(57)【要約】【目的】広帯域無線を使用する通信機器において、低い中間周波数の選択を可能にし、高性能の送受信機を提供する。【構成】送受信装置の局部発振器の発振周波数帯域を分割し、上側波帯と下側波帯の信号帯域が選択できる機能と変調・復調信号のＱ相を正相と負相に切り替える機能とで構成される。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信中間周波数送信局部発振周波数より送信周波数を得る無線変換回路において、送信局部発振手段は、送信周波数から中間周波数を差し引いた周波数と送信周波数と中間周波数を加えた周波数を切り替えて発振させることを特徴とした無線周波数変換方式。
【請求項２】
請求項目１の無線周波数変換手段と、直交変調手段と変調入力の
Ｑ相信号を正相と負相に切り替える手段を備え、送信局部発振周波数の切り替えとＱ相信号の正相と負相の切り替えを連動して切り替えることを特徴とする無線周波数変換方式。
【請求項３】
請求項目１の無線周波数変換手段と、直交変調手段を備え、この
直交変調手段に供給する局部発振周波数のサイン波とコサイン波を切り替える手段を備え、送信局部発振周波数の切り替えとサイン波とコサイン波の切り替えを連動して切り替えることを特徴とする無線周波数変換方式。
【請求項４】
受信中間周波数と受信局部発振周波数より受信周波数を得る無線変換回路において、受信局部発振手段は、受信周波数から中間周波数を差し引いた周波数と受信周波数と中間周波数を加えた周波数を切り替えて発振させることを特徴とした無線周波数変換方式。
【請求項５】
請求項目４の無線周波数変換手段と、直交復調手段と復調出力の
Ｑ相信号を正相と負相に切り替える手段を備え、受信局部発振周波数とＱ相信号の正相と負相を連動して切り替えることを特徴とする無線周波数変換方式。
【請求項６】
請求項目４の無線周波数変換手段と、直交復調手段を備え、この
直交復調手段に供給する局部発振周波数のサイン波とコサイン波を切り替える手段を備え、受信局部発振周波数の切り替えとサイン波とコサイン波の切り替えを連動して切り替えることを特徴とする無線周波数変換方式。
【請求項７】
請求項目１または４の無線周波数変換手段と、周波数変換利得の
補正手段を具備することを特徴とする無線周波数変換方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明に属する技術分野】
本発明は、高速無線ＬＡＮ等の局部発振周波数制御方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１に従来の技術のブロック図を示す。ディジタル変調された受信高周波（５３２０ＭＨｚ）はアンテナ１で励振され、アンテナスイッチ２を経て、低雑音前置増幅３に入る。
この受信高周波は局部発振器４の信号（４８４６ＭＨｚ）とでミキサ５によって中間周波数（３７４ＭＨｚ）に変換される。
更に、中間周波数は中間周波帯域フィルタ６で不要波を除去した上、中間周波増幅器７で増幅し、３７４ＭＨｚの直交復調器８でＩ相とＱ相のベースバンド信号に復調する。
このベースバンド信号のＩ相はＡＤ変換器９でＱ相はＡＤ変換器１０でディジタル信号に変換し、ベースバンド信号処理器１１で復調しデータを受信する。
一方、送信データはベースバンド信号処理器１１でＩ相とＱ相のディジタル信号に分離し、Ｉ相はＤＡ変換器１２でＱ相はＡＤ変換器１３でベースバンド信号に変換し、直交変調器１４で３７４ＭＨｚの中間周波数を変調する。この変調された中間周波は局部発振器４の信号（４８４６ＭＨｚ）とでミキサ１５によって送信高周波（５３２０ＭＨｚ）に変換後、送信高周波帯域フィルタ１６で不要波を除去した上、電力増幅器１７で増幅し、アンテナスイッチ２を経てアンテナ１より輻射される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の時分割無線技術では、送信高周波帯域フィルタ１６は送信信号通過帯域（５１７０−５２５０ＭＨｚ）で通過損失を最少にし、局部発振周波数（４８０６−４８４６ＭＨｚ）の減衰量（−４０ｄＢｒ）を確保し、不要波の輻射を最少に抑える必要がある。この場合の最低通過帯域周波数５１７０ＭＨｚと最大局部発振周波数４８４６ＭＨｚの差異は３２４ＭＨｚとなり、５１７０ＭＨｚにおける比帯域６．３％を満足するため３段のセラミック高周波フィルタ等を必要とする。この高周波フィルタを小型化するには可能な限り中間周波数を５７０ＭＨｚ等の高い周波数にしたい。一方、受信系の局部発振周波数は送受切り替え時間を５マイクロ秒程度に抑え、発振器と中間周波フィルタを送受共用することを目的とし、一般的に送受共通の中間周波数を採用する。中間周波数を高くした場合、その中間周波フィルタの選択特性は周波数に比例して広くなり、隣接チャネルの妨害特性が劣化する課題を根本的に抱えている。
この課題は使用する通信帯域が４９００−５３５０ＭＨｚに拡大された場合、更に深刻な課題となる。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明では、想定される無線周波数範囲のチャネルを高群と低群に分割し、高群のチャネルを使用するときは使用周波数より高い局部発振周波数を、低群のチャネルを使用するときは使用周波数より低い局部発振周波数を使用する事により、通過帯域周波数と局部発振周波数の差異を大きくとることが出来る。一方、周波数ミキサで発生する上側波帯を使用する場合と、下側波帯を使用する場合は変調信号の位相回転が逆相となり、チャネルの選択に応じた位相回転の補正を同時に実施する事により、無線の接続点における相互接続規格を満足することが出来る。
【０００５】
【実施例】
図２に本発明のブロック図を示す。ディジタル変調された受信高周波はアンテナ２１で励振され、アンテナスイッチ２２を経て、低雑音前置増幅２３に入る。
この受信高周波は局部発振器２４の信号とで受信ミキサ２５によって中間周波数（３７４ＭＨｚ）に変換される。ここで受信周波数ＦＲと受信局部発振周波数ＦＬＯは次の関係にする。
ＦＲ：［５１８０，５２００，５２２０，５２４０，５２６０，５２８０，５３００，５３２０ＭＨｚ］ＦＬＯ：［４８０６，４８２６，４８４６，４８６６，５６３４，５６５４，５６７４，５６９４ＭＨｚ］
この周波数関係は、低群のチャネルを選択したときに、ＦＲ＞ＦＬＯとし、高群のチャネルを選択したときにＦＲ＜ＦＬＯにする。
又、受信ミキサにイメージ・リジェクション・ミキサ（ＩＲＭ）を使用する場合、上側波帯のみ又は、下側波帯のみを通過するＩＲＭの２種類を持ち、チャネル選択によって切り替える。
この受信ミキサ２５は局部発振周波数帯域が広いため、平坦な変換利得にならず、周波数特性を持つ。この利得を補正するためにベースバンド信号処理器３２はチャネル毎、又は、高低群で利得補正係数を持ち、受信電波の有無判定や受信ＡＧＣ等に使用する。
更に、中間周波数は中間周波帯域フィルタ２６で不要波を除去した上、中間周波増幅器２７で増幅し、３７４ＭＨｚの直交復調器２８でＩ相とＱ相のベースバンド信号に復調する。
このベースバンド信号のＩ相はＡＤ変換器２９でＱ相はＡＤ変換器３０でディジタル信号に変換し、ベースバンド信号処理器３２で復調しデータを受信する。高群のチャネルを選択した場合、位相反転器３１を挿入し、Ｑ相データの位相を反転する。低群のチャネルを選択した場合は、位相反転器３１は使用しない。
この受信系の位相反転の処理は次の理由による。
ディジタル変調された無線信号Ｉｃｏｓωｔ＋Ｑｓｉｎωｔと局部発振周波数ｓｉｎ　ｐｔによる受信ミキサ出力は次の式で表される。
2004040747.tif 000003
ここで中間周波数は１／２｛Ｉｃｏｓ（ω−ｐ）ｔ＋Ｑｓｉｎ（ω−ｐ）ｔ｝を使用する。
この中間周波数の位相偏移角度φ＝ω−ｐは（ω＞ｐ）を使用した場合正、下側波帯（ω＜ｐ）を使用した場合負となる。
従い、上側波帯を使用した直交復調器の出力は次の式表される。
2004040747.tif 000004
となり、Ｉ・Ｑ信号は復調される。
一方、下側波帯を使用した場合、位相偏移角度φは負になり、直交復調器の出力は次の式表される。
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となり、Ｑ信号は負の信号として復調される。
従い、下側波帯を使用するにはＱ信号の位相を反転し、正規の位相状態のもどして使用する必要がある。
この代替１）として、直交復調器のＩ相とＱ相のローカル信号に負の位相回転を供給するほう方法がある。
下側波帯を使用し、ローカル信号に負の位相回転を与えた交復調器の出力は次の式で表される。
2004040747.tif 000006
上記の式は、Ｉ・Ｑが正相で復調されることを示す。
代替２）として、交復調器に供給するローカル信号のｓｉｎ／ｃｏｓ波入れ替えて供給した場合、交復調器の出力は次の式で表される。
2004040747.tif 000007
上記の復調出力信号はＩ・Ｑの変調角度位相が−π／２時に発生する信号に同じであることより、Ｉ・Ｑは−π／２の遅延を持って正相で復調されることを示す。
代替１）と２）の方法は通常中間周波数をＡＤ変換可能な低い周波数を選択し、この中間周波を直接ＡＤ変換し、ディジタル直交復調器を使用する場合、ローカル信号のｓｉｎとｃｏｓ　ＲＯＭテーブルの読み取り順を変更することにより負の位相回転を与える事が出来、又、ｓｉｎとｃｏｓ　ＲＯＭテーブルを切り替えて使用することにより容易に実現できる。
送信系は次の動作をする。
ベースバンド信号処理器３２で生成されたＩ相・Ｑ相データはそれぞれＤＡ変換器３４と３５でアナログのベースバンドに変換され、直交変調器３８で中間周波数に変換し、不要なイメージ周波数を中間周波帯域フィルタ２６で除去した後、送信ミキサで局部発振器２４の信号とで送信高周波数に変換する。この送信帯域フィルタは送信局部発振周波数等の不要波が送信されぬよう除去する。送信高周波信号は電力増幅器３８、アンテナスイッチ２２を経て、アンテナ２１に励振され、輻射する。
送信周波数と送信局部発振周波数は前述の受信の周波数と同一の組み合わせを取る。
受信の場合と同様に、高群のチャネルを選択した場合、位相反転器３３を挿入し、Ｑ相データの位相を反転する。低群のチャネルを選択した場合は、位相反転器３３は使用しない。
この受信系の位相反転の処理は次の理由による。
ディジタル変調された中間周波信号Ｉｃｏφｔ＋Ｑｓｉｎφｔと送信局部発振周波数ｓｉｎ　ｐｔによる送信ミキサ出力は次の式で表される。
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ここで送信周波数に１／２｛Ｉｃｏｓ（φ＋ｐ）ｔ＋Ｑｓｉｎ（φ＋ｐ）ｔ｝を使用した場合Ｉ相・Ｑ相の位相関係は変わらない。上側波帯１／２｛Ｉｃｏｓ（φ−ｐ）ｔ＋Ｑｓｉｎ（φ−ｐ）ｔ｝を使用した場合、φ＜ｐである事より、送信高周波数の位相偏移角度ω＝φ−ｐは負となる。
従い、下側波帯のミキサ送信出力は次の式で表される。
送信出力　　　＝１／２｛Ｉｃｏｓ（−ω）ｔ＋Ｑｓｉｎ（−ω）ｔ｝＝１／２（Ｉｃｏｓωｔ−Ｑｓｉｎωｔ）
この位相を補正する方法は受信信号の復調時に使用する方法と同一方法を使用することが出来る。即ち、送信のＱ信号に反転器３３を使用するか、中間周波数をＤＡ変換可能な低い周波数を選択し、ディジタル直交変調器を使用する場合、ローカル信号のｓｉｎとｃｏｓ　ＲＯＭテーブルの読み取り順を変更することにより負の位相回転を与える事が出来、又、ｓｉｎとｃｏｓ　ＲＯＭテーブルを切り替えて使用することにより容易に実現できる。
【０００７】
【発明の効果】
本発明により、通信帯域幅に比較して、低い中間周波数を選択できることにより、高性能の中間周波帯域フィルタが使用できると同時に、送信時の局部発振周波数の不要波輻射量を容易に抑えることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の技術における時分割無線構成図
【図２】本発明の実施例
【図１】
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【図２】
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