(57)【要約】【課題】システムの信頼性、経済性を向上させることができる。【解決手段】偏差部１１で得た速度誤差は速度制御部１２に入力された後、出力にトルク電流指令値を得る。この指令値は電流制御部１３に入力され、出力にｄ，ｑ軸電圧指令値が得られ、この電圧指令値は、座標変換部１５にて３相電圧指令値に変換される。この電圧指令値はＰＷＭコンバータ１６に供給される。ＰＭＳＧ１７の２相の電流を計測し、その電流で鎖交磁束推定部１４により鎖交磁束数の推定値を得る。この推定値は、回転子位置推定部１９に入力されて、出力に回転子推定位置が得られる。この推定位置とトルク電流指令値が、同一次元オブザーバ２０に入力され、その出力に回転子速度、回転子位置、風車入力トルクの推定値が得られる。これら各値を風速計算器２１に入力して風速を算出することで、ＰＭＳＧ１７の速度制御および風速推定を行なう。【選択図】　図２
2004064809.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭコンバータにより永久磁石同期発電機のベクトル制御を行う風力発電設備の運転制御方法において、
誘導起電力の積分演算から得られる鎖交磁束数を用いて回転子位置角を推定することにより、回転子位置センサを省略することを特徴とする風力発電設備の運転制御方法。
【請求項２】
前記鎖交磁束数の検出は、積分演算誤差を考慮した一次遅れ補償器を用いることを特徴とする請求項１記載の風力発電設備の運転制御方法である。
【請求項３】
ＰＷＭコンバータにより永久磁石同期発電機のベクトル制御を行う風力発電設備の運転制御方法において、
同一次元オブサーバを用いて推定速度および推定風車入力トルクより風速を推定することにより、風速センサを省略することを特徴とする風力発電設備の運転制御方法である。
【請求項４】
ＰＷＭコンバータにより永久磁石同期発電機のベクトル制御を行なう風力発電設備の運転制御方法装置において、
誘導起電力の積分演算から得られる鎖交磁束数を用いて回転子位置角の推定を行なうとともに、、鎖交磁束数の検出に積分演算誤差を考慮した一次遅れ補償器を用いて、回転子位置センサを省略するとともに、同一次元オブザーバを用いて、回転子速度、風車入力トルクを推定し、これらの情報から風速を推定したことを特徴とする風力発電設備の運転制御方法。
【請求項５】
ＰＷＭコンバータにより永久磁石同期発電機のベクトル制御を行なう風力発電設備の運転制御装置において、
速度指令値と速度推定値との偏差により得られた速度誤差が入力され、出力にトルク電流指令値を得る速度制御部と、
前記永久磁石同期発電機の出力電流が入力され、この出力電流から鎖交磁束推定値及びベクトル制御のｄ，ｑ軸電流推定値を出力する鎖交磁束推定部と、
この鎖交磁束推定部から出力される鎖交磁束推定値が入力され、出力に回転子推定位置情報が出力される回転子位置情報推定部と、
前記鎖交磁束推定部から出力されるｄ，ｑ軸電流推定値と速度制御部から出力されるトルク電流指令値とが入力され、出力にｄ，ｑ軸電圧指令値を得る電流制御部と、
回転子位置推定値と前記電流制御部から出力されるｄ，ｑ軸電圧指令値とが入力され、出力に前記ＰＷＭコンバータ制御用の電圧指令値が送出される座標変換部と、
前記回転子位置情報推定部から出力される回転子推定位置情報と速度制御部から出力されるトルク電流指令値が入力され、出力に回転子速度推定値、回転子位置推定値及び風車入力トルク推定値を得るオブザーバと、
このオブザーバから出力された各推定値が入力されて計算され、出力に風速を得る風速計算部とを備えたことを特徴とする風力発電設備の運転制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＰＷＭコンバータにより永久磁石同期発電機のベクトル制御を行う風力発電設備において、回転子位置センサ及び風速センサを使用しない風力発電設備の運転制御方法及びその制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
エネルギー需要の増加に伴い化石燃料の枯渇や環境破壊の問題が深刻化している。そのため風力発電設備などのクリーンで無尽蔵のエネルギーの導入が求められている。
【０００３】
風力発電システムでは、風力エネルギーの密度の低さと不規則性のために、効率よく電気エネルギーに変換するための種々の制御法が提案されている。また、風速に応じて最大電力が得られる最適風車回転数が存在するので、より多くの電力を得るためには、可変速風力発電システムが有望な方法である。
【０００４】
近年、永久磁石同期発電機（ＰＭＳＧ）は、直流発電機や誘導発電機に比較して高効率、小型で制御も容易であるため、小型風力発電システムに広く導入されている。
【０００５】
交流発電機を用いた可変速風力発電システムでは、系統連系を行うためにまず発電機で発電された交流電力を直流に変換する必要がある。
【０００６】
システムを安価に製作するために、全波整流によりＡＣ−ＤＣ変換する方法もあるが、発電機に高調波電流が流入するので、総合力率が低下し発電効率が低下する。そのため、ＰＷＭインバータによるベクトル制御を行う方法が広く用いられている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述したＰＭＳＧを用いた可変速風力発電システムでベクトル制御を行なうためには、回転子位置情報が不可欠である。しかし、この情報を得る回転子位置センサは、システムの信頼性を低下させ、コスト増大となるため回転子位置センサレス化が要望されている。
【０００８】
また、風力発電システムの最大電力点追従運転を行うためには、風速情報が必要であるので、風速センサを必要とするが、スプラッタ効果によりそのセンサ位置の設置場所の選定に注意を払う必要も生じる。
【０００９】
さらに、回転子位置センサと同様に設置コストの増大や制御器までのケーブルの設置は、制御システムの信頼性を低下させるため、風速センサも除くことが要望されている。
【００１０】
この発明は、上記の事情に鑑みてなされたもので、回転子位置センサ及び風速センサを使用しなくても回転子位置角及び風速の推定を行なってシステムの信頼性、経済性を向上させることができる風力発電設備の運転制御方法及びその制御装置を提供することを課題とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この発明は、上記の課題を達成するために、　第１発明は、ＰＷＭコンバータにより永久磁石同期発電機のベクトル制御を行う風力発電設備の運転制御方法において、誘導起電力の積分演算から得られる鎖交磁束数を用いて回転子位置角を推定することにより、回転子位置センサを省略することを特徴とする風力発電設備の運転制御方法である。
【００１２】
第２発明は、鎖交磁束数の検出において、積分演算誤差を考慮した一次遅れ補償器を用いることを特徴とする風力発電設備の運転制御方法である。
【００１３】
第３発明は、ＰＷＭコンバータにより永久磁石同期発電機のベクトル制御を行う風力発電設備の運転制御方法において、同一次元オブサーバを用いて推定速度および推定風車入力トルクより風速を推定することにより、風速センサを省略することを特徴とする風力発電設備の運転制御方法である。
【００１４】
第４発明は、ＰＷＭコンバータにより永久磁石同期発電機のベクトル制御を行なう風力発電設備の運転制御方法において、誘導起電力の積分演算から得られる鎖交磁束数を用いて回転子位置角の推定を行なうとともに、、鎖交磁束数の検出に積分演算誤差を考慮した一次遅れ補償器を用いて、回転子位置センサを省略するとともに、同一次元オブザーバを用いて、回転子速度、風車入力トルクを推定し、これらの情報から風速を推定したことを特徴とする風力発電設備の運転制御方法である。
【００１５】
第５発明は、ＰＷＭコンバータにより永久磁石同期発電機のベクトル制御を行なう風力発電設備の運転制御装置において、
速度指令値と速度推定値との偏差により得られた速度誤差が入力され、出力にトルク電流指令値を得る速度制御部と、
前記永久磁石同期発電機の出力電流が入力され、この出力電流から鎖交磁束推定値及びベクトル制御のｄ，ｑ軸電流推定値を出力する鎖交磁束推定部と、
この鎖交磁束推定部から出力される鎖交磁束推定値が入力され、出力に回転子推定位置情報が出力される回転子位置情報推定部と、
前記鎖交磁束推定部から出力されるｄ，ｑ軸電流推定値と速度制御部から出力されるトルク電流指令値とが入力され、出力にｄ，ｑ軸電圧指令値を得る電流制御部と、
回転子位置推定値と前記電流制御部から出力されるｄ，ｑ軸電圧指令値とが入力され、出力に前記ＰＷＭコンバータ制御用の電圧指令値が送出される座標変換部と、
前記回転子位置情報推定部から出力される回転子推定位置情報と速度制御部から出力されるトルク電流指令値が入力され、出力に回転子速度推定値、回転子位置推定値及び風車入力トルク推定値を得るオブザーバと、
このオブザーバから出力された各推定値が入力されて計算され、出力に風速を得る風速計算部とを備えたことを特徴とする風力発電設備の運転制御装置である。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下この発明の実施の形態を図面に基づいて説明するに、まず同期発電機の位置・速度センサレスベクトル制御について述べる。
【００１７】
図１は回転子の各座標軸の関係を示しており、図１より回転座標軸上に変換した回転ｄ−ｑ軸上におけるＰＭ発電機の電圧方程式および電磁トルクτｅは次式（１）、（２）式となる。
【００１８】
【数１】
2004064809.tif 000003
【００１９】
τｅ＝ＰＫｅｉｑｒ　　…　　（２）
ここで、ｖｄｒ、ｖｑｒ：回転ｄ−ｑ軸電機子電圧、ｉｄｒ、ｉｑｒ：回転ｄ−ｑ軸電機子電流、ωｒ：回転子角速度、Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ−ｑ軸電機子インダクタンス、Ｋｅ：起電力定数、ｐ：微分演算、Ｐ：極対数である。
【００２０】
（１）式では、ｄ−ｑ軸が互いに干渉するためベクトル制御の適用が困難である。従って、ベクトル制御を実現するために電流制御部にＰＩ制御器を用いて次式（３）、（４）式のようにｄ軸、ｑ軸電圧を決定する。
【００２１】
【数２】
2004064809.tif 000004
【００２２】
ここで、ｋＰｉ：電流比例ゲイン、ｋＩｉ：電流積分ゲイン、ｅｉｄ＝ｉ＊ｄｒ−ｉｄｒ：ｄ軸電流誤差、ｅｉｑ＝ｉ＊ｑｒ−ｉｑｒ：ｑ軸電流誤差、なお”＊”は指令値諸量を表すための上付き文字である。
【００２３】
（３）、（４）式よりｄ軸電流ｉｄｒを励磁電流、ｑ軸電流ｉｑｒをトルク電流として独立に制御することでベクトル制御を実現する。
【００２４】
トルク指令値τ＊ｅは指令速度ω＊ｒと実速度ωｒとの偏差を用いて次のＰＩ制御器を採用する。
【００２５】
【数３】
2004064809.tif 000005
【００２６】
ここで、ｋＰｗ：速度比例ゲイン、ｋＩｗ：速度積分ゲイン、ｅｗ＝ｗ＊ｒ−ｗｒ：速度誤差である。
【００２７】
トルク電流指令値ｉ＊ｑｒは、（２）、（５）式から次式（６）式のように決定する。
【００２８】
【数４】
2004064809.tif 000006
【００２９】
また、励磁電流指令値ｉ＊ｄｒは通常ｉ＊ｄｒ＝０Ａ一定制御とする。従って、ｄ−ｑ軸電流を独立に制御することで直流機と同等な線形トルク制御を実現することができる。
【００３０】
そこで、この発明では、静止座標軸上の鎖交磁束数が回転子位置情報を含む点に着目し、誘導起電力の積分演算から得られる鎖交磁束数を用いて回転子位置角の推定を行なう。また、鎖交磁束数の検出には、積分演算誤差を考慮した一次遅れ補償器を採用している。上記（１）式を静止座標軸上（ｄｓ−ｑｓ）に座標変換した静止ｄ−ｑ軸上における電圧方程式は次式（７）式となる。
【００３１】
【数５】
2004064809.tif 000007
【００３２】
ここで、ｖｄｓ，ｖｑｓ：静止ｄ−ｑ軸電機子電圧、ｉｄｓ，ｉｑｓ：静止ｄ−ｓ軸電機子電流、Ψｄｓ，Ψｑｓ：静止ｄ−ｑ軸鎖交磁束数である。
【００３３】
また、静止ｄ−ｑ軸鎖交磁束数は次式（８）式のように表され、回転子位置情報ｓｉｎθｒ，ｃｏｓθｒが含まれている。
【００３４】
【数６】
2004064809.tif 000008
【００３５】
よって、鎖交磁束数の推定値（推定値の符号として以下文字の前に「＾」を付した）を＾Ψｄｓ、＾Ψｑｓとすると回転子位置の推定値ｃｏｓ＾θｒ、ｓｉｎ＾θｒは次式（９）、（１０）式となる。
【００３６】
【数７】
2004064809.tif 000009
【００３７】
前記（７）式から、静止座標ｄ軸上の鎖交磁束数Ψｄｓは、誘導起電力ｅｄｓ（＝ｖｄｓ−Ｒｉｄｓ）を積分することで得られる。しかし、誘導起電力ｅｄｓを積分して鎖交磁束数を得る場合、演算誤差が生じるため、一次遅れ補償器を用いて鎖交磁束数を推定する。一次遅れ補償器を用いて推定したｄ軸鎖交磁束数は次式（１２）式となる
【００３８】
【数８】
2004064809.tif 000010
【００３９】
ここで、Ｔｃ：一次遅れ補償器の時定数、ｓ：ラプラス演算子、鎖交磁束数の指令値Ψ＊ｄｓ，Ψ＊ｑｓは、回転ｄ−ｑ軸上の指令電流から得られる鎖交磁束数を静止ｄ−ｑ軸上へ座標変換することで次式（１３）式のように求めることができる。
【００４０】
【数９】
2004064809.tif 000011
【００４１】
以上のアルゴリズムを用いて回転子位置の推定を行う。また、速度推定は得られた回転子位置角を時間微分することで次式（１４）式のように推定することができる。
【００４２】
【数１０】
2004064809.tif 000012
【００４３】
次に外乱トルクオブザーバについて述べる。
【００４４】
上述した手段により、同期発電機の位置・速度センサレスベクトル制御を達成することができる。しかし、回転速度の推定は回転子位置角推定の微分演算により算出しているため、その誤差は低速時に大きくなり、また、ノイズも混入してしまう。
【００４５】
この問題を解決するために速度オブザーバを用いる。さらに、機器パラメータの変動や負荷トルクなどの外乱による制御誤差の悪化を考慮し、外乱トルクオブサーバも併用する。
【００４６】
ベクトル制御された同期発電機を等価直流機とみなして、速度オブザーバと等価外乱オブザーバを構成する。ここで、同期電動機の運動方程式は、パラメータ変動や電流誤差を考慮して機械系のノミナルパラメータを用いると次式（１５）式となる。
【００４７】
【数１１】
2004064809.tif 000013
【００４８】
ここで、Ｊ：慣性モーメント、Ｄ：制動係数、ＴＬ：負荷トルク、ＫＴ：トルク出力係数、ΔＪ，ΔＤ，ΔＫＴ：ノミナル値からの変動分、添え字ｎ：ノミナル値、ｅｉｑ＝ｉｑｒ−ｉ＊ｑｒ：ｑ軸電流誤差である。
【００４９】
等価外乱トルクＴＬ’は、外部から加わる負荷トルクとモータパラメータ変動及び電流誤差により生じる外乱トルク成分の和と考え、等価外乱トルクを外乱オブザーバにより推定する。この推定値を制御入力として加えることでパラメータ変動、外乱トルクの影響を補償する。
【００５０】
次に、回転子速度を推定する速度オブザーバ及び等価外乱トルクを推定する外乱オブザーバを構成する。オブザーバの構成の際、等価外乱トルクＴＬ’のモデルは、簡単化のためＴＬ’＝０を採用する。（１５）式及びＴＬ’＝０より状態方程式、出力方程式は次式（１６）、（１７）式となる。
【００５１】
【数１２】
2004064809.tif 000014
【００５２】
上記のシステム方程式を基に、同一次元オブザーバを構成すると次式（１８）式となる。
【００５３】
【数１３】
2004064809.tif 000015
【００５４】
ここで、Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３：オブザーバゲイン、γ１、γ２、γ３：オブザーバの極、Ｇ１＝−（γ１＋γ２＋γ３＋Ｄｎ／Ｊｎ）、Ｇ２＝γ１γ２＋γ２γ３＋γ３γ１（γ１＋γ２＋γ３＋Ｄｎ／Ｊｎ）Ｄｎ／Ｊｎ、Ｇ３＝γ１γ２γ３Ｊｎである。なお、（１８）式において、＾θｅｓは、前述した位置角推定法を用いて推定する。
【００５５】
次に風速の推定について述べる。風車のブレードの半径をＲとすると、ブレード回転面積はπＲ２となる。このとき、空気密度をρ、風速をＶｗとすると、空気のもつエネルギーがすべて風車の回転トルクに変換されたとすれば、入力トルクＴｉｎは次式（１９）式で表すことができる。
【００５６】
Ｔｉｎ＝（１／２）×（ρπＲ３Ｖ２ｗ）　　　　（１９）
しかし、実際に風車から取り出せる風車トルクＴｗは次式（２０）式で表すことができる。
【００５７】
Ｔｗ＝（１／２）×（ＣｔρπＲ３Ｖ２ｗ）　　　　（２０）
ここで、Ｃｔは風車トルク係数である。この風車トルクＴｗを受けたときの風車の運動方程式は次式（２１）式となる。
【００５８】
【数１４】
2004064809.tif 000016
【００５９】
ここで、Ｊｗ：風車の慣性モーメント、ωｇ＝ωｒ／Ｒｎ：風車の回転角速度、Ｒｎ：増速比、ＴＬ：負荷トルクである。
【００６０】
（例えば）風車の一般的評価基準の一つである風車トルク係数Ｃｔは、プロペラ型風車の場合には以下の（２２）式で近似できる。
【００６１】
Ｃｔ＝ｃ０λ２＋ｃ１λ＋ｃ２　　　　（２２）
ここで、ｃ０、ｃ１、ｃ２：ブレードの大きさや形、枚数、ピッチ角により定まる係数、λ：Ｒωｒ／Ｖｗ（周速比）である。
【００６２】
風車の損失トルクＴｆは、次式（２３）式で近似できる。
【００６３】
Ｔｆ＝Ｋ０Ｖ２ｗ＋Ｋ１Ｖｗωｇ＋Ｋ２ω２ｇ　　　　（２３）
ここで、Ｋ０，Ｋ１，Ｋ２：風車損失係数である。
（１４）、（２０）式より（２３）式の風車損失トルクＴｆは次式（２４）式で表すことが出来る。
【００６４】
Ｔｆ＝Ｔｉｎ−Ｔｗ＝（１−Ｃｔ）Ｔｉｎ　　　　　（２４）
また、（２３）、（２４）式より風車損失係数Ｋ０，Ｋ１，Ｋ２は、次式（２５）、（２６）、（２７）式となる。
【００６５】
Ｋ０＝（１／２）×｛ρＳＲ（１−ｃ３）｝　　　（２５）
Ｋ１＝（１／２）×（ρＳＲ２ｃ２）　　　　　　（２６）
Ｋ２＝（１／２）×（ρＳＲ３ｃ０）　　　　　　（２７）
前項で求めた外乱トルクを用いて（２１）式より風車入力トルクは次式（２８）式となる。
【００６６】
【数１５】
2004064809.tif 000017
【００６７】
（２８）式と（２０）〜（２７）式より風速を算出すると次式（２９）式となる。
【００６８】
【数１６】
2004064809.tif 000018
【００６９】
次に実施の形態で使用するシステム構成について述べる。まず、シミュレーションに用いた風車パラメータ、発電機パラメータおよび制御器パラメータをそれぞれ表１，２，３に示す。
【００７０】
【表１】
2004064809.tif 000019
【００７１】
【表２】
2004064809.tif 000020
【００７２】
【表３】
2004064809.tif 000021
【００７３】
図２は実施の形態のシステム構成図で、１１は速度指令値ω＊ｒと速度推定値＾ωｒの速度誤差ｅｗを取る偏差部で、この偏差部１１で得られた速度誤差は速度制御部１２に入力され、その出力に（６）式に示すトルク電流指令値ｉ＊ｑｒを得る。このトルク電流指令値は電流制御部１３に入力され、出力には（３）、（４）式で示されるｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ＊ｄｒ，ｖ＊ｑｒが得られる。
【００７４】
電流制御部１３には、鎖交磁束推定部１４からｄ軸電流推定値＾ｉｄｒ、ｑ軸電流推定値＾ｉｑｒも供給される。なお、励磁電流指令値ｉ＊ｄｒは、通常ｉ＊ｄｒ＝０Ａ一定制御とする。
【００７５】
前記電流制御部１３から出力されるｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ＊ｄｒ，ｖ＊ｑｒは、２相−３相座標変換部１５に入力され、ここで、２相−３相変換されて出力に３相電圧指令値ｖ＊ａｂｃが得られる。この電圧指令値はＰＷＭコンバータ１６に供給され、ＰＷＭコンバータ１６は、電圧指令値によりＰＭＳＧ１７の発電出力を直流に変換し、負荷１８に供給する。
【００７６】
ＰＭＳＧ１７の２相の出力電流ｉａ，ｉｂを計測して、その電流を鎖交磁束推定部１４に入力して鎖交磁束を推定するとともに、図示しない一次遅れ補償器を用いて、出力に鎖交磁束数の推定値＾Ψｄｓ、＾Ψｑｓを得る。この推定値は、回転子位置情報推定部１９に入力され、その出力に回転子推定位置情報＾θｅｓを得る。
【００７７】
この推定位置情報＾θｅｓと（６）式のトルク電流指令値ｉ＊ｑｒが、同一次元オブザーバ２０に入力され、その出力に回転子速度推定値＾ωｒ、回転子位置推定値＾θｒ、風車入力トルク推定値＾Ｔｗを得る。
【００７８】
これら各値（回転子速度推定値、回転子位置推定値、風車入力トルク推定値）を風速計算器２１に入力して風速Ｖｗを算出する。この方法で、ＰＭＳＧ１７の速度制御および風速推定を行なう。
【００７９】
以上の手法の有効性を示すために、風力発電システムのシミュレーションを行った結果を以下に示す。
【００８０】
風速Ｖｗ＝１０ｍ／ｓ一定、速度指令値ω＊ｒ＝１００ｒａｄ／ｓ一定としたときのシミュレーション結果を図３に示す。図３（ａ）より、回転速度が良好に推定され、指令速度に良好に追従していることが確認できる。また、図３（ｅ）より風速の推定も良好に推定されている。さらに、ｄ軸電流、ｑ軸電流、風車入力トルクも図３（ｂ）から図３（ｄ）に示すように良好に推定されている。
【００８１】
その他、図３（ｆ）より、発電機の初期位置を３．０ｒａｄと設定しているが、発電機の初期位置に関係なく、位置推定も良好に推定できている。
【００８２】
次に、風速を１０ｍ／ｓ一定で、指令速度を１０秒まで１００ｒａｄ／ｓ，２０秒まで１２０ｒａｄ／ｓ，３０秒まで１００ｒａｄ／ｓと変化させた場合の、回転速度、風車入力トルク、風速のシミュレーション結果を図４（ａ）〜（ｃ）に示す。この場合も速度および風速が良好に推定できている。
【００８３】
また、指令速度ω＊ｒ＝１００ｒａｄ／ｓ一定にし、風速１０ｍ／ｓに振幅２ｍ／ｓ、周期１０ｓの正弦波変化を加えた場合の回転速度、風車入力トルク、風速のシミュレーション結果を図５（ａ）〜（ｂ）に示す。
【００８４】
上記各シミュレーションの結果から風速および指令速度一定時において、推定速度、推定回転子位置および風速は実際値とほぼ一致した。また、風速や指令速度を変化させた場合においても良好に推定できた。この結果、この実施の形態の有効性が確認できた。
【００８５】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明によれば、ＰＷＭコンバータにより永久磁石同期発電機のベクトル制御を行なう風力発電設備の運転制御方法及びその制御装置において、同期発電機の静止座標軸上の鎖交磁束数が回転子位置情報を含むことを利用して、誘導起電力の積分演算から得られる鎖交磁束数を用いて回転子位置角の推定を行なうとともに、、鎖交磁束数の検出に積分演算誤差を考慮した一次遅れ補償器を用いて、回転子位置センサを省略するとともに、同一次元オブザーバを用いて、回転子速度、風車入力トルクを推定し、これらの情報から風速を推定したことにより、風速センサも省略し、これらセンサの省略によりシステムの信頼性、経済性を向上させることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】発電機回転子の各座標軸の関係を示す説明図。
【図２】この発明の実施の形態を示すシステム構成図。
【図３】指令速度一定時のシミュレーション結果を示す特性図。
【図４】指令速度変化時のシミュレーション結果を示す特性図。
【図５】風速変化時のシミュレーション結果を示す特性図。
【符号の説明】
１１…偏差部
１２…速度制御部
１３…電流制御部
１４…鎖交磁束推定部
１５…２相−３相座標変換部
１６…ＰＷＭコンバータ
１７…永久磁石同期発電機（ＰＭＳＧ）
１８…負荷
１９…回転子位置情報推定部
２０…同一次元オブザーバ
２１…風速計算器
【図１】
2004064809.tif 000022
【図２】
2004064809.tif 000023
【図３】
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【図４】
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【図５】
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