(57)【要約】【課題】電動機のベクトル制御を行なうに際し、各相の電流を検出しなければならないが、センサが高価でありこれをなくしたい。そこで、インバータの直流側の電流を電流検出用抵抗によって検出することとする。しかし、ＰＷＭ制御信号のオン時間が短くなることによって電流検出用抵抗に流れる電流の通流時間が減少し、電流検出が困難になってしまう。【解決手段】電動機電流を２相再現可能である場合と、１相のみ再現可能である場合とを、ＰＷＭ制御の毎々の１チョッパ期間毎に判別し、任意に定めた所定の時間に対して、電動機電流を２相再現可能である場合の時間が占める割合を算出し、該割合に基づいてＰＷＭ制御のチョッパ周波数を切り替えるように制御する。【選択図】　図９
2004104977.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流を入力し交流に変換し電動機を駆動するインバータと、このインバータの直流側に設けられた電流検出用の抵抗と、この抵抗によって検出された電流に基づいて前記電動機を制御するように前記インバータを構成する素子にオンオフ指令を生成する手段とを備えた電動機の制御装置において、前記電動機の回転数が低いときは前記オンオフ指令を生成する際のキャリア周波数を低く、回転数が高いときはキャリア周波数を高くする手段を備えた電動機の制御装置。
【請求項２】
直流を入力し交流に変換し電動機を駆動するインバータと、このインバータの直流側に設けられた電流検出用の抵抗と、この抵抗によって検出された電流に基づいて前記電動機を制御するように前記インバータを構成する素子にオンオフ指令を生成する手段とを備えた電動機の制御装置において、前記抵抗によって検出された電流によって制御可能か否かを判定し、この判定結果に基づいて前記オンオフ指令を生成する際のキャリア周波数を変更する手段とを備えた電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項２において、前記制御可能か否かの判定は、制御可能である期間の割合によって行なわれる判定であり、前記判定結果に基づくキャリア周波数の変更は制御可能である期間の割合が予定の値より低下したときその周波数を低くする変更である電動機の制御装置。
【請求項４】
請求項２において、前記制御可能か否かの判定は、前記電動機の回転数若しくはその相当値が予定の値より大きいか否かで判定され、この予定の値より小さいとき前記キャリア周波数を低下させるようにした電動機の制御装置。
【請求項５】
ＰＷＭ制御によって交流電圧の周波数及び振幅を可変することができる３相インバータ回路を備えた電動機の制御装置において、回転子座標軸上で直交するｄ、ｑ軸における各電流指令値と周波数指令値とに基づいて前記３相インバータ回路から交流電力を出力し、前記３相インバータの出力電流を検出することによって、前記電動機の各相の電流を再現し、この再現電流に基づいて回転子座標軸上で直交するｄ、ｑ軸における電動機電流を算出し、前記３相インバータの出力電流を検出する際は、電動機電流を２相再現可能である場合と、１相のみ再現可能である場合とを、前記ＰＷＭ制御の毎々の１チョッパ期間毎に判別し、任意に定めた所定のチョッパ数に対して、電動機電流を２相再現可能である場合のチョッパが占める割合を算出し、該割合に基づいて、前記ＰＷＭ制御のチョッパ周波数を切り替えるようにした電動機の制御装置。
【請求項６】
請求項３において、前記３相インバータの出力電流を検出する際は、電動機電流を２相再現可能である場合と、１相のみ再現可能である場合とを、前記ＰＷＭ制御の毎々の１チョッパ期間毎に判別し、任意に定めた所定の時間に対して、電動機電流を２相再現可能である場合の時間が占める割合を算出し、該割合に基づいて、前記ＰＷＭ制御のチョッパ周波数を切り替えるようにした電動機の制御装置。
【請求項７】
請求項３において、前記ＰＷＭ制御のチョッパ周波数を切り替える際は、電動機の回転周期に比例した所定の時間に対して、前記２相再現可能である場合のチョッパが占める割合が所定の規定値１より大きい場合はチョッパ周波数を切り上げ、前記２相再現可能である場合のチョッパが占める割合が所定の規定値２より小さい場合はチョッパ周波数を切り下げるように制御し、チョッパ周波数を切り下げる際は、前記２相再現可能である場合のチョッパが、回転周期に比例した所定の時間に対して占める割合より、前記規定値１が大きくなるように設定し、チョッパ周波数を切り上げる際は、前記２相再現可能である場合のチョッパが、回転周期に比例した所定の時間に対して占める割合より、前記規定値２が小さくなるように設定する電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、３相インバータ回路を備えた誘導電動機、直流電動機のベクトル制御インバータ装置における電動機電流の検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、電動機の速度制御にベクトル制御インバータが広範囲で用いられ、高精度、高効率の電動機制御を行うことができる。
【０００３】
ベクトル制御を行うためには、電動機の各相に流れる電流を検出する必要があり、従来、検出手段として電流センサを用いるのが一般的であった。しかし電流センサは高価であるため、最近は電流センサを用いずに電動機電流を検出する方法が提案されている。例えば、（非特許文献）で示されているように、インバータ母線に配したシャント抵抗を利用し、電動機の各相電流を再現する方法がある。
【０００４】
【非特許文献】
平成１４年電気学会全国大会「インバータ母線電流センシングによるＰＭモータの正弦波駆動」（第２０１頁）２００２年３月２６日発行
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
この方法によれば、電流センサを用いずに電動機電流を検出し、ベクトル制御を行うことができる。ところが、シャント抵抗（電流検出用抵抗）の電流は、インバータのＰＷＭ制御信号のオンオフに同期して通流、遮断するので、電流検出のタイミングが重要になる。更に、インバータの電源電圧が高い場合、或いはインバータのＰＷＭ制御のチョッパ周波数が高い場合、電動機の種類の相違など様々な要因により、ＰＷＭ制御信号のオン時間が短くなることによってシャント抵抗に流れる電流の通流時間が減少し、電流検出が困難になる場合が想定される。
【０００６】
本発明の目的は、電動機電流の検出をインバータの直流側に設けられた電流検出用抵抗を用いて行う電動機の制御装置において、極力電動機電流検出期間を長くすることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、直流を入力し交流に変換し電動機を駆動するインバータと、このインバータの直流側に設けられた電流検出用の抵抗と、この抵抗によって検出された電流に基づいて前記電動機を制御するように前記インバータを構成する素子にオンオフ指令を生成する手段とを備えた電動機の制御装置において、前記電動機の回転数が低いときは前記オンオフ指令を生成する際のキャリア周波数を低く、回転数が高いときはキャリア周波数を高くする手段を備えることによって達成される。
【０００８】
また上記目的は、直流を入力し交流に変換し電動機を駆動するインバータと、このインバータの直流側に設けられた電流検出用の抵抗と、この抵抗によって検出された電流に基づいて前記電動機を制御するように前記インバータを構成する素子にオンオフ指令を生成する手段とを備えた電動機の制御装置において、前記抵抗によって検出された電流によって制御可能か否かを判定し、この判定結果に基づいて前記オンオフ指令を生成する際のキャリア周波数を変更する手段とを備えることによって達成される。
【０００９】
また上記目的は、ＰＷＭ制御によって交流電圧の周波数及び振幅を可変することができる３相インバータ回路を備えた電動機の制御装置において、回転子座標軸上で直交するｄ、ｑ軸における各電流指令値と周波数指令値とに基づいて前記３相インバータ回路から交流電力を出力し、前記３相インバータの出力電流を検出することによって、前記電動機の各相の電流を再現し、この再現電流に基づいて回転子座標軸上で直交するｄ、ｑ軸における電動機電流を算出し、前記３相インバータの出力電流を検出する際は、電動機電流を２相再現可能である場合と、１相のみ再現可能である場合とを、前記ＰＷＭ制御の毎々の１チョッパ期間毎に判別し、任意に定めた所定のチョッパ数に対して、電動機電流を２相再現可能である場合のチョッパが占める割合を算出し、該割合に基づいて、前記ＰＷＭ制御のチョッパ周波数を切り替えるようすることによって達成される。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明による実施例を図１〜１０を用いて説明する。図１は本発明によるベクトル制御インバータ装置の回路構成の実施形態を示す。図において、１は商用電源、２はインダクタンス（リアクトル）、３は整流ダイオード（第１の整流回路）、４は切替リレー（スイッチ）、５，６，７は平滑コンデンサ（５、６は分圧コンデンサ、７は平滑コンデンサ）、８は電流検出用抵抗、９はインバータブリッジ回路（インバータ）、１０は整流ダイオード（第２の整流回路）、１１はスイッチング素子（ＩＧＢＴ等）、１２はＡＤ変換器、１３，１４，１５はドライバ、１６は中央演算処理装置、１７はマイコン、１８は電動機（直流ブラシレスモータ）である。
【００１１】
この回路の動作について説明する。商用電源１からの交流電力は、インダクタンス２を介して整流ダイオード３によって脈流に変換され、平滑コンデンサ４，５，６によって平滑されることで直流電力に変換される。インバータブリッジ回路９には直流電力が供給され、インバータブリッジ回路を構成する６個のスイッチング素子のオンオフ動作によって電動機１８に回転磁界を与えることで電動機１８を駆動する。インバータブリッジ回路９がオンオフ動作することで電流検出用抵抗８に電流Ｉｄｃが流れる。マイコン１７はＡＤ変換器１２によってアナログ／デジタル変換され、デジタル化された電流Ｉｄｃを読込み、ベクトル制御に必要な演算処理を行う。ベクトル制御演算の結果によって得られる振幅と位相の正弦波電圧がインバータブリッジ回路９から電動機１８に出力されるように、ドライバ１５にＰＷＭ信号を出力する。
【００１２】
また、インバータインバータブリッジ回路９に供給する直流電圧のレベルを変更するため、リレー４を駆動するドライバ１３に切り替え信号を出力する。これにより倍電圧整流回路が構成される。更に、回路の力率を向上させるため、スイッチング素子１１を駆動するドライバ１４に駆動信号を出力する。スイッチング素子１１を駆動して回路力率を向上させる場合、インバータインバータブリッジ回路９に供給する直流電圧のレベルが上昇する。このように、マイコン１７はＡＤ変換器１２によって電流検出用抵抗８に流れる電流Ｉｄｃを読み込みベクトル制御によって電動機を駆動する。
【００１３】
次に、図２を用いてベクトル制御演算について説明する。２０はモータ電圧方程式演算、２１は２相→３相変換演算、２２は位相演算、２３は３相→２相変換演算、２４は相電流再現演算、２５は２相→３相変換演算、１２，１５，１６は図１と同一である。Ｉｄ＊はｄ軸電流指令、ｆ＊は周波数指令、Ｖｄ＊はｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊はｑ軸電圧指令、θは電圧位相、ＩｕはＵ相電動機電流、ＩｗはＷ相電動機電流、Ｉｑはｑ軸電動機電流、Ｉｄはｄ軸電動機電流、Ｉｕ’はＩｕの前回値、Ｉｗ’はＩｗの前回値、Ｉｄｃは電流検出用抵抗８に流れる直流電流、ＶｕはＵ相モータ電圧、ＶｖはＶ相モータ電圧、ＶｗはＷ相モータ電圧である。
【００１４】
ベクトル制御演算の内容について説明する。図２はベクトル制御演算として一般的な計算を示したものである。各演算ブロックの計算式は電気工学ハンドブックの第５９４頁〜第５９６頁（２００１年２月２０日発行）に示されているので説明は省略する。モータ電圧方程式演算２０は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、周波数指令ｆ＊、ｑ軸電動機電流Ｉｑに基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を算出する。位相演算２２は、周波数指令ｆ＊に比例させてモータ電圧位相を進め、モータ電圧位相の瞬時値を算出してθに格納する。２相→３相変換演算２１は電圧位相θを参照して、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊より、Ｕ相モータ電圧Ｖｕ、Ｖ相モータ電圧Ｖｖ、Ｗ相モータ電圧Ｖｗを算出する。相電流再現演算２４は、ＡＤ変換器１２によって電流検出用抵抗８に流れる直流電流Ｉｄｃを読み込み、Ｕ相電動機電流Ｉｕ、Ｗ相電動機電流Ｉｗを算出する。３相→２相変換演算２３は、Ｕ相電動機電流Ｉｕの、Ｗ相電動機電流Ｉｗのからｑ軸電動機電流Ｉｑ、ｄ軸電動機電流Ｉｄを算出する。２相→３相変換演算２５は電圧位相θを参照して、ｑ軸電動機電流Ｉｑ、ｄ軸電動機電流ＩｄからＩｕの前回値であるＩｕ’、Ｉｗの前回値であるＩｗ’を算出する。Ｉｕ’、Ｉｗ’は、相電流再現演算２４にて相電流が再現できなかった場合に、相電流の前回算出した値を今回の値として代用するために用いる。
【００１５】
次に、図３を用いて相電流再現演算２４について説明する。Ｖｃはキャリア電圧、ＶｕはＵ相電動機電圧、ＶｖはＶ相電動機電圧、ＶｗはＷ相電動機電圧、Ｖ＋はインバータのＶ相上アームチョッパ信号、Ｖ＋はインバータのＶ相下アームチョッパ信号、同様にＵ＋、Ｕ−、Ｗ＋、Ｗ−はそれぞれＵ相、Ｗ相の上下アームチョッパ信号、ＩｖはＶ相電動機電流、ＩｕはＵ相電動機電流、ＩｗはＷ相電動機電流、Ｉｄｃは電流検出用抵抗８に流れる直流電流、Ｉ１は−Ｉｗと同等の包絡線、Ｉ２はＩｕと同等の包絡線、Ｉ３は−Ｉｖと同等の包絡線、Ｉ４はＩｗと同等の包絡線、Ｉ５は−Ｉｕと同等の包絡線、Ｉ６はＩｖと同等の包絡線である。
【００１６】
キャリア電圧Ｖｃと、Ｕ相電動機電圧Ｖｕ、Ｖ相電動機電圧Ｖｖ、Ｗ相電動機電圧Ｖｗの大小を比較して、インバータのチョッパ信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−を得る。キャリア電圧Ｖｃより各相の電動機電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが大きい場合、対応する各インバータのチョッパ信号をオン出力し、キャリア電圧Ｖｃより各相の電動機電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが小さい場合、対応する各インバータのチョッパ信号をオフ出力する。各チョッパ信号によってインバータのスイッチング素子をオンオフ制御され、電動機の各相にＩｖ，Ｉｕ，Ｉｗで示す電動機電流が流れる。ベクトル制御は、これら各相に流れる電動機電流を検出して演算を行うが、電動機の各相電流を直接検出するためには電流センサが必要になる。
【００１７】
しかし、電動機の各相電流は直流電流検出用抵抗８に流れる期間が存在し、タイミングを計って直流電流Ｉｄｃを測定すれば、電動機の各相電流を再現できるため、各相毎の電流センサを用いずにベクトル制御を行うことができる。
【００１８】
例えば、図３の▲１▼区間において、ＩｄｃはＩ１とＩ６がチョッパの組み合わせに応じて交互に現れる。Ｉ１は−Ｉｗ、Ｉ６はＩｖと同じであるので、▲１▼区間においてＩｗとＩｖが検出できる。同様に▲２▼区間はＩｗ、▲３▼区間はＩｕとＩｗが検出できる。▲１▼区間から▲９▼区間までの検出を繰り返すことによって、電動機電流の各相電流を再現することができる。
【００１９】
次に図４を用いて、マイコンによって直流電流Ｉｄｃを読込むタイミングの生成方法について説明する。図４は、図３の任意の一区間を模擬的に示したものである。ＶｕはＵ相電動機電圧、ＶｖはＶ相電動機電圧、ＶｗはＷ相電動機電圧であり、図３で説明したものと同等である。図３では、各相の電動機電圧を正弦波で表しているが、マイコン内部では、図４で示すように直線近似したＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗを用いる。尚、直線近似したＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗは図３においても表示している。ＣＮＴ１とＣＮＴ２は図３のＶｃに相当するものであるが、各相のチョッパ信号を作成する際に、上下アームの短絡を防止するデッドタイムＴｄｅａｄを設ける必要があるため、カウント値にをデッドタイム分の差を設けたＣＮＴ１とＣＮＴ２を用いる。図３で述べた内容と同様にして、Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗとＣＮＴ１，ＣＮＴ２の大小を比較して、インバータのチョッパ信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−を得る。これらチョッパ信号に応じて直流電流Ｉｄｃが流れ、この電流値をマイコンのＡＤ変換器を用いて読込む。読込むタイミングはカウンタを用いて生成し、ＴＲＧ１とＴＧＲ２の立ち下がりエッジがＡＤ変換値を読み込むタイミングを示している。この読込みタイミングＴｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ３，Ｔｓ４の決定方法は種々考えられるが、図４ではＴｓ１をＶ＋の立ち下がりエッジ、Ｔｓ３をＶ−の立ち下がりエッジに合わせている。Ｔｓ２はＴｓ１に所定の時間Ｔｄを加算して得る。同様にＴｓ４はＴｓ３に所定の時間Ｔｄを加算して得る。これにより図中○と×で示したタイミングでＩｄｃを読込む。○は１キャリア周期内において、キャリアの立ち上がり１回目、キャリアの立ち下がり１回目のサンプリングを示す。×は１キャリア周期内において、キャリアの立ち上がり２回目、キャリアの立ち下がり２回目のサンプリングを示す。
【００２０】
Ｉｄｃ読込みタイミングの設定について図５を用いて説明する。チョッパ信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−によってインバータのスイッチング素子がオンオフすると、図中に示すようにＩｄｃはノイズ的なリンギングが重畳するのが現実である。よって、実際にインバータで電動機を駆動する際は、このようなリンギングによる電流の誤検出を防止するように制御しなければならない。リンギングが発生している時間をＴｒｇｎとすれば、Ｉｄｃを読込むタイミングは少なくともＩｄｃの立ち上がりからＴｒｇｎ経過した後に設定する必要がある。また、実際のインバータでは、チョッパ信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−によってインバータのスイッチング素子がオンオフするまでにＴｏｎのスイッチング遅れがある。よって、Ｉｄｃを読込むタイミングはチョッパ信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−がオンオフするタイミングより少なくともＴｏｎ経過後に設定する必要がある。
【００２１】
電動機回転周期におけるＩｄｃの読込み可能な期間と不可能な期間について図６を用いて説明する。Ｉｖ，Ｉｗ，Ｉｕは各相に流れる電動機電流を示す。三相電動機であれば、各相の電流は１２０度毎の位相差がある。位相によって、各相の電流は波高値が一致或いは接近する状況が周期的に現れる。図中Ｙｍｉｎは、各相の電流波高値が一致或いは接近した領域を示している。この領域はＩｄｃから２相の電動機電流を検出することが不可能である。よって２相の電動機電流を検出することが可能な時間は、Ｔ０，Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６で示す領域になる。時刻Ｔ’はＴ１に含まれ２相の電流検出が可能であるが、時刻Ｔ’’や時刻Ｔ’’’は電流検出が不可能である。ａはＩｖとＩｕの電流波高値の差を示し、同様にｂはＩｕとＩｗの電流波高値の差を示している。各相の電流波高値の差がある所定値Ｙｍｉｎ以上の値であれば、２相分の電流検出が可能である。よって、時刻Ｔ’は２相分の電流検出が可能であるが、時刻Ｔ’’では波高値差ｃがＹｍｉｎ以下であり、２相分の電流検出は不可能であり、時刻Ｔ’’’では波高値差ｆがＹｍｉｎ以下であるので、２相分の電流検出は不可能である。これらの理由を図７，８を用いて説明する。図中の記号は図４と同一の内容である。時間Ｗ１はＵ相とＷ相の電動機電圧の波高値の差に比例し、電動機電圧と電動機電流の波高値はおよそ比例する。従って、Ｕ相とＷ相の電流波高値が接近すれば時間Ｗ１が小さくなり電流検出が困難になる。波高値が一致すれば、Ｗ１の幅は０になり電流検出は不可能である。図８に示す状態では、Ｗ１’とＷ４’の幅が小さいため、時刻Ｔｓ１’と時刻Ｔｓ４’の電流検出は図５で説明したＴｒｇｎの確保ができず、リンギングによる誤検出の影響が残り、正確な電流検出は困難である。尚、Ｗ２’とＷ３’は十分な幅が確保されおり電流検出に支障はない。よってこのような場合は、１相の電動機電流の検出のみ可能であるが、ベクトル制御では２相の電動機電流を常に用いて演算するため、電動機電流が２相分検出できなっかた場合は前回の検出値で代用するなどの対策を行う必要があり演算精度が低下する。同様にＷ２，Ｗ３，Ｗ４についても対応する波高値が接近すれば幅が小さくなり電流検出が困難になる。一方、図７は２相の電動機電流が検出可能な場合を示している。Ｖｖ，Ｖｕ，Ｖｗの波高値にある程度の差があるため、Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４に電流検出に必要な幅が確保されている。このように、２相の電動機電流を用いてベクトル制御の演算を行うためには、Ｉｄｃ電流検出に必要な時間幅Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４を確保する必要がある。
【００２２】
次に、図９を用いて、２相の電動機電流検出に必要な時間幅Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４を確保する方法について説明する。図中の記号は図７，８と同一である。Ｔｐｗｍ１とＴｐｗｍ２はそれぞれ１キャリア周期を示しているが、Ｔｐｗｍ２はＴｐｗｍ１よりキャリア周期を長く設定している。キャリア周期を長く設定することによって、時間幅Ｗ１’はＷ１’’，Ｗ２’はＷ２’’，Ｗ３’はＷ３’’，Ｗ４’はＷ４’’にそれぞれ拡大し、Ｉｄｃ電流検出に必要な時間幅を確保することができる。キャリア周期が短いＴｐｗｍ１の期間は、時刻Ｔｓ１’，Ｔｓ４’での検出タイミングで、Ｔｒｇｎより長い幅の時間が確保ができず、正確な電流検出は困難であるが、Ｔｐｗｍ２の期間は、時刻Ｔｓ１’’，時刻Ｔｓ４’’のタイミングで、Ｗ１’’，Ｗ２’’，Ｗ３’’，Ｗ４’’を２相以上の電流検出が可能な幅に設定できる。尚、読込みタイミングＴｓ１’，Ｔｓ２’，Ｔｓ３’，Ｔｓ４’及びＴｓ１’’，Ｔｓ２’’，Ｔｓ３’’，Ｔｓ４’’の決定方法は種々考えられるが、図４の説明と同様にＴｓ１’，　Ｔｓ１’’をＶ＋の立ち下がりエッジ、Ｔｓ３’，Ｔｓ３’’をＶ−の立ち下がりエッジに合わせている。このように制御することにより、電動機の回転周期に占める、２相の電動機電流を検出可能な時間をより多く確保し、精度の良いベクトル制御を行うことができる。
【００２３】
キャリア周波数の変更のタイミングについて説明する。電動機はその回転数が高くなると入力電流の波高値が高くなる。図６において、波高値が低くなると電流波形が平坦状になり電流検出できない範囲であるＹｍｉｎの期間が長くなってしまう。すなわち、低回転領域では高回転領域に比べて電流検出できない期間が増えることを意味する。そこで、キャリア周波数を切り替えるタイミングとなる回転数指令や周波数指令を予め決めておき、始動後その回転数までは低いキャリア周波数とし、その回転数以降を高いキャリア周波数とする。
【００２４】
しかし、この予定の値は、電動機の仕様や直流電圧によっても変わるものであるので、使用する電動機毎に測定して予定の値を決めていかなければならない煩わしさがある。以下、設計仕様等が変更されても普遍的に用いることができる制御を説明する。
【００２５】
２相の電動機電流を検出不可能な時間をより短くすることはできるが、完全に無くすことはできない。実際に電動機を駆動する際は、電動機の回転周期に占める、２相の電動機電流を検出可能な時間の割合を算出し、その割合に応じてキャリア周波数を変えることにより、一定以上の検出精度を維持してベクトル制御を行う。
【００２６】
図１０，１１を用いて、２相の電動機電流を検出可能な時間の割合を算出し、その割合に応じてキャリア周波数を変える方法について説明する。図１０の記号は図６で説明したものと同等である。電動機の回転周期に比例した所定の時間をＡ、２相の電動機電流を検出可能な時間をＢとする。ここでＡに占めるＢの割合を求める。この割合が小さい程、２相の電動機電流の検出が困難であり、ベクトル制御の精度が低下している。そこで、Ａに占めるＢの割合がある既定値以上になればキャリア周波数を切り上げ、逆にＡに占めるＢの割合がある既定値以下になればキャリア周波数を切り下げる。一般に、キャリア周波数は聴感やインバータ効率等を考慮して設定するが、電流検出が困難でベクトル制御に支障がある場合はキャリア周波数を切り下げて、聴感や効率よりも制御精度を優先させる。電動機の回転周期に比例した所定の時間Ａと、２相の電動機電流を検出可能な時間Ｂとの割合を算出する際は、電動機電流を２相再現可能である場合と、１相のみ再現可能である場合とを、ＰＷＭ制御の毎々の１チョッパ期間毎に判別し、任意に定めた所定のチョッパ数に対して、電動機電流を２相再現可能である場合のチョッパが占める割合を算出する。
【００２７】
図１１はキャリア周波数を切り替える時のＡに占めるＢの割合の設定を示す。電動機はキャリア周波数Ｆ１で運転を開始し、速度が増加するに従いＡに占めるＢの割合が増し、割合がＲ４に至った時点で、キャリア周波数をＦ１からＦ２に切り上げる。切り上げた時点で、Ａに占めるＢの割合が低下してＲ２となる。次に電動機速度を低下させて、Ａに占めるＢの割合がＲ１に至った時点で、キャリア周波数をＦ２からＦ１に切り下げる。切り下げた時点で、Ａに占めるＢの割合が増加してＲ３となる。周波数を切り替える際は、周波数にハンチングが生じないように、Ｒ１とＲ２、またＲ３とＲ４に所定の差分を設定する。このように制御することで、例えば聴感や効率を考慮して設定したキャリア周波数をＦ２とすれば、通常運転時はＦ２で駆動し、ベクトル制御が困難な場合はキャリア周波数をＦ１に設定して電動機を駆動させることができる。また、周波数はＦ１、Ｆ２の他に、必要に応じてＦ３等を設けて更に多段階に切り替える方法も考えられる。
【００２８】
このように、Ａに占めるＢの割合に応じてキャリア周波数を切り替えるようにすれば、インバータの電源電圧が高い場合、或いはインバータのＰＷＭ制御のキャリア周波数が高い場合、電動機の種類の相違など様々な要因により、ＰＷＭ制御信号のオン時間が短くなることによって電流検出用抵抗８に流れる電流の通流時間が減少し、電流検出が困難になる場合に、それぞれの要因に応じてキャリア周波数を切り替える判断基準を設けなくてもよい。つまり、インバータを用いる様々な電源電圧などの環境条件や駆動対象となる電動機の種類、例えば図１の４のリレーは整流電圧を全波、倍電圧に切替えてインバータの直流電圧を変動させ、或いは１１のスイッチング素子はインバータの直流電圧を変動させる要因などの影響によらず、キャリア周波数の切替え判断基準を１つにでき便利である。
【００２９】
以上説明した本実施例によるベクトル制御インバータ装置によれば、インバータの出力電流を検出する際は、電動機電流を２相再現可能である場合と、１相のみ再現可能である場合とを、ＰＷＭ制御の毎々の１チョッパ期間毎に判別し、任意に定めた所定の時間に対して、電動機電流を２相再現可能である場合の時間が占める割合を算出し、該割合に基づいてＰＷＭ制御のチョッパ周波数を切り替えるように制御するので、電流センサを用いなくても精度の高いベクトル制御を行うことができる。
【００３０】
また、ＰＷＭ制御のチョッパ周波数を切り替える際は、電動機の回転周期に比例した所定の時間に対して、電動機電流を２相再現可能である場合の時間が占める割合が所定の規定値１より大きい場合はチョッパ周波数を切り上げ、電動機電流を２相再現可能である場合の時間が占める割合が所定の規定値２より小さい場合はチョッパ周波数を切り下げるように制御するので、インバータの電源電圧が高い場合、あるいはインバータのＰＷＭ制御のチョッパ周波数が高い場合、電動機の種類の相違など様々な要因によりＰＷＭ制御信号のオン時間が短くなることによって電流検出用抵抗に流れる電流の通流時間が減少し、電流検出が困難になる場合であっても精度の高いベクトル制御を行うことができる。
【００３１】
更に、電動機電流を２相再現可能である場合の時間が占める割合が前記規定値２より小さい場合にチョッパ周波数を切り下げた直後の２相再現可能である場合の時間が占める割合よりも、前記規定値１が大きくなるように設定し、電動機電流を２相再現可能である場合の時間が占める割合が前記規定値１より大きい場合にチョッパ周波数を切り上げた直後の２相再現可能である場合の時間が占める割合より、前記規定値２が小さくなるように設定するので、キャリア周波数を切り替える際は、周波数にハンチングが生じないように制御して、精度の高いベクトル制御を行うことができる。
【００３２】
【発明の効果】
以上本発明によれば、電動機電流の検出をインバータの直流側に設けられた電流検出用抵抗を用いて行う電動機の制御装置において、極力電動機電流検出期間を長くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるベクトル制御インバータ装置の一実施例の回路ブロック図である。
【図２】本発明によるベクトル制御インバータ装置の一実施例のベクトル演算ブロック図である。
【図３】本発明によるベクトル制御インバータ装置の一実施例の制御原理を示す図である。
【図４】本発明によるベクトル制御インバータ装置の一実施例の制御原理を示す図である。
【図５】本発明によるベクトル制御インバータ装置の一実施例の制御原理を示す図である。
【図６】本発明によるベクトル制御インバータ装置の一実施例の制御原理を示す図である。
【図７】本発明によるベクトル制御インバータ装置の一実施例の制御原理を示す図である。
【図８】本発明によるベクトル制御インバータ装置の一実施例の制御原理を示す図である。
【図９】本発明によるベクトル制御インバータ装置の一実施例の制御を示す図である。
【図１０】本発明によるベクトル制御インバータ装置の一実施例の制御原理を示す図である。
【図１１】本発明によるベクトル制御インバータ装置の一実施例の制御を示す図である。
【符号の説明】
１…商用電源、２…インダクタンス、３…整流ダイオード、４…切替リレー、５，６，７…平滑コンデンサ、８…電流検出用抵抗、９…インバータブリッジ回路、１０…整流ダイオード、１１…スイッチング素子、１２…ＡＤ変換器、１３，１４，１５…ドライバ、１６…中央演算処理装置、１７…マイコン、１８…電動機、２０…モータ電圧方程式演算、２１…２相→３相変換演算、２２…位相演算、２３…３相→２相変換演算、２４…相電流再現演算、２５…２相→３相変換演算、Ｉｄ＊…ｄ軸電流指令、ｆ＊…周波数指令、Ｖｄ＊…ｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊…ｑ軸電圧指令、θ…電圧位相、Ｉｕ…Ｕ相電動機電流、Ｉｗ…Ｗ相電動機電流、Ｉｑ…ｑ軸電動機電流、Ｉｄ…ｄ軸電動機電流、Ｉｕ’…Ｉｕの前回値、Ｉｗ’…Ｉｗの前回値、Ｉｄｃ…電流検出用抵抗８に流れる直流電流、Ｖｕ…Ｕ相モータ電圧、Ｖｖ…Ｖ相モータ電圧、Ｖｗ…Ｗ相モータ電圧、Ｖｃ…キャリア電圧、Ｖｕ…Ｕ相電動機電圧、Ｖｖ…Ｖ相電動機電圧、Ｖｗ…Ｗ相電動機電圧、Ｖ−…インバータのＶ相上アームチョッパ信号、Ｖ＋…インバータのＶ相下アームチョッパ信号、同様にＵ＋、Ｕ−、Ｗ＋、Ｗ−はそれぞれＵ相、Ｗ相の上下アームチョッパ信号、Ｉｖ…Ｖ相電動機電流、Ｉｕ…Ｕ相電動機電流、Ｉｗ…Ｗ相電動機電流、Ｉｄｃ…電流検出用抵抗８に流れる直流電流、Ｉ１…−Ｉｗと同等の包絡線、Ｉ２…Ｉｕと同等の包絡線、Ｉ３…−Ｉｖと同等の包絡線、Ｉ４…Ｉｗと同等の包絡線、Ｉ５…−Ｉｕと同等の包絡線、Ｉ６…Ｉｖと同等の包絡線。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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