(57)【要約】【課題】モータ電流センサを用いずにモータ電流情報を検出する同期モータ制御装置の提供。【解決手段】ＰＷＭ信号に同期したＡＤ変換器によって、一定の時間間隔で第１のＡＤ変換と第２のＡＤ変換とを行い、該ＡＤ変換した第１の直流電流情報と、第２の直流電流情報とを基にインバータ回路の出力電流を再現して同期モータを制御する。その際、相電圧の差が小さくパルス間隔が短い時は、ＰＷＭキャリア周波数を下げる。さらに、検出不可能なパルス間隔の場合は、過去に検出したモータ電流も用いてインバータ回路の出力電流を再現する。【選択図】　図１
2004064903.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を複数の電力半導体スイッチング素子によって３相交流電圧に変換して同期モータを駆動するＰＷＭ制御型インバータ回路と、指令速度に従って制御処理を行う制御回路と、前記インバータ回路を駆動するドライバと、前記インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流検出器とを具備した同期モータの制御装置において、
前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と、該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて、前記ＰＷＭ信号に同期して、一定の時間間隔で第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行い、該アナログデジタル変換した第１の直流電流情報と、第２の直流電流情報とを基に前記インバータの出力電流を再現して同期モータを制御することを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の同期モータの制御装置において、前記一定の時間間隔内に、前記インバータが出力する３相交流電圧で中間の大きさの電圧である相の電力半導体スイッチング素子がスイッチングすることを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
前記一定の時間間隔が、前記インバータ回路の直列接続された２つの電力半導体スイッチング素子対が同時に導通することを避けるために設けたデットタイム期間と、前記電力半導体スイッチング素子がスイッチングした時に発生する直流電流の高周波振動が減衰するまでの期間との和の時間より長いことを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項４】
請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
前記ＡＤ変換部が、複数の独立したアナログデジタル変換ユニットを備え、前記直流電流検出器の出力が該複数のアナログデジタル変換ユニットにそれぞれ接続され、前記一定の時間間隔で、前記複数のアナログデジタル変換ユニットを起動して、前記第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行うことを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項５】
請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
前記ＡＤ変換部は、１つのアナログデジタル変換ユニットと、前記直流電流検出信号を含む、複数のアナログ信号を該アナログデジタル変換ユニットに接続する入力信号選択手段とを備えていて、前記複数のアナログ信号を予め設定した順番で前記アナログデジタル変換ユニットに入力し、直流電流検出信号を、前記一定の時間間隔で少なくとも２回アナログデジタル変換することを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項６】
請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
前記一定の時間間隔以外の時点で、直流電源の正端子側に接続したインバータ回路の電力半導体スイッチング素子がいずれも導通する時点、もしくは負端子間に接続した電力半導体スイッチング素子がいずれも導通する時点、あるいは６個のスイッチング素子がいずれもオフとなる時点でアナログデジタル変換を行って第３の直流電流情報を得て、前記第１の直流電流情報と前記第３の直流電流情報の差と、前記第２の直流電流情報と第３の直流電流情報との差と、前記ＰＷＭ信号情報とを基に前記インバータ回路の出力電流を再現して同期モータを制御することを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項７】
請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
前記インバータ回路の出力周波数が低い時に前記ＰＷＭ信号の周期を長くし、前記インバータ回路の出力周波数が高い時には前記ＰＷＭ信号の周期を短くすることを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項８】
請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
前記ＰＷＭ信号の周期を、前記インバータ回路が出力する３相交流電圧の任意の２つの相電圧の差が小さい位相では長くし、前記インバータ回路が出力する３相交流電圧の任意の２つの相電圧の差が大きい位相では短くし、かつ前記インバータ回路の出力周波数の１／６周期内で前記長短の変化をさせることを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項９】
請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
前記インバータ回路が出力する３相交流電圧の任意の２つの相電圧の差が相対的に大きい位相では、前記第１の直流電流情報と前記第２の直流電流情報とから、現時点のインバータ回路の出力電流を再現し、
前記インバータ回路が出力する３相交流電圧の任意の２つの相電圧の差が相対的に小さい位相では、前記第１もしくは前記第２の直流電流情報と、現時点以前に得た再現インバータ回路電流とに基づいて現時点のインバータ回路の出力電流を推定して再現して同期モータを制御することを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項１０】
請求項１に記載の同期モータの制御装置において、
前記インバータ回路が出力する３相交流電圧の任意の２つの相電圧の差が相対的に大きい位相では、前記第１直流電流情報あるいは前記第２の直流電流情報と、過去に得た再現インバータ回路電流とから現時点の前記インバータの出力電流を再現し、
前記インバータ回路が出力する３相交流電圧の任意の２つの相電圧の差が相対的に小さい位相では、過去に得た再現インバータ回路電流から現時点の前記インバータ回路の出力電流を推定して同期モータを制御することを特徴とする同期モータの制御装置。
【請求項１１】
パッケージに、直流電圧を３相交流電圧に変換して同期モータを駆動するインバータ回路と、指令速度に従って制御処理を行う制御回路と、前記インバータ回路を駆動するドライバとを含む同期モータの制御モジュールにおいて、
前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と、該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて、前記ＰＷＭ信号に同期して、一定の時間間隔で第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行い、該アナログデジタル変換した第１の直流電流情報と、第２の直流電流情報とを基に前記インバータの出力電流を再現して同期モータを制御することを特徴とする同期モータの制御モジュール。
【請求項１２】
冷媒を圧縮する圧縮機を備えた室外機と、圧縮した冷媒を断熱膨張させる室内機とを備えた空調機において、
前記圧縮機を駆動する同期モータの制御装置が、直流電圧を３相交流電圧に変換して同期モータを駆動するインバータ回路と、該インバータ回路に流れる直流電流を検出する電流検出手段と、指令速度に従って制御処理を行う制御回路と、前記インバータ回路を駆動するドライバとを具備し、
前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と、該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて、
前記ＰＷＭ信号に同期して、一定の時間間隔で第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行い、該アナログデジタル変換した第１の直流電流情報と、第２の直流電流情報とを基に前記インバータの出力電流を再現して同期モータを制御することを特徴とする空調機。
【請求項１３】
冷蔵室と、冷凍室と、冷媒を圧縮する圧縮機と、凝縮器と、冷凍室用蒸発器と、冷蔵室用蒸発器とを備えた冷蔵庫において、
前記圧縮機を駆動する同期モータの制御装置が、直流電圧を３相交流電圧に変換して同期モータを駆動するインバータ回路と、該インバータ回路に流れる直流電流を検出する電流検出手段と、指令速度に従って制御処理を行う制御回路と、前記インバータ回路を駆動するドライバとを具備し、
前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と、該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて、前記ＰＷＭ信号に同期して、一定の時間間隔で第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行い、該アナログデジタル変換した第１の直流電流情報と、第２の直流電流情報とを基に前記インバータの出力電流を再現して同期モータを制御することを特徴とする冷蔵庫。
【請求項１４】
洗濯槽兼脱水槽と、該洗濯槽兼脱水槽の底部に配置した撹拌翼と、前記洗濯槽兼脱水槽を内蔵する外槽と、前記撹拌翼あるいは洗濯槽兼脱水槽を回転させる同期モータを備えた洗濯機において、
前記同期モータの制御装置が、直流電圧を３相交流電圧に変換して同期モータを駆動するインバータ回路と、該インバータ回路に流れる直流電流を検出する電流検出手段と、指令速度に従って制御処理を行う制御回路と、前記インバータ回路を駆動するドライバとを具備し、
前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と、該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて、
前記ＰＷＭ信号に同期して、一定の時間間隔で第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行い、該アナログデジタル変換した第１の直流電流情報と、第２の直流電流情報とを基に前記インバータの出力電流を再現して同期モータを制御することを特徴とする洗濯機。
【請求項１５】
塵埃を吸い込むための送風機を備えた本体と、塵埃を吸い込む吸口と、吸口と本体を連通させるホースあるいはパイプ部とを備えた掃除機において、
前記送風機を駆動する同期モータの制御装置が、直流電圧を３相交流電圧に変換して同期モータを駆動するインバータ回路と、該インバータ回路に流れる直流電流を検出する電流検出手段と、指令速度に従って制御処理を行う制御回路と、前記インバータ回路を駆動するドライバとを具備し、
前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と、該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて、前記ＰＷＭ信号に同期して、一定の時間間隔で第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行い、該アナログデジタル変換した第１の直流電流情報と、第２の直流電流情報とを基に前記インバータの出力電流を再現して同期モータを制御することを特徴とする掃除機。
【請求項１６】
直流電圧を複数の電力半導体スイッチング素子によってｎ（ｎ＞２の整数）相の交流電圧に変換して同期モータを駆動するＰＷＭ制御型インバータ回路と、指令速度に従って制御処理を行う制御回路と、前記インバータ回路を駆動するドライバと、前記インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流検出器とを具備した同期モータの制御装置において、
前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と、該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて、前記ＰＷＭ信号に同期して、一定の時間間隔で複数回のアナログデジタル変換を行い、該アナログデジタル変換した直流電流情報を基に前記インバータの出力電流を再現して同期モータを制御し、
前記ＰＷＭ信号の周期を、前記インバータ回路が出力する出力交流電圧の任意の２つの相電圧の差が小さい位相では長く、また大きい位相では短くなるようにインバータ回路の出力の１／（２ｎ）周期内で変化させることを特徴とする同期モータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石同期モータの回転速度を所望の回転速度に制御する制御装置と、この制御装置を用いた空調機，冷蔵庫，電気掃除機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石回転子と固定子巻線とを備えた永久磁石同期モータが、高効率であることから空調機，冷蔵庫，洗濯機等に広く用いられている。この永久磁石同期モータの駆動制御は、回転子の磁極位置とモータ電流の位相とを密接に関係付けて行うことが必要である。空調機等のコンプレッサ用モータの回転子の磁極位置検出には、ホール素子等の回転子位置検出センサを用いることなく該回転子の磁極位置を推定してモータ駆動する位置センサレス駆動方法が採用されている。
【０００３】
また、永久磁石同期モータを高い効率で運転するためには、位置情報に基づいてモータ誘起電圧とモータ電流の位相関係を最適にするためにベクトル制御理論を適用して、所望の電流位相となるように電圧位相を制御している。
【０００４】
特許第２７１２４７０号には、インバータ装置の順変換器部と逆変換器部との間に電流検出手段を設けて、モータに印加する各相の端子電圧の組み合わせ信号を発生する論理回路の信号でサンプルホールドし、モータ電流を検出する制御装置が開示されている。
【０００５】
特開２００１−１４５３９８号公報には、１つの相のモータ電流を検出して他の相を推定値を用いてトルク分電流と励磁分電流の瞬時値を求め、これらの平均値から前記の他の相の推定値を求める方法が開示されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来技術の位置センサレス駆動方法やベクトル制御では、モータ電流情報が必要であり、そのためにモータ電流センサを用いている。しかし、モータ電流センサは、ホール素子を用いたカレントトランス（ＣＴ）等、比較的高価であるために、モータ制御システムも高価になる。
【０００７】
前記特許第２７１２４７０号の方法では、論理回路の信号が発生してからでないと、サンプルホールド信号が作成されない欠点があった。また、この方法では、３つの相のうち２つの相の電流が時間差をおいて検出できるが、この２つの相の検出時間差を極力最小にする配慮に欠けていた。さらに、前記論理回路の信号幅が短くなってサンプルホールドできない場合の解決方法が示されていない。
【０００８】
前記特開２００１−１４５３９８号公報の方法では、インバータ装置の順変換器部と逆変換器部の間に電流検出手段を用いてモータ電流を検出する場合に、検出の可否と推定値との関連、および推定値と電圧位相との関連が示されていない。
【０００９】
さらに前記従来技術では、ＰＷＭインバータのＰＷＭ周波数を低くすると、その周波数に起因した成分の騒音がモータから発生するため、耳に聞こえない周波数として１６ｋＨｚ以上を選ぶ場合がある。しかし、このように可聴帯域以上の高い周波数で駆動するとインバータのスイッチング損失が増加して効率が悪化する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の同期モータ制御装置は、直流電圧を電力半導体スイッチング素子で交流電圧に変換して同期モータを駆動するインバータ回路と、指令速度に従って制御処理を行う制御回路と、前記インバータ回路を駆動するドライバと、前記インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流検出器とを具備し、前記制御回路が電力半導体素子をスイッチングする信号を作成するタイマ回路と、該スイッチング信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換（以下ＡＤ変換と略記する。）するＡＤ変換部とを備え、前記スイッチング信号に同期して、一定の時間間隔で複数回アナログデジタル変換を行い、アナログデジタル変換した複数の直流電流情報を基に前記インバータの出力電流を再現して同期モータを制御する。
【００１１】
本発明の同期モータ制御装置は、直流電流が流れていない位相もＡＤ変換し、その結果と直流が流れている位相でのＡＤ変換結果とを組み合わせて、直流電流検出回路の出力に含まれるオフセット電圧を除去している。
【００１２】
本発明の同期モータ制御装置は、ＰＷＭ信号のパルス幅を検出できるパルス幅に広げるためにキャリア周波数を変化させたり、また検出，過去に得た直流電流情報から再現したモータ電流とを組み合わせて、現時点のインバータの出力電流を推定する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の永久磁石同期モータを使用したモータ制御装置の実施例を、図１〜図１５を用いて説明する。
【００１４】
（実施例１）
図１は、本実施例の同期モータ制御装置のブロック図である。図１の同期モータ制御装置では、直流電源１の電圧を、パルス幅変調（ＰＷＭ）された交流電圧に変換して同期モータ３のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の固定子巻線に供給して同期モータ３を回転させるインバータ回路２と、速度指令信号に応じて前記同期モータ３の制御処理を行う制御回路４と、この制御回路４からの信号に従ってインバータ回路２を駆動するドライバ５と、直流電源１からインバータ回路２に流れる直流電流ＩＤＣを検出する抵抗器６とを備えている。前記制御回路４は、ワンチップマイクロコンピュータまたはこれを利用したハイブリットＩＣである。また、前記インバータ回路２は、図１に示す通り、直列接続された２つの半導体スイッチング素子対の３組が、それぞれ直流電源の正端子と負端子間に接続されたインバータであって、正端子側の上アーム側がＵ＋　，Ｖ＋　，Ｗ＋　、また負端子側の下アーム側がＵ−　，Ｖ−　，Ｗ−　である。インバータ回路の半導体スイッチング素子にはパワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを用いる。
【００１５】
制御回路４には、前記抵抗器６と一緒に直流電流検出回路を構成して、抵抗器６に発生する直流電流検出電圧６ａを増幅する増幅器７と、増幅器７の出力電圧７ａを、ＡＤ起動時間決定部１１から出力されるＡＤ変換起動時間１１ａに従い、サンプリングしてアナログ値をディジタル値に変換するＡＤ変換ユニットを備えたＡＤ変換部８と、ＡＤ変換値８ａを通電モード情報１９ａを基に、ゼロ電流情報９ａとモータ電流情報９ｂとに分けて出力する選択器９と、通電モード情報１９ａと、ＡＤ起動間隔設定器１２から出力されるＡＤ起動の時間間隔Ｔｗと、ＡＤ変換サンプリング時間設定器１３にて設定されるＡＤサンプリング時間１３ａとからＡＤ変換起動時間１１ａを決定するＡＤ起動時間決定部１１と、通電モード情報１９ａとゼロ電流情報９ａとモータ電流情報９ｂと３相モータ電流推定値１５ａとを基に、モータ電流を再現してモータ電流再現値１４ａを出力するモータ電流再現部１４と、モータ電流再現値１４ａを入力してｄ軸ｑ軸電流１６ａに変換する３φ／ｄｑ座標変換部１６と、ｄ軸ｑ軸電流１６ａを入力して平均値
２１ａを出力するフィルタ２１と、ｄ軸電流とｑ軸電流の平均値２１ａを入力して３相モータ電流推定値１５ａを出力するｄｑ／３φ逆変換部１５と、ｄ軸ｑ軸電流１６ａとモータ定数２０ａと指令速度とｄ軸電流指令とｑ軸電流指令とから、ｄ軸ｑ軸電流１６ａがそれぞれの指令と一致するようにモータへ印加するｄ軸ｑ軸モータ印加電圧情報１７ａを生成するモータ印加電圧生成部１７と、ｄ軸ｑ軸モータ印加電圧情報１７ａから座標逆変換して３相モータ印加電圧情報１８ａとキャリア周期データ１８ｂとを出力する座標逆変換／キャリア周期決定部１８と、３相モータ印加電圧情報１８ａとキャリア周期データ１８ｂとからＰＷＭ信号を生成するためのタイマ情報１９ｂとＡＤ変換起動時間１１ａの決定とモータ電流再現に必要な通電モード情報１９ａとを出力するＰＷＭ信号生成タイマ情報部１９と、ＰＷＭ信号生成タイマ情報１９ｂをドライバ５へのＰＷＭ信号２２ａに変換するＰＷＭ信号生成部２２とを備えている。
【００１６】
図２は、増幅器７の増幅特性図であって、直流電流ＩＤＣと増幅器７の出力電圧７ａとの関係を示す。直流電流ＩＤＣがＩＤＣｍａｘ　，０，ＩＤＣｍｉｎ　の場合に、増幅器の出力がそれぞれＶＩＤＣｍａｘ　，ＶＩＤＣ０，ＶＩＤＣｍｉｎ　を出力する。直流電流ＩＤＣが正負の範囲の値であるのに対して、ＡＤ変換部８が正電源でしか動作しないため、増幅器７は図２のようなオフセット電圧付きの増幅器としている。図２で、ＶＩＤＣ０がオフセット電圧であり、直流電流ＩＤＣが０の時の増幅器７の出力であるが、このオフセット電圧は、温度や部品バラツキにより変動するため、図２に示すようにＶＩＤＣｍａｘとＶＩＤＣｍｉｎも変動する。
【００１７】
例えば、ＡＤ変換部８が例えば５Ｖ電源で動作するＡＤ変換ユニットを備えている場合には、増幅器７に、直流電流が０Ａで、電源電圧の半分の電圧である
２．５Ｖ　をオフセット電圧にする。そして、後述の方法で、直流電流が流れないタイミングでもＡＤ変換部を動作させてオフセット電圧を第３の直流電流情報として確保する。
【００１８】
図３に、モータ印加電圧情報１８ａとキャリア信号とを模式的に表す。同期モータ３に正弦波状の電流を流す場合、インバータの出力電圧は正弦波電圧とする必要がある。このために、図３に示すように、三角波で示すキャリア信号と、モータ印加電圧情報１８ａである正弦波で示す信号波Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ　の交差する点で、スイッチングのオン・オフ信号いわゆるＰＷＭ信号２２ａをＰＷＭ信号生成部２２で生成し、この信号に応じてインバータ回路を構成する６個の半導体スイッチング素子をスイッチングさせて同期モータ３に正弦波電圧を印加する。その結果、同期モータ３に印加される相電圧は、正弦波で示す信号波Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ　の大きさに従って、交互に最大となる相および交互に最小になる相が１２０°毎に切り替わる。
【００１９】
図４は、図３の正弦波信号とキャリア信号を、キャリア信号の１周期に対して拡大した図であり、ＰＷＭ信号２２ａと直流電流ＩＤＣとの関係を示す。キャリア信号と各相の印加電圧情報１８ａの大きさとによって各電圧相毎にＰＷＭ信号２２ａの波形が決定される。ＰＷＭ信号２２ａがＨｉの時はインバータ回路２の上アームが導通し、Ｌｏｗの時は下アームが導通する。
【００２０】
ＰＷＭ信号生成タイマ情報部１９では、図３に示すモータ印加電圧情報１８ａである信号波Ｖｕ　，Ｖｖ　，Ｖｗ　を実現するように、各相の電圧を表す時間データと、キャリア信号周期を表す時間データとの４種類のタイマ情報１９ｂを決定する。ＰＷＭ信号生成部２２では、タイマ情報１９ｂに従って、アップダウン型のタイマを動作させて、各相の電圧を表す時間データとタイマ値とが一致した時点でオン・オフする信号を作成して、ＰＷＭ信号２２ａとする。
【００２１】
図５は、インバータ回路２の各オンモードにおける通電状態を示す。抵抗器６に流れる直流電流ＩＤＣに現れる情報は、インバータ回路２の通電状態によって時分割に変化する。これを図４に示す通電モード▲１▼から▲４▼の関係と合わせて説明する。
【００２２】
図５（ａ）および図４▲４▼に示すように、上アームが全てオンで下アームが全てオフの時、もしくは図５（ｂ）および図４▲３▼に示すように、上アームが全てオフで下アームが全てオンの時は、直流電流ＩＤＣは流れない。また、図５（ｃ）および図４▲１▼に示すように、上アームが２つオンで下アームが１つオンの時は、直流電流ＩＤＣには電圧最小相（ｋ相と呼ぶ。）のモータ電流情報が現れる。さらに、図５（ｄ）および図４▲２▼に示すように、上アームが１つオンで下アームが２つオンの時は、直流電流ＩＤＣには電圧最大相（ｉ相と呼ぶ。）のモータ電流情報が現れる。そして、これら電圧最大相と電圧最小相の電流は、キャリア信号の立上り側と立下り側の２箇所で観測でき、図３に示すように、インバータ出力周波数の６０°毎に相が切り替わる。
【００２３】
以下、図４▲１▼の通電モードの直流電流ＩＤＣ１（１）またはＩＤＣ１（２）を第１の直流電流情報、図４▲２▼の通電モードの直流電流ＩＤＣ２（１）またはＩＤＣ２（２）を第２の直流電流情報、図４▲３▼および▲４▼の通電モードの直流電流ＩＤＣ０（実際には０Ａ）を第３の直流電流情報として説明する。
【００２４】
また、増幅器７の出力電圧７ａの符号を、図４に示す対応する各直流電流の符号の頭にＶの符号を付けて、それぞれ、ＶＩＤＣ１（１）とＶＩＤＣ２（１）、およびＶＩＤＣ１（２）とＶＩＤＣ２（２），ＶＩＤＣ０とする。このＶＩＤＣ０は、図２で説明したオフセット電圧である。
【００２５】
また、同様に、各直流電流の符号に対して頭にＡＤの符号をつけて、ＡＤ変換値８ａを、ＡＤＩＤＣ１（１），ＡＤＩＤＣ１（２），ＡＤＩＤＣ２（１），ＡＤＩＤＣ２（２），ＡＤＩＤＣ０で表す。この場合、ＡＤＩＤＣ０が図１のゼロ電流情報９ａに相当し、モータ電流情報９ｂがＡＤＩＤＣ１（１），ＡＤＩＤＣ１（２），ＡＤＩＤＣ２（１），ＡＤＩＤＣ２（２）に対応して、それぞれが通電モード情報１９ａに従って選択器９で分離される。これらのＡＤ変換値８ａの検出タイミングは、ＡＤ起動時間決定部１１で通電モード情報１９ａに従って決定される。
【００２６】
本実施例では、ゼロ電流情報９ａに相当するＡＤＩＤＣ０は、キャリア信号の三角波の山側と谷側のタイミングにてＡＤ起動する。他の実施方法として、キャリア信号の谷側もしくは山側のタイミングで１周期に１回ＡＤ変換するか、またはインバータ回路２の停止中、すなわち６個のスイッチング素子が全てオフである時にＡＤ変換してもよい。
【００２７】
本実施例のＡＤ変換値、ＡＤＩＤＣ１（１），ＡＤＩＤＣ１（２），ＡＤＩＤＣ２（１），ＡＤＩＤＣ２（２）は、図４に示すように、キャリア信号の立上り側では、時間間隔Ｔｗで、電圧中間相が上アームオンから下アームオンにスイッチングする前後で、それぞれＡＤＩＤＣ１（１）とＡＤＩＤＣ２（１）を第１のシーケンスとして連続してＡＤ変換する。
【００２８】
また同様に、キャリア信号の立下がり側では、時間間隔Ｔｗで、電圧中間相が下アームオンから上アームオンにスイッチングする前後で、それぞれＡＤＩＤＣ１（２）とＡＤＩＤＣ２（２）を第２のシーケンスとして連続してＡＤ変換する。なお、どちらか１つのシーケンスとしてもよい。
【００２９】
本実施例では、このように、時間間隔Ｔｗで、できるだけ近いタイミングで２相分の電流検出を行い、下記（数１）式に示すモータ電流の総和がゼロとなる関係を用いて、３相分の電流情報を得る。
【００３０】
０＝Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（数１）
ここで、Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相のモータ電流である。これによって、３φ／ｄｑ座標変換部１６で回転座標系のｄ軸ｑ軸電流を座標変換する際に、モータ電流の検出位相ズレによって生じる誤差を低減できる。
【００３１】
次に、前記のタイミングで得たＡＤ変換値から、直流電流ＩＤＣ１（１）とＩＤＣ２（１）、およびＩＤＣ１（２）とＩＤＣ２（２）に対応したデジタル値を（数２）式から（数５）式で求める。ここで、各電流に対応したデジタル値を、各電流の符号の末尾に＿ｄｉｇの符号をつけて表す。
【００３２】
ＩＤＣ１（１）＿ｄｉｇ＝ＡＤＩＤＣ１（１）−ＡＤＩＤＣ０　　…（数２）
ＩＤＣ２（１）＿ｄｉｇ＝ＡＤＩＤＣ２（１）−ＡＤＩＤＣ０　　…（数３）
ＩＤＣ１（２）＿ｄｉｇ＝ＡＤＩＤＣ１（２）−ＡＤＩＤＣ０　　…（数４）
ＩＤＣ２（２）＿ｄｉｇ＝ＡＤＩＤＣ２（２）−ＡＤＩＤＣ０　　…（数５）
これらの（数２）式から（数５）式の演算は、図１のモータ電流再現部１４で実行される処理の１つである。
【００３３】
実際のインバータ回路２を駆動する場合には、上アームと下アームが同時にオンしないようにＰＷＭ信号にはデットタイムが設定しており、さらに、インバータ回路２の半導体スイッチング素子がスイッチングすると、インバータ回路２からモータ巻線までの配線インダクタンスと浮遊容量とによって、モータ電流が高周波で振動するリンギング現象が発生する。このリンギング電流は、直流電流ＩＤＣにも流れる。従って、これらデットタイムとリンギング時間を考慮して前記のＡＤ起動の時間間隔ＴｗとＡＤ起動のタイミングとを決定する。さらに、
ＡＤ変換を起動しても、起動までの遅れ時間や変換に有限の時間が必要であり、これらの遅れや変換の時間も考慮することが重要である。
【００３４】
図６は、これらを配慮して表したキャリア信号，３相上アーム側と下アーム側ＰＷＭ信号，２種類の直流電流ＩＤＣ，ＡＤ起動タイミングを表す。図６ではデットタイムの生成のために、キャリア信号を、ダブルキャリア信号としている。この２つのキャリア信号と各電圧レベル（最大相，中間相，最小相）とが一致した時点で、それぞれの相の上アーム側と下アーム側のＰＷＭ信号の状態を変化させている。
【００３５】
これらのＰＷＭ信号に対して、インバータ回路２の上下各アームがスイッチングするタイミングは、モータ電流の極性に依存する。図６に示す直流電流ＩＤＣでは、モータ側に流れ出る方向を正としており、最大相電流が正、かつ最小相電流が負であって、中間相電流が正の場合と負の場合との２つの場合を表す。図６に示すように、インバータの出力スイッチングのタイミングは、モータ電流が正極性では、上アーム側のＰＷＭ信号に従い、負極性では下アーム側のＰＷＭ信号に従う。
【００３６】
しかし、モータ電流の極性はモータ電流を検出するまでは不明である。従って、ＡＤ起動タイミングの決定には、モータ電流の極性が正負どちらであっても確実に検出できる必要がある。このために、本実施例では、具体的に以下に示すようにする。
【００３７】
キャリア信号の立上り側では、時間間隔Ｔｗを置いて、電圧中間相の上アームＰＷＭ信号の遷移時点を基準とし、その前後で、それぞれＡＤＩＤＣ１（１）とＡＤＩＤＣ２（１）を第１のシーケンスとして連続してＡＤ変換する。
【００３８】
キャリア信号の立下がり側では、時間間隔Ｔｗを置いて、電圧中間相が下アームオンＰＷＭ信号の遷移時点を基準として、その前後で、それぞれＡＤＩＤＣ１（２）とＡＤＩＤＣ２（２）とを第２のシーケンスとして連続してＡＤ変換する。
【００３９】
すなわち、上記いずれのシーケンスも、中間相の上下ＰＷＭ信号に対して早い時点で遷移する側を選択する。しかし、実際にはインバータの出力がモータ電流極性に従って、遅いタイミングでスイッチングすることがあって、スイッチング後に直流電流がリンギングすることもあるので、本実施例では時間間隔Ｔｗを、次の（数６）式に示す時間以上に設定した。なお、（数６）式でＴｄはデットタイム時間、Ｔｒｉｇ　は電流の振動が減衰するまでの時間である。ここで、電流の振動が減衰するまでの時間Ｔｒｉｇ　は、電流の振動の山から谷までの電圧が最初の値の５０％以下になった時点までの時間である。
【００４０】
Ｔｗ＝Ｔｄ＋Ｔｒｉｇ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（数６）
電流の振動が減衰するまでの時間Ｔｒｉｇ　の時間は、同期モータ３とインバータ回路２とを結ぶケーブルが長くなるほど、長い時間に設定する必要がある。本実施例では、デットタイム時間Ｔｄと合わせて、ＡＤ起動の時間間隔ＴｗとしてＡＤ起動間隔設定器１２で、用途毎の設定ができるようにした。
【００４１】
次に本実施例のＡＤ変換部８の詳細と時間間隔Ｔｗの作成方法を、図７と図８とを用いて説明する。図７は、ＡＤ変換部８の構成のブロック図である。ＡＤ変換部８は、それぞれ独立にＡＤ変換できる第１ＡＤ変換ユニット８１と第２ＡＤ変換ユニット８２と、ＡＤ変換結果を格納する第１ＡＤ変換結果レジスタ８３と、第２ＡＤ変換結果レジスタ８４と、それぞれのＡＤ変換ユニットをタイミング起動するＡＤ変換タイマ８５と、第１タイマレジスタ８６と、第２タイマレジスタ８６と、第１タイマレジスタ８６と第２タイマレジスタ８６とにそれぞれ設定されたタイマレジスタ値ＴＤＣ１とＴＤＣ２とをＡＤ起動タイマ８５のタイマデータと比較して、ＡＤ起動信号を出力する第１比較器８８と第２比較器８９とを備えている。
【００４２】
タイマレジスタ値ＴＤＣ１とＴＤＣ２とは、ＡＤ起動時間決定部１１でＡＤ変換起動時間１１ａとして設定したデータである。また、第１ＡＤ変換結果レジスタ８３と、第２ＡＤ変換結果レジスタ８４とに格納されたＡＤ変換値８ａは、選択部９に伝えられる。
【００４３】
図８は、図７のＡＤ変換部８の動作説明図である。ＡＤ起動タイマ８５は、
ＰＷＭ信号作成のためのキャリア信号に同期して、キャリア信号の半周期を１周期としてアップカウントしている。このカウント値とタイマレジスタ値ＴＤＣ１とＴＤＣ２とがそれぞれ一致すると、それぞれ異なるタイミングでＡＤ起動信号を発生する。
【００４４】
本実施例では、タイマレジスタ値ＴＤＣ１とＴＤＣ２との差をＡＤ起動の時間間隔Ｔｗに設定する。タイマレジスタ値ＴＤＣ１は、キャリア信号の立上り側では、電圧中間相の上アームＰＷＭ信号の遷移時点から、ＡＤ変換ユニットのサンプリング時間遅れＴｓｍｐｌだけ早いタイミングとし、キャリア信号の立下がり側では、電圧中間相の下アームＰＷＭ信号の遷移時点から、ＡＤ変換ユニットのサンプリング時間遅れＴｓｍｐｌだけ早いタイミングとする。このＴｓｍｐｌは、ＡＤサンプリング時間１３ａとして、図１に示すＡＤ変換サンプリング時間設定器１３で設定する。
【００４５】
（実施例２）
本実施例では実施例１の図７の２つのＡＤ変換ユニットに代えて、ＡＤ変換時間が短い高速ＡＤ変換ユニットを１つ用いた。
【００４６】
図９に１つの高速ＡＤ変換ユニットを用いた場合のＡＤ変換部８を示す。第３ＡＤ変換ユニット８Ａ２は、複数のアナログ入力を入力信号先タック手段であるマルチプレクサ８Ａ１を介して入力する。第３ＡＤ変換ユニット８Ａ２のＡＤ変換結果は、分配器８Ａ３によってＡＤ変換の順番に従ってＡＤ変換結果レジスタＡ１からＡＤ変換結果レジスタＡ４まで格納される。
【００４７】
ＡＤ起動スケジューラ８Ａ９は、起動されると、予め決められた手順で所定回数だけＡＤ変換を繰り返し、マルチプレクサ８Ａ１を操作して、どのチャネルのアナログ入力を第３ＡＤ変換ユニットに接続するかを決定すると共に、分配器を操作して、ＡＤ変換の順番に従ってレジスタを選択してＡＤ変換結果を格納する。
【００４８】
図９のＡＤ起動スケジューラ８Ａ９は、最大６回までＡＤ変換し、１回目の
ＡＤ変換と４回目から６回目のＡＤ変換とを増幅器７の出力を接続したアナログ入力チャネルｃｈ０をＡＤ変換し、２回目と３回目のＡＤ変換では、図示していない、例えば直流電圧とインバータ回路の温度情報を、それぞれアナログ入力チャネルｃｈ１，ｃｈ２からＡＤ変換する。
【００４９】
ＡＤ起動スケジューラ８Ａ９は、図７と同様に第１比較器８８と、第１タイマレジスタ８６と、ＡＤ起動タイマ８５とを用いて起動する。
【００５０】
図１０は、図９のＡＤ変換部８の動作原理説明図である。ＡＤ起動タイマ８５と第１タイマレジスタ値ＴＤＣ１とが一致すると、ＡＤ起動スケジューラ８Ａ９が起動されて、アナログ入力チャネルをｃｈ０→ｃｈ１→ｃｈ２→ｃｈ０→ｃｈ０→ｃｈ０の順に選んで、順次ＡＤ変換を繰り返し、その順番に従ってＡＤ変換結果レジスタＡ１からＡＤ変換結果レジスタＡ６までにＡＤ変換結果を格納して、１回目と４回目のＡＤ変換結果を、それぞれＡＤＩＤＣ１（１）とＡＤＩＤＣ２（１）、またはＡＤＩＤＣ１（２）とＡＤＩＤＣ２（２）として選択器９に伝える。
【００５１】
このように、ＡＤ変換時間を利用してＡＤ変換を繰り返して時間間隔Ｔｗを実現する。例えばＡＤ変換時間が２μｓの場合、４回目のＡＤ変換が起動されるまでに、３回分のＡＤ変換時間６μｓを要し、これが時間間隔Ｔｗになる。また、５回目のＡＤ変換結果をＡＤＩＤＣ２（１）、またはＡＤＩＤＣ２（２）とする場合は、時間間隔Ｔｗが８μｓになる。もし、時間間隔Ｔｗに６μｓが必要で、ＡＤ変換時間も６μｓなら、ＡＤ起動スケジューラ８Ａ９の設定を変更して、
ｃｈ０のＡＤ変換を１回目と２回目にすればよい。
【００５２】
一方、ＡＤＩＤＣ１（１）、またはＡＤＩＤＣ１（２）を得るための１回目のＡＤ起動時点、すなわち第１タイマレジスタの値ＴＤＣ１は、キャリア信号の立上り側では、電圧中間相の上アームＰＷＭ信号の遷移時点から、ＡＤ変換ユニットのサンプリング時間遅れＴｓｍｐｌにＡＤ起動スケジューラ８Ａ９のサンプリング遅れを加えたＴｓｍｐｌ２だけ早いタイミングとし、キャリア信号の立下がり側では、電圧中間相の下アームＰＷＭ信号の遷移時点から、ＡＤ変換ユニットのサンプリング時間遅れＴｓｍｐｌにＡＤ起動スケジューラ８Ａ９のサンプリング遅れを加えたＴｓｍｐｌ２だけ早いタイミングとする。このＴｓｍｐｌ２はＡＤ変換サンプリング時間設定器１３を用いて設定する。
【００５３】
以上では、２種類のＡＤ変換間隔ＴｗおよびＡＤ変換起動タイミングの作成法を説明したが、相電圧の差に比例するパルス幅内でＡＤ変換しているので、パルス幅が狭いとＡＤ変換できず、直流電流が検出できない場合が発生する。
【００５４】
図１１の実線は、電圧中間相と電圧最小相の電圧が近い場合の各信号と直流電流ＩＤＣの変化を示す。信号をサンプリングする時間はＡＤ変換部時間をゼロにできないので有限の値をとるために、図１１の実線で示すように、直流電流ＩＤＣに現れるモータ電流の情報が、信号サンプリング時間以下になった場合にはモータ電流情報を検出できない。
【００５５】
相電圧によって決まるＰＷＭ信号の各相間パルス間隔差が、検出が不可能となる場合は、各相間パルス間隔差がＰＷＭ信号に対してパワー素子がオン・オフするまでの遅れ時間を考慮した（数７）式で示す時間Ｔｐｗｍ＿ｍｉｎ　以下の場合である。
【００５６】
Ｔｐｗｍ＿ｍｉｎ＝Ｔｒｉｇ＋Ｔｓｍｐｌ＋（Ｔｐｏｗｅｒ＿ｏｆｆ−Ｔｐｏｗｅｒ＿ｏｎ）　　　　…（数７）
ここで、各符号は、電流の振動が減衰するまでのリンギング時間Ｔｒｉｇ　，ＡＤ変換器のサンプリング時間遅れＴｓｍｐｌ，パワー素子のオン遅れ時間Ｔｐｏｗｅｒ＿ｏｎ　，パワー素子のオフ遅れ時間Ｔｐｏｗｅｒ＿ｏｆｆ　を表す。ただし、ＡＤ変換部８が図８，図９に示す構成の場合は、ＡＤ変換器のサンプリング時間遅れＴｓｍｐｌの代わりにＡＤ起動スケジューラの遅れを含めたＴｓｍｐｌ２を用いる。
【００５７】
そこで、各相間パルス間隔差が（数７）式で示すＴｐｗｍ＿ｍｉｎ　以下となる場合には、本実施例では、キャリア周波数を下げて、各相間パルス間隔差を広げた。図１１の破線は、各相の電圧レベルを等しくして、キャリア周期を２倍にしたものである。図１１に示すように、キャリア周期を２倍にすると、電圧中間相と電圧最小相の電圧が近い場合でも、パルス幅が拡大して直流電流を容易に検出できる。
【００５８】
（実施例３）
本実施例では３相モータ電流推定値１５ａを用いてモータ電流を再現すること以外は実施例１や実施例２と同様である。図１２に、インバータ周波数（もしくはモータの回転数）とキャリア周波数との関係を示す。図１２に示すように、インバータ周波数が低いと、インバータ出力電圧も低く、相電圧によって決まるＰＷＭ信号のパルス間隔差も短くなり、（数７）式で示すＴｐｗｍ＿ｍｉｎ　以下となる電圧位相が増加する。このため、直流電流が検出可能な位相領域を増加するために、インバータ周波数が低い運転域では、キャリア周波数を下げ、インバータ周波数の増加と共にキャリア周波数を増加させる。キャリア周波数は連続して増加させても良いし、図１２のようにステップ上に切換えてもよい。
【００５９】
このキャリア周波数の切換えは、図１に示す座標逆変換／キャリア周期決定部１８で、キャリア周期を切換えてキャリア周期データ１８ｂとしてＰＷＭ信号生成タイマ情報部１９に伝える。
【００６０】
図１２では、電圧位相に係わらず、キャリア周波数を下げ、キャリア周期毎に、図４で示す時間間隔Ｔｗが確保できるようにキャリア周期を変更する。その様子を図１３に示す。図１３には、キャリア信号と、モータ印加電圧情報１８ａである信号波Ｖｕ　，Ｖｖ　，Ｖｗ　と、横軸の電圧位相に対するキャリア周波数の変化とを示す。図１３に示すように、何れか２つの相電圧が等しくなる位相でキャリア周波数が最小値ｆｃｍｉｎ　になり、何れか１つの相電圧が０になる位相では、キャリア周波数は最大値ｆｃｍａｘ　となり固定し、それ以外の位相では、相電圧パルス間隔差が（数７）式で示す検出可能な最小幅となるように、キャリア周波数を自動調整する。
【００６１】
キャリア周波数の自動調整は、図１の座標逆変換／キャリア周期決定部１８で、次の手順で行う。
１）キャリア周波数が最大値ｆｃｍａｘ　の条件で、最大相と中間相の電圧パルス間隔、および中間相と最小相のパルス間隔を求める。
２）２つのパルス間隔の内、短い方を選択して、（数７）式で求めた検出可能なパルス幅と比較する。
３）比較した結果、もし検出可能なパルス幅なら、キャリア周波数としてｆｃｍａｘ　を与える。逆に、検出不可能なパルス幅なら、そのパルス幅が（数７）式で求めた検出可能なパルス幅となるようにキャリア周波数を下げる。
【００６２】
４）その結果得たキャリア周波数が、ｆｃｍｉｎ　より低い時は、ｆｃｍｉｎ　にリミットする。ここで、ｆｃｍｉｎ　に制限理由は、キャリア周波数を下げすぎると、モータ電流の電流リプルが増加する不具合を避けるためである。
【００６３】
本実施例では、ＰＷＭ信号の周期を、インバータの出力交流電圧の任意の２つの相電圧の差が小さい位相では長く、また大きい位相では短くなるようにインバータの出力周波数の１／６周期内で変化させる。図１３に示す方法では、キャリア周波数が６０°周期で変化する。このために、ＰＷＭ周波数成分に起因してモータから発生する騒音の周波数スペクトラムが特定な周波数に集中することがなく、聴感的に耳障りな音にならず静かな音に聞こえる。
【００６４】
そして、この６０°毎のキャリア周波数を変化する方法は、低騒音化の面でも効果があることから、特に直流電流からモータ電流を検出する用途に限らず利用できる。
【００６５】
なお、本実施例では３相インバータについて説明したが、ｎ（ｎ＞２の整数）相ＰＷＭ制御型インバータでも同様に、ＰＷＭ信号の周期を、インバータの出力交流電圧の任意の２つの相電圧の差が小さい位相では長く、また大きい位相では短くなるようにインバータの出力周波数の１／（２ｎ）周期内で変化させると本実施例の３相インバータと同様な効果がある。
【００６６】
（実施例４）
本実施例では、各相間パルス間隔差が（数７）式で示すＴｐｗｍ＿ｍｉｎ　以下となる位相の場合には、検出できる位相で既に検出した過去のモータ電流情報を利用することが、実施例１〜実施例３と相違する。各相間パルス間隔差が（数７）式に示すＴｐｗｍ＿ｍｉｎ　以下となる場合に、キャリア周波数を変化できない用途や、キャリア周波数を変化しても、図１３で示す例でキャリア周波数がｆｃｍｉｎ　にリミットされる場合などでは、やはり各相間パルス間隔差が（数７）式で示すＴｐｗｍ＿ｍｉｎ以下となる位相が存在する。
【００６７】
このような場合には、検出できる位相で既に検出した過去のモータ電流情報を利用する。過去のモータ電流情報から３相モータ電流推定値１５ａを求めるために、図１に示す３φ／ｄｑ座標変換部１６，フィルタ２１、およびｄｑ／３φ逆変換部１５で演算する。すなわち、モータ電流再現値１４ａを基に座標変換したｄ軸ｑ軸電流１６ａをデジタルフィルタ処理後の出力２１ａを座標逆変換してモータ電流の推定値１５ａを得る。
【００６８】
モータ電流再現部１４では、あるサンプリング時点で得たモータ電流情報ＩＤＣ１（１）＿ｄｉｇとＩＤＣ２（１）＿ｄｉｇの一方または両方、もしくはＩＤＣ１（２）＿ｄｉｇとＩＤＣ２（２）＿ｄｉｇの一方または両方が、ＰＷＭ信号の各相間パルス間隔差が（数７）式で示す時間Ｔｐｗｍ＿ｍｉｎ　以下であれば、その値は使用せずに、３相モータ電流推定値１５ａの中から、その時点のモードに対応した相の値を使用する。
【００６９】
この結果として、あるキャリア信号の半周期で得られる２つの相のモータ電流検出値は、次の３種類がある。
１）２相共３相モータ電流推定値１５ａを利用する位相。
２）１相のみ３相モータ電流推定値１５ａを利用し、他の相はその時点で検出してモータ電流情報９ｂを利用する位相。
３）２相共、その時点で検出してモータ電流情報９ｂを利用する位相。
【００７０】
そして、任意の２つの相電圧が等しくなる位相を中心に、相電圧の差が大きくなる位相方向に前記の１）→２）→３）の検出形態が切り替わって行く。
【００７１】
図１４および図１５は、本実施例における動作波形を示す。図１４は、起動および負荷急変時の動作波形を示し、図１５は、定常状態における実際の相電流波形と直流電流ＩＤＣから再現した相電流波形とを示し、この再現した相電流波形は制御部内で使われるモータ電流再現値１４ａの１相分である。図１５で、パルス信号波形のＬｏｗレベルの期間が、ｄｑ／３φ逆変換部１５の出力である３相モータ電流推定値１５ａの値を利用している期間である。図１５の本動作波形から、モータ制御が良好に行われていることがわかる。
【００７２】
（実施例５）
本実施例では、実施例１〜実施例４の制御回路４にマイクロコンピュータの代わりに、ＰＷＭ信号の出力機能とＰＷＭ信号に同期してＡＤ起動が可能なＡＤ変換器を備えたデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用い、シンクロナスリラクタンスモータで知られるようなリラクタンスモータ等のような同期モータや、誘導モータを用いた他は、実施例１〜実施例４と同様である。
【００７３】
（実施例６）
図１６は、実施例１〜実施例５に示した同期モータ制御装置のインバータ回路２と制御回路４とドライバ５（図示せず）とを１つのパッケージ内に内蔵したモジュール９０の模式図であり、図１６では上面の蓋を省略してある。本実施例のモジュール９０では、インバータ回路２と制御回路４とドライバ５とが、２組の対向辺がある略長方形の樹脂モールドパッケージに収められている。制御回路４は別の基板に搭載されていて、インバータ回路２やドライバ５を載せた基板に、リード線で接続してある。
【００７４】
樹脂モールドパッケージの底面には、樹脂あるいはセラミックス板などの電気絶縁層を介してアルミニウム合金や、銅合金などの熱伝導性が良い金属放熱板を配置してある。モジュールの一辺にはインバータ回路２の出力を同期モータ３に接続する３本のケーブルを接続する出力端子部５１が樹脂モールドパッケージに一体成型されている。
【００７５】
出力端子部を配置した辺に対向する辺には、直流電源１の電圧を入力する端子や、速度指令を入力する端子、制御回路４やドライバ５の電源端子などが一列に一体成型で配置してあって、直流電源の入力端子５２と、速度指令を入力する端子、制御回路４やドライバ５の電源端子などの制御端子等５３との間に、図１６に示すように切り欠きを設けてモジュール内部に設けたコネクタに接続する電線の通路にしてある。なお、直流電流を検出する抵抗器６は、図１６ではモジュール９０に外付けしているが、これをモジュール９０に内蔵しても良い。
【００７６】
（実施例７）
図１７は、本発明の制御回路４を含む同期モータ制御装置１００ａを圧縮機の駆動源として備えた空調機の室外機１００の模式図である。本実施例の空調機は、冷媒を圧縮する圧縮機を備えた室外機と、圧縮した冷媒を断熱膨張させて吸熱させる、あるいは圧縮して発熱した冷媒を放熱させる室内機とを備えている。本実施例では、同期モータ制御装置１００ａが実施例６のモジュールになっている。
【００７７】
本発明の同期モータ制御装置を、圧縮機の駆動源である永久磁石同期モータに適用すると、モータ電流センサと回転子位置センサとを用いずに制御できるので、安価でかつ良好な空調機が実現できる。本実施例では圧縮機のモータの運転制御に実施例１〜実施例５を適用したが、室外機のファンモータや室内機のファンモータに実施例１〜実施例５を適用してもよいことは言うまでもない。また、実施例６のモジュールに代えて、個別部品を搭載したプリント配線基板としてもよい。
【００７８】
（実施例８）
図１８は、本発明の制御回路４を含む同期モータ制御装置１１０ａを冷蔵庫用の圧縮機の駆動源として備えた冷蔵庫１１０の模式図である。図１８には示していないが、本実施例の冷蔵庫は、冷蔵室と冷凍室とを備え、さらに、圧縮機と凝縮器と冷凍室用蒸発器と冷蔵室用蒸発器とを具備している。本実施例では、圧縮機と永久磁石同期モータとが同じケースに内蔵されていて、モータに回転子位置センサが無い。本実施例の冷蔵庫では、同期モータ制御装置１１０ａが実施例６に示したモジュールになっている。
【００７９】
本発明の同期モータ制御装置を冷蔵庫用の圧縮機の駆動源として使用すると、モータ電流センサが不要であるので、安価でかつ良好な冷蔵庫が実現できる。なお、実施例６のモジュールに代えて、個別部品を搭載したプリント配線基板としてもよい。
【００８０】
（実施例９）
本発明のモータ制御装置を洗濯機のモータの制御装置に適用した洗濯機１２０の模式図を図１９に示す。本実施例の洗濯機は、略円筒形の洗濯槽兼脱水槽と、この洗濯槽兼脱水槽の底部に配置した撹拌翼と、洗濯槽兼脱水槽を内蔵する外槽と、撹拌翼あるいは洗濯槽兼脱水槽を回転させる永久磁石同期モータとを備えている。本実施例の洗濯機では、同期モータ制御装置１２０ａが実施例６に示したモジュールになっていて、モジュールを水に濡れにくいモータより上部に離して配置してある。
【００８１】
本発明の同期モータ制御装置を洗濯機の駆動源として使用すると、モータ電流センサが不要であるので、安価でかつ良好な洗濯機を実現できる。なお、実施例６のモジュールに代えて、個別部品を搭載したプリント配線基板としてもよい。
【００８２】
（実施例１０）
図２０は、本発明の同期モータ制御装置１３０ａを掃除機の駆動源として備えた掃除機１３０の模式図である。本実施例の掃除機は塵埃を吸い込むための送風機を備えた掃除機本体と、塵埃を吸い込む吸口と、吸口と本体を連通させるホースあるいはパイプ部とを備えていて、送風機を永久磁石同期モータで駆動する。本実施例の掃除機では同期モータ制御装置１３０ａとして、実施例６に示したモジュールを用いた。
【００８３】
本発明の同期モータの制御装置を掃除機の駆動源として使用すると、モータ電流センサレス駆動の安価でかつ良好な掃除機が実現できる。なお、実施例６のモジュールに代えて、個別部品を搭載したプリント配線基板としてもよい。
【００８４】
【発明の効果】
本発明によれば、高価なモータ電流センサを用いることなくモータ電流情報を得て、安価に高品質なモータ制御装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の同期モータ制御装置のブロック図。
【図２】実施例１の増幅器の特性図。
【図３】実施例１のモータ印加電圧情報とキャリア信号との関係の説明図。
【図４】実施例１のＰＷＭ信号と直流電流との関係の説明図。
【図５】実施例１のインバータ回路の各通電モードと直流電流の関係図。
【図６】実施例１でデッドタイムを生成する場合の直流電流検出タイミング説明図。
【図７】実施例１のＡＤ変換部の構成図。
【図８】図７の動作説明図。
【図９】実施例２のＡＤ変換部の構成図。
【図１０】図９の動作説明図。
【図１１】実施例２のキャリア周波数変更する場合の説明図。
【図１２】実施例３のキャリア周波数とインバータ周波数の関係の説明図。
【図１３】実施例３のキャリア周波数の変更の説明図。
【図１４】実施例４でモータ駆動時のモータ電流波形を示す図。
【図１５】実施例４で実モータ電流と再現モータ電流波形との説明図。
【図１６】実施例６の同期モータ制御装置モジュールの模式図。
【図１７】実施例７の同期モータ制御装置を備えた空調機の模式図。
【図１８】実施例８の同期モータ制御装置を備えた冷蔵庫の模式図。
【図１９】実施例９の同期モータ制御装置を備えた洗濯機の模式図。
【図２０】実施例１０の同期モータ制御装置を備えた掃除機の模式図。
【符号の説明】
１…直流電源、２…インバータ回路、３…同期モータ、４…制御回路、５…ドライバ、６…抵抗器、６ａ…直流電流検出電圧、７…増幅器、７ａ…出力電圧、８…ＡＤ変換部、８ａ…ＡＤ変換値、９…選択器、９ａ…ゼロ電流情報、９ｂ…モータ電流情報、１１…ＡＤ起動時間決定部、１１ａ…ＡＤ変換起動時間、１２…ＡＤ起動間隔設定器、１３…ＡＤ変換サンプリング時間設定器、１３ａ…ＡＤサンプリング時間、１４…モータ電流再現部、１４ａ…モータ電流再現値、１５…ｄｑ／３φ逆変換部、１６…３φ／ｄｑ座標変換部、１６ａ…ｄ軸ｑ軸電流、１７…モータ印加電圧生成部、１７ａ…ｄ軸ｑ軸モータ印加電圧情報、１８…座標逆変換／キャリア周期決定部、１８ａ…３相モータ印加電圧情報、１８ｂ…キャリア周期データ、１９…ＰＷＭ信号生成タイマ情報部、１９ａ…通電モード情報、１９ｂ…ＰＷＭ信号生成タイマ情報、２２…ＰＷＭ信号生成部、２２ａ…ＰＷＭ信号、ＩＤＣ，ＩＤＣ１（１），ＩＤＣ２（１），ＩＤＣ１（２），ＩＤＣ２（２）…直流電流、ｆｃｍａｘ　…キャリア周波数最大値、ｆｃｍｉｎ　…キャリア周波数最小値、Ｕ＋　，Ｖ＋　，Ｗ＋　…正端子側スイッチング素子、Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−　…負端子側スイッチング素子、Ｔｗ…時間間隔、ＶＩＤＣ０…オフセット電圧。
【図１】
2004064903.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【手続補正書】
【提出日】平成15年10月27日(2003.10.27)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５６】
Ｔｐｗｍ＿ｍｉｎ＝Ｔｄ＋Ｔｒｉｇ＋Ｔｓｍｐｌ＋（Ｔｐｏｗｅｒ＿ｏｎ−Ｔｐｏｗｅｒ＿ｏｆｆ）　　　　…（数７）
ここで、各符号は、電流の振動が減衰するまでのリンギング時間Ｔｒｉｇ，ＡＤ変換器のサンプリング時間遅れＴｓｍｐｌ，パワー素子のオン遅れ時間Ｔｐｏｗｅｒ＿ｏｎ，パワー素子のオフ遅れ時間Ｔｐｏｗｅｒ＿ｏｆｆを表す。ただし、ＡＤ変換部８が図８，図９に示す構成の場合は、ＡＤ変換器のサンプリング時間遅れＴｓｍｐｌの代わりにＡＤ起動スケジューラの遅れを含めたＴｓｍｐｌ２を用いる。