(57)【要約】【課題】ブリッジ整流器等の整流手段と平滑コンデンサの組み合わせによって得られる直流には、入力交流電圧に含まれるノイズが、整流ダイオードの導通期間において多く残存することから、この期間に直流に含まれるノイズが負荷に伝播することを阻止して負荷にクリーンな直流電圧を供給する。【解決手段】入力交流電圧を整流平滑して第１の直流電圧Ｖｄｃ１を生成する第１の整流手段１及び第１の平滑コンデンサ２と、負荷に第２の直流電圧Ｖｄｃ２を供給する第２の平滑コンデンサ４と、第１の平滑コンデンサ２と第２の平滑コンデンサ４の間に置かれ、第１の整流手段１の導通期間においては第１の平滑コンデンサ２から第２の平滑コンデンサ４に対する電流の供給を遮断するように成された制御手段とで電源装置を構成することによって、第１の整流手段１の導通期間におけるノイズが負荷に伝播することを阻止することができる。【選択図】　図１
2004140895.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力交流電圧を整流平滑して第１の直流電圧Ｖｄｃ１を生成する第１の整流手段及び第１の平滑コンデンサと、負荷に第２の直流電圧Ｖｄｃ２を供給する第２の平滑コンデンサと、上記第１の平滑コンデンサと上記第２の平滑コンデンサの間に置かれ上記入力交流電圧を参照信号として用いて上記第１の整流手段の導通期間においては上記第１の平滑コンデンサから上記第２の平滑コンデンサに対する電流の供給を遮断するように成された制御手段とで構成されることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記入力交流電圧を参照信号として用いて前記第１の整流手段の導通期間を検知する検知手段と、上記検知手段が出力する制御信号によって前記第１の平滑コンデンサから前記第２の平滑コンデンサに対する電流の供給を開閉するスイッチング手段とで構成されることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記入力交流電圧に同期し且つ位相の変移した交流を発生する移相交流発生手段と、前記第１の直流電圧Ｖｄｃ１から電力を供給されて上記移相交流発生手段の出力を電力増幅する電力増幅器と、上記電力増幅器の出力を整流して第２の平滑コンデンサに電流を供給する第２の整流手段とを備え、
上記移相交流発生手段の位相変移量が前記第１の整流手段の導通期間と上記第２の整流手段の導通期間が重複しないようになされたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はノイズの混入した商用電源からノイズを除去し、ＡＶ（オーディオビジュアル）機器等に用いるに好適なクリーンな電源を生成する電源装置に係わる。
【０００２】
【発明の背景】
一般にＡＶ機器内部の電子回路を駆動するための直流電源は、商用電源を変圧・整流・平滑して得られている。然し商用電源には他の電気電子機器から放射される高周波ノイズや、雑音端子電圧として漏出したスイッチングノイズ等が混入している。これらのノイズは従来の整流平滑回路では十分に除去できないことから、その一部が電子回路に到達し、音質・画質を劣化せしめているという問題がある。
【０００３】
【従来の技術】
図５（１）（２）は入力交流電圧を直流に変換するために従来から用いられているブリッジ整流回路の回路図及び動作波形図である。入力交流電圧は第１の整流手段１に加えられる。そして、第１の整流手段１は電流Ｉｄを間欠的に通過させて第１の平滑コンデンサ２を充電し、第１の平滑コンデンサ２の両端に第１の直流電圧Ｖｄｃ１を発生させる。第１の直流電圧Ｖｄｃ１は負荷に供給される。
【０００４】
Ｉｄは常時流れ続けるのではなく、ブリッジ整流の場合は入力交流電圧の絶対値が上記Ｖｄｃ１よりダイオード２個の電圧降下分（約１．４Ｖ）だけ高い期間、即ち図５（２）の波形図に示すように入力交流電圧の絶対値が最大となる点の前後の短い期間に集中して流れる。この期間は一般にダイオードの導通期間と呼ばれる。
【０００５】
図６は、商用電源の歪みや電圧変動の影響を除去するために成された別の従来技術による電源装置のブロック図である。図６の第１の整流手段１及び第１の平滑コンデンサ２は図５の従来技術の回路と同じ物であるが、第１の直流電圧Ｖｄｃ１は負荷に供給されるのではなく発振器５及び電力増幅器６を駆動する電圧源として用いられる。発振器５は前記入力交流電圧の周波数や位相に無関係な交流または前記入力交流電圧に同期し且つ位相ずれの無い交流を発生させる。そして、発振器５の出力は電力増幅器６に導かれ、負荷が必要とする電圧・電流にまで増幅された後、第２の整流手段３と第２の平滑コンデンサ４によって整流平滑され、第２の直流Ｖｄｃ２を生成する。第２の直流電圧Ｖｄｃ２は負荷に供給される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図５のブリッジ整流回路は第１の平滑コンデンサ２のインピーダンスを十分低くすることによって、第１の整流手段１から供給される脈流から入力交流電圧の高調波成分を除去して直流を得ようとするものであり、その除去率αは第１の整流手段１の動作インピーダンスをＺｘ、第１の平滑コンデンサ２のインピーダンスをＺｃとすると数１で表わされる。
【数１】
2004140895.tif 000003
【０００７】
図５の回路によれば、入力交流電圧の高調波成分だけではなく、入力交流電圧に混入したノイズも前記数１に従って減衰する。よって、第１の整流手段１の動作インピーダンスが高く第１の平滑コンデンサ２のインピーダンスが低ければ、図５の回路は高いノイズ遮断特性を示す。
【０００８】
しかし電源の平滑に用いられる大容量のコンデンサは一般に等価直列抵抗及びインダクタンス成分が大きいため、インピーダンスが一定の値以下にならないだけでなく高い周波数に対しては増加する傾向にある。又、ブリッジ整流器の動作インピーダンスは非導通期間においては一般に数メガΩと高いインピーダンスを示すのに対して、導通期間においては数十ｍΩと低インピーダンスになる。このため、図５の従来技術では、第１の整流手段１が非導通の間は高いノイズ遮断特性を有するが、導通期間においてはノイズ遮断特性が著しく悪化するという問題がある。
【０００９】
図７は、図６の従来技術における電力増幅器６の出力段の代表的な構成を詳記したものである。図６の発振器５の出力は図７のバイアス回路に接続される。そして、バイアス回路の一端（高電圧側）は出力トランジスタＱ１のベースに、他端（低電圧側）は出力トランジスタＱ２のベースに接続される。Ｑ１、Ｑ２のコレクタはそれぞれ第１の直流電圧Ｖｄｃ１の高電圧側及び低電圧側に接続され、電源の供給を受ける。又、Ｑ１、Ｑ２のエミッタは互いに接続されて出力端Ａを構成する。Ｑ１及びＱ２のコレクタ−ベース間に破線で記載したコンデンサＣｏｂは各トランジスタの帰還容量である。またＱ１及びＱ２のコレクタ−エミッタ間に破線で記載した抵抗Ｒｏは各トランジスタの出力抵抗である。
【００１０】
Ｃｏｂ及びＲｏの値はトランジスタの動作条件によって変動するが、特にコレクタ−エミッタ間の電圧Ｖｃｅの変化が大きな影響を及ぼす。即ち、Ｖｃｅが低下するとＣｏｂは指数関数的に増加し、Ｒｏは指数関数的に減少する。図７の回路では、出力端Ａの出力電圧が最大になる時にＱ１のＶｃｅは最も低下するので、Ｑ１のＣｏｂは最大となりＲｏは最小となる。又、出力端Ａの出力電圧が最小になる時に、Ｑ２のＶｃｅが最も低下するので、Ｑ２のＣｏｂは最大となりＲｏは最小となる。
【００１１】
第１の直流電圧Ｖｄｃ１に残存するノイズはＣｏｂ及びＲｏを通じて出力端Ａに漏出する。そして、漏出するノイズはＣｏｂが大きいほど、又Ｒｏが小さいほど多くなる。このため、出力端Ａの出力電圧が最大または最小になるとき、出力端Ａの出力は最も多くノイズを含むことになる。
【００１２】
出力端Ａに漏出したノイズは図６の第２の整流手段３を通じて第２の直流電圧Ｖｄｃ２に伝播される。そして、図５の従来技術における課題と同じ理由で、第２の整流手段３の導通期間において伝播の比率は高くなる。
【００１３】
図６の発振器５が入力交流電圧に同期して且つ位相ずれの無い交流を発生させる場合、入力交流電圧が最大となる時と電力増幅器６の交流出力が最大になる時は一致する。このため、第１の整流手段１の導通期間と第２の整流手段３の導通期間は一致する。又これらの期間は、前述のように、Ｖｄｃ１に残存するノイズが電力増幅器６を通じで漏出しやすい期間とも一致する。従って、この場合は入力交流電圧に混入したノイズの一部は除去されずに第２の直流電圧Ｖｄｃ２に伝播することになる。
【００１４】
図６の発振器５が入力交流電圧に同期しない交流を発生させる場合にも、それぞれの交流の周期の最小公倍数を周期として、それぞれの交流の電圧が最大となる時は一致するので、前記と同様に入力交流電圧に混入したノイズの一部は除去されずに第２の直流電圧Ｖｄｃ２に伝播することになる。
【００１５】
従って、図６の従来技術は入力交流電圧の歪みや電圧の変動に対しては効果を発揮するものの、入力交流電圧に混入するノイズを十分に除去できないという問題点がある。
【００１６】
本発明は前記従来技術の問題点を解消するためになされたものであり、その目的は整流ダイオードの導通期間における残存ノイズを除去し、全期間を通じて負荷にクリーンな電源を供給する電源装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
前記問題点を解決するために、請求項１記載の発明は、入力交流電圧を整流平滑して第１の直流電圧Ｖｄｃ１を生成する第１の整流手段及び第１の平滑コンデンサと、負荷に第２の直流電圧Ｖｄｃ２を供給する第２の平滑コンデンサと、上記第１の平滑コンデンサと上記第２の平滑コンデンサの間に置かれ、上記入力交流電圧を参照信号として用いて、上記第１の整流手段の導通期間においては上記第１の平滑コンデンサから上記第２の平滑コンデンサに対する電流の供給を遮断するように成された制御手段とで構成されることを特徴とする。
【００１８】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記制御手段は、前記入力交流電圧を参照信号として用いて前記第１の整流手段の導通期間を検知する検知手段と、上記検知手段が出力する制御信号によって前記第１の平滑コンデンサから前記第２の平滑コンデンサに対する電流の供給を開閉するスイッチング手段とで構成されることを特徴とする。
【００１９】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記制御手段は、前記入力交流電圧に同期し且つ位相の変移した交流を発生する移相交流発生手段と、前記第１の直流電圧Ｖｄｃ１から電力を供給されて上記移相交流発生手段の出力を電力増幅する電力増幅器と、上記電力増幅器の出力を整流して第２の平滑コンデンサに電流を供給する第２の整流手段とを備え、上記移相交流発生手段の位相変移量が前記第１の整流手段の導通期間と上記第２の整流手段の導通期間が重複しないようになされたことを特徴とする。
【００２０】
【作用】
従って、請求項１の発明によれば、第１の整流手段の導通期間においては、入力交流電圧から第１の整流手段を通じて流入する電流は第１の平滑コンデンサを充電するが、制御手段によって第１の平滑コンデンサから第２の平滑コンデンサに対する電流の供給は遮断されているので、第１の直流電圧Ｖｄｃ１に含まれるノイズは第２の直流電圧Ｖｄｃ２に伝播しない。この間、負荷には第２の平滑コンデンサから電流が供給される。そして、第１の整流手段が非導通の間に、第１の平滑コンデンサからの電流は、制御手段を通じて負荷に供給されるとともに、第２の平滑コンデンサを充電する。このため、全期間を通じて負荷にクリーンな電源の供給が可能になる。
【００２１】
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の発明において、制御回路は第１の整流手段の導通期間を検知する検知手段と、第１の平滑コンデンサから第２の平滑コンデンサに対する電流の供給を開閉するスイッチング手段とからなっている。そして、上記スイッチング手段は、上記検知手段が上記導通期間を検知して出力する制御信号を用いてスイッチをオフにする。よって、上記導通期間に第１の直流電圧Ｖｄｃ１に含まれるノイズが第２の直流電圧Ｖｄｃ２に伝播するのを妨げることができる。
【００２２】
請求項３記載の発明によれば、請求項１記載の発明において、制御回路は前記入力交流電圧に同期し且つ位相の変移した交流を発生する移相交流発生手段と、前記第１の直流電圧Ｖｄｃ１から電力を供給されて上記移相交流発生手段の出力を電力増幅する電力増幅器と、上記電力増幅器の出力を整流して第２の平滑コンデンサに電流を供給する第２の整流手段とを備え、上記移相交流発生手段の位相変移量が前記第１の整流手段の導通期間と上記第２の整流手段の導通期間が重複しないようになされているため、入力交流電圧の絶対値がピークを過ぎて第１の整流手段が非導通になってから電力増幅器の出力の絶対値がピークに近づき第２の整流手段を導通させる。即ち、第１の整流手段が導通している間は第２の整流手段が第２の平滑コンデンサに対する電流の供給を遮断しているので、この間に第１の直流電圧Ｖｄｃ１に含まれるノイズが第２の直流電圧Ｖｄｃ２に伝播するのを妨げることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体化した実施形態を図１〜図４に従って説明する。図１は本発明の第１実施形態の制御手段を備えた電源装置のブロック図である。図２は第１実施形態の電源装置の動作波形図である。図３は第２実施形態の制御手段を備えた電源装置のブロック図である。図４は第２実施形態の電源装置の動作波形図である。
【００２４】
図１に示す第１実施形態の電源装置は、第１の整流手段１と第１の平滑コンデンサ２で入力交流信号を整流平滑して第１の直流電圧Ｖｄｃ１を生成する機能につき従来技術と同様の構成を有する。そして、第１の直流電圧Ｖｄｃ１はスイッチング手段８と検知手段９を備える制御手段７に接続され、制御手段７の出力は第２の平滑コンデンサ４に接続される。スイッチング手段８はＮＰＮトランジスタであり、コレクタは第１の平滑コンデンサ２に、エミッタは第２の平滑コンデンサ４に、そしてベースは検知手段９の出力に接続される。検知手段９は絶対値回路１０とコンパレータ１１で構成される。
【００２５】
入力交流電圧は第１の整流手段１に供給されるとともに、絶対値回路１０にも接続されて絶対値化され、コンパレータ１１の反転入力端子に導かれる。コンパレータ１１の非反転入力端子には第１の直流電圧Ｖｄｃ１が接続され、絶対値回路１０の出力電圧と電圧比較が行われる。第１の整流手段１の導通期間では、入力交流電圧の絶対値は第１の直流電圧Ｖｄｃ１より第１の整流手段１の電圧降下分（約１．４Ｖ）だけ高いので、電圧比較の結果コンパレータ１１の出力はＬｏになる。又、それ以外の期間はコンパレータ１１の出力はＨｉになる。そして、コンパレータ１１の出力はスイッチング手段８のＮＰＮトランジスタのベースに導かれ、コンパレータ１１の出力がＨｉのときスイッチング手段８を導通状態にし、出力がＬｏのときスイッチング手段８を遮断状態にする。
【００２６】
上記の動作の様子をグラフ化すると図２に示すようになる。第１の整流手段１が導通している間はスイッチング手段８は遮断状態になるので、この期間に第１の直流電圧Ｖｄｃ１に含まれるノイズは、スイッチング手段８の高い動作インピーダンスによって減衰させられる。
【００２７】
第１の整流手段１は入力交流電圧が第１の直流電圧Ｖｄｃ１より第１の整流手段１の電圧降下分（約１．４Ｖ）だけ高い期間において導通する。一方、コンパレータ１１の出力は入力交流電圧が第１の直流電圧Ｖｄｃ１より高い期間においてＬｏになる。このためスイッチング手段８の遮断期間は第１の整流手段１の導通期間を含んでそれより長くなるが、これは動作余裕として機能する。
【００２８】
尚、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を適宜に変更して次のように実施することもできる。
【００２９】
（１）上記実施例では、コンパレータ１１の非反転入力に第１の直流電圧Ｖｄｃ１を加えたが、第１の整流手段１の導通期間の開始時期における第１の直流電圧Ｖｄｃ１が概略既知の場合は、その既知電圧を固定電圧としてコンパレータ１１の非反転入力に加え、絶対値回路１０の出力電圧と比較してもよい。
【００３０】
（２）上記実施例では、絶対値回路１０の出力及び第１の直流電圧Ｖｄｃ１を直接コンパレータ１１の入力端子に印加したが、それぞれを分圧回路を通じて印加してもよい。この場合はコンパレータ１１に対する同相入力電圧を減じて信頼性を高めることができる。又、それぞれの分圧比を異なったものにすれば、スイッチング手段８の遮断期間を長くして動作余裕を高めることができる。
【００３１】
（３）上記実施例では、スイッチング手段８をＮＰＮトランジスタで構成したが、ＮチャネルＦＥＴを使用してもよい。
【００３２】
（４）上記実施例では、第１の直流電圧Ｖｄｃ１の低電圧側を接地とみなし高電圧側にスイッチング手段８を挿入したが、高電圧側を接地して低電圧側にスイッチング手段８を挿入してもよい。この場合、スイッチング手段８はＰＮＰトランジスタまたはＰチャネルＦＥＴで構成すればよい。
【００３３】
図３に示す第２実施形態の電源装置は、第１の整流手段１と第１の平滑コンデンサ２で入力交流信号を整流平滑して得られた第１の直流電圧Ｖｄｃ１が電力増幅器６に供給され、電力増幅器６の出力は第２の整流手段３と第２の平滑コンデンサ４で整流平滑されて第２の直流電圧Ｖｄｃ２を生成する機能につき従来技術と同様の構成を有する。そして、電力増幅器６に印加する交流を発生させる手段は、従来技術によれば入力交流電圧の周波数や位相に無関係な交流または入力交流電圧に同期して位相ずれの無い交流を発生させる発振器を用いるのに対し、本実施例では入力交流電圧に同期し且つ第１の整流手段１の導通期間と第２の整流手段３の導通期間が重複しないように移相した交流を発生させる移相交流発生手段１２を用いる。移相交流発生手段１２はローパスフィルター１３とＡＧＣ回路１４で構成される。
【００３４】
入力交流電圧は第１の整流手段１に供給されるとともに、ローパスフィルター１３にも入力される。そして、ローパスフィルター１３で入力交流電圧の位相が回転するので、その出力は入力交流電圧に同期し且つ位相の遅れた交流になる。又、ローパスフィルター１３の出力は、入力交流電圧のレベルや周波数またはローパスフィルター１３を構成する回路素子のばらつき等が原因で出力電圧レベルが変動するので、ＡＧＣ回路１４で一定のレベルに増幅される。そして、ＡＧＣ回路１４の出力は電力増幅器６に導かれ、負荷が必要とする電力にまで増幅される。電力増幅器６の出力は第２の整流手段３で整流され、第２の平滑コンデンサ４に導かれて第２の直流電圧Ｖｄｃ２を生成する。
【００３５】
上記の動作の様子をグラフ化すると図４に示すようになる。尚、図４はローパスフィルター１３で入力交流電圧を９０°移相させ、又、第１の整流手段１及び第２の整流手段３の導通期間がいずれも６０°の場合のグラフである。入力交流電圧の絶対値は位相角が９０＋１８０ｎ（°）（ｎは整数）の時最大となり、第１の整流手段１はその前後６０°の幅で導通する。しかし、電力増幅器６の出力は入力交流電圧より９０°遅れているのでその間は低電圧であり、よって第２の整流手段３は非導通である。そして、電力増幅器６の出力の絶対値が最大となって第２の整流手段３が導通している間は、入力交流電圧は低電圧なので第１の整流手段１は非導通である。このため、第１の整流手段１の同通期間に第１の直流電圧Ｖｄｃ１に含まれるノイズは、電力増幅器６の出力に漏出しても、第２の整流手段３の高い動作インピーダンスによって減衰させられる。尚、この場合の動作余裕は約３０°である。
【００３６】
第１の整流手段１の導通期間と第２の整流手段３の導通期間とが重複しないために必要な移相角は数２で与えられる。但し、第１の整流手段１の導通期間をθ１、第２の整流手段３の導通期間をθ２、移相角をθとし、単位は（°）とする。
【数２】
2004140895.tif 000004
【００３７】
移相角が数２の範囲にあれば導通期間の重複はなくなるため本発明の目的を達することができるが、数２から明らかなように、移相角の絶対値を９０°にすれば動作余裕が最大になるので最適である。本実施例のローパスフィルター１３で入力交流電圧を約９０°遅らせるためには、例えば１次のローパスフィルターを用い遮断周波数を例えば１Ｈｚに設定すればよい。この時、５０Ｈｚの入力交流信号を８８．９°遅らせることができる。
【００３８】
一般に整流手段の導通期間は、入力交流電圧の信号源インピーダンスと平滑コンデンサの容量と負荷電流によって決まる。参考として、コンデンサ容量と負荷電流に対応した導通期間を表１に示す。但し、表１では信号源インピーダンスはゼロとしている。表１の条件では導通期間は約２０°〜約５５°であることが分る。
【表１】
2004140895.tif 000005
【００３９】
尚、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を適宜に変更して次のように実施することもできる。
【００４０】
（１）上記実施例では、移相交流発生手段１２をローパスフィルター１３とＡＧＣ回路１４で構成した。これをＣＲとＯＰアンプ等を用いた移相回路で構成してもよい。この場合、ＡＧＣ回路を省略することができる。
【００４１】
又、移相交流発生手段１２は、ＲＯＭ等に予め記憶させた波形を入力交流電圧から一定時間遅延させて読み出す回路で構成してもよい。この場合、ＡＧＣ回路を省略することができる。又、正弦波以外の任意の波形を発生させることができる。
【００４２】
更に、移相交流発生手段１２は、入力交流電圧を矩形波に整形した後に、クロックカウンタやワンショットマルチバイブレータ等で一定時間の遅延を与え、再度正弦波に復する回路で構成してもよい。
【００４３】
（２）上記実施例では、電力増幅器６の出力を第２の整流手段３と第２の平滑コンデンサ４で整流平滑して、負荷に直流を供給する電源装置として構成した。これから第２の整流手段３と第２の平滑コンデンサ４を省略して、電力増幅器６の出力を最終出力とした交流電源装置として構成してもよい。この場合、電力増幅器６の出力電圧は商用電源の電圧に相当するものとし、その出力を商用電源の代わりに一般の電子機器に供給するものとする。
【００４４】
一般の電子機器の電源入力部は、電源トランスと整流手段と平滑コンデンサを直列に接続して構成することが多い。電源トランスが挿入されても位相の回転は微小なので、本交流電源装置と電子機器内電源入力部の一連の動作は、本第２実施形態の電源装置の動作と主要な点で異ならない。このため、本第２実施形態の電源装置におけるノイズ減衰と同じ原理で、電子機器内電源入力部の平滑コンデンサにノイズが伝播することを妨げることができる。
【００４５】
【発明の効果】
本発明の構成及び動作は、入力交流電圧の１周期の中に特にノイズの伝播しやすい期間があることに着目し、その期間においては入力交流電圧と負荷との導通を断つことによってノイズの伝播を阻止する画期的なものである。本発明の電源装置により、入力交流電圧の全周期にわたりクリーンな直流電源を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の制御手段を備えた電源装置のブロック図
【図２】第１実施形態の電源装置の動作波形図
【図３】第２実施形態の制御手段を備えた電源装置のブロック図
【図４】第２実施形態の電源装置の動作波形図
【図５】従来技術であるブリッジ整流回路の回路図及び動作波形図
【図６】別の従来技術による電源装置のブロック図
【図７】電力増幅器の出力段の構成図
【符号の説明】
１、３　　第１及び第２の整流手段
２、４　第１及び第２の平滑コンデンサ
５　　　　発振器
６　　　　電力増幅器
７　　　　制御手段
８　　　　スイッチング手段
９　　　　検知手段
１０　　　絶対値回路
１１　　　コンパレータ
１２　　　移相交流発生手段
１３　　　ローパスフィルター
１４　　　ＡＧＣ回路
【図１】
2004140895.tif 000006
【図２】
2004140895.tif 000007
【図３】
2004140895.tif 000008
【図４】
2004140895.tif 000009
【図５】
2004140895.tif 000010
【図６】
2004140895.tif 000011
【図７】
2004140895.tif 000012