(57)【要約】　　　（修正有）【課題】ダイバーシチ利得とビーム形成利得の両方から同時に利益を得る無線通信システムを提供する。【解決手段】複数の送信アンテナを備えた基地局及び少なくとも一つの受信アンテナを備えた移動端末とを有する通信システムにおいて、ビーム形成と送信ダイバーシチを組み合わせて行うための方法及び装置であって、送信されるべき信号を時空符号化して少なくとも二つの分離した信号を各出力上に生成するステップと、選択された各々の送信ビーム形成重みづけし、重みづけのされた各信号を信号合成器に供給して信号を加算し、送信信号を生成するステップと、加算された信号を複数の送信アンテナの各々に供給するステップと、それぞれの物理チャネルを介して送信するステップと、送信された信号を少なくとも一つの受信アンテナで受信し、受信信号を時空復号化するステップとを含む方法である。【選択図】　図５
2004064108.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信アンテナを備えた基地局と、少なくとも一つの受信アンテナを備えた移動端末とを有する通信システムにおいて周波数選択性フェージング・チャネルのために送信ダイバーシチ利得を達成する方法であって、
送信されるべき信号ｓ（ｎ）を提供するステップと、
信号ｓ（ｎ）を時空符号化して少なくとも二つの分離した信号ｓ１　（ｎ）、ｓ２　（ｎ）を各出力上に生成するステップと、
各出力信号ｓ１　（ｎ）、ｓ２　（ｎ）を各関数ｇ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）を有する零強制プリイコライザに供給して出力信号ｘ１　（ｎ）、ｘ２　（ｎ）を生成するステップと、
各プリイコライザの出力信号ｘ１　（ｎ）、ｘ２　（ｎ）を送信アンテナに供給するステップと、
出力信号ｘ１（ｎ）、ｘ２　（ｎ）を各物理チャネルｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を介して送信するステップと、
出力信号ｘ１　（ｎ）、ｘ２　（ｎ）を少なくとも一つの受信アンテナで受信するステップと、
受信された信号を時空復号化するステップとを含み、
零強制プリイコライザの関数ｇ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）は各物理チャネルｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）のチャネル応答ｇ１　（ｋ）＊　ｈ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）＊　ｈ２　（ｋ）が平坦フェージング・チャネルであるように選択される方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法であって、該通信システムは時分割二重システムであり、前記方法がアップリンク・チャネル係数からプリイコライザの関数ｇ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）を選択する際に使用するための実際のチャネル係数を導出する更なるステップを含む方法。
【請求項３】
請求項２記載の方法であって、アップリンク・チャネル係数から実際のチャネル係数を導出するステップは、アップリンク・チャネルからのトレーニング・シンボルを使う方法。
【請求項４】
請求項２記載の方法であって、アップリンク・チャネル係数から実際のチャネル係数を導出するステップはブラインド技術を使う方法。
【請求項５】
請求項１記載の方法であって、該通信システムが周波数分割二重システムで、前記方法は一組のトレーニング・シンボルを移動端末の受信アンテナに送り、移動端末は実際のチャネル係数を見積もり、チャネル係数情報を基地局にフイードバックして実際のチャネル係数を導出する更なるステップを含む方法。
【請求項６】
物理チャネルｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を介して単一の受信アンテナを備えた移動端末と通信するための複数の送信アンテナを備える基地局であって、
送信すべき信号ｓ（ｎ）の入力及び分離した信号ｓ１　（ｎ）、ｓ２　（ｎ）をそれぞれ生成する少なくとも二つの出力を有する時空符号器（ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ　ｅｎｃｏｄｅｒ）と、
各出力信号ｓ１　（ｎ）、ｓ２　（ｎ）が各々供給され、出力信号ｘ１　（ｎ）、ｘ２　（ｎ）を生成するための各関数ｇ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）を有する少なくとも二つの零強制プリイコライザと、
各プリイコライザの出力信号ｘ１　（ｎ）、ｘ２　（ｎ）が供給される少なくとも二つの送信アンテナとを含み、
零強制プリイコライザの関数ｇ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）は各物理チャネルｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）のチャネル応答ｇ１　（ｋ）＊　ｈ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）＊　ｈ２　（ｋ）が平坦フェージング・チャネルであるように選択される基地局。
【請求項７】
請求項６記載の基地局と少なくとも一つの受信アンテナ及び基地局から受信した信号を復号するための時空複号器とを有する移動端末とを含む通信システム。
【請求項８】
複数の送信アンテナを備えた基地局及び少なくとも一つの受信アンテナを備えた移動端末とを有する通信システムにおいて周波数選択性フェージング・チャネルのためにビーム形成と送信ダイバーシチを組み合わせて行う方法であって、
送信されるべき信号Ｓ（ｎ；ｋ）を提供するステップと、
信号Ｓ（ｎ；ｋ）を時空符号化して少なくとも二つの分離した信号Ｓ１　（ｎ；ｋ）、Ｓ２　（ｎ；ｋ）を各出力上に生成するステップと、
各出力信号Ｓ１　（ｎ；ｋ）、Ｓ２　（ｎ；ｋ）を送信プロセッサに供給して出力信号Ｘ１（ｎ；ｋ）、Ｘ２　（ｎ；ｋ）を生成するステップと、
選択された各々の送信ビーム形成重みを各出力信号Ｘ１　（ｎ；ｋ）、Ｘ２　（ｎ；ｋ）に適用するステップと、
重みづけのされた各信号を信号合成器に供給して信号を加算し、送信のための信号Ｘ（ｎ；ｋ）を生成するステップと、
加算された信号Ｘ（ｎ；ｋ）を送信のための複数の送信アンテナの各々に供給するステップと、
信号Ｘ（ｎ；ｋ）を物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）を介して送信するステップと、受信信号Ｙ（ｎ；ｋ）を少なくとも一つの受信アンテナで受信するステップと、
受信信号Ｙ（ｎ；ｋ）を受信プロセッサに供給して出力信号を生成するステップと、
受信信号を時空復号化するステップとを含む方法。
【請求項９】
請求項８記載の方法であって、各送信ビーム形成重みは、物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）のダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）の二つの最大固有値に対応する固有ベクトルとして選択される方法。
【請求項１０】
請求項８記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線（ｔｉｍｅ−ｄｅｌａｙｅｄ　ｒａｙｓ）ｈ１　（ｎ；ｋ）とｈ２　（ｎ；ｋ）から構成され、送信プロセッサは周期的プリフィックスを加えず、送信プロセッサからの出力信号の一方は、選択された各送信ビーム形成重みが出力信号に適用される前にΔτだけ遅延させられる方法。
【請求項１１】
請求項８記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｎ；ｋ）とｈ２　（ｎ；ｋ）から構成され、前記遅延信号又はその逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）値が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の一つのチャネルｈ１　（ｎ；ｋ）のみを介して伝搬し、一方、非遅延信号又はそのＩＦＦＴ値が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の別のチャネルｈ２　（ｎ；ｋ）のみを介して伝搬するよう前記ビーム形成重みが選ばれ、それにより送信された信号を復元するために時空復号化可能な二つの異なるチャネルを作り出す方法。
【請求項１２】
請求項８記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｎ；ｋ）とｈ２　（ｎ；ｋ）から構成され、基地局での平均送信ＳＩＮＲ関数が各電磁波線に対して最大になるように前記ビーム形成重みが選ばれる方法。
【請求項１３】
請求項８記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｎ；ｋ）とｈ２　（ｎ；ｋ）から構成され、移動端末での平均受信ＳＩＮＲ関数が最大になるように前記ビーム形成重みが選ばれる方法。
【請求項１４】
請求項８記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｎ；ｋ）とｈ２　（ｎ；ｋ）から構成され、各電磁波線のための前記ビーム形成重みが、その電磁波線に対応するダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）の主固有ベクトルとして選ばれる方法。
【請求項１５】
請求項８記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）は遅延がΨでクラスタの最大過剰遅延がΔΨの二つの時間遅延クラスタ化電磁波線ｈ１　（ｎ；ｋ）とｈ２　（ｎ；ｋ）から構成され、送信プロセッサはΔΨの周期的プリフィックス長を有し、送信プロセッサからの出力信号の一つは選択された各送信ビーム形成重みが出力信号に適用される前にΨだけ遅延させられる方法。
【請求項１６】
請求項１５記載の方法であって、前記遅延信号又はその逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）値が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の一つのチャネルｈ１　（ｎ；ｋ）のみを介して伝搬し、一方、非遅延信号又はそのＩＦＦＴ値が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の別のチャネルｈ２（ｎ；ｋ）のみを介して伝搬するよう前記ビーム形成重みが選ばれ、それにより送信された信号を復元するために時空復号化可能な二つの異なるチャネルを作り出す方法。
【請求項１７】
請求項１５記載の方法であって、基地局での平均送信ＳＩＮＲ関数が各クラスタ化電磁波線に対して最大になるように前記ビーム形成重みが選ばれる方法。
【請求項１８】
請求項１５記載の方法であって、移動端末での平均受信ＳＩＮＲ関数が最大になるように前記ビーム形成重みが選ばれる方法。
【請求項１９】
請求項１５記載の方法であって、各クラスタ化電磁波線のための前記ビーム形成重みは、そのクラスタ化電磁波線に対応するダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）の主固有ベクトルとして選ばれる方法。
【請求項２０】
請求項１５記載の方法であって、チャネルｈ（ｎ；ｋ）についての電力遅延ＤＯＡプロファイルを見積るステップと、プロファイルに基づいて、送信プロセッサによって加えられるべき周期的プリフィックスの長さΔΨを決めるステップと、遅延Ψ、ダイバーシチのオーダ及び変調方式を決めるステップと、送信ビーム形成重みを決めるステップとを更に含む方法。
【請求項２１】
請求項２０記載の方法であって、送信ビーム形成重みを構成するために、アップリンク・チャネル分散行列（ＵＣＣＭ）からダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）を見積るステップを更に含む方法。
【請求項２２】
請求項２１記載の方法であって、前記プロファイルに基づいてダイバーシチのオーダ及び変調方式を決定するステップを更に含む方法。
【請求項２３】
請求項８記載の方法であって、送信プロセッサ及び受信プロセッサがＯＦＤＭ、ＭＣ−ＣＤＭＡ、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ及び周期的プリフィックスを有する単一キャリアシステムより成る群から選択される方法。
【請求項２４】
物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）を介して少なくとも一つの受信アンテナを備えた移動端末と通信するための複数の送信アンテナを備える基地局であって、
送信すべき信号の入力及び分離した信号をそれぞれ生成する少なくとも二つの出力を有する時空符号器と、
それぞれの時空符号器からの出力の一つを受けとる少なくとも二つの送信プロセッサと、
それぞれの送信プロセッサからの出力を受けとり、その出力に送信ビーム形成重みを適用する少なくとも二つの送信ビーム形成器と、
ビーム形成器から信号を受けとり、ビーム形成器からの信号を加算して、複数の送信アンテナによって送信するための信号を生成するように動作可能な信号合成器とを含む基地局。
【請求項２５】
請求項２４記載の基地局であって、物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｎ；ｋ）とｈ２　（ｎ；ｋ）から構成され、送信プロセッサからの信号出力を、選択された各ビーム形成重みがその信号出力に適用される前にΔτだけ遅らせるために、マルチアクセス送信プロセッサ出力の一つとビーム形成器との間に設けた遅れがΔτの遅延器を更に含み、送信プロセッサは周期的プリフィックスを加えない基地局。
【請求項２６】
請求項２４記載の基地局であって、物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）は遅延がΨでクラスタの最大過剰遅延がΔΨの二つの時間遅延したクラスタ化電磁波線ｈ１　（ｎ；ｋ）とｈ２　（ｎ；ｋ）から構成され、送信プロセッサからの信号出力を、選択された各ビーム形成重みがその信号出力に適用される前にΨだけ遅らせるために、マルチアクセス送信プロセッサ出力の一つとビーム形成器との間に設けた遅れがΨの遅延器を更に含み、送信プロセッサはΔΨの周期的プリフィックス長を有する基地局。
【請求項２７】
請求項２４記載の基地局であって、チャネルｈ（ｎ；ｋ）についての電力遅延ＤＯＡプロファイル見積値を決定し、プロファイルに基づいて、送信プロセッサによって加えられる周期的プリフィックスの長さΔΨ、遅延Ψ、ダイバーシチのオーダ及び変調方式、並びに送信ビーム形成重みを決定するための第一のプロセッサを更に含む基地局。
【請求項２８】
請求項２７記載の基地局であって、送信ビーム形成重みを構成するために、アップリンク・チャネル分散行列（ＵＣＣＭ）からダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）を見積るための第二のプロセッサを更に含む基地局。
【請求項２９】
請求項１５記載の基地局であって、送信プロセッサ及び受信プロセッサがＯＦＤＭ、ＭＣ−ＣＤＭＡ、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ及び周期的プリフィックスを有する単一キャリアシステムより成る群から選択される基地局。
【請求項３０】
請求項２４記載の基地局と、少なくとも一つの受信アンテナ、出力信号を生成するための受信プロセッサ及び出力信号を復号するための時空復号器を有する移動端末とを含む通信システム。
【請求項３１】
複数の送信アンテナを備えた基地局及び少なくとも一つの受信アンテナを備えた移動端末とを有する通信システムにおいて周波数選択性フェージング・チャネルのためにビーム形成と送信ダイバーシチを組み合わせて行う方法であって、
送信されるべき信号ｓ（ｎ）を提供するステップと、
信号ｓ（ｎ）を時空符号化して少なくとも二つの分離した信号ｓ１　（ｎ）、ｓ２　（ｎ）を各出力上に生成するステップと、
時空符号化された出力信号の一つをΔτだけ遅延させるステップと、
選択された各送信ビーム形成重みを遅延信号及び非遅延信号に適用するステップと、
重みづけのされた各信号を信号合成器に供給して信号を加算し、送信のための信号を生成するステップと、
加算された信号を送信のための複数の送信アンテナの各々に供給するステップと、
加算された信号を物理チャネルｈ（ｋ）を介して送信するステップと、
送信された信号の主成分を少なくとも一つの受信アンテナで実質的に同時に受信するステップと、
受信信号を時空復号化するステップとを含む方法。
【請求項３２】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）から構成され、遅延信号が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の一つの電磁波線ｈ１　（ｋ）のみを介して伝搬し、一方、非遅延信号が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の別の電磁波線ｈ２　（ｋ）のみを介して伝搬するよう前記ビーム形成重みが選ばれる方法。
【請求項３３】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）から構成され、基地局での平均送信ＳＩＮＲ関数が各電磁波線に対して最大になるように前記ビーム形成重みが選ばれる方法。
【請求項３４】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）から構成され、移動端末での平均受信ＳＩＮＲ関数が最大になるように前記ビーム形成重みが選ばれる方法。
【請求項３５】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）から構成され、各電磁波線のための前記ビーム形成重みが、その電磁波線に対応するダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）の主固有ベクトルとして選ばれる方法。
【請求項３６】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）から構成され、遅延Δτはダウンリンク・チャネル情報から導出される方法。
【請求項３７】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）は遅延がΔτの二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）から構成され、遅延Δτはアップリンク・チャネル情報から導出される方法。
【請求項３８】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）はΔτだけ遅延した二つの主な電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を有する複数の電磁波線から構成され、遅延信号が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の一つの電磁波線ｈ１　（ｋ）のみを介して伝搬し、一方、非遅延信号が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の別の電磁波線ｈ２　（ｋ）のみを介して伝搬するよう前記ビーム形成重みが選ばれる方法。
【請求項３９】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）はΔτだけ遅延した二つの主な電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を有する複数の電磁波線から構成され、基地局での平均送信ＳＩＮＲ関数が各電磁波線に対して最大になるように前記ビーム形成重みが選ばれる方法。
【請求項４０】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）はΔτだけ遅延した二つの主な電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を有する複数の電磁波線から構成され、移動端末での平均受信ＳＩＮＲ関数が最大になるように前記ビーム形成重みが選ばれる方法。
【請求項４１】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）はΔτだけ遅延した二つの主な電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を有する複数の電磁波線から構成され、各電磁波線のための前記ビーム形成重みが、その電磁波線に対応するダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）の主固有ベクトルとして選ばれる方法。
【請求項４２】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）はΔτだけ遅延した二つの主な電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を有する複数の電磁波線から構成され、遅延Δτはダウンリンク・チャネル情報から導出される方法。
【請求項４３】
請求項３１記載の方法であって、物理チャネルｈ（ｋ）はΔτだけ遅延した二つの主な電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を有する複数の電磁波線から構成され、遅延Δτはアップリンク・チャネル情報から導出される方法。
【請求項４４】
二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｋ）及びｈ２　（ｋ）を有する物理チャネルｈ（ｋ）を介して単一の受信アンテナを備えた移動端末と通信するための複数の送信アンテナを備える基地局であって、
送信すべき信号の入力及び分離した信号をそれぞれ生成する少なくとも二つの出力を有する時空符号器と、
時空符号器からの出力を各々受けとり、その出力に送信ビーム形成重みを適用する少なくとも二つの送信ビーム形成器と、
ビーム形成器から信号を受けとり、ビーム形成器からの信号を加算して、複数の送信アンテナの各々によって送信するための信号を生成するように動作可能な信号合成器とを含み、
送信された信号の主成分が単一の受信アンテナで実質的に同時に受信されるように、遅れがΔτの遅延器が時空符号器とビーム形成器の一つとの間に設けられている基地局。
【請求項４５】
請求項２４記載の基地局と、少なくとも一つの受信アンテナ及び受信信号を復号するための時空復号器を有する移動端末とを含む通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般的に無線通信システムに関する。より詳しくは、無線通信システムのダウンリンク性能の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線移動通信には四つの主な問題がある。即ち、経路損失、マルチパスフェージング、シンボル間干渉（ＩＳＩ）及び同一チャネル干渉である。これ等の要因による影響を抑え、無線通信システムの性能を改善するために適応アンテナを用いることができる。適応アンテナには二つのタイプがある。即ち、ダイバーシチアンテナとビーム形成アンテナである。ダイバーシチアンテナシステムでは、マルチパスフェージングを補償するために相関が低いか独立してフェージングが生じる複数のチャネルを獲得し、これによりダイバーシチ利得を得る。他方、ビーム形成アンテナは空間指向性を利用してビーム形成利得を提供し、これにより経路損失をある程度補償し、同一チャネル干渉を抑える。
【０００３】
ダイバーシチアンテナシステムでは、特に広がり角が小さい環境では、低相関／独立フェージングチャネルを得るために、アンテナ間隔を充分に大きく、例えば、１０λにすることが一般に要求される。しかしながら、ビーム形成アンテナは空間指向性を達成する必要があり、そのために全てのアンテナで受信される信号及び／又は全てのアンテナから送信される信号を相関させなければならない。このことは、ビーム形成アンテナの場合、アンテナ間隔は通常小さくしなければならない。例えば、一様リニアアレイ（ＵＬＡ）の場合、半波長にしなければならないことを意味する。ダイバーシチアンテナシステムに対して要求されるアンテナ間隔とビーム形成システムに対して要求されるアンテナ間隔とは一致しないために、ダイバーシチ利得とビーム形成利得は同時には達成できないという偏見がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、ダイバーシチ利得とビーム形成利得の両方から同時に利益を得る無線通信システムを提供するように捜し求めることである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
従って、本発明の一つの様相は、複数の送信アンテナを備えた基地局と、単一の受信アンテナを備えた移動端末とを有する通信システムにおいて送信ダイバーシチ利得を達成する方法を提供し、該方法は、送信されるべき信号ｓ（ｎ）を提供するステップと、信号ｓ（ｎ）を時空符号化（ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ　ｅｎｃｏｄｉｎｇ）して少なくとも二つの分離した信号ｓ１　（ｎ）、ｓ２　（ｎ）を各出力上に生成するステップと、各出力信号ｓ１　（ｎ）、ｓ２　（ｎ）を各関数ｇ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）を有する零強制プリイコライザに供給して出力信号ｘ１（ｎ）、ｘ２　（ｎ）を生成するステップと、各プリイコライザの出力信号ｘ１　（ｎ）、ｘ２　（ｎ）を送信アンテナに供給するステップと、出力信号ｘ１　（ｎ）、ｘ２　（ｎ）を各物理チャネルｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を介して送信するステップと、出力信号ｘ１　（ｎ）、ｘ２　（ｎ）を単一の受信アンテナで受信するステップと、受信された信号を時空復号化（ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ　ｄｅｃｏｄｉｎｇ）するステップとを含み、零強制プリイコライザの関数ｇ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）は各物理チャネルｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）のチャネル応答ｇ１　（ｋ）＊　ｈ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）＊　ｈ２　（ｋ）が平坦フェージング・チャネルであるように選択される。
【０００６】
本通信システムは、時分割二重システムであり、前記方法はアップリンク・チャネル係数からプリイコライザの関数ｇ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）を選択する際に使用するための実際のチャネル係数を導出する更なるステップを含むことが好ましい。
【０００７】
アップリンク・チャネル係数から実際のチャネル係数を導出するステップはアップリンク・チャネルからのトレーニング・シンボルを使うのが便利である。
【０００８】
アップリンク・チャネル係数から実際のチャネル係数を導出するステップはブラインド技術（ｂｌｉｎｄ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）を使うのが有利である。
【０００９】
通信システムは周波数分割二重システムで、前記方法は一組のトレーニング・シンボルを移動端末の受信アンテナに送り、移動端末は実際のチャネル係数を見積もり、チャネル係数情報を基地局にフィードバックして実際のチャネル係数を導出する更なるステップを含むのが好ましい。
【００１０】
本発明の別の様相は、物理チャネルｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を介して単一の受信アンテナを備えた移動端末と通信するための複数の送信アンテナを備える基地局を提供し、該基地局は、送信すべき信号ｓ（ｎ）の入力及び分離した信号ｓ１　（ｎ）、ｓ２　（ｎ）をそれぞれ生成する少なくとも二つの出力を有する時空符号器（ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ　ｅｎｃｏｄｅｒ）と、各出力信号ｓ１　（ｎ）、ｓ２　（ｎ）が各々供給され、出力信号ｘ１　（ｎ）、ｘ２　（ｎ）を生成するための各関数ｇ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）を有する少なくとも二つの零強制プリイコライザと、各プリイコライザの出力信号ｘ１　（ｎ）、ｘ２　（ｎ）が供給される少なくとも二つの送信アンテナとを含み、零強制プリイコライザの関数ｇ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）は各物理チャネルｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）のチャネル応答ｇ１　（ｋ）＊　ｈ１　（ｋ）、ｇ２　（ｋ）＊　ｈ２　（ｋ）が平坦フェージング・チャネルであるように選択される。
【００１１】
移動端末は単一の受信アンテナと基地局から受信した信号を復号するための時空複号器（ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ　ｄｅｃｏｄｅｒ）とを有するのが好ましい。
【００１２】
本発明の更なる様相は、複数の送信アンテナを備えた基地局及び単一の受信アンテナを備えた移動端末とを有する通信システムにおいて周波数選択性フェージング・チャネルのためにビーム形成と送信ダイバーシチを組み合わせて行う方法を提供し、該方法は、送信されるべき信号Ｓ（ｎ；ｋ）を提供するステップと、信号Ｓ（ｎ；ｋ）を時空符号化して少なくとも二つの分離した信号Ｓ１（ｎ；ｋ）、Ｓ２　（ｎ；ｋ）を各出力上に生成するステップと、各出力信号Ｓ１（ｎ；ｋ）、Ｓ２　（ｎ；ｋ）を送信プロセッサに供給して出力信号Ｘ１　（ｎ；ｋ）、Ｘ２　（ｎ；ｋ）を生成するステップと、選択された各々の送信ビーム形成重みを各出力信号Ｘ１　（ｎ；ｋ）、Ｘ２　（ｎ；ｋ）に適用するステップと、重みづけのされた各信号を信号合成器に供給して信号を加算し、送信のための信号Ｘ（ｎ；ｋ）を生成するステップと、加算された信号Ｘ（ｎ；ｋ）を送信のための複数の送信アンテナの各々に供給するステップと、信号Ｘ（ｎ；ｋ）を各物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）を介して送信するステップと、受信信号Ｙ（ｎ；ｋ）を単一の受信アンテナで受信するステップと、受信信号Ｙ（ｎ；ｋ）を受信プロセッサに供給して出力信号を生成するステップと、受信信号を時空復号化するステップとを含む方法である。
【００１３】
各送信ビーム形成重みは、物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）のダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）の二つの最大固有値に対応する固有ベクトルとして選択されるのが好ましい。
【００１４】
物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）は二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｎ；ｋ）とｈ２　（ｎ；ｋ）から構成され、送信プロセッサは周期的プリフィックスを加えず、送信プロセッサからの出力信号の一方は、選択された各送信ビーム形成重みが出力信号に適用される前にΔτだけ遅延させられ、前記遅延信号又はその逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）値が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の一つのチャネルｈ１　（ｎ；ｋ）のみを介して伝搬し、一方、非遅延信号又はそのＩＦＦＴ値が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の別のチャネルｈ２　（ｎ；ｋ）のみを介して伝搬するよう前記ビーム形成重みが選ばれ、それにより送信された信号を復元するために時空復号化可能な二つの異なるチャネルを作り出すのが便利である。
【００１５】
物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）は二つの時間遅延したクラスタ化電磁波線ｈ１　（ｎ；ｋ）とｈ２　（ｎ；ｋ）から構成され、送信プロセッサは長さΔΨの周期的プリフィックスを有し、送信プロセッサからの出力信号の一つは、選択された各送信ビーム形成重みが出力信号に適用される前にΨだけ遅延させられ、前記遅延信号又はその逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）値が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の一つのチャネルｈ１　（ｎ；ｋ）のみを介して伝搬し、一方、非遅延信号又はそのＩＦＦＴ値が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の別のチャネルｈ２　（ｎ；ｋ）のみを介して伝搬するよう前記ビーム形成重みが選ばれ、それにより送信された信号を復元するために時空復号化可能な二つの異なるチャネルを作り出すのが有利である。
【００１６】
前記方法は、チャネルｈ（ｎ；ｋ）についての電力遅延ＤＯＡプロファイル（ｐｏｗｅｒ−ｄｅｌａｙ−ＤＯＡ　ｐｒｏｆｉｌｅ）を見積るステップと、プロファイルに基づいて、送信プロセッサによって加えられるべき周期的プリフィックスの長さΔΨを決めるステップと、遅延Ψを決めるステップと、送信ビーム形成重みを決めるステップとを更に含むのが好ましい。
【００１７】
前記方法は、送信ビーム形成重みを構成するために、アップリンク・チャネル分散行列（ＵＣＣＭ）からダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）を見積る更なるステップを含むのが有利である。
【００１８】
前記方法は、送信ビーム形成重みを構成するために、アップリンク・チャネル分散行列（ＵＣＣＭ）からダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）を見積るステップと、チャネルｈ（ｎ；ｋ）についての電力遅延ＤＯＡプロファイルを見積るステップと、プロファイルに基づいて、送信プロセッサによって加えられるべき周期的プリフィックスの長さΔΨを決めるステップと、遅延Ψを決めるステップと、送信ビーム形成重みを決めるステップとを更に含むのが便利である。
【００１９】
本発明の更なる様相は、二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｎ；ｋ）とｈ２　（ｎ；ｋ）を有する物理チャネルｈ（ｎ；ｋ）を介して単一の受信アンテナを備えた移動端末と通信するための複数の送信アンテナを備える基地局を提供し、該基地局は、送信すべき信号の入力及び分離した信号をそれぞれ生成する少なくとも二つの出力を有する時空符号器と、それぞれの時空符号器からの出力の一つを受けとる少なくとも二つの送信プロセッサと、それぞれの送信プロセッサからの出力を受けとり、その出力に送信ビーム形成重みを適用する少なくとも二つの送信ビーム形成器と、ビーム形成器から信号を受けとり、ビーム形成器からの信号を加算して、複数の送信アンテナによって送信するための信号を生成するように動作可能な信号合成器とを含む。
【００２０】
送信プロセッサからの信号出力を、選択された各ビーム形成重みがその信号出力に適用される前にΔτだけ遅らせるために、Δτの遅延を送信プロセッサ出力の一つとビーム形成器との間で発生させ、送信プロセッサは周期的プリフィックスを加えないのが好ましい。
【００２１】
送信プロセッサからの信号出力を、選択された各ビーム形成重みがその信号出力に適用される前にΨだけ遅らせるために、Ψの遅延を送信プロセッサ出力の一つとビーム形成器との間で発生させ、送信プロセッサは長さΔΨの周期的プリフィックスを有するのが便利である。
【００２２】
チャネルｈ（ｎ；ｋ）についての電力遅延ＤＯＡプロファイル見積り値を決定するためのプロセッサが設けられ、プロファイルに基づいて、送信プロセッサによって加えられる周期的プリフィックスの長さΔΨ、遅延Ψ、及び送信ビーム形成重みを決めるのが有利である。
【００２３】
送信ビーム形成重みを構成するために、アップリンク・チャネル分散行列（ＵＣＣＭ）からダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）を見積るためのプロセッサが設けられるのが便利である。
【００２４】
基地局は、チャネルｈ（ｎ；ｋ）についての電力遅延ＤＯＡプロファイル見積値を決定し、プロファイルに基づいて、送信プロセッサによって加えられる周期的プリフィックスの長さΔΨ、遅延Ψ、及び送信ビーム形成重みを決定するための第一のプロセッサと、送信ビーム形成重みを構成するために、アップリンク・チャネル分散行列（ＵＣＣＭ）からダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）を見積るための第二のプロセッサとを更に含むのが好ましい。
【００２５】
送信プロッセサ及び受信プロセッサはＯＦＤＭ、ＣＤＭＡ及びＴＤＭＡプロセッサより成る群から選択されるのが便利である。
【００２６】
通信システムは、基地局並びに単一の受信アンテナ、出力信号を生成するための受信プロセッサ及び出力信号を復号するための時空復号器を有する移動端末を含むのが有利である。
【００２７】
本発明の更なる様相は、複数の送信アンテナを備えた基地局及び単一の受信アンテナを備えた移動端末とを有する通信システムにおいて周波数選択性フェージング・チャネルのためにビーム形成と送信ダイバーシチを組み合わせて行う方法を提供し、該方法は、送信されるべき信号ｓ（ｎ）を提供するステップと、信号ｓ（ｎ）を時空符号化して少なくとも二つの分離した信号ｓ１　（ｎ）、ｓ２　（ｎ）を各出力上に生成するステップと、時空符号化された出力信号の一つをΔτだけ遅延させるステップと、選択された各送信ビーム形成重みを遅延信号及び非遅延信号に適用するステップと、重みづけのされた各信号を信号合成器に供給して信号を加算し、送信のための信号を生成するステップと、加算された信号を送信のための複数の送信アンテナの各々に供給するステップと、加算された信号を二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を備えた物理チャネルｈ（ｋ）を介して送信するステップと、送信された信号の主成分を単一の受信アンテナで実質的に同時に受信するステップと、受信信号を時空復号化するステップとを含む方法である。
【００２８】
遅延信号が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の一つの電磁波線ｈ１　（ｋ）のみを介して伝搬し、一方、非遅延信号が基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナとの間の別の電磁波線ｈ２　（ｋ）のみを介して伝搬するよう前記ビーム形成重みが選ばれるのが好ましい。
【００２９】
遅延Δτはダウンリンク・チャネル情報から導出されるのが便利である。
【００３０】
本発明の更なる様相は、二つの時間遅延電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を有する物理チャネルｈ（ｋ）を介して単一の受信アンテナを備えた移動端末と通信するための複数の送信アンテナを備える基地局を提供し、該基地局は、送信すべき信号の入力及び分離した信号をそれぞれ生成する少なくとも二つの出力を有する時空符号器と、時空符号器からの出力を各々受けとり、その出力に送信ビーム形成重みを適用する少なくとも二つの送信ビーム形成器と、ビーム形成器から信号を受けとり、ビーム形成器からの信号を加算して、複数の送信アンテナの各々によって送信するための信号を生成するように動作可能な信号合成器とを含み、送信された信号の主成分が単一の受信アンテナで実質的に同時に受信されるようΔτの遅延が時空符号器とビーム形成器の一つとの間に介在させられる。
【００３１】
通信システムは、基地局並びに単一の受信アンテナ及び受信した信号を復号するための時空復号器を有する移動端末を含むのが好ましい。
【００３２】
本発明の一つの目的は、多重アンテナアレイを備えた基地局を用いることにより、移動端末においてダイバーシチ利得、ビーム形成利得及び遅延スプレッドの低減を同時に達成することである。
【００３３】
本発明の実施形態の利点は以下の通りである。
・ビーム形成利得と送信ダイバーシチが同時に達成される。
・電力遅延ＤＯＡプロファイルに基づいて、遅延スプレッドを適応的に減少できる。
・二電磁波線環境では、周波数選択性フェージング・チャネルが平坦フェージング・チャネルに変えられるが、経路ダイバーシチ利得は維持される。
・丘陵地（ＨＴ）環境では、経路ダイバーシチ利得を維持しながら、遅延スプレッドが長いチャネル（ｌｏｎｇ　ｄｅｌａｙ　ｓｐｒｅａｄ　ｃｈａｎｎｅｌ）を遅延スプレッドが短いチャネル（ｓｈｏｒｔ　ｄｅｌａｙ　ｓｏｐｒｅａｄ　ｃｈａｎｎｅｌ）に変えることができる。
・遅延スプレッドの低減及びビーム形成と送信ダイバーシチの組み合わせにより本発明のシステムは高いスペクトル効率を提供し、送信電力消費を低減できる。・又、本発明のシステムは、ダイバーシチのオーダ及びチャネル状態に基づいてスペクトル効率を更に改善するために適応変調を用いている。
・移動端末は通常物理的寸法及び電池電力によって制限される。発明されたシステムでは、複雑な処理を移動端末ではなく、基地局で行うようにした。従って、移動端末の複雑さを低減できる。
・発明されたシステムは、ダウンリンク送信のために高いデータ転送速度が必要とされるアプリケーションに対して良好に適用できる。これ等のアプリケーションの例としては、第三世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）における高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）、無線インターネット、及び無線マルチメディア通信が挙げられる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
本発明は、基地局における複数のアンテナの使用に焦点を絞って無線通信システムのダウンリンク性能を改善する。ダウンリンク・ビーム形成は、特にマルチメディア通信にきわめて有害な干渉を制限するのに有効である。送信ダイバーシチは、受信ダイバーシチが実際的でないときに、特にサイズ及び／又は電力に制限がある移動端末に有効な技術である。また、受信ダイバーシチが使用可能な場合でも、ダウンリンク性能をさらに改善するために使用することができる。
【００３５】
マルチパス伝播環境において、受信機は、時間が遅延され振幅が変更され到来方向（ＤＯＡ：ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ　ｏｆ　ａｒｒｉｖａｌ）に依存するいくつかの種類の送信信号を捕捉する。様々なパスに沿って到来する信号の内、最初に到来した信号と最後に到来した信号の間の最大時間遅延がシンボル・インターバルよりも小さいときは、これらのパスは、時間領域で分解不可能である。しかしながら、これらのパスは、様々なＤＯＡから来るので、空間領域では分解可能である。それぞれのパスは、独立したフェージングを受けるため、ビーム形成アンテナ・アレイを使用することによって、送信ダイバーシチが適用可能ないくつかの独立したチャネルを得ることができる。
【００３６】
最大相対遅延が、シンボル・インターバルより大きいときは、周波数選択性フェージング・チャネルが観察される。周波数選択性は、ダイバーシチを達成するには有益であるが、受信機で抑制しなければならないシンボル間干渉（ＩＳＩ）を生じる。この現象は、データ伝送速度が高くなるにつれてより頻繁に発生するようになる。ＩＳＩを抑制する１つの方法は、受信機において等化（イコライゼーション）を使用することである。しかしながら、イコライザの性能は、無線チャネルの周波数応答に依存する。特に、チャネルの周波数応答が、ある周波数帯に深いヌル（ｎｕｌｌ）を有するとき、等化出力ではノイズが増加し、この影響により、周波数選択性によって得られるダイバーシチ利得が下がることがある。その一方で、基準信号として決定指向シンボル（ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｄｉｒｅｃｔｅｄ　ｓｙｍｂｏｌ）が使用される場合、適応イコライザは、誤り伝播問題の発生を促進することがあり、遅延スプレッドが大きい場合にはイコライザがさらに複雑になる。
【００３７】
ＩＳＩを減少させるもう１つの方法は、基地局にある適応性アンテナを使用して遅延スプレッドを減少させることである。例えば、基地局が、それぞれの遅延した受信信号の到来方向（ＤＯＡ）情報を知っている場合、基地局は、一つのパスに対してのビームを形成するとともに、同時に他のパスのＤＯＡにおいてはアンテナ利得をゼロにするか、利得を下げることができる。この方式では、移動端末は、各送信信号の１つのパスだけを受け取る。この方法は、信号検出が単純であるが、１つのパスだけを使用しているので、ダイバーシチ利得が犠牲になる。
【００３８】
送信ダイバーシチは、受信ダイバーシチと比べて、過去十年間において大きな注目を集めてきた。Ａ．Ｗｉｔｔｎｅｂｅｎの「Ａ　ｎｅｗ　ｈａｎｄｗｉｄｔｈ　ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ　ｔｒａｎｓｍｉｔ　ａｎｔｅｎｎａ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｓｃｈｅｍｅ　ｆｏｒ　ｌｉｎｅａｒ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」Ｐｒｏｃ．Ｏｆ　ＩＣＣ’９３，ｐｐ．１６３０−１６３４，１９９３に開示されているような遅延ダイバーシチは、複数の送信アンテナを使用する初期送信ダイバーシチ技術の一つである。この方法は、平坦フェージング・チャネルを、周波数ダイバーシチを利用して周波数選択性フェージング・チャネルに変換する。人為的に生成されたＩＳＩを補償するために、移動端末にイコライザが設けられる。このイコライザの性能は、チャネルの周波数特性に依存する。さらに、適応イコライザは、基準信号として決定指向シンボルを使用すると、誤り伝播問題が生じることがある。実際に、Ｙ．Ｃ．Ｌｉａｎｇ、Ｙ．Ｌｉ及びＫ．Ｊ．Ｒ．Ｌｉｕによる「Ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ　ｏｆ　ｔｒａｎｓｍｉｔ　ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｆｏｒ　ＩＳ−１３６　ＴＤＭＡ　ｓｙｓｔｅｍｓ」Ｐｒｏｃ．　Ｏｆ　ＶＴＣ’９８，ｐｐ．２３２１−２３２４，１９９８には、このダイバーシチ法は、最大ドップラ周波数が４０Ｈｚを超えるとき、ダイバーシチを使用しない場合よりも悪化することが示されている。Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉによる「Ａ　ｓｉｍｐｌｅ　ｔｒａｎｓｍｉｔ　ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」ＩＥＥＥ　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　Ｓｅｌｅｃｔｅｄ　Ａｒｅａｓ　ｉｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，　Ｖｏｌ．１６，Ｎｏ．８，ｐｐ１４５１−１４５８，１９９８年１０月において、Ａｌａｍｏｕｔｉは置換ダイバーシチ法（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ　ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｍｅｔｈｏｄ）を提案しており、この方法の性能は、最大比合成（ＭＲＣ：ｍａｘｉｍａｌ−ｒａｔｉｏ　ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）受信ダイバーシチと同等である。この方法は、単純な受信機構造でよい。より一般的な送信ダイバーシチ法は、Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、Ｎ．Ｓｅｓｈａｄｒｉ及びＡ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋによる「Ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ　ｃｏｄｅｓ　ｆｏｒ　ｈｉｇｈ　ｄａｔａ　ｒａｔｅ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ：Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　ｃｏｄｅ　ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ」ＩＥＥＥ　ｔｒａｎｓ．Ｏｎ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．４４，Ｎｏ．３，ｐｐ．７４４−７６５，１９９８年３月に開示されているような時空符号化法（ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ　ｃｏｄｉｎｇ　ｍｅｔｈｏｄ）と呼ばれる。時空符号は、時空トレリス符号（ＳＴＴＣ：ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ　ｔｒｅｌｌｉｓ　ｃｏｄｅ）と時空ブロック符号（ＳＴＢＣ：ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ　ｂｌｏｃｋ　ｃｏｄｅ）を含む。実際に、置換ダイバーシチは、ＳＴＢＣの最も単純な種類である。
【００３９】
Ａｌａｍｏｕｔｉの置換ダイバーシチ法を示す図１は、基地局（ＢＳ）に２つの送信アンテナ１、２を備えた置換ダイバーシチ法を示す。送信される信号ｓ（ｎ）は、最初に、時空符号化モジュール３で符号化される。時空符号化モジュール３は、以下のように動作する。すなわち、時空符号化モジュール３は、１つの入力ポートと２つの出力ポートとを有する。入力ポートは、送信シーケンスｓ（０）、ｓ（１）等を受け入れる。２つの出力ポートは、これに応じて下記の表１のように、時刻ｔ＝ｎ及びｔ＝ｎ＋１において、それぞれの出力信号ｓ１　（ｔ）及びｓ２　（ｔ）を提供する。ここで、ｎは偶数の整数である。
【００４０】
【表１】
2004064108.tif 000003
【００４１】
移動端末の単一の受信アンテナ４で時刻ｔ＝ｎ及びｔ＝ｎ＋１に受信した信号は、次の式で表される。
【００４２】
【数１】
2004064108.tif 000004
【００４３】
【数２】
2004064108.tif 000005
【００４４】
ここで、α１　とα２　はそれぞれ、２つの送信アンテナ１、２から受信機アンテナ４へのそれぞれのチャネル応答であり、ｗ（ｎ）は、付加白色ガウス・ノイズ（ＡＷＧＮ：ａｄｄｉｔｉｖｅ　ｗｈｉｔｅ　Ｇａｕｓｓｉａｎ　ｎｏｉｓｅ）である。
【００４５】
受信信号は、次に、時空復号モジュールによって以下のように復号化される。具体的には、式（１）及び式（２）は、行列形式で記述することができる。
【００４６】
【数３】
2004064108.tif 000006
【００４７】
【数４】
2004064108.tif 000007
【００４８】
したがって、チャネル係数は、トレーニング・シンボル（ｔｒａｉｎｉｎｇ　ｓｙｍｂｏｌ）を使用して、式（３）により推定することができる。一方、信号の推定／検出には、式（４）を使用することができる。また、この信号検出方法は、置換復号（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ　ｄｅｃｏｄｉｎｇ）とも呼ばれる。
【００４９】
受信機に複雑なイコライザを必要とする遅延ダイバーシチ技術に対して、置換ダイバーシチのチャネル推定及び信号検出は、必要な数値演算がきわめて単純であることに注意されたい。また、１送信器／２受信機の受信ダイバーシチ技術に比べて、置換ダイバーシチ法の性能は３ｄＢ低下するが、最大比率合成（ＭＲＣ）法を使用する受信ダイバーシチ技術と同程度のダイバーシチ利得を得ることができる。
【００５０】
置換ダイバーシチを時空ブロック符号（ＳＴＢＣ）と時空トレリス符号（ＳＴＴＣ）に拡張することができる。これらの符号は全て、平坦フェージング環境用の送信ダイバーシチを実現する。
【００５１】
本発明の１つの例は、Ａｌａｍｏｕｔｉのダイバーシチ法を周波数選択性フェージング・チャネルに適用するものである。遅延スプレッドが、シンボル・インターバルよりも大きいときに、周波数選択性フェージング・チャネルが見られる。図２は、Ａｌａｍｏｕｔｉのダイバーシチ法を周波数選択性フェージング・チャネルに適用するシステム・モデルを示す。送信される信号ｓ（ｎ）は、最初に、２つの分岐出力を有する符号化モジュール３において、Ａｌａｍｏｕｔｉの符号を使用して、ｓ１　（ｎ）とｓ２　（ｎ）として符号化される。次に、ｓ１　（ｎ）とｓ２　（ｎ）は、関数ｇ１　（ｋ）及びｇ２　（ｋ）を有する２つのプレイコライザ６及び７に渡され、２つの出力シーケンスｙ１　（ｎ）及びｙ２　（ｎ）が生成される。ｙ１　（ｎ）とｙ２　（ｎ）は、最終的に、変調されＲＦ信号として高い周波数に変換され、物理チャネルｈ１　（ｋ）及びｈ２　（ｋ）として送信アンテナ１及び２から出力される。
【００５２】
プレイコライザ６及び７の関数ｇ１　（ｋ）及びｇ２　（ｋ）はそれぞれ、２つの物理チャネルｈ１　（ｋ）及びｈ２　（ｋ）を事前に等化するために使用される。プレイコライザをゼロ強制基準（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ　ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）で設計することによって、全体的なチャネル応答ｇ１　（ｋ）＊ｈ１　（ｋ）及びｇ２　（ｋ）＊ｈ２　（ｋ）が、平坦フェージング・チャネルになり、これにより、Ａｌａｍｏｕｔｉの符号／復号方法を使用することができる。ここで、「＊」は、畳み込み演算を示す。
【００５３】
プレイコライザ６、７を設計するために、基地局／送信アンテナ１、２において、実際のチャネル係数ｈ１　（ｋ）及びｈ２　（ｋ）が分かっていなければならない。これは、２つの方法で行うことができる。時分割二重（ＴＤＤ）システムの場合、ダウンリンク・チャネル係数は、アップリンク・チャネル係数と同じであり、これは、トレーニング・シンボル又はブラインド法を使用して、アップリンクから導き出すことができる（一定のスケーラー（ｓｃａｌｅｒ）まで）。周波数分割二重（ＦＤＤ）システムの場合は、基地局が、１組のトレーニング・シンボルを移動端末に送り、移動端末が、次に、ダウンリンク・チャネル情報を推定しそれを基地局にフィードバックする。
【００５４】
前述の方法は、他の時空符号にも適用可能である。
【００５５】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、遅延スプレッドが大きい問題に対処するための既知の有効な方法である。ＯＦＤＭと送信ダイバーシチ法の組合せにより、大きな遅延スプレッドが抑制されるだけなく、送信ダイバーシチ利得が得られる。図３は、Ｙ．Ｌｉ，Ｎ．ＳｅｓｈａｄｒｉとＳ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌによる「Ｃｈａｎｎｅｌ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ＯＦＤＭ　ｓｙｓｔｅｍｓ　ｗｉｔｈ　ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ　ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｉｎ　ｍｏｂｉｌｅ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｈａｎｎｅｌｓ」ＩＥＥＥ　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　Ｓｅｌｅｃｔｅｄ　Ａｒｅａｓ　ｉｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．１７，Ｎｏ．３，ｐｐ．４６１−４７１，１９９９年３月に示されているような２アンテナ送信ダイバーシチを備えた従来技術ＯＦＤＭシステムを示す。送信される信号Ｓ（ｎ；ｋ）は、最初に、符号化モジュール３において時空符号を使用して符号化され、２つの分岐出力がＳ１（ｎ；ｋ）とＳ２（ｎ；ｋ）として生成される。次に、Ｓ１　（ｎ；ｋ）とＳ２　（ｎ；ｋ）は、それぞれの標準ＯＦＤＭ送信プロセッサ８、９に渡され、その出力は、最終的に、変調されＲＥ信号として高い周波数に変換され、送信アンテナ１、２から出力される。
【００５６】
移動局の単一アンテナ受信機４において、受信信号は、標準ＯＦＤＭ受信プロセッサ１０に渡され、次に時空復号モジュール５に渡される。具体的には、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力は、次のようになる。
【００５７】
【数５】
2004064108.tif 000008
【００５８】
【数６】
2004064108.tif 000009
【００５９】
式（５）及び（６）において、Ｈ１　（ｎ；ｋ）とＨ２　（ｎ；ｋ）はそれぞれ、送信アンテナ１と受信アンテナ４の間のチャネル・インパルス応答ｈ１　（ｎ；ｋ）と、送信アンテナ２と受信アンテナ４の間のチャネル・インパルス応答ｈ２　（ｎ；ｋ）のフーリエ変換であり、Ｗ（ｎ；ｋ）は、受信アンテナ４で受け取る付加ノイズｗ（ｎ；ｋ）のＦＦＴ出力である。
【００６０】
時刻ｔ＝ｋ及びｔ＝ｋ＋１におけるＳ１　（ｎ；ｔ）及びＳ２　（ｎ；ｔ）（但し、ｋは偶数の整数）が以下の表２のように選択された場合、置換復号法（Ｐｅｎｎｕｔａｔｉｏｎ　ｄｅｃｏｄｉｎｇ　ｍｅｔｈｏｄ）を容易に適用することができる。
【００６１】
【表２】
2004064108.tif 000010
【００６２】
従来技術：平坦フェージング・チャネル用の組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチ。
【００６３】
以上の３つの方法（Ａｌａｍｏｕｔｉの置換ダイバーシチ法、周波数選択性フェージング・チャネルに適用されるダイバーシチ法、及び送信ダイバーシチを備えたＯＦＤＭ）により、周波数選択性フェージング・チャネル又は平坦フェージング・チャネルに対して送信ダイバーシチ利得が得られる。送信アンテナは、ダイバーシチ・アンテナの一種であり、すなわち、アンテナ間隔が大きく、例えば、典型的には波長の１０倍である。
【００６４】
図４は、Ｒ．Ｎｅｇｉ、Ａ．Ｍ．Ｔｅｈｒａｎｉ及びＪ．Ｃｉｏｆｆｉによる「Ａｄａｐｔｉｖｅ　ａｎｔｅｎｎａｓ　ｆｏｒ　ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ　ｃｏｄｉｎｇ　ｏｖｅｒ　ｂｌｏｃｋ　ｉｎｖａｒｉａｎｔ　ｍｕｌｔｉｐａｔｈ　ｆａｄｉｎｇ　ｃｈａｎｎｅｌｓ」Ｐｒｏｃ．ｏｆ　ＩＥＥＥ　ＶＴＣ，ｐｐ．７０−７４，１９９９に開示されているような平坦フェージング・チャネル用の組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチの既知のシステムを示す。送信される信号ｓ（ｎ）は、最初に、時空符号化モジュール３を使って符号化され、２つの分岐出力がｓ１　（ｎ）とｓ２　（ｎ）として生成される。次に、ｓ１　（ｎ）とｓ２　（ｎ）はそれぞれ、２つの送信ビーム形成器１１、１２、ｗ１　及びｗ２　に渡され、次に、ベクトル形式で以下のような伝送用の信号ｘ（ｎ）を生成するために２つの入力の単純な加算機能を実行する信号合成器１３に渡される。
【００６５】
【数７】
2004064108.tif 000011
【００６６】
空間選択性を得るために、アンテナ間隔ｄは、小さい距離（例えば、半波長）に設定され、送信アンテナ１Ａ、１Ｂ、２の数Ｍは、３つ以上である。これは、ダイバーシチ・アンテナ・アレイではなく、ビーム形成アンテナ・アレイである。物理チャネルが、空間的に分離されたＬ個のパスからなり、そのフェージング係数とＤＯＡは、ｋ＝１，．．．，Ｌの場合に、（αｋ　（ｔ），θｋ　）として示される。最初に到来したパスに対する最大時間遅延が、シンボル・インターバルよりも小さい場合は、平坦フェージング・チャネルが観察され、瞬間的チャネル応答ｈｄ　（ｔ）は、以下のように表わすことができる。
【００６７】
【数８】
2004064108.tif 000012
【００６８】
ここで、ａｄ　（θｋ　）は、ＤＯＡ（θｋ　）でのダウンリンク・ステアリング・ベクトルである。移動端末における受信信号（ｙ（ｎ））は、次の式で与えられる。
【００６９】
【数９】
2004064108.tif 000013
【００７０】
【数１０】
2004064108.tif 000014
【００７１】
【数１１】
2004064108.tif 000015
【００７２】
信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の最大平均は、式（１０）を最大化することによって得られるが、条件（１１）は、β１　（ｔ）とβ２　（ｔ）が統計的に相関しないことを保証し、したがって、最大ダイバーシチ利得を得ることができる。
【００７３】
式（９）を式（１）と比較すると、ダウンリンク・ビーム形成の支援により、統計的に相関しない２つのフェージング・チャネルβ１　（ｔ）及びβ２　（ｔ）が人為的に生成され、時空復号を使用して、送信された信号ｓ（ｎ）を復元することができる。Ａｌａｍｏｕｔｉのダイバーシチ法の場合は、置換復号が適用される。
【００７４】
最適な送信ビーム形成重みベクトルは、次のような、ダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ：ｄｏｗｎｌｉｎｋ　ｃｈａｎｎｅｌ　ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ　ｍａｔｒｉｘ）の最も大きい２つの固有値に対応する固有ベクトルである。
【００７５】
【数１２】
2004064108.tif 000016
【００７６】
ここで、全てのフェージング係数について期待値が導かれる。全てのパスが同じ平均電力を有する、即ちＥ｜αｋ　（ｔ）｜２　＝１／Ｌと想定すると、ＤＣＣＭは、次の式で与えられる。
【００７７】
【数１３】
2004064108.tif 000017
【００７８】
ＴＤＤの場合、ＤＣＣＭは、アップリンク・チャネル分散行列（ＵＣＣＭ）と同じである。ＦＤＤの場合は、ＤＣＣＭを推定する方法が２つあり、その方法は両方とも、アップリンク信号とダウンリンク信号が同じＤＯＡを通るという事実に基づく。第１の方法は、最初に、受け取ったアップリンク信号から全てのパスのＤＯＡを推定し、次にダウンリンク・ステアリング・ベクトルａｄ　（θｋ　）を構成し、さらに式（１３）によってＤＣＣＭ　Ｒｄ　を構成する。第２の方法は、Ｙ−Ｃ．ＬｉａｎｇとＦ．Ｃｈｉｎによる「Ｄｏｗｎｌｉｎｋ　ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ　ｍｅｔｈｏｄｓ　ｆｏｒ　ｃａｐａｃｉｔｙ　ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ　ｉｎ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍｓ」シンガポール特許出願第９９０４７３３．４号に開示されているような周波数較正処理によってＵＣＣＭから直接ＤＣＣＭを推定する。この方法は、ＤＯＡ推定及びそれに関連するものを必要とせず、したがって実施が単純である。
【００７９】
このシステムは、平坦フェージング環境に対してダイバーシチ利得とビーム形成を同時に達成するが、本システムを周波数選択性フェージング環境に拡張することが望ましい。
【００８０】
ビーム形成を使用しない移動無線通信の場合、一般に使用される３つの電力遅延プロファイルは、２電磁波線（ＴＲ：ｔｗｏ　ｒａｙ）モデル、標準都市（ＴＵ：ｔｙｐｉｃａｌ　ｕｒｂａｎ）モデル、及び丘陵地（ＨＴ：ｈｉｌｌｙ　ｔｅｒｒａｉｎ）モデルである。ダウンリンク・ビーム形成を追加するときは、電力遅延ＤＯＡプロファイルを検討しなければならない。ＴＵモデルを有するピコセル、ミクロセル、及びマクロセルにおいて、パス遅延とＤＯＡの間の相関性は少ない。しかしながら、ＴＲモデルとＨＲモデルを有するマクロセルにおいて、パス遅延は、通常、統計的にＤＯＡに依存する。本明細書では、様々な環境について、組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチ利得ならびに最大スペクトル効率を達成する様々な方式があることを示す。
【００８１】
本発明のもう１つの例は、ＯＦＤＭを利用して組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチを得る。
【００８２】
組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチは、周波数選択性フェージング・チャネルにＯＦＤＭを使用することによって得ることができる。図５は、組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチを備えたＯＦＤＭシステムを示す。ビーム形成及び送信ダイバーシチ利得を維持しながら、どの様にして遅延スプレッドを減少させることができるかを示すための一例としてＯＦＤＭを選択したが、他の例として、ＭＣ−ＣＤＭＡ、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ、周期的プリフィックスを使用する単一キャリアシステムなど、他のマルチキャリア変調方式がある。
【００８３】
ｎ番目のブロックのｋ番目のトーンにおける送信信号Ｓ（ｎ；ｋ）は、最初に、基地局の符号化モジュール３で時空符号を使用して符号化され、２つの分岐出力Ｓ１（ｎ；ｋ）及びＳ２　（ｎ；ｋ）が生成される。Ｓ１　（ｎ；ｋ）とＳ２　（ｎ；ｋ）は、それぞれの標準ＯＦＤＭ送信プロセッサ８、９に渡され、次にそれぞれ２つの送信ビーム形成器１０、１１（ｗ１　及びｗ２　）に渡される。ビーム形成出力は、最終的に、合成器１３で合成され、基地局アンテナ・アレイの送信アンテナ１Ａ、１Ｂ、２によって送出される。
【００８４】
基地局アンテナ・アレイ１Ａ、１Ｂ、２に関しては、無線チャネル・インパルス応答の複素ベースバンド表現は、次のベクトル形式で示すことができる。
【００８５】
【数１４】
2004064108.tif 000018
【００８６】
【数１５】
2004064108.tif 000019
【００８７】
時刻ｔにおけるｈ（ｔ；τ）のフーリエ変換（ＦＴ）は次の式で与えられる。
【００８８】
【数１６】
2004064108.tif 000020
【００８９】
ブロック長Ｔｂ　とトーン間隔ｆｔ　を有するＯＦＤＭシステムの場合、Ｈ（ｔ；ｆ）の離散値は、次の式で与えられる。
【００９０】
【数１７】
2004064108.tif 000021
【００９１】
したがって、様々な時間と周波数についての周波数応答の相関関数行列は、次の式で与えられる。
【００９２】
【数１８】
2004064108.tif 000022
【００９３】
【数１９】
2004064108.tif 000023
【００９４】
移動端末の単一アンテナ４において、受信信号は、最初に、標準ＯＦＤＭ受信プロセッサ１０に渡され、次に置換デコーダ５に渡される。標準ＯＦＤＭ受信プロセッサ内で、ＦＦＴ出力は次のようになる。
【００９５】
【数２０】
2004064108.tif 000024
【００９６】
【数２１】
2004064108.tif 000025
【００９７】
ここで、Ｗ［ｎ；ｋ］は、ゼロ平均ＡＷＧＮである。
2004064108.tif 000026
【００９８】
【数２２】
2004064108.tif 000027
【００９９】
【数２３】
2004064108.tif 000028
【０１００】
この場合も、最大平均ＳＮＲは、式（２２）を最大にすることにより得られるが、条件（２３）は、β１　とβ２　が統計的に相関しないことを保証し、それにより、最大ダイバーシチ利得を得ることができる。
【０１０１】
最適送信ビーム形成重みベクトルは、ダウンリンク・チャネル分散行列（ＤＣＣＭ）Ｒｄ　の最も大きい２つの固有値に対応する固有ベクトルである。
【０１０２】
【数２４】
2004064108.tif 000029
【０１０３】
式（２０）及び（２１）を式（５）及び（６）と比較すると、ダウンリンク・ビーム形成の支援により、相関しない２つのフェージング・チャネルが生成され、これにより、時空復号を使用して送信信号を復元することができる。Ｓ１　（ｎ；ｋ）とＳ２　（ｎ；ｋ）が以下の表３のように選択された場合に、置換復号法を適用することができる。
【０１０４】
【表３】
2004064108.tif 000030
【０１０５】
ＯＦＤＭについてのＤＣＣＭを推定するための周波数較正法
ダウンリンク・ビーム形成重みを生成するには、まず、ＤＣＣＭを構成することが必要である。Ｙ−Ｃ．ＬｉａｎｇとＦ．Ｃｈｉｎによる「Ｄｏｗｎｌｉｎｋｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ　ｍｅｔｈｏｄｓ　ｆｏｒ　ｃａｐａｃｉｔｙ　ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ　ｉｎ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍｓ」シンガポール特許出願第９９０４７３３．４号に開示された周波数較正法が適用される。
【０１０６】
類似の方法を使用することにより、様々な時間と周波数についてのアップリンク周波数応答の相関関数行列が次の式で与えられることを示すことができる。
【０１０７】
【数２５】
2004064108.tif 000031
【０１０８】
【数２６】
2004064108.tif 000032
【０１０９】
式（１９）と式（２６）を比較すると、ＵＣＣＭからのＤＣＣＭを推定するために、Ｙ−Ｃ．ＬｉａｎｇとＦ．Ｃｈｉｎによる「Ｄｏｗｎｌｉｎｋ　ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ　ｍｅｔｈｏｄｓ　ｆｏｒ　ｃａｐａｃｉｔｙ　ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ　ｉｎ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍｓ」シンガポール特許出願第９９０４７３３．４号に示されたＦＣ法が使用される。
【０１１０】
このシステムは、ＯＦＤＭシステムについてのダイバーシチ利得及びビーム形成利得を提供する。このシステムにおいて、周期的プリフィックスの長さは、物理的時間遅延の最大値によって決定され、通常ＯＦＤＭシステムのものと同じである。したがって、これは、ＤＯＡが統計的に時間遅延に依存しない環境に容易に適用することができる。
【０１１１】
パスのＤＯＡが、統計的にパス遅延と関連している時、例えばＴＲ環境とＨＲ環境では、ビーム形成利得とダイバーシチ利得を同時に実現できるだけでなく、周期的プリフィックスも減少させ、それによりスペクトル効率が改善される。
【０１１２】
本発明のさらに他の例は、２電磁波線（ＴＲ）モデルのために周波数選択性フェージング・チャネル用の組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチを利用する。
【０１１３】
物理チャネルがＴＲモデルに従うと仮定する。基地局のアンテナ・アレイに関し、無線チャネル・インパルス応答の複素ベースバンド表現は次のベクトル形式で示すことができる。
【０１１４】
【数２７】
2004064108.tif 000033
【０１１５】
ただし、
【０１１６】
【数２８】
2004064108.tif 000034
【０１１７】
【数２９】
2004064108.tif 000035
【０１１８】
△τ＝τ２　―τ１　がシンボル・インターバルより大きいときには、ＩＳＩが存在する。組み合わせビーム形成及びダイバーシチ技術を用いることにより、２電磁波線が空間的に分離されている場合に、周波数選択性フェージング・チャネルを平坦フェージング・チャネルに変え、さらに同時に送信ダイバーシチを維持することができる。
【０１１９】
図６は、２電磁波線周波数選択性フェージング・チャネルのための組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチを備えた通信システムを示す。送信される信号ｓ（ｎ）は、最初に、符号化モジュール３で時空符号を使用して符号化し、２つの分岐出力がｓ１　（ｎ）とｓ２　（ｎ）として出力される。次に、ｓ１　（ｎ）が、△τだけｓ（ｎ）を遅延させる遅延機構１４に送られ、ｘ１　（ｎ）が生成され、これは、さらに、送信ビーム形成器１１（ｗ１　）に渡される。第２の分岐出力ｓ２　（ｎ）は、他の送信ビーム形成器１２（ｗ２　）に直接渡される。次に、ビーム形成出力が、合成器１３内で合成され、送信アンテナ１Ａ、１Ｂ、２によって送られ、次のような送信信号が生成される。
【０１２０】
【数３０】
2004064108.tif 000036
【０１２１】
移動端末の単一アンテナ４の受信信号ｙ（ｎ）は、次の式で与えられる。
【０１２２】
【数３１】
2004064108.tif 000037
【０１２３】
ｚ（ｎ）＝ｙ（ｎ＋△τ）とし、２つの送信信号のプレアライメントを考慮すると、次の式が与えられる。
【０１２４】
【数３２】
2004064108.tif 000038
【０１２５】
ビーム形成重みは、第１の分岐出力ｓ１　（ｎ）が基地局アンテナ・アレイと受信アンテナ４の間の第１のパスｈｄ，１　だけを通り、かつ第２の分岐出力ｓ２（ｎ）が基地局アンテナ・アレイと受信アンテナ４の間の第２のパスｈｄ，２だけを通るように選択される。数学的には次の通りである。
2004064108.tif 000039
【０１２６】
この場合、ＩＳＩの項は完全に除去され、ｚ（ｎ）は、次のように記述することができる。
【０１２７】
【数３３】
2004064108.tif 000040
【０１２８】
したがって、周波数選択性フェージング・チャネルが、平坦フェージング・チャネルに変えられ、それにより、送信ダイバーシチ法を適用することができる。
【０１２９】
送信ビーム形成重みは、次のように、平均送信ＳＩＮＲ関数を最大にすることによって選択することができ好都合である。
【０１３０】
【数３４】
2004064108.tif 000041
【０１３１】
送信ビーム形成重みは、モバイル受信機における平均受信ＳＩＮＲを最大にすることによって選択することができることが好ましい。すなわち、次のようになる。
【０１３２】
【数３５】
2004064108.tif 000042
【０１３３】
送信ビーム形成重みＷｍ　は、Ｒｄ，ｍ　の主固有ベクトルとして選択することができると有利である。
【０１３４】
この場合も、ＵＣＣＭからＤＣＣＭを直接推定するために、Ｙ−Ｃ．ＬｉａｎｇとＦ．Ｃｈｉｎによる「Ｄｏｗｎｌｉｎｋ　ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ　ｍｅｔｈｏｄｓ　ｆｏｒ　ｃａｐａｃｉｔｙ　ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ　ｉｎ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍｓ」シンガポール特許出願第９９０４７３３．４号に開示された周波数較正法が使用される。
【０１３５】
組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチ利得を実現する前述の方法は、プレアライメント（ＰＡＬ）法と呼ばれる。ｓ１　（ｎ）を△τだけ遅延させる目的は、２つのシーケンスｓ１　（ｎ）とｓ２　（ｎ）の主成分が同時に受信機に達するようにすることである。これにより、遅延スプレッドがゼロに減少された。その一方で、ＩＳＩ効果を最少にしかつ２つの相関しないチャネルを作為的に生成するためにビーム形成が使用され、それにより、送信ダイバーシチ利得が実現される。
【０１３６】
ＰＡＬ法は、ダウンリンク電力遅延ＤＯＡ（ＰＤＤ）プロファイルに埋め込まれる遅延情報（△τ）を必要とする。ＰＤＤプロファイルは時間によって変動するが、その変化は時間的にゆっくりである。また、ダウンリンクＰＤＤプロファイルは、アップリンクＰＤＤプロファイルと殆ど同じであり、これは、受信アップリンク信号から推定することができる。
【０１３７】
また、ＰＡＬ法は、電磁波線の数が３つ以上のシステムにも適用することができる。この場合、これは、３つ以上の時空符号化出力を必要とし、最初の出力以外の他の出力は、１つの遅延に対応する。
【０１３８】
時空符号化出力の数が、例えば２に固定された場合は、遅延△τと送信ビーム形成重みを生成するために、２つの主電磁波線を選択することができる。このシステムを直接適用することによりＣＤＭＡのフィンガ間干渉（ｉｎｔｅｒｆｉｎｇｅｒ−ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を減少させることができる。何故なら、フィンガの総数を減少できるからである。
【０１３９】
従来、物理チャネルｈ（ｋ）が△τだけ遅延された２つの主電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を有する複数の電磁波線からなる時、ビーム形成重みは、遅延された信号が、基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナの間の１つの電磁波線ｈ１　（ｋ）だけを通り、遅延されていない信号が、基地局の複数の送信アンテナと受信アンテナの間の別の電磁波線ｈ２　（ｋ）だけを通るように選択される。
【０１４０】
物理チャネルｈ（ｋ）が、△τだけ遅延された２つの主電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を有する複数の電磁波線からなるとき、ビーム形成重みは、基地局における平均送信ＳＩＮＲ関数が、各電磁波線に関して最大化されるように選択されると有利である。
【０１４１】
物理チャネルｈ（ｋ）が、△τだけ０延された２の主電磁波線ｈ１　（ｋ）、ｈ２　（ｋ）を有する複数の電磁波線からなるとき、ビーム形成重みは、移動端末における平均受信ＳＩＮＲ関数が最大になるように選択されることが好ましい。
【０１４２】
本発明のもう１つの例では、２電磁波線（ＴＲ）モデルのために周波数選択性フェージング・チャネル用の組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチを備えたＯＦＤＭを利用する。
【０１４３】
ＯＦＤＭにおける遅延スプレッド低減が直接使用される。典型的なＯＦＤＭシステムにおいては、ＩＳＩを除去しかつ各サブチャネル間の直交性を保証するために、周期的プリフィックスが追加される。周期的プリフィックスの長さは、最大時間遅延（移動無線通信環境の場合、約４０μｓ）よりも大きくなければならない。周期的プリフィックスを追加すると、スペクトル効率が低下するだけでなく、送信電力の１部分が占有される。同じ性能を維持しながら周期的プリフィックスを減少させることができれば、ＯＦＤＭシステムのスペクトル効率と電力効率を大幅に改善することができる。
2004064108.tif 000043
【０１４４】
図７は、本発明を具体化した、ＴＲモデルのための組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチを有するＯＦＤＭシステムを示す。ｎ番目のブロックのｋ番目のトーンにおける送信信号Ｓ（ｎ；ｋ）は、最初に、符号化モジュール３において時空符号を使用して符号化され、それにより、２つの分岐出力Ｓ１　（ｎ；ｋ）及びＳ２　（ｎ；ｋ）が生成される。分岐出力Ｓ１　（ｎ；ｋ）とＳ２　（ｎ；ｋ）は共に、周期的プリフィックスが追加されることなく、それぞれのＯＦＤＭ送信プロセッサ８、９に渡される。Ｓ１　（ｎ；ｋ）は、次に、遅延機構１４で△τだけ遅延され、Ｘ１　（ｎ；ｋ）が生成され、さらに、送信ビーム形成器１１（ｗ１　）に渡される。第２の分岐出力Ｓ２　（ｎ；ｋ）は、他の送信ビーム形成器１２（ｗ２　）に直接渡される。次に、ビーム形成出力は合成され、基地局の送信アンテナ・アレイ１Ａ、１Ｂ、２に送られ、次のような送信信号が生成される。
【０１４５】
【数３６】
2004064108.tif 000044
【０１４６】
移動端末の単一アンテナ４において、最初に、受信信号が、標準ＯＦＤＭ受信プロセッサ１０に渡される。ビーム形成重みは、第１の分岐出力Ｓ１　（ｎ；ｋ）又はその反転ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）値ｓ１　（ｎ；ｋ）が、基地局アンテナ・アレイと受信アンテナ４の間の第１のパスｈ１　（ｎ；ｋ）だけを通り、第２の分岐出力Ｓ２　（ｎ；ｋ）又はその反転ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）値ｓ２　（ｎ；ｋ）が、基地局アンテナ・アレイと受信アンテナ４の間の第２のパスｈｍ（ｎ；ｋ）だけを通るように選択される。送信ビーム形成重みを適切に選択すれば、移動局の受信信号のＦＦＴ出力は、次のようになる。
【０１４７】
【数３７】
2004064108.tif 000045
【０１４８】
式（３７）を式（５）と比較すると、ダウンリンク・ビーム形成の支援により、２つのチャネルが人工的に作成され、これは、送信信号を復元するためにモジュール５によって時空復号することができる。さらに、Ｓ１　（ｎ；ｋ）とＳ２（ｎ；ｋ）を次の表４のように選択した場合は、置換復号法を容易に適用することができる。
【０１４９】
【表４】
2004064108.tif 000046
【０１５０】
ＴＲモデル用のための組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチを備えたＯＦＤＭシステムにＰＡＬが適用されるときは、周期的プリフィックスを追加する必要はない。これにより、送信ダイバーシチ、ビーム形成、及びスペクトル効率向上による利点が得られる。
【０１５１】
送信ビーム形成重みは、平均送信ＳＩＮＲ関数を最大にすることによって選択することができると好都合である。
【０１５２】
送信ビーム形成重みは、モバイル受信機における平均受信ＳＩＮＲを最大にすることによって選択することができることが好ましい。
【０１５３】
送信ビーム形成重みＷｍ　は、Ｒｄ，ｍ　の主固有ベクトルとして選択することができると有利である。
【０１５４】
この場合も、ＵＣＣＭからＤＣＣＭを直接推定するために、Ｙ−Ｃ．ＬｉａｎｇとＦ．Ｃｈｉｎによる「Ｄｏｗｎｌｉｎｋ　ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ　ｍｅｔｈｏｄｓ　ｆｏｒ　ｃａｐａｃｉｔｙ　ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ　ｉｎ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍｓ」シンガポール特許出願第９９０４７３３．４号に開示された周波数較正法が使用される。
【０１５５】
この遅延スプレッド低減法を使用したスペクトル効率と電力節減の比較は、次の通りである。
【０１５６】
本発明のさらに他の例は、丘陵地（ＨＴ）モデルのために周波数選択性フェージング・チャネル用の組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチを備えたＯＦＤＭを利用する。
【０１５７】
最大時間遅延は４０μｓにもなる可能性があるが、それぞれ小さい遅延スプレッドを有するいくつかの支配的なクラスタ化されたパスによって、ＨＴモデルに適合する無線チャネルを示すことができる。また、そのようなクラスタ化されたパスは、空間的に分離されている。最大時間遅延が２０μｓで、各クラスタ化パスの最大遅延スプレッドが２μｓの典型的なＨＴ電力遅延プロファイルを有するＯＦＤＭの場合、ＩＳＩを除去するために必要な周期的プリフィックスの最小長は２０μｓである。しかしながら、ＰＡＬ法により、周期的プリフィックス期間を２μｓに短縮することができる。
【０１５８】
２つのクラスタ化パスがΨだけ遅延されることを想定し、簡単にするために、各クラスタ化パスの遅延スプレッドが△Ψであると仮定する。時間で変動するチャネルのインパルス応答は、次のように表すことができる。
【０１５９】
【数３８】
2004064108.tif 000047
【０１６０】
ここで、ｈ１　（ｔ；τ）とｈ２　（ｔ；τ）はそれぞれ、第１と第２のクラスタ化パスのチャネル応答に対応し、ｕ（ｘ）は、単位ステップ関数（ｕｎｉｔ　ｓｔｅｐ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ）である。
【０１６１】
図８は、エンコーダ・モジュール３において丘陵地（ＦＩＴ）モデル用の組み合わせビーム形成及び送信ダイバーシチを有する、本発明を具体化したＯＦＤＭを示す。ｎ番目のブロックのｋ番目のトーンにおいて送信される信号Ｓ（ｎ；ｋ）は、最初に、エンコーダ・モジュール３内で時空符号を使用して符号化され、それぞれの標準ＯＦＤＭ送信プロセッサ８、９に渡される２つの分岐出力Ｓ１　（ｎ；ｋ）及びＳ２　（ｎ；ｋ）が生成され、その周期的プリフィックス長は、Ψ＋△Ψではなく△Ψである。次に、第１のブランチからの出力が、遅延器１５でΨだけ遅延され、第２のブランチからの出力は、そのまま変更されない。その後で、信号は、各送信ビーム形成器１１、１２（ｗ１　とｗ２　）にそれぞれ渡される。次に、ビーム形成出力は、合成器１３で合成され、基地局の送信アンテナ・アレイ１Ａ、１Ｂ、２から送出される。
【０１６２】
ビーム形成重みは、第１のブランチ入力が第１のクラスタ化パスだけを通り、第２のブランチ入力が第２のクラスタ化パスだけを通るように選択される。すなわち、第１の分岐出力ｓ１　（ｎ）が、基地局アンテナ・アレイと受信アンテナ４の間の第１のパスｈｄ，１　だけを通り、第２の分岐出力ｓ２　（ｎ）が、基地局アンテナ・アレイと受信アンテナ４の間の第２のパスｈｄ，２　だけを通るようにビーム形成重みが選択される。移動端末の単一アンテナ４で受け取った信号は、最初に、標準ＯＦＤＭ受信プロセッサ１０に渡され、次に、時空復号モジュール５に渡される。標準ＯＦＤＭ受信プロセッサ１０内で、ＦＦＴ後の受信信号は、次のようになる。
【０１６３】
【数３９】
2004064108.tif 000048
【０１６４】
【表５】
2004064108.tif 000049
【０１６５】
送信ビーム形成重みは、平均送信ＳＩＮＲ関数を最大にすることによって選択することができると好都合である。
【０１６６】
送信ビーム形成重みは、モバイル受信機における平均受信ＳＦＮＲを最大にすることによって選択するできることが好ましい。
【０１６７】
送信ビーム形成重みｗｍ　は、Ｒｄ，ｍ　の主固有ベクトルとして選択することができると有利である。
【０１６８】
前に述べたように、次に、様々な周期的プリフィックス長を有するＯＦＤＭシステムのスペクトル効率を比較する。
【０１６９】
パラメータは、帯域幅Ｂ＝８００ｋＨｚ、最大時間遅延＝４０である。ＨＴモデルの場合、それぞれのクラスタ化パスの最大遅延スプレッドは５である。トーンを互いに直角にするために、シンボル期間はＮ／Ｂであり、ここで、Ｎは、各ＯＦＤＭシンボル内のトーンの数である。総ブロック長は、シンボル期間と追加のガードインターバルを加えたものであり、これはＰＡＬを使用しないＯＦＤＭ、ＰＡＬを使用するＨＴ、及びＰＡＬを使用するＴＲでそれぞれ、４０、５、及び０である。
【０１７０】
表６は、ＱＰＳＫ変調を使用するＯＦＤＭシステムでトーン数が異なるものについての非符号化送信データ転送速度を示す。所与の変調方式でトーンの数が同じ場合、送信データ転送速度は、ＴＲ環境では、ＰＡＬを使用することによってＮ値と関係なく１．６Ｍｂｐｓまで向上できることが分かる。ＰＡＬを使用するＨＴの場合のスペクトル効率は、ＰＡＬを使用しない場合よりも高くなる。
【０１７１】
【表６】
2004064108.tif 000050
【０１７２】
次に、様々な周期的プリフィックス長のＯＦＤＭの電力節減の比較を示す。
【０１７３】
周期的プリフィックスの追加により、有効Ｅｂ　／Ｎ０　は、実際の送信Ｅｂ　／Ｎ０　よりも小さい。遅延スプレッドの減少により、送信電力がより効率的に使用される。表７は、ＰＡＬを使用して遅延スプレッドを低減するＯＦＤＭシステムの電力節減をＯＦＤＭブロック内のトーン数が異なる場合について、標準ＯＦＤＭシステムと比較して示す。
【０１７４】
【表７】
2004064108.tif 000051
【０１７５】
（ビーム形成とダイバーシチ利得）
組み合わせビーム形成及びダイバーシチ利得により、システムが所与のビット誤り率（ＢＥＲ）要件を達成するのに必要なＥｂ　／Ｎ０　値を低くできる。或いは１２８ＱＡＭや２５６ＱＡＭなどのより高い変調方式を使用して、ビーム形成及びダイバーシチ利得を、より大きいスペクトル効率に変換することができる。
【０１７６】
本発明のさらに他の実施形態は、組み合わせビーム形成及びダイバーシチ利得による適応遅延スプレッド低減に関する。
【０１７７】
前に説明した実施形態は、様々な環境用に設計されている。実際の応用例では、電力遅延ＤＯＡ（ＰＤＤ）プロファイルが、車両の動きによって時間に対して変化することがあり、したがって、遅延スプレッド低減方式は、最大スペクトル効率を達成するために、この変化に従わなければならない。図９は、本発明を具体化した、ダウンリンクのためにビーム形成、送信ダイバーシチ及び適応遅延スプレッド低減を組み合わせたＯＦＤＭシステムを示す。図９のＯＦＤＭシステムは、図８のシステムを含むが、ＵＣＣＭ推定と電力遅延ＤＯＡプロファイル推定が追加されている。したがって、このシステムは、図８のシステムによって提供される機能の他に、次の機能を有する。
・基地局で受け取ったアップリンク信号から、トレーニング・シーケンス又はブラインド法を使用して、それぞれの受信パスに関して時間遅延及び到来方向（ＤＯＡ）情報が推定される。推定した時間遅延及びＤＯＡ情報に基づいて、アップリンク電力遅延ＤＯＡ（ＰＤＤ）プロファイル及び各クラスタ化パスのＵＣＣＭが推定される。
・アップリンクＰＤＤプロファイルに基づいて、次のようなパラメータ、すなわちダイバーシチ・オーダ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｒｄｅｒ）、各クラスタ化パスの時間遅延、及びクラスタ化パスの最大遅延スプレッドが決定される。
・アップリンクＰＤＤプロファイルは、適応遅延削減方式、したがって適応周期的プリフィックス追加方式を設計するために使用される。
・各クラスタ化パスのＤＣＣＭは、その対応するＵＣＣＭから、Ｙ−Ｃ．ＬｉａｎｇとＦ．Ｃｈｉｎによる「Ｄｏｗｎｌｉｎｋ　ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ　ｍｅｔｈｏｄｓ　ｆｏｒ　ｃａｐａｃｉｔｙ　ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ　ｉｎ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍｓ」シンガポール特許出願第９９０４７３３．４号に開示されたＦＣ法を使用して推定され、次に、送信ビーム形成重みを構成するために、時間遅延情報と一緒に適用される。
・基地局は、ＭＳに追加周期的プリフィックスの長さを知らせる。
・また、ダイバーシチ・オーダ／チャネル状態に基づいてスペクトル効率をさらに改善するために適応変調が使用される。具体的には、アップリンクＰＤＤプロファイルに基づいて、達成可能な最大ダイバーシチ・オーダが決定される。実現可能なダイバーシチ・オーダが大きい場合は、高い方の変調方式が適用され、そうでない場合は、小さい方の変調方式が適用される。
【０１７８】
実現すべきダイバーシチ・オーダによっては、モジュール３内の時空符号化の後の分岐出力の数が３つ以上になることもあることに注意されたい。
【０１７９】
前述の説明は、ビーム形成、送信ダイバーシチ及び遅延スプレッド低減を基地局で組み合わせて実施する場合についてのものである。実際には、受信ダイバーシチを実現するために、移動端末にも複数のダイバーシチ・アンテナを追加することができる。この場合は、より大きいダイバーシチ利得を達成することができる。
【０１８０】
ビーム形成及び送信ダイバーシチ利得を維持しながら、如何にして遅延スプレッドを削減できるかを示すためにＯＦＤＭを使用したが、本出願の開示は、ＭＣ−ＣＤＭＡ、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ、周期的プリフィックスを有する単一キャリアシステムなどの他のマルチキャリア変調方式にも適用することができる。
【０１８１】
マルチユーザ環境において、ビーム形成重みは、全てのユーザのチャネル／ＤＯＡ情報を考慮して生成することができ、したがって、本出願の開示は、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）などの様々なマルチアクセス方式に適用することができる。
【０１８２】
「含む」は「備える又はから成る」を意味する。
【０１８３】
開示した機能を実行するための具体的な形態又は手段として表現された上記の説明、併記の特許請求の範囲、又は添付図面に開示されている特徴、或いは開示された結果を得るための方法又はプロセスは、本発明をその様々な形態で実現するために、個々に、或いはそのような特徴の任意の組合せで利用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
アラムーチィ（Ａｌａｍｏｕｔｉ）の置換送信ダイバーシチ方法を示す概略図である（従来技術）。
【図２】
周波数選択性フェージング・チャネルのためのプリイコライゼーションを備えた送信ダイバーシチを用いて本発明を具体化する方法を示す概略図である。
【図３】
送信ダイバーシチを備えた直交周波数分割多重（ＯＤＦＭ）を示す概略図であり（ａ）は送信機を示し、（ｂ）は受信機を示す（従来技術）。
【図４】
平坦フェージング・チャネルのためにビーム形成と送信ダイバーシチを組み合わせたＯＦＤＭを示す概略図である（従来技術）。
【図５】
ビーム形成と送信ダイバーシチを組み合わせたＯＦＤＭを用いて本発明を具体化する方法を示す概略図であり（ａ）は送信機を示し、（ｂ）は受信機を示す。
【図６】
二電磁波線（ＴＲ）周波数選択性フェージング・チャネルのためにビーム形成と送信ダイバーシチの組み合わせて使用して本発明を具体化する方法を示す概略図であり（ａ）は送信機を示し、（ｂ）は受信機を示す。
【図７】
二電磁波線（ＴＲ）モデルのためにビーム形成と送信ダイバーシチを組み合わせたＯＦＤＭを用いて本発明を具体化する方法を示す概略図であり（ａ）は送信機を示し、（ｂ）は受信機を示す。
【図８】
丘陵地（ＨＴ）モデルのためにビーム形成と送信ダイバーシチを組み合わせたＯＦＤＭを用いて本発明を具体化する方法を示す概略図であり（ａ）は送信機を示し、（ｂ）は受信機を示す。
【図９】
ビーム形成、送信ダイバーシチ及び適応遅延スプレッド低減を組み合わせたＯＦＤＭを用いて本発明を具体化する方法を示す概略図であり（ａ）は送信機を示し、（ｂ）は受信機を示す。
【符号の説明】
１Ａ、１Ｂ、２　　基地局アンテナ・アレイ
３　　時空符号化モジュール
４　　単一アンテナ
５　　時空復号化モジュール
８，９　　標準ＯＦＤＭ送信プロセッサ
１０　　標準ＯＦＤＭ受信プロセッサ
１１，１２　　送信ビーム形成器
１３　　信号合成器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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