(57)【要約】      （修正有）【課題】ウォブル信号のＳ／Ｎを向上する。【解決手段】入力信号の位相について１８０度の奇数倍シフトした１８０度シフト信号を出力する１８０度奇数倍シフト手段と、前記入力信号と前記１８０度シフト信号との差を出力する差分出力手段と、を備える。また、入力信号の位相について３６０度の整数倍シフトした３６０度シフト信号を出力する３６０度シフト手段と、前記入力信号と前記３６０度シフト信号との和を出力する和出力手段と、を備える。【選択図】      図１
2004185692.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の位相について１８０度の奇数倍シフトした１８０度シフト信号を出力する１８０度奇数倍シフト手段と、
前記入力信号と前記１８０度シフト信号との差を出力する差分出力手段と、
を備えたことを特徴とするノイズ除去回路。
【請求項２】
入力信号の位相について３６０度の整数倍シフトした３６０度シフト信号を出力する３６０度シフト手段と、
前記入力信号と前記３６０度シフト信号との和を出力する和出力手段と、
を備えたことを特徴とするノイズ除去回路。
【請求項３】
入力信号の位相について１８０度の奇数倍シフトした１８０度シフト信号を出力する１８０度奇数倍シフト手段と、
前記入力信号の位相について３６０度の整数倍シフトした３６０度シフト信号を出力する３６０度シフト手段と、
前記入力信号に対し、前記１８０度シフト信号との差、なおかつ前記３６０度シフト信号との和についての演算の結果を出力する演算出力手段と、
を備えたことを特徴とするノイズ除去回路。
【請求項４】
前記入力信号と前記１８０度シフト信号とを同期させる同期信号を出力する同期信号出力手段を備え、
前記差分出力手段は、前記同期信号に応じて前記差を出力することを特徴とする請求項１または３に記載のノイズ除去回路。
【請求項５】
前記入力信号と前記３６０度シフト信号とを同期させる同期信号を出力する同期信号出力手段を備え、
前記和出力手段は、前記同期信号に応じて前記和を出力することを特徴とする請求項２または３に記載のノイズ除去回路。
【請求項６】
前記同期信号出力手段は、フェーズ・ロックド・ループ回路で構成され、前記入力信号に基づき前記同期信号を生成することを特徴とする請求項４または５に記載のノイズ除去回路。
【請求項７】
前記同期信号出力手段は、ディレイ・ロック・ループ回路で構成され、前記入力信号に基づき前記同期信号を生成することを特徴とする請求項４または５に記載のノイズ除去回路。
【請求項８】
前記入力信号は、光ディスクの記録トラックから検出される回転制御用のウォブル信号であることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載のノイズ除去回路。
【請求項９】
入力信号の位相について１８０度の奇数倍シフトした１８０度シフト信号を出力し、
前記入力信号に対する前記１８０度シフト信号の差を出力する、
ことを特徴とするノイズ除去方法。
【請求項１０】
入力信号の位相について３６０度の整数倍シフトした３６０度シフト信号を出力し、
前記入力信号に対する前記３６０度シフト信号の和を出力する、
ことを特徴とするノイズ除去方法。
【請求項１１】
入力信号の位相について１８０度の奇数倍シフトした１８０度シフト信号を出力し、
前記入力信号の位相について３６０度の整数倍シフトした３６０度シフト信号を出力し、
前記入力信号に対し、前記１８０度シフト信号との差、なおかつ前記３６０度シフト信号との和についての演算の結果を出力する、
ことを特徴とするノイズ除去方法。
【請求項１２】
前記入力信号は、光ディスクの記録トラックから検出される回転制御用のウォブル信号であることを特徴とする請求項９乃至１１のいずれかに記載のノイズ除去方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ノイズ除去回路、及びノイズ除去方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えばハードディスク及び光ディスク等の信号記録装置及び信号再生装置において、信号のノイズ除去に関する従来技術を採り上げる。例えば、レーザー光を利用してデータ記録が可能な記録型の光ディスクには、ＣＤ−ＲやＤＶＤ−Ｒ，ＤＶＤ＋Ｒ等のデータ追記型（Ｗｒｉｔｅ  Ｏｎｃｅ）の光ディスクと、ＣＤ−ＲＷや、ＭＤ，ＤＶＤ−ＲＡＭ，ＤＶＤ−ＲＷ，ＤＶＤ＋ＲＷ，ＭＯ等の書き換え可能型（ＲｅＷｒｉｔａｂｌｅ）の光ディスクとがある。
【０００３】
この光ディスクの記録再生装置（以後、光ディスク装置と記する。）は、一構成例として、光ピックアップ、ＷＢＬ（ウォブル信号）検出部、ＬＰＰ検出部、ライトクロック生成部、デコーダ、スピンドルモータ、スピンドルサーボ回路、光ピックアップサーボ回路、プロセッサ、インタフェース部、エンコーダ、レーザー制御部、及びＲＯＭを有する。
【０００４】
このうち、前述したＷＢＬ信号を抽出する回路を図１１に示す。光ピックアップ１１は、レーザ制御信号に基づいて光ビームを光ディスク１の記録トラックに照射する。ＷＢＬ検出部１２は、ウォブル（ＷＢＬ）信号Ｂ．Ｐ．Ｆ．（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）回路１２ａ及びコンパレータ１２ｂ等によって構成される。光ビームＢの反射光に基づいて検出されたラジアルプッシュプル信号ＳＤＴがウォブル信号Ｂ．Ｐ．Ｆ．回路１２ａに入力される。ウォブル信号Ｂ．Ｐ．Ｆ．回路１２ａにより、ラジアルプッシュプル信号ＳＤＴにおける高周波のノイズ成分の除去を図り、ＷＢＬ信号成分Ａ＿ＷＢＬが抽出される（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
このＷＢＬ信号成分Ａ＿ＷＢＬ（マイナス側）と基準電圧（プラス側）とをコンパレータ１２ｂで比較することで２値化ＷＢＬ信号を出力する。この２値化ＷＢＬ信号は、前記のライトクロック生成部やスピンドルサーボ回路１７などに出力される。
【０００６】
【特許文献１】
特開２０００−２９３８５５号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ＷＢＬ信号成分Ａ＿ＷＢＬを抽出するにあたり、前述したように、ウォブル信号Ｂ．Ｐ．Ｆ．回路１２ａにより、ラジアルプッシュプル信号ＳＤＴにおける高周波のノイズ成分の除去を図る。しかしながら、それでもなお、ウォブル信号Ｂ．Ｐ．Ｆ．回路１２ａを通過したＷＢＬ信号成分Ａ＿ＷＢＬにはノイズ成分量が残存していた。
このノイズ成分量が増大すると、光ディスクの記録時や再生時のクロックにジッターが発生する。このジッターの発生により、光ディスクの回転速度とクロックとの同期が取れなくなり、適切な記録や再生ができなくなるといった問題があった。
【０００８】
また、ウォブル信号は、ディスクやピックアップのコンディションで振幅変調がかかることがある。ウォブルに振幅変調がかかると、正確にウォブル信号を読み取れなくなることがあった。
【０００９】
さらに、ディスクの傷などによって、ウォブル信号がどうしても欠落することがある。この結果、ウォブル信号を使った制御系に悪影響を及ぼすことがあった。
【００１０】
さらにまた、ディスクの保護膜のムラや複屈折、及びピックアップのコンディション等の影響により、ウォブル信号には、ディスクの回転周期の交流信号が重畳することがあった。その結果、正確にウォブル信号を読み取りにくくなることがあった。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るノイズ除去回路では、入力信号の位相について１８０度の奇数倍シフトした１８０度シフト信号を出力する１８０度奇数倍シフト手段と、前記入力信号と前記１８０度シフト信号との差を出力する差分出力手段とを備える。    このことにより、入力信号のノイズ成分を効果的に低減することができる。
【００１２】
また、本発明に係るノイズ除去回路では、入力信号の位相について３６０度の整数倍シフトした３６０度シフト信号を出力する３６０度シフト手段と、前記入力信号と前記３６０度シフト信号との和を出力する和出力手段とを備える。
このことにより、入力信号のノイズ成分を効果的に低減することができる。
【００１３】
さらに、本発明に係るノイズ除去回路では、入力信号の位相について１８０度の奇数倍シフトした１８０度シフト信号を出力する１８０度奇数倍シフト手段と、前記入力信号の位相について３６０度の整数倍シフトした３６０度シフト信号を出力する３６０度シフト手段と、前記入力信号に対し、前記１８０度シフト信号との差、なおかつ前記３６０度シフト信号との和についての演算の結果を出力する演算出力手段とを備える。
このことにより、入力信号に対し、１８０度シフト信号との差をとるとともに、３６０度シフト信号との和をとった演算結果により、より効率的なノイズ除去効果が得られる。
【００１４】
また、前記入力信号と前記１８０度シフト信号とを同期させる同期信号を出力する同期信号出力手段を備え、前記差分出力手段は、前記同期信号に応じて前記差を出力することとしてもよい。
このことにより、同期信号出力手段によって、入力信号と１８０度シフト信号とを同期させることができる。したがって、位相シフトの動作をより精度よく行うことができる。
【００１５】
さらに、前記入力信号と前記３６０度シフト信号とを同期させる同期信号を出力する同期信号出力手段を備え、前記和出力手段は、前記同期信号に応じて前記和を出力することとしてもよい。
このことにより、同期信号出力手段によって、入力信号と３６０度シフト信号とを同期させることができる。したがって、位相シフトの動作をより精度よく行うことができる。
【００１６】
さらにまた、前記同期信号出力手段は、フェーズ・ロックド・ループ回路で構成され、前記入力信号に基づき前記同期信号を生成することとしてもよい。
このことにより、フェーズ・ロックド・ループ回路によって、入力信号とシフト信号とを同期させることができる。したがって、位相シフトの動作をより精度よく行うことができる。
【００１７】
また、前記同期信号出力手段は、ディレイ・ロック・ループ回路で構成され、前記入力信号に基づき前記同期信号を生成することとしてもよい。
このことにより、ディレイ・ロック・ループ回路とすることで、入力信号とシフト信号とを同期させることができる。したがって、位相シフトの動作をより精度よく行うことができる。また、周波数の引き込みを行うフェーズ・ロックド・ループ回路を用いた場合に比べ、高速な位相調整を行うことができる。
【００１８】
前記入力信号は、光ディスクの記録トラックから検出される回転制御用のウォブル信号であることとしてもよい。
このことにより、ウォブル信号のノイズ成分を低減することができ、光ディスクの記録時や再生時におけるクロックのジッターの発生を防止できる。よって、光ディスクの回転速度とクロックとの同期が取れなくなるといった、ウォブル信号のノイズを原因とする問題を解消でき、適切な記録や再生が可能となる。
【００１９】
本発明に係るノイズ除去方法では、入力信号の位相について１８０度の奇数倍シフトした１８０度シフト信号を出力し、前記入力信号に対する前記１８０度シフト信号の差を出力することとする。
このことにより、入力信号のノイズ成分を効果的に低減することができる。
【００２０】
また、本発明に係るノイズ除去方法では、入力信号の位相について３６０度の整数倍シフトした３６０度シフト信号を出力し、前記入力信号に対する前記３６０度シフト信号の和を出力することとする。
このことにより、入力信号のノイズ成分を効果的に低減することができる。
【００２１】
さらに、本発明に係るノイズ除去方法では、入力信号の位相について１８０度の奇数倍シフトした１８０度シフト信号を出力し、前記入力信号の位相について３６０度の整数倍シフトした３６０度シフト信号を出力し、前記入力信号に対し、前記１８０度シフト信号との差、なおかつ前記３６０度シフト信号との和についての演算の結果を出力することとする。
このことにより、入力信号に対し、１８０度シフト信号との差をとるとともに、３６０度シフト信号との和をとった演算結果により、より効率的なノイズ除去効果が得られる。
【００２２】
前記入力信号は、光ディスクの記録トラックから検出される回転制御用のウォブル信号であることとしてもよい。
このことにより、ウォブル信号のノイズ成分を低減することができ、光ディスクの記録時や再生時におけるクロックのジッターの発生を防止できる。よって、光ディスクの回転速度とクロックとの同期が取れなくなるといった、ウォブル信号のノイズを原因とする問題を解消でき、適切な記録や再生が可能となる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
＝＝＝第１実施例＝＝＝
図１乃至図７を参照し、第１実施例について説明する。まずノイズ除去の原理を表す図１のブロック図に示すように、（２ｎ−１）＊１８０度位相シフト回路（１８０度奇数倍シフト手段）１００は、入力信号Ｉの信号成分について、位相を（２ｎ−１）＊１８０度シフトした信号（以下、『１８０度シフト信号』と称する）を生成し、オペアンプＯＰ１０の非反転入力端子（＋）に出力する。なお、『ｎ』は整数である。また、このオペアンプ（差分出力手段）ＯＰ１０の反転入力端子（−）には、入力信号Ｉが入力される。
よって、オペアンプＯＰ１０の出力Ｏは、入力信号Ｉと１８０度シフト信号との差となる。このことで、入力信号Ｉのノイズ除去回路を構成する。
この入力信号Ｉのノイズが除去される原理について、数式を用いて説明する。
【００２４】
純粋なウォブル信号をＷＯ＝Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ）、及びノイズ成分をＮ（ｔ）とすると、入力信号Ｉ（ｔ）は、Ｉ（ｔ）＝Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｎ（ｔ）で表される。本実施例のノイズ除去原理では、入力信号Ｉ（ｔ）に対し、この入力信号成分を（２ｎ−１）＊１８０度（ｎは整数）位相シフトした信号との差をとる。
すなわち、入力信号成分を（２ｎ−１）＊１８０度（ｎは整数）位相シフトした信号、つまり、Ｉ（ｔ−（２ｎ−１）＊π）はＡ＊ｓｉｎ（ωｔ−（２ｎ−１）＊π）＋Ｎ（ｔ）で表される。よって、入力信号Ｉ（ｔ）に対し、この入力信号の信号成分を（２ｎ−１）＊１８０度位相シフトした信号の差をとると、Ｉ（ｔ）−Ｉ（ｔ−（２ｎ−１）＊π）＝Ａ＊（ｓｉｎ（ωｔ）−ｓｉｎ（ωｔ−（２ｎ−１）＊π））＋√（２＊Ｎ（ｔ）＾２）＝２＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ）＋√２＊Ｎ（ｔ）で表される。
【００２５】
つまり、もともと入力信号Ｉ（ｔ）のＳ／Ｎ比はＡ／Ｎ（ｔ）であるが、このノイズ除去後のＳ／Ｎ比は√２＊Ａ／Ｎ（ｔ）となり、Ｓ／Ｎ比が√２倍向上する結果が得られる。
【００２６】
これらの数式で表現されるノイズ除去の動作を実現する具体的な回路について、図２乃至図７を参照して説明する。前述した図１に示される位相シフト回路の具体的な回路構成を図２に示す。オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−）には、抵抗Ｒ１を介し、コンデンサＣ１，Ｃ２及び抵抗Ｒ３を通じて、入力信号Ｉ（ｔ）が入力される。また、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋）は接地される。そして、このオペアンプＯＰ１の出力は、コンデンサＣ１，Ｃ２及び抵抗Ｒ３を介し、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−）に帰還する。加えて、このオペアンプＯＰ１の出力端子に接続された抵抗Ｒ４の出力は、抵抗Ｒ２を介し、抵抗Ｒ１における信号入力側の端子に帰還する。
【００２７】
オペアンプＯＰ１の出力は、抵抗Ｒ４を介し、バッファＢＵＦ１を通じて出力される。このバッファＢＵＦ１の出力信号が、抵抗Ｒ１に入力される入力信号の信号成分について、位相を（２ｎ−１）＊１８０度シフトした信号となる。
【００２８】
＝＝＝第１実施例の変形例１＝＝＝
前述した図１に示される第１実施例の変形例１について、図３を参照して説明する。本変形例１では、入力信号Ｉとの同期をとるべく、図１に示される第１実施例におけるノイズ除去回路をＤＬＬ（ディレイ・ロック・ループ）位相調整型にする。すなわち、位相シフト回路を周波数コントロール型とするとともに、この位相シフト回路の出力をインバータで反転して位相比較器（同期信号出力手段）の一方の入力端子（入力２）に入力させる。この位相比較器の他方の入力端子（入力１）には、入力信号Ｉが入力される。位相比較器の出力は、同期信号たる周波数コントロール信号として、周波数コントロール型位相シフト回路に入力される。なお、この位相比較器の出力の高周波ノイズは、コンデンサＣ０で除去される。
【００２９】
この位相比較器によって、入力信号と１８０度シフト信号とを同期させることができる。したがって、位相シフト回路の位相シフトの動作をより精度よく行うことができる。
また、ＤＬＬ位相調整型とすることで、後述する周波数の引き込みを行うＰＬＬに比べ、高速な位相調整を行うことができる。
【００３０】
図３の周波数コントロール型位相シフト回路の具体的な回路構成を図４に示す。前述した図２の位相シフト回路において、各コンデンサＣ１，Ｃ２を可変型のものＶＣ１，ＶＣ２とし、周波数制御信号でもって、これら可変型コンデンサＶＣ１，ＶＣ２の容量を変化させる。この容量の変化により、入力信号の信号成分について、位相を（２ｎ−１）＊１８０度シフトした信号とする。
【００３１】
次に、図３の位相比較器の具体的な回路構成を図５に示す。Ｄ型フリップフロップ（略して『Ｄ−ＦＦ』）、インバータ及び定電流源からなる回路群を二群組み合わせて構成する。具体的には、位相比較器は、二つの入力１，２に応じ、周波数コントロール信号を出力する。一方の入力１は、Ｄ−ＦＦ１のクロック端子ＣとＤ−ＦＦ２のリセット端子Ｒに入力される。また、Ｄ−ＦＦ１の出力Ｑは、オンオフ信号としてスイッチ１に供給されるとともに、インバータ１を介し、Ｄ−ＦＦ２のデータ端子Ｄに供給される。他方の入力２は、Ｄ−ＦＦ２のクロック端子ＣとＤ−ＦＦ１のリセット端子Ｒに入力される。また、Ｄ−ＦＦ２の出力Ｑは、オンオフ信号としてスイッチ２に供給されるとともに、インバータ２を介し、Ｄ−ＦＦ１のデータ端子Ｄに供給される。
【００３２】
このような構成の位相比較器は、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とを相補的にオンオフする。このことにより、Ｄ−ＦＦ１の出力ＱとＤ−ＦＦ２の出力Ｑとは、周波数コントロール信号として、交互にシフト回路へ出力される。
【００３３】
＝＝＝第１実施例の変形例２＝＝＝
前述した図１に示される第１実施例の変形例２について、図６を参照して説明する。本変形例１では、入力信号Ｉとの同期をとるべく、図１に示される第１実施例におけるノイズ除去回路をＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）位相調整型にする。すなわち、前述した図３の変形例１に対し、ＶＣＯ回路（同期信号出力手段）が追加されている。この変形例２の説明にあたり、前述した図３の変形例１に対し、相違する部分を中心に説明する。前述した図５に示す位相比較器（同期信号出力手段）の出力は、同期信号たる周波数コントロール信号として、前述した図４に示す周波数コントロール型位相シフト回路に入力されるとともに、ＶＣＯ回路に入力される。このＶＣＯ回路の出力が位相比較器に帰還入力される（入力２）。なお、この位相比較器の出力の高周波ノイズは、コンデンサＣ０で除去される。
【００３４】
この位相比較器を含むＰＬＬ回路によって、入力信号と１８０度シフト信号とを同期させることができる。したがって、位相シフト回路の位相シフトの動作をより精度よく行うことができる。
【００３５】
また、この実施例のノイズ除去回路では、周波数コントロール型位相シフト回路とＶＣＯ回路を同一のチップ上に集積した場合、両者の回路の中心周波数に相関ができる。このため、より精度良く位相制御ができる。
【００３６】
このＶＣＯ回路について、具体的な回路構成を図７に示す。オペアンプＯＰ７０の出力はインバータで反転される。このインバータの反転出力がＶＣＯ回路の出力として図６の位相比較器に入力される。このインバータの反転出力は、抵抗Ｒ７０、並びに、可変コンデンサＶＣ７１，ＶＣ７２及び抵抗Ｒ７１を介し、オペアンプＯＰ７０の反転入力端子（−）に帰還する。加えて、このオペアンプＯＰ７０の出力は、可変コンデンサＶＣ７０，ＶＣ７０及び抵抗Ｒ７１を介し、オペアンプＯＰ７０の反転入力端子（−）に帰還する。また、このオペアンプＯＰ７０の非反転入力端子（＋）は接地されている。
【００３７】
そして、位相比較器からの周波数制御信号でもって、可変型コンデンサＶＣ７０，ＶＣ７１の容量を変化させる。この容量の変化により、ＶＣＯ回路の出力が変化する。
【００３８】
＝＝＝第２実施例＝＝＝
図８乃び図９を参照し、第２実施例について説明する。まずノイズ除去の原理を示す図８のブロック図に示すように、ｎ＊３６０度位相シフト回路（３６０度シフト手段）２００により、入力信号Ｉの信号成分について、位相をｎ＊３６０度シフトした信号（以下、『３６０度シフト信号』と称する）を生成してオペアンプ（和出力手段）ＯＰ２０の一方の非反転入力端子（＋）に出力する。なお、『ｎ』は整数である。また、このオペアンプＯＰ２０の他方の非反転入力端子（＋）には、入力信号Ｉが入力される。よって、オペアンプＯＰ２０の出力Ｏは、入力信号Ｉと３６０度シフト信号とを加算した和となる。このことで、入力信号Ｉのノイズ除去回路を構成する。
【００３９】
図８の位相シフト回路の具体的な回路構成を図９に示す。すなわち、前述した第１実施例を示す図２の回路におけるバッファＢＵＦ１に代えて、図９ではオペアンプＯＰ２及び抵抗Ｒ５を更に一段設ける。図９において、図２の回路と共通する部分の説明は、前述した第１実施例の通りである。図２の回路と相違する部分として、オペアンプＯＰ１の出力は、抵抗Ｒ４を介し、オペアンプＯＰ２の反転入力端子（−）に入力される。このオペアンプＯＰ２の非反転入力端子（＋）は接地されている。また、このオペアンプＯＰ２の出力は、抵抗Ｒ５を介し、オペアンプＯＰ２の反転入力端子（−）に帰還する。このオペアンプＯＰ２の出力信号が、抵抗Ｒ２に入力される入力信号Ｉの信号成分について、位相をｎ＊３６０度シフトした信号となる。
【００４０】
なお、本実施例においても、図３及び図６の第１実施例と同様、位相比較器やＶＣＯ回路を設け、ＤＬＬ位相調整型やＰＬＬ位相比較型とした変形例が実施可能である。
【００４１】
この入力信号Ｉのノイズが除去される原理について数式を用いて説明する。
純粋なウォブル信号をＷＯ＝Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ）、及びノイズ成分をＮ（ｔ）とすると、入力信号Ｉ（ｔ）は、Ｉ（ｔ）＝Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｎ（ｔ）で表される。本実施例のノイズ除去原理では、入力信号Ｉ（ｔ）に対し、この入力信号成分をｎ＊３６０度（ｎは整数）位相シフトした信号を加算して、和をとる。
すなわち、入力信号成分をｎ＊３６０度（ｎは整数）位相シフトした信号、つまり、Ｉ（ｔ−２ｎπ）はＡ＊ｓｉｎ（ωｔ−２ｎπ）＋Ｎ（ｔ）で表される。よって、入力信号に対し、この入力信号の信号成分をｎ＊３６０度（ｎは整数）位相シフトした信号の和をとると、Ｉ（ｔ）＋Ｉ（ｔ−２ｎπ）＝Ａ＊（ｓｉｎ（ωｔ）＋ｓｉｎ（ωｔ−２ｎπ））＋√（２＊Ｎ（ｔ）＾２）＝２＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ）＋√２＊Ｎ（ｔ）で表される。
つまり、もともと入力信号Ｉ（ｔ）のＳ／Ｎ比はＡ／Ｎ（ｔ）であるが、このノイズ除去後のＳ／Ｎ比は√２＊Ａ／Ｎ（ｔ）となり、Ｓ／Ｎ比が√２倍向上する結果が得られる。
【００４２】
＝＝＝第３実施例＝＝＝
図１０を参照し、第３実施例について説明する。本実施例は、ノイズ除去の原理を表す図１０に示すように、前述した図１乃至図７に示す第１実施例と、図８及び図９に示す第２実施例とを組み合わせた内容である。この組み合わせによる相乗効果が得られる。
【００４３】
すなわち、（２ｎ−１）＊１８０度位相シフト回路１００は、入力信号Ｉの信号成分について、位相を（２ｎ−１）＊１８０度シフトした信号（以下、『１８０度シフト信号』と称する）を生成してオペアンプ（演算出力手段）ＯＰ３０の反転入力端子（−）に出力する。なお、『ｎ』は整数である。
【００４４】
なおかつ、ｎ＊３６０度位相シフト回路２００により、入力信号Ｉの信号成分について、位相をｎ＊３６０度シフトした信号（以下、『３６０度シフト信号』と称する）を生成してオペアンプＯＰ３０の非反転入力端子（＋）に出力する。なお、『ｎ』は整数である。そして、このオペアンプＯＰ３０の非反転入力端子（＋）には、入力信号Ｉが入力される。
【００４５】
よって、オペアンプＯＰ３０の出力Ｏは、入力信号Ｉに対し、３６０度シフト信号を加算するととともに、１８０度シフト信号との差をとった結果となる。このことで、入力信号Ｉのノイズ除去回路を構成する。
【００４６】
なお、このオペアンプＯＰ３０は、公知の３入力オペアンプで構成する。または、２入力オペアンプの二段構成としてもよい。つまり、非反転入力端子（＋）及び反転入力端子（−）を備える第一の２入力オペアンプと、二つの非反転入力端子（＋）を備える第二の２入力オペアンプとで２入力オペアンプで構成する。すなわち、第一の２入力オペアンプに１８０度シフト信号及び３６０度シフト信号を入力する。この第一の２入力オペアンプの出力と入力信号Ｉとを第二の２入力オペアンプの入力とする。この第二の２入力オペアンプの出力が、前述したオペアンプＯＰ３０の出力Ｏとなる。
【００４７】
この入力信号Ｉのノイズが除去される原理について、数式を用いて説明する。入力信号に対し、この入力信号の信号成分をｎ＊３６０度（ｎは整数）位相シフトした信号との和をとり、なおかつ、この入力信号の信号成分を（２ｎ−１）＊１８０度（ｎは整数）位相シフトした信号との差をとった信号は、Ｉ（ｔ）＋Ｉ（ｔ−２ｎπ）−Ｉ（ｔ−（２ｎ−１）＊π）＝Ａ＊（ｓｉｎ（ωｔ）＋ｓｉｎ（ωｔ−２ｎπ）−ｓｉｎ（ωｔ−（２ｎ−１）＊π））＋√（３＊Ｎ（ｔ）＾２）＝３＊Ａ＊ｓｉｎ（ωｔ）＋√３＊Ｎ（ｔ）で表される。
【００４８】
つまり、もともと入力信号Ｉ（ｔ）のＳ／Ｎ比はＡ／Ｎ（ｔ）であるが、このノイズ除去後のＳ／Ｎ比は√３＊Ａ／Ｎ（ｔ）となり、Ｓ／Ｎ比が√３倍向上する結果が得られる。これは、前述した第１実施例及び第２実施例によるＳ／Ｎ比の向上であるのに対し、Ｓ／Ｎ比は√３倍向上する。
【００４９】
＝＝＝ウォブル信号のノイズ除去への適用＝＝＝
本発明の応用例として、前述した第１乃至３実施例のノイズ除去回路をウォブル信号に適用する。ずなわち、図１乃至図１０のノイズ除去回路の入力信号は、光ディスクの記録トラックから検出される回転制御用のウォブル信号である。すなわち、従来技術の欄で説明した図１１のウォブル信号Ｂ．Ｐ．Ｆ．回路１２ａから出力されるＷＢＬ信号成分Ａ＿ＷＢＬがノイズ除去回路の入力信号となる。そして、このノイズ除去回路から出力されるノイズ除去済みの出力信号が図１２のコンパレータ１２ｂの反転入力端子（−）に入力される。
【００５０】
よって、ウォブル信号のノイズ成分を低減することができ、光ディスクの記録時や再生時におけるクロックのジッターの発生を防止できる。したがって、光ディスクの回転速度とクロックとの同期が取れなくなるといった、ウォブル信号のノイズを原因とする問題を解消でき、適切な記録や再生が可能となる。
【００５１】
また、ディスクやピックアップのコンディションにより、ウォブル信号の振幅が変調されても、その位相をシフトして和及び／又は差をとるため、振幅変調は平均化される。その結果、正確にウォブル信号を読みとることができる。
【００５２】
さらに、ウォブル信号が欠落した場合でも、その位相をシフトして和もしくは差をとるため、欠落したウォブル信号は補間される。このため、ウォブル信号を使った制御系に対する悪影響を防止できる。
【００５３】
さらにまた、ウォブルに対してディスクの回転周期の交流信号が重畳しても、（２ｎ−１）＊１８０度（ｎは整数）位相シフトし差をとるノイズ除去回路は、直前の信号との差をとるため、ＤＣオフセットやディスクの回転周期の交流信号をリジェクトできる。したがって、正確にウォブル信号を読み取ることができる。
【００５４】
以上、本発明の実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。
【００５５】
【発明の効果】
ウォブル信号等のＳ／Ｎ比を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係るノイズ除去の原理を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施例に係る図１に示される位相シフト回路の具体的な回路図である。
【図３】本発明の第１実施例の変形例１に係るノイズ除去回路の回路図である。
【図４】本発明の第１実施例の変形例１に係る図３の周波数コントロール型位相シフト回路の具体的な回路図である。
【図５】本発明の第１実施例の変形例１に係る図３の位相比較器の具体的な回路構成を示す回路図である。
【図６】本発明の変形例２に係るノイズ除去回路の回路図である。
【図７】本発明の実施の形態に係るＶＣＯ回路の回路図である。
【図８】本発明の第２実施例に係るノイズ除去の原理を示すブロック図である。
【図９】本発明の第２実施例に係るノイズ除去回路の具体的な回路図である。
【図１０】本発明の第３実施例に係るノイズ除去の原理を示すブロック図である。
【図１１】光ディスクの記録再生装置におけるＷＢＬ検出部１２及びＬＰＰ検出部１３を主とする機能ブロック図である。
【符号の説明】
１      光ディスク
１１    光ピックアップ
１２ａ  ウォブル（ＷＢＬ）信号Ｂ．Ｐ．Ｆ．（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）回路
１２ｂ  コンパレータ、  １３  ＬＰＰ検出部
１３ａ  レベル切り替え回路
１３ｂ  振幅調整回路、  １３ｃ  差分演算器
１３ｄ  ＬＰＰ検出スライス・レベル調整用ＤＡＣ
１３ｅ  コンパレータ
１９    プロセッサ
１００  （２ｎ−１）＊１８０度位相シフト回路（１８０度奇数倍シフト手段）
２００    ｎ＊３６０度位相シフト回路（３６０度シフト手段）
ＯＰ１０  オペアンプ（差分出力手段）
ＯＰ２０  オペアンプ（和出力手段）
ＯＰ３０  オペアンプ（演算出力手段）
【図１】
2004185692.tif 000003
【図２】
2004185692.tif 000004
【図３】
2004185692.tif 000005
【図４】
2004185692.tif 000006
【図５】
2004185692.tif 000007
【図６】
2004185692.tif 000008
【図７】
2004185692.tif 000009
【図８】
2004185692.tif 000010
【図９】
2004185692.tif 000011
【図１０】
2004185692.tif 000012
【図１１】
2004185692.tif 000013