(57)【要約】【課題】クロック周波数誤差を正確に算出する。【解決手段】ＯＦＤＭ受信装置１は、受信信号のクロックと装置内の動作クロックとのクロック周波数誤差を算出するクロック周波数誤差算出回路４１と、ガードインターバルの自己相関を求め、その相関信号のピークタイミングを検出するガード相関／ピーク検出回路１２とを備えている。ガード相関／ピーク検出回路１２は、内部に自走カウンタを有しており、上記ピークタイミングにおける自走カウンタの値をクロック周波数誤差算出回路４１に出力する。クロック周波数誤差算出回路４１は、異なる測定間隔に設定された複数の時間変化率検出回路を用いて、入力されたカウンタ値の時間変化率を算出する。クロック周波数誤差算出回路４１は、その時間変化率をヒストグラムにし、そのヒストグラムからクロック周波数誤差を算出する。【選択図】  図４
2004214962.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
上記ＯＦＤＭ信号を所定の周波数のサンプリングクロックでサンプリングして、デジタルデータに変換するアナログ／デジタル変換手段と、
上記ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルの境界を示す計測値を上記サンプリングクロックによって計測するシンボル境界計測手段と、
上記計測値の時間変化率を算出する複数の変化率算出手段と、
上記時間変化率に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの誤差であるクロック周波数誤差を算出するクロック周波数誤差算出手段とを備え、
各上記変化率算出手段は、上記時間変化率を算出する時間間隔が設定され、その時間間隔が互いに異なっており、
上記クロック周波数誤差算出手段は、各上記変化率算出手段から出力された複数の時間変化率に基づき、上記クロック周波数誤差を算出すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２】
上記シンボル境界計測手段は、上記ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルの境界を示す計測値を、当該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間分遅延させた信号と当該ＯＦＤＭ信号との相関値を算出し、当該相関値のピークタイミングに基づき算出すること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項３】
上記ＯＦＤＭ信号と非同期な上記サンプリングクロックを発生するクロック発生手段をさらに備え、
上記シンボル境界計測手段は、１シンボル期間におけるサンプル数でカウント値が巡回的に繰り返されるように上記サンプリングクロックをカウントする自走カウンタを有し、上記ピークタイミングにおける上記自走カウンタのカウント値を上記計測値として出力すること
を特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項４】
上記シンボル境界計測手段は、複数の伝送シンボルにわたり求められた上記相関値を累積し、累積した相関値に基づき上記ピークタイミングを検出すること
を特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項５】
各上記変化率算出手段は、最初の計測値が入力されてから、設定されている時間間隔が経過するまで、上記時間変化率の出力を停止すること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項６】
情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
上記ＯＦＤＭ信号を所定の周波数のサンプリングクロックでサンプリングして、デジタルデータに変換するアナログ／デジタル変換手段と、
上記ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルの境界を示す計測値を上記サンプリングクロックによって計測するシンボル境界計測手段と、
上記計測値の時間変化率をＭ個（Ｍは自然数。）の伝送シンボル単位で算出する変化率算出手段と、
上記時間変化率が上記Ｍ個の伝送シンボル毎に入力され、当該時間変化率をクラスに分類し、クラス毎の時間変化率の検出頻度を示すヒストグラムを生成するヒストグラム生成手段と、
上記ヒストグラムに基づき、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの誤差であるクロック周波数誤差を算出するクロック周波数誤差算出手段とを備えること
を特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項７】
上記クロック周波数誤差算出手段は、上記ヒストグラムの最頻値に基づきクロック周波数誤差を算出すること
を特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項８】
上記ヒストグラム生成手段は、上記Ｍ個の伝送シンボル毎に算出された上記時間変化率の検出度数を、上記ヒストグラムに累積加算していくこと
を特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項９】
上記ヒストグラム生成手段は、上記ヒストグラムの最頻値の度数が所定のしきい値を超えた場合には、当該ヒストグラムの正規化を行うこと
を特徴とする請求項８記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１０】
上記ヒストグラム生成手段は、上記ヒストグラムの最頻値の度数が所定のしきい値を超えた場合には、当該ヒストグラムの全クラスの度数から一定値を減算することにより正規化を行うこと
を特徴とする請求項９記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１１】
上記クロック周波数誤差算出手段は、上記ヒストグラムの最頻値に基づきクロック周波数誤差を算出すること
を特徴とする請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１２】
上記クロック周波数誤差算出手段は、上記ヒストグラムの各クラスの度数を、当該クラスを中心とした周囲の所定数のクラスの度数を含めて平均又は加算し、平均又は加算したのちのヒストグラムに基づきクロック周波数誤差を算出すること
を特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１３】
上記ヒストグラム生成手段は、算出された上記時間変化率が含まれるクラスに対して度数を加算してヒストグラムを生成する際に、当該時間変化率が含まれるクラスに度数を加算するとともに、当該時間変化率が含まれるクラスを中心とした周囲の所定数のクラスに対しても同等の度数を加算すること
を特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１４】
上記クロック周波数誤差算出手段は、上記Ｍ個の伝送シンボル毎に上記ヒストグラムの最頻値を判断し、その判断結果に基づき上記クロック周波数誤差の出力が安定状態であるか不安定状態であるかを管理する状態管理部を有し、
上記安定管理部は、前回の最頻値と今回の最頻値とが一致するか否かを判別し、不安定状態のときに連続してｊ回（ｊは自然数）一致したと判別した場合には、安定状態に遷移させ、安定状態のときに連続してｋ回（ｋは自然数）不一致であると判別した場合には、不安定状態に遷移させること
を特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１５】
上記クロック周波数誤差算出手段は、クロック周波数誤差を出力するとともに、上記安定状態又は上記不安定状態を示すフラグを出力すること
を特徴とする請求項１４記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１６】
情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
上記ＯＦＤＭ信号を所定の周波数のサンプリングクロックでサンプリングして、デジタルデータに変換するアナログ／デジタル変換手段と、
上記ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルの境界を示す計測値を上記サンプリングクロックによって計測するシンボル境界計測手段と、
Ｍ個（Ｍは自然数。）の伝送シンボル単位で上記計測値の時間変化率を算出する複数の変化率算出手段と、
上記時間変化率をクラスに分類し、クラス毎の時間変化率の検出頻度を示すヒストグラムを生成するヒストグラム生成手段と、
上記ヒストグラムに基づき、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの誤差であるクロック周波数誤差を算出するクロック周波数誤差算出手段とを備え、
各上記変化率算出手段は、上記時間変化率を算出する時間間隔が上記Ｍ個のシンボルの倍数単位で設定され、その時間間隔が互いに異なっており、
上記ヒストグラム生成手段は、上記複数の変化率算出手段からその変化率手段に設定されている時間間隔毎に上記時間変化率がそれぞれ入力され、入力された当該時間変化率をクラスに分類し、クラス毎の時間変化率の検出頻度を示すヒストグラムを生成すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１７】
上記ヒストグラム生成手段には、各変化率算出手段の上記時間間隔に対応した基準ヒストグラムが設定されており、
当該ヒストグラム生成手段は、
いずれかの変化率算出手段から時間変化率が入力された場合には、その変化率算出手段に対応した１つの基準ヒストグラムを選択し、選択した当該基準ヒストグラムをその時間変化率が最頻値となるように平行移動し、平行移動した当該基準ヒストグラムを上記ヒストグラムに加算すること
を特徴とする請求項１６記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１８】
各変化率算出手段に対応して設定されている各基準ヒストグラムは、
対応する変化率算出手段の上記時間間隔に応じて変量のレンジが長くなり、そのレンジは互いに異なっており、且つ、度数の総計が同一とされていること
を特徴とする請求項１７記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１９】
各変化率算出手段に対応して設定されている各基準ヒストグラムは、
最頻値と中央値とが一致しており、上端のクラスの度数と下端のクラスの度数が一致しており、且つ、上端及び下端のクラスの度数が最頻値の度数以下とされていること
を特徴とする請求項１８記載のＯＤＤＭ復調装置。
【請求項２０】
上記シンボル境界計測手段は、上記ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルの境界を示す計測値を、当該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間分遅延させた信号と当該ＯＦＤＭ信号との相関値を算出し、当該相関値のピークタイミングに基づき算出すること
を特徴とする請求項１６記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２１】
上記ＯＦＤＭ信号と非同期な上記サンプリングクロックを発生するクロック発生手段をさらに備え、
上記シンボル境界計測手段は、１シンボル期間におけるサンプル数でカウント値が巡回的に繰り返されるように上記サンプリングクロックをカウントする自走カウンタを有し、上記ピークタイミングにおける上記自走カウンタのカウント値を上記計測値として出力すること
を特徴とする請求項２０記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２２】
上記シンボル境界計測手段は、複数の伝送シンボルにわたり求められた上記相関値を累積し、累積した相関値に基づき上記ピークタイミングを検出すること
を特徴とする請求項２０記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２３】
各上記変化率算出手段は、最初の計測値が入力されてから、設定されている時間間隔が経過するまで、上記時間変化率の出力を停止すること
を特徴とする請求項１６記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２４】
上記クロック周波数誤差算出手段は、上記ヒストグラムの最頻値に基づきクロック周波数誤差を算出すること
を特徴とする請求項１６記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２５】
上記ヒストグラム生成手段は、上記Ｍ個の伝送シンボル毎に算出された上記時間変化率毎に、上記基準ヒストグラムを累積加算していくこと
を特徴とする請求項１７記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２６】
上記ヒストグラム生成手段は、上記ヒストグラムの最頻値の度数が所定のしきい値を超えた場合には、当該ヒストグラムの正規化を行うこと
を特徴とする請求項２５記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２７】
上記ヒストグラム生成手段は、上記ヒストグラムの最頻値の度数が所定のしきい値を超えた場合には、当該ヒストグラムの全クラスの度数から一定値を減算することにより正規化を行うこと
を特徴とする請求項２６記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２８】
上記クロック周波数誤差算出手段は、上記ヒストグラムの最頻値に基づきクロック周波数誤差を算出すること
を特徴とする請求項２７記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２９】
上記クロック周波数誤差算出手段は、上記ヒストグラムの各クラスの度数を、当該クラスを中心とした周囲の所定数のクラスの度数を含めて平均化し、平均化したのちのヒストグラムに基づきクロック周波数誤差を算出すること
を特徴とする請求項１７記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項３０】
上記ヒストグラム生成手段は、上記基準ヒストグラムの各クラスの度数を、当該クラスを中心とした周囲の所定数のクラスの度数を含めて平均化したのちに、上記ヒストグラムに加算すること
を特徴とする請求項１７記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項３１】
上記クロック周波数誤差算出手段は、上記Ｍ個の伝送シンボル毎に上記ヒストグラムの最頻値を判断し、その判断結果に基づき上記クロック周波数誤差の出力が安定状態であるか不安定状態であるかを管理する状態管理部を有し、
上記安定管理部は、前回の最頻値と今回の最頻値とが一致するか否かを判別し、不安定状態のときに連続してｊ回（ｊは自然数）一致したと判別した場合には、安定状態に遷移させ、安定状態のときに連続してｋ回（ｋは自然数）不一致であると判別した場合には、不安定状態に遷移させること
を特徴とする請求項１６記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項３２】
上記クロック周波数誤差算出手段は、クロック周波数誤差を出力するとともに、上記安定状態又は上記不安定状態を示すフラグを出力すること
を特徴とする請求項３１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の変調信号を復調するＯＦＤＭ復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式と呼ぶ。ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれる変調方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるのでシンボル速度が遅くなり、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなるという特徴を有している。
【０００４】
また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Ｆａｓｔ  ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００５】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用されることが多い。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）やＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｓｅｒｖｉｃｅｓ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  −Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）といった規格がある。
【０００６】
ＯＦＤＭ方式の伝送シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルと呼ぶ。）は、図２１に示すように、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパスによるシンボル間干渉を許容し、マルチパス耐性を向上させている。
【０００７】
例えばＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格（日本で採用されている地上デジタル音声放送の放送規格）のモード３では、有効シンボル内に、５１２本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は、１２５／１２６≒０．９９２ｋＨｚとなる。また、このＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のモード３では、有効シンボル内の５１２本のサブキャリアのうち、４３３本のサブキャリアに伝送データ系列が変調されている。また、ＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のモード３では、ガードインターバルの時間長が、有効シンボルの時間長の１／４，１／８，１／１６，１／３２のいずれかとなる。
【０００８】
また、ＯＦＤＭ方式では、一般的に、複数の連続するＯＦＤＭシンボルによって構成されたＯＦＤＭ伝送フレームと呼ばれる伝送単位が定められている。ＯＦＤＭ方式では、ＯＦＤＭ伝送フレーム単位で、所定の位相及び振幅のパイロット信号（ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ  Ｐｉｌｏｔ）やＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）と呼ばれている。）、伝送制御情報（ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）やＴＰＳ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒ  Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）と呼ばれている。）の挿入位置が定められている。ＯＦＤＭ方式では、このようなパイロット信号（ＣＰ，ＳＰ）や伝送制御情報（ＴＭＣＣ，ＴＰＳ）等の情報を伝送することによって、受信機側で各種の同期処理や、復調及び復号の制御を行うことが可能となる。
例えば、ＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格では、２０４ＯＦＤＭシンボルで１つのＯＦＤＭ伝送フレームを形成している。
【０００９】
従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例は、例えば、下記の非特許文献１に示されている。以下、この非特許文献１に基づき作製された従来のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００１０】
図２２に、従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
【００１１】
従来のＯＦＤＭ受信装置１００は、図２２に示すように、アンテナ１０１と、チューナ１０２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３と、Ａ／Ｄ変換回路１０４と、ＤＣキャンセル回路１０５と、デジタル直交復調回路１０６と、ＦＦＴ演算回路１０７と、フレーム抽出回路１０８と、同期回路１０９と、キャリア復調回路１１０と、周波数デインタリーブ回路１１１と、時間デインタリーブ回路１１２と、デマッピング回路１１３と、ビットデインタリーブ回路１１４と、デパンクチャ回路１１５と、ビタビ回路１１６と、バイトデインタリーブ回路１１７と、拡散信号除去回路１１８と、トランスポートストリーム生成回路１１９と、ＲＳ復号回路１２０と、伝送制御情報復号回路１２１と、チャンネル選択回路１２２とを備えている。
【００１２】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１００のアンテナ１０１により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０２に供給される。
【００１３】
アンテナ１０１により受信されたＲＦ信号は、乗算器１０２ａ及び局部発振器１０２ｂからなるチューナ１０２によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ１０３に供給される。局部発振器１０２ｂから発振される受信キャリア信号の発振周波数は、チャンネル選択回路１２２から供給されるチャンネル選択信号に応じて切り換えられる。
【００１４】
チューナ１０２から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ１０３によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路１０４によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路１０５によりＤＣ成分が除去され、デジタル直交復調回路１０６に供給される。
【００１５】
デジタル直交復調回路１０６は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。デジタル直交復調回路１０６から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算回路１０７及び同期回路１０９に供給される。
【００１６】
ＦＦＴ演算回路１０７は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。
【００１７】
ＦＦＴ演算回路１０７は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路１０７は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、その抜き出した信号点が連続していれば、１つのＯＦＤＭシンボルの任意の位置でよい。つまり、その抜き出す信号の範囲の開始位置は、図２１に示すように、ＯＦＤＭシンボルの先頭の境界位置（図２１中のＡの位置）から、ガードインターバルの終了位置（図２１中のＢの位置）までの間のいずれかの位置となる。
【００１８】
ＦＦＴ演算回路１０７により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路１０７により抽出された信号は、フレーム抽出回路１０８、同期回路１０９及びキャリア復調回路１１０に供給される。
【００１９】
フレーム抽出回路１０８は、ＦＦＴ演算回路１０７により復調された信号に基づき、ＯＦＤＭ伝送フレームの境界を抽出するとともに、ＯＦＤＭ伝送フレーム内に含まれているＣＰ，ＳＰ等のパイロット信号，ＴＭＣＣやＴＰＳ等の伝送制御情報を復調し、同期回路１０９及び伝送制御情報復号回路１２１に供給する。
【００２０】
同期回路１０９は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号、ＦＦＴ演算回路１０７により復調された後の各サブキャリアに変調されていた信号、フレーム抽出回路１０８により検出されたＣＰ，ＳＰ等のパイロット信号、及び、チャンネル選択回路１２２から供給されるチャンネル選択信号を用いて、ＯＦＤＭシンボルの境界を算出し、ＦＦＴ回路１０７に対してＦＦＴ演算の演算開始タイミングを設定する。
【００２１】
キャリア復調回路１１０は、ＦＦＴ演算回路１０７から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給され、その信号に対してキャリア復調を行う。例えばＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、キャリア復調回路１１０は、例えば、ＤＱＰＳＫの差動復調又はＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの同期復調を行う。
【００２２】
キャリア復調された信号は、周波数デインタリーブ回路１１１によって周波数方向のデインタリーブ処理がされ、続いて、時間デインタリーブ回路１１２によって時間方向のデインタリーブ処理がされた後、デマッピング回路１１３に供給される。
【００２３】
デマッピング回路１１３は、キャリア復調された信号（複素信号）に対してデータの再割付処理（デマッピング処理）を行い、伝送データ系列を復元する。例えばＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、デマッピング回路１１３は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭに対応したデマッピング処理を行う。
【００２４】
デマッピング回路１１３から出力され伝送データ系列は、ビットデインタリーブ回路１１４、デパンクチャ回路１１５、ビタビ回路１１６、バイトデインタリーブ回路１１７、拡散信号除去回路１１８を通過することにより、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、エネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理が行われ、トランスポートストリーム生成回路１１９に入力される。
【００２５】
トランスポートストリーム生成回路１１９は、例えばヌルパケット等の各放送方式で規定されるデータを、ストリームの所定の位置に挿入する。また、トランスポートストリーム生成回路１１９は、断続的に供給されてくるストリームのビット間隔を平滑化して時間的に連続したストリームとする、いわゆるスムージング処理を行う。スムージング処理がされた伝送データ系列は、ＲＳ復号回路１２０に供給される。
【００２６】
ＲＳ復号回路１２０は、入力された伝送データ系列に対してリードソロモン復号処理を行い、ＭＰＥＧ−２システムズで規定されたトランスポートストリームとして出力する。
【００２７】
伝送制御情報復号回路１２１は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に変調されているＴＭＣＣやＴＰＳといった伝送制御情報を復号する。復号された伝送制御情報は、キャリア復調回路１１０、時間デインタリーブ回路１１２、デマッピング回路１１３、ビットデインタリーブ回路１１４、及び、トランスポートストリーム生成回路１１９に供給され、各回路の復調や再生等の制御に用いられる。
【００２８】
【非特許文献１】
「地上デジタル音声放送用受信装置  標準規格（望ましい仕様）  ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３０  １．１版」，社団法人電波産業界，平成１３年５月３１日  策定，平成１４年３月２８日  １．１改定，ｐ．１０−１４
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このようなＯＦＤＭ受信装置では、例えば、ＯＦＤＭシンボルの同期処理、デジタル直交復調のキャリア周波数の同期処理、Ａ／Ｄ変換回路のサンプリングクロック等の各種の同期処理を行わなければならない。このような各種の同期処理を行うためには、まず、クロック周波数誤差を検出する必要がある。
【００３０】
クロック周波数誤差とは、受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックと、受信したＯＦＤＭ信号を量子化する際のサンプリングクロックとの周波数誤差である。つまり、クロック周波数誤差とは、送信機側の基準クロックと受信機側の基準クロックとの周波数誤差である。
【００３１】
クロック周波数誤差の検出手法は、例えば、ＯＦＤＭ信号の自己相関を算出してＯＦＤＭシンボルの境界位置を検出し、その境界間隔から換算するする方法や、パイロット信号の挿入位置からＯＦＤＭシンボル期間を換算する方法等が考えられるが、いずれにせよ、正確に検出することは困難である。
【００３２】
本発明は、このような従来の実情に鑑みて提案されたものであり、正確にクロック周波数誤差を検出することが可能なＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を所定の周波数のサンプリングクロックでサンプリングして、デジタルデータに変換するアナログ／デジタル変換手段と、上記ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルの境界を示す計測値を上記サンプリングクロックによって計測するシンボル境界計測手段と、上記計測値の時間変化率を算出する複数の変化率算出手段と、上記時間変化率に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの誤差であるクロック周波数誤差を算出するクロック周波数誤差算出手段とを備え、各上記変化率算出手段は、上記時間変化率を算出する時間間隔が設定され、その時間間隔が互いに異なっており、上記クロック周波数誤差算出手段は、各上記変化率算出手段から出力された複数の時間変化率に基づき、上記クロック周波数誤差を算出する。
【００３４】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を所定の周波数のサンプリングクロックでサンプリングして、デジタルデータに変換するアナログ／デジタル変換手段と、上記ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルの境界を示す計測値を上記サンプリングクロックによって計測するシンボル境界計測手段と、上記計測値の時間変化率をＭ個（Ｍは自然数。）の伝送シンボル単位で算出する変化率算出手段と、上記時間変化率が上記Ｍ個の伝送シンボル毎に入力され、当該時間変化率をクラスに分類し、クラス毎の時間変化率の検出頻度を示すヒストグラムを生成するヒストグラム生成手段と、上記ヒストグラムに基づき、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの誤差であるクロック周波数誤差を算出するクロック周波数誤差算出手段とを備える。
【００３５】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、情報系列が時分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を所定の周波数のサンプリングクロックでサンプリングして、デジタルデータに変換するアナログ／デジタル変換手段と、上記ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルの境界を示す計測値を上記サンプリングクロックによって計測するシンボル境界計測手段と、Ｍ個（Ｍは自然数。）の伝送シンボル単位で上記計測値の時間変化率を算出する複数の変化率算出手段と、上記時間変化率をクラスに分類し、クラス毎の時間変化率の検出頻度を示すヒストグラムを生成するヒストグラム生成手段と、上記ヒストグラムに基づき、上記ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと上記サンプリングクロックとの誤差であるクロック周波数誤差を算出するクロック周波数誤差算出手段とを備え、各上記変化率算出手段は、上記時間変化率を算出する時間間隔が上記Ｍ個のシンボルの倍数単位で設定され、その時間間隔が互いに異なっており、上記ヒストグラム生成手段は、上記複数の変化率算出手段からその変化率手段に設定されている時間間隔毎に上記時間変化率がそれぞれ入力され、入力された当該時間変化率をクラスに分類し、クラス毎の時間変化率の検出頻度を示すヒストグラムを生成する。
【００３６】
【発明の実施の形態】
ＯＦＤＭ受信装置の全体構成
図１に、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。なお、図１中、二重線で示した信号は、複素信号である。
【００３７】
本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、クロック発生回路６と、ＤＣキャンセル回路７と、デジタル直交復調回路８と、キャリア周波数誤差補正回路９と、ＦＦＴ演算回路１０と、位相補正回路１１と、ガード相関／ピーク検出回路１２と、タイミング同期回路１３と、狭帯域キャリア誤差算出回路１４と、広帯域キャリア誤差算出回路１５と、加算回路１６と、数値制御発振回路（ＮＣＯ）１７と、フレーム同期回路１８と、等化回路１９と、デマッピング回路２０と、伝送路復号回路２１と、伝送制御情報復号回路２２とを備えている。
【００３８】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００３９】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、乗算器３ａ及び局部発振器３ｂからなるチューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ４に供給される。チューナ３から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ４によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路５に供給される。
【００４０】
Ａ／Ｄ変換回路５は、クロック発生回路６から供給されるクロックによりＩＦ信号をサンプリングして、このＩＦ信号をデジタル化する。Ａ／Ｄ変換回路５よりデジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路７に供給され、このＤＣキャンセル回路７によってＤＣ成分が除去された後、デジタル直交復調回路８に供給される。デジタル直交復調回路８は、所定のキャリア周波数の２相のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。デジタル直交復調回路８から出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、キャリア周波数誤差補正回路９に供給される。
【００４１】
ここで、デジタル直交復調回路８によってデジタル直交復調を行う際、キャリア信号として−Ｓｉｎ成分及びＣｏｓ成分の２相信号が必要となる。そのため、本装置１では、Ａ／Ｄ変換回路５に与えるサンプリングクロックの周波数を、ＩＦ信号の中心周波数ｆＩＦの４倍の周波数とし、デジタル直交復調回路８に供給する２相のキャリア信号を生成可能としている。
【００４２】
また、デジタル直交復調後に、４ｆＩＦのクロックのデータ系列を１／４にダウンサンプリングをして、デジタル直交復調後の有効シンボルのサンプリング点数を、サブキャリアの本数（Ｎｕ）としている。つまり、デジタル直交復調後のデータ系列のクロックを、サブキャリア間隔分の１の周波数としている。また、デジタル直交復調後のダウンサンプルの割合を１／２として、通常の２倍のサンプリング点数でＦＦＴ演算を行うようにして、ＦＦＴ演算後にさらに１／２のダウンサンプルをしてもよい。このように通常の２倍のサンプリング点数に対してＦＦＴ演算を行うことによって、ＦＦＴ演算により抽出できる信号の周波数帯域を２倍し、デジタル直交復調時のローパスフィルタ回路の回路規模を小さくすることができる。なお、後段の各回路がオーバーサンプリングされたデータ系列に対してデータ処理を行う場合には、デジタル直交復調後の有効シンボルのサンプリング点数（Ｎｕ）を、サブキャリア本数の２ｎ倍（ここでのｎは自然数）としてもよい。
【００４３】
クロック発生回路６は、Ａ／Ｄ変換回路５に対して以上のような周波数のクロックを供給するとともに、デジタル直交復調後のデータ系列の動作クロック（Ａ／Ｄ変換回路５に与えるクロックの周波数に対して１／４分周されたクロック、例えば、サブキャリア間隔分の１の周波数のクロック）を、本装置１内の各回路に対して供給する。
【００４４】
なお、クロック発生回路６から発生される動作クロックは、受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックに対して非同期の自走クロックである。つまり、クロック発生回路６から発生される動作クロックは、その周波数及び位相がＰＬＬ等によって伝送クロックと同期しておらず、自走状態で動作している。このように動作クロックを自走状態とすることが可能なのは、タイミング同期回路１３によって、ＯＦＤＭ信号の伝送クロックと動作クロックとの周波数誤差を検出し、その周波数誤差成分に基づきフィードフォワード処理により後段でその誤差を除去しているためである。本ＯＦＤＭ受信装置１では、このようにクロック発生回路６を非同期の自走クロックとしているが、本発明は、フィードバック制御により動作クロック周波数を可変制御する装置にも適用することは可能である。
【００４５】
また、デジタル直交復調回路８から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。
【００４６】
キャリア周波数誤差補正回路９は、ＮＣＯ１７から出力されたキャリア周波数誤差補正信号と、デジタル直交復調後のＯＦＤＭ時間領域信号とを複素乗算することによって、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正する。すなわち、キャリア周波数誤差補正回路９は、デジタル直交復調時に用いたキャリア信号の周波数と、伝送されてきたＯＦＤＭ信号（ＩＦ信号）の中心周波数との違いにより生じる誤差を補正する。キャリア周波数誤差補正回路９によりキャリア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１０及びガード相関／ピーク検出回路１２に供給される。
【００４７】
ＦＦＴ演算回路１０は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルの全サンプルからガードインターバル分のサンプル数のサンプルを除いた信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。抜き出し範囲を特定するタイミング（ＦＦＴ演算の演算開始タイミング）は、タイミング同期回路１３から与えられるスタートフラグにより設定される。ＦＦＴ演算回路１０は、１つのＯＦＤＭシンボルに対して１回のＦＦＴ演算処理を行い、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアに変調されている信号成分を抽出する。ＦＦＴ演算回路１０から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。ＦＦＴ演算回路１０から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、位相補正回路１１に供給される。
【００４８】
位相補正回路１１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、ＯＦＤＭシンボルの実際の境界位置と、ＦＦＴ演算範囲の開始タイミングとのずれによって生じてしまう位相回転成分の補正を行う。位相補正回路１１は、サンプリング周期以下の精度で生じるずれを位相補正している。具体的には、ＦＦＴ演算回路１０から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、タイミング同期回路１３から供給される位相補正信号（複素信号）を複素乗算して、位相回転補正を行う。位相回転補正がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域キャリア誤差算出回路１５、フレーム同期回路１８、等化回路１９及び伝送制御情報復号回路２２に供給される。
【００４９】
ガード相関／ピーク検出回路１２には、ＯＦＤＭ時間領域信号が入力される。ガード相関／ピーク検出回路１２は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号と、有効シンボル分遅延したＯＦＤＭ時間領域信号との相関値を求める。ここで、相関を求める時間長は、ガードインターバルの時間長に設定してある。このため、この相関値を示す信号（以下、ガード相関信号という。）は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置でちょうどピークとなる信号となる。ガード相関／ピーク検出回路１２は、ガード相関信号のピーク位置を検出し、そのピーク位置のタイミングを特定する値（ピークタイミング値Ｎｐ）を出力する。
【００５０】
また、ガード相関／ピーク検出回路１２は、このガード相関信号のピーク位置における相関値の位相を示す値も検出する。この位相値は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数と、デジタル直交復号後のキャリア周波数とが完全に一致していれば、０となる。しかしながら、ずれていれば、この位相値は、そのずれ量分だけ位相回転する。つまり、この位相値は、受信したＯＦＤＭ信号の中心周波数と、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示している。もっとも、この位相値は、サブキャリアの周波数間隔（例えば、ＩＳＤＢ−ＴＳＢのモード３であれば、０．９９２ｋＨｚ）で一回転してしまうため、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の情報となる。
【００５１】
ガード相関／ピーク検出回路１２から出力されたピークタイミング値は、タイミング同期回路１３に供給され、ＯＦＤＭシンボルの境界位置での相関値の位相は、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４に供給される。
【００５２】
タイミング同期回路１３は、ガード相関／ピーク検出回路１２から出力されたピークタイミング値に対して、例えば、フィルタリング処理等を行って、ＯＦＤＭシンボルの境界位置の推定を行い、その境界位置の推定値に基づきＦＦＴ演算を行うための演算開始タイミングを決定する。演算開始タイミングは、ＦＦＴ演算回路１０に供給される。ＦＦＴ演算回路１０では、この演算開始タイミングに基づき、入力されてくるＯＦＤＭ時間領域信号からＦＦＴ演算範囲の信号を抜き出して、ＦＦＴ演算を行う。また、タイミング同期回路１３は、推定されたＯＦＤＭシンボルの境界位置と、ＦＦＴ演算を行う演算開始タイミングとの時間ずれに伴い生じてしまう位相回転量を算出し、算出した位相回転量に基づき位相補正信号（複素信号）を生成し、位相補正回路１１に供給する。
【００５３】
狭帯域キャリア誤差算出回路１４は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置での相関値の位相に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうちの狭帯域の成分を示す狭帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。具体的に、狭帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の中心周波数のずれ量である。狭帯域キャリア誤差算出回路１４により求められた狭帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路１６に供給される。
【００５４】
広帯域キャリア誤差算出回路１５は、位相補正回路１１から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうち広帯域の成分を示す広帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。広帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数の間隔精度の中心周波数のずれ量である。
【００５５】
広帯域キャリア誤差算出回路１５により求められた広帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路１６に供給される。
【００５６】
加算回路１６は、狭帯域キャリア誤差検出回路１４により算出された狭帯域キャリア誤差成分と、広帯域キャリア誤差算出回路１５により算出された広帯域キャリア誤差成分とを加算して、キャリア補正回路９から出力されたベースバンドＯＦＤＭ信号のトータルの中心周波数のずれ量を算出する。加算回路１６は、算出したトータルの中心周波数のずれ量を、周波数誤差値として出力する。加算回路１６から出力された周波数誤差値は、ＮＣＯ１７に供給される。
【００５７】
ＮＣＯ１７は、いわゆる数値制御発振器であり、加算回路１６から出力された周波数誤差値に応じて増減するキャリア周波数誤差補正信号を発生する。ＮＣＯ１７は、例えば、供給された周波数誤差値がプラスの値であればキャリア周波数誤差補正信号の発振周波数を減少させ、供給されたキャリア周波数誤差値がマイナスの値であれば誤差補正信号の発振周波数を増加させるような制御を行う。ＮＣＯ１７は、このように制御することによって、周波数誤差値が０となるところで発振周波数が安定するようなキャリア周波数誤差補正信号を発生する。
【００５８】
フレーム同期回路１８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に挿入されている同期ワードを検出し、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングを検出する。フレーム同期回路１８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングに基づき各ＯＦＤＭシンボルのシンボル番号を特定し、等化回路１９等に供給する。
【００５９】
等化回路１９は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、いわゆる等化処理を行う。等化回路１９は、フレーム同期回路１８から供給されたシンボル番号に基づき、ＯＦＤＭ周波数領域信号内に挿入されているＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔｓ）信号と呼ばれるパイロット信号を検出する。等化回路１９は、検出したＳＰ信号から伝送路の周波数特性を推定し、推定した伝送路の周波数特性の逆特性をＯＦＤＭ周波数領域信号に乗算する。等化回路１９では、このような処理を行うことによって、伝送路の影響によるひずみを除去し、本来送信された信号を復元することができる。等化回路１９により等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路２０に供給される。
【００６０】
デマッピング回路２０は、等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号（複素信号）に対して、その変調方式（例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭ）に対応したデータの再割付処理（デマッピング処理）を行い、伝送データ系列を復元する。デマッピング回路２０から出力され伝送データ系列は、伝送路復号回路２１に供給される。
【００６１】
伝送路復号回路２１は、入力された伝送データ系列に対して、その放送方式に対応した伝送路復号処理を行う。例えば、伝送路復号回路２１では、時間方向のインタリーブ処理に対応した時間デインタリーブ処理、周波数方向のインタリーブに対応した周波数デインタリーブ処理、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、エネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理、ＲＳ符号化処理に対応したエラー訂正処理等を行う。
【００６２】
このように伝送路復号がされた伝送データ系列は、例えば、ＭＰＥＧ−２システムズに規定されたトランスポートストリームとして出力される。
【００６３】
伝送制御情報復号回路２２は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に変調されているＴＭＣＣやＴＰＳといった伝送制御情報を復号する。
【００６４】
ガード相関／ピーク検出回路
つぎに、ガード相関／ピーク検出回路１２の詳細な構成について説明をする。
【００６５】
なお、以下ガード相関／ピーク検出回路１２の説明をするにあたり、Ｎｕ，Ｎｇ，Ｎｓという定数（Ｎｕ，Ｎｇ，Ｎｓは、自然数である。）を用いる。Ｎｕは、１つの有効シンボル内のサンプリング数である。Ｎｇは、ガードインターバル内のサンプリング数である。例えば、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／４であれば、Ｎｇ＝Ｎｕ／４となる。Ｎｓは、１つのＯＦＤＭシンボルのサンプリング数である。すなわち、Ｎｓ＝Ｎｕ＋Ｎｇとなる。
【００６６】
図２に、ガード相関／ピーク検出回路１２のブロック構成図を示す。図３に、ガード相関／ピーク検出回路１２内の各信号のタイミングチャートを示す。
【００６７】
ガード相関／ピーク検出回路１２は、図２に示すように、遅延回路３１と、複素共役回路３２と、乗算回路３３と、移動和回路３４と、振幅演算回路３５と、角度変換回路３６と、自走カウンタ３７と、ピーク検出回路３８と、出力回路３９とを備えている。
【００６８】
キャリア周波数誤差補正回路９から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号（図３（Ａ））は、遅延回路３１及び乗算回路３３に供給される。遅延回路３１は、Ｎｕ個のレジスタ群から構成されるシフトレジスタであり、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間分遅延させる。遅延回路３１により有効シンボル時間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号（図３（Ｂ））は、複素共役回路３２に入力される。
【００６９】
複素共役回路３２は、有効シンボル期間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号の複素共役を算出し、乗算回路３３に供給する。
【００７０】
乗算回路３３は、遅延されていないＯＦＤＭ時間領域信号（図３（Ａ））と、有効シンボル期間分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号（図３（Ｂ））の複素共役信号とを、１サンプル毎に乗算する。乗算結果は移動和回路３４に入力される。
【００７１】
移動和回路３４は、例えば、Ｎｇ個のレジスタ群から構成されるシフトレジスタと、各レジスタに格納されている値の総和を演算する加算器とから構成され、１サンプル毎に順次入力されてきた乗算結果に対して、Ｎｇ個のサンプル毎の移動和演算を行う。移動和回路３４から出力される値が、ＯＦＤＭ時間領域信号と、有効シンボル（Ｎｕサンプル）分の遅延がされたＯＦＤＭ時間領域信号との相関を示したガード相関信号（図３（Ｃ））となる。移動和回路３４から出力されるガード相関信号は、振幅演算回路３５及び角度変換回路３６に供給される。
【００７２】
振幅演算回路３５は、ガード相関信号の実数部と虚数部とをそれぞれ２乗して、それらを加算し、その加算結果の平方根をとることによって、ガード相関信号の振幅成分を求める。ガード相関信号の振幅成分は、ピーク検出回路３８に供給される。
【００７３】
角度変換回路３６は、ガード相関信号の実数部と虚数部とに対してＴａｎ−１の演算を行い、ガード相関信号の位相成分を求める。ガード相関信号の位相成分は、ピーク検出回路３８に供給される。
【００７４】
自走カウンタ３７は、動作クロックをカウントするカウンタである。自走カウンタ３７のカウント値Ｎは、０からＮｓ−１までが１ずつインクリメントされ、Ｎｓ−１を超えると０に戻る（図３（Ｄ））。つまり、自走カウンタ３７は、ＯＦＤＭシンボル期間のサンプリング数で、１周期となっている巡回カウンタである。自走カウンタ３７のカウント値Ｎは、ピーク検出回路３８に供給される。
【００７５】
ピーク検出回路３８は、自走カウンタ３７の１周期内（０〜Ｎｓ−１）で最もガード相関信号の振幅値が高いポイントを検出し、そのポイントにおけるカウント値を検出する。ピーク検出回路３８は、自走カウンタ３７のカウント値が次の周期に移ると、また新たにガード相関信号の振幅値が高いポイントを検出する。ピーク検出回路３８により検出されたカウント値が、ガード相関信号のピーク時刻を示すピークタイミング値Ｎｐとなる。また、ピーク検出回路３８は、そのピーク時刻におけるガード相関信号の位相成分も検出し、検出した位相成分を出力回路３９に出力する。
【００７６】
出力回路３９は、自走カウンタ３７のカウント値Ｎが０となるタイミングで、ピーク検出回路３８から出力されたカウント値を取り込んで内部レジスタに格納し、そのカウント値を外部に対して出力可能な状態にセットする（図３（Ｅ））。レジスタに格納された当該カウント値は、ガード相関信号のピーク時刻を示す情報（ピークタイミング値Ｎｐ）として、後段のタイミング同期回路１３に出力される。また、出力回路３９は、同様に、自走カウンタ３７のカウント値Ｎが０となるタイミングで、ピーク検出回路３８から出力された位相成分を取り込んで内部レジスタに格納し、その位相成分を外部に対して出力可能な状態にセットする。レジスタに格納された当該位相成分は、後段の狭帯域キャリア周波数誤差算出回路１４に出力される。
【００７７】
また、自走カウンタ３７は、カウント値Ｎが０となったときにハイとなる有効フラグを発行する（図３（Ｆ））。この有効フラグは、後段の回路に対してピークタイミング値Ｎｐ及び位相値の発行タイミングを示している。
【００７８】
なお、ガード相関／ピーク検出回路１２では、カウント値Ｎが最大値（Ｎｓ−１）から０に変化するタイミングと、ガード相関信号がピークとなるタイミング（ＯＦＤＭシンボルの境界タイミング）とが、ＯＦＤＭシンボル期間に対して約半周期ずれるように、自走カウンタ３７の巡回タイミングが調整されている。つまり、ピークタイミング値Ｎｐが、カウント値の最大値（Ｎｓ−１）の１／２程度の値となるように調整されている。
【００７９】
このように調整されている理由について説明する。ピーク検出回路３８のピーク検出周期は、自走カウンタ３７のカウント値が０となったタイミングから、Ｎｓ−１となるまでの間である。ピーク検出回路３８は、その期間内でガード相関信号の振幅値が最大となったときのカウント値を、ピークタイミング値Ｎｐとして出力する。ここで、もし、自走カウンタ３７の周期が更新されるタイミング（つまり、カウント値が０になるタイミング）と、ガード相関信号の振幅値が最大となるときのタイミングとが時間的に近い場合、本来１つ前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルにより生じる相関性が高い部分（つまり、山状になっている部分）が、次のＯＦＤＭシンボル期間のピーク検出処理に含まれて判断されてしまうこととなる。このような場合、ガード相関信号のピーク値は各種のノイズや誤差により必ず一定の値になるとは限らずシンボル毎に変動する可能性があるので、前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルによって生じていた相関性の高い部分が、次のＯＦＤＭシンボルの境界位置であると判断されてしまう可能性がある。そのため、予め、ピークタイミング値Ｎｐをカウント値の最大値（Ｎｓ−１）の１／２程度の値となるように調整しておくことによって、１つ前のＯＦＤＭシンボルのガードインターバルにより生じている相関性が高い部分（山状の部分）を、次のＯＦＤＭシンボルに対する判断に含めないようにすることができ、安定したピーク位置検出を行うことができる。
【００８０】
もっとも、クロック周波数誤差（受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックと、ＯＦＤＭ信号のサンプリングクロックとの間の誤差）がある場合、ピークタイミング値Ｎｐは、徐々に移動していってしまう（この理由については詳細を後述する。）。このような場合には、クロック周波数誤差に応じて、カウント値Ｎの巡回タイミングを適宜調整してもよい。
【００８１】
また、本ガード相関／ピーク検出回路１２では、１つのＯＦＤＭシンボル周期に、ピークタイミング値Ｎｐが発生される構成となっているが、１ＯＦＤＭシンボル周期ではなく、Ｍ個の（Ｍは自然数。）ＯＦＤＭシンボル周期でピークタイミング値Ｎｐを発生するような構成としてもよい。ただし、その際には、有効フラグもＭ個のＯＦＤＭシンボル周期に１回だけ、Ｈｉｇｈ（１）とされるように構成する。
【００８２】
タイミング同期回路
つぎに、タイミング同期回路１３について説明をする。
【００８３】
図４に、タイミング同期回路１３の内部構成図を示す。
【００８４】
タイミング同期回路１３は、図４に示すように、クロック周波数誤差算出回路４１と、初期値算出回路４２と、シンボル境界算出回路４３と、シンボル境界補正回路４４と、スタートフラグ生成回路４５とを備えている。
【００８５】
タイミング同期回路１３には、ガード相関／ピーク検出回路１２からピークタイミング値Ｎｐが、Ｍ個のＯＦＤＭシンボル毎に入力される（Ｍは自然数。）。タイミング同期回路１３内の各回路は、ピークタイミング値Ｎｐの入力タイミング周期（Ｍシンボル周期）で動作が制御されている。
【００８６】
クロック周波数誤差算出回路４１は、Ｍ個のＯＦＤＭシンボル周期で入力されるピークタイミング値Ｎｐに基づき、クロック周波数誤差を算出して、算出したクロック周波数誤差をシンボル境界算出回路４３に入力する。なお、このクロック周波数誤差算出回路４１の内部構成については詳細を後述する。
【００８７】
初期値算出回路４２は、Ｍシンボル周期で入力されるピークタイミング値Ｎｐに基づき、そのピークタイミング値Ｎｐの初期値を算出する。この初期値は、シンボル境界算出回路４３に入力される。
【００８８】
シンボル境界算出回路４３は、Ｍシンボル周期で入力されるピークタイミング値Ｎｐに対して、フィルタリング処理を行い、ＯＦＤＭシンボルの境界位置を示すシンボル境界位置Ｎｘを算出する。シンボル境界位置Ｎｘは、ガード相関／ピーク検出回路１２内の自走カウンタ３７の周期である０〜Ｎｓの範囲で表された値である。ただし、このシンボル境界位置Ｎｘは、自走カウンタ３７及びピークタイミング値Ｎｐが整数精度の値であるのに対して、小数点以下の精度の値となっている。シンボル境界算出回路４３では、出力値（シンボル境界位置Ｎｘ）と入力値（ピークタイミング値Ｎｐ）との位相誤差を算出し、位相誤差成分に基づき出力値（シンボル境界位置Ｎｘ）を安定化させるフィルタリング処理が行われる。初期値算出回路４２から出力される初期値は、例えばフィルタリング処理の開始時等の初期出力値となる。
【００８９】
また、シンボル境界算出回路４３では、クロック周波数誤差算出回路４１により算出されたクロック周波数誤差を上記位相誤差成分に加算していくことによって、クロック周波数誤差に基づく出力値（シンボル境界位置Ｎｘ）の変動も補正している。このようにクロック周波数誤差を含めてシンボル境界位置を求めることによって、より高精度にシンボル境界位置を特定することが可能となる。
【００９０】
シンボル境界算出回路４３から出力されるシンボル境界位置Ｎｘは、シンボル境界補正回路４４に入力される。
【００９１】
シンボル境界補正回路４４は、Ｍシンボル毎に入力されるシンボル境界位置Ｎｘの整数成分を検出して、ＦＦＴ演算のためのスタート時刻を算出する。算出されたスタート時刻は、スタートフラグ生成回路４５に供給される。また、シンボル境界補正回路４４は、シンボル境界位置Ｎｘの小数以下の成分を検出することにより、シンボル境界時刻とＦＦＴ演算開始時刻とのサンプリングクロック周期以下の精度の時間ずれを求め、その時間ずれ量に基づきＦＦＴ演算後の各サブキャリアに含まれている信号成分の位相回転量を算出する。算出された位相回転量は、複素信号に変換されたのち、位相誤差補正回路１１に供給される。
【００９２】
スタートフラグ生成回路４５は、シンボル境界補正回路４４から供給されたスタート時刻に基づき、ＦＦＴ演算のための信号切り出しタイミング（すなわち、ＦＦＴ演算開始タイミング）を特定するスタートフラグを発生する。このスタートフラグは、１ＯＦＤＭシンボル毎に発生される。なお、スタートフラグは、入力されたシンボル境界位置Ｎｘから所定のマージン時間分遅延させたのち発生させてもよい。ただし、このマージン時間は、少なくともガードインターバルの時間長を超えないようにする。このようにシンボル境界時刻から所定のマージン時間を遅延させてスタートフラグを発生することで、例えば、前ゴーストのシンボル境界を検出してしまったことによるシンボル間干渉を除去することができる。
【００９３】
クロック周波数誤差算出回路
つぎに、クロック周波数誤差算出回路４１についてさらに詳細に説明をする。
【００９４】
図５に、クロック周波数誤差算出回路４１の内部構成図を示す。
【００９５】
クロック周波数誤差算出回路４１は、図５に示すように、傾き検出回路５１と、ヒストグラム生成回路５２と、出力回路５３とを備えている。
【００９６】
傾き検出回路５１は、ガード相関／ピーク検出回路１２から入力されたピークタイミング値Ｎｐの時間変化割合を検出する回路である。つまり、ピークタイミング値Ｎｐの傾き量Ｓを検出する回路である。傾き検出回路５１内には、傾き量を検出する検出期間が互いに異なる複数の検出パスが設けられており、それぞれの検出パスで求められた複数の傾き量Ｓが出力される。ここでは、５つの検出パスが設けられ、５つの傾き量Ｓ（Ｓ１〜Ｓ５）が出力されるものとする。
【００９７】
ヒストグラム生成回路５２は、傾き検出回路５１から出力された傾き量Ｓをそのレベルでクラス分けをし、傾き量Ｓの検出の頻度を示すヒストグラムを生成する。ヒストグラム生成回路５２は、生成したヒストグラムの最頻値を検出し、その最頻値を出力回路５３に出力する。
【００９８】
出力回路５３は、入力された最頻値に基づきその最頻値が安定して出力されてくるか否かを判断し、安定していると判断した場合には、同期確立フラグを発生するとともに、その最頻値をクロック周波数誤差として外部に出力をする。
【００９９】
以下、具体的にクロック周波数誤差算出回路４１内の各回路について説明する。
【０１００】
（傾き検出回路）
傾き検出回路５１では、ピークタイミング値Ｎｐの時間変化率（傾き量Ｓ）を検出するが、この傾き量Ｓはクロック周波数誤差に比例した値となる。まず、この理由について説明をする。
【０１０１】
ガード相関／ピーク検出回路１２内から出力されるピークタイミング値Ｎｐは、ガード相関信号のピークタイミングでの自走カウンタ３７の値である。自走カウンタ３７は、巡回的なカウンタ回路であるが、一周期のカウント数は予め１ＯＦＤＭシンボルのサンプリング数に設定されている。
【０１０２】
そのため受信したＯＦＤＭ信号のシンボル周期と、自走カウンタ３７の周期とが完全に一致している場合、つまり、受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックと、自走カウンタ３７の動作クロックとの周波数が完全に一致している場合には、図６に示すように、ピークタイミング値Ｎｐは一定となる。
【０１０３】
これに対して、受信したＯＦＤＭ信号のシンボル周期よりも、自走カウンタ３７の周期の方が短い場合、つまり、受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックよりも自走カウンタ３７の動作クロックの方が早い場合、図７に示すように、ピークタイミング値Ｎｐは、徐々に増加していく。また、受信したＯＦＤＭ信号のシンボル周期よりも、自走カウンタ３７の周期の方が長い場合、つまり、受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックよりも自走カウンタ３７の動作クロックの方が遅い場合、図８に示すように、ピークタイミング値Ｎｐは、徐々に減少していく。
【０１０４】
このようにピークタイミング値Ｎｐの時間変化率は、受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックと、受信側のサンプリングクロックとの誤差であるクロック周波数誤差に比例した値となる。従って、クロック周波数誤差は、図９に示すように、ピークタイミング値Ｎｐを一定の検出期間（Ｔ）毎に検出し、ある任意の時刻（αＴ）（αは整数）に検出したピークタイミング値Ｎｐと、その時刻の１つ前のサンプル時刻（（α−１）Ｔ）に検出したピークタイミング値Ｎｐとの差分値ｘに基づき、時間変化率（ｘ／Ｔ）を算出することにより求めることができる。
【０１０５】
つまり、ピークタイミング値Ｎｐの傾き量Ｓを求めれば、クロック周波数誤差を求めることができる。なお、ピークタイミング値Ｎｐの傾き量Ｓは、言い換えると、受信したＯＦＤＭシンボルのシンボル間隔を、受信側の動作クロックで測定した値であるともいえる。
【０１０６】
ところで、地上波放送の場合、周波数選択性フェージング（マルチパスの受信状態で且つ各受信波（主波及び複数の遅延波）にフェージングが生じている状態）と呼ばれる受信環境が生じる場合がある。周波数選択性フェージング環境でＯＦＤＭ信号を受信した場合、主波と遅延波との受信レベルが周期的に変動する。そのため、ガード相関信号のピーク位置を検出すると、そのピーク位置が示すシンボル境界位置が主波と遅延波との間で周期的に切り替わってしまう。つまり、主波の受信レベルの方が大きければ主波のシンボル境界位置を検出し、遅延波の受信レベルの方が大きければ遅延波のシンボル境界位置を検出してしまう。
【０１０７】
周波数選択性フェージング状態で、且つ、クロック周波数誤差が発生している状態でのピークタイミング値Ｎｐは、図１０に示すように、約一定の周期（フェージング周期）毎に、主波と遅延波の時間差分の増加及び減少を交互に繰り返すこととなる。また、周波数選択性フェージングにより主波の受信レベルと遅延波の受信レベルとが入れ替わる周期は、受信環境により異なり長くなったり短くなったりする。
【０１０８】
ここで、このような周波数選択性フェージングの受信環境で、ピークタイミング値Ｎｐの傾き量Ｓを検出すると、図１１に示すように、検出期間Ｔの長さ及びその検出位相によって、正確に検出できる場合（図中１１中ＯＫで示した検出期間の場合）と、正確に検出できない場合（図１１中ＮＧと示した検出期間の場合）とが発生する。従って、ある特定の検出期間Ｔ及び検出位相で固定して傾き量Ｓを検出した場合、フェージング周期によっては、まったく誤った傾き量Ｓを検出してしまう可能性がある。
【０１０９】
そこで、本発明者は、傾き検出回路５１内に、ピークタイミング値Ｎｐの傾き量Ｓを検出するための検出期間Ｔがそれぞれ異なっている複数の傾き検出パスを設け、複数の傾き検出パスにより検出された傾き量Ｓに基づき総合的にクロック周波数誤差を測定するようにした。例えば、検出期間Ｔが異なる複数の傾き量に基づき、その検出結果を例えば平均化したり、ヒストグラムに変換したりし、クロック周波数誤差を推定できるようにした。
【０１１０】
以下、傾き検出回路５１の具体的な回路構成について説明をする。図１２に、傾き検出回路５１の具体的な回路構成図を示す。
【０１１１】
傾き検出回路５１は、図１２に示すように、傾き量Ｓを出力する第１〜第５の５つの傾き検出パス６１−１〜６１−５を備えている。
【０１１２】
第１〜第５の傾き検出パス６１−１〜６１−５には、Ｍ個のＯＦＤＭシンボル毎にｈｉｇｈ（１）とされる有効フラグに同期して、ピークタイミング値Ｎｐが入力されてくる。第１〜第５の傾き検出パス６１−１〜６１−５は、有効フラグに同期して（Ｍ個のＯＦＤＭシンボル毎）に演算動作が行われ、傾き量Ｓ１〜Ｓ５を出力する。
【０１１３】
第１〜第５の傾き検出パス６１−１〜６１−５には、それぞれ異なる傾きの検出期間Ｔが設定されている。第１〜第５の傾き検出パス６１−１〜６１−５は、例えば、ピークタイミング値Ｎｐの入力間隔をＴｘとしたとき、それぞれ異なる検出期間Ｔ（Ｔ＝（ｎ×Ｔｘ））が設定されている。ここで、ｎは、検出期間Ｔを設定するためのパラメータ（自然数）であり、傾き検出パス毎に異なる値とされている。具体的には、第１の傾き検出パス６１−１にはｎ＝１６が設定され、第２の傾き検出パス６１−２にはｎ＝８が設定され、第３の傾き検出パス６１−３にはｎ＝４が設定され、第４の傾き検出パス６１−４にはｎ＝２が設定され、第５の傾き検出パス６１−５にはｎ＝１が設定されている。
【０１１４】
第１〜第５の傾き検出パス６１−１〜６１−５は、それぞれ、遅延器６２−１〜６２−５と、減算器６３−１〜６３−５と、乗算器６４−１〜６４−５と、初期マスク回路６５−１〜６５−５とを備えている。
【０１１５】
遅延器６２−１〜６２−５は、ｎ段のレジスタから構成された、有効フラグに同期してデータを次のレジスタに遷移させるシフトレジスタである。具体的には、第１の傾き検出パスの遅延器６２−１は１６段のシフトレジスタから構成され、第２の傾き検出パスの遅延器６２−２は８段のシフトレジスタから構成され、第３の傾き検出パスの遅延器６２−３は４段のシフトレジスタから構成され、第４の傾き検出パスの遅延器６２−４は２段のシフトレジスタから構成され、第５の傾き検出パスの遅延器６２−５は１段のシフトレジスタから構成される。
【０１１６】
減算器６３−１〜６３−５は、遅延されていないピークタイミング値Ｎｐと、遅延器６２−１〜６２−５により検出期間Ｔ（Ｔ＝ｎ×Ｔｘ）分遅延された後のピークタイミング値Ｎｐが入力される。減算器６３−１〜６３−５は、遅延されていないピークタイミング値Ｎｐから、遅延された後のピークタイミング値Ｎｐを減算する。従って、減算器６３−１〜減算器６３−５からは、検出期間Ｔで検出されたピークタイミング値Ｎｐの変化量が出力される。
【０１１７】
乗算器６４−１〜６４−５は、減算器６３−１〜６３−５から出力されたピークタイミング値Ｎｐの変化量と、パラメータｎの逆数とを乗算して、ピークタイミング値Ｎｐの傾きを示す傾き量Ｓ１〜Ｓ５を算出する。乗算器６４−１〜６４−５は、傾き量Ｓ１〜Ｓ５を初期マスク回路６４−１〜６４−５を介して外部に出力する。
【０１１８】
初期マスク回路６５−１〜６５−５は、傾き量Ｓの検出動作がスタートされてから、乗算器６４−１〜６４−５から有効な値が出力されるまでの間、傾き量Ｓ１〜Ｓ５の出力を停止する処理を行う。つまり、初期マスク回路６５−１〜６５−５は、各遅延器６２−１〜６２−５の最終段のレジスタから無効な値が出力されている間、傾き量Ｓの出力停止を行う回路である。具体的に、第１の傾き検出パスの初期マスク回路６４−１は、傾き量Ｓ１の検出動作がスタートされた後有効フラグが１６カウントされるまでの間の傾き量Ｓ１の出力を停止し、第２の傾き検出パスの初期マスク回路６４−２は、傾き量Ｓ２の検出動作がスタートされた後有効フラグが８カウントされるまでの間の傾き量Ｓ２の出力を停止し、第３の傾き検出パスの初期マスク回路６４−３は、傾き量Ｓ３の検出動作がスタートされた後有効フラグが４カウントされるまでの間の傾き量Ｓ３の出力を停止し、第４の傾き検出パスの初期マスク回路６４−４は、傾き量Ｓ４の検出動作がスタートされた後有効フラグが２カウントされるまでの間の傾き量Ｓ４の出力を停止し、第５の傾き検出パスの初期マスク回路６４−５は、傾き量Ｓ５の検出動作がスタートされた後有効フラグが１カウントされるまでの間の傾き量Ｓ５の出力を停止する。
【０１１９】
初期マスク回路６５−１〜６５−５から出力された傾き量Ｓ１〜Ｓ５は、ヒストグラム生成回路５２に供給される。
【０１２０】
（ヒストグラム生成回路）
ヒストグラム生成回路５２には、ピークタイミング値Ｎｐの入力間隔Ｔｘ毎に、傾き検出回路５１から傾き量Ｓ（Ｓ１〜Ｓ５）が入力される。ヒストグラム生成回路５２は、入力された傾き量Ｓを、傾き量Ｓの大きさ（レベル）で分割されたクラスに分類し、分類されたクラス毎の傾き量Ｓの検出頻度を示す図１３に示すようなヒストグラムを生成する。このヒストグラムのことを、以下、誤差検出用ヒストグラムという。そして、ヒストグラム生成回路５２は、傾き量Ｓの検出頻度を上記誤差検出用ヒストグラムに累積していき、この誤差検出用ヒストグラムの最頻値（もっとも頻度が高いクラスの階級値）を出力する。
【０１２１】
なお、本明細書でいうヒストグラムは、図自体を示すのではなく、クラス毎に頻度が記述された度数分布を示すデータ群のことをいう。図１３及び以後の図で記載するヒストグラムは、そのデータ群を視覚的に理解しやすいように示したものである。
【０１２２】
誤差検出用ヒストグラムのクラスのレンジは、例えば、傾き検出回路５１から出力される傾き量Ｓの最も細かい精度、又は、その倍数に設定する。例えば、本例であれば、図１４に示すように、検出期間Ｔ＝１６×Ｔｘで検出したピークタイミング値Ｎｐが１カウント上昇（又は下降）する場合が、傾き量Ｓの最も細かい精度となるので、例えば“１／１６”を誤差検出用ヒストグラムのクラスのレンジとする。
【０１２３】
また、本例の場合、ピークタイミング値Ｎｐの入力間隔Ｔｘ毎に、検出期間Ｔが異なっている複数の傾き量Ｓが入力されてくるが、傾き量Ｓの信頼性は検出期間Ｔが長い方が高いと想定される。そのため、ヒストグラム生成回路５２では、図１５に示すように、検出間隔Ｔの時間長毎（すなわち、傾き検出パス６１−１〜６１−５毎）に、重み付けの異なる基準ヒストグラムを設定しておく。そして、ある検出間隔Ｔで検出された傾き量Ｓが入力された場合、その検出間隔Ｔに対応した基準ヒストグラムを選択し、図１６に示すように、その傾き量Ｓのクラスが最頻値に一致するように基準ヒストグラムを平行移動させ、平行移動させた基準ヒストグラムを誤差検出用ヒストグラムに加算する。
【０１２４】
各基準ヒストグラムの重み付けは、例えば次のように設定されている。
【０１２５】
各基準ヒストグラムは、変量のレンジ（そのヒストグラムの下端のクラスの階級値から、上端のクラスの階級値までの幅）が検出間隔Ｔに応じて長くなり、変量のレンジが他の基準ヒストグラムと異なるように設定されている。例えば、図１５に示したように、検出間隔Ｔ＝１６×Ｔｘの基準ヒストグラムの変量のレンジは１／１６、検出間隔Ｔ＝８×Ｔｘの基準ヒストグラムの変量のレンジは３／１６、検出間隔Ｔ＝４×Ｔｘの基準ヒストグラムの変量のレンジは５／１６、検出間隔Ｔ＝２×Ｔｘの基準ヒストグラムの変量のレンジは７／１６、検出間隔Ｔ＝１×Ｔｘの基準ヒストグラムの変量のレンジは１５／１６といったように設定されている。
【０１２６】
各基準ヒストグラムは、最頻値が検出間隔Ｔに応じて小さくなり、最頻値が他の基準ヒストグラムとは異なるように設定されている。例えば、図１５に示したように、検出間隔Ｔ＝１６×Ｔｘの基準ヒストグラムの最頻値は３２、検出間隔Ｔ＝８×Ｔｘの基準ヒストグラムの最頻値は１６、検出間隔Ｔ＝４×Ｔｘの基準ヒストグラムの最頻値は８、検出間隔Ｔ＝２×Ｔｘの基準ヒストグラムの最頻値は４、検出間隔Ｔ＝１×Ｔｘの基準ヒストグラムの最頻値は２といったように設定されている。
【０１２７】
各基準ヒストグラムは、度数の合計値が同一となっている。すなわち、基準ヒストグラムを図に表したときには面積が同一となる。例えば、図１５に示したように、度数の合計値が３２となるように設定されている。
【０１２８】
各基準ヒストグラムは、最頻値と中央値が一致し、中央値が変量のレンジの中央に位置するように設定されている。また、各基準ヒストグラムは、上端のクラスの度数と下端のクラスの度数が一致するように設定されている。また、各基準ヒストグラムは、変量のレンジの中央に近いクラスの度数は、そのクラスより端に近いクラスの度数以上となるように設定されている。
【０１２９】
このように検出間隔Ｔに応じて重み付けされた基準ヒストグラムを設定しておくことによって、傾き量Ｓの信頼性に応じた処理を行うことができる。
【０１３０】
図１７に、ヒストグラム生成回路５２の具体的な回路構成を示し、その動作を説明する。
【０１３１】
ヒストグラム生成回路５２は、図１７に示すように、第１〜第５の基準ヒストグラム発生回路７１−１〜７１−５と、ヒストグラム加算／正規化回路７２とを備えている。
【０１３２】
第１〜第５の基準ヒストグラム発生回路７１−１〜７１−５には、図１５に示したように、それぞれ異なる重み付けの基準ヒストグラムを保持している。第１〜第５の基準ヒストグラム発生回路７１−１〜７１−５には、それぞれ対応する前段の第１〜第５の傾き検出パス６１−１〜６１−５から傾き量Ｓ１〜傾き量Ｓ５が、入力間隔Ｔｘ毎に入力される。具体的には、第１の基準ヒストグラム発生回路７１−１には第１の傾き検出パス６１−１から検出期間Ｔ＝１６×Ｔｘの傾き量Ｓ１が入力され、第２の基準ヒストグラム発生回路７１−２には第２の傾き検出パス６１−２から検出期間Ｔ＝８×Ｔｘの傾き量Ｓ２が入力され、第３の基準ヒストグラム発生回路７１−３には第３の傾き検出パス６１−３から検出期間Ｔ＝４×Ｔｘの傾き量Ｓ３が入力され、第４の基準ヒストグラム発生回路７１−４には第４の傾き検出パス６１−４から検出期間Ｔ＝２×Ｔｘの傾き量Ｓ４が入力され、第５の基準ヒストグラム発生回路７１−５には第５の傾き検出パス６１−５から検出期間Ｔ＝１×Ｔｘの傾き量Ｓ５が入力される。
【０１３３】
第１〜第５の基準ヒストグラム発生回路７１−１〜７１−５は、入力された傾き量Ｓをクラス分類し、最頻値がそのクラスとなるように、内部に保持している基準ヒストグラムを平行移動させる。そして、平行移動させた基準ヒストグラムをヒストグラム加算／正規化回路７２に供給する。なお、第１〜第５の基準ヒストグラム発生回路７１−１〜７１−５からは、入力間隔Ｔｘ毎に、基準ヒストグラムが出力される。
【０１３４】
ヒストグラム加算／正規化回路７２は、内部に誤差検出用ヒストグラムを格納している。ヒストグラム加算／正規化回路７２は、入力された基準ヒストグラムを全て上記誤差検出用ヒストグラムに加算する。つまり、５つの基準ヒストグラムを全て加算するとともに、入力間隔Ｔｘ毎に入力される基準ヒストグラムを累積加算していくことにより誤差検出用ヒストグラムを生成する。ヒストグラム加算／正規化回路７２は、誤差検出用ヒストグラムの最頻値を算出する。算出された最頻値は、例えば、入力間隔Ｔｘ毎に、後段の出力回路５３に供給される。
【０１３５】
また、ヒストグラム加算／正規化回路７２は、内部に保持している誤差検出用ヒストグラムの最頻値の度数がある一定のしきい値を超えた場合、誤差検出用ヒストグラムの正規化を行う。つまり、最頻値の度数がある一定のしきい値を超えた場合、メモリ等でデータの管理ができなくなるため誤差検出用ヒストグラム全体のデータ量を削減する処理を行う。正規化処理の方法は、例えば、全体を一定の値で除算するといった方法などを適用してもよいが、本例の場合、誤差検出用ヒストグラムのうちの最頻値が特に重要な値となり、頻度が低いクラスは重要度が小さい。そのため、本例の場合では、誤差検出用ヒストグラム全体のクラスの度数から、一定値を減算する方法で正規化を行う。
【０１３６】
また、ヒストグラム加算／正規化回路７２は、生成した誤差検出用ヒストグラムの度数を、クラス方向に移動加算したのち最頻値を求めても良い。例えば、ヒストグラム加算／正規化回路７２は、図１８（Ａ）に示すような誤差検出用ヒストグラムに対して、各クラスの頻度を両隣のクラスの頻度とともに加算することによって、図１８（Ｂ）に示すような移動平均化された誤差検出用ヒストグラムを再生成する。そして、ヒストグラム加算／正規化回路７２は、このように移動平均化された誤差検出用ヒストグラムに基づき、最頻値を算出する。このように誤差検出用ヒストグラムの移動平均を算出することによって、誤差を除去することができる。
【０１３７】
また、移動平均化された誤差検出用ヒストグラムを生成するために、各基準ヒストグラム発生回路７１−１〜７１−５が、予め移動平均化された基準ヒストグラムを保持していても良い。例えば、図１５に示した基準ヒストグラムに対して、図１９に示すような移動平均化した基準ヒストグラムを保持していても良い。このように移動平均化した基準ヒストグラムを発生することによって、ヒストグラム加算／正規化回路７２により平均化処理を行わず処理を行うことができる。
【０１３８】
（出力回路）
出力回路５３は、ヒストグラム生成回路５３により生成されたヒストグラムの収束状態を判断し、ヒストグラムが充分収束して安定したと判断する場合には、入力された最頻値をクロック周波数誤差として出力する。それとともに、出力回路５３は、クロック周波数誤差を用いた同期が確立していることを示す同期確立フラグを発生する。
【０１３９】
具体的に、出力回路５３は、図２０に示すような、待機状態Ｓｔ１、非同期状態ｓｔ２、同期状態ｓｔ３の３つの状態から構成されるステートマシーン７５によって、クロック周波数誤差の出力制御及び同期確立フラグの出力制御を行っている。
【０１４０】
図２０に示すステートマシーン７５について説明をする。
【０１４１】
リセット動作がされると、ステートマシーン７５は、まず、待機状態Ｓｔ１に遷移する。待機状態Ｓｔ１では、クロック周波数誤差及び同期確立フラグの出力は行わない。リセット動作がされてから１×Ｔｘ時間経過すると、ステートマシーン７５は、待機状態Ｓｔ１から非同期状態Ｓｔ２へ遷移する。ここで、１×Ｔｘ時間の意味するところは、リセット動作がされてから、傾き検出回路５１が少なくとも一つの有効な傾き量Ｓを出力するまでの時間間隔である。つまり、ステートマシーン７５では、リセット動作がされてから、複数の異なる傾き量Ｓの検出期間Ｔのうち最も短い検出期間の間、待機状態Ｓｔ１とし、その期間を経過すると非同期状態Ｓｔ２へ遷移させる。
【０１４２】
非同期状態Ｓｔ２及び同期状態Ｓｔ３では、ステートマシーン７５は、入力されてくる最頻値の変動状態を観察して、ヒストグラムが充分収束して安定した状態（つまり、クロック周波数誤差を用いた同期が確立している状態）であるか、ヒストグラムが収束しておらず不安定な状態（つまり、クロック周波数誤差を用いた同期が確立していない状態）かを判断する。
【０１４３】
ステートマシーン７５は、非同期状態Ｓｔ２において、Ｔｘ時間毎に連続して入力されてくる最頻値が、ｊ回（ｊは自然数。例えば、１００）連続して同じ値であれば、非同期状態Ｓｔ２から同期状態Ｓｔ３へ遷移させる。つまり、ヒストグラム生成部５２から同じ値が連続して出力されれば、安定していると判断する。
【０１４４】
また、ステートマシーン７５は、同期状態Ｓｔ３において、Ｔｘ時間毎に連続して入力されてくる最頻値が、ｋ回（ｋは自然数。例えば、１０）連続して異なる値であれば、つまり、ｋ回連続して前回の値と今回の値が異なっていれば、同期状態Ｓｔ３から同期状態Ｓｔ２へ遷移させる。つまり、ヒストグラム生成部５２から出力される値が、変動し続けていれば、不安定であると判断する。
【０１４５】
ステートマシーン７５は、待機状態Ｓｔ１及び非同期状態Ｓｔ２では、クロック周波数誤差及び同期確立フラグを出力せず、非同期状態Ｓｔ３のときにのみクロック周波数誤差及び同期確立フラグを出力するようにする。
【０１４６】
【発明の効果】
本発明にかかるＯＦＤＭ復調装置では、ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルの境界を当該復調装置内のクロックにより計測し、その計測値の時間変化率を算出する。このＯＦＤＭ復調装置では、上記時間変化率を算出する時間間隔が設定され、その時間間隔が互いに異なった検出回路によって複数の時間変化率を算出し、これら複数の時間変化率に基づきクロック周波数誤差を算出する。
【０１４７】
このため本発明にかかるＯＦＤＭ復調装置では、受信環境が悪化した場合であっても、クロック周波数誤差を正確に算出することができる。
【０１４８】
本発明にかかるＯＦＤＭ復調装置では、ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルの境界を当該復調装置内のクロックにより計測し、その計測値の時間変化率を算出する。このＯＦＤＭ復調装置では、上記計測値の時間変化率からヒストグラムを生成し、そのヒストグラムに基づきクロック周波数誤差を算出する。
【０１４９】
このため本発明にかかるＯＦＤＭ復調装置では、正確なクロック周波数誤差を算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】ガード相関／ピーク検出回路のブロック構成図である。
【図３】ガード相関／ピーク検出回路内の各信号のタイミングチャートである。
【図４】タイミング同期回路のブロック構成図である。
【図５】クロック周波数誤差算出回路のブロック構成図である。
【図６】受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックと、受信装置のクロックとが同期している場合の自走カウンタの出力変動を示す図である。
【図７】受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックよりも、受信装置のクロックほうが早い場合の自走カウンタの出力変動を示す図である。
【図８】受信したＯＦＤＭ信号の伝送クロックよりも、受信装置のクロックほうが遅い場合の自走カウンタの出力変動を示す図である。
【図９】自走カウンタの出力値の時間変化率を示す図である。
【図１０】周波数選択性フェージングが発生し、且つ、クロック周波数誤差が発生している場合の自走カウンタの出力変動を示す図である。
【図１１】周波数選択性フェージングの受信環境において、正確に傾き値が検出できる場合と、正確に傾き値が検出できない場合とを示した図である。
【図１２】傾き検出回路の回路構成図である。
【図１３】ヒストグラム生成回路により生成される誤差検出用ヒストグラムを示す図である。
【図１４】上記誤差検出用ヒストグラムのレンジについて説明する図である。
【図１５】基準ヒストグラムを示す図である。
【図１６】基準ヒストグラムを平行移動させることを説明するための図である。
【図１７】ヒストグラム生成回路のブロック構成図である。
【図１８】誤差検出用ヒストグラムと、その誤差検出用ヒストグラムを移動平均化したヒストグラムを示す図である。
【図１９】誤差検出用ヒストグラムを移動平均化するために用いられる基準ヒストグラムを示す図である。
【図２０】誤差検出用ヒストグラムの収束を判定するためのステートマシーンを示す図である。
【図２１】ＯＦＤＭ方式の伝送シンボルについて説明するための図である。
【図２２】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【符号の説明】
１  ＯＦＤＭ受信装置、２  アンテナ、３  チューナ、４  バンドパスフィルタ、５  Ａ／Ｄ変換回路、６  クロック発生回路、７  ＤＣキャンセル回路、８デジタル直交復調回路、９  キャリア周波数誤差補正回路、１０  ＦＦＴ演算回路、１１  位相補正回路、１２  ガード相関／ピーク検出回路、１３  タイミング同期回路、１４  狭帯域キャリア誤差算出回路、１５  広帯域キャリア誤差算出回路、１６  加算回路、１７  数値制御発振回路、１８  フレーム同期回路、１９  等化回路、２０  デマッピング回路、２１  伝送路復号回路、２２  伝送制御情報復号回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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