(57)【要約】【課題】小型且つ低コストで高効率な補助共振型のＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】入力端子１１，１２間に接続された２つの主スイッチ１，２と、主スイッチ１，２同士の接続点Ｍと出力端子１４との間に接続された平滑リアクトルＬｏとを備えた降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１５では、接続点Ｍと出力端子１４との間に、共振リアクトルＬｒと補助スイッチ３とを直列接続した補助共振回路１０が設けられ、更に各主スイッチ１，２と並列に共振用コンデンサＣ１，Ｃ２が設けられている。そして、主スイッチ２をオフさせて主スイッチ１をオンさせる際に補助スイッチ３がオンされて、出力端子１４から共振リアクトルＬｒへ電気エネルギーが供給され、そのＬｒとＣ１，Ｃ２との共振により主スイッチ１の両端電圧Ｖｄｓが零になったところで、該主スイッチ１がオンされる。【選択図】　図１
2004129393.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続された２つの主スイッチと、該主スイッチ同士の接続点に一端が接続された平滑リアクトルとを備え、
前記２つの主スイッチを交互にオン／オフさせると共に、その２つの主スイッチのうちの一方である第１の主スイッチがオンしたときに、入力側の端子に接続された直流電源からの電気エネルギーを前記平滑リアクトルに蓄え、前記２つの主スイッチのうちの他方である第２の主スイッチがオンしたときに、前記平滑リアクトルに蓄えられた電気エネルギーを出力側の端子に接続された負荷へ放出するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
共振リアクトルと補助スイッチとを直列接続した補助共振回路を備えると共に、前記２つの主スイッチの両方あるいは何れか一方に並列に容量成分を備え、
前記補助スイッチがオンのときに前記出力側の端子から前記共振リアクトルへ電気エネルギーを供給し、そこで蓄えた電気エネルギーを前記容量成分と前記共振リアクトルとの共振動作に使用すること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記出力側の端子には、出力電圧の変動を抑えるための出力フィルタコンデンサが接続されており、
前記補助スイッチがオンのときに前記出力側の端子から前記共振リアクトルへ供給される電気エネルギーは、前記出力フィルタコンデンサから供給されること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチとが両方共にオフするデッドタイムを設けると共に、
少なくとも、前記第２の主スイッチがオフしてから次に前記第１の主スイッチがオンするまでの期間は、前記補助スイッチがオンされること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第２の主スイッチがオンしている期間に前記補助スイッチをターンオンさせると共に、前記第１の主スイッチがオンしている期間に前記補助スイッチをターンオフさせ、
更に、前記各スイッチのうちで前記第２の主スイッチのみがオンしているときに該第２の主スイッチに流れる電流の方向を正とすると、前記第２の主スイッチと前記補助スイッチとが同時にオンしている期間において、前記第２の主スイッチに流れる電流がゼロ又は負になったときに、該第２の主スイッチをターンオフさせること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記各スイッチのうちで前記第１の主スイッチのみがオンしているときに該第１の主スイッチに流れる電流の方向を正とすると、前記第１の主スイッチのターンオンは、前記第１の主スイッチに流れる電流が負又はゼロになったときに実施されること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項４又は請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記平滑リアクトルに流れる電流ｉＬを測定する平滑リアクトル電流測定手段を備え、
前記第２の主スイッチと前記補助スイッチとを同時にオンしている期間Ｔ１が、下記式１の条件を満たしたら、前記第２の主スイッチをターンオフさせること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【数１】
2004129393.tif 000010
但し、Ｖ１は、前記第１の主スイッチをオンしたときに前記平滑リアクトルに印加される電圧であり、Ｖ２は、前記第２の主スイッチをオンしたときに前記平滑リアクトルに印加される電圧であり、Ｌｒは、前記共振リアクトルのインダクタンスであり、Ｃ１は、前記第１の主スイッチと並列の容量成分の静電容量であり、Ｃ２は、前記第２の主スイッチと並列の容量成分の静電容量である。
【請求項７】
請求項４又は請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記平滑リアクトルに流れる電流ｉＬを測定する平滑リアクトル電流測定手段と、前記共振リアクトルに流れる電流ｉｒを測定する共振リアクトル電流測定手段とを備え、
前記第２の主スイッチと前記補助スイッチとを同時にオンしている期間において、前記電流ｉｒが下記式２の条件を満たしたら、前記第２の主スイッチをターンオフさせること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【数２】
2004129393.tif 000011
但し、Ｖ１は、前記第１の主スイッチをオンしたときに前記平滑リアクトルに印加される電圧であり、Ｖ２は、前記第２の主スイッチをオンしたときに前記平滑リアクトルに印加される電圧であり、Ｌｒは、前記共振リアクトルのインダクタンスであり、Ｃ１は、前記第１の主スイッチと並列の容量成分の静電容量であり、Ｃ２は、前記第２の主スイッチと並列の容量成分の静電容量である。
【請求項８】
請求項１ないし請求項７の何れか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧が入力電圧の１／２以下である降圧型であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
請求項１ないし請求項７の何れか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧が入力電圧の２倍以下である昇圧型であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
請求項１ないし請求項７の何れか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧の絶対値が入力電圧の絶対値以下である反転型であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
請求項１ないし請求項８の何れか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧が入力電圧よりも小さい降圧型であると共に、
入力フィルタコンデンサが、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側のプラス端子と、出力フィルタコンデンサのプラス端子との間に接続されていること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
請求項１ないし請求項７及び請求項９の何れか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧が入力電圧よりも大きい昇圧型であると共に、
出力フィルタコンデンサが、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側のプラス端子と、入力フィルタコンデンサのプラス端子との間に接続されていること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
請求項１ないし請求項１２の何れか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記補助スイッチは、双方向に電流を流すことが可能な双方向スイッチであり、
当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記２つの主スイッチのうちで、前記第１の主スイッチとして機能させる主スイッチと前記第２の主スイッチとして機能させる主スイッチとを逆にすることにより、入力側と出力側とを反対にすることが可能な双方向型であること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
請求項１ないし請求項１２の何れか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記補助スイッチは、互いに逆の方向にのみ電流を流すことが可能な２つの単方向スイッチからなると共に、該２つの単方向スイッチのうちの一方がオンされることで、そのオンした単方向スイッチによる一方の方向にのみ電流を流すものであり、
更に、当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記２つの主スイッチのうちで、前記第１の主スイッチとして機能させる主スイッチと前記第２の主スイッチとして機能させる主スイッチとを逆にすることにより、入力側と出力側とを反対にすることが可能な双方向型であると共に、その入出力の方向によって、前記２つの単方向スイッチのうちの何れか一方のみを作動させること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１５】
請求項１ないし請求項１４の何れか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の主スイッチがオフされてから、下記式３の条件を満たす時間Ｔ２が経過したときに、前記第２の主スイッチがオンされること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【数３】
2004129393.tif 000012
但し、Ｖ１は、前記第１の主スイッチをオンしたときに前記平滑リアクトルに印加される電圧であり、Ｖ２は、前記第２の主スイッチをオンしたときに前記平滑リアクトルに印加される電圧であり、ｉＬは、前記平滑リアクトルに流れる電流であり、Ｃ１は、前記第１の主スイッチと並列の容量成分の静電容量であり、Ｃ２は、前記第２の主スイッチと並列の容量成分の静電容量である。
【請求項１６】
請求項１ないし請求項１５の何れか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記主スイッチに並列な容量成分に代えて、前記補助共振回路と並列に容量成分を備えていること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１７】
請求項１ないし請求項３の何れか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第２の主スイッチが受動スイッチのみで構成されていること、
を特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
入力される直流電圧からそれとは異なる値の直流電圧を生成して出力するＤＣ／ＤＣコンバータを小型化／高効率化するためには、ソフトスイッチング技術によりスイッチング素子でのスイッチング損失を減少させ、それに伴い駆動周波数を高周波化して、平滑リアクトルなどの部品を小型化することが有効である。
【０００３】
また、こうしたソフトスイッチング技術を利用したインバータであって、例えばスイッチング素子に印加される電圧をゼロにした状態で該スイッチング素子をスイッチングさせるといったゼロ電圧スイッチングを、補助共振回路による部分共振を利用して実施するようにした補助共振型のインバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
ここで、上記文献１の技術をＤＣ／ＤＣコンバータに適用した場合の構成例を、図１４に示す。尚、図１４のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎよりも小さい降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータである。
図１４に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、入力電圧Ｖｉｎの出力源である直流電源が接続される２つの入力端子１１，１２と、その入力端子１１，１２間に直列に接続された２つの主スイッチ１，２と、主スイッチ１，２の各々に並列に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２と、主スイッチ１，２同士の接続点Ｍに一端が接続された平滑リアクトルＬｏと、その平滑リアクトルＬｏの他端に接続された出力端子１４と、入力端子１２と共通接続されている出力端子１３と、出力端子１３，１４間に接続されて該出力端子１３，１４間に生じる出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑える出力フィルタコンデンサＣｏｕｔとからなる周知公用の構成に加えて、更に、入力端子１１，１２間に直列に接続された中点電位生成用の２つのコンデンサ（中性点電圧クランプコンデンサ）Ｃａ，Ｃｂと、そのコンデンサＣａ，Ｃｂ同士の接続点Ｎと主スイッチ１，２同士の接続点Ｍとの間に順次直列に接続された共振リアクトルＬｒ、ダイオードＤｒ及びスイッチＳｒとを備えている。
【０００５】
尚、この例において、主スイッチ１，２の各々は、トランジスタ（ここではＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）Ｓ１，Ｓ２と、それのドレイン−ソース間に存在する寄生ダイオードＤ１，Ｄ２とから構成されており、各トランジスタＳ１，Ｓ２のオン／オフが、主スイッチ１，２のオン／オフに相当している。一方、入力端子１１，１２のうち、入力端子１１が入力側のプラス端子となり、入力端子１２が入力側のマイナス端子となっている。また、出力端子１３，１４のうち、出力端子１３が出力側のマイナス端子となり、出力端子１４が出力側のプラス端子となっている。
【０００６】
このＤＣ／ＤＣコンバータ１０１では、基本的には、２つのトランジスタＳ１，Ｓ２が、両方共にオフされる期間（デッドタイム）を設けつつ、交互にオン／オフされると共に、トランジスタＳ１がオンされたときに、入力側の直流電源からの電気エネルギーが平滑リアクトルＬｏに蓄えられ、トランジスタＳ２がオンされたときに、平滑リアクトルＬｏに蓄えられた電気エネルギーが出力端子１３，１４に接続された負荷へと放出される。
【０００７】
そして、このＤＣ／ＤＣコンバータ１０１では、例えば、トランジスタＳ２をオフさせてトランジスタＳ１をオンさせる際（Ｓ２からＳ１への転流時）に、スイッチＳｒを所定時間オンして、上記接続点Ｎから共振リアクトルＬｒへ電気エネルギーを供給し、そこで蓄えた電気エネルギーを、コンデンサＣ１及びＣ２と共振リアクトルＬｒとの共振動作に使用する。そして、コンデンサＣ１及びＣ２が共振リアクトルＬｒとの共振動作により放電及び充電されてトランジスタＳ１のドレイン−ソース間電圧がゼロになると見なされるタイミングで、該トランジスタＳ１をオンさせ、これにより、トランジスタＳ１のゼロ電圧ターンオンが実現されることとなる。
【０００８】
尚、このような補助共振型（補助共振回路を用いた部分共振型）のソフトスイッチングによれば、その共振電圧が入出力電圧を超えないので、各素子の耐圧を上げなくても良い。また、各トランジスタＳ１，Ｓ２の駆動周期を一定にしたＰＷＭ制御を行うことができると共に、ノイズフィルタの設計が容易であるという利点もある。つまり、部分共振でない全共振だと、トランジスタＳ１，Ｓ２のオフ時間を一定値にしなければならず、デューティ比を変えるためには駆動周期自体を変える必要があり、最適なノイズフィルタの設計も難しくなってしまうが、部分共振であればそのような問題はない。
【０００９】
【特許文献１】
特開平８−３４０６７６号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記図１４の構成では、共振電圧の基準と共振電流源との役割を果たす中点電位（中性点電圧）を新たに作らなければならず、そのため、入力側に中点電位生成用の２つのコンデンサＣａ，Ｃｂが必要となり、回路の大型化とコスト増加とを招いてしまう。
【００１１】
しかも、そのような中点電位を確実に安定させるためには、図１４に示すように、コンデンサＣａ，Ｃｂの各々と並列に２つのバランサー用抵抗Ｒａ，Ｒｂを追加しなければならず、その抵抗Ｒａ，Ｒｂでの損失により、電力効率が低下してしまう。
【００１２】
そこで、本発明は、小型且つ低コストで高効率な補助共振型のＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、通常のＤＣ／ＤＣコンバータと同様に、直列に接続された２つの主スイッチを交互にオン／オフさせると共に、その２つの主スイッチのうちの一方である第１の主スイッチがオンしたときに、入力側の端子に接続された直流電源からの電気エネルギーを平滑リアクトルに蓄え、前記２つの主スイッチのうちの他方である第２の主スイッチがオンしたときに、平滑リアクトルに蓄えられた電気エネルギーを出力側の端子に接続された負荷へと放出する。
【００１４】
そして、請求項１のＤＣ／ＤＣコンバータでは、共振リアクトルと補助スイッチとを直列接続した補助共振回路を備えると共に、２つの主スイッチの両方あるいは何れか一方に並列に容量成分を備えており、特に、上記補助スイッチがオンのときに出力側の端子から共振リアクトルへ電気エネルギーを供給し、そこで蓄えた電気エネルギーを前記容量成分と共振リアクトルとの共振動作に使用することを特徴としている。
【００１５】
このような請求項１のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、共振リアクトルへの共振電流を、従来技術の様な入力側ではなく、出力側から供給するようにしているため、中点電位生成用のコンデンサや抵抗といった部品が不要となり、回路の小型化と低コスト化とを実現することができる。つまり、出力側の電位（当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧）は、ＤＣ／ＤＣコンバータの本来の機能により一定に制御されているため、特別な部品を追加しなくても、共振電圧の基準電位を一定にすることができるからである。
【００１６】
そして更に、中点電位安定用の抵抗（バランサー用抵抗）が不要となり、その抵抗での電力損失が無くなるため、高効率となる。
次に、請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、請求項１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、出力側の端子には、出力電圧の変動を抑えるための出力フィルタコンデンサが接続されており、補助スイッチがオンのときに出力側の端子から共振リアクトルへ供給される電気エネルギーは、その出力フィルタコンデンサから供給されるようになっている。
【００１７】
そして、このような請求項２のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、出力側の端子に接続される負荷が容量性の負荷（静電容量を有した負荷）でなくても、共振リアクトルへ電気エネルギーを確実に供給することができる。逆に言えば、負荷が十分な大きさの静電容量を有しているものであるならば、出力フィルタコンデンサは省略することも可能である。
【００１８】
ところで、請求項１又は請求項２のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、第１の主スイッチをゼロ電圧スイッチングするためには、請求項３に記載のように、第１の主スイッチと第２の主スイッチとが両方共にオフするデッドタイムを設けると共に、少なくとも、第２の主スイッチがオフしてから次に第１の主スイッチがオンするまでの期間は、補助スイッチがオンされるようにすれば良い。
【００１９】
そして特に、請求項４に記載の如く、第２の主スイッチがオンしている期間に補助スイッチをターンオンさせると共に、第１の主スイッチがオンしている期間に補助スイッチをターンオフさせ、更に、前記各スイッチのうちで第２の主スイッチのみがオンしているときに該第２の主スイッチに流れる電流の方向を正とすると、第２の主スイッチと補助スイッチとが同時にオンしている期間において、第２の主スイッチに流れる電流がゼロ又は負になったときに、該第２の主スイッチをターンオフさせるようにすれば、共振リアクトルと容量成分との共振電圧をブーストアップすることができ、請求項８に記載の如く出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎの１／２以下である降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータや、請求項９に記載の如く出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎの２倍以下である昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータや、請求項１０に記載の如く出力電圧Ｖｏｕｔの絶対値が入力電圧Ｖｉｎの絶対値以下である反転型のＤＣ／ＤＣコンバータであっても、第１の主スイッチを確実にゼロ電圧スイッチングすることができるようになる。
【００２０】
尚、請求項４のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、第１の主スイッチをゼロ電圧ターンオンスイッチングするには、請求項５に記載のようにすれば良い。即ち、各スイッチのうちで第１の主スイッチのみがオンしているときに該第１の主スイッチに流れる電流の方向を正とすると、第１の主スイッチのターンオンは、その第１の主スイッチに流れる電流が負又はゼロになったときに実施すれば良い。
【００２１】
次に、請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、請求項４又は請求項５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、平滑リアクトルに流れる電流ｉＬを測定する平滑リアクトル電流測定手段を備え、第２の主スイッチと補助スイッチとを同時にオンしている期間Ｔ１が、請求項６に記載の式１の条件を満たしたら、第２の主スイッチをターンオフさせることを特徴としている。
【００２２】
そして、このようなＤＣ／ＤＣコンバータによれば、第２の主スイッチと補助スイッチとが同時にオンされる期間を実際の平滑リアクトル電流（換言すれば負荷電流）ｉＬに応じてアクティブに最適化することができ、延いては補助共振回路での無駄な電力損失の発生を防止することができる。
【００２３】
次に、請求項７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、請求項４又は請求項５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、平滑リアクトルに流れる電流ｉＬを測定する平滑リアクトル電流測定手段と、共振リアクトルに流れる電流ｉｒを測定する共振リアクトル電流測定手段とを備え、第２の主スイッチと補助スイッチとを同時にオンしている期間において、共振リアクトル電流ｉｒが請求項７に記載の式２の条件を満たしたら、第２の主スイッチをターンオフさせることを特徴としている。
【００２４】
そして、このようなＤＣ／ＤＣコンバータによれば、第２の主スイッチと補助スイッチとが同時にオンされる期間を、実際の平滑リアクトル電流ｉＬと共振リアクトル電流ｉｒとに応じて、請求項６のＤＣ／ＤＣコンバータよりも更に高精度に最適化することができる。
【００２５】
一方、請求項１〜８の何れかのＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、それが降圧型（出力電圧が入力電圧よりも小さいＤＣ／ＤＣコンバータ）であるならば、請求項１１に記載の如く、入力フィルタコンデンサを、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側のプラス端子（入力側の端子のうちで電位が高い方の端子）と、出力フィルタコンデンサのプラス端子との間に接続すれば、入力フィルタコンデンサと出力フィルタコンデンサとが直列に接続されて、出力フィルタコンデンサが入力フィルタコンデンサの役割も兼ねることとなるため、入力フィルタコンデンサの耐圧を下げることができ、その入力フィルタコンデンサを小型化することもできる。
【００２６】
また、請求項１〜７及び９の何れかのＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、それが昇圧型（出力電圧が入力電圧よりも大きいＤＣ／ＤＣコンバータ）であるならば、請求項１２に記載の如く、出力フィルタコンデンサを、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側のプラス端子（出力側の端子のうちで電位が高い方の端子）と、入力フィルタコンデンサのプラス端子との間に接続すれば、出力フィルタコンデンサと入力フィルタコンデンサとが直列に接続されて、入力フィルタコンデンサが出力フィルタコンデンサの役割も兼ねることとなるため、出力フィルタコンデンサの耐圧を下げることができ、その出力フィルタコンデンサを小型化することもできる。
【００２７】
次に、請求項１３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、請求項１〜１２のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、補助スイッチが、双方向に電流を流すことが可能な双方向スイッチであり、当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、２つの主スイッチのうちで、第１の主スイッチとして機能させる主スイッチと第２の主スイッチとして機能させる主スイッチとを逆にすることにより、入力側と出力側とを反対にすることが可能な双方向型であることを特徴としている。
【００２８】
そして、このようなＤＣ／ＤＣコンバータによれば、入出力の方向を双方向の何れにしたとしても、補助共振回路による部分共振を用いたソフトスイッチングが可能となる。
次に、請求項１４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、請求項１〜１２のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、補助スイッチが、互いに逆の方向にのみ電流を流すことが可能な２つの単方向スイッチからなると共に、該２つの単方向スイッチのうちの一方がオンされることで、そのオンした単方向スイッチによる一方の方向にのみ電流を流すものとなっている。そして更に、当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、２つの主スイッチのうちで、第１の主スイッチとして機能させる主スイッチと第２の主スイッチとして機能させる主スイッチとを逆にすることにより、入力側と出力側とを反対にすることが可能な双方向型であると共に、その入出力の方向によって、前記２つの単方向スイッチのうちの何れか一方のみを作動させることを特徴としている。
【００２９】
そして、このような請求項１４のＤＣ／ＤＣコンバータによっても、請求項１３のＤＣ／ＤＣコンバータと同様に、入出力の方向に拘わらず、補助共振回路による部分共振を用いたソフトスイッチングが可能となる。
次に、請求項１５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、請求項１〜１４のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、第１の主スイッチがオフされてから、請求項１５に記載の式３の条件を満たす時間Ｔ２が経過したときに、第２の主スイッチがオンされることを特徴としている。
【００３０】
そして、このようなＤＣ／ＤＣコンバータによれば、第２の主スイッチを確実にゼロ電圧ターンオンスイッチングさせることができる。
とろこで、請求項１〜１５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、請求項１６に記載の如く、主スイッチに並列な容量成分に代えて、補助共振回路と並列に容量成分を設けても良い。
【００３１】
また、請求項１〜３のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、第２の主スイッチは、請求項１７に記載の如く、フライホールダイオードのような受動スイッチのみで構成することもできる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が適用された実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータについて、図面を用いて説明する。
［第１実施形態］
まず図１は、第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１５の構成を表す回路図である。
【００３３】
図１に示すように、本第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、図１４に例示したＤＣ／ＤＣコンバータ１０１と同様の降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであるが、その図１４のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１と比較して、以下の（１−１）及び（１−２）点が異なっている。尚、図１において、図１４のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１と同じものについては、同一の符号を付しているため詳しい説明を省略する。
【００３４】
（１−１）：入力端子１１，１２間に、中点電位生成用の２つのコンデンサＣａ，Ｃｂ及び抵抗Ｒａ，Ｒｂが設けられておらず、その代わりに、１つの入力フィルタコンデンサＣｉｎが接続されている。
尚、この入力フィルタコンデンサＣｉｎは、端子１１からの高周波ノイズ（いわゆるサージ）を吸収するために必要だが、主スイッチ１，２等の素子の耐圧が十分である場合には削除可能である。
【００３５】
（１−２）：主スイッチ１，２同士の接続点Ｍと出力端子１４との間に、共振リアクトルＬｒと補助スイッチ３とを直列接続した補助共振回路１０が設けられている。そして、補助スイッチ３は、それがオフのときには両方向に流れる電流を遮断し、オンのときには出力端子１４側から接続点Ｍへの方向にだけ電流を流す単方向スイッチとして働くものであり、本実施形態では、トランジスタ（ここではＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）Ｓ３と、それの寄生ダイオードＤ３とから構成されている。このため、本実施形態では、トランジスタＳ３のオン／オフが、補助スイッチ３のオン／オフに相当する。
【００３６】
尚、このＤＣ／ＤＣコンバータ１５においても、主スイッチ１，２（トランジスタＳ１，Ｓ２）の各々に並列にコンデンサＣ１，Ｃ２が接続されているが、こうした共振用のコンデンサＣ１，Ｃ２としては、部品点数削減のためにトランジスタＳ１，Ｓ２の浮遊容量を用いても良い。また、共振周波数を精密に設計するために新たにコンデンサを追加しても良い。また更に、これらコンデンサＣ１，Ｃ２はノイズ抑制のためのスナバの役割も示すため、本実施形態では主スイッチ１，２の両方に接続しているが、ノイズの問題がなければ、主スイッチ１，２のうちの何れか一方にのみ接続するようにしても良い。また、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量は、互いに同じでも異なっていても良い。一方、トランジスタＳ１〜Ｓ３としては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタ等の他の種類のスイッチング素子を用いても良い。
【００３７】
次に、以上のような構成のＤＣ／ＤＣコンバータ１５の動作について、図２〜図４を用いて説明する。
ここで、図２は、マイコン等を主要部として構成された制御回路（図示省略）がトランジスタＳ１，Ｓ２，Ｓ３の各々をオン／オフさせるタイミングと、図１の主要な各素子における電流又は電圧とを示したものである。
【００３８】
また、図３と図４は、図２におけるａ〜ｆの各期間での電流の経路を示した図であり、その図３，図４において、電流が流れていない素子は図示を省路している。尚、入力端子１１，１２間に接続される直流電源（入力側直流電源）と出力端子１３，１４間に接続される電気負荷との各々には、フィルタコンデンサＣｉｎ，Ｃｏｕｔの各々で平滑された電流が流れることとなるが、ここでは説明を簡略化するために省略している。また、入力端子１１，１２間の入力電圧Ｖｉｎと、出力端子１３，１４間の出力電圧Ｖｏｕｔは、それぞれ一定の値を保持しているものとする。
【００３９】
そして、図２〜図４と以下の説明及び各式（式４〜式１２）において、「ｉＬ」は平滑リアクトルＬｏに流れる電流（平滑リアクトル電流）であり、「ｉｒ」は共振リアクトルＬｒ及び補助スイッチ３に流れる電流（共振リアクトル電流）であり、「ｉ１」は主スイッチ１に流れる電流であり、「ｉ２」は主スイッチ２に流れる電流であり、「ｉＣ１」はコンデンサＣ１に流れる電流であり、「ｉＣ２」はコンデンサＣ２に流れる電流である。また、それら各電流ｉＬ，ｉｒ，ｉ１，ｉ２，ｉＣ１，ｉＣ２の方向は、図１の矢印で示す方向をそれぞれ正としている。
【００４０】
一方、以下の各式（式４〜式１２）において、「Ｌｒ」は共振リアクトルＬｒのインダクタンスであり、「Ｃ１」はコンデンサＣ１の静電容量であり、「Ｃ２」はコンデンサＣ２の静電容量である。また、それら各式及び以下の説明において、「Ｖ１」は、トランジスタＳ１をオンしたときに平滑リアクトルＬｏに印加される電圧であり、「Ｖ２」は、トランジスタＳ２をオンしたときに平滑リアクトルＬｏに印加される電圧である。そして、本第１実施形態では、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータであるため、「Ｖ１＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ」，「Ｖ２＝Ｖｏｕｔ」となる。
【００４１】
まず、図２に示すように、本第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１５では、トランジスタＳ１とトランジスタＳ２とが交互にオン／オフされるが、その両トランジスタＳ１，Ｓ２のオン／オフの切り替え時（転流時）には、トランジスタＳ２がオフされてからトランジスタＳ１がオンされ、また、トランジスタＳ１がオフされてからトランジスタＳ２がオンされるといった具合に、両トランジスタＳ１，Ｓ２が共にオフされるデッドタイムが設けられる。そして、トランジスタＳ２がオンしている期間中に補助スイッチ３のトランジスタＳ３がターンオンされ、そのトランジスタＳ３は、次にトランジスタＳ１がオンされて該トランジスタＳ１がオンしている期間中にターンオフされる。
【００４２】
ここで、トランジスタＳ３がターンオンされる図２の時刻ｔ１０の直前（詳しくは、トランジスタＳ２がオンされてからトランジスタＳ３がターンオンされるまでの期間ａ）では、図３（ａ）に示すように、トランジスタＳ１〜Ｓ３のうちでトランジスタＳ２のみがオンしているため、平滑リアクトルＬｏのフライバック電流ｉＬのみが流れている。そして、このトランジスタＳ２のみオンの期間ａでは、平滑リアクトルＬｏに蓄積された電気エネルギーを出力側（詳しくは、出力端子１３，１４間に接続された負荷）へ放出する、という通常のＤＣ／ＤＣコンバータの動作をしている。
【００４３】
次に、図２の時刻ｔ１０でトランジスタＳ３がターンオンされると、図３（ｂ）に示すように、補助スイッチ３（Ｄ３，Ｓ３）を介して共振リアクトルＬｒに電流ｉｒが流れ、その共振リアクトルＬｒには、出力端子１４からであって、詳しくは、出力端子１３，１４間に接続されている出力フィルタコンデンサＣｏｕｔ（或いは更に負荷）から電気エネルギーが供給されることとなる。
【００４４】
そして、その後にトランジスタＳ２がオフされる時刻ｔ１１での共振リアクトル電流ｉｒの値ｉ０（即ち、トランジスタＳ２がオフされる直前での共振リアクトル電流ｉｒ）は式４で表され、時刻ｔ１１から時刻ｔ１０までの期間（即ち、トランジスタＳ２とトランジスタＳ３とが同時にオンされる期間「ｔ１１−ｔ１０＝Ｔ１」）が長いほど、共振リアクトルＬｒに蓄えられる電気エネルギー（式４のｉ０に相当）が増加することとなる。
【００４５】
【数４】
2004129393.tif 000003
【００４６】
尚、共振リアクトルＬｒのインダクタンスは平滑リアクトルＬｏのインダクタンスよりも小さい値とするのが望ましい。
その理由は、共振リアクトルＬｒのインダクタンスが大きいと、共振リアクトル電流ｉｒが流れる期間（図２の時刻ｔ１０−ｔ１１間や後述する時刻ｔ１２−ｔ２０間）の１周期全体に対する割合が大きくなり、その共振リアクトル電流ｉｒによるダイオードＤ３やトランジスタＳ３での損失が大きくなってしまうからである。つまり、共振リアクトルＬｒのインダクタンスが大きいと、共振リアクトル電流ｉｒの増減傾きが緩くなるため、式４のｉ０をソフトスイッチングに必要な値にまで高めようとすると、補助スイッチ３での電力損失が大きくなってしまう。そこで、本実施形態では、共振リアクトルＬｒのインダクタンスを、平滑リアクトルＬｏのインダクタンスの１／１０以下に設定している。
【００４７】
また、仮に、トランジスタＳ２が図２の時刻ｔ１１’（ｉ２が減少してゼロクロスする時刻）よりも前にターンオフされた場合、即ち、時刻ｔ１０−ｔ１１間が時刻ｔ１０−ｔ１１’間よりも短い場合、式４ではｉ０がｉＬよりも小さくなるが、このときには、ｉ２（＝ｉＬ−ｉｒ）が未だ正であり、ダイオードＤ２を通してｉ２が０になるまで流れ続けるため、結局、トランジスタＳ２を時刻ｔ１１’でオフした状態と同じになり、ｉ０はｉＬと同じ値になる。つまり、トランジスタＳ２を時刻ｔ１１’よりも前でターンオフさせても、ｉ０＝ｉＬとして動作することとなる。
【００４８】
次に、図２の時刻ｔ１１でトランジスタＳ２がターンオフされると、図３（ｃ）に示すように、共振リアクトルＬｒとコンデンサＣ１，Ｃ２との共振動作が起こり、共振リアクトル電流ｉｒが、平滑リアクトル電流ｉＬと共振コンデンサ電流ｉＣ１，ｉＣ２とに分配されることとなる。尚、共振リアクトル電流ｉｒの初期値はｉ０である。
【００４９】
そして、このとき、前述したように共振リアクトルＬｒのインダクタンスよりも平滑リアクトルＬｏのインダクタンスの方が十分に大きいため、トランジスタＳ２がターンオフされてからコンデンサＣ２の両端電位差ＶｒがＶｉｎ（＝Ｖ１＋Ｖ２）に到達するまで（換言すれば、トランジスタＳ１の両端電位差Ｖｄｓが０に到達するまで）の期間は、ｉＬがほぼ一定であると見なすことができる。よって、そのときの共振リアクトル電流ｉｒは下記の式５で表され、共振コンデンサＣ２の両端電位差Ｖｒは下記の式６で表される。尚、式５，式６では、共に、ｔ１１＝０としている（即ち、トランジスタＳ２のオフタイミングを時間ｔの起点としている）。また、式５，式６のαとβは、それぞれ式７，式８で表される。
【００５０】
【数５】
2004129393.tif 000004
【００５１】
ここで、式６より、トランジスタＳ１をゼロ電圧スィッチングさせるためには、下記の式９の条件が必要である。尚、式９の右辺は、Ｖｒの最大値である。
【００５２】
【数６】
2004129393.tif 000005
【００５３】
この式９の条件を満足しないと、コンデンサＣ２の電圧（接続点Ｍの電圧）ＶｒがＶｉｎ（＝Ｖ１＋Ｖ２）を越えず、トランジスタＳ１の両端電位差（ドレイン・ソース間電圧）Ｖｄｓがゼロボルトとならないからである。
そして更に、式９を展開すると下記の式１０となり、この式１０を満足するように、図２の時刻ｔ１０−ｔ１１間の時間（即ち、トランジスタＳ２とトランジスタＳ３とが同時にオンされる時間Ｔ１）を制御すれぱ、トランジスタＳ１のゼロ電圧スイッチングが可能となる。
【００５４】
【数７】
2004129393.tif 000006
【００５５】
そこで、本実施形態では、図１における一点鎖線で示すように、平滑リアクトルＬｏに実際に流れる電流ｉＬを測定するセンサ（平滑リアクトル電流測定手段に相当）１７と、共振リアクトルＬｒに実際に流れる電流ｉｒを測定するセンサ（共振リアクトル電流測定手段に相当）１８とを設け、制御回路は、トランジスタＳ２，Ｓ３を同時にオンしている期間において、センサ１８により検出される電流ｉｒが式１０の右辺よりも大きくなったら（即ち、請求項７に記載の式２の条件を満たしたら）、トランジスタＳ２をターンオフさせるようにしている。尚、この場合に用いる式１０右辺中のｉＬは、センサ１７による実測値である。
【００５６】
そして、このような制御により、トランジスタＳ２がオフされる直前での共振リアクトル電流ｉｒであるｉ０を、式１０の右辺よりも確実に大きくし、トランジスタＳ１の確実なゼロ電圧ターンオンスイッチングを可能にしている。
尚、トランジスタＳ２，Ｓ３の同時オン時間Ｔ１（ｔ１０−ｔ１１間の時間）を固定にしてｉ０を固定としても、負荷が小さい場合（低負荷時）には、ｉＬが小さくなって式１０を必ず満たすようになるため、式４と式１０とにより導出される下記の式１１（即ち、請求項１に記載の式１と同じ式であり、その式１におけるＴ１を「ｔ１１−ｔ１０」と記載した式）が最大出力電力時でも満たされるように、トランジスタＳ２，Ｓ３の同時オン時間Ｔ１を予め固定値として求めておいても、必要出力条件下でのゼロ電圧スイッチングは可能である。そして、このようにＴ１を設計上、予め決めておく場合、式１１のｉＬは、最大出力電力時における値（降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータでは出力電流と等しい）で良い。
【００５７】
【数８】
2004129393.tif 000007
【００５８】
また、低負荷時でもｉ０が変わらない（固定）ということは補助共振回路１０の導通損失も変わらないということであるため、低負荷時により高効率とするならば、上述したセンサ１７，１８のうち、センサ１７だけを設け、トランジスタＳ２，Ｓ３を同時にオンしている時間Ｔ１（＝「ｔ１１−ｔ１０」）が、式１１の条件を満たしたら、トランジスタＳ２をターンオフさせるように構成しても良い。そして、このようにすれば、２つのセンサ１７，１８を設ける場合よりも多少精度は劣るものの、トランジスタＳ２，Ｓ３の同時オン時間Ｔ１及びｉ０の値を実際の平滑リアクトル電流（負荷電流）ｉＬに応じてアクティブに最適化することができ、補助共振回路１０での無駄な電力損失の発生を防止することができる。
【００５９】
但し、前述した通り、式１０はあくまでトランジスタＳ１のスイッチング損失を最低とするための条件であり、回路全体の損失は必ずしも最低とならない場合もある。これはトランジスタＳ２，Ｓ３の同時オン期間Ｔ１が大きくなると、この期間に流れるｉｒやｉ１，ｉ２の実効値が大きくなり、それぞれのスイッチング素子の導通損失が大きくなるためである。特にトランジスタＳ３の抵抗やダイオードＤ３のオン電圧（順方向降下電圧）が大きくなるとこの傾向は顕著に表れ、このときはトランジスタＳ２，Ｓ３の同時オン期間Ｔ１が式１０を満足しない小さな値であっても回路全体の損失が最小となる場合がある。
【００６０】
次に、図２の時刻ｔ１２では、コンデンサＣ２の両端電位差（接続点Ｍの電圧）ＶｒがＶｉｎに到達して、トランジスタＳ１の両端電位差Ｖｄｓが０になる。すると、図３（ｄ）に示すように、ダイオードＤ１がオンして（ダイオードＤ１に順方向電流が流れて）コンデンサＣ１には電流が流れなくなり、共振が終了する。
【００６１】
そして、本ＤＣ／ＤＣコンバータ１５では、このようにダイオードＤ１がオンしている間に、トランジスタＳ１をオンするようにしており、このため、図４（ｄ’）に示すように、トランジスタＳ１はゼロ電圧スイッチングされることとなる。つまり、ゼロ電圧スイッチングとなるためのトランジスタＳ１のオンタイミング（図２のｔ１３）は、ｉ１が負になっている間あるいはゼロになったときで良く、図２では△ｔ１の期間に相当する。
【００６２】
次に、トランジスタＳ２のオフタイミング（時刻ｔ１１）から一定時間が経過した時であって、ダイオードＤ３がオフしてｉｒ＝０になると見なされる時点（図２の時刻ｔ２０）で、トランジスタＳ３がオフされる。
すると、図４（ｅ）に示すように、トランジスタＳ１のみがオンした状態になり、本ＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、入力側直流電源からの電気エネルギーを平滑リアクトルＬｏに蓄えるという、通常のＤＣ／ＤＣコンバータの動作をする。
【００６３】
ここで、図１のスイッチ３のように、トランジスタＳ３とダイオードＤ３の構成では、Ｓ３のオフタイミングは図２のｔ２０〜ｔ２１の間でよい。これは、図１のＳ１がオンしている間は点Ｍの電位がＶｉｎとなっており、共振リアクトル電流ｉｒがゼロになったｔ２０以降では、ダイオードＤ３は逆バイアスされるため、Ｓ３の状態に関わらずｉｒがゼロとなるからである。ちなみに、このＳ３のオフタイミングがｔ２０以前だと、ｉｒが流れているためＳ３にスイッチング損失が発生する。また、ｔ２１以後だと、ダイオードＤ３が順バイアスとなったときにｉｒが流れ、誤動作の原因となる。
【００６４】
次に、図２の時刻ｔ２１でトランジスタＳ１がターンオフされると、図４（ｆ）に示すように電流が流れる。そして、このときも、前述したように共振リアクトルＬｒのインダクタンスより平滑リアクトルＬｏのインダクタンスの方が十分に大きいため、トランジスタＳ１のターンオフタイミングｔ２１からコンデンサＣ２の両端電位差Ｖｒが０Ｖになる（換言すればＶｄｓ＝Ｖｉｎになる）時刻ｔ３０までの時間（「ｔ３０−ｔ２１」）は、平滑リアクトルＬｏとコンデンサＣ１，Ｃ２による共振周期よりも無視できるほど小さく、ｉＬは一定と見なすことができる。よって、トランジスタＳ１のターンオフからＶｒが０Ｖになるまでの時間「ｔ３０−ｔ２１」は、下記の式１２のように表すことができる。
【００６５】
【数９】
2004129393.tif 000008
【００６６】
ここで、トランジスタＳ２をターンオンさせるタイミングを、図２の時刻ｔ３０以前とすると、そのトランジスタＳ２に関してゼロ電圧スイッチングとならない。また、トランジスタＳ２のオンタイミングが図２の時刻ｔ３０よりも大きく遅れると、ダイオードＤ２での導通損失が増えてしまう。
【００６７】
このため、トランジスタＳ２のオンタイミングは、時刻ｔ３０以降で且つその時刻ｔ３０のできるだけ直後が望ましい。
そこで、本ＤＣ／ＤＣコンバータ１５では、トランジスタＳ１をオフさせてから、式１２の右辺で示される時間が経過したときに（即ち、請求項１５に記載の式３の条件を満たす時間Ｔ２が経過したら）、トランジスタＳ２をターンオンさせるようにしている。
【００６８】
以上が本ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の動作であるが、上記の内容は、図５と図６との各々に示すように、反転型のＤＣ／ＤＣコンバータや昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータにも全く同様に適用することができる。
即ち、図５は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５と同じ思想で構成された反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の構成を表す回路図であり、図６は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５と同じ思想で構成された昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の構成を表す回路図である。そして、図５及び図６において、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５の場合と同様の役割及び動作をするものについては、同一の符号を付している。そして更に、図５，図６の各ＤＣ／ＤＣコンバータ１９，２１においても、トランジスタＳ１〜Ｓ３のオン／オフタイミングは図２と同様であり、前述した式４〜式１２も同様に当てはまる。
【００６９】
ちなみに、式４〜式１２におけるＶ１とＶ２は、前述したように、トランジスタＳ１あるいはトランジスタＳ２がオンしたときに平滑リアクトルＬｏに印加される電圧であるから、各タイプのＤＣ／ＤＣコンバータ１５，１９，２１について、Ｖ１とＶ２は、下記の表１に示すＶ１とＶ２を当てはめればよい。
【００７０】
【表１】
2004129393.tif 000009
【００７１】
尚、図５の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ１９では、端子１４が、出力側のプラス端子としてだけでなく、入力側のマイナス端子としての役割も果たしている。つまり、出力側のプラス端子と入力側のマイナス端子とが１つの端子１４に共通化されている。そして、２つの主スイッチ１，２は、端子１１（入力側のプラス端子に相当）と端子１３（出力側のマイナス端子に相当）との間に直列に接続されている。また、図６の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１では、図１の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１５に対して、入力側と出力側とが反対になった構成（入出力の方向が逆の構成）であるため、出力端子１３，１４間に２つの主スイッチ１，２が直列に接続されると共に、そのうちで、出力端子１４側の主スイッチ２が、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５における主スイッチ２と同様に、第２の主スイッチとしての役割を果たし、出力端子１３側の主スイッチ１が、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５における主スイッチ１と同様に、第１の主スイッチとしての役割を果たすこととなる。つまり、各ＤＣ／ＤＣコンバータ１５，１９，２１においては、主スイッチ１が第１の主スイッチに相当し、主スイッチ２が第２の主スイッチに相当しており、このことは、後述する他の実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータについても同様である。そして更に、図６のＤＣ／ＤＣコンバータ２１では、主スイッチ１，２同士の接続点Ｍと入力端子１１との間に平滑リアクトルＬｏと補助共振回路１０が設けられており、補助スイッチ３は、それがオンのときに接続点Ｍ側から入力端子１１への方向にだけ電流を流す単方向スイッチとして働くようになっている。但し、この昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１においても、補助スイッチ３のトランジスタＳ３がオンされると、共振リアクトルＬｒには、出力端子１４からトランジスタＳ２を介し電流が流れて電気エネルギーが供給されることとなる。
【００７２】
以上、第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１５及びそれの変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ１９，２１について説明したが、実際のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上記実施形態のように主スイッチ２（Ｓ２）と補助スイッチ３（Ｓ３）とを同時にオンさせる期間を設ける必要がある入出力電圧Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔの条件を以下に述べる。
【００７３】
それは、ゼロ電圧スイッチングが実現可能な条件である式１０の実解が存在する範囲であって、式１０中の（Ｖ１＾２−Ｖ２＾２）が正となる範囲に他ならない。尚、「＾２」は２乗を意味している。
そして、この条件を各タイプのＤＣ／ＤＣコンバータのＶｉｎ，Ｖｏｕｔで表現すると、表１の一番右の列となる。
【００７４】
即ち、▲１▼出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎの１／２以下である降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータと、▲２▼出力電圧Ｖｏｕｔの絶対値が入力電圧Ｖｉｎの絶対値以下である反転型ＤＣ／ＤＣコンバータと、▲３▼出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎの２倍以下である昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとが、主スイッチ２と補助スイッチ３とを同時にオンさせる期間を設ける前述の制御が特に有効なＤＣ／ＤＣコンバータである。
【００７５】
一方、表１の一番右の列の条件以外のＤＣ／ＤＣコンバータについては、主スイッチ２と補助スイッチ３とを同時にオンさせる期間は必要でなく、図７で示す通常の補助共振回路を用いたＤＣ／ＤＣコンバータの一般的なスイッチングパターンのように、トランジスタＳ２をオフさせると同時にトランジスタＳ３をオンさせ、トランジスタＳ１をオンさせると同時にトランジスタＳ３をオフさせれば、ゼロ電圧スイッチングが可能となる。
【００７６】
但し、表１の一番右の列の条件以外のＤＣ／ＤＣコンバータでも、ダイオードＤ３の電圧降下や出力電圧Ｖｏｕｔの低下などにより、ゼロ電圧スイッチングとならない可能性もあるので、その場合には、主スイッチ２と補助スイッチ３とを同時にオンさせる期間を設ける前述の制御が効果的となる。
【００７７】
以上詳述した第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１５及びそれの変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ１９，２１によれば、共振リアクトルＬｒへの共振電流を、入力側ではなく、出力側から供給するようにしているため、中点電位生成用のコンデンサや抵抗といった部品が不要となり、回路の小型化と低コスト化とを実現することができる。つまり、出力側の電位（出力電圧Ｖｏｕｔ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータの本来の機能により一定に制御されているため、特別な部品を追加しなくても、共振電圧の基準電位を一定にすることができるからである。そして更に、入力側に中点電位安定用の抵抗を設ける必要がなく、その抵抗での電力損失が無くなるため、非常に高効率となる。
【００７８】
［第２実施形態］
次に第２実施形態として、入力側と出力側とを反対にすることが可能な双方向型のＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。
まず図８は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５を双方向型に変形した降圧−昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ２３の構成を表す回路図である。
【００７９】
この図８のＤＣ／ＤＣコンバータ２３と図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５との構成上の相違点としては、本ＤＣ／ＤＣコンバータ２３では、補助共振回路１０の補助スイッチ３が、互いに逆の方向の電流をオン・オフすることが可能な２つの単方向スイッチ（詳しくは、トランジスタＳ３ａ及びダイオードＤ３ａからなる単方向スイッチと、トランジスタＳ３ｂ及びダイオードＤ３ｂからなる単方向スイッチ）からなっており、その２つの単方向スイッチのうちの一方（詳しくは、トランジスタＳ３ａとトランジスタＳ３ｂとの一方）がオンされると、そのオンされた方の単方向スイッチによって決まる一方の方向にのみ電流が流れるようになっている。つまり、トランジスタＳ３ａがオンされたならば、ダイオードＤ３ａの順方向にのみ電流が流れ、トランジスタＳ３ｂがオンされたならば、ダイオードＤ３ｂの順方向にのみ電流が流れる。
【００８０】
尚、図８においては、ハードウェア上、図１の端子１１〜１４に夫々相当するものを、端子Ｊ１〜Ｊ４としている。これは、本ＤＣ／ＤＣコンバータ２３では、図１の入力端子１１，１２に相当する端子Ｊ１，Ｊ２と、図１の出力端子１３，１４に相当する端子Ｊ３，Ｊ４とが、役割上、入力端子と出力端子との何れにもなり得るからである。
【００８１】
そして、図８における（）無しの符号で説明すると、本ＤＣ／ＤＣコンバータ２３では、トランジスタＳ１，Ｓ２のうち、端子Ｊ１側のトランジスタＳ１が図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５におけるトランジスタＳ１と同様のタイミングでオン／オフされると共に、端子Ｊ２側のトランジスタＳ２が図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５におけるトランジスタＳ２と同様のタイミングでオン／オフされ、更に、トランジスタＳ３ｂが常時オフされた状態で、トランジスタＳ３ａが図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５におけるトランジスタＳ３と同様のタイミングで作動（オン／オフ）されることで、端子Ｊ１，Ｊ２側を入力側とし、端子Ｊ３，Ｊ４側を出力側とした図１と同様の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。また逆に、端子Ｊ１側のトランジスタＳ１が図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５におけるトランジスタＳ２と同様のタイミングでオン／オフされると共に、端子Ｊ２側のトランジスタＳ２が図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５におけるトランジスタＳ１と同様のタイミングでオン／オフされ、更に、トランジスタＳ３ａが常時オフされた状態で、トランジスタＳ３ｂが図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５におけるトランジスタＳ３と同様のタイミングで作動（オン／オフ）されることで、端子Ｊ３，Ｊ４側を入力側とし、端子Ｊ１，Ｊ２側を出力側とした図６と同様の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。
【００８２】
つまり、図８において、図１，図６のＤＣ／ＤＣコンバータ１５，２１と同様の役割及び動作をするものについては同一の符号を付しているが、各素子は、図８の左側から右側へ電圧を変換する降圧型の場合には（）無しの符号の素子として機能し、図８の右側から左側へ電圧を変換する昇圧型の場合には（）付きの符号の素子として機能することとなる。
【００８３】
次に図９は、図５のＤＣ／ＤＣコンバータ１９を双方向型に変形した反転−反転型のＤＣ／ＤＣコンバータ２５の構成を表す回路図である。
この図９のＤＣ／ＤＣコンバータ２５と図５のＤＣ／ＤＣコンバータ１９との構成上の相違点としては、まず、本ＤＣ／ＤＣコンバータ２５では、二対の端子を持った双方向型であるため、図５の端子１４に相当する端子として、互いに共通接続された２つの端子Ｊ２，Ｊ４を備えている。そして、端子Ｊ２と図５の端子１１に相当する端子Ｊ１とが対を成し、端子Ｊ４と図５の端子１３に相当する端子Ｊ３とが対を成している。そして更に、本ＤＣ／ＤＣコンバータ２５においても、図８のＤＣ／ＤＣコンバータ２３と同様に、補助共振回路１０の補助スイッチ３が、互いに逆の方向の電流をオン・オフすることが可能な２つの単方向スイッチ（詳しくは、トランジスタＳ３ａ及びダイオードＤ３ａからなる単方向スイッチと、トランジスタＳ３ｂ及びダイオードＤ３ｂからなる単方向スイッチ）からなっており、その２つの単方向スイッチのうちの一方（Ｓ３ａ又はＳ３ｂ）がオンされると、そのオンされた方の単方向スイッチによって決まる一方の方向にのみ電流が流れるようになっている。
【００８４】
そして、図９における（）無しの符号で説明すると、本ＤＣ／ＤＣコンバータ２５では、トランジスタＳ１，Ｓ２のうち、端子Ｊ１側のトランジスタＳ１が図１又は図５のＤＣ／ＤＣコンバータ１５，１９におけるトランジスタＳ１と同様のタイミングでオン／オフされると共に、端子Ｊ３側のトランジスタＳ２が図１又は図５のＤＣ／ＤＣコンバータ１５，１９におけるトランジスタＳ２と同様のタイミングでオン／オフされ、更に、トランジスタＳ３ｂが常時オフされた状態で、トランジスタＳ３ａが図１又は図５のＤＣ／ＤＣコンバータ１５，１９におけるトランジスタＳ３と同様のタイミングで作動（オン／オフ）されることで、端子Ｊ１，Ｊ２側を入力側とし、端子Ｊ３，Ｊ４側を出力側とした図５と同様の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。また逆に、端子Ｊ１側のトランジスタＳ１が図１又は図５のＤＣ／ＤＣコンバータ１５，１９におけるトランジスタＳ２と同様のタイミングでオン／オフされると共に、端子Ｊ３側のトランジスタＳ２が図１又は図５のＤＣ／ＤＣコンバータ１５，１９におけるトランジスタＳ１と同様のタイミングでオン／オフされ、更に、トランジスタＳ３ａが常時オフされた状態で、トランジスタＳ３ｂが図１又は図５のＤＣ／ＤＣコンバータ１５，１９におけるトランジスタＳ３と同様のタイミングで作動（オン／オフ）されることで、端子Ｊ３，Ｊ４側を入力側とし、端子Ｊ１，Ｊ２側を出力側とした反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ（即ち、図５とは入出力が逆の反転型ＤＣ／ＤＣコンバータ）として機能する。
【００８５】
つまり、前述した図８と同様に、図９においても、図１，図５のＤＣ／ＤＣコンバータ１５，１９と同様の役割及び動作をするものについては同一の符号を付しているが、各素子は、図９の左側から右側へ電圧を変換する場合には（）無しの符号の素子として機能し、図９の右側から左側へ電圧を変換する場合には（）付きの符号の素子として機能することとなる。
【００８６】
そして、以上のような図８，図９のＤＣ／ＤＣコンバータ２３，２５によれば、入出力の方向を変えることができる上に、第１実施形態で述べた各ＤＣ／ＤＣコンバータ１５，１９，２１と同様の効果を得ることができる。
尚、上記説明では、図８，図９の左側から右側へ電圧を変換する場合には、トランジスタＳ３ａ，Ｓ３ｂのうち、トランジスタＳ３ａのみ作動させてトランジスタＳ３ｂは常時オフさせ、図８，図９の右側から左側へ電圧を変換する場合には、トランジスタＳ３ａ，Ｓ３ｂのうち、トランジスタＳ３ｂのみ作動させてトランジスタＳ３ａは常時オフさせるといった具合に、入出力の方向によって、２つの単方向スイッチのうちの何れか一方のみを作動させることとした。
【００８７】
そして、このような方法によれば、図２においてトランジスタＳ３ａ又はＳ３ｂのオフタイミングが時刻ｔ２０より少々遅れる方向にずれても、そのトランジスタのオフ時のゼロ電流スイッチングが実現されて、スイッチング損失を小さくすることができる反面、ダイオードＤ３ａ又はＤ３ｂに電流が流れるため、そのダイオードでの導通損失が大きくなる。
【００８８】
そのため、第２の方法として、入出力の方向に拘わらずトランジスタＳ３ａとトランジスタＳ３ｂとを同時にオン／オフさせるようにしても良い。つまり、この場合、補助スイッチ３は、双方向に電流を流すことが可能な双方向スイッチとなる。
【００８９】
そして、この第２の方法によれば、ダイオードＤ３ａ，Ｄ３ｂには電流が流れず、そのダイオードＤ３ａ，Ｄ３ｂでの導通損失を抑えることができる。但し、トランジスタＳ３ａ，Ｓ３ｂのオンタイミングが前後に少しでもずれれば、ゼロ電流スイッチングとならず、そのトランジスタＳ３ａ，Ｓ３ｂでのスイッチング損失が増大してしまうという面もある。
【００９０】
一方、何れの入出力方向についても、トランジスタＳ１のゼロ電圧スイッチングを行いたいならば、その両方向で前述した式１０を満たすように図２のｔ１０−ｔ１１間を設定する必要がある。しかし、実際には、表１の一番右の列の入出力電圧比の条件を一方の入出力方向で満たせば、逆の入出力方向では当該条件を満たさないので、その一方の入出力方向についてのみ、式１０を満たすように図２のｔ１０−ｔ１１間を設定すれば良い。
【００９１】
また、上記図８，図９のＤＣ／ＤＣコンバータ２３，２５は、単方向のＤＣ／ＤＣコンバータとして使用しても良い。
そして、例えば、図８，図９の左側から右側へ電圧を変換する場合において、図２の時刻ｔ２１−ｔ３０間にトランジスタＳ３ｂをオンして、コンデンサＣ１をチャージすることによりトランジスタＳ１の両端電位差Ｖｄｓを積極的にＶｉｎとすれば、そのような共振によるトランジスタＳ２側のゼロ電圧ターンオンスイッチングが可能となる。つまり、図１や図５と同様の単方向のみのＤＣ／ＤＣコンバータとして使用する場合でも、トランジスタＳ３ｂを使って、Ｓ１からＳ２への転流時におけるＳ２のゼロ電圧スイッチングが可能となる。
【００９２】
［第３実施形態］
次に、図１０は、第３実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２７の構成を表す回路図である。尚、図１０において、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５と同じものについては、同一の符号を付しているため詳しい説明を省略する。
【００９３】
本第３実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２７は、図１の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１５に対して、下記の点のみ異なっている。
即ち、このＤＣ／ＤＣコンバータ２７では、入力フィルタコンデンサＣｉｎを、入力端子１１，１２間ではなく、入力端子１１（入力側のプラス端子に相当）と、出力フィルタコンデンサＣｏｕｔのプラス端子（即ち、出力側のプラス端子に相当する出力端子１４）との間に接続している。
【００９４】
そして、このようなＤＣ／ＤＣコンバータ２７によれば、入力フィルタコンデンサＣｉｎと出力フィルタコンデンサＣｏｕｔとが直列に接続されて、出力フィルタコンデンサＣｏｕｔが入力フィルタコンデンサＣｉｎの役割も兼ねることとなるため、入力フィルタコンデンサＣｉｎの耐圧を下げることができ、その分、該コンデンサＣｉｎを小型化することもできる。
【００９５】
尚、このＤＣ／ＤＣコンバータ２７では、一見すると、図１４のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１と同様に、入力端子１１，１２間に２つのコンデンサＣｉｎ，Ｃｏｕｔが直列に接続されており、そのコンデンサＣｉｎ，Ｃｏｕｔ同士の接続点Ｎから補助共振回路１０へ共振電流を供給しているとも言える。しかし、このＤＣ／ＤＣコンバータ２７では、接続点Ｎが出力端子１４に接続されているため、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５と全く同様に、自ずと電圧が一定な出力端子１４から補助共振回路１０へ共振電流が供給されることとなり、中点電位生成用のコンデンサや抵抗といった部品をわざわざ設ける必要は無い。
【００９６】
［第４実施形態］
次に、図１１は、第４実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２９の構成を表す回路図である。尚、図１１において、図６のＤＣ／ＤＣコンバータ２１と同じものについては、同一の符号を付しているため詳しい説明を省略する。
【００９７】
本第４実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２９は、図６の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１に対して、下記の点のみ異なっている。
即ち、このＤＣ／ＤＣコンバータ２９では、出力フィルタコンデンサＣｏｕｔを、出力端子１３，１４間ではなく、出力端子１４（出力側のプラス端子に相当）と、入力フィルタコンデンサＣｉｎのプラス端子（即ち、入力側のプラス端子に相当する入力端子１１）との間に接続している。
【００９８】
そして、このようなＤＣ／ＤＣコンバータ２９によれば、出力フィルタコンデンサＣｏｕｔと入力フィルタコンデンサＣｉｎとが直列に接続されて、入力フィルタコンデンサＣｉｎが出力フィルタコンデンサＣｏｕｔの役割も兼ねることとなるため、出力フィルタコンデンサＣｏｕｔの耐圧を下げることができ、その分、該コンデンサＣｏｕｔを小型化することもできる。
【００９９】
［第５実施形態］
次に、図１２は、第５実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３１の構成を表す回路図である。尚、図１２において、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５と同じものについては、同一の符号を付しているため詳しい説明を省略する。
【０１００】
即ち、本第５実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３１は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５に対して、共振用のコンデンサＣ１，Ｃ２を省略し、その代わりに、補助共振回路１０と並列にコンデンサＣ３（請求項１６の容量成分に相当）を設けたものである。
【０１０１】
このようなＤＣ／ＤＣコンバータ３１によれば、図１ではコンデンサＣ１とコンデンサＣ２の耐圧がＶｉｎ以上必要であるのに対し、コンデンサＣ３は、出力電圧Ｖｏｕｔもしくは「Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ」のうちで大きい方までの耐圧で良く、その結果、コンデンサＣ３を小型化できるという利点がある。
【０１０２】
尚、本第５実施形態の構成は、前述した図１以外の各ＤＣ／ＤＣコンバータについても同様に適用することができる。
［第６実施形態］
次に、図１３は、第６実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３３の構成を表す回路図である。尚、図１３において、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５と同じものについては、同一の符号を付しているため詳しい説明を省略する。
【０１０３】
本第６実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３３は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５に対して、主スイッチ２を、ダイオードＤ２（請求項１７の受動スイッチに相当）のみで構成し、そのダイオードＤ２にフライホイール電流を流すようにしたものである。そして、この構成によれば、能動スイッチとしてのトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｓ２を省略することにより低コスト化を図ることができる。
【０１０４】
尚、本第６実施形態では、表１の一番右の列の条件ではゼロ電圧スイッチングを実現できないが、補助共振回路１０は作動するので、ある程度はスイッチング損失を低減することができる。また、本第６実施形態の構成は、降圧型，昇圧型，反転型の全タイプのＤＣ／ＤＣコンバータに適用できるが、双方向型には適用できない。
【０１０５】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
例えば、前述した各ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、そのＤＣ／ＤＣコンバータを電池の充電という用途に使用した場合など、出力側に容量性の負荷を接続する場合には、出力電圧Ｖｏｕｔは電池などの容量性負荷によって安定するため、出力フィルタコンデンサＣｏｕｔは省略しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施形態の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を表す回路図である。
【図２】図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を表すタイムチャートである。
【図３】図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図のその１である。
【図４】図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図のその２である。
【図５】図１のＤＣ／ＤＣコンバータを変形した反転型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を表す回路図である。
【図６】図１のＤＣ／ＤＣコンバータを変形した昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を表す回路図である。
【図７】通常の補助共振回路を用いたＤＣ／ＤＣコンバータの一般的なスイッチングパターンを表すタイムチャートである。
【図８】第２実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータのうち、図１のＤＣ／ＤＣコンバータを双方向型に変形したＤＣ／ＤＣコンバータの構成を表す回路図である。
【図９】第２実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータのうち、図５のＤＣ／ＤＣコンバータを双方向型に変形したＤＣ／ＤＣコンバータの構成を表す回路図である。
【図１０】第３実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を表す回路図である。
【図１１】第４実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を表す回路図である。
【図１２】第５実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を表す回路図である。
【図１３】第６実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を表す回路図である。
【図１４】従来技術を表す図である。
【符号の説明】
１，２…主スイッチ、３…補助スイッチ、１０…補助共振回路、１１，１２，１３，１４，Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３，Ｊ４…端子、１５，１９，２１，２３，２５，２７，２９，３１，３３…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１７，１８…センサ、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３…コンデンサ、Ｃｉｎ…入力フィルタコンデンサ、Ｃｏｕｔ…出力フィルタコンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ３ａ，Ｄ３ｂ…ダイオード、Ｌｏ…平滑リアクトル、Ｌｒ…共振リアクトル、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂ…トランジスタ（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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