(57)【要約】【課題】ロータ角度を検出する際の応答性の悪化を抑制したＤＣブラシレスモータの制御装置を提供する。【解決手段】検査用電圧重畳部２１は検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）を重畳する。第３加算器３４及び第４加算器３６は、ｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）及びｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）の差分電圧とを成分とする電圧ベクトルの方向を、検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）の差分電圧を成分とする電圧ベクトルの方向に制限して、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を算出する。角度検出手段２５は、検査用電圧が重畳されたときのｄ軸実電流及びｑ軸実電流と基本電圧列データと制限されたｄ軸フィードバック電圧とｑ軸フィードバック電圧に基づく変調用係数の補正値とを用いて、ロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θ−θ＾）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と余弦値に応じた余弦参照値とを算出する。【選択図】  図２
2004222437.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、
前記モータの電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された電流値と前記モータのロータ角度とに基づいて、前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流とを算出するｄｑ実電流算出手段と、
前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流と前記ｑ軸実電流との偏差と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流と前記ｄ軸実電流との偏差とを小さくするように、所定の制御サイクルで前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸フィードバック電圧と前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸フィードバック電圧とを生成して、前記モータの電機子の通電量をフィードバック制御する通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置において、
所定周期における一定の電圧パターンが設定された基本電圧列データに該所定周期ごとに値が変化する変調用係数を乗じてｄ軸検査用電圧とｑ軸検査用電圧とを生成し、前記ｄ軸フィードバック電圧に該ｄ軸検査用電圧を重畳すると共に前記ｑ軸フィードバック電圧に該ｑ軸検査用電圧を重畳する検査用電圧重畳手段と、
前記検査用電圧重畳手段により前記ｄ軸検査用電圧と前記ｑ軸検査用電圧が重畳されたときに、前記各制御サイクルにおいて、前回の制御サイクルにおいて前記ｄ軸電機子に印加されたｄ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおける前記ｄ軸フィードバック電圧の差分電圧及び前回の制御サイクルにおいて前記ｑ軸電機子に印加されたｑ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおける前記ｑ軸フィードバック電圧の差分電圧とを成分とする電圧ベクトルの方向が、今回の制御サイクルにおける前回の制御サイクルからの前記ｄ軸検査用電圧の差分電圧及び前記ｑ軸検査用電圧の差分電圧を成分とする電圧ベクトルの方向と一致するように、前記ｄ軸フィードバック電圧と前記ｑ軸フィードバック電圧とを制限するフィードバック電圧制限手段と、
前記検査用電圧重畳手段により前記ｄ軸検査用電圧と前記ｑ軸検査用電圧が重畳されたときに、前記制御サイクルにおけるｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量と前記基本電圧列データと前記フィードバック電圧制限手段により制限されたｄ軸フィードバック電圧及びｑ軸フィードバック電圧に基づく前記変調用係数の補正値とを用いて、前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θ−θ＾）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と、該位相差（θ−θ＾）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する参照値算出手段と、
該正弦参照値と該余弦参照値とに基づいて、前記モータのロータ角度を検出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項２】
前記基本電圧列データは、前記電圧出力パターンにおける出力電圧の平均が０となるように設定されていることを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣブラシレスモータのロータ角度をロータの位置検出センサを用いることなく検出して、該モータの作動を制御するＤＣブラシレスモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータを駆動して所望のトルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する種々の方法が提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１及び特許文献２には、いわゆるｄｑ座標系によりＤＣブラシレスモータの制御を行うモータ制御装置において、一方の軸方向に推定用交流信号電圧を印加したときに、他方の軸側に生じる電流によりロータ角度を検知する方法が記載されている。
【０００４】
また、本願発明者らも、先の出願（特願２００２−２８０４０８）において、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出するロータ角度検出装置を提案している。かかるロータ角度検出装置においては、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に印加される駆動電圧に周波数を変化させた検査用電圧を重畳したときに、所定の制御サイクルにおける該モータの電機子に流れる電流の変化量と基本電圧レルデータと該変調用係数とに基づいて、該モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する。
【０００５】
そして、このように、検査用電圧の周波数を変調することにより、駆動電圧に検査用電圧を重畳したときにモータから耳障りなノイズが発生することを防止して、前記正弦参照値と前記余弦参照値とに基づいてモータのロータ角度を検出することができる。
【０００６】
しかし、かかるロータ角度検出装置においては、検査用電圧を重畳することによる電流フィードバック系への干渉を抑制するために電流フィードバック系の応答速度を遅くする必要があり、これによりロータ角度を検出する際の過渡応答性が悪化するという不都合がある。
【０００７】
【特許文献１】
特開平１０−３２３０９９号公報
【特許文献２】
特開平１１−３３２２７９号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記背景を鑑みてなされたものであり、駆動電圧に検査用電圧を重畳してロータ角度を検出する際に、耳障りなノイズが発生することを抑制すると共に、ロータ角度検出における過渡応答性の悪化を防止したＤＣブラシレスモータの制御装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
先ず、本発明について説明する前に、本発明の基本的な考え方を図１を参照して説明する。図１（ａ）に示したように、突極型のロータ２を使用した場合、ロータ２とＵ，Ｖ，Ｗの各電機子３，４，５間のギャップの磁気抵抗は周期的に変化し、その変化はロータ２が１回転する間に２回、すなわちロータ２が半回転する間に１周期分変化する。そして、該磁気抵抗は、ロータ２が図中▲１▼の位置となったときに最大となり、ロータ２が図中▲２▼の位置となったときに最小となる。
【００１０】
図１（ａ）の磁気回路を模式的に表したものが図１（ｂ）であり、前記磁気抵抗の１周期あたりの平均値が０．５であると仮定すると、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相における磁気抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗは、以下の式（１）〜式（３）で示される。
【００１１】
【数１】
2004222437.tif 000003
【００１２】
【数２】
2004222437.tif 000004
【００１３】
【数３】
2004222437.tif 000005
このとき、Ｕ相からみたギャップの磁気抵抗Ｒｇｕは、以下の式（４）により求めることができる。
【００１４】
【数４】
2004222437.tif 000006
【００１５】
そのため、Ｕ相が単位巻線であると仮定すると、Ｕ相の自己インダクタンスＬｕは以下の式（５）により求めることができる。
【００１６】
【数５】
2004222437.tif 000007
【００１７】
またＵ，Ｗ相間の相互インダクタンスＭｕｗと、Ｕ，Ｖ相間の相互インダクタンスＭｕｖは、磁気回路の構成より、それぞれ以下の式（６），式（７）により求めることができる。
【００１８】
【数６】
2004222437.tif 000008
【００１９】
【数７】
2004222437.tif 000009
【００２０】
Ｖ相、Ｗ相についても、同様にして自己インダクタンスと相互インダクタンスを求めることができ、これらにより、突極性を有するＤＣブラシレスモータの電圧方程式は、各相の自己インダクタンスの直流分をｌ、ｌの変動分をΔｌ、各相間の相互インダクタンスの直流分をｍとすると、以下の式（８）で表すことができる。
【００２１】
【数８】
2004222437.tif 000010
【００２２】
ここで、Ｖｕ、Ｖｖ，ＶｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子に印加される電圧、Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子に流れる電流、ｒはＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子の電気抵抗、ωはロータ２の電気角速度、Ｋｅは誘起電圧定数である。
【００２３】
さらに、電気角速度ωがほぼ０で誘起電圧やロータ２の角速度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合には、前記式（８）は、以下の式（９）により近似することができる。
【００２４】
【数９】
2004222437.tif 000011
【００２５】
ここで、上記式（９）を相間電流、電圧による式に変形すると、以下の式（１０）が得られる。
【００２６】
【数１０】
2004222437.tif 000012
【００２７】
また、上記式（１０）のインダクタンス行列は正則であるので、上記式（１０）を以下の式（１１），式（１２）の形に変形することができる。
【００２８】
【数１１】
2004222437.tif 000013
【００２９】
【数１２】
2004222437.tif 000014
【００３０】
また、ＤＣブラシレスモータをいわゆるｄｑ座標系で扱う場合は、ロータ角度の推定値（θ＾）を用いて、以下の式（１３），式（１４）で表される３相／ｄｑ変換を上記式（１１）に施すと、ロータ角度の推定値（θ＾）と実際値（θ）が等しい（θ＾＝θ）場合、以下の式（１５）が得られる。
【００３１】
【数１３】
2004222437.tif 000015
【００３２】
【数１４】
2004222437.tif 000016
【００３３】
【数１５】
2004222437.tif 000017
【００３４】
【数１６】
2004222437.tif 000018
【００３５】
【数１７】
2004222437.tif 000019
【００３６】
ここで、上記式（１１）におけるロータ角度（θ）が、ロータ角度の実際値からθｅだけずれた推定値である場合には、該推定値を用いて３相／ｄｑ変換されたＩｄ＾，Ｉｑ＾，Ｖｄ＾，Ｖｑ＾と、ロータ角度の実際値を用いて変換されたＩｄ，Ｉｑ，Ｖｄ，Ｖｑとの間に、以下の式（１８），式（１９）の関係が成り立つ。
【００３７】
【数１８】
2004222437.tif 000020
【００３８】
【数１９】
2004222437.tif 000021
【００３９】
但し、θｅ：ロータ角度の実際値と推定値の位相差。
【００４０】
したがって、以下の式（２０）の関係式が導かれる。
【００４１】
【数２０】
2004222437.tif 000022
【００４２】
そして、上記式（８）の場合と同様に、電気角速度ωがほぼ０で、誘起電圧やロータ２の角度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合は、上記式（２０）は、以下の式（２１）で近似することができる。
【００４３】
【数２１】
2004222437.tif 000023
【００４４】
以上の説明を基礎として本発明を以下に説明する。本発明は、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された電流値と前記モータのロータ角度とに基づいて、前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流とを算出するｄｑ実電流算出手段と、前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流と前記ｑ軸実電流との偏差と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流と前記ｄ軸実電流との偏差とを小さくするように、所定の制御サイクルで前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸フィードバック電圧と前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸フィードバック電圧とを生成して、前記モータの電機子の通電量をフィードバック制御する通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。
【００４５】
そして、所定周期における一定の電圧パターンが設定された基本電圧列データに該所定周期ごとに値が変化する変調用係数を乗じてｄ軸検査用電圧とｑ軸検査用電圧とを生成し、前記ｄ軸フィードバック電圧に該ｄ軸検査用電圧を重畳すると共に前記ｑ軸フィードバック電圧に該ｑ軸検査用電圧を重畳する検査用電圧重畳手段と、前記検査用電圧重畳手段により前記ｄ軸検査用電圧と前記ｑ軸検査用電圧が重畳されたときに、前記各制御サイクルにおいて、前回の制御サイクルにおいて前記ｄ軸電機子に印加されたｄ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおける前記ｄ軸フィードバック電圧の差分電圧及び前回の制御サイクルにおいて前記ｑ軸電機子に印加されたｑ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおける前記ｑ軸フィードバック電圧の差分電圧とを成分とする電圧ベクトルの方向が、今回の制御サイクルにおける前回の制御サイクルからの前記ｄ軸検査用電圧の差分電圧及び前記ｑ軸検査用電圧の差分電圧を成分とする電圧ベクトルの方向と一致するように、前記ｄ軸フィードバック電圧と前記ｑ軸フィードバック電圧とを制限するフィードバック電圧制限手段と、前記検査用電圧重畳手段により前記ｄ軸検査用電圧と前記ｑ軸検査用電圧が重畳されたときに、前記制御サイクルにおけるｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量と前記基本電圧列データと前記フィードバック電圧制限手段により制限されたｄ軸フィードバック電圧及びｑ軸フィードバック電圧に基づく前記変調用係数の補正値とを用いて、前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θ−θ＾）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と、該位相差（θ−θ＾）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する参照値算出手段と、該正弦参照値と該余弦参照値とに基づいて、前記モータのロータ角度を検出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とする。
【００４６】
かかる本発明によれば、前記検査用電圧の周波数は前記所定周期ごとに変調されて周波数成分が分散される。そして、これにより、前記検査用電圧を重畳したときに、特定の周波数成分をもった耳障りなノイズが発生することを抑制することができる。
【００４７】
また、上記式（２１）における微分期間（ｄｔ）を前記制御サイクルの長さ（Δｔ）とし、ある制御サイクルにおいて、前記モータのロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相／ｄｑ変換処理を行ったときの、該制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を｛Ｖｄ（１），Ｖｑ（１）｝とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を｛ΔＩｄ（１），ΔＩｑ（１）｝とすると、上記式（２１）は以下の式（２２）の形で表される。
【００４８】
【数２２】
2004222437.tif 000024
【００４９】
同様に、次の制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を｛Ｖｄ  （２），Ｖｑ（２）｝とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を｛ΔＩｄ（２），ΔＩｑ（２）｝とすると、上記式（２１）は以下の式（２３）の形で表される。
【００５０】
【数２３】
2004222437.tif 000025
【００５１】
そして、前記所定周期中にｎ個の制御サイクルが含まれるものとし、それに応じて前記基本電圧列データが以下の式（２４）に示したようにｎ個のデータにより設定され、前記変調用係数をｓ（ｋ）（ｋ＝１，２，・・・、前記所定周期の時系列番号）とすると、前記検査用電圧は以下の式（２５）の形で表される。
【００５２】
【数２４】
2004222437.tif 000026
【００５３】
【数２５】
2004222437.tif 000027
【００５４】
但し、Ｈｄｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉ：検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋ：検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈｄ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分。
【００５５】
そして、前記通電制御手段は、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）との偏差を小さくするようにｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）を例えば以下の式（２６）により算出し、同様に、ｑ軸指令電圧（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差を小さくするようにｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を以下の式（２７）により算出する。
【００５６】
【数２６】
2004222437.tif 000028
【００５７】
【数２７】
2004222437.tif 000029
【００５８】
この場合、制御サイクル間における検査用電圧（Ｈｄｑ）の差分電圧を以下の式（２８）のようにおくと、前記フィードバック電圧制限手段は、以下の式（２９），式（３０）の演算により次の制御サイクルのｄ軸電圧とｑ軸電圧｛Ｖｄ＾（２），Ｖｑ＾（２）｝を設定することによって、前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｄ軸フィードバック電圧の差分電圧（ｄＶｄ＿ｆｂ）及び前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧の差分電圧（ｄＶｑ＿ｆｂ）を成分とする電圧ベクトルの方向を、今回の制御サイクルにおける前回の制御サイクルからのｄ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ１）及びｑ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ２）を成分とする電圧ベクトルの方向に制限することができる。
【００５９】
【数２８】
2004222437.tif 000030
【００６０】
【数２９】
2004222437.tif 000031
【００６１】
但し、Ｖｄ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧。
【００６２】
【数３０】
2004222437.tif 000032
【００６３】
そのため、上記式（２２）と式（２３）を辺々減算すると、以下の式（３１）が得られる。
【００６４】
【数３１】
2004222437.tif 000033
【００６５】
そして、上記式（３１）を変形して以下の式（３２）が得られ、前記所定周期中のｎ個の制御サイクルのそれぞれに対する式（３２）をまとめると、以下の式（３３）が得られる。
【００６６】
【数３２】
2004222437.tif 000034
【００６７】
【数３３】
2004222437.tif 000035
【００６８】
上記式（３３）において、ｎ＞１であるとき、行列Ｃは、ゼロベクトルでない独立な電圧ベクトル（ｄＶ（ｉ），ｄＶ（ｊ）、１≦ｉ≦ｎ、１≦ｊ≦ｎ、ｉ≠ｊ）が２個以上あれば列フルランクであり、モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ＝θ−θ＾）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値（Ｖｓ＾）と、該位相差（θｅ）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値（Ｖｃ＾）の最小２乗推定値が以下の式（３４）により算出できる。
【００６９】
【数３４】
2004222437.tif 000036
【００７０】
そして、該正弦余弦値（Ｖｓ＾）と該余弦参照値（Ｖｃ＾）とから、例えば以下の式（３５）により該位相差（θｅ）を算出して、ロータ角度の実際値（θ＝θ＾＋θｅ）を算出することができる。
【００７１】
【数３５】
2004222437.tif 000037
【００７２】
ここで、行列Ｃは前記基本電圧列パターンの関数であり、その成分が一定となるため、上記式（３４）における行列Ｄ＾の成分を予め算出しておくことができる。また、上記式（３４）における係数ｓ’（ｋ）は、以下の式（３６）のように表されるが、√（ｄＨｄ（ｉ）２＋ｄＨｑ（ｉ）２）は、基本電圧列パターンのデータと前記変調用係数とにより算出することができる。
【００７３】
【数３６】
2004222437.tif 000038
【００７４】
そのため、前記所定周期内における各制御サイクルにおける、前記電流検出手段の検出電流の変化量から算出される検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾）と、前記フィードバック電圧制限手段により制限されたｄ軸フィードバック電圧及びｑ軸フィードバック電圧に基づく前記変調用係数（ｓ（ｋ））の補正値（ｓ’（ｋ））と、予め算出された行列Ｄの成分とを用いた簡易な演算処理により、前記モータのロータ角度を算出することができる。
【００７５】
そして、このように前記フィードバック電圧制限手段によってｄ軸フィードバック電圧とｑ軸フィードバック電圧を制限することにより、前記検査用電圧重畳手段により検査用電圧を重畳する際に、前記通電制御手段によるｄ軸電流及びｑ軸電流のフィードバック制御に対する干渉が生じることを抑制することができる。そのため、該干渉を抑制するために電流フィードバック系にローパスフィルタを施す処理が不要となり、ローパスフィルタを施した場合のように、ロータ角度検出の応答性が悪化することがない。
【００７６】
また、前記第１の態様及び第２の態様において、前記基本電圧列データは、前記電圧出力パターンにおける出力電圧の平均が０となるように設定されていることを特徴とする。
【００７７】
かかる本発明によれば、前記検査用電圧の重畳により前記駆動電圧又は前記ｄ軸電圧及びｑ軸電圧に与える影響を減少させることができる。
【００７８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の一例について図１〜図３を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２はモータコントローラの制御ブロック図、図３は検査用電圧の周期と検査用電圧及びｄｑ軸電流の推移を示した図である。
【００７９】
図２に示したモータコントローラ１０（本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置に相当する）は、図１に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ１という）の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
【００８０】
そして、モータコントローラ１０は、外部から与えられるｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）とｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）をフィードバック制御する。
【００８１】
モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子への印加電圧（以下、ｄ軸電圧（Ｖｄ）という）とｑ軸電機子への印加電圧（以下、ｑ軸電圧（Ｖｑ）という）とを、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する駆動電圧の指令電圧（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に変換するｄｑ／３相変換部２０、検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）を生成する検査用電圧重畳部２１（本発明の検査用電圧重畳手段に相当する）、及び指令電圧（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に応じた駆動電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子にそれぞれ印加されるように複数のスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路により構成されたパワードライブユニット２２を備える。
【００８２】
さらに、モータコントローラ１０は、モータ１のＵ相の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）とに応じてｄ軸電流の検出値であるｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸電流の検出値であるｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）とを算出する３相／ｄｑ変換部２６（本発明のｄｑ実電流算出手段に相当する）、モータ１のロータ角度（θ）を検出する角度検出部２５（本発明の参照値算出手段及びロータ角度検出手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。
【００８３】
モータコントローラ１０は、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）を第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加算して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）の偏差に応じたｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）を生成する。
【００８４】
また、モータコントローラ１０は、同様にして、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）を第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分を加算して、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差に応じたｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を生成する。
【００８５】
そして、コントローラ１０は、このようにして生成したｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）とをｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）との偏差、及びｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差を小さくする３相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がモータ１の電機子に印加されて、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。
【００８６】
なお、第１減算器２８、第１ＰＩ演算部２９、第２減算器３１、第２ＰＩ演算部３２、ｄｑ／３相変換部２０、及びパワードライブユニット２２により、本発明の通電制御手段が構成される。
【００８７】
ここで、ｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を３相の電圧指令（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に変換する際には、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。また、３相／ｄｑ変換部２６によりＵ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）をｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）に変換する際にも、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。
【００８８】
そして、モータコントローラ１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、第３加算器３４（本発明のｄｑ電圧制限手段の機能を含む）において検査用電圧重畳部２１によりｄ軸電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）に検査用電圧Ｈｄ＾を重畳し、また、第４加算器３６（本発明のｄｑ電圧制限手段の機能を含む）において検査用電圧重畳部２１によりｑ軸電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）に検査用電圧Ｈｑ＾を重畳したときに、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相／ｄｑ電流変換部２６により算出されたｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ＾）及びｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ＾）を用いて、モータ１のロータ角度を検出する。以下、モータコントローラ１０におけるロータ角度（θ）の検出処理について説明する。
【００８９】
検査用電圧重畳部２１は、図３（ａ）に示したように、モータコントローラ１０の制御サイクル（Δｔ）のｎ周期分を１周期とする検査用電圧Ｈｄｑ＾（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）を、以下の式（３７）により生成する。
【００９０】
【数３７】
2004222437.tif 000039
【００９１】
但し、Ｈｄｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉ：検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋ：検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈｄ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分、ｓ（ｋ）：時系列番号ｋの周期における変調信号（ｓ）の値（本発明の変調用係数に相当する）、ｄｈｄｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データ、ｄｈｄ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｄ軸成分、ｄｈｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｑ軸成分。
【００９２】
なお、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾＝｛ｄｈｄｑ＾（１），ｄｈｄｑ＾（２），…，ｄｈｄｑ（ｎ）｝）のデータは、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。また、変調信号（ｓ）のデータ｛ｓ（１），ｓ（２），…｝は、予めメモリに記憶してもよく、信号処理でよく使用されるＭ系列等の手法を用いて生成してもよい。
【００９３】
また、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾＝｛ｄｈｄｑ＾（１），ｄｈｄｑ＾（２），…，ｄｈｄｑ（ｎ）｝は、以下の式（３８）に示したように、１周期における平均が０となるように設定されている。
【００９４】
【数３８】
2004222437.tif 000040
【００９５】
この場合、上記式（３７）に示したように、変調信号（ｓ）は検査用電圧（Ｈｄｑ＾）の１周期毎に変更されるため、検査用電圧（Ｈｄｑ＾）の１周期（Ｔ）における電圧レベルの平均は０となる。そして、これにより、ｄ軸電圧（Ｖｄ）及びｑ軸電圧（Ｖｑ）のレベルが次第に高くなって、モータ１の電機子電流のフィードバック制御系に影響を及ぼすことが抑制される。
【００９６】
そして、角度検出部２５は、検査用電圧重畳部２１により検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）が重畳されたときに、各制御サイクル（ｔ（１）〜ｔ（ｎ））において、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相／ｄｑ変換部２６により算出されるｄ軸実電流及びｑ軸実電流を用いてモータ１のロータ角度を検出する。
【００９７】
ここで、検査用電圧（Ｈｄ  ＾，Ｈｑ＾）のｋ番目の制御サイクルＴ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）におけるｄ軸実電流の２階差分とｑ軸実電流の２階差分を、以下の式（３９）に示したようにそれぞれｄｄＩｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄｄＩｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）とする。
【００９８】
【数３９】
2004222437.tif 000041
【００９９】
また、検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）のｋ番目の周期Ｔ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）における変化量｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ（ｉ＋ｋ・ｎ）｝は、上記式（３７）により、以下の式（４０），式（４１）で表される。
【０１００】
【数４０】
2004222437.tif 000042
【０１０１】
【数４１】
2004222437.tif 000043
【０１０２】
そして、第３加算器３４と第４加算器３６は、第１減算器２８及び第１のＰＩ演算部２９により上記式（２６）によって算出されるｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）の前記の制御サイクルにおけるｄ軸電圧（Ｖｄ）に対する差分電圧（ｄＶｄ＿ｆｂ）と、第２減算器３１及び第２のＰＩ演算部３２により上記式（２７）によって算出されるｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）の前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧（Ｖｑ）に対する差分電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）とを成分とする電圧ベクトルの方向を、検査用電圧の差分電圧｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を成分とする電圧ベクトルの方向に制限するため、以下の式（４２），式（４３）の演算により算出したｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）をｄｑ／３相変換部２０に出力する。
【０１０３】
【数４２】
2004222437.tif 000044
【０１０４】
但し、ｋ１：ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）、ｋ２：ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）１、Ｖｄ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧。
【０１０５】
【数４３】
2004222437.tif 000045
【０１０６】
そのため、上記式（３２）における行列ｃ＾（１）に対応する行列ｃ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）は、以下の式（４４）により表される。
【０１０７】
【数４４】
2004222437.tif 000046
【０１０８】
そして、図３（ａ）のＴｓ（ｋ−１番目の周期Ｔ（  ｋ−１）の制御サイクルｔ（ｉ）〜ｋ番目の周期Ｔ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ））において、各制御サイクルについての上記式（３２）をまとめると、以下の式（４５）の形で表すことができ、さらに式（４５）を変形して以下の式（４６），式（４７）を得ることができる。
【０１０９】
【数４５】
2004222437.tif 000047
【０１１０】
【数４６】
2004222437.tif 000048
【０１１１】
【数４７】
2004222437.tif 000049
【０１１２】
ここで、図３（ｂ）は、制御サイクルｔ（ｉ−２）〜ｔ（ｉ＋２）における検査用電圧（Ｈｄｑ）と検出電流（Ｉｄｑ）の推移を示した時系列グラフである。制御サイクル期間ｔ（ｉ）における検出電流の変化量（ｄＩｄｑ＾（ｉ））と制御サイクル期間ｔ（ｉ＋１）における検出電流の変化量（ｄＩｄｑ＾（ｉ＋１））から、上記式（３９）における検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾（ｉ））を算出することができる。
【０１１３】
また、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾）に応じて算出される上記式（４４）の行列ｃ＾（ｉ）の成分は一定となる。したがって、上記式（４６）における行列Ｃ＾の成分も一定となり、行列Ｃに基づいて算出される上記式（４７）の行列Ｄ＾の成分も一定となる。
【０１１４】
そのため、上記式（４７）の行列Ｄ＾の成分は、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾）により予め算出することができる。そこで、モータコントローラ１０のメモリには、このようにして算出された行列Ｄ＾の成分のデータが予め記憶されており、角度検出部２５は、メモリに記憶された行列Ｄ＾の成分のデータを用いて上記式（４７）の演算を実行する。
【０１１５】
この場合、角度検出部２５は、行列Ｄ＾の成分と各制御期間における検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾）及び変調信号（ｓ）を上記式（３１）により補正したｓ’との簡易な演算によりロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ＝θ−θ＾）の２倍角に応じた正弦参照値（Ｖｓ＾＝Ｌ１ｓｉｎ２θｅ）と余弦参照値（Ｖｃ＾＝Ｌ１ｃｏｓ２θｅ）を算出することができる。そのため、正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）の算出時間を短縮することができる。
【０１１６】
また、このように、ｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を成分とする電圧の方向を、検査用電圧の変化量｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を成分とする電圧ベクトル方向に制限した場合、検査用電圧の重畳による電流フィードバック系への干渉を少なくするために、電流フィードバックにローパスフィルタを施す必要がなくなる。そのため、電流フィードバック系の応答性を良好に維持することができる。
【０１１７】
そして、角度検出部２５は、以下の式（４８）によりモータ１のロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ）を算出して、ロータ角度（θ＝θ＾＋θｅ）を検出する。
【０１１８】
【数４８】
2004222437.tif 000050
【０１１９】
また、以下の式（４９）又は式（５０）によるオブザーバの追従演算によって、ロータ角度の推定値（θ＾）を、推定誤差（θｅ）が０に収束するように修正して、ロータ角度を検出することもできる。
【０１２０】
【数４９】
2004222437.tif 000051
【０１２１】
【数５０】
2004222437.tif 000052
【０１２２】
また、上記式（４９），式（５０）のｏｆｆｓｅｔの値を変更することによって、検出されるロータ角度の位相を強制的にずらして、検出誤差を減少させることができる。
【０１２３】
なお、上記式（５０）における√（Ｖｓ＾２＋Ｖｃ＾２）の演算は時間がかかるので、以下の式（５１）により近似してもよい。
【０１２４】
【数５１】
2004222437.tif 000053
【０１２５】
また、本実施の形態では、検査用電圧重畳部２１は、上記式（３７）により、前回の制御サイクルにおける検査用電圧（Ｈｄｑ（ｉ−１＋ｋ・ｎ））に、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾（ｉ−１））と変調信号（ｓ（ｋ））との乗算値を加算して、今回の制御サイクルにおける検査用電圧（Ｈｄｑ  ＾（ｉ＋ｋ・ｎ））を算出したが、予め変調信号（ｓ（ｋ）の値が設定されている場合には、基本電圧列データも既知であるので、検査用電圧（Ｈｄｑ＾）を予め算出することができる。
【０１２６】
この場合は、以下の式（５２），式（５３）により、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を算出することができる。
【０１２７】
【数５２】
2004222437.tif 000054
【０１２８】
【数５３】
2004222437.tif 000055
【０１２９】
そして、以下の式（５４），式（５５）により、前回の制御サイクルに対する今回の制御サイクルのｄ軸電圧の差分電圧（Ｖｄ（ｉ＋ｋ・ｎ）−Ｖｄ＿ｏｌｄ）とｑ軸電圧の差分電圧（Ｖｑ（ｉ＋ｋ・ｎ）−Ｖｑ＿ｏｌｄ）を成分とする電圧ベクトルの方向を、前回の制御サイクルに対する今回の検査用電圧の差分電圧（ｋ１，ｋ２）の方向に制限することができる。
【０１３０】
【数５４】
2004222437.tif 000056
【０１３１】
【数５５】
2004222437.tif 000057
【０１３２】
但し、Ｖｄ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧。
【０１３３】
そのため、この場合は、第３加算器３４と第４加算器３６は、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を、以下の式（５６）により算出して、電流フィードバックの結果を検査用電圧の差分電圧（ｋ１，ｋ２）の方向に制限することができる。
【０１３４】
【数５６】
2004222437.tif 000058
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構成図。
【図２】第１の実施の形態におけるモータコントローラの制御ブロック図。
【図３】検査用電圧の周期及び検査用電圧と電機子電流の推移を示した図。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…検査用電圧重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部
【図１】
2004222437.tif 000059
【図２】
2004222437.tif 000060
【図３】
2004222437.tif 000061