(57)【要約】【課題】ＬＳＭ式車両の案内方向の振動の収束時間を短縮して安定した走行を実現するとともに、その乗り心地を向上させる。【解決手段】案内方向制御装置では、従来のパッシブ方式のように車両の案内力を自然回復力に委ねるのではなく、積極的に案内力を発生させるアクティブ案内制御を行っている。すなわち、案内方向変位ｙをフィードバックすることで、等価案内バネ係数を向上させて振動を早く収束させるさせるようにしている。このため、車両の低速での浮上及び着地が可能となり、例えばタイヤのランニングコストを大幅に低減することができる。また、案内方向変位速度ｄｙ／ｄｔをフィードバックすることで、ダンピング係数を向上させている。このため、案内方向の乗り心地の改善が可能となり、例えば人手を要する左右コイルの整正作業を軽減することができる。【選択図】　図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
地上側の軌道に沿ってその左右側壁に夫々配置された推進コイルと、車両の左右両側に夫々搭載され、該推進コイルに対向するように配置された界磁コイルとの間の電磁力により、前記車両を推進させるリニアシンクロナスモータ式車両の案内方向の動きを制御する案内方向制御装置であって、
前記推進コイルを流れるコイル電流Ｉをｄｑ０回転座標系に変換したときのｑ軸電流Ｉｑを積極的に制御して、前記車両を前記案内方向の中立位置に向かうように制御する制御手段を備えたことを特徴とする案内方向制御装置。
【請求項２】
地上側の軌道に沿ってその左右側壁に夫々配置された推進コイルと、車両の左右両側に夫々搭載され、該推進コイルに対向するように配置された界磁コイルとの間の電磁力により、前記車両を推進させるリニアシンクロナスモータ式車両の案内方向の動きを制御する案内方向制御装置であって、
前記車両の前記軌道の走行時において前記左右両側の推進コイルに誘起される速度起電力を夫々推定する速度起電力推定手段と、
該速度起電力推定手段が推定した左右の速度起電力の偏差から前記車両の案内方向変位ｙを推定するとともに、該案内方向変位ｙ及び該案内方向変位ｙの時間微分である案内方向変位速度ｄｙ／ｄｔから下記式（１）により、案内方向の制御入力として、前記推進コイルを流れるコイル電流Ｉをｄｑ０回転座標系に変換したときのｑ軸電流Ｉｑを制御するためのｑ軸制御電流Ｉｑ＊を演算する演算手段と、
該演算手段が演算したｑ軸制御電流Ｉｑ＊に基づいてｑ軸電流Ｉｑを制御することにより、前記車両を前記案内方向に制御する制御手段と、
を備えたことを特徴とする案内方向制御装置。
Ｉｑ＝−ｆ１・ｙ−ｆ２・ｄｙ／ｄｔ　・・・（１）
ただし、　ｆ１：案内バネゲイン
ｆ２：案内ダンピングゲイン
【請求項３】
浮上コイルのヌルフラックス構成を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の案内方向制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、リニアシンクロナスモータ式車両の案内力を制御する案内方向制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、地上側の軌道に沿ってその左右側壁に夫々配置された推進コイルと、車両の左右両側に夫々搭載され、この推進コイルに対向するように配置された界磁コイルとの間の電磁力により、車両を推進させるリニアシンクロナスモータ（以下「ＬＳＭ」という）式車両が知られている。
【０００３】
この推進コイルは、詳細には図８（ａ）に示すように、複数の推進コイル群を有する一定長のコイルセクション７１Ａ１、７１Ｂ１、７１Ｃ１、・・・が、車両６２の左右にその１／２の長さずつずらして千鳥状に設置されて構成されている。各コイルセクションは、同図（ｂ）に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の各コイルを一組とする推進コイル群が車両進行方向に複数連なって配置されており、これらの推進コイル群に三相交流を供給することで、移動磁界を発生させる。
【０００４】
また、電力変換器６５から各コイルセクションへ電力を供給（即ち出力電圧Ｖを出力）するためのき電線６６も、電力変換器６５が有する各インバータ６５Ａ、６５Ｂ、６５Ｃに対応して３系統設置されている。そして、き電区分開閉器７２Ａ１、７２Ｂ１、７２Ｃ１、・・・を個々に開閉制御することにより、車両６２が走行している近傍３系のコイルセクションのみに電力を供給するようにしている。
【０００５】
ＬＳＭ式車両６２は、超電導コイルである界磁コイル６２ａによって発生する磁界と、電力変換器６５から出力される三相の出力電圧Ｖによって推進コイル６１に発生する磁界との相互作用により、推進力を得て駆動される。
そして、このように車両６２を推進駆動させる過程で、その推進方向と直角方向（つまり車両６２の進行方向に対して左右方向）への揺れを抑制するために、従来、例えばＪＲ各社では浮上コイルのヌルフラックス構成を利用していた。
【０００６】
ここで、ヌルフラックス構成とは、図９に概念的に示すように、ＬＳＭ式車両６２が走行中に左右の浮上コイル８１，８２のいずれか一方に偏ると、その偏った一方の浮上コイルと界磁コイル６２ａとの間に誘導起電力による反発力が発生し、逆に他方の浮上コイルと界磁コイルとの間に吸引力が発生するため、これらの反発力及び吸引力により、車両を自然に案内方向の中立位置（軌道中心）に戻そうとするものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記ヌルフラックス構成により案内力を発生させる方式は、パッシブなものであるため、車両に発生した案内方向の振動の収束は自然回復力にまかされ、時間を要することになる。このため、車両の左右動による乗り心地の低下を招くといった問題があった。また、車両の低速時には誘導起電力の発生も小さく、車両の案内方向の振動によりその低速での浮上が不安定となるため、高速での浮上を余儀なくされるという問題があった。
【０００８】
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、ＬＳＭ式車両の案内方向の振動の収束時間を短縮して安定した走行を実現するとともに、その乗り心地を向上させることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題に鑑み、請求項１に記載の案内方向制御装置は、地上側の軌道に沿ってその左右側壁に夫々配置された推進コイルと、車両の左右両側に夫々搭載され、推進コイルに対向するように配置された界磁コイルとの間の電磁力により、車両を推進させるリニアシンクロナスモータ式車両の案内方向の動きを制御する。
【００１０】
そして特に、制御手段が、推進コイルを流れるコイル電流Ｉをｄｑ０回転座標系に変換したときのｑ軸電流Ｉｑを積極的に制御して、車両を案内方向の中立位置に向かうように制御する。尚、ここでいう「ｑ軸電流Ｉｑ」は、車両の案内方向の電磁力を発生させるための電流である。
【００１１】
すなわち、車両の案内力を自然回復力に委ねる従来のパッシブ方式ではなく、積極的に案内力を発生させるアクティブ案内制御を採用する。このため、車両の案内方向の振動を短時間で収束させることができ、低速での浮上をも容易にして安定した走行を実現することができるとともに、その乗り心地の向上を図ることができる。
【００１２】
具体的には、例えば請求項２に記載のように、まず速度起電力推定手段が、車両の軌道の走行時において左右両側の推進コイルに誘起される速度起電力を夫々推定する。そして、演算手段が、この速度起電力推定手段が推定した左右の速度起電力の偏差から車両の案内方向変位ｙを推定する。これは、例えば後述する実施例に示すような従来から知られた速度起電力と案内方向変位ｙとの関係式から推定することができる。またそれとともに、演算手段は、この案内方向変位ｙ及びこの案内方向変位ｙの時間微分である案内方向変位速度ｄｙ／ｄｔから下記式（１）により、案内方向の制御入力として、推進コイルを流れるコイル電流Ｉをｄｑ座標系に変換したときのｑ軸制御電流Ｉｑ＊を演算する。
【００１３】
Ｉｑ＊＝−ｆ１・ｙ−ｆ２・ｄｙ／ｄｔ　・・・（１）
ただし、　ｆ１：案内バネゲイン
ｆ２：案内ダンピングゲイン
そして、制御手段が、この演算手段が演算したｑ軸制御電流Ｉｑ＊に基づいてｑ軸電流Ｉｑを制御することにより、車両を案内方向に制御する。
【００１４】
すなわち、本制御装置では、上記式（１）に示すように案内方向変位ｙをフィードバックすることで、等価案内バネ係数を向上させて振動を早く収束させるさせるようにし、また、案内方向変位速度ｄｙ／ｄｔをフィードバックすることで、ダンピング係数を向上させて乗り心地の向上を図っている。
【００１５】
その際、左右の推進コイルの速度起電力の偏差により案内方向変位ｙを推定するのであるが、速度起電力自体は従来から車両の推進方向制御の際にも用いられているため、これを流用することができる。このため、案内方向変位ｙを測定するための専用のセンサが不要となる。また周知のように、コイル電流の制御においては、推進方向（ｄ軸）及び案内方向（ｑ軸）の電流は夫々独立して制御することが可能であるため、本発明のようにｑ軸制御電流Ｉｑ＊に基づいてｑ軸電流Ｉｑを制御する構成をとっても、従来の推進方向の制御には特に影響を与えることがない。このため、従来の制御装置の構成を利用して本願発明の構成を実現することができる。その結果、当該案内方向制御装置を低コストで実現することができる。
【００１６】
このように、推進コイルに誘起される速度起電力を利用してアクティブな案内方向制御をすることで、安定した走行及び乗り心地の改善を図ることができるのであるが、このアクティブな制御のみで案内方向制御を実現するよりも、自然に発生する従来のパッシブな案内方向制御を補完する形で当該アクティブ制御を組み入れる態様の方が、制御負担が小さくなって好ましいとも考えられる。
【００１７】
そこで、請求項３に記載のように、例えば浮上コイルのヌルフラックス構成を備えた車両に、速度起電力を利用した本願発明の案内方向制御を適用するようにするのがさらに好ましい。尚、かかる観点からは、本願発明を浮上コイルのヌルフラックス構成のみならず、吸引磁石のスタガ配置やその他のパッシブ案内方向制御に組み合わせてもよい。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の案内方向制御装置が適用されたＬＳＭ式車両の制御システムの概略構成を表すブロック図である。
【００１９】
同図に示すように、この制御システムは、速度制御部１０、変換器制御部２０、位相同期制御部３０、速度起電力位相生成部４０、Ｉｑ制御部５０、推進コイル６１、界磁コイル６２ａ、電力変換器６５、き電線６６、電流検出器６７等から構成されている。
【００２０】
速度制御部１０は、所定時間の周期で速度指令値ｖ＊に対する追従制御を行うため、ＰＩ制御系で構成され、速度指令値ｖ＊と車両速度（実速度）ｖとの速度偏差を比例・積分演算することにより、車両速度を目標値に近づけるための電流指令値Ｉ＊を演算して出力する。尚、この電流指令値Ｉ＊は、所謂ｄｑ０回転座標系における値（Ｉ＊ｄ、Ｉ＊ｑ、Ｉ＊０）である。
【００２１】
変換器制御部２０は、速度制御部１０から出力された電流指令値Ｉ＊及びＩｑ制御部５０から出力されたｑ軸制御電流Ｉｑ＊と、推進コイル６１を流れる電流（以下「コイル電流」と称す）Ｉとの電流偏差を補償し、さらに推進コイル６１に誘起される速度起電力の補償分を加えて、電力変換器６５への出力電圧Ｖ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を演算する。
【００２２】
具体的には、まず電流検出器６７により検出されるコイル電流Ｉ（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を三相／ｄ−ｑ変換器２１によりｄｑ０回転座標系における電流Ｉｄ、Ｉｑ、Ｉ０に変換し、電流制御部２４にて、速度制御部１０から出力された電流指令値Ｉ＊（Ｉ＊ｄ、Ｉ＊０）及びＩｑ制御部５０から出力されたｑ軸制御電流Ｉｑ＊と、この電流Ｉｄ、Ｉｑ、Ｉ０との電流偏差に対し、一次のＰＩ制御により電圧指令演算値Ｖｄ、Ｖｑ、Ｖ０を算出して出力する。
【００２３】
一方、電力変換器６５から出力された出力電圧Ｖも三相／ｄ−ｑ変換器２２によりｄｑ０回転座標系における電圧Ｖｄ、Ｖｑ、Ｖ０に変換され、この電圧Ｖｄ、Ｖｑ、Ｖ０と、電流Ｉｄ、Ｉｑ、Ｉ０と、車両角速度ωとに基づいて、速度起電力オブザーバ２５（詳細は後述）が速度起電力推定値Ｚｄ、Ｚｑ、Ｚ０を演算して出力する。
【００２４】
次に、この速度起電力推定値Ｚｄ、Ｚｑ、Ｚ０と電流制御部２４から出力される電圧指令演算値Ｖｄ、Ｖｑ、Ｖ０とを加減算器２６にて加算することにより、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ＊ｄ、Ｖ＊ｑ、Ｖ＊０を得る。そして、このＶ＊ｄ、Ｖ＊ｑ、Ｖ＊０をｄ−ｑ／三相変換器２３により三相交流座標系における電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、この電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを電圧指令値として電力変換器６５へ出力する。
【００２５】
電流制御部２４は図３のように構成されており、電流指令値Ｉ＊のｄ軸成分Ｉ＊ｄ及びＩｑ制御部５０から出力されたｑ軸制御電流Ｉｑ＊と、コイル電流Ｉ（Ｉｄ、Ｉｑ）との電流偏差を各加減算器２４ａ、２４ｂにて算出し、算出した電流偏差をそれぞれＰＩ演算器２４ｃ、２４ｄにより比例・積分演算して電圧演算値Ｖ’ｄ、Ｖ’ｑを得る。また、推進コイル６１やき電線６６の抵抗値Ｒ、インダクタンス値Ｌによる電圧降下分も、各抵抗係数器２４ｅ、２４ｆ、各インダクタンス係数器２４ｇ、２４ｈ、各乗算器２４ｊ、２４ｋにより演算され、電圧演算値Ｖ’ｄ、Ｖ’ｑに対してこの電圧降下分を各加減算器２４ｍ、２４ｎにて補償することにより、電圧指令演算値Ｖｄ、Ｖｑを得ている。尚、抵抗値Ｒやインダクタンス値Ｌは、車両６２が走行しているコイルセクション（図８参照）固有の値であり、車両６２が走行するコイルセクションが変わる毎に、これらの値も変化する。また、インダクタンス値Ｌによる電圧降下分を算出するために車両角速度ωも入力される。尚、本実施例では電圧指令値の０軸成分Ｖ０についても計算しているが、本発明の案内方向制御にはこのＶ０は直接的に関わってこないため、図３においてはｄ軸及びｑ軸成分についてのみ記載した。
【００２６】
速度起電力オブザーバ２５は、図４に示すように構成され、例えば特開２００１−２７５３７５号公報に記載された公知の最小次元オブザーバ理論を適用し、下記式（２）にて与えられる速度起電力推定値Ｚを得る。
【００２７】
【数１】
2004040982.tif 000003
【００２８】
図４において、αはオブザーバの固有値λの実部を、βはオブザーバの固有値λの虚部を、それぞれ表す。そして、乗算器２５ａ、２５ｂと、抵抗係数器２５ｃ、２５ｄと、インダクタンス係数器２５ｅ、２５ｆと、積分器２５ｇ、２５ｈと、固有値係数器２５ｊ、２５ｋ、２５ｍ、２５ｎと、加減算器２５ｐ１、２５ｐ２、２５ｐ３、２５ｐ４、２５ｐ５、２５ｐ６とによって、上記式（２）の右辺第二項の各成分が演算される。また、ゲイン係数器２５ｑ、２５ｒ、２５ｓ、２５ｔによって、上記式（２）の右辺第一項が演算される。そして、これらを加減算器２５ｕ、２５ｖにてそれぞれ演算することにより上記式（２）の右辺全体の演算が行われ、これにより速度起電力推定値Ｚｄ、Ｚｑが得られる。
【００２９】
Ｉｑ制御部５０は、速度起電力オブザーバ２５により推定されたこの速度起電力推定値のうちｑ軸成分であるＺｑを用いて、アクティブ案内方向制御を実行するためのｑ軸制御電流Ｉｑ＊を演算し、電流制御部２４に出力する。この詳細については後述する。
【００３０】
速度起電力位相生成部４０は、速度起電力オブザーバ２５により推定された速度起電力推定値Ｚｄ、Ｚｑから、速度起電力位相補正量Δθを演算し、このΔθを位相基準θ＊に加えることで、速度起電力位相θｅを算出する。
位相同期制御部３０は、速度起電力位相θｅを車両位置を示す位相信号として取り込み、この位相信号と位相基準θ＊との位相偏差から車両角速度ωを演算する。そして、この車両角速度ωをさらに積分演算することにより、位相基準θ＊が出力される。尚、演算された車両角速度ωは、車両速度ｖにも変換され、これら車両角速度ωと車両速度ｖは共にローパスフィルタ３５を介して出力される。
【００３１】
次に、Ｉｑ制御部５０にて実行されるｑ軸制御電流Ｉｑ＊の演算処理の詳細について説明する。
図２に示すように、変換器制御部２０は、実際には車両６２の進行方向に対する右側推進コイル６１Ｒと左側推進コイル６１Ｌのコイル電流Ｉを夫々制御するように、三相／ｄ−ｑ変換器２１，電流制御部２４，速度起電力オブザーバ２５等を左右夫々に有している（以下、右側のものに「Ｒ」を付し、左側のものに「Ｌ」を付して説明する）。
【００３２】
そして、上記図４にて速度起電力推定値Ｚｑ（ｑ軸成分）を得たように、左側推進コイル６１Ｌのコイル電流Ｉについて、三相／ｄ−ｑ変換器２１Ｌ及び速度起電力オブザーバ２５Ｌを介して得た速度起電力ＺＬと、右側推進コイル６１Ｒのコイル電流Ｉについて、三相／ｄ−ｑ変換器２１Ｒ及び速度起電力オブザーバ２５Ｒを介して得た速度起電力ＺＲとを、Ｉｑ制御部５０に入力する。
【００３３】
Ｉｑ制御部５０では、この推定された速度起電力ＺＲ，ＺＬの変化により、案内方向変位ｙを推定して案内方向のダンピング補正を行い、乗り心地の改善を図る。
すなわち、例えば図５に示すように、速度ｖ０にて走行中の車両６２が軌道中心（中立位置）に対して右側に距離ｙ変位すると、右側推進コイル６１Ｒの速度起電力ＺＲ（ｖ０，ｙ）が増加し、左側推進コイル６１Ｌの速度起電力ＺＬ（ｖ０，ｙ）が減少する（ＺＲ，ＺＬはｖ０とｙの関数となる）。そこで、本実施例では、逆にこれら左右の推進コイルの速度起電力ＺＲ，ＺＬの変化から案内方向変位ｙを推定する。尚ここでは、
今仮に、速度ｖ０にて車両６２が左右に変動していない時（ｙ＝０：ＳＣＭ−推進コイル間距離がｙ０）の理論上の速度起電力をＺ０とする（Ｚ０は、実車両における速度ｖ０時の速度起電力実績値としてもよい）。このとき、速度ｖ０において車両６２がｙ右側に変動した時の右側推進コイル６１Ｒに発生する速度起電力をＺＲ（ｖ０，ｙ），左側推進コイル６１Ｌに発生する速度起電力をＺＬ（ｖ０，ｙ）とすると、下記式（３）及び（４）が成立する。
【００３４】
Ｚ０　：　ＺＲ（ｖ０，ｙ）＝１／（ｙ０−ｙ）２　：１／ｙ０２　・・・　（３）
Ｚ０　：　ＺＬ（ｖ０，ｙ）＝１／（ｙ０＋ｙ）２　：１／ｙ０２　・・・　（４）
これら式（３），（４）より左右の速度起電力の偏差（ＺＲ−ＺＬ）を用いてｙの平均を求め、案内方向変位ｙとする。
【００３５】
そして、このとき得られた案内方向変位ｙを用いて、車両の案内方向運動方程式として下記式（５）を得る。
Ｍ（ｄｙ／ｄｔ）２　＋　Ｄ・ｙ　＝　Ｆｙ　・・・（５）
Ｄ：案内バネ係数　　Ｆｙ：Ｉｑによる案内方向電磁力
尚、上記式（５）における案内方向電磁力Ｆｙは、浮上高さ、案内方向変位による案内力係数の変化は無視して下記式（６）で簡略化する。
【００３６】
Ｆｙ＝Ｋ０・Ｉｑ　・・・（６）
Ｋ０：案内力係数　　　　Ｉｑ：ｑ軸電流
そして、案内方向の変位ｙを平衡点（中立位置）に戻すための制御系は、案内方向変位ｙとその時間微分量である案内方向変位速度ｄｙ／ｄｔの状態量を線形フィードバックして漸近安定とするように設計する。ここでは、制御入力であるｑ軸制御電流Ｉｑ＊は下記式（７）となる。
【００３７】
Ｉｑ＊＝−ｆ１・ｙ−ｆ２・ｄｙ／ｄｔ　・・・（７）
ただし、　ｆ１：案内バネゲイン
ｆ２：案内ダンピングゲイン
以上に述べた上記式（５）〜（７）より案内方向制御系を設計すると、図６のようになる。すなわち図６及び図２に示すように、推定された変位ｙを、右側セクションの案内方向レギュレータｆＲ及び左側セクションの案内方向レギュレータｆＬに夫々フィードバックする。各レギュレータｆＲ，ｆＬでは上記式（７）の演算が行われる。ただし、左右の推進コイルにおいて一方には吸引力を他方には反発力を発生させる必要があるため、左右の各電流制御部２４Ｌ，２４Ｒに出力されるｑ軸制御電流Ｉｑ＊は符号が互いに逆となる。
【００３８】
以上の説明から分かるように、本実施例の制御システムにおいては、速度制御部１０から電流制御部２４に対して電流指令値Ｉ＊が入力され、この電流指令値Ｉ＊のｄ軸成分であるｄ軸電流Ｉ＊ｄが電圧指令演算値Ｖｄの演算（図３参照）に用いられるが、そのｑ軸成分は演算に用いられていない。そして、そのｑ軸成分については、Ｉｑ制御部５０にて算出されたｑ軸制御電流Ｉｑ＊が、電圧指令演算値Ｖｄの演算に用いられる。つまり、車両６２の推進方向の制御には、速度制御部１０から出力された電流指令値がそのまま用いられるが、案内方向の制御には、Ｉｑ制御部５０にて案内方向の速度起電力を利用して演算された電流指令値が用いられる。このため、案内方向についてアクティブな制御が行われる。
［シミュレーション結果］
図７に本実施例による案内方向制御の効果を表すシミュレーション結果を示す。同図（ａ）のグラフは、本シュミレーションにおいて案内方向に付与した外乱を示し、横軸が時間（ｓ）を表し、縦軸が外乱の大きさ（Ｎ）を表す。また、同図（ｂ）のグラフは、車両の案内方向の変動を示し、横軸が時間（ｓ）を表し、縦軸が変動の大きさ（×１０−３ｍ）を表す。本シミュレーションでは、車両速度を５００ｋｍ／ｈに設定し、各制御定数は現実の車両に用いられる定数を用いて行った。
【００３９】
同図（ａ）に示すように、外乱には横風を想定した１００００（Ｎ）をステップ入力として付与した。同図（ｂ）は、本実施例の案内制御を施した場合の案内方向の変動を太い実線にて表し、その比較例として従来の当該案内制御のない場合の案内方向の変動を細い実線にて表している。
【００４０】
同図から分かるように、案内制御されている場合は、左右の振動は最大で１ｍｍ程度に収まり、しかも２秒程度で収束している。これに対し、案内制御されていない場合は、２ｍｍ程度の振幅の振動が持続することとなった。
以上の結果より、本実施例の案内制御により、案内方向の振動の収束性が大きく向上し、その結果、車両の乗り心地も改善されることが確認できた。
【００４１】
以上に説明したように、本実施例の案内方向制御装置では、従来のパッシブ方式のように車両の案内力を自然回復力に委ねるだけではなく、積極的に案内力を発生させるアクティブ案内制御を行っている。すなわち、案内方向変位ｙをフィードバックすることで、等価案内バネ係数を向上させて振動を早く収束させるさせるようにしている。このため、車両の低速での浮上及び着地が可能となり、例えばタイヤのランニングコストを大幅に低減することができる。また、案内方向変位速度ｄｙ／ｄｔをフィードバックすることで、ダンピング係数を向上させている。このため、案内方向の乗り心地の改善が可能となり、例えば人手を要する左右コイルの整正作業を軽減することができる。
【００４２】
尚、本実施例において、速度起電力オブザーバ２５が速度起電力推定手段に該当し、Ｉｑ制御部５０が演算手段に該当し、電流制御部２４等が制御手段に該当する。
以上、本発明の実施例について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施例に何ら限定されることなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態をとり得ることはいうまでもない。
【００４３】
例えば、上記実施例では特に述べなかったが、本発明の案内方向制御装置は、案内方向制御として制御システムに単独に取り入れるよりも、ヌルフラックス構成や吸引磁石のスタガ配置等の従来のパッシブ方式による構成に付加する態様で制御システムに組み入れるのが好ましい。かかる構成により、本発明の案内方向制御装置による制御負担が軽減される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の案内方向制御装置が適用されたＬＳＭ式車両の制御システムの概略構成を表すブロック図である。
【図２】実施例の案内方向制御装置の要部概略構成を表すブロック図である。
【図３】電流制御部の具体的構成を表すブロック図である。
【図４】速度起電力オブザーバの具体的構成を表すブロック図である。
【図５】実施例の案内方向制御装置の案内方向制御方法を表す説明図である。
【図６】Ｉｑ制御部における制御方式を表す制御ブロック図である。
【図７】実施例の案内方向制御による効果を表す説明図である。
【図８】従来のＬＳＭ式車両の制御システムの概略構成を表すブロック図である。
【図９】従来の案内方向制御方式を表す説明図である。
【符号の説明】
１０・・・速度制御部、　２０・・・変換器制御部、　２４・・・電流制御部、
２５・・・速度起電力オブザーバ、　３０・・・位相同期制御部、
４０・・・速度起電力位相生成部、　５０・・・Ｉｑ制御部、
６１・・・推進コイル、　６２・・・ＬＳＭ式車両、　６２ａ・・・界磁コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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