(57)【要約】【課題】集積化容易で低消費電力の起動信号出力回路を構成する。【解決手段】差動検波部１００は、２つのダイオードとして働くトランジスタと、２つの高抵抗を形成する３つのトランジスタ及び３つの抵抗とからなる。差動増幅部２００は前後段のフィルタ部１２０及び２１０と併せて、低域濾波の作用をも併せ持つ。高周波入力部分には整合回路１１０を置く。各回路の電流は2〜3μA程度となるよう設計される。こうして入力する所望の周波数の高周波が-60〜40dBm程度の微弱なものであっても、0.3〜2.4V程度の直流電位を出力する、集積化容易で低消費電力の起動信号出力回路１０００を構成できる。【選択図】図９
2004140805.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダイオードとして働く素子と、
前記ダイオードのアノード側に設けられ、入力される高周波電力に対して整合をとる整合回路と、
前記ダイオードのアノード側に接続され、正電位が印加された高抵抗として働く第１のトランジスタと、
前記ダイオードのカソード側とアースとの間に挿入され、正電位が印加された高抵抗として働く第２のトランジスタと
を有した特定周波数の高周波電力（ＲＦ）を変換して直流電位（ＤＣ）を出力するＲＦ／ＤＣ変換回路を有することを特徴とする起動信号出力回路。
【請求項２】
前記ダイオードのカソード側とアース間に接続され、前記特定周波数に対しショートとなる共振回路を更に有することを特徴とする請求項１に記載の起動信号出力回路。
【請求項３】
ダイオードとして働く素子と、
前記ダイオードのアノード側に設けられ、入力される高周波電力に対して整合をとる整合回路と、
前記ダイオードのアノード側にエミッタが接続され、ベースとコレクタに所定の正電位が印加された第１のｎｐｎトランジスタと、
前記ダイオードのカソード側にコレクタが接続され、エミッタが抵抗を介してアースに接続された第２のｎｐｎトランジスタと、
第２のｎｐｎトランジスタのベースにエミッタが接続され、ベースとコレクタに所定の正電位が印加された第３のｎｐｎトランジスタと
前記ダイオードのカソード側とアース間に接続され、特定周波数に対しショートとなる共振回路と
を有した前記特定周波数の高周波電力（ＲＦ）を変換して直流電位（ＤＣ）を出力するＲＦ／ＤＣ変換回路を有することを特徴とする起動信号出力回路。
【請求項４】
前記ＲＦ／ＤＣ変換回路とは、高周波信号が入力されないことと整合回路がないことを除き同一の構成の対照回路を有し、
前記ＲＦ／ＤＣ変換回路と前記対照回路のＤＣ出力差を出力する差動ＲＦ／ＤＣ変換部を有することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の起動信号出力回路。
【請求項５】
更に、前記差動ＲＦ／ＤＣ変換部の出力に対し１段以上の差動増幅を行う差動増幅部と、
前記差動ＲＦ／ＤＣ変換部と前記差動増幅部との間、及び、前記差動増幅部の後段の少なくとも一方に低域フィルタを有し、
当該差動増幅部と低域フィルタの出力は前記特定の高周波信号の帯域に比較して1/1000以下の帯域だけを伝送増幅することを特徴とする請求項４に記載の起動信号出力回路。
【請求項６】
前記低域フィルタと前記差動増幅部とから構成される部分においては、伝達関数が周波数に対し単調減少の特性となっていることを特徴とする請求項５に記載の起動信号出力回路。
【請求項７】
所望の周波数をＲＦ／ＤＣ変換するＲＦ／ＤＣ変換部と、特定の高周波信号の帯域に比較して1/1000以下の帯域だけを伝送増幅する低域フィルタ及び低域増幅器を備えたことを特徴とする起動信号出力回路。
【請求項８】
低域フィルタと低域増幅器とから構成される部分においては、伝達関数が周波数に対し全体として単調減少の特性となっていることを特徴とする請求項７に記載の起動信号出力回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
　本発明は新規な起動信号出力回路に関する。ここで起動信号出力回路とは、ある周波数帯域の高周波電力（ＲＦ）が入力されている間、直流電位（ＤＣ）を出力する回路と定義する。この定義において、微小間隔で間欠的に当該周波数帯域の高周波電力（ＲＦ）が入力された場合、それに対応して間欠的に直流電位（ＤＣ）を出力する回路を当然に含む。本発明の関連分野としては、ダイオード検波、レクティナーの技術があげられる。
【背景技術】
【０００２】
　まず、本発明に係る起動信号出力回路の特徴を端的に指摘する。第１に、通常のダイオード検波回路（例えば図１１）では、低電流化しようとすると、抵抗値が極めて高くなり、集積化に適さない。本発明はトランジスタを用い、集積化（小型化）と低電流化（低消費電力化）を実現するものである。第２に、直流電位（ＤＣ）の増幅部を接続するにあたり、当該増幅部を低電流化することで帯域制限作用を付与させ、更に増幅部の前後段にフィルタ回路を設けて帯域制限作用を強化することである。この帯域制限により、出力する直流電位（ＤＣ）近傍の高感度化が図れる。こうして増幅部の低消費電力化と高感度化が両立する。
【０００３】
　ダイオード検波、レクティナーの技術としては、下記の技術が知られている。これらのうち、特許文献１乃至４はダイオード検波による高周波検波の技術であり、特許文献５及び６はレクティナーの技術である。これらのうち特許文献４の技術は、入力された高周波の電力レベルに応じた直流電位を発生させるものである。また、特許文献５、６の技術は受信したマイクロ波を電力源として用いるものである。
【特許文献１】特許第２５６１０２３号公報
【特許文献２】特許第２６０５８２７号公報
【特許文献３】特開平４−２９１１６７号公報
【特許文献４】特開平９−１６２６４４号公報
【特許文献５】特許第２５３３８００号公報
【特許文献６】特公平６−４８８９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
　これに対し本願の目的は、小さな電力源により、特定周波数帯域の高周波電力を受信した場合にのみ直流電位を発生させ、例えばそれにより通信装置を起動させて目的の信号を送受信するための回路である。特許文献４の技術は実質的に任意の周波数の高周波電力を直流に変換するものである。また、特許文献５、６の技術は受信したマイクロ波を電力源として用いるものであって、いわゆる通信装置を起動させるものとは異なる。即ち、本願のように電力源を有するものではこれらレクティナーの技術を用いる必要性はない。
【０００５】
　また、特許文献１乃至３の技術、即ち一般のダイオード検波技術を用いた場合の問題点は次の通りである。図１１に周知技術のダイオード回路を示す。図１１（ａ）は一般的なダイオード検波回路で、ダイオードＤのアノード側にインダクタンスＬ0を介してバイアス電圧源Ｂ、ダイオードＤのカソード側にアースに接続する抵抗Ｒ01と容量Ｃ2を並列に接続する。また、バイアス電圧を印加しないで動作させる場合もある。低レベルの高周波電力を検波する場合、一般的に、-40dBm程度まではゼロバイアスショットキーダイオードなどを用いることができるが、それよりも低レベルでは、わずかにバイアスして使用する。しかし、バイアスした場合でも、後述するように、-50dBm程度が検知下限となる。高周波電力を直流に変換するには半波整流を用いるが、低レベルの高周波電力に反応させるためには直流バイアスを絞っておく必要がある。例えば1μAのバイアスを3Vの電池で実現するには3MΩの抵抗が必要となる。すると、図１１（ａ）のダイオードＤのアノード側のインダクタンスＬ0は抵抗Ｒ02に置き換えることができる（図１１（ｂ））。しかし図１１（ａ）、（ｂ）いずれの場合もそこに用いられる抵抗Ｒ01、Ｒ02は数MΩのものが必要であり、これをＩＣチップ上で実現すると抵抗素子が長くなり、大きなスペースが必要となる。その結果、抵抗素子のグランドに対する対抗面積が大きくなり、チップ上の抵抗と基板内のグランド間に寄生容量と寄生抵抗を生じ、高周波電力は基板にリークすることとなる。よって、このような単純な構成では、例えば5.8GHz、-60dBmといった低レベルの高周波電力をダイオードで直流に変換することができない。
【０００６】
　ヘテロダイン検波を用いれば-60dBmといった低レベルの高周波から検波できるが、発信機やLAN、ミキサを常に動作させていなければならず、待ち受け時間中に消費する電力が大きく、小さな電力源で達成する本願の目的と相いれない。また、ダイオード検波の他の問題点としては、負荷抵抗が大きくなる場合、ダイオードのアノード／カソード間の印加電圧が小さくなることにより高周波を変換できなくなること、変換後の出力がバイアスの変動によるものであっても高周波電力の変換された直流電位と区別がつかないことがあげられる。
【０００７】
　本発明は実用化されていない、高周波を受信して直流電位を発生させる起動信号出力回路を実現し、集積化に適した構成を提供することを目的とする。また、低ノイズ即ち高感度の直流電位を発生させる起動信号出力回路を提供することをも目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
　本発明は、まず請求項１に記載の構成の起動信号出力回路である。即ち、ダイオードとして働く素子と、そのダイオードのアノード側に設けられ、入力される高周波電力に対して整合をとる整合回路と、ダイオードのアノード側に接続され、正電位が印加された高抵抗として働く第１のトランジスタと、ダイオードのカソード側とアースとの間に挿入され、正電位が印加された高抵抗として働く第２のトランジスタとを有した特定周波数の高周波電力を変換して直流成分を出力するＲＦ／ＤＣ変換回路を有することを特徴とする。また、請求項２に記載の発明は、ダイオードのカソード側とアース間に接続され、特定周波数に対しショートとなる共振回路を更に有することを特徴とする。既に述べた通り、「特定周波数の高周波電力を変換して直流成分を出力するＲＦ／ＤＣ変換回路」には、「微小間隔で間欠的に当該周波数帯域の高周波電力（ＲＦ）が入力された場合、それに対応して間欠的に直流電位（ＤＣ）を出力する回路」を当然に含む。更には「当該周波数帯域の高周波電力（ＲＦ）が入力された場合、それに対応する直流電位（ＤＣ）（High Level）を出力し、当該周波数帯域の高周波電力（ＲＦ）が入力されない場合、直流電位（ＤＣ）（Low Level）を出力する回路」をも含む。以下の各請求項でも同様である。
【０００９】
　また、請求項３に記載の構成の起動信号出力回路は、ダイオードとして働く素子と、ダイオードのアノード側に設けられ、入力される高周波電力に対して整合をとる整合回路と、ダイオードのアノード側にエミッタが接続され、ベースとコレクタに所定の正電位が印加された第１のｎｐｎトランジスタと、ダイオードのカソード側にコレクタが接続され、エミッタが抵抗を介してアースに接続された第２のｎｐｎトランジスタと、第２のｎｐｎトランジスタのベースにエミッタが接続され、ベースとコレクタに所定の正電位が印加された第３のｎｐｎトランジスタとダイオードのカソード側とアース間に接続され、特定周波数に対しショートとなる共振回路とを有した前記特定周波数の高周波出力を変換して直流成分を出力するＲＦ／ＤＣ変換回路を有することを特徴とする。
【００１０】
　また、請求項４に記載の構成の起動信号出力回路は、請求項３に記載のＲＦ／ＤＣ変換回路とは、高周波電力が入力されないことと整合回路がないことを除き同一の構成の対照回路を有し、ＲＦ／ＤＣ変換回路と対照回路の出力の差を特定周波数の高周波出力を変換した当該直流成分として出力する差動ＲＦ／ＤＣ変換部を有することを特徴とする。
【００１１】
　また、請求項５に記載の構成の起動信号出力回路は、更に、差動ＲＦ／ＤＣ変換部の出力に対し１段以上の差動増幅を行う差動増幅部と、差動ＲＦ／ＤＣ変換部と差動増幅部との間、及び、前記差動増幅部の後段の少なくとも一方に低域フィルタを有し、差動増幅部と低域フィルタの出力は特定の高周波信号の帯域に比較して1/1000以下の帯域だけを伝送増幅することを特徴とする。
【００１２】
　また、請求項６に記載の構成の起動信号出力回路は、更に、低域フィルタと差動増幅部とから構成される部分においては、伝達関数が周波数に対し単調減少の特性となっていることを特徴とすることを特徴とする。
【００１３】
　また、請求項７に記載の構成の起動信号出力回路は、所望の周波数をＲＦ／ＤＣ変換するＲＦ／ＤＣ変換部と、特定の高周波信号の帯域に比較して1/1000以下の帯域だけを伝送増幅する低域フィルタ及び低域増幅器を備えたことを特徴とする。また、請求項８に記載の手段は、低域フィルタと低域増幅器とから構成される部分においては、伝達関数が周波数に対し全体として単調減少の特性となっていることを特徴とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
　トランジスタのベース／エミッタ間の高抵抗と、コレクタ／エミッタ間に発生する電流源を利用することで、高周波のリークの少ない高抵抗を実現することが可能である（請求項１、３）。また、特定周波数に対しショートとなる回路をダイオードのカソード側に設けることで、高周波電力が効率よくダイオードに印加される（請求項２、３）。ダイオードのカソード側のトランジスタを２段とし、アースとの間に抵抗を設けることで、ダイオードのカソード電位調整が容易となるとともにより一層の回路の安定化を図ることができる（請求項３）。
【００１５】
　ＲＦ／ＤＣ変換部を差動方式とすることで、バイアス電位の変動（ドリフト）の影響を除去し、その出力を高周波電力を直流変換させた成分のみとすることができる（請求項４）。
【００１６】
　差動増幅器を低電流動作させた場合に低域濾波の効果があることを利用し、低域フィルタとの組み合わせや、更にこれらの差動増幅器を複数段とすることで、高周波信号の帯域に比較して1/1000以下の帯域だけを伝送増幅するようにすると本発明において更に効果的である。即ち、高周波の帯域に対し、直流近傍の帯域のみの低域濾波及び増幅するので、従来のダイオード検波よりも感度を大幅に引き上げることができる（請求項５）。高周波成分の不要波を除くためには、伝達関数は周波数に対し単調減少となっていることが望ましい（請求項６）。
【００１７】
　ＲＦ／ＤＣ変換部を請求項１乃至４のような構成に限定せず、また、増幅器を請求項５のような差動方式の構成に限定せずとも、請求項７、請求項８の構成は、請求項５、請求項６における特有な効果と同様な効果を有する構成である。
【００１８】
　以上の発明による起動信号出力回路を用いて、特定の高周波を受けた場合に通信装置を起動させ、通信装置用一次電池を当該特定の高周波を受けた場合に消費させるようにすることができる。これにより、通信装置用一次電池を数年間使用できるような移動体通信機の実現化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
　本願発明の起動信号出力回路を有する移動体通信機に適する分野は、ＥＴＣ、ＬＡＮ、監視システム等を挙げることができる。例えばＩＴＳの分野では、ゲート通過時等にのみ車両番号を通信し、ゲート通過時等以外はそのような通信を行わない電子ナンバープレートの実現を可能とすることができる。また、例えば監視システムにおいては入退室時のみＩＤ番号を発信するＩＤカードを実現可能とすることができる。このように、本願発明の起動信号出力回路は通信装置用一次電池の消費が必要時に限ってされるようにするものであり、極めて有用であって、その用途は極めて広範囲に及ぶものである。
【実施例１】
【００２０】
　図１は本発明の具体的な第１の実施例に係る起動信号出力回路の要部であるＲＦ／ＤＣ変換回路１１を示した回路図である。ＲＦ／ＤＣ変換回路１１の構成は、整合回路ＭＣ、ダイオードとして用いるｎｐｎトランジスタＱD、ｎｐｎトランジスタＱDのベース（アノード側）にエミッタの接続されたｎｐｎトランジスタＱ1、ｎｐｎトランジスタＱ1のベースに接続された抵抗Ｒ1、ｎｐｎトランジスタＱDのエミッタ（カソード側）にコレクタの接続されたｎｐｎトランジスタＱ2、ｎｐｎトランジスタＱ2のベースに接続された抵抗Ｒ2、ダイオードとして働くｎｐｎトランジスタＱDのエミッタ（カソード側）に直列に接続された容量Ｃ1及びインダクタンスＬ1、同じくダイオードとして働くｎｐｎトランジスタＱDのエミッタ（カソード側）に接続された容量Ｃ2から成る。ｎｐｎトランジスタＱ2のエミッタは接地され、インダクタンスＬ1と容量Ｃ2の他端は接地され、ｎｐｎトランジスタＱ1のコレクタには電位Ｂ0、抵抗Ｒ1には電位Ｂ1、抵抗Ｒ2には電位Ｂ2が印加される。整合回路ＭＣは、スタブや伝送線路、チップ容量を利用して形成し、ｎｐｎトランジスタＱDのアノード端面に対してインピーダンス整合をとるようにする。また、ダイオードとして働くｎｐｎトランジスタＱDのエミッタ（カソード側）に直列に接続された容量Ｃ1及びインダクタンスＬ1は接地されてやはりキャリアに対してショートするよう形成されている。
【００２１】
　図１のＲＦ／ＤＣ変換回路１１の作用は次の通りである。高周波は整合回路ＭＣを通過してダイオードとして働くｎｐｎトランジスタＱDのベース（アノード側）に印加される。ここで整合回路ＭＣによりインピーダンス整合しているので、高周波電力が効率よく印加される。ｎｐｎトランジスタＱ1は、ベースエミッタ間が高抵抗であり、コレクタエミッタ間が定電流源として働くため、ダイオードとして働くｎｐｎトランジスタＱDのアノード側（ベース）の高抵抗として働く。ｎｐｎトランジスタＱ2は、コレクタエミッタ間が定電流源として働くため、ダイオードとして働くｎｐｎトランジスタＱDのカソード側（エミッタ）の高抵抗として働く。尚、ｎｐｎトランジスタＱ2のコレクタベース間は容量で結合するが、その容量は小さい。また更に抵抗Ｒ2で高周波リークを防いでいる。ダイオードとして働くｎｐｎトランジスタＱDのカソード側（エミッタ）の容量Ｃ1及びインダクタンスＬ1は接地されて特定キャリアに対してショートとするので、高周波電力は効率的にｎｐｎトランジスタＱDに印加される。こうしてダイオードとして働くｎｐｎトランジスタＱDのカソード側（エミッタ）の直流電位ＤＣが出力される。この直流電位ＤＣは後段に増幅器を用いても良く、またそのまま所望の出力先の通信装置等を起動させる信号として用いても良い。後段の増幅器等がない場合はＲＦ／ＤＣ変換回路１１がそのまま起動信号出力回路全体となる。本実施例は請求項１及び請求項２の具体的な実施例にあたる。
【実施例２】
【００２２】
　図２は本発明の具体的な第２の実施例に係る起動信号出力回路の要部であるＲＦ／ＤＣ変換回路１２示した回路図である。図２のＲＦ／ＤＣ変換回路１２は、図１のＲＦ／ＤＣ変換回路１１の構成からｎｐｎトランジスタＱ2のベースに接続された抵抗Ｒ2をバイアスＢ2とともに除き、ｎｐｎトランジスタＱ2のエミッタとアース間に抵抗Ｒ'2を設け、ｎｐｎトランジスタＱ2のベースにｎｐｎトランジスタＱ3のエミッタを接続し、ｎｐｎトランジスタＱ3のベースに抵抗Ｒ3を接続し、ｎｐｎトランジスタＱ3のコレクタにバイアスＢ0を、抵抗Ｒ3にバイアスＢ3を印加する構成としたものである。図２のＲＦ／ＤＣ変換回路１２は、図１のＲＦ／ＤＣ変換回路１１のダイオードとして働くｎｐｎトランジスタＱDのカソード側（エミッタ）の電位を適当に調節することが困難であることからなされたものである。
【００２３】
　即ち、まずダイオードとして働くｎｐｎトランジスタＱDのカソード側（エミッタ）の電位を抵抗Ｒ'2の電圧降下分だけ上げる。抵抗Ｒ'2は温度変化によるバイアス電位の変動を防ぐフィードバック抵抗としても作用する。ｎｐｎトランジスタＱ3を追加することで、図１のＲＦ／ＤＣ変換回路１１の高抵抗（抵抗Ｒ2）をｎｐｎトランジスタＱ3で形成し、ｎｐｎトランジスタＱ2のベース電位の制御性を向上させ、コレクタ電流及びｎｐｎトランジスタＱDのカソード側（エミッタ）の電位のバイアス電位を制御できるようにしている。
【００２４】
　図３に図２のＲＦ／ＤＣ変換回路１２の作動シミュレーションを示す。図３（ａ）のＶout0は、図２のＲＦ／ＤＣ変換回路１２の高周波を入力しない場合の出力電位であり、1.55554Vである。図３（ａ）のＶoutは、図２のＲＦ／ＤＣ変換回路１２に5.8GHz、-50dBmの高周波を入力した場合の出力電位であり、1.55566Vである。図３（ｂ）にこれらの差を示す。118μVの直流電位と、若干の高周波による交流電位成分が現れていることがわかる。若干の高周波による交流電位成分は、本来、容量Ｃ1とインダクタンスＬ1によるショートが完全ではないことによるものである。118μVの直流電位は図２のＲＦ／ＤＣ変換回路１２が5.8GHz、-50dBmの高周波電力直流電位に変換した結果である。比較のため、図１２のような、図１のＲＦ／ＤＣ変換回路１１の抵抗とトランジスタによる２つのバイアスを単に抵抗Ｒ01、Ｒ02と置き換えたＲＦ／ＤＣ変換回路による作動シミュレーションを図３（ｃ）に示す。図１２のＲＦ／ＤＣ変換回路は5.8GHz、-50dBmの高周波電力をわずか14μVの直流電位に変換するのみであり、本発明の実施例である図２のＲＦ／ＤＣ変換回路１２が高周波電力を効率よく直流電位に変換していることがわかる。
【００２５】
　本実施例は請求項３の具体的な実施例にあたる。後段の増幅器等がない場合はＲＦ／ＤＣ変換回路１２がそのまま起動信号出力回路全体となる。
【実施例３】
【００２６】
　図４に図２のＲＦ／ＤＣ変換回路１２を差動方式としたＲＦ／ＤＣ変換回路１５０を示す。ＲＦ／ＤＣ変換回路１５０は整合回路１１０、差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００、フィルタ部１２０から成る。高周波信号は整合回路１１０を介して差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００に入力される。差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００は、図２のＲＦ／ＤＣ変換回路１２の４つのトランジスタとほぼ同様な構成を２重に有するものであり、直流出力を２つ有する。フィルタ部１２０は差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００の２つの出力に対し各々低域濾波を行う。
【００２７】
　図４のＲＦ／ＤＣ変換回路１５０の差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００のうち、高周波を直流電位に変換する構成はｎｐｎトランジスタＱRD、ＱR1、ＱR2、ＱR3、抵抗ＲR1、ＲR2、ＲR3によって構成され、全て図２のＲＦ／ＤＣ変換回路１２のｎｐｎトランジスタＱD、Ｑ1、Ｑ2、Ｑ3、抵抗Ｒ1、Ｒ'2、Ｒ3と対応し、同様に接続されている。異なるのは図２のＲＦ／ＤＣ変換回路１２においては３つのバイアスＢ0、Ｂ1、Ｂ3を用いたのに対し、図４のＲＦ／ＤＣ変換回路１５０の差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００のうち、高周波を直流電位に変換する構成においては２つのバイアスＶB0とＶB1で済ましていることである。バイアスＶB0はｎｐｎトランジスタＱR1とＱR3のコレクタバイアス電位と抵抗ＲR1を介してｎｐｎトランジスタＱR1のベースバイアス電位を供給する。バイアスＶB1は抵抗ＲR3を介してｎｐｎトランジスタＱR2のベースバイアス電位を供給する。
【００２８】
　図４のＲＦ／ＤＣ変換回路１５０の差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００のうち、高周波を直流電位に変換する構成と、高周波が直接には入力されない構成をｎｐｎトランジスタＱDD、ＱD1、ＱD2、ＱD3、抵抗ＲD1、ＲD2、ＲD3によって構成する。こうして、高周波変換側のｎｐｎトランジスタＱRDのアノード側に高周波が入力されてカソード側から直流電位が出力される。対照側のｎｐｎトランジスタＱDDのアノード側には、バイアスＶB0が抵抗ＲD1、ｎｐｎトランジスタＱD1を介して印加されるだけである。よって高周波変換側のｎｐｎトランジスタＱRDのカソード側出力と対照側のｎｐｎトランジスタＱDDのカソード側出力との差をとることによりバイアス電位の変動は除去され、高周波電力の変換による直流電位のみが出力される。
【００２９】
　フィルタ部１２０では差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００の２つの出力に対し、各々２つの容量ＣR1、ＣR2、ＣD1、ＣD2と２つのインダクタンスＬR1、ＬR2、ＬD1、ＬD2を用いてキャリア周波数に対するショートを形成し、各々２つの平滑コンデンサ（容量）ＣR3、ＣR4、ＣD3、ＣD4で交流成分を平滑化する本実施例は請求項４の具体的な実施例にあたる。後段の増幅器等がない場合はＲＦ／ＤＣ変換回路１５０がそのまま起動信号出力回路全体となる。
【００３０】
　次に、図５のスペクトル図を用いて本発明の第２の要部であるフィルタ部及び増幅器の特性を説明する。図５（ａ）のように中心周波数ω0、帯域Δω、振幅Ａの高周波信号を二乗検波により検波すると図５（ｂ）の状態となる。このとき、ノイズは３つの三角形状の面積に比例するものとなっている。このうち、直流成分（ω＝０）付近の信号を取り出すため、通常の検波回路では図５（ｃ）のような特性の低域濾波器を用いて図５（ｄ）の信号を得ている。
【００３１】
　さて、本発明においては直流電位のみ必要であって、高周波信号の検波を目的としているわけではない。そこで図５（ｅ）のような、元の帯域Δωに対して極めて狭い低域濾波器を用いると、図５（ｆ）の信号を得る。これによりノイズもほとんど除去できることとなる。例えば元の帯域Δω＝4.4MHzに対し、2kHzの低域のみ濾波することで、ノイズを1/1100にできる。これは30dBの改善となる。
【００３２】
　また、T. Vlasits, et al, "A 5.8 GHz Microwave Link Automatic Debiting Applications," Microwave Journal July 1995によると、ASK信号を直接ダイオードにより検波する構成で、受信信号のビット誤り率を10-6とする受信電力は、
【００３３】
【数１】
2004140805.tif 000003
　また、Hewlett Packard Application note 923によれば、
【００３４】
【数２】
2004140805.tif 000004
　ここでIdはダイオードの電流、RA、RS、Cjはダイオードを等価回路で置き換えた際のパラメータである。Id=2μA、RA=0.909kΩ、RS=43.7Ω、Cj=0.4278pF、BV=4.4MHz、f=5.8GHzとすると、PTSS=-52.7dBm、Ｐres=-47.4dBmとなる。上述の通りDCレベル検波では約30dB改善できるので、検知限界が77dBmであることがわかる。これが本発明の請求項５乃至請求項８のフィルタ効果の説明である。
【００３５】
　図６は作動増幅器を３段に組んだ差動増幅器２００の構成を示す回路図である。第ｎ段（ｎ＝１，２，３）の増幅の構成は、２つのｎｐｎトランジスタＱnRとＱnD、２つのトランジスタＱnRとＱnDのそれぞれのコレクタに定電圧源ＶB0からそれぞれ抵抗ＲnR、ＲnDを介してバイアス電位が供給され、２つのトランジスタＱnRとＱnDのエミッタは接続されて定電流回路を介して接地される。当該定電流回路はｎｐｎトランジスタＱinと２つの抵抗ＲinB、ＲinEから成る。ｎｐｎトランジスタＱinのコレクタが２つのトランジスタＱnRとＱnDのエミッタと接続され、抵抗ＲinBを介してバイアス電位ＶB2がトランジスタＱinのベースに供給され、トランジスタＱinのエミッタから抵抗ＲinEを介して接地される。また、定電圧源ＶB0は別途容量ＣVB02を介して接地される。
【００３６】
　高周波変換側入力端子は、抵抗Ｒ0Rを介してｎｐｎトランジスタＱ1Rのべースに接続されている。ｎｐｎトランジスタＱ1RのコレクタはｎｐｎトランジスタＱ2Rのべースに接続され、ｎｐｎトランジスタＱ2RのコレクタはｎｐｎトランジスタＱ3Rのべースに接続され、ｎｐｎトランジスタＱ3Rのコレクタは出力端子となる。同様に対照側入力端子は、抵抗Ｒ0Dを介してｎｐｎトランジスタＱ1Dのべースに接続されている。ｎｐｎトランジスタＱ1DのコレクタはｎｐｎトランジスタＱ2Dのべースに接続され、ｎｐｎトランジスタＱ2DのコレクタはｎｐｎトランジスタＱ3Dのべースに接続され、ｎｐｎトランジスタＱ3Dのコレクタは出力端子となる。
【００３７】
　各段の増幅器の接続部についても４つの定電流回路が形成されている。ｎｐｎトランジスタＱ1RのコレクタとｎｐｎトランジスタＱ2Rのべースには、ｎｐｎトランジスタＱi12Rと２つの抵抗Ｒi12RB、Ｒi12REから成る定電流回路が接続され接地されている。ｎｐｎトランジスタＱi12Rと２つの抵抗Ｒi12RB、Ｒi12REとバイアスＶB3から成る定電流回路は、ｎｐｎトランジスタＱi1と２つの抵抗Ｒi1B、Ｒi1EとバイアスＶB2から成る定電流回路と対応し、それらは同様に接続されている。各段の増幅器の他の３つの接続部の定電流回路は、ｎｐｎトランジスタＱi23Rと２つの抵抗Ｒi23RB、Ｒi23RE、ｎｐｎトランジスタＱi12Dと２つの抵抗Ｒi12DB、Ｒi12DE、ｎｐｎトランジスタＱi23Dと２つの抵抗Ｒi23DB、Ｒi23DEとからなり、バイアスＶB3を用いて全く同様に構成される。
【実施例４】
【００３８】
　図７は本発明の具体的な第４の実施例である起動信号出力回路の要部であるフィルタ付き増幅部２５０の構成を示す回路図である。フィルタ付き増幅部２５０は、図示しない前段のＲＦ／ＤＣ変換回路と相まって起動信号出力回路を構成するものである。フィルタ付き増幅部２５０は前段フィルタ部１２０、差動増幅器２００、後段フィルタ部２１０を有する。図７のフィルタ付き増幅部２５０の、前段フィルタ部１２０の構成は、図４のＲＦ／ＤＣ回路１５０のフィルタ部１２０の構成と同一である。また、図７のフィルタ付き増幅部２５０の、差動増幅器２００の構成は図６の差動増幅器２００のそれと同一である。後段フィルタ部２１０は、差動増幅器２００の高周波変換側出力と対照側出力の各々に、接地された容量ＣR0とＣD0を接続しインダクタンスＬRとＬDを介して高周波変換側出力端子と対照側出力端子としている。
【００３９】
　図８（ａ）に図６の差動増幅器２００の増幅特性を、図８（ｂ）に図７のフィルタ付き増幅部２５０の増幅特性を示す。フィルタの無い図６の差動増幅器２００はＤＣ付近で88dBのゲインを示し、周波数の増加に伴ってゲインは単調減少し、5MHzで35dB程度である（図８（ａ））。これは直流増幅器が低域フィルタの作用を有していることによる。図７のフィルタ付き増幅部２５０は、ＤＣ付近のゲインはフィルタの無い図６の差動増幅器２００と同じぐらいであるが、2kHzでのゲインが22dBと大幅に減少し、40kHz以上では0dB以下となっている（図８（ｂ））。これは図７のフィルタ付き増幅部２５０は、前段フィルタ部１２０と後段フィルタ部２１０により極めて狭い低域濾波器の役割をも果たしていることを示す。本実施例は請求項５乃至請求項８の実施例にあたる。
【実施例５】
【００４０】
　図９は本発明の具体的な第５の実施例である起動信号出力回路１０００の構成を示す回路図である。起動信号出力回路１０００は、整合回路１１０、差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００、前段フィルタ部１２０、差動増幅器２００、後段フィルタ部２１０、定電圧源３００、バイアス電位発生回路３１０、３２０、３３０とから構成される。図９の起動信号出力回路１０００は図４のＲＦ／ＤＣ変換回路１５０と図７のフィルタ付き増幅部２５０の（前段）フィルタ部１２０を重ねて併せたものである。図９において、差動増幅器２００については煩雑さを避けるため、７つの定電流回路の構成素子の符号を大幅に削除したが、その構成が図６、図７の差動増幅器２００と全く同一の構成であり、対応する各素子が同一の符号が付されるべきであることは言うまでもない。また、図９においては定電圧源３００とその定電圧源３００から電位ＶB0を供給される先、バイアス電位発生回路３１０、３２０、３３０とそのバイアス電位発生回路３１０、３２０、３３０からバイアス電位ＶB1、ＶB2、ＶB3を供給される先との間の結線は省略してある。整合回路１１０は入力の直流成分を除去する容量Ｃ00（整合回路の外部、即ち前段としても良い）、オープンハーフスタブＳH、接地された容量Ｃ0、スタブＳから構成される。差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００は図４の差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００と同一の構成であって、定電圧源３００から電位ＶB0をバイアス電位発生回路３１０からバイアス電位ＶB1を供給される。また、前段フィルタ部１２０、差動増幅器２００、後段フィルタ部２１０の構成は図７のそれと全く同一であって、定電圧源３００から電位ＶB0を、バイアス電位発生回路３２０、３３０からバイアス電位ＶB2、ＶB3を供給される。
【００４１】
　バイアス電位発生回路３１０は、ｎｐｎトランジスタＱB1を用いて構成される。トランジスタＱB1のコレクタに抵抗ＲB11、エミッタに抵抗ＲB12、ベースに抵抗ＲB13、ＲB14を接続し、抵抗ＲB12とＲB14の他端を接地し、抵抗ＲB11とＲB13の他端に定圧電源３００から電位ＶB0を供給する。バイアス電位ＶB1はトランジスタＱB1のコレクタ電位とする。バイアス電位発生回路３２０は、ｎｐｎトランジスタＱB2を用いて構成される。トランジスタＱB2のコレクタに抵抗ＲB21、エミッタに抵抗ＲB22、ベースに抵抗ＲB25を接続し、抵抗ＲB25の他端に抵抗ＲB23、ＲB24を接続し、抵抗ＲB22とＲB24の他端を接地し、抵抗ＲB21とＲB23の他端に定圧電源３００から電位ＶB0を供給する。バイアス電位ＶB2はトランジスタＱB2のベース電位とする。バイアス電位発生回路３３０は、ｎｐｎトランジスタＱB3を用いて構成される。トランジスタＱB3のコレクタに抵抗ＲB31、エミッタに抵抗ＲB32、ベースに抵抗ＲB35と抵抗ＲB36を接続し、抵抗ＲB35の他端に抵抗ＲB33、ＲB34を接続し、抵抗ＲB33とＲB34の他端を接地し、抵抗ＲB31とＲB33の他端に定圧電源３００から電位ＶB0を供給する。バイアス電位ＶB3はトランジスタＱB3のベースに接続された抵抗ＲB36の他端の電位とする。
【００４２】
　図１０は図９の起動信号出力回路１０００の特性を示す特性図である。このうち図１０（ａ）は入力する高周波電力を変化させたときの前段フィルタ部１２０の差動出力（２端子の電位の差）、図１０（ｂ）は入力する高周波電力を変化させたときの後段フィルタ部２１０の差動出力（２端子の電位の差）である。図１０（ａ）のように、入力する高周波電力が-70dBmと微弱でも差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００により1μV程度の変換出力（直流電位）を得ることができる。入力する高周波電力が-60dBmであると差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００により10μVの変換出力（直流電位）を得て、３段増幅の後、0.3Vの直流出力を得ることができる。高周波電力が-40dBm以上であると差動ＲＦ／ＤＣ変換部１００により10mV以上の変換出力（直流電位）を得て、３段増幅の後、2.4V程度の直流出力を得ることができる。
【００４３】
　このように本発明によれば、所望の高周波を受信したときに通信装置を起動させる起動信号出力回路を構成することができる。上記いずれの実施例記載の回路も、集積化が極めて容易であり、且つ、2μA程度の電流を流すのみであるので、高周波の「待ち時間」において消費する電力も極めて小さい。また、増幅器を用いる場合、当該増幅器を流れる電流も極めて小さいものとできるので、低域濾波作用のしきい値周波数を下げることとなり、低域濾波がより確実となり、低消費電力化も達成できる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の第１実施例に係る起動信号出力回路の要部であるＲＦ／ＤＣ変換回路を示した回路図。
【図２】本発明の第２実施例に係る起動信号出力回路の要部であるＲＦ／ＤＣ変換回路を示した回路図。
【図３】（ａ）は第２実施例の起動信号出力回路の作動シミュレーション結果を示すグラフ図、（ｂ）はそのシミュレーションにおける高周波電力の変換による電位増加部分を示すグラフ図、（ｃ）は比較例として図１２の起動信号出力回路の作動シミュレーション結果を示すグラフ図。
【図４】本発明の第３実施例に係る起動信号出力回路の要部であるＲＦ／ＤＣ変換回路を示した回路図。
【図５】本発明のフィルタ作用の説明図。
【図６】３段差動増幅器の構成を示す回路図。
【図７】本発明の第４実施例に係る起動信号出力回路の要部であるフィルタ付き増幅部を示した回路図。
【図８】（ａ）は図６の差動増幅器の周波数に対する増幅特性図、（ｂ）は図７のフィルタ付き増幅部の周波数に対する増幅特性図。
【図９】本発明の第５実施例に係る起動信号出力回路を示した回路図。
【図１０】第５実施例の起動信号出力回路の特性図であって、（ａ）は前段フィルタ部の出力特性、（ｂ）は後段フィルタ部の出力特性。
【図１１】従来のダイオードＲＦ／ＤＣ変換回路の回路図であって、（ａ）は一例、（ｂ）は他の例。
【図１２】第２実施例に対する比較例に係るＲＦ／ＤＣ変換回路の回路図。
【符号の説明】
【００４５】
　Ｑ（下付き有り）：トランジスタ
　Ｒ（下付き有り）：抵抗
　Ｃ（下付き有り）：容量
　Ｌ（下付き有り）：インダクタンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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