(57)【要約】【課題】スイッチング波形を緩慢にすることなく、スイッチング素子の発熱を抑えてノイズを低減することができるモータ駆動装置を提供する。【解決手段】ＰＷＭ信号によってモータ１８の正転、逆転を駆動制御する複数のスイッチング素子１１，１２，１３，１４が接続されたブリッジ回路１５と、ブリッジ回路１５に接続されたコンデンサ１９とモータ１８とを備えたモータ駆動装置１０において、スイッチング素子１１，１２，１３，１４とコンデンサ１９とが接続された回路上に磁性体素子３１，３２，３３，３４のいずれか１つを設けた。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ信号によってモータの正転、逆転を駆動制御する複数のスイッチング素子が接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路に接続されたコンデンサとモータとを備えたモータ駆動装置において、
前記スイッチング素子と前記コンデンサとが接続された回路上に磁性体素子を設けたことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
前記磁性体素子はリング状の磁性体コアであることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記磁性体素子を前記ブリッジ回路と前記コンデンサを接続する配線上に設けたことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ駆動装置に関し、特に、電気ノイズを低減したモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のモータ駆動装置は、車両に搭載される電動パワーステアリング装置、４輪操舵の後輪操舵用装置、自動操舵装置、パワーウィンドウ装置等に用いられており、これらの装置のモータの駆動をバッテリの一定電圧で行い、モータに流す電流を変化させるための一手段としてＰＷＭ（パルス幅変調）駆動で行うものである。例えば、電動パワーステアリング装置は、パワーユニットにより直流モータのトルク制御をＰＷＭ信号に従って直接チョッピング制御することにより制御される装置である。そのパワーユニットは、文献（ＨＯＮＤＡ　Ｒ＆Ｄ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　ＲｅｖｉｅｗＶｏｌ．３，１９９１，ｐ．７６）に記載されているように、図７で示すＨ型ブリッジ回路１００、プリドライブ回路１０１、電流検出回路１０２、メイン／フェールセーフリレー１０３，１０４、倍電圧回路１０５、５Ｖ電源１０６から構成されている。
【０００３】
Ｈ型ブリッジ回路１００は４つのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）１０７，１０８，１０９，１１０をＨ型に接続し、それぞれについてＯＮ／ＯＦＦを組み合わせることで、モータの正転、逆転等を、ＰＷＭ制御により行うものである。プリドライブ回路１０１は、コントロールユニット１１１より送られてくるＰＷＭ信号をＦＥＴゲート信号に変換する回路である。電流検出回路１０２は、出力回路を流れる電流値を検出し、コントロールユニット１１１の読み込み可能な電圧レベルに増幅する回路である。メイン／フェールセーフリレー１０３，１０４は、コントロールユニット１１１によるシステム動作のセルフチェックで、正常判断時のみバッテリライン１１２およびモータライン１１３の通電を行う。倍電圧回路１０５は、バッテリ電圧の２倍相当の電圧を作り、電流検出回路１０２およびプリドライブ回路１０１に供給する回路である。５Ｖ電源１０６は、プリドライブ回路１０１用の電源である。
【０００４】
このような構成のパワーユニットのうちのＨ型ブリッジ回路１００と、そのＨ型ブリッジ回路１００に接続された図示しないコンデンサとモータ１１４を備えたものによってモータ駆動装置が構成される。
【０００５】
図８は、従来のモータ駆動装置の回路図である。モータ駆動装置１２０は、ＦＥＴ１０７とＦＥＴ１０８とＦＥＴ１０９とＦＥＴ１１０が配線されＨ型ブリッジ回路１００を構成し、Ｈ型ブリッジ回路１００の端子１２１と端子１２２によりモータ１２３が接続されている。また、Ｈ型ブリッジ回路１００と並列にコンデンサ１２４が接続され、電源１２５が接続されている。ＦＥＴ１０７，１０８，１０９，１１０のゲート−ソース間にはツェナーダイオード１２６，１２７，１２８，１２９，１３０，１３１を入れてある。さらに、抵抗１３２，１３３，１３４，１３５，１３６，１３７，１３８を接続してある。
【０００６】
ＦＥＴ１０７，１０８，１０９，１１０は、モータ１２３への印加電圧を高速にＯＮ／ＯＦＦを行うチョッピング電圧を印加するためのものであり、ＰＷＭ信号をゲートにかけることにより、ＦＥＴ１０７，１０８，１０９，１１０を高速にＯＮ／ＯＦＦし、モータ１２３にチョッピング電圧を印加することが可能となる。
【０００７】
モータ１２３は、電動パワーステアリング装置においては、操舵のアシスト力としての発生トルクを利用するために用いている。
【０００８】
コンデンサ１２４は、ＰＷＭ信号によるスイッチング制御のように変化の速い電流を電源から流そうとするときの、配線が長い場合にその間の配線によるインダクタンスにより電流がそのスイッチング時間に追随して供給することができず、それを解消するための補助電源として用いている。また、このコンデンサ１２４は、大電流チョッピングでの配線のインダクタンスによるサージ電圧の電圧性のスイッチングノイズとＰＷＭによる電源ラインの電流変動による電流性のノイズを抑えるためのものである。
【０００９】
ツェナーダイオード１２６，１２７，１２８，１２９，１３０，１３１は、ＦＥＴ１０７，１０８，１０９，１１０のゲートへの過大電圧入力に対する保護として入れられたものである。
【００１０】
抵抗１３２，１３３，１３５，１３７は、ゲート回路の電流を素子仕様範囲内に抑え、スイッチング時間を短くするように定数設定がなされたものである。
【００１１】
このようなモータ駆動装置１２０では、スイッチングにより出力の制御がなされていることが多く、電気的ノイズが多く発生する。
【００１２】
図９は、従来のモータ駆動装置１２０での代表的なスイッチングノイズを示すものであり、モータ１２３のＰＷＭ電圧の波形を示した図である。横軸は、時間を示し、矢印で示す間隔が２００ｎｓであり、縦軸は、モータ電圧を示す。図９のＤ１で示すように、スイッチング時の立ち上がりに電圧振動が生じていることが分かる。
【００１３】
ＰＷＭ信号は、本来、時間が変化するのみで電圧は変動しないものである。しかしながら、図９に示すように、現実には電流が変化するため電圧は変動する。従って、電源電圧の変動がＰＷＭ信号による駆動電圧で生ずればラジオノイズとなって発生する。
【００１４】
このような、ノイズは、次の原因によって生ずると考えられる。モータ電流は回生から電源側に切り換わる時点で、電源用のコンデンサ１２４から流れ込み、その後にバッテリ１２５からの電流と合成されて流れる。そのため、コンデンサ１２４の電流が急激に変動し配線による電流系のインダクタンスと共振を生じる。この時に生じる振動電圧が図９のＤ１で示した変化であると考えられる。その振動電圧の波高値は、負荷電流によって異なり、ラジオノイズの要因となる。
【００１５】
そこで、これらの電気的ノイズを低減するために、従来はＦＥＴのスイッチング波形の立ち上がりを遅くすることにより、コンデンサ１２４の電流の急激な変動を抑え、配線のインダクタンスとの共振を抑えることで、ノイズの低減を行っていた。そのために、ＦＥＴ１０７，１０８，１０９，１１０のゲートの前の抵抗１３２，１３３，１３５，１３７の抵抗値を大きくし、回路の時定数を大きくすることにより、ＦＥＴ１０７，１０８，１０９，１１０のゲート電圧の時間変化を緩慢にして、モータ１２３に流れる電流の変化を急激なものではなく、変化の遅いものとしていた。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のスイッチング波形を緩慢にする方法では、スイッチング時間領域での電力の使用効率が低下し、ＦＥＴ１０７，１０８，１０９，１１０の発熱を生じてしまう。そのため、ＦＥＴ１０７，１０８，１０９，１１０を冷却するための放熱器を大きなものとしなければならず、あるいは、連続の使用時間を減少する必要があるなどの問題点がある。
【００１７】
本発明の目的は、上記問題を解決するため、スイッチング波形を緩慢にすることなく、スイッチング素子の発熱を抑えてノイズを低減することができるモータ駆動装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段および作用】
本発明に係るモータ駆動装置は、上記の目的を達成するために、次のように構成される。
【００１９】
第１のモータ駆動装置（請求項１に対応）は、ＰＷＭ信号によってモータの正転、逆転を駆動制御する複数のスイッチング素子が接続されたブリッジ回路と、ブリッジ回路に接続されたコンデンサとモータとを備えたモータ駆動装置において、スイッチング素子とコンデンサとが接続された回路上に磁性体素子を設けたことで特徴づけられる。
【００２０】
第１のモータ駆動装置によれば、ＰＷＭ信号によってモータの正転、逆転を駆動制御する複数のスイッチング素子が接続されたブリッジ回路と、ブリッジ回路に接続されたコンデンサとモータとを備えたモータ駆動装置において、スイッチング素子とコンデンサとが接続された回路上に磁性体素子を設けたため、回生から電源電流に切り換わる時点の電源用コンデンサから流れ込む電流の急激な変化が抑えられ、インダクタンスによる電圧発生と共振が抑えられ、この電圧と共振による電気ノイズを減少させたモータ駆動装置を得ることができる。
【００２１】
第２のモータ駆動装置（請求項２に対応）は、上記の構成において、好ましくは磁性体素子がリング状の磁性体コアであることで特徴づけられる。
【００２２】
第２のモータ駆動装置によれば、磁性体素子がリング状の磁性体コアであるため、回路上に磁性体素子を備え付けることが容易である。
【００２３】
第３のモータ駆動装置（請求項３に対応）は、上記の構成において、好ましくは磁性体素子をブリッジ回路とコンデンサを接続する配線上に設けたことで特徴づけられる。
【００２４】
第３のモータ駆動装置によれば、磁性体素子をブリッジ回路とコンデンサを接続する配線上に設けたため、回生から電源電流に切り換わる時点の電源用コンデンサから流れ込む電流の急激な変化が抑えられ、インダクタンスによる電圧発生と共振が抑えられ、この電圧と共振による電気ノイズを減少させたモータ駆動装置を得ることができる。また、磁性体素子をコンデンサの接続端子用のリード線上に設ければ、容易に磁性体素子をコンデンサに取り付けることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態を添付図面に基づいて説明する。
【００２６】
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の回路図である。図２は、本発明の特徴を示すための回路の模式図である。モータ駆動装置１０は、従来のモータ駆動装置と同様にＦＥＴ１１とＦＥＴ１２とＦＥＴ１３とＦＥＴ１４が配線されＨ型ブリッジ回路１５を構成し、Ｈ型ブリッジ回路１５の端子１６と端子１７によりモータ１８が接続されている。また、Ｈ型ブリッジ回路１５と並列にコンデンサ１９が接続され、電源２０が接続されている。ＦＥＴ１１，１２，１３，１４のゲート−ソース間にはツェナーダイオード２１，２２，２３，２４，２５，２６を入れてある。さらに、抵抗２７，２８，２９，３０を接続してある。本発明においては、ブリッジ回路１５とコンデンサ１９の間に磁性体素子であるリング状の磁性体コア３１，３２，３３，３４のうちいずれか１つを設けてある。
【００２７】
ＦＥＴ１１，１２，１３，１４は、従来と同様、モータへの印加電圧を高速にＯＮ／ＯＦＦを行うチョッピング電圧を印加するためのものであり、ＰＷＭ信号をゲートにかけることにより、ＦＥＴを高速にＯＮ／ＯＦＦし、モータにチョッピング電圧を印加することが可能となる。
【００２８】
モータ２０は、電動パワーステアリング装置においては、操舵のアシスト力としての発生トルクを利用するために用いている。
【００２９】
コンデンサ１９は、ＰＷＭ信号によるスイッチング制御のように変化の速い電流を電源から流そうとするときの、配線が長い場合にその間の配線によるインダクタンスにより電流がそのスイッチング時間に追随して供給することができず、それを解消するための補助電源として用いている。また、このコンデンサ１９は、大電流チョッピングでの配線のインダクタンスによるサージ電圧の電圧性のスイッチングノイズとＰＷＭによる電源ラインの電流変動による電流性のノイズを抑えるためのものである。コンデンサのキャパシタンスは、大きいほど良いが、コストとの兼ね合いで２７００〜３７００μＦ（マイクロファラッド）程度が現実的である。また、コンデンサのキャパシタンスは使用するモータによって異なるようにし、中型車に用いるモータでは２７００μＦ（マイクロファラッド）程度のものを用い、小型車に用いるモータでは１５００μＦ（マイクロファラッド）程度のものを用いると良い。
【００３０】
ツェナーダイオード２１，２２，２３，２４，２５，２６は、ゲートへの過大電圧入力に対する保護として入れられたものである。
【００３１】
抵抗２７，２８，２９，３０は、ゲート回路の電流を素子仕様範囲内に抑え、スイッチング時間を短くするように定数設定がなされたものである。
【００３２】
本発明において設けられた磁性体コア３１，３２，３３，３４のうちいずれか１つは、Ｈ型ブリッジ回路１５とコンデンサ１９の間に入れ、特に、コンデンサ１９の端子のリード線の部分に設けても良い。この磁性体コア３１，３２，３３，３４は、周波数が高くなるほど、インピーダンスが大きくなるものであり、それにより、高周波電流を減少させ、スイッチングのときに生じる図９のＤ１で示したような振動電流を防止するためのものである。磁性体コア３１，３２，３３，３４には、好ましくはフェライトコアが用いられる。磁性体コアには、例えば、図３に示すような周波数−インピーダンス特性を有するものを用い、インピーダンスが周波数１ＭＨｚのときには、３オーム、周波数１０ＭＨｚのときは３０オーム、周波数１００ＭＨｚのときは１００オームとなる程度が好ましい。
【００３３】
図１，２で示したドライバ（Ｈ型ブリッジ回路１５）は、上段のＦＥＴ１３，１４または下段のＦＥＴ１１，１２でスイッチングをしており、ＦＥＴがオフの時には電流は還流ダイオードを通し、モータ１８に流れる。したがってモータ１８の電流は連続的に流れる。しかしながら、ＦＥＴがオフの時には電源からの電流はＨ型ブリッジ回路１５へ流れないため、ライン３５は電流が変化する。コンデンサ１９は充放電があるためライン３６の電流は変化する。電源の電流はモータドライバ（Ｈ型ブリッジ回路１５）側とコンデンサ１９に流れるため、ライン３７の電流は連続的に流れる。フェライトコア３１，３２，３３，３４はこの電流が変化するライン３５あるいはライン３６に入れてある。使用する条件によりどの帯域でどの程度作用させるかを決めて、使用するフェライトやインダクタンスの値を決めれば良い。
【００３４】
図４は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置でのモータのＰＷＭ電圧の波形を示した図である。横軸は、時間を示し、矢印で示す間隔が２００ｎｓであり、縦軸は、モータ電圧を示す。図４のＤ２で示すように、図９のＤ１で示した従来の装置において生じていたスイッチング時の立ち上がりに生じていた電圧振動が抑制されていることが分かる。また、図４のＤ３で示すように従来２００ｎｓで切り換わっていた電流が５００ｎｓで切り換わっていることが分かる。これは、フェライトコア３１，３２，３３，３４のいずれか１つを挿入したことにより、電流の変化が緩慢になるため、起電力が小さく更にフェライトコア３１，３２，３３，３４のいずれか１つが高周波電流を減衰させるため振動が継続しにくくなったためと考えられる。
【００３５】
このような、電圧波形となることにより、ＦＥＴは飽和状態で作動しているため、例えば、上段のＦＥＴ１３，１４がオンで、下段のＦＥＴ１１，１２がＰＷＭ制御でスイッチングしているとき、上段のＦＥＴ１３，１４は、発熱が抑えられる。また、下段のＦＥＴ１１，１２の回生終了時間が３００ｎｓ延びるのでその分発熱量が増大するが、ＰＷＭ信号が１８ＫＨｚの場合、１サイクルの時間が５５マイクロ秒であるため、その回生終了時間の延びた割合がデューティー５０％付近で１サイクルの時間の１％（＝０．３／２７）程になり、熱的な問題は生じない。
【００３６】
ＰＷＭは、本来、時間が変化するのみで電圧は変動しないものである。磁性体コア３１，３２，３３，３４のいずれか１つを入れることにより、図４に示すように、従来の装置において電流が変化するために生じていた電圧の振動的変動が、抑制される。従って、電源電圧の振動的変動が抑えられるためＰＷＭ信号による駆動電圧で生ずるラジオノイズが抑えられる。このように、スイッチング波形を緩慢にすることなく、スイッチング素子の発熱を抑えてノイズを低減することができる。
【００３７】
図５は、本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置の回路図である。図６は、本発明の特徴を示すための回路の模式図である。モータ駆動装置４０は、第１の実施形態に係るモータ駆動装置１０と同様にＦＥＴ１１とＦＥＴ１２とＦＥＴ１３とＦＥＴ１４が配線されＨ型ブリッジ回路４１を構成し、Ｈ型ブリッジ回路４１の端子１６と端子１７によりモータ１８が接続されている。また、Ｈ型ブリッジ回路４１と並列にコンデンサ１９が接続され、電源２０が接続されている。ＦＥＴ１１，１２，１３，１４のゲート−ソース間にはツェナーダイオード２１，２２，２３，２４，２５，２６を入れてある。さらに、抵抗２７，２８，２９，３０を接続してある。本発明の第２の実施形態においては、ブリッジ回路内の２箇所にリング状の磁性体コア４２と４３あるいは磁性体コア４４と４５あるいは磁性体コア４６と４７あるいは磁性体コア４８と４９のうちいずれか一対を設けてある。
【００３８】
ＦＥＴ１１，１２，１３，１４と、モータ１８と、コンデンサ１９と、ツェナーダイオード２１，２２，２３，２４，２５，２６と、抵抗２７，２８，２９，３０は、第１の実施形態と同様であるので説明を省略する。
【００３９】
本発明において設けられた磁性体コア４２と４３あるいは磁性体コア４４と４５あるいは磁性体コア４６と４７あるいは磁性体コア４８と４９のうちいずれか一対は、周波数が高くなるほど、インピーダンスが大きくなるものであり、それにより、高周波電流を減少させ、スイッチングのときに生じる図９で示したような振動電流を防止するためのものである。磁性体コアには、好ましくはフェライトコアが用いられる。磁性体コアには、例えば、図２に示すような周波数−インピーダンス特性を有するものを用い、そのときのインピーダンスは、周波数１ＭＨｚのときには、３オーム、周波数１０ＭＨｚのときは３０オーム、周波数１００ＭＨｚのときは１００オームとなる程度が好ましい。
【００４０】
図５，６で示したドライバ（Ｈ型ブリッジ回路４１）は、上段のＦＥＴ１３，１４または下段のＦＥＴ１１，１２でスイッチングをしており、ＦＥＴがオフの時には電流は還流ダイオードを通し、モータ１８に流れる。したがってモータの電流は連続的に流れる。しかしながら、電源からの電流はドライバ（Ｈ型ブリッジ回路４１）へ流れないため、このライン３５は電流が変化する。また、そのため、ライン５０，５１も電流が変化する。コンデンサ１９は充放電があるためライン３６の電流は変化する。電源の電流はモータドライバ（Ｈ型ブリッジ回路４１）側とコンデンサ１９に流れるため、ライン３７の電流は連続的に流れる。この実施形態においてもフェライトコア４２と４３あるいはフェライトコア４４と４５あるいはフェライトコア４６と４７あるいはフェライトコア４８と４９はこの電流が変化するライン５０，５１にそれぞれ１つずつ入れてある。使用する条件によりどの帯域でどの程度作用させるかを決めて、使用するフェライトやインダクタンスの値を決めれば良い。
【００４１】
これにより、図２に示したものと同様に、従来の装置において電流が変化するため生じていた電圧の振動的な変動が、抑制される。従って、電源電圧の振動的変動が抑えられるためＰＷＭ信号による駆動電圧で生ずるラジオノイズが抑えられる。このように、スイッチング波形を緩慢にすることなく、スイッチング素子の発熱を抑えてノイズを低減することができる。
【００４２】
なお、第２の実施形態において、ブリッジ回路内の２箇所に磁性体コア４２と４３あるいは磁性体コア４４と４５あるいは磁性体コア４６と４７あるいは磁性体コア４８と４９のうちのいずれか一対の組み合わせで設けるようにしたが、それらの組み合わせに限らず、回生電流が流れて電流が変化する場所に配置するのであれば、上記の組み合わせでなくても良い。
【００４３】
また、本実施形態においては、Ｈ型ブリッジ回路を用いた場合について説明したが、３相ブラシレスモータにおける回路においても同様に磁性体素子を設けるようにすることができる。また、本実施形態で説明した磁性体素子を設ける回路上の場所は、通常はインダクタンスが増加するために磁性体素子を設けない場所である。しかしながら、それらの場所に磁性体素子を設けることにより、インダクタンスは増加してしまうが、それ以上にノイズ低減に大きな効果を得ることができるため、良好なモータ駆動装置を得るためには有効な方法である。
【００４４】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように本発明によれば、次の効果を奏する。
【００４５】
ＰＷＭ信号によってモータの正転、逆転を駆動制御する複数のスイッチング素子が接続されたブリッジ回路と、ブリッジ回路に接続されたコンデンサとモータとを備えたモータ駆動装置において、スイッチング素子とコンデンサとが接続された回路上に磁性体素子を設けたため、スイッチング素子のスイッチング波形を緩慢にすることなく、電流の変化を低減する。したがって、スイッチング素子の発熱は増えることなく、電流の変化のみ遅くすることができる。電流の変化が遅いことにより、電流の流れる配線のインダクタンスによる電圧発生が減少し、この電圧が起因する電気ノイズが減少し、ラジオ等への障害が少なくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の特徴を示すための回路の模式図である。
【図３】本発明に係るモータ駆動装置に用いるフェライトコアの周波数−インピーダンス特性図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置でのモータのＰＷＭ電圧の波形を示した図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置の回路図である。
【図６】本発明に第２の実施形態に係るモータ駆動装置の特徴を示すための回路の模式図である。
【図７】パワーユニットのブロック構成図である。
【図８】従来のモータ駆動装置の回路図である。
【図９】従来のモータ駆動装置での代表的なスイッチングノイズを示すものであり、モータのＰＷＭ電圧の波形を示した図である。
【符号の説明】
１０　　　　　モータ駆動装置
１１〜１４　　ＦＥＴ
１５　　　　　Ｈ型ブリッジ回路
１６，１７　　端子
１８　　　　　モータ
１９　　　　　コンデンサ
２０　　　　　電源
２１〜２６　　ツェナーダイオード
２７〜３０　　抵抗
３１〜３４　　磁性体コア
【図１】
2004040931.tif 000003
【図２】
2004040931.tif 000004
【図３】
2004040931.tif 000005
【図４】
2004040931.tif 000006
【図５】
2004040931.tif 000007
【図６】
2004040931.tif 000008
【図７】
2004040931.tif 000009
【図８】
2004040931.tif 000010
【図９】
2004040931.tif 000011