(57)【要約】【課題】デュアルモード空洞共振器において基本波共振周波数ｆｏとスプリアス周波数ｆｓを相対的に離す。【解決手段】空洞共振器１０の筒状本体１１の内部のキャビティ１６の長さ方向両端または少なくとも一端に、当該キャビティ１６の半径Ｄよりは小さな半径ｄで、キャビティ長Ｌと一連に、さらに追加の長さｈを持つ追加キャビティ３２を設ける。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
内部にキャビティを有する筒状の本体と、該本体の側壁に互いに直交関係で設けられた信号入力部、信号出力部と、信号入力部からの入力電界と信号出力部への出力電界の結合度を調整するポストとを有するデュアルモード空洞共振器であって；
上記キャビティの長さ方向両端または少なくとも一端に、上記キャビティ半径よりは小さな半径で、キャビティ長と一連に、さらに追加の長さを持つ追加キャビティを設けたこと
を特徴とするデュアルモード空洞共振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主として無線通信系においてバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）　として用いられる空洞共振器、特にデュアルモード空洞共振器の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話、移動無線通信等の無線通信システムの発展、普及には目覚しいものがあるが、これらシステムではまた、優秀なバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）　が必要で、特に、通常、これらシステムの無線基地局に使用されるＢＰＦ　としては、できるだけ低挿入損失で、かつ、帯域外除去（ｓｔｏｐ　ｂａｎｄ　ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ）特性に優れていることが求められる。
【０００３】
と言うのも、最近の携帯電話を含む無線通信の普及に伴い、周波数チャンネルの利用が著しく増えているためで、不要な電波が放射されると、他の通信の妨害になるからである。
【０００４】
こうした点からすると、まずＱ値（Ｑｕａｌｉｔｙ　Ｆａｃｔｏｒ）が優れた共振器が望ましいことになり、従来、比較的この要求に良く応える共振器としては、空洞共振器と誘電体共振器がある。ただ、誘電体共振器は、空洞共振器より小型にはなるものの、Ｑ値が若干劣り、高価であることもあって、実用的には空洞共振器の方が有利と言って良い。
【０００５】
さらに、空洞共振器の中でも、デュアルモード空洞共振器と呼ばれるものがある。基本的な空洞共振器を用いる場合には、少なくとも二つ以上の内部空洞な筒状体をカスケードに接続してフィルタを構成するが、それでは全体構造が嵩張るものとなるので、実質的に一つの筒状本体を用いれば済むデュアルモード空洞共振器が好まれることが多い。もちろん、こうしたデュアルモード空洞共振器も、その基本構造、動作原理自体は当業者に周知となっており、もはや説明の要も無いかもしれないが、後述する本発明の趣旨を明確にするために、ここでまずその構造部分を簡単に説明する所から始める。
【０００６】
図２に示すように、当該デュアルモード空洞共振器１は、外観が筒状で内部空洞（キャビティ）になった本体１１を有している。本体１１は、図２（Ａ）　に示すように円柱形であるか、もしくは図２（Ｃ）　に示すように、横断面が正方形の角柱状であって、望ましくは銀メッキした金属板のような、低損失金属で構成される。どちらであっても、その動作原理は実質的に同じである。
【０００７】
空洞共振器本体１１の側壁の一個所に信号入力部１２があり、これと直交する関係で側壁部分の他の一個所に信号出力部１３がある。信号入力部１２まで高周波信号を導いてくる入力信号伝送路１４、また、信号出力部１３からの高周波信号を外部回路に導いて行く出力信号線路１５には、導波管もしくは同軸線路が用いられ、後述する本発明の場合においてもどちらでも良いが、図示の場合は同軸線路で例示している。同軸線路の場合、本体内部の空間、すなわちキャビティ１６内に突出している部分に金属円盤状部材が取り付けられて終端されるのが普通である。
【０００８】
デュアルモード空洞共振器１では、いわゆる多重モード共振、特に二重モード共振を利用しており、図２（Ｄ）　に示すように、信号入力部１２を含むキャビティ内垂直平面内に存在する入力側の共振電界Ｅｉに対し、これと直交する垂直平面内にも独立した共振電界Ｅｏが共に基本モードＴＥ１１１　として存在することを利用し、これを信号出力部１３から取り出すようにしており、この二つの電界Ｅｉ，Ｅｏ間の結合度を、これら二つの電界面Ｅｉ，Ｅｏに対し、共に４５度の角度を置く位置に設けられたポスト１７のキャビティ内への突出量を変えることで調整し、所望のフィルタ特性を得る。ポスト１７は金属棒状部材であり、結合度調整操作に便利なように、一般には本体側壁に螺合し、ドライバなどの治具を用いて回転調整することで抜き差しすることができるように、外側面周囲にネジ山を持っているものが多い。また、このポスト１７は、図２（Ａ），（Ｃ）　に示すように、図示の設置位置Ｐ１と直径方向（角柱状の場合には対角線方向）で対向する位置Ｐ２にあっても良いし、これらの位置Ｐ１，Ｐ２を含む面と直交する面内における側壁位置Ｐ３，Ｐ４のどちらかにあっても良い外、位置Ｐ１，Ｐ２、あるいは位置Ｐ３，Ｐ４の双方にひとつずつ、計二つ設けられていても良い。ただ、一つの場合には共振周波数特性上、所謂「通過ゼロ点」が存在するのに対し、二つの場合には存在しない点で異なるが、本発明の改良の対象としている事項に関する限り、どちらであっても構わない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このようなフィルタに使用するデュアルモード空洞共振器１の共振周波数ｆｏは構造寸法で決まるが、共振は基本波に加え、ＴＭ０１１モードのスプリアスモードが比較的接近して存在する。この共振周波数ｆｓも構造寸法で決まるが、例えば、携帯電話システムに利用される１．８ＧＨｚ帯ＢＰＦ　への利用を考えた場合、具体例で述べるならば、円筒空洞共振器１の基本波の共振周波数ｆｏは直径２Ｄ＝１２ｃｍ、高さＬ＝１６ｃｍで１．７９３ＧＨｚとなるのに対し、このときの直近のスプリアス周波数ｆｓは２．１７５５ＧＨｚとなる。従って、この空洞共振器１で構成したＢＰＦ　は、この高調波帯において帯域除去特性が劣化することになる。
【００１０】
一般に送信機には、ローカル発振器を始め、周波数逓倍器等、種々の信号源があり、これらの除去しきれない部分は送信機の漏れ信号となる。送信機では小型化が優先され、急峻なＢＰＦ　の採用は難しく、従って信号周波数に近いスプリアス程、十分に除去されていない場合がある。これはもちろん望ましくない。そこで従来からも、基本共振周波数ｆｏとスプリアス周波数ｆｓとの差Δｆ　を大きくするために、構造寸法、つまり、キャビティ半径Ｄ、長さ（高さ）Ｌの比率Ｌ／Ｄに配慮するという試みはなされていた。
【００１１】
ここでまた具体例に即して述べるならば、キャビティ半径Ｄを６ｃｍ　に固定した例でみると、図３（Ａ）　に示すように、基本波共振周波数ｆｏとスプリアス周波数ｆｓは共にキャビティ長Ｌが長くなるにつれ、低下して行き、かつ、これら両者の差Δｆ　も拡大傾向にはなって行く。しかし、装置の小型化に重きを置く場合、キャビティ長Ｌを無闇に長くして行くのは好ましくないし、また、長くして行く程、Δｆ　拡大対策としての効果は薄れて行くことが分かる。
【００１２】
すなわち、キャビティ半径とキャビティ長の比率Ｌ／Ｄに対する周波数差Δｆ　の関係を抜き出してみると図３（Ｂ）　に示すようになり、Ｌ／Ｄ＝３を越えると当該Δｆ　の拡大効果も乏しくなり、それ以上にキャビティ長Ｌを長くしても余り効果がないことが分かる。むしろ筐体寸法の大型化をのみ招き、不都合である。
【００１３】
また、空洞共振器に求められる特性の一つとして、先に述べたように、優秀なＱｏ値というものもあるが、このＱｏ値についても特性を取ってみると図３（Ｃ）　に示すようになり、構造寸法比Ｌ／Ｄが２以上になるとほぼ頭打から一定になって、３以上になるとむしろ低下傾向になる。
【００１４】
こうしたことから、従来の構造寸法比Ｌ／Ｄによってのみ、スプリアス周波数ｆｓを相対的に遠避けようとする手法には限界があり、また、構造寸法、特に長さＬを闇雲に伸ばして筐体を大型化するのは望ましくない。
【００１５】
本発明はこうした点に鑑みてなされたもので、従来とは異なる観点から、小型さが優先されるがために本質的に急峻なフィルタ特性は得難いデュアルモード空洞共振器であっても、スプリアスの除去性能を従来に比し、十分に高めんとするもの、つまり、デュアルモード空洞共振器のスプリアス周波数ｆｓを、少しでも基本波周波数ｆｏから離させるに有効な工夫を開示せんとするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明者はまず、図２（Ｄ）　に示したような、入力信号の共振電界面における電界Ｅｉの強さの分布と、それに直交する面内を回る磁界Ｍｉの強度の分布の特徴に着目した。入力信号共振電界Ｅｉは、キャビティの長さ方向中心付近で太い矢印で示すように最も強く、図中では天板、底板となる長さ方向両端壁面近傍で、細い矢印で示すように、最も弱くなる。一方、これに直交する方向の面に平行に輪を描く磁界Ｍｉの方は、逆に、この天板、底板の辺りが最も強くなる。
【００１７】
そこで、この天板、底板付近のキャビティに変形を施し、例えば追加のキャビティを設けるとどうなるかを模索した。
と言うのも、周知の通り、電界の変化は等価的に容量成分の変化を生み、磁界の変化は等価的にインダクタンス成分の変化を生むのであるから、キャビティ容積（体積）の変化を電界、磁界両者の強さの強度分布の異なる所に設ければ、基本共振周波数ｆｏを意図的にずらせるのではないかとの発想である。そして事実、この思想により、実験、実証を経て、これが有効であるとの結論に至った。
【００１８】
こうしたことから、本発明は、内部にキャビティを有する筒状の本体と、本体の側壁に互いに直交関係で設けられた信号入力部、信号出力部と、信号入力部からの入力電界と信号出力部への出力電界の結合度を調整するポストとを有する公知構造のデュアルモード空洞共振器に対するさらなる改良として、その本体内部のキャビティの長さ方向両端または少なくとも一端に、キャビティ半径Ｄよりは小さな半径ｄで、キャビティ長Ｌと一連に、さらに追加の長さ（高さ）ｈを持つ追加キャビティを設けたデュアルモード空洞共振器を提案する。従って本発明の空洞共振器は、外観からすれば、この長さ方向両端ないし一端部分に階段が付けられたような格好になるため、ステップ付空洞共振器と呼ぶこともできる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１には本発明に従って作製されたステップ付きデュアルモード空洞共振器１０の構成例が概略的に示されている。図２の従来例に即して述べた構成要素に変更を及ぼさないで良い部分には同じ符号を付し、また、それら構成要素の各々の説明も、既述の所を援用することができる。
【００２０】
図示する本発明のデュアルモード空洞共振器１０で最も特徴的なのは、図１（Ｂ）　に示すように、これまでのデュアルモード空洞共振器の本体１１の長さ方向両端部分に、外観から見ると階段のようにステップ状部分３１，３１が追加されていることで、内部キャビティ１６で見ると、本体部分１１の半径Ｄよりも小さな半径ｄで、長さ（高さ）Ｌに付加される追加の長さ（高さ）ｈを持つ空間部分（追加キャビティ）３２，３２が増設されていることである。このようにすると、この追加された部分による構造寸法増加（特に追加の長さ２ｈ）を考慮に入れてもなお、従来に比し、追加キャビティ部分の構造寸法ｄ，ｈの変更で、基本共振周波数ｆｏとスプリアス周波数ｆｓの差Δｆ　を効果的に大きくすることができる。
【００２１】
すなわち、キャビティ１６の長さ方向Ｌの両端壁近傍では、先に図２（Ｄ）　に即して述べたように、ＴＥ１１１モードでは磁界エネルギが強く、電界エネルギが弱い。一方、ＴＭ０１１モードでは逆になる。そこで、この部分でのキャビティ１６への容積３２の追加、つまりはそれによる容積変化分ΔＳ　に対する各モードの共振周波数の変化をみると、それは変分理論により、下式（１）　で表される。
【００２２】
（δω／ω）＝｛（ΔＷｅ−ΔＷｍ）／Ｗｒ｝　　　　．．．．．．．．．．．．．（１）
ここで、
δω：共振周波数変化分
ω：共振周波数
ΔＷｅ：微小容積ΔＳ　内の電界エネルギ
ΔＷｍ：微小容積ΔＳ　内の磁界エネルギ
Ｗｒ：キャビティ内の全電磁界エネルギ
【００２３】
そこで、ＴＥ１１１モードではΔＷｅ＞ΔＷｍでδω＜０となり、逆に、ＴＭ０１１モードでは、ΔＷｅ＜ΔＷｍでδω＞０となるため、当該微小容積ΔＳ　の増加変化分に対し、前者のモードの共振周波数ｆｏは低くなるのに対して後者のモードの共振周波数ｆｓは高くなる。つまり、追加キャビティ３２を設けることで、基本共振周波数ｆｏを下げ、スプリアス周波数ｆｓを高い方に追いやれるため、両者の差Δｆ　は、望ましいことに、従来に比し、それ程には全体形状を大型化せずとも、効果的に大きくすることができる。
【００２４】
本発明の効果を示すため、具体例を述べるならば、円柱状本体１１を用い、本体１１のキャビティ長Ｌを１２ｃｍ、半径Ｄを６ｃｍ　に固定し、また、追加キャビティ３２の長さｈも３ｃｍ　に固定して、追加キャビティ３２の半径ｄの方を変えてみた所、半径ｄ＝４ｃｍでΔｆ　は最大の６１１．１２ＭＨｚ　となった。これがピークで、それより小半径のｄ＝３ｃｍでは５１３．３４ＭＨｚ、逆に大半径のｄ＝５ｃｍでは５６４．５６ＭＨｚ　と低下した。これに対し、ステップ（追加キャビティ３２）のない、キャビティ長１２ｃｍの従来構成のままの空洞共振器１では、たかだか３６０．０７ＭＨｚ　でしかなかった。もっとも、本発明では、追加キャビティ３２の存在により、装置全体の長さは長くなっているので、この例のようにＬ（＝１２ｃｍ）＋２ｈ（＝６ｃｍ）＝１８ｃｍとなる場合でも、同じ長さ１８ｃｍの従来構成のままの空洞共振器で４０２．９５ＭＨｚ　に留まった。同じ装置長さ寸法でも、本発明によると略々２００ＭＨｚものΔｆ　拡大改善効果が認められることになる。
【００２５】
つまり、本発明によると、無闇に装置長を長くしなくても、追加キャビティ３２の半径ｄの適選により、相当大幅に、基本共振周波数ｆｏから相対的にスプリアス周波数ｆｓを離すことができるのである。もちろん、長さｈについても同様に基本周波数ｆｏの相対的なずらし効果を生むことができるが、装置の大型化を招くために、できれば効果の認められる適当な、そして短めの長さｈにして、半径ｄの調整により、最適値を求めるのが望ましい。
【００２６】
もちろん本発明者は、上記の実験例の他、多くの実験をも行ったが、そのいずれにおいても、本発明による追加のキャビティ３２を設けることによる改善効果が認められた。キャビティ長Ｌの一方にのみおいて追加キャビティを設けた場合にも、双方に設ける場合に比し、その効果は当然のことながら小さかったが、それでも、同等寸法の従来構造のままのデュアルモード空洞共振器を比較対象とした場合、Δｆ　をより大きくすることができた。
【００２７】
また、ポスト１７を、例えば図１（Ａ）　または角柱状の場合の図１（Ｃ）　に示すＰ１位置にのみ一個設け、いゆわる通過ゼロ点があるデュアルモード空洞共振器とした場合と、例えば位置Ｐ３，Ｐ４の双方に設けて通過ゼロ点のないものとした場合の比較においては、後者では帯域外減衰特性において前者に比べれば劣化したが、それでも、従来構造のままのデュアルモード空洞共振器と比較すれば、いずれの場合にも、やはり２００ＭＨｚ程度のΔｆ　拡大効果を得ることができた。
【００２８】
さらに、従来のデュアルモード空洞共振器では、例えば　３ｄｂ帯域を１００ＭＨｚ以上とした広帯域ＢＰＦ　構成例においては、帯域の高域側減衰特性が低域側と重なって帯域除去特性が低下する場合があったが、略々同寸法の本発明によるステップ付きデュアルモード空洞共振器では、この問題を大きく改善できた。
【００２９】
もちろん、どのような装置寸法であっても、その時々において追加キャビティ３２の高さｈ、半径ｄをあれこれ勘案することにより、必ず、従来例に比し、Δｆ　を大きくするために有意な寸法関係を見つけ出すことができる。また、先にも述べたように、信号伝送線路１４，１５は図示の同軸線路に限らず、導波管であっても良く、その場合にも、本発明は有効に機能する。
【００３０】
【発明の効果】
以上のように、本発明によると、従来の単なる筒状本体をのみ用いたデュアルモード空洞共振器に比し、それ程に構造寸法を大きくしなくても、基本共振周波数ｆｏとスプリアス周波数ｆｓの差Δｆ　を効果的に大きくすることができる。そのための手段も、実質的にキャビティに単に、軸方向（長さないし高さ方向）にキャビティ半径よりも小半径の追加のキャビティを設けるだけという、ある意味では非常に軽妙で実現の容易な手法によっているため、その応用、普及に最適な結果をもたらしている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるデュアルモード空洞共振器の概略構成図である。
【図２】従来からあるデュアルモード空洞共振器の概略構成図である。
【図３】デュアルモード空洞共振器の一例の特性図である。
【符号の説明】
１０　本発明デュアルモード空洞共振器
１１　空洞共振器の本体
１２　信号入力部
１３　信号出力部
１６　本体内部のキャビティ
１７　結合度調整用のポスト
３１　ステップ状部分
３２　追加キャビティ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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