(57)【要約】【課題】変位に対する検出コイルのインピーダンスの温度係数の変化を簡単な回路で補償できるポジションセンサを提供する。【解決手段】定電流回路３から検出コイル２に交流電流Ｉａｃを供給すると同時に、直流電流Ｉｄｃを供給し、全変位区間における検出部Ａの出力電圧のピーク値の温度係数の変動幅が、交流電流Ｉａｃの周波数での検出コイル２のインピーダンスの交流成分の温度係数の変動幅より小さくなるように、直流電流Ｉｄｃと交流電流Ｉａｃとの割合と、検出部Ａのインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、直流電流Ｉｄｃと交流電流Ｉａｃとの割合の温度特性と、検出部Ａのインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうちいずれか１つ以上を設定する。【選択図】　　　　図１
2004029002.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の振幅の直流電流に所定の周波数及び振幅の交流電流を重畳した定電流を出力する定電流回路と、前記定電流を供給される少なくとも検出コイルからなる検出部と、前記検出コイルに対して前記検出コイルの巻軸方向に相対変位する磁性材料からなるコアと、前記定電流によって発生する前記検出部の出力電圧のピーク値に基づいて前記コアと前記検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力する信号処理回路とを備え、前記コアの前記検出コイルに対する全変位区間における前記検出部の出力電圧のピーク値の温度係数の変動幅が、前記コアの前記検出コイルに対する全変位区間における前記所定の周波数での前記検出部のインピーダンスの交流成分の温度係数の変動幅より小さくなるように、前記定電流の直流電流と交流電流との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうちいずれか１つ以上を設定することを特徴とするポジションセンサ。
【請求項２】
前記コアは、前記検出コイルの巻線内に貫入自在であることを特徴とする請求項１記載のポジションセンサ。
【請求項３】
前記検出部の出力電圧の直流成分の温度係数は、前記検出コイルの巻線内に対するコアの貫入量が最小の場合の前記検出部の出力電圧の交流成分の温度係数より、前記コアの貫入量が最大の場合の前記検出部の出力電圧の交流成分の温度係数に近いことを特徴とする請求項２記載のポジションセンサ。
【請求項４】
前記定電流回路は、所定の振幅の直流電圧に所定の周波数及び振幅の交流電圧を重畳した電圧を発生する発振回路と、前記発振回路の出力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路とから構成され、前記直流電圧と交流電圧とを各々設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合を設定することを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項５】
前記定電流回路は、所定の振幅の直流電圧に所定の周波数及び振幅の交流電圧を重畳した電圧を発生する発振回路と、前記発振回路の出力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路とから構成され、前記発振回路が備える直流電圧の値を決定する抵抗の抵抗値の温度係数を設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性を設定することを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項６】
前記定電流回路は、所定の振幅の直流電圧に所定の周波数及び振幅の交流電圧を重畳した電圧を発生する発振回路と、前記発振回路の出力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路とから構成され、前記交流電圧の周波数の温度特性を設定することで、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性を設定することを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項７】
前記定電流回路は、所定の振幅の直流電流を出力する直流定電流回路と、所定の周波数及び振幅の交流電流を出力する交流定電流回路とからなり、前記直流電流の振幅の温度特性と前記交流電流の周波数の温度特性と前記交流電流の振幅の温度特性とのうち少なくとも１つを設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうちいずれか１つ以上を設定することを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項８】
前記検出部は、前記検出コイルと、前記検出コイルに直列接続し、前記コアの変位によってインピーダンスが変化しない回路素子とを備え、前記信号処理回路は、前記定電流によって発生する前記検出コイルと回路素子との直列回路の両端電圧のピーク値に基づいて前記コアと前記検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力し、前記回路素子のインピーダンスの交流成分及び直流成分と、前記回路素子のインピーダンスの交流成分及び直流成分の温度係数とのうち少なくとも１つを設定することで、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうち少なくとも１つを設定することを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項９】
前記回路素子は抵抗であることを特徴とする請求項８記載のポジションセンサ。
【請求項１０】
前記回路素子はインダクタであることを特徴とする請求項８記載のポジションセンサ。
【請求項１１】
前記定電流回路は、前記直流電流の振幅、前記交流電流の周波数及び振幅を設定する抵抗と、前記抵抗の値を設定するデジタルトリミング手段とを備える集積回路からなり、前記デジタルトリミング手段によって前記抵抗の値を設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうちいずれか１つ以上を設定することを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１２】
前記信号処理回路は、整流回路と、前記整流回路の出力をピークホールドする回路とからなることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１３】
前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値の温度係数とは逆極性の温度係数を有する増幅器を備え、前記増幅器の出力に基づいて前記コアと前記検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力することを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１４】
前記発振回路が発生する交流電圧は三角波であることを特徴とする請求項４記載のポジションセンサ。
【請求項１５】
前記交流定電流回路が出力する交流電流は三角波であることを特徴とする請求項７記載のポジションセンサ。
【請求項１６】
前記検出コイルの巻線のターン数、巻線の巻ピッチ、及び前記検出コイルに入力される定電流の周波数は、前記検出コイルのインピーダンスの温度係数と、前記コアが前記検出コイルに対して相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンスの温度係数とが等しくなる各値であることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１７】
前記コアは、前記検出コイルのインピーダンスの温度係数と、前記コアが前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンスの温度係数とが等しくなる材料で形成されることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１８】
前記コアに施された表面処理は、前記検出コイルのインピーダンスの温度係数と、前記コアが前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンスの温度係数とが等しくなる表面処理であることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項１９】
前記コアは、少なくとも表面を体積抵抗率の温度係数が小さな材料で形成されることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項２０】
前記コアは、少なくとも表面をニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されることを特徴とする請求項１９記載のポジションセンサ。
【請求項２１】
前記コアは、所望の長さに切断した電熱線を、曲げ加工して形成したことを特徴とする請求項１９記載のポジションセンサ。
【請求項２２】
前記電熱線は、ニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されることを特徴とする請求項２１記載のポジションセンサ。
【請求項２３】
前記検出コイルの巻線は、ニクロム、マンガニン、銅−ニッケル合金のうちいずれかで形成されることを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【請求項２４】
少なくとも所定の周波数及び振幅の交流の定電流を出力する定電流回路と、前記定電流を供給される少なくとも検出コイルからなる検出部と、検出コイルに対して検出コイルの巻軸方向に相対変位する磁性材料からなるコアと、前記定電流によって発生する検出部の出力電圧からの抽出値に基づいてコアと検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力する信号処理回路とを備え、前記信号処理回路は、検出部の出力電圧から前記抽出値を得る抽出回路と、前記抽出値に対して所定の大きさのレベルシフトを行うレベルシフト回路と、温度補償をレベルシフト回路の出力に対して行う温度補償回路とを具備し、レベルシフト回路出力の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅が、前記抽出値の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅より小さくなるように、前記レベルシフトの大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を設定することを特徴とするポジションセンサ。
【請求項２５】
少なくとも所定の周波数及び振幅の交流の定電流を出力する定電流回路と、前記定電流を供給される少なくとも検出コイルからなる検出部と、検出コイルに対して検出コイルの巻軸方向に相対変位する磁性材料からなるコアと、前記定電流によって発生する検出部の出力電圧からの抽出値に基づいてコアと検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力する信号処理回路とを備え、前記信号処理回路は、検出部の出力電圧から前記抽出値を得る抽出回路と、前記抽出値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、Ａ／Ｄ変換回路が出力するデジタル信号に対して所定のデジタル量のレベルシフトを行うレベルシフト回路と、温度補償を実行する演算をレベルシフト回路の出力に対して行う温度補償回路とを具備し、レベルシフト回路出力の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅が、前記抽出値の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅より小さくなるように、前記レベルシフトの所定のデジタル量の大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を設定することを特徴とするポジションセンサ。
【請求項２６】
前記抽出値は、前記検出部の出力電圧のピーク値であることを特徴とする請求項２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項２７】
前記抽出値は、前記検出部の出力電圧のボトム値であることを特徴とする請求項２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項２８】
前記抽出値は、前記検出部の出力電圧の振幅に比例した値であることを特徴とする請求項２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項２９】
前記レベルシフトの大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を調整する手段を備えることを特徴とする請求項２４記載のポジションセンサ。
【請求項３０】
前記レベルシフトの所定のデジタル量の大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を調整する手段を備えることを特徴とする請求項２５記載のポジションセンサ。
【請求項３１】
前記コアは、前記検出コイルの巻線内に貫入自在であることを特徴とする請求項２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項３２】
前記コアの端部から所定の長さの部分を、他の部分より磁束が通りやすくしたことを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項３３】
前記コアの端部から所定の長さの部分は、他の部分より太いことを特徴とする請求項３２記載のポジションセンサ。
【請求項３４】
前記コアの端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で形成されることを特徴とする請求項３２記載のポジションセンサ。
【請求項３５】
前記コアの端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で表面処理されたことを特徴とする請求項３２記載のポジションセンサ。
【請求項３６】
前記コアは端部から所定の長さの部分の表面にパーマロイめっきを施した電磁ステンレスからなることを特徴とする請求項３５記載のポジションセンサ。
【請求項３７】
前記コアの端部は、面取り処理を行ってエッジを除去したことを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項３８】
前記検出コイルは所定の曲率で湾曲した形状を有しており、前記検出コイルを固定し、前記検出コイルの曲率変化を矯正する手段を有するハウジングを備えることを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項３９】
前記ハウジングは前記検出コイルの内側半径部分の少なくとも一部に当接することによって、前記検出コイルの曲率変化を矯正することを特徴とする請求項３８記載のポジションセンサ。
【請求項４０】
前記検出コイルを巻回したボビンを備え、組み立て前に前記コイルとボビンとを樹脂モールドしたことを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項４１】
２つの前記検出コイルを各々巻回した２つのボビンを備え、組み立て前に２つの前記コイルと２つの前記ボビンとを一体に樹脂モールドしたことを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項４２】
２つの前記検出コイルを備え、前記検出コイルに貫入する２つの前記コアを一体に樹脂モールドしたことを特徴とする請求項２または３１記載のポジションセンサ。
【請求項４３】
同一の曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、同一の曲率で湾曲した２つの前記コアとを備え、２つの前記検出コイルは、前記コアの回転軸方向に重ねて配置されることを特徴とする請求項２または３１記載のポジションセンサ。
【請求項４４】
互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記コアとを備え、２つの前記検出コイルは、前記コアの回転軸に対して同一回転角度上、且つ同一平面上に配置されることを特徴とする請求項２または３１記載のポジションセンサ。
【請求項４５】
前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、位置検出に必要な分解能を満たすビット数のデジタル信号であることを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項４６】
前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号が出力してから前記位置情報に応じた時間を経て出力されるパルス信号とから構成されることを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項４７】
前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたデューティ比のパルス信号とから構成されることを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項４８】
前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたパルス幅のパルス信号とから構成されることを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項４９】
前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じた数のパルス信号とから構成されることを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項５０】
前記検出コイルを２つ具備し、前記２つの検出コイルは構造部材に取り付けられた同一の前記コアを共用することを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項５１】
前記検出コイルを２つ具備し、同一の前記定電流回路が所定の周波数及び振幅の定電流を前記２つの検出コイルに出力することを特徴とする請求項１、２、２４または２５記載のポジションセンサ。
【請求項５２】
前記各回路の能動回路はモノリシックＩＣで構成したことを特徴とする請求項５０または５１記載のポジションセンサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体の変位を検出するポジションセンサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、検出コイル２にコア１を挿入し、検出コイル２のインピーダンスの変化を検出して、変位信号を出力するポジションセンサが提案されている。図４３は検出部の概要図、図４４はコア変位Ｘと検出コイル２の交流インピーダンスＺａｃとの関係を表す概要図、図４５は全体回路の概要図であり、交流インピーダンスＺａｃは実部と虚部とからなっている。なお、図４４では変位Ｘが大きいほどコア１の検出コイル２に対する貫入量が多くなって、交流インピーダンスＺａｃは増大しているが、変位Ｘが大きいほどコア１の検出コイル２に対する貫入量が少なくなる構成として、変位Ｘが大きいほど交流インピーダンスＺａｃが減少する構成でもよい。この場合は、検出コイル２に交流電流を与え、検出コイル２の両端に発生する電圧の振幅や位相を検出し、適当な信号処理を行う。交流電流を与えるのは、検出コイル２の交流インピーダンスＺａｃに比例した電圧振幅が得られるからである。
【０００３】
また図４６に示すポジションセンサは、本質的にコア１の磁性体２１によるインピーダンスＺ（インダクタンス成分）の温度変化と非磁性体２２によるインピーダンスＺ（渦電流成分）の温度変化とを相殺するよう、検出コイル２を作り込んだものである。（例えば、特許文献１参照。）
さらには、永久磁石と感磁性素子を用いるポジションセンサも多い。この方法では、感磁性素子にリニアな磁界を作用させる磁気回路の構成が最重要ポイントとなる。例えば図４７に示すように、断面コの字状のヨーク１００の内上面に設けた永久磁石１０１にテーパーを形成し、永久磁石１０１とヨーク１００の内下面との間に感磁性素子１０２を配置して、感磁性素子１０２のＺ方向の変位に対して磁束１０３のリニアな磁界変化を実現している。（例えば、特許文献２参照。）この最大のメリットは、感磁性素子１０２とセンサ回路（感磁性素子１０２への電源供給、信号処理回路）をモノリシックＩＣとして作り込み、１つのパッケージに納めることにより小型化、部品点数の削減を図ることができることである。
【０００４】
さらに、別の従来例として高周波磁気式があり、その構成を図４８に示す。被検出体に連動回転する回転シャフト２０１と、回転シャフト２０１と連結片２０２ｃで連結されて回転シャフト２０１を中心とする円周上を回転シャフト２０１の回転に連動して移動する円弧状の可動金属体２０２と、円周上に固定配置され、移動する可動金属体２０２の腕体２０２ａ，２０２ｂが夫々の中心透孔に出入りして磁路に対する占有量が可変自在となるように中心軸を円弧状に湾曲させた２つのセンサコイル２０３ａ，２０３ｂを駆動励起して高周波数の変調磁界を発生させ、腕体２０２ａ，２０２ｂのセンサコイル２０３ａ，２０３ｂに対する出入りに応じて生じる磁気的変化を検出するセンサ回路２０４と、センサコイル２０３ａ，２０３ｂに流れるコイル電流を検出するための抵抗器２０５ａ，２０５ｂとから構成される。この従来例においては動金属体２０２の腕体２０２ａ，２０２ｂを２つのセンサコイル２０３ａ，２０３ｂに相補的に貫入させるものであり、センサコイル２０３ａ，２０３ｂの各インピーダンスが変化することをセンサ回路２０４で検出するので、精密位置決めが不要であるというメリットがある。
【０００５】
【特許文献１】
米国特許第５００３２５８号明細書（３頁右欄第１６行〜４頁左欄第１２行、Ｆｉｇ１）
【特許文献２】
特公平６−８２０４１号公報（２頁左欄第２０行〜右欄第１４行、図１）
【特許文献３】
特開２０００−１８６９０３号公報（３頁右欄第２８行〜４頁左欄第１７行、図１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図４３においてコア１が磁性体である場合、コア１の挿入時における検出コイル２のインピーダンスＺの温度変化率（温度係数）はコア１の変位Ｘに対して一律でなく、図４９のようにコア１の挿入量が多いほど温度変化率Δ（ｄＺａｃ／ｄｔ）も大きくなることが知られている。そのため、検出コイル２の出力電圧を回路的に温度補償して変位信号を得るためには回路構成が複雑になるという問題があった。
【０００７】
上記問題点を解決するために、ＵＳ特許５００３２５８、ＵＳ特許４８６４２３２、ＵＳ特許５８９８３００等の技術があるが、例えば図４６に示すＵＳ特許５００３２５８では、検出コイル２のインピーダンスＺの温度係数がコア１の変位Ｘに依存するという問題点に対して、検出コイル２及びその周辺の構造を工夫することにより、インピーダンスＺの温度係数の変位依存性を小さくするものであった。しかし、部品点数が多くなる、部品間の位置決めが困難である、検出コイルについての設計制約が多く、汎用性に乏しい、前記理由によるコストアップという問題点が発生した。
【０００８】
次に、図４４の検出コイル２の変位Ｘと検出コイル２の交流インピーダンスＺａｃとの関係を図４９より、もう少し実際に近い状態に図示したのが図５０である。図５０においては、ストロークの中央部分については変位Ｘに対する交流インピーダンスＺａｃの直線性がよいが、両端部で直線性が悪くなっている。特に、検出コイル２内に入るコア１の貫入が少ない場合に、直線性が特に悪い。これは、コア１の先端部分は、他の部分に比べて、検出コイル２のインピーダンスＺ増加に寄与する率が低いためと考えられている。これを端部効果と称することがある。通常は、所望の変位区間が中央部の直線性のよい区間となるようセンサを構成するが、寸法上の制約がある場合など、所望の直線性を得ることが難しいという問題もあった。
【０００９】
次に、従来の構造上の問題について説明する。ポジションセンサの直線性を向上させるための一つの形状的な手段として、ボビン巻部の断面積をできるだけ小さくボビン１５（図４３参照）巻線部の断面積に対するコア１の断面積の比率をできるだけ大きくするという手段がある。すなわち、ボビン１５の巻線部の内壁（貫通穴の側面）とコア１との間のクリアランスは小さい方がよいのである。ボビン１５がプラスチックなどの非金属体で形成されている限り、コア１とボビン１５の内壁が接触しても電気的特性（コイルインピーダンス等）には大きな影響はないのであるが、接触することによりコア１と検出コイル２とがスムースに相対変位しなくなり、コア１の変形や、機械的ヒステリシスの発生等の不都合を生じることがある。
【００１０】
特に、回転型のポジションセンサの場合、湾曲したコアと湾曲した検出コイルとの位置決めが難しいため、コアとボビンの内壁とが接触し、上述のような問題を生じることが多くなっている。さらに、このような回転型ポジションセンサの場合、コイル巻線に関する問題点もある。まず、ボビンが湾曲しているがために、均一な巻線が難しく、巻線に長い時間を要する。また、湾曲したボビンに巻線する場合、巻線時の張力により巻線後のボビンの曲率が、局部的に巻線前の曲率より小さくなってしまい、この曲率変化により、上述のようにコアとボビン巻部の内壁との引っかかりが生じ、極端な場合には可動体が途中までしか変位できなくなる場合もあった。
【００１１】
さらに、図４７に示す磁気式のポジションセンサにおいては、変位に対する磁界１０３のリニアリティを得るためには、研削加工等による正確な永久磁石１０１の寸法出しと、永久磁石１０１と感磁性素子１０２との精密な位置決めが必要となるとともに、この感磁性素子１０２はＩｎＳｂ薄膜等を用い、特殊な半導体プロセスを必要とするため高価であり、その感度特性は周囲温度による特性変化が大きいため、温度補償回路が不可欠となり回路が複雑となるという問題がある。また、感磁性素子１０２とセンサ回路とをモノリシックＩＣとして車載用に用いる場合には、フェールセーフシステムの思想に基づいてセンサの検出部は２重にしなければならず、２個のモノリシックＩＣが本質的に必要となる。
【００１２】
さらに、図４８に示すような高周波磁気式のポジションセンサにおいては、定電圧Ｖｏでセンサコイル２０３ａ，２０３ｂを駆動し、コイルインピーダンスをＺとすると、コイル電流（Ｖｏ／Ｚ）を測定している。すなわち、コイルインピーダンスＺが分母にあり、角度変化に対してコイルインピーダンスＺがリニアに変化したとしても、センサ出力であるコイル電流はリニアには変化せず、角度に対して双曲線的に変化することになる。
【００１３】
また、センサコイル２０３ａ，２０３ｂに可動金属体２０２の腕体２０２ａ，２０２ｂが貫入していない角度状態では、センサコイル２０３ａ，２０３ｂのコイルインピーダンスはコイル巻線のインピーダンスだけであってその温特（温度係数）の要素もコイル巻線のみとなる。しかし、センサコイル２０３ａ，２０３ｂに腕体２０２ａ，２０２ｂが貫入している角度状態では、センサコイル２０３ａ，２０３ｂのコイルインピーダンスは、コイル巻線のインピーダンスと、腕体２０２ａ，２０２ｂの貫入によるコイルインピーダンスの増加分（インダクタンスの増大分、渦電流損、ヒステリシス損など）がある。したがってその温度係数はインピーダンス増加分の各要因別に異なった温度係数の総合となるので、必然的にセンサコイル２０３ａ，２０３ｂに腕体２０２ａ，２０２ｂが貫入していない角度状態時の温度係数とは異なる。すなわち角度によって温度係数が変わるのである。したがって、センサ回路２０４の補正回路２１０でデジタルトリミングで温度補正を行うにしても、角度によってその増幅率を変えるという厄介な補正をしない限り正確な出力をＥＣＵに出力できないという問題があった。
【００１４】
また、センサコイル２０３ａ，２０３ｂが弧状になっているために均等な巻線を形成することが困難であり、少なくとも弧の外側に密着整列巻線を形成することは不可能である。
【００１５】
このように上記各従来例では、簡単な構造で温度特性の向上を図ることが共通の課題となっている。
【００１６】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、変位に対する検出コイルのインピーダンスの温度係数の変化を簡単な回路で補償できるポジションセンサを提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、所定の振幅の直流電流に所定の周波数及び振幅の交流電流を重畳した定電流を出力する定電流回路と、前記定電流を供給される少なくとも検出コイルからなる検出部と、前記検出コイルに対して前記検出コイルの巻軸方向に相対変位する磁性材料からなるコアと、前記定電流によって発生する前記検出部の出力電圧のピーク値に基づいて前記コアと前記検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力する信号処理回路とを備え、前記コアの前記検出コイルに対する全変位区間における前記検出部の出力電圧のピーク値の温度係数の変動幅が、前記コアの前記検出コイルに対する全変位区間における前記所定の周波数での前記検出部のインピーダンスの交流成分の温度係数の変動幅より小さくなるように、前記定電流の直流電流と交流電流との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうちいずれか１つ以上を設定することを特徴とする。
【００１８】
請求項２の発明は、請求項１において、前記コアは、前記検出コイルの巻線内に貫入自在であることを特徴とする。
【００１９】
請求項３の発明は、請求項２において、前記検出部の出力電圧の直流成分の温度係数は、前記検出コイルの巻線内に対するコアの貫入量が最小の場合の前記検出部の出力電圧の交流成分の温度係数より、前記コアの貫入量が最大の場合の前記検出部の出力電圧の交流成分の温度係数に近いことを特徴とする。
【００２０】
請求項４の発明は、請求項１または２において、前記定電流回路は、所定の振幅の直流電圧に所定の周波数及び振幅の交流電圧を重畳した電圧を発生する発振回路と、前記発振回路の出力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路とから構成され、前記直流電圧と交流電圧とを各々設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合を設定することを特徴とする。
【００２１】
請求項５の発明は、請求項１または２において、前記定電流回路は、所定の振幅の直流電圧に所定の周波数及び振幅の交流電圧を重畳した電圧を発生する発振回路と、前記発振回路の出力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路とから構成され、前記発振回路が備える直流電圧の値を決定する抵抗の抵抗値の温度係数を設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性を設定することを特徴とする。
【００２２】
請求項６の発明は、請求項１または２において、前記定電流回路は、所定の振幅の直流電圧に所定の周波数及び振幅の交流電圧を重畳した電圧を発生する発振回路と、前記発振回路の出力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路とから構成され、前記交流電圧の周波数の温度特性を設定することで、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性を設定することを特徴とする。
【００２３】
請求項７の発明は、請求項１または２において、前記定電流回路は、所定の振幅の直流電流を出力する直流定電流回路と、所定の周波数及び振幅の交流電流を出力する交流定電流回路とからなり、前記直流電流の振幅の温度特性と前記交流電流の周波数の温度特性と前記交流電流の振幅の温度特性とのうち少なくとも１つを設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうちいずれか１つ以上を設定することを特徴とする請求項１または２記載のポジションセンサ。
【００２４】
請求項８の発明は、請求項１または２において、前記検出部は、前記検出コイルと、前記検出コイルに直列接続し、前記コアの変位によってインピーダンスが変化しない回路素子とを備え、前記信号処理回路は、前記定電流によって発生する前記検出コイルと回路素子との直列回路の両端電圧のピーク値に基づいて前記コアと前記検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力し、前記回路素子のインピーダンスの交流成分及び直流成分と、前記回路素子のインピーダンスの交流成分及び直流成分の温度係数とのうち少なくとも１つを設定することで、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうち少なくとも１つを設定することを特徴とする。
【００２５】
請求項９の発明は、請求項８において、前記回路素子は抵抗であることを特徴とする。
【００２６】
請求項１０の発明は、請求項８において、前記回路素子はインダクタであることを特徴とする。
【００２７】
請求項１１の発明は、請求項１または２において、前記定電流回路は、前記直流電流の振幅、前記交流電流の周波数及び振幅を設定する抵抗と、前記抵抗の値を設定するデジタルトリミング手段とを備える集積回路からなり、前記デジタルトリミング手段によって前記抵抗の値を設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうちいずれか１つ以上を設定することを特徴とする。
【００２８】
請求項１２の発明は、請求項１または２において、前記信号処理回路は、整流回路と、前記整流回路の出力をピークホールドする回路とからなることを特徴とする。
【００２９】
請求項１３の発明は、請求項１または２において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値の温度係数とは逆極性の温度係数を有する増幅器を備え、前記増幅器の出力に基づいて前記コアと前記検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力することを特徴とする。
【００３０】
請求項１４の発明は、請求項４において、前記発振回路が発生する交流電圧は三角波であることを特徴とする。
【００３１】
請求項１５の発明は、請求項７において、前記交流定電流回路が出力する交流電流は三角波であることを特徴とする。
【００３２】
請求項１６の発明は、請求項１または２において、前記検出コイルの巻線のターン数、巻線の巻ピッチ、及び前記検出コイルに入力される定電流の周波数は、前記検出コイルのインピーダンスの温度係数と、前記コアが前記検出コイルに対して相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンスの温度係数とが等しくなる各値であることを特徴とする。
【００３３】
請求項１７の発明は、請求項１または２において、前記コアは、前記検出コイルのインピーダンスの温度係数と、前記コアが前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンスの温度係数とが等しくなる材料で形成されることを特徴とする。
【００３４】
請求項１８の発明は、請求項１または２において、前記コアに施された表面処理は、前記検出コイルのインピーダンスの温度係数と、前記コアが前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンスの温度係数とが等しくなる表面処理であることを特徴とする。
【００３５】
請求項１９の発明は、請求項１または２において、前記コアは、少なくとも表面を体積抵抗率の温度係数が小さな材料で形成されることを特徴とする。
【００３６】
請求項２０の発明は、請求項１９において、前記コアは、少なくとも表面をニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されることを特徴とする。
【００３７】
請求項２１の発明は、請求項１９において、前記コアは、所望の長さに切断した電熱線を、曲げ加工して形成したことを特徴とする。
【００３８】
請求項２２の発明は、請求項２１において、前記電熱線は、ニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されることを特徴とする。
【００３９】
請求項２３の発明は、請求項１または２において、前記検出コイルの巻線は、ニクロム、マンガニン、銅−ニッケル合金のうちいずれかで形成されることを特徴とする。
【００４０】
請求項２４の発明は、少なくとも所定の周波数及び振幅の交流の定電流を出力する定電流回路と、前記定電流を供給される少なくとも検出コイルからなる検出部と、検出コイルに対して検出コイルの巻軸方向に相対変位する磁性材料からなるコアと、前記定電流によって発生する検出部の出力電圧からの抽出値に基づいてコアと検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力する信号処理回路とを備え、前記信号処理回路は、検出部の出力電圧から前記抽出値を得る抽出回路と、前記抽出値に対して所定の大きさのレベルシフトを行うレベルシフト回路と、温度補償をレベルシフト回路の出力に対して行う温度補償回路とを具備し、レベルシフト回路出力の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅が、前記抽出値の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅より小さくなるように、前記レベルシフトの大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を設定することを特徴とする。
【００４１】
請求項２５の発明は、少なくとも所定の周波数及び振幅の交流の定電流を出力する定電流回路と、前記定電流を供給される少なくとも検出コイルからなる検出部と、検出コイルに対して検出コイルの巻軸方向に相対変位する磁性材料からなるコアと、前記定電流によって発生する検出部の出力電圧からの抽出値に基づいてコアと検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力する信号処理回路とを備え、前記信号処理回路は、検出部の出力電圧から前記抽出値を得る抽出回路と、前記抽出値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、Ａ／Ｄ変換回路が出力するデジタル信号に対して所定のデジタル量のレベルシフトを行うレベルシフト回路と、温度補償を実行する演算をレベルシフト回路の出力に対して行う温度補償回路とを具備し、レベルシフト回路出力の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅が、前記抽出値の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅より小さくなるように、前記レベルシフトの所定のデジタル量の大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を設定することを特徴とする。
【００４２】
請求項２６の発明は、請求項２４または２５において、前記抽出値は、前記検出部の出力電圧のピーク値であることを特徴とする。
【００４３】
請求項２７の発明は、請求項２４または２５において、前記抽出値は、前記検出部の出力電圧のボトム値であることを特徴とする。
【００４４】
請求項２８の発明は、請求項２４または２５において、前記抽出値は、前記検出部の出力電圧の振幅に比例した値であることを特徴とする。
【００４５】
請求項２９の発明は、請求項２４において、前記レベルシフトの大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を調整する手段を備えることを特徴とする。
【００４６】
請求項３０の発明は、請求項２５において、前記レベルシフトの所定のデジタル量の大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を調整する手段を備えることを特徴とする。
【００４７】
請求項３１の発明は、請求項２４または２５において、前記コアは、前記検出コイルの巻線内に貫入自在であることを特徴とする。
【００４８】
請求項３２の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記コアの端部から所定の長さの部分を、他の部分より磁束が通りやすくしたことを特徴とする。
【００４９】
請求項３３の発明は、請求項３２において、前記コアの端部から所定の長さの部分は、他の部分より太いことを特徴とする。
【００５０】
請求項３４の発明は、請求項３２において、前記コアの端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で形成されることを特徴とする。
【００５１】
請求項３５の発明は、請求項３２において、前記コアの端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で表面処理されたことを特徴とする。
【００５２】
請求項３６の発明は、請求項３５において、前記コアは端部から所定の長さの部分の表面にパーマロイめっきを施した電磁ステンレスからなることを特徴とする。
【００５３】
請求項３７の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記コアの端部は、面取り処理を行ってエッジを除去したことを特徴とする。
【００５４】
請求項３８の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記検出コイルは所定の曲率で湾曲した形状を有しており、前記検出コイルを固定し、前記検出コイルの曲率変化を矯正する手段を有するハウジングを備えることを特徴とする。
【００５５】
請求項３９の発明は、請求項３８において、前記ハウジングは前記検出コイルの内側半径部分の少なくとも一部に当接することによって、前記検出コイルの曲率変化を矯正することを特徴とする。
【００５６】
請求項４０の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記検出コイルを巻回したボビンを備え、組み立て前に前記コイルとボビンとを樹脂モールドしたことを特徴とする。
【００５７】
請求項４１の発明は、請求項１、２、２４または２５において、２つの前記検出コイルを各々巻回した２つのボビンを備え、組み立て前に２つの前記コイルと２つの前記ボビンとを一体に樹脂モールドしたことを特徴とする。
【００５８】
請求項４２の発明は、請求項２または３１において、２つの前記検出コイルを備え、前記検出コイルに貫入する２つの前記コアを一体に樹脂モールドしたことを特徴とする。
【００５９】
請求項４３の発明は、請求項２または３１において、同一の曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、同一の曲率で湾曲した２つの前記コアとを備え、２つの前記検出コイルは、前記コアの回転軸方向に重ねて配置されることを特徴とする。
【００６０】
請求項４４の発明は、請求項２または３１において、互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記コアとを備え、２つの前記検出コイルは、前記コアの回転軸に対して同一回転角度上、且つ同一平面上に配置されることを特徴とする。
【００６１】
請求項４５の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、位置検出に必要な分解能を満たすビット数のデジタル信号であることを特徴とする。
【００６２】
請求項４６の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号が出力してから前記位置情報に応じた時間を経て出力されるパルス信号とから構成されることを特徴とする。
【００６３】
請求項４７の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたデューティ比のパルス信号とから構成されることを特徴とする。
【００６４】
請求項４８の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたパルス幅のパルス信号とから構成されることを特徴とする。
【００６５】
請求項４９の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じた数のパルス信号とから構成されることを特徴とする。
【００６６】
請求項５０の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記検出コイルを２つ具備し、前記２つの検出コイルは構造部材に取り付けられた同一の前記コアを共用することを特徴とする。
【００６７】
請求項５１の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記検出コイルを２つ具備し、同一の前記定電流回路が所定の周波数及び振幅の定電流を前記２つの検出コイルに出力することを特徴とする。
【００６８】
請求項５２の発明は、請求項５０または５１において、前記各回路の能動回路はモノリシックＩＣで構成したことを特徴とする。
【００６９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００７０】
（実施形態１）
本実施形態のポジションセンサの回路構成を図１に示し、上面図を図２に、図２のＡ−Ａ’断面図を図３に各々示し、検出コイル２の断面図を図４に示す。ポジションセンサは、断面コの字型で、コの字の内側にコーティング１１を施し、一定の曲率で湾曲した湾曲ボビン１０に巻回された検出コイル２と、湾曲した検出コイル２の中心を回転軸とする円柱体の外側に突部１３ａを形成した可動ブロック１３と、突部１３ａに一端を接続し、検出コイル２の中空部分に貫入する一定の曲率で湾曲した磁性材料からなるコア１と、検出コイル２の曲率変化を矯正するための曲率矯正用部材１２と、固定面上に各部品を配置して固定するハウジング１４と、所定の振幅の直流電流Ｉｄｃに所定の周波数ｆ及び振幅Ｉａｃの交流電流を重畳した定電流Ｉｄを検出コイル２に出力する定電流回路３と、定電流回路３が出力する定電流Ｉｄ及び検出コイル２のインピーダンスＺにより決まる検出コイル２の両端電圧Ｖｓ（検出信号）のピーク値Ｖ１に応じて、コア１と検出コイル２との位置情報を示す変位信号Ｖｏｕｔを出力する信号処理回路４とを備え、検出コイル２は、定電流Ｉｄを供給されて、検出信号を出力する検出部Ａを構成している。なお、本実施形態において、湾曲ボビン１０の断面形状は、射出成形等によって形成が容易なコの字型にしたが、他の形状であってもよい。
【００７１】
そして、可動ブロック１３が回転し、回転角θが０°から９０°になるにしたがって、検出コイル２に貫入しているコア１の部分が少なくなる構成となっている。
【００７２】
また、定電流回路３は、所定の振幅の直流電圧Ｖｄｃ’に所定の周波数ｆ及び振幅Ｖａｃ’の交流電圧を重畳した定電圧Ｖｄ’を発生する発振回路３ａと、発振回路３ａが出力する定電圧Ｖｄ’を定電流Ｉｄに変換する電圧−電流変換回路３ｂとから構成される。
【００７３】
まず、検出部Ａの検出信号の温度特性について、具体的な例をもとに説明する。通常、ポジションセンサでは、ある所定の変位区間における検出信号の出力直線性誤差が常温において規定され、それに一定のマージンを与えて全動作温度範囲での値を規定する。例えば、「位置検出の角度範囲θ＝０〜９０°で、検出信号の直線性誤差が常温で±１％ＦＳ以下、−４０〜＋１３０℃で±２％ＦＳ以下」といった具合である。この場合、温度変動要因による直線性誤差の悪化は約±１％ＦＳ程度に抑えなければならないことになる。室温を３０℃とすると、高温側は１００℃の温度幅があるので、検出信号が温度に対して直線的な変化をすると仮定した場合、温度変化率（温度係数）の変動幅を±１００ｐｐｍ／Ｋ以下に抑えなければならないことになる。
【００７４】
また、所望の変位区間内の任意の変位においても、検出コイル２の両端電圧Ｖｓのピーク値Ｖ１の温度係数の変動幅Δ（ｄＶ１／ｄＴ）が±１００ｐｐｍ／Ｋ以下であれば、一定温度係数の簡単な温度補償回路を付加することにより、温度補償後の電圧をその変位における常温値±１００ｐｐｍ／Ｋにすることができる。これが本発明の目指すところである。
【００７５】
次に、本実施形態の動作について説明する。図１に示すように、定電流回路３から検出コイル２に交流電流Ｉａｃを供給すると同時に、直流電流Ｉｄｃを供給する。検出コイル２の直流抵抗をＺｄｃ、交流電流Ｉａｃの発振周波数ｆにおける交流インピーダンスをＺａｃ、検出コイル２の両端電圧をＶｓとすると、電圧Ｖｓは、直流電圧Ｖｄｃと交流電圧Ｖａｃとの和として考えられ、
【００７６】
【数１】
2004029002.tif 000003
と表すことができる。（数１）式においては諸量は複素数であるが、電圧Ｖｓのピーク電圧Ｖ１のみを考えると、
【００７７】
【数２】
2004029002.tif 000004
となり、（数２）式における諸量は実数として扱うことができ、その波形は図５に示すように、ピーク電圧Ｖ１を有する、直流電圧Ｖｄｃと交流電圧Ｖａｃとの和になっている。
【００７８】
図６は、銅ニッケル合金線（ＧＣＮ１５線）で巻回した検出コイル２のインピーダンスの実測値を元に作成したサンプルデータであり、検出コイル２の直流抵抗Ｚｄｃと交流インピーダンスＺａｃとを、図２の回転角θを横軸としたグラフにプロットしたものである。ここでは、インピーダンスＺが回転角θに対して完全に直線的に変化するように設定したが、実測値にかなり近い値となっている。さらに、周囲温度：−４０℃、＋２５℃、＋８５℃、＋１３０℃での各データを示している。
【００７９】
そして、周囲温度＋２５℃において、直流抵抗Ｚｄｃは１８８Ω、温度係数は５１１ｐｐｍ／Ｋであり、交流インピーダンスＺａｃは、
【００８０】
【数３】
2004029002.tif 000005
と表され、Ｚ０＝６３６Ω、Ｚ’＝−３．４８Ω／ｄｅｇ、β０＝４７８ｐｐｍ／Ｋ、β’＝−２．４９ｐｐｍ／Ｋ／ｄｅｇであり、θは回転角、Ｔは周囲の摂氏温度を表す。
【００８１】
ここで、交流インピーダンスＺａｃの温度係数はθ＝０°では４７８ｐｐｍ／Ｋ、θ＝９０°では２５４ｐｐｍ／Ｋであるので、その変動幅Δ（ｄＺａｃ／ｄＴ）は２２４ｐｐｍ／Ｋに達している。
【００８２】
次に、定電流回路３が出力する直流電流Ｉｄｃ＝１．５ｍＡ、交流電流Ｉａｃ＝０．３ｍＡとし、簡単のため直流電流Ｉｄｃ、交流電流Ｉａｃ及び周波数ｆの温度変化率をゼロとして（数２）式より、検出コイル２両端の直流電圧Ｖｄｃ，交流電圧Ｖａｃ、及び検出コイル２両端のピーク電圧Ｖ１をプロットした結果が図７の各プロットであり、それらの温度係数が図８である。
【００８３】
図８から分かるように、回転角θ＝０°〜９０°に亘って、ピーク電圧Ｖ１の温度係数は略４５０〜５００ｐｐｍ／Ｋであり、その変動幅Δ（ｄＶ１／ｄＴ）は略５０ｐｐｍ／Ｋであり、非常に狭い変動幅に収まっている。従って、ピーク電圧Ｖ１に４７０ｐｐｍ／Ｋ程度の温度補償を施せば、補償後の電圧はほとんど誤差なく常温値に戻すことができる。
【００８４】
次に、定電流回路３が出力する交流電流Ｉａｃ＝０．３ｍＡのまま、直流電流Ｉｄｃを変化させた場合のピーク電圧Ｖ１の温度係数を図８と同様に計算した結果が図９である。直流電流Ｉｄｃ＝０であれば、その温度係数の変位依存性は検出コイル２のインピーダンスＺの変位依存性と同一となる。しかし、直流電流Ｉｄｃを増やすに従って、直流電圧Ｖｄｃの温度係数に近付いて行く。また、コア１の検出コイル２に対する貫入量が少ないほど（本実施形態の場合は回転角θが大きい領域ほど）、ピーク電圧Ｖ１に占める直流電圧Ｖｄｃの割合が大きいので（図６参照）、直流電圧Ｖｄｃの影響を受けやすい。
【００８５】
そして、直流電流Ｉｄｃを少しでも混ぜると、直流電流Ｉｄｃ＝０の場合よりも、ピーク電圧Ｖ１の温度係数の変動幅Δ（ｄＶ１／ｄＴ）はかなり改善され、直流電流Ｉｄｃを増やすほど、ピーク電圧Ｖ１の温度係数の変動幅Δ（ｄＶ１／ｄＴ）は小さいものになるが、その改善具合もあるレベルで飽和する。したがって、直流電流Ｉｄｃを増やすことは消費電流の増加につながることもあり、許容される消費電流と、ピーク電圧Ｖ１の温度係数の変動幅Δ（ｄＶ１／ｄＴ）の値とから直流電流Ｉｄｃの適正値を選べばよいということになる。このとき、発振回路３ａが発生する直流電圧Ｖｄｃ’と交流電圧Ｖａｃ’とを各々設定することで、定電流Ｉｄの直流電流Ｉｄｃと交流電流Ｉａｃとの割合を設定することができる。
【００８６】
また、発振回路３ａが発生する交流電圧Ｖａｃ’の周波数ｆが高いほど、直流電圧Ｖｄｃに対する交流電圧Ｖａｃの比率が増大するので、周波数ｆを適正に選択することによってもＶｄｃとＶａｃとの比率を適正に設定することができ、上記と同様の議論が成り立つ。
【００８７】
上記の説明では、直流電流Ｉｄｃ，交流電流Ｉａｃ、周波数ｆの各温度変化率をゼロとしたが、これらに温度係数がある場合には、図８において、直流電圧Ｖｄｃや交流電圧Ｖａｃの各温度係数が上下にシフトし、その分ピーク電圧Ｖ１の温度特性も変化するということになる。
【００８８】
図８や図９からもわかるように、（ｄＶ１／ｄＴ）はコア１の貫入量が少ない場合には、（ｄＶｄｃ／ｄＴ）の影響を大きく受け、コア１の挿入量が多い場合には、（ｄＶａｃ／ｄＴ）の影響を大きく受ける。それはピーク電圧Ｖ１に占める直流電圧Ｖｄｃと交流電圧Ｖａｃの構成比から当然そうなる。
【００８９】
また、コア１の貫入量によらず、（ｄＶ１／ｄＴ）の値は、（ｄＶｄｃ／ｄＴ）の値と（ｄＶａｃ／ｄＴ）の値との間にある。
【００９０】
さらに、コア１の貫入量が多い（本実施形態では回転角θ＝０°近辺）場合の（ｄＶｄｃ／ｄＴ）の値と、（ｄＶａｃ／ｄＴ）の値とをできるだけ近づけるよう設定すると、（ｄＶ１／ｄＴ）は、コア１の貫入量が多い場合（交流電圧Ｖａｃの温度係数の影響を受けやすいが、直流電圧Ｖｄｃと交流電圧Ｖａｃが近い）にも、コア１の貫入量が少ない場合（もともと直流電圧Ｖｄｃの温度係数の影響を受けやすい）にも、（ｄＶｄｃ／ｄＴ）に近い値となり、ピーク電圧Ｖ１の温度係数の変動幅Δ（ｄＶ１／ｄＴ）を小さくしやすい。
【００９１】
さらに、（ｄＶｄｃ／ｄＴ）の値が、コア１の貫入量最小の場合の（ｄＶａｃ／ｄＴ）値に近い場合と、コア１の貫入量最大の場合の（ｄＶａｃ／ｄＴ）値に近い場合とでは、後者の方がピーク電圧Ｖ１の温度係数の変動幅Δ（ｄＶ１／ｄＴ）を小さくし得るということがいえる。
【００９２】
具体的には、後述するような方法で、直流抵抗Ｚｄｃ、交流インピーダンスＺａｃ、直流電流Ｉｄｃ、交流電流Ｉａｃ、及び周波数ｆの各温度係数を適正値に設定して、（ｄＶｄｃ／ｄＴ）や（ｄＶａｃ／ｄＴ）を制御すればよい。
【００９３】
まず、直流抵抗Ｚｄｃの温度係数は、検出コイル２の巻線材料の選択で決まる。巻線材料としては、通常の銅線では温度係数が非常に大きいため、ニクロム線やマンガニン線、銅ニッケル合金線（ＧＣＮ線）を用いるのが実用的であり、銅ニッケル合金線の場合、銅とニッケルの合金比率によって、体積抵抗率とその温度係数を選択することができる。
【００９４】
次に、直流電流Ｉｄｃ、交流電流Ｉａｃ、及び周波数ｆに適当な温度係数を与える方法について述べる。
【００９５】
定電流回路３は、図１０に示すように、Ｖｄｃ’±Ｖａｃ’の電圧を出力する発振回路３ａと電圧−電流変換回路３ｂとから構成され、電圧−電流変換回路３ｂは、制御電源Ｖｃｃに一端を接続した抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１の他端にエミッタを接続し、発振回路３ａにベースを接続し、検出コイル２にコレクタを接続したＰＮＰ型トランジスタＱ１とから構成される。信号処理回路４はピーク電圧Ｖ１をとりだす具体的な回路としてピークホールド型の整流回路を用いており、その回路は、制御電源Ｖｃｃに一端を接続した定電流源Ｉ１と、定電流源Ｉ１の他端にコレクタを接続し、ベース−コレクタ間を接続し、検出コイル２にエミッタを接続したＮＰＮ型トランジスタＱ２と、制御電源Ｖｃｃにコレクタを接続し、トランジスタＱ２のベースにベースを接続したＮＰＮ型トランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のエミッタとグランドとの間に接続したコンデンサＣ１，定電流源Ｉ２の並列回路とから構成され、コンデンサＣ１の両端電圧は、検出コイル２両端電圧Ｖｓを整流してピークホールドした電圧、すなわちピーク電圧Ｖ１となり、変位信号Ｖｏｕｔとして出力される。
【００９６】
そして、Ｖｄｃ’±Ｖａｃ’の電圧を出力する発振回路３ａは、図１１に示すように、コンパレータＣＰ１と、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子と出力端子との間に接続した抵抗Ｒ３と、コンパレータＣＰ１の反転入力端子とグランド間に接続して電圧Ｖｃｃ／２を出力する直流電源Ｅ１と、コンパレータＣＰ１の出力端子に一端を接続した抵抗Ｒ４と、反転入力端子に抵抗Ｒ４の他端を接続し、非反転入力端子に直流電源Ｅ１を接続したオペアンプＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間に接続したコンデンサＣ２と、オペアンプＯＰ１の出力端子とコンパレータＣＰ１の非反転入力端子との間に接続した抵抗Ｒ２と、オペアンプＯＰ１の出力端子と制御電源Ｖｃｃとの間に接続した抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路とから構成される。
【００９７】
この回路において、オペアンプＯＰ１の出力ＶｏｓｃはＶｃｃ／２をオフセット中心とする三角波となり、出力Ｖｏｓｃを抵抗Ｒ５，Ｒ６で分圧することによって直流電圧Ｖｄｃ’，交流電圧Ｖａｃ’が決定される。このような三角波発振回路は、正弦波発振回路に比べて、温度変化に対して安定な回路を簡単な構成で実現できる。方形波発振回路でも安定な回路を安価に構成できるが、検出コイル２に方形波電流を与えても方形波電流のｄｉ／ｄｔに起因する制御しがたい信号電圧が発生するだけとなるので、使えない。その点、三角波であれば、正弦波と同様にコアの回転角θを反映した出力電圧を得ることができるのである。
【００９８】
図１１において、交流電圧Ｖａｃ’の発振周波数ｆは、（Ｒ３／（Ｃ２×Ｒ４×Ｒ２））に比例し、振幅は（Ｒ２／Ｒ３）に比例する。従って、抵抗Ｒ２〜Ｒ６、及びコンデンサＣ２の値及び温度係数を適正に選択することによって直流電圧Ｖｄｃ’や交流電圧Ｖａｃ’の値及び温度係数を制御することができる。特に、定電流回路３全体がモノリシックＩＣとなる場合でも、コンデンサＣ２は外付けされることが多いため、コンデンサＣ２で温度係数を調整する方法は有効である。
【００９９】
さらに、定電流回路３全体がモノリシックＩＣ化される場合、抵抗Ｒ１〜Ｒ５の一部または全部の抵抗値をデジタルトリミングによって設定して、直流電流Ｉｄｃ、交流電流Ｉａｃ、及び周波数ｆに適当な温度係数を与えることもできる。この場合、コア１や検出コイル２、及びその変位区間等が変わってもＩＣを代えることなく使えるので汎用性が高いものとなる。
【０１００】
ここで、デジタルトリミングとは、調整する抵抗に予め並列に、抵抗とスイッチ素子との並列回路を接続しておき、デジタルデータによってスイッチ素子をオン・オフすることによって抵抗調整を行うものである。具体的にデジタルトリミングを行う場合は、電気的特性をモニターしながらデジタルデータの最適コードを決定し、決定した最適コードをＩＣのＲＯＭに書き込んだり、ＩＣ内に設けられているデータ記憶のためのヒューズを焼き切ることで、ＩＣに最適コードを与え、ＩＣ内の抵抗はこの最適コードに対応する値に設定される。
【０１０１】
なお、三角波発生回路は図１１に示す回路構成でなくてもよく、他の回路構成であってもよい。
【０１０２】
また、図１０の電圧−電流変換回路３ｂにおいては、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度特性によって、発振回路３ａが発生する直流電圧Ｖｄｃ’の温度係数がゼロであっても、検出コイル２に供給される直流電流Ｉｄｃは正の温度係数を有することになる。ここで、直流電流Ｉｄｃの温度係数を正の温度係数にしたくない場合は、図１０に示す電圧−電流変換回路３ｂのトランジスタＱ１のエミッタを反転入力端子に接続し、トランジスタＱ１のベースを出力端子に接続したオペアンプＯＰ２を付加した図１２に示す電圧−電流変換回路３ｂ’を用いて、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子に発振回路３ａの出力を接続すればよい。
【０１０３】
図１３は、図１０の定電流回路３とは異なる定電流回路３’の回路構成であり、定電流回路３’は、交流電流供給回路Ｓａｃと直流電流供給回路Ｓｄｃとから構成されている。交流電流供給回路Ｓａｃは、ＮＰＮ型トランジスタＱ４とＰＮＰ型トランジスタＱ６との直列回路と、トランジスタＱ４，Ｑ６の接続中点に接続した交流電源ＡＣと、制御電源Ｖｃｃ−Ｖｅｅ間に接続したＰＮＰ型トランジスタＱ８、ＮＰＮ型トランジスタＱ５、抵抗Ｒ７，Ｒ８、ＰＮＰ型トランジスタＱ７、ＮＰＮ型トランジスタＱ１０の直列回路と、ＰＮＰ型トランジスタＱ９、ＮＰＮ型トランジスタＱ１１の直列回路とからなり、トランジスタＱ４，Ｑ５、トランジスタＱ６，Ｑ７、トランジスタＱ８，Ｑ９、トランジスタＱ１０，Ｑ１１の各ゲートは互いに接続され、トランジスタＱ８，Ｑ１０の各ベース−コレクタ間は短絡されている。
【０１０４】
直流電流供給回路Ｓｄｃは、トランジスタＱ９，Ｑ１１の接続中点にコレクタを接続し、制御電源Ｖｃｃにエミッタを接続したＰＮＰ型トランジスタＱ１２，Ｑ１３と、トランジスタＱ１３のコレクタとグランド間に接続した抵抗Ｒ９とからなり、トランジスタＱ１２，Ｑ１３の各ゲートは互いに接続され、トランジスタＱ１３のベース−コレクタ間は短絡されている。
【０１０５】
検出コイル２は、トランジスタＱ９，Ｑ１２の接続中点に一端を接続しており、交流電流Ｉａｃを供給する交流電流供給回路Ｓａｃと直流電流Ｉｄｃを供給する直流電流供給回路Ｓｄｃとが独立に存在しているので、交流電流Ｉａｃと直流電流Ｉｄｃとの比率や温度係数の制御をシンプルに行うことができ、さらには、デジタルトリミングによる設定も可能である。
【０１０６】
また、信号処理回路４が検出部Ａの出力電圧のピーク値Ｖ１の温度係数とは逆極性の温度係数を有する増幅器を備え、この増幅器の出力に基づいて変位信号Ｖｏｕｔを出力すれば、増幅器の出力は温度補償済の変位だけに依存する信号であり、この出力を処理することで温度補償済みの変位信号を得ることができる。
【０１０７】
次に、定電流回路３を調整するのみではなく、直流抵抗Ｚｄｃや交流インピーダンスＺａｃの値及び温度係数を制御することも可能である。図１の説明で述べてきた検出部Ａの代わりに、図１４のように検出コイル２と直列に直流抵抗Ｚｄｃ’、交流インピーダンスＺａｃ’を有する回路素子５を設けた検出部Ａを用いる。このとき、回路素子５の直流抵抗Ｚｄｃ’、交流インピーダンスＺａｃ’はコア１の回転角θには無関係であり、直流抵抗Ｚｄｃ’、交流インピーダンスＺａｃ’の値や温度係数を適当に選択すれば検出部Ａの両端電圧のピーク値や温度係数を制御することができる。
【０１０８】
例えば、回路素子５が純抵抗である場合には、交流インピーダンスＺ’ａｃ＝Ｒ（抵抗値）となる。また、回路素子５がインダクタンスであれば直流抵抗Ｚ’ｄｃと交流インピーダンスＺ’ａｃの両方を備えていることになる。さらに、回路素子５としてダイオードを設けると、検出コイル２の両端電圧Ｖｓの直流成分Ｖｄｃだけに影響を与えることができる。
【０１０９】
上記の説明のように、検出コイル２に交流電流Ｉａｃのみならず直流電流Ｉｄｃを与えることによって、変位区間（回転角）θにおける信号電圧の温度係数の変動幅Δ（ｄＶ１／ｄＴ）を相当程度小さくできるが、やはりΔ（ｄＺａｃ／ｄＴ）そのものが小さい方が、さらにΔ（ｄＶ１／ｄＴ）を小さくし得ることは明白である。従来の技術で述べたＵＳ特許はこの目的に合致する技術であるが、前記のように問題点をかかえていた。
【０１１０】
また、Δ（ｄＺａｃ／ｄＴ）を小さくするためには、コア１は透磁率や抵抗率の温度係数の小さな磁性体であることが望ましい。透磁率の温度係数は、たとえば−４０〜＋１３０℃程度の温度範囲ではどの磁性体でもあまり大きくないので、特に抵抗率の温度係数の小さい材料が適している。たとえば、ニクロム（ニッケル、クロム、鉄合金）や鉄クロム（鉄、クロム、アルミ合金）がそれにあたる。これらの金属材料は、電熱線用途に多く使用されるものであり、線材として非常に安価に入手できる。従って、線材の曲げ加工によってコア１を形成すると、温度特性に優れたコア１が安価に製造でき、このことは実施形態２で詳細に説明する。
【０１１１】
次に、本発明の趣旨とは異なるが、直流電流Ｉｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流抵抗Ｚｄｃ、交流抵抗Ｚａｃ、及びそれらの各温度係数の設定が適正でないとΔ（ｄＶ１／ｄＴ）がΔ（ｄＺａｃ／ｄＴ）よりも大きくなり得るということを、例を挙げて説明する。例えば、検出コイル２として、直流抵抗Ｚｄｃ＝１００Ω（温度係数５０ｐｐｍ／Ｋ）、交流インピーダンスＺａｃは（数３）式において、Ｚ０＝８００Ω、Ｚ’＝−８Ω／ｄｅｇ、β０＝３４６ｐｐｍ／Ｋ、β’＝−２．３５ｐｐｍ／Ｋ／ｄｅｇであるものがあり、それに対して直流電流Ｉｄｃ＝０．２ｍＡ、交流電流Ｉａｃ＝１．０ｍＡ（ともに温度係数０）を与えた場合の図８に相当するプロットが図１５である。Δ（ｄＶ１／ｄＴ）がΔ（ｄＺａｃ／ｄＴ）よりも大きくなっていることが分かる。以上のように、単に直流電流Ｉｄｃを与えさえすればΔ（ｄＶ１／ｄＴ）が減少するわけではないということを強調しておく。
【０１１２】
なお、本実施形態では回転型のポジションセンサで説明したが、図３４の従来例に示すような変位方向が直線であるポジションセンサを用いても同様の効果が得られる。
【０１１３】
（実施形態２）
本実施形態では、Δ（ｄＺａｃ／ｄＴ）が最小となる理想の状態として、検出コイル２のインピーダンスＺの温度変化が、コア１と検出コイル２との相対変位によって変わらないようにするための温度補償の方法について説明する。本実施形態のポジションセンサの構成は実施形態１と同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【０１１４】
まず、温度補償の第１の方法として、コア１が検出コイル２に貫入していない場合のインピーダンスＺの温度変化率をコア１が検出コイル２に貫入した場合の温度変化率に合わせる方法について説明する。
【０１１５】
検出コイル２のインピーダンスＺは図１６に示すように抵抗成分Ｒｓとインダクタンス成分Ｌｓとの直列回路と等価である。
【０１１６】
インダクタンス成分Ｌｓには表皮効果による成分があり、表皮厚さが十分薄く、周波数一定の場合の表皮効果は体積抵抗率ρの１／２乗に比例するので、温度係数も体積抵抗率ρの１／２乗の影響を受ける。図１７は、表皮効果による銅線の抵抗値変動を示すグラフで、周波数と銅線の抵抗値との関係を示す。線径が０．３２ｍｍ，０．１６ｍｍ，０．１０ｍｍ，０．０７ｍｍの時に曲線Ｙ７，Ｙ８，Ｙ９，Ｙ１０が各々対応しており、表皮効果の影響で、コイルの線径と周波数とにより抵抗の変化の具合が変わる。
【０１１７】
また、抵抗成分Ｒｓの温度係数は、巻線材の体積抵抗率ρの温度係数に大きく依存し、抵抗成分Ｒｓは近接効果の影響も受ける。
【０１１８】
図１８は、近接効果による銅線の抵抗値変動を示すグラフで、周波数と銅線の抵抗値との関係を示す。線径及び巻数が０．１６ｍｍ　４０Ｔ，０．０７ｍｍ　６０Ｔの時に曲線Ｙ１１，Ｙ１２が各々対応している。近接効果は、コイルの巻線の巻きピッチが狭い場合に、電流が巻線内を一様に流れなくなる現象であり、巻線ピッチが狭いほど影響が強いが、線径によっても影響は異なる。近接効果による成分は、体積抵抗率ρの−１乗の依存性があるので、その温度係数も体積抵抗率ρの−１乗の影響を受ける。
【０１１９】
すなわち、線径が太いか、あるいは周波数が高い場合、表皮効果、近接効果により、コア１が貫入していない時のインピーダンスＺの温度係数が小さくなる。
【０１２０】
したがって、巻線材の体積抵抗率ρ、線径、巻数、巻きピッチ及び周波数を適切に設定することにより、コア１が貫入していない変位状態での直流抵抗成分、表皮効果成分、近接効果成分のバランスを制御して、検出コイル２のインピーダンスＺの温度係数を小さくすることができるので、変位量によって温度係数が変わるという従来の問題点を解消することができる。
【０１２１】
銅は体積抵抗率ρの温度係数が非常に大きいため、巻線材としては銅よりも体積抵抗率ρの温度係数が小さいものを選択することが望ましい。具体的には、ニクロム、マンガニン、銅−ニッケル合金のうちいずれかで検出コイル２の巻線を形成すればよい。特に銅−ニッケル合金は、その成分比を変えることで体積抵抗率ρの値を制御できるので好適である。
【０１２２】
次に、コア１が検出コイル２に貫入している場合のインピーダンスＺの温度変化率をコア１が検出コイル２に貫入していない場合の温度変化率に合わせる温度補償の第２の方法について説明する。
【０１２３】
コア１が検出コイル２に貫入することによる検出コイル２のインピーダンスＺの増加は、そのコア１の体積抵抗率ρ、透磁率μに起因する。したがって、その温度係数もコア１の体積抵抗率ρ、透磁率μの温度係数に関係するのであるから、コア１が検出コイル２に貫入している場合の温度係数を、コア１が検出コイル２に貫入していない場合の温度係数に合わせるように適した体積抵抗率ρ、透磁率μを有するコア１を選択する、またはコア１の表面が適した体積抵抗率ρ、透磁率μとなるような表面処理を施せばよい。
【０１２４】
ここで、一般にポジションセンサを使用する雰囲気温度はせいぜい１２０〜１３０℃であり、その雰囲気温度よりもコア１のキュリー温度は十分に高い。透磁率μは、キュリー温度付近で急激に小さくなる特性を有しており、逆にポジションセンサを使用する温度領域では透磁率μはほとんど変化しない。
【０１２５】
したがって、検出コイル２のインピーダンスＺの増加に起因するもう１つの要素である体積抵抗率ρの変化が小さな材料で少なくともその表面が形成されたコア１を用いることによって、インピーダンスＺの温度係数を小さくして、検出コイル２のインピーダンスＺの温度による変動を小さくすることができる。
【０１２６】
例えば、実施形態１の検出コイル２のインピーダンス変化によって位置検出を行うポジションセンサでは、このインピーダンスの内訳の大部分はインダクタンスであり、検出コイル２に定電流が流れて発生する磁界は検出コイル２の軸方向となる。すると、この軸方向の磁界を消そうとする環状の電流（いわゆる渦電流）がコア１の内部に流れる。この環状電流は検出コイル２のインダクタンスを低下させる作用があり、大きさは印加される磁界の大きさや周波数（定電流、固定周波数であれば変動しない）以外に、コア１の体積抵抗率が関係する。すなわちコア１の体積抵抗率が大きいほど環状電流は小さくなり、インダクタンスを低下させる作用は小さくなる。それゆえ、コア１の体積抵抗率に温度特性があればインダクタンスにも温度特性ができ、インダクタンスの温度特性はインピーダンスの温度特性に大きく影響する。
【０１２７】
実際に検出コイル２をインピーダンス要素として用いる場合には検出コイル２に供給する電流は数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚで駆動することが多いので、その周波数では検出コイル２が発生する磁界はコア１の内部には届かず、表面付近に集まることになる。
【０１２８】
そこで、体積抵抗率ρの小さな材料であるニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかでコア１の少なくとも表面を形成すればよい。これらの材料は電熱用材料と呼ばれており、抵抗の温度係数が小さく、また、鉄やニッケルは磁性材料なので合金としても磁性を有するものがあり、したがって検出コイル２のインピーダンス変化が大きく取れる。
【０１２９】
しかしながら、表面だけでなく、バルク状に形成した体積抵抗率の小さいコア１であれば、より優れた温度特性を有することができる。この場合、ニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニン等の電熱用材料を用いることになるが、これらは、平板から打ち抜きでコア１の形状を得るには材料ロスが多くなって高価になる。そこで、これらの材料は電熱線として市場に出回っていることから、ニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニン等からなる電熱線を必要な長さに切断した後、必要な曲げ加工（または伸ばし加工）を施して用いると経済的であり、無用な産業廃棄物の発生を防ぐことができる。
【０１３０】
また、本実施形態の温度補償の第１の方法と第２の方法との両者を組み合わせることにより、効果的に温度補償を行うことができる。
【０１３１】
（実施形態３）
実施形態１のポジションセンサは直流電流Ｉｄｃと交流電流Ｉａｃとを検出コイル２に供給し、結果として検出コイル２の両端に発生する直流電圧Ｖｄｃと交流電圧Ｖａｃとの比で、変位信号Ｖｏｕｔの温度係数が検出コイル２とコア１との相対変位によって変動する幅（温度係数の変位依存性）の最小化を図っていた。そして図１９に示すように、信号処理回路４を、例えばピークホールド回路４ａ、温度補償回路４ｃ、非線形性補償回路４ｅ、増幅回路４ｄで構成して、ピークホールド回路４ａが検出コイル２の両端電圧Ｖｓのピーク値Ｖ１を抽出し、温度補償回路４ｃはピーク値Ｖ１に、ピーク値Ｖ１の温度係数とは逆極性の温度係数で温度補償し、非線形性補償回路４ｅは検出コイル２とコア１との相対変位に対する直線性を補償して、増幅回路４ｄは信号増幅を行って変位信号Ｖｏｕｔを出力するものである。
【０１３２】
対して本実施形態のポジションセンサは図２０に示すように、信号処理回路４を、ピークホールド回路４ａ、レベルシフト回路４ｂ、温度補償回路４ｃ、増幅回路４ｄで構成して、ピークホールド回路４ａが検出コイル２の両端電圧Ｖｓのピーク値Ｖ１を抽出し、レベルシフト回路４ｂはピーク値Ｖ１にレベルシフト値Ｖｓｈを加算した信号Ｖ２を出力し、温度補償回路４ｃは信号Ｖ２に、信号Ｖ２の温度係数とは逆極性の温度係数で温度補償した信号Ｖ３を出力し、増幅回路４ｄは信号Ｖ３の増幅を行って変位信号Ｖｏｕｔを出力するものである。
【０１３３】
このレベルシフト回路４ｂがピーク値Ｖ１にレベルシフト値Ｖｓｈを加算することによって、検出コイル２へ供給する直流電流Ｉｄｃは０あるいは小さな値であってもよく、消費電流に制約がある場合には有利になる（図３では直流電流Ｉｄｃ＝０としている）。対して実施形態１ではピーク値Ｖ１の変位依存性を最小にするために、Ｉｄｃ／Ｉａｃの値を大きく設定しなければならず、消費電流の増大や、感度の劣化を引き起こす恐れがあった。ここで本実施形態では［数２］で表されるピーク値Ｖ１に対して、信号Ｖ２は、
【０１３４】
【数４】
2004029002.tif 000006
と表され、（Ｉｄｃ＊Ｚｄｃ＋Ｖｓｈ）が直流電圧Ｖｄｃとなる。
【０１３５】
そして、レベルシフト値Ｖｓｈの大きさ（絶対値）または温度係数を適正に設定することは、実施形態１のように直流電流Ｉｄｃと交流電流Ｉａｃとの比や温度係数を適正に設定することと同じことになる。さらに、レベルシフト値Ｖｓｈ以外に、直流電流Ｉｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流抵抗Ｚｄｃ、交流インピーダンスＺａｃの各値及び温度係数のうちいずれか１つ以上を適正に設定した場合も、信号Ｖ２の直流電圧Ｖｄｃと交流電圧Ｖａｃとの比及び温度係数を適正に設定することになるので、信号Ｖ２の温度係数の変動幅を最小にすることができる。
【０１３６】
本実施形態のポジションセンサの形状は実施形態１と同様であるが、本実施形態では図２１に示すように可動ブロック１３が回転し、回転角θが０°から９０°になるにしたがって、検出コイル２に貫入しているコア１の部分が多くなる構成としている。図２２はこの回転角θに対する検出コイル２の交流インピーダンスＺａｃの温度係数を示しており、交流インピーダンスＺａｃは変位依存性を持っており、回転角θが大きいほどコア１の検出コイル２に対する貫入量が多くなって、増大している（回転角θ＝０〜１００°で約４７０ｐｐｍ／℃の差がある）。交流インピーダンスＺａｃの測定周波数は７０ＫＨｚ、直流抵抗Ｚｄｃは５８Ω（２５℃）で、直流抵抗Ｚｄｃの温度係数は３９００ｐｐｍ／℃である。
【０１３７】
ここで図１９の構成で抽出したピーク値Ｖ１の温度係数を図２３に示す。交流電流Ｉａｃ＝１ｍＡとして、Ｉｄｃ／Ｉａｃを変化させることでピーク値Ｖ１の温度係数の変位依存性を制御することができ、Ｉｄｃ／Ｉａｃ＝１．０程度の場合に、ピーク値Ｖ１の温度係数の変位依存性を最小にすることができる。なお、簡単のために直流電流Ｉｄｃ、交流電流Ｉａｃ、周波数には温度変化がないと仮定している（以下同様）。
【０１３８】
対して図２４は、図２０の本実施形態の構成でレベルシフト値Ｖｓｈを０ｍＶから２００ｍＶまで変化させた場合の信号Ｖ２の温度係数を示しており、直流電流Ｉｄｃを０、レベルシフト値Ｖｓｈの温度係数ｈを３０００ｐｐｍ／℃としている。この場合、レベルシフト値Ｖｓｈを変化させることで信号Ｖ２の温度係数の変位依存性を制御することができ、Ｖｓｈ＝１００ｍＶ程度の場合に、信号Ｖ２の温度係数の変位依存性を最小にすることができて、上記図１９の構成と同様の効果を得ることができる。
【０１３９】
さらに図２５は、図２０の本実施形態の構成でレベルシフト値Ｖｓｈの温度係数ｈを０ｐｐｍ／℃からから５０００ｐｐｍ／℃まで変化させた場合の信号Ｖ２の温度係数を示しており、直流電流Ｉｄｃを０、レベルシフト値Ｖｓｈを１００ｍＶとしている。この場合、温度係数ｈを変化させることで信号Ｖ２の温度係数の変位依存性を制御することができ、ｈ＝２０００ｐｐｍ／℃程度の場合に、信号Ｖ２の温度係数の変位依存性を最小にすることができて、上記図１９の構成と同様の効果を得ることができる。
【０１４０】
このようにして得られた信号Ｖ２に、温度補償回路４ｃで変位に依らない温度補償（例えば図２３の場合、約−１２００ｐｐｍ／℃、図２４の場合、約−１４５０ｐｐｍ／℃、図２５の場合、約−１３００ｐｐｍ／℃）を行って得られる信号Ｖ３は周囲温度に依らず、常温でのその変位での信号Ｖ２にほぼ等しい値となる。そして増幅回路４ｄで信号Ｖ３に所定の増幅を行うことで変位信号Ｖｏｕｔを出力している。（特に増幅の必要がなければ信号Ｖ３を変位信号Ｖｏｕｔとして出力する。）なお、温度補償回路４ｃは、必ずしも温度に対して１次の補償を行うものに限るものではなく、温度について２次あるいはその他の非線形の方程式で表現される補償を行う回路でもよい。同様に、増幅回路４ｄも信号Ｖ３について非線形の方程式で表現される増幅度を有する回路でもよい。
【０１４１】
また、図２６に示すようにレベルシフト回路４ｂを検出コイル２とピークホールド回路４ａとの間に接続しても、信号Ｖ２は［数４］で表されるため、同様の効果を得ることができる。
【０１４２】
そして本実施形態のレベルシフト値Ｖｓｈやレベルシフト値Ｖｓｈの温度係数ｈ、さらには温度補償の温度係数、増幅のための回路定数、係数等をＥＥＰＲＯＭ等に記憶できるようにして、個別の製品毎にその値や係数、定数を最適値に設定できるようにすれば、検出コイル２や信号処理回路４の温度特性の個体差に左右されないため、温度変化による特性変動を最小限にすることができる。
【０１４３】
次に、ポジションセンサの製造工程で個別に行うレベルシフト値Ｖｓｈやレベルシフト値Ｖｓｈの温度係数ｈのキャリブレーションについて、以下説明する。まず、図２４のようにレベルシフト値Ｖｓｈを制御して温度特性の変位依存性を最小化する場合には、温度サイクルによって各変位（各回転角）でのピーク値Ｖ１、信号Ｖ２の温度特性を測定して最適なレベルシフト値Ｖｓｈを求め、そのレベルシフト値Ｖｓｈに基づいて増幅回路４ｄの係数（回路定数）を決める。そして、増幅回路４ｄの係数設定後、はじめて変位信号Ｖｏｕｔが得られるため、変位信号Ｖｏｕｔの温度特性を確認するためには、温度サイクルを再度行う必要がある。
【０１４４】
一方、図２５のようにレベルシフト値Ｖｓｈの温度係数ｈを制御して温度特性の変位依存性を最小化する場合は、まず常温状態（温度補償回路４ｃのゲインは１になる）で増幅回路４ｄの係数を決めることができる。その後、温度サイクルによって各変位（各回転角）でのピーク値Ｖ１、信号Ｖ２の温度特性を測定して最適な温度係数ｈや温度補償回路４ｃの温度係数を決めることができ、この温度サイクルで変位信号Ｖｏｕｔも同時に確認することができるので、２回目の温度サイクルを行う必要はない。このようにレベルシフト値Ｖｓｈを制御するよりもレベルシフト値Ｖｓｈの温度係数ｈを制御するほうがキャリブレーションは簡単に実施できる。
【０１４５】
なお実施形態１のように検出コイル２にバイアス電流を供給して制御する場合は、図２３のようにＩｄｃ／Ｉａｃを制御するよりも、直流電流Ｉｄｃ、交流電流Ｉａｃ、または周波数の温度係数を制御するほうがキャリブレーションは簡単に実施できる。
【０１４６】
また上記説明では、検出コイル２の両端電圧のピーク値Ｖ１を元の信号として信号処理を行っているが、検出コイル２の両端電圧のボトム電圧を元の信号として信号処理を行ってもよく、この場合は［数２］、［数４］の代わりに、
【０１４７】
【数５】
2004029002.tif 000007
【０１４８】
【数６】
2004029002.tif 000008
となる。この場合も、レベルシフト値Ｖｓｈ、レベルシフト値Ｖｓｈの温度係数ｈを適正に設定することで（少なくともいずれか一方を負の値にする）上記と同様の効果を得ることができる。さらには、検出コイル２の両端電圧のピーク−ピーク電圧や実効値を元の信号として、その元の信号にレベルシフトを施しても上記と同様の効果を得ることができる。
【０１４９】
このように本実施形態では検出コイル２の直流抵抗Ｚｄｃの温度係数を利用する必要はなく、検出コイル２の両端電圧から交流電圧Ｖａｃのみを取り出して、レベルシフト回路４ｂで直流電圧（レベルシフト値Ｖｓｈ）を与えればよく、回路設計の自由度が向上している。
【０１５０】
（実施形態４）
本実施形態のポジションセンサの構成は図２７に示すように、実施形態３のピークホールド回路４ａの次段にＡＤ変換回路４ｆを接続し、ＡＤ変換回路４ｆの次段にはレベルシフト部４１、温度補償部４２、増幅部４３を構成するデジタル演算ブロック４ｇを接続している。そして、検出コイル２の両端電圧のピーク値Ｖ１をＡＤ変換回路４ｆでデジタル信号ＤＶ１に変換し、以降、デジタル演算ブロック４ｇではデジタル信号演算としてレベルシフト部４１で所定のデジタル量を加算してレベルシフトを行ったデジタル信号ＤＶ２を出力し、温度補償部４２では温度補償を実行する演算をデジタル信号ＤＶ２に対して行い、増幅部４３では温度補償部４２が出力するデジタル信号を増幅して、デジタル信号の変位信号Ｖｏｕｔを出力する。
【０１５１】
このように信号をデジタル化すると、１回の温度サイクルでピーク値Ｖ１の温度特性のみを測定すれば、レベルシフトのデジタル量やその温度係数、温度補償の温度係数や、増幅の係数等は計算によって求めることができ、且つ出力される変位信号Ｖｏｕｔの温度特性も計算で確認できる（実際の出力と計算で求めた出力との誤差は量子化誤差以下となる）という長所がある。また、デジタル演算結果をＤＡ変換してアナログ信号出力とすることもできる。
【０１５２】
（実施形態５）
本実施形態では、出力の直線性の改善について説明する。本実施形態のポジションセンサの構成は実施形態１乃至４いずれかと同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【０１５３】
まず、直線性改善の第１の方法としては、コア１の材料に適正なものを選択し、且つ交流電流Ｉａｃの周波数ｆも適正に設定することである。発明者は実施形態１で例をあげた検出コイル２において、コア材質を変えて交流インピーダンスＺａｃの直線性に関する実験を行なった。図２８は用いた金属材料：電磁軟鉄，パーマロイ，電磁ステンレス，ＳＵＳ４３０，鉄クロムと、それらの推定特性値：抵抗率である。図２８の中で「電磁ステンレス」と記されたものは、Ｃｒ１１％の他、Ｓｉ、Ｍｎ、Ｐ、Ｎｉ、Ｔｉなどを添加した金属で電磁弁やリレーのヨーク等に使用されるものである。また、各金属はいずれも各々の磁気特性を引き出すために、各金属固有の条件で熱処理が施されており、形状は同一である。
【０１５４】
図２９（ａ）〜（ｅ）に交流電流Ｉａｃの周波数ｆを１０ＫＨｚ、３０ＫＨｚ、５０ＫＨｚ、７０ＫＨｚ、９０ＫＨｚに対する、各金属の交流インピーダンスＺａｃの直線性の実験結果を示す。電磁軟鉄や純鉄に比べ、磁性ステンレス（電磁ステンレス）は良好な直線性を有することが分かる。特に、ＳＵＳ４３０（１８Ｃｒ系フェライト系ステンレス）は、角度スパンに対しても周波数に対しても良好な直線性を有する上、耐食性も備え、且つ安価であるのでポジションセンサのコア材料として好適であるといえる。これらの直線性は抵抗率、透磁率のバランスと周波数特性で決定されるものと考えられる。鉄クロムも５０ｋＨｚ以上では良好な直線性を有するので、耐食性についての対策さえ施せば、前述の抵抗率温度変化率の利点と合わせて良好なコア材料となり得ることがわかる。
【０１５５】
第２の改善方法としては、従来技術の問題点として挙げた端部効果を低減するための対策を施すことである。図３０（ａ）、（ｂ）は、コア１の形状を工夫することでコア先端部１ａまたは１ｂの、交流インピーダンスＺａｃに対する寄与率を高める方法である。図３０（ａ）においては、先端部１ａに略直角の段差を設けて太くしたもので、図３０（ｂ）においては、先端部１ｂを楔状に太くしたものであり、両方共、先端部１ａまたは１ｂが他の部分より太くなっているため、巻線間の鎖交磁束量を多くすることができ、よりインダクタンスの増加に寄与することができる。また、このとき、エッチングや金属射出成形でコア１を形成する場合には、特にコストアップ要因にはならない。
【０１５６】
図３０（ｃ）は、コア１の先端部１ｃをコア本体より透磁率の高い材料で構成することにより、コア先端部１ｃでの鎖交磁束量を多くすることができ、よりインダクタンスの増加に寄与することができるものである。図３０（ａ）、（ｂ）が先端部以外の部分を細くしなければならず、若干の感度低下を伴なうのに対し、図３０（ｃ）の実施例では感度低下が起こらない。また、太さが均一であるので力学的に安定（少しくらい当たっても、変形しにくい）である。
【０１５７】
図３０（ｄ）は、高透磁率の材料でコア先端部１ｄに表面処理（めっき等）を施した例である。図３０（ｃ）が製造上、手間がかかり、位置決めも難しいことを改善することができる。また、めっきだけでなく、たとえば高透磁率の箔体を貼り付ける等の構成でもよい。
【０１５８】
図３１に示すポジションセンサは、中空のボビン１５に巻回された検出コイル２と、検出コイル２の巻軸方向Ｘに変位してボビン１５の中空部分に貫入するコア１とを備え、定電流回路と信号処理回路とは（図示なし）、実施形態１乃至４いずれかと同様に設けられている。この例は、コア１は従来のままの形状であり、巻線が検出コイル２の端部で太く（すなわち、巻層数が多く）巻かれている例である。したがって、コア１の先端部のみの貫入に対しても、多くの巻線の磁束が鎖交するため、よりインダクタンスが増加するものである。
【０１５９】
さらに、コア１と検出コイル２のボビン内壁との引っ掛かりをなくするために、図３２（ａ）〜（ｅ）の例では、コア１の先端部に面取り、Ｒ付けなどのエッジ除去構造を取り入れることにより、引っ掛かりをなくしている。図３２（ｂ）〜（ｅ）は図３０（ａ）〜（ｅ）に示したコア１の先端に面取り、Ｒづけを施したものである。
【０１６０】
また、コア１及び検出コイル２の断面図を示す図４においては、コア１が貫入する湾曲ボビン１０の内面に銅などの非磁性金属を蒸着したコーティング１１を施して、コア１の引っ掛かりをなくしている。コーティング１１に金属等、導電性を有する物質を用いる場合には、物質が断面内で閉ループを形成しないようにする必要がある。なお、金属蒸着等の代りに、貫通穴側面の一部を板金部品で形成してもよいし、フッ素コーティングなど摺動性と耐摩耗性を有する物質であれば同じ効果を発揮することができる。このようにすることで、コア１として箔体や線状体（特にアモルファスなど）を用い、湾曲ボビン１０の貫通穴の側面に沿わせて変位させることもできるので、薄型化や小径化が図れるとともに直線性の向上にも効果がある。
【０１６１】
さらに、スプリングコイルを用いて検出コイル２の巻線を形成し、スプリングコイルを湾曲ボビン１０に挿入すれば、角度方向に均一なピッチの巻線が容易に形成できる。
【０１６２】
次に、図２においては、検出コイル２の巻線テンションで変形し、曲率が減少した湾曲ボビンを元の形に戻すための曲率矯正用部材１２を備えており、曲率矯正用部材１２は検出コイル２と略同様の曲率に形成された溝を形成しており、その溝に検出コイル２を入れ込むことによって、検出コイル２の内側半径部分と底面側とが曲率矯正用部材１２に当接して、湾曲ボビン１０の曲率の減少を矯正している。図２ではハウジング１４が曲率矯正用部材１２を備えているが、ハウジング１４そのものに同様の溝を形成してもよい。
【０１６３】
このような曲率矯正用部材１２を用いる構造には、別の意味でもメリットがある。このような構造をとらない検出コイル２では、図３３に示すように保持固定のための保持・固定用部材１６を検出コイル２の両端部の鍔付近外側に設ける必要がある。この保持・固定用部材１６があると、コア１のストローク（機械的変位量）が制限されてしまう。しかし、保持固定の構造が鍔の外側にない図２の場合は、コア１のストロークを長くとることができ、あるいは、ストロークを長くとる代りに、湾曲ボビン１０の巻線部の角度を広くとることができ、これらも、直線性の改善に繋がるものである。
【０１６４】
（実施形態６）
図３４〜３７に示す本実施形態のポジションセンサは、自動車用（例えばアクセルペダルポジションの検出等）に使用することを考慮し、フェールセーフシステムの思想に基づいて、図２，図３に示すポジションセンサの検出部を２重にしたものであり、図３４，図３５では、同一の曲率で湾曲した２つの検出コイル２ａ，２ｂと、可動ブロック１３の回転軸を中心に回転することで２つの検出コイル２ａ，２ｂに各々貫入する同一の曲率で湾曲した２つのコア１ａ，１ｂとを備え、２つの検出コイル２ａ，２ｂは、コア１ａ，１ｂの回転軸方向に重ねて配置されている。特開２０００−１８６９０３号公報に記載の同一平面上に２つの検出コイルを配置する構成に比べて、検出コイル２ａ，２ｂの巻き線部の見込角度も、可動ブロック１３の機械的回転角度も増える。したがって、検出コイル２ａ，２ｂの各インピーダンスＺの直線性が良好な回転角度θの範囲が広がる。また、検出コイル２ａ，２ｂの仕様が同一であるので、２つの検出コイル２ａ，２ｂの特性を略同一にすることができ、巻線加工、コスト面で有利である。
【０１６５】
さらに、図３６，図３７に示すポジションセンサは、小さい曲率で湾曲した検出コイル２ａと、大きい曲率で湾曲した検出コイル２ｂと、可動ブロック１３の回転軸を中心に回転することで２つの検出コイル２ａ，２ｂに各々貫入する小さい曲率で湾曲したコア１ａと、大きい曲率で湾曲したコア１ｂとを備え、検出コイル２ａ，２ｂは、コア１ａ，１ｂの回転軸に対して同一回転角度θ上、且つ同一平面上に配置されている。したがって、図３４，図３５に示すポジションセンサと同様に、検出コイル２ａ，２ｂの巻き線部の見込角度も、可動ブロック１３の機械的回転角度も増えて、検出コイル２ａ，２ｂの各インピーダンスＺの直線性が良好な回転角度θの範囲が広がり、さらに薄型化も可能となる。
【０１６６】
ここで、本実施形態の検出コイル２ａ，２ｂを湾曲ボビン１０ａ，１０ｂに巻回した後、組み立て前に、検出コイル２ａ，２ｂと湾曲ボビン１０ａ，１０ｂとを一体的に樹脂１７でモールドすれば、組み立て時、振動・衝撃時の断線防止になり、２つのコイル２ａ，２ｂ間の位置関係がずれることがないので、組み立て時の位置ずれによる２系統間の出力変動が発生しない。さらに、一体的に成形して２つの検出部で１つの部品になるので、可動ブロック１３との位置決めが容易になり、組み立て時間も短時間となる。
【０１６７】
また、湾曲ボビン１０ａ，１０ｂの変形を矯正した状態で樹脂モールドすることにより、ハウジング１４側に湾曲ボビン１０ａ，１０ｂの変形を矯正する特別な部材を設ける必要がなくなる。
【０１６８】
さらに、２つのコア１ａ，１ｂも一体的に樹脂モールドすれば、互いの位置がずれないので、組み立て時の位置ずれによる２系統間の特性変動が発生しない。
【０１６９】
（実施形態７）
本実施形態のポジションセンサの構成は実施形態１乃至６のうちいずれかと同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態では、信号処理回路４が出力する変位信号Ｖｏｕｔの構成について説明する。
【０１７０】
ポジションセンサの信号を受けて処理するシステムであるＥＣＵがデジタル回路である場合、変位信号Ｖｏｕｔがアナログ信号であると余計なＡ／Ｄ変換やＤ／Ａ変換を繰り返すことにより誤差が生じ、且つ応答遅れを伴うが、変位信号Ｖｏｕｔがデジタル信号であればアナログ信号のような前記問題はなく、さらに信号伝達の際の外部ノイズの影響を受けにくい。そこで、信号処理回路４が出力する変位信号Ｖｏｕｔをデジタル信号で構成した例を示す。ここで信号処理回路４は、検出部Ａの出力電圧のピーク値Ｖ１をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路（実施形態４以外では図示なし）と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路とを具備している。
【０１７１】
図３８は、信号処理回路４が出力する変位信号Ｖｏｕｔの第１の例を示し、変位信号Ｖｏｕｔは、基準パルスＶｒのパルス幅３個分の幅Ｔ１を有する出力開始信号と、出力開始信号が出力してから位置情報に応じた時間Ｔ２を経て出力されるパルス信号とから構成される。ＥＣＵ側では出力開始信号のパルス幅Ｔ１と、パルス信号が表れるまでの時間Ｔ２とをタイマで測定することによって、コア１と検出コイル２との相対位置を判断することができる。
【０１７２】
図３９は、信号処理回路４が出力する変位信号Ｖｏｕｔの第２の例を示し、変位信号Ｖｏｕｔは、基準パルスＶｒのパルス幅３個分の幅を有する出力開始信号と、出力開始信号に続いて出力される位置情報に応じた数のパルス信号とから構成される。
【０１７３】
ＥＣＵ側では出力開始信号に続くパルス信号の数をカウンタで計数することによって、コア１と検出コイル２との相対位置を判断することができる。
【０１７４】
図４０は、信号処理回路４が出力する変位信号Ｖｏｕｔの第３の例を示し、変位信号Ｖｏｕｔは、位置情報に応じたデューティ比のパルス信号とから構成され、そのデューティ比のオン，オフ時間は基準パルスＶｒのパルス数によって各々決められる。
【０１７５】
ＥＣＵ側では周期とパルス幅とをタイマで計測することによって、コア１と検出コイル２との相対位置を判断することができる。
【０１７６】
なお、必要ビット数のデジタル出力を確保するとポジションセンサ−ＥＣＵ間の配線数が増えてしまうが、図３８〜図４０に示す例によれば信号線は１本で済む。また、変位信号Ｖｏｕｔは、位置情報に応じたパルス幅のパルス信号とから構成されてもよい。さらに、信号線の数が問題にならなければ、変位信号Ｖｏｕｔを位置検出に必要な分解能を満たすビット数のデジタル信号で構成してもよい。
【０１７７】
（実施形態８）
本実施形態のポジションセンサの検出コイルの断面構造、回路構成を、図４１，図４２に各々示す。なお、信号処理回路４ａ，４ｂの構成は実施形態１，３，４のうちいずれかと同様である。
【０１７８】
本実施形態のポジションセンサは、車載用に使用することを考慮して、フェールセーフシステムの思想に基づいてセンサの検出部を２重にしたものである。
【０１７９】
ポジションセンサは、中空のボビン１５ａ，１５ｂに各々巻回されて巻軸方向に対向して配置された検出コイル２ａ，２ｂと、検出コイル２ａ，２ｂの巻軸方向Ｘに変位してボビン１５ａ，１５ｂの中空部分に貫入するコア１と、定電流Ｉｄａ，Ｉｄｂを検出コイル２ａ，２ｂに各々出力する定電流回路３と、定電流回路３が出力する定電流Ｉｄａ及び検出コイル２ａのインピーダンスＺａにより決まる検出コイル２ａの両端電圧のピーク値をコア１と検出コイル２ａとの位置情報を示す変位信号に変換する信号処理回路４ａと、定電流回路３が出力する定電流Ｉｄｂ及び検出コイル２ｂのインピーダンスＺｂにより決まる検出コイル２ｂの両端電圧のピーク値をコア１と検出コイル２ｂとの位置情報を示す変位信号に変換する信号処理回路４ｂとを備える。
【０１８０】
本実施形態においては、２つの検出コイル２ａ，２ｂは構造部材（図示なし）に取り付けられた同一のコア１を共用すること、同一の定電流回路３が所定の周波数及び振幅の定電流Ｉｄａ，Ｉｄｂを２つの検出コイル２ａ，２ｂに各々出力することによって、検出部の２重化に伴うコストアップを低減することができる。
【０１８１】
また、定電流回路３、信号処理回路４ａ，４ｂの能動回路部をモノリシックＩＣで構成すれば、ＩＣ部は最もコストの高い部品であるので、検出部の２重化に伴うコストアップをさらに低減することができる。
【０１８２】
以下、実施形態１乃至８のポジションセンサの具体的な使い方について説明する。まず、車載のアクセルペダル検出用ポジションセンサとして用いる場合は、検出角度が３０°程度と狭いので、同一平面内に同一曲率の湾曲ボビンを配置することができ、検出コイルのインピーダンスを相補的とすることができる。また、車室内に配置されるため、動作上限温度はそれほど高くない。さらに、検出角度に対して、十分大きなストロークがあるため、コアの材質や形状にあまり工夫を施さなくても、ストローク中央部分の直線性のよい部分をも用いることができる。
【０１８３】
次に、スロットルポジションセンサとして用いる場合は、検出角度が９０°以上と大きく、且つ機械的ストロークも大きくする必要があるため、図３４，３５に示す湾曲ボビンの２段重ねか、あるいは図３６，３７に示すように、同一平面内の同一角度範囲に異なる曲率を有する湾曲ボビンを並べる構造が適している。また、検出角度に対する機械的ストロークの余裕が限られているため、コアとしてはＳＵＳ４３０等のコイルインピーダンスの直線性が得られやすい材料を選択することが望ましい。スロットルポジションセンサはエンジンルーム内に配置されるため、高い動作上限温度が要求され、コアとして直線性が得られやすい材料を選択した上で、適度なバイアス電流をコイルに与え、角度変位による温度特性（温度係数）を最小限にすることが望ましい。
【０１８４】
また、発電設備等のプラント用に用いるポジションセンサは、高温にさらされるため、コア材料としては鉄クロムを用いた上、適度なバイアス電流をコイルに与え、角度変位による温度特性（温度係数）を最小限にする工夫が望ましい。
【０１８５】
さらに、原動機付き自転車に用いる角度検出用のポジションセンサはコスト面から検出部を１系統のみとしている場合があるが、一般に自動車に用いられる角度検出用のポジションセンサは、システムとしての信頼性を確保するために検出部の２重化を図ってもよい。
【０１８６】
【発明の効果】
請求項１の発明は、所定の振幅の直流電流に所定の周波数及び振幅の交流電流を重畳した定電流を出力する定電流回路と、前記定電流を供給される少なくとも検出コイルからなる検出部と、前記検出コイルに対して前記検出コイルの巻軸方向に相対変位する磁性材料からなるコアと、前記定電流によって発生する前記検出部の出力電圧のピーク値に基づいて前記コアと前記検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力する信号処理回路とを備え、前記コアの前記検出コイルに対する全変位区間における前記検出部の出力電圧のピーク値の温度係数の変動幅が、前記コアの前記検出コイルに対する全変位区間における前記所定の周波数での前記検出部のインピーダンスの交流成分の温度係数の変動幅より小さくなるように、前記定電流の直流電流と交流電流との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうちいずれか１つ以上を設定するので、検出コイルは検出対象に応じて自由に選択でき、検出コイルのインピーダンスの温度係数の変位依存性を回路上の定数を設定することで容易に低減でき、したがって、変位に対する検出コイルのインピーダンスの温度係数の変化を簡単な回路で補償できるという効果がある。
【０１８７】
請求項２の発明は、請求項１において、前記コアは、前記検出コイルの巻線内に貫入自在であるので、検出コイルのインピーダンスの変化を大きくできるという効果がある。
【０１８８】
請求項３の発明は、請求項２において、前記検出部の出力電圧の直流成分の温度係数は、前記検出コイルの巻線内に対するコアの貫入量が最小の場合の前記検出部の出力電圧の交流成分の温度係数より、前記コアの貫入量が最大の場合の前記検出部の出力電圧の交流成分の温度係数に近いので、検出部の出力電圧のピーク値の温度係数の変動幅を小さくすることができるという効果がある。
【０１８９】
請求項４の発明は、請求項１または２において、前記定電流回路は、所定の振幅の直流電圧に所定の周波数及び振幅の交流電圧を重畳した電圧を発生する発振回路と、前記発振回路の出力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路とから構成され、前記直流電圧と交流電圧とを各々設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合を設定するので、簡単な回路構成と、回路上の定数の設定とによって、定電流の直流電流と交流電流との割合を設定することができるという効果がある。
【０１９０】
請求項５の発明は、請求項１または２において、前記定電流回路は、所定の振幅の直流電圧に所定の周波数及び振幅の交流電圧を重畳した電圧を発生する発振回路と、前記発振回路の出力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路とから構成され、前記発振回路が備える直流電圧の値を決定する抵抗の抵抗値の温度係数を設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性を設定するので、簡単な回路構成と、回路上の定数の設定とによって、定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性を設定することができるという効果がある。
【０１９１】
請求項６の発明は、請求項１または２において、前記定電流回路は、所定の振幅の直流電圧に所定の周波数及び振幅の交流電圧を重畳した電圧を発生する発振回路と、前記発振回路の出力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路とから構成され、前記交流電圧の周波数の温度特性を設定することで、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性を設定するので、定電流回路がＩＣで構成されて容易に回路上の定数設定を行うことができない場合でも、交流電圧の発振周波数を決定するための抵抗やコンデンサが外付けになっておれば、これらの抵抗やコンデンサの温度係数を選択することによって、検出部のインピーダンスの交流成分の温度特性を設定することができるという効果がある。
【０１９２】
請求項７の発明は、請求項１または２において、前記定電流回路は、所定の振幅の直流電流を出力する直流定電流回路と、所定の周波数及び振幅の交流電流を出力する交流定電流回路とからなり、前記直流電流の振幅の温度特性と前記交流電流の周波数の温度特性と前記交流電流の振幅の温度特性とのうち少なくとも１つを設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうちいずれか１つ以上を設定するので、簡単な回路構成と、回路上の定数の設定とによって、請求項１と同様の効果を奏する。
【０１９３】
請求項８の発明は、請求項１または２において、前記検出部は、前記検出コイルと、前記検出コイルに直列接続し、前記コアの変位によってインピーダンスが変化しない回路素子とを備え、前記信号処理回路は、前記定電流によって発生する前記検出コイルと回路素子との直列回路の両端電圧のピーク値に基づいて前記コアと前記検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力し、前記回路素子のインピーダンスの交流成分及び直流成分と、前記回路素子のインピーダンスの交流成分及び直流成分の温度係数とのうち少なくとも１つを設定することで、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうち少なくとも１つを設定するので、定電流回路がＩＣで構成されて容易に回路上の定数設定を行うことができない場合でも、変位に対する検出部のインピーダンスの温度係数の変化を簡単な回路で補償できるという効果がある。
【０１９４】
請求項９の発明は、請求項８において、前記回路素子は抵抗であるので、低コストで検出部のインピーダンスを制御できるという効果がある。
【０１９５】
請求項１０の発明は、請求項８において、前記回路素子はインダクタであるので、低コストで検出部の直流抵抗と交流インピーダンスとを制御できるという効果がある。
【０１９６】
請求項１１の発明は、請求項１または２において、前記定電流回路は、前記直流電流の振幅、前記交流電流の周波数及び振幅を設定する抵抗と、前記抵抗の値を設定するデジタルトリミング手段とを備える集積回路からなり、前記デジタルトリミング手段によって前記抵抗の値を設定することで、前記定電流の直流電流と交流電流との割合と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合と、前記定電流の直流電流と交流電流との割合の温度特性と、前記検出部のインピーダンスの交流成分と直流成分との割合の温度特性とのうちいずれか１つ以上を設定するので、容易に請求項１または２の効果を奏することができる。
【０１９７】
請求項１２の発明は、請求項１または２において、前記信号処理回路は、整流回路と、前記整流回路の出力をピークホールドする回路とからなるので、信号処理回路を簡単な回路で構成することができるという効果がある。
【０１９８】
請求項１３の発明は、請求項１または２において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値の温度係数とは逆極性の温度係数を有する増幅器を備え、前記増幅器の出力に基づいて前記コアと前記検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力するので、増幅器の出力は温度補償済の変位だけに依存する信号であり、この出力を処理することで温度補償済みの変位信号を得ることができるという効果がある。
【０１９９】
請求項１４の発明は、請求項４において、前記発振回路が発生する交流電圧は三角波であるので、正弦波電圧よりも簡単に得ることができるという効果がある。
【０２００】
請求項１５の発明は、請求項７において、前記交流定電流回路が出力する交流電流は三角波であるので、正弦波電流よりも簡単に得ることができるという効果がある。
【０２０１】
請求項１６の発明は、請求項１または２において、前記検出コイルの巻線のターン数、巻線の巻ピッチ、及び前記検出コイルに入力される定電流の周波数は、前記検出コイルのインピーダンスの温度係数と、前記コアが前記検出コイルに対して相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンスの温度係数とが等しくなる各値であるので、コアが貫入していない場合の検出コイルのインピーダンスを制御して、インピーダンスの温度変化が、コアと検出コイルとの相対変位によって変わらないようにすることができるという効果がある。
【０２０２】
請求項１７の発明は、請求項１または２において、前記コアは、前記検出コイルのインピーダンスの温度係数と、前記コアが前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンスの温度係数とが等しくなる材料で形成されるので、コアが貫入している場合の検出コイルのインピーダンスを制御して、インピーダンスの温度変化が、コアと検出コイルとの相対変位によって変わらないようにすることができるという効果がある。
【０２０３】
請求項１８の発明は、請求項１または２において、前記コアに施された表面処理は、前記検出コイルのインピーダンスの温度係数と、前記コアが前記検出コイルに相対変位することに起因する前記検出コイルのインピーダンスの温度係数とが等しくなる表面処理であるので、コアが貫入している場合の検出コイルのインピーダンスを制御して、インピーダンスの温度変化が、コアと検出コイルとの相対変位によって変わらないようにすることができるという効果がある。
【０２０４】
請求項１９の発明は、請求項１または２において、前記コアは、少なくとも表面を体積抵抗率の温度係数が小さな材料で形成されるので、コアが貫入している場合の検出コイルのインピーダンスの温度変動を小さくすることができるという効果がある。
【０２０５】
請求項２０の発明は、請求項１９において、前記コアは、少なくとも表面をニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されるので、請求項１９を容易に実現できるという効果がある。
【０２０６】
請求項２１の発明は、請求項１９において、前記コアは、所望の長さに切断した電熱線を、曲げ加工して形成したので、コアが貫入している場合の検出コイルのインピーダンスの温度変動をより小さくすることができ、且つ材料のロスを少なくすることができるという効果がある。
【０２０７】
請求項２２の発明は、請求項２１において、前記電熱線は、ニッケル−クロム合金、ニッケル−クロム−鉄合金、鉄−クロム−アルミ合金、銅−ニッケル合金、マンガニンのうちいずれかで形成されるので、請求項２１を容易に実現できるという効果がある。
【０２０８】
請求項２３の発明は、請求項１または２において、前記検出コイルの巻線は、ニクロム、マンガニン、銅−ニッケル合金のうちいずれかで形成されるので、コアが貫入していない場合の検出コイルのインピーダンスの温度変動を小さくすることができるという効果がある。
【０２０９】
請求項２４の発明は、少なくとも所定の周波数及び振幅の交流の定電流を出力する定電流回路と、前記定電流を供給される少なくとも検出コイルからなる検出部と、検出コイルに対して検出コイルの巻軸方向に相対変位する磁性材料からなるコアと、前記定電流によって発生する検出部の出力電圧からの抽出値に基づいてコアと検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力する信号処理回路とを備え、前記信号処理回路は、検出部の出力電圧から前記抽出値を得る抽出回路と、前記抽出値に対して所定の大きさのレベルシフトを行うレベルシフト回路と、温度補償をレベルシフト回路の出力に対して行う温度補償回路とを具備し、レベルシフト回路出力の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅が、前記抽出値の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅より小さくなるように、前記レベルシフトの大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を設定するので、検出コイルに供給される電流は温特調整に依らず一定にでき、温特調整のために消費電流が変わってしまうという不都合はなく消費電流を低減でき、且つ巻線材料の直流抵抗の温度係数に依存しないで調整を行うことができて、変位に対する検出コイルのインピーダンスの温度係数の変化を簡単な回路で補償できるという効果がある。
【０２１０】
請求項２５の発明は、少なくとも所定の周波数及び振幅の交流の定電流を出力する定電流回路と、前記定電流を供給される少なくとも検出コイルからなる検出部と、検出コイルに対して検出コイルの巻軸方向に相対変位する磁性材料からなるコアと、前記定電流によって発生する検出部の出力電圧からの抽出値に基づいてコアと検出コイルとの位置情報を示す変位信号を出力する信号処理回路とを備え、前記信号処理回路は、検出部の出力電圧から前記抽出値を得る抽出回路と、前記抽出値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、Ａ／Ｄ変換回路が出力するデジタル信号に対して所定のデジタル量のレベルシフトを行うレベルシフト回路と、温度補償を実行する演算をレベルシフト回路の出力に対して行う温度補償回路とを具備し、レベルシフト回路出力の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅が、前記抽出値の温度係数が検出コイルとコアとの相対変位によって変動する幅より小さくなるように、前記レベルシフトの所定のデジタル量の大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を設定するので、請求項２４と同様の効果を奏するとともに、キャリブレーション（較正）を簡単、正確に行うことができるという効果がある。
【０２１１】
請求項２６の発明は、請求項２４または２５において、前記抽出値は、前記検出部の出力電圧のピーク値であるので、ピーク値に基づいて温度補償を行うことができるという効果がある。
【０２１２】
請求項２７の発明は、請求項２４または２５において、前記抽出値は、前記検出部の出力電圧のボトム値であるので、ボトム値に基づいて温度補償を行うことができるという効果がある。
【０２１３】
請求項２８の発明は、請求項２４または２５において、前記抽出値は、前記検出部の出力電圧の振幅に比例した値であるので、出力電圧の振幅に比例した値に基づいて温度補償を行うことができるという効果がある。
【０２１４】
請求項２９の発明は、請求項２４において、前記レベルシフトの大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を調整する手段を備えるので、製造時のばらつきに起因する温度特性の個体差を調整して、より高精度な温特を実現することができるという効果がある。
【０２１５】
請求項３０の発明は、請求項２５において、前記レベルシフトの所定のデジタル量の大きさと温度係数とのうち少なくとも何れか一方を調整する手段を備えるので、請求項２９と同様の効果を奏する。
【０２１６】
請求項３１の発明は、請求項２４または２５において、前記コアは、前記検出コイルの巻線内に貫入自在であるので、検出コイルのインピーダンスの変化を大きくできるという効果がある。
【０２１７】
請求項３２の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記コアの端部から所定の長さの部分を、他の部分より磁束が通りやすくしたので、端部効果が軽減され、出力の直線性が確保できる区間が広がるという効果がある。
【０２１８】
請求項３３の発明は、請求項３２において、前記コアの端部から所定の長さの部分は、他の部分より太いので、金属射出成形でコアを成形する場合に有利であり、あるいは２部材の組み合わせでも容易に形成できるという効果がある。
【０２１９】
請求項３４の発明は、請求項３２において、前記コアの端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で形成されるので、コアの太さを一定にすることができ力学的に安定となり、また、２部材の組み合わせでも容易に形成できるという効果がある。
【０２２０】
請求項３５の発明は、請求項３２において、前記コアの端部から所定の長さの部分は、他の部分より透磁率が高い材料で表面処理されたので、コアの太さを一定にすることができ力学的に安定となり、湾曲したコアでも容易に形成できるという効果がある。
【０２２１】
請求項３６の発明は、請求項３５において、前記コアは端部から所定の長さの部分の表面にパーマロイめっきを施した電磁ステンレスからなるので、コアの端部と他の部分との透磁率のバランスがよく、また耐食性にも優れているという効果がある。
【０２２２】
請求項３７の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記コアの端部は、面取り処理を行ってエッジを除去したので、ボビンの内部でコアが引っ掛かることなく、引っ掛かりによる直線性の悪化を防止することができるという効果がある。
【０２２３】
請求項３８の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記検出コイルは所定の曲率で湾曲した形状を有しており、前記検出コイルを固定し、前記検出コイルの曲率変化を矯正する手段を有するハウジングを備えるので、検出コイルの曲率変化を矯正、防止することができるという効果がある。
【０２２４】
請求項３９の発明は、請求項３８において、前記ハウジングは前記検出コイルの内側半径部分の少なくとも一部に当接することによって、前記検出コイルの曲率変化を矯正するので、請求項３８と同様の効果を奏することができる。
【０２２５】
請求項４０の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記検出コイルを巻回したボビンを備え、組み立て前に前記コイルとボビンとを樹脂モールドしたので、組立て時の断線防止、振動・衝撃に対する断線防止を図ることができるという効果がある。さらに、湾曲ボビンの場合、変形を矯正した状態で樹脂モールドすることで、ハウジング側に検出コイルの曲率変化を矯正する手段がなくても、請求項３８と同様の効果を奏する。
【０２２６】
請求項４１の発明は、請求項１、２、２４または２５において、２つの前記検出コイルを各々巻回した２つのボビンを備え、組み立て前に２つの前記コイルと２つの前記ボビンとを一体に樹脂モールドしたので、請求項４０の効果に加えて、２つの検出コイルの位置関係がずれることがなく、組立て時の位置ずれによる２系統の検出部間の出力変動が生じないという効果がある。
【０２２７】
請求項４２の発明は、請求項２または３１において、２つの前記検出コイルを備え、前記検出コイルに貫入する２つの前記コアを一体に樹脂モールドしたので、請求項４１と同様の効果を奏する。
【０２２８】
請求項４３の発明は、請求項２または３１において、同一の曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、同一の曲率で湾曲した２つの前記コアとを備え、２つの前記検出コイルは、前記コアの回転軸方向に重ねて配置されるので、検出コイルの巻線部の見込み角度、可動ブロックの機械的回転角度を大きくとることができ、したがって検出コイルのインピーダンスの直線性が良好な回転角度の範囲が広がるという効果がある。さらに、２つの検出コイルの仕様を同じにできるので、２つの検出コイルの特性を同一にでき、巻線加工、コスト面で有利になる。
【０２２９】
請求項４４の発明は、請求項２または３１において、互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記検出コイルと、回転軸を中心に回転することで前記２つの検出コイルに各々貫入し、互いに異なる曲率で湾曲した２つの前記コアとを備え、２つの前記検出コイルは、前記コアの回転軸に対して同一回転角度上、且つ同一平面上に配置されるので、検出コイルの巻線部の見込み角度、可動ブロックの機械的回転角度を大きくとることができ、したがって検出コイルのインピーダンスの直線性が良好な回転角度の範囲が広がるという効果がある。さらに、薄型化が可能となる。
【０２３０】
請求項４５の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、位置検出に必要な分解能を満たすビット数のデジタル信号であるので、ポジションセンサの出力を入力されて処理するシステム（ＥＣＵ）がデジタル回路である場合、ポジションセンサの出力がアナログ信号であると余計なＡＤ変換、ＤＡ変換を繰り返すことによって誤差が生じ、且つ応答遅れを伴うが、ポジションセンサの出力はデジタル出力であるのでこのような問題は発生しない。また、アナログ出力に比べて信号伝達の際に外部ノイズの影響を受けにくい。さらに、必要な分解能を満たすビット数のデジタル信号であるので、ＥＣＵ側はリアルタイムに読出しを行うことができ、且つ処理を迅速に行うことができるという効果がある。
【０２３１】
請求項４６の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号が出力してから前記位置情報に応じた時間を経て出力されるパルス信号とから構成されるので、ポジションセンサの出力を入力されて処理するシステム（ＥＣＵ）がデジタル回路である場合、ポジションセンサの出力がアナログ信号であると余計なＡＤ変換、ＤＡ変換を繰り返すことによって誤差が生じ、且つ応答遅れを伴うが、ポジションセンサの出力はデジタル出力であるのでこのような問題は発生しない。また、アナログ出力に比べて信号伝達の際に外部ノイズの影響を受けにくい。さらに、信号線が１本でよいという効果がある。
【０２３２】
請求項４７の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたデューティ比のパルス信号とから構成されるので、請求項４６と同様の効果を得ることができる。
【０２３３】
請求項４８の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じたパルス幅のパルス信号とから構成されるので、請求項４６と同様の効果を得ることができる。
【０２３４】
請求項４９の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記信号処理回路は、前記検出部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記デジタル信号をデジタルトリミングする補正回路とを備える信号補正回路を具備し、前記信号処理回路が出力する前記変位信号は、出力開始信号と、前記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に応じた数のパルス信号とから構成されるので、請求項４６と同様の効果を得ることができる。
【０２３５】
請求項５０の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記検出コイルを２つ具備し、前記２つの検出コイルは構造部材に取り付けられた同一の前記コアを共用するので、検出部の２重化に伴うコストアップを低減できるという効果がある。
【０２３６】
請求項５１の発明は、請求項１、２、２４または２５において、前記検出コイルを２つ具備し、同一の前記定電流回路が所定の周波数及び振幅の定電流を前記２つの検出コイルに出力するので、検出部の２重化に伴うコストアップを低減できるという効果がある。
【０２３７】
請求項５２の発明は、請求項５０または５１において、前記各回路の能動回路はモノリシックＩＣで構成したので、検出部の２重化に伴うコストアップを低減できるという効果がある。特にＩＣ部は最もコストが高い部品であるので、共用化のメリットが大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の回路構成を示す図である。
【図２】同上の上面を示す図である。
【図３】同上の側面断面を示す図である。
【図４】同上の検出コイルの断面図を示す図である。
【図５】同上の検出コイルの両端電圧波形を示す図である。
【図６】同上の回転角度と検出コイルのインピーダンスとの関係を示す図である。
【図７】同上の回転角度と検出コイルの両端電圧との関係を示す図である。
【図８】同上の回転角度と検出コイルの両端電圧の温度係数との関係を示す図である。
【図９】同上の回転角度と検出コイルの両端のピーク電圧の温度係数との関係を示す図である。
【図１０】同上の定電流回路と信号処理回路との具体的な回路構成を示す図である。
【図１１】同上の発振回路の具体的な回路構成を示す図である。
【図１２】同上の電圧−電流変換回路の別の回路構成を示す図である。
【図１３】同上の定電流回路の別の回路構成を示す図である。
【図１４】同上の別の回路構成を示す図である。
【図１５】回転角度と検出コイルの両端電圧の温度係数との関係を示す参考図である。
【図１６】本発明の実施形態２の検出コイルの等価回路を示す図である。
【図１７】同上の表皮効果による銅線の抵抗値変動を示す図である。
【図１８】同上の近接効果による銅線の抵抗値変動を示す図である。
【図１９】本発明の実施形態１の信号処理回路の構成を示す図である。
【図２０】本発明の実施形態３の回路構成を示す図である。
【図２１】同上の上面を示す図である。
【図２２】同上の回転角度と検出コイルの交流インピーダンスの温度係数との関係を示す図である。
【図２３】図１９の回転角度と検出コイルの両端電圧の温度係数との関係を示す図である。
【図２４】図２０のレベルシフト値の大きさを可変としたときの回転角度とピークホールド回路の出力信号の温度係数との関係を示す図である。
【図２５】図２０のレベルシフト値の温度係数を可変としたときの回転角度とピークホールド回路の出力信号の温度係数との関係を示す図である。
【図２６】同上の別の回路構成を示す図である。
【図２７】本発明の実施形態４の回路構成を示す図である。
【図２８】本発明の実施形態５のコアに用いる磁性体の特性を示す図である。
【図２９】（ａ）〜（ｅ）同上の角度スパンと検出コイルの交流インピーダンスの直進性との関係を周波数毎に示す図である。
【図３０】（ａ）〜（ｄ）同上のコアの端部を示す図である。
【図３１】同上の直線ストローク構成のポジションセンサの側面断面を示す図である。
【図３２】（ａ）〜（ｅ）同上のエッジを除去したコアの端部を示す図である。
【図３３】同上の両端部に保持・固定用部材を設けた検出コイルを示す図である。
【図３４】本発明の実施形態６の検出部を２つ備える第１のポジションセンサの上面を示す図である。
【図３５】同上の第１のポジションセンサの側面断面の一部を示す図である。
【図３６】同上の検出部を２つ備える第２のポジションセンサの上面を示す図である。
【図３７】同上の第２のポジションセンサの側面断面の一部を示す図である。
【図３８】（ａ），（ｂ）本発明の実施形態７の変位信号を示す第１の図である。
【図３９】（ａ），（ｂ）同上の変位信号を示す第２の図である。
【図４０】（ａ），（ｂ）同上の変位信号を示す第３の図である。
【図４１】本発明の実施形態８の断面構造を示す図である。
【図４２】同上の回路構成を示す図である。
【図４３】従来の第１のポジションセンサの側面断面を示す図である。
【図４４】同上の変位と検出コイルの交流インピーダンスとの関係を示す図である。
【図４５】同上の回路構成を示す図である。
【図４６】従来の第２のポジションセンサの側面断面を示す図である。
【図４７】従来の第３のポジションセンサの側面断面を示す図である。
【図４８】従来の第４のポジションセンサの構成を示す図である。
【図４９】同上の変位と検出コイルの交流インピーダンスの温度係数との関係を示す図である。
【図５０】同上の変位と検出コイルの交流インピーダンスとの関係を実際に近い状態で示した図である。
【符号の説明】
２　検出コイル
３　定電流回路
３ａ　発振回路
３ｂ　電圧−電流変換回路
４　信号処理回路
Ａ　検出部
【図１】
2004029002.tif 000009
【図２】
2004029002.tif 000010
【図３】
2004029002.tif 000011
【図４】
2004029002.tif 000012
【図５】
2004029002.tif 000013
【図６】
2004029002.tif 000014
【図７】
2004029002.tif 000015
【図８】
2004029002.tif 000016
【図９】
2004029002.tif 000017
【図１０】
2004029002.tif 000018
【図１１】
2004029002.tif 000019
【図１２】
2004029002.tif 000020
【図１３】
2004029002.tif 000021
【図１４】
2004029002.tif 000022
【図１５】
2004029002.tif 000023
【図１６】
2004029002.tif 000024
【図１７】
2004029002.tif 000025
【図１８】
2004029002.tif 000026
【図１９】
2004029002.tif 000027
【図２０】
2004029002.tif 000028
【図２１】
2004029002.tif 000029
【図２２】
2004029002.tif 000030
【図２３】
2004029002.tif 000031
【図２４】
2004029002.tif 000032
【図２５】
2004029002.tif 000033
【図２６】
2004029002.tif 000034
【図２７】
2004029002.tif 000035
【図２８】
2004029002.tif 000036
【図２９】
2004029002.tif 000037
【図３０】
2004029002.tif 000038
【図３１】
2004029002.tif 000039
【図３２】
2004029002.tif 000040
【図３３】
2004029002.tif 000041
【図３４】
2004029002.tif 000042
【図３５】
2004029002.tif 000043
【図３６】
2004029002.tif 000044
【図３７】
2004029002.tif 000045
【図３８】
2004029002.tif 000046
【図３９】
2004029002.tif 000047
【図４０】
2004029002.tif 000048
【図４１】
2004029002.tif 000049
【図４２】
2004029002.tif 000050
【図４３】
2004029002.tif 000051
【図４４】
2004029002.tif 000052
【図４５】
2004029002.tif 000053
【図４６】
2004029002.tif 000054
【図４７】
2004029002.tif 000055
【図４８】
2004029002.tif 000056
【図４９】
2004029002.tif 000057
【図５０】
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