(57)【要約】【課題】回路規模の縮小を図ることができ、複数の入力フォーマットに対応可能なデジタル色復調回路およびそれに用いる色復調方法を提供する。【解決手段】デジタル色復調器は、位相が９０°異なる２つのサブキャリアを発生させるサブキャリア発生手段２を備え、２つのサブキャリアを用いて、デジタル化された搬送色信号Ｃを、搬送色信号Ｃの入力フォーマットに応じた２つの色差信号ＰＢ・ＰＲに復調する。サブキャリア発生手段２は、搬送色信号Ｃの入力フォーマットごとの、２つのサブキャリアを示すサブキャリアデータを有するサブキャリアテーブルが格納されており、サブキャリアテーブルに基づいて、入力フォーマットに応じた２つのサブキャリアを発生させる。【選択図】　図１
2004064202.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相が９０°異なる２つのサブキャリアを発生させるサブキャリア発生手段を備え、上記２つのサブキャリアを用いて、デジタル化された搬送色信号を、該搬送色信号の入力フォーマットに応じた２つの色差信号に復調するデジタル色復調回路において、
上記サブキャリア発生手段は、上記搬送色信号の入力フォーマットごとの、上記２つのサブキャリアを示すサブキャリアデータを有するテーブルが格納されており、該テーブルに基づいて、復調する搬送色信号の入力フォーマットに応じた上記２つのサブキャリアを発生させることを特徴とするデジタル色復調回路。
【請求項２】
上記サブキャリア発生手段は、搬送色信号と水平同期信号との周期に基づいてクロック数を計数するカウンタを備え、
上記テーブルは、上記計数されたクロック数の値に応じて、サブキャリアデータを有することを特徴とする請求項１に記載のデジタル色復調回路。
【請求項３】
上記２つのサブキャリアのいずれかと上記搬送色信号との乗算結果を、上記搬送色信号の一周期分累積する累積演算手段を備えていることを特徴とする請求項１に記載のデジタル色復調回路。
【請求項４】
上記２つのサブキャリアに対応する２つの上記累積演算手段の出力からそれぞれバースト信号を抽出するバースト抽出手段と、上記バースト信号と上記累積演算手段の出力とを用いて色差信号を生成するマトリクス演算手段とを備え、
上記マトリクス演算手段は、いずれかの累積演算手段の出力に対応する上記バースト信号といずれかの上記累積演算手段の出力とを乗算する乗算手段と、上記バースト信号と上記累積演算手段の出力との組み合わせが異なる２つの乗算結果を、加算または減算する合成手段とを備えていることを特徴とする請求項３に記載のデジタル色復調回路。
【請求項５】
上記マトリクス演算手段は、上記搬送色信号の入力フォーマットが、水平同期ごとに色差成分の位相が反転する入力フォーマットであるとき、これまでに行った反転制御に基づいて、色差成分が反転するか否かの予測を行う反転予測回路を備えていることを特徴とする請求項４に記載のデジタル色復調回路。
【請求項６】
位相が９０°異なる２つのサブキャリアを用いて、デジタル化された搬送色信号を、該搬送色信号の入力フォーマットに応じた２つの色差信号に復調する色復調方法において、
予め設定された、上記搬送色信号の入力フォーマットごとの上記２つのサブキャリアを示すサブキャリアデータを有するテーブルに基づいて、復調する搬送色信号の入力フォーマットに応じた上記２つのサブキャリアを発生させることを特徴とする色復調方法。
【請求項７】
上記搬送色信号の入力フォーマットが、水平同期ごとに色差成分の位相が反転する入力フォーマットであるとき、これまでに行った反転制御に基づいて、色差成分が反転するか否かの予測を行うことを特徴とする請求項６に記載の色復調方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル信号に変換された搬送色信号の、デジタル色差信号への変換に適用されるデジタル色復調回路およびそれに用いる色復調方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換によりデジタル化されたカラーテレビ信号を、デジタル復調する技術としては、例えば、特開昭６０−５１３８７号公報に、デジタルカラーデコーダを用いたものが記載されている。
【０００３】
このデジタルカラーデコーダは、位相が互いに９０°異なるサブキャリア信号により搬送色信号を復調する復調回路と、位相ずれ検出回路と、座標変換用係数を発生する係数発生回路と、復調回路の出力を座標変換する演算回路とから構成され、搬送色信号を色差信号に復調する。
【０００４】
しかしながら、上記公報に記載のデジタルカラーデコーダは、ひとつの入力フォーマットの映像に対応した形式となっており、複数の入力フォーマットには対応していない。ここで、入力フォーマットとは、カラーテレビ信号が対応する、例えばＳＥＣＡＭ方式、ＰＡＬ方式、ＮＴＳＣ方式などの放送方式のことをいう。
【０００５】
一方、特開平７−１５４８１０号公報には、色搬送信号の入力フォーマットを判別できるテレビ信号判別回路が記載されている。
【０００６】
そこで、上記特開昭６０−５１３８７号公報に記載のデジタルカラーデコーダに、上記特開平７−１５４８１０号公報に記載のテレビ信号判別回路を適用する、即ち、上記デジタルカラーデコーダに、入力された信号の入力フォーマットを判別するブロックを追加し、復調回路、位相ずれ検出回路、および、係数発生回路などにおいて、入力フォーマットによって回路やパラメータを切り替えて処理を行うことにより、複数の入力フォーマットに対応することができるデジタル復調器を図６に示す。
【０００７】
図６に示すように、従来のデジタル復調器は、サブキャリア発生手段１１、乗算器１２・１３、ローパスフィルタ１４・１５、バースト抜き出し手段１６、マトリクス演算手段１７、９０°移相器１８、フォーマット判別手段１９、および、記憶手段２０を備えている。このデジタル復調器には、Ａ／Ｄ変換器２１においてデジタル化されたアナログ搬送色信号（搬送色信号Ｃ，周波数信号）が入力される。
【０００８】
サブキャリア発生手段１１は、サブキャリア信号を発生させる。乗算器１２・１３は、入力された搬送色信号Ｃとサブキャリア信号とを乗算する。ローパスフィルタ１４・１５は、乗算器１２・１３の乗算結果の高周波成分を抑圧する。
【０００９】
また、バースト抜き出し手段１６は、高周波成分を抑圧した信号からバースト信号を抽出する。記憶手段２０は、バースト抜き出し手段１６により抽出した信号を記憶する。マトリクス演算手段１７は、記憶手段２０から出力された信号とローパスフィルタ１４・１５から出力された信号とを乗算する。９０°移相器１８は、サブキャリアの位相を変える。
【００１０】
フォーマット判別手段１９は、上記特開平７−１５４８１０号公報に記載のテレビ信号判別回路であり、搬送色信号Ｃおよび周波数信号が入力される。また、フォーマット判別手段１９からは、入力フォーマットを示すフォーマット判別信号Ｊが出力される。
【００１１】
以下、上記従来のデジタル復調器の動作について説明する。
【００１２】
まず、Ａ／Ｄ変換器２１によりデジタル化されたカラーテレビ信号の搬送色信号Ｃは、乗算器１２・１３に供給される。さらに、乗算器１２には、サブキャリア発生手段１１より発生されたサブキャリアが入力される。また、乗算手段１３には、９０°移相器１８において位相が９０°ずらされたサブキャリアが入力される。
【００１３】
続いて、乗算器１２・１３の各々の出力は、ローパスフィルタ１４・１５に供給され、そして、ローパスフィルタ１４・１５からは、各々の出力に高周波成分を抑圧した信号が得られる。
【００１４】
そして、ローパスフィルタ１４・１５からの高周波成分が抑圧された信号は、バースト抜き出し手段１６およびマトリクス演算手段１７に供給される。バースト抜き出し手段１６より抽出されたバースト信号は、記憶手段２０にて記憶された後、マトリクス演算手段１７に供給される。
【００１５】
その後、マトリクス演算手段１７には、ローパスフィルタ１４・１５から出力された高周波成分を抑圧した信号、および、記憶手段２０から出力されたバースト信号が入力される。そして、マトリクス演算手段１７からは、色差信号ＰＢ・ＰＲが得られる。
【００１６】
また、入力フォーマットがＰＡＬである場合、色差信号ＰＲを出力するために、水平同期ごとのバースト信号の変化に基づいてＰＲ成分の位相の反転制御を行うこととなる。
【００１７】
ここで、ＰＲ成分の反転制御を行う反転制御部の構成を図７に示す。
【００１８】
同図に示すように、反転制御部は、比較器４０・４１、水平同期期間遅延器（Ｈ）４２・４３、論理ＯＲ回路４４、反転回路４５、および、セレクタ（ＳＬ）４６を備えている。反転制御部には、フォーマット判別信号、バースト信号（バーストＡ・Ｂ）、ＰＡＬのＰＲ成分、および、ＮＴＳＣのＰＲ成分が入力される。
【００１９】
バーストＡ・Ｂは、それぞれバースト抜き出し手段１６（図６参照）において抽出されたバースト信号である。入力されたバースト信号は、それぞれ対応する水平同期期間遅延器４２・４３に入力されて１水平同期期間遅延され、比較器４０・４１において現信号と比較される。
【００２０】
比較器４０・４１は、入力された現バースト信号と１水平同期期間前のバースト信号との差の絶対値が、しきい値ＴＨ以上であれば「１」を、しきい値ＴＨよりも小さければ「０」を出力する。
【００２１】
バーストＡ・Ｂそれぞれにおいて、現バースト信号と１水平同期期間遅延されたバースト信号との差の絶対値と、しきい値ＴＨとの比較結果を比較器４０・４１から出力し、それぞれの出力を論理ＯＲ回路４４に入力する。ここで、論理ＯＲ回路４４の出力を反転制御信号とする。
【００２２】
この反転制御信号は、反転回路４５に入力される。そして、反転回路４５は、反転制御信号が「１」のときはＰＡＬのＰＲ成分を反転し、反転制御信号が「０」のときはＰＡＬのＰＲ成分を反転させずに出力する。
【００２３】
次に、セレクタＳＥＬ４６は、入力フォーマットがＰＡＬであれば反転回路４５から出力されたＰＡＬのＰＲ成分を出力し、入力フォーマットがＮＴＳＣであれば入力されたＮＴＳＣのＰＲ成分を出力する。このように、反転制御部では、ＰＲ成分の反転を行っている。
【００２４】
また、特開２０００−２２８７７７号公報には、ＮＴＳＣおよびＰＡＬの入力フォーマットに対応することができるＮＴＳＣ／ＰＡＬデジタル復調器が記載されている。
【００２５】
このＮＴＳＣ／ＰＡＬデジタル復調器は、ＰＡＬ／ＮＴＳＣ信号のバースト符号を判定するバースト符号判定手段の判定結果によりセレクタを作動させ、ＮＴＳＣ復調Ｒ−Ｙ信号を反転させる。これにより、１Ｈ遅延回路を用いることなくＰＡＬ復調を行うことができる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図６に記載のデジタル復調器において、互いに直交する（位相が９０°異なる）２つのサブキャリアを発生する際、サブキャリア発生手段１１から一方のサブキャリアを発生させた後、そのサブキャリアを９０°移相器１８にかけることにより、サブキャリア発生手段１１において発生したサブキャリアと直交するサブキャリアを算出している。このため、９０°移相器１８における回路規模が大きくなる。
【００２７】
また、入力フォーマットがＰＡＬのように、水平同期ごとにＰＲ成分が反転するような入力フォーマットである場合、マトリクス演算手段１７において、バースト信号の反転に基づいてＰＲ成分を反転させる制御を行う必要がある。
【００２８】
このとき、ノイズなどの影響でバースト信号が反転していないのに反転していると判定されたり、また、反転しているのに反転していないと判定されたりすることにより、復調すべき信号の位相が逆転し、正しい復調ができなくなる虞がある。
【００２９】
さらに、搬送色信号Ｃとサブキャリアとの乗算結果を、ローパスフィルタ１４・１５を用いて高周波成分を抑制している。ここで、高周波成分を抑制する目的は、搬送色信号Ｃとサブキャリアとの乗算結果を、搬送色信号Ｃの一周期分積分することにある。このローパスフィルタ１４・１５を用いた高周波成分の抑制は、正確な積分ではなく搬送色信号Ｃとサブキャリアとの乗算結果を近似的に積分するものであるため、誤差が発生し、精度の良い復調ができない。
【００３０】
また、入力フォーマットがＮＴＳＣであれば、マトリクス演算手段１７においてバースト信号が（０、−１）となるように位相ずれを修正するため、位相ずれを修正する変換行列は、次式（１）
【００３１】
【数１】
2004064202.tif 000003
【００３２】
となる。
【００３３】
一方、ＰＡＬなど、バースト信号が（０、−１）の軸から４５°ずれる入力フォーマットである場合、位相ずれを修正する変換行列は、次式（２）
【００３４】
【数２】
2004064202.tif 000004
【００３５】
となる。
【００３６】
このため、マトリクス演算をするとき、２１／２で除算する必要がある。従って、マトリクス演算手段１７において、入力フォーマットＰＡＬの場合は、ＮＴＳＣの場合に比べて、乗算器の回路規模が大きくなる。
【００３７】
また、特開２０００−２２８７７７号公報に記載のＮＴＳＣ／ＰＡＬデジタル復調器は、位相を９０°変換するために１クロック（４ｆｓｃ）データを遅延させる遅延回路を用いている。ここで、遅延回路は、４ｆｓｃのクロックと同期しており、搬送色信号一周期に対してサンプリングが４回しかできない。
【００３８】
このため、サンプリング間隔が非常に大雑把になっており、精度の高い復調ができなくなる。復調精度を向上させるには、クロック周波数を１６ｆｓｃや３２ｆｓｃというように、サンプリング間隔を細かくとる回路が必要である。
【００３９】
そこで、例えば３２ｆｓｃのクロックで動作する回路に対して、上記ＮＴＳＣ／ＰＡＬデジタル復調器を用いると、位相を９０°ずらすために、クロック遅延回路を８個用意する必要がある。
【００４０】
このような場合、ＮＴＳＣ／ＰＡＬデジタル復調器として、搬送色信号が８ビットで伝送されるデジタル復調器を構成したとすると、位相を９０°変換する回路だけで合計６４個のクロック遅延回路が必要になり、回路規模が非常に大きくなる。
【００４１】
さらに、上記ＮＴＳＣ／ＰＡＬデジタル復調器では、演算回路（マトリクス演算手段）において合計８個の乗算回路を用いており、ここでも回路規模が大きくなっている。
【００４２】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路規模の縮小化を図ることができ、複数の入力フォーマットに対応可能なデジタル色復調回路およびそれに用いる色復調方法を提供することにある。
【００４３】
【課題を解決するための手段】
本発明のデジタル色復調回路は、上記の課題を解決するために、位相が９０°異なる２つのサブキャリアを発生させるサブキャリア発生手段を備え、上記２つのサブキャリアを用いて、デジタル化された搬送色信号を、該搬送色信号の入力フォーマットに応じた２つの色差信号に復調するデジタル色復調回路において、上記サブキャリア発生手段は、上記搬送色信号の入力フォーマットごとの、上記２つのサブキャリアを示すサブキャリアデータを有するテーブルが格納されており、該テーブルに基づいて、復調する搬送色信号の入力フォーマットに応じた上記２つのサブキャリアを発生させることを特徴としている。
【００４４】
上記の構成によれば、予め格納されているテーブルを用いてサブキャリアを発生させることができる。即ち、テーブルを位相が９０°異なる２つのサブキャリアを発生させるために、９０°移相器や、位相を９０°変換するために１クロック分データを遅延させる遅延回路などを備える必要がない。
【００４５】
従って、位相が９０°異なる２つのサブキャリアを発生させるための回路規模の縮小化を図ることができる。
【００４６】
上記のデジタル色復調回路は、サブキャリア発生手段が、搬送色信号と水平同期信号との周期に基づいてクロック数を計数するカウンタを備え、テーブルは、上記計数されたクロック数の値に応じて、サブキャリアデータを有することが好ましい。
【００４７】
上記の構成によれば、テーブルにおいて、位相が９０°ずれたサブキャリアデータを出力するように、あるサブキャリアを発生させるためのカウンタ値を、各位相で別々に設定すればよい。これにより、テーブルのデータ量の削減を図ることができる。
【００４８】
上記のデジタル色復調回路は、２つのサブキャリアのいずれかと搬送色信号との乗算結果を、搬送色信号の一周期分累積する累積演算手段を備えていることが好ましい。
【００４９】
通常、搬送色信号とサブキャリアとの乗算結果を、搬送色信号の一周期分積分するために、ローパスフィルタを用いて高周波成分を抑制する場合、搬送色信号とサブキャリアとの乗算結果が、近似的に搬送色信Ｃの１周期分積分されるため、誤差が発生し、精度の良い復調ができない。
【００５０】
しかしながら、上記の構成によれば、搬送色信号とサブキャリアとの乗算結果を、例えば遅延回路などを用いて、搬送色信号の一周期分累積することにより、正確に搬送色信号の１周期分の積分結果を得ることができ、精度の高い復調ができる。
【００５１】
上記のデジタル色復調回路は、２つのサブキャリアに対応する２つの累積演算手段の出力からそれぞれバースト信号を抽出するバースト抽出手段と、バースト信号と累積演算手段の出力とを用いて色差信号を生成するマトリクス演算手段とを備え、マトリクス演算手段は、いずれかの累積演算手段の出力に対応するバースト信号といずれかの累積演算手段の出力とを乗算する乗算手段と、バースト信号と累積演算手段の出力との組み合わせが異なる２つの乗算結果を、加算または減算する合成手段とを備えていることが好ましい。
【００５２】
上記の構成によれば、例えば、マトリクス演算手段において後に係数を乗算（除算）する色差ゲイン部を設けることで、入力フォーマットの相違による位相のずれを修正する変換は、いずれの入力フォーマットにおいても乗算手段および合成手段を用いることにより行うことができる。このため、乗算手段の個数は４個でよい。従って、乗算器の個数、即ち、回路規模の削減を図ることができる。
【００５３】
また、例えば色差ゲイン部を設けることにより、色差ゲイン部において乗算手段を設けることになるが、これにより、搬送色信号を復調させることのできる色差信号を、多様なもの（例えば、ＰＢ・ＰＲやＢ−Ｙ・Ｒ−Ｙ）とすることができる。
【００５４】
上記のデジタル色復調回路は、マトリクス演算手段は、搬送色信号の入力フォーマットが、水平同期ごとに色差成分の位相が反転する入力フォーマットであるとき、これまでに行った反転制御に基づいて、色差成分が反転するか否かの予測を行う反転予測回路を備えていることが好ましい。
【００５５】
上記の構成によれば、例えば入力フォーマットがＰＡＬの場合などにおいて、ノイズや同期乱れなどの影響による反転制御エラーを防止することができる。
【００５６】
従って、搬送色信号から色差信号への復調精度の向上を図ることができる。
【００５７】
本発明の色復調方法は、位相が９０°異なる２つのサブキャリアを用いて、デジタル化された搬送色信号を、該搬送色信号の入力フォーマットに応じた２つの色差信号に復調する色復調方法において、予め設定された、上記搬送色信号の入力フォーマットごとの上記２つのサブキャリアを示すサブキャリアデータを有するテーブルに基づいて、復調する搬送色信号の入力フォーマットに応じた上記２つのサブキャリアを発生させることを特徴としている。
【００５８】
上記の方法によれば、予め設定されているテーブルを用いてサブキャリアを発生させることができる。即ち、テーブルを位相が９０°異なる２つのサブキャリアを発生させるために、９０°移相器や、位相を９０°変換するために１クロック分データを遅延させる遅延回路などを備える必要がない。
【００５９】
従って、位相が９０°異なる２つのサブキャリアを発生させるための回路規模の縮小化を図ることができる。
【００６０】
上記の色復調方法は、搬送色信号の入力フォーマットが、水平同期ごとに色差成分の位相が反転する入力フォーマットであるとき、これまでに行った反転制御に基づいて、色差成分が反転するか否かの予測を行うことが好ましい。
【００６１】
上記の方法によれば、例えば入力フォーマットがＰＡＬの場合などにおいて、ノイズや同期乱れなどの影響による反転制御エラーを防止することができる。
【００６２】
従って、搬送色信号から色差信号への復調精度の向上を図ることができる。
【００６３】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について図１ないし図６に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００６４】
図１は、本実施の形態に係るデジタル復調器（デジタル色復調回路）の要部の構成を示す。同図に示すように、本デジタル復調器は、サブキャリア発生手段２、乗算器３・４、累積演算手段５・６、バースト抜き出し手段（バースト抽出手段）７、マトリクス演算手段８、フォーマット判別手段９、および、記憶手段１０を備えている。本デジタル復調器には、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器１が接続されている。また、本デジタル復調器は、入力フォーマットについて、ＮＴＳＣおよびＰＡＬに対応している。
【００６５】
Ａ／Ｄ変換器１には、アナログ信号であるカラーテレビ信号の搬送色信号（アナログ搬送色信号）が入力され、デジタル化される。また、このデジタル化された搬送色信号Ｃはデジタル復調器に入力される。デジタル復調器は、搬送色信号Ｃを、色差信号（色差信号ＰＢ・ＰＲ）に復調して出力する
ここで、デジタル復調器における搬送色信号Ｃについて説明する。
【００６６】
まず、Ａ／Ｄ変換器１によりデジタル化された搬送色信号Ｃは、デジタル復調器の乗算器３・４およびフォーマット判別手段９に入力される。
【００６７】
フォーマット判別手段９は、入力された搬送色信号Ｃから入力フォーマットを判別し、判別した入力フォーマットに応じたフォーマット判別信号Ｊを出力する。フォーマット判別信号Ｊは、サブキャリア発生手段２、累積演算手段５・６、バースト抜き出し手段７、および、マトリクス演算手段８に入力される。
【００６８】
サブキャリア発生手段２は、入力されたフォーマット判別信号Ｊに基づいて、位相が９０°異なる（互いに直交する）２つのサブキャリアを発生し、出力する。本実施の形態に係るデジタル復調器において特徴的な構成であるサブキャリア発生手段２の構成については後述する。
【００６９】
サブキャリア発生手段２において発生したサブキャリアのうちのｓｉｎ成分は、乗算器３に入力されて、搬送色信号Ｃと乗算される。一方、サブキャリア発生手段２において発生したサブキャリアのｃｏｓ成分は、乗算器４に入力されて、搬送色信号Ｃと乗算される。
【００７０】
乗算器３の出力は累積演算手段５に入力され、また、乗算器４の出力は累積演算手段６に入力される。累積演算手段５・６において、それぞれ乗算器３・４からの出力は、入力フォーマットに応じて搬送色信号Ｃの１周期分積分される。累積演算手段５・６の構成については後に詳述する。
【００７１】
累積演算手段５・６の出力は、それぞれ、バースト抜き出し手段７、および、マトリクス演算手段８に入力される。
【００７２】
バースト抜き出し手段７は、累積演算手段５・６の各出力からそれぞれバースト信号を抽出し、記憶手段１０に記憶させる。記憶手段１０では、水平同期（水平同期信号の１周期分の期間である１水平周期）ごとに記憶したバーストデータ（バースト信号のデータ）を更新し、記憶しているバーストデータを出力する。
【００７３】
マトリクス演算手段８は、記憶手段１０から出力されるバーストデータ（バーストＡ・Ｂ）と、フォーマット判別信号Ｊとに基づいて、累積演算手段５・６の出力を位相変換することにより、色差信号を得る。なお、入力フォーマットがＰＡＬのように、水平周期（水平ライン）ごとにＰＲ成分の位相が反転する入力フォーマットである場合、マトリクス演算手段８においてＰＲ成分の反転制御を行う。
【００７４】
以下、サブキャリア発生手段２について、図２を用いて説明する。
【００７５】
同図に示すように、サブキャリア発生手段２は、サブキャリアのｓｉｎ成分に対応するサブキャリア発生器２５と、サブキャリアのｃｏｓ成分に対応するサブキャリア発生器２８とを備えている。
【００７６】
サブキャリア発生器２５からの出力は乗算器３に入力され、サブキャリア発生器２５からの出力は乗算器４に入力される。
【００７７】
サブキャリア発生器２５・２８において、カウンタＣＮＴは水平同期信号および搬送色信号Ｃの１周期ごとにリセットされ、クロック数をカウントする。例えば、搬送色信号Ｃの入力フォーマットがＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ　Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　ＳｙｓｔｅｍＣｏｍｍｉｔｔｅｅ）である場合、搬送色信号Ｃの周波数は３．５８ＭＨｚであるため、水平同期信号におけるクロック周波数が５７．２７３ＭＨｚであれば、搬送色信号Ｃの１周期期間で、カウンタＣＮＴは１６カウント（０から１５まで）される。
【００７８】
また、サブキャリア発生器２５・２８は、それぞれ、予め設定されたサブキャリアテーブル（テーブル）を備えており、このサブキャリアテーブルを用いて、サブキャリアを発生して出力する。
【００７９】
サブキャリア発生器２５は、カウンタＣＮＴの値に応じて、サブキャリアテーブルからｓｉｎ成分（ｓｉｎ位相）のサブキャリアを出力する。また、サブキャリア発生器２８は、サブキャリア発生器２５から出力されるサブキャリアとは９０°位相のずれた（直交する）ｃｏｓ成分（ｃｏｓ位相）のサブキャリアを発生する。
【００８０】
ここで、搬送色信号Ｃの入力フォーマットがＰＡＬ（Ｐｈａｓｅ　Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ　Ｌｉｎｅ）である場合について考える。
【００８１】
このとき、搬送色信号Ｃの周波数は４．４３ＭＨｚであるため、クロック周波数が７０．９３８ＭＨｚであれば、ＮＴＳＣの場合と同様、１６カウントのカウンタＣＮＴでサブキャリアを発生させることができる。従って、ＮＴＳＣの場合と処理を切り替える必要は無い。
【００８２】
しかしながら、クロック周波数が３５．４６９ＭＨｚである場合、ＮＴＳＣの場合とは異なり、１６カウントのカウンタＣＮＴではなく、８カウントのカウンタＣＮＴが必要になる。
【００８３】
そこで、サブキャリアテーブルを用いて、８段階のｃｏｓ成分およびｓｉｎ成分のサブキャリアを発生するためには、上述したＮＴＳＣの例で用いたサブキャリアテーブルではなく、８段階のサブキャリアテーブルを設定する必要がある。ここで、表１に、サブキャリアテーブルの一例を示す。表１に示すサブキャリアテーブルは、ＮＴＳＣ（クロック周波数５７．２７３ＭＨｚ）、および、ＰＡＬ（クロック周波数３５．４６９ＭＨｚ）の入力フォーマットに対応している。
【００８４】
【表１】
2004064202.tif 000005
【００８５】
表１において、「ｓｉｎ」欄、「ｃｏｓ」欄にある数値は、カウンタ値を示している。例えば、クロック周波数が５７．２７３ＭＨｚのＮＴＳＣにおいて、カウンタ値が５であった場合、ｓｉｎ成分（ｔａｂｌｅ）は−０．９２を、ｃｏｓ成分（ｔａｂｌｅ）は−０．３８を出力する。
【００８６】
このように、サブキャリアテーブルは、ｓｉｎ成分・ｃｏｓ成分においてそれぞれのサブキャリアテーブルを用意する必要は無く、位相を９０°ずらして出力するように、テーブルデータ（ｔａｂｌｅ）を出力するカウンタ値を別々に設定すればよい。
【００８７】
これにより、サブキャリアテーブルのデータ量の削減を図ることができる。
【００８８】
上述したように、カウンタ値に基づいて、サブキャリアテーブルにより、ＮＴＳＣ・ＰＡＬそれぞれの場合のｓｉｎ成分・ｃｏｓ成分が検出された後、セレクタＳＥＬが、フォーマット判別信号Ｊに基づいて、ＮＴＳＣまたはＰＡＬのｓｉｎ成分・ｃｏｓ成分を選択する。
【００８９】
サブキャリア発生器２５において発生したサブキャリアのｓｉｎ成分は乗算器３に、また、サブキャリア発生器２８において発生したサブキャリアのｃｏｓ成分は乗算器４に入力される。
【００９０】
次に、累積演算手段５・６について説明する。ここで、累積演算手段５と累積演算手段６とは同様の構成であり、以下、図３を用いて、累積演算手段５の構成について説明する。
【００９１】
図３に示すように、累積演算手段５は、遅延器５１（Ｄ０〜Ｄ１５）、加算器５２・５３、除算器５４・５５、および、セレクタ（ＳＥＬ）５６を備えている。
【００９２】
加算器５２は、入力８データを加算する。加算器５３は、入力９データを加算する。除算器５４は、入力データ（Ａ１）を４で除算することによりＸ１を出力する。除算器５５は、入力データ（Ａ２）を８で除算することによりＸ２を出力する。セレクタ５６は、ＰＡＬに対応するＸ１またはＮＴＳＣに対応するＸ２を選択する。
【００９３】
ここで、累積演算手段５において、クロック周波数は、入力フォーマットがＮＴＳＣの場合は５７．２７３ＭＨｚ、ＰＡＬの場合は３５．４６９ＭＨｚとなるものである。
【００９４】
乗算器３における搬送色信号Ｃとサブキャリアのｓｉｎ成分との乗算結果は、まず、遅延器５１におけるＤ０に入力される。Ｄ０からの出力は、Ｄ１、Ｄ２と順に通り、それぞれにおいて、１クロックずつデータが遅延される。
【００９５】
Ｄ０〜Ｄ７の出力の８つのデータは加算器５２に入力され、それらの合計（Ａ１）が算出される。
【００９６】
また、この合計（Ａ１）と、Ｄ８〜Ｄ１５の出力との９つのデータは、加算器５３に入力され、それらの合計（Ａ２）が算出される。ここで、加算器５３において算出される合計（Ａ２）は、遅延器５１（Ｄ０〜Ｄ１５）の１６データの合計に相当する。
【００９７】
次に、除算器５４は、加算器５２から入力された合計（Ａ１）を４で除算する。また、除算器５５は、加算器５３から入力された合計（Ａ２）を８で除算する。除算器５４・５５からの出力Ｘ１・Ｘ２は、それぞれの色差成分を表している。
【００９８】
ここで、除算器５４からの出力Ｘ１は、８データで搬送色信号一周期になるＰＡＬの場合の出力となり、除算器５５の出力Ｘ２が、１６データで搬送色信号一周期になるＮＴＳＣの場合の出力となる。
【００９９】
そして、除算器５４・５５からの出力は、セレクタ５６に入力される。セレクタ５６は、フォーマット判別手段９（図１参照）から入力されるフォーマット判別信号Ｊに基づいて、Ｘ１またはＸ２のいずれかを選択して出力する。
【０１００】
なお、累積演算手段５における上記の構成によれば、除算器５４・５５では、それぞれ４・８で除算したが、累積演算手段６における同様の除算器では、それぞれ−４・−８で除算する。
【０１０１】
通常、ローパスフィルタを用いた場合、搬送色信号Ｃとサブキャリアとの乗算結果が、近似的に搬送色信号Ｃの１周期分積分されるため、誤差が発生する。
【０１０２】
しかしながら、上述したような累積演算手段５・６を用いる、即ち、遅延器５１において搬送色信号Ｃとサブキャリアとの乗算結果を、搬送色信号Ｃの１周期分累積することにより、正確に搬送色信号Ｃの１周期分の積分結果を得ることができ、精度の高い復調ができる。
【０１０３】
続いて、バースト抜き出し手段７およびマトリクス演算手段８について、図４を用いて説明する。
【０１０４】
図４に示すように、バースト抜き出し手段７は、バーストゲート７１およびＥＮ７５・７６からなり、累積演算手段５・６からの出力およびフォーマット判別信号Ｊが入力される。
【０１０５】
バーストゲート７１は、それぞれの入力フォーマットにおけるバースト信号の位置情報を保有したテーブルを有している。バーストゲート７１は、このテーブルを用いて、入力されたフォーマット判別信号Ｊに応じて、それぞれの入力フォーマットに適応するバースト信号の位置にイネーブルを立てる信号を生成し、ＥＮ７５・７６に入力する。
【０１０６】
ここで、バースト信号の位置情報とは、水平同期タイミングから数えて何クロック目から何クロック目までがバースト信号であるかという、予め決められた情報である。入力フォーマットによってバースト信号の位置（開始・終了位置）を設定し、その範囲をイネーブルで示すのがバーストゲート７１の役目である。
【０１０７】
このバースト信号の位置情報の一例を表２に示す。なお、各入力フォーマットにおけるクロック周波数については、ＮＴＳＣの場合は５７．２７３ＭＨｚ、ＰＡＬの場合は３５．４６９ＭＨｚ、ＰＡＬ＿６０の場合は３５．４６９ＭＨｚとしている。
【０１０８】
【表２】
2004064202.tif 000006
【０１０９】
ＥＮ７５・７６は、それぞれ対応する累積演算手段５・６の出力、および、バーストゲートの出力であるバースト信号の位置情報からバースト信号を抽出する。ＥＮ７５の出力は、記憶手段１０（図１参照）における記憶手段１０ａに入力され、ＥＮ７６の出力は、記憶手段１０における記憶手段１０ｂに入力される。記憶手段１０ａ・１０ｂは、次の水平同期までの間、バースト信号を記憶する。
【０１１０】
記憶手段１０ａに記憶されているバースト信号はバーストＡとしてマトリクス演算回路８に、記憶手段１０ｂに記憶されているバースト信号はバーストＢとしてマトリクス演算手段８に入力される。
【０１１１】
マトリクス演算手段８には、累積演算手段５・６の出力、記憶手段１０ａ・１０ｂの出力（バーストＡ・Ｂ）、および、フォーマット判別信号Ｊが入力される。
【０１１２】
以下、マトリクス演算手段８における色差信号ＰＢ・ＰＲの算出について、図４・５を用いて説明する。
【０１１３】
ここで、入力フォーマットがＮＴＳＣの場合、ＥＮ７５・７６で抽出されたバースト信号（バーストＡ・Ｂ）の位相ずれを修正する変換行列は、図６に示すデジタル復調器と同様、式（１）に示すものとなるため累積演算手段５・６から出力された信号を上記行列（式（１））を用いて変換することにより、色差信号のＰＢ・ＰＲ成分を求める。
【０１１４】
また、入力フォーマットがＰＡＬの場合、ＥＮ７５・７６で抽出されたバースト信号（バーストＡ・Ｂ）の位相ずれを修正する変換行列は、図６に示すデジタル復調器と同様、式（２）に示すものとなるため、累積演算手段５・６から出力された信号を上記行列（式（２））を用いて変換することにより、色差信号のＰＢ・ＰＲ成分を求める。
【０１１５】
ここで、上述した行列において、定数２−１／２を除けば、入力フォーマットがＰＡＬの場合のＰＢ成分はＮＴＳＣの場合のＰＢ成分と同じであり、ＰＡＬの場合のＰＲ成分はＮＴＳＣの場合のＰＢ成分が反転したものと同じである。
【０１１６】
このため、マトリクス演算手段８におけるマトリクス演算処理としては、まず、図４に示すように、累積演算手段５の出力とバーストＡとを乗算器８１において乗算するとともに、累積演算手段６の出力とバーストＢとを乗算器８２において乗算する。
【０１１７】
そして、乗算器８１における乗算結果と、乗算器８２における乗算結果とを加算器８３において加算することにより、ＰＡＬのＰＲ成分とする。また、このＰＡＬのＰＲ成分の符号を反転部８４において反転することにより、ＮＴＳＣおよびＰＡＬのＰＢ成分とする。ＮＴＳＣおよびＰＡＬのＰＢ成分は、色差ゲイン部８０に入力され、ＰＡＬのＰＲ成分は、色差反転制御手段９０に入力される。
【０１１８】
また、累積演算手段５の出力とバーストＢとを乗算器８６において乗算するとともに、累積演算手段６の出力とバーストＡとを乗算器８５において乗算する。そして、乗算器８６における乗算結果から乗算器８５における乗算結果を加算器８７において減算することにより、ＮＴＳＣのＰＲ成分とする。このＮＴＳＣのＰＲ成分は、色差反転制御手段９０に入力される。
【０１１９】
ここで、入力フォーマットが、水平同期ごとにＰＲ成分が反転するＰＡＬなどである場合、後述する色差反転制御手段９０において水平同期ごとにＰＲ成分の位相を反転させる制御（反転制御）を行う。
【０１２０】
次に、反転部８４から出力されたＰＢ成分、および、色差反転制御手段９０から出力されたＰＲ成分は、それぞれ色差ゲイン部８０に入力される。色差ゲイン部８０は、入力された信号に、その入力フォーマットに応じた係数を乗算することによりゲインを調整し、色差信号ＰＢ・ＰＲを出力する。例えば、入力フォーマットがＰＡＬの場合、マトリクス変換の際の式（２）における定数２１／２も、この色差ゲイン部８０において除算する。
【０１２１】
このように、入力フォーマットが異なっても、位相ずれを修正するマトリクス演算手段８において必要な乗算器は、バーストＡ・Ｂと累積演算手段５・６の出力とをそれぞれ組み合わせて乗算する乗算器８１・８２・８５・８６の４個のみである。
【０１２２】
また、乗算器（乗算手段）８１・８２・８５・８６および加算器（合成手段）８３・８７においては、入力フォーマットがＰＡＬの場合も、ＮＴＳＣの場合と同様に処理することができ、変換行列における定数の除算は、色差ゲイン部８０において一回行えばよい。
【０１２３】
即ち、これらの乗算器からの４組の乗算結果を加算あるいは減算する組み合わせを変えることにより、どの入力フォーマットに対しても位相調整が可能になる。従って、少ない乗算器で位相調整が可能になり、乗算器の個数、即ち、回路規模の削減を図ることができる。
【０１２４】
以下、色差反転制御手段９０について、図５を用いて詳述する。
【０１２５】
同図に示すように、色差反転制御手段９０は、１つの１水平同期期間遅延器Ｈからなるデータ保存回路９１・９２、比較器９３・９４、論理ＯＲ回路９５、反転予測回路１００、反転回路９８、および、セレクタ（ＳＥＬ）９９を備えている。反転予測回路１００は、偶数個の１水平同期期間遅延器Ｈ…からなる遅延器９６と、多数決回路９７とを備えている。
【０１２６】
データ保存回路９１・９２は、入力データを１水平同期期間遅延させる。比較器９３・９４は、入力Ａと入力Ｂとの差の絶対値と、しきい値ＴＨとを比較して、入力Ａ・Ｂの差の絶対値がしきい値以上であれば「１」を、しきい値ＴＨの方が大きければ「０」を出力する。
【０１２７】
また、論理ＯＲ回路９５には、比較器９３の出力と比較器９４の出力とが入力される。遅延器９６は、データ保存回路９１・９２と同様の１水平同期期間遅延器Ｈが複数連結されている。
【０１２８】
まず、色差反転制御手段９０には、バーストＡ・ＢとＰＲ成分（ＰＡＬ・ＮＴＳＣ）とが入力される。即ち、図５に示すように、バーストＡは比較器９３（入力Ａ）およびデータ保存回路９１に、バーストＢは比較器９４（入力Ａ）およびデータ保存回路９２に、また、ＰＲ成分（ＰＡＬ）は反転回路９８に、ＰＲ成分（ＮＴＳＣ）はセレクタ９９に入力される。
【０１２９】
データ保存回路９１・９２に入力されたバーストＡ・Ｂは、１水平同期期間遅延された後、比較器９３・９４に入力される（入力Ｂ）。
【０１３０】
そして、比較器９３において、バーストＡの現信号（入力Ａ）と、１水平同期期間遅延したバーストＡ（入力Ｂ）とを比較する。このとき、その差の絶対値がしきい値ＴＨ以上であれば、比較器９３は「１」を出力し、また、差の絶対値がしきい値ＴＨより小さければ、「０」を出力する。
【０１３１】
一方、比較器９４においては、バーストＢの現信号（入力Ａ）と、１水平同期期間遅延したバーストＢ（入力Ｂ）とを比較する。このとき、その差の絶対値がしきい値ＴＨ以上であれば、比較器９４は「１」を出力し、また、差の絶対値がしきい値ＴＨより小さければ、「０」を出力する。なお、比較器９３におけるしきい値ＴＨおよび比較器９４におけるしきい値ＴＨは、特に限定されるものではない。
【０１３２】
次に、比較器９３・９４からの各出力は、論理ＯＲ回路９５に入力され、論理ＯＲがとられる。論理ＯＲ回路９５の出力は、バーストの現信号と１水平同期期間遅延した信号とが異なっていれば「１」であり、同じであれば「０」になる。
【０１３３】
従来は、バーストＡ・Ｂの入力から論理ＯＲ回路９５の出力までを、反転制御のためのバースト反転手段とし、論理ＯＲ回路９５の出力が「１」のときＰＲ成分を反転回路で反転させ、論理ＯＲ回路９５の出力が「０」のときＰＲ成分は反転させないようにＰＲ成分を制御していた。
【０１３４】
しかしながら、この論理ＯＲ回路９５の出力は、バーストの現信号と１つ前の水平同期期間におけるバースト信号との差のみで判定した結果であり、実際の回路においてはノイズや同期乱れなどの影響による判定エラー（反転制御エラー）の可能性がある。
【０１３５】
そこで、本実施の形態においては、反転予測回路１００を備え、論理ＯＲ回路９５の出力を入力するようにして、これまで（過去）の反転制御結果（反転させたか否か）に基づいて反転予測を行うようにしている。即ち、反転予測回路１００は、入力された論理ＯＲ回路９５の出力を用いて、ＰＲ成分を反転させるか否かの予測をする。これにより、判定結果の信頼性の向上を図ることができる。
【０１３６】
反転予測回路１００の遅延器９６において、各１水平同期期間遅延器Ｈは、水平同期期間データ（論理ＯＲ回路９５の出力について、前段の１水平同期期間遅延器Ｈよりも１水平同期期間遅延させたデータ）を保存する。この遅延器９６において保存された複数の水平同期期間データを用いて、各水平同期期間における水平同期期間データと、それに対応する前（過去の）水平同期期間との比較結果を、多数決回路９７に入力する。
【０１３７】
多数決回路９７は、入力された奇数個のデータから、反転予測を行う。即ち、遅延器９６は、１水平同期期間遅延器Ｈからの出力信号と、現信号との、奇数個のデータを多数決回路９７に入力する。
【０１３８】
多数決回路９７は、現信号からみて奇数個前の信号を反転し、現信号および偶数個前の信号を反転せずに、それぞれの信号で「０」か「１」の多い方を出力する。
【０１３９】
ここで、現信号とは、遅延器９６に入力される論理ＯＲ回路９５の出力である。また、例えば、遅延器９６の最初の１水平同期期間遅延器Ｈから出力される遅延データは現信号からみて１個前の信号であり、現信号からみて１個前の信号を次の１水平同期期間遅延器Ｈに入力し、その１水平同期期間遅延器Ｈから出力される遅延データは現信号からみて２個前の信号である。
【０１４０】
また、上述したように、ＰＡＬのように水平周期ごとにＰＲ成分の位相を反転させる信号において、現信号からみて奇数個前の信号は現信号とは反転の関係にあり、現信号からみて偶数個前の信号は現信号と同じ信号になる。このため、反転制御にエラーが発生しない限り、奇数個前の信号を反転させ、偶数個前の信号は反転させないことにより、全てが現信号と同じ信号になるはずである。
【０１４１】
そこで、もし、エラーが生じて反転制御信号が逆転して入ってきたとしても、上述したように、多数決回路９７に信号を通すことで、「０」か「１」の多い方を出力することとなり、これまでに行った反転制御についても考慮に入れることができる。
【０１４２】
これにより、バースト反転を予測することができ、現信号におけるバースト反転制御の際の反転するか否かの判定にエラーがあっても修正することができる。従って、正確な反転制御を行うことができる。
【０１４３】
また、反転回路９８では、多数決回路９７の出力が「０」のときはＰＲ成分をそのまま出力し、「１」のときはＰＲ成分を反転して出力する。
【０１４４】
そして、セレクタ９９は、フォーマット判別信号Ｊに基づいて、入力された反転回路９８からの出力（ＰＲ成分（ＰＡＬ））と、ＰＲ成分（ＮＴＳＣ）とのうちのいずれかを選択し、ＰＲ成分を出力する。
【０１４５】
なお、本実施の形態においては、搬送色信号Ｃを色差信号ＰＢ・ＰＲに復調する方法について説明したが、これに限定されるものではない。例えば、復調される色差信号はＰＢ・ＰＲに限定されず、例えばＢ−Ｙ・Ｒ−Ｙや、Ｂ´−Ｙ・Ｒ´−Ｙ（Ｒ・Ｇ・Ｂ信号をガンマ補正したデータを用いたもの）などの色差信号に復調する際にも本発明を適用することができる。これらの出力信号形式は、図４に示す色差ゲイン部８０でＰＢ・ＰＲ成分に乗算する係数を設定することにより制御できる。
【０１４６】
また、入力フォーマットは、ＰＡＬおよびＮＴＳＣに特に限定されるものではなく、本発明は、複数の入力フォーマットのそれぞれに応じた色復調処理を行う色復調回路に適用することができる。
【０１４７】
さらに、フォーマット判別信号Ｊを生成するフォーマット判別方法は、特に限定されるものではない。例えば、フォーマット判別９を備えておらず、外部からフォーマット判別信号Ｊに相当する情報を手動で入力するようにしてもかまわない。
【０１４８】
また、反転予測回路１００にいて多数決をとるためには、現信号と１水平同期期間遅延器Ｈを通った信号とを合わせた数が、奇数である方が好ましいが、これに限定されるものではない。例えば、１水平同期期間遅延器Ｈを奇数個用いる場合は、現信号と合わせると多数決をとるための情報が偶数個になるため、多数決の結果が同数になることを想定し、同数になった場合にいずれを選ぶかを予め設定しておけばよい。
【０１４９】
【発明の効果】
本発明のデジタル色復調回路は、以上のように、サブキャリア発生手段は、搬送色信号の入力フォーマットごとの、２つのサブキャリアを示すサブキャリアデータを有するテーブルが格納されており、該テーブルに基づいて、復調する搬送色信号の入力フォーマットに応じた２つのサブキャリアを発生させる構成である。
【０１５０】
これにより、テーブルを位相が９０°異なる２つのサブキャリアを発生させるために、９０°移相器や、位相を９０°変換するために１クロック分データを遅延させる遅延回路などを備える必要がない。
【０１５１】
従って、位相が９０°異なる２つのサブキャリアを発生させるための回路規模の縮小化を図ることができるといった効果を奏する。
【０１５２】
本発明のデジタル色復調回路は、サブキャリア発生手段が、搬送色信号と水平同期信号との周期に基づいてクロック数を計数するカウンタを備え、テーブルは、上記計数されたクロック数の値に応じて、サブキャリアデータを有する構成である。
【０１５３】
これにより、テーブルにおいて、位相が９０°ずれたサブキャリアデータを出力するように、カウンタ値を別々に設定すればよい。従って、テーブルのデータ量の削減を図ることができるといった効果を奏する。
【０１５４】
本発明のデジタル色復調回路は、２つのサブキャリアのいずれかと搬送色信号との乗算結果を、搬送色信号の一周期分累積する累積演算手段を備えている構成である。
【０１５５】
これにより、搬送色信号とサブキャリアとの乗算結果を、例えば遅延回路などを用いて、搬送色信号の一周期分累積することにより、正確に搬送色信号の１周期分の積分結果を得ることができ、精度の高い復調ができるといった効果を奏する。
【０１５６】
本発明のデジタル色復調回路は、２つのサブキャリアに対応する２つの累積演算手段の出力からそれぞれバースト信号を抽出するバースト抽出手段と、バースト信号と累積演算手段の出力とを用いて色差信号を生成するマトリクス演算手段とを備え、マトリクス演算手段は、いずれかの累積演算手段の出力に対応するバースト信号といずれかの累積演算手段の出力とを乗算する乗算手段と、バースト信号と累積演算手段の出力との組み合わせが異なる２つの乗算結果を、加算または減算する合成手段とを備えている構成である。
【０１５７】
これにより、例えば、マトリクス演算手段において後に係数を乗算（除算）する色差ゲイン部を設けることで、入力フォーマットの相違による位相のずれを修正する変換は、いずれの入力フォーマットにおいても乗算手段および合成手段を用いることにより行うことができる。このため、乗算手段の個数は４個でよい。従って、乗算器の個数、即ち、回路規模の削減を図ることができる。
【０１５８】
また、例えば色差ゲイン部を設けることにより、色差ゲイン部において乗算手段を設けることになるが、これにより、搬送色信号を復調させることのできる色差信号を、多様なもの（例えば、ＰＢ・ＰＲやＢ−Ｙ・Ｒ−Ｙ）とすることができるといった効果を奏する。
【０１５９】
本発明のデジタル色復調回路は、マトリクス演算手段は、搬送色信号の入力フォーマットが、水平同期ごとに色差成分の位相が反転する入力フォーマットであるとき、これまでに行った反転制御に基づいて、色差成分が反転するか否かの予測を行う反転予測回路を備えている構成である。
【０１６０】
これにより、例えば入力フォーマットがＰＡＬの場合などにおいて、ノイズや同期乱れなどの影響による反転制御エラーを防止することができる。従って、搬送色信号から色差信号への復調精度の向上を図ることができるといった効果を奏する。
【０１６１】
本発明の色復調方法は、予め設定された、搬送色信号の入力フォーマットごとの２つのサブキャリアを示すサブキャリアデータを有するテーブルに基づいて、復調する搬送色信号の入力フォーマットに応じた２つのサブキャリアを発生させる構成である。
【０１６２】
これにより、テーブルを位相が９０°異なる２つのサブキャリアを発生させるために、９０°移相器や、位相を９０°変換するために１クロック分データを遅延させる遅延回路などを備える必要がない。
【０１６３】
従って、位相が９０°異なる２つのサブキャリアを発生させるための回路規模の縮小化を図ることができるといった効果を奏する。
【０１６４】
本発明の色復調方法は、搬送色信号の入力フォーマットが、水平同期ごとに色差成分の位相が反転する入力フォーマットであるとき、これまでに行った反転制御に基づいて、色差成分が反転するか否かの予測を行う構成である。
【０１６５】
これにより、例えば入力フォーマットがＰＡＬの場合などにおいて、ノイズや同期乱れなどの影響による反転制御エラーを防止することができる。従って、搬送色信号から色差信号への復調精度の向上を図ることができるといった効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態に係るデジタル復調器の要部の構成を示すブロック図である。
【図２】サブキャリア発生手段の構成を示すブロック図である。
【図３】累積演算手段の構成を示すブロック図である。
【図４】バースト抜き出し手段およびマトリクス演算手段の構成を示すブロック図である。
【図５】マトリクス演算手段における色差反転制御手段の構成を示すブロック図である。
【図６】従来のデジタル復調器の構成を示すブロック図である。
【図７】図６に示すデジタル復調器における反転制御部の構成の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１　　Ａ／Ｄ変換器
２　　サブキャリア発生手段
５　　累積演算器
６　　累積演算器
７　　バースト抜き出し手段（バースト抽出手段）
８　　マトリクス演算手段
９　　フォーマット判別手段
１０　　記憶手段
２５　　サブキャリア発生器
２８　　サブキャリア発生器
５１　　遅延器
７１　　バーストゲート
８０　　色差ゲイン部
８１，８２，８５，８６　　乗算器（乗算手段）
８３，８７　　加算器（合成手段）
９０　　色差反転制御手段
９６　　遅延器
９７　　多数決回路
９８　　反転回路
１００　反転予測回路
Ｈ　　１水平同期期間遅延器
【図１】
2004064202.tif 000007
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2004064202.tif 000012
【図７】
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