(57)【要約】【課題】データ伝送方法およびこれに対応する送受信装置および変調装置を提供して、例えば基地局と受動または半受動のトランスポンダとのあいだの確実なデータ伝送が小さな距離から大きな距離にいたるまで広汎に可能となるようにする。【解決手段】送受信装置で受信された電磁波の電界強度に依存して第１の変調プロセスに加えてまたは第１の変調プロセスに代えて第２の変調プロセスでの変調を行って反射する。【選択図】図２
2004222280.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基地局が電磁波を送信し、送受信装置がこれを受信し、基地局へ伝送されるデータに依存して第１の変調プロセスにより変調を行って反射する
基地局と送受信装置、例えばトランスポンダとのあいだでの無線データ伝送方法において、
送受信装置で受信された電磁波の電界強度に依存して第１の変調プロセスに加えてまたは第１の変調プロセスに代えて第２の変調プロセスでの変調を行って反射する
ことを特徴とする基地局と送受信装置とのあいだでの無線データ伝送方法。
【請求項２】
設定された電界強度閾値が上方超過された場合に第２の変調プロセスを用いる、請求項１記載の方法。
【請求項３】
電界強度閾値の上方超過を基準電圧および／または基準電流を用いて検出する、請求項２記載の方法。
【請求項４】
第１の変調プロセスが位相シフトキーイングであり、および／または第２の変調プロセスが振幅シフトキーイングである、請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
【請求項５】
第２の変調プロセスの変調度を受信電界強度に依存して制御する、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
【請求項６】
振幅変調に対して制御回路（ＳＲ）の目標値を変更する、請求項４または５記載の方法。
【請求項７】
振幅変調に対して制限回路の動作点を変更するか、および／または電圧増倍回路へ介入する、請求項４から６までのいずれか１項記載の方法。
【請求項８】
送受信装置、例えばトランスポンダにおいて、
基地局から送信された電磁波を基地局へ伝送されるデータに依存して変調する第１の変調装置（Ｍ１）と、受信された電界強度に依存して第１の変調装置（Ｍ１）に加えてまたは第１の変調装置に代えて作動される第２の変調装置（Ｍ２，Ｍ２Ａ，Ｍ２Ｂ，Ｍ２Ｃ）とを有する
ことを特徴とする送受信装置。
【請求項９】
第１の変調装置（Ｍ１）が位相シフトキーイング装置であり、および／または第２の変調装置（Ｍ２）が振幅シフトキーイング装置である（Ｍ２，Ｍ２Ａ，Ｍ２Ｂ，Ｍ２Ｃ）、請求項８記載の装置。
【請求項１０】
第２の変調装置（Ｍ２，Ｍ２Ａ，Ｍ２Ｂ，Ｍ２Ｃ）は整流器（ＧＬ）の出力側へ結合されている、請求項８または９記載の装置。
【請求項１１】
第２の変調装置（Ｍ２，Ｍ２Ａ，Ｍ２Ｂ，Ｍ２Ｃ）は制御回路、例えば電圧制御回路（ＳＲ）およびリファレンス手段、例えばツェナーダイオード（Ｄ１，Ｄ２）を有しており、ここでリファレンス手段は制御回路の目標値を設定するために用いられる、請求項８から１０までのいずれか１項記載の装置。
【請求項１２】
第２の変調装置（Ｍ２Ａ）は複数のダイオード（Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６）を備えた制限回路と制御可能なスイッチング手段（Ｔ１）とを有しており、ダイオードは給電電圧と基準電位とのあいだで順方向に直列に接続されており、スイッチング手段は２つのダイオード（Ｄ５，Ｄ６）の接続点（Ｎ１）と基準電位とのあいだに接続されており、かつ変調制御信号（ＭＣＳ）の印加される制御入力側を有している、請求項８記載の装置。
【請求項１３】
第２の変調装置（Ｍ２Ａ）は複数のダイオード（Ｄ７，Ｄ８，Ｄ９，Ｄ１０）を備えた直列回路と制御可能なスイッチング手段（Ｔ２）と論理ゲート、例えばＡＮＤゲート（Ｇ１）とを有しており、ダイオードは給電電圧と基準電位とのあいだで順方向に直列接続されており、論理ゲートの出力側はスイッチング手段（Ｔ２）の制御入力側に接続されており、一方の入力側は２つのダイオード（Ｄ８，Ｄ９）の接続点（Ｎ２）に接続されており、他方の入力側には変調制御信号（ＭＣＳ）が印加される、請求項８記載の装置。
【請求項１４】
第２の変調装置（Ｍ２Ａ）は複数のダイオード（Ｄ７，Ｄ８，Ｄ９，Ｄ１０）を備えた直列回路と制御可能なスイッチング手段（Ｔ２）と論理ゲート、例えばＡＮＤゲート（Ｇ１）とを有しており、ダイオードは給電電圧と基準電位とのあいだで順方向に接続されており、スイッチング手段は電圧増倍回路の１つの段（Ｓ２）のノード（Ｎ３）と基準電位とのあいだに接続されており、論理ゲートの出力側はスイッチング手段（Ｔ２）の制御入力側に接続されており、一方の入力側は２つのダイオード（Ｄ８，Ｄ９）の接続点（Ｎ２）に接続されており、他方の入力側には変調制御信号（ＭＣＳ）が印加される、請求項８記載の装置。
【請求項１５】
トランスポンダは受動または半受動である、請求項８記載の装置。
【請求項１６】
基地局から送信された電磁波を基地局へ伝送されるデータに依存して変調する
送受信装置用の振幅シフトキーイング変調装置（Ｍ２Ｃ）において、
多段の電圧増倍回路を含む整流器（ＧＬ）を備えており、
多段の電圧増倍回路の１つの段（Ｓ２）のノード（Ｎ３）、例えば出力ノードがスイッチング手段（Ｔ２，ＳＭ）を介して変調制御信号（ＭＣＳ）に依存して基準電位に接続される
ことを特徴とする送受信装置用の振幅変調装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、基地局が電磁波を送信し、送受信装置がこれを受信し、基地局へ伝送されるデータに依存して第１の変調プロセスにより変調を行って反射する基地局と送受信装置、例えばトランスポンダとのあいだでの無線データ伝送方法に関する。
【０００２】
本発明はまた前述の方法を実行するのに適した送受信装置、および送受信装置用の振幅シフトキーイング変調装置に関する。
【背景技術】
【０００３】
１つまたは複数の基地局ないしは読み取り装置と１つまたは複数のいわゆるトランスポンダ、電子データ担体とのあいだで有線または無接触で伝送を行うシステムは、例えば無接触ＩＤ識別システムまたはいわゆるＲＦＩＤシステムとして使用されている。トランスポンダには例えば温度測定を行うセンサも組み込まれている。この種のトランスポンダはリモートセンサとしても使用されうる。トランスポンダないしはこの種の送受信装置には一般に基地局へのデータ伝送用のアクティブな送信機は設けられていない。固有の給電部を有さない受動システムまたは制限された給電部しか有さない半受動システムとして構成されているこのような装置では、ＵＨＦまたはマイクロ波に関連する１ｍ以上の距離のデータ伝送に対して一般にいわゆるバックスキャッタカップリングまたは後方散乱カップリングが使用されている。このために基地局から電磁波が送信され、トランスポンダの送受信装置で基地局へ伝送すべきデータに相応に所定の変調プロセスで変調され、反射される。これは一般に送受信装置の入力インピーダンスの変化によって生じ、接続されたアンテナの反射特性の変化をさらに生じさせる。これについては種々のプロセスが公知である。
【０００４】
第１のタイプのプロセスは、例えば欧州特許出願公開第１２１１６３５号明細書に記載されているように、入力インピーダンスの実数部分を主として抵抗性負荷をオンオフすることにより変化させ、これにより反射波の振幅変調を生じさせるものである。こうした変調プロセスを振幅シフトキーイング法ＡＳＫと称する。抵抗性負荷は付加的な消費部としてトランスポンダの給電部にかかるので、固有のエネルギ給電部を有さない受動的なトランスポンダでは橋絡可能な最大距離が著しく制限される。
【０００５】
第２のタイプのプロセスは、入力インピーダンスの虚数部分を送受信装置の受信部のコンデンサのキャパシタンスを変更することによって制御し、反射波の位相を変調するものである。こうした変調プロセスを位相シフトキーイング法ＰＳＫと称する。この種のプロセスは例えば本出願人による先行の独国特許出願公開第１０１５８４４２．３号明細書に記載されている。振幅シフトキーイング法ＡＳＫに比べて、位相シフトキーイング法では駆動電圧への実際の影響がなく、トランスポンダの効率が高くなり、トランスポンダと基地局とのあいだで橋絡可能な最大距離も大きくなる。ただしトランスポンダから反射されるパワーはトランスポンダと基地局との距離が小さくなるとき低下する。きわめて小さい距離では基地局がトランスポンダの反射した位相変調信号を検出できないケースが生じてしまう。
【特許文献１】欧州特許出願公開第１２１１６３５号明細書
【特許文献２】独国特許出願公開第１０１５８４４２．３号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の技術的課題は、データ伝送方法およびこれに対応する送受信装置および変調装置を提供して、例えば基地局と受動または半受動のトランスポンダとのあいだの確実なデータ伝送が小さな距離から大きな距離にいたるまで広汎に可能となるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この課題は、送受信装置で受信された電磁波の電界強度に依存して第１の変調プロセスに加えてまたは第１の変調プロセスに代えて第２の変調プロセスでの変調を行って反射することにより解決される。
【０００８】
課題はまた、基地局から送信された電磁波を基地局へ伝送されるデータに依存して変調する第１の変調装置と、受信された電界強度に依存して第１の変調装置に加えてまたは第１の変調装置に代えて作動される第２の変調装置とを有する送受信装置を構成して解決される。
【０００９】
課題はまた、多段の電圧増倍回路を含む整流器を備えており、多段の電圧増倍回路の１つの段のノード、例えば出力ノードがスイッチング手段を介して変調制御信号に依存して基準電位に接続される送受信装置用の振幅変調装置を構成して解決される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明により送受信装置は広汎な距離範囲にわたって確実に動作する。なぜなら２つの変調プロセスが組み合わされ、どのような距離の伝送に対しても充分な変調パワーが得られるからである。
【００１１】
請求項２に記載の本発明の１つの実施形態によれば、設定された電界強度閾値が上方超過された場合に第２の変調プロセスが用いられる。こうした作動により基地局と送受信装置とのあいだの距離が拡張される。なぜなら距離が大きくてそのために電界強度が小さくなるときには当該の距離範囲に対して特別に構成された一方の変調プロセスのみが作動され、これに対して距離が小さく電界強度閾値が上方超過されるときには大きな電界強度の確実性が活用される。充分な放射パワーが得られれば、他方の変調プロセスが作動される。
【００１２】
請求項３に記載の本発明の別の実施形態によれば、電界強度閾値の上方超過は基準電圧および／または基準電流を用いて検出される。したがって付加的な変調プロセスの作動も例えば比較器を用いて簡単に行うことができる。
【００１３】
請求項４および９に記載の本発明の別の実施形態によれば、第１の変調プロセスが位相シフトキーイング法であり、および／または第２の変調プロセスが振幅シフトキーイング法である。位相シフトキーイング法を用いれば基地局と送受信装置とのあいだの距離が大きくてもカバーすることができ、回路技術的にも簡単に実現可能である。振幅シフトキーイング法は特に近接領域の伝送でローバスト性が大きい。
【００１４】
請求項５に記載の本発明の別の実施形態によれば、第２の変調プロセスの変調度は受信電界強度に依存して制御される。これにより最適な変調パワーが得られ、不要な電流消費が回避される。
【００１５】
請求項６に記載の本発明の別の実施形態によれば、振幅変調に対して制御回路の目標値が変更される。制御回路は任意のタイプのものであってよいが、ここでは特に電圧制御回路または電流制御回路が有利である。
【００１６】
請求項７に記載の本発明の別の実施形態によれば、振幅変調に対して制限回路の動作点が変更されるか、および／または電圧増倍回路への介入制御が行われる。この２つの手法はどちらも簡単に実行可能であり、回路技術的にも簡単に実現できる。電圧増倍回路への介入制御が行われる場合、特に高い効率が達成される。なぜなら一般に整流器の後方に配置される平滑化コンデンサまたは負荷コンデンサは変調装置からの負荷を受けないからである。
【００１７】
請求項８に記載の送受信装置は本発明の方法を実行するのに適している。
【００１８】
請求項１０に記載の本発明の別の実施形態によれば、第２の変調装置は整流器の出力側へ結合されている。これにより第２の変調装置の寄生的特性が高周波数領域で入力側すなわちアンテナ入力部へ作用することが阻止される。
【００１９】
請求項１１に記載の本発明の別の実施形態によれば、第２の変調装置は制御回路（特に電圧制御回路）およびリファレンス手段（例えば種々のツェナー電圧を有するツェナーダイオード）を有しており、ここでリファレンス手段は制御回路の目標値を設定するために用いられる。制御回路を用いれば特に振幅変調の作用を制御することができる。
【００２０】
請求項１２に記載の本発明の別の実施形態によれば、第２の変調装置は複数のダイオードを備えた制限回路と制御可能なスイッチング手段とを有している。ダイオードは給電電圧と基準電位とのあいだで順方向に直列に接続されており、スイッチング手段は２つのダイオードの接続点と基準電位とのあいだに接続されており、かつ変調制御信号の印加される制御入力側を有している。この種の回路装置は簡単かつコスト上有利に製造でき、第１の変調装置との組み合わせも容易である。振幅変調は制限回路の制限電圧が上方超過されたのちに行われ、スイッチング手段を用いて制限回路の動作点を変更することにより変調制御信号に同期して作用する。
【００２１】
請求項１３に記載の本発明の別の実施形態によれば、第２の変調装置は複数のダイオードを備えた直列回路と制御可能なスイッチング手段と論理ゲートとを有している。ダイオードは給電電圧と基準電位とのあいだで順方向に接続されており、スイッチング手段は給電電圧と基準電位とのあいだに接続されている。適切に接続された論理ゲートは電界強度に依存したスイッチング手段のイネーブルに用いられる。こうして設定された電界強度を下回っているとき、つまり放射パワーが低いときには振幅変調が行われないことが保証される。
【００２２】
請求項１４に記載の本発明の別の実施形態によれば、スイッチング手段は電圧増倍回路の１つの段のノードと基準電位とのあいだに接続されている。振幅変調はここでも前述の場合と同様に設定された電界強度閾値が超過されてから、電圧増倍回路への介入によって行われる。
【００２３】
請求項１５に記載の本発明の別の実施形態によれば、トランスポンダは受動であるかまたは半受動である。本発明では個別に作動可能な少なくとも２つの変調装置を組み合わせることにより、特に受動のトランスポンダにとって有利である。なぜなら基地局が近距離にあるときには充分な放射パワーで高い変調電力が保証され、遠距離にあるときには放射パワーは低くなるもののエネルギを節約する変調プロセスを使用することができるからである。
【００２４】
請求項１６に記載の本発明の変調装置によれば効率的な振幅シフトキーイングが行われ、変調装置のモジュールの寄生的特性が高周波数領域で入力側に作用しない。しかも電圧増倍回路の出力電圧の平滑化に用いられるコンデンサは変調に関連したスイッチング過程によっても負荷を受けない。
【実施例】
【００２５】
本発明の有利な実施例を図示し、以下に詳細に説明する。
【００２６】
図１には受動または半受動のトランスポンダと図示していない基地局とが双方向通信を行うための送受信装置が示されている。基地局は当該のトランスポンダと通信可能な任意のコンポーネントであってよい。
【００２７】
第１の変調装置Ｍ１は位相シフトキーイング方式の第１の変調プロセスを実行するのに用いられる。この第１の変調装置は第１のコンデンサＣ１と、電圧制御可能なＭＯＳバラクタのかたちの第２のコンデンサＣ２と、第３のコンデンサＣ３と、コンデンサＣ２を制御する制御ユニットＳＥとを有している。第２の変調装置Ｍ２は振幅シフトキーイング方式の第２の変調プロセスを実行するのに用いられ、２つのリファレンス素子を備えた電圧制御回路ＳＲを含んでいる。リファレンス素子はツェナーダイオードＤ１、Ｄ２のかたちで構成されており、これらはそれぞれ異なるツェナー電圧を形成する。さらに複数の段から成る整流器ＧＬが設けられている。また容量性負荷ＣＬおよび抵抗性負荷ＲＬはそれぞれの負荷成分を表しているが、トランスポンダの回路素子としてはさほど重要ではないので簡単にしか示していない。容量性負荷ＣＬは整流器ＧＬの出力電圧の平滑化に用いられる。図示しないアンテナが入力ソケットＥＢおよび基準電位ＧＮＤに接続されている。変調制御信号ＭＣＳは制御ユニットＳＥおよび電圧制御回路ＳＲの制御に用いられる。
【００２８】
基地局は電磁波、例えばＵＨＦ領域の電磁波を送信し、これがアンテナで受信される。電磁波の電力の一部はトランスポンダの給電に用いられ、残りの部分は基地局へ伝送されるデータに依存して変調され、反射される。入力側で入力ソケットＥＢと基準電位ＧＮＤとのあいだにかかる交流電圧信号は整流器ＧＬを介して整流され、電圧制御回路ＳＲへ供給される。電圧制御回路ＳＲの出力側には容量性負荷ＣＬおよび抵抗性負荷ＲＬが接続されている。
【００２９】
第１の変調装置Ｍ１のコンデンサＣ１〜Ｃ３は入力ソケットＥＢと基準電位ＧＮＤとのあいだに直列に接続されている。電圧制御可能な第２のコンデンサＣ２の２つの端子はそれぞれ制御ユニットＳＥの出力側に接続されている。制御ユニットＳＥには変調制御信号ＭＣＳが印加され、これにより第２のコンデンサＣ２に対してこの変調制御信号ＭＣＳに依存する制御電圧が出力される。第２のコンデンサＣ２のキャパシタンスは当該の制御電圧に相応に発生する。変調制御信号ＭＣＳが変化すると相応に送受信装置の入力ソケットＥＢおよび基準電位ＧＮＤとのあいだの入力インピーダンスも変化するが、ここでは主として入力インピーダンスの虚数部分のみが作用する。こうしたインピーダンス変化によりアンテナの反射特性も変化し、これによりアンテナで反射された電磁波の位相変化または位相変調が生じる。変調制御信号ＭＣＳの特性は伝送すべきデータシーケンスまたはビットシーケンスを表している。第１のコンデンサＣ１および第３のコンデンサＣ３は第２のコンデンサＣ２に印加される制御電圧をアンテナの反射特性に関してＤＣデカップリングする。これは変調制御信号ＭＣＳの周波数が電磁波の周波数に比べて小さいためである。
【００３０】
第１の変調装置Ｍ１は電磁波の受信電界強度からは独立に作動され、そもそもトランスポンダの駆動に充分な電力が供給されることを前提としている。第２の変調装置Ｍ２はツェナーダイオードＤ１、Ｄ２のツェナー電圧によって定められる電界強度閾値が上方超過されると変調を開始する。有利にはツェナー電圧は基地局が近接領域にあるときの高い電界強度で位相変調装置の変調パワーの低下が第２の振幅変調装置の変調パワーによって少なくとも補償されるように設計されている。これに起因する抵抗性負荷ＲＬでの損失電力の上昇は近接領域の伝送にとってはそれほどクリティカルではない。これはトランスポンダに充分な放射電力が供給されているためである。
【００３１】
変調制御信号ＭＣＳは電圧制御回路ＳＲ内のツェナーダイオードＤ１、Ｄ２間で変換される。ツェナーダイオードはそれぞれ電圧目標値設定部として動作する。つまりツェナーダイオードＤ１、Ｄ２で降下する電圧が電圧制御回路ＳＲでの目標値設定に用いられる。整流器ＧＬの出力電圧がツェナーダイオードＤ１、Ｄ２の２つのツェナー電圧よりも大きい場合、この電圧が作動のたびに導通され、これにより目標値、ひいては電圧制御回路ＳＲの出力電圧が相応の各ツェナー電圧のあいだで交番する。こうした出力電圧の変化および接続されている負荷ＲＬ、ＣＬに基づいて入力インピーダンスの実数部分も変化し、これにより反射波の振幅変調が行われる。２つの変調プロセスがともにアクティブとなり、重畳される。
【００３２】
電界強度閾値およびそこから整流器ＧＬ後方に生じる閾値電圧の下方では、これに対して２つのツェナーダイオードＤ１、Ｄ２がどちらも導通しない。ここにかかる作動電圧は２つのツェナーダイオードＤ１、Ｄ２に対して整流器ＧＬの出力側に印加される電圧にほぼ等しい。よって変調制御信号ＭＣＳからは独立に、目標値（電圧制御回路ＳＲの出力電圧）は整流器ＧＬの出力電圧にほぼ等しくなる。このとき振幅変調は起こらない。
【００３３】
整流器ＧＬの出力電圧がダイオードの小さいほうのツェナー電圧よりは大きいものの大きいほうのツェナー電圧よりは小さい中間電圧の領域では、目標値（電圧制御回路ＳＲの出力電圧）はツェナー電圧と整流器ＧＬの出力電圧とのあいだで交番的に変化する。これにより低減された変調度での振幅変調が行われる。
【００３４】
図２には動作点の調整される制限回路を用いて振幅変調を行う第２の送受信装置が示されている。ここに示されている装置は第２の変調装置Ｍ２Ａのみが図１に示されている装置と異なっている。ここでの第２の変調装置Ｍ２Ａは給電電圧（整流器ＧＬの出力）とアース電位ＧＮＤとのあいだに順方向で直列に接続されたダイオードＤ３〜Ｄ６を有しており、さらにＭＯＳトランジスタＴ１を有している。このトランジスタのドレインソースチャネルの一方の端子はダイオードＤ５とダイオードＤ６とのあいだの接続点Ｎ１に接続されており、他方の端子はアース電位ＧＮＤへ接続されている。トランジスタＴ１の制御入力側には変調制御信号ＭＣＳが印加される。
【００３５】
第２の変調装置Ｍ２Ａは整流器ＧＬの出力側の閾値電圧が上方超過された後に変調を開始する。出力電圧がダイオードＤ３〜Ｄ６の順方向電圧の和を下回っているあいだはダイオード区間は導通せず、したがってトランジスタＴ１には変調制御信号ＭＣＳは作用しない。出力電圧が順方向電圧の和を上回ると、トランジスタＴ１が導通することによりダイオードＤ６が橋絡され、これにより出力電圧はほぼダイオードＤ６の順方向電圧の値だけ低下する。交番的に変化する変調制御信号ＭＣＳによりダイオードＤ６の順方向電圧の値ぶんだけ変化する電圧が整流器ＧＬの出力側に生じる。すでに図１に則して説明したように、これにより入力インピーダンスの実数部分も変化し、反射信号の振幅変調が行われる。このときの動作領域では２つの変調プロセスがともにアクティブとなり、これらは重畳される。
【００３６】
図３には基準電圧を形成するダイオード区間を用いて振幅変調をイネーブルする第３の送受信装置が示されている。ここに示されている装置は図１、図２に示されている装置と第２の変調装置Ｍ２Ｂのみが異なっている。ここでの第２の変調装置Ｍ２Ｂは図２の装置と同様に接続されたダイオードＤ７〜Ｄ１０を有しており、さらにＭＯＳトランジスタＴ２を有している。このトランジスタのドレインソースチャネルの一方の端子は給電電圧に接続されており、他方の端子はアース電位ＧＮＤへ接続されている。さらにここにはＡＮＤゲートＧ１が設けられている。ＡＮＤゲートＧ１の第１の入力側には変調制御信号ＭＣＳが印加され、ＡＮＤゲートの第２の入力側はダイオードＤ８とダイオードＤ９とのあいだの接続点Ｎ２へ接続されている。トランジスタＴ２の制御入力側はＡＮＤゲートＧ１の出力側に接続されている。
【００３７】
ノードＮ２に印加される基準電圧は振幅変調のイネーブル信号として用いられる。整流器ＧＬの出力電圧がダイオード区間を導通させるのに充分でないと、ノードＮ２に接続されたＡＮＤゲートＧ１の入力側が論理“０”を取る。したがってＡＮＤゲートＧ１の出力は“０”となり、トランジスタＴ２は阻止される。また第２の変調装置Ｍ２Ｂの制御は変調制御信号ＭＣＳによりイナクティブにとどまる。イネーブルすなわち作動は整流器ＧＬの出力電圧が充分な大きさになり、相応の高さの電界強度が得られてから行われる。
【００３８】
作動に充分な電圧レベルが生じると、ＡＮＤゲートＧ１の出力信号は変調制御信号ＭＣＳに相応し、これによりトランジスタＴ２は変調制御信号ＭＣＳに同期して整流器ＧＬの負荷変調を行う。この負荷変調が振幅変調として現れる。
【００３９】
図４には図３に示されている回路装置の変形として、本発明の回路での特徴的な振幅変調をスイッチング手段から多段の電圧増倍回路を含む整流器ＧＬでの介入により行う回路が示されている。ここには振幅変調装置Ｍ２Ｃが示されている。図３の装置との相違点はスイッチング手段として機能するトランジスタＴ２のドレインソースチャネルが整流器ＧＬ内の電圧増倍回路の１つの段とアースとのあいだに設けられていることである。
【００４０】
図５には変調介入を行う電圧増倍回路の回路図が示されている。この電圧増倍回路は実験では回路の入力側と出力側とのあいだに直列に接続された３つの段Ｓ１〜Ｓ３によって構成されているが、任意の数の段、例えば所望の出力電圧に依存する数の段を結合可能である。入力電圧ＵＥは入力側Ａ１と基準電位（一般にアースＧＮＤ）とのあいだにかかっている。出力電圧ＵＡは出力側Ａ２で取り出される。前方の段の出力側はそれぞれ後方の段の入力側に結合されている。
【００４１】
第１の段Ｓ１は２つのコンデンサＣ２１、Ｃ２２および２つのダイオードＤ２１、Ｄ２２を有する。コンデンサＣ２１の一方の端子は入力側Ａ１に接続されており、他方の端子はダイオードＤ２１のカソードとダイオードＤ２２のアノードとに接続されている。ダイオードＤ２１のアノードおよびコンデンサＣ２２の一方の端子は基準電位に接続されている。コンデンサＣ２２の他方の端子およびダイオードＤ２２のカソードは相互に接続されており、基準電位とともに第１の段Ｓ１の出力側を形成している。
【００４２】
第２の段Ｓ２は２つのコンデンサＣ２３、Ｃ２４および２つのダイオードＤ２３、Ｄ２４を有する。ダイオードＤ２３のアノードは第１の段Ｓ１の出力側に接続されている。ダイオードＤ２３、Ｄ２４は第２の段Ｓ２の入力側と出力側とのあいだに順方向で直列接続されている。出力側と基準電位とのあいだにはコンデンサＣ２４が配置されている。第１の段Ｓ１は付加的にコンデンサＣ２３を介して第２の段Ｓ２に結合されている。コンデンサＣ２３の一方の端子は入力側Ａ１に接続されており、他方の端子はダイオードＤ２３のカソードとダイオードＤ２４のアノードとのあいだに接続されている。
【００４３】
第３の段Ｓ３は２つのコンデンサＣ２５、Ｃ２６および２つのダイオードＤ２５、Ｄ２６を有する。これらは第２の段Ｓ２と同様に構成されている。
【００４４】
振幅変調のために第２の段Ｓ２の出力側はスイッチング手段ＳＭ、例えば図４のトランジスタＴ２に接続されている。スイッチング手段ＳＭは制御信号（例えば図４の変調制御信号ＭＣＳ）に同期して出力を基準電位（例えばアース）へ接続する。これにより反射波の振幅が変化する。
【００４５】
多段の整流器の１つの段へのこうした介入制御は、整流器後方に負荷を設けて制御する手法に比べて、容量性負荷ＣＬがスイッチング過程によって負荷されないという利点を有する。
【００４６】
図示の段Ｓ１〜Ｓ３に代えてDelon／Greinacher回路および／またはVillard回路の段を使用することもできる。ここでは１つの段の出力側がスイッチング手段ＳＭに接続されている。
【００４７】
本発明を幾つかの実施例に則して説明したが、基地局と受動的なトランスポンダとのあいだでデータを確実に伝送するための本発明の方法およびこれに対応する回路装置はこれに限定されるものではなく、近距離から遠距離までのデータ伝送に広汎に適用することができる。回路装置の構成はトランスポンダの設計に簡単に組み込むことができる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】電圧制御回路を用いて振幅変調を行う本発明の第１の送受信装置を示す図である。
【００４９】
【図２】動作点のオフセットされる制限回路を用いて振幅変調を行う本発明の第２の送受信装置を示す図である。
【００５０】
【図３】基準電圧を形成し振幅変調をイネーブルするダイオード区間を用いて振幅変調を行う本発明の第３の送受信装置を示す図である。
【００５１】
【図４】整流器内の多段の電圧増倍回路へ介入して振幅変調を行う本発明の第４の送受信装置を示す図である。
【００５２】
【図５】変調介入の行われている図４の電圧増倍回路を示す図である。
【符号の説明】
【００５３】
Ｍ１  第１の変調装置
Ｍ２；Ｍ２Ａ；Ｍ２Ｂ；Ｍ２Ｃ  第２の変調装置
ＧＬ  整流器
ＳＥ  制御ユニット
Ｃ１〜Ｃ３；Ｃ２１〜Ｃ２６  コンデンサ
ＳＲ  電圧制御回路
Ｄ１，Ｄ２；Ｄ３〜Ｄ６；Ｄ７〜Ｄ１０；Ｄ２１〜Ｄ２６  ダイオード
ＣＬ  容量性負荷
ＲＬ  抵抗性負荷
ＥＢ  入力ソケット
ＧＮＤ  基準電位
ＭＣＳ  変調制御信号
Ｔ１；Ｔ２  トランジスタ
Ｎ１；Ｎ２  接続点
Ｇ１  ＡＮＤゲート
Ｓ１〜Ｓ３  段
ＳＭ  スイッチング手段
ＵＥ  入力電圧
ＵＡ  出力電圧
Ａ１  入力側
Ａ２  出力側
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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