(57)【要約】【課題】高周波電流の振幅調整が可能な電動機の磁極推定装置を提供する。【解決手段】電動機１−１を電圧形ＰＷＭインバータ１−２で駆動し、電動機のトルクおよび速度、トルク、速度、位置を制御する制御装置において、ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１とＵＶＷの三相でＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれ二相間で位相差をゼロにする手段２とを切替える手段と、それによって発生するキャリア信号と同じ周波数帯の高周波電流を推定電流から抽出する手段と、抽出した高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段１−４を備えたものである。【選択図】　　　図１
2004129410.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動機を電圧形ＰＷＭインバータで駆動し、電動機のトルク、あるいはトルクおよび速度、あるいはトルク、速度、位置を制御する制御装置の磁極位置推定装置において、
ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１とＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２とを切り替える手段と、
それによって発生するキャリア信号と同じ周波数帯の高周波電流を推定電流から抽出する手段と、
前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段を備えたことを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。
【請求項２】
前記磁極位置推定装置において、
前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段は、
電動機の三相における夫々の相電流から前記高周波電流を抽出する手段と、三相固定子巻線ＵＶＷのうちの一相をα軸とし、それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と、同様に前記二相の静止座標系から４５度位相を移動した座標系、すなわち、α軸から４５度移動した軸をα’軸、それに９０度直交する軸をβ’軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と、
前記４つの軸における高周波電流をキャリア周波数で平均することで夫々の最大値を演算する手段と、
前記演算された４つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴とする請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項３】
前記磁極位置推定装置において、
前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段は、
電動機の三相における夫々の相電流から前記高周波電流を抽出する手段と、三相固定子巻線ＵＶＷのうちの一相をα軸とし、それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と、前記二相の電流から磁極位置推定値を用いて磁極位置と同方向であるγ軸とそれに９０度直交する軸をδ軸とする二相の回転座標系に変換する手段と、
同様に前記二相の回転座標系から４５度位相を移動した座標系、すなわち、γ軸から４５度移動した軸をγ’軸、それに９０度直交する軸をδ’軸とする二相の回転座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と前記４つの軸における高周波電流をキャリア周波数で平均することで夫々の最大値を演算する手段と、
前記演算された４つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴とする請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項４】
前記磁極位置推定装置において、
推定する電流は、１キャリア周期内に少なくとも２つ以上推定することを特徴とする請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項５】
前記磁極位置推定装置において、
前記任意の位相差を１２０度とすることを特徴とする請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項６】
前記磁極推定装置において、
ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１とＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２とを切り替える手段における手段１と手段２の実行時間は、発生する高周波電流の振幅を調整し、電力損失を低減することを目的として設定されることを特徴とする請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項７】
前記磁極推定装置において、
ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１とＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２とを切り替える手段において、手段１と手段２の実行時間を負荷の状態により調整する手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項８】
前記磁極位置推定装置において、
前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段は、前記ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１の実行時間中に実施し、ＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２の実行時間中に停止して、前記手段１で推定された磁極位置を使用することを特徴とする請求項２記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項９】
前記磁極位置推定装置において、
前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段は、前記ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１と、ＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２の実行時間に関係なく常に実施し、
前記４つの軸における高周波電流はキャリア周波数で移動平均して夫々の最大値を演算する手段と
前記演算された４つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴とする請求項２記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項１０】
前記磁極位置推定装置において、
α’軸とβ’軸の高周波電流はα軸とβ軸の高周波電流より演算されることを特徴とする請求項２記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項１１】
前記磁極位置推定装置において、
前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段は、前記ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１の実行時間中に実施し、ＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２の実行時間中に停止して、前記手段１で推定された磁極位置を使用することを特徴とする請求項３記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項１２】
前記磁極位置推定装置において、
前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段は、前記ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１と、ＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２の実行時間に関係なく常に実施し、
前記４つの軸における高周波電流はキャリア周波数で移動平均して夫々の最大値を演算する手段と前記演算された４つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴とする請求項３記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項１３】
前記磁極位置推定装置において、
γ’軸とδ’軸の高周波電流はγ軸とδ軸の高周波電流より演算されることを特徴とする請求項３記載の電動機の磁極位置推定装置。
【請求項１４】
請求項１記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置を用いて推定電流を磁極方向分とトルク分に分離し、それぞれを帰還して前記磁極方向分とトルク分の電流指令値と差分をとり、前記差分値がゼロとなるように電流制御を実施する電流制御装置を有することを特徴とする制御装置。
【請求項１５】
請求項１記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置を用いて速度を推定する速度推定装置を有することを特徴とする制御装置。
【請求項１６】
請求項１５記載の速度推定装置に基づいて推定された速度を帰還して速度指令値と差分をとり、前記差分値がゼロとなるように速度制御を実施する速度制御装置を有することを特徴とする制御装置。
【請求項１７】
請求項１記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置に基づいて得られる回転子位置推定値を帰還して回転子位置指令値と差分をとり、前記差分値がゼロとなるように位置制御を実施する位置制御装置を有することを特徴とする制御装置。
【請求項１８】
請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置および請求項１４記載の電流制御装置を備えた電動機のトルク制御装置を有することを特徴とする制御装置。
【請求項１９】
請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置、請求項１４記載の電流制御装置、請求項１５記載の速度推定装置および請求項１６記載の速度制御装置を備えた電動機の速度制御装置を有することを特徴とする制御装置。
【請求項２０】
請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置、請求項１４記載の電流制御装置、請求項１５記載の速度推定装置、請求項１６記載の速度制御装置および請求項１７記載の位置制御装置を備えた電動機の位置制御装置を有することを特徴とする制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ゼロ速度を含む極低速から磁極位置を精度良く推定し、その推定された磁極位置に基づいてトルク、速度、位置を制御する電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の磁極推定方法としては、電学論Ｄ，１０８巻１２号，１９８８「パラメータ同定機能をもつブラシレスＤＣモータの適応電流制御法」に報告されているような電動機速度に比例する誘起電圧を電動機入力電圧と電流より演算し，速度を推定する方法が広く用いられている。また，平成８年電気学会産業応用部門全国大会Ｎｏ．１７０「センサレス方式による突極形同期モータのゼロ速トルク制御」があり、この手法は電圧指令値に交流信号を重畳し、推定電流をＦＦＴ解析して電動機回転速度と磁極位置を推定する手法である。しかしながら、モータの誘起電圧に基づき回転子速度・位置とを推定する方法では高速域においては十分な精度で動くが、誘起電圧情報の少ない極低速においては正確な推定ができなかった。
【０００３】
そこで，駆動周波数に関係しないセンシングのための交流信号をモータに注入し、電圧電流の関係からロータ位置を推定する方法がいくつか提案されている。しかし、センシング信号を注入するためには特別な信号発生器が必要であり、制御が複雑になるといった問題がある。それらと異なる方法としては、電学論Ｄ，１１８巻５号，１９９８「突極性に基づく位置推定法を用いた位置センサレスＩＰＭモータ駆動システム」と電学論Ｄ，１２０巻２号，２０００「Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ　Ｍｅｔｈｏｄ　ｆｏｒ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎ　Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　ｏｆ　ＩＰＭ　Ｍｏｔｏｒ　ｉｎ　Ｌｏｗｅｒ　Ｓｐｅｅｄ　Ｒａｎｇｅ」に報告されているような特別なセンシング信号を注入せずにインバータ出力高周波あるいはキャリア周波数成分の電流を用いて磁極位置を推定する方法が報告されている。前者はＰＷＭインバータの出力電圧高周波が発生する高周波電流からインダクタンスを演算し、そのインダクタンスに基づいて位置を推定することを特徴としている。
【０００４】
後者は，ＰＷＭインバータのキャリア信号をＵＶＷの三相におけるそれぞれの二相間で１２０度の位相差を持たせることによって、駆動周波数以外のキャリア周波数成分電圧と電流を発生させ、キャリア周期中の電圧は一定という仮定に基づき、キャリア周波数成分電流のみを用いて位置を推定することを特徴としていた。
ＩＥＣＯＮ’０１（　Ｐｒｏｃ．　ｏｆ　ｔｈｅ　２７ｔｈ　Ａｎｎｕａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＩＥＥＥ　Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｓｏｃｉｅｔｙ　ｐｐ．１４３５−１４４０）「Ｎｏｖｅｌ　Ｒｏｔｏｒ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎ　Ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ　ｂａｓｅｄ　ｏｎＣａｒｒｉｅｒ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ　Ｍｅｔｈｏｄ　（ＣＦＣＭ）　ｕｓｉｎｇ　Ｔｗｏ　Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ−ｆｒａｍｅｓ　ｆｏｒ　ＩＰＭ　ｄｒｉｖｅｓ」、同一出願人による先行出願である特許文献１では、後者の実用化をより容易にするためにキャリア周期内での複数の電流推定のタイミングと位置演算の同期が複雑という問題を、次のように４つの軸に変換された高周波電流を夫々の軸で移動平均値を用いる方法により解決した。
【０００５】
【特許文献１】
特願２００１−２３８０６０号の公開公報
【０００６】
具体的には、図６は従来の磁極位置検出装置のブロック図であり、この磁極位置検出器６２により、バンドパスフィルタから出力される３相高周波電流を座標変換器６４によりα軸、β軸、α´軸、β´軸に変換する。変換した４つの出力それぞれのピーク値を絶対値演算器６５、ローパスフィルタ６６により平均化して、各軸のインダクタンスとの比例関係から、磁極位置演算器６７によりｔａｎ（２Δθ）を演算してΔθを求め、磁極位置を計算するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の技術では、インバータ出力高周波、あるいはキャリア周波数成分の高周波電流を利用して磁極位置を推定する方法は、高周波電圧によって流れる高周波電流が、インバータ出力の基本波成分の電圧に対して外乱となるが、キャリア周波数が電動機の回転速度に対して十分に大きいので、トルク外乱とはならないという特長がある。また、磁極位置推定において電流帰還値にローパスフィルタの付加などの制約がなく、制御システムとしての高応答化も可能である。と言った利点があるが、しかしながら、実用化の観点から考えると高周波電流の大きさは電動機のパラメータに依存して決まるため、その影響は電動機によって一様ではないのが汎用システムへの適用を難しくしているという問題があった。
そこで、本発明は、ＰＷＭ出力において相間で任意の位相差を持つ３相キャリアを単相キャリアに切替え、その磁極推定の実行時間を調整することによって高周波電流の振幅調整を可能にし、汎用システムへの適用を可能とした電動機の磁極位置推定装置および制御装置を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の磁極位置推定装置の発明は、電動機を電圧形ＰＷＭインバータで駆動し、電動機のトルク、あるいはトルクおよび速度、あるいはトルク、速度、位置を制御する制御装置の磁極位置推定装置において、ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１とＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２とを切り替える手段と、それによって発生するキャリア信号と同じ周波数帯の高周波電流を推定電流から抽出する手段と、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段を備えたことを特徴としている。
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段が、電動機の三相における夫々の相電流から前記高周波電流を抽出する手段と、三相固定子巻線ＵＶＷのうちの一相をα軸とし、それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と、同様に前記二相の静止座標系から４５度位相を移動した座標系、すなわち、α軸から４５度移動した軸をα’軸にそれに９０度直交する軸をβ’軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と前記４つの軸における高周波電流をキャリア周波数で平均することで夫々の最大値を演算する手段と前記演算された４つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴としている。
【０００９】
また、請求項３記載の発明は、請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段が、電動機の三相における夫々の相電流から前記高周波電流を抽出する手段と、三相固定子巻線ＵＶＷのうちの一相をα軸とし、それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と、前記二相の電流から磁極位置推定値を用いて磁極位置と同方向であるγ軸とそれに９０度直交する軸をδ軸とする二相の回転座標系に変換する手段と、同様に前記二相の回転座標系から４５度位相を移動した座標系、すなわち、γ軸から４５度移動した軸をγ’軸、それに９０度直交する軸をδ’軸とする二相の回転座標系において前記高周波電流を二相の電流に変換する手段と前記４つの軸における高周波電流をキャリア周波数で平均することで夫々の最大値を演算する手段と、前記演算された４つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴としている。
また、請求項４記載の発明は、請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置において、推定する電流が１キャリア周期内に少なくとも２つ以上推定することを特徴としている。
また、請求項５記載の発明は、請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記任意の位相差を１２０度とすることを特徴としている。
また、請求項６記載の発明は、請求項１記載の磁極位置推定装置において、ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１とＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２とを切り替える手段における手段１と手段２の実行時間が，発生する高周波電流の振幅を調整し、電力損失を低減することを目的として設定されることを特徴としている。
【００１０】
また、請求項７記載の発明は、請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置において、ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１とＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２とを切り替える手段において、手段１と手段２の実行時間を負荷の状態により調整する手段を備えたことを特徴としている。
また、請求項８記載の発明は、請求項２記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段が、前記ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１の実行時間中に実施し、ＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２の実行時間中に停止して、前記手段１で推定された磁極位置を使用することを特徴としている。
また、請求項９記載の発明は、請求項２記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段が、前記ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１と、ＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２の実行時間に関係なく常に実施し前記４つの軸における高周波電流はキャリア周波数で移動平均して夫々の最大値を演算する手段と前記演算された４つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴としている。
【００１１】
また、請求項１０記載の発明は、請求項２記載の電動機の磁極位置推定装置において、α’軸とβ’軸の高周波電流はα軸とβ軸の高周波電流より演算されることを特徴としている。
また、請求項１１記載の発明は、請求項３記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段が、前記ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１の実行時間中に実施し、ＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２の実行時間中に停止して、前記手段１で推定された磁極位置を使用することを特徴としている。
また、請求項１２記載の発明は、請求項３記載の電動機の磁極位置推定装置において、前記抽出された高周波電流を用いて磁極位置を推定する手段が、前記ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１と、ＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２の実行時間に関係なく常に実施し前記４つの軸における高周波電流はキャリア周波数で移動平均して夫々の最大値を演算する手段と前記演算された４つの軸における前記最大値に基づいて磁極位置を推定することを特徴としている。
【００１２】
また、請求項１３記載の発明は、請求項３記載の電動機の磁極位置推定装置において、γ’軸とδ’軸の高周波電流がγ軸とδ軸の高周波電流より演算されることを特徴としている。
また、請求項１４記載の発明は、請求項１記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置を用いて推定電流を磁極方向分とトルク分に分離し、それぞれを帰還して前記磁極方向分とトルク分の電流指令値と差分をとり、前記差分値がゼロとなるように電流制御を実施することを特徴としている。
また、請求項１５記載の発明は、請求項１記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置を用いて速度を推定することを特徴としている。
また、請求項１６記載の発明は、請求項１５記載の速度推定装置に基づいて推定された速度を帰還して速度指令値と差分をとり、前記差分値がゼロとなるように速度制御を実施することを特徴としている。
また、請求項１７記載の発明は、請求項１記載の磁極位置推定装置により推定された磁極位置に基づいて得られる回転子位置推定値を帰還して回転子位置指令値と差分をとり、前記差分値がゼロとなるように位置制御を実施することを特徴としている。
また、請求項１８記載の発明は、請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置および請求項１４記載の電流制御装置を備えたことを特徴としている。
また、請求項１９の発明は、請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置、請求項１４記載の電流制御装置、請求項１５記載の速度推定装置および請求項１６記載の速度制御装置を備えたことを特徴としている。
また、請求項２０記載の発明は、請求項１記載の電動機の磁極位置推定装置、請求項１４記載の電流制御装置、請求項１５記載の速度推定装置、請求項１６記載の速度制御装置および請求項１７記載の位置制御装置を備えたことを特徴としている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照し説明する。
図１は本発明の実施の形態に係る電動機の磁極位置推定装置を含むセンサレス速度制御装置のブロック図である。
図２は図１に示す永久磁石内蔵の同期電動機モデルである。
図３は図１に示す磁極位置推定装置の実行時間調整を説明するための波形図である。
図４は図１に示すＰＷＭ信号発生装置のブロック図である。
図５は図１に示す磁極位置、速度推定装置のブロック図である。
図１において、１−１は永久磁石内蔵の電動機、１−２は電圧型インバータ、１−３はＰＷＭ信号発生装置、１−４は磁極位置、速度推定装置、１−５と１−６は二相三相変換器、１−７は電流制御器と速度制御器、１−８は電流検出器を示している。
【００１４】
１−７の電流制御器と速度制御器は、従来の制御方法、例えば、比例積分（ＰＩ）あるいは比例積分微分（ＰＩＤ）制御で構成している。磁極位置、速度推定装置１−４では、電流検出器１−８から検出された電流をＡ／Ｄ変換器により離散化し入力される。その磁極位置推定装置１−４の出力は磁極位置、速度推定値として、夫々の制御に使用される。
【００１５】
ＰＷＭ信号発生装置１−３には、三角波比較ＰＷＭ制御を用いている。三相の正弦波電圧指令値と任意の周波数を持つ三角波のキャリア信号（搬送波）とを図４の１−３−５で比較し、電圧指令が搬送波より大きければ、ＰＷＭインバータの正側トランジスタをオン、負側トランジスタをオフに、電圧指令が搬送波より小さければ、ＰＷＭインバータの正側トランジスタをオフ、負側トランジスタをオンにする信号を発生する。通常の三角波変調では、搬送波の振幅と位相、そして周波数はすべての相において一定である。
【００１６】
しかし、キャリア周波数成分を用いるセンサレス制御において、従来の発明では搬送波をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差（実施例では１２０度を設定）を持たせ、本発明では搬送波をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１とＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２とを切り替える手段を用いている。この詳細については、図３と４にて説明する。
【００１７】
図２は永久磁石内蔵の同期電動機モデルである。電動機の三相においてＵ相をα軸とし、それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系とし、α軸から４５度移動した軸をα’軸，それに９０度直交する軸をβ’軸とする二相の静止座標系と定義する。磁極位置は、これら４つの軸における高周波電流はキャリア周波数で移動平均して夫々の最大値を演算して得られる最大値に基づいて推定することができる。
【００１８】
図３は搬送波をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段１（Ｔ１区間）とＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で位相差をゼロとする手段２（Ｔ２区間）とを切り替える手段を説明するものである。Ｔｃは搬送波周期、Ｔは切り替え周期を示している。
【００１９】
まず、Ｔ１区間での磁極位置推定を説明する。
図４は電圧型インバータへの出力指令信号を発生するＰＷＭ信号発生装置１−３を説明するための図であるが、キャリア信号発生器１−３−１から出力される信号をＵＶＷの三相においてＵＶ、ＶＷ、ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差をフェーズシフタ１−３−２で与える。Ｔ１区間では、切り替えスイッチ１−３−４は、Ｔ１側をオンＴ２側をオフとする。Ｔ１あるいはＴ２はタイマー１−３−３でカウントされる。実施例として、Ｔ１区間での任意の位相差を１２０度とすると、搬送波は図３のｔｒｏ，ｔｒ１２０，ｔｒ２４０のようになり、インバータ出力端子間に含まれる高周波電圧成分は、数式１のように表すことができる。
【００２０】
【数１】
2004129410.tif 000003
【００２１】
【数２】
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【００２２】
【数３】
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【００２３】
【数４】
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【００２４】
【数５】
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【００２５】
【数６】
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【００２６】
【数７】
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【００２７】
【数８】
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【００２８】
【数９】
2004129410.tif 000011
【００２９】
【数１０】
2004129410.tif 000012
【００３０】
【数１１】
2004129410.tif 000013
【００３１】
【数１２】
2004129410.tif 000014
【００３２】
【数１３】
2004129410.tif 000015
【００３３】
【数１４】
2004129410.tif 000016
【００３４】
【数１５】
2004129410.tif 000017
【００３５】
【数１６】
2004129410.tif 000018
【００３６】
【数１７】
2004129410.tif 000019
【００３７】
したがって、力率ｃｏｓ（Δφ）、インダクタンスによる係数、オフセット値が消去され、サンプル時間内の電圧を固定値として扱えば、各インダクタンスは各座標に変換されたキャリア周波数成分電流のみで計算することができることになる。また、各演算はその時点の電流のピーク値で演算するため、高周波電流の瞬時値ではなく、キャリア周波数内で夫々の軸でサンプルされた電流値の絶対値を取って平均化することによってピーク値を抽出できるので正確な磁極位置が推定できることになる。
この実施例において、磁極位置推定は４つの軸の静止座標系における電流値から推定しているが、同様に請求項３に提示したような回転座標系（γ−δ，γ’−δ’）においても本磁極推定方法を適用できることを明記しておく。
【００３８】
図５は、磁極位置、速度推定装置を説明するためのブロック図である。
バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１−４−１は、発生するキャリア信号と同じ周波数帯の高周波電流を推定電流から抽出し、抽出された高周波電流を電流座標変換器１−４−２によって、三相固定子巻線ＵＶＷのうちの一相をα軸とし、それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系において二相の電流に変換し、同様に二相の静止座標系から４５度位相を移動した座標系、すなわち、α軸から４５度移動した軸をα’軸，それに９０度直交する軸をβ’軸とする二相の静止座標系に高周波電流を二相の電流に変換する。
【００３９】
この４つの軸における高周波電流を平均値演算器１−４−３で，キャリア周波数内で平均すると夫々の最大値を抽出できる。実施例では移動平均法を用いている。Ｔ１区間では、すくなくとも２つ以上の電流検出が必要であることが実験的に分かっている。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１−４−４は抽出した電流最大値からさらに雑音成分を除去するものである。そして、最後に（１７）式の演算を実施して磁極の位置を推定する。
磁極の位置が推定されるとその推定値から速度を推定できる。推定磁束位置を微分器１−４−５で微分し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１−４−６を通すことによって速度ωを推定している。
【００４０】
つぎに、図３で示されるＴ２区間での磁極位置推定を説明する。
Ｔ２区間では、切り替えスイッチ１−３−４はＴ１側をオフＴ２側をオンとする。Ｔ１あるいはＴ２はタイマー１−３−３でカウントされる。Ｔ２区間での搬送波は図３のように単一となる。インバータ出力端子間に含まれる高周波電圧成分は、次の（１８）式のように表すことができる。
【００４１】
【数１８】
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【００４２】
Ｔ２区間では通常の三角波変調となり、三相の電圧指令値と単一の三角波を比較している。したがって、（１８）式に示すように同位相の高周波電圧成分となっている。したがって、相間での電圧高周波電圧はキャンセルされるため、高周波電流は生じない。したがって、Ｔ２区間での磁極位置推定は不可能である。そこで、Ｔ２区間では、Ｔ１区間で推定された磁極位置を使用することになる。
Ｔ２区間が長くなると理論上高周波電流による電力損失、磁気騒音は低減されることとなるが、磁束位置推定精度は悪化する。しかしながら、適用用途を考慮してＴ１とＴ２を設定することにより、従来調整不能であった高周波電流成分を平均的に調整することが可能となる。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＰＷＭインバータのキャリア信号をＵＶＷの三相における二相間で任意の位相差を持たせて、駆動周波数以外のキャリア周波数成分の電圧、電流を発生させ、キャリア周波数成分電流を用いて位置を推定する、従来の技術が高周波電流の振幅を調整できず、電力損失、騒音を大きくしていた問題をＰＷＭ出力において相間で任意の位相差をもつ三相キャリアを単相キャリアに切り替え、その実行時間を調整することによって、課題であった高周波電流の振幅の調整と、電力損失および磁気騒音を低減を可能にして、磁束位置推定精度を向上させるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電動機の磁極位置推定装置を含むセンサレス速度制御装置のブロック図である。
【図２】図１に示す永久磁石内蔵の同期電動機モデルである。
【図３】図１に示す磁極位置推定装置の実行時間調整を説明するための波形図である。
【図４】図１に示すＰＷＭ信号発生装置のブロック図である。
【図５】図１に示す磁極位置、速度推定装置のブロック図である。
【図６】従来の磁極位置検出装置のブロック図である。
【符号の説明】
１−１　電動機
１−２　電圧型インバータ
１−３　ＰＷＭ信号発生装置
１−４　磁極位置、速度推定装置
１−５、１−６　二相三相変換器
１−７　電流制御器、速度制御器
１−８　電流検出器
１−３−１　キャリア信号発生器
１−３−２　フェーズシフタ
１−３−３　タイマー
１−３−４　切替えスイッチ
１−４−１　バンドパスフィルタ
１−４−２　電流座標変換器
１−４−３　平均値演算器
１−４−４、１−４−６　ローパスフィルタ
１−４−５　微分器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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