(57)【要約】【課題】任意の単位サンプル以下の遅延を段階的に得る。【解決手段】端子２０からの入力信号Ｘ［ｎ］が切替え手段２４の入力０と、単位サンプル遅延器２１と、切替え手段２５の入力０に入力する。単位サンプル遅延器２１を介した１サンプルディレーの信号Ｘ［ｎ−１］が切替え手段２４と２５の入力１に入力される。さらに単位サンプル遅延器２２を介して２サンプルディレーの信号Ｘ［ｎ−２］が切替え手段２４と２５の入力２に入力され、さらに単位サンプル遅延器２３を介して３サンプルディレーの信号Ｘ［ｎ−３］が切替え手段２４と２５の入力３に入力される。そして切替え手段２４と２５の出力が、夫々重み付け係数Ａ生成手段２６と、重み付け係数Ｂ生成手段２７に入力され、夫々の信号に重み付け係数Ａ及びＢを施し、その出力が、加算器２８で加算されて端子２９より信号Ｙ［ｎ］として出力される。【選択図】　　　　図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル信号を遅延する単位遅延手段と、
前記デジタル信号を選択して出力する複数の信号切替え手段と、
前記信号切替え手段よりの信号に重み付け係数を施す重み付け係数生成手段と、
前記重み付け係数生成手段よりの出力を加算する合成手段とを有し、
前記重み付け係数生成手段における係数を可変することにより、段階的に信号遅延を発生する
ことを特徴とするデジタル遅延回路。
【請求項２】
請求項１のデジタル遅延回路において、
前記信号遅延は、複数のマイクロホンから有指向性信号を得るための指向性演算回路における前記マイクロホン間隔に依存する時間分の遅延である
ことを特徴とするデジタル遅延回路。
【請求項３】
請求項２のデジタル遅延回路において、
前記指向性演算回路の有する音声帯域を複数帯域に分割する帯域分割手段よりの信号に夫々独立して挿入される
ことを特徴とするデジタル遅延回路。
【請求項４】
デジタル信号を遅延する単位遅延手段と、
前記デジタル信号を選択して出力する複数の信号切替え手段と、
前記信号切替え手段よりの信号に重み付け係数を施す重み付け係数生成手段と、
前記重み付け係数生成手段よりの出力を加算する合成手段とを有し、
前記重み付け係数生成手段における係数を可変することにより、段階的に信号遅延を発生するデジタル遅延回路を利用してステレオ音場の演算を行う
ことを特徴とするステレオ音場演算回路。
【請求項５】
請求項４のステレオ音場演算回路において、
前記信号遅延は、複数のマイクロホンから有指向性信号を得るための指向性演算回路における前記マイクロホン間隔に依存する時間分の遅延である
ことを特徴とするステレオ音場演算回路。
【請求項６】
請求項５のステレオ音場演算回路において、
前記指向性演算回路の有する音声帯域を複数帯域に分割する帯域分割手段よりの信号に夫々独立して挿入される
ことを特徴とするステレオ音場演算回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば第１及び第２の無指向性マイクロホンからの第１及び第２の音声信号を合成して、有指向性のステレオ音場信号を生成するようにしたステレオマイクロホン装置に使用して好適なデジタル遅延回路及びそれを利用したステレオ音場演算回路に関する。詳しくは、単位遅延手段よりの出力を合成することにより、段階的に信号遅延を発生させるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル信号処理で信号遅延回路を構成する場合には、例えば以下のような方法がある。
１／通常のサンプリング間隔でデータをシフトする方法
２／オーバーサンプリングにより任意のサンプリング点にデータ補間する方法
３／フィルタによる方法
【０００３】
ここで、１による方法は、メモリー等により容易に実現できるが、得られる遅延量がサンプリング間隔毎であり、サンプリングより細かな遅延が得られない問題がある。また、２による方法では、オーバーサンプリングにより再サンプリングして、その再サンプリング点でデータ生成し直すために、任意の遅延が得られるものであるが、回路規模が増大する問題がある。
【０００４】
さらに３による方法は、フィルタの種類によりＦＩＲフィルタとＩＩＲフィルタがあり、ＦＩＲフィルタは直線位相特性をもつフィルタを構成できるが、振幅特性は周波数依存があり一定にはならず、フィルタ係数により遅延時間と振幅特性は大きく左右されやすい。また、ＩＩＲフィルタはＡＰＦ（Ａｌｌ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ　）が構成でき、振幅特性は一定になるが、位相特性は直線位相特性にはならず、全帯域において一定の遅延を段階的に得ることが難しい問題があった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところでビデオカメラの内蔵マイクロホン（以下マイクと略す）でステレオ音場を生成する技術は、登録特許第２９４６６３８号が一般的である。このステレオ音場生成の基本的な考え方は、複数の無指向性マイクロホン（以下マイクと略す）を用いて、音声帯域の高域側はキャビネット形状とマイク間隔によりステレオ感を得、低域側はＬ、Ｒ信号の位相差から先願による回路にてステレオ感を得るようにするものである。ここで音声帯域の高域側と低域側の分割は所定のＬＰＦによって行われ、このＬＰＦのカットオフ周波数と遅延時間はマイク間隔に依存するものである。
【０００６】
ところが近年のビデオカメラは小型化により、上述のマイク間隔は狭まる一方で、例えばマイク間隔が１０ｍｍの場合には、前記ＬＰＦのカットオフ周波数は約１８ｋＨｚとなり、ほぼ音声帯域全域にわたって回路によるステレオ音場演算を施すことが必要である。この場合のマイク間隔による信号遅延は２９μＳ　であり、この遅延がほぼ音声帯域全域で必要になるが、従来のＬＰＦやＡＰＦではこの条件に合う一定の信号振幅と遅延特性が得られなくなってきている。
【０００７】
この出願はこのような点に鑑みて成されたものであって、解決しようとする問題点は、従来の装置で、例えばマイク間隔が１０ｍｍの場合には、このマイク間隔による信号遅延は２９μＳ　であり、この遅延がほぼ音声帯域全域で必要になり、従来のＬＰＦやＡＰＦではこの条件に合う一定の信号振幅と遅延特性が得ることができなかったというものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
このため本発明においては、上述の１と３を組み合わせた方法により、デジタル信号処理で信号遅延回路を構成するようにしたものであって、これによれば、容易にサンプリング間隔以下の信号遅延を段階的に得ることができ、回路規模が増大せず、さらに従来のＬＰＦによるＳＮ比、位相特性の悪化が少ない遅延回路を得ることができる。従ってこの装置を、例えばビデオカメラのステレオ音場演算回路に応用することにより、各種モデル毎に異なるマイク間隔に合った遅延が得られ、従来よりも最適なステレオ音場が生成されるものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
すなわち本発明においては、デジタル信号を遅延する単位遅延手段と、デジタル信号を選択して出力する複数の信号切替え手段と、信号切替え手段よりの信号に重み付け係数を施す重み付け係数生成手段と、重み付け係数生成手段よりの出力を加算する合成手段とを有し、重み付け係数生成手段における係数を可変することにより、段階的に信号遅延を発生するものである。
【００１０】
また、本発明においては、デジタル信号を遅延する単位遅延手段と、デジタル信号を選択して出力する複数の信号切替え手段と、信号切替え手段よりの信号に重み付け係数を施す重み付け係数生成手段と、重み付け係数生成手段よりの出力を加算する合成手段とを有し、重み付け係数生成手段における係数を可変することにより、段階的に信号遅延を発生するデジタル遅延回路を利用してステレオ音場の演算を行うものである。
【００１１】
以下、図面を参照して本発明を説明するに、本発明はデジタル信号処理における簡易的な信号遅延回路の発明であるため、使用目的やアプリケーションを選ばないが、特にビデオカメラのステレオ音場演算用途において好適であるため、以下はこの応用例にて説明する。
【００１２】
まず図１に登録特許第２９４６６３８号によるステレオ音場演算回路を示す。まずマイク１及び２から夫々Ｒｃｈ及びＬｃｈ音声信号が入力し、ＡＭＰ３及び４により信号レベルを最適化し、Ｒｃｈ信号は加算器９の＋端子と一般的にはＬＰＦで構成される遅延器ＤＬ５に入力される。同様にＬｃｈ信号は加算器１０の＋端子と遅延器ＤＬ６に入力される。
【００１３】
これらの遅延器ＤＬ５及び６で遅延を施された音声帯域の低域成分が、夫々減衰器ＡＴＴ７及び８でレベルを適正化し、加算器１０及び９の−端子に入力される。加算器９及び１０では、互いのチャンネルよりの低域成分信号、つまり遅延器ＤＬ５及び６で設定されるＬＰＦのカットオフ周波数以下の信号を減算することによりマトリクス処理が行われ、ＬＰＦの通過帯域においてステレオ音場が再現される。
【００１４】
さらに加算器９及び１０の出力は、フィルタ回路で構成されるイコライザＥＱ１１及び１２で周波数特性が整えられて端子１３及び１４よりＲｃｈ及びＬｃｈ信号として出力される。
【００１５】
ところで先願のステレオ演算処理は、マイク１と２のマイク間距離が、一例で３０ｍｍにおいては、遅延器ＤＬ５及び６で設定されるＬＰＦのカットオフ周波数は約６ｋＨｚとなり、これ以下の周波数帯域は上述のステレオ演算回路にて、これ以上の周波数帯域においてはマイク間距離とそれが実装されるキャビネット形状により空間的にステレオ演算が成されている。
【００１６】
しかし近年の商品の小型化により、上述のマイク間距離は狭められて、例えばマイク間距離が１０ｍｍにおいては、カットオフ周波数は約１８ｋＨｚとなり、ほぼ音声帯域全域において回路による電気的なステレオ演算処理が必要になる。ここで遅延器ＤＬ５及び６で必要とされる遅延量は、常温における音速を３４０ｍ／ｓとして、マイク間距離が３０ｍｍにおいては約８８μｓであり、１０ｍｍにおいては約２９μｓである。
【００１７】
さらに遅延器ＤＬ５及び６では通過帯域内で振幅と遅延が一定であることが望まれる。しかしながら従来は、これをＬＰＦやＡＰＦで構成していたために、一定振幅と直線位相（一定遅延）の両者が同時に満足するフィルタ係数の選択が難しく、さらに図１をデジタルＬＳＩ化するためには、さまざまなマイク間距離に対応する必要が生じ、容易に任意の遅延が得られることが望まれていた。
【００１８】
そこで図２に、本発明のデジタル遅延回路の一実施形態のブロック図を示し、これを説明する。図２において、端子２０より入力信号Ｘ［ｎ］が入力するが、このｎはサンプリング間隔の時間を表わし、入力信号Ｘ［ｎ］はｎサンプル目の入力信号である。
【００１９】
次に入力信号Ｘ［ｎ］は切替え手段２４の入力０と、単位サンプル遅延器２１と、切替え手段２５の入力０に入力する。単位サンプル遅延器２１は、メモリーやフリップフロップで構成され、入力信号Ｘ［ｎ］が入力すると１サンプル後に、同信号が信号Ｘ［ｎ−１］として出力され、１サンプルディレーがなされる。そしてこの信号Ｘ［ｎ−１］が前記切替え手段２４と２５の入力１に入力される。
【００２０】
さらに単位サンプル遅延器２２を介して２サンプルディレーの信号Ｘ［ｎ−２］が前記切替え手段２４と２５の入力２に入力され、さらに単位サンプル遅延器２３を介して３サンプルディレーの信号Ｘ［ｎ−３］が前記切替え手段２４と２５の入力３に入力される。そして前記切替え手段２４と２５の出力が、夫々重み付け係数Ａ生成手段２６と、重み付け係数Ｂ生成手段２７に入力され、夫々の信号に重み付け係数Ａ及びＢを施し、その出力が、加算器２８で加算されて端子２９より信号Ｙ［ｎ］として出力される。
【００２１】
ここで図２の動作を、図３に示す表１の遅延例と、図４のレベル−周波数特性例と、図５の遅延−周波数特性例でさらに詳細に説明する。尚、図４と図５はサンプリング周波数Ｆｓが３２ｋＨｚの例で説明する。また、図２の遅延例では遅延量〔ＤＬ０〕から〔ＤＬ９〕までの１０ステップの遅延を生成しており、ステップは容易に選択可能である。
【００２２】
そこでまず〔ＤＬ０〕は切替え手段２４及び２５を入力０に接続し、つまり入力信号Ｘ［ｎ］を選択し、重み付け係数Ａ生成手段２６及び重み付け係数Ｂ生成手段２７で夫々係数１／２を乗じて、加算器２８で両者を加算する。これにより、端子２９より出力される信号Ｙ［ｎ］は、入力信号Ｘ［ｎ］と同じになり遅延が施されない出力が得られる。
【００２３】
そしてこの場合のレベル−周波数特性例は、図４の〔ＤＬ０〕で示し、レベルは０ｄＢ一定であり、遅延−周波数特性例は、図５の〔ＤＬ０〕で示し、遅延は０μＳ一定である。
【００２４】
次に〔ＤＬ１〕は切替え手段２４を入力０に接続し、つまりＸ［ｎ］を選択し、切替え手段２５を入力１に接続し、つまりＸ［ｎ−１］を選択し、重み付け係数Ａ生成手段２６で係数２／３を乗じ、重み付け係数Ｂ生成手段２７で係数１／３を乗じて、加算器２８で両者を加算する。これにより、端子２９より出力される信号Ｙ［ｎ］は、夫々の重み付け係数に応じた出力が得られる。
【００２５】
そしてこの場合のレベル−周波数特性例は、図４の〔ＤＬ１〕で示し、レベルは低域で０ｄＢであり、高域でわずかにＬＰＦ特性を示す。また、遅延−周波数特性例は、図５の〔ＤＬ１〕で示し、遅延は低域で１０μＳ一定であり高域で〔ＤＬ０〕に近づく特性を示す。
【００２６】
同様に〔ＤＬ２〕は切替え手段２４を入力０に接続し、つまりＸ［ｎ］を選択し、切替え手段２５を入力１に接続し、つまりＸ［ｎ−１］を選択し、重み付け係数Ａ生成手段２６で係数１／３を乗じ、重み付け係数Ｂ生成手段２７で係数２／３を乗じて、加算器２８で両者を加算する。これにより、端子２９より出力される信号Ｙ［ｎ］は、夫々の重み付け係数に応じた出力が得られる。
【００２７】
そしてこの場合のレベル−周波数特性例は、図４の〔ＤＬ２〕で示し、レベルは低域で０ｄＢであり、高域でわずかにＬＰＦ特性を示す。また、遅延−周波数特性例は、図５の〔ＤＬ２〕で示し、遅延は低域で２１μＳ一定であり、高域で〔ＤＬ３〕に近づく特性を示す。
【００２８】
同様に〔ＤＬ３〕は切替え手段２４及び２５を入力１に接続し、つまり信号Ｘ［ｎ−１］を選択し、重み付け係数Ａ生成手段２６及び重み付け係数Ｂ生成手段２７で夫々係数１／２を乗じて、加算器２８で両者を加算する。これにより、端子２９より出力される信号Ｙ［ｎ］は、入力信号Ｘ［ｎ−１］と同じ１サンプル遅延の出力が得られる。
【００２９】
そしてこの場合のレベル−周波数特性例は、図４の〔ＤＬ３〕で示し、レベルは０ｄＢ一定であり、遅延−周波数特性例は、図５の〔ＤＬ３〕で示し、遅延は３１μＳ一定である。
【００３０】
次に〔ＤＬ４〕は切替え手段２４を入力１に接続し、つまり信号Ｘ［ｎ−１］を選択し、切替え手段２５を入力２に接続し、つまり信号Ｘ［ｎ−２］を選択し、重み付け係数Ａ生成手段２６で係数２／３を乗じ、重み付け係数Ｂ生成手段２７で係数１／３を乗じて、加算器２８で両者を加算する。これにより、端子２９より出力される信号Ｙ［ｎ］は、夫々の重み付け係数に応じた出力が得られる。
【００３１】
そしてこの場合のレベル−周波数特性例は、図４の〔ＤＬ４〕で示し、レベルは低域で０ｄＢであり、高域でわずかにＬＰＦ特性を示す。また、遅延−周波数特性例は、図５の〔ＤＬ４〕で示し、遅延は低域で４２μＳ一定であり、高域で〔ＤＬ３〕に近づく特性を示す。
【００３２】
同様に〔ＤＬ５〕は切替え手段２４を入力１に接続し、つまり信号Ｘ［ｎ−１］を選択し、切替え手段２５を入力２に接続し、つまり信号Ｘ［ｎ−２］を選択し、重み付け係数Ａ生成手段２６で係数１／３を乗じ、重み付け係数Ｂ生成手段２７で係数２／３を乗じて、加算器２８で両者を加算する。これにより、端子２９より出力される信号Ｙ［ｎ］は、夫々の重み付け係数に応じた出力が得られる。
【００３３】
そしてこの場合のレベル−周波数特性例は、図４の〔ＤＬ５〕で示し、レベルは低域で０ｄＢであり、高域でわずかにＬＰＦ特性を示す。また、遅延−周波数特性例は、図５の〔ＤＬ５〕で示し、遅延は低域で５２μＳ一定であり、高域で〔ＤＬ６〕に近づく特性を示す。
【００３４】
同様に〔ＤＬ６〕は切替え手段２４及び２５を入力１に接続し、つまり信号Ｘ［ｎ−２］を選択し、重み付け係数Ａ生成手段２６及び重み付け係数Ｂ生成手段２７で夫々係数１／２を乗じて、加算器２８で両者を加算する。これにより、端子２９より出力される信号Ｙ［ｎ］は、入力信号Ｘ［ｎ−２］と同じ２サンプル遅延の出力が得られる。
【００３５】
そしてこの場合のレベル−周波数特性例は、図４の〔ＤＬ６〕で示し、レベルは０ｄＢ一定であり、遅延−周波数特性例は、図５の〔ＤＬ６〕で示し、遅延は６３μＳ一定である。
【００３６】
次に〔ＤＬ７〕は切替え手段２４を入力２に接続し、つまり信号Ｘ［ｎ−２］を選択し、切替え手段２５を入力３に接続し、つまり信号Ｘ［ｎ−３］を選択し、重み付け係数Ａ生成手段２６で係数２／３を乗じ、重み付け係数Ｂ生成手段２７で係数１／３を乗じて、加算器２８で両者を加算する。これにより、端子２９より出力される信号Ｙ［ｎ］は、夫々の重み付け係数に応じた出力が得られる。
【００３７】
そしてこの場合のレベル−周波数特性例は、図４の〔ＤＬ７〕で示し、レベルは低域で０ｄＢであり、高域でわずかにＬＰＦ特性を示す。また、遅延−周波数特性例は、図５の〔ＤＬ７〕で示し、遅延は低域で７３μＳ一定であり、高域で〔ＤＬ６〕に近づく特性を示す。
【００３８】
同様に〔ＤＬ８〕は切替え手段２４を入力２に接続し、つまり信号Ｘ［ｎ−２］を選択し、切替え手段２５を入力３に接続し、つまり信号Ｘ［ｎ−３］を選択し、重み付け係数Ａ生成手段２６で係数１／３を乗じ、重み付け係数Ｂ生成手段２７で係数２／３を乗じて、加算器２８で両者を加算する。これにより、端子２９より出力される信号Ｙ［ｎ］は、夫々の重み付け係数に応じた出力が得られる。
【００３９】
そしてこの場合のレベル−周波数特性例は、図４の〔ＤＬ８〕で示し、レベルは低域で０ｄＢであり、高域でわずかにＬＰＦ特性を示す。また、遅延−周波数特性例は、図５の〔ＤＬ８〕で示し、遅延は低域で８３μＳ一定であり、高域で〔ＤＬ９〕に近づく特性を示す。
【００４０】
同様に〔ＤＬ９〕は切替え手段２４及び２５を入力３に接続し、つまり信号Ｘ［ｎ−３］を選択し、重み付け係数Ａ生成手段２６及び重み付け係数Ｂ生成手段２７で夫々係数１／２を乗じて、加算器２８で両者を加算する。これにより、端子２９より出力される信号Ｙ［ｎ］は、入力信号Ｘ［ｎ−３］と同じ３サンプル遅延の出力が得られる。
【００４１】
そしてこの場合のレベル−周波数特性例は、図４の〔ＤＬ９〕で示し、レベルは０ｄＢ一定であり、遅延−周波数特性例は、図５の〔ＤＬ９〕で示し、遅延は９４μＳ一定である。
【００４２】
このように本発明では、所定の単位サンプル遅延器と、所定の切替え手段と、数種類の重み付け係数を有する重み付け係数生成手段と、信号を合成する加算器を用いて、前記単位サンプル遅延器の個数と前記重み付け係数を変えることにより任意の信号遅延が段階的に得られるものである。従って図２に示す表１の遅延例においては、前述のマイク間距離が３０ｍｍの場合には〔ＤＬ８〕もしくは〔ＤＬ９〕を選択し、またマイク間距離が１０ｍｍの場合には〔ＤＬ３〕を選択することができる。
【００４３】
さらに本発明の遅延器を利用したステレオ音場演算ブロック例を図６に示し、説明するが、図１と同機能のブロックは同一参照番号を付し、説明を省略する。
【００４４】
図６のステレオ音場演算ブロックは、図１に対して音声帯域を帯域２分割した例を示している。まずマイク１及び２からの音声信号はＡＭＰ３及び４を経て、夫々のチャンネル毎に後述する帯域分割手段３０〜３３により帯域１と２に分割される。尚、Ｌｃｈ及びＲｃｈの帯域１と２はそれぞれ同じ周波数帯域に設定している。
【００４５】
そして帯域分割された信号は各チャンネルの帯域毎に、上述の本発明のデジタル遅延回路で構成された遅延手段ＤＬ４０〜４３と減衰手段ＡＴＴ５０〜５３を経て、チャンネル毎に加算器６０及び６１によりすべての帯域が加算されて、図１と同様に加算器９及び１０によりマトリックス処理が行われる。
【００４６】
また図７の帯域分割例を用いて図６の帯域分割手段について説明する。図７（ａ）はＢＰＦによる帯域分割例であり、図６の帯域分割１と２を、たとえば帯域Ｂａｎｄ１、Ｂａｎｄ２のように各ＢＰＦで分割する。また図７（ｂ）はＬＰＦによる帯域分割例であり、帯域Ｂａｎｄ１はＬＰＦ１により生成され、帯域Ｂａｎｄ２はＬＰＦ２からＬＰＦ１を減算するようにして生成される。
【００４７】
そして前記帯域Ｂａｎｄ１と帯域Ｂａｎｄ２は、例えば図１におけるステレオ音場演算ブロックにおけるＤＬを構成するＬＰＦのカットオフ周波数付近以下の帯域と以上の帯域に分割すれば、マイク間距離に依存するステレオ処理を低域と高域に分けて最適化することができる。さらに図６のＤＬのような例えば図４及び図５の特性例における〔ＤＬ１〕、〔ＤＬ２〕、〔ＤＬ４〕、〔ＤＬ５〕、〔ＤＬ７〕、〔ＤＬ８〕時の高域におけるＬＰＦ特性に起因するレベル減衰や、遅延ずれについて補うように、低域と高域に分けて最適化することが出来る。
【００４８】
すなわち例えば図６の実施形態によれば、帯域１と２毎に遅延器ＤＬとＡＴＴが設けられているため、上述のレベル減衰による影響をＡＴＴにより、遅延ずれによる影響を遅延器ＤＬで補うことができ、これらを帯域毎に最適化することにより音声帯域全体にわたって良好なステレオ音場特性を得ることができる。なお、図６においては音声帯域を２分割した場合について説明したが、帯域分割数は任意でかまわない。
【００４９】
以上述べたように、本発明においては、従来の遅延回路と比較してレベル−周波数特性と、遅延−周波数特性の両方に大きな特性ずれがない、任意の遅延時間を有する遅延回路を小さな回路規模で容易に構成することができるものである。
【００５０】
そしてこの装置を、例えばビデオカメラのステレオ音場演算回路に応用することにより、各種モデル毎に異なるマイク間隔に合った遅延が得られ、従来よりも最適なステレオ音場が生成されるものである。
【００５１】
なお本発明は、上述の説明した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の精神を逸脱することなく種々の変形が可能とされるものである。
【００５２】
【発明の効果】
従って請求項１の発明によれば、任意の単位サンプル以下の遅延を含めて、単位サンプル以上の遅延を段階的に得ることができる。また回路規模は小さく、必要な重み付け係数の種類も少ないため容易に実現可能である。またサンプリング周波数が変わっても同様に任意の遅延が得られる。
【００５３】
また、請求項２の発明によれば、従来のステレオ音場演算に使われていたＬＰＦは、位相特性（遅延特性）に優れるが振幅特性が悪く、またＡＰＦは逆に振幅特性に優れるが位相特性（遅延特性）が悪かったものを、本発明の遅延回路によれば、この振幅特性と位相特性の両者が満足できる特性が、マイク間距離に合わせて任意に得られ、最適なステレオ音場演算処理が実現できる。
【００５４】
また、請求項３の発明によれば、請求項２のステレオ音場演算処理において音声帯域を複数の帯域に分割して、夫々の帯域を独立した遅延回路とパラメータにてステレオ化することにより、回路で音場生成する低域周波数と、キャビネット形状の影響を受けやすい高域周波数で最適なステレオ感や周波数特性が得られる。
【００５５】
さらに請求項３の発明によれば、マイク間距離が狭い小型機器で音声帯域全域にわたって回路によるステレオ音場効果を得る場合にも、音声帯域を複数の帯域に分割して、夫々の帯域を独立した遅延回路とパラメータにてステレオ化することにより、遅延回路のＬＰＦ効果によるレベル減衰や遅延ずれを吸収することができる。
【００５６】
さらに請求項４の発明によれば、デジタル遅延回路において、任意の単位サンプル以下の遅延を含めて、単位サンプル以上の遅延を段階的に得ることができ、また回路規模は小さく、必要な重み付け係数の種類も少ないため容易に実現可能であり、サンプリング周波数が変わっても同様に任意の遅延が得られるので、良好なステレオ音場演算を行うことができる。
【００５７】
また、請求項５の発明によれば、従来のステレオ音場演算に使われていたＬＰＦは、位相特性（遅延特性）に優れるが振幅特性が悪く、またＡＰＦは逆に振幅特性に優れるが位相特性（遅延特性）が悪かったものを、本発明の遅延回路によれば、この振幅特性と位相特性の両者が満足できる特性が、マイク間距離に合わせて任意に得られ、最適なステレオ音場演算処理が実現できる。
【００５８】
また、請求項６の発明によれば、請求項５のステレオ音場演算処理において音声帯域を複数の帯域に分割して、夫々の帯域を独立した遅延回路とパラメータにてステレオ化することにより、回路で音場生成する低域周波数と、キャビネット形状の影響を受けやすい高域周波数で最適なステレオ感や周波数特性が得られる。
【００５９】
さらに請求項６の発明によれば、マイク間距離が狭い小型機器で音声帯域全域にわたって回路によるステレオ音場効果を得る場合にも、音声帯域を複数の帯域に分割して、夫々の帯域を独立した遅延回路とパラメータにてステレオ化することにより、遅延回路のＬＰＦ効果によるレベル減衰や遅延ずれを吸収することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の適用されるステレオ音場演算回路の一実施形態の構成図である。
【図２】本発明のデジタル遅延回路の一実施形態のブロック図である。
【図３】その説明のための表図である。
【図４】その説明のための特性図である。
【図５】その説明のための特性図である。
【図６】本発明の適用されるステレオ音場演算回路の他の実施形態の構成図である。
【図７】図６の帯域分割手段について説明するための帯域分割例を示す図である。
【符号の説明】
１，２…マイク、３，４…ＡＭＰ、５，６…遅延器ＤＬ、７，８…減衰器ＡＴＴ、９，１０…加算器、１１，１２…フィルタ回路で構成されるイコライザＥＱ、１３，１４…出力端子、２０…入力端子、２１，２２，２３…単位サンプル遅延器、２４，２５…切替え手段、２６…重み付け係数Ａ生成手段、２７…重み付け係数Ｂ生成手段、２８…加算器、２９…出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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