(57)【要約】【課題】複数バンドの信号の送受信が可能な携帯電話機を構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、受信信号を復調もしくはダウンコンバートするミキサの次段のアンプのＤＣオフセットを減少させる。【解決手段】異なるバンドの受信信号を復調もしくはダウンコンバートする複数のミキサ（２１２ａ，２１２ｂ，ＭＩＸ１ａ〜ＭＩＸ３ｂ）の出力を伝達する信号線（Ｌ１〜Ｌ４）を、始端から終端まで隣接する信号線が同じになるのを避けるようにスクランブルさせて配設するようにした。【選択図】　　図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のミキサを備え複数のバンドの信号を受信して復調可能な通信用半導体集積回路であって、前記複数のミキサの出力を伝達する複数の信号線は、異種の信号を伝達する信号線が始端から終端まで同じ組合せで隣接して並走しないように、互いに交差して配設されていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項２】
複数のミキサを備え複数のバンドの信号を受信して復調可能な通信用半導体集積回路であって、前記複数のミキサの出力を伝達する複数の信号線には、異種の信号を伝達する信号線が始端から終端まで同じ組合せで隣接して並走しないように、信号線を互いに交差させるスクランブル領域が複数箇所設けられていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項３】
前記ミキサの出力を伝達する信号線の数をＮとしたときに、前記信号線のスクランブル領域の数は（Ｎ−１）であることを特徴とする請求項２に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項４】
前記スクランブル領域で分割された各範囲での前記複数の信号線の並びは各範囲毎にそれぞれ異なっていることを特徴とする請求項３に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項５】
前記ミキサの出力を伝達する信号線の数をＮとしたときに、前記信号線のスクランブル領域の数はＮであることを特徴とする請求項２に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項６】
前記スクランブル領域で分割された各範囲のうち最初の範囲と最後の範囲での前記複数の信号線の並びは同一であることを特徴とする請求項５に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項７】
前記スクランブル領域で分割された各範囲のうち最初の範囲と最後の範囲における信号線の長さの和と、それら以外の各範囲における信号線の長さとが等しくなるように設定されていることを特徴とする請求項６に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項８】
前記ミキサは、所定の周波数の受信信号と所定の周波数の発振信号を入力とし、前記受信信号と発振信号の周波数差に相当する周波数の信号を得るための回路であることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項９】
前記ミキサの出力を伝達する前記信号線にはフィルタ回路が接続され、前記信号線の互いに交差する部位または領域は、前記ミキサとフィルタ回路との間に設けられていることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１０】
少なくともＧＳＭ方式とＤＣＳ方式とＰＣＳ方式を含む３以上の通信方式に従った受信信号を復調可能に構成されていることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１１】
前記ミキサは、所定の周波数の受信信号と所定の周波数の第１の発振信号を入力とする第１ミキサと、前記受信信号と前記第１発振信号と位相が９０度異なる第２発振信号を入力とする第２ミキサとを含むことを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１２】
前記ミキサから出力される信号は、第１の情報を含む第１の信号およびその反転信号と、第２の情報を含み前記第１の信号と位相が９０度異なる第２の信号およびその反転信号であり、前記第１の信号とその反転信号が隣接して並走され、また前記第２の信号とその反転信号が隣接して並走され、前記スクランブル領域において、信号伝達方向に沿って１番目と２番目の配線が３番目と４番目に切り替えられ、３番目と４番目の配線が２番目と１番目に切り替えられるように配置されていることを特徴とする請求項１１に記載の通信用半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路における受信信号と所定の周波数の発振信号とを合成して周波数変換を行なうダイレクトダウンコンバージョン方式のミキサの出力を次段の増幅回路へ伝達する配線に適用して有効な技術に関し、特に複数バンドの信号を送受信可能な無線通信システムに用いられて送受信信号を変復調する機能を有する通信用半導体集積回路に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話機のような無線通信システムにおいては、受信信号や送信信号と合成される所定の周波数の発振信号を発生するためＶＣＯ（電圧制御発振器）が用いられている。従来提案されている携帯電話機には、例えば８８０〜９１５ＭＨｚ帯のＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ　Ｓｙｓｔｅｍ　ｆｏｒ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）と１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｅｌｌｕｌａｒ　Ｓｙｓｔｅｍ）のような２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機がある。
【０００３】
さらに、近年においては、ＧＳＭやＤＣＳの他に例えば１８５０〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍ）の信号を扱えるトリプルバンド方式の携帯電話機に対する要求がある。また、携帯電話機は今後さらに多くのバンドに対応できるものが要求されることが考えられる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このような複数のバンドに対応できる携帯電話機に使用される高周波ＩＣには、部品点数の低減という観点からダイレクトコンバージョン方式が有効である。一方、携帯電話機では、所望の周波数帯の受信信号を分波するため周波数特性が急峻なＳＡＷ（表面弾性波）フィルタが用いられている。しかしながら、ＳＡＷフィルタは通過帯域が狭いとともに既存のＳＡＷフィルタは通過帯域を変更させるような仕組みを備えていないため、複数のバンドに対応できる携帯電話機では各バンド毎に帯域の異なる複数のＳＡＷフィルタが設けられる。また、これに応じてダイレクトコンバージョン方式の高周波ＩＣでは、受信信号と局部発振信号とをミキシングして周波数変換するミキサが各バンド毎に設けられる。
【０００５】
これに対し、ミキサで周波数変換された信号を増幅する後段の利得制御アンプやノイズを除去するロウパスフィルタのような回路は複数のバンドに共通の回路として設けられることが多い。ミキサで周波数変換された後の信号は周波数がある範囲に限られているとともに、高周波ＩＣは同時に複数のバンドの信号を扱うことはないので、回路を共通化することで回路の占有面積を減らし高周波ＩＣのチップサイズを小さくすることができるためである。
【０００６】
図２は本発明者等が検討したダイレクトダウンコンバージョン方式のトリプルバンド対応の受信系回路の例を示す。図において、１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃは受信信号から不要波を除去しＧＳＭの周波数帯の信号とＤＣＳの周波数帯の信号とＰＣＳの周波数帯の信号をそれぞれ通過するＳＡＷフィルタ、２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃはＳＡＷフィルタを通過した受信信号を増幅するロウノイズアンプ、ＭＩＸ１ａ，ＭＩＸ１ｂ，ＭＩＸ２ａ，ＭＩＸ２ｂ，ＭＩＸ３ａ，ＭＩＸ３ｂは各受信信号と高周波ＶＣＯからの局部発振信号φＲＦ１，φＲＦ２とを合成して周波数変換を行なうと共にＩ，Ｑ信号として復調するミキサ、２２０Ａ，２２０Ｂは復調された信号を所望のレベルまで増幅する利得制御アンプとロウパスフィルタとからなる高利得増幅部である。φＲＦ１とφＲＦ２は互いに位相が９０°ずれた信号である。
【０００７】
また、この受信系回路では、ミキサＭＩＸ１ａ〜ＭＩＸ３ｂのＩ信号とＱ信号の各正相側出力端子同士および負相側出力端子同士がそれぞれ共通に接続され、正相と負相の出力端子間には外付けの容量Ｃ１，Ｃ２が、またミキサＭＩＸ１ａ〜ＭＩＸ３ｂの各共通出力ノードと接地点ＧＮＤとの間には抵抗Ｒ１〜Ｒ４が接続されている。これらの素子は、ミキサＭＩＸ１ａ〜ＭＩＸ３ｂの出力に含まれるミキシング前の受信信号と局部発振信号の周波数成分を除去してそれらの周波数差に等しい信号成分のみ抽出するロウパスフィルタを構成している。
【０００８】
ここで、図２を参照すると分かるように、バンド数に応じてミキサを設けそれらの出力同士をワイヤード結合して後段の高利得増幅部２２０へ伝達するように構成した場合、各信号を伝達する信号線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の長さはミキサが１組でよいシングルバンド方式に比べて長くなる。
【０００９】
本発明者等は、トリプルバンド方式の携帯電話機を構成する変復調用の高周波ＩＣを開発すべく設計とシミュレーションを繰返し行なった結果、トリプルバンド方式の高周波ＩＣではミキサの後段の利得制御アンプにＤＣオフセットが発生することを見出した。これは、シングルバンド方式の高周波ＩＣでは問題になっていなかった課題である。
【００１０】
この発明は上記のような新規な課題に基づいてなされたもので、その目的とするところは、複数バンドの信号の送受信が可能な携帯電話機のような無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、受信信号を復調もしくはダウンコンバートするミキサの次段のアンプのＤＣオフセットを減少させることができる信号伝達配線技術を提供することにある。
【００１１】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面から明らかになるであろう。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明者等は、トリプルバンド方式の高周波ＩＣでミキサの後段の利得制御アンプにＤＣオフセットが発生する原因を長期に亘って鋭意追求した。その結果、ミキサＭＩＸ１ａ〜ＭＩＸ３ｂの出力をワイヤード結合する配線からなる信号線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４が図２のように互いに並走して配設され、その並走区間が長くなると、信号線間の相互誘導あるいは寄生容量により生じるクロストークによって後段の利得制御アンプにＤＣオフセットが発生することを発見した。
【００１３】
その理由は、受信信号に含まれる妨害波がミキサの出力信号配線間の相互誘導やクロストークで次段のアンプに供給される信号に影響を与え、ＤＣレベルをずらすことにある。より具体的には、図８（Ａ）のように位相が１８０°異なる信号の配線が隣接する場合にはＤＣ成分は波形の中心電位に一致するが、図８（Ｂ）のように隣接する配線の信号の位相が１８０°からずれるとＤＣ成分が波形の中心電位からずれるため、後段の利得制御アンプにＤＣオフセットが発生すると考えられる。ここで、隣接する配線の信号の位相が９０°ずれているときにＤＣ成分が最も大きくなる。
【００１４】
一方、受信信号に含まれる妨害波は、図７（Ａ）に示されているように、希望波▲１▼に対して妨害波▲２▼のレベルが極端に大きくなる場合がある。例えば希望波の受信レベルが−９９ｄＢｍである場合に、妨害波（希望波の周波数±６ＭＨｚ）が−３１ｄＢｍあったと仮定すると、妨害波は希望波の約２５００倍となり、比較的大きなＤＣオフセットが発生する原因となる。
【００１５】
そこで、本発明では、マルチバンド方式の無線通信システムを構成する変復調用の高周波ＩＣにおいて、異なるバンドの受信信号を復調もしくはダウンコンバートする複数のミキサの出力を伝達する複数の信号線を、隣接する信号線が始端から終端まで同じ組合せで並走するのを避けるように途中でスクランブルさせて配設するようにした。
【００１６】
上記した手段によれば、信号線が互いにスクランブルしているため、ある箇所である信号線から隣接する他の信号線に与えられた影響が他の個所では逆向きの影響として与えられ、それらの影響が相殺される。これによって、ミキサの後段の利得制御アンプにＤＣオフセットが発生するのを防止することができる通信用半導体集積回路が得られる。
【００１７】
ここで、ミキサの出力を伝達する信号線の数をＮとおくと、信号線のスクランブルの領域もしくは回数は（Ｎ−１）とするのがよい。これにより、最小のスクランブル回数で最も効率良く各信号線間の相互誘導やクロストークによる影響を相殺させることができる。
【００１８】
また、信号線の数がＮの場合に信号線のスクランブルの領域もしくは回数をＮとしても良い。これにより、ミキサから出力される信号の並びが途中で入れ替わっても、終端では始端と同じ並びに戻すことが可能になり、配線設計が容易になるとともに、設計の見直しや不良解析の際にミキサと信号との関係が分かり易くなる。また、既にある設計資産を利用してミキサとその後段の回路との間の配線のみ変更することで、他の部位のレイアウトを全く変更することなく各信号線間の相互誘導やクロストークによる影響を相殺させることができるようになる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施例について図面を用いて説明する。
【００２０】
図１は、本発明を適用したマルチバンド方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【００２１】
図１において、１００は信号電波の送受信用アンテナ、１１０は送受信切り替え用のスイッチ、１２０ａ〜１２０ｃは受信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなる高周波フィルタ、１３０は送信信号を増幅する高周波電力増幅回路、２００は受信信号を復調したり送信信号を変調したりする高周波ＩＣ、３００は送信データをＩ，Ｑ信号に変換したり高周波ＩＣ２００を制御したりするベースバンド回路（ＬＳＩ）である。高周波ＩＣ２００は１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成される。
【００２２】
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２００は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の３つの通信方式による４つの周波数帯の信号の変復調が可能に構成されている。また、これに応じて、高周波フィルタは、ＧＳＭ系の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ａと、ＤＣＳ１８００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｂと、ＰＣＳ１９００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｃとが設けられる。ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００は周波数帯が近いので、この実施例では共通のフィルタ１２０ａが用いられる。
【００２３】
本実施例の高周波ＩＣ２００は、大きく分けると、受信系回路ＲＸＣと、送信系回路ＴＸＣと、それ以外の制御回路やクロック生成回路など送受信系に共通の回路からなる制御系回路ＣＴＣとで構成される。
【００２４】
受信系回路ＲＸＣは、受信信号を増幅するロウノイズアンプ２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃと、高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された発振信号φＲＦを分周し互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する移相分周回路２１１と、ロウノイズアンプ２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃで増幅された受信信号に移相分周回路２１１で分周された直交信号をミキシングすることで復調およびダウンコンバートを行なうミキサからなる復調回路２１２ａ，２１２ｂと、復調されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ増幅してベースバンド回路３００へ出力する高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂと、高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂ内のアンプの入力ＤＣオフセットをキャンセルするためのオフセットキャンセル回路２１３などからなる。
【００２５】
なお、図１においては図示の都合で、復調回路２１２ａ，２１２ｂが各バンドに共通の回路であるかのように示されているが、より詳細には、図２のようにＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳの各ロウノイズアンプ２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃに対応したミキサＭＩＸ１ａ，ＭＩＸ１ｂ；ＭＩＸ２ａ，ＭＩＸ２ｂ，ＭＩＸ３ａ，ＭＩＸ３ｂが設けられている。移相分周回路２１１から供給される互いに９０°位相がずれた直交信号φＲＦ１，φＲＦ２も差動信号φＲＦ１，／φＲＦ１，φＲＦ２，／φＲＦ２として各ミキサに供給される。
【００２６】
高利得増幅部２２０Ａは、複数のロウパスフィルタＬＰＦ１１，ＬＰＦ１２，ＬＰＦ１３，ＬＰＦ１４と利得制御アンプＰＧＡ１１，ＰＧＡ１２，ＰＧＡ１３とが交互に直列形態に接続され、最終段に利得が固定のアンプＡＭＰ１が接続された構成を有しており、Ｉ信号を増幅してベースバンド回路３０へ出力する。高利得増幅部２２０Ｂも同様に、複数のロウパスフィルタＬＰＦ２１，ＬＰＦ２２，ＬＰＦ２３，ＬＰＦ２４と利得制御アンプＰＧＡ２１，ＰＧＡ２２，ＰＧＡ２３とが交互に直列形態に接続され、最終段に利得が固定のアンプＡＭＰ２が接続された構成を有しており、Ｑ信号を増幅してベースバンド回路３００へ出力する。
【００２７】
オフセットキャンセル回路２１３は、各利得制御アンプＰＧＡ１１〜ＰＧＡ２３に対応して設けられ入力端子間を短絡した状態におけるそれらの出力電位差をディジタル信号に変換するＡＤ変換回路（ＡＤＣ）と、これらのＡＤ変換回路による変換結果に基づき対応する利得制御アンプＰＧＡ１１〜２３の出力のＤＣオフセットを「０」とするような入力オフセット電圧を生成し差動入力に対して与えるＤＡ変換回路（ＤＡＣ）と、これらのＡＤ変換回路（ＡＤＣ）とＤＡ変換回路（ＤＡＣ）を制御してオフセットキャンセル動作を行なわせる制御回路などから構成される。
【００２８】
送信系回路ＴＸＣは、例えば６４０ＭＨｚのような中間周波数の発振信号φＩＦを生成する発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０と、該発振回路２３０で生成された発振信号φＩＦを１／４分周して１６０ＭＨｚのような信号を生成する分周回路２３１と、該分周回路２３１で分周された信号をさらに分周しかつ互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する移相分周回路２３２と、生成された直交信号をベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号により変調をかける変調回路２３３ａ，２３３ｂと、変調された信号を合成する加算器２３４と、所定の周波数の送信信号φＴＸを発生する送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０と、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０から出力される送信信号φＴＸをカプラ２８０Ａ，２８０ｂ等で抽出したフィードバック信号と周波数変換用の発振信号を生成する局部発振回路としての高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された高周波発振信号φＲＦを分周した信号φＲＦ’とをミキシングすることでそれらの周波数差に相当する周波数の信号を生成するオフセットミキサ２３６と、該オフセットミキサ２３６の出力と前記加算器２３４で合成された信号ＴＸＩＦとを比較して位相差を検出するアナログ位相比較器２３７ａおよびディジタル位相比較器２３７ｂと、該位相検出回路２３７ａ，２３７ｂの出力に応じた電圧を生成するループフィルタ２３８などから構成されている。
【００２９】
なお、ループフィルタ２３８を構成する抵抗および容量は、外付け素子として実施例の高周波ＩＣの外部端子に接続される。送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０は、ＧＳＭ８５０とＧＭＳ９００の送信信号を生成する発振回路２４０ａと、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の送信信号を生成する発振回路２４０ｂとからなる。このように発振回路を２つ設けているのは、送信用発振回路は、高周波発振回路２５０や中間周波数の発振回路２３０に比べて周波数の可変範囲が広く１つの発振回路ですべてカバーできる回路を設計するのは容易でないためである。
【００３０】
アナログ位相比較器２３７ａとディジタル位相比較器２３７ｂが設けられているのは、ＰＬＬ回路の動作開始時における引込み動作を早くするためである。具体的には、送信開始時は先ずディジタル位相比較器２３７ｂで位相比較を行ない、その後アナログ位相比較器２３７ａに切り替えることで、高速で位相ループをロックさせることができるようにされる。
【００３１】
また、この実施例の高周波ＩＣ２００のチップ上には、チップ全体を制御する制御回路２６０と、前記高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０と共にＲＦ用ＰＬＬ回路を構成するＲＦシンセサイザ２６１と、前記中間周波数の発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０と共にＩＦ用ＰＬＬ回路を構成するＩＦシンセサイザ２６２と、これらのシンセサイザ２６１および２６２の基準信号となるクロック信号φｒｅｆを生成する基準発振回路（ＶＣＸＯ）２６４とが設けられている。シンセサイザ２６１および２６２は、それぞれ分周回路や位相比較回路、チャージポンプ、ループフィルタなどで構成される。
【００３２】
なお、基準発振信号φｒｅｆは周波数精度の高いことが要求されるため、基準発振回路２６４には外付けの水晶振動子が接続される。基準発振信号φｒｅｆとしては、２６ＭＨｚあるいは１３ＭＨｚのような周波数が選択される。かかる周波数の水晶振動子は比較的安価に手に入るからである。
【００３３】
図１において１／２，１／４などの分数が付記されているブロックはそれぞれ分周回路、符号ＢＦＦで示されているのはバッファ回路である。また、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は、ＧＳＭ方式に従った送受信を行なうＧＳＭモードとＤＣＳまたはＰＣＳ方式に従った送受信を行なうＤＣＳ／ＰＣＳモードとで接続状態が切り替えられて、伝達される信号の分周比を選択するスイッチである。ＳＷ４は送信時にベースバンド回路３００からのＩ，Ｑ信号を変調用ミキサ２３３ａ，２３３ｂに供給すべくオン、オフ制御されるスイッチである。これらのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４は制御回路２６０からの信号によって制御される。
【００３４】
制御回路２６０には、コントロールレジスタＣＲＧが設けられ、このレジスタＣＲＧはベースバンド回路３００からの信号に基づいて設定が行なわれる。具体的には、ベースバンド回路３００から高周波用ＩＣ２００に対して同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＳＤＡＴＡと、制御信号としてのロードイネーブル信号ＬＥＮとが供給されており、制御回路２６０は、ロードイネーブル信号ＬＥＮが有効レベルにアサートされると、ベースバンド回路３００から伝送されてくるデータ信号ＳＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、上記コントロールレジスタＣＲＧにセットする。特に制限されるものでないが、データ信号ＳＤＡＴＡはシリアルで伝送される。ベースバンド回路３００はマイクロプロセッサなどから構成される。
【００３５】
コントロールレジスタＣＲＧは、特に制限されるものでないが、高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０や中間周波数の発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０におけるＶＣＯの周波数測定を開始させる制御ビットや、受信モード、送信モード、アイドルモード、ウォームアップモードなどのモードを指定するビットフィールドなどが設けられる。ここで、アイドルモードは待受け時等ごく一部の回路のみ動作し少なくとも発振回路を含む大部分の回路が停止するスリープ状態となるモード、ウォームアップモードは送信または受信の直前にＰＬＬ回路を起動させるモードである。
【００３６】
この実施例では、位相検出回路２３７ａ，２３７ｂと、ループフィルタ２３８、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０ａ，２４０ｂおよびオフセットミキサ２３６とによって周波数変換を行なう送信用ＰＬＬ回路（ＴＸＰＬＬ）が構成される。
【００３７】
本実施例のマルチバンド方式の無線通信システムでは、例えばベースバンド回路３００からの指令によって制御回路２６０が、送受信時に高周波発振回路２５０の発振信号の周波数φＲＦを使用するチャネルに応じて変更すると共に、ＧＳＭモードかＤＣＳ／ＰＣＳモードかに応じて上記スイッチＳＷ２を切り替えることで、オフセットミキサ２３６に供給される信号の周波数が変更されることによって送受信の周波数の切り替えが行なわれる。
【００３８】
表１は、本実施例のクウォッドバンド用の高周波ＩＣにおける中間周波用発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０および高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０の発振信号φＩＦ，φＴＸ，φＲＦの周波数の設定例を示す。なお、表１に示されているＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００は、周波数帯（バンド）のみ異なり、変調方式や多重化方式などは同じであるので、通信方式としては同じ方式とみることができる。
【００３９】
【表１】
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【００４０】
表１に示されているように、本実施例では、中間周波用発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０の発振周波数はＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳいずれの場合にも６４０ＭＨｚに設定され、これが分周回路２３１と移相分周回路２３２で１／８に分周されて８０ＭＨｚの搬送波（ＴＸＩＦ）が生成されて変調が行なわれる。
【００４１】
一方、高周波発振回路（以下、ＲＦＶＣＯと記す）２５０の発振周波数は、受信モードと送信モードとで異なる値に設定される。送信モードでは、ＲＦＶＣＯ２５０の発振周波数ｆＲＦは、例えばＧＳＭ８５０の場合３６１６〜３７１６ＭＨｚに、ＧＳＭ９００の場合３８４０〜３９８０ＭＨｚに、またＤＣＳの場合３６１０〜３７３０ＭＨｚに、さらにＰＣＳの場合３８６０〜３９８０ＭＨｚに設定され、これが分周回路でＧＳＭの場合は１／４に分周され、またＤＣＳとＰＣＳの場合は１／２に分周されてφＲＦ’としてオフセットミキサ２３６に供給される。
【００４２】
オフセットミキサ２３６では、このφＲＦ’と送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０からの送信用発振信号φＴＸの周波数の差（ｆＲＦ’−ｆＴＸ）に相当する信号が出力され、この差信号の周波数が変調信号ＴＸＩＦの周波数と一致するように送信用ＰＬＬ（ＴＸＰＬＬ）が動作する。言いかえると、ＴＸＶＣＯ２４０は、ＲＦＶＣＯ２５０からの発振信号φＲＦ’の周波数（ｆＲＦ／４）と変調信号ＴＸＩＦの周波数（ｆＴＸ）の差に相当する周波数で発振するように制御される。これが、いわゆるオフセットＰＬＬ方式と呼ばれるシステムにおける送信動作である。
【００４３】
受信モードでは、ＲＦＶＣＯ２５０の発振周波数ｆＲＦは、例えばＧＳＭ８５０の場合３４７６〜３５７６ＭＨｚに、ＧＳＭ９００の場合３７００〜３８４０ＭＨｚに、またＤＣＳの場合３６１０〜３７３０ＭＨｚに、さらにＰＣＳの場合３８６０〜３９８０ＭＨｚに設定され、ＧＳＭの場合はこれが分周回路で１／２分周され、またＤＣＳとＰＣＳの場合はそのまま移相分周回路２１１へ供給されて分周と位相シフトされてミキサ２１２ａ，２１２ｂに供給される。
【００４４】
ＲＦＶＣＯ２５０は、例えばＬＣ共振回路を用いたコルピッツ型発振回路で構成されるとともに、ＬＣ共振回路を構成する容量素子が各々スイッチ素子を介して複数個並列に設けられており、そのスイッチ素子をバンド切り替え信号で選択的にオンさせることにより、接続される容量素子すなわちＬＣ共振回路のＣの値を切り替えることで発振周波数を段階的に切り替えることができるように構成されている。一方、ＲＦＶＣＯ２５０は可変容量素子としてバリキャップダイオードを有しており、ＲＦシンセサイザ２６１内のループフィルタからの制御電圧によってこのバリキャップダイオードの容量値が変化され、発振周波数が連続的に変化される。
【００４５】
次に、実施例の高周波ＩＣにおけるミキサ２１２ａ，２１２ｂ（ＭＩＸａ１〜ＭＩＸｂ２）と高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂとミキサの出力を高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂへ伝達する信号線のレイアウトの第１の実施例について、図３を用いて説明する。なお、図３において、図１と同一の回路には同一の符号を付して重複した説明は省略する。符号ＭＩＸａ，ＭＩＸｂ，ＭＩＸｃは各々図２におけるミキサＭＩＸａ１とＭＩＸａ２の組、ＭＩＸｂ１とＭＩＸｂ２の組、ＭＩＸｃ１とＭＩＸｃ２の組を、符号２２０は高利得増幅部２２０ａと２２０ｂを、それぞれ１つのブロックで表わしたものである。また、Ｐ０〜Ｐ９は外部端子としてのボンディングパッドである。
【００４６】
図３に示されているように、本実施例においては、ミキサＭＩＸａ，ＭＩＸｂ，ＭＩＸｃの出力を高利得増幅部２２０へ伝達する４本の信号線は、異種の信号を伝達する信号線が始端から終端まで隣接して並走するのを避けるように、途中でスクランブルされた配線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４により構成されている。
【００４７】
具体的には、先ずＭＩＸａの部分では配線Ｌ２とＬ３が隣接し、次に配線Ｌ１とＬ３が、またその次には配線Ｌ１とＬ４が、そして最後の部分では配線Ｌ２とＬ４が隣接して並走するように３つのスクランブル領域Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が設けられている。
【００４８】
これらのスクランブル領域Ｓ１〜Ｓ３では、図３におけるＩＶ−ＩＶ線に沿った断面を示す図４のように、互いに交差する各配線Ｌ１〜Ｌ４間が電気的に短絡されることがないよう下層配線層からなるブリッジ配線ＬＢＲが形成され、上層配線層のうち同一の信号を伝達する配線同士（図４ではＬ２）がブリッジ配線ＬＢＲで接続されている。下層のブリッジ配線ＬＢＲと上層の配線Ｌ２とは、配線間を絶縁する絶縁膜に形成されたスルーホールＴＨにて接続されている。
【００４９】
図３において、実線で示されている配線は上層配線であることを、破線で示されている配線は下層配線であることを意味している。なお、ブリッジ配線ＬＢＲは配線Ｌ１〜Ｌ４よりも上層に設けられる配線層により形成することも可能である。図４には示されていないが、各配線Ｌ１〜Ｌ４の周囲は層間絶縁膜により囲まれている。
【００５０】
図３により分かるように、この実施例では、ロウパスフィルタＬＰＳを構成する外付け容量Ｃ１，Ｃ２が接続される外部端子Ｐ６〜Ｐ９の近傍から高利得増幅部２２０までは途中にスクランブル領域を設けずに、同一の並びのまま各信号を伝達する配線が形成されている。この部分の配線で伝達される信号は、ロウパスフィルタＬＰＦにより高周波成分が除去された低周波数の信号であるため、配線間の相互誘導等による影響が小さいからである。配線間の相互誘導等による影響をより小さくするために、ロウパスフィルタＬＰＳから高利得増幅部２２０までの配線はそれらの間隔を充分に大きくしたり、ミキサＭＩＸａの出力端子からロウパスフィルタＬＰＦまでの間に設けられているのと同様なスクランブル領域を有する配線とするようにしてもよい。
【００５１】
ところで、この実施例では、３つのスクランブル領域が設けられている。実施例のように信号線の数が４本の場合に信号線間の影響を相殺させるには、信号線をスクランブルさせる回数は最小３回でよい。ただし、そのようにすると、信号の並びが最初と最後では異なってしまう。例えば図３の実施例では、最初はＩ，／Ｉ，Ｑ，／Ｑの並びであった信号が最後はＱ，／Ｑ，／Ｉ，Ｉになっている。そこで、次に述べる実施例のように、スクランブルの回数を４回とすることにより、ミキサから出力される信号の並びが途中で入れ替わっても、終端では始端と同じ並びに戻すことが可能になる。
【００５２】
図５は、ミキサ２１２ａ，２１２ｂ（ＭＩＸａ１〜ＭＩＸｂ２）の出力を後段の高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂへ伝達する信号線のレイアウトの第２の実施例を示す。なお、図５は、図２において一点鎖線Ａで囲まれている部分のみを拡大して示す。
【００５３】
図５に示されているように、本実施例においては、ミキサの出力を高利得増幅部へ伝達する４本の信号配線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の途中に４つのスクランブル領域Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４が設けられている。具体的には、符号Ａ１の部分では配線Ｌ２とＬ３が隣接し、符号Ａ２の部分では配線Ｌ１とＬ３が、また符号Ａ３の部分では配線Ｌ１とＬ４が、さらに符号Ａ４の部分では配線Ｌ２とＬ４が、そして最後の符号Ａ５の部分では再び配線Ｌ２とＬ３が隣接して並走するようにスクランブル領域Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４が設けられている。
【００５４】
この実施例のように、スクランブルの回数を４回とすることにより、ミキサから出力される信号の並びが途中で入れ替わっても、終端では始端と同じ並びに戻すことが可能になり、配線設計が容易になるとともに、設計の見直しや不良解析の際にミキサと信号との関係が分かり易くなる。一方、図３の実施例のようにスクランブルの回数が３回であれば、最小の回数で最も効率良く各信号線間の相互誘導やクロストークによる影響を相殺させることができる。
【００５５】
ここで、スクランブルの作用を簡単に説明する。図５において、Ｌ１，Ｌ２をＩ信号と／Ｉ信号を伝達する配線、Ｌ３，Ｌ４をＱ信号と／Ｑ信号を伝達する配線とすると、Ｉ信号と／Ｉ信号は互いに逆相の信号であるので、Ｉ信号に符号ＮＳ１で示すようなノイズがのっていると仮定すると、／Ｉ信号には符号ＮＳ２で示すような逆向きのノイズがのることになる。図５のＡ１の部分では配線Ｌ２に隣接して配線Ｌ３が並走しているので、このノイズＮＳ２により配線Ｌ３の信号Ｑには破線Ｂ２のようなノイズが誘起される。
【００５６】
一方、符号Ａ２の部分に着目すると、この部分では配線Ｌ１と配線Ｌ３が並走しているので、配線Ｌ１のＩ信号のノイズＮＳ１により配線Ｌ３の信号Ｑには破線Ｂ１のようなノイズが誘起される。ノイズＢ１とＢ２を比較すると明らかなように、これらのノイズは同一の大きさで逆向きのノイズである。従って、ノイズＢ１とＢ２とが互いに相殺し合って配線Ｌ３の信号は配線Ｌ１，Ｌ２の信号からの影響を受けないのと同じ結果になる。同様の理由から、符号Ａ１の部分において隣接する一方の配線にＤＣオフセットが生じたとしても、符号Ａ２の部分においては上記と逆のＤＣオフセットが生じ、それらが互いに相殺し合うことになる。つまり、本実施例においては、隣接する他の配線に生じたＤＣ成分の影響を受けないのと同じ結果になる。
【００５７】
さらに、図３の実施例のように、４本の配線Ｌ１〜Ｌ４がそれぞれ１回ずつ隣接して並走するように３つのスクランブル領域が設けられていると、それぞれの配線間の相互誘導やクロストークが相殺し合って互いに影響を与えないのと同じ結果が得られる。また、図５の実施例のように、スクランブルの回数を図３の実施例よりも１回多い４回としても配線間の相互誘導やクロストークをかなり減らすことができる。しかも、スクランブルの回数を４回とするこれにより、ミキサから出力される信号の並びが途中で入れ替わっても、終端では始端と同じ並びに戻すことが可能になる。
【００５８】
さらに、図５において、符号Ａ１の部分の長さと符号Ａ５の部分の長さとの和（Ａ１＋Ａ５）が符号Ａ２やＡ３，Ａ４の部分の長さと同じになるように、つまり（Ａ１＋Ａ５）＝Ａ２＝Ａ３＝Ａ４となるように設計することにより、スクランブルの回数が４回でも配線Ｌ１〜Ｌ４間の影響を相殺しかつ信号の並びを終端と始端で同じにすることができる。
【００５９】
また、図３や図５の実施例のように、各スクランブル領域において、１番目と２番目の配線を３番目と４番目に変え、３番目と４番目の配線を２番目と１番目に変えるという規則性のある交差方式を採ると、全てのスクランブル領域における交差構造を同一にして異種の信号を伝達する信号線が始端から終端まで同じ組合せで隣接して並走しないように配設することができる。これによって、スクランブル領域のマスクパターンを同じにすることができるため、レイアウト設計が容易になるという利点がある。
【００６０】
図６には、ミキサＭＩＸａ１〜ＭＩＸｂ２の具体的な回路例を示す。
【００６１】
図６に示されているように、この実施例のミキサは、エミッタ共通接続された２組の入力差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２およびＱ２１，Ｑ２２と、これらのトランジスタ対の共通エミッタにそれぞれコレクタが接続されかつ互いにエミッタ同士が結合された差動トランジスタ対Ｑ３１，Ｑ３２と、該トランジスタ対Ｑ３１，Ｑ３２の共通エミッタに接続された定電流源Ｉｃ１０と、上記入力差動トランジスタＱ１１，Ｑ２１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃとの間およびＱ１２，Ｑ２２のコレクタと電源電圧Ｖｃｃとの間に接続されたコレクタ抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２とから構成されている。また、ミキサの出力端子には、出力信号線Ｌ１，Ｌ２（Ｌ３，Ｌ４）間に接続された容量Ｃ１（Ｃ２）および各出力信号線と接地点との間に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２（Ｒ３，Ｒ４）からなるロウパスフィルタＬＰＦが接続される。
【００６２】
そして、このミキサでは２組の入力差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２およびＱ２１，Ｑ２２のベース端子に受信信号ＲＸとその反転信号／ＲＸが入力され、トランジスタ対Ｑ３１，Ｑ３２のベース端子に移相分周回路２１１からの高周波信号φＲＦ１，／φＲＦ１（φＲＦ２，／φＲＦ２）が入力される。
【００６３】
これにより、出力ノードＮ１，Ｎ２からは受信信号ＲＸと高周波信号φＲＦ１（φＲＦ２）とをミキシングした信号が出力され、その信号を図２の外付け容量Ｃ１（Ｃ２）と抵抗Ｒ１，Ｒ２（Ｒ３，Ｒ４）とからなるロウパスフィルタＬＰＦに通すことによって高周波成分が除去されて受信信号ＲＸと高周波信号φＲＦ１（φＲＦ）の周波数差に等しい周波数を有する信号が生成されて後段の高利得増幅部２２０Ａ（２２０Ｂ）に供給される。
【００６４】
図８には、上記ミキサミキサＭＩＸａ１〜ＭＩＸｂ２とロウパスフィルタＬＰＦの作用を説明するための波形図が示されている。なお、図８は各波形を概念的に表わしたもので、正確に表わしたものではない。
【００６５】
ロウノイズアンプ２１０ａ〜２１０ｃには、図８（Ａ）に示されているように、希望波▲１▼よりもレベルの大きな妨害波▲２▼を含む受信信号が入力される場合がある。図８（Ｂ）は妨害波を含む場合のミキサＭＩＸａ１〜ＭＩＸｂ２の出力波形である。かかる妨害波を含む信号の妨害波の位相が隣接する配線間で１８０°からずれていると、図７（Ｂ）に示されているように、ＤＣオフセットが発生する原因となるが、実施例のようにミキサＭＩＸａ１〜ＭＩＸｂ２とロウパスフィルタＬＰＦとの間の配線がスクランブルされていると、ＤＣオフセットの発生が防止される。なお、ミキサＭＩＸａ１〜ＭＩＸｂ２の出力に含まれる図８（Ｂ）のような妨害波成分はロウパスフィルタＬＰＦの作用により除去されて図８（Ｃ）のような所望の波形の受信信号として後段の高利得増幅部２２０に入力される。
【００６６】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものでない。例えば前記実施例においては、伝達する信号線が４本である場合の実施例について説明したが、信号線の数は４本に限定されず５本以上であっても良い。信号線の数がＮの場合には、信号線のスクランブルの回数をＮ、より好ましくは（Ｎ−１）とするのがよい。
【００６７】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳの３つの通信方式による通信が可能な携帯電話機の無線通信システムに用いられる高周波ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでない。例えばＧＳＭにおける位相変調に振幅変調を加えたようなＱＰＳＫ変調モードを有するＥＤＧＥと呼ばれる通信方式にも対応可能な携帯電話機に用いられる高周波ＩＣやＣＤＭＡ方式の携帯電話機あるいは無線ＬＡＮやブルートゥースと呼ばれる無線通信システムを構成する高周波ＩＣに対しても本発明を適用することができる。
【００６８】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００６９】
すなわち、本発明に従うと、マルチバンド方式の無線通信システムを構成する変復調用の高周波ＩＣにおいて、異なるバンドの受信信号を復調もしくはダウンコンバートするミキサの出力を伝達する信号線が互いにスクランブルしているため、ある箇所である信号線から他の信号線に与えられた影響が他の個所では逆向きの影響として作用して、それらの影響が互いに相殺されることによって、ミキサの後段の利得制御アンプにＤＣオフセットが発生するのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したマルチバンド方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【図２】トリプルバンド対応の受信系回路の一例を示すブロック図である。
【図３】図２の実施例の受信系回路におけるミキサの出力を後段回路に伝達する信号線の構成例を示すレイアウト図である。
【図４】図３におけるＩＶ−ＩＶ線に沿った配線構造を断面図である。
【図５】受信系回路におけるミキサの出力を後段回路に伝達する信号線の他の構成例を示すレイアウト図である。
【図６】ミキサの具体的な回路例を示す回路図である。
【図７】隣接する配線の各信号の位相ずれによりＤＣオフセットが生じる理由を説明するための波形図である。
【図８】ロウノイズアンプに入力される受信信号とミキサの出力信号と高利得増幅部への入力信号の波形例を示す波形図である。
【符号の説明】
１００　送受信用アンテナ
１１０　送受信切り替え用のスイッチ
１２０ａ〜１２０ｃ　高周波フィルタ
１３０　高周波電力増幅回路
２００　高周波ＩＣ
２１０　ロウノイズアンプ
２１２，ＭＩＸ　復調用ミキサ
２３３　変調用ミキサ
２２０　電力増幅部
２３０　中間周波数発振回路（ＩＦＶＣＯ）
２３８　送信用ＰＬＬのループフィルタ
２４０　送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）
２５０　高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）
２６０　制御回路
２６１　ＲＦＰＬＬ用シンセサイザ回路
２６２　ＩＦＰＬＬ用シンセサイザ回路
２６４　基準発振回路
３００　ベースバンド回路
Ｌ１〜Ｌ４　ミキサの出力を伝達する信号線
ＴＨ　　スルーホール
ＬＰＦ　ロウパスフィルタ
ＬＢＲ　　ブリッジ配線
【図１】
2004104040.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2004104040.tif 000009
【図７】
2004104040.tif 000010
【図８】
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