(57)【要約】【課題】直流オフセットの速いドリフトが入力信号に含まれていても、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換可能なスライス回路を提供する。【解決手段】スライス回路９０は、直流成分調整回路９２と、積分器９３と、ＬＰＦ９４と、コンパレータ９５とを含む。直流成分調整回路９２は、入力端子９１から入力された入力信号の直流成分のみを一定の電圧レベルから成る直流成分に調整する。積分器９３は、直流成分調整回路９２から受けた入力信号のうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅する。ＬＰＦ９４は、直流成分調整回路９２から受けた入力信号の平均電圧を検出する。コンパレータ９５は、積分器９３からの出力信号の電圧をＬＰＦ９４からの出力信号の電圧と比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号を出力端子９６へ出力する。【選択図】　　　　図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の方式に周波数変調された受信信号を復調した、前記周波数変調に応じた電圧レベルを有する入力信号を受け、その受けた入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するスライス回路であって、
前記入力信号に基づいて、第１の主信号と第１の基準信号とから成る第１の処理信号、第２の主信号と第２の基準信号とから成る第２の処理信号、および前記第１の主信号と前記第２の基準信号とから成る第３の処理信号のいずれか１つの処理信号を生成する信号処理回路と、
前記第１の処理信号を受けたとき、前記第１の主信号の電圧レベルを前記第１の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた電圧レベルを有するデジタル信号を出力し、前記第２の処理信号を受けたとき、前記第２の主信号の電圧レベルを前記第２の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた電圧レベルを有するデジタル信号を出力し、前記第３の処理信号を受けたとき、前記第１の主信号の電圧レベルを前記第２の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた電圧レベルを有するデジタル信号を出力する比較器とを備え、前記第１の主信号は、増幅された一定周波数以上の高周波成分と一定の電圧レベルから成る直流成分とを有する信号、または前記高周波成分と前記入力信号の直流成分に従って電圧レベルが変化する直流成分とを有する信号であり、
前記第２の主信号は、前記高周波成分と前記入力信号の直流成分と同じ直流成分とを有する信号であり、
前記第１の基準信号は、前記入力信号をそのまま平滑化して得られた平均電圧を有する信号であり、
前記第２の基準信号は、電圧レベルが前記平均電圧よりも低い電圧からなる信号である、スライス回路。
【請求項２】
前記信号処理回路は、
前記入力信号の直流成分の電圧レベルを前記一定の電圧レベルまたは前記入力信号の直流成分に従った電圧レベルに変更し、前記入力信号の交流成分をそのまま出力する直流成分調整回路と、
前記直流成分調整回路からの出力信号を受け、その受けた出力信号の前記高周波成分を増幅して前記第１の主信号を出力する増幅回路と、
前記直流成分調整回路からの出力信号を受け、その受けた出力信号をそのまま平滑化して前記第１の基準信号を出力するローパスフィルタとを含み、
前記比較器は、前記第１の主信号の電圧レベルを前記第１の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号を出力する、請求項１に記載のスライス回路。
【請求項３】
前記信号処理回路は、
前記入力信号の前記高周波成分を増幅して前記第２の主信号を出力する増幅回路と、
前記入力信号をそのまま平滑化した平均電圧よりも低い電圧レベルを有する前記第２の基準信号を生成する平均電位生成回路とを含み、
前記比較器は、前記第２の主信号の電圧レベルを前記第２の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号を出力する、請求項１に記載のスライス回路。
【請求項４】
前記信号処理回路は、
前記入力信号の直流成分の電圧レベルを前記一定の電圧レベルまたは前記入力信号の直流成分に従った電圧レベルに変更し、前記入力信号の交流成分をそのまま出力する直流成分調整回路と、
前記直流成分調整回路からの出力信号を受け、その受けた出力信号の前記高周波成分を増幅して前記第１の主信号を出力する増幅回路と、
前記入力信号をそのまま平滑化した平均電圧よりも低い電圧レベルを有する前記第２の基準信号を生成する平均電位生成回路とを含み、
前記比較器は、前記第１の主信号の電圧レベルを前記第２の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号を出力する、請求項１に記載のスライス回路。
【請求項５】
前記平均電位生成回路は、前記入力信号を平滑化し、その平滑化した平均電圧を減衰して前記第２の基準信号を出力する、請求項４に記載のスライス回路。
【請求項６】
前記平均電位生成回路は、前記入力信号を減衰し、その減衰した入力信号を平滑化して前記第２の基準信号を出力する、請求項４に記載のスライス回路。
【請求項７】
前記平均電位生成回路は、
前記入力信号を構成する電圧を基準電圧と比較し、前記入力信号の電圧レベルを減衰する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタとを含む、請求項６に記載のスライス回路。
【請求項８】
前記差動増幅回路の利得は、前記入力信号の受信開始から所定のタイミングまでの期間、第１の利得に設定され、前記所定のタイミングを経過すると前記第１の利得よりも低い第２の利得に設定される、請求項７に記載のスライス回路。
【請求項９】
前記直流成分調整回路は、
前記入力信号の直流成分を構成する電圧値を検出して出力し、または前記検出した電圧値を保持して前記電圧値のホールド値を出力するサンプルホールド回路と、
前記入力信号と前記電圧値とに基づいて前記入力信号の前記直流成分の電圧レベルのみを前記一定の電圧レベルに変更して出力し、または前記入力信号と前記ホールド値とに基づいて前記直流成分の電圧レベルのみを前記入力信号の直流成分に従って変更して出力する直流レベル変更回路とを含む、請求項４に記載のスライス回路。
【請求項１０】
前記サンプルホールド回路は、
スイッチと、
前記スイッチがオンされると、前記入力信号を積分して前記電圧値を出力し、前記スイッチがオフされると、前記オフされたタイミングにおける前記電圧値を保持して前記ホールド値を出力するローパスフィルタとを含み、
前記直流レベル変更回路は、
前記入力信号を構成する電圧と基準電圧との電圧差を所定の比に分圧した分圧電圧を前記入力信号の電圧に加えた入力電圧を非反転入力端子に受け、前記電圧値または前記ホールド値をバイアス端に受け、前記入力電圧と前記電圧値とに基づいて前記入力信号の直流成分のみを前記基準電圧に変更して出力し、前記入力電圧と前記ホールド値とに基づいて前記直流成分のみを前記入力信号の直流成分に従って変更して出力する非反転増幅回路と、
前記サンプルホールド回路から出力された前記電圧値または前記ホールド値を受け、その受けた電圧値またはホールド値をそのまま前記バイアス端へ出力するバッファとを含む、請求項９に記載のスライス回路。
【請求項１１】
前記スイッチは、前記入力信号の受信開始から所定のタイミングまでの期間オンされ、前記所定のタイミングを経過するとオフされる、請求項１０に記載のスライス回路。
【請求項１２】
前記第１の主信号の電圧と前記第２の基準信号の電圧との電圧差を検出し、その検出した電圧差が一定範囲内のとき前記スイッチをオフし、前記検出した電圧差が前記一定範囲を超えたとき前記スイッチをオンする電圧差検出回路をさらに備える、請求項１０に記載のスライス回路。
【請求項１３】
前記スイッチは、前記比較器から出力されたデジタル信号の論理レベルが所定期間持続するときオフされる、請求項１０に記載のスライス回路。
【請求項１４】
前記増幅回路の利得は、前記入力信号の受信開始から所定のタイミングまでの期間第１の利得に設定され、前記所定のタイミングを経過すると前記第１の利得よりも低い第２の利得に設定される、請求項１０に記載のスライス回路。
【請求項１５】
前記スイッチは、前記受信信号の強度が所定値以上であるときオンされ、前記受信信号の強度が前記所定値よりも弱いときオフされる、請求項１４に記載のスライス回路。
【請求項１６】
前記平均電位生成回路は、
前記入力信号を構成する電圧をもう１つの基準電圧と比較し、前記入力信号の電圧レベルを減衰する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタとを含み、
前記スイッチは、前記入力信号の受信開始から第１のタイミングまでの期間オンされ、前記第１のタイミングを経過するとオフされ、
前記増幅回路の利得は、前記入力信号の受信開始から第２のタイミングまでの期間、第１の利得に設定され、前記第２のタイミングを経過すると前記第１の利得よりも低い第２の利得に設定され、
前記差動増幅回路の利得は、前記入力信号の受信開始から第３のタイミングまでの期間、第３の利得に設定され、前記第３のタイミングが経過すると前記第３の利得よりも低い第４の利得に設定される、請求項１０に記載のスライス回路。
【請求項１７】
前記第１の主信号の電圧と前記第２の基準信号の電圧との電圧差を検出し、その検出した電圧差が一定範囲内のとき前記スイッチをオフし、前記検出した電圧差が前記一定範囲を超えたとき前記スイッチをオンする電圧差検出回路をさらに備え、
前記平均電位生成回路は、
前記入力信号を構成する電圧をもう１つの基準電圧と比較し、前記入力信号の電圧レベルを減衰する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタとを含み、
前記増幅回路の利得は、前記入力信号の受信開始から第１のタイミングまでの期間第１の利得に設定され、前記第１のタイミングを経過すると前記第１の利得よりも低い第２の利得に設定され、
前記差動増幅回路の利得は、前記入力信号の受信開始から第２のタイミングまでの期間第３の利得に設定され、前記第２のタイミングを経過すると前記第３の利得よりも低い第４の利得に設定される、請求項１０に記載のスライス回路。
【請求項１８】
前記平均電位生成回路は、
前記入力信号を構成する電圧をもう１つの基準電圧と比較し、前記入力信号の電圧レベルを減衰する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタとを含み、
前記スイッチは、前記比較器から出力されたデジタル信号の論理レベルが所定期間持続するときオフされ、
前記増幅回路の利得は、前記入力信号の受信開始から第１のタイミングまでの期間第１の利得に設定され、前記第１のタイミングを経過すると前記第１の利得よりも低い第２の利得に設定され、
前記差動増幅回路の利得は、前記入力信号の受信開始から第２のタイミングまでの期間第３の利得に設定され、前記第２のタイミングを経過すると前記第３の利得よりも低い第４の利得に設定される、請求項１０に記載のスライス回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、スライス回路に関し、特に、ＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）受信機のＦＳＫ復調器において、アナログ信号からなるＦＭ検波出力をデジタル信号に変換するスライス回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＥＣＴ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｅｕｒｏｐｅａｎ　Ｃｏｒｄｌｅｓｓ　Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ）およびＢｌｕｅｔｏｏｔｈ等の各種のアプリケーションにおいては、そのＦＳＫ復調部に図５２に示すようなスライス回路が用いられている。
【０００３】
図５２を参照して、従来のスライス回路１１００は、積分器１１２０と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）１１３０と、比較器１１４０とを備える。
【０００４】
積分器１１２０は、抵抗１１２１，１１２３と、キャパシタ１１２２と、オペアンプ１１２４とを含む。抵抗１１２１は、その一方端がノードＮ２０に接続され、他方端がオペアンプ１１２４の反転入力端子に接続される。キャパシタ１１２２は、ノードＮ２２と接地ノードＧＮＤとの間に接続される。抵抗１１２３は、ノードＮ２１とノードＮ２２との間に接続される。
【０００５】
オペアンプ１１２４は、ノードＮ２０上の信号を非反転入力端子に受け、ノードＮ２２上の信号を反転入力端子に受ける。ノードＮ２２上の信号は、抵抗１１２１およびキャパシタ１１２２から成るＬＰＦによって入力信号を積分した信号に等しい。
【０００６】
したがって、オペアンプ１１２４は、入力信号のうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを抵抗１１２１，１１２３によって決定される利得だけ増幅し、所定の周波数よりも低い成分をそのまま出力する。
【０００７】
ＬＰＦ１１３０は、抵抗１１３１と、キャパシタ１１３２，１１３３と、スイッチ１１３４とを含む。抵抗１１３１は、ノードＮ２０とノードＮ２３との間に接続される。キャパシタ１１３２は、ノードＮ２３と接地ノードＧＮＤとの間に接続される。キャパシタ１１３３およびスイッチ１１３４は、ノードＮ２３と接地ノードＧＮＤとの間に直列に接続される。なお、キャパシタ１１３２は、キャパシタ１１３３およびスイッチ１１３４に対して並列に接続される。
【０００８】
ＬＰＦ１１３０は、スイッチ１１３４がオフされているとき、抵抗１１３１およびキャパシタ１１３２によりノードＮ２０上の信号を構成する電圧の平均電圧を検出する。また、ＬＰＦ１１３０は、スイッチ１１３４がオンされているとき、抵抗１１３１およびキャパシタ１１３２，１１３３によりノードＮ２０上の信号を構成する電圧の平均電圧を検出する。
【０００９】
すなわち、ＬＰＦ１１３０は、スイッチ１１３４のオン／オフにより容量を変化させてノードＮ２０上の信号を構成する電圧の平均電圧を検出する。したがって、ＬＰＦ１１３０は、スイッチ１１３４がオンされたとき、その時定数が長くなる。
【００１０】
スライス回路１１００は、周波数弁別器１０００によってＦＭ復調された入力信号を受け、その受けた入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するものである。
【００１１】
したがって、積分器１１２０は、周波数弁別器１０００からの入力信号を入力端子１１１０を介して受け、その受けた入力信号のうち所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅して比較器１１４０の非反転入力端子へ出力する。
【００１２】
また、ＬＰＦ１１３０は、周波数弁別器１０００からの入力信号を入力端子１１１０を介して受け、その受けた入力信号を構成する電圧の平均電圧を検出する。そして、ＬＰＦ１１３０は、検出した平均電圧を比較器１１４０の反転入力端子へ出力する。
【００１３】
比較器１１４０は、積分器１１２０によって増幅された入力信号を非反転入力端子に受け、入力信号の平均電圧を反転入力端子に受ける。そして、比較器１１４０は、入力信号の電圧を平均電圧と比較し、入力信号の電圧が平均電圧よりも高いときＨ（論理ハイ）レベルの信号を出力端子１１５０へ出力し、入力信号の電圧が平均電圧以下のときＬ（論理ロー）レベルの信号を出力端子１１５０へ出力する。
【００１４】
このように、スライス回路１１００は、周波数弁別器１０００によってＦＭ復調された入力信号を、その高周波成分のみを増幅してアナログ信号からデジタル信号に変換する。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来のスライス回路には、次の問題がある。
【００１６】
（１）周波数弁別器により復調された入力信号が変化の速い直流オフセットのドリフトを伴う場合、スライス回路は、その変化に追従できず、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換することができない。
【００１７】
（２）変調条件として「１」または「０」が連続した場合、周波数弁別器からの入力信号は、一定の電圧値が所定期間連続する信号となるが、このような入力信号がスライス回路に入力されると、比較器１１４０が積分器１１２０から受ける電圧のレベルがＬＰＦ１１３０から受ける電圧のレベルと殆ど同じになり、比較器１１４０における比較動作を正確に行なうことができない。
【００１８】
（３）周波数の高い雑音成分が入力されると、その雑音成分を本来の信号成分と誤って検出してしまう。
【００１９】
図５３を参照して、上記（１）〜（３）の問題点を詳細に説明する。直流オフセットの速いドリフトを伴う入力信号ＩＮＳが入力されると、スライス回路１１００のＬＰＦ１１３０は、その変化に追従できず、入力信号ＩＮＳを構成する電圧の平均電圧を示す信号ＩＮＤＣを比較器１１４０の反転入力端子へ出力する。
【００２０】
そうすると、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間において、信号ＩＮＤＣの電圧レベルは、入力信号ＩＮＳの電圧レベルと殆ど交差せず、比較器１１４０は、入力信号ＩＮＳの電圧レベルを信号ＩＮＤＣの電圧レベルと殆ど比較できない。その結果、比較器１１４０は、信号ＤＸ１を出力する。つまり、入力信号が直流オフセットの速いドリフトを伴うとき、スライス回路１１００は、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できない。
【００２１】
また、タイミングｔ２以降にＦＳＫ変調における「１」または「０」が連続した成分に対応する成分がスライス回路１１００に入力されると、信号ＩＮＤＣの電圧レベルが入力信号ＩＮＳの電圧レベルに近づき、タイミングｔ３からタイミングｔ４の期間においては、入力信号ＩＮＳの電圧レベルを信号ＩＮＤＣの電圧レベルと区別することができなくなる。その結果、比較器１１４０は、入力信号ＩＮＳの電圧レベルを信号ＩＮＤＣの電圧レベルと正確に比較することができず、誤動作成分ＤＥＳ１を含んだ信号ＤＸ１を出力する。
【００２２】
さらに、上記（１）の問題を解決するために積分器１１２０における利得を大きくすると、積分器１１２０は、振幅が入力信号ＩＮＳよりも大きい増幅信号ＩＮＡを出力する。その結果、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間において、信号ＩＮＤＣの電圧レベルは増幅信号ＩＮＡの電圧レベルと交差し、比較器１１４０は、信号ＤＸ２を出力する。このように、積分器１１２０における利得を大きくすることにより、上述した（１）の問題を解決することができるが、積分器１１２０における増幅の対象となる高周波成分と同じ周波数を有する雑音成分が入力信号ＩＮＳに含まれていると、増幅信号ＩＮＡは、雑音成分を増幅した成分を含むので、上記（３）の問題が発生する。
【００２３】
従来のスライス回路１１００においては、上記の（１）の問題と（２）の問題とに対して、入力信号の受信初期においては、ＬＰＦ１１３０のスイッチ１１３４をオフして時定数を短くし、入力信号の受信後期においては、スイッチ１１３４をオンして時定数を大きくする。一般に、入力信号の受信初期においては、直流オフセットのドリフトが速く、受信後期においては、直流オフセットのドリフトが比較的遅いからである。
【００２４】
したがって、ＬＰＦの時定数を上述したように制御することによって、受信初期において直流オフセットの速いドリフトに対応し、受信後期において信号ＩＮＤＣの電圧レベルが入力信号ＩＮＳの電圧レベルに近づくタイミングをできるだけ遅くしている。
【００２５】
しかし、ＬＰＦ１１３０の時定数を大きくして、ＬＰＦ１１３０の出力電圧が積分器１１２０の出力電圧に近づくのをできる限り遅くしても、それは、比較器１１４０が反転誤動作するのを根本的に解決したことにはならない。すなわち、従来のスライス回路１１００においては、上記（１）の問題と（２）の問題とを同時に解決することができない。
【００２６】
また、入力信号に含まれる雑音成分をできる限り排除するには積分器１１２０における利得を小さくすればよいが、そうすれば、上述したように入力信号が直流オフセットの速いドリフトを伴うとき、信号ＩＮＤＣの電圧レベルが入力信号ＩＮＳの電圧レベルと交差せず、比較器１１４０は、デジタル信号を正確に出力することができない。すなわち、従来のスライス回路１１００は、上記（１）の問題と（３）の問題とを同時に解決することができない。
【００２７】
そこで、この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、その目的は、直流オフセットの速いドリフトが入力信号に含まれていても、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換可能なスライス回路を提供することである。
【００２８】
また、この発明の別の目的は、直流オフセットの速いドリフトが入力信号に含まれていても、ノイズを除去して入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換可能なスライス回路を提供することである。
【００２９】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
この発明によれば、スライス回路は、所定の方式に周波数変調された受信信号を復調した、周波数変調に応じた電圧レベルを有する入力信号を受け、その受けた入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するスライス回路であって、信号処理回路と、比較器とを備える。
【００３０】
信号処理回路は、入力信号に基づいて、第１の主信号と第１の基準信号とから成る第１の処理信号、第２の主信号と第２の基準信号とから成る第２の処理信号、および第１の主信号と第２の基準信号とから成る第３の処理信号のいずれか１つの処理信号を生成する。
【００３１】
比較器は、第１の処理信号を受けたとき、第１の主信号の電圧レベルを第１の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた電圧レベルを有するデジタル信号を出力する。また、比較器は、第２の処理信号を受けたとき、第２の主信号の電圧レベルを第２の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた電圧レベルを有するデジタル信号を出力する。さらに、比較器は、第３の処理信号を受けたとき、第１の主信号の電圧レベルを第２の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた電圧レベルを有するデジタル信号を出力する。
【００３２】
第１の主信号は、増幅された一定周波数以上の高周波成分と一定の電圧レベルから成る直流成分とを有する信号、または高周波成分と入力信号の直流成分に従って電圧レベルが変化する直流成分とを有する信号である。また、第２の主信号は、高周波成分と入力信号の直流成分と同じ直流成分とを有する信号である。さらに、第１の基準信号は、入力信号をそのまま平滑化して得られた平均電圧を有する信号である。さらに、第２の基準信号は、電圧レベルが平均電圧よりも低い電圧からなる信号である。
【００３３】
好ましくは、信号処理回路は、直流成分調整回路と、増幅回路と、ローパスフィルタとを含む。
【００３４】
直流成分調整回路は、入力信号の直流成分の電圧レベルを一定の電圧レベルまたは入力信号の直流成分に従った電圧レベルに変更し、入力信号の交流成分をそのまま出力する。また、増幅回路は、直流成分調整回路からの出力信号を受け、その受けた出力信号の高周波成分を増幅して第１の主信号を出力する。さらに、ローパスフィルタは、直流成分調整回路からの出力信号を受け、その受けた出力信号をそのまま平滑化して第１の基準信号を出力する。
【００３５】
そして、比較器は、第１の主信号の電圧レベルを第１の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号を出力する。
【００３６】
好ましくは、信号処理回路は、増幅回路と、平均電位生成回路とを含む。
増幅回路は、入力信号の高周波成分を増幅して第２の主信号を出力する。また、平均電位生成回路は、入力信号をそのまま平滑化した平均電圧よりも低い電圧レベルを有する第２の基準信号を生成する。
【００３７】
そして、比較器は、第２の主信号の電圧レベルを第２の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号を出力する。
【００３８】
好ましくは、信号処理回路は、直流成分調整回路と、増幅回路と、平均電位生成回路とを含む。
【００３９】
直流成分調整回路は、入力信号の直流成分の電圧レベルを一定の電圧レベルまたは入力信号の直流成分に従った電圧レベルに変更し、入力信号の交流成分をそのまま出力する。増幅回路は、直流成分調整回路からの出力信号を受け、その受けた出力信号の高周波成分を増幅して第１の主信号を出力する。平均電位生成回路は、入力信号をそのまま平滑化した平均電圧よりも低い電圧レベルを有する第２の基準信号を生成する。
【００４０】
そして、比較器は、第１の主信号の電圧レベルを第２の基準信号の電圧レベルと比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号を出力する。
【００４１】
好ましくは、平均電位生成回路は、入力信号を平滑化し、その平滑化した平均電圧を減衰して第２の基準信号を出力する。
【００４２】
好ましくは、平均電位生成回路は、入力信号を減衰し、その減衰した入力信号を平滑化して第２の基準信号を出力する。
【００４３】
好ましくは、平均電位生成回路は、差動増幅回路と、ローパスフィルタとを含む。
【００４４】
差動増幅回路は、入力信号を構成する電圧を基準電圧と比較し、入力信号の電圧レベルを減衰する。ローパスフィルタは、差動増幅回路の出力信号を平滑化する。
【００４５】
好ましくは、差動増幅回路の利得は、入力信号の受信開始から所定のタイミングまでの期間、第１の利得に設定され、所定のタイミングを経過すると第１の利得よりも低い第２の利得に設定される。
【００４６】
好ましくは、直流成分調整回路は、サンプルホールド回路と、直流レベル変更回路とを含む。
【００４７】
サンプルホールド回路は、入力信号の直流成分を構成する電圧値を検出して出力し、または検出した電圧値を保持して電圧値のホールド値を出力する。直流レベル変更回路は、入力信号と電圧値とに基づいて入力信号の直流成分の電圧レベルのみを一定の電圧レベルに変更して出力し、または入力信号とホールド値とに基づいて直流成分の電圧レベルのみを入力信号の直流成分に従って変更して出力する。
【００４８】
好ましくは、サンプルホールド回路は、スイッチと、ローパスフィルタとを含む。また、直流レベル変更回路は、非反転増幅回路とバッファとを含む。
【００４９】
ローパスフィルタは、スイッチがオンされると、入力信号を積分して電圧値を出力し、スイッチがオフされると、オフされたタイミングにおける電圧値を保持してホールド値を出力する。
【００５０】
非反転増幅回路は、入力信号を構成する電圧と基準電圧との電圧差を所定の比に分圧した分圧電圧を入力信号の電圧に加えた入力電圧を非反転入力端子に受け、電圧値またはホールド値をバイアス端に受け、入力電圧と電圧値とに基づいて入力信号の直流成分のみを基準電圧に変更して出力し、入力電圧とホールド値とに基づいて直流成分のみを入力信号の直流成分に従って変更して出力する。バッファは、サンプルホールド回路から出力された電圧値またはホールド値を受け、その受けた電圧値またはホールド値をそのままバイアス端へ出力する。
【００５１】
好ましくは、スイッチは、入力信号の受信開始から所定のタイミングまでの期間オンされ、所定のタイミングを経過するとオフされる。
【００５２】
好ましくは、スライス回路は、電圧差検出回路をさらに備える。
電圧差検出回路は、第１の主信号の電圧と第２の基準信号の電圧との電圧差を検出し、その検出した電圧差が一定範囲内のときスイッチをオフする。また、電圧差検出回路は、検出した電圧差が一定範囲を超えたときスイッチをオンする。
【００５３】
好ましくは、スイッチは、比較器から出力されたデジタル信号の論理レベルが所定期間持続するときオフされる。
【００５４】
好ましくは、増幅回路の利得は、入力信号の受信開始から所定のタイミングまでの期間第１の利得に設定され、所定のタイミングを経過すると第１の利得よりも低い第２の利得に設定される。
【００５５】
好ましくは、スイッチは、受信信号の強度が所定値以上であるときオンされ、受信信号の強度が所定値よりも弱いときオフされる。
【００５６】
好ましくは、平均電位生成回路は、差動増幅回路と、ローパスフィルタとを含む。
【００５７】
差動増幅回路は、入力信号を構成する電圧をもう１つの基準電圧と比較し、入力信号の電圧レベルを減衰する。ローパスフィルタは、差動増幅回路の出力信号を平滑化する。
【００５８】
そして、スイッチは、入力信号の受信開始から第１のタイミングまでの期間オンされ、第１のタイミングを経過するとオフされる。また、増幅回路の利得は、入力信号の受信開始から第２のタイミングまでの期間、第１の利得に設定され、第２のタイミングを経過すると第１の利得よりも低い第２の利得に設定される。さらに、差動増幅回路の利得は、入力信号の受信開始から第３のタイミングまでの期間、第３の利得に設定され、第３のタイミングが経過すると第３の利得よりも低い第４の利得に設定される。
【００５９】
好ましくは、スライス回路は、電圧差検出回路をさらに備える。
電圧差検出回路は、第１の主信号の電圧と第２の基準信号の電圧との電圧差を検出し、その検出した電圧差が一定範囲内のときスイッチをオフし、検出した電圧差が一定範囲を超えたときスイッチをオンする。
【００６０】
そして、平均電位生成回路は、差動増幅回路と、ローパスフィルタとを含む。差動増幅回路は、入力信号を構成する電圧をもう１つの基準電圧と比較し、入力信号の電圧レベルを減衰する。ローパスフィルタは、差動増幅回路の出力信号を平滑化する。増幅回路の利得は、入力信号の受信開始から第１のタイミングまでの期間、第１の利得に設定され、第１のタイミングを経過すると第１の利得よりも低い第２の利得に設定される。差動増幅回路の利得は、入力信号の受信開始から第２のタイミングまでの期間、第３の利得に設定され、第２のタイミングを経過すると第３の利得よりも低い第４の利得に設定される。
【００６１】
好ましくは、平均電位生成回路は、差動増幅回路と、ローパスフィルタとを含む。
【００６２】
差動増幅回路は、入力信号を構成する電圧をもう１つの基準電圧と比較し、入力信号の電圧レベルを減衰する。ローパスフィルタは、差動増幅回路の出力信号を平滑化する。
【００６３】
スイッチは、比較器から出力されたデジタル信号の論理レベルが所定期間持続するときオフされる。増幅回路の利得は、入力信号の受信開始から第１のタイミングまでの期間、第１の利得に設定され、第１のタイミングを経過すると第１の利得よりも低い第２の利得に設定される。差動増幅回路の利得は、入力信号の受信開始から第２のタイミングまでの期間、第３の利得に設定され、第２のタイミングを経過すると第３の利得よりも低い第４の利得に設定される。
【００６４】
したがって、この発明によれば、スライス回路は、次の３つの効果の全てまたは一部を享受できる。
（ａ）直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｂ）一定の電圧レベルが連続した成分が入力信号に含まれていても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｃ）入力信号に雑音成分が含まれていても、雑音成分を誤って検出することを防止できる。
【００６５】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００６６】
［実施の形態１］
図１を参照して、この発明の実施の形態１による受信機１００は、アンテナ１０と、バンドパスフィルター２０，６０と、混合器３０と、電圧制御発振器４０と、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）５０と、中間周波増幅器７０と、周波数弁別器８０と、スライス回路９０と、制御回路１１０とを備える。
【００６７】
アンテナ１０は、ＦＳＫ変調された受信信号を受信し、その受信した受信信号をバンドパスフィルター２０へ出力する。バンドパスフィルター２０は、アンテナ１０からの受信信号のうち、所望の周波数帯域を有する信号を抽出して混合器３０へ出力する。
【００６８】
混合器３０は、バンドパスフィルター２０からの信号を電圧制御発振器４０からの信号と混合し、その混合した信号をバンドパスフィルター６０へ出力する。バンドパスフィルター２０が周波数ｆｃを中心周波数とする所定の帯域幅を持つ信号を出力し、電圧制御発振器４０が周波数ｆ０の信号を出力するとすると、混合器３０は、周波数ｆｃ＋ｆ０の信号および周波数ｆｃ−ｆ０の信号をバンドパスフィルター６０へ出力する。
【００６９】
電圧制御発振器４０は、ＰＬＬ５０からの周期信号を分周して所定の周波数（たとえば、周波数ｆ０）の信号を混合器３０およびＰＬＬ５０へ出力する。ＰＬＬ５０は、電圧制御発振器４０からの所定の周波数の信号に同期した周期信号を電圧制御発振器４０へ出力する。
【００７０】
バンドパスフィルター６０は、混合器３０から出力された周波数ｆｃ＋ｆ０を有する信号および周波数ｆｃ−ｆ０を有する信号のうち、所望の周波数ｆｃ−ｆ０を有する信号を抽出して中間周波増幅器７０へ出力する。
【００７１】
中間周波増幅器７０は、周波数ｆｃ−ｆ０の信号を振幅がほぼ一定になるまで増幅する。周波数弁別器８０は、周波数変調された信号を振幅変調された信号に変換する。すなわち、周波数弁別器８０は、周波数変調された信号を電圧レベルの違いによって表現した信号に変換する（ＦＭ復調されたことを意味する）。
【００７２】
スライス回路９０は、後述する方法によって周波数弁別器８０からの入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。制御回路１１０は、信号ＳＷ１，ＳＷ２をスライス回路９０へ出力する。
【００７３】
図２を参照して、スライス回路９０は、直流成分調整回路９２と、積分器９３と、ＬＰＦ９４と、コンパレータ９５とを含む。直流成分調整回路９２は、周波数弁別器８０から入力端子９１を介してＦＭ復調された入力信号を受ける。そして、直流成分調整回路９２は、その受けた入力信号の直流成分のみを一定の電圧レベルから成る直流成分に調整し、その調整した直流成分を有する入力信号を積分器９３およびＬＰＦ９４へ出力する。入力信号の直流成分の調整方法については後述する。
【００７４】
積分器９３は、直流成分調整回路９２から受けた入力信号のうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅する。ＬＰＦ９４は、直流成分調整回路９２から受けた入力信号の平均電圧を検出する。
【００７５】
コンパレータ９５は、積分器９３からの出力信号を非反転入力端子に受け、ＬＰＦ９４からの出力信号を反転入力端子に受ける。そして、コンパレータ９５は、所定の周波数以上の高周波成分のみが増幅された入力信号の電圧を、入力信号の平均電圧と比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号を出力端子９６へ出力する。
【００７６】
すなわち、コンパレータ９５は、高周波成分のみが増幅された入力信号の電圧が入力信号の平均電圧よりも高いときＨレベルの信号を出力端子９６へ出力し、高周波成分のみが増幅された入力信号の電圧が入力信号の平均電圧以下であるときＬレベルの信号を出力端子９６へ出力する。
【００７７】
なお、直流成分調整回路９２、積分器９３およびＬＰＦ９４は、信号処理回路を構成する。
【００７８】
図３は、図２に示す直流成分調整回路９２、積分器９３、ＬＰＦ９４およびコンパレータ９５の回路図を示す。図３を参照して、直流成分調整回路９２は、直流レベル変更回路９２Ａと、サンプルホールド回路９２Ｂとを含む。
【００７９】
直流レベル変更回路９２Ａは、電圧源９２１と、抵抗９２２，９２３，９２５，９２６と、オペアンプ９２４，９２７とを含む。
【００８０】
電圧源９２１および抵抗９２２は、ノードＮ２と接地ノードＧＮＤとの間に直列に接続される。そして、抵抗９２２は、ノードＮ２側に接続される。抵抗９２３は、ノードＮ１とノードＮ２との間に接続される。
【００８１】
オペアンプ９２７は、サンプルホールド回路９２Ｂの出力信号を非反転入力端子に受け、反転入力端子が出力端子と接続される。すなわち、オペアンプ９２７は、バッファを構成し、サンプルホールド回路９２Ｂの出力信号をそのままノードＮ５へ出力する。
【００８２】
抵抗９２５は、ノードＮ３とノードＮ４との間に接続される。抵抗９２６は、ノードＮ４とノードＮ５との間に接続される。オペアンプ９２４は、ノードＮ２上の信号を非反転入力端子に受け、ノードＮ４上の信号を反転入力端子に受ける。オペアンプ９２４は、出力信号であるノードＮ３上の信号を抵抗９２５を介して反転入力端子に受け、オペアンプ９２７の出力信号であるノードＮ５上の信号を抵抗９２６を介して反転入力端子に受ける。
【００８３】
サンプルホールド回路９２Ｂは、スイッチ９２８と、抵抗９２９と、キャパシタ９３０とを含む。スイッチ９２８および抵抗９２９は、ノードＮ１とノードＮ６との間に直列に接続される。スイッチ９２８は、ノードＮ１側に接続され、抵抗９２９は、ノードＮ６側に接続される。キャパシタ９３０は、ノードＮ６と接地ノードＧＮＤとの間に接続される。
【００８４】
スイッチ９２８は、制御回路１１０から信号ＳＷ１を受ける。そして、スイッチ９２８は、Ｈレベルの信号ＳＷ１によってオンされ、Ｌレベルの信号ＳＷ１によってオフされる。なお、抵抗９２９およびキャパシタ９３０は、ローパスフィルタを構成する。
【００８５】
周波数弁別器８０によってＦＭ復調された入力信号は、入力端子９１を介してノードＮ１へ入力される。そして、入力信号は、ノードＮ１から直流レベル変更回路９２Ａおよびサンプルホールド回路９２Ｂへ入力される。入力信号をＶｉｎ、ノードＮ６上の信号をＶｂ、入力信号Ｖｉｎの周波数をｆ、抵抗９２９の抵抗値をＲ１、キャパシタ９３０の容量をＣとすると、スイッチ９２８がオンされているとき、次式が成り立つ。
【００８６】
【数１】
2004064196.tif 000003
【００８７】
したがって、抵抗９２９およびキャパシタ９３０から成るローパスフィルタは、カットオフ周波数ｆｃが次式によって決定される周波数特性を有する。
【００８８】
【数２】
2004064196.tif 000004
【００８９】
スイッチ９２８が信号ＳＷ１によってオンされると、ノードＮ１を介して入力信号Ｖｉｎの電圧が抵抗９２９およびキャパシタ９３０に伝達され、キャパシタ９３０に電荷が蓄積される。そして、ノードＮ６上の電圧は、式（１）によって表わされるＶｂになる。そして、信号ＳＷ１によってスイッチ９２８がオフされると、キャパシタ９３０に蓄積された電荷は、徐々に放電される。この場合、ノードＮ６上の電圧は、スイッチ９２８がオフされる直前の電圧を一定時間維持し、その後、徐々に低下する。
【００９０】
キャパシタ９３０に蓄積された電荷の放電時間は、キャパシタ９３０の自己放電と、オペアンプ９２７の非反転入力端子への入力抵抗とによって決定される。オペアンプ９２７として入力抵抗の高いオペアンプを使用することによって、オペアンプ９２７の非反転入力端子に吸い込まれる電流を微小な電流に留めることができ、キャパシタ９３０は、蓄積された電荷をほぼホールドする。
【００９１】
したがって、サンプルホールド回路９２Ｂは、スイッチ９２８が信号ＳＷ１によってオンされると、入力信号Ｖｉｎの平均電圧を検出し、式（１）によって表わされる平均電圧から成る信号Ｖｂを出力する。そして、サンプルホールド回路９２Ｂは、信号ＳＷ１によってスイッチ９２８がオフされると、検出した平均電圧をホールドし、そのホールドした平均電圧を出力する。
【００９２】
サンプルホールド回路９２Ｂは、入力信号の受信初期にＨレベルの信号ＳＷ１を制御回路１１０から受け、入力信号の受信後期にＬレベルの信号ＳＷ１を制御回路１１０から受ける。なお、この発明においては、「受信初期」とは、主にアクセスコードが送られて来る期間を言い、「受信後期」とは、主にデータが送られて来る期間を言う。
【００９３】
したがって、入力信号の受信初期においては、スイッチ９２８がオンされ、サンプルホールド回路９２Ｂは、入力信号Ｖｉｎの平均電圧を検出してオペアンプ９２７の非反転入力端子へ出力し、入力信号の受信後期においては、スイッチ９２８がオフされ、サンプルホールド回路９２Ｂは、検出した平均電圧のホールド値をオペアンプ９２７の非反転入力端子へ出力する。
【００９４】
ノードＮ１へ入力された入力信号Ｖｉｎは、抵抗９２３を介してノードＮ２に供給される。電圧源９２１の出力電圧をＶｒｅｆ、ノードＮ２上の信号をＶａ、抵抗９２２の抵抗値をＲ２、抵抗９２３の抵抗値をＲ３、抵抗９２５の抵抗値をＲ４、抵抗９２６の抵抗値をＲ５、オペアンプ９２４の出力信号であるノードＮ３上の信号をＶｃ、ノードＮ４上の信号をＶｐ、オペアンプ９２７の出力信号であるノードＮ５上の信号をＶｄとすると、
【００９５】
【数３】
2004064196.tif 000005
【００９６】
および
【００９７】
【数４】
2004064196.tif 000006
【００９８】
が成り立つ。そして、オペアンプ９２４においては、イマジナリショートによりＶａ＝Ｖｐが成り立ち、式（４）にＶａ＝Ｖｐを代入して信号Ｖｃは、
【００９９】
【数５】
2004064196.tif 000007
【０１００】
によって表わされる。
オペアンプ９２４は、式（３）によって表わされるように、電圧源９２１の出力電圧Ｖｒｅｆ（これを「基準電圧」と言う。）と、入力信号Ｖｉｎの電圧との電圧差を抵抗９２２，９２３の抵抗値Ｒ２，Ｒ３によって分圧し、その分圧した分圧電圧に入力信号Ｖｉｎの電圧を加えた電圧から成る信号Ｖａを非反転入力端子に受ける。そして、オペアンプ９２４は、抵抗９２５，９２６とともに非反転増幅回路を構成し、オペアンプ９２７の出力信号Ｖｄをバイアス端に受ける。
【０１０１】
通常の非反転増幅回路は、その利得を決定する抵抗９２６の一方端、すなわち、ノードＮ５は接地されているが、この発明においては、抵抗９２６の一方端は、オペアンプ９２７からの出力信号Ｖｄを受ける。つまり、オペアンプ９２４および抵抗９２５，９２６から成る非反転増幅回路のバイアス端は、出力信号Ｖｄを構成する電圧によって浮かされている。
【０１０２】
この発明においては、抵抗９２２の抵抗値Ｒ２と抵抗９２３の抵抗値Ｒ３との比は、１：１に設定される。したがって、式（３）は次式のように変形される。
【０１０３】
【数６】
2004064196.tif 000008
【０１０４】
また、この発明においては、抵抗９２５の抵抗値Ｒ４と抵抗９２６の抵抗値Ｒ５との比は、１：１に設定される。したがって、式（５）は、次式のように変形される。
【０１０５】
【数７】
2004064196.tif 000009
【０１０６】
オペアンプ９２７は、非反転入力端子に入力された信号Ｖｂをそのまま出力するので、Ｖｄ＝Ｖｂである。したがって、式（６），（７）およびＶｄ＝Ｖｂを用いて信号Ｖｃは、
【０１０７】
【数８】
2004064196.tif 000010
【０１０８】
により表わされる。
スイッチ９２８がオンされているとき、Ｖｉｎ＝Ｖｂであるので、式（８）よりＶｃ＝Ｖｒｅｆとなる。信号Ｖｂは、入力信号Ｖｉｎの平均電圧から成るので、Ｖｃ＝Ｖｒｅｆとなるのは、出力信号Ｖｃの直流成分に関してであり、出力信号Ｖｃの交流成分は、式（８）から入力信号Ｖｉｎの交流成分に一致する。
【０１０９】
したがって、直流レベル変更回路９２Ａは、サンプルホールド回路９２Ｂのスイッチ９２８がオンされると、入力信号Ｖｉｎの直流成分を一定の電圧レベル（Ｖｒｅｆ）から成る直流成分に変更し、入力信号Ｖｉｎの交流成分をそのまま出力する。
【０１１０】
一方、サンプルホールド回路９２Ｂのスイッチ９２８がオフされると、Ｖｉｎ＝Ｖｂが成立せず、サンプルホールド回路９２Ｂは、スイッチ９２８がオフされる直前の入力信号Ｖｉｎの平均電圧が信号Ｖｂにホールドされる。したがって、この場合、オペアンプ９２４は、式（８）によって表わされる出力信号Ｖｃを出力する。そして、入力信号Ｖｉｎの直流成分は、一定の電圧レベルから成る直流成分に変更されず、直流オフセットが入力信号Ｖｉｎに従って変化する出力信号Ｖｃが出力される。
【０１１１】
このように、直流成分調整回路９２は、スイッチ９２８がオンされると、入力端子９１から入力された入力信号Ｖｉｎの交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分のみを一定の電圧レベル（Ｖｒｅｆ）から成る直流成分に変更した出力信号を出力し、スイッチ９２８がオフされると、直流オフセットが入力信号Ｖｉｎに従って変化する出力信号を出力する。
【０１１２】
入力信号Ｖｉｎの受信初期においては、図４に示すように直流オフセットが大きくドリフトする入力信号Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２がスライス回路９０に入力される。直流成分調整回路９２は、上述したように、スイッチ９２８がオンされると、入力信号Ｖｉｎの交流成分をそのまま維持し、直流成分を一定の電圧レベルから成る直流成分に変更した出力信号を出力するので、直流オフセットが大きくドリフトする入力信号Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２が入力された場合も、直流成分を一定の電圧レベル（Ｖｒｅｆ）から成る直流成分に変更した出力信号Ｖｃを出力する。
【０１１３】
したがって、直流成分調整回路９２を用いることによって、直流オフセットがドリフトする入力信号Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２を、直流オフセットが一定の入力信号Ｖｃに変更することができる。
【０１１４】
再び、図３を参照して、積分器９３は、抵抗９３１，９３３と、キャパシタ９３２と、オペアンプ９３４とを含む。抵抗９３１は、ノードＮ７とノードＮ９との間に接続される。抵抗９３３は、ノードＮ８とノードＮ９との間に接続される。キャパシタ９３２は、ノードＮ９と接地ノードＧＮＤとの間に接続される。オペアンプ９３４は、直流成分調整回路９２から出力された入力信号をノードＮ７を介して非反転入力端子に受け、直流成分調整回路９２から出力された入力信号を抵抗９３１およびキャパシタ９３２から成るローパスフィルタを介して反転入力端子に受け、出力信号であるノードＮ８上の信号を抵抗９３３を介して反転入力端子に受ける。
【０１１５】
したがって、積分器９３は、入力信号のうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅してコンパレータ９５へ出力する。所定の周波数以上の高周波成分とは、ＦＳＫ変調によって「１」から「０」への反転、または「０」から「１」への反転が一定期間よりも短い期間内に生じる成分を言う。
【０１１６】
ＬＰＦ９４は、抵抗９４１と、キャパシタ９４２，９４３と、スイッチ９４４とを含む。抵抗９４１は、ノードＮ７とノードＮ１０との間に接続される。キャパシタ９４２は、ノードＮ１０と接地ノードＧＮＤとの間に接続される。キャパシタ９４３およびスイッチ９４４は、ノードＮ１０と接地ノードＧＮＤとの間に直列に接続される。スイッチ９４４は、制御回路１１０からのＨレベルの信号ＳＷ２によってオンされ、制御回路１１０からのＬレベルの信号ＳＷ２によってオフされる。
【０１１７】
ＬＰＦ９４は、直流成分調整回路９２から出力された入力信号をノードＮ７を介して受け、その受けた入力信号の平均電圧を検出する。そして、ＬＰＦ９４は、検出した平均電圧をコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。なお、ＬＰＦ９４におけるスイッチ９４４は、時定数を変えるものである。ＬＰＦ９４における容量は、スイッチ９４４がオンされると、キャパシタ９４２の容量とキャパシタ９４３の容量との和となり、時定数が長くなる。また、ＬＰＦ９４における容量は、スイッチ９４４がオフされると、キャパシタ９４２の容量となり、時定数は短くなる。このように、ＬＰＦ９４は、時定数の調整機能を有する。
【０１１８】
図５を参照して、スライス回路９０における動作について説明する。なお、図５において、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間、サンプルホールド回路９２Ｂのスイッチ９２８はオンされ、タイミングｔ２以降、スイッチ９２８はオフされる。また、ＬＰＦ９４のスイッチ９４４はオフされる。
【０１１９】
入力信号Ｖｉｎが入力端子９１を介してスライス回路９０に入力されると、直流成分調整回路９２は、上述したように、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間における入力信号Ｖｉｎの交流成分をそのまま維持し、直流成分を一定の電圧レベルから成る直流成分に変更し、タイミングｔ２以降の入力信号Ｖｉｎの直流オフセットに従って直流オフセットが変化する信号Ｖｃを出力する。なお、タイミングｔ２以降、入力信号Ｖｉｎの直流オフセットのドリフトが殆どないので、タイミングｔ２以降の信号Ｖｃの直流オフセットは、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間において直流成分調整回路９２によって変更された一定の電圧レベルから成る直流成分（直流オフセット）に等しい。
【０１２０】
そして、積分器９３は、直流成分調整回路９２から出力された信号ＶｃをノードＮ７を介して受け、その受けた信号Ｖｃのうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅して信号ＶｃＡをコンパレータ９５の非反転入力端子へ出力する。また、ＬＰＦ９４は、直流成分調整回路９２から出力された信号ＶｃをノードＮ７を介して受け、その受けた信号Ｖｃの平均電圧を検出し、その検出した平均電圧から成る信号ＶｃＤＣをコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。
【０１２１】
そうすると、コンパレータ９５は、積分器９３からの信号ＶｃＡの電圧をＬＰＦ９４からの信号ＶｃＤＣの電圧と比較し、その比較結果に応じたデジタル信号ＤＸＳを出力端子９６へ出力する。
【０１２２】
このように、スライス回路９０は、入力信号Ｖｉｎが直流オフセットのドリフトを含んでいる場合でも、その直流オフセットのドリフトを除去し、一定の電圧レベルからなる信号Ｖｃ（タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間における信号Ｖｃ）を出力する。また、積分器９３は、信号Ｖｃのうち、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間における信号Ｖｃの成分ＶｃＳ１と、タイミングｔ３以降の信号Ｖｃの成分ＶｃＳ２とを増幅し、タイミングｔ２からタイミングｔ３までの期間における信号Ｖｃの成分ＶｃＳ３を増幅することなく出力する。
【０１２３】
その結果、直流オフセットの速いドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に変換することができる。また、ＬＰＦ９４の時定数は小さいので、ＬＰＦ９４は、直流成分調整回路９２からの信号Ｖｃに追従でき、ＬＰＦ９４の出力信号ＶｃＤＣの電圧が積分器９３の出力信号ＶｃＡの電圧に近づくことはない。したがって、ＦＳＫ変調によって生成された「１」または「０」が連続する信号に対応する成分がスライス回路９０へ入力されても、入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号へ正確に変換できる。
【０１２４】
再び、図１を参照して、受信機１００における動作について説明する。アンテナ１０は、信号を受信し、その受信した受信信号をバンドパスフィルター２０へ出力する。バンドパスフィルター２０は、アンテナ１０からの受信信号のうち、所望の周波数帯域の信号のみを抽出して混合器３０へ出力する。電圧制御発振器４０は、所定の周波数の信号を混合器３０へ出力する。混合器３０は、バンドパスフィルター２０からの信号を電圧制御発振器４０からの信号と混合し、その混合した信号をバンドパスフィルター６０へ出力する。
【０１２５】
そうすると、バンドパスフィルター６０は、混合器３０からの信号のうち、所望の周波数を有する信号のみを抽出して中間周波増幅器７０へ出力する。中間周波増幅器７０は、バンドパスフィルター６０からの信号を振幅が一定になるように増幅する。そして、周波数弁別器８０は、中間周波増幅器７０からの信号をＦＭ復調し、その復調した入力信号をスライス回路９０へ出力する。
【０１２６】
一方、制御回路１１０は、受信信号の開始（タイミングｔ１）からタイミングｔ２までの期間、Ｈレベルの信号ＳＷ１をスライス回路９０へ出力し、タイミングｔ２以降、Ｌレベルの信号ＳＷ１をスライス回路９０へ出力し、期間に関係なくＬレベルの信号ＳＷ２をスライス回路９０へ出力する。
【０１２７】
そうすると、スライス回路９０は、入力信号Ｖｉｎの受信初期（タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間）において、入力信号Ｖｉｎの直流オフセットのドリフトを除去して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換し、入力信号Ｖｉｎの受信後期（タイミングｔ２以降）において、一定のレベルが連続した成分が入力信号Ｖｉｎに含まれていても、入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換する。そして、受信機１００は、アナログ信号からデジタル信号に変換した入力信号をベースバンド部へ出力する。これによって、受信機１００における動作が終了する。
【０１２８】
実施の形態１によれば、受信機に用いられるスライス回路は、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する直流成分調整回路と、利得を小さく設定可能なＬＰＦとを備えるので、直流オフセットの速いドリフトが入力信号に含まれていても、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換でき、かつ、ＦＳＫ変調によって生成された「１」または「０」が連続した信号に対応する成分が入力信号に含まれていても、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
【０１２９】
［実施の形態２］
図６を参照して、実施の形態２による受信機１００Ａは、受信機１００の制御回路１１０を削除し、受信機１００のスライス回路９０をスライス回路９０Ａに代えたものであり、その他は、受信機１００と同じである。
【０１３０】
図７を参照して、スライス回路９０Ａは、積分器９３と、コンパレータ９５と、平均電位検出回路９７とを含む。積分器９３およびコンパレータ９５は、実施の形態１において説明したとおりである。なお、スライス回路９０Ａにおいては、積分器９３および平均電位検出回路９７は、入力端子９１を介して入力信号を受ける。
【０１３１】
平均電位検出回路９７は、入力端子９１を介して受けた入力信号Ｖｉｎを減衰し、その減衰した入力信号の平均電圧を検出する。そして、平均電位検出回路９７は、検出した平均電圧をコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。
【０１３２】
なお、積分器９３および平均電位検出回路９７は、信号処理回路を構成する。図８は、図７に示す積分器９３、コンパレータ９５および平均電位検出回路９７の回路図を示す。積分器９３およびコンパレータ９５の回路図については上述したとおりである。
【０１３３】
図８を参照して、平均電位検出回路９７は、オペアンプ９７１と、抵抗９７２，９７４と、電圧源９７３と、キャパシタ９７５とを含む。電圧源９７３は、ノードＮ１１と接地ノードＧＮＤとの間に接続され、一定電圧Ｖｒｅｆ１を出力する。抵抗９７２は、ノードＮ１１とノードＮ１２との間に接続される。オペアンプ９７１は、ノードＮ７上の入力信号を非反転入力端子に受け、ノードＮ１１上の信号を反転入力端子に受ける。抵抗９７２の抵抗値をＲｃとすると、オペアンプ９７１は、一定電圧Ｖｒｅｆ１を基準とし、抵抗Ｒｃを負荷とする差動増幅回路であり、その利得は、「１」未満に設定される。
【０１３４】
抵抗９７４は、ノードＮ１２とノードＮ１３との間に接続される。また、キャパシタ９７５は、ノードＮ１３と接地ノードＧＮＤとの間に接続される。抵抗９７４およびキャパシタ９７５は、ローパスフィルタを構成する。
【０１３５】
電圧源９７３が出力する一定電圧Ｖｒｅｆ１は、スライス回路９０Ａの電源電圧によって左右されるが、スライス回路９０Ａの入出力ダイナミックレンジが最大となるように設定される。たとえば、一定電圧Ｖｒｅｆ１は、スライス回路９０Ａの電源電圧の２分の１に設定される。
【０１３６】
オペアンプ９７１は、ノードＮ７上の入力信号と、ノードＮ１１上の一定電圧Ｖｒｅｆ１とを受け、一定電圧Ｖｒｅｆ１を基準として入力信号を差動増幅してノードＮ１２へ出力する。この場合、オペアンプ９７１における利得は「１」未満であるので、オペアンプ９７１は、入力信号を減衰してノードＮ１２へ出力する。
【０１３７】
そして、抵抗９７４およびキャパシタ９７５から成るローパスフィルタは、ノードＮ１２上の信号を平滑化し、つまり、ノードＮ１２上の信号の平均電圧を検出し、その検出した平均電圧をコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。この場合、抵抗９７４およびキャパシタ９７５から成るローパスフィルタは、入力信号をそのまま平滑化するのではなく、オペアンプ９７１によって減衰された入力信号を平滑化するので、ＦＳＫ変調によって生成された「１」または「０」が連続する信号に対応する成分が入力信号に含まれていても、積分器９３からの出力信号の電圧よりも低い平均電圧を出力する。
【０１３８】
このように、平均電位検出回路９７は、入力信号の平均電圧を減衰して検出する。
【０１３９】
図９を参照して、スライス回路９０Ａにおける動作について説明する。ＦＭ復調された入力信号Ｖｉｎ３がスライス回路９０Ａに入力されると、積分器９３は、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅し、その増幅した信号Ｖｉｎ３Ａをコンパレータ９５の非反転入力端子へ出力する。
【０１４０】
また、平均電位検出回路９７は、ノードＮ７上の入力信号Ｖｉｎ３の振幅を減衰し、さらに、振幅を減衰した入力信号の平均電圧を検出し、その検出した平均電圧から成る信号Ｖｉｎ３ＤＣをコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。そして、コンパレータ９５は、積分器９３からの出力信号Ｖｉｎ３Ａの電圧を平均電位検出回路９７からの出力信号Ｖｉｎ３ＤＣの電圧と比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号ＤＸＳ３を出力端子９６へ出力する。これによって、スライス回路９０Ａにおける動作が終了する。
【０１４１】
上述したように、スライス回路９０Ａの平均電位検出回路９７は、入力信号Ｖｉｎ３の振幅をオペアンプ９７１によって減衰し、その減衰した入力信号の平均電圧を検出する。したがって、信号Ｖｉｎ３ＤＣの電圧は、タイミングｔ４からタイミングｔ５までの期間における信号Ｖｉｎ３Ａの電圧よりも低くなる。その結果、ＦＳＫ変調によって生成された「１」または「０」が連続する信号に対応する成分が入力信号Ｖｉｎ３に含まれていても、平均電位検出回路９７の出力信号Ｖｉｎ３ＤＣの電圧レベルＬ１が積分器９３の出力信号Ｖｉｎ３Ａの電圧レベルＬ２に近づくことはなく、コンパレータ９５は、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
【０１４２】
また、平均電位検出回路９７を採用したことによって、積分器９３に含まれるオペアンプ９３４の利得を大きく設定しなくても、コンパレータ９５は、入力信号Ｖｉｎ３をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できるので、積分器９３における増幅率を小さくできる。その結果、積分器９３によって増幅される高周波成分と同じ周波数の雑音成分が入力信号Ｖｉｎ３に含まれていても、その雑音成分を増幅して本来の信号として誤って検出することを防止できる。
【０１４３】
受信機１００Ａにおける動作は、受信機１００における動作のうち、スライス回路９０の動作をスライス回路９０Ａの動作に代えればよく、その他は、受信機１００における動作と同じである。
【０１４４】
その他は、実施の形態１と同じである。
実施の形態２によれば、スライス回路は、入力信号の振幅を減衰し、その減衰した入力信号の平均電圧を検出する平均電位検出回路を備えるので、ＦＳＫ変調によって生成された「１」または「０」が連続する信号に対応する成分が入力信号に含まれていても、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換でき、かつ、雑音成分を本来の信号として誤って検出することを防止できる。
【０１４５】
［実施の形態３］
図１０を参照して、実施の形態３による受信機１００Ｂは、受信機１００のスライス回路９０をスライス回路９０Ｂに代えたものであり、その他は、受信機１００と同じである。
【０１４６】
図１１を参照して、スライス回路９０Ｂは、直流成分調整回路９２と、積分器９３と、平均電位検出回路９７とを含む。
【０１４７】
直流成分調整回路９２は、実施の形態１において説明したとおり、入力端子９１から入力信号を受け、その受けた入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する。そして、直流成分調整回路９２は、直流成分の電圧レベルを変更した入力信号を積分器９３および平均電位検出回路９７へ出力する。
【０１４８】
積分器９３については、実施の形態１において説明したとおり、直流成分調整回路９２からの入力信号のうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅し、その増幅した入力信号をコンパレータ９５の非反転入力端子へ出力する。
【０１４９】
平均電位検出回路９７は、直流成分調整回路９２からの入力信号を受け、その受けた入力信号の振幅を減衰し、さらに、その減衰した入力信号の平均電圧を検出する。そして、平均電位検出回路９７は、検出した平均電圧をコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。
【０１５０】
コンパレータ９５は、積分器９３の出力信号の電圧を平均電位検出回路９７の出力信号の電圧と比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号を出力端子９６へ出力する。
【０１５１】
なお、直流成分調整回路９２、積分器９３および平均電位検出回路９７は、信号処理回路を構成する。
【０１５２】
図１２は、直流成分調整回路９２、積分器９３、コンパレータ９５および平均電位検出回路９７の回路図である。直流成分調整回路９２、積分器９３およびコンパレータ９５については、図３に示した回路図と同じであり、平均電位検出回路９７については、図８に示した回路図と同じである。したがって、図１２の詳細な説明を省略する。
【０１５３】
図１３を参照して、スライス回路９０Ｂの動作について説明する。入力端子９１を介して入力信号Ｖｉｎが入力されると、直流成分調整回路９２は、上述したように、入力信号Ｖｉｎの交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルから成る直流成分に変更した信号Ｖｃを積分器９３および平均電位検出回路９７へ出力する。
【０１５４】
積分器９３は、直流成分調整回路９２からの信号Ｖｃのうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅して信号ＶｃＡをコンパレータ９５の非反転入力端子へ出力する。また、平均電位検出回路９７は、直流成分調整回路９２からの信号Ｖｃの振幅を減衰し、その減衰した信号の平均電圧を検出する。そして、平均電位検出回路９７は、検出した平均電圧から成る信号ＶｃＤＣ２をコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。
【０１５５】
そうすると、コンパレータ９５は、積分器９３からの信号ＶｃＡの電圧を平均電位検出回路９７からの信号ＶｃＤＣ２の電圧と比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号ＤＸＳを出力端子へ出力する。これによって、スライス回路９０Ｂにおける動作が終了する。
【０１５６】
このように、スライス回路９０Ｂは、入力信号Ｖｉｎの交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更した信号Ｖｃを生成するとともに、信号Ｖｃの振幅を減衰し、その減衰した信号の平均電圧を検出する。
【０１５７】
したがって、直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、スライス回路９０Ｂは、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
【０１５８】
また、スライス回路９０Ｂは、入力信号Ｖｉｎの振幅を減衰して入力信号Ｖｉｎの平均電圧を検出するので、ＦＳＫ変調によって生成された「１」または「０」が連続した信号に対応する成分ＶｃＳ３が入力信号Ｖｉｎに含まれていても入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号へ正確に変換できる。
【０１５９】
さらに、スライス回路９０Ｂは、直流成分調整回路９２からの信号Ｖｃのうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅する際の積分器９３の利得を小さく設定できるので、雑音成分を誤って検出することを防止できる。
【０１６０】
受信機１００Ｂにおける動作は、受信機１００における動作のうち、スライス回路９０の動作をスライス回路９０Ｂの動作に代えたものである。
【０１６１】
その他は、実施の形態１と同じである。
実施の形態３によれば、スライス回路は、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する直流成分調整回路と、入力信号の振幅を減衰し、その減衰した入力信号の平均電圧を検出する平均電位検出回路とを備えるので、次の３つの効果を享受できる。
（ａ）直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｂ）一定の電圧レベルが連続した成分が入力信号に含まれていても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｃ）入力信号に雑音成分が含まれていても、雑音成分を誤って検出することを防止できる。
【０１６２】
［実施の形態４］
実施の形態４による受信機は、実施の形態３による受信機１００Ｂと同じである。実施の形態４においては、制御回路１１０は、受信信号の受信初期において、Ｈレベルの信号ＳＷ１をスライス回路９０Ｂのスイッチ９２８へ出力し、受信信号の受信後期において、Ｌレベルの信号ＳＷ１をスイッチ９２８へ出力する。
【０１６３】
直流成分調整回路９２は、受信信号の受信初期において、制御回路１１０からのＨレベルの信号ＳＷ１に応じて、入力信号Ｖｉｎの交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する。また、直流成分調整回路９２は、受信信号の受信後期において、制御回路１１０からのＬレベルの信号ＳＷ１に応じて、入力信号Ｖｉｎの交流成分をそのまま維持し、かつ、直流オフセットが入力信号Ｖｉｎに従って変化する出力信号を出力する。
【０１６４】
その他は、実施の形態３において説明したとおりである。
このように、実施の形態３によるスライス回路９０Ｂは、受信信号の受信初期においては、入力信号Ｖｉｎの直流成分がドリフトしても、入力信号Ｖｉｎを直流成分のドリフトを除去した信号に変え、受信信号の受信後期においては、直流成分が入力信号Ｖｉｎに従って変化する信号に入力信号Ｖｉｎを変えて、入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に変換する。
【０１６５】
入力信号Ｖｉｎの直流成分のドリフトは、受信信号を受信している全期間にわたって行なうのが好ましいが、実際には、入力信号Ｖｉｎのドリフトは、受信信号の受信初期に主に発生し、受信信号の受信後期においては殆ど発生しない。
【０１６６】
したがって、上記のように直流成分調整回路９２を制御することにより、入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
【０１６７】
実施の形態４によれば、スライス回路は、受信信号の受信初期においては、入力信号Ｖｉｎの直流成分のドリフトを除去し、受信信号の受信後期においては、直流成分が入力信号Ｖｉｎに従って変化する信号に入力信号Ｖｉｎを変えて、入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に変換するので、入力信号の直流成分のドリフトを効率的に除去できる。
【０１６８】
［実施の形態５］
図１４を参照して、実施の形態５による受信機１００Ｃは、受信機１００の制御回路１１０を削除し、受信機１００のスライス回路９０をスライス回路９０Ｃに代えたものであり、その他は、受信機１００と同じである。
【０１６９】
図１５を参照して、スライス回路９０Ｃは、スライス回路９０Ｂに電圧差検出回路９８を追加したものであり、その他は、スライス回路９０Ｂと同じである。電圧差検出回路９８は、コンパレータ９５に入力する２つの信号の電圧差を検出し、その検出した電圧差が所定の範囲内にあるときＨレベルの信号ＳＷ１を直流成分調整回路９２へ出力し、検出した電圧差が所定の範囲を超えるときＬレベルの信号ＳＷ１を直流成分調整回路９２へ出力する。
【０１７０】
なお、直流成分調整回路９２、積分器９３および平均電位検出回路９７は、信号処理回路を構成する。
【０１７１】
図１６は、図１５に示す直流成分調整回路９２、積分器９３、コンパレータ９５、平均電位検出回路９７、および電圧差検出回路９８の回路図である。直流成分調整回路９２、積分器９３、コンパレータ９５、および平均電位検出回路９７については、上述したとおりであるので、その説明を省略する。
【０１７２】
図１６を参照して、電圧差検出回路９８は、バッファ９８１，９８２と、抵抗９８３，９８４と、電圧源９８５，９８６と、ウインドコンパレータ９８７とを含む。バッファ９８１は、ノードＮ８と抵抗９８３との間に接続される。そして、バッファ９８１は、積分器９３の出力信号をそのまま抵抗９８３へ出力する。
【０１７３】
バッファ９８２は、ノードＮ１３と抵抗９８４との間に接続される。そして、バッファ９８２は、平均電位検出回路９７の出力信号をそのまま抵抗９８４へ出力する。
【０１７４】
抵抗９８３および抵抗９８４は、バッファ９８１とバッファ９８２との間に直列に接続される。そして、抵抗９８３の抵抗値と抵抗９８４の抵抗値との比は１：１に設定される。したがって、抵抗９８３，９８４から成る分圧回路は、積分器９３の出力信号の電圧と平均電位検出回路９７の出力信号の電圧との電圧差を検出し、その検出した電圧差を２分の１に分圧した分圧電圧をノードＮ１４から出力する。
【０１７５】
電圧源９８５は、ウインドコンパレータ９８７の入力端子９８７Ｂと接地ノードＧＮＤとの間に接続される。そして、電圧源９８５は、一定の電圧Ｖｒｅｆ２を出力する。また、電圧源９８６は、ウインドコンパレータ９８７の入力端子９８７Ｃと接地ノードＧＮＤとの間に接続される。そして、電圧源９８６は、一定の電圧Ｖｒｅｆ２よりも低い一定の電圧Ｖｒｅｆ３を出力する。
【０１７６】
ウインドコンパレータ９８７は、ノードＮ１４上の電圧を入力端子９８７Ａに受け、一定の電圧Ｖｒｅｆ２を入力端子９８７Ｂに受け、一定の電圧Ｖｒｅｆ３を入力端子９８７Ｃに受ける。
【０１７７】
図１７を参照して、ウインドコンパレータ９８７の動作について説明する。ウインドコンパレータ９８７は、入力端子９８７Ａに受けた分圧電圧Ｖｄｉを入力端子９８７Ｂに受けた一定の電圧Ｖｒｅｆ２および入力端子９８７Ｃに受けた一定電圧Ｖｒｅｆ３と比較し、その比較結果に応じた論理レベルから成る信号ＳＷ１をサンプルホールド回路９２Ｂのスイッチ９２８へ出力する。ここで、分圧電圧Ｖｄｉは、積分器９３の出力信号の電圧と平均電位検出回路９７の出力信号の電圧との電圧差を２分の１に分圧した電圧である。
【０１７８】
より具体的には、ウインドコンパレータ９８７は、分圧電圧Ｖｄｉが一定の電圧Ｖｒｅｆ３以上であり、かつ、一定の電圧Ｖｒｅｆ２以下であるとき、Ｌレベルの信号ＳＷ１を出力し、分圧電圧Ｖｄｉが一定の電圧Ｖｒｅｆ３よりも低いとき、または一定の電圧Ｖｒｅｆ２よりも高いときＨレベルの信号ＳＷ１を出力する。つまり、ウインドコンパレータ９８７は、分圧電圧Ｖｄｉが一定の電圧Ｖｒｅｆ３から一定の電圧Ｖｒｅｆ３までの一定の範囲内に入っているとき、Ｌレベルの信号ＳＷ１を出力し、分圧電圧Ｖｄｉが一定の範囲を超えるときＨレベルの信号ＳＷ１を出力する。
【０１７９】
このように、電圧差検出回路９８は、積分器９３の出力信号の電圧と平均電位検出回路９７の出力信号の電圧との電圧差が一定範囲内のときＬレベルの信号ＳＷ１をサンプルホールド回路９２Ｂのスイッチ９２８へ出力し、積分器９３の出力信号の電圧と平均電位検出回路９７の出力信号の電圧との電圧差が一定範囲を超えるときＨレベルの信号ＳＷ１をサンプルホールド回路９２Ｂのスイッチ９２８へ出力する。
【０１８０】
図１８を参照して、スライス回路９０Ｃの動作について説明する。入力信号Ｖｉｎ４が入力端子９１を介して直流成分調整回路９２に入力されると、直流成分調整回路９２は、電圧差検出回路９８からのＨレベルの信号ＳＷ１を受ける。入力信号Ｖｉｎ４の受信初期においては、コンパレータ９５に入力される２つの信号の電圧差は小さい（一定の電圧Ｖｒｅｆ３よりも低い）ので、電圧差検出回路９８は、Ｈレベルの信号ＳＷ１を出力する。
【０１８１】
そして、直流成分調整回路９２は、Ｈレベルの信号ＳＷ１に応じて、入力信号Ｖｉｎ４の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更した入力信号Ｖｃ４をノードＮ７に出力する。
【０１８２】
積分器９３は、直流成分調整回路９２からの入力信号Ｖｃ４を受け、入力信号Ｖｃ４のうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅し、信号Ｖｃ４Ａをコンパレータ９５の非反転入力端子および電圧差検出回路９８へ出力する。また、平均電位検出回路９７は、直流成分調整回路９２からの入力信号Ｖｃ４を受け、入力信号Ｖｃ４の振幅を減衰し、振幅を減衰した信号の平均電圧を検出する。そして、平均電位検出回路９７は、検出した平均電圧から成る信号ＶｃＤＣ４をコンパレータ９５の反転入力端子および電圧差検出回路９８へ出力する。
【０１８３】
そして、タイミングｔ２において、電圧差検出回路９８は、積分器９３からの信号Ｖｃ４Ａの電圧と平均電位検出回路９７からの信号ＶｃＤＣ４の電圧との電圧差が所定の範囲内に入ると、上述した方法によってＬレベルの信号ＳＷ１を直流成分調整回路９２へ出力する。直流成分超回路９２は、Ｌレベルの信号ＳＷ１に応じて、タイミングｔ２における直流成分の電圧レベルを維持し、入力信号Ｖｉｎ４の直流オフセットの変化に従って直流成分が変化する入力信号Ｖｃ４をノードＮ７へ出力する。
【０１８４】
タイミングｔ２からタイミングｔ３までの期間、積分器９３は、上述した動作に従って、信号Ｖｃ４Ａをコンパレータ９５の非反転入力端子および電圧差検出回路９８へ出力し、平均電位検出回路９７は、信号ＶｃＤＣ４をコンパレータ９５の反転入力端子および電圧差検出回路９８へ出力する。
【０１８５】
そして、電圧差検出回路９８は、タイミングｔ３の直前において、積分器９３からの信号Ｖｃ４Ａの電圧と平均電位検出回路９７からの信号ＶｃＤＣ４の電圧との電圧差が一定の電圧Ｖｒｅｆ３よりも低くなり、所定の範囲を超えるとＨレベルの信号ＳＷ１を直流成分調整回路９２へ出力する。
【０１８６】
直流成分調整回路９２は、タイミングｔ３において、Ｈレベルの信号ＳＷ１に応じて、再び、入力信号Ｖｉｎ４の交流成分を維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更した入力信号Ｖｃ４をノードＮ７へ出力する。
【０１８７】
その後、積分器９３および平均電位検出回路９７は、上述した動作と同じ動作を行ない、積分器９３は、信号Ｖｃ４Ａをコンパレータ９５の非反転入力端子および電圧差検出回路９８へ出力し、平均電位検出回路９７は、信号ＶｃＤＣ４をコンパレータ９５の反転入力端子および電圧差検出回路９８へ出力する。
【０１８８】
そうすると、コンパレータ９５は、全期間にわたって、積分器９３からの信号Ｖｃ４Ａの電圧を平均電位検出回路９７からの信号ＶｃＤＣ４の電圧と正確に比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号ＤＸＳ４を出力端子９６へ出力する。これによって、スライス回路９０Ｃにおける動作は終了する。
【０１８９】
スライス回路９０Ｃにおいては、電圧差検出回路９８が信号ＳＷ１を直流成分調整回路９２のスイッチ９２８へ出力するので、制御回路１１０を用いなくても、コンパレータ９５に入力される２つの信号の電圧差に応じてサンプルホールド回路９２Ｂのスイッチ９２８を自動的に切換えることができる。
【０１９０】
また、コンパレータ９５に入力される２つの信号の電圧差が一定の範囲を超えると、入力信号の直流成分が一定の電圧レベルから成る直流成分に変更される。そして、直流成分が一定の電圧レベルを有する入力信号に基づいて、積分器９３は入力信号の高周波成分を増幅し、平均電位検出回路９７は入力信号の平均電圧を検出する。したがって、コンパレータ９５は、積分器９３の出力信号の電圧を平均電位検出回路９７の出力信号の電圧と常に比較することができ、入力信号をアナログ信号からデジタル信号へ正確に変換できる。
【０１９１】
受信機１００Ｃにおける動作は、受信機１００の動作のうち、スライス回路９０の動作をスライス回路９０Ｃの動作に代えた動作である。
【０１９２】
その他は、実施の形態１および実施の形態３と同じである。
実施の形態５によれば、スライス回路は、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する信号処理と、入力信号の直流オフセットに従って直流成分が変化する入力信号を出力する信号処理とを選択的に行なう直流成分調整回路と、入力信号の振幅を減衰し、その減衰した入力信号の平均電圧を検出する平均電位検出回路と、直流成分調整回路における信号処理を切換えるための信号をコンパレータに入力される２つの信号の電圧差に応じて生成する電圧差検出回路とを備えるので、次の３つの効果を１つのスライス回路によって享受できる。
（ａ）直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｂ）一定の電圧レベルが連続した成分が入力信号に含まれていても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｃ）入力信号に雑音成分が含まれていても、雑音成分を誤って検出することを防止できる。
【０１９３】
［実施の形態６］
図１９を参照して、実施の形態６による受信機１００Ｄは、受信機１００の制御回路１１０を削除し、受信機１００のスライス回路９０をスライス回路９０Ｂに代えたものであり、その他は、受信機１００と同じである。
【０１９４】
なお、図１９においては、期間検出回路１２０が示されているが、期間検出回路１２０は、受信機１００Ｄの次段に配置されるベースバンド部に含まれるものであり、受信機１００Ｄに含まれるものではない。
【０１９５】
期間検出回路１２０は、スライス回路９０Ｂから出力されたデジタル信号のＨレベルが連続する期間、またはＬレベルが連続する期間を検出し、その検出した期間が一定の範囲を超えるとき、Ｈレベルの信号ＳＷ１をスライス回路９０Ｂに出力し、検出した期間が一定の範囲内のとき、Ｌレベルの信号ＳＷ１をスライス回路９０Ｂに出力する。
【０１９６】
図２０を参照して、スライス回路９０Ｂは、直流成分調整回路９２と、積分器９３と、コンパレータ９５と、平均電位検出回路９７とを含む。直流成分調整回路９２、積分器９３、コンパレータ９５、および平均電位検出回路９７は、実施の形態３において説明した機能を果たす。
【０１９７】
なお、直流成分調整回路９２は、期間検出回路１２０からの信号ＳＷ１の論理レベルに応じて入力信号を処理する。すなわち、直流成分調整回路９２は、期間検出回路１２０からのＨレベルの信号ＳＷ１に応じて、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する。また、直流成分調整回路９２は、期間検出回路１２０からのＬレベルの信号ＳＷ１に応じて、入力信号の直流オフセットの変化に従って直流成分が変化する信号を出力する。
【０１９８】
図２１は、図２０に示す直流成分調整回路９２、積分器９３、コンパレータ９５、および平均電位検出回路９７の回路図と、期間検出回路１２０のブロック図とを示す。
【０１９９】
直流成分調整回路９２、積分器９３、コンパレータ９５、および平均電位検出回路９７の回路図については、上述したとおりである。
【０２００】
図２１を参照して、期間検出回路１２０は、カウンタ１２１と、周期信号発生回路１２２と、比較器１２３とを含む。カウンタ１２１は、出力端子９６からデジタル信号ＤＸＳを受け、周期信号発生回路１２２から周期信号ＳＧＰを受ける。そして、カウンタ１２１は、デジタル信号ＤＸＳのうち、Ｈレベルが連続する期間、またはＬレベルが連続する期間における周期信号ＳＧＰの個数をカウントし、そのカウント値を比較器１２３へ出力する。
【０２０１】
周期信号発生回路１２２は、一定の周期を有する周期信号ＳＧＰを発生し、その発生した周期信号ＳＧＰをカウンタ１２１へ出力する。比較器１２３は、カウンタ１２１からのカウント値を基準値と比較する。そして、比較器１２３は、カウント値が基準値よりも大きいときＨレベルの信号ＳＷ１を直流成分調整回路９２へ出力し、カウント値が基準値以下であるときＬレベルの信号ＳＷ１を直流成分調整回路９２へ出力する。
【０２０２】
図２２を参照して、期間検出回路１２０における動作について説明する。カウンタ１２１は、出力端子９６からデジタル信号ＤＸＳを受け、周期信号発生回路１２２から周期信号ＳＧＰを受ける。そして、カウンタ１２１は、デジタル信号ＤＸＳがタイミングｔ５でＬレベルからＨレベルに切換わると、周期信号ＳＧＰに含まれる成分の個数をカウントし始め、カウント値を比較器１２３へ出力する。
【０２０３】
その後、デジタル信号ＤＸＳがタイミングｔ６でＨレベルからＬレベルに切換わると、カウンタ１２１は、カウントを停止する。なお、図２２においては、デジタル信号ＤＸＳがＬレベルからＨレベルに切換わったときに周期信号ＳＧＰに含まれる成分の個数をカウントすると説明したが、カウンタ１２１は、デジタル信号ＤＸＳがＨレベルからＬレベルに切換わったときにも周期信号ＳＧＰに含まれる成分の個数をカウントし始める。つまり、カウンタ１２１は、デジタル信号ＤＸＳの論理レベルが切換わるごとに周期信号ＳＧＰに含まれる成分の個数をカウントし始め、その次に、デジタル信号ＤＸＳの論理レベルが切換わると、カウント値をリセットして周期信号ＳＧＰの成分個数をカウントし直す。
【０２０４】
そうすると、比較器１２３は、カウント値をカウンタ１２１から受ける度にカウント値を基準値と比較し、カウント値が基準値よりも大きいときＨレベルの信号ＳＷ１を直流成分調整回路９２へ出力し、カウント値が基準値以下であるときＬレベルの信号ＳＷ１を直流成分調整回路９２へ出力する。
【０２０５】
図２３を参照して、実施の形態６におけるスライス回路９０Ｂの動作について説明する。入力信号Ｖｉｎ５が入力端子９１を介して直流成分調整回路９２に入力されると、直流成分調整回路９２は、期間検出回路１２０からのＨレベルの信号ＳＷ１を受ける。入力信号Ｖｉｎ５の受信開始時においては、スライス回路９０Ｂから出力されるデジタル信号は、Ｌレベルが連続する信号であるので、期間検出回路１２０は、Ｈレベルの信号ＳＷ１を出力する。
【０２０６】
そして、直流成分調整回路９２は、Ｈレベルの信号ＳＷ１に応じて、入力信号Ｖｉｎ５の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更した入力信号Ｖｃ５をノードＮ７に出力する。
【０２０７】
積分器９３は、直流成分調整回路９２からの入力信号Ｖｃ５を受け、入力信号Ｖｃ５のうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅し、信号Ｖｃ５Ａをコンパレータ９５の非反転入力端子へ出力する。また、平均電位検出回路９７は、直流成分調整回路９２からの入力信号Ｖｃ５を受け、入力信号Ｖｃ５の振幅を減衰し、その減衰した信号の平均電圧を検出する。そして、平均電位検出回路９７は、検出した平均電圧から成る信号ＶｃＤＣ５をコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。
【０２０８】
コンパレータ９５は、積分器９３からの信号Ｖｃ５Ａの電圧を平均電位検出回路９７からの信号ＶｃＤＣ５の電圧と比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号ＤＸＳ５を出力端子９６へ出力する。
【０２０９】
期間検出回路１２０は、出力端子９６を介してデジタル信号ＤＸＳ５を受け、デジタル信号ＤＸＳ５がＬレベルからＨレベルに切換わると周期信号ＳＧＰに含まれる成分の個数をカウントする。タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間においては、デジタル信号ＤＸＳ５は、ＨレベルからＬレベルへ、またはＬレベルからＨレベルへ頻繁に切換わるので、期間検出回路１２０は、Ｌレベルの信号ＳＷ１を直流成分調整回路９２へ出力する。
【０２１０】
そして、タイミングｔ２を経過すると、デジタル信号ＤＸＳ５はＨレベルが連続し、期間検出回路１２０は、Ｈレベルが連続する期間が一定の範囲を超えたとしてタイミングｔ７においてＨレベルの信号ＳＷ１を直流成分調整回路９２へ出力する。
【０２１１】
そうすると、直流成分調整回路９２は、再び、入力信号Ｖｉｎ５の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更し、入力信号Ｖｃ５をノードＮ７へ出力する。
【０２１２】
そして、積分器９３は、直流成分調整回路９２からの信号Ｖｃ５のうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅し、信号Ｖｃ５Ａをコンパレータ９５の非反転入力端子へ出力する。また、平均電位検出回路９７は、直流成分調整回路９２からの信号Ｖｃ５の振幅を減衰し、その振幅を減衰した信号の平均電圧を検出する。そして、平均電位検出回路９７は、検出した平均電圧から成る信号ＶｃＤＣ５をコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。
【０２１３】
コンパレータ９５は、積分器９３からの信号Ｖｃ５Ａの電圧を平均電位検出回路９７からの信号ＶｃＤＣ５の電圧と比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号ＤＸＳ５を出力端子９６へ出力する。
【０２１４】
なお、タイミングｔ１以降に信号ＳＷ１がＬレベルに切換わってからタイミングｔ７までの期間、直流成分調整回路９２のスイッチ９２８はオフされたままであるが、オペアンプ９２７の非反転入力端子への入力抵抗は高いので、オペアンプ９２７は、スイッチ９２８がオフされる直前の入力信号Ｖｉｎ５の平均電圧にほぼ近い電圧を一定期間、出力し続ける。したがって、入力信号Ｖｃ５の直流成分は、スイッチ９２８がオフされても直ぐにドリフトせず、ゆっくりとドリフトする。そのため、この期間においても、コンパレータ９５は、信号Ｖｃ５Ａの電圧を信号ＶｃＤＣ５の電圧と正確に比較し、その比較結果に応じたデジタル信号ＤＸＳ５を出力する。
【０２１５】
上述したように、実施の形態６におけるスライス回路９０Ｂは、出力したデジタル信号がＨレベルまたはＬレベルが連続する期間が一定の範囲を超えると、入力信号の直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する。したがって、ＨレベルまたはＬレベルが連続する成分が入力信号に含まれていても、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
【０２１６】
なお、期間検出回路１２０の比較器１２３における基準値は、変更可能であり、入力信号の種類に応じて変更してもよい。すなわち、ＨレベルまたはＬレベルが連続する成分が多く含まれる入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する場合、基準値を小さく設定し、ＨレベルまたはＬレベルが連続する成分が少ない入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する場合、基準値を大きく設定してもよい。これにより、期間検出回路１２０がＨレベルの信号ＳＷ１を出力するための基準期間を自由に変えることができる。
【０２１７】
受信機１００Ｄにおける動作は、受信機１００の動作のうち、スライス回路９０の動作を、上述したスライス回路９０Ｂの動作に代えたものである。
【０２１８】
その他は、実施の形態１および実施の形態３と同じである。
実施の形態６によれば、スライス回路は、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する信号処理と、入力信号の直流オフセットに従って直流成分が変化する入力信号を出力する信号処理とを選択的に行なう直流成分調整回路と、入力信号の振幅を減衰し、その減衰した入力信号の平均電圧を検出する平均電位検出回路とを備え、直流成分調整回路における信号処理の切換えは、デジタル信号においてＨレベルまたはＬレベルが連続する期間に応じて行なわれるので、次の３つの効果を１つのスライス回路によってより確実に享受できる。
（ａ）直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｂ）一定の電圧レベルが連続した成分が入力信号に含まれていても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｃ）入力信号に雑音成分が含まれていても、雑音成分を誤って検出することを防止できる。
【０２１９】
［実施の形態７］
図２４を参照して、実施の形態７による受信機１００Ｅは、受信機１００のスライス回路９０をスライス回路９０Ｄに代えたものであり、その他は、受信機１００と同じである。なお、実施の形態６においては、制御回路１１０は、信号ＳＷ１，ＳＷ３をスライス回路９０Ｄへ出力する。
【０２２０】
図２５を参照して、スライス回路９０Ｄは、直流成分調整回路９２と、積分器９３Ａと、コンパレータ９５と、平均電位検出回路９７とを含む。直流成分調整回路９２、コンパレータ９５および平均電位検出回路９７については、上述したとおりである。
【０２２１】
積分器９３Ａは、制御回路１１０からの信号ＳＷ３の論理レベルに応じて、利得を切換えて入力信号の高周波成分のみを増幅する。
【０２２２】
なお、直流成分調整回路９２、積分器９３Ａおよび平均電位検出回路９７は、信号処理回路を構成する。
【０２２３】
図２６は、図２５に示す直流成分調整回路９２、積分器９３Ａ、コンパレータ９５および平均電位検出回路９７の回路図を示す。直流成分調整回路９２、コンパレータ９５および平均電位検出回路９７の回路図については、上述したとおりである。
【０２２４】
図２６を参照して、積分器９３Ａは、積分器９３にキャパシタ９３５およびスイッチ９３６を追加したものであり、その他は、積分器９３と同じである。キャパシタ９３５およびスイッチ９３６は、ノードＮ９と接地ノードＧＮＤとの間に直列に接続される。スイッチ９３６は、制御回路１１０からのＨレベルの信号ＳＷ３によってオンされ、制御回路１１０からのＬレベルの信号ＳＷ３によってオフされる。
【０２２５】
スイッチ９３６は、入力信号の受信初期においてＨレベルの信号ＳＷ３を受信し、入力信号の受信後期においてＬレベルの信号ＳＷ３を受信する。したがって積分器９３Ａは、入力信号の受信初期において、利得を大きく設定して入力信号のうち所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅し、入力信号の受信後期において、利得を小さく設定して入力信号の高周波成分のみを増幅する。
【０２２６】
スライス回路９０Ｄの動作は、積分器９３Ａの利得を切換える動作を除いてスライス回路９０Ｂの動作と同じである。積分器９３Ａは、入力信号の受信初期において制御回路１１０からのＨレベルの信号ＳＷ３に応じて、直流成分調整回路９２からの入力信号のうち高周波成分のみを大きく増幅し、入力信号の受信後期において制御回路１１０からのＬレベルの信号ＳＷ３に応じて、直流成分調整回路９２からの入力信号のうち高周波成分のみを小さく増幅する。
【０２２７】
図２７を参照して、スライス回路９０Ｄの動作について説明する。入力信号Ｖｉｎ６が入力端子９１を介して直流成分調整回路９２に入力されると、直流成分調整回路９２は、制御回路１１０からのＨレベルの信号ＳＷ１を受ける。そして、直流成分調整回路９２は、Ｈレベルの信号ＳＷ１に応じて、入力信号Ｖｉｎ６の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更した入力信号Ｖｃ６をノードＮ７に出力する。
【０２２８】
また、積分器９３Ａは、入力信号Ｖｉｎ６の受信初期に、制御回路１１０からＨレベルの信号ＳＷ３を受け、スイッチ９３６がオンされる。そして、積分器９３Ａは、直流成分調整回路９２からの入力信号Ｖｃ６を受け、入力信号Ｖｃ６のうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを大きく増幅し、信号Ｖｃ６Ａをコンパレータ９５の非反転入力端子へ出力する。
【０２２９】
また、平均電位検出回路９７は、直流成分調整回路９２からの入力信号Ｖｃ６を受け、入力信号Ｖｃ６の振幅を減衰し、その減衰した信号の平均電圧を検出する。そして、平均電位検出回路９７は、検出した平均電圧から成る信号ＶｃＤＣ６をコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。
【０２３０】
コンパレータ９５は、積分器９３Ａからの信号Ｖｃ６Ａの電圧を平均電位検出回路９７からの信号ＶｃＤＣ６の電圧と比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号ＤＸＳ６を出力端子９６へ出力する。
【０２３１】
入力信号Ｖｉｎ６の受信初期（タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間）において、入力信号Ｖｉｎ６が振幅の小さい成分Ｓ６１，Ｓ６２を含んでいても、積分器９３Ａは、入力信号Ｖｉｎ６の受信初期において、入力信号Ｖｃ６を大きく増幅して信号Ｖｃ６Ａを出力する。したがって、信号Ｖｃ６Ａの電圧レベルは、信号ＶｃＤＣ６の電圧レベルと交差し、入力信号Ｖｉｎ６は、アナログ信号からデジタル信号に正確に変換される。
【０２３２】
受信機１００Ｅをオンした当初、受信機１００Ｅは、振幅の小さい成分を含む入力信号Ｖｉｎ６を受信することもあり、このような場合でも、スライス回路９０Ｄは、入力信号Ｖｉｎ６をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換する。
【０２３３】
また、入力信号Ｖｉｎ６の受信後期（タイミングｔ２以降）において、積分器９３Ａの利得は、入力信号Ｖｉｎ６の受信初期よりも小さく設定されるので、ノイズの誤検出は少ない。
【０２３４】
受信機１００Ｅにおける動作は、受信機１００における動作のうち、スライス回路９０の動作をスライス回路９０Ｄの動作に代えたものである。
【０２３５】
その他は、実施の形態１および実施の形態３と同じである。
実施の形態７によれば、スライス回路は、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する直流成分調整回路と、入力信号の振幅を減衰し、その減衰した入力信号の平均電圧を検出する平均電位検出回路と、入力信号の受信初期に入力信号の高周波成分を大きく増幅し、入力信号の受信後期に入力信号の高周波成分を小さく増幅する積分器とを備えるので、次の３つの効果を１つのスライス回路によってより確実に享受できる。
（ａ）直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｂ）一定の電圧レベルが連続した成分が入力信号に含まれていても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｃ）入力信号に雑音成分が含まれていても、雑音成分を誤って検出することを防止できるという３つの効果をさらに実現できる。
【０２３６】
［実施の形態８］
図２８を参照して、実施の形態８による受信機１００Ｆは、受信機１００のスライス回路９０をスライス回路９０Ｅに代えたものであり、その他は受信機１００と同じである。
【０２３７】
受信機１００Ｆにおいては、制御回路１１０は、信号ＳＷ１，ＳＷ４を生成してスライス回路９０Ｅへ出力する。
【０２３８】
図２９を参照して、スライス回路９０Ｅは、直流成分調整回路９２と、積分器９３と、コンパレータ９５と、平均電位検出回路９７Ａとを含む。スライス回路９０Ｅは、実施の形態３におけるスライス回路９０Ｂの平均電位検出回路９７を平均電位検出回路９７Ａに代えたものであり、その他はスライス回路９０Ｂと同じである。
【０２３９】
直流成分調整回路９２、積分器９３およびコンパレータ９５については、上述したとおりである。平均電圧検出回路９７Ａは、制御回路１１０からのＨレベルの信号ＳＷ４に応じて入力信号を利得Ｇ１で増幅し、その増幅した入力信号の平均電圧を検出する。また、平均電位検出回路９７Ａは、制御回路１１０からのＬレベルの信号ＳＷ４に応じて入力信号を利得Ｇ２で増幅し、その増幅した入力信号の平均電圧を検出する。
【０２４０】
利得Ｇ１，Ｇ２は、”１”よりも小さい。そして、利得Ｇ２は、利得Ｇ１よりも小さい。すなわち、利得Ｇ１，Ｇ２は、０＜Ｇ２＜Ｇ１＜１を満たす。したがって、平均電位検出回路９７Ａは、入力信号の振幅を減衰し、その減衰した信号の平均電圧を検出する機能を維持しながら、Ｈレベルの信号ＳＷ４に応じて入力信号を大きく増幅して平均電圧を検出し、Ｌレベルの信号ＳＷ４に応じて入力信号を小さく増幅して平均電圧を検出する。
【０２４１】
なお、直流成分調整回路９２、積分器９３および平均電位検出回路９７Ａは、信号処理回路を構成する。
【０２４２】
図３０は、図２９に示す直流成分調整回路９２、積分器９３、コンパレータ９５および平均電位検出回路９７Ａの回路図である。直流成分調整回路９２、積分器９３およびコンパレータ９５の回路図については上述したとおりである。
【０２４３】
図３０を参照して、平均電位検出回路９７Ａは、図１２に示す平均電位検出回路９７の回路図においてオペアンプ９７１をオペアンプ９７６に代えたものであり、その他は、平均電位検出回路９７と同じである。オペアンプ９７６は、制御回路１１０からのＨレベルの信号ＳＷ４に応じて利得を利得Ｇ１に設定して入力信号を増幅し、その増幅した入力信号をノードＮ１２へ出力する。また、オペアンプ９７６は、制御回路１１０からのＬレベルの信号ＳＷ４に応じて利得を利得Ｇ２に設定して入力信号を増幅し、その増幅した入力信号をノードＮ１２へ出力する。
【０２４４】
図３１を参照して、オペアンプ９７６は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６１〜９７６４と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６５〜９７６８と、電流源９７６９，９７７０と、スイッチ９７７１とを含む。
【０２４５】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６１およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６７は、電源ノードＶＤＤと、接地ノードＧＮＤとの間に直列に接続される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６５は、電源ノードＶＤＤとノードＮ１７との間に直列に接続される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６１，９７６２は、ノードＮ１５上の電圧をゲート端子に受ける。
【０２４６】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６３およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６６は、電源ノードＶＤＤとノードＮ１７との間に直列に接続される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６３およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６６は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６５に対して並列に接続される。
【０２４７】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６４およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６８は、電源ノードＶＤＤと接地ノードＧＮＤとの間に直列に接続される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６７，９７６８は、ノードＮ１８上の電圧をゲート端子に受ける。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６３，９７６４は、ノードＮ１６上の電圧をゲート端子に受ける。
【０２４８】
電流源９７６９は、ノードＮ１７と接地ノードＧＮＤとの間に接続される。電流源９７７０およびスイッチ９７７１は、ノードＮ１７と接地ノードＧＮＤとの間に直列に接続される。スイッチ９７７１は、制御回路１１０からのＨレベルの信号ＳＷ４に応じてオンされ、Ｌレベルの信号ＳＷ４に応じてオフされる。
【０２４９】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６５は、オペアンプ９７６の非反転入力端子９７６０に入力される信号をゲート端子に受ける。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６６は、オペアンプ９７６の反転入力端子に入力されるノードＮ１１上の信号をゲート端子に受ける。
【０２５０】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６１，９７６２は、ノードＮ１５上の電圧をゲート端子に受けるので、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６１を流れる電流は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６２を流れる電流と等しい。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６３，９７６４は、ノードＮ１６上の電圧をゲート端子に受けるので、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６３を流れる電流は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６４を流れる電流と等しい。
【０２５１】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６１，９７６２を流れる電流をＩ１、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６３，９７６４を流れる電流をＩ２とする。また、スイッチ９７７１はオフされているものとする。
【０２５２】
そうすると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６５のゲート端子に印加される電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６６のゲート端子に印加される電圧よりも高い場合、電流Ｉ１＞電流Ｉ２となる。
【０２５３】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６１を流れる電流Ｉ１は、ノードＮ１８を介してＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６７にも流れる。そして、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６７，９７６８は、ノードＮ１８上の電圧をゲート端子に受けるので、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６８に流れる電流は、カレントミラーにより電流Ｉ２から電流Ｉ１に増加する。
【０２５４】
その結果、ノードＮ１２には、電源ノードＶＤＤから多くの電流が供給され、ノードＮ１２上の電圧は上昇する。すなわち、入力信号の電圧が電圧源９７３から出力される基準電圧よりも高い場合、オペアンプ９７６は、電流Ｉ２が流れるときのノードＮ１２上の電圧よりも高い電圧を出力端子９７７２へ出力する。
【０２５５】
一方、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６５のゲート端子に印加される電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６６のゲート端子に印加される電圧よりも低い場合、電流Ｉ１＜電流Ｉ２となる。
【０２５６】
そうすると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６７を流れる電流と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６８を流れる電流とのカレントミラーにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６８を流れる電流は、電流Ｉ２から電流Ｉ１へ減少する。そして、ノードＮ１２上の電圧は低下する。すなわち、入力信号の電圧が電圧源９７３から出力される基準電圧よりも低い場合、オペアンプ９７６は、電流Ｉ２が流れるときのノードＮ１２上の電圧よりも低い電圧を出力端子９７７２へ出力する。
【０２５７】
スイッチ９７７１が信号ＳＷ４によってオンされているとき、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６５を流れる電流Ｉ１は、ノードＮ１７を介して電流源９７６９および電流源９７７０の両方に流れる。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９７６３およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６６を流れる電流Ｉ２は、ノードＮ１７を介して電流源９７６９および電流源９７７０の両方に流れる。
【０２５８】
したがって、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６５のゲート端子に印加される電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６６のゲート端子に印加される電圧よりも高い場合、電流Ｉ１は、スイッチ９７７１がオフされているときよりも増加し、電流Ｉ１と電流Ｉ２との差は、スイッチ９７７１がオフされているときよりも大きくなる。その結果、ノードＮ１２上の電圧は、スイッチ９７７１がオフされているときよりもさらに高くなる。
【０２５９】
また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６５のゲート端子に印加される電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタ９７６６のゲート端子に印加される電圧よりも低い場合、電流Ｉ２は、スイッチ９７７１がオフされているときよりも増加し、電流Ｉ１と電流Ｉ２との差は、スイッチ９７７１がオフされているときよりも大きくなる。その結果、ノードＮ１２上の電圧は、スイッチ９７７１がオフされているときよりもさらに低くなる。
【０２６０】
したがって、スイッチ９７７１が信号ＳＷ４によってオンされると、オペアンプ９７６の利得は大きくなる。
【０２６１】
実施の形態８においては、制御回路１１０は、入力信号の受信初期、Ｈレベルの信号ＳＷ４を生成してスライス回路９０Ｅへ出力し、入力信号の受信後期、Ｌレベルの信号ＳＷ４を生成してスライス回路９０Ｅへ出力する。
【０２６２】
これによって、スライス回路９０Ｅの平均電位検出回路９７Ａは、入力信号の受信初期、大きい利得Ｇ１により入力信号を増幅して平均電圧を検出し、入力信号の受信後期、小さい利得Ｇ２により入力信号を増幅して平均電圧を検出する。
【０２６３】
図３２を参照して、スライス回路９０Ｅの動作について説明する。入力信号Ｖｉｎ７が入力端子９１を介して直流成分調整回路９２に入力されると、直流成分調整回路９２は、制御回路１１０からのＨレベルの信号ＳＷ１を受ける。そして、直流成分調整回路９２は、Ｈレベルの信号ＳＷ１に応じて、入力信号Ｖｉｎ７の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更した入力信号Ｖｃ７をノードＮ７に出力する。
【０２６４】
また、積分器９３は、直流成分調整回路９２からの入力信号Ｖｃ７を受け、入力信号Ｖｃ７のうち、所定の周波数以上の高周波成分のみを増幅し、信号Ｖｃ７Ａをコンパレータ９５の非反転入力端子へ出力する。また、平均電位検出回路９７Ａは、直流成分調整回路９２からの入力信号Ｖｃ７を受け、入力信号Ｖｃ７の振幅を減衰し、その減衰した信号の平均電圧を検出する。そして、平均電位検出回路９７Ａは、検出した平均電圧から成る信号ＶｃＤＣ７をコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。
【０２６５】
この場合、平均電圧検出回路９７Ａは、入力信号Ｖｃ７の受信初期（タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間）において、制御回路１１０からのＨレベルの信号ＳＷ４に応じて利得を利得Ｇ１に設定して入力信号Ｖｃ７を増幅し、その増幅した入力信号Ｖｃ７の平均電圧を検出する。また、平均電位検出回路９７Ａは、入力信号Ｖｃ７の受信後期（タイミングｔ２以降）において、制御回路１１０からのＬレベルの信号ＳＷ４に応じて利得を利得Ｇ２に設定して入力信号Ｖｃ７を増幅し、その増幅した入力信号Ｖｃ７の平均電圧を検出する。
【０２６６】
コンパレータ９５は、積分器９３からの信号Ｖｃ７Ａの電圧を平均電位検出回路９７Ａからの信号ＶｃＤＣ７の電圧と比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有するデジタル信号ＤＸＳ７を出力端子９６へ出力する。
【０２６７】
入力信号Ｖｉｎ７の受信初期において、入力信号Ｖｉｎ７が振幅の小さい成分Ｓ７１，Ｓ７２を含んでいても、平均電位検出回路９７Ａは、”１”未満の範囲で大きい利得Ｇ１によって入力信号Ｖｃ７を増幅し、その増幅した入力信号Ｖｃ７の平均電圧を検出するので、成分Ｓ７１，Ｓ７２に対応する平均電圧Ｓ７３は、入力信号Ｖｃ７のピーク値の方向へシフトする。その結果、平均電位検出回路９７Ａから出力される信号ＶｃＤＣ７の電圧レベルは、積分器９３から出力される信号Ｖｃ７Ａの電圧レベルと必ず交差し、コンパレータ９５は、信号Ｖｃ７Ａの電圧を信号ＶｃＤＣ７の電圧と正確に比較でき、入力信号Ｖｉｎ７をアナログ信号からデジタル信号へ正確に変換できる。
【０２６８】
受信機１００Ｅをオンした当初、受信機１００Ｅは、振幅の小さい成分を含む入力信号Ｖｉｎ７を受信することもあり、このような場合でも、スライス回路９０Ｅは、入力信号Ｖｉｎ７をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換する。
【０２６９】
また、入力信号Ｖｉｎ７の受信後期において、平均電位検出回路９７Ａは、受信初期に比べ利得を小さく（”１”未満の利得であって、利得Ｇ１よりも小さい利得Ｇ２）して入力信号Ｖｃ７を増幅し、その増幅した入力信号Ｖｃ７の平均電圧を検出する。したがって、コンパレータ９５は、ＦＳＫ変調において”１”が連続する信号に対応する成分Ｓ７４が入力信号Ｖｉｎ７に含まれていても、入力信号Ｖｉｎ７をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
【０２７０】
受信機１００Ｆにおける動作は、受信機１００における動作のうち、スライス回路９０の動作をスライス回路９０Ｅの動作に代えたものである。
【０２７１】
その他は、実施の形態１および実施の形態３と同じである。
実施の形態８によれば、スライス回路は、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する直流成分調整回路と、入力信号の受信初期に入力信号の振幅を小さく減衰し、入力信号の受信後期に入力信号の振幅を大きく減衰し、振幅を減衰した入力信号の平均電圧を検出する平均電位検出回路と、入力信号の高周波成分を増幅する積分器とを備えるので、次の３つの効果を１つのスライス回路によってより確実に享受できる。
（ａ）直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｂ）一定の電圧レベルが連続した成分が入力信号に含まれていても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｃ）入力信号に雑音成分が含まれていても、雑音成分を誤って検出することを防止できる。
【０２７２】
［実施の形態９］
図３３を参照して、実施の形態９による受信機１００Ｇは、受信機１００のスライス回路９０をスライス回路９０Ｆに代えたものであり、その他は、受信機１００と同じである。なお、受信機１００Ｇにおいては、制御回路１１０は、信号ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ４を生成してスライス回路９０Ｆへ出力する。
【０２７３】
図３４を参照して、スライス回路９０Ｆは、直流成分調整回路９２と、積分器９３Ａと、コンパレータ９５と、平均電位検出回路９７Ａとを含む。直流成分調整回路９２、積分器９３Ａ、コンパレータ９５、および平均電位検出回路９７Ａについては、上述したとおりである。
【０２７４】
なお、直流成分調整回路９２、積分器９３Ａおよび平均電位検出回路９７Ａは、信号処理回路を構成する。
【０２７５】
図３５は、図３４に示す直流成分調整回路９２、積分器９３Ａ、コンパレータ９５、および平均電位検出回路９７Ａの回路図である。直流成分調整回路９２、積分器９３Ａ、コンパレータ９５、および平均電位検出回路９７Ａの回路図については上述したとおりである。
【０２７６】
スライス回路９０Ｆは、入力信号の受信初期において、Ｈレベルの信号ＳＷ１に応じて入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更し、Ｈレベルの信号ＳＷ３に応じて直流成分調整回路９２から出力された入力信号の高周波成分を大きく増幅し、Ｈレベルの信号ＳＷ４に応じて直流成分調整回路９２から出力された入力信号の振幅を小さく減衰して平均電圧を検出し、積分器９３Ａからの出力信号の電圧を平均電位検出回路９７Ａからの出力信号の電圧と比較して入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
【０２７７】
また、スライス回路９０Ｆは、入力信号の受信後期において、Ｌレベルの信号ＳＷ１に応じて入力信号を直流成分が入力信号の直流オフセットに従って変化する信号に変更し、Ｌレベルの信号ＳＷ３に応じて直流成分調整回路９２から出力された入力信号の高周波成分を小さく増幅し、Ｌレベルの信号ＳＷ４に応じて直流成分調整回路９２から出力された入力信号の振幅を大きく減衰して平均電圧を検出し、積分器９３Ａからの出力信号の電圧を平均電位検出回路９７Ａからの出力信号の電圧と比較して入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
【０２７８】
つまり、スライス回路９０Ｆは、実施の形態４によるスライス回路９０Ｂに実施の形態７によるスライス回路９０Ｄと実施の形態８によるスライス回路９０Ｅとを適用したものである。
【０２７９】
したがって、スライス回路９０Ｆは、特に、入力信号の受信初期に振幅の小さい成分が含まれていても、入力信号の全体にわたって入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
【０２８０】
スライス回路９０Ｆにおける動作は、実施の形態４におけるスライス回路９０Ｂの動作のうち、積分器９３の動作を実施の形態７における積分器９３Ａの動作に代え、平均電位検出回路９７の動作を実施の形態８における平均電位検出回路９７Ａの動作に代えたものである。
【０２８１】
また、受信機１００Ｇの動作は、受信機１００の動作のうち、スライス回路９０の動作をスライス回路９０Ｆの動作に代えたものである。
【０２８２】
その他は、実施の形態１、実施の形態４、実施の形態７および実施の形態８と同じである。
【０２８３】
実施の形態９によれば、スライス回路は、入力信号の受信初期に入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更し、入力信号の受信後期に入力信号を直流成分が入力信号の直流オフセットに従って変化する信号に変更する直流成分調整回路と、入力信号の受信初期に入力信号の振幅を小さく減衰し、入力信号の受信後期に入力信号の振幅を大きく減衰し、振幅を減衰した入力信号の平均電圧を検出する平均電位検出回路と、入力信号の受信初期に入力信号の高周波成分を大きく増幅し、入力信号の受信後期に入力信号の高周波成分を小さく増幅する積分器とを備えるので、次の３つの効果を１つのスライス回路によってより確実に享受できる。
（ａ）直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｂ）一定の電圧レベルが連続した成分が入力信号に含まれていても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｃ）入力信号に雑音成分が含まれていても、雑音成分を誤って検出することを防止できる。
【０２８４】
［実施の形態１０］
図３６を参照して、実施の形態１０による受信機１００Ｈは、受信機１００のスライス回路９０をスライス回路９０Ｇに代えたものであり、その他は、受信機１００と同じである。なお、受信機１００Ｈにおいては、制御回路１１０は、信号ＳＷ３，ＳＷ４を生成してスライス回路９０Ｇへ出力する。
【０２８５】
図３７を参照して、スライス回路９０Ｇは、直流成分調整回路９２と、積分器９３Ａと、コンパレータ９５と、平均電位検出回路９７Ａと、電圧差検出回路９８とを含む。直流成分調整回路９２、積分器９３Ａ、コンパレータ９５、平均電位検出回路９７Ａおよび電圧差検出回路９８については上述したとおりである。
【０２８６】
すなわち、スライス回路９０Ｇは、実施の形態５によるスライス回路９０Ｃに実施の形態７によるスライス回路９０Ｄと実施の形態８によるスライス回路９０Ｅとを適用したものである。
【０２８７】
なお、直流成分調整回路９２、積分器９３Ａおよび平均電位検出回路９７Ａは、信号処理回路を構成する。
【０２８８】
図３８は、図３７に示す直流成分調整回路９２、積分器９３Ａ、コンパレータ９５、平均電位検出回路９７Ａおよび電圧差検出回路９８の回路図を示す。直流成分調整回路９２、積分器９３Ａ、コンパレータ９５、平均電位検出回路９７Ａおよび電圧差検出回路９８の回路図については上述したとおりである。
【０２８９】
スライス回路９０Ｇにおいては、コンパレータ９５に入力される２つの信号の電圧差が所定の範囲を超えるとき、電圧差検出回路９８は、Ｈレベルの信号ＳＷ１をスイッチ９２８へ出力し、直流成分調整回路９２は、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する。
【０２９０】
また、コンパレータ９５に入力される２つの信号の電圧差が所定の範囲内であるとき、電圧差検出回路９８は、Ｌレベルの信号ＳＷ１をスイッチ９２８へ出力し、直流成分調整回路９２は、入力信号を直流成分が入力信号の直流オフセットに従って変化する信号に変更する。
【０２９１】
そして、積分器９３Ａは、直流成分調整回路９２から出力された入力信号の高周波成分を、入力信号の受信初期にＨレベルの信号ＳＷ３に応じて大きく増幅し、入力信号の受信後期にＬレベルの信号に応じて小さく増幅する。また、平均電位検出回路９７Ａは、直流成分調整回路９２から出力された入力信号を、入力信号の受信初期にＨレベルの信号ＳＷ４に応じて入力信号を小さく減衰して平均電圧を検出し、入力信号の受信後期にＬレベルの信号に応じて入力信号を大きく減衰して平均電圧を検出する。
【０２９２】
コンパレータ９５は、積分器９３Ａから出力された信号の電圧を平均電位検出回路９７Ａから出力された信号の電圧と比較し、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
【０２９３】
つまり、スライス回路９０Ｇは、コンパレータ９５が積分器９３Ａからの信号の電圧を平均電位検出回路９７Ａからの信号の電圧と正確に比較できるように入力信号の直流成分を調整する。そして、スライス回路９０Ｇは、直流成分の調整に加え、入力信号の受信初期において、直流成分が調整された入力信号の高周波成分を大きく増幅し、かつ、直流成分が調整された入力信号の振幅を小さく減衰して平均電圧を検出する。また、スライス回路９０Ｇは、直流成分の調整に加え、入力信号の受信後期において、直流成分が調整された入力信号の高周波成分を小さく増幅し、かつ、直流成分が調整された入力信号の振幅を大きく減衰して平均電圧を検出する。
【０２９４】
スライス回路９０Ｇの動作は、スライス回路９０Ｃの動作のうち、積分器９３の動作を積分器９３Ａの動作に代え、平均電位検出回路９７の動作を平均電位検出回路９７Ａの動作に代えたものである。
【０２９５】
また、受信機１００Ｈの動作は、受信機１００の動作のうち、スライス回路９０の動作をスライス回路９０Ｇの動作に代えたものである。
【０２９６】
その他は、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態７および実施の形態８と同じである。
【０２９７】
実施の形態１０によれば、スライス回路は、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する信号処理と、入力信号を直流成分が入力信号の直流オフセットに従って変化する信号に変更する信号処理とを選択的に行なう直流成分調整回路と、直流成分調整回路における信号処理を切換えるための信号をコンパレータに入力される２つの信号の電圧差に応じて生成する電圧差検出回路と、入力信号の受信初期に入力信号の振幅を小さく減衰し、入力信号の受信後期に入力信号の振幅を大きく減衰し、振幅を減衰した入力信号の平均電圧を検出する平均電位検出回路と、入力信号の受信初期に入力信号の高周波成分を大きく増幅し、入力信号の受信後期に入力信号の高周波成分を小さく増幅する積分器とを備えるので、次の３つの効果を１つのスライス回路によってより確実に享受できる。
（ａ）直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｂ）一定の電圧レベルが連続した成分が入力信号に含まれていても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｃ）入力信号に雑音成分が含まれていても、雑音成分を誤って検出することを防止できる。
【０２９８】
［実施の形態１１］
図３９を参照して、実施の形態１１による受信機１００Ｊは、受信機１００のスライス回路９０をスライス回路９０Ｈに代えたものであり、その他は、受信機１００と同じである。
【０２９９】
受信機１００Ｊにおいては、期間検出回路１２０は、実施の形態６において説明した動作に従ってＨレベルまたはＬレベルの信号ＳＷ１を生成し、その生成したＨレベルまたはＬレベルの信号ＳＷ１をスライス回路９０Ｈへ出力する。また、制御回路１１０は、信号ＳＷ３，ＳＷ４を生成してスライス回路９０Ｈへ出力する。
【０３００】
図４０を参照して、スライス回路９０Ｈは、直流成分調整回路９２と、積分器９３Ａと、コンパレータ９５と、平均電位検出回路９７Ａとを含む。スライス回路９０Ｈは、実施の形態９におけるスライス回路９０Ｆと同じ回路構成から成るが、直流成分調整回路９２が期間検出回路１２０から信号ＳＷ１を受ける点がスライス回路９０Ｆと異なる。
【０３０１】
すなわち、スライス回路９０Ｈは、実施の形態６によるスライス回路９０Ｂに実施の形態７によるスライス回路９０Ｄと実施の形態８によるスライス回路９０Ｅとを適用したものである。
【０３０２】
直流成分調整回路９２、積分器９３Ａ、コンパレータ９５、平均電位検出回路９７Ａおよび期間検出回路１２０については上述したとおりである。
【０３０３】
なお、直流成分調整回路９２、積分器９３Ａおよび平均電位検出回路９７Ａは、信号処理回路を構成する。
【０３０４】
図４１は、図４０に示す直流成分調整回路９２、積分器９３Ａ、コンパレータ９５および平均電位検出回路９７Ａの回路図と、期間検出回路１２０のブロック図とを示す。直流成分調整回路９２、積分器９３Ａ、コンパレータ９５および平均電位検出回路９７Ａの回路図については上述したとおりである。また、期間検出回路１２０のブロック図についても上述したとおりである。
【０３０５】
スライス回路９０Ｈにおいては、直流成分調整回路９２は、期間検出回路１２０からＨレベルの信号ＳＷ１を受けると、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する。また、直流成分調整回路９２は、期間検出回路１２０からＬレベルの信号ＳＷ１を受けると、入力信号を直流成分が入力信号の直流オフセットに従って変化する信号に変更する。
【０３０６】
そして、積分器９３Ａは、直流成分調整回路９２から出力された入力信号の高周波成分を、入力信号の受信初期にＨレベルの信号ＳＷ３に応じて大きく増幅し、入力信号の受信後期にＬレベルの信号ＳＷ３に応じて小さく増幅する。また、平均電位検出回路９７Ａは、直流成分調整回路９２から出力された入力信号を、入力信号の受信初期にＨレベルの信号ＳＷ４に応じて入力信号を小さく減衰して平均電圧を検出し、入力信号の受信後期にＬレベルの信号ＳＷ４に応じて入力信号を大きく減衰して平均電圧を検出する。
【０３０７】
コンパレータ９５は、積分器９３Ａから出力された信号の電圧を平均電位検出回路９７Ａから出力された信号の電圧と比較し、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。期間検出回路１２０は、コンパレータ９５から出力されたデジタル信号において、ＨレベルまたはＬレベルが連続する期間が所定の範囲を超えるとＨレベルの信号ＳＷ１を生成して直流成分調整回路９２のスイッチ９２８へ出力し、コンパレータ９５から出力されたデジタル信号において、ＨレベルまたはＬレベルが連続する期間が所定の範囲内であるときＬレベルの信号ＳＷ１を生成して直流成分調整回路９２のスイッチ９２８へ出力する。
【０３０８】
つまり、スライス回路９０Ｈは、コンパレータ９５から出力されたデジタル信号においてＨレベルまたはＬレベルが連続しても、コンパレータ９５が積分器９３からの信号の電圧を平均電位検出回路９７Ａからの信号の電圧と正確に比較できるように入力信号の直流成分を調整する。そして、スライス回路９０Ｈは、直流成分の調整に加え、入力信号の受信初期において、直流成分が調整された入力信号の高周波成分を大きく増幅し、かつ、直流成分が調整された入力信号の振幅を小さく減衰して平均電圧を検出する。また、スライス回路９０Ｈは、直流成分の調整に加え、入力信号の受信後期において、直流成分が調整された入力信号の高周波成分を小さく増幅し、かつ、直流成分が調整された入力信号の振幅を大きく減衰して平均電圧を検出する。
【０３０９】
スライス回路９０Ｈの動作は、実施の形態６によるスライス回路９０Ｂの動作のうち、積分器９３の動作を積分器９３Ａの動作に代え、平均電位検出回路９７の動作を平均電位検出回路９７Ａの動作に代えたものである。
【０３１０】
また、受信機１００Ｊの動作は、受信機１００の動作のうち、スライス回路９０の動作をスライス回路９０Ｈの動作に代えたものである。
【０３１１】
その他は、実施の形態１、実施の形態６、実施の形態７および実施の形態８と同じである。
【０３１２】
実施の形態１１によれば、スライス回路は、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する信号処理と、入力信号を直流成分が入力信号の直流オフセットに従って変化する信号に変更する信号処理とを選択的に行なう直流成分調整回路と、入力信号の受信初期に入力信号の振幅を小さく減衰し、入力信号の受信後期に入力信号の振幅を大きく減衰し、振幅を減衰した入力信号の平均電圧を検出する平均電位検出回路と、入力信号の受信初期に入力信号の高周波成分を大きく増幅し、入力信号の受信後期に入力信号の高周波成分を小さく増幅する積分器とを備え、直流成分調整回路における信号処理の切換えは、デジタル信号においてＨレベルまたはＬレベルが連続する期間に応じて行なわれるので、次の３つの効果を１つのスライス回路によってより確実に享受できる。
（ａ）直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｂ）一定の電圧レベルが連続した成分が入力信号に含まれていても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｃ）入力信号に雑音成分が含まれていても、雑音成分を誤って検出することを防止できる。
【０３１３】
［実施の形態１２］
図４２を参照して、実施の形態１２による受信機１００Ｋは、受信機１００のスライス回路９０をスライス回路９０Ｄに代え、電波強度検出回路１３０、コンパレータ１４０および電圧源１４１を追加したものであり、その他は、受信機１００と同じである。
【０３１４】
電波強度検出回路１３０は、中間周波増幅器７０から入力信号を受け、その受けた入力信号の強度を検出する。そして、電波強度検出回路１３０は、検出した入力信号の強度ＩＥＷをコンパレータ１４０の非反転入力端子へ出力する。
【０３１５】
電圧源１４１は、コンパレータ１４０の反転入力端子と接地ノードＧＮＤとの間に接続される。コンパレータ１４０は、電波強度検出回路１３０から受けた入力信号の強度ＩＥＷを示す電圧を電圧源１４１からの基準電圧Ｖｒｅｆ４と比較し、その比較結果に応じた論理レベルを有する信号ＳＷ１をスライス回路９０Ｄへ出力する。
【０３１６】
より具体的には、コンパレータ１４０は、入力信号の強度ＩＥＷを示す電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４よりも高いときＨレベルの信号ＳＷ１をスライス回路９０Ｄへ出力し、入力信号の強度ＩＥＷを示す電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４以下であるときＬレベルの信号ＳＷ１をスライス回路９０Ｄへ出力する。
【０３１７】
また、制御回路１１０は、信号ＳＷ３を生成してスライス回路９０Ｄへ出力する。
【０３１８】
スライス回路９０Ｄのブロック図は、図２５に示すとおりであり、そのブロック図に含まれる直流成分調整回路９２、積分機９３Ａ、コンパレータ９５、および平均電位検出回路９７の回路図は、図２６に示すとおりである。
【０３１９】
受信機１００Ｋの動作について説明する。アンテナ１０が受信信号を受信してから周波数弁別器８０がＦＭ復調した入力信号を出力するまでの動作は、実施の形態１において説明したとおりである。
【０３２０】
電波強度検出回路１３０は、中間周波増幅器７０からの入力信号を受け、その受けた入力信号の強度ＩＥＷを検出する。そして、電波強度検出回路１３０は、検出した入力信号の強度ＩＥＷをコンパレータ１４０の非反転入力端子へ出力する。
【０３２１】
そうすると、コンパレータ１４０は、電波強度検出回路１３０から受けた入力信号の強度ＩＥＷを示す電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ４と比較する。そして、コンパレータ１４０は、入力信号の強度ＩＥＷを示す電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４よりも高いときＨレベルの信号ＳＷ１をスライス回路９０Ｄへ出力し、入力信号の強度ＩＥＷを示す電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４以下であるときＬレベルの信号ＳＷ１をスライス回路９０Ｄへ出力する。
【０３２２】
スライス回路９０Ｄは、コンパレータ１４０からＨレベルの信号ＳＷ１を受けると、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更し、一定の電圧レベルからなる直流成分を有する入力信号の高周波成分を、入力信号の受信初期においてＨレベルの信号ＳＷ３に応じて大きく増幅し、入力信号の受信後期においてＬレベルの信号ＳＷ３に応じて小さく増幅して入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
【０３２３】
また、スライス回路９０Ｄは、コンパレータ１４０からＬレベルの信号ＳＷ１を受けると、入力信号を直流成分が入力信号の直流オフセットに従って変化する信号に変更し、その変更した信号の高周波成分を、入力信号の受信初期においてＨレベルの信号ＳＷ３に応じて大きく増幅し、入力信号の受信後期においてＬレベルの信号ＳＷ３に応じて小さく増幅して入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
【０３２４】
このように、スライス回路９０Ｄは、入力信号の強度ＩＥＷを示す電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４よりも強いとき入力信号の直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更してアナログ信号からデジタル信号に変換し、入力信号の強度ＩＥＷを示す電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４以下であるとき入力信号を直流成分が入力信号の直流オフセットに従って変化する信号に変更し、その変更した信号の高周波成分を、入力信号の受信初期において大きく増幅し、入力信号の受信後期において小さく増幅して入力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
【０３２５】
これによって、スライス回路９０Ｄは、入力信号の強度が変化しても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
【０３２６】
上述したように、受信機１００Ｋは、ＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｓｔｒｅｎｇｔｈ　Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）機能を有する受信機であり、入力信号の強度に応じて入力信号をアナログ信号からデジタル信号へ正確に変換できる受信機である。
【０３２７】
その他は、実施の形態１および実施の形態７と同じである。
実施の形態１２によれば、スライス回路は、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、直流成分を一定の電圧レベルからなる直流成分に変更する信号処理と、入力信号を直流成分が入力信号の直流オフセットに従って変化する入号に変更する信号処理とを選択的に行なう直流成分調整回路と、入力信号の平均電圧を検出する平均電位検出回路と、入力信号の受信初期に入力信号の高周波成分を大きく増幅し、入力信号の受信後期に入力信号の高周波成分を小さく増幅する積分器とを備え、直流成分調整回路における信号処理の切換えは、入力信号の強度に応じて行なわれるので、入力信号の強度が変化しても次の３つの効果を１つのスライス回路によってより確実に享受できる。
（ａ）直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｂ）一定の電圧レベルが連続した成分が入力信号に含まれていても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｃ）入力信号に雑音成分が含まれていても、雑音成分を誤って検出することを防止できる。
【０３２８】
［実施の形態１３］
図４３を参照して、実施の形態１３による受信機１００Ｌは、受信機１００Ａのスライス回路９０Ａをスライス回路９０Ｊに代えたものであり、その他は、受信機１００Ａと同じである。
【０３２９】
図４４を参照して、スライス回路９０Ｊは、積分器９３と、コンパレータ９５と、平均電位検出回路９７Ｂとを含む。積分器９３およびコンパレータ９５については上述したとおりである。スライス回路９０Ｊは、実施の形態２によるスライス回路９０Ａの平均電位検出回路９７を平均電位検出回路９７Ｂに代えたものであり、その他は、スライス回路９０Ａと同じである。
【０３３０】
平均電位検出回路９７Ｂは、入力端子９１から入力された入力信号の平均電圧を検出し、その検出した平均電圧を減衰する。そして、平均電位検出回路９７Ｂは、減衰した平均電圧からなる信号をコンパレータ９５の反転入力端子へ出力する。
【０３３１】
なお、積分器９３および平均電位検出回路９７Ｂは、信号処理回路を構成する。
【０３３２】
図４５は、図４４に示す積分器９３、コンパレータ９５および平均電位検出回路９７Ｂの回路図を示す。図４５を参照して、平均電位検出回路９７Ｂは、図８に示す平均電位検出回路９７と同じ素子から成るが、抵抗９７４およびキャパシタ９７５から成るローパスフィルタがオペアンプ９７１の前段に配置されている点が平均電位検出回路９７と異なる。
【０３３３】
平均電位検出回路９７Ｂは、まず、入力信号の平均電圧を抵抗９７４およびキャパシタ９７５によって検出し、その後、検出した平均電圧をオペアンプ９７１によって減衰する。このように、入力信号の平均電圧を検出した後に、平均電圧を減衰しても、スライス回路９０Ｊは、実施の形態２において説明したのと同じ効果を享受する。
【０３３４】
その他は、実施の形態２と同じである。
上記においては、実施の形態２によるスライス回路９０Ａの平均電位検出回路９７を平均電位検出回路９７Ｂに代えるとして説明したが、平均電位検出回路９７Ｂをスライス回路９０，９０Ｂ，９０Ｃ，９０Ｄ，９０Ｅ，９０Ｆ，９０Ｇ，９０Ｈに適用してもよい。
【０３３５】
実施の形態１３によれば、スライス回路は、入力信号の平均電圧を検出し、その検出した平均電圧を減衰する平均電位検出回路を備えるので、ＦＳＫ変調によって生成された「１」または「０」が連続する信号に対応する成分が入力信号に含まれていても、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換でき、かつ、雑音成分を本来の信号として誤って検出することを防止できる。
【０３３６】
［実施の形態１４］
図４６を参照して、実施の形態１４による受信機１００Ｍは、受信機１００のスライス回路９０をスライス回路９０Ｋに代えたものであり、その他は、受信機１００と同じである。
【０３３７】
図４７を参照して、スライス回路９０Ｋは、直流成分調整回路９２０と、積分器９３と、ＬＰＦ９４と、コンパレータ９５とを含む。積分器９３、ＬＰＦ９４およびコンパレータ９５については、上述したとおりである。
【０３３８】
直流成分調整回路９２０は、入力端子９１から入力される入力信号を積分し、入力信号の直流成分のみを入力信号の積分値に変更した信号を出力する。この場合、直流成分調整回路９２０は、制御回路１１０からのＬレベルの信号ＳＷ１に応じて時定数を小さくして入力信号を積分し、制御回路１１０からのＨレベルの信号ＳＷ１に応じて時定数を大きくして入力信号を積分する。
【０３３９】
なお、直流成分調整回路９２０、積分器９３およびＬＰＦ９４は、信号処理回路を構成する。
【０３４０】
図４８は、図４７に示す直流成分調整回路９２０、積分器９３、ＬＰＦ９４およびコンパレータ９５の回路図を示す。積分器９３、ＬＰＦ９４およびコンパレータ９５の回路図については上述したとおりである。
【０３４１】
図４８を参照して、直流成分調整回路９２０は、直流レベル変更回路９２Ａと、ＬＰＦ９２Ｃとを含む。直流レベル変更回路９２Ａについては、実施の形態１において説明したとおりである。
【０３４２】
ＬＰＦ９２Ｃは、抵抗９２９と、キャパシタ９３０Ａ，９３０Ｂと、スイッチ９２８とを含む。抵抗９２９は、ノードＮ１とノードＮ６との間に接続される。キャパシタ９３０Ａは、ノードＮ６と接地ノードＧＮＤとの間に接続される。キャパシタ９３０Ｂおよびスイッチ９２８は、ノードＮ６と接地ノードＧＮＤとの間に直列に接続される。
【０３４３】
キャパシタ９３０Ａの容量をＣ１とし、キャパシタ９３０Ｂの容量をＣ２とし、図３に示すサンプルホールド回路９２Ｂのキャパシタ９３０の容量をＣとすると、容量Ｃ１と容量Ｃ２との和が容量Ｃの２倍以上になるように容量Ｃ１，Ｃ２が決定される。
【０３４４】
図４９を参照して、ＬＰＦ９２Ｃの機能について説明する。ＬＰＦ９２Ｃは、タイミングｔ８まではＬレベルの信号ＳＷ１を制御回路１１０から受け、タイミングｔ８を経過するとＨレベルの信号ＳＷ１を制御回路１１０から受ける。
【０３４５】
一方、サンプルホールド回路９２Ｂは、上述したようにタイミングｔ８まではＨレベルの信号ＳＷ１を制御回路１１０から受け、タイミングｔ８を経過するとＬレベルの信号ＳＷ１を制御回路１１０から受ける。
【０３４６】
なお、図４９に示される入力信号ＶｉｎＤは、ノードＮ１に入力される入力信号Ｖｉｎの直流成分である。
【０３４７】
そうすると、入力信号ＶｉｎがノードＮ１を介してサンプルホールド回路９２Ｂに入力されると、サンプルホールド回路９２Ｂは、タイミングｔ８までの期間、入力信号Ｖｉｎの直流成分ＶｉｎＤに応じて変化する入力信号Ｖｉｎの平均電圧を出力する。そして、サンプルホールド回路９２Ｂは、タイミングｔ８でスイッチ９２８がオフされると、タイミングｔ８において出力した平均電圧をホールドしたホールド値をタイミングｔ８以降出力する。すなわち、サンプルホールド回路９２Ｂは、信号ＯＵＴ１を出力する。
【０３４８】
一方、ＬＰＦ９２Ｃは、入力信号Ｖｉｎが入力されると、タイミングｔ８まではスイッチ９２８がオフされているため時定数を小さくして入力信号Ｖｉｎの平均電圧を検出する。したがって、ＬＰＦ９２Ｃは、タイミングｔ８までは入力信号Ｖｉｎの直流成分ＶｉｎＤに応じて変化する平均電圧を検出する。そして、ＬＰＦ９２Ｃは、タイミングｔ８でスイッチ９２８がオンされると、タイミングｔ８以降、入力信号Ｖｉｎの平均電圧を時定数を大きくして検出する。すなわち、ＬＰＦ９２Ｃは、信号ＯＵＴ２を出力する。
【０３４９】
このように、ＬＰＦ９２Ｃは、制御回路１１０からの信号ＳＷ１の論理レベルに応じて時定数を変化させて入力信号Ｖｉｎの平均電圧を検出する。そして、ＬＰＦ９２Ｃは、直流成分調整回路９２のサンプルホールド回路９２Ｂと殆ど同じ機能を果たす。
【０３５０】
そうすると、直流成分調整回路９２０は、制御回路１１０からＬレベルの信号ＳＷ１を受けると、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、入力信号の直流成分を、時定数を小さくして検出した入力信号の平均電圧からなる直流成分に変更する。つまり、直流成分調整回路９２０は、入力信号の直流成分の変化に応答して入力信号の平均電圧を検出する。また、直流成分調整回路９２０は、制御回路１１０からＨレベルの信号ＳＷ１を受けると、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、入力信号の直流成分を、時定数を大きくして検出した入力信号の平均電圧からなる直流成分に変更する。つまり、直流成分調整回路９２０は、入力信号の直流成分の変化に応答して検出した入力信号の平均電圧をホールドする。
【０３５１】
これによって、直流成分調整回路９２０は、実施の形態１における直流成分調整回路９２と殆ど同じ機能を果たす。
【０３５２】
スライス回路９０Ｋの動作は、スライス回路９０の動作のうち、直流成分調整回路９２の動作を直流成分調回路９２０の動作に代えたものであり、その他は、スライス回路９０の動作と同じである。
【０３５３】
また、受信機１００Ｍの動作は、受信機１００の動作のうち、スライス回路９０の動作をスライス回路９０Ｋの動作に代えたものであり、その他は、受信機１００の動作と同じである。そして、直流成分調整回路９２０を適用したスライス回路９０Ｋは、スライス回路９０と同じ機能を果たす。
【０３５４】
その他は、実施の形態１と同じである。
なお、上記においては、スライス回路９０に直流成分調整回路９２０を適用するとして説明したが、この発明は、これに限らず、スライス回路９０Ｂ，９０Ｃ，９０Ｄ，９０Ｅ，９０Ｆ，９０Ｇ，９０Ｈに直流成分調整回路９２０を適用してもよい。そして、スライス回路９０Ｂ，９０Ｃ，９０Ｄ，９０Ｅ，９０Ｆ，９０Ｇ，９０Ｈに直流成分調整回路９２０を適用したスライス回路は、スライス回路９０Ｂ，９０Ｃ，９０Ｄ，９０Ｅ，９０Ｆ，９０Ｇ，９０Ｈと同じ機能を果たす。
【０３５５】
実施の形態１４によれば、受信機に用いられるスライス回路は、入力信号の交流成分をそのまま維持し、かつ、入力信号の直流成分の変化に応答して検出した入力信号の平均電圧からなる直流成分に入力信号の直流成分を変更する直流成分調整回路と、利得を小さく設定可能なＬＰＦとを備えるので、直流オフセットの速いドリフトが入力信号に含まれていても、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換でき、かつ、ＦＳＫ変調によって生成された「１」または「０」が連続した信号に対応する成分が入力信号に含まれていても、入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
【０３５６】
なお、上記においては、無線通信に用いる受信機およびスライス回路について説明したが、この発明によるスライス回路およびそれを用いた受信機は、無線通信に限らず、有線による通信にも適用可能である。
【０３５７】
有線による通信の場合、受信機は、図５０に示す受信機１００Ｎからなる。図５０を参照して、受信機１００Ｎは、受信機１００のアンテナ１０を削除し、入力端子１５０を追加したものであり、その他は受信機１００と同じである。そして、ケーブル１５１は、入力端子１５０に接続される。
【０３５８】
受信機１００Ｎは、ケーブル１５１を伝搬した信号を、入力端子１５０を介して受信する。そして、受信機１００Ｎのスライス回路９０は、周波数弁別器８０からの入力信号を実施の形態１において説明したようにアナログ信号からデジタル信号に変換する。そして、受信機１００Ｎは、実施の形態１において説明したバンドパスフィルター２０からスライス回路９０までの動作によって受信信号を処理する。
【０３５９】
また、有線による通信に用いるスライス回路は、スライス回路９０に限らず、上述したスライス回路９０Ａ，９０Ｂ，９０Ｃ，９０Ｄ，９０Ｅ，９０Ｆ，９０Ｇ，９０Ｈ，９０Ｊであってもよい。そして、有線による通信に用いる受信機は、受信機１００Ｎにスライス回路９０Ａ，９０Ｂ，９０Ｃ，９０Ｄ，９０Ｅ，９０Ｆ，９０Ｇ，９０Ｈ，９０Ｊを適用した受信機であってもよい。
【０３６０】
有線による通信に用いる受信機は、図５０に示す受信機１００Ｎに限らず、図５１に示す受信機１００Ｐであってもよい。図５１を参照して、受信機１００Ｐは、受信機１００のアンテナ１０、バンドパスフィルター２０、混合器３０、電圧制御発振器４０、およびＰＬＬ５０を削除し、入力端子１５２を追加したものであり、その他は、受信機１００と同じである。そして、ケーブル１５１は、入力端子１５２に接続される。
【０３６１】
受信機１００Ｐは、ケーブル１５１を伝搬した信号を、入力端子１５２を介して受信する。そして、受信機１００Ｐのスライス回路９０は、周波数弁別器８０からの入力信号を実施の形態１において説明したようにアナログ信号からデジタル信号に変換する。そして、受信機１００Ｐは、実施の形態１において説明したバンドパスフィルター６０からスライス回路９０までの動作によって受信信号を処理する。
【０３６２】
また、有線による通信に用いる受信機は、受信機１００Ｐにスライス回路９０Ａ，９０Ｂ，９０Ｃ，９０Ｄ，９０Ｅ，９０Ｆ，９０Ｇ，９０Ｈ，９０Ｊを適用した受信機であってもよい。
【０３６３】
上述したように、この発明によるスライス回路９０，９０Ａ，９０Ｂ，９０Ｃ，９０Ｄ，９０Ｅ，９０Ｆ，９０Ｇ，９０Ｈ，９０Ｊおよびそれらを用いた受信機１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ，１００Ｆ，１００Ｇ，１００Ｈ，１００Ｊ，１００Ｋ，１００Ｌ，１００Ｍ，１００Ｎ，１００Ｐによれば、次の３つの効果の全部またはいずれか２つの効果を同時に享受できる。
（ａ）直流オフセットのドリフトが入力信号Ｖｉｎに含まれていても、その直流オフセットのドリフトを除去し、入力信号Ｖｉｎに追従して入力信号Ｖｉｎをアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｂ）一定の電圧レベルが連続した成分が入力信号に含まれていても入力信号をアナログ信号からデジタル信号に正確に変換できる。
（ｃ）入力信号に雑音成分が含まれていても、雑音成分を誤って検出することを防止できる。
【０３６４】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１による受信機の概略ブロック図である。
【図２】図１に示すスライス回路のブロック図である。
【図３】図２に示す直流成分調整回路、積分器、コンパレータおよびＬＰＦの回路図である。
【図４】図２に示す直流成分調整回路の機能を説明するための信号のタイミングチャートである。
【図５】図１に示すスライス回路の動作を説明するための信号のタイミングチャートである。
【図６】実施の形態２による受信機の概略ブロック図である。
【図７】図６に示すスライス回路のブロック図である。
【図８】図７に示す積分器、コンパレータおよび平均電位検出回路の回路図である。
【図９】図６に示すスライス回路の動作を説明するための信号のタイミングチャートである。
【図１０】実施の形態３，４による受信機の概略ブロック図である。
【図１１】図１０に示すスライス回路のブロック図である。
【図１２】図１１に示す直流成分調整回路、積分器、コンパレータおよび平均電位検出回路の回路図である。
【図１３】図１０に示すスライス回路の動作を説明するための信号のタイミングチャートである。
【図１４】実施の形態５による受信機の概略ブロック図である。
【図１５】図１４に示すスライス回路のブロック図である。
【図１６】図１５に示す直流成分調整回路、積分器、コンパレータ、平均電位検出回路および電圧差検出回路の回路図である。
【図１７】図１５および図１６に示す電圧差検出回路の動作を説明するための信号のタイミングチャートである。
【図１８】図１４に示すスライス回路の動作を説明するための信号のタイミングチャートである。
【図１９】実施の形態６による受信機の概略ブロック図である。
【図２０】図１９に示すスライス回路のブロック図である。
【図２１】図２０に示す直流成分調整回路、積分器、コンパレータおよび平均電位検出回路の回路図および期間検出回路のブロック図である。
【図２２】図２０および図２１に示す期間検出回路の機能を説明するための信号のタイミングチャートである。
【図２３】図１９に示すスライス回路の動作を説明するための信号のタイミングチャートである。
【図２４】実施の形態７による受信機の概略ブロック図である。
【図２５】図２４に示すスライス回路のブロック図である。
【図２６】図２５に示す直流成分調整回路、積分器、コンパレータおよび平均電位検出回路の回路図である。
【図２７】図２４に示すスライス回路の動作を説明するための信号のタイミングチャートである。
【図２８】実施の形態８による受信機の概略ブロック図である。
【図２９】図２８に示すスライス回路のブロック図である。
【図３０】図２９に示す直流成分調整回路、積分器、コンパレータおよび平均電位検出回路の回路図である。
【図３１】図３０に示す平均電位検出回路に含まれるオペアンプの回路図である。
【図３２】図２８に示すスライス回路の動作を説明するための信号のタイミングチャートである。
【図３３】実施の形態９による受信機の概略ブロック図である。
【図３４】図３３に示すスライス回路のブロック図である。
【図３５】図３４に示す直流成分調整回路、積分器、コンパレータおよび平均電位検出回路の回路図である。
【図３６】実施の形態１０による受信機の概略ブロック図である。
【図３７】図３６に示すスライス回路のブロック図である。
【図３８】図３７に示す直流成分調整回路、積分器、コンパレータ、平均電位検出回路および電圧差検出回路の回路図である。
【図３９】実施の形態１１による受信機の概略ブロック図である。
【図４０】図３９に示すスライス回路のブロック図である。
【図４１】図４０に示す直流成分調整回路、積分器、コンパレータ、平均電位検出回路および期間検出回路の回路図である。
【図４２】実施の形態１２による受信機の概略ブロック図である。
【図４３】実施の形態１３による受信機の概略ブロック図である。
【図４４】図４３に示すスライス回路のブロック図である。
【図４５】図４４に示す積分器、コンパレータおよび平均電位検出回路の回路図である。
【図４６】実施の形態１４による受信機の概略ブロック図である。
【図４７】図４６に示すスライス回路のブロック図である。
【図４８】図４７に示す直流成分調整回路、積分器、ＬＰＦおよびコンパレータの回路図である。
【図４９】図４７および図４８に示す直流成分調整回路の機能を説明するための信号のタイミングチャートである。
【図５０】この発明による他の受信機の概略ブロック図である。
【図５１】この発明によるさらに他の受信機の概略ブロック図である。
【図５２】従来のスライス回路の回路図である。
【図５３】従来のスライス回路の問題点を説明するための信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
１０　アンテナ、２０，６０　バンドパスフィルター、３０　混合器、４０　電圧制御発振器、５０　ＰＬＬ、７０　中間周波増幅器、８０，１０００　周波数弁別器、９０，９０Ａ，９０Ｂ，９０Ｃ，９０Ｄ，９０Ｅ，９０Ｆ，９０Ｇ，９０Ｈ，９０Ｊ，９０Ｋ，１１００　スライス回路、９１，１５０，１５２，９８７Ａ，９８７Ｂ，９８７Ｃ，１１１０，９７６０　入力端子、９２，９２０　直流成分調整回路、９２Ａ　直流レベル変更回路、９２Ｂ　サンプルホールド回路、９３，９３Ａ，１１２０　積分器、９４，１１３０　ＬＰＦ、９５，１４０，１１４０　コンパレータ、９６，１１５０，９７７２　出力端子、９７，９７Ａ，９７Ｂ　平均電位検出回路、９８　電圧差検出回路、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ，１００Ｆ，１００Ｇ，１００Ｈ，１００Ｊ，１００Ｋ，１００Ｌ，１００Ｍ，１００Ｎ，１００Ｐ　受信機、１１０　制御回路、１２０　期間検出回路、１２１　カウンタ、１２２　周期信号発生回路、１２３　比較器、１３０　電波強度検出回路、１４１，９２１，９７３，９８５，９８６　電圧源、１５１　ケーブル、９２２，９２３，９２５，９２６，９２９，９３１，９３３，９４１，９７２，９７４，９８３，９８４，１１２１，１１２３，１１３１　抵抗、９２４，９２７，９３４，９７１，９７６　オペアンプ、９２８，９３６，９４４Ｚ，１１３４，９７７１　スイッチ、９３０，９３０Ａ，９３０Ｂ，９３２，９３５，９４２，９４３，９７５，１１２２，１１３２，１１３３　キャパシタ、９８１，９８２　バッファ、９８７　ウインドコンパレータ、９７６１〜９７６４　ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、９７６５〜９７６８　ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、９７６９，９７７０　電流源。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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