(57)【要約】【課題】高周波信号の移相に適し、消費電力が低く、位相誤差の小さい移相器を提供する。【解決手段】第１の入力信号ＮωＬＯ１を４以上の分周比を有する分周器２によって分周して９０°の位相差を有する二つの分周信号ｓｉｎ（ωＬＯ１）ｔ，ｃｏｓ（ωＬＯ１）ｔを生成し、乗算器４，５によって分周信号ｓｉｎ（ωＬＯ１）ｔ，ｃｏｓ（ωＬＯ１）ｔと第２の入力信号ωＬＯ２との乗算をそれぞれ行い、乗算器４，５の出力からフィルタ６，７によって９０°の位相差を有する所望周波数成分の第１及び第２の出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱを抽出する。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力信号を分周して９０°の位相差を有する第１及び第２の分周信号を生成する４以上の分周比を有する分周器と、
前記第１及び第２の分周信号と第２の入力信号との乗算をそれぞれ行う第１及び第２の乗算器と、
前記第１及び第２の乗算器の出力から９０°の位相差を有する所望周波数成分の第１及び第２の出力信号を抽出する第１及び第２のフィルタとを具備する移相器。
【請求項２】
第１の入力信号を分周して９０°の位相差を有する正弦分周信号及び余弦分周信号を生成する４以上の分周比を有する分周器と、
第２の入力信号を入力として９０°の位相差を有する正弦移相信号及び余弦移相信号を生成する移相信号発生器と、
前記正弦分周信号と前記正弦移相信号との乗算を行う第１の乗算器と、
前記余弦分周信号と前記余弦移相信号との乗算を行う第２の乗算器と、
前記余弦分周信号と前記正弦移相信号との乗算を行う第３の乗算器と、
前記正弦分周信号と前記余弦移相信号との乗算を行う第４の乗算器と、
前記第１及び第２の乗算器の出力について減算を行い、第１の出力信号を生成する減算器と、
前記第３及び第４の乗算器の出力について加算を行い、前記第１の出力信号に対して直交する第２の出力信号を生成する加算器とを具備する移相器。
【請求項３】
前記移相信号発生器は、積分器と微分器とを含むアナログ移相器である請求項２記載の移相器。
【請求項４】
前記第２の入力信号は、前記正弦移相信号及び余弦移相信号の２倍の周波数を有する信号であり、前記移相信号発生器は、分周比が２の分周器である請求項２記載の移相器。
【請求項５】
前記第１及び第２の入力信号は、共通の信号である請求項１または２記載の移相器。
【請求項６】
入力信号を分周して９０°の位相差を有する正弦移相信号及び余弦移相信号を生成する分周比が２の第１の分周器と、
前記正弦移相信号及び余弦移相信号の少なくとも一方を分周して９０°の位相差を有する正弦分周信号及び余弦分周信号を生成する４以上の分周比を有する第２の分周器と、
前記正弦分周信号と前記正弦移相信号との乗算を行う第１の乗算器と、
前記余弦分周信号と前記余弦移相信号との乗算を行う第２の乗算器と、
前記余弦分周信号と前記正弦移相信号との乗算を行う第３の乗算器と、
前記正弦分周信号と前記余弦移相信号との乗算を行う第４の乗算器と、
前記第１及び第２の乗算器の出力について減算を行い、第１の出力信号を生成する減算器と、
前記第３及び第４の乗算器の出力について加算を行い、前記第１の出力信号に対して直交する第２の出力信号を生成する加算器とを具備する移相器。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか１項記載の移相器から出力される前記第１及び第２の出力信号をローカル信号として用いて送信信号を変調する直交変調器を含む無線通信装置。
【請求項８】
請求項１乃至６のいずれか１項記載の移相器から出力される前記第１及び第２の出力信号をローカル信号として用いて受信信号を復調する直交復調器を含む無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は移相器に係り、特に直交変復調器などに用いられる高周波用の高精度移相器及びこれを用いた無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線ＬＡＮや移動通信に用いられる無線端末においては、通信容量や通信回線の増大のために通信周波数の高周波化が進んでいる。通信周波数の高周波化に伴い、無線端末に含まれる各種回路要素の低消費電力化と良好な特性を維持することが大きな課題となる。
【０００３】
無線端末の受信方式として直接変換方式を用いた場合を例にとると、受信ＲＦ信号はバンドパスフィルタを介して低雑音増幅器に入力され、ここで所要レベルまで増幅された後、直交復調器によって互いに直交する二つのベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）に直接変換される。直交復調器は、入力された受信ＲＦ信号と９０°移相器により生成された直交する二つのローカル信号（直交ローカル信号という）とを乗算することにより、直交復調を行う。
【０００４】
従来の技術による直交ローカル信号生成用の９０°移相器では、例えばローカル発振器からの原ローカル信号を２つのＤ型ラッチからなるフリップフロップを用いて２分周することによって、直交ローカル信号を生成する（例えば、非特許文献の図２とその説明を参照）。
【０００５】
【非特許文献１】
Ｈｏｏｍａｎ  Ｄａｒａｂｉ，  Ｓｈａｈｌａ  Ｋｈｏｒｒａｍ，  Ｈｕｎｇ−Ｍｉｎｇ  （ＥＤ）  Ｃｈｉｅｎ，  Ｍｅｎｇ−Ａｎ  Ｐａｎ，  Ｓｔｅｐｈｅｎ  Ｗｕ，  Ｓｈｅｒｖｉｎ  Ｍｏｌｏｕｄｉ，  Ｊｏｈｎ  Ｃ．  Ｌｅｅｔｅ，  Ｍｅｍｂｅｒ，  ＩＥＥＥ，  Ｊａｃｏｂ  Ｊ．  Ｒａｅｌ，  Ｓｔｕｄｅｎｔ  Ｍｅｍｂｅｒ，  ＩＥＥＥ，  Ｍａｓｏｏｄ  Ｓｙｅｄ，  Ｒｏｂｅｒｔ  Ｌｅｅ，  Ｂｒｉｍａ  Ｉｂｒａｈｉｍ，  Ｍａｒｙａｍ  Ｒｏｆｏｕｇａｒａｎ，  ａｎｄ  Ａｈｍａｄｒｅｚａ  Ｒｏｆｏｕｇａｒａｎ  “Ａ  ２．４−ＧＨｚ  ＣＭＯＳ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  ｆｏｒ  Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ”  ，ＩＥＥＥ  ＪＯＵＲＮＡＬ  ＯＦ  ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ  ＣＩＲＣＵＩＴＳ，  ＶＯＬ．  ３６，  ＮＯ．  １２，  ＤＥＣＥＭＢＥＲ  ２００１
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
非特許文献１に開示されたような２分周器を用いた９０°移相器によって所望周波数の直交ローカル信号を生成するためには、２分周器に直交ローカル信号の２倍の周波数の原ローカル信号を入力することが必要である。例えば非特許文献１では、１．６ＧＨｚの原ローカル信号を２分周器に入力して、８００Ｈｚの直交ローカル信号を生成している。このような非常に高い周波数の原ローカル信号を入力するため、２分周器に含まれるＤ型ラッチには高速動作が要求され、分周器の消費電力が非常に大きなものとなる。
【０００７】
一方、高周波の信号は信号伝達経路の帯域制限の影響で立ち上がりが速く、立下りが遅くなるため、デューティ比は本来５０％であっても、伝達途中で５０％からずれてくる。このようにデューティ比が５０％からずれた原ローカル信号が９０°移相器に入力されると、直交ローカル信号の位相差は９０°からずれてしまう。すなわち、原ローカル信号のデューティ比の５０％からの偏差分が直交ローカル信号の位相誤差となって現れる。
【０００８】
本発明は、高周波信号の移相に適し、消費電力が低く、位相誤差の小さい移相器及びこれを用いた無線通信装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明の第１の観点による移相器は、第１の入力信号を分周して９０°の位相差を有する第１及び第２の分周信号を生成する４以上の分周比を有する分周器と、第１及び第２の分周信号と第２の入力信号との乗算をそれぞれ行う第１及び第２の乗算器と、第１及び第２の乗算器の出力から９０°の位相差を有する所望周波数成分の第１及び第２の出力信号を抽出する第１及び第２のフィルタとを具備する。
【００１０】
本発明の第２の観点による移相器は、第１の入力信号を分周して９０°の位相差を有する正弦分周信号及び余弦分周信号を生成する４以上の分周比を有する分周器と、第２の入力信号を入力として９０°の位相差を有する正弦移相信号及び余弦移相信号を生成する移相信号発生器と、正弦分周信号と正弦移相信号との乗算を行う第１の乗算器と、余弦分周信号と余弦移相信号との乗算を行う第２の乗算器と、余弦分周信号と正弦移相信号との乗算を行う第３の乗算器と、正弦分周信号と余弦移相信号との乗算を行う第４の乗算器と、第１及び第２の乗算器の出力について減算を行い、第１の出力信号を生成する減算器と、第３及び第４の乗算器の出力について加算を行い、第１の出力信号に対して直交する第２の出力信号を生成する加算器とを具備する。
【００１１】
本発明の第３の観点による移相器は、入力信号を分周して９０°の位相差を有する正弦移相信号及び余弦移相信号を生成する分周比が２の第１の分周器と、正弦移相信号及び余弦移相信号の少なくとも一方を分周して９０°の位相差を有する正弦分周信号及び余弦分周信号を生成する４以上の分周比を有する第２の分周器と、正弦分周信号と正弦移相信号との乗算を行う第１の乗算器と、余弦分周信号と余弦移相信号との乗算を行う第２の乗算器と、余弦分周信号と正弦移相信号との乗算を行う第３の乗算器と、正弦分周信号と余弦移相信号との乗算を行う第４の乗算器と、第１及び第２の乗算器の出力について減算を行い、第１の出力信号を生成する減算器と、第３及び第４の乗算器の出力について加算を行い、第１の出力信号に対して直交する第２の出力信号を生成する加算器とを具備する。
【００１２】
さらに、本発明によれば上述した移相器から出力される第１及び第２の出力信号をローカル信号として用いて送信信号を変調する直交変調器、あるいは上述した移相器から出力される第１及び第２の出力信号をローカル信号として用いて受信信号を復調する直交復調器を含む無線通信装置を提供することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。
【００１４】
（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る分周器を示す。端子１には、図示しないローカル発振器のような原ローカル信号源から角周波数ＮωＬＯ１の第１の入力信号が供給される。第１の入力信号は、４以上の分周比Ｎを有する分周器２によって分周され、互いに直交する、すなわち９０°の位相差を有する第１及び第２の分周信号ｓｉｎ（ωＬＯ１  ｔ），ｃｏｓ（ωＬＯ１  ｔ）が生成される。なお、ｓｉｎ（ωＬＯ１  ｔ）を正弦分周信号、ｃｏｓ（ωＬＯ１  ｔ）を余弦分周信号ともいう。
【００１５】
一方、端子３には別の図示しない原ローカル信号源から角周波数ωＬＯ２の第２の入力信号が供給される。第２の入力信号は、乗算器４及び５によって分周信号ｓｉｎ（ωＬＯ１  ｔ），ｃｏｓ（ωＬＯ１  ｔ）とそれぞれ乗算される。乗算器４及び５の出力はイメージ除去のためのフィルタ６及び７に入力されることによって、互いに直交する所望周波数成分の第１及び第２の出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱが生成される。なお、以下の説明では角周波数を単に周波数と称する。
【００１６】
次に、分周器２について、分周比Ｎが４の場合をとり詳細に説明する。分周器２は、図２に示されるように４個のＤ型ラッチ２１〜２４を用いて構成され、入力信号ＬＯＩＮ（図１中のＮωＬＯ１の信号に相当）を４分周することにより９０°移相を行い、互いに直交する二つの分周信号ＬＯＩ″，ＬＯＱ″（図１中の信号ｓｉｎ（ωＬＯ１  ｔ），ｃｏｓ（ωＬＯ１  ｔ）に相当）を出力する。すなわち、前２段のＤ型ラッチ２１及び２２からなるフリップフロップにより入力信号ＬＯＩＮを２分周し、その２分周された信号をさらに後２段のＤ型ラッチ２３及び２４からなるフリップフロップにより２分周することで、４分周を行う。
【００１７】
図３に、入力信号ＬＯＩＮと、ＬＯＩＮを２分周して得られる信号ＬＯＩ′，ＬＯＱ′及びＬＯＩＮを４分周して得られる信号ＬＯＩ″，ＬＯＱ″の波形の例を示す。入力信号ＬＯＩＮは、例えば図４に示すように帯域制限により立ち上がりが速く、立下りが遅くなった原信号（ａ）を矩形波に整形した信号（ｂ）であり、本来の帯域制限を受けないデューティ比５０％の信号（ｃ）の波形と異なり、デューティ比は５０％より大きくなる。
【００１８】
図３に示す第１の入力信号ＬＯＩＮは、上述のようにデューティ比が５０％より大きい信号であるため、前２段のＤ型ラッチ２１及び２２によって入力信号ＬＯＩＮを２分周して得られる信号ＬＯＩ′，ＬＯＱ′の位相差は９０°からずれる。すなわち、信号ＬＯＩ′は入力信号ＬＯＩＮの立ち上がりで立ち上がり、一方、信号ＬＯＱ′は入力信号ＬＯＩＮの立ち下がりで立ち上がるため、入力信号ＬＯＩＮの立ち下がりが遅れた分だけ、信号ＬＯＱ′は信号ＬＯＩ′に対して９０°位相差に相当する位相以上の遅れを持つ。信号ＬＯＩ′，ＬＯＱ′の位相誤差は、図３から分かるように入力信号ＬＯＩＮのデューティ比の５０％からの偏差分となる。
【００１９】
入力信号ＬＯＩＮを前２段のＤ型ラッチ２１及び２２により２分周して得られる信号ＬＯＩ′，ＬＯＱ′のデューティ比は５０％であるから、信号ＬＯＩ′，ＬＯＱ′のうちの一方、例えば信号ＬＯＩ′に対して後２段のＤ型ラッチ２３及び２４によりさらに２分周を行って、入力信号ＬＯＩＮを４分周した信号ＬＯＩ″，ＬＯＱ″を生成すると、図３に示されるように信号ＬＯＩ″，ＬＯＱ″の位相差は、正確に９０°となる。
【００２０】
詳細な説明は省くが、入力信号を２Ｒ（Ｒ：２以上の整数）の分周比で分周する場合でも、得られる二つの分周信号の位相差は、分周比が４の場合と同様に入力信号ＬＯＩＮのデューティ比の影響がキャンセルされる。従って、正確に９０°の位相差を有する二つの分周信号を生成することができる。
【００２１】
このように４以上の分周比を有する分周器２によって、９０°位相差の二つの信号、すなわち直交信号を生成することができる。しかし、分周器２のみで所望周波数の直交信号を生成しようとすると、分周器２の入力である第１の入力信号の周波数ＮωＬＯ１を直交信号の周波数の４倍以上もの極めて高い周波数にしなければならない。この結果、分周器２を高速動作させることになるため、消費電力が増大する。
【００２２】
そこで、本実施形態では乗算器４及び５とフィルタ６及び７を用いて、分周器２から出力される互いに直交する分周信号ｃｏｓ（ωＬＯ１  ｔ），ｓｉｎ（ωＬＯ１  ｔ）を周波数変換する。これとによって周波数ωＬＯ１は低くてもよくなるので、第１の入力信号の周波数ＮωＬＯ１は低くなる。すなわち、乗算器４及び５では周波数ωＬＯ２の第２の入力信号に対して、二つの分周信号ｃｏｓ（ωＬＯ１  ｔ），ｓｉｎ（ωＬＯ１  ｔ）をそれぞれ乗算する。乗算器４及び５の出力信号ＬＯＩ′，ＬＯＱ′は、次式（１）で与えられる。
【００２３】
【数１】
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【００２４】
式（１）より、信号ＬＯＩ′，ＬＯＱ′はいずれもωＬＯ２＋ωＬＯ１の周波数成分（和周波数成分）とωＬＯ２−ωＬＯ１の周波数成分（差周波数成分）を含むことが分かる。乗算器４及び５の出力信号は、イメージ除去フィルタ６及び７にそれぞれ入力され、所望周波数成分、例えばωＬＯ２＋ωＬＯ１またはωＬＯ２−ωＬＯ１のいずれかの周波数成分が抽出されることにより、互いに直交する所望周波数の第１及び第２の出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱが生成される。
【００２５】
式（１）に示されるように、フィルタ６及び７がωＬＯ２＋ωＬＯ１の周波数成分を抽出する場合は、出力信号ＬＯＩは余弦信号、出力信号ＬＯＱは正弦信号である。フィルタ６及び７がωＬＯ２−ωＬＯ１の周波数成分を抽出する場合も、出力信号ＬＯＩは余弦信号、出力信号ＬＯＱは正弦信号である。このようにフィルタ６及び７がωＬＯ２＋ωＬＯ１またはωＬＯ２−ωＬＯ１のいずれの周波数成分を抽出しても、出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱは正確に９０°の位相差を有する。
【００２６】
出力信号の所望周波数を５ＧＨｚとするとき、２分周器を用いる従来の９０°移相器では、入力信号の周波数を出力信号の所望周波数の２倍である１０ＧＨｚとする必要がある。本実施形態の移相器によると、第１及び第２の入力信号の周波数を従来より低くすることができ、場合によっては出力信号の所望周波数より低くすることも可能である。
【００２７】
すなわち、図１に示した本実施形態の移相器において、分周器２の分周比Ｎが４で、出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱの所望周波数が５ＧＨｚのとき、フィルタ６及び７がωＬＯ２＋ωＬＯ１の周波数成分を抽出するとすると、ωＬＯ１に相当する周波数は１ＧＨｚ、ωＬＯ２に相当する周波数は４ＧＨｚでよい。この場合、第１及び第２の入力信号の周波数ＮωＬＯ１，ωＬＯ２に相当する周波数は共に４ＧＨｚであり、２分周器を用いた従来の９０°移相器の入力信号周波数よりも低周波にでき、かつ出力信号の所望周波数より低周波にできる。
【００２８】
同様に、分周器２の分周比Ｎが４で、出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱの所望周波数が５ＧＨｚのとき、フィルタ６及び７がωＬＯ２−ωＬＯ１の周波数成分を抽出するとすると、ωＬＯ１に相当する周波数は１．６６ＧＨｚ、ωＬＯ２に相当する周波数は６．６６ＧＨｚでよい。この場合、第１及び第２の入力信号の周波数ＮωＬＯ１，ωＬＯ２に相当する周波数は共に６．６６ＧＨｚであり、やはり２分周器を用いた従来の９０°移相器の入力信号周波数１０ＧＨｚよりも低周波にできる。
【００２９】
このように本実施形態の移相器は簡単な構成であり、また従来の移相器に比較して入力信号の周波数が低くてよいため、消費電力を抑えることができる。分周器２から出力される互いに直交する二つの分周信号は、第１の入力信号を４以上の分周比Ｎで分周した信号であることから、図３及び図４で説明したように位相誤差が非常に小さい。移相器の出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱの位相誤差は、分周器２から出力される二つの分周信号の位相誤差によって決まるので、正確に９０°の位相差を持つ出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱを生成することができる。
【００３０】
（第２の実施形態）
図５には、図１を変形した本発明の第２の実施形態に係る移相器を示す。本実施形態の移相器は、端子３に入力される一つの原ローカル信号源からの入力信号に基づいて、所望周波数の互いに直交する第１及び第２の出力信号を生成する。すなわち、本実施形態は第１の実施形態における第１及び第２の入力信号を共通の信号としている。
【００３１】
周波数ωＬＯ１の二つの分周信号は、４以上の分周比Ｎを有する分周器２によって分周されているので、この周波数ωＬＯ１の信号を周波数ωＬＯ２の入力信号から生成することができる。すなわち、ωＬＯ１の信号は４以上の分周比を有する分周器２によってωＬＯ２の信号を分周した信号となる。
【００３２】
本実施形態の移相器は第１の実施形態の移相器の原理と同じなので、その出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱは式（１）と同様であり、正確に９０°の位相差を有し、また入力信号の周波数ωＬＯ２を従来より低周波にできる。
【００３３】
（第３の実施形態）
図６は、本発明の第３の実施形態に係る移相器であり、移相器内の信号処理、具体的には乗算及び加減算の処理によってイメージ除去を行うことにより、イメージ除去のためのフィルタを不要としていることがこれまで実施形態と異なっている。
【００３４】
図６において、端子１に入力される周波数ＮωＬＯ１の第１の入力信号は、第１の実施形態と同様に分周器２によって分周され、互いに直交する第１及び第２の分周信号として正弦分周信号ｓｉｎ（ωＬＯ１  ｔ）及び余弦分周信号ｃｏｓ（ωＬＯ１  ｔ）が生成される。一方、端子３に入力される第２の入力信号ｃｏｓωＬＯ２  ｔは、アナログ移相器８によって移相され、正弦移相信号ｓｉｎ（ωＬＯ２  ｔ）及び余弦移相信号ｃｏｓ（ωＬＯ２  ｔ）が生成される。さらに、互いに直交する所望周波数の第１及び第２の出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱを生成するための信号処理部として、４つの乗算器１１〜１４と減算器１５及び加算器１６が設けられている。
【００３５】
第１の乗算器１１は、正弦分周信号ｓｉｎ（ωＬＯ１  ｔ）と正弦移相信号ｓｉｎ（ωＬＯ２  ｔ）との乗算を行う。第２の乗算器１２は、余弦分周信号ｃｏｓ（ωＬＯ１  ｔ）と余弦移相信号ｃｏｓ（ωＬＯ２  ｔ）との乗算を行う。第３の乗算器１３は、余弦分周信号ｃｏｓ（ωＬＯ１  ｔ）と正弦移相信号ｓｉｎ（ωＬＯ２ ｔ）との乗算を行う。第４の乗算器１４は、正弦分周信号ｓｉｎ（ωＬＯ１  ｔ）と余弦移相信号ｃｏｓ（ωＬＯ２  ｔ）との乗算を行う。
【００３６】
減算器１５は、乗算器１１，１２の出力について減算を行って、第１の出力信号ＬＯＩを生成する。加算器１６は、乗算器１３，１４の出力について加算を行い、第２の出力信号ＬＯＱを生成する。このとき、出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱは式（２）に示される。
【００３７】
【数２】
2004214974.tif 000004
【００３８】
式（２）より、出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱは正確に９０°の位相差を有する。また出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱは所望の周波数成分ωＬＯ２＋ωＬＯ１のみを含んでおり、第１及び第２の実施形態のようにイメージ除去フィルタを用いることなく、移相器内の信号処理で多くのイメージ除去が行われていることが分かる。
【００３９】
本実施形態の変形として、４つの信号ｓｉｎ（ωＬＯ１  ｔ），ｃｏｓ（ωＬＯ１  ｔ），ｓｉｎ（ωＬＯ２  ｔ），ｃｏｓ（ωＬＯ２  ｔ）の符号を逆にして乗算を行ってもよく、それらの場合も以下のように、互いに直交する二つの出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱを得ることができる。
【００４０】
【数３】
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【００４１】
図７に、本実施形態におけるアナログ移相器８の回路例を示す。抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ１からなる積分器と、キャパシタＣ２及び抵抗Ｒ２からなる微分器が並列に接続されている。積分器の出力電圧ＶＯ＋と微分器の出力電圧ＶＯ−の差ＶＯ＋−ＶＯ−と、入力電圧Ｖｉｎとの関係は、理想的には式（４）のように表せる。
【００４２】
すなわち、キャパシタＣ１，Ｃ２の値をＣとし、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値をＲとして、ωＣＲ＝１となるように回路を設計すると、入力電圧Ｖｉｎに乗じられている分数の値は式（４）に示されるように虚数部のみ残るため、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧差ＶＯ＋−ＶＯ−とは互いに直交する。
【００４３】
しかし、実際には抵抗及びキャパシタの値Ｒ，Ｃのばらつきにより、所望周波数においてωＲＣ≠１となるため、ＶｉｎとＶＯ＋−ＶＯ−とは正確に直交関係とならず、位相誤差φが生じる。位相誤差φは、ＶｉｎとＶＯ＋−ＶＯ−との位相差の９０°からのずれ分である。
【００４４】
【数４】
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【００４５】
本実施形態によると、このような位相誤差φがあっても少なくとも所望周波数成分に関しては出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱの位相差を９０°にすることができる。位相誤差φを考慮する場合、図６の構成においてアナログ移相器８から出力される余弦移相信号ｃｏｓ（ωＬＯ２  ｔ）をｃｏｓ（ωＬＯ２  ｔ＋φ）とおけばよい。このとき、出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱは式（５）に示される。
【００４６】
【数５】
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【００４７】
式（５）において、位相誤差φが０のときには式（２）と等しくなるので、前述したように出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱは正確に９０°の位相差を有し、また信号処理により多くのイメージ除去を行うことができる。
【００４８】
一方、位相誤差φが０ではないときは、所望周波数成分ωＬＯ２＋ωＬＯ１における式（５）の出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱの位相関係は、図８に示される。図８に示されるように、出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱのωＬＯ２＋ωＬＯ１成分のベクトルは互いに直交しているので、ωＬＯ２＋ωＬＯ１の所望周波数成分は正確に９０°の位相差を持つことが分かる。すなわち、周波数ωＬＯ２の余弦移相信号ｃｏｓ（ωＬＯ２  ｔ＋φ）の位相誤差φに関係なく、所望周波数成分については正確に９０°の位相差を持つ出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱを得ることができる。
【００４９】
また、式（５）から分かるように、周波数ωＬＯ２−ωＬＯ１のイメージ周波数成分は残るが、位相誤差φは例えば１０°以下と小さいので、大幅に抑えられる。すなわち、周波数ωＬＯ２の余弦移相信号にｃｏｓ（ωＬＯ２  ｔ＋φ）の位相誤差φがあっても、信号処理によってその位相誤差成分に応じたイメージ抑圧を行うことができる。
【００５０】
さらに、図６の構成で分周器２の分周比が４で、出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱの所望周波数が５ＧＨｚのとき、所望周波数をωＬＯ２＋ωＬＯ１とすると、第１及び第２の実施形態と同様にωＬＯ１に相当する周波数は１ＧＨｚ、ωＬＯ２に相当する周波数は４ＧＨｚとなり、入力信号の周波数ωＬＯ２を従来よりも低周波で、かつ出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱよりも低周波にすることができる。
【００５１】
（第４の実施形態）
図９は、本発明の第４の実施形態に係る移相器であり、図６におけるアナログ移相器８を分周器９（分周型移相器）により代用した例である。分周型移相器（分周器９）を用いる場合、入力信号の周波数はアナログ移相器８を用いた場合の周波数ωＬＯ２に比べて分周器９の分周比分だけ高くなる。ここでは、分周器９の分周比を２としているので、入力信号はｃｏｓ（２ωＬＯ２  ｔ）となり、周波数は２ωＬＯ２である。これ以外については、第３の実施形態と同様であるため、詳細な説明は省略する。
【００５２】
（第５の実施形態）
図１０は、第３の実施形態を変形した本発明の第５の実施形態に係る移相器であり、端子３に入力される一つの原ローカル信号源からの入力信号に基づいて所望周波数の互いに直交する第１及び第２の出力信号を生成するようにした例である。
【００５３】
周波数ωＬＯ１の二つの分周信号は、４以上の分周比Ｎを有する分周器２によって分周されているので、この周波数ωＬＯ１の信号を周波数ωＬＯ２の入力信号から生成することができる。すなわち、ωＬＯ１の信号は４以上の分周比を有する分周器２によってωＬＯ２の信号を分周した信号となる。
【００５４】
本実施形態の移相器は第３の実施形態の移相器の原理と同じなので、その出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱは式（２），（５）と同様であり、正確に９０°の位相差を有し、信号処理によって移相器内でイメージ除去を行うことができる。また、入力信号の周波数ωＬＯ２を従来より低周波にできる。
【００５５】
（第６の実施形態）
図１１は、第４の実施形態を変形した本発明の第６の実施形態に係る移相器であり、端子３に入力される一つの原ローカル信号源からの入力信号に基づいて所望周波数の互いに直交する第１及び第２の出力信号を生成するようにした例である。すなわち、ＮωＬＯ１＝２ωＬＯ２とした場合の例である。本実施形態の動作は図９と同様であるので、説明を省略する。
【００５６】
（第７の実施形態）
図１２は、図１１に示す第６の実施形態を変形した本発明の第７の実施形態に係る移相器であり、第２の分周器９から出力される正弦移相信号ｓｉｎ（ωＬＯ２  ｔ）及び余弦移相信号ｃｏｓ（ωＬＯ２  ｔ）を第１の分周器２に入力している。すなわち、第６の実施形態では分周器２の入力信号周波数が端子３からの入力信号ｃｏｓ（２ωＬＯ２  ｔ）の周波数２ωＬＯ２であったのに対して、本実施形態ではωＬＯ２となっている。
【００５７】
本実施形態では、出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱの所望周波数ωＬＯ２＋ωＬＯ１に相当する周波数が５ＧＨｚのとき、入力信号の周波数２ωＬＯ２を分周器９で２分周した信号ｓｉｎωＬＯ２ｔ，ｃｏｓωＬＯ２  ｔのωＬＯ２に相当する周波数は４ＧＨｚとなり、これを分周器２で４分周した信号ｓｉｎωＬＯ１  ｔ，ｃｏｓωＬＯ１  ｔのωＬＯ１に相当する周波数は１ＧＨｚとなる。すなわち、２ωＬＯ２に相当する周波数は８ＧＨｚとなるため、従来の１０ＧＨｚよりも低周波にできる。
【００５８】
（移相器の応用例）
次に、上述した本発明の実施形態に基づく移相器を適用するシステムの応用例として、移相器を無線送受信部で必要な９０°移相器として用いた無線ＬＡＮ端末のような無線通信装置に適用した例について述べる。図１３は、受信部にダイレクトコンバージョン方式を適用した無線送受信部の構成を示すブロック図である。
【００５９】
まず、送信系について説明すると、送信すべきデータ１０１はベースバンド（ＢＢ）処理部１０２に入力され、互いに直交する送信ベースバンド信号であるＩ信号及びＱ信号が生成される。Ｉ信号及びＱ信号は、それぞれローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０３，１０４を介して直交変調器に入力される。
直交変調器は、二つのミキサ１０５，１０６を含み、ローカル発振器１０７と９０°移相器１０８により生成された互いに直交する２つのローカル信号とＩ信号及びＱ信号とをそれぞれ乗算した後、それらの信号を加算することにより、直交変調を行う。
【００６０】
直交変調された信号は、電力増幅器（ＰＡ）１０９によって所要の電力レベルまで増幅された後、送受切替器１１０を介してアンテナ１１１に供給され、電波として放射される。
【００６１】
次に、受信系について説明すると、アンテナ１１１によって得られた受信ＲＦ信号は、送受切替器１１０を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１２に入力され、増幅される。増幅された受信ＲＦ信号は、直交復調器に入力される。
直交復調器は、二つのミキサ１１３，１１４を含み、ローカル発振器１１５と９０°移相器１１６により生成された互いに直交する２つのローカル信号と受信ＲＦ信号とを乗算することにより、互いに直交する受信ベースバンド信号であるＩ信号及びＱ信号を出力する。
【００６２】
Ｉ信号及びＱ信号の各々は、それぞれローパスフィルタ１１７，１１８及びＡＧＣ増幅器１１９，１２０を介してベースバンド処理部１０２に入力され、ベースバンド処理部１０２内のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換され、復号されることにより、受信データ１２１が生成される。
【００６３】
このような構成の無線送受信部において、直交変調器及び直交復調器において必要な互いに直交する二つのローカル信号を生成するための９０°移相器１０８，１１６の両方または一方に、上述した本発明の実施形態に従う移相器を適用することができる。
【００６４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の移相器によれば、高周波における９０°移相を正確に行うことができ、また消費電力が低く、さらにイメージ抑圧のためのフィルタを不要とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る移相器の構成を示すブロック図
【図２】同実施形態における分周器の具体的な構成を示すブロック図
【図３】同実施形態における分周器の動作を説明するためのタイムチャート
【図４】高周波動作によるデューティ比への影響を説明するための図
【図５】本発明の第２の実施形態に係る移相器の構成を示すブロック図
【図６】本発明の第３の実施形態に係る移相器の構成を示すブロック図
【図７】同実施形態におけるアナログ移相器の例を示す回路図
【図８】同実施形態におけるアナログ移相器の出力信号に位相誤差があるときの分周器の二つの出力信号の位相関係を示すベクトル図
【図９】本発明の第４の実施形態に係る移相器の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の第５の実施形態に係る移相器の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の第６の実施形態に係る移相器の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の第７の実施形態に係る移相器の構成を示すブロック図
【図１３】本発明に係る移相器が適用可能な無線通信装置の無線送受信部の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１，３…入力端子、２…４以上の分周比を有する分周器、４，５…第１及び第２の乗算器、６，７…第１及び第２のフィルタ、８…アナログ移相器、９…分周器、１１〜１４…第１〜第４の乗算器、１５…減算器、１６…加算器、２１〜２４…Ｄ型ラッチ、１０１…送信データ、１０２…ベースバンド処理部、１０３，１０４…ローパスフィルタ、１０５，１０６…直交変調用ミキサ、１０７…ローカル発振器、１０８…９０°移相器、１０９…電力増幅器、１１０…送受切替器、１１１…アンテナ、１１２…低雑音増幅器、１１３，１１４…直交復調用ミキサ、１１５…ローカル発振器、１１７，１１８…ローパスフィルタ、１１９，１２０…ＡＧＣ増幅器、１２１…受信データ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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