(57)【要約】【課題】力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、コストダウン及び回路の小型軽量化を図る。【解決手段】ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータにおいて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路について、ＡＣ１５０Ｖ以下では倍電圧整流回路で、ＡＣ１５０Ｖ以上では全波整流回路となるように切り換え制御を行う構成とする。力率改善は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装した三次巻線Ｎ３に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大するようにされた力率改善回路３を設ける。さらに、ＡＣ１５０Ｖ以上では、上記力率改善回路３を構成する三次巻線の巻線数、及びこれに接続される電圧帰還用インダクタのインダクタンスを増加させ、ＡＣ２００Ｖ系時の力率を改善させる。【選択図】　　　　図１
2004147471.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続して、上記整流平滑手段における整流電流経路に対して供給するように構成される力率改善回路と、
上記商用交流電源のレベルに応じて、上記三次巻線としての巻数と、この三次巻線に接続される電圧帰還用のインダクタのインダクタンスを切り換える切り換え手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近づける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００５】
このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば次の図６に示すようになる。
この図６においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣｏｕｔが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣｏｕｔに供給されることで、出力コンデンサＣｏｕｔの両端電圧として、直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００６】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ１は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００７】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬＩ及び波形入力ラインＬｗが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬＶが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００８】
電流検出ラインＬＩから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬＩから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【０００９】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬＩから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶＡＣと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１０】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ１からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１１】
図７（ａ）は、上記図６に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎを示している。電圧Ｖｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉｉｎの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖｉｎ）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉｉｎと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１２】
また、図７（ｂ）は、出力コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）Ｐｃｈｇの変化を示す。出力コンデンサＣｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図７（ｃ）は、上記出力コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。この充放電電流Ｉｃｈｇは、上記図７（ｂ）の入出力エネルギーＰｃｈｇの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣｏｕｔにおけるエネルギーＰｃｈｇの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１３】
上記充放電電流Ｉｃｈｇは、入力電流Ｖｉｎとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣｏｕｔとの間のエネルギーの流れによって、図７（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖｄが生じる。このリップル電圧Ｖｄは、無効なエネルギー保存のために、図７（ｃ）に示す充放電電流Ｉｃｈｇに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣｏｕｔの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１４】
また、図８には、図６の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図６と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図６においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１５】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔを、分圧抵抗Ｒｖｏ−Ｒｖｄにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖｒｅｆに対する分圧された直流電圧Ｖｏｕｔの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒｖｌ、コンデンサＣｖｌによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖｖｅａとして除算器１３に出力する。
【００１６】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖｆｆが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖｆｆは、入力電圧Ｖｉｎを平均化回路１６（Ｒｆ１１，Ｒｆ１２，Ｒｆ１３，Ｃｆ１１，Ｃｆ１２）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖｆｆを二乗して除算器１３に出力する。
【００１７】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖｖｅａについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い。この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖｖｅａは、乗算器１１で整流入力信号Ｉｖａｃにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖｆｆ）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１８】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖｖｅａを除算した出力と、抵抗Ｒｖａｃを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉａｃ）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉａｃ）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉｍｏを生成して出力する。これは、図６にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖｏｕｔは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖｏｕｔのみではなく、入力電流Ｖｉｎも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００１９】
図９は、上記図６に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。また、負荷電力３００Ｗ以上の条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２０】
この図９に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣＬが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬＮと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣＮ，ＣＮを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２１】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬＮと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図６，図８における出力コンデンサＣｏｕｔに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃとダイオードＤ１０は、それぞれ、図６に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ１０には、コンデンサＣｓｎ−抵抗Ｒｓｎから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７から成るスイッチング素子の組は、図６におけるスイッチング素子Ｑ１０に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、２つのスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を、それぞれ、パワーチョークコイルＬｐｃと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００２３】
このようにして、２つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、例えば交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れるドレイン電流が総合で１４Ａｐ程度と非常に高くなる。そこで、２つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２，Ｒ５４が接続されている。
【００２４】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図８に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２５】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ５５，Ｒ５６，Ｒ５７により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２６】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ５８を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ６１との接続点から、抵抗Ｒ６０を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図８における電流検出ラインＬＩに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２７】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬｐｃとトランス結合された巻線Ｎ５が巻装されている。この巻線Ｎ５に励起された交番電圧は、ダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１１とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ５９を介して、一次側アースと接続されている。
【００２８】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２に対しては、トランジスタＱ２１，Ｑ２１及びツェナーダイオードＺＤから成る、いわゆるトーテムポール回路が接続されている。この場合のトーテムポール回路は、１つのドライブ信号によって２つのスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を駆動するのに必要な電力を得るためにドライブ信号を増幅することと、周知のようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を安定して高速スイッチングすることを目的として設けられている。
このトーテムポール回路から出力されたドライブ信号は、分岐して、それぞれ抵抗Ｒ５１，Ｒ５３を介してスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ６では、上記のようにして印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
スイッチング素子Ｑ７も同様にして、ドライブ信号によってゲート−ドレイン抵抗Ｒ５４の両端電圧であるゲート電圧が閾値以上／以下で変化するのに応じて、上記スイッチング素子Ｑ６と同じオン／オフタイミングでスイッチング動作を行う。
【００２９】
そして、上記したスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７のスイッチング駆動は、図６及び図８により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３０】
また、この図９に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図８では、Ｖｏｕｔに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図９に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
【００３１】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３２】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化を図るようにされる。
【００３３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ１を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ１は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１）とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ２が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯが得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧ＥＯのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧ＥＯが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【特許文献１】
特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から分かるように、先行技術として図９に示した電源回路は、従来から知られている図６及び図８に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力３００Ｗ以上の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００３６】
しかしながら、上記図９に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
図９に示す電源回路における電力変換効率としては、図９に示しているように、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）とを総合的したものとなる。
そして、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、ηＡＣ→ＤＣ＝９４％、ηＤＣ→ＤＣ＝９６％であり、総合効率は９０．２％となる。これに対して、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶＡＣ＝２４０Ｖの条件では、ηＡＣ→ＤＣ＝９７％、ηＤＣ→ＤＣ＝９６％となり、総合効率は９３．１％となる。つまり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２４０Ｖ時に対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００３７】
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図９に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬＮと、２組のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ１０に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００３８】
また、前述もしたように、図９に示す回路では、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下の条件ではスイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルが上昇するので、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子としては、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７の２本を並列接続して信頼性を確保する必要が生じる。
このようにして、図９に示す回路ではスイッチング素子を２本並列接続している。しかしながら、これに対して、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０は、ドライブ信号の出力端子として、端子Ｔ２の１つしか備えていない。このために、アクティブフィルタコントロール回路２０からのドライブ信号出力を２つに分岐して各スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７に印加する必要があるが、そのままでは電力が不足して高い信頼性でもってスイッチング素子を駆動することが難しい。そこで、図９にも示したように、トランジスタＱ２１，Ｑ２２を備えたトーテムポール回路が必要となるが、これによっても、部品点数が増加していることになる。
【００３９】
さらに、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００４０】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段を備える。
また、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。また、絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続して、整流平滑手段における整流電流経路に対して供給するように構成される力率改善回路と、上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続して、上記整流平滑手段における整流電流経路に対して供給するように構成される力率改善回路と、さらに、上記商用交流電源のレベルに応じて、上記三次巻線としての巻数と、この三次巻線に接続される電圧帰還用のインダクタのインダクタンスを切り換える切り換え手段とを備えることとしている。
【００４１】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた構成を採っていることになる。また、力率改善は、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
そして、ワイドレンジ対応とするのにあたっては、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑手段について、商用交流電源レベルに応じて等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われるようになる。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたり、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要がなくなる。
【００４２】
その上で、上記構成によれば、商用交流電源レベルに応じて、上記三次巻線としての巻数と、この三次巻線に接続される電圧帰還用のインダクタのインダクタンスとが切り換えられるようになる。そして、これにより、商用交流電源として、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧が入力された場合における力率を向上することが可能となる。
【００４３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明による第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図９に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
【００４４】
この図１に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ＡＣのラインに対して、各１組のアクロスコンデンサＣＬ及びラインフィルタトランスＬＦＴとから成る、ラインノイズフィルタが接続される。つまり、この場合には、１段のラインノイズフィルタのみが設けられる。
そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいては、上記ラインノイズフィルタの後段に対して、１組のフィルタコンデンサＣＮが並列に接続される。このフィルタコンデンサＣＮは、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。
【００４５】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は同じキャパシタンスを有する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、上記商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続され、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子は、後述するリレースイッチＳ１の端子ｔ３に接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は、図示するようにして、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と、平滑コンデンサＣｉ２の負極端子とが接続されるようにして直列に接続される。そして、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子は、上記もしたように、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。平滑コンデンサＣｉ２側の負極端子は一次側アースに接続される。整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として得られる。
【００４６】
ここで、本実施の形態の場合、このように構成される整流平滑回路には、リレースイッチＳ１を挿入している。
このリレースイッチＳ１としては、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に接続されるようにして切り換えが行われる、いわゆる２接点となっている。そして、図のように上記端子ｔ１が、フィルタコンデンサＣＮにおける商用交流電源ＡＣの負極ライン側の端子に接続され、端子ｔ２が平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点に対して接続され、さらに端子ｔ３がブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子に接続されるようにしている。
このリレースイッチＳ１における端子ｔ２、ｔ３の切り換え動作は、次に説明するように、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて行われるものとなる。
【００４７】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記したリレースイッチＳ１、及び後述するリレースイッチＳ２をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、整流回路切換モジュール５の検出端子Ｔ１１には、図のように整流平滑電圧Ｅｉが入力されるようになっている。
つまり、先ず、整流平滑電圧Ｅｉのラインと一次側アース間に対し、図のように抵抗Ｒ１と、さらにこの抵抗Ｒ１と直列に接続された分圧抵抗Ｒ２―Ｒ３の直列接続回路を挿入する。その上で、上記分圧抵抗Ｒ２―Ｒ３の直列接続回路の分圧点と、上記検出端子Ｔ１１を接続するものである。
これにより、上記検出端子Ｔ１１には、上記整流平滑電圧Ｅｉに応じたレベルの電圧が得られるようになる。そして、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルに応じた変化を示すものとなることから、この整流回路切換モジュール５では、上記検出端子Ｔ１１に得られた電圧レベルに基づいて、商用交流電源ＡＣのレベルを検出することが可能となる。
【００４８】
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。このリレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１、及びリレースイッチＳ２の接点切り換え動作を制御するようにされる。
なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態（ＡＣ１００Ｖ系時）では、リレースイッチＳ１及びリレースイッチＳ２においては、共に端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態となるように切り換えが行われる。また、リレーＲＬが非導通状態（ＡＣ２００Ｖ系時）では、リレースイッチＳ１及びリレースイッチＳ２では、共に端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続される状態となるように切り換えが行われるようにされている。
また、整流回路切換モジュール５の電源入力端子Ｔ１４には５Ｖの低圧直流電圧が入力されている。整流回路切換モジュール５は、この電源入力端子Ｔ１４に入力された直流電圧を入力電源として動作するようになっている。端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。
【００４９】
この整流回路切換モジュール５では、上記のようにして検出端子Ｔ１１に入力される整流平滑電圧Ｅｉに応じた電圧レベルと、所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５は、分圧レベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。
【００５０】
ここで、例えばＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合、上記整流回路切換モジュール５においては、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となることから、リレーＲＬがオンとされるように制御される。
これに伴い、リレースイッチＳ１側としては、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されるように制御されるようになる。
リレースイッチＳ１において、このように端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態では、商用交流電源ＡＣの負極ラインと平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点が接続された状態となる。このため、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ１のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ２のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の各両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００５１】
これに対して、ＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳ１では、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態が得られるようになる。
リレースイッチＳ１において、このように端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続される状態では、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と商用交流電源ＡＣの負極ラインが接続された状態となり、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られるようになる。
【００５２】
このようにして、本実施の形態のスイッチング電源回路では、上記したような整流回路切換モジュール５、リレーＲＬ、及びリレースイッチＳ１の動作により、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが生成されるようになる。また、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが生成されるようになる。
つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。
これにより、本実施の形態のスイッチング電源回路では、ワイドレンジ対応とするにあたってアクティブフィルタを不要としているものである。
なお、上記整流回路切換モジュール５、及びリレーＲＬの動作に伴うリレースイッチＳ２側における切り換え動作については後述する。
【００５３】
上記のような整流回路により生成される直流入力電圧を入力して動作するスイッチングコンバータとしては、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００５４】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００５５】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００５６】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００５７】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００５８】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図２（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図２（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００５９】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図２（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図２（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図２（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００６０】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００６１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２が巻装される。また、本実施の形態では後述する力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ３も巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、図示する一次側並列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また、他端は一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００６２】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００６３】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１（三次巻線Ｎ３）の組と、次に説明する二次巻線Ｎ２を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては１．０ｍｍ〜１．５ｍｍのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００６４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ２が巻装されている。この二次巻線Ｎ２には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯが得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００６５】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅ０のレベルが変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００６６】
そして、図１に示す電源回路においては、これまで説明した構成に対して、力率改善のための力率改善回路３が備えられる。
この図に示す力率改善回路３は、商用交流電源ＡＣのラインにおいて、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と接続されるフィルタコンデンサＣＮを含むものとされる。そして、上記ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に対し、図示するように三次巻線Ｎ３の一端を接続している。
この場合、力率改善回路３を形成するこの三次巻線Ｎ３としては、タップ出力が設けられることで、巻線部Ｎ３Ａと巻線部Ｎ３Ｂとに分割される。その上で、このタップ出力には、図のように電圧帰還用チョークコイルＬＡが接続され、また、巻線部Ｎ３Ｂ側の端部には電圧帰還用チョークコイルＬＢが接続される。そして、この場合、これら電圧帰還用チョークコイルＬＡと電圧帰還用チョークコイルＬＢとは、図示するように互いの巻線が共通のコアに巻装されて形成される。なお、これら電圧帰還用チョークコイルＬＡ、電圧帰還用チョークコイルＬＢとしては、それぞれ独立のものとされてもよいが、上記のようにコアを共通のものとすれば、実際の部品点数としては１つとなり回路の省スペース化が図られる。
また、この場合、上記電圧帰還用チョークコイルＬＢとしては、上記電圧帰還用チョークコイルＬＡよりもインダクタンスが大きいものが選定されているものとする。
【００６７】
上記電圧帰還用チョークコイルＬＡにおいて、上記三次巻線Ｎ３との接続点と逆側の端部は、図示するようにリレースイッチＳ２の端子ｔ２に対して接続される。また、同様に、上記電圧帰還用チョークコイルＬＢにおける、上記三次巻線Ｎ３との接続点と逆側の端部は、図示するようにリレースイッチＳ２の端子ｔ３に対して接続される。
【００６８】
上記リレースイッチＳ２としては、先に説明したリレースイッチＳ１と同様、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に接続されるようにして切り換えが行われる２接点のものが採用される。
そして、このリレースイッチＳ２における、上記端子ｔ２、ｔ３の切り換え動作も、上記リレースイッチＳ１と同様、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて行われるものとなる。
なお、この場合も先に説明したリレースイッチＳ１の場合と同様、商用交流電源が１００Ｖ系時に対応しては、リレーＲＬにより端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されるように制御される。また、２００Ｖ系時に対応しては、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されるように制御されるようになっている。
【００６９】
上記リレースイッチＳ２の端子ｔ１に対しては、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノードが接続される。そして、この高速リカバリ型ダイオードＤ１のカソードは、図示するようにブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して接続されている。
また、この場合、上記高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノードと、リレースイッチＳ２の端子ｔ１の接続点に対しては、もう一つの高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードが接続される。そして、この高速リカバリ型ダイオードＤ２のアノード側は、図のように一次側アースに接地されている。
【００７０】
上記のようにして構成される力率改善回路３において得られる動作を、次の図３及び図４の波形図を参照して説明する。
なお、これらの波形図として、図３では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件下での、また、図４では、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件下での測定結果をそれぞれ示している。
先ず、図３を参照して、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系とされる場合に対応して力率改善回路３において得られる動作を説明する。
図３において、先ず、ＡＣ１００Ｖ系に対応して、例えば図３（ａ）に示すような交流入力電圧ＶＡＣ（＝１００Ｖ）が入力されているとすると、商用交流電源ＡＣの正極ラインに得られる交流入力電流ＩＡＣとしては、図３（ｂ）に示す波形により、上記交流入力電圧ＶＡＣが正／負の期間において正極性／負極性となるようにして流れる。
そして、この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインに得られる整流電流Ｉ１としては、図３（ｄ）に示すようにして、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間において、正極性によって流れるようにされる。
【００７１】
また、三次巻線Ｎ３Ａには、一次巻線Ｎ１に得られる交番電圧に基づいて、図３（ｅ）に示す波形の電圧Ｖ２が得られるが、この電圧Ｖ２は、交流入力電圧ＶＡＣに対応した波形形状を有した、正極性によるスイッチング周期に応じた交番電圧となる。この波形は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力が、一次巻線Ｎ１から三次巻線Ｎ３に対して励起されることで得られる。つまり、一次側スイッチングコンバータの出力は、一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３の磁気結合を介して、力率改善回路３側に電圧帰還される構成となっている。
そして、この図３（ｅ）に示した波形による電圧Ｖ２が得られることにより、力率改善回路３内においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２がスイッチング周期により電流を断続するようにされる結果、図３（ｆ）に示すスイッチング周期による交番電流Ｉ２が流れる。
また、この力率改善回路３に備えられる、高速リカバリ型ダイオードＤ１と高速リカバリ型ダイオードＤ２の接続点における電位Ｖ３としては、図３（ｃ）に示すような波形が得られる。
【００７２】
ここで、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、正極性の交流入力電流ＩＡＣは、整流電流Ｉ１として、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子から、このブリッジ整流回路Ｄｉを形成するダイオードＤａに流入する成分と、交番電流Ｉ２として三次巻線Ｎ３側に流入する成分とに分岐される。
そして、この図３に示す場合は、交流入力電圧ＶＡＣとして、ＡＣ１００Ｖ系に対応するレベルが入力されていることから、先にも説明したようにしてリレースイッチＳ２では端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態が得られている。このため、上記交番電流Ｉ２としては、三次巻線Ｎ３Ａ→電圧帰還用チョークコイルＬＡ→高速リカバリ型ダイオードＤ１の経路で平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に流入するようにされる。
また、この場合、リレースイッチＳ１側でも同様に端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されて倍電圧整流回路が形成されていることから、上記のように平滑コンデンサＣｉ１を流れた交番電流Ｉ２は、リレースイッチＳ１（端子ｔ２→端子ｔ１）を介してフィルタコンデンサＣＮに流入するようにされる。
【００７３】
一方、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間において、負極性の交流入力電流ＩＡＣは、上記したリレースイッチＳ１の接続状態によって倍電圧整流回路が形成されることにより、平滑コンデンサＣｉ２を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、平滑コンデンサＣｉ２を介して高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入して負極性の交番電流Ｉ２となる成分とに分岐する。
そして、このように高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入した負極性の交番電流Ｉ２は、この場合（ＡＣ１００Ｖ系時）はリレースイッチＳ２側において端子ｔ１と端子ｔ２が接続されていることにより、高速リカバリ型ダイオードＤ２→電圧帰還用チョークコイルＬＡ→三次巻線Ｎ３Ａ→ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子の経路で流れ、商用交流電源ＡＣの正極ライン側からフィルタコンデンサＣＮに流入することとなる。
【００７４】
このようにして、交番電流Ｉ２は、正極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ１によりスイッチング（断続）され、負極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ２によりスイッチング（断続）されることで交番波形とされて、整流電流経路に流れるようにされる。
そして、図３（ｆ）と図３（ｄ）とを比較して分かるように、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２によりスイッチングされて得られる交番電流Ｉ２は、整流電流Ｉ１よりも導通角が拡大されているとともに、帰還されたスイッチング出力により増幅されて振幅も大きくなっていることが分かる。
【００７５】
このようにして、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２によって、整流電流がスイッチングされるようにして断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくようにされることで、図３（ｂ）に示すようにして、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００７６】
続いて、図４を参照し、商用交流電源がＡＣ２００Ｖ系とされる場合に対応して得られる動作について説明する。
先ず、ＡＣ２００Ｖ系に対応して、例えば図４（ａ）に示すような交流入力電圧ＶＡＣが入力されているとすると、この場合も交流入力電流ＩＡＣとしては、図４（ｂ）に示す波形により、上記交流入力電圧ＶＡＣが正／負の期間において正極性／負極性となるようにして流れる。
そして、この場合は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインに得られる整流電流Ｉ１としては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となるのに対応して図４（ｄ）に示すような波形により流れる。
【００７７】
また、三次巻線Ｎ３に得られる電圧Ｖ２としては、この場合も図４（ｅ）に示すようにスイッチング周期に応じた交番電圧が生じ、また、力率改善回路３内において流れる交番電流Ｉ２としても、図４（ｆ）に示すようにスイッチング周期による波形が得られる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と三次巻線Ｎ３の端部との接続点における電位Ｖ１としては、図４（ｃ）に示すような波形が得られている。
【００７８】
この場合も、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、正極性の交流入力電流ＩＡＣは、整流電流Ｉ１として、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子からこのブリッジ整流回路Ｄｉを形成するダイオードＤａに流入する成分と、交番電流Ｉ２として三次巻線Ｎ３側に流入する成分とに分岐されるようにして流れる。
そして、この場合は交流入力電圧ＶＡＣとしてＡＣ２００Ｖ系のレベルが入力されているため、リレースイッチＳ２側では、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続される状態が得られる。このため、上記交番電流Ｉ２としては、三次巻線Ｎ３（巻線部Ｎ３Ａ＋巻線部Ｎ３Ｂ）→電圧帰還用チョークコイルＬＢ→高速リカバリ型ダイオードＤ１の経路で平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に流入する。そして、同様にリレースイッチＳ１側では端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されて全波整流回路が形成されているため、この場合は、上記平滑コンデンサＣｉ１を流れた交番電流Ｉ２は、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｄ、及びリレースイッチＳ１（端子ｔ３→端子ｔ１）を介してフィルタコンデンサＣＮに流入するようにされる。
【００７９】
これに対し、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間においては、負極性の交流入力電流ＩＡＣは、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｂ→平滑コンデンサＣｉ１→Ｃｉ２を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入して負極性の交番電流Ｉ２となる成分とに分岐する。
そして、この場合には、リレースイッチＳ２側では端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されている状態が得られていることにより、上記負極性の交番電流Ｉ２としては、高速リカバリ型ダイオードＤ２を介した後、電圧帰還用チョークコイルＬＢ→三次巻線Ｎ３（ＮＡ＋ＮＢ）→ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子の経路で流れ、商用交流電源ＡＣの正極ライン側からフィルタコンデンサＣＮに流入するようになる。
【００８０】
このようにして、ＡＣ２００Ｖ系とされる場合も、交番電流Ｉ２は、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２によりスイッチング（断続）されることになる。
そして、これにより、交番電流Ｉ２としては、この場合も図４（ｆ）と図４（ｄ）とを比較して分かるように、整流電流Ｉ１よりも導通角が拡大されているとともに、帰還されたスイッチング出力により増幅されて振幅も大きくなるようにされる。
【００８１】
このようにして、図１に示した構成による力率改善回路３によっては、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶＡＣ＝１００Ｖ）とＡＣ２００Ｖ系時（ＶＡＣ＝２３０Ｖ）とで共に、整流電流成分が断続されるようになり、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大されて力率の改善が図られるものとなる。
【００８２】
ところで、上記もしているように、この図に示す力率改善回路３では、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ系時と２００Ｖ系時とでリレースイッチＳ２の接続状態が切り換えられ、交番電流Ｉ２の流れる経路が切り換えられるようにされている。すなわち、先ず、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生した場合には、整流回路切換モジュール５の動作によりリレーＲＬがオンとされ、リレースイッチＳ２側では端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されるように制御されるようになる。そして、このように端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されることによって、先ず、力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ３としては、巻線部Ｎ３Ａのみが有効とされることになる。また、これと共に、三次巻線Ｎ３に接続される電圧帰還用のチョークコイルとしては、電圧帰還用チョークコイルＬＡが有効とされるようになる。
【００８３】
一方、例えばＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生した場合、リレースイッチＳ２側では端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されるように制御される。
そして、このように端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることにより、力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ３としては、線部Ｎ３Ａと巻線部Ｎ３Ｂとを直列接続した巻線が有効とされるとされることになる。また、これと共に、電圧帰還用のチョークコイルとしては、電圧帰還用チョークコイルＬＡよりもインダクタンスの大きい電圧帰還用チョークコイルＬＢが有効とされるようになる。
【００８４】
つまり、この図１に示す力率改善回路３においては、先ず、ＡＣ１００Ｖ系時よりもＡＣ２００Ｖ系時のほうが、力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ３についての巻数が増加するようにして切り換えが行われるようになる。
また、これと共に力率改善回路３においては、ＡＣ１００Ｖ系時よりもＡＣ２００Ｖ系時のほうが、三次巻線Ｎ３と接続されて電圧帰還用とされるチョークコイルとして、よりインダクタンスの大きいチョークコイルが有効とされるようになるものである。
【００８５】
この際、上記のようにして、先ず三次巻線Ｎ３としての巻線数が変化することによっては、この三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１との巻線比が変化することになって、三次巻線Ｎ３に励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。そして、上記のようにして、ＡＣ２００Ｖ系時に三次巻線Ｎ３の巻線数が増加することによっては、三次巻線Ｎ３に励起される交番電圧レベルも上昇して、整流電流経路に帰還される交番電圧レベルも増加することになる。これにより、力率改善回路３において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
【００８６】
また、さらに、上記のようにしてＡＣ２００Ｖ系時に対応して、電圧帰還用チョークコイルＬＡよりもインダクタンスの大きい電圧帰還用チョークコイルＬＢが有効とされることによっては、電圧帰還用チョークコイルＬＡ、電圧帰還用チョークコイルＬＢのインダクタンスの差分に応じて磁気エネルギー量が変化し、この電圧帰還用チョークコイルＬＢに発生する両端電圧が上昇するようになる。そして、この電圧帰還用チョークコイルＬＢの両端電圧の上昇分によって、平滑コンデンサ（Ｃｉ１−Ｃｉ２）の両端電圧は相対的に引き下げられるようになって、その分整流電流Ｉ１、交流入力電流ＩＡＣの導通角を拡大させる。つまり、これによっても、ＡＣ２００Ｖ系時における力率がより向上するようになるものである。
【００８７】
続いて、上記構成による電源回路における、負荷電力Ｐｏ＝０〜３００Ｗの変動に対する力率ＰＦの変化特性を次の図５に示す。
なお、この図５においては、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧整流回路とした場合の特性を実線により示し、全波整流回路とした場合の特性を破線により示している。
また、この実験結果を得るのにあたっては、倍電圧整流回路とした場合は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定の条件、全波整流動作とした場合は、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖで一定の条件としている。
【００８８】
また、参考として、上記図５に示した実験結果を得るにあたっての、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１＝３３Ｔ
二次巻線Ｎ２：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ（ターン）
三次巻線Ｎ３＝三次巻線Ｎ３Ａ＋三次巻線Ｎ３Ｂ＝３Ｔ＋３Ｔ＝６Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
電圧帰還用チョークコイルＬＡ＝３９μＨ
電圧帰還用チョークコイルＬＢ＝１２０μＨ
【００８９】
先ず、この図５に示すように、ＡＣ２００Ｖ系時（ＡＣ＝２３０Ｖ）では、特に重負荷の条件となるのに従って、力率が向上されていることがわかる。そして、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件では、ＡＣ２００Ｖ系時の力率は、ＡＣ１００Ｖ系時とほぼ同等となるまでに引き上げられていることが分かる。
そして、この場合の力率特性と高調波歪規制との関係としては、例えば交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖでは、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜３００Ｗの範囲で力率ＰＦ＝０．７５〜０．９０が得られ、我が国（日本国）の高調波歪規制値をクリアする。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖでは、負荷電力Ｐｏ＝８０Ｗ〜３００Ｗの範囲で力率ＰＦ＝０．７５〜０．８５であり、欧州の高調波歪規制値をクリアする。
【００９０】
なお、図１に示した電源回路における力率改善回路３の構成において、例えば三次巻線Ｎ３＝７Ｔとし、この三次巻線Ｎ３に接続される電圧帰還用チョークコイルをインダクタンス＝３９μＨに固定とした場合、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖでは、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜３００Ｗの範囲で力率ＰＦ＝０．７５〜０．７７となる結果が得られている。
これに対し、上記もしたように本実施の形態では、ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝８０Ｗ〜３００Ｗの範囲で、力率ＰＦ＝０．７５〜０．８５であり、このことからも、上記説明した構成による力率改善回路３により、ＡＣ２００Ｖ系時における力率が改善されていることがわかる。
つまり、上記構成による力率改善回路３によっては、ワイドレンジに対応可能なスイッチング電源回路として、ＡＣ１００Ｖ系時と２００Ｖ系時の力率をほぼ同等のレベルとするスイッチング電源回路を実現できるようになるものである。
【００９１】
ここで、本実施の形態である図１の電源回路と、先行技術としての図９の電源回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１に示した回路では、電圧帰還方式による力率改善改善回路３を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図９による説明からも分かるように、実際には、２本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ、及びトーテムポール回路等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路３は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装する三次巻線Ｎ３と、電圧帰還用チョークコイルＬＡ、電圧帰還用チョークコイルＬＢ、リレースイッチＳ２、フィルタコンデンサＣＮ、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２の２本を備えているのみであるから、アクティブ回路と比較すれば非常に少ない部品点数となっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図９に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【００９２】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路３の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作であるから、図９に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、各１組のラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣＬから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣＮのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【００９３】
また、図９に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのＡＣ−ＤＣ電力変換効率として見ればよいことになる。
これにより、図１に示す電源回路の総合電力変換効率としては、図９に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。
なお、図１に示す回路において、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件での総合電力変換効率（ＡＣ−ＤＣ電力変換効率）は９３．９％であり、図９に示した回路と比較して、交流入力電力は１３．１Ｗ低減しているという結果が得られた。また、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件では、総合電力変換効率（ＡＣ−ＤＣ電力変換効率）は９６．０％であり、この場合の交流入力電力は９．７Ｗ低減する。
【００９４】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶＡＣ及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図９の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定することとなる。
【００９５】
なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【００９６】
また、力率改善回路３の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成として、倍電圧整流回路に適用可能なものを採用することも可能である。
【００９７】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
【００９８】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
【００９９】
さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【０１００】
また、商用交流電源のレベルに応じて、力率改善回路を構成する三次巻線の巻線数、及びこれに接続される電圧帰還用インダクタのインダクタンスが可変されるようになるので、交流入力電圧のレベルがＡＣ２００Ｖ系とされる場合の力率を従来より大幅に改善でき、ＡＣ２００Ｖ系時の力率をＡＣ１００Ｖ系時とほぼ同等のものに引き上げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図３】実施の形態の要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図４】実施の形態の要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図５】実施の形態の電源回路についての力率特性を示す図である。
【図６】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図７】図９に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図８】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図９】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１　制御回路、２　コントロールＩＣ、３　力率改善回路、５　整流回路切換モジュール、Ｄｉ　ブリッジ整流回路、Ｃｉ１，Ｃｉ２　平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２　スイッチング素子、ＰＩＴ　絶縁コンバータトランス、Ｃ１　一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ　部分共振コンデンサ、Ｎ１　一次巻線、ＲＬ　リレー、Ｓ１，Ｓ２　リレースイッチ、ＬＡ、ＬＢ　電圧帰還用チョークコイル、Ｄ１，Ｄ２　高速リカバリ型ダイオード、ＣＮ　フィルタコンデンサ、Ｎ３　三次巻線、Ｎ３Ａ，Ｎ３Ｂ　巻線部、ＬＦＴ　ラインフィルタトランス、ＣＬ　アクロスコンデンサ
【図１】
2004147471.tif 000003
【図２】
2004147471.tif 000004
【図３】
2004147471.tif 000005
【図４】
2004147471.tif 000006
【図５】
2004147471.tif 000007
【図６】
2004147471.tif 000008
【図７】
2004147471.tif 000009
【図８】
2004147471.tif 000010
【図９】
2004147471.tif 000011