(57)【要約】【課題】従来の大電流用ヒューズに替わり、溶断特性を改善し、かつ負荷変動の激しい用途に対しても電流保護機能を実現可能とし、また復帰可能な電流ブレーカー機能を実現可能とする。【解決手段】ギャップＧを形成してなる磁性体１の内側を貫通する電流路の被測定電流を検知し、被測定電流の大きさによって遮断に至る時間を制御する過電流センサであり、ギャップＧに設置された１個のホール素子２と、その検出電圧に略比例する電圧を、トランジスタのベース電圧対コレクタ電流が指数関数的に変化する特性を利用して電流変換する電流変換手段４と、電流変換手段４による出力電流を一定容量のコンデンサに充電しその充電電圧を得る充電電圧生成手段５と、前記充電電圧と所定基準電圧とを比較し、前記充電電圧が前記所定基準電圧を超えたときに遮断信号を発生して保持する比較手段６とを備える。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
閉磁路の一部にギャップを形成してなる磁性体の内側を貫通する電流路を通る被測定電流を検知し、当該被測定電流の大きさによって遮断に至る時間を制御する過電流センサにおいて、
前記磁性体のギャップに設置された１個のホール素子と、
前記ホール素子の検出電圧に略比例する電圧を、トランジスタのベース電圧対コレクタ電流が指数関数的に変化する特性を利用して電流変換する電流変換手段と、
前記電流変換手段による出力電流を一定容量のコンデンサに充電しその充電電圧を得る充電電圧生成手段と、
前記充電電圧と所定基準電圧とを比較し、前記充電電圧が前記所定基準電圧を超えたときに遮断信号を発生して保持する比較手段とを備えることを特徴とする過電流センサ。
【請求項２】
トランジスタのベース−エミッタの電圧電流特性を利用してオフセット電圧を形成し、該オフセット電圧を、前記ホール素子の検出電圧を増幅した電圧に加算して前記検出電圧に略比例する電圧を得て、当該電圧を前記電流変換手段で電流変換する請求項１記載の過電流センサ。
【請求項３】
前記ホール素子の検出電圧を増幅する増幅手段に、温度により増幅率を変化させる温度補償素子を設けてなる請求項２記載の過電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ハイブリッド車や電気自動車のバッテリーに異常な過大電流が流れた時に、回路を遮断するヒューズの代替品として用いられ、特に１００〜１０００Ａクラスのヒューズ機能を、小型、安価に提供可能な過電流センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来は、登録実用新案第２５６５７５０号公報、特開２００１−５４２２３号公報にあるようなヒューズを用いて過電流を検知する方法が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ヒューズの最も大きな問題は個々のバラツキが大きい事と、短絡発生時に配線やシステムを過電流による熱破壊から保護するための理想的な遮断機能が不満足であることである。短絡時には、配線やシステムの抵抗値と短絡電流の自乗と保持時間との積に比例した熱を発生するので、熱的保護の面からは、ある温度以上にならないような設定を考え、規定温度を越えない瞬時電流には遮断せず、上限電流値を越えた電流が流れた時に電流値の自乗に反比例した時間で遮断することが望ましい。
【０００４】
図４に一般的な大電流用ヒューズの溶断特性を示すが、溶断時間は電流値の５〜６乗に逆比例していることがわかる。すなわち大電流ほど早めに（短絡電流の自乗に反比例した時間よりも更に早めに）溶断することになり、問題とならないサージ電流で溶断しないように設定することは意外と困難で、負荷の変動が激しい用途の保護にはヒューズは難しい素子であった。
【０００５】
本発明の第１の目的は、以上の大電流用ヒューズに替わり、溶断特性を改善し、かつ負荷変動の激しい用途に対しても電流保護機能を実現可能とした過電流センサを提供することにある。
【０００６】
本発明の第２の目的は、電子回路の特徴を利用し、高価な大電流用ヒューズに替わり、復帰可能な電流ブレーカー機能を実現可能とした過電流センサを提供することにある。
【０００７】
本発明のその他の目的や新規な特徴は後述の実施の形態において明らかにする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、閉磁路の一部にギャップを形成してなる磁性体の内側を貫通する電流路を通る被測定電流を検知し、当該被測定電流の大きさによって遮断に至る時間を制御する過電流センサにおいて、
前記磁性体のギャップに設置された１個のホール素子と、
前記ホール素子の検出電圧に略比例する電圧を、トランジスタのベース電圧対コレクタ電流が指数関数的に変化する特性を利用して電流変換する電流変換手段と、
前記電流変換手段による出力電流を一定容量のコンデンサに充電しその充電電圧を得る充電電圧生成手段と、
前記充電電圧と所定基準電圧とを比較し、前記充電電圧が前記所定基準電圧を越えたときに遮断信号を発生して保持する比較手段とを備えることを特徴としている。
【０００９】
前記過電流センサにおいて、保護機能を開始する最低電流値を定めるため、トランジスタのベース−エミッタの電圧電流特性を利用してオフセット電圧を形成し、該オフセット電圧を、前記ホール素子の検出電圧を増幅した電圧に加算して前記検出電圧に略比例する電圧を得て、当該電圧を前記電流変換手段で電流変換することによって逆２乗のカーブ特性を近似的に得ることができる。
【００１０】
前記過電流センサにおいて、前記ホール素子の検出電圧を増幅する増幅手段に、温度により増幅率を変化させる温度補償素子を設けることによって、環境温度による逆２乗のカーブ特性の変動を補償することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る過電流センサの実施の形態を図面に従って説明する。
【００１２】
図１は本発明に係る過電流センサの第１の実施の形態を示すブロック図である。図１のように、過電流センサは、磁性体１、１個のホール素子２、増幅手段３、電流変換手段４、充電電圧生成手段５、及び比較手段６を備えている。
【００１３】
前記磁性体１は、閉磁路の一部にギャップＧを形成してあり、ギャップＧに１個のホール素子２が設置され、また磁性体１の内側中心を電流路としてのブスバー７が貫通配置されている。ブスバー７には被測定電流が流れており、例えば正常時には１００Ａ以下の電流が、異常時には１０００Ａにも達する電流が流れる。ブスバー７に被測定電流が流れると、その被測定電流に起因して磁性体１の閉磁路に発生する磁束がホール素子２を通過し、ホール素子２の位置の磁束密度に比例した（すなわち被測定電流値に比例した）検出電圧（ホール電圧）がホール素子２で検出される。
【００１４】
前記増幅手段３は、前記ホール素子２の検出電圧を増幅し、その検出電圧に略比例した出力電圧を得るものであり、増幅率は１以上又は場合によっては１未満である。また、後段の電流変換手段４に低インピーダンスで十分な電流を供給可能な機能を有している。
【００１５】
前記電流変換手段４は、前記増幅手段３の出力電圧を、トランジスタＱのベース電圧対コレクタ電流が指数関数的に変化する特性を利用して電流変換するものであり、前記電流変換手段４の出力電流で充電電圧生成手段５の一定容量のコンデンサＣが充電されるようになっている。なお、放電用抵抗ＲがコンデンサＣに並列に接続されており、トランジスタＱのコレクタ電流が少ない領域（過電流を検出していない状態、つまりホール素子の検出電圧が小さい状態）ではコンデンサＣの充電電圧が上昇しないように設定している。
【００１６】
前記比較手段６は、充電電圧生成手段５が有するコンデンサＣの充電電圧と、所定基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、コンデンサＣの充電電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを越えたときに遮断信号（過電流を検出したことを示す過電流検出信号で、例えばハイレベル出力）を出力端子Ｖｏｕｔに出し、かつ当該遮断信号を保持し続ける機能を有する。
【００１７】
この第１の実施の形態において、ブスバー７に流れる被測定電流が定常範囲であれは、ホール素子２の検出電圧は小さく、増幅手段３の出力電圧も小さい。この結果、電流変換手段４の出力電流は小さく、充電電圧生成手段５のコンデンサＣの充電電圧が前記基準電圧Ｖｒｅｆを超える事態は発生しない。このため、比較手段６は過電流を検出せず、遮断信号（過電流検出信号）は発生しない。
【００１８】
一方、ブスバー７に過電流が流れれば、ホール素子２の検出電圧は定常時の数倍以上大きくなり、増幅手段３の出力電圧もそれに略比例して大きな値となる。この結果、電流変換手段４の出力電流は前記出力電圧に対して指数関数的に増大し、充電電圧生成手段５のコンデンサＣの充電電圧は前記基準電圧Ｖｒｅｆを超える。これにより、比較手段６は過電流を検出し、遮断信号を出力し、かつその状態を保持する。そして、この遮断信号によりブスバー７の被測定電流を遮断する遮断器等を作動させる。
【００１９】
この場合、電流変換手段４の出力電流、つまりコンデンサＣを充電する電流は増幅手段３の出力電圧に対して指数関数的に増大するから、ブスバー７に流れる過電流値が大きい程、コンデンサＣの充電電圧が前記基準電圧Ｖｒｅｆを超えるのに要する時間は短くなり、過電流発生時点から遮断信号発生に至る時間が短くなる。つまり、被測定電流の逆自乗特性を有する遮断時間（過電流発生時から遮断するまでの時間）でもって遮断信号を出力する特性が得られる。また、充電電圧生成手段５が有するコンデンサＣの充電電圧を検出動作に利用しているため、サージ電流による影響は受けにくい利点がある。図４に本発明（本実施の形態）の遮断特性（遮断時間と被測定電流との関係）を従来の大電流用ヒューズの溶断特性と対比して示す。
【００２０】
この第１の実施の形態によれば、閉磁路の一部にギャップＧを形成してなる磁性体１の内側を貫通するブスバー７を通る過大な被測定電流を検知し、当該被測定電流の大きさによって遮断する時間を制御する過電流センサにおいて、磁性体１のギャップＧに設置された１個のホール素子２と、ホール素子２の検出電圧に略比例する増幅手段３の出力電圧を、トランジスタＱのベース電圧対コレクタ電流が指数関数的に変化する特性を利用して電流変換する電流変換手段４と、電流変換手段４による出力電流を一定容量のコンデンサＣに充電しその充電電圧を得る充電電圧生成手段５と、前記充電電圧と所定基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、前記充電電圧が前記所定基準電圧Ｖｒｅｆを越えたときに過電流検出力を発生して保持する比較手段６とを備える構成としたので、安全ブレーカーとしての機能を実現可能である。すなわち、被測定電流の逆自乗特性を有する遮断時間（過電流発生時から遮断するまでの時間）でもって遮断信号（過電流検出信号）を出力する特性を得ることができる。
【００２１】
従って、遮断信号（過電流検出信号）を出力するタイミングを、過電流による発熱の物理的現象に合わせているため、理想的な保護ユニットとなる。また、ヒューズと比ベバラツキが非常に小さく、回路が簡易でコストが安い利点がある。
【００２２】
図２及び図３は本発明の第２の実施の形態であって、図２は具体的な回路図、図３は磁性体に対するホール素子の配置を示す。
【００２３】
まず、図３でホール素子の配置を説明すると、磁性体１は、閉磁路の一部にギャップＧを形成した略Ｃ字状であり、ギャップＧに１個のホール素子２が設置され、また磁性体１の内側中心を電流路としてのブスバー７が貫通するように配置されている。ブスバー７には、例えばバッテリーの供給電流等の被測定電流が流れる。
【００２４】
図２に示すように、直流電圧供給端子Ｖｉｎに接続される正側ラインとグランド端子ＧＮＤに接続されたグランドライン間にホール素子２が接続され、当該ホール素子２に一定電流が通電されている。ホール素子２は等価的に４つの抵抗のブリッジ接続で表され、ホール素子２に印加された磁束密度に比例した（換言すれば、被測定電流に比例した）検出電圧がその端子Ｈ１，Ｈ２間に得られるようになっている。なお、正側ラインとグランドライン間には交流バイパスコンデンサＣ２が接続されている。
【００２５】
ホール素子２の端子Ｈ１，Ｈ２間の検出電圧を増幅する増幅手段３は、演算増幅器ＯＰ１を用いた電圧ホロアと演算増幅器ＯＰ３を用いた反転増幅器とで構成される。すなわち、前記電圧ホロアはハイ入力インピーダンスでロー出力インピーダンスの増幅率１の増幅器であり、演算増幅器ＯＰ１と抵抗Ｒ１で構成され、前記反転増幅器は演算増幅器ＯＰ３と抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５及び温度補償素子としてのサーミスタＴＨ１とを有している。この反転増幅器の増幅率は次式（１）で示される。
【００２６】
Ｒ３／｛Ｒ５＋（Ｒ４／／Ｒｔ）｝　　　　　　　…（１）
但し、Ｒｔ：サーミスタＴＨ１の抵抗値、Ｒ４／／Ｒｔ：抵抗Ｒ４とサーミスタＴＨ１の並列接続の抵抗値である。
【００２７】
前記正側ラインとホール素子２の一方の端子Ｈ２間には演算増幅器ＯＰ２，ＯＰ３に規定のオフセット電流を流すための抵抗Ｒ２及びトランジスタＱ１ａの直列回路が接続されている。トランジスタＱ１ａはそのベース−エミッタの電圧電流特性（ベース電圧対コレクタ電流が指数関数的に変化する特性）を利用してオフセット電圧を発生し、演算増幅器ＯＰ２を用いた電圧ホロアの入力側の電位が端子Ｈ２よりもそのオフセット電圧だけ高くなるように設定されている。演算増幅器ＯＰ２を用いた電圧ホロア（増幅率１）は後段の電流変換手段４に低インピーダンスで十分な電流を供給可能な機能を有している。
【００２８】
その演算増幅器ＯＰ２の出力端子と演算増幅器ＯＰ３の出力端子間の電位差は、ホール素子２の検出電圧に略比例した演算増幅器ＯＰ３を用いた反転増幅器の出力電圧に、トランジスタＱ１ａのオフセット電圧を加算したものとなり、前記電位差がスイッチ用トランジスタＱ３ａを介して電流変換手段４の抵抗Ｒ１０及びトランジスタＱ２ａの直列回路に加わる。
【００２９】
電流変換手段４はカレントミラー回路（ミラー電流回路）を構成するトランジスタＱ２ａ，Ｑ２ｂ、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１を有し、トランジスタＱ２ａのベース−エミッタの電圧電流特性（ベース電圧対コレクタ電流が指数関数的に変化する特性）を利用して前記電位差を電流変換する。つまり、前記電位差に対して抵抗Ｒ１０及びトランジスタＱ２ａを流れる電流が指数関数的に変化するように設定している。
【００３０】
トランジスタＱ１ｂ、トランジスタＱ３ａ，Ｑ３ｂ、抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ１４はスイッチ回路８を構成しており、ブスバー７に流れる被測定電流が定常範囲であり、演算増幅器ＯＰ３を用いた反転増幅器出力が微弱なときは、スイッチ用トランジスタＱ３ａをオフとして電流変換手段４に電流が流れないようにしている。
【００３１】
前記電流変換手段４では、前記演算増幅器ＯＰ２の出力端子と演算増幅器ＯＰ３の出力端子間の電位差に対して指数関数的に変化する電流がカレントミラー回路の一方のトランジスタＱ２ａのコレクタ電流として得られ、この結果、カレントミラー回路の他方のトランジスタＱ２ｂのコレクタ電流も前記トランジスタＱ２ａと同様に変化し、抵抗Ｒ１１、トランジスタＱ２ｂの経路で充電電圧生成手段５のコンデンサＣ１を充電する。
【００３２】
充電電圧生成手段５はコンデンサＣ１とリセット放電抵抗Ｒ１３の並列回路であり、リセット放電抵抗Ｒ１３は直流電圧供給端子Ｖｉｎへの電圧供給が一旦停止されて過電流センサ自体がリセットされたとき、コンデンサＣ１の電荷を放電して充電電圧を零に戻すものである。
【００３３】
比較手段６は演算増幅器ＯＰ４及びこのハイレベル出力を保持するためのラッチ用ダイオードＤ１を有している。そして、前記コンデンサＣ１の充電電圧が演算増幅器ＯＰ４の非反転入力に印加され、反転入力には端子Ｖｉｎ−ＧＮＤ間の直流供給電圧を抵抗Ｒ８，抵抗Ｒ９で分圧した所定の基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。この比較手段６はコンデンサＣ１の充電電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを越えたときにハイレベルの遮断信号を出力端子Ｖｏｕｔに出力する設定である。
【００３４】
この第２の実施の形態において、図３のブスバー７に流れる被測定電流が定常範囲であれは、ホール素子２の端子Ｈ１，Ｈ２間の検出電圧は小さく、増幅手段３の出力電圧も小さい。つまり、演算増幅器ＯＰ２の出力端子と演算増幅器ＯＰ３の出力端子間の電位差は小さく、増幅手段３と電流変換手段４間に挿入されたスイッチ回路８のトランジスタＱ１ｂをオンにすることはない。このため、トランジスタＱ３ａ，Ｑ３ｂもオフ状態であり、電流変換手段４は増幅手段３から切り離された状態となり、比較手段６の出力端子Ｖｏｕｔに遮断信号が出力されることはない。
【００３５】
一方、ブスバー７に許容上限値を越えた過電流が流れれば、ホール素子２の端子Ｈ１，Ｈ２間の検出電圧は例えば定常時の数倍以上大きくなり、増幅手段３の出力電圧もそれに略比例して大きな値となる。すなわち、演算増幅器ＯＰ２の出力端子と演算増幅器ＯＰ３の出力端子間の電位差は相当大きくなり、増幅手段３と電流変換手段４間に挿入されたスイッチ回路８のトランジスタＱ１ｂをオンにし、これに伴いトランジスタＱ３ａ，Ｑ３ｂもオン状態に変わる。
【００３６】
この結果、被測定電流に略比例した演算増幅器ＯＰ２，ＯＰ３の出力端子間の電圧が、トランジスタＱ３ａを介して電流変換手段４の抵抗Ｒ１０及びトランジスタＱ２ａの直列回路に加わり、トランジスタＱ２ａのベース−エミッタの電圧電流特性（ベース電圧対コレクタ電流が指数関数的に変化する特性）を利用した電圧−電流変換が行われる。トランジスタＱ２ａはカレントミラー回路の一方のトランジスタであり、これと対をなす他方のトランジスタＱ２ｂを通して充電電圧生成手段５のコンデンサＣ１が充電される（トランジスタＱ２ａに流れる電流と実質同じ電流にて充電される）。そして、コンデンサＣ１の充電電圧が上昇して基準電圧Ｖｒｅｆを越えた時点で比較手段６の演算増幅器ＯＰ４の出力端子Ｖｏｕｔに遮断信号が出される。この遮断信号はラッチ用ダイオードＤ１により以後保持される。
【００３７】
この第２の実施の形態によれば、次の通りの効果を得ることができる。
【００３８】
（１）　ホール素子２の検出電圧に略比例する出力電圧（演算増幅器ＯＰ２の出力端子と演算増幅器ＯＰ３の出力端子間の電位差）を、電流変換手段４のトランジスタＱ２ａのベース電圧対コレクタ電流が指数関数的に変化する特性を利用して電流変換し、電流変換手段４による出力電流を充電電圧生成手段５の一定容量のコンデンサＣ１に充電し、その充電電圧を比較手段６にて所定基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、前記充電電圧が前記所定基準電圧Ｖｒｅｆを越えたときに遮断信号（過電流検出力）を発生するようにしており、安全ブレーカーとしての機能、すなわち近似的に被測定電流の逆自乗特性を有する遮断時間でもって遮断信号を出力する特性を得ることができる。
【００３９】
（２）　トランジスタＱ１ａのベース−エミッタの電圧電流特性を利用してオフセット電圧を形成し、該オフセット電圧を、ホール素子２の検出電圧に略比例した電圧（反転増幅器の出力、つまり演算増幅器ＯＰ３の出力端子とホール素子の端子Ｈ２間の電圧）に加算し、加算後の出力電圧を電流変換手段４のトランジスタＱ２ａで電流変換しており、トランジスタＱ１ａ，Ｑ２ａ，Ｑ２ｂとして温度特性の揃ったもの（例えば同一品種）を用いることで、電流変換手段４のトランジスタＱ２ａ（同様にＱ２ｂ）の温度による特性変化（特にエミッタ−ベース間電圧の変動）を補償することができる。
【００４０】
（３）　ホール素子２の検出電圧に略比例する出力電圧を出力する増幅手段３に、温度により増幅率を変化させる温度補償素子としてのサーミスタＴＨ１を設けており、電流変換手段４のトランジスタＱ２ａの温度による特性変化（特にコレクタ電流の変動）を演算増幅器ＯＰ３を用いた反転増幅器の増幅率を微小に可変制御することで補償することができる。
【００４１】
（４）　主な使用部品は１個のホール素子と複数の演算増幅器及びトランジスタであり、安価な回路構成となっている。
【００４２】
以上本発明の実施の形態について説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく請求項の記載の範囲内において各種の変形、変更が可能なことは当業者には自明であろう。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る過電流センサによれば、サージ電流でも溶断してしまう大電流用ヒューズの溶断特性を改善し、負荷変動の激しい用途の電流保護機能を実現し、しかも、電子回路の特徴を利用して復帰可能な電流ブレーカー機能も実現可能である。また、大電流用ヒューズに比べてバラツキを少なくでき、コスト面でも安価に製造可能な利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る過電流センサの第１の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図３】第２の実施の形態における磁性体及びホール素子の配置を示す斜視図である。
【図４】大電流用ヒューズの溶断特性と本発明の遮断特性を比較して示す特性図である。
【符号の説明】
１　磁性体
２　ホール素子
３　増幅手段
４　電流変換手段
５　充電電圧生成手段
６　比較手段
７　ブスバー
８　スイッチ回路
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２　コンデンサ
Ｄ１　ダイオード
ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３，ＯＰ４　演算増幅器
Ｑ，Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｑ２ａ，Ｑ２ｂ，Ｑ３ａ，Ｑ３ｂ　トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１１，Ｒ１３　抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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