(57)【要約】【課題】ＤＣ電圧にＡＣ電圧を重畳した出力電圧を得る高圧電源装置の構成を簡単にする。【解決手段】トランスＴ１　の２次側にはＡＣ電圧発生部１００から例えば２０００Ｖｐ−ｐのＡＣ電圧が得られる。このＡＣ電圧の一部がダイオードＤ１　で整流され、抵抗Ｒ１１を通じてコンデンサＣ５　を充電することにより、このコンデンサＣ５　と２次巻線との接続点にＤＣ電圧が得られる。このＤＣ電圧に上記ＡＣ電圧が重畳された電圧が抵抗Ｒ１０を通じて出力端子５に出力電圧Ｄｅｖとして出力され、プリンタの現像ローラに与えられる。抵抗Ｒ９　とＲ１１との比を選ぶことにより、コンデンサＣ５　への充電電流の大きさが決定され、例えば−３００ＶのＤＣ電圧をコンデンサＣ５　に得ることができる。従って、本発明によれば、従来設けられていた複雑な構成のＤＣ電圧発生部を省略できるので、回路構成を簡単にすることができる。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のＡＣ電圧を発生しトランスの２次側に出力するＡＣ電圧発生手段と、
前記トランスの２次巻線に直列に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサと並列に接続された抵抗と、
前記２次巻線に接続され、前記出力されるＡＣ電圧を電圧源とする所定方向の電流を前記コンデンサに充電させる電流方向制限手段とを設け、
前記コンデンサに充電されたＤＣ電圧に前記ＡＣ電圧を重畳した出力電圧を前記トランスより得るようにしたことを特徴とする高圧電源装置。
【請求項２】
前記出力電圧を分圧する分圧手段と、
前記分圧した電圧を積分して前記ＤＣ電圧を観測するＤＣ成分信号を得る積分手段と、
前記積分手段から得られるＤＣ成分信号に応じて前記電流方向制限手段を制御することにより制限される電流量を制御する制御手段とを設けたことを特徴とする請求項１記載の高圧電源装置。
【請求項３】
前記電流方向制限手段がダイオード、又はダイオードと抵抗の直列回路であることを特徴とする請求項１又は２記載の高圧電源装置。
【請求項４】
前記電流方向制限手段が能動素子であることを特徴とする請求項１又は２記載の高圧電源装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記ＤＣ成分信号と基準電圧とを比較し、その比較出力に応じて前記電流方向制限手段を制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の高圧電源装置。
【請求項６】
出力開始時に前記出力電圧の上昇を抑える方向に前記ＤＣ成分信号を制御するＤＣ制御手段を設けたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の高圧電源装置。
【請求項７】
出力開始時に前記出力電圧の上昇を抑える方向に前記基準電圧を所定の時定数を以って入力させる時定数手段を設けたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の高圧電源装置。
【請求項８】
前記コンデンサの充電電圧を所定の大きさにクランプする電圧クランプ手段を設けたことを特徴とする請求項１、２又は３記載の高圧電源装置。
【請求項９】
前記クランプ手段は、前記コンデンサの充電電圧が所定の大きさになったとき、コンデンサの充電電流を分流させる能動素子で構成されることを特徴とする請求項８記載の高圧電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子写真技術を用いるプリンタの現像部等に用いて好適な、ＤＣ（直流）電圧にＡＣ（交流）電圧を重畳した出力電圧を得るための高圧電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、感光体ドラム上に画像信号に応じたレーザ光を照射して電子潜像を形成し、この電子潜像にトナーを付着させて現像し、このトナー像を転写紙に転写定着することにより画像を形成する電子写真技術を用いたプリンタが知られている。このようなプリンタの現像部においては、トナーを収納したケース内に現像ローラを設けて感光体ドラムに対して例えば０．２ｍｍの間隙を介して近接させ、現像ローラ及び感光体ドラムを回転させながら、現像ローラに付着したトナーを上記間隙を介して感光体ドラム上の電子潜像に付着させるようにしている。
【０００３】
その場合、感光体ドラムのトナーを付着すべき部分の電位が例えば−５０Ｖ、トナーを付着させない部分の電位が例えば−７００Ｖに帯電されている。また、現像ローラには、例えば−３００ＶのＤＣ電圧に２０００Ｖｐ−ｐ　のＡＣ電圧が重畳された電圧が加えられている。これによって、感光体ドラムの−５０Ｖの部分にトナーが付着し、−７００Ｖの部分にはトナーが付着しないようになされている。
【０００４】
このために、従来のプリンタにおいては、現像ローラに与える上記ＤＣ電圧にＡＣ電圧を重畳した電圧を得るために、図１０に示すような高圧電源装置が設けられている。
図１０において、高圧電源装置はＡＣ電圧発生部１００と、ＤＣ電圧発生部２００とからなる。
ＡＣ電圧発生部１００は、オペアンプＯＰ１　と、相補接続されたトランジスタＴｒ１　、Ｔｒ２　からなるプッシュプル出力回路と、分圧抵抗Ｒ５　、Ｒ６　、フィードバック抵抗Ｒ７　、トランスＴ１　等を有する。
【０００５】
オペアンプＯＰ１　は入力端子１に加えられたパルス信号ＡＣＰＷＭ（又は正弦波電圧でもよい）と、電源電圧＋５Ｖを分圧した電圧にプッシュプル出力回路からのフィードバック電圧とを加算した電圧とを比較し、その比較出力がプッシュプル出力回路で増幅されることにより、ＤＣカットコンデンサＣ３　を介してＡＣ電圧が出力される。このＡＣ電圧はさらトランスＴ１　で昇圧されることにより、２次側に入力波形と相似する２０００Ｖｐ−ｐのＡＣ電圧が得られる。尚、コンデンサＣ１　、Ｃ２　はノイズ除去用のものである。
【０００６】
一方、ＤＣ電圧発生部２００は、制御部２０１とブロッキング発振器２０２とからなるＤＣ−ＤＣコンバータに構成されている。制御部２０１において、入力端子２に供給される制御ＣＰ信号によりトランジスタＴｒ３２がＯＮ・ＯＦＦされることによって、ブロッキング発振器２０２の発振・停止が制御される。また、オペアンプＯＰ２　は、入力端子３からの基準電圧ＤＣＶｒｅｆと、入力端子４からのフィードバック電圧ＤＣＶｆｂとを比較し、その比較出力によりトランジスタＴｒ３４が制御されてブロッキング発振器２０２が回路定数で決定される周波数で発振される。
【０００７】
この発振出力はトランスＴ２　の２次側から取り出され、ダイオードＤ３４、コンデンサＣ４０で整流平滑された後、抵抗Ｒ４３を介してトランスＴ１　の２次側に並列に接続されたコンデンサＣ５　を充電する。このコンデンサＣ５　に充電された電圧は−３００ＶのＤＣ電圧となり、このＤＣ電圧にトランスＴ２　の出力ＡＣ電圧が重畳され、保護抵抗Ｒ１０を通じて出力端子５に出力電圧Ｄｅｖとして出力される。この出力電圧Ｄｅｖは現像ローラに加えられる。
【０００８】
尚、抵抗Ｒ９　はコンデンサＣ５　の放電抵抗であり、出力遮断の際等にコンデンサＣ５　を速やかに放電させる。また、上記整流平滑されたＤＣ電圧ＤＣＶｆｂは入力端子４にフィードバックされる。また、入力端子１、２、３に加えられるＡＣＰＷＭ、ＣＰ、ＤＣＶｒｆはプリンタ本体に設けられたコントローラ（図示せず）から所定のタイミングで入力される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
従来のプリンタの現像部で用いられる高圧電源装置は上記のように構成されているので、ＡＣ電圧発生部１００とＤＣ電圧発生部２００の２つの高圧回路を必要とし、このため構成が複雑になるという問題があった。特にＤＣ電圧発生部２００は、制御部２０１とブロッキング発振器２０２とによりＤＣ−ＤＣコンバータに構成されるので、図１０のように回路素子数が多くなり、非常に複数な回路構成となっていた。特にカラープリンタの場合は、Ｙ（イエロー）、Ｍ（マゼンタ）、Ｃ（シアン）、Ｂｋ（ブラック）のトナーの色の数と同じ数だけ同じ構成を有するＤＣ電圧発生回路２００を必要とするので、さらに複数な構成となっていた。このため、装置が大型化し、価格も上昇するという問題があった。
【００１０】
本発明は上記の問題を解決するためになされたもので、簡単な構成によりＤＣ電圧にＡＣ電圧を重畳した出力電圧を得ることのできる高圧電源装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明による高圧電源装置は、所定のＡＣ電圧を発生しトランスの２次側に出力するＡＣ電圧発生手段と、前記トランスの２次巻線に直列に接続されたコンデンサと、前記コンデンサと並列に接続された抵抗と、前記２次巻線に接続され、前記出力されるＡＣ電圧による所定方向の電流を前記コンデンサに充電させる電流方向制限手段とを設けることにより、前記コンデンサに充電されたＤＣ電圧に前記ＡＣ電圧を重畳した出力電圧を得るようにしたものである。
【００１２】
【作用】
上記構成において、ＡＣ電圧発生手段からトランスの２次側に出力される所定のＡＣ電圧により電流方向制限手段を介してコンデンサが充電される。これにより、この充電電圧に上記ＡＣ電圧が重畳された出力電圧を得ることができる。その場合、コンデンサに並列に接続された抵抗と電流方向制限手段の抵抗によりコンデンサの充電電圧の大きさが決められる。従って、本発明によれば、従来設けられていた複雑な構成のＤＣ電圧発生部を省略することができ、簡単な回路構成で所定のＤＣ電圧に所定のＡＣ電圧が重畳された高圧の出力電圧を得ることができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態による高圧電源装置を示す回路構成図であり、図１０と対応する部分には同一番号を付して重複する説明は省略する。
図１において、ＡＣ電圧発生部１００は図１０の従来回路と同一構成を有するもので、前述したようにトランスＴ１　の２次側にＡＣ電圧が出力される。また、本実施の形態では、図１０の制御部２０１とブロッキング発振器２０２、及びダイオードＤ３４、コンデンサＣ４０、抵抗Ｒ１　、Ｒ２　、Ｒ３　等を全て省略することができる。
【００１４】
また、本実施の形態においては、トランスＴ１　の２次巻線の接地側の一端と接地との間にコンデンサＣ５　と抵抗Ｒ１１が並列に接続されている。これと共に、トランスＴ１　の２次巻線の接地側とは反対側の一端と接地との間にダイオードＤ１と抵抗Ｒ１１が直列に接続されている。
【００１５】
上記構成によれば、トランスＴ１　の２次側に得られる例えば２０００Ｖｐ−ｐのＡＣ電圧の一部がダイオードＤ１　で整流され、抵抗Ｒ１１を通じてコンデンサＣ５　を充電する。従って、このコンデンサＣ５　の２次巻線との接続点にＤＣ電圧が現れ、このＤＣ電圧に上記ＡＣ電圧が重畳された電圧が抵抗Ｒ１０を通じて出力端子５に出力電圧Ｄｅｖとして出力される。この電圧Ｄｅｖは現像ローラに与えられる。
尚、抵抗Ｒ９　とＲ１１との比を選ぶことにより、コンデンサＣ５　への充電電流の大きさが決定され、所定の大きさ（例えば−３００Ｖ）のＤＣ電圧を得ることができる。抵抗Ｒ９　はまた出力遮断時に速やかにコンデンサＣ５　の放電電流を流すことができる。
【００１６】
以上のように、本実施の形態によれば、従来設けられていた複雑な構成のＤＣ電圧発生部を省略できるので、回路構成を簡単にすることができる。
【００１７】
図２は本発明の第２の実施の形態による高圧電源装置を示す回路構成図であり、図１と対応する部分には同一番号を付して重複する説明は省略する。
本実施の形態は、図１の抵抗Ｒ１１に代えてトランジスタＴｒ３　を用いると共に、図の出力電圧ＶＤＣ（＝Ｄｅｖ）を抵抗Ｒ１２、Ｒ１３で分圧し、分圧した電圧をコンデンサＣ７　で積分することにより、出力電圧ＶＤＣを観測するためのＤＣ成分信号ＶＣ７　を抽出し、このＤＣ成分信号ＶＣ７　をフィードバックして上記トランジスタＴｒ３　を制御するようにしたものである。
【００１８】
このために、入力端子６にコントローラより基準電圧ＤＣＶｒｅｆを入力し、このＤＣＶｒｅｆと上記ＶＣ７　とをオペアンプＯＰ２　で比較し、その比較出力でトランジスタＴｒ３　を制御することにより、そのコレクタ・エミッタ間抵抗を可変するようにしている。
【００１９】
尚、図１のコンデンサＣ５　及び抵抗Ｒ９　の並列回路は、本実施の形態においては、図２のようにトランスＴ１　の２次巻線の接地側とは反対側に設けられているが、動作は図１の場合と実質的に同じである。また、コンデンサＣ６　はノイズ除去用、抵抗Ｒ１４、Ｒ１５はベース電流制限用に設けられている。また、バリスタＺＤ１　は過電圧時に導通してトランジスタＴｒ３　を保護する。
【００２０】
上記構成において、上記出力電圧ＶＤＣを−３００Ｖとしたとき、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３で分圧した電圧が例えば−３Ｖであった場合、図示のように抵抗Ｒ１２に＋５Ｖの電圧を加えることにより、ＶＤＣ＝−３００ＶのときのＶＣ７　を＋２Ｖにすることができる。またこのＶＣ７　は、図９に示すようにＶＤＣが−３００Ｖを中心に０〜−５００Ｖの間で変動するとき、＋２Ｖを中心に０〜５Ｖの間で変化するものとなる。オペアンプＯＰ２　は、フィードバックＤＣ成分信号ＶＣ７　と基準電圧ＤＣＶｒｅｆ（例えば＋２Ｖ）とを比較することでトランスＴｒ３　のコレクタ・エミッタ間抵抗を制御する。
【００２１】
即ち、ＶＤＣが−３００Ｖよりマイナス方向に大きくなれば、コレクタ・エミッタ間抵抗を大きくしてコンデンサＣ７への充電電圧を低くし、ＶＤＣが−３００Ｖより０Ｖ方向に大きくなれば、コレクタ・エミッタ間抵抗を小さくしてコンデンサＣ７への充電電圧を大きくするように制御され、最終的にＶＣ７　＝ＤＣＶｒｅｆとなるように制御される。
【００２２】
従って、本実施の形態によれば、コンデンサＣ５　への充電電流を安定に制御することができ、安定したＤＣ電圧（ＶＤＣ）を得ることができる。また、現像ローラに加えるＤＣ電圧の大きさを必要に応じて変えることができる。
【００２３】
尚、トランジスタＴｒ３　はここではＮＰＮ型トランジスタが用いられ、これはテレビ受信機における一般にダイナミックフォーカスと呼ばれる回路に使用されるトランジスタを流用することができる。即ち、安価な民生用の高耐圧トランジスタが使用可能であり、本実施の形態の回路をより安価に実現することができる。
【００２４】
図３は本発明の第３の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図であり、図２と対応する部分には同一番号を付して重複する説明は省略する。尚、図１、図２のＡＣ電圧発生部１００は図示を省略されているが、同一構成のものが用いられているものとする。
【００２５】
図１０の従来回路においては、ＡＣ電圧発生部１００とＤＣ電圧発生部２００が別々に設けられているので、ＤＣ電圧発生部２００のみからのフィードバックにより、制御部２０１による制御を行うことができたが、図２、図３の実施の形態のように、ＡＣ電圧発生部とＤＣ電圧発生部とを一体化した高圧回路の場合は、トランジスタＴｒ３　を制御するためのフィードバック用のＤＣ成分信号ＶＣ７を得るために、コンデンサＣ７　による積分回路を必要とする。このため、入力端子１へのパルス信号ＡＣＰＷＭ（図２参照）や入力端子６への基準電圧ＤＣｒｅｆの入力による出力開始時に積分回路による遅れが生じ、出力電圧ＶＤＣにオーバシュートが発生するという問題が生じる。
【００２６】
本実施の形態においては、コンデンサＣ７　から得られるＤＣ成分信号ＶＣ７　をフィードバックする回路にトランジスタＴｒ４　を設け、このトランジスタＴｒ４を入力端子７からの制御電圧ＤＣＯＵＴによりＯＮ・ＯＦＦ制御することにより、上記オーバシュートを抑えるようにしたものである。トランジスタＴｒ４　のベースには、＋５Ｖの電圧が抵抗Ｒ１７を介して加えられていて、このトランスＴｒ４　をＯＮにしている。
【００２７】
本実施の形態は、出力開始時に上記ＤＣＯＵＴによりトランジスタＴｒ４　をＯＦＦにして、ＤＣ成分ＶＣ７　を出力電圧がＯＦＦになる方向に制御することにより、上記オーバシュートを抑えるようにしたものである。即ち、出力ＯＦＦ時（ＶＤＣ＝０）には、トランジスタＴｒ４　はＯＮでＶＣ７　はゼロ電位になっている。この状態で入力端子１にＡＣＰＷＭ、入力端子６にＤＣｒｅｆを加える時、入力端子７にＤＣＯＵＴを加えてトランジスタＴｒ４　をＯＦＦにすると、ＶＣ７　がゼロ電位から徐々に上昇するので、オーバシュートを抑えることができる。
【００２８】
図４は本発明の第４の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図であり、図２、図３と対応する部分には同一番号を付して重複する説明は省略する。
本実施の形態は、前記オーバシュートを抑えるために、図３におけるトランジスタＴｒ４　に代えて抵抗Ｒ１８、抵抗Ｒ１９及びコンデンサＣ８　、ダイオードＤ１　による時定数回路を設けたものである。
上記構成によれば、入力端子６に加えられる基準電圧ＤＣＶｒｅｆが上記時定数による時間だけ遅れてオペアンプＯＰ２　加えられるので、出力電圧の立ち上がりをなまらせてオーバシュートを抑えることができる。
【００２９】
図５は本発明の第５の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図であり、図１と対応する部分には同一番号を付して重複する説明は省略する。
本実施の形態は、図示のように図１のコンデンサＣ５　と並列にバリスタＺＤ２を電圧クランプ手段として接続したものである。
【００３０】
上記構成において、コンデンサＣ５　の充電電圧が所定のバリスタ電圧を超えるとバリスタＺＤ２　が導通し、コンデンサＣ５　の充電電流がバリスタＺＤ２　により分流され、コンデンサＣ５　の両端電圧はバリスタ電圧と略等しくなり安定する。コンデンサＣ５　の電圧は出力電圧Ｄｅｖであるから、バリスタＺＤ２　を設けることにより、常に安定な出力電圧Ｄｅｖを得ることができる。
【００３１】
図６は本発明の第６の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図であり、図１と対応する部分には同一番号を付して重複する説明は省略する。
本実施の形態は、図示のように、図１の抵抗Ｒ９　に代えて、コンデンサＣ５　と並列に抵抗Ｒ２０、ＶＲ１　、Ｒ２１の直列回路を接続すると共に、この直列回路と並列にツェナーダイオードＺＤ３２とトランジスタＴｒ５　の直列回路を接続し、トランジスタＴｒ５　のコレクタを接地し、上記各抵抗による分圧電圧をトランジスタＴｒ５　のベースに加える電圧クランプ手段を設けたものである。
【００３２】
上記構成において、コンデンサＣ５　の充電電圧を抵抗Ｒ２０、ＶＲ１　、Ｒ２１で分圧した電圧がトランジスタＴｒ５　のベースに加えられる。このベース電圧がトランジスタＴｒ５　のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ５　＋ツェナーダイオードＺＤ３２のツェナー電圧を超えると、トランジスタＴｒ５　とツェナーダイオードＺＤ３２が導通し、コンデンサＣ５　の充電電流が分流される。この結果、コンデンサＣ５　の電圧、即ち、出力電圧Ｄｅｖは、
Ｄｅｖ≒（ＶＢＥ＋ツェナー電圧）×（Ｒ２０、ＶＲ１　、Ｒ２１の分圧比の逆数）
となり、常に安定する。また、可変抵抗ＶＲ１　を調整することにより、Ｄｅｖを調整することができる。
【００３３】
図７は本発明の第７の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図であり、図１、図６と対応する部分には同一番号を付して重複する説明は省略する。
本実施の形態は、図示のように、図１の抵抗Ｒ９　に代えて、コンデンサＣ５　の一端と電源電圧＋ＶＣＣとの間に抵抗Ｒ２０、Ｒ２１の直列回路を接続すると共に、トランジスタＴｒ６　を接続し、トランジスタＴｒ６　のエミッタに入力端子８から＋制御電圧Ｒｅｆを加え、トランジスタＴｒ６　のベースに各抵抗による分圧電圧を加える電圧クランプ手段を設けたものである。
【００３４】
上記構成によれば、コンデンサＣ５　の充電電圧を抵抗Ｒ２０、Ｒ２１で分圧した電圧がトランジスタＴｒ６　のベースに加えられる。このベース電圧がトランジスタＴｒ６　のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ６　＋制御電圧Ｒｅｆを超えると、トランジスタＴｒ６　が導通し、コンデンサＣ５　の充電電流が分流される。この結果、出力電圧Ｄｅｖは、
Ｄｅｖ≒（ＶＢＥ＋Ｒｅｆ）×（Ｒ２０、Ｒ２１の分圧比の逆数）
となり、安定する。
【００３５】
尚、図７においては、トランジスタＴｒ６　をＰＮＰ型とし、そのコレクタに負の充電電圧が加えられるので、Ｒ２１を＋Ｖｃｃに接続して正の制御電圧Ｒｅｆを加えることを可能にしている。
【００３６】
また、他の実施の形態として、図７のトランジスタＴｒ６　のベース、又は入力端子８に図３で得られるＤＣ成分信号ＶＣ７をフィードバックするように構成してもよい。
【００３７】
図８は本発明の第８の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図であり、図１〜図７と対応する部分には同一番号を付して重複する説明は省略する。
本実施の形態は、本発明をカラープリンタに適用した場合であり、同じ構成の高圧回路をＹ、Ｍ、Ｃ、Ｂｋの４色用に４つ設けたものである。図８において、１０Ｙ、１０Ｍ、１０Ｃ、１０Ｂｋは、ＡＣ電圧発生部とＤＣ電圧発生部とを一体化した図１〜図７のいずれかの構成を有する高圧回路である。トランスＴ１　の２次側には、コンデンサＣ５　と抵抗Ｒ９　の並列回路が４組設けられ、各組について上記高圧回路１０Ｙ、１０Ｍ、１０Ｃ、１０Ｂｋが設けられ、各出力端子５にそれぞれＤＣ電圧にＡＣ電圧が重畳された所望の出力電圧ＹＤｅｖ、ＭＤｅｖ、ＣＤｅｖ、ＢｋＤｅｖを得ることができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、従来設けられていた複雑な構成のＤＣ電圧発生部を省略することができるので、簡単な回路構成により所定のＤＣ電圧に所定のＡＣ電圧が重畳された高圧の出力電圧を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による高圧電源装置を示す回路構成図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態による高圧電源装置を示す回路構成図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図である。
【図５】本発明の第５の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図である。
【図６】本発明の第６の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図である。
【図７】本発明の第７の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図である。
【図８】本発明の第８の実施の形態による高圧電源装置の要部を示す回路構成図である。
【図９】出力電圧と出力電圧から分圧積分されたＤＣ成分信号との関係を示す特性図である。
【図１０】従来の高圧電源装置を示す回路構成図である。
【符号の説明】
１〜８　入力端子
５　出力端子
１００　ＡＣ電圧発生部
ＡＣＰＷＭ　パルス信号
ＯＰ１　、ＯＰ２　　比較用オペアンプ
Ｔｒ１　、Ｔｒ２　　プッシュプル出力回路を構成するトランジスタ
Ｔ２　　トランス
Ｄ１　　ダイオード
Ｃ５　　充電用コンデンサ
Ｒ９　　放電抵抗
Ｒ１１　電流制限抵抗
Ｒ１１、Ｒ１２　分圧抵抗
Ｃ７　　積分コンデンサ
Ｄｅｖ　ＤＣ電圧にＡＣ電圧が重畳された出力電圧
Ｔｒ３　　電流制限トランジスタ
Ｔｒ４　　オーバシュート抑止用トランジスタ
１０Ｙ、１０Ｍ、１０Ｃ、１０Ｂｋ　高圧回路
Ｒ１８、Ｒ１９　時定数抵抗
Ｃ８　　時定数コンデンサ
ＤＣＶｒｅｆ　基準電圧
Ｒ２０、ＶＲ１　、Ｒ２１　分圧抵抗
ＺＤ２　　バリスタ
ＺＤ３２　ツェナーダイオード
Ｔｒ５　、Ｔｒ６　　クランプ手段用トランジスタ
Ｒｅｆ　制御電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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