(57)【要約】【課題】フィードバック制御に必要な出力レベルの検出を電流検出方式で行なう無線通信システムにおいて、負荷が変動しても出力電力と消費電流が大きく変動するのを防止することができる高周波電力増幅回路を提供する。【解決手段】フィードバック制御に必要な出力レベルの検出を電流検出方式で行なう無線通信システムを構成する高周波電力増幅回路において、最終段の電力増幅トランジスタ（ＴＲ３）のドレイン端子と出力レベルを検出する回路（ＯＤＴ）のカレントミラー回路を構成するトランジスタ（ＴＲ５）のゲート端子との間に容量素子（Ｃ３）を介在させ、負荷変動に伴う出力電力の変化を出力レベル検出回路の検出電流に反映させるようにした。【選択図】　図３
2004140633.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調された高周波信号を増幅する電力増幅回路と、該電力増幅回路の入力信号を受ける出力検出用トランジスタおよび該トランジスタの電流に比例した電流を流すカレントミラー回路と、該カレントミラー回路の転写先の電流に応じて前記電力増幅回路にバイアスを与えるバイアス生成回路とを含む高周波電力増幅用電子部品であって、前記電力増幅回路の出力端子側と前記カレントミラー回路の転写元の電流を流すトランジスタの制御端子との間に出力電力の変動を伝達する容量素子が接続されてなることを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。
【請求項２】
前記電力増幅回路と出力端子との間にインピーダンス整合回路と直流遮断用容量素子とが接続され、前記出力電力変動伝達用容量素子の一方の端子は前記電力増幅用トランジスタのドレイン端子と前記直流遮断用容量素子との間のいずれかのノードに接続されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項３】
前記出力検出用トランジスタと前記カレントミラー回路は同一の半導体チップ上に形成され、該半導体チップと前記電力増幅回路とが絶縁基板に実装され、前記出力電力変動伝達用容量素子は前記絶縁基板に形成された誘電体層と該誘電体層を挟むように形成された一対の導体層とにより構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項４】
前記出力電力変動伝達用容量素子は１ｐＦ以上の容量値を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項５】
前記カレントミラー回路の転写先の電流を電圧に変換する抵抗素子を備え、該抵抗素子はディスクリート部品として前記絶縁基板上に実装されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項６】
前記バイアス生成回路は、前記電流−電圧変換用抵抗素子により変換された電圧と出力レベル指示信号とを比較してその差に応じた信号を出力する比較回路を備え、該比較回路の出力に基づいて前記電力増幅回路にバイアスを与えることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項７】
前記電力増幅回路は電界効果トランジスタからなり、前記バイアス生成回路で生成されたバイアス電圧が前記電力増幅用トランジスタのゲート端子に印加されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項８】
前記電力増幅回路は複数のトランジスタが縦続接続され最終段トランジスタは第１の半導体チップ上に形成され、前記電力増幅回路の最終段トランジスタを除くトランジスタは第２の半導体チップ上に形成され、前記出力検出用トランジスタと前記カレントミラー回路は第３の半導体チップ上に形成されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項９】
前記電力増幅回路は複数のトランジスタが縦続接続され少なくとも最終段トランジスタと前記出力検出用トランジスタと前記カレントミラー回路は第１の半導体チップ上に形成され、前記電力増幅回路の最終段トランジスタを除くトランジスタは第２の半導体チップ上に形成されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１０】
前記電力増幅用トランジスタの制御端子と前記出力検出用トランジスタの制御端子との間に抵抗素子が接続されていることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１１】
前記出力検出用トランジスタと前記カレントミラー回路の転写元の電流を流すトランジスタとの間に抵抗素子が接続されていることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品と、送信信号と受信信号の切替えを行なう送受信切替え回路を備えた第２電子部品と、送信する信号を変調して前記高周波電力増幅用電子部品へ入力する第３電子部品と、前記高周波電力増幅用電子部品に対して出力レベル指示信号を付与する半導体集積回路とを有することを特徴とする無線通信システム。
【請求項１３】
前記高周波電力増幅用電子部品は第１周波数帯の信号を増幅する第１電力増幅回路と第２周波数帯の信号を増幅する第２電力増幅回路を備え、前記第２電子部品は第１周波数帯の信号と第２周波数帯の信号の切替えを行なう信号切替え手段を備え、前記第３電子部品は第１周波数帯の信号を変調する回路と第２周波数帯の信号を変調する回路を備えていることを特徴とする請求項１２に記載の無線通信システム。
【請求項１４】
高周波信号を入力信号として受け、該入力信号に従った信号を出力する出力端子を有する電力増幅回路と、該電力増幅回路の入力信号を受ける出力検出用トランジスタを有し、前記入力信号に従った出力信号を形成する検出回路と、該検出回路の出力信号に応じたバイアスを前記電力増幅回路に与えるバイアス生成回路と、前記電力増幅回路の出力端子と前記検出回路との間に、上記出力端子における変動を前記検出回路へ伝達する容量素子が接続されてなることを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１５】
前記電力増幅回路の出力端子とアンテナが接続されるべき端子との間にインピーダンス整合回路と直流遮断用容量素子とが接続され、前記容量素子の一方の端子は電力増幅回路の出力端子と前記直流遮断用容量素子との間に接続されていることを特徴とする請求項１４に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１６】
請求項１４〜１５のいずれかに記載の高周波電力増幅用電子部品と、送信信号と受信信号の切替えを行なう送受信切替え回路を備えた第２電子部品と、送信する信号を変調して前記高周波電力増幅用電子部品へ入力する第３電子部品と、前記高周波電力増幅用電子部品に対して出力レベル指示信号を付与する半導体集積回路とを有することを特徴とする無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話機等の無線通信システムに使用され高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路および高周波電力増幅回路を組み込んだ電子部品に適用して有効な技術に関し、特に出力電力のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を電流検出方式で行なう検出回路を有する無線通信システムにおいて負荷変動に伴う出力電力の変動および消費電流の低減に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信部には、変調後の信号を増幅する高周波電力増幅回路が組み込まれている。従来の無線通信装置には、ベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路からの送信要求レベルに応じて高周波電力増幅回路の増幅率を制御するため、高周波電力増幅回路もしくはアンテナの出力レベルを検出して帰還をかけることが行なわれている（例えば、特許文献１参照）。そして、出力レベルの検出は、従来は一般に、カプラや検波回路などを使用して行なっており、検波回路は高周波電力増幅回路とは別個の半導体集積回路として構成されることが多い。
【０００３】
また、カプラは、ディスクリート部品もしくは絶縁基板（モジュール基板）に形成された出力線（マイクロストリップ線路）と並行に配設された導電体との間に形成される容量を介して出力レベルを検出する素子であり、半導体チップ上に形成される素子に比べてサイズが大きい。なお、方向性結合器（カプラ）については、例えば総合電子出版社、１９９７年７月１０日発行「マイクロ波の基礎とその応用」Ｐ１９１〜Ｐ１９３に記載されている。また、工業調査会発行「電子材料」１９９９年４月号のＰ９１〜Ｐ９５には移動体通信用セラミック積層ロウパスフィルタおよび方向性結合器について記載されている。
【０００４】
従来の高周波電力増幅回路の出力レベル検出方式は、高周波電力増幅回路とは別の半導体集積回路や電子部品を数多く使用しているため、モジュールの小型化を困難にする。さらに、カプラを使用する場合には、検出感度を向上させるためカプラの一端に基準電圧を印加することが行なわれることがあり、その場合基準電圧の最適設定および部品のばらつきに応じた電圧等の調整が必要になるため、セットメーカの負担が大きくなるという不具合がある。また、カプラを使用すると、電力損失も生じるという不具合がある。
【０００５】
さらに、近年の携帯電話機においては、８８０〜９１５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ　Ｓｙｓｔｅｍ　ｆｏｒ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）と呼ばれる方式の他に例えば１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｅｌｌｕｌａｒ　Ｓｙｓｔｅｍ）のような方式の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機が提案されている。かかる携帯電話機に使用される高周波電力増幅モジュールでは、出力パワーアンプも各バンドに応じて設けられるため、その出力レベルを検出するカプラも各バンドに応じてそれぞれ必要になる。そのため、一層モジュールの小型化が困難になる。
【０００６】
そこで、本出願人は、高周波信号を増幅する電力増幅用トランジスタの入力信号を受け電力増幅用トランジスタに流れる電流に比例した電流を流す出力検出用トランジスタおよび該トランジスタの電流を転写するカレントミラー回路とを設け、カレントミラー回路の転写先の電流を電圧に変換して出力レベルの検出信号とし、検出された出力レベルと送信要求レベルとを比較して出力レベルの制御を行なう電流検出方式の無線通信システムに関する発明をなし、出願を行なった（特願２０００−５２３７５７号）。
【０００７】
【特許文献１】
特開２０００−１５１３１０号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図７は、本出願人が開発した電流検出方式の無線通信システムにおける高周波電力増幅回路の出力部と電流検出方式の出力レベル検出回路ＯＤＴを抜き出して示したものである。
【０００９】
図７において、ＴＲ３は高周波信号Ｐｉｎを増幅する電力増幅用トランジスタ、ＴＲ４は抵抗Ｒ２を介してトランジスタＴＲ３と同一の信号Ｐｉｎがゲート端子に印加されＴＲ３の１／ｎの大きさに形成された出力検出用トランジスタ、ＴＲ５は抵抗Ｒ３を介してトランジスタＴＲ４と直列に接続されたカレントミラー用トランジスタ、ＴＲ６はトランジスタＴＲ５とカレントミラー接続されたトランジスタ、Ｒ４は該トランジスタＴＲ６のドレイン端子と接地点との間に接続された電流−電圧変換用のセンス抵抗である。上記トランジスタＴＲ４には、電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン電流Ｉｄｄの１／ｎの電流が流れるため、センス抵抗Ｒ４で変換された電圧Ｖｄｅｔは電力増幅用トランジスタＴＲ３の出力電力と相関のある電圧となる。
【００１０】
この検出電圧がコンパレータＣＭＰに供給されてベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路から供給される出力レベル指示信号Ｖｒａｍｐと比較され、入力電位差に応じた電圧もしくは電流がバイアス生成回路ＢＩＡＳに供給されて電力増幅用トランジスタＴＲ３のゲートバイアス電圧が生成されて出力レベルの制御が行なわれるように構成されている。なお、図７において、Ｃ１は入力高周波信号Ｐｉｎの直流成分をカットする容量素子、ＭＮ４は出力端のインピーダンスが５０Ωとなるように整合をとるインピーダンス整合回路である。電力増幅用トランジスタＴＲ３は１段でなく複数段とされることもある。
【００１１】
本発明者等は、図７の電流検出方式の高周波電力増幅回路について、負荷変動による影響を調べた。具体的には、負荷Ｚ０を変化させて電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子から見たそれよりも後段の回路のインピーダンスの位相を変化させたときの出力電力Ｐｏｕｔの変化および消費電流の変化を調べた。その結果、図５および図６にそれぞれ破線で示すように、位相に応じて出力電力Ｐｏｕｔと消費電流が大きく変動することが明らかになった。
【００１２】
なお、ここで消費電流とはトランジスタＴＲ３のドレイン電流Ｉｄｄと出力レベル検出回路の電流（Ｉｃ１＋Ｉｃ２）との和である。図７の回路では負荷Ｚ０を変化させても出力レベル検出回路ＯＤＴの出力には影響が及ばないので、消費電流の変動分はほとんどが電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン電流Ｉｄｄの変動分であると考えられる。一方、負荷Ｚ０を変化させたときの検出電圧Ｖｄｅｔは、図４に示すようにほぼ一定であった。
【００１３】
これらのことから、図７の回路においては、負荷変動時に出力電力と消費電流は大きく変動するにもかかわらず、検出電圧Ｖｄｅｔはほとんど変わらないため、図７のような電流検出方式によるフィードバック制御においては、負荷が変動した時に出力電力と消費電流を所望のレベルに制御できないという不具合があることを見出した。なお、高周波電力増幅回路の出力電力と消費電流の増大は、回路を構成する素子の破壊や電池の著しい消耗を招き、この高周波電力増幅回路を使用した携帯電話機のような無線通信システムでは信頼性が低下するとともに、最大通話時間や最大待ち受け時間が予想以上に短くなるおそれがある。
【００１４】
なお、負荷を変動させるのは、携帯電話機のようなシステムでは携帯電話機が金属板の上に置かれるなど使用環境が変化することがあるので、そのような環境変化を想定した試験が必要であるためである。図５および図６は、携帯電話機が金属板の上に置かれたような状況に近い状態での試験結果を得るため、負荷をグランドショートに近い状態に設定して、インピーダンスの位相を変化させた場合の出力電力の変化と消費電流の変化を示す。
【００１５】
本発明の目的は、出力電力のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を電流検出方式で行なう無線通信システムにおいて、負荷が変動しても出力電力と消費電流が大きく変動するのを防止することができる高周波電力増幅用電子部品およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。
【００１６】
さらに、本発明の他の目的は、無線通信システムに適用した場合に信頼性が高く最大通話時間や最大待ち受け時間を長くすることができる高周波電力増幅用電子部およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。
【００１７】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
【００１９】
すなわち、出力電力のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を電流検出方式で行なう無線通信システムを構成する高周波電力増幅用電子部品において、最終段の電力増幅用トランジスタのドレイン端子と、出力レベルを検出する回路の例えばカレントミラー回路を構成するトランジスタのゲート端子のような適当なノードとの間に容量素子を介在させ、負荷変動に伴う出力電力の変化を容量素子を介して出力レベル検出回路の内部ノードに伝えて、出力レベル検出回路の検出電流に出力電力の変化を反映させるようにしたものである。
【００２０】
上記した手段によれば、出力レベルの検出を電流検出方式で行なう場合にも、負荷変動に伴う出力電力の変化が出力レベル検出回路の検出電流に反映されるようになるため、より正確な出力電力の制御が可能になるとともに、消費電流が一時的に増大して回路を構成する素子が破壊されたり電池が著しく消耗するなどの不所望の事態が発生するのを回避することができるようになる。
【００２１】
ここで、出力電力の変化を出力レベル検出回路の検出電流に反映させるための容量素子は、例えば１ｐＦ以上の容量値とするのが望ましい。容量値が小さすぎると負荷変動に伴う出力電力の変動をフィードバック制御系に充分に伝えることができないため、出力電力の変動を所望のレベル以下に抑えることができないからである。
【００２２】
一方、容量値が大きすぎると、出力電力レベルが小さい時に入力信号から検出した比較的小さな出力レベルの変化にさらに出力電力の変化が加算されてフィードバック制御系が出力電力の変動に過剰に反応してしまうとともに半導体チップやモジュールの小型化を困難にするので、あまり大きくのは好ましくない。回路を構成する素子の定数などにもよるが、出力電力の変化を伝える容量素子の最大値は２〜４ｐＦ程度が妥当であろう。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
【００２４】
本発明に先立って、本発明者等は、負荷変動により電力増幅用トランジスタのドレイン電流が大きく変化する理由について考察を行なった。以下、先ずその考察について説明する。
【００２５】
図１は、本発明者等が検討した送信系回路の概略を示す。図１において、ＡＮＴは送受信用アンテナ、ＰＡは入力高周波信号Ｐｉｎを増幅してアンテナＡＮＴを駆動する出力パワーアンプで、この出力パワーアンプＰＡは縦続接続された３段の増幅段により構成されている。ＴＲ３は最終増幅段を構成する電力増幅用トランジスタ、Ｌ１は電源電圧端子Ｖｄｄ１と電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子との間に接続されたインダクタンス素子、ＭＮ４はインピーダンス整合回路、ＣＤＣ４は直流成分を遮断する容量素子、ＬＰＦは送信信号の高調波成分を除去するロウパスフィルタ、ＳＷは送受信切替えスイッチ、ＤＩＳは９００ＭＨｚのようなＧＳＭの信号と１８００ＭＨｚのようなＤＣＳの信号を分離する分波器である。
【００２６】
上記インダクタンス素子Ｌ１の代わりに基本波の１／４波長の電気長を有するλ／４伝送線路を用いることもある。また、電力増幅用トランジスタＴｒ３は、図１の実施例ではＭＯＳＦＥＴが使用されているが、バイポーラ・トランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｏｂｉｌｉｔｙ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等他のトランジスタを用いることもある。
【００２７】
図１のような送信系回路においては、アンテナＡＮＴが接続されるアンテナ端やロウパスフィルタＬＰＦと送受信切替えスイッチＳＷとの接続ノード、送受信切替えスイッチＳＷと分波器ＤＩＳとの接続ノードのインピーダンスはそれぞれ５０Ωに設定される。一方、電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子のインピーダンスは、インピーダンスが５０Ωの出力端（アンテナ端）で所望の電力が得られるようにするためかなり低い値（数Ω）に設定され、電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子のインピーダンスをアンテナ端のインピーダンスに整合させるためインピーダンス整合回路ＭＮ４が設けられている。
【００２８】
また、実際の回路設計では、出力端で最大電力が得られるときの電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子の動作点と電力増幅回路ＰＡが最大効率で動作するときの電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子の動作点とは一致していない。回路設計の段階では両者のバランスを考慮して電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子のインピーダンスを決定する。
【００２９】
具体的には、電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子からアンテナ側を見たときのインピーダンスと反射係数を対応させて図１の電力増幅回路の特性を表わした図２のスミスチャートを参照すると分かるように、回路の出力端での電力等高線は実線で示され、電力効率の等高線は鎖線で示されるようになり、両者は一致していない。そこで、回路の設計に際しては、最大電力点と最大効率点のほぼ中間の符号Ａで示すような点が動作点（最適インピーダンス）となるように、電力増幅用トランジスタＴＲ３やインピーダンス整合回路ＭＮ４等の素子定数が決定される。
【００３０】
ところが、アンテナＡＮＴの代わりに可変インピーダンスＶＩＰを出力端に接続して負荷Ｚ０を変化させると、電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子からアンテナ側を見たときのインピーダンスの位相が変化し、反射係数等に変化が生じて出力電力が変動し、出力電力が変動するとその出力電力が得られるように電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン電流が増加する。図２のスミスチャート上では、負荷が変化した時のインピーダンスは破線Ｅで示すような上記動作点Ａを中心とする同心円のように変化する。そして、破線Ｅの円上のどの点になるかはその時のインピーダンスの位相によって決まる。そのため、負荷が変化して回路の動作点が矢印Ｆのように最大電力点Ｂの方向へ移動したとき（インピーダンスの位相が１６０°のとき）に、電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン電流が最も大きく増加するとの結論に達した。
【００３１】
上記のような考察から、負荷の変動に伴う出力電力Ｐｏｕｔの変化を出力レベル検出回路ＯＤＴに伝達すれば、負荷変動に伴う電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン電流の増加を抑制できるのではないかと考え、図３に示すような回路を発明するに至った。
【００３２】
図３において、ＴＲ１は高周波信号Ｐｉｎを増幅する１段目の増幅段を構成する電力増幅用トランジスタ、ＴＲ２は２段目の増幅段を構成する電力増幅用トランジスタ、ＴＲ４は抵抗Ｒ２を介して最終増幅段の電力増幅用トランジスタＴＲ３と同一の信号がゲート端子に印加されたＭＯＳＦＥＴからなる出力検出用トランジスタ、ＴＲ５は抵抗Ｒ３を介してトランジスタＴＲ４と直列に接続されたカレントミラー用トランジスタ、ＴＲ６はトランジスタＴＲ４とカレントミラー接続されたトランジスタ、Ｒ４は該トランジスタＴＲ６のドレイン端子と接地点との間に接続された電流−電圧変換用のセンス抵抗である。
【００３３】
出力検出用トランジスタＴＲ４は電力増幅用トランジスタＴＲ３の１／ｎの大きさに形成されて、電力増幅用トランジスタＴＲ３に流れる電流の１／ｎの電流がトランジスタＴＲ４に流れるようにされ、その電流をカレントミラー回路で転写してセンス抵抗Ｒ４に流すように構成される。そのため、センス抵抗Ｒ４で変換された電圧Ｖｄｅｔは電力増幅用トランジスタＴＲ３の出力電力と相関のある電圧となる。
【００３４】
この検出電圧Ｖｄｅｔがコンパレータ（誤差アンプ）ＣＭＰに供給されてベースバンド回路などから供給される出力レベル指示信号Ｖｒａｍｐと比較され、ＶｄｅｔとＶｒａｍｐの電位差に応じた電圧ＶａｐｃがコンパレータＣＭＰから出力され、Ｖａｐｃが抵抗ＲＰ１〜ＲＰ４で分割された電圧が各段の電力増幅用トランジスタＴＲ１〜ＴＲ３のゲート端子にバイアス電圧として印加されて所望の出力レベルとなるように各増幅段の利得の制御が行なれるように構成されている。
【００３５】
なお、図３において、ＣＤＣ１，ＣＤＣ２，ＣＤＣ３は直流をカットする容量素子、ＭＮ１〜ＭＮ４はそれぞれ容量ＣＰ１〜ＣＰ６と伝送線路ＴＬ１〜ＴＬ７からなるインピーダンス整合回路である。出力検出用トランジスタＴＲ４のサイズ（ゲート幅）は、電力増幅用トランジスタＴＲ３のサイズの数１０分の１の大きさとされ、電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン電流Ｉｄｄが数Ａ（アンペア）のときＴＲ３の電流が数１０ｍＡとなるように設計される。また、カレントミラー用トランジスタＴＲ５とＴＲ６のサイズ比はほぼ１：１である。これにより、出力レベル検出回路ＯＤＴに流れる電流は、電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン電流Ｉｄｄに比べてはるかに小さな値とされる。
【００３６】
この実施例の高周波電力増幅回路においては、電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子と出力レベル検出回路ＯＤＴを構成するカレントミラー用トランジスタＴＲ５，ＴＲ６のゲート端子との間に出力電力の変化をＡＣ的に出力レベル検出回路ＯＤＴに伝達する容量Ｃ３が設けられている。容量Ｃ３を設けたことにより、出力レベルの検出を電流検出方式で行なう場合にも負荷の変動に伴う出力電力の変化が出力レベル検出回路ＯＤＴの検出電流に反映されるようになるため、より正確な出力電力の制御が可能になる。
【００３７】
これによって、例えば負荷変動に伴う出力電力の増大で電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン電流Ｉｄｄが増加すると、それに応じて増加したドレイン電圧の変化が容量Ｃ３を介して出力レベル検出回路に伝達され、これによって検出電流が増加して検出電圧Ｖｄｅｔが上昇し、コンパレータＣＭＰの出力が下がって抵抗ＰＲ１〜ＰＲ４からなるバイアス回路が電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン電流Ｉｄｄを減少させる方向にバイアスを変化させる。その結果、出力電力の増大で電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン電流Ｉｄｄが増加するのを抑制することができる。
【００３８】
なお、実施例では、出力電力の変化を出力レベル検出回路ＯＤＴに伝達する容量Ｃ３を電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子と出力レベル検出回路ＯＤＴのカレントミラー回路を構成するトランジスタＴＲ５のゲート端子との間に接続しているが、容量Ｃ３の一方の端子は電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子と出力端子側の直流カット用ＣＤＣ４との間であれば、いずれのノード（図３では伝送線路ＴＬ５と容量ＣＰ５との接続ノードＮ１またはＴＬ６と容量ＣＰ６との接続ノードＮ２またはＴＬ７と容量ＣＤＣ４との接続ノードＮ３）に接続しても良い。ただし、容量Ｃ３を接続する最も望ましい位置は電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子とカレントミラー回路を構成するトランジスタＴＲ５のゲート端子との間である。
【００３９】
次に、容量Ｃ３の容量値の決定の仕方について説明する。
【００４０】
容量Ｃ３の容量値は、小さすぎると負荷変動に伴う出力電力の変動をフィードバック制御系に充分に伝えることができないため、負荷変動に伴う出力電力の変動を充分に抑えることができない。一方、容量Ｃ３の容量値が大きすぎると出力電力レベルが小さい時に入力情報から検出した比較的小さな出力レベルの変化にさらに出力電力の変化が加算されてフィードバック制御系が出力電力の変動に過剰に反応してしまう。
【００４１】
つまり、従来のカプラを用いた出力電力検出方式に代えて電流検出方式で出力電力をフィードバック制御しているにも関わらず、容量Ｃ３が大きいとそれがカプラと同じように働いてしまうことにより、フィードバック制御系が出力電力の変動に過剰に反応してかえって出力電力の変動幅が大きくなってしまうおそれがある。また、容量値が大きすぎると、半導体チップやモジュールの小型化を困難にするので、あまり大きくのは好ましくない。回路を構成する素子の定数などにもよるが、容量Ｃ３の最大値は２〜４ｐＦ程度にするのが望ましい。
【００４２】
本実施例の回路においては、負荷変動に伴う出力電力の変動レベルを例えば３５ｄＢｍのような所望のレベル以下に抑えるため有効な最小容量値として１ｐＦを選択した。また、容量Ｃ３の最大値は、上記観点から２ｐＦとした。なお、本発明を適用することにより負荷変動に伴う出力電力の変動を抑える効果を得るために必要な容量Ｃ３の容量値は、電力増幅用トランジスタＴＲ３を含む最終増幅段やインピーダンス整合回路ＭＮ３など電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子からアンテナ端までに設けられる回路の構成とこれらの回路を構成する素子の定数などによって異なるものであり、上記１〜２ｐＦの範囲に限定されるものでなく、適用する回路に応じて決定すれば良い。
【００４３】
一例として、容量Ｃ３の容量値を１ｐＦとしたときの負荷変動に伴う出力電力Ｐｏｕｔのレベル変動のシミュレーション結果を、図５に実線で示す。図５の破線は、容量Ｃ３を設けない場合における負荷変動に伴う出力電力Ｐｏｕｔのレベル変動のシミュレーション結果を示す。両者を比較すると、本発明を適用することにより従来は３７ｄＢｍ近くに達していた出力電力Ｐｏｕｔの最大レベルを３５ｄＢｍ以下に抑制できること、また従来は４ｄＢｍ近くあった出力電力Ｐｏｕｔの変動幅を３ｄＢｍ程度に抑制できることが分かる。
【００４４】
また、図６には、容量Ｃ３の容量値を１ｐＦとしたときの負荷変動に伴う電力増幅用トランジスタＴＲ３と出力レベル検出回路ＯＤＴの消費電流の変動のシミュレーション結果を実線で示す。図６の破線は、容量Ｃ３を設けない場合における負荷変動に伴う電力増幅用トランジスタＴＲ３と出力レベル検出回路ＯＤＴの消費電流の変動のシミュレーション結果を示す。両者を比較すると、本発明を適用することにより従来は最大で３４００ｍＡ近くに達していた消費電流を２０００ｍＡ以下に抑制できること、また従来は消費電流の変動幅が２４００ｍＡ近くあったものを７５０ｍＡ以下に抑制できることが分かる。
【００４５】
さらに、本実施例においては、出力レベル検出回路ＯＤＴはコンパレータＣＭＰとともに１つの半導体チップ上に形成され、負荷変動に伴う出力電力の変動レベルを抑える容量Ｃ３はチップ外部に設けられている。図３において、符号ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３が付された一点破線で囲まれた回路および素子は、それぞれが別個の半導体チップ上に形成されていることを意味している。
【００４６】
また、特に制限されるものでないが、本実施例においては、図３に示されている回路全体が１つのモジュールとして構成される。本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の電子部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【００４７】
図３の実施例回路では、ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３外の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４とインダクタンスＬ１はディスクリートの部品により、またＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３外の容量はディスクリートの部品もしくは複数の誘電体層が積層されたモジュール基板のいずれかの誘電体層の表面と裏面に形成された導体層により構成され、インピーダンス整合回路ＭＮ１〜ＭＮ４を構成する伝送線路はモジュール基板の表面に形成された銅などの導体層により形成される。抵抗Ｒ１とＲ４は比較的高い精度が要求されるので外付け抵抗が用いられている。抵抗Ｒ２は出力電力Ｐｏｕｔと出力検出用トランジスタＴＲ４の出力電圧（ドレイン電圧）の比を調整可能にするため外付け抵抗が用いられている。負荷変動に伴う出力電力の変動レベルを抑える容量Ｃ３は、ディスクリートの部品でも良いが、部品点数を減らすため、誘電体層の表面と裏面に形成された導体層により構成するのが望ましい。
【００４８】
誘電率Ｅｒ＝８．８５４×１０−１２Ｆ／ｍ（比誘電率Ｓ＝９）の誘電体層を使用して容量値が１ｐＦのような容量Ｃ３をモジュール基板上に形成する場合、その占有面積Ｓは、誘電体層の厚み（電極間距離）ｔを５０μｍとすると、Ｃ＝Ｅｒ・Ｓ／ｔより、６．４ｍｍ２であり、矩形状の容量の場合一辺の大きさは約０．８ｍｍになる。従って、この程度の容量素子であれば充分にモジュール基板上に形成することができ、これによって容量Ｃ３としてディスクリート部品を使用する場合よりもモジュール全体をコンパクトに構成することができる。
【００４９】
また、１ｐＦはモジュール基板の寄生容量では得ることが困難な大きさである。負荷変動に伴う出力電力の変動レベルを抑える容量Ｃ３をモジュール基板上の配線容量を利用して形成することも可能であるが、その場合、配線の長さは必要以上に冗長なものとなる。一方、容量Ｃ３は、出力レベル検出回路ＯＤＴやコンパレータＣＭＰが形成された半導体チップＩＣ３上に形成することも可能である。ただし、その場合には半導体チップのサイズが大きくなり、モジュール基板に形成する場合よりもコストが高くなるというデメリットがある。
【００５０】
なお、図２の実施例においては、出力レベル検出回路ＯＤＴを構成する出力検出用トランジスタＴＲ４のゲート端子との間に抵抗２が接続されているが、この抵抗Ｒ２は省略することが可能である。同様に、図２の実施例においては、出力レベル検出回路を構成する出力検出用トランジスタＴＲ４のドレイン端子とカレントミラー用ＭＯＳＦＥＴ　ＴＲ５のドレイン端子との間に抵抗３が接続されているが、この抵抗Ｒ３も省略することが可能である。
【００５１】
抵抗Ｒ２を設けることによって、出力電力Ｐｏｕｔと出力検出用トランジスタＴＲ４の出力電圧（ドレイン電圧）の比を調整することができるという利点がある。従って、実施例のように、抵抗Ｒ２が半導体チップ外部に設けられていると、適用システムに応じた調整が可能になる。また、抵抗Ｒ３を設けることによって出力レベル検出回路ＯＤＴの電源電圧依存性を低減させることができる。直線性改善用の抵抗Ｒ３を設けない場合における出力電力Ｐｏｕｔと検出電流との相関は、電源電圧Ｖｄｄ１が例えば３．５Ｖのような所定のレベルにあるときはほぼリニアな関係にあるが、電源電圧Ｖｄｄ１が例えば４．２Ｖのようなレベルに変化すると、出力検出用トランジスタＴＲ４に流れる電流が出力電力の高い領域では急に増加してしまうが、抵抗Ｒ３を設けると、電源電圧Ｖｄｄ１が変化してもトランジスタＴＲ４のドレイン電圧の変動量が小さくされ、結果としてトランジスタＴＲ４に流れる電流の変動を小さくできる。この直線性改善用抵抗Ｒ３の抵抗値としては、例えば１００Ω程度が妥当である。
【００５２】
図８は、本発明を適用した無線通信システムの一例としてのＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示す。
【００５３】
図８において、１００はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変調や復調を行なうことができる変復調回路を有する半導体集積回路化された高周波信号処理回路（高周波ＩＣ）１１０や受信信号から不要波を除去する弾性表面波フィルタからなるバンドパスフィルタＳＡＷと受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡなどが１つのセラミック基板上に実装されてなる高周波モジュール（以下、ＲＦモジュールと称する）、２００はアンテナＡＮＴを駆動して送信を行なう高周波電力増幅回路（以下、パワーアンプと称する）ＰＡや出力電力制御回路２３０などを含む高周波電力増幅用モジュール（以下、パワーモジュールと称する）である。
【００５４】
また、３００は送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理したりする半導体集積回路化されたベースバンド回路（以下、ベースバンドＩＣと称する）、４００はＲＦパワーモジュール２００から出力される送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦや送受信切替えスイッチ、分波器などを含むフロントエンド・モジュール、５００はＲＦＩＣ１１０やベースバンドＩＣ３００に対する制御信号を生成したりパワーモジュール２００に対する出力レベル指示信号Ｖｒａｍｐを生成したりしてシステム全体を制御するマイクロプロセッサ（以下、ＣＰＵと称する）である。図３の出力レベル検出回路ＯＤＴとコンパレータＣＭＰは、図８では出力電力制御回路２３０として１つのブロックで表わされている。
【００５５】
図８に示されているように、この実施例では、パワーモジュール２００内にＧＳＭの周波数帯である９００ＭＨｚの送信信号を増幅するパワーアンプ２１０ａと、ＤＣＳの周波数帯である１８００ＭＨｚの送信信号を増幅するパワーアンプ２１０ｂとが設けられている。同様に、ＲＦモジュール１００内にＧＳＭ用のＳＡＷフィルタ１２０ａおよびロウノイズアンプ１３０ａと、ＤＣＳ用のＳＡＷフィルタ１２０ｂおよびロウノイズアンプ１３０ｂとが設けられている。
【００５６】
高周波ＩＣ１１０においては送信したい情報に従って搬送波を位相変調するＧＭＳＫ変調が行なわれ、位相変調された信号が高周波信号Ｐｉｎとしてパワーモジュール２００に入力され増幅される。特に制限されるものでないが、この実施例では高周波ＩＣ１１０は、送信用の変調回路の他に、受信信号を低い周波数の信号にダウンコンバートするミクサ、高ゲインのプログラマブル・ゲインアンプなどからなる受信系回路も含んで構成されている。ロウノイズアンプＬＮＡは、高周波ＩＣ１１０に内蔵させることも可能である。
【００５７】
フロントエンド・モジュール４００には、ＧＳＭ用のロウパスフィルタ４１０ａとＤＣＳ用のロウパスフィルタ４１０ｂおよびＧＳＭの送信と受信を切り替える切替えスイッチ４２０ａとＤＣＳの送信と受信を切り替える切替えスイッチ４２０ｂ、アンテナＡＮＴに接続され受信信号からＧＳＭ用の信号とＤＣＳ用の信号を分離する分波器４３０などが設けられている。図８には示されていないが、パワーモジュール２００またはフロントエンド・モジュール４００には、パワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの出力端子またはＲＦパワーモジュール２００の送信出力端子とロウパスフィルタ４１０ａ，４１０ｂとの間に接続されてインピーダンスの整合を行なうインピーダンス整合回路が設けられる。
【００５８】
なお、上記のようなＧＳＭとＤＣＳのデュアルバンド通信システムにおいては、ＧＳＭ側のパワーアンプ２１０ａの出力電力とＤＣＳ側のパワーアンプ２１０ｂの出力電力の最大レベルはそれぞれ規格によって規定されていて異なっているが、高周波電力増幅用トランジスタＴＲ３と出力検出用トランジスタＴＲ４とのサイズ比およびカレントミラー回路を構成するトランジスタＴＲ５とＴＲ６とのサイズ比をそれぞれ適当に設定することにより、センス用抵抗Ｒ４およびコンパレータＣＭＰを２つのバンドで共用させることができる。
【００５９】
図９には、実施例のパワーモジュールのデバイス構造を示す。なお、図９は実施例のＲＦパワーモジュールの構造を正確に表わしたものではなく、その概略が分かるように一部の部品や配線などを省略した構造図として表わしたものである。
【００６０】
図９に示されているように、本実施例のモジュールの本体１０は、アルミナなどのセラミック板からなる複数の誘電体層１１を積層して一体化した構造にされている。各誘電体層１１の表面または裏面には、所定のパターンに形成し表面に金メッキを施した銅などの導電体からなる導体層１２が設けられている。１２ａは導体層１２からなる配線パターンである。また、各誘電体層１１の表裏の導体層１２もしくは配線パターン同士を接続するために、各誘電体層１１にはスルーホールと呼ばれる孔１３が設けられ、この孔内には導電体が充填されている。
【００６１】
図９の実施例のモジュールでは、６枚の誘電体層１１が積層されており、上から第１層目と第３層目と第６層目の裏面側にはほぼ全面にわたって導体層１２が形成され、それぞれ接地電位ＧＮＤを供給するグランド層とされている。そして、残りの各誘電体層１１の表裏面の導体層１２は、伝送線路等を構成するのに使用されている。この導体層１２の幅と誘電体層１１の厚みを適宜に設定することにより、伝送線路はインピーダンスが５０Ωとなるように形成される。
【００６２】
第１層目から第３層目の誘電体層１１には、前記半導体チップＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３を設置するために矩形状の穴が設けられ、この穴の内側に各ＩＣが挿入され穴の底に接合材１４によって固定されているとともに、その穴の底に相当する第４層目の誘電体層１１とそれよりも下側の各誘電体層１１にはビアホールと呼ばれる孔１５が設けられ、この孔内にも導電体が充填されている。このビアホール内の導電体は、半導体チップＩＣ１やＩＣ２，ＩＣ３で発生した熱を最下層の導体層に伝達して放熱効率を向上させる役目を担っている。
【００６３】
半導体チップＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の上面の電極と所定の導体層１２とはボンディングワイヤ３１により電気的に接続されている。また、第１層目の誘電体層１１の表面には、マイクロストリップ線路ＭＳ７，ＭＳ８等を構成する導電パターン１２ａが形成されているとともに、電力増幅回路や出力レベル検出回路等を構成するための容量素子ＣＤＣ１〜ＣＤＣ４，ＣＰ１〜ＣＰ６や抵抗素子Ｒ１，Ｒ４などのディスクリート部品３２が複数個搭載されている。なお、これらの素子のうち容量素子は、ディスクリート部品を使用せずに誘電体層１１の表裏面の導体層を利用して基板内部に形成することも可能である。
【００６４】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【００６５】
例えば前記実施例では、パワーモジュールを、１段目と２段目の増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２と抵抗ＰＲ１〜ＰＲ４からなるバイアス回路を含む半導体チップＩＣ２と、３段目の増幅用トランジスタＴＲ３が形成された半導体チップＩＣ１と、出力レベル検出回路ＯＤＴおよびコンパレータＣＭＰが形成された半導体チップＩＣ３と、抵抗や容量などの外付け素子で構成していると説明したが、半導体チップＩＣ１と半導体チップＩＣ２を一つの半導体チップとしたり、半導体チップＩＣ１と半導体チップＩＣ３を一つの半導体チップとすることも可能である。デュアルバンドの通信システムにおいては、ＧＳＭの１段目と２段目の増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２とそのバイアス回路およびＤＣＳの１段目と２段目の増幅用トランジスタＴＲ１，ＴＲ２とそのバイアス回路を１つの半導体チップ上に形成することができる。
【００６６】
また、前記実施例の高周波電力増幅回路では、電力増幅ＦＥＴを３段接続しているが、２段構成としたり、４段以上の構成としても良い。また、２段目や３段目のＦＥＴを、それぞれ並列形態の２個のＦＥＴで構成するようにしてもよい。さらに、前記実施例では、高周波電力増幅部とフロントエンド部をそれぞれ別個のモジュール２００と４００として構成したが、これらを１つのモジュールとして構成するようにしても良い。
【００６７】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式による送受信が可能なデュアルモードの無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、他の通信方式や、ＧＭＳとＤＣＳとＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　Ｓｙｓｔｅｍ）など３以上の通信方式による送受信が可能なマルチモードの携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成するパワーモジュールに利用することができる。
【００６８】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００６９】
すなわち、本発明に従うと、出力電力のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を電流検出方式で行なう無線通信システムにおいて、負荷の変動に伴う出力電力の変化が出力レベル検出回路の検出電流に反映されるようになるため、より正確な出力電力の制御が可能になるとともに、消費電流が一時的に増大して回路を構成する素子が破壊されたり電池が著しく消耗するなどの不所望の事態が発生するのを回避することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明者等が検討した送信系回路の概略を示すブロック図である。
【図２】電力増幅用トランジスタＴＲ３のドレイン端子からアンテナ側を見たときのインピーダンスと反射係数を対応させて図１の電力増幅回路の特性を表わしたスミスチャートである。
【図３】本発明に係る高周波電力増幅回路の一実施例を示す回路図である。
【図４】高周波電力増幅回路の負荷Ｚ０を変化させたときのインピーダンスの位相と検出電圧Ｖｄｅｔの関係を示すグラフである。
【図５】高周波電力増幅回路の負荷Ｚ０を変化させたときのインピーダンスの位相と出力電力との関係を示すグラフである。
【図６】高周波電力増幅回路の負荷Ｚ０を変化させたときのインピーダンスの位相と消費電流の関係を示すグラフである。
【図７】本出願人が開発した電流検出方式の無線通信システムにおける高周波電力増幅回路の出力部と電流検出方式の出力レベル検出回路を示す回路図である。
【図８】本発明を適用したＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示すブロック図である。
【図９】図３に示されている実施例のパワーモジュールのデバイス構造の一例を示す一部断面斜視図である。
【符号の説明】
ＡＮＴ　送受信用アンテナ
ＯＤＴ　出力レベル検出回路
ＣＭＰ　コンパレータ
ＢＩＡＳ　バイアス生成回路
ＭＮ　　インピーダンス整合回路
ＬＰＦ　ロウパスフィルタ
ＬＮＡ　ロウノイズ・アンプ
１０　　モジュール本体
１１　　誘電体層
１２　　導体層
１００　ＲＦモジュール
２００　パワーモジュール
２１０ａ，２１０ｂ　高周波電力増幅回路
３００　ベースバンド回路
４００　フロントエンド・モジュール
【図１】
2004140633.tif 000003
【図２】
2004140633.tif 000004
【図３】
2004140633.tif 000005
【図４】
2004140633.tif 000006
【図５】
2004140633.tif 000007
【図６】
2004140633.tif 000008
【図７】
2004140633.tif 000009
【図８】
2004140633.tif 000010
【図９】
2004140633.tif 000011