(57)【要約】【課題】温度や電源電圧の変動、素子ばらつきの影響を抑えて一定レベルのパルス電流を出力できる、ＬＥＤ等の発光素子の駆動回路を提供する。【解決手段】ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオンのとき、スイッチング電源６０からＬＥＤへ電力が供給され、ＬＥＤの電流が抵抗２０によって検出される。この検出信号Ｓｆｂと目標信号Ｓｒｅｆとの誤差信号Ｓｅｒｒが誤差信号生成部３０において生成され、信号保持部４０において平均化される。平均化された誤差信号ＳｅｒｒＡに応じて、ＬＥＤへの供給電力が制御される。ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオンからオフへ変化するとき、ＬＥＤへの電力供給が停止され、誤差信号ＳｅｒｒＡが信号保持部４０において保持される。ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオフからオンへ変化するとき、保持された誤差信号ＳｅｒｒＡの信号レベルを初期レベルとして、誤差信号Ｓｅｒｒの平均化が開始される。【選択図】　　　図１
2004147435.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源と、
上記スイッチング電源から駆動対象へ供給される電力を断続させるスイッチと、
上記駆動対象に流れた電流を検出し、当該検出結果に応じた検出信号を出力する検出手段と、
上記検出手段から出力される検出信号と目標信号との誤差に応じた誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
上記スイッチがオンのとき、上記誤差信号生成手段で生成された誤差信号を平均化し、上記スイッチがオンからオフへ変化するとき、上記平均化した誤差信号を保持し、上記スイッチがオフからオンへ変化するとき、上記保持した誤差信号の信号レベルを初期レベルとして、上記誤差信号の平均化を開始する信号保持手段と、
上記スイッチがオフのとき、上記スイッチング電源による駆動対象への電力の供給を停止させ、上記スイッチがオンのとき、上記スイッチング電源が駆動対象へ供給する電力を上記信号保持手段で平均化された誤差信号に応じて制御するスイッチング電源制御手段と
を有する駆動回路。
【請求項２】
スイッチング電源と、
上記スイッチング電源から駆動対象へ供給される電力を断続させるスイッチと、
上記駆動対象に流れた電流を検出し、当該検出結果に応じた検出信号を出力する検出手段と、
上記スイッチがオンのとき、上記検出手段から出力される検出信号を平均化し、上記スイッチがオンからオフへ変化するとき、上記平均化した検出信号を保持し、上記スイッチがオフからオンへ変化するとき、上記保持した検出信号の信号レベルを初期レベルとして、上記検出信号の平均化を開始する信号保持手段と、
上記信号保持手段で平均化された検出信号と目標信号との誤差に応じた誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
上記スイッチがオフのとき、上記スイッチング電源による駆動対象への電力の供給を停止させ、上記スイッチがオンのとき、上記スイッチング電源が駆動対象へ供給する電力を上記誤差信号生成手段で生成された誤差信号に応じて制御するスイッチング電源制御手段と
を有する駆動回路。
【請求項３】
上記信号保持手段は、上記スイッチがオフする前に上記誤差信号を保持し、上記スイッチがオンした後に上記誤差信号の平均化を開始する、
請求項１に記載の駆動回路。
【請求項４】
上記信号保持手段は、上記スイッチがオフする前に上記検出信号を保持し、上記スイッチがオンした後に上記検出信号の平均化を開始する、
請求項２に記載の駆動回路。
【請求項５】
上記スイッチのオンおよびオフの切り換えを、上記スイッチング電源のスイッチング周期における所定の位相で行わせるスイッチ制御手段を有する、
請求項１ないし４の何れかに記載の駆動回路。
【請求項６】
上記スイッチング電源制御手段は、入力されるクロック信号に同期して上記スイッチング電源をスイッチング動作させ、
上記スイッチ制御手段は、上記クロック信号に同期して上記スイッチのオンおよびオフを制御する、
請求項５に記載の駆動回路。
【請求項７】
上記駆動対象は、１つまたは複数の直列接続された発光素子である、
請求項１ないし６の何れかに記載の駆動回路。
【請求項８】
上記スイッチング電源は、昇圧型スイッチング電源である、請求項１ないし６の何れかに記載の駆動回路。
【請求項９】
駆動対象素子への電流の供給を制御する第１のスイッチング素子と、
上記駆動対象素子に電流を供給する電源回路のインダクタンス素子に接続された第２のスイッチング素子と、
上記駆動対象素子に流れる電流に応じた検出信号と基準信号とを比較して当該比較結果に応じた誤差信号を生成する誤差信号生成回路と、
上記誤差信号に基づいて上記第２のスイッチング素子を駆動するための駆動パルス信号を生成し、上記第１のスイッチング素子を制御する制御パルス信号に同期して上記第２のスイッチング素子に供給する電源制御回路と、
を有する駆動回路。
【請求項１０】
上記電源制御回路が、三角波信号を生成する三角波信号生成回路と、電圧信号として与えられる上記誤差信号と上記三角波信号とを比較するコンパレータと、上記コンパレータから出力される信号を入力し、上記制御パルス信号に同期して上記駆動パルス信号を出力する論理回路とを有する
請求項９に記載の駆動回路。
【請求項１１】
上記三角波信号と上記制御パルス信号とが基準クロック信号に基づいて生成される
請求項１０に記載の駆動回路。
【請求項１２】
上記誤差信号生成回路から供給される上記誤差信号を上記制御パルス信号に同期して入力し、保持した当該誤差信号を上記電源制御回路に出カする信号保持回路を有し、
上記誤差信号生成回路が、上記検出信号に応じた電圧信号と基準電圧信号とを比較する差動増福器と、上記検出信号を上記制御パルス信号に同期して上記差動増幅器に供給するための第１のスイッチ素子とを有する
請求項９、１０又は１１に記載の駆動回路。
【請求項１３】
上記電源回路が、アノードが上記インダクタンス素子と上記第２のスイッチング素子との接続中点に接続され、カソードが上記駆動対象素子に接続されたダイオードと、上記ダイオードのカソードに接続されたキャパシタとを有し、
上記検出信号が上記駆動対象素子の電流路に接続された抵抗素子により発生される
請求項９、１０、１１又は１２に記載の駆動回路。
【請求項１４】
上記駆動対象素子が直列に接続された複数の発光ダイオードであり、上記第１及び第２のスイッチング素子がＭＯＳトランジスタである
請求項９、１０、１１、１２又は１３に記載の駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は駆動回路に係り、たとえばＬＥＤ（ｌｉｇｈｔ　ｅｍｉｔｔｉｎｇ　ｄｉｏｄｅ）などの発光素子を駆動するための駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
液晶表示装置のバックライト用の光源として、ＬＥＤなどの発光素子が一般に用いられている。バックライト用の光源には、視認性の調節や、点灯による消費電力の増大を抑える目的で、光量の調節機能（調光機能）が一般に設けられている。この調光機能は、通常、発光素子の駆動回路において実現される。
【０００３】
ＬＥＤの光量を調節する最も簡単な方法は、ＬＥＤに流す電流を調節する方法である。しかしながら、ＬＥＤの色調は電流に応じて変化する特性があるため、光量を調節するために電流を変化させると、ＬＥＤの色調までも変化してしまう問題が生じる。特に白色のＬＥＤでは、この色調の変化が表示の品質に大きな影響を与える。
【０００４】
このため、ＬＥＤの光量の調節には、ＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ　ｗｉｄｔｈ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式が一般に用いられる。
ＰＷＭ方式では、周期的なパルス電流がＬＥＤに供給されてＬＥＤの明滅が繰り返される。ＬＥＤの明滅が十分速ければ、視覚の残像現象によって、人の目に感じられる明るさは一定になる。電流のパルス幅を調節することにより、ＬＥＤの点灯時間が調節されるため、人間の視覚上における明るさが変化する。
ＰＷＭ方式を用いる場合、ＬＥＤに供給する電流を一定に保つことができるので、光量とともに色調が変化してしまう上述した問題は生じない。
【０００５】
図６は、ＰＷＭ方式によるＬＥＤ駆動回路の一般的な構成を示す回路図である。
図６に示す駆動回路は、可変抵抗２と、ｎｐｎトランジスタ３と、ＰＷＭ制御回路４とを有する。
【０００６】
可変抵抗２は、駆動対象のＬＥＤ１に流れる電流を制限するための抵抗であり、ＬＥＤ１と直列に接続される。この直列回路の一方の端は電源ラインＶｃｃに接続され、他方の端はｎｐｎトランジスタ３を介して基準電位ラインＧに接続される。
ＰＷＭ制御回路４は、ｎｐｎトランジスタ３のベースにＰＷＭ方式で変調されたパルス信号を供給し、ｎｐｎトランジスタ３を導通または遮断させる。
【０００７】
図６に示すＬＥＤの駆動回路によれば、ＰＷＭ制御回路４のパルス信号に応じてｎｐｎトランジスタ３の導通時間と遮断時間との比が変化すると、ＬＥＤ１に流れるパルス電流の幅が変化し、ＬＥＤの点灯時間と消灯時間との比が変化する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＬＥＤを長時間点灯させた場合、ＬＥＤにおいて消費される電力によりＬＥＤ自体の温度が上昇し、順方向電圧が低下する現象が起こる。図６に示す駆動回路においてこの現象が起こると、電源ラインＶｃｃには一定の電圧が供給されているので、順方向電圧の低下分だけ可変抵抗２に印加される電圧が高くなり、電流が増加して、ＬＥＤの発光光量が変動する不利益を生じる。
ｎｐｎトランジスタ３の発熱によってその導通抵抗が変化した場合も、ＬＥＤの発光光量が変動する不利益を生じる。
【０００９】
また、電源電圧に変動が生じた場合、その電圧変動がそのまま電流の変化となり、ＬＥＤの発光光量が変動する不利益を生じる。
可変抵抗２に抵抗調節用の接点が用いられている場合には、経年変化により接点の抵抗値が変化して、ＬＥＤの発光光量が変化してしまう不利益を生じる。
【００１０】
さらに、ＬＥＤの順方向電圧は製造上のばらつきが大きいので、所望の電流が流れるように可変抵抗２の抵抗値を調整する必要があり、その調整作業のための手間と時間が必要になる不利益がある。
【００１１】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、温度変化や電源電圧の変動、素子の製造ばらつきの影響を抑えて、一定レベルのパルス電流を出力することができる駆動回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の第１の観点の駆動回路は、
スイッチング電源と、
上記スイッチング電源から駆動対象へ供給される電力を断続させるスイッチと、
上記駆動対象に流れた電流を検出し、当該検出結果に応じた検出信号を出力する検出手段と、
上記検出手段から出力される検出信号と目標信号との誤差に応じた誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
上記スイッチがオンのとき、上記誤差信号生成手段で生成された誤差信号を平均化し、上記スイッチがオンからオフへ変化するとき、上記平均化した誤差信号を保持し、上記スイッチがオフからオンへ変化するとき、上記保持した誤差信号の信号レベルを初期レベルとして、上記誤差信号の平均化を開始する信号保持手段と、
上記スイッチがオフのとき、上記スイッチング電源による駆動対象への電力の供給を停止させ、上記スイッチがオンのとき、上記スイッチング電源が駆動対象へ供給する電力を上記信号保持手段で平均化された誤差信号に応じて制御するスイッチング電源制御手段とを有する。
【００１３】
本発明の第１の観点の駆動回路によれば、スイッチがオンのとき、スイッチング電源から駆動対象へ電力が供給され、電力の供給を受けて駆動対象に流れた電流が検出手段において検出される。検出結果に応じた検出信号が検出手段から出力され、この検出信号と目標信号との誤差に応じた誤差信号が誤差信号生成手段において生成される。生成された誤差信号は、信号保持手段において平均化され、この平均化された誤差信号に応じて、スイッチング電源が駆動対象へ供給する電力が制御される。スイッチがオンからオフへ変化するとき、平均化された誤差信号が信号保持手段において保持され、スイッチング電源による駆動対象への電力の供給が停止される。スイッチがオフからオンへ変化するとき、信号保持手段において、保持された誤差信号の信号レベルを初期レベルとして、誤差信号の平均化が開始される。
【００１４】
本発明の第２の観点の駆動回路は、
スイッチング電源と、
上記スイッチング電源から駆動対象へ供給される電力を断続させるスイッチと、
上記駆動対象に流れた電流を検出し、当該検出結果に応じた検出信号を出力する検出手段と、
上記スイッチがオンのとき、上記検出手段から出力される検出信号を平均化し、上記スイッチがオンからオフへ変化するとき、上記平均化した検出信号を保持し、上記スイッチがオフからオンへ変化するとき、上記保持した検出信号の信号レベルを初期レベルとして、上記検出信号の平均化を開始する信号保持手段と、上記信号保持手段で平均化された検出信号と目標信号との誤差に応じた誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
上記スイッチがオフのとき、上記スイッチング電源による駆動対象への電力の供給を停止させ、上記スイッチがオンのとき、上記スイッチング電源が駆動対象へ供給する電力を上記誤差信号生成手段で生成された誤差信号に応じて制御するスイッチング電源制御手段とを有する。
【００１５】
本発明の第２の観点の駆動回路によれば、スイッチがオンのとき、スイッチング電源から駆動対象へ電力が供給され、電力の供給を受けて駆動対象に流れた電流が検出手段において検出される。この検出信号は、信号保持手段において平均化され、平均化された検出信号と目標信号との誤差に応じた誤差信号が誤差信号生成手段において生成される。この生成された誤差信号に応じて、スイッチング電源が駆動対象へ供給する電力が制御される。スイッチがオンからオフへ変化するとき、平均化された検出信号が信号保持手段において保持され、スイッチング電源による駆動対象への電力の供給が停止される。スイッチがオフからオンへ変化するとき、信号保持手段において、保持された検出信号の信号レベルを初期レベルとして、検出信号の平均化が開始される。
【００１６】
第１および第２の観点の駆動回路は、上記スイッチのオンおよびオフの切り換えを、上記スイッチング電源のスイッチング周期における所定の位相で行わせるスイッチ制御手段を有しても良い。
【００１７】
第１の観点の駆動回路において、上記信号保持手段は、上記スイッチがオフする前に上記誤差信号を保持し、上記スイッチがオンした後に上記誤差信号の平均化を開始しても良い。
第２の観点の駆動回路において、上記信号保持手段は、上記スイッチがオフする前に上記検出信号を保持し、上記スイッチがオンした後に上記検出信号の平均化を開始しても良い。
【００１８】
本発明の第３の観点の駆動回路は、駆動対象素子への電流の供給を制御する第１のスイッチング素子と、上記駆動対象素子に電流を供給する電源回路のインダクタンス素子に接続された第２のスイッチング素子と、上記駆動対象素子に流れる電流に応じた検出信号と基準信号とを比較して当該比較結果に応じた誤差信号を生成する誤差信号生成回路と、上記誤差信号に基づいて上記第２のスイッチング素子を駆動するための駆動パルス信号を生成し、上記第１のスイッチング素子を制御する制御パルス信号に同期して上記第２のスイッチング素子に供給する電源制御回路とを有する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る駆動回路の構成の一例を示すブロック図である。
図１に示す駆動回路は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０と、抵抗２０と、誤差信号生成部３０と、信号保持部４０と、スイッチング電源制御部５０と、スイッチング電源６０とを有する。
誤差信号生成部３０は、トランスファ・ゲート３０１と、基準電圧源３０４および３０５と、抵抗３０２および３０３と、差動増幅器３０６とを含む。
信号保持部４０は、トランスファ・ゲート４０１と、キャパシタ４０２とを含む。
スイッチング電源制御部５０は、三角波信号生成回路５０１と、コンパレータ５０２と、ＡＮＤ回路５０３とを含む。
スイッチング電源６０は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ６０１と、インダクタ６０２と、ダイオード６０３と、キャパシタ６０４とを含む。
なお、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０は、本発明のスイッチの一実施形態である。
抵抗２０は、本発明の検出手段の一実施形態である。
誤差信号生成部３０は、本発明の誤差信号生成手段の一実施形態である。
信号保持部４０は、本発明の信号保持手段の一実施形態である。
スイッチング電源制御部５０は、本発明のスイッチング電源制御手段の一実施形態である。
スイッチング電源６０は、本発明のスイッチング電源の一実施形態である。
【００２０】
図１に示す駆動回路では、直列接続されたｎ個（ｎは任意の自然数を示す）のＬＥＤ７１〜７ｎが駆動対象となっており、これに駆動電流Ｉｏが供給される。駆動電流Ｉｏは、スイッチング電源６０から出力され、ＬＥＤ７１〜７ｎを介して基準電位ラインＧに流れる。
【００２１】
ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０は、駆動電流Ｉｏの電流経路上に挿入されており、ゲートに入力されるスイッチ制御信号Ｓｗに応じてオンまたはオフすることにより、ＬＥＤ７１〜７ｎに流れる電流Ｉｏを断続する。図１に示すように、直列接続されたＬＥＤ７１〜７ｎのカソード側端子にドレインが接続され、ソースが抵抗２０を介して基準電位ラインＧに接続される。抵抗２０に発生する電圧が、検出信号Ｓｆｂとして誤差信号生成部３０に入力される。
【００２２】
差動増幅器３０６は、正入力端子と負入力端子との電圧差に応じた電流を出力する電流出力型の増幅器である。正入力端子には、基準電圧源３０５の基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力される。負入力端子には、抵抗３０３を介して基準電圧源３０４の基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力されるとともに、抵抗３０２およびトランスファ・ゲート３０１を介して検出信号Ｓｆｂが入力される。差動増幅器３０６から出力される電流が、誤差信号Ｓｅｒｒとして信号保持部４０に入力される。
【００２３】
差動増幅器３０６の出力端子は、トランスファ・ゲート４０１を介してキャパシタ４０２の一方の端子に接続される。キャパシタ４０２の他方の端子は、基準電位ラインＧに接続される。キャパシタ４０２に発生する電圧が、誤差信号ＳｅｒｒＡとしてスイッチング電源制御部５０に入力される。
【００２４】
コンパレータ５０２の正入力端子には、誤差信号ＳｅｒｒＡが入力され、負入力端子には、三角波信号生成回路５０１の三角波信号が入力される。２入力のＡＮＤ回路５０３には、コンパレータ５０２の出力信号とスイッチ制御信号Ｓｗとが入力される。ＡＮＤ回路５０３の出力信号が、パルス信号Ｓｐｕｌｓｅとしてスイッチング電源６０に入力される。
【００２５】
ｎ型ＭＯＳトランジスタ６０１は、ゲートにパルス信号Ｓｐｕｌｓｅが入力され、ソースが基準電位ラインＧに接続され、ドレインがインダクタ６０２を介して電源ラインＶｃｃに接続される。インダクタ６０２とｎ型ＭＯＳトランジスタ４２１との接続ノードには、ダイオード６０３のアノード端子が接続される。ダイオード６０３のカソード端子は、キャパシタ６０４を介して基準電位ラインＧに接続される。
ダイオード６０３のカソード端子から出力されるパルス電流Ｉｐｕｌｓｅは、キャパシタ６０４を充電することにより平滑化され、平滑化された電流ＩｏがＬＥＤ７１〜７ｎの駆動電流Ｉｏとして出力される。
【００２６】
上述した構成を有する図１に示す駆動回路の動作を説明する。
スイッチ制御信号Ｓｗがハイレベルの場合、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０はオン状態となり、ＬＥＤ７１〜７ｎには電流Ｉｏが供給される。この場合、トランスファ・ゲート３０１はオン状態になるため、電流Ｉｏにより抵抗２０に発生した電圧は、トランスファ・ゲート３０１を介して抵抗３０２に印加される。抵抗３０２および３０３が抵抗２０に比べて十分大きな抵抗値を有しているものとすると、差動増幅器３０６の負入力端子の電圧Ｖｎは、概ね次式のように表される。
【００２７】
【数１】
Ｖｎ＝（Ｖｒｅｆ２×Ｒ３０２＋Ｖｆｂ×Ｒ３０３）／（Ｒ３０２＋Ｒ３０３）　…（１）
【００２８】
ただし、式（１）において、符号Ｒ３０２は抵抗３０２の抵抗値を、符号Ｒ３０３は抵抗３０３の抵抗値を、符号Ｖｆｂは抵抗２０に発生する電圧をそれぞれ示す。
式（１）に示すように、差動増幅器３０６の負入力端子の電圧Ｖｎは、抵抗２０の電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆ２とを抵抗３０２および３０３の抵抗比に応じた割合で合成した電圧となる。すなわち、電圧Ｖｎは、抵抗２０の電圧Ｖｆｂに対して簡易的にオフセット電圧を与えた電圧となる。
【００２９】
この電圧Ｖｎと基準電圧Ｖｒｅｆ１とのレベル差に応じた電流が、誤差信号Ｓｅｒｒとして差動増幅器３０６から出力される。スイッチ制御信号Ｓｗがハイレベルの場合、トランスファ・ゲート４０１はオン状態となるため、差動増幅器３０６から出力される電流は、トランスファ・ゲート４０１を介してキャパシタ４０２を充電または放電する。
【００３０】
キャパシタ４０２に発生した電圧は、コンパレータ５０２において三角波信号生成回路５０１の三角波信号と比較される。コンパレータ５０２の出力信号は、キャパシタ４０２の電圧より三角波信号の電圧が低い場合にハイレベルとなり、逆の場合にローレベルとなる。結果として、キャパシタ４０２の電圧に応じたパルス幅を有する信号がコンパレータ５０２から出力される。スイッチ制御信号Ｓｗがハイレベルのため、コンパレータ５０２から出力されるパルス信号はそのままＡＮＤ回路５０３を透過し、パルス信号Ｓｐｕｌｓｅとしてｎ型ＭＯＳトランジスタ６０１のゲートに入力される。三角波信号生成回路５０１から出力される三角波信号の周波数は、たとえば５００Ｋ〜１ＭＨｚである。
【００３１】
パルス信号Ｓｐｕｌｓｅがハイレベルの場合、ｎ型ＭＯＳトランジスタ６０１がオン状態となり、電源ラインＶｃｃからインダクタ６０２およびｎ型ＭＯＳトランジスタ６０１を介して基準電位ラインＧに電流が流れる。この電流によって、インダクタ６０２にエネルギーが蓄積される。パルス信号Ｓｐｕｌｓｅがローレベルになると、ｎ型ＭＯＳトランジスタ６０１がオフ状態になり、インダクタ６０２に蓄積されたエネルギーが電流として放出される。この電流は、ダイオード６０３を介してキャパシタ６０４を充電する。キャパシタ６０４に充電される電圧に応じて電流Ｉｏが発生し、ＬＥＤ７１〜７ｎに供給される。直列に接続されるＬＥＤ７１〜７ｎの個数は、たとえば２〜５個である。また、ＬＥＤの電圧降下を３．６Ｖ程度、直列に接続されるＬＥＤの数を５個とすると、スイッチング電源６０から２１Ｖ程度の電圧が出力される。
【００３２】
電流Ｉｏが目標電流より大きくなると、差動増幅器３０６の負入力端子の電圧Ｖｎが基準電圧Ｖｒｅｆ１より大きくなって、キャパシタ４０２の電荷を放電させる向きに差動増幅器３０６の出力電流が流れ、キャパシタ４０２の電圧が低下する。キャパシタ４０２の電圧が低下すると、コンパレータ５０２から出力されるハイレベル信号のパルス幅が狭くなり、ｎ型ＭＯＳトランジスタ６０１の導通期間が短くなる。これにより、インダクタ６０２に蓄積されるエネルギーが減少して、出力電流Ｉｏが減少する。逆に、電流Ｉｏが目標電流より小さくなると、キャパシタ４０２の電荷を充電させる向きに差動増幅器３０６の出力電流が流れ、キャパシタ４０２の電圧が上昇し、コンパレータ５０２から出力されるハイレベル信号のパルス幅が広くなる。これにより、ｎ型ＭＯＳトランジスタ６０１の導通期間が長くなり、インダクタ６０２に蓄積されるエネルギーが増加して、出力電流Ｉｏが増加する。このような負帰還の制御が働くことにより、電流Ｉｏは目標電流とほぼ等しくなる。
【００３３】
スイッチ制御信号Ｓｗがハイレベルからローレベルへ変化すると、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオフ状態になって、出力電流Ｉｏはゼロになる。このため、ダイオード６０３から出力されるパルス電流Ｉｐｕｌｓｅはほとんどキャパシタ６０４に流れ込む。このとき、ＡＮＤ回路５０３の出力信号がローレベルになってｎ型ＭＯＳトランジスタ６０１がオフ状態になり、インダクタ６０２への新たなエネルギーの蓄積が停止されるので、パルス電流Ｉｐｕｌｓｅは、インダクタ６０２に残存するエネルギーが全て放出されたところで枯渇する。したがって、キャパシタ６０４が適当に大きなキャパシタンスを有していれば、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０の遮断後におけるキャパシタ６０４の電圧上昇を許容範囲内に確実に抑えることができる。
【００３４】
また、スイッチ制御信号Ｓｗがハイレベルからローレベルへ変化すると、トランスファ・ゲート４０１がオフ状態になるため、差動増幅器３０６の出力電流によるキャパシタ４０２の充電および放電が停止される。コンパレータ５０２の正入力端子が十分大きな入力インピーダンスを有しているものとすると、キャパシタ４０２に発生した電圧はほぼ一定に保持される。
【００３５】
また、スイッチ制御信号Ｓｗがハイレベルからローレベルへ変化すると、トランスファ・ゲート３０１もオフ状態になるため、抵抗３０２に流れる電流がほぼゼロになり、差動増幅器３０６の負入力端子の電圧Ｖｎはほぼ基準電圧Ｖｒｅｆ２と等しくなる。
仮にトランスファ・ゲート３０１がオン状態のままだとすると、抵抗２０に発生する電圧Ｖｆｂが基準電位ラインＧの電圧まで低下するため、式（１）から分かるように電圧Ｖｎが低くなり、差動増幅器３０６へ入力される差電圧が大きくなってしまう。トランスファ・ゲート３０１がオフされることにより、電圧Ｖｎが基準電圧Ｖｒｅｆ２まで高くなるため、この差電圧の増大が抑えられる。これにより、差動増幅器３０６の飽和を緩和して、差動増幅器３０６が定常状態へ復帰するまでの時間を短縮することができる。
【００３６】
スイッチ制御信号Ｓｗがローレベルからハイレベルへ戻ると、トランスファ・ゲート３０１および４０１が導通し、ＡＮＤ回路５０３が透過状態となるため、出力電流Ｉｏのフィードバック制御が再開される。このとき、キャパシタ４０２には、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０が前回オンからオフへ変化したときの電圧が保持されており、この保持された電圧を初期値として、差動増幅器３０６の出力電流によるキャパシタ４０２の充電および放電が再開される。温度変化や電源電圧変動などによる出力電流Ｉｏの変動は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０のスイッチング周期に比べて通常は十分遅いので、前回のフィードバック動作の最後においてキャパシタ４０２に保持された電圧と、次のフィードバック動作において系が定常状態へ収束してキャパシタ４０２に保持される電圧との差はあまり大きくならない。このため、スイッチング電源６０から出力される電流Ｉｏは、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオン状態へ戻った後、速やかに定常値へ収束する。
【００３７】
以上説明したように、図１に示す駆動回路によれば、出力電流Ｉｏがフィードバック制御によって調節されるので、基準電圧Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２が一定に保持されていれば、温度変化や電源電圧変動、素子の製造ばらつきなどの影響による出力電流Ｉｏの変動を効果的に抑えることができ、非常に安定した出力電流Ｉｏを得ることができる。変動の少ない安定な基準電圧は、たとえばバンドギャップ回路などを用いて容易に生成することができる。
このように出力電流Ｉｏが安定化することから、電流Ｉｏによって駆動されるＬＥＤ７１〜７ｎの発光光量を安定化させて、色調の変化を抑えることができる。また、ＬＥＤの順方向電圧のばらつきに依らず電流Ｉｏを所定値に設定できるので、可変抵抗などを用いて発光光量を調節する必要がなくなり、調整に要していた手間と時間を削減することができる。
【００３８】
もし、スイッチ１０がオフした状態でパルス信号Ｓｐｕｌｓｅのパルス発振が停止されないとすると、インダクタ６０２におけるエネルギーの蓄積と放出が繰り返されるため、パルス電流Ｉｐｕｌｓｅが出力され続ける。出力電流Ｉｏはｎ型ＭＯＳトランジスタ１０において遮断されるため、全てのパルス電流Ｉｐｕｌｓｅがキャパシタ６０４に流れ込むことになり、キャパシタ６０４の電圧が際限なく上昇してしまう。この電圧がダイオード６０３やｎ型ＭＯＳトランジスタ１０の耐圧を超えてしまうと、これらの素子にダメージを与えてしまう。
これに対し、図１に示す駆動回路によれば、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオフ状態へ変化するとき、スイッチング電源制御回路５０におけるパルス信号Ｓｐｕｌｓｅの発振が停止されて、ｎ型ＭＯＳトランジスタ６０１のゲートがローレベルに固定される。これにより、インダクタ６０２におけるエネルギーの蓄積と放出が停止され、スイッチング電源６０における電力の出力が停止される。このため、スイッチング電源６０の出力端子に過電圧が発生することを防止できる。
【００３９】
また、もし、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオフ状態へ変化する場合にトランスファ・ゲート３０１，４０１が遮断されず、キャパシタ４０２の電圧が保持されないとすると、電流値ゼロの出力電流Ｉｏを目標電流へ近づけるようにキャパシタ４０２の電圧が充電されるため、キャパシタ４０２の電圧が高くなり、パルス信号Ｓｐｕｌｓｅのオン期間が長くなる。すなわち、出力電流Ｉｏを非常に大きな電流に制御するパルス信号がコンパレータ５０２から出力される。この信号状態でｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオン状態に戻ると、出力電流Ｉｏは過渡的に目標電流より大きな電流になり、そこから目標電流に収束するまでに非常に長い時間を要してしまう。
これに対し、図１に示す駆動回路によれば、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオンのとき、誤差信号生成部３０の出力電流によってキャパシタ４０２が充放電され、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオンからオフへ変化するとき、キャパシタ４０２に発生する電圧が保持され、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオフからオンへ変化するとき、この保持された電圧を初期電圧として、誤差信号生成部３０の出力電流によるキャパシタ４０２の充放電が開始される。このため、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオンへ戻ったあと、キャパシタ４０２の電圧がフィードバック系の定常値に近い状態から、フィードバック制御が再開されるので、出力電流Ｉｏを速やかに定常値へ収束させることができる。これにより、ＬＥＤの発光光量をより安定化させることができる。
【００４０】
＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態について述べる。
図２は、本発明の第２の実施形態に係る駆動回路の構成の一例を示すブロック図であり、図１および図２における同一の符号は同一の構成要素を示す。
図２に示す駆動回路では、図１に示す駆動回路における誤差信号生成部３０および信号保持部４０が、誤差信号生成部３０Ａおよび信号保持部４０Ａに置き換えられる。
誤差信号生成部３０Ａは、基準電圧源３０７と、差動増幅器３０８とを含む。
信号保持部４０Ａは、増幅器４０３と、トランスファ・ゲート４０４と、キャパシタ４０５とを含む。
なお、誤差信号生成部３０Ａは、本発明の誤差信号生成手段の一実施形態である。
信号保持部４０Ａは、本発明の信号保持手段の一実施形態である。
【００４１】
増幅器４０３は、抵抗２０に発生する電圧としての検出信号Ｓｆｂを増幅し、検出信号Ｓｆｂに応じた電流を出力する。増幅器４０３の出力端子は、トランスファ・ゲート４０４を介してキャパシタ４０５の一方の端子に接続される。キャパシタ４０５の他方の端子は、基準電位ラインＧに接続される。キャパシタ４０５に発生する電圧が、検出信号ＳｆｂＡとして誤差信号生成部３０Ａに入力される。
【００４２】
差動増幅器３０８は、正入力端子と負入力端子との電圧差に応じた電圧を出力する。正入力端子には、基準電圧源３０７の基準電圧Ｖｒｅｆ３が入力され、負入力端子には、検出信号ＳｆｂＡが入力される。差動増幅器３０６から出力される電圧が、誤差信号Ｓｅｒｒとしてスイッチング電源制御部５０に入力される。
【００４３】
上述した構成を有する図２に示す駆動回路の動作について、誤差信号生成部３０Ａおよび信号保持部４０Ａの動作を中心に説明する。
スイッチ制御信号Ｓｗがハイレベルの場合、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオン状態となってＬＥＤ７１〜７ｎに電流Ｉｏが供給される。この電流Ｉｏに応じて抵抗２０に発生する電圧が、検出信号Ｓｆｂとして信号保持部４０Ａに入力され、増幅器４０３において増幅される。この場合、トランスファ・ゲート４０４はオン状態のため、増幅器４０３から出力される電流は、トランスファ・ゲート４０４を介してキャパシタ４０５を充電または放電する。
【００４４】
キャパシタ４０５に発生する電圧は、検出信号ＳｆｂＡとして誤差信号生成部３０Ａに入力され、基準電圧Ｖｒｅｆ３と検出信号ＳｆｂＡとのレベル差に応じた電圧が、誤差信号Ｓｅｒｒとして差動増幅器３０８から出力される。
【００４５】
誤差信号Ｓｅｒｒに応じたパルス幅を有するパルス信号Ｓｐｕｌｓｅがスイッチング電源制御部５０から出力され、このパルス幅に応じた電流Ｉｏがスイッチング電源６０からＬＥＤ７１〜７ｎに供給される。スイッチング電源制御部５０およびスイッチング電源６０の詳細な動作は既に説明したのでここでは省略する。
電流Ｉｏが目標電流より大きくなると、信号ＳｆｂＡの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ３より大きくなって、差動増幅器３０８から出力される誤差信号Ｓｅｒｒの電圧が低下し、パルス信号Ｓｐｕｌｓｅのパルス幅が狭くなって、出力電流Ｉｏが減少する。逆に、電流Ｉｏが目標電流より小さくなると、信号ＳｆｂＡの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ３より小さくなって、差動増幅器３０８から出力される誤差信号Ｓｅｒｒの電圧が上昇し、パルス信号Ｓｐｕｌｓｅのパルス幅が広くなって、出力電流Ｉｏが増加する。このような負帰還の制御が働くことにより、電流Ｉｏは目標電流とほぼ等しくなる。
【００４６】
スイッチ制御信号Ｓｗがハイレベルからローレベルへ変化すると、ＡＮＤ回路５０３の出力信号がローレベルに固定されるため、出力電流Ｉｏのフィードバック制御が停止される。
またこの場合、トランスファ・ゲート４０４がオフ状態になるため、増幅器４０３の出力電流によるキャパシタ４０５の充電および放電が停止される。差動増幅器３０８の入力端子が十分大きな入力インピーダンスを有しているものとすると、キャパシタ４０５に発生した電圧はほぼ一定に保持される。
【００４７】
スイッチ制御信号Ｓｗがローレベルからハイレベルへ戻ると、トランスファ・ゲート４０４が導通し、ＡＮＤ回路５０３が透過状態となるため、出力電流Ｉｏのフィードバック制御が再開される。このとき、キャパシタ４０５には、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０が前回オンからオフへ変化したときの電圧が保持されており、この保持された電圧を初期値として、増幅器４０３の出力電流によるキャパシタ４０５の充電および放電が再開される。温度変化や電源電圧変動などによる出力電流Ｉｏの変動は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０のスイッチング周期に比べて通常は十分遅いので、前回のフィードバック動作の最後においてキャパシタ４０５に保持された電圧と、次のフィードバック動作において系が定常状態へ収束する際にキャパシタ４０５に保持される電圧との差はあまり大きくならない。このため、スイッチング電源６０から出力される電流Ｉｏは、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオン状態へ戻った後、速やかに定常値へ収束する。
【００４８】
以上説明したように、図２に示す駆動回路によれば、図１に示す駆動回路と同様に動作し、これと同様な効果を奏することができる。
【００４９】
誤差増幅を行う差動増幅器（３０６、３０８）のゲインは通常大きな値に設定されるため、差動増幅器の出力信号を保持する図１に示した方式では、差動増幅器の入力差動電圧が大きくなってしまい、差動増幅器が飽和し易くなる。これに対し、差動増幅器の入力信号を保持する図２に示した方式では、入力差動電圧の小さい状態でフィードバック動作が停止されるため、差動増幅器を飽和させ難くすることができ、フィードバック動作が再開された後の収束時間を短くすることができる。
【００５０】
＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態について述べる。
図３は、本発明の第３の実施形態に係る駆動回路の構成の一例を示すブロック図であり、図１および図３における同一の符号は同一の構成要素を示す。
図３に示す駆動回路では、図１に示す駆動回路におけるスイッチング電源制御部５０がスイッチング電源制御部５０Ａに置き換えらる。また、スイッチ制御部８０およびクロック信号生成部９０が追加される。その他の構成については、図１および図３の駆動回路において同じである。
なお、スイッチ制御部８０は、本発明のスイッチ制御手段の一実施形態である。
【００５１】
スイッチング電源制御部５０Ａは、クロック信号生成部９０において生成されるクロック信号Ｓｃｌｋに同期したスイッチング周期でスイッチング電源６０を動作させる。その他の機能については、上述したスイッチング電源制御部５０と同じである。
たとえば図３に示すように、スイッチング電源制御部５０Ａは、スイッチング電源制御部５０における三角波信号生成部５０１を三角波信号生成部５０１Ａに置き換えた構成を有する。
三角波信号生成部５０１Ａは、クロック信号Ｓｃｌｋに同期した三角波を生成するため、パルス信号Ｓｐｕｌｓｅもクロック信号Ｓｃｌｋに同期し、結果として、スイッチング電源６０のスイッチング動作がクロック信号Ｓｃｌｋに同期する。
【００５２】
スイッチ制御部８０は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０に入力するスイッチ制御信号Ｓｗを出力するユニットである。ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０のオンおよびオフの切り換えを、スイッチング電源６０のスイッチング周期における所定の位相で行わせる。
たとえば図３に示すように、スイッチング電源制御部５０Ａと共通のクロック信号Ｓｃｌｋに同期して、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０のオンおよびオフを制御する。
通常、スイッチング電源６０のスイッチング周波数はｎ型ＭＯＳトランジスタ１０のスイッチング周波数より高速に設定される。この場合、たとえば、クロック信号Ｓｃｌｋを分周させた信号に同期して、スイッチ制御信号Ｓｗを生成することができる。
【００５３】
図４は、図３に示す駆動回路における各部の信号波形とタイミング関係の一例を示したタイミングチャートである。
【００５４】
時刻ｔ１において、スイッチ制御信号Ｓｗ（図４（Ｂ））がローレベルからハイレベルに変化すると、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０が導通し、キャパシタ６０４に保持された電圧によって出力電流Ｉｏ（図４（Ｄ））が流れる。また、キャパシタ６０４からＬＥＤ７１〜７ｎに供給される電圧ＶＬＥＤ（図４（Ｃ））は、出力電流Ｉｏによって放電されて低下する。
【００５５】
時刻ｔ２において、パルス信号Ｓｐｕｌｓｅ（図４（Ａ））がハイレベルに変化すると、インダクタ６０２に電流が供給されてエネルギーが蓄積される。この間も、出力電流Ｉｏによる放電のために電圧ＶＬＥＤは低下し続ける。
【００５６】
時刻ｔ３において、パルス信号Ｓｐｕｌｓｅがローレベルに変化すると、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０が遮断して、インダクタ６０２に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、パルス電流Ｉｐｕｌｓｅが出力されて、電圧ＶＬＥＤは上昇に転ずる。その後、時刻ｔ４において、時刻ｔ１と同一の位相に戻る。
以降は、時刻ｔ１〜ｔ４と同様な動作が繰り返され、出力電流Ｉｏがほぼ一定に制御される。
【００５７】
スイッチ制御信号Ｓｗ（図４（Ａ））のレベルは、たとえば上述した時刻ｔ１〜ｔ４のサイクルを１周期とする、パルス信号Ｓｐｕｌｓｅのパルス周期における所定の位相において変更される。すなわち、スイッチ制御信号Ｓｗ（図４（Ｂ））のレベルが変更される時刻（ｔ１、ｔ５、ｔ６）は、スイッチング電源６０のスイッチング周期において何れも同じ位相を有しており、この位相においてｎ型ＭＯＳトランジスタ１０のオンおよびオフが切り換えられる。
【００５８】
仮に、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０のオン／オフ状態の変化がパルス信号Ｓｐｕｌｓｅの位相と無関係に起こるとすると、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオン状態からオフ状態へ変化する直前と、オフ状態からオン状態へ戻った直後とにおける、パルス信号Ｓｐｕｌｓｅのデューティー比（１パルス周期中におけるハイレベル期間とローレベルの期間との比）が著しく不連続になる可能性がある。デューティー比に応じてスイッチング電源６０の出力パルス電流Ｉｐｕｌｓｅは変化するので、デューティー比に不連続な変化が生じると、出力電流Ｉｏが過渡的に変動してしまう。
図３に示す駆動回路では、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０のオン／オフ状態の変更が常に所定の位相で行われるため、こうしたのデューティー比の不連続な変化を抑えることができ、出力電流Ｉｏをより安定化させることができる。
【００５９】
その他の動作については、図１に示す駆動回路と同様であり、これと同様の効果を奏することができる。
また、図３に示す駆動回路は、ＬＥＤの調光機能を実現するスイッチ制御部８０とスイッチング電源６０の制御系とが共通のクロック信号Ｓｃｌｋで動作するため、これらの回路を同一の半導体チップ上に集積化することが容易になる。
【００６０】
＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態について述べる。
図５は、本発明の第４の実施形態に係る駆動回路の構成の一例を示すブロック図であり、図２、図３および図５における同一の符号は同一の構成要素を示す。
図５に示す駆動回路では、図２に示す駆動回路におけるスイッチング電源制御部５０がスイッチング電源制御部５０Ａに置き換えらる。また、スイッチ制御部８０およびクロック信号生成部９０が追加される。その他の構成については、図２および図５の駆動回路において同じである。
【００６１】
図５に示す駆動回路においても、図３に示す駆動回路と同様に、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０のオン／オフ状態の変更が常に所定の位相で行われるため、デューティー比の不連続な変化を抑えることができ、出力電流Ｉｏを安定化させることができる。
その他の動作については、図２に示す駆動回路と同様であり、これと同様の効果を奏することができる。
また、ＬＥＤの調光機能を実現するスイッチ制御部８０とスイッチング電源６０の制御系とが共通のクロック信号Ｓｃｌｋで動作するため、これらの回路を同一の半導体チップ上に集積化することが容易になる。
【００６２】
なお、本発明は上述した実施形態に限定されず、種々の改変が可能である。
たとえば、上述した各実施形態において駆動対象の素子は何れもＬＥＤであるが、これは一例に過ぎず、たとえば有機ＥＬ素子など、一定の電流で動作する種々の素子を駆動する回路に本発明の駆動回路を適用することができる。
【００６３】
また、第１および第３の実施形態における信号保持部４０は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオフする前にトランスファ・ゲート４０１をオフさせて誤差信号ＳｅｒｒＡを保持し、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオンした後にトランスファ・ゲートをオンさせてキャパシタ４０２の充放電を開始しても良い。
スイッチがオフ状態へ変化する前に誤差信号ＳｅｒｒＡを保持することで、安定したレベルの信号を保持することができる。これにより、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオン状態へ戻った後の出力電流Ｉｏを安定化させることができる。
また、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオン状態へ戻った後にキャパシタ４０２の充放電を開始させることで、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオフ状態からオン状態に変化する際の過渡状態を避け、出力電流Ｉｏが安定した状態でフィードバック動作が始まるので、出力電流Ｉｏをより安定化させることができる。
【００６４】
同様に、第２および第４の実施形態における信号保持部４０Ａは、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオフする前にトランスファ・ゲート４０４をオフさせて検出信号ＳｆｂＡを保持し、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０がオンした後にトランスファ・ゲート４０４をオンさせてキャパシタ４０５の充放電を開始しても良い。これにより、出力電流Ｉｏをより安定化させることができる。
【００６５】
各実施形態の説明では、スイッチング電源として昇圧型のスイッチング電源を適用した例が示されているが、本発明はこれに限定されない。フォアード型やブリッジ型など、他の種々の回路方式で構成されたスイッチング電源を適用しても良い。
【００６６】
各実施形態の説明では、スイッチング電源制御部においてＰＷＭ方式の制御が行われているが、本発明はこれに限定されない。スイッチング電源制御部の変調方式には、スイッチング電源の回路方式に合わせて、種々の方式を適用することができる。たとえば、パルス幅を一定にしながら誤差信号に応じてパルス周期を変調する方式や、パルス幅とパルス周期の両方を誤差信号に応じて変調する方式なども適用可能である。生成するパルス信号の数は１つとは限らず、複数のパルス信号を生成する方式も適用可能である。
【００６７】
【発明の効果】
本発明によれば、温度変化や電源電圧の変動、素子の製造ばらつきの影響を抑えて一定レベルのパルス電流を出力することができる駆動回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る駆動回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る駆動回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係る駆動回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】図３に示す駆動回路における各部の信号波形とタイミング関係の一例を示したタイミングチャートである。
【図５】本発明の第４の実施形態に係る駆動回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図６】図６は、ＰＷＭ方式によるＬＥＤ駆動回路の一般的な構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１０，６０１…ｎ型ＭＯＳトランジスタ、２０，３０２，３０３…抵抗、３０，３０Ａ…誤差信号生成部、４０，４０Ａ…信号保持部、５０，５０Ａ…スイッチング電源制御部、６０…スイッチング電源、７０〜７０ｎ…ＬＥＤ、８０…スイッチ制御部、９０…クロック信号生成部、３０１，４０１…トランスファ・ゲート、３０４，３０５，３０７…基準電圧源、３０６，３０８…差動増幅器、４０２，４０５，６０４…キャパシタ、４０３…増幅器、５０１，５０１Ａ…三角波信号生成回路、５０２…コンパレータ、５０３…ＡＮＤ回路、６０２…インダクタ、６０３…ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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