(57)【要約】      （修正有）【課題】スピーカの一方の信号入力端子をＢＴＬ出力回路の一方の出力端子に接続しながら、スピーカのもう一方の信号入力端子を接地したときに、スピーカに流れる直流電流からスピーカを保護することが可能となるパルス幅変調増幅器を提供する。【解決手段】抵抗Ｒ４６の電圧Ｖｓｅｎｃｅが基準負電圧を超えたときコンパレータＣＭＰ３２は、ハイレベル信号を出力する。コンパレータＣＭＰ３２の出力は、判定出力として、ドライバ１３の停止入力に供給する。コンパレータＣＭＰ３２からハイレベル信号が出力され、ドライバ１３の停止入力に供給されると、ドライバ１３は、電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２に対するスイッチング動作を停止する。【選択図】    図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単一電源で動作するＢＴＬ出力回路を備え、その２つの出力端子にそれぞれＬＣフィルタを介して接続したスピーカを駆動するパルス幅変調増幅器において、
前記スピーカの２つの信号入力端子の一方を前記ＢＴＬ出力回路の２つの出力端子の一方と接続したまま、該スピーカの信号入力端子の他方を接地したときに、前記ＢＴＬ出力回路の接地側の所定位置に流れる負電流を検出する検出手段と、
該検出手段による検出結果に基づいて、前記ＢＴＬ出力回路の動作を停止する停止手段と
を有することを特徴とするパルス幅変調増幅器。
【請求項２】
前記停止手段は、前記検出手段によって負電流が所定時間継続して検出されたときに、前記ＢＴＬ出力回路の動作を停止することを特徴とする請求項１に記載のパルス幅変調増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、単一電源で動作するＢＴＬ（Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ  Ｌｅｓｓ）出力回路を備え、その出力端子にＬＣフィルタを介して接続したスピーカを駆動するパルス幅変調増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
単一電源で動作するＢＴＬ出力回路を備え、その出力端子にＬＣフィルタを介して接続したスピーカを駆動するパルス幅変調増幅器は、従来から知られている。そして、このようなパルス幅変調増幅器の出力端子を短絡すると、ＢＴＬ出力回路を構成するトランジスタに過大電流が流れ、このときの発熱によってトランジスタが破壊するので、過大電流を検出して、トランジスタをオフすることによりトランジスタを保護するようにした保護回路を設けている。
【０００３】
図５は、このような保護回路を設けたパルス幅変調増幅器の構成の一例を示す図である。
【０００４】
同図において、増幅器１０１によって増幅された入力信号としての音声信号を、図示しない発振器からの発振出力をキャリア信号（たとえば、周波数が数百ｋＨｚ）として供給されるパルス幅変調回路１０２に供給し、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１０２によって音声信号のレベルに基づいてキャリア信号のデューティ比を変化させるパルス幅変調し、ドライバ１０３に供給し、ドライバ１０３においてパルス幅変調出力を反転した反転パルスを生成し、パルス幅変調出力とその反転パルスとを出力する。
【０００５】
ドライバ１０３から出力されるパルス幅変調出力によって、Ｐチャンネル電界効果トランジスタ１０４とＮチャンネル電界効果トランジスタ１０５とからなるコンプリメンタリ回路１０６を駆動し、ドライバ１０３から出力されるパルス幅変調出力の反転パルスによって、Ｐチャンネル電界効果トランジスタ１０７とＮチャンネル電界効果トランジスタ１０８とからなるコンプリメンタリ回路１０９を駆動する。コンプリメンタリ回路１０６および１０９の出力は、コイル１１０および１１１とコンデンサ１１２とからなるローパスフィルタ１１３に供給し、ローパスフィルタ１１３にて高周波成分を除去し、ローパスフィルタ１１３の出力でスピーカ１１４を駆動している。
【０００６】
そして、Ｎチャンネル電界効果トランジスタ１０５のソース側に電流検出回路１１７を接続して、コンプリメンタリ回路１０６に流れる電流を抵抗によって検出し、検出電流が所定値以上であることを検出する。電流検出回路１１７の検出出力によって電源を遮断するスイッチ回路１１９を駆動して、スイッチ回路１１９によって電源を遮断する。同様に、Ｎチャンネル電界効果トランジスタ１０８のソース側に電流検出回路１１８を接続して、コンプリメンタリ回路１０９に流れる電流を抵抗によって検出し、検出電流が所定値以上であることを検出する。電流検出回路１１８の検出出力によって電源を遮断するスイッチ回路１１９を駆動して、スイッチ回路１１９によって電源を遮断する。
【０００７】
【特許文献１】
特開平６−１９６９４１号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来のパルス幅変調増幅器では、ＢＴＬ出力回路を構成するトランジスタに流れる過大電流からトランジスタを保護することはできるものの、スピーカの一方の信号入力端子をＢＴＬ出力回路の一方の出力端子に接続しながら、スピーカのもう一方の信号入力端子を接地したときに、スピーカに流れる直流電流によるスピーカの焼損を防止することはできなかった。
【０００９】
本発明は、この点に着目してなされたものであり、スピーカの一方の信号入力端子をＢＴＬ出力回路の一方の出力端子に接続しながら、スピーカのもう一方の信号入力端子を接地したときに、スピーカに流れる直流電流からスピーカを保護することが可能となるパルス幅変調増幅器を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載のパルス幅変調増幅器は、単一電源で動作するＢＴＬ出力回路を備え、その２つの出力端子にそれぞれＬＣフィルタを介して接続したスピーカを駆動するパルス幅変調増幅器において、前記スピーカの２つの信号入力端子の一方を前記ＢＴＬ出力回路の２つの出力端子の一方と接続したまま、該スピーカの信号入力端子の他方を接地したときに、前記ＢＴＬ出力回路の接地側の所定位置に流れる負電流を検出する検出手段と、該検出手段による検出結果に基づいて、前記ＢＴＬ出力回路の動作を停止する停止手段とを有することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項１のパルス幅変調増幅器において、前記停止手段は、前記検出手段によって負電流が所定時間継続して検出されたときに、前記ＢＴＬ出力回路の動作を停止することが好ましい。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１３】
図１は、本発明の一実施の形態に係るパルス幅変調増幅器の全体構成を示すブロック図である。
【００１４】
同図に示すように、本実施の形態のパルス幅変調増幅器は、単一電源ＶＢＢで動作するＢＴＬ出力回路を備えた、左チャンネル（Ｌｃｈ）のパルス幅変調増幅部１と、同様に単一電源で動作するＢＴＬ出力回路を備えた、右チャンネル（Ｒｃｈ）のパルス幅変調増幅部２と、所定周波数の三角波を発生し、この三角波をパルス幅変調増幅部１および２に供給する三角波発生器３とにより、主として構成されている。
【００１５】
Ｌｃｈパルス幅変調増幅部１は、音声信号である入力信号ＩＮを増幅する入力信号増幅部１１と、増幅された入力信号ＩＮのレベルと三角波発生器３から供給された三角波のレベルとを比較することにより、入力信号ＩＮのレベルに応じたデューティ比のパルス信号を生成するパルス幅変調（ＰＷＭ）部１２と、前記図５のドライバ１０３と同様の動作を行うＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｃｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）ドライバ１３と、前記図５の電界効果トランジスタ１０４，１０５，１０７および１０８にそれぞれ対応し、同様の動作を行う電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２と、出力端子＋ＯＵＴ，−ＯＵＴを短絡すること等により、電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２に流れる過大電流を、抵抗Ｒ４１に印加される電圧値を検出することで検出する第１の過電流検出（ＯＣＰ）回路１４と、電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２に流れる上記過大電流を、抵抗Ｒ４６に印加される電圧値を検出することで検出するとともに、後述するＬＣフィルタを介して接続されるスピーカの一方の信号入力端子を、出力端子＋ＯＵＴ，−ＯＵＴの一方に接続したまま、スピーカのもう一方の信号入力端子を接地したときに、スピーカに流れる直流電流を検出する第２の過電流検出（ＯＣＰ）回路１５とによって構成されている。
【００１６】
そして、ドライバ１３と電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２によって、ＢＴＬ出力回路を構成し、このＢＴＬ出力回路は、単一電源ＶＢＢによって動作する。
【００１７】
なお、Ｒｃｈパルス幅変調増幅部２は、Ｌｃｈパルス幅変調増幅部１と同様に構成されているため、その詳細な構成は図示されていない。
【００１８】
図２は、第１および第２の過電流検出回路１４，１５の詳細な構成を示す回路図であり、同図には、電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２、その周辺回路、および出力端子＋ＯＵＴ，−ＯＵＴにＬＣフィルタ（コイルＬ４１とコンデンサＣ４１とからなるものと、コイルＬ４２とコンデンサＣ４２とからなるもの）を介して接続されたスピーカ（負荷抵抗Ｒｓｐ）も図示されている。
【００１９】
第２の過電流検出回路１５は、第１の過電流検出回路１４と同様に、電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２に流れる過大電流を検出することに加え、スピーカに流れる直流電流を検出する。そして、第２の過電流検出回路１５中、過大電流を検出する部分の構成は、第１の過電流検出回路１４の構成とほぼ同様であるので、第２の過電流検出回路１５の構成および作用についての説明および第１の過電流検出回路１４の回路図から、第１の過電流検出回路１４の構成および作用は直ちに類推することができる。したがって、第２の過電流検出回路１５の構成および作用についてのみ詳細に説明することにする。
【００２０】
図２において、第２の過電流検出回路１５は、コンパレータＣＭＰ３１，ＣＭＰ３２を含み、コンパレータＣＭＰ３１によって、電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２に流れる過大電流を検出し、コンパレータＣＭＰ３２によって、スピーカに流れる直流電流を検出する。
【００２１】
コンパレータＣＭＰ３１の反転入力端子（−）には、電源電圧ＶＤＤが抵抗Ｒ３３と抵抗Ｒ３４，Ｒ３５により分圧されて、基準電圧として印加され、その非反転入力端子（＋）には、過電流検出抵抗Ｒ４６の反グランドＶＳＳ側の電位が、抵抗Ｒ４４，Ｒ４５，Ｒ３６と抵抗Ｒ３２により分圧されて印加されている。抵抗Ｒ４６に過大電流が流れると、抵抗Ｒ４６の反グランドＶＳＳ側の電位が上昇する。これにより、コンパレータＣＭＰ３１の非反転入力端子（＋）の電圧が反転入力端子（−）の基準電圧を超えると、コンパレータＣＭＰ３１は、ハイレベル信号を出力する。すなわち、コンパレータＣＭＰ３１からハイレベル信号が出力されると、電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２に過大電流が流れていることになる。
【００２２】
コンパレータＣＭＰ３２の反転入力端子（−）には、コンパレータＣＭＰ３１の非反転入力端子（＋）と同様に、過電流検出抵抗Ｒ４６の反グランドＶＳＳ側の電位が、抵抗Ｒ４５，Ｒ３６等により分圧されて印加され（ただし、印加されている電圧のレベルは、コンパレータＣＭＰ３１の非反転入力端子（＋）に印加されている電圧のレベルとは異なっている）、コンパレータＣＭＰ３２の非反転入力端子（＋）には、コンパレータＣＭＰ３１の反転入力端子（−）と同様に、電源電圧ＶＤＤが抵抗Ｒ３３，Ｒ３４等により分圧されて、基準電圧として印加されている（ただし、印加されている電圧のレベルは、コンパレータＣＭＰ３１の反転入力端子（−）に印加されている電圧のレベルとは異なっている）。たとえば、スピーカの一方の信号入力端子が出力端子＋ＯＵＴに接続された状態で、スピーカのもう一方の信号入力端子がグランドＶＳＳに接地されると、抵抗Ｒ４６の反グランドＶＳＳ側の電位が低下する。これにより、コンパレータＣＭＰ３２の非反転入力端子（＋）の電圧が反転入力端子（−）の基準電圧を超えると、コンパレータＣＭＰ３２は、ハイレベル信号を出力する。すなわち、コンパレータＣＭＰ３２からハイレベル信号が出力されると、抵抗Ｒ４６には正常時とは逆方向の電流が流れていることになる。以下、スピーカの一方の信号入力端子が出力端子＋ＯＵＴに接続された状態で、スピーカのもう一方の信号入力端子がグランドＶＳＳに接地されると、抵抗Ｒ４６には正常時とは逆方向の電流が流れる仕組みを、図３および図４を参照して説明する。
【００２３】
図３は、スピーカの一方の信号入力端子が出力端子＋ＯＵＴに接続された状態で、スピーカのもう一方の信号入力端子がグランドＶＳＳに接地されたときの状態を示す図であり、図４は、図３の状態で、電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１の一方がスイッチングした場合に、流れる電流の状態を示す図である。
【００２４】
図４において、ドライバ１３により、電界効果トランジスタＰＰＭ１がオン状態になると、電源電圧ＶＢＢが、コイルＬ４１とコンデンサＣ４１からなるＬＣフィルタに印加されるので、直流電流ｉが、同図（ａ）のような方向に流れる。同図（ａ）の状態は、ドライバ１３によって電界効果トランジスタＰＮＭ１がオン状態になるまで継続する。電界効果トランジスタＰＰＭ１がオフかつ電界効果トランジスタＰＮＭ１がオン状態になると、電源電圧ＶＢＢのＬＣフィルタへの印加がなくなるが、コイルＬ４１には、一旦電流が流れると、その電流の供給が停止しても、その流れている方向に電流を流そうとする性質があり、この物理特性により、直流電流ｉが、同図（ｂ）のような方向、つまり正常時とは逆方向に所定時間流れ続ける。このとき、抵抗Ｒ４６には、負電圧が発生する。
【００２５】
図３に示すように、抵抗Ｒ４６に印加される電圧ＶｓｅｎｃｅをコンパレータＣＭＰ３２の反転入力端子（−）に入力し、コンパレータＣＭＰ３２の非反転入力端子（＋）には、基準となる負電圧を印加しておくと、上記図４（ｂ）のように、電圧Ｖｓｅｎｃｅが負電圧となって、基準負電圧を超えたときに、コンパレータＣＭＰ３２は、ハイレベル信号を出力する。コンパレータＣＭＰ３２の出力は、判定出力をドライバ１３の停止入力に供給する。すなわち、コンパレータＣＭＰ３２からハイレベル信号が出力され、ドライバ１３の停止入力に供給されると、ドライバ１３は、電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２に対するスイッチング動作を停止する。
【００２６】
図２に戻り、コンパレータＣＭＰ３１およびＣＭＰ３２の各出力は、ＮＯＲ回路Ｘ１に入力され、ＮＯＲ回路Ｘ１は、論理信号ＯＣＬＭをＰチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１２のゲートに供給する。ここで、論理信号ＯＣＬＭは、コンパレータＣＭＰ３１およびＣＭＰ３２の少なくとも一方がハイレベル信号を出力したときにロウレベルとなり、コンパレータＣＭＰ３１およびＣＭＰ３２の両方がロウレベル信号を出力したときにハイレベルとなる。すなわち、電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２に過大電流が流れていることおよびスピーカに直流電流が流れていることのうち、少なくとも一方を検出したときに、論理信号ＯＣＬＭはロウレベルとなり、両方とも検出しないときに、論理信号ＯＣＬＭはハイレベルとなる。
【００２７】
本実施の形態のパルス幅変調増幅器では、高速なスイッチング動作を行っているため、回路内の信号にスパイクノイズが乗ることもある。この場合、過大電流または直流電流を検出していないにも拘わらず、コンパレータＣＭＰ３１またはＣＭＰ３２からハイレベル信号が出力される虞がある。これに対処するために、本実施の形態では、論理信号ＯＣＬＭが所定時間連続してロウレベルになったことを検出するようにし、これが検出された場合に限って、前記停止入力に停止信号（図２の場合、ロウレベル信号）ＯＣＰ（ＯＣＰＰ）を供給するようにしている。
【００２８】
Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１２は、電源電圧（ＶＤＤ）の供給を制御することで、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１３をオン／オフするスイッチとして機能するものであり、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１２は、そのゲートにロウレベルの論理信号ＯＣＬＭが供給されたときに、オン状態となって、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１３（に電源を供給することで）をオン状態にさせる一方、そのゲートにハイレベルの論理信号ＯＣＬＭが供給されたときには、オフ状態となって、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１３をオフ状態にさせる。
【００２９】
端子Ｔ１１には、常にバイアス電圧が供給され、これにより、Ｎチャンネル電界効果トランジスタＭＮ１２，ＭＮ１３およびＭＮ１５は常にオン状態となっている。
【００３０】
Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１４は、電源電圧（ＶＤＤ）の供給を制御することで、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１５をオン／オフするスイッチとして機能するものであり、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１４は常にオン状態となっているので、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１５も常にオン状態となっている。そして、上述のように、Ｎチャンネル電界効果トランジスタＭＮ１５は常にオン状態であるので、そのドレイン電流Ｉも常に流れている。このドレイン電流Ｉは、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１３およびＭＰ１５のバイアス電流として機能している。
【００３１】
Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１２がオン状態になると、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１３からソース電流ｎＩが流れるように構成されている。ここで、ｎは、１より大きい値（の係数）を意味する。ソース電流ｎＩが流れると、そのうちの電流ＩがＮチャンネル電界効果トランジスタＭＮ１３のドレイン電流Ｉとなって吸収されるため、残りの電流（ｎ−１）ＩがコンデンサＣ１１に流れ、これによりコンデンサＣ１１内に電荷が蓄えられて、コンデンサＣ１１のインバータＩＮＶ１２側の電位が上昇して行く。
【００３２】
なお、スピーカに直流電流が流れているときは、抵抗Ｒ４６に負電圧が印加されるが、この場合、負電圧は常に印加されているのではなく、図４で説明したように、Ｎチャンネル電界効果トランジスタＰＮＭ１（もしくは、Ｎチャンネル電界効果トランジスタＰＮＭ２）がオンしている間だけである。したがって、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＰＰＭ１（もしくは、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＰＰＭ２）がオンしている間は、抵抗Ｒ４６に負電圧は印加されない。つまり、スピーカに直流電流が流れているときであっても、コンパレータＣＭＰ３２からはハイレベル信号が出力される。このように、コンパレータＣＭＰ３２からハイレベル信号が出力されると、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１３はオフ状態となるので、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１３からソース電流ｎＩは供給されず、しかし、Ｎチャンネル電界効果トランジスタＭＮ１３のドレイン電流Ｉは流れるため、コンデンサＣ１１に貯まった電荷が、ドレイン電流ＩとしてＮチャンネル電界効果トランジスタＭＮ１３側に吸収される。これにより、コンデンサＣ１１のインバータＩＮＶ１２側の電位が低下する。しかし、この場合、コンパレータＣＭＰ３２からはロウレベル信号とハイレベル信号が交互に出力されるので、次のロウレベル信号では、上述のように、コンデンサＣ１１には電流（ｎ−１）Ｉが供給される。そして、コンパレータＣＭＰ３２からロウレベル信号が出力されているときに、コンデンサＣ１１に流れ込む電流の方が、コンパレータＣＭＰ３２からハイレベル信号が出力されているときに、コンデンサＣ１１から流れ出す電流より多いので、コンパレータＣＭＰ３２からの出力信号のレベル変動が連続して続けば、その結果、コンデンサＣ１１のインバータＩＮＶ１２側の電位は徐々に上昇して行く。
【００３３】
このようにして、コンデンサＣ１１のインバータＩＮＶ１２側の電位が上昇して行き、インバータＩＮＶ１２が反転動作を行う閾値を超えると、インバータＩＮＶ１２は、ロウレベル信号を出力する。この信号ＯＣＰＰは、インバータＩＮＶ１１によって反転された後、ＮＯＲ回路Ｌ３の一方の入力端子に供給される。ＮＯＲ回路Ｌ３のもう一方の入力端子には、第１の過電流検出回路１４からの信号ＯＣＰＰが、インバータＩＮＶ１によって反転された後、供給される。
【００３４】
ＮＯＲ回路Ｌ３は、２入力信号のうち、少なくとも一方がハイレベル信号のときに、ロウレベル信号を出力し、両入力信号がともにロウレベル信号のときに、ハイレベル信号を出力する。すなわち、第１および第２の過電流検出回路１４，１５のうち、少なくとも一方で過電流が検出されたときに、ＮＯＲ回路Ｌ３はロウレベル信号を出力し、第１および第２の過電流検出回路１４，１５のいずれでも過電流が検出されないときに、ＮＯＲ回路Ｌ３はハイレベル信号を出力する。
【００３５】
ＮＯＲ回路Ｌ３の出力は、ロウアクティブＮＯＲ回路Ｌ１およびＬ２によって構成されているフリップフロップ回路、すなわちラッチ回路に供給される。ラッチ回路は、ＮＯＲ回路Ｌ３からロウレベル信号が供給されると、それをラッチして、過電流検出信号ＯＣＰとして、ドライバ１３の前記停止入力に供給する。ラッチ回路は、リセット信号Ｒｅｓｅｔが入力されるまで、過電流検出信号ＯＣＰをラッチし続ける。
【００３６】
なお、端子ＯＣＲＭは、図１のＲｃｈパルス幅変調増幅部２中、前記ＮＯＲ回路Ｘ１に相当する回路からの出力信号を入力するものである。すなわち、Ｐチャンネル電界効果トランジスタＭＰ１１およびＭＰ１２は、ＯＲ回路と同様の機能を営んでいる。同様に、端子ＯＣＲＰは、Ｒｃｈパルス幅変調増幅部２のコンパレータＣＭＰ２１に相当する回路からの出力である。
【００３７】
このように、本実施の形態では、スピーカの一方の信号入力端子をＢＴＬ出力回路の一方の出力端子に接続しながら、スピーカのもう一方の信号入力端子を接地したときに、ＢＴＬ出力回路の接地側に設けた抵抗に流れる負電流を検出し、この検出結果に応じて、ＢＴＬ出力回路の動作を停止するようにしたので、スピーカに流れる直流電流からスピーカを保護することができる。
【００３８】
また、負電流が所定時間継続して検出されたときにのみ、ＢＴＬ出力回路の動作を停止するようにしたので、負電流の誤検出によってＢＴＬ出力回路の動作が停止されるのを防止することができる。
【００３９】
さらに、スピーカに流れる直流電流からスピーカを保護する機能に加えて、ＢＴＬ出力回路を構成するトランジスタに流れる過大電流も検出するようにし、この過大電流が検出されたときに、ＢＴＬ出力回路の動作を停止するようにしたので、過大電流からトランジスタを保護することもできる。
【００４０】
また、この過大電流を検出するための検出抵抗を、上記負電流を検出するための検出抵抗と共用したので、製造コストを低減させることができる。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に記載の発明によれば、単一電源で動作するＢＴＬ出力回路を備え、その２つの出力端子にそれぞれＬＣフィルタを介して接続したスピーカを駆動するパルス幅変調増幅器において、前記スピーカの２つの信号入力端子の一方を前記ＢＴＬ出力回路の２つの出力端子の一方と接続したまま、該スピーカの信号入力端子の他方を接地したときに、前記ＢＴＬ出力回路の接地側の所定位置に流れる負電流が検出され、該検出結果に基づいて、前記ＢＴＬ出力回路の動作が停止するので、スピーカに流れる直流電流からスピーカを保護することができる。
【００４２】
また、請求項２に記載の発明によれば、前記負電流が所定時間継続して検出されたときに、前記ＢＴＬ出力回路の動作が停止するので、負電流の誤検出によってＢＴＬ出力回路の動作が停止されるのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係るパルス幅変調増幅器の全体構成を示すブロック図である。
【図２】第１および第２の過電流検出回路１４，１５の詳細な構成を示す回路図である。
【図３】スピーカの一方の信号入力端子が出力端子＋ＯＵＴに接続された状態で、スピーカのもう一方の信号入力端子がグランドＶＳＳに接地されたときの状態を示す図である。
【図４】図３の状態で、電界効果トランジスタＰＮＭ１，ＰＰＭ１の一方がスイッチングした場合に、流れる電流の状態を示す図である。
【図５】従来の保護回路を設けたパルス幅変調増幅器の構成の一例を示す図である。
【符号の説明】
３  三角波発生器，１２  パルス幅変調（ＰＷＭ）部，１３  ＭＯＳドライバ，ＰＮＭ１，ＰＰＭ１，ＰＮＭ２，ＰＰＭ２  電界効果トランジスタ，１４  第１の過電流検出回路，１５  第２の過電流検出回路，Ｒ４１，Ｒ４６  抵抗
【図１】
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【図２】
2004214933.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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