(57)【要約】【課題】複数の単相インバータ２、３、４を直列に接続して直流電源１２からの直流電力を交流電力に変換し、選択された単相インバータ２、３、４の組み合わせで出力する階調制御型の電力変換器において、最大出力電圧に対して低電圧域での電圧を出力する際でも、階調数を低減することなく、滑らかな交流出力波形を得る。【解決手段】変圧比を可変としたトランス１０を備え、系統１１からトランス１０を介して得た交流電力を整流して直流電力に変換して直流電源１２から可変な電圧を出力し、各単相インバータ２、３、４の発生電圧を可変とする。【選択図】　　　　図１
2004064830.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する電力変換装置において、上記直流電源の出力電圧を可変にして、上記各単相インバータの各発生電圧の大きさを可変とすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１記載の上記単相多重変換器を多相結線し、該各単相多重変換器により各相の出力電圧を階調制御して多相負荷に電力供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
上記直流電源は、トランスを備えて、交流電源からの該トランスを介した交流電力を整流して直流電力に変換して出力するもので、上記トランスの変圧比を可変とすることにより、上記直流電源の出力電圧を可変にしたことを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記直流電源は、交流電源からのトランスを介した交流電力を整流して直流電力に変換して出力するもので、チョッパスイッチ、ダイオードおよびリアクトルから成るチョッパ回路を備え、上記直流電源の出力電圧を該チョッパ回路により昇圧あるいは降圧することで可変にしたことを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項５】
抵抗とスイッチとから成る放電回路を上記直流電源に並列に備え、出力電圧の低減時に、上記各単相インバータを介して回生エネルギを上記放電回路にて回生して放電させることを特徴とする請求項３または４記載の電力変換装置。
【請求項６】
コンデンサと該コンデンサの充放電スイッチとから成る充放電回路を上記直流電源に並列に備え、出力電圧の低減時に、上記各単相インバータを介した回生エネルギを上記充放電回路にて一旦蓄積し、該蓄積したエネルギの放電により低電圧域での出力電圧の制御を行うことを特徴とする請求項３または４記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記直流電源は、交流電源からの出力を整流して直流電力に変換する整流器と、該整流器からの直流電力を高周波、可変電圧の交流電力に変換する高周波インバータと、該高周波インバータからの交流電力を変圧する高周波トランスとを備え、該高周波トランスを介した上記高周波インバータからの交流電力を整流して直流電力に変換して出力することにより、上記直流電源の出力電圧を可変にしたことを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記直流電源に、交流電力から変換された直流電力を平滑する平滑コンデンサを備えたことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記直流電源に、交流電力から変換された直流電力を平滑する平滑コンデンサを備え、該平滑コンデンサに充放電スイッチを設けて、出力電圧の低減時に、上記平滑コンデンサの充放電スイッチをオフすることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【請求項１０】
上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータの電圧出力時の各発生電圧が、最小発生電圧値（絶対値）に対して概２Ｋ倍（Ｋ＝０，１，２，・・・）であり、上記各単相インバータの各発生電圧の互いの関係を保持しつつ可変にし、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御することを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１１】
上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータは電圧出力時の各発生電圧がそれぞれ異なるものであり、上記各単相インバータの各発生電圧の互いの関係を保持しつつ可変にし、発生電圧が逆極性のものを含むことを可能にして上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御することを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数のインバータを組み合わせて滑らかな交流出力波形を得ることが可能な電力変換器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の３相インバータ装置は、交流電源からトランスを介して入力された交流電力を３相コンバータで整流して直流電力に変換し、その直流電力をコンデンサにて平滑化し、さらにこのコンデンサによる直流電力を３相インバータで交流電力に変換する。
このような従来の３相インバータ装置における、インバータ部の構成を図１４に示す。図に示すように、インバータ部は、ダイオードがそれぞれ逆並列に接続された複数の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、各半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御によりオン・オフ制御することで、コンデンサの直流電力を交流電力に変換し、出力フィルタを介して正弦波の出力を得る。
【０００３】
従来の３相インバータ装置は、以上のように構成されてＰＷＭ制御にて出力電圧を調整しているため、出力端の電圧変化が大きく、また高調波を抑制するために、複雑で大容量の出力フィルタが必要であった。このため、装置が大型化すると共に、この出力フィルタの電圧降下分だけ３相インバータの皮相電力を増加しておく必要があった。
このような問題点を改善するために、特願２００２−１０３２６１号に示されるように、各相を、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータを複数直列接続して単相多重変換器により構成し、この複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する階調制御型の電力変換装置が開発されている。このような従来の階調制御型の電力変換装置について以下に説明する。
【０００４】
図１５は、従来の３相負荷駆動用の電力変換器の構成を示す図である。図に示すように、３相電力変換器全体は、各相がスター結線されて３相負荷に電力供給するもので、それぞれの相はＶａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータを直列接続された単相多重変換器から成る。各単相インバータ（Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータ）は、系統からトランスを通して引き込まれる交流電力を整流して直流電力に変換した後、その直流電力を平滑コンデンサで平滑し、該平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換するもので、これらを直列接続して構成した各相の単相多重変換器の例を図１６に示す。
図１６において、１は負荷、２、３、４は、ダイオードを逆並列に接続した複数個の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成されるフルブリッジのインバータから成る３つの単相インバータで、これら３つの単相インバータ２、３、４の交流側を直列に接続して、負荷１に交流電力を供給する。各単相インバータ２、３、４は、後述する直流電源からの直流電力を交流電力に変換して電圧を出力する。各単相インバータ２、３、４の上記直流電源は、それぞれ異なる電圧を充電する平滑コンデンサ５、６、７と整流器８とトランス９とで構成され、系統１１からトランス９を通して引き込まれる交流電力を整流器８により整流して直流電力に変換し、その直流電力を各平滑コンデンサ５、６、７で平滑して、各単相インバータ２、３、４にそれぞれ異なる電圧を供給する。
【０００５】
このように構成される単相多重変換器の各単相インバータ２、３、４は、それぞれ平滑コンデンサ５、６、７に充電される電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを電圧源として電圧を出力するが、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの関係は、それぞれ異なる値（Ｖａ＜Ｖｂ＜Ｖｃ）で、１：２：４、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９のいずれかの関係となる。それぞれの場合について、各単相インバータ２、３、４の出力論理とそれらを直列接続した単相多重変換器の出力階調（電圧レベル）との関係を図１７のＡ〜Ｇの論理表に示す。ここでは、Ａ表の場合について、以下に説明する。
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、１：２：４の関係で、最小電圧値Ｖａの２ｎ（ｎ＝０，１，２）の関係である。Ａ表に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの３つの単相インバータ２、３、４の組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で０〜７の８階調の出力電圧が得られる。正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形を、図１８に示す。図に示すように、３つの単相インバータ２、３、４の発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力電圧階調波形が得られていることがわかる。このため、電力変換器の後段に設けられていた平滑用の出力フィルタをなくす、あるいは小さな容量にすることができ、電力変換器の低コスト化、小型化、簡略化が実現できるものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来の階調制御型の電力変換装置は以上のように構成されているため、出力電圧の波高値を低減し、最大出力電圧に対して低電圧域での出力電圧を得たい場合、各単相インバータ２、３、４の出力電圧の大きさは変化しないため、階調数を少なくして出力しなければならず、滑らかな出力電圧波形が得られないと言う問題点があった。例えば図１９に示すように、最大出力電圧１６では理想波形１７に近い、０〜７の８階調の出力電圧階調波形１８が得られる電力変換装置で、低電圧域の電圧１６ａを出力させると、この場合、０〜２の３階調の出力電圧階調波形１９となり、理想の電圧波形２０とかけ離れた電圧波形しか出力できない。
【０００７】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、最大出力電圧に対して低電圧域での電圧を出力する際でも、階調数を低減することなく、滑らかな交流出力波形を得ることができる階調制御型の電力変換装置の構造を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明の請求項１に係る電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する装置構成であって、上記直流電源の出力電圧を可変にして、上記各単相インバータの各発生電圧の大きさを可変とするものである。
【０００９】
またこの発明の請求項２に係る電力変換装置は、請求項１記載の上記単相多重変換器を多相結線し、該各単相多重変換器により各相の出力電圧を階調制御して多相負荷に電力供給するものである。
【００１０】
この発明の請求項３に係る電力変換装置は、請求項１または２において、上記直流電源は、トランスを備えて、交流電源からの該トランスを介した交流電力を整流して直流電力に変換して出力するもので、上記トランスの変圧比を可変とすることにより、上記直流電源の出力電圧を可変にしたものである。
【００１１】
この発明の請求項４に係る電力変換装置は、請求項１または２において、上記直流電源は、交流電源からのトランスを介した交流電力を整流して直流電力に変換して出力するもので、チョッパスイッチ、ダイオードおよびリアクトルから成るチョッパ回路を備え、上記直流電源の出力電圧を該チョッパ回路により昇圧あるいは降圧することで可変にしたものである。
【００１２】
この発明の請求項５に係る電力変換装置は、請求項３または４において、抵抗とスイッチとから成る放電回路を上記直流電源に並列に備え、出力電圧の低減時に、上記各単相インバータを介して回生エネルギを上記放電回路にて回生して放電させるものである。
【００１３】
この発明の請求項６に係る電力変換装置は、請求項３または４において、コンデンサと該コンデンサの充放電スイッチとから成る充放電回路を上記直流電源に並列に備え、出力電圧の低減時に、上記各単相インバータを介した回生エネルギを上記充放電回路にて一旦蓄積し、該蓄積したエネルギの放電により低電圧域での出力電圧の制御を行うものである。
【００１４】
この発明の請求項７に係る電力変換装置は、請求項１または２において、上記直流電源は、交流電源からの出力を整流して直流電力に変換する整流器と、該整流器からの直流電力を高周波、可変電圧の交流電力に変換する高周波インバータと、該高周波インバータからの交流電力を変圧する高周波トランスとを備え、該高周波トランスを介した上記高周波インバータからの交流電力を整流して直流電力に変換して出力することにより、上記直流電源の出力電圧を可変にしたものである。
【００１５】
この発明の請求項８に係る電力変換装置は、請求項１〜７のいずれかにおいて、上記直流電源に、交流電力から変換された直流電力を平滑する平滑コンデンサを備えたものである。
【００１６】
この発明の請求項９に係る電力変換装置は、請求項６において、上記直流電源に、交流電力から変換された直流電力を平滑する平滑コンデンサを備え、該平滑コンデンサに充放電スイッチを設けて、出力電圧の低減時に、上記平滑コンデンサの充放電スイッチをオフするものである。
【００１７】
この発明の請求項１０に係る電力変換装置は、請求項１〜９のいずれかにおいて、上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータの電圧出力時の各発生電圧が、最小発生電圧値（絶対値）に対して概２Ｋ倍（Ｋ＝０，１，２，・・・）であり、上記各単相インバータの各発生電圧の互いの関係を保持しつつ可変にし、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御するものである。
【００１８】
この発明の請求項１１に係る電力変換装置は、請求項１〜９のいずれかにおいて、上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータは電圧出力時の各発生電圧がそれぞれ異なるものであり、上記各単相インバータの各発生電圧の互いの関係を保持しつつ可変にし、発生電圧が逆極性のものを含むことを可能にして上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御するものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換器の構成を示す図である。なお、ここでは便宜上、単相回路で構成されたものを示すが、各相を多相結線し、多相負荷に電力供給するものにも、同様に適用できる。
図１において、１は負荷、２、３、４は、ダイオードを逆並列に接続した複数個の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成されるフルブリッジのインバータから成る３つの単相インバータである第一ビットインバータ、第二ビットインバータ、第三ビットインバータで、これら３つの単相インバータ２、３、４の交流側を直列に接続して単相多重変換器１３を構成し、負荷１に交流電力を供給する。ここでは、自己消弧型半導体スイッチング素子にＩＧＢＴを用いたが、ＧＣＴを用いても良く、その他、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のものでも良い。また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であれば使用できる。
【００２０】
単相多重変換器１３内の各単相インバータ２、３、４は、直流電源１２からの直流電力を交流電力に変換して電圧を出力する。各単相インバータ２、３、４の直流電源１２は、それぞれ異なる電圧を充電する平滑コンデンサとしての第一ビットコンデンサ５、第二ビットコンデンサ６、第三ビットコンデンサ７と、整流器８、トランス９、可変トランス１０、充電抵抗８１とで構成され、系統１１からトランス９、１０を介して引き込まれる交流電力を整流器８により整流して直流電力に変換し、その直流電力を各平滑コンデンサ５、６、７で平滑して、各単相インバータ２、３、４にそれぞれ異なる電圧を供給する。
整流器８は、ここではダイオードブリッジの構成であるが、半波整流のダイオードでもよい。可変トランス１０は、変圧比を可変とするもので、手動でも遠隔的モータで変圧比を変更できる。ここでは、各平滑コンデンサ５、６、７にそれぞれ異なる電圧を充電するトランス９の一次巻線を共通にして、トランス９の一次側に可変トランス１０を接続することで、トランス９の入力電圧を可変とし、各平滑コンデンサ５、６、７の充電電圧を可変とする。
【００２１】
このように構成される各単相インバータ（第一ビットインバータ２、第二ビットインバータ３、第三ビットインバータ４）は、それぞれ平滑コンデンサ５、６、７に充電される電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを電圧源として電圧を出力するが、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの関係は、それぞれ異なる値（Ｖａ＜Ｖｂ＜Ｖｃ）で、１：２：４、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９のいずれかの関係となる。この関係は、トランス９の２次側の各巻き線比により決定されるもので、可変トランス１０により変圧比を変更しても、各単相インバータ２、３、４の出力電圧は変更されるが、互いの出力電圧の比の関係は保たれる。
それぞれの場合について、第一ビットインバータ２、第二ビットインバータ３、第三ビットインバータ４の各インバータの出力論理とそれらを直列接続した単相多重変換器１３の出力階調（電圧レベル）との関係を図２のＡ〜Ｇの論理表に示す。
【００２２】
まず、図２のＡ表の場合について説明する。
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、１：２：４の関係で、最小電圧値Ｖａの２ｎ（ｎ＝０，１，２）の関係である。Ａ表に示すように、第一ビット、第二ビット、第三ビットの３つの単相インバータ２、３、４の組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で０〜７の８階調の出力電圧が得られる。正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形を、図３に示す。
図３（ａ）は、可変トランス１０により、各単相インバータ２、３、４の出力電圧を最大にした場合で、理想波形１７に近い、０〜７の８階調の出力電圧階調波形１８が得られることがわかる。図３（ｂ）は、可変トランス１０より変圧比を変更して、各単相インバータ２、３、４の出力電圧を最大時の４０％にして、低電圧域での出力を得た場合で、低電圧域でも、理想波形２０に近い、０〜７の８階調の出力電圧階調波形２１が得られることがわかる。
【００２３】
このように、可変トランス１０により変圧比を変更して直流電源１２の出力電圧を低減することで、各単相インバータ２、３、４の出力電圧を低減して、低電圧域の電圧を出力するため、低電圧域においても、階調数を低減することなく、滑らかな交流出力波形を得ることができる。
なお、この場合、単相インバータ２、３、４を３個直列に接続してＶａ、Ｖｂ、Ｖｃは、１：２：４の関係としたが、４個以上の複数個の単相インバータを直列に接続して、各単相インバータの出力電圧を、最小電圧値の２ｎ（ｎ＝０，１，２，３・・・）の関係としても良く、階調数が多く、より滑らかな出力電圧階調波形が得られる。
【００２４】
次に、図２のＢ〜Ｇ表の場合について説明する。
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９の関係で、各表に示すように、第一ビット、第二ビット、第三ビットの３つの単相インバータ２、３、４の組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で９階調、１０階調、１１階調、１２階調、１３階調、１４階調の出力電圧が得られる。これらの場合、各単相インバータ２、３、４の発生電圧の中で、単相多重変換器１３の出力階調の極性と、逆極性のものが存在することがある。例えば、Ｖａ、Ｖｂ、ＶｃがＣ表に示す１：３：５の場合、出力階調が１、３、４、５、６、８、９の場合には、それぞれの単相インバータ２、３、４は出力階調の極性と同じ極性に電圧を発生するが、出力階調が２、７の場合には第一ビットインバータ２は、逆極性である電圧（−Ｖａ）を発生することになる。これは、第一ビットインバータ２内の第一ビットコンデンサ５が、回生により充電されることを示す。これにより、連続的な出力階調が得られる。
【００２５】
正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形で、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが１：３：５の場合を、図４に示す。図４（ａ）は、可変トランス１０により、各単相インバータ２、３、４の出力電圧を最大にした場合で、理想波形１７に近い、０〜９の１０階調の出力電圧階調波形１８ａが得られることがわかる。図４（ｂ）は、可変トランス１０より変圧比を変更して、各単相インバータ２、３、４の出力電圧を最大時の４０％にして、低電圧域での出力を得た場合で、低電圧域でも、理想波形２０に近い、０〜９の１０階調の出力電圧階調波形２１ａが得られることがわかる。
このように、Ｖａ、Ｖｂ、ＶｃがＣ表に示す１：３：５の場合においても、可変トランス１０により変圧比を変更して直流電源１２の出力電圧を低減することで、各単相インバータ２、３、４の出力電圧を低減して、低電圧域の電圧を出力するため、低電圧域においても、階調数を低減することなく、滑らかな交流出力波形を得ることができる。また、図２のＢ、Ｄ〜Ｇ表の場合についても同様である。
【００２６】
なお、各単相インバータ２、３、４の入力電圧をそれぞれ可変にできるように、図１におけるトランス９と可変トランス１０を、各単相インバータ２、３、４の入力電圧に対してそれぞれ可変トランスを接続した各ビット可変トランス９０１に置き換えても良い。出力ビットの使い方によって、ある特定の単相インバータ２、３、４を頻度よく使い、その平滑コンデンサ５、６、７の電圧が低下して出力電圧が低下することがあるが、その場合、各ビット可変トランス９０１により、電圧が低下した平滑コンデンサ５、６、７に対応した変圧比のみ一時的に大きくして適度に昇圧すると、再充電のスピードを上げることが出来るとともに、そのビットの単相インバータ２、３、４の出力電圧の低下を防止できる。
【００２７】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２を図について説明する。
図６は、この発明の実施の形態２による電力変換器の構成を示す図である。なお、ここでは便宜上、単相回路で構成されたものを示すが、各相を多相結線し、多相負荷に電力供給するものにも、同様に適用できる。
図２において、１〜９、１１、１３、８１は、上記実施の形態１と同じもの、３０、３１、３２はチョッパスイッチ、３０ａ、３１ａ、３２ａはダイオード、８２はリアクトル、１２１は直流電源である。
【００２８】
図に示すように、上記実施の形態１と同様に、３つの単相インバータ２、３、４の交流側を直列に接続して単相多重変換器１３を構成し、負荷１に交流電力を供給する。各単相インバータ２、３、４の直流電源１２１は、それぞれ異なる電圧を充電する平滑コンデンサとしての第一ビットコンデンサ５、第二ビットコンデンサ６、第三ビットコンデンサ７と、整流器８、トランス９、充電抵抗８１と、チョッパスイッチ３０、３１、３２、ダイオード３０ａ、３１ａ、３２ａおよびリアクトル８２から成る降圧型のチョッパ回路とで構成され、系統１１からトランス９を介して引き込まれる交流電力を整流器８により整流して直流電力に変換し、その直流電力を各平滑コンデンサ５、６、７で平滑して、各単相インバータ２、３、４にそれぞれ異なる電圧を供給する。このとき、直流電源１２１の出力電圧は、チョッパ回路により調整される。具体的には、チョッパスイッチ３０、３１、３２を入り切りする時間と予め設定されたリアクトル８２の値とによって直流電源１２１の出力電圧は調整できる。
【００２９】
この実施の形態についても、上記実施の形態１と同様に、各単相インバータ２、３、４の出力電圧の関係は、それぞれ異なる値（Ｖａ＜Ｖｂ＜Ｖｃ）で、１：２：４、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９のいずれかの関係とする。また、チョッパスイッチ３０、３１、３２、ダイオード３０ａ、３１ａ、３２ａおよびリアクトル８２から成るチョッパ回路により各単相インバータ２、３、４の出力電圧を調整しても、各単相インバータ２、３、４の出力電圧は変更されるが、互いの出力電圧の比の関係は保たれるものとする。
このように直流電源１２１の出力電圧を調整することで、各単相インバータ２、３、４の出力電圧を可変にするため、低電圧域の電圧を出力する場合も、階調数を低減することなく、滑らかな交流出力波形を得ることができる。
【００３０】
なお、上記実施の形態２では、直流電源１２１に降圧型のチョッパ回路を備えたが、図７に示すように、直流電源１２２に、チョッパスイッチ３３、３４、３５、ダイオード３３ａ、３４ａ、３５ａおよびリアクトル８２から成る昇圧型のチョッパ回路を備えて、チョッパスイッチ３３、３４、３５を入り切りする時間と予め設定されたリアクトル８２の値とによって直流電源１２２の出力電圧を調整しても良い。この場合も、直流電源１２２の出力電圧を調整することで、各単相インバータ２、３、４の出力電圧を可変にするため、低電圧域の電圧を出力する場合も、階調数を低減することなく、滑らかな交流出力波形を得ることができる。
【００３１】
また、上記実施の形態１、２では、整流器８をダイオードで構成したが、図８に示すように、サイリスタコンバータ８０１を用いても良く、直流電源１２１、１２２の出力電圧の平均値を高めることができる。
【００３２】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３を図について説明する。
図９は、この発明の実施の形態３による電力変換器の構成を示す図である。
図に示すように、上記実施の形態２で示した電力変換器の各平滑コンバータ（第一ビットコンデンサ５、第二ビットコンデンサ６、第三ビットコンデンサ７）に並列に、放電抵抗１１３、１１４、１１５とスイッチ１１０、１１１、１１２とから成る放電回路を備える。
図に示すように、上記実施の形態２と同様に、３つの単相インバータ２、３、４の交流側を直列に接続して単相多重変換器１３を構成し、負荷１に交流電力を供給する。また、直流電源１２４では、系統１１からトランス９を介して引き込まれる交流電力を整流器８により整流して直流電力に変換し、その直流電力を各平滑コンデンサ５、６、７で平滑して、各単相インバータ２、３、４にそれぞれ異なる電圧を供給する。このとき、直流電源１２４の出力電圧は、チョッパ回路により調整される。具体的には、チョッパスイッチ３０、３１、３２を入り切りする時間と予め設定されたリアクトル８２の値とによって直流電源１２１の出力電圧は調整できる。また、出力電圧を低減時に、放電抵抗１１３、１１４、１１５とスイッチ１１０、１１１、１１２とから成る放電回路で、各単相インバータ２、３、４を介して回生エネルギを回生して放電させることにより、出力電圧の大きさを急峻に低減することができる。
【００３３】
このような電力変換器の出力電圧の低減時の詳細な動作について、図１０の出力電圧波形に基づいて、以下に説明する。
出力電圧を低減して、波高値を大電圧波高値１５０から小電圧波高値１５１に変化させる場合、まず、大電圧波高値１５０にて滑らかな出力電圧階調波形１５３を出力している時刻１５５において、チョッパスイッチ３０、３１、３２を切りのみの状態にして、続いて放電スイッチ１１０、１１１、１１２を入りにする。チョッパスイッチ３０、３１、３２を切りのみの状態にすることにより、直流電源１２４からの出力電圧を低下することができるが、各単相インバータ２、３、４の出力電圧を応答性良く急峻に低下させることは困難である。ここでは、放電スイッチ１１０、１１１、１１２を入りにすることにより、負荷１が誘導的な場合の回生エネルギを、放電抵抗１１３、１１４、１１５とスイッチ１１０、１１１、１１２とから成る放電回路で回生して放電させる。これにより出力電圧は速やかに低下する。
次に、時刻１５２において、放電スイッチ１１０、１１１、１１２を入りにし、これよりチョッパスイッチ３０、３１、３２を入り、切り動作させることで、第一ビットコンデンサ５、第二ビットコンデンサ６、第三ビットコンデンサ７の電圧を適度に調整する。これにより、小電圧波高値１５１にて滑らかな出力電圧階調波形１５４を出力する。
【００３４】
この実施の形態では、上述したように、放電抵抗１１３、１１４、１１５とスイッチ１１０、１１１、１１２とから成る放電回路を直流電源（各平滑コンデンサ５、６、７）に並列に備えて、出力電圧の低減時に、各単相インバータ２、３、４を介して回生エネルギを回生して放電させることにより、出力電圧の大きさを応答性良く急峻に低減することができる。
【００３５】
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４を図について説明する。
図１１は、この発明の実施の形態４による電力変換器の構成を示す図である。図に示すように、上記実施の形態２で示した電力変換器の各平滑コンバータ（第一ビットコンデンサ５、第二ビットコンデンサ６、第三ビットコンデンサ７）に並列に、コンデンサ５０１とコンデンサ５０１用の充放電スイッチであるエネルギ放出用スイッチ１１６およびエネルギ吸収用スイッチ１１７とから成る充放電回路を配置し、各平滑コンデンサ５、６、７にもコンデンサ５、６、７用の充放電スイッチとしてエネルギ吸収用スイッチ１１８、エネルギ放出用スイッチ１１９を接続して配置する。
【００３６】
図に示すように、上記実施の形態２と同様に、３つの単相インバータ２、３、４の交流側を直列に接続して単相多重変換器１３を構成し、負荷１に交流電力を供給する。また、直流電源１２５では、系統１１からトランス９を介して引き込まれる交流電力を整流器８により整流して直流電力に変換し、その直流電力を各平滑コンデンサ５、６、７で平滑して、各単相インバータ２、３、４にそれぞれ異なる電圧を供給する。このとき、直流電源１２５の出力電圧は、チョッパ回路により調整される。具体的には、チョッパスイッチ３０、３１、３２を入り切りする時間と予め設定されたリアクトル８２の値とによって直流電源１２１の出力電圧は調整できる。
【００３７】
また、出力電圧を低減時に、充放電回路のコンデンサ５０１に、各単相インバータ２、３、４を介して回生エネルギを回生して、出力電圧の大きさを急峻に低減すると共に、回生エネルギをコンデンサ５０１に一旦蓄積する。続いて、この充放電回路のコンデンサ５０１に蓄積されたエネルギを放電させることにより、低電圧域での出力電圧制御を行う。この充放電回路のコンデンサ５０１にエネルギを蓄積させる際には、平滑コンデンサ５、６、７用の充放電スイッチ１１８、１１９は、切りにしておき、平滑コンデンサ５、６、７の電圧を電圧低減以前の状態で保持し、その後、再び出力電圧のレベルを高くするするときに、充放電スイッチ１１８、１１９を入りにして、出力電圧を急峻に立ち上げる。なお、コンデンサ５０１の静電容量は大きく、回生エネルギを充分蓄えても、電圧の上昇は定格電圧を上回らないものとする。
【００３８】
このような電力変換器の出力電圧の低減時および復帰時の詳細な動作について、図１２の出力電圧波形の例に基づいて、以下に説明する。
出力電圧を低減して、波高値を大電圧波高値１５０から小電圧波高値１５１に変化させる場合、まず、大電圧波高値１５０にて滑らかな出力電圧階調波形１５３を出力している時刻１５５において、チョッパスイッチ３０、３１、３２を切りのみの状態にして、続いて充放電回路のエネルギ吸収用スイッチ１１７を入りにする。また、平滑コンデンサ５、６、７用の充放電スイッチ１１８、１１９は切りにする。
チョッパスイッチ３０、３１、３２を切りのみの状態にすることにより、直流電源１２５からの出力電圧を低下することができるが、各単相インバータ２、３、４の出力電圧を応答性良く急峻に低下させることは困難である。ここでは、エネルギ吸収用スイッチ１１７を入りにすることにより、回生エネルギを充放電回路のコンデンサ５０１で回生して一旦蓄積する。これにより各単相インバータ２、３、４を介して回生エネルギを回生して蓄積させることにより、出力電圧の大きさを応答性良く急峻に低減することができる。また、このとき平滑コンデンサ５、６、７用の充放電スイッチ１１８、１１９は切りにしておき、平滑コンデンサ５、６、７の電圧を時刻１５５時点の状態、即ち、電圧低減以前の状態で保持する。
【００３９】
次に、時刻１５２において、充放電回路のエネルギ吸収用スイッチ１１７およびエネルギ放出用スイッチ１１６を入りにし、チョッパスイッチ３０、３１、３２を入り、切り動作させることで、各ビットの充放電回路におけるコンデンサ５０１の電圧を適度に調整する。これにより、小電圧波高値１５１にて滑らかな出力電圧階調波形１５４を出力する。
次に、時刻１６２において、充放電回路のエネルギ吸収用スイッチ１１７およびエネルギ放出用スイッチ１１６を切りにし、平滑コンデンサ５、６、７用の充放電スイッチ１１８、１１９を入りにし、チョッパスイッチ３０、３１、３２を入り、切り動作させる。これにより、時刻１５５時点の状態、即ち、電圧低減以前の状態で保持されていた平滑コンデンサ５、６、７の電圧により、出力電圧を急上昇させることができる。この場合、負側の小電圧波高値１６１から大電圧波高値１６０に急上昇させ、滑らかな出力電圧階調波形１５３ａを出力する。
【００４０】
この実施の形態では、コンデンサ５０１とコンデンサ５０１の充放電スイッチ１１６、１１７とから成る充放電回路を上記直流電源（各平滑コンデンサ５、６、７）に並列に備え、出力電圧の低減時に、各単相インバータ２、３、４を介した回生エネルギを上記充放電回路にて一旦蓄積し、該蓄積したエネルギの放電により低電圧域での出力電圧の制御を行うため、出力電圧の大きさを応答性良く急峻に低減することができ、また回生エネルギを効率良く利用できる。また、平滑コンデンサ５、６、７に充放電スイッチ１１８、１１９を備えて、出力電圧低減時に、それ以前の平滑コンデンサ５、６、７の電圧を保持し、出力電圧を復帰させる際に用いるため、出力電圧の復帰時に電圧を急上昇できると共に、省エネルギ化が図れる。
【００４１】
なお、充放電スイッチ１１６〜１１８は、通常は、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ、トランジスタ、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＧＴＯ、ＧＣＴなど自己消弧型の半導体スイッチング素子であるが、回数頻度が所定の値より小さい場合、入り時の損失が少ない機械スイッチを用いても良い。
【００４２】
なお、上記実施の形態３、４では、降圧型のチョッパ回路を備えたものに適用したが、図７で示した昇圧型のチョッパ回路を備えた電力変換器にも同様に適用でき、同様の効果を奏する。
さらに、上記実施の形態１で示した可変トランス１０、９０１を備えたものにも適用できる。
【００４３】
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５を図について説明する。
図１３は、この発明の実施の形態５による電力変換器の構成を示す図である。なお、ここでは便宜上、単相回路で構成されたものを示すが、各相を多相結線し、多相負荷に電力供給するものにも、同様に適用できる。
図に示すように、上記実施の形態１と同様に、３つの単相インバータ２、３、４の交流側を直列に接続して単相多重変換器１３を構成し、負荷１に交流電力を供給する。また、直流電源１２３では、系統１１からの出力を整流して直流電力に変換する整流器１０６と、この整流器１０６からの直流電力を高周波、可変電圧の交流電力に変換する高周波インバータ１０５と、この高周波インバータ１０５からの交流電力を変圧する高周波トランス１０３とを備え、高周波トランス１０３を介した高周波インバータ１０５からの交流電力をダイオード１０４で整流して直流電力に変換し、各平滑コンデンサ５、６、７にて平滑して出力する。
【００４４】
この実施の形態では、トランス１０３の一次側にインバータ１０５を備えて直流電源１２３の出力電圧を可変とするため、インバータ１０５に高周波インバータを用い、トランス１０３にも高周波トランスを用いることができ、直流電源１２３を小型化出来る。またこの場合も、直流電源１２３の出力電圧を可変とすることで各単相インバータ２、３、４の出力電圧を可変にすることができるため、上記実施の形態１と同様に、低電圧域においても、階調数を低減することなく、滑らかな交流出力波形を得ることができる。
【００４５】
【発明の効果】
以上のようにこの発明の請求項１に係る電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する装置構成であって、上記直流電源の出力電圧を可変にして、上記各単相インバータの各発生電圧の大きさを可変とするため、最大出力電圧に対して低電圧域においても、階調数を低減することなく、滑らかな出力電圧波形を得ることができる。
【００４６】
またこの発明の請求項２に係る電力変換装置は、請求項１記載の上記単相多重変換器を多相結線し、該各単相多重変換器により各相の出力電圧を階調制御して多相負荷に電力供給するため、多相の電力変換装置で最大出力電圧に対して低電圧域においても、階調数を低減することなく、滑らかな出力電圧波形を得ることができる。
【００４７】
またこの発明の請求項３に係る電力変換装置は、請求項１または２において、上記直流電源は、トランスを備えて、交流電源からの該トランスを介した交流電力を整流して直流電力に変換して出力するもので、上記トランスの変圧比を可変とすることにより、上記直流電源の出力電圧を可変にしたため、各単相インバータの各発生電圧の大きさを確実に可変とすることができ、最大出力電圧に対して低電圧域においても、階調数を低減することなく、滑らかな出力電圧波形を得ることができる。
【００４８】
またこの発明の請求項４に係る電力変換装置は、請求項１または２において、上記直流電源は、交流電源からのトランスを介した交流電力を整流して直流電力に変換して出力するもので、チョッパスイッチ、ダイオードおよびリアクトルから成るチョッパ回路を備え、上記直流電源の出力電圧を該チョッパ回路により昇圧あるいは降圧することで可変にしたため、各単相インバータの各発生電圧の大きさを確実に可変とすることができ、最大出力電圧に対して低電圧域においても、階調数を低減することなく、滑らかな出力電圧波形を得ることができる。
【００４９】
またこの発明の請求項５に係る電力変換装置は、請求項３または４において、抵抗とスイッチとから成る放電回路を上記直流電源に並列に備え、出力電圧の低減時に、上記各単相インバータを介して回生エネルギを上記放電回路にて回生して放電させるため、応答性良く出力電圧が低減できる。
【００５０】
またこの発明の請求項６に係る電力変換装置は、請求項３または４において、コンデンサと該コンデンサの充放電スイッチとから成る充放電回路を上記直流電源に並列に備え、出力電圧の低減時に、上記各単相インバータを介した回生エネルギを上記充放電回路にて一旦蓄積し、該蓄積したエネルギの放電により低電圧域での出力電圧の制御を行うため、応答性良く出力電圧が低減できると共に、回生エネルギを効率的に利用できる。
【００５１】
またこの発明の請求項７に係る電力変換装置は、請求項１または２において、上記直流電源は、交流電源からの出力を整流して直流電力に変換する整流器と、該整流器からの直流電力を高周波、可変電圧の交流電力に変換する高周波インバータと、該高周波インバータからの交流電力を変圧する高周波トランスとを備え、該高周波トランスを介した上記高周波インバータからの交流電力を整流して直流電力に変換して出力することにより、上記直流電源の出力電圧を可変にしたため、各単相インバータの各発生電圧の大きさを確実に可変とすることができ、最大出力電圧に対して低電圧域においても、階調数を低減することなく、滑らかな出力電圧波形を得ることができる。また、直流電源を小型化できる。
【００５２】
またこの発明の請求項８に係る電力変換装置は、請求項１〜７のいずれかにおいて、上記直流電源に、交流電力から変換された直流電力を平滑する平滑コンデンサを備えたため、滑らかな出力電圧波形を確実に得ることができる。
【００５３】
またこの発明の請求項９に係る電力変換装置は、請求項６において、上記直流電源に、交流電力から変換された直流電力を平滑する平滑コンデンサを備え、該平滑コンデンサに充放電スイッチを設けて、出力電圧の低減時に、上記平滑コンデンサの充放電スイッチをオフするため、エネルギを効率的に利用でき、省エネルギ化が図れる。
【００５４】
またこの発明の請求項１０に係る電力変換装置は、請求項１〜９のいずれかにおいて、上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータの電圧出力時の各発生電圧が、最小発生電圧値（絶対値）に対して概２Ｋ倍（Ｋ＝０，１，２，・・・）であり、上記各単相インバータの各発生電圧の互いの関係を保持しつつ可変にし、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御するため、滑らかな出力電圧波形が確実に得られる電力変換装置で、各単相インバータの各発生電圧の大きさを確実に可変とすることができ、最大出力電圧に対して低電圧域においても、階調数を低減することなく、滑らかな出力電圧波形を得ることができる。
【００５５】
またこの発明の請求項１１に係る電力変換装置は、請求項１〜９のいずれかにおいて、上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータは電圧出力時の各発生電圧がそれぞれ異なるものであり、上記各単相インバータの各発生電圧の互いの関係を保持しつつ可変にし、発生電圧が逆極性のものを含むことを可能にして上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御するため、滑らかな出力電圧波形が確実に得られる電力変換装置で、各単相インバータの各発生電圧の大きさを確実に可変とすることができ、最大出力電圧に対して低電圧域においても、階調数を低減することなく、滑らかな出力電圧波形を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換器の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による各単相インバータの出力論理と出力階調レベルとの関係を示す論理表である。
【図３】この発明の実施の形態１による各単相インバータと単相多重変換器とによる出力波形である。
【図４】この発明の実施の形態１の別例による各単相インバータと単相多重変換器とによる出力波形である。
【図５】この発明の実施の形態１の別例による可変トランスの構成図である。
【図６】この発明の実施の形態２による電力変換器の構成図である。
【図７】この発明の実施の形態２の別例による電力変換器の構成図である。
【図８】この発明の実施の形態２の別例による整流器の構成図である。
【図９】この発明の実施の形態３による電力変換器の構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態３による電力変換器の動作を説明する波形図である。
【図１１】この発明の実施の形態４による電力変換器の構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態４による電力変換器の動作を説明する波形図である。
【図１３】この発明の実施の形態５による電力変換器の構成図である。
【図１４】従来の３相インバータ装置の構成図である。
【図１５】従来の階調制御型の３相電力変換装置の構成図である。
【図１６】従来の電力変換器（単相多重変換器）の構成図である。
【図１７】従来の各単相インバータの出力論理と出力階調レベルとの関係を示す論理表である。
【図１８】従来の各単相インバータと単相多重変換器とによる出力波形である。
【図１９】従来の電力変換器の問題点を説明する図である。
【符号の説明】
１　負荷、２　単相インバータ（第一ビットインバータ）、
３　単相インバータ（第二ビットインバータ）、
４　単相インバータ（第三ビットインバータ）、
５　平滑コンデンサ（第一ビットコンデンサ）、
６　平滑コンデンサ（第二ビットコンデンサ）、
７　平滑コンデンサ（第三ビットコンデンサ）、８　整流器、９　トランス、
１０　可変トランス、１１　交流電源、１２　直流電源、
１３　単相多重変換器、３０〜３５　チョッパスイッチ、
３０ａ〜３５ａ　ダイオード、８２　リアクトル、１０３　高周波トランス、
１０４　ダイオード、１０５　高周波インバータ、１０６　整流器、
１１０，１１１，１１２　放電スイッチ、１１３，１１４，１１５　放電抵抗、
１１６，１１７　充放電スイッチ（エネルギ放出用スイッチ、エネルギ吸収用スイッチ）、
１１８，１１９　充放電スイッチ（エネルギ吸収用スイッチ、エネルギ放出用スイッチ）、
１２１〜１２５　直流電源、５０１　コンデンサ、
８０１　サイリスタコンバータ、９０１　各ビット可変トランス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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