(57)【要約】【課題】小型で低損失であり、かつ低コスト化が図られた放電灯点灯装置を提供すること。【解決手段】バックコンバータ回路をＰＷＭ制御して、例えば、２００Ｖの直流電圧を次段のインバータ回路に出力する。ランプ５０が点灯する前は、インバータ路は２００Ｖの直流電圧をコンデンサＣ４に直接出力する。一方、高圧トリガパルス発生回路は、１５０Ｖの入力電力から、ランプ５０を点灯させるために必要な３５０Ｖの電圧を出力してコンデンサＣ４を充電する。インバータ回路の入力側には２００Ｖの電圧が供給されており、出力側には３５０Ｖの電圧が現れているので、１５０Ｖ以上、好ましくは２００Ｖ以上の耐圧を有するＭＯＳＦＥＴのような半導体電気素子をインバータ回路に設け、インバータ回路が２００Ｖの電圧を出力しているときに、半導体電気素子が１５０Ｖの電圧を分担するようにした。【選択図】  図１
2004303498.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定電圧が印加されるとグロー放電を行い、高圧トリガパルスが印加されるとアーク放電を行って点灯する放電灯に用いる放電灯点灯装置であって、
前記放電灯の点灯前は前記所定電圧より低い第１の電圧を出力し、前記放電灯の点灯後は前記放電灯を定電力制御するバックコンバータ回路と、
前記バックコンバータ回路の定電力制御時には、前記バックコンバータ回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換して前記放電灯に印加するインバータ回路と、
前記放電灯に前記高圧トリガパルスを出力する高圧トリガパルス発生回路と、
前記インバータ回路の出力側に前記所定電圧を発生する電圧発生手段と、
前記インバータ回路と前記電圧発生手段の間に接続された半導体電気素子とを有し、
前記放電灯をグロー放電させるために、前記バックコンバータ回路から前記インバータ回路に前記第１の電圧が出力され、前記電圧発生手段が前記所定電圧を発生するとき、前記半導体電気素子が前記所定電圧と前記第１の電圧の差分に相当する第２の電圧を担持することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記インバータ回路は、スイッチング素子で構成されており、前記スイッチング素子は入出力間電圧として前記第１の電圧以上で前記所定電圧以下の値をとることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記電圧発生手段は、前記放電灯の電極間に接続されたコンデンサを有し、前記コンデンサを充電することにより前記所定の電圧を発生することを特徴とする請求項１又は２に記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記高圧トリガパルス発生回路は前記高圧トリガパルスを発生するためのトランスを有し、前記電圧発生手段は前記トランスを利用して前記コンデンサを充電することを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記電圧発生手段は、コイルとコンデンサで構成される共振回路にステップ電圧を印加することにより発生する電圧により前記コンデンサを充電することを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
コイルとコンデンサで構成されるブーストアップ回路と、前記コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段と、前記ブーストアップ回路のイネーブル／ディスエーブルを切り換える切換手段とを有し、前記ブーストアップ回路に電圧を印加することにより発生する電圧により前記コンデンサを充電し、前記電圧検出手段が検出した前記コンデンサの両端電圧が前記所定電圧以下の場合には、前記切換手段は前記共振回路をイネーブルとし、前記所定電圧に達している場合には、前記切換手段は前記共振回路をディスエーブルとすることを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関し、特に低耐圧のトランジスタを使ってインバータ回路を構成した放電灯点灯装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
メタルハライドランプを光源とするプロジェクタの需要が増大傾向にあり、装置の小型化、軽量化、かつ低価格化が求められるようになってきた。かかる要請に応えるためには、電源回路の改善が不可避である。
【０００３】
ところで、メタルハライドランプ等の高輝度ランプを点灯するには、例えば、３５０Ｖの直流電圧をランプに印加してグロー放電させ、その後十数ｋＶの高圧トリガパルスを印加してアーク放電させる。ランプが点灯するとランプは定電力制御されるが、そのときランプの電圧は１４０Ｖ程度あるいはそれ以下まで下がる。
【０００４】
グロー放電を起こすための３５０Ｖの電圧は、バックコンバータ回路からインバータ回路を経由してランプに印加されるため、インバータ回路を構成するトランジスタは通常６００Ｖ程度の耐圧を有するものが使用される。一方、ランプ点灯後はインバータ回路にかかる電圧はせいぜい１４０Ｖ程度であるので、この状態では、インバータ回路を構成するトランジスタは２５０Ｖから３００Ｖ程度の耐圧があれば十分である。一般に、耐圧の低いトランジスタほど外形寸法が小さく、オン抵抗が低く、また価格的にも安いというメリットがある。
【０００５】
上記の点に着目して、従来より低い耐圧のトランジスタをブリッジ回路に使用するための回路構成が提案されている（例えば、特許文献１）。特許文献１に記載の回路では、低耐圧トランジスタを使用してフルブリッジインバータを構成し、低耐圧トランジスタにスイッチング素子を接続することにより、一時的に高電圧がかからないようにしている。
【０００６】
【特許文献１】
特開２０００−２１５９９１号公報（３頁）
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特許文献１に記載の回路では、低耐圧トランジスタに接続したスイッチング素子を制御するためにタイマや遅延回路等が必要となり、回路構成が複雑になる。
【０００８】
本発明は、低耐圧トランジスタで構成したインバータ回路を含む放電灯点灯装置を簡単な回路構成で実現することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた請求項１記載の放電灯点灯装置は、所定電圧が印加されるとグロー放電を行い、高圧トリガパルスが印加されるとアーク放電を行って点灯する放電灯に用いる放電灯点灯装置であって、前記放電灯の点灯前は前記所定電圧より低い第１の電圧を出力し、前記放電灯の点灯後は前記放電灯を定電力制御するバックコンバータ回路と、前記バックコンバータ回路の定電力制御時には、前記バックコンバータ回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換して前記放電灯に印加するインバータ回路と、前記放電灯に前記高圧トリガパルスを出力する高圧トリガパルス発生回路と、前記インバータ回路の出力側に前記所定電圧を発生する電圧発生手段と、前記インバータ回路と前記電圧発生手段の間に接続された半導体電気素子とを有し、前記放電灯をグロー放電させるために、前記バックコンバータ回路から前記インバータ回路に前記第１の電圧が出力され、前記電圧発生手段が前記所定電圧を発生するとき、前記半導体電気素子が前記所定電圧と前記第１の電圧の差分に相当する第２の電圧を担持することを特徴としている。
【００１０】
このように構成された放電灯点灯装置では、放電灯の点灯前は、バックコンバータ回路から第１の電圧が発生出力される。このとき、インバータ回路は、バックコンバータ回路からの入力電圧である第１の電圧をそのまま出力するように駆動される。一方、電圧発生手段がインバータ回路の出力側に放電灯をグロー放電させるために必要な所定電圧を印加する。これによって、バックコンバータ回路からの出力電圧は所定電圧より低い第１の電圧であるにもかかわらず、放電灯は電圧発生手段からグロー放電を行うために必要な電圧の供給を受けることができる。
【００１１】
しかし、この場合、インバータ回路の入力側には第１の電圧が印加されており、出力側には第１の電圧より高い電圧が印加されている。そこで、インバータ回路と電圧発生手段の間に半導体電気素子を挿入し、インバータ回路の入出力間の電圧のバランスを保っている。
【００１２】
請求項２記載の放電灯点灯装置は、請求項１記載の放電灯点灯装置であって、前記インバータ回路は、スイッチング素子で構成されており、前記スイッチング素子は入出力間電圧として前記第１の電圧以上で前記所定電圧以下の値をとることを特徴としている。
【００１３】
このようにインバータ回路に使用するスイッチング素子として耐圧の低いものを使用することができる。スイッチング素子及び半導体電気素子としてＭＯＳＦＥＴを使用するとすれば、インバータ回路に耐圧の高いＭＯＳＦＥＴを４つ使っていた従来の回路と比較すると、請求項２に記載の発明では、同じようにインバータ回路にＭＯＳＦＥＴを使用するとすれば、全体でひとつ多い合計５つのＭＯＳＦＥＴを用いてインバータ回路を構成することになる。しかし、インバータ回路を構成するＭＯＳＦＥＴは耐圧の低いものを使用でき、また、半導体電気素子としてのＭＯＳＦＥＴも同様に耐圧の低いものを使用できるので、ＭＯＳＦＥＴの数は増えたもののコスト的には安くすることができる。
【００１４】
請求項３記載の放電灯点灯装置は、請求項１若しくは２のいずれか１項記載の放電灯点灯装置であって、前記電圧発生手段は、前記放電灯の電極間に接続されたコンデンサを有し、前記コンデンサを充電することにより前記所定の電圧を発生することを特徴としている。
【００１５】
請求項４記載の放電灯点灯装置は、請求項３記載の放電灯点灯装置であって、前記高圧トリガパルス発生回路は前記高圧トリガパルスを発生するためのトランスを有し、前記電圧発生手段は前記トランスを利用して前記コンデンサを充電することを特徴としている。
【００１６】
請求項５記載の放電灯点灯装置は、請求項３記載の放電灯点灯装置であって、前記電圧発生手段は、コイルとコンデンサで構成される共振回路にステップ電圧を印加することにより発生する電圧により前記コンデンサを充電することを特徴としている。
【００１７】
請求項６記載の放電灯点灯装置は、請求項３記載の放電灯点灯装置であって、コイルとコンデンサで構成されるブーストアップ回路と、前記コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段と、前記ブーストアップ回路のイネーブル／ディスエーブルを切り換える切換手段とを有し、前記ブーストアップ回路に電圧を印加することにより発生する電圧により前記コンデンサを充電し、前記電圧検出手段が検出した前記コンデンサの両端電圧が前記所定電圧以下の場合には、前記切換手段は前記共振回路をイネーブルとし、前記所定電圧に達している場合には、前記切換手段は前記共振回路をディスエーブルとすることを特徴としている。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態による放電灯点灯装置ついて添付図面を参照しながら説明する。図１から図６は、それぞれ本発明の第１から第６の実施の形態による放電灯点灯装置のバラスト電源の回路構成を示した図である。図７は、これら６つの実施の形態の基本となるバラスト電源の回路構成を示した図である。
【００１９】
メタルハライドランプ等の高輝度放電ランプは、点灯前は、電極間は絶縁された状態にある。ランプを点灯するには、まず３５０Ｖ程度のバイアス電圧をかけてグロー放電させ、次いでバイアス電圧に十数ｋＶの高圧トリガパルス電圧を重畳してランプの電極間を絶縁破壊する。これによりグロー放電からアーク放電に移行し、ランプは点灯を開始する。
【００２０】
アーク放電に移行した直後は、アークが安定しておらず、光を発しているもののまだ弱い状態にある。バラスト電源からの出力電流がアーク放電保持電流を下回ると、アーク放電を保持できなくなりランプは消えてしまう。このため、アーク保持電流以上を維持するために、点灯直後はランプを定電流制御する。アーク放電が安定すると、強い光が出始める。以後は、定電力制御に移行してランプを交流点灯する。
【００２１】
本発明の実施の形態を説明する前に、第１から第６の実施の形態に共通するバラスト電源の構成について、図７を参照しながら説明する。
【００２２】
図７に示したバラスト電源１０は、バックコンバータ回路（ダウンチョッパ回路）２０、インバータ回路３０、高圧トリガパルス発生回路４０及び制御部５０により構成されている。バックコンバータ回路２０の入力側には、図示しない直流電源回路が接続されており、出力側にはインバータ回路３０と高圧トリガパルス発生回路４０が接続されている。
【００２３】
バックコンバータ回路２０は、＋側入力端子ａと−側入力端子ｂを有し、入力端子ａ、ｂ間には図示しない直流電源回路が接続されている。バックコンバータ回路２０は、ＭＯＳＦＥＴ（以下、単に「トランジスタ」という）Ｑ１、トランジスタＱ１のオン／オフ制御を行うドライバ２１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１及びコイルＬ１により構成されている。ドライバ２１にはフォトカプラを介して制御部５０が接続されている。
【００２４】
インバータ回路３０は、トランジスタＱ２〜Ｑ５により構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路を駆動するためのドライバ３１により構成されている。ドライバ３１には制御部５０が接続されている。インバータ回路３０の出力はランプＬに接続されている。
【００２５】
高圧トリガパルス発生回路４０は、トランスＴ１とＴ２を有し、トランスＴ１の１次側には抵抗Ｒ１、コンデンサＣ２及び双方向特性素子Ｄ２が、２次側にはダイオードＤ４、アレスタＤ３、トリガトランスＴ２及びコンデンサＣ３が接続されている。トランスＴ２の２次側巻線は、インバータ回路３０とランプＬの間に接続されている。また、コンデンサＣ４がインバータ回路３０の出力端子間に接続されている。
【００２６】
次に、上記のように構成されたバラスト電源１０の動作を説明する。以下、理解を容易にするために、具体的電圧値を示しながら動作説明を行うが、以下に述べる数値は例示に過ぎず、本発明はそれらの数値に限定されるものではない。
【００２７】
バックコンバータ回路２０の入力端子ａ、ｂには、図示しない直流電源から３５０Ｖの直流電圧が印加される。グロー放電させるために、制御部５０はバックコンバータ回路２０のドライバ２１に制御信号を送り、トランジスタＱ１を継続的にオンする。その結果、バックコンバータ回路２０の入力端子端子ａ、ｂ間に印加されている電圧（３５０Ｖ）がそのままインバータ回路３０の端子ｃ、ｄ間に現れ、３５０Ｖの直流電圧がインバータ回路３０と高圧トリガパルス発生回路４０に印加される。直流電源からバックコンバータ回路２０に印加される電圧が３５０Ｖ以上の場合には、トランジスタＱ１のスイッチング周波数やデューティを調整することにより、バックコンバータ回路２０からの出力電圧を３５０Ｖに制御する。
【００２８】
このとき、制御部５０からインバータ回路３０のドライバ３１には制御信号が送られており、ドライバ３１はフルブリッジ回路を構成するトランジスタＱ２とＱ５をオン、トランジスタＱ３とＱ４をオフするよう駆動信号を出力する。その結果、インバータ回路３０の出力端子間ｅ、ｆに接続されたコンデンサＣ４には、インバータ回路３０の入力電圧がそのままかかり、充電される。コンデンサＣ４が３５０Ｖのバイアス電圧まで充電されたところで、グロー放電が行われる。
【００２９】
高圧トリガパルス発生回路４０は、バックコンバータ回路２０の出力電圧を入力として高圧トリガパルスを発生させるための回路である。抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２の直列回路にバックコンバータ回路２０の出力電圧（３５０Ｖ）が印加されているので、コンデンサＣ２の電圧は徐々に上昇する。コンデンサＣ２の電圧が双方向特性素子Ｄ２に加わり、コンデンサＣ２の電圧が所定値に達すると双方向特性素子Ｄ２は絶縁破壊する。双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊を起こす電圧は１５０Ｖ以上１８０Ｖ以下に設定されている。
【００３０】
双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊すると、コンデンサＣ２に蓄えられていたエネルギーはトランスＴ１及びダイオードＤ４を通してコンデンサＣ３へ伝送される。コンデンサＣ２に蓄えられている電荷がコンデンサＣ３へ伝送されるとコンデンサＣ２は抵抗Ｒ１を通して再び充電され、上記と同様の動作を繰り返す。この繰り返し周波数は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２の定数によって決まる。
【００３１】
双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊を繰り返し、コンデンサＣ２に蓄えられていた電荷がコンデンサＣ３へ伝送される毎に、コンデンサＣ３の電圧は増大していく。コンデンサＣ３の電圧が１ｋＶに達すると、アレスタＤ３は絶縁破壊をしてオンとなる。アレスタＤ３がオンすると、コンデンサＣ３の放電電流がアレスタＤ３を介してトリガトランスＴ２の１次側巻線に流れ、２次側に十数ｋＶのトリガパルス電圧を発生する。この十数ｋＶのトリガパルス電圧が３５０Ｖのバイアス電圧に重畳されてランプＬに印加される。すると、ランプＬはグロー放電からアーク放電に進んで、ランプＬは点灯する。
【００３２】
ランプＬが点灯した直後は、ランプＬ内の水銀が完全蒸発に至っていないので、ランプ電圧は低い値になる。その値は１０〜２０Ｖ程度と、定格電圧の数分の１程度である。そこで、ランプＬを早く安定状態に移行させるため、電流値を増やして投入電力を上げる。点灯からある程度の時間が経過し、ランプＬ内部の水銀蒸気圧が上がり始めると、ランプ電圧はほぼ定格電圧に近い値となる。ランプＬが点灯してからランプ電圧が定格電圧に近い値となるまでの間、バラスト電源１０はランプ電圧を観測しながら定電流制御を行う。
【００３３】
なお、ランプＬが点灯すると、バックコンバータ回路２０のコンデンサＣ１の電圧はランプ電圧である１００Ｖ程度まで減少するので、高圧トリガパルス発生回路４０のコンデンサＣ２の電圧は双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊する電圧まで上昇せず、トリガトランスＴ２から高圧トリガパルスが発生することはない。
また、双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊を起こす電圧は１５０Ｖ以上１８０Ｖ以下に設定されていると説明したが、これはランプ電圧の最大値が１５０Ｖであるので、ランプＬが点灯したときにトリガパルスが発生しないようにするためである。
【００３４】
ランプＬが安定した点灯状態となると、定電流制御から定電力制御へ移行する。このときインバータ回路３０のトランジスタＱ２とＱ５のペアとトランジスタＱ３とＱ４のペアのオン、オフを交互に数百Ｈｚで切り換える。これにより、ランプＬには低周波矩形波電圧が供給される。定電力制御を行うために、バックコンバータ回路２０の出力端子ｃ、ｄ間の電圧とコイルＬ１を流れる電流を図示しない検出回路で検出している。
【００３５】
以下、本発明の実施の形態について説明する。以下に説明する各実施の形態は、図７に示した構成に対して次のような改変が行われている。まず、ランプＬの点灯前は、バックコンバータ回路２０から３５０Ｖより低い、例えば２００Ｖの電圧を出力する。一方、３５０Ｖの電圧を発生させる電圧発生部を設け、インバータ回路３０の出力側の電圧を３５０Ｖとして３５０ＶをランプＬに印加する。ただし、このようにすると、インバータ回路３０の入力側電圧が２００Ｖなのに対して出力側電圧は３５０Ｖとなり、オンしているインバータ回路３０内のトランジスタに差分の１５０Ｖの電圧がかかってしまう。そこで、入出力間電圧が１５０Ｖとなりうる半導体電気素子をインバータ回路３０内に組み込んでいる。
【００３６】
最初に、図１及び図１１を参照しながら本発明の第１の実施の形態について説明する。図１１は、図１に示したバラスト電源１０Ａの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【００３７】
図１に示したバラスト電源１０Ａは、図７に示した基本構成と同様に、バックコンバータ回路２０Ａ、インバータ回路３０Ａ、高圧トリガパルス発生回路４０Ａ及び制御回路５０Ａから構成されており、それぞれ図７に示したバックコンバータ回路２０、インバータ回路３０、高圧トリガパルス発生回路４０及び制御回路５０に対応する。このことは後述する図２から図６に示したバラスト電源についても同じである。
【００３８】
インバータ回路３０Ａは、図７に示したインバータ回路３０内にダイオードＤ７とトランジスタＱ７を新たに接続した構成となっている。また、高圧トリガパルス発生回路４０Ａには、トランスＴ１を利用したコンデンサＣ４の充電回路が付加されている。トランジスタＱ７はインバータ回路３０のフルブリッジを構成するトランジスタＱ２とＱ４のアーム側に、即ち、トランジスタＱ２とＱ４の接続点と端子ｅの間に接続されている。ダイオードＤ７はトランジスタＱ７のバイパス的役割を担うようトランジスタＱ７のドレイン・ソース間に接続されている。
【００３９】
高圧トリガパルス発生回路４０Ａ内のトランスＴ１は、その２次側巻線がＮ２巻線、Ｎ３巻線及びＮ４巻線に３分割されており、Ｎ２巻線とＮ３巻線の巻き数比はＮ２：Ｎ３＝３：１に設定されている。Ｎ２巻線は図７に示したトランスＴ１の２次巻線に相当し、高圧トリガパルスを発生するために使用される。
【００４０】
トランスＴ１の２次側のＮ３巻線と、ダイオードＤ６及びトランジスタＱ６によりコンデンサＣ４の充電回路が構成されており、コンデンサＣ４を３５０Ｖに充電する。充電回路を構成するトランジスタＱ６のゲート・ソース間にはドライブ抵抗Ｒ２が接続されている。また、トランスＴ１の２次巻線を３分割したうちのＮ４巻線は、そのプラス側がダイオードＤ５を介してトランジスタＱ６のゲートに接続されている。
【００４１】
次に、図１１を参照しながら図１に示したバラスト電源１０Ａの動作を説明する。ランプＬの点灯後の定電流制御及びそれに続く定電力制御は、図７に示した回路について行った説明と変わるところがないので説明を省略し、ランプＬの点灯前のバラスト電源１０Ａの動作のみを説明する。
【００４２】
バックコンバータ回路２０Ａの回路構成は、図７に示した構成と変わらないが、動作は異なる。図１に示したバックコンバータ回路２０Ａの入力端子ａ、ｂには、図示しない直流電源から３５０Ｖの直流電圧が印加される。この点は、図７のバックコンバータ回路２０と同じである。しかし、本実施の形態では、制御部５０Ａがバックコンバータ回路２０Ａのドライバ２１にフォトカプラＰ１を介して制御信号を送り、トランジスタＱ１のスイッチング周波数あるいはデューティを調整し、バックコンバータ回路２０Ａからの出力電圧が２００Ｖになるよう制御する。即ち、バックコンバータ回路２０ＡはランプＬにグロー放電を起こさせるために必要な３５０Ｖの電圧を出力せず、それよりも低い２００Ｖの直流電圧を出力する。
【００４３】
２００Ｖの直流電圧は、インバータ回路３０Ａと高圧トリガパルス発生回路４０Ａに出力される。このとき、インバータ回路３０Ａのドライバ３１は、フルブリッジを構成するトランジスタＱ２とＱ５にはドライブ信号を出力しているが、トランジスタＱ３、Ｑ４及びＱ７にはドライブ信号を出力していない。即ち、トランジスタＱ２とＱ５がオンで、トランジスタＱ３とＱ４はオフとなっている。従って、フルブリッジの出力にはバックコンバータ回路２０Ａからの入力電圧の２００Ｖがそのまま現れ、コンデンサＣ４は充電を開始し、その両端電圧は２００Ｖまで上昇する。
【００４４】
一方、高圧トリガパルス発生回路４０の抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２の直列回路にも２００Ｖの直流電圧が印加されており、コンデンサＣ２の電圧も上昇する。双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊を起こす電圧は１５０Ｖ以上１８０Ｖ以下に設定されているので、コンデンサＣ２の電圧が１５０Ｖに達すると、双方向特性素子Ｄ２は絶縁破壊する。すると、コンデンサＣ２のエネルギーはトランスＴ１とダイオードＤ４を介してコンデンサＣ３へ伝送される。双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊を繰り返すたびにコンデンサＣ３の電圧は上昇し、コンデンサＣ３はアレスタＤ３が絶縁破壊する電圧１ｋＶまで充電される。トランスＴ１の巻き数比はＮ２：Ｎ３＝３：１に設定されているので、コンデンサＣ４はほぼ３５０Ｖ程度までフォワード動作によって充電される。
【００４５】
トランスＴ１のＮ４巻線とダイオードＤ５はトランジスタＱ６にゲート電圧を印加するためのもので、ドライブ抵抗Ｒ２はトランジスタＱ６がオフするときの放電経路を提供している。また、充電経路に挿入したトランジスタＱ６は、ランプＬの点灯時においてトランスＴ１のＮ３巻線に電流が流れないようにするためのものである。ランプＬが点灯すると、双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊しないためトランスＴ１の２次側に電圧が誘起されることはなく、トランジスタＱ６はオフとなっている。このため、トランスＴ１のＮ３巻線には電流が流れず、従ってコンデンサＣ４の充電動作も行われない。しかし、トランジスタＱ６がないと、点灯時コンデンサＣ４に発生する交流電圧によりダイオードＤ６が導通し、Ｎ３巻線に電流が流れてしまう。
【００４６】
コンデンサＣ４の電圧が２００Ｖを越えて上昇すると、トランジスタＱ７のドレイン・ソース間電圧も上昇し、インバータ回路３０の入出力間の電圧は均衡を保つ。コンデンサＣ４の電圧が３５０Ｖまで上昇すると、ランプＬのグロー放電が行われる。
【００４７】
このように、バックコンバータ回路２０Ａの出力電圧を２００Ｖまで降圧しているが、ランプＬを安定的に点灯させるには、３５０Ｖの電圧をランプＬに加える必要があり、そのため高圧トリガパルス発生回路４０ＡのトランスＴ１の２次巻線を分割し、分割した巻線を利用してコンデンサＣ４を３５０Ｖまで充電するようにしている。
【００４８】
また、ランプＬが点灯する前は、インバータ回路３０Ａの入力側の電圧が２００Ｖ、出力側の電圧が３５０Ｖとなるので、トランジスタＱ７が差分の１５０Ｖを担うようにしている。なお、トランジスタＱ７がないと、インバータ回路３０Ａの入力側と出力側の電圧差の１５０ＶがトランジスタＱ２にかかり、トランジスタＱ２がＭＯＳＦＥＴであれば、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードがオンし、コンデンサＣ４を３５０Ｖまで充電することはできなくなる。また、ブリッジ回路のスイッチとしてＩＧＢＴを使用すれば、コレクタ・エミッタ間の逆耐圧を越え破壊してしまう。
【００４９】
次に、図２を参照しながら本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００５０】
図２に示したバラスト電源１０Ｂのインバータ回路３０Ｂは、図７に示した基本構成のインバータ回路３０内にダイオードＤ７とトランジスタＱ７を接続した構成であり、この点は図１に示したインバータ回路３０Ａと同じである。高圧トリガパルス発生回路４０Ｂ内には、トランスＴ１を利用したコンデンサＣ４の充電回路が設けられている。
【００５１】
高圧トリガパルス発生回路４０内のトランスＴ１は、その１次側巻線がＮ１巻線とＮ２巻線に分割されている。１次側のＮ２巻線と、ダイオードＤ６及びトランジスタＱ５によりコンデンサＣ４の充電回路が構成されており、コンデンサＣ４はこの充電回路により３５０Ｖに充電される。
【００５２】
次に、図１１を参照しながら図２に示したバラスト電源１０Ｂの動作を説明する。
【００５３】
図１に示したバラスト電源１０Ａと同様に、本実施の形態によるバックコンバータ回路２０Ｂも入力端子ａ、ｂには、図示しない直流電源から３５０Ｖの直流電圧が印加され、出力端子ｃ、ｄから２００Ｖの直流電圧を出力する。２００Ｖの直流電圧は、インバータ回路３０Ｂと高圧トリガパルス発生回路４０Ｂに出力される。このとき、インバータ回路３０ＢのトランジスタＱ２とＱ５はオンで、トランジスタＱ３とＱ４はオフとなるよう制御されている。従って、フルブリッジの出力にはバックコンバータ回路２０Ｂからの入力電圧の２００Ｖがそのまま現れ、コンデンサＣ４は充電を開始し、その両端電圧は２００Ｖまで上昇する。
【００５４】
一方、高圧トリガパルス発生回路４０Ｂの抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２の直列回路にも２００Ｖの直流電圧が印加されており、コンデンサＣ２の電圧も上昇する。コンデンサＣ２の電圧が１５０Ｖに達すると、双方向特性素子Ｄ２は絶縁破壊する。すると、コンデンサＣ２に蓄えられていた電荷はトランスＴ１とダイオードＤ４を介してコンデンサＣ３へ伝送される。同時にトランスＴ１の１次側の巻線Ｎ２からダイオードＤ６、端子ｅ、コンデンサＣ４、端子ｆ、トランジスタＱ５を通って巻線Ｎ２に戻るループに電流が流れ、コンデンサＣ４が充電される。双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊を繰り返すたびにコンデンサＣ３とＣ４の電圧は上昇する。
【００５５】
コンデンサＣ４の電圧が２００Ｖを越えて上昇すると、トランジスタＱ７のドレイン・ソース間電圧も上昇し、インバータ回路３０Ｂの入出力間の電圧は均衡を保つ。コンデンサＣ４の電圧が３５０Ｖまで上昇すると、ランプＬのグロー放電が行われる。グロー放電引き続き高圧トリガパルス発生回路４０Ｂから高圧トリガパルスが出力され、アーク放電を起こしてランプＬは点灯する。ランプＬの点灯後の定電流制御及びそれに続く定電力制御は、図７に示した回路で説明した通りである。
【００５６】
このように、高圧トリガパルス発生回路４０ＢのトランスＴ１の１次巻線を分割し、分割した巻線を利用してコンデンサＣ４を３５０Ｖまで充電するようにしている。また、ランプＬが点灯する前におけるインバータ回路３０Ｂの入力側と出力側の電圧差をトランジスタＱ７が担うようにしている。
【００５７】
次に、図３を参照しながら本発明の第３の実施の形態について説明する。
【００５８】
図３に示したバラスト電源１０Ｃのインバータ回路３０Ｃは、図７に示した基本構成のインバータ回路３０内にダイオードＤ７とトランジスタＱ７を接続した構成であり、高圧トリガパルス発生回路４０Ｃ内にはトランスＴ１を利用したコンデンサＣ４の充電回路が付加されている。
【００５９】
図１及び図２に示したバラスト電源１０Ａ、１０Ｂとは異なり、図３に示したバラスト電源１０Ｃでは、トランジスタＱ７はインバータ回路３０Ｃのフルブリッジを構成する他方のアーム、即ち、トランジスタＱ３とＱ５のアーム側、具体的には、トランジスタＱ３とＱ５の接続点と端子ｆの間に接続されている。ダイオードＤ７はトランジスタＱ７のドレイン・ソース間に接続されている。
【００６０】
図２に示したバラスト電源１０Ｂと同様に、高圧トリガパルス発生回路４０Ｃ内のトランスＴ１は、その１次側巻線がＮ１巻線とＮ２巻線に分割されている。１次側のＮ２巻線と、トランジスタＱ２及びダイオードＤ６によりコンデンサＣ４の充電回路が構成されており、コンデンサＣ４を３５０Ｖに充電する。
【００６１】
次に、図１１を参照しながら図３に示したバラスト電源１０Ｃの動作を説明する。
【００６２】
本実施の形態によるバラスト電源１０Ｃの動作は、基本的に図２に示したバラスト電源１０Ｂの動作と同じであるが、コンデンサＣ４を充電する場合の充電経路が異なる。コンデンサＣ２の電圧が１５０Ｖに達し、双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊すると、コンデンサＣ２に蓄えられていたエネルギーはトランスＴ１とダイオードＤ４を介してコンデンサＣ３へ伝送される。同時にトランスＴ１の１次側の巻線Ｎ２からトランジスタＱ２、端子ｅ、コンデンサＣ４、端子ｆ、ダイオードＤ６を通って巻線Ｎ２に戻るループに電流が流れ、コンデンサＣ４が充電される。双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊を繰り返すたびにコンデンサＣ３とＣ４の電圧は上昇する。
【００６３】
コンデンサＣ４の電圧が２００Ｖを越えて上昇すると、トランジスタＱ７のドレイン・ソース間電圧も上昇する。その結果、端子ｆの電位は端子ｂの電位に対してマイナス方向に遷移し、インバータ回路３０Ｃの入出力間の電圧は均衡を保つ。コンデンサＣ４の電圧が３５０Ｖまで上昇すると、ランプＬのグロー放電が行われる。グロー放電引き続き高圧トリガパルス発生回路４０Ｃから高圧トリガパルスが出力され、アーク放電を起こしてランプＬは点灯する。ランプＬの点灯後の定電流制御及びそれに続く定電力制御は、図７に示した回路で説明した通りである。
【００６４】
次に、図４を参照しながら本発明の第４の実施の形態について説明する。
【００６５】
図４に示したバラスト電源１０Ｄでも、インバータ回路３０は、図７に示した基本構成のインバータ回路３０Ｄ内にダイオードＤ７とトランジスタＱ７を接続した構成である。高圧トリガパルス発生回路４０Ｄ内には、トランスＴ１を利用したコンデンサＣ４の充電回路が付加されている。
【００６６】
図１及び図２と同様に、図４に示したバラスト電源１０Ｄでも、トランジスタＱ７はインバータ回路３０Ｄのフルブリッジを構成するトランジスタＱ２とＱ４のアーム側に接続されている。また、高圧トリガパルス発生回路４０Ｄ内のトランスＴ１の２次側でコンデンサＣ３の両端には、ツェナーダイオードＺＤ１、コンデンサＣ４及びダイオードＤ６の直列回路が接続されており、コンデンサＣ４の充電回路を形成している。ツェナーダイオードＺＤ１は６５０Ｖでツェナーブレークダウンする。
【００６７】
次に、図１２を参照しながら図４に示したバラスト電源１０Ｄの動作を説明する。
【００６８】
本実施の形態によるバラスト電源１０Ｄの動作は、基本的に図１乃至図３に示したバラスト電源１０Ａ、１０Ｂ及び１０Ｃの動作と同じであるが、コンデンサＣ４の充電動作が異なる。コンデンサＣ２の電圧が１５０Ｖに達し、双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊すると、コンデンサＣ２に蓄えられていたエネルギーはトランスＴ１とダイオードＤ４を介してコンデンサＣ３へ伝送される。双方向特性素子Ｄ２が絶縁破壊を繰り返すたびにコンデンサＣ３の電圧は上昇するが、コンデンサＣ３の電圧が６５０Ｖ以下では、ツェナーダイオードＺＤ１はブレークダウンせず、コンデンサＣ３、ツェナーダイオードＺＤ１、端子ｅ、コンデンサＣ４、端子ｆ、ダイオードＤ６を介してコンデンサＣ３に戻る充電ループには電流は流れない。そのため、コンデンサＣ４は２００Ｖ以上に充電されることはない。
【００６９】
コンデンサＣ３の電圧が６５０Ｖを越えると、ツェナーダイオードＺＤ１がブレークダウンし、充電ループに電流が流れ、コンデンサＣ４は充電ループを介して２００Ｖ以上に充電される。このとき、トランジスタＱ７のドレイン・ソース間電圧もコンデンサＣ４の電圧上昇に伴って上昇する。コンデンサＣ３の電圧が１ｋＶに達したときには、コンデンサＣ４の電圧は３５０Ｖになっており、ランプＬのグロー放電が行われる。グロー放電引き続き高圧トリガパルス発生回路４０Ｄから高圧トリガパルスが出力され、アーク放電を起こしてランプＬは点灯する。ランプＬの点灯後の定電流制御及びそれに続く定電力制御は、図７に示した回路で説明した通りである。
【００７０】
次に、図５を参照しながら本発明の第５の実施の形態について説明する。
【００７１】
図５に示したバラスト電源１０Ｅのインバータ回路３０Ｅは、図７に示した基本構成のインバータ回路３０Ｅ内にダイオードＤ７とトランジスタＱ７を接続すると共に、コンデンサＣ４を３５０Ｖまで充電するための充電電圧発生部を設けている。図３を除く他の図に示したバラスト電源と同じように、本実施の形態でもトランジスタＱ７はインバータ回路３０のフルブリッジを構成するトランジスタＱ２とＱ４のアーム側にコイルＬ２を介して接続されている。また、コイルＬ２、コンデンサＣ４及びトランジスタＱ８により構成されるブーストアップ回路が充電電圧発生部として機能する。更に、コンデンサＣ４の両端電圧を検出するための電圧検出回路６０Ｅを設けている。電圧検出回路６０Ｅは、抵抗Ｒ２とＲ３で構成されている。
【００７２】
図１乃至図４で説明した実施の形態では、コンデンサＣ４を３５０Ｖまで充電するための充電電圧発生部を高圧トリガパルス発生回路４０内に設けていたが、本実施例では、インバータ回路３０内に設けた点で第１乃至第４の実施の形態と異なっている。
【００７３】
次に、図１２を参照しながら図５に示したバラスト電源１０Ｅの動作を説明する。
【００７４】
本実施の形態によるバラスト電源１０Ｅの動作は、基本的に図１乃至図３に示したバラスト電源１０Ａ、１０Ｂ及び１０Ｃの動作と同じであるが、コンデンサＣ４の充電動作が異なる。コンデンサＣ４の電圧を３５０Ｖまで充電するためには、コンデンサＣ４の電圧を電圧検出回路６０Ｅで検出しながら、トランジスタＱ８をスイッチングしてコイルＬ２によってブーストする。コイルＬ２はコンデンサＣ２を充電するためにのみ必要となるため、インダクタンス値は数十μＨ以下に設定する。この場合、トランジスタＱ７とＱ８は耐圧４００Ｖ以上が必要になる。電圧検出回路６０ＥによりコンデンサＣ４の両端電圧が３５０Ｖに達したことが検出されると、トランジスタＱ８はオフとなり、充電動作を中止する。
【００７５】
コンデンサＣ４の電圧上昇に伴い、トランジスタＱ７のドレイン・ソース間電圧も上昇する。コンデンサＣ４が３５０Ｖに充電されたところで、ランプＬのグロー放電が行われる。グロー放電引き続き高圧トリガパルス発生回路４０Ｅから高圧トリガパルスが出力され、アーク放電を起こしてランプＬは点灯する。ランプＬの点灯後の定電流制御及びそれに続く定電力制御は、図７に示した回路で説明した通りである。
【００７６】
最後に、図６を参照しながら本発明の第６の実施の形態について説明する。
【００７７】
図６に示したバラスト電源１０Ｆは、図５に示したバラスト電源１０Ｅの構成から電圧検出回路６０ＥとトランジスタＱ８を取り除いた構成であり、コイルＬ２とコンデンサＣ４により共振回路を構成するようにしている。トランジスタＱ２、Ｑ５をオン／オフ制御してステップ電圧を印加することで、コンデンサＣ４は共振回路の入力側の電圧の２倍の電圧まで充電される。コンデンサＣ４を３５０Ｖに充電するためには、入力側の電圧、即ち、端子ｃ、ｄ間の電圧が１７５ＶとなるようにトランジスタＱ１のスイッチング動作を行う。
【００７８】
図７に示した基本構成では、トランジスタＱ２〜Ｑ５に３５０Ｖ程度の電圧が加わるため、６００Ｖ程度の耐圧を有するトランジスタを使用する必要があったが、上記した本発明の実施の形態では、バックコンバータ回路２０（Ａ〜Ｆ）からの出力電圧を２００Ｖあるいはそれ以下まで降圧し、次段のインバータ回路３０（Ａ〜Ｆ）に耐圧の低いトランジスタを使用する。一方、バックコンバータ回路２０（Ａ〜Ｆ）からの出力電圧の低下分を補償するための回路を付加している。
【００７９】
尚、本発明の放電灯点灯装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えることができる。例えば、図１に示した第１の実施の形態におけるトランジスタＱ７を、図８に示したようにダイオードＤ９とＤ１０で置き換えるようにしてもよい。ダイオードＤ９は、端子ｃとトランジスタＱ２のドレインの間に、ダイオードＤ８は端子ｆとトランジスタＱ５の間にそれぞれ順方向に接続されている。
【００８０】
また、図９に示したように、図１に示した第１の実施の形態に変更を加えても良い。図９では、高圧トリガパルス発生回路４０Ａの入力をバックコンバータ回路２０Ａの入力側に接続し、ランプＬが点灯後は高圧トリガパルス発生回路４０Ａが動作しないようにするために、スイッチＱ８をトランスＴ１の１次巻線側に挿入してある。スイッチＱ８は、ランプＬが点灯するまではオンに維持され、点灯後はオフとされる。
【００８１】
図４に示した第４の実施の形態に同様の変更を加えたのが、図１０に示した構成である。図１０の変形例においても、高圧トリガパルス発生回路４０Ｄの入力をバックコンバータ回路２０Ｄの入力側に接続し、さらにスイッチＱ８をトランスＴ１の１次巻線側に挿入してある。
【００８２】
【発明の効果】
本発明によれば、インバータ回路を構成するスイッチについては耐圧の低いものを使用できる。ＭＯＳＦＥＴは、ドレイン−ソース電圧の定格が低いものほど、オン抵抗が低く、小型で安い価格で入手することができるので、ＭＯＳＦＥＴを用いてインバータ回路を構成すれば、小型で安く高効率の放電灯点灯装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図２】本発明の第２の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図３】本発明の第３の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図４】本発明の第４の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図５】本発明の第５の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図６】本発明の第６の実施の形態による放電灯点灯装置の回路図。
【図７】本発明の各実施の形態に共通する部分からなる放電灯点灯装置の回路図。
【図８】図１に示した放電灯点灯装置に含まれるインバータ回路の変形例を示した回路図。
【図９】図１に示した放電灯点灯装置の変形例を示した回路。
【図１０】図４に示した放電灯点灯装置の変形例を示した回路。
【図１１】図１、図２及び図３に示した放電灯点灯装置の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図１２】図４に示した放電灯点灯装置の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図１３】図５に示した放電灯点灯装置の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図１４】図５に示した放電灯点灯装置の動作を説明するためのタイミングチャート。
【符号の説明】
１０（Ａ〜Ｅ）…放電灯点灯装置、２０（Ａ〜Ｅ）…インバータ回路、３０（Ａ〜Ｅ）…インバータ回路、４０（Ａ〜Ｅ）…高圧トリガパルス発生回路、Ｌ…ランプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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