(57)【要約】【課題】負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ以上の条件においても良好な電力変換効率が維持されるようにする。また、レギュレーション範囲の拡大を図る。【解決手段】電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータにおいて、一次側に三次巻線を巻装し、この三次巻線に得られる交番電圧から得た直流電圧を整流平滑電圧に重畳するように構成する。そして、電流共振形コンバータは、整流平滑電圧に対して上記直流電圧を重畳して得られる直流入力電圧を入力して動作する。また、所要以上のインダクタンスが得られるように、一次巻線及び三次巻線については所定の巻線数を設定するようにされる。このような構成により、直流入力電圧としては、変動範囲が抑制される。また、絶縁コンバータトランスのインダクタンスが所要以上とされることによって、一次側巻線とスイッチング素子に流れる電流レベが抑制される。【選択図】　　　　図１
2004040954.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑動作を行うことで、整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、
入力された直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段と、
少なくとも、所要のインダクタンスが得られるように巻数が選定された一次巻線と、二次巻線が巻装され、上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装され、所要のインダクタンスが得られるように巻数が選定された三次巻線と、
上記三次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで直流電圧を生成すると共に、この生成された直流電圧が、上記整流平滑回路により生成される整流平滑電圧に重畳されるようにして設けられる、直流電圧生成手段とを備え、
上記スイッチング手段は、上記整流平滑電圧に対して上記直流電圧を重畳して得られる電圧を上記直流入力電圧として入力するようにされている、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記三次巻線は、上記一次巻線に対してタップ出力を施すことにより、この一次巻線を分割するようにして形成される複数の巻線部分のうちの所定の巻線部であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記三次巻線は、上記一次巻線を巻き上げるようにして設けられることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記三次巻線は、上記一次巻線に対して独立するようにして巻装されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記駆動手段は、他励式により上記スイッチング素子を駆動すると共に、
上記直流電圧生成手段により生成される直流電圧を利用して、上記駆動手段を動作させるための電力を供給する電力供給手段を設けたことを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図１３の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされている。また、商用交流電源ＡＣ＝１００Ｖ系の条件に対応した構成が採られている。
【０００４】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。そして、これらブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉの全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルとなる。そして、
【０００５】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００７】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ・保護回路２が設けられる。この発振・ドライブ・保護回路２は、発振回路、駆動回路、及び保護回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
また、発振・ドライブ・保護回路２の保護回路は、例えば当該電源回路における過電流、過電圧の状態を検出して、回路が保護されるようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作を制御する。
【０００８】
また、この発振・ドライブ・保護２は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対してタップ出力を設けることで形成した三次巻線Ｎ３に対して、整流ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３から成る整流回路によって得られた低圧の直流電圧Ｅ３を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１　、Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、一次側並列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線Ｎ１の巻終わり端部は、一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。
【００１０】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００１１】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１（三次巻線Ｎ３）の組と、次に説明する二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して、巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては１．０ｍｍ〜１．５ｍｍのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ２と、この二次巻線Ｎ２よりも少ない巻き数による二次巻線Ｎ２Ａが巻装されている。これらの二次側巻線には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
【００１３】
二次巻線Ｎ２は、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１４】
また、二次巻線Ｎ２Ａも、センタータップを二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４、及び平滑コンデンサＣＯ２から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ２の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ２が得られる。また、二次側直流出力電圧ＥＯ２は、制御回路１のための動作電源としても供給される。
【００１５】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ・保護回路２に供給する。発振・ドライブ・保護回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００１６】
ここで、上記構成による電源回路において、発振・ドライブ・保護回路２の動作電源として供給される低圧の直流電圧Ｅ３は、約１．７Ｖが得られるようにされている。
また、上記構成では、両波整流方式により二次側直流電圧Ｅ０１を得ているが、例えばセンタータップを設ける代わりに、ブリッジ整流回路を接続するなどして、全波整流方式により得るようにしてもよい。
また、二次側直流電圧Ｅ０１としては、約１３５Ｖが得られるようにされている。そして、この条件の下で、二次巻線Ｎ２のターン数Ｔについて、３Ｖ／Ｔ以下となるようにすれば、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２に流れる二次巻線電流は、連続モードとなる。また、５Ｖ／Ｔとなるようにすれば、不連続モードとなる。
【００１７】
図１４は、上記図１３に示した電源回路の動作をスイッチング周期により示す波形図である。ここでは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の条件での動作が示されている。
【００１８】
先ず、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング出力電流（ドレイン電流）ＩＱ１は、図１４（ｃ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮにおいて流れ、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいて０レベルとなっている。また、スイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング出力電流ＩＱ２は、図１４（ｂ）に示すようにして、期間ＴＯＮには０レベルで、期間ＴＯＦＦに流れている。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフしているように動作していることが分かる。また、この場合におけるスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２のピークレベルは、それぞれ４．０Ａｐとなっている。
また、部分共振コンデンサＣｐが並列接続されたスイッチング素子Ｑ２の両端電圧ＶＱ１は、図１４（ａ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間ＴＯＮにおいては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされ、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいては、０レベルとなる。
【００１９】
また、上記のようにしてスイッチング動作が得られることで、図１４（ｄ）に示すようにして、一次巻線Ｎ１には、正弦波状の一次巻線電流Ｉ１がスイッチング周期に応じて流れる。この場合、そのピークレベルは、図示するようにして正／負極性でそれぞれ８Ａｐとなる。
また、この一次巻線Ｎ１の両端電圧Ｖ１は、図１４（ｅ）に示すようにして、期間ＴＯＮと期間ＴＯＦＦとで極性が反転する波形が得られる。
【００２０】
また、図１４（ｄ）に示す一次巻線電流Ｉ１が流れることで、一次側直列共振コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１は、図１４（ｆ）に示すようにして、期間ＴＯＦＦ＋ＴＯＮによる期間を１周期として正極性で流れる正弦波状の波形が得られる。
また、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アースとの間の両端電圧Ｖ２は、図１４（ｇ）に示すようにして、期間ＴＯＮ／ＴＯＦＦで反転すると共に、正／負の各極性において、二次側直流電圧Ｅ０１に対応する絶対値レベルによりクランプされた波形となる。
【００２１】
また、図１５は、上記図１３に示した電源回路についての、負荷電力変動に対する、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、直流入電圧である整流平滑電圧Ｅｉ、及びスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２の変化特性を示している。ここでは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの条件での特性が示される。
先ず、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣについては重負荷となるのに従って高くなっていく傾向を有していることがわかる。そして、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時においては電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは約９０％となっているが、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時には７９％となっている。
また、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、軽負荷となるのに従って比例的に上昇していく傾向を有している。ここでは、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの変動に対して、Ｅｉ＝１４０．５Ｖ〜１３４．５Ｖとなる変化を示している。
また、スイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２は、重負荷の傾向となるのに従って増加する傾向を有しており、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの変化に対して、２．０Ａｐ〜４．０Ａｐとなる変化を示している。
【００２２】
また、上記図１５に示した特性によると、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗの変動に対して、Ｅｉ＝１３４．５Ｖ〜１４０．５Ｖとなる変化であり、従って６Ｖの変動範囲となっている。これに対応して、図１に示した電源回路における定電圧制御のためのスイッチング周波数ｆｓは、Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗの変化に対して、ｆｓ＝５７ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの制御範囲となるようにして変化する。
【００２３】
なお、上記図１４及び図１５の各図に示す測定結果を得るにあたっては、図１３に示した電源回路について、下記のようにして部品素子を選定している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ギャップ長Ｇａｐ＝１．４ｍｍで、一次巻線Ｎ１＝２８Ｔ、二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ＋４５Ｔ、三次巻線Ｎ３＝２Ｔを巻装している。また、この場合においては、二次側電流は連続モードとなる。
また、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１５μＦ、部分共振コンデンサＣｐ＝６８０μＦを選定している。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
上記図１５に示される特性とスイッチング周波数ｆｓの変化特性の関係によると、次のようなことがいえる。
つまり、負荷電力Ｐｏが１２５Ｗよりも重くなる条件では、先ず、スイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２のピークレベルは、４．０Ａｐを越えてさらに増加することになる。スイッチング出力電流が増加するのに応じては、スイッチング素子におけるスイッチング損失が増加するから、図１３に示す電源回路では、負荷電力Ｐｏが１２５Ｗを越えて重くなっていくと、電力変換効率は低下していくという特性となる。つまり、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗより重負荷となる条件では、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９０％よりも低下していくことになる。
【００２５】
このために、図１３に示した電源回路により、負荷電力Ｐｏ＝１２５以上の条件に対応して安定化が図られるようにするためには、スイッチング周波数ｆｓの制御範囲をさらに拡大する必要が生じてくることになる。
【００２６】
つまり、図１３に示す構成の電源回路は、例えば交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ以上の条件では、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが低下し、また、スイッチング周波数制御範囲が拡大してしまうという問題を有している。この場合における電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの低下は、主としてスイッチング損失によるものであるから、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ以上の条件に対応させるために、スイッチング素子に対して、例えば放熱板を設ける必要も生じてくる。
【００２７】
上記問題への対策の１つとしては、商用交流電源ＡＣに対して接続する整流平滑回路について、いわゆる倍電圧整流回路を備えて構成することが考えられる。これにより、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍のレベルにまで上昇されることになる。このため、例えば負荷電力Ｐｏ＝１２５以上の条件においても、スイッチング出力電流は４．０Ａｐ以下を維持することができるので、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣも９０％より低下しないようにされる。また、スイッチング周波数もｆｓ＝５７ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの制御範囲を越えないようにすることができる。
【００２８】
しかしながら、この場合には、倍電圧整流回路を形成するために２本の平滑コンデンサが必要であるから、その分、基板サイズの大型化とコストアップを招く。また、直流入力電圧レベルが上昇するのに伴って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、及び一次側直列共振コンデンサＣ１については、より高い耐圧のものを選定する必要がある。これらの素子は、高耐圧品となるのに従って、高価となり、また部品サイズも大きくなるから、この点でも基板サイズの大型化及びコストアップを招く。また、スイッチング素子は、高耐圧品となるのに応じてスイッチング特性も低下するので、この要因によるスイッチング損失が生じることとなって、著しい効果は得られない。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑動作を行うことで、整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、入力された直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動する駆動手段とを備える。
また、所要のインダクタンスが得られるように巻数が選定された一次巻線と、二次巻線が巻装されて、スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するようにされた絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、スイッチング手段を形成するスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、スイッチング手段を形成するスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
さらに、絶縁コンバータトランスの一次側に巻装され、所要のインダクタンスが得られるように巻数が選定された三次巻線と、この三次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで直流電圧を生成すると共に、この生成された直流電圧が、整流平滑回路により生成される整流平滑電圧に重畳されるようにして設けられる直流電圧生成手段とを備える。
そして、スイッチング手段は、整流平滑電圧に対して上記直流電圧を重畳して得られる電圧を直流入力電圧として入力するように構成することとし。
【００３０】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路としては、複合共振形コンバータとして、一次側は電流共振形スイッチングコンバータ（スイッチング手段）と一次側部分電圧共振回路が組み合わされた基本構成を採ることになる。そのうえで、絶縁コンバータトランスの一次側に三次巻線を巻装し、この三次巻線に得られる交番電圧から得た直流電圧を整流平滑電圧に重畳するようにされる。そして、電流共振形スイッチングコンバータは、整流平滑電圧に対してこの直流電圧を重畳して得られる電圧を直流入力電圧として入力して動作することになる。また、一次巻線及び三次巻線については、所要以上のインダクタンスが得られるように巻線数が設定される。また、電源の安定化は、スイッチング周波数を可変制御することで行うようにされる。
このような構成により、直流入力電圧としては、負荷変動によって整流平滑電圧が変動しても、スイッチング周波数制御に伴って逆傾向に変化する直流電圧が重畳されることとなって、負荷変動に対する直流入力電圧の変動範囲が抑制される。また、これと共に、一次巻線及び三次巻線の巻線数設定によって、絶縁コンバータトランスにて所要以上のインダクタンスが得られるようにされていることで、一次巻線及びスイッチング素子に流れる電流レベルが抑制されることになる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。また、この図に示す電源回路は、商用交流電源ＡＣ＝１００Ｖ系の条件に対応する構成を採っているものとされる。
【００３２】
この図１に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。そして、これらブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉの全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルとなる。
【００３３】
そして、本実施の形態の場合、上記平滑コンデンサＣｉの負極端子に対しては、さらにもう１つの平滑コンデンサＣ３の正極端子が接続され、この平滑コンデンサＣ３の負極側が一次側アースに接続されている。
上記平滑コンデンサＣ３の両端には、後述するようにして所要のレベルの直流電圧Ｅ２が得られる。従って、この場合においては、Ｅｉ＋Ｅ２＝Ｅｉ１で表されるレベルの直流入力電圧が得られ、この直流入力電圧Ｅｉ１が後段の電流共振形コンバータに供給されることになる。
【００３４】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。この場合、これらダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２としては、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に内蔵されるボディダイオードを使用することができる。
【００３５】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。
そして、この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。この部分電圧共振回路によっては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られる。
【００３６】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ・保護回路２が設けられる。この発振・ドライブ・保護回路２は、発振回路、駆動回路、及び保護回路を有している。そして、内部の発振回路及び駆動回路によっては、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うようにされる。
また、発振・ドライブ・保護回路２内にあるとされる保護回路は、例えば当該電源回路における所定部位における過電流、過電圧の状態を検出する。そして、過電流又は過電圧の状態が検出されたときには、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作が所要の状態となるように制御して、スイッチング素子等をはじめとする部品を保護する。
【００３７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１　、Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送する。
上記絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、一次側並列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されている。これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線Ｎ１の巻終わり端部は、一次側アースに接続される。
【００３８】
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分（Ｌ１）とによっては、一次側直列共振回路が形成される。この一次側直列共振回路は、一次巻線Ｎ１に伝達されるスイッチング出力によって共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００３９】
つまり、この図１に示す電源回路の一次側においては、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路（Ｃ１−Ｌ１）と、先に述べた、スイッチング動作時において部分電圧共振動作が得られるようにするための並列共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）が備えられることになる。つまり、図１に示す実施の形態の電源回路は、複合共振形コンバータとしての構成を採っているものである。
【００４０】
また、本実施の形態の場合には、一次巻線Ｎ１に対して１つのタップ出力が施される。この場合、一次巻線Ｎ１は、タップ出力を分割位置として２つの巻線部に分割されることになる。そして、このタップ出力点から、一次側アースまでの所定巻き数による巻線部が三次巻線Ｎ３とされる。つまり、この場合の一次巻線Ｎ１は、一次巻線部Ｎ１と、三次巻線Ｎ３としての巻線部が直列に接続されて成るものとされる。
【００４１】
上記三次巻線Ｎ３の巻始め側（タップ出力点）に対しては、図示するようにして、ダイオードＤ３のアノードが接続される。ダイオードＤ３のカソードは、平滑コンデンサＣ３の正極端子に対して接続される。これにより、ダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ３とにより、三次巻線Ｎ３に得られる交番電圧を半波整流動作により整流する半波整流回路が形成されることになる。この半波整流回路によって、平滑コンデンサＣ３の両端電圧として所要の直流電圧Ｅ２が得られることになる。前述もしたように、この平滑コンデンサＣ３は、平滑コンデンサＣｉの負極端子と一次側アース間に直列に挿入されている。これにより、電流共振形コンバータに供給される直流入力電圧は、Ｅｉ１＝Ｅｉ＋Ｅ２により表されるレベルとなる。つまり、平滑コンデンサＣｉの両端電圧レベルであるＥｉに対して、平滑コンデンサＣ３の両端電圧レベルであるＥ２が重畳された値となる。
【００４２】
また、本実施の形態としては、上記直流電圧Ｅ２を、発振・ドライブ・保護回路２の駆動用電源としても供給するようにしている。つまり、上記直流電圧Ｅ２に対して、抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＤＺを直列接続した直列接続回路を並列に接続し、この抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＤＺの接続点を発振・ドライブ・保護回路２の電源入力端子に接続する。周知のようにして、これら抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＤＺから成る直列接続回路は安定化回路を形成する。そして、この場合には、１７Ｖで安定化された直流電圧Ｅ３を得て、発振・ドライブ・保護回路２の電源入力端子に供給するようにしている。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ２と、この二次巻線Ｎ２よりも少ない巻き数による二次巻線Ｎ２Ａが巻装されている。これらの二次側巻線には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
【００４４】
二次巻線Ｎ２は、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００４５】
また、二次巻線Ｎ２Ａも、センタータップを二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４、及び平滑コンデンサＣＯ２から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ２の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ２が得られる。また、二次側直流出力電圧ＥＯ２は、制御回路１のための動作電源としても供給される。
【００４６】
制御回路１は、例えば二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベル変化を検出して得られた検出出力を、発振・ドライブ・保護回路２に供給する。発振・ドライブ・保護回路２では、制御回路１から供給された検出出力に応じて、スイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００４７】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を図１０に示す。
この図１０に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ１（Ｎ１Ａ＋Ｎ３）が巻装される。また、他方の巻装部に対して二次巻線（Ｎ２，Ｎ２Ａ）が巻装される。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長１．０ｍｍ〜１．５ｍｍ程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．７〜０．８程度による疎結合の状態を得るようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
【００４８】
また、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴとしての他の例を、図１１及び図１２に示す。
図１１に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴも、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を組み合わせることでＥＥ型コアを形成している。また、ボビンＢによって、一次側巻線一次巻線Ｎ１（Ｎ１Ａ＋Ｎ３）と二次巻線（Ｎ２，Ｎ２Ａ）をそれぞれの巻装部に対して巻装している。
但し、この図１１に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、中央磁脚に対してはギャップは形成しないものとしている。これによって、結合係数ｋ＝０．９程度による密結合の状態が得られることになる。
【００４９】
先に説明した図１に示す電源回路の構成の下では、先ず、図１０に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴのようにして疎結合の状態とすることで、中間負荷時における異常発振抑止することができる。
また、図１１に示すようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴを密結合とした場合には、図１１において破線内に示す二次側部分共振コンデンサＣ２を、二次巻線Ｎ２に対して並列に接続するようにされる。これにより、二次側においては、二次側整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２が整流動作を行う際においてターンオフするタイミングで部分電圧共振動作が得られる。そして、この二次側の部分電圧共振動作により、中間負荷時における異常発振が生じないようにされる。
つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合とすると共に二次側に部分電圧共振回路を形成しない構成と、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて密結合とすると共に、二次側に部分電圧共振回路を形成する構成との、何れも採用することができる。
【００５０】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてギャップを形成しない場合には、Ｅ型コア以外のコアを選定する自由度も与えられる。そして、例えば図１２に示すようにして、Ｕ型コアを用いた絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造とすることもできる。
この図１２に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、２つのＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２を組み合わせてＵ−Ｕ型コアを形成する。この際、Ｕ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２の各磁脚が対向する面に対しては、ギャップを形成せずに、そのまま磁脚の対向面どうしを接触させている。
そして、ボビンＢに対して、図示するようにして一次側巻線一次巻線Ｎ１（Ｎ１Ａ＋Ｎ３）二次巻線（Ｎ２，Ｎ２Ａ）とを互いに分割された巻装部に巻装した上で、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対して、取り付けるようにされる。
【００５１】
図２は、上記図１に示した構成による電源回路の動作を、スイッチング周期により示している。ここでは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の条件での動作が示されている。
先ず、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング出力電流（ドレイン電流）ＩＱ１は、図２（ｃ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮにおいて流れ、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいて０レベルとなっている。また、スイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング出力電流ＩＱ２は、図２（ｂ）に示すようにして、期間ＴＯＮには０レベルで、期間ＴＯＦＦに流れている。つまり、スイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２は、互いに位相が反転する関係にある。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフすように動作していることが分かる。
また、部分共振コンデンサＣｐが並列接続されたスイッチング素子Ｑ２の両端電圧ＶＱ１は、図２（ａ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間ＴＯＮにおいては、直流入力電圧Ｅｉ１のレベルでクランプされ、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいては、０レベルとなる波形が得られる。
【００５２】
また、上記したスイッチング動作が得られることで、一次巻線Ｎ１には、図２（ｄ）に示す波形による一次巻線電流Ｉ１が流れる。この一次巻線電流Ｉ１は、図示するようにして、期間ＴＯＮでは正極性で、期間ＴＯＦＦでは負極性となるようにして、スイッチング周期に応じて極性が反転する波形となっている。なお、この一次巻線電流Ｉ１は、電流共振形としての動作に対応してほぼ正弦波となる波形に、後述する整流電流Ｉ４の成分が重畳された波形となっている。
また、この一次巻線Ｎ１の両端電圧Ｖ１は、図２（ｆ）に示すようにして、期間ＴＯＮでは正極性で、期間ＴＯＦＦでは負極性となるようにして極性が反転している。
【００５３】
また、本実施の形態においては、一次側において三次巻線Ｎ３が設けられ、この三次巻線Ｎ３に対して接続された半波整流回路（Ｄ３，Ｃ３）が半波整流動作を行う。この半波整流回路を形成するダイオードＤ３には、整流電流Ｉ４が流れ、平滑コンデンサＣ３に充電される。
三次巻線Ｎ３に得られる交番電圧は、一次巻線部Ｎ１Ａと三次巻線Ｎ３の巻線比の応じたレベルで、かつ、例えば図２（ｆ）に示す一次巻線Ｎ１の両端電圧Ｖ１と同様の波形が得られる。つまり、期間ＴＯＮ開始時において正極性によりピークレベルまで立ち上がり終了時にかけて０レベルに下降する波形となる。また、期間ＴＯＦＦ開始時においては、上記波形が反転した波形となる。
この整流電流Ｉ４は、図２（ｅ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ１が導通を開始するＴＯＮ期間の初期時において、三次巻線Ｎ３に得られる交番電圧のピークレベルが約３０Ｖ付近となる短期間においてのみ流れる。
【００５４】
ここで、三次巻線Ｎ３と一次巻線部Ｎ１Ａは絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてトランス結合している。このために、上記のようにして整流電流Ｉ４が流れるによっては、図２（ｄ）に示すように、一次巻線電流Ｉ１に整流電流Ｉ４の成分が重畳されることとなる。これに伴い、図２（ｃ）に示すようにして、スイッチング出力電流ＩＱ１にも整流電流Ｉ４の成分が重畳されることとなる。ここで一次巻線電流Ｉ１に重畳される整流電流Ｉ４成分のレベルの割合は、一次巻線部Ｎ１Ａと三次巻線Ｎ３との巻線数の比に対応する。つまり、Ｎ３／Ｎ１Ａで表される。
【００５５】
電源回路の一次側においては、上記のようにして整流電流Ｉ４が流れるのであるが、この整流電流Ｉ４は、図２（ｅ）に示すようにして、１０Ａｐのレベルを有する。しかしながら、整流電流Ｉ４は、期間ＴＯＮ初期時における短期間においてのみ流れることから、整流電流Ｉ４が流れることに依る電力損失は無視することができる程度に少ない。
【００５６】
また、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側と二次側アースとの間の両端電圧Ｖ２は、図２（ｇ）に示すようにして、期間ＴＯＮ／ＴＯＦＦで反転すると共に、正／負の各極性において、二次側直流電圧Ｅ０１に対応する絶対値レベルによりクランプされた波形となる。
【００５７】
また、上記図１に示した電源回路の特性として、負荷電力変動に対する、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、直流入電圧Ｅｉ１、及びスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２の特性を図９に示す。ここでは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗ時の条件での特性が示される。
【００５８】
先ず、図９に示す直流入力電圧Ｅｉ１については、重負荷となるのに応じて低下していく傾向とはなっている。しかし、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗに対して、直流入力電圧Ｅｉ１＝１６６Ｖ〜１６５Ｖであり、その変動差はわずか１Ｖのとなっている。つまり、負荷変動に関わらず、ほぼ一定となっているということがいえる。
【００５９】
ここで、先に先行技術として図１３に示した電源回路と、本実施の形態の電源回路における直流入力電圧について比較してみる。
図１３に示した電源回路における直流入力電圧は整流平滑電圧Ｅｉであり、この整流平滑電圧Ｅｉは、図１５に示したように、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗの変動に対して、１３４．５Ｖ〜１４０．５Ｖという６Ｖの変動範囲で増加する特性を有していた。
【００６０】
一方の本実施の形態においても、平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）に関しては、図１５と同様の変動特性となっている。
しかしながら、本実施の形態では、直流入力電圧Ｅｉ１は、Ｅｉ＋Ｅ２で表される。この直流電圧Ｅ２は、スイッチング周波数制御による安定化の作用で、図９に示されるようにして、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗの変動に対して、約３０Ｖ〜２５Ｖという５Ｖ範囲で比例的に減少する傾向を有している。つまり、整流平滑電圧Ｅｉとは、逆の増減傾向となる。このような直流電圧Ｅ２が、整流平滑電圧Ｅｉに重畳される結果、本実施の形態の直流入力電圧Ｅｉ１としては、上記のようにして直流入力電圧Ｅｉ１＝１６６Ｖ〜１６５Ｖという、１Ｖの変動差となるようにして保たれるものである。そして本実施の形態の場合、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時においては、例えば整流平滑電圧Ｅｉ＝１３５Ｖ、直流電圧Ｅ２＝３０Ｖが得られている状態にあるとされるので、直流入力電圧Ｅｉ１のレベルとしては、１６５Ｖが維持されることになる。
【００６１】
このようにして、例えば負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の直流入力電圧Ｅｉ１は、先行技術として図１３に示した電源回路における直流入力電圧（Ｅｉ）よりも増加していることになる。しかしながら、本実施の形態としては、一次巻線Ｎ１を形成する一次巻線部Ｎ１Ａ、及び三次巻線Ｎ３について、図１３に示した電源回路の一次巻線Ｎ１、及び三次巻線Ｎ３よりも巻き数を所要なだけ増加させている。具体的には、一次巻線部Ｎ１Ａについては３０Ｔ、三次巻線Ｎ３については４Ｔを選定している。
【００６２】
上記のようにして、一次巻線部Ｎ１Ａ、及び三次巻線Ｎ３の巻き数を増加させたことにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおけるリーケージインダクタンス、及び励磁インダクタンスがその分増加する。このため、一次巻線Ｎ１に流れる一次巻線電流Ｉ１のピークレベルは、先に図２（ｄ）に示したようにして、７Ａｐとなり、先行技術の電源回路における一次巻線電流Ｉ１が８Ａｐ（図１４（ｄ））であるのに対して１Ａ低減される。これに伴い、スイッチング出力電流ＩＱ１，１Ｑ２についても、先行技術の回路が４Ａｐ（図１４（ｂ）（ｃ）参照）であるのに対して、本実施の形態では、図２（ｂ）（ｃ）に示すようにして、３．５Ａｐに低減される。
【００６３】
この結果、本実施の形態としては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２における電力損失が低下することになる。このために、本実施の形態の電源回路の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣとしては、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時において９１．２％が得られ、先行技術である図１３の回路の場合よりも、１．２％の向上が図られていることになる。
そしてまた、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗよりも重い条件となった場合でも、上記したことによる一次側のスイッチング出力電流ＩＱ１、ＩＱ２のピークレベルの抑制作用が得られるから、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは、９１．２％以上を維持することができる。
つまり、本実施の形態としては、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ以上の条件においても、電力変換効率が低下しない電源回路を得ることができる。
【００６４】
また、上記のようにして、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗに対して、直流入力電圧Ｅｉ１がＥｉ１＝１６６Ｖ〜１６５Ｖの変動範囲内に保たれることで、スイッチング周波数の制御範囲も、先行技術の電源回路と比較して大幅に縮小され、レギュレーション範囲が拡大されることになる。
実験によれば、本実施の形態の電源回路としては、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜０Ｗに対して、スイッチング周波数ｆｓ＝５５ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚの変動範囲にまで縮小されるという結果が得られた。
また、本実施の形態としての構成によると、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗよりも重い条件となった場合でも、直流入力電圧Ｅｉ１のレベルは１６４．５Ｖ以上が維持される。これにより、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ以上の重負荷の条件時でも、拡大されることなく一定範囲内に縮小されたスイッチング周波数ｆｓが維持される。
【００６５】
なお、発振・ドライブ・保護回路２に対して駆動用電源として供給される直流電圧Ｅ３は、前述もしたように、直流電圧Ｅ２を基として安定化された直流電圧であり、従って、例えば図９にも示されるようにして、負荷変動に関わらず、１７Ｖで一定となっている。
【００６６】
ところで、本実施の形態における、直流電圧Ｅ２を生成するための三次巻線Ｎ３及び半波整流回路（Ｄ３、Ｃ３）は、本来は、上記もしたようにして、重負荷の条件時においても、所要以上のレベルの直流入力電圧が維持されるようにするために設けられるものである。
しかしながら本実施の形態では、この半波整流回路系によって得られる直流電圧Ｅ２を、上記のようにして、発振・ドライブ・保護回路２に供給すべき駆動用電源としても利用するようにされる。これにより、本実施の形態としては、発振・ドライブ・保護回路２を駆動するために、さらに巻線及び整流回路を備える必要がないこととなる。つまり、回路についての効率的利用が図られているものである。
【００６７】
図３は、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては、一次巻線Ｎ１のタップ出力は一次側アースと接続されている。そして、平滑コンデンサＣ３と共に半波整流回路を形成する整流ダイオードＤ３は、そのアノードが三次巻線Ｎ３の巻終わり端部に接続されている。
このような構成では、三次巻線Ｎ３は、例えば一次巻線部Ｎ１Ａの巻終わり端部側を所定巻き数分だけ巻き上げるようにして形成しているものと見ることができる。
また、この第２の実施の形態においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、図１０に示した疎結合のものが採用される。或いは、図１１及び図１２に示した密結合による絶縁コンバータトランスＰＩＴと、二次側部分共振コンデンサＣ２を組み合わせた構成が採用される。なお、この点については、以降説明する各実施の形態としての電源回路についても同様である。
【００６８】
このようにして構成される図２の電源回路についての、要部の動作波形を図４に示す。この図に示す動作としても、先の図２の場合と同様に、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の条件における動作をスイッチング周期により示している。なお、図２と同一の動作を示す波形についての説明は、ここでは省略する。
【００６９】
上記した三次巻線Ｎ３に対する半波整流回路（Ｎ３，Ｃ３）の接続によっては、図４（ｅ）に示すようにして、整流ダイオードＤ３に整流電流Ｉ４が流れる期間は、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間ＴＯＦＦとなる。但し、この場合にも、整流電流Ｉ４は、期間ＴＯＦＦの開始時のみの短時間のうちに流れる。
そして、上記したタイミングで整流電流Ｉ４が流れることで、この場合には、整流電流Ｉ４は、スイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング出力電流ＩＱ２の導通開始時に重畳されることになる。これに伴い、一次巻線電流Ｉ１には、負極性となる期間ＴＯＦＦの開始時において重畳されることになる。
また、第２の実施の形態における整流電流Ｉ４のピークレベルは、図４（ｄ）に示すようにして７．５Ａｐとなっている。
【００７０】
このようにして構成される第２の実施の形態としての電源回路の特性としては、図９により説明した第１の実施の形態の特性と同様となる。つまり、第２の実施の形態の電源回路についても、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ以上の条件における電力変換効率の向上が図られ、また、レギュレーション範囲の拡大が図られる。また、発振・ドライブ・保護回路２を駆動するための電源も、直流電圧Ｅ２から得るようにしており、回路の効率的利用を図っている。
なお、図３に示した第２の実施の形態としての電源回路においては、例えば一次巻線部Ｎ１Ａについては３０Ｔ、三次巻線Ｎ３については５Ｔとされている。
【００７１】
図５は、本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１及び図３と同一部分には、同一符号を付して説明を省略する。
【００７２】
先ず、この図に示す電源回路においては、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合した電流共振形コンバータとして、自励式の構成を採っている。
この場合、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２については、ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）が選定されている。
この場合のスイッチング素子Ｑ１のコレクタは、整流平滑電圧Ｅｉ１のライン（平滑コンデンサＣ３の正極端子）と接続される。スイッチング素子Ｑ１のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは一次側アースに対して接続される。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ハーフブリッジ結合方式によって接続されている。
【００７３】
また、スイッチング素子Ｑ１のベースに対しては、共振用コンデンサＣＢ１−ベース電流制限抵抗ＲＢ１−駆動巻線ＮＢ１を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。この自励発振駆動回路においては、共振用コンデンサＣＢ１のキャパシタンスと、駆動巻線ＮＢ１のインダクタンスによって直列共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベース電流制限抵抗ＲＢ１は、自励発振駆動回路からスイッチング素子Ｑ１のベースに流すべき駆動信号としてのベース電流レベルを調整する。
【００７４】
また、スイッチング素子Ｑ１のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ１が図示する方向によって接続されることで、オン期間における逆方向電流経路を形成する。また、平滑コンデンサＣｉの正極端子とスイッチング素子Ｑ１のベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ１が接続される。
【００７５】
同様にして、スイッチング素子Ｑ２のベースに対しては、共振用コンデンサＣＢ２−ベース電流制限抵抗ＲＢ２−駆動巻線ＮＢ２を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣＢ２及び駆動巻線ＮＢ２によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ２が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ２が接続される。
【００７６】
また、スイッチング素子Ｑ２　のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この場合にも、部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００７７】
ドライブトランスＰＲＴ　（Ｐｏｗｅｒ　Ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング駆動すると共に、スイッチング周波数を可変制御して定電圧化を図るために設けられる。
このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２及び共振電流検出巻線ＮＤを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮＢ１と、駆動巻線ＮＢ２は、互いに逆極性の電圧が励起される巻方向によって巻装されている。
【００７８】
この場合にも、絶縁コンバータトランスＰＩＴ　（Ｐｏｗｅｒ　Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）は、スイッチング素子Ｑ１　、Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタと接続され、巻終わり端部は、直列共振コンデンサＣ１−共振電流検出巻線ＮＤを介して、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点に（スイッチング出力点）に接続される。これにより、一次巻線Ｎ１には、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００７９】
また、この場合にも、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１とにより、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしても、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られる、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００８０】
この電源回路のスイッチング動作としては、例えば次のようになる。
先ず商用交流電源ＡＣが投入されると、例えば起動抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２を介してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のベースに起動のためのベース電流が供給されることになる。ここで、例えばドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２には、互いに逆極性の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子Ｑ１が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ２はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２に励起された交番電圧を源として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各自励発振駆動回路が、共振動作による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフするように制御される。つまりスイッチング動作を行うことになる。
そして例えばスイッチング素子Ｑ１がオンとなったときには、そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮＤを介して一次巻線Ｎ１及び直列共振コンデンサＣ１に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ２を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）及びＺＣＳ（Ｚｅｒｏ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）により、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が継続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時の短期間においては、部分共振コンデンサＣｐに電流が流れる。つまり、部分共振電圧動作が得られる。
【００８１】
そして、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、一次巻線Ｎ１とは独立するようにして巻装された三次巻線Ｎ３が設けられる。この三次巻線Ｎ３の巻始め端部に対しては、整流ダイオードＤ３が接続される。また、整流ダイオードＤ３のアノードは、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。また、三次巻線Ｎ３の巻終わり端部は、平滑コンデンサＣ３の負極端子に接続される。
これにより、例えば一次巻線Ｎ１とのトランス結合を介して、三次巻線Ｎ３には交番電圧が励起され、この交番電圧を、整流ダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ３から成る半波整流回路によって整流する動作が得られる。この整流動作によって、平滑コンデンサＣ３の両端電圧として直流電圧Ｅ２が得られる。
【００８２】
ここで、上記平滑コンデンサＣ３の負極端子は、整流平滑電圧Ｅｉを両端電圧として生成する平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続されている。つまり、平滑コンデンサＣ３は、平滑コンデンサＣｉの正極側に対して直列に積み上げられるようにして設けられる。そのうえで、ハーフブリッジ結合された上段側のスイッチング素子Ｑ１のコレクタは、平滑コンデンサＣ３の正極端子に対して接続されている。
従って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて形成される電流共振形コンバータは、平滑コンデンサＣ３−平滑コンデンサＣｉの直列接続回路の両端電圧を、直流入力電圧Ｅｉ１として入力して動作することとなる。
つまり、この第３の実施の形態としても、直流入力電圧Ｅｉ１は、Ｅｉ１＝Ｅｉ＋Ｅ２により表されるレベルとなるものである。
【００８３】
そして、このような構成を採る第３の実施の形態としての電源回路においても、図９に示したのと同様の特性を有するようにされ、先の各実施の形態と同様の効果が得られるものである。
【００８４】
図６は、第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１、図３、及び図５と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００８５】
この図に示す電源回路では、一次巻線Ｎ１について、２つのタップ出力が施される。これにより、一次巻線Ｎ１は、一次巻線部Ｎ１Ａと、三次巻線部Ｎ３Ａ，Ｎ３Ｂの３つの巻線部に分割されるものとしてみることができる。
そして、一次巻線部Ｎ１Ａと三次巻線部Ｎ３Ａの各端部の接続点となるタップ出力点に対しては、整流ダイオードＤ４のアノードが接続される。また、三次巻線部Ｎ３Ａ，Ｎ３Ｂの各端部の接続点となるもう１つのタップ出力点は、一次側アースに接続される。また、三次巻線部Ｎ３Ｂの残る端部（一次巻線Ｎ１の巻終わり端部）には、整流ダイオードＤ３のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤ３，Ｄ４の各カソードは、平滑コンデンサＣ３の正極端子に接続される。
つまり、この場合には、三次巻線Ｎ３（Ｎ３Ａ，Ｎ３Ｂ）から直流電圧Ｅ２を得るための整流回路として、整流ダイオードＤ３，Ｄ４を備えた両波整流回路が設けられていることになる。
なお、この場合における平滑コンデンサＣ３は、図１及び図３に示した各実施の形態の電源回路と同様にして、平滑コンデンサＣｉの負極側と一次側アース間に直列に挿入され、これにより、直流入力電圧Ｅｉ１としては、Ｅｉ１＝Ｅｉ＋Ｅ２で表されるレベルが得られるようになっている。また、この場合にも、直流電圧Ｅ２は、抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＤＺから成る安定化回路により安定化されたうえで、発振・ドライブ・保護回路２に対する駆動用電源としても供給される。
【００８６】
図７は、上記構成による第４の実施の形態の電源回路についての、要部の動作波形をスイッチング周期により示している。この場合にも、先の各実施の形態の場合と同様にして、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の条件における動作が示されている。ここでも、図２及び図４と同一の動作を示す波形についての説明は省略することとする。
【００８７】
この場合には、直流電圧Ｅ２を得るための整流回路が両波整流回路とされている。このため、図７（ｅ）に示すようにして、整流ダイオードＤ３に流れる整流電流Ｉ４、及び整流ダイオードＤ４に流れる整流電流Ｉ５が、それぞれ期間ＴＯＮとＴＯＦＦにおいて流れるようにされる。つまり、図７（ｆ）に示す一次巻線Ｎ１の両端電圧Ｖ１が正／負の両期間において流れる。なお、この場合にも、整流電流Ｉ４，Ｉ５は、それぞれ、三次巻線Ｎ３に得られる交番電圧のピークレベルの絶対値が３０Ｖ程度となる、期間ＴＯＮと期間ＴＯＦＦの開始時のタイミングにおいてのみ流れるようにされる。
そして、これら整流電流Ｉ４，Ｉ５の成分は、図７（ｂ）（ｃ）に示すようにして、それぞれ、スイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２に重畳されることになる。また、図７（ｄ）に示すようにして、一次巻線電流Ｉ１にも整流電流Ｉ４，Ｉ５が正／負極性の各期間において重畳されることになる。なお、この場合における、一次巻線電流Ｉ１に対する整流電流Ｉ４，Ｉ５の重畳成分レベルは、それぞれ、Ｎ３Ａ／Ｎ１Ａ、Ｎ３Ｂ／Ｎ１Ａで表される巻線比に応じたものとなる。そして、この場合には、一次巻線部Ｎ１Ａ＝３０Ｔ、三次巻線部Ｎ３Ａ＝４Ｔ、三次巻線部Ｎ３Ｂ＝５Ｔを選定している。
また、この場合における整流電流Ｉ４，Ｉ５のピークレベルは、図７（ｄ）に示すようにして７．５Ａｐとなっている。
【００８８】
このようにして構成される第４の実施の形態としての電源回路の特性としても、図９により説明した第１の実施の形態の特性と同様となるものであり、これまでに説明した実施の形態と同様の作用効果が得られる。
【００８９】
続いて、図８に、本発明の第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す。この図に示す電源回路において、図１、図３、図５及び図６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この図に示す電源回路は、先に第３の実施の形態として示した図５の電源回路と同様に、一次側の電流共振形コンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式で、自励式の構成を採る。
【００９０】
この図に示す電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対して、一次巻線Ｎ１とは独立して三次巻線Ｎ３が巻装されている。
この場合、三次巻線Ｎ３に対してはセンタータップが設けられ、このセンタータップの出力点は、平滑コンデンサＣ３の負極端子に対して接続される。そのうえで、三次巻線Ｎ３の巻始め端部は、整流ダイオードＤ３のアノード→カソードを介して、平滑コンデンサＣ３の正極端子に対して接続される。また、三次巻線Ｎ３の巻終わり端部は、整流ダイオードＤ４のアノード→カソードを介して、同じく、平滑コンデンサＣ３の正極端子に対して接続される。つまり、この場合にも、直流電圧Ｅ２を得るための整流回路として、２本の整流ダイオードＤ４，Ｄ５を備えた両波整流回路が備えられることになる。
なお、平滑コンデンサＣｉと平滑コンデンサＣ３との接続形態、及び、平滑コンデンサＣ３−Ｃｉの直列接続回路の両端に得られる直流入力電圧Ｅｉ１を、電流共振形コンバータが入力して動作するようにされている点は、図５に示した電源回路と同様となっている。
【００９１】
このようにして構成される第５の実施の形態の電源回路では、先に図７の波形図により示したのと同様の動作が得られる。従って、その特性としても、図９と同様となり、これまでの実施の形態と同様の作用効果が得られる。
【００９２】
なお、上記各実施の形態としては、図１、図３及び図６に示した第１、第２、第４の実施の形態としての電源回路が他励式とされていた。そして、これら他励式の電源回路においては、直流入力電圧Ｅｉ１を得るための構成として、一次巻線Ｎ１に含められるようにして三次巻線Ｎ３を巻装したうえで、平滑コンデンサＣｉの負極側に平滑コンデンサＣ３による直流電圧Ｅ２を積み重ねるという構成を採っている。
これに対して、図５及び図８に示した第３及び第５の実施の形態としての電源回路は自励式とされる。そして、これら自励式の電源回路では、直流入力電圧Ｅｉ１を得るための構成として、一次巻線Ｎ１とは独立して三次巻線Ｎ３を巻装すると共に、平滑コンデンサＣｉの正極側に平滑コンデンサＣ３による直流電圧Ｅ２を積み重ねる構成を採っている。
ここで、本実施の形態としては、他励式の電源回路の構成に対して、上記図５及び図８に示したような直流入力電圧Ｅｉ１を得るための回路構成を設けてもよいものである。逆に、自励式の電源回路の構成に対して、上記図１、図３及び図６に示した直流入力電圧Ｅｉ１を得るための回路構成を設けることも、何ら問題は無いものである。
【００９３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、複合共振形コンバータとして、電流共振形スイッチングコンバータ（スイッチング手段）と一次側部分電圧共振回路が組み合わされた基本構成を採っている。そのうえで、絶縁コンバータトランスの一次側に三次巻線を巻装し、この三次巻線に得られる交番電圧から得た直流電圧を整流平滑電圧に重畳するようにされる。そして、電流共振形スイッチングコンバータは、整流平滑電圧に対して上記直流電圧を重畳して得られる直流入力電圧を入力して動作するように構成される。また、所要以上のインダクタンスが得られるように、一次巻線及び三次巻線については所定の巻線数を設定するようにされる。さらに、電源の安定化は、スイッチング周波数を可変制御することで行われる。
【００９４】
このような構成により、直流入力電圧としては、負荷変動によって整流平滑電圧が変動しても、スイッチング周波数制御に伴って逆傾向に変化する直流電圧が重畳されることになる。また、絶縁コンバータトランスにおけるインダクタンスが所要以上とされることによって、一次側巻線とスイッチング素子に流れる電流レベが抑制される。これらの構成により、電源回路に流れる電流を低減することが可能となって電力変換効率が向上される。また、負荷電力が一定以上に重くなっても、上記した直流入力電圧の変動範囲が抑制される動作が維持されるから、これまでよりも重負荷の条件となった場合にも、良好な電力変換効率を維持できる。
また、上記した構成により電力変換効率が向上されることによっては、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑回路としては、倍電圧整流回路ではなく、等倍電圧整流回路を採用することができることにもなる。従って、この整流平滑回路を形成する平滑コンデンサは１本で済むことになり、また、スイッチング素子や共振コンデンサなどの部品素子について高耐圧品を選定する必要がない。これにより、回路規模の大型化及びコストアップが避けられることにもなる。
また、上記のようにして負荷変動に対する直流入力電圧の変動範囲が抑制されることによっては、スイッチング周波数制御における周波数制御範囲も縮小されることになる。つまり、レギュレーション範囲が拡大され、例えば電源回路の設計がこれまでよりも容易となるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図３】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図４】第２の実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図５】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図６】第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】第４の実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図８】第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】本実施の形態の電源回路の特性を示す特性図である。
【図１０】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図１１】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す断面図である。
【図１２】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスのさらに他の構造例を示す断面図である。
【図１３】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】先行技術としてのスイッチング電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図１５】先行技術としてのスイッチング電源回路の特性を示す特性図である。
【符号の説明】
１　制御回路、２　発振・ドライブ・保護回路、Ｄｉ　ブリッジ整流回路、Ｃｉ，Ｃ３　平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２　スイッチング素子、ＰＩＴ　絶縁コンバータトランス、Ｎ１　一次巻線、Ｎ１Ａ　一次巻線部、Ｎ３　三次巻線、Ｎ３Ａ，Ｎ３Ｂ三次巻線部、Ｎ２　二次巻線、Ｃ１　一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ　一次側部分共振コンデンサ、Ｃ２　二次側部分共振コンデンサ、Ｄ３，Ｄ４　整流ダイオード、ＰＲＴ　ドライブトランス、
【図１】
2004040954.tif 000003
【図２】
2004040954.tif 000004
【図３】
2004040954.tif 000005
【図４】
2004040954.tif 000006
【図５】
2004040954.tif 000007
【図６】
2004040954.tif 000008
【図７】
2004040954.tif 000009
【図８】
2004040954.tif 000010
【図９】
2004040954.tif 000011
【図１０】
2004040954.tif 000012
【図１１】
2004040954.tif 000013
【図１２】
2004040954.tif 000014
【図１３】
2004040954.tif 000015
【図１４】
2004040954.tif 000016
【図１５】
2004040954.tif 000017