(57)【要約】【課題】各種不平衡条件を有する三相回路に対して、自励式交直変換器出力を任意の値に制御したい。【解決手段】連系点における電圧・電流を検出する連系点電圧電流検出手段と、前記連系点電圧電流検出手段と出力電流指令値設定手段からの出力とを入力とし、これらをα−β変換してＤＦＴ（離散フーリエ変換）等の処理にて、連系点電圧・出力電流の基本波および高調波の各次数の正相分・逆相分を夫々分離して検出すると共に、各成分に対する入出力関係を司る回路方程式を用いて、前記分離して検出した夫々を個別に補償するように処理する制御手段とを備えた。【選択図】　　　　　図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
各相毎に任意のインピーダンスを持つ三相変圧器若しくは連系リアクトルなどの装置を介して三相交流電源系統または三相交流負荷系統に連系する自励式変換器の制御方式において、連系点における電圧・電流を検出する連系点電圧電流検出手段と、前記連系点電圧電流検出手段と出力電流指令値設定手段からの出力とを入力とし、これらをα−β変換し、前記α−β変更した各々の値に対して基本波および各次数のＤＦＴ（離散フーリエ変換）処理を施し、基本波および各次数のベクトルとして算出し、前記算出された基本波および各次数のベクトルを元に夫々対称座標変換を行って基本波および各次数の正相逆相を各々ベクトルとして算出分離し、基本波および各次数の正相逆相ごとに夫々を個別に補償するように処理する制御手段とを備えたことを特徴とする自励式変換器の制御方式。
【請求項２】
請求項１記載の自励式変換器の制御方式において、ＤＦＴによる計算アルゴリズムは、蓄積する数値誤差を定期的にクリアする方法を具備した再帰的アルゴリズムを採用することを特徴とする自励式変換器の制御方式。
【請求項３】
請求項１記載の自励式変換器の制御方式において、前記算出分離された基本波および各次数の正相逆相ごとのベクトルを元にし、前記基本波および各次数のＤＦＴ処理の結果から算出した基本波および各次数の電圧位相に基づき、前記算出分離された基本波および各次数の正相逆相夫々に対して相回転の同じ方向に回転する座標系によりこれをｄ−ｑ変換し、前記ｄ−ｑ変換により得られた基本波および各次数の正相逆相ごとのｄ軸ｑ軸成分に対して、基本波および各次数の正相逆相ごとに、同じ相回転の成分による制御系と、逆の相回転の成分による制御系の出力を合成して、連系用変圧器等の系統との連系手段の不平衡インピーダンスを補償し、所望の変換器出力電流及び連系点電圧が得られる変換器出力電圧を算出・制御することを特徴とする自励式変換器の制御方式。
【請求項４】
請求項１又は３記載の自励式変換器の制御方法において、前記ＤＦＴによる処理の部分をＰＬＬ等の位相検出手段とローパスフィルタまたはバンドパスフィルタの組み合わせに置き換えて算出分離された基本波および各次数の正相逆相ごとのベクトルを元にし、前記基本波および各次数の電圧位相に基づき、前記算出分離された基本波および各次数の正相逆相夫々に対して相回転の同じ方向に回転する座標系によりこれをｄ−ｑ変換し、前記ｄ−ｑ変換により得られた基本波および各次数の正相逆相ごとのｄ軸ｑ軸成分に対して、基本波および各次数の正相逆相ごとに、同じ相回転の成分による制御系と、逆の相回転の成分による制御系の出力を合成して、連系用変圧器等の系統との連系手段の不平衡インピーダンスを補償し、所望の変換器出力電流及び連系点電圧が得られる変換器出力電圧を算出・制御することを特徴とする自励式変換器の制御方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は各相ごとに任意のインピーダンスを持つ三相変圧器若しくは連系リアクトルなどの装置を介して三相交流電源系統または三相交流負荷系統に連系する自励式変換器における、インピーダンス不平衡を考慮した自励式変換器の制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年パワーエレクトロニクス技術の進展に伴い、電力系統へ連系される自励式変換器が増加してきている。通常自励式変換器は変換器用変圧器を介して系統に接続されるが、この変圧器は通常の交流用変圧器とは異なって事故電流抑制のために漏れインダクタンスを大きくする。又、三相各相で漏れインダクタンスが同じ値となるように設計・製作されている。
【０００３】
変圧器の漏れインダクタンスを三相平衡とするためには、一般的に変圧器鉄心及び巻線を特別に設計・調整した単相変圧器を３台用いるか、又は三相変圧器を用いている。即ち、従来の変換器制御系では変圧器の漏れインダクタンスが三相平衡であることを前提として設計をしており、三相不平衡である漏れインダクタンスを有する変圧器の使用は考慮されていない。また、連系リアクトルを用いる場合もあるが、その場合でも三相平衡したインダクタンスとなるように設計することが前提となっている。
【０００４】
また、電力系統側で発生する高調波を自励式変換器によって抑制するための種々の提案がなされており、これには基本波以外の高調波を一括して補償する方法と次数別に高調波を補償する方法がある。また、系統事故時等の系統側の電圧不平衡を補償する方法も提案されており、これは基本波の正相逆相別の電圧補償方式である。そして高調波の補償・不平衡の補償を行うに際しては従来は以下のような制御を行なっていた。
【０００５】
先ず、位相の検出にはＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）を使用し、基本波の分離にはローパスフィルタ、各次数の高調波の分離には各次数毎のバンドパスフィルタを用いる。又、正相分逆相分の分離には回転座標変換後、ローパスフィルタにより正相分を検出し、２倍の周波数のバンドパスフィルタにより逆相分を検出する。又は逆相回転の回転座標変換後、ローパスフィルタにより逆相分を検出する。
【０００６】
高調波の分離についても、ｎ次の高調波に対しては基本波のｎ倍の速度で正回転・逆回転する回転座標変換によりその成分を直流として出力し、その他の成分をローパスフィルタで遮断する方法もある。また、位相検出にＤＦＴを用いる例もあるが、それは単なるＰＬＬの代替手段として位相のみを検出している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来方式において、ＰＬＬを用いた位相検出の場合、基本波の正相分のみの位相検出となり、ローパスフィルタやバンドパスフィルタなしでは逆相分や高調波成分の検出はできない。又、同期するまでに２〜３サイクルかかることがあり、変換器に使用した場合、事故時などの位相急変時に追従できず、過電流を発生する可能性がある。
【０００８】
また、従来のＰＬＬを用いた制御系では、ローパスフィルタやバンドパスフィルタと組合せても、検出した基本波正相分の位相を基準にして、逆相の位相は正相の逆符号位相として、ｎ次の高調波はｎ倍の位相として、またｎ次の逆相はｎ倍の逆符号位相としてしか扱うことができず、各次数正相逆相の位相を独立して扱うことはできない。
【０００９】
又、制御回路にバンドパスフィルタやローパスフィルタが入り、フィルタ特性は正相，逆相、各次数に応じて変わるため、制御の即応性や安定性の面で問題が生じ易く、制御系の設計が難しくなる。
【００１０】
又、正相を基準にして逆相を検出するものであるため、逆相の位相基準が正相分と一致していなければならない。すなわち、基本波位相の逆符号位相として逆相を扱うために、逆相出力電流を０以外の任意のｄ−ｑ軸の値に設定することは、位相基準が異なるため不可能である。
【００１１】
又、従来の逆相電圧補償回路による不平衡インピーダンスの補償を考えた場合、連系点電圧に逆相成分があった場合しか逆相出力ができないため、任意の逆相分を出力することができず、不平衡漏れインダクタンスの補償ができない。更に、連系用変圧器の漏れインダクタンスは平衡を仮定しているため、漏れインダクタンスを正確に平衡にするために鉄心及び巻線を特別に設計・調整するなどの、変圧器製作費に多大なコストがかかる。
【００１２】
又、製作誤差，経年劣化に起因する漏れインダクタンス不平衡や、コスト削減のために許容された漏れインダクタンス不平衡を補償できず、高調波の補償に際しても誤差が発生する。
【００１３】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、不平衡な漏れインダクタンスを有する変換器用変圧器により連系することをはじめとする不平衡インピーダンスによって連系することの可能な自励式変換器の制御方式を提供することを目的としている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る自励式変換器の制御方式は、各相毎に任意のインピーダンスを持つ三相変圧器若しくは連系リアクトルなどの装置を介して三相交流電源系統または三相交流負荷系統に連系する自励式変換器の制御方式において、連系点における電圧・電流を検出する連系点電圧電流検出手段と、前記連系点電圧電流検出手段と出力電流指令値設定手段からの出力とを入力とし、これらをα−β変換し、前記α−β変更した各々の値に対して基本波および各次数のＤＦＴ（離散フーリエ変換）処理を施し、基本波および各次数のベクトルとして算出し、前記算出された基本波および各次数のベクトルを元に夫々対称座標変換を行って基本波および各次数の正相逆相を各々ベクトルとして算出分離し、基本波および各次数の正相逆相ごとに夫々を個別に補償するように処理する制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
本発明の請求項２に係る自励式変換器の制御方式は、請求項１において、ＤＦＴによる計算アルゴリズムは、蓄積する数値誤差を定期的にクリアする方法を具備した再帰的アルゴリズムを採用することを特徴とする。
【００１６】
本発明の請求項３に係る自励式変換器の制御方式は、請求項１において、前記算出分離された基本波および各次数の正相逆相ごとのベクトルを元にし、前記基本波および各次数のＤＦＴ処理の結果から算出した基本波および各次数の電圧位相に基づき、前記算出分離された基本波および各次数の正相逆相夫々に対して相回転の同じ方向に回転する座標系によりこれをｄ−ｑ変換し、前記ｄ−ｑ変換により得られた基本波および各次数の正相逆相ごとのｄ軸ｑ軸成分に対して、基本波および各次数の正相逆相ごとに、同じ相回転の成分による制御系と、逆の相回転の成分による制御系の出力を合成して、連系用変圧器等の系統との連系手段の不平衡インピーダンスを補償し、所望の変換器出力電流及び連系点電圧が得られる変換器出力電圧を算出・制御することを特徴とする。
【００１７】
本発明の請求項４に係る自励式変換器の制御方式は、請求項１又は３において、前記ＤＦＴによる処理の部分をＰＬＬ等の位相検出手段とローパスフィルタまたはバンドパスフィルタの組み合わせに置き換えて算出分離された基本波および各次数の正相逆相ごとのベクトルを元にし、前記基本波および各次数の電圧位相に基づき、前記算出分離された基本波および各次数の正相逆相夫々に対して相回転の同じ方向に回転する座標系によりこれをｄ−ｑ変換し、前記ｄ−ｑ変換により得られた基本波および各次数の正相逆相ごとのｄ軸ｑ軸成分に対して、基本波および各次数の正相逆相ごとに、同じ相回転の成分による制御系と、逆の相回転の成分による制御系の出力を合成して、連系用変圧器等の系統との連系手段の不平衡インピーダンスを補償し、所望の変換器出力電流及び連系点電圧が得られる変換器出力電圧を算出・制御することを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は発明による自励式変換器の制御方式の実施の形態を示す全体構成図である。図１において１は電力系統もしくは負荷系統であり、連系点電圧電流検出部２を介して連系用変圧器もしくは連系リアクトル３が接続され、前記連系用変圧器もしくは連系用リアクトルはインバータ４に接続している。なお５は直流電源，他端子変換器，直流コンデンサ等の直流回路である。
【００１９】
上記システムに対してインバータ制御部６が設けられ、これに対して連系点電圧電流検出部２からの電圧電流検出値と、出力電流指令値設定部７からの出力とが入力され、後述する所定の演算がなされてその出力がＰＷＭ信号生成部８に入力される。その結果としてのインバータ制御信号がインバータ４に入力され、前記制御信号に応じたＳＷ処理がなされることとなる。
【００２０】
以上が全体構成と一連の制御処理の概要であるが、本発明がねらっている制御方式はインバータ制御部６にて行なわれるものである。
上記構成において連系点の電圧が三相平衡であっても、変圧器の漏れインダクタンスが不平衡であれば、変換器出力電圧を不平衡にしなければ、平衡な出力を得ることができないこととなる。
【００２１】
このためには、先ず連系点電圧と変換器電圧・電流の関係式を導出する。変換器の制御系には正相・逆相成分の算出が容易に行なえる実時間ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を適用し、導出した関係式を基にして不平衡な漏れインダクタンスを有する変圧器にも対応した変換器制御系を提案する。最後に今回提案の制御方式が理論通りに不平衡な変圧器漏れインダクタンスで動作することを計算機シミュレーションにより確認する。また、従来のＰＬＬを用いた制御についても、基本波成分のみを対象とした場合補償可能であることを示す。
【００２２】
図２は自励式変換器の等価回路であり、図２の符号は図１に対応している。図２では各相毎に任意の漏れインダクタンス（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ）および抵抗（Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ）を有する三相変圧器を用いて自励式変換器を連系した場合の、変換器の電圧・電流の関係式を導出し、変換器制御に適用する方法について説明する。
【００２３】
ここでは連系点電圧と変換器電圧・電流関係式を導出する。図２に示した変換器の出力電圧（ｖａ，ｖｂ，ｖｃ），出力電流（ｉａ，ｉｂ，ｉｃ）と連系点電圧（ｅａ，ｅｂ，ｅｃ）との間にはキルヒホッフの電圧則により、各相毎に式（１）の回路方程式が成り立つ。
【００２４】
（１）式に示した相座標での回路方程式に（２）式で示す対称座標変換を適用すると、（３）式となる。
ここで各相の漏れインダクタンスが平衡していて抵抗が無視できる場合（Ｌａ＝Ｌｂ＝Ｌｃ＝Ｌ，Ｒａ＝Ｒｂ＝Ｒｃ＝０）は、（４）式のように簡略化される。
【００２５】
【数１】
2004064980.tif 000003
【００２６】
（４）式の正相成分をフェーザ表示すると、ｖ１＝ｊωＬｉ１となり、従来変換器の非干渉瞬時電流制御で用いられている変換器電圧・電流関係式となる。即ち、各相の漏れインダクタンスが平衡である時は、連系点電圧と変換器出力電圧の正相分で変換器の正相電流出力が制御できる。これはＲ＝Ｒａ＋Ｒｂ＋Ｒｃとしても同様である。
【００２７】
次に、各相の漏れインダクタンスが不平衡である場合を検討する。変換器用変圧器は中性点電位変動を考慮しなくて済むように、通常変換器側である２次側巻線をΔ結線としている。したがって変圧器巻線にΔ結線を含む場合、零相電流は巻線内で打消されるため変換器は零相電流を出力することができない。なおＹ結線の場合において零相成分を考慮する場合は、（３）式の零相成分を残しておけばよい。
【００２８】
但し、電力回路では一般的にΔ結線を用いるため、以下の議論は零相を省略して行なう。このため、以下では正・逆相成分についてのみ考える。正相・逆相の電圧・電流各成分を回転ベクトルとして考えると、（３）式の正相・逆相成分は（５）式で表される。
【００２９】
【数２】
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【００３０】
ここでＥ１ｄ＝０，Ｅ１ｑ＝Ｅ１，Ｅ２ｄ＝０，Ｅ２ｑ＝Ｅ２となるよう（５）式を、正相・逆相成分が各々角速度ω，−ωで回転する回転座標系へｄ−ｑ変換すると、正相・逆相各々の直軸・横軸成分は（６）式となる。
即ち、変換器出力電圧の各成分は、対応する連系点電圧及び相回転が同じ変換器電流の成分と、相回転が異なる変換器電流の成分で表わされることが分かる。ここで抵抗分を考慮しなければ、変換器出力電圧の各成分は、対応する連系点電圧及び相回転は同じであるが軸を異にする変換器電流の成分と、相回転が異なる変換器電流の成分で表される。
【００３１】
【数３】
2004064980.tif 000005
【００３２】
上記で導出した各式を制御に適用するには、連系点電圧等の正相・逆相各々の直軸・横軸成分と、ｄ−ｑ変換するための回転角を求める必要がある。
ここでは実時間計算を行なうＤＦＴを用いて、交流連系点電圧の正相・逆相各々に対する直軸・横軸成分を求める方法を説明する。
【００３３】
サンプリング間隔がＴｓ（Ｓｅｃ）、交流電圧の基本波１周期がＮサンプルに相当する場合の実時間ＤＦＴ処理において、サンプル点ｋで蓄積している交流電圧のデータサンプルｖ（ｋ），ｖ（ｋ−１）……を離散フーリエ変換して得られる基本波成分のフーリエ係数（ａ（ｋ），ｂ（ｋ））は下記（７）式で示される。
【００３４】
（７）式で示した通常のＤＦＴ計算アルゴリズムでは、計算量が多く高速サンプリング化が困難であるため、下記（８）式のようにフーリエ変換を行うサンプル点ｋに対して乗算値を時変させ、積和計算量の削減を図る再帰的アルゴリズムを適用する。再帰的アルゴリズムでは通常のＤＦＴ計算アルゴリズムに対して積和演算量は１／Ｎとなり、高速サンプリングが要求される制御系への適用が容易となる。但し、再帰的アルゴリズムは数値誤差が蓄積して検出誤差となる欠点があり、蓄積する数値誤差を以下に記述するように定期的にリセットすることにより、制御サンプル毎に加算処理が一回分増えるだけで、計算負荷を殆ど増加させずに検出誤差を解消することができる。
【００３５】
【数４】
2004064980.tif 000006
【００３６】
ここで数値誤差蓄積のリセット方法について説明する。
再帰的アルゴリズムを適用したＤＦＴでは、前サンプル時点のフーリエ係数に対して、新たにサンプルしたデータと乗数との積と、ｉＮサンプル前に求めた積算結果を各々加減算することにより、現サンプルに対するフーリエ係数の値を得る。加減算を繰り返すことで数値誤差が蓄積するため、適当な間隔でこれをリセットする必要がある。特に固定小数点や仮数部のビット数の少ない浮動小数点のプロセッサを使用する場合、入力信号に重畳されたノイズが大きい場合及び、ＤＦＴ計算を行う交流電圧基本波の周期数ｉが大きい場合には不可欠となる。提案数値誤差蓄積のリセット方法は以下のようになる。
【００３７】
再帰的アルゴリズムを適用したＤＦＴによる位相検出に対し、ＤＦＴ計算の基準点での交流電圧の位相は、検出誤差の発生に対して時間軸上では影響するが、誤差の極値に対しては影響しない。また、周波数を用いた検出位相の誤差補正及び、検出位相を用いた周波数の検出に対しても影響を及ぼさない。従って、検出誤差への影響無しにＤＦＴ計算の基準点として任意の時点を用いることが出来るため、ＤＦＴの動作を基準とした数値誤差蓄積のリセットアルゴリズムを考案した。但し、リセットの周期も任意の値を選ぶことが可能であるが、リセット時には新たなフーリエ係数を用意する必要があり、これを容易にするためＤＦＴの処理サイクルに同期したリセット周期を設定する。
【００３８】
図３は本提案リセットアルゴリズムを組み込んだ、ｉ周期の交流電圧に対する再帰的アルゴリズムによるＤＦＴ処理のフローチャートを示す。図中のｋは、サンプル点を示すサンプリング毎に１増えるカウンタであり、値は０〜ｉＮ−１をとる。ｋ＝ｉＮ−１となった時、ｉ周期に一回のリセット動作を行う。リセット動作のために、各サンプリング毎にリセット用の位相情報のためのデータＸｒｅｓに、サンプルデータｖと乗数ｅｘｐ（ｊ２πｋ／Ｎ）の積Ｘｎｏｗを加算しており、リセット時にその時点までのＤＦＴ算出結果Ｘ１と入れ替え、Ｘｒｅｓの方は０クリアする構成となっている。
【００３９】
リセット動作のために各サンプルに対して新たに必要となる処理は、Ｘｒｅｓ＝Ｘｒｅｓ＋Ｘｎｏｗの部分だけであり、処理の増加量は非常に少ない。なお、ｋ＝ｉＮ−１の条件判断を一方にまとめることは可能であるが、処理の流れを分かりやすくするため両者を分離して表示している。
上記の方法を用いることにより、電圧零クロス点検出等を用いないでも容易に数値誤差蓄積のリセットが可能となる。
【００４０】
図４は、本提案した数値誤差蓄積リセットアルゴリズムを組み込んだ場合に必要となる計算機の処理能力を示す図である。
高速サンプリング化した場合でも、リセット動作に関わる計算増加量は小さく抑えられる。
【００４１】
一方、零クロス点等のタイミングを用いてリセットを行う場合、リセット間隔が一定になる保証が無いため提案手法が使用できない。
従って、リセット時には、ｉＮ回の積和計算を行い、その時点の正確な位相を求めなおす必要があるために、ピークの計算機処理能力は通常のＤＦＴ計算アルゴリズムと同等になり、再帰的アルゴリズムを適用する利点が小さくなる。換言すれば、提案リセット方式は、リセットに要する演算を各サンプリング時に均等に配分させる方式であり、零クロス点等のタイミングを用いてリセットを行う方式に比べ、再帰的アルゴリズムによるＤＦＴに適した方式であるといえる。
【００４２】
既に説明したように、本実施の形態では変換器用変圧器２次側巻線をΔ結線としたため、零相分を計算しなくてもよい。又、ＤＦＴの演算量を減ずるようにしているため、３相の各相電圧を（９）式のα−β変換して得られた電圧に対してＤＦＴ処理を行う。ｅα，ｅβを（８）式でＤＦＴ計算して得られた基本波成分のα，β相電圧ベクトル＊を（１０）式のようにおく。
なお、＊＊は下記を意味する。
記
2004064980.tif 000007
【００４３】
【数５】
2004064980.tif 000008
【００４４】
このα，β相電圧ベクトルより正相・逆相電圧は（１１）式になる。
ｄ−ｑ変換では、Ｅ１ｄ＝０，Ｅ１ｑ＝Ｅ１，Ｅ２ｄ＝０，Ｅ２ｑ＝Ｅ２となるようにするため、正相・逆相各々のｄ−ｑ変換に用いる回転角θ１，θ２は（１２）式で求められる。変換器電流の正相・逆相分も、電圧と同様にして求めることができる。なお、電流の正相・逆相各々のｄ−ｑ変換に用いる回転角θ１，θ２は、電圧ベクトルにより算出されたものを用いる。
【００４５】
【数６】
2004064980.tif 000009
【００４６】
上記したように、導出した変換器電圧・電流，連系点電圧の関係式である（６）式と、実時間で検出できる連系点電圧，変換器電流の正相・逆相成分及び、ｄ−ｑ変換の回転角を用いて、変換器用変圧器の漏れインピーダンスが不平衡な場合においても、対応できる自励式変換器の出力電流制御系を作成する。なお、基本波のみを対象とした場合で、逆相出力電流を０とする場合には、従来のＰＬＬによる位相を用いてｄ−ｑ変換することも可能である。
【００４７】
先ず、（６）式に示した変換器出力電圧の右辺を、（１３），（１４）式に示すように、左辺の変換器出力電圧の相回転と同じ回転方向となる成分と、回転方向が異なる成分とに分けて考える。
【００４８】
【数７】
2004064980.tif 000010
【００４９】
ｎ次対称分を実時間ＤＦＴを基にして抽出し、変換器制御に用いる場合を説明する。（１）式より、ｎ次正相分を抽出すると（１５）式のように表される。同様に、ｎ次逆相分を抽出すると（１６）式のように表される。
ここで（１７）式に示すように、ｎ次対称分位相（θｎ１，θｎ２）を用いて、各々のｄ−ｑ座標系へ変換することを考える。
【００５０】
【数８】
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【００５１】
（１５），（１６）式より、ｎ次対称分の変換器電圧・電流方程式は（１８）式で表される。対称分の混在する周波数領域では微分項の影響が残っている。しかし、実時間ＤＦＴの解析対象とする周波数成分に対して、正相分・逆相分を異なる周波数成分としてとらえて分離することにより、微分項の影響は消去される
。
【００５２】
図５は制御部内にある周波数・対称分領域での変換器制御系の構成例を示し、ここでは周波数・対称分領域での変換電圧・電流方程式と，実時間ＤＦＴで検出できる連系点電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃと変換器電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃの各周波数・対応分を用いる。図５において、３１はα−β変換回路，３２は処理部，３３は変換器電流制御系，ＰＷＭ指令値Ｖａ　ｒｅｆ，Ｖｂ　ｒｅｆ，Ｖｃ　ｒｅｆを示す。零相補償を行う場合は、図５の３１はα−β−０変換とする。また、従来のＰＬＬを用いた自励式変換器制御系の拡張として適用する場合は図５の３２のＤＦＴの部分はＰＬＬとし、ＰＬＬの検出位相を用いて対称座標変換後を行う。
【００５３】
即ち、連系点電圧・変換器電流の各次対称分をＤＦＴ処理により抽出し、各々で電流制御を行った後、出力合成することで指令値が得られる。又、ある周波数・対称分の検出系・電流制御系ブロックを並列（点線）に接続することで、制御対称とする高調波成分の数を増加させることが可能である。なお、ＰＬＬを用いる場合は、対称座標変換した後にローパスフィルタ等を用いた処理により、各次対称分を抽出する。
【００５４】
なお、上記実時間ＤＦＴ処理において、フーリエ変換を行うサンプル点ｋに対して乗数を時変させるために、再帰的アルゴリズムを適用し、積和計算量を削減すると共に、この時生じる数値誤差蓄積を定期的にクリアすることにより、演算量を殆ど増加させずに検出誤差を解消したことは既に説明した通りである。
【００５５】
図６は、図５の変換器電流制御系の構成例である。各次対称成分に対する変換器電圧・電流方程式に基づいた、入力の相回転と同じ相回転の出力に対する制御部となっている。又、変圧器を含む変換器のモデル化や検出系の精度が悪い場合は制御の定常誤差が発生するため、このモデル化誤差を補償するためにＰＩ制御も考慮した。
【００５６】
各次周波数成分毎に＊→１：正相用，＊→２：逆相用とすることで、各周波数・対称分での出力が得られる。（１８）式での制御出力電圧はｄ軸，ｑ軸電圧で出力されるため、逆ｄ−ｑ変換することによりＰＷＭ制御に用いる３相信号波を生成する。インピーダンスが平衡な場合は、図５の電流制御だけで平衡出力を得ることが可能であり、たとえ連系点の電圧が不平衡な場合でも、不平衡電圧を抑制するための不平衡電流を出力することが可能である。インピーダンスが不平衡な場合は、図５の電流制御だけで平衡出力を得ることはできず、連系点の不平衡電圧の抑制もできない。
【００５７】
図７は不平衡インダクタンスに対する補償項を説明する図であり、この場合の補償項は（１４）式に記載されている。なお、（１４）式に関しては変換器出力電圧の正相・逆相成分について各々変換器の逆相・正相電流指令値で補償分を算出するため、一つの相回転系に対して図７に示す制御系を構成する。また、各相回転成分は、逆ｄ−ｑ変換により相座標系に変換し、各相に対する補正用のＰＷＭ信号波を生成する。なお、本補償方式によると不平衡な抵抗成分の補償も可能であるが、簡略化のため図には抵抗成分を記入していない。不平衡な抵抗成分を考慮する場合は、制御系にリアクタンスの他に抵抗値を制御系に付加すればよい。本補償方式は、連系点の電圧が不平衡な場合に、不平衡電圧を抑制するために不平衡電流を出力する場合にも当然有効である。
【００５８】
重複して再度説明すれば（１３），（１４）式を合わせて、ｎ次について一般化したものが（１８）式であり、基本波については後述する図８の上半分に示すような制御ブロックを構成する。制御に用いる連系点電圧，変換器電流の正相・逆相分は、既に説明した実時間ＤＦＴを用いた演算処理により求める。図８の変換器電流制御系（基本波分）において、正相分・逆相分電流制御系（平衡用）は各々図６に示した変換器電流制御系を＊→１：正相用，＊→２：逆相用としたものである。正相・逆相分不平衡補償は各々図７に示した変換器電流制御系不平衡インダクタンス補償ブロックを◎→２，＊→１：正相用，◎→１，＊→２：逆相用としたものである。これから得られる出力を加算することで、変換器出力電圧であるＰＭＷ制御の信号波を合成する。但し、ＰＬＬで検出した位相をｄ−ｑ変換に用いることも可能である。
【００５９】
前項で基本波成分についての不平衡漏れリアクタンスの補償方式について記述したが、基本波成分だけでなくｎ次の高調波成分についても、同様の制御方式を採用することにより、変圧器の漏れリアクタンスが不平衡であっても、その影響を補償し平衡な出力を得ること若しくは高調波を平衡させて零に抑制することが可能である。
【００６０】
図８は他の実施の形態を説明する構成図であり、図８において図５と同一機能部分については同一符号を付してその説明を省略する。図８によって詳しく説明すれば、図８において、α−β変換後のα相，β相の信号を点線で示すようにｎ次成分の制御系の入力とし、ｎ次ＤＦＴによる演算処理を行う以外は基本波成分の場合と同様の制御系を構成し、その出力を別の点線で示すように基本波成分および他の調波成分の制御系の出力に加えることで、変換器出力電圧であるＰＷＭ制御の信号波を合成する。これにより、ｎ次の高調波成分についても、基本波成分と同様の効果を得ることができる。以上の効果は連系点のｎ次高調波電圧が不平衡な場合に、不平衡電圧を抑制したりまたは平衡させて零出力としたりするために不平衡電流を出力する場合にも当然有効である。
【００６１】
上記構成になる不平衡は漏れインダクタンスを持つ変換器用変圧器に対応した変換器制御系について、電磁過渡現象解析プログラムのＡＴＰ（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅ　Ｔｒａｎｓｉｅｎｔｓ　Ｐｒｏｇｒａｍ）を用いた計算機シミュレーションにて制御効果の検証を行なった。
【００６２】
図９は計算機シミュレーションでモデル化した回路構成図を示す。自励式変圧器は漏れインダクタンスＬａ，Ｌｂ，Ｌｃを持つ理想変圧器を介して交流系統に連系されている。そして交流系統は、変換器定格に対する短絡容量比（ＳＣＲ）が５となる線路リアクタンスＬｓを介して無限大母線に接続されている。
又、計算機シミュレーションを解析するケースとして以下の４つのケースを考えた。
【００６３】
【表１】
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【００６４】
図１０に示したｃａｓｅ１のシミュレーション結果より、変圧器漏れインダクタンスが三相平衡な場合、図１０（ｂ），（ｃ）に示すように正相電流成分の指令値変更に対して、ｄ軸・ｑ軸共に３サイクルでこれに追従し定常誤差も殆んど発生しない。又、図１０（ｄ），（ｅ）に示すように、ｄ軸・ｑ軸各々について正相電流指令値を変化させた時、過渡的に逆相電流も発生するが、定常誤差は発生しない。
【００６５】
一方、不平衡なインピーダンスに対しては、図１１（ｂ），（ｃ）に示すように、正相ｄ軸・ｑ軸の指令変更に対して、同様サイクルで定常値になるが、定常誤差を生じる。同様に図１１（ｄ），（ｅ）に示すように、逆相電流の指令値が０であるのにも関わらず、逆相電流が生じている。これは本ケースでは変換器制御系は正相分の電圧のみ出力させるため、（６）式にも示したように、不平衡インダクタンスの成分により逆相成分の電流が必然的に発生するためである。これにより、不平衡インピーダンスに対してこれを補償することなしには平衡出力を得ることができないことが分る。
【００６６】
本願の制御方式は、変圧器漏れインダクタンスと連系点電圧に基づいたフィード・フォワード制御が主体となっており、制御に用いるモデル及び検出系の精度が悪い場合、制御誤差が発生する恐れがある。ＰＩ制御等によりフィードバック補償を行うことにより、モデル化誤差が補正できるため、不平衡なインダクタンスにより生ずる誤差を、モデル化誤差と同様にＰＩのフィードバック制御により補正しようとしたのが図１２である。
【００６７】
図１２（ｂ），（ｃ）に示すように、ＰＩ制御により正相成分電流は定常誤差を制御することができるが、ベースとなるフィード・フォワード制御に要する３サイクルに加え、ＰＩ制御による追従が必要となるため制御の応答速度が低下し、追従までに６サイクル程度要している。
【００６８】
又、図１１（ｄ）に比べ、図１２（ｄ）は制御指令値に近づいているが、特に正相電流を定格出力させている場合に完全に誤差を補償するには至らず、変圧器の漏れインダクタンスの不平衡成分を、モデル化誤差としてＰＩのフィードバック制御により補償することは現実的に難しいことが分かる。
【００６９】
図１３は本願で示した漏れインダクタンスの不平衡成分の補償ブロックを変換器電流制御系に適用した場合の結果である。図１３（ｂ），（ｃ）に示す正相分の電流はｄ軸・ｑ軸共、漏れインダクタンスが平衡な場合と同時に、指令値変更に対して３サイクルで追従して定常値を得ている。
【００７０】
又、定常値には誤差を生じていない。更に逆相電流についても図１３（ｄ），（ｅ）に示すように、指令値の変更時に過渡的に制御誤差が発生するものの、速やかに収束し、誤差なく指令値の０に追従している。以上のシミュレーション結果で示したように、本願による不平衡インダクタンス成分の補償制御を行うことにより、変圧器の漏れインダクタンスが平衡・不平衡に関らず、同等の制御性能が得られるようになった。
【００７１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば連系点電圧と変換器電圧・電流の関係を導出し、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）によって基本波及び各次数の高調波の正相分・逆相分を分離して検出し、夫々を個別に補償するように構成したので、以下に列挙する効果を奏する。
１．　　従来の回転座標変換では、ＰＬＬ等より得た位相を用いて回転座標変換していたため、正相・逆相，高調波成分の分離が難しかったが、ＤＦＴを用いて直接回転座標変換を行うので、ＤＦＴにより対称周波数成分の位相と振幅を同時に検出できて、高速な応答が可能である。
２．　　ＤＦＴの演算回路に再帰的アルゴリズムを採用したので積和演算量を削減でき、高速サンプリングが可能となる。また、ＤＦＴ演算の前に、α−β変換を行うことによりさらに演算量の削減を図っている。なお、再帰的アルゴリズムを使用する場合に発生する数値誤差の蓄積も、本願で示したアルゴリズムを用いることで演算量の増加が殆どなく定期的に解消できる。
３．　　基本波及び各次数の高調波の正相分・逆相分を分離して制御するため、逆相分による制御誤差は発生せず、各成分を個別に制御可能である。このため、系統側の不平衡を補償することも可能である。
４．　　正相分・逆相分それぞれについて、相回転と同じ方向に回転する座標系によるｄ−ｑ変換を行い、同じ相回転の成分による制御系と逆の相回転の成分による制御系の出力を合成することにより、漏れリアクタンスの不平衡を補償できる。
５．　　系統側が不平衡な状態かつ、不平衡なインピーダンスの場合においても、所望の指令値どおりの出力を得ることができる。
６．　　ＤＦＴを用いない、ＰＬＬによる位相検出を用いた通常の制御系に提案制御方法を適用することも可能である。但しこの場合、正相・逆相，高調波検出にフィルターを適用し、各成分を分離しなければならない。
以上の効果は、各相ごとに任意のインピーダンスを持つ三相変圧器若しくは連系リアクトルなどの装置を介して三相交流電源系統または三相交流負荷系統に連系する自励式変換器一般に及ぶ。適用例としては、発電機の系統連系用インバータへの不平衡高調波補償機能の付加、不平衡補償機能付きアクティブフィルタ、不平衡補償付きＳＴＡＴＣＯＭ、インバータ駆動型のモータ（誘導電動機など）でのトルク変動抑制制御などが考えられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による自励式変換器の制御方式の実施の形態を示す全体構成図
【図２】自励式変換器の等価回路
【図３】本実施の形態で使用するリセットアルゴリズムを組込んだｉ周期の交流電圧に対する再帰的アルゴリズムによるＤＦＴ処理のフローチャート
【図４】本実施の形態で使用する数値誤差蓄積リセットアルゴリズムを組込んだ場合に必要となる計算機処理能力を示す図
【図５】制御部内にある周波数・対称分領域での変換器制御系の構成例図
【図６】図５に示す変換器電流制御系の構成例図
【図７】不平衡インダクタンスに対する補償項を説明する図
【図８】不平衡インピーダンスに対する補償項を含む、制御部内にある周波数・対称分領域での変換器制御系の構成図
【図９】効果を確認するためのシミュレーション回路図
【図１０】ケース１のシミュレーション結果図
【図１１】ケース２のシミュレーション結果図
【図１２】ケース３のシミュレーション結果図
【図１３】ケース４（本発明）のシミュレーション結果図
【符号の説明】
１：電力系統
２：連系点電圧電流検出部
３：連系用変圧器
４：インバータ
５：直流電源
６：インバータ制御部
７：出力電流指令値設定部
８：ＰＷＭ信号生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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