(57)【要約】【課題】最大伝送量が多いＤＭＴモデムを提供する。【解決手段】送信機から送信された信号を受信するＤＭＴ（ＤｉｓｃｒｅｔｅＭｕｌｔｉ−Ｔｏｎｅ）モデム６００であって、前記送信機から受信した信号の信号対雑音比に基づいて、前記ＤＭＴモデムのクロック５０６を前記送信機のクロックに同期化するときに用いる信号を選択する。【選択図】　図１
2004064561.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機から送信された信号を受信するＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｍｕｌｔｉ−Ｔｏｎｅ）モデムであって、
前記送信機から受信した信号の信号対雑音比に基づいて、前記ＤＭＴモデムのクロックを前記送信機のクロックに同期化するときに用いる信号を選択する
ＤＭＴモデム。
【請求項２】
送信機から送信されたパイロットトーンを受信するＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｍｕｌｔｉ−Ｔｏｎｅ）モデムであって、
前記ＤＭＴモデムは、前記受信されたパイロットトーンを用いて前記ＤＭＴモデムのクロックを前記送信機のクロックに同期化したときに前記送信機から送信され前記ＤＭＴモデムにて受信した受信データの第１の信号対雑音比と、前記パイロットトーンに代わるタイミング再生用信号を用いて前記ＤＭＴモデムのクロックを前記送信機のクロックに同期化したときに前記送信機から送信され前記ＤＭＴモデムにて受信した受信データの第２の信号対雑音比とに基づいて、前記ＤＭＴモデムのクロックを前記送信機のクロックに同期化するときに用いる信号を前記パイロットトーン又は前記タイミング再生用信号に決定する
ＤＭＴモデム。
【請求項３】
送信機から送信されたパイロットトーンを受信するＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｍｕｌｔｉ−Ｔｏｎｅ）モデムであって、
前記ＤＭＴモデムは、前記パイロットトーン間又はタイミング再生用信号間の位相差に基づいて、前記ＤＭＴモデムのクロックを前記送信機のクロックに同期化し、
前記パイロットトーン又は前記タイミング再生用信号を入力して前記位相差を検出する位相誤差検出器と、
前記送信機から送信された信号の１シンボル分の各キャリアの信号対雑音比の測定結果に基づいて前記送信機から前記ＤＭＴモデムへの最大伝送量を求め、前記最大伝送量に基づいて、タイミング再生に用いるキャリアを選択するキャリア選択部と、
前記選択されたキャリアを示すキャリア特定信号を入力し、前記キャリア特定信号に基づいて前記位相誤差検出器に出力する信号を、前記パイロットトーン又は前記タイミング再生用信号に決定するセレクタと
を備えたＤＭＴモデム。
【請求項４】
（ａ）　送信機から送信され受信機にて受信されたパイロットトーンを用いて、前記受信機のクロックを前記送信機のクロックに同期化するステップと、
（ｂ）　前記（ａ）が行われているときに前記送信機から送信され前記受信機にて受信した受信データの第１の信号対雑音比を求めるステップと、
（ｃ）　前記第１の前記信号対雑音比のデータに含まれる前記パイロットトーンに対応する信号の信号対雑音比と前記パイロットトーン以外に対応する信号の信号対雑音比とに基づいて、前記パイロットトーンに代わるタイミング再生用信号を決定するステップと、
（ｄ）　前記タイミング再生用信号を用いて、前記受信機のクロックを前記送信機のクロックに同期化するステップと、
（ｅ）　前記（ｄ）が行われているときに前記送信機から送信され前記受信機にて受信した受信データの第２の信号対雑音比を求めるステップと、
（ｆ）　前記第１の信号対雑音比よりも前記第２の信号対雑音比が良いときに、前記タイミング再生用信号を用いて、定常のデータ通信時においても前記受信機のクロックを前記送信機のクロックに同期化するステップと
を備えたＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｍｕｌｔｉ−Ｔｏｎｅ）モデムのタイミング再生方法。
【請求項５】
（ｇ）　送信機から送信されたパイロットトーンを受信機にて受信するステップと、
（ｈ）　前記受信機にて受信したパイロットトーンを用いて、前記受信機のクロックを前記送信機のクロックに同期化するステップと、
（ｉ）　前記（ｈ）が行われているときに前記送信機から送信され前記受信機にて受信した受信データの第１の信号対雑音比を求めるステップと、
（ｊ）　前記第１の前記信号対雑音比に基づいて、前記送信機から前記受信機にデータが伝送されるときの第１の最大伝送量を求めるステップと、
（ｋ）　前記第１の前記信号対雑音比のデータに含まれる前記パイロットトーンに対応する信号の信号対雑音比と前記パイロットトーン以外に対応する信号の信号対雑音比とに基づいて、前記パイロットトーンに代わるタイミング再生用信号を決定するステップと、
（ｌ）　前記タイミング再生用信号を用いて、前記受信機のクロックを前記送信機のクロックに同期化するステップと、
（ｍ）　前記（ｌ）が行われているときに前記送信機から送信され前記受信機にて受信した受信データの第２の信号対雑音比を求めるステップと、
（ｎ）　前記第２の前記信号対雑音比に基づいて、前記送信機から前記受信機にデータが伝送されるときの第２の最大伝送量を求めるステップと、
（ｏ）　前記第１の最大伝送量よりも前記第２の最大伝送量が大きいときに、前記タイミング再生用信号を用いて、前記受信機のクロックを前記送信機のクロックに同期化するステップと
を備えたＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｍｕｌｔｉ−Ｔｏｎｅ）モデムのタイミング再生方法。
【請求項６】
請求項５記載のＤＭＴモデムのタイミング再生方法において、
前記（ｎ）では、前記タイミング再生用信号に２ビットが配置される
ＤＭＴモデムのタイミング再生方法。
【請求項７】
請求項４から６のいずれか１項に記載のＤＭＴモデムのタイミング再生方法において、
前記（ｃ）または（ｋ）では、キャリア周波数の低さを考慮して前記タイミング再生用信号が決定される
ＤＭＴモデムのタイミング再生方法。
【請求項８】
請求項４から７のいずれか１項に記載のＤＭＴモデムのタイミング再生方法において、
更に、
（ｐ）　定常のデータ通信が行われたときの符号誤り率が高い場合には、前記（ａ）から前記（ｆ）のステップまたは前記（ｇ）から前記（ｏ）のステップを再度行うステップ
を備えたＤＭＴモデムのタイミング再生方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＭＴモデム及びそのタイミング再生方法に関し、特に、最大伝送量を多くすることができるＤＭＴモデム及びそのタイミング再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
既設の電話回線を高速データ通信回線として利用するディジタル加入者線伝送システムを提供する技術としては、ｘＤＳＬ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ　Ｌｉｎｅ）が知られている。ｘＤＳＬは電話回線を利用した伝送方式で、かつ、変復調技術の一つである。このｘＤＳＬは、大きく分けて加入者宅（以下、加入者側と呼ぶ。）から収容局（以下、局側と呼ぶ。）への上り伝送速度と、局側から加入者側への下り伝送速度が対称のものと、非対称のものに分けられる。
【０００３】
非対称型のｘＤＳＬにはＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｎｅｔｒｉｃ　ＤＳＬ）があり、勧告としては、▲１▼国際電気通信連合電気通信標準化部門（ＩＴＵ−Ｔ）　Ｇ．９９２．１（Ｇ．ｄｍｔ），▲２▼ＩＴＵ−Ｔ　Ｇ．９９２．２（Ｇ．ｌｉｔｅ），▲３▼ＡＮＳＩ（Ａｍｅｒｉｃａｎ　Ｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｔａｎｄａｒｄｓ　Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ）標準　Ｔ１．４１３がある。いずれも変調方式としてＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｔｏｎｅ）変調方式を採用している。上記▲１▼及び▲３▼のキャリア数は２５６であり、上記▲２▼のキャリア数は１２８である。
【０００４】
図９は、ＤＭＴ変調方式の原理を示したものである。図９及び図１０に示すように、ＤＭＴは、送信データ５をシリアル・トウ・パラレル・バッファ（Ｓ−Ｐバッファ）１０にて連続するＮビットのグループに分解し、エンコーダ２０にて４０００ボーの変調速度で複数の搬送波ｆ１、ｆ２、…ｆＭに対して２Ｎ値の直交振幅位相変調（ＱＡＭ）を行う方式である。Ｍ個の搬送波ｆ１、ｆ２、…ｆＭのそれぞれを各グループでＱＡＭ変調し、変調出力を合成（逆フーリエ変換３０）すると、データ信号速度は、次のようになる。
データ信号速度＝Ｎ×４０００×Ｍ（ｂｐｓ）．
【０００５】
ＡＤＳＬフル規格では、周波数間隔４ｋＨｚ、周波数２５ｋＨｚ以上の多数の搬送波が使用される。上記のＭ、Ｎから最高伝送速度は、次に述べるようになる。
上記勧告の内容によって使用可能なキャリア数Ｍは異なり、また同じＧ．ｄｍｔでも対象となる地域（北米（Ａｎｎｅｘ　Ａ），欧州（Ａｎｎｅｘ　Ｂ），日本（Ａｎｎｅｘ　Ｃ））によってＭ、Ｎは異なる。
例えばＡＮＳＩ　Ｔ１．４１３の場合には、次のようになる。
上り使用可能キャリア数（Ｍ）：２５本（＃６〜１５，１７〜３１）…＃１６はパイロット．
下り使用可能キャリア数（Ｍ）：２４９本（＃６〜６３，６５〜２５５）…＃６４はパイロット．
最大ビットマップ数（Ｎ）：１５ｂｉｔ（上り・下りとも）．
上り回線最高伝送速度：１５（ｂｉｔ）×４（ｋＨｚ）×２５（本）＝１５００（ｋｂｐｓ）．
下り回線最高伝送速度：１５（ｂｉｔ）×４（ｋＨｚ）×２４９（本）＝１４９４０（ｋｂｐｓ）．
上り回線・下り回線の最高伝送速度は、上記のようになるが、使用回線の雑音、漏話などに応じて最適な搬送波とビットマップ数が選ばれるため、回線の状況により伝送速度を変えることができる。
【０００６】
回線の品質は、受信波形から信号対雑音比（ＳＮＲ）を求めて判断するため、受信側のモデムが搬送波ごとのビットマップ数を決定する（図１０の受信ビットマップ１５０参照）。このため、通信に先立ってモデム間で互いに使用するビットマップ数などを通知し合う（図１０の送信ビットマップ６０参照）。
【０００７】
図１０に示すように、復調は、受信波形をＦＦＴ１１０にてフーリエ変換して得られる各搬送波ごとにデコーダ１３０にて行われる。また、全二重通信は、エコーキャンセラ方式、送受信で周波数帯域を変える周波数分割多重方式、時間割当てを変える時分割多重方式などにより行われる。
【０００８】
更に、図１０を参照して、ＤＭＴ変調方式について説明する。図９と図１０において、対応する構成要素には同じ符号を付して説明する。
【０００９】
図１０は、ＡＮＳＩ　Ｔ１．４１３のＡＤＳＬトランシーバの構成を示すブロック図である。図１０においては、局側の送信部と加入者側の受信部のみが示されており、局側の受信部と加入者側の送信部は図示を省略してあるが、局側の受信部は図示されている加入者側の受信部とほぼ同じ構成を有し、加入者側の送信部は図示されている局側の送信部とほぼ同じ構成を有する。ここでは、局から加入者への下り方向の変復調についてのみ説明するが、加入者から局への上り方向の変復調も下り方向と同様にして行われる。
【００１０】
図１０に示すように、局側の送信部は、シリアル送信データをパラレルに変換するシリアル・トウ・パラレル・バッファ（Ｓ−Ｐバッファ）１０と、エンコーダ２０と、５１２点逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）３０と、サイクリック・プリフェックス付加部４０と、パラレル・トウ・シリアル・バッファ（Ｐ−Ｓバッファ）４１と、Ｄ／Ａコンバータ５０と、送信ビットマップ６０とを備えている。
【００１１】
加入者側の受信部は、加入者回線７０からのアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ８０と、タイム・ドメイン・イコライザ（ＴＥＱ）９０と、シリアル・トウ・パラレル・バッファ（Ｓ−Ｐバッファ）１０１と、５１２点高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１１０と、周波数領域イコライザ（ＦＥＱ）１２０と、デコーダ１３０と、パラレル・トウ・シリアル・バッファ（Ｐ−Ｓバッファ）１４０とを備えている。
【００１２】
次に、図１０及び図９を参照して、動作を説明する。
【００１３】
まず、局側でＡＤＳＬトランシーバに送信データ５が入力され、Ｓ−Ｐバッファ１０に１シンボル時間（１／４ｋＨｚ）分ストアされる。ストアされたデータは送信ビットマップ６０で前もって決められたキャリア当りの伝送ビット数ごとに分割されて、２５６個のＮビットデータ６１、６２、…６Ｍとしてエンコーダ２０に出力される。ここで、Ｍ＝２５６は、ＩＦＦＴ３０で逆フーリエ変換が行われるときのキャリアの数である。また、２５６個のＮビットデータ６１、６２、…６Ｍが、１シンボルに対応する。
【００１４】
エンコーダ２０では、入力されたビット列６１、６２、…６Ｍをそれぞれ直交振幅変調するための信号点（２５６個のＱＡＭ信号７１、７２、…７Ｍ）に変換してＩＦＦＴ３０に出力する。ＩＦＦＴ３０では、逆高速フーリエ変換を行うことでそれぞれの信号点について直交振幅変調を行い、Ｐ−Ｓバッファ４１に出力する。このとき、サイクリック・プリフェックス付加部４０では、ＩＦＦＴ３０の５１２点の出力を０〜５１１とすると、４８０〜５１１の３２点（サンプル）をサイクリック・プリフェックスとしてＤＭＴシンボルの先頭に付加する。
【００１５】
Ｐ−Ｓバッファ４１の出力は、Ｄ／Ａコンバータ５０に送られ、そこで、２．２０８ＭＨｚのサンプリング周波数でアナログ信号に変換され、メタリック回線７０を経由して加入者側に伝送される。ここで、サンプリング周波数は、ＩＦＦＴ３０の５１２点の出力の場合に対応しており、２．２０８ＭＨｚ＝（４．３１２５×５１２）ＫＨｚである。なお、キャリア＃０は直流（ＤＣ）であり、キャリア＃１は４．３１２５ｋＨｚであり、…キャリア＃Ｍは（４．３１２５×Ｍ）ｋＨｚである。
【００１６】
加入者側のＡＤＳＬトランシーバ内の受信部では、Ａ／Ｄコンバータ８０により、２．２０８ＭＨｚのディジタル信号に変換され、ＴＥＱ９０に出力される。ＴＥＱ９０でシンボル間干渉（Ｉｎｔｅｒ　Ｓｙｍｂｏｌ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）が３２サンプルのサイクリック・プリフェックス内に収まるように処理した後、Ｓ−Ｐバッファ１０１に１ＤＭＴシンボル分ストアされる。Ｓ−Ｐバッファ１０１では、５１２点にシリアル・トウ・パラレル変換が行われる。このとき、サイクリック・プリフェックス削除部１００にてサイクリック・プリフェックスが削除される。
【００１７】
Ｓ−Ｐバッファ１０１の出力は、ＦＦＴ１１０に入力される。ＦＦＴ１１０では、高速フーリエ変換を行い信号点（２５５個のＱＡＭ信号８１、８２、…８Ｍ）を発生（復調）する。その後、復調した信号点は、ＦＥＱ１２０において、周波数の異なる各キャリアごとに、メタリック回線７０を通ることによって受けた振幅および位相への影響を補償して、その補償された２５５個のＱＡＭ信号８’１、８’２、…８’Ｍを、デコーダ１３０により送信ビットマップ６０と同じ値を保持している受信ビットマップ１５０に従ってデコードする。デコードしたデータはＰ−Ｓバッファ１４０にストアされ、ビット列として受信データとなる。
【００１８】
ＡＮＳＩ　Ｔ１．４１３によれば、２５５個のＱＡＭ信号８’１、８’２、…８’Ｍのうちのトーン６４は、中央オフィス（ＣＯ：局側）及び顧客構内装置（ＣＰＥ：加入者側）モデムのクロックの同期化を可能にする「パイロットトーン」を伝送するために使用される。
【００１９】
パイロットトーンは多くの場合ＣＯモデム（マスタ）により送信され、そのパイロットトーンを用いて、ＣＰＥモデム（スレーブ）のクロックは、ＣＯモデムのクロックと同期化される。ＣＰＥモデムは、通常のパイロット・トラッキング技術を使用してＣＰＥモデムのクロックを制御するために、受信したパイロット信号を継続して検査する。
【００２０】
図１１は、特開２００１−２８５２６９号公報に記載されたＣＰＥモデムの構成を示すブロック図である。図１１において、図１０と同じ構成要素については同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００２１】
図１１に示すように、ＣＰＥモデム５００は、受信フィルタ７５と、Ａ／Ｄ変換器８０と、サンプル・クロック５０６と、ＴＥＱ９０と、Ｓ−Ｐバッファ１０１と、ＦＦＴ１１０と、ＦＥＱ１２０と、ゲイン調整部１２５と、デコーダ１３０と、位相誤差検出器（クロック周波数調整器）１４５と、ＰＬＬ部１６５とを備えている。ＰＬＬ部１６５は、ループフィルタ１４６と、ＶＣＯ１４７とを有している。
【００２２】
受信フィルタ７５は、典型的なＤＳＬ伝送帯域に含まれていない、双方向２線式信号をフィルタ出力するスプリッタを含んでいる。例えば、低周波数ＰＯＳＴ信号は、技術上周知なように高周波数ＡＤＳＬ信号と干渉しないようにスプリッタによりブロックされる。
【００２３】
ＦＦＴ１１０は、時間領域等化器９０から入力したデジタル・サンプルを周波数領域へ変換し、そして全てのサブチャンネル（＃１〜２５５）に分離する。そのうちの一つのサブチャンネルは、トーン６４（＃６４）上に伝送される上記パイロットトーンである。
【００２４】
このパイロットトーンに関しては、ＡＮＳＩ　Ｔ１．４１３−１９９８の６．１１．１．２のＰｉｌｏｔの項に、次のように規定されている。サブキャリア６４（ｆ＝２７６ｋＨｚ）は、パイロットとして、すなわちｂ６４＝０でかつｇ６４＝１として確保される。パイロットのサブキャリアで変調されたデータは、一定値｛０，０｝であり、｛＋，＋｝のコンスタレーションの点を発生する（図５（ｂ）参照）。
【００２５】
ゲイン調整部１２５は、ＦＥＱ１２０から出力された信号（＃１〜２５５）のゲイン調整を行った後、デコーダ１３０に出力する。
【００２６】
位相誤差検出器１４５は、ＦＥＱ１２０から、上記シンボル毎に一つ含まれるパイロットトーン（＃６４）を受信する。位相誤差検出器１４５は、現在と前に受信したパイロットトーンに基づいて、シンボル間のフェーズエラーを測定する。
【００２７】
パイロットトーンは、上記のように、直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号であり、複素数（即ち、実数成分と虚数成分）として示される（図５（ｂ）などのコンスタレーションを示す図において横軸Ｘが実部、縦軸Ｙが虚部を示す）。
【００２８】
このため、パイロットトーンは、Ｘ−Ｙ平面上にプロットされるときにベクトルとして示される。受信機のクロックが遠隔の送信機のクロックに対して同期化されないときに、このパイロット・ベクトルは時間経過とともに回転する（図５（ｂ）参照）。位相誤差検出器１４５は、パイロットトーン・シンボル間における位相の差（エラー）をフェーズエラーとしてＰＬＬ部１６５に与える。
【００２９】
サンプリングクロック５０６は、Ａ／Ｄコンバータ８０のクロックとしてセットされる。ＰＬＬ部１６５は、位相誤差検出器１４５からフェーズエラーを入力したとき、サンプリングクロック５０６を調整する。
【００３０】
また、ＤＭＴ方式のマルチキャリア伝送システムでは、米国特許公報第５，４７９，４４７号公報に開示されているように、加入者側のＡＤＳＬモデムにおいて、複数のキャリアの各々のキャリアのＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｒａｔｉｏ：信号対雑音比）を測定し（図１２のステップＳ２１）、この各キャリア毎に測定されたＳＮＲに従って各キャリアへのビット配分を求める。即ち、上記のように、受信側のモデムが搬送波ごとのビットマップ数を決定する（図１０の受信ビットマップ１５０参照）。
【００３１】
局側の装置と加入者側の装置は、通信を行うためのトレーニング時に回線の変調信号とノイズの比（ＳＮＲ）を測定し、各変調キャリアで伝送するビット数を決定する。ＳＮＲが大きいキャリアでは伝送ビット数を多く割当て、ＳＮＲが小さいところでは伝送ビット数を少なく割当てる。これにより、受信側では測定したＳＮＲからキャリア番号に対応した伝送ビット数を示すビットマップが作成される。受信側ではこのビットマップをトレーニング中に送信側に通知することで、定常のデータ通信時に送受信側とも同じビットマップを用いて変復調を行うことが可能となる。
【００３２】
このように、複数のキャリアの各々のＳＮＲによって、複数のキャリアの各々へのビット配分（ビットマップ数）が求められることから、複数のキャリアのＳＮＲによって、最大伝送量Ｒ１（複数のキャリアに配分されたビットの総和）が決定されることになる（図１２のステップＳ２２）。
【００３３】
即ち、まず図１２に図示はしないが、パイロットトーン＃６４を用いてサンプリングクロック５０６のタイミング再生を行う。このとき、図１１では、ＦＥＱ１２０から出力された１シンボルに対応する信号（＃１〜２５５）のうち、パイロットトーン＃６４に対応する信号を位相誤差検出器１４５に供給する。これにより、パイロットトーン＃６４を用いてタイミング再生が行われる。
【００３４】
上記のように、パイロットトーン＃６４を用いたタイミング再生が行われている間に、ステップＳ２１に示すように、各キャリアのＳＮＲが測定される。次いで、ステップＳ２２において、ステップＳ２１での各キャリアのＳＮＲの測定結果に基づいて、最大伝送量Ｒ１が算出される。
【００３５】
ところで、図１３（ａ）及び図１３（ｂ）に示すように、パイロットトーン＃６４のＳＮＲが悪い場合、そのパイロットトーン＃６４を使用したタイミング再生（サンプリングクロックの同期）が良好に行われず、サンプリングジッタが発生する。
【００３６】
図１３（ｂ）は、複数のシンボルの各パイロットトーン＃６４のＱＡＭ信号（１値）を重ねてプロットした場合に、プロット点が一点に安定（集中）せずにバラツキがある状態を示している。
【００３７】
また、上記サンプリングジッタが発生している状態とは、送信側のサンプリング周期と同じ周期で受信側がサンプリングできていない状態である。
【００３８】
そのサンプリングジッタが発生する結果、元来のデータキャリア（パイロットトーン＃６４以外のキャリア）自身のＳＮＲが低くない場合であっても、図１３（ｃ）に示すように、そのデータキャリアに対応するＱＡＭ信号（４値）は、コンスタレーション（信号配置）が位相方向に安定せずに、ＳＮＲが劣化する。データキャリアのＳＮＲが悪い場合には、最大伝送量Ｒ１が減少する。
【００３９】
【発明が解決しようとする課題】
最大伝送量が多いことが望まれる。
サンプリングのタイミング再生を確実に行えることが望まれる。
送信側と受信側でサンプリングクロックの同期をとれることが望まれる。
サンプリングジッタの発生を抑制できることが望まれる。
【００４０】
本発明の目的は、最大伝送量が多いＤＭＴモデム及びそのタイミング再生方法を提供することである。
本発明の他の目的は、サンプリングのタイミング再生を確実に行えるこＤＭＴモデム及びそのタイミング再生方法を提供することである。
本発明の更に他の目的は、送信側と受信側でサンプリングクロックの同期をとれるＤＭＴモデム及びそのタイミング再生方法を提供することである。
本発明の更に他の目的は、サンプリングジッタの発生を抑制できるＤＭＴモデム及びそのタイミング再生方法を提供することである。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
以下に、［発明の実施の形態］で使用する番号・符号を用いて、［課題を解決するための手段］を説明する。これらの番号・符号は、［特許請求の範囲］の記載と［発明の実施の形態］の記載との対応関係を明らかにするために付加されたものであるが、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。
【００４２】
本発明のＤＭＴモデムは、送信機から送信された信号を受信するＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｍｕｌｔｉ−Ｔｏｎｅ）モデム（６００）であって、前記送信機から受信した信号の信号対雑音比に基づいて、前記ＤＭＴモデム（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化するときに用いる信号を選択する。
【００４３】
本発明のＤＭＴモデムは、送信機から送信されたパイロットトーン（＃６４）を受信するＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｍｕｌｔｉ−Ｔｏｎｅ）モデム（６００）であって、前記ＤＭＴモデム（６００）は、前記受信されたパイロットトーン（＃６４）を用いて前記ＤＭＴモデム（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化したときに前記送信機から送信され前記ＤＭＴモデム（６００）にて受信した受信データの第１の信号対雑音比と、前記パイロットトーン（＃６４）に代わるタイミング再生用信号（Ｃ）を用いて前記ＤＭＴモデム（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化したときに前記送信機から送信され前記ＤＭＴモデム（６００）にて受信した受信データの第２の信号対雑音比とに基づいて、前記ＤＭＴモデム（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化するときに用いる信号を前記パイロットトーン（＃６４）又は前記タイミング再生用信号（Ｃ）に決定する。ここで、タイミング再生用信号（Ｃ）は、サブキャリア（Ｃ）に相当する。
【００４４】
本発明のＤＭＴモデムは、送信機から送信されたパイロットトーン（＃６４）を受信するＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｍｕｌｔｉ−Ｔｏｎｅ）モデム（６００）であって、前記ＤＭＴモデム（６００）は、前記パイロットトーン（＃６４）間又はタイミング再生用信号（Ｃ）間の位相差に基づいて、前記ＤＭＴモデムのクロックを前記送信機のクロックに同期化し、前記パイロットトーン（＃６４）又は前記タイミング再生用信号（Ｃ）を入力して前記位相差を検出する位相誤差検出器（１５５）と、前記送信機から送信された信号の１シンボル分の各キャリアの信号対雑音比の測定結果に基づいて前記送信機から前記ＤＭＴモデムへの最大伝送量（Ｒ１、Ｒ２）を求め、前記最大伝送量（Ｒ１、Ｒ２）に基づいて、タイミング再生に用いるキャリアを選択するキャリア選択部（１５７）と、前記選択されたキャリアを示すキャリア特定信号を入力し、前記キャリア特定信号に基づいて前記位相誤差検出器（１５５）に出力する信号を、前記パイロットトーン（＃６４）又は前記タイミング再生用信号（Ｃ）に決定するセレクタ（１５９）とを備えている。
【００４５】
本発明のＤＭＴモデムのタイミング再生方法は、（ａ）　送信機から送信され受信機（６００）にて受信されたパイロットトーン（＃６４）を用いて、前記受信機（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化するステップと、（ｂ）　前記（ａ）が行われているときに前記送信機から送信され前記受信機（６００）にて受信した受信データの第１の信号対雑音比を求めるステップ（Ｓ１１）と、（ｃ）　前記第１の前記信号対雑音比のデータに含まれる前記パイロットトーン（＃６４）に対応する信号の信号対雑音比と前記パイロットトーン（＃６４）以外に対応する信号の信号対雑音比とに基づいて、前記パイロットトーン（＃６４）に代わるタイミング再生用信号（Ｃ）を決定するステップ（Ｓ１４）と、（ｄ）　前記タイミング再生用信号（Ｃ）を用いて、前記受信機（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化するステップと、（ｅ）　前記（ｄ）が行われているときに前記送信機から送信され前記受信機（６００）にて受信した受信データの第２の信号対雑音比を求めるステップ（Ｓ１６）と、（ｆ）　前記第１の信号対雑音比よりも前記第２の信号対雑音比が良いときに、前記タイミング再生用信号（Ｃ）を用いて、定常のデータ通信時においても前記受信機（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化するステップとを備えている。更に、前記第２の信号対雑音比よりも前記第１の信号対雑音比が良いときに、前記パイロットトーン（＃６４）を用いて、前記受信機（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化するステップとを備えている。
【００４６】
本発明のＤＭＴモデムのタイミング再生方法は、（ｇ）　送信機から送信されたパイロットトーン（＃６４）を受信機（６００）にて受信するステップと、（ｈ）　前記受信機（６００）にて受信したパイロットトーン（＃６４）を用いて、前記受信機（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化するステップと、（ｉ）　前記（ｈ）が行われているときに前記送信機から送信され前記受信機（６００）にて受信した受信データの第１の信号対雑音比を求めるステップ（Ｓ１１）と、（ｊ）　前記第１の前記信号対雑音比に基づいて、前記送信機から前記受信機（６００）にデータが伝送されるときの第１の最大伝送量（Ｒ１）を求めるステップ（Ｓ１２）と、（ｋ）　前記第１の前記信号対雑音比のデータに含まれる前記パイロットトーン（＃６４）に対応する信号の信号対雑音比と前記パイロットトーン（＃６４）以外に対応する信号の信号対雑音比とに基づいて、前記パイロットトーン（＃６４）に代わるタイミング再生用信号（Ｃ）を決定するステップ（Ｓ１４）と、（ｌ）　前記タイミング再生用信号（Ｃ）を用いて、前記受信機（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化するステップと、（ｍ）　前記（ｌ）が行われているときに前記送信機から送信され前記受信機（６００）にて受信した受信データの第２の信号対雑音比を求めるステップ（Ｓ１６）と、（ｎ）　前記第２の前記信号対雑音比に基づいて、前記送信機から前記受信機（６００）にデータが伝送されるときの第２の最大伝送量（Ｒ２）を求めるステップ（Ｓ１７）と、（ｏ）　前記第１の最大伝送量（Ｒ１）よりも前記第２の最大伝送量（Ｒ２）が大きいときに、前記タイミング再生用信号（Ｃ）を用いて、前記受信機（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化するステップとを備えている。更に、前記第２の最大伝送量（Ｒ２）よりも前記第１の最大伝送量（Ｒ１）が大きいときには、前記パイロットトーン（＃６４）を用いて、前記受信機（６００）のクロック（５０６）を前記送信機のクロックに同期化するステップとを備えている。
【００４７】
本発明のＤＭＴモデムのタイミング再生方法において、前記（ｎ）では、前記タイミング再生用信号（Ｃ）に２ビットが配置される。ここで、前記（ｎ）において、前記タイミング再生用信号（Ｃ）に２ビットが配置される理由としては、前記（ｍ）において前記第２の信号対雑音比を求めるときにも、２ビット配置のランダム信号で測定するので、前記第２の信号対雑音比の測定時と前記（ｎ）のデータ伝送時（ｓｈｏｗｔｉｍｅという）とでジッタの変化がない点が挙げられれる。
【００４８】
本発明のＤＭＴモデムのタイミング再生方法において、前記（ｃ）または（ｋ）では、キャリア周波数の低さを考慮して前記タイミング再生用信号（Ｃ）が決定される。
【００４９】
本発明のＤＭＴモデムのタイミング再生方法において、更に、（ｐ）　定常のデータ通信が行われたときの符号誤り率が高い場合には、前記（ａ）から前記（ｆ）のステップまたは前記（ｇ）から前記（ｏ）のステップを再度行うステップを備えている。
【００５０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明のＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｍｕｌｔｉ−Ｔｏｎｅ）モデムのタイミング再生方法の一の実施形態について説明する。本実施形態において、従来と共通の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
【００５１】
本実施形態では、ＳＮＲの測定後にサンプリングタイミング再生に用いるキャリアを選択することで、従来に比べて最大伝送量を増やすことができる。
【００５２】
図１は、本実施形態の構成を示すブロック図である。図１において、従来の構成を示す図１１と同じ構成要素については、同じ符号が付されている。図１に示すように、本実施形態のＤＭＴ（ＣＰＥ）モデム６００は、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７と、セレクタ１５９とを備えている。
【００５３】
ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、ゲイン調整部１２５から出力された１シンボルに対応する信号（＃１〜２５５）の各キャリアのＳＮＲ測定を行い、最大伝送量Ｒ１、Ｒ２を求めると共に、その最大伝送量Ｒ１、Ｒ２に基づいて、タイミング再生に用いるキャリアを選択する。ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、その選択したキャリアの番号（＃６４又は＃Ｃ）をセレクタ１５９に出力する。
【００５４】
セレクタ１５９は、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７によって選択されたキャリアの番号（キャリア番号）を入力するとともに、ＦＥＱ１２０から出力された信号（＃１〜２５５）のうち、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７から入力したキャリア番号に対応する信号を、位相誤差検出器１５５に供給する。
【００５５】
位相誤差検出器１５５は、現在と前に（継続的に複数回）受信した上記選択されたキャリア番号に対応する信号に基づいて、それらの信号間のフェーズエラーを測定する。上記選択されたキャリア番号に対応する信号は、上記のように、直交振幅変調（ＱＡＭ）された信号であり、複素数（即ち、実数成分と虚数成分）として示される。
【００５６】
このため、上記選択されたキャリア（番号）に対応する信号は、Ｘ−Ｙ平面上にプロットされるときにベクトルとして示される。受信機のクロックが遠隔の送信機のクロックに対して同期化されないときに、この上記選択されたキャリアの番号に対応する信号のベクトルは時間経過とともに回転する。位相誤差検出器１５５は、上記選択されたキャリアに対応する信号のシンボル間における位相の差（ずれ，エラー）をフェーズエラーとしてＰＬＬ部１６５に与える。
【００５７】
サンプリングクロック５０６は、Ａ／Ｄコンバータ８０のクロックとしてセットされる。ＰＬＬ部１６５は、位相誤差検出器１５５からフェーズエラーを入力したとき、サンプリングクロック５０６を調整する。
【００５８】
次に、図２を参照して、本実施形態のＡＤＳＬモデムのサンプリングタイミング再生のフローについて説明する。図２のフローは、ソフトウェア及びハードウェアのいずれを用いて実行されてもよい。なお、このフローは、従来のフローを示す図１２に対応している。
【００５９】
まず、図２に図示はしないが、従来と同様に、パイロットトーン＃６４を用いてサンプリングクロック５０６のタイミング再生を行う。このとき、図１のセレクタ１５９では、ＦＥＱ１２０から出力された信号（＃１〜２５５）のうち、パイロットトーン＃６４に対応する信号を位相誤差検出器１５５に供給する。これにより、パイロットトーン＃６４を用いてタイミング再生が行われる。
【００６０】
上記のように、パイロットトーン＃６４を用いたタイミング再生が行われている間に、ステップＳ１１に示すように、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７によって、各キャリアのＳＮＲが測定される。
【００６１】
次いで、ステップＳ１２において、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、ステップＳ１１での各キャリアのＳＮＲの測定結果に基づいて、最大伝送量Ｒ１を算出する。
【００６２】
次いで、ステップＳ１３に示すように、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、ステップＳ１１で測定された各キャリアのＳＮＲに基づいて、パイロットトーン＃６４のＳＮＲが、パイロットトーン＃６４以外のキャリアのＳＮＲに比べて悪いか否かを判定する。この場合、具体的には、パイロットトーン＃６４のＳＮＲが、パイロットトーン＃６４以外のキャリアの多くのＳＮＲよりも悪いか否かが判定される。
【００６３】
ステップＳ１３の結果、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、パイロットトーン＃６４のＳＮＲが、パイロットトーン＃６４以外のキャリアのＳＮＲに比べて悪いと判定した場合（Ｓ１３−Ｙ）には、ステップＳ１４に進む。
【００６４】
一方、ステップＳ１３の結果、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、パイロットトーン＃６４のＳＮＲが、パイロットトーン＃６４以外のキャリアのＳＮＲに比べて悪いわけではないと判定した場合（Ｓ１３−Ｎ）には、図２のフローを終了し、タイミング再生に用いるキャリアをパイロットキャリア＃６４のままとする。
【００６５】
ステップＳ１４では、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、タイミング再生に使用するキャリア番号の候補＃Ｃを決定する。このステップＳ１４において、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、キャリア番号の候補Ｃを、＃６４（パイロット）よりもＳＮＲの良いキャリアの中から選ぶ。
【００６６】
次いで、ステップＳ１５において、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、タイミング再生に使用するキャリアをＣ（キャリア番号Ｃに対応するキャリア）に変更する。即ち、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、ステップＳ１４において決定したキャリア番号Ｃを、セレクタ１５９に出力する。セレクタ１５９は、ＦＥＱ１２０から出力された１シンボルに対応する信号（＃１〜２５５）のうち、キャリア番号Ｃに対応する信号（キャリアＣ）を、位相誤差検出器１５５に供給する。これにより、キャリアＣを用いたタイミング再生が行われる。
【００６７】
次いで、上記のようにキャリアＣを用いたタイミング再生が行われている間に、ステップＳ１６では、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７が、各キャリアのＳＮＲを測定する。
【００６８】
次いで、ステップＳ１７において、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、ステップＳ１６での各キャリアのＳＮＲの測定結果に基づいて、最大伝送量Ｒ２を算出する。但し、キャリアＣは２ビット配置とする（図３の符号（ｄ）及び（ｅ）に示される４値）。
【００６９】
ここで、タイミング再生用のキャリアＣに配置するビット数を２ビットにする理由は以下の通りである。ＡＮＳＩ標準によれば、＃６４以外のキャリアには、０ビットか２ビット以上が配置されなければならないことが定められていることと、２ビットであればＱＡＭ信号の信号配置図において、４点が同一円周上に配置されるため、位相のずれを示す２つの点同士の間隔を測定し易くまた、該間隔を大きく確保でき、位相のずれを検出し易いからである（図６（ｂ）参照）。また、ＳＮＲ測定時も、２ビット配置のランダム信号で測定するので、ＳＮＲ測定時とデータ伝送時（ｓｈｏｗｔｉｍｅという）とでジッタの変化がないからである。
【００７０】
次いで、ステップＳ１８において、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、上記ステップＳ１２で求めた最大伝送量Ｒ１と、ステップＳ１７で求めた最大伝送量Ｒ２を比較する。
【００７１】
ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、上記ステップＳ１８の結果が、最大伝送量Ｒ２＞最大伝送量Ｒ１であるとき（Ｓ１８−Ｙ）、図２のフローを終了し、タイミング再生に用いるキャリアをキャリアＣに決定する。
一方、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、上記ステップＳ１８の結果として、最大伝送量Ｒ２が最大伝送量Ｒ１よりも大きくないとき（Ｓ１８−Ｎ）、ステップＳ１９に進む。
【００７２】
ステップＳ１９において、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、タイミング再生に用いるキャリアをキャリアＣからパイロットキャリア＃６４に戻す。即ち、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、パイロットキャリアのキャリア番号＃６４を、セレクタ１５９に出力する。セレクタ１５９は、ＦＥＱ１２０から出力された１シンボルに対応する信号（＃１〜２５５）のうち、キャリア番号＃６４に対応する信号（パイロットキャリア＃６４）を、位相誤差検出器１５５に供給する。これにより、パイロットキャリア＃６４を用いたタイミング再生が行われる。
【００７３】
上記のように、従来は、タイミング再生に用いるキャリアがパイロットキャリア＃６４に固定されていたのに対して、本実施形態では、タイミング再生に用いるキャリア番号が可変である（＃６４又はＣ）。このことから得られる効果について以下に説明する。
【００７４】
図３（ａ）〜図３（ｅ）は、本実施形態の効果を示す図である。
図３（ａ）の符号Ｂで示される波形は、上記図１３（ａ）の波形と同じであり、また、図３（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ図１３（ｂ）、（ｃ）と同じである。図３（ａ）の符号Ａで示される波形、図３（ｄ）及び（ｅ）は、本実施形態を使用した場合に対応する。
【００７５】
図３（ｂ）及び図３（ｃ）に示すように、パイロットトーン＃６４のＳＮＲが悪い場合、サンプリングジッタによりＳＮＲが劣化し、最大伝送量Ｒ１が減少する。
【００７６】
図３（ｄ）は、本実施形態において、ＳＮＲの良いキャリアＣをタイミング再生に使用した場合において、複数のシンボル分のキャリアＣのＱＡＭ信号（上記２ビット：４値）を重ねてプロットした状態を示しており、各プロット点が一点に安定しバラツキが無い。図３（ｄ）に示すように、ＳＮＲの良いキャリアＣをタイミング再生に用いた場合には、サンプリングジッタが発生せず、その結果、図３（ｅ）に示すように、データキャリアに対応するＱＡＭ信号の信号配置が安定し、ＳＮＲが良好なものになり、図３（ａ）の波形Ａが得られる。波形Ａは、パイロットトーン＃６４を用いてタイミング再生したときのデータキャリアのＳＮＲを示す波形Ｂよりも、データキャリアのＳＮＲが改善していることを示している。
【００７７】
本実施形態によれば、サンプリングタイミング再生に用いるキャリアのＳＮＲが外来ノイズ等の影響で他のキャリアに比べて悪い場合、ＳＮＲの良いキャリア（データキャリア）は、サンプリングジッタによって劣化する（図３（ａ）の波形Ｂ参照）。その場合に、サンプリングタイミング再生に用いるキャリアをＳＮＲの良いキャリアに変更することでサンプリングジッタが減少し、ＳＮＲが改善する（図３（ａ）の波形Ａ参照）。これにより、本実施形態によれば、最大伝送量が多くなるという効果が得られる。
【００７８】
図４は、実験結果を示している。タイミング再生に用いるキャリア番号が＃６４（パイロットトーン）であった場合には、破線に示すようにＳＮＲが劣化し、最大伝送量Ｒ１は、８７６４ｋｂｐｓであったのに対して、タイミング再生に用いるキャリアＣとしてキャリア番号９６のキャリアを用いた場合には、実線に示すようにＳＮＲが改善され、最大伝送量Ｒ２は、９１２４ｋｂｐｓであった。
【００７９】
なお、上記ステップＳ１４において、タイミング再生に用いるキャリアは、ＳＮＲが最も高いものを選べば、上記ステップＳ１７において算出される最大伝送量Ｒ２が最大になるとは限らない。ＳＮＲが高いキャリアほど、ビット配分時により多くのビットを配分できる。にもかかわらず、ＳＮＲが高いキャリアをタイミング再生に用いると、上記のように、２ビットしか配分されないことになるからである。よって、この点を考慮して、タイミング再生に用いるキャリアが選択されることが望ましい。
【００８０】
また、上記においては、図２に示すように、ステップＳ１２で求めた最大伝送量Ｒ１と、ステップＳ１７で求めた最大伝送量Ｒ２との比較に基づいて、タイミング再生に用いるキャリアを＃６４かＣに決定したが（ステップＳ１８、Ｓ１９）、これに代えて、ステップＳ１１で求めたＳＮＲと、ステップＳ１６で求めたＳＮＲとの比較に基づいて、タイミング再生に用いるキャリアを＃６４かＣに決定することができる。
【００８１】
即ち、本発明においては、ステップＳ１２とＳ１７は必須ではない。本発明においては、タイミング再生にキャリア＃６４とＣをそれぞれ用いたときのサンプリングジッタの大きさが反映されるステップＳ１１とＳ１６の比較のみで、タイミング再生にキャリア＃６４とＣのいずれが適しているかを判断することができる。
【００８２】
この場合、図２のフローに代えて、Ｓ１１→Ｓ１３→Ｓ１４→Ｓ１５→Ｓ１６→（Ｓ１１で求めたＳＮＲとＳ１６で求めたＳＮＲとを比較するステップ）→（Ｓ１６で求めたＳＮＲがＳ１１で求めたＳＮＲよりも良いわけではないときにタイミング再生にキャリアを＃６４に戻し、Ｓ１６で求めたＳＮＲがＳ１１で求めたＳＮＲよりも良いときにそのフローを終了する）というフローになる。
【００８３】
次に、第２の実施形態について説明する。
【００８４】
図２のステップＳ１４に示したように、第１実施形態では、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７は、タイミング再生に使用するキャリア番号の候補＃Ｃを決定する際に、＃６４（パイロット）よりもＳＮＲの良いキャリアの中から選んでいた。これに対して、第２の実施形態では、上記ステップＳ１４のタイミング再生に使用するキャリア番号の候補＃Ｃを決定するステップにおいて、ＳＮＲのみならず、キャリア周波数の低さ（キャリア番号の小ささ）も考慮して、候補＃Ｃを決定する。
【００８５】
以下に、第２の実施形態において、キャリア周波数の低さを考慮する理由について説明する。
【００８６】
後述するように、位相誤差検出器１５５に入力される、サンプリングタイミングの再生のために用いる信号としてパイロットトーン＃６４のＱＡＭ信号（１値）を用いると、±π（ｒａｄ）までの位相のずれを検出できるが、キャリア番号＃６４以外のキャリアＣのＱＡＭ信号を用いると、１／４π（ｒａｄ）未満までの位相のずれまでしか検出できない。
【００８７】
このことから、キャリア番号＃６４以外のキャリアＣのＱＡＭ信号を用いた場合には、キャリア番号＃６４のキャリア（パイロットキャリア）のＱＡＭ信号（１値）を用いた場合に比べて、タイミングを再生できる範囲、即ち、同期がとれる範囲が少ない。
【００８８】
以下、図５（ａ）、（ｂ）及び図６（ａ）、（ｂ）を参照して、上記の問題、即ち、位相誤差検出器１５５における位相誤差特性について説明する。
【００８９】
図５（ｂ）は、セレクタ１５９によって、パイロットトーン＃６４のＱＡＭ信号（１値）が位相誤差検出器１５５に供給される場合のＱＡＭ信号（１値，符号２０１）を示しており、図５（ａ）は、そのパイロットトーン＃６４のＱＡＭ信号（１値）を用いた場合の位相誤差特性を示している。
【００９０】
図６（ｂ）は、セレクタ１５９によって、パイロットトーン＃６４以外のキャリアＣのＱＡＭ信号が位相誤差検出器１５５に供給される場合のＱＡＭ信号（４値，符号３０１〜３０４）を示しており、図６（ａ）は、そのパイロットトーン＃６４以外のＱＡＭ信号（４値）を用いた場合の位相誤差特性を示している。
【００９１】
図５（ｂ）に示すように、位相誤差が無い状態を示す場合の点２０１のコンスタレーションは、１／４π（ｒａｄ）の位置（基準位置）に存在し、図５（ａ）において、１／４π（ｒａｄ）は、位相誤差量が０になっている。図５（ｂ）及び（ａ）において、バツ印（Ｘ）は、上記基準位置に対して１／４πの位相誤差がある場合を示している。図５（ｂ）及び（ａ）に示すように、パイロットトーン＃６４のＱＡＭ信号（１値）が位相誤差検出器１５５にて用いられた場合には、上記基準位置に対して±π未満の位相誤差を検出可能である。即ち、上記基準位置に対して２πの位相誤差は、上記基準位置と同じ位置になるため、２πの位相ずれがあるのか、位相ずれが０であるのかを判別できない。
【００９２】
図６（ｂ）に示すように、位相誤差が無い状態を示す場合の点３０１〜３０４のコンスタレーションは、それぞれ１／４π、３／４π、５／４π、７／４π（ｒａｄ）の位置（基準位置）に存在し、図６（ａ）において、１／４π、３／４π、５／４π、７／４π（ｒａｄ）は、それぞれ位相誤差量が０になっている。図６（ｂ）及び（ａ）に示すように、パイロットトーン＃６４以外のＱＡＭ信号（４値）が位相誤差検出器１５５にて用いられた場合には、上記基準位置に対して１／４π未満の位相誤差まで検出可能である。即ち、図６（ｂ）において、点３０１が正の方向に１／４π移動した状態と、点３０２が負の方向に１／４π移動した状態との識別ができない。
【００９３】
図５（ａ）、図５（ｂ）、図６（ａ）及び図６（ｂ）に示すように、位相誤差検出器１５５にて用いられる信号が、パイロットトーン＃６４以外のＱＡＭ信号（４値）である場合には、パイロットトーン＃６４のＱＡＭ信号（１値）である場合に比べて、同期がとれる範囲が狭いことになる。
【００９４】
以上のことから、キャリア番号＃６４以外のキャリアＣのＱＡＭ信号を用いる場合には、タイミングを再生できる範囲の小ささが欠点となり、この欠点を補えることが望ましい。
この場合、キャリア周波数の高い（キャリア番号の大きい）キャリアＣのＱＡＭ信号が使用される程、１サンプル当りの位相の回転量（回転角）が大きくなり、その反対に、キャリア周波数の低いキャリアＣのＱＡＭ信号が使用される程、１サンプル当りの位相の回転量（回転角）が小さくて済む。
【００９５】
ここで、上記の点について説明する。
図７に示すように、「サンプル」とは、ＡＤコンバータのサンプリング周期（＝サンプリング周波数の逆数）のことであり、「１サンプル」とは、サンプリング１周期分の時間のことである。本実施形態において、サンプリング周期＝１／２．２０８ＭＨｚである。
図８に、キャリアの信号が＃６４のみの場合のときのＦＦＴに入力される５１２サンプルの時間域データ（＃０〜５１１）の０〜３０のデータを示す。＃６４の周波数の場合は５１２サンプルの中で６４回振動するｓｉｎ波になるので、８サンプルでｓｉｎ波１周期分になる。
図８において、実線は周波数域でみたときに位相がπ／４（ｒａｄ）になるアナログ信号である。△印は実線のデータをサンプリングしたときのディジタル信号になる。また、○印は、△印を基準としたときに、時間域の位相が１サンプル分（＃６４は８サンプルで１周期（２π）であるので２π／８＝π／４）位相がずれたときのディジタル信号である。これをＦＦＴ後の周波数域でみると。信号点は０（ｒａｄ）の位置になる。
周波数域の複素平面上でみたとき、時間域の１サンプルあたりの位相はキャリア番号Ｎによって、（Ｎπ）／２５６になる。＃６４の場合、（６４π）／２５６＝π／４となる。
このことから、キャリア周波数の高い（キャリア番号の大きい）キャリアＣのＱＡＭ信号が使用される程、１サンプル当りの位相の回転量（回転角）が大きく、キャリア周波数の低いキャリアＣのＱＡＭ信号が使用される程、１サンプル当りの位相の回転量（回転角）が小さいことが分かる。
【００９６】
そこで、第２実施形態においては、上記ステップＳ１４にてタイミング再生に使用するキャリア番号の候補＃Ｃを決定する場合において、＃６４（パイロット）よりもＳＮＲが良いという第１実施形態での条件に加えて、キャリア周波数の低さをも条件にしてキャリア番号Ｃを決定する。このように、キャリア周波数の低いキャリアＣを選択することで、キャリア番号＃６４以外のキャリアＣのＱＡＭ信号を用いる場合のタイミングを再生できる範囲の小ささを補うようにする。
【００９７】
また、図５（ａ）、図５（ｂ）、図６（ａ）及び図６（ｂ）を参照して上述したように、位相誤差特性は、位相誤差検出器１５５にて用いられる信号が、パイロットトーン＃６４以外のＱＡＭ信号（４値）であるか、パイロットトーン＃６４のＱＡＭ信号（１値）であるかによって異なる。したがって、位相誤差検出器１５５は、ＳＮＲ測定及びキャリア選択部１５７からタイミング再生に用いるキャリア番号を入力し、その入力した値に応じて、位相誤差検出器１５５内の条件設定を行う（この条件設定は第２実施形態のみならず、第１及び第３実施形態においても必要である）。
【００９８】
次に、第３実施形態について説明する。
【００９９】
第１または第２実施形態において、パイロットトーン（＃６４）または＃６４以外のキャリアＣを用いてタイミング再生を行い同期をとったにも拘らず、イニシャライズシーケンス（ＡＮＳＩ　Ｔ１．４１３−１９９８のＦｉｇｕｒｅ４３）の後に行われる、定常のデータ通信において受信データの符号誤り率でエラーが多い場合には、第３実施形態では、そのイニシャライズシーケンスを再度やり直すというステップを行う。
【０１００】
即ち、タイミング再生を行い同期をとったにも拘らず、受信データの符号誤り率でエラーが多い場合とは、図５（ｂ）及び図６（ｂ）に示すように、ＱＡＭ信号の点が上記基準位置から位相誤差として検出不可能な点まで回転し、その位置で同期がとれていると誤判断されてロックされてしまっている場合が考えられる。
【０１０１】
具体的には、図５（ｂ）に示すように、パイロットトーン（＃６４）が用いられた場合、上記基準位置からの位相誤差が２π（ｒａｄ）である場合には、位相誤差が０（ｒａｄ）の場合と識別できないため、その位置で同期がとれていると誤判断されてロックされる場合が考えられる。
また、図６（ｂ）に示すように、パイロットトーン（＃６４）以外のキャリアＣが用いられた場合、上記基準位置からの位相誤差がπ／２（ｒａｄ）である場合には、位相誤差が０（ｒａｄ）の場合と識別できないため、その位置で同期がとれていると誤判断されてロックされる場合が考えられる。
【０１０２】
第３実施形態では、タイミング再生を行い同期をとったにも拘らず、受信データの符号誤り率でエラーが多い場合に、即座に（積極的に）イニシャライズシーケンスのやり直しを行うことで、タイミング再生の失敗を迅速に解消することができる。
【０１０３】
上述したように、位相誤差検出器１５５にて用いられる信号が、パイロットトーン＃６４のＱＡＭ信号（１値）である場合には、２π（ｒａｄ）の位相誤差がある場合に、同期がとれているとの誤判断がなされるのに対し、パイロットトーン＃６４以外のＱＡＭ信号（４値）である場合には、π／２（ｒａｄ）の位相誤差がある場合に、同期がとれているとの誤判断がなされる。このことから、上記誤判断は、パイロットトーン＃６４以外のＱＡＭ信号（４値）を用いた場合により発生し易いと考えられる。よって、第３実施形態は、パイロットトーン＃６４以外のＱＡＭ信号（４値）を用いてタイミング再生を行った場合により有効である。
【０１０４】
【発明の効果】
本発明によれば、最大伝送量を多くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明であるＤＭＴモデムのタイミング再生方法の第１の実施の形態におけるＡＤＳＬモデムの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明であるＤＭＴモデムのタイミング再生方法の第１の実施の形態におけるＡＤＳＬモデムの動作を示すフローチャートである。
【図３】本発明であるＤＭＴモデムのタイミング再生方法の第１の実施の形態の効果を示す図である。
【図４】本発明であるＤＭＴモデムのタイミング再生方法の第１の実施の形態の効果を示す実験結果を示すグラフ図である。
【図５】本発明であるＤＭＴモデムのタイミング再生方法の第２の実施の形態において、位相誤差特性を説明するための図である。
【図６】本発明であるＤＭＴモデムのタイミング再生方法の第２の実施の形態において、位相誤差特性を説明するための他の図である。
【図７】本発明であるＤＭＴモデムのタイミング再生方法の第２の実施の形態において、サンプルを説明するための図である。
【図８】本発明であるＤＭＴモデムのタイミング再生方法の第２の実施の形態において、タイミング再生に用いるキャリアのキャリア番号と１サンプル当りの位相の回転量の関係を説明するための他の図である。
【図９】ＤＭＴ変調方式の原理を示すブロック図である。
【図１０】ＡＤＳＬトランシーバの構成を示すブロック図である。
【図１１】従来のＣＰＥモデムの一例を示すブロック図である。
【図１２】従来のＤＭＴ方式のマルチキャリア伝送システムにおける最大伝送量を算出するための動作を示すフローチャートである。
【図１３】従来のＤＭＴ方式のマルチキャリア伝送システムにおいて、パイロットトーン＃６４のＳＮＲが悪い場合の問題点を示す図である。
【符号の説明】
５　送信データ
１０　Ｓ−Ｐバッファ
２０　エンコーダ
３０　逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）
４０　サイクリックプレフィックス付加部
４１　Ｐ−Ｓバッファ
５０　Ｄ／Ａコンバータ
６０　送信ビットマップ
７０　加入者回線
７５　受信フィルタ
８０　Ａ／Ｄコンバータ
９０　ＴＥＱ
１００　サイクリックプレフィックス削除部
１０１　Ｓ−Ｐバッファ
１１０　ＦＥＴ
１２０　ＦＥＱ
１２５　ゲイン調整部
１３０　デコーダ
１４０　Ｐ−Ｓバッファ
１４５　位相誤差検出器
１４６　ループフィルタ
１４７　ＶＣＯ
１５０　受信ビットマップ
１５５　位相誤差検出器
１５７　ＳＮＲ測定及びキャリア選択部
１５９　セレクタ
１６５　ＰＬＬ部
５００　ＣＰＥモデム
５０６　サンプル・クロック
６００　ＤＭＴモデム
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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