(57)【要約】【課題】コンバータ装置の入力電圧が変動してもコンバータ装置の出力電圧の安定化を図ること。【解決手段】ＩＧＢＴ５２の動作により直流電源ラインＬの入力端Ｐ１に入力された入力電圧を降圧する降圧回路５０と、ＩＧＢＴ５３の動作により直流電源ラインＬの入力端Ｐ１に入力された入力電圧を昇圧する昇圧回路５１と、直流電源ラインＬの出力端Ｑ１における出力電圧を目標直流電圧に近づけるべく、直流電源ラインＬの入力端Ｐ１における入力電圧が、目標直流電圧よりも高い所定の第１電圧を上回った場合、この所定の第１電圧よりも低い所定の第２電圧に低下するまでＩＧＢＴ５２をＰＷＭ制御するとともにＩＧＢＴ５３をＯＦＦ制御し、入力電圧が、所定の第２電圧を下回った場合、所定の第１電圧に上昇するまでＩＧＢＴ５２をＯＮ制御するとともにＩＧＢＴ５３をＰＷＭ制御する制御装置４５を備えた。【選択図】　　　図２
2004147388.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
降圧スイッチング素子を有し、この降圧スイッチング素子の動作により直流電源ラインの入力端に入力された入力電圧を降圧する降圧回路と、
昇圧スイッチング素子を有し、この昇圧スイッチング素子の動作により直流電源ラインの入力端に入力された入力電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記直流電源ラインの出力端における出力電圧を目標直流電圧に近づけるべく、前記直流電源ラインの入力端における入力電圧に応じて、前記降圧スイッチング素子及び前記昇圧スイッチング素子の動作を制御する制御手段とを備えたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のコンバータ装置において、
前記制御手段は、前記直流電源ラインの出力端における出力電圧を目標直流電圧に近づけるべく、前記直流電源ラインの入力端における入力電圧が、前記目標直流電圧よりも高い所定の第１電圧を上回った場合、この所定の第１電圧よりも低い所定の第２電圧に低下するまで前記降圧スイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記入力電圧が、前記所定の第２電圧を下回った場合、前記所定の第１電圧に上昇するまで前記昇圧スイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項３】
直流電源ラインに、降圧スイッチング素子とリアクトルと第１ダイオードとを順に設け、前記降圧スイッチング素子の出力端に第２ダイオードの出力端を接続し、前記リアクトルの出力端に昇圧スイッチング素子の出力端を接続し、前記第１ダイオードの出力端にコンデンサの出力端を接続してなり、
前記直流電源ラインの出力端における出力電圧を目標直流電圧に近づけるべく、前記直流電源ラインの入力端における入力電圧が、前記目標直流電圧よりも高い所定の第１電圧を上回った場合、この所定の第１電圧よりも低い所定の第２電圧に低下するまで前記降圧スイッチング素子をＰＷＭ制御するとともに前記昇圧スイッチング素子をＯＦＦ制御し、前記入力電圧が、前記所定の第２電圧を下回った場合、前記所定の第１電圧に上昇するまで前記降圧スイッチング素子をＯＮ制御するとともに前記昇圧スイッチング素子をＰＷＭ制御する制御手段を備えたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項４】
ブリッジ接続したサイリスタ整流器を備え、このサイリスタ整流器の出力端に接続される直流電源ラインに、昇圧スイッチング素子を有してこの昇圧スイッチング素子の動作により前記直流電源ラインに入力された直流電圧を昇圧する昇圧回路を設け、
前記直流電源ラインにおける出力端の出力電圧を目標直流電圧に近づけるべく、前記サイリスタ整流器に入力される交流電圧に応じて、前記サイリスタ整流器への点弧タイミング及び前記昇圧スイッチング素子の動作を制御する制御手段を備えたことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項５】
請求項４に記載のコンバータ装置において、
前記制御手段は、前記直流電源ラインの出力端における出力電圧を目標直流電圧に近づけるべく、前記サイリスタ整流器に入力される交流電圧のピーク値が、前記目標直流電圧よりも高い所定の第３電圧を上回った場合、この所定の第３電圧よりも低い所定の第４電圧に低下するまで前記サイリスタ整流器の出力電圧を調整し、前記ピーク値が、前記所定の第４電圧を下回った場合、前記所定の第３電圧に上昇するまで前記昇圧スイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項６】
請求項１乃至３のいずれか一項に記載のコンバータ装置と、エンジンで駆動する圧縮機とを備え、
前記コンバータ装置の入力端に、前記エンジンを動力源とする発電機を整流器を介して接続したことを特徴とする空気調和装置。
【請求項７】
請求項４又は５に記載のコンバータ装置と、エンジンで駆動する圧縮機とを備え、
前記コンバータ装置の入力端に、前記エンジンを動力源とする発電機を接続したことを特徴とする空気調和装置。
【請求項８】
請求項１乃至５のいずれか一項に記載のコンバータ装置と、前記コンバータ装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換し、商用電力系統に連系して負荷及又は前記商用電力系統に電力を供給する系統連系インバータ装置とを備えたことを特徴とする系統連系システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、降圧及び昇圧して安定した直流電圧を出力するコンバータ装置、このコンバータ装置を備えた空気調和装置及びコンバータ装置を備えた系統連系システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、商用電源の交流電圧を整流した直流電圧を、降圧又は昇圧するコンバータ装置が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
また、エンジンにて駆動される圧縮機を有する空気調和装置が知られている。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−４５９６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のコンバータ装置では、商用電源のように電圧変動がほとんどない安定した電源を用いるのが前提であり、例えば、空気調和装置の圧縮機を駆動するエンジンを動力源とする発電機のように、電圧が変動する電源を用いる場合は、コンバータ装置の出力電圧も不安定になるおそれが生じる。
【０００６】
本発明の目的は、上述の事情を考慮してなされたものであり、入力電圧が変動しても出力電圧の安定化を図るコンバータ装置、コンバータ装置を備えた空気調和装置及びコンバータ装置を備えた系統連系システムを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、降圧スイッチング素子を有し、この降圧スイッチング素子の動作により直流電源ラインの入力端に入力された入力電圧を降圧する降圧回路と、昇圧スイッチング素子を有し、この昇圧スイッチング素子の動作により直流電源ラインの入力端に入力された入力電圧を昇圧する昇圧回路と、前記直流電源ラインの出力端における出力電圧を目標直流電圧に近づけるべく、前記直流電源ラインの入力端における入力電圧に応じて、前記降圧スイッチング素子及び前記昇圧スイッチング素子の動作を制御する制御手段とを備えたことを特徴としている。
【０００８】
この場合において、前記制御手段は、前記直流電源ラインの出力端における出力電圧を目標直流電圧に近づけるべく、前記直流電源ラインの入力端における入力電圧が、前記目標直流電圧よりも高い所定の第１電圧を上回った場合、この所定の第１電圧よりも低い所定の第２電圧に低下するまで前記降圧スイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記入力電圧が、前記所定の第２電圧を下回った場合、前記所定の第１電圧に上昇するまで前記昇圧スイッチング素子をＰＷＭ制御するようにしてもよい。
【０００９】
また、直流電源ラインに、降圧スイッチング素子とリアクトルと第１ダイオードとを順に設け、前記降圧スイッチング素子の出力端に第２ダイオードの出力端を接続し、前記リアクトルの出力端に昇圧スイッチング素子の出力端を接続し、前記第１ダイオードの出力端にコンデンサの出力端を接続してなり、前記直流電源ラインの出力端における出力電圧を目標直流電圧に近づけるべく、前記直流電源ラインの入力端における入力電圧が、前記目標直流電圧よりも高い所定の第１電圧を上回った場合、この所定の第１電圧よりも低い所定の第２電圧に低下するまで前記降圧スイッチング素子をＰＷＭ制御するとともに前記昇圧スイッチング素子をＯＦＦ制御し、前記入力電圧が、前記所定の第２電圧を下回った場合、前記所定の第１電圧に上昇するまで前記降圧スイッチング素子をＯＮ制御するとともに前記昇圧スイッチング素子をＰＷＭ制御する制御手段を備えたことを特徴としている。
【００１０】
また、ブリッジ接続したサイリスタ整流器を備え、このサイリスタ整流器の出力端に接続される直流電源ラインに、昇圧スイッチング素子を有してこの昇圧スイッチング素子の動作により前記直流電源ラインに入力された直流電圧を昇圧する昇圧回路を設け、前記直流電源ラインにおける出力端の出力電圧を目標直流電圧に近づけるべく、前記サイリスタ整流器に入力される交流電圧に応じて、前記サイリスタ整流器への点弧タイミング及び前記昇圧スイッチング素子の動作を制御する制御手段を備えたことを特徴としている。
【００１１】
この場合において、前記制御手段は、前記直流電源ラインの出力端における出力電圧を目標直流電圧に近づけるべく、前記サイリスタ整流器に入力される交流電圧のピーク値が、前記目標直流電圧よりも高い所定の第３電圧を上回った場合、この所定の第３電圧よりも低い所定の第４電圧に低下するまで前記サイリスタ整流器の出力電圧を調整し、前記ピーク値が、前記所定の第４電圧を下回った場合、前記所定の第３電圧に上昇するまで前記昇圧スイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴としている。
【００１２】
また、上記のコンバータ装置と、エンジンで駆動する圧縮機とを備え、前記コンバータ装置の入力端に、前記エンジンを動力源とする発電機を整流器を介して接続してもよい。
【００１３】
また、上記のコンバータ装置と、エンジンで駆動する圧縮機とを備え、前記コンバータ装置の入力端に、前記エンジンを動力源とする発電機を接続してもよい。
【００１４】
また、上記のコンバータ装置と、前記コンバータ装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換し、商用電力系統に連系して負荷又は前記商用電力系統に電力を供給する系統連系インバータ装置とを備えてもよい。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態を、図面に基づき説明する。
【００１６】
図１は、本発明に係る空気調和装置の一例としてのガスエンジン駆動型のヒートポンプ式の空気調和装置の第１実施の形態における冷媒回路等を示す回路図である。
【００１７】
この図１に示すように、ヒートポンプ式の空気調和装置１０は、室外機１１、室内機１２及び電力変換装置１３を有してなる。この電力変換装置１３は、例えば、室外機１１に設置される。電力変換装置１３は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置４０と、直流電圧を交流電圧に変換して負荷に電力を供給するインバータ装置４１とを備えている。
【００１８】
室外機１１は室外に設置される。室外機１１の構成を説明すると、室外機１１の室外冷媒配管２７には圧縮機１６が配設されるとともに、この圧縮機１６の吸込側にアキュムレータ１５が配設され、圧縮機１６の吐出側に油分離器１７、逆止弁１８及び四方弁１９が順次配設され、この四方弁１９側に室外熱交換器２０、室外膨張弁２１が順次配設されて構成される。室外熱交換器２０には、負圧を利用してこの室外熱交換器２０へ外気（空気）を送風する室外ファン２２が隣接して配置されている。この室外ファン２２は、室外ファンモータ２３によって駆動される。室外ファン２２は、例えば、軸流ファン（例えば、プロペラファン）である。圧縮機１６は、フレキシブルカップリング（ベルト・プーリー）２４等を介してガスエンジン２５に連結され、このガスエンジン２５により駆動される。
【００１９】
室内機１２は室内に設置され、室内冷媒配管２８に室内熱交換器３０が配設されるとともに、室内冷媒配管２８において室内熱交換器３０の近傍に室内膨張弁３１が配設されて構成される。上記室内熱交換器３０には、これらの室内熱交換器３０から室内へ送風する室内ファン３２が隣接して配置されている。この室内ファン３２は、室内ファンモータ３３によって駆動される。室内ファン３２は、例えば、クロスフローファンである。
【００２０】
室外機１１は、不図示の制御装置により運転制御される。具体的に、制御装置により室外機１１におけるガスエンジン２５（即ち圧縮機１６）の回転数、四方弁１９の切り換え、室外ファン２２の回転数及び室外膨張弁２１の開度等がそれぞれ制御される。
【００２１】
ガスエンジン２５（即ち圧縮機１６）は、空調負荷に応じて回転数が制御される。つまり、空調負荷が低負荷状態であればガスエンジン２５（即ち圧縮機１６）の回転数を低下させる制御が行われ、空調負荷が高負荷状態であればガスエンジン２５（即ち圧縮機１６）の回転数を増加させる制御が行われる。
【００２２】
また、四方弁１９が切り換えられることにより、空気調和装置１０が冷房運転又は暖房運転に設定される。つまり、四方弁１９を冷房側に切り換えたときには、冷媒が実線矢印の如く流れ、室外熱交換器２０が凝縮器に、室内熱交換器２７が蒸発器になって冷房運転状態となり、室内熱交換器２７が室内を冷房する。また、四方弁１９を暖房側に切り換えたときには、冷媒が破線矢印の如く流れ、室内熱交換器２７が凝縮器に、室外熱交換器２０が蒸発器になって暖房運転状態となり、室内熱交換器２７が室内を暖房する。
【００２３】
圧縮機１６を駆動するガスエンジン２３には、商用電源３９以外の電源としての発電機３８が接続されている。つまり、発電機３８は、フレキシブルカップリング（ベルト・プーリー）２６等を介してガスエンジン２５に連結され、このガスエンジン２５を動力源として発電するものである。例えば、この発電機２５は、ガスエンジン２５の駆動により、三相交流電圧を発生するものである。
【００２４】
電力変換装置１３は、三相交流電源の商用電源３９、又は発電機３８を電源として、空気調和装置１０の負荷である室外ファンモータ２３に適した交流電圧（例えば、電圧の振幅や周波数）に変換して室外ファンモータ２３に電力を供給するものである。
【００２５】
図２は、コンバータ装置４０を含む電力変換装置１３の電気回路図である。
【００２６】
電力変換装置１３は、コンバータ装置４０と、インバータ装置４１とを備えている。
【００２７】
本第１実施の形態において、コンバータ装置４０は、変動する交流電圧を入力して安定した所定の直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣコンバータである。
【００２８】
つまり、コンバータ装置４０は、発電機３８にて発電された場合の三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを入力し、整流及び平滑して直流電圧Ｖｉに変換するＡＣ−ＤＣ変換部４３と、この直流電圧Ｖｉを入力電圧とし、この入力電圧Ｖｉに応じて、出力電圧Ｖｏを目標直流電圧に近づけるべく、昇圧又は降圧するＤＣ−ＤＣ変換部４４と、制御装置４５とを備えている。
【００２９】
尚、三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、それぞれＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧に対応している。
【００３０】
ＡＣ−ＤＣ変換部４３は、整流器４７と、平滑コンデンサ４８とを有してなる。整流器４７は、６つの整流ダイオードＤ１〜Ｄ６を有し、これら整流ダイオードＤ１〜Ｄ６を三相ブリッジ接続している。
【００３１】
具体的に、発電機３８からの交流電源ラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３のそれぞれに、整流器４７の各整流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ５のアノードが接続され、ハイレベルの直流電源ラインＬ、つまり直流電源ラインＬの入力端Ｐ１に、整流器４７の各整流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ５のカソードが接続される。また、発電機３８からの交流電源ラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３のそれぞれに、整流器４７の各整流ダイオードＤ２、Ｄ４、Ｄ６のカソードが接続され、ローレベルの直流電源ラインＬ’、つまりローレベルの直流電源ラインＬ’の入力端Ｐ２に、整流器４７の各整流ダイオードＤ２、Ｄ４、Ｄ６のアノードが接続される。
【００３２】
平滑コンデンサ４８は、ハイレベルの直流電源ラインＬの入力端Ｐ１及びローレベルの直流電源ラインＬ’の入力端Ｐ２に接続される。
【００３３】
これによって、直流電源ラインＬの入力端Ｐ１（つまり、直流電源ラインＬ、Ｌ’の入力端Ｐ１、Ｐ２間）には、直流電圧（入力電圧）Ｖｉが印加されることとなる。
【００３４】
ＤＣ−ＤＣ変換部４４は、降圧スイッチング素子であるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）５２を有し、このＩＧＢＴ５２の動作により直流電源ラインＬの入力端Ｐ１に入力された入力電圧Ｖｉを降圧する降圧回路５０と、昇圧スイッチング素子であるＩＧＢＴ５３を有し、このＩＧＢＴ５３の動作により直流電源ラインＬの入力端Ｐ１に入力された入力電圧Ｖｉを昇圧する昇圧回路５１とを備えている。
【００３５】
具体的に、直流電源ラインＬに、降圧スイッチング素子であるＩＧＢＴ５２と、リアクトル５４と、第１ダイオード５５とを順に設け、ＩＧＢＴ５２の出力端であるコレクタに第２ダイオード５６の出力端であるカソードを接続し、リアクトル５４の出力端に昇圧スイッチング素子であるＩＧＢＴ５３の出力端であるエミッタを接続し、第１ダイオード５５の出力端であるカソードにコンデンサ５７の出力端を接続してなる。
【００３６】
本第１実施の形態において、リアクトル５４は、降圧回路５０及び昇圧回路５１に含まれるものである。
【００３７】
尚、各ＩＧＢＴ５２、５３には、電流の逆流の発生に対する保護を行う保護ダイオード５８、５９がそれぞれ設けられている。さらに、コンデンサ５７の出力端Ｑ１には、ＤＣ−ＤＣ変換部４４への電流の逆流を防止する逆流防止ダイオード６０が直流電源ラインＬに設けられている。そして、図２に示すように、コンバータ装置４０の直流電源ラインＬの出力端を、逆流防止ダイオード６０の出力端Ｑ１’（カソード側）としている。逆流防止ダイオード６０における電圧降下は、出力電圧Ｖｏに対して無視できる程度に小さいので、直流電源ラインＬの出力端Ｑ１’と、点Ｑ１とは略同電位であるといえる。また、直流電源ラインＬ’の出力端Ｑ２’と点Ｑ２とは、同電位である。
【００３８】
制御装置４５は、コンバータ装置４０、即ちＤＣ−ＤＣ変換部４４を制御するものである。つまり、制御装置４５は、直流電源ラインＬの点Ｑ１（即ち、直流電源ラインＬ、Ｌ’の点Ｑ１、Ｑ２間）における出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔに近づけるべく、直流電源ラインＬの入力端Ｐ１（即ち、直流電源ラインＬ、Ｌ’の入力端Ｐ１、Ｐ２間）における入力電圧Ｖｉに応じて、ＩＧＢＴ５２及び５３の動作を制御する。
【００３９】
制御装置４５は、入力電圧Ｖｉを検出（つまり、測定）する入力電圧検出部６１と、出力電圧Ｖｏを検出（つまり、測定）する出力電圧検出部６２と、各ＩＧＢＴ５２、５３にゲート信号であるＰＷＭ信号Ａ、Ｂのそれぞれを出力するドライブ回路６３と、このドライブ回路６３を動作させるための制御を行うマイクロコンピュータ６４とを備えている。
【００４０】
このマイクロコンピュータ６４には、図示を省略したＲＯＭが接続されており、このＲＯＭに記憶されている制御プログラムに基づいて、コンバータ装置４０、つまりＤＣ−ＤＣ変換部４４の出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔにすべく、入力電圧Ｖｉに応じて各ＩＧＢＴ５２、５３に出力するＰＷＭ信号Ａ、Ｂの出力を制御するものである。
【００４１】
さらに、制御装置４５は、フラグＦＧを０または１に設定する機能を備えている。具体的には、マイクロコンピュータ６４がフラグＦＧを設定し、そのフラグＦＧの値を記憶するものである。
【００４２】
そして、制御装置４５は、フラグＦＧが１であれば、降圧の制御を行い、フラグＦＧが０であれば、昇圧の制御を行う。
【００４３】
具体的に、降圧の制御を行う場合、制御装置４５は、ＩＧＢＴ５２のゲートにＰＷＭ信号Ａを出力してＩＧＢＴ５２をＰＷＭ制御するとともに、ＩＧＢＴ５３のゲートに電圧を印加せず、ＩＧＢＴ５３をＯＦＦ状態にして昇圧動作を行わないようにＩＧＢＴ５３をＯＦＦ制御するものである。このＩＧＢＴ５２のＰＷＭ制御、即ち、ＰＷＭ信号Ａのパルス幅の調整（デューティ比の調整）により、降圧の制御が行われる。
【００４４】
例えば、図３に示すように、降圧制御を行っている場合、入力電圧Ｖｉに応じて出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔにすべく、ＩＧＢＴ５２のゲートに入力するＰＷＭ信号Ａのパルス幅（デューティ比）を調整する。つまり、入力電圧Ｖｉが低下してきたらＰＷＭ信号ＡにおけるＯＮ期間Ｘを長くするように、ＰＷＭ信号Ａのパルス幅（デューティ比）を調整する。これによって、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。言い換えれば、入力電圧Ｖｉが変動しても、出力電圧Ｖｏを一定の電圧に安定して出力することが可能である。
【００４５】
また、昇圧の制御を行う場合、制御装置４５は、ＩＧＢＴ５２のゲートに電圧を印加してＩＧＢＴ５２をＯＮ状態にして導通状態にするＯＮ制御を行うとともに、ＩＧＢＴ５３のゲートにＰＷＭ信号Ｂを出力してＩＧＢＴ５３をＰＷＭ制御するものである。このＩＧＢＴ５３のＰＷＭ制御、即ち、ＰＷＭ信号Ｂのパルス幅の調整（デューティ比の調整）により、昇圧の制御が行われる。
【００４６】
例えば、図４に示すように、昇圧制御を行っている場合、入力電圧Ｖｉに応じて出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔにすべく、ＩＧＢＴ５３のゲートに入力するＰＷＭ信号Ｂのパルス幅（デューティ比）を調整する。つまり、入力電圧Ｖｉが上昇してきたらＰＷＭ信号ＢにおけるＯＮ期間Ｙを短くするように、ＰＷＭ信号Ｂのパルス幅（デューティ比）を調整する。これによって、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。言い換えれば、入力電圧Ｖｉが変動しても、出力電圧Ｖｏを一定の電圧に安定して出力することが可能である。
【００４７】
つまり、制御装置４５は、出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔに近づけるべく、降圧の制御を行う場合は、出力電圧Ｖｏに基づいてＩＧＢＴ５２へのＰＷＭ信号のデューティ比を調整し、昇圧の制御を行う場合は、出力電圧Ｖｏに基づいてＩＧＢＴ５３へのＰＷＭ信号のデューティ比を調整している。
【００４８】
ここで、例えば、発電機３８の発電により生じる電圧、即ち、入力電圧Ｖｉが所定電圧以下のときには、負荷であるファンモータ２３への電力供給量が著しく低下してしまうので、商用電源３９から電力供給できるように、昇圧を行わないようにしてもよい。この所定電圧とは、負荷への電力供給量が著しく低下してしまうような電圧である。
【００４９】
図２において、インバータ装置４１は、コンバータ装置４０の出力電圧Ｖｏと、商用電源３９を整流して平滑した直流電圧とのうち、いずれか高いほうの直流電圧を、負荷であるファンモータ２３に適した交流電圧に変換して、ファンモータ２３に電力供給するものである。
【００５０】
制御装置４５が、例えば、入力電圧Ｖｉが所定の電圧（例えば、３３３［Ｖ］）以上の場合は降圧、入力電圧Ｖｉが所定の電圧（例えば、３３３［Ｖ］）未満の（又は下回る）場合は昇圧して出力電圧Ｖｏを一定にする制御を行う場合は、入力電圧Ｖｉが略所定の電圧（例えば、３３３［Ｖ］）のときに、降圧制御及び昇圧制御を頻繁に切り替えるようなことになる。このような、動作を繰り返すと、出力電圧Ｖｏが不安定になるおそれが生じる。
【００５１】
本第１実施の形態では、制御装置４５が、降圧制御及び昇圧制御を頻繁に切り替えるような動作行わないように、昇圧制御から降圧制御に切り替えるときの入力電圧Ｖｉとの比較対象である所定の電圧と、降圧制御から昇圧制御に切り替えるときの入力電圧Ｖｉとの比較対象である所定の電圧とに電圧差を設けている。
【００５２】
以下、コンバータ装置４０における制御装置４５の制御動作について、図５に示すフローチャートを参照しながら説明する。
【００５３】
まず、制御装置４５は、入力電圧Ｖｉを検出（つまり、測定）する（ステップＳ１）。
【００５４】
次いで、制御装置４５は、入力電圧Ｖｉが、所定の第１電圧ＶＨ（例えば、３４３［Ｖ］）を上回っているか否かを判別する（ステップＳ２）。
【００５５】
ステップＳ２の判別において、入力電圧Ｖｉが、所定の第１電圧ＶＨ（例えば、３４３［Ｖ］）を上回っていれば（ステップＳ２；Ｙｅｓ）、制御装置４５は、フラグＦＧを１に設定し、降圧の制御を開始し（ステップＳ３）、ステップＳ１の処理に移行する。つまり、制御装置４５は、フラグＦＧが１であれば、降圧の制御を行う。
【００５６】
ステップＳ２の判別において、入力電圧Ｖｉが、所定の第１電圧ＶＨ（例えば、３４３［Ｖ］）を下回っていれば（ステップＳ２；Ｎｏ）、制御装置４５は、入力電圧Ｖｉが、所定の第１電圧ＶＨ（例えば、３４３［Ｖ］）よりも低い所定の第２電圧ＶＬ（例えば、３３３［Ｖ］）を下回っているか否かを判別する（ステップＳ４）。
【００５７】
ステップＳ４の判別において、入力電圧Ｖｉが、所定の第２電圧ＶＬ（例えば、３３３［Ｖ］）を下回っていれば（ステップＳ２；Ｙｅｓ）、制御装置４５は、フラグＦＧを０に設定し、昇圧の制御を開始し（ステップＳ５）、ステップＳ１の処理に移行する。つまり、制御装置４５は、フラグＦＧが０であれば、昇圧の制御を行う。
【００５８】
ステップＳ４の判別において、入力電圧Ｖｉが、所定の第２電圧ＶＬ（例えば、３３３［Ｖ］）を上回っていれば（ステップＳ４；Ｎｏ）、制御装置４５は、フラグＦＧの値に対応する昇降圧の制御を継続し、ステップＳ１の処理に移行する。
【００５９】
図６は、制御装置４５による図５に示す昇降圧の制御動作の概略を示す説明図である。
【００６０】
制御装置４５は、フラグＦＧが０であれば昇圧の制御を行い、フラグＦＧが１であれば降圧の制御を行うものであるが、昇圧の制御を行っているときに、入力電圧Ｖｉが所定の第１電圧ＶＨを上回ればフラグＦＧを１に設定して降圧の制御を行い、降圧の制御を行っているときに、入力電圧Ｖｉが所定の第２電圧ＶＬを下回ればフラグＦＧを０に設定して、昇圧の制御を行うものである。
【００６１】
言い換えれば、制御装置４５は、直流電源ラインＬの出力端Ｑ１における出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔに近づけるべく、直流電源ラインＬの入力端Ｐ１における入力電圧Ｖｉが、所定の第１電圧ＶＨを上回った場合、この所定の第１電圧ＶＨよりも低い所定の第２電圧ＶＬに低下するまでＩＧＢＴ５２を動作させ、入力電圧Ｖｉが、所定の第２電圧ＶＬを下回った場合、所定の第１電圧ＶＨに上昇するまでＩＧＢＴ５３を動作させる制御を行う。
【００６２】
つまり、昇圧制御から降圧制御に切り替えるときの入力電圧Ｖｉとの比較対照である所定の第１電圧ＶＨと、降圧制御から昇圧制御に切り替えるときの入力電圧Ｖｉとの比較対照である所定の第２電圧ＶＬとに、電圧差ΔＶ（＝ＶＨ−ＶＬ）を設けているので、昇圧制御及び降圧制御が頻繁に切り替わって出力電圧Ｖｏが不安定になるのを防止することができる。つまり、昇圧制御と降圧制御とを頻繁に切り替えるようなことがないので、制御装置４５の制御性が向上し、また、出力電圧Ｖｏをより安定に一定の電圧に保つことができる。
【００６３】
所定の第１電圧ＶＨ及び所定の第２電圧ＶＬは、コンバータ装置４０のＤＣ−ＤＣ変換部４４における電圧降下を勘案し、出力電圧Ｖｏの目標である目標直流電圧Ｖｔの値よりも高く設定するのが好ましい。
【００６４】
つまり、実際は、ＤＣ−ＤＣ変換部４４にわずかに存在する抵抗成分における電圧降下があるので、この抵抗成分による電圧降下を見込んで所定の第１電圧ＶＨ及び所定の第２電圧ＶＬを、出力電圧Ｖｏの目標である目標直流電圧Ｖｔの値よりも高く設定している。
【００６５】
さらに、電圧差ΔＶは、目標直流電圧Ｖｔよりも高い所定の第１電圧ＶＨに達するまでに入力電圧Ｖｉを昇圧しても、出力電圧Ｖｏが目標直流電圧Ｖｔを中心とする所定の電圧範囲内（例えば、目標直流電圧Ｖｔの２［％］以内）に納まるように設定されるのが好ましい。これによって、昇圧制御と降圧制御とを頻繁に切り替えるようなことがないので、制御装置４５の制御性が向上し、また、出力電圧Ｖｏをより安定に一定の電圧に保つことができる。
【００６６】
以上、本第１実施の形態によれば、ガスエンジン２５を動力源とする発電機３８により発電される電圧が変動する場合であっても、降圧回路５０および昇圧回路５１により、安定した一定の直流電圧を出力することができる。
【００６７】
また、本第１実施の形態によれば、圧縮機１６を駆動するガスエンジン２５を動力源とする発電機３８により発電した電力を、安定して空気調和装置１０の負荷（例えば、ファンモータ２３）に供給することができる。つまり、外部電源である商用電源３９の電力消費を少なくすることができ、且つ安定した電力を負荷に供給することができる。
【００６８】
また、本第１実施の形態によれば、制御装置４５が、出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔに近づけるべく、入力電圧Ｖｉが、目標直流電圧Ｖｔよりも高い所定の第１電圧ＶＨを上回った場合、この所定の第１電圧ＶＨよりも低い所定の第２電圧ＶＬに低下するまでＩＧＢＴ５２をＰＷＭ制御し、入力電圧Ｖｉが、所定の第２電圧ＶＬを下回った場合、所定の第１電圧ＶＨに上昇するまでＩＧＢＴ５３をＰＷＭ制御し、更に出力電圧Ｖｏに基づいて、ＩＧＢＴ５２、５３へのＰＷＭ信号のデューティ比を調整するようにしたことから、入力電圧Ｖｉが変動しても、より安定した一定の直流電圧を出力することができる。
【００６９】
以上、上記の第１実施の形態では、コンバータ装置４０にＡＣ−ＤＣ変換部４３を含む場合について説明したが、直流電圧を発生する直流電圧発生手段（例えば太陽電池、風力発電など自然エネルギーを利用したものも当然含まれる。）を、このコンバータ装置４０に接続する場合は、ＡＣ−ＤＣ変換部４３は省略可能である。
【００７０】
また、上記の第１実施の形態では、降圧スイッチング素子として、ＩＧＢＴを用いる場合について説明したが、これに限るものではなく、別のスイッチング素子、例えば、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ等のいかなるスイッチング素子を用いても構わない。また、昇圧スイッチング素子として、ＩＧＢＴを用いる場合について説明したが、これに限るものではなく、別のスイッチング素子、例えば、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ等のいかなるスイッチング素子を用いても構わない。
【００７１】
また、上記の第１実施の形態では、負荷としてファンモータ２３である場合を説明したが、これに限るものではなく、いかなる負荷であっても構わない。
【００７２】
また、コンバータ装置４０に逆流防止ダイオード６０が含まれている場合について説明したが、これに限るものではなく、コンバータ装置４０に逆流防止ダイオード６０が含まれない場合であってもよい。この場合、直流電源ラインＬの出力端は、点Ｑ１となる。
【００７３】
次に、第２実施の形態としてのコンバータ装置の電気回路図を図７に示す。
【００７４】
この図７において、８０は、コンバータ装置であり、図２と同様の部分については、同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００７５】
コンバータ装置８０は、変動する交流電圧を入力して安定した所定の直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣコンバータである。
【００７６】
つまり、コンバータ装置８０は、発電機３８にて発電された場合の三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを入力し、整流及び所定の出力電圧に調整するサイリスタ整流部８１、昇圧回路５１、及び制御装置８２を備え、このサイリスタ整流器８１の出力端８１Ａ、８１Ｂに接続される直流電源ラインＬ、Ｌ’に、サイリスタ整流部８１の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ４８と、昇圧スイッチング素子であるＩＧＢＴ５３を有してこのＩＧＢＴ５３の動作により直流電源ラインＬに入力された直流電圧を昇圧する昇圧回路５１とを設けている。
【００７７】
サイリスタ整流部８１は、６つのサイリスタＡ１〜Ａ６を有し、これらサイリスタＡ１〜Ａ６を三相ブリッジ接続している。
【００７８】
具体的に、発電機３８からの交流電源ラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３のそれぞれに、サイリスタ整流器８１の各サイリスタＡ１、Ａ３、Ａ５のアノードが接続され、ハイレベルの直流電源ラインＬに、サイリスタ整流器８１の各サイリスタＡ１、Ａ３、Ａ５のカソードが接続される。また、発電機３８からの交流電源ラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３のそれぞれに、サイリスタ整流器８１の各サイリスタＡ２、Ａ４、Ａ６のカソードが接続され、ローレベルの直流電源ラインＬ’に、サイリスタ整流器８１の各サイリスタＡ２、Ａ４、Ａ６のアノードが接続される。
【００７９】
制御装置８２は、コンバータ装置８０を制御するものである。つまり、制御装置８２は、交流電源ラインＬ１〜Ｌ３間における線間電圧Ｖｉ’（例えば、交流電源ラインＬ２、Ｌ３間の線間電圧Ｖｉ’）を入力電圧Ｖｉ’とし、直流電源ラインＬにおける点Ｑ１の出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔに近づけるべく、入力電圧Ｖｉ’に応じて、サイリスタ整流器８１（即ち、サイリスタＡ１〜Ａ６）の点弧のタイミング及びＩＧＢＴ５３の動作を制御する。
【００８０】
この入力電圧Ｖｉ’は、交流電圧のピーク値である。
【００８１】
制御装置８２は、入力電圧Ｖｉ’を検出（つまり、測定）する入力電圧検出部８３と、出力電圧Ｖｏを検出（つまり、測定）する出力電圧検出部６２と、サイリスタ整流部８１のサイリスタＡ１〜Ａ６におけるゲートへのトリガパルスＴの出力、及びＩＧＢＴ５３のゲートへのゲート信号であるＰＷＭ信号Ｂの出力を行うドライブ回路８４と、このドライブ回路８４を動作させるための制御を行うマイクロコンピュータ８５とを備えている。
【００８２】
このマイクロコンピュータ８５には、図示を省略したＲＯＭが接続されており、このＲＯＭに記憶されている制御プログラムに基づいて、コンバータ装置８０の出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔにすべく、入力電圧Ｖｉ’に応じて、サイリスタ整流部８１のサイリスタＡ１〜Ａ６のゲートに出力するトリガパルスＴ、及びＩＧＢＴ５３に出力するＰＷＭ信号Ｂの出力を制御するものである。
【００８３】
さらに、制御装置８２は、フラグＦＧを０または１に設定する機能を備えている。具体的には、マイクロコンピュータ８５がフラグＦＧを設定し、そのフラグＦＧの値を記憶するものである。
【００８４】
そして、制御装置８２は、フラグＦＧが１であれば、降圧の制御を行い、フラグＦＧが０であれば、昇圧の制御を行う。
【００８５】
図８に、サイリスタ整流器８１のサイリスタＡ１〜Ａ６にトリガパルスＴを入力したときのターンオン期間（図８中（ａ）〜（ｆ））と、サイリスタ整流器８１に入力される相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ（図８中（ｇ））とを示す。
【００８６】
まず、サイリスタ整流器８１において、最大の直流電圧を出力する場合について説明する。
【００８７】
制御装置８２は、まず、図８（ａ）及び（ｄ）を参照し、Ｕ相電圧Ｖｕに対してサイリスタ整流器８１の出力端８１Ａにおける出力電圧を最大にすべく、Ｕ相電圧Ｖｕのピーク値よりも早い位相でサイリスタＡ１及びＡ４にトリガパルスＴｕを出力する。これによって、サイリスタＡ１及びＡ４は、ターンオン期間Ｒｕ中ターンオンしていることになる。次いで、図８（ａ）及び（ｆ）を参照し、Ｗ相電圧Ｖｗに対してサイリスタ整流器８１の出力端８１Ａにおける出力電圧を最大にすべく、Ｗ相電圧Ｖｗのピーク値よりも早い位相でサイリスタＡ１及びＡ６にトリガパルスＴｗを出力する。これによって、サイリスタＡ１及びＡ６は、ターンオン期間Ｒｗ中ターンオンしていることとなる。次いで、図８（ｃ）及び（ｆ）を参照し、Ｖ相電圧Ｖｖに対してサイリスタ整流器８１の出力端８１Ａにおける出力電圧を最大にすべく、Ｖ相電圧Ｖｖのピーク値よりも早い位相でサイリスタＡ４及びＡ６にトリガパルスＴｖを出力する。これによって、サイリスタＡ３及びＡ６は、ターンオン期間Ｒｗ中ターンオンしていることになる。以下、図８中（ａ）〜（ｆ）のごとく、トリガパルスＴｕ、Ｔｖ、Ｔｗが出力され、各サイリスタＡ１〜Ａ６が点弧されて、サイリスタ整流器８１は、ダイオードを三相ブリッジ接続した場合の出力電圧と同様の直流電圧を出力する。
【００８８】
尚、図８中、（ａ）〜（ｆ）におけるターンオン期間Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗの斜線部分は、各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、０にはなっていないが、各相電流が０になる可能性のある領域で、各相電流が０になる場合、対応するサイリスタは、自動的に消弧され、ターンオフ状態となる。
【００８９】
次に、サイリスタ整流器８１において、降圧する場合について説明する。
【００９０】
図９は、制御装置８２が各サイリスタＡ１〜Ａ６に出力するトリガパルスＴ（Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ）のタイミングを示しており、トリガパルスＴの出力するタイミングを遅らせれば（具体的には、トリガパルスＴの出力する位相を遅らせれば）、サイリスタＡ１〜Ａ６のターンオン期間Ｒ（Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗ）が短くなり、サイリスタ整流器８１の出力端８１Ａにおける出力電圧である直流電圧は降圧される。図９（ａ）におけるトリガパルスＴｍは、サイリスタ整流器８１の出力電圧が最大となる場合のトリガパルスＴである。
【００９１】
つまり、降圧を行う場合、制御装置８２は、入力電圧Ｖｉ’に応じて出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔにすべく、サイリスタ整流器８１に最大出力電圧となるトリガパルスＴｍのタイミングよりも位相を遅らせたタイミングでトリガパルスＴの出力を調整するとともに、ＩＧＢＴ５３のゲートに電圧を印加せず、ＩＧＢＴ５３をＯＦＦ状態にして昇圧動作を行わないようにＩＧＢＴ５３をＯＦＦ制御する。
【００９２】
昇圧を行う場合、制御装置８２は、入力電圧Ｖｉ’に応じて出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔにすべく、サイリスタ整流器８１に最大出力電圧となるトリガパルスＴｍのタイミングでトリガパルスＴを出力するとともに、ＩＧＢＴ５３のゲートにＰＷＭ信号Ｂを出力してＩＧＢＴ５３をＰＷＭ制御する。このとき、サイリスタ整流器８１を常時ＯＮ制御するようにしてもよい。
【００９３】
制御装置８２は、直流電源ラインＬの出力端Ｑ１における出力電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｖｔに近づけるべく、サイリスタ整流器８１に入力される交流電圧Ｖｉ’のピーク値が、目標直流電圧Ｖｔよりも高い所定の第３電圧ＶＨ’を上回った場合、この所定の第３電圧ＶＨ’よりも低い所定の第４電圧ＶＬ’に低下するまでサイリスタ整流器８２の出力電圧の降圧を調整するとともに昇圧スイッチング素子であるＩＧＢＴ５３をＯＦＦ制御し、交流電圧Ｖｉ’のピーク値が、所定の第４電圧ＶＬ’を下回った場合、所定の第３電圧ＶＨ’に上昇するまで、サイリスタ整流器８１に最大出力電圧となるトリガパルスＴｍのタイミングでトリガパルスＴを出力するとともに、ＩＧＢＴ５３のゲートにＰＷＭ信号Ｂを出力してＩＧＢＴ５３をＰＷＭ制御する。
【００９４】
この第２実施の形態において、制御装置８２は、第１実施の形態における制御装置４５の制御動作（図５）を、入力電圧Ｖｉを入力電圧Ｖｉ’とし、所定の第１電圧ＶＨを所定の第３電圧ＶＨ’とし、所定の第２電圧ＶＨを所定の第４電圧ＶＨ’とした場合と同様の制御動作を行うものである。
【００９５】
以上、第２実施の形態においても、第１実施の形態と同様の効果を奏するものである。
【００９６】
また、第３実施の形態として、図１０に示すように、コンバータ装置４０（８０）を系統連系システム１００に適用することが可能である。
【００９７】
図１０において、系統連系システム１００は、コンバータ装置４０（８０）と、コンバータ装置４０（８０）の出力である直流電圧を交流電圧に変換し、商用電力系統１０３に連系して負荷１０２又は商用電力系統１０３に電力を供給する系統連系インバータ装置１０１とを備えている。また、系統連系インバータ装置１０１と、商用電力系統１０３との間の電力線には、切換器１０４が設けられており、この切換器１０４によって負荷１０２又は商用電力系統１０３への電力供給が行われる。このコンバータ装置４０（８０）の入力側には、電圧変動のある発電機３８が設けられており、このコンバータ装置４０（８０）によって安定した直流電圧が系統連系インバータ１０１に供給されるものである。
【００９８】
以上、本発明を上記実施の形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００９９】
【発明の効果】
本発明によれば、コンバータ装置の入力電圧が変動してもコンバータ装置の出力電圧の安定化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る空気調和装置の第１実施の形態における冷媒回路等を示す回路図である。
【図２】第１実施の形態におけるコンバータ装置を含む電力変換装置を示す電気回路図である。
【図３】コンバータ装置の降圧制御を行った場合の説明図である。
【図４】コンバータ装置の昇圧動作を行った場合の説明図である。
【図５】コンバータ装置の制御装置の制御動作を示すフローチャートである。
【図６】コンバータ装置の制御装置の制御動作を示す説明図である。
【図７】第２実施の形態におけるコンバータ装置を含む電力変換装置を示す電気回路図である。
【図８】サイリスタ整流部の動作を示す説明図であり、（ａ）〜（ｆ）は、サイリスタ整流部のサイリスタのターンオン期間及び入力されるトリガパルスを示す図であり、（ｇ）は、各相の入力電圧を示す図である。
【図９】降圧制御する場合のトリガパルスのタイミングを示す図であり、（ａ）は、出力電圧を最大にする場合であり、（ｂ）は、降圧する場合であり、（ｃ）は、さらに降圧する場合である。
【図１０】第３実施の形態における系統連系システムを示すブロック図である。
【符号の説明】
１０　空気調和装置
１３　電力変換装置
１６　圧縮機
２５　ガスエンジン（エンジン）
３８　発電機
３９　商用電源
４０、８０　コンバータ装置
４５、８２　制御装置
５０　降圧回路
５１　昇圧回路
５２　ＩＧＢＴ（降圧スイッチング素子）
５３　ＩＧＢＴ（昇圧スイッチング素子）
５４　リアクトル
５５　第１ダイオード
５６　第２ダイオード
５７　コンデンサ
８１　サイリスタ整流器
Ｌ、Ｌ’　直流電源ライン
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2004147388.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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