(57)【要約】【課題】電圧−電流変換回路を構成する電流源を流れる電流値に依存しない電圧−電流特性を有する電圧−電流変換回路を提供すること。【解決手段】本発明では、入力電圧を印加した入力側回路と基準電圧を印加した基準側回路との間で入力電圧と基準電圧との差に応じた電流を通電すべく構成した複数個の差動比較回路を並列接続し、複数個の差動比較回路のうちの１個の差動比較回路を除く他の差動比較回路に、入力電圧と基準電圧との比較結果に基づいて同差動比較回路の動作を停止させるための比較停止手段を設けるとともに、全ての差動比較回路の入力側回路と基準側回路に一対の入力側電流源と基準側電流源とを接続し、基準側電流源から出力電流を出力すべく構成し、しかも、入力側電流源と基準側電流源とは、同一電流値の電流を出力すべく構成した。【選択図】　　　図１
2004040684.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧が印加される入力側回路と基準電圧が印加される基準側回路との間で入力電圧と基準電圧との差に応じた電流を通電すべく構成した複数個の差動比較回路を並列接続し、複数個の差動比較回路のうちの１個の差動比較回路を除く他の差動比較回路に、入力電圧と基準電圧との比較結果に基づいて同差動比較回路の動作を停止させるための比較停止手段を設け、全ての前記入力側回路と基準側回路に一対の入力側電流源と基準側電流源とを接続し、同基準側電流源から出力電流を出力すべく構成するとともに、前記入力側電流源と基準側電流源の出力電流を同一値とすべく構成したことを特徴とする電圧−電流変換回路。
【請求項２】
前記比較停止手段を設けた差動比較回路は、差動対をなす一対のトランジスタの間に帰還抵抗を接続するとともに、前記一対のトランジスタの一方に入力電圧又は基準電圧でバイアスしたトランジスタを差動接続してなることを特徴とする請求項１記載の電圧−電流変換回路。
【請求項３】
前記基準側電流源に、出力電流を制限する電流制限回路を接続したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電圧−電流変換回路。
【請求項４】
前記電流制限回路は、基準電圧でバイアスしたトランジスタよりなることを特徴とする請求項３記載の電圧−電流変換回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧−電流変換回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、映像信号処理装置のガンマ補正回路などに用いられる電圧−電流変換回路おいては、電圧−電流特性が所定の入力電圧で屈曲した特性を有する電圧−電流変換回路が広く用いられている。
【０００３】
かかる屈曲点を有する電圧−電流変換回路１００としては、図８に示すように、伝達コンダクタンスが異なる２個のｇｍアンプ１０１，１０２を並列接続したものが知られている。
【０００４】
この電圧−電流変換回路１００の各ｇｍアンプ１０１，１０２は、図８に示すように、入力側トランジスタＱ２１，Ｑ２５のベース端子に入力端子Ｔｉｎを接続する一方、基準側トランジスタＱ２２，Ｑ２６のベース端子に基準電源Ｅ２１，Ｅ２２を接続し、これらの入力側トランジスタＱ２１，Ｑ２５と基準側トランジスタＱ２２，Ｑ２６とを帰還抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介して差動接続し、さらには、各入力側トランジスタＱ２１，Ｑ２５に流れる電流と各基準側トランジスタＱ２２，Ｑ２６に流れる電流とを差動増幅器１０３，１０４で増幅して出力端子Ｔｏｕｔに出力すべく構成していた。図中、Ｉ２１〜Ｉ２６は電流源、Ｄ２１〜Ｄ２６はダイオード、Ｑ２３，Ｑ２４，Ｑ２７，Ｑ２８はトランジスタである。
【０００５】
そして、上記電圧−電流変換回路１００を構成する各ｇｍアンプ１０１，１０２の伝達コンダクタンスｇｍは、入力側トランジスタＱ２１，Ｑ２５に接続した電流源Ｉ２１，Ｉ２３び基準側トランジスタＱ２２，Ｑ２６に接続した電流源Ｉ２２，Ｉ２４に流れる各電流値をＩ２０、差動増幅器１０３，１０４に接続した電流源Ｉ２５，Ｉ２６に流れる各電流値を２・Ｉ２１、帰還抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の各抵抗値をＲとすると、
ｇｍ＝Ｉ２１／（Ｒ・Ｉ２０）
と表される。すなわち、上記電圧−電流変換回路１００を構成する各ｇｍアンプ１０１，１０２の伝達コンダクタンスｇｍは、電流源Ｉ２１〜１２６を流れる電流値に依存していた。図９は、上記電圧−電流変換回路１００の電圧−電流特性を示した図である。
【０００６】
また、上記電圧−電流変換回路１００を改良したものとして、特開平１１−３５５６０７号公報に開示されている回路が知られている。
【０００７】
かかる電圧−電流変換回路２００は、図１０に示すように、第１、第２の入力側トランジスタＱ３１，Ｑ３４のベース端子に入力端子Ｔｉｎをそれぞれ接続する一方、第１、第２の基準側トランジスタＱ３３，Ｑ３６のベース端子に第１、第２の基準電源Ｅ３１，Ｅ３２を接続し、これらの第１、第２の入力側トランジスタＱ３１，Ｑ３４と第１、第２の基準側トランジスタＱ３３，Ｑ３６とを帰還抵抗Ｒ３１，Ｒ３２を介してそれぞれ接続し、第１及び第２の入力側トランジスタＱ３１，Ｑ３４に、同トランジスタＱ３１，Ｑ３４と差動対をなす第３、第４の入力側トランジスタＱ３２，Ｑ３５をそれぞれ接続し、同第３、第４の入力側トランジスタＱ３２，Ｑ３５のベース端子に第１、第２の基準電源Ｅ３１，Ｅ３２を接続し、第１〜第４の入力側トランジスタＱ３１，Ｑ３４，Ｑ３２，Ｑ３５に流れる電流と第１、第２の基準側トランジスタＱ３３，Ｑ３６に流れる電流とを差動増幅器２０１で増幅して出力すべく構成していた。図中、Ｑ３７，Ｑ３８はトランジスタ、Ｄ３１〜Ｄ３３はダイオードである。
【０００８】
そして、上記電圧−電流変換回路２００の伝達コンダクタンスｇｍは、入力側トランジスタＱ３１，Ｑ３４に接続した電流源Ｉ３１，Ｉ３２及び基準側トランジスタＱ３３，Ｑ３６に接続した電流源Ｉ３３，Ｉ３４に流れる各電流値をＩ３０、差動増幅器２０１に接続した電流源Ｉ３５に流れる電流値を２・Ｉ３１、帰還抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の抵抗値をＲ３１，Ｒ３２とすると、
入力電圧が第１の基準電圧よりも高い場合には、
ｇｍ＝Ｉ３１・（Ｒ３１＋Ｒ３２）／（２・Ｉ３０・Ｒ３１・Ｒ３２）
入力電圧が第２の基準電圧よりも低い場合には、
ｇｍ＝−Ｉ３１／（２・Ｉ３０・Ｒ３１）
と表される。すなわち、上記電圧−電流変換回路２００の伝達コンダクタンスｇｍも、電流源Ｉ３１〜Ｉ３５を流れる電流値に依存していた。図１１は、上記電圧−電流変換回路２００の電圧−電流特性を示した図である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来の電圧−電流変換回路１００，２００にあっては、以下の問題点を有していた。
【００１０】
すなわち、図８に示した伝達コンダクタンスの異なる２個のｇｍアンプを並列接続した電圧−電流変換回路１００にあっては、図９に示すように、電圧−電流特性が直線的にならずに曲線的なものとなって屈曲点が不明瞭なものとなり、しかも、伝達コンダクタンスが各ｇｍアンプの電流源Ｉ２１〜１２６を流れる電流値に依存することから、各ｇｍアンプを構成する電流源Ｉ２１〜１２６の個体差によって電圧−電流特性がシフトしてしまい、所望の電圧−電流特性が得られなかった。
【００１１】
また、図１０に示した特開平１１−３５５６０７号公報に開示されている電圧−電流変換回路２００にあっては、図１１に示すように、電圧−電流特性が直線的なものとなってはいるものの、この場合にも、その傾きである伝達コンダクタンスが電流源Ｉ３１〜Ｉ３５を流れる電流値に依存することから、電流源１３１〜１３５の個体差によって電圧−電流特性が変化してしまい、所望の電圧−電流特性が得られなかった。
【００１２】
このように、上記従来の電圧−電流変換回路にあっては、伝達コンダクタンスが電流源を流れる電流値に依存していたため、半導体デバイスの製造時に生じる電流源の個体差に起因して所望の電圧−電流特性が得られないものであった。
【００１３】
そこで、本発明では、電圧−電流変換回路を構成する電流源に個体差が生じても所望の電圧−電流特性を得ることができるように、電圧−電流変換回路の伝達コンダクタンスが電流源を流れる電流値に依存しない電圧−電流変換回路を提供するものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
すなわち、本発明では、入力電圧が印加される入力側回路と基準電圧が印加される基準側回路との間で入力電圧と基準電圧との差に応じた電流を通電すべく構成した複数個の差動比較回路を並列接続し、複数個の差動比較回路のうちの１個の差動比較回路を除く他の差動比較回路に、入力電圧と基準電圧との比較結果に基づいて同差動比較回路の動作を停止させるための比較停止手段を設けるとともに、全ての前記入力側回路と基準側回路に一対の入力側電流源と基準側電流源とを接続し、基準側電流源から出力電流を出力すべく構成し、入力側電流源と基準側電流源の出力電流を同一値とすべく構成することにした。
【００１５】
また、前記比較停止手段を設けた差動比較回路は、差動対をなす一対のトランジスタの間に帰還抵抗を接続するとともに、前記一対のトランジスタの一方に入力電圧又は基準電圧でバイアスしたトランジスタを差動接続してなることとした。
【００１６】
また、前記基準側電流源に、出力電流を制限する電流制限回路を接続することにした。
【００１７】
また、前記電流制限回路は、基準電圧でバイアスしたトランジスタよりなることとした。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１９】
本発明に係る電圧−電流変換回路１は、図１に模式的に示したように、入力電圧を印加した入力側回路４，６と基準電圧を印加した基準側回路５，７との間で入力電圧と基準電圧との差に応じた電流を通電すべく構成した２個の差動比較回路２，３を並列接続し、一方の差動比較回路２に、入力電圧と基準電圧との比較結果に基づいて同差動比較回路２の動作を停止させるための比較停止手段１０を設けるとともに、両方の差動比較回路２，３の入力側回路４，６と基準側回路５，７に一対の入力側電流源８と基準側電流源９とを接続し、基準側電流源９から出力電流を出力するように構成し、しかも、入力側電流源８と基準側電流源９とは、同一電流値の電流を出力するように構成し、さらに、基準側電流源に、出力電流を制限するための所定の制限電流を通電する電流制限回路１１を接続したものである。図中、Ｔｉｎは入力電圧を印加するための入力端子、Ｔｏｕｔは出力電流を出力するための出力端子である。
【００２０】
そして、電圧−電流変換回路１は、入力端子に印加された入力電圧に対応する出力電流を出力端子から出力するようにしており、図２に示すように、入力電圧が基準電圧の電圧値（Ｖ１）よりも低い場合と高い場合とで異なる傾き（ゲイン）となる電圧−電流特性を有する回路となっている。
【００２１】
すなわち、入力電圧が基準電圧よりも低い場合には、比較停止手段１０が作動して、一方の差動比較回路２の動作が停止し、他方の差動比較回路３だけが動作し、これにより、差動比較回路３のみによって入力電圧を出力電流に変換することになり、したがって、電圧−電流変換回路１は、差動比較回路３の伝達コンダクタンスで決定される電圧−電流特性を有することになる。
【００２２】
一方、入力電圧が基準電圧よりも高い場合には、比較停止手段１０が作動せず、両方の差動比較回路２，３が動作し、これにより、両方の差動比較回路２，３によって入力電圧を出力電流に変換することになり、したがって、電圧−電流変換回路１は、両方の差動比較回路２，３の伝達コンダクタンスで決定される電圧−電流特性を有することになる。
【００２３】
このようにして、上記電圧−電流変換回路１は、図２に示すように、電圧−電流特性が所定の入力電圧（基準電圧と等しい電圧）で屈曲した特性を有する回路となっている。
【００２４】
しかも、上記電圧−電流変換回路１では、入力側電流源８と基準側電流源９とが同一電流値の電流を出力するようにしているため、後述するように、電圧−電流変換回路１の伝達コンダクタンスが回路内の電流源を流れる電流値に依存しなくなり、これにより、仮に電圧−電流変換回路１を構成する電流源に個体差が生じても所望の電圧−電流特性を得ることができる。
【００２５】
また、上記電圧−電流変換回路１では、基準側電流源９に、出力電流を制限するための所定の制限電流を通電する電流制限回路１１を接続しているため、出力電流を制限することができ、電圧−電流変換回路１から多大な出力電流が出力されて電圧−電流変換回路１の後段に接続した回路を破壊するのを未然に防止することができる。
【００２６】
上記電圧−電流変換回路１は、２個の差動比較回路２，３を使用し、電圧−電流特性が１個の屈曲点を有する回路となっているが、これに限られず、図３に示すように、複数個の差動比較回路を使用し、そのうちの１個の差動比較回路を除く他の差動比較回路に比較停止手段を設けた構成としてもよい。その場合には、図４に示すように、複数の屈曲点を有する電圧−電流特性となる。また、比較停止手段は、差動比較回路の入力側回路に接続した場合に限られず、差動比較回路の出力側回路に接続してもよい。
【００２７】
以下に、本発明に係る電流−電圧回路の具体的な回路の構成について詳細に説明する。
【００２８】
図５に示す電圧−電流変換回路Ａは、差動対をなす一対の入力側トランジスタＱ１，Ｑ３と基準側トランジスタＱ２，Ｑ４との間に帰還抵抗Ｒ１，Ｒ２をそれぞれ接続して２個の差動比較回路を構成するとともに、一方の差動比較回路の入力側トランジスタＱ３に基準電源Ｅ１の電圧（基準電圧）でバイアスした比較停止用トランジスタＱ５を差動接続して比較停止手段を構成し、基準電圧でバイアスした電流制限用トランジスタＱ６で電流制限回路を構成したものである。
【００２９】
かかる電圧−電流変換回路Ａは、入力端子Ｔｉｎにｎｐｎ型の入力側トランジスタＱ１，Ｑ３のベース端子を接続しており、入力側トランジスタＱ１は、エミッタ端子にｎｐｎ型の基準側トランジスタＱ２のエミッタ端子を帰還抵抗Ｒ１を介して接続するとともに、エミッタ端子とグランドＧＮＤとの間に電流源Ｉ３を介設し、一方、入力側トランジスタＱ３は、エミッタ端子にｎｐｎ型の基準側トランジスタＱ４のエミッタ端子を帰還抵抗Ｒ２を介して接続するとともに、エミッタ端子とグランドＧＮＤとの間に電流源Ｉ５を介設し、さらには、両入力側トランジスタＱ１，Ｑ３のコレクタ端子と電源ＶＣＣとの間に入力側電流源Ｉ１を介設している。
【００３０】
また、電圧−電流変換回路Ａは、基準側トランジスタＱ２のエミッタ端子とグランドＧＮＤとの間に電流源Ｉ４を介設する一方、基準側トランジスタＱ４のエミッタ端子とグランドＧＮＤとの間に電流源Ｉ６を介設し、両基準側トランジスタＱ２，Ｑ４のベース端子とグランドＧＮＤとの間に基準電源Ｅ１を介設するとともに、両基準側トランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタ端子とグランドＧＮＤとの間に基準側電流源Ｉ２を介設し、さらには、両基準側トランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタ端子に出力端子Ｔｏｕｔを接続している。
【００３１】
そして、入力側電流源Ｉ１と基準側電流源Ｉ２は、例えばトランジスタによるカレントミラー回路ＣＭで構成して、入力側電流源Ｉ１と基準側電流源Ｉ２とが同一電流値の電流を出力するようにしている。
【００３２】
また、電圧−電流変換回路Ａは、入力側トランジスタＱ３のコレクタ端子に比較停止用トランジスタＱ５のコレクタ端子を接続するとともに、入力側トランジスタＱ３のエミッタ端子に比較停止用トランジスタＱ５のエミッタ端子を接続し、同比較停止用トランジスタＱ５のベース端子とグランドＧＮＤとの間に基準電源Ｅ１を介設している。
【００３３】
さらに、電圧−電流変換回路Ａは、基準側電流源Ｉ２（基準側トランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタ端子、出力端子Ｔｏｕｔ）に電流制限用トランジスタＱ６のコレクタ端子を接続するとともに、同電流制限用トランジスタＱ６のエミッタ端子とグランドＧＮＤとの間に電流源Ｉ７を接続し、さらには、電流制限用トランジスタＱ６のベース端子とグランドＧＮＤとの間に基準電源Ｅ１を介設している。
【００３４】
ここで、図５に示す電圧−電流変換回路Ａと図１に示した電圧−電流変換回路１との対応について説明すると、入力側トランジスタＱ１と基準側トランジスタＱ２と帰還抵抗Ｒ１と電流源Ｉ３，Ｉ４とで１個の差動比較回路３を構成し、このうち、入力側トランジスタＱ１と電流源Ｉ３とで入力側回路６を構成する一方、基準側トランジスタＱ２と電流源Ｉ４とで基準側回路７を構成している。また、入力側トランジスタＱ３と基準側トランジスタＱ４と帰還抵抗Ｒ２と電流源Ｉ５，Ｉ６とで１個の差動比較回路２を構成し、このうち、入力側トランジスタＱ３と電流源Ｉ５とで入力側回路４を構成する一方、基準側トランジスタＱ４と電流源Ｉ６とで基準側回路５を構成している。さらには、比較停止用トランジスタＱ５と基準電源Ｅ１とで比較停止手段１０を構成し、電流制限用トランジスタＱ６と電流源Ｉ７と基準電源Ｅ１とで電流制限回路１１を構成している。
【００３５】
そして、上記電圧−電流変換回路Ａは、以下に説明するように作動する。
【００３６】
すなわち、入力電圧が基準電圧よりも低い場合には、入力側トランジスタＱ１のベース端子の電位よりも基準側トランジスタＱ２のベース端子の電位の方が高く、帰還抵抗Ｒ１の両端間に入力電圧と基準電圧との差に相当する電位差が生じ、帰還抵抗Ｒ１に入力電圧と基準電圧との差に応じた電流が流れる。
【００３７】
また、入力電圧が基準電圧よりも低い場合には、入力側トランジスタＱ３のベース端子の電位よりも比較停止用トランジスタＱ５のベース端子の電位の方が高いため、入力側トランジスタＱ３がＯＦＦ状態となる一方、比較停止用トランジスタＱ５がＯＮ状態となり、これにより、帰還抵抗Ｒ２の両端間の電位差がなくなり、帰還抵抗Ｒ２には電流が流れない。
【００３８】
一方、入力電圧が基準電圧よりも高い場合には、入力側トランジスタＱ１のベース端子の電位よりも基準側トランジスタＱ２のベース端子の電位の方が低く、帰還抵抗Ｒ１の両端間に入力電圧と基準電圧との差に相当する電位差が生じ、帰還抵抗Ｒ１に入力電圧と基準電圧との差に応じた電流が流れる。
【００３９】
また、入力電圧が基準電圧よりも高い場合には、入力側トランジスタＱ３のベース端子の電位よりも比較停止用トランジスタＱ５のベース端子の電位の方が低いため、入力側トランジスタＱ３がＯＮ状態となる一方、比較停止用トランジスタＱ５がＯＦＦ状態となり、これにより、入力側トランジスタＱ３のベース端子の電位よりも基準側トランジスタＱ４のベース端子の電位の方が低く、帰還抵抗Ｒ２の両端間に入力電圧と基準電圧との差に相当する電位差が生じ、帰還抵抗Ｒ２に入力電圧と基準電圧との差に応じた電流が流れる。
【００４０】
すなわち、電圧−電流変換回路Ａでは、入力電圧が基準電圧よりも低い場合には、比較停止手段が作動し、一方、入力電圧が基準電圧よりも高い場合には、比較停止手段が作動しないことになる。
【００４１】
そして、電圧−電流変換回路Ａの伝達コンダクタンスｇｍは、以下のようにして導かれる。なお、各電流源Ｉ１〜Ｉ７を流れる電流値をＩ１〜Ｉ７、基準側電流源Ｉ２から出力された電流のうち出力端子Ｔｏｕｔから出力されずに３個のトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６に流れ込む電流の電流値をＩ８、帰還抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値をＲ１，Ｒ２、帰還抵抗Ｒ１に流れる電流変化分をΔＩＲ１、入力電圧の変化分をΔＶｉｎ、出力電流の変化分をΔＩｏｕｔとする。
【００４２】
すなわち、入力電圧が基準電圧よりも低い場合には、
Ｉ８＝（Ｉ４＋ΔＩＲ１）＋Ｉ６＋Ｉ７
となることから、
Ｉ４＋Ｉ６＋Ｉ７＝Ｉ８−ΔＩＲ１
となる。一方、Ｉ１は、
Ｉ１＝（Ｉ３−ΔＩＲ１）＋Ｉ５
となることから、
Ｉ３＋Ｉ５＝Ｉ１＋ΔＩＲ１
となる。
【００４３】
ここで、入力側電流源Ｉ１と基準側電流源Ｉ２とが同一電流値の電流を出力するようにしていることから、Ｉ１＝Ｉ２となり、また、Ｉ３＋Ｉ５＝Ｉ４＋Ｉ６＋Ｉ７となる。
【００４４】
したがって、
Ｉ２＋ΔＩＲ１＝Ｉ８−ΔＩＲ１
となり、
Ｉ２−Ｉ８＝−２・ΔＩＲ１
となり、Ｉ２−Ｉ８がΔＩｏｕｔに相当するから、
ΔＩｏｕｔ＝−２・ΔＩＲ１
となる。
【００４５】
一方、ΔＶｉｎは帰還抵抗Ｒ１での電圧降下で生じるから、
ΔＶｉｎ＝Ｒ１・ΔＩＲ１
となる。
【００４６】
よって、入力電圧が基準電圧よりも低い場合の電圧−電流変換回路Ａの伝達コンダクタンスｇｍは、
ｇｍ＝ΔＩｏｕｔ／ΔＶｉｎ＝−２・ΔＩＲ１／Ｒ１・ΔＩＲ１＝−２／Ｒ１
となる。かかる式より、入力電圧が基準電圧よりも低い場合の電圧−電流変換回路Ａの伝達コンダクタンスｇｍは、電圧−電流変換回路Ａを構成する電流源Ｉ１〜Ｉ７を流れる電流値に依存していないことがわかる。
【００４７】
一方、入力電圧が基準電圧よりも高い場合には、
Ｉ８＝（Ｉ４−ΔＩＲ１）＋（Ｉ６−ΔＩＲ２）＋Ｉ７
となることから、
Ｉ４＋Ｉ６＋Ｉ７＝Ｉ８＋ΔＩＲ１＋ΔＩＲ２
となる。一方、Ｉ１は、
Ｉ１＝（Ｉ３＋ΔＩＲ１）＋（Ｉ５＋ΔＩＲ２）
となることから、
Ｉ３＋Ｉ５＝Ｉ１−（ΔＩＲ１＋ΔＩＲ２）
となる。
【００４８】
ここで、入力側電流源Ｉ１と基準側電流源Ｉ２とが同一電流値の電流を出力するようにしていることから、Ｉ１＝Ｉ２となり、また、Ｉ３＋Ｉ５＝Ｉ４＋Ｉ６＋Ｉ７となる。
【００４９】
したがって、
Ｉ２−（ΔＩＲ１＋ΔＩＲ２）＝Ｉ８＋ΔＩＲ１＋ΔＩＲ２
となり、
Ｉ２−Ｉ８＝２・（ΔＩＲ１＋ΔＩＲ２）
となり、Ｉ２−Ｉ８がΔＩｏｕｔに相当するから、
ΔＩｏｕｔ＝２・（ΔＩＲ１＋ΔＩＲ２）
となる。
【００５０】
一方、ΔＶｉｎは帰還抵抗Ｒ１，Ｒ２での電圧降下で生じるから、
ΔＶｉｎ＝Ｒ１・ΔＩＲ１＝Ｒ２・ΔＩＲ２
となり、
ΔＩＲ１／ΔＩＲ２＝Ｒ２／Ｒ１
となる。
【００５１】
よって、入力電圧が基準電圧よりも高い場合の電圧−電流変換回路Ａの伝達コンダクタンスｇｍは、
ｇｍ＝ΔＩｏｕｔ／ΔＶｉｎ＝２・（ΔＩＲ１＋ΔＩＲ２）／（Ｒ１・ΔＩＲ１）
となり、これを変形すると、
ｇｍ＝２・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１・Ｒ２
となる。かかる式より、入力電圧が基準電圧よりも高い場合の電圧−電流変換回路Ａの伝達コンダクタンスｇｍも、電圧−電流変換回路Ａを構成する電流源Ｉ１〜Ｉ７を流れる電流値に依存していないことがわかる。
【００５２】
なお、入力電圧が基準電圧と等しくなる場合には、Ｉ３＋Ｉ５＝Ｉ４＋Ｉ６＋Ｉ７よりＩ８＝Ｉ１となり、ΔＩｏｕｔ＝０となる。
【００５３】
上述したようにして求めた電圧−電流変換回路Ａの伝達コンダクタンスｇｍから、電圧−電流変換回路Ａの入力電圧と出力電流との関係を示す電圧−電流特性を描くと、図２に示したように、基準電源Ｅ１の電圧Ｖ１において下向き（凹状）に屈曲した直線となる。
【００５４】
また、上記電圧−電流変換回路Ａでは、電流制限用トランジスタＱ６と電流源Ｉ７と基準電源Ｅ１とで構成した電流制限回路を設けているため、基準側電流源Ｉ２から電流源Ｉ７に常に一定の電流（電流値Ｉ７）が流れるようになっており、かかる電流によって出力電流が制限されている。
【００５５】
このように、上記電圧−電流変換回路Ａでは、差動対をなす一対のトランジスタＱ１，Ｑ２（Ｑ３，Ｑ４）の間に帰還抵抗Ｒ１（Ｒ２）を接続して差動比較回路を構成するとともに、同差動比較回路を構成する一対のトランジスタ（Ｑ３）に基準電圧でバイアスしたトランジスタＱ５を差動接続して比較停止手段を構成しているため、比較停止手段を設けた差動比較回路の構成が簡単なものとなり、回路規模の増大を可及的に少なくすることができ、製造容易な電圧−電流変換回路Ａとすることができる。
【００５６】
また、基準電圧でバイアスしたトランジスタ（Ｑ６）によって電流制限回路を構成しているため、これによっても、電流制限回路の構成が簡単なものとなり、回路規模の増大を可及的に少なくすることができ、製造容易な電圧−電流変換回路Ａとすることができる。
【００５７】
図６に示す電圧−電流変換回路Ｂは、上記図５に示した電圧−電流変換回路Ａと比べると、比較停止手段の構成が異なっている点で相違している。なお、図５に示した電圧−電流回路Ａと同様の機能を有する素子には同一の符号を付している。
【００５８】
すなわち、電圧−電流変換回路Ｂは、差動対をなす一対の入力側トランジスタＱ１，Ｑ３と基準側トランジスタＱ２，Ｑ４との間に帰還抵抗Ｒ１，Ｒ２をそれぞれ接続して２個の差動比較回路を構成するとともに、一方の差動比較回路の基準側トランジスタＱ４に入力電圧でバイアスした比較停止用トランジスタＱ５を差動接続して比較停止手段を構成し、基準電圧でバイアスした電流制限用トランジスタＱ６で電流制限回路を構成している。
【００５９】
比較停止手段は、基準側トランジスタＱ４のコレクタ端子に比較停止用トランジスタＱ５のコレクタ端子を接続するとともに、基準側トランジスタＱ４のエミッタ端子に比較停止用トランジスタＱ５のエミッタ端子を接続し、同比較停止用トランジスタＱ５のベース端子に入力端子Ｔｉｎを接続している。
【００６０】
そして、入力電圧が基準電圧よりも低い場合には、入力側トランジスタＱ１のベース端子の電位よりも基準側トランジスタＱ２のベース端子の電位の方が高く、帰還抵抗Ｒ１の両端間に入力電圧と基準電圧との差に相当する電位差が生じ、帰還抵抗Ｒ１に入力電圧と基準電圧との差に応じた電流が流れる。
【００６１】
また、入力電圧が基準電圧よりも低い場合には、基準側トランジスタＱ４のベース端子の電位よりも比較停止用トランジスタＱ５のベース端子の電位の方が低いため、基準側トランジスタＱ４がＯＮ状態となる一方、比較停止用トランジスタＱ５がＯＦＦ状態となり、これにより、入力側トランジスタＱ３のベース端子の電位よりも基準側トランジスタＱ４のベース端子の電位の方が高く、帰還抵抗Ｒ２の両端間に入力電圧と基準電圧との差に相当する電位差が生じ、帰還抵抗Ｒ２に入力電圧と基準電圧との差に応じた電流が流れる。
【００６２】
一方、入力電圧が基準電圧よりも高い場合には、入力側トランジスタＱ１のベース端子の電位よりも基準側トランジスタＱ２のベース端子の電位の方が低く、帰還抵抗Ｒ１の両端間に入力電圧と基準電圧との差に相当する電位差が生じ、帰還抵抗Ｒ１に入力電圧と基準電圧との差に応じた電流が流れる。
【００６３】
また、入力電圧が基準電圧よりも高い場合には、基準側トランジスタＱ４のベース端子の電位よりも比較停止用トランジスタＱ５のベース端子の電位の方が高いため、基準側トランジスタＱ４がＯＦＦ状態となる一方、比較停止用トランジスタＱ５がＯＮ状態となり、これにより、帰還抵抗Ｒ２の両端間の電位差がなくなり、帰還抵抗Ｒ２には電流が流れない。
【００６４】
すなわち、電圧−電流変換回路Ｂでは、入力電圧が基準電圧よりも低い場合には、比較停止手段が作動せず、一方、入力電圧が基準電圧よりも高い場合には、比較停止手段が作動することになる。
【００６５】
そのため、本電圧−電流変換回路Ｂでは、入力電圧が基準電圧よりも低い場合の伝達コンダクタンスが、上記電圧−電流変換回路Ａにおいて入力電圧が基準電圧よりも高い場合の伝達コンダクタンスとなり、入力電圧が基準電圧よりも高い場合の伝達コンダクタンスが、上記電圧−電流変換回路Ａにおいて入力電圧が基準電圧よりも低い場合の伝達コンダクタンスとなり、したがって、本電圧−電流変換回路Ｂの入力電圧と出力電流との関係を示す電圧−電流特性を描くと、図７に示すように、基準電源Ｅ１の電圧Ｖ１において上向き（凸状）に屈曲した直線となる。
【００６６】
なお、上記実施の形態では、トランジスタとしてｎｐｎ型のものを用いた場合について説明したが、ｐｎｐ型のトランジスタを用いることもでき、また、電源としても、正電源だけを用いた場合に限られず、正負電源を用いてもよく、また、負電源だけを用いてもよい。
【００６７】
【発明の効果】
本発明は、以上に説明したような形態で実施され、以下に記載されるような効果を奏する。
【００６８】
すなわち、請求項１に係る本発明では、入力電圧を印加した入力側回路と基準電圧を印加した基準側回路との間で入力電圧と基準電圧との差に応じた電流を通電すべく構成した複数個の差動比較回路を並列接続し、複数個の差動比較回路のうちの１個の差動比較回路を除く他の差動比較回路に、入力電圧と基準電圧との比較結果に基づいて同差動比較回路の動作を停止させるための比較停止手段を設けるとともに、全ての差動比較回路の入力側回路と基準側回路に一対の入力側電流源と基準側電流源とを接続し、基準側電流源から出力電流を出力すべく構成し、しかも、入力側電流源と基準側電流源とは、同一電流値の電流を出力すべく構成しているため、電圧−電流変換回路の伝達コンダクタンスが回路内の電流源を流れる電流値に依存しなくなり、これにより、仮に電圧−電流変換回路を構成する電流源に個体差が生じても所望の電圧−電流特性を得ることができる。
【００６９】
また、請求項２に係る本発明では、比較停止手段を設けた差動比較回路を、差動対をなす一対のトランジスタの間に帰還抵抗を接続し、一対のトランジスタの一方に入力電圧又は基準電圧でバイアスしたトランジスタを差動接続して構成しているため、比較停止手段を設けた差動比較回路の構成が簡単なものとなり、回路規模の増大を可及的に少なくすることができ、製造容易な電圧−電流変換回路とすることができる。
【００７０】
また、請求項３に係る本発明では、基準側電流源に、出力電流を制限するための電流制限回路を接続しているため、出力電流を制限することができ、電圧−電流変換回路から多大な出力電流が出力されて電圧−電流変換回路の後段に接続した回路を破壊するのを未然に防止することができる。
【００７１】
また、請求項４に係る本発明では、電流制限回路を、基準電圧でバイアスしたトランジスタより構成しているため、電流制限回路の構成が簡単なものとなり、回路規模の増大を可及的に少なくすることができ、製造容易な電圧−電流変換回路とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電圧−電流変換回路を示す模式図。
【図２】電圧−電流変換特性を示す説明図。
【図３】他の電圧−電流変換回路を示す模式図。
【図４】他の電圧−電流変換特性を示す説明図。
【図５】具体的な電圧−電流変換回路を示す回路図。
【図６】他の具体的な電圧−電流変換回路を示す回路図。
【図７】図６の電圧−電流変換回路の電圧−電流変換特性を示す説明図。
【図８】従来の電圧−電流変換回路を示す回路図。
【図９】図８の電圧−電流変換回路の電圧−電流変換特性を示す説明図。
【図１０】従来の電圧−電流変換回路を示す回路図。
【図１１】図１０の電圧−電流変換回路の電圧−電流変換特性を示す説明図。
【符号の説明】
１，Ａ，Ｂ　　電圧−電流変換回路
２，３　　差動比較回路
４，６　　入力側回路
５，７　　基準側回路
８　入力側電流源
９　基準側電流源
１０　比較停止手段
１１　電流制限回路
Ｑ１，Ｑ３　　入力側トランジスタ
Ｑ２，Ｑ４　　基準側トランジスタ
Ｑ５　比較停止用トランジスタ
Ｑ６　電流制限用トランジスタ
Ｉ１　入力側電流源
Ｉ２　基準側電流源
Ｉ３〜Ｉ７　電流源
Ｒ１，Ｒ２　　帰還抵抗
Ｅ１　基準電源
Ｔｉｎ　入力端子
Ｔｏｕｔ　出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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