(57)【要約】【課題】低電圧かつ扱う電力が小さい領域で使用されるゲート駆動回路において電力損失を低減させる。【解決手段】直流電源８と、矩形波状の駆動信号を出力する駆動信号源５と、駆動信号源５から出力される信号がゲート端子に入力され、該信号のレベルに応じてソース端子及びドレイン端子間の導通状態を制御する主スイッチ素子３と、ソース端子及びドレイン端子間が導通状態となったときに通電される負荷４と、駆動信号源５とゲート端子との間に接続され、駆動信号源５からゲート端子への方向にのみ信号を出力する逆流防止手段１と、ゲート端子と直流電源８の高電位側との間に接続され、ソース端子及びドレイン端子間が非導通状態であるときに導通状態となる回生手段２と、を備えており、ソース端子及びドレイン端子間が導通状態となる閾値電圧が、直流電源８の出力電圧よりも大きい。【選択図】　図１
2004140977.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
ハイレベル及びローレベルの信号を出力する駆動信号源と、
前記駆動信号源から出力される信号がゲート端子に入力され、前記信号のレベルに応じてソース端子及びドレイン端子間の導通状態を制御する主スイッチ素子と、
前記ソース端子及びドレイン端子間が導通状態となったときに通電される負荷と、
前記駆動信号源と前記ゲート端子との間に接続され、前記駆動信号源から前記ゲート端子への方向にのみ信号を出力する逆流防止手段と、
前記ゲート端子と前記直流電源の高電位側との間に接続され、前記ソース端子及びドレイン端子間が非導通状態であるときに導通状態となる回生手段と、を備えており、
前記ソース端子及びドレイン端子間が導通状態となるゲート−ソース間閾値電圧が、前記直流電源の出力電圧よりも大きいことを特徴とするゲート駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はゲート駆動回路に関し、詳細には、電力変換装置等で使用されるゲート駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、化石燃料の使用に伴う二酸化炭素等の排出による地球温暖化や、原子力発電所の事故や放射性廃棄物による放射能汚染などの問題が深刻となり、地球環境とエネルギに対する関心が高まっている。このような状況の下、無尽蔵かつクリーンなエネルギ源として太陽光を利用する太陽光発電、地熱を利用する地熱発電、風力を利用する風力発電等が世界中で実用化されている。
【０００３】
このような自然エネルギによって発電された直流電力は、インバータと呼ばれる電力変換装置によって交流電力に変換され、例えば、商用電力系統に供給される。
【０００４】
このような電力変換装置では変換効率の向上が重要であり、ゲート駆動回路における損失は無視できない。この損失を減らすために、スナバエネルギをゲート駆動に利用する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。また、トランジスタのコンバータのゲート電力をゲート駆動回路の電源側に回生する方法が知られている（例えば、特許文献２参照）。これらの技術は、一般的には電力回生技術の一種と考えられ、このような技術を利用しない場合には、ゲート電力は、そのまま電力損失となる。
【０００５】
一方、太陽電池によって発電された電力を有効に活用する方法として、単セル・コンバータシステムが提案されている（例えば、特許文献３参照）。これは複数の太陽電池を直列接続せずに、１Ｖ程度の低電圧のまま電力変換装置に入力し、昇圧して利用するというものである。
【０００６】
【特許文献１】
特開平５−３４４７０８号公報
【特許文献２】
特公平３−３６３３２号公報
【特許文献３】
米国特許第５６６０６４３号明細書
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このような変換装置においてもゲート駆動電力及び電力損失の低減は重要な課題である。しかしながら、低電圧かつ扱う電力も比較的小さい領域で使用されるゲート駆動回路に適した電力損失を低減する方法は提案されていない。
【０００８】
本発明は以上のような状況に鑑みてなされたものであり、低電圧かつ扱う電力が小さい領域で使用され、電力損失を低減したゲート駆動回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明のゲート駆動回路は、直流電源と、
ハイレベル及びローレベルの信号を出力する駆動信号源と、
前記駆動信号源から出力される信号がゲート端子に入力され、前記信号のレベルに応じてソース端子及びドレイン端子間の導通状態を制御する主スイッチ素子と、
前記ソース端子及びドレイン端子間が導通状態となったときに通電される負荷と、
前記駆動信号源と前記ゲート端子との間に接続され、前記駆動信号源から前記ゲート端子への方向にのみ信号を出力する逆流防止手段と、
前記ゲート端子と前記直流電源の高電位側との間に接続され、前記ソース端子及びドレイン端子間が非導通状態であるときに導通状態となる回生手段と、を備えており、
前記ソース端子及びドレイン端子間が導通状態となるゲート−ソース間閾値電圧が、前記直流電源の出力電圧よりも大きい。
【００１０】
すなわち、本発明では、直流電源と、ハイレベル及びローレベルの信号を出力する駆動信号源と、駆動信号源から出力される信号がゲート端子に入力され、該信号のレベルに応じてソース端子及びドレイン端子間の導通状態を制御する主スイッチ素子と、ソース端子及びドレイン端子間が導通状態となったときに通電される負荷と、駆動信号源とゲート端子との間に接続され、駆動信号源からゲート端子への方向にのみ信号を出力する逆流防止手段と、ゲート端子と直流電源の高電位側との間に接続され、ソース端子及びドレイン端子間が非導通状態であるときに導通状態となる回生手段と、を備えており、ソース端子及びドレイン端子間が導通状態となるゲート−ソース間閾値電圧が、直流電源の出力電圧よりも大きく設定されている。
【００１１】
このようにすると、主スイッチ素子を駆動する際に使用される電力の一部を電源側あるいは負荷側に回生（再利用）することができ、主スイッチ素子の駆動に伴う電力の損失を減少させることができる。さらに、主スイッチ素子が非導通状態であるときに、ゲート端子に印加される電圧が直流電源の電圧までにしか降下しないので、導通時と非導通時のゲートの電位差が小さくなり、導通状態となるまでに必要な駆動電力も減少させることが可能となる。
【００１２】
従って、低電圧かつ扱う電力が小さい領域で使用されるゲート駆動回路において電力損失を低減させることができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下添付図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。
【００１４】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施態様としてのゲート駆動回路の構成を示す図である。図示されたように本実施形態のゲート駆動回路は、逆流防止手段１、回生手段２、主スイッチ素子３、負荷４、ゲート駆動信号源５、直流電源８を含んでいる。なお、６は電源の高電位側端子、７は電源の低電位側端子である。以下、各構成要素とその動作について説明する。
【００１５】
［主スイッチ素子３］
主スイッチ素子３は、ＭＯＳ型ゲート・スイッチ素子であり、その導電型はＰチャネルでもＮチャネルでも良い。本質的に重要なのは、ゲートＯＮとなる閾値電圧の絶対値と電源電圧の絶対値との大小関係であり、前者が後者よりも大きいことが、本発明では必須条件となる。このような関係が成立する場合にのみ、本発明の効果である「ゲートチャージの回生による効率向上」を享受することができる。
【００１６】
なお、本明細書において「電源の高電位側」とは、スイッチ素子の導電型に依存しており、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴやＮチャネルＩＧＢＴでは電源の正極側に相当し、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴやＰチャネルＩＧＢＴでは電源の負極側に相当し、単なる電圧の高低を表すものではないことに注意されたい。また、「電源の低電位側」は「電源の高電位側」と対となる他方側を表している。
【００１７】
［逆流防止手段１］
逆流防止手段１は、端的には主スイッチ素子３と同期動作するスイッチ手段であり、ダイオードが好適である。ダイオード以外に、リレーのような機械式接点、小容量ＭＯＳＦＥＴ、更にはデジタル回路で使用される３ステート・ゲート（Ｈｉｇｈ、ＬｏｗのほかにＨｉｇｈインピーダンス（無接続）状態という３つの状態を出力可能なロジックゲート）も使用可能である。また、フォトダイオードとＭＯＳＦＥＴとを組合わせた素子であるフォトＭＯＳリレーの類も使用できる。
【００１８】
本実施形態では、このようなスイッチ手段を主スイッチ素子３がＯＮであるときにＯＮ（導通状態）となり、主スイッチ素子がＯＦＦであるときにＯＦＦ（非導通状態）となるように制御する手段と共に逆流防止手段１が構成される。
【００１９】
［回生手段２］
回生手段２は、主スイッチ素子３と相補的に動作するスイッチ手段であり、基本的には逆流防止手段１と同じようなスイッチ手段で構成できる。ただし、回生手段２としては、ダイオードは適しているとは言えない。なぜなら、ダイオードを用いる場合には、ゲートに高電位が印加されて主スイッチ素子３がＯＮするときに、電源側へ電流が流れてしまい、主スイッチ素子３がＯＮである間、継続して電力損失が生じるからである。
【００２０】
従って、本実施形態の回生手段２としては、小容量ＭＯＳＦＥＴなどの制御端子による導通状態が制御可能なスイッチ素子を用いることが望ましい。そしてこのようなスイッチ手段を主スイッチ素子３がＯＮ状態であるときにはＯＦＦとなり、主スイッチ素子３がＯＦＦ状態であるときにはＯＮとなるように制御する手段と共に、本実施形態の回生手段が構成される。
【００２１】
回生手段２に使用されるスイッチ手段としては、特に、主スイッチ素子３と同一の導電型の小容量ＭＯＳＦＥＴが好適である。これは、上述のようにゲートＯＮとなる閾値電圧の絶対値が電源電圧の絶対値よりも大きいという電位関係を利用すれば、主スイッチ素子３を駆動する電源でこのスイッチ手段を駆動する事が可能となるからである。なお、このとき小容量ＭＯＳＦＥＴにも主スイッチ素子と同様にゲートチャージによる損失が発生するが、回生手段として用いるスイッチ手段は主スイッチ素子を駆動できる程度の小容量のもので十分なので、ゲートチャージによる損失は主スイッチ素子のそれに比して著しく少ない。このゲートチャージに関しては、小容量のＮチャネルＭＯＳＦＥＴは高性能であり、特にゲートチャージが少ない。
【００２２】
［負荷４］
負荷４に対しては、特に制限は無く、抵抗性負荷、誘導性負荷、又はトランスの１次コイルなど、適宜必要な負荷を使用することができる。
【００２３】
［直流電源８］
直流電源８についてもその種類に特に制限は無いが、その出力電圧は主スイッチ素子３がＯＮとなるゲート電圧の閾値よりも低いことが必須である。例えば、主スイッチ素子３がＯＮとなるゲート電圧が２Ｖならば、その電圧よりも電源電圧の方が低い値、たとえば１Ｖである必要がある。
【００２４】
一般的に、ＭＯＳＦＥＴの導通抵抗値はゲート電圧に対して指数関数的に変化するので、アプリケーションが必要とするＯＮ状態での抵抗値を得るための閾値電圧は、実測等で適宜求める必要がある。使用する素子のデータシートに記載された値を参考にすることも可能であるが、その際には、そのときのスイッチ素子の抵抗値（これはデータシート上で計測条件として定義されることが多い。）に注意を払う必要がある。
【００２５】
また、本実施形態においては主スイッチ素子３がＯＦＦであるときにゲートに印加される電圧は、直流電源の電圧と等しくなり、０にはならない。従って、直流電源の電圧は、上記のようにして求められた閾値電圧よりも十分低く設定しなければ、回生時に主スイッチ素子３がＯＦＦとならず、負荷に対する電源供給制御ができなくなってしまう。
【００２６】
更に、本実施形態で使用される直流電源には、ゲートから流れ込んでくるエネルギを受け入れる機能が必要であり、このためには電解コンデンサなどに代表される蓄電手段を持つことが望ましい。ただし、蓄電手段については電源に存在する寄生容量でも十分な場合もあるので、必ずしもコンデンサを設ける必要はない。
【００２７】
以上のような条件を満たしさえすれば、本実施形態の直流電源としては種々のものが選択可能であり、太陽電池、燃料電池、アルカリ乾電池、ニッケル水素電池などが使用可能である。
【００２８】
［ゲート駆動信号源５］
本実施形態のゲート駆動信号源５は単なる信号源ではなく、ゲート静電容量を駆動できるだけの電力を供給できる小容量電源機能も併せ持つ必要がある。その出力電圧としては、主スイッチ素子３がＯＮとなるのに十分な電圧が必要であり、２．５〜１５Ｖ程度が用いられる。最近ではロジックＩＣの低電圧化にあわせて３．３Ｖや５Ｖが特に好んで用いられる。信号源として用いられる発振回路や電源回路としては、公知又は周知の回路が使用でき、その構成は、本発明の本質とはほとんど関連がないので詳細な説明は省略する。
【００２９】
（具体的構成）
以下、上記の実施形態の動作に関して、詳細に説明する。なお、以下の動作説明は、直流電源８としては市販の単３型アルカリマンガン乾電池（出力電圧１．５Ｖ）と積層セラミックコンデンサ（１００μＦ）を並列接続したものを用い、負荷４としては１００Ωの抵抗を用い、逆流防止手段１及び回生手段２には市販のフォトＭＯＳリレーを用いた。
【００３０】
また、主スイッチ素子３としては、Ｎチャネル・パワーＭＯＳＦＥＴ（フェアチャイルド社製、型名ＩＳＬ９Ｎ３０２ＡＰ）を用いた。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴはパワー素子としては最も一般的なもので、Ｐチャネル素子よりも高性能が得やすいため、好んで用いられる。なお、本実施形態で使用したＭＯＳのデータシートにはスレッショルド電圧は１．０〜３．０Ｖと示されているが、実測した導通抵抗はゲート電圧を電源電圧に等しい１．５Ｖとしたときに１０ＭΩ以上（すなわちＯＦＦ状態）であり、本実施形態の動作に関して支障はない。実質的にオン状態となる閾値電圧は、電源電圧よりもはるかに高いと言える。このように本発明の実施にあっては、電源電圧を主スイッチ素子のゲートに加えた状態で主スイッチ素子がＯＦＦ状態となることが本質的に重要である。
【００３１】
駆動用信号源５としては出力５Ｖの矩形波発振器（発信周波数１００Ｈｚ）を用い、その出力を逆流防止手段１と主スイッチ素子３のゲートに接続し、回生手段２へは上記発振器の否定出力を接続した。これにより、発振器の出力が５Ｖ（ハイレベル）のときには、主スイッチ素子３と逆流防止手段１がＯＮとなり、回生手段２はＯＦＦとなる。一方、発振器の出力が０Ｖ（ローレベル）のときには逆流防止手段１及び主スイッチ素子３がＯＦＦとなり、回生手段２がＯＮとなる。本発明の効果を享受するためには、他の回路部品で構成したとしても、上記のようなスイッチの動作を実現することが必要である。
【００３２】
また、比較のための回路として、図９に示した従来のゲート駆動回路を用いた。この回路は、本実施形態の構成から、逆流防止手段と回生手段を取り除いたものである。
【００３３】
（動作説明）
（１）ＯＮ動作
駆動用信号源５としての発振器出力が５Ｖになると、逆流防止手段１を介して主スイッチ素子３のゲートが５Ｖで充電される。主スイッチ素子３のゲートの静電容量は１１０００ｐＦであり、ゲートには、１／２ＣＶ２（Ｊ）のエネルギが蓄えられる。なお、比較のための従来回路でもＯＮ時の動作は同じである。
【００３４】
（２）ＯＦＦ動作
駆動用信号源５としての発振器出力が０Ｖになると、逆流防止手段１がＯＦＦとなり、回生手段２がＯＮとなる。図２はこの状態の等価回路図である。キャパシタ１０は主スイッチ素子３のゲートの静電容量を表しており、９は寄生インピーダンスである。キャパシタ１０は寄生インピーダンス９を通じて直流電源８に接続される。
【００３５】
ゲート駆動電圧は５Ｖで、直流電源８の電圧は１．５Ｖであるから、キャパシタ１０に蓄えられた電荷の一部は直流電源８に流れ込み、エネルギが回生されることになる。回生量は、直流電源８の電圧とゲート駆動電圧の比で決定され、この場合は直流電源の電圧が１．５Ｖ、ゲート駆動電圧が５Ｖなので、駆動用信号源５からゲートに送出されたエネルギの約３０％（＝１．５／５）が電源側に回生される。これによりゲート電圧は直流電源８の電圧である１．５Ｖまで下がるが、それ以下には下がらない。
【００３６】
これに対し図９の従来回路では、ゲート電圧は０Ｖまで下がり、ゲートの静電容量により蓄えられたエネルギは、そのまま低電位側へ捨てられ損失となる。
【００３７】
（３）再ＯＮ動作
従来回路では、主スイッチ素子３がＯＮ状態となるためには、０Ｖから５Ｖへの充電が必要となるが、本実施形態の回路では１．５Ｖから５Ｖへの充電で済むので、主スイッチ素子３が再度ＯＮ状態となるために必要なエネルギも減少することになる。
【００３８】
図３は、上記の実施形態及び従例来の動作におけるエネルギ回収量等を具体的に計算した結果を示す図である。図示されたように、本実施形態によれば、送出エネルギの約３０％を回収できると共に、ＯＮ時の送出エネルギも従来例より節約されるので、結局ゲート駆動エネルギ総量（＝送出エネルギ−回収エネルギ）を従来例と比べて約５１％削減できる。このように、ゲート駆動エネルギが削減できるので、ゲート駆動用電源を小容量とすることが可能になる。
【００３９】
＜第２の実施形態＞
以下、本発明に係る第２の実施形態について説明する。なお、以下の説明においては上記第１の実施形態と同様な部分については同じ符号で表して説明を省略する。
【００４０】
図４は第２の実施形態としてのゲート駆動回路の構成を示す図である。本実施形態における具体的構成を説明すると、直流電源８としては市販のニッケル水素電池（１．２Ｖ）とアルミ電解コンデンサ（４７０ｕＦ）を並列接続したものを用いた。主スイッチ素子３、駆動信号源５及び負荷４は第１の実施形態と同様の構成とした。
【００４１】
逆流防止手段としてはショットキーバリアダイオード１００を使用し、回生手段としては小容量ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２００（インターナショナル・レクティファイア社製、型名ＩＲＬＭＳ１９０２）を使用した。このように、逆流防止手段にダイオードを使用することで、自動的に逆流防止が可能となり、駆動信号源５からの配線が不要となる。
【００４２】
また、ＮＯＴ素子２０１を介して小容量ＭＯＳＦＥＴ２００のゲートへ主スイッチ素子３に印加されるのとは逆論理の信号を送り、小容量ＭＯＳＦＥＴ２００が主スイッチ素子３がＯＮとなるときにはＯＦＦに、主スイッチ素子３がＯＦＦとなるときにはＯＮとなるようにした。
【００４３】
小容量ＭＯＳＦＥＴ２００は、図４に示したようにソース端子が直流電源８の高電位側に接続され、ドレイン端子が主スイッチ素子３のゲート端子に接続される。これは通常の常識的な接続（通常はＮチャネルＭＯＳＦＥＴでは電源の正電位側にドレイン端子が接続される。）とは逆の接続であるが、これによりＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを通じて主スイッチ素子３のゲートに蓄積された電荷が放電される（漏洩する）ことが防止される。
【００４４】
また、電位の関係から、主スイッチ素子３がＯＦＦであるときには小容量ＭＯＳＦＥＴ２００のソース−ゲート間電圧は、３．８Ｖ（＝５Ｖ−１．２Ｖ）となるので、このような電圧でＯＮとなるデバイスを選択する必要がある。本実施形態で用いた小容量ＭＯＳＦＥＴ２００は、当然、この要件を満たしている。このようにして主スイッチ素子３のゲートに蓄積された電荷は、小容量ＭＯＳＦＥＴ２００を介して直流電源８へと回生される。
【００４５】
図５は、本実施形態における電位の関係を示す図である。本実施形態を動作させるためには、主スイッチ素子３がＯＮとなるゲートの閾値電位、直流電源８の電位、及び主スイッチ素子３をＯＮ状態とすべくゲートにかかる駆動電位の関係は、図示したような大小関係となる必要がある。
【００４６】
本実施形態は、第１の実施形態よりもコンパクトで簡便な構成としたことを特徴とする。本実施形態の小容量ＭＯＳＦＥＴ２００、ＮＯＴ素子２０１、逆流防止ダイオード１００からなる回生ブロック６０は、１つの半導体チップとすることも容易である。本実施形態の動作に関しては、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００４７】
＜第３の実施形態＞
以下、本発明に係る第３の実施形態について説明する。なお、以下の説明においては上記第１及び第２の実施形態と同様な部分については同じ符号で表して説明を省略する。
【００４８】
本実施形態は、プッシュプル電力変換回路に本発明に係るゲート駆動回路を適用した例である。図６は、本発明のゲート駆動回路を適用したプッシュプル電力変換器を有する太陽光発電システムを示すブロック図である。
【００４９】
この太陽光発電システムは、直流電源として太陽電池８１とコンデンサ８２とを並列接続したものを有し、第２の実施形態のゲート駆動回路と同様な主スイッチ素子及び回生ブロックを、３ａ、３ｂ及び６０ａ、６０ｂで示すようにそれぞれ２つ有している。また、電力変換のためにトランス４０、ダイオードブリッジ５０ａ〜５０ｄ、及びコイル７０とコンデンサ７１からなる平滑フィルタを有しており、変換された電力は２次電池９０に蓄積される。
【００５０】
図６の構成において、太陽電池８１としては周知のタンデム型太陽電池であって、外部で電気的に直列接続されていない、いわゆる「単セル」型太陽電池モジュール（標準測定条件（ＡＭ１．５、１．０ｋＷ／ｍ２）下での出力が１．０Ｖ１０Ａ）を用い、コンデンサ８２としては積層セラミックコンデンサ（１００ｕＦ）を用いた。トランス４０としては、１：１５の巻き数比を持ったものを用いた。このトランス４０の１次側コイルが主スイッチ素子３の負荷として使用されている。また、トランス４０の２次側コイルからの出力は、ダイオードブリッジ５０ａ〜５０ｄによって整流され、コイル７０とコンデンサ７１からなる平滑フィルタを通じて平滑化され、市販の２次電池９０（電圧１２Ｖ、容量２００Ａｈ）に送出される。駆動信号源５としては、５０％デューティの矩形波発振器を用い、主スイッチ素子３ａ及び３ｂを交互にＯＮ／ＯＦＦさせるように駆動する。
【００５１】
図７は、比較例としての従来方法によるゲート駆動を採用した回路を示す図である。この回路は、図６に示された回路と比べて回生ブロック６０ａ及び６０ｂを用いていない点で異なることが容易に理解できるであろう。
【００５２】
本実施形態での回生ブロック６０ａ及び６０ｂの動作は、第２の実施形態で説明したのと全く同様であり、主スイッチ素子３ａ及び３ｂのゲートに蓄積された電荷を電源側及び負荷側に直接回生するように動作するので、ゲート駆動電力を削減できる。
【００５３】
このように、本発明はプッシュプル回路のような電力変換器においても有効な技術である。特に本実施形態のプッシュプル回路のように５０％デューティで駆動するタイプでは、主スイッチ素子３ａ及び３ｂに対する駆動信号は互いに相補的関係にあるので、これを直接利用することで回生ブロックの中に含まれるＮＯＴ素子２０１を省略することも可能であり、回生ブロックの構成をより簡素化できるという効果が得られる。
【００５４】
＜第４の実施形態＞
以下、本発明に係る第４の実施形態について説明する。なお、以下の説明においては上記第１から第３の実施形態と同様な部分については同じ符号で表して説明を省略する。
【００５５】
図８は本実施形態の構成を示す図である。本実施形態では、回生ブロック６０内に設けられる逆流防止手段として、３ステート・バッファ素子１０１（型式名７４ＨＣ１２６）を用い、図８に示すように導通制御端子に駆動信号源からの信号をそのまま入力するように接続した。
【００５６】
このようにすることで、駆動信号源５の出力がハイレベであればその出力がそのまま主スイッチ素子３のゲート端子に印加され、駆動信号源５の出力がローレベルであれば、主スイッチ素子３のゲート端子と駆動信号源５とが非接続（高インピーダンス接続状態）となり、上記の逆流防止手段として動作する。このようにすると、逆流防止手段にショットキー・ダイオードを使うよりも損失が少なくなり、また集積化にも好適である。
【００５７】
以上説明したように本発明の実施態様としては以下のような態様がある。
【００５８】
（実施態様１）
直流電源と、
ハイレベル及びローレベルの信号を出力する駆動信号源と、
前記駆動信号源から出力される信号がゲート端子に入力され、前記信号のレベルに応じてソース端子及びドレイン端子間の導通状態を制御する主スイッチ素子と、
前記ソース端子及びドレイン端子間が導通状態となったときに通電される負荷と、
前記駆動信号源と前記ゲート端子との間に接続され、前記駆動信号源から前記ゲート端子への方向にのみ信号を出力する逆流防止手段と、
前記ゲート端子と前記直流電源の高電位側との間に接続され、前記ソース端子及びドレイン端子間が非導通状態であるときに導通状態となる回生手段と、を備えており、
前記ソース端子及びドレイン端子間が導通状態となるゲート−ソース間閾値電圧が、前記直流電源の出力電圧よりも大きいことを特徴とするゲート駆動回路。
【００５９】
（実施態様２）
前記主スイッチ素子が、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ又はＮチャネルＩＧＢＴを含むことを特徴とする実施態様１に記載のゲート駆動回路。
【００６０】
（実施態様３）
前記逆流防止手段がダイオードを含むことを特徴とする実施態様１又は２に記載のゲート駆動回路。
【００６１】
（実施態様４）
前記回生手段がＭＯＳＦＥＴである実施態様１から３のいずれか１つに記載のゲート駆動回路。
【００６２】
（実施態様５）
実施態様１から４のいずれか１項に記載のゲート駆動回路を含み、前記ソース端子及びドレイン端子間が導通状態となったときに、前記負荷に前記直流電源からの出力電圧が供給されることを特徴とする電源回路。
【００６３】
（実施態様６）
前記負荷が変圧器の１次側巻線を含むことを特徴とする実施態様５に記載の電源回路。
【００６４】
（実施態様７）
ＤＣ／ＡＣ変換を行うことを特徴とする実施態様５又は６に記載の電源回路。
【００６５】
（実施態様８）
前記直流電源が、直列接続されていない複数の太陽電池セルを含むことを特徴とする実施態様５から７のいずれか１つに記載の電源回路。
【００６６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、主スイッチ素子を駆動する際に使用される電力の一部を電源側あるいは負荷側に回生（再利用）することができ、主スイッチ素子の駆動に伴う電力の損失を減少させることができる。さらに、主スイッチ素子が非導通状態であるときに、ゲート端子に印加される電圧が直流電源の電圧までにしか降下しないので、導通時と非導通時のゲートの電位差が小さくなり、導通状態となるまでに必要な駆動電力も減少させることが可能となる。
【００６７】
従って、低電圧かつ扱う電力が小さい領域で使用されるゲート駆動回路において電力損失を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態としてのゲート駆動回路の構成を示す図である。
【図２】図１の回路でゲートチャージの回生時の等価回路を示す図である。
【図３】図１の回路と従来のゲート駆動回路のエネルギの比較を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態としてのゲート駆動回路の構成を示す図である。
【図５】図４のゲート駆動回路が動作するために必要な各部の電位を表した図である。
【図６】本発明の第３の実施形態としてのプッシュプル方式電力変換器の構成を示す図である。
【図７】比較例としての従来のプッシュプル方式電力変換器の構成を示す図である。
【図８】本発明の第３の実施形態としてのプッシュプル方式電力変換器の構成を示す図である。
【図９】比較例としての従来のゲート駆動回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１　逆流防止手段
２　回生手段
３，３ａ，３ｂ　主スイッチ素子
４　負荷
５　駆動信号源
６　高電位側端子
７　低電位側端子
８　直流電源
９　寄生インピーダンス
１０　ゲート静電容量
４０　トランス
５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄ　整流ダイオード
６０，６０ａ，６０ｂ　回生ブロック
７０　平滑コイル
７１　平滑コンデンサ
８１　太陽電池
８２　コンデンサ
９０　蓄電池
１００　逆流防止ダイオード
１０１　３ステートバッファ
２００　ＭＯＳＦＥＴ
２０１　ＮＯＴ素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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