(57)【要約】【課題】ＶＣＴＣＸＯなど周波数可変型の発振器を用いず比較的簡素な部品構成により、短時間で同期獲得を行なう。【解決手段】１つのコード位相に対しＭ回のタイミング・シフトを行ない、１回あたりのシフト量ΔｔはΔｔ＝  Ｔｃ／Ｍ（Ｔｃ：チップ間隔）となる。あるコード位相のタイミング探索を行なった後は、位相シフタ回路は同期獲得用論理回路から出力されるコード位相制御信号により受信テンプレート用のコード発生器の発生コードを１つずらし、またＭ回のタイミング・シフトを行なう。全部でＭ×Ｋ回（Ｋはコード長）の相関受信を行なうことで、受信信号の同期がとれる。【選択図】  図１
2004241927.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス信号列からなる伝送信号を受信する受信装置であって、
伝送信号を受信する受信手段と、
伝送信号と略同一のパルス発生間隔からなるテンプレート・パルスを生成するパルス生成手段と、
前記パルス生成手段により生成されたテンプレート・パルスの発生タイミングを所定の間隔でシフトさせる位相シフト手段と、
前記位相シフト手段により発生タイミングがシフトされた各テンプレート・パルスと前記受信手段により受信された受信パルスとの相関をとる相関手段と、
前記相関手段による相関結果に基づいて受信信号の同期を獲得する同期獲得手段と、
該獲得された同期に従って受信信号を受信処理する手段と、
を具備することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
ウルトラ・ワイド・バンド通信方式により数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成される信号列の受信を行なう、
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
ＤＳ−ＳＳと組み合わせたウルトラ・ワイド・バンド通信方式の信号列の受信を行なう、
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
前記パルス生成手段は、固定周波数のクロック信号を出力する発振器と、該クロック信号を逓倍するＰＬＬ及びＶＣＯで構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項５】
前記位相シフト手段は、チップ間隔ＴｃをＭ等分して、１回当たりΔｔ（＝Ｔｃ／Ｍ）ずつテンプレート・パルスの発生タイミングをずらし、それぞれのコード位相に対してＭ回のタイミング・シフトを行ない、
前記相関手段は、Ｍ×Ｋ回の相関受信を行なう（但し、Ｋはコード長）、
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項６】
送信機側とのネゴシエーションによりタイミング・シフト回数Ｍを決定する手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項７】
同期獲得後は、受信信号にテンプレート・パルスを乗算し、その信号を積分することにより得られる誤差信号に基づいて前記位相シフト手段のタイミング・シフト量を調整して同期を保持する、
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項８】
受信パルスとテンプレート・パルスのスライディング相関により同期処理を行なう同期処理方法であって、
受信パルスと略同一のパルス発生間隔からなるテンプレート・パルスを生成するパルス生成ステップと、
前記パルス生成ステップにより生成されたテンプレート・パルスの発生タイミングを所定の間隔でシフトさせる位相シフト・ステップと、
前記位相シフト・ステップにより発生タイミングがシフトされた各テンプレート・パルスと受信パルスとの相関をとる相関ステップと、
前記相関ステップによる相関結果に基づいて受信信号の同期を獲得する同期獲得ステップと、
を具備することを特徴とする同期処理方法。
【請求項９】
前記位相シフト・ステップでは、チップ間隔ＴｃをＭ等分して、１回当たりΔｔ（＝Ｔｃ／Ｍ）ずつテンプレート・パルスの発生タイミングをずらし、それぞれのコード位相に対してＭ回のタイミング・シフトを行ない、
前記相関手段は、Ｍ×Ｋ回の相関受信を行なう（但し、Ｋはコード長）、
ことを特徴とする請求項８に記載の同期処理方法。
【請求項１０】
同期獲得後において、受信パルスにテンプレート・パルスを乗算し、その信号を積分することにより得られる誤差信号に基づいて前記位相シフト・ステップにおけるタイミング・シフト量を調整して同期を保持する同期保持ステップをさらに備える、
ことを特徴とする請求項８に記載の同期処理方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス信号列からなる伝送信号を受信する受信装置並びに受信信号の同期獲得並びに同期保持などの処理を行なう同期処理方法に係り、特に、受信信号にテンプレート・パルスを乗算し、その信号を積分又はローパス・フィルタに通すことにより受信を行なう受信装置並びに同期処理方法に関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成される信号列の受信を行なうウルトラ・ワイド・バンド（ＵＷＢ）通信方式の受信装置並びに同期処理方法に係り、特に、ＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）と組み合わせて耐干渉波能力を高めたウルトラ・ワイド・バンド通信方式の受信装置並びに同期処理方法に関する。
【０００３】
【従来の技術】
有線方式によるＬＡＮ配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入の検討が行なわれている。
【０００４】
最近では、ＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：スペクトル拡散）方式を適用した無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムが実用化されている。ＳＳ方式の一種であるＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｐｒｅａｄ：直接拡散）方式は、送信側において、情報信号にＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ  Ｎｏｉｓｅ：疑似雑音）コードと呼ばれるランダム符号系列を乗算することにより占有帯域を拡散して送信し、受信側において、受信した拡散情報信号にＰＮコードを乗算することにより逆拡散して情報信号を再生する。
【０００５】
さらに、ＰＡＮなどのアプリケーションを対象として、ＳＳ方式を応用したＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄ：ウルトラ・ワイド・バンド）伝送方式が提案されている。ＵＷＢ伝送方式は、極めて微弱なインパルス列に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。
【０００６】
ＵＷＢ伝送方式には、ＤＳの情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳ−ＵＷＢ方式と、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうインパルス−ＵＷＢ方式の２種類がある。
【０００７】
ＤＳ−ＵＷＢ方式はＰＮコード速度によってスペクトラムを制御可能であるが、論理回路をＧＨｚオーダの高速に動作させる必要性があることから消費電力が増加しやすいという問題がある。一方、インパルス−ＵＷＢ方式はパルス発生器と低速の論理回路の組み合わせで構成できるので消費電流を低減できるというメリットがあるが、パルス発生器でスペクトラムを制御することが難しいという問題がある。
【０００８】
また、どちらの方式も例えば３ＧＨｚから１０ＧＨｚという超高帯域な周波数帯域に拡散して送受信を行なうことにより高速データ伝送を実現する。その占有帯域幅は、占有帯域幅をその中心周波数（例えば１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ）で割った値がほぼ１になるようなＧＨｚオーダの帯域であり、いわゆるＷ−ＣＤＭＡやｃｄｍａ２０００方式、並びにＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いた無線ＬＡＮにおいて通常使用される帯域幅と比較しても超広帯域なものとなっている。
【０００９】
２００２年２月に、米国ＦＣＣがＵＷＢシステムに関する規制緩和を行なった。規制緩和の内容としては、３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚまで−４１．３ｄＢｍの出力の電波を放出することを許可するものである。また、ＩＥＥＥ８０２．１５．３の標準化作業において、例えばＵＷＢ無線通信を行なう無線通信装置の間でピコネットを形成して通信を行なう方法が規格化されつつある。
【００１０】
ＵＷＢ通信の送信機側では、ＰＮ拡散された送信信号を所定のパルス幅のパルス信号で変調（乗算）し、インパルス信号列となった送信信号をパワー・アンプで増幅し、バンドパス・フィルタでＦＣＣなどの規制に適合する周波数の信号成分だけを取り出し、アンテナから伝送路に送出する。
【００１１】
一方、ＰＮ逆拡散して受信データを得ることができるが、そのためには受信信号の同期を獲得する必要がある。ここで言う同期獲得は、パルス位置の同期とコード位相の同期の両方を意味しており、処理時間を要する。
【００１２】
従来のＵＷＢ伝送方式では、受信信号にテンプレート・パルスを乗算し、その信号を積分又はローパス・フィルタ（ＬＰＦ）に通すことにより受信処理が行なわれていた。
【００１３】
図８には、従来のスライディング相関を用いたＵＷＢの送受信機の構成を示している。また、図９には、図８に示したＵＷＢ送受信機中のベースバンド回路の内部構成を示している。但し、図示の例ではＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を適用しており、Ｉ軸信号にのみで送信データが搬送され、Ｑ軸信号はデータ伝送に利用されない。
【００１４】
まず、送信動作について説明する。送信データは、ベースバンド回路内で拡散コードと乗算（変調）される。また、水晶発振器（ＶＣＴＣＸＯ）などから出力される発振周波数をＰＬＬ及びＶＣＯを用いて逓倍してより高い発振周波数を得る。パルス発生器はこの発振周波数を用いてパルス信号を生成する。そして、ＰＮ拡散された送信信号を所定のパルス幅のパルス信号で変調（乗算）し、インパルス信号列となった送信信号をパワー・アンプ（ＰＡ）で増幅し、バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）でＦＣＣなどの規制に適合する周波数の信号成分だけを取り出し、アンテナから伝送路に送出する。
【００１５】
送信時にはＶＣＯの発振周波数をｆｃとして送信を行なう。ここで、ｆｃはパルスのチップレートを示している。
【００１６】
一方、受信時には、アンテナで受信された信号は、バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）を通過して送信パルス信号成分以外の周波数成分が除去される。バンドパス・フィルタを通過した信号はさらに低雑音アンプ（ＬＮＡ）によって増幅される。また、水晶発振器（ＶＣＴＣＸＯ）などから出力される発振周波数をＰＬＬ及びＶＣＯを用いて逓倍して、送信時と同じ周波数を用いてパルス発生器によるテンプレート・パルスを得るとともに、他方のパルス発生器では直交変調により９０ｄｅｇだけ位相のずれたテンプレート・パルスを得る。これらを各乗算器において受信信号とそれぞれ乗算して、Ｉ軸及びＱ軸それぞれの検波信号を得る。さらに、これら検波信号をローパス・フィルタ（ＬＰＦ）にかけて高周波成分を除去し、そのフィルタ後のパルスのピークにおいてＡ／Ｄ変換を行ない、あとはベースバンド回路内でデジタル処理を行なう。
【００１７】
ベースバンド回路内では、Ｉ軸及びＱ軸の各検波信号にはそれぞれ拡散コードが乗算され逆拡散が行なわれ、積分ダンプにおいて逆拡散信号を積分する。Ｉ軸信号に関しては、ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）並びにＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｈｅｃｋ  ｃｏｄｅ）が施され、受信データが取り出される。また、Ｑ軸信号に関しては、ループ・フィルタを介してクロック発生器に帰還される。クロック発生器では、積分出力に従ってクロック発生タイミングを調整する。
【００１８】
図８に示す例では、クロック周波数の基準となる発振器には、ＶＣＴＣＸＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ  Ｃｒｙｓｔａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：電圧制御温度補償型水晶発振器）などの周波数可変型の発振器が使用される。ＶＣＴＣＸＯは入力電圧により発振周波数を設定することが可能であり、ベースバンド回路から供給される位相制御信号に従って発振周波数が定まる。
【００１９】
まず、同期獲得時には、ベースバンド回路から同期獲得用の位相制御信号を供給し、ＶＣＯの発振周波数がｆ＝ｆｃ＋Δｆとなるように、チップレートよりもΔｆだけ高い周波数としてテンプレート・パルスを発生させている。
【００２０】
また、同期獲得後は、ベースバンド回路から帰還されるＱ軸信号の積分出力からなる位相制御信号（誤差信号）に基づいて発振周波数を調整することにより、同期保持が行なわれる。
【００２１】
図１０（ａ）には受信パルス波形を示し、また、同図（ｂ）には受信テンプレート波形を示している。図１０（ｂ）に示すように、受信側テンプレート波形を、パルス間隔Ｔ２が送信されたパルス間隔Ｔ１よりも短くする。このようなずれ分は、受信パルス周期Ｔ１区間でみるとさほど大きくはないが、パルスが幾つも連なることにより大きなものになり、Ｔ１及びＴ２の最小公倍数すなわちＴ１×ｋ１＝Ｔ２×（ｋ１＋１）となるパルス数ｋ１において、受信信号と受信テンプレート波形のパルスが１つ分ずれることになる。
【００２２】
これは、送信信号に対して受信テンプレート波形の拡散コードの位相が１つだけずれることを意味しており、拡散コードのコード長の数だけパルスずれが起こる区間を「スライディング相関」することで、送信信号の拡散符号の位相を発見できることになる。
【００２３】
このような従来のスライディング相関方式を用いた同期獲得処理では、まず第一に、同期に非常に時間がかかるという問題点がある。また、Δｆを大きく設定した場合には、同期獲得時間が早くなるものの、同期獲得時に周波数ｆｃ＋Δｆし、同期獲得後（すなわち同期保持時）にｆｃへと周波数を変換する必要があり、この際の応答が遅くなるという問題がある。さらに、受信テンプレート波形をスライドさせるために、ＶＣＴＣＸＯなどの周波数可変型の発振器が必要であることから、部品構成が複雑化するという問題点がある。
【００２４】
【非特許文献１】
日経エレクトロニクス２００２年３月１１日号「産声を上げる無線の革命児Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅｂａｎｄ」  Ｐ．５５−６６
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、受信信号にテンプレート・パルスを乗算し、その信号を積分又はローパス・フィルタに通すことにより好適に受信を行なうことができる、優れた受信装置並びに同期処理方法を提供することにある。
【００２６】
本発明のさらなる目的は、ＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）と組み合わせて耐干渉波能力を高めたウルトラ・ワイド・バンド通信方式において、受信信号にテンプレート・パルスを乗算し、その信号を積分又はローパス・フィルタに通すことにより好適に受信を行なうことができる、優れた受信装置並びに同期処理方法を提供することにある。
【００２７】
本発明のさらなる目的は、ＶＣＴＣＸＯなど周波数可変型の発振器を用いず比較的簡素な部品構成により、短時間で同期獲得を行なうことができる、優れた受信装置並びに同期処理方法を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段及び作用】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、パルス信号列からなる伝送信号を受信する受信装置であって、
伝送信号を受信する受信手段と、
伝送信号と略同一のパルス発生間隔からなるテンプレート・パルスを生成するパルス生成手段と、
前記パルス生成手段により生成されたテンプレート・パルスの発生タイミングを所定の間隔でシフトさせる位相シフト手段と、
前記位相シフト手段により発生タイミングがシフトされた各テンプレート・パルスと前記受信手段により受信された受信パルスとの相関をとる相関手段と、
前記相関手段による相関結果に基づいて受信信号の同期を獲得する同期獲得手段と、
を具備することを特徴とする受信装置である。
【００２９】
本発明に係る受信装置は、例えば、ウルトラ・ワイド・バンド通信方式により数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成される信号列の受信を行なうものである。例えばＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）と組み合わせることにより、耐干渉波能力を高めることができる。
【００３０】
前記パルス生成手段は、固定周波数のクロック信号を出力する発振器と、該クロック信号を逓倍するＰＬＬ及びＶＣＯで構成することができる。
【００３１】
本発明では、位相シフト手段を用い、受信テンプレート・パルスの発生間隔ではなく、発生タイミングをシフトさせることによりスライディング相関を行なう。
【００３２】
位相シフト手段は、制御信号に基づいてクロックの発生タイミングを制御することができるが、クロックの発生間隔（周波数）を制御するものではない。前記位相シフト手段は、チップ間隔ＴｃをＭ等分して、１回当たりΔｔ（＝Ｔｃ／Ｍ）ずつテンプレート・パルスの発生タイミングをずらし、それぞれのコード位相に対してＭ回のタイミング・シフトを行なう。また、前記相関手段は、Ｍ×Ｋ回の相関受信を行なう（但し、Ｋはコード長）。これによって、同期獲得手段は受信信号の同期がとれるものと考えられる。
【００３３】
位相シフト手段のタイミング・シフト回数Ｍは、タイミング探索の分解能に相当する。タイミング・シフト回数Ｍが大きければ、より精度の高い同期獲得を行なうことができるが、その分だけ同期獲得時間が長くなるとともに、送信機側からより長いプリアンブルを送出しなければならない。逆にＭが小さければ、同期獲得の精度は低くなるが、同期獲得の所要時間は短くなり、送信機からは短いプリアンブルを送信すればよい。
【００３４】
タイミング・シフト回数Ｍは、受信機側で勝手に設定して決まるものではなく、送受信機間で所定のネゴシエーションを行ない、必要なプリアンブル長とともに相互に通知し合う仕組みが必要である。
【００３５】
また、本発明に係る受信装置は、同期獲得後は、受信信号にテンプレート・パルスを乗算し、その信号を積分又はローパス・フィルタに通すことにより得られる誤差信号に基づいて前記位相シフト手段のタイミング・シフト量を調整して同期を保持するようにすればよい。
【００３６】
従来のスライディング相関方式では、誤差信号をＤ／Ａ変換し、ＶＣＴＣＸＯの発振周波数を電圧制御することにより同期保持を行なっていた。この場合、発振周波数を制御するためのアナログ・ループを用いるため、回路構成が複雑である。
【００３７】
これに対し、本発明に係るスライディング相関方式では、位相シフト手段のタイミング・シフト量を誤差信号に基づいて調節することにより、同期保持を行なう。このときも同期獲得時と同様に発振器の周波数を直接制御する必要がなく、装置構成が簡略化される。したがって、ＶＣＴＣＸＯのような周波数可変型の発振器に代えて、ＴＣＸＯのような固定周波数を出力する発振器を利用することができる。
【００３８】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００４０】
図１には、本発明の一実施形態に係るＵＷＢの送受信機の構成を示している。また、図２には、図１に示したＵＷＢ送受信機中のベースバンド回路の内部構成を示している。但し、図示の例では、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を適用しており、Ｉ軸にのみで送信データが搬送される。また、後述するように、同期獲得のためにスライディング相関を行なう。
【００４１】
まず、送信動作について説明する。送信データは、ベースバンド回路１５０内で乗算器１５３により拡散コードと乗算（変調）されて拡散送信データを得る。また、水晶発振器（ＴＣＸＯ）１０８などから出力される発振周波数をＰＬＬ１０７及びＶＣＯ１０６を用いて逓倍してより高い発振周波数を得る。パルス発生器１０９はこの発振周波数を用いてパルス信号を生成する。そして、ＰＮ拡散された送信信号を所定のパルス幅のパルス信号で乗算器１０５により変調（乗算）し、インパルス信号列となった送信信号をパワー・アンプ（ＰＡ）１０４で増幅し、バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）１０２でＦＣＣなどの規制に適合する周波数の信号成分だけを取り出し、アンテナ１０１から伝送路に送出する。
【００４２】
一方、受信時には、アンテナ１０１で受信された信号は、バンドパス・フィルタ１０２を通過して送信パルス信号成分以外の周波数成分が除去される。バンドパス・フィルタ１０２を通過した信号はさらに低雑音アンプ１１０によって増幅される。また、水晶発振器（ＴＣＸＯ）１０８から出力される発振周波数をＰＬＬ１０７及びＶＣＯ１０６を用いて逓倍して、送信時と同じ周波数を用いてパルス発生器１０９によるテンプレート・パルスを得るとともに、他方のパルス発生器１１２では直交変調器１１１により９０ｄｅｇだけ位相のずれたテンプレート・パルスを得る。これらを各乗算器１１３及び１１４において受信信号とそれぞれ乗算して、Ｉ軸及びＱ軸それぞれの検波信号を得る。さらに、これら検波信号をそれぞれローパス・フィルタ（ＬＰＦ）１１５及び１１６にかけて高周波成分を除去し、そのフィルタ後のパルスのピークにおいて各Ａ／Ｄ変換１１７及び１１８においてデジタル信号に変換処理し、あとはベースバンド回路１５０内でデジタル処理を行なう。
【００４３】
ベースバンド回路１５０内では、Ｉ軸及びＱ軸の各検波信号にはそれぞれ拡散コードが乗算器１５１及び１５２によりそれぞれ乗算され逆拡散が行なわれ、積分ダンプ１５４及び１５５において逆拡散信号を積分する。Ｉ軸信号に関しては、ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）１５６並びにＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｈｅｃｋ  ｃｏｄｅ）１５７が施され、受信データが取り出される。また、Ｑ軸信号に関しては、ループ・フィルタ１５８を介してクロック発生器に帰還される。クロック発生器では、積分出力に従ってクロック発生タイミングを調整する。
【００４４】
本実施形態では、図１に示す通り、ＶＣＴＣＸＯなどの周波数可変型の発振器の代わりに、ＴＣＸＯ１０８などの固定周波数のみを発振する発振器を用い、発振周波数を制御するためのアナログ・ループを削除し、簡素な部品構成としている。
【００４５】
また、本実施形態では、位相シフタ回路１１９を用い、受信テンプレート・パルスの発生間隔ではなく、発生タイミングをシフトさせることによりスライディング相関を行なうようになっている。ここで言う位相シフタ回路１１９とは、制御信号により、クロックの発生タイミングを制御できる回路を意味しており、クロックの発生間隔（周波数）を制御するものではない。
【００４６】
図３には、本実施形態に係る位相シフタ回路の出力例を示している。同図において、位相シフタ回路１１９は、１サイクルの期間（チップ間隔Ｔｃ）を４等分して、位相＃１から位相＃４という、発生間隔は同一であるが発生タイミングが１サイクルの４分の１ずつずれた４通りの信号を出力することができる。そして、位相シフタ回路１１９は、ベースバンド回路１５０から供給される制御信号により、位相＃１から位相＃４までの信号を選択的に出力することができる。
【００４７】
本実施形態に係るＵＷＢ送受信機においては、ＴＣＸＯ１０８などの固定周波数のみを発振する発振器を用い、さらにこれをＰＬＬ１０７及びＶＣＯ１０６を用いて逓倍して、高周波のクロック周波数を得る。そして、図３に示す位相シフタ回路１１９は、クロックの周波数ではなく、発生タイミングを制御している。
【００４８】
図８及び図９に示した従来のスライディング相関方式においては、受信信号のパルス間隔Ｔ１と受信テンプレート波形のパルス間隔Ｔ２の間にＴ２＜Ｔ１という関係を与えていた（図１０を参照のこと）。これに対し、本実施形態に係るスライディング相関方式では、Ｔ２＝Ｔ１とする。パルスの発生タイミングをコントロールすることは、等価的に受信信号をオーバーサンプリングしていることを意味している。
【００４９】
従来のスライディング相関方式では、Ｔ２＜Ｔ１であるため、Ｔ１×ｋ１＝Ｔ２×（ｋ１＋１）となるパルス数ｋ１において、受信テンプレート信号のパルス数が受信信号に比べて１つだけ余剰になり、コード位相が自動的にシフトされることになる（図１０を参照のこと）。
【００５０】
これに対し、本実施形態に係るスライディング相関方式では、パルスの発生タイミングをシフトするため、受信側テンプレート信号のコード位相は受信信号に対してコード位相ずれ分を持たない。このため、図２に示すように、同期獲得時において、受信側のコード発生器に発生コードの位相を制御するコントロール信号を供給する同期獲得用論理回路１５９が必要になる。
【００５１】
同期獲得用論理回路１５９は、同期獲得時において、位相＃１から位相＃４までのタイミングがずれた信号を発生するよう、位相シフタ回路１１９に対して位相制御信号（コード位相制御信号）を出力する（後述）。
【００５２】
また、同期獲得後は、ベースバンド回路１５０から帰還されるＱ軸信号の積分出力からなる位相制御信号（誤差信号）に基づいて位相シフタ回路１１９のタイミング・シフト量を調整することにより、同期保持が行なわれる。
【００５３】
図４には、本実施形態に係るスライディング相関方式におけるパルスの様子を示している。本実施形態では、受信テンプレート信号の発生タイミングをシフトするため、同図に示す例では受信信号に対してΔｔの時間差があり、パルス間隔は受信信号と受信テンプレート信号で等しいことが分かる。この時間差Δｔは、位相シフタ回路１１９がベースバンド回路１５９からの位相制御信号に基づいて与える。
【００５４】
本実施形態に係るＵＷＢ送受信システムにおいては、送信信号の先頭には、パルス検出及びチャネル推定のためのプリアンブル部（トレーニング信号）が含まれている。図５には、本実施形態に係るプリアンブル部の構成を示している。同図の上段において示されるブロック１つ分は、１つの拡散コードで拡散されたシンボル１つ分を示している。また、同図において、シンボルはすべて１であるとする。
【００５５】
ここで、Ｋは拡散コードの長さであり、Ｍはタイミング・シフト回数である。位相シフタ回路１１９は、１サイクルの期間（チップ間隔）をＭ等分して、発生間隔は同一であるが発生タイミングが１サイクルのＭ分の１ずつずれたＭ通り（図３に示す例ではＭ＝４）の信号を出力する。タイミング・シフト回数Ｍは、位相シフタ回路１１９によるタイミング探索の分解能に相当する。
【００５６】
図１に示した送受信機においてプリアンブルを受信して同期をとる際、ある拡散コードを用いて位相シフタ回路により受信信号の発生タイミングをずらしながら相関受信を行なう。
【００５７】
図５に示す例では、１つのコード位相に対して、Ｍ回のタイミング・シフトを行なっている。このため、１回あたりのシフト量ΔｔはΔｔ＝  Ｔｃ／Ｍ（Ｔｃ：チップ間隔）となる。あるコード位相のタイミング探索を行なった後は、位相シフタ回路は図２に示した同期獲得用論理回路１５９から出力されるコード位相制御信号により受信テンプレート用のコード発生器の発生コードを１つずらし、またＭ回のタイミング・シフトを行なう。
【００５８】
図５に示す例ではコード長をＫとしており、全部でＭ×Ｋ回の相関受信を行なうことで、受信信号の同期がとれるものと考えられる。
【００５９】
図６及び図７には、本実施形態に係るスライディング相関方式により相関受信を行なう様子を示している。
【００６０】
図６には信号が送信されている場合、また図７には信号が送信されていない場合の積分ダンプ回路の出力値をそれぞれ示している。各図より、本実施形態に係るスライディング相関方式を用いることにより同期を獲得できることが分かる。
【００６１】
位相シフタ回路１１９を用いた受信テンプレート・パルスのタイミング・シフトにより同期を獲得した後は、同期保持を行なう。
【００６２】
従来のスライディング相関方式では、誤差信号をＤ／Ａ変換し、ＶＣＴＣＸＯの発振周波数を電圧制御することにより同期保持を行なっていた。この場合、発振周波数を制御するためのアナログ・ループを用いるため、回路構成が複雑である。
【００６３】
これに対し、本実施形態に係るスライディング相関方式では、位相シフタ回路１１９のタイミング・シフト量を誤差信号に基づいて調節することにより、同期保持を行なう。このときも同期獲得時と同様に発振器１０８の周波数を直接制御する必要がなく、装置構成が簡略化される。図示の通り、ＴＣＸＯのような固定周波数を出力する発振器を利用することができる。
【００６４】
前述したように、位相シフタ回路１１９のタイミング・シフト回数Ｍは、タイミング探索の分解能に相当し、１サイクルの期間をＭ等分して発生間隔は同一であるが発生タイミングが１サイクルのＭ分の１ずつずれたＭ通り（図３に示す例ではＭ＝４）の信号を出力する。そして、全部でＭ×Ｋ回の相関受信を行なうことで、受信信号の同期を獲得する。
【００６５】
タイミング・シフト回数Ｍが大きければ、より精度の高い同期獲得を行なうことができるが、その分だけ同期獲得時間が長くなるとともに、送信機側からより長いプリアンブルを送出しなければならない。逆にＭが小さければ、同期獲得の精度は低くなるが、同期獲得の所要時間は短くなり、送信機からは短いプリアンブルを送信すればよい。
【００６６】
タイミング・シフト回数Ｍは、受信機側で勝手に設定して決まるものではなく、送受信機間で所定のネゴシエーションを行ない、必要なプリアンブル長とともに相互に通知し合う仕組みが必要である。
【００６７】
［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
【００６８】
【発明の効果】
以上詳記したように、本発明によれば、ＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）と組み合わせて耐干渉波能力を高めたウルトラ・ワイド・バンド通信方式において、受信信号にテンプレート・パルスを乗算し、その信号を積分又はローパス・フィルタに通すことにより好適に受信を行なうことができる、優れた受信装置並びに同期処理方法を提供することができる。
【００６９】
また、本発明によれば、ＶＣＴＣＸＯなど周波数可変型の発振器を用いず比較的簡素な部品構成により、短時間で同期獲得を行なうことができる、優れた受信装置並びに同期処理方法を提供することができる。
【００７０】
本発明によれば、ＵＷＢ伝送方式における受信機側での同期獲得処理において、ＶＣＴＣＸＯなどの周波数可変型の発振器をアナログ・ループで周波数制御することを必要とせず、ＴＣＸＯのような周波数固定型の発振器と位相シフタ回路を用いて、簡素の部品構成によりスライディング相関を行なうことができる。
【００７１】
従来のスライディング相関方式では、ＶＣＴＣＸＯの発振周波数をコントロールするため、同期獲得から受信周波数に戻すまでの応答が問題となる（ｆｃ＋Δｆ→ｆｃ）。これに対し、本発明に係るスライディング方式では、ＴＣＸＯと位相シフタ回路により、周波数移動を行なわないで同期獲得を行なうため、同期獲得時の応答問題が緩和される。
【００７２】
また、従来のスライディング相関方式では、周波数移動に伴う過渡応答のため、Δｆｃをあまり大きくとることができない。これに対し、提案方式では同期がとれる範囲内でタイミング分解能Ｍを調節することができる。Δｆｃを決定する際には、同期精度と過渡応答のトレードオフを考える必要がある。これに対し、位相シフタ回路のタイミング分解能Ｍは純粋に同期精度のみを考えればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係るＵＷＢの送受信機の構成を示した図である。
【図２】図１に示したＵＷＢ送受信機中のベースバンド回路の内部構成を示した図である。
【図３】本発明の一実施形態に係る位相シフタ回路の出力例を示した図である。
【図４】本発明の一実施形態に係るスライディング相関方式におけるパルスの様子を示した図である。
【図５】プリアンブル部の構成を示した図である。
【図６】本発明に係るスライディング相関方式により相関受信を行なう様子を示した図である。
【図７】本発明に係るスライディング相関方式により相関受信を行なう様子を示した図である。
【図８】従来のスライディング相関を用いたＵＷＢの送受信機の構成を示した図である。
【図９】図８に示したＵＷＢ送受信機中のベースバンド回路の内部構成を示した図である。
【図１０】従来のスライディング相関方式の動作を説明するための図である。
【符号の説明】
１０１…アンテナ
１０２…バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）
１０３…分波器（ＳＷ）
１０４…パワー・アンプ（ＰＡ）
１０５…乗算器
１０６…ＶＣＯ
１０７…ＰＬＬ
１０８…ＴＣＸＯ
１０９…パルス発生器
１１０…低雑音アンプ（ＬＮＡ）
１１１…直交変調器
１１２…パルス発生器
１１５，１１６…ローパス・フィルタ
１１７，１１８…Ａ／Ｄ変換器
１１９…位相シフタ回路
１５０…ベースバンド回路
１５１，１５２，１５３…乗算器
１５４，１５５…積分ダンプ
１５６…ＦＥＣ
１５７…ＣＲＣ
１５８…ループ・フィルタ
１５９…同期獲得用論理回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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