(57)【要約】【課題】位相誤差の小さいサンプリングクロック信号及びシンボルクロック信号を短時間で得ることができ、受信装置の復調性能を改善することが可能なタイミング調整回路及び受信装置を提供する。【解決手段】位相変調方式で変調処理された受信信号を所定のサンプリング周波数のクロック信号に基づいて標本化処理してデジタルベースバンド信号を出力する標本化手段と、所定の周波数特性を有し、前記デジタルベースバンド信号をフィルタリング処理する第１のフィルタリング手段と、前記第１のフィルタリング手段の出力信号に基づいて、前記受信信号のナイキスト時刻と前記クロック信号との位相誤差を推定し、該位相誤差を補正するように前記クロック信号の位相を制御する位相制御手段とを備える。【選択図】　　図１
2004064469.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相変調方式又は振幅位相変調方式で変調処理された受信信号を所定のサンプリング周波数のクロック信号に基づいて標本化処理してデジタルベースバンド信号を出力する標本化手段と、
所定の周波数特性を有し、前記デジタルベースバンド信号をフィルタリング処理する第１のフィルタリング手段と、
前記第１のフィルタリング手段の出力信号に基づいて、前記受信信号のナイキスト時刻と前記クロック信号との位相誤差を推定し、該位相誤差を補正するように前記クロック信号の位相を制御する位相制御手段と、
を備えることを特徴とするタイミング補正回路。
【請求項２】
第１のフィルタリング手段は、
受信信号のナイキスト時刻において、デジタルベースバンド信号の振幅値の分散を抑圧する周波数特性を有する構成とされることを特徴とする、請求項１に記載のタイミング補正回路。
【請求項３】
受信信号のゼロクロス時刻において、デジタルベースバンド信号の振幅値の分散を抑圧する周波数特性を有し、前記デジタルベースバンド信号をフィルタリング処理する第２のフィルタリング手段を更に備え、
位相制御手段は、前記第１及び第２のフィルタリング手段の出力信号に基づいて、前記受信信号のナイキスト時刻と前記クロック信号との位相誤差を推定し、該位相誤差を補正するように前記クロック信号の位相を制御する構成とされたことを特徴とする、請求項２に記載のタイミング補正回路。
【請求項４】
標本化手段は、受信信号を所定のサンプリング周波数で標本化処理されたデジタル信号を、所定の補間タイミングで補間処理してデジタルベースバンド信号を生成する補間フィルタを有する構成とされ、
位相制御手段は、前記受信信号のシンボル周波数に基づいて前記補間タイミングを設定するとともに、前記受信信号のナイキスト時刻と前記補間タイミングとの位相誤差を推定し、該位相誤差を抑圧するように前記補間タイミングを補正する構成とされたことを特徴とする、請求項１ないし３の何れかに記載のタイミング補正回路。
【請求項５】
受信信号を所定のサンプリング周波数で標本化処理されたデジタル信号を、所定の補間タイミングで補間処理してデジタルベースバンド信号を生成する補間フィルタを有する標本化手段と、
所定の周波数特性を有し、前記デジタル信号をフィルタリング処理する第３のフィルタリング手段と、
前記受信信号のシンボル周波数に基づいて前記補間タイミングを設定するとともに、前記第３のフィルタリング手段の出力信号に基づいて、前記受信信号のナイキスト時刻と前記補間タイミングとの位相誤差を推定し、該位相誤差を抑圧するように前記補間タイミングを補正する位相制御手段とを備えることを特徴とするタイミング補正回路。
【請求項６】
第３のフィルタリング手段は、
受信信号のナイキスト時刻において、デジタル信号の振幅値の分散を抑圧する周波数特性を有する構成とされることを特徴とする、請求項５に記載のタイミング補正回路。
【請求項７】
受信信号のゼロクロス時刻において、デジタル信号の振幅値の分散を抑圧する周波数特性を有し、前記デジタルベースバンド信号をフィルタリング処理する第４のフィルタリング手段を更に備え、
位相制御手段は、前記第３及び第４のフィルタリング手段の出力信号に基づいて、前記受信信号のナイキスト時刻と前記補間タイミングとの位相誤差を推定する構成とされたことを特徴とする、請求項６に記載のタイミング補正回路。
【請求項８】
受信信号のナイキスト時刻とゼロクロス時刻の中間時刻において、デジタル信号の振幅値の分散を抑圧する周波数特性を有し、前記デジタルベースバンド信号をフィルタリング処理する第５のフィルタリング手段を更に備え、
位相制御手段は、前記各フィルタリング手段の出力信号に基づいて、前記受信信号のナイキスト時刻と前記補間タイミングとの位相誤差を推定する構成とされたことを特徴とする、請求項６又は７に記載のタイミング補正回路。
【請求項９】
位相制御手段は、第３〜５のフィルタリング手段の出力信号を所定の方法で合成して、推定可能な位相誤差が互いに異なる複数の位相判定データを生成するとともに、デジタル信号に基づいてナイキスト時刻の位相誤差を推定して、当該ナイキスト時刻の位相誤差に略対応する位相判定データを特定し、当該位相判定データに基づいてナイキスト時刻の位相誤差を再度推定する構成とされたことを特徴とする、請求項８に記載のタイミング補正回路。
【請求項１０】
第１ないし第５のフィルタリング手段は、デジタルベースバンド信号の位相誤差を軟判定ゼロクロス値に基づいて評価し、周波数設計されたことを特徴とする、請求項２ないし９の何れかに記載のタイミング補正回路。
【請求項１１】
位相制御手段は、受信信号のシンボル周波数の設定を変更可能な構成とされたことを特徴とする請求項４ないし１０の何れかに記載のタイミング補正回路。
【請求項１２】
無線信号を受信する受信アンテナと、
無線信号を周波数変換処理するとともに所定のベースバンド帯域成分のみを抽出して受信信号として出力する無線受信部と、
前記受信信号を標本化処理してデジタルベースバンド信号を出力する請求項１ないし１１の何れかに記載のタイミング調整回路と、
前記デジタルベースバンド信号を復調処理する復調処理部とを備えたこを特徴する受信装置。
【請求項１３】
受信信号は、互いに直交する実軸成分と虚軸成分とを有し、
前記実軸成分と虚軸成分を別個に標本化処理する複数のタイミング調整回路を備える構成とされたことを特徴とする、請求項１２に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル通信システムの受信装置に関するものであり、特にベースバンド信号のサンプリングタイミング調整処理及びクロック再生処理に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特開２００１−７８７７号公報に記載された従来の位相推定装置の動作を、構成図１９に従って説明する。
【０００３】
まず受信信号１００は、アナログ乗算器１０２によってベースバンドのクロック信号１０５と乗算され、アナログローパスフィルタ（Ａ＿ＬＰＦ）１０６によりベースバンド周波数成分のみが抽出されて、アナログのベースバンド信号に周波数変換処理される。
【０００４】
アナログ／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄ）１０８は、電圧制御発振器１１１から出力された、前記ベースバンド信号のシンボル周期の２倍の周波数のサンプリングクロック信号に基づいて前記ベースバンド信号を標本化処理し、デジタルベースバンド信号を出力する。
【０００５】
ベースバンド信号をシンボル周期の２倍の周波数のサンプリングクロック信号で標本化処理することにより、当該ベースバンド信号のアイ・パターンの２つの開口点間の中間点において、デジタルベースバンド信号の位相比較処理が行われる。
【０００６】
位相比較器１０は、前記電圧制御発振器１１１のサンプリングクロック信号に基づいて、前記デジタルベースバンド信号の位相比較処理を行って、サンプリングクロック信号に対するデジタルベースバンド信号の位相誤差に相当する位相比較信号を出力する。
位相比較信号は、ループフィルタ１１０によって周波数帯域制限された後に、前記電圧制御発振器１１１に対して出力される。
【０００７】
電圧制御発振器１１１は、位相比較信号に基づいてサンプリングクロック信号の周波数を調整する。即ち、電圧制御発振器１１１、Ａ／Ｄ１０８、１０９、位相比較器１０及びループフィルタ１１０は、位相同期ループ（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）を構成する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の位相推定装置では、位相比較器１０において、符号判定に用いる信号、即ちナイキスト点において、符号間干渉のない信号のみを位相判定処理に用いている。
【０００９】
例えば、受信信号がＢＰＳＫ変調処理されている場合（ロールオフ率＝１．０）には、該受信信号の振幅は図２０に示すような周波数特性を有する。また、位相比較器１０に入力されるベースバンド信号をアイパターン解析すると、図２１に示すようなアイパターンとなる。
【００１０】
更に、ベースバンド信号の位相の安定度合いを評価する方法として「軟判定ゼロクロス法」を適用して検討する。
【００１１】
軟判定ゼロクロス法では、ベースバンド信号について下記式１で表される評価値（以下、「軟判定ゼロクロス値」と呼ぶ。）を算出する。
Ｐ（ｔ）＝｛Ｑ（ｔ＋ｃ／２）−Ｑ（ｔ−ｃ／２）｝×Ｑ（ｔ）・・・式１
ここで、Ｐ（ｔ）は時刻ｔにおける軟判定ゼロクロス値、Ｑ（ｔ）は時刻ｔにおけるベースバンド信号の振幅、ｃはシンボル周期時間間隔である。
【００１２】
当該軟判定ゼロクロス法は、ベースバンド信号の符号が変化する時にナイキスト点の中心点はゼロであり、符号が変化しなかった場合、１シンボル区間の差が０となることに注目したものであり、サンプリング点がナイキスト点よりも早い場合には軟判定ゼロクロス値Ｐ（ｔ）は負となり、ナイキスト点よりも遅い場合には軟判定ゼロクロス値Ｐ（ｔ）は正となる。
【００１３】
前記従来の位相推定装置における位相比較方法では、ナイキスト点から前方にずれているか後方にずれているかの情報しか得ることができないが、軟判定ゼロクロス法ではこの情報に加えて前方または後方にどの程度ずれているかを示す大凡の歪み量も得ることができるため、位相の安定度合いの評価精度を高めることができる。
【００１４】
図２２は、ロールオフ率＝１．０の場合において、軟判定ゼロクロス値Ｐ（ｔ）をシンボル周期時間間隔ｃで繰り返しプロットした特性図である。この場合には、軟判定ゼロクロス値Ｐ（ｔ）の軌跡のばらつきが小さく、位相判定で得られる位相が安定する。
【００１５】
しかしながら、ロールオフ率を０．２と小さく設定することにより、ベースバンド信号の周波数帯域を狭めると（図２３参照）、図２４、図２５に示す通りアイパターン及び軟判定ゼロクロス値のパターンのばらつきが増大する。このような場合には、ベースバンド信号の位相を安定して判定するために、長時間に亘って平均化処理を行う必要が生じる、という課題があった。
【００１６】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、ベースバンド信号の位相判定を行う時刻における該ベースバンド信号のばらつきを小さくして平均化処理に要する時間を短縮するとともに、位相誤差の推定精度を高めることが可能なタイミング補正回路及び受信装置を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明にかかるタイミング補正回路は、位相変調方式で変調処理された受信信号を所定のサンプリング周波数のクロック信号に基づいて標本化処理してデジタルベースバンド信号を出力する標本化手段と、所定の周波数特性を有し、前記デジタルベースバンド信号をフィルタリング処理する第１のフィルタリング手段と、前記第１のフィルタリング手段の出力信号に基づいて、前記受信信号のナイキスト時刻と前記クロック信号との位相誤差を推定し、該位相誤差を補正するように前記クロック信号の位相を制御する位相制御手段とを備える。
【００１８】
次の発明にかかるタイミング補正回路は、第１のフィルタリング手段は、受信信号のナイキスト時刻において、デジタルベースバンド信号の振幅値の分散を抑圧する周波数特性を有する構成とされる。
【００１９】
次の発明にかかるタイミング補正回路は、受信信号のゼロクロス時刻において、デジタルベースバンド信号の振幅値の分散を抑圧する周波数特性を有し、前記デジタルベースバンド信号をフィルタリング処理する第２のフィルタリング手段を更に備え、位相制御手段は、前記第１及び第２のフィルタリング手段の出力信号に基づいて、前記受信信号のナイキスト時刻と前記クロック信号との位相誤差を推定し、該位相誤差を補正するように前記クロック信号の位相を制御する構成とされる。
【００２０】
次の発明にかかるタイミング補正回路は、標本化手段は、受信信号を所定のサンプリング周波数で標本化処理されたデジタル信号を、所定の補間タイミングで補間処理してデジタルベースバンド信号を生成する補間フィルタを有する構成とされ、位相制御手段は、前記受信信号のシンボル周波数に基づいて前記補間タイミングを設定するとともに、前記受信信号のナイキスト時刻と前記補間タイミングとの位相誤差を推定し、該位相誤差を抑圧するように前記補間タイミングを補正する構成とされる。
【００２１】
次の発明にかかるタイミング補正回路は、受信信号を所定のサンプリング周波数で標本化処理されたデジタル信号を、所定の補間タイミングで補間処理してデジタルベースバンド信号を生成する補間フィルタを有する標本化手段と、所定の周波数特性を有し、前記デジタル信号をフィルタリング処理する第３のフィルタリング手段と、前記受信信号のシンボル周波数に基づいて前記補間タイミングを設定するとともに、前記第３のフィルタリング手段の出力信号に基づいて、前記受信信号のナイキスト時刻と前記補間タイミングとの位相誤差を推定し、該位相誤差を抑圧するように前記補間タイミングを補正する位相制御手段とを備える。
【００２２】
次の発明にかかるタイミング補正回路は、第３のフィルタリング手段は、受信信号のナイキスト時刻において、デジタル信号の振幅値の分散を抑圧する周波数特性を有する構成とされる。
【００２３】
次の発明にかかるタイミング補正回路は、受信信号のゼロクロス時刻において、デジタル信号の振幅値の分散を抑圧する周波数特性を有し、前記デジタルベースバンド信号をフィルタリング処理する第４のフィルタリング手段を更に備え、位相制御手段は、前記第３及び第４のフィルタリング手段の出力信号に基づいて、前記受信信号のナイキスト時刻と前記補間タイミングとの位相誤差を推定する構成とされる。
【００２４】
次の発明にかかるタイミング補正回路は、受信信号のナイキスト時刻とゼロクロス時刻の中間時刻において、デジタル信号の振幅値の分散を抑圧する周波数特性を有し、前記デジタルベースバンド信号をフィルタリング処理する第５のフィルタリング手段を更に備え、位相制御手段は、前記各フィルタリング手段の出力信号に基づいて、前記受信信号のナイキスト時刻と前記補間タイミングとの位相誤差を推定する構成とされる。
【００２５】
次の発明にかかるタイミング補正回路は、位相制御手段は、第３〜５のフィルタリング手段の出力信号を所定の方法で合成して、推定精度が高くなる位相誤差範囲が互いに異なる複数の位相判定データを生成するとともに、デジタル信号に基づいてナイキスト時刻の位相誤差を推定して、当該ナイキスト時刻の位相誤差に略対応する位相判定データを特定し、当該位相判定データに基づいてナイキスト時刻の位相誤差を再度推定する構成とされる。
【００２６】
次の発明にかかるタイミング補正回路は、第１ないし第５のフィルタリング手段は、デジタルベースバンド信号の位相誤差を軟判定ゼロクロス値に基づいて評価し周波数設計される。
【００２７】
次の発明にかかるタイミング補正回路は、位相制御手段は、受信信号のシンボル周波数の設定を変更可能な構成とされる。
【００２８】
次の発明にかかる受信装置は、無線信号を受信する受信アンテナと、無線信号を周波数変換処理するとともに所定のベースバンド帯域成分のみを抽出して受信信号として出力する無線受信部と、前記受信信号を標本化処理してデジタルベースバンド信号を出力する上記段落各［００１７］ないし［００２７］の何れかに記載のタイミング調整回路と、前記デジタルベースバンド信号を復調処理する復調処理部とを備える。
【００２９】
次の発明にかかる受信装置は、受信信号は、互いに直交する実軸成分と虚軸成分とを有し、前記実軸成分と虚軸成分を別個に標本化処理する複数のタイミング調整回路を備える構成とされる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１８は、本実施の形態１の受信装置の構成図である。図１８において、１００は無線周波数の受信信号、１０２は受信信号１００にベースバンドのクロック信号を乗算するアナログ乗算器、１０６はアナログ乗算器１０２の出力信号からベースバンドの周波数成分のみを抽出しアナログのベースバンド信号を出力するアナログローパスフィルタ（Ａ＿ＬＰＦ）、２はアナログベースバンド信号の位相誤差を除去してデジタルベースバンド信号に変換するタイミング調整回路、３は前記デジタルベースバンド信号を復調処理して復調データを再生する復調処理部である。
【００３１】
また図１は、前記タイミング調整回路の構成図である。図１において１０８はアナログのベースバンド信号をデジタルに変換するアナログ／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄ）、２００は前記デジタルベースバンド信号を所望の周波数特性でフィルタリング処理して位相比較信号を出力するデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）、１０は前記位相比較用に基づいてデジタルベースバンド信号の位相比較処理し位相比較信号を出力する位相比較器、１１０は位相比較信号を帯域制限するループフィルタ、１１１はベースバンド信号のシンボル周波数の２倍の周波数のサンプリングクロック信号を生成する電圧制御発振器である。
【００３２】
上記の通り構成される本実施の形態１の動作を説明する。
受信アンテナ１から入力された受信信号１００は、アナログ乗算器１０２によってベースバンドのクロック信号１０５と乗算され、アナログローパスフィルタ１０６によりベースバンド周波数成分のみが抽出され、アナログのベースバンド信号に周波数変換処理される。
【００３３】
次に、タイミング調整回路２においてアナログ／デジタルコンバータ１０８は、電圧制御発振器１１１から出力された前記ベースバンド信号のシンボル周期の２倍の周波数のサンプリングクロック信号に基づいて前記ベースバンド信号を標本化処理し、デジタルベースバンド信号を出力する。
ベースバンド信号をシンボル周期の２倍の周波数のサンプリングクロック信号で標本化処理することにより、該ベースバンド信号のアイ・パターンの２つの開口点間の中間点において、デジタルベースバンド信号の位相比較処理が行われる。
【００３４】
図２は、Ａ／Ｄ１０８から出力されたデジタルベースバンド信号（ロールオフ率＝０．２）について、前述した式１に基づいて算出された軟判定ゼロクロス値の平均値と分散を示した特性図である。図２において横軸は時刻を表し、その両端はゼロクロス時刻、中央はナイキスト時刻に相当する。
【００３５】
平均値のみに注目すると、軟判定ゼロクロス値の算出タイミングｔをゼロクロス時刻とする場合と、同算出タイミングｔをナイキスト時刻とする場合とが考えられる。
しかし、当該軟判定ゼロクロス値の分散が大きいナイキスト時刻では、安定して位相判定を行う為に必要な平均処理に要する時間が長くなる。したがって、軟判定ゼロクロス値の算出タイミングｔがゼロクロス時刻となることが望ましい。
【００３６】
このとき、軟判定ゼロクロス値の算出に用いられるのは、上記１に開示されたとおり、ゼロクロス時刻におけるデジタルベースバンド信号と、ナイキスト時刻におけるデジタルベースバンド信号となる。
【００３７】
そこで、前記ゼロクロス時刻及びナイキスト時刻において、位相比較器１０に入力される位相比較用の信号の振幅値の分散をできるだけ小さく抑圧するために、デジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００は、デジタルベースバンド信号の振幅値の分散を抑圧するような周波数特性を有し、デジタルベースバンド信号をフィルタリング処理して、分散が抑圧されたフィルタ出力信号を生成する。
【００３８】
ここで、当該デジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００は式２で示されるフィルタリング周波数ｆＤＦまでの周波数帯域について設計される。
ｆＤＦ＝（ｆＳ／２）×（１＋ρ）　・・・式２
ここで、ｆＳは受信信号のシンボル周波数、ρはロールオフ率である。
【００３９】
ゼロクロス時刻とナイキスト時刻におけるベースバンド信号の振幅値の分散を最小とするようなデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００は、前記フィルタリング周波数０〜ｆＤＦの周波数帯域で作成された周波数特定をインパルス応答に変換し、当該インパルス応答において、任意の注目時刻からシンボル周期時間間隔ｃの整数倍の時刻ｔ１と、前記注目時刻からシンボル周期時間間隔ｃの（整数＋０．５）倍の時刻ｔ２とにおける受信信号値の２乗和が最小となるような周波数特性が、複数の試行的解析に基づいて決定される。
【００４０】
ここでデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００の周波数特性のインパルス応答Ａ（ｔ）と、ロールオフ率＝０．２の場合のベースバンド信号の周波数特性のインパルス応答Ｂ（ｔ）との間に、ａ・Ａ（ｔ）＝Ｂ（ｔ）なる関係（ａは任意の係数）が成立するよう前記フィルタ出力信号の振幅を調節すると、下記式３に示す関係が成立する。
【数１】
2004064469.tif 000003
なおｃはシンボル周期時間間隔、ｎは任意の整数である。
【００４１】
図３は、前記デジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００を適用した場合におけるフィルタ出力信号の周波数特性を示した特性図（ロールオフ率＝０．２）である。
【００４２】
また、図４はロールオフ率＝０．２の場合におけるフィルタ出力信号のアイパターンを示した特性図である。フィルタリング処理前のデジタルベースバンド信号のアイパターン（図２４、ロールオフ率＝０．２）の場合と比較してゼロクロス点におけるばらつきが小さく抑圧されている。
【００４３】
また、図５は前記フィルタ出力信号について軟判定ゼロクロス値のパターンを示した特性図である。ゼロクロス時刻（図５の両端）及びナイキスト時刻における軟判定ゼロクロス値のばらつきは、フィルタリング処理前のデジタルベースバンド信号（図２５）と比較して抑圧されている。
【００４４】
図２に、前記フィルタ出力信号の軟判定ゼロクロス値の平均値と分散を示す。軟判定ゼロクロス値の算出タイミングｔをゼロクロス時刻として、ゼロクロス時刻とナイキスト時刻におけるベースバンド信号の振幅値の分散を抑圧するような周波数特性を有するデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００を挿入することにより、前記フィルタ出力信号の軟判定ゼロクロス値は、前記デジタルベースバンド信号（デジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００使用前）と比較して、平均値は殆ど変化していないのに対し、振幅値の分散はゼロクロス時刻を中心に大幅に抑圧される。
【００４５】
次に位相比較器１０は、前記電圧制御発振器１１１のサンプリングクロック信号に基づいて、例えば文献”Ａ　ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ　Ｔｉｍｉｎｇ−Ｅｒｒｏｒ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ　ｆｏｒ　Ｓａｍｐｌｅｄ　Ｒｅｃｅｉｖｅｓ”，Ｍ．ＧＡＲＤＮＥＲ，ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍ　ＶＯＬ−３４　Ｎｏ．５　ＭＡＹ　１９８６に開示された位相比較処理方法により、前記フィルタ出力信号を位相比較処理して、サンプリングクロック信号に対するデジタルベースバンド信号の位相誤差に相当する位相比較信号を出力する。
当該位相比較信号は、ループフィルタ１１０によって周波数帯域制限された後に、前記電圧制御発振器１１１に対して出力される。
【００４６】
電圧制御発振器１１１は、位相比較信号に基づいてサンプリングクロック信号の位相を調整する。即ち、電圧制御発振器１１１、Ａ／Ｄ１０８、１０９、位相比較器１０及びループフィルタ１１０は、位相同期ループ（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）を構成する。
なお、前記サンプリングクロック信号からシンボル周波数のシンボルクロック信号を生成するには、図１９に示されていない１／２分周器等を用いる。
【００４７】
次に復調処理部３は、位相誤差補正済みのサンプリングクロック信号に基づいてＡ／Ｄ変換されたデジタルベースバンド信号を入力して復調処理を行い復調データを出力する。
【００４８】
以上の通り、本実施の形態１のタイミング調整回路では、判定ゼロクロス値の算出タイミングｔをゼロクロス時刻とし、ゼロクロス時刻とナイキスト時刻におけるベースバンド信号の振幅値の分散を抑圧するような周波数特性を有するデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）を設け、デジタルベースバンド信号を当該デジタルフィルタでフィルタリング処理して得られたフィルタ出力信号を用いて、ベースバンド信号の位相誤差を測定し、電発制御発振器の周波数を調整する構成としたことにより、位相判定を行う時刻におけるフィルタ出力信号のばらつきを抑圧することにより、平均化処理に要する時間を短縮することができる。
【００４９】
また、位相誤差の小さいサンプリングクロック信号及びシンボルクロック信号を短時間で得ることができ、受信装置の復調性能を改善することができる。
【００５０】
なお本実施の形態１において位相比較器１０は、前記文献”Ａ　ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ　Ｔｉｍｉｎｇ−Ｅｒｒｏｒ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ　ｆｏｒ　Ｓａｍｐｌｅｄ　Ｒｅｃｅｉｖｅｓ”に記載の方法によりフィルタ出力信号を位相比較処理したが、これはこのような方法に限定されるものではなく、例えば前記従来の位相推定装置と同様に特開２００１−７８７７号公報に開示された方法や、他の位相比較処理方法を適用するような構成であってもよい。
【００５１】
実施の形態２．
前述の実施の形態１では、一つのデジタルフィルタを用いてデジタルベースバンド信号の振幅値の分散を抑圧しフィルタ出力信号を生成したが、本実施の形態２のタイミング調整回路では、それぞれ周波数特性の異なる複数のデジタルフィルタを用いて複数のフィルタ出力信号を生成し、位相比較処理を行う。
なお、本実施の形態２のタイミング調整回路は、前記実施の形態１とは複数のデジタルフィルタを用いて複数のフィルタ出力信号を生成し位相比較処理する点が異なるものであり、その他の構成は同様であるため、同一の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【００５２】
図６は、本実施の形態２のクロック生成装置の構成図である。図６において２００はナイキスト時刻における軟判定ゼロクロス値の分散を抑圧するような周波数特性を有するデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）、２０１はゼロクロス時刻における軟判定ゼロクロス値の分散を抑圧するような周波数特性を有するデジタルフィルタ（ＤＦ＿１）である。
【００５３】
次に本実施の形態２のタイミング調整回路の動作を説明する。
まずデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００は、前記実施の形態１と同一の周波数特性を有し、デジタルベースバンド信号を入力してフィルタリング処理を行って、ナイキスト時刻を中心に軟判定ゼロクロス値の分散が抑圧された第１のフィルタ出力信号＃１を出力する。
【００５４】
一方、デジタルフィルタ（ＤＦ＿１）２０１は、ゼロクロス時刻を中心に軟判定ゼロクロス値の分散が抑圧されるような周波数特性を有するものが、複数の試行的解析によって選択されている。
【００５５】
ここでデジタルフィルタ（ＤＦ＿１）２０１の周波数特性のインパルス応答Ａ’（ｔ）と、ロールオフ率＝０．２の場合のベースバンド信号の周波数特性のインパルス応答Ｂ（ｔ）との間に、ａ’・Ａ’（ｔ）＝Ｂ（ｔ）なる関係（ａ’は任意の係数）が成立するよう、前記フィルタ出力信号の振幅を調節すると、下記式４に示す関係が成立する。
【数２】
2004064469.tif 000004
なおｃはシンボル周期時間間隔、ｎは任意の整数である。
【００５６】
ゼロクロス時刻を中心に軟判定ゼロクロス値の分散を抑圧するデジタルフィルタ（ＤＦ＿１）２０１の周波数特性の例を図７（ロールオフ率＝０．２）に示す。当該デジタルフィルタ（ＤＦ＿１）２０１は、前記図３に示すデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００の周波数特性とは異なる周波数特性を有する。
【００５７】
デジタルフィルタ（ＤＦ＿１）２０１は、前記デジタルベースバンド信号を入力してフィルタリング処理を行い、ゼロクロス時刻を中心に軟判定ゼロクロス値の分散が抑圧された第２のフィルタ出力信号＃２を出力する。
【００５８】
図８は、第２のフィルタ出力信号＃２のアイパターンを示した特性図（ロールオフ率＝０．２）である。第２のフィルタ出力信号＃２のアイパターンは、フィルタリング処理前のデジタルベースバンド信号のアイパターン（図２４参照）と比較して、ゼロクロス時刻における信号の振幅値の分散が大幅に抑圧されている。
【００５９】
次に位相比較器１０は、デジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００から出力された第１のフィルタ出力信号＃１と、デジタルフィルタ（ＤＦ＿１）２０１から出力された第２のフィルタ出力信号＃２とを合成して「位相判定データ」を生成する。
【００６０】
図９は位相判定データの生成方法を示した説明図である。各デジタルフィルタ２００、２０１から出力されるフィルタ出力信号＃１は、シンボルレートの２倍のサンプリングクロック信号で標本化処理されている。
例えば、デジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００から出力された第１のフィルタ出力信号＃１では、最初のシンボルデータ１＿１について、サンプルデータ１＿１Ａ及び１＿１Ｂが出力されている。
【００６１】
位相比較器１０は、第１及び第２のフィルタ出力信号を同期させた上で、各サンプルデータを交互に選択し、位相判定データ＃１（１＿１Ａ、２＿１Ｂ、１＿２Ａ、２＿２Ｂ・・・）と、位相判定データ＃２（２＿１Ａ、１＿１Ｂ、２＿２Ａ、１＿２Ｂ・・・）とを生成する。
【００６２】
図１０は、前記位相判定データ＃１について軟判定ゼロクロス値のパターンを示した特性図である。ゼロクロス時刻（図１０の両端）及びナイキスト時刻における軟判定ゼロクロス値のばらつきは、フィルタリング処理前のデジタルベースバンド信号（図２５）と比較して大幅に抑圧されている。
【００６３】
図１１は、位相判定データ＃１の軟判定ゼロクロス値の平均値と分散を示した特性値である。前記位相判定データ＃１の軟判定ゼロクロス値は、一つのデジタルフィルタ２００のみを使用した実施の形態１と比較して、平均値は殆ど変化していないのに対し、分散が一層小さく抑圧される。
【００６４】
位相比較器１０は、前記位相判定データ＃１に基づいて軟判定ゼロクロス値を算出し、前述の文献”Ａ　ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ　Ｔｉｍｉｎｇ−Ｅｒｒｏｒ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ　ｆｏｒ　Ｓａｍｐｌｅｄ　Ｒｅｃｅｉｖｅｓ”に開示された方法により位相比較処理を行って、サンプリングクロック信号に対するデジタルベースバンド信号の位相誤差に相当する位相比較信号を出力する。
【００６５】
以上の通り、本実施の形態２のタイミング調整回路では、ナイキスト時刻における軟判定ゼロクロス値の分散を抑圧するような周波数特性を有するデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）と、ゼロクロス時刻における軟判定ゼロクロス値の分散を抑圧するような周波数特性を有するデジタルフィルタ（ＤＦ＿１）とを用いて二つの位相比較信号を生成するとともに、これらを合成して得られた位相判定データを用いて、ベースバンド信号の位相誤差を測定し、電発制御発振器の周波数を調整する構成としたことにより、位相判定データのばらつきを抑圧し、平均化処理に要する時間を短縮することができる。
また、位相誤差の小さいサンプリングクロック信号及びシンボルクロック信号を短時間で得ることができ、受信装置の復調性能を改善することができる。
【００６６】
なお本実施の形態２において、位相比較器１０は上記位相判定データ＃１を用いてベースバンド信号の位相誤差を測定したが、これはこのような構成に限定されるものではなく、位相判定データ＃２を用いてベースバンド信号の位相誤差を測定するような構成であってもよい。
位相判定データ＃１、＃２の何れを用いて位相誤差の測定を行った場合であっても、ＰＬＬループのフィードバック制御の結果、サンプリングクロック信号が安定的に発振している状態では、各シンボル周期の前半のサンプリングタイミング（図１７における１＿１Ａ，１＿２Ａ、・・・、２＿１Ａ、２＿２Ａ、・・・）がナイキスト点となるため、同様の効果を得ることができる。
【００６７】
実施の形態３．
前記実施の形態１では、電圧制御発振器１１１、Ａ／Ｄ１０８、位相比較器１０及びループフィルタ１１０によりＰＬＬを構成し、電圧制御発振器１１１の発振周波数を直接制御してデジタルベースバンド信号の位相を制御したが、本実施の形態３のタイミング調整回路では、アナログのベースバンド信号をシンボル周波数より高速なサンプリングクロック信号（以下高速クロック信号と呼ぶ）な周波数で標本化処理した後に、所望のシンボル位相においてデジタルベースバンド信号の補間処理を行うことによりデジタルベースバンド信号の位相精度を高める。
なお本実施の形態３において、前記実施の形態１と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【００６８】
図１２は本実施の形態３のタイミング調整回路の構成図である。図１２において、２２１はデジタルベースバンド信号の補間処理を行う補間フィルタ、２２２は前記デジタルベースバンド信号の波形整形処理を行うデジタルローパスフィルタ（Ｄ＿ＬＰＦ）、２２３は位相比較器１０から出力された位相比較信号に基づいて前記補間フィルタの補間タイミングを設定する位相制御部、２２４は前記位相制御部によって設定された補間タイミングに基づき前記高速クロック信号を分周処理してシンボルクロック信号を生成するクロック分周器である。
【００６９】
上記の通り構成される本実施の形態３のタイミング調整回路の動作について説明する。
Ａ／Ｄ１０８は電圧制御発振器１１１によって生成された高速クロック信号に基づいてアナログのベースバンド信号を標本化処理してデジタル信号を出力する。
【００７０】
ここで、高速クロック信号の周波数は、ベースバンド信号のシンボル周波数よりも高速に設定されているものとし、例えば前記シンボル周波数Ｆｓ＝２ＭＨｚの場合には、高速クロック信号の周波数Ｆｆ＝３０ＭＨｚというように設定されている。
【００７１】
補間フィルタ２２１は、例えば文献「バーストモード全デジタル化高速クロック再生回路」（松本他、電子情報通信学会論文誌、Ｖｏｌ．Ｊ７５−Ｂ−ＩＩ、Ｎｏ．６、ｐｐ．３５４−３６２、１９９２年６月）に開示されたインターポレーションフィルター（Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ　Ｆｉｌｔｅｒ）と同一の構成を有し、前記デジタル信号を入力して後述する位相制御部２２３から指定された補間タイミングにおける補間処理を行う。
【００７２】
なお位相制御部２２３は、初期状態において「シンボル周波数の２倍の周波数２Ｆｓ＝４ＭＨｚ」がサンプリング周波数として設定されており、当該サンプリング周波数に従って各補間タイミングを設定している。
【００７３】
図１３は、補間フィルタ２２１の動作を示した説明図である。補間フィルタ２２１は、高速クロック信号で標本化されたデジタル信号（図１３（ａ））を順次入力し、補間処理に要する所定の観測時間長のデジタルデータを保存する。
【００７４】
次に補間フィルタ２２１は、前記保存されたデジタルデータに基づいて、図１３（ｂ）において三角で示した補間タイミングに関する補間データを順次算出する。
ここで、補間タイミングが前記デジタルデータのサンプリングタイミングと一致する場合には、補間フィルタ２２１は当該補間タイミングに関する補間処理を行わずに、対応するデジタルデータを補間データとして特定する。
【００７５】
補間フィルタ２２１は、上記の通り生成された補間データ系列を抽出してデジタルベースバンド信号として順次出力する（図１３（ｃ））。
【００７６】
デジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００、位相比較器１０及びループフィルタ１１０は、前記デジタルベースバンド信号を入力し、実施の形態１と同様に位相比較信号を生成する。
【００７７】
位相制御部２２３は、前記デジタルベースバンド信号にナイキスト時刻における補間データが含まれるように、前記位相比較信号に基づいて各補間タイミング（サンプリング周波数２Ｆｓ＝４ＭＨｚ）の設定時間位置を補正して前記補間フィルタ２２１に出力する。
【００７８】
デジタルローパスフィルタ（Ｄ＿ＬＰＦ）２２２は、前記補正後の補間タイミングに基づいて補間処理されたデジタルベースバンド信号を入力し、ナイキスト時刻における符号間干渉を除去する。
【００７９】
一方、クロック分周器２２４は、前記高速クロック信号を分周処理するとともに、当該クロック信号の前記補間タイミングに同期させて位相補正処理しシンボル周波数の２倍の再生クロック信号を生成する。
なお、前記再生クロック信号からシンボル周波数のシンボルクロック信号を生成するには、図１２に示されていない１／２分周器等を用いる。
【００８０】
以上の通り、本実施の形態３のタイミング調整回路では、アナログのベースバンド信号を高速クロック信号でオーバサンプリング処理するとともに、補間フィルタ２２１において位相補正処理された補間タイミング基づき補間処理を行ってデジタルベースバンド信号を得る。従って、位相判定を行う時刻において位相比較信号のばらつきを抑圧することにより、平均化処理に要する時間を短縮することができる。
【００８１】
また、位相誤差の小さいシンボルクロック信号を短時間で得ることができ、受信装置の復調性能を改善することができる。
【００８２】
なお、本実施の形態３において補間フィルタ２２１は、補間データ系列のみを抽出してデジタルベースバンド信号として出力した。しかしこれはこのような構成に限定されるものではなく、補間フィルタ２２１は高速クロック信号で標本化処理されたデジタルデータと前記補間データとを含むデジタル信号を順次出力し、デジタルローパスフィルタ（Ｄ＿ＬＰＦ）２２２とデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００において、前記再生クロック信号に従い補間データのみを抽出してフィルタリング処理を行うような構成であってもよい。
【００８３】
また、本実施の形態３では位相制御部２２３において「シンボル周波数の２倍の周波数　２Ｆｓ＝４ＭＨｚ」がサンプリング周波数として設定され、当該サンプリング周波数に従って各補間タイミングが初期設定されたが、位相制御部２２３に設定されるサンプリング周波数を変更することにより、シンボル周波数の異なるベースバンド信号に容易に対応することが可能である。
【００８４】
また、本実施の形態３では一つデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００によりデジタルベースバンド信号の振幅値の分散を抑圧し位相比較信号を生成したが、これはこのような構成に限定されるものではなく、前述の実施の形態２のように、それぞれ周波数特性の異なる複数のデジタルフィルタを用いて複数の位相比較信号を生成し位相比較処理を行う構成であってもよい。このような構成では、再生クロック信号の位相精度が一層向上し、受信装置の復調性能をさらに改善することができる。
【００８５】
実施の形態４．
前記実施の形態３では、補間フィルタから出力されたデジタルベースバンド信号に基づいて位相比較信号を生成し、当該位相比較信号にもとづいて補間タイミングの位相を調整したが、本実施の形態４では高速クロック信号で標本化処理されたデジタル信号に基づいて位相誤差を算出し、補間タイミングの位相を調整する。
なお本実施の形態４において、前記実施の形態３と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【００８６】
図１４は本実施の形態４のタイミング調整回路の構成図である。図１４において、２２５は高速クロック信号で標本化処理されたデジタル信号を一時保持するバッファ、２２６は位相比較信号に基づいて位相誤差を算出する位相誤差算出部である。
【００８７】
本実施の形態４のタイミング調整回路の動作について説明する。
バッファ２２５は、高速クロック信号に従い標本化処理されたデジタル信号を順次入力し、所定のデータ保持時間に亘って蓄積する。
ここでバッファ２２５のデータ保持時間は、後述するデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００、位相誤差算出部２２６及び位相制御部２２３の演算処理時間を考慮して適切な値が予め設定される。
【００８８】
デジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００は、前記デジタル信号から位相制御部２２３により設定された補間タイミングに近接するデジタルデータのみを順次抽出すると共に、前述の実施の形態１と同様の周波数特性を有し、前記抽出されたデジタルデータ系列をフィルタリング処理して位相比較信号を出力する。
【００８９】
位相誤差算出部２２６は、予め設定された観測用シンボル数の期間に渡って前記位相比較信号を保持し、例えば軟判定ゼロクロス法に基づいて前記デジタルデータ系列の位相誤差を算出する。
【００９０】
位相制御部２２３は、既に設定済みの補間タイミングと前記算出された位相誤差とに基づいて補間タイミングの位相を決定し、更新後の補間タイミングを補間フィルタ２２１に出力する。
【００９１】
補間フィルタ２２１は、バッファ２２５に保持されたデジタル信号を入力し、前述の実施の形態３と同様の方法により前記補間タイミングに従ってデジタルデータの補間・抽出処理を行いデジタルベースバンド信号を出力する。
ここで、当該デジタルベースバンド信号は、位相調整処理が施されており、ナイキスト時刻における補正データが含まれている。
【００９２】
以上の通り、本実施の形態４のタイミング調整回路では、高速クロック信号で標本化処理されたデジタル信号に基づいて位相誤差を算出し、補間タイミングの位相を調整する。従って、前記実施の形態３と同様の効果を得ることができる。
【００９３】
なお、本実施の形態４においてデジタルローパスフィルタ（Ｄ＿ＬＰＦ）２２２は、補間フィルタ２２１の後段に配置され、デジタルベースバンド信号の符号間干渉を除去するような構成とされたが、これはこのような構成に限定されるものではなく、デジタルローパスフィルタ（Ｄ＿ＬＰＦ）２２２をＡ／Ｄ１０８の後段に設置し、高速クロック信号で標本化されたデジタル信号から符号間干渉を除去するような構成であってもよい。
【００９４】
実施の形態５．
前記実施の形態４では、高速クロック信号で標本化処理されたデジタル信号に基づいて位相誤差を算出し、補間タイミングの位相を調整したが、本実施のの形態５のタイミング調整回路では、シンボル周波数の４倍の周波数でオーバサンプリング処理されたデジタル信号に基づいて位相誤差を推定し、補間タイミング位相を調整する。
なお前記実施の形態４と本実施の形態５で同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【００９５】
図１５は本実施の形態５のタイミング調整回路の構成図である。図１５において、２０２は４倍オーバサンプリング処理されたデジタル信号を入力し、当該デジタル信号のナイキスト時刻とゼロクロス時刻の中間の時刻（以下、中間時刻と呼ぶ）における振幅値の分散を抑圧するような周波数特性を有するデジタルフィルタ（ＤＦ＿２）、２０５は前記デジタル信号を直接位相比較器１０に入力するバイパス経路である。
【００９６】
ここで、デジタルフィルタ（ＤＦ＿２）２０３は、中間時刻を中心に前記デジタル信号の軟判定ゼロクロス値の分散が抑圧されるような周波数特性を有するものが、複数の試行的解析によって予め選択されているものとする。
【００９７】
以上の通り構成される本実施の形態５のタイミング調整回路の動作を説明する。
Ａ／Ｄ１０８は電圧制御発振器１１１によって生成されたシンボル周波数の４倍の高速クロック信号に基づいてアナログのベースバンド信号を標本化処理してデジタル信号を出力する。バッファ２２５は、前記デジタル信号をを順次入力し、所定のデータ保持時間に亘って蓄積する。
ここでバッファ２２５のデータ保持時間は、後述するデジタルフィルタ２００〜２０２、位相比較器１０及び位相制御部２２３の演算処理時間を考慮して適切な値が予め設定される。
【００９８】
次にデジタルフィルタ（ＤＦ＿０）２００は、前記デジタル信号を入力してフィルタリング処理を行い、ナイキスト時刻を中心に軟判定ゼロクロス値の分散が抑圧されたフィルタ出力信号＃１を出力する。
【００９９】
またデジタルフィルタ（ＤＦ＿１）２０１は、前記デジタル信号を入力してフィルタリング処理を行い、ゼロクロス時刻を中心に軟判定ゼロクロス値の分散が抑圧されたフィルタ出力信号＃２を出力する。
【０１００】
デジタルフィルタ（ＤＦ＿２）２０２は、前記中間時刻を中心に前記デジタル信号の軟判定ゼロクロス値の分散が抑圧されるような周波数特性を有するものが、複数の試行的解析によって選択されている。
デジタルフィルタ（ＤＦ＿２）２０２は、前記デジタル信号を入力してフィルタリング処理を行い、前記中間時刻を中心に軟判定ゼロクロス値の分散が抑圧されたフィルタ出力信号＃３を出力する。
【０１０１】
図１６は、位相比較器１０における位相比較処理方法を示した説明図である。位相比較器１０は、前記デジタル信号と前記フィルタ出力信号＃１〜＃３とを入力し、各信号の位相を同期させるとともに、各デジタル信号データ及びフィルタ出力信号データに、信号位相を特定するための位相マークを順次設定する。
ここで、前記デジタル信号はシンボル周波数の４倍の周波数でオーバーサンプリング処理されているため、各デジタル信号データ及びフィルタ出力信号データに設定される位相マークはＡ〜Ｄの４種類となる。
【０１０２】
次に位相比較器１０は、ナイキスト時刻を前記位相マークＡと仮定した場合に、ナイキスト時刻、ゼロクロス時刻及び中間時刻の各時刻においてデジタル信号の軟判定ゼロクロス値の分散が抑圧されるフィルタ出力信号データの組合わせを下記の通り順次作成し、当該データ系列を「位相判定データＡ」として出力する。
＜位相判定データＡ＞
位相マークＡ：フィルタ出力信号＃１（ナイキスト時刻重視）
→位相マークＢ：フィルタ出力信号＃３（中間時刻重視）
→位相マークＣ：フィルタ出力信号＃２（ゼロクロス時刻重視）
→位相マークＤ：フィルタ出力信号＃３（中間時刻重視）
【０１０３】
同様に位相比較器１０は、位相マークＢ〜Ｄについても下記の通り「位相判定データＢ」〜「位相判定データＤ」を作成して出力する。
＜位相判定データＢ＞
位相マークＡ：フィルタ出力信号＃３（中間時刻重視）
→位相マークＢ：フィルタ出力信号＃１（ナイキスト時刻重視）
→位相マークＣ：フィルタ出力信号＃３（中間時刻重視）
→位相マークＤ：フィルタ出力信号＃２（ゼロクロス時刻重視）
＜位相判定データＣ＞
位相マークＡ：フィルタ出力信号＃２（ゼロクロス時刻重視）
→位相マークＢ：フィルタ出力信号＃３（中間時刻重視）
→位相マークＣ：フィルタ出力信号＃１（ナイキスト時刻重視）
→位相マークＤ：フィルタ出力信号＃３（中間時刻重視）
＜位相判定データＤ＞
位相マークＡ：フィルタ出力信号＃３（中間時刻重視）
→位相マークＢ：フィルタ出力信号＃２（ゼロクロス時刻重視）
→位相マークＣ：フィルタ出力信号＃３（中間時刻重視）
→位相マークＤ：フィルタ出力信号＃１（ナイキスト時刻重視）
【０１０４】
ここで、上記位相判定データＡ〜Ｄは、それぞれに位相推定精度の高い位相誤差が異なり、各々特定の位相誤差について精度良く位相推定を行うことができるが、前記特定の位相誤差以外については位相推定の精度が劣化するという特徴がある。
【０１０５】
位相比較器１０は、バイパス経路から入力されたデジタル信号に基づいて、例えば特開２００１−７８７７号公報に開示された方法により位相誤差を推定し、ナイキスト時刻が位相マークＡ〜Ｄの何れに略対応するか特定する。
【０１０６】
その結果、ナイキスト時刻が位相マークＡに略対応する場合には位相判定データＡを、ナイキスト時刻が位相マークＢに略対応する場合には位相判定データＢを、ナイキスト時刻が位相マークＣに略対応する場合には位相判定データＣを、ナイキスト時刻が位相マークＤに略対応する場合には位相判定データＤを選択し、前記文献”Ａ　ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ　Ｔｉｍｉｎｇ−Ｅｒｒｏｒ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ　ｆｏｒ　Ｓａｍｐｌｅｄ　Ｒｅｃｅｉｖｅｓ”に開示された位相比較処理方法により、前記選択された位相判定データを位相比較処理して、サンプリングクロック信号に対するデジタル信号の位相誤差を再度詳細に推定する。
【０１０７】
位相制御部２２３は、前記位相誤差に基づいて補間タイミングの位相を決定し補間フィルタ２２１に出力する。
【０１０８】
以上の通り、本実施の形態５ではシンボル周波数の４倍の周波数でオーバサンプリング処理されたデジタル信号に基づいて位相誤差を推定し、補間フィルタの補間タイミング位相を調整することにより、位相判定を行う各時刻において位相比較信号のばらつきを抑圧して平均化処理に要する時間を短縮することができる。
【０１０９】
また、位相誤差の小さいシンボルクロック信号を短時間で得ることができ、受信装置の復調性能を改善することができる。
【０１１０】
なお、本実施の形態５において位相比較器１０はバイパス経路２０５から入力されたデジタル信号に基づいて位相誤差を推定し、ナイキスト時刻が位相マークＡ〜Ｄの何れに略対応するか特定したが、バイパス経路２０５に例えば下記式５を満足するようなデジタルフィルタを挿入してもよい。
【数３】
2004064469.tif 000005
ここで、Ａ”（ｔ）は前記デジタルフィルタの周波数特性のインパルス応答、Ｂ（ｔ）はロールオフ率＝０．２の場合のベースバンド信号の周波数特性のインパルス応答であり、ａ”・Ａ”（ｔ）＝Ｂ（ｔ）なる関係（ａ”は任意の係数）が成立する。また、ｃはシンボル周期時間間隔、ｎは任意の整数である。
このような構成とすることにより、位相比較器１０による位相誤差の推定精度を高めることができる。
【０１１１】
また、位相比較器１０は特開２００１−７８７７号公報に開示された方法により位相誤差を推定した後に、文献”Ａ　ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ　Ｔｉｍｉｎｇ−Ｅｒｒｏｒ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ　ｆｏｒ　Ｓａｍｐｌｅｄ　Ｒｅｃｅｉｖｅｓ”に開示された位相比較処理方法により、選択された位相判定データを位相比較処理して前記デジタル信号の位相誤差を詳細に推定したが、位相誤差の推定方法はこれらの方法の組合わせに限定されるものではなく、他の位相推定方法を適用した場合であっても同様の効果を得ることは当然可能である。
【０１１２】
さらに、上記発明の実施の形態では、アナログベースバンド信号が一つの信号成分である場合の構成について説明したが、アナログベースバンド信号が互いに直交する実軸成分と虚軸成分とを有する場合には、例えば図１７に示すような構成とし、前記実軸成分と虚軸成分とそれぞれ別個に位相誤差推定処理を行う。
【０１１３】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、位相判定を行う時刻におけるフィルタ出力信号のばらつきを抑圧することにより、平均化処理に要する時間を短縮することができる。
【０１１４】
また、位相誤差の小さいサンプリングクロック信号及びシンボルクロック信号を短時間で得ることができ、受信装置の復調性能を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のタイミング補正回路の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１のフィルタ出力信号の軟判定ゼロクロス値の平均値と分散を示した特性図である。
【図３】本発明の実施の形態１のフィルタ出力信号の周波数特性を示した特性図である。
【図４】本発明の実施の形態１のフィルタ出力信号のアイパターンを示した特性図である。
【図５】本発明の実施の形態１のフィルタ出力信号の軟判定ゼロクロス値のパターンを示した特性図である。
【図６】本発明の実施の形態２のタイミング補正回路の構成図である。
【図７】本発明の実施の形態２のフィルタ出力信号＃２の周波数特性を示した特性図である。
【図８】本発明の実施の形態２のフィルタ出力信号＃２のアイパターンを示した特性図である。
【図９】本発明の実施の形態２の位相判定データの生成方法を示した説明図である。
【図１０】本発明の実施の形態２の位相判定データ＃１の軟判定ゼロクロス値のパターンを示した特性図である。
【図１１】本発明の実施の形態２の位相判定データ＃１の軟判定ゼロクロス値の平均値と分散を示した特性図である。
【図１２】本発明の実施の形態３のタイミング補正回路の構成図である。
【図１３】本発明の実施の形態３の補間フィルタの動作を示した説明図である。
【図１４】本発明の実施の形態４のタイミング補正回路の構成図である。
【図１５】本発明の実施の形態５のタイミング補正回路の構成図である。
【図１６】本発明の実施の形態５の位相比較器における位相比較処理方法を示した説明図である。
【図１７】本発明のアナログベースバンド信号が実軸成分と虚軸成分を有する場合におけるタイミング補正回路の構成図である。
【図１８】本発明の受信装置の構成図である。
【図１９】従来の位相推定装置の構成図である。
【図２０】受信信号（ロールオフ率＝１．０）の周波数特性を示した特性図である。
【図２１】受信信号（ロールオフ率＝１．０）のアイパターンを示した特性図である。
【図２２】受信信号（ロールオフ率＝１．０）の軟判定ゼロクロス値のパターンを示した特性図である。
【図２３】受信信号（ロールオフ率＝０．２）の周波数特性を示した特性図である。
【図２４】受信信号（ロールオフ率＝０．２）のアイパターンを示した特性図である。
【図２５】受信信号（ロールオフ率＝０．２）の軟判定ゼロクロス値のパターンを示した特性図である。
【符号の説明】
１　受信アンテナ
２　タイミング調整回路
３　復調処理部
１０　位相比較器
１００　受信信号
１０２　アナログ乗算器
１０５　ベースバンドクロック信号
１０６　アナログローパスフィルタ
１０８　Ａ／Ｄ
１１０　ループフィルタ
１１１　電圧制御発振器
２００、２０１、２０２　デジタルフィルタ
２０５　バイパス経路
２２１　補間フィルタ
２２２　デジタルローパスフィルタ
２２３　位相制御部
２２４　クロック分周器
２２５　バッファ
２２６　位相誤差算出部
【図１】
2004064469.tif 000006
【図２】
2004064469.tif 000007
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2004064469.tif 000013
【図９】
2004064469.tif 000014
【図１０】
2004064469.tif 000015
【図１１】
2004064469.tif 000016
【図１２】
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【図１３】
2004064469.tif 000018
【図１４】
2004064469.tif 000019
【図１５】
2004064469.tif 000020
【図１６】
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【図１７】
2004064469.tif 000022
【図１８】
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【図１９】
2004064469.tif 000024
【図２０】
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【図２１】
2004064469.tif 000026
【図２２】
2004064469.tif 000027
【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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