(57)【要約】【課題】信号の使用帯域の外側に位置する周波数帯域における量子化雑音を減少させる。【解決手段】電力増幅装置は、使用周波数帯域を持つ信号を受け取る入力部と、デルタシグマ型の電力増幅手段を備える。デルタシグマ型の電力増幅手段は、信号の使用帯域において１以上の次数を持ち、該使用帯域の外側において１以上の次数を持つ。こうして、使用帯域におけるＳＮ比を調整するように、雑音伝達関数の零点の位置を調整することができるようにすると共に、使用帯域の外側に位置する、量子化雑音を最小にすることが望まれる１つまたは複数の周波数帯域の値を調整することができるようにする。【選択図】図３
2004222265.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
使用周波数帯域を持つ信号を受信する入力部、およびデルタシグマ型の電力増幅手段を備える電力増幅装置であって、
前記デルタシグマ型電力増幅手段は、前記信号の前記使用帯域において１以上の次数を有し、かつ、該使用帯域の外側において１以上の次数を有する、電力増幅装置。
【請求項２】
前記電力増幅手段は、
前記使用帯域に位置する周波数に同調される少なくとも１つの周波数選択回路と、該使用帯域の外側に位置する１つの周波数に同調される少なくとも１つの周波数選択回路と、
を備える、請求項１に記載の電力増幅装置。
【請求項３】
前記入力部および前記電力増幅手段の間に接続される少なくとも１つの信号増幅器を備える、請求項１または２に記載の電力増幅装置。
【請求項４】
前記入力部および前記電力増幅手段の間に接続される少なくとも２つの信号増幅器を備える、請求項３に記載の電力増幅装置。
【請求項５】
さらに、前記電力増幅手段の総次数に等しい数の信号増幅器を備え、該次数は、１つずつ増やされる、請求項４に記載の電力増幅装置。
【請求項６】
前記使用帯域の外側の雑音伝達関数の零点の位置を特定するように、前記信号増幅器の利得の相対的な値が調節される、請求項４または５に記載の電力増幅装置。
【請求項７】
前記信号増幅器は、プログラム可能な利得を有する、請求項３から請求項６のいずれかに記載の電力増幅装置。
【請求項８】
集積回路の形態で実現される、請求項１から請求項７のいずれかに記載の電力増幅装置。
【請求項９】
請求項１から請求項８のいずれかに記載の電力増幅装置を備える無線通信システムのコンポーネント。
【請求項１０】
セルラ移動電話である、請求項９に記載のコンポーネント。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅に関し、より具体的には、無線通信システム、特にセルラ移動電話において使用される電力増幅に関する。しかし、本発明は、無線通信システムに限定されるものではない。
【背景技術】
【０００２】
無線通信方式において、基地局は、セルラ移動電話のような複数の遠隔端末と通信する。周波数分割多重アクセス(Frequency Division Multiple Accessの頭文字を取ってＦＤＭＡと略称される)および時分割多重アクセス(Time Division Multiple Accessの頭文字を取ってＴＤＭＡと略称される)は、複数の端末に同時にサービスを提供する、従来よりある多重アクセス方式である。ＦＤＭＡおよびＴＤＭＡシステムの基本概念は、複数の端末が干渉を引き起こすことなく同時に動作することができるような形態で、それぞれ、複数の周波数または複数の時間間隔として、利用可能資源を共有することにある。
【０００３】
周波数分割または時分割を使用するこれら方式とは対照的に、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Accessの略称であって、符号分割多重アクセスを意味する)システムは、符号化変調(Coded Modulation)を使用して、共通の周波数および共通の時間チャネルを、複数のユーザが共有することを可能にする。
【０００４】
更に詳細に述べれば、当業者に周知の通り、スクランブリングコードが各基地局に関連付けられ、それによって、或る基地局を他の基地局と区別することが可能になる。更に、当業者に"ＯＶＳＦ符号"として知られている直交符号が(例えばセルラ移動電話のような)遠隔端末の各々に割り当てられる。すべてのＯＶＳＦ符号は相互に直交しており、これによって、ある１つの遠隔端末を他の遠隔端末と区別することが可能となる。
【０００５】
ある遠隔端末に向けて伝送チャネル上に信号を送信する前に、該信号は、基地局のスクランブリングコードおよび該遠隔端末のＯＶＳＦ符号を使用して、該基地局によってスクランブルされ、拡散される。
【０００６】
ＣＤＭＡシステムにおいては、送信および受信について別々の周波数を使用するシステム(ＣＤＭＡ−ＦＤＤシステム)と、送信および受信について共通の周波数を使用するが、送信および受信について別々の時間領域（time domain）を使用するシステム(ＣＤＭＡ−ＴＤＤシステム)と、の間で更なる区別を行うことができる。
【０００７】
セルラ移動電話のような第３世代の端末は、ＵＭＴＳ規格と互換性がなくてはならない。すなわち、それらの端末は、種々の無線伝送規格の下で動作することができなくてはならない。従って、例えばＧＳＭまたはＧＰＲＳ伝送規格に従ったＦＤＭＡ／ＴＤＭＡタイプのシステムにおいて、あるいは、例えばＵＴＲＡ−ＦＤＤまたはＵＴＲＡ−ＴＤＤまたはＩＳ−９５伝送規格を使用することによるＣＤＭＡ−ＦＤＤまたはＣＤＭＡ−ＴＤＤタイプの通信システムにおいて、これらの端末は動作することができなければならない。
【０００８】
従って、本発明は、包絡線が変動する変調(variable envelope modulation、可変包絡線変調)システムに関してとりわけ利点を有してはいるが、本発明は、使用される伝送規格にかかわらず、すなわち該伝送規格が、(例えばＧＳＭおよびＤＣＳシステムのような)定包絡線変調(constant envelope modulation)を供するか、または(ＣＤＭＡタイプのシステムのような)可変包絡線変調を供するかにかかわらず、例えばセルラ移動電話のような無線通信システムのすべての端末およびコンポーネントに適用される。
【０００９】
例えばセルラ移動電話のような無線通信システムのコンポーネントの無線周波数伝送回路は、伝送することができるのに十分なレベルにまで信号を増幅するよう設計された電力増幅器を備える。可変包絡線変調を示すＣＤＭＡ規格に従って動作するシステムにおいては、歪みを生ずることなく、所定の振幅の信号を送信することを可能にする線形伝送回路が使用される。
【００１０】
伝送回路の電力増幅手段を実現するための１つの方策は、デルタシグマ型の増幅手段を使用することである。そのようなアーキテクチャの一例が、例えば米国特許第５７７７５１２号に記載されている。デルタシグマ型の増幅手段には、従来の線形増幅手段と比較して、効率の観点で一層競争力を持つという利点がある。
【００１１】
しかしながら、デルタシグマ型の増幅手段は、次のような欠点を持つ。デルタシグマ型の増幅手段は、雑音伝達関数の零点の位置を調整することを可能にする、すなわち量子化雑音が理論上除去される位置の周波数を調整することを可能にする周波数選択回路(frequency selector network)を備える。また、従来より、使用される伝送規格によって必要とされるＳＮ比に従うように、これらの零点は、信号が位置している使用伝送帯域内に置かれる。
【００１２】
また、量子化雑音の主な部分が信号の使用帯域から除去されることにより、該使用信号帯域の外側に位置する量子化雑音を除去する機能を持つ１つまたは複数の後置増幅器フィルタを、デルタシグマ型増幅手段の出力部に備える必要がある。種々の伝送規格によって定義された雑音テンプレート(noise template)に従うことが実際には必要であり、信号の使用伝送帯域の外側にある雑音に関しては、異なった伝送規格を使用する他の送信／受信を妨害しないように、雑音は一定のエネルギー・レベルを超えてはならない。
【００１３】
このようなテンプレートを満たすために、後置増幅器フィルタによって実行されるフィルタリング動作が増えると、使用信号帯域における損失が不可避的に増える。従って、増幅器に対して更に一層の電力を付与しなければならなくなり、それによって、該増幅器は、従来の増幅器に対する競争力を失うことになる。また、エネルギー・レベルについて伝送規格によって課される制約が、周波数の関数として様々に異なる場合、使用信号帯域の外側の雑音を除去する上記問題の解決は一層複雑となる。
【００１４】
例えば、その使用伝送帯域が１９２０ＭＨｚと１９８０ＭＨｚの間に位置しているＷ−ＣＤＭＡ伝送規格に従って動作するように移動電話が設計される場合、該使用帯域の外側の雑音レベルは、ＧＳＭ受信を妨害しないように、９２５ＭＨｚと９３５ＭＨｚとの間では１ヘルツあたり−１１７ｄＢｍ、９３５ＭＨｚと９６０ＭＨｚとの間では１ヘルツあたり−１２９ｄＢｍを超えてはならない。更に、雑音レベルは、ＤＣＳ受信を妨害しないように、１８０５ＭＨｚと１８８０ＭＨｚとの間で１ヘルツあたり−１２１ｄＢｍを超えてはならない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本発明はこのような問題を解決しようとするものであり、その目的は、増幅手段の下流に位置する後置増幅器フィルタに対する制約を緩和すると共に、種々の伝送規格によって規定されている雑音テンプレートの要求を満たすように、信号の使用帯域の外側に位置する少なくとも１つの周波数帯域、あるいは場合によってはいくつかの周波数帯域における量子化雑音を減少させることである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、使用周波数帯域を持つ信号を受信する入力部およびデルタシグマ型の電力増幅手段を備える電力増幅装置を提案する。本発明の１つの側面に従えば、該デルタシグマ型電力増幅手段は、信号の使用帯域において１以上の次数を有し、該使用帯域の外側において１以上の次数を有する。
【００１７】
本発明は、デルタシグマ型増幅手段の従来のアーキテクチャを修正することによって、使用帯域の外側にある雑音を減少させるという課題を解決する。より詳細に述べれば、信号の使用帯域において１以上の（典型的には、１より大きい）次数を実現することによって、使用帯域におけるＳＮ比を調整するように、雑音伝達関数の零点の位置を調整することができるようにする。
【００１８】
また、使用帯域の外側において１以上の（典型的には１より大きい）次数を実現することによって、該使用帯域の外側に位置する、量子化雑音を最小にすることが望まれる１つまたは複数の周波数帯域の値を調整することができるようにする。
【００１９】
このようにして、増幅手段の実際の構築を介して、信号の使用帯域の外側に位置する雑音部分が削除されるので、後置増幅器のフィルタリングに対する制約が緩和される。また、このフィルタリングは、使用信号帯域内に挿入される損失と該使用帯域の外側における減衰との間に妥協をもたらすので、重要なものである。例えば、伝送される信号における１ｄＢの損失は、増幅器の電力の増加としてみなされ、よって電流消費の増加とみなされる。従って、使用帯域の外側における量子化雑音の減少は、後置増幅器フィルタリングの要件を減少させ、使用伝送帯域における損失を減少させることを可能にし、最終的には、電流消費における利得につながる。
【００２０】
本発明の別の側面に従えば、電力増幅手段は、使用帯域に位置する１つの周波数に同調される少なくとも１つの周波数選択回路、および使用帯域の外側に位置する１つの周波数に同調される少なくとも１つの周波数選択回路を備える。
【００２１】
本発明の更に別の側面に従えば、電力増幅装置は、入力部と電力増幅手段との間に接続された少なくとも１つの信号増幅器(信号利得)を更に備える。信号増幅器(信号利得)の数は、電力増幅手段の総次数(global order)に等しく、該総次数は１つずつ増やされる。
【００２２】
該信号利得だけが入力信号に作用するので、好ましくはプログラム可能な少なくとも１つの信号利得の存在が、増幅手段の入力の動的変動を低減することを可能にする。また、増幅手段の全体の利得は、該信号利得の値を変更することによって定まるので、プログラム可能ないくつかの信号利得の存在により、増幅手段の全体利得を監視する際の柔軟性を一層増加させる。
【００２３】
更に、少なくとも２つの信号利得の存在が、信号の多項式伝達関数の零点を調節することを可能にする。信号伝達関数の零点が雑音伝達関数の零点と異なるので、これらの信号利得の存在を介して、使用帯域の外側に位置する、入力信号の雑音の除去が望まれる周波数値を調節することが可能となる。こうして、電力増幅手段の実際の構築を介して、使用帯域の外側の入力信号のフィルタリングが達成され、それによって、本発明に従う電力増幅装置の上流に位置するエレメントに対するフィルタリング制約を緩和することが可能となる。
【００２４】
本発明に従う電力増幅装置は、集積回路の形態で実現することができる。
【００２５】
本発明は、また、該電力増幅装置を備える無線通信システムのコンポーネントを提案する。このコンポーネントは、例えばセルラ移動電話あるいは基地局である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
図１において、参照符号ＴＰは、セルラ移動電話のような遠隔端末を示し、該遠隔端末は、例えばＣＤＭＡ−ＦＤＤタイプの通信方式(例えばＵＴＲＡ−ＦＤＤ規格)に従って基地局ＢＳ１との通信を行う。
【００２７】
セルラ移動電話は、従来の手法に従い、無線周波数アナログ段階ＥＲＦを備えており、該段階ＥＲＦは、入力信号を受け取るため、デュプレクサＤＵＰを経由してアンテナＡＮＴに接続されている。
【００２８】
従来の通り、該段階ＥＲＦは、低雑音増幅器と、ミキサ、従来型のフィルタおよび増幅器を含む２つの処理経路と、を含む。２つのミキサは、それぞれ、相互に９０度の位相差を持つ２つの信号を位相ロックループ(phase lock loop)から受け取る。ミキサにおける周波数変換の後、当業者に周知の表現である、Ｉ(同相ストリーム)およびＱ(直交位相ストリーム)という２つのストリームが、該２つの処理経路によりそれぞれ規定される。
【００２９】
アナログ−デジタル変換器ＡＤＣにおけるデジタル変換の後、２つのストリームＩおよびＱは、受信処理段階ＥＴＮＲに送られる。
【００３０】
この処理段階ＥＴＮＲは、従来通り、当業者に広く"レーキ(rake)受信機"と呼称されている受信機を含む。この受信機の後に従来通りの復調手段が続き、該復調手段は、レーキ受信機によって送出されたコンステレーション(constellation)の復調を実行する。
【００３１】
処理段階ＥＴＮＲはまた、従来手法に従い、当業者に周知のソース復号を実行するソース復号器を含む。
【００３２】
ベースバンドＢＢ処理ブロックは、処理段階ＥＴＮＲに加えて、伝送処理段階ＥＴＮＥを含む。該伝送処理段階ＥＴＮＥは、特にソース符号化、シンボルの拡散および変調という処理操作を従来手法で実行し、２つのストリームＩおよびＱを、従来型構造の伝送回路ＣＨＭに送る。
【００３３】
この伝送回路ＣＨＭは、特にその頭の部分において、デジタル／アナログ変換器と共に、伝送周波数への周波数変換を実行することを可能にするミキサを備える。該変換された信号は、処理段階ＥＴＮＥに組み込まれた自動周波数制御手段によって同様に制御される位相ロックループ（簡略化のため図示していない）により、配信される。
【００３４】
回路ＣＨＭに続いて、デュプレクサＤＵＰを経由してアンテナに接続された電力増幅段階ＥＴＰが、従来通りに配置されている。
【００３５】
アンテナ・コネクタのレベルにおいて超えてはならない雑音レベルの値が、３ＧＰＰ標準化グループによって仕様ＴＳ２５  １０１に定義されている。そのような雑音レベルは、図２に示される伝送テンプレートで表されており、これは、Ｗ−ＣＤＭＡ規格に準拠した伝送について有効なものである。
【００３６】
このテンプレートに見られるように、使用伝送帯域が、ここでは１９２０ＭＨｚと１９８０ＭＨｚとの間に位置している。雑音レベルは、９２５ＭＨｚと９３５ＭＨｚとの間では、１ヘルツあたり−１１７ｄＢｍを超えてはならず、また９３５ＭＨｚと９６０ＭＨｚとの間では、１ヘルツあたり−１２９ｄＢｍを超えてはならない。これらの値は、他の電話によって実行されるＧＳＭ受信を妨害しないように定められている。
【００３７】
同様に、該使用帯域の外側においては、雑音レベルは、ＤＣＳ規格に従った受信を妨害しないように、１８０５ＭＨｚと１８８０ＭＨｚとの間では１ヘルツあたり−１２１ｄＢｍを超えてはならない。
【００３８】
そこで、本発明に従う電力増幅装置は、信号の使用帯域におけるＳＮ比の要件および該使用帯域の外側における雑音レベル要件を満たすようなやり方で構成される。
【００３９】
具体的には、図３に示されるように、電力増幅装置ＤＩＳは、増幅されるべき信号ＳＧを受け取る入力端子ＢＥ、およびそれに続くデルタシグマ型の電力増幅手段ＭＡＰを備える。
【００４０】
より詳細に述べれば、入力端子ＢＥ上にある信号ＳＧは、まず、ミキサによって無線周波数ドメインに変換された後、一連の加算器／減算器と、それぞれが周波数選択回路から形成される積分手段ＩＮＴ１−ＩＮＴ３と、により処理される。
【００４１】
その後、周波数選択回路ＩＮＴ２の出力部に送出された信号が、量子化手段ＱＴＺにおいて１ビットに量子化される。
【００４２】
量子化手段ＱＴＺによって送出される方形波の信号が、デジタル−アナログ変換の後、クラスＥで(すなわち方形波信号に対して)動作する電力増幅器ＡＭＰにおいて増幅される。増幅器の出力は、本例において、ｋ１〜ｋ４とそれぞれ符号の付けられた４つの連続する利得によって、加算器／減算器の入力部に戻される。
【００４３】
増幅器ＡＭＰの出力部はまた、後置増幅器フィルタＦＤＳの入力部に連結される。後置増幅器フィルタＦＤＳは、その出力部がデュプレクサＤＵＰに接続されるバンドパス・フィルタである。
【００４４】
デルタシグマ型の電力増幅手段ＭＡＰは、図３を単純化するため、本例では、総次数（global order）が４に等しい(積分器の数が４であるので)。
【００４５】
ここでは、２つの周波数選択回路ＩＮＴ１およびＩＮＴ２は、使用信号帯域、すなわち本例では１９２０と１９８０ＭＨｚとの間に位置する周波数に同調される容量誘導性回路(inductive capacitive network)である。より詳細には、回路ＩＮＴ１は、例えば１９４０ＭＨｚの周波数に同調することができ、回路ＩＮＴ２は、例えば１９６０ＭＨｚの周波数に同調することができる。
【００４６】
一般に、周波数選択回路の共振周波数が、雑音伝達関数の零点を決める、すなわち、量子化雑音が除去される零点を決める。
【００４７】
回路ＩＮＴ１およびＩＮＴ２の２つの共振周波数に対応する該伝達関数の２つの零点により、信号の使用伝送帯域における２つのＳＮ比の要件が満たされる。
【００４８】
更に、２つの周波数選択回路ＩＮＴ３、ＩＮＴ４は、使用帯域の外側に位置する周波数に同調される。従って、これらの回路のそれぞれが、同調対象の周波数における量子化雑音を除去することを可能にする。
【００４９】
本例においては、ネットワークＩＮＴ３およびＩＮＴ４は、９３０および９５０ＭＨｚに等しい周波数にそれぞれ同調することができ、それによって、(図２の場合の)９２５ＭＨｚと９６０ＭＨｚとの間に存在するＧＳＭ受信帯の雑音レベルを低減させることが可能となる。
【００５０】
伝達関数の極（pole）は、一連のフィードバック利得ｋ１〜ｋ４によって規定され、システム全体を安定させるように配置される。
【００５１】
このようにして、雑音レベルを、信号の使用帯域の外側にある予め決められた周波数に制限し、また、電力増幅手段ＭＡＰのレベルに直接制限することによって、本発明は、典型的には約２０デシベルの後置増幅器フィルタに対する制約を緩和することを可能にする。
【００５２】
次に、図４を参照して、本発明に従った電力増幅装置の第２の実施形態を説明する。この実施形態における電力増幅装置ＤＩＳが、図３の実施形態と相違するのは、入力端子ＢＥと電力増幅手段ＭＡＰとの間に少なくとも１つの信号利得(信号増幅器)が配置されている点である。この例においては、５つの信号利得ｋ６〜ｋ１０が備えられており、そのうちの４つは、入力端子ＢＥと回路ＩＮＴ１〜ＩＮＴ４の上流に配置された加算器／減算器との間に接続され、他の１つは、周波数選択回路ＩＮＴ２および量子化手段ＱＴＺとの間に配置されたもう１つの加算器ＡＤＤと、入力端子ＢＥとの間に接続されている。
【００５３】
このような実施形態は、信号の伝達関数の零点を決めるための更なる自由度を許容する。特に、雑音伝達関数の零点および極は、周波数選択回路の周波数と、フィードバック利得ｋ１〜ｋ４とによって決まる。更に、信号伝達関数の極は、雑音伝達関数の極と同じである。
【００５４】
少なくとも２つの信号利得が、(周波数選択回路を直接または間接的に介して)入力端子ＢＥと量子化手段ＱＴＺの入力部との間に配置されない場合、フィードバック利得および周波数選択回路の同調周波数が一旦定まれば、信号の伝達関数の零点は自動的に定まる。しかしながら、少なくとも２つの信号利得が存在する場合、信号伝達関数の零点の位置を調整することが可能である。
【００５５】
また、(これら信号利得の相対的な値に基づいて)使用帯域の外側の信号伝達関数の零点の位置を特定することにより、入力信号ＳＧを確実にフィルタリングすることが可能になり、使用帯域の外側に位置する予め決められた周波数における若干の厄介な雑音を除去することが可能となる。こうして、電力増幅装置の上流に位置している伝送回路のエレメントに対するフィルタリング制約を緩和することができる。
【００５６】
更に、信号利得の絶対値を変えることによって、特に使用伝送帯域において、ＳＮ比の劣化を招くことなく、増幅器の利得を調節することが可能となる。
【００５７】
また、これらの利得が入力信号にだけ作用するので、電力増幅手段の入力の動的な変動（dynamic swing）が減少する。これらの信号利得は、プログラム可能である。
【００５８】
更にまた、このような信号利得の存在が、電力増幅装置の上流に配置されるミキサの出力電力を低下させることを可能にする。従って、信号における１５ｄＢの利得により、ミキサの出力において必要な最大電力において１５ｄＢの減少が可能になる。
【００５９】
こうして、システムの線形要件に関する制約は、大部分において、電力増幅手段の入力段階すなわち利得ｋ３およびｋ６に対応する段階に存在する。量子化手段に近付くほど、中間ブロックの線形性能に関する制約は一層緩和される。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明に従う、セルラ移動電話の構造を示すブロック図。
【図２】ＣＤＭＡ規格に従った伝送用雑音テンプレートの一例を示す図。
【図３】本発明に従う、電力増幅器の第１の実施形態を示す図。
【図４】本発明に従う、電力増幅器の第２の実施形態を示す図。
【符号の説明】
【００６１】
ＡＭＰ      増幅器
ＢＥ        入力端子
ＢＳ１      基地局
ＤＩＳ      電力増幅器
ＦＤＳ      後置増幅器フィルタ
ＩＮＴ      周波数選択回路
ＭＡＰ      デルタシグマ型電力増幅手段
ＱＴＺ      量子化器
ＳＧ        入力信号
ＴＰ        セルラ移動電話
【図１】
2004222265.tif 000003
【図２】
2004222265.tif 000004
【図３】
2004222265.tif 000005
【図４】
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【外国語明細書】
1. Title of Invention
Power amplification device, in particular for a cellular mobile telephone
2. Detailed Description of Invention
The invention relates to power amplification, in particular but not exclusively to that used in wireless communication systems, especially within cellular mobile telephones.
In a wireless communication system, a base station communicates with a plurality of remote terminals, such as cellular mobile telephones. Frequency Division Multiple Access (FDMA) and Time Division Multiple Access (TDMA) are the traditional multiple access schemes for delivering simultaneous services to a number of terminals. The basic idea underlying the FDMA and TDMA systems consists in sharing the available resource, respectively as several frequencies or as several time intervals, in such a way that several terminals can operate simultaneously without causing interference.
In contrast to these schemes using frequency division or time division, the CDMA schemes allow multiple users to share a common frequency and a common time channel such as this by using coded modulation.
More precisely, as is well known to the person skilled in the art, a scrambling code is associated with each base station and makes it possible to distinguish one base station from another. Furthermore, an orthogonal code, known by the person skilled in the art as an "OVSF Code", is allotted to each remote terminal (such as, for example, a cellular mobile telephone). All the OVSF codes are mutually orthogonal, thus making it possible to distinguish one remote terminal from another.
Before sending a signal over the transmission channel to a remote terminal, the signal has been scrambled and spread by the base section using the scrambling code of the base station and the OVSF code of the remote terminal.
In CDMA systems, it is again possible to distinguish between those which use a distinct frequency for transmission and reception (CDMA-FDD system) and those which use a common frequency for transmission and reception, but distinct time domains for transmission and reception (CDMA-TDD system).
Third-generation terminals, such as cellular mobile telephones, must be compatible with the UMTS standard, that is to say they must be capable of operating under various wireless transmission standards. Thus, they will have to be capable of operating in a system of the FDMA/TDMA type, according for example to the GSM or GPRS transmission standard, or else in communication systems of the CDMA-FDD or CDMA-TDD type, by using for example the UTRA-FDD or UTRA-TDD or IS-95 transmission standards.
The invention thus applies in particular to all terminals or components of wireless communication systems, for example cellular mobile telephones, regardless of the transmission standard used, whether the latter provides for constant envelope modulation (GSM and DCS systems, for example) or variable envelope modulation (systems of the CDMA type), although the invention is especially advantageous in respect of variable envelope modulation systems.
The radiofrequency transmission circuitry of a component of a wireless communication system, for example a cellular mobile telephone, comprises a power amplifier intended for amplifying the signal to a sufficient level to be able to transmit it. In systems operating according to the CDMA standard, which exhibit variable envelope modulation, use is made of linear transmission circuitry that makes it possible to resend the amplitude of the signal without distortion.
One solution for embodying the power amplification means of the transmission circuitry consists in using amplification means of the delta-sigma type. An example of such an architecture is described for example in American Patent No. 5 777 512.
Amplification means of the delta-sigma type intrinsically exhibit the advantage of being more competitive in terms of efficiency than conventional linear amplification means.
However, the use of amplification means of the delta-sigma type exhibits drawbacks that will now be set forth.
Such amplification means comprise frequency selector networks that make it possible to adjust the position of the zeros of the noise transfer function, that is to say to adjust the frequencies at which the quantization noise is in theory eliminated. Also, traditionally these zeros are placed in the useful transmission band in which the signal is situated, so as to comply with the signal/noise ratio required by the transmission standard used.
Also, since the major part of the quantization noise is pushed out of the useful band of the signal, it is then necessary to make provision at output for amplification means of delta-sigma type, one or more post-amplifier filters whose function consists in particular in eliminating the quantization noise situated outside the useful signal band. It is in fact necessary to comply with noise templates defined by the transmission standards, and envisaging that outside the useful band of the signal, the noise must not exceed a certain level of energy, so as not to disturb other transmissions/receptions using different transmission standards.
Now, if, in order to satisfy such a template, the filtering carried out by the post-amplifier filter is increased, then there will be an inevitable increase in the losses in the useful signal band. It will then be necessary to put more power on the amplifier, thereby rendering it less competitive than a conventional amplifier.
Also, this problem of eliminating the noise outside the useful signal band is all the more complex to solve when the constraints imposed by the transmission standards, in terms of energy level, differ as a function of frequency.
Thus, by way of example, if a mobile telephone is intended to operate according to the W-CDMA transmission standard, whose useful transmission band is situated between 1920 MHz and 1980 MHz, then, the noise level outside the useful band should not exceed -117 dBm per hertz between 925 MHz and 935 MHz and -129 dBm between 935 MHz and 960 MHz, this so as not to disturb GSM receptions.
Moreover, the noise level ought not to exceed -121 dBm per hertz between 1805 MHz and 1880 MHz so as not to disturb DCS receptions.
The invention aims to afford a solution to this problem.
The aim of the invention is to decrease the quantization noise in at least one frequency band of interest, and possibly several frequency bands of interest, situated outside the useful band of the signal, so as to satisfy the demands of the noise templates fixed by the transmission standards, and to do so while relaxing the constraints on the post-amplifier filter situated downstream of the amplification means.
The invention therefore proposes a power amplification device, comprising an input for receiving a signal having a useful frequency band, and power amplification means of the delta-sigma type. 
According to a general characteristic of the invention, the power amplification means of the delta-sigma type exhibit an order greater than or equal to one in the useful band of the signal and an order greater than or equal to one outside the said useful band.
Stated otherwise, the invention solves the problem of the decreasing of the noise outside the useful band by modifying the conventional architecture of the amplification means of the delta-sigma type. More precisely, by envisaging an order greater than or equal to 1, and generally greater than 1, in the useful band of the signal, it is possible to tailor the position of the zeros of the noise transfer function in such a way as to adjust the signal/noise ratio in the useful band.
Also, by envisaging an order greater than or equal to 1 and generally greater than 1, outside of the useful band, it is possible to adjust the value of the frequency band or bands of interest that are situated outside this useful band and for which one wishes to minimize the quantization noise.
Thus, since through the actual construction of the amplification means, that part of the noise situated outside the useful band of the signal is eliminated, the constraints on the post-amplifier filtering are therefore relaxed. Also, this filtering is very critical since it effects a compromise between the insertion losses in the useful signal band and the attenuation outside of this band. Also, by way of indication, a dB of loss in the signal transmitted translates into an increase in the power of the amplifier and consequently an increase in the consumption of current.
Consequently, decreasing the quantization noise outside the useful band makes it possible to reduce the requirements of the post-amplifier filtering, and consequently the losses in the useful transmission band, and this will ultimately translate into a gain in the consumption of current.
According to one embodiment of the invention, the power amplification means comprise at least one frequency selector network tuned to a frequency situated in the useful band, and at least one frequency selector network tuned to a frequency situated outside the useful band.
According to one embodiment of the invention, the power amplification device furthermore comprises at least one signal amplifier (signal gain) connected between the said input and the power amplification means.
This number of signal amplifiers (signal gains) may be equal to the global order, increased by one unit, of the power amplification means.
The presence of at least one signal gain, possibly programmable, already makes it possible to reduce the input dynamic swing of the amplification means, since the signal gain acts only on the input signal.
This said, the presence of several signal gains, possibly programmable, gives greater flexibility for monitoring the total gain of the amplification means, which is fixed by altering the value of the signal gains.
Moreover, the presence of at least two signal gains makes it possible furthermore to adjust the zeros of the polynomial transfer function of the signal. Since the zeros of the transfer function of the signal are then different from the zeros of the transfer function of the noise, it is also possible to adjust, through the presence of these signal gains, frequency values that are outside the useful band and for which one wishes to eliminate noise in the input signal. Thus, through the actual construction of the power amplification means, a filtering of the input signal outside of the useful band is achieved, thereby making it possible to relax the filtering constraints on the elements situated upstream of the power amplification device according to the invention.
The power amplification device according to the invention is advantageously embodied in the form of an integrated circuit.
The invention also proposes a component of a wireless communication system, comprising a power amplification device as defined hereinabove.
This component may for example be a cellular mobile telephone, or else a base station.
Other advantages and characteristics of the invention will become apparent on examining the detailed description of wholly nonlimiting embodiments, and the appended drawings in which:
In Figure 1, the reference TP designates a remote terminal, such as a cellular mobile telephone, which is in communication with a base station BS1, for example according to a communication scheme of the CDMA-FDD type (for example UTRA-FDD standard).
The cellular mobile telephone comprises, in a conventional manner, a radiofrequency analogue stage ERF connected to an antenna ANT by way of a duplexer DUP, so as to receive an input signal.
Conventionally, the stage ERF comprises a low noise amplifier and two processing pathways including mixers, conventional filters and amplifiers. The two mixers respectively receive from a phase-lock loop two signals exhibiting a 90o mutual phase difference. After frequency transposition in the mixers, the two processing pathways respectively define two streams I (direct stream) and Q (quadrature stream) according to terminology well known to those skilled in the art.
After digital conversion in analogue/digital converters ADC, the two streams I and Q are delivered to a reception processing stage ETNR.
This processing stage ETNR comprises, in a conventional manner, a receiver, commonly designated by the person skilled in the art "Rake receiver" followed by conventional means of demodulation which perform the demodulation of the constellation delivered by the Rake receiver.
The processing stage ETNR also comprises in a conventional manner a source decoder which performs a source decoding well known to the person skilled in the art.
The baseband BB processing block comprises, in addition to the processing stage ETNR, a transmission processing stage ETNE which performs, in a conventional manner, in particular the processing operations of source coding, spreading of the symbols, and modulation, so as to deliver the two streams I and Q to transmission circuitry CHM of conventional structure.
This transmission circuitry CHM includes in particular at the head end, digital/analogue converters, as well as mixers making it possible to perform a frequency transposition to the transmission frequency. Here again, the transposition signals are delivered by a phase-lock loop (not represented here for the sake of simplification) likewise controlled by automatic frequency-control means incorporated into the stage ETNE.
The circuitry CHM is conventionally followed by a power amplifier stage ETP connected to the antenna by the duplexer DUP.
Values of noise level not to be exceeded at the level of the antenna connector are defined in specification TS25 101 by the 3GPP standardization group. These noise levels thus translate into the transmission template illustrated in Figure 2 and valid for a transmission according to the W-CDMA standard.
It may be observed in this template that although the useful transmission band is situated here between 1920 MHz and 1980 MHz, a noise level equal to -117 dBm per hertz between 925 MHz and 935 MHz and a level of -129 dBm per hertz between 935 MHz and 960 MHz should not be exceeded. These values are fixed in such a way as not to disturb GSM receptions performed by other telephones.
Likewise, outside of this useful band, the noise level should not exceed -121 dBm per hertz between 1805 MHz and 1880 MHz so as not to disturb reception according to the DCS standard.
The power amplification device according to the invention will then be architectured in such a way as to satisfy the requirements of the signal/noise ratio in the useful band of the signal, and the noise level requirements outside of the useful band.
More precisely, as illustrated in Figure 3, the power amplification device DIS comprises an input terminal BE that receives the signal SG to be amplified and that is followed by power amplification means MAP of the delta-sigma type.
More precisely, the signal SG, present at the input terminal BE and originating here from a mixer that has transposed the signal SG into the radiofrequency domain, is processed by a succession of adders/subtractors and of integration means INT1-INT3 respectively formed here of frequency selector networks.
The signal delivered at the output of the frequency selector network INT2 is then quantized on one bit in a quantization means QTZ.
The signal, of square waveform, delivered by the quantization means QTZ is then amplified, after digital analogue conversion DAC, in a power amplifier AMP operating in class E (that is to say on square signals).
The output of the amplifier is looped back to the inputs of the adders/subtractors by four continuous gains referenced k1-k4 respectively in this example.
The output of the amplifier AMP is also linked to the input of a post-amplifier filter FDS, which is a bandpass filter, whose output is linked to the duplexer DUP.
The power amplification means MAP of the delta-sigma type, have here, for reasons of simplification of Figure 3, a global order equal to 4 (since the number of integrators is equal to 4).
The two frequency selector networks INT1 and INT2 are here inductive capacitive networks tuned respectively to frequencies situated in the useful signal band, that is to say between 1920 and 1980 MHz in the present case.
More precisely, the network INT1 can be tuned for example to the frequency of 1940 MHz while the network INT2 can be tuned to the frequency of 1960 MHz.
In a general manner, the resonant frequencies of the various frequency selector networks fix the zeros of the transfer function of the noise, that is to say the frequencies at which the quantization noise is eliminated.
The two zeros of the transfer function, corresponding to the two resonant frequencies of the networks INT1 and INT2 have the aim of satisfying the requirements of two signal/noise ratios in the signal's useful transmission band.
Moreover, the two frequency selector networks INT3, INT4 are tuned to frequencies situated outside the useful band. Each of these networks therefore makes it possible to eliminate the quantization noise at the frequency to which it is tuned.
In the present case, the networks INT3 and INT4 can be tuned respectively to frequencies equal to 930 and 950 MHz, thereby making it possible to reduce the noise level in the GSM reception band lying between 925 MHz and 960 MHz (Figure 2).
The poles of the transfer function are fixed by the continuous feedback gains k1-k4 and are placed in such a way as to stabilize the entire system.
Thus, by limiting the noise level to predetermined frequencies outside of the useful band of the signal, and directly at the level of the power amplification means MAP, the invention makes it possible to relax the filtering constraint on the post-amplifier filter, typically of the order of 20 decibels.
Reference will now be made more particularly to Figure 4 which illustrates another embodiment of a power amplification device according to the invention.
In this embodiment, the power amplification device DIS is distinguished from that illustrated in Figure 3 by the fact that provision is made for at least one signal gain (signal amplifier) disposed between the input terminal BE and the power amplification means MAP. In this instance, provision is made for 5 signal gains k6-k10, connected respectively between the input band BE and the adders/subtractors disposed upstream of the networks INT-INT4 as well as between the input terminal BE and a further adder ADD disposed between the frequency selector network INT2 and the quantization means QTZ.
Such an embodiment affords a further degree of freedom for fixing the zeros of the transfer function of the signal.
Specifically, the zeros and the poles of the transfer function of the noise are fixed by the frequencies of the frequency selector networks as well as by the feedback gains k1-k4. Moreover, the poles of the transfer function of the signal are identical to the poles of the transfer function of the noise.
If provision is not made for at least two signal gains disposed between the input terminal BE and the input of the quantization means QTZ (directly or indirectly by way of the frequency selector networks) then the zeros of the transfer function of the signal would automatically be fixed, once the feedback gains and the tuning frequencies of the frequency selector networks have been fixed.
However, in the presence of at least two signal gains, it is then possible to adjust the location of the zeros of the signal transfer function.
Also, a locating of the zeros of the signal transfer function outside the useful band (based on the relative values of the signal gains) makes it possible to ensure filtering of the input signal SG and to eliminate some nuisance noise at predetermined frequencies situated outside of the useful band. It is thus possible to relax the filtering constraint on the elements of the transmission circuitry that are situated upstream of the power amplification device.
Moreover, by altering the absolute value of the signal gains it is possible to adjust the gain of the amplifier, in particular in the useful transmission band, and to do so without degrading the signal/noise ratio.
Moreover, since these gains act only on the input signal, the input dynamic swing of the power amplification means is thus reduced.
These signal gains may possibly be programmable.
Moreover, the presence of such signal gains makes it possible to reduce the output power of the mixer disposed upstream of the power amplification device. Thus, 15 dB of gain in the signal allows a decrease of 15 dB in the maximum power necessary at the output of the mixer.
Finally, thus, the linearity requirements of the system are most constraining on the input stages of the power amplification means, that is to say the stages corresponding to the gains k3 and k6. Also, the more one moves towards the quantization means, the more the constraints on the linearity performance of the intermediate blocks are relaxed.
3.Brief Description of Drawings
-      Figure 1 illustrates diagrammatically the structure of a cellular mobile telephone according to the invention,
-      Figure 2 illustrates an exemplary noise template for a transmission according to the CDMA standard,
-      Figure 3 illustrates diagrammatically a first embodiment of a power amplification device according to the invention, and
-      Figure 4 illustrates diagrammatically a second embodiment of a power amplification device according to the invention.
1. Claims
1.      Power amplification device, comprising an input for receiving a signal having a useful frequency band, and power amplification means of the delta-sigma type, characterized in that the power amplification means of the delta-sigma type (MAP) exhibit an order greater than or equal to one in the useful band of the signal and an order greater than or equal to one outside the said useful band.
2.      Device according to Claim 1, characterized in that the power amplification means (MAP) comprise at least one frequency selector network (INT1, INT2) tuned to a frequency situated in the useful band, and at least one frequency selector network (INT3, INT4) tuned to a frequency situated outside the useful band.
3.      Device according to one of the preceding claims, characterized in that it comprises at least one signal amplifier (k6, k10) connected between the said input and the power amplification means.
4.      Device according to Claim 3, characterized in that it comprises at least two signal amplifiers (k6, k10) connected between the said input and the power amplification means.
5.      Device according to Claim 4, characterized in that it comprises a number of signal amplifiers equal to the global order, increased by one unit, of the power amplification means.
6.      Device according to Claim 4 or 5, characterized in that the relative values of the gains of the signal amplifiers are adjusted in such a way as to locate the zeros of the noise transfer function outside the useful band.
7.      Device according to one of Claims 3 to 6, characterized in that the signal amplifiers have programmable gain.
8.      Device according to one of the preceding claims, characterized in that it is embodied in the form of an integrated circuit.
9.      Component of a wireless communication system, characterized in that it comprises a power amplification device according to one of Claims 1 to 8.
10.     Component according to Claim 9, characterized in that it forms a cellular mobile telephone.
1. Abstract
The power amplification device, comprises an input for receiving a signal having a useful frequency band, and power amplification means of the delta-sigma type. The power amplification means of the delta-sigma type (MAP) exhibit an order greater than or equal to one in the useful band of the signal and an order greater than or equal to one outside the said useful band.
2. Representative drawing
Fig. 3
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