(57)【要約】【課題】従来の復調回路は回路規模が大きい問題があった。【解決手段】データを差動符号化してなる変調信号を復調する復調装置及び方法において、変調信号を一定間隔でサンプリングし、当該サンプリング結果に基づいて、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第１の絶対値を検出すると共に、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間と１／４波長時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第２の絶対値を検出し、検出した第１の絶対値及び第２の絶対値をそれぞれ硬判定するようにした。【選択図】        図１３
2004186896.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データを差動符号化してなる変調信号を復調する復調装置において、
上記変調信号を一定間隔でサンプリングするサンプリング手段と、
上記サンプリング手段の上記サンプリング結果に基づいて、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第１の絶対値を検出する第１の絶対値検出手段と、
上記サンプリング手段の上記サンプリング結果に基づいて、上記現シンボルの上記半波長分の上記サンプル値の上記合計値と、上記第１の所定時間と１／４波長時間遅延させた上記前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第２の絶対値を検出する第２の絶対値検出手段と、
上記第１の絶対値検出手段により検出された上記第１の絶対値及び上記第２の絶対値検出手段により検出された上記第２の絶対値をそれぞれ硬判定する硬判定手段と
を具えることを特徴とする復調装置。
【請求項２】
上記第１の所定時間は、
上記硬判定手段による上記硬判定結果が上記差動符号化される前の上記データと一致するように選定された
ことを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
【請求項３】
上記第１の絶対値検出手段は、
１サンプルデータ区間ごとに、上記現シンボルの上記サンプル値と、上記第１の所定時間遅延させた上記前シンボルの対応する上記サンプル値との和の絶対値を算出し、当該算出結果を上記現シンボルの上記半波長分だけ累積加算するようにして上記第１の絶対値を検出し、
上記第２の絶対値検出手段は、
１サンプルデータ区間ごとに、上記現シンボルの上記サンプル値と、上記第１の所定時間と上記１／４波長時間遅延させた上記前シンボルの対応する上記サンプル値との和の絶対値を算出し、当該算出結果を上記現シンボルの上記半波長分だけ累積加算するようにして上記第２の絶対値を検出する
ことを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
【請求項４】
上記サンプリング手段は、
上記変調信号における上記半波長分の上記サンプル値を、上記半波長よりも多い期間をかけてアンダーサンプリングにより取得する
ことを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
【請求項５】
データを差動符号化してなる変調信号を復調する復調方法において、
上記変調信号を一定間隔でサンプリングする第１のステップと、
上記サンプリング結果に基づいて、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第１の絶対値を検出すると共に、上記現シンボルの上記半波長分の上記サンプル値の上記合計値と、上記第１の所定時間と１／４波長時間遅延させた上記前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第２の絶対値を検出する第２のステップと、
検出した上記第１の絶対値及び上記第２の絶対値をそれぞれ硬判定する第３のステップと
を具えることを特徴とする復調方法。
【請求項６】
上記第１の所定時間は、
上記硬判定結果が上記差動符号化される前の上記データと一致するように選定された
ことを特徴とする請求項５に記載の復調方法。
【請求項７】
上記第２のステップでは、
１サンプルデータ区間ごとに、上記現シンボルの上記サンプル値と、上記第１の所定時間遅延させた上記前シンボルの対応する上記サンプル値との和の絶対値を算出し、当該算出結果を上記現シンボルの上記半波長分だけ累積加算するようにして上記第１の絶対値を検出すると共に、１サンプルデータ区間ごとに、上記現シンボルの上記サンプル値と、上記第１の所定時間と上記１／４波長時間遅延させた上記前シンボルの対応する上記サンプル値との和の絶対値を算出し、当該算出結果を上記現シンボルの上記半波長分だけ累積加算するようにして上記第２の絶対値を検出する
ことを特徴とする請求項５に記載の復調方法。
【請求項８】
上記第１のステップでは、
上記変調信号における上記半波長分の上記サンプル値を、上記半波長よりも多い期間をかけてアンダーサンプリングにより取得する
ことを特徴とする請求項５に記載の復調方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は復調装置及び復調方法に関し、例えばワイヤレスマイクロホンシステムに適用して好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信システムでは、端末装置の小型化、軽量化及び低価格化が要求され、受信側の復調器においてもハードウエア構成の簡略化及び無調整化が必要となってきている。そして、近年では、これら問題の解決手段として、復調器のディジタル回路化が１つの大きな流れとなっている。
【０００３】
ここで、図５３は、このような移動体通信システムの受信機に用いられるＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）復調回路の構成例を示すものである。
【０００４】
図５３からも明らかなように、この復調回路１においては、アンテナ２を介して受信した送信側からの送信信号Ｓ１をＬＮＡ３を介してダウンコンバータ４に入力する。
【０００５】
ダウンコンバータ４は、供給される送信信号Ｓ１の周波数を元の中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）にまでダウンコンバートし、かくして得られた送信側において送信すべきデータを例えばＱＰＳＫ変調等してなるＱＰＳＫ変調信号Ｓ２をＩＦフィルタ５に送出する。
【０００６】
ＩＦフィルタ５は、供給されるＱＰＳＫ変調信号Ｓ２から不要な周波数帯域の信号成分を除去し、得られたノイズ除去後のＱＰＳＫ変調信号Ｓ２でなるＱＰＳＫ変調信号Ｓ３をアナログ／ディジタル変換回路６に送出する。
【０００７】
このときアナログ／ディジタル変換回路６には、クロック発生部７からＱＰＳＫ変調信号Ｓ３の４倍の周波数を有するクロックＣＬＫ１が与えられる。かくしてアナログ／ディジタル変換回路６は、このクロックＣＬＫ１に基づき、ＱＰＳＫ変調信号Ｓ３をその４倍のサンプリング周波数でディジタル変換し、得られたディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４をディジタル信号処理部８に送出する。
【０００８】
ディジタル信号処理部８は、例えば図５４に示すように構成され、アナログ／ディジタル変換回路６から供給されるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４をバンドパスフィルタ１０に入力する。
【０００９】
バンドパスフィルタ回路１０は、このディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４からフィルタリング処理により直流成分を除去し、得られたディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５を２つに分岐して、これらをそれぞれ第１及び第２の乗算回路１１Ｉ、１１Ｑに送出する。
【００１０】
このとき第１の乗算回路１１Ｉには、次式
【００１１】
【数１】
2004186896.tif 000003
【００１２】
で表される位相の第１のローカル信号Ｓ６Ｉが与えられ、第２の乗算回路１１Ｑには、次式
【００１３】
【数２】
2004186896.tif 000004
【００１４】
で表される位相の第２のローカル信号Ｓ６Ｑが与えられる。
【００１５】
かくして第１の乗算回路１１Ｉは、供給されるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５と第１のローカル信号Ｓ６Ｉとを乗算し、乗算結果をＩ成分乗算結果信号Ｓ７Ｉとしてローパスフィルタ回路１２Ｉに送出する。同様にして、第２の乗算回路１１Ｑは、供給されるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５と第２のローカル信号Ｓ６Ｑとを乗算し、乗算結果をＱ成分乗算結果信号Ｓ７Ｑとしてローパスフィルタ回路１２Ｑに送出する。
【００１６】
ローパスフィルタ回路１２Ｉは、供給されるＩ成分乗算結果信号Ｓ７Ｉに含まれるベースバンド成分及び２倍の中間周波数成分のうち、ベースバンド成分を除去し、得られたＩ成分フィルタリング信号Ｓ８Ｉを自動位相制御回路１３び位相回転回路１４に送出する。同様にして、ローパスフィルタ回路１２Ｑは、供給されるＱ成分乗算結果信号Ｓ７Ｑに含まれるベースバンド成分及び２倍の中間周波数成分のうち、ベースバンド成分を除去し、得られたＱ成分フィルタリング信号Ｓ８Ｑを自動位相制御回路１３及び位相回転回路１４に送出する。
【００１７】
自動位相制御回路１３は、供給されるＩ成分フィルタリング信号Ｓ８Ｉ及びＱ成分フィルタリング信号Ｓ８Ｑに基づいて位相推定を行い、当該推定結果に基づいて位相回転回路１４を制御する。かくして位相回転回路１４は、自動位相制御回路１３の制御に基づいて、Ｉ成分フィルタリング信号Ｓ８Ｉ及びＱ成分フィルタリング信号Ｓ８Ｑに対してその位相を回転させ、得られたＩ成分信号Ｓ９Ｉ及びＱ成分信号Ｓ９Ｑをそれぞれクロック再生回路１５及び硬判定部に１６送出する。
【００１８】
クロック再生回路１５は、例えばＤＰＬＬ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）構成でなり、供給されるＩ成分信号Ｓ９Ｉ及びＱ成分信号Ｓ９Ｑからベースバンドクロックを再生し、これを再生クロックＣＬＫ２として硬判定部１６に送出する。
【００１９】
硬判定部１６は、再生クロックＣＬＫ２の立上がりエッジ又は立下りエッジが到来するタイミングで、Ｉ成分信号Ｓ９Ｉ及びＱ成分信号Ｓ９Ｑについて、そのシンボルの値が「０」又は「１」のいずれであるかの硬判定処理を行い、得られたＩ成分及びＱ成分についての復調されたビットデータをそれぞれＩ成分復調信号Ｓ１０Ｉ及びＱ成分復調信号Ｓ１０Ｑとしてパラレル／シリアル変換回路１７に送出する。
【００２０】
そしてパラレル／シリアル変換回路１７は、供給されるＩ成分復調信号Ｓ１０Ｉ及びＱ成分復調信号Ｓ１０Ｑをパラレル／シリアル変換処理することにより、送信側においてＱＰＳＫ変調される前のデータ列を得、これを復調信号Ｓ１１として後段の回路に出力する。
【００２１】
このようにしてこの復調回路１においては、送信側から送信されたＱＰＳＫ変調されたデータを復調することができるようになされている。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、かかる従来の復調回路１においては、上述のようにディジタル信号処理部８において、第１及び第２の乗算回路１１Ｉ、１１Ｑや自動位相制御回路１３及び位相回転回路１４等を必要とするため、全体としての回路規模や消費電力が大きくなる問題があった。
【００２３】
実際上、第１及び第２の乗算回路１１Ｉ、１１Ｑは通常多くのロジックゲートを必要とし、その分回路規模が大きくなる。従って、かかる復調回路１として、例えば乗算回路を必要としない回路を構築できれば、その分全体としての回路規模をより一層と縮小化させ、ひいては受信装置全体としての小型化、省電力化及びローコスト化にも貢献し得るものと考えられる。
【００２４】
同様に、バンドパスフィルタ回路１０や、ローパスフィルタ回路１２Ｉ、１２Ｑも、ディジタル信号処理で実現する場合、通常多くのロジックゲートを必要とする。従って、復調回路１としてバンドパスフィルタ回路や、ローパスフィルタ回路を必要としない回路を構築できれば、その分全体としての回路規模をより一層と縮小化させ、ひいては受信装置全体としての小型化、省電力化及びローコスト化にも貢献し得るものと考えられる。
【００２５】
また自動位相制御回路１３や位相回転回路１４はフィードバックループ構成であるため反応に時間を要すると共に、ループを安定化するためには技術的課題が大きい。従って、かかる復調回路１として、これら自動位相制御回路１３や位相回転回路１４を必要としない回路を構築できれば、不安定なループがない分回路動作の安定化を図りながら、受信装置全体としての小型化、省電力化及びローコスト化により一層貢献し得るものと考えられる。
【００２６】
さらにディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４は、ＱＰＳＫ変調信号をその４倍のサンプリング周波数でアナログ／ディジタル変換するため、回路全体としての動作周波数が高くなる。そのため動作周波数が高いアナログ／ディジタル変換回路６や、ディジタル信号処理部８を構成するＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）又はＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ  Ｓｃａｌｅ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｃｉｒｃｕｉｔ）、さらにはクロック発生部が必要となる。また動作周波数が高いことから、消費電力が大きくなる問題もある。
【００２７】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、全体としての回路規模を格段的に縮小化させながら省電力化にも貢献し得る簡易な構成の復調装置及び復調方法を提案しようとするものである。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明においては、データを差動符号化してなる変調信号を復調する復調装置において、変調信号を一定間隔でサンプリングするサンプリング手段と、サンプリング手段のサンプリング結果に基づいて、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第１の絶対値を検出する第１の絶対値検出手段と、サンプリング手段のサンプリング結果に基づいて、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間と１／４波長時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第２の絶対値を検出する第２の絶対値検出手段と、第１の絶対値検出手段により検出された第１の絶対値及び第２の絶対値検出手段により検出された第２の絶対値をそれぞれ硬判定する硬判定手段とを設けるようにした。
【００２９】
この結果、この復調装置では、乗算回路等の複雑な回路を用いることなく、硬判定手段の硬判定結果に基づいて差動符号化する前のデータを復調することができる。
【００３０】
また本発明においては、データを差動符号化してなる変調信号を復調する復調方法において、変調信号を一定間隔でサンプリングする第１のステップと、サンプリング結果に基づいて、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第１の絶対値を検出すると共に、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間と１／４波長時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第２の絶対値を検出する第２のステップと、検出した第１の絶対値及び第２の絶対値をそれぞれ硬判定する第３のステップとを設けるようにした。
【００３１】
この結果この復調方法によれば、乗算回路等の複雑な回路を用いることなく、硬判定結果に基づいて差動符号化する前のデータを復調することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００３３】
（１）第１の実施の形態
（１−１）基本原理
（１−１−１）位相差の検出
遅延検波方式による復調では、上述のように前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）と現シンボルの受信波ＩＦ１ｎとの位相差を抽出する。
【００３４】
この場合、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）をπ／４（＝９０〔°〕）だけ位相を遅らせて現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと重ねたものを半波長期間で観測すると、遅相後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）及び現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ間の元の位相差が０のときには図１（Ａ）、π／２のときには図１（Ｂ）、πのときには図１（Ｃ）、３π／２のときには図１（Ｄ）のようになる。
【００３５】
そして、この図１（Ａ）〜図１（Ｄ）からも明らかなように、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）をπ／４だけ位相を遅らせて現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎに重ねた場合、遅相後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ１Ｓ（ｎ−１）と、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ１Ｓｎとの面積差ΔＳ１Ｓｎ（＝Ｓ１Ｓ（ｎ−１）＋Ｓ１Ｓｎ）は、振幅のセンタ（横軸）よりも上側を正の面積、下側を負の面積とし、これら正負面積の和の絶対値として計算するものとして、２種類存在することが分かる。従って、かかる面積差ΔＳ１Ｓｎに基づいて、遅相前の元の前シンボル及び現シンボル間の位相差を０又は３π／２と、π／２又はπとの２種類２値で判別することができる。
【００３６】
同様にして、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）をπ／４とさらにπ／２（＝９０〔°〕）だけ位相を遅らせて現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと重ねたものを半波長期間で観測すると、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）及び現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ間の元の位相差が０のときには図２（Ａ）、π／２のときには図２（Ｂ）、πのときには図２（Ｃ）、３π／２のときには図２（Ｄ）のようになる。
【００３７】
従って、この図２（Ａ）〜図２（Ｄ）からも明らかなように、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）をπ／４とさらにπ／２だけ位相を遅らせて現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎに重ねた場合、遅相後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ１Ｓ（ｎ−１）´と、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ１Ｓｎとの面積差ΔＳ１Ｓｎ´（＝Ｓ１Ｓ（ｎ−１）´＋Ｓ１Ｓｎ）は、振幅のセンタ（横軸）よりも上側を正の面積、下側を負の面積とし、これら正負面積の和の絶対値として計算するものとして、２種類存在することが分かる。従って、かかる面積差ΔＳ１Ｓｎ´に基づいて、前シンボル及び現シンボル間の元の位相差を０又はπ／２と、π又は３π／２との２種類２値で判別することができる。
【００３８】
そこで、図１（Ａ）の面積差状態を「１」、図１（Ｂ）の面積差状態を「０」と硬判定するものとし、図１について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎの硬判定結果をＩ成分、図２について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎ´の硬判定結果をＱ成分とすると、図１及び図２から、元の前シンボル及び現シンボルの位相差に応じて図３（Ａ）に示すようなＩ成分及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンが得られる。
【００３９】
この図３（Ａ）からも明らかなように、Ｉ成分の硬判定結果及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンは、前シンボル及び現シンボル間の元の位相差が０のとき、π／２のとき、πのとき及び３π／２のときのいずれの場合も異なる。従って、かかるＩ成分及びＱ成分の各硬判定結果の組合せパターンに基づいて前シンボル及び現シンボル間の元の位相差を検出することができる。
【００４０】
さらにこれを応用すれば、図３（Ａ）より、図１について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎを、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）をさらにπ／２だけ位相を遅らせて（すなわち合計で（π／４＋π／２）だけ位相を遅らせて）求めると共に、これと同様にして、図２について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎ´を、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）をさらにπ／２だけ位相を遅らせて（すなわち合計で｛（π／４＋π／２）＋π／２｝だけ位相を遅らせて）求め、これら面積差ΔＳ１Ｓｎ、ΔＳ１Ｓｎ´の硬判定を上述と同様に行うことにより、Ｉ成分及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンを、図４に示すＱＰＳＫ変調される前のグレイコード化されたデータと一致させることができる。
【００４１】
なお、面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´を求めるに際して、上述のように前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）の位相をπ／４だけ遅らせるのではなく、位相をπ／４だけ進ませるようにしても、Ｉ成分及びＱ成分の各硬判定結果の組合せパターンとして、図３（Ｂ）に示すような図３（Ａ）の各硬判定結果を反転した組合せパターンを得ることができる。
【００４２】
よって、これを応用すれば、図３（Ｂ）より、図１について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎを、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）をπ／２だけ遅らせて（すなわち合計で（−π／４＋π／２）だけ位相を遅らせて）求めると共に、これと同様にして、図２について上述した面積差ΔＳ１Ｓｎ´を、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）をπ／２だけ遅らせて（すなわち合計で｛（−π／４＋π／２）＋π／２｝だけ位相を遅らせて）求め、これら面積差ΔＳ１Ｓｎ、ΔＳ１Ｓｎ´の硬判定を上述と同様に行うことにより、Ｉ成分及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンを図４に示すグレイコードと一致させることができる。
【００４３】
以上のことから、受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１），ＩＦ１Ｓｎの１シンボル時間をＴ０、受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１），ＩＦ１Ｓｎの１波長時間をｔとして、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと、次式
【００４４】
【数３】
2004186896.tif 000005
【００４５】
で与えられる時間Ｔ１Ｉだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）との半波長期間分の面積差ΔＳ１Ｓｎを求めると共に、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと、次式
【００４６】
【数４】
2004186896.tif 000006
【００４７】
で与えられる時間Ｔ１Ｑだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）との半波長期間分の面積差ΔＳ１Ｓｎ´を求め、これら２つの面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´を硬判定することによって、ＱＰＳＫ変調される前のグレイコード化されたデータを復元できることが分かる。
【００４８】
なお（３）式において、α１の値は、受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）がＱＰＳＫ変調波である場合であって、図１（Ａ）の面積差の状態を「１」、図１（Ｂ）の面積差の状態を「０」と硬判定するとき（図３（Ａ））には「３」であり、図１（Ａ）の面積差の状態を「０」、図１（Ｂ）の面積差の状態を「１」と硬判定するとき（図３（Ｂ））には「１」である。また受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）がπ／４シフトＱＰＳＫ変調波であるときには、既にπ／４だけ進相されていることから、図１（Ａ）の面積差の状態を「１」、図１（Ｂ）の面積差の状態を「０」と硬判定するとき（図３（Ａ））には「２」であり、図１（Ａ）の面積差の状態を「０」、図１（Ｂ）の面積差の状態を「１」と硬判定するとき（図３（Ｂ））には「０」である。
【００４９】
（１−１−２）面積と定積分（区分求積法）
ここで、「面積」と「定積分」との関係について説明する。
【００５０】
図５において、次式
【００５１】
【数５】
2004186896.tif 000007
【００５２】
で囲まれた部分の面積Ｓは、区分求積法により求めることができる。
【００５３】
具体的には、次式
【００５４】
【数６】
2004186896.tif 000008
【００５５】
の区間をｎ個の区分Ｄ１，Ｄ２，……，Ｄｎに等分し、図５に示すように、各区分Ｄ１，Ｄ２，……，Ｄｎごとにそれぞれ
【００５６】
【数７】
2004186896.tif 000009
【００５７】
で与えられる高さＨ１，Ｈ２，……，Ｈｎの長方形ＳＱ１，ＳＱ２，……，ＳＱｎを考え、次式
【００５８】
【数８】
2004186896.tif 000010
【００５９】
のように、これらｎ個の長方形ＳＱ１，ＳＱ２，……，ＳＱｎの面積の和Ｓｎを求めることにより実際の面積Ｓの近似値を求めることができる。
【００６０】
また、（８）式において、ｎを限りなく大きくすると、１／ｎは「０」に限りなく近づくことから、面積Ｓとして１／３という答えを得ることができる。
【００６１】
このように平面座標上の曲線等により取り囲まれた部分の面積は、区分求積法により近似計算できる。
【００６２】
そこで、本願においては、上述の面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´の演算にこの区分求積法を利用することを考える。以下、これについて説明する。
【００６３】
（１−１−３）区分求積法とサンプリング
区分求積法によれば、上述した現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎにおける半波長分の面積Ｓ１Ｓｎは、図６に示すように、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎを一定間隔でサンプリングした場合における１サンプルデータ区間を一辺長とし、対応するサンプル値Ｘ１，Ｘ２，……を他辺長とする各長方形ＳＱＸ１，ＳＱＸ２，……の面積の総和と近似することができる。そして、この現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎの半波長分の近似面積は、例えば１サンプルデータ区間の長さを「１」とすれば、各サンプル点におけるサンプル値Ｘ１，Ｘ２，……の総和として求めることができる。
【００６４】
同様に、上述した（３）式又は（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｉ，Ｔ１Ｑだけ遅延させた後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）における半波長での面積Ｓ１Ｓｎ´は、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）を一定間隔でサンプリングした場合における１サンプルデータ区間を一辺長とし、対応するサンプル値Ｙ１，Ｙ２，……を他辺長とする各長方形ＳＱＹ１，ＳＱＹ２，……の面積の総和と近似することができ、これは、１サンプルデータ区間の長さを「１」とすれば、各サンプル点におけるサンプル値Ｙ１，Ｙ２，……の総和として求めることができる。
【００６５】
従って、上述した現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと、半波長期間における遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）間の面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´は、受信波ＩＦ１Ｓｎのセンタをゼロとし、これよりも上側を正の面積、下側を負の面積とした場合における現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎの近似面積と、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）の近似面積との和（正負面積の和）の絶対値、すなわち現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎを一定間隔で半波長期間分だけサンプリングした場合の各サンプル値Ｘ１，Ｘ２，……の総和と、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）を現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと同じ間隔でサンプリングした場合の各サンプル値Ｙ１，Ｙ２，……の総和とを加算した加算結果の絶対値として求めることができる。
【００６６】
そこで本願においては、かかる面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´を、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎを一定間隔でサンプリングすることにより得られたサンプル値Ｘ１，Ｘ２，……と、（３）式又は（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｉ，Ｔ１Ｑだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）をこれと同じタイミングでサンプリングすることにより得られたサンプル値Ｙ１，Ｙ２，……とを１サンプルデータ区間ごとに半波長期間分だけ順次算出し、その合計の絶対値を求めるようにして計算する。
【００６７】
このため本願においては、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎのサンプリングと、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）のサンプリングのタイミングを常に同じにする必要があるが、この条件を満たすためＮ１を任意の自然数として、受信波ＩＦ１Ｓｎ，ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）の１波長当り次式
【００６８】
【数９】
2004186896.tif 000011
【００６９】
で与えられる数のサンプルを得るようにする。
【００７０】
例えば（９）式においてＮ１＝１とした場合、図７に示すように、現シンボル及び遅延後の前シンボル間の面積差ΔＳ１Ｓｎ，ΔＳ１Ｓｎ´は、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ及び遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）それぞれの２サンプル分のサンプル値Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２に基づいて計算することになる。
【００７１】
（１−１−４）具体例
次に、上述の理論の具体例について説明する。ここでは、図７に示すように、受信波ＩＦ１Ｓｎ，ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）の１波長当り４個のサンプルを得る場合（上述の（９）式においてＮ１＝１の場合）について説明する。
【００７２】
この場合、Ｉ成分について、図７のｔ＝０における現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎのサンプル値（位相が０のときのサンプル値）をＸ１、これ以降π／２位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＸ２，Ｘ３，……とし、（３）式で与えられる時間Ｔ１Ｉだけ遅延させて重ね合わせた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）のＸ１と同じ時点でのサンプル値をＹ１、これ以降π／２ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＹ２，Ｙ３，……とすると、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ及び遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）間の位相差がπ／４のときには、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ２，……）及び遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ２，……）は、それぞれ図８（Ａ）に示す図表の２段目及び３段目の値となり、このとき対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）は４段目の値となる。さらに、このとき２サンプル分の「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ２＋Ｙ２｜，……）は、図８に示す図表の６段目の値となる。
【００７３】
同様にして、Ｉ成分について、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと、（３）式で与えられる時間Ｔ１Ｉだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）との位相差が３π／４の場合、−３π／４の場合及び−π／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ、遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ、対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）及び２サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ２＋Ｙ２｜，……）は、それぞれ図８（Ｂ）〜図８（Ｄ）のようになる。
【００７４】
一方、Ｑ成分について、図７のｔ＝０における現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎのサンプル値（位相が０のときのサンプル値）をＸ１、これ以降π／２位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＸ２，Ｘ３，……とし、（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｑだけ遅延させて重ね合わせたＸ１と同じ時点での前シンボルのサンプル値をＹ１、これ以降π／２位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＹ２，Ｙ３，……とすると、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ及び遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）間の位相差がπ／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ２，……）及び前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ２，……）は、それぞれ図９（Ａ）に示す図表の２段目及び３段目の値となり、このとき対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）は、それぞれ４段目の値となる。さらに、このとき２サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ２＋Ｙ２｜，……）は、それぞれ図９（Ａ）に示す図表の６段目の値となる。
【００７５】
同様にして、Ｑ成分について、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと、（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｑだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）との位相差が３π／４の場合、−３π／４の場合及び−π／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ、遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ、対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）及び２サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ２＋Ｙ２｜，……）は、それぞれ図９（Ｂ）〜図９（Ｄ）のようになる。
【００７６】
そして、これら図８（Ａ）〜図８（Ｄ）及び図９（Ａ）〜図９（Ｄ）からも明らかなように、この条件下において、２サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和が「１．００」の場合には「０」、「２．４１」の場合には「１」と硬判定するようにすれば、位相差に対するＩ成分及びＱ成分の判定結果として図１０に示す関係が成立する。
【００７７】
この図１０からも明らかなように、かかる硬判定結果の組合せパターンは、前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）及び現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ間の元の位相差に対するグレイコードと一致しており、従って、上述の手法によりＱＰＳＫ変調信号を復調することができる。
【００７８】
以下、この具体例を具現化した復調回路を搭載してなるワイヤレスマイクロホンシステムについて説明する。
【００７９】
（１−２）本実施の形態によるワイヤレスマイクロホンシステム２０の構成
（１−２−１）ワイヤレスマイクロホンシステム２０の全体構成
図１１において、２０は全体として本実施の形態によるワイヤレスマイクロホンシステムを示す。
【００８０】
このワイヤレスマイクロホンシステム２０では、送信側２１において、マイクロホン２２から出力される音声信号Ｓ２０をマイクアンプ２３を介してアナログ／ディジタル変換回路２４に入力する。
【００８１】
アナログ／ディジタル変換回路２４は、供給されるアナログ波形の音声信号Ｓ２０をディジタル変換し、得られたディジタル音声信号Ｓ２１をベースバンド処理回路２５に送出する。
【００８２】
ベースバンド処理回路２５は、供給されるディジタル音声信号Ｓ２１に対してデータ圧縮処理やイコライジング処理及びパケット処理等の各種所定の信号処理を施し、得られたベースバンド信号Ｓ２２をディジタル変調回路２６に送出する。
【００８３】
ディジタル変調回路２６は、供給されるベースバンド信号Ｓ２２に対してディジタル／アナログ変換、ベースバンド信号帯域制限、ＱＰＳＫ変調等の所定の処理を順次施し、得られたアナログ波形のＱＰＳＫ変調信号Ｓ２３を周波数変換回路２７に送出する。
【００８４】
周波数変換回路２７は、供給されるＱＰＳＫ変調信号Ｓ２３の周波数を送信用の所定周波数にまでアップコンバートし、得られた周波数変換変調信号Ｓ２４をＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）アンプ２８、帯域制限用のローパスフィルタ回路２９及びアンテナ３０を順次介して送信信号Ｓ２５として受信側３１に送信する。
【００８５】
一方、受信側３１においては、送信側２１から送信される送信信号Ｓ２５をアンテナ３２を介して復調回路３３に入力すると共に、この復調回路３３において送信信号Ｓ２５に対して所定のＱＰＳＫ復調処理を施すことにより復調された上述のベースバンド信号Ｓ２６を得、これをベースバンド処理回路３４に送出する。
【００８６】
ベースバンド処理回路３４は、供給されるベースバンド信号Ｓ２６に対してエラー訂正処理やパケットからのデータ抽出処理及び抽出したデータの伸張処理等の所定の信号処理を施し、得られたディジタル音声信号Ｓ２７をディジタル／アナログ変換回路３５に送出する。
【００８７】
ディジタル／アナログ変換回路３５は、供給されるディジタル音声信号Ｓ２８をアナログ変換し、得られた音声信号Ｓ２８をＡＦアンプ３６を介してスピーカ３７に送出する。この結果この音声信号Ｓ２８に基づく音声がスピーカ３７から出力される。
【００８８】
このようにしてこのワイヤレスマイクロホンシステム２０においては、送信側２１のマイクロホン２２により集音した音声を無線により受信側３１に送信して、当該受信側３１のスピーカ３７から出力させることができるようになされている。
【００８９】
（１−２−２）復調回路３３の構成
ここで、受信側３１の復調回路３３においては、図５３との対応部分に同一符号を付して示す図１２に示すように構成されている。この場合、アナログ／ディジタル変換回路３９は、クロック発生部３８から供給されるＱＰＳＫ変調信号Ｓ３の４倍の周波数を有するクロックＣＬＫ１０に基づいて、ＩＦフィルタ５から供給されるＱＰＳＫ変調信号Ｓ３をその０、π／２、π及び３π／２の位相の信号成分が到来するタイミングで順次サンプリングし、得られたディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ２９を、例えばＬＳＩ、ＦＰＧＡ又はＤＳＰ等でなるディジタル信号処理部４０に送出する。
【００９０】
ディジタル信号処理部４０においては、図１３に示すように、Ｉ成分面積差検出部５０Ｉ、Ｑ成分面積差検出部５０Ｑ、１シンボル遅延回路５１、１サンプル遅延回路５２、２サンプル遅延回路５３、遅延積分検波部５４、クロック再生回路５５、硬判定部５６、パラレル／シリアル変換回路５７からなり、供給されるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ２９をＩ成分面積差検出部５０Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１及びＱ成分面積差検出部５０Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１と、１シンボル遅延回路５１とに入力する。
【００９１】
このとき１シンボル遅延回路５１は、供給されるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ２９を上述の（３）式で与えられる時間Ｔ１Ｉ（１シンボルと３π／４位相時間）分だけ遅延させ、得られた１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３１をＩ成分面積差検出部５０Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１に供給する。
【００９２】
かくして第１の加算回路６０Ｉ１は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ２９及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３１をサンプルごとに順次加算し、得られた各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第１のＩ成分面積差信号Ｓ３２Ｉ１を第１の絶対値演算回路６１Ｉ１に送出する。
【００９３】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｉ１は、第１のＩ成分面積差信号Ｓ３２Ｉ１の絶対値（図８の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ３３Ｉ１として遅延積分検波部５４のＩ成分用演算処理部６２Ｉに送出する。
【００９４】
また、このときＩ成分面積差検出部５０Ｉの第２の加算回路６０Ｉ２には、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ２９を１サンプル遅延回路５２において１サンプル時間分だけ遅延させてなるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３０と、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３１を１サンプル遅延回路６３において１サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３４が与えられる。
【００９５】
かくして第２の加算回路６０Ｉ２は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３０及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３４をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ３２Ｉ１よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第２のＩ成分面積差信号Ｓ３２Ｉ２を第２の絶対値演算回路６１Ｉ２に送出する。
【００９６】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｉ２は、第２のＩ成分面積差信号Ｓ３２Ｉ２の絶対値（図８の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ３３Ｉ２として遅延積分検波部５４のＩ成分用演算処理部６２Ｉに送出する。
【００９７】
一方、１シンボル遅延回路５１から出力される１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ信号Ｓ３１は、２サンプル遅延回路５３にも与えられる。そして２サンプル遅延回路５３は、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ信号Ｓ３１をπ／２位相時間分だけ遅延させることにより、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ２９を（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｑ（１シンボルと３π／４位相とπ／２位相時間）分だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３５を生成し、これをＱ成分面積差検出部５０Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１と、１サンプル遅延回路６４とに送出する。
【００９８】
かくして第１の加算回路６０Ｑ１は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ２９及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３５をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ３２Ｉ１と同じ各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第１のＱ成分面積差信号Ｓ３２Ｑ１を第１の絶対値演算回路６１Ｑ１に送出する。
【００９９】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｑ１は、第１のＩ成分面積差信号Ｓ３２Ｑ１の絶対値（図８の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ３３Ｑ１として遅延積分検波部５４のＱ成分用演算処理部６２Ｑに送出する。
【０１００】
また、このときＱ成分面積差検出部５０Ｑの第２の加算回路６０Ｑ２には、１サンプル遅延回路５２から上述のディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３０が与えられ、１サンプル遅延回路６４から１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３５を１サンプル時間分だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３６が与えられる。
【０１０１】
かくして第２の加算回路６０Ｑ２は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３０及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ３６をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ３２Ｑ１よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第２のＱ成分面積差信号Ｓ３２Ｑ２を第２の絶対値演算回路６１Ｑ２に送出する。
【０１０２】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｑ２は、第２のＱ成分面積差信号Ｓ３２Ｑ２の絶対値（図８の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ３３Ｑ２として遅延積分検波部５４のＱ成分用演算処理部６２Ｑに送出する。
【０１０３】
Ｉ成分用演算処理部６２Ｉは、Ｉ成分面積差検出部５０Ｉから供給される第１及び第２のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ３３Ｉ１，Ｓ３３Ｉ２を１サンプルおきに半波長分（２サンプル分）だけ累積加算し、得られたＩ成分の半波長期間での面積差（図８の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ２＋Ｙ２｜，……に相当）を表すＩ成分軟判定検波信号Ｓ３７Ｉをクロック再生回路５５及び硬判定部５６に送出する。
【０１０４】
同様にして、Ｑ成分用演算処理部６２Ｑは、Ｑ成分面積差検出部５０Ｑから供給される第１及び第２のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ３３Ｑ１，Ｓ３３Ｑ２を１サンプルおきに半波長分（２サンプル分）だけ累積加算し、得られたＱ成分の半波長期間での面積差（図９の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ２＋Ｙ２｜，……に相当）を表すＱ成分軟判定検波信号Ｓ３７Ｑをクロック再生回路５５及び硬判定部５６に送出する。
【０１０５】
クロック再生回路５５においては、例えばＤＰＬＬ構成でなり、供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ３７Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ３７Ｑに基づきベースバンドクロックを再生し、これを再生クロックＣＬＫ１１として硬判定部５６に送出する。
【０１０６】
硬判定部５６は、Ｉ成分用演算処理部６２Ｉから供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ３７Ｉと、Ｑ成分用演算処理部６２Ｑから供給されるＱ成分軟判定検波信号Ｓ３７Ｑとについて、それぞれ再生クロックＣＬＫ１１の立上りエッジ又は立下りエッジが到来するタイミングで硬判定する。具体的には、図８及び図９を基に再生クロックＣＬＫ１１の立上りエッジ又は立下りエッジに同期して、データが次式
【０１０７】
【数１０】
2004186896.tif 000012
【０１０８】
により与えられる値よりも小さい場合には「０」、大きい場合には「１」と硬判定する。
【０１０９】
これにより硬判定部５６は、かかる硬判定結果としてＩ成分及びＱ成分について復調された硬判定された復調データを得、これらをパラレル／シリアル変換回路５７においてパラレル／シリアル変換させた後、かくして得られた上述のベースバンド信号Ｓ２６を後段のベースバンド処理部３４に送出する。
【０１１０】
このようにして復調回路３３は、アンテナ３２を介して受信した送信信号Ｓ２５を復調し得るようになされている。
【０１１１】
（１−３）本実施の形態の動作及び効果
以上の構成において、復調回路３３では、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ２９のある１サンプルデータ区間における上述の前シンボル及び現シンボル間の面積差と、それよりも１サンプル前の１サンプルデータ区間における上述の前シンボル及び現シンボル間の面積差とを、それぞれディジタル信号処理部４０のＩ成分面積差検出部５０Ｉ及びＱ成分面積差検出部５０ＱにおいてＩ成分及びＱ成分についてそれぞれ検出し、これら検出結果に基づいて半波長期間での面積差をＩ成分及びＱ成分ごとに遅延積分検波部５４において算出し、当該算出結果をクロック再生回路５５から出力される再生クロックＣＬＫ１１の立上り又は立下りエッジに同期して硬判定部５６において硬判定することによりＱＰＳＫ変調される前のグレイコードを復元する。
【０１１２】
従って、このワイヤレスマイクロホンシステム２０では、ディジタル信号処理部４０において、従来のディジタル信号処理部１（図５４）において必要であった第１及び第２の乗算回路１１Ｉ，１１Ｑ（図５４）や自動位相制御回路１３（図５４）並びに位相回転回路１４（図５４）等を必要とせず、またＩ成分軟判定検波信号Ｓ３７Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ３７Ｑには高調波成分が含まれていないため後段においてローパスフィルタ等を必要とせず、その分全体としての回路規模を格段的に減少させ、かつ回路構成を格段的に簡易化及び省電力化させることができる。
【０１１３】
また、このワイヤレスマイクロホンシステム２０では、ディジタル信号処理部４０における遅延積分検波部５４のＩ成分用演算処理部Ｓ３７Ｉ及びＱ成分用演算処理部Ｓ３７Ｑからそれぞれ出力されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ３７Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ３７ＱがいわゆるＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）信号系となるため、クロック再生部５５におけるベースバンドクロックのクロック再生が容易となる利点がある。
【０１１４】
さらに、このワイヤレスマイクロホンシステム２０では、（３）式及び（４）式について上述したように、ディジタル信号処理部４０の１シンボル遅延回路５１によるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ２９の遅延時間Ｔ１Ｉ，Ｔ１Ｑを変える（すなわち（３）式及び（４）式におけるα１の値を変える）ことによって、ＱＰＳＫ変調された信号及びπ／４シフトＱＰＳＫ変調された信号のいずれについても対応することができるため、汎用性が高いという利点がある。
【０１１５】
またこの場合において、受信側３１（図１１）においてπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号の復調を行う場合、復調波形は、Ｉ信号、Ｑ信号と異なり、「０」及び「１」という２値で復調されることから、復調時のノイズマージンが高いという利点もある。
【０１１６】
以上の構成によれば、送信側２１からの送信信号Ｓ２５をアナログ／ディジタル変換してなるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ２９のある１サンプルデータ区間における上述の前シンボル及び現シンボル間の面積差と、それよりも１サンプル前の１サンプルデータ区間における上述の前シンボル及び現シンボル間の面積差とを、それぞれディジタル信号処理部４０のＩ成分面積差検出部５０Ｉ及びＱ成分面積差検出部５０ＱにおいてＩ成分及びＱ成分について検出し、これら検出結果に基づいて半波長期間での面積差をＩ成分及びＱ成分ごとに遅延積分検波部５４においてそれぞれ算出し、さらにこれら算出結果を硬判定部５６において再生クロックＣＬＫ１１に同期して硬判定するようにしてＱＰＳＫ変調される前のグレイコードを復元するようにしたことにより、全体としての回路規模を格段的に減少させ、かつ回路構成を格段的に簡易化させることができ、かくして全体としての回路規模を格段的に縮小化及び省電力化させ得る簡易な構成の復調回路を実現できる。
【０１１７】
（２）第２の実施の形態
（２−１）基本原理
次に、（９）式のＮ１が１よりも大きい場合（Ｎ１＞１）について、図１４に示すように、受信波の１周期につき８個のサンプルを得る場合（Ｎ１＝２）を例に説明する。
【０１１８】
この場合、Ｉ成分について、図１４のｔ＝０における現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎのサンプル値（位相が０のときのサンプル値）をＸ１、これ以降π／４位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＸ２，Ｘ３，……とし、（３）式で与えられる時間Ｔ１Ｉだけ遅延させて重ね合わせた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）のＸ１と同じ時点でのサンプル値をＹ１、これ以降π／４位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＹ２，Ｙ３，……とすると、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ及び遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）間の位相差がπ／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ２，……）及び遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ２，……）は、それぞれ図１５（Ａ）に示す図表の２段目及び３段目の値となる。
【０１１９】
また、このとき例えば位相が０のサンプルを含む１サンプルおきにとった現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ３，Ｘ５，……）及びこれらとそれぞれ対応する前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ３，Ｙ５，……）による「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）は、それぞれ４段目の値となる。さらに、この「正負面積の和の絶対値」の２サンプル分の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜，……）は、それぞれ図１５（Ａ）に表す図表の６段目の値となる。
【０１２０】
同様にして、Ｉ成分について、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと、（３）式で与えられる時間Ｔ１Ｉだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）との位相差が３π／４の場合、−３π／４の場合及び−π／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ、遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ、対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）及び当該「正負面積の和の絶対値」の２サンプル分の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜，……）は、それぞれ図１５（Ｂ）〜図１５（Ｄ）のようになる。
【０１２１】
一方、Ｑ成分について、図１４のｔ＝０における現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎのサンプル値（位相が０のときのサンプル値）をＸ１、これ以降π／４位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＸ２，Ｘ３，……とし、（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｑだけ遅延させて重ね合わせたＸ１と同じ時点での前シンボルのサンプル値をＹ１、これ以降π／４ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＹ２，Ｙ３，……とすると、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）との位相差がπ／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ２，……）及び前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ２，……）は、それぞれ図１６（Ａ）に示す図表の２段目及び３段目の値となる。
【０１２２】
また、このとき例えば位相が０のサンプルを含む１サンプルおきにとった現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ３，Ｘ５，……）及びこれらとそれぞれ対応する前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ３，Ｙ５，……）の「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）は、それぞれ４段目の値となる。さらに、この「正負面積の和の絶対値」の２サンプル分の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜，……）は、それぞれ図１６（Ａ）に表す図表の６段目に示す値となる。
【０１２３】
同様にして、Ｑ成分について、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと、（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｑだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）との位相差が３π／４の場合、−３π／４の場合及び−π／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ、遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ、対応する１サンプルおきの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）及び当該「正負面積の和の絶対値」の２サンプル分の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜，……）は、それぞれ図１６（Ｂ）〜図１６（Ｄ）のようになる。
【０１２４】
そして、これら図１５（Ａ）〜図１５（Ｄ）及び図１６（Ａ）〜図１６（Ｄ）からも明らかなように、この条件下において、２サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和が「１．００」の場合には「０」、「２．４１」の場合には「１」と硬判定するようにすれば、位相差に対するＩ成分及びＱ成分の硬判定結果として図１７に示す関係が成立し、Ｉ成分及びＱ成分の硬判定結果の組合わせパターンをグレイコードと一致させることができる。
【０１２５】
（２−２）第２の実施の形態による復調回路６０の構成
ここで図１２との対応部分に同一符号を付して示す図１８は、（９）式においてＮ１＝２の場合における上述の遅延積分検波処理を行い得る復調回路６０の構成を示すものである。この復調回路６０は、図１１に示すワイヤレスマイクロホンシステム２０の復調回路３３に代えて適用される。
【０１２６】
この図１８からも明らかなように、復調回路６０は、クロック発生部６１及びディジタル信号処理部６２の構成が異なることを除いて第１の実施の形態による復調回路３３（図１２）と同様に構成されている。
【０１２７】
実際上、復調回路６０において、クロック発生部６１は、ＱＰＳＫ変調信号Ｓ３の８倍の周波数を有するクロックＣＬＫ２０をアナログ／ディジタル変換回路３９に送出する。そしてアナログ／ディジタル変換回路３９は、このクロックＣＬＫ２０に基づいて、ＱＰＳＫ受信信号Ｓ３の位相が０、π／４、π／２、３π／４、π、−３π／４、−π／２、−π／４の信号成分が到来するタイミングで当該ＱＰＳＫ変調信号Ｓ３をサンプリングし、得られたディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０を例えばＬＳＩ、ＦＰＧＡ又はＤＳＰ等でなるディジタル信号処理部６２に送出する。
【０１２８】
ディジタル信号処理部６２においては、図１３との対応部分に同一符号を付した図１９に示すように、各１サンプル遅延回路５２，６３，６４がそれぞれ２サンプル遅延回路７１，７２，７３に置き換えられている点を除いて第１の実施の形態によるディジタル信号処理部４０と同様に構成されており、供給されるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０をＩ成分面積差検出部７０Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１及びＱ成分面積差検出部７０Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１と、１シンボル遅延回路５１とに入力する。
【０１２９】
この結果、Ｉ成分面積差検出部７０Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１には、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０を１シンボル遅延回路５１において（３）式で与えられる時間Ｔ１Ｉ（１シンボルと３π／４位相時間）分だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４２が与えられる。
【０１３０】
かくして第１の加算回路６０Ｉ１は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４２をサンプルごとに順次加算し、得られた各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第１のＩ成分面積差信号Ｓ４２Ｉ１を第１の絶対値演算回路６１Ｉ１に送出する。
【０１３１】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｉ１は、第１のＩ成分面積差信号Ｓ４２Ｉ１の絶対値（図１５の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ４３Ｉ１として遅延積分検波部５４のＩ成分用演算処理部６２Ｉに送出する。
【０１３２】
また、このときＩ成分面積差検出部７０Ｉの第２の加算回路６０Ｉ２には、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０を２サンプル遅延回路７１においてπ／２位相時間（２サンプル時間）分だけ遅延させてなるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４１と、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４２を２サンプル遅延回路７２において同じくπ／２位相時間（２サンプル時間）分だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４４が与えられる。
【０１３３】
かくして第２の加算回路６０Ｉ２は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４１及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４４をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ４２Ｉ１よりも２サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第２のＩ成分面積差信号Ｓ４２Ｉ２を第２の絶対値演算回路６１Ｉ２に送出する。
【０１３４】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｉ２は、第２のＩ成分面積差信号Ｓ４２Ｉ２の絶対値（図１５の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ４３Ｉ２として遅延積分検波部５４のＩ成分用演算処理部６２Ｉに送出する。
【０１３５】
一方、１シンボル遅延回路５１から出力される１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ信号Ｓ４２は、２サンプル遅延回路５３にも与えられる。そして２サンプル遅延回路５３は、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ信号Ｓ４２をπ／２位相時間分だけ遅延させることにより、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０を（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｑ（１シンボルと３π／４位相とπ／２位相時間）分だけ遅延させ、得られた１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４５をＱ成分面積差検出部７０Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１に送出する。
【０１３６】
かくして第１の加算回路６０Ｑ１は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４５をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ４２Ｉ１と同じ各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第１のＱ成分面積差信号Ｓ４２Ｑ１を第１の絶対値演算回路６１Ｑ１に送出する。
【０１３７】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｑ１は、第１のＩ成分面積差信号Ｓ４２Ｑ１の絶対値（図１６の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ４３Ｑ１として遅延積分検波部５４のＱ成分用演算処理部６２Ｑに送出する。
【０１３８】
また、このときＱ成分面積差検出部７０Ｑの第２の加算回路６０Ｑ２には、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０を２サンプル遅延回路７１においてπ／２位相時間（２サンプル時間）分だけ遅延させてなる上述のディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４１と、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４５を２サンプル遅延回路７３においてπ／２位相時間（２サンプル時間）分だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４６が与えられる。
【０１３９】
かくして第２の加算回路６０Ｑ２は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４１及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４６をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ４２Ｑ１よりも２サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第２のＱ成分面積差信号Ｓ４２Ｑ２を第２の絶対値演算回路６１Ｑ２に送出する。
【０１４０】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｑ２は、第２のＱ成分面積差信号Ｓ４２Ｑ２の絶対値（図１６の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ４３Ｑ２として遅延積分検波部５４のＱ成分用演算処理部６２Ｑに送出する。
【０１４１】
Ｉ成分用演算処理部６２Ｉは、図１３について上述したように、Ｉ成分面積差検出部７０Ｉから供給される第１及び第２のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ４３Ｉ１，Ｓ４３Ｉ２を１サンプルおきに半波長分（２サンプル分）だけ累積加算し、得られたＩ成分の半波長期間での面積差（図１５の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜，……に相当）を表すＩ成分軟判定検波信号Ｓ４７Ｉをクロック再生回路５５及び硬判定部５６に送出する。
【０１４２】
同様にして、Ｑ成分用演算処理部６２Ｑは、Ｑ成分面積差検出部７０Ｑから供給される第１及び第２のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ４３Ｑ１，Ｓ４３Ｑ２を１サンプルおきに半波長分（２サンプル分）だけ累積加算し、得られたＱ成分の半波長期間での面積差（図１６の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜，……に相当）を表すＱ成分軟判定検波信号Ｓ４４Ｑをクロック再生回路５５及び硬判定部５６に送出する。
【０１４３】
かくして再生回路５５からは、図１３について上述したように、再生されたベースバンドクロックが再生クロックＣＬＫ１１として出力され、これが硬判定部５６に与えられる。
【０１４４】
そして硬判定部５６は、Ｉ成分用演算処理部６２Ｉから供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ４７Ｉと、Ｑ成分用演算処理部６２Ｑから供給されるＱ成分軟判定検波信号Ｓ４７Ｑとについて、それぞれ再生クロックＣＬＫ１１の立上りエッジ又は立下りエッジが到来するタイミングで硬判定する。具体的には、図１５及び図１６を基に再生クロックＣＬＫ１１の立上りエッジ又は立下りエッジに同期して、データが（１０）式により算出される値よりも小さい場合には「０」、大きい場合には「１」と硬判定する。
【０１４５】
これにより硬判定部５６は、かかる硬判定結果としてＩ成分及びＱ成分について硬判定された復調データを得、これをパラレル／シリアル変換回路５７においてパラレル／シリアル変換させた後、かくして得られた上述のベースバンド信号Ｓ２６を後段のベースバンド処理部３４に送出する。
【０１４６】
このようにして復調回路６０は、アンテナ３２を介して受信した送信信号Ｓ２５を復調し得るようになされている。
【０１４７】
（２−３）本実施の形態の動作及び効果
以上の構成において、復調回路６０では、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０のある１サンプルデータ区間における上述の前シンボル及び現シンボル間の面積差と、それよりも２サンプル前の１サンプルデータ区間における上述の前シンボル及び現シンボル間の面積差とを、それぞれディジタル信号処理部６２のＩ成分面積差検出部７０Ｉ及びＱ成分面積差検出部７０ＱにおいてＩ成分及びＱ成分についてそれぞれ検出し、これら検出結果に基づいて半波長期間での面積差をＩ成分及びＱ成分ごとに遅延積分検波部５４において算出し、当該算出結果をクロック再生回路５５から出力される再生クロックＣＬＫ１１の立上り又は立下りエッジに同期して硬判定部５６において硬判定することによりＱＰＳＫ変調される前のグレイコードを復元する。
【０１４８】
従って、この復調回路６０も、第１の実施の形態による復調回路３３（図１２）と同様に、ディジタル信号処理部６２において、従来のディジタル信号処理部１（図５４）において必要であった第１及び第２の乗算回路１１Ｉ，１１Ｑ（図５４）や自動位相制御回路１３（図５４）並びに位相回転回路１４（図５４）等を必要とせず、またＩ成分軟判定検波信号Ｓ４７Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ４７Ｑには高調波成分が含まれていないため後段においてローパスフィルタ等を必要とせず、その分全体としての回路規模を格段的に減少させ、かつ回路構成を格段的に簡易化及び省電力化させることができる。
【０１４９】
また、この復調回路６０の場合も、第１の実施の形態による復調回路３３と同様に、ディジタル信号処理部４０における遅延積分検波部５４のＩ成分用演算処理部６２Ｉ及びＱ成分用演算処理部６２Ｑからそれぞれ出力されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ４７Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ４７ＱがＲＺ信号系となるため、クロック再生部５５におけるベースバンドクロックのクロック再生が容易となる利点がある。
【０１５０】
さらに、この復調回路６０も、ディジタル信号処理部６２の１シンボル遅延回路５１によるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０の遅延時間Ｔ１Ｉ，Ｔ１Ｑを変える（すなわち（３）式及び（４）式におけるα１の値を変える）ことによって、ＱＰＳＫ変調された信号及びπ／４シフトＱＰＳＫ変調された信号のいずれについても対応することができるため、汎用性が高いという利点がある。
【０１５１】
またこの場合において、復調回路６０によりπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号の復調を行う場合、復調波形は、Ｉ信号、Ｑ信号と異なり、「０」及び「１」という２値で復調されることから、復調時のノイズマージンが高いという利点もある。
【０１５２】
以上の構成によれば、ＱＰＳＫ変調信号Ｓ３をその８倍の周波数でディジタル変換してなるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０のある１サンプルデータ区間における上述の前シンボル及び現シンボル間の面積差と、それよりも２サンプル前の１サンプルデータ区間における上述の前シンボル及び現シンボル間の面積差とを、それぞれディジタル信号処理部６２のＩ成分面積差検出部７０Ｉ及びＱ成分面積差検出部７０ＱにおいてＩ成分及びＱ成分について検出し、これら検出結果に基づいて半波長期間での面積差をＩ成分及びＱ成分ごとに遅延積分検波部５４においてそれぞれ算出し、さらにこれら算出結果を硬判定部５６において再生クロックＣＬＫ１１に同期して硬判定するようにしてＱＰＳＫ変調される前のグレイコードを復元するようにしたことにより、全体としての回路規模を格段的に減少させ、かつ回路構成を格段的に簡易化させることができ、かくして全体としての回路規模を格段的に縮小化及び省電力化させ得る簡易な構成の復調回路を実現できる。
【０１５３】
（３）第３の実施の形態
（３−１）基本原理
次に、（９）式のＮ１が１よりも大きい（Ｎ１＞１）場合について、図１４に示すように、受信波の１波長につき８個のサンプルを得る場合（Ｎ１＝２）を例に説明する。この第３の実施の形態では、受信波の半波長期間内の全てのサンプルのサンプル値Ｘ１，Ｘ２，……、Ｙ１，Ｙ２，……に基づいて面積差を計算するようにして、遅延積分検波処理を行う。
【０１５４】
すなわち、Ｉ成分について、図１４のｔ＝０における現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎのサンプル値（位相が０のときのサンプル値）をＸ１、これ以降π／４位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＸ２，Ｘ３，……とし、（３）式で与えられる時間Ｔ１Ｉだけ遅延させて重ね合わせた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）のＸ１と同じ時点でのサンプル値をＹ１、これ以降π／４位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＹ２，Ｙ３，……とすると、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ及び遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）間の位相差がπ／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ２，……）及び遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ２，……）は、それぞれ図２０（Ａ）に示す図表の２段目及び３段目の値となり、このとき対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）は、それぞれ４段目の値となる。さらに、このとき半波長期間内の連続する４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……）は、それぞれ図２０（Ａ）に示す図表の６段目の値となる。
【０１５５】
同様にして、Ｉ成分について、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと、（３）式で与えられる時間Ｔ１Ｉだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）との位相差が３π／４の場合、−３π／４の場合及び−π／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ、遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ、対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）及び半波長期間内の連続する４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……）は、それぞれ図２０（Ｂ）〜図２０（Ｄ）のようになる。
【０１５６】
一方、Ｑ成分について、図１４のｔ＝０における現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎのサンプル値（位相が０のときのサンプル値）をＸ１、これ以降π／４位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＸ２，Ｘ３，……とし、（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｑだけ遅延させて重ね合わせたＸ１と同じ時点での前シンボルのサンプル値をＹ１、これ以降π／４ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＹ２，Ｙ３，……とすると、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）との位相差がπ／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ２，……）及び前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ２，……）は、それぞれ図２１（Ａ）に示す図表の２段目及び３段目の値となり、このとき対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）は、それぞれ４段目の値となる。さらに、このとき半波長期間内の連続する４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……）は、それぞれ図２１（Ａ）に示す図表の６段目の値となる。
【０１５７】
同様にして、Ｑ成分について、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎと、（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｑだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）との位相差が３π／４の場合、−３π／４の場合及び−π／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ、遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ、対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）及び半波長期間内の連続する４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……）は、それぞれ図２１（Ｂ）〜図２１（Ｄ）のようになる。
【０１５８】
そして、これら図２０（Ａ）〜図２０（Ｄ）及び図２１（Ａ）〜図２１（Ｄ）からも明らかなように、この条件下において、半波長期間内における全ての１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……）が「２．００」の場合には「０」、「４．８２」の場合には「１」と硬判定するようにすれば、位相差に対するＩ成分及びＱ成分の硬判定結果として図２２に示す関係が成立し、Ｉ成分及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンをグレイコードと一致させることができる。
【０１５９】
（３−２）第３の実施の形態による復調回路８０の構成
ここで図２３は、図１１のワイヤレスマイクロホンシステム２０の復調回路３３に代えて適用される第３の実施の形態による復調回路８０を示し、例えばＬＳＩ、ＦＰＧＡ又はＤＳＰ等として構成されたディジタル信号処理部８１の構成が異なる点を除いて第２の実施の形態による復調回路６０（図１８）と同様に構成されている。
【０１６０】
ディジタル信号処理部８１においては、図１９との対応部分に同一符号を付した図２４に示すように、Ｉ成分面積差検出部８２Ｉ、Ｑ成分面積差検出部８２Ｑ、１シンボル遅延回路５１、第１〜第３の１サンプル遅延回路８３１〜８３３、遅延積分検波部８４、クロック再生回路８５、硬判定部８６及びパラレル／シリアル変換回路５７から構成されており、供給されるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０を１シンボル遅延回路５１と、Ｉ成分面積差検出部８２Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１及びＱ成分面積差検出部８２Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１とにそれぞれ入力する。
【０１６１】
またディジタル信号処理部８１においては、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０を第１の１サンプル遅延回路８３１において１サンプル時間分だけ遅延させてなるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５１１をＩ成分面積差検出部８２Ｉの第２の加算回路６０Ｉ２及びＱ成分面積差検出部８２Ｑの第２の加算回路６０Ｑ２に入力すると共に、このディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５１１を第２の１サンプル遅延回路８３２において１サンプル時間分だけ遅延させたディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５１２をＩ成分面積差検出部８２Ｉの第３の加算回路６０Ｉ３及びＱ成分面積差検出部８２Ｑの第３の加算回路６０Ｑ３に入力し、さらにこのディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５１２を第３の１サンプル遅延回路８３３において１サンプル時間分だけ遅延させたディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５１３をＩ成分面積差検出部８２Ｉの第４の加算回路６０Ｉ４及びＱ成分面積差検出部８２Ｑの第４の加算回路６０Ｑ４に入力する。
【０１６２】
この結果、Ｉ成分面積差検出部８２Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１は、図１９について上述したように、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０及びディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４２をサンプルごとに順次加算し、得られた各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第１のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ１を第１の絶対値演算回路６１Ｉ１に送出する。
【０１６３】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｉ１は、第１のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ１の絶対値（図２０の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｉ１として遅延積分検波部８４のＩ成分用演算処理部８７Ｉに送出する。
【０１６４】
また、このときＩ成分面積差検出部８２Ｉの第２の加算回路６０Ｉ２には、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４２を１サンプル遅延回路８８１において１サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４１が与えられる。
【０１６５】
かくして第２の加算回路６０Ｉ２は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５１１及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４１をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ１よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第２のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ２を第２の絶対値演算回路６１Ｉ２に送出する。
【０１６６】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｉ２は、第２のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ２の絶対値（図２０の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｉ２として遅延積分検波部８４のＩ成分用演算処理部８７Ｉに送出する。
【０１６７】
さらに、このときＩ成分面積差検出部８２Ｉの第３の加算回路６０Ｉ３には、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４１を１サンプル遅延回路８８２において１サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４２が与えられる。
【０１６８】
かくして第３の加算回路６０Ｉ３は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５１２及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４２をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ５３Ｉ１よりも２サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第３のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ３を第３の絶対値演算回路６１Ｉ３に送出する。
【０１６９】
そして第３の絶対値演算回路６１Ｉ３は、第３のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ３の絶対値（図２０の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第３のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｉ３として遅延積分検波部８４のＩ成分用演算処理部８７Ｉに送出する。
【０１７０】
同様にして、このときＩ成分面積差検出部８２Ｉの第４の加算回路６０Ｉ４には、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４２を１サンプル遅延回路８８３において１サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４３が与えられる。
【０１７１】
かくして第４の加算回路６０Ｉ４は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５１３及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４３をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ１よりも３サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第４のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ４を第４の絶対値演算回路６１Ｉ４に送出する。
【０１７２】
そして第４の絶対値演算回路６１Ｉ４は、第４のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｉ４の絶対値（図２０の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第４のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｉ４として遅延積分検波部８４のＩ成分用演算処理部８７Ｉに送出する。
【０１７３】
一方、このときＱ成分面積差検出部８２Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１には、上述のようにＩ成分面積差検出部８２Ｉの第２の１サンプル遅延回路８８２から出力される、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０を（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｑだけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４２が与えられる。
【０１７４】
かくして第１の加算回路６０Ｑ１は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４２をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ４２Ｉ１と同じ各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第１のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ１を第１の絶対値演算回路６１Ｑ１に送出する。
【０１７５】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｑ１は、第１のＩ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ１の絶対値（図２１の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｑ１として遅延積分検波部８４のＱ成分用演算処理部８７Ｑに送出する。
【０１７６】
また、このときＱ成分面積差検出部８２Ｑの第２の加算回路６０Ｑ２には、Ｉ成分面積差検出部８２Ｉの第３の１サンプル遅延回路８８３から出力される、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４２を１サンプル時間分だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４３が与えられる。
【０１７７】
かくして第２の加算回路６０Ｑ２は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５１１及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４３をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ１よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第２のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ２を第２の絶対値演算回路６１Ｑ２に送出する。
【０１７８】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｑ２は、第２のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ２の絶対値（図２１の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｑ２として遅延積分検波部８４のＱ成分用演算処理部８７Ｑに送出する。
【０１７９】
さらに、このときＱ成分面積差検出部８２Ｑの第３の加算回路６０Ｑ３には、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４３を１サンプル遅延回路８８４において１サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４４が与えられる。
【０１８０】
かくして第３の加算回路６０Ｑ３は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５１２及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４４をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ１よりも２サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第３のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ３を第３の絶対値演算回路６１Ｑ３に送出する。
【０１８１】
そして第３の絶対値演算回路６１Ｑ３は、第３のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ３の絶対値（図２１の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第３のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｑ３として遅延積分検波部８４のＱ成分用演算処理部８７Ｑに送出する。
【０１８２】
同様にして、このときＱ成分面積差検出部８２Ｑの第４の加算回路６０Ｑ４には、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４４を１サンプル遅延回路８８５において１サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４５が与えられる。
【０１８３】
かくして第４の加算回路６０Ｑ４は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５１３及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ５４５をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ１よりも３サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第４のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ４を第４の絶対値演算回路６１Ｑ４に送出する。
【０１８４】
そして第４の絶対値演算回路６１Ｑ４は、第４のＱ成分面積差信号Ｓ５２Ｑ４の絶対値（図２１の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第４のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｑ４として遅延積分検波部８４のＱ成分用演算処理部８７Ｑに送出する。
【０１８５】
Ｉ成分用演算処理部８７Ｉは、供給される第１〜第４のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｉ１〜Ｓ５３Ｉ４を４サンプルおきに半波長分（２サンプル分）だけ累積加算し、得られたＩ成分の半波長期間での面積差（図２０の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……に相当）を表すＩ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｉをクロック再生回路８５及び硬判定部８６に送出する。
【０１８６】
同様にして、Ｑ成分用演算処理部８６Ｑは、供給される第１〜第４のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ５３Ｑ１〜Ｓ５３Ｑ４を４サンプルおきに半波長分（２サンプル分）だけ累積加算し、得られたＱ成分の半波長期間での面積差（図２１の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋……＋｜Ｘ４＋Ｙ４｜，……に相当）を表すＱ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｑをクロック再生回路８５及び硬判定部８６に送出する。
【０１８７】
クロック再生回路８５においては、例えばＤＰＬＬ構成でなり、供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｑに基づきベースバンドクロックを再生し、これを再生クロックＣＬＫ２１として硬判定部８６に送出する。
【０１８８】
そして硬判定部８６は、Ｉ成分用演算処理部８７Ｉから供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｉと、Ｑ成分用演算処理部８７Ｑから供給されるＱ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｑとについて、それぞれ再生クロックＣＬＫ２１の立上りエッジ又は立下りエッジが到来するタイミングで硬判定する。具体的には、図２０及び図２１を基に再生クロックＣＬＫ２１の立上りエッジ又は立下りエッジに同期して、データが次式
【０１８９】
【数１１】
2004186896.tif 000013
【０１９０】
により算出される値よりも小さい場合には「０」、大きい場合には「１」と硬判定する。
【０１９１】
これにより硬判定部８６は、かかる硬判定結果としてＩ成分及びＱ成分について硬判定された復調データを得、これをパラレル／シリアル変換回路５７においてパラレル／シリアル変換させた後、かくして得られた上述のベースバンド信号Ｓ２６を後段のベースバンド処理部３４に送出する。
【０１９２】
このようにして復調回路８０は、アンテナ３２を介して受信した送信信号Ｓ２５を復調し得るようになされている。
【０１９３】
（３−３）本実施の形態の動作及び効果
以上の構成において、復調回路８０では、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０のある１サンプルデータ区間における前シンボル及び現シンボル間の面積差と、それよりもそれぞれ１〜３サンプル前の各１サンプルデータ区間における前シンボル及び現シンボル間の面積差とを、それぞれディジタル信号処理部８１のＩ成分面積差検出部８２Ｉ及びＱ成分面積差検出部８２ＱにおいてＩ成分及びＱ成分についてそれぞれ検出し、これら検出結果に基づいて半波長期間での面積差をＩ成分及びＱ成分ごとに遅延積分検波部８４において算出し、当該算出結果をクロック再生回路８５から出力される再生クロックＣＬＫ２１の立上り又は立下りエッジに同期して硬判定部８６において硬判定することによりＱＰＳＫ変調される前のグレイコードを復元する。
【０１９４】
従って、この復調回路８０も、第１の実施の形態による復調回路４０（図１２）と同様に、ディジタル信号処理部８１において、従来のディジタル信号処理部１（図５４）において必要であった第１及び第２の乗算回路１１Ｉ，１１Ｑ（図５４）や自動位相制御回路１３（図５４）並びに位相回転回路１４（図５４）等を必要とせず、またＩ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｑには高調波成分が含まれていないため後段においてローパスフィルタ等を必要とせず、その分全体としての回路規模を格段的に減少させ、かつ回路構成を格段的に簡易化及び省電力化させることができる。
【０１９５】
また、この復調回路８０においても、第１の実施の形態による復調回路３３と同様に、ディジタル信号処理部８１における遅延積分検波部８４のＩ成分用演算処理部８７Ｉ及びＱ成分用演算処理部８７Ｑからそれぞれ出力されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ５４Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ５４ＱがＲＺ信号系となるため、クロック再生部８５におけるベースバンドクロックのクロック再生が容易となる利点がある。
【０１９６】
さらに、この復調回路８０も、第１の実施の形態による復調回路３３と同様に、ディジタル信号処理部８１の１シンボル遅延回路５１によるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０の遅延時間Ｔ１Ｉ，Ｔ１Ｑを変える（すなわち（３）式及び（４）式におけるα１の値を変える）ことによって、ＱＰＳＫ変調された信号及びπ／４シフトＱＰＳＫ変調された信号のいずれについても対応することができるため、汎用性が高いという利点がある。
【０１９７】
またこの場合において、復調回路８０によりπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号の復調を行う場合、復調波形は、Ｉ信号、Ｑ信号と異なり、「０」及び「１」という２値で復調されることから、復調時のノイズマージンが高いという利点もある。
【０１９８】
以上の構成によれば、ＱＰＳＫ変調信号Ｓ３をその８倍の周波数でディジタル変換してなるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０のある１サンプルデータ区間における前シンボル及び現シンボル間の面積差と、それよりもそれぞれ１〜３サンプル前の各１サンプルデータ区間における前シンボル及び現シンボル間の面積差とを、それぞれディジタル信号処理部８１のＩ成分面積差検出部８２Ｉ及びＱ成分面積差検出部８２ＱにおいてＩ成分及びＱ成分についてそれぞれ検出し、これら検出結果に基づいて半波長期間での面積差をＩ成分及びＱ成分ごとに遅延積分検波部８４において算出し、当該算出結果をクロック再生回路８５から出力される再生クロックＣＬＫ２１の立上り又は立下りエッジに同期して硬判定部８６において硬判定することによりＱＰＳＫ変調される前のグレイコードを復元するようにしたことにより、全体としての回路規模を格段的に減少させ、かつ回路構成を格段的に簡易化させることができ、かくして全体としての回路規模を格段的に縮小化及び省電力化させ得る簡易な構成の復調回路を実現できる。
【０１９９】
（４）第４の実施の形態
（４−１）基本原理
第１〜第３の実施の形態において、復調回路３３，６０，８０（図１２、図１８、図２３）内のアナログ／ディジタル変換回路３９における最低サンプリング周期は、（９）式より、ＱＰＳＫ変調信号Ｓ３の周波数が例えば１０〔ＭＨｚ〕の場合には４０〔ＭＨｚ〕となる。
【０２００】
このため、かかる遅延検波方式を採用した第１〜第３の実施の形態による復調回路３３，６０，８０を構築するに際しては、動作周波数の高いアナログ／ディジタル変換回路３９、クロック発生部３８，６１及びディジタル信号処理部４０，６２，８１が必要となる。またディジタル信号処理部４０，６２，８１内の１シンボル遅延回路５１（図１３、図１９、図２４）において１シンボル分のサンプル値を保存する必要があるため、例えばＱＰＳＫ変調信号Ｓ３の周波数が１０〔ＭＨｚ〕でシンボルレートが１９２〔ｋＨｚ〕の場合には２０８サンプル値のデータ保存が必要となり、その分の大きな容量のメモリが必要となる問題がある。
【０２０１】
そこで、本実施の形態においては、復調回路３３、６０、８０内のＩＦフィルタ５（図１２、図１８、図２３）から出力されるＱＰＳＫ変調信号Ｓ３に対するサンプリング周期を下げる、つまりＱＰＳＫ変調信号Ｓ３における半波長分の所定位相のサンプル値を、半波長よりも多い期間をかけてアンダーサンプリングにより取得することにより、かかる問題を解決するようにする。
【０２０２】
その一例としては、上述の遅延積分検波方式では受信波の０（又はπ）位相のサンプルと、π／２（又は３π／２）位相のサンプルとが必要であるため、これらを交互にサンプルできるように、ｍを任意の正の整数として、第１の実施の形態では上述の（２ｍ＋１）分の１、第２の実施の形態では上述の（４ｍ＋２）分の１、第３の実施の形態では上述の（４ｍ＋１）分の１のサンプリング周期でＱＰＳＫ変調信号Ｓ３をサンプリングする。
【０２０３】
例えば、図２５に示すように、第２の実施の形態について、ｍ＝１の場合には、時刻ｔ１に最初のサンプリングを行うときには、この後時刻ｔ２，ｔ４，ｔ５，ｔ７，……において順次サンプリングが行われる。またｍ＝２の場合には、時刻ｔ１の最初のサンプリングに対して、この後次のサンプリングは時刻ｔ３，ｔ６，……に順次行われる。
【０２０４】
このように、第１〜第３の実施の形態では受信波の半波長分の面積差を２サンプリング（Ｘ１，Ｘ２）又は４サンプリング（Ｘ１〜Ｘ４）で演算していたが、本実施の形態においては、このようなサンプリング周期でサンプリングを行うことにより、例えば第１の実施の形態の場合には受信波半周期が２サンプルなので「Ｘ１」の次サンプルは、受信波のｍ周期（２×ｍサンプル）とπ／２位相（１サンプル）後をサンプリングすることにより間引きすることができる。
【０２０５】
かかるサンプリングからの演算でＩ成分の検波が可能となる。またＱ成分の検波を行うには、サンプリング点からπ／２位相ずれたサンプリングデータが欲しいので、別途、かかるサンプルクロックに対してπ／２シフトしたクロックでサンプリングすることによりＱ成分の検波を行えば良い。
【０２０６】
なお、本実施の形態による遅延積分検波方式では、図２６に示すように、１シンボルにつき、受信波の０位相のサンプルと、π／２位相のサンプルとが最低限必要であり、このことからサンプリング周期は少なくともシンボルレートの３倍以上でなければならない。従って、例えば１９２〔ｋＨｚ〕のベースバンド変調された受信波を遅延積分検波する場合は次式
【０２０７】
【数１２】
2004186896.tif 000014
【０２０８】
のように、５７６〔ｋＨｚ〕がサンプリング周波数の最低値の理論限界となる。
【０２０９】
ただし、これはあくまでも理論限界であり、実際には受信波とベースバンド周波数の関係、フェージング等を検討しながら妥協点を探すこととなる。
【０２１０】
（４−２）第４の実施の形態による復調回路９０の構成
ここで、図１２との対応部分に同一符号を付して示す図２７は、かかるアンダーサンプリングによる遅延積分検波処理を行うための具体的な復調回路９０の構成を示すものである。
【０２１１】
この図２７からも明らかなように、本実施の形態による復調回路９０には、ＩＦフィルタ５の後段にＱＰＳＫ変調信号Ｓ３の０位相をサンプリングするための第１のアナログ／ディジタル変換回路９１Ａと、π／２位相をサンプリングするための第２のアナログ／ディジタル変換回路９１Ｂとが設けられ、ＩＦフィルタ５から出力されたＱＰＳＫ変調信号Ｓ３をこれら第１及び第２のアナログ／ディジタル変換回路９１Ａ，９１Ｂに入力する。
【０２１２】
このとき第１のアナログ／ディジタル変換回路９１Ａには、ＱＰＳＫ変調信号Ｓ３の周波数をｆ１とし、ｍを予め設定された正の整数として、次式
【０２１３】
【数１３】
2004186896.tif 000015
【０２１４】
の周波数の第１のクロックＣＬＫ３０がクロック発生部９２から与えられると共に、第２のアナログ／ディジタル変換回路９１Ｂには、第１のクロックＣＬＫ３０を遅延回路９３においてＱＰＳＫ変調信号Ｓ３の１／４波長時間に相当する時間だけ遅延させてなる第２のクロックＣＬＫ３１が与えられる。
【０２１５】
かくして第１のアナログ／ディジタル変換回路９１Ａは、第１のクロックＣＬＫ３０に基づいて、ＱＰＳＫ変調信号Ｓ３を、アンダーサンプリング周期で、かつ０〔°〕の位相が到来するタイミングで順次サンプリングすることによりディジタル変換し、得られたＱＰＳＫ変調信号Ｓ３の０位相におけるサンプル値を、第１のディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６０Ａとしてディジタル信号処理部９４に送出する。
【０２１６】
また第２のアナログ／ディジタル変換回路９１Ｂは、第２のクロックＣＬＫ３１に基づいて、ＱＰＳＫ変調信号Ｓ３を、アンダーサンプリング周期で、かつπ／２（９０〔°〕）の位相が到来するタイミングで順次サンプリングすることによりディジタル変換し、得られたＱＰＳＫ変調信号Ｓ３のπ／２位相におけるサンプル値を第２のディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６０Ｂとしてディジタル信号処理部９４に送出する。
【０２１７】
ディジタル信号処理部９４においては、例えばＬＳＩ、ＦＰＧＡ又はＤＳＰ等で構成されており、図１３との対応部分に同一符号を付した図２８に示すように、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６０Ａを１シンボル遅延回路１００と、Ｉ成分面積差検出部１０１Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１及び１サンプル遅延回路１０２と、Ｑ成分面積差検出部１０１Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１とに入力すると共に、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６０Ｂを１シンボル遅延回路１０３に入力する。
【０２１８】
このとき１シンボル遅延回路１００は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６０Ａを（３）式で与えられる時間Ｔ１Ｉ（１シンボルと３π／４位相時間）分だけ遅延させ、得られた１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６１をＩ成分面積差検出部１０１Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１及び１サンプル遅延回路１０４に送出する。
【０２１９】
かくしてＩ成分面積差検出部１０１Ｉ１の第１の加算回路６０Ｉ１は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６０Ａと、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６１とをサンプルごとに順次加算し、得られた各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第１のＩ成分面積差信号Ｓ６２Ｉ１を第１の絶対値演算回路６１Ｉ１に送出する。
【０２２０】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｉ１は、第１のＩ成分面積差信号Ｓ６２Ｉ１の絶対値（図８の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ６３Ｉ１として遅延積分検波部５４のＩ成分用演算処理部６２Ｉに送出する。
【０２２１】
また、このときＩ成分面積差検出部１０１Ｉの第２の加算回路６０Ｉ２には、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６０Ａを１サンプル遅延回路１０２において１アンダーサンプル時間分だけ遅延させてなるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６４と、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６１を１サンプル遅延回路１０４において１アンダーサンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６５とが与えられる。
【０２２２】
かくしてＩ成分面積差検出部１０１Ｉ１の第２の加算回路６０Ｉ２は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６４と、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６５とをサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ６２Ｉ１よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第２のＩ成分面積差信号Ｓ６２Ｉ２を第２の絶対値演算回路６１Ｉ２に送出する。
【０２２３】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｉ２は、第２のＩ成分面積差信号Ｓ６２Ｉ２の絶対値（図８の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ６３Ｉ２として遅延積分検波部５４のＩ成分用演算処理部６２Ｉに送出する。
【０２２４】
一方、１シンボル遅延回路１０３は、供給されるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６０Ｂを（４）式で与えられる時間Ｔ１Ｑ（１シンボルと３π／４位相とπ／２位相時間）分だけ遅延させ、得られた１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６６をＱ成分面積差検出部１０１Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１及び１サンプル遅延回路１０５に送出する。
【０２２５】
かくしてＱ成分面積差検出部１０１Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６０Ａ及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６６とをサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ６２Ｉ１と同じ各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第１のＱ成分面積差信号Ｓ６２Ｑ１を第１の絶対値演算回路６１Ｑ１に送出する。
【０２２６】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｑ１は、供給される第１のＱ成分面積差信号Ｓ４２Ｑ１の絶対値（図１６の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ６３Ｑ１として遅延積分検波部５４のＱ成分用演算処理部６２Ｑに送出する。
【０２２７】
また、このときＱ成分面積差検出部１０１Ｑの第２の加算回路６０Ｑ２には、上述のようにディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ４０を１サンプル遅延回路１０２において１アンダーサンプル時間分だけ遅延させてなるディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６４と、１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６６を１サンプル遅延回路１０５において１アンダーサンプル時間分だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６７が与えられる。
【０２２８】
かくして第２の加算回路６０Ｑ２は、ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６４及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６７をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ６２Ｑ１よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第２のＱ成分面積差信号Ｓ６２Ｑ２を第２の絶対値演算回路６１Ｑ２に送出する。
【０２２９】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｑ２は、供給される第２のＱ成分面積差信号Ｓ６２Ｑ２の絶対値（図１６の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ６３Ｑ２として遅延積分検波部５４のＱ成分用演算処理部６２Ｑに送出する。
【０２３０】
Ｉ成分用演算処理部６２Ｉは、供給される第１及び第２のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ６３Ｉ１，Ｓ６３Ｉ２を１サンプルおきに半波長分（ただし、本実施の形態において半波長分は１サンプル分）だけ累積加算し、得られたＩ成分の半波長期間での面積差（図８の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ２＋Ｙ２｜，……に相当）を表すＩ成分軟判定検波信号Ｓ６８Ｉをクロック再生回路５５及び硬判定部５６に送出する。
【０２３１】
同様にして、Ｑ成分用演算回路６２Ｑは、供給される第１及び第２のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ６３１Ｑ、Ｓ６３２Ｑをサンプルごとに半波長分だけ累積加算し（ただし、本実施の形態において半波長分は１サンプル分）、得られたＱ成分の半波長期間での面積差（図９の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ２＋Ｙ２｜，……に相当）を表すＱ成分軟判定検波信号Ｓ６８Ｑをクロック再生回路１０６及び硬判定部１０７に送出する。
【０２３２】
クロック再生回路１０６においては、例えばＤＰＬＬ構成でなり、供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ６８Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ６８Ｑに同期したベースバンドクロックを再生し、これを再生クロックＣＬＫ３２として硬判定部１０７に送出する。
【０２３３】
硬判定部１０７は、Ｉ成分用演算処理部６２Ｉから供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ６８Ｉと、Ｑ成分用演算処理部６２Ｑから供給されるＱ成分軟判定検波信号Ｓ６８Ｑとについて、それぞれ再生クロックＣＬＫ３２の立上りエッジ又は立下りエッジに同期して硬判定する。具体的には、図１５及び図１６を基に再生クロックＣＬＫ３２の立上りエッジ又は立下りエッジに同期してデータが次式
【０２３４】
【数１４】
2004186896.tif 000016
【０２３５】
よりも小さい場合には「０」、大きい場合には「１」と硬判定する。
【０２３６】
これにより硬判定部１０７は、かかる硬判定結果としてＩ成分及びＱ成分について復調されたビットデータを得、これらをパラレル／シリアル変換回路５７においてパラレル／シリアル変換させた後、かくして得られた上述のベースバンド信号Ｓ２６を後段のベースバンド処理部３４に送出する。
【０２３７】
このようにして復調回路３３は、アンテナ３２を介して受信した送信信号Ｓ２５を復調し得るようになされている。
【０２３８】
（４−３）本実施の形態の動作及び効果
以上の構成において、この復調回路９０では、ＩＦフィルタ５（図２７）から出力されるＱＰＳＫ変調信号Ｓ３を第１の実施の形態による復調回路３３（図１２）に比べて低いサンプリング周期でサンプリングし、これを利用して遅延積分検波処理を実行する。
【０２３９】
従って、この復調回路９０では、第１及び第２のアナログ／ディジタル変換回路９１Ａ，９１Ｂや、クロック発生部９２、ディジタル信号処理部９４として動作周波数の高いものを必要とせず、またディジタル信号処理部９４内の１シンボル遅延回路１００，１０３や、１サンプル遅延回路１０４，１０５、Ｉ成分面積差検出部１０１Ｉ内の１サンプル遅延回路１０２内のメモリとして容量の大きなものを必要とせず、さらにはディジタル信号処理部９４のハードウェア構成を簡易化しながら、その動作クロックの低減も図れるため、第１の実施の形態による復調回路３３に比べて全体としての構成を簡易化、省電力化することができる。
【０２４０】
また、この復調回路９０の場合も、第１の実施の形態による復調回路３３と同様に、ディジタル信号処理部９４における遅延積分検波部５４のＩ成分用演算処理部６２Ｉ及びＱ成分用演算処理部６２Ｑからそれぞれ出力されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ６８Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ６８ＱがＲＺ信号系となるため、クロック再生部１０６におけるベースバンドクロックのクロック再生が容易となる利点がある。
【０２４１】
さらに、この復調回路９０も、ディジタル信号処理部９４の１シンボル遅延回路１００，１０３による第１及び第２のディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ６０Ａ，Ｓ６０Ｂの遅延時間Ｔ１Ｉ，Ｔ１Ｑを変える（すなわち（３）式及び（４）式におけるα１の値を変える）ことによって、ＱＰＳＫ変調された信号及びπ／４シフトＱＰＳＫ変調された信号のいずれについても対応することができるため、汎用性が高いという利点がある。
【０２４２】
またこの場合において、復調回路９０によりπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号の復調を行う場合、復調波形は、Ｉ信号、Ｑ信号と異なり、「０」及び「１」という２値で復調されることから、復調時のノイズマージンが高いという利点もある。
【０２４３】
以上の構成によれば、ＱＰＳＫ変調信号Ｓ３をアンダーサンプリングするようにしたことにより、第１及び第２のアナログ／ディジタル変換回路９１Ａ，９１Ｂや、クロック発生部９２、ディジタル信号処理部９４として動作周波数の高いものを必要とせず、またディジタル信号処理部９４における１シンボル遅延回路１００，１０３や、１サンプル遅延回路１０４，１０５、Ｉ成分面積差検出部１０１Ｉ内の１サンプル遅延回路１０２内のメモリの容量を減少化させることができ、かくして全体としての回路規模をより一層と縮小化、省電力化させ得る簡易な構成の復調回路を実現できる。
【０２４４】
（５）第５の実施の形態
（５−１）基本原理
（５−１−１）位相差の検出
次に、受信波が８ＰＳＫ変調波である場合の遅延積分検波処理について説明する。本実施の形態においては、位相をπ／８だけ遅相又は進相させた前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）と、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎとの半波長期間における面積差に着目した。
【０２４５】
前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）をπ／８（＝２２．５〔°〕）だけ位相を遅らせて現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎと重ねたものを半波長期間で観測すると、遅相後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）及び現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ間の元の位相差が０、π／４、π／２、３π／４、π、−３π／４、−π及び−π／４のときに、それぞれ図２９（Ａ）〜図２９（Ｈ）に示すようになる。
【０２４６】
そして、この図２９（Ａ）〜図２９（Ｈ）からも明らかなように、前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）をπ／８だけ位相を遅らせて重ねた場合、遅相後の前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ２Ｓ（ｎ−１）と、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎ及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ２Ｓｎとの面積差ΔＳ２Ｓｎ（＝Ｓ２Ｓ（ｎ−１）＋Ｓ２Ｓｎ）は、振幅のセンタ（横軸）よりも上側を正の面積、下側を負の面積とし、これら正負面積の和の絶対値として計算するものとして、４種類存在することが分かる。
【０２４７】
ここで、図２９（Ａ）及び図２９（Ｈ）の状態の面積差ΔＳ２Ｓｎを「ａ」、図２９（Ｂ）及び図２９（Ｇ）の状態の面積差ΔＳ２Ｓｎを「ｂ」、図２９（Ｃ）及び図２９（Ｆ）の状態の面積差ΔＳ２Ｓｎを「ｃ」、図２９（Ｄ）及び図２９（Ｅ）の状態の面積差ΔＳ２Ｓｎを「ｄ」とし、これら面積差状態を［Ｉ］信号軸にマッピングすると、図３０に示すようになる。
【０２４８】
従って、かかる面積差ΔＳ２Ｓｎに基づいて、図３１に示すように、遅相前の元の前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）及び現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎ間の位相差が０又は−π／４と、π／４又は−πと、π／２又は−３π／４と、３π／４又はπとのいずれであるかを判別することができる。
【０２４９】
同様にして、前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）をπ／８とさらにπ／２（＝９０〔°〕）だけ位相を遅らせて現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎと重ねたものを半波長で観測すると、遅相後の前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１）及び現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ間の元の位相差が０、π／４、π／２、３π／４、π、−３π／４、−π及び−π／４のときに、それぞれ図３２（Ａ）〜図３２（Ｈ）に示すようになる。
【０２５０】
そして、この図３２（Ａ）〜図３２（Ｈ）からも明らかなように、前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）をπ／８とさらにπ／２だけ位相を遅らせて重ねた場合、遅相後の前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ２Ｓ（ｎ−１）´と、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎ及び横軸が囲む部分（半波長期間内）の面積Ｓ２Ｓｎとの面積差ΔＳ２Ｓｎ´（＝Ｓ２Ｓ（ｎ−１）´＋Ｓ２Ｓｎ）は、振幅のセンタ（横軸）よりも上側を正の面積、下側を負の面積とし、これら正負面積の和の絶対値として計算するものとして、４種類存在することが分かる。
【０２５１】
ここで、図３２（Ｂ）及び図３２（Ｃ）の状態の面積差ΔＳ２Ｓｎ´は図２９（Ａ）と同じであるので「ａ」、図３２（Ａ）及び図３２（Ｄ）の状態の面積差ΔＳ２Ｓｎ´は図２９（Ｂ）と同じであるので「ｂ」図３２（Ｅ）及び図３２（Ｈ）の状態の面積差ΔＳ２Ｓｎ´は図２９（Ｃ）と同じであるので「ｃ」、図３２（Ｆ）及び図３２（Ｇ）の状態の面積差ΔＳ２Ｓｎ´は図２９（Ｄ）と同じであるので「ｄ」とし、これら面積差状態を［Ｑ］信号軸にマッピングすると、図３３に示すようになる。
【０２５２】
従って、かかる面積差ΔＳ２Ｓｎ´に基づいて、図３４に示すように、遅相前の元の前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）及び現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎ間の位相差が０又は３π／４と、π／４又はπ／２と、π又は−π／４と、−３π／４又は−π／２とのいずれであるかを判別することができる。
【０２５３】
そこで、上述のように図２９（Ａ）の面積差状態を「ａ」、図２９（Ｂ）の面積差状態を「ｂ」、図２９（Ｃ）の面積差状態を「ｃ」、図２９（Ｄ）の面積差状態を「ｄ」と硬判定するものとし、面積差ΔＳ２Ｓｎの硬判定結果をＩ成分、差ΔＳ２Ｓｎ´の硬判定結果をＱ成分すると、図３１及び図３４から、前シンボル及び現シンボル間の元の位相差に応じて図３５に示すようなＩ成分及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンが得られる。
【０２５４】
この図３５からも明らかなように、Ｉ成分の硬判定結果及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンは、前シンボル及び現シンボル間の元の位相差が０、π／４、π／２、３π／４、π、−３π／４、−π／２及び−π／４のいずれの場合も異なる。
【０２５５】
従って、かかるＩ成分及びＱ成分の各硬判定結果の組合せパターンに基づいて、前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）及び現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎの位相差や、図３５に示す図表の３段目又は４段目に示した８ＰＳＫ変調される前のグレイコード化されていない（３段目）又はグレイコード化された（４段目）元のデータ（「０００」、「００１」等）を復調することができる。なお、図３６に、Ｉ成分及びＱ成分の各硬判定結果の組合せパターンと、前シンボル及び現シンボルの位相差と、各位相に対応するグレイコードとの関係を表す８ＰＳＫマッピング図を示す。
【０２５６】
以上のことから、受信波の１シンボル時間をＴ０、受信波ＩＦ２Ｓｎ，ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）の１波長の時間をｔとして、次式
【０２５７】
【数１５】
2004186896.tif 000017
【０２５８】
で与えられる時間Ｔ２Ｉだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）と、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎとの半波長期間での面積差ΔＳ２Ｓｎを求めると共に、次式
【０２５９】
【数１６】
2004186896.tif 000018
【０２６０】
で与えられる時間Ｔ２Ｑだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）と、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎとの半波長期間での面積差ΔＳ２Ｓｎ´を求め、これら２つの面積差ΔＳ２Ｓｎ，ΔＳ２Ｓｎ´を硬判定することによって、８ＰＳＫ変調される前の元のグレイコードを得ることができることが分かる。なお、（１５）式及び（１６）式において、α２の値は任意の奇数の自然数であり、通常は「１」である。
【０２６１】
（５−１−２）区分求積法とサンプリング
次に、上述の面積差ΔＳ２Ｓｎ，ΔＳ２Ｓｎ´の演算に区分求積法を利用する方法について説明する。
【０２６２】
区分求積法を利用すれば、図３７に示すように、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎの半波長期間での面積Ｓ２Ｓｎは、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎを一定間隔でサンプリングした場合における各サンプル値Ｘ１，Ｘ２，……の総和として近似することができる。
【０２６３】
また（１５）式又は（１６）式で与えられる時間Ｔ２Ｉ，Ｔ２Ｑだけ遅延させた後の前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）の半波長期間での面積Ｓ２Ｓｎ，Ｓ２Ｓｎ´は、遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）を一定間隔でサンプリングした場合における各サンプル値Ｙ１，Ｙ２，……の総和として近似することができる。
【０２６４】
従って、かかる面積差ΔＳ２Ｓｎ，ΔＳ２Ｓｎ´は、第１〜第４の実施の形態の場合と全く同様に、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎを一定間隔でサンプリングすることにより得られた半波長期間内の各サンプルのサンプル値Ｘ１，Ｘ２，……と、（１５）式又は（１６）式で与えられる時間Ｔ２Ｉ，Ｔ２Ｑだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）を同じタイミングでサンプリングすることにより得られたサンプル値Ｙ１，Ｙ２，……とを１サンプルデータ区間ごとに順次算出し、その加算結果の絶対値を求めるようにして計算することができる。
【０２６５】
このためこの場合においても、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎのサンプリングと、前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）とのサンプリングのタイミングを常に同じにする必要があるが、この条件を満たすためＮ２を任意の自然数として、受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１），ＩＦ２Ｓｎの１周期当り次式
【０２６６】
【数１７】
2004186896.tif 000019
【０２６７】
で与えられる数のサンプルを得るようにする。
【０２６８】
例えば（１７）式においてＮ２＝１とした場合には、図３７に示すように、現シンボル及び遅延後の前シンボル間の面積差ΔＳ２Ｓｎ，ΔＳ２Ｓｎ´は、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎ及び遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）それぞれの４サンプル分のサンプル値Ｘ１〜Ｘ４，Ｙ１〜Ｙ４に基づいて計算することになる。
【０２６９】
（５−１−３）具体例
次に、上述の理論の具体例について説明する。ここでは、（１７）式において、Ｎ２＝２（図３７）で、１つおきのサンプルを検波にしようとする場合について説明する。
【０２７０】
この場合、Ｉ成分について、図３７のｔ＝０における現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎのサンプル値（位相が０のときのサンプル値）をＸ１、これ以降π／８位相ごとのサンプル値を順次Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４，……とし、（１５）式で与えられる時間Ｔ２Ｉだけ遅延させて重ね合わせた前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）のＸ１と同じ時点でのサンプル値をＹ１、これ以降π／８位相ごとのサンプル値をそれぞれＹ２，Ｙ３，……とすると、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎ及び遅延前の前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）間の位相差が０の場合には、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ２，……）及び遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）のサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ２，……）は、それぞれ図３８（Ａ）に示す図表の２段目及び３段目の値となり、このとき対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）は、それぞれ４段目の値となる。さらに、このとき１サンプルおき４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜＋｜Ｘ５＋Ｙ５｜＋｜Ｘ７＋Ｙ７｜，……）は、それぞれ図３８（Ａ）に示す図表の「面積和の絶対値」の欄内のそれぞれ対応する欄に記述された値となる。
【０２７１】
同様にして、Ｉ成分について、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎと、（１５）式で与えられる時間Ｔ２Ｉだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）との位相差がπ／４の場合、π／２の場合、３π／４の場合、πの場合、−３π／４の場合、−π／２の場合及び−π／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ、遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ、対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）、及び連続する４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜＋｜Ｘ５＋Ｙ５｜＋｜Ｘ７＋Ｙ７｜，……）は、それぞれ図３９（Ａ）、図４０（Ａ）、図４１（Ａ）、図４２（Ａ）、図４３（Ａ）、図４４（Ａ）、図４５（Ａ）のようになる。
【０２７２】
一方、Ｑ成分について、図３７のｔ＝０における現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎのサンプル値をＸ１、これ以降π／８位相ごとの各サンプル値をそれぞれＸ２，Ｘ３，Ｘ４，……とし、（１６）式で与えられる時間Ｔ２Ｑだけ遅延させて重ね合わせたＸ１と同じ時点での前シンボルのサンプル値をＹ１、これ以降π／８位相ごとの各サンプルのサンプル値をそれぞれＹ２，Ｙ３，……とすると、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎ及び遅延前の前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）間の位相差が０の場合には、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎのサンプル値Ｘ（＝Ｘ１，Ｘ２，……）及び遅延後の前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）のサンプル値Ｙ（＝Ｙ１，Ｙ２，……）は、それぞれ図３８（Ｂ）に示す図表の２段目及び３段目の値となり、このとき対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）は、それぞれ４段目の値となる。さらに、このとき連続する４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜＋｜Ｘ５＋Ｙ５｜＋｜Ｘ７＋Ｙ７｜，……）は、それぞれ図３８（Ｂ）に示す「面積和の絶対値」の欄内のそれぞれ対応する欄に記述された値となる。
【０２７３】
同様にして、Ｑ成分について、現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎと、（１６）式で与えられる時間Ｔ２Ｑだけ遅延させた前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）との位相差がπ／４の場合、π／２の場合、３π／４の場合、πの場合、−３π／４の場合、−π／２の場合及び−π／４の場合には、現シンボルの各サンプルのサンプル値Ｘ、遅延後の前シンボルの各サンプルのサンプル値Ｙ、対応する１サンプルごとの「正負面積の和の絶対値」（｜Ｘ＋Ｙ｜）、及び連続する４サンプル分の「正負面積の和の絶対値」の和（｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜＋｜Ｘ５＋Ｙ５｜＋｜Ｘ７＋Ｙ７｜，……）は、それぞれ図３９（Ｂ）、図４０（Ｂ）、図４１（Ｂ）、図４２（Ｂ）、図４３（Ｂ）、図４４（Ｂ）、図４５（Ｂ）のようになる。
【０２７４】
そして、これら図３８〜図４５からも明らかなように、この条件下において、連続する４サンプル分（半波長分）の「正負面積の和の絶対値」の和が「５．０２」の場合には「ａ」、「４．２６」の場合には「ｂ」、「２．８４」の場合には「ｃ」、「１．００」の場合には「ｄ」と硬判定するようにすれば、位相差に対するＩ成分及びＱ成分の硬判定結果として図４６に示す図表の２段目（Ｉ）及び３段目（Ｑ）の関係が成立する。
【０２７５】
従って、このＩ成分及びＱ成分の硬判定結果の組合せパターンに基づいて現シンボルの受信波ＩＦ２Ｓｎと前シンボルの受信波ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）との位相差を検出でき、さらにこれら硬判定結果の組合せパターンに対してそれぞれこの図４６の４段目〜６段目（Ｄ２〜Ｄ０）に示すグレイコードを対応付けることにより、８ＰＳＫ変調信号を復調してなる遅延積分検波出力を得ることができる。
【０２７６】
（５−２）第５の実施の形態による復調回路１１０の構成
ここで、図１２との対応部分に同一符号を付して示す図４７は、（１７）式においてＮ２＝２の場合における上述の遅延積分検波処理を行い得る復調回路１１０の構成を示すものである。この復調回路１１０は、図１１に示すワイヤレスマイクロホンシステム２０の送信側２１においてデータがグレイコード化され、８ＰＳＫ変調されて送信信号Ｓ２５として送信される場合に、受信側３１の復調回路３３に代えて適用されるものである。
【０２７７】
この図４７からも明らかなように、復調回路１１０においては、アンテナ３２を介して受信した送信信号Ｓ２５をＬＮＡ３を介してダウンコンバータ４に入力し、当該ダウンコンバータ４において送信信号Ｓ２５の周波数を元の中間周波数にまでダウンコンバートする。そして、かくして得られた送信側において送信すべきデータを例えば８ＰＳＫ変調等してなる８ＰＳＫ変調信号Ｓ７０をＩＦフィルタ５に送出する。
【０２７８】
ＩＦフィルタ５は、供給される８ＰＳＫ受信信号Ｓ７０から不要な周波数帯域の信号成分を除去し、得られたノイズ除去後の８ＰＳＫ変調信号Ｓ７０でなる８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１をアナログ／ディジタル変換回路３９に送出する。
【０２７９】
このときアナログ／ディジタル変換回路３９には、クロック発生部６１から８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１の１６倍の周波数を有するクロックＣＬＫ４０が与えられる。かくしてアナログ／ディジタル変換回路３９は、このクロックＣＬＫ４０に基づき、８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１を、その０、π／４、π／２、３π／４、π、−３π／４、−π／２及び−π／４の位相が到来するタイミングで順次サンプリングし、得られたディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７２をディジタル信号処理部１１１に送出する。
【０２８０】
ディジタル信号処理部１１１は、例えばＬＳＩ、ＦＰＧＡ又はＤＳＰとして形成されており、例えば図２４との対応部分に同一符号を付して示す図４８に示すように、Ｉ成分面積差検出部１１２Ｉ、Ｑ成分面積差検出部１１２Ｑ、１シンボル遅延回路１１３、第１〜第３の２サンプル遅延回路１１４１〜１１４３、遅延積分検波部１１５、クロック再生回路１１６、硬判定部１１７、２サンプル遅延回路１１９１〜１１９５及びパラレル／シリアル変換回路５７から構成されている。
【０２８１】
そしてこのディジタル信号処理部１１１では、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７２を１シンボル遅延回路１１３と、Ｉ成分面積差検出部１１２Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１及びＱ成分面積差検出部１１２Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１とにそれぞれ入力する。
【０２８２】
またディジタル信号処理部１１１においては、ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７２を２サンプル遅延回路１１４１において２サンプル時間分だけ遅延させたディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７３１をＩ成分面積差検出部１１２Ｉの第２の加算回路６０Ｉ２及びＱ成分面積差検出部１１２Ｑの第２の加算回路６０Ｑ２に入力すると共に、このディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７３１を２サンプル遅延回路１１４２において２サンプル時間分だけ遅延させたディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７３２をＩ成分面積差検出部１１２Ｉの第３の加算回路６０Ｉ３及びＱ成分面積差検出部１１２Ｑの第３の加算回路６０Ｑ３に入力し、さらにこのディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７３２を２サンプル遅延回路１１４３において２サンプル時間分だけ遅延させたディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７３３をＩ成分面積差検出部１１２Ｉの第４の加算回路６０Ｉ４及びＱ成分面積差検出部１１２Ｑの第４の加算回路６０Ｑ４に入力する。
【０２８３】
このとき１シンボル遅延回路１１３は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７２を（１５）式で与えられる時間Ｔ２Ｉ（１シンボルとπ／８位相時間）分だけ遅延させ、得られた１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７４をＩ成分面積差検出部１１２Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１に送出する。
【０２８４】
かくしてＩ成分面積差検出部１１２Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７２及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７４を１サンプルごとに順次加算し、得られた各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第１のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ１を第１の絶対値演算回路６１Ｉ１に送出する。
【０２８５】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｉ１は、第１のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ１の絶対値（図３８（Ａ）〜図４５（Ａ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ７６Ｉ１として遅延積分検波部１１５のＩ成分用演算処理部１１８Ｉに送出する。
【０２８６】
また、このときＩ成分面積差検出部１１２Ｉの第２の加算回路６０Ｉ２には、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７４を２サンプル遅延回路１１９１において２サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７１が与えられる。
【０２８７】
かくして第２の加算回路６０Ｉ２は、２サンプル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７３１及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７１を１サンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ１よりも２サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第２のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ２を第２の絶対値演算回路６１Ｉ２に送出する。
【０２８８】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｉ２は、供給される第２のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ２の絶対値（図３８（Ａ）〜図４５（Ａ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ７６Ｉ２として遅延積分検波部１１５のＩ成分用演算処理部１１８Ｉに送出する。
【０２８９】
さらに、このときＩ成分面積差検出部１１２Ｉの第３の加算回路６０Ｉ３には、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７１を２サンプル遅延回路１１９２において２サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７２が与えられる。
【０２９０】
かくして第３の加算回路６０Ｉ３は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７３２及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７２をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ１よりも４サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第３のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ３を第３の絶対値演算回路６１Ｉ３に送出する。
【０２９１】
そして第３の絶対値演算回路６１Ｉ３は、第３のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ３の絶対値（図３８（Ａ）〜図４５（Ａ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第３のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ７６Ｉ３として遅延積分検波部１１５のＩ成分用演算処理部１１８Ｉに送出する。
【０２９２】
同様にして、このときＩ成分面積差検出部１１２Ｉの第４の加算回路６０Ｉ４には、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７２を２サンプル遅延回路１１９３において２サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７３が与えられる。
【０２９３】
かくして第４の加算回路６０Ｉ４は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７３３及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７３をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ１よりも６サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第４のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ４を第４の絶対値演算回路６１Ｉ４に送出する。
【０２９４】
そして第４の絶対値演算回路６１Ｉ４は、第４のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ４の絶対値（図３８（Ａ）〜図４５（Ａ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第４のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ７６Ｉ４として遅延積分検波部１１５のＩ成分用演算処理部１１８Ｉに送出する。
【０２９５】
一方、このときＱ成分面積差検出部１１２Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１には、上述のようにＩ成分面積差検出部１１２Ｉの第２の１サンプル遅延回路１１９２から出力される、ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７２を（１６）式で与えられる時間Ｔ２Ｑだけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７２が与えられる。
【０２９６】
かくして第１の加算回路６０Ｑ１は、ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７２及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７２をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ７５Ｉ１と同じ各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第１のＱ成分面積差信号Ｓ７５Ｑ１を第１の絶対値演算回路６１Ｑ１に送出する。
【０２９７】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｑ１は、第１のＱ成分面積差信号Ｓ７５Ｑ１の絶対値（図３８（Ｂ）〜図４５（Ｂ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ７６Ｑ１として遅延積分検波部１１５のＱ成分用演算処理部１１８Ｑに送出する。
【０２９８】
また、このときＱ成分面積差検出部１１２Ｑの第２の加算回路６０Ｑ２には、Ｉ成分面積差検出部１１２Ｉの第３の２サンプル遅延回路１１９３から出力される、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７２を２サンプル時間分だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７３が与えられる。
【０２９９】
かくして第２の加算回路６０Ｑ２は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７３１及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ７７３をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ７５Ｑ１よりも２サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第２のＱ成分面積差信号Ｓ７５Ｑ２を第２の絶対値演算回路６１Ｑ２に送出する。
【０３００】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｑ２は、第２のＱ成分面積差信号Ｓ７５Ｑ２の絶対値（図３８（Ｂ）〜図４５（Ｂ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ７６Ｑ２として遅延積分検波部１１５のＱ成分用演算処理部１１８Ｑに送出する。
【０３０１】
さらに、このときＱ成分面積差検出部１１２Ｑの第３の加算回路６０Ｑ３には、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７３を２サンプル遅延回路１１９４において２サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７４が与えられる。
【０３０２】
かくして第３の加算回路６０Ｑ３は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７３２及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７４をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ７５Ｑ１よりも４サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第３のＱ成分面積差信号Ｓ７５Ｑ３を第３の絶対値演算回路６１Ｑ３に送出する。
【０３０３】
そして第３の絶対値演算回路６１Ｑ３は、第３のＱ成分面積差信号Ｓ７５Ｑ３の絶対値（図３８（Ｂ）〜図４５（Ｂ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第３のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ７６Ｑ３として遅延積分検波部１１５のＱ成分用演算処理部１１８Ｑに送出する。
【０３０４】
同様にして、このときＱ成分面積差検出部１１２Ｑの第４の加算回路６０Ｑ４には、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７４を２サンプル遅延回路１１９５において２サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７５が与えられる。
【０３０５】
かくして第４の加算回路６０Ｑ４は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７３３及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７７５をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ７５Ｑ１よりも６サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第４のＱ成分面積差信号Ｓ７５Ｑ４を第４の絶対値演算回路６１Ｑ４に送出する。
【０３０６】
そして第４の絶対値演算回路６１Ｑ４は、第４のＱ成分面積差信号Ｓ７５Ｑ４の絶対値（図３８（Ｂ）〜図４５（Ｂ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第４のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ７６Ｑ４として遅延積分検波部１１５のＱ成分用演算処理部１１８Ｑに送出する。
【０３０７】
Ｉ成分用演算処理部１１８Ｉは、供給される第１〜第４のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ７６Ｉ１〜Ｓ７６Ｉ４を２サンプルおきに半波長分（４サンプル分）だけ累積加算し、得られたＩ成分の半波長期間での面積差（図３８（Ａ）〜図４５（Ａ）の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜＋｜Ｘ５＋Ｙ５｜＋｜Ｘ７＋Ｙ７｜，……に相当）を表すＩ成分軟判定検波信号Ｓ７８Ｉをクロック再生回路１１６及び硬判定部１１７に送出する。
【０３０８】
同様にして、Ｑ成分用演算処理部１１８Ｑは、供給される第１〜第４のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ７６Ｑ１〜Ｓ７６Ｑ４を２サンプルおきに半波長分（４サンプル分）だけ累積加算し、得られたＱ成分の半波長期間での面積差（図３８（Ｂ）〜図４５（Ｂ）の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ７３｜＋｜Ｘ５＋Ｙ５｜＋｜Ｘ７＋Ｙ７｜，……に相当）を表すＱ成分軟判定検波信号Ｓ７８Ｑをクロック再生回路１１６及び硬判定部１１７に送出する。
【０３０９】
クロック再生回路１１６においては、例えばＤＰＬＬ構成でなり、供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ７８Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ７８Ｑに基づきベースバンドクロックを再生し、これを再生クロックＣＬＫ４１として硬判定部１１７に送出する。
【０３１０】
硬判定部１１７は、Ｉ成分用演算処理部１１８Ｉから供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ７８Ｉと、Ｑ成分用演算処理部１１８Ｑから供給されるＱ成分軟判定検波信号Ｓ７８Ｑとについて、それぞれ再生クロックＣＬＫ４１の立上りエッジ又は立下りエッジが到来するタイミングで硬判定する。
【０３１１】
具体的には、図３８〜図４５を基に再生クロックＣＬＫ４１の立上りエッジ又は立下りエッジに同期して、そのときのＩ成分軟判定検波信号Ｓ７８ＩやＩ成分軟判定検波信号Ｓ７８Ｉの値Ｄｓが次式
【０３１２】
【数１８】
2004186896.tif 000020
【０３１３】
の場合には「ａ」、次式
【０３１４】
【数１９】
2004186896.tif 000021
【０３１５】
の場合には「ｂ」、次式
【０３１６】
【数２０】
2004186896.tif 000022
【０３１７】
の場合には「ｃ」、次式
【０３１８】
【数２１】
2004186896.tif 000023
【０３１９】
の場合には「ｄ」と判定した後、図４６のマッピングに従って硬判定を行う。
【０３２０】
これにより硬判定部１１７は、かかる硬判定結果として復調されたパラレルのビットデータを得、これをパラレル／シリアル変換回路５７を介してシリアルに上述のディジタル信号処理音声信号Ｓ２６として後段のディジタル音声処理部３４（図１１）に送出する。
【０３２１】
このようにして復調回路１１０は、アンテナ３２を介して受信した送信信号Ｓ２５を復調し得るようになされている。
【０３２２】
（５−３）本実施の形態の動作及び効果
以上の構成において、復調回路１１０では、ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７２のある１サンプルデータ区間における前シンボル及び現シンボル間の面積差と、それよりもそれぞれ２，４，６サンプル前の各１サンプルデータ区間における前シンボル及び現シンボル間の面積差とを、それぞれディジタル信号処理部１１１のＩ成分面積差検出部１１２Ｉ及びＱ成分面積差検出部１１２ＱにおいてＩ成分及びＱ成分についてそれぞれ検出し、これら検出結果に基づいて半波長期間での面積差をＩ成分及びＱ成分ごとに遅延積分検波部１１５において算出し、当該算出結果をクロック再生回路１１６から出力される再生クロックＣＬＫ４１の立上り又は立下りエッジに同期して硬判定部１１７において硬判定することにより８ＰＳＫ変調される前のグレイコードを復元する。
【０３２３】
従って、この復調回路１１０も、第１の実施の形態による復調回路４０（図１２）と同様に、ディジタル信号処理部８１において、従来のディジタル信号処理部１（図５４）において必要であった第１及び第２の乗算回路１１Ｉ，１１Ｑ（図５４）や自動位相制御回路１３（図５４）並びに位相回転回路１４（図５４）等を必要とせず、またＩ成分軟判定検波信号Ｓ７８Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ７８Ｑには高調波成分が含まれていないため後段においてローパスフィルタ等を必要とせず、その分全体としての回路規模を格段的に減少させ、かつ回路構成を格段的に簡易化及び省電力化させることができる。
【０３２４】
以上の構成によれば、８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１をその１６倍の周波数でディジタル変換してなるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ７２のある１サンプルデータ区間における前シンボル及び現シンボル間の面積差と、それよりもそれぞれ２，４，６サンプル前の各１サンプルデータ区間における前シンボル及び現シンボル間の面積差とを、それぞれディジタル信号処理部１１１のＩ成分面積差検出部１１２Ｉ及びＱ成分面積差検出部１１２ＱにおいてＩ成分及びＱ成分についてそれぞれ検出し、これら検出結果に基づいて半波長期間での面積差をＩ成分及びＱ成分ごとに遅延積分検波部１１５において算出し、当該算出結果をクロック再生回路１１６から出力される再生クロックＣＬＫ４１の立上り又は立下りエッジに同期して硬判定部１１７において硬判定することにより８ＰＳＫ変調される前のグレイコードを復元するようにしたことにより、全体としての回路規模を格段的に減少させ、かつ回路構成を格段的に簡易化させることができ、かくして全体としての回路規模を格段的に縮小化させ得る簡易な構成の復調回路を実現できる。
【０３２５】
（６）第６の実施の形態
（６−１）基本原理
第５の実施の形態において、復調回路１１０（図４７）内のアナログ／ディジタル変換回路３９における最低サンプリング周期は、遅延サンプリングにπ／８周期シフトしたサンプリングが必要なため、（１７）式のＮ２は２以上でないといけない。従って、例えば８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１の周波数が１０〔ＭＨｚ〕の場合には、１６０〔ＭＨｚ〕が最低サンプリング周期となる。
【０３２６】
このため、かかる遅延積分検波方式を採用した第５の実施の形態による復調回路１１０を構築するに際しては、動作周波数の高いアナログ／ディジタル変換回路３９、クロック発生部６１及びディジタル信号処理部１１１が必要となる。またディジタル信号処理部１１１では、１シンボル遅延回路１１３（図４８）が１シンボル分のサンプル値を保存する必要があるため、例えば８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１の周波数が１０〔ＭＨｚ〕でシンボルレートが１９２〔ｋＨｚ〕の場合には４１６サンプル値のデータ保存が必要となり、その分大きな容量のメモリが必要となる問題がある。
【０３２７】
そこで、本実施の形態においては、第５の実施の形態による復調回路１１０内のＩＦフィルタ５（図４７）から出力される８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１を第１のアナログ／ディジタル変換器においてアンダーサンプリングすると共に、８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１のπ／８周期分ずらしたサンプリング周波数で第２のアナログ／ディジタル変換器においてアンダーサンプリングすることにより、動作周波数を下げ、ディジタル信号処理部１１１内の１シンボル遅延回路１１３内のメモリ容量を低減する。
【０３２８】
一例としては、８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１に対する遅延積分検波処理では受信波の０位相、π位相、π／２位相及び３π／２位相の合計４つのサンプルと、これらにそれぞれ対応する１シンボルとπ／８位相時間分だけ遅延した合計４つのサンプルとが最低限必要である。そのため、第１のアナログ／ディジタル変換器では、これらを順次サンプリングできるように、ｍを任意の正の整数として、ＩＦフィルタ５（図４７）から出力される８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１に対するサンプリング周期を上述の（４ｍ＋２）分の１となるようにすると共に、第２のアナログ／ディジタル変換器では、かかるサンプリング周期に対してπ／８シフトしたサンプルを別のアナログ／ディジタル変換器においてサンプリングする。
【０３２９】
例えば、図４９に示すように、ｍ＝１の場合には、第１のアナログ／ディジタル変換器で時刻ｔ１０に最初のサンプリングを行うときには、この後時刻ｔ１１，ｔ１３，……において順次サンプリングが行われ、第２のアナログ／ディジタル変換器では、そのサンプルに対してπ／８シフトしたタイミングでサンプリングが行われる。またｍ＝２の場合には、第１のアナログ／ディジタル変換器で時刻ｔ１０の最初のサンプリングに対して、この後次のサンプリングは時刻ｔ１２，……に順次行われ、第２のアナログ／ディジタル変換器では、そのサンプルに対してπ／８シフトしたタイミングでサンプリングが行われる。
【０３３０】
このように、上述の条件の下でｍの値を選定することによって、受信波の０位相、π位相、π／２位相及び３π／２位相を順次サンプリングし、同時にπ／８シフトした遅延サンプルもサンプリングすることができ、これにより低いサンプリングで遅延積分検波処理を行うことができる。
【０３３１】
なお、かかる遅延積分検波方式では、図５０に示すように、１シンボル当り、受信波の０位相、π位相、π／２位相及び３π／２位相の最低４つのサンプルと、１シンボルとπ／８位相時間分だけ遅延した４つのサンプルとが必要であり、このことからサンプリング周期としては少なくともシンボルレートの５倍、例えば１９２〔ｋＨｚ〕のベースバンド変調された受信波を遅延積分検波する場合は次式
【０３３２】
【数２２】
2004186896.tif 000024
【０３３３】
のように９６０〔ｋＨｚ〕がサンプリング周波数の最低値の理論限界となる。
【０３３４】
ただし、これはあくまでも理論限界であり、実際には受信波とベースバンド周波数の関係、フェージング等を検討しながら妥協点を探すこととなる。
【０３３５】
（６−２）第６の実施の形態による復調回路１２０の構成
ここで、図４７との対応部分に同一符号を付して示す図５１は、かかるアンダーサンプリングによる遅延積分検波処理を行うための具体的な復調回路１２０の構成を示すものである。
【０３３６】
この図５１からも明らかなように、本実施の形態による復調回路１２０には、ＩＦフィルタ５の後段に８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１の０位相をサンプリングするための第１のアナログ／ディジタル変換回路１２１Ａと、そのサンプルに対してπ／８シフトした８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１をサンプリングするための第２のアナログ／ディジタル変換回路１２１Ｂとが設けられ、ＩＦフィルタ５から出力された８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１をこれら第１及び第２のアナログ／ディジタル変換回路１２１Ａ，１２１Ｂに入力する。
【０３３７】
このとき第１のアナログ／ディジタル変換回路１２１Ａには、８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１の周波数をｆ２とし、ｍを予め設定された正の整数として、次式
【０３３８】
【数２３】
2004186896.tif 000025
【０３３９】
で与えられる第１のクロックＣＬＫ５０がクロック発生部１２２から与えられると共に、第２のアナログ／ディジタル変換回路１２１Ｂには、第１のクロックＣＬＫ５０を遅延回路１２３において１／１６波長時間に相当する時間だけ遅延させてなる第２のクロックＣＬＫ５１が与えられる。
【０３４０】
かくして第１のアナログ／ディジタル変換回路１２１Ａは、第１のクロック５０に基づいて、８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１をアンダーサンプリングすることによりディジタル変換し、得られた８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１の現シンボルにおけるサンプル値を第１のディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８０Ａとしてディジタル信号処理部１２４に送出する。
【０３４１】
また第２のアナログ／ディジタル変換回路１２１Ｂは、第２のクロックＣＬＫ５１に基づいて、８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１を、π／８シフトしたタイミングで順次サンプリングすることによりディジタル変換し、得られた８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１におけるπ／８シフトしたサンプル値を第２のディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８０Ｂとしてディジタル信号処理部１２４に送出する。
【０３４２】
ディジタル信号処理部１２４においては、例えばＬＳＩ、ＦＰＧＡ又はＤＳＰとして形成されており、例えば図４８との対応部分に同一符号を付した図５２に示すように、Ｉ成分面積差検出部１２５Ｉ、Ｑ成分面積差検出部１２５Ｑ、１シンボル遅延回路１１３、第１〜第３の１サンプル遅延回路１２６１〜１２６３、第１〜第５の１サンプル遅延回路１２７１〜１２７５、遅延積分検波部１１５、クロック再生回路１２８、硬判定部１１７及びパラレル／シリアル変換回路５７から構成されている。
【０３４３】
そしてディジタル信号処理部１２４では、供給される第１のディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８０ＡをＩ成分面積差検出部１２５Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１及びＱ成分面積差検出部１２５Ｑの第２の加算回路６０Ｑ１に入力する。
【０３４４】
またディジタル信号処理部１２４では、第１のディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８０Ａを第１の１サンプル遅延回路１２６１において１サンプル時間分だけ遅延させたディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８１１をＩ成分面積差検出部１２５Ｉの第２の加算回路６０Ｉ２及びＱ成分面積差検出部１２５Ｑの第２の加算回路６０Ｑ２に入力すると共に、このディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８１１を第２の１サンプル遅延回路１２６２において１サンプル時間分だけ遅延させたディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８１２をＩ成分面積差検出部１２５Ｉの第３の加算回路６０Ｉ３及びＱ成分面積差検出部１２５Ｑの第３の加算回路６０Ｑ３に入力し、さらにこのディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８１２を第３の１サンプル遅延回路１２６３において１サンプル時間分だけ遅延させたディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８１３をＩ成分面積差検出部１２５Ｉの第４の加算回路６０Ｉ４及びＱ成分面積差検出部１２５Ｑの第４の加算回路６０Ｑ４に入力する。
【０３４５】
さらにディジタル信号処理部１２４では、供給される第２のディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８０Ｂを１シンボル遅延回路１１３に入力し、当該１シンボル遅延回路１１３において（１５）式で与えられる時間Ｔ２Ｉ（１シンボルとπ／８位相時間）分だけ遅延させ、得られた１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８２をＩ成分面積差検出部１２５Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１に与える。
【０３４６】
かくしてＩ成分面積差検出部１２５Ｉの第１の加算回路６０Ｉ１は、供給される第１のディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８０Ａ及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８２をサンプルごとに順次加算し、得られた各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第１のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ１を第１の絶対値演算回路６１Ｉ１に送出する。
【０３４７】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｉ１は、第１のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ１の絶対値（図３８（Ａ）〜図４５（Ａ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ８４Ｉ１として遅延積分検波部１１５のＩ成分用演算処理部１１８Ｉに送出する。
【０３４８】
また、このときＩ成分面積差検出部１１２Ｉの第２の加算回路６０Ｉ２には、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８２を１サンプル遅延回路１２７１において１サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５１が与えられる。
【０３４９】
かくして第２の加算回路６０Ｉ２は、ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８１１及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５１をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ１よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第２のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ２を第２の絶対値演算回路６１Ｉ２に送出する。
【０３５０】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｉ２は、第２のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ２の絶対値（図３８（Ａ）〜図４５（Ａ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ８４Ｉ２として遅延積分検波部１１５のＩ成分用演算処理部１１８Ｉに送出する。
【０３５１】
さらに、このときＩ成分面積差検出部１２５Ｉの第３の加算回路６０Ｉ３には、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５１を１サンプル遅延回路１２７２において１サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５２が与えられる。
【０３５２】
かくして第３の加算回路６０Ｉ３は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８１２及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５２をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ１よりも２サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第３のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ３を第３の絶対値演算回路６１Ｉ３に送出する。
【０３５３】
そして第３の絶対値演算回路６１Ｉ３は、第３のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ３の絶対値（図３８（Ａ）〜図４５（Ａ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第３のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ８４Ｉ３として遅延積分検波部１１５のＩ成分用演算処理部１１８Ｉに送出する。
【０３５４】
同様にして、このときＩ成分面積差検出部１２５Ｉの第４の加算回路６０Ｉ４には、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５２を１サンプル遅延回路１２７３において１サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５３が与えられる。
【０３５５】
かくして第４の加算回路６０Ｉ４は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８１３及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５３をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ１よりも３サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＩ成分についての面積差を表す第４のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ４を第４の絶対値演算回路６１Ｉ４に送出する。
【０３５６】
そして第４の絶対値演算回路６１Ｉ４は、供給される第４のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ４の絶対値（図３８（Ａ）〜図４５（Ａ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第４のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ８４Ｉ４として遅延積分検波部１１５のＩ成分用演算処理部１１８Ｉに送出する。
【０３５７】
一方、このときＱ成分面積差検出部１２５Ｑの第１の加算回路６０Ｑ１には、上述のようにＩ成分面積差検出部１２５Ｉの第２の１サンプル遅延回路１２７２から出力される、第１のディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８０Ａを（１６）式で与えられる時間Ｔ２Ｑだけ遅延させたのと同様の位相状態の１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５２が与えられる。
【０３５８】
かくして第１の加算回路６０Ｑ１は、第１のディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８０Ａ及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５２をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＩ成分面積差信号Ｓ８３Ｉ１と同じ各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第１のＱ成分面積差信号Ｓ８３Ｑ１を第１の絶対値演算回路６１Ｑ１に送出する。
【０３５９】
そして第１の絶対値演算回路６１Ｑ１は、供給される第１のＱ成分面積差信号Ｓ８３Ｑ１の絶対値（図３８（Ｂ）〜図４５（Ｂ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第１のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ８４Ｑ１として遅延積分検波部１１５のＱ成分用演算処理部１１８Ｑに送出する。
【０３６０】
また、このときＱ成分面積差検出部１２５Ｑの第２の加算回路６０Ｑ２には、Ｉ成分面積差検出部１２５Ｉの第３の１サンプル遅延回路１２７３から出力される、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５２を１サンプル時間分だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５３が与えられる。
【０３６１】
かくして第２の加算回路６０Ｑ２は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８１１及び１シンボル遅延ディジタルＱＰＳＫ変調信号Ｓ８５３をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ８３Ｑ１よりも１サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第２のＱ成分面積差信号Ｓ８３Ｑ２を第２の絶対値演算回路６１Ｑ２に送出する。
【０３６２】
そして第２の絶対値演算回路６１Ｑ２は、第２のＱ成分面積差信号Ｓ８３Ｑ２の絶対値（図３８（Ｂ）〜図４５（Ｂ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第２のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ８４Ｑ２として遅延積分検波部１１５のＱ成分用演算処理部１１８Ｑに送出する。
【０３６３】
さらに、このときＱ成分面積差検出部１２５Ｑの第３の加算回路６０Ｑ３には、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５３を１サンプル遅延回路１２７４において１サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５４が与えられる。
【０３６４】
かくして第３の加算回路６０Ｑ３は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８１２及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５４をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ８３Ｑ１よりも２サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第３のＱ成分面積差信号Ｓ８３Ｑ３を第３の絶対値演算回路６１Ｑ３に送出する。
【０３６５】
そして第３の絶対値演算回路６１Ｑ３は、第３のＱ成分面積差信号Ｓ８３Ｑ３の絶対値（図３８（Ｂ）〜図４５（Ｂ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第３のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ８４Ｑ３として遅延積分検波部１１５のＱ成分用演算処理部１１８Ｑに送出する。
【０３６６】
同様にして、このときＱ成分面積差検出部１２５Ｑの第４の加算回路６０Ｑ４には、１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５４を１サンプル遅延回路１２７５において１サンプル時間だけ遅延させてなる１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５５が与えられる。
【０３６７】
かくして第４の加算回路６０Ｑ４は、供給されるディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８１３及び１シンボル遅延ディジタル８ＰＳＫ変調信号Ｓ８５５をサンプルごとに順次加算し、得られた第１のＱ成分面積差信号Ｓ８３Ｑ１よりも３サンプル前の各１サンプルデータ区間でのＱ成分についての面積差を表す第４のＱ成分面積差信号Ｓ８３Ｑ４を第４の絶対値演算回路６１Ｑ４に送出する。
【０３６８】
そして第４の絶対値演算回路６１Ｑ４は、第４のＱ成分面積差信号Ｓ８３Ｑ４の絶対値（図３８（Ｂ）〜図４５（Ｂ）の｜Ｘ＋Ｙ｜に相当）を算出し、これを第４のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ８４Ｑ４として遅延積分検波部１１５のＱ成分用演算処理部１１８Ｑに送出する。
【０３６９】
Ｉ成分用演算処理部１１８Ｉは、図４８について上述したように、供給される第１〜第４のＩ成分面積差絶対値信号Ｓ８４Ｉ１〜Ｓ８４Ｉ４を１サンプルおきに半波長分（４サンプル分）だけ累積加算し、得られたＩ成分の半波長期間での面積差（図３８（Ａ）〜図４５（Ａ）の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜＋｜Ｘ５＋Ｙ５｜＋｜Ｘ７＋Ｙ７｜，……に相当）を表すＩ成分軟判定検波信号Ｓ８６Ｉをクロック再生回路１２８及び硬判定部１１７に送出する。
【０３７０】
同様に、Ｑ成分用演算処理部１１８Ｑは、図４８について上述したように、供給される第１〜第４のＱ成分面積差絶対値信号Ｓ８４Ｑ１〜Ｓ８４Ｑ４を１サンプルおきに半波長分（４サンプル分）だけ累積加算し、得られたＱ成分の半波長期間での面積差（図３８（Ｂ）〜図４５（Ｂ）の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ３＋Ｙ３｜＋｜Ｘ５＋Ｙ５｜＋｜Ｘ７＋Ｙ７｜，……に相当）を表すＱ成分軟判定検波信号Ｓ８６Ｑをクロック再生回路１２８及び硬判定部１１７に送出する。
【０３７１】
クロック再生回路１２８においては、例えばＤＰＬＬ構成でなり、供給されるＩ成分軟判定検波信号Ｓ８６Ｉ及びＱ成分軟判定検波信号Ｓ８６Ｑに基づきベースバンドクロックを再生し、これを再生クロックＣＬＫ５２として硬判定部１１７に送出する。
【０３７２】
この結果、硬判定部１１７において、図４８について上述した硬判定処理が行われ、かくして得られた復調されたパラレルのビットデータがパラレル／シリアル変換回路５７を介してシリアルのベースバンド信号Ｓ２６として後段のディジタル音声処理部３４（図１１）に送出される。
【０３７３】
このようにして復調回路１２０は、アンテナ３２を介して受信した送信信号Ｓ２５を復調し得るようになされている。
【０３７４】
（６−３）本実施の形態の動作及び効果
以上の構成において、この復調回路１２０では、ＩＦフィルタ５（図５１）から出力される８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１（図５１）を第５の実施の形態による復調回路１１０（図４７）に比べて低いサンプリング周期でサンプリングし、これを利用して遅延積分検波処理を実行する。
【０３７５】
従って、この復調回路１２０では、第１及び第２のアナログ／ディジタル変換回路１２１Ａ，１２１Ｂや、クロック発生部１２２、ディジタル信号処理部１２４として動作周波数の高いものを必要とせず、またディジタル信号処理部１２４における１シンボル遅延回路１１３や、１サンプル遅延回路１２６１〜１２６３，１２７１〜１２７５内のメモリとして容量の大きなものを必要とせず、さらにはディジタル信号処理部１２４のハードウェア構成を簡易化しながら、その動作クロックの低減も図れるため、第５の実施の形態による復調回路１１０に比べて全体としての構成を簡易化、省電力化することができる。
【０３７６】
以上の構成によれば、８ＰＳＫ変調信号Ｓ７１をアンダーサンプリングするようにしたことにより、第１及び第２のアナログ／ディジタル変換回路１２１Ａ，１２１Ｂや、クロック発生部１２２、ディジタル信号処理部１２４として動作周波数の高いものを必要とせず、またディジタル信号処理部１２４における１シンボル遅延回路１１３や、１サンプル遅延回路１２６１〜１２６３，１２７１〜１２７５内のメモリの容量を減少化させることができ、かくして全体としての回路規模をより一層と縮小化、省電力化させ得る簡易な構成の復調回路を実現できる。
【０３７７】
（７）他の実施の形態
なお、上述の第１〜第６の実施の形態においては、本発明を図１１のように構成されたワイヤレスマイクロホンシステム２０に適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、この他種々のシステムや機器等に広く適用することができる。
【０３７８】
また上述の第１〜第６の実施の形態においては、サンプリング手段としてのアナログ／ディジタル変換回路３９等のサンプリング結果に基づいて、現シンボルの半波長分のサンプル値Ｘ（図８等）の合計値と、遅延時間Ｔ１Ｉ，Ｔ２Ｉ（第１の所定時間）だけ遅延させた前シンボルの対応するサンプル値Ｙ（図８等）の合計値との和の絶対値（図８の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ２＋Ｙ２｜，……等）でなる第１の面積差を検出する第１の面積差検出手段を、図１３、図１９、図２４、図２８、図４８又は図５２について上述したＩ成分面積差検出部５０Ｉ，７０Ｉ，８２Ｉ，１０１Ｉ，１１２Ｉと、遅延積分検波部５４，８４，１１５のＩ成分用演算処理部６２Ｉ，８７Ｉ，１１８Ｉとなどにより構築するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えばソフトウェア構成などを含めて、この他種々の構成を広く適用することができる。
【０３７９】
同様に、上述の第１〜第６の実施の形態においては、サンプリング手段としてのアナログ／ディジタル変換回路３９等のサンプリング結果に基づいて、現シンボルの半波長分のサンプル値Ｘ（図８等）の合計値と、遅延時間Ｔ１Ｉ，Ｔ２Ｉ（第１の所定時間）と１／４波長時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値Ｙ（図８等）の合計値との和の絶対値（図８の｜Ｘ１＋Ｙ１｜＋｜Ｘ２＋Ｙ２｜，……等）でなる第２の面積差を検出する第２の面積差検出手段を、図１３、図１９、図２４、図２８、図４８又は図５２について上述したＱ成分面積差検出部５０Ｑ、７０Ｑ，８２Ｑ，１０１Ｑ，１１２Ｑと、遅延積分検波部５４，８４，１１５のＱ成分用演算処理部６２Ｑ，８７Ｑ，１１８Ｑとなどにより構築するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えばソフトウェア構成などを含めて、この他種々の構成を広く適用することができる。
【０３８０】
さらに上述の第１〜第６の実施の形態においては、遅延積分検波部５４，８４，１１５のＩ成分用演算処理部６２Ｉ，８７Ｉ，１１８Ｉ及びＱ成分用演算処理部６２Ｑ，８７Ｑ，１１８Ｑの出力を硬判定する硬判定手段としての硬判定部５６，８６，１０７の硬判定結果がそのままグレイコードとなるように、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ，ＩＦ２Ｓｎに対して前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１），ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）の遅延時間Ｔ１Ｉ，Ｔ２Ｉ，Ｔ１Ｑ，Ｔ２Ｑを選択するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、当該硬判定結果をさらに一定の規則に基づいて変換するなどして最終的に復調結果が得られるようにするのであれば、現シンボルの受信波ＩＦ１Ｓｎ，ＩＦ２Ｓｎに対する前シンボルの受信波ＩＦ１Ｓ（ｎ−１），ＩＦ２Ｓ（ｎ−１）の遅延時間Ｔ１Ｉ，Ｔ２Ｉ，Ｔ１Ｑ，Ｔ２Ｑを任意に選択することができる。
【０３８１】
さらに上述の第１〜第６の実施の形態においては、遅延積分検波部５４，８４，１１５のＩ成分用演算処理部６２Ｉ，８７Ｉ，１１８Ｉ及びＱ成分用演算処理部６２Ｑ，８７Ｑ，１１８Ｑの出力として、図８及び図９、図１５及び図１６、図２０及び図２１、図３８〜図４５に示す図表の「面積和の絶対値」の欄に示す演算式（｜Ｘ１＋Ｙ２｜＋｜Ｘ２＋Ｙ２｜等）の演算結果を得られるように、Ｉ成分用演算処理部６２Ｉ，８７Ｉ，１１８Ｉ及びＱ成分用演算処理部６２Ｑ，８７Ｑ，１１８Ｑにおいて、Ｉ成分面積差検出部５０Ｉ，７０Ｉ，８２Ｉ，１０１Ｉ，１１２Ｉ，１１８Ｉから与えられるＩ成分面積差絶対値信号Ｓ３７Ｉ，Ｓ４７Ｉ，Ｓ５４Ｉ，Ｓ６８Ｉ，Ｓ７８Ｉ，Ｓ８６Ｉ及びＱ成分面積差検出部５０Ｑ，７０Ｑ，８２Ｑ，１０１Ｑ，１１２Ｑ，１１８Ｑから与えられるＱ成分面積差絶対値信号Ｓ３７Ｑ，Ｓ４７Ｑ，Ｓ５４Ｑ，Ｓ６８Ｑ，Ｓ７８Ｑ，Ｓ８６Ｑを必要に応じて１サンプルおき又は４サンプルおきに累積加算するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、不要なサンプルのデータをその前段のＩ成分面積差検出部５０Ｉ，７０Ｉ，８２Ｉ，１０１Ｉ，１１２Ｉ，１１８Ｉ及びＱ成分面積差検出部５０Ｑ，７０Ｑ，８２Ｑ，１０１Ｑ，１１２Ｑ，１１８Ｑにおいて予め間引くなどするようにしても良い。
【０３８２】
さらに上述の第１の実施の形態においては、Ｉ成分用演算処理部４８Ｉ及びＱ成分用演算処理部４８Ｑにおいて、Ｉ成分面積差絶対値信号Ｓ３２１Ｉ等又はＱ成分面積差絶対値信号Ｓ３２１Ｑ等を必要に応じて１サンプルおきに累積加算するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、１サンプルおき以外であっても、例えば、Ｎを自然数として（２Ｎ−１）サンプルおきに累積加算するようにすれば同様の効果を得ることができる。同様にして、第２の実施の形態にではＮサンプルおきに、第３の実施の形態では３サンプルおき以外の（４Ｎ−１）サンプルおきに、第５の実施の形態ではＮサンプルおきに累積加算するようにしても良い。
【０３８３】
さらに上述の第４の実施の形態においては、第１の実施の形態の復調回路３３（図１２）による復調処理をアンダーサンプリングにより実現するため、復調回路９０を図２７のように構成し、クロック発生部９２から出力される第１のクロックＣＬＫ３０の周波数を（１３）式のように選定するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば第２の実施の形態の復調回路６０（図１８）による復調処理をアンダーサンプリングにより実現する場合には、復調回路を図２７と同様に構成し、クロック発生部９２から出力される第１のクロックＣＬＫ３０を、ＱＰＳＫ変調信号Ｓ３の周波数をｆ１とし、ｍを予め設定された正の整数として、次式
【０３８４】
【数２４】
2004186896.tif 000026
【０３８５】
のように選定すれば良く、また例えば第３の実施の形態の復調回路８０（図２３）による復調処理をアンダーサンプリングにより実現する場合には、復調回路を図２７と同様に構成し、クロック発生部９２から出力される第１のクロックＣＬＫ３０を、（２４）式と同様にＱＰＳＫ変調信号Ｓ３の周波数をｆ１とし、ｍを予め設定された正の整数として、次式
【０３８６】
【数２５】
2004186896.tif 000027
【０３８７】
のように選定すれば良い。
【０３８８】
さらに上述の第１〜第４の実施の形態においては、受信側３１（図１１）における復調対象がＱＰＳＫ変調信号であり、第５及び第６の実施の形態においては、復調対象が８ＰＳＫ変調信号である場合について述べたが、本発明はこれに限らず、第１〜第６の実施の形態の復調回路３３，６０，８０，９０，１１０，１２０における基本演算処理が似ていることからも明らかなように、切り替えによりＱＰＳＫ変調信号、π／４シフトＱＰＳＫ変調信号及び８ＰＳＫ変調信号のいずれにも対応し得るように第１〜第６の実施の形態の復調回路３３，６０，８０，９０，１１０，１２０を構築するようにしても良い。
【０３８９】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、データを差動符号化してなる変調信号を復調する復調装置において、変調信号を一定間隔でサンプリングするサンプリング手段と、サンプリング手段のサンプリング結果に基づいて、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第１の絶対値を検出する第１の絶対値検出手段と、サンプリング手段のサンプリング結果に基づいて、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間と１／４波長時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第２の絶対値を検出する第２の絶対値検出手段と、第１の絶対値検出手段により検出された第１の絶対値及び第２の絶対値検出手段により検出された第２の絶対値をそれぞれ硬判定する硬判定手段とを設けるようにしたことにより、乗算回路等の複雑な回路を用いることなく、硬判定手段の硬判定結果に基づいて差動符号化する前のデータを復調することができ、かくして全体としての回路規模を格段的に縮小化させ得る簡易な構成の復調装置を実現できる。
【０３９０】
また本発明によれば、データを差動符号化してなる変調信号を復調する復調方法において、変調信号を一定間隔でサンプリングする第１のステップと、サンプリング結果に基づいて、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第１の絶対値を検出すると共に、現シンボルの半波長分のサンプル値の合計値と、第１の所定時間と１／４波長時間遅延させた前シンボルの対応するサンプル値の合計値との和の絶対値でなる第２の絶対値を検出する第２のステップと、検出した第１の絶対値及び第２の絶対値をそれぞれ硬判定する第３のステップとを設けるようにしたことにより、乗算回路等の複雑な回路を用いることなく、硬判定結果に基づいて差動符号化する前のデータを復調することができ、かくして全体としての回路規模を格段的に縮小化させ得る復調方法を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明の基本原理の説明に供する波形図である。
【図２】本願発明の基本原理の説明に供する波形図である。
【図３】前シンボル及び現シンボル間の位相差と、硬判定結果の組合せパターンとの関係を示す図表である。
【図４】硬判定結果の組合せパターンと、グレイコードとの対応付けの説明に供する図表である。
【図５】区分求積法の説明に供する概念図である。
【図６】区分求積法とサンプリングとの関係の説明に供する概念図である。
【図７】本願発明の基本原理の具体例の説明に供する概念図である。
【図８】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図９】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図１０】前シンボル及び現シンボルの位相差と、具体例の硬判定結果との関係を示す図表である。
【図１１】本願発明による復調回路を適用するワイヤレスマイクロホンシステムを示すブロック図である。
【図１２】第１の実施の形態による復調回路の構成を示すブロック図である。
【図１３】第１の実施の形態によるディジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。
【図１４】第２の実施の形態の基本原理の説明に供する概念図である。
【図１５】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図１６】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図１７】前シンボル及び現シンボルの位相差と、具体例の硬判定結果との関係を示す図表である。
【図１８】第２の実施の形態による復調回路の構成を示すブロック図である。
【図１９】第２の実施の形態によるディジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。
【図２０】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図２１】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図２２】前シンボル及び現シンボルの位相差と、具体例の硬判定結果との関係を示す図表である。
【図２３】第３の実施の形態による復調回路の構成を示すブロック図である。
【図２４】第３の実施の形態によるディジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。
【図２５】アンダーサンプリングの説明に供する略線図である。
【図２６】アンダーサンプリングの理論限界の説明に供する略線図である。
【図２７】第４の実施の形態による復調回路の構成を示すブロック図である。
【図２８】第４の実施の形態によるディジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。
【図２９】本願発明の基本原理の説明に供する波形図である。
【図３０】本願発明の基本原理の説明に供する概念図である。
【図３１】面積差と元の前シンボル及び現シンボル間の位相差との関係の説明に供する図表である。
【図３２】本願発明の基本原理の説明に供する波形図である。
【図３３】本願発明の基本原理の説明に供する概念図である。
【図３４】面積差と元の前シンボル及び現シンボル間の位相差との関係の説明に供する図表である。
【図３５】硬判定結果と検波出力との関係の説明に供する図表である。
【図３６】硬判定結果と検波出力との関係の説明に供する概念図である。
【図３７】本願発明の基本原理の説明に供する略線図である。
【図３８】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図３９】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図４０】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図４１】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図４２】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図４３】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図４４】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図４５】サンプル値と正負面積の和の絶対値との関係の説明に供する図表である。
【図４６】硬判定結果の組合せパターンと検波出力との対応付けの説明に供する図表である。
【図４７】第５の実施の形態による復調回路の構成を示すブロック図である。
【図４８】第５の実施の形態によるディジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。
【図４９】アンダーサンプリングの説明に供する略線図である。
【図５０】アンダーサンプリングの理論限界の説明に供する略線図である。
【図５１】第６の実施の形態による復調回路の構成を示すブロック図である。
【図５２】第６の実施の形態によるディジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。
【図５３】従来の復調回路の構成例を示すブロック図である。
【図５４】従来のディジタル信号処理部の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
２０……ワイヤレスマイクロホンシステム、３１……受信側、３３，６０，８０，９０，１１０，１２０……復調回路、３８，６１，９２，１２２……クロック発生部、３９，９１Ａ，９１Ｂ，１２１Ａ，１２１Ｂ……アナログ／ディジタル変換回路、４０，６２，８１，９４，１１１，１２４……ディジタル信号処理部、５０Ｉ，７０Ｉ，８２Ｉ，１０１Ｉ，１１２Ｉ，１１８Ｉ……Ｉ成分面積差検出部、５０Ｑ，７０Ｑ，８２Ｑ，１０１Ｑ，１１２Ｑ，１１８Ｑ……Ｑ成分面積差検出部、５１，１００，１０３，１１３……１シンボル遅延回路、５４，８４，１１５……遅延積分検波部、５５，８５，１０６，１１６，１２８……クロック再生回路、５６，８６，１０７，１１７……硬判定部、Ｓ２９，Ｓ４０，Ｓ６０Ａ，Ｓ６０Ｂ…ディジタルＱＰＳＫ変調信号、Ｓ７２，Ｓ８０Ａ，Ｓ８０Ｂ……ディジタル８ＰＳＫ変調信号、Ｓ３７Ｉ，Ｓ４７Ｉ，Ｓ５４Ｉ，Ｓ６８Ｉ，Ｓ７８Ｉ，Ｓ８６Ｉ……Ｉ成分軟判定検波信号、Ｓ３７Ｑ，Ｓ４７Ｑ，Ｓ５４Ｑ，Ｓ６８Ｑ，Ｓ７８Ｑ，Ｓ８６Ｑ……Ｑ成分軟判定検波信号、Ｓ２６……ベースバンド信号。
【図１】
2004186896.tif 000028
【図２】
2004186896.tif 000029
【図３】
2004186896.tif 000030
【図４】
2004186896.tif 000031
【図５】
2004186896.tif 000032
【図６】
2004186896.tif 000033
【図７】
2004186896.tif 000034
【図８】
2004186896.tif 000035
【図９】
2004186896.tif 000036
【図１０】
2004186896.tif 000037
【図１１】
2004186896.tif 000038
【図１２】
2004186896.tif 000039
【図１３】
2004186896.tif 000040
【図１４】
2004186896.tif 000041
【図１５】
2004186896.tif 000042
【図１６】
2004186896.tif 000043
【図１７】
2004186896.tif 000044
【図１８】
2004186896.tif 000045
【図１９】
2004186896.tif 000046
【図２０】
2004186896.tif 000047
【図２１】
2004186896.tif 000048
【図２２】
2004186896.tif 000049
【図２３】
2004186896.tif 000050
【図２４】
2004186896.tif 000051
【図２５】
2004186896.tif 000052
【図２６】
2004186896.tif 000053
【図２７】
2004186896.tif 000054
【図２８】
2004186896.tif 000055
【図２９】
2004186896.tif 000056
【図３０】
2004186896.tif 000057
【図３１】
2004186896.tif 000058
【図３２】
2004186896.tif 000059
【図３３】
2004186896.tif 000060
【図３４】
2004186896.tif 000061
【図３５】
2004186896.tif 000062
【図３６】
2004186896.tif 000063
【図３７】
2004186896.tif 000064
【図３８】
2004186896.tif 000065
【図３９】
2004186896.tif 000066
【図４０】
2004186896.tif 000067
【図４１】
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【図４２】
2004186896.tif 000069
【図４３】
2004186896.tif 000070
【図４４】
2004186896.tif 000071
【図４５】
2004186896.tif 000072
【図４６】
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【図４７】
2004186896.tif 000074
【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
2004186896.tif 000080
【図５４】
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