(57)【要約】      （修正有）【課題】コモンモードフィルタを差動モードに用い、通過帯域に於いて差動モードの入出力間の位相シフトを実質一定ににし、且つその大きさを最小限度に抑えた周波数選択性を有するモード切替トランスの提供。【解決手段】同一のコモンモード入力／出力端子と２つの差動モード入力／出力端子のそれぞれとの間に、第１の周波数よりも小さいカットオフ周波数を有するハイパスフィルタと、第１の周波数よりも大きい中心周波数を有するバンドパスフィルタとを備えており、第１の周波数を中心周波数とする帯域において選択性を有するモード切り替えトランスである。【選択図】図４
2004222250.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数（ｆ）を中心周波数とする帯域において選択性を有するバラントランス（３０）であって、同一のコモンモード入力／出力端子（５）と２つの差動モード入力／出力端子（３、４）のそれぞれの１つとの間に、
前記第１の周波数よりも小さいカットオフ周波数（ｆ２）を有するハイパスフィルタ（３４）と、
前記第１の周波数よりも大きい中心周波数（ｆ１）を有するバンドパスフィルタ（３３）と
を備えていることを特徴とするバラントランス。
【請求項２】
前記２つのフィルタ（３３、３４）が、誘導性結合（Ｌ３１、Ｌ３３）によって接続されていることを特徴とする請求項１に記載のトランス。
【請求項３】
前記ハイパスフィルタ（３４）が、２次ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項１に記載のトランス。
【請求項４】
前記バンドパスフィルタ（３３）の中心周波数（ｆ１）が、前記第１の周波数（ｆ）の１.５倍よりも小さいことを特徴とする請求項１に記載のトランス。
【請求項５】
前記ハイパスフィルタ（３４）のカットオフ周波数（ｆ２）が、前記第１の周波数（ｆ）の０.５倍よりも大きいことを特徴とする請求項１に記載のトランス。
【請求項６】
前記バンドパスフィルタ（３３）が、該フィルタの入力端子（３２）と前記差動モード入力／出力端子（３、４）のうちの１つとの間に、第１のインダクタ（Ｌ３１）と、前記入力／出力端子（３）及びグランド（２）間の第１のキャパシタ（Ｃ３２）と並列に接続されている第２のインダクタ（Ｌ３２）とを備えていることを特徴とする請求項１に記載のトランス。
【請求項７】
前記ハイパスフィルタ（３４）が、
該フィルタの入力端子（３２）に接続されている第１の電極と、第１のインダクタ（Ｌ３３）によってグランド（２）に接続されている第２の電極とを有する第１のキャパシタ（Ｃ３３）と、
前記第１のキャパシタと前記第１のインダクタとの接続点に接続されている第１の電極を有し、前記差動モード入力／出力端子（３、４）のうちの１つと、第２のインダクタ（Ｌ３５）によってグランドとに接続されている第２の電極を有する第２のキャパシタ（Ｃ３４）と
を備えていることを特徴とする請求項１に記載のトランス。
【請求項８】
前記バンドパスフィルタ（３３）及び前記ハイパスフィルタ（３４）の第１のインダクタ（Ｌ３１、Ｌ３３）が、互いに結合しており同一の値を有することを特徴とする請求項６及び７に記載のトランス。
【請求項９】
前記バンドパスフィルタ（３３）及び前記ハイパスフィルタ（３４）の第２のインダクタ（Ｌ３２、Ｌ３５）が伝送線路（Ｌ３４）によって形成されており、その値が該バンドパスフィルタの中心周波数（ｆ１）を設定していることを特徴とする請求項５及び６に記載のトランス。
【請求項１０】
前記ハイパスフィルタ（３４）の第２のインダクタ（Ｌ３５）の値が、該フィルタに対して要求されるカットオフ周波数の関数であることを特徴とする請求項９に記載のトランス。
【請求項１１】
前記フィルタ（３３、３４）の入力端子（３２）が共通していることを特徴とする請求項８及び９に記載のトランス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧をコモンモードから差動モードに、及びその逆方向に変換するために使用されるトランスの技術分野に関する。このようなトランスは、一般に「平衡−非平衡」用の「バラン」トランスと呼ばれている。
【背景技術】
【０００２】
図１は、１つの用途環境におけるバラントランス１の例をごく概略的に示す。この例は、例えば携帯電話の伝送回路であってもよい。このタイプの用途においては、アンテナ側には、シングルエンドの装置がほとんどの場合に含まれるので、現在ではバランタイプの装置が使用される。
【０００３】
トランス１は、本質的に、結合した誘導性巻線から形成されている。１次巻線は、直列に接続されておりかつ等しい値を有する２つの部分Ｌ１及びＬ２から形成されており、これらの部分の接続点２は、トランスの差動モード入力／出力３及び４の接続点（一般的にはグランド）を形成する。巻線Ｌ２の一端は、コモンモード入力／出力端子５を形成し、他端は未接続状態である。２次巻線は、直列に接続されておりかつ等しい値を有する２つの部分Ｌ３及びＬ４から形成されており、これらの２つの部分は、差動モード側の入力／出力端子３及び４を規定する終端を有する。部分Ｌ１及びＬ２は、それぞれ部分Ｌ３及びＬ４と結合している。部分Ｌ３及びＬ４の接続点６は、インダクタＬ５を介してトランスのバイアス電圧Ｖｐ（直流成分）を受ける。キャパシタＣ５は、端子６をグランド２に接続している。端子３及び４の各々は、それぞれのインダクタＬ６及びＬ７によって無線周波数トランシーバ回路１０の端子ＴＸＡ及びＴＸＢに接続されている。さらに、端子３及び４は、キャパシタＣ６及びＣ７によって端子２にそれぞれ接続されている。インダクタＬ６及びＬ７並びにキャパシタＣ６及びＣ７は、差動バランインピーダンスと回路１０の入力インピーダンスとの間のインピーダンス整合回路を形成する。
【０００４】
フィルタ１１は、このようなモード切り替えトランスを選択性を有するものとするために、コモンモード側の入力／出力端子５をトランシーバのアンテナ１２に接続している。フィルタ１１は、特に携帯電話タイプの無線周波数トランシーバの用途において、選択性を必ず有するバンドパスフィルタである。
【０００５】
空間を稼ぐために、容量性素子及び誘導性素子を基にして形成されるそれぞれ２つのローパスフィルタ及びハイパスフィルタによってバランタイプのモード切り替えトランスを形成することが以前からなされている。
【０００６】
図２は、このような従来のトランス２０の電気回路図を示す。同図は、１つのコモンモード入力／出力端子５と２つの差動モード入力／出力端子３及び４とを示している。
【０００７】
実際のトランスは、２つのインダクタＬ２１及びＬ２２、並びに４つのキャパシタＣ２１〜Ｃ２４によって形成される。インダクタＬ２１は、端子５及び３の間においてキャパシタＣ２１と直列に接続されており、これらの接続点はキャパシタＣ２３を介して接地されている。キャパシタＣ２２は、端子５及び４の間においてキャパシタＣ２４と直列に接続されており、これらの接続点はインダクタＬ２２を介して接地されている。
【０００８】
差動信号の直流成分の設定は、電圧源Ｖｐ２５及び２６のそれぞれによって端子３及び４の各々に行われる。２つのインダクタＬ２５及びＬ２６は、電圧源２５及び２６の正極を、それぞれ端子３及び４に接続している。インダクタＬ２５及びＬ２６の役割は、動的信号がモード切り替えトランスを横断してこれらの電源に達するのを回避するためのトラップとして働くことである。キャパシタＣ２１及びＣ２４は、直流成分が端子５に達するのを阻止する。
【０００９】
インダクタＬ２１及びキャパシタＣ２３から形成される分岐は、ローパスフィルタを形成し、キャパシタＣ２２及びインダクタＬ２２から形成される分岐は、ハイパスフィルタを形成する。これらのフィルタは、同一のカットオフ周波数（減衰が−３ｄＢとなる周波数）を有するように設計される。さらに、各フィルタは、端子５に印加されるコモンモード信号に、出力端子３又は４において符号が逆である９０°の位相シフトをもたらす。従って、端子３及び４間では、カットオフ周波数において１８０°の位相シフトが実質上得られる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図３は、図２のモード切り替えトランスにおける周波数ｆに対する利得Ｇの周波数応答を実質上示す。この例においては、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタの周波数応答にそれぞれ対応する２つの曲線ＬＰ及びＨＰは、減衰が−３ｄＢである周波数２.４５ＧＨｚにおいて交差している。従って、この周波数が、モード切り替えトランスの中心周波数に相当することになる。
【００１１】
周波数が２.４５ＧＨｚから離れた途端に、２つの差動モード入力／出力間の非平衡が、このようなバラントランスの使用範囲を制限する。この非平衡は、ほぼ９０°の位相シフトが、限定されているが大部分の用途に適合した帯域においてのみ維持されるという事実に関連している。
【００１２】
他の不利な点は、フィルタを形成するのに、２つのインダクタＬ２１及びＬ２２が必要となることである。さらに、２つの付加的なインダクタＬ２５及びＬ２６がバイアスをもたらすために必要となる。
【００１３】
本発明は、周波数選択性を有するモード切り替えトランスを提供することを目的とする。特に、本発明は、コモンモードフィルタを差動モードに用い、通過帯域において差動モードの入力／出力間の位相シフトが実質的に一定であって、しかもその大きさが最小限度に抑えられるトランスを提供することを目的とする。
【００１４】
また、本発明は、差動モード側の直流成分の構築と両立するトランス構造を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
これらの又は他の目的を達成するために、本発明は、第１の周波数を中心とする帯域において選択性を有し、同一のコモンモード入力／出力端子と２つの差動モード入力／出力端子のそれぞれの１つとの間に、第１の周波数よりも小さいカットオフ周波数を有するハイパスフィルタと、第１の周波数よりも大きい中心周波数を有するバンドパスフィルタとを備えたモード切り替えトランスを提供する。
【００１６】
本発明の実施形態によれば、これら２つのフィルタは、誘導性結合によって接続されている。
【００１７】
本発明の実施形態によれば、ハイパスフィルタは２次ハイパスフィルタである。
【００１８】
本発明の実施形態によれば、バンドパスフィルタの中心周波数は、第１の周波数の１.５倍よりも小さい。
【００１９】
本発明の実施形態によれば、ハイパスフィルタのカットオフ周波数は、第１の周波数の０.５倍よりも大きい。
【００２０】
本発明の実施形態によれば、バンドパスフィルタは、このフィルタの入力端子と差動モード入力／出力端子のうちの１つとの間に、第１のインダクタと、入力／出力端子及びグランド間の第１のキャパシタと並列に接続されている第２のインダクタとを備えている。
【００２１】
本発明の実施形態によれば、ハイパスフィルタは、このフィルタの入力端子に接続されている第１の電極と第１のインダクタによってグランドに接続されている第２の電極とを有する第１のキャパシタと、第１のキャパシタと第１のインダクタとの接続点に接続されている第１の電極を有し、さらに差動モード入力／出力端子のうちの１つと第２のインダクタによってグランドとに接続されている第２の電極を有する第２のキャパシタとを備えている。
【００２２】
本発明の実施形態によれば、バンドパスフィルタ及びハイパスフィルタの第１のインダクタは、互いに結合しており同一の値を有する。
【００２３】
本発明の実施形態によれば、バンドパスフィルタ及びハイパスフィルタの第２のインダクタは、伝送線路によって形成されており、その値がこのバンドパスフィルタの中心周波数を設定する。
【００２４】
本発明の実施形態によれば、ハイパスフィルタの第２のインダクタの値は、このフィルタに対して要求されるカットオフ周波数の関数である。
【００２５】
本発明の実施形態によれば、これらのフィルタの入力端子は共通している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本発明における前述の目的、特徴及び利点が、添付図面に関連した特定の実施形態についての、以下の限定されない記載において詳細に述べられる。
【００２７】
異なる図面において、同一の要素は同一の参照番号を用いて示されている。明瞭化のため、本発明の理解に必要である要素のみが図面に示され、以下に記載される。特に、コモンモード側及び差動モード側の信号の伝送先は詳述されていない。さらに、本発明は、より特定的に無線周波数伝送モード切り替えトランスに適用されるが、これは限定的ではない適用例にすぎない。
【００２８】
本発明の特徴は、周波数選択性を有するモード切り替えトランスを形成するためにハイパスフィルタ及びバンドパスフィルタを結合させることである。本発明の他の特徴は、バンドパスフィルタが共振周波数においてゼロ位相シフトを有するのに対して、１８０°の位相シフトを得るために２次のハイパスフィルタを提供することである。
【００２９】
さらに、大きさの理由のために、２つのフィルタは、以下に示されるようにインダクタによって結合させられてもよい。
【００３０】
図４は、本発明の一実施形態によるモード切り替えトランス３０を示す。説明の簡略化のため、図４は、見込まれる直流成分バイアスを示していないが、このバイアスが付加されてもよい。
【００３１】
各差動モード入力／出力端子３又は４は、ハイパスフィルタ３４（ＨＰ）及びバンドパスフィルタ３３（ＢＰ）のうちの１つのフィルタと結合している。図示された例において、さらに任意であるが、端子３がバンドパスフィルタと結合しており、端子４がハイパスフィルタに結合している。コモンモード入力／出力端子５の側においては、キャパシタＣ３１が、端子５を２つのフィルタの共通の入力端子３２に接続している。
【００３２】
バンドパスフィルタ３３は、端子３２に接続された一方の端子を有し、端子３に直接的に接続された他方の端子を有するインダクタＬ３１を備えている。キャパシタＣ３２は、端子３を差動モードのグランド２に接続している。以下に示されるようにインダクタＬ３２のローパスフィルタ部分用として形成された伝送線路又はインダクタ３７は、端子３をグランド２に接続している。
【００３３】
ハイパスフィルタ３４は、２次フィルタである。これは、端子３２に接続されている第１の電極と、キャパシタＣ３４を介して端子４に接続されインダクタＬ３３を介してグランド２に接続されている第２の電極とを有するキャパシタＣ３３を備えている。端子４は、さらに伝送線路３７によって端子３に接続されていて、結局、インダクタＬ３５は端子４を端子２に接続することになる。
【００３４】
本発明の好ましい実施形態によれば、インダクタＬ３１及びＬ３３は結合している。この結合係数は、例えば、０及び±１の間の範囲内にあり、好ましくは、−０.７である。
【００３５】
図５は、電源３６を用いて直流成分Ｖｐを設定するバイアス電圧を供給することによる、図４のモード切り替えトランス３０の電気回路図を示す。図５の表示においては、インダクタＬ３１とＬ３３との結合係数ｋがそれらを結ぶ点線によって示される。図５は、伝送線路又はインダクタ３７が、端子３及び４に接続しているインダクタＬ３４（Ｌ３４＝Ｌ３２＋Ｌ３５）の形で示されていることを除けば、その他の点では図４と同じ要素を示す。
【００３６】
図５の表示は、端子３及び４に向かう直流成分Ｖｐの経路を示すことを可能にする。この実施形態においては、電源３６の正極は、インダクタＬ３１の中点に接続されている。この場合、電流は、電源３６、すなわちその正極からインダクタＬ３１の半分を介して端子３に流れる。端子４に対しては、電流が、端子４に到達するために、インダクタＬ３１の半分とインダクタＬ３４とを介して流れる。キャパシタＣ３１は、直流バイアス成分が端子５に達することを防止する。
【００３７】
図６は、動的動作を示す第３の表示における、図４及び５のモード切り替えトランス３０の回路図を示す。インダクタＬ３１とＬ３３との結合係数ｋは、同じく点線で示されている。しかしながら、インダクタＬ３４は、端子３及び４をグランド２にそれぞれ接続する２つのインダクタＬ３２及びＬ３５に分離されている。
【００３８】
インダクタＬ３２の値は、バンドパスフィルタの中心周波数を設定することに寄与する。インダクタＬ３３の値はハイパスフィルタ３４の１次を設定し、インダクタＬ３５は２次を設定する。従って、伝送線路Ｌ３４は、フィルタ３３の中心周波数及びフィルタ３４の２次を設定する。
【００３９】
インダクタＬ３１は、バンドパスフィルタの中心周波数をハイパスフィルタの中心周波数に向けてシフトさせることを除けば、バンドパスフィルタの応答に干渉しない。さらに、インダクタＬ３１は、バンドパスフィルタ線路のアイソレーションを行うために使用されている。
【００４０】
図７は、本発明によるモード切り替えトランスの周波数応答を示す。別々に考察されたバンドパスフィルタ及びハイパスフィルタそれぞれの応答が、破点線Ｔ３３及び点線Ｔ３４の形で示されている。全体の応答は、実線Ｔ３０で示されている。図７に示したように、モード切り替えトランスの中心周波数ｆ（本例では２.４５ＧＨｚ）は、ハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆ２とバンドパスフィルタの中心周波数ｆ１との間の範囲内にある。周波数ｆ１とｆ２との間隔は、結合係数ｋのみならず各フィルタの位相にも依存する。
【００４１】
適切な結合を保証するため、バンドパスフィルタの中心周波数ｆ１は、好ましくは所望するモード切り替えトランスの中心周波数ｆの１.５倍よりも小さい。ハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆ２は、好ましくは所望するモード切り替えトランスの中心周波数ｆの０.５倍よりも大きい。
【００４２】
これらフィルタのそれぞれの周波数ｆ１及びｆ２に関して、周波数ｆ１及びハイパスフィルタの第１段のカットオフ周波数については公式１／２π√（ＬＣ）によって決定され、その第２段のカットオフ周波数については（１つの要素がバンドパスフィルタと共通であるので）強制的に決定される。
【００４３】
インダクタＬ３１は、端子４及び５に向かう２つの経路間での振幅差を最小化可能とする。このインダクタが無い場合、バンドパスフィルタの経路がハイパスフィルタの経路よりも常に小さな減衰を示すので（図６参照）、この振幅の平衡は困難となる。
【００４４】
さらに、集積化においては、この結合が、（誘電体によって分離された２つの金属層における）導電性トラックの形で形成された２つのインダクタＬ３１及びＬ３３を重ね合わせ可能とするので、この結合によってモード切り替えトランスの寸法が減少する。
【００４５】
本発明の実施においては、例えば以下のサイジング（sizing）ステップが行われる。
【００４６】
最初に、目的とする周波数ｆよりもわずかに大きい周波数ｆ１のバンドパスフィルタが設計される。次いで、目的とする周波数ｆよりもわずかに小さい周波数ｆ２のハイパスフィルタが設計され、２つのフィルタの入力インピーダンスが共役複素インピーダンスであり、これらを並列に配置することによって整合のとれたインピーダンス（例えば、５０オーム（実数））と等価となるように設定される。
【００４７】
これらの要素は、特に振幅結合、挿入損失、振幅及び位相差分経路の平衡の点で性能を調整するために、例えばデジタルシミュレーション手段によって最終的に適合させられる。
【００４８】
特定の実施例として、２.４５ＧＨｚのオーダーの周波数を中心周波数とするモード切り替えトランス用として、要素は、以下のように設定されてもよい。
Ｌ３１＝３.８２ナノヘンリ
Ｌ３３＝３.８２ナノヘンリ
Ｌ３１及びＬ３３間のｋ＝−０.７
Ｃ３１＝３１.７ピコファラッド
Ｃ３３＝２０.１ピコファラッド
Ｃ３２＝６.３２ピコファラッド
Ｌ３４＝０.７９ナノヘンリ
【００４９】
このような実施形態においては、インダクタＬ３４の値が、伝送線路形状の実施と相性の良いことが理解される。従って、１つの結合したインダクタＬ３１及びＬ３２並びに４つのキャパシタが、モード切り替えトランスを形成するのに十分な要素となる。これにより、集積化された実施形態における表面領域は特に減少する。
【００５０】
本発明の利点は、特に高性能を有する周波数選択性モード切り替えトランスを形成可能である点である。
【００５１】
本発明の他の利点は、トランスの通過帯域全体において２つの差分経路間における１８０°位相シフト及び同一振幅の実現に配慮可能となる点である。
【００５２】
本発明の他の利点は、バイアスが２つの付加的な誘導性素子を必要としない点である。
【００５３】
当然ながら、本発明は、当業者にとっては容易にもたらされるであろう様々な変更、修正、及び改良を有する可能性がある。とりわけ、用途、及び特に所望の周波数に応じたフィルタのサイジングは、特定の場合に適合させねばならないであろうし、現在利用可能なシミュレーション手段によって、当業者が構造を最適化することができるであろう。
【００５４】
上述したような変更、修正、及び改良は、本開示の一部であり、また本発明の精神及び範囲のうちにある。従って、以上の記載は、単に例示的なものであり、限定的なものではない。本発明は、特許請求の範囲及びその均等範囲に規定される場合にのみ、制限されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】公知であるモード切り替えトランスの適用例の概略図である。
【図２】モード切り替えトランスの従来例を示す図である。
【図３】図２のトランスにおける周波数応答を示す図である。
【図４】本発明によるモード切り替えトランスの実施形態を示す図である。
【図５】静的動作における図４のトランスの電気回路図である。
【図６】動的動作における図４のトランスの電気回路図である。
【図７】図４及び図６に関連して描かれたモード切り替えトランスの周波数応答を示す図である。
【符号の説明】
【００５６】
１、２０  バラントランス
２  グランド
３、４  差動モード入力／出力端子
５  コモンモード入力／出力端子
６  接続点
１０  無線周波数トランシーバ回路
１１  フィルタ
１２  アンテナ
２５、２６  電圧源
３０  モード切り替えトランス
３２  ２つのフィルタの共通入力端子
３３  バンドパスフィルタ
３４  ハイパスフィルタ
３６  電源
３７  伝送線路又はインダクタ
【図１】
2004222250.tif 000003
【図２】
2004222250.tif 000004
【図３】
2004222250.tif 000005
【図４】
2004222250.tif 000006
【図５】
2004222250.tif 000007
【図６】
2004222250.tif 000008
【図７】
2004222250.tif 000009
【外国語明細書】
2004222250.tif 000010
2004222250.tif 000011
2004222250.tif 000012
2004222250.tif 000013
2004222250.tif 000014
2004222250.tif 000015
2004222250.tif 000016
2004222250.tif 000017
2004222250.tif 000018
2004222250.tif 000019
2004222250.tif 000020
2004222250.tif 000021
2004222250.tif 000022
2004222250.tif 000023
2004222250.tif 000024
2004222250.tif 000025