(57)【要約】【課題】本発明は、主にデジタル音声プリコンプ、特にデジタル・プリコンプ・フィルタの設計に関し、設計規準の新しいクラスを使用する音声のプリコンプ・フィルタ設計機構を提案する。【解決手段】フィルタ・パラメータは重み付けに基づいて決定し、固定ノンゼロフィルタ構成要素にプリコンプ・フィルタを近似し、規準システム応答に対するプリコンペンセートされたモデル応答に近似する。設計のために、望ましくはプリコンプ・フィルタは、固定ノンゼロフィルタ構成要素と可調補償器構成要素とを備える。可調補償器構成要素は、重み付けを含む規準関数を最適化することによって決定する。重み付けを周波数に依存し及び／またはチャンネルに依存することによって、異なる周波数帯域で及び／または異なるサブチャネルで実行される補償の程度とタイプに対する完全な制御を提供する強力な設計ツールが得られる。【選択図】　　　　図５
2004040771.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
関連づけた音声生成システムの応答のモデル（Ｈ；ｈ）に基づいてプリコンプ・フィルタ（２００）を設計する方法であって、上記プリコンプ・フィルタ（Ｒ；ｒ）は、設計のために、加法的に、固定ノンゼロフィルタ構成要素（Ｆ；ｆ）と可調補償器構成要素（Ｃ；ｃ）を含み、以下のステップを含むことを特徴とする方法。
−与えられた重み付けを含む規準関数を最適化することによる上記プリコンプ・フィルタの上記可調補償器構成要素（Ｃ；ｃ）を決定する、
ｉ）一方、上記プリコンプ・フィルタ（Ｒ；ｒ）を上記固定ノンゼロフィルタ構成要素（Ｆ；ｆ）に近似し、
ｉｉ）他方、プリコンペンセートされたモデル応答（ｙ）を規準システム（Ｄ；ｄ）の応答に対して近似し、
−上記固定フィルタ構成要素（Ｆ；ｆ）に対する上記決定した可調補償器構成要素（Ｃ；ｃ）を加算することに基づき上記プリコンプ・フィルタ（Ｒ；ｒ）を決定する。
【請求項２】
上記固定フィルタ構成要素及び上記重み付けを構成するステップを含む請求項１の方法。
【請求項３】
上記固定フィルタ構成要素が、少なくとも１つの選択可能な遅延要素を伴うバイパス構成要素を含むことを特徴とする請求項１または２の方法。
【請求項４】
音声生成システムの応答の上記モデルが線形ダイナミックモデルであって、上記プリコンプ・フィルタが線形ダイナミックフィルタであることを特徴とする上記先行請求項のいずれかの方法。
【請求項５】
上記重み付けが、周波数依存重み付け及び／またはチャンネル依存重み付けを含むことを特徴とする上記先行請求項のいずれかの方法。
【請求項６】
上記重み付けが周波数依存重み付けを含むことを特徴とする上記先行請求項のいずれかの方法。
【請求項７】
上記周波数依存重み付けが、上記モデルで記述される、異なる周波数帯域で異なる補償程度を可能にするように構成されてなることを特徴とする請求項６の方法。
【請求項８】
上記周波数依存重み付けを、補償モデル応答がユーザー定義周波数帯域のセット内の規準・システム応答に近似し、その一方で、上記補償モデル応答が上記ユーザー定義周波数帯域の他のセット内のバイパスモデル応答に近似するように設定することを特徴とする請求項６の方法。
【請求項９】
上記近似の程度を、ダイナミックなシステムのため規準で測定することを特徴とする請求項８の方法。
【請求項１０】
上記音声生成システムが多重チャンネルシステムであり、上記プリコンプ・フィルタが複数のフィルタを含み、設計目的のために、それぞれのフィルタが、ノンゼロバイパス構成要素と補償器構成要素を個別に有することを特徴とする上記先行請求項のいずれかの方法。
【請求項１１】
上記重み付けがチャンネル依存重み付けを含むことを特徴とする請求項１０の方法。
【請求項１２】
上記チャンネル依存重み付けを、上記多重チャンネルシステムの異なるチャンネルで、異なる種類の補償を可能とするように設定することを特徴とする請求項１１の方法。
【請求項１３】
上記規準関数を最適化するステップを、再帰的最適化または適応可能フィルタリングを使ってオンラインで実行することを特徴とする上記先行請求項のいずれかの方法。
【請求項１４】
上記規準関数を最適化するステップを、モデルに基づくオフライン設計として実行することを特徴とする請求項１ないし１２のいずれかの方法。
【請求項１５】
上記補償器構成要素を決定するステップが、上記補償器構成要素において可調フィルタ・パラメータに関して上記重み付け規準関数を最小にするステップを含むことを特徴とする上記先行請求項のいずれかの方法。
【請求項１６】
請求項１５の方法において、上記規準関数の定義を以下のように行うことを特徴とする方法。
【数１】
2004040771.tif 000051
ここで、Ｈは、上記モデルを表し、Ｒは、上記プリコンプ・フィルタを表し、Ｄは、上記規準・システムを表し、Ｃは、上記可調補償器構成要素を表し、Ｗは、上記重み付けを表す重み付け関数であり、そして、Ｖは更なるオプションの重み付け関数であり、上記両重み付け関数が、線形で安定している伝達関数行列であり、ｗ（ｔ）は、上記プリコンプ・フィルタへの入力信号であり、そして、Ｅ（
）は上記入力信号のｗ（ｔ）に関する予想値を示す。
【請求項１７】
上記プリコンプ・フィルタを、安定ＩＩＲフィルタの状態空間実現構造として実装し、上記プリコンプ・フィルタが、線形二次状態空間・ツールによる上記規準関数の最小化に基づくことを特徴とする請求項１６の方法。
【請求項１８】
上記プリコンプ・フィルタを、安定ＩＩＲウィーナー・フィルタの形で実装し、固定ノンゼロバイパス構成要素（Ｆ）をＦＩＲフィルタとして構成し、該構成要素（Ｆ）が
【数２】
2004040771.tif 000052
であり、ここで、ｑ−ｘは、ｘステップによる標準の後方シフト演算子であり、ｑｘは、ｘステップによる標準の前方シフト演算子であり、そして、上記可調補償器構成要素Ｃは、安定再帰的フィルタであり、該構成要素Ｃを、
【数３】
2004040771.tif 000053
と定義し、ここで、多項式Ｑ（ｑ−１）は、反因果性ＦＩＲフィルタＬ＊（ｑ）と共に、線形スカラー・ジオファンタス（Ｄｉｏｐｈａｎｔｉｎｅ）多項式のユニークな解によって、
【数４】
2004040771.tif 000054
と与え、最高次の係数が１に等しい多項式β（ｑ−１）は、スカラーｒと共に、多項式のスペクトル因数分解のユニークな安定した解によって、
【数５】
2004040771.tif 000055
と与える（ここでＡ、Ｂ、Ｇ、Ｌ、Ｎは補助多項式である）ことを特徴とする請求項１６の方法。
【請求項１９】
音声生成システムの応答の上記モデルが非線形ダイナミックモデルであって、上記プリコンプ・フィルタが非線形ダイナミックフィルタであることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかの方法。
【請求項２０】
システムを生成している結合された音の応答モデル（Ｈ；ｈ）に基づくプリコンプ・フィルタ（２００）を設計するためのシステムであって、以下の要件からなることを特徴とするシステム。
上記プリコンプ・フィルタ（Ｒ；ｒ）が、設計のために、加法的に、固定ノンゼロフィルタ構成要素（Ｆ；ｆ）と可調補償器構成要素（Ｃ；ｃ）を含み、
−与えられた重み付けに基づく規準関数の最適化によって、上記プリコンプ・フィルタの上記可調補償器構成要素（Ｃ；ｃ）を決定するための手段を含み、該手段が、
ｉ）一方で、上記プリコンプ・フィルタ（Ｒ；ｒ）を上記固定ノンゼロフィルタ構成要素（Ｆ；ｆ）に近似し、
ｉｉ）他方で、プリコンペンセートされたモデル応答（ｙ）を規準システム（Ｄ；ｄ）の応答に対して近似し、
−そして、上記固定フィルタ構成要素（Ｆ；ｆ）に対する上記決定した可調補償器構成要素（Ｃ；ｃ）を加算することに基づき上記プリコンプ・フィルタ（Ｒ；ｒ）を決定する手段を含む。
【請求項２１】
上記固定フィルタ構成要素及び上記重み付けを構成する手段を含む請求項２０のシステム。
【請求項２２】
上記固定フィルタ構成要素が、少なくとも１つの選択可能な遅延要素を伴うバイパス構成要素を含むことを特徴とする請求項２０または２１のシステム。
【請求項２３】
音声生成システムの上記応答モデルが線形ダイナミックモデルであり、上記プリコンプ・フィルタが線形ダイナミックフィルタであることを特徴とする請求項２０ないし２２のいずれかのシステム。
【請求項２４】
上記重み付けが、周波数依存重み付けやチャンネル依存重み付けを含むことを特徴とする請求項２０ないし２３のいずれかのシステム。
【請求項２５】
上記重み付けが周波数に依存する重み付けを含むことを特徴とする請求項２０ないし２４のいずれかのシステム。
【請求項２６】
上記周波数依存重み付けが、上記モデルで記述される周波数範囲の中で、異なる周波数帯域で補償の異なる程度を可能にするために構成されることを特徴とする請求項２５のシステム。
【請求項２７】
上記周波数依存重み付けを、補償モデル応答がユーザ定義周波数帯域のセット内の規準・システム応答に近似し、その一方で、上記補償モデル応答が上記ユーザ定義周波数帯域の他のセット内のバイパスモデル応答に近似するように設定することを特徴とする請求項２５のシステム。
【請求項２８】
上記近似の程度を、ダイナミックなシステムのため規準で測定することを特徴とする請求項２７のシステム。
【請求項２９】
上記音声生成システムが多重チャンネルシステムであり、上記プリコンプ・フィルタが複数のフィルタを含み、設計目的のために、それぞれのフィルタが、ノンゼロバイパス構成要素と補償器構成要素を個別に有することを特徴とする請求項２０ないし２８のいずれかのシステム。
【請求項３０】
上記重み付けがチャンネル依存重み付けを含むことを特徴とする請求項２９のシステム。
【請求項３１】
上記チャンネル依存重み付けを、上記多重チャンネルシステムの異なるチャンネルで、異なる種類の補償を可能とするように設定することを特徴とする請求項３０のシステム。
【請求項３２】
上記規準関数の最適化を、再帰的最適化または適応可能フィルタリングを使ってオンラインで実行することを特徴とする請求項２０ないし３１のいずれかのシステム。
【請求項３３】
上記規準関数の上記最適化を、モデルに基づくオフライン設計として実行することを特徴とする請求項２０ないし３１のいずれかのシステム。
【請求項３４】
上記補償器構成要素を決定するための上記手段は、上記補償器構成要素において可調フィルタ・パラメータに関して上記重み付け規準関数を最小にするために手段を含むことを特徴とする請求項２０ないし３３のいずれかのシステム。
【請求項３５】
請求項３４のシステムにおいて、上記規準関数の定義を以下のように行うことを特徴とするシステム。
【数６】
2004040771.tif 000056
ここで、
Ｈは、上記モデルを表し、Ｒは、上記プリコンプ・フィルタを表し、Ｄは、上記規準・システムを表し、Ｃは、上記可調補償器構成要素を表し、Ｗは、上記重み付けを表す重み付け関数であり、そしてＶは、更なるオプションの重み付け関数であり、上記両重み付け関数が、線形で安定している伝達関数行列であり、ｗ（ｔ）は、上記プリコンプ・フィルタへの入力信号であり、そして、Ｅ（　）は上記入力信号ｗ（ｔ）に関する予想値を示す。
【請求項３６】
上記プリコンプ・フィルタを、安定ＩＩＲフィルタの状態空間実現構造として実装し、上記プリコンプ・フィルタが、線形二次状態空間・ツールによる上記規準関数の最小化に基づくことを特徴とする請求項３５のシステム。
【請求項３７】
上記プリコンプ・フィルタを、安定ＩＩＲウィーナー・フィルタの形で実装し、固定ノンゼロバイパス構成要素（Ｆ）をＦＩＲフィルタとして構成し、該構成要素（Ｆ）が
【数７】
2004040771.tif 000057
であり、ここで、ｑ−ｘは、ｘステップによる標準の後方シフト演算子であり、ｑｘは、ｘステップによる標準の前方シフト演算子であり、そして、上記可調補償器構成要素Ｃは、安定再帰的フィルタであり、該構成要素Ｃを、
【数８】
2004040771.tif 000058
と定義し、ここで、多項式Ｑ（ｑ−１）は、反因果性ＦＩＲフィルタＬ＊（ｑ）と共に、線形スカラー・ジオファンタス（Ｄｉｏｐｈａｎｔｉｎｅ）多項式のユニークな解によって、
【数９】
2004040771.tif 000059
と与え、最高次の係数が１に等しい多項式（（ｑ−１）は、スカラーｒと共に、多項式のスペクトル因数分解のユニークな安定した解によって、
【数１０】
2004040771.tif 000060
と与える（ここでＡ、Ｂ、Ｇ、Ｌ、Ｎは補助多項式である）ことを特徴とする請求項３５のシステム。
【請求項３８】
音声生成システムの応答の上記モデルが非線形ダイナミックモデルであって、上記プリコンプ・フィルタが非線形ダイナミックフィルタであることを特徴とする請求項２０ないし２２のいずれかのシステム。
【請求項３９】
コンピュータ・システム（１００；２００）上で動作する際に、音声生成システムに関する応答モデルに基づくプリコンプ・フィルタ（２００）を設計するためのコンピュータープログラム製品であって、以下の要件からなることを特徴とするシステム。
−上記プリコンプ・フィルタの固定ノンゼロフィルタ構成要素（Ｆ；ｆ）を設計するプログラム手段（ＰＲＧ）、
−重み付けを構成するためのプログラム手段（ＰＲＧ）、
ｉ）一方、プリコンプに近似することは、上記固定された、ゼロ以外のフィルタ構成要素に濾過される（Ｆ；ｆ）；そして、
ｉｉ）プリコンペンセートされたモデル応答（ｙ）を規準システム（Ｄ；ｄ）の応答に対して近似し、
−上記重み付けに基づく規準関数の最適化による上記プリコンプ・フィルタの上記可調補償器構成要素（Ｃ；ｃ）を決定するためのプログラム手段（ＰＲＧ）、及び、
−上記設計した固定フィルタ構成要素（Ｆ；ｆ）と上記決定した可調補償器構成要素（Ｃ；ｃ）を加えることに基づいて、上記プリコンプ・フィルタ（２００）のフィルタ・パラメータ（Ｒ；ｒ）を決定するためのプログラム手段（ＰＲＧ）。
【請求項４０】
上記固定ノンゼロ構成要素が、少なくとも１つの選択可能な遅延要素を伴うバイパス構成要素を含むことを特徴とする請求項３９のコンピュータープログラム製品。
【請求項４１】
コンピュータで読み取り可能な媒体（４０）にコード化されてなる請求項３９または４０のコンピュータープログラム製品。
【請求項４２】
請求項１ないし１９のいずれかの方法を使用することによって設計したプリコンプ・フィルタ（２００）。
【請求項４３】
音声生成システムとプリコンプ・フィルタ（２００）を音声生成系に含むオーディオシステム（３００）であって、上記プリコンプ・フィルタ（２００）を請求項１ないし１９のいずれかの方法を使用することによって設計したことを特徴とするオーディオシステム。
【請求項４４】
請求項１ないし１９のいずれかの方法を使用することによって設計したプリコンプ・フィルタによってデジタル音声信号（ｕ）を発生させるシステム。
【請求項４５】
上記デジタル信号（ｕ）を読み取り可能な媒体上にコード化した請求項４４のシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主にデジタル音声プリコンプに関し、そして、特にデジタル・プリコンプフィルタの設計に関し、音声生成システムへの１またはいくつかの入力信号を生成し、補償システムのダイナミック応答を変更するものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
アンプ、ケーブル、ラウドスピーカーを含み、音声生成あるいは再生システムは、常に音のスペクトル特性に対してときには望ましくない影響を及ぼす。装置を設置する部屋の反響は、さらに音声に変更を加える。非常に高い品質による音声再生は、ケーブル、アンプ及び最高品質のラウドスピーカーのマッチングを使うことによって達成できるが、それは厄介で非常に高価である。パーソナルコンピュータとデジタル信号プロセッサの演算能力の増加が、音声生成あるいは再生システムにおける音の特徴を変更することについての新しい可能性を生じさせた。音声生成システムのダイナミック特性を測定して既知のテスト信号に対するその応答を記録することによってモデル化し得ることが公知である。プリコンプ・フィルタ（図１でのＲ）は、オリジナル音源とオーディオ設備の間で配置される。このフィルタは、図１でＨによって示す音声生成システムの測定された特性を補償するために設計され、実装される。特に、図１でＤによって示す補償されたシステムの位相と振幅応答が予め設定した理想的な応答に近似することが望ましい。換言すると、補償された音声再生ｙ（ｔ）をある程度の与えられた精度で理想値ｙｒｅｆ（ｔ）に合わせることが必要である。プリコンペンセータＲによって発生する先行ひずみは、システムＨに起因するゆがみをキャンセルする。その結果として生じる音声再生が健全な特徴Ｄを持つ。システムの物理的な限度まで、少なくとも理論的には、高いコストの極端なハイエンドの音声設備なしに、優れた音質を達成することが可能である。設計の狙いは、たとえば、不完全に造られたラウドスピーカー・キャビネットに起因する音響の反響をキャンセルすることである。もう一つの適用は、リスニングルーム内の種々の異なる場所での音響効果のために低周波の反響を最小にすることである。
【０００３】
デジタル・プリコンプフィルタは、一つのラウドスピーカーだけでなく多重チャンネル音生成システムにも適用できる。より良い音を生成するだけでなく、特定の効果を生み出すための設計の重要な要素となり得る。たとえば、仮想音源（音のレンダリング）の生成は、コンピュータゲームの音声効果に関連する。
【０００４】
グラフィック・イコライザーと呼ばれている装置が、だいぶ以前から存在している。この装置は、一組の固定された周波数帯域でそのゲインを変更することによって音声生成システムの周波数応答を補償することを目指したものである。そのようなフィルタを自動で調節する機構が存在する（例えば特許文献１参照）。また、他の先行技術として、異なる周波数帯に可聴周波範囲を分割し、これらの帯域の各々の範囲内の異なる補償器を構成する技術も存在する（例えば特許文献２、３参照）。そのような副次帯域による解決は、不適当な位相補償、特に帯域端で位相補償が問題となる。
【０００５】
１つの帯域として重要な可聴周波範囲を扱う方法が提案されている。この方法では、非常に高い可調係数を伴うフィルタの使用と調整を必要とする。この提案された方法は、最小二乗規準を最小にするために一般にＦＩＲ（有限のインパルス応答）フィルタの調整に基づくもので、補償された信号のｙ（ｔ）と要求された応答ｙｒｅｆ（ｔ）の間の偏差を測定する（例えば非文献４ないし７、特許文献８ないし１０参照）。最小二乗規準に基づくＩＩＲフィルタを調節できるオフライン設計アルゴリズム同様に扱いやすい適合アルゴリズムが存在することから、この方法は魅力的であると思われる。非線形の補償器の提案も存在する（例えば特許文献１１及び非特許文献１４参照）。部屋の音響効果応答とラウドスピーカー応答を別々に測定することを提案する解決法が、特許文献３及び特許文献１２の音声再生システムのためにプリコンプ逆フィルタの設計に使われた。この設計は、部分的に両応答を等しくする。特許文献１３中で、ＦＩＲフィルタとＩＩＲ（無限のインパルス応答）フィルタの両方を音声システムの補償に適用する方法が明らかにされている。このアプローチは、補償フィルタにおいて必要なＦＩＲフィルタ・パラメータの数を減らすために使われている。
【０００６】
【特許文献１】
米国特許第４，７３９，５１３号
【特許文献２】
米国特許第５，３８４，８５６号
【特許文献３】
米国特許第５，６２７，８９９号
【非特許文献４】
Ｐ．Ｍ．カールソン（Ｃｌａｒｋｓｏｎ）、Ｊ．ムーアジョプラス（Ｍｏｕｒｊｏｐｏｕｌｏｓ）及びＪ．Ｋ．ハモンド（Ｈａｍｍｏｎｄ）による１９８５年の「オーディオシステムのためのスペクトルの位相と一時的同等化」（Ｓｐｅｃｔｒａｌ　ｐｈａｓｅ　ａｎｄ　ｔｒａｎｓｉｅｎｔ　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ａｕｄｉｏ　ｓｙｓｔｅｍｓ）、Ｊ．音声工学協会（Ｊ．　Ａｕｄｉｏ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ　Ｓｏｃｉｅｔｙ）、第３３巻、第１２７ページないし第１３１ページ
【非特許文献５】
Ｐ．Ａ．ネルソン（Ｎｅｌｓｏｎ）、Ｈ．浜田（Ｈａｍａｄａ）、Ｓ．Ｊ．エリオット（Ｅｌｌｉｏｔ）による１９９２年の「ステレオ音声再生のための適応可能な逆フィルタ」（Ａｄａｐｔｉｖｅ　ｉｎｖｅｒｓｅ　ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ　ｆｏｒ　ｓｔｅｒｅｏｐｈｏｎｉｃ　ｓｏｕｎｄ　ｒｅｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎ）、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第４０巻、第１６２１ページないし第１６３２ページ
【非特許文献６】
Ｐ．Ａ．ネルソン（Ｎｅｌｓｏｎ）、Ｆ．オルドゥア−ブスタマンテ（Ｏｒｄｕａ−Ｂｕｓｔａｍａｎｔｅ）による１９９６年の「音の再生での多重チャンネル信号の処理技術」（Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ　ｓｉｇｎａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｒｅｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎ　ｏｆ　ｓｏｕｎｄ）、Ｊ．音声工学協会（Ｊ．　Ａｕｄｉｏ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ　Ｓｏｃｉｅｔｙ）、第４４巻、第９７３ページないし第９８９ページ
【非特許文献７】
Ｐ．Ａ．ネルソン（Ｎｅｌｓｏｎ）、Ｆ．オルドゥア−ブスタマンテ（Ｏｒｄｕａ−Ｂｕｓｔａｍａｎｔｅ）、Ｈ．浜田（Ｈａｍａｄａ）による１９９５年の「多重チャンネルの音声再生システム中の逆フィルタ設計と同等化ゾーン」（Ｉｎｖｅｒｓｅ　ｆｉｌｔｅｒ　ｄｅｓｉｇｎ　ａｎｄ　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　ｚｏｎｅｓ　ｉｎ　ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ　ｓｏｕｎｄ　ｒｅｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍｓ）、スピーチと音声の処理に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、第１８５ページないし第１９２ページ
【特許文献８】
米国特許第４，６８３，５９０号
【特許文献９】
米国特許第５，７２７，０６６号
【特許文献１０】
国際特許公開ＷＯ９４／２４８３５号
【特許文献１１】
米国特許第５，４３８，６２５号
【特許文献１２】
米国特許第５，５１１，１２９号
【特許文献１３】
日本国特許出願平成０８−０７９９８８０号
【特許文献１４】
米国特許第５，６００，７１８号
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これら全ての現存方法には実用化にあたって重要な問題がある。先行技術で利用できる設計機構の補償フィルタは、一般に、高度な演算と厳しい実際的な限界を持つ。結果として生じる自動的に発生する補償フィルタは、しばしば音声設備に危険でさえある。あまりに高いパワー補償信号を生成する危険のためである。
【０００８】
上述の欠点を避けるための設計技術と便利なツールが必要である。本発明は、先行技術での上記問題を克服するものである。改善された設計機構を音声のプリコンプ・フィルタのために提供することが本発明の主たる目的である。
【０００９】
そのようなフィルタを設計するための柔軟かつ非常に正確な方法を提供し、プリコンプ・フィルタによりより良い制御範囲と補償量を得られるようにすることが本発明の他の目的である。この点では、特に、異なる周波数帯域及び／または異なる音声経路で実行される補償の量に対する完全な制御を与えるフィルタ調整技術を提供することが望ましい。
【００１０】
現存する技術によって簡単に取り扱うことができ、限られた数のフィルタ・パラメータを使って優れた補償能力を実現する音声のプリコンペンセータの設計方法とシステムを提供することも本発明の目的である。
【００１１】
さらに本発明の他の目的は、柔軟で効率的な方法、システムとコンピュータープログラムをデジタル音声のプリコンプ・フィルタを設計するために提供することである。本発明のこれら及びさらに他の目的は、添付の特許請求の範囲によって定義されている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、新規な設計規準を使用する音声プリコンプ・フィルタを提供する。本発明は、ダイナミックなシステムの数学的なモデル、及びデジタル・プリコンプ・フィルタモデルに基づく最適化が、フィルタの設計に強力なツールを提供し、入力信号を変更することによっていろいろな種類の音声設備の能力を向上させるという認識に基づくものである。
【００１３】
本質的に、フィルタ・パラメータは、固定ノンゼロフィルタ構成要素にプリコンプ・フィルタを近似する一方で、他方では、規準・システム応答に対してプリコンペンセートモデル応答を近似することの間の重み付けに基づいて決定される。
【００１４】
設計のために、プリコンプ・フィルタは望ましくは、固定ノンゼロフィルタ構成要素と可調補償器構成要素とを備える。固定フィルタ構成要素は、通常はフィルタ設計者によって構成されるか、デフォルトの構成として設定され、可調補償器構成要素は、上記の重み付けを含む規準関数を最適化することによって決定される。固定フィルタ構成要素と同様に、重み付けは、通常フィルタ設計者によって構成されるか、デフォルトの構成として設定される。固定フィルタ構成要素が構成され、そして可調補償器構成要素が決定されると、プリコンプ・フィルタのフィルタ・パラメータを演算でき、インプリメントできる。多くの実用的なケースでは、少なくとも１つの選択可能な遅延要素でかつバイパス構成要素を固定フィルタ構成要素に含むことが有益である。
【００１５】
重み付けを周波数に依存し及び／またはチャンネルに依存するようにすることによって、異なる周波数帯域で及び／または異なるサブチャネルで実行される補償の程度とタイプに対する完全な制御を提供する強力な設計ツールが得られる。望ましくは、規準関数は、周波数に依存する及び／または重み付けされたチャネルに係るペナルティー期間を含む。この期間は、プリコンペンセータの補償部分にペナルティーを課す。この種類の周波数依存及び／またはチャンネル依存の重み付けは、危険な過補償を避けることを簡単にし、問題なく到達した周波数帯とチャネルにおいて良い補償を達成する。
【００１６】
重み付けされた規準関数の最適化は、例えば再帰的な最適化または適応可能なフィルタリングを使うことによって、またはモデルに基づくオフライン設計として実行することで、オンラインで実行できる。これは従来のオンライン最適化に類似している。
【００１７】
良い補償能力を提供するために、限られた数のフィルタ・パラメータを使う一方で、安定かつ因果性の実現可能な無限インパルス応答（ＩＩＲ）補償フィルタを調節するための最適化に基づく方法論が提案される。限られた数のフィルタ・パラメータを含む一方で、これらのデジタル・フィルタは長いインパルス応答を引き起こすことができる。
そのように設計された補償フィルタは、いくつかの入力を持ち得るし、音声チャネルを出力し得る。そして、多重チャンネルだけでなく１チャンネルのオーディオ設備の補償に使うことができる。
【００１８】
提案された設計原則と構造は、特に線形のダイナミック設計モデルと線形プリコンプ・フィルタに有用であるが、非線形の設計モデルと非線形のプリコンプ・フィルタの場合に一般化することができる。
【００１９】
本発明の異なる面としては、音声のプリコンプ・フィルタを設計する方法、システムとコンピュータープログラム、それにより設計されたプリコンプ・フィルタ、及びプリコンプ・フィルタによって発生するデジタル音声の信号と同様にそのようなプリコンプ・フィルタを備えるオーディオシステムを含む。
【００２０】
本発明は、以下の利点を提供する：
−プリコンプ・フィルタによって実行される補償の範囲と量の厳しい制御であり、結果として生じる音響の応答に対する完全な制御を提供すること、
−問題なく達成できる良い補償を行う一方で危険な過補償を避けること、
−限られた数のフィルタ・パラメータを使いながら良い補償能力を発揮すること、そして、
−優れた音質と経験の結果を生む最適にプリコンペンセートされたオーディオシステムを得る、
ことである。本発明で提供される他の利点と特徴は、本発明の実施形態に係る以下の説明により認められるであろう。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。本発明のさらなる対象とその利点は以下の説明によってさらに理解され得るであろう。セクション１ないし３は、線形ケースについて記述し、セクション４は、非線形で好ましくは可変の補償器と同様に非線形で好ましくは可変のシステム・モデルに関する問題に対して構造と設計原則を一般化し、そして、セクション５は最終的にもっとも原始的な若干の面を記述する。
【００２２】
＜セクション１：線形モデルとフィルタの設計＞
本発明のより良い理解のために、音声プリコンプ・フィルタの設計についての一般的なアプローチを記述することから説明を始めることが有用であろう。
【００２３】
変更されるべき音声の生成または再生システムは、線形不変のダイナミックモデルＨによって、通常は表される。このモデルは、一組のｍ出力信号ｙ（ｔ）に対する一組のｐ入力信号ｕ（ｔ）の間の離散的な時間の関係を記述する。
【数１１】
2004040771.tif 000003
ここで、ｔは離散的な時間インデックスを表し、ｙｍ（ｔ）（添え字ｍは「測定値」であることを示す）は、ｍ箇所の異なる場所における音の時系列を示すｍ次元のコラム・ベクトルであり、ｅ（ｔ）はノイズ、モデル化していない部屋内での反射、不正確なモデル構造の効果、非線形のゆがみ及び他のモデル化していない寄与を示す。演算子Ｈはｍ×ｐ−マトリックスであり、その要素が安定した線形ダイナミック演算子または例えばＦＩＲフィルタまたはＩＩＲフィルタとしてインプリメントされた変換である。これらのフィルタは、ｐ次元の任意の入力された時系列ベクトルｕ（ｔ）に対する応答ｙ（ｔ）を決める。線形フィルタまたはモデルは、そのようなマトリックスによって表される。このマトリックスは、以下では伝達関数マトリックスまたはダイナミックマトリックスと言う。伝達関数マトリックスＨは、音の生成または再生システム全体のまたは一部の効果を表し、いかなる既存のデジタル補償器、デジタル／アナログ変換器、アナログ・アンプ、ラウドスピーカー、ケーブルそして、いくつかの適用例では部屋音響応答をも含む。言い換えると、伝達関数マトリックスＨは、音声生成システムの関連部分のダイナミック応答を表す。このシステムへの入力信号ｕ（ｔ）はｐ−次元のコラム・ベクトルであり、音声生成システムにおけるｐ個のアンプとラウドスピーカーの連鎖に対する入力信号を表せる。
【００２４】
測定音ｙｍ（ｔ）は、定義によって、変更及び制御対象である応答ｙ（ｔ）＝Ｈｕ（ｔ）と非モデル化寄与ｅ（ｔ）の重ね合わせと考えられる。もちろん実際問題として、良い結果を得るための必要条件には、モデル化およびシステム設計を、重要な周波数帯域では大きさ｜ｅ（ｔ）｜が大きさ｜ｙ（ｔ）｜よりも大きくならないようにすることである。
【００２５】
主たる目的は、ある規準ダイナミクスにおける数式１１で表される音声生成システムのダイナミクスを変更することにある。この目的のために、規準・マトリックスＤを導入する。
【数１２】
2004040771.tif 000004
ここでｗ（ｔ）は、一組の生または記録された音、またはフィルタ設計に使われるテスト信号を含む人工的に発生させたデジタル音声信号も含むｒ−次元のベクトルである。ベクトルｗ（ｔ）の要素は、たとえば、デジタル的に録音された音のチャネルまたはサンプルされてデジタル化されたアナログ源を表し得る。数式１２中のＤは、既知と仮定される次元ｍ×ｒの伝達関数マトリクスである。線形システムＤは、設計的に可変であって、一般に数式１１中のベクトルｙ（ｔ）の規準ダイナミクスを表す。
【００２６】
考え得る設計目的の例は、ダイナミクスの完全な反転とチャネルの分離である。ｒ＝ｍのケースでは、マトリックスＤがｄ−ステップの遅延演算子を対角線成分として伴う正方対角行列に等しいと設定される。
【数１３】
2004040771.tif 000005
【００２７】
ｙ（ｔ）の規準応答は、原音ベクトルｗ（ｔ）の遅延バージョンであるとして定義され、ｗ（ｔ）の全ての要素のための等しいサンプリング期間の遅延ｄを伴う。
【００２８】
より複雑な設計では、遅延を導入することに加えて規準ダイナミクスを安定したフィルタの形で音声生成システムに加え得る。Ｄのそのような設計では、新しい音の特徴をシステムに加えることも可能である。例えばクォリティーの低いオーディオ設備で優れた音質を得ることを可能にする。例えば、１種類の音声生成システムの特定の音をエミュレートするには、より複雑な設計が重要かもしれない。設計マトリックスＤを通して導入した所望のバルク遅延（ｄ）は重要なパラメータであり、達成可能能力に影響する。因果性補償フィルタは、この遅延が許容される以上に良い補償を達成する。
【００２９】
【数１４】
2004040771.tif 000006
プリコンプは、Ｒで示すプリコンプ・フィルタによって一般に得られ、信号のｗ（ｔ）に基づいて音声再生システム数式１１に対する入力信号ベクトルｕ（ｔ）を生成する。
【００３０】
従来技術では、デジタル音声プリコンプの優れた傾向は、音声の再生システム数式１１への入力信号ベクトルｕ（ｔ）を生成することとされており、それにより、その補償された出力ｙ（ｔ）が、ある特定の感覚では、規準・ベクトルｙｒｅｆ（ｔ）に良く近似するとされている。この目的は、数式１１中の信号ｕ（ｔ）が線形プリコンプ・フィルタＲによって発生することで達成できる。フィルタＲは、要素が安定かつ因果性の線形ダイナミックフィルタであるｐ×ｒ−マトリックスからなり、信号ｙ（ｔ）がｙｒｅｆ（ｔ）に近似するように信号ｗ（ｔ）を操作する。
【数１５】
2004040771.tif 000007
【００３１】
システム概論的範囲内で、正確な補償のための条件は、ＲがダイナミックモデルＨ（Ｄの右側を乗じる）で安定因果性で右側逆行列に等しいということである。
【数１６】
2004040771.tif 000008
ここで、Ｈ−Ｒはモデルの伝達関数行列の右側逆行列を示す。定義によるそのような右側逆行列は、特性をＨＨ−Ｒ＝Ｉｍ（サイズｍ×ｍの単位行列）を有する。したがって、ＨＲ＝ＨＨ−ＲＤ＝Ｄである。
【００３２】
残念なことに、音声システムのモデルは、たびたび正確な安定因果性の右側逆行列を持たない。しかし、Ｄ（Ｄのどんな要素にでも起因する最も小さい遅延）の範囲内のバルク遅延ｄが増加できるものとすると、安定因果性の補償フィルタによって達成される最小二乗近似誤差｜ｙ（ｔ）−ｙｒｅｆ（ｔ）｜２は、Ｈ（ゼロ行列システムでの伝達関数行列以外のランク）のノーマルランクがｍ×ｙ（ｔ）での要素の数と等しければ、遅延ｄとして消えることを示すことができる。遅延ｄは、設計者によって決定される。設計者は、それによって近似の程度を制御することができる。
【００３３】
実行可能な良いプリコンプのために、Ｈにより述べたシステムは、出力、すなわちｐ≧ｍと少なくとも同じくらいの別々の入力を持つ必要がある。一方、Ｈのランクは、決してｍほど大きくはなりえない。最も単純な場合では、スカラー型モデルとスカラー型規準ダイナミクスにおいてｍ＝ｐ＝ｒ＝１として、ｙ（ｔ）、ｕ（ｔ）とｗ（ｔ）は、全てのスカラー時系列である。モデルＨは。アンプとラウドスピーカー・チェーンを補償し得る。
【００３４】
従来の技術及び論文において、この種類の近似問題を解決する最も有望な方法は、ＦＩＲフィルタによってＨとＲを表すことに集中しており、それから、スカラー型規準を最小にするために最小二乗法技術を使用し、ｙ（ｔ）とｙｒｅｆ（ｔ）の要素の正方形にされた違いの平均の合計にペナルティーを課す。
【数１７】
2004040771.tif 000009
【００３５】
以下で（　）Ｔは、ベクトルの転置行列を示し、Ｅ（　）は内包する信号の関連する統計的特性上の平均を表す。そのような最小二乗法的設計は、たとえば測定信号ｙｍ（ｔ）とｗ（ｔ）に対してＬＭＳアルゴリズムまたはフィルタリングｘＬＭＳアルゴリズムを適用することによって、数式１７のオンライン再帰的最小化を達成できる（特許文献１２、１３参照）。また、この設計は、固定された程度のＦＩＲフィルタのためのウィーナー（Ｗｉｅｎｅｒ）最適化問題を解くことによって、オフラインで実行できる。これは、相関評価を含む、一組の連立二元一次方程式とウィーナー−ホフ（Ｗｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆ）方程式を解くことに等しい。数式１７の最小化は、振幅応答だけでなくシステムの位相応答をの考慮すべきである。このアプローチは、振幅応答だけを考慮に入れる方法よりよい（例えば、参考文献１参照）。ＦＩＲフィルタの使用による欠点は、係数の非常に大きいフィルタを使われなければならないかもしれないことである。この理由のために、本発明は、一般により少ない係数で済むＩＩＲフィルタの調整に着目している。ＦＩＲまたはＩＩＲフィルタの使用に関係なく、本願発明者による慎重な分析は、数式１７で示す最小二乗規準の最小化に基づく全ての先行技術による設計がさらなる重要な欠点に苦しむことを明らかにした。
【００３６】
数式１７で示す最小化に基づく補償フィルタは、最高及び最低周波数で極端な特性を得る。スカラーの場合は、これは、音声の範囲中で最高及び最低周波数で、しばしばゲインが低下する伝達関数Ｈに起因し、これらの周波数で高いゲインを有する補償器Ｒ中での結果となる。そのような補償器は長くかつ振動するインパルス応答を持つ（図４参照）。それは、演算的な調節とインプリメントを要求する。これは、数式１７の規準が最小化されるならば、極端に高いまたは低い周波数でだけでなく、過度の補償量が要求される全周波数にわたっての潜在的な問題である。さらに、ある周波数で高すぎるゲインの補償フィルタＲは、非線形のゆがみを引き起こし、有害な影響を及ぼし得る。最悪の場合、高すぎるゲインの入力は、オーディオ設備に損害を与え得る。
【００３７】
異なる周波数かつ異なるサブチャネルで実行される補償の範囲と量について、数式１７によるよりも良い制御を達成する必要があること認められる。
【００３８】
本発明に係るオーディオ設備のためのプリコンプ・フィルタの設計では、２つの構成要素、固定かつノンゼロフィルタ要素及び最適化によって決定される可調補償器構成要素を加法的に含むフィルタとすること有用であることがわかる。固定フィルタ構成要素は、通常フィルタ設計者によって構成されるか、デフォルトの構成にセットされる。調節可能な補償器は、構成要素が与えられた重み付けに基づく規準関数を最適化することによって決定される一方で、固定かつノンゼロフィルタ構成要素にプリコンプ・フィルタに近似し、規準システム応答に対するプリコンペンセートされたモデル応答に近似する。必須ではないが、この重み付けは望ましくは周波数に依存し及び／またはチャンネルに依存するようにする。以下でこれを例証する。
【００３９】
よりいっそう本発明の基本的な概念を理解するために、そのような重み付けに基づくプリコンプ・フィルタの設計について記述する。
【００４０】
たとえば、補償は信号パスを付加的にｍ（ｔ）＝Ｃｗ（ｔ）として変更することで実現できる。それは通常、信号のｗ（ｔ）の直接のフィードスルーと遅延である。
【数１８】
2004040771.tif 000010
ここでｇは適切な遅延であり、ＣはＦＩＲまたはＩＩＲフィルタの行列である。数式１８中で、ｕ（ｔ）とｗ（ｔ）は、等しい次元（ｍ＝ｒ）を持つと仮定する。標準の後方シフト演算子表記法
【数１９】
2004040771.tif 000011
を使用すると、数式１４中で、補償器マトリックスは、設計のためにこのような形式を持つと考えられる。
【数２０】
2004040771.tif 000012
【００４１】
補償器構成要素Ｃの設計は、望ましくは、付加的な変換信号ｍ（ｔ）＝Ｃｗ（ｔ）の大きさにペナルティーを課す周波数重み付け期間を含む規準変換の最小化に基づく。ペナルティー期間は、フィルタ最適化のために使われる規準のどのようなタイプのものでもよい。特に、数式１７で示す二次の規準関数を置き換えると、
【数２１】
2004040771.tif 000013
である。ここで、Ｗが第一の重み付け関数、Ｖは追加でオプションの重み付け関数である。マトリックスＷは、望ましくは正方ｍ×ｍ行列であり、安定した線形ＩＩＲフィルタを含み、一組の設計変数を表す。さらに、追加の重み付け関数Ｖは、望ましくは正方ｐ×ｐ行列であり、安定した線形ＩＩＲフィルタを含み、設計変数のもう一つのセットとして使用できる。
【００４２】
本発明の特定の実施形態で、伝達関数行列Ｗによって表される重み付けは、補償信号ｍ（ｔ）＝Ｃｗ（ｔ）上における周波数依存ペナルティーとして作用する。Ｗによる重み付けの効果は、信号とシステムのＺ−変換表現を使用することで、周波数領域において最も理解される。数式２１の最小化は、Ｗ（ｚ）の規準が比較的大きい周波数ｚで小さいゲインを有する補償期間Ｃ（ｚ）で起きる。これは、数式２１の最後の期間が一方ではＪを支配する。そのような周波数帯域では、Ｃ（ｚ）ｗ（ｚ）は数式１８中で小さく、補償されていないシステムの特性は、ｇサンプルの遅延を除いて、不変のままである。他方、Ｗ（ｚ）の規準が無視できるほどに小さい周波数ｚでは、数式２１の規準の最初の期間は最も重要である。Ｖ＝ｉであれば、これらの周波数帯域の中で、ｙ（ｚ）〜〜ｙｒｅｆ（ｚ）＝Ｄ（ｚ）ｗ（ｚ）である（〜〜は大まかに等しいことを示す。以下同じ。）。この調整が数式２１の最初の期間の値の寄与を最小にするためである。
【００４３】
たとえば、Ｗによって表される重み付け関数を、与えられた制限周波数による高域フィルタと平行して、与えられた中断周波数で低域フィルタとして実現され得る。中断周波数と制限周波数を正しく選ぶことによって、プリコンプ・フィルタによって実行される補償は、特定の適用に応じてカスタマイズし得る。もちろん、重み付けＷは、どのような形式ででも実現し得る。
【００４４】
マトリックスＶによる周波数−選択的な重み付けを、以下のような種々の目的に使用できる。
＊人間の耳の既知の特徴を働かせて知覚の重み付けのために使用できる。我々がより敏感である周波数帯域における補償エラーの除去が強調される。
＊Ｈのモデリング誤りが大きい周波数帯域における能力偏差で低い重み付けに使用でき、最適化が、信用できない周波数帯域に集中しなくなる。
＊空間において異なる場所、すなわちベクトルｙ（ｔ）の異なる構成要素中で達成されるエラーを重くすることも使用できる。これは、Ｖを対角伝達関数行列と等しく設定することによって、そして、Ｖの対角要素として異なるフィルタを使用することによって達成できる。
【００４５】
設計モデルＨはすべての関連周波数範囲を記載するが、周波数に依存する重み付けの使用は、異なる周波数帯域で異なる調整を可能にする。このように、全体の周波数帯域を副次的な帯域に分解して各帯域別に補償するという解決を避けることができる。より複雑な副次的な帯域解決（例えばグラフィック・イコライザーにおいて使われる）は、位相応答のゆがみに関する問題を生じさせることが知られている。
【００４６】
また、Ｗが多重チャンネルの場合の重み付けフィルタの基盤になる点に注意する必要がある。特定のラウドスピーカーの特性に対してそれぞれ入力チャネルで実行する補償を個別に調整するために、異なる各対角要素とともに対角行列を使用することがあり得る。この種類のチャンネル依存重み付けは、個々のチャネルのために周波数から独立した重み付けまたは周波数に依存する重み付けを使い、上記多重チャンネルのシステムの異なる経路で、異なる種類の補償を可能にするために独立に実行され得る。
【００４７】
数式１８の直接のフィードスルー（またはバイパス）の遅延ｇは、さらに他の設計変数である。スカラーの場合、適切な選択は、もしｄ＞＝ｋをｇ＝ｄ−ｋに設定すれば、（ｍ＝ｐ＝ｒ＝１）である。ここで、ｋはＨのバルク遅延、ｄはＤのバルク遅延である。このように、補償されたシステムによる全正味遅延は、ほぼ全ての周波数帯域中でｇ＋ｋ＝ｄである。Ｗによってかなりペナルティーを課される帯域で、ｕ（ｔ）〜〜ｗ（ｔ−ｇ）を得れば、補償モデルＨＲの全遅延はｇ＋ｋとなる。Ｗが取るに足らない帯域ではＨＲ〜〜Ｄであり、Ｄは予め遅延ｄを割り当ててある。
【００４８】
多重チャンネル補償器には、Ｄの異なるバルク遅延と同様に異なるフィードスルー遅延が異なる経路で必要かもしれない。そのようなチャンネル依存遅延は、仮想音を生成すること、すなわち音がラウドスピーカー以外の方向から発するように見えるようにするのに役立つ。補償問題のそのような変量及びその他の変量を含むため、またｗ（ｔ）中の信号数がｙ（ｔ）中の信号数と異なるケースを取り扱うため、ｒ≠ｍとして数式１８が一般化される。
【数２２】
2004040771.tif 000014
ここでＦは安定した線形ダイナミックなシステムの任意のｍ×ｒ行列である。このマトリックスは、既知で最適化によって変更されないものと仮定する。Ｆがゼロという特別な場合は、補償器出力ｕ（ｔ）上でペナルティーを使うことに対応し、ｍ（ｔ）に同一である。この特例は、スカラー型システムの特例として、Ｖ＝１でＷが周波数から依存しない重みに等しい特別な重み選択による二次の規準で先行技術において論じられた（参考文献４参照）。そのような最適化されたフィードフォワード調整器がプロセス制御用に設計された（参考文献５、６参照）。このタイプの設計は、音声のプリコンプにふさわしくないことがわかっており、したがって、解決のための提案から除外される。大きいペナルティーＷは、Ｆ＝０のために、それ自身が既存のシステム特性の大きなゆがみである全信号ベクトルｕ（ｔ）の大きさを消す。提案した補償器設計の主な目的は、その代わりにペナルティーを導入することである。それは、不変のシステムの自然応答を、ここでは大きなＷとＦ＝ｑ−ｇＩを得るために残すかもしれない。
【００４９】
提案した設計での重要な要素は、補償器（数式１４）が、設計目的のために、加法的に２つの部品に分解され得ると仮定することである。
【数２３】
2004040771.tif 000015
ここでＦは固定ノンゼロのフィルタ構成要素であり、Ｃは最適化の目的である。数式２３の特別な場合である数式１８は、ｒ＝ｍのためにＦ＝ｑ−ｇＩに対応する。固定でノンゼロのフィルタ構成要素Ｆは、このように選択可能な遅延による単純なバイパス構成要素であり得る。しかしながら、Ｆが一つ以上の追加の固定フィルタリング構成要素で構成されることを妨げない。
【００５０】
一般的には、補償器２３でＣを得るために提案される設計原則は、２つの目的の重み付けを含む規準を最適化することである。
ｉ）全体のプリコンペンセータ・フィルタＲとあらかじめ決められたダイナミックノンゼロフィルタ構成要素Ｆの間の偏差をできるだけ小さく、そして、
ｉｉ）補償された設計モデルＨＲとあらかじめ決められたダイナミックな規準・システムＤの間の偏差をできるだけ小さくする。
特に、この重み付けが周波数に依存し及び／または入力チャネルに依存しているとき、自動化されたコンピュータ支援フィルタ設計のための効率的なツールが得られ、それは、異なる周波数帯域で及び／または多重チャンネル設計における異なるサブチャネルで実行される補償量に対する制御を提供する。
【００５１】
本発明のプリコンプ・フィルタは、主に、多重チャンネルのシステムにおいてデジタル・フィルタまたは一組のデジタル・フィルタとして実装される。
【００５２】
このフィルタとモデルは、どのような演算子でも表現でき、また線形システムに適する変換を行い得る。例えば遅延演算子形式、Ｚ変換表現、デルタ演算子表現、関数のシリーズ表現または周波数表現（参考文献７参照）で表現できる。近似（近さ）の程度は、線形不変ダイナミックなシステム、例えば二次規準２１、周波数重み付けＨ∞−規準、Ｌ１−規準（参考文献８、９参照）のいかなる規準マトリックスででも測定し得る。
【００５３】
本発明の利点をより良く理解するために、本発明によって設計したプリコンプ・フィルタと先行技術技術に基づいて設計されるプリコンプ・フィルタの能力の比較を行う。この例では、プリコンプ・フィルタを、一つのラウドスピーカーとアンプを連結したものに適用する。
【００５４】
モデル化された音声のチェーンの位相応答の振幅応答と偏差を、それぞれ図２Ａと図２Ｂに示す。また典型的なインパルス応答を図３で示す。サンプリング周波数は、４４．１ｋＨｚである。設計モデルは、ゼロバルク遅延ｋを有するが、補償応答により簡単な比較を行うため、そのインパルス応答を図３中で右側へシフトさせてある。数式１２中の所望の規準として、ｄ＝３００サンプルで、ｙｒｅｆ（ｔ）＝ｗ（ｔ−ｄ）を使用した。図２Ａから分かるように、補償されていない実験的なラウドスピーカーとアンプ・モデルの振幅応答は、決して理想的でなく、中間周波数帯域でリップルがあり、低周波数及び高周波数ではパワーが低い。
【００５５】
第一に、この実験的なモデルは、本発明に係る実現可能な（安定かつ因果性の）ＩＩＲ補償器（数式１８）で最小にする（数式２１）ことで補償した。セクション２で更に詳細に説明する多項Ｗｉｅｎｅｒ式での設計を使用する。２０Ｈｚから２００００Ｈｚにわたる全音声範囲の完全な反転は、図２Ａで最低及び最高の周波数で極端な増幅を必要とする。全音声範囲が反転されるならば、特に最高及び最低周波数のために、あまりに高いパワーの補償信号が発生するかもしれない。そのような強力な信号は、オーディオ設備に損害を与えるかもしれない。したがって、その代わりに８０Ｈｚから１５ｋＨｚまでの周波数範囲で完全にラウドスピーカーダイナミクス（遅延ｄ＝ｇ＝３００まで）を反転させる。また増幅は、このレンジの外側の２０ｄＢ未満でなければならない。この例での重み付けＷ（数式２１）は、３０Ｈｚの中断周波数の低域フィルタを使用するが、これは１７ｋＨｚの制限周波数による高域フィルタと平行に用いる（図８参照）。設計されたＩＩＲプリコンプ・フィルタのインパルス応答を、図５で示す。位相応答の補償された振幅応答と偏差を、それぞれ図６Ａと図６Ｂで示す。図６Ａで分かるように、図２Ａでの中間周波数リップルは除去され、そして、補償された周波数範囲（８０Ｈｚから１５ｋＨｚ）中の振幅応答は、要求されたフラットな応答（振幅応答＝０ｄＢ）に近接する。また、補償されたモデル・システム（図６Ｂ）の位相応答の偏差は、図２Ｂで位相応答の補償されていない偏差と比較して、著しく改善された。補償されたインパルス応答（図７によって示す）は、理想的なディラック（Ｄｉｒａｃ）パルス応答ｙｒｅｆ（ｔ）＝ｗ（ｔ−３００）に近接する。主なピークの近くの残っている小さいリップルは、最低及び最高周波数で補の量を制限したという事実による。このリップルは、最低及び最高周波数で非常に高いゲインでプリコンプ・フィルタを設計することを犠牲にすれば、Ｗ＝０を使って設計することで削除できる（図９参照）。
【００５６】
ついで、これらの結果を最小二乗規準（数式１７）の最小化によって設計されたＦＩＲフィルタ・プリコンペンセータと比較し、適切に調整されたステップ長で、理想とされるＬＭＳアルゴリズムを使用する。このような補償器は、演算的に調整することを要求する長くて振動するインパルス応答を有する。これは、最高及び最低の周波数でだけでなく、規準（数式１７）を最小化することになっているならば、過度の補償量が要求される全ての周波数にとっての潜在的な問題である。先行技術で補償されたシステムの振幅応答及び関連する位相応答を、それぞれ図１０Ａと１０Ｂで示す。この補償されたシステムの振幅応答は、本発明に係るフィルタで補償されたシステムと比較して、中間周波数及び特に最高周波数に対して非常により多い振動を示す。このように、本発明の設計はより短くて、そして、よりよい補償フィルタを提供し、かつ補償が要求される周波数の範囲中のより正確な反転を提供する。
【００５７】
＜セクション２：因果性のＷＩＥＮＥＲフィルタとして設計されるスカラー型補償器＞以下、スカラー型フィルタが因果性のＷＩＥＮＥＲフィルタとして設計されるプリコンプ・フィルタ設計方法を図１１を参照して説明する。本発明の実施形態として、一つの音声チェーン（アンプ、ケーブル、ラウドスピーカー及び要すれば部屋の音響効果）をプリコンペンセートする問題を考慮する。スカラー型モデルＨは、良い補償が達成される空間のボリュームが大きくなるように、ラウドスピーカーと比較して多くの点で測定されるダイナミクスの上における平均を表し得る。ラウドスピーカー・チェーンだけが補償されるように、若干の部屋の音響応答は無視する。この場合、線形システムとモデルは、すべて不変であると仮定される。彼らは、ｑ−１と示す離散的時間の後方シフト演算子を使用して示す。信号のｓ（ｔ）は、この演算子による１つのサンプルによる後方シフトｑ−１ｓ（ｔ）＝ｓ（ｔ−１）である。同様に、前方シフト演算子はｑで示し、したがってｑｓ（ｔ）＝ｓ（ｔ＋１）である（例えば参考文献１０参照）。スカラー設計モデル数式１１は、固定係数での線形不変差分方程式によって示される。
【数２４】
2004040771.tif 000016
【００５８】
ｂ≠０を仮定すると、入力されたｕ（ｔ）が出力ｙ（ｔ）に影響する前に、ｋ個のサンプルの遅延がある。この遅延（ｋ）は、たとえば音響の輸送遅延を表し得る。これをモデルのバルク遅延と称する。最大遅延ｎ、ｈは、オーディオシステムの一部のモデル中の何百または数千のサンプルであり得る。
【００５９】
ｙに関連した全ての項目を左辺に移動させる。シフト演算子表現で、モデル２４は下記表現に等しい。
【数２５】
2004040771.tif 000017
多項式Ａ（ｑ−１）＝（１＋ａ１ｑ−１＋ａ２ｑ−２＋．．．＋ａｎｑ−ｎ）及びＢ（ｑ−１）＝（ｂｏ＋ｂ１ｑ−１＋．．．＋ｂｈｑ−ｈ）を導入することによって、離散的時間ダイナミックモデル（数式２４）は、よりコンパクトな表現で示し得る。
【数２６】
2004040771.tif 000018
多項式Ａ（ｑ−１）は、その主要な係数が１であるので、ｍｏｎｉｃであると言われる。特にＦＩＲモデルでＡ（ｑ−１）＝１である。一般に、フィルタＡ（ｑ−１）によって表される古い出力ｙ（ｔ−ｊ）での再帰は、モデルに無限のインパルス応答を与える。また、数式２６において示されるＩＩＲフィルタは論理的なフィルタである。それらの変換演算子が多項式ｑ−１の比率によって表し得るためである。
【数２７】
2004040771.tif 000019
【００６０】
全ての複雑なＩＩＲシステム、モデル及びフィルタは、以下では安定しているものと仮定する。複合可変数ｚを演算子ｑの代用とするとき、安定規準は、大きさ｜ｚ｜＜１の場合だけ解を持つ式Ａ（ｚ−１）＝０に等しいことを意味する。言い換えると、複合関数Ａ（ｚ−１）は、複素平面において単位円の範囲内に全てのゼロ行列を持たなければならない。
【００６１】
補償される信号のｗ（ｔ）の仮定の第２順序統計量（スペクトルの特性）は、安定かつ安定可逆の自動後退移動平均的（ＡＲＭＡ）モデルで表し得る。
【数２８】
2004040771.tif 000020
ここでｖ（ｔ）はホワイト・ノイズである。また、多項式Ｈ（ｚ−１）とＧ（ｚ−１）は、両方の最高次の係数が１に等しいので、｜ｚ｜＜１で全てのゼロ行列を持ち、すなわち安定している。
【００６２】
ｙ（ｔ）のために要求された応答を示す設計モデル（数式１２）は、安定差分方程式によって示される。
【数２９】
2004040771.tif 000021
ここで多項式Ｎ（ｑ−１）はｍｏｎｉｃであり、そして、Ｄ（ｑ−１）での主要な多項式の係数はノンゼロであると仮定されるので、ｄは要求されたバルク遅延を表す。
【００６３】
使用される補償器構造は数式２３に示すものであり、固定フィルタＦが（多項式）Ｆ（ｑ−１）であり、バイパス遅延ｇは、ｄ≧ｋを仮定してｄ−ｋに等しい。上記のセクションにおいて一時的に意味付けしたものである。したがって、
【数３０】
2004040771.tif 000022
【００６４】
二次の規準（数式２１）を最小化することによって、安定した離散的時間スカラー論理フィルタＣ（ｑ−１）が最適化される。ここで、Ｗｍ（ｔ）は出力ｆ（ｔ）によるスカラーで安定したダイナミックシステムであり、単純化のためにＶ＝１とみなしてあり、差分式によって下記のように表される。
【数３１】
2004040771.tif 000023
【００６５】
多項式Ｖ（ｚ−１）とＷ（ｚ−１）の両方とも設計変数である。それらは、｜ｚ｜＜１に全てのゼロ行列を持つように制限される。このように、規準（数式２１）は下記のように表すことができる。
【数３２】
2004040771.tif 000024
【００６６】
解の最適化を以下に説明する。上述しかつ図１１で示したモデルとフィルタ多項式Ｖ，Ｗ，Ｇ，Ｈ，Ｄ，Ｎ，Ｂ，Ａ及び遅延ｋ、ｄを数値的に指定する。規準（数式３２）で最小化した数式３０の安定かつ因果性ＩＩＲフィルタＣ（ｑ−１）を差分式によって特定する。
【数３３】
2004040771.tif 000025
ここでｍｏｎｉｃ多項式（ｑ−１）は、｜ｚ｜＜１で全てのゼロ行列を持つ。すなわちスカラーｒと共に、多項スペクトルの因数分解式のユニークかつ安定した最高次の係数が１に等しい解として与えられる。
【数３４】
2004040771.tif 000026
ここで多項式３３中でＱ（ｑ−１）は、反因果性のＦＩＲフィルタＬ＊（ｑ）と共に、多項線形スカラー・ジオファンタス（Ｄｉｏｐｈａｎｔｉｎｅ）式のユニークな解によって与えられる。
【数３５】
2004040771.tif 000027
【００６７】
上記において、前方シフト演算子中の多項式は、時間的に前方へ信号をシフトさせる非因果性の演算子を表す。これらは、添え字としてアスタリスク＊を付して示す。実数値の係数を伴う多項式Ｐ（ｑ−１）＝（ｐ０＋ｐ１ｑ−１＋ｐ２ｑ−２＋．．．＋ｐｎｐｑ−ｎｐ）のために、共役多項式をＰ＊（ｑ）＝（ｐ０＋ｐ１ｑ＋ｐ２ｑ２＋．．．＋ｐｎｐｑｎｐ）として定義する。Ｎ（ｑ−１）とＧ（ｑ−１）が問題の定式化のために｜ｚ｜＜１で全てのゼロ行列を持つと仮定している一方で、β（ｑ−１）が｜ｚ｜＜１でだけゼロ行列を持つので、フィルタ（数式３３）は安定であると保証される。補償器は因果性である。関連フィルタが論拠として後方シフト演算子だけを持つためであり、かつ、数式３３中でβＧＮがｍｏｎｉｃであるという事実のためにノンゼロの主要な係数を持つためである。これは、ｍ（ｔ）とその出力ｕ（ｔ）が時間ｔでｗ（ｔ）の将来値の関数であることを意味する。
【００６８】
最適なフィルタ構造（数式３３）と対応する設計式（数式３４、３５）は、直交原則式によって引き出すことができる（たとえば参考文献６、１０、１１、１６参照）。全ての適格な代替フィルタは、代替の補償器が数式３３により得られる規準値より低い規準値しか達成できなかった場合に考える。
【００６９】
多項スペクトルの因数分解式（数式３４）は、常に安定した解を持つ。複合可変数ｚを演算子ｑの代用にする場合、数式３４の右辺は、単位円｜ｚ｜＝１の内外で左右対称に配されるゼロ行列を伴う多項式として考え得る。上述のフィルタとモデルの安定的仮定のため、ゼロ行列を正確に単位円上に位置させることはできない。数式３４の解は、全てのゼロ行列を、多項式β（ｑ−１）を形成する単位円の内側に含むユニークな要素の集合に対応する。スカラーｒはまさに、β（ｑ−１）ｍｏｎｉｃ式を作る正規化要素である。
【００７０】
多項Ｄｉｏｐｈａｎｔｉｎｅ方程式（数式３５）は、簡単に線形システムに変換でき、多項式の係数Ｑ（ｑ−１）とＬ＊（ｑ）に関して解くことができる。これらの式は、数式３５の両辺における等式ｑにおいて等パワーの係数をかけることによって形成される。多項Ｄｉｏｐｈａｎｔｉｎｅ方程式を解くための一般理論（参考文献１２参照）、数式３５はユニークな解を持つことが保証され得る。これは、多項式β＊（ｚ）とＡ（ｚ−１）Ｎ（ｚ−１）Ｈ（ｚ１）ｚの右辺には、決して共通因数があり得ないことによる。これは、β＊（ｚ）がβ（ｚ−１）の共役多項式であり、Ａ（ｚ−１）、Ｎ（ｚ−１）及びＨ（ｚ１）は、設計条件によって｜ｚ｜＝１の内側にゼロ行列を持つのに対し、そのゼロ行列の全てを｜ｚ｜＝１の外側に持つためである。
【００７１】
このように、条件を定めた設計問題は常に解決でき、その解決は補償フィルタ（数式３０、３３）及び設計式（数式３４、３５）によって具体化される。二次（スペクトルの）信号モデルに基づく二次規準を最小にする線形不変フィルタは、文字通りＷｉｅｎｅｒフィルタと称されている（例えば参考文献１３参照）。音声プリコンプの領域でだけでなく、一般にＷｉｅｎｅｒフィルタの設計と線形二次設計でも、規準（数式３２）の最小化によるフィルタ（数式３０）の補償器設計式は新しい結果を示す。
【００７２】
＜セクション３：線形二次の最適化等により設計される状態空間形式で実現する多変量補償器＞
上記のセクションの多項式の形式と設計は、参考文献１４に記述されている多項式のマトリックス表現を使用することで、ＭＩＭＯ（複数入力、複数の出力）フィルタとモデルに一般化できる。また、状態空間・モデルとその設計に基づく線形二次ガウス分布（ＬＱＧ）最適化によって、ＭＩＭＯ設計が実行できる。これを以下に述べる。状態空間方法に基づくＬＱＧ設計の一般的な導入については、例えば文献［２８］を参照されたい。
【００７３】
以下では、状態理論分野でのダイナミックシステムの従来の表記法を、本発明のプリコンプ・フィルタの多重チャンネル機能を記述するために使用する。以下では、要素が実数値の定数（フィルタでなく）であるマトリックスは、文中ではそのシンボルである文字の前に下付文字−を添え字として付して示し、数式中ではそのシンボルである文字を太字としかつ下線を付して示す。ｗ（ｔ）のベクトル−ＡＲＭＡモデルは、適切な次元の状態ベクトルｘ１（ｔ）とともに、線形離散的時間不変状態空間モデルとして導入する。
【数３６】
2004040771.tif 000028
ここでｗ（ｔ）は、セクション１の場合のように、次元ｒによるコラム・ベクトルである。ｒ次元のベクトルｖ（ｔ）は、既知の共分散マトリックス−Ｒ１でホワイトノイズを表す。ＡＲＭＡモデル（数式３６）は、安定かつ安定可逆であるとみなす。数式３６中で、−Ｄ１は可逆のｒ×ｒマトリックスであると仮定し、通常単位マトリックスと等しく設定する。ｗ（ｔ）がホワイトノイズである仮定すると、ｘ１（ｔ）の次元はゼロとｗ（ｔ）＝−Ｄ１ｖ（ｔ）である。
【００７４】
補償されるオーディオシステムを記述する安定線形設計モデルＨ（数式１１）は、状態ベクトルｘ２（ｔ）を伴って状態空間形式で実現される。
【数３７】
2004040771.tif 000029
ここでベクトルｙ（ｔ）は次元ｍ、ｕ（ｔ）は次元ｐである。バルク遅延は、状態遅延構造で発生させると仮定する。したがって、より大きい遅延は状態ベクトルｘ２（ｔ）の次元を増加させる。また安定した要求システム（数式１２）は、状態ベクトルｘ３（ｔ）を伴って状態空間形式で実現される。
【数３８】
2004040771.tif 000030
ここでバルク遅延ｄは、状態遅延構造に組み入れる。
【００７５】
補償器フィルタ構造（数式２３）を使用するが、安定した予め設定した線形フィルタＦは、状態ベクトルｘ４（ｔ）を伴って状態空間形式で実現される。
【数３９】
2004040771.tif 000031
【００７６】
数式３９中で付加的な信号ｍ（ｔ）は、ここでは単純化のためＶ＝Ｉとして規準（数式２１）に基づいて最適化する。それでも、規準中の安定した入力ペナルティーフィルタＷは、ベクトルがｆ（ｔ）として示す出力信号を伴って状態空間形中のもう一つのフィルタとして実現される。
【数４０】
2004040771.tif 000032
【００７７】
ここで、最小化する二次規準（数式２１）は、下式のように与える。
【数４１】
2004040771.tif 000033
【００７８】
そして、システム全体の状態ベクトルを下式のように定義する。
【数４２】
2004040771.tif 000034
【００７９】
この状態更新式３６ないし４０を、単一モデルにも結合する。
【数４３】
2004040771.tif 000035
ここで、ジョイントモデルの状態移行マトリックス−Ｆと入力マトリックス−Ｇ、−Ｈは、副次的なモデル（数式３６ないし４０）から簡単に得られる。ついで規準（数式４１）は、選択状態における無限制御水平及びペナルティーを伴って規準の形で表すことができる。正規化期間としてｍ（ｔ）の二次式上でペナルティー・マトリックス−Ｒを伴うペナルティーを加える。
【数４４】
2004040771.tif 000036
ここで
【数４５】
2004040771.tif 000037
である。
【００８０】
ｘ（ｔ）が既知であれば、線形状態フィードバック
【数４６】
2004040771.tif 000038
は、無限水平規準（数式４３）を最小化にするようになっていることがあり得る。最適のコントローラ・ゲインマトリックスは下式で与える。
【数４７】
2004040771.tif 000039
ここでＳは、代数マトリックス・リカッチ（Ｒｉｃｃａｔｉ）方程式を解く左右対称で半正定マトリックスである。
【数４８】
2004040771.tif 000040
【００８１】
全ての複合システムが安定しているので、全体システムは定義により検出可能かつ安定化可能である。これは、この線形二次状態フィードバック制御問題の解の存在を保証する。この解は、数式４８に対する半正定のマトリックス解−Ｓと対応する。−Ｒが正の正定マトリックスに設定されると、数式４７中で逆行列として現れているｐ×ｐマトリックスと数式４８が常に存在する。
【００８２】
状態ベクトルが公知でなければ、オブザーバによって評価できる。線形二次最適制御理論の分離原則は、このオブザーバが二次の最適化された線形オブザーバ（カルマン（Ｋａｌｍａｎ）エスティメータ）として設計されていれば、測定信号だけを使ってそれを最小化（数式４４）する共同最適設計により得られることを述べている。そのような設計は、線形二次ガウス（ＬＱＧ）設計またはＨ２−最適設計として知られている。ここで考慮される特定の問題の定式化において、最適状態のオブザーバは、設計が単純である。安定したサブシステム（数式３８ないし数式４０）は測定信号だけでノイズを伴わずに導き出せ、それらは補償器と問題定式化の一部をなす。それらの状態は、したがって、公知である。モデル（数式３７）の出力は、直接測定可能ではない。設計がフィードフォワードにより解決するようになっていないためであり、音声測定値ｙｍ（ｔ）からのフィードバックを使わないためである。ｘ２（ｔ）のための最も適格なオブザーバは、既知の信号のｕ（ｔ）によって動かされる数式３７の複製であり、状態評価ｘ２（ｔ｜ｔ−１）を提供する。
【００８３】
モデル３６において、−Ｄ１は可逆と仮定するので、ノイズ入力ｖ（ｔ）は下記のように見積もることができる。
【数４９】
2004040771.tif 000041
したがって、ｘ１（ｔ）のための状態評価は、下記の式により更新できる。
【数５０】
2004040771.tif 000042
【００８４】
ＡＲＭＡモデル３６が安定可逆であると仮定したので、この再帰は安定である。ｗ（ｔ）をホワイトノイズと仮定すると、数式５０はもちろん過剰である。完全な解は、このように、状態を評価する数式５０、３７、３８、４０及びプリコンペンセータを表す数式３９によって与えられ、ｍ（ｔ）が下記のように発生する。
【数５１】
2004040771.tif 000043
ここで
【数５２】
2004040771.tif 000044
【００８５】
補償器（数式３９、５１）は、
【数５３】
2004040771.tif 000045
となり、ｒ入力ｗ（ｔ）とｐ出力ｕ（ｔ）でＩＩＲフィルタを構成する。ゲイン・マトリックス−Ｌは、リカッティ（Ｒｉｃｃａｔｉ）式の多くの既存のソルバのうちの１つである−Ｓについて数式４８を解くことによって最適化される。それから数式４７を使用する。
【００８６】
＜セクション４：非線形モデルと補償器＞
セクション１で導入した設計原則は、音声のプリコンプ問題に一般化できる。その場合、設計モデルは、非線形であり得るし、及び／または必須の補償器が非線形の構造を持ち得るものとなる。その最も単純な例は、線形システムと補償器を非線形の静的要素（例えばリミッタ）と直列にしたものであろう。
【００８７】
これらのような要素は、実際問題としては常に本当のシステムには存在するが、線形設計と最適化では無視される。他に考えられる非線形のモデルとフィルタ構造は、ヴォルテッラ（Ｖｏｌｔｅｒｒａ）とウィーナー（Ｗｉｅｎｅｒ）モデル、ニューラル・ネットワーク、関数の級数展開及び音響素子の非線形物理学的モデルからなるモデル構造を含む。
【００８８】
遅延信号のベクトルの集合を定義する。
【数５４】
2004040771.tif 000046
数式１１に対応する非線形かつ可変であろうダイナミックモデルは下記のように表せる。
【数５５】
2004040771.tif 000047
ここでｈ（　）は、非線形で可変であろうダイナミック演算子を示す。同様に、構造（数式１２）を一般化する非線形であろう要求応答モデルは下記のように表せる。
【数５６】
2004040771.tif 000048
ここでｄ（　）は、非線形で可変であろうダイナミック演算子を示す。本発明（非線形の事例でも含む）の重要な特性は、プリコンペンセータの付加的な分解である。非線形で可変であろう補償器のために、これを下記のように表す。
【数５７】
2004040771.tif 000049
ここで、ｒ（　）、ｆ（　）、及びｃ（　）は、非線形で時間に依存するであろう安定ダイナミック演算子を示す。演算子ｆは、予め設定し、ｃを最適化によって調整すべき間は同じくゼロではない。ｃのパラメータ表示、例えばｃ＝０が、パラメータのセッティングに許され、そのようなケースで名目上の応答ｒ＝ｆが得られるようにすることが好ましい。また非線形の問題について、最適化規準は、ｆ（ｍ（ｔ）の小ささ）へのｒの近さと、ｙｒｅｆ（ｔ）に対する補償出力ｙ（ｔ）の近さの近さの間での重み付けを含まなければならない。この重み付けが周波数に依存しているならば、これは、線形ケースの場合のように、線形で安定したダイナミックな重み付けマトリックスＶ、Ｗによって表されなければならない。周波数特性は線形システムだけによって意味がある形態で保存されるからである。
【００８９】
数式２１に対応する規準は、非線形のシステムのために、入力信号の振幅に依存する。与えられた決定入力信号ｗ（ｔ）のシーケンスのための応答を重み付けするスカラー二次規準を、定義及び最小化可能とし得る。可能かつ適当な規準は、下記のように表せる。
【数５８】
2004040771.tif 000050
ここで、Σｔ（　）は、適当な振幅範囲で、特定のテスト信号シーケンスｗ（ｔ）上の合計を示す。数式５７中のｃ（　）のフリーパラメータの最小化を、非線形のモデルや非線形のフィルタのために、数学的検索ルーチンによって実行し得るであろう。
【００９０】
＜セクション５：もっとも原始的な面＞
一般的に、設計式は、プリコンプ・フィルタのフィルタ・パラメータを作り出すために別々のコンピュータ・システム上で解く。演算したフィルタ・パラメータは、実際のフィルタリングを実行するデジタル信号処理システムや類似したコンピュータ・システム等のデジタル・フィルタに通常ダウンロードする。
【００９１】
本発明に係るフィルタ設計機構は、望ましくは、プログラム・モジュール、関数または等式の形でソフトウェアとして実行する。ソフトウェアは、どのような種類のコンピュータ言語（例えばＣ、Ｃ＋＋またはデジタル信号のプロセッサ（ＤＳＰ）のための専門言語）ででも書き表し得る。実際には、関連するステップ、関数及び本発明の作用をコンピュータープログラムにマップし、コンピュータ・システムによって実行し、プリコンプ・フィルタの設計と関連する演算を行う。パーソナルコンピュータ（ＰＣ）ベースのシステムの場合、オーディオプリコンプ・フィルタの設計に使用するコンピュータープログラムは、ＰＣが読み取りな媒体、例えばユーザやフィルタ設計者への配布のためのＣＤ等、で通常はコード化する。ユーザやフィルタ設計者は、以降の実行のために、それら媒体からプログラムをコンピュータ・システムにロードすればよい。
【００９２】
図１２は、本発明に係るフィルタ設計アルゴリズムの機能にふさわしいコンピュータ・システムの例を示す概略ブロック図である。システム１００は、パソコン（ＰＣ）、メインフレーム・コンピュータ、マルチプロセッサ・システム、ネットワークＰＣ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）等を含むいかなる公知のコンピュータ・システムででも実現し得る。システム１００は、基本的に、中央処理装置（ＣＰＵ）またはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）コア１０、システムメモリ２０及びいろいろなシステム構成要素を相互接続するシステムバス３０を含む。システムメモリ２０は、リードオンリー・メモリ（ＲＯＭ）２２やランダムアクセス・メモリ（ＲＡＭ）２４を含む。さらに、システム１００は、通常は一つ以上のドライバーで制御される周辺記憶装置４０を含む。周辺記憶装置４０は、例えばハードディスク、磁気ディスク、光ディスク、フレキシブルディスク、デジタル・ビデオ・ディスクまたはメモリー・カード等々のデータとプログラム情報の不揮発性記憶装置である。各周辺記憶装置４０は、システムバス３０に接続するためのドライブ・インタフェース（図示せず）と同様に、記憶装置を制御するためのドライブと関連付ける。本発明に係る設計アルゴリズムを実装しているフィルタ設計プログラムは、他の関連するプログラム・モジュールとともに、周辺記憶装置４０に保存してＣＰＵ１０で実行するためにシステムメモリ２０のＲＡＭ２２にロードする。フィルタ設計プログラムは、関連する入力データ（例えばモデル表現、固定されたフィルタ構成要素、構成された重み付けと規準・システムの表現）を与えてプリコンプ・フィルタのフィルタ・パラメータを演算する。
【００９３】
決定したフィルタ・パラメータは、通常はシステム１００のＩ／Ｏインタフェース７０を介して、プリコンプ・フィルター・システム２００に、システムメモリ２０中のＲＡＭ２４から転送する。プリコンプ・フィルター・システム２００は、信号プロセッサ（ＤＳＰ）または類似した中央処理装置（ＣＰＵ）２０２からなり、フィルタ・パラメータと必須の遅延信号のサンプルを保存するために１つの以上メモリモジュール２０４を有することが望ましい。メモリ２０４も通常はフィルタプログラムを含み、プロセッサ２０２で実行するとき、このフィルタプログラムは、フィルタ・パラメータに基づく実際のフィルタリングを実行する。
【００９４】
Ｉ／Ｏシステム７０を介して直接演算されたフィルタ・パラメータをプリコンプ・フィルター・システム２００へ伝送する代わりに、フィルタ・パラメータを、プリコンプ・フィルター・システムへ後から配布するために、メモリー・カードまたは周辺記憶ディスク４０に格納し、フィルタ設計システム１００からデータを離して保存することも可能である。
【００９５】
オーディオ設備で出力される音の測定を可能にするため、公知のマイクロホンユニットまたは類似した記録設備８０を、例えばアナログ‐ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ８０を介してコンピュータ・システム１００に接続してもよい。マイクロホンユニット８０によって得られる公知のテスト信号の測定に基づき、システム１００は、システムメモリ２０にロードされるアプリケーション・プログラムを使用してオーディオシステムのモデルを改良できる。また測定値は、プリコンプ・フィルタとオーディオ設備の結合システムの能力を評価するために使用し得る。設計者が結果として生じる設計に満足しなければ、設計者は変更した設計パラメータのセットに基づいてプリコンプ・フィルタの新しい最適化を始め得る。
【００９６】
さらに、システム１００はフィルタ設計者とユーザとの間のユーザ・インタフェース５０を持ち得る。いくつかの異なるユーザ・インタフェースのシナリオが可能である。たとえば、フィルタ設計者が、特定のカスタマイズされた設計パラメータ（例えばフィルター・システム２００のフィルタ・パラメータの演算における特定の固定フィルタ要素や重み付けと）のセットを使いたいと決め得る。フィルタ設計者は、それからユーザ・インタフェース５０を通して固定されたフィルタ構成要素や重み付けのような関連する設計パラメータを定義する。
【００９７】
設計者は、異なる予め設定した固定のフィルタ補償及び／または重み付けのセットの間で選ぶことができる。これらのセットは、異なるオーディオシステムや、リスニング環境及び／または音に特別な特徴を生じさせるために設計されたものとし得る。そのような場合、予め設定されたオプションは、通常周囲記憶装置４０に格納し、フィルタ設計プログラムの実行の間にシステムメモリにロードする。予め設定されたいくつかのオプションをテストすることによって及び／または予め設定されたオプションにおいてパラメータを変更することによって、フィルタ設計者が、固定されたノンゼロフィルタ構成要素を選び、及び／または最高の重み付けをオーディオシステムとリスニング環境を適応させ得る。
【００９８】
あるいは、フィルタ設計プログラムが、好ましくはプリコンプ・フィルタが使われることになっているオーディオ設備に基づいて自動的に固定かつデフォルトのノンゼロフィルタ構成要素と重み付けを選び得る。
【００９９】
固定ノンゼロフィルタ構成要素と周波数依存及び／またはチャンネル依存の重み付けに加えて、フィルタ設計者は、また、ユーザ・インタフェース５０を使うことによって規準・システムを定義し得る。たとえば、規準・システムの遅延は、ユーザによって選択できかつデフォルトの遅延として提供され得る。より進んだ特殊効果を、規準・システムに精選して導入することも可能である。そのような特殊効果は、コンパクト・ステレオ・システムで映画館のような音声再生を得られるようにすることを含み得る。
【０１００】
マイクロホンの測定に基づいてシステム・モデルを決定する代わりに、フィルタ設計者が一組の異なる予め設定されたシステム・モデルから音声のシステムのモデルを選ぶことも、また可能である。そのような選択は、本発明に係るプリコンプ・フィルタを使用する特定のオーディオ設備に基づくことが望ましい。
【０１０１】
他の実施形態として、フィルタ設計を、周辺ユーザの参加なしに、あるいは周辺ユーザの参加だけで独立して実行する構築例を以下に記述する。典型的なシステムは、入出力監視プログラム、システム識別ソフトウェアとフィルタ設計ソフトウェアを含む。入出力監視プログラムは、最初にテスト信号を生成して音声システムが生じさせる音響応答を測定する。テスト信号と得られた測定値に基づいて、システム識別ソフトウェアがオーディオシステムのモデルを決定する。入出力監視プログラムは、必要な設計パラメータを集め、及び／または生成し、プリコンプ・フィルタ・パラメータを演算するフィルタ設計プログラムに対してこれらの設計パラメータを送る。入出力監視プログラムは、オプションとして、測定された信号による設計能力を評価し得るし、必要に応じて、フィルタ設計プログラムに対し、設計パラメータの変更されたセットに基づくフィルタ・パラメータの新しいセットを決定させ得る。満足な結果が得られるまで、この手順を繰り返す。それから、フィルタ・パラメータの最終セットをプリコンプ・フィルター・システムにダウンロードする。フィルタ・パラメータの固定セットを使わず、プリコンプ・フィルタのフィルタ・パラメータを適宜調節することも可能である。オーディオシステム中でフィルタを使用している間、音声状態が変わるかもしれない。たとえば、ラウドスピーカーの位置やリスニング環境における家具のような物体の位置が変わるかもしれない。これらは部屋の音響効果に影響を及ぼし得る。また、オーディオシステム中の若干の設備を他の設備と取り替えて、全体的なオーディオシステムの特徴を変え得る。そのような場合、リスニング環境での１またはいくつかの位置におけるオーディオシステムからの音を連続的にまたは断続的に測定することを、一以上のマイクロホンユニットまたは類似の録音設備で実行することになるであろう。記録された音声データは、フィルタ設計システム、例えば図１２のシステム１００に供給する。このシステムは、いっそう新しい音声状況に適するように、新しいオーディオシステム・モデルを演算して、フィルタ・パラメータを調節する。
【０１０２】
当然、本発明は図１２の例に限定されない。選択肢として、プリコンプ・フィルタの設計とフィルタの実際の実施は、両方とも全く同一のコンピュータ・システム１００または２００においてなし得る。これは、フィルタ設計プログラムとフィルタリングプログラムの実行を、同じＤＳＰまたはマイクロプロセッサー・システム上で行うことを意味する。
【０１０３】
本発明に係るプリコンプ・フィルター・システム２００を採用している音声生成システム３００を図１３で概略的に示す。音源からの音声信号ｗ（ｔ）は、プリコンプ・フィルター・システム２００に転送される。この転送は従来のＩ／Ｏインターフェイス２１０を通して行われる。音声信号ｗ（ｔ）が例えばＬＰレコード、アナログ録音カセット・テープその他のアナログ音源からの音のようにアナログ信号であれば、信号は、フィルタ２００に入る前にＡ／Ｄコンバータ２１０においてまずデジタル化される。ＣＤ、ＤＡＴテープ、ＤＶＤ、ミニ・ディスク、その他からのデジタル音声信号は、転換なしででも直接例えばフィルタ２００に転送され得る。
【０１０４】
基本的に後段の音声システム設備の効果を考慮して、デジタルあるいはデジタル化された入力信号ｗ（ｔ）は、それからプリコンプ・フィルタ２００によってプリコンペンセートされる。デジタル音声信号の補償は、周波数依存及び／またはチャネル依存ペナルティー期間に従い変化し、フィルター・システムの補償部分にペナルティーを課す。
【０１０５】
結果として生じる補償された信号ｕ（ｔ）は、それから更なるＩ／Ｏ装置２３０を介してＤＡコンバーター２４０へ送られ、デジタル補償信号ｕ（ｔ）は、対応するアナログ信号に変換される。このアナログ信号は、それからアンプ２５０とラウドスピーカー２６０に入る。ラウドスピーカー２６０から発せられ音声信号ｙｍ（ｔ）は、要求された音声の特徴を持ち、経験的に理想的な音に近づいている。システムを過度に補償することなく、プリコンプ・フィルタの逆転動作を通して、オーディオシステム設備のいかなる不必要な効果も除去される。上述のように、特別な音響効果がまた、結果として生じる音声信号ｙｍ（ｔ）に導入され得る。
【０１０６】
プリコンプ・フィルター・システムは、デジタル信号のプロセッサまたはコンピュータにおいて独立型設備として実現し得るが、上述のように、後段のアンプに対するアナログまたはデジタル・インタフェースを持つ。また、デジタル・プリアンプ、コンピュータ・サウンドカード、コンパクト・ステレオ・システム、ホーム・ムービーシステム、コンピュータゲーム機または他の音声出力装置に組み込むことをも目指すことが可能である。またカスタマイズされた演算用のハードウェア構造を伴って、よりハードウェアを指向する方向においてプリコンプ・フィルタを実現することも可能である。
【０１０７】
音を再生する実際の場所へ音声信号を送ることとは別にプリコンプを実行してもよいことが理解できるであろう。プリコンプ・フィルタによって発生するプリコンプ信号が、必ずしも音声生成システムから直接に、そして直ちに送出される必要があるわけではない。
音声生成システムに対して後から送るために別の媒体に記録してもよい。図１の補償信号ｕ（ｔ）は、特定のオーディオ設備とリスニング環境に合わせたＣＤまたはＤＶＤディスクに録音した音を表すものとし得る。また、インターネットの上で離れた場所からのファイルのダウンロードを許すためにインターネット・サーバに保存されたプリコンペンセートされたオーディオ・ファイルでもあり得える。
【０１０８】
最後に、図１４のフロー図を参照して本発明の典型的な実施形態に係るフィルタ設計方法の全体的な流れを要約する。このフロー図は、実際の設計ステップだけでなくプレステップも示す。このプレステップは、本発明と共に用いることが望ましく、それゆえに、本発明のプリコンプ・フィルタを設計するための補償されていないオーディオシステムから始まって、実装されたフィルタで終わる一般的なステップの例となる。
【０１０９】
設計は、ステップＳ１で始まる。ステップＳ２で、オーディオシステムのモデルを当業者にとって周知の方法に基づいて決定する。例えば物理的な規則に基づくモデルを決定することによってまたは既知のテスト信号を使ってオーディオシステム上で測定を実施することによって決定する。ステップＳ３で固定ノンゼロフィルタ構成要素を構成する。この構成は、例えばデフォルトの予め設定されたフィルタ構成要素を使うことによって実行し得る。一組の予め設定されたフィルタ構成要素から選ぶことによって、またはユーザの設定によりカスタマイズされた固定フィルタ構成要素を入力することによっても実行し得る。ステップＳ４で、重み付けを構成する。これは、固定フィルタ構成要素へプリコンプ・フィルタを近似し、あるいは規準・システム応答に対するプリコンペンセートされたモデル応答に近似することの間の重み付けである。この構成は、フィルタ構成要素に関しての場合と同様に、例えばデフォルトの予め構成された重み付けを使うことによって実行できる。一組の重み付けから選ぶことによって、または完全に新しい重み付けを入力することによっても実行できる。本発明の好ましい実施形態を表すステップＳ５では、ステップＳ４で構成される重み付けを含む規準関数を、可調補償器構成要素に関して最適化する。この最適化は、固定ノンゼロフィルタ構成要素とともにステップＳ６でプリコンプ・フィルタのフィルタ・パラメータを決定するために使われる可調補償器構成要素を与える。ステップＳ７では、決定したフィルタ・パラメータをプリコンプ・フィルタのフィルタ・ハードウェアまたはソフトウェアにインプリメントする。必要であれば、フィルタ・パラメータを調節しなければならない。点線４００によって概略的に表したように全体的な設計を繰り返すか、あるいは、点線５００によって表したように特定のステップを繰り返す。
【０１１０】
上述した実施形態は一例であって、本発明がこれに制限されることはない。本願に開示した本発明の精神の範囲内でのさらなる変更、変形、改良も本願発明の範囲に含まれることは明らかである。
【０１１１】
＜参考文献＞
［参考文献１］
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［参考文献２］
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［参考文献４］
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【０１１２】
【発明の効果】
本発明は、以下の利点を提供する。
−プリコンプ・フィルタによって実行される補償の範囲と量の厳しい制御であり、結果として生じる音響の応答に対する完全な制御を提供する。
−問題なく達成できる良い補償を行う一方で危険な過補償を避ける。
−限られた数のフィルタ・パラメータを使いながら良い補償能力を発揮する。
−優れた音質と経験の結果を生む最適にプリコンペンセートされたオーディオシステムを得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】補償された音を生成するシステムの一般的な説明図である。
【図２】補償されていないラウドスピーカー・モデルの振幅応答を示すグラフ図（Ａ）と、純粋な遅延の位相シフトと比較して、補償されていないラウドスピーカー・モデルの位相応答の偏差を示すグラフ図（Ｂ）である。
【図３】図２（Ａ）、（Ｂ）のラウドスピーカー・モデルの離散的な時間インパルス応答を示す図であり、４４．１ｋＨｚでサンプリングし、図示のために２５０サンプル遅延させてある。
【図４】図２（Ａ）、（Ｂ）と図３のラウドスピーカーのダイナミクスを逆にするために先行技術によって設計されたスカラー型ＦＩＲ補償フィルタのインパルス応答の実例を示す図である。
【図５】本発明による図２（Ａ）、（Ｂ）と図３のラウドスピーカー・モデルに基づいて設計されたスカラー型ＩＩＲ補償フィルタのインパルス応答を示す図である。
【図６】図５のＩＩＲフィルタによって補償された図２（Ａ）のラウドスピーカー・モデルの振幅応答を示すグラフ図（Ａ）と、図５のＩＩＲフィルタで補償した図２Ｂのラウドスピーカー・モデルの位相応答の偏差を純粋な遅延の位相シフトと比較して示すグラフ図（Ｂ）である。
【図７】図５のＩＩＲフィルタで補償した図３のラウドスピーカー・モデルの補償されたインパルス応答を示す図である。
【図８】図５のＩＩＲフィルタの設計に使用される重み付け関数の周波数応答振幅を示す図である。
【図９】制御ペナルティーなしで補償を使うときの図８の補償されたインパルス応答を示す図である。
【図１０】図４の先行技術に係るＦＩＲフィルタで補償した図２（Ａ）のラウドスピーカー・モデルの振幅応答を示すグラフ図（Ａ）と図４の先行技術ＦＩＲフィルタで補償した図２（Ｂ）のラウドスピーカー・モデルの位相応答の偏差を純粋な遅延の位相シフトと比較して示すグラフ図（Ｂ）である。
【図１１】本発明に係るフィルタ設計構造の特定の実施形態を示す概要図である。
【図１２】本発明の実行に用い得るコンピュータ・ベースシステムのブロック図である。
【図１３】本発明の設計方法によって設定されるプリコンプ・フィルタを取り入れたオーディオシステムを示す図である。
【図１４】本発明の典型的な実施形態に係るフィルタ設計方法の全体的な流れを示す工程系統図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【外国語明細書】
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