(57)【要約】【課題】舵軸駆動モータに測定端子を設ける改造等が不要であり、かつ簡便な測定回路構成によりモータの故障判定を行なうことができる車両用操舵制御システムを提供する。【解決手段】３相以上のコイルを有し、各々一方の端にて互いに結合され他方の端が通電端子とされた２相のコイルを対として通電がなされる操舵軸駆動モータ６の、各相のコイルの端子電圧を個別に検出する。そして、３以上の互いに異なる通電端子ｕ，ｖ，ｗについて検出された端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを用いて、それら端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷ間に成立する数学的関係を反映した故障判定処理を行ない、その処理結果に基づいて故障判定を行なう。【選択図】　図２０
2004064839.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
操舵用のハンドル軸に与えられる操作角と車両の運転状態とに応じて、車輪操舵軸に与えるべき操舵角を決定し、当該操舵角が得られるように前記車輪操舵軸を操舵軸駆動モータにより回転駆動するようにした車両用操舵制御システムにおいて、
前記ハンドル軸の角度位置（以下、ハンドル軸角度位置という）を検出するハンドル軸角度検出部と、
前記車輪操舵軸の角度位置（以下、操舵軸角度位置という）を検出する操舵軸角度検出部と、
前記車両の運転状態を検出する運転状態検出部と、
検出されたハンドル軸角度位置と車両の運転状態とに基づいて前記車輪操舵軸の目標角度位置を決定し、前記操舵軸角度位置が前記目標角度位置に近づくように、前記操舵軸駆動モータの動作を制御する操舵制御部と、
３相以上のコイルを有し、各々一方の端にて互いに結合され他方の端が通電端子とされた２相のコイルを対として通電がなされる前記操舵軸駆動モータの、各相のコイルの端子電圧を個別に検出する端子電圧検出手段と、
３相以上の互いに異なる通電端子について検出された端子電圧を用いて、それら端子電圧間に成立する数学的関係を反映した故障判定処理を行ない、その処理結果に基づいて故障判定を行なう故障判定手段と、
を有することを特徴とする車両用操舵制御システム。
【請求項２】
前記故障判定手段は、各相の前記端子電圧を用いて与えられる、通電相の種別毎に固有の複数の判定演算パターンを有してなり、各相の端子電圧の検出値の組を前記複数の判定演算パターンに順次適用して判定演算を行ない、それら判定演算の結果に基づいて故障判定を行なうものである請求項１記載の車両用操舵制御システム。
【請求項３】
前記故障判定手段は、各相の前記端子電圧を用いて与えられる、通電相の種別毎に固有の複数の判定演算パターンを有してなり、他方、各相の端子電圧を検出したときの前記操舵軸駆動モータの通電相を、該操舵軸駆動モータに付随した角度センサにより特定するとともに、該通電相に対応する判定演算パターンを選択し、その選択された判定演算パターンに前記端子電圧の検出値の組を適用して判定演算を行ない、該判定演算の結果に基づいて故障判定を行なうものである請求項１記載の車両用操舵制御システム。
【請求項４】
前記操舵軸駆動モータは直流モータであり、前記故障判定手段は、前記通電端子について検出された端子電圧の大小関係に基づいて前記故障判定を行なう請求項１ないし３のいずれか１項に記載の車両用操舵制御システム。
【請求項５】
前記操舵軸駆動モータは３相ブラシレスモータであり、３相の通電端子ｕ，ｖ，ｗの各端子電圧の検出値をＶｕ、Ｖｖ及びＶｗとし、さらにそれら検出値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを電圧の大小順に配列したときの各値をＶ１、Ｖ２及びＶ３（ただし、Ｖ１≧Ｖ２≧Ｖ３）としたとき、前記故障判定手段は、Ｖ１＋Ｖ３と２Ｖ２とが、予め定められた許容範囲内にて互いに一致するか否かを調べる判定演算を行ない、その演算結果に基づいて前記故障判定を行なう請求項４記載の車両用操舵制御システム。
【請求項６】
前記故障判定手段は、前記端子電圧の検出値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗのうち、任意に選択された２つを加算した値をＶｍとし、残り１つの値をＶｒとしたとき、Ｖｍと２Ｖｒとが、予め定められた範囲内にて互いに一致するか否かを調べる判定演算を、Ｖｍ算出のために選択する２つの検出値の組合せを変更しながら行い、Ｖｍと２Ｖｒとが一致する演算結果が得られなかった場合に、前記操舵軸駆動モータを故障と判定する請求項４又は５に記載の車両用操舵制御システム。
【請求項７】
前記操舵制御部は、前記車輪操舵軸の回転を前記ハンドル軸の回転に追従させるために、前記操舵軸角度位置と前記目標角度位置との隔たりに応じて前記操舵軸駆動モータの回転速度をスイッチング制御により調整するものであり、前記コイル対の前記通電端子の一方を第一端子、他方を第二端子としたとき、前記第一端子を前記直流電源の第一極に接続し前記第二端子を前記直流電源の第二極に接続した第一接続状態と、前記第一端子を前記直流電源の第二極に接続し前記第二端子を前記直流電源の第一極に接続した第二接続状態とが交互に切り替わるようにスイッチングする方式が採用され、
前記故障判定手段は、前記通電端子について検出された端子電圧の和を反映した結果が得られる判定演算を行ない、その演算結果に基づいて前記故障判定を行なう請求項１ないし３のいずれか１項に記載の車両用操舵制御システム。
【請求項８】
前記直流電源をなす車載バッテリーのバッテリー電圧Ｖｓを検出するバッテリー電圧検出手段を有し、
また、記操舵軸駆動モータは、前記バッテリー電圧Ｖｓを、安定化電源回路を介さずモータ電源電圧として直接使用する３相ブラシレスモータであり、
前記故障判定手段は、３相の通電端子ｕ，ｖ，ｗの各端子電圧の検出値をＶｕ、Ｖｖ及びＶｗとして、Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗと３／２Ｖｓとが、予め定められた範囲内にて互いに一致するか否かを調べる判定演算を行ない、一致する演算結果が得られなかった場合に前記操舵軸駆動モータを故障と判定する請求項７記載の車両用操舵制御システム。
【請求項９】
前記ハンドル軸と前記車輪操舵軸とが機械的に分離されてなり、
前記ハンドル軸への手動操作力が前記車輪操舵軸に直接伝達されるように、両軸を一体回転可能にロック結合したロック状態と、該ロック結合を解除したアンロック状態との間で切替え可能なロック機構と、
前記故障判定手段から故障判定結果を受けた場合に、該ロック機構を前記ロック状態とし前記操舵軸駆動モータを停止させるロック制御手段とが設けられている請求項１ないし９のいずれか１項に記載の車両用操舵制御システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、自動車等の車両の操舵制御システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両の操舵装置、特に自動車用の操舵装置において、近年、その更なる高機能化の一端として、操舵ハンドルの操作角（ハンドル操作角）と車輪操舵角とを１：１比率に固定せず、ハンドル操作角の車輪操舵角への変換比（舵角変換比）を車両の運転状態に応じて可変とした、いわゆる可変舵角変換比機構を搭載したものが開発されている。車両の運転状態としては、例えば、車両速度（車速）を例示でき、高速運転時においては舵角変換比を小さくすることにより、ハンドル操作角の増加に対して操舵角が急激に大きくならないようにすれば、高速走行の安定化を図ることができる。他方、低速走行時には、逆に舵角変換比を大きくすることで、一杯まで切るのに必要なハンドルの回転数を減少させることができ、車庫入れや縦列駐車あるいは幅寄せなど、操舵角の大きい運転操作を非常に簡便に行なうことができる。
【０００３】
舵角変換比を可変化する機構としては、例えば特開平１１−３３４６０４号公報に開示されているように、ハンドル軸と車輪操舵軸とを、ギア比が可変な歯車式伝達部にて直結したタイプのものがあるが、この構成は、歯車式伝達部のギア比変更機構が複雑になる欠点がある。そこで、モータにより車輪操舵軸を回転駆動するタイプのものが、例えば特開平１１−３３４６２８号公報等に提案されている。具体的には、角度検出部が検出するハンドル操作角と車両運転状態とに応じて定まる舵角変換比とに基づいて、コンピュータ処理により最終的に必要な車輪操舵角を演算し、その演算された車輪操舵角が得られるように、ハンドル軸から機械的に切り離された車輪操舵軸をモータにより回転駆動する。
【０００４】
このような操舵制御方式においては、車輪操舵軸の回転をハンドル軸の回転に追従させるために、車輪操舵軸の角度位置（操舵軸角度位置）の目標操舵軸角度位置からの隔たりに応じて操舵軸駆動モータの回転速度をＰＷＭ制御により調整することが行なわれている。例えば、追従制御が進んで操舵軸角度位置が目標角度位置に接近してくると、オーバーシュートしないように、モータの回転を低速で精密に制御する必要がある。他方、急ハンドルを切った場合などは、ハンドル操作に車輪操舵軸の回転が遅れないように、これを駆動するモータを高速で回転させる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
誘導型のモータは、複数相のコイルを順次切り替えて通電することにより回転磁界を発生させ、電機子を回転駆動する。直流モータでは、通電相の切替えをブラシにより行なうほか、操舵制御用のモータとして近年では、信頼性や耐久性の観点から、電子回路制御により通電相の切替えを行なうブラシレスモータが多く用いられるようになってきている。いずれにしろ、この種の操舵制御装置においては、モータは操舵軸の駆動源として重要であり、異常発生の監視を確実に行なうことが重要である。
【０００６】
ブラシレスモータのコイルの異常検出は、通常、各相の端子間電圧（コイル間電圧）や電流の異常を検出することにより行なわれる。しかし、端子間電圧の測定には差動増幅回路を含む複雑な回路が必要であり、電流検出の場合はフライバック電流の影響により精度が確保できないなど、それぞれに欠点がある。
【０００７】
そこで、特開平１０−７５５９８号公報には、スター結線された各相コイルの中性点電圧を検出することにより、コイル異常を検出する方法が開示されている。中性点電圧は、例えば接地レベルを基準として簡単に測定できるので測定回路が簡単であり、異常判定も基準電圧との比較により容易に行なうことができる。しかしながら、中性点はモータ内部のコイル結線部として形成されるので、測定端子を簡単に取り出すことができない問題がある。この場合、中性点電圧を測定するために、モータに測定端子を新たに設けるのは面倒でありコストもかかる。
【０００８】
本発明の課題は、操舵軸駆動モータに測定端子を設ける改造等が不要であり、かつ簡便な測定回路構成によりモータの故障判定を行なうことができる車両用操舵制御システムを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段及び作用・効果】
上記の課題を解決するために、本発明の車両用操舵制御システムは、
操舵用のハンドル軸に与えられる操作角と車両の運転状態とに応じて、車輪操舵軸に与えるべき操舵角を決定し、当該操舵角が得られるように車輪操舵軸を操舵軸駆動モータにより回転駆動するようにした車両用操舵制御システムにおいて、
ハンドル軸の角度位置（ハンドル軸角度位置）を検出するハンドル軸角度検出部と、
車輪操舵軸の角度位置（操舵軸角度位置）を検出する操舵軸角度検出部と、
車両の運転状態を検出する運転状態検出部と、
検出されたハンドル軸角度位置と車両の運転状態とに基づいて車輪操舵軸の目標角度位置を決定し、操舵軸角度位置が目標角度位置に近づくように、操舵軸駆動モータの動作を制御する操舵制御部と、
３相以上のコイルを有し、各々一方の端にて互いに結合され他方の端が通電端子とされた２相のコイルを対として通電がなされる操舵軸駆動モータの、各相のコイルの端子電圧を個別に検出する端子電圧検出手段と、
３相以上の互いに異なる通電端子について検出された端子電圧を用いて、それら端子電圧間に成立する数学的関係を反映した故障判定処理を行ない、その処理結果に基づいて故障判定を行なう故障判定手段と、
を有することを特徴とする。
【００１０】
３相以上のコイルを有する操舵軸駆動モータの故障判定を行なうために、モータの端子間電圧でなく、３相以上の互いに異なる通電端子の端子電圧を個別に検出し、それらを用いて予め定められた故障判定処理を行なう。モータの通電端子は、電力供給のためにモータの筐体の外に露出している。そして、それらの個別の端子電圧は、通電端子に電圧測定用のラインを結線して電圧測定部に入力するだけで極めて簡単に測定できる。つまり、前述の中性点電圧を測定する方式のように、モータに測定端子を設ける改造等が全く不要である。また、モータが正常に動作している場合、各端子電圧は、通電方式により固有に定まる一定の数学的関係にて結び付けられる。例えば、端子間電圧を用いる従来の方法では、通電端子同士の電圧差しか情報として与えられないから、正常時において満たすべき端子電圧間の数学的な関係を、該電圧差のみをパラメータとする形で見出さなければならない。しかし、そのような関係を見出すことは、一般には困難あるいは不可能であったり、あるいは、仮に可能であっても、複雑な処理が必要になることが多い。しかし、本発明においては、個々の端子電圧を独立に検出するので、正常時に満たすべき数学的関係が、それら端子電圧間に成立しているか否かを、非常に簡単なアルゴリズム（例えば関数式への端子電圧検出値の代入等）により行なうことができる。
【００１１】
３相以上のモータの通電相は、回転磁界発生のために経時的に順次切り替えられる。他方、正常動作時に端子電圧間に成立する数学的関係は、通電相の種別によって異なる形で記述される。従って、通電相を特定した上で、その通電相に適合する数学的関係を選択し、該関係を用いて故障判定処理を行なうことが一見合理的であるように見える。しかし、通電相の特定→端子電圧の検出→故障判定演算という一連の流れをコンピュータ処理により行なうには、相当数のステップが必要である。特に、通電相の特定を行なった後は、端子電圧の検出を可及的に早く実行しないと、端子電圧測定時に次の相へ通電が切り替わってしまい、特定された通電相と、端子電圧の検出値とが時間的に対応しなくなって、故障判定が不能となる。従って、通電相と端子電圧検出値との時間的適合関係が保障されたリアルタイム処理が必要であり、高速処理が可能なコンピュータ（ＣＰＵ）を用いる必要が生ずる。
【００１２】
しかし、モータの故障発生頻度を考えれば、端子電圧の検出（サンプリング）は実際問題として、それほど頻繁に行なう必要がない。そこで、故障判定手段は、各相の端子電圧を用いて与えられる、通電相の種別毎に固有の複数の判定演算パターンを有してなり、各相の端子電圧の検出値の組を複数の判定演算パターンに順次適用して判定演算を行ない、それら判定演算の結果に基づいて故障判定を行なうものとして構成することができる。
【００１３】
上記の方式では、通電相を敢えて特定せず、各相の端子電圧のみをサンプリングする。そして、故障判定の次のサンプリングまでにある程度時間を確保できることを利用して、得られた端子電圧の検出値の組に対しサンプリング時の通電相を種々に仮定し、検出された端子電圧の組を各通電相に適合する判定演算パターンに次々と当てはめて演算を行ない、その結果に基づいて故障判定を行なう。この処理においては、仮定した通電相のどれかが端子電圧サンプリング時に必ず成立していたはずであり、モータが正常ならば、その成立していた通電相に対応する判定演算パターンにおいて（「正常」に対し）肯定的な判定演算結果が得られるはずであり、成立していなかった通電相に対応する判定演算パターンにおいては、逆に否定的な判定演算結果が得られる。他方、故障が生じていれば、成立していた通電相に対応する判定演算パターンにおいても否定的な判定演算結果が得られることになる。従って、この両者のいずれが成り立っているかを識別することにより、故障判定を行なうことが可能となる。いずれにしろ、この方法では、通電相を特定しなくとも故障判定できるので、高性能でない汎用ＣＰＵを用いても、問題なく故障判定を行なうことが可能となり、システムを安価に構成することができる。
【００１４】
なお、高性能ＣＰＵの採用により、通電相と端子電圧検出値との対応関係が保障されたリアルタイム処理が可能な場合は、故障判定手段を次のように構成できる。すなわち、各相の端子電圧を用いて与えられる、通電相の種別毎に固有の複数の判定演算パターンを有してなり、他方、各相の端子電圧を検出したときの操舵軸駆動モータの通電相を、該操舵軸駆動モータに付随した角度センサにより特定するとともに、該通電相に対応する判定演算パターンを選択し、その選択された判定演算パターンに端子電圧の検出値の組を適用して判定演算を行ない、該判定演算の結果に基づいて故障判定を行なう。この方法が、故障判定をよりきめ細かく行なう観点において有利であることは、いうまでもない。
【００１５】
３相以上の直流モータでは、直流電源電圧から受電するコイル、つまり通電相を、回転磁界が発生するように、ブラシ又はスイッチング回路により順次切り替える。通電に関与する相、すなわち電源接続される相は、電源の正極と負極にそれぞれ接続される２相であり、それら相の通電中における端子電圧は、電源電圧（スイッチング制御される場合は、さらにＯＮ／ＯＦＦのデューティ比）に応じて一義的に定まる値をとる。他方、通電に関与しない相は電源との接続が遮断されており、さらに通電中の２相のコイルと共通結線されていることを考慮すれば、それらの端子電圧は、モータが正常であれば、通電中の２相の端子電圧の平均的な値となる。しかし、断線等の異常が生ずると、この関係が維持されなくなる。従って、操舵軸駆動モータが直流モータである場合、故障判定手段は、前記通電端子について検出された端子電圧の大小関係に基づいて故障判定を簡単に行なうことができる。
【００１６】
操舵制御部は、車輪操舵軸の回転をハンドル軸の回転に追従させるために、操舵軸角度位置と目標角度位置との隔たりに応じて操舵軸駆動モータの回転速度をスイッチング制御（例えばＰＷＭ制御）により調整するものとして構成できる。例えば、モータの通電電流レベルが、ある閾値よりも低くなる低負荷回転領域（以下、第一駆動状態という）において特に利点を発揮するＰＷＭ制御方式として、次のようなものがある（以下、第一方式という）。すなわち、（同時通電される２相をなす）コイル対の通電端子の一方を第一端子、他方を第二端子としたとき、ＰＷＭ制御方式として、第一端子を直流電源の第一極に接続した状態で非スイッチングとし、第二端子を直流電源の第二極に接続した状態でスイッチングする。該第一の方式は、両コイルを同一極性で通電しながら、電源電圧の印加が所定のデューティ比にてＯＮ／ＯＦＦされるものであり、半導体スイッチング素子の接合容量に起因する遮断遅れの影響、ひいてはそれに起因したデッドタイムの影響を受けにくく、図１８に示すように、モータの特性が低負荷回転領域でも直線性が良好となり、操舵軸角度位置が目標角度位置に近づくときの最終段階や、ゆっくりとハンドルを切った場合などに好適である。そして、該第一の方式において故障判定手段は、前記した通り、端子電圧の大小関係に基づいて故障判定を簡単に行なうことができる。
【００１７】
他方、モータの通電電流レベルが、前記閾値よりも高負荷回転領域（以下、第二駆動状態という：特に、急ハンドルを切ったときに生じやすい）において特に利点を発揮するＰＷＭ制御方式（以下、第二方式という）として、次のようなものがある。すなわち、コイル対の通電端子の一方を第一端子、他方を第二端子としたとき、第一端子を直流電源の第一極に接続し第二端子を直流電源の第二極に接続した第一接続状態と、第一端子を直流電源の第二極に接続し第二端子を直流電源の第一極に接続した第二接続状態とが交互に切り替わるようにスイッチングする。この方式は方形波交流通電と類似しているが、印加電圧波形における正半波期間と負半波期間との比率がデューティ比に応じて任意に調整され、両半波の差分に応じてモータ駆動のための平均電圧レベルを生ずる。そして、２つのコイルが正又は負のいずれかの極性にて電源にほぼ常時接続されているために、スイッチングに伴う電源へのフライバック電流（フライホイール電流）がほとんど生じない利点がある。例えば、電源からモータへ供給される電流を電流センサにより検出する際に、スイッチングによるフライホイール電流の影響を受けにくく、検出精度を高めることができる。従って、急ハンドル時のような、モータの通電電流レベル（モータの負荷あるいは回転速度にも反映される）が高くなる場合に有利であることは明らかである。
【００１８】
該第二の方式においては、通電に関与する２相の極性反転を考慮したとき、この２相の平均的な端子電圧は電源電圧のみに依存し、デューティ比の影響を受けなくなる。従って、モータが正常であれば、任意の通電相において、全ての相の端子電圧の合計（あるいは平均値）はバッテリー電圧に応じて一義的に定まる値をとる。そこで故障判定手段は、第一の方式と同様に、通電端子について検出された端子電圧の大小関係を反映した結果が得られる判定演算を行なう方式以外に、端子電圧の和を反映した結果が得られる判定演算を行なう方式も採用可能となる。
【００１９】
なお、ＰＷＭ方式は、操舵軸駆動モータの通電電流値に応じて切り替えることができる。例えば通電電流値が閾値より低い場合に上記の第一の方式を使用し、閾値を超えた場合には、第二の方式を採用することができる。モータの通電に関与する２相のコイル対のスイッチング方式を、操舵軸駆動モータの通電電流値（すなわち回転速度）に応じて使い分けることにより、車輪操舵軸の駆動モータがスイッチングされているにもかかわらず、モータに通電される電流検出を常に正確に行なうことができる。
【００２０】
操舵制御システムにおいては、車輪操舵軸の回転をハンドル軸の回転に追従させるために、操舵軸角度位置と目標角度位置との隔たりに応じて操舵軸駆動モータの回転速度をＰＷＭ制御のデューティ比により調整する。従って、追従制御が進んで操舵軸角度位置が目標角度位置に接近してくると、オーバーシュートしないように、モータの回転を低速で精密に制御する必要がある。上記第二の方式は、こうした低速領域での精密制御には余り向かない欠点がある。その理由は以下の通りである。すなわち、モータのコイルのスイッチングにはＦＥＴやバイポーラトランジスタなどの半導体スイッチング素子が用いられるが、このような半導体スイッチング素子に、ＰＷＭ制御に使用される急峻なスイッチング波形を与えると、出力波形は必ずしも急峻なエッジを示さず、図１６に示すような遅れδｔを生ずる。この遅れは、ｐｎ接合容量の電荷放電の影響を受けやすいスイッチＯＦＦ時に特に生じやすい（従って、高速スイッチングが要求される場合は、接合容量放電の影響がバイポーラトランジスタよりは生じにくいＦＥＴを用いることが有利である）。
【００２１】
第二の方式では、コイル対の極性反転時に、各コイルのスイッチングを司る半導体スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを同時に切り替える必要がある。しかし、正極性用の切替信号と負極性用の切替え信号とを、対応するスイッチング素子に同時に与えると、上記遅れδｔの影響により、短時間ではあるが２つの極性の通電経路が同時に電源接続される不具合を生ずる。そのため、正極性用切替信号と負極性用切替信号との間には、上記遅れδｔを見込んで一定のインターバルを設定する必要がある。該インターバル期間はいずれのコイルも通電されないデッドタイムとなるので、図１７に示すように、ＰＷＭ制御においては、このデッドタイムよりもＯＮ期間が短くなるデューティ比ηは意味を持たない。従って、第二の方式によるモータの特性は低負荷回転側での直線性が悪くなり、例えば目標角度位置への漸近制御を行なうには不向きである。また、デッドタイムの存在により、上記第二の方式により無理に低負荷回転側での制御を行なおうとすると、振動が発生しやすくなる欠点もある。そこで、モータの通電電流レベルが低くなる第一駆動状態においては、前記の第一の方式を用いる。第一の方式の利点は既に説明した通りである。また、第一の方式は、スイッチングがＯＦＦになるときは、コイルには電源電圧が印加されないので、フライバック電流が生じやすいが、デューティ比が小さい第一駆動状態ではほとんど問題にならない。
【００２２】
本発明の車両用操舵制御システムは、ハンドル軸と車輪操舵軸とが機械的に分離された構造を採用することができる。この場合、ハンドル軸への手動操作力が車輪操舵軸に直接伝達されるように、両軸を一体回転可能にロック結合したロック状態と、該ロック結合を解除したアンロック状態との間で切替え可能なロック機構を設けておくことができる。このようにすると、システム上のトラブルにより所期の操舵制御が行なえなくなったときは、ハンドル軸と車輪操舵軸とをロック結合することにより、ハンドルによるマニュアル操舵が可能となり、車両の運転を問題なく継続できる。
【００２３】
例えば、故障判定手段からの故障判定結果を受けた場合に、該ロック機構をロック状態とし操舵軸駆動モータを停止させるロック制御手段を設けておくことができる。操舵軸駆動モータが故障した場合は修理が必要であるが、操舵が全く行なえない状態になると、車両を修理工場まで搬送するために、レッカー移動などの外部搬送手段に頼らざるを得なくなり、不便である。そこで、ハンドル軸と車輪操舵軸とをロック結合してハンドルによるマニュアル操舵が可能となるように構成しておけば、必要最小限の運転機能は確保され、例えば車両を修理工場等まで自力で運送することが可能となる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を用いて説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明が適用される車両用操舵制御システムの、全体構成の一例を模式的に示したものである（なお、本実施形態において「車両」は自動車とするが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではない）。該車両用操舵制御システム１は、操舵用ハンドル２に直結されたハンドル軸３と、車輪操舵軸８とが機械的に分離された構成を有する。車輪操舵軸８はアクチュエータとしてのモータ６により回転駆動される。車輪操舵軸８の先端はステアリングギアボックス９内に延び、該車輪操舵軸８とともに回転するピニオン１０がラックバー１１を軸線方向に往復動させることにより、車輪１３，１３の転舵角が変化する。なお、本実施形態の車両用操舵制御システム１においては、ラックバー１１の往復動が、周知の油圧式、電動式あるいは電動油圧式のパワーアシスト機構１２により駆動補助されるパワーステアリングが採用されている。
【００２５】
ハンドル軸３の角度位置（以下、ハンドル軸角度位置という）φは、ロータリエンコーダ等の周知の角度検出部からなるハンドル軸角度検出部１０１により検出される。他方、車輪操舵軸８の角度位置（以下、操舵軸角度位置という）θは、同じくロータリエンコーダ等の角度検出部からなる操舵軸角度検出部１０３により検出される。また、本実施形態においては、自動車の運転状態を検出する運転状態検出部として、車速Ｖを検出する車速検出部（車速センサ）１０２が設けられている。車速検出部１０２は、例えば車輪１３の回転を検出する回転検出部（例えばロータリエンコーダやタコジェネレータ）で構成される。そして、操舵制御部１００が、検出されたハンドル軸３の角度位置φと車速Ｖとに基づいて、車輪操舵軸８の目標角度位置θ’を決定し、該車輪操舵軸８の角度位置θが目標角度位置θ’に近づくように、モータドライバ１８を介してモータ６の動作を制御する。
【００２６】
なお、ハンドル軸３と車輪操舵軸８との間には、両者を一体回転可能にロック結合したロック状態と、該ロック結合を解除したアンロック状態との間で切替え可能なロック機構１９が設けられている。ロック状態では、ハンドル軸３の回転角が変換されることなく（つまり、舵角変換比が１：１）車輪操舵軸８に伝達され、マニュアルステアリングが可能となる。該ロック機構１９のロック状態への切替えは、異常発生時などにおいて操舵制御部１００からの指令によりなされる。
【００２７】
図２は、モータ６による車輪操舵軸８の駆動部ユニットの構成例を、自動車への取付状態にて示すものである。該駆動部ユニット１４において、ハンドル２（図１）の操作によりハンドル軸３を回転させると、モータケース３３がその内側に組み付けられたモータ６とともに一体的に回転するようになっている。本実施形態においては、ハンドル軸３は、ユニバーサルジョイント３１９を介して入力軸２０に連結され、該入力軸２０がボルト２１，２１を介して第一カップリング部材２２に結合されている。この第一カップリング部材２２にはピン３１が一体化されている。他方、ピン３１は、第二カップリング部材３２の一方の板面中央から後方に延びるスリーブ３２ａ内に係合してはめ込まれている。他方、筒状のモータケース３３は、第二カップリング部材３２の他方の板面側に一体化されている。なお、符号４４はゴムあるいは樹脂にて構成されたカバーであり、ハンドル軸３と一体的に回転する。また、符号４６は、コックピットパネル４８に一体化された駆動部ユニット１４を収容するためのケースであり、符号４５は、カバー４４とケース４６との間をシールするシールリングである。
【００２８】
モータケース３３の内側には、コイル３５，３５を含むモータ６のステータ部分２３が一体的に組み付けられている。該ステータ部分２３の内側には、モータ出力軸３６がベアリング４１を介して回転可能に組み付けられている。また、モータ出力軸３６の外周面には永久磁石からなる電機子３４が一体化されており、この電機子３４を挟む形でコイル３５，３５が配置されている。なお、コイル３５，３５からは、図３（図２のＡ−Ａ断面図）に示すように、モータケース３３の後端面に連なるように給電端子５０が取り出され、該給電端子５０において給電ケーブル４２によりコイル３５，３５に給電がなされる。
【００２９】
後述の通り、本実施形態においてモータ６はブラシレスモータであり、給電ケーブル４２は、該ブラシレスモータの各相のコイル３５，３５に個別に給電する素線を集合させた帯状の集合ケーブルとして構成されている。そして、モータケース３３の後端側に隣接する形でハブ４３ａを有するケーブルケース４３が設けられ、その中に給電ケーブル４２が、ハブ４３ａに対してゼンマイ状に巻かれた形で収容されている。給電ケーブル４２の、給電端子５０に接続されているのと反対の端部は、ケーブルケース４３のハブ４３ａに固定されている。そして、ハンドル軸３がモータケース３３ひいては給電端子５０とともに正方向又は逆方向に回転すると、ケーブルケース４３内の給電ケーブル４２は、ハブ４３ａへの巻き付き又は繰り出しを生じさせることにより、上記モータケース３３の回転を吸収する役割を果たす。
【００３０】
モータ出力軸３６の回転は、減速機構７を介して所定比率（例えば１／５０）に減速された上で車輪操舵軸８に伝達される。本実施形態において減速機構７は、ハーモニックドライブ減速機にて構成してある。すなわち、モータ出力軸３６には、楕円型のインナーレース付ベアリング３７が一体化され、その外側に変形可能な薄肉の外歯車３８がはめ込まれている。そして、この外歯車３８の外側に、カップリング４０を介して車輪操舵軸８が一体化された内歯車３９，１３９が噛み合っている。内歯車３９，１３９は、同軸的に配置された内歯車（以下、第一内歯車ともいう）３９と内歯車（以下、第二内歯車ともいう）１３９とからなり、第一内歯車３９がモータケース３３に固定されて該モータケース３３と一体回転する一方、第二内歯車１３９はモータケース３３に非固定とされ、該モータケース３３に対して相対回転可能とされている。第一内歯車３９はこれと噛み合う外歯車３８との歯数差がゼロであり、外歯車３８との間での相対回転を生じない（つまり、回転するモータ出力軸３６に対して、第一内歯車３９ひいてはモータケース３３及びハンドル軸３が、遊転可能に結合されているともいえる）。他方、第二内歯車１３９は外歯車３８よりも歯数が大きく（例えば２）、内歯車１３９の歯数をＮ、外歯車３８と内歯車１３９との歯数差をｎとすると、モータ出力軸３６の回転をｎ／Ｎに減速した形で車輪操舵軸８に伝達する。また、内歯車３９，１３９は、本実施形態においては、コンパクト化を図るために、ハンドル軸３の入力軸２０、モータ出力軸３６及び車輪操舵軸８が同軸的に配置されている。
【００３１】
次に、ロック機構１９は、ハンドル軸３に対して相対回転不能なロックベース部（本実施形態においてはモータケース３３）側に固定されたロック部材５１と、ロック受けベース部（本実施形態においては、モータ出力軸３６側）に設けられたロック受け部材５２とを有する。図３に示すように、ロック部材５１は、ロック受け部材５２に形成されたロック受け部５３に係合するロック位置と、該ロック受け部５３から退避したアンロック位置との間で進退可能に設けられている。本実施形態においては、車輪操舵軸８と一体的に回転するロック受け部材５２の周方向にロック受け部５３が所定の間隔で複数形成され、ロック部材５１の先端に設けられたロック部５１ａが、車輪操舵軸８の回転角位相に応じて、それら複数のロック受け部５３の任意の１つのものに選択的に係合するようになっている。ハンドル軸３はモータケース３３に対し（本実施形態では、カップリング２２及びピンにより）相対回転不能に結合されている。ロック部材５１とロック受け部材５２とが非係合（非ロック状態）の場合は、モータ出力軸３６はモータケース３３に対して回転し、その回転が外歯車３８を経て第一内歯車３９及び第二内歯車１３９にそれぞれ伝達される。モータケース３３に固定された第一内歯車３９は、前述の通り外歯車３８に対して相対回転しないので、結果的にハンドル軸３と同速で回転する（つまり、ハンドル操作に追従して回転する）。また、第二内歯車１３９は、モータ出力軸３６の回転を車輪操舵軸８に減速して伝達し、車輪操舵軸８の回転駆動を担う。他方、ロック部材５１とロック受け部材５２とが係合してロック状態になると、モータ出力軸３６はモータケース３３に対して相対回転不能となる。そして、減速機構７の内歯車３９，１３９のうち、第一内歯車３９がモータケース３３に固定されているから、第一内歯車３９、外歯車３８及び第二内歯車１３９の順でハンドル軸３の回転が車輪操舵軸８に直接伝達されることとなる。
【００３２】
なお、本実施形態においては、ロック受け部材５２は、モータ出力軸３６の一端の外周面に取り付けられ、各ロック受け部５３は、該ロック受け部材５２の外周面から半径方向に切れ込む凹状に形成されている。また、図２に示すように、ロック部材５１は、モータケース３３に設けられた回転ベース３００に対し、車輪操舵軸８とほぼ平行な軸線周りに回転可能に取り付けられ、その後端部５５ａが結合されている。また、ソレノイド５５の付勢が解除されたときに、ロック部材５１を元の位置に弾性復帰させる弾性部材５４が設けられている。ソレノイド５５の付勢及び付勢解除の動作により、ソレノイド５５ａの先端に設けられた凸部５５ａとロック部材５１の一端部５１ｂに形成された溝部を介してロック部材５１の先端に形成されたロック部５１ａが、前記したロック／アンロックのためにロック受け部材５２に対し接近／離間する。なお、ソレノイド５５の付勢時がロック状態となるかアンロック状態となるかは選択可能であるが、本実施形態では、ソレノイド５５の付勢時にアンロックとなるように定めてある。これによると、電源遮断時等においてソレノイド５５が付勢解除されたとき、弾性部材５４の作用によりロック状態となり、マニュアル操舵が可能となる。
【００３３】
図４は、操舵制御部１００の電気的構成の一例を示すブロック図である。操舵制御部１００の要部をなすのは２つのマイコン１１０及び１２０である。主マイコン１１０は、主ＣＰＵ１１１、制御プログラムを格納したＲＯＭ１１２、ＣＰＵ１１１のワークエリアとなる主ＣＰＵ側ＲＡＭ１１３及び入出力インターフェース１１４を有する。また、副マイコン１２０は、副ＣＰＵ１２１、制御プログラムを格納したＲＯＭ１２２、副ＣＰＵ１２１のワークエリアとなる副ＣＰＵ側ＲＡＭ１２３及び入出力インターフェース１２４を有する。車輪操舵軸８を駆動するモータ６（アクチュエータ）の動作制御を直接行なうのは主マイコン１１０であり、副マイコン１２０は、必要なパラメータ演算等、モータ６の動作制御に必要なデータ処理を主マイコン１１０と並行して行なうとともに、そのデータ処理結果を主マイコン１１０との間で通信することにより、主マイコン１１０の動作が正常であるかどうかを監視・確認し、必要に応じて情報の補完を行なう補助制御部としての機能を果たす。本実施形態において主マイコン１１０と副マイコン１２０とのデータ通信は、入出力インターフェース１１４，１２４間の通信によりなされる。なお、両マイコン１１０及び１２０は、自動車の運転終了後（すなわち、イグニッションＯＦＦ後）においても、図示しない安定化電源からの電源電圧Ｖｃｃ（例えば＋５Ｖ）の供給を受け、ＲＡＭ１１３，１２３あるいはＥＥＰＲＯＭ（後述）１１５の記憶内容が保持されるようになっている。
【００３４】
ハンドル軸角度検出部１０１、車速検出部１０２及び操舵軸角度検出部１０３の各出力は、主マイコン１１０及び副マイコン１２０の入出力インターフェース１１４，１２４にそれぞれ分配入力される。本実施形態では、いずれの検出部もロータリエンコーダで構成され、そのエンコーダからの計数信号が図示しないシュミットトリガ部を経て入出力インターフェース１１４，１２４のデジタルデータポートに直接入力されている。また、主マイコン１１０の入出力インターフェース１１４には、前述のロック機構１９の駆動部をなすソレノイド５５が、ソレノイドドライバ５６を介して接続されている。
【００３５】
モータ６はブラシレスモータ、本実施形態では３相ブラシレスモータにて構成され、ＰＷＭ制御により回転速度が調整される。また、モータドライバ１８には、モータ６の電源となる車載バッテリー５７が接続されている。モータドライバ１８が受電するバッテリー５７の電圧（電源電圧）Ｖｓは、自動車の各所に分散した負荷の状態や、オルターネータの発電状態により随時変化する（例えば９〜１４Ｖ）。本実施形態においては、このような変動するバッテリー電圧Ｖｓを、安定化電源回路を介さず、モータ電源電圧として直接使用する。操舵制御部１００は、このように相当幅にて変動する電源電圧Ｖｓの使用を前提として、モータ６の制御を行なうので、電源電圧Ｖｓの検出部が設けられている。本実施形態では、モータ６への通電経路（ドライバ１８の直前）から電圧検出用の分岐経路が引き出され、そこに設けられた分圧抵抗６０，６０を経て電圧検出信号を取り出している。該電圧検出信号はコンデンサ６１により平滑化された後、電圧フォロワ６２を経て入出力インターフェース１１４，１２４のＡ／Ｄ変換機能付入力ポート（以下、Ａ／Ｄポートという）に入力される。
【００３６】
また、過電流発生の有無など、モータ６の通電状態を監視するために、モータ６への通電経路上に電流検出部が設けられている。具体的には、経路上に設けられたシャント抵抗（電流検出抵抗）５８の両端電圧差を電流センサ７０により検出し、入出力インターフェース１１４，１２４のＡ／Ｄポートに入力するようにしている。電流センサ７０は、例えば図６に示すように、シャント抵抗５８の両端電圧を、電圧フォロワ７１，７２を介して取り出し、オペアンプ７３と周辺の抵抗器７４とからなる差動増幅器７５により増幅して出力するものである。差動増幅器７５の出力は、シャント抵抗５８を流れる電流値に比例したものとなるので、これを電流検出値Ｉｓとして用いることができる。なお、シャント抵抗以外にも、ホール素子や電流検出コイルなど、電磁的な原理に基づいて電流検出するプローブを用いてもよい。
【００３７】
電流センサ７０が出力する電流検出値Ｉｓは、比較器１０４にて基準値ＩＲと比較され、該基準値ＩＲよりも電流検出値Ｉｓが小さい場合には、モータ６のＰＷＭ制御方式が前述の第一の方式に設定され、Ｉｓよりも大きい場合には同じく第二の方式に設定される。本実施形態においては、電流センサ７０による電流検出値Ｉｓの出力が比較器１０４に分岐入力され、基準値ＩＲと比較される。比較器１０４は、ＩｓがＩＲよりも大きいかあるいは小さいかに応じた二値の出力を行なう。この比較器１０４の出力を受けて主マイコン１１０は、Ｉｓ＜ＩＲであれば第一の方式を選択するフラグ値（例えば「１」）を、Ｉｓ＞ＩＲであれば第二の方式を選択する選択するフラグ値（例えば「０」）を、ＲＡＭ１１３のＰＷＭ方式選択フラグにセットする。なお、比較器１０４はオペアンプで構成され、チャタリング防止のための不感帯を正帰還抵抗により形成してある。なお、ＩｓとＩＲとの比較を、主マイコン１１０においてソフトウェア的に行なうことももちろん可能である。この場合、Ｉｓの値を主マイコン１１０に入力し、ＩＲとの大小比較を行って、その比較結果に応じてフラグ値を同様にセットする処理を行なう。なお、不感帯処理については、前回のＩｓの測定結果と今回のＩｓの測定結果との大小関係を比較できるようにしておき、今回のＩｓが増加側に動いてきたときの閾値と、減少側に動いてきたときとの閾値とを互いに異ならせることにより、不感帯を形成する。なお、前回のＩｓの測定結果と今回のＩｓの測定結果との組合せ毎に、フラグ値をマップの形で記憶しておき、常時そのマップを参照してフラグ値を決定するようにしてもよい。
【００３８】
図４に戻り、両マイコン１１０，１２０のＲＡＭ１１３，１２３には、それぞれ以下のようなメモリエリアが形成されている。
（１）車速（Ｖ）測定値メモリ：車速センサ１０２からの現在の車速Ｖの測定値を記憶する。
（２）ハンドル軸角度位置（φ）カウンタメモリ：ハンドル軸角度位置検出部１０１をなすロータリエンコーダからの計数信号をカウントし、ハンドル軸角度位置φを示すそのカウント値を記憶する。なお、ロータリエンコーダは回転方向の識別が可能なものを使用し、正方向回転の場合はカウンタをインクリメントし、逆方向回転の場合はデクリメントする。
（３）舵角変換比（α）算出値メモリ：車速検出値に基づいて算出された舵角変換比αを記憶する。
（４）目標操舵軸角度位置（θ’）算出値メモリ：現在のハンドル軸角度位置φと舵角変換比αとの値から、例えばφ×αにより算出された操舵軸角度位置の目標値、すなわち目標操舵軸角度位置θ’の値を記憶する。
（５）操舵軸角度位置（θ）カウンタメモリ：操舵軸角度検出部１０３をなすロータリエンコーダからの計数信号をカウントし、操舵軸角度位置θを示すそのカウント値を記憶する。
（６）Δθ算出値メモリ：目標操舵軸角度位置θ’と現在の操舵軸角度位置θとの隔たりΔθ（＝θ’−θ）の算出値を記憶する。
（７）電源電圧（Ｖｓ）検出値メモリ：モータ６の電源電圧Ｖｓの検出値を記憶する。
（８）デューティ比（η）決定値メモリ：モータ６をＰＷＭ通電するための、Δθと電源電圧Ｖｓとに基づいて決定されたデューティ比ηを記憶する。
（９）電流（Ｉｓ）検出値メモリ：電流センサ７０による電流Ｉｓの検出値を記憶する。
（１０）ＰＷＭ方式選択フラグ（前述）。
【００３９】
そして、上記主マイコン１１０は、ＲＯＭ１１２に記憶された制御プログラムにより、本発明の以下の各手段として機能する（副マイコン１２０も、ＲＯＭ１２２に記憶された制御プログラムにより、主マイコン監視用に同様の処理が実行される）。
▲１▼ＰＷＭ制御切替え手段：ＰＷＭ方式選択フラグの値を参照して、ＰＷＭ方式を第一の方式と第二の方式との間で切り替える。
▲２▼モータ作動制限手段：電流センサ７０の異常判定結果を受けた場合に、ロック機構１９のロック用ソレノイド５５の付勢状態を切り替えて、ハンドル軸３と車輪操舵軸８とをロック結合状態とし、モータ６を停止させる（ロック制御手段）。
【００４０】
また、主マイコン１１０の入出力インターフェース１１４には、運転終了時（つまり、イグニッションＯＦＦ時）における車輪操舵軸８の角度位置、すなわち終了角度位置を記憶するためのＥＥＰＲＯＭ１１５が第二の記憶部として設けられている。該ＥＥＰＲＯＭ１１５（ＰＲＯＭ）は、主ＣＰＵ１１１が主ＣＰＵ側ＲＡＭ１１２に対するデータ読出し／書込みを行なう第一の動作電圧（＋５Ｖ）においては、主ＣＰＵ１１１によるデータの読出しのみが可能であり、他方、第一の動作電圧（＋５Ｖ）とは異なる第二の動作電圧（本実施形態では、第一の動作電圧より高い電圧が採用される：例えば＋７Ｖ）を設定することにより主ＣＰＵ１１１によるデータの書込みが可能となるものであり、主ＣＰＵ１１１が暴走しても内容が誤って書き換えられることがない。第二の動作電圧は、ＥＥＰＲＯＭ１１５と入出力インターフェース１１４との間に介在する図示しない昇圧回路によって生成される。
【００４１】
以下、車両用操舵制御システム１の動作について説明する。
図１２には、主マイコン１１０による制御プログラムの主ルーチンの処理の流れを示すものである。Ｓ１は初期化処理であり、前回イグニッションスイッチをＯＦＦにしたときの終了処理にてＥＥＰＲＯＭ１１５に書き込まれている車輪操舵軸８の終了角度位置（後述）を読み出し、該終了角度位置を、処理開始に際しての車輪操舵軸８の初期角度位置として設定することを要旨とする。具体的には、終了角度位置を示すカウンタ値を、前述の操舵軸角度位置カウンタメモリにセットする。なお、後述するＥＥＰＲＯＭ１１５へのデータ書込み完了フラグは、この時点でクリアしておく。
【００４２】
初期化処理が終了すれば、Ｓ２に進んで操舵制御処理となる。該操舵制御処理は、パラメータサンプリングの間隔を均一化するために、一定の周期（例えば数百μｓ）にて繰り返し実行される。その詳細を、図１３により説明する。Ｓ２０１においては、現在の車速Ｖの測定値をリードし、次いでＳ２０２ではハンドル軸角度位置φをリードする。そして、Ｓ２０３においては、車速Ｖの算出値から、ハンドル軸角度位置φを目標操舵軸角度位置θ’に変換するための舵角変換比αを決定する。舵角変換比αは、車速Ｖに応じて異なる値が設定される。具体的には、図１０に示すように、車速Ｖが一定以上に大きい状態では、舵角変換比αは小さく設定され、車速Ｖが一定以下に小さい低速走行時には舵角変換比αは大きく設定される。本実施形態では、図９に示すような、種々の車速Ｖに対応した舵角変換比αの設定値を与えるテーブル１３０をＲＯＭ１１２（１２２）に格納しておき、このテーブル１３０を参照して現在の車速Ｖに対応する舵角変換比αを補間法により算出する。なお、本実施形態においては、車両の運転状態を示す情報として車速Ｖを用いているが、これ以外にも、車両が受ける横圧や路面の傾斜角等を車両の運転状態を示す情報としてセンサにより検出し、その検出値に応じて舵角変換比αを特有の値に設定することが可能である。また、車速Ｖに応じて舵角変換比αの基本値を決定し、上記のような車速以外の情報に基づいて、その基本値を随時補正して使用することも可能である。
【００４３】
Ｓ２０４では、検出されたハンドル軸角度位置φに、決定された舵角変換比αを乗じて目標操舵軸角度位置θ’を算出する。そして、Ｓ２０５において、現在の操舵軸角度位置θを読み取る。Ｓ２０６では、操舵軸角度位置カウンタから求められた現在の操舵軸角度位置θと目標操舵軸角度位置θ’との隔たりΔθ（＝θ’−θ）を算出する。さらにＳ２０７においては、現在の電源電圧Ｖｓの検出値を読み取る。
【００４４】
モータ６は、目標操舵軸角度位置θ’と現在の操舵軸角度位置θとの差Δθが縮小するように車輪操舵軸８を回転駆動する。そして、操舵軸角度位置θが目標操舵軸角度位置θ’に迅速かつスムーズに近づくことができるように、Δθが大きいときはモータ６の回転速度を大きくし、逆にΔθが小さいときはモータ６の回転速度を小さくする。基本的にはΔθをパラメータとした比例制御であるが、オーバーシュートやハンチング等を抑制し、制御の安定化を図るために、Δθの微分あるいは積分を考慮した周知のＰＩＤ制御を行なうことが望ましい。
【００４５】
モータ６は前述の通りＰＷＭ制御されており、回転速度は、そのデューティ比ηを変更することにより調整される。電源電圧Ｖｓが一定であれば、デューティ比により回転速度をほぼ一義的に調整できるが、本実施形態では前述の通り電源電圧Ｖｓは一定でない。従って、電源電圧Ｖｓも考慮してデューティ比ηを定めるようにする。例えば、図１１に示すように、種々の電源電圧ＶｓとΔθとの各組合せに対応したデューティ比ηを与える二次元のデューティ比変換テーブル１３１をＲＯＭ１１２（１２２）に格納しておき、電源電圧Ｖｓの検出値とΔθの算出値に対応するデューティ比ηの値を読み取って用いることができる。なお、モータ６の回転速度は負荷によっても変動する。この場合、電流センサ７０によるモータ電流Ｉｓの検出値を元に、モータ負荷の状態を推定し、デューティ比ηを補正して用いることも可能である。
【００４６】
次に、Ｓ２０９に進み、電流検出処理となる。ここでは、電流センサ７０が出力するモータ６の電流検出値をリードする。そして、電流検出値Ｉｓが規定の条件を超えて大きくなったときは過電流と判断し、前記と同様にハンドル軸３と車輪操舵軸８とのロックを行なって、モータ６を停止させる。例えば、電流検出値Ｉｓが、規定値よりも高い状態が一定時間以上継続する場合は過電流と判断して、上記のロック機構１９を作動させることができる（この場合、過電流状態が解消されれば、ロックを解除する）。
【００４７】
ここまでの処理は、図４の主マイコン１１０と副マイコン１２０との双方にて並列的に実行される。例えば、主マイコン１１０の動作が正常であるかどうかは、主マイコン１１０のＲＡＭ１１３に記憶された各パラメータの演算結果を副マイコン１２０に随時転送し、副マイコン１２０側にて、ＲＡＭ１２３の記憶内容と照合することにより、異常発生の有無を監視させることができる。他方、主マイコン１１０側では、決定されたデューティ比ηを元にＰＷＭ信号を生成する。そして、操舵軸角度検出部１０３をなすロータリエンコーダからの信号を参照してモータドライバ１８に対し、通電に関与する相のコイルをスイッチングするＦＥＴ（図７）へ該ＰＷＭ信号を出力することにより、モータ６をＰＷＭ制御する。
【００４８】
以下、モータ６のＰＷＭ制御の実施形態について詳しく説明する。モータ６は前述の通り、３相ブラシレスモータにて構成されている。図２に示すコイル３５，３５は、図５に示すように、１２０゜間隔で配置された３相のコイルＵ，Ｖ，Ｗからなり、これらのコイルＵ，Ｖ，Ｗと、電機子３４との相対的な角度関係が、モータ内に設けられた角度センサをなすホールＩＣにより検出される。そして、これらホールＩＣの出力を受けて、図１のモータドライバ１８は、図５に示すように、コイルＵ，Ｖ，Ｗの通電を、Ｗ→Ｕ（１）、Ｕ→Ｖ（３）、Ｖ→Ｗ（５）のごとく循環的に順次切り替える（正方向回転の場合：逆方向回転の場合は、上記の逆順のスイッチングとなる）。図８（ｂ）に、正方向回転の場合の、各相のコイルの通電シーケンスを示している（「Ｈ」が通電、「Ｌ」が非通電を表す：逆方向回転の場合は、図の左右を反転したシーケンスとなる）。図中の括弧書きの数字は、図５の対応する番号における電機子３４の角度位置を表している。
【００４９】
図４に戻り、モータ６の回転制御は、上記コイルＵ，Ｖ，Ｗの各相の通電切替えシーケンスに、駆動制御部１００（本実施形態では、主マイコン１１０）からのＰＷＭ信号によるデューティ比制御シーケンスが重畳された形で行なわれる。図７は、モータドライバ１８の回路例を示すもので、コイルＵ，Ｖ，Ｗの各端子ｕ，ｕ’，ｖ，ｖ’，ｗ、ｗ’に対応したＦＥＴ（半導体スイッチング素子）７５〜８０が、周知のＨ型ブリッジ回路を構成するように配線されている（符号８７〜９２は、コイルＵ，Ｖ，Ｗのスイッチングに伴なう誘導電流のバイパス経路を形成するフライホイールダイオードである）。ＡＮＤゲート８１〜８６によりモータ側のホールＩＣ（角度センサ）からのスイッチング信号と駆動制御部１００からのＰＷＭ信号との論理積信号を作り、これを用いてＦＥＴ７５〜８０をスイッチング駆動すれば、通電に関与する相のコイルを選択的にＰＷＭ通電することができる。
【００５０】
なお、駆動制御部１００側においてＦＥＴ７５〜８０にＰＷＭ信号を順次与えるためのタイミングは、ホールＩＣ（角度センサ）からの信号を駆動制御部１００に分配することにより認識させてもよいが、本実施形態では、別途ロータリエンコーダを用いてこれを検出している。このロータリエンコーダはモータ出力軸３６の回転角度を検出するものであり、その角度検出値は減速後の車輪操舵軸８の角度位置と一義的な対応関係を有する。そこで、本実施形態では、このロータリエンコーダを操舵軸角度検出部１０３として利用する。
【００５１】
図８（ａ）は、上記のロータリエンコーダを模式的に示すもので、ブラシレスモータの通電シーケンスを制御するために、時系列的な出現順序が定められたコイル通電パターンを各々特定するためのビットパターンが、円板の周方向に一定の角度間隔で形成されたものである。本実施形態においては、３相ブラシレスモータを使用しているので、図８（ｂ）に示すコイルＵ，Ｖ，Ｗの通電シーケンスが得られるように、その（１）〜（６）（図５参照）の通電パターンに対応した６種類のビットパターンが、円板の周方向に３０゜間隔で形成されている。従って、モータ６の電機子３４が回転すると、これと同期回転する上記ロータリエンコーダからは、現在通電されるべきコイルを特定するビットパターンが刻々出力される。そこで、駆動制御部１００は、このエンコーダのビットパターンを読み取ることにより、ＰＷＭ信号を送るべきコイルの端子（すなわち、図７のＦＥＴ７５〜８０）を自発的に決定することができる。なお、本実施形態において、ＰＷＭ波形の１波長の長さは例えば５０μｓ程度に設定されている。
【００５２】
なお、モータ出力軸３６の回転は減速されて車輪操舵軸８に伝達されるから、車輪操舵軸８が１回転する間に、ロータリエンコーダが設けられるモータ出力軸３６は複数回回転する。従って、モータ出力軸３６の絶対角度位置のみを示すエンコーダのビットパターンからは、車輪操舵軸８の絶対角度位置を知ることはできない。従って、図４に示すように、ＲＡＭ１１３（１２３）内に、ビットパターン変化の検出回数を計数するカウンタ（操舵軸角度位置カウンタ）を形成し、操舵軸角度位置（θ）をそのカウント数から求めるようにしてある。従って、操舵軸角度検出部１０３は機能的にはインクリメント型ロータリエンコーダに相当するものとみなすことができる。なお、モータ出力軸３６の絶対角度位置についてはビットパターンの種別により読み取ることができるから、そのビットパターンの変化順序をモニタすれば、モータ出力軸３６ひいては車輪操舵軸８の回転方向（すなわち、ハンドルを切る向きである）を知ることができる。従って、車輪操舵軸８の回転方向が正であれば上記のカウンタをインクリメントし、逆であればカウンタをデクリメントする。
【００５３】
ＰＷＭ制御方式は第一の方式と第二の方式の２通りがあり、ＰＷＭ方式選択フラグ（図４）のセット値を参照して随時切り替えられる。すなわち、電流検出値Ｉｓと基準値ＩＲとの比較により、Ｉｓ＜ＩＲとなる第一駆動状態（すなわち、モータが低負荷回転する状態）においては、図１４に示す第一の方式が採用される。他方、Ｉｓ＞ＩＲとなる第一駆動状態（すなわち、モータが高負荷回転する状態）においては、図１５に示す第二の方式が採用される。
【００５４】
既に説明した通り、相Ｕ，Ｖ，Ｗの各コイルは、Ｕ→Ｖ、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕの順で、各々一方の端にて結合され他方の端が通電端子とされた２相のコイルを対として通電がなされる。例えば、コイル対Ｕ→Ｖの通電時について考えると、図７のＨ型ブリッジ回路において、コイルＵ側である第一端子を直流電源の正極（第一極）に接続した極性と、コイルＶ側である第二端子を直流電源の負極（第二極）に接続した極性との２通りの電源接続極性がある。前者の極性では、スイッチｕ（ＦＥＴ７５）とスイッチｖ’（ＦＥＴ７８）とをＯＮにし、後者の極性では、スイッチｕ’（ＦＥＴ７６）とスイッチｖ（ＦＥＴ７７）とをＯＮにする。
【００５５】
図１４の第一の方式は、電圧印加の極性を一方に固定しつつ、コイル対の第一端子を車載バッテリー（直流電源）５７の第一極（例えば正極）に接続した状態で非スイッチングとし、第二端子を同じく第二極（例えば負極：接地接続も負極接続と概念的に等価とみなす）に接続した状態で、前述の処理にて決定されたデューティ比ηによりスイッチングする方式である。例えば図１４のＵ→Ｖ通電時のタイムチャートにおいては、コイルＵ側のスイッチｕ（ＦＥＴ７５）を連続的にＯＮとし、Ｖ側のスイッチｖ’（ＦＥＴ７８）をスイッチングしている。そして、Ｕ→Ｖ、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕと通電対象となるコイル対が切り替えられると、図のごとく、使用されるスイッチは対応するものが順次選択されて、同様のスイッチングがなされる。
【００５６】
この方式は既に詳述した通り、スイッチング制御のデッドタイムが生じないので、デューティ比ηの小さい低負荷回転時においても速度制御の直線性が良好である。しかし、電流センサ７０により電流検出を行なう際に、スイッチングに伴なうフライホイール電流の影響を受けやすいので、比較的大電流となる高負荷回転時の制御方式としては不向きである。このことは、各相の端子間電圧を計算してみることによっても、簡単に確認できる。一例として、Ｕ→Ｖ通電時で考え、各相の端子間電圧をＶＵ、ＶＶ、ＶＷとし、電源電圧ＶＳとすると、Ｕ相は常時ＯＮであるから
ＶＵ＝ＶＳ　‥‥（１）
である。また、Ｖ相はデューティ比ηにてスイッチングされるから、ＶＶは、ＯＮ時は接地レベルとなり、ＯＦＦ時は電源電圧と等しくなるから、平均的には
ＶＶ＝（１−η）ＶＳ　‥‥（２）
となる。そして、Ｕ相及びＶ相とスター結線されているＷ相は接地側が常時オープンであるから、ＶＷはＶＵとＶＶとの平均的な電圧レベルと等しくなる。すなわち、
ＶＷ＝（ＶＵ＋ＶＶ）／２　‥‥（３）
である。電流センサ７０による電流検出値Ｉｓは、３相の平均的な端子間電圧を反映したものとなるが、その値Ｖｍは、
Ｖｍ＝（３／２）ＶＳ×（２−η）　‥‥（４）
となり、受電する電源電圧が一定であっても、スイッチングのデューティ比ηによって、モータの端子間電圧自体が変化してしまうことがわかる。これは、前述のフライホイール電流の影響を受けるためである。しかし、デューティ比ηが小さい場合は影響が小さく、低負荷回転時においては問題にならない。
【００５７】
他方、図１５の第二の方式は、コイル対の第一端子を車載バッテリー（直流電源）５７の第一極に接続し第二端子を直流電源の第二極に接続した第一接続状態と、同じく第一端子を第二極に接続し第二端子を直流電源の第一極に接続した第二接続状態（つまり、第一接続状態と極性を反転した状態）とが交互に切り替わるようにスイッチングする方式である。例えば図１５のＵ→Ｖ通電時のタイムチャートにおいては、スイッチｖ及びｕ’（ＦＥＴ７７，７６）をＯＮとし、スイッチｖ’及びｕ（ＦＥＴ７８，７５）をＯＦＦした第一接続状態と、ＯＮ／ＯＦＦを逆転させた第二接続状態とを交互に切り替えている。そして、第一接続状態の継続時間τと第二接続状態の継続期間τ’との和が一定とされ、それらτとτ’との時間比率によりスイッチングのデューティ比ηが設定される。ここでも、Ｕ→Ｖ、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕと通電対象となるコイル対が切り替えられると、図のごとく、使用されるスイッチは対応するものが順次選択されて、同様のスイッチングがなされる。
【００５８】
この方式は、スイッチング制御のデッドタイムを生じるが、フライホイール電流の影響を受けにくいので、デューティ比ηの大きい高負荷回転時において、電流センサ７０による電流検出を高精度にて行なうことができる利点がある。以下、各相の端子間電圧の計算により、このことを確認する。同様に、Ｕ→Ｖ通電時で考え、各相の端子間電圧をＶＵ、ＶＶ、ＶＷとし、電源電圧ＶＳとすると、Ｕ相とＶ相はデューティ比η及び１−ηにてスイッチングされるから、それぞれ平均的には、
ＶＵ＝η・ＶＳ　‥‥（５）
及び
ＶＶ＝（１−η）ＶＳ　‥‥（６）となる。
ＶＷはＶＵとＶＶとの平均的な電圧レベルと等しくなるので、
ＶＷ＝（ＶＵ＋ＶＶ）／２　‥‥（７）
である。３相の端子間電圧の合計（すなわち、３相の平均端子間電圧値を反映した値である）を計算すると、その値Ｖｍは、
Ｖｍ＝（３／２）ＶＳ　‥‥（８）
となり、スイッチングのデューティ比の影響を全く受けないことがかわる。
【００５９】
次に、図１３ではＳ２１０に進み、故障判定処理となる。この故障判定処理の主体となる故障判定手段の機能は、主ＣＰＵ１１１（操舵制御部１００）がＲＯＭ１１２に格納された故障判定プログラムによって実現する（もちろん、副ＣＰＵ１２１側でも同じ処理を行なうようにしてもよい）。具体的には、図７において、３相ｕ，ｖ，ｗの各端子電圧を検出することにより故障判定がなされる。図１９に示すように、各端子ｕ，ｖ，ｗの電圧は、分圧抵抗１５０，１５１を介して主マイコン１１０の入出力インターフェース１１４のＡ／Ｄポートに入力している。なお、いずれの端子電圧もスイッチングにより断続波形となるので、本実施形態では、近接する複数個の端子電圧サンプリング値を平均化して用いる。なお、信号入力線には、ノイズ除去用のコンデンサ１５３が並列接続されている。
【００６０】
本実施形態においては、操舵軸駆動モータ６は３相ブラシレスモータであり、３相の通電端子ｕ，ｖ，ｗの各端子電圧の検出値をＶｕ、Ｖｖ及びＶｗとする。前記した（１）〜（３）あるいは（５）〜（７）に示すように、第一の方式及び第二の法式のいずれを採用した場合でも、各端子電圧の検出値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを電圧の大小順に配列したときの各値をＶ１、Ｖ２及びＶ３（ただし、Ｖ１≧Ｖ２≧Ｖ３）とすれば、（３）及び（７）より、モータが正常であれば、
（Ｖ１＋Ｖ３）／２＝Ｖ２　‥‥（９）
なる関係が成り立つことになる。種々の誤差要因により、（Ｖ１＋Ｖ３）／２とＶ２とが厳密に一致することはまれであるが、一定の許容範囲を設定すれば、両者はほぼ一致するといえる。そこで、故障判定手段は、Ｖ１＋Ｖ３と２Ｖ２とが、予め定められた許容範囲内にて互いに一致するか否かを調べる判定演算を行ない、その演算結果に基づいて故障判定を行なうことができる。
【００６１】
図２０は、その処理の一例を示すものである。この処理の概略は、端子電圧の検出値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗのうち、任意に選択された２つを加算した値をＶｍとし、残り１つの値をＶｒとしたとき、Ｖｍと２Ｖｒとが、予め定められた範囲内にて互いに一致するか否かを調べる判定演算を、Ｖｍ算出のために選択する２つの検出値の組合せを変更しながら行なう点にある。そして、Ｖｍと２Ｖｒとが一致する演算結果が全く得られなかった場合に、操舵軸駆動モータ６を故障と判定する。Ｄ１０とＤ１１はＵ→Ｗ相通電あるいはＷ→Ｕ相通電を仮定した場合であり、Ｄ１３とＤ１４はＶ→Ｗ相通電あるいはＷ→Ｖ相通電を仮定した場合であり、Ｄ１６とＤ１７はＵ→Ｖ相通電あるいはＶ→Ｕ相通電を仮定した場合である。そして、故障判定の次のサンプリングまでにある程度時間を確保できることを利用して、得られた端子電圧の検出値の組Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに対し、サンプリング時の通電相を種々に仮定し、各通電相に適合する判定演算パターン（Ｄ１２，Ｄ１５，Ｄ１８）に次々と当てはめて演算を行なっている。判定演算パターンは前記した（９）式に従うものであり、通電に関与する２相の端子電圧の合計から関与しない１相の端子電圧の２倍を減じた値の絶対値が、許容範囲を与える閾値ε以下になっているかどうかを調べるものである。
【００６２】
この演算の過程で、いずれかの通電相で閾値ε以下となる結果が得られれば直ちに異常なしと判断し、故障対応処理を特に何も行なわずに故障判定処理を終了する。他方、閾値ε以下となる結果が得られなかった場合は、Ｄ１９〜Ｄ２１のいずれかにおいて故障判定及び出力を行なう。操舵制御部１００は、この結果を受けて、例えばロック機構１９のロック状態へ切り替える処理を行なう。なお、Ｖ１＋Ｖ３と２Ｖ２とが一定の許容範囲にて一致するか否かは、（９）式に直接対応した演算を行なう以外にも、数学的には種々の代替アルゴリズムが可能であり、実質的に等価な判定結果が得られる限り、そのいずれを採用してもよい。例えば、（Ｖ１＋Ｖ３）と２Ｖ２との比を演算する方法を採用してもよい。
【００６３】
上記の方法は、通電相を特定しなくとも故障判定できるので、汎用ＣＰＵを用いても、問題なく故障判定を行なうことができる。他方、高性能ＣＰＵにより、通電相と端子電圧検出値との対応関係が保障されたリアルタイム処理が可能な場合は、図２１に示すように、モータ６に設けられた角度センサ（例えば図５のホールＩＣ）により通電相を特定し（Ｄ２１０，Ｄ２１２，Ｄ２１４）、通電相に対応する判定演算パターンを選択し（Ｄ２１１，Ｄ２１３，Ｄ２１５）、その選択された判定演算パターンに端子電圧の検出値の組を適用して判定演算を行なうことができる。この場合、通電相を特定しているので、Ｖ１＋Ｖ３と２Ｖ２とが一致しない演算結果が得られれば、直ちに故障と判定して処理を終了する。
【００６４】
なお、Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを大小順にソートしてＶ１、Ｖ２及びＶ３（ただし、Ｖ１≧Ｖ２≧Ｖ３）とする処理を行なうようにすれば、Ｖ１＋Ｖ３と２Ｖ２との比較演算処理を１回行なうだけで故障判定することも可能である。
【００６５】
また、判定演算の結果には故障の有無に係る定性的な情報だけでなく、故障発生した相種別を特定可能な情報が含まれていることがあり、これを用いて故障発生相を特定する処理を行なうことができる。図２２に、ＰＷＭ制御の第一の方式が設定されている場合について、その処理例を示している。Ｄ１１０では、Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを大小順にソートしてＶ１、Ｖ２及びＶ３とする。そして、Ｄ１１１では、前記した（９）式に従う判定演算処理を行なう。Ｖ１＋Ｖ３と２Ｖ２とが（閾値εの範囲で）一致していれば正常であるから、故障判定処理を終了する。他方、一致していなければＤ１１２以降に進み、故障発生相を特定する処理を行なう。通電相の端子電圧がＶ１とＶ３であった場合、Ｖ１に対応する相が断線していると、Ｖ１の端子はバッテリーから受電する状態には変化がないから、その値はバッテリー電圧Ｖｓに等しくなる。しかし、Ｖ３の相とこれに中性点を介してつながったＶ２の相とは、バッテリー側のＶ１の相と断線により遮断されているので、端子電圧はゼロとなる。従って、Ｄ１１２に示すように、閾値をεとして、
｜Ｖ１−Ｖｓ｜＜ε　‥‥（１０）
Ｖ２＜ε　‥‥（１１）
Ｖ３＜ε　‥‥（１２）
が同時に成り立っているかどうかを調べる演算を行い、成り立っている場合にはＶ１の相に断線が生じていると判定・出力する。
【００６６】
また、Ｖ２に対応する相が断線していると、通電に関与する相Ｖ１とＶ３はいずれも正常であるから、（１）及び（２）より、Ｖ１とＶ３はそれぞれＶｓ及び（１−η）Ｖｓとなる。しかし、正常なら両者の平均値となるＶ２は、断線によりバッテリーから遮断されているのでゼロとなる。従って、Ｄ１１４に示すように、閾値をεとして、
｜Ｖ１−Ｖｓ｜＜ε　‥‥（１３）
Ｖ２＜ε　‥‥（１４）
｜Ｖ３−（１−η）Ｖｓ｜＜ε‥‥（１５）
が同時に成り立っているかどうかを調べる演算を行い、成り立っている場合にはＶ２の相に断線が生じていると判定・出力する。
【００６７】
さらに、Ｖ３に対応する相が断線していると、Ｖ１の端子はバッテリーから受電する状態には変化がないから、その値はバッテリー電圧Ｖｓに等しくなる。しかし、Ｖ３の相は断線によりバッテリーから遮断されているので、端子電圧はゼロとなる。また、正常ならＶ１とＶ３の平均値となるＶ２は、Ｖ３が断線により切り離されているのでＶ１と同電位、つまりＶｓとなる。従って、Ｄ１１６に示すように、閾値をεとして、
｜Ｖ１−Ｖｓ｜＜ε　‥‥（１６）
｜Ｖ２−Ｖｓ｜＜ε　‥‥（１７）
Ｖ３＜ε　‥‥（１８）
が同時に成り立っているかどうかを調べる演算を行い、成り立っている場合にはＶ３の相に断線が生じていると判定・出力する。
【００６８】
次に、第二の方式においては、　（８）に示すように、３つの相の合計（平均）電圧が、デューティ比ηによらずバッテリー電圧Ｖｓを用いて一義的に定まる特徴がある。そこで、Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗの値を演算することによっても故障判定することが可能である。図２３はその例を示すもので、Ｄ２０でＶｍ＝Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗを求め、Ｄ２１において（８）に従い、（３／２）Ｖｓと比較する。そして、その演算結果が閾値εを超えている場合に異常と判定してＤ２２に進み、故障判定・出力を行なう。
【００６９】
また、第二の方式においても、故障発生相を特定する処理を行なうことができる。その例を図２４に示している。Ｄ１２０及びＤ１２１は、図２３のＤ２０及びＤ２１と同じである。そして、Ｄ１２１で演算結果が閾値εを超えている場合、Ｄ１２２以降に進む。まず、（５）〜（７）からも明らかなように、この方式においては、モータが正常であれば、デューティ比ηが１にならない限り、Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗはいずれもゼロになることがない。しかし、通電に関与していない相に断線が発生した場合は、その相に端子はバッテリーから切り離されるので、端子電圧がゼロとなる。そこで、Ｄ１２２では、Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗのうち閾値ε以下となるものがあるかどうかを探し、あればその相に断線が生じていると判定・出力する。
【００７０】
他方、通電に関与している相（以下、通電関与相という）に断線が発生した場合は、次のようにする。すなわち、通電に関与しない相（以下、非通電関与相という）の端子電圧は、正常であれば、　（５）〜（７）から明らかなようにＶｓ／２となるが、通電関与相のどちらかに断線が生ずると、非通電関与相の端子電圧は、断線が生じていない通電関与相の端子電圧に等しくなる。従って、断線を生じた相だけが、正常な２つの相とは異なる端子電圧を示すので、故障発生相を特定することができる。本実施形態では、Ｄ１２４でデューティ比ηをリードし、Ｄ１２５において、Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗからそれぞれηＶｓを減じて、各差分値をΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗとし、Ｄ１２６では、それらΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗのうち、閾値ε以下となっているものを調べる。端子電圧がηＶｓとなる通電相が正常であれば、ΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗのうち２つはゼロに近い値となるので、Ｄ１２７において、ΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗのうち閾値ε以下とならなかった相を断線と判定・出力する。他方、端子電圧がηＶｓとなる通電相が断線であれば、ΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗのうち１つのみゼロに近い値となるので、Ｄ１２８において、ΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗのうち、閾値ε以下となった相を断線と判定・出力する。
【００７１】
なお、異常発生相（断線相）の特定を行なわない場合は、第一の方式と第二の方式のいずれにおいても、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの大小関係、ひいては（９）の判定演算に基づいて故障判定できるので、図２０あるいは図２１に示す故障判定処理を、両方式に共通に使用することができる。しかし、例えば、図２１に示すような通電相特定を行なわず、しかも異常発生相（断線相）の特定を行ないような場合は、第一の方式と第二の方式とで故障判定処理の方式を切り替えること、例えば図２２に示す方式と、図２４に示す方式とを、選択されているＰＷＭ通電の方式に応じて切り替えることが有効である。
【００７２】
図１２に戻り、Ｓ３ではイグニッションスイッチがＯＦＦされているかどうかを確認し、もしＯＦＦされている場合はＳ４の終了処理となる。すなわち、イグニッションスイッチがＯＦＦになっている場合は、自動車の運転が終了したことを意味するから、主マイコン１１０において操舵軸角度位置カウンタに記憶されている、車輪操舵軸８の終了角度位置を読み出し、これをＥＥＰＲＯＭ１１５に格納し、さらに、ＲＡＭ１１３に設けられたデータ書込み完了フラグをセットして処理を終了する。
【００７３】
（実施の形態２）
この実施形態では、モータ通電電流とは無関係に、次のような単一のＰＷＭ制御を採用する。すなわち、通電相に係る２つのコイルの第一端子を直流電源（バッテリー）の第一極に接続した状態で非スイッチングとし、第二端子を直流電源の第二極に接続した状態で、デューティ比ηが可変の第一の周期にてスイッチングする第一通電状態と、第一端子を直流電源の第一極に接続した状態でデューティ比ηが可変の第一の周期にてスイッチングし、第二端子を直流電源の第二極に接続した状態で非スイッチングとする第二通電状態と、を第二の周期にて交互に繰り返す。この方式は、第一通電状態と第二通電状態とを個別に見ると、いずれも前述の極性非反転型ＰＷＭ方式になっている。従って、低速領域での制御性がよく振動も生じにくい。また、第一通電状態と第二通電状態とおそれぞれにおいてフライホイール電流が発生するが、スイッチングを行なう端子が互いに逆になっているため、モータドライバ内を流れるフライホイール電流の経路は、上記の第一通電状態と第二通電状態とで互いに相違する（例えばＨ型ブリッジにて構成されたモータドライバ内においては上段と下段）。従って、上記の第一通電状態と第二通電状態とを交互に繰り返すことにより、フライホイール電流の経路が交互に切り替わり、モータに通電される電流検出への影響を軽減することができる。その結果、高負荷回転時の電流検出を常に正確に行なうことができ、かつ、低負荷回転時のモータの制御性向上あるいは振動抑制も両立することができる。
【００７４】
なお、第二周期をなす第一通電状態と第二通電状態との各継続期間は必要に応じて互いに異なる値に設定することもできる。しかし、第一通電状態と第二通電状態との継続期間を互いに等しく設定しておくと、モータの端子電圧がデューティ比による変動を受けなくなり、端子電圧に基づいた故障判定が行ないやすくなる利点が新たに生ずる。また、スイッチング制御の処理をより簡便に行なうことができる。
【００７５】
以下、具体例を説明する。図２５は、操舵制御部の回路構成であり、多くが図４と共通しているが、ＰＷＭ制御方式の切替えを行なわないので、電流検出値Ｉｓの基準値ＩＲとの比較を行なう比較器１０４が省略されている。また、ＲＡＭ１１３内にはＰＷＭ方式選択フラグが設けられていない。
【００７６】
以下、その動作について、実施の形態１との相違点を中心に説明する。
図２６は、本実施形態におけるＰＷＭ制御方式を概念的に示すタイミングチャートである。相Ｕ，Ｖ，Ｗの各コイルは、Ｕ→Ｖ、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕの順で、各々一方の端にて結合され他方の端が通電端子とされた２相のコイルを対として通電がなされる。例えば、コイル対Ｕ→Ｖの通電時について考えると、図７のＨ型ブリッジ回路において、コイルＵ側である第一端子を直流電源の正極（第一極）に接続し、コイルＶ側である第二端子を直流電源の負極（第二極）に接続する。そして、第二端子をデューティ比ηが可変の第一の周期ｔ０にてスイッチングする第一通電状態Ｐ１と、第一端子を同じくデューティ比ηで第一の周期ｔ０にてスイッチングする第二通電状態Ｐ２とが交互に繰り返される。第一通電状態Ｐ１では、スイッチｕ（ＦＥＴ７５）を連続的にＯＮにし、スイッチｖ’（ＦＥＴ７８）をデューティ比ηにてスイッチングする。また、第二通電状態Ｐ２では、スイッチｖ’（ＦＥＴ７８）を連続的にＯＮにし、スイッチｕ（ＦＥＴ７５）をデューティ比ηにてスイッチングする。他のスイッチは全てＯＦＦである。そして、Ｕ→Ｖ、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕと通電対象となるコイル対が切り替えられると、図のごとく、使用されるスイッチは対応するものが順次選択されて、同様のスイッチングがなされる。なお、第一通電状態Ｐ１の継続時間Ｔ１と、第二通電状態Ｐ２の継続時間Ｔ２とは互いに等しく設定されている。このようなスイッチング処理は、図４の主ＣＰＵ１１１により、図２７のフローチャートに従いソフト的に実行される（図２７では、Ｕ→Ｖ通電時のフローのみ示しているが、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕ通電時も、使用するスイッチが異なるのみで（図２６参照）、基本的に同様の処理となる）。図２７のようなＰＷＭ制御ルーチンは、図１３の操舵制御処理の１ジョブとして組み入れられる（例えばＳ２０８の直後など）。
【００７７】
図２６において、第一通電状態Ｐ１と第二通電状態Ｐ２とは、いずれも極性非反転型ＰＷＭ方式になっているので、低速領域での制御性がよく振動も生じにくい。また、図２８の右にモータドライバ１８の模式回路図を示しているが、第一通電状態Ｐ１においてはスイッチｖ’がＯＮ／ＯＦＦされ、ＯＦＦ切替え時に発生するフライホイール電流の経路は▲２▼であり、ドライバ１８の回路をなすＨ型ブリッジの上段を流れる。他方、第二通電状態Ｐ２においてはスイッチｕがＯＮ／ＯＦＦされ、ＯＦＦ切替え時に発生するフライホイール電流の経路は▲４▼であり、ドライバ１８の回路をなすＨ型ブリッジの下段を流れる。また、ＯＮ時の通電経路は▲１▼▲３▼で、同じである。従って、第一通電状態Ｐ１と第二通電状態Ｐ２とが交互に繰り返されると、フライホイール電流の経路が交互に切り替わり、モータ６側に戻る成分が軽減されて、電流センサ７０による電流検出への影響を軽減することができる。その結果、高負荷回転時の電流検出精度が高く、他方、極性非反転型ＰＷＭ方式が基本であるから、低負荷回転時のモータの制御性がよく、振動も生じにくい。
【００７８】
さらに、この方式では、モータの端子電圧がデューティ比による変動を受けないので、端子間電圧に基づいた故障判定も行ないやすい。一例として、Ｕ→Ｖ通電時で考え、各相の端子間電圧をＶＵ、ＶＶ、ＶＷとし、電源電圧ＶＳとする。電源側のＵ相は、ＯＮ時に電源電圧ＶＳと等しくなり、ＯＦＦ時に接地レベル（つまり、０Ｖ）となる点に注意すれば、第一通電状態Ｐ１では連続ＯＮなのでＶＵ＝ＶＳであり、第二通電状態Ｐ２では、デューティ比ηにてスイッチングされるので、ＶＵ＝η×ＶＳとなる。従って、全体の平均としては、
ＶＵ＝（ＶＳ＋η×ＶＳ）／２＝ＶＳ（１＋η）　‥‥（１９）
となる。
【００７９】
また、接地側のＶ相は、ＯＮ時に接地レベルとなり、ＯＦＦ時に電源電圧ＶＳと等しくなる点に注意すれば、第二通電状態Ｐ２では連続ＯＮなので０Ｖであり、第一通電状態Ｐ１では、デューティ比ηにてスイッチングされるので、ＶＶ＝（１−η）ＶＳとなる。従って、全体の平均としては、
ＶＶ＝｛０＋（１−η）×ＶＳ）／２＝（１−η）ＶＳ／２　‥‥（２０）
となる。そして、Ｕ相及びＶ相とスター結線されているＷ相は接地側が常時オープンであるから、ＶＷはＶＵとＶＶとの平均的な電圧レベルと等しくなる。すなわち、
ＶＷ＝（ＶＵ＋ＶＶ）／２　‥‥（２１）
である。上記（１９）〜（２１）より、３相の合計（平均）端子間電圧Ｖｍを計算すると、その値は、
Ｖｍ＝（３／２）ＶＳ　‥‥（２２）
となり、スイッチングのデューティ比ηの影響を全く受けないことがかわる。なお、（１９）及び（２０）は、いずれも第一通電状態Ｐ１の継続時間Ｔ１と、第二通電状態Ｐ２の継続時間Ｔ２とが互いに等しいことを前提にしており、Ｔ１≠Ｔ２のときは平均的な端子間電圧にデューティ比ηがパラメータとして残ってしまい、多かれ少なかれ影響を受けることになる。
【００８０】
なお、フライホイール電流の影響は、第一通電状態Ｐ１あるいは第二通電状態Ｐ２のそれぞれにおけるスイッチングの回数が少ないほど軽減される。例えば、図２８に示すタイミングチャートでは、各通電状態Ｐ１あるいはＰ２でのスイッチング回数が最小回数である１回にとどめられている。他方、本実施形態においては、図１５のＰＷＭ制御処理が図１３の操舵制御処理の１ジョブとして組み入れられ、第一通電状態Ｐ１と第二通電状態Ｐ２との各スイッチング処理が、操舵制御処理の１周期毎に交互に繰り返されるようになっている。従って、第一通電状態Ｐ１と第二通電状態Ｐ２との各スイッチング回数を１回として、切れ目無く処理を継続するためには、そのスイッチングの１周期が、操舵制御処理の１周期に対応したものとなるように設定されなければならない。
【００８１】
故障判定処理は、例えば故障の有無のみを判定したい場合は、図２０と全く同じ方式を採用できる。また、（２２）より、端子電圧の和に基づく図２３の方式を採用してもよい。他方、故障発生相を特定したい場合は、図２４の方式を用いればよい。ただし、通電関与相に断線が発生した場合の扱い（Ｄ１２２〜Ｄ１２８）については、（１９）及び（２０）より、Ｄ１２５において、Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗからそれぞれ｛（１−η）／２｝Ｖｓ（又は｛（１＋η）／２｝Ｖｓ）を減じて、各差分値をΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗとし、Ｄ１２６では、それらΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗのうち、閾値ε以下となっているものを調べる。端子電圧が｛（１−η）／２｝Ｖｓとなる通電相が正常であれば、ΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗのうち２つはゼロに近い値となるので、Ｄ１２７において、ΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗのうち閾値ε以下とならなかった相を断線と判定・出力する。他方、端子電圧が｛（１＋η）／２｝Ｖｓとなる通電相が断線であれば、ΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗのうち１つのみゼロに近い値となるので、Ｄ１２８において、ΔＶｕ、ΔＶｖ及びΔＶｗのうち、閾値ε以下となった相を断線と判定・出力する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の車両用操舵制御システムの全体構成を模式的に示す図。
【図２】駆動部ユニットの一実施例を示す縦断面図。
【図３】図２のＡ−Ａ断面図。
【図４】本発明の車両用操舵制御システムの、実施の形態１に係る電気的構成の一例を示すブロック図。
【図５】本発明の実施形態に使用する３相ブラシレスモータの動作説明図。
【図６】電流センサの回路例を示す図。
【図７】３相ブラシレスモータのドライバ部分の一例を示す回路図。
【図８】図５の３相ブラシレスモータに使用するロータリエンコーダの説明図。
【図９】舵角変換比と車速との関係を与えるテーブルの模式図。
【図１０】車速に応じて舵角変換比を変化させるパターンの一例を示す模式図。
【図１１】モータ電源電圧と角度偏差Δθとによりデューティ比を決定するための二次元テーブルの模式図。
【図１２】本発明の車両用操舵制御システムにおけるコンピュータ処理の主ルーチンの一例を示すフローチャート。
【図１３】図１２の操舵制御処理の詳細の一例を示すフローチャート。
【図１４】実施の形態１に係る、ＰＷＭ制御の第一の方式の例を示すタイムチャート。
【図１５】実施の形態１に係る、ＰＷＭ制御の第二の方式の例を示すタイムチャート。
【図１６】ＰＷＭ制御の第二の方式においてデッドタイムが発生する理由を説明する図。
【図１７】第二の方式のデューティ比とモータ電流との関係を模式的に示す図。
【図１８】第一の方式のデューティ比とモータ電流との関係を模式的に示す図。
【図１９】操舵軸駆動モータの端子電圧を検出する回路の説明図。
【図２０】故障判定処理の第一例を示すフローチャート。
【図２１】故障判定処理の第二例を示すフローチャート。
【図２２】故障判定処理の第三例を示すフローチャート。
【図２３】故障判定処理の第四例を示すフローチャート。
【図２４】故障判定処理の第五例を示すフローチャート。
【図２５】本発明の車両用操舵制御システムの、実施の形態２に係る電気的構成の一例を示すブロック図。
【図２６】実施の形態２に係る、ＰＷＭ制御方式の例を示すタイムチャート。
【図２７】図２６のスイッチングパターンをソフト的に実行するための処理例を示すフローチャート。
【図２８】図２６のＰＷＭ制御方式によるＨ型ブリッジ回路に生ずるフライバック電流の概念説明図。
【符号の説明】
３　ハンドル軸
６　モータ（アクチュエータ）
８　車輪操舵軸
５８　シャント抵抗
７０　電流センサ
１００　操舵制御部
１１０　主マイコン（ＰＷＭ制御切替え手段、モータ作動制限手段、故障判定手段）
１０１　ハンドル軸角度検出部
１０３　操舵軸角度検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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