(57)【要約】【課題】電源側と負荷側を電気的に絶縁し、かつより小型でより軽量なＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】電源側の入力電圧を変圧変換して負荷側に出力するＤＣ／ＤＣコンバータである。電源側に直流電源１の電圧が充電される第一コンデンサ２と、負荷側に第一コンデンサ２に充電された電荷が放電される第二コンデンサ３とを具える。本発明コンバータは、トランスの替わりにコンデンサにて電源側と負荷側間を絶縁し、絶縁部分の小型化、軽量化を図る。【選択図】  図１
2004222379.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源側の入力電圧を変圧変換して負荷側に出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
直流電源電圧が充電される第一コンデンサを電源側に具え、
前記第一コンデンサに充電された電荷が放電される第二コンデンサを負荷側に具えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
第一コンデンサの両側に接続されるスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２と、
第二コンデンサの両側に接続されるスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４と、
負荷側に流れる電流を平滑化するリアクトルとを具え、
前記スイッチ素子の少なくとも一つは、１００ｎｓ以下でオン／オフの切り替え可能な半導体からなり、角周波数ωが（２π×１００）ｒａｄ／ｓｅｃ以上であることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
ただし、角周波数ωは以下を満たすものとする。
【数１】
2004222379.tif 000009
【請求項３】
請求項２に記載されたＤＣ／ＤＣコンバータに発生する異常電圧の抑制方法であって、
スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオン、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオフにして第一コンデンサに直流電源電圧を充電した後、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオフ、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオンにしてｔ０秒後にオフにすることを特徴とする異常電圧の抑制方法。
ただし、ｔ０は、以下の式を満たすものとする。
【数２】
2004222379.tif 000010
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源側の入力電圧を変圧変換するＤＣ／ＤＣコンバータ、及びこのコンバータを用いた異常電圧の抑制方法に関するものである。特に、トランスを用いることなく入力側（電源側）と出力側（負荷側）間を電気的に絶縁することができ、より小型で軽量なＤＣ／ＤＣコンバータ、及びこのコンバータを用いた異常電圧の抑制方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、自動車には、オーディオやヘッドライトなどの電子機器が搭載されており、これら電子機器は、通常、１３．２Ｖ系（消費電流１００Ａ程度）である。これら電子機器の電力は、自動車のバッテリ電源により賄う。バッテリ電源は、一般に１００Ｖ〜５００Ｖ程度の電圧であり、１３．２Ｖの低電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとして、図３に示すような絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータが知られている（非特許文献１参照）。
【０００３】
【非特許文献１】
正田英介、楠本一幸著書、「アルテ２１  パワーエレクトロニクス」、オーム社、平成１１年４月３０日発刊、第１版、７１〜７３ページ参照）。
【０００４】
ＤＣ／ＤＣコンバータは、一般に、半導体スイッチを用いて直流電圧を一旦交流電圧に変換し、再び極性及び電圧値が異なった直流電圧とする回路を具えるものである。そして、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、回路に具えたトランスＴＲにて、電源側と負荷側間を絶縁すると共に、変圧変換するものである。図３に示す絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、フライバック型コンバータと呼ばれるもので、スイッチ素子Ｑがオンしているとき、出力側のダイオード１０がオンしないような極性になっているため、トランスＴＲに直流電源１１の電圧Ｅ（Ｖ）が印加され、励磁エネルギーが蓄えられる。スイッチ素子Ｑがオフすると、極性が反転してダイオード１０がオンし、トランスＴＲの励磁エネルギーは、ダイオード１０により整流されると共に、コンデンサ１２により平滑化されて負荷に放出される。なお、ダイオード１０を通過する電流は、直線的に減少してゼロとなる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
電源側と負荷側間のラインを切り離したい（電気的に絶縁したい）場合、通常、上記のように両者間にトランスを挿入している。しかし、トランスを具えることで、絶縁部分のサイズ及び重量が大きく、絶縁部分が大サイズ化、重量化することで回路全体も大きく重くなるという問題がある。
【０００６】
そこで、本発明の主目的は、電源側と負荷側を絶縁し、かつより小型でより軽量なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００７】
また、本発明の主目的は、上記コンバータをより小型化、軽量化することが可能な異常電圧の抑制方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、トランスの替わりにコンデンサスイッチを用いることで上記目的を達成する。
【０００９】
即ち、本発明は、電源側の入力電圧を変圧変換して負荷側に出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、直流電源電圧が充電される第一コンデンサを電源側に具え、前記第一コンデンサに充電された電荷が放電される第二コンデンサを負荷側に具えることを特徴とする。
【００１０】
本発明は、トランスの替わりにコンデンサを具えて電源側と負荷側間を絶縁することで、トランスを用いた従来のＤＣ／ＤＣコンバータと比較して、絶縁部分のサイズ（大きさ）及び重量をより小型、軽量にすることができる。そのため、結果として、コンバータをも小型化、軽量化することができる。以下、本発明をより詳しく説明する。
【００１１】
本発明コンバータは、まず、電源電圧を第一コンデンサに加え、その後、第一コンデンサに充電された電荷を第二コンデンサに放電することにより、一定直流電圧に変圧変換させて、負荷に与えるものである。このような動作を行うには、例えば、回路において第一コンデンサの両側にスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を具え、第二コンデンサの両側にスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４を具えることが好ましい。また、本発明コンバータには、第二コンデンサから負荷側に流れる電流を平滑化するリアクトルを具えることが好ましい。この構成により、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２がオン、スイッチＳ３、Ｓ４がオフすると、電源電圧が第一コンデンサに加わる。次に、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２がオフ、スイッチＳ３、Ｓ４がオンすると、第一コンデンサに蓄えられた電荷が第二コンデンサに放電される。また、第二コンデンサから負荷側に流れる電流はリアクトルにより平滑化される。
【００１２】
上記スイッチ素子は、高速動作を行えるものが好ましく、素子の少なくとも一つは、１００ｎｓ以下でオン／オフの切り替え可能な半導体からなるものが好ましい。
より好ましくは、１０ｎｓ以下でオンオフの切り替えが可能な半導体からなるものを用いることである。このとき、角周波数ωが（２π×１００）ｒａｄ／ｓｅｃ以上、特に、（２π×１０００）ｒａｄ／ｓｅｃ以上であることが好ましい。このような高周波でスイッチングするべく周波数を上げることで、ω２ＬＣ＝１の共振条件を得るＬ、Ｃを小さくすることができる。即ち、第一コンデンサ、第二コンデンサ、リアクトルの大きさ、重量を低減することができる。従って、本発明コンバータをより小型化、軽量化することができる。なお、上記スイッチ素子は、例えば、ＳｉＣ半導体からなるものが挙げられる。また、角周波数ωは、以下を満たすものとする。
【００１３】
【数３】
2004222379.tif 000003
【００１４】
図３に示す従来のフライバック型コンバータは、負荷側にダイオードを具え、トランスからの電流は、ダイオードを通過することで整流されるため、サージ電圧などの異常電圧が発生しにくい。本発明コンバータにおいても、異常電圧の発生を抑制するために負荷側にダイオードを具えてもよいが、ダイオードを具えると、その分コンバータが大きくかつ重くなる。そこで、本発明では、コンバータをより小型化、軽量化するためにダイオードを用いない異常電圧の抑制方法を提案するものであり、上記コンバータを用いてスイッチ素子のオン／オフのタイミングを調整して異常電圧の発生を抑える。より具体的には、本発明異常電圧の抑制方法は、上記コンバータ用い、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオン、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオフにして第一コンデンサに直流電源電圧を充電した後、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオフ、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオンにしてｔ０秒後にこのスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオフにすることを特徴とする。なお、ｔ０は、以下の式を満たすものとする。
【００１５】
【数４】
2004222379.tif 000004
【００１６】
本発明抑制方法は、第一コンデンサに充電した後、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオフ、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオンにして、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４を流れる電流がゼロとなるｔ０秒後にスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオフにして電圧をきる。この構成により、本発明抑制方法は、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４に生じる異常電圧の発生を抑制することができる。また、このようにスイッチ素子のサイクル数を調整することで、コンバータにダイオードを具えていなくても、異常電圧を発生させることなく出力電圧を調整することができる。従って、本発明抑制方法を適用すると、より小型で軽量なコンバータとすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を説明する。
（実施例１）
図１は、本発明コンバータの回路図である。本発明コンバータは、直流電源１と並列に第一コンデンサ２及び第二コンデンサ３を具える。第一コンデンサ２は、直流電源１の電源電圧が充電される部分で、その両側に、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２が接続される。第二コンデンサ３は、第一コンデンサ２に充電された電荷が放電される部分で、その両側にスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４が接続される。本例では、第二コンデンサ３から負荷側に流れる電流を平滑化するリアクトル４、５を第二コンデンサの両側に具える。また、本例において第一コンデンサ２からの電流は、ダイオード６を通過させて整流し、異常電圧の発生を抑制する。
【００１８】
本例においてスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４は、高速動作（オン／オフの切り替え時間１０ｎｓ）が可能で、角周波数ωが１０００ｒａｄ／ｓｅｃのＳｉＣ半導体からなるデバイスを用いた。なお、角周波数ωは、以下の式で表される。Ｃ１は、第一コンデンサの容量（Ｆ）、Ｃ２は、第二コンデンサの容量（Ｆ）、Ｌは、リアクトルＬ１及びＬ２の合成リアクタンス（Ω）である。
【００１９】
【数５】
2004222379.tif 000005
【００２０】
上記構成を具える本発明コンバータによる電源側から負荷側への変圧変換の動作を説明する。まず、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオン、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオフすると、直流電源１の電源電圧Ｅ（Ｖ）が第一コンデンサ２に加わり、コンデンサ２が充電される。次に、第一コンデンサ２が充電された状態にてスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオフ、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオンすると、第一コンデンサ２に充電された電荷は、リアクトルＬ１、Ｌ２を通して第二コンデンサ３に放電される。
【００２１】
ここで、第一コンデンサ２に加わる交流電圧ｖ１（ｔ）（図１においてＶｃ１（ｔ））、第二コンデンサに加わる交流電圧ｖ２（ｔ）（図１においてＶｃ２（ｔ））は、それぞれ以下のように表される。なお、Ｃ１は、第一コンデンサの容量（Ｆ）、Ｃ２は、第二コンデンサの容量（Ｆ）、ｔは、時間（秒）、ωは、角周波数（ｒａｄ／ｓｅｃ）、ｖ１０は、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオンにする直前の第一コンデンサ２の電圧（Ｖ）、ｖ２０は、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオンにする直前の第二コンデンサ３の電圧（Ｖ）である。
【００２２】
【数６】
2004222379.tif 000006
【００２３】
本例では、第二コンデンサの容量Ｃ２（Ｆ）を第一コンデンサの容量Ｃ１（Ｆ）よりも大きく、即ちＣ２＞Ｃ１とする。このとき、第一コンデンサにチャージした電荷を第二コンデンサに移行する際、以下の関係（数７）により第二コンデンサの電圧は、第一コンデンサの電圧よりも小さくなる。従って、負荷の電圧Ｖｏｕｔ（Ｖ）を直流電源の電圧Ｅ（Ｖ）よりも低く出力する。また、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２：オン、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４：オフ→スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２：オフ、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４：オンを１サイクルとして、単位時間内のサイクル数を調整することにより、ｖ１（ｔ）、ｖ２（ｔ）の大きさを変化させることができ、負荷の電圧Ｖｏｕｔの値を調整することができる。
【００２４】
【数７】
2004222379.tif 000007
【００２５】
本発明コンバータは、トランスを用いず、上記のようにコンデンサを用いて電源側と負荷側間を絶縁することで、絶縁部分をより小型化、軽量化して、コンバータ全体をより小さく、より軽くすることができる。
【００２６】
（実施例２）
上記実施例１では、第二コンデンサからの電流がダイオードを通過することで、異常電圧の発生を抑える構成を説明した。この例では、ダイオードを用いることなく異常電圧の発生を抑えることが可能な構成を説明する。図２は、ダイオードを具えていない本発明コンバータの回路図である。図中、図１と同一符号は、同一物を示す。このコンバータは、基本的構成は上記実施例１とほぼ同様であるが、負荷側にダイオードを具えていな点が異なる。このコンバータは、第一コンデンサに充電された電荷を第二コンデンサに放電する時間を調整することで、ダイオードを通過させなくても、異常電圧の発生を抑えるものである。
【００２７】
より具体的には、上述の変圧変換動作と同様に、まず、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオン、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオフして、直流電源１の電源電圧を第一コンデンサ２に加え、第一コンデンサ２を充電する。次に、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２をオフ、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオンして、リアクトルＬ１、Ｌ２を通して第二コンデンサ３に充電された電荷を放電する。そして、本例では、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオンした後、下記に示すｔ０秒後にオフするものである。
【００２８】
【数８】
2004222379.tif 000008
【００２９】
スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオンした後、ｔ０秒後にオフすると、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４を流れる電流ｉはゼロとなる。即ち、ダイオードを通過させて整流した状態と同様になる。このようなタイミングでスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４をオフする場合、本発明コンバータは、ダイオードが不要となる。従って、より小型、軽量なコンバータを実現する。
【００３０】
【発明の効果】
以上説明したように本発明コンバータによれば、電源側と負荷側間を電気的に絶縁する際、トランスを用いず、コンデンサスイッチを用いるため、絶縁部分が従来と比較して、サイズ、重量ともに１／１０以下に低減することができるという優れた効果を奏し得る。このため、コンバータ自体をより小型で軽量にすることができる。
【００３１】
また、上記コンバータを用いた本発明異常電圧の抑制方法によれば、スイッチ素子のオンオフのタイミングを調整することで、従来のフライバック型コンバータで必要であったダイオードを省略することができ、より小型で軽量なコンバータを提供することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明コンバータの回路図である。
【図２】ダイオードを用いていない本発明コンバータの回路図である。
【図３】従来のフライバック型コンバータの回路図である。
【符号の説明】
１、１１  直流電源  ２  第一コンデンサ  ３  第二コンデンサ  ４、５  リアクトル
６、１０  ダイオード  １２  コンデンサ
Ｑ、Ｓ１〜Ｓ４  スイッチ素子  ＴＲ  トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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