(57)【要約】【課題】電力損失を増大さえることなく、ノイズの発生を抑制することのできる車両用電力制御装置を提供する。【解決手段】バッテリ電源より出力される直流電圧をＰＷＭ制御して、車両に搭載されるランプ等の負荷２を駆動させる車両用電力制御装置において、負荷２と電源との間に介置され、電源電圧のオン、オフを切り換える電子スイッチＦＥＴ１と、充放電用のコンデンサＣ１と、ＰＷＭ信号に応じてコンデンサＣ１への充電、放電を切り換える第１の充放電回路３と、を備え、コンデンサＣ１の端子電圧を電子スイッチＦＥＴ１に供給して、電子スイッチＦＥＴのオン、オフを切り換えると共に、第１の充放電回路３は、ＰＷＭ信号の前縁（立ち上がり部）にてコンデンサＣ１を充電し、ＰＷＭ信号の後縁（立ち下がり部）にてコンデンサＣ１を放電する。【選択図】　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源より出力される直流電圧をＰＷＭ制御して、車両に搭載される負荷を駆動させる車両用電力制御装置において、
前記負荷と電源との間、または負荷とグランドとの間に介置され、電源電圧のオン、オフを切り換える電子スイッチと、
充放電用の第１のコンデンサと、
ＰＷＭ信号に応じて前記コンデンサへの充電、放電を切り換える第１の充放電回路と、を備え、
前記第１のコンデンサの端子電圧を前記電子スイッチに供給して、当該電子スイッチのオン、オフを切り換えると共に、
前記第１の充放電回路は、前記ＰＷＭ信号の前縁にて前記第１のコンデンサを充電し、ＰＷＭ信号の後縁にて前記第１のコンデンサを放電することを特徴とする車両用電力制御装置。
【請求項２】
前記電子スイッチは、電界効果トランジスタであり、前記第１のコンデンサの端子電圧を、当該電界効果トランジスタのゲートに印加することを特徴とする請求項１に記載の車両用電力制御装置。
【請求項３】
前記第１の充放電回路と、前記電子スイッチとの間にバッファ回路を設けたことを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の車両用電力制御装置。
【請求項４】
前記電界効果トランジスタのゲート電圧と基準電圧とを比較する比較手段を具備し、
前記第１のコンデンサの一端が前記第１の充放電回路の出力端側に接続され、他端が前記比較手段の出力端側に接続され、
前記比較手段にて、前記ゲート電圧が基準電圧よりも大きいと判断された場合には、前記第１のコンデンサへの充放電を停止させ、ゲート電圧が基準電圧よりも小さいと判断された場合には、前記第１のコンデンサへの充放電を可能とすることを特徴とする請求項２または請求項３のいずれかに記載の車両用電力制御装置。
【請求項５】
前記比較手段の出力端と前記第１のコンデンサとの間にツェナーダイオードを介置したことを特徴とする請求項４に記載の車両用電力制御装置。
【請求項６】
第２のコンデンサ、及び第２の充放電回路を前記第１の充放電回路の前段に備え、前記第２の充放電回路は、スロースタート信号が入力された際には、前記第２のコンデンサを充電することにより、出力信号レベルを徐々に上昇させて、ピーク値へ達するように制御することを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の車両用電力供給装置。
【請求項７】
前記第２のコンデンサを充電する経路上に、ツェナーダイオードを配置したことを特徴とする請求項６に記載の車両用電力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両に搭載される負荷への電力供給を制御する車両用電力制御装置に係り、特に、ノイズの発生を低減する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、車両に搭載されるランプ負荷、或いはモータ負荷は、該車両に搭載されるバッテリより供給される電圧を、ＰＷＭ制御により所望の電圧に変換し、各負荷に供給するようにしている。
【０００３】
このようなＰＷＭ制御を用いてランプ負荷を駆動させる制御回路においては、負荷に流れる電流変化が発生するので、電流の時間変化率が大きいところで、ノイズが発生するという問題が生じる。
【０００４】
そこで、特開平９−２０４２３１号公報（以下、特許文献１という）に記載されているように、スイッチング用のＭＯＳ−ＦＥＴのゲートにコンデンサを配置することにより、ゲート電圧の時間変化を低減させることにより、電流の急変を緩和し、ノイズの発生を防止する方法が提案されている。
【０００５】
【特許文献１】
特開平９−２０４２３１号公報（図１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図１０は、該特許文献１に記載された方法を用いた場合の、ＰＷＭ信号、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート電圧ＶＧ、ソース電圧ＶＳ、及び負荷電流ＩＬの変化を示す特性図であり、ゲート電圧ＶＧがＭＯＳ−ＦＥＴの動作しきい値電圧Ｖｔｈを超えた後、電圧ＶＧは滑らかに上昇するので（符号ｐ１，ｐ２の部分）、ＭＯＳ−ＦＥＴの電力損失が大きくなるという問題が発生する。また、大きな放熱器を設ける必要があるので、装置の大型化、高コスト化を招くという問題が生じる。
【０００７】
この発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、電力損失を増大さえることなく、ノイズの発生を抑制することのできる車両用電力制御装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、電源より出力される直流電圧をＰＷＭ制御して、車両に搭載される負荷を駆動させる車両用電力制御装置において、前記負荷と電源との間、または負荷とグランドとの間に介置され、電源電圧のオン、オフを切り換える電子スイッチと、充放電用の第１のコンデンサと、ＰＷＭ信号に応じて前記コンデンサへの充電、放電を切り換える第１の充放電回路と、を備え、前記第１のコンデンサの端子電圧を前記電子スイッチに供給して、当該電子スイッチのオン、オフを切り換えると共に、前記第１の充放電回路は、前記ＰＷＭ信号の前縁にて前記第１のコンデンサを充電し、ＰＷＭ信号の後縁にて前記第１のコンデンサを放電することを特徴とする。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、前記電子スイッチは、電界効果トランジスタであり、前記第１のコンデンサの端子電圧を、当該電界効果トランジスタのゲートに印加することを特徴とする。
【００１０】
請求項３に記載の発明は、前記第１の充放電回路と、前記電子スイッチとの間にバッファ回路を設けたことを特徴とする。
【００１１】
請求項４に記載の発明は、前記電界効果トランジスタのゲート電圧と基準電圧とを比較する比較手段を具備し、前記第１のコンデンサの一端が前記第１の充放電回路の出力端側に接続され、他端が前記比較手段の出力端側に接続され、前記比較手段にて、前記ゲート電圧が基準電圧よりも大きいと判断された場合には、前記第１のコンデンサへの充放電を停止させ、ゲート電圧が基準電圧よりも小さいと判断された場合には、前記第１のコンデンサへの充放電を可能とすることを特徴とする。
【００１２】
請求項５に記載の発明は、前記比較手段の出力端と前記第１のコンデンサとの間にツェナーダイオードを介置したことを特徴とする。
【００１３】
請求項６に記載の発明は、第２のコンデンサ、及び第２の充放電回路を前記第１の充放電回路の前段に備え、前記第２の充放電回路は、スロースタート信号が入力された際には、前記第２のコンデンサを充電することにより、出力信号レベルを徐々に上昇させて、ピーク値へ達するように制御することを特徴とする。
【００１４】
請求項７に記載の発明は、前記第２のコンデンサを充電する経路上に、ツェナーダイオードを配置したことを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力制御装置を示す概略構成図、図２は、具体的な回路構成図である。
【００１６】
図１に示すように、この電力制御装置１は、車両に搭載されるヘッドライト等の負荷２と、直流１２ボルトの電圧を供給するバッテリと負荷２との間に介置され、ＰＷＭ制御により負荷２に所望の電力を供給するためのスイッチングを行う電子スイッチＦＥＴ１と、所定のデューティー比となるＰＷＭ信号を充放電する充放電回路３と、を有している。電子スイッチＦＥＴ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴで構成される。
【００１７】
更に、充放電回路３と電子スイッチＦＥＴ１のゲートとの間に設けられ、ゲートに供給するＰＷＭの立ち上がり部分、及び立ち下がり部分での電圧の急変動を緩和するバッファ回路４と、バッテリ電圧を昇圧し、昇圧した電圧ＶＰを充放電回路３、及びバッファ回路４に供給する昇圧回路５と、電子スイッチＦＥＴ１のゲート電圧ＶＧと、所定の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、この比較結果を示す信号をツェナーダイオードＺＤ１及びコンデンサＣ１を介して充放電回路３に出力するコンパレータ６と、を具備している。
【００１８】
図２に示すように、充放電回路３は、トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ９〜Ｑ１１と、電流源ＣＣ１と、抵抗Ｒ１と、を備えている。トランジスタＱ１〜Ｑ４は、カレントミラーを形成し、トランジスタＱ９とＱ１０もやはりカレントミラーを形成している。
【００１９】
また、バッファ回路４は、トランジスタＱ５〜Ｑ８と、ダイオードＤ１，Ｄ２と抵抗Ｒ２〜Ｒ４と、を具備している。トランジスタＱ５，Ｑ７はエミッタフォロワである。
【００２０】
図３は、昇圧回路５の具体的な構成を示す回路図であり、同図に示すように、該昇圧回路５は、発振器７と、ダイオードＤ１０，Ｄ１１と、コンデンサＣ１０，Ｃ１１と、から構成され、バッテリ電圧を所望の電圧に昇圧する。
【００２１】
次に、上述のように構成された本実施形態に係る電力制御装置１の動作について設明する。
【００２２】
トランジスタＱ１のコレクタ電流は、電流源ＣＣ１により決定される。従って、カレントミラーの作用により、トランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ４のコレクタ電流も略ＣＣ１と等しくなる。
【００２３】
そして、ＰＷＭ入力がＬレベルの場合には、トランジスタＱ１１はオフとなるので、トランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタ電流がトランジスタＱ１０に流れることになり、該トランジスタＱ１０のコレクタ電流は２×ＣＣ１となる。よって、カレントミラーの作用により、トランジスタＱ９のコレクタ電流も２×ＣＣ１となり、他方、トランジスタＱ４のコレクタ電流はＣＣ１であるので、この電流の差分により、コンデンサＣ１に充電されている電荷が放電される。
【００２４】
次いで、ＰＷＭ入力がＨレベルとなると、トランジスタＱ１１はオンとなり、トランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタ電流は、トランジスタＱ１１を流れるので、トランジスタＱ９はオフとなる。従って、トランジスタＱ４のコレクタ電流ＣＣ１は、コンデンサＣ１に流れ込み、該コンデンサＣ１は充電される。
【００２５】
その結果、トランジスタＱ４のコレクタ電圧ＶＣ１（第１のコンデンサの端子電圧）は、ＰＷＭ入力がＬレベルのときにＬレベルとなり、ＰＷＭ入力がＨレベルのときにＨレベルとなるように、変化する。
【００２６】
また、バッファ回路４が有するトランジスタＱ６，Ｑ８、及びエミッタフォロワＱ５，Ｑ７により、電圧ＶＣ１はバッファリングされて電子スイッチＦＥＴ１のゲートに供給される。バッファ回路４からの流れ出し方向の電流Ｉｇｓｏｕｒｃｅは、抵抗Ｒ２とトランジスタＱ６により、略Ｒ２×Ｖｂｅ６の値に制限される。但し、Ｖｂｅ６は、トランジスタＱ６のベース・エミッタ間の順方向電圧である。
【００２７】
他方、バッファ４への流れ込み電流Ｉｇｓｉｎｋは、抵抗Ｒ３とトランジスタＱ８により、略Ｒ３×Ｖｂｅ８の値に制限される。但し、Ｖｂｅ８は、トランジスタＱ８のベース・エミッタ間の順方向電圧である。ここで、ダイオードＤ１，Ｄ２は回路動作安定用に設けているものである。また、抵抗Ｒ４はゲートのプルダウン用であり、抵抗Ｒ３よりも大きい値を有している。
【００２８】
コンパレータ６は、電子スイッチＦＥＴ１のゲート電圧ＶＧが基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さいとき（ＶＧ＜Ｖｒｅｆ）に、出力信号がＬレベルとなり、ゲート電圧ＶＧが基準電圧Ｖｒｅｆ以上のとき（ＶＧ≧Ｖｒｅｆ）に、出力信号がＨレベルとなる。従って、ＶＧ＜Ｖｒｅｆのときには、コンデンサＣ１は充放電が可能となり、ＶＧ≧Ｖｒｅｆのときには、コンデンサＣ１は充放電ができない状態となる。
【００２９】
なお、コンパレータ６にヒステリシスを持たせ、立ち上がり時と立ち下がり時でＶｒｅｆを変更するように構成することも可能である。
【００３０】
以下、図４に示すフローチャートを参照しながら、各信号の変化について説明する。同図において、（ａ）はＰＷＭ入力信号、（ｂ）は電圧ＶＣ１、（ｃ）は電子スイッチＦＥＴ１のゲート電圧ＶＧ、（ｄ）はコンパレータ６の出力信号（Ｌレベルをオン、Ｈレベルをオフとしている）、（ｅ）は電子スイッチＦＥＴ１のソース電圧、（ｆ）は負荷電流ＩＬを示している。
【００３１】
ＰＷＭ入力がＬレベルのときには、上述したように、充放電回路３は放電状態であり、ＶＣ１は略０ボルトである。このとき、電子スイッチＦＥＴ１のゲート電圧ＶＧも０ボルトであるので、該電子スイッチＦＥＴ１はオフ状態となり、負荷電流ＩＬはゼロである。
【００３２】
時刻ｔ１のタイミングでＰＷＭ入力がＨレベルとなると、上述した動作により、コンデンサＣ１への充電が開始される。この際、ツェナーダイオードＺＤ１が設けられていることにより、電圧ＶＣ１は、以下に示す（１）式により上昇することになる。
【００３３】
ＶＣ１＝Ｖｚｄ１＋ＣＣ１×Ｔｐｗｍ／Ｃ１　　　・・・（１）
但し、Ｖｚｄ１は、ツェナーダイオードダイオードＺＤ１による電圧降下、ＴｐｗｍはＰＷＭ入力がＨレベルとなってからの経過時間である。
【００３４】
また、電圧ＶＧは、略（ＶＣ１−ＶＤ１−Ｖｂｅ５）となる。ここで、Ｖｂｅ５は、トランジスタＱ５のベース・エミッタ間順方向電圧である。
【００３５】
そして、時刻ｔ２で、電圧ＶＧが電子スイッチＦＥＴ１の動作しきい値電圧Ｖｔｈを超えると、電子スイッチＦＥＴ１のソース電圧ＶＳの値は、ＶＧ−Ｖｔｈとなり、該電子スイッチＦＥＴ１がオン状態となって、負荷電流ＩＬが流れる。このとき、負荷２に印加される電圧は、上述した（１）式に示した傾きでゆっくりと上昇する。その結果、負荷電流ＩＬの変化率は小さい値となる。
【００３６】
その後、時刻ｔ３で、電圧ＶＧが基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータ６の出力信号が反転し、Ｈレベルとなる。これにより、コンデンサＣ１への充電ができなくなるので、電圧ＶＣ１は急激に上昇し、該電圧ＶＣ１は昇圧回路５の出力電圧ＶＰと略等しくなる。
【００３７】
バッファ回路４は、流れ出し方向の電流Ｉｇｓｏｕｒｃｅ（＝Ｒ２×Ｖｂｅ６）で電子スイッチＦＥＴ１のゲート容量を充電するので、ゲート電圧ＶＧは略一定の傾きで上昇し、ソース電圧ＶＳ及び負荷電流ＩＬもこれに追従して上昇する。
【００３８】
その後、時刻ｔ４にて、ゲート電圧ＶＧがバッテリ電圧ＶＢＡＴＴを超えると、ソース電圧ＶＳの値は、ＶＢＡＴＴ−ＲＤＳｏｎ×ＩＬの値に落ち着く。但し、ＲＤＳｏｎは、電子スイッチＦＥＴ１のオン抵抗である。
【００３９】
時刻ｔ５にて、ＰＷＭ入力がＬレベルとなると、充放電回路３は放電に転じることになるが、コンパレータ６の出力がＨレベル（オフ）のままであるので、コンデンサＣ１に蓄積された電圧は放電されない。そのため、電圧ＶＣ１は、ゲート電圧ＶＧが基準電圧Ｖｒｅｆと一致するまで急激に下降する。ここで、電子スイッチＦＥＴ１のゲート電荷を放電する電流は、Ｉｇｓｉｎｋ（＝Ｒ３×Ｖｂｅ８）で制限される。ここで、Ｖｂｅ５は、トランジスタＱ５のベース・エミッタ間順方向電圧である。
【００４０】
時刻ｔ６にて、ゲート電圧ＶＧが基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなると、コンパレータ６の出力信号がＬレベル（オン）となる。このとき、コンデンサＣ１には、ＰＷＭ入力の立ち上がり時に充電された電荷がそのまま残っているので、電圧ＶＣ１は、以下の（２）式で示される。
【００４１】
ＶＣ１＝ＣＣ１×Ｔｃｈｇ／Ｃ１　　　・・・（２）
但し、Ｔｃｈｇは、コンデンサＣ１の充電時間である。
【００４２】
そして、電圧ＶＣ１は、（２）式で示した値から、低下率ＣＣ１／Ｃ１で、徐々に低下していく。電圧ＶＧの値は、略（ＶＣ１＋ＶＤ２＋Ｖｂｅ７）となり、電圧ＶＣ１に追従して徐々に低下していく。ここで、ＶＤ２はダイオードＤ２の順方向電圧、Ｖｂｅ７はトランジスタＱ７のベース・エミッタ間の順方向電圧である。
【００４３】
従って、負荷電流ＩＬの変化率も小さい値となる。
【００４４】
その後、時刻Ｔ７にて、ゲート電圧ＶＧがしきい値電圧Ｖｔｈよりも低くなると、ソース電圧ＶＳは０ボルトとなり、負荷電流ＩＬはゼロアンペアとなる。
【００４５】
そして、上述したｔ１〜ｔ７までの動作を繰り返すことにより、負荷２へ供給する電力を制御することができる。また、図４（ｆ）に示す負荷電流ＩＬの変化特性曲線から理解されるように、ＰＷＭ制御による電流立ち上がり時、及び立ち下がり時に生じる過大な電流変化を抑制することができる。
【００４６】
このようにして、本発明の第１の実施形態に係る電力制御装置１では、充放電回路３、バッファ回路４、及びコンパレータ６を設けることにより、ＰＷＭ入力の立ち上がり時におけるゲート電圧ＶＧの急激な上昇を抑制し、且つ、ＰＷＭ入力の立ち下がり時におけるゲート電圧ＶＧの急激な下降を抑制することができるので、ＰＷＭ制御に伴う負荷電流の急激な変化を押さえることができ、ノイズの発生を防止することができる。
【００４７】
また、従来のように、負荷電流の立ち上がり時でのピーク値に達するでの時間、及び立ち下がり時でのゼロレベルに達するまでの時間が長くならないので、電力損失を低減することができる。
【００４８】
更に、充放電回路３の充電電流と放電電流、バッファ回路４より流れ出す電流Ｉｇｓｏｕｒｃｅと、流れ込む電流Ｉｇｓｉｎｋ、基準電圧Ｖｒｅｆの、合計５つの値を用いて、負荷電流ＩＬの立ち上がり、及び立ち下がりの電流変化率をそれぞれ独立にに制御することができるので、ノイズの抑制効果と、電力損失との兼ね合いを最適に設定することができる。
【００４９】
また、ツェナーダイオードＺＤ１を省略することも可能である。この場合には、ＰＷＭ信号がＨレベルとなってから負荷電流ＩＬが流れ出すまでの時間が遅くなるが、ノイズ抑制効果は変わらない。
【００５０】
更に、電子スイッチＦＥＴ１に加熱遮断型の付加機能を持たせ、温度検出回路、ゲート遮断回路及びラッチを持ち、ＭＯＳ−ＦＥＴが加熱により破壊する前にゲートをオフして通電を止めるようにすれば、安全性を確保することができる。
【００５１】
次に、本発明に係る電力制御装置の第２の実施形態について説明する。図５は、第２の実施形態に係る電力制御装置１１を示す概略構成図、図６は、具体的な回路構成図である。
図５に示すように、この電力制御装置１１は、前述した第１の実施形態と同様に、負荷２と、バッテリと負荷２との間に介置される電子スイッチＦＥＴ１と、第１の充放電回路３と、を有している。
【００５２】
また、充放電回路３と電子スイッチＦＥＴ１のゲートとの間に設けらた第１のバッファ回路４と、バッテリ電圧を昇圧して電圧ＶＰを出力する昇圧回路１５と、電子スイッチＦＥＴ１のゲート電圧ＶＧと、所定の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、この比較結果を示す信号をツェナーダイオードＺＤ１及びコンデンサＣ１を介して充放電回路３に出力するコンパレータ６と、を具備している。
【００５３】
なお、第１の実施形態では、「充放電回路」及び「バッファ回路」はそれぞれ１つずつであったので、単に、「充放電回路」、「バッファ回路」と称したが、本実施形態では、それぞれ２つの「充放電回路」、「バッファ回路」を備えるので、これらを区別するために、第１の充放電回路３、第１のバッファ回路４としている。詳細な回路構成は、図２に示したものと同一である。
【００５４】
更に、本実施形態では、これらに加えて、第２の充放電回路１３、第２のバッファ回路１４、及びコンデンサＣ２、ツェナーダイオードＺＤ２を備えている。また、電子スイッチＦＥＴ１のゲート・ソース間にツェナーダイオードＺＤ３が設けられている。
【００５５】
図６に示す第１の充放電回路３、及び第１のバッファ回路４は、図２に示したものと同様であるので、同一符号を付して、その構成説明を省略する。
【００５６】
また、図６に示すように、第２の充放電回路１３は、トランジスタＱ２１〜Ｑ２４と、電流源ＣＣ２と、抵抗Ｒ１０と、を有している。また、コンデンサＣ２、及びツェナーダイオードＺＤ２に接続されている。トランジスタＱ２１，Ｑ２２によりカレントミラーが形成されている。
【００５７】
第２のバッファ回路１４は、エミッタフォロワとなるトランジスタＱ２５を有している。該トランジスタＱ２５は、第２の充放電回路１３の出力電圧ＶＣ２をバッファリングし、ＶＣ２−Ｖｂｅ２５の電圧（Ｖｂｅ２５はトランジスタＱ２５のベース・エミッタ間の電圧）を第１の充放電回路３に出力する。
【００５８】
図７は、昇圧回路１５の詳細な構成を示す回路図であり、同図に示すように、該昇圧回路１５は、発振器１７と、ダイオードＤ３０，Ｄ３１と、コンデンサＣ３０，Ｃ３１と、電源ＶＣＣと、から構成され、例えば４２ボルトの高圧のバッテリ電圧を所望の電圧ＶＰに昇圧する。該昇圧回路１５は、発振器１７、ダイオードＤ３０，Ｄ３１、及びコンデンサＣ３０によりチャージポンプ動作を行う。この回路では、出力電圧ＶＰは、ＶＢＡＴＴ＋ＶＣＣ−ＶＤ３０−ＶＤ３１の値が得られる。ここで、ＶＤ３０は、ダイオードＤ３０の順方向電圧、ＶＤ３１は、ダイオードＤ３１の順方向電圧である。コンデンサＣ３１は、出力電圧ＶＰを平滑化するためのものである。
【００５９】
次に、第２の実施形態に係る電力制御装置１１の動作について説明する。
【００６０】
充放電回路１３のトランジスタＱ２１，Ｑ２３は、カレントミラーを形成しているので、トランジスタＱ２１のコレクタ電流は、電流源ＣＣ１の電流値と等しくなり、トランジスタＱ２２のコレクタ電流も電流源ＣＣ１の電流値となる。
【００６１】
そして、第２の充放電回路１３へのスロースタート入力がＨレベルとなると、トランジスタＱ２４はオンとなり、トランジスタＱ２３はオフとなるので、トランジスタＱ２２のコレクタ電流により、コンデンサＣ２はＣＣ１により充電される。これにより、トランジスタＱ２２のコレクタ電圧ＶＣ２は、所定のレベルに達する。
【００６２】
他方、スロースタート入力がＬレベルとなると、トランジスタＱ２４はオフとなり、トランジスタＱ２３はオンとなるので、コンデンサＣ２に蓄積された電荷は放電される。その結果、電圧ＶＣ２は、ゼロボルトまで低下する。なお、ここでは、充電時のみ定電流としたが、放電時についても定電流とすることもできる。
【００６３】
以下、図８に示すタイミングチャートを参照して、スロースタート時における動作について説明する。同図において、（ａ）はスロースタート入力信号、（ｂ）は第２の充放電回路１３の出力電圧ＶＣ２、（ｃ）はＰＷＭ入力、（ｄ）は第１の充放電回路３の出力電圧ＶＣ１、（ｅ）は電子スイッチＦＥＴ１のゲート電圧ＶＧ、（ｆ）は電子スイッチＦＥＴ１のソース電圧ＶＳ、（ｇ）は負荷電流ＩＬを示している。
【００６４】
スロースタート入力がＬレベルのときには、上述したように、コンデンサＣ２の電荷は放電され、電圧ＶＣ２は略ゼロボルトである。そして、時刻ｔ１１でスロースタート入力がＨレベルとなると、コンデンサＣ２の充電が開始される。この際、コンデンサＣ２と直列にツェナーダイオードＺＤ２が接続されているので、図８（ｂ）に示すように、電圧ＶＣ２は一旦電圧Ｖｚｄ２（ツェナーダイオードＺＤ２による電圧降下分）まで上昇した後、一定の勾配で電圧ＶＰ（昇圧回路１５の出力電圧）まで上昇していく。即ち、電圧ＶＣ２は、以下に示す（３）式で示される。
【００６５】
ＶＣ２＝Ｖｚｄ２＋ＣＣ２×Ｔｓｓ／Ｃ１　　・・・（３）
但し、Ｔｓｓは、スロースタート入力がＨレベルとなってからの経過時間である。
【００６６】
次いで、同図（ｃ）に示すように、ＰＷＭ入力が与えられると、ＰＷＭ入力パルスに応じて、電子スイッチＦＥＴ１はオンとなり、負荷電流ＩＬが流れる。この際、図８（ｄ）、（ｅ）に示すように、第１の充放電回路３の出力電圧ＶＣ１、及び電子スイッチＦＥＴ１のゲート電圧ＶＧについても、電圧ＶＣ２と同一の勾配で上昇することになる。
【００６７】
また、電圧ＶＣ２がＶＢＡＴＴよりも低い間は（厳密には、ＶＣ２がＶＢＡＴＴ＋Ｖｂｅ２５＋ＶＤ１＋Ｖｂｅ５＋Ｖｔｈよりも低い間は）、電子スイッチＦＥＴ１がソースフォロワ動作となり、ソース電圧ＶＳは、ＶＧ−Ｖｔｈとなる。但し、Ｖｔｈは電子スイッチＦＥＴ１の動作しきい値電圧である。例えば、電圧ＶＢＡＴＴ＝３６ボルトで、１２ボルト定格の電球（負荷２）を駆動したとする。Ｖｚｄ２＝１６ボルトとしておけば、最初に負荷にかかる電圧ＶＳ（ソース電圧）は約１２ボルトとなるので、バッテリ電圧ＶＢＡＴＴが１２ボルトであるときと同程度の突入電流に抑制することができる。
【００６８】
電圧ＶＣ２が電圧ＶＰに到達するまでの時間は負荷２の突入電流が発生している時間に合わせれば十分であるが、より長い時間に設定して、負荷２がゆっくりと立ち上がるように設定することもできる。
【００６９】
電圧ＶＣ２が電圧ＶＢＡＴＴを超えてからは、ソース電圧ＶＳは一定値（ＶＢＡＴＴ−ＲＤＳｏｎ×ＩＬ）に落ち着く。但し、ＲＤＳｏｎは、電子スイッチＦＥＴ１のオン抵抗である。また、スロースタートをかけたくない場合には、予めスロースタート入力をＨレベルとした状態で、ＰＷＭ信号を駆動させるようにすれば良い。
【００７０】
なお、第１の充放電回路３、及び第１のバッファ回路４の動作については、前述した第１の実施形態と同様であり、第１の充電回路３、及び第１のバッファ回路４を備えることにより、ＰＷＭ入力の立ち上がり時、及び立ち下がり時におけるノイズの発生を抑制することができる。
【００７１】
このようにして、第２の実施形態に係る電力制御装置１１では、スロースタート入力を与えることにより、電圧供給開始時において電圧を徐々に上昇させることができるので、突入電流の発生を抑制することができる。また、負荷２に印加される電圧を、ツェナーダイオードＺＤ２により設定することができるので、電子スイッチＦＥＴ１のばらつきに左右されずに、負荷電流ＩＬを安定に流すことができる。
【００７２】
また、第２の充放電回路１３の充電電流、コンデンサＣ２、ツェナーダイオードＺＤ２の値を用いて、スロースタートの初期電圧、電圧勾配を変更することができるので、負荷２に合わせた最適な突入電流の制御が可能となる。
【００７３】
更に、第１の充放電回路３の充電電流と放電電流、第１のバッファ回路４より流れ出す電流Ｉｇｓｏｕｒｃｅと、流れ込む電流Ｉｇｓｉｎｋ、基準電圧Ｖｒｅｆの、合計５つの値を用いて、負荷電流ＩＬの立ち上がり、及び立ち下がりの電流変化率をそれぞれ独立にに制御することができるので、ノイズの抑制効果と、電力損失との兼ね合いを最適に設定することができる。
【００７４】
また、第１の実施形態と同様に、ＺＤ１を省略することも可能である。この場合には、ＰＷＭ入力信号がＨレベルになった後に、負荷電流ＩＬが流れ出すまでの時間が遅くなるが、ノイズ抑制効果は変わらない。
【００７５】
更に、図９に示すように、ランプ（負荷２）点灯初期におけるＰＷＭ周波数、デューティー比、及びその双方を定常時と異なるように設定することも可能である。この場合には、点灯遅れ時間の微調整が可能となる。
【００７６】
以上、本発明の車両用電力制御装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。
【００７７】
例えば、上記した各実施形態では、負荷２としてランプ負荷を例に挙げたが、本発明はこれに限定されるものではなく、モータ等の他の負荷についても適用することができるものである。
【００７８】
また、電子スイッチＦＥＴ１を電源と負荷２との間に介置する例について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、負荷２とグランドとの間に電子スイッチＦＥＴ１を設ける構成とすることもできる。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように、本願請求項１，２に記載の発明によれば、ＰＷＭ信号の前縁（立ち上がり部）にて第１のコンデンサを充電するので、ＰＷＭ信号を緩やかに立ち上がるようにすることができ、ＰＷＭ信号の後縁（立ち下がり部）にて第１のコンデンサを放電するので、ＰＷＭ信号を緩やかに立ち下げることができる。従って、急激な負荷電流の変化を抑制することができ、ノイズの発生を軽減することができる。
【００８０】
請求項３に記載の発明によれば、第１の充放電回路と電子スイッチとの間にバッファ回路が設けられるので、電子スイッチのゲート電圧の急激な変化を防止することができる。
【００８１】
請求項４に記載の発明によれば、電子スイッチのゲート電圧が所定の基準値よりも大きいときには、第１のコンデンサの充放電を停止させるので、ゲート電圧が所定のレベルに達した後には、即時に電圧が上昇するので、電力損失を低減することができる。
【００８２】
請求項５に記載の発明によれば、第１のコンデンサにツェナーダイオードが接続されるので、ＰＷＭ信号の立ち上がり時にて、所定の電圧レベルまで即時に上昇させることができる。
【００８３】
請求項６，７に記載の発明によれば、スロースタート信号が与えられた際には、第２の充放電回路により、第２のコンデンサを充電するので、ＰＷＭ信号のレベルを徐々に上昇させることができ、ＰＷＭ信号入力時における電圧の急激な変化を防止することができる。これにより、電子スイッチのばらつきに左右されずに、負荷電流を安定に流すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電力制御装置を示す概略構成図である。
【図２】第１の実施形態に係る電力制御装置の具体的な構成を示す回路図である。
【図３】第１の実施形態に係る昇圧回路の構成を示す回路図である。
【図４】第１の実施形態に係る電力制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る電力制御装置を示す概略構成図である。
【図６】第２の実施形態に係る電力制御装置の具体的な構成を示す回路図である。
【図７】第２の実施形態に係る昇圧回路の構成を示す回路図である。
【図８】第２の実施形態に係る電力制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図９】第２実施形態に係り、ＰＷＭ入力信号の周波数、及びデューティー比を定常時と異なるようにした例を示す説明図である。
【図１０】従来における電力制御装置に係る信号変化を示す特性図である。
【符号の説明】
１，１１　電力制御装置
２　負荷
３　充放電回路、第１の充放電回路
４　バッファ回路、第１のバッファ回路
５，１５　昇圧回路
６　コンパレータ（比較手段）
７，１７　発振器
１３　第２の充放電回路
１４　第２のバッファ回路
ＦＥＴ１　電子スイッチ
Ｃ１　コンデンサ（第１のコンデンサ）
Ｃ２　コンデンサ（第２のコンデンサ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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