(57)【要約】      （修正有）【課題】被測定体の電気的な状況によらずに、広いダイナミックレンジでの周波数測定を行い得る静電容量式変位センサを得る。【解決手段】合成容量Ｃ０  に並列に発生する分布容量Ｃｓ１に対して、マイナス静電容量−Ｃｍ１を作成し、Ｃｓ１＝Ｃｍ１に設定して前記合成容量Ｃ０  に並列に接続することで前記分布容量Ｃｓ１を打ち消す。残った微小な前記合成容量Ｃ０  をＣマルチプライヤを用いて容量増幅を行い増幅容量ｋ１Ｃ０とし、電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータ回路に規定の電圧と既知定数抵抗を与えることでダイミングコンデンサの容量に応じた周波数の発振を得る容量−周波数変換手段の前記タイミングコンデンサとして前記増幅容量ｋ１Ｃ０を用いることで、前記距離ｄに応じて変化する周波数ｆ０＝ｋ２／Ｃ０  の発振を生じさせ、周波数検出手段によって前記発振周波数ｆ０  を特定し、前記距離ｄの微小な変化による前記合成容量Ｃ０  の変化を検知することで、前記距離ｄを測定する。【選択図】        図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
導電性を有する被測定平面と平行となるように、距離ｄを介して対向し、同心で円盤状の同一対物面に設けられ、前記被測定平面との間に微小な静電容量Ｃ１  を形成する電極ｅ１  と、同じく微少な静電容量Ｃ２  を形成する電極ｅ２  とを前記電極ｅ１  と前記電極ｅ２  とがお互いに絶縁されるように配置し、前記距離ｄに応じて変化する前記静電容量Ｃ１  と前記静電容量Ｃ２  との合成による微小な合成容量Ｃ０  を検出することにより前記距離ｄを測定する静電容量式変位センサにおいて、
前記合成容量Ｃ０  に並列に発生する分布容量Ｃｓ１に対して、マイナス静電容量−Ｃｍ１を負性容量回路を用いて作成し、Ｃｓ１＝Ｃｍ１に設定して前記合成容量Ｃ０  に並列に接続することで前記分布容量Ｃｓ１を打ち消し、残った微小な前記合成容量Ｃ０  をＣマルチプライヤを用いて容量増幅を行い増幅容量ｋ１Ｃ０とし、電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータ回路に規定の電圧と既知定数抵抗を与えることでタイミングコンデンサの容量に応じた周波数の発振を得る容量−周波数変換手段の前記タイミングコンデンサとして前記増幅容量ｋ１Ｃ０を用いることで、前記距離ｄに応じて変化する周波数ｆ０＝ｋ２／Ｃ０  の発振を生じさせ、周波数検出手段によって前記発振周波数ｆ０  を特定することにより、
前記距離ｄの微小な変化による前記合成容量Ｃ０  の極微小な変化を安定かつ高感度に信号ダイナミックレンジの広い周波数の形態で検知することで、前記距離ｄを広範囲にわたって高分解能に一括して測定することを特徴とする静電容量式変位センサ。
【請求項２】
前記容量−周波数変換手段の入力部に前記増幅容量ｋ１Ｃ０と並列に発生する分布容量Ｃｓ２に対して、マイナス静電容量−Ｃｍ２を負性容量回路を用いて作成し、Ｃｓ２＝Ｃｍ２に設定して前記増幅容量ｋ１Ｃ０に並列に接続することで前記分布容量Ｃｓ２を打ち消すことにより、前記距離ｄを前記分布容量Ｃｓ２の付加による感度低下と誤差の増大を抑えて測定することを特徴とする請求項１記載の静電容量式変位センサ。
【請求項３】
前記容量−周波数変換手段の発振出力を矩形波信号とし、前記容量−周波数変換手段と前記周波数検出手段との間を光ファイバケーブルによって信号伝送を行うことで、信号伝送時の外来ノイズの影響やケーブル長の制約を排除したことを特徴とする請求項１記載の静電容量式変位センサ。
【請求項４】
導電性を有する被測定体の被測定平面と平行となるように、距離ｄを介して対向し、同心で円盤状の同一対物面に設けられ、前記被測定平面との間に静電容量Ｃｔ１を形成する電極ｅ１  と、同じく静電容量Ｃｔ２を形成する電極ｅ２  とを前記電極ｅ１  と前記電極ｅ２  とがお互いに絶縁されるように配置し、前記距離ｄに応じて変化する前記静電容量Ｃｔ１及び静電容量Ｃｔ２に対応した測定振幅情報を検知することにより前記距離ｄを測定する静電容量式変位センサにおいて、
前記電極ｅ１  の前記被測定平面に対向する面積Ａ１  と前記電極ｅ２  の前記被測定平面に対向する面積Ａ２  とが等しくなるように設定し、
前記電極ｅ１  に所定の抵抗値Ｒｔ１を介して電圧Ｖｓ  のステップ入力を印加すると同時に、前記電極ｅ２  に所定の抵抗値Ｒｔ２を介してマイナスの負電圧−Ｖｓ  のステップ入力を印加し、
前記静電容量Ｃｔ１と前記静電容量Ｃｔ２および前記抵抗値Ｒｔ１と前記抵抗値Ｒｔ２を等しく設定することにより、前記被測定体がＧＮＤと絶縁されている場合においても前記被測定体の電圧がＧＮＤと等しい状態とし、
前記電極ｅ１  に発生する電圧Ｖｓ１が所定閾値ＬＴＨに到達するまでの時間Ｔ１  を測定することにより、前記被測定体のＧＮＤへの接続状況に拘わりなく前記距離ｄを正確に測定することを特徴とする静電容量式変位センサ。
【請求項５】
前記容量ｅ１  に発生する電圧Ｖｓ１が所定の閾値ＬＴＨに到達するまでの時間Ｔ１  と、前記電極ｅ２  に発生する電圧−Ｖｓ２が所定の閾値−ＬＴＨに到達するまでの時間Ｔ２  とを測定し、前記到達時間Ｔ１  と前記到達時間Ｔ２  との平均値Ｔｓ  を求めることにより、前記被測定体に所定の電圧Ｖ０  が印加された状態にあってもその影響を抑えて前記距離ｄを正確に測定することを特徴とする請求項４記載の静電容量式変位センサ。
【請求項６】
前記ｅ１  に発生する電圧Ｖｓ１と前記電極ｅ２  に発生する電圧−Ｖｓ２との平均値ＶＡ  が所定の閾値ＬＴＨに到達するまでの時間ＴＡ  を測定することにより、前記被測定体に所定の電圧Ｖ０  が印加された状態にあっても影響を打ち消して前記距離ｄを正確に測定することを特徴とする請求項４記載の静電容量式変位センサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は被測定体とセンサ間の距離（ギャップ）を測定する静電容量式変位センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
周知のように、静電容量式変位センサは、被測定体表面と検出電極との間に生じる静電容量Ｃ０  を検出することにより、この静電容量Ｃ０  が被測定体と検出電極との距離ｄと反比例（Ｃ０＝ｋ／ｄ）  することから、距離ｄを非接触かつアブソリュート測定することのできるセンサであるが、この静電容量値の検出には一般的に図１に示す検出回路が用いられている。なお、ここでは静電容量式変位センサの基本的な検出原理とそれによる根本的な課題について述べるので、分布容量の発生といった潜在的な問題点についてはこの段階では省略する。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−２２１４０２号公報
【０００４】
被測定体と検出電極ｅ１  ，ｅ２  との間に生じる静電容量をＣ１  ，Ｃ２  とする。また静電容量Ｃ１  とＣ２  との合成容量をＣ０  とする。Ｃ０  と基準コンデンサＣｒ  の静電容量Ｃｒ  とにより、基準交流源から印加される電圧Ｖｓｉｎω・ｔが分圧されるので、基準コンデンサＣｒ  の検出電極側端子には交流信号
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が発生することになる。発生した交流信号の振幅量
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を検出することにより、既知量である基準コンデンサＣｒ  及びＶｓｉｎω・ｔを用いて静電容量Ｃ０  の値を求める、即ち距離ｄを得ることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように従来技術の基本検出原理とは合成容量Ｃ０  により振幅変調された交流信号の復調であり、求めるべき情報量は電圧値として伝送・処理される。
しかしながら、電圧信号のケーブルによる伝送やアンプ等によるアナログ信号処理を行った場合の実用的なＳ／Ｎ比は８０ｄＢ程度が限界であり、従来の方式ではセンサが一括して扱える検出レンジと分解能の組み合わせには制約が生じる。
具体的にいえば、センサの出力電圧範囲が±１０Ｖのときのノイズレベルが±１ｍＶ（Ｓ／Ｎ比８０ｄＢ）を達成していたとしても、そのときのセンサの検出レンジが１００μｍであればセンサの分解能は１０ｎｍまでとなる。もしもセンサの検出レンジを１．０ｍｍにまで拡大できても、Ｓ／Ｎ比８０ｄＢが変わらなければ、センサの分解能は１００ｎｍに低下してしまうだけとなる。Ｓ／Ｎ比の制約内で１．０ｍｍの検出レンジを１０ｎｍｍの分解能で測定しようとすれば、レンジ切り替え機能（広範囲⇔狭範囲）で対応せざるをえず、広範囲を一括して且つ高分解能で計測することはできなかった。
【０００６】
このように従来の検出方法では、アナログ信号伝送及びアナログ信号処理におけるダイナミックレンジからくる制限があるため、センサの広レンジ化や高分解能化には制約があった。
また、ケーブルによる電圧信号の伝送は外来ノイズの影響を受けやすい上、ケーブルの長さの制限も生じる。
実用上、最も広ダイナミックレンジのアナログ情報を正確に伝送・測定できる形態は周波数である。例えば０〜１００ｋＨｚの周波数を１Ｈｚの分解能で判別すればダイナミックレンジは１００ｄＢ（１０５  ）が容易に達成でき、しかも市販の周波数カウンタやプログラマブルオシレータにおいては、そのレベルの能力を余裕で実現していることからも明らかである。
【０００７】
このことを利用し、静電容量の違いを発振周波数の変化として測定するものにＶ−Ｆコンバータ式容量計がある。図２に基本的な積分型Ｖ−Ｆコンバータを用いた容量計を示す。このＶ−Ｆコンバータの発振周波数ｆ０  は
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となるので、入力電圧ＶＩＮとコンパレータしきい値Ｖ０  及び入力抵抗Ｒｓ  を既知量としておけば、ｆ０  を計数することでＣｔ  を正確に測定できる。
【０００８】
つまり、このようなＶ−Ｆコンバータ式容量計を静電容量式変位センサに応用できれば、センサの広レンジ化が期待できるのだが、それにはいくつかの問題がある。
まず、積分型Ｖ−Ｆコンバータの形態では、センサの検出電極に生じる静電容量の測定には不適であるという点である。被測定体表面と検出電極との間にコンデンサが形成されるとき、そのコンデンサの一端は必ずＧＮＤに接続される形とする必要がある。それゆえ、積分型Ｖ−Ｆコンバータのようにタイミングコンデンサの両端とも素子に接続する方式では適用不可能である。
【０００９】
次に、この方式で検出できる静電容量は数ｎＦ〜数１０μＦといったある程度の大きな値でなければならない点である。これは素子のオフセット電圧やバイアス電流等からくる制約で、あまり小さいと相対的に回路定数に高抵抗を必要とするため安定性が落ちてしまう。また、タイミングコンデンサの値がたとえ「０」であっても、素子の入力容量や配線の容量などにより数ｐＦの容量が等価的に常に付随しており、その分布容量成分が誤差や感度低下を引き起こす。
特に、静電容量式変位センサにおいては、ギャップに応じて検出電極に生じる静電容量値が０．数ｐＦ程度しかないため、この問題は深刻である。検出電極に生じる静電容量よりも分布容量の方がずっと大きいため、無視できないどころか周波数変化率つまり感度が非常に低いものとなってしまう。
【００１０】
本発明の目的は、以上に述べたような従来の静電容量式変位センサの問題に鑑み、被測定体の電気的な状況によらずに、広いダイナミックレンジでの周波数測定を行い得る静電容量式変位センサを得るにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するため、本発明は、導電性を有する被測定平面と平行となるように、距離ｄを介して対向し、同心で円盤状の同一対物面に設けられ、前記被測定平面との間に微小な静電容量Ｃ１  を形成する電極ｅ１  と、同じく微少な静電容量Ｃ２  を形成する電極ｅ２  とを前記電極ｅ１  と前記電極ｅ２  とがお互いに絶縁されるように配置し、前記距離ｄに応じて変化する前記静電容量Ｃ１  と前記静電容量Ｃ２  との合成による微小な合成容量Ｃ０  を検出することにより前記距離ｄを測定する静電容量式変位センサにおいて、前記合成容量Ｃ０  に並列に発生する分布容量Ｃｓ１に対して、マイナス静電容量−Ｃｍ１を負性容量回路を用いて作成し、Ｃｓ１＝Ｃｍ１に設定して前記合成容量Ｃ０  に並列に接続することで前記分布容量Ｃｓ１を打ち消し、残った微小な前記合成容量Ｃ０  をＣマルチプライヤを用いて容量増幅を行い増幅容量ｋ１Ｃ０とし、電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータ回路に規定の電圧と既知定数抵抗を与えることでダイミングコンデンサの容量に応じた周波数の発振を得る容量−周波数変換手段の前記タイミングコンデンサとして前記増幅容量ｋ１Ｃ０を用いることで、前記距離ｄに応じて変化する周波数ｆ０＝ｋ２／Ｃ０  の発振を生じさせ、周波数検出手段によって前記発振周波数ｆ０  を特定することにより、前記距離ｄの微小な変化による前記合成容量Ｃ０  の極微小な変化を安定かつ高感度に信号ダイナミックレンジの広い周波数の形態で検知することで、前記距離ｄを広範囲にわたって高分解能に一括して測定する静電容量式変位センサを提案するものである。
【００１２】
後述する本発明の好ましい実施例のひとつである第１実施例においては、
１）前記容量−周波数変換手段の入力部に前記増幅容量ｋ１Ｃ０と並列に発生する分布容量Ｃｓ２に対して、マイナス静電容量−Ｃｍ２を負性容量回路を用いて作成し、Ｃｓ２＝Ｃｍ２に設定して前記増幅容量ｋ１Ｃ０に並列に接続することで前記分布容量Ｃｓ２を打ち消すことにより、前記距離ｄを前記分布容量Ｃｓ２の付加による感度低下と誤差の増大を抑えて測定することを特徴とする請求項１記載の静電容量式変位センサ、
２）前記容量−周波数変換手段の発振出力を矩形波信号とし、前記容量−周波数変換手段と前記周波数検出手段との間を光ファイバケーブルによって信号伝送を行うことで、信号伝送時の外来ノイズの影響やケーブル長の制約を排除した静電容量式変位センサ
が説明される。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
また、本発明によれば、前記目的は、導電性を有する被測定体の被測定平面と平行となるように、距離ｄを介して対向し、同心で円盤状の同一対物面に設けられ、前記被測定平面との間に静電容量Ｃｔ１を形成する電極ｅ１  と、同じく静電容量Ｃｔ２を形成する電極ｅ２  とを前記電極ｅ１  と前記電極ｅ２  とがお互いに絶縁されるように配置し、前記距離ｄに応じて変化する前記静電容量Ｃｔ１及び静電容量Ｃｔ２に対応した測定振幅情報を検知することにより前記距離ｄを測定する静電容量式変位センサにおいて、前記電極ｅ１  の前記被測定平面に対向する面積Ａ１  と前記電極ｅ２  の前記被測定平面に対向する面積Ａ２  とが等しくなるように設定し、前記電極ｅ１  に所定の抵抗値Ｒｔ１を介して電圧Ｖｓ  のステップ入力を印加すると同時に、前記電極ｅ２  に所定の抵抗値Ｒｔ２を介してマイナスの負電圧−Ｖｓ  のステップ入力を印加し、前記静電容量Ｃｔ１と前記静電容量Ｃｔ２および前記抵抗値Ｒｔ１と前記抵抗値Ｒｔ２を等しく設定することにより、前記被測定体がＧＮＤと絶縁されている場合においても前記被測定体の電圧がＧＮＤと等しい状態とし、前記電極ｅ１  に発生する電圧Ｖｓ１が所定閾値ＬＴＨに到達するまでの時間Ｔ１  を測定することにより、前記被測定体のＧＮＤへの接続状況に拘わりなく前記距離ｄを正確に測定する静電容量式変位センサにより達成される。
【００１４】
後述する本発明の好ましい実施例のひとつである第２から第４実施例においては、
１）前記容量ｅ１  に発生する電圧Ｖｓ１が所定の閾値ＬＴＨに到達するまでの時間Ｔ１  と、前記電極ｅ２  に発生する電圧−Ｖｓ２が所定の閾値−ＬＴＨに到達するまでの時間Ｔ２  とを測定し、前記到達時間Ｔ１  と前記到達時間Ｔ２  との平均値Ｔｓ  を求めることにより、前記被測定体に所定の電圧Ｖ０  が印加された状態にあってもその影響を抑えて前記距離ｄを正確に測定することを特徴とする請求項４記載の静電容量式変位センサ、
２）前記容量−周波数変換手段の発振出力を矩形波信号とし、前記容量−周波数変換手段と前記周波数検出手段との間を光ファイバケーブルによって信号伝送を行うことで、信号伝送時の外来ノイズの影響やケーブル長の制約を排除した静電容量式変位センサ
が説明される。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図３から図７について本発明の実施例の詳細を説明する。
本発明の実施例の説明に先立って、図３について電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータを説明しておくと、同図は電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータのブロック図を示す。これは先の積分器の代わりにワンショットマルチバイブレータを用いてタイミングコンデンサＣｔ  の充放電により発振を行うが、この形式のＶ−Ｆコンバータを用いれば、タイミングコンデンサの一端はＧＮＤ接続となるので静電容量式変位センサへの適用が可能である。この電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータは高精度なものが１チップＩＣ化されてすでに広く流通しており（ナショナルセミコンダクタ製ＬＭ３１１、アナログデバイセス製ＡＤ６５０、バーブラウン製ＶＦＣ３２等）、それらを利用することで低コストかつ小型な検出回路を構築できる。
【００１６】
このことを踏まえ、先の容量値の問題を解決することで、ギャップ−周波数変換によりレンジ切り替えなしで広レンジを一括して検出できるのが図４示の本発明の静電容量式変位センサである。
図４は本発明の第１実施例による静電容量式変位センサのブロック図である。図中に破線で囲んだブロックＡは検出電極に生じる静電容量の等価回路であり、実際にはその近くに示したブロックＡの形態で構築されている。図のように、検出電極には被測定体表面と検出電極ｅ１  及びｅ２  との間に生じる静電容量Ｃ１  及びＣ２  とによる合成容量Ｃ０  （０．数ｐＦオーダー；ギャップに応じて変化）と、素子等に接続されることにより生じる分布容量Ｃｓ１（数１０ｐＦオーダー；一定値）とが並列に発生している。ブロックＢは“Ｃマルチブライヤ”と呼ばれる容量増幅回路である。これは接続されたコンデンサ（ここではＣ０＋Ｃｓ１）  の入力端電圧をＡ１  によりバッファリングしてＲ２  とＲ３  で分圧して返すことにより、回路出力側から見れば接続されているコンデンサの容量がＲ２／Ｒ３倍に増幅されるものである。このＣマルチプライヤを用いて、たとえば容量を１万倍すればＣ０  は数ｎＦとなりＶーＦコンバータで安定に周波数変換可能なレベルとすることができる。
【００１７】
とはいえ、それだけでは分布容量Ｃｓ１も増幅されてしまうので検出される周波数の変化率は何も改善されない。そこで、ここではブロックＣに示される。“負性容量回路”を用いて容量オフセットの打ち消しを行っている。これは接続されたコンデンサＣｍ１の入力端の電圧をＡ２  により非反転増幅して他端をドライブすることにより、入力側から見た容量値Ｃｍ１′が
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というようにマイナスの容量として働くものである。Ｃｍ１′の大きさは抵抗値を可変にしておけば調節できるのでＣｍ１′＝−Ｃｓ１になるように回路定数を設定して図のように検出電極と並列に接続すればＣｓ１を打ち消すことができる。このことにより検出電極に生じる静電容量の総和をＣ０＋Ｃｓ１＋Ｃｍ１′＝Ｃ０というように被測定体表面と検出電極との間に生じる静電容量のみとすることができ、検出される周波数の変化率即ちセンサ感度は大幅に改善される。
【００１８】
図中のブロックＤはブロックＣと同じく負性容量回路であり、Ｖ−Ｆコンバータ側の入力部に生じる分布容量Ｃｓ２（数１０ｐＦオーダー；一定値）を同様にして打ち消すためのものである。このようにして分布容量成分を打ち消されてＣ０  成分だけが増幅された静電容量を電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータを用いた容量−周波数変換手段により所定の帯域の矩形波に変換する。容量オフセットが打ち消されているため検出容量と発振周波数の関係は、
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であり、ギャップと検出容量の関係が
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なので、
2004170163.tif 000009
となり、
原理的にはギャップに比例したリニアリティの良い発振周波数が得られる。それゆえ、周波数カウンタ等を用いた周波数検出手段により発振周波数ｆ０  を特定すればギャップｄを求めることができる。
【００１９】
以上のように、電荷平衡型Ｖ−ＦコンバータとＣマルチプライヤ、及び負性容量回路とを組み合わせることでギャップをダイナミックレンジの広い周波数として信号検出できるようになる上、容量オフセットが打ち消されるので高感度かつリニアリティの良い検出が行えるようになる。このことにより、レンジ切り替え無しで広レンジを一括して検出可能な長レンジ静電容量式変位センサを実現することが可能である。
【００２０】
加えて、容量−周波数変換手段と周波数検出手段との間の信号伝送は矩形波で行われるので、この間でケーブル伝送を行えば耐ノズル性に有利となるうえケーブル長の制約も少ない。矩形波なのでフォトカプラや光ファイバ伝送による絶縁も容量である。もしも光ファイバ伝送を適用すれば、伝送時のノイズの影響もケーブル長の制約も全く排除することができる。
【００２１】
図５は本発明の第２実施例を示し、導電性材料で構成され被測定体の表面を電極面とみなして図５中の枠Ｘのように検出電極ｅ１  ，ｅ２  を対向させて設置する。
ここで、検出電極面積Ａ１  とＡ２  を等しく設定し、それぞれにタイミング抵抗Ｒｔ１とＲｔ２を介して別個の駆動電源よりステップ波形電圧を印加しているのが本実施例の特徴である。検出電極ｅ１  −被測定体間並びに検出電極ｅ２  −被測定体間には、それぞれギャップｄに応じて変化する静電容量Ｃｔ１とＣｔ２が発生する。この静電容量Ｃｔ１とＣｔ２は電極面積が等しく（Ａ１  ＝Ａ２  ）、ギャップｄを共有しているため、Ｃｔ１＝Ｃｔ２である。このときの等価回路は図５中の破線枠のように示される。
【００２２】
このような第２実施例において、図５中の枠Ａ▲１▼およびＡ’▲１▼のように二つの駆動電源より同じタイミングで等しい電圧振幅＋Ｖｓ  および−Ｖｓ  のステップ電圧波形が逆相で印加されると、Ｃｔ１とＲｔ１の間の電圧Ｖｓ１は、Ｃｔ１とＲｔ１の充放電回路として時間ｔによって０からＶｓ  に向かって、図５中の枠Ｂ▲１▼のように所定の時定数で徐々に変化していく。同時に、Ｃｔ２とＲｔ２の間の電圧Ｖｓ２もＣｔ２とＲｔ２の充放電回路として時間ｔによって０から−Ｖｓ  に向かって図５中の枠Ｂ’▲１▼のように所定の時定数で徐々に変化する。この電圧Ｖｓ１が所定の閾値ＬＴＨ＝Ｖｓ×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）に到達するのをＣｍｐ１  により検出し、図５中の枠Ｃ▲２▼のように立ち上がりパルスを発生させる。これを受けてフリップフロップは図５中の枠Ｄ▲２▼のように出力状態をＬからＨへ変化させる。それにより、フリップフロップはワンショット・マルチバイブレータ等で構成されたタイマを動作させる。このタイマはトリガパルスを与えると一定時間Ｔ２  の幅のダウンパルスを出力するもので、その結果、図５中の枠Ｄ▲２▼の時点で駆動電源の電圧は０Ｖにリセットされる。
【００２３】
と同時に、リセットトランジスタＴＲ１  およびＴＲ２  がＯＮとなり、Ｃｔ１とＣｔ２に蓄積された電荷を速やかに放出しＣｔ１とＣｔ２を初期状態に戻す。タイマ時間Ｔ２  が経過するとタイマ出力はＬからＨに戻り、図５の中央の枠Ｄ▲３▼のようにフリップフロップをリセットさせるとともに、図５中の枠Ａ▲３▼および枠Ａ’▲３▼のようにステップ電圧波形を再び印加する。これは▲１▼の時と同じ状態であり、以後はこれらの変化を繰り返すため、フリップフロップの出力は定常的な矩形波の発振を行うこととなる。この発振状態において時間Ｔ２  はタイマの設定によって決まる固定値であるが、時間Ｔ１  つまりＣｔ１のステップ応答時間は次式のようになる。
【００２４】
Ｃｔ１＝Ｃｔ２なのでＲｔ１＝Ｒｔ２ならば
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ここで、静電容量Ｃｔ１はギャップｄに反比例するので上式は次のようになる。
2004170163.tif 000011
【００２５】
このことから、フリップフロップの矩形波出力における時間Ｔ１  を測定すればギャップｄを求めることができる。本実施例においてはカウンタを用いてＴ１  の間の基準クロックを計数することで時間幅データＴｓ  を得ている。この実施例に示す構成においては、Ｃｔ１＝Ｃｔ２およびＲｔ１＝Ｒｔ２ならば同じタイミングで等しい電圧振幅＋Ｖｓ  及び−Ｖｓ  のステップ電圧波形が逆相で印加されるので、充放電カーブは正負で対称となり、被測定体の電圧即ちＣｔ１とＣｔ２の間の電圧は打ち消し合うことで０Ｖとなる。
【００２６】
これは被測定体の電圧＝ＧＮＤと等価であるので、被測定体が電気的にＧＮＤに接続された状態（図５中のＳＷ１  がＧＮＤ側）でも、被測定体が電気的にＧＮＤと絶縁された状態（図５中のＳＷ１  がＣｗ  側）でも得られる結果が同じであることを示している。
つまり本実施例により、被測定体の電気的な状況によらずに広いダイナミックレンジを有する周波数変調型の検出を行うことができる。
【００２７】
しかしながら、図５の構成においては、Ｃｔ２とＲｔ２の間の電圧Ｖｓ２は検出には使われてはおらず、センサ電極面積の有効活用という点では損失が大きい。また、被測定体が別の電圧源と結合して所定の電圧を持つ場合には、上述の打ち消し効果（被測定体の電圧＝ＧＮＤと等価）が失われるので、被測定体の電気的な状況によっては正確なギャップ測定ができないという問題が再び生じてしまう。
そこで、第２実施例の上の構成をさらに発展させた第３実施例を図６に示す。
この第３実施例はＣｔ２とＲｔ２の間の電圧Ｖｓ２を独立したコンパレータＣｍｐ２  とフリップフロップ２を用いることで、Ｃｔ１とＣｔ２の充電時間Ｔ１ａとＴ１ｂを別々に検出し、その平均値Ｔｓ  を得ることで被測定体の電圧Ｖ０  による影響を抑制するものである。
【００２８】
なんらかの電気的結合により被測定体に所定の電圧Ｖ０  が印加されている場合、先と同様に図５中の枠Ａ▲１▼および枠Ａ’▲１▼のように二つの駆動電源より同じタイミングで等しい電圧振幅＋Ｖｓ  および−Ｖｓ  のステップ電圧波形が逆相で印加されると、Ｃｔ１とＲｔ１の間の電圧Ｖｓ１およびＣｔ２とＲｔ２の間の電圧Ｖｓ２の間の電圧Ｖｓ２は充放電回路として時間ｔによって＋Ｖｓ  および−Ｖｓ  に向かって変化していく。ただし、被測定体に電圧Ｖ０  が印加されているので実際の充電開始電圧は０ＶではなくＶ０  からとなる。
【００２９】
それゆえ、Ｃｍｐ１  とＣｍｐ２  の閾値を同じレベルＬＴＨに設定していても、図６中の枠Ｂ（２ａ）のように一方は被測定体の電圧が０Ｖのときよりも短い時間Ｔ１ａでＬＴＨに到達し、他方は図６中の枠Ｂ’の（２ｂ）のように被測定体の電圧が０Ｖのときよりも長い時間Ｔ１ｂでＬＴＨに到達することになる。これらを個別のフリップフロップ１およびフリップフロップ２を用いて図６中の枠ＤおよびＤ’のように時間幅の異なる矩形波にするのだが、フリップフロップ出力のＡＮＤをとることで、到達時間の遅い方にあわせて充電のリセットを行わせて図６中の枠Ｄ▲３▼および枠Ｄ’▲３▼のように同じ周期で定常的に矩形波発振するようにしている。これにより発振周波数は同じだが、被測定体の電圧Ｖ０  によってデューティ比の異なる矩形波出力が得られるので、それぞれの時間幅Ｔ１ａとＴ１ｂをカウンタ１およびカウンタ２により計数する。得られた時間幅データＴ１ａとＴ１ｂの平均値Ｔｓ  を平均値算出手段により算出すれば、値「Ｔｓ」  よりギャップｄを測定することができる。Ｃｔ１＝Ｃｔ２およびＲｔ１＝Ｒｔ２のとき、比測定体の電圧Ｖ０  が電源電圧Ｖｓ  よりも小さければ、時間Ｔ１ａとＴ１ｂの平均をとることでＶ０  の影響を抑えることができる。このときのＴ１ａとＴ１ｂは次式のようになる。
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Ｔ１ａとＴ１ｂの平均値Ｔｓ  は、Ｃｔ１＝Ｃｔ２及びＲｔ１＝Ｒｔ２なので、
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ここで、Ｖ０＜＜Ｖｓならば上式（５）は次のように変形できる。
【００３０】
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式（６）の変形結果は、先述の式（１）の内容と等しいことから、図６の構成を用いればＶ０＜＜Ｖｓとなる場合ではＶ０  による影響は無視できるようになることを示している。つまり、被測定体が電気的にＧＮＤに接続された状態（図５中のＳＷ１  がＧＮＤ側）でも被測定体が電気的にＧＮＤと絶縁された状態（図５中のＳＷ１  がＣｗ  側）でも得られる結果が同じであるだけでなく、被測定体に所定の電圧Ｖ０  が印加されている状態でもそれによる影響が最小に抑えられ、より正確なギャップ測定が可能となることを示している。
【００３１】
また、被測定体の電圧Ｖ０  による影響を抑えるのではなく、完全に打ち消すには図７に示す本発明の第４実施例が考えられる。これは、Ｃｔ１とＲｔ１の間の電圧Ｖｓ１およびＣｔ２とＲｔ２の間の電圧Ｖｓ２の平均値をオペアンプ等アナログ演算手段により差動をとることで、Ｖ０  による影響をキャンセルするものである。先と同様、被測定体に電圧Ｖ０  が印加された状態で、図７中の枠Ａ▲１▼および枠Ａ’▲１▼のように二つの駆動電源より同じタイミングで等しい電圧振幅＋Ｖｓ  および−Ｖｓ  のステップ電圧波形が逆相で印加されると、Ｃｔ１とＲｔ１の間の電圧Ｖｓ１およびＣｔ２とＲｔ２の間の電圧Ｖｓ２は充放電回路として時間ｔによって＋Ｖｓ  および−Ｖｓ  に向かって変化していく。ただし、被測定体に電圧Ｖ０  が印加されているので実際の充電開始電圧は０ＶではなくＶ０  からとなる。
【００３２】
それゆえ、先と同様に図７中の枠Ｂのように、一方は被測定体の電圧が０Ｖのときよりも短い時間で閾値ＬＴＨに到達し、他方は図７中の枠Ｂ’のように被測定体の電圧が０Ｖのときよりも長い時間で閾値ＬＴＨに到達することになる。そこでこれらを、ＯＰ１  を用いて差動をとることにより平均化してしまえば、図７中の枠Ｂ”のように充電電圧カーブの開始電圧は常に０Ｖからとなる。このことを式で表すと、被測定体に電圧Ｖ０  が印化されているときＣｔ１とＲｔ１の間の電圧Ｖｓ１が時間ｔによって変化するのは次式のようになる。
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同様に、被測定体に電圧０  が印加されているときＣｔ２とＲｔ２の間の電圧Ｖｓ２が時間ｔによって変化するのは次式のようになる。
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ゆえに、Ｖｓ１とＶｓ２の平均値ＶＡ  は、Ｃｔ１＝Ｃｔ２およびＲｔ１＝Ｒｔ２なので、
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よって、このＶＡ  が閾値ＬＴＨに到達（ＶＡ  ＝ＬＴＨ）するまでの時間ＴＡ  は、
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導かれた式（１０）は先述の式（１）と全く等しいことから、図７の構成を用いればＶ０  による影響は完全に打ち消せることを示している。
【００３３】
つまり、図７中の枠Ｂ”▲２▼のように、被測定体の電気的な状況によらず被測定体の電圧Ｖ０  ＝ＧＮＤの場合と同じ時間で閾値に到達する。その後の信号処理は図５の場合と同じであり、最終的にはギャップｄに対応した時間幅データが得られる。この図７に示す方法ならば、被測定体の電気的な状況による影響を完全に打ち消せるので、より正確なギャップ測定が行える。ただし、図７の実施例では、アナログ演算による打ち消し手法なので、差動演算に用いるＯＰ１  の応答性が時間ＴＡ  に対して十分に速い必要がある。
【００３４】
これら図５から図７に示した方法により、被測定体の電位が浮いていても、被測定体がＧＮＤ接続されているときと、等価なギャップ検出が検出ダイナミックレンジの広い時間幅（周波数）検出の形で行える。さらに図６の第３実施例及び図７の第４の実施例では、被測定体に所定の電圧がかけられているような場合や、被測定体の電位が別の交流源と結合して変動している場合にも有効である。
【００３５】
つまり、本発明おいては、被測定体の全ての電気的状態によらず正確なギャップ測定が広い検出ダイナミックレンジで行え、加えて、図６の第３実施例及び図７の第４実施例によれば検出電極の面積を有効に活用できるようになる。言い換えると、従来の静電容量式変位センサでは、二つの検出電極ｅ１  ，ｅ２  を用意していても、実際に検出にあずかる電極はどちらか一方（たとえばｅ１  側）のみであり、従来の静電容量式変位センサにおける電極の総面積に対する実効的な検出電極面積の比率は、最大でもＡ１／（Ａ１＋Ａ２）  である。この比率は通常のセンサでは概ね１０％以下であり、あまり増加させても今度は被測定体の電気的状態による誤差が大きくなってしまう。その上、高感度化をねらって検出にあずかる電極の面積を増やそうとすると総面積がさらに広くなるので、センサの寸法も大きくなる。
【００３６】
これに対し、本発明では、二つの電極を独立に用いて合成するので、上述の面積活用効率は１００％である。したがって、同規模のサイズのセンサであっても、その検出にあずかる実効的な電極の面積はずっと広くとれる。つまり、センサのより高感度化と小型化を両立でき、ダイナミックレンジの広い検出が行える。
【００３７】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、変位（ギャップ）をダイナミックレンジの広い周波数として信号検出できるようになるため、レンジ切り替えなしで、広レンジを一括して検出可能な静電容量式変位センサを実現することが可能である。また、ケーブル伝送時のノイズの影響もケーブル長の制約も少なくなる。
【００３８】
また、本発明によれば、被測定体の電気的状態によらず正確なギャップの測定が行える。また、ギャップをダイナミックレンジの広い周波数（時間）の形態で信号検出できるようになるため、レンジ切り替えなく、広レンジを一括して検出可能な静電容量ギャップセンサを実現することが可能である。加えて、ケーブル伝送時のノイズの影響やケーブル長の制約も少なくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は従来の静電容量式変位センサの模式図、（ｂ）は同静電容量式変位センサの検出系の等価回路図である。
【図２】一般的な積分型Ｖ−Ｆコンバータの回路図である。
【図３】一般的な電荷平衡型Ｖ−Ｆコンバータの回路図である。
【図４】本発明の第１実施例による静電容量式変位センサの回路図である。
【図５】本発明の第２実施例による静電容量式変位センサの回路図である。
【図６】本発明の第３実施例による静電容量式変位センサの回路図である。
【図７】本発明の第４実施例による静電容量式変位センサの回路図である。
【符号の説明】
ｄ          距離
ｅ１          電極
ｅ２          電極
Ａ１                  面積
Ａ２          面積
Ｃｔ１                静電容量
Ｃｔ２        静電容量
ＶＳ          電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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