(57)【要約】【課題】再始動時の発電制動状態時間の短縮、過電圧トリップする可能性を低くする。もしくは、発電制動用の装置容量を小さくする。【解決手段】ＰＭモータ７の空転状態からの再始動には、モータの空転状態において、ＰＭモータの電流制御系を切換スイッチ１３Ａ，１３Ｂの切換えでゼロ電流指令にした電流制御を行い、第２の磁極位置推定演算部１４は、電流制御系の制御軸上のｑｃ軸電圧指令にゲインを乗じて周波数へ変換し、これを電力変換器の出力周波数として、その出力周波数を積分することにより位相を取得し、切換スイッチ１３Ｃは、ゼロ電流指令制御の期間中に、第１の磁極位置推定演算部１１による位相推定が安定した後、ゼロ電流指令制御で用いられている第２の磁極位置推定手段で得られる位相から、第１の磁極位置推定演算部により推定された位相へ切替える。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流制御系と電力変換器およびＰＭモータの第１の磁極位置推定手段を有してＰＭモータの位置または速度制御を行い、ＰＭモータを空転状態から再始動する手段を備えたＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置において、
前記再始動手段は、
モータの空転状態において、ＰＭモータの電流制御系をゼロ電流指令によって電流制御を行う手段と、
前記電流制御系の制御軸上のｑｃ軸電圧指令にゲインを乗じて周波数へ変換し、これを前記電力変換器の出力周波数として、その出力周波数を積分することにより位相を得る第２の磁極位置推定手段と、
前記ゼロ電流指令制御の期間中に、前記第１の磁極位置推定手段による位相推定が安定した後、前記ゼロ電流指令制御で用いられている第２の磁極位置推定手段で得られた位相から、前記第１の磁極位置推定手段により推定された位相へ切替える切換え手段とを備えたことを特徴とするＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置。
【請求項２】
電流制御系と電力変換器およびＰＭモータの第１の磁極位置推定手段を有してＰＭモータの位置または速度制御を行い、ＰＭモータを空転状態から再始動する手段を備えたＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置において、
前記再始動手段は、
モータの空転状態において、ＰＭモータの電流制御系をゼロ電流指令によって電流制御を行う手段と、
前記電流制御系の制御軸上のｄｃ，ｑｃ軸の電圧指令のベクトル和の大きさと、ｑｃ軸電圧指令の極性を乗じた電圧情報にゲインを乗じて周波数へ変換し、これを前記電力変換器の出力周波数として、その出力周波数を積分することにより位相を得る第２の磁極位置推定手段と、
前記ゼロ電流指令制御の期間中に、前記第１の磁極位置推定手段による位相推定が安定した後、前記ゼロ電流指令制御で用いられている第２の磁極位置推定手段で得られた位相から、第１の磁極位置推定手段により推定された位相へ切替える切換え手段とを備えたことを特徴とするＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置。
【請求項３】
電流制御系と電力変換器およびＰＭモータの第１の磁極位置推定手段を有してＰＭモータの位置または速度制御を行い、ＰＭモータを空転状態から再始動する手段を備えたＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置において、
前記再始動手段は、
モータの空転状態において、ＰＭモータの電流制御系をゼロ電流指令によって電流制御を行う手段と、
再始動開始時に微小時間発生させたゼロベクトル状態の電流振幅により、再始動開始時のＰＭモータの電気角周波数の絶対値を推定し、この後、数サンプリングの間の固定位相でのゼロ電流指令制御時に流れる電流位相の移動方向より、この電気角周波数の極性を判定し、この極性を、前記ＰＭモータ電気角周波数の絶対値に乗じて得る周波数ωｐｒｅと、前記電流制御系の制御軸上のｄｃ軸の電圧指令にゲインを乗じて、周波数へ変換した情報との偏差を電力変換器の出力周波数として、その出力周波数を積分することにより位相を得る第２の磁極位置推定手段と、
前記ゼロ電流指令制御の期間中に、前記第１の磁極位置推定手段による位相推定が安定した後、前記ゼロ電流指令制御で用いられている第２の磁極位置推定手段で得られた位相から、第１の磁極位置推定手段により推定された位相へ切替える切換え手段とを備えたことを特徴とするＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置。
【請求項４】
請求項３において、第２の磁極位置推定手段の方式において、ゼロ電流指令制御時の電力変換器の出力周波数の修正を、ゼロベクトル状態の電流振幅により得られる、モータの電気角周波数の絶対値と、ｄｃ軸の電圧指令にゲインを乗じて、周波数へ変換した情報との偏差を用いて行うことを特徴とするＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置。
【請求項５】
請求項３において、第２の磁極位置推定手段の方式において、ゼロ電流指令制御時の電力変換器の出力周波数の修正を、再始動開始時に行われる数サンプリングの固定位相でのゼロ電流流指令制御により流れる電流位相の移動量から、ＰＭモータ電気角周波数を推定し、この周波数と、ｄｃ軸の電圧指令にゲインを乗じて、周波数へ変換した情報との偏差をインバータの出力周波数とすることを特徴とするＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭモータと称す）における、位置・速度センサレス制御装置に係り、特に、ＰＭモータを空転状態から再始動する制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置では、磁束オブザーバなどの磁極位置推定手段により位相推定が行われる。この制御系において、インバータのゲート信号を一旦ＯＦＦしてしまうとＰＭモータの磁極位置が判らなくなるため、ＰＭモータをその空転状態で再始動を行うには、速やかに磁極位置推定を行う必要がある。
【０００３】
空転状態からの再始動を行う方法の１つに、再始動開始時から一定期間の間、電流指令をゼロ、制御位相は固定位相とした電流制御（以下、固定位相でのゼロ電流指令制御と称す）を行い、この期間中に磁極位置推定手段による位相推定の収束を待ち、推定位相の収束後、電流制御の位相を推定位相へ切り替えて再始動する方式がある。
【０００４】
図５は、その制御装置のブロック図である。同図の制御系は、速度指令に対して制御を行う例を示しており、速度指令ω＊と速度検出値ωｄとの比較により速度制御部１にトルク電流指令ｉｑｃ＊を得る。減磁パターン発生部２は、定トルク／定出力の範囲に応じた界磁電流指令ｉｄｃ＊を発生する。電流制御部３Ａ，３Ｂは、トルク電流指令ｉｑｃ＊及び界磁電流指令ｉｄｃ＊と、それらの電流検出値ｉｑｃ−ｄｅｔ，ｉｄｃ−ｄｅｔとの比較によりｄｃ軸，ｑｃ軸の電圧指令ｖｑｃ＊，ｖｄｃ＊を得、逆回転座標変換部４により座標変換してゲートドライブ回路５のゲート位相を制御し、ゲートドライブ回路５の出力で電力変換器（インバータ）６の出力電圧制御を行い、ＰＭモータ７の電機子電流を制御する。８は電源から直流電力を得る順変換回路である。
【０００５】
ＰＭモータ７の各相電流ｉｕ−ｄｅｔ，ｉｖ−ｄｅｔ，ｉｗ−ｄｅｔは電流検出器９で検出し、回転座標変換部１０による座標変換で電流制御部３Ａ，３Ｂへ検出電流信号を与える。この電流制御系では、電流指令が磁極位相を基準として計算されているため、電流検出器９から得られた交流電流を座標変換部１０で位置情報を利用して電流指令と同一の磁極位相θＣを基準とする回転座標に変換する。この座標上において電流制御を行った後、出力電圧を座標変換部４で再び逆回転座標変換して交流電圧の電圧指令を電力変換器６に与え、ＰＭモータ７を駆動する。
【０００６】
磁極位置推定演算部１１は、電圧指令ｖｑｃ＊，ｖｄｃ＊と電流検出信号ｉｑｃ−ｄｅｔ，ｉｄｃ−ｄｅｔからＰＭモータ７の推定磁極位置θｅを求め、速度検出演算部１２により速度検出信号を得て速度制御部１へ与える。また、磁極位置推定演算部１１の位置検出信号は座標変換部４、１０へ磁極位置情報θＣとして取り込まれる。
【０００７】
磁極位置推定演算部１１は、上記のように、ＰＭモータの制御電圧、電流情報により、ＰＭモータの磁極位置を推定するものあり、代表的なものとして磁束オブザーバによる方式がある。
【０００８】
切換スイッチ１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃは、ＰＭモータの空転状態から再始動運転を行うための電流指令と固定位相を切換えるためのものであり、これらスイッチを使用した空転再始動運転のタイムチャートを図６に示す。
【０００９】
今、通常運転中（区間Ｃ）にＰＭモータが空転状態（区間Ｄ）となったとする。ここで再始動を行う場合（時刻ｔ２）、まず固定位相でのゼロ電流指令制御を行う（区間ＡとＢ）。区間Ａでは、磁極位置推定演算部１１による、位相推定が完了していないため、制御に用いる位相としては、適当な固定位相（図６では、０°を用いている）とし、ゼロ電流指令制御を行うこととなる。このため、電流制御系へ交流の誘起電圧外乱が入り、交流電流（区間Ａのｉｄｃ−ｄｅｔ）が流れる。区間Ａを経て、磁極位置推定演算部１１による位相推定が収束した後、次のステップとして推定位相に基づいたゼロ電流指令制御が行われる（区間Ｂ）。この時点で、制御には、推定位相を用いるため、電流も略ゼロに収束し、次の通常運転モード（区間Ｃ）へ切り替えられる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来の空転再始動方式の問題点としては、再始動を開始してから、固定位相でのゼロ電流指令制御を行う時間（区間Ａ）が存在するため、この期間中に過電圧トリップする可能性が高くなる。
【００１１】
すなわち、固定位相でのゼロ電流指令制御は、空転中の回転子にブレーキをかけている事になり、回生エネルギーが発生する。この回生エネルギーを消費する装置を用いることも出来るが、この装置に必要な電力容量が大きくなる。また、磁極位置推定演算の調整に問題があった場合、固定位相でのゼロ電流指令制御の時間が更に長くなる。
【００１２】
本発明の目的は、上記の課題を解決した位置・速度センサレス制御装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
従来方式の問題点は、モータに初期速度がある状態で、固定位相でのゼロ電流指令制御を行うため、発電制動状態となり直流部の電圧が上昇して過電圧保護トリップが働いてしまう点である。そこで、本発明では、ＰＭモータの電圧情報を用いて位相を変化させ、ゼロ電流指令制御を行うようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００１４】
（１）電流制御系と電力変換器およびＰＭモータの第１の磁極位置推定手段を有してＰＭモータの位置または速度制御を行い、ＰＭモータを空転状態から再始動する手段を備えたＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置において、
前記再始動手段は、
モータの空転状態において、ＰＭモータの電流制御系をゼロ電流指令によって電流制御を行う手段と、
前記電流制御系の制御軸上のｑｃ軸電圧指令にゲインを乗じて周波数へ変換し、これを前記電力変換器の出力周波数として、その出力周波数を積分することにより位相を得る第２の磁極位置推定手段と、
前記ゼロ電流指令制御の期間中に、前記第１の磁極位置推定手段による位相推定が安定した後、前記ゼロ電流指令制御で用いられている第２の磁極位置推定手段で得られた位相から、前記第１の磁極位置推定手段により推定された位相へ切替える切換え手段とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
（２）電流制御系と電力変換器およびＰＭモータの第１の磁極位置推定手段を有してＰＭモータの位置または速度制御を行い、ＰＭモータを空転状態から再始動する手段を備えたＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置において、
前記再始動手段は、
モータの空転状態において、ＰＭモータの電流制御系をゼロ電流指令によって電流制御を行う手段と、
前記電流制御系の制御軸上のｄｃ，ｑｃ軸の電圧指令のベクトル和の大きさと、ｑｃ軸電圧指令の極性を乗じた電圧情報にゲインを乗じて周波数へ変換し、これを前記電力変換器の出力周波数として、その出力周波数を積分することにより位相を得る第２の磁極位置推定手段と、
前記ゼロ電流指令制御の期間中に、前記第１の磁極位置推定手段による位相推定が安定した後、前記ゼロ電流指令制御で用いられている第２の磁極位置推定手段で得られた位相から、第１の磁極位置推定手段により推定された位相へ切替える切換え手段とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
（３）電流制御系と電力変換器およびＰＭモータの第１の磁極位置推定手段を有してＰＭモータの位置または速度制御を行い、ＰＭモータを空転状態から再始動する手段を備えたＰＭモータの位置・速度センサレス制御装置において、
前記再始動手段は、
モータの空転状態において、ＰＭモータの電流制御系をゼロ電流指令によって電流制御を行う手段と、
再始動開始時に微小時間発生させたゼロベクトル状態の電流振幅により、再始動開始時のＰＭモータの電気角周波数の絶対値を推定し、この後、数サンプリングの間の固定位相でのゼロ電流指令制御時に流れる電流位相の移動方向より、この電気角周波数の極性を判定し、この極性を、前記ＰＭモータ電気角周波数の絶対値に乗じて得る周波数ωｐｒｅと、前記電流制御系の制御軸上のｄｃ軸の電圧指令にゲインを乗じて、周波数へ変換した情報との偏差を電力変換器の出力周波数として、その出力周波数を積分することにより位相を得る第２の磁極位置推定手段と、
前記ゼロ電流指令制御の期間中に、前記第１の磁極位置推定手段による位相推定が安定した後、前記ゼロ電流指令制御で用いられている第２の磁極位置推定手段で得られた位相から、第１の磁極位置推定手段により推定された位相へ切替える切換え手段とを備えたことを特徴とする。
【００１７】
（４）前記（３）において、第２の磁極位置推定手段の方式において、ゼロ電流指令制御時の電力変換器の出力周波数の修正を、ゼロベクトル状態の電流振幅により得られる、モータの電気角周波数の絶対値と、ｄｃ軸の電圧指令にゲインを乗じて、周波数へ変換した情報との偏差を用いて行うことを特徴とする。
【００１８】
（５）前記（３）において、第２の磁極位置推定手段の方式において、ゼロ電流指令制御時の電力変換器の出力周波数の修正を、再始動開始時に行われる数サンプリングの固定位相でのゼロ電流流指令制御により流れる電流位相の移動量から、ＰＭモータ電気角周波数を推定し、この周波数と、ｄｃ軸の電圧指令にゲインを乗じて、周波数へ変換した情報との偏差をインバータの出力周波数とすることを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
図１は、本発明の実施形態を示すブロック図である。同図が図５と異なる部分は、ゼロ電流指令制御時に磁極位相推定を行う第２の磁極位置推定演算部１４を設けた点にある。
【００２０】
磁極位置推定演算部１４は、制御軸上のｑｃ軸電圧ｖｑｃ＊指令にゲインＧ１を乗じて周波数へ変換し、これをインバータの出力周波数として、この出力周波数を積分（１／Ｓ）することにより磁極位相θｅを求める。以下、周波数推定を伴うゼロ電流指令制御について説明する。
【００２１】
まず、（１）式に、ＰＭモータの電圧方程式を示す。
【００２２】
【数１】
2004040837.tif 000003
【００２３】
ｖｄ，ｖｑ：ｄ−ｑ軸電機子電圧、ｉｄ，ｉｑ：ｄ−ｑ軸電機子電流、
Ｒ：電機子巻線抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ−ｑ軸インダクタンス、
ＫＥ：速度起電力係数、ｐ：微分演算子、ω：磁極角速度
（１）式より、ゼロ電流指令制御によりｉｄ，ｉｑ＝０が成立する場合、以下の（２）式が得られる。
【００２４】
【数２】
2004040837.tif 000004
【００２５】
（２）式が成立するには、インバータの出力周波数とＰＭモータの電気角周波数が一致する必要があり、この一つの解はｖｑ＝ω＊ＫＥである。そこで、制御軸上のｑ軸電圧指令ｖｑｃにゲインを乗じて周波数情報へ変換し、出力周波数の調整を行う。この調整された周波数を積分すれば位相となるので、この位相に基づいて検出電流を座標変換し、ゼロ電流指令制御を行えば最終的に検出電流がゼロへ収束する。この時点では、ｉｄｃ＝ｉｑｃ＝０が成立するため、ｖｑ＝ω＊ＫＥの条件も成立し、推定される位相は、実モータのｄ軸と一致している。
【００２６】
したがって、破線部内のゲインＧ１は（２）式より１／ＫＥとすれば、電圧から周波数への変換係数として扱える。この回路構成をとることにより、モータに初期速度がある条件で、再始動運転を行っても、モータの電気角周波数とインバータの出力周波数が一致するため、区間Ａでの不必要な発電制動状態は無くなり、過電圧トリップの限界を上げることができる。
【００２７】
図２は、本実施形態による空転再始動時のタイムチャートを示し、区間Ａでは磁極位置推定演算部１４による推定位相を使用したゼロ電流指令制御がなされ、区間Ａでの交流電流が流れるが、推定位相を発振機動作させることで速やかに減衰し、不必要な発電制動状態の時間が短縮され、過電圧トリップの限界を上げることができる。
【００２８】
（実施形態２）
図３は、本発明の実施形態を示すブロック図である。同図が図１と異なる部分は、電圧演算部１５を設けた点にある。
【００２９】
前記の（２）式のｖｄとｖｑのベクトル和の大きさをｖ１とすると、ｖ１は以下の（３）式で表される。
【００３０】
【数３】
2004040837.tif 000005
【００３１】
前記の（２）式より、このｖ１とｖｑの関係は、一般にはｖｄ≪ｖｑになることから、ｖ１≒｜ｖｑ｜が成立する。そこで、電圧演算部１５は、ｖ１の情報を用いて出力周波数の修正を行う。
【００３２】
但し、ｖ１は、回転方向に関する情報は持たないため、回転方向に関してはｖｑの極性を用いる必要がある。
【００３３】
本実施形態においても、実施形態１と同様の作用効果を得ることができる。
【００３４】
（実施形態３）
本実施形態は、（２）式のもう一つの条件ｖｄについて着目した方式である。前記の（２）式よりｖｄ＝０を満たすように周波数を修正するには、再始動開始時のモータの電気角周波数が必要となる。このため、図１または図２の磁極位置推定演算部１４に代えた演算部１６を設ける。このブロック図を図４に示す。
【００３５】
図４において、ωｐｒｅが再始動開始時のモータ電気角周波数を表している。このωｐｒｅが概ね正確であれば、演算部１６内のｖｄ＊Ｇ１の出力がほぼゼロとなり、ｖｄ＝０の関係を満たすことになる。
【００３６】
ここで、ωｐｒｅは、再始動時のゲート出力開始時に微小時間の間、モータの電機子を短絡状態にする（ゼロベクトルの発生）ことにより推定される。この条件では、モータの端子電圧が０となり、ゲートＯＦＦのため、電流の初期値が０とすると、以下の（４）式が導出される。
【００３７】
【数４】
2004040837.tif 000006
【００３８】
この（４）式は、モータの電機子を短絡した時に流れる電流が、まず−ｑ軸方向に流れ始め、その大きさが速度に比例することを示している。従って、短絡状態の時間をΔＴｓｈｏｒｔとし、この時の電流の変化量をΔｉｓｈｏｒｔとし、推定される速度をωｐｒｅとすると、（４）式より（５）式が導出される。
【００３９】
【数５】
2004040837.tif 000007
【００４０】
この（５）式により、ゲート出力開始時のモータ速度が分かる。但し、（５）式から、速度の方向までは判らない、そこで、速度計測後（ゼロベクトル終了後）、数サンプル期間の間、固定位相でゼロ電流指令制御を行い、この時流れる電流位相の変化から回転方向の判断を行う。この回転方向の検出までを、考慮した式が（６）式である。
【００４１】
【数６】
2004040837.tif 000008
【００４２】
Δｉｑｃ：数サンプル間の電流の変化、Δｉｄｃ：数サンプル間の電流の変化、
ｓｉｎｇ（）：符号を抽出する関数であり、（６）式の例ではｔａｎ−１（Δｉｑｃ／Δｉｄｃ）の符号を｜ωｐｒｅ｜へ乗ずることを示す。
【００４３】
上記の（６）式により、図４の演算部ωｐｒｅが得られｖｄ＝０を満足することが出来る。
【００４４】
（実施形態４）
インバータの適用用途によっては、回転方向が予め決まっているものがある。これらの用途に対しては、図４のωｐｒｅの演算を（５）式により行えばよい。これを採用することにより、より早く少ない演算量で、空転再始動の処理が可能となる。
【００４５】
（実施形態５）
前記の（６）式では、数サンプル期間の電流の位相変化からωｐｒｅの極性を求めている。この位相変化量からもωｐｒｅは得ることができる。以下の（７）式に位相の変化量を（８）式にこのωｐｒｅの計算式を示す。
【００４６】
【数７】
2004040837.tif 000009
【００４７】
ΔＴ：数サンプル間の時間、Δθ：数サンプル間における位相変化量
この（８）式により、図４の演算部１６のωｐｒｅの演算を行う。
【００４８】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、ＰＭモータの電圧情報を用いて位相を変化させ、ゼロ電流指令制御を行うようにしたため、ＰＭモータの回転速度に同期した出力周波数で、瞬時に電流制御を行うことが可能となり、再始動時に生じる発電制動状態の時間が短縮され、過電圧トリップする可能性が低くなる。もしくは、過電圧防止のための、発電制動用の装置容量が小さくて済む。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１を示す制御装置のブロック図。
【図２】実施形態１における再始動時のタイムチャート。
【図３】本発明の実施形態２を示す制御装置のブロック図。
【図４】本発明の実施形態３、４、５を示す制御装置のブロック図。
【図５】従来の制御装置のブロック図。
【図６】従来の再始動時のタイムチャート。
【符号の説明】
１…電流制御部
２…減磁パターン発生部
３Ａ，３Ｂ…電流制御部
４…逆回転座標変換部
５…ゲートドライブ回路
６…電力変換器
７…ＰＭモータ
１０…回転座標変換部
１１…磁極位置推定演算部
１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ…切換スイッチ
１４、１６…磁極位置推定演算部
１５…電圧演算部
【図１】
2004040837.tif 000010
【図２】
2004040837.tif 000011
【図３】
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【図４】
2004040837.tif 000013
【図５】
2004040837.tif 000014
【図６】
2004040837.tif 000015