(57)【要約】【課題】トランスポンダとリーダーとの間に距離の変動に無関係に作動する非接触通信システムを提供すること。【解決手段】このトランスポンダは、アンテナ（４）と、復調器（５）と、前記アンテナ（４）を介して受信した変調信号を、前記復調器（５）内で処理するのに適した信号へ変換するための信号処理回路（６）とを備え、この信号処理回路（６）は所定の増幅率を有する増幅器（７）と前記復調器（５）の入力端に印加される、処理された信号の電圧スイングをほぼ一定に維持するように働く閉ループ制御回路（８、９）とを備える。【選択図】　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナ（４）と、復調器（５）と、前記アンテナ（４）を介して受信した変調信号を、前記復調器（５）内で処理するのに適した信号へ変換するための信号処理回路（６）とを備え、該信号処理回路（６）が所定の増幅率を有する増幅器（７）と前記復調器（５）の入力端に印加される、処理された信号の電圧スイングをほぼ一定に維持するように働く閉ループ制御回路（８、９）とを備えたトランスポンダ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般的には、制御された小電力増幅器に関し、より詳細には、アンテナと、受信した信号を復調するための復調器と、アンテナを介して受信した変調信号を復調器での処理に適した信号に変換するための信号処理回路とを備えたトランスポンダ内の増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
トランスポンダおよびリーダーは識別手段として一般的な多くの用途がある。例えばトランスポンダは暗号により安全を護る受動式車両アクセスシステムを形成するよう、車両内に設けられたリーダーと組み合わせて自動車のキーに内蔵される。
【０００３】
一般に、トランスポンダはリーダーが受信した信号の復調を可能にするための復調器を含む。復調器の入力端は一般にトランスポンダのアンテナと復調器との間を接続し、トランスポンダのアンテナで受信された信号を復調器に適したフォームに変換する信号処理回路となっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
トランスポンダに関連する１つの問題はリーダーが受信した入力信号が電圧レベルに関して極めて大きい変動を呈することである。例えば振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）信号はピーク・ピーク電圧レベルが５ｍＶ〜１５Ｖまで変化することを特徴とし得る。電圧レベルがこのように大きく変動する理由は、信号を送るリーダーとトランスポンダとの間の距離が大きく異なるからである。これは受動式車両アクセスシステムの場合、トランスポンダを内蔵するキーを保持するドライバーは車両から離れた距離でキーを操作するが、この時の距離がドライバーごとに大きく異なるからである。
【０００５】
本発明は特にこの問題に関連しており、特殊な信号処理回路を有する改良されたトランスポンダを提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、トランスポンダのこの信号処理回路は所定の増幅率を有する増幅器および復調器の入力端に加えられる、処理された信号の電圧スイングを実質的に一定に維持するように働く閉ループ制御回路を備える。
【０００７】
復調器の入力信号のレベルは一定に維持され、トランスポンダとリーダーとの間の距離に依存しないので、特に精密動作をするのに簡単な復調器を使用できるようにするのはトランスポンダおよび信号処理回路のこのような構成にある。
【０００８】
本発明の別の有利な実施例は末尾の実施態様項に記載されている。
【０００９】
以下、図面を参照し、例により本発明を詳細に説明する。
【００１０】
【発明の実施の形態】
次に図１を参照すると、ここにはリーダー１とトランスポンダ２を備えた非接触式データ通信システムが示されている。このデータ通信システムは、例えば車両アクセスシステムで使用されているような受動式ＲＦＩＤシステムとすることができる。
【００１１】
アンテナ３に接続されているリーダーはトランスポンダ２のアンテナ４を介して受信された信号をトランスポンダ２へ送ることができる。
【００１２】
このような装置においてリーダーから発射された信号は二進符号信号により搬送波の振動振幅が２つの状態の間で変化するように切り替えられる振幅キーイング（ＡＳＫ変調）信号であることが好ましい。
【００１３】
トランスポンダ２は復調器５を含み、この復調器５はトランスポンダ内の別の回路アセンブリ１２でＡＳＫ信号を処理し、分析できるように、ＡＳＫ信号を復調するように働く。アンテナ４と復調器５との間には信号処理回路６が接続されている。この信号処理回路６は固定された所定の増幅率を有する増幅器７、好ましくはオペアンプを含む。この増幅率は、例えば５００倍でよい。増幅器７の出力端には閉ループ制御回路８が接続されており、この閉ループ制御回路８は増幅器が出力した信号を受信し、信号処理回路６の入力端１０に並列接続された抵抗器９を制御するよう、この信号を出力信号の強度に比例した信号に変換する。
【００１４】
リーダー１とトランスポンダ２との間の距離が一定でないことに起因し、トランスポンダの入力端１０で受信される信号強度も同じように大幅に変動する。選択された実施例では入力信号のピーク・ピーク電圧は５ｍＶ〜１５Ｖまで変わり得る。次に、信号処理回路６は入力端１０で受信された信号を出力端１１の信号に変換する。この出力端１１における信号の最大レベルは特に簡単な方法よび手段により復調器５で処理できるようにほぼ一定となっている。
【００１５】
例えばリーダー１がトランスポンダ２に接近し、よってトランスポンダ２の入力端１０で受信されるＡＳＫ信号の最大ピーク・ピーク電圧が増すと、増幅器７の出力端、従って閉ループ制御回路８の入力端により高いレベルの信号が発生する。この信号は閉ループ制御回路に制御可能な抵抗器９をより小さい抵抗にするよう制御させ、よってその後、増幅器７の入力端には入力端１０に印加される入力信号のわずか一部しかアクセスできなくなる。この装置では制御可能な抵抗器９の両端で低下する入力信号の比率は、信号処理回路６の出力端１１に生じる電圧は、そのピーク・ピーク値のスイングが多少とも一定のままになるよう、ケースごとに設定される。これによって信号を復調するための信号処理回路の出力端１１で簡単な構成の復調器を使用することが可能となる。
【００１６】
次に図２を参照すると、ここには信号処理回路６の別の実施例が示されている。
【００１７】
信号処理回路６の入力端１０はトランスポンダ２のアンテナに接続されている。アンテナの電圧は結合コンデンサＣ１を介し回路に結合されている（ＡＣ結合）。結合コンデンサＣ１とアースとの間に接続されたプルダウン抵抗器Ｒ１により、ノード１４における信号はアースを基準とする。電流源１８は入力端がｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ　ＭＰ１のソースに接続されている増幅器７のための入力電圧として適当なバイアスを得るためのポテンシャルシフターとして、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ　ＭＰ１と共に働く。増幅器７の出力端では信号処理回路６の出力信号が得られ、この信号は例えばＡＳＫ復調器まで中継される。信号処理回路の出力端は、図２では参照番号１１で表示されている。
【００１８】
リーダーからトランスポンダへＡＳＫ信号が送られる時に、リーダー１とトランスポンダ２との間の距離が変動する結果、トランスポンダの入力信号はその電圧レベルが大幅に変わることがある。例えば５ｍＶ〜１５Ｖの間のピーク・ピーク電圧レベルが生じることがある。
【００１９】
信号処理回路６の出力端１１に接続された復調器がこれら電圧変動からシールドされるよう、閉ループ制御回路８が設けられている。この閉ループ制御回路８は制御可能な抵抗器９と共に復調器の出力端１１に印加される信号をほぼ一定に維持し、よって、例えば復調器の入力端で１Ｖの一定の最大ピーク・ピーク電圧が得られるようにしている。
【００２０】
閉ループ回路８はまず結合コンデンサＣ２を備え、この結合コンデンサＣ２は増幅器７の出力端およびプルダウン抵抗器Ｒ２に接続されている。
【００２１】
結合コンデンサＣ２とプルダウン抵抗器Ｒ２との間の回路ポイント１５は、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ１のゲートに接続されている。ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ１のソース−ドレイン回路は、例えば２００ｎＡの電流を発生する第１電流源Ｉ１に接続されており、更に２つのｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ　ＭＰ２、ＭＰ３から構成された電流ミラーの第１ブランチにも接続されている。
【００２２】
ＭＯＳＦＥＴ　ＭＰ３によって形成された電流ミラーのブランチはコンデンサＣ３に接続されている。このコンデンサＣ３は更に第１電流源よりも小さい電流を発生する第２電流源Ｉ２に接続されている。第２電流源Ｉ２の電流は、例えば約５ｎＡとすることができる。更にコンデンサＣ３は制御可能な抵抗器９を形成するｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ２のゲートに接続されている。このｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ２のソース−ドレイン回路はコンデンサＣ１およびｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ　ＭＰ１のゲートに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ２のＯＮ抵抗器は結合コンデンサＣ１と共に分圧器を形成している。
【００２３】
次に、図２に示されるような信号処理回路６の機能について説明する。
【００２４】
トランスポンダへＡＳＫ信号が送信されている間に、リーダーとトランスポンダとの間の距離が近づき、信号処理回路の出力端１０に生じる信号のレベルが大きくなり、次に増幅器７の出力端に生じる電圧がＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ１のスレッショルド電圧を越えて増加すると、電流源Ｉ１の電流がＭＰ２とＭＰ３から成る電流ミラーによってミラー動作し、コンデンサＣ２を充電すると、まず仮定する。これと同時にコンデンサＣ３は電流源Ｉ１の最大電流よりも実質的に小さい電流源Ｉ２からの電流によって放電する。従って、コンデンサＣ３（回路ポイントＳ）で生じる電圧は、電流Ｉ１とＩ２との瞬間比から生じるバランスのとれた状態を示す。
【００２５】
信号処理回路６の入力端１０に印加される信号のレベルが増加すると、ＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ１は強力に開となり、結合コンデンサＣ２はより大きい電荷を受ける。コンデンサＣ３の両端の電圧は、この時間に存在する入力信号の最大振幅の尺度である。コンデンサＣ３の両端の電圧が増加すると電圧低下比Ｃ１／ＭＮ２が変化し、よって信号処理回路６の回路ポイント１６に生じる入力信号の電圧スイングを小さくするように、ＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ２のＯＮ抵抗値が減少する。増幅器７の増幅率は固定されているので、信号処理回路の出力端１１に生じる信号の振幅も小さくなる。これによって出力端１１ではほぼ一定の最大電圧スイングを有する信号を入手でき、この信号は次の復調器で簡単な方法かつ手段により処理できる。
【００２６】
リーダーとトランスポンダとの間の距離が長くなると、アンテナ４を介して受信されるトランスポンダのＡＳＫ入力信号の最大電圧スイングが減少する。この減少はある時点でＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ１のゲートに印加される電圧がスレッショルド電圧よりも小さくなり、電流ミラーのトランジスタＭＰ３を通って流れる電流がなくなり、コンデンサが小さい電流Ｉ２しか放電しなくなるまで続く。これによってＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ２のゲートの電圧が減少し、この結果、ＭＮ２のＯＮ抵抗値が増加し、この結果、Ｃ１およびＭＮ２の分圧機能に起因し、回路ポイント１６に印加される電圧が増加し、この増加により次に増幅器７の入力端における電圧レベルがより高くなり、増幅器の出力端１１における出力信号の振幅が大きくなる。
【００２７】
閉ループ制御回路８は信号処理回路６の出力端１１に印加される出力電圧の平均振幅をＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ１のスレッショルド電圧に対応する値、例えば約０．６Ｖにする。小さい放電電流Ｉ２によって決まる時定数はＡＳＫ入力信号が最少の損失で所定の時定数で出力端１１に向けられるように設定できる。
【００２８】
次に図３を参照すると、この図には本発明に係わる信号処理回路６の別の実施例が示されている。
【００２９】
図３に示されるような信号処理回路は２つの点で図２に示されるような実施例と異なっている。図２と図３とで同様な要素は同様な参照番号で示されている。
【００３０】
第１点は、増幅器７のための具体的な解決案をどのように視覚化できるかが示されていることが異なる。この増幅器７は図３では順次配置された２つの増幅ステージを備え、各ステージはネガティブフィードバックを有するＮＭＯＳの差動増幅器を含むことができる。
【００３１】
第２点は、回路の高速初期化を可能にする回路１７が設けられていることが異なる。
【００３２】
回路１７は第２ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ　ＭＰ２に並列接続されたｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ　ＭＰ４を含む。このＭＯＳＦＥＴ　ＭＰ４のゲートはＭＯＳＦＥＴ　ＭＰ３のゲートに接続されている。閉ループ制御回路８の過渡位相時には、ＭＯＳＦＥＴ　ＭＰ４はコンデンサＣ３を２倍の電流で充電できるよう、第１スイッチＳ１によりＭＯＳＦＥＴ　ＭＰ３に並列接続される。更に電流源Ｉ２と同じ電流を発生する第２放電電流源Ｉ３が設けられており、この電流源Ｉ３は過渡位相時にスイッチＳ２により附勢され、この結果、過渡位相時でも２倍の放電電流が流れる。結論として、クランピングダイオードとして機能する別のｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ３が設けられており、このＭＯＳＦＥＴ　ＭＮ３は過渡位相時にスイッチＳ３を介してコンデンサＣ３に接続される。従って、過渡位相時にスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３は閉じられ、回路の過渡応答をスピードアップする。コンデンサＣ３の両端の電流を制限するクランピングダイオードＭＮ３はスパイク現象を防止する。閉ループ制御回路をターンオンした所定の時間の後で、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３が開となることにより、過渡位相がターンオフされる。
【００３３】
以上の説明に関して、更に以下の項を開示する。
（１）　アンテナ（４）と、復調器（５）と、前記アンテナ（４）を介して受信した変調信号を、前記復調器（５）内で処理するのに適した信号へ変換するための信号処理回路（６）とを備え、該信号処理回路（６）が所定の増幅率を有する増幅器（７）と前記復調器（５）の入力端に印加される、処理された信号の電圧スイングをほぼ一定に維持するように働く閉ループ制御回路（８、９）とを備えたトランスポンダ。
【００３４】
（２）　前記閉ループ制御回路（８、９）が前記復調器（５）の入力端に生じる前記信号処理回路（６）の前記増幅器（７）の出力信号を検出し、前記出力信号の強度に応じて前記増幅器（７）の入力端（１０）の上流側にて、前記信号処理回路の前記入力端に並列接続された制御可能な抵抗器（９）を制御するように構成されている、第１項記載のトランスポンダ。
【００３５】
（３）　前記閉ループ制御回路（８）が前記信号処理回路（６）の前記増幅器（７）の前記出力信号の強度応じて連続的に放電され、差動的に充電されるコンデンサ（Ｃ３）を備え、充電電流と放電電流とのバランスが前記コンデンサ（Ｃ３）の両端の電圧を決定し、次にこの電圧が前記制御可能な抵抗器（９）を制御する、第２項記載のトランスポンダ。
【００３６】
（４）　前記閉ループ制御回路（８）が前記コンデンサ（Ｃ３）を充電するための第１電流源（Ｉ１）と、前記コンデンサ（Ｃ３）を放電するための第２電流源（Ｉ２）とを備え、前記第１電流源（Ｉ１）の電流のほうが前記第２電流源（Ｉ２）よりも大である、第３項記載のトランスポンダ。
【００３７】
（５）　前記閉ループ制御回路が別の放電電流源と、別の充電電流源（Ｉ２）と、１つまたはそれ以上のスイッチ（Ｓ１、Ｓ２）とを備え、前記閉ループ制御回路（８）の初期化中の所定時間の間、前記スイッチを介して前記別の電流源を附勢し、前記閉ループ制御回路（８）の過渡遅延時間を短縮するようになっている、第４項記載のトランスポンダ。
【００３８】
（６）　前記閉ループ制御回路（８）が、更にクランピングダイオード（ＭＮ３）と、前記閉ループ制御回路（８）の初期化中に前記クランピングダイオード（ＭＮ３）を前記コンデンサ（Ｃ３）に接続するための別のスイッチ（Ｓ３）とを備えた、第５項記載のトランスポンダ。
【００３９】
（７）　前記制御可能な抵抗器（９）がＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ２）から成る、第２項〜６項のいずれかに記載のトランスポンダ。
【００４０】
（８）　前記復調器（５）がＡＳＫ復調器である、前項のいずれかに記載のトランスポンダ。
【００４１】
（９）　リーダー（１）と前項１〜８のいずれかに記載のトランスポンダ（２）とを備えた非接触式データ通信システム。
【００４２】
（１０）　受動式ＲＦＩＤシステムである、第９項記載のデータ通信システム。
【００４３】
（１１）　本発明はアンテナ（４）と、復調器（５）と、前記アンテナ（４）を介して受信した変調信号を、前記復調器（５）内で処理するのに適した信号へ変換するための信号処理回路（６）とを備えたトランスポンダ（１）に関する。この信号処理回路（６）は所定の増幅率を有する増幅器（７）と前記復調器（５）の入力端に印加される、処理された信号の電圧スイングをほぼ一定に維持するように働く閉ループ制御回路（８）とを備える。好ましい実施例では、前記閉ループ制御回路は前記信号処理回路の前記増幅器の前記出力信号の強度に応じて連続的に放電され、差動的に充電されるコンデンサを備え、前記コンデンサの両端に生じる電圧が前記信号処理回路の入力端に並列接続され、結合コンデンサと共に分圧器を形成する制御可能な抵抗器を制御するようになっている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わるトランスポンダを含む無接触式データ通信システムのブロック図である。
【図２】本発明に係わるトランスポンダの信号処理回路の好ましい実施例の回路図である。
【図３】本発明に係わるトランスポンダの信号処理回路の別の実施例の回路図である。
【符号の説明】
１　リーダー
２　トランスポンダ
４　アンテナ
５　復調器
６　信号処理回路
７　増幅器
８　閉ループ制御回路
９　抵抗器
１０　入力端
１１　出力端
１２　回路アセンブリ
Ｃ３　コンデンサ
Ｉ１　第１電流源
Ｉ２　第２電流源
Ｉ３　別の充電電流源
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３　スイッチ
【図１】
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【図２】
2004040797.tif 000004
【図３】
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