(57)【要約】【課題】モータ起動時の電力消費を低減させ、定常回転時にはＰＷＭ周波数による駆動で高回転精度が実現できるブラシレスモータの駆動装置およびそれを用いたモータを提供する。【解決手段】周波数切換手段６０とパルス幅変調手段７０を備える。周波数切換手段６０は、モータの起動時と起動後の定常回転に入ったときにパルス幅変調手段７０のキャリア周波数を切換える。モータの起動時のキャリア周波数は定常回転しているときのそれに比べて低く設定される。これによって、モータ起動時のＰＷＭチョッピングによって生じる電力損失を低減し定常回転時には十分に高いＰＷＭ周波数駆動によって高回転精度を実現する。【選択図】　図１
2004007894.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ロータマグネットとそれに対向して設けられた駆動コイルとを有するブラシレスモータの駆動装置であって、前記駆動コイルと接続され一方の電源線路間に設けられた複数の駆動素子からなる第１駆動手段と、前記駆動コイルと接続され他方の電源線路間に設けられた複数の駆動素子からなる第２駆動手段と、前記ロータマグネットと駆動コイルとの位置関係を検出する位置検出手段と、前記位置検出手段の出力信号を基に前記駆動コイルへの通電切換信号を出力する通電切換手段と、前記ブラシレスモータの発生トルクを制御するトルク指令信号を出力するトルク指令手段と、前記トルク指令信号に応じたパルス幅のデューティーを有する周波数信号を出力するパルス幅変調手段と、前記通電切換手段の出力信号と前記パルス幅変調手段の出力信号とに応じて前記第１駆動手段および第２駆動手段のオン／オフを制御するＰＷＭ制御手段と、モータの駆動状態において加速モード／減速モード／定常回転モードの内、少なくともどれか一つの駆動状態を検出する駆動状態検出手段と、前記駆動状態検出手段の出力信号により前記パルス幅変調手段のキャリア周波数を切換える周波数切換手段とを備え、前記パルス幅変調手段のキャリア周波数はモータが定常回転しているときに対して起動中の周波数を低く設定することを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。
【請求項２】
ＰＷＭ制御手段は第１駆動手段および第２駆動手段の両方をＰＷＭ動作させる同期整流ＰＷＭモードと、片方のみＰＷＭ動作させる片側ＰＷＭモードを含む複数の駆動モードを有し、モータ起動時に同期整流ＰＷＭモードで駆動する請求項１記載のブラシレスモータの駆動装置。
【請求項３】
駆動状態検出手段はトルク指令信号の最大加速状態を検出する請求項１または２記載のブラシレスモータの駆動装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項に記載のブラシレスモータの駆動装置を用いたモータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、情報機器などの分野に利用されるパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称する）駆動方式のブラシレスモータの駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、モータの低消費電力を実現するブラシレスモータのＰＷＭ駆動装置としては、特開平５−３８１８４号公報に記載のものが知られている。図１１は従来のブラシレスモータの駆動装置の構成を示す。図１１において、位置検出素子１５００はホール素子等で構成し、このホール素子等によって図示しないロータマグネットの位置を検出する。さらに位置検出素子１５００から取り出された出力信号は位置検出回路１４００を介して通電状態指令回路１３００により駆動コイル１〜３の相切換えのタイミング信号ＵＨｏ、ＶＨｏ、ＷＨｏ、ＵＬ、ＶＬおよびＷＬとして出力される。
【０００３】
一方、位相比較器１２０４ではモータ速度に比例した周波数信号Ｆｓｐと基準周波数信号Ｆｒｅｆの位相が比較され、両者の信号の位相誤差信号ＰＤは位相誤差増幅器１２０２を介してＰＷＭコンパレータ１２０１の信号Ｖｔｈとして出力する。また、ＰＷＭコンパレータ１２０１では前記信号Ｖｔｈと発振器１２０３の出力信号Ｖｏｓｃとが比較される。ＰＷＭコンパレータ１２０１の出力信号Ｖｄと前記信号ＵＨｏ、ＶＨｏおよびＷＨｏとはそれぞれＡＮＤゲート１１０１、１１０２および１１０３を介してトランジスタ１００９、１００７および１００５のベースへそれぞれ入力される。トランジスタ１００９とトランジスタ１００８は駆動コイル３（１？）の第１通電切換えを行い、同様にトランジスタ１００７とトランジスタ１００６およびトランジスタ１００５とトランジスタ１００４はそれぞれ駆動コイル２および駆動コイル１（３？）の第１通電切換えを行う。また、通電状態指令回路１３００の出力信号ＵＬ、ＶＬおよびＷＬはそれぞれトランジスタ１０２１、１０２０および１０１９のベースに接続され、トランジスタ１０２１、１０２０および１０１９はそれぞれ駆動コイル１〜３の第２通電切換えを行う構成となっている。
【０００４】
図１２は上記従来例の動作説明図であり、ＰＷＭコンパレータ１２０１の出力信号Ｖｄが得られる動作を示している。位相比較器１２０４は例えばフリップフロップで構成され、図１２が示すように、信号ＦｒｅｆおよびＦｓｐの立上りエッジを利用してフリップフロップをセット／リセット動作させることにより出力信号ＰＤが得られ、信号ＰＤは位相誤差増幅器１２０２によりデューティーに応じた電圧レベルに積分増幅され信号Ｖｔｈが得られ、ＰＷＭコンパレータ１２０１によりＰＷＭ駆動のキャリア周波数信号であるＶｏｓｃと比較される。
【０００５】
図１２が示すように信号Ｖｔｈと信号Ｖｏｓｃの比較結果として信号Ｖｄを得ることが出来る。図１２が示すように信号Ｆｒｅｆと信号Ｆｓｐの位相差が大きいときは信号ＰＤのパルス幅も大きくなり信号Ｖｔｈの電圧レベルが高くなる。その結果、信号ＶｄのＨｉｇｈのデューティーが増加し、ＰＷＭ駆動のオン期間が増加しモータは加速される。また、信号Ｆｒｅｆと信号Ｆｓｐの位相差が小さくなると信号ＰＤのパルス幅も小さくなり信号Ｖｔｈの電圧レベルが低くなる。その結果、信号ＶｄのＬｏｗのデューティーが増加し、ＰＷＭ駆動のオフ期間が増加しモータは減速される。信号Ｖｄと通電状態指令回路１３００の出力信号ＵＨｏ、ＶＨｏおよびＷＨｏとをそれぞれ論理合成することにより駆動コイルへの第１通電切換信号ＵＨ、ＶＨおよびＷＨが得られる。すなわち位相誤差増幅器１２０２の出力レベルに比例したデューティーのオン（ＨＩＧＨレベル）／オフ（ＬＯＷレベル）信号により第１駆動トランジスタはチョッピング動作をする。この様に図１１に示した従来例では第１駆動トランジスタをチョッピング動作させることにより低消費電力でモータの回転制御を可能としている。
【０００６】
また上記従来例では、第１駆動トランジスタがＰＷＭ動作し、ＰＷＭオフ期間において、駆動コイルに蓄積されたエネルギーは対となる第２駆動トランジスタと並列に接続されているフライホイールダイオードを介して回生電流として駆動コイルを流れるため、前記フライホイールダイオードでの電力損失が大きくなるという問題点を有する。なお、ここで第１および第２駆動トランジスタのうち片方のみをＰＷＭチョッピング駆動する方式を片側ＰＷＭ駆動方式と称することとする。
【０００７】
前記問題点を解決する方法としてＰＷＭオフ期間中に、対となる駆動トランジスタをオンさせ駆動コイルに蓄積されたエネルギーをフライホイールダイオードに対してオン抵抗の小さい駆動トランジスタを介して回生させるいわゆる同期整流ＰＷＭ駆動方式が提案されている。この様な同期整流ＰＷＭ駆動は特開平５−２１１７８０号公報に開示されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
一般的に情報機器分野に使用されるモータは起動時に大きな電流を流すことにより短時間で起動を完了させ如何に早く機器として使用可能な状態に出来るかが大きな性能のポイントであり、起動時は定常回転状態に対して数倍の起動電流がモータの駆動コイルに供給される。
【０００９】
しかしながら、上記従来の構成では、モータに要求される回転精度を満足させる為にＰＷＭ周波数を高く設定すると、ＰＷＭ周波数の切換手段を備えていない為、本来回転精度がさほど要求されないモータ起動時のチョッピング周波数も同様に高くなり、駆動トランジスタがオン／オフする際に発生する電力損失（スイッチングロス）が増大し、それに伴う素子の発熱による信頼性低下または消費電流の増加などの問題点を有していた。
【００１０】
また、同期整流ＰＷＭ駆動では第１駆動トランジスタと第２駆動トランジスタが同時にオン状態におかれると不所望な貫通電流が発生する。この貫通電流の発生を防止するために、同期整流ＰＷＭ動作中に第１および第２駆動トランジスタが両方オフできる期間（デッドゾーン）を設定する必要がある。一般的に前記デッドゾーンはＰＷＭ周波数によらずに、駆動素子のスイッチング特性により決定されるため、モータの回転精度向上のためＰＷＭ周波数を高く設定し、かつデッドゾーンに余裕を持たせて設定するとＰＷＭデューティーに対する前記デッドゾーンの割合が大きくなり電力損失低減の効果が損なわれたり、あるいは電力損失低減を重視しマージンの無いデッドゾーンを設定した場合、デバイスの特性ばらつきによりデッドゾーン不足となり貫通電流が発生するなどの問題点があった。また、前記デッドゾーンに関する問題点を克服するためにはスイッチング特性の良好な高価な駆動素子または精度の高いデッドゾーンを実現するための複雑な回路構成が必要となりコストアップになるということを是認しなければならない。
【００１１】
また、同期整流ＰＷＭ駆動においては、モータ回転数変動または負荷変動またはトルク指令の減速指令により、トルク指令に比例したＰＷＭデューティーが減少し、駆動コイルに流れる回生電流が電源に向かって逆流する（以下、負電流と称する）という課題や、前記負電流が流れる際、電源側のインピーダンスによっては電源電圧が上昇し、モータ及びモータ駆動装置または、当該モータを搭載したセットを破壊するという問題点を有していた。
【００１２】
本発明は、このような従来の問題点を克服するものであり、モータ加速中の電力損失を低減し、定常回転時には十分に高いＰＷＭ周波数による駆動で高回転精度が実現し、且つ、モータの減速が生じた際の負電流を防止することができる高性能・高信頼性であるブラシレスモータの駆動装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明は、パルス幅変調手段のキャリア周波数をモータ加速中と定常回転中とで切換える周波数切換手段を備え、パルス幅変調手段のキャリア周波数はモータが定常回転しているときに対して加速中の周波数を低く設定することにより、モータ加速時のＰＷＭチョッピングによる電力損失を低減しつつ、モータが定常回転時は十分に高いＰＷＭ周波数での駆動による高回転精度のモータを実現する。
【００１４】
また、ＰＷＭ制御手段は第１駆動手段および第２駆動手段の両方をＰＷＭ動作させる同期整流ＰＷＭモードと、片方のみＰＷＭ動作させる片側ＰＷＭモードを含む複数の駆動モードを持ち、モータ加速中は同期整流ＰＷＭモードとし、減速および定常回転時は片側ＰＷＭモードに切換えることによりモータ加速時は低いＰＷＭ周波数による駆動素子のチョッピングおよび同期整流ＰＷＭ駆動により電力損失を更に低減でき、定常回転時は十分に高いＰＷＭ周波数での駆動による高回転精度が実現でき、且つ、モータの回転数変動または負荷変動等により駆動コイルにブレーキ電流が流れるタイミングでは同期整流ＰＷＭ駆動を行なわない様にすることで負電流を防止し、負電流が流れることで発生する様々な不具合を解消することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、ロータマグネットとそれに対向して設けられた駆動コイルとを有するブラシレスモータの駆動装置であって、前記駆動コイルと接続され一方の電源線路間に設けられた複数の駆動素子からなる第１駆動手段と、前記駆動コイルと接続され他方の電源線路間に設けられた複数の駆動素子からなる第２駆動手段と、前記ロータマグネットと駆動コイルとの位置関係を検出する位置検出手段と、前記位置検出手段の出力信号を基に前記駆動コイルへの通電切換え信号を出力する通電切換手段と、前記ブラシレスモータの発生トルクを制御するトルク指令信号を出力するトルク指令手段と、前記トルク指令信号に応じたパルス幅のデューティーを有する周波数信号を出力するパルス幅変調手段と、前記通電切換手段の出力信号と前記パルス幅変調手段の出力信号とに応じて前記第１駆動手段および第２駆動手段のオン／オフを制御するＰＷＭ制御手段と、モータの駆動状態において加速モード／減速モード／定常回転モードの内、少なくともどれか一つの駆動状態を検出する駆動状態検出手段と、前記駆動状態検出手段の出力信号により前記パルス幅変調手段のキャリア周波数を切換える周波数切換手段とを備え、前記パルス幅変調手段のキャリア周波数はモータが定常回転しているときに対して起動中の周波数を低く設定することを特徴とするブラシレスモータの駆動装置であり、モータ加速中は電力損失を低減するためＰＷＭ周波数を低くし、定常回転時は高回転精度が実現できる高いＰＷＭ周波数に切換える。
【００１６】
請求項２に記載の発明は、ＰＷＭ制御手段は第１駆動手段および第２駆動手段をＰＷＭ動作させる同期整流ＰＷＭモードと、片方のみＰＷＭ動作させる片側ＰＷＭモードを持ち、モータ起動中は同期整流ＰＷＭモードとし、減速および定常回転中は片側ＰＷＭモードに切換えるようにした請求項１記載のブラシレスモータの駆動装置であり、モータ加速中は電力損失を低減できる低いＰＷＭ周波数の同期整流ＰＷＭ駆動を行い、定常回転中は負電流による様々な不具合も無く高回転精度が実現できる高い周波数の片側ＰＷＭ駆動に切換える。
【００１７】
【実施例】
以下本発明の実施例について、図面を参照して説明する。
【００１８】
（実施例１）
図１において符号１〜３はロータマグネット（図示せず）に対向して設けられた駆動コイルでありこれらの一方の端子は共通接続されている。符号４〜６および７〜９は駆動トランジスタである。符号１０〜１２はフライホイールダイオードであり、駆動トランジスタ４〜６のソース・ドレイン間にそれぞれ並列に接続されており、同様にフライホイールダイオード１３〜１５は駆動トランジスタ７〜９のソース・ドレイン間にそれぞれ並列に接続されている。駆動トランジスタ４〜６のドレインは共通接続されると共に電源端子ＶＭに接続されている。
【００１９】
駆動トランジスタ７〜９のソースは共通接続され抵抗１６を介して接地されている。駆動コイル１の端子と駆動トランジスタ４のソースおよび駆動トランジスタ７のドレインは共通接続され、同様に駆動コイル２の端子と駆動トランジスタ５のソースおよび駆動トランジスタ８のドレインは共通接続され、駆動コイル３の端子と駆動トランジスタ６のソースおよび駆動トランジスタ９のドレインは共通接続されている。駆動トランジスタ４〜６およびフライホイールダイオード１０〜１２は本発明の第１駆動手段２００を構成し、同様に駆動トランジスタ７〜９およびフライホイールダイオード１３〜１５は本発明の第２駆動手段２１０を構成する。
【００２０】
駆動トランジスタ４〜６は第１駆動手段２００の一部を構成するところから第１駆動トランジスタと称することができる。同様に駆動トランジスタ７〜９は第２駆動手段２１０の一部を構成するところから第２駆動トランジスタと称することができる。
【００２１】
符号２０は位置検出手段であり、例えばホール素子等の位置検出素子（図示せず）あるいはモータ駆動コイルに誘起される逆起電圧等によりロータとステータの位置を検出する。位置検出手段２０の出力は通電切換手段３０に入力され、通電切換手段３０は３相全波駆動の相切換信号をＰＷＭ制御手段４０に入力している。位相比較回路５０および位相同期検出回路８０はモータの回転数に比例した周波数信号Ｆｓｐと基準周波数信号Ｆｒｅｆとがそれぞれ入力され、位相比較回路５０の出力信号ＰＤは誤差増幅回路５１を介してトルク指令信号Ｔに変換されパルス幅変調手段７０に入力されている。位相同期検出回路８０は本発明の駆動状態検出手段３００を構成しており出力ＳＴはＰＷＭ周波数切換手段６０に入力され、ＰＷＭ周波数切換手段６０の出力信号ＦＣＨはパルス幅変調手段７０に入力されている。パルス幅変調手段７０はＰＷＭ周波数切換手段６０により決定されるＰＷＭ周波数においてトルク指令信号Ｔに応じたパルス幅の信号ＰＷＭ１をＰＷＭ制御手段４０に出力する。前記ＰＷＭ制御手段４０の出力は第１および第２駆動手段を構成する駆動トランジスタの各ゲートにそれぞれ接続されている。
【００２２】
ＰＭＷ制御手段４０の具体的構成としては例えば図２に示す回路が考えられる。図２において、通電切換手段３０の出力信号Ａａ、ＢａおよびＣａはそれぞれＰＷＭ制御手段４０の出力信号Ｐ１ｕ、Ｐ２ｕおよびＰ３ｕとして出力される。通電切換手段３０の出力信号Ａｂ、ＢｂおよびＣｂはＡＮＤゲート４１、４２および４３にそれぞれ入力され、パルス幅変調手段７０の出力信号ＰＷＭ１は共通接続されたＡＮＤゲート４１、４２および４３の他方の入力に接続されており、ＡＮＤゲート４１、４２および４３の出力はＰＷＭ制御手段４０の出力を構成し、それぞれＰ１ｄ、Ｐ２ｄおよびＰ３ｄとして出力されている。
【００２３】
以上のように構成されたブラシレスモータの駆動装置について、以下その動作を説明する。図３は本発明の実施例１に係る駆動状態検出手段の動作説明図であり、モータの起動から定常までの回転数の推移と駆動状態検出手段の出力信号ＳＴとの関係を表している。
【００２４】
図３（ａ）はモータの起動から定常回転に至るまでのモータの回転数の推移を表しており、モータの起動から定常回転までには起動期間、速度または位相制御の引込み期間および目標の一定回転数で回転する定常期間の大きく三つの期間が存在する。図３（ｂ）は同じくモータの起動から定常回転に至るまでのトルク指令信号Ｔの推移を表しており、前記起動期間ではモータが最大トルクを発生する為に最大加速レベルとなり、前記定常期間ではほぼ一定の電圧レベルで安定する。前記引込み期間はモータ回転数のオーバーシュートおよびアンダーシュートに応じてトルク指令信号Ｔも加速モードおよび減速モードを複数回繰返す不安定な状態となっている。図３（ｃ）は位相同期検出回路８０の出力信号ＳＴのタイミングを表しており、モータの速度に比例した周波数信号Ｆｓｐと基準周波数信号Ｆｒｅｆとの位相同期が完了した時点、すなわちモータの定常期間にＬｏｗとなりそれ以外はＨｉｇｈとなる。
【００２５】
図４は本発明の実施例１に係る動作説明図であり、各部信号のタイミングを表す。図４（ａ）はＰＷＭ周波数切換手段６０の出力信号ＦＣＨが位相同期検出回路８０の出力信号ＳＴにより切換わる動作を示している。同図において、ＰＷＭ周波数切換手段６０は信号ＳＴに応じてＰＷＭ駆動のキャリア信号となる出力信号ＦＣＨの周波数を切換える動作を実行し、前記信号ＳＴがＨｉｇｈの場合は低い周波数を選択し、前記信号ＳＴがＬｏｗの場合は高い周波数を選択し出力信号ＦＣＨとして出力する。
【００２６】
次に、信号ＳＴがＨｉｇｈすなわちモータの起動から定常回転への引込みまでの動作について説明する。図４（ｂ）は信号ＳＴがＨｉｇｈレベルのときの各部信号のタイミングを表している。同図において、信号ＡａからＣｂは通電切換手段３０の出力信号でありコミュテーションの切換りのタイミングである。ＰＷＭ周波数切換手段６０の出力信号ＦＣＨは低い周波数が選択され、パルス幅変調手段７０により前記出力信号ＦＣＨのキャリア周波数でトルク指令信号に応じたパルス幅（デューティー）の信号ＰＷＭ１がＰＷＭ制御手段４０へ出力される。第１駆動トランジスタのゲート信号Ｐ１ｕ、Ｐ２ｕおよびＰ３ｕは前記出力信号Ａａ、ＢａおよびＣａがそれぞれ出力される。
【００２７】
第２駆動トランジスタ７のゲート信号Ｐ１ｄは図２に示すＡＮＤゲート４１により前記信号Ａｂと前記信号ＰＷＭ１の論理和が出力され、同様に前記信号Ｂｂ、Ｃｂそれぞれと前記信号ＰＷＭ１との論理和がＰ２ｄおよびＰ３ｄとして出力される。このように得られた信号Ｐ１ｕ〜Ｐ３ｄにより駆動トランジスタ４〜９がオン／オフ制御される。
【００２８】
次に、信号ＳＴがＬｏｗすなわちモータが定常回転中の動作を説明する。図４（ｃ）は信号ＳＴがＬｏｗレベルのときの各部の信号タイミングを表している。信号ＳＴがＬｏｗのときＰＷＭ周波数切換手段６０の出力信号ＦＣＨは高い周波数が選択され、パルス幅変調手段７０により前記出力信号ＦＣＨのキャリア周波数でトルク指令信号に応じたパルス幅（デューティー）の信号ＰＷＭ１がＰＷＭ制御手段４０へ出力される。ＰＷＭ制御手段４０の出力信号Ｐ１ｕ〜Ｐ３ｄは信号ＳＴがＨｉｇｈのときと同様に得られ、高い周波数で駆動トランジスタ４〜９がオン／オフ制御される。
【００２９】
図５は本発明の実施例１に係る駆動コイル１〜３の電流波形を表しており、図５（ａ）は信号ＳＴがＨｉｇｈのときであり、同図（ｂ）は信号ＳＴがＬｏｗのときの電流波形を表している。図５より明らかなように駆動コイルの電流リップルはＰＷＭキャリア周波数が低い場合の電流リップルＡに対してＰＷＭキャリア周波数が高い場合の電流リップルＢの方が小さい。すなわち、モータのトルク変動成分が小さくなり、且つＰＷＭキャリア周波数が高いということはそれだけ制御性の分解能も高いため、より高精度の回転制御が可能となる。
【００３０】
上記構成により、大きな電流を流し素子の発熱が問題となるモータ起動時には低いＰＷＭキャリア周波数による低損失な駆動を行い、高精度な回転制御が必要となる定常回転時は高いＰＷＭキャリア周波数により、低電流リップルで高い制御分解能な駆動を実現することが出来る。
【００３１】
なお、上記構成において、駆動状態検出手段として位相同期検出回路を用いたが、駆動状態検出手段としては、例えばモータの起動時間が概ね一定である場合はタイマー回路等によりモータの起動指令信号から一定時間ＳＴ信号をＨｉｇｈにする方法や、周波数比較回路によりモータ回転数に比例した周波数信号Ｆｓｐと基準周波数信号Ｆｒｅｆとが一致した時点で信号ＳＴを変化させる方法などが考えられ、少なくともモータの定常期間を判別できるものであればその方法を特に限定することなく本発明の効果を得る事が出来る。
【００３２】
（実施例２）
次に本発明の第２の実施例について説明する。但し、実施例１と同等な機能なものには同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００３３】
本発明の実施例２は請求項２および請求項３記載の発明に係わる。図６はその回路構成図である。図６において、比較器５３の入力は誤差増幅回路５１の出力が接続され、比較器５３の他方の入力Ｖｒｅｆは基準電源５４を介して接地されている。比較器５３の出力はＰＷＭ周波数切換手段６０およびＰＷＭ制御手段４０の入力に接続されている。比較器５３および基準電源５４は本発明の駆動状態検出手段３００を構成する。ＰＷＭ制御手段４０は片側ＰＷＭモードと同期整流ＰＷＭモードを有する。具体的な回路構成としては例えば図７に示すものが考えられる。
【００３４】
図７は駆動コイル１に接続された駆動トランジスタ４、７の各ゲートに入力する信号Ｐ１ｕ、およびＰ１ｄについて記載しており、他の駆動コイルに接続された駆動トランジスタのゲート信号も同様な回路で作成できるので図示を省略する。図７において、信号ＡａおよびＡｂは通電切換手段３０の出力信号である。信号ＡａはＯＲゲート４５に入力され、信号ＡｂはＡＮＤゲート４３および４６に入力されている。信号ＳＴは比較器５３の出力信号でありＡＮＤゲート４４に入力されている。信号ＰＷＭ１はパルス幅変調手段７０の出力信号でありＡＮＤゲート４６に入力されると共にインバータ４１を介して貫通防止回路４２に入力される。貫通防止回路４２の出力は前記ＡＮＤゲート４３に入力されている。ＡＮＤゲート４３の出力はＯＲゲート４５に入力され、ＯＲゲート４５およびＡＮＤゲート４６の出力はＰＷＭ制御手段６０の出力Ｐ１ｕ、Ｐ１ｄをそれぞれ構成している。ＰＷＭ制御手段６０の出力Ｐ２ｕ、Ｐ２ｄ、Ｐ３ｕおよびＰ３ｄも同様に得る事が出来る。
【００３５】
以上のように構成された、ブラシレスモータの駆動装置について、以下その動作を説明する。図８は本発明の実施例２に係る駆動状態検出手段の動作説明図であり、モータの起動から定常までの回転数の推移と駆動状態検出手段の出力信号ＳＴとの関係を表している。
【００３６】
図８（ａ）および（ｂ）は図３（ａ）および（ｂ）と同様であり説明を省略する。図８（ｃ）は駆動状態検出手段の出力信号ＳＴのタイミングを表しており、基準電圧Ｖｒｅｆをトルク指令の最大加速レベルより所定のレベルだけ低く設定することで、モータの起動期間のみＨｉｇｈとなる信号得ることができる。
【００３７】
図９は本発明の実施例２の動作説明図であり、各部信号のタイミングを表している。図９（ａ）はＰＷＭ周波数切換手段６０の出力信号ＦＣＨが前記信号ＳＴにより切換わる動作を示している。同図において、前記信号ＳＴはモータ起動期間のみＨｉｇｈであり、加速モードと減速モードが混在する引込み期間および定常期間ではＬｏｗとなり、ＰＷＭ周波数切換手段６０は信号ＳＴに応じてＰＷＭ駆動のキャリア信号となる出力信号ＦＣＨの周波数を切換える動作をし、信号ＳＴがＨｉｇｈの場合は低い周波数を選択し、信号ＳＴがＬｏｗの場合は高い周波数を選択し出力信号ＦＣＨとして出力する。
【００３８】
次に、信号ＳＴがＨｉｇｈすなわちモータ起動時の動作について説明する。図９（ｂ）は信号ＳＴがＨｉｇｈのときの各部信号のタイミングを表している。パルス幅変調手段７０はＰＷＭ周波数切換手段６０の出力信号ＦＣＨのキャリア周波数でトルク指令に応じたパルス幅の信号ＰＷＭ１をＰＷＭ制御手段４０へ出力する。ＰＷＭ制御手段４０は信号ＳＴがＨｉｇｈの場合、信号ＰＷＭ１と通電切換手段３０の出力信号ＡｂのＡＮＤ信号Ｐ１ｄを出力する。
【００３９】
信号ＰＷＭ１は図７のインバータ４１で反転され貫通防止回路４２を介してＡＮＤゲート４３により前記信号Ａｂと論理合成される。ＡＮＤゲート４３の出力はＡＮＤゲート４４により信号ＳＴと論理合成される。信号ＳＴはＨｉｇｈなのでＡＮＤゲート４３の出力はＡＮＤゲート４４を介してＯＲゲート４５に入力される。この様に図９（ｂ）に示す信号Ｐ１ｕおよび信号Ｐ１ｄを得ることができる。同様に、Ｐ２ｕ、Ｐ２ｄ、Ｐ３ｕおよびＰ３ｄも得られる。この様に得られた信号Ｐ１ｕ〜Ｐ３ｄにより駆動トランジスタ４〜９がオン／オフ制御される。ここで貫通防止回路４２は対となる第１駆動手段と第２駆動手段とが同時にオンしないようにパルス幅を調整する機能を有する。
【００４０】
図１０（ａ）は信号ＳＴがＨｉｇｈのときの動作説明図であり、図９（ｂ）の期間（Ａ）に係る駆動コイル１および３に流れる電流経路を表している。図９（ｂ）の期間（Ａ）は電源ＶＭから駆動コイル１、駆動コイル３の順に電流が流れる相切換えのタイミングである。この期間駆動トランジスタ４は常にオン状態であり、対となる駆動トランジスタ６および９は同期整流ＰＷＭ駆動によるオン／オフ動作をしている。
【００４１】
先ず駆動トランジスタ９がオンの場合、駆動トランジスタ６はオフであり駆動コイル１および３には図１０（ａ）にＩｏｎ１で示す電流が流れる。駆動トランジスタ９がオフの場合には、対となる駆動トランジスタ６がオンし駆動コイルのエネルギーにより回生電流が図１０（ａ）にＩｏｆｆ１で示す電流が駆動トランジスタ６を介して流れる。
【００４２】
この様に、駆動トランジスタ９がオフのとき、電圧降下が大きいフライホイールダイオード１２を介して電流を回生させずに、比較的電圧降下が小さな駆動トランジスタ６に側路させることで電力損失の低減を図ることが出来る。このときのＰＷＭ周波数はＰＷＭ周波数切換手段６０により低い周波数が選択されており、同期整流ＰＷＭ駆動による貫通電流の対策も容易であり、かつ駆動トランジスタがオン／オフ際に発生するスイッチングロスも軽減されている。
【００４３】
次に、信号ＳＴがＬｏｗすなわちモータが引込み期間および定常回転中の動作を説明する。図９（ｃ）は信号ＳＴがＬｏｗのときの各部信号のタイミングを表している。信号ＳＴがＬｏｗの場合、図７のＡＮＤゲート４４の出力は常にＬｏｗとなりその結果、信号ＡａがＯＲゲート４５を介してＰ１ｕとして出力される。
【００４４】
図１０（ｂ）は信号ＳＴがＬｏｗのときの動作説明図であり、図９（ｃ）の期間（Ｂ）に係る駆動コイル１および３に流れる電流経路を表している。図９（ｃ）の期間（Ｂ）は電源ＶＭから駆動コイル１、駆動コイル３の順に電流が流れる相切換えのタイミングである。基本的な動作は信号ＳＴがＨｉｇｈのときと同様だが、駆動トランジスタ９のオン／オフに伴い駆動トランジスタ６のオン／オフ動作が抑止された状態の片側ＰＷＭ駆動モードである。したがって、駆動トランジスタ９がＰＷＭ動作のオフのときダイオード１２を介して図１０（ｂ）にＩｏｆｆ２で示す回生電流が流れる。
【００４５】
上記構成により、信号ＳＴに応じてＰＷＭのチョッピング周波数および駆動モードを切換えることができる。すなわち、モータ起動時は低いＰＷＭ周波数による同期整流ＰＷＭ駆動により、駆動トランジスタがオン／オフする際に発生するスイッチングロスも少なく極めて低損失な駆動が実現でき、且つ、モータ定常回転時には十分に高いＰＷＭ周波数による片側ＰＷＭ駆動により高精度な駆動が実現出来る。また、同期整流ＰＷＭモードと片側ＰＷＭモードの切換えに関し、モータ起動期間の最大加速時のみ同期整流ＰＷＭモードとしたことで同期整流ＰＷＭ駆動で問題となる速度制御の引込み時または定常回転時の負荷変動時等によるトルク指令の減速に伴い発生する電源への負電流を防止することができる。
【００４６】
尚、上記構成において、駆動状態検出手段として、比較器５３によりトルク指令のレベルに応じてモータの起動期間を検出するようにしたが、駆動状態検出手段としては、例えばモータの起動時間が概ね一定である場合はタイマー回路等によりモータの起動指令信号から一定時間ＳＴ信号をＨｉｇｈにする方法や、周波数比較回路によりモータ回転数に比例した周波数信号Ｆｓｐと基準周波数信号Ｆｒｅｆとが最初に一致した時点で信号ＳＴを変化させる方法などが考えられ、トルク指令の減速モードを含まないモータの起動期間を判別できるものであればその方法を特に限定することなく本発明の効果を得る事が出来る。
【００４７】
また、本発明の実施例１および実施例２において、ＰＷＭ周波数切換手段６０は複数の発振源の複数の周波数信号を切換えてもよく、もしくは単一の発振信号を分周した周波数信号を切換えるようにしてもよい。特に、単一の発振信号を分周して複数の周波数信号を作る場合は、発振回路を簡素化でき更に安価に実現することが出来る。
【００４８】
【発明の効果】
上記実施例の記載から明らかなように、本発明によれば、モータ加速時のＰＷＭチョッピングによる電力損失を低減し、且つ、モータが定常回転中は十分に高いＰＷＭ周波数での駆動による高回転精度のモータを実現できる。
【００４９】
また、ＰＷＭ制御手段は第１駆動手段および第２駆動手段の両方をＰＷＭ動作させる同期整流ＰＷＭモードと、片方のみＰＷＭ動作させる片側ＰＷＭモードを含む複数の駆動モードを有し、モータ加速中のみ同期整流ＰＷＭモードとし、定常回転中は片側ＰＷＭモードに切換えることにより、モータ加速時は低いＰＷＭ周波数による駆動素子のチョッピングと同期整流ＰＷＭ駆動により電力損失を更に低減でき、定常回転時は十分に高いＰＷＭ周波数での片側ＰＷＭ駆動による高回転精度が実現でき、且つモータの回転数変動または負荷変動等により駆動コイルにブレーキ電流が流れるタイミングでは同期整流ＰＷＭ駆動を行なわない様にすることで負電流を防止し、負電流が流れることで発生する様々な不具合を解消することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１に係るブラシレスモータの駆動装置を示す回路構成図
【図２】本発明の実施例１に係るＰＷＭ制御手段の回路構成図
【図３】本発明の実施例１に係るブラシレスモータ駆動装置の動作説明図
【図４】本発明の実施例１に係るブラシレスモータ駆動装置の信号タイミング図
【図５】本発明の実施例１に係る駆動コイル電流波形説明図
【図６】本発明の実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置を示す回路構成図
【図７】本発明の実施例２に係るＰＷＭ制御手段の回路構成図
【図８】本発明の実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置の動作説明図
【図９】本発明の実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置の信号タイミング図
【図１０】本発明の実施例２に係る駆動コイルの電流経路を示す動作説明図
【図１１】従来のブラシレスモータ駆動装置の回路構成図
【図１２】従来のブラシレスモータ駆動装置の動作説明図
【符号の説明】
１，２，３　駆動コイル
４，５，６，７，８，９　駆動トランジスタ
１０，１１，１２，１３，１４，１５　ダイオード
２０　位置検出手段
３０　通電切換手段
４０　ＰＷＭ制御手段
５０　起動状態検出手段
６０　ＰＷＭ周波数切換手段
７０　パルス幅変調手段
２００　第１駆動手段
２１０　第２駆動手段
３００　駆動状態検出手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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