(57)【要約】【課題】マイクロサージ電圧の低減を簡易な方法で実現する。【解決手段】商用交流電圧をｎ系統の微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎに分割する。微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎを直列的に接続し，各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎには，電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎを接続する。各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎと電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎには，迂回路Ｐ１〜Ｐｎを設ける。負荷出力電源Ｋの電極を逆転するための電子スイッチＳＷａ１，ＳＷａ２，ＳＷｂ１，ＳＷｂ２が設けられる。電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎが一定の時間差で番号順に閉じられ，微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎの直流電圧が順に加算される。その後電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎが番号と逆の順に開放され，微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎの直流電圧が順に除算される。電極が逆転された後，再び上記動作が繰り返される。こうして，直流電圧が，高電圧の入力のない疑似交流電圧に変換される。【選択図】　図６
2004147389.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を，複数系統の微小直流電圧に変換するコンバータ部と，
前記複数系統の微小直流電圧を選択的かつ直列的に合成して，所定の疑似交流電圧に変換するインバータ部と，を備えたことを特徴とする，インバータ装置。
【請求項２】
前記インバータ部は，
前記各微小直流電圧毎に設けられ，前記各微小直流電圧が入力される直流電源と，
前記疑似交流電圧が出力される出力電源と，
前記各直流電源に対し直列に接続された各直流電源のスイッチング素子と，
前記各直流電源とその各直流電源のスイッチング素子とを迂回する迂回路と，を有する回路を備え，
前記直流電源は，直列に接続されていることを特徴とする，請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記迂回路には，ダイオードが設けられていることを特徴とする，請求項２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記回路には，前記疑似交流電圧の出力電源における電極の極性を逆転させるための電極スイッチング素子が設けられていることを特徴とする，請求項２又は３のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記コンバータ部は，前記交流電圧の交流電源に並列的に接続された複数の整流回路と，当該各整流回路毎に設けられた複数の変圧器を備えたことを特徴とする，請求項１，２，３又は４のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記コンバータ部は，微小直流電圧に変換される前の前記交流電圧を変圧する他の変圧器を備えたことを特徴とする，請求項５に記載のインバータ装置。
【請求項７】
前記インバータ部では，前記複数系統の微小直流電圧が一定の時間差を設けて所定の順で合成されることを特徴とする，請求項１，２，３，４，５又は６のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項８】
前記微小直流電圧がｎ系統であって，前記疑似交流電圧が周波数Ｆの正弦波形の交流電圧である場合に，
前記コンバータ部において，前記各微小直流電圧Ｖｋは，
Ｖｋ＝Ｈｃｏｓ（ｋ／４ｎＦ）（ｋ＝１〜ｎ，Ｈは定数）を満たすように変換され，
前記インバータ部において，前記各微小直流電圧Ｖｋは，ｋの番号順に各々が時間差１／４ｎＦを設けて合成されることを特徴とする，請求項７に記載のインバータ装置。
【請求項９】
前記コンバータ部では，前記複数系統の微小直流電圧は，電圧値によって分けられる複数の微小直流電圧群に変換され，
前記インバータ部では，前記複数の微小直流電圧群が所定の順で合成され，当該各微小直流電圧群における電圧値の同じ微小直流電圧は，各微小直流電圧群毎に設定された時間差で順に合成されることを特徴とする，請求項１，２，３，４，５又は６のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項１０】
交流電圧を，複数系統の微小直流電圧に変換する第１の変換工程と，
前記複数系統の微小直流電圧を選択的かつ直列的に合成して，所定の疑似交流電圧に変換する第２の変換工程と，を有することを特徴とする，インバータ方法。
【請求項１１】
前記疑似交流電圧が正弦波状の交流電圧である場合には，前記第２の変換工程は，前記各微小直流電圧を，一定の時間差を設けて規則的に加算し，その後規則的に減算する工程を有することを特徴とする，請求項１０に記載のインバータ方法。
【請求項１２】
前記交流電圧を，ｎ系統の微小直流電圧に変換し，当該微小直流電圧を，周波数Ｆの正弦波状の疑似交流電圧に変換する場合，
前記第１の変換工程は，各微小直流電圧Ｖｋを，
Ｖｋ＝Ｈｃｏｓ（ｋ／４Ｆｎ）（ｋ＝１〜ｎ，Ｈは定数）を満たすように変換する工程を有し，
前記第２の変換工程は，
前記各微小直流電圧Ｖｋを，ｋ＝１からｎの順に時間差１／４Ｆｎを設けて加算し，その後，ｋ＝ｎから１の順に時間差１／４Ｆｎを設けて減算する加減工程と，
その後，疑似交流電圧の電極の極性を逆転してから，再度前記加減工程を行う工程と，を有することを特徴とする，請求項１０又は１１のいずれかに記載のインバータ方法。
【請求項１３】
前記疑似交流電圧が正弦波状の交流電圧である場合には，
前記第１の変換工程において，前記複数系統の微小直流電圧は，電圧値によって分けられる複数の微小直流電圧群に変換され，
前記第２の変換工程において，前記複数の微小直流電圧群は所定の順に合成され，当該各微小直流電圧群の電圧値の同じ微小直流電圧は，各微小直流電圧群毎に設定された時間差で順に合成されることを特徴とする，請求項１０に記載のインバータ方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は，マイクロサージ電圧を低減するためのインバータ装置とインバータ方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在，家電製品のような電気機器や各種産業機械の制御には，電動機の可変速駆動を実現するインバータ制御が多く採用されている。このインバータ制御は，通常電気機器に内蔵，若しくは近接されたインバータこのインバータ装置の中でも，パルス幅変調を利用した，いわゆるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式のインバータ装置が広く普及している。装置によって行われている。
【０００３】
上述のいわゆるＰＷＭ方式のインバータ装置では，先ず交流電源の交流電圧が直流電圧に変換される。次に図１２に示すように直流電圧が短時間のパルス状に区切られ，その各直流電圧のパルス幅（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ）Ｗが調整される。こうすることによって，出力される実効電圧Ｖを正弦波状に変動させ，所望の周波数及び電圧値を有する疑似交流電圧が得られる（例えば，特許文献１参照。）。
【０００４】
【特許文献１】
特開平８―１２６３８９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら，上記いわゆるＰＷＭ方式のインバータ装置においては，直流電圧を例えば毎秒１０００〜３０００回程度の高速でＯＮ・ＯＦＦさせるため，図１３に示すように各パルスにおいて突入電流に伴う高電圧（マイクロサージ電圧）Ｖ’が発生する。このマイクロサージ電圧Ｖ’の発生は，極めて短い時間であるものの，そのマイクロサージ電圧Ｖ’の値は，直流電圧の大きさによって変動し，直流電圧と同程度の値まで達する場合もある。したがって，このときモータなどの負荷側に印加される電圧は，通常の２倍近くに達する。このように，負荷側に高電圧が印加されると，その高電圧によりコロナ放電が誘発し，このコロナ放電により負荷側にあるモータが焼損，破損することがある。また，例えば高電圧の印加により，電磁ノイズが発生し，インバータ装置の用いられた医療機器，測量機器及びＯＡ機器の使用に支障をきたすことがある。
【０００６】
現在，上記マイクロサージ電圧を低減する専用の装置も開発されているが，どれも大型で高価なものであり，スペース面，コスト面から当該装置を気軽に設置することはできない。マイクロサージ電圧に耐え得る高電圧耐用型のモータもあるが，これも高価である。
【０００７】
本発明は，かかる点に鑑みてなされたものであり，マイクロサージ電圧の低減をより簡易な方法で実現するインバータ装置とインバータの制御方法を提供することをその目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明によれば，交流電圧を，複数系統の微小直流電圧に変換するコンバータ部と，前記複数系統の微小直流電圧を選択的かつ直列的に合成して，所定の疑似交流電圧に変換するインバータ部と，を備えたことを特徴とするインバータ装置が提供される。
【０００９】
この発明によれば，複数系統の微小直流電圧を合成することによって，疑似交流電圧が出力されるので，一時に入力される電圧が小さく，この際発生するマイクロサージ電圧も小さくなる。したがって，マイクロサージ電圧が低減されて，例えばモータなどの負荷が焼損，破損することが防止できる。また，本発明のインバータ装置は，比較的単純な構成で簡易に実現できるため，インバータ装置の小型化，低価格化が図られる。
【００１０】
前記インバータ部は，前記各微小直流電圧毎に設けられ，前記各微小直流電圧が入力される直流電源と，前記疑似交流電圧が出力される出力電源と，前記各直流電源に対し直列に接続された各直流電源のスイッチング素子と，前記各直流電源とその各直流電源のスイッチング素子とを迂回する迂回路と，を有する回路を備え，前記直流電源は，直列に接続されていてもよい。
【００１１】
この発明によれば，各微小直流電圧の各直流電源が直列に接続されているので，各微小直流電圧の直列的な合成が可能になる。スイッチング素子を開放すると，そのスイッチング素子に対応する直流電源の微小直流電圧が出力電源に出力される。スイッチング素子を閉じると，電流がそのスイッチング素子に対応する直流電源を迂回して流れ，当該直流電源の微小直流電圧が出力電源の出力から除かれる。したがって，直列的に接続された各直流電源のスイッチング素子を切り換えることによって，出力電源に出力される電圧を自在に変動させることができる。それ故，複数系統の出力電源に所望の疑似交流電圧を出力することができる。
【００１２】
前記迂回路には，ダイオードが設けられていてもよい。この場合，例えばスイッチング素子が閉じられ，微小直流電圧が回路に接続された時に，電流が迂回路を逆流することが防止できる。前記回路には，前記疑似交流電圧の出力電源における電極の極性を逆転させるための電極スイッチング素子が設けられていてもよい。この場合，周期的に出力電源の電極の極性を逆転させることができるので，極性が交互に変わる，例えば正弦波状の疑似交流電圧を形成できる。
【００１３】
前記コンバータ部は，前記交流電圧の交流電源に並列的に接続された複数の整流回路と，当該各整流回路毎に設けられた複数の変圧器を備えていてもよい。この場合，複数の整流回路によって交流電圧を複数系統の直流電圧に変換し，複数の変圧器によって各系統の直流電圧を各々所定の電圧に調整できる。前記コンバータ部は，微小直流電圧に変換される前の前記交流電圧を変圧する他の変圧器を備えていてもよい。この他の変圧器により，交流電圧が直流電圧に変換される前に，例えば交流電圧を予め疑似交流電圧と同じ電圧レベルに合わせておくことができる。
【００１４】
前記インバータ部では，前記複数系統の微小直流電圧が一定の時間差を設けて所定の順で合成されるようにしてもよい。また，前記微小直流電圧がｎ系統であって，前記疑似交流電圧が周波数Ｆの正弦波形の交流電圧である場合に，前記コンバータ部において，前記各微小直流電圧Ｖｋは，Ｖｋ＝Ｈｃｏｓ（ｋ／４ｎＦ）（ｋ＝１〜ｎ，Ｈは定数）を満たすように変換され，前記インバータ部において，前記各微小直流電圧Ｖｋは，ｋの番号順に各々が時間差１／４ｎＦを設けて合成されるようにしてもよい。
【００１５】
微小直流電圧がｎ系統の場合，総ての微小直流電圧が直列的に合成されたときに正弦曲線の疑似交流電圧が最大値を示すために，図１に示すように理想正弦曲線Ｓが１／４周期（１／４Ｆ）進む間に，ｎ系統の微小直流電圧を総て合成する。ｎ系統の各微小直流電圧を等時間θ０で順に合成していく場合，θ０×ｎ＝１／４Ｆが成立し，θ０＝１／４ｎＦとなる。一方，図２に示すように基準時Ｏから時間θにおける理想正弦曲線Ｓの微小変化∂Ｓ／∂θを，その際の電圧変化ΔＶ／θ０と等しいとすると，
ΔＶ／θ０＝∂Ｓ／∂θ＝∂ｓｉｎ（θ）／∂θ＝ｃｏｓ（θ）
が成立する。
したがって，各微小直流電圧Ｖｋを，Ｖｋ＝Ｈｃｏｓ（θ）＝Ｈｃｏｓ（ｋ×θ０）＝Ｈｃｏｓ（ｋ／４ｎＦ）（ｋ＝１〜ｎ，Ｈは定数）にし，図１に示すように各微小直流電圧Ｖｋを時間差θ０＝１／４ｎＦでｋの番号順に合成していくことによって，正弦波状の疑似交流電圧が得られる。なお，「ｋの番号順」には，ｋ＝１からｎの順のみならず，ｋ＝ｎから１の順も含まれる。
【００１６】
前記コンバータ部では，前記複数系統の微小直流電圧は，電圧値によって分けられる複数の微小直流電圧群に変換され，前記インバータ部では，前記複数の微小直流電圧群が所定の順で合成され，当該各微小直流電圧群における電圧値の同じ微小直流電圧は，各微小直流電圧群毎に設定された時間差で順に合成されるようにしてもよい。かかる場合，例えばコンバータ部において変換される微小直流電圧を総て異なる電圧値に変換する必要がない。したがって，例えば変換電圧比の同じ変圧器を用いることができるので，コンバータ部の構成を簡素化できる。また，図３に示すような正弦波形の擬似交流電圧Ｓを実現する場合，例えば１／４Ｆに近づくにつれて電圧変化量が小さくなる。そこで，例えば原点，１／２Ｆに近い内は，比較的電圧値の大きい微小直流電圧を合成し，１／４Ｆに近いときに比較的電圧値の小さい微小直流電圧を合成することによって，正弦波形に近い擬似交流電圧が得られる。
【００１７】
請求項１０の発明によれば，交流電圧を，複数系統の微小直流電圧に変換する第１の変換工程と，前記複数系統の微小直流電圧を選択的かつ直列的に合成して，所定の疑似交流電圧に変換する第２の変換工程と，を有することを特徴とするインバータ方法が提供される。
【００１８】
この発明によれば，交流電圧が複数系統の微小直流電圧に変換され，当該微小直流電圧を直列的に合成することによって疑似交流電圧が出力される。それ故，一時に入力される直流電圧が小さく，この際発生するマイクロサージ電圧を低減できる。したがって，マイクロサージ電圧による，例えばモータの焼損，破損を防止できる。また，この発明は，交流電圧を系統の微小直流電圧に分割し，その微小直流電圧を合成するものであるので，マイクロサージ電圧の低減を簡易な方法で実現できる。
【００１９】
前記疑似交流電圧が正弦波状の交流電圧である場合には，前記第２の変換工程は，前記各微小直流電圧を，一定の時間差を設けて規則的に加算し，その後規則的に減算する工程を有していてもよい。さらに前記交流電圧を，ｎ系統の微小直流電圧に変換し，当該微小直流電圧を，周波数Ｆの正弦波状の疑似交流電圧に変換する場合，前記第１の変換工程は，各微小直流電圧Ｖｋを，Ｖｋ＝Ｈｃｏｓ（ｋ／４Ｆｎ）（ｋ＝１〜ｎ，Ｈは定数）を満たすように変換する工程を有し，前記第２の変換工程は，前記各微小直流電圧Ｖｋを，ｋ＝１からｎの順に時間差１／４Ｆｎを設けて加算し，その後，ｋ＝ｎから１の順に時間差１／４Ｆｎを設けて減算する加減工程と，その後，疑似交流電圧の電極の極性を逆転してから，再度前記加減工程を行う工程と，を有していてもよい。かかる場合，上述したように正弦波に近い疑似交流電圧を得ることができる。
【００２０】
前記疑似交流電圧が正弦波状の交流電圧である場合には，前記第１の変換工程において，前記複数系統の微小直流電圧は，電圧値によって分けられる複数の微小直流電圧群に変換され，前記第２の変換工程において，前記複数の微小直流電圧群は所定の順に合成され，当該各微小直流電圧群の電圧値の同じ微小直流電圧は，各微小直流電圧群毎に設定された時間差で順に合成されるようにしてもよい。この場合も，例えば上述したようにコンバータ部において設定される変換電圧比の設定の種類を少なくすることができるので，例えばコンバータ部の構成を簡素化できる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下，本発明の好ましい実施の形態について説明する。図４は，本発明にかかるインバータ装置１の全体構成の概略を示す。
【００２２】
インバータ装置１は，交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部２と，コンバータ部２で変換された直流電圧を所望の疑似交流電圧に変換するインバータ部３と，疑似交流電圧の周波数Ｆなどの各種設定を行い，かつ当該設定に基づいてスイッチング素子などの各種諸元を制御する制御部４を有している。コンバータ部２には，単相又は三相の交流電源，例えば２００Ｖ，６０Ｈｚの商用交流電源５が接続されており，インバータ部３には，所望の疑似交流電圧を供給する負荷，例えばモータ６が接続されている。なお，制御部４には，コンピュータが用いられる。
【００２３】
コンバータ部２は，図５に示すように他の変圧器としての可変トランス１０と，複数，例えばｎ個の整流回路Ｃ１〜Ｃｎと，ｎ個の変圧器としての絶縁トランスＴ１〜Ｔｎとを備えたコンバータ回路１１を有している。前記商用交流電源５は，可変トランス１０の一次側に接続されており，可変トランス１０の二次側には，ｎ個の各整流回路Ｃ１〜Ｃｎが並列的に接続されている。可変トランス１０の電圧比は，例えば制御部４に設定され，その値を制御部４により調整できる。この可変トランス１０によって，直流電圧変換前の電圧を適宜調整することができる。
【００２４】
整流回路Ｃ１〜Ｃｎは，例えば図示しないダイオードブリッジにより構成され，可変トランス１０で変圧された交流電圧を直流電圧に変換できる。各整流回路Ｃ１〜Ｃｎは，それぞれ絶縁トランスＴ１〜Ｔｎに接続されており，各絶縁トランスＴ１〜Ｔｎは，インバータ部３側の後述するｎ系統の各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎに接続されている。各絶縁トランスＴ１〜Ｔｎは，各々が所定の電圧比に設定されている。例えば各絶縁トランスＴ１〜Ｔｎは，各絶縁トランスＴ１〜Ｔｎに対応する微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎの微小直流電圧ＶｋがＶｋ＝Ｈｃｏｓ（ｋ／４ｎＦ），（ｋ＝１〜ｎ，Ｈは定数）を満たすように設定されている。なお，Ｈは，例えば１０Ｖ以下であることが望ましい。
【００２５】
以上のコンバータ部２の構成により，商用交流電源５の交流電圧が可変トランス１０により変圧され，可変トランス１０に並列接続された各整流回路Ｃ１〜Ｃｎにおいて直流電圧に変換される。そして，各絶縁トランスＴ１〜Ｔｎにおいて微小直流電圧に変換され，インバータ部３側のｎ系統の微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎに出力される。
【００２６】
インバータ部３は，図６に示すように微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎと，ｎ個の電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎと，迂回路Ｐ１〜Ｐｎと，電極スイッチとしての電子スイッチＳＷａ１，ＳＷａ２，ＳＷｂ１，ＳＷｂ２と，モータ６の負荷出力電源Ａ等を備えたインバータ回路３０を有している。
【００２７】
コンバータ部２で分割されたｎ系統の微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎは，例えば微小直流電源Ｄ１側が陰極になるようにｋ＝１からｎの順に直列的に接続されている。例えば一端の微小直流電源Ｄ１は，電子スイッチＳＷａ１を介して負荷出力電源Ａの電極の出力端子ａに，電子スイッチＳＷｂ１を介して負荷出力電源Ａの電極の出力端子ｂに接続されている。一方，他端の微小直流電源Ｄｎは，電子スイッチＳＷａ２を介して負荷出力電源Ａの出力端子ｂに接続され，電子スイッチＳＷｂ２を介して負荷出力電源Ａの出力端子ａに接続されている。このように，直列接続された微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎは，負荷出力電源Ａの出力端子ａ，ｂに対しクロス状に接続されている。したがって，一対の電子スイッチＳＷａ１及びＳＷａ２と，電子スイッチＳＷｂ１及びＳＷｂ２を交互に切り換えることによって，負荷出力電源Ａの出力端子ａ，ｂの極性を逆転することができる。
【００２８】
電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎは，各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎ毎に設けられ，各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎに直列接続されている。迂回路Ｐ１〜Ｐｎも，各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎ毎に設けられ，各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎとその電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎを迂回するように設けられている。例えば各迂回路Ｐ１〜Ｐｎには，同じ通電方向のダイオード３１がそれぞれ設けられている。かかる構成により，例えば電源スイッチＳＷ１が開いている場合には，その微小直流電源Ｄ１の微小直流電圧Ｖ１が負荷出力電源Ａに付加され，電源スイッチＳＷ１が閉じている場合には，電流が迂回路Ｐ１を流れ，微小直流電圧Ｖ１は，負荷出力電源Ａに印加されない。他の微小直流電源Ｄ２〜Ｄｎに関しても同様である。したがって，各電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎを規則的に選択的に切り換えていくことによって，微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎの各直流電圧Ｖｋ（ｋ＝１〜ｎ）を直列的に合成し，負荷出力電源Ａの出力電圧を，例えば正弦波状に変動させることができる。
【００２９】
電子スイッチＳＷａ１，ＳＷａ２，ＳＷｂ１，ＳＷｂ２と電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎのＯＮ・ＯＦＦの切り換えは，例えば制御部４により制御される。制御部４は，負荷出力電源Ａの出力電圧が所望の疑似交流電圧になるように，例えば設定される疑似交流電圧の周波数Ｆに基づいて電子スイッチＳＷａ１，ＳＷａ２，ＳＷｂ１，ＳＷｂ２及び電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎを制御する。
【００３０】
次に，以上のように構成されたインバータ装置１の作用を，例えば２００Ｖ，６０Ｈｚの商用交流電源５の商用交流電圧に対し，最大電圧Ｖｐ，周波数Ｆ（周期Ｔ）の正弦波状の疑似交流電圧を出力する場合について説明する。
【００３１】
コンバータ部２に入力された商用交流電圧は，可変トランス１０において，例えば求める疑似交流電圧と同じ最大電圧Ｖｐに変換される。負荷に出力される交流電圧の実効電圧と周波数とは，一般的に（実効電圧）α（周波数）ｍ，（ｍ＝１又は２）の関係が成立することが好ましく，例えば最大電圧Ｖｐは，Ｖｐ＝２００×√２×（Ｆ／６０）ｍに設定される。
【００３２】
続いて，各整流回路Ｃ１〜Ｃｎにおいて商用交流電圧が直流電圧に分割変換され，各絶縁トランスＴ１〜Ｔｎにおいて所定の各微小直流電圧Ｖｋに変換される。例えば図７に示すように微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎの各微小直流電圧がＶｋ＝Ｈｃｏｓ（ｋ／４ｎＦ），（ｋ＝１〜ｎ，Ｈ＝Ｖｐ／ｎ）になるように変換される。即ち微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎのｋの番号が大きくなるにつれて電圧が規則的に低下していくように変換される。
【００３３】
インバータ部３では，例えば基準時Ｏに電子スイッチＳＷａ１，ＳＷａ２がＯＮに，電子スイッチＳＷｂ１，ＳＷｂ２がＯＦＦに切り換えられる。つまり，負荷出力電源Ａの出力端子ｂ側が陽極に，出力端子ａ側が陰極になる。また，基準時Ｏには，電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎが総てＯＦＦになっている。そして，基準時Ｏから時間θ０（θ０＝１／４ｎＦ）経過後に電源スイッチＳＷ１のみがＯＮに切り換えられる。この結果，例えば図８に示すように負荷出力電源Ａに微小直流電圧Ｖ１の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。それから時間θ０経過後（基準時Ｏから時間２θ０経過後）に，電源スイッチＳＷ２がＯＮに切り換えられ，負荷出力電源Ａに微小直流電圧Ｖ２が加算され，出力電圧がＶｏｕｔ＝Ｖ１＋Ｖ２になる。さらに，時間θ０経過後（基準時Ｏから時間３θ０経過後）に電源スイッチＳＷ３がＯＮに切り換えられ，出力電圧がＶｏｕｔ＝Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３となる。このように時間θ０が経過する度に，ｋ＝１からｎの順に電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎがＯＮに切り換えられていく。こうすることにより，負荷出力電源Ａの出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波状に上昇する。そして，最後の電源スイッチＳｎがＯＮに切り換えられると，出力電圧Ｖｏｕｔ＝Ｖｐになる。
【００３４】
例えば電源スイッチＳｎがＯＮに切り換えられてから時間２θ０経過後に，電源スイッチＳｎがＯＦＦに切り換えられ，今度は出力電圧Ｖｏｕｔが微小直流電圧Ｖｎ分減算される。それから時間θ０経過後に電源スイッチＳｎ―１が閉じられ，出力電圧Ｖｏｕｔが微小直流電圧Ｖｎ−１分減算され，さらに時間θ０経過後に電源スイッチＳｎ―２が閉じられ，出力電圧Ｖｏｕｔが微小直流電圧Ｖｎ−２分減算される。このように時間θ０経過する度に，電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎがｋ＝ｎから１の順に閉じられ，出力電圧Ｖｏｕｔがその都度減算されていく。この結果，負荷出力電源Ａの出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波状に減少する。やがて電源スイッチＳＷ１が閉じられると，負荷出力電源Ａの出力電圧Ｖｏｕｔが零に達し，半周期Ｔ／２（Ｔ／２＝１／２Ｆ）の疑似交流電圧が形成される。
【００３５】
ここで，各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎのインバータ回路３０への接続時間について説明する。図８に示すように例えば疑似交流電圧の基準時Ｏから半周期（Ｔ／２）までの間に，微小直流電源Ｄ１は，基準時Ｏから時間θ０経過後に接続され，時間Ｔ／２―２θ０接続され，その後時間θ０の間切断される。微小直流電源Ｄ２は，基準時Ｏから時間２θ０経過後に接続され，時間Ｔ／２―４θ０接続され，その後時間２θ０の間切断される。微小直流電源Ｄ３は，基準時Ｏから時間３θ０経過後に接続され，時間Ｔ／２―６θ０接続され，その後時間３θ０切断される。このように各微小直流電源Ｄｋ（ｋ＝１〜ｎ）は，時間（ｋ＋１）θ０経過後に接続され，時間Ｔ／２―２ｋθ０の間接続された後，時間（ｋ＋１）θ０切断される。
【００３６】
ところで，上述したように電源スイッチＳＷｎが閉じられ，半周期Ｔ／２分の疑似交流電圧が形成された後は，電子スイッチＳＷａ１，ＳＷａ２がＯＦＦに，電子スイッチＳＷｂ１，ＳＷｂ２がＯＮに切り換えられる。こうすることにより，負荷出力電源Ａの出力端子ａが陽極に，出力端子ｂが陰極になり，負荷出力電源Ａの電極の極性が逆転される。その後，上述した動作と同じように電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎが操作され，微小直流電圧Ｖｋが時間差θ０を持ってｋ＝１からｎの順に加算され，その後ｋ＝ｎから１の順に減算される。こうして図９に示すように極性の逆転した半周期Ｔ／２の正弦波形が形成され，負荷出力電源Ａには，周期Ｔ（周波数Ｆ）の正弦波状の疑似交流電圧が出力される。
【００３７】
以上の実施の形態によれば，インバータ回路３０に，ｎ系統の微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎを直列的に配置し，各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎ毎に電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎを設けたので，各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎの各微小直流電圧Ｖｋを所定のタイミングで積算或いは減算することによって，正弦波状の疑似交流電圧を出力できる。この場合，同じ時間に入力される直流電圧が低電圧なので，このとき発生するマイクロサージ電圧も小さくなり，マイクロサージ電圧に起因するモータ６の焼損，破損が防止される。上述したような疑似交流電圧の出力は，既存の比較的単純な構成で実現できるので，インバータ装置１の小型化，低コスト化が図られる。
【００３８】
前記実施の形態では，コンバータ部２に，各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎに対応する絶縁トランスＴ１〜Ｔｎが設けられ，この絶縁トランスＴ１〜Ｔｎにより，各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎの微小直流電圧Ｖｋが，正弦波形から逆算されたＶｋ＝Ｈｃｏｓ（ｋθ０）＝Ｈｃｏｓ（ｋ／４ｎＦ），（ｋ＝１〜ｎ）に設定される。そして，微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎのインバータ回路３０への接続を，ｋの番号順に時間差θ０ずつずらして行ったので，より正弦波に近い疑似交流電圧を得ることができる。
【００３９】
インバータ部３に，電子スイッチＳＷａ１，ＳＷａ２と，電子スイッチＳＷｂ１，ＳＷｂ２を設け，負荷出力電源Ａの電極の極性を逆転自在にしたので，極性を半周期毎に逆転して，直列的な直流電圧を交流電圧に変換することができる。
【００４０】
以上の実施の形態では，電圧値の異なる各微小直流電圧Ｖｋを一定の時間差θ０で合成することによって正弦波に近い疑似交流電圧を得ていたが，商用交流電圧を，それぞれ電圧値の異なる複数の微小直流電圧群に分けて変換し，当該各群の微小直流電圧を所定の時間差で順に合成することによって疑似交流電圧を得てもよい。
【００４１】
例えば，図１０に示すように商用交流電圧は，二つの微小直流電圧群Ｙ１，Ｙ２に分けて変換される。微小直流電圧群Ｙ１は，微小直流電源Ｄ１〜Ｄｍ（１＜ｍ＜ｎ）で構成され，微小直流電圧群Ｙ２は，微小直流電源Ｄｍ＋１〜Ｄｎで構成される。微小直流電圧群Ｙ１の各微小直流電源Ｄ１〜Ｄｍの微小直流電圧は，電圧値Ｖ１に，微小直流電圧群Ｙ２の各微小直流電源Ｄｍ＋１〜Ｄｎの微小直流電圧は，Ｖ１よりも小さい電圧値Ｖ２，例えばＶ１＝２〜５×Ｖ２に変換される。この変換は，コンバータ部２の絶縁トランスＴ１〜Ｔｍ及び絶縁トランスＴｍ＋１〜Ｔｎをそれぞれ所定の変圧比に設定することにより実現できる。
【００４２】
そして，インバータ部３において，微小直流電圧群Ｙ１の微小直流電源Ｄ１〜Ｄｍに対応する電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｍが一定の時間差θ１を置いて順にＯＮに切り換えられて，図３に示すように微小直流電圧群Ｙ１の各微小直流電圧Ｖ１が時間差θ１を持って順に加算される。微小直流電圧群Ｙ１の微小直流電圧Ｖ１が総て加算されると，続いて，微小直流電圧群Ｙ２の微小直流電源Ｄｍ＋１〜Ｄｎに対応する電源スイッチＳＷｍ＋１〜ＳＷｎが一定の時間差θ２を置いて順に切り換えられ，微小直流電圧群Ｙ２の微小直流電圧Ｖ２が順に加算される。こうして，１／４Ｆ（１／４周期）の擬似交流電圧Ｓが得られる。なお，微小直流電圧群Ｙ１から微小直流電圧群Ｙ２に代わるタイミングが基準時Ｏから１／８Ｆ（Ｆは，周波数）程度になるように，例えばθ１×ｍ＝１／８Ｆを満たすように設定する。
【００４３】
その後，微小直流電源Ｄｍ＋１〜Ｄｎに対応する電源スイッチＳＷｍ＋１〜ＳＷｎが時間差θ２を持って順にＯＦＦに切り換えられ，微小直流電圧群Ｙ２の各微小直流電圧Ｖ２が順に減算される。続いて微小直流電圧群Ｙ１の微小直流電源Ｄ１〜Ｄｍに対応する電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｍが時間差θ１を置いて順にＯＦＦに切り換えられ，微小直流電圧群Ｙ１の微小直流電圧Ｖ１が順に減算される。こうして１／２Ｆ（１／２周期）の疑似交流電圧Ｓが得られる。さらに，電子スイッチＳＷａ１，ＳＷａ２及び電子スイッチＳＷｂ１，ＳＷｂ２により，負荷出力電源Ａの電極の極性が逆転され，再度上述した動作が繰り返し行われる。こうして，１／Ｆ（１周期）の擬似交流電圧Ｓが得られる。
【００４４】
かかる場合，コンバータ部２で変換される微小直流電源Ｄ１〜Ｄｎの電圧値が二種類だけなので，絶縁トランスＴ１〜Ｔｎの変圧比の設定が簡単で，コンバータ部２の構成を簡素化できる。なお，微小直流電源群の数は，二種類に限られず任意に選択できる。また，微小直流電圧群Ｙ１，Ｙ２が順に合成されるので，擬似交流電圧の変化量（勾配）が大きくなるときに，比較的大きい微小直流電圧Ｖ１を合成し，擬似交流電圧の変化量が小さくなるときに，より小さい微小直流電圧Ｖ２を合成することができ，正弦波に近い擬似交流電圧Ｓが得られる。
【００４５】
前記各微小直流電圧群Ｙ１，Ｙ２の各微小直流電圧Ｖ１，Ｖ２の合成は，それぞれ一定の時間差θ１，θ２で行われたが，この時間差θ１，θ２を理想の正弦波形になるように逐次変化させてもよい。例えば理想の疑似交流電圧Ｓを，Ｃｓｉｎθ（Ｃは，Ｃ＝Ｖ１×ｍ＋Ｖ２×（ｎ―ｍ）を満たす定数，θは，基準時Ｏからの経過時間）とすると，時間θにおける疑似交流電圧Ｓの微小変化は，ｄＳ／ｄθ＝Ｃｃｏｓθで現せられる。また，各微小直流電圧源Ｄ１〜Ｄｎの各微小直流電圧Ｖ１，Ｖ２が合成される時間をθｋ（ｋ＝１〜ｎ）とすると，各時間θｋにおける電圧の微小変化は，Ｖ１／Δθｋ（ｋ＝１〜ｍ），Ｖ２／Δθｋ（ｋ＝ｍ＋１〜ｎ）で現せられる。したがって，
ｄＳ／ｄθ＝Ｃｃｏｓθ≒Ｖ１／Δθｋ（ｋ＝１〜ｍ），Ｖ２／Δθｋ（ｋ＝ｍ＋１〜ｎ）
が成立し，各微小直流電圧Ｖ１，Ｖ２の合成時間差Δθｋ（ｋ＝１〜ｎ）は，
Δθｋ≒Ｖ１／（Ｃ・ｃｏｓθ）（ｋ＝１〜ｍ）
Δθｋ≒Ｖ２／（Ｃ・ｃｏｓθ）（ｋ＝ｍ＋１〜ｎ）
となる。
したがって，図１１に示すように微小直流電圧群Ｙ１の各微小直流電圧Ｖ１を合成時間差Δθｋ（ｋ＝１〜ｍ）＝Ｖ１／（Ｃ・ｃｏｓθ）で順に合成し，微小直流電圧群Ｙ２の各微小直流電圧Ｖ２を合成時間差Δθｋ（ｋ＝ｍ＋１〜ｎ）＝Ｖ２／（Ｃ・ｃｏｓθ）で順に合成することによって，より正弦波形に近い疑似交流電圧Ｓが得られる。
【００４６】
以上の実施の形態においては，電源スイッチＳＷ１〜ＳＷｎや電子スイッチＳＷａ１，ＳＷａ２，ＳＷｂ１，ＳＷｂ２の動作は，制御部４のコンピュータで制御していたが，コンピュータに代えてカムなどの機械的な機構を用いて行ってもよい。
【００４７】
以上，本発明の実施の形態の一例について説明したが，本発明はこの例に限らず種々の態様を採り得るものである。例えばインバータ装置１は，無停電電源装置，電車の速度調節における電力回収部及び低ノイズの要求される医療，研究用の測定機器の電源変換装置等にも応用できる。
【００４８】
【発明の効果】
本発明によれば，マイクロサージ電圧が低減されるので，負荷側の焼損，ノイズの発生等を防止できる。また，インバータ装置の小型化，低コスト化が図られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】各微小直流電圧Ｖｋの設定根拠を説明するための説明図である。
【図２】理想正弦曲線の微小変化と，その際の電圧変化との関係を示すための説明図である。
【図３】複数の微小直流電圧を合成して実現される疑似交流電圧を示すグラフである。
【図４】インバータ装置の構成の概略を示す説明図である。
【図５】コンバータ部の構成の説明図である。
【図６】インバータ部の構成の説明図である。
【図７】各微小直流電源の微小直流電圧を示す説明図である。
【図８】基準時から半周期までの各微小直流電圧の出力タイミングを示すためのグラフである。
【図９】最終的に出力される疑似交流電圧を示すグラフである。
【図１０】複数の微小直流電圧群を合成して実現された疑似交流電圧を示すグラフである。
【図１１】複数の微小直流電圧群を合成して実現された疑似交流電圧を示すグラフである。
【図１２】従来のＰＷＭ方式の電圧変換方法を示すための説明図である。
【図１３】従来のＰＷＭ方式で発生するマイクロサージ電圧を示すための説明図である。
【符号の説明】
１　　インバータ装置
２　　コンバータ部
３　　インバータ部
Ｃ１〜Ｃｎ　整流回路
Ｔ１〜Ｔｎ　絶縁トランス
Ｄ１〜Ｄｎ　微小直流電源
Ｐ１〜Ｐｎ　迂回路
Ａ　　負荷出力電源
ＳＷ１〜ＳＷｎ　電源スイッチ
ＳＷａ１，ＳＷａ２，ＳＷｂ１，ＳＷｂ２　電子スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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