(57)【要約】【課題】ノイズフィルタを付加することなくノイズを低減する。【解決手段】昇圧用のコンデンサＣ１への充電電流経路である電源線７にダイオードＤ１と直列に定電流回路１２を設ける。定電流回路１２は、電源投入時にダイオードＤ１〜Ｄ４を通してコンデンサＣ１〜Ｃ４に流れる突入電流を規制するとともに、駆動回路４を構成するトランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ４、Ｔ５のスイッチングに伴って入力端子２からコンデンサＣ１に流れ込む充電電流を規制する。【選択図】  図１
2004222394.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧入力端子と電圧出力端子との間に同一の極性で直列に接続された複数のダイオードと、
前記ダイオード同士が接続された各接続点に対し各一端子が接続された複数のコンデンサと、
これらコンデンサの他端子にそれぞれ第１の電圧と第２の電圧とを交互に印加する駆動回路と、
前記コンデンサの充放電電流が流れる経路に介在する電流規制回路とを備えていることを特徴とする昇圧回路。
【請求項２】
前記電流規制回路は、前記電圧入力端子から前記ダイオードへの電流経路に設けられていることを特徴とする請求項１記載の昇圧回路。
【請求項３】
前記駆動回路は、前記電圧入力端子を通して電流の供給を受けるように構成されており、
前記電流規制回路は、前記電圧入力端子から前記駆動回路への電流供給経路に設けられていることを特徴とする請求項１または２記載の昇圧回路。
【請求項４】
前記電流規制回路は、前記直列接続されたダイオードのそれぞれに対し直列に設けられていることを特徴とする請求項１記載の昇圧回路。
【請求項５】
前記電流規制回路は、
前記コンデンサの充放電電流が流れる経路に介在する第１のトランジスタと、
この第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第２のトランジスタと、
この第２のトランジスタに定電流を供給する定電流回路とから構成されていることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載の昇圧回路。
【請求項６】
前記電流規制回路は、
前記コンデンサの充放電電流が流れる経路に介在するトランジスタと、
このトランジスタのベースと基準電位線との間に介在する抵抗とから構成されていることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載の昇圧回路。
【請求項７】
前記電流規制回路による規制電流値Ｉｍは、前記コンデンサの充電電圧をＶ、前記駆動回路が第１の電圧と第２の電圧とを切り替えるポンピング周波数をｆ、前記コンデンサの容量をＣとすれば、
Ｉｍ≧Ｃ・Ｖ・ｆ
なる条件式を満たすように決められていることを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載の昇圧回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、チャージポンプ方式の昇圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
チャージポンプ回路は、非特許文献１に示されているように、ダイオードを介して複数段に設けられたコンデンサの接続状態を、例えば１００ｋＨｚ程度の周波数でスイッチングすることにより、コンデンサへの電荷の充電と次段のコンデンサへの電荷の移送とを順次行って昇圧するようになっている。この昇圧動作時にコンデンサに流れる急峻な充放電電流は、チャージポンプ回路の電圧入力端子を通してノイズとなって外部に放出される。
【０００３】
【非特許文献１】
Ｊ．Ｆ．ディクソン（Ｊ．Ｆ．Ｄｉｃｋｓｏｎ  ）、「改良された昇圧技術を用いたＮＭＯＳ集積回路におけるチップ上での高圧の発生（Ｏｎ−Ｃｈｉｐ  Ｈｉｇｈ−Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  ｉｎ  ＮＭＯＳ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｕｓｉｎｇ  ａｎ  Ｉｍｐｒｏｖｅｄ  Ｖｏｌｔａｇｅ  ＭｕｌｔｉｐｌｉｅｒＴｅｃｈｎｉｑｕｅ）」、ＩＥＥＥジャーナル・オブ・ソリッドステート・サーキット（ＩＥＥＥ  ＪＯＵＲＮＡＬ  ＯＦ  ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ  ＣＩＲＣＵＩＴＳ）、１９７６年６月、ＳＣ−１１巻、第３号、ｐ．３７４−３７８
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図９は、上記非特許文献１に開示された昇圧回路を具体化したチャージポンプ回路の電気的構成を示している。このチャージポンプ回路１は、例えば車載電子制御装置に用いられている。入力端子２、３間に入力電圧Ｖｉｎとしてバッテリ電圧ＶＢが印加された後、駆動回路４のトランジスタＴ１、Ｔ４がオフ、Ｔ２、Ｔ３がオンすると、コンデンサＣ１にはダイオードＤ１のインピーダンスをＲＤ１として、ほぼＶｉｎ／ＲＤ１で定まる大きな充電電流が流れる。続いて、駆動回路４のトランジスタＴ１、Ｔ４がオン、Ｔ２、Ｔ３がオフすると、コンデンサＣ１からＣ２に大きな充放電電流が流れる。この充放電電流によるノイズは、ＡＭ帯のラジオノイズとなるため深刻な問題となる。
【０００５】
そこで、従来は、チャージポンプ回路の入力電源ラインにリアクトルやコンデンサからなるフィルタを挿入することにより、ノイズの放出を抑制していた。しかし、ノイズを有効に遮断するためには大きなインダクタンスや静電容量が必要となるため、フィルタを構成する電子部品のサイズが大きくなり、実装上の問題が生じていた。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、ノイズフィルタを付加することなく発生ノイズを低減できる昇圧回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した手段によれば、ダイオード同士の共通接続点に接続されたコンデンサの他端子にそれぞれ第１の電圧と第２の電圧とが交互に印加されることにより、各コンデンサへの電荷の充電と次段のコンデンサへの電荷の移送とが順次行われ、チャージポンプ方式による昇圧が行われる。この電圧の交互印加時（ポンピング時）にコンデンサに流れる充放電電流は、電流規制回路により規制されるため、その規制電流を超える電流は流れず、当該昇圧回路からのノイズ発生量を低減することができる。本手段は、発生したノイズを除去するのではなく、ノイズの発生自体を抑えるものであり、従来用いていたようなフィルタを付加する必要がない。
【０００８】
請求項２に記載した手段によれば、電流規制回路は電圧入力端子からダイオードへの電流経路に設けられているので、ダイオードを介したコンデンサへの充電電流を規制し、以てノイズの発生を低減することができる。
【０００９】
請求項３に記載した手段によれば、電流規制回路は電圧入力端子から駆動回路への電流供給経路に設けられているので、駆動回路を介したコンデンサへの充電電流が規制され、以てノイズの発生を低減することができる。
【００１０】
請求項４に記載した手段によれば、電流規制回路は直列接続されたダイオードのそれぞれに対し直列に設けられているので、前段のコンデンサからダイオードを介して次段のコンデンサに流れる充放電電流が規制され、以てノイズの発生を低減することができる。
【００１１】
請求項５に記載した手段によれば、電流規制回路は定電流電源回路の構成を備えているため、その定電流値（規制電流値に相当）を超える電流が流れない。
【００１２】
請求項６に記載した手段によれば、電流規制回路は電流制限回路の構成を備えているため、その制限値（規制電流値に相当）を超える電流が流れない。
【００１３】
請求項７に記載した手段によれば、規制電流値Ｉｍは、（コンデンサの容量値Ｃ）×（コンデンサの充電電圧Ｖ）×（ポンピング周波数ｆ）以上の値となるように設定されているので、当該ポンピング周波数ｆにおいて昇圧能力が不足することがない。
【００１４】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図３を参照しながら説明する。
図１は、チャージポンプ回路の電気的構成図で、図９と同一構成部分には同一符号を付して示している。このチャージポンプ回路１１（昇圧回路に相当）は、例えば車両に搭載された電子制御装置において、ハイサイドスイッチとして機能するＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ（図示せず）のゲート電圧を生成するために用いられるものである。本実施形態では、チャージポンプ回路１１のうち後述するコンデンサＣ１〜Ｃ４を除く回路部分は制御用ＩＣ（図示せず）の一部として構成されているが、コンデンサＣ１〜Ｃ４を制御用ＩＣに内蔵した構成としても良い。
【００１５】
チャージポンプ回路１１の入力端子２（電圧入力端子に相当）、入力端子３には、図示しないバッテリの正極端子、負極端子からイグニッションスイッチなどを介してバッテリ電圧ＶＢ（例えば１２Ｖ）が印加されるようになっている。チャージポンプ回路１１は、入力電圧Ｖｉｎ＋８Ｖの昇圧電圧を生成する昇圧能力を有しており、それを出力端子５（電圧出力端子に相当）から出力電圧Ｖｏとして出力するようになっている。
【００１６】
入力端子２と出力端子５との間には、入力端子２側をアノードとしてダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４が直列に接続されている。そして、ダイオードＤ１とＤ２との共通接続点、ダイオードＤ２とＤ３との共通接続点、ダイオードＤ３とＤ４との共通接続点をそれぞれノードＮａ、Ｎｂ、Ｎｃとすれば、これらノードＮａ、Ｎｂ、ＮｃにはそれぞれコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の各一端子が接続されており、これらコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の各他端子には駆動回路４により相異なる２つの電圧Ｖｉｎと０Ｖが交互に与えられるようになっている。なお、出力端子５、６間には平滑用のコンデンサＣ４が接続されている。
【００１７】
駆動回路４は以下のように構成されている。すなわち、入力端子２に繋がる電源線７と入力端子３に繋がる電源線８（グランド線）との間には、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ１とＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ２およびＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ３とＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ４がそれぞれ直列に接続されている。トランジスタＴ１のドレインとトランジスタＴ２のドレインとの共通接続点であるノードＮｄは、上記コンデンサＣ１、Ｃ３の各他端子に接続されており、トランジスタＴ３のドレインとトランジスタＴ４のドレインとの共通接続点であるノードＮｅは、上記コンデンサＣ２の他端子に接続されている。
【００１８】
トランジスタＴ１とＴ２の各ゲートは共通に接続されており、当該ゲートと電源線７、８との間には、それぞれ抵抗Ｒ１、ＮＰＮ形トランジスタＴ５が接続されている。同様に、トランジスタＴ３とＴ４の各ゲートは共通に接続されており、当該ゲートと電源線７、８との間には、それぞれ抵抗Ｒ２、ＮＰＮ形トランジスタＴ６が接続されている。
【００１９】
トランジスタＴ５のベースには、図示しない発振回路から方形波状のベース信号ｂ１が与えられるようになっており、トランジスタＴ６のベースには、ベース信号ｂ１をインバータ９により反転したベース信号ｂ２が与えられるようになっている。駆動回路４で用いられるトランジスタＴ１〜Ｔ４（スイッチング素子）は、高耐圧を有するパワーＭＯＳＦＥＴである。
【００２０】
入力端子７からダイオードＤ１に至る電源線７には、ダイオードＤ１に対して直列に定電流回路１２（電流規制回路に相当）が設けられている。すなわち、電源線７において、当該電源線７から駆動回路４への電流供給ノードとダイオードＤ１のアノードとの間にはＰＮＰ形トランジスタＴ７（第１のトランジスタに相当）のエミッタ・コレクタ間が接続されており、このトランジスタＴ７とカレントミラー回路を構成するＰＮＰ形トランジスタＴ８（第２のトランジスタに相当）のコレクタと電源線８との間には定電流回路１３が接続されている。
【００２１】
このチャージポンプ回路１１は出力電圧Ｖｏについてオープンループ制御であるため、入力電圧Ｖｉｎによっては出力電圧Ｖｏが過大になる虞がある。そこで、電源線７と出力端子５との間には、８ＶのツェナーダイオードＤ５とダイオードＤ６と抵抗Ｒ３との直列回路からなるクランプ回路１４が接続されている。
【００２２】
次に、本実施形態の作用について図２、図３も参照しながら説明する。
まず、チャージポンプ回路１１の動作について説明する。車両のイグニッションスイッチ（図示せず）がオンされるなどして入力端子２、３間にバッテリ電圧ＶＢが印加されると定電流回路１３、１２が機能する。このとき、入力端子２から定電流回路１２を介してダイオードＤ１に流れる充電電流は一定（５ｍＡ）となり、突入電流は発生しない。
【００２３】
駆動回路４において、ベース信号ｂ１に基づいて駆動されるトランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ５とベース信号ｂ２に基づいて駆動されるトランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ６とは相補的に動作する。また、トランジスタＴ５がオンするとトランジスタＴ１がオン、トランジスタＴ２がオフとなり、トランジスタＴ５がオフするとトランジスタＴ１がオフ、トランジスタＴ２がオンとなる。トランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ６の動作についても同様となる。つまり、トランジスタＴ１とＴ２およびトランジスタＴ３とＴ４はそれぞれ相補的に動作する。
【００２４】
ベース信号ｂ１が印加された後の動作は以下のようになる。なお、入力電圧Ｖｉｎ（バッテリ電圧ＶＢ）が本発明でいう第１の電圧に相当し、グランド電圧が本発明でいう第２の電圧に相当する。また、下記▲１▼と▲３▼の動作および下記▲２▼と▲４▼の動作はそれぞれ同時に進行する。
【００２５】
▲１▼  トランジスタＴ２，Ｔ３：オン、トランジスタＴ１，Ｔ４：オフ
入力端子２から電源線７、定電流回路１２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、トランジスタＴ２、電源線８、入力端子３を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ１が充電される。
【００２６】
▲２▼  トランジスタＴ２，Ｔ３：オフ、トランジスタＴ１，Ｔ４：オン
入力端子２から電源線７、トランジスタＴ１、コンデンサＣ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２、トランジスタＴ４、電源線８、入力端子３を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ１の充電電荷がダイオードＤ２を通して次段のコンデンサＣ２に移される。この過程で昇圧が行われる。
【００２７】
▲３▼  トランジスタＴ２，Ｔ３：オン、トランジスタＴ１，Ｔ４：オフ
入力端子２から電源線７、トランジスタＴ３、コンデンサＣ２、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３、トランジスタＴ２、電源線８、入力端子３を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ２の充電電荷がダイオードＤ３を通して次段のコンデンサＣ３に移される。この過程でも昇圧が行われる。
【００２８】
▲４▼  トランジスタＴ２，Ｔ３：オフ、トランジスタＴ１，Ｔ４：オン
入力端子２から電源線７、トランジスタＴ１、コンデンサＣ３、ダイオードＤ４、コンデンサＣ４、電源線８、入力端子３を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ３の充電電荷がダイオードＤ４を通して次段のコンデンサＣ４に移される。この過程でも昇圧が行われる。
【００２９】
チャージポンプ回路１の出力電圧Ｖｏは、出力電流をＩｏ、ベース信号ｂ１、ｂ２の周波数（ポンピング周波数）をｆ、コンデンサＣ１〜Ｃ４の容量をＣ、ダイオードの順方向電圧をＶｆとすれば、次の（１）式で示すようになる。
Ｖｏ＝２・（Ｖｉｎ−Ｖｆ）−２・Ｖｆ−（（２・Ｉｏ）／（Ｃ・ｆ））＋Ｖｉｎ      …（１）
【００３０】
ここで、第１項と第４項は上述の▲２▼、▲３▼、▲４▼の昇圧動作によるもので、第２項はダイオードＤ１とＤ４の順方向電圧のロスで、第３項は出力電流Ｉｏによる電圧低下分を表している。この（１）式をさらに一般化すると、昇圧段数をＮ、一段あたりのスイング電圧をＶφとして次の（２）式のようになる。
Ｖｏ＝Ｎ・（Ｖφ−Ｖｆ）−２・Ｖｆ−（（Ｎ・Ｉｏ）／（Ｃ・ｆ））＋Ｖｉｎ      …（２）
【００３１】
この場合、定電流回路１２の定電流値Ｉ１（規制電流値Ｉｍに相当）は、定常状態におけるコンデンサＣ１の充電電圧をＶ１（＝ＶＢ−Ｖｆ）とすれば、次の（３）式を満たすように設定されている。
Ｉ１≧Ｃ・Ｖ１・ｆ            …（３）
このように定電流値Ｉ１を定めることにより、チャージポンプ回路１１は、たとえ昇圧開始時であっても十分な昇圧能力を持つことができる。
【００３２】
図２、図３は、昇圧開始時における出力電圧Ｖｏと入力電流Ｉｉｎのシミュレーション波形を示している。図２は、本実施形態のチャージポンプ回路１１に関するもので、図３は従来構成のチャージポンプ回路１（図９参照）に関するものである。これら図２、図３において、（ａ）は出力電圧Ｖｏ、（ｂ）は入力電流Ｉｉｎ、（ｃ）は（ｂ）に示す波形の時間軸を拡大した図である。シミュレーション条件は以下の通りである。
【００３３】
ポンピング周波数ｆ＝１２０ｋＨｚ
コンデンサＣ１〜Ｃ４の容量Ｃ＝０．１μＦ
入力電圧Ｖｉｎ（バッテリ電圧ＶＢ）＝６Ｖ
出力電流Ｉｏ＝０Ａ
【００３４】
図２と図３とを比較すると、従来構成のチャージポンプ回路１の場合には、最大で１０５ｍＡの急峻な入力電流Ｉｉｎが流れており、それがバッテリからの電圧供給線を通して流れることにより大きなノイズを発生させていることが分かる。一般に、チャージポンプ回路では昇圧用のコンデンサＣ１〜Ｃ３の両端子ともに電位が大きく変化するため、コンデンサの一端子がグランド電位に固定されている他の回路とは異なり大きなノイズが発生し易く、ノイズが深刻な問題となる。そして、ポンピング周波数ｆを１２０ｋＨｚ程度に設定すると、主要な高調波成分がラジオのＡＭ帯（５３０ｋＨｚ〜１６２０ｋＨｚ）と重なるため、ラジオノイズが増大してしまう。
【００３５】
これに対し、本実施形態のチャージポンプ回路１１の場合には、入力電流Ｉｉｎは常に５ｍＡに制限されているので、ノイズの発生量を大きく低減することができる。なお、図２（ａ）と図３（ａ）とを比較すると、定電流回路１２を用いたチャージポンプ回路１１の方が出力電圧Ｖｏの立ち上がりが若干遅くなる傾向が見られるが、実使用上の問題は生じないと考えられる。
【００３６】
以上説明したように、本実施形態のチャージポンプ回路１１は、昇圧用のコンデンサＣ１への充電電流経路である電源線７にダイオードＤ１と直列に定電流回路１２を設けたので、駆動回路４を構成するトランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ４、Ｔ５のスイッチングに伴って入力端子２からコンデンサＣ１に流れ込む充電電流の大きさを定電流値Ｉ１に規制することができる。また、電源投入時においてダイオードＤ１〜Ｄ４を通してコンデンサＣ１〜Ｃ４に流れる突入電流も規制できる。その結果、バッテリから入力端子２に繋がる電源供給線に流れる電流も規制され、当該チャージポンプ回路１１から外部に放出されるノイズ量を低減することができる。車載電子制御装置に用いた本実施形態では、ラジオノイズについて大きな改善効果を期待できる。
【００３７】
このチャージポンプ回路１１は、発生したノイズを除去するのではなく、ノイズの発生自体を抑えるものである。このため、従来用いていたようなリアクトルやコンデンサからなるフィルタを付加する必要がなくなり、小型化、低コスト化が図られる。また、フィルタ構成部品を削除することにより、チャージポンプ回路１１での電力損失を低減でき、従来よりも効率を高める効果も得られる。
【００３８】
さらに、定電流回路１２の定電流値Ｉ１は、上述の（３）式を満たすように設定されているので、昇圧開始時や負荷が増大した場合であっても、チャージポンプ回路１１は十分な昇圧能力を持つことができる。
【００３９】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図４ないし図６を参照しながら説明する。
図４は、チャージポンプ回路の電気的構成図で、図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。この図４に示すチャージポンプ回路１５は、図１に示すチャージポンプ回路１１に対し電流規制回路の構成を異にしている。すなわち、入力端子７からダイオードＤ１に至る電源線７には、ダイオードＤ１に対して直列に電流制限回路１６（電流規制回路に相当）が設けられている。この電流制限回路１６は、ちょうど図１に示すトランジスタＴ７の接続位置に接続されたＰＮＰ形トランジスタＴ９と、トランジスタＴ９のベースと電源線８との間に接続された抵抗Ｒ４とから構成されている。
【００４０】
電流制限回路１６による制限電流ＩＬＭＴ  は、トランジスタＴ９の直流電流増幅率をｈＦＥ（Ｔ９）とすれば、次の（４）式に示すようになる。この場合の制限電流ＩＬＭＴ  も（３）式と同様の関係式を満たすように設定されている。
ＩＬＭＴ  ＝ｈＦＥ（Ｔ９）・（Ｖｉｎ−Ｖｆ）／Ｒ４          …（４）
【００４１】
図５、図６は、昇圧開始時における出力電圧Ｖｏと入力電流Ｉｉｎのシミュレーション波形を示している。図５は、トランジスタＴ９を単一のトランジスタセルで構成した場合であり、図６は、トランジスタＴ９を並列接続された２つのトランジスタセルで構成した場合である。（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の各波形およびシミュレーション条件は、第１の実施形態で示した図２、図３の場合と同様である。これら図５、図６から明らかとなるように、それぞれ入力電流Ｉｉｎが１０ｍＡ以下、１５ｍＡ以下に制限されているので、従来のチャージポンプ回路１（図９参照）に比べノイズの発生量を大きく低減することができる。なお、制限電流ＩＬＭＴ  の値は、トランジスタＴ９を２つのトランジスタセルで構成した場合の方が大きくなるため、出力電圧Ｖｏの立ち上がり時間が若干短くなっている。
【００４２】
以上説明したように、本実施形態のチャージポンプ回路１５は、昇圧用のコンデンサＣ１への充電電流経路である電源線７にダイオードＤ１と直列に電流制限回路１６を設けたので、第１の実施形態と同様に入力端子２からコンデンサＣ１に流れ込む充電電流の大きさを制限電流ＩＬＭＴ  に規制することができ、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、電流制限回路１６は、トランジスタＴ９と抵抗Ｒ４とから構成できるので、回路構成を簡単化できるという利点もある。
【００４３】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について、チャージポンプ回路の電気的構成を示す図７を参照しながら説明する。図７において図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。
【００４４】
図７に示すチャージポンプ回路１７は、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４に対しそれぞれ定電流回路１２、１８、１９、２０（電流規制回路に相当）が直列に接続されている点に特徴を有している。定電流回路１８、１９、２０は定電流回路１２と同様の構成を備えているが、それぞれの定電流値Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４は互いに同じでも異なっていても良い。これら定電流値Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４は、各段において十分な昇圧能力を持つ範囲内においてなるべく小さい値に設定することが好ましい。
【００４５】
このように各段ごとに定電流回路を設けた構成とすると、第１の実施形態で説明した動作のうち▲１▼の場合には定電流回路１２によりコンデンサＣ１の充電電流が規制され、▲２▼の場合には定電流回路１８によりコンデンサＣ１、Ｃ２の充放電電流が規制され、▲３▼の場合には定電流回路１９によりコンデンサＣ２、Ｃ３の充放電電流が規制され、▲４▼の場合には定電流回路２０によりコンデンサＣ３、Ｃ４の充放電電流が規制される。
【００４６】
本実施形態のチャージポンプ回路１７によれば、コンデンサＣ１〜Ｃ４に流れる各電流を個別的に規制できるため、制御用ＩＣに対し外付けとされているコンデンサＣ１〜Ｃ４のリード部などから放射される電磁波ノイズも抑制することができる。
【００４７】
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について、チャージポンプ回路の電気的構成を示す図８を参照しながら説明する。図８において図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。
【００４８】
図８に示すチャージポンプ回路２１は、図１に示すチャージポンプ回路１１に対し定電流回路１２の接続位置が異なっている。すなわち、定電流回路１２は、電源線７において、入力端子２から駆動回路４およびダイオードＤ１への電流経路となる部分に設けられている。この場合の定電流値Ｉ１は、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に流れる充電電流のみならず、駆動回路４を介してコンデンサＣ１〜Ｃ４に流れる充電電流も考慮して、チャージポンプ回路２１が十分な昇圧能力を持つように設定されている。この構成によれば、第１の実施形態で説明した動作のうち▲１▼〜▲４▼の全ての場合について、入力端子２からコンデンサＣ１〜Ｃ４への充電電流を定電流回路１２によって規制でき、より確実にノイズを低減できるようになる。
【００４９】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
第２の実施形態で説明した電流制限回路１６をダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４のそれぞれに対し直列に接続しても良い。この場合、それぞれの制限電流ＩＬＭＴ  は互いに同じでも異なっていても良い。また、電流制限回路１６を、入力端子２から駆動回路４およびダイオードＤ１への電流経路となる部分に設けても良い。
【００５０】
定電流回路１２または電流制限回路１６を、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４の少なくとも一つに対し直列に設ける構成としても良い。例えば、第３の実施形態（図７参照）において、定電流回路１８のみ、定電流回路１９のみ、定電流回路２０のみ、定電流回路１２と１８のみ、定電流回路１２と１９のみ、定電流回路１２と２０のみ、定電流回路１８と１９のみ、定電流回路１８と２０のみ、定電流回路１９と２０のみ、または定電流回路１２と１８と１９のみ、定電流回路１８と１９と２０のみを設けた構成としても良い。
【００５１】
チャージポンプ回路１１、１５、１７、２１は、車載電子制御装置に限られず、昇圧電圧を必要とする他の装置にも適用可能である。
各コンデンサの他端子に与える第１の電圧と第２の電圧は、入力電圧Ｖｉｎ（バッテリ電圧ＶＢ）とグランド電圧に限られない。
スイッチング素子は、ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴの何れであっても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すチャージポンプ回路の電気的構成図
【図２】昇圧開始時における出力電圧Ｖｏと入力電流Ｉｉｎのシミュレーション波形を示す図
【図３】図２と比較するために計算した従来構成についてのシミュレーション波形を示す図
【図４】本発明の第２の実施形態を示す図１相当図
【図５】図２相当図
【図６】図３相当図
【図７】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図
【図８】本発明の第４の実施形態を示す図１相当図
【図９】従来構成を示す図１相当図
【符号の説明】
２は入力端子（電圧入力端子）、４は駆動回路、５は出力端子（電圧出力端子）、１１、１５、１７、２１はチャージポンプ回路（昇圧回路）、１２、１８、１９、２０は定電流回路（電流規制回路）、１３は定電流回路、１６は電流制限回路（電流規制回路）、Ｔ７はトランジスタ（第１のトランジスタ）、Ｔ８はトランジスタ（第２のトランジスタ）、Ｄ１〜Ｄ４はダイオード、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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