(57)【要約】【課題】メイン出力回路の出力を制御する動作制御回路の回路設計の自由度及び適用範囲を拡大できると共に、コストダウンも図れ、また、負荷側機器の待機時においても更に消費電力の削減を図れるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】負荷側機器が待機状態になると、この待機状態を示す制御信号が動作制御回路１５に入力され、これにより動作制御回路１５のフリップフロップはメイン出力回路２３を制御してメイン電圧の出力をオフし、その結果、負荷側機器にはサブ出力回路１４からのサブ電圧だけによる電源が供給される。動作制御回路１５としてフリップフロップを用いているので、動作制御回路１５の回路設計の自由度及び適用範囲を拡大することができると共に、コストダウンも図れまた、負荷側機器の待機時においても更に消費電力の削減を図れる。【選択図】　　　図１
2004147421.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源にトランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路を接続し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を整流・平滑化して得た直流電圧からメイン電圧とサブ電圧を作成して出力するスイッチング電源装置において、負荷側機器の動作状態に応じて前記メイン電圧の出力をオンまたはオフさせるメイン出力制御手段としてフリップフロップを用いることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
直流電源にトランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路を接続し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を整流・平滑化して得た直流電圧からメイン電圧を作成して出力するメイン出力回路と、前記直流電圧から負荷側機器の待機用電源としてのサブ電圧を作成して出力するサブ出力回路とを備えたスイッチング電源装置において、前記負荷側機器からの動作状態を示す制御信号に応答して前記メイン出力回路を制御して前記メイン電圧の出力をオンまたはオフさせるフリップフロップを有し前記サブ出力回路からのサブ電圧を電源とする動作制御回路を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記フリップフロップは、エミッタ接地の第１のトランジスタと、エミッタ接地の第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのベースと前記第２のトランジスタのコレクタ間に接続された第１の抵抗と、前記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのベース間に接続された直列接続の２個の抵抗からなる第２の抵抗と、前記第１のトランジスタのコレクタと前記サブ出力回路の出力ライン間に接続された第３の抵抗と、前記第２のトランジスタのコレクタと前記サブ出力回路の出力ライン間に接続された第４の抵抗とを備え、前記第２の抵抗における２個の抵抗の接続点に負荷側機器からの制御信号を入力し、該制御信号に従ったメイン出力制御信号を、前記第１のトランジスタのコレクタまたは前記第２のトランジスタのコレクタから取り出して前記メイン出力回路に与え、メイン電圧の出力をオンまたはオフすることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記フリップフロップにおいて、前記第２の抵抗における２個の抵抗の接続点と接地間にコンデンサを接続したことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記フリップフロップにおいて、前記第１の抵抗に並列にコンデンサを接続したことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記メイン出力回路における出力ラインと接地ライン間には、出力電圧を検出するためのシャントレギュレータとフィードバック信号を前記トランスの一次側回路に伝送するためのフォトカプラのフォトダイオードとの直列回路と、前記出力ラインと接地ライン間の電圧を分圧して前記シャントレギュレータのレファレンス端子に与えるための第１の分圧用抵抗と第２の分圧用抵抗と第３の分圧用抵抗との直列回路が接続され、前記シャントレギュレータのレファレンス端子には前記第１の分圧用抵抗と前記第２の分圧用抵抗との接続点の電圧が与えられ、前記第３の分圧用抵抗には抵抗短絡用トランジスタが並列に接続され、前記抵抗短絡用トランジスタは前記フリップフロップの出力により制御されることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記フリップフロップの前記第４の抵抗と直列にフォトカプラのフォトダイオードが接続され、前記トランスの一次側回路における前記主スイッチング素子を駆動させるパルス幅変調集積回路であるＰＷＭ制御ＩＣのスイッチング周波数設定用抵抗と並列に前記フォトカプラのフォトトランジスタと副スイッチング周波数設定用抵抗との直列回路が接続されたことを特徴とする請求項２および請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記フリップフロップにおいて、前記第１のトランジスタのベースと接地間にコンデンサを接続したことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記フリップフロップは、前記メイン出力回路の動作状態を、前記制御信号が、ハイレベルでオン、オープン状態でオンを持続、およびローレベルでオフになるように動作し、あるいは、前記メイン出力回路の動作状態を、前記制御信号が、ハイレベルでオフ、オープン状態でオフを持続、およびローレベルでオンになるように動作し、前記メイン出力回路をオン／オフ制御することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記フリップフロップは、電力供給される負荷側機器の動作状態が待機状態のとき前記メイン出力回路をオフ制御することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子機器の直流電源として用いられるスイッチング電源装置に関し特に、メイン電圧を出力するメイン出力回路とサブ電圧を出力するサブ出力回路を備えた構成において、前記メイン電圧の出力をオンまたはオフする制御を行う動作制御回路（メイン出力制御手段）を備えたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の電子機器、例えば、ファクシミリ、電話機、コピー機、その他ＯＡ機器や家電製品などは、本来の動作時以外の待機時にも電源を供給する必要のあるものが多くなってきている。このような電子機器には、安定した一定の動作電圧が必要とするため、安定化電圧を出力するスイッチング電源装置が従来から用いられている。
【０００３】
このようなスイッチング電源装置は、定格負荷時に出力効率が最大となるように予め設計されており、最小負荷および待機時の負荷に関する出力効率については対策がなされていないので、最小負荷時や待機時において無駄な消費電力が多くなり、また、地球温暖化対策のための二酸化炭素ガスの排出規制にも貢献できなくなるという課題があった。したがって、常時、電源を必要とする電子機器に関しては、本来の動作時間に比べ時間割合の大きい待機時の消費電力を少なくすることが急務となっている。
【０００４】
従来、単一電源で一系統の出力を有するスイッチング電源装置においては、出力部に接続されるダミー抵抗を用いることなく軽負荷時の出力電圧の安定をはかり、電力損失を低減させているものがある（例えば、特許文献１参照。）。しかしながら、特許文献１に記載のスイッチング電源装置は、最小負荷および待機時に関する出力効率を対策して消費電力を低減したものではない。
【０００５】
そこで、このような電子機器において待機時の消費電力の低減を図るため、メインとなる電源とは別に待機時専用の独立した電源を設けて構成された複数電源構成のスイッチング電源装置と、単一電源で多系統の出力を有する多系統出力のスイッチング電源装置とが考えられる。
【０００６】
しかしながら、前記複数電源構成のスイッチング電源装置では、回路部品の実装面積が大きくなり、また、コストアップする傾向があるので、あまり好ましくない。このため、前記電子機器には、前記多系統出力のスイッチング電源装置を採用することが望まれる。
【０００７】
前記多系統出力のスイッチング電源装置において、待機用電源のサブ出力端子には、主巻線であるトランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を整流・平滑化して得られた直流電圧からシリーズレギュレータによって作成された安定化電圧が導出される。この安定化電圧は、該スイッチング電源装置が商用電源に接続されている間は継続して前記サブ出力端子から出力され、該スイッチング電源装置に接続された負荷側機器の制御部への電源として供給される。
【０００８】
これに対して、該スイッチング電源装置のメイン出力端子には、前記直流電圧からメインのシリーズレギュレータによって作成された安定化電圧が導出されるが、待機時の消費電力の低減を図るために、前記メイン出力端子の出力は前記負荷側機器の制御部からの制御信号によってオン／オフ制御される。
【０００９】
即ち、該スイッチング電源装置は、前記負荷側機器の制御部からのオン信号を受け取ると、前記メイン出力端子の出力がオンとなって通常動作状態となり前記負荷側機器にメイン電源を供給し、一方、前記制御部からのオフ信号を受けると前記メイン出力端子の出力がオフとなって待機状態となり、前記負荷側機器へはサブ電源だけが供給される。
【００１０】
なお、該スイッチング電源装置が負荷側機器から受け取るオン信号は、例えば５Ｖまたは３．３Ｖのハイレベル信号であり、該スイッチング電源装置のメイン出力端子の出力をオンさせる。該スイッチング電源装置のメイン出力端子がハイレベルからオープン状態では、メイン出力端子の出力のオンが持続する。
【００１１】
一方、前記オフ信号は、例えば０ＶまたはＧＮＤ接地のローレベル信号であり該スイッチング電源装置のメイン出力端子の出力をオフさせる。このようなオン／オフの制御信号は、例えば、プリンタ用などのＯＡ機器関係の電源を制御するのによく用いられている。
【００１２】
ここで、上記のような動作を行う従来のスイッチング電源装置について説明する。図７は従来のスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。図７において、このスイッチング電源装置１は、大略的に、トランスｎと、このトランスｎの一次側に接続され、主スイッチング素子としてのＭＯＳ形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）ｑ１とＰＷＭ制御ＩＣ（パルス幅変調制御集積回路）２とを含み構成される一次側回路と、トランスｎの二次側に接続され、メイン出力回路３とサブ出力回路４と動作制御回路５とから構成される二次側回路とを備えている。なお、前記ＭＯＳ形ＦＥＴは以下単にＦＥＴと言うことにする。
【００１３】
前記一次側回路において、ＤＣ電源（直流電源）ｂの正極側はラインＬ１を介してトランスｎの一次巻線ｎ１の一方端に接続され、その負極側はラインＬ２を介してトランスｎの補助巻線ｎ３の一方端に接続されている。トランスｎの一次巻線ｎ１の他方端はＦＥＴｑ１のドレインに接続されている。トランスｎの補助巻線ｎ３の他方端はダイオードｄ３のアノードに接続されている。
【００１４】
ラインＬ１とラインＬ２間には電界コンデンサｃ１が接続されている。ラインＬ２には、ＦＥＴｑ１のソースと、抵抗ｒ６を介してＰＷＭ制御ＩＣ２のＲＴ端子と、ＰＷＭ制御ＩＣ２のＧＮＤ端子と、電界コンデンサｃ３の負極とが接続されている。
【００１５】
ＦＥＴｑ１のゲートは、抵抗ｒ１を介してＰＷＭ制御ＩＣ２のＯＵＴ端子に接続されている。ダイオードｄ３のカソードは、ＰＷＭ制御ＩＣ２のＶＣＣ端子およびコンデンサｃ３の正極に接続されている。フォトカプラｐｃのフォトトランジスタｔｒ１のエミッタはラインＬ２に接続され、そのコレクタはＰＷＭ制御ＩＣ２のＦＢ端子に接続されている。
【００１６】
前記二次側回路において、トランスｎの二次巻線ｎ２の一方端はラインＬ３を介してダイオードｄ１のアノードが接続され、このダイオードｄ１のカソードはラインＬ５に接続されている。トランスｎの二次巻線ｎ２の他方端はラインＬ４に接続されている。
【００１７】
ラインＬ５には、ダイオードｄ１のカソード、電界コンデンサｃ２の正極、フォトカプラｐｃのフォトダイオードｄ２のアノード、抵抗ｒ５の一端、抵抗ｒ２の一端、抵抗ｒ１２の一端、およびＦＥＴｑ２のソースが接続されている。
【００１８】
コンデンサｃ２の負極はラインＬ４に接続され、ラインＬ４はＧＮＤ端子に接続されている。フォトダイオードｄ２のカソードは、抵抗ｒ５の他端および抵抗ｒ４の一端に接続されている。抵抗ｒ４の他端はシャントレギュレータ６のカソードに接続されている。シャントレギュレータ６のアノードはラインＬ４に接続され、そのレファレンス端子Ｒは抵抗ｒ２と抵抗ｒ３との接続点に接続され、また抵抗ｒ３の一端はラインＬ４に接続されている。
【００１９】
ＦＥＴｑ２のゲートとソース間には抵抗ｒ１２が接続され、そのゲートは抵抗ｒ１１を介してトランジスタｔｒ３のコレクタに接続されている。また、ＦＥＴｑ２のドレインはＭＡＩＮ端子に接続され、トランジスタｔｒ３のエミッタはラインＬ４に接続されている。
【００２０】
サブ出力回路４の入力端子はラインＬ５に接続され、その出力端子はラインＬ６に接続され、また、その接地端子はラインＬ４に接続されている。ラインＬ６とラインＬ４間には抵抗ｒ９と抵抗ｒ１０との直列回路が接続され、抵抗ｒ９と抵抗ｒ１０との接続点はトランジスタｔｒ２のコレクタに接続されている。
【００２１】
トランジスタｔｒ２のベースは、抵抗ｒ８の一端とサイリスタ７のアノードとの接続点に接続されている。抵抗ｒ８の他端はラインＬ６に接続され、サイリスタ７のカソードはラインＬ４に接続されている。また、サイリスタ７のゲートはＣＴＲ端子と抵抗ｒ７の一端に接続されている。抵抗ｒ７の他端はラインＬ４に接続されている。
【００２２】
前記メイン出力回路３は、ダイオードｄ１、電界コンデンサｃ２、フォトカプラｐｃのフォトダイオードｄ２、抵抗ｒ４，ｒ５，ｒ２，ｒ３，ｒ１２，ｒ１１、シャントレギュレータ６、ＦＥＴｑ２、およびトランジスタｔｒ３から構成されている。また、前記動作制御回路５は、トランジスタｔｒ２、サイリスタ７、および抵抗ｒ９，ｒ１０，ｒ８，ｒ７から構成されている。
【００２３】
次に、このスイッチング電源装置１の動作について説明する。商用ＡＣ電源を整流平滑して得られたＤＣ電源ｂは、電界コンデンサｃ１によって平滑化されてトランスｎの一次巻線ｎ１とＦＥＴｑ１との直列回路に与えられる。これによりＦＥＴｑ１は、バイアス用の抵抗ｒ１を介してＰＷＭ制御ＩＣ２のＯＵＴ端子からの出力でスイッチング制御される。
【００２４】
前記ＰＷＭ制御ＩＣ２は、ＦＢ端子に入力されるフィードバック信号の電圧レベルに応じてパルス幅変調されたパルス信号を主スイッチング素子としてのＦＥＴｑ１への駆動信号としてＯＵＴ端子から出力する回路であり、例えば、富士電機製の品番ＦＡ５３１１で実現することができ、その動作の詳細については、富士電機のＩＣのアプリケーションノートに記載されているので、ここでは概略動作について説明する。なお、ＰＷＭ制御ＩＣは、富士電機製の品番ＦＡ５３１１に限らず、同様な動作を行う回路であれば良い。
【００２５】
ＰＷＭ制御ＩＣ２からの駆動信号によりＦＥＴｑ１はスイッチング動作し、このスイッチング動作によってトランスｎの二次巻線ｎ２に誘起された電圧は、メイン出力回路３において、ダイオードｄ１および電界コンデンサｃ２によって整流・平滑化された後、ＤＣ電圧（ラインＬ５とラインＬ４間の電圧）となり、出力制御用のＦＥＴｑ２を介してＭＡＩＮ端子から出力され、負荷側機器（図示せず）へのメイン電源電圧となる。
【００２６】
また、ダイオードｄ１および電界コンデンサｃ２によって整流・平滑化されて得た前記ＤＣ電圧（メイン出力）は、抵抗ｒ２と抵抗ｒ３とにより分圧され、シャントレギュレータ６のレファレンス端子Ｒに入力される。シャントレギュレータ６は、フォトカプラｐｃのフォトダイオードｄ２および抵抗ｒ４と共にラインＬ５とラインＬ４間（メイン出力のライン間）に直列に介在されている。フォトダイオードｄ２には、並列にバイアス用の抵抗ｒ５が接続されている。
【００２７】
シャントレギュレータ６は、前記メイン出力の電圧の抵抗ｒ２と抵抗ｒ３とによる分圧値と、レギュレータ内部の基準電圧値とを比較し、この比較結果に応じてアノード・カソード間のインピーダンスを決定する。
【００２８】
したがって、前記メイン出力の電圧に応じてフォトカプラｐｃのフォトダイオードｄ２を流れる電流値が変化し、この電流値に対応する光がフォトダイオードｄ２から出射される。この出射光は、一次側回路に設けられているフォトカプラｐｃのフォトトランジスタｔｒ１に入射され、この入射光に対応する電流が、フォトトランジスタｔｒ１を流れ、フィードバック信号としてＰＷＭ制御ＩＣ２のＦＢ端子に与えられる。
【００２９】
即ち、フォトダイオードｄ２に流れる電流値に相当する電流がフォトトランジスタｔｒ１に流れ、この電流がフィードバック信号としてＰＷＭ制御ＩＣ２のＦＢ端子に与えられることになる。
【００３０】
ＰＷＭ制御ＩＣ２のＲＴ端子は、ＰＷＭ制御ＩＣ２内部で作成される発振信号の周波数を決定するための端子であり、抵抗ｒ６を介してラインＬ２（ＧＮＤ）に接続されている。ＰＷＭ制御ＩＣ２は、抵抗ｒ６に対応した発信周波数の三角波を内部で作成し、その三角波をＦＢ端子に与えられたフィードバック信号の電圧でスライスすることで、主スイッチング素子としてのＦＥＴｑ１のスイッチングのデューティを決定する。
【００３１】
即ち、ＰＷＭ制御ＩＣ２のＯＵＴ端子からは、フィードバック信号の電圧でスライスされ、デューティが決定された駆動信号（スイッチング信号）が出力されこれに従ってＦＥＴｑ１はスイッチング動作し、ラインＬ５とラインＬ４間のメイン出力の電圧が一定に維持される。
【００３２】
ＰＷＭ制御ＩＣ２のＶＣＣ端子（電源入力端子）には、トランスｎの補助巻線ｎ３で発生した電圧がダイオードｄ３および電界コンデンサｃ３によって整流・平滑化された後、入力される。
【００３３】
一方、トランスｎの二次巻線ｎ２で発生した電圧の一部は、ドロッパ式のシリーズレギュレータなどで実現されるサブ出力回路４で安定化された後、待機用電源となるサブ電圧としてＳＵＢ端子から出力され、負荷側機器の制御部（図示せず）に供給される。これに対して、前記制御部からＣＴＲ端子へは、負荷側機器が通常動作状態であるか、または待機状態であるかを示す制御信号が入力され、この制御信号に応答してメイン出力回路３の動作が制御される。
【００３４】
動作制御回路５は、ＣＴＲ端子から入力された制御信号がゲートに与えられるサイリスタ７と、そのゲートのバイアス用の抵抗ｒ７と、サイリスタ７のアノードにサブ出力回路４からの出力電圧を与える設定用の抵抗ｒ８と、サイリスタ７のアノードの端子電圧で制御されるトランジスタｔｒ２と、サブ出力回路４からの出力電圧が与えられる直列接続の抵抗ｒ９，ｒ１０とを備えている。
【００３５】
前記抵抗ｒ９と抵抗ｒ１０との接続点にはトランジスタｔｒ２のコレクタが接続されていると共に、その接続点が出力端となってメイン出力回路３のトランジスタｔｒ３のベースが駆動される。そのトランジスタｔｒ３のコレクタは抵抗ｒ１１を介して出力制御用のＦＥＴｑ２のゲートに接続され、そのＦＥＴｑ２のゲート・ソース間にはバイアス用の抵抗ｒ１２が接続されている。
【００３６】
このような回路構成により、ＣＴＲ端子への制御信号がハイレベルの時は、サイリスタ７のゲートがハイレベルになり、サイリスタ７はオンし、これによってトランジスタｔｒ２のベースはローレベルとなってトランジスタｔｒ２はオフする。したがって、トランジスタｔｒ３は、待機電圧（サブ電圧）を直列抵抗ｒ９，ｒ１０で分圧された電圧がベースに印加されてオンし、これによりＦＥＴｑ２がオンとなり、ラインＬ５とラインＬ４間のメイン電圧の出力はオンとなる。
【００３７】
また、このようにラインＬ５とラインＬ４間のメイン電圧の出力がオンになっている状態からＣＴＲ端子がオープンとなると、サイリスタ７はオン状態を持続するので、トランジスタｔｒ２はオフのまま、トランジスタｔｒ３はオンのままで、ＦＥＴｑ２はオンのままとなり、ラインＬ５とラインＬ４間のメイン電圧の出力はオンのままとなる。
【００３８】
これに対して、ＣＴＲ端子への制御信号がローレベルになると、サイリスタ７の保持電流が大きくなるので、このサイリスタ７はオン状態を維持できなくなってオフとなる。これにより、トランジスタｔｒ２のベースはハイレベルとなってこのトランジスタｔｒ２はオンし、抵抗ｒ１０の両端が短絡される。即ちトランジスタｔｒ３のベース電位がラインＬ４の接地に落とされ、このトランジスタｔｒ３はオフする。したがって、ＦＥＴｑ２はオフ（オープン）となり、ラインＬ５とラインＬ４間のメイン電圧の出力はオフとなる。
【００３９】
また、このようにラインＬ５とラインＬ４間のメイン電圧の出力がオフになっている状態からＣＴＲ端子がオープンとなると、サイリスタ７はオフ状態を持続するので、トランジスタｔｒ２はオンのまま、トランジスタｔｒ３はオフのままで、ＦＥＴｑ２はオフのままとなり、ラインＬ５とラインＬ４間のメイン電圧の出力はオフのままとなる。
【００４０】
【特許文献１】
特開平１０−３０４６５８号公報　（第４、５頁、第１−３図）
【００４１】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明した従来のスイッチング電源装置１では、ＣＴＲ端子への制御信号に対してメイン電圧の出力は、制御信号がハイレベルでオン、ハイレベルからオープン状態ではオンを持続し、また、制御信号がローレベルでオフ、ローレベルからオープン状態ではオフを持続するような動作を実現するために、サイリスタ７を用いている。このようなサイリスタは、ゲートに電圧を印加するとオンし、オフさせるにはゲート電圧をオフすると共にアノード・カソード間の電流を保持電流以下にする必要がある。
【００４２】
しかしながら、この従来のスイッチング電源装置１では、サイリスタ７のゲート・カソード間を短絡し、保持電流を大きくすることで、サイリスタ７のオフ動作を実現している。このため、大きな保持電流は、温度やサイリスタ７の特性のばらつきによってばらつき、確実な動作を保証するためには、バイアス用の抵抗ｒ７や設定用の抵抗ｒ８は前記ばらつきを考慮して定数を設定しなければならないので、動作制御回路５の回路設計の煩わしさが生じるという課題がある。
【００４３】
また、前記大きな保持電流を得るために、サイリスタ７のカソードをラインＬ４（ＧＮＤ）に接続しなければならないので、サイリスタ７のアノードからの制御出力を発振周波数や出力電圧を変更するなど他の動作に使用することが困難であり、サイリスタ７の適用範囲が狭いという課題がある。
【００４４】
また、このようなサイリスタはトランジスタに比べてコストが高いので、その分だけ動作制御回路５の製造コストが上昇するという課題がある。
【００４５】
また、このようなサイリスタはトランジスタに比べて動作電流が大きいので、サイリスタを採用した動作制御回路５は、消費電力が大きくなるという課題がある。
【００４６】
本発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、メイン出力回路の出力を制御する動作制御回路の回路設計の自由度及び適用範囲を拡大することができると共に、コストダウンも図れ、また、負荷側機器の待機時においても更に消費電力の削減を図れるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００４７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、直流電源にトランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路を接続し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を整流・平滑化して得た直流電圧からメイン電圧とサブ電圧を作成して出力する構成を有し、負荷側機器の動作状態に応じて前記メイン電圧の出力をオンまたはオフさせるメイン出力制御手段としてフリップフロップを用いることを特徴とするスイッチング電源装置を提供する。
【００４８】
この発明のスイッチング電源装置において、前記負荷側機器が通常動作時には前記メイン電圧および前記サブ電圧による電源が前記負荷側機器に供給され、前記負荷側機器が待機時には前記フリップフロップの制御により前記メイン電圧がオフされ、前記サブ電圧だけによる電源が前記負荷側機器に供給される。
【００４９】
したがって、この発明のスイッチング電源装置によれば、前記メイン出力制御手段としてフリップフロップを用いているので、前記メイン出力制御手段の回路設計の自由度および適用範囲を拡大することができると共に、コストダウンも図れ、また、負荷側機器の待機時においても更に消費電力の削減を図れる。
【００５０】
また、本発明は、直流電源にトランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路を接続し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を整流・平滑化して得た直流電圧からメイン電圧を作成して出力するメイン出力回路と、前記直流電圧から負荷側機器の待機用電源としてのサブ電圧を作成して出力するサブ出力回路とを備えた構成において、前記負荷側機器からの動作状態を示す制御信号に応答して前記メイン出力回路を制御して前記メイン電圧の出力をオンまたはオフさせるフリップフロップを有し前記サブ出力回路からのサブ電圧を電源とする動作制御回路を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置を提供する。
【００５１】
この発明のスイッチング電源装置において、前記負荷側機器が通常動作時には前記メイン出力回路からのメイン電圧および前記サブ出力回路からのサブ電圧による電源が前記負荷側機器に供給され、前記負荷側機器が待機状態になると、この待機状態を示す制御信号が前記動作制御回路に入力され、これにより前記動作制御回路のフリップフロップは前記メイン出力回路を制御してメイン電圧の出力をオフし、その結果、前記負荷側機器には前記サブ電圧だけによる電源が供給されることになる。
【００５２】
したがって、この発明のスイッチング電源装置によれば、前記動作制御回路としてフリップフロップを用いているので、前記動作制御回路の回路設計の自由度および適用範囲を拡大することができると共に、コストダウンも図れ、また、負荷側機器の待機時においても更に消費電力の削減を図れる。
【００５３】
好ましくは、前記フリップフロップは、エミッタ接地の第１のトランジスタと、エミッタ接地の第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのベースと前記第２のトランジスタのコレクタ間に接続された第１の抵抗と、前記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのベース間に接続された直列接続の２個の抵抗からなる第２の抵抗と、前記第１のトランジスタのコレクタと前記サブ出力回路の出力ライン間に接続された第３の抵抗と、前記第２のトランジスタのコレクタと前記サブ出力回路の出力ライン間に接続された第４の抵抗とを備え、前記第２の抵抗における２個の抵抗の接続点に負荷側機器からの制御信号を入力し、該制御信号に従ったメイン出力制御信号を、前記第１のトランジスタのコレクタまたは前記第２のトランジスタのコレクタから取り出して前記メイン出力回路に与え、メイン電圧の出力をオンまたはオフするように構成する。
【００５４】
このフリップフロップによれば、前記第２の抵抗における２個の抵抗の接続点に負荷側機器からの例えばハイレベルの制御信号が入力されると、前記第２のトランジスタがオン、前記第１のトランジスタがオフとなり、前記第１トランジスタのコレクタからハイレベルのメイン出力制御信号が出力され、これにより前記メイン出力回路のメイン電圧の出力がオンされる。
【００５５】
また、このフリップフロップによれば、前記第２の抵抗における２個の抵抗の接続点に負荷側機器からの例えばローレベルの制御信号が入力されると、前記第２のトランジスタがオフ、前記第１のトランジスタがオンとなり、前記第１トランジスタのコレクタからローレベルのメイン出力制御信号が出力され、これにより前記メイン出力回路のメイン電圧の出力がオフされる。
【００５６】
このようなフリップフロップを前記動作制御回路に用いれば、前記動作制御回路の回路設計の自由度および適用範囲を拡大することができると共に、コストダウンも図れ、また、負荷側機器の待機時においても更に消費電力の削減を図ることに貢献することができる。
【００５７】
また、このフリップフロップにおいては、前記第２の抵抗として２個の抵抗を用い、この２個の抵抗の接続点より前記制御信号を入力する構成にしたので、前記接続点に何らかの原因で過大な電流が流れても前記第２のトランジスタを保護することができる。もし、過大な電流が流れる虞が全くない場合は、前記第２の抵抗は１個でもよく、前記制御信号を前記第２のトランジスタのベースに直接入力するようにすればよい。
【００５８】
好ましくは、前記フリップフロップにおいて、前記第２の抵抗における２個の抵抗の接続点と接地間にコンデンサを接続する。
【００５９】
この構成によれば、前記コンデンサが前記第２の抵抗における２個の抵抗の接続点と接地間に接続されているため、電源立ち上げ初期において、前記第１のトランジスタのベースへの電流が前記第２のトランジスタのベースへの電流よりも速く流れ、前記第１のトランジスタが前記第２のトランジスタよりも先にオンし前記第１のトランジスタはオン、前記第２のトランジスタはオフとなる。
【００６０】
したがって、前記第１のトランジスタの出力を前記メイン出力回路へのメイン出力制御信号とした場合、電源立ち上げ初期に、メイン電圧の出力がオフ状態になることが確定される。これにより、電源立ち上げ初期にメイン電圧を必要としない仕様の電子機器に本スイッチング電源装置を採用することが可能になる。
【００６１】
好ましくは、前記フリップフロップにおいて、前記第１の抵抗に並列にコンデンサを接続する。
【００６２】
この構成によれば、前記コンデンサが前記第１の抵抗に並列に接続されているため、電源立ち上げ初期において、前記第１のトランジスタのベースへの電流が前記第２のトランジスタのベースへの電流よりも速く流れ、前記第１のトランジスタが前記第２のトランジスタよりも先にオンし、前記第１のトランジスタはオン、前記第２のトランジスタはオフとなる。
【００６３】
したがって、前記第１のトランジスタの出力を前記メイン出力回路へのメイン出力制御信号とした場合、電源立ち上げ初期に、メイン電圧の出力がオフ状態になることが確定される。これにより、電源立ち上げ初期にメイン電圧を必要としない仕様の電子機器に本スイッチング電源装置を採用することが可能になる。
【００６４】
好ましくは、前記メイン出力回路における出力ラインと接地ライン間には、出力電圧を検出するためのシャントレギュレータとフィードバック信号を前記トランスの一次側回路に伝送するためのフォトカプラのフォトダイオードとの直列回路と、前記出力ラインと接地ライン間の電圧を分圧して前記シャントレギュレータのレファレンス端子に与えるための第１の分圧用抵抗と第２の分圧用抵抗と第３の分圧用抵抗との直列回路が接続され、前記シャントレギュレータのレファレンス端子には前記第１の分圧用抵抗と前記第２の分圧用抵抗との接続点の電圧が与えられ、前記第３の分圧用抵抗には抵抗短絡用トランジスタが並列に接続され、前記抵抗短絡用トランジスタは前記フリップフロップの出力により制御されるように構成する。
【００６５】
この構成によれば、前記メイン出力回路からのメイン電圧の出力がオフ状態であるとき、前記フリップフロップの出力により、前記抵抗短絡用トランジスタはオフになり、前記シャントレギュレータのレファレンス端子には前記第１の分圧用抵抗と、前記第２の分圧用抵抗および前記第３の分圧用抵抗とにより分圧された電圧が与えられ、前記シャントレギュレータのアノード・カソード間のインピーダンスが小さくなる。
【００６６】
これにより、前記フィードバック信号のレベルが変化し、結果的に、前記トランスの二次巻線からの高周波電圧を整流・平滑化して得た直流電圧が低下し（平滑用コンデンサの充電電圧が低下し）、前記サブ出力回路の消費電力が少なくなる。
【００６７】
好ましくは、前記フリップフロップの前記第４の抵抗と直列にフォトカプラのフォトダイオードが接続され、前記トランスの一次側回路における前記主スイッチング素子を駆動させるパルス幅変調集積回路であるＰＷＭ制御ＩＣのスイッチング周波数設定用抵抗と並列に前記フォトカプラのフォトトランジスタと副スイッチング周波数設定用抵抗との直列回路が接続された構成とする。
【００６８】
この構成によれば、前記メイン出力回路からのメイン電圧の出力がオフ状態であるとき、前記フォトダイオードには電流が流れず、前記フォトトランジスタはオフし、これにより、前記副スイッチング周波数設定用抵抗は接続されず、前記ＰＷＭ制御ＩＣは、前記スイッチング周波数設定用抵抗だけにより設定される低いスイッチング周波数でスイッチング制御を行うので、本スイッチング電源装置の消費電力の低減を図れる。
【００６９】
好ましくは、前記フリップフロップにおいて、前記第１のトランジスタのベースと接地間にコンデンサを接続する。
【００７０】
この構成によれば、電源立ち上げ初期において、前記コンデンサが前記第１のトランジスタのベースと接地間に接続されているので、前記第２のトランジスタのベースへの電流が前記第１のトランジスタのベースへの電流よりも速く流れ、前記第２のトランジスタが前記第１のトランジスタよりも先にオンし、前記第２のトランジスタがオン、前記第１のトランジスタがオフになる。
【００７１】
したがって、前記第１のトランジスタの出力を前記メイン出力回路へのメイン出力制御信号とした場合、電源立ち上げ初期に、メイン電圧の出力がオン状態になることが確定される。これにより、電源立ち上げ初期にメイン電圧を必要とする仕様の電子機器に本スイッチング電源装置を採用することが可能になる。
【００７２】
好ましくは、前記フリップフロップは、前記メイン出力回路の動作状態を、前記制御信号が、ハイレベルでオン、オープン状態でオンを持続、およびローレベルでオフになるように動作し、あるいは、前記メイン出力回路の動作状態を、前記制御信号が、ハイレベルでオフ、オープン状態でオフを持続、およびローレベルでオンになるように動作し、前記メイン出力回路をオン／オフ制御するように構成する。
【００７３】
この構成によれば、前記フリップフロップは、入力される制御信号のレベルに応じて前記メイン出力回路をオンまたはオフすることができるので、サイリスタを用いた回路に比べ、回路設計の自由度および適用範囲が拡大する。
【００７４】
好ましくは、前記フリップフロップは、電力供給される負荷側機器の動作状態が待機状態のとき前記メイン出力回路をオフ制御するように構成する。
【００７５】
この構成によれば、前記負荷側機器が待機状態に入ると、前記メイン出力回路は前記フリップフロップによりオフされ、メイン電圧は前記負荷側機器に供給されないので、消費電力の削減を図ることができる。
【００７６】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。
【００７７】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。図１において、このスイッチング電源装置１２１は、大略的にトランスＮと、このトランスＮの一次側に接続され、主スイッチング素子としてのＭＯＳ形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ１とＰＷＭ制御ＩＣ（パルス幅変調制御集積回路）１２とを含み構成される一次側回路と、トランスＮの二次側に接続され、メイン出力回路２３とサブ出力回路１４と動作制御回路１５とから構成される二次側回路とを備えている。なお、前記ＭＯＳ形ＦＥＴは以下単にＦＥＴと言うことにする。
【００７８】
前記一次側回路において、ＤＣ電源Ｂの正極側はラインＬ１１を介してトランスＮの一次巻線Ｎ１の一方端に接続され、その負極側はラインＬ１２を介してトランスＮの補助巻線Ｎ３の一方端に接続されている。トランスＮの一次巻線Ｎ１の他方端はＦＥＴＱ１のドレインに接続されている。トランスＮの補助巻線Ｎ３の他方端はダイオードＤ５のアノードに接続されている。
【００７９】
ラインＬ１１とラインＬ１２間には電界コンデンサＣ１が接続されている。ラインＬ１２には、ＦＥＴＱ１のソースと、抵抗Ｒ６を介してＰＷＭ制御ＩＣ１２のＲＴ端子と、ＰＷＭ制御ＩＣ１２のＧＮＤ端子と、電界コンデンサＣ３の負極とが接続されている。
【００８０】
ＦＥＴＱ１のゲートは、抵抗Ｒ１を介してＰＷＭ制御ＩＣ１２のＯＵＴ端子に接続されている。ダイオードＤ５のカソードは、ＰＷＭ制御ＩＣ１２のＶＣＣ端子およびコンデンサＣ３の正極に接続されている。フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＴＲ１のエミッタはラインＬ１２に接続され、そのコレクタはＰＷＭ制御ＩＣ１２のＦＢ端子に接続されている。
【００８１】
前記二次側回路において、トランスＮの二次巻線Ｎ２の一方端はラインＬ１３を介してダイオードＤ１のアノードが接続され、このダイオードＤ１のカソードはラインＬ１５に接続されている。トランスＮの二次巻線Ｎ２の他方端はラインＬ１４に接続されている。
【００８２】
ラインＬ１５には、ダイオードＤ１のカソード、電界コンデンサＣ２の正極、フォトカプラＰＣ１のフォトダイオードＤ２のアノード、抵抗Ｒ５の一端、抵抗Ｒ２の一端、抵抗Ｒ１３の一端、およびＦＥＴＱ２のソースが接続されている。
【００８３】
コンデンサＣ２の負極はラインＬ１４に接続され、ラインＬ１４はＧＮＤ端子に接続されている。フォトダイオードＤ２のカソードは、抵抗Ｒ５の他端および抵抗Ｒ４の一端に接続されている。抵抗Ｒ４の他端はシャントレギュレータ１６のカソードに接続されている。シャントレギュレータ１６のアノードはラインＬ１４に接続され、そのレファレンス端子Ｒは抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点に接続され、また抵抗Ｒ３の一端はラインＬ１４に接続されている。
【００８４】
ＦＥＴＱ２のゲートとソース間には抵抗Ｒ１３が接続され、そのゲートは抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＴＲ５のコレクタに接続されている。また、ＦＥＴＱ２のドレインはＭＡＩＮ端子に接続され、トランジスタＴＲ５のエミッタはラインＬ１４に接続されている。
【００８５】
サブ出力回路１４の入力端子はラインＬ１５に接続され、その出力端子はラインＬ１６に接続され、また、その接地端子はラインＬ１４に接続されている。ラインＬ１６には、抵抗Ｒ７の一端と抵抗Ｒ１０の一端とＳＵＢ端子とが接続されている。ラインＬ１４には、トランジスタＴＲ２のエミッタとトランジスタＴＲ３のエミッタとが接続されている。
【００８６】
抵抗Ｒ７の他端はトランジスタＴＲ２のコレクタに接続され、抵抗Ｒ１０の他端はトランジスタＴＲ３のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴＲ２のコレクタは、抵抗Ｒ１４を介してトランジスタＴＲ５のベースに接続されていると共に、抵抗Ｒ８および抵抗Ｒ９を介してトランジスタＴＲ３のベースに接続されている。トランジスタＴＲ３のコレクタは抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＴＲ２のベースに接続されている。抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との接続点はＣＴＲ端子に接続されている。
【００８７】
前記メイン出力回路２３は、ダイオードＤ１、電界コンデンサＣ２、フォトカプラＰＣ１のフォトダイオードＤ２、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ１３，Ｒ１２、シャントレギュレータ１６、ＦＥＴＱ２、およびトランジスタＴＲ５から構成されている。また、前記動作制御回路１５は、トランジスタＴＲ２、トランジスタＴＲ３、および抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１によりフリップフロップを構成している。
【００８８】
次に、このスイッチング電源装置１２１の動作について説明する。商用ＡＣ電源を整流平滑して得られたＤＣ電源Ｂは、電界コンデンサＣ１によって平滑化されてトランスＮの一次巻線Ｎ１とＦＥＴＱ１との直列回路に与えられる。これによりＦＥＴＱ１は、バイアス用の抵抗Ｒ１を介してＰＷＭ制御ＩＣ１２のＯＵＴ端子からの出力でオン／オフ制御される。
【００８９】
前記ＰＷＭ制御ＩＣ１２は、ＦＢ端子に入力されるフィードバック信号の電圧レベルに応じてパルス幅変調されたパルス信号を主スイッチング素子としてのＦＥＴＱ１への駆動信号としてＯＵＴ端子から出力する回路であり、例えば、富士電機製の品番ＦＡ５３１１で実現することができ、その動作の詳細については、富士電機のＩＣのアプリケーションノートに記載されているので、ここでは概略動作について説明する。なお、ＰＷＭ制御ＩＣは富士電機製の品番ＦＡ５３１１に限らず、同様な動作を行う回路であれば良い。
【００９０】
ＰＷＭ制御ＩＣ１２からの駆動信号によりＦＥＴＱ１はスイッチング動作し、このスイッチング動作によってトランスＮの二次巻線Ｎ２に誘起された電圧は、メイン出力回路２３において、ダイオードＤ１および電界コンデンサＣ２によって整流・平滑化された後、ＤＣ電圧（ラインＬ１５とラインＬ１４間の電圧）となり、出力制御用のＦＥＴＱ２を介してＭＡＩＮ端子から出力され、負荷側機器（図示せず）へのメイン電源電圧となる。
【００９１】
また、ダイオードＤ１および電界コンデンサＤ２によって整流・平滑化されて得た前記ＤＣ電圧（メイン出力）は、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とにより分圧され、シャントレギュレータ１６のレファレンス端子Ｒに入力される。シャントレギュレータ１６は、フォトカプラＰＣ１のフォトダイオードＤ２および抵抗Ｒ４と共にラインＬ１５とラインＬ１４間（メイン出力のライン間）に直列に介在されている。フォトダイオードＤ２には並列にバイアス用の抵抗Ｒ５が接続されている。
【００９２】
シャントレギュレータ１６は、前記メイン出力の電圧の抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とによる分圧値と、レギュレータ内部の基準電圧値とを比較し、この比較結果に応じてアノード・カソード間のインピーダンスを決定する。
【００９３】
したがって、前記メイン出力の電圧に応じてフォトカプラＰＣ１のフォトダイオードＤ２を流れる電流値が変化し、この電流値に対応する光がフォトダイオードＤ２から出射される。この出射光は、一次側回路に設けられているフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＴＲ１に入射され、この入射光に対応する電流がフォトトランジスタＴＲ１を流れ、フィードバック信号としてＰＷＭ制御ＩＣ１２のＦＢ端子に与えられる。
【００９４】
即ち、フォトダイオードＤ２に流れる電流値に相当する電流がフォトトランジスタＴＲ１に流れ、この電流がフィードバック信号としてＰＷＭ制御ＩＣ１２に与えられることになる。
【００９５】
ＰＷＭ制御ＩＣ１２のＲＴ端子は、ＰＷＭ制御ＩＣ１２内部で作成される発振信号の周波数を決定するための端子であり、抵抗Ｒ６を介してラインＬ１２（ＧＮＤ）に接続されている。ＰＷＭ制御ＩＣ１２は、抵抗Ｒ６に対応した発信周波数の三角波を内部で作成し、その三角波をＦＢ端子に与えられたフィードバック信号の電圧でスライスすることで、主スイッチング素子としてのＦＥＴＱ１のスイッチングのデューティを決定する。
【００９６】
即ち、ＰＷＭ制御ＩＣ１２のＯＵＴ端子からは、フィードバック信号の電圧でスライスされ、デューティが決定された駆動信号（スイッチング信号）が出力され、これに従って、ＦＥＴＱ１はスイッチング動作し、ラインＬ１５とラインＬ１４間のメイン出力の電圧が一定に維持される。
【００９７】
ＰＷＭ制御ＩＣ１２のＶＣＣ端子（電源入力端子）には、トランスＮの補助巻線Ｎ３で発生した電圧がダイオードＤ５および電界コンデンサＣ３によって整流・平滑化された後、入力される。
【００９８】
一方、トランスＮの二次巻線Ｎ２で発生した電圧の一部は、ドロッパ式のシリーズレギュレータなどで実現されるサブ出力回路１４で安定化された後、待機用電源となるサブ電圧としてＳＵＢ端子から出力され、負荷側機器の制御部（図示せず）に供給される。これに対して、前記制御部からＣＴＲ端子へは、負荷側機器が通常動作状態であるか、または待機状態であるかを示す制御信号が入力されこの制御信号に応答してメイン出力回路２３の動作が制御される。
【００９９】
動作制御回路１５において、ＣＴＲ端子から入力された制御信号がハイレベルになると、トランジスタＴＲ３がオンして該トランジスタＴＲ３のコレクタがローレベルとなり、これによりトランジスタＴＲ２のベースがローレベルとなって該トランジスタＴＲ２がオフし、該トランジスタＴＲ２のコレクタがハイレベルになり、更に、トランジスタＴＲ５のベースがハイレベルとなり、該トランジスタＴＲ５がオンする。したがって、ＰチャンネルタイプのＦＥＴＱ２のゲートがローレベルとなり、該ＦＥＴＱ２がオンし、これにより、ラインＬ１５からＭＡＩＮ端子へ電流が流れ、図示しない負荷側機器にメイン電源が供給される。
【０１００】
この後、ＣＴＲ端子をオープン状態にしても、トランジスタＴＲ３はオンのままで、トランジスタＴＲ２はオフの状態が保持され、これよりラインＬ１５からＭＡＩＮ端子への電流が流れ続け、図示しない負荷側機器へのメイン電源の供給が続けられる。
【０１０１】
これに対して、ＣＴＲ端子への制御信号がローレベルになると、トランジスタＴＲ３がオフして該トランジスタＴＲ３のコレクタがハイレベルとなり、これによりトランジスタＴＲ２のベースがハイレベルとなって該トランジスタＴＲ２がオンし、該トランジスタＴＲ２のコレクタがローレベルになり、更に、トランジスタＴＲ５のベースがローレベルとなり、該トランジスタＴＲ５がオフする。
【０１０２】
したがって、ＰチャンネルタイプのＦＥＴＱ２のゲートがハイレベルとなり、該ＦＥＴＱ２がオフし、これにより、ラインＬ１５からＭＡＩＮ端子への電流が遮断され、図示しない負荷側機器へのメイン電源の供給が遮断される。
【０１０３】
この後、ＣＴＲ端子をオープン状態にしても、トランジスタＴＲ３はオフのままで、トランジスタＴＲ２はオンの状態が保持され、これによりラインＬ１５からＭＡＩＮ端子への電流が遮断され続けられ、図示しない負荷側機器へのメイン電源の供給が遮断され続けられる。
【０１０４】
なお、このスイッチング電源装置１２１の電源立ち上げ開始初期において、動作制御回路１５のトランジスタＴＲ２がオン状態あるいはオフ状態になるかについては定かでないが、動作制御回路１５は、ＣＴＲ端子に入力される制御信号のレベルに従ってトランジスタＴＲ２がオンまたはオフし、これによりメイン出力回路２３を制御し、ＭＡＩＮ端子から出力するメイン電圧を遮断または供給するので、電源立ち上げ開始初期のＭＡＩＮ端子の出力状態が何れでも良い電子機器の電源に、このスイッチング電源装置１２１を採用することができる。
【０１０５】
また、動作制御回路１５において、トランジスタＴＲ２のコレクタとトランジスタＴＲ３のベース間の抵抗を抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９に２分割し、これらの抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９間の接続点にＣＴＲ端子を接続することにより、ＣＴＲ端子からトランジスタＴＲ３のベースに過大な電流が流れた場合、例えば、負荷側機器の制御部が何らかの原因で破損して過大な電流がＣＴＲ端子に流れた場合に、トランジスタＴＲ３が破損するのを防止している。特に、このような防止をする必要がない場合は、トランジスタＴＲ２のコレクタとトランジスタＴＲ３のベース間の抵抗は分割する必要がなく、ＣＴＲ端子をトランジスタＴＲ３のベースに直接接続しても良い。
【０１０６】
なお、このスイッチング電源装置１２１から電力供給を受ける電子機器の要求仕様次第により、ＣＴＲ端子に入力される制御信号をローレベルにした場合にＭＡＩＮ端子からのメイン出力をオンにし、前記制御信号をハイレベルにした場合にＭＡＩＮ端子からのメイン出力をオフにする必要のある場合は、ＣＴＲ端子からのラインをトランジスタＴＲ３のベースからトランジスタＴＲ２のベースに変更することにより対応できる。
【０１０７】
以上説明したスイッチング電源装置１２１によれば、負荷側機器からの動作状態を示す制御信号に応答してメイン出力回路２３を制御してメイン電圧の出力をオンまたはオフさせるフリップフロップを有しサブ出力回路１４からのサブ電圧を電源とする動作制御回路１５を設けたので、従来の動作制御回路のようにサイリスタを用いた場合のサイリスタの保持電流のバラツキや温度変動への配慮というような設計上の煩わしさから開放され、動作制御回路１５の回路設計の自由度および適用範囲を拡大することができる。
【０１０８】
また、フリップフロップを構成するトランジスタの価格はサイリスタの価格に比べて安価であるので、コストダウンも図れ、また、トランジスタの消費電力はサイリスタの消費電力に比べて少ないので、メイン電圧の出力がオフされている待機時においても、更に消費電力の削減を図れる。
【０１０９】
（第２の実施形態）
図２は本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。図２において、図１に示す構成要素に対応するものには同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１１０】
このスイッチング電源装置１２２では、動作制御回路１５において、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９の接続点とラインＬ１４（接地ライン）間のコンデンサＣ４を追加接続したものであり、その他の構成は前述したスイッチング電源装置１２１と同じである。
【０１１１】
このスイッチング電源装置１２２の電源立ち上げ開始時、サブ出力回路１４の出力電圧（ラインＬ１６の電圧）の上昇に伴い、トランジスタＴＲ３のベースに抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９を介してベース電流が供給されるが、この電流供給ライン上にコンデンサＣ４が介在しているため、先ず、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８の合成抵抗値とコンデンサＣ４の容量値とにより決定される時定数によるコンデンサＣ４の充電電圧が、トランジスタＴＲ３のベース・エミッタ間のオンスレッシュ電圧以上に上昇してから、ベース電流がトランジスタＴＲ３のベースに供給されることになる。
【０１１２】
一方、トランジスタＴＲ２のベースにも抵抗Ｒ１０，Ｒ１１を介してベース電流が供給されるが、この電流供給ライン上にはコンデンサが介在していないためサブ出力回路１４の出力ラインであるラインＬ１６の電圧上昇に伴い速やかにベース電流がトランジスタＴＲ２のベースに供給される。
【０１１３】
したがって、このスイッチング電源装置１２２の電源立ち上げ初期において、トランジスタＴＲ２が、トランジスタＴＲ３よりも先にオンすることから、トランジスタＴＲ２がオンして、トランジスタＴＲ３がオフすることが確定し、これにより、トランジスタＴＲ５がオフで、ＦＥＴＱ２がオフとなり、ＭＡＩＮ端子の出力のオフが確定する。
【０１１４】
なお、図示しない負荷側電子機器の制御部から動作制御回路１５のＣＴＲ端子に入力される制御信号に対する動作制御回路１５の動作は、第１の実施形態と同じであるので、説明を省略する。
【０１１５】
以上説明したスイッチング電源装置１２２によれば、負荷側機器からの動作状態を示す制御信号に応答してメイン出力回路２３を制御してメイン電圧の出力をオンまたはオフさせるフリップフロップを有しサブ出力回路１４からのサブ電圧を電源とする動作制御回路１５を設けたので、従来の動作制御回路のようにサイリスタを用いた場合のサイリスタの保持電流のバラツキや温度変動への配慮というような設計上の煩わしさから開放され、動作制御回路１５の回路設計の自由度および適用範囲を拡大することができる。
【０１１６】
また、フリップフロップを構成するトランジスタの価格はサイリスタの価格に比べて安価であるので、コストダウンも図れ、また、トランジスタの消費電力はサイリスタの消費電力に比べて少ないので、メイン電圧の出力がオフされている待機時においても、更に消費電力の削減を図れる。
【０１１７】
更に、動作制御回路１５において、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９の接続点とラインＬ１４間にコンデンサＣ４を追加接続したので、電源立ち上げ初期において、トランジスタＴＲ２のベースへの電流がトランジスタＴＲ３のベースへの電流よりも速く流れ、トランジスタＴＲ２がトランジスタＴＲ３よりも先にオンし、トランジスタＴＲ２はオン、トランジスタＴＲ３はオフとなる。
【０１１８】
したがって、トランジスタＴＲ２の出力をメイン出力回路２３へのメイン出力制御信号とした場合、電源立ち上げ初期に、メイン電圧の出力がオフ状態になることが確定される。これにより、電源立ち上げ初期にメイン電圧を必要としない仕様の電子機器に本スイッチング電源装置１２２を採用することが可能になる。
【０１１９】
（第３の実施形態）
図３は本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。図３において、図１に示す構成要素に対応するものには同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１２０】
このスイッチング電源装置１２３では、動作制御回路１５において、抵抗Ｒ１１にコンデンサＣ５を並列接続したものであり、その他の構成は前述したスイッチング電源装置１２１と同じである。
【０１２１】
このスイッチング電源装置１２３の電源立ち上げ開始時、サブ出力回路１４の出力電圧（ラインＬ１６の電圧）の上昇に伴い、トランジスタＴＲ２のベースに抵抗Ｒ１０，Ｒ１１を介してベース電流が供給され、トランジスタＴＲ３のベースに抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９を介してベース電流が供給されるが、抵抗Ｒ１１にコンデンサＣ５が接続されているので、トランジスタＴＲ２がトランジスタＴＲ３よりも先にオンする。
【０１２２】
したがって、このスイッチング電源装置１２３の電源立ち上げ初期において、トランジスタＴＲ２が、トランジスタＴＲ３よりも先にオンすることから、トランジスタＴＲ２がオンして、トランジスタＴＲ３がオフすることが確定し、これにより、トランジスタＴＲ５がオフで、ＦＥＴＱ２がオフとなり、ＭＡＩＮ端子の出力のオフが確定する。
【０１２３】
なお、図示しない負荷側機器の制御部から動作制御回路１５のＣＴＲ端子に入力される制御信号に対する動作制御回路１５の動作は、第１の実施形態と同じであるので、説明を省略する。
【０１２４】
前述した第２の実施形態（図２）における動作制御回路１５は、ＣＴＲ端子にコンデンサＣ４が接続されている関係上、ＣＴＲ端子のシンク電流およびソース電流を大きくしないと、コンデンサＣ４の充放電時間分だけメイン出力回路２３から出力されるメイン電圧の断続操作が遅くなるという欠点があるが、この第３の実施形態（図３）では、ＣＴＲ端子にコンデンサが接続されていないため、前記メイン電圧の断続操作を速くすることができる。
【０１２５】
その反面、この第３の実施形態では、例えば、トランジスタＴＲ２がオフで、トランジスタＴＲ３がオン状態で動作している状態（メイン電圧の出力がオン）において、スイッチング電源装置１２３の負荷が一瞬増加するなどの事情によりＳＵＢ端子から出力されるサブ電圧（サブ出力回路１４の出力電圧）が瞬間的に降下し、これによりコンデンサＣ５が放電し、前記サブ電圧が復帰する際、抵抗Ｒ１０およびコンデンサＣ５を介してトランジスタＴＲ２にベース電流が供給されて、トランジスタＴＲ２がオン、トランジスタＴＲ３がオフの状態に変化する虞があり、したがって、このような危険性の無い用途に採用する方が好ましい。
【０１２６】
なお、この第３の実施形態では、コンデンサＣ５を抵抗Ｒ１１に並列接続したが、これに代わり、ラインＬ１６とトランジスタＴＲ２のベース間にコンデンサと抵抗による直列回路を追加しても同様の効果を得ることができる。
【０１２７】
以上説明したスイッチング電源装置１２３によれば、負荷側機器からの動作状態を示す制御信号に応答してメイン出力回路２３を制御してメイン電圧の出力をオンまたはオフさせるフリップフロップを有しサブ出力回路１４からのサブ電圧を電源とする動作制御回路１５を設けたので、従来の動作制御回路のようにサイリスタを用いた場合のサイリスタの保持電流のバラツキや温度変動への配慮というような設計上の煩わしさから開放され、動作制御回路１５の回路設計の自由度および適用範囲を拡大することができる。
【０１２８】
また、フリップフロップを構成するトランジスタの価格はサイリスタの価格に比べて安価であるので、コストダウンも図れ、また、トランジスタの消費電力はサイリスタの消費電力に比べて少ないので、メイン電圧の出力がオフされている待機時においても、更に消費電力の削減を図れる。
【０１２９】
更に、動作制御回路１５において、抵抗Ｒ１１にコンデンサＣ５を追加接続したので、電源立ち上げ初期において、トランジスタＴＲ２のベースへの電流がトランジスタＴＲ３のベースへの電流よりも速く流れ、トランジスタＴＲ２がトランジスタＴＲ３よりも先にオンし、トランジスタＴＲ２はオン、トランジスタＴＲ３はオフとなる。
【０１３０】
したがって、トランジスタＴＲ２の出力をメイン出力回路２３へのメイン出力制御信号とした場合、電源立ち上げ初期に、メイン電圧の出力がオフ状態になることが確定される。これにより、電源立ち上げ初期にメイン電圧を必要としない仕様の電子機器に本スイッチング電源装置１２３を採用することが可能になる。
【０１３１】
（第４の実施形態）
図４は本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。図４において、図１および図２に示す構成要素に対応するものには同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１３２】
この第４の実施形態のスイッチング電源装置１２４では、図２に示す構成に加えてトランジスタＴＲ４と抵抗Ｒ１５，Ｒ１６とが追加されている。トランジスタＴＲ４のコレクタとエミッタ間には抵抗１６が接続され、そのベースは抵抗Ｒ１５を介してトランジスタＴＲ２のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴＲ４のコレクタは抵抗Ｒ３に接続され、そのエミッタはラインＬ１４に接続されている。
【０１３３】
この第４の実施形態では、トランジスタＴＲ２がオン状態で、ＦＥＴＱ２がオフで、ＭＡＩＮ端子へのメイン電圧の出力が遮断されている状態において、コンデンサＣ２の充電電圧を下げ、サブ出力回路１４の３端子レギュレータの消費電力を少なくするものである。このような３端子レギュレータでは、入力電圧と出力電圧との電圧差を少なくすると、該レギュレータの消費電力が少なくすることができるということが従来から知られている。
【０１３４】
ＦＥＴＱ２がオンして、メイン電圧がＭＡＩＮ端子から出力されている状態においては、トランジスタＴＲ２がオフで、トランジスタＴＲ４がオンになっているため、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ１６の直列接続により構成される充電電圧検出回路（コンデンサＣ２の充電電圧を検出する回路）の抵抗Ｒ１６が短絡され、シャントレギュレータ１６のレファレンス端子Ｒに、コンデンサＣ２の充電電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３により抵抗分割した電圧が入力され、この電圧によりシャントレギュレータ１６はアノード・カソード間のインピーダンスを決定する。これにより、コンデンサＣ２の充電電圧は所望のメイン電圧値に設定される。
【０１３５】
一方、ＦＥＴＱ２がオフして、メイン電圧がＭＡＩＮ端子から出力されていない状態においては、トランジスタＴＲ２がオンで、トランジスタＴＲ４がオフになっているため、シャントレギュレータ１６のレファレンス端子Ｒには、コンデンサＣ２の充電電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３，Ｒ１６とにより抵抗分割した電圧が入力され、この電圧によりシャントレギュレータ１６はアノード・カソード間のインピーダンスを決定する。これにより、コンデンサＣ２の充電電圧は所望のメイン電圧値よりも低い値に設定される。
【０１３６】
以上説明したスイッチング電源装置１２４によれば、負荷側機器からの動作状態を示す制御信号に応答してメイン出力回路２３を制御してメイン電圧の出力をオンまたはオフさせるフリップフロップを有しサブ出力回路１４からのサブ電圧を電源とする動作制御回路１５を設けたので、従来の動作制御回路のようにサイリスタを用いた場合のサイリスタの保持電流のバラツキや温度変動への配慮というような設計上の煩わしさから開放され、動作制御回路１５の回路設計の自由度および適用範囲を拡大することができる。
【０１３７】
また、フリップフロップを構成するトランジスタの価格はサイリスタの価格に比べて安価であるので、コストダウンも図れ、また、トランジスタの消費電力はサイリスタの消費電力に比べて少ないので、メイン電圧の出力がオフされている待機時においても、更に消費電力の削減を図れる。
【０１３８】
また、動作制御回路１５において、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９の接続点とラインＬ１４間にコンデンサＣ４を追加接続したので、電源立ち上げ初期において、トランジスタＴＲ２のベースへの電流がトランジスタＴＲ３のベースへの電流よりも速く流れ、トランジスタＴＲ２がトランジスタＴＲ３よりも先にオンし、トランジスタＴＲ２はオン、トランジスタＴＲ３はオフとなる。
【０１３９】
したがって、トランジスタＴＲ２の出力をメイン出力回路２３へのメイン出力制御信号とした場合、電源立ち上げ初期に、メイン電圧の出力がオフ状態になることが確定される。これにより、電源立ち上げ初期にメイン電圧を必要としない仕様の電子機器に本スイッチング電源装置１２４を採用することが可能になる。
【０１４０】
更に、メイン出力回路２３におけるラインＬ１５とラインＬ１４間には、出力電圧を検出するためのシャントレギュレータ１６とフィードバック信号をトランスＮの一次側回路に伝送するためのフォトカプラＰＣ１のフォトダイオードＤ２との直列回路と、ラインＬ１５とラインＬ１４間の電圧を分圧してシャントレギュレータ１６のレファレンス端子Ｒに与えるための抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ１６との直列回路が接続され、シャントレギュレータ１６のレファレンス端子Ｒには抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点の電圧が与えられ、抵抗Ｒ１６には抵抗短絡用のトランジスタＴＲ４が並列に接続され、トランジスタＴＲ４はフリップフロップの出力により制御されるように構成されている。
【０１４１】
この構成によれば、メイン出力回路２３からのメイン電圧の出力がオフ状態であるとき、フリップフロップの出力により、トランジスタＴＲ４はオフになり、シャントレギュレータ１６のレファレンス端子Ｒには抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ１６とにより分圧された電圧が与えられ、シャントレギュレータ１６のアノード・カソード間のインピーダンスが小さくなる。
【０１４２】
これにより、フィードバック信号のレベルが変化し、結果的に、トランスＮの二次巻線からの高周波電圧を整流・平滑化して得た直流電圧が低下し（平滑用コンデンサＣ２の充電電圧が低下し）、サブ出力回路１４の消費電力が少なくなり本スイッチング電源装置１２４の消費電力の削減を図ることができる。
【０１４３】
（第５の実施形態）
図５は本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。図５において、図１および図２に示す構成要素に対応するものには同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１４４】
この第５の実施形態のスイッチング電源装置１２５では、図２に示す構成に加えフォトカプラＰＣ２と抵抗Ｒ３１が追加されている。このフォトカプラＰＣ２のフォトダイオードＤ３１は、動作制御回路１５に設けられ、アノードがラインＬ１６に接続され、カソードが抵抗Ｒ１０に接続されている。
【０１４５】
フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＴＲ３１は、コレクタが抵抗Ｒ３１を介してＰＷＭ制御ＩＣ１２のＲＴ端子に接続され、エミッタがラインＬ１２に接続されている。即ちフォトトランジスタＴＲ３１と抵抗Ｒ３１の直列回路がＰＷＭ制御ＩＣ１２のスイッチング周波数設定用の抵抗Ｒ６に並列に接続されている。
【０１４６】
ＰＷＭ制御ＩＣ１２は、スイッチング周波数設定用の抵抗Ｒ６の抵抗値が小さく設定されるほど、スイッチング周波数が高くなる特性を有する。したがって、このスイッチング電源装置１２５が大出力で動作する必要のあるメイン電圧の出力がオン状態においては、フォトカプラＰＣ２のトランジスタＴＲ３１をオンすることにより、スイッチング周波数設定用の抵抗Ｒ６に副スイッチング周波数設定用の抵抗Ｒ３１が並列接続され、これにより、スイッチング周波数を高くして大出力に対処している。
【０１４７】
前記メイン電圧の出力がオン状態においては、トランジスタＴＲ３がオンであり、フォトカプラＰＣ２のフォトダイオードＤ３１は、トランジスタＴＲ３のコレクタと抵抗Ｒ１０を介して接続されているため、そのフォトダイオードＤ３１に電流が流れ、フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＴＲ３１をオンするようになっている。
【０１４８】
一方、メイン電圧の出力がオフ状態においては、フォトカプラＰＣ２のトランジスタＴＲ３１をオフすることにより、抵抗Ｒ３１をスイッチング周波数設定用の抵抗Ｒ６から遮断し、ＰＷＭ制御ＩＣ１２のスイッチング周波数を低くして、このスイッチング電源装置１２５の消費電力を低減している。
【０１４９】
前記メイン電圧の出力がオフ状態においては、トランジスタＴＲ３がオフ状態であり、フォトカプラＰＣ２のフォトダイオードＤ３１には電流が流れず、これによりフォトトランジスタＴＲ３１をオフするようになっている。
【０１５０】
以上説明したスイッチング電源装置１２５によれば、負荷側機器からの動作状態を示す制御信号に応答してメイン出力回路２３を制御してメイン電圧の出力をオンまたはオフさせるフリップフロップを有しサブ出力回路１４からのサブ電圧を電源とする動作制御回路１５を設けたので、従来の動作制御回路のようにサイリスタを用いた場合のサイリスタの保持電流のバラツキや温度変動への配慮というような設計上の煩わしさから開放され、動作制御回路１５の回路設計の自由度および適用範囲を拡大することができる。
【０１５１】
また、フリップフロップを構成するトランジスタの価格はサイリスタの価格に比べて安価であるので、コストダウンも図れ、また、トランジスタの消費電力はサイリスタの消費電力に比べて少ないので、メイン電圧の出力がオフされている待機時においても、更に消費電力の削減を図れる。
【０１５２】
また、動作制御回路１５において、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９の接続点とラインＬ１４間にコンデンサＣ４を追加接続したので、電源立ち上げ初期において、トランジスタＴＲ２のベースへの電流がトランジスタＴＲ３のベースへの電流よりも速く流れ、トランジスタＴＲ２がトランジスタＴＲ３よりも先にオンし、トランジスタＴＲ２はオン、トランジスタＴＲ３はオフとなる。
【０１５３】
したがって、トランジスタＴＲ２の出力をメイン出力回路２３へのメイン出力制御信号とした場合、電源立ち上げ初期に、メイン電圧の出力がオフ状態になることが確定される。これにより、電源立ち上げ初期にメイン電圧を必要としない仕様の電子機器に本スイッチング電源装置１２５を採用することが可能になる。
【０１５４】
更に、フリップフロップの抵抗Ｒ１０と直列にフォトカプラＰＣ２のフォトダイオードＤ３１が接続され、トランスＮの一次側回路における主スイッチング素子としてのＦＥＴＱ１を駆動させるパルス幅変調集積回路であるＰＷＭ制御ＩＣ１２のスイッチング周波数設定用の抵抗Ｒ６と並列に、フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＴＲ３１と副スイッチング周波数設定用の抵抗Ｒ３１との直列回路が接続されている。
【０１５５】
この構成によれば、メイン出力回路２３からのメイン電圧の出力がオフ状態であるとき、フォトダイオードＤ３１には電流が流れず、フォトトランジスタＴＲ３１はオフし、これにより、副スイッチング周波数設定用の抵抗Ｒ３１は接続されず、ＰＷＭ制御ＩＣ１２は、スイッチング周波数設定用の抵抗Ｒ６だけにより設定される低いスイッチング周波数でスイッチング制御を行うので、本スイッチング電源装置１２５の消費電力の低減を図れる。
【０１５６】
（第６の実施形態）
図６は本発明の第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。図６において、図１に示す構成要素に対応するものには同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１５７】
この第６の実施形態のスイッチング電源装置１２６では、図１に示す構成に加え動作制御回路１５にコンデンサＣ６が追加されている。このコンデンサＣ６はトランジスタＴＲ２のベース・エミッタ間に接続されている。
【０１５８】
このスイッチング電源装置１２６の動作制御回路１５においては、トランジスタＴＲ２のベースにコンデンサＣ６が接続されているため、電源立ち上げ初期にトランジスタＴＲ２がオフ、トランジスタＴＲ３がオンに設定され、これによりトランジスタＴＲ５がオン、ＦＥＴＱ２がオンとなり、メイン電圧の出力がオン状態に設定される。
【０１５９】
この第６の実施形態において、ＣＴＲ端子から入力された制御信号に対する動作は前記第１の実施形態と同じである。また、この第６の実施形態では、第２の実施形態のようにＣＴＲ端子にコンデンサが接続されるために発生する問題、即ち、ＣＴＲ端子への制御信号のシンク電流およびソース電流を大きくしないと（シンク電流およびソース電流が少ない場合に）、メイン電圧の出力の断続動作が遅くなるという問題がなくなり、また、コンデンサＣ６をトランジスタＴＲ２のベース・エミッタ間に設けているため、電源電圧の瞬間的な変動により、動作制御回路１５のフリップフロップが誤動作するような虞は無くなる。
【０１６０】
この第６の実施形態のスイッチング電源装置１２６では、電源立ち上げ初期における動作制御回路１５のフリップフロップの動作をメイン電圧の出力がオンになるように設定したので、このスイッチング電源装置１２６に接続される負荷の電子機器が電源オンでメイン電圧の供給を必要とする仕様のものに適用することができる。
【０１６１】
以上説明したスイッチング電源装置１２６によれば、負荷側機器からの動作状態を示す制御信号に応答してメイン出力回路２３を制御してメイン電圧の出力をオンまたはオフさせるフリップフロップを有しサブ出力回路１４からのサブ電圧を電源とする動作制御回路１５を設けたので、従来の動作制御回路のようにサイリスタを用いた場合のサイリスタの保持電流のバラツキや温度変動への配慮というような設計上の煩わしさから開放され、動作制御回路１５の回路設計の自由度および適用範囲を拡大することができる。
【０１６２】
また、フリップフロップを構成するトランジスタの価格はサイリスタの価格に比べて安価であるので、コストダウンも図れ、また、トランジスタの消費電力はサイリスタの消費電力に比べて少ないので、メイン電圧の出力がオフされている待機時においても、更に消費電力の削減を図れる。
【０１６３】
また、動作制御回路１５において、トランジスタＴＲ２のベースとラインＬ１４間にコンデンサＣ６を追加接続したので、電源立ち上げ初期において、トランジスタＴＲ３のベースへの電流がトランジスタＴＲ２のベースへの電流よりも速く流れ、トランジスタＴＲ３がトランジスタＴＲ２よりも先にオンし、トランジスタＴＲ３はオン、トランジスタＴＲ２はオフとなる。
【０１６４】
したがって、トランジスタＴＲ２の出力をメイン出力回路２３へのメイン出力制御信号とした場合、電源立ち上げ初期に、メイン電圧の出力がオン状態になることが確定される。これにより電源立ち上げ初期にメイン電圧を必要とする仕様の電子機器に、本スイッチング電源装置１２６を採用することが可能になる。
【０１６５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、メイン電圧とサブ電圧を作成して出力する構成を有するスイッチング電源装置において、負荷側機器の動作状態に応じて前記メイン電圧の出力をオンまたはオフさせるメイン出力制御手段としてフリップフロップを用いて構成したので、従来のメイン出力制御手段のようにサイリスタを用いた場合のサイリスタの保持電流のバラツキや温度変動への配慮というような設計上の煩わしさから開放され、前記メイン出力制御手段の回路設計の自由度および適用範囲を拡大することができる。
【０１６６】
また、フリップフロップを構成するトランジスタの価格はサイリスタの価格に比べて安価であるので、コストダウンも図れ、また、トランジスタの消費電力はサイリスタの消費電力に比べて少ないので、メイン電圧の出力がオフされている待機時においても、更に消費電力の削減を図れる。
【０１６７】
また、本発明によれば、メイン電圧を作成して出力するメイン出力回路と、負荷側機器の待機用電源としてのサブ電圧を作成して出力するサブ出力回路とを備えたスイッチング電源装置において、前記負荷側機器からの動作状態を示す制御信号に応答して前記メイン出力回路を制御して前記メイン電圧の出力をオンまたはオフさせるフリップフロップを有し前記サブ出力回路からのサブ電圧を電源とする動作制御回路を設けたので、従来の動作制御回路のようにサイリスタを用いた場合のサイリスタの保持電流のバラツキや温度変動への配慮というような設計上の煩わしさから開放され、前記動作制御回路の回路設計の自由度および適用範囲を拡大することができる。
【０１６８】
また、フリップフロップを構成するトランジスタの価格はサイリスタの価格に比べて安価であるので、コストダウンも図れ、また、トランジスタの消費電力はサイリスタの消費電力に比べて少ないので、メイン電圧の出力がオフされている待機時においても、更に消費電力の削減を図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｂ　　ＤＣ電源（直流電源）
Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６　　コンデンサ
Ｄ２，Ｄ３１　　フォトダイオード
Ｌ１５　　ライン（出力ライン）
Ｌ１４　　ライン（接地ライン）
Ｎ　　トランス
ＮＩ　　一次巻線
Ｎ２　　二次巻線
ＰＣ１，ＰＣ２　　フォトカプラ
Ｑ１　　ＦＥＴ（主スイッチング素子）
Ｒ　　　レファレンス端子
Ｒ２　　抵抗（第１の分圧用抵抗）
Ｒ３　　抵抗（第２の分圧用抵抗）
Ｒ６　　抵抗（スイッチング周波数設定用抵抗）
Ｒ７　　抵抗（第３の抵抗）
Ｒ８，Ｒ９　　抵抗（第２の抵抗）
Ｒ１０　　抵抗（第４の抵抗）
Ｒ１１　　抵抗（第１の抵抗）
Ｒ１６　　抵抗（第３の分圧用抵抗）
Ｒ３１　　抵抗（副スイッチング周波数設定用抵抗）
ＴＲ２　　トランジスタ（第１のトランジスタ）
ＴＲ３　　トランジスタ（第２のトランジスタ）
ＴＲ４　　トランジスタ（抵抗短絡用トランジスタ）
ＴＲ３１　　フォトトランジスタ
１２　　ＰＷＭ制御ＩＣ
１４　　サブ出力回路
１５　　動作制御回路（フリップフロップ含む）
１６　　シャントレギュレータ
２３　　メイン出力回路
１２１　　第１の実施形態のスイッチング電源装置
１２２　　第２の実施形態のスイッチング電源装置
１２３　　第３の実施形態のスイッチング電源装置
１２４　　第４の実施形態のスイッチング電源装置
１２５　　第５の実施形態のスイッチング電源装置
１２６　　第６の実施形態のスイッチング電源装置
【図１】
2004147421.tif 000003
【図２】
2004147421.tif 000004
【図３】
2004147421.tif 000005
【図４】
2004147421.tif 000006
【図５】
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【図６】
2004147421.tif 000008
【図７】
2004147421.tif 000009