(57)【要約】      （修正有）【課題】定着ヒータを備えた画像形成装置において、利用可能な総電力量が制限されるという条件下で、印字速度をできる限り向上させることが可能となるヒータ駆動回路を提供する。【解決手段】ＡＣラインフィルタから供給される交流電圧は、全波整流された後、スイッチングコンバータで電圧変換され、ヒータに印加される。ＦＥＴは、このスイッチングコンバータをオン／オフ制御する素子として作用する。一方、ＡＣラインフィルタから供給される交流電流は、カレントトランスおよび整流回路によって、その電流値が検出されて、ヒータ制御回路のＤＩ端子に供給される。ヒータ制御回路は、ＦＥＴに対して、ＤＩ端子から供給されるＡＣライン電流が所定値に近づくように、スイッチングコンバータをオン／オフ制御する。これにより、ヒータに流れる電流は所定値に安定するので、ＡＣライン電圧が変動しない限り、ヒータ１１２に供給される電力は所定値に保持される。【選択図】    図１
2004303466.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源から電源供給される交流電源ラインの電流値を検出する電流検出手段と、
前記交流電源ラインの交流電圧を全波整流する全波整流手段と、
該全波整流手段からの全波整流電圧を高周波でスイッチング制御するスイッチング制御手段と、
該スイッチング制御手段からのスイッチング出力に含まれる高周波成分を除去するフィルタ手段と、
該フィルタ手段からの出力が印加される加熱ヒータと、
前記電流検出手段によって検出された電流値に基づいて、前記スイッチング制御手段をオン／オフ制御するヒータ制御手段と
を有することを特徴とするヒータ駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、レーザビームプリンタや電子写真複写機に使用されている定着ヒータを駆動するヒータ駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、レーザビームプリンタや電子写真複写機に使用されている定着ヒータの加熱手段としては、ガラス管にガスを封入し、そのガス環境のなかで発熱導体を加熱させる、ガラス管ヒータがよく用いられている。特に、ガスとしてハロゲンガスを用いた、所謂ハロゲンヒータが幅広く用いられている。このガラス管ヒータは、電気的には非線形素子として作用し、ヒータの温度が低い状態では電気抵抗は低く、ヒータが加熱されると電気抵抗が高くなるという特性をもっていた。この特性のため、ヒータをオフ／オンさせたときの突入電流が高くなっていた。
【０００３】
ヒータを駆動する素子としては、一般にはＡＣ（交流）のオン／オフ素子であるトライアック（ＴＲＩＡＣ）が広く用いられている。定着器には温度を検出するサーミスタが取り付けられていて、定着器を制御する装置は、そのサーミスタ温度を検出しながら、トライアックをオン／オフするようにしていた。ヒータが加熱されている間は、問題は生じないが、ヒータが冷えている状態でオンさせると、ヒータの前記非線形特性によってヒータやトライアックに過大な電流が流れていた。ちなみに、このヒータのラッシュ電流は、定常時の電流の１０倍程度にも達する。
【０００４】
このヒータオン時のラッシュ電流は、当然ＡＣ電源ラインにも流れ、ＡＣラインのインピーダンスによってラッシュ電流による電圧降下が生じ、いわゆるフリッカ（ちらつき）が生じたりする。フリッカとは、ＡＣラインの電圧降下によって屋内の照明器具がちらつくことであり、このちらつきによってユーザに不快感を与えることになる。特に、高速のレーザビームプリンタや電子写真複写機には高電力のヒータが必要であり、このフリッカへの影響が大きくなる。
【０００５】
このフリッカ問題に対処するために、トライアックによる低周期のオン／オフ制御ではなく、高周波のスイッチング制御が採用されている（例えば、特許文献１参照）。そのスイッチング制御の素子としては、ＦＥＴ（ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用され、複写ノイズ抑制のため、スイッチング回路の出力にはＬＣフィルタ回路が利用される。
【０００６】
ＦＥＴのようなスイッチング素子は、一方向の電流のみを高い周波数でオン／オフするので、ＡＣライン電圧を全波整流する回路を必要とする。すなわち、ＡＣサイン波形を全波整流した電圧波形に変換し、その全波整流した電圧波形をさらにＦＥＴでスイッチングし、ＬＣフィルタで波形矯正して、ヒータに供給する。スイッチング素子であるＦＥＴは、高周波でオン／オフ制御されるわけであるが、そのデューティサイクル比を変化させて、ヒータに印加される電圧波形の波高値あるいは平均値を調整する。つまり、ヒータに供給される電圧を所定値に保つようにする。そして、ヒータのオフ／オン時には、そのデューティサイクル比を低い値からしだいに高くするように制御する。このオフ／オン時のデューティサイクルの制御をスローアップ制御と呼ぶ。このスローアップ制御によって、オフ／オン時のヒータに印加される全波整流電圧の波高値や平均値は徐々に増加するので、オフ／オン時のラッシュ電流が過大に流れることは無くなる。
【０００７】
このようにして、高周波動作のスイッチング素子をオン／オフ制御することによってラッシュ電流を低く抑えることができ、フリッカの問題を解決していた。
【０００８】
【特許文献１】
特開平６−２３０７０２号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、レーザビームプリンタや電子写真複写機ではヒータの電力制御のために、フリッカ以外の困難さがつきまとっている。それは、最大電力の制限である。
【００１０】
日本では、ＡＣラインの電圧は、一般の屋内配線では公称１００Ｖ（実効値）であり、１コンセントあたりの最大電流は１５Ａと決められている。したがって、１００Ｖ配線では、最大１，５００Ｗの電力しか供給できない。また、北米では、公称１２０Ｖ（実効値）であり、１コンセントあたりの最大電流は１３．２Ａと決められている。したがって、北米の１２０Ｖ配線では、最大１，５８４Ｗの電力しか供給できない。ＥＵでは、公称２３０Ｖであり、１コンセントあたりの最大電流は１０Ａなので、２，３００Ｗまで供給できる。
【００１１】
一方、高速のレーザビームプリンタや電子写真複写機（例えば、毎分５０枚程度印刷できるもの）では、ヒータに必要な電力は１，０００Ｗにもなる。トータル１，５００Ｗのうち１，０００Ｗもの電力がヒータに消費されるので、残り５００Ｗで装置の全制御を行わなければならない。また、ヒータの駆動回路には駆動損失があるので、ヒータ系以外で利用できる電力は、さらに少なくなる。また、高速の電子写真複写機では、原稿のイメージスキャンのためにガラス管ランプが使用され、このガラス管ランプのために大きく電力を消費している。さらには、高速レーザビームプリンタや電子写真複写機ではオプションの給紙装置や排紙装置（スタッカやステープラ）が一緒に利用されることが多いので、トータル１，５００Ｗ以下に抑えるのがさらに困難になってきている。もっとも、日本や北米においても約２００Ｖの電源ラインはあるものの、それほど広く利用されているわけではないので、１００Ｖや１２０Ｖで動作可能な装置は、非常に好まれる。
【００１２】
また、ヒータの消費電力には、ばらつきが大きいという問題もある。ハロゲンヒータのようなガラス管ヒータの消費電力には、ロット間に大きなばらつき（通常±３．５％ほど）がある。このばらつきを考慮して、日本ではトータル１，５００Ｗ以下の電力に抑えなければならない。ヒータの抵抗値が低く、かつ消費電力が高くなった場合において、この１，５００Ｗの規定を満足させようとすると、ヒータの抵抗値が高くなってヒータの消費電力が低くなると、最大７％の消費電力ダウンになってしまう。例えば、ヒータのばらつきを考慮して１，０００Ｗ必要な定着器を想定すると、ヒータの抵抗値のばらつきによって、ヒータの消費電力は最大１，０７０Ｗになってしまう。この結果、ヒータ以外に利用できる電力量が７０Ｗ分も減ってしまうことになる。
【００１３】
このように、日本や北米の電源電圧事情や、ガラス管ヒータのばらつきによって、高速なレーザビームプリンタや電子写真複写機では、最大電力の制限を達成することが困難になっていた。事実、毎分８０枚程度印刷可能な高速機では、日本や北米においても、やむなく２００Ｖ電源を利用していた。
【００１４】
したがって、高速レーザビームプリンタや電子写真複写機では、利用できる総電力量が制限されることにより、印字速度をさらに向上させることができなかった。
【００１５】
本発明は、この点に着目してなされたものであり、定着ヒータ（加熱ヒータ）を備えた画像形成装置において、利用可能な総電力量が制限されるという条件下で、当該画像形成装置の印字速度をできる限り向上させることが可能となるヒータ駆動回路を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載のヒータ駆動回路は、商用交流電源から電源供給される交流電源ラインの電流値を検出する電流検出手段と、前記交流電源ラインの交流電圧を全波整流する全波整流手段と、該全波整流手段からの全波整流電圧を高周波でスイッチング制御するスイッチング制御手段と、該スイッチング制御手段からのスイッチング出力に含まれる高周波成分を除去するフィルタ手段と、該フィルタ手段からの出力が印加される加熱ヒータと、前記電流検出手段によって検出された電流値に基づいて、前記スイッチング制御手段をオン／オフ制御するヒータ制御手段とを有することを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１８】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るヒータ駆動回路の構成を示す電気回路図である。
【００１９】
同図において、整流回路１１４は、交流電圧を直流電圧に変換するものであり、ヒータ制御回路１１５は、ヒータ１１２のスイッチング制御を行うものであり電圧検知回路１１６は、ヒータ１１２に印加される全波整流電圧波形の波高値あるいは平均値を検出するものである。
【００２０】
図２は、整流回路１１４の詳細な回路構成を示す図であり、図３は、電圧検知回路１１６の詳細な回路構成を示す図であり、図４は、ヒータ制御回路１１５の詳細な回路構成を示す図である。
【００２１】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８，１１９もブロック図で記載されているが、この詳細な回路構成は図示されていない。これらのＤＣ−ＤＣコンバータ１１８，１１９は、通常よく使われるものだからである。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８，１１９は、各出力電圧をそれぞれ所望の電圧値に制御する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８，１１９の内部では、１次側入力と２次側入力は電気的に分離されている。すなわち、１次側から２次側への電力の伝達には、スイッチングトランスが用いられている。さらに、２次側電圧の安定化のために、フォトカプラによって２次側から１次側に信号が伝達されている。
【００２２】
また、プリンタコントローラ１０４もブロック図で記載されているが、これも本発明を特徴付けるものではないので、その詳細な回路構成は図示されていない。
【００２３】
図１において、ＡＣ電源１０１は、外部から供給される商用電源であり、日本であればＡＣ１００Ｖである。
【００２４】
ＡＣラインフィルタ１０２は、本実施の形態のヒータ駆動回路が発生するスイッチングノイズを外部ＡＣラインに伝播させないようにするものである。ＡＣラインフィルタ１０２は、通常の電子機器が利用するようなコモンモードチョークやクロスラインコンデンサで構成されている。これも本発明に特徴的な回路ではないので、その詳細な回路構成は図示されていない。
【００２５】
ＡＣラインフィルタ１０２が出力するＡＣ電圧は、ダイオードブリッジ１０３に入力される。ダイオードブリッジ１０３は、ＡＣ電圧波形を全波整流するもので、ＡＣ電圧からＤＣ（直流）電圧を生成するのによく知られた素子であり、通常４個のダイオードから構成される。ダイオードブリッジ１０３はよく知られた素子なので、その詳細な説明は省略する。
【００２６】
ダイオードブリッジ１０３とは直列に、カレントトランス１０６が接続される。カレントトランス１０６が通常の電圧変換トランスと異なる一番大きな点は、１次側から見た入力インピーダンスが極めて小さいことである。この特性を得るために、１次側の巻き線のターン数を最小化（通常は１ターン）し、また１次側と２次側の結合を疎結合にしてある。カレントトランス１０６の１次側入力インピーダンスは極めて小さいので、ＡＣラインフィルタ１０２が出力するＡＣ電圧のほとんどがダイオードブリッジ１０３に印加され、カレントトランス１０６の入力端にはほとんど電圧が印加されない。
【００２７】
カレントトランス１０６の出力側巻き線には３本の端子がある。その真中のタップ端子は、ヒータ制御回路１１５のグランドに接続され、その両端の端子は、整流回路１１４に入力される。カレントトランス１０６の２次側巻き線のターン数は非常に多くとってあるので、カレントトランス１０６の入力端には僅かな電圧しか印加されないものの、その２次側にはいくらかのＡＣ電圧が誘起される。２次側に誘起された電圧は、整流回路１１４の〜Ａ端子と〜Ｂ端子に入力される。整流回路１１４は、入力されたＡＣ電圧波形を全波整流するとともに、フィルタ回路によってＤＣ電圧に変換する。
【００２８】
図２に示すように、整流回路１１４は、入力ＡＣ電圧波形を全波整流するためのダイオード２０１，２０２と、抵抗２０３，２０４およびコンデンサ２０５からなるフィルタ回路とによって構成されている。
【００２９】
このように、カレントトランス１０６と整流回路１１４によってＡＣ電源のＡＣ電流を検出できることになる。
【００３０】
図１に戻り、整流回路１１４からの検出出力は、ヒータ制御回路１１５のＤＩ端子に入力される。
【００３１】
さて、ダイオードブリッジ１０３で全波整流された電圧は、スイッチングコンバータで電圧変換される。このスイッチングコンバータは、インダクタ１０５，１１０と、フィルムコンデンサ１０７，１１１と、ＦＥＴ１０８と、ダイオード１０９とによって構成されている。このスイッチングコンバータは、所謂ダウンコンバータであり、全波整流された電圧波形のピーク値（もしくは平均値）が低くなり、図５に示すように、全波整流された電圧波形が縮小されたような波形が出力される。ここで、ＦＥＴ１０８は、スイッチング素子として作用し、ダイオード１０９は、フライホイール用ダイオードである。インダクタ１１０とフィルムコンデンサ１１１は、フィルタ回路を構成し、ダウンコンバータとして必須の素子となる。インダクタ１０５とフィルムコンデンサ１０７は、ダウンコンバータの入力部のフィルタとして作用する。このＬＣフィルタは、高周波のスイッチング電流をダイオードブリッジ１０３およびカレントトランス１０６の１次巻き線に流れなくする。このダウンコンバータのスイッチングサイクルでのオン時間の比率は、オンデューティ比と呼ばれ、そのオンデューティ比に比例して、ヒータ１１２に印加される全波整流波形のピーク値（もしくは平均値）は増減する。
【００３２】
ヒータ制御回路１１５は、整流回路１１４から受信した信号や電圧検知回路１１６から受信した信号に基づいて、オンデューティ比を制御することにより、ＦＥＴ１０８のスイッチング制御を行う。電圧検知回路１１６は、ヒータ１１２の印加電圧のピーク値（あるいは平均値）に比例した電圧をヒータ制御回路１１５に出力する。したがって、ヒータ制御回路１１５は、入力ＡＣ電流とヒータ１１２の印加電圧を検知してスイッチング制御を行うようにしている。
【００３３】
ヒータ制御回路１１５と電圧検知回路１１６を動作させるのには、当然ＤＣ電源を供給する回路が必要であり、このＤＣ電源を供給する回路が、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８，１１９である。ＡＣラインフィルタ１０２後のＡＣ電圧波形は、ダイオードブリッジ１１３で全波整流される。そして、電界コンデンサ１１７は、これをリップル分をいくらか含んだＤＣ電圧に変換する。そのリップルを含んだＤＣ電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８，１１９に入力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８，１１９は、リップルの少ない、目的のＤＣ電圧を出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１８からのＤＣ電圧は、主にヒータ制御回路１１５で使用され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１９からのＤＣ電圧は、補助電源出力として電圧検知回路１１６で使用される。
【００３４】
このように、電源回路をＤＣ−ＤＣコンバータ１１８，１１９の２つに分けた理由は、ヒータ制御回路１１５と電圧検知回路１１６の基準グランド電位が異なるからである。異なる基準グランド電位のために、前述したように、トランスで分離したＤＣ−ＤＣコンバータを２個利用している。
【００３５】
次に、電圧検知回路１１６の動作を、図３に従って説明する。
【００３６】
図３において、電圧検出回路１１６を動作させる電源は、補助電源端子＋と補助電源端子−から供給され、これらの端子は、図１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１９の出力に接続される。この補助電源は、オペアンプ３０４の電源端子に入力される。
【００３７】
電圧検知回路１１６は、入力検知部と電圧出力部とが電気的に分離されており、その分離のために、フォトカプラ３０５が利用されている。電圧検知回路１１６の入力側回路部（入力検知部）は、ツェナーダイオード３０８と、抵抗３０１，３０２，３０７と、コンデンサ３０３，３０６と、オペアンプ３０４と、フォトダイオード（３０５の入力部分）３０５Ａとからなる。また、電圧検知回路１１６の出力側回路部（電圧出力部）は、可変抵抗３０９とフォトトランジスタ（３０５の出力部分）３０９Ｂとからなる。なお、入力側の電圧検知回路部は、素子３０１，３０２，３０３および３０８からなる。
【００３８】
ツェナーダイオード３０８の降伏電圧以上の電圧が入力されると、抵抗３０１，３０２に電流が流れ、抵抗３０２の端子間電圧がオペアンプ３０４に入力される。コンデンサ３０３は、検知電圧を平均化（低周波成分を取り出す）ためのコンデンサである。オペアンプ３０４は、抵抗３０２の端子間電圧に等しいだけの電圧が抵抗３０７の端子間に印加されるように動作する。したがって、フォトダイオード３０５Ａに流れる電流は、抵抗３０２の端子間電圧に比例するようになる。
【００３９】
なお、コンデンサ３０６は、フォトダイオード３０５Ａに流れる電流を安定化するために設けられている。
【００４０】
フォトダイオード３０５Ａに電流が流れ、フォトダイオード３０５Ａが発光すると、フォトダイオード３０５Ａに流れる電流に比例した電流が、出力側のフォトトランジスタ３０５Ｂに流れる。フォトトランジスタ３０５Ｂに流れる電流は、可変抵抗３０９に流れ、その結果、可変抵抗３０９の端子間電圧が電圧ＶＯＵＴとして出力される。
【００４１】
なお、フォトトランジスタ３０５Ｂのコレクタ端子は、ヒータ制御回路１１５の電源端子ＶＣＣ１に接続されている。
【００４２】
抵抗３０９が可変抵抗であるのは、フォトダイオード３０５Ｂの電流ばらつきを補正するためである。一般に、フォトカプラ３０５における１次側と２次側との間の電流伝達効率は、ロット間で２倍ほどばらつくので、その電流伝達効率のばらつきを、可変抵抗３０９の抵抗値を調整することで補正する。
【００４３】
このようにして、抵抗３０２の端子間電圧に比例した電圧が電圧ＶＯＵＴとして出力される。
【００４４】
図６は、電圧検知回路１１６の入力と出力の電圧伝達特性の一例を示す図である。図中、横軸は、ヒータ１１２に印加される電圧の平均値を示し、縦軸は、電圧検知回路１１６の出力電圧を示している。ここで、電圧ＶＴＨは、ツェナーダイオード３０８の降伏電圧から決まる電圧値である。
【００４５】
このようにして、ヒータ１１２に印加される電圧の平均値（あるいはピーク値）に比例した値が、電圧ＶＯＵＴとして検出できる。
【００４６】
なお、ツェナーダイオード３０８を用いた理由は、ヒータ１１２に印加される電圧の目標値近傍で制御を行いたいからである。
【００４７】
次に、ヒータ制御回路１１５の動作を、図４に従って説明する。
【００４８】
ヒータ制御回路１１５の基本機能は、整流回路１１４と電圧検出回路１１６から受け取った情報（それらは、それぞれＡＣ電流とヒータ印加平均電圧に比例する情報となる）から、ＦＥＴ１０８を駆動するＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ  ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルスを発生することである。
【００４９】
図４において、１チップマイクロコントローラ（以下、「マイコン」と略して言う）４０１は、ヒータ制御回路１１５の核となるものである。マイコン４０１の内部には、マイコンコア４０１ａ、ＲＯＭ４０１ｂ、ＲＡＭ４０１ｃ，ＥＥＰＲＯＭ（書き換え可能な不揮発性ＲＯＭ）４０１ｄ、周辺回路４０１ｅなどがある。マイコン４０１は、発振器４０２から供給されるメインクロックに同期して動作する。
【００５０】
整流回路１１４からの出力電圧は、ヒータ制御回路１１５のＤＩ端子に入力される。ＤＩ端子に入力された電圧は、ＡＤコンバータ４０３に入力される。ＡＤコンバータ４０３は、入力されたアナログ電圧をＡＤ（アナログ−デジタル）変換し、デジタルデータ（ここでは８ビット幅）をデータＤＩＤＡＴＡ（０・・７）としてマイコン４０１に入力する。ここで、（０・・７）と記述しているのは、８ビットのバス幅のデータを表すためである。
【００５１】
同様に、電圧検知回路１１６からの出力電圧は、ヒータ制御回路１１５のＤＶ端子に入力され、そのＤＶ端子の電圧は、ＡＤコンバータ４０４に入力される。ＡＤコンバータ４０４では、同様にＡＤ変換がなされ、デジタルデータＤＶＤＡＴＡ（０・・７）としてマイコン４０１に供給される。
【００５２】
このようにして、マイコン４０１は、データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）を介してＡＣ入力電流（ヒータに流れる電流に対応するもの）を検知し、データＤＶＤＡＴＡ（０・・７）を介してヒータ１１２の印加電圧の平均値を検出する。
【００５３】
タイマカウンタ４０５は、発振器４０７から供給されたクロックをカウントし、カウント値を８ビットのデータＴＭＲＤＡＴＡ（０・・７）として、デジタルコンパレータ４０６に出力する。タイマカウンタ４０５は、所謂フリーランのタイマであり、タイマカウント値が最大値（ＦＦＨ）になると、次の入力クロックでは０Ｈにリセットされる。したがって、タイマカウンタ４０５のカウント値は所定周期で０ＨからＦＦＨまでのこぎり波状に変化する。
【００５４】
なお、タイマカウンタ４０５には初期化端子があり、マイコン４０１から出力されるＲＳＴ信号が“真”（例えばハイレベル）になると、タイマカウンタ４０５は初期化され、データＴＭＲＤＡＴＡ（０・・７）は０Ｈにリセットされる。
【００５５】
デジタルコンパレータ４０６は、マイコン４０１から出力されるデジタルデータＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）と、タイマカウンタ４０５から出力されるデジタルデータＴＭＲＤＡＴＡ（０・・７）とを入力し、それら二つのデジタルデータを比較する。そして、データＴＭＲＤＡＴＡ（０・・７）の値がデータＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値より大きいとき、コンパレータ４０６は、ハイレベルを出力する。
【００５６】
このようにして、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）は、コンパレータ４０６によって所定周期のＰＷＭパルスに変換され、そのＰＷＭパルスは、ドライバ４０８に入力される。さらに、ドライバ４０８の出力は、ヒータ制御回路１１５の出力ＯＵＴとして、ＦＥＴ１０８のゲートに入力される。
【００５７】
このようにして、ＦＥＴ１０８にＰＷＭパルスが印加される。
【００５８】
抵抗４１０，４１１およびフォトカプラ４０９は、ヒータ制御回路１１５の外部からのオン／オフ指令を受けるための回路である。その外部とは、図１のプリンタコントローラ１０４である。フォトカプラ４０９を設けたのは、外部からの指令を受信するのに、電気的に分離するためである。ヒータ制御回路１１５のグランドは、ＦＥＴ１０８のソース端子に接続されている。つまり、ヒータ制御回路１１５のグランドといえども、制御装置の筐体と比較して、大きな電位差を有しているので、プリンタコントローラ１０４とヒータ制御回路１１５とは電気的に分離する必要がある。
【００５９】
ヒータ制御回路１０５がＦＤＲＶ端子からＲＥＴ端子に向けて電流を流すと、その電流がフォトカプラ４０９を介して伝達され、マイコン４０１にＦＤＲＶＯ信号として入力される。マイコン４０１は、ＦＤＲＶＯ信号の“真”を受け取ると、ヒータ制御を開始する。以下、その制御処理を説明する。
【００６０】
図７は、マイコン４０１が実行するメインルーチンの手順を示すフローチャートであり、図８は、メインルーチンのステップＳ１１のヒータ電圧調整処理サブルーチンの詳細な手順を示すフローチャートである。
【００６１】
電源がオンされると、図７のメインルーチンが起動され、マイコン４０１は、まずステップＳ１〜Ｓ３の初期化処理を実行する。ステップＳ１では、マイコン４０１内部のメモリ（ＲＡＭ４０１ｃ）に記憶されたカウンタ１を“０”にリセットする。ステップＳ２では、デジタルコンパレータ４０６に出力するべきデータＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）を“０Ｈ”にリセットする。これにより、コンパレータ４０６に入力されるデータＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値は“０Ｈ”となる。ステップＳ３では、マイコン４０１はＲＳＴ信号を“真”（例えばハイレベル）にセットし、タイマカウンタ４０５を初期化する。これにより、タイマカウンタ４０５から出力されるデータＴＭＲＤＡＴＡ（０・・７）は“０Ｈ”にリセットされ、コンパレータ４０６の出力は“０”になる。
【００６２】
このようにして、初期状態ではＦＥＴ１０８をオフの状態にする。
【００６３】
次に、ステップＳ４では、マイコン４０１はＦＤＲＶＯ信号をモニタし、ＦＤＲＶＯ信号が“真”（例えばローレベル）になるまで、ステップＳ４にて待ち続ける。プリンタコントローラ１０４がヒータ動作を指示すると、ＦＤＲＶ端子に電流が流れ、ＦＤＲＶＯ信号は“真”の状態になる。マイコン４０１が“真”のＦＤＲＶＯ信号を受け取ると、ステップＳ５に進み、ＲＳＴ信号を“偽”の状態にする。このときから、タイマカウンタ４０５は発信器４０７の出力するクロックに同期してカウントを開始する。
【００６４】
そして、マイコン４０１はカウンタ１を１だけインクリメントし（ステップＳ６）、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値を同様に１だけインクリメントする（ステップＳ７）。このとき、データＰＷＭＤＡＴＡの値は１だけ増加し、そのデータ値が、デジタルコンパレータ４０６に入力される。
【００６５】
次に、マイコン４０１は所定時間Ｔ１待った（ステップＳ８）後、次のステップＳ９に移行する。ステップＳ９では、データＤＶＤＡＴＡ（０・・７）の値が所定値ＶＤ１以下であるかどうかを判定し、ＤＶＤＡＴＡ（０・・７）≦ＶＤ１ならば、ステップＳ１０に移行する一方、ＤＶＤＡＴＡ（０・・７）＞ＶＤ１ならば、ステップＳ１１に移行する。
【００６６】
ステップＳ１０では、カウンタ１の値が値ＴＭＡＸになったか否かを判定し、カウンタ１≠ＴＭＡＸならばステップＳ６に戻る一方、カウンタ１＝ＴＭＡＸならば、ステップＳ１１に移行する。
【００６７】
ステップＳ６〜Ｓ１０の処理では、データＤＶＤＡＴＡ（０・・７）の値が値ＶＤ１以下であって、かつカウンタ１の値が値ＴＭＡＸに達していない間は、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値をインクリメントすることを意味する。これにより、ＦＥＴ１０８に入力されるＰＷＭパルスのオンデューティ比が０から徐々に増加し、ヒータ１１２の印加電圧が所定値になるまで（データＤＶＤＡＴＡ（０・・７）の値が値ＶＤ１になるまで）、ＦＥＴ１０８のオンデューティ比を増加させる。これらの処理は、ヒータ１１２のスローアップシーケンスに対応する。このようなヒータ１１２のスローアップシーケンスを行うと、ヒータ１１２に印加される全波整流波形の波高値が徐々に増加する。
【００６８】
図９は、この状態を概念的に示している。図９では、全波整流波形の波高値が急激に上昇しているが、実際には非常にゆっくり上昇させる。ゆっくり上昇させるためには、ステップＳ８での待ち時間を長くすればよい。以上が、ヒータオン時のスローアップシーケンスである。
【００６９】
ステップＳ１１は、スローアップ後に行うヒータ１１２の印加電圧調整処理である。前述のように、ステップＳ１１のヒータ電圧調整処理では図８に示す制御を行う。
【００７０】
図８において、マイコン４０１は、まず、データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）を複数回読み取り、その平均値を求める。その平均値を新たにデータＤＩＤＡＴＡ（０・・７）とする。
【００７１】
そして、マイコン４０１は、データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）の値と予め設定された値ＤＴＧＴとを比較し、その大小関係を調べる（ステップＳ２２，Ｓ２３）。ＤＩＤＡＴＡ（０・・７）＞ＤＴＧＴであれば、ステップＳ２４に移行し、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値を１だけディクリメントする。ＤＩＤＡＴＡ（０・・１５）＜ＤＴＧＴであれば、ステップＳ２５に移行し、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値を１だけインクリメントする。さらに、ＤＩＤＡＴＡ（０・・１５）＝ＤＴＧＴであれば、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）は何ら変化させない。
【００７２】
そして、マイコン４０１はステップＳ２６に処理を移行し、所定時間Ｔ２だけ待ち、本ヒータ電圧調整処理を終了する。
【００７３】
そして、図７のステップＳ１２に戻り、ＦＤＲＶＯ信号が“偽”になったかどうかをチェックし、ＦＤＲＶＯ信号が“真”である限り、何度もステップＳ１１のヒータ電圧調整処理を繰り返し実行する一方、ＦＤＲＶＯ信号が“偽”になると、最初のステップＳ１に戻り、ＦＥＴ１０８をオフさせる。
【００７４】
このようにして、データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）の値は、値ＤＴＧＴにほぼ等しくなる。データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）の値が所定値に安定化することは、ヒータ１１２に供給される電力が所定値に安定化することを意味する。なぜならば、ダイオードブリッジ１０３に入力される電圧は、ＡＣ電源電圧１０１が変化しない限は、所望の値に保たれ、かつダイオードブリッジ１０３に流れる電流は所定値に保たれるからである。つまり、仮にヒータ１１２の抵抗値がロットのばらつきで小さくなると、データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）の値を一定値に保とうとするため、ヒータ１１２の印加電圧はいくらか下がるけれども、ダイオードブリッジ１０３に流れる電流値は変わらない。逆に、ヒータ１１２の抵抗値が上がると、ヒータ１１２の印加電圧は上昇する。したがって、ヒータ１１２の抵抗値がロットによってばらついたとしても、ヒータ１１２に供給する電力を安定化することができる。また、当然であるが、スローアップシーケンスを行っているので、ヒータ１１２のオン時の突入電流を低く抑えることができる。さらに、本実施の形態では、電流検出のためにカレントトランスを用いてＡＣ電流を電圧レベルに変換しているので、検出ロスが少なく高い精度でＡＣ電流を検出することができる。
【００７５】
（第２の実施の形態）
上記第１の実施の形態では、ヒータ１１２の抵抗値がある程度ばらついたときにも、ヒータ１１２に供給する電力を所定値に安定化させることができたが、入力するＡＣ電源の電圧が変化した場合には、その電圧変化に従って、ヒータ１１２に供給する電力は変化する。
【００７６】
本実施の形態では、この点を改善するようにしている。本実施の形態では、上記第１の実施の形態に対して、マイコンが実行する制御処理のみが異なるため、ハードウェアは、上記第１の実施の形態のものをそのまま採用する。
【００７７】
図１０は、本実施の形態のマイコン４０１が実行するメインルーチンの手順を示すフローチャートであり、図１１は、メインルーチンのステップＳ３６のヒータ抵抗値測定処理サブルーチンの詳細な手順を示すフローチャートであり、図１２は、メインルーチンのステップＳ３９のヒータ電圧調節処理サブルーチンの詳細な手順を示すフローチャートである。
【００７８】
本実施の形態のヒータ駆動回路では、ヒータ１１２の抵抗値測定処理を新たに設けたことに特徴がある。抵抗値測定処理は、通常、ヒータ駆動回路あるいはヒータ駆動回路を含んだ電子写真プリンタのような制御装置の工場出荷時に行われる。ユーザが通常使用するときに実行されるものではない。
【００７９】
図１０に示すように、ヒータ１１２の抵抗値測定処理を行うか否かは、ステップＳ３４で判定される。すなわち、電源オン後、ステップＳ３１〜Ｓ３３での電源初期化処理の直後に、ステップＳ３４にてＦＤＲＶＯ信号のレベルを判定して行われる。電源オン後のステップＳ３１〜Ｓ３３の処理は、上記第１の実施の形態のステップＳ１〜Ｓ３の処理と同じである。電源オン直後にＦＤＲＶＯ信号が“真”であると判断したならば、ステップＳ３６に移行し、図１１に示されるヒータ抵抗値測定処理を実行する。電源オン直後にＦＤＲＶＯ信号が“偽”であると判断したならば、ステップＳ３５にて何もしないで所定時間Ｔ３待つ。そして、メインルーチンのヒータ駆動処理に移行し、ステップＳ３７では、ＦＤＲＶＯ信号を再度モニタし、ＦＤＲＶＯ信号が“真”になるまで待つ。ステップＳ３６で、ヒータ抵抗値測定処理を行った場合でも、そのヒータ抵抗値測定処理を終了した後に、ステップＳ３７に移行し、ＦＤＲＶＯ信号が“真”になるまで待つ。
【００８０】
ヒータ抵抗値測定処理では、まず、図１１のステップＳ５１で、内部カウンタ２を“０”にリセットし、次に、データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）の値を読み取り、データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）の値が所定値ＤＴＧＴより大きいか、小さいか、あるいは等しいかを判定する（ステップＳ５２，Ｓ５３）。ＤＩＤＡＴＡ（０・・７）＝ＤＴＧＴであれば、何もしないでステップＳ５６に移行する。ＤＩＤＡＴＡ（０・・７）＞ＤＴＧＴであれば、ステップＳ５４に移行し、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値を１だけ減少させる。ＤＩＤＡＴＡ（０・・７）＜ＤＴＧＴであれば、ステップＳ５５に移行し、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値を１だけ増加させる。そして、ステップＳ５６に移行し所定時間Ｔ２だけ待ち、ステップＳ５７に移行して、カウンタ２の値を１だけ増加させた後、ステップＳ５８に移行する。ステップＳ５８では、カウンタ２の値が所定値ＴＭＡＸに等しくなったか否かを判断し、カウンタ２≠ＴＭＡＸであれば、ステップＳ５２に戻る。これらのステップＳ５２〜Ｓ５８の処理を繰り返し行うと、次のようなフィードバック処理がなされる。すなわち、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の初期値は“０”なので、最初はヒータ１１２に電流は流れず、当然データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）の値は値ＤＴＧＴより小さい。そして、データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）の値が値ＤＴＧＴに達するまで、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値をインクリメントさせる。その後、データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）の値が値ＤＴＧＴに近づくようにデータＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）は増減を行うようになる。そして、カウンタ２の値が所定値ＴＭＡＸになる（これは所定時間待つことにも相当する）と、その増減処理を停止させる。これにより、データＤＩＤＡＴＡ（０・・７）の値は値ＤＴＧＴにほぼ等しい値に収斂する。もし、ヒータ抵抗値測定処理を行う際に、ヒータ駆動回路に入力させる電圧、すなわちＡＣ電源１０１の電圧が所定値（この場合、商用のＡＣ電源の標準値にすることが望ましい）に固定されている場合、ＡＣ電流も所定値に収斂するので、結論としてはヒータ駆動回路に入力させる電力は所定値に固定されることになる。一方、ＦＥＴ１０８のスイッチングロスによる電力損失は、さほどばらつきがないので、結果として、このヒータ抵抗値測定処理におけるヒータに供給される電力も所定値に収斂することになる。したがって、ＡＣ電源１０１の電圧が所定値に固定されている限り、ヒータ１１２の抵抗値がばらついていたとしても、ヒータ１１２に供給される電力は一定値に収斂することになる。
【００８１】
そして、ステップＳ５９に移行し、そのときのデータＤＶＤＡＴＡ（０・・７）の値を測定する。データＤＶＤＡＴＡ（０・・７）の値は、ヒータ１１２に実際印加される電圧のピーク値に比例する値であるから、その測定したデータＤＶＤＡＴＡ（０・・７）から以下の式で、ヒータ抵抗値を推定できる。
【００８２】
ヒータ抵抗値＝Ｋ×ＤＶＤＡＴＡ（０・・１５）２
ただし、Ｋは、一定値である。
【００８３】
そして、ステップＳ６０に移行し、ヒータ１１２の供給電力を決めるための、ヒータ電圧基準値ＤＶＲＥＦを決める。値ＤＶＲＥＦは、測定した際のデータＤＶＤＡＴＡ（０・・１５）の値に等しくさせればよい。また、値ＤＶＲＥＦは、マイコン４０１の内部にあるＥＥＰＲＯＭ４０１ｄの中に格納させておく。すなわち、電源がオフされても不揮発性メモリで値ＤＶＲＥＦが消去されないようにする。
【００８４】
そして、ヒータ１１２に印加する電力をオフさせ、ヒータ抵抗値測定処理を終了し、メインルーチンのステップＳ３７に移行する。ステップＳ３７では、再び、ＦＤＲＶＯ信号が“真”になったか否かをモニタし、“真”になるまで待つ。ここでは、ＦＤＲＶＯ信号を待ち、通常のヒータ駆動処理を行うかどうかを待つわけである。ＦＤＲＶＯ信号が“真”になると、ステップＳ３８に移行し、スローアップシーケンスを行う。このスローアップシーケンスは、上記第１の実施の形態のステップＳ５〜Ｓ１０の処理と同様である。すなわち、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値をゆっくりと増加させ、ヒータ１１２をしだいに温め、ヒータ１１２にラッシュ電流が流れるのを防止する。
【００８５】
なお、図１１のヒータ抵抗値測定処理で、特にスローアップシーケンス記述していないのは、このヒータ抵抗値測定処理をユーザ側で行うことがないからである。したがって、ヒータ抵抗値測定処理では、比較的速くヒータ１１２を立ち上げても構わなく、ヒータ１１２のラッシュ電流によるフリッカを気にする必要はない。
【００８６】
そして、スローアップシーケンス終了後に、ステップＳ３９に移行し、電圧調整処理を行う。電圧調整処理は、ステップＳ４０で、ＦＤＲＶＯ信号が“偽”になるまで、繰り返し行う。もしＦＤＲＶＯ信号が“偽”になると、ステップＳ３９の処理を行うのを中止し、ステップＳ４１〜Ｓ４３の後処理を行う。ここでは、内部カウンタ１、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）を“０”にリセットし、ＲＳＴ信号を“真”にする。これによって、ＦＥＴ１０８の駆動をオフさせる。
【００８７】
さて、ステップＳ４０で、ＦＤＲＶＯ信号が“真”である間は、ステップＳ３９の電圧調整処理を繰り返し行う。この電圧調整処理を、図１２に示すヒータ電圧調整処理に従って説明する。
【００８８】
まず、ステップＳ７１では、データＤＶＤＡＴＡ（０・・７）の値を測定する。
【００８９】
次に、データＤＶＤＡＴＡ（０・・７）の値がＥＥＰＲＯＭ４０１ｄに格納された値ＤＶＲＥＦと等しいか、あるいは大きいか小さいかを判定する（ステップＳ７２，Ｓ７３）。ＤＶＤＡＴＡ（０・・７）＝ＤＶＲＥＦであれば、何も行わずにステップＳ７６に移行する。ＤＶＤＡＴＡ（０・・７）＞ＤＶＲＥＦであれば、ステップＳ７４に移行し、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値を１だけ減少させる。ＤＶＤＡＴＡ（０・・７）＜ＤＶＲＥＦであれば、ステップＳ７５に移行し、データＰＷＭＤＡＴＡ（０・・７）の値を１だけ増加させる。
【００９０】
ステップＳ７６では、所定時間Ｔ２だけ待ち、ヒータ電圧調整処理を終了する。
【００９１】
この処理を繰り返すと、データＤＶＤＡＴＡ（０・・７）の値が値ＤＶＲＥＦにほぼ等しくなるよう収斂する。結果からすれば、ヒータ抵抗値測定処理のときと同様に、データＤＶＤＡＴＡ（０・・７）の値が値ＤＶＲＥＦになる。ここで重要なのは、このヒータ電圧調整処理の最中でＡＣ電源１０１の電圧が若干変動したとしても、ヒータ１１２に印加される電圧はヒータ抵抗値測定処理で設定されたヒータ電圧に等しくなるということである。これは、ＡＣ電源１０１の電圧が変動しても、ヒータ１１２に供給される電力は一定値になり、安定しているということである。つまり、工場でヒータ抵抗値測定処理を一度行えば、後はＡＣ入力電圧が変動してもヒータ１１２に印加される電力は変化しない。
【００９２】
このように、本実施の形態では、ヒータ抵抗値のロットばらつきだけでなく、ＡＣ入力電圧のばらつきがあっても、ヒータ供給電力を所定値に安定化させることができる。
【００９３】
なお、上述した各実施の形態の機能を実現するソフトウェアのプログラムコードを記録した記憶媒体を、システムまたは装置に供給し、そのシステムまたは装置のコンピュータ（またはＣＰＵやＭＰＵ）が記憶媒体に格納されたプログラムコードを読出し実行することによっても、本発明の目的が達成されることは言うまでもない。
【００９４】
この場合、記憶媒体から読出されたプログラムコード自体が本発明の新規な機能を実現することになり、そのプログラムコードを記憶した記憶媒体は本発明を構成することになる。
【００９５】
プログラムコードを供給するための記憶媒体としては、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−ＲＷ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＤＶＤ−ＲＷ、ＤＶＤ＋ＲＷ、磁気テープ、不揮発性のメモリカード、ＲＯＭなどを用いることができる。また、通信ネットワークを介してサーバコンピュータからプログラムコードが供給されるようにしてもよい。
【００９６】
また、コンピュータが読出したプログラムコードを実行することにより、上述した各実施の形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムコードの指示に基づき、コンピュータ上で稼働しているＯＳなどが実際の処理の一部または全部を行い、その処理によって上述した各実施の形態の機能が実現される場合も含まれることは言うまでもない。
【００９７】
さらに、記憶媒体から読出されたプログラムコードが、コンピュータに挿入された機能拡張ボードやコンピュータに接続された機能拡張ユニットに備わるメモリに書込まれた後、そのプログラムコードの指示に基づき、その機能拡張ボードや機能拡張ユニットに備わるＣＰＵなどが実際の処理の一部または全部を行い、その処理によって上述した各実施の形態の機能が実現される場合も含まれることは言うまでもない。
【００９８】
以下、本発明の実施態様の例を列挙する。
【００９９】
（実施態様１）  商用交流電源から電源供給される交流電源ラインの電流値を検出する電流検出手段と、
前記交流電源ラインの交流電圧を全波整流する全波整流手段と、
該全波整流手段からの全波整流電圧を高周波でスイッチング制御するスイッチング制御手段と、
該スイッチング制御手段からのスイッチング出力に含まれる高周波成分を除去するフィルタ手段と、
該フィルタ手段からの出力が印加される加熱ヒータと、
前記電流検出手段によって検出された電流値に基づいて、前記スイッチング制御手段をオン／オフ制御するヒータ制御手段と
を有することを特徴とするヒータ駆動回路。
【０１００】
（実施態様２）  前記電流検出手段は、前記交流電源ラインに直列に挿入されたカレントトランスと、該カレントトランスの出力巻き線に接続された整流回路とからなることを特徴とする実施態様１に記載のヒータ駆動回路。
【０１０１】
（実施態様３）  前記スイッチング制御手段は、スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに接続される電流保持ダイオードとを含み、前記スイッチングトランジスタのオン／オフデューティを変化させることを特徴とする実施態様１に記載のヒータ駆動回路。
【０１０２】
（実施態様４）  前記ヒータ制御手段は、オフからオンされるヒータ駆動開始時は、前記オン／オフデューティを徐々に増加させ、動作開始後所定時間以上経過した時点では、前記電流検出手段によって検出される電流値が所定の値に保持されるように前記オン／オフデューティを制御することを特徴とする実施態様３に記載のヒータ駆動回路。
【０１０３】
（実施態様５）  商用交流電源から電源供給される交流電源ラインの電流値を検出する電流検出手段と、
前記交流電源ラインの交流電圧を全波整流する全波整流手段と、
該全波整流手段からの全波整流電圧を高周波でスイッチング制御するスイッチング制御手段と、
該スイッチング制御手段からのスイッチング出力に含まれる高周波成分を除去するフィルタ手段と、
該フィルタ手段からの出力が印加される加熱ヒータと、
該加熱ヒータに印加される電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電流検出手段によって検出された電流値および前記電圧検出手段によって検出された電圧値に基づいて、前記スイッチング制御手段をオン／オフ制御するヒータ制御手段と
を有することを特徴とするヒータ駆動回路。
【０１０４】
（実施態様６）  前記電圧検出手段は、前記加熱ヒータに印加される電圧の平均値またはピーク値のいずれかを検出することを特徴とする実施態様５に記載のヒータ駆動回路。
【０１０５】
（実施態様７）  前記電流検出手段は、前記交流電源ラインに直列に挿入されたカレントトランスと、該カレントトランスの出力巻き線に接続された整流回路とからなることを特徴とする実施態様６に記載のヒータ駆動回路。
【０１０６】
（実施態様８）  前記スイッチング制御手段は、スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに接続される電流保持ダイオードとを含み、前記スイッチングトランジスタのオン／オフデューティを変化させることを特徴とする実施態様６に記載のヒータ駆動回路。
【０１０７】
（実施態様９）  前記ヒータ制御手段は、オフからオンされるヒータ駆動開始時は、前記オン／オフデューティを徐々に増加させ、動作開始後所定時間以上経過した時点では、前記電流検出手段によって検出される電流値が所定の値に保持されるように前記オン／オフデューティを制御することを特徴とする実施態様８に記載のヒータ駆動回路。
【０１０８】
（実施態様１０）  前記交流電源ラインの電圧値が所定値に固定された状態で、前記電流検出手段によって検出される電流値が所定値になるように、前記スイッチング制御手段のオン／オフデューティを制御したときに、前記電圧検出手段によって検出された電圧値を記憶する記憶手段をさらに有し、
前記スイッチング制御手段は、所定の条件が満たされたときに、前記電圧検出手段によって検出される電圧値が前記記憶手段に記憶された電圧値または該電圧値に応じた値に等しくなるように、前記オン／オフデューティを制御することを特徴とする実施態様８に記載のヒータ駆動回路。
【０１０９】
実施態様１０に記載の発明によれば、加熱ヒータの抵抗値のばらつきの他に、交流電源ラインの電圧が変動したとしても、加熱ヒータに供給する電力を安定化させることができるので、加熱ヒータに供給する電力を、交流電源ラインの電流の規格値ぎりぎりまで増加させることができ、高出力のヒータ駆動回路として利用できるようになる。
【０１１０】
（実施態様１１）  前記所定の条件は、当該ヒータ駆動回路が一般ユーザに利用されるという条件であることを特徴とする実施態様１０に記載のヒータ駆動回路。
【０１１１】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に記載の発明によれば、加熱ヒータの抵抗値がばらついたとしても、該加熱ヒータに安定した電力を供給することができるので、加熱ヒータに供給する電力を、交流電源ラインの電流の規格値ぎりぎりまで増加させることができ、高出力のヒータ駆動回路として利用できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るヒータ駆動回路の構成を示す電気回路図である。
【図２】図１の整流回路の詳細な回路構成を示す図である。
【図３】図１の電圧検知回路の詳細な回路構成を示す図である。
【図４】図１のヒータ制御回路の詳細な回路構成を示す図である。
【図５】整流後の電圧波形と通常時のヒータ駆動電圧波形を示す図である。
【図６】図３の電圧検知回路の入力と出力の電圧伝達特性の一例を示す図である。
【図７】図４のマイコンが実行するメインルーチンの手順を示すフローチャートである。
【図８】図７のステップＳ１１のヒータ電圧調整処理サブルーチンの詳細な手順を示すフローチャートである。
【図９】ヒータスローアップシーケンス時に、ヒータに印加される電圧波形の一例を示す図である。
【図１０】本発明の第１の実施の形態に係るヒータ駆動回路に含まれるヒータ制御回路のマイコンが実行するメインルーチンの手順を示すフローチャートである。
【図１１】図１０のステップＳ３６のヒータ抵抗値測定処理サブルーチンの詳細な手順を示すフローチャートである。
【図１２】図１０のステップＳ３９のヒータ電圧調節処理サブルーチンの詳細な手順を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１０１  ＡＣ電源
１０２  ＡＣラインフィルタ
１０３  ダイオードブリッジ
１０４  プリンタコントローラ
１０５，１１０  インダクタ
１０７，１１１  フィルムコンデンサ
１０８  ＦＥＴ
１０９  ダイオード
１０６  カレントトランス
１１２  ヒータ
１１３  ダイオードブリッジ
１１４  整流回路
１１５  ヒータ制御回路
１１６  電圧検知回路
１１７  電界コンデンサ
１１８，１１９  ＤＣ−ＤＣコンバータ
【図１】
2004303466.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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