(57)【要約】【課題】　一つ以上のアンテナを通じて信号を送信する場合に良好なマルチプレクシング利得及びダイバーシティ利得が得られるようにする装置及び方法を提供する。【解決手段】　入力フレームをｋ個のビットグループに分割するフレーム分割部と、前記ｋ個のビットグループを符号化し、符号化されたシンボルを出力する第１グループの符号器と、前記ｋ個のビットグループのうち少なくとも２個以上のビットグループを符号化し、符号化されたシンボルを出力する第２グループの符号器と、あらかじめ設定された数のアンテナがグループ化される複数のアンテナを含み、前記アンテナの数は前記ｋより大きいＮ個であり、前記グループ化されたアンテナのうち少なくとも一つのアンテナを通じて、前記第２グループの符号器のうち一つの符号器により符号化されたシンボルを送信する送信部とを含む。【選択図】　図１
2004129269.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
　移動通信システムの信号送信装置において、
　入力フレームをｋ個のビットグループに分割するフレーム分割部と、
前記ｋ個のビットグループを符号化し、符号化されたシンボルを出力する第１グループの符号器と、
　前記ｋ個のビットグループのうち少なくとも２個以上のビットグループを符号化し、符号化されたシンボルを出力する第２グループの符号器と、
　あらかじめ設定された数のアンテナがグループ化される複数のアンテナを含み、前記アンテナの数は前記ｋより大きいＮ個であり、前記グループ化されたアンテナのうち少なくとも一つのアンテナを通じて、前記第２グループの符号器のうち一つの符号器により符号化されたシンボルを送信する送信部と、を含むことを特徴とする送信装置。
【請求項２】
　前記符号器は、トレリス符号器であることを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
　前記グループ化された全体アンテナの数の和ＮkはＮより大きいことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項４】
　移動通信システムの信号送信方法において、
　入力フレームをｋ個のビットグループに分割する過程と、
　第１グループ符号器により前記ｋ個のビットグループを符号化し、符号化されたシンボルを出力する過程と、
　第２グループ符号器により前記ｋ個のビットグループのうち少なくとも２個以上のビットグループを符号化し、符号化されたシンボルを出力する過程と、
　前記ｋより大きいＮ個のアンテナをあらかじめ設定された数にグループ化し、前記グループ化されたアンテナのうち少なくとも一つのアンテナを通じて、前記第２グループ符号器のうち少なくとも一つの符号器により符号化されたシンボルを送信する過程と、を含むことを特徴とする送信方法。
【請求項５】
　前記符号化されたシンボルは、トレリス符号器により符号化されたシンボルであることを特徴とする請求項４に記載の送信方法。
【請求項６】
　前記グループ化された全体アンテナの数の和ＮkはＮより大きいことを特徴とする請求項４に記載の送信方法。
【請求項７】
　移動通信システムの信号受信装置において、
　１個の受信器に接続されたＭ個のアンテナと、
　前記Ｍより小さいｋ個の復号器と、
　前記受信器から出力されるＭ個の受信シンボルのうち少なくとも一つの受信シンボルを、前記復号器のうち少なくとも二つ以上の復号器に出力されるように分解する分解器と、を含むことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項８】
　前記復号器は、トレリス復号器であることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
【請求項９】
　前記アンテナは、あらかじめ設定された数のアンテナがグループ化されて構成されることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
【請求項１０】
　移動通信システムの信号受信方法において、
　１個の受信器に接続されたＭ個のアンテナを通じて信号を受信する過程と、
　前記受信器から出力されるＭ個の受信シンボルのうち少なくとも一つの受信シンボルを、前記Ｍより小さいｋ個の復号器のうち少なくとも二つ以上の復号器に出力する過程と、を含むことを特徴とする請求項１に記載の受信方法。
【請求項１１】
　前記復号器は、トレリス復号器であることを特徴とする請求項１０に記載の受信方法。
【請求項１２】
　前記アンテナは、あらかじめ設定された数のアンテナがグループ化されて構成されることを特徴とする請求項１０に記載の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
　本発明は、移動通信システムに関し、特に、多重アンテナを通じた信号の送／受信装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＣＤＭＡ２０００(Code Division Multiple Access 2000)、ＵＭＴＳ(Universal Mobile Telecommunication System)などのような符号分割多重接続(Code Division Multiple Access)方式の移動通信システムでは、無線チャネル上における送信容量を増加させるための一案として多重アンテナ(multiple antennas)が使用される。
【０００３】
　多重アンテナを使用する方式には、送信器と受信器との間に並列チャネルを作って信号を転送するマルチプレクシング(multiplexing)方式と、送信器あるいは受信器から多重アンテナを使って送信側または受信側の性能を向上させるダイバーシティ(diversity)方式がある。中でもマルチプレクシング方式は充分なダイバーシティ効果を提供できないことから送受信性能を相対的に低下させてしまうが、前記ダイバーシティ方式は、構造が簡単ながらも良好な送受信信頼性を向上させないが、転送率を増加する。これらの方式の他にも送信器における転送性能、すなわち誤転送率を低減するために多重アンテナを使用し、これと共にチャネル符号化(channel coding)手法を適用する方式が使用されている。しかしながら、ダイバーシティ方式において、送信器及び受信器のアンテナの数が増加するにつれて、この方式は転送率を増加しないが、システムの複雑度は増加する。
【０００４】
　かかる問題を解決するために、送信器のアンテナを複数のグループに分けて信号を送信する方式が提案された（V.Tarokh、A.Naguib,N.Seshadri,A.R.Calderbank,“Combined array processing and space-time coding,”IEEE trans.Inform.Theory,vol.45,pp.1121-1128,May.1999参照）と、２０００年１０月３日付の米国特許番号第６,１２７,９７１号の“COMBINED ARRAY PROCESSING AND SPACE-TIME CODING”に提案された。この方式は、受信器の複雑度がアンテナ数の増加にしたがって幾何級数的に増加しない長所があり、空間チャネルを複数個に分離して使用することによって信号の転送速度を上げることができる。
【０００５】
　しかし、この方式は、送信アンテナの数が少ないとグループに分けられるアンテナの数も少なくなる。さらに、マルチプレクシング効果が得難く、ダイバーシティ効果しか得られないという欠点がある。しかも、送信アンテナの数が少ないとグループに分けられるアンテナの数も少ないので、ダイバーシティ効果さえ得られないという場合もあった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
　したがって、本発明の目的は、移動通信システムで多重アンテナを使用し、チャネル符号化手法を使用して信号を送受信する装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、多重アンテナを使用し、チャネル符号化手法を使用して信号を送受信する移動通信システムにおいて良好なマルチプレクシング効果及びダイバーシティ効果が得られるようにする装置及び方法を提供することにある。
【０００７】
　本発明のさらに他の目的は、多重アンテナを使用し、チャネル符号化手法を使用して信号を送受信する移動通信システムにおいてグループ化された少ない数の送信アンテナを通じて信号を送信する場合にも良好なマルチプレクシング利得及びダイバーシティ利得が得られるようにする装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
　本発明の信号送信装置は、入力フレームをk=1,…KであるＢkビットグループに分割するフレーム分割部を含む。第１グループの符号器はＢkビットグループを符号化し、符号化されたシンボルを出力する。第２グループの符号器は他のＢk’ビットグループを符号化し、他の符号化されたシンボルを出力する。各符号化されたシンボルは、異なる機能を使って前記転送アンテナに再び符号化される。送信部は、あらかじめ設定された数のアンテナがグループ化される複数のアンテナを含み、前記アンテナの総数Ｎは前記アンテナグループの数の合計より大きい。前記転送アンテナは、前記符号器のうち一つの符号器により符号化されたシンボルを送信する。
【０００９】
　好ましくは、前記符号器はトレリス符号器であることを特徴とする。好ましくは、前記グループ化された全体アンテナの数の和Ｎkは、全体アンテナ数Ｎより大きいことを特徴とする。
【００１０】
　本発明の信号受信装置は、Ｍ個の受信器に接続されたアンテナと、前記Ｍより小さいｋ個の復号器とを含む。分解器は、前記受信器から出力されるＭ個の受信シンボルのうち少なくとも一つの受信シンボルを前記復号器のうち少なくとも一つ以上の復号器に出力されるように分解する。
【００１１】
　好ましくは、前記復号器はトレリス復号器であることを特徴とする。
【００１２】
　好ましくは、前記アンテナは、あらかじめ設定された数のアンテナがグループ化されて構成されることを特徴とする。
【００１３】
　前述の内容は、当分野で通常の知識を持つ者が後述される本発明の詳細な説明を通じてより容易に理解できるようにするために、本発明の特徴及び技術的な利点を多少広く略述したものである。
【発明の効果】
【００１４】
　本発明によれば、送信アンテナを通じて信号を送信する時、同じ信号を自分のグループのアンテナのほかに、他のグループのアンテナにも重畳させて送ることができるため、同じアンテナ数でも既存の方式に比べて多いダイバーシティ効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
　本発明の請求範囲の主題を形成する本発明の追加的な特徴及び長所が後述される。当該分野で通常の知識を持つ者は、本発明の同一の目的を達成するために他の構造を変更したり設計する基礎として発明の開示された概念及び具体的な実施例が容易に使用され得るという事実を認識すべきである。また、当該分野で通常の知識を持つ者は、発明と均等な構造が本発明の最も広い形態の思想及び範囲から外れないという事実を認識しなければならない。
【００１６】
　以下、本発明の好ましい実施例を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。図面中、同一の参照番号及び構成要素には可能なかぎり同一の参照番号及び符号を共通使用し、下記の詳細な説明にあたり、周知技術については適宜説明を省略するものとする。
【００１７】
　後述される本発明は、前述した従来技術のV.Tarokh,A.Naguib,N.Seshadri, A.R.Calderbank,“Combined array processing and space-time coding”IEEE trans.On Information.Theory,vol.45,pp.1121-1128,May1999.と、２０００年１０月３日付の米国特許番号第６,１２７,９７１号の“COMBINED ARRAY PROCESSING AND SPACE-TIME CODING”に開示された信号送信方式の問題点を解決するためのものであるということを明らかにしたい。それらの従来技術には、Ｎ個の送信アンテナをNi大きさの重畳されない小さなグループに分割し、各グループのアンテナから情報を送信するためにコンポーネント符号(component codes)といった個々の時空間符号(space-time codes)を使用することにより符号化及び復号化の複雑度も著しく減らす方法が紹介されている。
【００１８】
　本発明では、アンテナのグループが重畳される要素を持つようにすることによって前記従来技術の改善を図る。このような方式を下記では‘重畳アンテナグループ化(overlapped antenna grouping)’と呼ぶものとする。また、本発明の方式は、従来技術に比べ、マルチプレクシング利得とダイバーシティ利得間の優れたトレードオフ(trade-off)を可能にする。このトレードオフを可能にするために、本発明では重畳アンテナグループ化と関連して使用される符号化及び復号化アルゴリズムをより簡単にする新種の時空間符号である‘重畳時空間符号(overlapped space-time codes)’を導入する。このような本発明は、送信アンテナの数がＮで、受信アンテナの数がＭで、マルチプレクシング利得γが与えられた時、(N-γ+1)(M-γ+1)のダイバーシティの提供を可能にする。
【００１９】
　以下の本発明では次のような事項が記述される。まず、本発明が適用される無線環境で多重アンテナを使って信号を送受信する通信モデルと、結合された配列処理(combined array processing)及び時空間符号化(space-time coding)の動作が簡単に説明される。次に、本発明の実施例による重畳アンテナグループ化と重畳時空間符号化の方式が説明される。その後、本発明の実施例による方式が、符号器及び復号器の構造を簡単にしながらもマルチプレクシング利得とダイバーシティ利得間の最上のトレードオフを達成可能にするものであるということが説明される。
【００２０】
　Ａ．通信モデル(Communications Model)
　本発明は、送信器がＮ個のアンテナを具備し、受信器がＭ個のアンテナを具備する通信システムを考慮する。結合された配列処理器(combined array processor)及び時空間符号器(space-time coder)は毎タイムスロットｔでＢ入力ビットのブロックを受信する。これらの入力ビットはB1+B2+…+BK=Bの関係を持ち、B1、B2、…、BKの長さを持つＫ列に区分される。基地局におけるアンテナは、N1、N2、…、NKアンテナのグループからなる。これらのアンテナは、N1+N2+…+NK≧Nの関係を持つＫ個のグループG1、G2、…、GKに分割される。各ブロックＢk(k=1、2、…、K)は時空間符号器Ｃkにより符号化される。Ｃkの出力は、時間ｔでグループＧkのアンテナから同時に送信されるＮk(k=1、2、…、K)シーケンスの性状シンボル(constellation symbols)を提供する。これは、アンテナ1、2、…、Nから同時に送信される全体Ｎシーケンスの性状シンボルを提供する。
【００２１】
　Ｃti,kがタイムスロットｔでグループＧkのアンテナｉから送信される信号であり、性状の平均エネルギーが１であり、ＥkがグループＧkでアンテナ1≦i≦Nkを通じた平均送信電力であり、αi,j,kがグループＧkの送信アンテナｉからアンテナｊに受信される経路利得であると仮定する。受信器の復調器は、各受信アンテナj=1、2、…、Mに受信される信号に基づいて決定統計を計算する。決定統計は、前記受信された信号を決定するために用いられる。時間ｔでアンテナｊにより受信される信号ｒtjは式(1)で示される。
【００２２】
【数１】
2004129269.tif 000003
【００２３】
　前記式(1)において、ηtjは時間ｔで送信アンテナと受信アンテナｊ間のチャネル雑音である。経路利得αi,j,kはゼロ平均及びディメンション当たりパワー０．５を持つ独立的な複素ガウスランダム変数(independent complex Gaussian random variables)のサンプルでモデル化される。これは、独立的なレイリーフェーディング(Rayleigh fades)下で異なるアンテナから送信される信号を仮定する場合と同一である。この時、経路利得αi,j,kがフレーム内で一定であり、あるフレームから他のフレームに変化する準静的フェーディング(quasistatic fading)と仮定する。前記雑音値ηtj(j=1、2、…、M)はゼロ平均及びディメンション当たりパワー０．５を持つ独立的な複素ガウスランダム変数のサンプルでモデル化される。前記式(1)をベクトル形態に書き換えると、下記の式(2)で示される。
【００２４】
【数２】
2004129269.tif 000004
【００２５】
　前記式(2)で使用された変数は、下記の式(3)、式(4)、式(5)及び式(6)で示される。
【００２６】
【数３】
2004129269.tif 000005
【００２７】
【数４】
2004129269.tif 000006
【００２８】
【数５】
2004129269.tif 000007
【００２９】
【数６】
2004129269.tif 000008
【００３０】
　本発明では他のグループからの干渉を抑えるためにグループ干渉抑制方式と時空間符号化を持つ、結合された配列処理方式を使用する。このような方式に対する原理は、論文V.Tarokh,A.Naguib,N.Seshadri,andA.R.Calderbank,“Combined array processing and space-time coding,”IEEE Trans.Inform.Theory,vol.45,pp.1121-1128,May1999.に開示されている。また、本発明ではM≧N-Nk+1であり、受信器が完全にチャネル状態情報マトリクスΩk(1≦k≦K)を知っていると仮定する。各マトリクスΩkに対して、Λk=[Ω1、…、Ωk-1、Ωk+1、…、ΩK]を定義することができる。
【００３１】
　前記論文に開示されたように、νkjΛk=(0、0、…、0)(j=1、…、Nk+M-N)のような直交の行ベクトルの集合νk1、νk2、…、νkNk+M-Nを構成することができる。φkを、そのj番目の列がνkjの(Nk+M-N)×Mマトリクスと仮定する。前記式(2)の両辺にφkを乗算すると、下記の式(7)が導かれる。
【００３２】
【数７】
2004129269.tif 000009
【００３３】
　前記式(7)は方程式であって、これは他のグループのアンテナからの転送信号が抑制されるのを表す。
【００３４】
【数８】
2004129269.tif 000010
【００３５】
　式(8)を、時空間符号Ｃkを使用するＮk送信アンテナ及び(M-N+Nk)受信アンテナを持つ時空間送信モデルに対する受信ベクトルと取り扱うことによって転送シナリオに同じ性能（ＢＥＲ（誤ビット率）及び転送率の性能）が達成できることが、上に言及した従来技術の文献である論文V.Tarokh,A.Naguib,N.Seshadri,andA.R.Calderbank,“Space-time codes for high data rate wireless communications : performance criteria in the presence of channel estimation errors, mobility, and multiple paths,”IEEE Trans.Inform.Theory,vol.47,pp.199-207,Feb 1999.より証明された。したがって、全体ダイバーシティ時空間符号を仮定する時、上記の従来技術の文献における方式は、最大Nk×(M-N+Nk)レベルのダイバーシティを提供することができる。全時空間符号が全体ダイバーシティを提供しないので、Nx(M-N- Nk)を計算するために全体ダイバーシティ時空間符号を仮定しなければならない。
【００３６】
　Ｂ．発明の原理
　(Ｂ−１)重畳アンテナグループ化(Overlapped Antenna Grouping)
　受信器での(N-Ni)ディメンション(dimension)が他のグループのアンテナからの転送を抑制するように使用されるため、上記の従来技術のV.Tarokh,A.Naguib,N.Seshadri, A.R.Calderbank,“Combined array processing and space-time coding” IEEE trans. Inform.Theory,vol.45,pp.1121-1128,May1999.の文献に開示された“結合された配列処理及び時空間符号化”方式は、ダイバーシティとマルチプレクシング利得間のトレードオフを最適に提供できない。場合によって、Ｎ送信アンテナとＭ受信アンテナにより提供された多数のＮ×Ｍディメンションは過度な浪費につながる。
【００３７】
　かかる従来技術の問題点を解消するために鋭意研究したところ、本願発明者らは、まず、Ｎ送信アンテナを分割することによって形成される複数のグループのアンテナに対して前記従来技術のV.Tarokh,A.Naguib,N.Seshadri, A.R.Calderbank,“Combined array processing and space-time coding” IEEE trans. Inform.Theory,vol.45,pp.1121-1128,May1999.の文献で行われた過程が過度に制約的であるということに気づいた。そこで、まず、本発明者らは、相異なるグループのアンテナが共通の構成要素を持つようにすることによって上記の従来技術を改善しようと試みた。もし、N1、N2、…、NK要素でそれぞれ構成されるＫグループのアンテナがあるとすれば、上記の従来技術はN1+N2+…+NK=Nを満足するが、本願発明は、N1+N2+…+NK≧Nを満足する。しかし、このような試みにおいても依然として各送信アンテナｉ(i=1、2、…、N)が少なくとも一つのグループに存在する必要がある。また、本発明者らは、簡単な符号化及び復号化アルゴリズムを使って具現可能な重畳された時空間符号化手法を使用することによって上記の従来技術を改善しようと試みた。かかる新種の時空間符号の構成は、後述される説明により具体的に論議される。
【００３８】
　(Ｂ−２)重畳時空間符号化(Overlapped Space-Time Coding)
　本願発明にかかる重畳時空間符号器(Overlapped Space-Time Encoder)は、次の三つの構成要素からなる。
　それぞれがN1、N2、…、NkのアンテナからなるグループＧk(k=1、2、…、K)からなる重畳されたアンテナ。
　Nkアンテナを用いた転送のために設計され、信号性状Αk上で定義された符号語を持つ個々のグループＧk(k=1、2、…、K)に対応するコンポーネント時空間符号Ｃk。
　グループGk1、Gk2、…、Gkl(i)の要素である各送信アンテナｉ(i=1、2、…、N)に対する一対一関数Ｆi(xi,1、xi,2、…、xi,l(i))。前記一対一関数のドメインはAk1×Ａk2×…×Ａkl(i)であり、これの範囲は信号性状Ｑiである。GkとGkl(i)の違いは、Gkはｋ番目の指標のグループを示しており、Gkl(i)はi番目のアンテナで選択されたグループを示していることである。言い換えると、前記I番目のアンテナは、l(i)番目のグループでもよい。Akl(i)は同様のことを示している。それゆえに、l(i)は前記I番目のアンテナが属するグループの数を示している。
【００３９】
　本願発明に係る重畳時空間符号器は、下記のように符号化動作を行う。
　前記重畳時空間符号器の入力は、毎タイムスロットｔでＢ入力ビットのブロックであり、これらの入力ビットはB1、B2、…、BKの長さを有し、B1+B2++BK=BのＫ列に区分される。各ブロックＢk(1≦k≦K)はコンポーネント時空間符号器Ｃkにより符号化される。各時間ｔでコンポーネント時空間符号器Ｃkの出力は、シンボルct1,kct2,k…ctNk,kのシーケンスである。ここで、cti,k∈Akは時空間符号器Ｃkのｉ番目の出力シンボルを意味する。cti,k(i=1、2、…、Nk)がグループＧkでのｉ番目の送信アンテナに対応すると仮定する時、Ｃkの出力とグループＧkでのアンテナ間の相互関連性は、次のように定義される。毎時間ｔで、符号器はアンテナｉがグループＧkp(p=1、2、…、l(i))のｉp番目のアンテナであると仮定し、各送信アンテナｉに対する式(9)を計算する。これらのシンボルqt1、qt2、…、qtNは時間ｔで各アンテナ1、2、…、Nから同時に送信される出力信号である。
【００４０】
【数９】
2004129269.tif 000011
【００４１】
　(Ｂ−３)重畳時空間復号化(Overlapped Space-Time Decoding)
　重畳時空間符号の復号化動作に対する最初の段階は、毎k=1、2、…、Kに対してグループＧkに存在しない全てのアンテナからの転送を抑制することである。すなわち、本発明は、他のグループからの干渉を抑制するためにグループ干渉抑制方式と時空間符号化で結合配列処理を行う。
【００４２】
　前記復号化動作のための受信器は、下記の式(10)のように定義されるチャネル状態情報マトリクスΩを知っていると仮定する。
【００４３】
【数１０】
2004129269.tif 000012
【００４４】
　前記式(10)において、αi,jは送信アンテナi=1、2、…、Nから受信アンテナj=1、2、…、Mへの経路利得である。前述したように、時間ｔでアンテナｊにより受信される信号ｒtjは下記の式(11)で示される。
【００４５】
【数１１】
2004129269.tif 000013
【００４６】
　前記式(11)において、ηtjは時間ｔで送信アンテナと受信アンテナｊ間のチャネル雑音である。前記式(11)をベクトル形態に変換すると、下記の式(12)のようになる。
【００４７】
【数１２】
2004129269.tif 000014
【００４８】
　前記式(12)に使用された変数は、下記の式(13)、式(14)及び式(15)で示される。
【００４９】
【数１３】
2004129269.tif 000015
【００５０】
【数１４】
2004129269.tif 000016
【００５１】
【数１５】
2004129269.tif 000017
【００５２】
　Λkが、グループＧkの要素でない全ての列に対応するΩのM×N-Nkサブマトリクスであり、ΩkとqtkがそれぞれグループＧkの全ての列に対応するサブマトリクスΩ及びqtであると定義する。M≧N-Nk+1と仮定する時、直交の行ベクトルの集合νk1、νk2、…、νkNk+M-NをνkjΛk=(0、0、…、0)(j=1、…、Nk+M-N)のように構成することができる。Φkを、ｊ番目の行がνjkである(Nk+M-N)×Mマトリクスと定義する。
【００５３】
　前記式(12)の両辺にφkを乗算すると、下記の式(16)が導かれる。
【００５４】
【数１６】
2004129269.tif 000018
【００５５】
　前記式(16)は方程式であって、グループＧk以外のあらゆる他のグループに対応するアンテナからの転送は抑制されるのを表す。
【００５６】
　Ｇ1に対する復号化動作は、G2、…、Gkの復号化動作と似ているため、Ｇ1に対する復号化動作に対する二番目の段階だけを説明するものとする。すなわち、k=1であり、Ｇ1の要素がアンテナ1、2、…、N1であると仮定できる。i=1、2、…、N1の場合にqti,1はqt1のｉ番目の要素として定義される。したがって、アンテナｉ=1、2、…、N1がグループＧkpのｉp番目の要素であると仮定する時、式(17)が成立する。
【００５７】
【数１７】
2004129269.tif 000019
【００５８】
　コンポーネント符号Ｃ1の復号器は、式(18)を受信されたワードとして見なして処理し、式(19)をチャネルとして見なして処理する。
【００５９】
【数１８】
2004129269.tif 000020
【００６０】
【数１９】
2004129269.tif 000021
【００６１】
　前記コンポーネント符号Ｃ1の復号器は符号語式(20)を決定する。
【数２０】
2004129269.tif 000022
【００６２】
　前記復号器は、前記コンポーネント符号Ｃ1の全ての符号語に対する合計式(21)を最小化させてＣ1を求める。前記最小化符号語はビタビアルゴリズム(Viterbi Algorithm)を用いて計算されることができる。
【００６３】
【数２１】
2004129269.tif 000023
【００６４】
　トレリス(trellis)符号を使用して復号化動作を行う場合、式(22)の中で相異なる選択がＣ1のトレリスダイヤグラムにおける並列遷移を引き起こすということに注目されたい。Ｆi(i=1、2、…、N)を注意して選択すると、符号語を最小化する高速計算ができる。
【００６５】
【数２２】
2004129269.tif 000024
【００６６】
　Ｃ．実施例
　図１は、本発明の好ましい実施例による移動通信システムの送信装置に対するブロックダイヤグラムである。
　図１を参照すれば、送信装置は直／並列変換器(Serial-to-Parallel Converter)１１０と、符号器１２１−１〜１２１−３、１２２−１〜１２２−３、…、１２３−１〜１２３−３と、送信器１３１−１〜１３１−３、１３２−１〜１３２−３、…、１３３−１〜１３３−３と、アンテナＡＮＴ１１〜１３、ＡＮＴ２１〜２３、…、ＡＮＴ３１〜３３とを含めて構成される。前記直／並列変換器１１０は、入力フレームをｋ個のビットグループに分割するフレーム分割部として機能する。例えば、前記入力フレームがB=B1+B2+…+Bkである場合、前記直／並列変換器１１０はあらかじめ設定された数のビット(あるいはシンボル)からなるビットグループB1、B2、…、Bkを出力する。
【００６７】
　前記符号器は、第１グループの符号器と、第２グループの符号器とに区分される。前記第１グループの符号器は前記ｋ個の各入力ビットグループを符号化し、符号化されたシンボルを出力する。前記符号器１２１−１、１２１−３、１２２−１、１２２−３、…、１２３−１、１２３−３が前記第１グループの符号器に該当する。前記第２グループの符号器は、前記ｋ個のビットグループのうち少なくとも２個以上のビットグループを符号化し、符号化されたシンボルを出力する。前記符号器１２１−２、１２２−２、…、１２３−２が前記第２グループの符号器に該当する。ここでは前記第２グループの符号器がそれぞれ入力される２ビットグループを符号化する例を図示及び説明しているが、本発明の原理は２個またはそれ以上のビットグループを符号化する場合にも同一に適用される。なぜなら、本発明は２個以上のビットグループを重畳して一つのアンテナを通じて転送されるようにすることを特徴とするためである。このような符号器は後述されるようにトレリス符号(trellis code)による符号化動作を行う。
【００６８】
　前記送信器１３１−１〜１３１−３、１３２−１〜１３２−３、…、１３３−１〜１３３−３は、それぞれ前記符号器１２１−１〜１２１−３、１２２−１〜１２２−３、…、１２３−１〜１２３−３に接続されており、これらの符号器からの符号化されたシンボルを、アンテナを通じて送信するのに好適な信号に変換する。例えば、前記送信器は符号化されたシンボルに対して変調、拡散、中間周波数変換及び高周波数変換などの処理を行う。
【００６９】
　前記アンテナＡＮＴ１１〜１３、ＡＮＴ２１〜２３、…、ＡＮＴ３１〜３３は、それぞれ前記送信器１２１−１〜１２１−３、１２２−１〜１２２−３、…、１２３−１〜１２３−３に接続されている。これらのアンテナはあらかじめ設定された数のアンテナがグループ化されて構成される。ここでは各グループのアンテナがいずれも二つのアンテナからなる例を示している。すなわち、図１ではアンテナＡＮＴ１１、ＡＮＴ１２が第１グループＧ1を形成し、アンテナＡＮＴ１２、ＡＮＴ１３が第２グループＧ２を形成し、アンテナＡＮＴ２１、ＡＮＴ２２が第３グループＧ3を形成し、アンテナＡＮＴ２２、ＡＮＴ２３が第４グループＧ4を形成し、アンテナＡＮＴ３１、ＡＮＴ３２が第(ｋ−１)グループＧk-1を形成し、アンテナＡＮＴ３２、ＡＮＴ３３が第ｋグループＧkを形成する。前記各グループのアンテナの数をN1、N2、…、NKと仮定する時、前記グループ化された全体アンテナ数の和Ｎkは、前記アンテナの数Ｎより大きく設定されると好ましい。
【００７０】
　前記送信器１３１−１〜１３１−３、１３２−１〜１３２−３、…、１３３−１〜１３３−３と前記アンテナＡＮＴ１１〜１３、ＡＮＴ２１〜２３、…、ＡＮＴ３１〜３３は送信部を構成する。前記各グループのアンテナの数は、本発明の思想を外れない範囲内でお互い同一の数あるいは異なる数に設定可能である。ここで、本発明の思想とは、一つのアンテナがいずれか一つのグループのアンテナとして動作するだけでなく、他のグループのアンテナとしても動作することを意味する。すなわち、一つのアンテナが異なるグループのアンテナを通じて送信される信号を重畳して送信することを意味する。
【００７１】
　図２は、本発明の好ましい実施例による移動通信システムの受信装置のブロックダイヤグラムである。このブロックダイヤグラムは、図１に示した送信装置のブロックダイヤグラムに対応する。
【００７２】
　図２を参照すれば、受信装置は、Ｍ個のアンテナＡＮＴ５１〜ＡＮＴ５３、ＡＮＴ６１〜ＡＮＴ６３、…、ＡＮＴ７１〜ＡＮＴ７３と、受信器２１１−１〜２１１−３、２１２−１〜２１２−３、…、２１３−１〜２１３−３と、分解器(decomposer)２２１と、復号器２３１−１〜２３１−２、２３２−１〜２３２−２、…、２３３−１〜２３３−２とからなる。
【００７３】
　前記アンテナＡＮＴ５１〜ＡＮＴ５３、ＡＮＴ６１〜ＡＮＴ６３、…、ＡＮＴ７１〜ＡＮＴ７３は、それぞれＭ個の受信器２１１−１〜２１１−３、２１２−１〜２１２−３、…、２１３−１〜２１３−３に接続されて無線チャネル上の信号を受信する。前記受信器２１１−１〜２１１−３、２１２−１〜２１２−３、…、２１３−１〜２１３−３は、それぞれ前記アンテナＡＮＴ５１〜ＡＮＴ５３、ＡＮＴ６１〜ＡＮＴ６３、…、ＡＮＴ７１〜ＡＮＴ７３を通じて受信される信号を受信処理する。例えば、前記受信器２１１−１〜２１１−３、２１２−１〜２１２−３、…、２１３−１〜２１３−３はアンテナを通じて受信される信号に対して中間周波数変換、基底帯域周波数変換、逆拡散、復調などを行う。前記アンテナＡＮＴ５１〜ＡＮＴ５３、ＡＮＴ６１〜ＡＮＴ６３、…、ＡＮＴ７１〜ＡＮＴ７３と、受信器２１１−１〜２１１−３、２１２−１〜２１２−３、…、２１３−１〜２１３−３は受信部を構成する。
【００７４】
　前記分解器２２１は、前記受信器から出力されるＭ個の受信シンボルのうち少なくとも一つの受信シンボルを前記復号器のうち少なくとも二つ以上の復号器に出力されるように分解する。例えば、前記分解器２２１は、前記受信器２１１−１〜２１３−３から出力される受信シンボルを分解して送信器１３１−１〜１３１−３から送った信号を検出して前記復号器２３１−１と前記復号器２３１−２に出力する。このように、送信器１３２−１〜１３２−３、１３３−１〜１３３−３から転送した信号を受信された信号から分離してそれぞれ復号器２３２−１、２３２−２と２３３−１、２３３−２に出力する。
【００７５】
　前記復号器２３１−１〜２３１−２、２３２−１〜２３２−２、…、２３３−１〜２３３−２は、それぞれ該当する分解器２２１からの受信シンボルを受信して後述する復号化動作を行う。前記復号器２３１−１は前記分解器２２１を通じて転送された前記受信器２１１−１及び２１１−２からの受信シンボルを復号化する。前記復号器２３１−２は、前記分解器２２１を通じて転送される前記受信器２１１−２及び２１１−３からの受信シンボルを復号化する。前記復号器２３２−１は前記分解器２２１を通じて転送される前記受信器２１２−１及び２１２−２からの受信シンボルを復号化する。前記復号器２３２−２は前記分解器２２１を通じて転送される前記受信器２１２−２及び２１２−３からの受信シンボルを復号化する。前記復号器２３３−１は、前記分解器２２１を通じて転送される前記受信器２１３−１及び２１３−２からの受信シンボルを復号化する。前記復号器２３３−２は前記分解器２２１を通じて転送される前記受信器２１３−２及び２１３−３からの受信シンボルを復号化する。これらの復号器はトレリス復号器で具現可能である。
【００７６】
　前記受信アンテナは、図１に示した送信アンテナに対応してあらかじめ設定された数のアンテナがグループ化されて構成されるといい。前記送信アンテナは、既に説明したようにいずれか一つのグループの送信信号と他のグループの送信信号が重畳された送信信号を送信する。したがって、前記受信アンテナは重畳された信号を受信することになり、これにより前記復号器は相異なるグループの重畳された信号から復号化動作を行うことになる。
【００７７】
　次に本発明の実施例による重畳時空間符号化／復号化動作を説明する。但し、この本発明の実施例による重畳時空間符号化/復号化動作を説明するに先立って、上記の従来技術のV.Tarokh,A.Naguib,N.Seshadri, A.R.Calderbank,“Combined array processing and space-time coding” IEEE trans. Inform.Theory,vol.45,pp.1121-1128,May1999.の文献に開示された方式による重畳時空間符号化/復号化動作とその問題点が説明される。
【００７８】
　(Ｃ−１)実施例１:
　まず、３個の送信アンテナを使用して信号を送信し、３個の受信アンテナを使用して信号を受信する場合を考慮する。全体ダイバーシティが２×３=６であると仮定する時、任意の転送時間当たり只一つのシンボルを転送できる。この事実は、論文V.Tarokh,N.Seshadri,andA.R.Calderbank,“Space-time codes for high data rate wireless communications : performance criterion and code construction,”IEEE Trans.Inform.Theory,vol.44,pp.744-765,Mar.1998.に記述された事実から容易に理解できるわけである。明確に６レベルのダイバーシティが超過されることもあり、低いダイバーシティレベルで任意の転送時間当たり２シンボルの転送レートを提供するように選択されることもできる。
【００７９】
　上記の従来技術の文献に開示された方式により送信アンテナを２個あるいは３個の重畳されないグループに区分するものと仮定する。送信アンテナを３個の重畳されないグループに区分する場合、上記の従来技術の方式は単に１レベルのダイバーシティを提供する。例えば、送信アンテナを２個の重畳されないグループに区分する場合、第１グループを２個の送信アンテナで構成し、第２グループを一つの送信アンテナで構成することを仮定することができる。第１グループの送信信号を復号化する時、受信器は第２グループの送信信号を抑制することによって４レベルのダイバーシティを提供する。これと同様に、第２グループの送信信号を復号化する時、受信器は第１グループの送信信号を除去することによって単に１レベルのダイバーシティを得ることができる。仮に、第１グループの送信信号に対する復号化が成功的に行われ、受信されたベクトルに対するこのグループの寄与分が除去されたとすれば、第２グループの送信信号に対する復号化の際には３レベルのダイバーシティが提供されることができる。しかし、このような方式は、第１グループの送信信号に対する復号化が成功的でないとエラー伝播(error propagation)の問題を招くことにつながる。
【００８０】
　次に図３を参照して４レベルのダイバーシティを提供し、エラー伝播の問題が起こらないように本発明の実施例によって行われる重畳時空間符号化及びそれによる転送動作の一例を説明する。図３において、第１グループのアンテナＧ1は、送信アンテナＡＮＴ１及びＡＮＴ２からなり、第２グループのアンテナらＧ2は送信アンテナＡＮＴ３及びＡＮＴ２からなる。この時、前記送信アンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２、ＡＮＴ３はお互い同じ等級(order)のアンテナと仮定する。
【００８１】
　符号Ｃ1及びＣ2は、図４に示すようなＢＰＳＫ(Bi-Phase Shift Keying)符号と仮定する。これらの符号に対して、下記の式(23)のような定義が可能である。
【００８２】
【数２３】
2004129269.tif 000025
【００８３】
　時間ｔでＣ1及びＣ2の出力シンボルがそれぞれct1,1ct2,1及びct1,2ct2,2なら、アンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２及びＡＮＴ３からそれぞれ送信されるシンボルらqt1、qt2及びqt3は下記の式(24)で示される。
【００８４】
【数２４】
2004129269.tif 000026
【００８５】
　前記式(24)において、重畳された出力シンボルを転送するアンテナＡＮＴ２ を通じて転送されるシンボルqt2は、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)性状の要素である。しかし、他のアンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ３を通じて転送されるシンボルqt1、qt3はＢＰＳＫ性状の要素である。
【００８６】
　Ｃ1を復号化するために、受信器は送信アンテナＡＮＴ３からの転送信号を抑制する。この場合、未知の値x2,2=ct2,2により引き起こる干渉は、図５に示すように、Ｃ1の復号化のために使用されるトレリスダイヤグラムにおける並列遷移度を用いて除去することができる。
【００８７】
　図５を参照すれば、各ブランチ(branch)の第１及び第２シンボルはＢＰＳＫ及びＱＰＳＫ性状の各要素である。受信器の復号器は式(25)を受信されたワード(received word)と見なして処理し、式(26)をチャネルマトリクスと見なして処理し、ビタビ復号化を図５に示したトレリスダイヤグラムに適用することによって、送信された符号語及びＣ1のビットを決定することができる。このような動作は、論文V.Tarokh,N.Seshadri,andA.R.Calderbank、“Space-time codes for high data rate wireless communications : performance criterion and code construction、”EEE Trans.Inform.Theory,vol.44,pp.744-765,Mar.1998.に記述された方式により可能である。
【００８８】
【数２５】
2004129269.tif 000027
【００８９】
【数２６】
2004129269.tif 000028
【００９０】
　Ｃ2に対する復号化動作は、上に説明した方法と類似な方法にて行われる。
　前述した本発明の実施例による符号化及び復号化動作が４レベルダイバーシティを提供するということは容易に立証される。
【００９１】
　(Ｃ−２)実施例２：
　本実施例では４個の送信アンテナを使って信号を送信し、２個の受信アンテナを使って信号を受信する場合について述べる。全体ダイバーシティを４×２=８と仮定する時、任意の転送時間当たり単に一つのシンボルが送信され得る。このような事実は、論文V.Tarokh,N.Seshadri,and A.R.Calderbank,“Space-time codes for high data rate wireless communications : performance criterion and code construction,”IEEE Trans.Inform.Theory,vol.44,pp.744-765,Mar.1998.に記述された事実から容易にわかる。明確に８レベルのダイバーシティが超過されることもあり、低いダイバーシティレベルで任意の転送時間当たり２シンボルの転送レートを提供するように選択することもできる。
【００９２】
　前記従来技術の文献に開始された方式によって２個あるいはそれ以上の重畳されないグループにおいて、あらゆる送信アンテナが送信のために使用されると仮定する時、上記の従来技術のV.Tarokh,A.Naguib,N.Seshadri, A.R.Calderbank,“Combined array processing and space-time coding” IEEE trans. Inform.Theory,vol.45,pp.1121-1128,May1999.の文献に開示された方式を使って送信された信号を復号化するのに充分な受信アンテナを任意に持たない。送信アンテナを２個の重畳されないグループに区分して信号を転送する場合、前記送信された信号を上記の従来技術のV.Tarokh,A.Naguib,N.Seshadri, A.R.Calderbank,“Combined array processing and space-time coding” IEEE trans. Inform.Theory,vol.45,pp.1121-1128,May1999.の文献に開示された方式にて復号化するには受信アンテナの数が充分でない。例えば、第１グループを３個の送信アンテナで構成し、第２グループを一つの送信アンテナで構成すると仮定することができる。第１グループの送信信号を復号化する時、受信器は第２グループの送信信号を除去することによって３レベルのダイバーシティを提供する。仮に、第１グループの送信信号に対する復号化が成功的に行われ、受信されたベクトルに対するこのグループの寄与分が除去されたとすれば、第２グループの送信信号に対する復号化時には２レベルのダイバーシティが提供されることができる。しかし、このような方式は、第１グループの送信信号に対する復号化が成功的でないとエラー伝播の問題を招くことにつながる。
【００９３】
　次に図６を参照してマルチプレクシング利得２で３レベルのダイバーシティを提供し、エラー伝播の問題が起こらないように本発明の実施例によって行われる重畳時空間符号化及びそれによる転送動作の一例を説明する。 図６において、第１グループのアンテナＧ1は送信アンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２及びＡＮＴ３からなり、第２グループのアンテナＧ2は送信アンテナＡＮＴ２、ＡＮＴ３及びＡＮＴ４からなる。この時、前記送信アンテナＡＮＴ１〜ＡＮＴ４は同じ等級のアンテナと仮定する。
【００９４】
　符号Ｃ1及びＣ2を、図７に示すようなＢＰＳＫ符号と仮定する。これらの符号に対して下記の式(27)のような定義が可能である。
【００９５】
【数２７】
2004129269.tif 000029
【００９６】
　時間ｔでＣ1、Ｃ2及びＣ3の出力シンボルがそれぞれct1,1ct2,1ct3,1及びct1,2ct2,2ct3,2なら、アンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ２、ＡＮＴ３及びＡＮＴ４からそれぞれ送信されるシンボルらqt1、qt2、qt3及びqt4は下記の式(28)で示される。
【００９７】
【数２８】
2004129269.tif 000030
【００９８】
　前記式(28)において、重畳された出力シンボルを転送するアンテナＡＮＴ４を通じて転送されるシンボルqt2は、４−ＰＳＫ(4-ary Phase Shift Keying)性状の要素である。また、アンテナＡＮＴ３を通じて転送されるシンボルqt3も４−ＰＳＫ性状の要素である。しかし、他のアンテナＡＮＴ１、ＡＮＴ４を通じて転送されるシンボルqt1、qt4はＢＰＳＫ性状の要素である。
【００９９】
　Ｃ1を復号化するために、受信器アンテナＡＮＴ２からの転送信号を抑制する。この場合、未知の値ct2,2及びct3,2により引き起こる干渉は、図８に示すようにＣ1の復号化のために使用されるトレリスダイヤグラムにおける並列遷移度で解決されることができる。
【０１００】
　図８を参照すれば、任意の二つの状態間の可能なあらゆる並列遷移が接続ラインのセグメント上に書いてある。各ブランチの第１シンボルはＢＰＳＫの要素であり、各ブランチの第２及び第３シンボルはＱＰＳＫ性状の各要素である。受信器の復号器は式(29)を受信されたワードと見なして処理し、式(30)をチャネルマトリクスとして見なして処理し、ビタビ復号化を図８に示したトレリスダイヤグラムに適用することによって送信された符号語及びＣ1のビットを決定できる。この動作は、論文V.Tarokh,N.Seshadri,and A.R.Calderbank,“Space-time codes for high data rate wireless communications : performance criterion and code construction,”IEEE Trans.Inform.Theory,vol.44,pp.744-765,Mar.1998.に記述された方式により可能である。Ｃ2に対する復号化動作は上で説明した方法と類似な方法によって行われる。
【０１０１】
【数２９】
2004129269.tif 000031
【０１０２】
【数３０】
2004129269.tif 000032
【０１０３】
　前述した本発明の実施例による符号化及び復号化動作が３レベルダイバーシティを提供するということは容易に立証される。
【０１０４】
　前述の二つの実施例から分かるように、本出願の発明者らはマルチプレクシング利得γが与えられ、Ｎ送信アンテナとＭ受信アンテナを使って信号を送受信すると仮定する時、(N-γ+1)(M-γ+1)のダイバーシティ利得が達成できることを確認した。また、重畳された時空間符号の復号化時、各グループで復号化を行うやいなや受信されたワードに対するそのグループの寄与度を除去し、他のグループの復号化のために高いレベルのダイバーシティが得られるということに注目した。例えば、前記実施例２でＣ1の復号化に続いて受信されたワードに対する第１グループの干渉が削除されると、第２グループは６レベルダイバーシティに復号化されるわけである。
【０１０５】
　全てのグループの復号化を行うやいなや受信されたワードに対する他のあらゆるグループの干渉を削除することによって各グループの他の段階の復号化が行われる。こうした反復的な動作により復号化性能が改善されるという事実は当分野で通常の知識を持つ者にとって自明であろう。
【０１０６】
　一方、本発明の詳細な説明では具体的な実施例に上げて説明したが、本発明の範囲を外れない限度内で様々な変形が可能であることは言うまでもない。したがって、本発明の範囲は、説明された実施例によって定められてはいけなく、特許請求の範囲の他、この特許請求の範囲と均等なものによって定められるべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１０７】
【図１】本発明の好ましい実施例による移動通信システムの送信装置のブロックダイヤグラム。
【図２】本発明の好ましい実施例による移動通信システムの受信装置のブロックダイヤグラム。
【図３】図１に示した送信器の第１実施例による構成を示す図。
【図４】図３に示した第１実施例であって、送信アンテナが３個で、受信アンテナが３個である場合のＢＰＳＫ用コンポーネント符号を示す図。
【図５】図３に示した第１実施例であって、送信アンテナが３個で、受信アンテナが３個である場合のデコーディングのためのトレリスダイヤグラム。
【図６】図１に示した送信器の第２実施例による構成を示す図。
【図７】図６に示した第２実施例であって、送信アンテナが４個で、受信アンテナが２個である場合のＢＰＳＫ用コンポーネント符号を示す図。
【図８】図６に示した第２実施例であって、送信アンテナが４個で、受信アンテナが２個である場合のデコーディングのためのトレリスダイヤグラム。
【符号の説明】
【０１０８】
　１２１，１２２，１２３　　　符号器
　１１〜１３，２１〜２３，３１〜３３　　　アンテナＡＮＴ
　１１０　　　直／並列変換器
　２１１，２１２，２１３　　　受信器
　２２１　　　分解器
　２３１　　　復号器
【図１】
2004129269.tif 000033
【図２】
2004129269.tif 000034
【図３】
2004129269.tif 000035
【図４】
2004129269.tif 000036
【図５】
2004129269.tif 000037
【図６】
2004129269.tif 000038
【図７】
2004129269.tif 000039
【図８】
2004129269.tif 000040