(57)【要約】【課題】負荷の変動がある程度大きくても、出力の電圧と電流の位相θをθ＞０に維持することができ、小形でスイッチング損失の小さい高周波電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング素子により直流電圧をオン、オフ制御し、負荷に電流を流すようにした誘導過熱用やレーザー用などの高周波インバータを用いた電源装置において、前記直流電圧を分圧する中間電位発生回路と、前記電源装置の出力端子と同数のインダクタを具備し、該インダクタが、それぞれ前記出力端子と中間電位発生回路の中間電位部間に接続する。【選択図】　　図１
2004064907.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子により直流電圧をオン、オフ制御し、負荷に電流を流すようにした誘導過熱用やレーザー用などの高周波インバータを用いた電源装置において、
前記直流電圧を分圧する中間電位発生回路と、前記電源装置の出力端子と同数のインダクタを具備し、該インダクタが、それぞれ前記出力端子と中間電位発生回路の中間電位部間に接続されたことを特徴とする高周波電源装置。
【請求項２】
前記中間電位発生回路は、直列接続された２個のコンデンサで構成されることを特徴とする請求項１記載の高周波電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波インバータを用いた電源装置の出力スイッチング素子の電力変換損失を低減する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の高周波電源装置について、図３、４、５を用いて説明する。誘導加熱用電源装置用の高周波電源装置の構成を示す構成ブロック図を図３に示す（例えば特許第３１７１７４７号）。図４は、その動作及び各部波形を説明する図である。また、図５はこのような装置の負荷の等価回路とその回路に正弦波電圧を印加した場合の電圧・電流位相の関係を示す。
図３は、商用交流電源を直流に変換する順変換部と、該直流を周波数の高い交流に変換して負荷に供給する逆変換部からなる。順変換部において、１は商用交流を直流に変換する整流器で、例えば、サイリスタが用いられ、その点弧角制御により所定の直流電圧が得られる場合や、ダイオードによる整流のみの場合がある。２は前記整流器１の制御と順変換部の回路の保護等を行う順変換制御・保護回路である。Ｌｏはリアクトル、Ｃｏはコンデンサで、これらにより平滑回路をなしている。
【０００３】
逆変換部において、３は負荷で、例えば、コイルとその内部に誘導加熱される対象物が配置されたもの、あるいは、トランスを経由して負荷が接続されたものである。負荷３は一般的にコイルＬとコンデンサＣ、抵抗Ｒの組み合わせで表される。Ｑ１〜Ｑ４は前記負荷３に高周波電流を流すスイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ４は該各Ｑ１〜Ｑ４に並列に接続されたフリーホィール逆阻止ダイオードである。Ｃは該負荷と直列接続されるコンデンサである。４は該負荷３に流れる電流を検出する電流検出器で、例えば、ＣＴ（カレントトランス）が用いられる。５は該電流検出器の出力を受けてスイッチング周波数の決定を行う自動周波数回路、６は該自動周波数回路の出力を受けて、前記スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン、オフ制御を行うスイッチング素子駆動回路である。このように構成された高周波電源装置において、商用交流電源からの商用交流は整流器１により直流に変換される。
【０００４】
該直流はリアクトルＬＯとコンデンサＣＯにより平滑されて平坦な直流となる。そして、この直流は逆変換部で周波数の高い交流に変換されて負荷３に供給される。この逆変換部における直流から交流への変換は前記スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングに基づいて行われる。即ち、前記スイッチング素子駆動回路６は前記自動周波数制御回路５からの制御信号に従って、例えば、Ｑ１とＱ４がオンの時にはＱ２とＱ３がオフ、Ｑ１とＱ４がオフの時にはＱ２とＱ３がオンとなる様にＱ１とＱ４、Ｑ２とＱ３が夫々ペアで動作するように、該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。
【０００５】
図４はこのような動作中の高周波電源装置の電圧、電流波形例を示したもので、Ｖａｂは出力端子間電圧、Ｉａｂは負荷に流れる電流である。θはＶａｂとＩａｂとの位相差、Ｔは動作周期である。ここで、θ＞０の場合は誘導性動作、θ＝０近傍の場合は共振点近傍動作、θ＜０の場合は容量性動作となるが、通常、θはθ＝０に近いθ＞０領域で使用される。その理由は、θ＞０の場合はスイッチング素子の出力容量の効果により、ソフトスイッチング（スイッチングロス零）が可能であるが、θ＜０場合は、ハードスイッチング（スイッチングロスが発生する）となることが知られているためである。またあまりにθ＝０から離れると出力の力率が悪くなり、高周波電源装置の効率が低下するため、θ＝０近傍が好ましい。ここでは、上記ソフトスイッチング効果について詳細の説明は省略する。その理由は、本発明の目的は該ソフトスイッチングの効果を論ずるためではなく、このような効果を期待するために、θをθ＞０に保つ具体的手段を提供することにあるためである。
【０００６】
図５は図３の端子Ａ、Ｂから負荷側を見た等価回路である。また、図３での出力電圧波形Ｖａｂは矩形波なので、基本波電圧も同位相であるため、θは式（１）で表される。
【０００７】
θ＝ｔａｎ−１（Ｌ／Ｒ・ωＳ−１／（Ｒ・Ｃ・ωＳ））　　　（１）
ここで、ωｓはスイッチング角周波数で式（２）となる。
ωＳ＝Ｔ／（２・π）　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２）
【０００８】
式（１）によると、出力の電圧と電流の位相差θを決定するのは、負荷のＬ、Ｒ、Ｃとスイッチング周波数のみであるため、例えば、負荷の定数が変化した場合は、スイッチング周波数を変化させて、θ＞０を保つようにする必要がある。図３の自動周波数制御回路５はこのような目的のために具備される。
このように、従来の高周波電源装置は、負荷の状態（インピーダンス）が変化したとき、出力の電圧と電流の位相差をθ＞０に維持するためには、出力のスイッチング周波数を変化させて対応していた。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の高周波電源装置は、出力の電圧と電流間の位相差θをθ＞０に保とうとすると、負荷が変動した場合は、スイッチング周波数を変化させなければならなかった。しかし、多くの実用負荷において、スイッチング周波数（つまり出力電圧の周波数）を変化させると、負荷へ与える影響が少なくなく、いかなる場合も周波数を変化させたくない用途には適用できなかった。例えば、レーザ電源装置の場合は、周波数の変化は大きな特性の変化となるため、このようなスイッチング周波数を変化させる方式は適用が困難であった。
【００１０】
そこで、本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、スイッチング周波数を変化させることなく、負荷の変動がある程度大きくても、出力の電圧と電流の位相θをθ＞０に維持することができ、小形でスイッチング損失の小さい高周波電源装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、図３の従来例のブロック構成の高周波電源装置に加えて、直流電圧の中間電位を発生させる回路と、該中間電位と夫々の出力端子間にコイルを配置したことを特徴とするものである。例えば、出力端子が図３のようにＡ、Ｂの２個であれば、コイルも端子Ａから中間電位部間に１個、さらに端子Ｂから中間電位間に１個、の合計２個配置する。中間電位部はコイル夫々に一個づつあっても、１個のみを共通に使用しても問題ない。
このようになっているため、出力のスイッチング素子が動作すると、該コイルには直流電圧の半分の電圧の正と負の電圧が繰り返し印加され、コイル電流が発生する。これは負荷の大小に関係なく常に存在するため、バイアス電流的動作となる。このコイル電流は周波数が高い場合は、純粋なＬ負荷に近くなるため、出力電圧より９０度遅れた電流となる。このコイル電流と負荷への電流を合成した電流はスイッチング素子に流れることとなり、負荷のθがほぼθ＝０であっても、実際にスイッチング素子に流れる電流、即ち高周波電源装置からの出力電流の位相は、バイアス電流がない時に比較して遅らせることができ、θ＝０に対して大幅にマージンを増加させることができる。
また、請求項２に記載の発明は、該中間電位発生回路として、一方を直流電圧端子の正側に、他方を負側に接続されたコンデンサ２個の直列回路で構成し、該コンデンサのお互いの接続端子を中間電位発生部としたものを特徴とするものである。
このようになっているため、直流電圧の中間電位が容易に得られ、安価で出力電流位相のマージンを確保するためのバイアス電流回路を実現することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図に基づいて具体的に説明する。図１は、本発明の高周波電源装置を示す実施例の構成ブロック図である。従来と同じ名称にはできるだけ同じ符号を付け重複説明を省略する。図１が従来技術である図３と異なる部分は、インダクタンスの等しいインダクタ７，８と容量の等しいコンデンサ９、１０を備えた部分である。コンデンサ９、１０は直列接続され、コンデンサの直列接続回路を構成する。順変換部の出力に接続される平滑用のコンデンサＣｏとこのコンデンサの直列接続回路を並列接続する。
【００１３】
平滑された直流電圧はコンデンサ９，１０により１／２に分圧される。なお、一般的にコンデンサで中間電位を発生させるときは、コンデンサ内部の漏れ電流による電圧アンバランスを防止するために、夫々のコンデンサに並列抵抗を付加するが、これは細かなことなので図からは割愛する。インダクタ７、８は電源装置の出力端子（Ａ，Ｂ）と該中間電位（Ｐ１，Ｐ２）との間にそれぞれ接続する。すなわち、インダクタ７の一端は負荷側の端子Ａに、他端は中間電位のＰ１に接続される。インダクタ７と同様に、インダクタ８の一端は負荷側の端子Ｂに、他端は中間電位のＰ２に接続される。なお電位はＰ１＝Ｐ２であり、Ｐ１とＰ２はもちろん同一の点でもよい。
【００１４】
制御回路１１は図３の自動周波数制御回路５、６スイッチング素子駆動回路をあわせた回路と等価であり、電流検出４を含めてまとめて表示している。スイッチング素子とその並列ダイオードはＭＯＳＦＥＴ表記で代用した。この部分の構成は原理的なもので十分であり、特に半導体素子の種類を特定する必要はないため、簡易な表現とするためである。Ｉｂ１、Ｉｂ２は該コイルに流れるバイアス電流、Ｉ１、Ｉ２は負荷電流とバイアス電流の合成した、スイッチング素子から出力される真の電流である。
【００１５】
次に本発明の各部動作電圧を図２に示す。同図では、負荷電流Ｉａｂは出力電圧Ｖａｂとθの位相差がある。そして、バイアス電流Ｉｂ１は出力電圧Ｖａｂと約９０度の位相差がある。従って、この合成電流が実際にスイッチング素子から出力される電流であるため、同図波形Ｉ１となる。この電流は図に示すように、出力電圧波形Ｖａｂからθ’遅れた波形となるが、これはθ’＞θとなるため、また、バイアス電流はもともと約９０度遅れているため、θ’＝０に比較して、大幅にマージンを確保することができる。
【００１６】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の高周波電源装置によれば、直流中間電位と出力端子間に設けたコイルによりバイアス電流を流すことにより、負荷の変動に対しても、スイッチング周波数を変化させることなく、出力電流を出力電圧に対して遅れ位相にすることができるため、ソフトスイッチング機能を常時保つことができるため、装置の小形化、低ロス化に大きく貢献する。
また、一般に出力電流がない時にスイッチング動作を行うと、素子の出力容量を充放電するだけの動作となるが、高周波インバータの場合、この動作によるスイッチングロスが膨大となる。これは、遅れ位相の出力電流がないため、ソフトスイッチング動作ができないためである。
しかし、本発明によれば、スイッチング素子が動作していれば、バイアス電流が流れるため、負荷への出力電流が非常に小さい場合でも、遅れ位相の電流を流すことができ、出力オープン等の異常事態でもスイッチングロスを押さえた安定した機能を提供できる。
さらに、負荷に印加される電圧が常に矩形波でなく、パルス幅制御された場合でも、同様に適用できる。パルス幅制御は一般に２つの矩形波電圧の位相差を変化させることにより、それらの電圧に両端を接続された負荷へ印加される電圧を制御する方式が用いられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の請求項１、２の実施例を示す高周波電源装置のブロック図
【図２】本発明の高周波電源装置の動作を示す電圧、電流波形図
【図３】従来の高周波電源装置（誘導加熱用インバータ装置）のブロック図
【図４】従来の高周波電源装置の動作を説明する電圧、電流波形図
【図５】負荷の等価回路と電圧・電流位相関係図
【符号の説明】
１　整流器
２　順変換制御・保護回路
３　負荷
４　電流検出器
５　自動周波数制御回路
６　スイッチング素子駆動回路
７、８　コイル（インダクタ）
９、１０　コンデンサ
１１　制御回路
【図１】
2004064907.tif 000003
【図２】
2004064907.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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