは、モータの逆回転時に生じる特定パルス信号を抽出できるようにも設定されている。
【００１９】
上記フィルタで抽出された、モータの正回転時の特定パルス信号、及び逆回転時の高周波成分に由来するパルス信号は、ともに同じ極性を有する。これら同じ極性を有する信号は、１つのアンプで反転増幅される。増幅された信号は、波形整形回路で上記増幅されたパルス信号を矩形波に整形し、デジタルパルスとして上記ＭＰＵ６に出力される。
【００２０】
このように、本発明では、上記フィルタにより抽出された正回転時の信号と逆回転時の信号を１つのアンプで反転増幅することにより、同一極性の所望のパルスを得る。そのため、１つの回転角検出手段で、所望の信号を検出することができる。
【００２１】
請求項３に係る発明では、自動車のリモコン式サイドミラーの制御方法において、リモコン式サイドミラーの可動部を駆動してミラー本体の上下方向の傾斜角度を調節する直流モータへの供給電力を調節することで該可動部の作動制御を行う自動車のリモコン式サイドミラーの制御方法であって、上記直流モータの回転作動によって生じる直流モータとモータドライバ間の抵抗器の電圧変化を波形信号として検出するステップと、検出された波形信号に含まれる所定のパルス信号をフィルタにより抽出するステップと、抽出されたパルス信号を非反転増幅又は反転増幅するステップと、増幅されたパルス信号を波形制御して矩形波に整形するステップと、矩形波を計数し、該計数値に基づき上記ミラー本体の傾動角度を演算するステップと、演算結果に基づきミラー本体を所定の角度で停止させるようモータドライバから直流モータへの供給電力を制御するステップとを備えたことを特徴とする。
【００２２】
従って、本発明が適用される直流モータの特性や上記波形信号を検出する位置に応じ、予め、上記パルス信号を増幅するステップにおいて使用される増幅手段を非反転増幅型又は反転増幅型のいずれかを選択する。それにより、従来、直流モータの正回転時と逆回転時に検出されるパルス信号を増幅するために２系統必要とされていた回路が１系統のみで対応できることになる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２４】
図２は、本実施形態に係る自動車の電動リモコン式サイドミラーの概略見取り図である。図２において、１は自動車の右側フロントピラー下端に取り付けられるいわゆるドアミラーである。このドアミラー１は、シェル２を有し、このシェル２内にアクチュエータアッセンブリ３が収容されている。該シェル２の後方側には、略全面に亘り平面鏡からなるミラー本体４が配設されていて、このミラー本体４がベースプレート２５を介して上記アクチュエータアッセンブリ３に取り付けられている。
【００２５】
ミラー本体４の上下方向の角度は、それぞれアクチュエータアッセンブリ３内に組み込まれた直流モータ５（図２には表われない）の作動により、減速ギア装置（図示省略）を介して調節されるようになっている。即ち、ミラー本体４とベースプレート２５とがドアミラー１の可動部に該当する。なお、ミラー本体４の水平角を調節する直流モータ（図示省略）も、同様にアクチュエータアッセンブリ３に取り付けられている。
【００２６】
図１は、本実施形態に係るリモコン式サイドミラーの制御装置の構成を示すブロック図である。上記直流モータ５は、抵抗器１２を介してモータドライバ１１に接続されている。このモータドライバ１１は、制御手段であるＭＰＵ６に接続されている。ＭＰＵ６には、運転者により手動操作されるリモコン操作スイッチ８、及びギアチェンジレバーの操作に連動するギア選択位置スイッチ９が接続されている。
【００２７】
上記直流モータ５、モータドライバ１１及び抵抗器１２が形成するモータドライバ回路１９の所定位置には、回転角検出手段である回転角検出回路１０が接続されている。回転角検出回路１０は、モータドライバ回路１９内の抵抗器１２にかかる電圧変化を波形信号として検出する。
【００２８】
この波形信号には、直流モータ５の回転により生じる特定パルス信号が含まれる。この特定パルス信号は、以下のように生成される。上記直流モータ５の回転作動に伴い、モータ内のコミュテータとブラシとの接触位置が変化する。  その接触位置に対応するように、モータ内に複数形成された電磁石のコイルの誘導起電力が変化する。それに伴いモータドライバ回路１９内の供給電流ｉは、直流モータ５の回転角度に対応するように、略一定周期で変動する。
【００２９】
そのため、モータドライバ回路１９の抵抗器１２端部の電圧降下にも変化を生じる。この電圧変化を経時的に検出するとパルス状の信号となって検出される。また、この特定パルス信号の直後には、特定パルス信号と極性が逆向きの高周波成分が発生する。
【００３０】
上記回転角検出回路１０は、ローパスフィルタ１３、ＤＣカット１４、アンプ１５、リミッタ１６と波形整形回路１７を備える。
【００３１】
ローパスフィルタ１３は、上記波形信号の高周波成分をカットし、ＤＣカット１４は、その直流成分をカットすることにより、上記波形信号に含まれる所望のパルス信号を抽出する。
【００３２】
アンプ１５は、上記直流モータ５の特性や波形信号を検出する位置、あるいは上記フィルタのフィルタ特性等に応じて、非反転型アンプ又は反転型アンプのいずれかを選択して使用される。
【００３３】
例えば、図１に示す本実施例において、アンプ１５は非反転型アンプが使用される。本実施例において、回転角検出回路１０は、モータドライバ１１の陽極側に接続された抵抗器１２とモータ５の間からドライバ回路１９の電圧変化を波形信号として検出している。この場合、回転角検出回路１０がドライバ回路１９から検出する波形信号を図３に示す。
【００３４】
図３の▲１▼は、正回転時に直流モータ５から得られる波形信号であり、▲２▼は、逆回転時に直流モータから得られる波形信号である。正回転時の波形信号と逆回転時の波形信号とは、直流モータにかかる電圧の極性が入れ替わっていることから略上下対称の波形形状を示す。
【００３５】
図３において、ａ、ａ′は直流モータの回転により生じる特定パルス信号であり、ｂ、ｂ′は該特定パルス信号の直後に生じる高周波成分であり、ｃ、ｃ′は該高周波成分のリンギング現象により生じるパルス信号である。
【００３６】
本発明に係る回転角検出手段１０に使用されている上記フィルタ１３、１４は、直流モータ５の正回転時には特定パルス（ａ）のみを抽出し、直流モータの逆回転時には上記高周波成分（ｂ′）のみを抽出できるように通過許容帯域が設定されている。このように抽出された各パルス信号は、同一の極性を有している。そのため、１つのアンプで増幅することができる。
【００３７】
フィルタにより抽出された特定パルス信号（ａ）、又は高周波成分（ｂ′）は、アンプ１５によって増幅される。即ち、直流モータ５の正回転時には、該直流モータ５の回転により生じる特定パルス信号（ａ）のみを非反転増幅し、一方、直流モータ５の逆回転時には、上記高周波成分（ｂ′）のみを非反転増幅する。
【００３８】
アンプ１５で非反転増幅された特定パルス信号（ａ）、又は高周波成分（ｂ′）は、リミッタ１６を経て、波形整形回路１７に入力される。リミッタ１６は、アンプ１５によって過度に増幅されてしまった特定パルス等の所定値以上の成分をカットする。従って、波形整形回路１７やＭＰＵ６に含まれる各デバイスに入力スペックを越えるパルスが入力されることを防止することができる。
【００３９】
波形整形回路１７は、アナログ信号である上記増幅されたパルス信号を矩形波に整形し、デジタルパルスとして上記ＭＰＵ６に出力する。
【００４０】
回転角検出回路１０から出力されたデジタルパルスは、上記ＭＰＵ６に入力されて計数される。ＭＰＵ６は、予め設定されたモータ１回転当たりのパルス数、モータの回転数とミラーの傾動角度との関係、通常運転時のミラー角度、後退時のミラー角度及びモータの惰性回転を補正する係数等と、回転角検出手段から入力されたパルス数からミラーの傾動角度を演算する。
【００４１】
該ＭＰＵ６は、上記演算結果に基づき、後退時のミラー角度又は通常運転時のミラー角度で正確にミラー本体４を停止させるようモータドライバ１１を制御する。
【００４２】
本実施例によれば、従来、モータの正回転時と逆回転時とで極性の異なるパルス信号を増幅するために、２系統必要とされていた回転角検出回路を１系統に削減することができる。
【００４３】
図７は、他の実施例の構成を示すブロック図である。本実施例において、抵抗器１２は、モータドライバ１１の負極側に接続されている。上記回転角検出回路１０は、直流モータ５と抵抗器１２との間からドライバ回路１９の電圧変化を検出する。本実施例において、検出された波形信号には、図４の▲１▼▲２▼に示すようなパルス信号が含まれる。
【００４４】
図４の▲１▼は、直流モータ５の正回転時に得られる波形信号であり、図４の▲２▼は、直流モータ５の逆回転時に得られる波形信号である。正回転時の波形信号と逆回転時の波形信号とは、直流モータに係る電圧の極性が正負入れ替わっていることから略上下対象な波形形状を示す。
【００４５】
図４において、ａ、ａ′は直流モータの回転により生じる特定パルス信号であり、ｂ、ｂ′は該特定パルス信号の直後に生じる高周波成分であり、ｃ、ｃ′は該高周波成分のリンギング現象により生じるパルス信号である。
【００４６】
本実施例に係る回転角検出手段１０は、検出した波形信号からローパスフィルタ１３とＤＣカット１４を用いてこれらパルス信号を抽出する。
【００４７】
該フィルタ１３及びＤＣカット１４は、直流モータ５の正回転時には上記高周波成分（ｂ）のみを抽出し、直流モータの逆回転時には上記特定パルス信号（ａ′）のみを抽出できるように通過許容帯域が設定されている。このように抽出された各パルス信号は、同一の極性を有している。そのため、１つのアンプで増幅することができる。
【００４８】
本実施例において、アンプ１５は反転型アンプが使用される。従って、直流モータ５の正回転時には、図４の▲１▼に示す上記高周波成分（ｂ）を▲３▼に示すように反転増幅する。また、直流モータ５の逆回転時には、図４の▲２▼に示す直流モータの回転により生じる特定パルス信号（ａ′）を▲４▼に示すように反転増幅する。
【００４９】
アンプ１５で反転増幅された高周波成分（ｂ）、又は特定パルス信号（ａ′）は、リミッタ１６を経て波形整形回路１７に入力される。
【００５０】
波形整形回路１７は、アナログ信号である上記増幅されたパルス信号を矩形波に整形し、デジタルパルスとして上記ＭＰＵ６に出力する。
【００５１】
回転角検出回路１０から出力されたデジタルパルスは、上記ＭＰＵ６に入力されて計数される。ＭＰＵ６は、予め設定されたモータ１回転当たりのパルス数、モータの回転数とミラーの傾動角度との関係、通常運転時のミラー角度、後退時のミラー角度及びモータの惰性回転を補正する係数等と、回転角検出手段から入力されたパルス数からミラーの傾動角度を演算する。
【００５２】
該ＭＰＵ６は、上記演算結果に基づき、後退時のミラー角度又は通常運転時のミラー角度で正確にミラー本体４が停止するようモータドライバ１１を制御する。
【００５３】
本実施例においても、従来、モータの正回転時と逆回転時とで極性の異なるパルス信号を増幅するために、２系統必要とされていた回転角検出回路を１系統に削減することができる。
【００５４】
その他の実施例において、使用される直流モータ５の特性や波形信号を検出する位置等の関係で、該波形信号が図５に示すパルス信号を含む場合がある。
【００５５】
図５の▲１▼は、直流モータ５の正回転時における波形信号であり、図５の▲２▼は直流モータ５の逆回転時における波形信号である。
【００５６】
図５において、ａ、ａ′は直流モータの回転により生じる特定パルス信号であり、ｂ、ｂ′は該特定パルス信号の直後に生じる高周波成分であり、ｃ、ｃ′は該高周波成分のリンギング現象により生じるパルス信号である。
【００５７】
本実施例に係る回転角検出回路１０は、検出した波形信号からローパスフィルタ１３とＤＣカット１４を用いてこれらパルス信号を抽出する。
【００５８】
該フィルタ１３及びＤＣカット１４は、直流モータ５の正回転時には上記高周波成分（ｂ）のみを抽出し、直流モータの逆回転時には上記特定パルス信号（ａ′）のみを抽出できるように通過許容帯域が設定されている。
【００５９】
本実施例において、アンプ１５は、非反転型アンプが使用される。従って、直流モータ５の正回転時には、図５の▲１▼に示す上記高周波成分（ｂ）を非反転増幅する。また、直流モータ５の逆回転時には、図５の▲２▼に示す直流モータの回転により生じる特定パルス信号（ａ′）を非反転増幅する。
【００６０】
このように増幅された高周波成分（ｂ）、又は特定パルス信号（ｂ′）は、リミッタ１６を経て波形整形回路１７に入力される。
【００６１】
波形整形回路１７は、アナログ信号である上記増幅されたパルス信号を矩形波に整形し、デジタルパルスとして上記ＭＰＵ６に出力する。
【００６２】
回転角検出回路１０から出力されたデジタルパルスは、上記ＭＰＵ６に入力されて計数される。ＭＰＵ６は、上記実施例と同様に入力されたデジタルパルスに基づきミラー本体４の傾動角度を制御する。
【００６３】
本実施例においても、従来、モータの正回転時と逆回転時とで極性の異なるパルス信号を増幅するために、２系統必要とされていた回転角検出回路を１系統に削減することができる。
【００６４】
その他の実施例において、使用される直流モータ５の特性や波形信号を検出する位置等の関係で、該波形信号が図６に示すパルス信号を含む場合がある。
【００６５】
図６の▲１▼は、直流モータ５の正回転時における波形信号であり、図６の▲２▼は直流モータ５の逆回転時における波形信号である。
【００６６】
図６において、ａ、ａ′は直流モータの回転により生じる特定パルス信号であり、ｂ、ｂ′は該特定パルス信号の直後に生じる高周波成分であり、ｃ、ｃ′は該高周波成分のリンギング現象により生じるパルス信号である。
【００６７】
本実施例に係る回転角検出手段１０は、検出した波形信号からローパスフィルタ１３とＤＣカット１４を用いてこれらパルス信号を抽出する。
【００６８】
該フィルタ１３及びＤＣカット１４は、直流モータ５の正回転時には上記特定パルス信号（ａ）のみを抽出し、直流モータの逆回転時には上記高周波成分（ｂ′）のみを抽出できるように通過許容帯域が設定されている。このように抽出された各パルス信号は、同一の極性を有している。そのため、１つのアンプで増幅することができる。
【００６９】
本実施例において、アンプ１５は反転型アンプが使用される。従って、直流モータ５の正回転時には、図６の▲１▼に示す上記特定パルス信号を図６の▲３▼に示すように反転増幅する。また、直流モータ５の逆回転時には、図６の▲２▼に示す直流モータの回転により生じる高周波成分（ｂ′）を図６の▲４▼に示すように反転増幅する。
【００７０】
このように増幅されたパルス信号は、リミッタ１６を経て波形整形回路１７に入力される。
【００７１】
波形整形回路１７は、アナログ信号である上記増幅されたパルス信号を矩形波に整形し、デジタルパルスとして上記ＭＰＵ６に出力する。ＭＰＵ６は、上記実施例と同様に入力されたデジタルパルスに基づきミラー本体４の傾動角度を制御する。
【００７２】
次に運転者が本発明に係る制御装置をどのように操作するのかについて説明する。
【００７３】
自動車の運転者が、自動車を後退させるためトランスミッションのリバースギヤをミッションレバーなどで選択すると、ギア選択位置スイッチ９から自動的に下降傾動開始信号がＭＰＵ６に入力される。
【００７４】
ＭＰＵ６は、上記ギア選択位置スイッチ９からの下降傾動開始信号を受けて、この信号に対応する制御信号をモータドライバ１１に出力する。このＭＰＵ６からの制御信号を受けたモータドライバ１１は、左右両側のドアミラー１の直流モータ５の端子にそれぞれ所定の直流電圧を印加する。電圧を印可された直流モータ５は、正回転を開始し上記アクチュエータアッセンブリ３を駆動させてミラー本体４を下降傾動させる。
【００７５】
このようにミラー本体４が下降傾動を始めると、上記制御装置は上記各実施例で説明したようにミラー本体４の傾動角度を制御する。
【００７６】
運転者は、ミラー本体４が後退時のミラー角度で停止した後、このミラーで後方下方を確認しながら自動車を後退させる。後退が完了すると運転者はミッションレバーをリバースギヤ以外のギヤを選択するように操作する。このように、リバースギヤから他のギヤが選択されると、上記ギヤ選択位置スイッチ９から自動的に上昇傾動開始信号がＭＰＵ６に入力される。
【００７７】
ＭＰＵ６は、上記ギア選択位置スイッチ９からの上昇傾動開始信号を受けて、この信号に対応する制御信号をモータドライバ１１に出力する。このＭＰＵ６からの制御信号を受けたモータドライバ１１は、左右両側のドアミラー１の直流モータ５の端子に下降時とは正負逆向きに所定の直流電圧を印加する。電圧を印可された直流モータ５は、逆回転を開始し上記アクチュエータアッセンブリ３を駆動させてミラー本体４を上昇傾動させる。
【００７８】
このようにミラー本体４が上昇傾動を始めると、上記制御装置は上記各実施例で説明したようにミラー本体４の傾動角度を制御する。
【００７９】
【発明の効果】
本発明は、以下に述べる効果を奏する。
【００８０】
本発明に係る自動車のリモコン式サイドミラーの制御装置によれば、直流モータの回転により生じるパルス信号を回転角検出手段において抽出し、増幅する過程において、１系統の回転角検出手段により直流モータの正回転時と逆回転時の信号を検出することができる。
【００８１】
従って、従来、正回転時用と逆回転時用の２系統を要していた回転角検出手段を簡略化することができ、使用される部品点数を削減することができる。
【００８２】
また、本発明に係る自動車のリモコン式サイドミラーの制御方法によれば、本発明に係る上記制御装置を用いて、ミラー本体の傾動角度を正確に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態の概略構成を示すブロック図である。
【図２】実施形態を適用するドアミラーの一例を示す斜視図である。
【図３】実施例において検出される波形信号に含まれる特定パルス信号と高周波成分を示す概念図である。
【図４】他の実施例において検出される波形信号に含まれる特定パルス信号と高周波成分を示す概念図である。
【図５】他の実施例において検出される波形信号に含まれる特定パルス信号と高周波成分を示す概念図である。
【図６】他の実施例において検出される波形信号に含まれる特定パルス信号と高周波成分を示す概念図である。
【図７】他の実施形態の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  ドアミラー
４  ミラー本体
５  直流モータ
６  ＭＰＵ
９  ギア選択位置スイッチ
１１  モータドライバ
１３  ローパスフィルタ
１４  ＤＣカット
ａ  特定パルス信号
ｂ  高周波成分
ｃ  リンギングによるパルス信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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