(57)【要約】【課題】出力信号へ漏洩する局部発振周波数信号成分を増大させることなく、消費電流が少なく、かつ高利得な出力増幅器を有する周波数変換回路を提供する。【解決手段】接地電位よりも高い所定電圧がコレクタから供給される第１のトランジスタと、エミッタが接地され、コレクタが第１のトランジスタのエミッタに接続された第２のトランジスタとを有し、第１のトランジスタのベース及び第２のトランジスタのベースに入力される２つの信号の差信号を増幅し、第１のトランジスタのエミッタと第２のトランジスタのコレクタの接続点から出力するプッシュプル増幅器であって、第１のトランジスタのコレクタに、電源電位よりも低い電圧を供給するための電圧降下回路を有する構成とする。また、このプッシュプル増幅器を周波数変換回路の出力増幅器として備える構成とする。【選択図】　図２
2004104414.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
接地電位よりも高い所定電圧がコレクタから供給される第１のトランジスタと、
エミッタが接地され、コレクタが前記第１のトランジスタのエミッタに接続された第２のトランジスタと、
を有し、前記第１のトランジスタのベース及び第２のトランジスタのベースに入力される２つの信号の差信号を増幅し、前記第１のトランジスタのエミッタと前記第２のトランジスタのコレクタの接続点から出力するプッシュプル増幅器であって、
前記第１のトランジスタのコレクタに、電源電位よりも低い電圧を供給するための電圧降下回路を有するプッシュプル増幅器。
【請求項２】
前記電圧降下回路は、
前記第１のトランジスタのコレクタと前記電源間に挿入された抵抗器である請求項１記載のプッシュプル増幅器。
【請求項３】
前記電圧降下回路は、
アノードが前記電源に接続され、カソードが前記第１のトランジスタのコレクタに接続されたダイオードである請求項１記載のプッシュプル増幅器。
【請求項４】
局部発振周波数信号を用いて入力信号の周波数を変換するミキサ回路と、
請求項１乃至３のいずれか１項記載のプッシュプル増幅器から構成される、前記ミキサ回路から出力された２つの信号が前記第１のトランジスタのベース及び第２のトランジスタのベースに入力される出力増幅器と、
を有する周波数変換回路。
【請求項５】
前記ミキサ回路は、
ダブルバランス型である請求項４記載の周波数変換回路。
【請求項６】
前記ミキサ回路は、
シングルバランス型である請求項４記載の周波数変換回路。
【請求項７】
前記ミキサ回路は、
前記入力信号を、該入力信号よりも高い周波数に変換する請求項４乃至６のいずれか１項記載の周波数変換回路。
【請求項８】
前記ミキサ回路は、
前記入力信号を、該入力信号よりも低い周波数に変換する請求項４乃至６のいずれか１項記載の周波数変換回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は無線通信システムで用いる周波数変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話機、無線ＬＡＮ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、あるいは高速道路通信システムＩＴＳ等のように、無線通信システムを用いた様々なサービスが急速に普及しつつある。このような各種無線通信システムで用いる移動端末装置では、高機能化と共に小型軽量化が進み、そのＲＦ部には一層の低消費電力化が求められている。
【０００３】
上述した無線通信システムにおいては、信号周波数を他の周波数に変換する周波数変換回路が重要なキーコンポーネントの一つとなる。周波数変換回路は、局部発振周波数信号（以下、ＬＯ信号と称す）を用いて、送信系では比較的低い周波数である信号処理用のＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を比較的高い周波数である送信用のＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換する回路として使用され、受信系ではＲＦ信号をＩＦ信号に変換する回路として使用される。その際、周波数変換回路には、送受信に不要な周波数成分を除去する目的で、出力側へ漏洩するＬＯ信号成分の低減が要求される。特に、送信系の周波数変換回路では、ＬＯ信号とＲＦ信号の周波数が近いため、送信出力へ漏洩するＬＯ信号成分の低減がより厳しく求められている。
【０００４】
図８は周波数変換回路の一般的な構成を示すブロック図である。
【０００５】
図８に示すように、周波数変換回路１は、ＬＯ信号（ＬＯ）を用いて入力信号（Ｐｉｎ）の周波数を変換するミキサ回路２と、ミキサ回路２の出力信号を増幅する出力増幅器３とを有する構成である。なお、以下では、ミキサ回路２の出力信号を周波数変換信号と称し、出力増幅器３の出力信号を周波数変換出力信号と称する。
【０００６】
図８に示したミキサ回路２には、差動回路の対称性を利用することで出力側へのＬＯ信号成分の漏洩を抑制できる、ギルバートセルと呼ばれるダブルバランス型のミキサ回路が広く使用されている（例えば、特許文献１、２参照）。
【０００７】
図９は図８に示したミキサ回路として用いられるギルバートセルの構成を示す回路図である。
【０００８】
図９に示すように、ギルバートセルは、入力信号（図９ではＩＦ）を電圧−電流変換する差動構成の入力信号増幅部２１と、２組の差動回路を備えたスイッチ部２２とを有し、周波数変換信号として入力信号（ＩＦ）とＬＯ信号（ＬＯ）とをミキシング（乗算）した結果を出力する構成である。ギルバートセルでは、２つの出力端子からそれぞれ同位相で、かつ同振幅のＬＯ信号成分が出力されるため、それらの差信号を取り出すことでＬＯ信号成分を相殺することができる。
【０００９】
図１０は図８に示した出力増幅器として差動増幅回路を用いた従来の周波数変換回路の構成を示す回路図である。
【００１０】
図１０に示す周波数変換回路は、ミキサ回路が上記ギルバートセルで構成され、出力増幅器が差動増幅回路で構成された例である。このような構成では、ミキサ回路から出力された２つの周波数変換信号が、差動増幅回路が備える２つのトランジスタＱ２１，Ｑ２２に入力され、トランジスタＱ２１からそれらの差信号である周波数変換出力信号が出力される。
【００１１】
ここで、差動増幅回路が備える２つのトランジスタＱ２１，Ｑ２２の入力インピーダンスが等しい場合、ミキサ回路の２つの出力端子に接続される負荷インピーダンスが等しいことになるため、ミキサ回路の２つの出力端子からは、同位相でかつ同振幅のＬＯ信号成分がそれぞれ出力される。したがって、差動増幅回路で構成された出力増幅器によってＬＯ信号成分が相殺され、周波数変換出力信号に漏洩するＬＯ信号成分が低減される。このため差動増幅回路は周波数変換回路の出力増幅器として広く利用される。
【００１２】
ところで、図８に示した周波数変換回路１の出力増幅器３には、図１１に示すようなプッシュプル増幅器を用いることも可能である。
【００１３】
図１１に示すように、プッシュプル増幅器は、コレクタから所定電圧が供給される上段トランジスタ（第１のトランジスタ）Ｑ３１と、エミッタが接地された下段トランジスタ（第２のトランジスタ）Ｑ３２とを有し、上段トランジスタＱ３１のエミッタと下段トランジスタＱ３２のコレクタとが接続された構成である。なお、図１１に示す従来のプッシュプル増幅器では、上段トランジスタＱ３１のコレクタが電源Ｖｃｃに直結されている。このような構成では、上段トランジスタＱ３１がエミッタフォロワとして動作し、下段トランジスタＱ３２がエミッタ接地増幅器として動作する。
【００１４】
図１２は図１１に示したプッシュプル増幅器を出力増幅器として使用した従来の周波数変換回路の構成を示す回路図である。
【００１５】
図１２に示す周波数変換回路は、ミキサ回路が上記ギルバートセルで構成され、出力増幅器が図１１に示したプッシュプル増幅器で構成された例である。図１２に示すプッシュプル増幅器の上段トランジスタＱ３１のベース及び下段トランジスタＱ３２のベースには、各々のトランジスタを所定の動作点で動作させるために、第１のバイアス回路３１及び第２のバイアス回路３２から所定のバイアス電圧が供給される。また、ミキサ回路から出力される２つの周波数変換信号はそれぞれキャパシタＣ４，Ｃ５を介して上段トランジスタＱ３１のベース及び下段トランジスタＱ３２のベースに入力される。
【００１６】
このような構成では、ミキサ回路から出力される２つの周波数変換信号がプッシュプル増幅器の上段トランジスタＱ３１及び下段トランジスタＱ３２に入力され、それらの差信号が増幅されて上記上段トランジスタＱ３１と下段トランジスタＱ３２の接続ノードから周波数変換出力信号として出力される。
【００１７】
なお、図９〜図１２は、ミキサ回路の入力信号増幅部に入力信号としてＩＦ信号（ＩＦ）が入力され、スイッチ部にＬＯ信号（ＬＯ）が入力され、周波数変換信号または周波数変換出力信号としてＲＦ信号（ＲＦ）が出力される構成例を示している。周波数変換回路からＩＦ信号を取り出す場合は、例えば、入力信号増幅部にＲＦ信号を入力し、スイッチ部にＬＯ信号を入力すればよい。
【００１８】
【特許文献１】
特開平１１−７４７３３号公報
【特許文献２】
特開２００２−１２４８３４号公報
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、従来の周波数変換回路では、出力増幅器として図１０に示した差動増幅回路が広く使用されている。しかしながら、差動増幅回路で所望の利得を得るためには、ミキサ回路と同程度か、あるいはそれ以上の消費電流が必要となるため、低消費電力化の実現が困難であるという問題がある。
【００２０】
一方、プッシュプル増幅器を周波数変換回路の出力増幅器として使用すると、上段トランジスタの入力インピーダンスと下段トランジスタの入力インピーダンスとが異なるという問題がある。
【００２１】
以下、プッシュプル増幅器の入力インピーダンスについて図１３を用いて説明する。図１３は図１１に示したプッシュプル増幅器の上段トランジスタの等価回路図である。
【００２２】
図１３に示すｒｂは上段トランジスタのベース抵抗であり、Ｉｂはベース電流である。また、ｒπは上段トランジスタのエミッタ抵抗であり、Ｃπはエミッタ容量、ｇｍは相互コンダクタンス、βは電流増幅率である。
【００２３】
ここで、上段トランジスタの負荷インピーダンスとなる下段トランジスタのインピーダンスをＺＬとすると、入力電圧Ｖｉ及び上段トランジスタのエミッタインピーダンスＺＥは以下の式（１）、（２）で表すことができる。
【００２４】
【数１】
2004104414.tif 000003
したがって、上段トランジスタの入力インピーダンスＺｉ１は以下の式（３）のようになる。
【００２５】
【数２】
2004104414.tif 000004
また、下段トランジスタの入力インピーダンスＺｉ２は、エミッタ接地であるため、以下の式（４）で表すことができる。
【００２６】
【数３】
2004104414.tif 000005
式（３）と式（４）とを比較すると、上段トランジスタの入力インピーダンスＺｉ１は、下段トランジスタの入力インピーダンスＺｉ２よりも式（３）の左辺第３項分だけ大きいことが分かる。
【００２７】
このため、図１１に示したプッシュプル増幅器を周波数変換回路の出力増幅器として使用すると、ミキサ回路の出力側から見た負荷インピーダンスがアンバランスとなり、ミキサ回路の２つの出力端子から出力されるＬＯ信号成分の位相及び振幅が一致しなくなるため、出力増幅器から大きなＬＯ信号成分が出力されてしまう。
【００２８】
プッシュプル増幅器は、差動増幅回路よりも消費電流が少なく、かつ高利得が得られるという特徴を有するが、上記入力インピーダンスがアンバランスであることから、周波数変換回路の出力増幅器として使用し難く、差動増幅回路ほど使用されていない。
【００２９】
本発明は上記したような従来の技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、出力信号へ漏洩するＬＯ信号成分を増大させることなく、消費電流が少なく、かつ高利得な出力増幅器を有する周波数変換回路を提供することを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため本発明のプッシュプル増幅器は、接地電位よりも高い所定電圧がコレクタから供給される第１のトランジスタと、
エミッタが接地され、コレクタが前記第１のトランジスタのエミッタに接続された第２のトランジスタと、
を有し、前記第１のトランジスタのベース及び第２のトランジスタのベースに入力される２つの信号の差信号を増幅し、前記第１のトランジスタのエミッタと前記第２のトランジスタのコレクタの接続点から出力するプッシュプル増幅器であって、
前記第１のトランジスタのコレクタに、電源電位よりも低い電圧を供給するための電圧降下回路を有する構成である。
【００３１】
このとき、前記電圧降下回路は、
前記第１のトランジスタのコレクタと前記電源間に挿入された抵抗器であってもよく、
アノードが前記電源に接続され、カソードが前記第１のトランジスタのコレクタに接続されたダイオードであってもよい。
【００３２】
一方、本発明の周波数変換回路は、局部発振周波数信号を用いて入力信号の周波数を変換するミキサ回路と、
上記いずれかに記載のプッシュプル増幅器から構成される、前記ミキサ回路から出力された２つの信号が前記第１のトランジスタのベース及び第２のトランジスタのベースに入力される出力増幅器と、
を有する構成である。
【００３３】
このとき、前記ミキサ回路は、
ダブルバランス型であってもよく、シングルバランス型であってもよい。
【００３４】
また、前記ミキサ回路は、
前記入力信号を、該入力信号よりも高い周波数に変換する回路であってもよく、
前記入力信号を、該入力信号よりも低い周波数に変換する回路であってもよい。
【００３５】
上記のように構成されたプッシュプル増幅器では、電圧降下回路により第１のトランジスタのコレクタに電源電位よりも低い電圧を供給することで、第１のトランジスタの電流増幅率βが減少し、上述した式（３）の第３項の値が減少するため、第１のトランジスタの入力インピーダンスが第２のトランジスタの入力インピーダンスに近づく。
【００３６】
【発明の実施の形態】
次に本発明について図面を参照して説明する。
【００３７】
本発明の周波数変換回路は、出力増幅器として、消費電流が少なく、高利得が得られるプッシュプル増幅器を使用する構成であり、本発明のプッシュプル増幅器は、上段トランジスタのコレクタ電位を電源電位よりも低くするための電圧降下回路を有する構成である。電圧降下回路としては、例えば、図１に示すように上段トランジスタＱ１のコレクタと電源Ｖｃｃ間に抵抗器Ｒｉを挿入した構成を用いている。
【００３８】
このプッシュプル増幅器を、図２に示すように周波数変換回路の出力増幅器として使用することにより、ミキサ回路の出力側から見た負荷インピーダンスのアンバランスが改善され、周波数変換回路の周波数変換出力信号に漏洩するＬＯ信号成分の増大が抑制される。
【００３９】
ここで、プッシュプル増幅器の上段トランジスタのコレクタ電位を電源電位よりも低くすることで、上段トランジスタ及び下段トランジスタの入力インピーダンスのアンバランスが改善される理由を説明する。
【００４０】
図１に示すように、プッシュプル増幅器の上段トランジスタＱ１のコレクタと電源Ｖｃｃ間に電圧降下回路４として抵抗器Ｒｉを挿入し、上段トランジスタＱ１のコレクタ電位を低下させると、上段トランジスタＱ１のベース・コレクタ間電圧が低下する。上段トランジスタＱ１のベース・コレクタ間にはｐｎ接合に対して逆方向電圧が印加されているため、ベース・コレクタ間電圧の低下によりその空乏層幅が減少し、ベース・コレクタ間の寄生容量Ｃｂｃが増大する。
【００４１】
ベース電流は、ベース・エミッタ間に流れる電流とベース・コレクタ間に流れる電流とを加算した電流に等しくなるが、上記ベース・コレクタ間の寄生容量Ｃｂｃの増大により、図１３の点線で示したパス（Ｃｂｃ）のインピーダンスが小さくなると、ベース・コレクタ間に流れる電流が増加する。このとき、ベース・エミッタ間電圧は変化しないため、ベース・コレクタ間に流れる電流が増加した分だけベース電流が増大する。
【００４２】
したがって、上段トランジスタＱ１の電流増幅率βが減少し、上述した式（３）の第３項の値が減少するため、上段トランジスタＱ１の入力インピーダンスＺｉ１が下段トランジスタＱ２の入力インピーダンスＺｉ２に近づくことになる。その結果、上段トランジスタＱ１と下段トランジスタＱ２の入力インピーダンスのアンバランスが改善される。
【００４３】
なお、プッシュプル増幅器の上段トランジスタＱ１のコレクタ電位を電源電位より低下させても、エミッタフォロワのコレクタ電位を低下させたことに過ぎないため、プッシュプル増幅器としての利得、線形性、及び雑音特性などが劣化することはない。よって、上述したプッシュプル増幅器の特徴を生かすことが可能となり、図２に示した構成は、周波数変換出力信号へのＬＯ信号成分の漏洩を増大させることなく、消費電流が少なく、かつ高利得が得られる周波数変換回路を実現できる。特に、図１及び図２に示すように、電圧降下回路４として上段トランジスタＱ１のコレクタと電源Ｖｃｃ間に抵抗器Ｒｉを挿入した構成では、回路構成が簡単であるため周波数変換回路の回路規模を増大させることがない。
【００４４】
また、上段トランジスタＱ１のコレクタと電源間に挿入する抵抗器Ｒｉとして可変抵抗器を用いれば、周波数変換出力信号に漏洩するＬＯ信号成分量を可変抵抗器により調整することが可能となる。
【００４５】
次に、本発明の周波数変換回路の具体的な構成について図面を用いて説明する。
【００４６】
図３は本発明の周波数変換回路の一構成例を示す回路図である。なお、図３は、ＬＯ信号を用いてＩＦ信号をＲＦ信号にアップコンバージョンする、送信系で用いる周波数変換回路の構成例を示している。
【００４７】
図３に示すように、本発明の周波数変換回路は、ギルバートセルで構成されたミキサ回路５と、図１に示したプッシュプル増幅器で構成された出力増幅器６とを有する構成である。
【００４８】
プッシュプル増幅器の上段トランジスタＱ１のベース及び下段トランジスタＱ２のベースには、各々のトランジスタを所定の動作点で動作させるために、第１のバイアス回路６１及び第２のバイアス回路６２から所定のバイアス電圧が供給されている。また、ミキサ回路５から出力される２つの周波数変換信号はそれぞれキャパシタＣ１，Ｃ２を介して上段トランジスタＱ１のベース及び下段トランジスタＱ２のベースに入力される。第１のバイアス回路６１は、例えば、上段トランジスタＱ１のベースと電源Ｖｃｃ間に挿入された抵抗器を有する構成である。
【００４９】
図３に示したミキサ回路５は、入力信号（ＩＦ）が入力信号増幅部の一方の入力端子にのみ供給される構成であり、他方の入力端子はキャパシタＣ３を介して接地されている。また、入力信号増幅部の２つの入力端子には、それぞれに所定のバイアス電圧を供給するための第３のバイアス回路５１が接続されている。ＬＯ信号はミキサ回路５のスイッチ部に入力される。
【００５０】
図３に示したミキサ回路５は、ＬＯ信号を用いてＩＦ信号である入力信号をＲＦ信号に周波数変換する構成であり、ミキサ回路５から出力された２つの周波数変換信号は、プッシュプル増幅器の上段トランジスタＱ１及び下段トランジスタＱ２に入力され、プッシュプル増幅器により差信号が増幅されて周波数変換出力信号として出力される。
【００５１】
図４は、図３に示した周波数変換回路の、出力周波数が５ＧＨｚにおける抵抗器Ｒｉの抵抗値に対するＬＯリーク、利得、雑音、Ｐ１ｄＢ（１ｄＢ利得圧縮点）の変化を示すグラフである。図４の左縦軸は利得、雑音、Ｐ１ｄＢを示し、右縦軸はＬＯリークを示している。なお、図４はプッシュプル増幅器の上段トランジスタＱ１のコレクタと電源Ｖｃｃ間に挿入する抵抗器Ｒｉによる電圧降下が０．２Ｖになるまでの特性を示している。
【００５２】
図４に示すように、周波数変換出力信号へのＬＯ信号成分の漏洩量（ＬＯリーク）は、抵抗器Ｒｉの増大とともに小さくなり、Ｒｉ＝４５Ωの時、抵抗器Ｒｉがないときと比べて１３ｄＢｍ程度改善されていることが分かる。一方、出力増幅器の利得、雑音、Ｐ１ｄＢは、ほぼ不変であり、抵抗器Ｒｉを設けてもこれらのパラメータに大きな影響を与えないことが分かる。
【００５３】
図３に示したプッシュプル増幅器の消費電流は約５ｍＡであり、同様の利得が得られるように出力増幅器として差動増幅回路を用いた場合の消費電流は約１２ｍＡとなる。したがって、プッシュプル増幅器の消費電流は差動増幅回路に比べて半分以下であり、低消費電力化に有利であることが分かる。
【００５４】
図５は、抵抗器に対する上段トランジスタの入力インピーダンスＺｉ１と下段トランジスタの入力インピーダンスＺｉ２の変化を示している。なお、図５は、図４と同様に抵抗器Ｒｉによる電圧降下が０．２Ｖまでの特性を示している。
【００５５】
図５に示すように、上段トランジスタの入力インピーダンスＺｉ１は抵抗器Ｒｉの増大とともに減少し、下段トランジスタの入力インピーダンスＺｉ２の値に接近していくことが分かる。これは、上述の説明と一致しており、抵抗器Ｒｉによる上段トランジスタＱ１のコレクタ電位の低下により、プッシュプル増幅器の入力インピーダンスのアンバランスが解消されていく。
【００５６】
なお、上記説明では、本発明のプッシュプル増幅器が備える電圧降下回路として、上段トランジスタＱ１のコレクタと電源Ｖｃｃ間に抵抗器Ｒｉを挿入する構成を例示したが、図６に示す出力増幅器７のように、電源Ｖｃｃにアノードが接続され、上段トランジスタＱ１のコレクタにカソードが接続されるダイオードＤｉを有する構成でもよい。
【００５７】
また、上記説明では、本発明の周波数変換回路が有するミキサ回路として、ダブルバランス型のミキサ回路であるギルバートセルを用いる構成を例示したが、図７に示すようなシングルバランス型のミキサ回路８を使用してもよい。
【００５８】
図７に示すシングルバランス型のミキサ回路８は、入力信号を電圧−電流変換する入力信号増幅部８１と、差動回路であるスイッチ部８２とを有し、周波数変換信号として入力信号とＬＯ信号とをミキシング（乗算）した結果を出力する構成である。このような構成でも、２つの出力端子からそれぞれ同位相で、かつ同振幅のＬＯ信号成分が出力されるため、それらの差信号を取り出すことでＬＯ信号成分を相殺することができる。
【００５９】
さらに、上記説明では、ＬＯ信号を用いてＩＦ信号をＲＦ信号にアップコンバージョンする周波数変換回路に本発明の出力増幅器を適用する構成を例示したが、ＬＯ信号を用いてＲＦ信号からＩＦ信号にダウンコンバージョンする周波数変換回路に適用してもよい。
【００６０】
【発明の効果】
本発明は以上説明したように構成されているので、以下に記載する効果を奏する。
【００６１】
本発明のプッシュプル増幅器では、電圧降下回路により第１のトランジスタのコレクタに電源電位よりも低い電圧を供給することで、第１のトランジスタの電流増幅率βが減少し、上述した式（３）の第３項の値が減少するため、第１のトランジスタの入力インピーダンスが第２のトランジスタの入力インピーダンスに近づき、入力インピーダンスのアンバランスが改善される。
【００６２】
したがって、このようなプッシュプル増幅器を出力増幅器として用いた本発明の周波数変換回路では、ミキサ回路の負荷インピーダンスのアンバランスが改善されるため、周波数変換回路の周波数変換出力信号に漏洩する局部発振周波数信号成分の増大が抑制される。
【００６３】
よって、周波数変換出力信号への局部発振周波数信号成分の漏洩を増大させることなく、消費電流が少なく、かつ高利得が得られる出力増幅器を備えた周波数変換回路を実現できる。
【００６４】
特に、電圧降下回路として、第１のトランジスタのコレクタと電源間に抵抗器を挿入した構成では、回路構成が簡単であるため周波数変換回路の回路規模を増大させることがない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の出力増幅器の一構成例を示す回路図である。
【図２】図１に示した出力増幅器を有する周波数変換回路の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の周波数変換回路の一構成例を示す回路図である。
【図４】図３に示した周波数変換回路の、抵抗器Ｒｉに対する、利得、雑音、Ｐ１ｄＢ特性を示すグラフである。
【図５】図３に示した出力増幅器の、抵抗器Ｒｉに対する入力インピーダンス特性を示すグラフである。
【図６】本発明の周波数変換回路の他の構成例を示す回路図である。
【図７】本発明の周波数変換回路の他の構成例を示す回路図である。
【図８】周波数変換回路の一般的な構成を示すブロック図である。
【図９】図８に示したミキサ回路として用いられるギルバートセルの構成を示す回路図である。
【図１０】図８に示した出力増幅器として差動増幅回路を用いた従来の周波数変換回路の構成を示す回路図である。
【図１１】図８に示した出力増幅器として用いられるプッシュプル増幅器の構成を示す回路図である。
【図１２】図８に示した出力増幅器としてプッシュプル増幅器を用いた従来の周波数変換回路の構成を示す回路図である。
【図１３】図１１に示したプッシュプル増幅器の上段トランジスタの等価回路図である。
【符号の説明】
４　　電圧降下回路
５、８　　ミキサ回路
６、７　　出力増幅器
５１　　第３のバイアス回路
６１　　第１のバイアス回路
６２　　第２のバイアス回路
８１　　入力信号増幅部
８２　　スイッチ部
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３　　キャパシタ
Ｄｉ　　ダイオード
Ｑ１　　上段トランジスタ
Ｑ２　　下段トランジスタ
Ｒｉ　　抵抗器
【図１】
2004104414.tif 000006
【図２】
2004104414.tif 000007
【図３】
2004104414.tif 000008
【図４】
2004104414.tif 000009
【図５】
2004104414.tif 000010
【図６】
2004104414.tif 000011
【図７】
2004104414.tif 000012
【図８】
2004104414.tif 000013
【図９】
2004104414.tif 000014
【図１０】
2004104414.tif 000015
【図１１】
2004104414.tif 000016
【図１２】
2004104414.tif 000017
【図１３】
2004104414.tif 000018