(57)【要約】【課題】ランプの点灯を制御する装置の小型化及びコストダウンを図る。【解決手段】放電灯点灯装置１０のインバータ回路３０は、電源２０から供給された直流をランプＬ用に交流に変換するために、４つのスイッチング素子からなるフルブリッジ回路を含む。フルブリッジ回路の低電位側に位置するスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４の開閉を低周波数で交互に行ってインバータ回路３０の出力電力の極性を切り替える。フルブリッジ構成の高電位側に位置するスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をより高い周波数でオンオフさせてインバータ回路３０の出力電力を制御し、ランプＬの電力を調整する。【選択図】  図１
2004303501.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
放電灯の点灯を制御する放電灯点灯装置であって、電源の高電位側に接続される高電位端子と前記電源の低電位側に接続される低電位端子とを介して入力される直流電力を交流電力に変換して２つの出力端子から前記放電灯に向けて出力するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを有し、
前記インバータ回路は、前記高電位端子と前記低電位端子との間に第１のアームと第２のアームとが並列に接続されたフルブリッジ構成を採り、前記第１のアームは、高電位側に第１のスイッチング素子を有すると共に低電位側に第２のスイッチング素子を有し、前記第２のアームは、高電位側に第３のスイッチング素子を有すると共に低電位側に第４のスイッチング素子を有し、前記２つの出力端子のうち、一方の出力端子は前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間に接続され、他方の出力端子は前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との間に接続され、
前記制御回路は、
前記第２及び第４のスイッチング素子の開閉を交互に行って前記交流電力の第１の周波数を確定し、
前記第２のスイッチング素子を閉成する時は、前記第１および第４のスイッチング素子の開放を維持しつつ、前記第３のスイッチング素子を前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で開閉し且つ前記交流電力を制御し、
前記第４のスイッチング素子を閉成する時は、前記第２および第３のスイッチング素子の開放を維持し且つ前記第１のスイッチング素子を前記第２の周波数で開閉しつつ前記交流電力を制御することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記放電灯に印加される電圧を検出する第１の電圧検出回路と、
前記放電灯を流れる電流を検出する第１の電流検出回路と
をさらに有し、
前記制御回路は、検出された電圧及び検出された電流を用いて前記放電灯の電力を演算する演算回路を含み、前記電力の値に応じて前記交流電力を制御することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記第１の電圧検出回路は、前記インバータ回路の出力側に設けられていることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記第１の電流検出回路は、前記第１アームにおいて前記第２のスイッチング素子と前記低電位端子との間に設けられた第１の抵抗と、前記第２アームにおいて前記第４のスイッチング素子と前記低電位端子との間に設けられた第２の抵抗とを含むことを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記インバータ回路に入力される電圧を検出する第２の電圧検出回路と、
前記インバータ回路に入力される電流を検出する第２の電流検出回路と
をさらに有し、
前記制御回路は、検出された電圧及び検出された電流を用いて前記放電灯の電力を演算する演算回路を含み、前記電力の値に応じて前記交流電力を制御することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
放電灯点灯装置によって放電灯の点灯を制御する放電灯点灯方法であって、
前記放電灯点灯装置は、電源の高電位側に接続される高電位端子と前記電源の低電位側に接続される低電位端子とを介して入力される直流電力を交流電力に変換して２つの出力端子から前記放電灯に向けて出力するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを有し、
前記インバータ回路は、前記高電位端子と前記低電位端子との間に第１のアームと第２のアームとが並列に接続されたフルブリッジ構成を採り、前記第１のアームは、高電位側に第１のスイッチング素子を有すると共に低電位側に第２のスイッチング素子を有し、前記第２のアームは、高電位側に第３のスイッチング素子を有すると共に低電位側に第４のスイッチング素子を有し、前記２つの出力端子のうち、一方の出力端子は前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間に接続され、他方の出力端子は前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との間に接続されており、
前記制御回路は、
前記第２及び第４のスイッチング素子の開閉を交互に行って前記交流電力の第１の周波数を確定し、前記第２のスイッチング素子を閉成する時は、前記第１および第４のスイッチング素子の開放を維持するとともに前記第３のスイッチング素子を前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で開閉し、前記第４のスイッチング素子を閉成する時は、前記第２および第３のスイッチング素子の開放を維持するとともに前記第１のスイッチング素子を前記第２の周波数で開閉し、
前記放電灯に印加される電圧を継続して検出し、
前記放電灯を流れる電流を継続して検出し、
検出した電圧と検出した電流とに基づいて前記交流電力を制御することを特徴とする放電灯点灯方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関し、特にメタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどの高輝度放電ランプの点灯を制御する放電灯点灯装置と、同放電灯点灯装置を用いた放電灯の点灯方法とに関する。
【０００２】
【従来の技術】
メタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどの高輝度放電ランプは、フィラメントを有するランプのように電圧を印加しただけでは点灯せず、またランプが安定状態に達するのに時間を費やすので、点灯を制御する点灯装置を必要とする。この点灯装置は、ランプの電極間に放電経路を作って放電経路の電流を維持しつつ増大させてアーク放電に移行させる始動器としての役割と、アーク放電が安定したらランプの特性に従ってランプの電力を制御する安定器としての役割とを備えている。
【０００３】
一般に、点灯装置は、例えば、図１０に示すように、直流電源１と、直流電源１からの直流電力を調整するコンバータ２と、調整された直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、ランプ４内で生じた放電をグロー放電からアーク放電に移行させるイグナイタ５とからなる。また、コントローラ６が、コンバータ２とインバータ３とに接続されて、コンバータ２及びインバータ３をそれぞれ制御するようになっている。
【０００４】
コントローラ６は、コンバータ２に設けられたスイッチング素子Ｑ１に制御信号を供給して、コンバータ２への入力に対してＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ  ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行う。そして、コントローラ６は、コンバータ２の出力をインバータ３を介してランプ４に供給している。
【０００５】
近年、プロジェクタやＯＨＰ、自動車用ヘッドライトなど、高輝度放電灯を使用する電子機器に対して、小型・軽量・低コストなどの要求が市場からあり、高輝度放電灯の点灯を制御する点灯装置に対しても同様な要求がある。点灯装置そのものを小型化するためには、コンバータ２のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を高くすることが簡単な方法の１つである。ところが、スイッチング周波数の高周波化は、ランプに固有な音響共鳴現象の発生を回避するために、コンバータ回路そのものだけでは実現が困難であり、ランプとのマッチングを考慮する必要がある。
【０００６】
そこで、フルブリッジタイプのインバータで出力電力の平均値を調整する構成が、例えば特開平８−２９３３８８号に開示されている。上記インバータでは、高電位側と低電位側との間に２本のアームが並列に接続され、一方のアームに設けられた２つのスイッチング素子にてインバータの出力電力の極性を決定し、他方のアームに設けられた２つのスイッチング素子にて出力電力の平均値を調整するようになっている。このように、インバータの動作時に形成される１の電流路に組み込まれる２つのスイッチング素子の一方でＰＷＭ制御を行うことで、コンバータを省略できる、点灯装置を小型にできた。
【０００７】
また、高輝度放電ランプは、ランプの点灯開始直後の過渡期から安定器に至るまで、ランプの瞬時の状態に応じたきめの細かい電力制御を必要とする。そこで、通常、ランプに印加される電圧は、ランプと並列に抵抗を挿入して分圧することによって検出し、ランプを流れる電流は、点灯装置の回路中に微小抵抗を挿入して電流・電圧変換することで検出していた。
【０００８】
【特許文献１】特開平８−２９３３８８号公報（図１）
【非特許文献１】第９次  次世代エネルギーエレクトロニクス研究会  第３回定例研究会  予稿集  ２００２年３月１４日  社団法人  日本能率協会
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
通常、ランプの電力制御は、インバータ３への入力電圧と入力電流とを検出し、これらの検出結果に基づいて計算されたランプの電力に基づいて、ランプに供給する電力を制御している。従って、このようにして計算されたランプの電力は、インバータ３による電力損失を含むので、ランプを所望の輝度で発光させるために、ランプに供給される電力を精度良く制御することが困難である。
【００１０】
また、特開平８−２９３３８８号公報の装置では、例えば低周波アーム駆動回路２１によってトランジスタＱ１がオンになっているときに、高周波アーム駆動回路２２によってトランジスタＱ４がオフになると、インダクタＬ１の影響により放電灯ＬＡに電流が流れることになる。しかし、このときの電流は、電流路に抵抗を挿入するなどの簡単な方法で検出することが困難である。従って、この装置においても、ランプに供給する電力を精度良く制御することが困難である。
【００１１】
本発明の目的は、上記問題点に鑑みて、所望の輝度で放電灯を安定して発光させるために放電灯の電力を高精度で制御する放電灯点灯装置を提供することである。
【００１２】
本発明のさらなる目的は、放電灯点灯装置によって放電灯を制御して所望の輝度で安定して発光させる放電灯制御方法を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１記載の放電灯点灯装置は、放電灯の点灯を制御する放電灯点灯装置であって、電源の高電位側に接続される高電位端子と前記電源の低電位側に接続される低電位端子とを介して入力される直流電力を交流電力に変換して２つの出力端子から前記放電灯に向けて出力するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを有し、前記インバータ回路は、前記高電位端子と前記低電位端子との間に第１のアームと第２のアームとが並列に接続されたフルブリッジ構成を採り、前記第１のアームは、高電位側に第１のスイッチング素子を有すると共に低電位側に第２のスイッチング素子を有し、前記第２のアームは、高電位側に第３のスイッチング素子を有すると共に低電位側に第４のスイッチング素子を有し、前記２つの出力端子のうち、一方の出力端子は前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間に接続され、他方の出力端子は前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との間に接続され、前記制御回路は、前記第２及び第４のスイッチング素子の開閉を交互に行って前記交流電力の第１の周波数を確定し、前記第２のスイッチング素子を閉成する時は、前記第１および第４のスイッチング素子の開放を維持しつつ、前記第３のスイッチング素子を前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で開閉し且つ前記交流電力を制御し、前記第４のスイッチング素子を閉成する時は、前記第２および第３のスイッチング素子の開放を維持し且つ前記第１のスイッチング素子を前記第２の周波数で開閉しつつ前記交流電力を制御することを特徴とする。
【００１４】
この構成により、インバータ回路に入力された直流電力は、第２及び第４のスイッチング素子の開閉を交互に行うことによって交流電力に変換され、さらに閉成されている第２及び第４のスイッチング素子に対応した第３及び第１のスイッチング素子をより高い周波数で開閉することで、インバータ回路から出力される交流電力のレベルを制御している。従って、インバータ回路のみで、出力の極性の切替と電力制御とを行うことができるので、放電灯点灯装置を構成する部品点数を低減する。さらに、放電灯点灯装置を簡単な回路によって構成できるので、放電灯点灯装置の小型化とコストダウンとに寄与する。
【００１５】
さらに、交流電力の制御が、第２及び第４のスイッチング素子の開放状態の切替に伴って第１及び第３のスイッチング素子にて交互に行われる。従って、交流電力の制御を１つのスイッチング素子のみで行う場合に比較して、電力の制御によって生じる損失の熱分散が図られる。
【００１６】
本発明の請求項２記載の放電灯点灯装置は、前記放電灯に印加される電圧を検出する第１の電圧検出回路と、前記放電灯を流れる電流を検出する第１の電流検出回路とをさらに有し、前記制御回路は、検出された電圧及び検出された電流を用いて前記放電灯の電力を演算する演算回路を含み、前記電力の値に応じて前記交流電力を制御することを特徴とする。
【００１７】
上記構成により、放電灯に印加される電圧と、放電灯を流れる電流とが連続して直接検出される。また、検出された電圧及び電流に基づいて演算された電力は、インバータ回路での損失を含まない。
【００１８】
本発明の請求項３記載の放電灯点灯制御装置は、前記第１の電圧検出回路は、前記インバータ回路の出力側に設けられていることを特徴とする。従って、放電灯に印加された電圧を直接検出できる。
【００１９】
本発明の請求項４記載の放電灯点灯制御装置は、前記第１の電流検出回路は、前記第１アームにおいて前記第２のスイッチング素子と前記低電位端子との間に設けられた第１の抵抗と、前記第２アームにおいて前記第４のスイッチング素子と前記低電位端子との間に設けられた第２の抵抗とを含むことを特徴とする。この構成によって、第２及び第４のスイッチング素子が閉成しながらも、出力される交流電力を制御している第１及び第３のスイッチング素子が開放されている時であっても、第１の電流検出回路は、放電灯を電流を流れている場合は、この電流を検出する。従って、放電灯を流れる電流を継続して検出できるので、放電灯の電力制御を高精度で行うことができる。また、不測の事態によって流れる過電流や放電灯の点灯時に流れやすい過電流が、放電灯に流れ込むことを未然に防止する。
【００２０】
本発明の請求項５記載の放電灯点灯装置は、前記インバータ回路に入力される電圧を検出する第２の電圧検出回路と、前記インバータ回路に入力される電流を検出する第２の電流検出回路とをさらに有し、前記制御回路は、検出された電圧及び検出された電流を用いて前記放電灯の電力を演算する演算回路を含み、前記電力の値に応じて前記交流電力を制御することを特徴とする。上記構成により、インバータ回路に印加される電圧と流れ込む電流とを検出しているので、インバータ回路からランプに供給される電力を検出できる。
【００２１】
本発明の請求項６記載の放電灯制御方法は、放電灯点灯装置によって放電灯の点灯を制御する放電灯点灯方法であって、前記放電灯点灯装置は、電源の高電位側に接続される高電位端子と前記電源の低電位側に接続される低電位端子とを介して入力される直流電力を交流電力に変換して２つの出力端子から前記放電灯に向けて出力するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを有し、前記インバータ回路は、前記高電位端子と前記低電位端子との間に第１のアームと第２のアームとが並列に接続されたフルブリッジ構成を採り、前記第１のアームは、高電位側に第１のスイッチング素子を有すると共に低電位側に第２のスイッチング素子を有し、前記第２のアームは、高電位側に第３のスイッチング素子を有すると共に低電位側に第４のスイッチング素子を有し、前記２つの出力端子のうち、一方の出力端子は前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間に接続され、他方の出力端子は前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との間に接続されており、前記制御回路は、前記第２及び第４のスイッチング素子の開閉を交互に行って前記交流電力の第１の周波数を確定し、前記第２のスイッチング素子を閉成する時は、前記第１および第４のスイッチング素子の開放を維持するとともに前記第３のスイッチング素子を前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で開閉し、前記第４のスイッチング素子を閉成する時は、前記第２および第３のスイッチング素子の開放を維持するとともに前記第１のスイッチング素子を前記第２の周波数で開閉し、前記放電灯に印加される電圧を継続して検出し、前記放電灯を流れる電流を継続して検出し、検出した電圧と検出した電流とに基づいて前記交流電力を制御することを特徴とする。
【００２２】
上記方法によれば、放電灯に印加される電圧を検出すると共に、放電灯を流れる電流を継続して検出するので、放電灯に供給される交流電力を高精度で算出する。従って、算出された交流電力に基づいて、放電灯に供給する電力をより高い精度で制御できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を、図面を参照して以下に説明する。図１に、本発明の放電灯点灯装置の一実施例を示す。図１において、放電灯点灯装置１０は、直流電力供給装置２０と、インバータ回路３０と、平滑回路４０と、電圧検出回路５０と、イグナイタ回路６０と、電流検出回路７０と、コントローラ８０とを有し、ランプＬの点灯を制御する装置である。なお、本発明において、ランプＬとは、金属蒸気中の放電によって発光するメタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどの高輝度放電ランプを指す。
【００２４】
直流電力供給装置２０は、例えば直流電源からなり、ラインＡ及びＢの間に電圧Ｖｏを印加する。ラインＡは、ラインＢに対して高電位となっており、ラインＢを基準電位とする。直流電力供給装置２０の出力側で、ラインＡとラインＢとの間に、コンデンサＣ１が接続され、電圧Ｖｏの変動を平滑にしている。なお、直流電源に替えて、交流の商用電源を直流に変換して平滑に出力する電力装置を、直流電力供給装置２０として用いることもできる。
【００２５】
インバータ回路３０は、ラインＡ上の端子Ｍと、ラインＢ上の端子Ｎとの間に接続され、入力された直流電圧Ｖ０を、矩形波の高周波電圧が重畳された低周波電圧に変換してラインＣとラインＤとの間に出力するものである。インバータ回路３０は、フルブリッジ構成を採り、高電位側である端子Ｍと基準電位に接続されている端子Ｎとの間に、第１のアーム３１１と第２のアーム３１２とが並列に接続されている。
【００２６】
第１のアーム３１１では、高電位側に第１のスイッチング素子ＳＷ１が設けられ、低電位側に第２のスイッチング素子ＳＷ２が設けられている。一方、第２のアーム３１２では、高電位側に第３のスイッチング素子ＳＷ３が設けられ、低電位側に第４のスイッチング素子ＳＷ４が設けられている。また、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチング素子ＳＷ２との間の端子ＰにラインＣが接続され、第３のスイッチング素子ＳＷ３と第４のスイッチング素子ＳＷ４との間の端子ＯにラインＤが接続され、ラインＣとラインＤとの間に、インバータ回路３０の出力Ｖｉｎｖが現れるようになっている。
【００２７】
スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４の各々は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなる。
【００２８】
また、インバータ回路３０では、ダイオードＤ１が、アノードを端子Ｎに接続しカソードを端子Ｐに接続するように挿入され、ダイオードＤ２が、アノードを端子Ｎに接続しカソードを端子Ｏに接続するように挿入されている。
【００２９】
平滑回路４０は、ラインＣに直列に挿入されたインダクタＬ１と、ラインＣ及びＤの間に接続されたコンデンサＣ２とからなり、インバータ回路３０が出力する高周波変調された低周波電力の高周波成分を除去して、ランプＬに適切な低周波矩形電圧を出力する。
【００３０】
電圧検出回路５０は、ラインＣと基準電位との間に接続され、インバータ回路５０から出力されて平滑回路４０を通過した電圧を検出するものである。電圧検出器５０は、ラインＣの端子Ｑと基準電位との間に直列に接続された２つの抵抗Ｒ５１、Ｒ５２からなり、ラインＣの電圧を抵抗Ｒ５１、Ｒ５２によって分圧して検出する。
【００３１】
電圧検出回路５０よりもランプＬの近くに位置するイグナイタ回路６０は、ランプＬを始動させるための高電圧のパルス電圧を生成するものであり、この出力端子間にランプＬが接続される。
【００３２】
電流検出回路７０は、インバータ回路３０の内部に設けられて、第１アーム３１１を流れる電流ＩＡと、第２アーム３１２を流れる電流ＩＢとをそれぞれ電圧に変換して検出するものである。そして、電流検出回路７０は、第１のアーム３１１において第２のスイッチング素子ＳＷ２と端子Ｎとの間に挿入された抵抗Ｒ３と、第２のアーム３１２において第４のスイッチング素子ＳＷ４と端子Ｎとの間に挿入されたＲ４からなる。電流検出回路７０は、検出された電流を電圧に変換して検出するために、第２のスイッチング素子ＳＷ２と抵抗Ｒ３との間の端子Ｓに接続された抵抗Ｒ５、または第４のスイッチング素子ＳＷ４と抵抗Ｒ４との間の端子Ｔに接続された抵抗Ｒ６を介して、さらに平滑回路７１を介して増幅器７２に接続されている。なお、抵抗Ｒ５、Ｒ６は、インバータ回路３０の動作を短絡などから保護している。
【００３３】
平滑回路７１は、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ３とが直列に接続され、入力された電圧の変動をコンデンサＣ３によって平滑にして出力する。
【００３４】
増幅器７２は、入力された電圧を増幅して出力するものであり、例えばオペアンプ７３と２つの抵抗Ｒ７４、Ｒ７５とによって構成された非反転増幅回路からなる。オペアンプ７３では、非反転入力端子に、平滑回路７１を通過した電流検出回路７０からの出力が入力され、反転入力端子は、抵抗Ｒ７４を介して基準電位に接続され、出力端子は、抵抗Ｒ７５によって反転入力端子に帰還されている。増幅器７２の出力は、コントローラ８０に出力される。
【００３５】
コントローラ８０は、インバータ回路３０の各スイッチング素子ＳＷ１〜Ｓｗ４のオン・オフを制御して、インバータ回路３０が出力する交流電力の周波数を画定するとともに、ランプＬの電力制御を行うものであり、主としてマイクロコンピュータにて構成される。コントローラ８０は、電圧検出回路５０によって検出された電圧Ｖｏｕｔと、電流検出回路７０によって検出された電流Ｉｏｕｔの平均電流Ｉａｖｅとを用いて、インバータ回路３０からランプＬに対して供給されるランプ電力Ｐを算出し、その結果をＰＷＭドライバ８１に出力する。また、コントローラ８０は、インバータ回路３０から出力される交流電力の極性を切り替えるために、第２及び第４のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４の開閉を制御する極性切替パルスＡ、Ｂを、第２及び第４のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４に交互に出力する。この極性切替パルスＡは、レベルがＨＩＧＨになるときに第２のスイッチング素子ＳＷ２をオンにし、ＬＯＷになるときオフにする。同様に、極性切替パルスＢは、レベルがＨＩＧＨになるときに第４のスイッチング素子ＳＷ４をオンにし、ＬＯＷになるときオフにする。
【００３６】
ＰＷＭドライバ８１は、ＰＷＭコントロールＩＣ８２と、セレクタ８３とからなり、コントローラ８０からの出力に応じてＰＷＭゲートパルスを生成し、第１および第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３に、セレクタ８３によって交流電力の極性を切り替えるごとに交互に供給する。また、ＰＷＭドライバ８１は、コントローラ８０から出力されるランプ電力に応じて第１及び第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３のオンデューティを制御することにより、ランプ電力のＰＷＭ制御を行う。さらに、ＰＷＭドライバ８１は、ランプＬを流れる電流をモニタしてランプＬの過電流を検出した場合には、第１及び第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をオフにすることによって過電流によって生じる障害を未然に防止する。
【００３７】
具体的には、ＰＷＭドライバ８１は、第１及び第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をオンにするＰＷＭゲートパルスＡ、Ｂを生成し、さらにＰＷＭゲートパルスのオンデューティを変化させて出力する。このＰＷＭゲートパルスＡは、ＨＩＧＨになるとき第１のスイッチング素子ＳＷ１をオンとし、ＬＯＷになるときオフにする。ＰＷＭゲートパルスＢは、ＨＩＧＨになるとき第３のスイッチング素子ＳＷ３をオンとし、ＬＯＷになるときオフにする。
【００３８】
ＰＷＭコントロールＩＣ８２の詳細を図２に示す。図２に示すように、ＰＷＭコントロールＩＣ８２は、所定周波数の三角波を生成する発振器９０と、コンパレータ９１、９２と、フリップフロップ９３と、ＮＯＲ回路９４とからなり、ＰＷＭゲートパルスを生成する。
【００３９】
コンパレータ９１は、ＰＷＭゲートパルスを生成するために使用され、１つの非反転入力端子と２つの反転入力端子とを有する。そして、１の非反転入力端子に発振器９０が接続され、２つの反転入力端子のうち、第１の反転入力端子には、コントローラ８０からのランプ電力Ｐに対応したフィードバック電圧ＦＢが入力され、第２の反転入力端子には、デッドタイム電圧Ｄｍａｘが入力される。コンパレータ９１の出力端子は、ＮＯＲ回路９４の入力端子に接続される。デッドタイム電圧Ｄｍａｘは、ＰＷＭコントロールＩＣ８２から出力されるＰＷＭゲートパルスのオンデューティの最大値に対応した電圧値である。従って、発振器９０の出力と、電圧ＦＢと、デッドタイム電圧Ｄｍａｘとを連続して比較することによって、ＰＷＭ制御で用いられるパルスのオンデューティを設定する。
【００４０】
ＰＷＭゲートパルスを生成する方法を以下に説明する。発振器９０にて生成された所定周波数の三角波は、コンパレータ９１の非反転入力端子に入力される。コンパレータ９１では、２つの反転端子に入力されるフィードバック電圧ＦＢとデッドタイム電圧Ｄｍａｘのうち、小さいほうの入力のレベルが三角波のレベルと比較され、その結果がコンパレータ９１からＮＯＲ回路９４に向けて出力される。ＮＯＲ回路９４は、後述するフリップフロップ９３からＨＩＧＨの出力がなければＮＯＴ回路として機能するので、コンパレータ９１の出力を反転し、ＰＷＭゲートパルスとしてセレクタ８３に向けて出力する。なお、三角波の周波数は、インバータ回路３０から出力される低周波電圧に重畳される高周波電圧の周波数を確定するものである。
【００４１】
一方、コンパレータ９２は、ランプＬに流れる過電流を検出するものである。コンパレータ９２では、反転入力端子には、ランプＬ若しくは放電灯点灯装置によって画定される最大許容電流に対応する基準電圧Ｖ１が入力され、非反転入力端子には、電流検出回路７０によって検出された電流値に相当する電圧が抵抗Ｒ５、Ｒ６を経て直接入力される。なお、最大許容電流は、ランプや放電灯点灯装置を構成する各部品の仕様によって規定される値であり、最大許容電流以上の電流がランプＬや放電灯点灯装置１０を流れた場合に不具合や故障を引き起こすものである。
【００４２】
また、コンパレータ９２の出力端子は、フリップフロップ回路９３のＳ端子に接続されている。従って、インバータ回路３０の各アーム３１１、３１２を流れる電流値の瞬時値が、ランプ電流信号としてコンパレータ９２に入力されると、コンパレータ９２は、検出された電流の瞬時値と最大許容電流値とを比較する。そして、アーム３１１、３１２を流れる電流値の瞬時値が第２の基準電圧と等しくなるとき、コンパレータ９２は、ＨＩＧＨの出力をフリップフロップ８６に向けて発する。
【００４３】
フリップフロップ回路９３は、Ｓ端子がコンパレータ９２の出力端子が接続され、Ｒ端子は発振器９０に接続され、Ｑ端子はＮＯＲ回路９４に接続されている。従って、フリップフロップ回路９３は、コンパレータ９２からＨＩＧＨが出力されると、Ｑ端子の出力レベルをＬＯＷからＨＩＧＨに切り替える。次に、フリップフロップ回路９３のＨＩＧＨの出力は、ＮＯＲ回路９４にてコンパレータ９１の出力との論理和がとられて反転されるので、ＮＯＲ回路９４の出力はＬＯＷになり、ＰＷＭコントロールＩＣ８２からのＰＷＭゲートパルスの出力は停止される。その結果、インバータ回路３０にてＰＷＭ制御を行っている第１および第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３がオフになるので、インバータ回路３０からの出力が遮断される。そして、フリップフロップ９３は、発振器９０からの次のサイクルの三角波がＲ端子に入力されると、Ｑ端子はリセットされてＬＯＷになる。
【００４４】
ＮＯＲ回路９４には、コンパレータ９１からの出力とフリップフロップ回路９３の出力とが入力され、論理和がとられた後で反転されて、セレクタ８３に出力される。
【００４５】
セレクタ８３は、ＰＷＭコントロールＩＣ８２が生成したＰＷＭゲートパルスを、極性切り替えパルスに応じて、インバータ回路３０の第１および第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３に交互に供給するものである。セレクタ８３は、図３に示すように、２つのＡＮＤ回路８３ａ、８３ｂからなり、ＡＮＤ回路８３ａ、８３ｂの各々の一方の入力端子は、ＰＷＭコントロールＩＣ８２に接続され、ＡＮＤ回路８３ａ、８３ｂの各々の他方の入力端子は、コントローラ８０に接続されている。また、ＡＮＤ回路８３ａの出力端子は、第１のスイッチング素子ＳＷ１に接続されて、ＡＮＤ回路８３ａの出力はＰＷＭゲートパルスＡになる。一方、ＡＮＤ回路８３ｂの出力端子は、第３のスイッチング素子ＳＷ３に接続されて、ＡＮＤ回路８３ｂの出力はＰＷＭゲートパルスＢになる。
【００４６】
上記のように構成された放電灯点灯装置１０では、ＰＷＭドライバ８１から出力されるＰＷＭゲートパルスＡ、Ｂによって、インバータ回路３０が出力する交流電力に対するＰＷＭ制御が行われる。従って、放電灯点灯装置１０は、ランプＬの放電灯定格電力の応じた電力制御を行うことができ、ランプを安定して発光させることができる。
【００４７】
次に、上記放電灯点灯装置１０の動作を図面を参照しながら説明する。ランプＬの点灯が外部から指示されると、放電灯点灯装置１０では、直流電力供給装置２０から直流電力がインバータ回路３０に入力されて交流電力に変換されてランプＬに供給され、イグナイタ回路６０によってランプＬの放電が始動される。インバータ回路３０では、入力された直流電力を、第２及び第４のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４のスイッチング動作を約数１００Ｈｚで交互に行うことによってインバータ回路３０内を流れる電流の向きを変えて低周波数の交流電力に変換するとともに、第１および第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３を数ｋＨｚ〜ＭＨｚの周波数でスイッチング動作して低周波数の交流電力に高周波数の矩形波を重畳させる。そして、平滑回路４０は、インバータ回路３０から出力された高周波数の矩形波が重畳された低周波数の交流電力から高周波成分を除去して平滑化し、ランプＬに供給する。ランプＬの放電が開始されると、ランプ電力を一定にするために、放電灯点灯装置１０は、ＰＷＭ制御を開始する。
【００４８】
まず、ランプＬの放電が開始されると、電圧検出回路５０によってラインＣの電圧が検出されてコントローラ８０に入力される。インバータ回路３０に挿入された電流検出用の抵抗Ｒ３、Ｒ４の値が微小であれば、抵抗Ｒ３、Ｒ４による電圧降下は無視できるほど小さいので、ラインＣの電圧は、ランプＬに印加されたランプ電圧Ｖｏｕｔと実質的に等価である。一方、ランプＬを流れて電流検出回路７０によって検出されたランプ電流Ｉｏｕｔは、平滑回路７１及び増幅回路７２を通過することによって平均化されて平均電流Ｉａｖｅとしてコントローラ８０に入力される。コントローラ８０は、ランプ電圧Ｖｏｕｔ及びランプ電流Ｉａｖｅに基づいて、ランプに供給されたランプ電力Ｐを演算し、ＰＷＭドライバ８１に出力する。
【００４９】
次に、ＰＷＭドライバ８１は、コントローラ８０から入力された電力Ｐに基づいてインバータ回路３０が出力する交流電力に対してＰＷＭ制御を行う。本実施例において、ＰＷＭ制御は、ＰＷＭドライバ８１のＰＷＭコントロールＩＣ８２から出力されるＰＷＭゲートパルスのデューティを変更することによって行われる。
【００５０】
ＰＷＭゲートパルスを生成する方法について、図２乃至図４を参照して以下に説明する。図４（ａ）に示すように、図２のＰＷＭコントロールＩＣ８２において、発振器９０は、周期Ｔ０の三角波を生成する。この三角波の電圧レベルは、コンパレータ９１において、コントローラ８０にて演算されたランプ電力Ｐに対応するフィードバック電圧ＦＢとデッドタイム電圧Ｄｍａｘとのうち、値が小さい方の信号と比較される。一方、ランプ電流Ｉｏｕｔが最大許容電流未満であれば、コンパレータ９２の出力はＬＯＷであり、フリップフロップ回路９３の出力はＬＯＷである。従って、コンパレータ９１の出力は、ＮＯＲ回路９４を介してＰＷＭゲートパルスとしてＰＷＭコントロールＩＣ８２から出力される（図４（ｂ））。図４（ｂ）に示すように、周期Ｔ０は、インバータ回路３０から出力される低周波数の交流電力に重畳される矩形波の高周波数電力の周期であり、上記の周期Ｔ０に対して、ＰＷＭゲートパルスがＨＩＧＨとなる期間Ｔ１の比率が、オンデューティである。
【００５１】
また、フィードバック電圧ＦＢは、ランプ電力Ｐに応じて増減してコンパレータ９１の出力を変えるので、図４（ａ）から、ＰＷＭゲートパルスのオンデューティも、ランプ電力Ｐに応じて増減される。従って、ＰＷＭゲートパルスのオンデューティの変化に伴い、インバータ回路３０から出力される交流電力の増減を調整できる。なお、ランプ電流の過電流検出については後述する。
【００５２】
次に、インバータ回路３０から出力される低周波電圧の極性切り替えについて説明する。図５（ｃ）、（ｄ）に示すように、コントローラ８０から第２及び第４のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４に、極性切り替えパルスＡ、Ｂが供給されて行われる。すなわち、極性切り替えパルスＢがオンとなり且つ極性切り替えパルスＡがオフとなる時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間をＡとし、極性切り替えパルスＢがオフとなり且つ極性切り替えパルスＡがオンとなる時刻ｔ３から時刻ｔ４間での期間をＢとする場合に、期間Ａ及び期間Ｂを含んで１周期とする周期Ｔ２で、インバータ回路３０の出力電力の極性を切り替える。従って、周期Ｔ２は、インバータ回路３０から出力される交流電力の周期になる。さらに、周期Ｔ２は、周期Ｔ０よりもかなり長時間に設定され、１周期Ｔ２の間に、相当数のＰＷＭゲートパルスが生じるように設定されている。また、インバータ回路３０の極性の切り替え周波数（１／Ｔ２）は、ランプＬに音響共鳴現象を生じさせる周波数に対してかなり低く設定されている。
【００５３】
次に、インバータ回路３０の動作を、図５乃至図７を参照しながら説明する。最初に、時刻ｔ１から始まる期間Ａにおいて、コントローラ８０から、極性切替パルスＢが第４スイッチィング素子ＳＷ４へ供給されて、第４スイッチィング素子ＳＷ２はオンになり、第１のスイッチング素子ＳＷ１はＰＷＭゲートパルスＡによって高周波数でオン・オフされる。また、第２及び第３スイッチィング素子ＳＷ２、ＳＷ３は、オフの状態を維持する（図５（ａ）〜（ｄ）参照）。従って、期間Ａにおいて、インバータ回路３０には、図６に示す電流路が形成される。
【００５４】
図６において、第１及び第４のスイッチィング素子ＳＷ１、ＳＷ４が同時にオンになるとき、ランプ電流ＩＡは、高電位側の端子Ｍから、第１のスイッチィング素子ＳＷ１、インダクタＬ１を通ってランプＬに流れ、ランプＬを流れた後は、第４のスイッチィング素子ＳＷ４、抵抗Ｒ４を通って低電位側の端子Ｎに流れる。従って、直流電力供給装置２０の出力電圧Ｖ０とほぼ同じ大きさの電圧がインバータ回路３０から出力されて、ランプ電圧ＶｏｕｔとしてランプＬに印加される。この状態から、ＰＷＭゲートパルスＡによって第１のスイッチィング素子ＳＷ１がオフとなるとき、ダイオードＤ１が転流ダイオードとして機能して、ランプ電流ＩＡは、インダクタＬ１，ランプＬ、第４のスイッチング素子ＳＷ４、抵抗Ｒ４、ダイオードＤ１の順に流れる。
【００５５】
従って、ＰＷＭ制御によって、第１のスイッチィング素子ＳＷ１へのＰＷＭゲートパルスＡのオンデューティを周期Ｔ０で変更することによって、インバータ回路３０から出力される交流電力を増減でき、ランプＬに目標電力に応じたランプ電流を供給できる。
【００５６】
次に、期間Ｂにおいて、コントローラ８０から、極性切替パルスＡの第２スイッチィング素子ＳＷ２へ供給されて、第２のスイッチィング素子ＳＷ２はオンになり、第３のスイッチング素子ＳＷ３は、ＰＷＭゲートパルスＢによって高周波数でオン・オフされる。また、第１及び第４のスイッチィング素子ＳＷ１、ＳＷ４は、オフの状態を維持する（図５（ａ）〜（ｄ）参照）。従って、期間Ｂにおいて、インバータ回路３０には、図７に示す電流路が形成される。
【００５７】
図７において、第２及び第３のスイッチィング素子ＳＷ２、ＳＷ４が同時にオンになるとき、ランプ電流ＩＢは、高電位側の端子Ｍから、第３のスイッチィング素子ＳＷ３を通ってランプＬに流れ、ランプＬを流れた後は、インダクタＬ１、第２のスイッチィング素子ＳＷ２、抵抗Ｒ３を通って低電位側の端子Ｎに流れる。従って、直流電力供給装置２０の出力電力Ｖ０とほぼ同じ大きさで且つ期間Ａとは逆極性の電圧がインバータ回路３０から出力されて、ランプ電圧ＶｏｕｔとしてランプＬに印加される。この状態から、ＰＷＭゲートパルスＢによって第２のスイッチィング素子ＳＷ２がオフとなるとき、ダイオードＤ２は転流ダイオードとして機能して、ランプ電流ＩＢは、ランプＬ、インダクタＬ１、第２のスイッチング素子ＳＷ２、抵抗Ｒ３、ダイオードＤ２の順に流れる。
【００５８】
従って、ＰＷＭ制御によって、第３のスイッチィング素子ＳＷ３へのＰＷＭゲートパルスＢのオンデューティを周期Ｔ０で変更することによって、インバータ回路３０から出力される交流電力を増減でき、ランプＬに目標電力に応じたランプ電流を供給できる。
【００５９】
上記のように、インバータ回路３０において、極性切替パルスＡ、Ｂによって期間Ａ及び期間Ｂが交互に現れるようにすることによって、インバータ回路３０の出力電圧Ｖｉｎｖは、図５（ｅ）に示すように、周期Ｔ２の矩形波交流電圧になる。
【００６０】
なお、期間Ａに続く例えば時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間Ｃと、期間Ｂに続く時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間Ｄとは、各スイッチィング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のスイッチィング動作を確実になすために設けられたデッドタイム期間であり、各スイッチィング素子ＳＷ１〜ＳＷ４への全てのパルスの供給が停止される。また、期間Ｃ及びＤは、周期Ｔ２の一部に含まれるが、期間Ａ、Ｂの長さに比較するとかなり短く設定されるので、実際にはほとんど無視できる。
【００６１】
上述のように、期間Ａ及び期間Ｂを繰り返すことで、図４（ｅ）に示すようなインバータ回路３０の出力電圧Ｖｉｎｖが得られる。
【００６２】
上記構成によって、従来のコンバータでＰＷＭ制御を行うとともにコンバータの後段に設けたインバータ回路で出力電力の極性変換を行っていた放電灯点灯装置に対し、インバータ回路３０内で出力電力のＰＷＭ制御と極性変換との両方を行うことができ、放電灯点灯装置１０を構成する部品点数を減少させることができる。さらに、放電灯点灯装置を簡単な回路により構成でき、装置の小型化及びコストダウンに寄与する。
【００６３】
また、出力電力のＰＷＭ制御は、インバータ回路３０内の第１及び第３スイッチィング素子ＳＷ１、ＳＷ３で交互に、すなわち２箇所で行われる。発熱などにつながる装置１０の電力損失を、２つのスイッチィング素子で分担するために、１つのスイッチィング素子にかかる負担を低減できる。故に、電力損失の熱分散を効率良く行うことができる。
【００６４】
さらに、上記の回路構成により、従来は、コンバータのＰＷＭ制御を行う制御部の基準電位と、インバータ回路側に設けていた電力制御部の基準電位との２つに分離して構成していた放電灯点灯装置の２電源方式に代えて、基準電位を１つとする１電源方式を採用できる。従って、２電源方式の放電灯点灯装置において２つの制御部間での信号の受け渡しに必要であったフォトカプラを不要にできる。このように、放電灯点灯装置１０の基準電位を１箇所にすることによって、放電灯点灯装置１０を簡単に構成できる。
【００６５】
次に、ランプＬの電力制御について詳細に説明する。ランプＬの電力を制御して所望の輝度で発光させるためには、ランプＬに印加されたランプ電圧と、ランプＬを流れるランプ電流とを正確に検出してＰＷＭ制御を行うことが必要である。そこで、ランプ電圧を検出するために、電圧検出回路５０を用いる。電圧検出回路５０によって検出されるラインＣの電圧は、抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値が微小であるから、ランプＬに印加される電圧と実質的に等しい。しかしながら、図１に示す構成の電圧検出回路５０では、ラインＤがラインＣに対して高電位となる期間Ｂでは、ランプ電圧を正確に検出することが困難であることが、本発明者によって確認されている（図５（ｊ））。そこで、期間Ｂでは、電圧検出回路５０によってランプ電圧は検出せず、代わりに期間Ａにて検出されたランプ電圧を、期間Ｂのランプ電圧として、コントローラ８０は、ランプ電力を演算するために用いる。または、電圧検出回路５０に、サンプルホールド回路を設けて、期間Ｂの間は、期間Ａにて検出されたランプ電圧値を保持するようにしても良い。
【００６６】
また、ランプ電流は、図６及び図７から分かるように、インバータ回路３０を流れる電流である。電流検出回路７０を構成する抵抗Ｒ３、Ｒ４は、インバータ回路３０の出力の極性を切り替えるスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４と、低電位端子Ｎとの間に設けられている。従って、ＰＷＭ制御によって高電位側のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３がオフとなる間に、インダクタＬ１によってインバータ回路３０を流れる電流も検出できる。すなわち、極性切替用のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４がオンになっている時にランプを流れるランプ電流を正確に連続して検出できる。なお、全てのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４がオフとなる時は、構造上装置１０内に電流は流れないので、極性切替用の低電位側のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４がオンになっている時にランプＬを流れるランプ電流を継続して検出すれば、ランプ電力の制御に必要なランプ電流に関する情報を精度良く獲得できる。
【００６７】
電流検出回路７０は、図８に示すように、第４のスイッチング素子ＳＷ４がオンになる期間Ａでは、抵抗Ｒ４を流れる電流ＩＡを電流・電圧変換してランプ電流信号ＩＡとして検出する（図５（ｇ）参照）。また、第２スイッチング素子ＳＷ２がオンになる期間Ｂでは、抵抗Ｒ３を流れる電流ＩＢを電流・電圧変換してランプ電流信号ＩＢとして検出する（図５（ｆ）参照）。さらに、いずれのランプ電流信号ＩＡ、ＩＢも、合成してから平滑回路７１によって平滑にすると、ランプ電流の平均電流値Ｉａｖｅが得られる（図５（ｈ）参照）。このランプ電流の平均電流値Ｉａｖｅを増幅器７２で増幅してから、コントローラ８０に向けて出力する（図５（ｉ）参照）。
【００６８】
従って、コントローラ８０では、検出されたランプ電圧Ｖｏｕｔ及び平均電流値Ｉａｖｅに基づいてランプ電力Ｐを演算し（図５（ｋ）参照）、この結果をＰＷＭコントローラ８２に向けて出力する。ＰＷＭコントローラ８２は、入力されたランプ電力Ｐを目標の電力と比較してＰＷＭゲートパルスのオンデューティを変更することによって、ランプＬに目標の電力を供給する。
【００６９】
上述のように、本実施例では、電圧検出回路５０をインバータ回路３０の出力側に設けると共に、インバータ回路３０の内部を流れる電流を検出することによって、ランプに供給されるランプ電力をより正確に把握できる。故に、より正確なＰＷＭ制御をランプＬに対して行うことができるので、ランプＬの定電力制御を安定して行える。
【００７０】
さらに、電圧検出回路５０によってランプ電圧を直接モニタしているので、ランプＬの寿命末期に生じるランプの電圧上昇を精度良く検出できる。この場合に備えて、コントローラ８０に検出されたランプ電圧をランプの寿命到来を示す所定電圧と比較する比較回路をコントローラ８０に設けることによって、ランプ寿命の到来をユーザに知らせるアラーム信号を出力させることもできる。
【００７１】
また、電流検出回路７０は、インバータ回路３０からの出力電流の両方の極性に対して、すなわち期間Ａ及び期間Ｂのいずれにおいても連続してランプ電流の瞬時値を検出できるので、ランプの点灯開始時における電圧の過渡的な変化に対しても追従でき、精度の高いランプ電力の制御を行うことができる。
【００７２】
次に、ランプＬの過電流保護について、図２及び図４を参照しながら説明する。電流検出回路７０により検出された期間Ａ及び期間Ｂにおけるランプ電流信号ＩＡ、ＩＢは、合成されてランプ電流信号Ｉとなり、図４（ｃ）及び図５（ｈ）に示すような電圧波形を示す。ランプ電流信号ＩＡ、ＩＢは、ＰＷＭドライバ８１に入力されて、コンパレータ９２にて最大許容電流に対応した基準電圧Ｖ１（カレントリミット電圧）と比較される。図４において、例えば時刻ｔ１１にてランプ電流信号Ｉが最大許容電流と等しくなると、直ちにコンパレータ９２の出力がＨＩＧＨとなり、フリップフロップ９３のＱ端子は、ＨＩＧＨになる（図４（ｄ）参照）。
【００７３】
従って、フリップフロップ回路９３のＨＩＧＨの出力に応答して、ＮＯＲ回路９４の出力はＬＯＷになるので、直ちにＰＷＭゲートパルスは、ＬＯＷとなって、第１または第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３はオフになる（図４（ｅ）参照）。これによって、インバータ回路３０への直流電力の供給が停止されるので、ランプ電流は減少する。
【００７４】
次に、時刻ｔ１２にて、発振器９０から次の周期の三角波が生成されてフリップフロップ９３のＲ端子に入力されると、Ｑ端子は、リセットされてＬＯＷになるので、ＰＷＭコントロールＩＣ８２は、ＰＷＭゲートパルスの供給を再開する。
【００７５】
このような一連の動作によって、時刻ｔ１１からｔ１２までの期間Ｘに亘り、ランプＬ及び放電灯点灯装置１０を構成するスイッチング素子などの各部品を、過電流から保護できる。また、ランプＬの点灯を開始した直後に過渡現象によって発生しやすい過電流を未然に防止できる。
【００７６】
また、上記の過電流保護は、ランプＬを流れる電流値の瞬時値を検出することによって、ランプ電圧信号が最大許容電流に達した瞬間に直ちに実行されて、ＰＷＭドライバ８１にて生成されるＰＷＭゲートパルスの各々に反映される。従って、ランプＬを流れる電流に対してパルスバイパルスの過電流制限を行うことができる。
【００７７】
このように、放電灯点灯装置１０の過電流を防止できるので、インバータ回路３０内の各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４及びダイオードＤ１、Ｄ２へのストレスを軽減できる。また、ランプＬに供給される電流が制限されるので、ランプＬの電極の劣化を防ぐことができる。また、ランプＬの点灯開始時の過電流によるインダクタＬ１の飽和を回避でき、ランプ点灯の安定化などの、ランプＬの点灯性を向上させることができる。
【００７８】
上記のように、抵抗Ｒ３、Ｒ４をインバータ回路３０のフルブリッジ構成の低電位側のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４と低電位端子Ｎとの間に挿入した簡単な構成によって、ランプ電流の瞬時値と平均値との両方を検出できる。従って、ランプ電力のより精度の高いＰＷＭ制御を行うことができる。
【００７９】
なお、電流検出回路７０は、上記構成に替えて、図９に示す構成を採ることもできる。インバータ回路３０の第２のアーム３１２において第４スイッチング素子ＳＷ４と低電位端子Ｎとの間に抵抗Ｒ４’を挿入し、抵抗Ｒ４’を流れる電流を、電流・電圧変換して検出するものである。従って、抵抗Ｒ４’に印加される電圧を検出するために、抵抗Ｒ６及びピークホールド回路７６を順に介して、増幅器７２に入力させて、ランプ電流信号を生成するものである。この構成は、インバータ回路３０の出力電圧が正電圧となる期間Ａに限り、ランプ電流を検出する。従って、期間Ｂでは、抵抗Ｒ４’に電流が流れないので、ピークホールド回路７５またはコントローラ８０内のマイクロコンピュータなどを使用して、期間Ａに検出された電流値で期間Ｂの電流値を補間して、擬似的に出力電流をコントローラ８０に供給する。なお、インバータ回路３０の構成は、図１に示すものと同一であるので、その詳細な説明は省略する。
【００８０】
また、上記実施例では、ランプ電圧を検出するために、インバータ回路３０の出力側に電圧検出回路５０を設けたが、この構成に替えて、インバータ回路３０の入力側に電圧検出回路を設けて、インバータ回路３０の入力電圧をランプ電圧として検出しても良い。さらに、ランプ電流を検出するために、インバータ回路３０の低電位側に抵抗を挿入したが、この構成に替えて、インバータ回路３０の入力側のラインＢに抵抗を挿入してインバータ回路３０の入力電流をランプ電流として検出してもよい。インバータ回路３０の入力電圧及び入力電流を用いてランプ電力を演算する際は、算出されたランプ電力は、インバータ回路３０のスイッチング素子の抵抗成分による損失を含むことになるので、インバータ回路３０の損失を予め想定して加味すると、より精度の高いＰＷＭ制御を行うことができ、ランプの電力を精度良く制御することができる。
【００８１】
さらに、上記実施例では、ランプ電力を制御する方法としてＰＷＭ制御を用いたが、本発明による放電灯点灯装置においては、ランプの電力制御を行うために、ＰＷＭ制御のほかに、位相制御などの適宜のフィードバック制御を行って、ランプＬの点電力制御を行うことができる。
【００８２】
なお、上記実施例においては、インダクタＬ１の抵抗成分は微小である。さらに、イグナイタ６０回路は、ランプＬの放電が開始されると、放電灯点灯装置１０において、インバータ回路３０からは電気的に切り離される。また、インバータ回路３０から流出した電流は、ランプＬを流れた後で、再びインバータ回路３０に戻ってくる。従って、これらの点を考慮すると、ランプＬの通常の点灯時においては、インバータ回路３０の出力電圧は、ランプＬに印加される電圧と実質的に同じであり、インバータ回路３０から出力される電流は、ランプＬを流れる電流と同一である。従って、インバータ回路３０から出力される電力と、ランプＬに供給される電力とは同じである。
【００８３】
なお、上記実施例は、本発明の好ましい実施例の一部を例示するのみであり、本発明は、上記記載の構成に限定されるものではない。
【００８４】
【発明の効果】
本発明の請求項１記載の放電灯点灯装置によれば、インバータ回路が、入力された直流電力を低周波数の交流電力に変換すると共に、出力される電力を制御しているので、放電灯点灯装置を構成する部品点数を低減させることができる。また、放電灯点灯装置を簡単な回路によって構成でき、装置の小型化とコストダウンとに寄与する。
【００８５】
さらに、交流電力の制御が、第３及び第１の２つのスイッチング素子で交互に行われるので、放電灯点灯装置で発生する電力損失の熱分散を図ることができる。
【００８６】
本発明の請求項２記載の放電灯点灯装置によれば、放電灯に印加された放電灯電圧と、放電灯を流れる放電灯電流とを直接連続して検出できるので、放電灯の電力をより高い精度で求められる。さらに、インバータ回路の損失を含まない放電灯のみの電力を正確に求めることができ、より精度の高い電力制御を行える。
【００８７】
本発明の請求項３記載の放電灯点灯装置によれば、放電灯に印加された放電灯電圧を直接連続して検出できる。従って、検出された電圧に基づいて行われるインバータ回路から出力される交流電力の制御をより高精度で行うことができる。
【００８８】
本発明の請求項４記載の放電灯点灯装置によれば、電力制御を行っている第２または第４のスイッチング素子が閉成している時に放電灯を流れる電流を検出できるので、放電灯の電力をより高い精度で求めることができ、より精度の高い放電灯の電力制御を行える。また、放電灯を流れる電流の瞬時値も継続して検出できるので、過電流が放電灯点灯装置内を流れることを未然に防止できる。
【００８９】
本発明の請求項５記載の放電灯点灯装置によれば、インバータ回路の入力電圧及び入力電流に基づいて、インバータ回路での電力損失を予め考慮することによって、放電灯に供給される電力を求めることができ、精度の高い電力制御を行うことができる。
【００９０】
本発明の請求項６記載の放電灯制御方法によれば、放電灯に印加される電圧と放電灯を流れる電流とを直接連続して検出でき、これらの検出された電圧と電流とに基づいて放電灯の電力を正確に求めることができるので、放電灯に供給される電力を高精度で制御できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による放電灯点灯装置の一実施例を示す構成図である。
【図２】ＰＷＭコントロールＩＣの構成を示すブロック図である。
【図３】ＰＷＭドライバの構成を示すブロック図である。
【図４】ＰＷＭドライバの各種信号を説明するタイムチャートである。
【図５】図１に示す放電灯点灯装置の動作を示すタイムチャートである。
【図６】第４のスイッチング素子ＳＷ４がオンとなる期間Ａにインバータ回路３０に形成される電流路を示す回路図である。
【図７】第２のスイッチング素子ＳＷ２がオンとなる期間Ｂにインバータ回路３０に形成される電流路を示す回路図である。
【図８】ランプＬを流れるランプ電流を検出する際のインバータ回路３０と電流検出回路７０との関係を説明する回路図である。
【図９】電流検出回路の他の構成を示す構成図である。
【図１０】従来の放電灯点灯装置を示す構成図である。
【符号の説明】
Ｌ    放電灯
１０    放電灯点灯装置
３０    インバータ回路
５０    電圧検出回路
７０    電流検出回路
８０    制御回路
ＳＷ１〜ＳＷ４    スイッチング素子
【図１】
2004303501.tif 000003
【図２】
2004303501.tif 000004
【図３】
2004303501.tif 000005
【図４】
2004303501.tif 000006
【図５】
2004303501.tif 000007
【図６】
2004303501.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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