(57)【要約】【課題】簡単且つ安価な構成で同期モータを安定的にセンサレス駆動することができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置１は、シンクロナスリラクタンスモータ２に印加する印加電圧の振幅を指令回転数及び指令トルクに応じて予め定められた所定値に設定する電圧振幅設定部４４と、モータ電流を検出するセンスＭＯＳＦＴ３１ｕｌ，３１ｖｌ，３１ｗｌと、検出されたモータ電流と印加電圧との位相差を検出する正弦波基本関数積分器４８と、モータ電流と印加電圧との位相差が指令回転数及び指令トルクに応じて設定された目標位相差に合致するように印加電圧の位相を設定する電圧位相基本値設定部４３及びフィードバック部４９と、インバータ回路に供給するための印加電圧デューティを作成する印加電圧デューティ作成部４６と、を備えている。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数相のモータコイルを備えた突極性を有する同期モータを複数のスイッチング素子により構成されるインバータ回路によって駆動制御するモータ制御装置において、
前記同期モータに印加する印加電圧の振幅を指令回転数及び指令トルクに応じて予め定められた所定値に設定する電圧振幅設定手段と、
前記複数相のうちの少なくとも一つの相のモータ電流を検出する電流検出手段と、
その電流検出手段によって検出されたモータ電流と前記印加電圧との位相差を検出する位相差検出手段と、
前記モータ電流と前記印加電圧との位相差が前記指令回転数及び前記指令トルクに応じて設定された目標位相差に合致するように前記印加電圧の位相を設定する印加電圧位相設定手段と、
前記電圧振幅設定手段によって設定された電圧振幅及び前記印加電圧位相設定手段によって設定された電圧位相に基づいて前記インバータ回路に供給するための印加電圧デューティを作成する印加電圧デューティ作成手段と、
を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記位相差検出手段は、前記電流検出手段によって検出されたモータ電流を所定周期でサンプリングするとともに、サンプリング値の極性が反転した直後のサンプリング時点から次に極性が反転した直後のサンプリング時点までの期間、又は、サンプリング値の極性が反転した後に同一極性が２以上の所定回連続したサンプリング時点から次に極性が反転した後に同一極性が２以上の所定回連続したサンプリング時点までの期間において、正弦波基本関数の積分値を算出し、その積分値に基づいて前記モータ電流と前記印加電圧との位相差を検出することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記電流検出手段は、前記インバータ回路の少なくとも一つのアームの上段又は下段における電流を検出するように構成されたことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ制御装置に関するものであり、特に、複数相のモータコイルを備えた突極性を有する同期モータを、位置センサを用いることなく駆動制御するためのモータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、シンクロナスリラクタンスモータ等の複数相のコイルを備えた同期モータをロータ位置センサを用いることなく駆動制御するいわゆるセンサレス駆動の方法として、例えば、印加電圧とモータモデルとから計算した推定電流値と、電流センサにより計測した実測電流値との差に基づいてロータ位置を推定する旨の技術が提案されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来技術においては、駆動制御処理においてモータモデルから逐次、推定電流値の算出を行うための複雑な計算処理が必要となるため、高速処理が可能なマイクロコンピュータを用いる必要がある。さらに、電流センサにより計測した実測電流値を用いてロータ位置の推定を行うため、正確な実測電流値を得る必要があり、高精度な電流センサが必要となる。このため、モータ制御装置における駆動制御処理が複雑になるだけでなく、制御装置の製造コストが高くなるという問題がある。
【０００４】
本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであり、簡単且つ安価な構成で同期モータを安定的にセンサレス駆動することができるモータ制御装置を提供することを解決すべき課題とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、請求項１に記載のモータ制御装置は、複数相のモータコイルを備えた突極性を有する同期モータを複数のスイッチング素子により構成されるインバータ回路によって駆動制御するモータ制御装置において、前記同期モータに印加する印加電圧の振幅を指令回転数及び指令トルクに応じて予め定められた所定値に設定する電圧振幅設定手段と、前記複数相のうちの少なくとも一つの相のモータ電流を検出する電流検出手段と、その電流検出手段によって検出されたモータ電流と前記印加電圧との位相差を検出する位相差検出手段と、前記モータ電流と前記印加電圧との位相差が前記指令回転数及び前記指令トルクに応じて設定された目標位相差に合致するように前記印加電圧の位相を設定する印加電圧位相設定手段と、前記電圧振幅設定手段によって設定された電圧振幅及び前記印加電圧位相設定手段によって設定された電圧位相に基づいて前記インバータ回路に供給するための印加電圧デューティを作成する印加電圧デューティ作成手段と、を備えたことを特徴とする。
【０００６】
従って、電圧振幅設定手段は、前記同期モータに印加する印加電圧の振幅を指令回転数及び指令トルクに応じて予め定められた所定値に設定し、電流検出手段は、前記複数相のうちの少なくとも一つの相のモータ電流を検出し、位相差検出手段は、その電流検出手段によって検出されたモータ電流と前記印加電圧との位相差を検出し、印加電圧位相設定手段は、前記モータ電流と前記印加電圧との位相差が前記指令回転数及び前記指令トルクに応じて設定された目標位相差に合致するように前記印加電圧の位相を設定し、印加電圧デューティ作成手段は、前記電圧振幅設定手段によって設定された電圧振幅及び前記印加電圧位相設定手段によって設定された電圧位相に基づいて前記インバータ回路に供給するための印加電圧デューティを作成する。
【０００７】
よって、モータ電流と印加電圧との位相差が目標位相差に合致していない場合には、印加電圧位相設定手段によって、モータ電流と印加電圧との位相差が目標位相差に合致するように印加電圧の位相が設定されるので、同期モータを安定的に駆動制御することができる。さらに、電圧振幅設定手段は、同期モータに印加する印加電圧の振幅を指令回転数及び指令トルクに応じて予め定められた所定値に設定するため、指令回転数及び指令トルクが一定の場合には、電圧振幅が一定値となっている。このとき、突極性を有する同期モータの特性により、トルクが自律発生してロータ位置が自律的に目標制御位置に戻る作用をするので、より安定的に同期モータを駆動制御することができる。
【０００８】
また、請求項２に記載のモータ制御装置は、前記位相差検出手段が、前記電流検出手段によって検出されたモータ電流を所定周期でサンプリングするとともに、サンプリング値の極性が反転した直後のサンプリング時点から次に極性が反転した直後のサンプリング時点までの期間、又は、サンプリング値の極性が反転した後に同一極性が２以上の所定回連続したサンプリング時点から次に極性が反転した後に同一極性が２以上の所定回連続したサンプリング時点までの期間において、正弦波基本関数の積分値を算出し、その積分値に基づいて前記モータ電流と前記印加電圧との位相差を検出することを特徴とする。
【０００９】
従って、モータ電流の極性情報のみを用いるので、電流センサのゲイン誤差を考慮する必要が無く、安価な電流センサを用いて構成することができる。さらに、正弦波基本関数の積分値を用いるので、モータ電流にノイズが混入して積分期間に誤差が生じた場合でも積分値への影響は少なく、モータ電流と印加電圧との位相差を常に正確に検出することができる。
【００１０】
また、請求項３に記載のモータ制御装置は、前記電流検出手段が、前記インバータ回路の少なくとも一つのアームの上段又は下段における電流を検出するように構成されたことを特徴とする。
【００１１】
従って、アーム電流を検出するためのセンスＭＯＳＦＥＴ等の電流センサを用いることにより、モータ制御装置の小型化及び低コスト化を図ることが可能となる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体化したモータ制御装置の実施形態について図面を参照しつつ説明する。
【００１３】
図１は、本実施形態のモータ制御装置１の全体構成を示すブロック図である。
【００１４】
モータ制御装置１は、図１に示すように、複数相（３相）のコイルからなるステータと鉄芯ロータを備えた同期モータとしてのシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）（以下、単にモータとも称する）２を駆動するために、インバータ回路３と、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと称する）４とから構成されている。
【００１５】
インバータ回路３は、図２の回路図に示すように、直流電源３０が接続されると共に、モータ２のＵ相に電力を供給するパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｕｈ（アーム上段）、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｕｌ（アーム下段）、Ｖ相に電力を供給するパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｖｈ（アーム上段）、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｖｌ（アーム下段）、Ｗ相に電力を供給するパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｗｈ（アーム上段）、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｗｌ（アーム下段）がそれぞれ接続されている。各相のアーム下段は、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｕｌ，３１ｖｌ，３１ｗｌが接続されており、各相のアーム下段のゲート信号がＯＮの時に流れるアーム電流信号を検出する構成となっている。モータ電流とアーム電流との関係は、図３のグラフによって示される通りであり、モータ電流の所定時間間隔毎の電流値がアーム電流値となっている。また、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｕｌ（３１ｖｌ、３１ｗｌ）はアーム電流を分流して電流を検出する。以後、本明細書では、アーム電流をモータ電流として扱うこととする。尚、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｕｌ、３１ｖｌ、３１ｗｌが、本発明の電流検出手段を構成するものである。
【００１６】
マイコン４は、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭによって構成され、ＣＰＵが、ＲＯＭに格納されたプログラムを読み出して実行することにより、トルク設定部４１と、回転数設定部４２と、電圧位相基本値設定部４３と、電圧振幅設定部４４と、正弦波基本関数作成部４５と、印加電圧デューティ作成部４６と、目標正弦波基本関数積分値設定部４７と、正弦波基本関数積分器４８とを実現するものである。尚、電圧振幅設定部４４が、本発明の電圧振幅設定手段を、正弦波基本関数作成部４５が正弦波基本関数作成手段を、印加電圧デューティ作成部４６が印加電圧デューティ作成手段を、正弦波基本関数積分器４８が位相差検出手段をそれぞれ構成するものである。。
【００１７】
トルク設定部４１は、モータ制御装置１が組み込まれた上位装置からの指令等に基づいて指令トルクを設定する。
【００１８】
回転数設定部４２は、モータ制御装置１が組み込まれた上位装置からの指令等に基づいて指令回転数を設定する。
【００１９】
電圧位相基本値設定部４３は、トルク設定部４１において設定された指令トルク、及び回転数設定部４２において設定された指令回転数に基づいて、電圧位相基本値を設定する。より詳細には、指令トルク及び指令回転数に対する電圧位相基本値のデータ列からなるデータテーブルがＲＯＭ内に格納されており、指令トルク及び指令回転数に基づいて当該データテーブルから電圧位相基本値を読み出して設定が行われる。
【００２０】
電圧振幅設定部４４は、トルク設定部４１において設定された指令トルク及び回転数設定部４２において設定された指令回転数に基づいて、電圧振幅を設定する。より詳細には、指令トルク及び指令回転数に対する電圧振幅値のデータ列からなるデータテーブルがＲＯＭ内に格納されており、指令トルク及び指令回転数に基づいて当該データテーブルから電圧振幅値を読み出して設定が行われる。
【００２１】
正弦波基本関数作成部４５は、回転数設定部４２において設定された指令回転数によって決定される周波数、及び電圧位相基本値設定部４３において設定され且つ印加電圧とモータ電圧との位相差に基づいて補正された電圧位相基本値に基づいて印加電圧の正弦波基本関数を作成する。
【００２２】
印加電圧デューティ作成部４６は、電圧振幅設定部４４において設定された電圧振幅及び正弦波基本関数作成部４５において作成された正弦波基本関数より、モータ２を駆動するための印加電圧デューティ（ＰＷＭ信号）を作成してインバータ回路３に供給する。
【００２３】
正弦波基本関数積分器４８は、正弦波基本関数作成部４５において作成された正弦波基本関数を、インバータ回路３から出力される電流信号に基づいて決定される積分期間において積分し、正弦波基本関数積分値を算出する。
【００２４】
ここで、正弦波基本関数積分器４８における処理内容について、図４を参照しつつ詳述する。
【００２５】
図４では、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｕｌ（３１ｖｌ、３１ｗｌ）により計測されたモータ電流値（アーム電流値）のグラフと、印加電圧の正弦波基本関数のグラフとが上下に並べて表されている。モータ電流値は、所定周期でサンプリングが行われて、各サンプリング値がグラフ上にプロットされた複数の点によって示されている。ここで、モータ電流値の極性は、図４に示すように、サンプリング時点ｔ０で負、ｔ１〜ｔ９で正、ｔ１０〜ｔ１８で負となっている。すなわち、ｔ１で極性が反転して負から正となり、ｔ１０で再び極性が反転して正から負となっている。
【００２６】
そして、電流のサンプリング値の極性が反転して正となった直後のサンプリング時点ｔ１から、次に極性が反転して負となった直後のサンプリング時点ｔ１０までの期間において正弦波基本関数の積分を行う。ここで、積分期間（ｔ１〜ｔ１０）は、正弦波基本関数とモータ電流値との位相差によって決定され、正弦波基本関数の積分値は、積分期間によって決定される関係となっており、これらの逆も成立する関係となっている。
【００２７】
例えば、位相差＝０°のとき、積分値は図５（ａ）の斜線部分によって示され、最大となる。また、０°＜位相差＜９０°のとき、積分値は図５（ｂ）の斜線部分によって示され、最大値と０との中間の値となる。位相差＝９０°のとき、積分値は図５（ｃ）の斜線部分によって示されるように０となる。さらに、位相差＞９０°となった場合には、積分値は負の値となる。
【００２８】
従って、正弦波基本関数の積分値を算出することにより、モータ電流値と正弦波基本関数（すなわち、印加電圧）との位相差を認識することができる。
【００２９】
目標正弦波基本関数積分値設定部４７は、トルク設定部４１において設定された指令トルク及び回転数設定部４２において設定された指令回転数に基づいて、目標位相差に対応する正弦波基本関数の積分値である目標正弦波基本関数積分値を設定する。より詳細には、指令トルク及び指令回転数に対する目標正弦波基本関数積分値のデータ列からなるデータテーブルがＲＯＭ内に格納されており、指令トルク及び指令回転数に基づいて当該データテーブルから目標正弦波基本関数積分値を読み出して設定が行われる。
【００３０】
そして、正弦波基本関数積分器４８において算出された正弦波基本関数積分値と、目標正弦波基本関数積分値設定部４７により設定された目標正弦波基本関数積分値との偏差が求められ、その偏差にゲインを乗じた値が、電圧位相基本値設定部４３の出力側にフィードバックされる構造となっている（フィードバック部を図１で符号４９にて示す）。尚、このフィードバック系のゲインは予め算出されてＲＯＭに格納されている。また、電圧位相基本値設定部４３とフィードバック部４９とが、本発明の印加電圧位相設定手段を構成するものである。すなわち、電圧位相基本値設定部４３によって設定された電圧位相基本値は、目標正弦波基本関数積分値と正弦波基本関数積分値との偏差によって表されるモータ電流と印加電圧との位相差情報に基づいて補正された後、正弦波基本関数作成部４５に入力される。従って、モータ電流と印加電圧との位相差が印加電圧位相にフィードバックされる構成となっているので、モータ２は安定的に駆動制御される。
【００３１】
尚、上述したように、モータ電流の極性情報のみを用いるので、電流センサのゲイン誤差を考慮する必要が無く、安価なセンスＭＯＳＦＥＴを電流センサとして用いることができる。さらに、正弦波基本関数の積分値を用いるので、モータ電流にノイズが混入して積分期間に誤差が生じた場合でも積分値への影響は少なく、モータ電流と印加電圧との位相差を常に正確に検出することができる。
【００３２】
さらに、電圧振幅設定部４４が指令トルク及び指令回転数に応じて印加電圧を所定値に設定し、指令トルク及び指令回転数が一定の場合には電圧振幅が一定となっているので、算出された正弦波基本関数積分値と目標正弦波基本関数積分値とが合致していない場合（すなわち、印加電圧とモータ電流との位相差が目標位相差に合致していない場合）、シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）の特性によってトルクが自律発生して通常の位相差に近づく作用をする。よって、上述した印加電圧位相のフィードバック制御による作用と相俟って、モータ２がより安定的に駆動制御される。
【００３３】
ここで、トルクの自律発生作用について、図６、図７及び図８を参照しつつ説明する。図６は、シンクロナスリラクタンスモータ（以下、ＳｙｎＲＭと略記する）において目標制御位相で制御されている場合の位相差（印加電圧とモータ電流との位相差）と実座標からの推定座標のずれとの関係を示すグラフである。図７は、ＳｙｎＲＭにおいて電圧振幅一定制御を適用した場合（推定座標上で電圧位相、電圧振幅を一定に保つ制御で制御位相を電圧位相とし電流位相が４５°となる電圧位相１１０°を目標制御位相とする）と、電流振幅一定制御（電流マイナーループを設けて推定座標上で電流位相、電流振幅を一定に保つ制御で制御位相を電流位相とし、電流位相４５°を目標制御位相とする）を適用した場合におけるモータトルクと実座標からの推定座標のずれとの関係を示すグラフである。図８は、突極を有する同期モータ（ＳｙｎＲＭ）と永久磁石型同期モータ（ＳＰＭ）とに、それぞれ電圧振幅一定制御を適用した場合のモータトルクと実座標からの推定座標のずれとの関係を示すグラフである。
【００３４】
図６のグラフから明らかなように、ＳｙｎＲＭでは推定座標のずれが−４５°〜１５°付近で位相差が減少し（領域Ａ）、１５°付近以上では位相差が上昇に転じている（領域Ｂ）。このため、同じ位相差に推定座標のずれが２つ存在しており、位相差から推定座標のずれを一義的に推定することができず、推定座標が実座標から進み側にずれているのか、遅れ側にずれているのか判断できない。しかし、推定座標が実座標に一致している（推定座標のずれが０）場合は、領域Ａ内であるので、推定座標のずれが領域Ｂに入った場合に、領域Ａに自動的に戻すような制御を行えばよい。
【００３５】
本実施形態では、ＳｙｎＲＭに電圧振幅一定制御を適用することで制御位相を領域Ａに自動的に戻している。以下、詳細を図７を参照しつつ説明する。まず、従来技術であるＳｙｎＲＭに電流振幅一定制御を適用する方法の問題点を述べる。トルク外乱などにより実座標と推定座標とに誤差が生じて推定座標が実座標から進み側にずれた（実ロータが遅れた）場合（図９）、トルクが減少して回転数が低下することにより、実ロータがさらに遅れ、推定座標のずれがさらに進み側へずれる（推定座標が実座標に比べてさらに進む）（図１０）。従って、推定座標が実座標から進み側にずれて領域Ｂ内に入った場合、推定座標のずれを領域Ａに自動的に戻すことができずモータを安定に駆動することができない。これに対し、本実施形態であるＳｙｎＲＭに電圧振幅一定制御を適用する方法では、実座標と推定座標とに誤差が生じて推定座標が実座標から進み側にずれた（実ロータが遅れた）場合（図１１）、トルクが自律的に増大して回転数が上昇することにより、実ロータに進みが生じて推定座標のずれが遅れて推定座標と実座標とが近づく（図１２）。また、推定座標が実座標から遅れ側にずれた（実ロータが進む）場合（図１３）、トルクが自律的に減少して回転数が低下することにより、実ロータに遅れが生じて推定座標のずれが進んで推定座標と実座標とが近づく（図１２）。従って、推定座標が実座標から進み側へずれて領域Ｂ内に入った場合でも自律発生するトルクの作用によって、推定座標のずれが領域Ａ内に戻るためＳｙｎＲＭを安定に駆動制御することができるのである。
【００３６】
さらに、本発明は従来技術である永久磁石型同期モータ（ＳＰＭ）に電圧振幅一定制御を適用する方法よりも、自律発生するトルクの作用が強く、より安定にモータを駆動制御できることを図８を参照しつつ説明する。永久磁石型同期モータ（ＳＰＭ）に電圧振幅一定制御を適用する方法（制御位相を電圧位相とし、電流位相が０°となる電圧位相２５°を目標制御位相とする）は、推定座標が実座標から進んだ場合、自律的に発生するトルクの増大がＳｙｎＲＭに比べ非常に少ない。また、推定座標が実座標から遅れた場合、自律的に減少するトルクがＳｙｎＲＭに比べ非常に少ない。従って、モータを自律的に安定化するトルクが本実施形態のＳｙｎＲＭに電圧振幅一定制御を適用する方法に比べ非常に少ない。これに対し、本実施形態のＳｙｎＲＭに電圧振幅一定制御を適用する方法は、推定座標が実座標から進んだ場合や、遅れた場合に自律的に増大、減少するトルクが永久磁石型同期モータ（ＳＰＭ）に比べ非常に多い。この結果、モータを自律的に安定化するトルクが従来技術より格段に増加し、モータをより安定に駆動することができるのである。
【００３７】
尚、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を施すことが可能である。
【００３８】
例えば、前記実施形態では、位相差検出手段は、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｕｌ等によって検出されたモータ電流を所定周期でサンプリングするとともに、サンプリング値の極性が反転した直後のサンプリング時点から次に極性が反転した直後のサンプリング時点までの期間において、指令速度及び印加電圧位相により決定される正弦波基本関数の積分値を算出し、その積分値に基づいてモータ電流と印加電圧との位相差を検出するように構成したが、これには限られない。例えば、サンプリング値の極性が反転した後に同一極性が２以上の所定回連続したサンプリング時点から次に極性が反転した後に同一極性が２以上の所定回連続したサンプリング時点までの期間を積分期間としてもよい。図１４は、サンプリング値の極性が反転して負から正となった後、連続して正極性となった２回目のサンプリング時点ｔ２を期間の開始とし、次に極性が反転して正から負となった後、連続して負極性となった２回目のサンプリング時点ｔ１１を期間の終了とした例を示している。この変形例によれば、モータ電流の極性反転後に同一極性が所定回連続した時点を期間の開始、又は終了としているので、モータ電流のチャタリングにより電流極性が小刻みに変化する場合においても、期間の開始・終了時点の誤検出をより確実に防止することができる。
【００３９】
また、前記実施形態では、本発明をシンクロナスリラクタンスモータの制御装置とした例を示したが、突極性を有する他の種類の同期モータの制御装置として構成することも可能である。例えば、永久磁石をロータ鉄心内に収納してなる内部磁石型永久磁石同期モータ（ＩＰＭモータ）の制御装置に本発明を適用してもよい。
【００４０】
また、前記実施形態では、各相のアーム下段のアーム電流信号を検出する構成としたが、アーム上段のアーム電流信号を検出する構成としても構わない。
【００４１】
【発明の効果】
以上述べたように本発明のモータ制御装置によれば、モータ電流と印加電圧との位相差が目標位相差に合致していない場合には、印加電圧位相設定手段によって、モータ電流と印加電圧との位相差が目標位相差に合致するように印加電圧の位相が制御されるので、同期モータを安定的に駆動制御することができるという効果を奏する。さらに、電圧振幅設定手段は、同期モータに印加する印加電圧の振幅を指令回転数及び指令トルクに応じて予め定められた所定値に設定するため、指令回転数及び指令トルクが一定の場合には、電圧振幅が一定値となっている。このとき、突極性を有する同期モータの特性により、トルクが自律発生してロータ位置が自律的に目標制御位置に戻る作用をするので、より安定的に同期モータを駆動制御することができるという効果を奏する。さらに、複雑な計算処理を必要とせず、電流検出も高精度である必要がないので、安価なマイクロコンピュータや電流センサ等を用いてモータ制御装置を小型且つ安価に構成することができるという効果をも奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態におけるモータ制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】インバータ回路の回路図である。
【図３】モータ電流とアーム電流との関係を示すグラフである。
【図４】モータ電流波形及び正弦波基本関数の積分値算出の一例を示す説明図である。
【図５】モータ電流と印加電圧との位相差と正弦波基本関数積分値との関係を示す説明図である。
【図６】ＳｙｎＲＭにおいて目標制御位相で制御されている場合の印加電圧とモータ電流との位相差と実座標からの推定座標のずれとの関係を示すグラフである。
【図７】ＳｙｎＲＭにおいて電圧振幅一定制御を適用した場合と電流振幅一定制御を適用した場合とにおけるモータトルクと実座標からの推定座標のずれとの関係を示すグラフである。
【図８】突極を有するモータ（ＳｙｎＲＭ）と永久磁石形同期モータ（ＳＰＭ）とにそれぞれ電圧振幅一定制御を適用した場合のモータトルクと実座標からの推定座標のずれとの関係を示すグラフである。
【図９】ＳｙｎＲＭに電流振幅一定制御を適用する従来方法において推定座標が実座標から進み側にずれた場合のベクトル図である。
【図１０】従来方法においてトルクが減少して推定座標が実座標からさらに進み側にずれた場合のベクトル図である。
【図１１】ＳｙｎＲＭに電圧振幅一定制御を適用した本実施形態において推定座標が実座標から進み側にずれた場合のベクトル図である。
【図１２】本実施形態においてトルクが自律的に増大することにより実ロータに進みが生じて、推定座標と実座標とが近づく場合のベクトル図である。
【図１３】本実施形態において推定座標が実座標から遅れ側にずれた場合のベクトル図である。
【図１４】変形例におけるモータ電流波形及び正弦波基本関数の積分値算出の一例を示す説明図である。
【符号の説明】
１…モータ制御装置、２…シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）（同期モータ）、３…インバータ回路、４…マイクロコンピュータ、３１ｕｌ，３１ｖｌ，３１ｗｌ…センスＭＯＳＦＥＴ（電流検出手段）、４３…電圧位相基本値設定部、４４…電圧振幅設定部（電圧振幅設定手段）、４５…正弦波基本関数作成部、４５…印加電圧デューティ作成部（印加電圧デューティ作成手段）、４８…正弦波基本関数積分器（位相差検出手段）、４９…フィードバック部、４３，４９…（印加電圧位相設定手段）。
【図１】
2004064860.tif 000003
【図２】
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【図３】
2004064860.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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