(57)【要約】【課題】低コストで、高い直流利得の電圧誤差増幅回路を提供する。また、低コストで、レギュレーションが好適で、出力電圧Ｖｏｕｔのばらつきが小さい安定化電源装置を提供する。【解決手段】共通電位点に接続する共通電位端子と、出力電圧に接続する基準電位端子とを有するシャントレギュレータを備える電圧誤差増幅回路において、前記共通電位点と前記共通電位端子との間に定電圧手段を配置することを特徴とする電圧誤差増幅回路。【選択図】　　　図１
2004147442.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
共通電位点に接続する共通電位端子と、出力電圧に接続する基準電位端子とを有するシャントレギュレータを備える電圧誤差増幅回路において、
前記共通電位点と前記共通電位端子との間に定電圧手段を配置することを特徴とする電圧誤差増幅回路。
【請求項２】
前記定電圧手段は、ツェナーダイオードであることを特徴とする請求項１記載の電圧誤差増幅回路。
【請求項３】
前記定電圧手段は、ダイオードとツェナーダイオードとの直列接続であることを特徴とする請求項１記載の電圧誤差増幅回路。
【請求項４】
前記定電圧手段は、シャントレギュレータを備えることを特徴とする請求項１記載の電圧誤差増幅回路。
【請求項５】
共通電位点に接続する共通電位端子と、出力電圧に接続する基準電位端子とを有するシャントレギュレータを備え、前記シャントレギュレータの出力に基づき入力電圧を前記出力電圧に変換する安定化電源装置において、
前記共通電位点と前記共通電位端子との間に定電圧手段を配置することを特徴とする安定化電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共通電位点に接続する共通電位端子と、出力電圧に接続する基準電位端子とを有するシャントレギュレータを備える電圧誤差増幅回路、及び共通電位点に接続する共通電位端子と、出力電圧に接続する基準電位端子とを有するシャントレギュレータを備え、前記シャントレギュレータの出力に基づき入力電圧を前記出力電圧に変換する安定化電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電圧誤差増幅回路は、出力電圧検出回路と、出力電圧検出回路からの検出出力電圧と設定電圧とから誤差電圧を形成するシャントレギュレータを含む誤差電圧形成回路と、誤差電圧形成回路からの誤差電圧を増幅するトランジスタを含み、その増幅信号を出力する増幅回路と、から構成される（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平０６−０５４５１９号公報
【０００４】
このような、従来の電圧誤差増幅回路２０を用いる安定化電源装置の一例であるフライバックコンバータの構成図を図４に示す。同図において、入力電源Ｖｉｎと、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と、スイッチング素子Ｑ１とは直列に接続する。
【０００５】
オンオフ制御回路１０からの駆動信号ＧＤはスイッチング素子Ｑ１をオンオフし、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に入力電圧Ｖｉｎを与える。トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に誘起する電圧はダイオードＤ１で整流し、さらにコンデンサＣ１で平滑し、共通電位点ＧＮＤを基準とする出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ１において、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が増加すると、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇し、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が減少すると、出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。
【０００７】
また、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧誤差増幅回路２０に接続され、電圧誤差増幅回路２０の出力である電圧帰還信号ＶＦＢはオンオフ制御回路１０に接続する。オンオフ制御回路１０は、電圧帰還信号ＶＦＢが上昇するとオンとオフとの時間の割合（デューティ比）を増加させ、電圧帰還信号ＶＦＢが低下するとオンとオフとの時間の割合（デューティ比）を減少させる。
【０００８】
電圧誤差増幅回路２０の内部回路を説明する。出力電圧Ｖｏｕｔは抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２で分圧し、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子（リファレンス）に接続する。シャントレギュレータＵ１の共通電位端子（アノード）は安定な電位点である共通電位点ＧＮＤに接続する。シャントレギュレータＵ１の出力端子（カソード）は電圧帰還信号ＶＦＢに接続する。また、シャントレギュレータＵ１において基準電圧端子と出力端子との間にコンデンサＣ２を配置する。また、シャントレギュレータＵ１内の基準電圧値Ｖｒ１はほぼ２．５Ｖである。
コンデンサＣ２、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２は、電圧誤差増幅回路２０の周波数特性に影響する。
【０００９】
このような、図４の従来例における動作を説明する。図４の安定化電源装置は、基準電位端子を出力電圧Ｖｏｕｔに接続するシャントレギュレータＵ１を備え、シャントレギュレータＵ１の出力である電圧帰還信号ＶＦＢに基づき入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。
【００１０】
また、安定化電源装置は、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子の電圧がシャントレギュレータＵ１内の基準電圧値Ｖｒ１と等しくなるように動作する。
【００１１】
出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧よりも低いとき、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子は低くなり、シャントレギュレータＵ１の出力端子は高くなり、電圧帰還信号ＶＦＢは高くなり、駆動信号ＧＤ及びスイッチング素子Ｑ１のオンとオフとの時間の割合（デューティ比）は増加し、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。
【００１２】
出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧よりも高いとき、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子は高くなり、シャントレギュレータＵ１の出力端子は低くなり、電圧帰還信号ＶＦＢは低くなり、駆動信号ＧＤ及びスイッチング素子Ｑ１のオンとオフとの時間の割合（デューティ比）は減少し、出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。
【００１３】
そして、出力電圧Ｖｏｕｔは式（１）を満足するところで安定となる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒ１・（１＋Ｒ１／Ｒ２）　　（１）
ただし、Ｖｒ１はシャントレギュレータＵ１内の基準電圧値。
【００１４】
具体的には、Ｖｒ１＝２．５Ｖ、Ｒ１＝１５０ｋΩ、Ｒ２＝１．５ｋΩでは、Ｖｏｕｔ＝２５２．５Ｖとなる。
【００１５】
汎用的なシャントレギュレータＵ１内の基準電圧値Ｖｒ１は２．５Ｖまたは１．２５Ｖである。特に、基準電圧値Ｖｒ１＝２．５Ｖのシャントレギュレータは、低コストの電圧誤差増幅回路２０の設計要求に対し、好適である。
【００１６】
また、出力電圧Ｖｏｕｔが直流（周波数＝０）で微小変化ΔＶｏｕｔだけ変化したときに、電圧帰還信号ＶＦＢが直流で微小変化ΔＶＦＢだけ変化するとすると、電圧誤差増幅回路２０の直流（周波数＝０）利得Ａｖ１は、式（２）及び式（３）となる。
Ａｖ１≡ΔＶＦＢ／ΔＶｏｕｔ＝−Ａ１／（１＋Ｒ１／Ｒ２）　　（２）
ただし、Ａ１はシャントレギュレータＵ１の直流（周波数＝０）利得。
式（２）に式（１）を代入して式（３）となる。
Ａｖ１＝−Ａ１・Ｖｒ１／Ｖｏｕｔ　　（３）
【００１７】
式（３）から明らかなように、出力電圧Ｖｏｕｔと直流利得Ａｖ１とは反比例の関係であり、シャントレギュレータＵ１内の基準電圧値Ｖｒ１を一定にして、出力電圧Ｖｏｕｔを高くすると直流利得Ａｖ１は小さくなる。
【００１８】
具体的には、Ｖｏｕｔ＝２５２．５Ｖ、Ｖｒ１＝２．５ＶではＡｖ＝−Ａ１／１０１となり、電圧誤差増幅回路２０の直流利得Ａｖ１はシャントレギュレータＵ１の直流利得Ａ１のほぼ１／１００となる。
【００１９】
電圧誤差増幅回路２０の直流利得Ａｖ１が大きくなると、安定化電源装置のレギュレーションは良好となり、直流利得Ａｖ１が小さくなると、安定化電源装置のレギュレーションは悪化する。
【００２０】
また、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子におけるオフセット電圧のばらつきは、シャントレギュレータＵ１内の基準電圧Ｖｒ１の微小変化ΔＶｒ１に包含され、このときの出力電圧Ｖｏｕｔの微小変化ΔＶｏｕｔは、式（３）を変形して、式（４）となる。
ΔＶｏｕｔ＝−Ａ１・ΔＶｒ１／Ａｖ１　　（４）
【００２１】
式（４）より、出力電圧Ｖｏｕｔの微小変化ΔＶｏｕｔは、直流利得Ａｖ１に反比例する。つまり、直流利得Ａｖ１が小さいと、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子におけるオフセット電圧のばらつきがあるときに、出力電圧Ｖｏｕｔの微小変化ΔＶｏｕｔが大きくなる。
【００２２】
一方、図５は、その他の従来の電圧誤差増幅回路２０を用いる安定化電源装置の構成図である。なお、図４の従来例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００２３】
図５の従来例の特徴は、シャントレギュレータＵ１の代わりに、誤差増幅器Ｕ３と基準電圧Ｖｒ２とを配置する点にある。図５の従来例の動作は図４の従来例の動作と同じになるため説明を省略する。
【００２４】
図５の従来例の基準電圧Ｖｒ２は、図４の従来例のシャントレギュレータＵ１内の基準電圧値Ｖｒ１に相当し、図５の従来例と図４の従来例とは回路的に等価である。よって、出力電圧Ｖｏｕｔは、式（５）となり、電圧誤差増幅回路２０の直流（周波数＝０）利得Ａｖ２は式（６）となる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒ２・（１＋Ｒ１／Ｒ２）　　（５）
Ａｖ２＝−Ａ２・Ｖｒ２／Ｖｏｕｔ　　（６）
ただし、Ａ２は誤差増幅器Ｕ３の直流（周波数＝０）利得。
【００２５】
よって、基準電圧Ｖｒ２を高く設定すると、電圧誤差増幅回路２０の直流（周波数＝０）利得Ａｖ２を高くできる。
【００２６】
具体的には、Ｖｒ２＝１０Ｖ、Ｒ１＝１５０ｋΩ、Ｒ２＝６．１９ｋΩでは、Ｖｏｕｔ＝２５２．３Ｖとなり、Ａｖ＝−Ａ２／２５．２となる。よって、図５の従来例の電圧誤差増幅回路２０の直流利得Ａｖ２は、誤差増幅器Ｕ３の直流利得Ａ２のほぼ１／２５まで減少する。
【００２７】
つまり、図５の誤差増幅器Ｕ３の直流利得Ａ２と図４のシャントレギュレータＵ１の直流利得Ａ１とが等しいときには、図５の従来例の電圧誤差増幅回路２０の直流利得Ａｖ２は、図４の従来例の電圧誤差増幅回路２０の直流利得Ａｖ１のほぼ４倍大きくなる。
【００２８】
また、基準電圧Ｖｒ２を高く設定すると、出力電圧Ｖｏｕｔのばらつきが小さく、好適である。
【００２９】
詳しくは、基準電圧Ｖｒ２を高く設定すると、誤差増幅器Ｕ３の負入力端子の値も高くなり、入力端子のオフセット電圧は無視できるようになり、出力電圧Ｖｏｕｔの微小変化ΔＶｏｕｔは小さくなり、好適である。、誤差増幅器Ｕ３の入力端子のオフセット電圧にばらつきがあっても出力電圧Ｖｏｕｔはほとんど変化しない。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のことから、従来の電圧誤差増幅回路２０及び安定化電源装置は、次の課題がある。
【００３１】
図４の従来例のようにシャントレギュレータＵ１を備える電圧誤差増幅回路２０では、低コストという利点はあるが、出力電圧Ｖｏｕｔが高いときは、直流利得Ａｖ１は低くなるという課題がある。
【００３２】
これにより、安定化電源装置のレギュレーションが悪化するという課題がある。また、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子におけるオフセット電圧のばらつきがあるときに、出力電圧Ｖｏｕｔの微小変化ΔＶｏｕｔが大きくなるという課題がある。
【００３３】
図５の従来例のように誤差増幅器Ｕ３を備える電圧誤差増幅回路２０では、直流利得Ａｖ２が大きく、入力端子のオフセット電圧の影響が無視できるという利点はあるが、部品点数が増加し、実装面積が増加し、高価という課題がある。
【００３４】
これにより、安定化電源装置は部品点数が増加し、実装面積が増加し、高価という課題がある。
【００３５】
本発明の目的は、以上説明した相容れない課題を解決するものであり、低コストで、高い直流利得の電圧誤差増幅回路を提供することにある。また、低コストで、レギュレーションが好適で、出力電圧Ｖｏｕｔのばらつきが小さい安定化電源装置を提供することにある。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）共通電位点に接続する共通電位端子と、出力電圧に接続する基準電位端子とを有するシャントレギュレータを備える電圧誤差増幅回路において、前記共通電位点と前記共通電位端子との間に定電圧手段を配置することを特徴とする電圧誤差増幅回路。
（２）前記定電圧手段は、ツェナーダイオードであることを特徴とする（１）記載の電圧誤差増幅回路。
（３）前記定電圧手段は、ダイオードとツェナーダイオードとの直列接続であることを特徴とする（１）記載の電圧誤差増幅回路。
（４）前記定電圧手段は、シャントレギュレータを備えることを特徴とする（１）記載の電圧誤差増幅回路。
（５）共通電位点に接続する共通電位端子と、出力電圧に接続する基準電位端子とを有するシャントレギュレータを備え、前記シャントレギュレータの出力に基づき入力電圧を前記出力電圧に変換する安定化電源装置において、前記共通電位点と前記共通電位端子との間に定電圧手段を配置することを特徴とする安定化電源装置。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下に、図１に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係る電圧誤差増幅回路２０及び安定化電源装置の一例であるフライバックコンバータの構成図を示す。なお、図４の従来例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００３８】
図１の実施例の特徴は、シャントレギュレータＵ１の共通電位端子と共通電位点ＧＮＤとの間に定電圧手段を配置する点にある。また、定電圧手段は、温度特性がほぼゼロとなるツェナーダイオードＤ２であることを特徴としている。
【００３９】
詳しくは、ツェナーダイオードＤ２において、そのアノードは共通電位点ＧＮＤに接続し、そのカソードはシャントレギュレータＵ１の共通電位端子に接続する。シャントレギュレータＵ１の共通電位端子は、ツェナーダイオードＤ２を介して共通電位点に接続する。また、ツェナーダイオードＤ２のツェナー電圧Ｖｚ２はほぼ５．１Ｖとする。
【００４０】
このような図１の実施例の動作を説明する。
安定化電源装置は、シャントレギュレータＵ１において、その基準電圧端子とその共通電位端子との間の電圧がその内部の基準電圧値Ｖｒ１（＝２．５Ｖ）と等しくなるように動作する。
【００４１】
そして、安定化電源装置は、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子と共通電位点ＧＮＤとの間の電圧がＶｒ１＋Ｖｚ２＝２．５Ｖ＋５．１Ｖ＝７．６Ｖとなるように動作する。
【００４２】
また、図４の従来例と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔは式（７）となり、電圧誤差増幅回路２０の直流（周波数＝０）利得Ａｖ３は式（８）となる。
Ｖｏｕｔ＝（Ｖｒ１＋Ｖｚ２）・（１＋Ｒ１／Ｒ２）　　（７）
Ａｖ３＝−Ａ１・（Ｖｒ１＋Ｖｚ２）／Ｖｏｕｔ　　（８）
【００４３】
よって、ツェナーダイオードＤ２を設けることにより、電圧誤差増幅回路２０の直流利得Ａｖ３を高くできる。
【００４４】
具体的には、Ｖｒ１＋Ｖｚ２＝７．６Ｖ、Ｒ１＝１５０ｋΩ、Ｒ２＝４．６５ｋΩでは、Ｖｏｕｔ＝２５２．８Ｖとなり、Ａｖ＝−Ａ／３３．３となる。よって、図１の実施例の電圧誤差増幅回路２０の直流利得Ａｖ１はシャントレギュレータＵ１の直流利得Ａ１のほぼ１／３３まで減少する。
【００４５】
つまり、図１の実施例の電圧誤差増幅回路２０の直流利得Ａｖ３は、図４の従来例の電圧誤差増幅回路２０の直流利得Ａｖ１のほぼ３倍大きくなる。
【００４６】
また、シャントレギュレータＵ１及びツェナーダイオードＤ２の温度特性はほぼゼロとなるため、出力電圧Ｖｏｕｔは安定となる。さらにまた、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子と共通電位点ＧＮＤとの間の電圧が高くなるため、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子におけるオフセット電圧にばらつきがあっても出力電圧Ｖｏｕｔはほとんど変化せず、好適である。
【００４７】
次に、図２に基づいて本発明を詳細に説明する。図２は本発明に係る第２の電圧誤差増幅回路２０及び安定化電源装置の一例であるフライバックコンバータの構成図を示す。なお、図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００４８】
図２の実施例の特徴は、シャントレギュレータＵ１の共通電位端子と共通電位点ＧＮＤとの間に、温度特性がほぼゼロとなるダイオードＤ３とツェナーダイオードＤ４との直列接続を配置する点にある。
【００４９】
詳しくは、ダイオードＤ３とツェナーダイオードＤ４との直列接続において、ツェナーダイオードＤ４のアノードは共通電位点ＧＮＤに接続し、ツェナーダイオードＤ４のカソードとダイオードＤ３のカソードとを接続し、ダイオードＤ３のアノードはシャントレギュレータＵ１の共通電位端子に接続する。
【００５０】
つまり、ツェナーダイオードＤ４のアノードは共通電位点ＧＮＤに接続し、ツェナーダイオードＤ４のカソードはダイオードＤ３を介してシャントレギュレータＵ１の共通電位端子に接続し、ツェナーダイオードＤ４のカソードはツェナーダイオードＤ４を介し共通電位点ＧＮＤに接続し、ダイオードＤ３のアノードはシャントレギュレータＵ１の共通電位端子に接続する。
また、ダイオードＤ３とツェナーダイオードＤ４を入れ替えても同等である。
【００５１】
さらに、ダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦはほぼ０．７Ｖであり、ツェナーダイオードＤ４のツェナー電圧Ｖｚ４はほぼ６．２Ｖとする。
【００５２】
このような図２の実施例の動作は、図１の実施例と同様となり、安定化電源装置は、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子と共通電位点ＧＮＤとの間の電圧がＶｒ１＋ＶＦ＋Ｖｚ４＝２．５Ｖ＋０．７Ｖ＋６．２Ｖ＝９．４Ｖとなるように動作する。
【００５３】
また、図１の実施例と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔは式（９）となり、電圧誤差増幅回路２０の直流（周波数＝０）利得Ａｖ４は式（１０）となる。
Ｖｏｕｔ＝（Ｖｒ１＋ＶＦ＋Ｖｚ４）・（１＋Ｒ１／Ｒ２）　　（９）
Ａｖ４＝−Ａ１・（Ｖｒ１＋ＶＦ＋Ｖｚ４）／Ｖｏｕｔ　　（１０）
【００５４】
よって、ダイオードＤ３とツェナーダイオードＤ４との直列接続を設けることにより、電圧誤差増幅回路２０の直流利得Ａｖ４を高くできる。
図２の実施例の直流利得Ａｖ４は、図１の実施例の直流利得Ａｖ３よりも大きくできる。
【００５５】
また、シャントレギュレータＵ１、ダイオードＤ３及びツェナーダイオードＤ４の温度特性はほぼゼロとなるため、出力電圧Ｖｏｕｔは安定となる。さらにまた、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子と共通電位点ＧＮＤとの間の電圧はいっそう高くなるため、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子におけるオフセット電圧にばらつきがあっても出力電圧Ｖｏｕｔはほとんど変化せず、いっそう好適である。
【００５６】
さらにその次に、図３に基づいて本発明を詳細に説明する。図３は本発明に係る第３の電圧誤差増幅回路２０及び安定化電源装置の一例であるフライバックコンバータの構成図を示す。なお、図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００５７】
図３の実施例の特徴は、シャントレギュレータＵ１の共通電位端子と共通電位点ＧＮＤとの間にシャントレギュレータＵ２を配置する点にある。
【００５８】
詳しくは、シャントレギュレータＵ２はマルチプライヤを形成し、その共通電位端子は共通電位点ＧＮＤに接続し、その出力端子はシャントレギュレータＵ１の共通電位端子に接続し、その出力端子とその基準電圧端子との間に抵抗Ｒ３を接続し、その基準電圧端子とその共通電位端子との間に抵抗Ｒ４を接続する。
【００５９】
また、シャントレギュレータＵ２内の基準電圧値Ｖｒ３はシャントレギュレータＵ１内の基準電圧値Ｖｒ１と同じで、ほぼ２．５Ｖである。よって、シャントレギュレータＵ２の出力端子は、ほぼＶｒ３・（１＋Ｒ３／Ｒ４）となる。
【００６０】
このような図３の実施例の動作は、図１の実施例と同様となり、安定化電源装置は、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子と共通電位点ＧＮＤとの間の電圧がＶｒ１＋Ｖｒ３・（１＋Ｒ３／Ｒ４）となるように動作する。
【００６１】
また、図１の実施例と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔは式（１１）となり、電圧誤差増幅回路２０の直流（周波数＝０）利得Ａｖ５は式（１２）となる。
Ｖｏｕｔ＝（Ｖｒ１＋Ｖｒ３・（１＋Ｒ３／Ｒ４））・（１＋Ｒ１／Ｒ２）（１１）
Ａｖ５＝−Ａ１・（Ｖｒ１＋Ｖｒ３・（１＋Ｒ３／Ｒ４））／Ｖｏｕｔ　（１２）
【００６２】
よって、シャントレギュレータＵ２のマルチプライヤを設けることにより、電圧誤差増幅回路２０の直流（周波数＝０）利得Ａｖ５を高くできる。
図３の実施例の直流利得Ａｖ５は、図２の実施例の直流利得Ａｖ４よりもさらに大きくできる。
【００６３】
また、シャントレギュレータＵ１及びシャントレギュレータＵ２の温度特性はほぼゼロとなるため、出力電圧Ｖｏｕｔは安定となる。さらにまた、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子と共通電位点ＧＮＤとの間の電圧はよりいっそう高くなるため、シャントレギュレータＵ１の基準電圧端子におけるオフセット電圧にばらつきがあっても出力電圧Ｖｏｕｔはほとんど変化せず、よりいっそう好適である。
【００６４】
上述の例では、フライバックコンバータであったが、これとは別に、その他のスイッチング方式のコンバータ及びシリーズレギュレータでもよい。
【００６５】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば、汎用の基準電圧値２．５Ｖのシャントレギュレータと僅かな追加の素子で、低コストで、高い直流利得の電圧誤差増幅回路を提供できる。また、低コストで、レギュレーションが好適で、出力電圧のばらつきが小さい安定化電源装置を提供できる。
【００６６】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す構成図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す構成図である。
【図４】従来のスイッチング電源装置の構成である。
【図５】その他の従来のスイッチング電源装置の構成である。
【符号の説明】
２０　電圧誤差増幅回路
Ｕ１，Ｕ２　シャントレギュレータ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４　抵抗
Ｄ２，Ｄ４　ツェナーダイオード
Ｄ３　ダイオード
Ｖｉｎ　入力電圧
Ｖｏｕｔ　出力電圧
ＶＦＢ　電圧帰還信号
ＧＮＤ　共通電位点
【図１】
2004147442.tif 000003
【図２】
2004147442.tif 000004
【図３】
2004147442.tif 000005
【図４】
2004147442.tif 000006
【図５】
2004147442.tif 000007