(57)【要約】【課題】負荷電流が少ないときにも、高効率を維持できる降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ及びそれに用いる可変の平滑用インダクタを提供すること。【解決手段】絶縁性の基板１２上に、電極端子６〜１１及び電気的に直列接続されたコイル１〜５が設けられ、直列接続のための電気的接続部、及びすべてのコイルからなる直列接続体の両端を、それぞれ、電極端子６〜１１と電気的に接続してなるインダクタンス可変の平滑用インダクタを用いて、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。又、コイル１〜５は、軟磁性材からなるコアを有することができる。又、コイル１３〜１７はコア１８を共有することができる。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
絶縁性の基板上に、Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）の電極端子及び電気的に直列接続された（Ｎ−１）個のコイルが設けられ、前記（Ｎ−１）個のコイルを直列接続する（Ｎ−２）個の電気的接続部、及び前記（Ｎ−１）個のコイルからなる直列接続体の両端を、それぞれ、Ｎ個の前記電極端子と電気的に接続してなることを特徴とする平滑用インダクタ。
【請求項２】
前記（Ｎ−１）個のコイルは、軟磁性材からなるコアを有することを特徴とする請求項１記載の平滑用インダクタ。
【請求項３】
前記（Ｎ−１）個のコイルは、前記コアを共有することを特徴とする請求項２記載の平滑用インダクタ。
【請求項４】
請求項１、２又は３記載の平滑用インダクタと、この平滑用インダクタのインダクタンスを選択する回路と、平滑用コンデンサと、転流用ダイオードと、スイッチングトランジスタと、スイッチング制御回路とを備えることを特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源と平滑用インダクタに係り、特にモバイル機器の電源に好適な降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ及び平滑用インダクタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＣＰＵ（処理装置）等に代表されるように、デジタル回路処理能力向上の為、処理周波数が高周波化されて来ている。その一方で損失による回路発熱が大きくなり、対策としてデジタル回路への供給電力の低電圧化が進展している。その為、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの需要が増加し、携帯電話やモバイル機器などの電池使用の電子機器においては、高効率の製品が求められている。
【０００３】
図２は、入出力非絶縁の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路である。この回路はスイッチングトランジスタＴｒでＯＮ−ＯＦＦした方形波をＬＣフィルタで平均化する方式である。
【０００４】
入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、平滑用インダクタ２１のインダクタンスをＬ、スイッチングトランジスタＴｒがＯＮしている時間をＴｏｎ、ＯＦＦしている時間をＴｏｆｆとすると、ＴｒがＯＮしている期間に加わる電圧は（Ｖｉ−Ｖｏ）となり、この期間のインダクタ通電電流変化ΔＩＬ　は次の（１）式となる。
【０００５】
ΔＩＬ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）・Ｔｏｎ／Ｌ　　……（１）
【０００６】
一方、スイッチングトランジスタＴｒがＯＦＦすると、この瞬間に平滑用インダクタに流れていた電流を維持するために転流用ダイオードＤが導通し、スイッチングトランジスタＴｒがＯＦＦする直前の電流値と同一の電流値が流れ、平滑用インダクタには−Ｖｏが加わる。従って、この期間の平滑用インダクタの電流変化量ΔＩＬ′は次の（２）式となる。
【０００７】
ΔＩＬ′＝Ｖｏ・Ｔｏｆｆ／Ｌ　……（２）
【０００８】
平滑用インダクタ２１の電流が連続的な場合、定常状態ではこの電流変化量は等しくなるので出力電圧Ｖｏは次の（３）式となる。
【０００９】
Ｖｏ＝Ｔｏｎ・Ｖｉ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）　……（３）
【００１０】
一般的なＤＣ−ＤＣコンバータ設計の場合、全負荷時では平滑用インダクタに流れる電流が連続的になるように設計するが、軽負荷時には断続的になる。この断続的な場合の出力電圧Ｖｏ′は、出力電流をＩｏとすると次の（４）式となる。
【００１１】
Ｖｏ′＝（Ｖｉ・Ｔｏｎ）２／｛Ｖｉ・Ｔｏｎ２＋２・Ｉｏ・Ｌ・（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝　……（４）
【００１２】
尚、連続的な場合と断続的な場合の見極めであるが、次の（５）式又は（６）式が成り立つ時に連続的となり、それ以外では断続的になる。
【００１３】
Ｉｏ＞Ｖｏ・Ｔｏｆｆ／（２・Ｌ）　……（５）
【００１４】
又は、
【００１５】
Ｉｏ＞Ｖｉ・Ｔｏｎ・Ｔｏｆｆ／｛２・Ｌ・（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝　……（６）
【００１６】
これが、入出力非絶縁の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本動作である。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
このように降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの平滑用インダクタに流れる電流が断続的な場合、インダクタの交流損失及びスイッチングトランジスタの損失が増大し、電圧効率が低下する。そこで、電源変換効率向上の為、スイッチング周波数を断続的な場合と連続的な場合の境界周波数を下限として設定する場合、下限周波数ｆは次の（７）式で表される。
【００１８】
ｆ＝Ｖｏ・（１−Ｖｏ／Ｖｉ）／（２・Ｉｏ・Ｌ）　……（７）
【００１９】
（７）式において、Ｖｉ＝４Ｖ、Ｖｏ＝２．４Ｖ、Ｉｏ＝０．０１Ａ、０．０５Ａ、０．ｌＡ、０．５Ａとし、インダクタンスＬを変えて計算した下限周波数ｆを図３に示す。従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、インダクタンスＬは一定であり、負荷電流Ｉｏに応じて下限周波数を可変したい場合、図３においてポイント▲１▼の方向に周波数をコントロールする必要がある。
【００２０】
しかし、この方法では、周波数の可変範囲が大きい為に、コンバータ動作安定性に問題が残る。又、スイッチング周波数の上昇に比例してトランジスタのスイッチングロスも増加し、平滑用インダクタのコアロスも周波数の１〜２乗に比例する為、あまり周波数を高くすると、効率の低下が問題となる。
【００２１】
そこで、本発明は、負荷電流が少ないときにも、高効率を維持できる降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ及びそれに用いる可変の平滑用インダクタを提供することを課題とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、このような問題点を解決して、インダクタンスＬが可変な平滑用インダクタとそれを用いた降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供するものである。
【００２３】
前記平滑用インダクタの終端電極の１つは、平滑用コンデンサに接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流及びスイッチング周波数に応じて、スイッチングトランジスタに接続される平滑用インダクタの電極端子を電気的に切り替えることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの平滑用インダクタのインダクタンスＬを変化させ、スイッチング周波数の可変範囲を小さくし、高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが可能となる。
【００２４】
即ち、本発明の平滑用インダクタは、絶縁性の基板上に、Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）の電極端子及び電気的に直列接続された（Ｎ−１）個のコイルが設けられ、前記（Ｎ−１）個のコイルを直列接続する（Ｎ−２）個の電気的接続部、及び前記（Ｎ−１）個のコイルからなる直列接続体の両端を、それぞれ、Ｎ個の前記電極端子と電気的に接続してなる。
【００２５】
又、前記（Ｎ−１）個のコイルは、軟磁性材からなるコアを有することができる。
【００２６】
又、前記（Ｎ−１）個のコイルは、前記コアを共有することができる。
【００２７】
又、本発明の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記平滑用インダクタと、この平滑用インダクタのインダクタンスを選択する回路と、平滑用コンデンサと、転流用ダイオードと、スイッチングトランジスタと、スイッチング制御回路とを備える。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、実施の形態を挙げ、本発明の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ及び平滑用インダクタについて説明する。
【００２９】
（実施の形態１）図１は、本実施の形態１に係る平滑用インダクタを示した斜視図であり、図１（ａ）は各コイルの磁性材コアが各々独立している場合、図１（ｂ）は各コイルの磁性材コアが共通している場合の概略図である。
【００３０】
又、本実施の形態における降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタンス可変の平滑インダクタを用いる点を除くと、従来例と共通の基本回路構成を有するので、従来例の説明に用いた図２を、適宜、参照する。
【００３１】
図１（ａ）は、５個のコイルと６個の電極端子からなる平滑用インダクタを示し、コイル１の両端は電極端子６及び７、コイル２の両端は電極端子７及び８、コイル３の両端は電極端子８及び９、コイル４の両端は電極端子９及び１０、コイル５の両端は電極端子１０及び１１に、各々、電気接続されている。
【００３２】
又、電極端子１１は、図２におけるコンデンサＣに接続され、電極端子６〜１０はスイッチングトランジスタＴｒに接続される。５個のコイルのインダクタンスＬｓの値が同一の場合、電極端子の組合せにより、平滑用インダクタ２１のインダクタンスＬの値は下記の通り変化する。
【００３３】
（１）電極端子６−１１間において５Ｌｓ、（２）電極端子７−１１間において４Ｌｓ、（３）電極端子８−１１間において３Ｌｓ、（４）電極端子９−１１間において２Ｌｓ、（５）電極端子１０−１１間においてＬｓである。
【００３４】
既に説明で用いた図３に基づき、Ｌｓが２μＨ、出力電流が０．０１〜０．５Ａの場合において詳しく説明する。
【００３５】
出力電流Ｉｏが０．５Ａのとき、Ｌｓが２μＨの場合、平滑用インダクタに流れる電流が連続的になる為のスイッチング周波数ｆ１は、図中に丸で囲んで示すように、約５００ｋＨｚになる。
【００３６】
出力電流Ｉｏが０．０１Ａに低下した場合、平滑用インダクタのインダクタンス値Ｌｓが一定（２μＨ）の状態では、電流を連続的にする為にはスイッチング周波数を図中のポイント▲１▼で示す約２３ＭＨｚに上げる必要がある。
【００３７】
一方、本実施の形態１の平滑用インダクタを用いた場合、インダクタンスＬの値を最大５Ｌｓ（１０μＨ）に上げられる為、スイッチング周波数はポイント▲２▼の周波数となり、約５ＭＨｚの上昇で済むことになる。
【００３８】
従って、周波数の可変範囲が狭まり、コンバータ動作安定性に大きく寄与する。又、トランジスタのスイッチングロスやコアロスも少なくなり、変換効率も上昇する。
【００３９】
（実施の形態２）図１（ｂ）は、コイル巻線の途中から線を引出して電極端子６〜１１に接続した形態であり、又、コイル１３〜１８を共通の磁性材のコア１８に形成した平滑用インダクタの形態である。
【００４０】
その動作及び効果は図１（ａ）と同じであるが、磁性材コアが共通のため部品点数の削減が可能である。
【００４１】
図１（ａ）、図１（ｂ）においては、各コイルのインダクタンス値Ｌｓは同一にて実施したが、負荷電流及び周波数可変範囲の条件により、各コイルは各々異なるインダクタンス値を選定しても構わない。又、コイル数もコンバータの設計によって増減することも構わない。
【００４２】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明によれば、絶縁性基板上に、端子数Ｎの電極端子及び電気的に直列接続された（Ｎ−１）個のコイルが設けられ、直列接続されたコイルの電気的接続部及び直列接続体の両端をそれぞれ前記電極端子に電気接続したインダクタンス可変の平滑用インダクタの提供が可能となる。
【００４３】
又、前記平滑用インダクタを用いて、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの平滑用インダクタのインダクタンスＬが可変となり、スイッチング周波数の可変範囲を小さくして高効率な降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る平滑用インダクタを示す斜視図。図１（ａ）は各コイルの磁性材コアが各々独立している場合、図１（ｂ）は各コイルの磁性材コアが共通している場合の概略図。
【図２】入出力非絶縁の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路図。
【図３】平滑用インダクタに流れる電流が連続的で、負荷電流が０．０１Ａ〜０．５Ａの範囲で変化した場合の、平滑用インダクタのインダクタンス値とスイッチングの下限周波数の関係を示す図。
【符号の説明】
１〜５，１３〜１７　　コイル
６〜１１　　電極端子
１２　　基板
１８　　コア
２１　　平滑用インダクタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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