(57)【要約】【課題】電圧制御発振器のゲインの非線形性を補償し、ＰＬＬ回路の位相雑音特性を向上する。【解決手段】ＰＬＬ回路１０は、入力される制御信号の電圧値に応じて出力する信号の周波数を可変する電圧制御発振器１２と、基準信号と電圧制御発振器１２の出力に基づく被検信号との位相差を検出する位相比較器２０と、位相比較器２０によって検出された位相差に応じて電圧制御発振器１２に入力する制御信号の電圧値を変化させる制御回路２２と、を備え、さらに、位相差に対する制御信号の電圧値の変化量を該制御信号の電圧値に応じて可変するゲイン調整機構２４を備える。ゲイン調整機構２４により、電圧制御発振器１２のゲインの非線形性を補償し、ＰＬＬ回路１０のオープンループゲイン特性をより線形に近づけることができる。【選択図】        図１
2004241933.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される制御信号の電圧値に応じて出力する信号の周波数を可変する電圧制御発振器と、
基準信号と前記電圧制御発振器の出力に基づく被検信号との位相差を検出する位相比較器と、
前記位相比較器によって検出された位相差に応じて前記電圧制御発振器に入力する制御信号の電圧値を変化させる制御回路と、
を備えるＰＬＬ回路において、
前記位相差に対する前記制御信号の電圧値の変化量を該制御信号の電圧値に応じて可変するゲイン調整機構を有することを特徴とするＰＬＬ回路。
【請求項２】
前記制御回路は、前記位相差に応じた電流出力を行うチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路の出力電流を濾波して前記電圧制御発振器に入力する制御信号とするループフィルタと、を含み、
前記ゲイン調整機構は、前記制御信号の電圧値を検出する電圧値検出回路と、前記電圧値検出回路の検出結果に応じて前記チャージポンプ回路の電流出力量を可変する電流量制御回路と、を含むことを特徴とする請求項１に記載のＰＬＬ回路。
【請求項３】
前記チャージポンプ回路は、チャージポンプ電流を出力可能な複数の単位回路を含み、
前記電流量制御回路は、前記電圧値検出回路の検出結果に基づいてチャージポンプ電流を出力する単位回路を切り替えることを特徴とする請求項２に記載のＰＬＬ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋ  Ｌｏｏｐ）回路に関し、特に、電圧制御回路（ＶＣＯ）のゲインの非線形性を補償し、ＰＬＬ回路の位相雑音特性を向上することを可能とする技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ＰＬＬ回路は、携帯電話や無線機の周波数制御や、計算機のマイクロプロセッサの内部クロック周波数を外部クロックの整数倍にして高速化する用途などに、幅広く用いられている。
【０００３】
ここで、従来のＰＬＬ回路について図面を参照して説明する。図６は、従来のＰＬＬ回路７０の概略構成を示すブロック図である。
【０００４】
図６に示すＰＬＬ回路７０は、位相比較器７２、分周器７４、基準発振器７６、チャージポンプ回路７８、ループフィルタ８０、および電圧制御発振器８２から構成される。
【０００５】
位相比較器７２は、分周器７４から出力された被検信号と基準発振器７６から出力された参照信号との位相差を検出する。チャージポンプ回路７８は、位相比較器７２で検出された位相差に応じた電流出力を行う。そして、チャージポンプ回路７８の出力信号の高周波成分がローパスフィルタとして構成されるループフィルタ８０によって除去され、そのループフィルタ８０の出力が電圧制御発振器８２の制御信号となる。電圧制御発振器８２は、その制御信号の電圧値Ｖｔに応じて出力信号の周波数を変化させる。電圧制御発振器８２の出力信号は分周器７４に入力される。こうしてＰＬＬ回路７０において負帰還ループが形成され、被検信号の位相が参照信号の位相に一致するように制御される。すなわち、分周器７４の出力信号の周波数ｆｄは参照信号の周波数ｆｒで一定に保たれ、また電圧制御発振器８２の出力信号の周波数ｆｖは、周波数（ｆｒ×Ｎ）で一定に保たれる。そして、電圧制御発振器８２の出力信号あるいは分周器７４の出力信号が、ＰＬＬ回路７０の出力信号として用いられる。
【０００６】
さて、上記ＰＬＬ回路７０において、チャージポンプ回路７８は、上述したように、位相差に応じて出力電流Ｉｃを変化させる。図７は、チャージポンプ回路７８における位相差δに対する出力電流（積分値）Ｉｃの特性の典型例を示す図である。この図７に示すように、出力電流Ｉｃと位相差δとはほぼ線形の相関関係を有している。
【０００７】
また、電圧制御発振器８２は、上述したように、制御信号の電圧値Ｖｔに応じて出力信号の周波数ｆｖを変化させる。図８は、電圧制御発振器８２における制御信号の電圧値Ｖｔに対する出力信号の周波数ｆｖの特性の典型例を示す図である。この図８に示すように、出力信号の周波数ｆｖと制御信号の電圧値Ｖｔとは非線形の相関関係を有する場合が多い。すなわち、電圧値Ｖｔが低い領域における電圧値Ｖｔの変化量に対する周波数ｆｖの変化量α１（＝Δｆｖ１／ΔＶｔ；ゲイン）は、電圧値Ｖｔが高い領域のゲインα２（＝Δｆｖ２／ΔＶｔ）の数倍程度となっている。これは、電圧制御発振器８２内のバリキャップダイオードの特性などが原因となっている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
このように、電圧制御発振器の入力電圧値に対する出力周波数の変化特性（すなわち電圧制御発振器のゲイン）が非線形だと、ＰＬＬのオープンループゲインを一定に保てないため、電圧制御発振器の周波数可変範囲においてＰＬＬの位相雑音特性の悪化する周波数が生じることになる。このため、なるべく電圧制御発振器のゲインが直線的に変化する範囲内で用いたり、あるいはゲイン特性がなるべく線形に近い電圧制御発振器を用いるなどして、ある程度の制御誤差を許容せざるを得ない状況となっていた。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるＰＬＬ回路は、入力される制御信号の電圧値に応じて出力する信号の周波数を可変する電圧制御発振器と、基準信号と前記電圧制御発振器の出力に基づく被検信号との位相差を検出する位相比較器と、前記位相比較器によって検出された位相差に応じて前記電圧制御発振器に入力する制御信号の電圧値を変化させる制御回路と、を備えるＰＬＬ回路において、前記位相差に対する前記制御信号の電圧値の変化量を該制御信号の電圧値に応じて可変するゲイン調整機構を有する。
【００１０】
また、上記本発明にかかるＰＬＬ回路では、前記制御回路は、前記位相差に応じた電流出力を行うチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路の出力電流を濾波して前記電圧制御発振器に入力する制御信号とするループフィルタと、を含み、前記ゲイン調整機構は、前記制御信号の電圧値を検出する電圧値検出回路と、前記電圧値検出回路の検出結果に応じて前記チャージポンプ回路の電流出力量を可変する電流量制御回路と、を含むのが好適である。
【００１１】
また、上記本発明にかかるＰＬＬ回路では、上記チャージポンプ回路は、チャージポンプ電流を出力可能な複数の単位回路を含み、上記電流量制御回路は、上記電圧値検出回路の検出結果に基づいてチャージポンプ電流を出力する単位回路を切り替えるのが好適である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態について図面を参照して説明する。
【００１３】
まず、本実施形態にかかるＰＬＬ回路の構成および動作の概要について説明する。図１は、本発明の実施形態にかかるＰＬＬ回路１０の概略構成を示すブロック図である。この図１に示すように、ＰＬＬ回路１０は、電圧制御発振器１２、基準発振器１４、分周器１６、位相比較器２０、制御回路２２、およびゲイン調整機構２４を含む。
【００１４】
電圧制御発振器１２の出力する信号（出力信号）は、分周器１６に入力され１／Ｎ分周される。ここで、周波数ｆｄは、電圧制御発振器１２の出力信号の周波数ｆｖの１／Ｎとなる。そして、本実施形態では、分周器１６の出力する信号が、被検信号として、位相比較器２０に入力される。位相比較器２０は、この被検信号と基準発振器１４の出力する参照信号とを比較し、その位相差を検出する。そして、制御回路２２は、位相比較器２０における位相差の検出結果に基づいて、電圧制御発振器１２を制御するための制御信号を出力する。電圧制御発振器１２は、制御信号の電圧値Ｖｔに応じて出力信号の周波数を変化させる。そして、かかる構成において、位相差に応じて制御回路２２の出力する制御信号の電圧値Ｖｔを適切に変化させ、被検信号の位相および周波数を、参照信号の位相および周波数に一致させている。なお、制御回路２２は、チャージポンプ回路２６とループフィルタ２８とを含む。
【００１５】
そして、本実施形態では、図８に示したような電圧制御発振器１２のゲイン特性（すなわち、制御信号の電圧値Ｖｔの変化量に対する出力信号の周波数ｆｖの変化量）の非線形性を補償して、ＰＬＬ回路１０のオープンループゲインをなるべく線形に近づけるために、ゲイン調整機構２４を有する。ゲイン調整機構２４は、位相差に対する制御信号の電圧値Ｖｔの変化量を該制御信号の電圧値Ｖｔに応じて可変する。
【００１６】
本発明の特徴的な構成であるゲイン調整機構２４について説明する前に、位相比較器２０およびチャージポンプ回路２６の基本的な構成および動作について図２および図３を参照して説明する。図２は、チャージポンプ回路２６に含まれる単位回路２６−１と位相比較器２０との接続構成を示す図である。チャージポンプ回路２６には、同様な構成の単位回路２６−１が複数含まれるが、ここでは説明を簡単にするために、一つの単位回路２６−１についてのみ説明する。さて、図２に示すように、位相比較器２０は、二つのＤ型フリップフロップ３４ｕ，３４ｄおよびＡＮＤゲート３６とを含む。二つのフリップフロップ３４ｕ，３４ｄともにＤ入力端子にはＨ（ハイ）レベルの入力として電源電圧Ｖｃｃが印加されており、図２で上側（ソース側）のフリップフロップ３４ｕのＣ入力端子には参照信号が、また下側（シンク側）のフリップフロップ３４ｄのＣ入力端子には被検信号がそれぞれ入力される。そして、二つのフリップフロップ３４ｕ，３４ｄのＱ出力端子がＡＮＤゲート３６の二つの入力端子にそれぞれ接続され、さらにそのＡＮＤゲート３６の出力端子が二つのフリップフロップ３４ｕ，３４ｄのＲ（リセット）入力端子に接続されている。かかる構成において、二つのフリップフロップ３４ｕ，３４ｄのＱ出力端子からの出力（ＵおよびＤ）が単位回路２６−１に入力される。
【００１７】
単位回路２６−１は、単独でチャージポンプとして機能することができる。すなわち、単位回路２６−１は、ソース側の定電流源３８、シンク側の定電流源４２、および定電流源３８，４２をそれぞれ出力端子Ｐに接続するためのスイッチ４０，４４を有する。また、出力端子Ｐとグランドとの間には、抵抗４６およびコンデンサ４８が出力端子Ｐ側からこの順に直列に接続されている。そして、ソース側のスイッチ４０を閉じる信号としてフリップフロップ３４ｕのＱ出力（Ｕ）が用いられ（ＵがＨレベルのときスイッチ４０は閉、Ｌレベルのとき開）、他方、シンク側のスイッチ４４を閉じる信号としてフリップフロップ３４ｄのＱ出力（Ｄ）が用いられる（ＤがＨレベルのときスイッチ４４は閉、Ｌレベルのとき開）。かかる構成において二つのスイッチ４０，４４は、同時に回路を閉じることは無く、いずれか一方のみが閉じられるか二つとも開くかのどちらかとなる。そして、スイッチ４０のみが閉じられたときは、出力端子Ｐには定電流源３８から正の出力電流（Ｈレベル）が流れ、他方スイッチ４４のみ閉じられたときは、出力端子Ｐには定電流源４２に向けた負の出力電流（Ｌレベル）が流れる。またスイッチ４０，４４の双方が開いているときは、出力端子Ｐの出力電流は０（ゼロ；ハイ・インピーダンス状態）となる。
【００１８】
図２に示す回路の動作時における各部の信号波形を模式的に示したのが図３である。図３の状態ａに示すように、図２の回路では、参照信号がＬレベルからＨレベルに変化した時点で被検信号がＬレベルであった場合（すなわち位相遅れ状態）には、フリップフロップ３４ｕのＱ端子からのＨレベル出力（信号Ｕ）によってスイッチ４０のみが閉じられ、出力端子Ｐからは正のチャージポンプ電流（＋Ｉｃｏ）が出力される。そしてこの状態は、被検信号がＨレベルとなるまで続く。被検信号がＬレベルからＨレベルに変化すると、フリップフロップ３４ｄのＱ出力（信号Ｄ）がＨレベルとなり、ＡＮＤゲート３６の入力がともにＨレベルとなって、ＡＮＤゲート３６の出力がＨレベルとなる。これにより二つのフリップフロップ３４ｕ，３４ｄともにリセットされてＱ出力がＬレベルとなり、Ｕ信号Ｄ信号ともにＬレベルとなる。したがって、出力端子Ｐから、参照信号の立ち上がりから被検信号の立ち上がりまでの期間（Ｔａ）、すなわち位相遅れ量に応じた正のチャージポンプ電流（＋Ｉｃｏ）が出力されることになる。
【００１９】
また図３の状態ｂに示すように、被検信号がＬレベルからＨレベルに変化した時点で参照信号がＬレベルであった場合（すなわち位相進み状態）には、フリップフロップ３４ｄのＱ端子からのＨレベル出力（信号Ｄ）によってによってスイッチ４４のみが閉じられ、出力端子Ｐからは負のチャージポンプ電流（−Ｉｃｏ）が出力される。そしてこの状態は、参照信号がＨレベルとなるまで続く。参照信号がＬレベルからＨレベルに変化すると、フリップフロップ３４ｄのＱ出力（信号Ｕ）がＨレベルとなり、ＡＮＤゲート３６の入力がともにＨレベルとなって、ＡＮＤゲート３６の出力がＨレベルとなる。これにより二つのフリップフロップ３４ｕ，３４ｄともにリセットされてＱ出力がＬレベルとなり、Ｕ信号Ｄ信号ともにＬレベルとなる。したがって、出力端子Ｐから、被検信号の立ち上がりから参照信号の立ち上がりまでの期間（Ｔｂ）、すなわち位相進み量に応じた負のチャージポンプ電流（−Ｉｃｏ）が出力されることになる。
【００２０】
また図３の状態ｃのように、被検信号と参照信号とが同期した場合（すなわち同期状態）には、二つのフリップフロップ３４ｕ，３４ｄのＱ出力は両方ともＨレベルとなるから、ＡＮＤゲート３６の出力がＨレベルとなって、Ｕ信号Ｄ信号ともにＬレベルとなる。以上のようにして、位相比較器２０において検出された位相差に応じた出力電流（チャージポンプ電流）が単位回路２６−１を含む回路から出力される。そして、この出力電流がループフィルタ２８によって積分され、制御信号となる。そして、上記構成により、位相差に応じて、チャージポンプ電流の出力期間が変化し、ひいてはループフィルタ２８（図１）から出力される制御信号の電圧値が変化することになる。
【００２１】
さて、上述したように、本実施形態にかかるＰＬＬ回路１０は、電圧制御発振器１２のゲインの非線形性を補償するためのゲイン調整機構２４を備える。ここで、ゲイン調整機構２４の構成および動作の例について図４および図５を参照して説明する。図４は、位相比較器２０、ゲイン調整機構２４およびチャージポンプ回路２６の接続構成を示す図である。また図５は、電圧制御発振器１２のゲイン特性と電圧値検出回路３０の閾値電圧Ｖｔｈとを示す図である。
【００２２】
本実施形態では、ゲイン調整機構２４は、制御信号（ループフィルタ２８の出力）の電圧値Ｖｔに応じて、チャージポンプ２６の出力電流の電流量を可変する。このために、図４の例では、チャージポンプ回路２６に同一構成の単位回路２６−１〜２６−４を複数（この例では４つ）設け、電流量制御回路３２によって、有効とする単位回路２６−１〜２６−４（の数）を切り替えている。この構成では、有効な単位回路２６−１〜２６−４の数を多くした場合には出力電流が大きくなり、逆に少なくした場合には出力電流が小さくなる。
【００２３】
電圧制御発振器１２のゲインが図５に示す特性を有する場合、ゲインの低い領域、すなわち制御信号の電圧値Ｖｔが高い状態（Ｂ）では、チャージポンプ電流の電流量を多くし、逆に、ゲインの高い領域、すなわち制御信号の電圧値Ｖｔが低い状態（Ａ）では、チャージポンプ電流の電流量を小さくすれば、ゲインの非線形性を補償して、位相差に対する周波数の変化量の特性をより線形に近づけることができる。図５の場合、制御信号の電圧値Ｖｔが高い状態（Ｂ）のゲインは低い状態（Ａ）のゲインの４倍となっている。このため、図４の例では、制御信号の電圧値Ｖｔが高い状態（Ｂ）では、電流量制御回路３２は４つの単位回路（図４の例では２６−１〜２６−４）を全て有効とし、制御信号の電圧値Ｖｔが低い状態（Ａ）では１つの単位回路（同２６−１）のみを有効とする。
【００２４】
かかる切り替えを実現するための具体的な構成として、図４の例では、位相比較器２０のＵ信号の出力端子と複数の単位回路２６−１〜２６−４の各ソース側スイッチ４０とを、それぞれＡＮＤゲート５４−１〜５４−４を介して接続している。そして各ＡＮＤゲート５４−１〜５４−４の片方の入力端子にはＵ信号を入力し、他方の入力端子にはＨレベルまたはＬレベルの切替制御信号を入力する。また、同様に、位相比較器２０のＤ信号の出力端子と複数の単位回路２６−１〜２６−４の各シンク側スイッチ４４とを、それぞれＡＮＤゲート５６−１〜５６−４を介して接続する。そして各ＡＮＤゲート５６−１〜５６−４の片方の入力端子にはＤ信号を入力し、他方の入力端子にはＨレベルまたはＬレベルの切替制御信号を入力する。言うまでもなく、かかる構成においては、各ＡＮＤゲート５４−１〜５４−４，５６−１〜５６−４にＨレベルの切替制御信号が入力されたときのみ、それぞれに接続される単位回路２６−１〜２６−４が有効となる。
【００２５】
切替制御信号は、電圧値検出回路３０の出力に基づいて生成される。すなわち、電圧値検出回路３０は、制御信号の電圧値Ｖｔと参照電圧Ｖｔｈとを比較し、制御信号の電圧値Ｖｔが参照電圧Ｖｔｈより高い状態（Ｂ）ではＨレベルの信号を、また制御信号の電圧値Ｖｔが参照電圧Ｖｔｈより低い状態（Ａ）ではＬレベルの信号を出力する。そして、電圧値検出回路３０の出力端子はインバータ５０の入力端子とＯＲゲート５２の入力端子とに接続され、インバータ５０の出力端子とＯＲゲート５２のもう一つの入力端子とが接続される。このとき、ＯＲゲート５２の出力は、電圧値検出回路３０の出力によらず常にＨレベルとなる。かかる構成において、電圧値検出回路３０の出力とＯＲゲート５２の出力とが切替制御信号として用いられる。
【００２６】
そして、ＡＮＤゲート５４−１，５６−１には、切替制御信号としてＯＲゲート５２の出力が用いられ、ＡＮＤゲート５４−２〜５４−４，５６−２〜５６−４には、切替制御信号として電圧値検出回路３０の出力が用いられる。したがって、ＡＮＤゲート５４−１，５６−１に入力される切替制御信号は常にＨレベルとなり、ＡＮＤゲート５４−２〜５４−４，５６−２〜５６−４に入力される切替制御信号は、制御信号の電圧値Ｖｔｈが閾値電圧Ｖｔより高い状態（Ｂ）ではＨレベル、低い状態（Ａ）ではＬレベルとなる。以上の構成により、制御信号の電圧値Ｖｔｈが閾値電圧Ｖｔより高い状態（Ｂ）では単位回路２６−１のみが有効なチャージポンプとして機能し、制御信号の電圧値Ｖｔｈが閾値電圧Ｖｔより低い状態（Ａ）では単位回路２６−１〜２６−４の全てが有効なチャージポンプとして機能する。単位回路２６−１〜２６−４は全て同じものとして構成されているから、結局、状態（Ｂ）におけるチャージポンプ電流は４×Ｉｃｏ（または−４×Ｉｃｏ）となり、状態（Ａ）におけるチャージポンプ電流Ｉｃｏ（または−Ｉｃｏ）の４倍となる。すなわち、状態（Ｂ）における位相差に応じた電圧値Ｖｔの変化量は、状態（Ａ）の変化量に比べて４倍となる。すなわち、以上のように構成することで、本実施形態にかかるＰＬＬ回路１０では、電圧制御発振器１２のゲインが低くなる電圧値Ｖｔにおいては（すなわち状態（Ｂ））位相差に対する電圧値Ｖｔの変化量が高くなり、電圧制御発振器１２のゲインが高くなる電圧値Ｖｔにおいては（すなわち状態（Ａ））位相差に対する電圧値Ｖｔの変化量が低くなる。これにより、電圧制御発振器１２のゲインの非線形性が補償され、位相差に対する出力信号の周波数変化量、すなわちＰＬＬ回路１２のオープンループゲイン特性が、線形に近づき、ＰＬＬ回路１０の位相雑音特性が向上することになる。
【００２７】
なお、上述したようなゲイン調整は、マイコン等の演算素子を用いたソフトウェアによって実現することも可能であるが、その場合、演算素子に対する負荷が高くなり好ましくない。したがって、ゲイン調整機構２４は、ハードウェアとして構成するのが特に好適である。
【００２８】
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態には限定されず、種々の変形が可能である。例えば、上記実施形態では、一つの閾値電圧に対する制御信号の電圧値の大小を判定し、チャージポンプ電流量を二段階に切り替える構成としたが、更に多くの閾値電圧を設定しチャージポンプ電流量を多段可変するようにしてもよい。こうすれば、電圧制御発振器のゲイン補正精度をさらに向上することができる。また、上記実施形態では、チャージポンプ内の複数の単位回路を、全て同じ回路定数を有し、かつ同じ定電流源を有する回路として構成したが、これらがそれぞれ異なる回路として構成してもよいし、単位回路の数なども、上記実施形態に限定されるものではない。また、チャージポンプ回路や、ゲイン調整機構、特に電流量制御回路については、同様な機能を果たす等価回路によって構成してもよい。
【００２９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＰＬＬ回路の周波数の制御精度が改善され、より良好な位相雑音特性が得られるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態にかかるＰＬＬ回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態にかかるＰＬＬ回路の位相比較器およびチャージポンプ単位回路の構成を示す図である。
【図３】図２の回路の入力に対する出力を模式的に示す説明図である。
【図４】本発明の実施形態にかかるＰＬＬ回路の位相比較器、ゲイン調整機構、およびチャージポンプ回路の構成を示す図である。
【図５】図４の回路の制御対象となる電圧制御発振器のゲイン変化特性および閾値電圧の設定の一例を示す図である。
【図６】従来のＰＬＬ回路の構成を示すブロック図である。
【図７】ＰＬＬ回路のチャージポンプ回路における位相差に対するチャージポンプ電流の特性（ゲイン）を示す図である。
【図８】ＰＬＬ回路の電圧制御発振器のゲイン変化特性の一例を示す図である。
【符号の説明】
１０  ＰＬＬ回路、１２  電圧制御発振器、１４  基準発振器、１６  分周器、２０  位相比較器、２２  制御回路、２４  ゲイン調整機構、２６  チャージポンプ回路、２６−１〜２６−４  （チャージポンプ）単位回路、２８  ループフィルタ、３０  電圧値検出回路、３２  電流量制御回路、３４ｕ，３４ｄ  （Ｄ型）フリップフロップ、３６  ＡＮＤゲート、３８  （ソース側）定電流源、４０  （ソース側）スイッチ、４２  （シンク側）定電流源、４４  （シンク側）スイッチ、４６  抵抗、４８  コンデンサ、５０  インバータ、５２  ＯＲゲート、５４−１〜５４−４  ＡＮＤゲート、５６−１〜５６−４  ＡＮＤゲート。
【図１】
2004241933.tif 000003
【図２】
2004241933.tif 000004
【図３】
2004241933.tif 000005
【図４】
2004241933.tif 000006
【図５】
2004241933.tif 000007
【図６】
2004241933.tif 000008
【図７】
2004241933.tif 000009
【図８】
2004241933.tif 000010