(57)【要約】【課題】ＩＳＤＢ−Ｔ変調信号の部分受信を行う復調装置において、隣接するチャンネルにアナログ放送が存在する場合があり高い隣接チャンネルの抑圧能力が必要となる。これを実現するには各フィルタの特性を急峻にするため次数を上げる必要があるが、次数を上げるとフィルタの形状が大きくなるという課題があった。フィルタの次数を高くすることなく受信セグメントの位置によらず隣接排除能力を十分得ることができ、受信機の小型化を実現する。【解決手段】受信信号を周波数変換するミキサ回路と、周波数変換した受信信号から不要な信号を除去するフィルタを備えた受信装置であって、複数のセグメントを連結してＯＦＤＭ変調された信号の一部のセグメントを選択して受信するセグメントの位置に応じてフィルタのカットオフ周波数を変える。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を周波数変換するミキサ回路と、周波数変換した受信信号から不要な信号を除去するフィルタを備えた受信装置であって、複数のセグメントを連結してＯＦＤＭ変調された信号の一部のセグメントを選択して受信するセグメントの位置に応じてフィルタのカットオフ周波数を変える手段を備えた受信装置。
【請求項２】
周波数変換した受信信号から不要な信号を除去する第１のフィルタと第２のフィルタを備え、第１のフィルタの特性に応じて第２のフィルタのカットオフ周波数を変える手段を備えた請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
基準クロックに接続された周波数調整回路と、周波数調整回路に接続された直流電圧補正回路を備え、異なる基準クロック信号周波数に対し直流電圧補正回路がフィルタのカットオフ周波数を一定にする手段を備えた請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
第２のフィルタと周波数調整回路の間に直流電圧補正回路を備え、異なる基準クロック信号周波数に対する直流電圧補正を行う手段を備えた請求項１に記載の受信装置。
【請求項５】
ビット誤り率に応じてカットオフ周波数を変える手段を備えた請求項１に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、地上デジタル放送における受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の受信装置について図９を用いてその構成を示す。
【０００３】
アンテナ１で受信したＩＳＤＢ−Ｔ信号は、ＲＦアンプ２で増幅されて、ミキサ３に入力される。ＰＬＬ４では所定の周波数の発振信号が生成され、この発振信号がミキサ３に供給されて、第１の中間周波数（ｆＩＦ１＝１４００ＭＨｚ）に周波数変換される。ミキサ３の出力は、ＢＰＦ５に入力され、受信希望セグメントのみを選択して通過させ、他のセグメントや隣接チャンネルの信号を抑圧させ、ＩＦアンプ６に入力され増幅された後、ミキサ７とミキサ８および移相器１０で構成される直交ミキサに入力される。直交ミキサの出力をＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２でさらに他のセグメントや隣接チャンネルの信号を抑圧させ、受信希望セグメントのみを選択しＢＢアンプ３０，３１で次段のＡＤＣの既定レベルに増幅しＡＤＣ３２，３３に入力しデジタル信号に変換する。そしてＡＤＣ３２，３３と数値制御発振器ＮＣＯ３５からの信号を複素乗算器３４で周波数変換する。ＬＰＦ３６，３７でイメージとなる周波数が抑圧された後、ＯＦＤＭ復調器３８に入力され、ＩＳＤＢ−Ｔの送信時の変調処理に応じて復調処理が行われ、ＴＳ出力端子にＴＳが出力される。
【０００４】
なお、この出願の発明に関する先行技術文献情報としては、例えば、未公開自社出願の特願２００１−３０６１２１号が挙げられる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
地上デジタル放送においては、隣接するチャンネルにアナログ放送が存在する場合があり高い隣接チャンネルの抑圧能力が必要になってくる。
【０００６】
特にＶＨＦ帯を用いて行われる地上デジタル音声放送においては、必ず上側チャンネルおよび下側チャンネルにアナログ放送が存在するため特に高い抑圧能力が必要になってくる。
【０００７】
地上デジタル音声放送では、８個のセグメントが連結して送信されており、図１０（ａ）に示すスペクトラムになっている。
【０００８】
受信希望セグメントが下から３番目の場合は、図１０（ｂ）に示すように下隣接音声搬送波、上隣接ともに十分希望セグメントから離れておりＢＰＦ５およびＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２で十分な抑圧が可能である。
【０００９】
上から１番目のセグメントを受信する場合、図１０（ｃ）に示すように上隣接映像搬送波との周波数が近くなる。
【００１０】
下から１番目のセグメントを受信する場合、図１０（ｄ）に示すように下隣接音声搬送波上側との周波数が近くなる。
【００１１】
このように上から１番目のセグメントや下から１番目のセグメントを受信する場合とチャンネルの中心に近いセグメント例えば下から３番目のセグメントを受信する場合に比べてＢＰＦ５およびＬＰＦ５１、ＬＰＦ５２の抑圧度がより必要となる。この特性を実現するには各フィルタの特性を急峻にするため次数を上げる必要があるが、次数を上げるとフィルタの形状が大きくなるという問題点があった。本発明は各フィルタの次数はそのままに、受信セグメントの位置によらず隣接抑圧能力を十分得ることのできる受信装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に記載の発明は、受信信号を周波数変換するミキサ回路と、周波数変換した受信信号から不要な信号を除去するフィルタを備えた受信装置であって、複数のセグメントを連結してＯＦＤＭ変調された信号の一部のセグメントを選択して受信するセグメントの位置に応じてフィルタのカットオフ周波数を変える手段を備えた受信装置であり、隣接抑圧能力を十分得ることのできる受信装置を得ることができる。
【００１３】
本発明の請求項２に記載の発明は、周波数変換した受信信号から不要な信号を除去する第１のフィルタと第２のフィルタを備え、第１のフィルタの特性に応じて第２のフィルタのカットオフ周波数を変える手段を備えた請求項１に記載の受信装置であり、製造上で第１のフィルタの特性ばらつきが存在する場合も隣接抑圧能力を十分得ることのできる受信装置を得ることができる。
【００１４】
本発明の請求項３に記載の発明は、基準クロックに接続された周波数調整回路と、周波数調整回路に接続された直流電圧補正回路を備え、異なる基準クロック信号周波数に対し直流電圧補正回路がフィルタのカットオフ周波数を一定になる手段を備えた請求項１に記載の受信装置であり、複数の基準クロックに対応しフィルタの周波数補正を行い且つ隣接抑圧能力を十分得ることのできる受信装置を得ることができる。
【００１５】
本発明の請求項４に記載の発明は、第２のフィルタと周波数調整回路の間に直流電圧補正回路を備え、異なる基準クロック信号周波数に対する直流電圧補正を行う手段を備えた請求項１に記載の受信装置であり、複数の基準クロックに対応し第一のフィルタの製造上の特性ばらつきに応じてフィルタの周波数補正を行い且つ隣接抑圧能力を十分得ることのできる受信装置を得ることができる。
【００１６】
本発明の請求項５に記載の発明は、ビット誤り率に応じてカットオフ周波数を変える手段を備えた請求項１に記載の受信装置であり、フィルタの経年変化があった場合にも隣接抑圧能力を十分得ることのできる受信装置を得ることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図１〜図７を用いて説明する。
【００１８】
図１は、本発明の受信装置のブロック図である。
【００１９】
図１において１はアンテナ、２はＲＦアンプ、３はミキサ、４はＰＬＬ、５はＢＰＦ、６はＩＦアンプ、７，８はミキサ、９はＰＬＬ、１０は移相器、６１，６２は可変カットオフの低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、３０，３１はベースバンドアンプ（ＢＢアンプ）、３２，３３はＡＤコンバータ（ＡＤＣ）、３４は複素乗算器、３５は数値制御発振器（ＮＣＯ）、３６，３７はデジタルＬＰＦ、３８はＯＦＤＭ復調器、２１はトランスポートストリーム出力端子（ＴＳ出力端子）、６３はマイクロプロセッサである。このマイクロプロセッサ６３で受信するセグメントの位置に応じてフィルタのカットオフ周波数を変えている。
【００２０】
この受信装置の構成は、１セグメントの部分受信を行う受信装置である。アンテナ１で受信したＩＳＤＢ−Ｔ信号は、ＲＦアンプ２で増幅されて、ミキサ３に入力される。ＰＬＬ４では所定の周波数の発振信号が生成され、この発振信号がミキサ３に供給されて、第１の中間周波数（ｆＩＦ１＝１４００ＭＨｚ）に周波数変換される。ｆＩＦ１は固定周波数である。
【００２１】
この際、ＰＬＬ２の周波数をｆＩＦ１より高い側に取ると第一中間周波数帯においてスペクトラムはアンテナ入力に対して反転する。ＰＬＬ２の周波数をｆＩＦ１より低い側にとることも可能であるが本実施の形態では高い側で説明する。
【００２２】
ｆＩＦ１に周波数変換された信号はＢＰＦ５で第一の不要信号の除去が行われる。ＢＰＦ５で帯域制限を受けたｆＩＦ１のセグメント信号はＩＦアンプ６で増幅されミキサ８においてＰＬＬ９と、ミキサ７においてＰＬＬ９の信号を移相器１０で９０°移相した信号と乗算され複素ベースバンド信号が出力される。
【００２３】
直交ミキサの出力をＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２でさらに他のセグメントや隣接チャンネルの信号を抑圧させ、受信希望セグメントのみを選択しＢＢアンプ３０，３１で次段のＡＤＣの既定レベルに増幅しＡＤＣ３２，３３に入力しデジタル信号に変換する。ｆＯＦＳ＝５００ＫＨｚはＮＣＯ３５の信号とＡＤＣ３２，３３とを複素乗算器３４により複素乗算することでベースバンドに変換する。ＬＰＦ３６，３７でイメージとなる周波数が抑圧された後、ＯＦＤＭ復調器３８に入力され、ＩＳＤＢ−Ｔの送信時の変調処理に応じて、複素フーリエ変換、周波数インターリーブ、時間インターリーブ、誤り訂正などの復調処理が行われ、ＴＳ出力端子にＴＳが出力される。
【００２４】
以下、受信するセグメント位置による隣接する搬送波の抑圧レベルの所要値を４０ｄＢ以上としてＢＰＦ５、ＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２による隣接搬送波の抑圧について図６と図７を用いて説明する。
【００２５】
図６（ａ）は下から３番目のセグメントを受信する場合の第一中間周波数帯のスペクトラムを示す。ハッチングした部分が受信セグメントであり、受信セグメントと上側隣接映像搬送波は一定以上離れておりＢＰＦ５により例えば４０ｄＢ以上の抑圧がとれ、下側隣接音声搬送波に対しては２０ｄＢの抑圧がとれている。
【００２６】
図７（ａ）は下から３番目のセグメントを受信する場合のベースバンド信号とＬＰＦ６１，６２の特性を表している。ＬＰＦ６１，６２のカットオフは下側隣接音声搬送波の周波数に比べ低いため十分にそのレベルが抑圧される。ＬＰＦ６１，６２で２０ｄＢの抑圧が得られＢＰＦ５の抑圧量２０ｄＢと合わせて所要の抑圧量（４０ｄＢ）を得ることが可能である。
【００２７】
図６（ｂ）は、上から１番目のセグメントを受信する場合の第一中間周波数帯のスペクトラムを示す。ハッチングした部分が受信セグメントであり、受信セグメントと下側隣接音声搬送波は一定以上離れておりＢＰＦ５により例えば４０ｄＢの抑圧がとれるが、上側隣接映像搬送波に対しては周波数が近いため１０ｄＢの抑圧しかとれないためＬＰＦ６１，６２でより大きな抑圧を確保する必要がある。
【００２８】
図７（ｂ）は上から１番目のセグメントを受信する場合のベースバンド信号とＬＰＦ６１，６２の特性を表している。上記のとおり、ＢＰＦ５の上側隣接映像搬送波の抑圧が１０ｄＢと不足しているためローパスフィルタで特性を補う必要があることに加え、図７（ａ）に比べて受信セグメントと搬送波の周波数が近いため、マイクロプロセッサからＬＰＦ６１，６２のカットオフを制御することによって上側隣接映像搬送波のレベルを抑圧する。この場合のカットオフ周波数の設定ポイントについて説明する。カットオフ周波数を低くすればするほど搬送波レベルは抑圧できるが受信セグメントのスペクトラムが削られるなどの変形を受けることになる。スペクトラムの変形による性能劣化より、上側隣接映像搬送波のレベル抑圧による性能改善が大きいようにカットオフ周波数を設定することにより性能の改善が可能になる。
【００２９】
図７（ｂ）ではＬＰＦ６１，６２で３０ｄＢ以上抑圧がとれるように制御を行った場合であり、若干の受信セグメントのスペクトラムが削られるもののＢＰＦ５、ＬＰＦ６１，６２の抑圧量を合わせて所要値４０ｄＢが確保できるので図７（ａ）のＬＰＦ６１，６２の特性を用いた場合に比べ性能の改善が可能である。
【００３０】
図６（ｃ）は、下から１番目のセグメントを受信する場合の第一中間周波数帯のスペクトラムを示す。ハッチングした部分が受信セグメントであり、受信セグメントと上側隣接映像搬送波は一定以上離れておりＢＰＦ５により例えば４０ｄＢの抑圧がとれるが、下側隣接音声搬送波に対しては周波数が近いため１０ｄＢの抑圧しかとれないためＬＰＦ６１，６２でより大きな抑圧を確保する必要がある。
【００３１】
図７（ｂ）は下から１番目のセグメントを受信する場合のベースバンド信号とＬＰＦ６１，６２の特性を表している。上記のとおり、ＢＰＦ５の下側隣接音声搬送波の抑圧が１０ｄＢと不足しているためローパスフィルタで特性を補う必要があることに加え、図７（ａ）に比べて受信セグメントと搬送波の周波数が近いため、マイクロプロセッサからＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を制御することによって下側隣接音声搬送波のレベルを抑圧する。
【００３２】
この場合のカットオフ周波数の設定ポイントについて説明する。カットオフ周波数を低くすればするほど搬送波レベルは抑圧できるが受信セグメントのスペクトラムが削られるなどの変形を受けることになる。スペクトラムの変形による性能劣化より、下側隣接音声搬送波のレベル抑圧による性能改善が大きいようにカットオフ周波数を設定することにより性能の改善が可能になる。
【００３３】
図７（ｃ）ではＬＰＦ６１，６２で３０ｄＢ以上抑圧がとれるように制御を行った場合であり、若干の受信セグメントのスペクトラムが削られるもののＢＰＦ５、ＬＰＦ６１，６２の抑圧量を合わせて所要値４０ｄＢが確保できるので図７（ａ）のＬＰＦ６１，６２の特性を用いた場合に比べ性能の改善が可能である。
【００３４】
図２は、図１で説明した内容に加えて汎用のデジタル入力端子６５，６６を具備するＯＦＤＭ復調器３８を用いてＢＰＦ５の性能を補正する構成とした。ＢＰＦ５はＳＡＷ（表面弾性波）フィルタなどを用いられるが、１４００ＭＨｚと高い周波数では特性ばらつきが大きい。そのため図１の構成では十分な隣接搬送波の抑圧が取れない場合や信号を削ってしまう場合がある。
【００３５】
例えば、図６（ｂ）のように上から１番目のセグメントを受信する場合にＢＰＦ５によって上側隣接映像搬送波に対し１０ｄＢ抑圧がとれる所がばらつきにより８ｄＢの抑圧しか確保できない場合に、端子６５，６６をそれぞれＬｏｗ，Ｈｉｇｈに設定する。マイクロプロセッサ６３は端子６５，６６の論理を読みＢＰＦ５が８ｄＢの抑圧しか確保できていないことを検出する。マイクロプロセッサ６３はＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を下げるように設定しＬＰＦ６１，６２により３２ｄＢの減衰が得られるように制御することによりＢＰＦ５、ＬＰＦ６１，６２で４０ｄＢの抑圧が確保できる。
【００３６】
図６（ｂ）のように上から１番目のセグメントを受信する場合にＢＰＦ５によって上側隣接映像搬送波に対し１０ｄＢ抑圧がとれる所がばらつきにより１５ｄＢの抑圧が行われており若干スペクトラムが削られている場合、端子６５，６６をそれぞれＨｉｇｈ，Ｈｉｇｈに設定する。
【００３７】
マイクロプロセッサ６３は端子６５，６６の論理を読みＢＰＦ５が１５ｄＢと過剰な抑圧が確保できていることを検出する。
【００３８】
マイクロプロセッサ６３はＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を上げるように設定しＬＰＦ６１，６２により２５ｄＢの減衰が得られるように制御することによりＢＰＦ５、ＬＰＦ６１，６２で４０ｄＢの抑圧が確保できる。
【００３９】
ＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数を過剰に下げることなく必要以上に受信セグメントのスペクトラムを削られることなく所望の抑圧４０ｄＢが確保できる。
【００４０】
以上のようにしてＢＰＦ５が製造上のばらつきを起こした時もＬＰＦ６１，６２の最適なカットオフ周波数を設定できるので所望の搬送波抑圧を得ながら必要以上に受信セグメントのスペクトラムを削られることがない。
【００４１】
図３はセグメント位置に応じたＬＰＦ６１，６２の最適なカットオフ周波数をＬＰＦ６１，６２の製造ばらつきがあった場合にも得られるような構成としたものである。周波数調整回路６７の出力信号を用いて、ＬＰＦ６１，６２の周波数調整を行うことができる。
【００４２】
しかしながら、この受信装置を小型携帯端末に内蔵する場合は基準クロック信号６８の周波数は、各社まちまちである。そのため直流電圧補正回路６４で基準クロック信号６８の周波数に応じてマイクロプロセッサ６３からＬＰＦ６１，６２の制御電圧を補正した補正電圧Ｖ１とすることが考えられている。
【００４３】
図１で説明したようにＬＰＦ６１，６２の最適なカットオフ周波数はセグメント位置により異なるのでセグメント位置に応じてＬＰＦ６１，６２の制御電圧を変えた変換電圧Ｖ２とすることにより最適なカットオフ周波数を得ることができる。
【００４４】
基準クロック信号６８の周波数と受信セグメントは既知であるので、マイクロプロセッサ６３で直流電圧補正回路６４を制御しＶ１＋Ｖ２を周波数調整回路６７の出力電圧に重畳することにより、基準クロック信号６８の周波数およびセグメント位置に応じて制御が可能になるため異なる基準クロック信号６８に対してもＬＰＦ６１，６２のばらつき補正を行いながらセグメント位置に応じた最適のカットオフ周波数を得ることができる。
【００４５】
図４は、図３の構成に加えてＢＰＦ５の製造ばらつきに応じて汎用デジタル入力端子６５，６６の論理を設定することによりマイクロプロセッサ６３が直流電圧補正回路６４を制御することにより、異なる基準クロック信号６８に対して、ＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２、ＢＰＦ５の製造ばらつきがある場合でもＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２のカットオフ周波数を受信セグメント位置に応じて制御することにより最適のカットオフ周波数を得ることができる。
【００４６】
図３の説明で述べたように、基準クロック信号６８の周波数に応じた補正電圧Ｖ１、セグメントの位置に応じた補正電圧Ｖ２の加算電圧（Ｖ１＋Ｖ２）を周波数調整回路６７からの制御電圧に重畳することによりＬＰＦ６１とＬＰＦ６２のカットオフ周波数制御を行う。加えてＢＰＦ５に製造ばらつきがあった場合、マイクロプロセッサ６３は汎用デジタル入力端子６５，６６の論理を読むことにより製造ばらつきに応じた補正電圧Ｖ３をさらに重畳する。
【００４７】
以上のようにしてＶ１＋Ｖ２＋Ｖ３を周波数調整回路６７からの制御電圧に重畳することにより、ＢＰＦ５、ＬＰＦ６１，６２の製造ばらつき、基準クロック信号６８、セグメント位置に応じてＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２のカットオフ周波数制御を行うことにより最適のカットオフ周波数を得ることができる。
【００４８】
図５においてＯＦＤＭ復調器３８で正確に復調できなかったバイト発生を示す信号が誤り率カウント回路６９に接続され、誤り率カウント回路６９がマイクロプロセッサ６３に接続されている。
【００４９】
ＢＰＦ５は１４００ＭＨｚ帯において１つのセグメントを通過させるフィルタであり温度特性の影響がある。加えて受信する場所により隣接搬送波の強さ、受信セグメントの強さが異なるため、ＬＰＦ６１，６２に要求されるカットオフ周波数は最悪条件に対する所望値はあるもののＢＰＦ５の経時変化や受信場所により変わる。
【００５０】
経時変化や受信場所の変動に対して最適なＬＰＦ６１，６２のカットオフ調整を行うには誤り率をカウントすることによって行うことが有効である。
【００５１】
最初はセグメントの位置によりマイクロプロセッサ６３は所定のカットオフ周波数になるようＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２を制御する。例えば、一番上のセグメントを受信するときＢＰＦ５の周波数特性が経時変化により初期には１０ｄＢあった隣接映像搬送波抑圧量が５ｄＢに悪化している場合、ＢＰＦ５とＬＰＦ６１，６２を合わせた所望の隣接映像搬送波抑圧量が４０ｄＢとすると従来であればＬＰＦ６１，６２では図１で説明したとおり３０ｄＢの減衰量しか得られないため受信が不可能になる。
【００５２】
ＯＦＤＭ復調器３８は、ＩＳＤＢ−Ｔの送信時の変調処理に応じて、複素フーリエ変換、周波数インターリーブ、時間インターリーブ、誤り訂正などの復調処理が行われ、ＴＳ出力端子にＴＳが出力される。
【００５３】
ＯＦＤＭ復調器３８ではビタビ復号の後、ＲＳ復号（リードソロモン復号）が行われる。ＲＳ復号の際、誤り訂正のできないＲＳバイトを検出可能であることが知られておりＯＦＤＭ復調器３８はＲＳバイトが発生すると誤り訂正不可能バイトが発生したことを示す信号を誤り率カウント回路６９に送る。
【００５４】
誤り率カウント回路６９は一定時間の中でその数をカウントすることによって、誤り率を計算しその結果をマイクロプロセッサ６３に知らせる。マイクロプロセッサ６３は計算された誤り率が所望の誤り率より低い場合は何も行わないが高い場合にはＬＰＦ６１，６２のカットオフ周波数をステップ状に順次、初期値から変えるよう制御を行う。
【００５５】
順次ステップ状に変えていく過程で計算された誤り率が所望の誤り率より低くなるまでカットオフ周波数を変えていく。このような制御を行えばＢＰＦ５が経年変化した場合にも低ビットエラーを得られるだけでなくＬＰＦ６１、ＬＰＦ６２の経年変化に同時に対応しさらに、より隣接搬送波の強い受信場所においても低誤り率を得ることができる。
【００５６】
図８のカットオフ周波数と誤り率の図を用いてステップ状の変化の例を示す。
【００５７】
経年変化がない時はカットオフ周波数は１０５で示される点にあり、所望の誤り率より低いためマイクロプロセッサ６３からの制御はこれ以上不要である。経年変化により初期値が１０１になった時、例えば１０１→１０３→１０２→１０４とステップ状に変えるように制御を行うと１０４になった時点で所望の誤り率より低くなるため、ここまで変化させることにより所望の誤り率より低くすることができる。
【００５８】
ＶＨＦ帯においてアナログ放送は廃止され別のデジタル音声放送などのチャンネル拡大などが考えられている。そのため所要の隣接排除は変わっていくことが予想される。
【００５９】
図１〜図４に構成の受信装置ではマイクロプロセッサ６３のソフトウエアを変更することによって容易に状況の変化に対応できる。
【００６０】
図５の場合はさらに誤り率によりカットオフ周波数を変えているためソフトウエアの変更も必要がない。
【００６１】
さらに地域やチャンネルにより隣接搬送波のレベルが標準と異なる場合にも図１〜図４の例ではソフトウエアの変更で柔軟に変更することが可能である。
【００６２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、ＩＳＤＢ−Ｔ変調信号の部分受信を行う復調装置において、フィルタの次数を高くすることなく受信セグメントの位置によらず隣接排除能力を十分得ることのできる受信装置を得ることができ受信機の小型化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態による受信装置のブロック図
【図２】本発明の他の例の受信装置のブロック図
【図３】本発明のさらに他の例の受信装置のブロック図
【図４】本発明の受信装置のブロック図
【図５】本発明の他の例の受信装置のブロック図
【図６】（ａ）〜（ｃ）本発明の第一中間周波数帯のスペクトラム図
【図７】（ａ）〜（ｃ）本発明のベースバンド周波数帯のスペクトラム図
【図８】本発明のカットオフ周波数と誤り率の図
【図９】従来の受信装置の構成例を示すブロック図
【図１０】（ａ）〜（ｄ）従来の受信装置の説明をするためのスペクトラム図
【符号の説明】
１　アンテナ
２　ＲＦアンプ
３，７，８　ミキサ
４，９　ＰＬＬ
５　ＢＰＦ
６　ＩＦアンプ
１０　移相器
２１　トランスポートストリーム出力端子（ＴＳ出力端子）
３０，３１　ベースバンドアンプ（ＢＢアンプ）
３２，３３　ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
３４　複素乗算器
３５　数値制御発振器（ＮＣＯ）
３６，３７　デジタルＬＰＦ
３８　ＯＦＤＭ復調器
６１，６２　低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
【図１】
2004147160.tif 000003
【図２】
2004147160.tif 000004
【図３】
2004147160.tif 000005
【図４】
2004147160.tif 000006
【図５】
2004147160.tif 000007
【図６】
2004147160.tif 000008
【図７】
2004147160.tif 000009
【図８】
2004147160.tif 000010
【図９】
2004147160.tif 000011
【図１０】
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