(57)【要約】【課題】共振型スイッチング電源装置の小型、高効率化、低ノイズ化、高信頼化、ローコスト化を図る。【解決手段】相互に磁気結合した複数の共振コイルにそれぞれ共振コンデンサを接続して複数の共振回路を形成し、直流電源からスイッチング素子によって断続的に供給される電流を、上記磁気結合した複数の共振コイルによって均等に分流し、この均等に分流した電流によって各共振回路が共振すると共に出力コイルを介して負荷に電流が出力され、一方、各共振コンデンサが共振電流によって蓄えたエネルギーが各出力コイルに複数のフライホイール・ダイオードによって導かれる。【選択図】　　　図１
2004129438.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
相互に磁気結合した複数の共振コイルと、
これら共振コイルにそれぞれ接続されて共振回路を形成する複数の共振コンデンサと、
直流電源から上記複数の共振コイルに供給される共振電流を断続するスイッチング素子と、
このスイッチング素子に接続されて上記共振電流の流通方向を規制する逆流阻止ダイオードと、
上記複数の共振コイルと上記複数の共振コンデンサとの各接続点から負荷に電流を供給する複数の出力コイルと、
上記各接続点にそれぞれ接続されて前記共振コンデンサに蓄積されたエネルギーを前記出力コイルに導く複数のフライホイール・ダイオードと
を備えたことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記複数の共振コンデンサは、それらの一端が前記相互に磁気結合した複数の共振コイルに接続され、それらの他端が前記直流電源の正電圧出力側または負電圧出力側に接続されることを特徴とする請求項１に記載の共振型スイッチング電源装置。
【請求項３】
前記複数の出力コイルは相互に磁気結合してなることを特徴とする請求項１に記載の共振型スイッチング電源装置。
【請求項４】
相互に磁気結合した複数の共振コイルと、
これら共振コイルにそれぞれ接続されて共振回路を形成する複数の共振コンデンサと、
直流電源から上記複数の共振コイルに供給される共振電流を断続するスイッチング素子と、
このスイッチング素子に接続されて上記共振電流の流通方向を規制する逆流阻止ダイオードと、
上記複数の共振コイルと上記複数の共振コンデンサとの各接続点から複数の負荷にそれぞれ電流を供給する複数の出力コイルと、
上記各接続点にそれぞれ接続されて前記共振コンデンサに蓄積されたエネルギーを前記出力コイルに導く複数のフライホイール・ダイオードと
を備えたことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【請求項５】
前記複数の出力コイルは相互に磁気結合してなることを特徴とする請求項４に記載の共振型スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共振型スイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
発電機や電池等の直流電源から負荷に電力を供給する場合、直流電源の電圧を負荷の動作に適した電圧に変換する電圧変換装置が必要となる。かかる電圧変換装置として、電力損失が少ない（高効率である）スイッチング電源装置が多用されている。しかし、近年、省エネルギーの観点から更なる高効率化が求められ、また、電磁波の環境問題改善の観点からいわゆるスイッチングノイズの低減（低ノイズ化）が求められ、更に、省スペースの観点から小型化・軽量化が求められている。
【０００３】
そこで、「パルス幅制御方式」に代表される「矩形破スイッチング方式」を採用した従来のスイッチング電源装置に代わり、更なる高効率化、低ノイズ化が可能な共振型スイッチング電源装置が考案され利用されている。例えば特開平５−９１７３６号公報には、電圧共振及び電流共振の双方を利用して、変換効率を向上し、回路内の各電圧波形、電流波形を正弦波に近づけて、低ノイズ化を図った共振型スイッチング電源装置が開示されている。
【０００４】
こうした共振型スイッチング電源装置では、共振周波数の高周波化により、共振回路を構成する共振コンデンサを小型化して、該装置の小型化、軽量化が図られている。
しかし、大電力用の共振型スイッチング電源装置では、電圧共振及び電流共振の何れの場合においても、負荷に供給するエネルギーを蓄積するための共振コンデンサを大容量化すると共に大電流の共振電流に耐え得るものにして、共振コンデンサに大きなエネルギーを蓄積する必要がある。また、共振回路の共振インピーダンスは負荷のインピーダンスより小さくなければならない。ここで、共振電流の尖頭値は、共振型スイッチング電源装置の直流入力電圧を共振インピーダンスで除したものである。
【０００５】
例えば、図６に示す従来の共振型スイッチング電源装置１では、コンデンサ２及びコイル３から構成される共振回路の共振インピーダンスＺｒ（Ω）は、共振コイル３のインダクタンスＬｒ（ヘンリー）を共振コンデンサ２の静電容量Ｃｒ（ファラッド）で除した値（Ｌｒ／Ｃｒ）の平方根で与えられる。即ち、
Ｚｒ＝（Ｌｒ／Ｃｒ）１／２　・・（１）式
である。
【０００６】
ここで、共振インピーダンスＺｒ（Ω）と負荷４のインピーダンスＺｌ（Ω）との関係は、
Ｚｒ≦Ｚｌ　・・（２）式
でなければならない。
そして、共振電流の尖頭値Ｉｒ（アンペア）は、
Ｉｒ＝Ｖｓ／Ｚｒ　・・（３）式
である。尚、ここで、Ｖｓ（ボルト）は共振型スイッチング電源装置の直流入力電圧である。
【０００７】
従って、大電力用の共振型スイッチング電源装置を実現するためには、共振コンデンサの静電容量Ｃｒを共振コイルのインダクタンスＬｒに応じて所望の値まで大きくし、共振インピーダンスＺｒを小さくすることによって（（１）式参照）、共振電流Ｉｒを大きくする必要がある（（３）式参照）。
以上のように重要な作用を有する共振コンデンサには、以下の特性が要求される。即ち、高効率化のために、最高スイッチング周波数よりも高い周波数（例えば約２５％程度、高い周波数）において低損失であることが要求され、信頼性の観点から、共振型スイッチング電源装置の入力電圧の約２倍の耐電圧を有し、共振型スイッチング電源装置の出力電流（負荷に供給し得る最大電流）の約２倍の共振電流で長時間の使用に耐えられることが要求される。また、共振コンデンサには、大きな静電容量を有して共振回路のインピーダンスを負荷のインピーダンスより小さくできることが要求される。そして、可能な限り小型であることが要求される。しかし、こうした要求をすべて満足する共振コンデンサを実現することは困難であり、また、コンデンサは、静電容量が大きくなるほど高い周波数での損失（コンデンサの抵抗成分）が増加し、大型化する反面、その耐電圧は低くなってしまう。
【０００８】
こうした事情から、小電力用の共振型スイッチング電源装置の小型化、高効率化は、共振周波数を高くすることで容易に実現できる一方、大電力用の共振型スイッチング電源装置では、静電容量の大きい共振コンデンサを使用しなければならず、共振周波数を低くしなければならないと共に、小型化が阻害されることになる。
【０００９】
そこで、図７に示すように、静電容量の小さい複数のコンデンサ２ａ〜２ｄを並列接続することにより、所望の静電容量と電流容量とを有する共振コンデンサを構成して、共振周波数の高周波化及び共振電流の大電流化を可能とし、共振型スイッチング電源装置の小型化、高効率化、大電力化を図ることが考えられる。更に、各コンデンサ、例えばコンデンサ２ａを複数の低電圧用コンデンサの直列接続によって構成することにより、共振コンデンサの高耐電圧化を図ることも考えられる。
【００１０】
【特許文献１】
特開平５−９１７３６号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図７に示すようにして共振周波数を高周波化した場合、コンデンサ２ａ〜２ｄの配線部分のインダクタンスの差異、静電容量の差異、及び損失の差異（抵抗成分の差異等）により、コンデンサ２ａ〜２ｄに流れる電流に相違が生じ、一部のコンデンサに電流が集中的に流れることが考えられる。すると一部のコンデンサの温度上昇が他のコンデンサに比べて高くなり、共振型スイッチング電源装置の信頼性向上を阻害するという問題が生じることになる。また、コンデンサの温度上昇は、該コンデンサの損失を更に増加させてしまうという問題を生ずる。
【００１２】
本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、共振型スイッチング電源装置に複数の共振回路を使用すると共に、各共振コンデンサの配線部分のインダクタンスの差異、静電容量の差異、及び損失の差異があっても、これら共振回路の各共振コンデンサに均等な電流を流することができ、各共振コンデンサの発熱を均一に低減することによって信頼性を向上させると共に低損失化（高効率化）を図り、共振コンデンサの小容量化によって、共振回路の高周波化、該装置の小型化が可能な低ノイズの共振型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明によれば、請求項１では、相互に磁気結合した複数の共振コイルと、これら共振コイルにそれぞれ接続されて共振回路を形成する複数の共振コンデンサと、直流電源から上記複数の共振コイルに供給される共振電流を断続するスイッチング素子と、このスイッチング素子に接続されて上記共振電流の流通方向を規制する逆流阻止ダイオードと、上記複数の共振コイルと上記複数の共振コンデンサとの各接続点から負荷に電流を供給する複数の出力コイルと、上記各接続点にそれぞれ接続されて前記共振コンデンサに蓄積されたエネルギーを出力に導く複数のフライホイール・ダイオードとを備えた共振型スイッチング電源装置が提供される。
【００１４】
このように構成された共振型スイッチング電源装置では、複数の共振コイルが独立してそれぞれの各共振コンデンサと複数の共振回路を形成する。そして、複数の共振コイルは相互に磁気結合して振幅と位相の揃った電流が流れるために、各共振コンデンサの配線部分のインダクタンスの差異、静電容量の差異、及び損失の差異（各共振コンデンサの抵抗成分の差異）があっても、各共振コンデンサには、振幅と位相とが揃った共振電流が流れることになる。
【００１５】
即ち、該共振型スイッチング電源装置の複数の共振回路には、小さい振幅の共振電流が同振幅、同位相で流れ、各共振回路の各共振コンデンサは負荷に供給されるエネルギーを均等に蓄積、放電することとなり、複数の共振回路が一体となって大振幅の共振電流が流れる一つの共振回路と同等の作用を発揮し、大電力用の共振型スイッチング電源装置を実現することができる。
【００１６】
また、各共振回路の共振インピーダンスが負荷インピーダンスより高いものであっても、各共振回路が並列接続されることによって負荷よりも小さいインピーダンスとなり、負荷に大電流を供給することができる。従って、各共振コンデンサの静電容量を小さくすることが可能となり、共振回路の高周波化と、該共振型スイッチング電源装置の小型化が可能となる。なお、共振周波数の高周波化は、共振コイルの小型化をも可能とすることは言うまでもない。
【００１７】
更に、共振コンデンサ単体で生ずる熱を減少することができる。ここで、共振コンデンサ単体で生ずる熱は、共振コンデンサ単体の抵抗成分に比例し、且つ、共振コンデンサ単体に流れる電流の二乗に比例する。従って、共振電流の振幅が揃った複数の共振回路を使用する該共振型スイッチング電源装置では、共振回路の数の二乗に反比例して各共振コンデンサ単体で生ずる熱を極めて均一に低減することが可能であり、一部のコンデンサの温度が他のコンデンサの温度よりも高くなることもなく、高効率化及び極めて高い信頼性を実現することができる。
【００１８】
ここで、各共振回路と負荷との間に挿入された各出力コイルは、各共振回路の間の相互干渉、及び各共振回路に対する負荷からの影響を排除することができる。また、これら出力コイルは、フライホイール・ダイオードと、前記各共振回路を構成する共振コイル及び共振コンデンサとの接続点に発生する略脈流状の電圧を平滑作用する作用を発揮する。
【００１９】
かくして、低ノイズである共振型スイッチング電源装置において、小さい静電容量の共振コンデンサを使用して、共振回路を高周波化し、該共振型スイッチング電源装置の小型化、高効率化、高信頼化を図ることができる。
更に、請求項２では、該共振型スイッチング電源装置の前記各共振コンデンサの一端は、それぞれ各共振コイルの負荷側に接続され、各共振コンデンサの他端は前記直流電源の正電圧出力側または負電圧出力側に接続されて複数の共振回路を構成する。
【００２０】
ところで、インダクタンスの誤差等に起因して、ある出力コイルには、他の出力コイルよりも大電流が流れ得るところから、各出力コイルのコアを大型化しなければならず、該装置の小型化、ローコスト化が阻害される。
そこで、請求項３では、前記複数の出力コイルを相互に磁気結合させることにより、一つのコアに複数の出力コイルを巻回し、コアの小型化を可能とし、該装置の小型化、ローコスト化を図ることができる。また、前記略脈流状電圧を平滑する各出力コイルに流れる電流についても、その振幅と位相を揃えることによって、各出力コイルから平滑コンデンサに流れる各電流の振幅と位相が揃うため、負荷に供給される直流電圧および直流電流に含まれるリップル成分を低減することができる。
【００２１】
請求項４では、前記複数の出力コイルはそれぞれ独立して、それぞれの負荷に電力を供給することができる共振型スイッチング電源装置が提供される。
請求項５では、各出力コイルに流れる電流の振幅、位相を揃えることにより、各出力コイルの負荷側に接続された平滑コンデンサに流れる電流もそれぞれ振幅と位相の揃ったものとなる。そうすると複数の負荷に供給される直流電圧および直流電流に含まれるリップル成分の位相と振幅が揃うことになる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態に係る共振型スイッチング電源装置を説明する。
図１は、本発明に係る共振型スイッチング電源装置の一実施形態の要部概略構成図であり、共振型スイッチング電源装置１１は４つの共振回路を有している。
【００２３】
共振型スイッチング電源装置１１では、図示しない直流発電機等の外部直流電源から入力端子１２（正電圧入力）および入力端子１３（負電圧入力（接地電位））間に印加された直流電圧（ここで、入力端子１２、１３間の電圧はＥ（ボルト）とする）が、逆流阻止ダイオード１４、スイッチング素子である電子スイッチ（以下、本実施形態ではＮチャンネル型電界効果トランジスタ（以下、「Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ」）を使用するものとして説明する。）１５を介して相互に磁気結合した共振コイル１６ａ〜１６ｄの一端に印加される。
【００２４】
更に、共振コイル１６ａの他端には、共振コンデンサ１７ａの一端が接続され、共振コンデンサ１７ａの他端は入力端子１２に接続されて、共振コイル１６ａと共振コンデンサ１７ａとは、共振回路を構成している。以下同様に、共振コイル１６ｂ〜１６ｄと共振コンデンサ１７ｂ〜１７ｄとは、それぞれの共振回路を構成している。共振コイル１６ａ〜１６ｄに流れる電流は、入力端子１２から逆流阻止ダイオード１４、電子スイッチ１５を介して供給される。
【００２５】
共振コイル１６ａ〜１６ｄの他端とグランド（接地）との間には、フライホイール・ダイオード１８ａ〜１８ｄが接続されており、フライホイール・ダイオード１８ａ〜１８ｄのアノード側はグランドに接続されている。また、共振コイル１６ａ〜１６ｄの他端は、出力コイル１９ａ〜１９ｄを介して出力端子２０（正電圧出力）に接続されている。そして、負荷が接続される出力端子２０および２１（接地電位）との間には、平滑コンデンサ２２が接続されている。
【００２６】
ここで、平滑コイルとして作用する出力コイル１９ａ〜１９ｄのインダクタンス値は、共振コイル１６ａ〜１６ｄのインダクタンス値よりも大きい値に設定される。従って、出力コイル１９ａ〜１９ｄのインピーダンスは共振コイル１６ａ〜１６ｄのインピーダンスよりも高いため、個々の共振回路は、他の共振回路、平滑コンデンサ２２、及び負荷からの影響を受け難くなる。
【００２７】
以上のように構成される共振型スイッチング電源装置１１のＮ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート１５ｇには、図２（ａ）に示すように、パルス発生回路２３から駆動パルス２４が入力される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５は、駆動パルス２４のハイレベル（以下、「Ｈレベル」又は「Ｈ」と表示する）で導通し、駆動パルス２４のローレベル（以下、「Ｌレベル」又は「Ｌ」と表示する）で遮断する。
【００２８】
この駆動パルス２４が、時刻ｔ０において、ＬレベルからＨレベルに変化すると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５は導通して共振コイル１６ａ〜１６ｄに電流を供給する。こうして各共振回路にはそれぞれの共振電流が流れるが、これら共振電流が流れる期間は逆流阻止ダイオード１４によって、各固有周期（各共振回路の固有共振周波数で決まる固有の周期）の半周期に制限される。
【００２９】
上記それぞれの共振電流は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５の導通と共に、同時に立ち上がる。しかし、共振コイル１６ａ〜１６ｄが磁気結合していない場合には、共振コイル１６ａ〜１６ｄのインダクタンス値や共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄの静電容量の相違に起因する各共振回路の固有周期の相違によって、各共振回路毎に、前記半周期の期間が相違することになる。
【００３０】
例えば、共振コイル１６ａと共振コンデンサ１７ａとによる共振回路の周期をＴ１とし、共振コイル１６ｂと共振コンデンサ１７ｂとによる共振回路の周期をＴ２とし、Ｔ２＞Ｔ１とする。そうすると、図３のように、各共振回路の共振電流の半周期はそれぞれ異なり、位相も異なったものとなる。
ここで、共振電流の尖頭値は、共振回路の共振インピーダンス（（３）式参照）に依存するため、各共振回路の共振電流の尖頭値はそれぞれ相違してしまう。具体的には、周期の長い共振電流の振幅は低下する。こうした共振電流の尖頭値の相違、及び前記半周期の期間の相違は、各共振回路が蓄えるエネルギーの相違となり、各共振回路から負荷に供給される電流の不揃いとなって、特に、共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄにおける発熱の不揃いを生じさせ、発熱の多い一部のコンデンサでは、その損失が更に増加してしまう。
【００３１】
共振コイル１６ａ〜１６ｄが強度に磁気結合している（磁気結合係数が１に近い）場合には、共振コイル１６ａ〜１６ｄの各コイル間の相互誘導作用によって、共振コイル１６ａ〜１６ｄに流れる電流の振幅及び位相が揃う（即ち、各共振電流は相互に同期したものとなる）。従って、共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄの配線部分のインダクタンスの差異、静電容量の差異、及び損失の差異等があっても、共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄには同量のエネルギーが蓄積されることになる。
【００３２】
以下、共振コイル１６ａ〜１６ｄに流れる各電流について、共振コイル１６ａに流れる電流１６ｉを例として、負体的に説明する。
共振型スイッチング電源装置１１が定常動作している場合、図２の（ａ）に示すように、時刻ｔ０において、駆動パルス２４がＬレベルからＨレベルに変化すると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５は導通し共振コイル１６ａ〜１６ｄに電流を供給し始める。このとき、入力端子１２に流れる共振型スイッチング電源装置１１の入力電流１２ｉは、図２（ｂ）に示すように、ゼロ（アンペア）から増加して正弦波状に変化し始める。
【００３３】
時刻ｔ０から時刻ｔ３までの期間、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５は導通しており、共振コイル１６ａに電流１６ｉ（共振電流）が流れる。一方、時刻ｔ０以前に出力コイル１９ａに蓄えられていたエネルギーは、図２（ｃ）に示すように、時刻ｔ０以降にフライホイール・ダイオード１８ａを介して、電流１８ｉとして放電される。こうして出力コイル１９ａに蓄えられていたエネルギーが放電し終えると、フライホイール・ダイオード１８ａは遮断して、出力コイル１９ａに流れる電流は電流１８ｉから電流１６ｉに切替わる。このときの時刻を時刻ｔ１とする。時刻ｔ１以降もＮ型ＭＯＳＦＥＴ１５は導通しており、共振コイル１６ａ〜１６ｄ及び共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄには共振電流が流れて、共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄは充電されている。図２（ｃ）に示すように時刻ｔ１からπ周期が経過した時刻ｔ２において、共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄの充電電荷は最大値に達して充電が完了する（図２（ｄ）参照）。
【００３４】
ここで、共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄの充電電圧をＥｃ（ボルト）とすると、
Ｅｃ＝Ｅ（１−ｃｏｓθ）・・（４）式
であり、共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄの充電電荷が最大値に達したときの共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄの電圧をＥｍ（ボルト）とすると、
Ｅｍ＝２Ｅ・・（５）式
となる。即ち、外部直流電源から共振型スイッチング電源装置１１に印加された電圧の２倍の電圧となる（図２（ｄ）参照）。
【００３５】
時刻ｔ３の直前において、共振コイル１６ａの電流１６ｉはゼロ（アンペア）になる。共振コイル１６ｂ〜１６ｄの電流も同様であり、入力電流１２ｉもゼロ（アンペア）になる。時刻ｔ３において、駆動パルス２４はＨレベルからＬレベルに変化し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５は遮断する。この後、即ち共振周期の後半の半周期の期間における、共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄの放電電流は逆流阻止ダイオード１４で阻止されるため、各共振回路の共振は共振周期の前半だけで終了する。
【００３６】
時刻ｔ２において、最大電圧まで充電された共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄは、時刻ｔ２以降、蓄積したエネルギーを出力コイル１９ａ〜１９ｄを介して放電することによって、負荷に電力を供給する。
時刻ｔ４において、共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄは放電を終了し、時刻ｔ４以降、フライホイール・ダイオード１８ａ〜１８ｄが導通して出力コイル１９ａ〜１９ｄに蓄積されたエネルギーを放電する。
【００３７】
時刻ｔ５に至ると、１サイクルの動作が終了し、駆動パルス２４はＬレベルからＨレベルに変化し、上記の動作を繰り返す。
以上、共振コイル１６ａに流れる電流１６ｉを例として説明したが、前述のように、共振コイル１６ｂ〜１６ｄには、電流１６ｉと振幅と位相の揃った電流が流れる。
【００３８】
即ち、本発明に係る共振型スイッチング電源装置は、複数の共振コイルが強度に結合して、それぞれの共振回路に流れる共振電流の振幅と位相が揃うため、各共振コンデンサに蓄積されるエネルギーが均一化される。そして、負荷に供給されるエネルギーは各共振コンデンサに蓄積されたエネルギーの総和であるため、各共振コンデンサの静電容量を小さくすることができる。
【００３９】
更に、本発明に係る共振型スイッチング電源装置では、各共振回路の共振電流の振幅が揃っているため、共振回路の数の二乗に反比例して、正確、且つ、均一に各共振コンデンサ単体で生ずる熱を低減することが可能である。すると、各共振コンデンサの温度上昇は極めて少なくなるところから、各共振コンデンサの温度上昇に伴う損失増加を抑制することができる。
【００４０】
ところで、図２（ｄ）に示すように、共振コイル１６ａと共振コンデンサ１７ａとの接続点に前記電圧１７ｅが発生するが、共振コイル１６ｂ〜１６ｄと共振コンデンサ１７ｂ〜１７ｄとのそれぞれの接続点にも、電圧１７ｅと振幅・位相の揃った電圧がそれぞれ発生する（以下、電圧１７ｅを含んでそれぞれの接続点の電圧を「電圧１７ｅ等」と表示する）。電圧１７ｅ等は出力コイル１７ａ〜１７ｄと平滑コンデンサ２２によって平滑されると同時に加算されて出力端子２０の直流出力電圧となる。従って、駆動パルス２４の周期を制御することによって、出力端子２０の直流出力電圧を制御することができる。
【００４１】
以上は、共振コイル１６ａ〜１６ｄだけを相互に磁気結合させ、出力コイル１９ａ〜１９ｄは相互に磁気結合していない場合である。ところで、出力コイル１９ａ〜１９ｄには、電圧１７ｅ等の直流成分による直流電流と共に、電圧１７ｅ等の交流電圧成分による交流電流が流れる。
しかし、出力コイル１９ａ〜１９ｄのインダクタンス値の相違から、出力コイル１９ａ〜１９ｄに流れる交流電流の振幅・位相が不揃いとなる。すると、ある出力コイルには、他の出力コイルよりも多くの電流が流れ得るために、出力コイル１９ａ〜１９ｄのコアを大型化する必要がある。
【００４２】
また、平滑コンデンサ２２は、出力コイル１９ａ〜１９ｄに流れる交流電流を平滑しているので、出力コイル１９ａ〜１９ｄに流れる交流電流の振幅・位相に不揃いがあると、平滑された直流出力電圧・電流に含まれるリップル成分が増加する。
そこで、さらに出力コイル１９ａ〜１９ｄを一つのコアに巻回して、コアの大型化を不必要とし、部品点数の削減とコスト低減、小型化を図ると共に、出力コイル１９ａ〜１９ｄを相互に、且つ、強度に磁気結合させることにより、出力コイル１９ａ〜１９ｄに流れる交流電流の振幅と位相を揃えることによって、平滑コンデンサ２２によって得られる直流出力電圧・電流に含まれるリップル成分を低減することができる。
【００４３】
なお、共振コンデンサ１７ａ〜１７ｄは、図４に示すように共振コイル１６ａ〜１６ｄのそれぞれの他端とグランドとの間に接続されてもよい。このように接続された共振コイル１６ａと共振コンデンサ１７ａからなる共振回路でも、外部直流電源からＮ型ＭＯＳＦＥＴ１５を介して供給される入力電流１２ｉが、相互に磁気結合した共振コイル１６ａ〜１６ｄの作用によって均等に分流されるからである。
【００４４】
また、図５に示すように、複数のＮ型ＭＯＳＦＥＴ１５ａ〜１５ｄを使用し、入力端子１２と共振コイル１６ａとの間に逆流阻止ダイオード１４とＮ型ＭＯＳＦＥＴ１５ａを直列に介挿し、以下同様に入力端子１２と共振コイル１６ｂ〜１６ｄとの間に、逆流阻止ダイオード１４を介したＮ型ＭＯＳＦＥＴ１５ｂ〜１５ｄを直列に介挿してもよい。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５ａ〜１５ｄを導通させることによって、外部直流電源から供給される入力電流１２ｉは相互に磁気結合した共振コイル１６ａ〜１６ｄによって均等な共振電流に分流されるからである。
【００４５】
また、図１の共振型スイッチング電源装置１１において、出力コイル１９ａ〜１９ｄの負荷側の端子をそれぞれ分離して、それぞれ独立の負荷に電力を供給するようにしても良い。尚、この場合には、出力コイル１９ａ〜１９ｄの負荷側の端子と接地との間に、それぞれの平滑コンデンサを接続する。
更に、出力コイル１９ａ〜１９ｄを強度に磁気結合させてもよい。この磁気結合によって、それぞれ独立の負荷に供給される共振型スイッチング電源装置１１の各直流電圧、電流のリップルを揃えることができる。
【００４６】
なお、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲で変形して実施することができる。
【００４７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の共振型スイッチング電源装置では、複数の共振回路が蓄積したエネルギーを負荷に供給することで、各共振コンデンサの静電容量を小さくして、共振周波数を高周波化することにより、小型化、軽量化が可能な共振型スイッチング電源装置を実現できると共に、各共振コンデンサの配線部分のインダクタンスの差異、静電容量の差異、及び損失の差異があっても、各共振コンデンサに均等な電流を流することが可能となって、各共振コンデンサの発熱を均一に低減することにより、高効率化、高信頼性を実現することができるといった効果が発揮される。
【００４８】
さらに、各出力コイルを磁気結合することによって、直流出力電圧・電流に含まれるリップル成分が低減されると共に、部品点数の低減により、共振型スイッチング電源装置の更なる小型化、コスト低減が図れるといった効果が発揮される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る共振型スイッチング電源装置の一実施形態の概略要部構成を示す図である。
【図２】図１における共振型スイッチング電源装置の動作状態における各部の電圧または電流波形を示す波形図である。
【図３】図１における共振型スイッチング電源装置の各共振コイルが磁気結合していないと仮定した場合に、各共振回路に流れる電流の半周期の差（位相差）の様子を示す波形図である。
【図４】図１における共振型スイッチング電源装置の各共振コンデンサの接続の仕方を変えた場合を示す図である。
【図５】図１における共振型スイッチング電源装置のスイッチング素子であるＮ型ＭＯＳＦＥＴの接続の仕方を変えた場合を示す図である。
【図６】従来の共振型スイッチング電源装置の概略要部構成を示す図である。
【図７】複数のコンデンサの並列接続で共振コンデンサを構成した従来の共振型スイッチング電源装置の概略要部構成を示す図である。
【符号の説明】
１１　　　　　　共振型スイッチング電源装置
１４　　　　　　逆流阻止ダイオード
１５　　　　　　Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１６ａ〜１６ｄ　共振コイル
１７ａ〜１７ｄ　共振コンデンサ
１８ａ〜１８ｄ　フライホイール・ダイオード
１９ａ〜１９ｄ　出力コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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