(57)【要約】【課題】簡単な構成で容易に良好な復調信号を得ることができる復調回路および受信装置を提供する。【解決手段】サンプリングブロック４０ａ−１では、中間周波信号ＲＩＦｓの周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数で、中間周波信号ＲＩＦｓをサンプリングして位相差「０」「π／２」「π」「３π／２」の信号を生成する。極性調整ブロック４０ａ−２は、位相差「π」の極性を位相差「０」の信号と一致させる。また位相差「３π／２」の極性を位相差「π／２」の信号と一致させる。信号合成ブロック４０ａ−３では、「π」の位相差を有した位相差「０」と位相差「π」の信号を合成するとともに保持して復調信号ＰＩとして出力する。また「π」の位相差を有した位相差「π／２」と位相差「３π／２」の信号を合成するとともに保持して復調信号ＰＱとして出力する。【選択図】　　　　図３
2004104257.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調信号をサンプリングするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段でサンプリングした信号を合成して保持する信号合成手段と、
前記信号合成手段で合成する信号の極性を一致させる極性調整手段と、
前記変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数で前記変調信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動するとともに、「π」の位相差を有した信号を合成して保持するように前記信号合成手段を駆動して、前記信号合成手段で復調信号を生成させる復調制御手段とを有する
ことを特徴とする復調回路。
【請求項２】
前記極性調整手段では、極性の反転された前記変調信号を前記サンプリング手段に供給することで、前記信号合成手段で合成する信号の極性を一致させる
ことを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【請求項３】
前記極性調整手段では、前記サンプリング手段でサンプリングした信号の極性を反転させることで、前記信号合成手段で合成する信号の極性を一致させる
ことを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【請求項４】
前記復調制御手段では、前記変調信号の極性を反転してサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動することで、前記極性調整手段を前記復調制御手段に一体化した
ことを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【請求項５】
前記サンプリング手段は、ユニティゲインサンプルバッファを用いて構成した
ことを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【請求項６】
変調信号をサンプリングするサンプリング手段と、
スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段と、
前記サンプリング手段でサンプリングした信号に基づき、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段でフィルタ処理する信号を生成する信号生成手段と、
前記変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数で前記変調信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動して、前記サンプリングした信号から「π」の位相差を有した信号に基づくフィルタ処理する信号を前記信号生成手段から前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給させて、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から復調信号を出力させる復調制御手段とを有する
ことを特徴とする復調回路。
【請求項７】
前記復調制御手段では、前記変調信号の極性を反転してサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動し、あるいは極性を反転して前記フィルタ処理する信号を生成するように前記信号生成手段を駆動して、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給する信号の極性を一致させる
ことを特徴とする請求項６記載の復調回路。
【請求項８】
前記復調制御手段では、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給するフィルタ処理する信号の極性が反転しているとき、供給された信号を逆極性で用いてフィルタ処理を行うように前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段を駆動する
ことを特徴とする請求項６記載の復調回路。
【請求項９】
前記信号生成手段は、ユニティゲインサンプルバッファを用いて構成した
ことを特徴とする請求項６記載の復調回路。
【請求項１０】
受信信号あるいは前記受信信号に基づいて生成した中間周波信号をサンプリングするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段でサンプリングした信号を合成して保持する信号合成手段と、
前記信号合成手段で合成する信号の極性を一致させる極性調整手段と、
前記受信信号あるいは中間周波信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数で前記受信信号あるいは中間周波信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動するとともに、「π」の位相差を有した信号を合成して保持するように前記信号合成手段を駆動して、前記信号合成手段で前記受信信号あるいは中間周波信号の復調信号を生成させる復調制御手段とを有する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項１１】
受信信号あるいは中間周波信号をサンプリングするサンプリング手段と、
スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段と、
前記サンプリング手段でサンプリングした信号に基づき、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段でフィルタ処理する信号を生成する信号生成手段と、
前記変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数で前記変調信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動して、前記サンプリングした信号から「π」の位相差を有した信号に基づくフィルタ処理する信号を前記信号生成手段から前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給させて、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から復調信号を出力させる復調制御手段とを有する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項１２】
前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から出力された前記復調信号をディジタル信号に変換する信号変換手段を設け、
前記復調制御手段では、前記サンプリング手段でのサンプリングの周波数を前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段のスイッチング周波数に対して「ｐ倍」あるいは「１／ｐ倍」（ｐ：自然数）とし、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段のスイッチング周波数を前記信号変換手段のクロック周波数に対して「ｑ倍」あるいは「１／ｑ倍」（ｑ：自然数）とし、前記信号変換手段のクロック周波数は、前記受信信号あるいは中間周波信号で用いられた変調方式で決定されるシンボルレートの「ｒ倍」（ｒ：自然数）とする
ことを特徴とする請求項１１記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、復調回路と受信装置に関する。詳しくは、受信信号や中間周波信号変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数でサンプリングを行い、「π」の位相差を有した信号の極性を合わせて合成することにより復調信号を生成するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１８は、従来の受信装置の構成を示している。アンテナ１１で受信された信号ＲＡは、低雑音アンプ１２に供給する。低雑音アンプ１２では、信号ＲＡを増幅して受信信号ＲＢとして周波数変換器１３に供給する。周波数変換器１３には、発振器１４から局部発振周波数の信号ＲＬＯが供給されており、受信信号ＲＢと信号ＲＬＯを掛け合わせて受信信号ＲＢのダウンコンバートを行い中間周波信号ＲＩＦを生成して帯域フィルタ１５に供給する。
【０００３】
帯域フィルタ１５では、中間周波信号ＲＩＦの帯域制限を行って可変利得アンプ１６に供給する。可変利得アンプ１６では、帯域フィルタ１５から供給された信号を所定の信号レベルに増幅して、中間周波信号ＲＩＦｓとして周波数変換器１７，１８に供給する。
【０００４】
発振器１９では、搬送波周波数の発振信号ＶＣＲを生成して移相器２０に供給する。移相器２０では、発振信号ＶＣＲから位相差がほぼ９０°の直交信号である信号ＶＩ−ＣＲ，ＶＱ−ＣＲを生成して、信号ＶＩ−ＣＲを周波数変換器１７に供給するとともに、信号ＶＱ−ＣＲを周波数変換器１８に供給する。
【０００５】
周波数変換器１７では、中間周波信号ＲＩＦｓと信号ＶＩ−ＣＲを掛け合わせて中間周波信号ＲＩＦｓのダウンコンバートを行い、ベースバンドの復調信号ＰＩを生成して低域フィルタ２１に供給する。また、周波数変換器１８では、中間周波信号ＲＩＦｓと信号ＶＱ−ＣＲを掛け合わせて中間周波信号ＲＩＦｓのダウンコンバートを行い、ベースバンドの復調信号ＰＱを生成して低域フィルタ２２に供給する。
【０００６】
低域フィルタ２１では、復調信号ＰＩから所望のベースバンド成分の信号を抽出して、復調信号ＰＩｓとしてＡ／Ｄ変換器２３に供給する。同様に、低域フィルタ２２では、復調信号ＰＱから所望のベースバンド成分の信号を抽出して、復調信号ＰＱｓとしてＡ／Ｄ変換器２４に供給する。なお、低域フィルタ２１，２２では、Ａ／Ｄ変換器２３，２４で、エイリアシングを生じることがないように、アンチエイリアシングフィルタの機能も有するものである。
【０００７】
Ａ／Ｄ変換器２３では、クロック信号生成回路２５から供給されたクロック信号ＣＫａでサンプリングを行い、復調信号ＰＩｓをディジタルの受信データＤＩに変換して信号処理回路３０に供給する。また、Ａ／Ｄ変換器２４では、クロック信号生成回路２５から供給されたクロック信号ＣＫａでサンプリングを行い、復調信号ＰＱｓをディジタルの受信データＤＱに変換して信号処理回路３０に供給する。信号処理回路３０では、受信データＤＩ，ＤＱを用いて誤り検出訂正処理等を行い、正しい受信データを生成する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述のような受信装置において、中間周波信号ＲＩＦｓから復調信号ＰＩ，ＰＱを得るためには、発振信号ＶＣＲを生成する発振器や発振信号ＶＣＲから位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＣＲ，ＶＱ−ＣＲを生成する移相器、信号ＶＩ−ＣＲ，ＶＱ−ＣＲと中間周波信号ＲＩＦｓを掛け合わせる周波数変換器等が必要となり、簡単な回路構成で復調信号を得ることができない。
【０００９】
また、集積回路化のために低域フィルタ２１，２２として、例えばＧｍ−Ｃなどのフィルタを用いるものとした場合、低域フィルタ２１，２２では、ベースバンド成分すなわち周波数の低い信号を抽出するため、１／ｆノイズの影響が大きくなってしまう。また、ダイナミックレンジが大きくないことから、低域フィルタ２１，２２に入力する信号の減衰器や低域フィルタ２１，２２から出力された信号の増幅器が必要となってしまう場合もある。
【００１０】
さらに、受信装置では、受信信号ＲＢを２つの周波数変換器に供給して、一方の周波数変換器には受信信号ＲＢの周波数と近接した局部発振周波数の信号ＶＩ−ＣＲ’を供給するとともに、他方の周波数変換器には同様な局部発振周波数の信号ＶＱ−ＣＲ’を供給することで、受信信号ＲＢから復調信号ＰＩ，ＰＱを直接生成するダイレクトコンバージョン方式の受信装置も知られている。
【００１１】
このようなダイレクトコンバージョン方式の受信装置では、高周波を扱う周波数変換器が２つ必要となることから消費電力が大きり、携帯用の受信装置では好ましくない。また、受信信号ＲＢの周波数と局部発振周波数が近接しているため、局部発振周波数の信号が受信信号ＲＢに対して飛び込みやすく、この影響を除くためには、フィルタの次数やフィルタ特性のＱを高く設計しなければならない。さらに、高次フィルタを用いるものとしたりＱを高く設計すると、集積回路化したときにフィルタ部分のチップ面積が大きくなりコストアップとなってしまう。
【００１２】
そこで、この発明では、簡単な構成で容易に良好な復調信号を得ることができる復調回路および受信装置を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る復調回路は、変調信号をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段でサンプリングした信号を合成して保持する信号合成手段と、前記信号合成手段で合成する信号の極性を一致させる極性調整手段と、前記変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数で前記変調信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動するとともに、「π」の位相差を有した信号を合成して保持するように前記信号合成手段を駆動して、前記信号合成手段で復調信号を生成させる復調制御手段とを有するものである。
【００１４】
また、変調信号をサンプリングするサンプリング手段と、スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段と、前記サンプリング手段でサンプリングした信号に基づき、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段でフィルタ処理する信号を生成する信号生成手段と、前記変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数で前記変調信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動して、前記サンプリングした信号から「π」の位相差を有した信号に基づくフィルタ処理する信号を前記信号生成手段から前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給させて、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から復調信号を出力させる復調制御手段とを有するものである。
【００１５】
この発明に係る受信装置は、受信信号あるいは前記受信信号に基づいて生成した中間周波信号をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段でサンプリングした信号を合成して保持する信号合成手段と、前記信号合成手段で合成する信号の極性を一致させる極性調整手段と、前記受信信号あるいは中間周波信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数で前記受信信号あるいは中間周波信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動するとともに、「π」の位相差を有した信号を合成して保持するように前記信号合成手段を駆動して、前記信号合成手段で前記受信信号あるいは中間周波信号の復調信号を生成させる復調制御手段とを有するものである。
【００１６】
また、受信信号あるいは中間周波信号をサンプリングするサンプリング手段と、スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段と、前記サンプリング手段でサンプリングした信号に基づき、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段でフィルタ処理する信号を生成する信号生成手段と、前記変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数で前記変調信号をサンプリングするように前記サンプリング手段を駆動して、前記サンプリングした信号から「π」の位相差を有した信号に基づくフィルタ処理する信号を前記信号生成手段から前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給させて、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から復調信号を出力させる復調制御手段とを有するものである。
【００１７】
この発明においては、受信信号や中間周波信号変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数でサンプリングを行い、位相差が「０」「π／２」「π」「３π／２」の信号を生成して、「π」の位相差を有する信号の極性を合わせて、すなわち位相差「０」と位相差「π」の信号の極性を合わせて合成して直交する１つの復調信号が生成される。また位相差「π／２」と位相差「３π／２」の信号の極性を合わせて直交する他方の復調信号が生成される。ここで、極性を合わせて合成する場合、予め極性を反転した信号を生成してサンプリングを行い、得られた信号を合成する。あるいはサンプリング行って得られた信号の極性を反転させてから合成することが行われる。また、サンプリングした信号を用いてフィルタ処理を行う信号を生成して、この信号をスイッチト・キャパシタ・フィルタに供給することで、フィルタ処理が行われた復調信号の生成が行われる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図を参照しながら、この発明の実施の一形態について説明する。図１は、この発明に係る受信装置の構成を示しており、従来の受信装置の周波数変換器１７，１８や移相器２０等に代えて、復調信号生成部４０と復調制御部７０で復調回路を構成するものである。
【００１９】
アンテナ１１で受信された信号ＲＡは、低雑音アンプ１２に供給する。低雑音アンプ１２では、信号ＲＡを増幅して受信信号ＲＢとして周波数変換器１３に供給する。周波数変換器１３には、発振器１４から局部発振周波数の信号ＲＬＯが供給されており、受信信号ＲＢと信号ＲＬＯを掛け合わせて受信信号ＲＢのダウンコンバートを行い中間周波信号ＲＩＦを生成して帯域フィルタ１５に供給する。
【００２０】
帯域フィルタ１５では、中間周波信号ＲＩＦの帯域制限を行って可変利得アンプ１６に供給する。可変利得アンプ１６では、帯域フィルタ１５から供給された信号を所定の信号レベルに増幅して、中間周波信号ＲＩＦｓとして復調信号生成部４０に供給する。
【００２１】
復調制御部７０では、復調信号生成部４０を駆動するための複数の信号を生成して、復調信号生成部４０に供給する。なお、複数の信号をまとめて制御信号ＤＰとして示している。
【００２２】
復調信号生成部４０では、制御信号ＤＰに基づいたサンプリングを行い、中間周波信号ＲＩＦｓから復調信号ＰＩと復調信号ＰＱを生成して、復調信号ＰＩを低域フィルタ２１に供給するとともに、復調信号ＰＱを低域フィルタ２２に供給する。
【００２３】
低域フィルタ２１では、復調信号ＰＩから所望のベースバンド成分の信号を抽出して、復調信号ＰＩｓとしてＡ／Ｄ変換器２３に供給する。同様に、低域フィルタ２２では、復調信号ＰＱから所望のベースバンド成分の信号を抽出して、復調信号ＰＱｓとしてＡ／Ｄ変換器２４に供給する。なお、低域フィルタ２１，２２では、Ａ／Ｄ変換器２３，２４で、エイリアシングを生じることがないように、アンチエイリアシングフィルタの機能も有するものである。
【００２４】
クロック信号生成部７５では、復調制御部７０から供給された基準信号Ｓｒの周波数変換を行い、基準信号Ｓｒに同期したクロック信号ＣＫａを生成してＡ／Ｄ変換器２３，２４に供給する。
【００２５】
Ａ／Ｄ変換器２３では、クロック信号生成部７５から供給されたクロック信号ＣＫａでサンプリングを行い、復調信号ＰＩｓをディジタルの受信データＤＩに変換して信号処理部３０に供給する。また、Ａ／Ｄ変換器２４では、クロック信号生成部７５から供給されたクロック信号ＣＫａでサンプリングを行い、復調信号ＰＱｓをディジタルの受信データＤＱに変換して信号処理部３０に供給する。信号処理部３０では、受信データＤＩ，ＤＱを用いて誤り検出訂正処理等を行い、正しい受信データを生成する。
【００２６】
次に、復調信号生成部４０について説明する。直交搬送波を用いて変調された変調信号Ｓｉｎをサンプリングして復調信号ＰＩ，ＰＱを得る場合、サンプリング周波数Ｆｓは、変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数に設定する。
【００２７】
図２は、サンプリング周波数Ｆｓを変調信号の周波数に対して「１／（１＋０．２５）倍」した場合のサンプリング位置を示している。なお、図において「Ｔｓ」はサンプリング周期、「Ｔｃｒ」は搬送波の１周期を示している。ここで、最初のサンプリング位置（時点ｔ１）を基準としたとき、２番目のサンプリング位置（時点ｔ２）は最初のサンプリング位置との位相差が「π／２」、３番目のサンプリング位置（時点ｔ３）は最初のサンプリング位置との位相差が「π」、４番目のサンプリング位置（時点ｔ４）は最初のサンプリング位置との位相差が「３π／２」、５番目のサンプリング位置（時点ｔ５）は最初のサンプリング位置との位相差が「０」となり、以下同様の順序で所定の位相差が繰り返される。また、この位相差の関係は、「ｍ＝１」の場合だけでなく、「ｍ＝０」あるいは「ｍ＝自然数」のときにも成り立つものである。
【００２８】
ここで、最初のサンプリング位置の信号が復調信号ＰＩの信号レベルを示すものとすると、２番目のサンプリング位置である位相差「π／２」の信号は復調信号ＰＱの信号レベルを示すものとなる。また、３番目のサンプリング位置である位相差「π」の信号は復調信号ＰＩの信号レベルの極性を反転したものとなり、４番目のサンプリング位置である位相差「３π／２」の信号は復調信号ＰＱの信号レベルの極性を反転したものとなる。さらに、５番目のサンプリング位置の信号は復調信号ＰＩの信号レベルを示すものとなる。
【００２９】
また、サンプリング周波数Ｆｓを変調信号の周波数に対して「１／（ｍ＋０．７５）倍」した場合、最初のサンプリング位置を基準としたとき、２番目のサンプリング位置は最初のサンプリング位置との位相差が「３π／２」、３番目のサンプリング位置は最初のサンプリング位置との位相差が「π」、４番目のサンプリング位置は最初のサンプリング位置との位相差が「π／２」、５番目のサンプリング位置は最初のサンプリング位置との位相差が「０」となり、以下同様に繰り返される。
【００３０】
このため、「π」の位相差を有する信号を選択して、１サンプリングおきに極性を反転すれば、復調信号ＰＩと復調信号ＰＱをそれぞれ生成できることとなる。例えば、「π」の位相差を有する信号である時点ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７・・・でサンプリングした信号を選択して時点ｔ３，ｔ７，・・・の信号の極性を反転すれば、各サンプリング位置の信号が復調信号ＰＩの信号レベルを示すものとなる。同様に、「π」の位相差を有する信号である時点ｔ２，ｔ４，ｔ６，ｔ８・・・でサンプリングした信号を選択して時点ｔ４，ｔ８，・・・の信号の極性を反転すれば、各サンプリング位置の信号が復調信号ＰＱの信号レベルを示すものとなる。
【００３１】
このように、変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数でサンプリングを行い、「π」の位相差を有した信号を用いて極性を一致させてから合成すれば、簡単に復調信号を生成できる。また、「ｍ」の値を大きくすることにより、低いサンプリング周波数で復調信号ＰＩ，ＰＱを生成できることとなる。
【００３２】
図３は、復調信号生成部の第１の構成を示している。この復調信号生成部４０ａは、サンプリングブロック４０ａ−１において、サンプリング周波数Ｆｓで中間周波信号ＲＩＦｓをサンプルリングして、位相差が「０」，「π／２」，「π」，「３π／２」の信号を生成する。その後、極性調整ブロック４０ａ−２によって、位相差「π」の信号と位相差「３π／２」の信号の極性を反転させるとともに、信号合成ブロック４０ａ−３によって、位相差「０」の信号と極性が反転された位相差「π」の信号を合成して復調信号ＰＩを得るとともに、位相差「π／２」の信号と極性が反転された位相差「３π／２」の信号を合成して復調信号ＰＱを得るものである。
【００３３】
中間周波信号ＲＩＦｓは、サンプリングブロック４０ａ−１のサンプルホールド回路４１１に供給する。サンプルホールド回路４１１では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである制御信号φｓに基づいて、中間周波信号ＲＩＦｓをサンプリングする。この制御信号φｓは、サンプリング周波数Ｆｓの信号である。また、サンプルホールド回路４１１でサンプリングした信号は、サンプルホールド出力信号Ｖｓとして信号切換回路４１２の可動端子ａに供給する。
【００３４】
信号切換回路４１２の端子ｂは、サンプルホールド回路４１３−１と接続するとともに、端子ｃは、サンプルホールド回路４１３−２と接続する。また、端子ｄ，ｅは、サンプルホールド回路４１３−３，４１３−４と接続する。信号切換回路４１２では、復調制御部７０から供給された切換信号ＳＳに基づいて、可動端子ａを端子ｂ，ｃ，ｄ，ｅのいずれかの位置に切り換える。例えば、サンプリング周波数Ｆｓが「１／（ｍ＋０．２５）倍」であるとき、可動端子ａを端子ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｂ，ｃ・・・の順に繰り返し切り換える。また、サンプリング周波数Ｆｓが「１／（ｍ＋０．７５）倍」であるときには、位相差「π／２」と位相差「３π／２」の信号の順序が「１／（ｍ＋０．２５）倍」の場合と逆となる。このため、可動端子ａを端子ｂ，ｅ，ｄ，ｃ，ｂ，ｅ・・・の順に繰り返し切り換える。
【００３５】
サンプルホールド回路４１３−１では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである制御信号φ１に基づき、信号切換回路４１２を介して供給されたサンプルホールド出力信号Ｖｓを保持する。同様に、サンプルホールド回路４１３−２では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである制御信号φ２に基づき、サンプルホールド回路４１３−１に保持された信号に対して位相差「π／２」であるサンプルホールド出力信号Ｖｓを保持する。サンプルホールド回路４１３−３では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである制御信号φ３に基づき、サンプルホールド回路４１３−１に保持された信号に対して位相差「π」であるサンプルホールド出力信号Ｖｓを保持する。サンプルホールド回路４１３−４では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである制御信号φ４に基づき、サンプルホールド回路４１３−１に保持された信号に対して位相差「３π／２」であるサンプルホールド出力信号Ｖｓを保持する。
【００３６】
サンプルホールド回路４１３−１からの出力信号は、サンプルホールド出力信号Ｖｓ−１として、極性調整ブロック４０ａ−２の同相増幅器４１４−１に供給する。サンプルホールド回路４１３−２からの出力信号はサンプルホールド出力信号Ｖｓ−２として同相増幅器４１４−２に供給する。また、サンプルホールド回路４１３−３からの出力信号はサンプルホールド出力信号Ｖｓ−３として逆相増幅器４１５−１に供給する。サンプルホールド回路４１３−４からの出力信号は、サンプルホールド出力信号Ｖｓ−４として逆相増幅器４１５−２に供給する。
【００３７】
同相増幅器４１４−１では、サンプルホールド出力信号Ｖｓ−１を利得ｋで増幅して信号Ｖｏｉ−１として信号切換回路４１６の端子ａに供給する。同相増幅器４１４−２では、サンプルホールド出力信号Ｖｓ−２を利得ｋで増幅して信号Ｖｏｑ−１として信号切換回路４１７の端子ａに供給する。逆相増幅器４１５−１では、サンプルホールド出力信号Ｖｓ−３を利得−ｋで増幅することことにより、極性を信号Ｖｏｉ−１と一致させて、信号Ｖｏｉ−２として信号切換回路４１６の端子ｂに供給する。逆相増幅器４１５−２では、サンプルホールド出力信号Ｖｓ−４を利得−ｋで増幅することにより、極性を信号Ｖｏｑ−１と一致させて、信号Ｖｏｑ−２として信号切換回路４１７の端子ｂに供給する。
【００３８】
信号合成ブロック４０ａ−３の信号切換回路４１６では、復調制御部７０から供給された制御信号ＤＰの１つである切換信号ＳＣａに基づき、サンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数で可動端子ｃを端子ａと端子ｂを交互に切り換えることで２つの信号を１つの信号に合成して、この合成した信号を復調信号ＰＩとして出力する。また、信号切換回路４１７では、復調制御部７０から供給された切換信号ＳＣｂに基づき、サンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数で可動端子ｃを端子ａと端子ｂを交互に切り換えることで２つの信号を１つの信号に合成して、この合成した信号を復調信号ＰＱとして出力する。なお、切換信号ＳＣａと切換信号ＳＣｂは、１サンプリング期間の位相差を有するものである。
【００３９】
図４Ａ〜図４Ｑは、復調信号生成部４０ａにおける各部の信号を示している。図４Ａは中間周波信号ＲＩＦｓ、図４Ｂは制御信号φｓを示している。なお、図ではサンプリング周波数Ｆｓが「１／（１＋０．２５）倍」の場合を示している。
【００４０】
サンプルホールド回路４１１では、制御信号φｓの立ち上がりで中間周波信号ＲＩＦｓのサンプル動作を開始するとともに、制御信号φｓの立ち下がりで中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルを保持して、図４Ｃに示すサンプルホールド出力信号Ｖｓを生成する。例えば制御信号φｓの立ち上がりである時点ｔ１１で、中間周波信号ＲＩＦｓのサンプル動作を開始するとともに、制御信号φｓの立ち下がりである時点ｔ１２で中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルＬａを制御信号φｓの次の立ち上がりまでホールドすることで、サンプルホールド出力信号Ｖｓを生成する。以下同様にしてサンプルホールド動作を行うと、制御信号φｓに基づいて保持された信号は、時点ｔ１２で保持された信号を位相差「０」の信号としたとき、位相差「π／２」の信号、位相差「π」の信号、位相差「３π／２」の信号、位相差「０」の信号・・・の順序となる。
【００４１】
信号切換回路４１２は、図４Ｄに示す切換信号ＳＳに基づき、サンプルホールド出力信号Ｖｓをサンプルホールド回路４１３−１〜４１３−４に振り分ける。例えば時点ｔ１２でサンプルホールド回路４１１がホールド状態とされたときには、切換信号ＳＳによって可動端子ａを端子ｂに切り換えて、サンプルホールド出力信号Ｖｓをサンプルホールド回路４１３−１に供給する。
【００４２】
サンプルホールド回路４１３−１では、図４Ｅに示す制御信号φ１に基づき、供給されたサンプルホールド出力信号Ｖｓのサンプルホールド動作を行う。ここで、制御信号φ１がハイレベル「Ｈ」の期間中は信号の取り出しを行い、制御信号φ１の立ち下がりである時点ｔ１３から次の制御信号φ１の立ち上がりまでサンプルホールド出力信号Ｖｓの信号レベルＬａを保持する。このため、同相増幅器４１４−１から出力される信号Ｖｏｉ−１は図４Ｊに示すように、サンプルホールド出力信号Ｖｓがサンプルホールド回路４１３−１に供給された時点ｔ１２で信号レベルが（ｋ×Ｌａ）となる。
【００４３】
さらに、信号切換回路４１６では、図４Ｍに示す切換信号ＳＣａに基づき、サンプルホールド回路４１３−１がホールド状態とされた時点ｔ１３で可動端子ｃを端子ａ側に設定することにより、可動端子ｃから出力される復調信号ＰＩは、図４Ｐに示すように信号レベルが（ｋ×Ｌａ）となる。
【００４４】
時点ｔ１４で、制御信号φｓの立ち下がりが生ずると、信号切換回路４１２は切換信号ＳＳに基づき、可動端子ａを端子ｂから端子ｃに切り換えて、サンプルホールド出力信号Ｖｓをサンプルホールド回路４１３−２に供給する。
【００４５】
サンプルホールド回路４１３−２では、図４Ｆに示す制御信号φ２に基づき、供給されたサンプルホールド出力信号Ｖｓのサンプルホールド動作を行う。ここで、制御信号φ２がハイレベル「Ｈ」の期間中は信号の取り出しを行い、制御信号φ２の立ち下がりである時点ｔ１５から次の制御信号φ１の立ち上がりまでサンプルホールド出力信号Ｖｓの信号レベルＬｂ（図ではＬｂ＝０）を保持する。このため、同相増幅器４１４−２から出力される信号Ｖｏｑ−１は図４Ｋに示すように信号レベルが（ｋ×Ｌｂ＝０）となる。
【００４６】
さらに、信号切換回路４１７では、図４Ｎに示す切換信号ＳＣｂに基づき、サンプルホールド回路４１３−２がホールド状態とされた時点ｔ１５で可動端子ｃを端子ａ側に設定することにより、可動端子ｃから出力される復調信号ＰＱは、図４Ｑに示す信号レベルが（ｋ×Ｌｂ＝０）となる。
【００４７】
時点ｔ１６で、制御信号φｓの立ち下がりが生ずると、信号切換回路４１２は切換信号ＳＳに基づき、可動端子ａを端子ｃから端子ｄに切り換えて、サンプルホールド出力信号Ｖｓをサンプルホールド回路４１３−３に供給する。
【００４８】
サンプルホールド回路４１３−３では、図４Ｇに示す制御信号φ３に基づき、供給されたサンプルホールド出力信号Ｖｓのサンプルホールド動作を行う。ここで、制御信号φ３がハイレベル「Ｈ」の期間中は信号の取り出しを行い、制御信号φ３の立ち下がりである時点ｔ１７から次の制御信号φ３の立ち上がりまでサンプルホールド出力信号Ｖｓの信号レベル−Ｌａを保持する。このため、逆相増幅器４１５−１から出力される信号Ｖｏｉ−２は図４Ｌに示すように信号レベルが（−ｋ×−Ｌａ）となる。
【００４９】
さらに、信号切換回路４１６では、図４Ｍに示す切換信号ＳＣａに基づき、サンプルホールド回路４１３−３がホールド状態とされた時点ｔ１７で可動端子ｃを端子ｂ側に設定することにより、可動端子ｃから出力される復調信号ＰＩは、図４Ｐに示す信号レベル（−ｋ×−Ｌａ）となる。
【００５０】
その後、制御信号φｓの立ち下がりが生ずると、信号切換回路４１２は切換信号ＳＳに基づき、可動端子ａを端子ｄから端子ｅに切り換えて、サンプルホールド出力信号Ｖｓをサンプルホールド回路４１３−４に供給する。また、サンプルホールド回路４１３−４では、図４Ｈに示す制御信号φ４に基づき、供給されたサンプルホールド出力信号Ｖｓのサンプルホールド動作を行い、制御信号φ４の立ち下がりのタイミングの信号レベル（−Ｌｂ）を、サンプリング信号の信号レベルとして制御信号φ４の次の立ち上がりまで保持する。このため、逆相増幅器４１５−２から出力される信号Ｖｏｑ−２は図４Ｋに示すように信号レベルが（−ｋ×−Ｌｂ＝０）となる。さらに、信号切換回路４１７では、図４Ｎに示す切換信号ＳＣｂに基づき、サンプルホールド回路４１３−４がホールド状態とされたタイミングで可動端子ｃを端子ｂ側に設定することにより、可動端子ｃから出力される復調信号ＰＱは、図４Ｑに示すように信号レベルが（−ｋ×−Ｌｂ＝０）となる。
【００５１】
次に、復調信号生成部の第２の構成を図５に示す。上述の第１の構成では、中間周波信号ＲＩＦｓをサンプルホールドしてから合成する信号の極性を一致させるものとしたが、第２の構成の復調信号生成部４０ｂでは、極性調整ブロック４０ｂ−１で極性の反転された中間周波信号ＲＩＦｓを予め生成するとともに、サンプリングブロック４０ｂ−２では、中間周波信号ＲＩＦｓあるいは極性の反転された中間周波信号ＲＩＦｓを選択してサンプルホールドするものとし、このサンプルホールドによって保持された信号を信号合成ブロック４０ｂ−３で合成して復調信号ＰＩ，ＰＱを得るものである。
【００５２】
中間周波信号ＲＩＦｓは、極性調整ブロック４０ｂ−１の同相増幅器４２１−１，４２１−２および逆相増幅器４２２−１，４２２−２に供給する。同相増幅器４２１−１では、中間周波信号ＲＩＦｓを利得ｋで増幅して、信号ＲＩＦｓ−ａとしてサンプリングブロック４０ｂ−２を構成するスイッチ回路４２３−１の一方の端子に供給する。また、同相増幅器４２１−２では、中間周波信号ＲＩＦｓを利得ｋで増幅して、信号ＲＩＦｓ−ａとしてスイッチ回路４２３−２の一方の端子に供給する。逆相増幅器４２２−１では、中間周波信号ＲＩＦｓを利得−ｋで増幅することにより極性を反転して、信号ＲＩＦｓ−ｂとしてスイッチ回路４２３−３の一方の端子に供給する。また、逆相増幅器４２２−２では、中間周波信号ＲＩＦｓを利得−ｋで増幅することにより極性を反転して、信号ＲＩＦｓ−ｂとしてスイッチ回路４２３−４の一方の端子に供給する。なお、スイッチ回路４２３は復調信号生成部４０ｂを集積回路化する場合、例えばトランスファゲートを用いるものとする。また、後述するスイッチ回路も同様である。
【００５３】
スイッチ回路４２３−１，４２３−３の他方の端子は、信号合成ブロック４０ｂ−３を構成するコンデンサ４２４の一方の端子とサンプルホールド回路４２６に接続する。また、スイッチ回路４２３−２，４２３−４の他方の端子はコンデンサ４２５の一方の端子とサンプルホールド回路４２７に接続する。コンデンサ４２４，４２５の他方の端子は接地する。
【００５４】
スイッチ回路４２３−１は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ１１に基づき端子間を導通状態としてコンデンサ４２４を充電する。スイッチ回路４２３−２は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ１２に基づき端子間を導通状態としてコンデンサ４２５を充電する。スイッチ回路４２３−３は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ１３に基づき端子間を導通状態としてコンデンサ４２４を充電する。さらに、スイッチ回路４２３−４は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ１４に基づき端子間を導通状態としてコンデンサ４２５を充電する。
【００５５】
制御信号φ１１〜１４は、スイッチ回路４２３−１〜４２３−４の何れか１つのみを切り換えて導通状態とするとともに、スイッチを非導通状態に切り換えるタイミングの周波数を、中間周波信号ＲＩＦｓの周波数に対して「１／（ｍ＋０．２５）倍」の周波数、あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数とするものである。ここで、例えば「１／（ｍ＋０．２５）倍」の周波数としたときには、スイッチ回路４２３−１を非導通状態としたタイミングを基準としたとき、位相差「π／２」でスイッチ回路４２３−２を非導通状態に切り換える。また、位相差「π」でスイッチ回路４２３−３を非導通状態に切り換えるとともに、位相差「３π／２」でスイッチ回路４２３−４を非導通状態に切り換える。
【００５６】
コンデンサ４２４の端子間電圧Ｖｃｐａは、スイッチ回路４２３−１あるいはスイッチ回路４２３−３が非導通状態とされてから次にスイッチ回路４２３−１あるいはスイッチ回路４２３−３が導通状態とされるまで、非導通状態とされたときの中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルに応じた端子間電圧を保持することとなる。同様に、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖｃｐｂは、スイッチ回路４２３−２あるいはスイッチ回路４２３−４が非導通状態とされてから次にスイッチ回路４２３−２あるいはスイッチ回路４２３−４が導通状態とされるまで、非導通状態とされたときの中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルに応じた端子間電圧Ｖｃｐｂを保持することとなる。
【００５７】
サンプルホールド回路４２６は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ１６に基づき、コンデンサ４２４で保持されている電圧をサンプルホールドして復調信号ＰＩとして出力する。また、サンプルホールド回路４２７は、復調制御部７０からの制御信号ＤＰの１つである制御信号φ１５に基づき、コンデンサ４２５で保持されている電圧をサンプルホールドして復調信号ＰＱとして出力する。
【００５８】
図６は、復調信号生成部４０ｂにおける各部の信号を示している。図６Ａは同相増幅器４２１−１，４２１−２から出力された信号ＲＩＦｓ−ａ（実線）と、逆相増幅器４２２−１，４２２−２から出力された信号ＲＩＦｓ−ｂ（破線）を示している。また、図６Ｂ〜６Ｇは制御信号φ１１〜φ１６を示している。
【００５９】
時点ｔ２１で制御信号φ１１がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４２３−１が導通状態となり、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖｃｐａは、図６Ｈに示すように信号ＲＩＦｓ−ａの信号レベルと等しくなる。時点ｔ２２で制御信号φ１１がローレベル「Ｌ」となると、スイッチ回路４２３−１が非導通状態となり、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖｃｐａは、時点ｔ２２の信号レベル（ｋ×Ｌａ）を保持する。
【００６０】
時点ｔ２３で制御信号φ１２がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４２３−２が導通状態となり、コンデンサ４２６の端子間電圧Ｖｃｐｂは、図６Ｊに示すように信号ＲＩＦｓ−ａの信号レベルと等しくなる。また、時点ｔ２３で制御信号φ１６がハイレベル「Ｈ」とされると、サンプルホールド回路４２６ではサンプル動作を開始してコンデンサ４２４で保持している端子間電圧Ｖｃｐａに応じた信号を図６Ｋに示すように復調信号ＰＩとして出力する。
【００６１】
時点ｔ２４で制御信号φ１２がローレベル「Ｌ」とされると、スイッチ回路４２３−２が非導通状態となり、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖｃｐｂは、時点ｔ２４のレベル（ｋ×Ｌｂ＝０）を保持する。また、時点ｔ２４で制御信号φ１６がローレベル「Ｌ」とされると、サンプルホールド回路４２６では時点ｔ２４の信号レベル（ｋ×Ｌａ）を保持して引き続き復調信号ＰＩとして出力する。
【００６２】
時点ｔ２５で制御信号φ１３がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４２３−３が導通状態となり、コンデンサ４２４の端子間電圧Ｖｃｐａは、図６Ｊに示すように信号ＲＩＦｓ−ｂの信号レベルと等しくなる。また、時点ｔ２５で制御信号φ１５がハイレベル「Ｈ」とされると、サンプルホールド回路４２７ではサンプル動作を開始してコンデンサ４２５で保持している端子間電圧Ｖｃｐｂに応じた信号を図６Ｌに示すように復調信号ＰＱとして出力する。
【００６３】
時点ｔ２６で制御信号φ１３がローレベル「Ｌ」とされると、スイッチ回路４２３−３が非導通状態となり、コンデンサ４２４の端子間電圧Ｖｃｐａは、時点ｔ２６のレベル（−ｋ×−Ｌａ）を保持する。また、時点ｔ２６で制御信号φ１５がローレベル「Ｌ」とされると、サンプルホールド回路４２７では時点ｔ２６の信号レベルを保持して引き続き復調信号ＰＱとして出力する。
【００６４】
時点ｔ２７で制御信号φ１４がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４２３−４が導通状態となり、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖｃｐｂは、図６Ｊに示すように信号ＲＩＦｓ−ｂの信号レベルと等しくなる。また、時点ｔ２７で制御信号φ１６がハイレベル「Ｈ」とされると、サンプルホールド回路４２７ではサンプル動作を開始してコンデンサ４２４で保持している端子間電圧Ｖｃｐａに応じた信号を復調信号ＰＩとして出力する。
【００６５】
時点ｔ２８で制御信号φ１４がローレベル「Ｌ」とされると、スイッチ回路４２３−４が非導通状態となり、コンデンサ４２５の端子間電圧Ｖｃｐｂは、時点ｔ２８のレベル（−ｋ×−Ｌｂ）を保持する。また、時点ｔ２８で制御信号φ１６がローレベル「Ｌ」とされると、サンプルホールド回路４２６では時点ｔ２８の信号レベルを保持して引き続き復調信号ＰＩとして出力する。以下同様な処理を行うことで、極性の反転された中間周波信号ＲＩＦｓを生成して、この中間周波信号ＲＩＦｓあるいは極性の反転された中間周波信号ＲＩＦｓを選択してサンプルホールドすることでも復調信号ＰＩ，ＰＱを得ることができる。
【００６６】
ところで、集積回路では、素子特性のばらつきや温度による特性変化のばらつきの影響等を少なくするために差像増幅器を用いることが多い。このため、差動回路で構成した復調信号生成部を第３の構成として図７に示す。この第３の構成の復調信号生成部４０ｃでは、サンプリングブロック４０ｃ−１によって、復調制御部７０からの制御信号ＤＰに基づき中間周波信号ＲＩＦｓのサンプリングあるいは極性を反転したサンプリングを行うものとし、このサンプリングされた信号を信号合成ブロック４０ｃ−２で合成して復調信号ＰＩ，ＰＱを得るものである。
【００６７】
中間周波信号ＲＩＦｓは、復調信号生成部４０ｃの入力端子４３１ｐ，４３１ｎ間に入力する。入力端子４３１ｐは、サンプリングブロック４０ｃ−１のスイッチ回路４３２−１を介して、信号合成ブロック４０ｃ−２を構成する差動増幅器４３６の反転入力端子と接続する。また、スイッチ回路４３２−４を介して差動増幅器４３６の非反転入力端子と接続する。さらに、スイッチ回路４３３−１を介して差動増幅器４３７の反転入力端子と接続するとともに、スイッチ回路４３３−４を介して差動増幅器４３７の非反転入力端子と接続する。
【００６８】
入力端子４３１ｎは、スイッチ回路４３２−２を介して差動増幅器４３６の非反転入力端子と接続するとともに、スイッチ回路４３２−３を介して差動増幅器４３６の反転入力端子と接続する。また、スイッチ回路４３３−２を介して差動増幅器４３７の非反転入力端子と接続するとともに、スイッチ回路４３３−３を介して差動増幅器４３７の反転入力端子と接続する。さらに、差動増幅器４３６の入力端子間にコンデンサ４３４を設けるとともに、差動増幅器４３７の入力端子間にコンデンサ４３５を設けるものとする。
【００６９】
スイッチ回路４３２−１，４３２−２は、上述の制御信号φ１１で駆動する。同様に、スイッチ回路４３３−１，４３３−２は、制御信号φ１２で駆動するとともに、スイッチ回路４３２−３，４３２−４は、制御信号φ３で駆動する。さらに、スイッチ回路４３３−３，４３３−４は、制御信号φ４によって駆動する。
【００７０】
ここで、制御信号φ１３でスイッチ回路４３２−３，４３２−４を導通状態とすると、差動増幅器４３６の入力端子間には、制御信号φ１１でスイッチ回路４３２−１，４３２−２を導通状態とした場合と逆極性で中間周波信号ＲＩＦｓが供給されることとなる。同様に、制御信号φ１４でスイッチ回路４３３−３，４３３−４を導通状態とすると、差動増幅器４３７の入力端子間には、制御信号φ１２でスイッチ回路４３３−１，４３３−２を導通状態とした場合と逆極性で中間周波信号ＲＩＦｓが供給されることとなる。このため、逆相増幅器を設けていなくとも、逆相増幅器を設けた場合と同様に差動増幅器４３６，４３７に中間周波信号ＲＩＦｓを供給できる。
【００７１】
差動増幅器４３６では、入力端子間電圧すなわちコンデンサ４３４の端子間電圧Ｖｃｐｃに応じた差動出力信号を生成して差動出力端子からサンプルホールド回路４３８に供給する。また、差動増幅器４３７では、入力端子間電圧すなわちコンデンサ４３５の端子間電圧Ｖｃｐｄに応じた差動出力信号を生成して差動出力端子からサンプルホールド回路４３９に供給する。
【００７２】
サンプルホールド回路４３８では、制御信号φ１６に基づき、差動増幅器４３６から出力された差動出力信号のサンプルホールドを行い、復調信号ＰＩを差動信号として出力する。サンプルホールド回路４３９では、制御信号φ１５に基づき、差動増幅器４３６から出力された差動出力信号のサンプルホールドを行い、復調信号ＰＱを差動信号として出力する。
【００７３】
図８は、復調信号生成部４０ｃにおける各部の信号を示している。図８Ａは中間周波信号ＲＩＦｓ、図８Ｂ〜８Ｇは制御信号φ１１〜φ１６を示している。この復調信号生成部４０ｃでは、制御信号φ１１がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４３２−１，４３２−２が導通状態とされたとき、コンデンサ４３４の端子間電圧Ｖｃｐｃが図８Ｈに示すように中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルと等しくなるとともに、非導通状態とされたときのレベルが保持される。また、制御信号φ１３がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４３２−３，４３２−４が導通状態とされたとき、コンデンサ４３４の端子間電圧Ｖｃｐｃが中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルを逆極性としたものと等しくなるとともに、非導通状態とされたときのレベルが保持される。このコンデンサ４３４の端子間電圧Ｖｃｐｃが保持されているときに差動増幅器４３６から出力された信号が、制御信号φ１６に基づきサンプルホールド回路４３８でサンプリングされて、図８Ｋに示す復調信号ＰＩがサンプルホールド回路４３８から差動信号として出力される。
【００７４】
また、制御信号φ１２がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４３３−１，４３３−２が導通状態とされたとき、コンデンサ４３５の端子間電圧Ｖｃｐｄが図８Ｊに示すように中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルと等しくなるとともに、非導通状態とされたときのレベルが保持される。また、制御信号φ１４がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４３３−３，４３３−４が導通状態とされたとき、コンデンサ４３５の端子間電圧Ｖｃｐｄが中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルを逆極性としたものと等しくなるとともに、非導通状態とされたときのレベルが保持される。このコンデンサ４３５の端子間電圧Ｖｃｐｄが保持されているときに差動増幅器４３７から出力された信号が、制御信号φ１５に基づきサンプルホールド回路４３９でサンプリングされて、図８Ｌに示す復調信号ＰＱがサンプルホールド回路４３９から差動信号として出力される。このように、差動回路で復調信号生成部を構成しても、復調信号ＰＩ，ＰＱを生成できる。
【００７５】
また、上述の復調信号生成部４０ａ，４０ｂ，４０ｃでは、中間周波信号ＲＩＦｓを用いて復調信号ＰＩ，ＰＱを生成するものとしたが、低雑音アンプ１２から出力された受信信号ＲＢをサンプリングして復調信号ＰＩ，ＰＱを生成することもできる。この場合、サンプリング周波数Ｆｓは、受信信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数に設定してサンプリングを行い、位相差「π」の信号の極性を一致させて合成する。このように受信信号ＲＢから復調信号ＰＩ，ＰＱを直接生成することで、周波数変換器等を用いることなく簡単に復調信号ＰＩ，ＰＱを得ることができる。また、「ｍ」の値を大きくすることで、高い周波数での処理を行うことなく復調信号ＰＩ，ＰＱを得ることもできる。
【００７６】
ところで、図９に示すように、ＭＯＳ型トランジスタで構成されたスイッチ回路を介してコンデンサＣＨの充電を行った場合、制御信号φｃによってトランジスタがオン状態からオフ状態に切り換えられたときに、反転層の電荷が破線で示すように信号源側とコンデンサ側に流れて、この電荷によってコンデンサＣＨが充電されてしまう所謂チャージインジェクションが生じることが知られている。ここで、反転層の電荷がコンデンサ側に流れると、コンデンサＣＨの容量によっては、流れ込んだ反転層の電荷によって端子間電圧が変動してしまう。このため、例えば中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルをサンプルホールドしたときにチャージインジェクションが生じると、中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルを保持するコンデンサの端子間電圧は、中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルに応じた電圧レベルを示さなくなってしまう場合がある。
【００７７】
このため、このような影響を受けることがないように、図１０に示すユニティ・ゲイン・サンプルバッファを用いて、中間周波信号ＲＩＦｓのサンプリングを行う。
【００７８】
図１０において、トランジスタ７０１−ｐのソースはコンデンサ７０２−ｐとトランジスタ７０３−ｐのドレインに接続する。コンデンサ７０２−ｐの他方の端子はトランジスタ７０４−ｐのドレインと差動増幅器７０５の反転入力端子に接続する。トランジスタ７０３−ｐ，７０４−ｐのソースは差動増幅器７０５の正極側出力端子に接続する。
【００７９】
トランジスタ７０１−ｎのソースはコンデンサ７０２−ｎとトランジスタ７０３−ｎのドレインに接続する。コンデンサ７０２−ｎの他方の端子はトランジスタ７０４−ｎのドレインと差動増幅器７０５の非反転入力端子に接続する。トランジスタ４７０３−ｎ，７０４−ｎのソースは差動増幅器７０５の負極側出力端子に接続する。
【００８０】
図１１は、ユニティ・ゲイン・サンプルバッファの駆動信号を示している。トランジスタ７０１−ｐ，７０１−ｎを駆動する図１１Ａに示す制御信号φｃ１よりも先に図１１Ｂに示す制御信号φｃ２によってトランジスタ７０４−ｐ，７０４−ｎをオフ状態とすると、コンデンサ７０２−ｐ，７０２−ｎの他方の端子は仮想接地となってハイインピーダンス状態となる。このため、トランジスタ７０１−ｐ，７０１−ｎからコンデンサ７０２−ｐ，７０２−ｎに電荷が注入されなくなり、差動増幅器７０５から中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルに応じた正しい出力信号を得ることができる。また、電荷が注入されても、コンデンサ７０２−ｐ，７０２−ｎの他方の端子は仮想接地となっているので、差動増幅器７０５の入力信号に関係しない。さらに、差動動作によって、電荷の注入による影響が相殺されるので、電荷の注入による影響が出力信号に現れることも防止できる。なお、図１１Ｃに示す制御信号φｃ３は、制御信号φｃ１によってトランジスタ７０１−ｐ，７０１−ｎをオフ状態とした後にトランジスタ７０３−ｐ，７０３−ｎをオン状態とする信号である。
【００８１】
このように、ユニティ・ゲイン・サンプルバッファを用いるものとすれば、チャージインジェクションの影響のない高精度の復調信号ＰＩ，ＰＱを得ることができる。
【００８２】
ところで、上述の実施の形態では、復調信号生成部４０ａ，４０ｂ，４０ｃで復調信号ＰＩ，ＰＱを生成して、この生成した復調信号ＰＩを低域フィルタ２１に供給するとともに、復調信号ＰＱを低域フィルタ２２に供給して、低域フィルタ２１，２２でフィルタ処理を行うものである。ここで、復調信号生成部４０と低域フィルタ２１，２２を、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部４５に置き換えて、この復調信号生成部４５と復調制御部７０で復調回路を構成すれば、受信装置の構成をさらに簡単とすることができるとともに、復調信号生成部４５やＡ／Ｄ変換器２３，２４を容易に駆動することもできる。
【００８３】
図１２は、復調信号生成部４５を使用した受信装置の構成を示している。なお、図１２において、図１と対応する部分については同一符号を付しその詳細な説明は省略する。
【００８４】
中間周波信号ＲＩＦｓは、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部４５に供給する。復調信号生成部４５では、復調制御部７０からの制御信号ＤＰに基づき、中間周波信号ＲＩＦｓのサンプリングやコンデンサのスイッチング等を行い、復調信号ＰＩｓを生成してＡ／Ｄ変換器２３に供給する。また、復調信号ＰＱｓを生成してＡ／Ｄ変換器２４に供給する。Ａ／Ｄ変換器２３，２４では、復調制御部７０から供給されたクロック信号ＣＫｂに基づいて復調信号ＰＩｓ，ＰＱｓをディジタル信号に変換して受信データＤＩ，ＤＱとする。
【００８５】
図１３は、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部４５の基本原理を示している。この復調信号生成部４５のサンプリングブロック４５−１では、上述のサンプリングブロック４０ａ−１，４０ｂ−２，４０ｃ−１と同様に、中間周波信号ＲＩＦｓに対して「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）のサンプリング周波数Ｆｓで中間周波信号ＲＩＦｓをサンプリングして、位相差が「０」，「π／２」，「π」，「３π／２」の信号を抽出する。
【００８６】
信号生成ブロック４５−２では、サンプリング信号から「π」の位相差を有した信号に基づいてスイッチト・キャパシタ・フィルタでフィルタ処理する信号を生成する。例えば「π」の位相差を有した信号でコンデンサを充電して、コンデンサの端子間電圧に応じた信号をバッファ４２８，４２９を介してスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５−３に供給する。
【００８７】
なお、図１３では、復調信号生成部４０ｂと同様な構成を示しているが、各サンプリング信号に基づく信号の極性を一致させてフィルタ処理を行うことができれば、同相増幅器と逆相増幅器を設ける必要はない。
【００８８】
スイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５−３は、スイッチト・キャパシタ・フィルタで構成する。スイッチト・キャパシタ・フィルタは、例えば差動増幅器６１の反転入力端子に接続される抵抗Ｒｇを、破線で示すネガティブ・スイッチト・キャパシタ・トランスレジスタンス（Ｎｅｇａｔｉｖｅ　Ｓｗｉｔｃｈｅｄ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ　Ｔｒａｎｓｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）６２で置き換える。また、差動増幅器６１の反転入力端子と出力端子間に設けられている積分コンデンサ６３に並列接続された帰還用の抵抗Ｒｆを、破線で示すポジティブ・スイッチト・キャパシタ・トランスレジスタンス（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ　Ｓｗｉｔｃｈｅｄ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ　Ｔｒａｎｓｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）６４で置き換えて構成する。
【００８９】
ネガティブ・スイッチト・キャパシタ・トランスレジスタンス６２では、コンデンサ６２２の一方の端子にスイッチ回路６２１を設けるとともに、他方の端子にスイッチ回路６２３を設けるものとする。ここで、スイッチ回路６２１の可動端子ｃを端子ａ側としてコンデンサ６２２の一方の端子を信号生成ブロック４５−２と接続するときには、スイッチ回路６２３の可動端子ｃを端子ｂ側とすることで他方の端子を接地して、コンデンサ６２２の充電を行う。その後、スイッチ回路６２１の可動端子ｃを端子ｂ側としてコンデンサ６２２の一方の端子を接地するとともに、スイッチ回路６２３の可動端子ｃを端子ａ側とすることで他方の端子を反転入力端子と接続して、充電された電荷を反転入力端子に供給する。このようにスイッチ回路６２１，６２３を切り換えてコンデンサ６２２をスイッチング駆動する。
【００９０】
ポジティブ・スイッチト・キャパシタ・トランスレジスタンス６４では、コンデンサ６４２の一方の端子にスイッチ回路６４１を設けるとともに、他方の端子にスイッチ回路６４３を設けるものとする。ここで、スイッチ回路６４１の可動端子ｃを端子ａ側としてコンデンサ６４２の一方の端子を反転入力端子と接続するときには、スイッチ回路６４３の可動端子ｃを端子ａ側として他方の端子を出力端子に接続してコンデンサ６４２を充電する。その後、スイッチ回路６４１の可動端子ｃを端子ｂ側としてコンデンサ６４２の一方の端子を接地するとともに、スイッチ回路６４３の可動端子ｃを端子ｂ側として他方の端子を接地して、充電されたコンデンサ６４２を放電させる。このようにスイッチ回路６４１，６４３を切り換えてコンデンサ６４２をスイッチング駆動する。
【００９１】
このスイッチト・キャパシタ・フィルタでは、スイッチ回路６２１，６２３の可動端子ｃを切り換えて、信号生成ブロック４５−２からの信号によってコンデンサ６２２を充電する。その後、スイッチ回路６２１，６２３の可動端子を切り換えて、コンデンサ６２２に充電されている電荷を差動増幅器６１に供給する。また、スイッチ回路６２１，６２３の切換動作に対応させてコンデンサ６４１，６４３をスイッチング駆動する。さらに、ネガティブ・スイッチト・キャパシタ・トランスレジスタンス６２では、「π」の位相差を有する位相差「０」，「π」のサンプリング出力信号に基づいて電荷の転送を行うことにより、スイッチング周波数に応じた低域フィルタ特性でフィルタ処理がなされた復調信号、例えばチャネル外の妨害信号を除去した復調信号ＰＩｓを差動増幅器６１から得ることができる。
【００９２】
また、スイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５−４もスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５−３と同様にスイッチト・キャパシタ・フィルタで構成するとともに、「π」の位相差を有する位相差「π／２」，「３π／２」のサンプリング出力信号に基づいて電荷の転送を行うことにより、フィルタ処理がなされた復調信号ＰＱｓを得ることができる。
【００９３】
このようにスイッチト・キャパシタ・フィルタを用いることで、フィルタ機能を有する復調信号生成部を差動増幅器やコンデンサおよびスイッチ回路で構成できるので、集積回路化が容易となる。また集積回路化したときにコンデンサの容量値がばらつきを生じても、スイッチング周波数を調整することで所望のフィルタ特性を得ることが可能となり、復調信号ＰＩｓ，ＰＱｓを簡単に生成できる。
【００９４】
図１４は、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第１の構成を示している。なお、図１４では復調信号ＰＩｓを生成する部分のみを示している。中間周波信号ＲＩＦｓは、入力端子４５１−ｐ，４５１−ｎ間に入力する。入力端子４５１−ｐは、サンプリングブロック４５ａ−１のスイッチ回路４５２−ｐを介して信号生成ブロック４５ａ−２を構成するコンデンサ４５４−ｐの一方の端子と接続するとともに、スイッチ回路４５３−ｐを介してコンデンサ４５６−ｐの一方の端子と接続する。また、入力端子４５１−ｎは、スイッチ回路４５２−ｎを介してコンデンサ４５４−ｎの一方の端子と接続するとともに、スイッチ回路４５３−ｎを介してコンデンサ４５６−ｎの一方の端子と接続する。コンデンサ４５４−ｐ，４５４−ｎ，４５６−ｐ，４５６−ｎの他方の端子は接地する。
【００９５】
コンデンサ４５４−ｐの一方の端子は、アンプ４５５−ｐを介してスイッチ回路４５８−ｐの一方の端子と接続するとともに、コンデンサ４５４−ｎの一方の端子は、アンプ４５５−ｎを介してスイッチ回路４５８−ｎの一方の端子と接続する。また、中間周波信号ＲＩＦｓの極性を反転させるため、コンデンサ４５６−ｐの一方の端子は、アンプ４５７−ｐを介してスイッチ回路４５９−ｎの一方の端子と接続するとともに、コンデンサ４５６−ｎの一方の端子は、アンプ４５７−ｎを介してスイッチ回路４５９−ｐの一方の端子と接続する。
【００９６】
スイッチ回路４５８−ｐとスイッチ回路４５９−ｐの他方の端子は、スイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５ａ−３を構成するコンデンサ６２２−ｐの一方の端子とスイッチ回路６２４の一方の端子と接続する。スイッチ回路４５８−ｎとスイッチ回路４５９−ｎの他方の端子は、コンデンサ６２２−ｎの一方の端子とスイッチ回路６２４の他方の端子と接続する。
【００９７】
コンデンサ６２２−ｐの他方の端子は、スイッチ回路６２５，６４４−ｐおよびコンデンサ６４２−ｐの一方の端子と接続する。なお、図１４では、図１３のスイッチ回路６２３とスイッチ回路６４１をまとめた構成として示している。
【００９８】
コンデンサ６４２−ｐの他方の端子は、スイッチ回路６４５−ｐを介して差動増幅器６１の出力端子に接続するとともに、スイッチ回路６４６−ｐを介して接地する。スイッチ回路６４４−ｐの他方の端子は反転入力端子と接続するとともに、積分コンデンサ６３ｐを介して正極側出力端子と接続する。
【００９９】
コンデンサ６２２−ｎの他方の端子は、スイッチ回路６２５の他方の端子とスイッチ回路６４４−ｎおよびコンデンサ６４２−ｎの一方の端子と接続する。コンデンサ６４２−ｎの他方の端子は、スイッチ回路６４５−ｎを介して差動増幅器６１の出力端子に接続するとともに、スイッチ回路６４６−ｎを介して接地する。スイッチ回路６４４ｎの他方の端子は非反転入力端子と接続するとともに、積分コンデンサ６３ｎを介して負極側出力端子と接続する。
【０１００】
図１５は、図１４に示す復調信号生成部４５ａの動作を説明するため、復調信号生成部４５ａに供給される信号を示している。図１５Ａは中間周波信号ＲＩＦｓ、図１５Ｂ〜１５Ｇは制御信号φ２１〜φ２６を示している。この制御信号φ２１〜φ２６がハイレベル「Ｈ」である期間中はスイッチ回路を導通状態とするとともに、ローレベル「Ｌ」である期間中はスイッチ回路を非導通状態とする。
【０１０１】
制御信号φ２１は、スイッチ回路４５２−ｐ，４５２−ｎを動作させるための信号である。制御信号φ２３は、スイッチ回路４５３−ｐ，４５３−ｎを動作させるための信号である。また、制御信号φ２２，φ２４は、復調信号ＰＱｓを生成するためのスイッチ回路を動作させるものである。この制御信号φ２１〜φ２４では、スイッチ回路を非導通状態に切り換えるタイミングの周波数を、中間周波信号ＲＩＦｓの周波数に対して「１／（ｍ＋０．２５）倍」の周波数、あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数とする。ここで、例えば「１／（ｍ＋０．２５）倍」の周波数としたときには、スイッチ回路４５２−ｐ，４５２−ｎを非導通状態としたタイミングを基準としたとき、位相差「π」でスイッチ回路４５３−ｐ，４５３−ｎを非導通状態に切り換える。また、位相差「π／２」および位相差「３π／２」で復調信号ＰＱｓを生成するためのスイッチ回路を非導通状態に切り換える。また、制御信号φ２５は制御信号φ２１と制御信号φ２３のハイレベル「Ｈ」の期間を示す信号であり、制御信号φ２６は制御信号φ２２と制御信号φ２４のハイレベル「Ｈ」の期間を示す信号である。
【０１０２】
制御信号φ２１がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４５２−ｐ，４５２−ｎが導通状態とされると、中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルに応じてコンデンサ４５４−ｐ，４５４−ｎが充電される。また、制御信号φ２１がローレベル「Ｌ」とされてスイッチ回路４５２−ｐ，４５２−ｎが非導通状態とされると、非導通状態に切り換えられたタイミングの信号レベルを保持する。
【０１０３】
次に、制御信号φ２２がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４５８−ｐ，４５８−ｎが導通状態とされる。このとき、制御信号φ２５によってスイッチ回路６２４は非導通状態とされるとともに、制御信号φ２６によってスイッチ回路６２５が導通状態とされる。このため、コンデンサ４５４−ｐ，４５４−ｎに保持された信号レベルに応じてコンデンサ６２２−ｐ，６２２−ｎが充電される。
【０１０４】
制御信号φ２３がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４５３−ｐ，４５３−ｎが導通状態とされると、中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルに応じてコンデンサ４５６−ｐ，４５６−ｎが充電される。また、制御信号φ２３がローレベル「Ｌ」とされてスイッチ回路４５３−ｐ，４５３−ｎが非導通状態とされると、非導通状態に切り換えられたタイミングの信号レベルが保持される。さらに、制御信号φ２３がハイレベル「Ｈ」とされている期間中は、制御信号φ２６によってスイッチ回路６２５が非導通状態とされるとともに制御信号φ２５によってスイッチ回路６２４，６４４−ｐ，６４４−ｎ，６４５−ｐ，６４５−ｎが導通状態とされて、コンデンサ６２２−ｐ，６２２−ｎに充電されている電荷が差動増幅器６１に供給される。
【０１０５】
制御信号φ２４がハイレベル「Ｈ」とされると、スイッチ回路４５９−ｐ，４５９−ｎが導通状態とされる。このとき、制御信号φ２５によってスイッチ回路６２４は非導通状態とされるとともに、制御信号φ２６によってスイッチ回路６２５が導通状態とされる。このため、コンデンサ４５４−ｐ，４５４−ｎに保持された信号レベルに応じてコンデンサ６２２−ｐ，６２２−ｎが充電される。なお、スイッチ回路４５８とスイッチ回路４５９には逆極性の信号が供給されるように構成されていることから、制御信号φ２１でサンプリングしたときの中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルと、制御信号φ２３でサンプリングしたときの中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルが逆極性とされていても、コンデンサ６２２−ｐ，６２２−ｎを同じように充電できる。さらに、制御信号φ２６によってスイッチ回路６４６−ｐ，６４６−ｎが導通状態とされて、コンデンサ６４２−ｐ，６４２−ｎの電荷が放電される。
【０１０６】
再度制御信号φ２１がハイレベル「Ｈ」とされてスイッチ回路４５２−ｐ，４５２−ｎが導通状態とされると、中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルに応じてコンデンサ４５４−ｐ，４５４−ｎが充電される。また、制御信号φ２１がローレベル「Ｌ」とされてスイッチ回路４５２−ｐ，４５２−ｎが非導通状態とされると、非導通状態に切り換えられたタイミングの信号レベルを保持する。さらに、制御信号φ２１がハイレベル「Ｈ」とされている期間中は、制御信号φ２６によってスイッチ回路６２５が非導通状態とされるとともに制御信号φ２５によってスイッチ回路６２４，６４４−ｐ，６４４−ｎ，６４５−ｐ，６４５−ｎが導通状態とされて、コンデンサ６２２−ｐ，６２２−ｎに充電されている電荷が差動増幅器６１に供給される。
【０１０７】
以下同様に処理を繰り返すことで、差動増幅器６１からフィルタ処理がなされた復調信号ＰＩｓを差動信号で出力することができる。
【０１０８】
また、図１４において、制御信号φ２１と制御信号φ２２、制御信号φ２３と制御信号φ２４、制御信号φ２５と制御信号φ２６を入れ替えるものとすれば、差動増幅器６１からフィルタ処理がなされた復調信号ＰＱｓを差動信号として出力することができる。
【０１０９】
ところで、図１４に示す復調信号生成部４５ａでは、信号の極性を揃えてからスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５−３に信号を供給する構成を示したが、信号の極性の反転はスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック側で行うものとしても良い。図１６に示すスイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第２の構成は、供給された信号をスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック側によって逆極性で用いてフィルタ処理を行う場合を示している。
【０１１０】
中間周波信号ＲＩＦｓは、復調信号生成部４５ｂの入力端子４６１−ｐ，４６１−ｎ間に入力する。入力端子４６１−ｐは、サンプリングブロック４５ｂ−１を構成するスイッチ回路４６２−ｐを介して信号生成ブロック４５ｂ−２を構成するコンデンサ４６３−ｐの一方の端子と接続する。また、入力端子４６１−ｎは、スイッチ回路４６２−ｎを介してコンデンサ４６３−ｎの一方の端子と接続する。コンデンサ４６３−ｐ，４６３−ｎの他方の端子は接地する。
【０１１１】
コンデンサ４６３−ｐの一方の端子は、アンプ４６４−ｐを介してスイッチ回路４６５−ｐ，４６６−ｐの一方の端子と接続するとともに、コンデンサ４６３−ｎの一方の端子は、アンプ４６４−ｎを介してスイッチ回路４６５−ｎ，４６６−ｎの一方の端子と接続する。
【０１１２】
スイッチ回路４６５−ｐとスイッチ回路４６６−ｐの他方の端子は、スイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５ｂ−３を構成するコンデンサ６２２−ｐの一方の端子とスイッチ回路６２６，６２７の一方の端子と接続する。スイッチ回路４６５−ｎとスイッチ回路４６６−ｎの他方の端子は、コンデンサ６２２−ｎの一方の端子とスイッチ回路６２６，６２７の他方の端子と接続する。
【０１１３】
コンデンサ６２２−ｐの他方の端子は、スイッチ回路６２８，６２９，６４７−ｐ，６４８−ｐおよびコンデンサ６４２−ｐの一方の端子と接続する。コンデンサ６４２−ｐの他方の端子は、スイッチ回路６４９−ｐ，６５０−ｐを介して接地する。さらに、コンデンサ６４２−ｐの他方の端子は、スイッチ回路６５１−ｐを介して差動増幅器６１の正極側出力端子に接続するとともに、スイッチ回路６５２−ｐを介して差動増幅器６１の負極側出力端子に接続する。
【０１１４】
スイッチ回路６４７−ｐの他方の端子は反転入力端子と接続するとともに、積分コンデンサ６３ｐを介して出力端子と接続する。また、スイッチ回路６４８−ｐの他方の端子は非反転入力端子と接続するとともに、積分コンデンサ６３ｎを介して出力端子と接続する。
【０１１５】
コンデンサ６２２−ｎの他方の端子は、スイッチ回路６２８，６２９の他方の端子とスイッチ回路６４７−ｎ，６４８−ｎおよびコンデンサ６４２−ｎの一方の端子と接続する。コンデンサ６４２−ｎの他方の端子は、スイッチ回路６４９−ｎ，６５０−ｎを介して接地する。さらに、コンデンサ６４２−ｎの他方の端子は、スイッチ回路６５１−ｎを介して差動増幅器６１の負極側出力端子に接続するとともに、スイッチ回路６５２−ｎを介して差動増幅器６１の正極側出力端子に接続する。
【０１１６】
スイッチ回路６４７−ｎの他方の端子は非反転入力端子と接続する。また、スイッチ回路６４８−ｎの他方の端子は反転入力端子と接続する。
【０１１７】
このように構成された復調信号生成部４５ｂでは、制御信号φ２１によってスイッチ回路を導通状態とした場合と、サンプルホールド制御φ２３によってスイッチ回路を導通状態とした場合では、供給された信号が逆極性で用いられる。このため、極性の反転してスイッチト・キャパシタ・フィルタのコンデンサを充電しなくとも、差動増幅器６１から復調信号ＰＩｓや復調信号ＰＱｓを得ることができる。
【０１１８】
なお、復調信号ＰＱｓを得る場合には、図１６において、制御信号φ２１と制御信号φ２２、制御信号φ２３と制御信号φ２４をそれぞれ入れ替えることにより、復調信号ＰＩｓに替えて復調信号ＰＱｓを得ることができる。
【０１１９】
また、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いる場合にもスイッチ回路を介してコンデンサを充電することからチャージインジェクションが生じると、スイッチト・キャパシタ・フィルタで転送される電荷は中間周波信号ＲＩＦｓの信号レベルを示すものではなくなって正しい復調信号を得ることができない場合が生じる。このため、上述のユニティ・ゲイン・サンプルバッファを入力段に用いることで、構成が簡単で精度の高い復調処理を行うことができる。
【０１２０】
図１７は、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第３の構成を示しており、入力段にユニティ・ゲイン・サンプルバッファを用いたものである。なお、図１７では、サンプリングブロック４５ｃ−１とスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５ｃ−３を、サンプリングブロック４５ｂ−１とスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５ｂ−３と同一に構成した場合を示している。
【０１２１】
信号生成ブロック４５ｃ−２では、ユニティ・ゲイン・サンプルバッファを用いてスイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック４５ｃ−３に供給する信号を生成する。ここで、図１１に示す制御信号φｃ１として制御信号φ２５を用いるとともに、制御信号φｃ３として制御信号φ２６を用いる。また、制御信号φｃ２として制御信号φ２５よりも立ち下がりのタイミングを早めた制御信号φ２５’を用いるものとする。
【０１２２】
このように復調信号生成部４５ｃを構成することにより、構成が簡単で精度の高い復調信号ＰＩｓを差動信号として得ることができる。また、信号φ２１と制御信号φ２２、制御信号φ２３と制御信号φ２４、制御信号φ２５と制御信号φ２６を入れ替えるものとするとともに、制御信号φ２６よりも立ち下がりのタイミングを早めた制御信号φ２６’を生成して制御信号φｃ２として用いれば精度の高い復調信号ＰＱｓを差動信号として得ることができる。
【０１２３】
また、復調信号生成部４５ａ，４５ｂ，４５ｃでは、中間周波信号ＲＩＦｓを用いて復調信号ＰＩ，ＰＱを生成するものとしたが、上述の復調信号生成部４５ａ，４５ｂ，４５ｃと同様に、低雑音アンプ１２から出力された受信信号ＲＢをサンプリングして復調信号ＰＩｓ，ＰＱｓを生成することもできる。この場合、サンプリング周波数Ｆｓは、受信信号の周波数に対して「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数に設定してサンプリングを行い、位相差「π」の信号の極性を一致させて合成する。このように受信信号ＲＢから復調信号ＰＩｓ，ＰＱｓを直接生成することで、周波数変換器等を用いることなく簡単に精度の良い復調信号ＰＩｓ，ＰＱｓを得ることができる。また、「ｍ」の値を大きくすることで、高い周波数での処理を行うことなく復調信号ＰＩｓ，ＰＱｓを得ることもできる。
【０１２４】
さらに、スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いることで、受信装置で用いる制御信号ＤＰやクロック信号ＣＫｂの生成を容易に行うことができる。ここで、サンプリングの周波数をスイッチト・キャパシタ・フィルタのスイッチング周波数に対して「ｐ倍」あるいは「１／ｐ倍」（ｐ：自然数）とし、スイッチト・キャパシタ・フィルタのスイッチング周波数をＡ／Ｄ変換器のクロック周波数に対して「ｑ倍」あるいは「１／ｑ倍」（ｑ：自然数）とし、Ａ／Ｄ変換器のクロック周波数は、受信信号あるいは中間周波信号で用いられた変調方式で決定されるシンボルレートの「ｒ倍」（ｒ：自然数）とする。例えば移動体通信システムのＷ−ＣＤＭＡ方式ではシンボルレートが３．８４ＭＨｚとされている。このためＡ／Ｄ変換器２３，２４では、シンボルレートの４倍（ｒ＝４）の周波数である１５．３６ＭＨｚが一般的に用いられている。このような場合、スイッチト・キャパシタ・フィルタのクロック周波数をＡ／Ｄ変換器２３，２４のクロック周波数の４倍（ｑ＝４）の周波数に設定すると、６１．４４ＭＨｚとなる。
【０１２５】
ここで、サンプリング周波数をスイッチト・キャパシタ・フィルタのクロック周波数の２倍（ｐ＝２）とすると、１２２．８８ＭＨｚとなり、サンプリング周期が（１＋０．２５）Ｔｃｓであるときには、中間周波信号ＲＩＦｓの周波数は１５３．６ＭＨｚとなる。また、サンプリング周期が（２＋０．２５）Ｔｃｓであるときには、中間周波信号ＲＩＦｓの周波数は２７６．４８ＭＨｚとなる。
【０１２６】
このように、中間周波信号ＲＩＦｓの周波数は、サンプリング周波数やクロック周波数の整数倍でないことから、これらの周波数の信号が中間周波信号ＲＩＦｓに影響を与えることがない。
【０１２７】
また、サンプリングやコンデンサのスイッチング動作およびＡ／Ｄ変換器の変換動作が同期して行われることから、アナログ回路への影響を回避できる。また、各倍率が自然数倍あるいは自然数分の１とされているので、例えば基準周波数の信号を分周あるいは逓倍して各周波数の信号を容易に生成できる。
【０１２８】
【発明の効果】
この発明によれば、受信信号や中間周波信号等の変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数でサンプリングを行い、「π」の位相差を有した信号の極性を合わせて合成することで復調信号が生成される。このため、簡単な構成で容易に復調信号を生成できる。また、「ｍ」の値を大きくすることにより、低いサンプリング周波数で復調信号を生成できる。
【０１２９】
また、受信信号や中間周波信号等の変調信号の周波数に対して、「１／（ｍ＋０．２５）倍」あるいは「１／（ｍ＋０．７５）倍」（ｍ：０または自然数）の周波数でサンプリングを行い、サンプリングした信号から「π」の位相差を有した信号に基づくフィルタ処理する信号を生成してスイッチト・キャパシタ・フィルタ手段に供給することで、スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段から復調信号が出力される。このため、フィルタ機能を有する復調回路を差動増幅器やコンデンサおよびスイッチ回路で構成できるので、集積回路化が容易となる。また集積回路化したときにコンデンサの容量値がばらつきを生じても、スイッチング周波数を調整することで所望のフィルタ特性を得ることが可能となり、良好な復調信号を簡単に生成できる。また、この復調回路を用いて受信装置を構成すれば、チャンネルフィルタを集積回路化することも容易となる。
【０１３０】
さらに、サンプリングの周波数がスイッチト・キャパシタ・フィルタ手段のスイッチング周波数に対して「ｐ倍」あるいは「１／ｐ倍」（ｐ：自然数）、スイッチト・キャパシタ・フィルタ手段のスイッチング周波数が信号変換手段のクロック周波数に対して「ｑ倍」あるいは「１／ｑ倍」（ｑ：自然数）、信号変換手段のクロック周波数が、受信信号あるいは中間周波信号で用いられた変調方式で決定されるシンボルレートの「ｒ倍」（ｒ：自然数）とされる。このため、サンプリング周波数やクロック周波数の信号が中間周波信号等に影響を与えることがない。また、アナログ回路への影響を回避できるとともに、各周波数の信号を容易に生成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係る受信装置の構成を示す図である。
【図２】復調回路の基本原理を説明するための図である。
【図３】復調信号生成部の第１の構成を示す図である。
【図４】復調信号生成部の第１の構成の動作を説明するための図である。
【図５】復調信号生成部の第２の構成を示す図である。
【図６】復調信号生成部の第２の構成の動作を説明するための図である。
【図７】復調信号生成部の第３の構成を示す図である。
【図８】復調信号生成部の第３の構成の動作を説明するための図である。
【図９】チャージインジェクションを説明するための図である。
【図１０】ユニティ・ゲイン・サンプルバッファの構成を示す図である。
【図１１】ユニティ・ゲイン・サンプルバッファの駆動信号を示す図である。
【図１２】この発明に係る受信装置の他の構成を示す図である。
【図１３】スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の基本原理を説明するための図である。
【図１４】スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第１の構成を示す図である。
【図１５】スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部に供給する信号を示した図である。
【図１６】スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第２の構成を示す図である。
【図１７】スイッチト・キャパシタ・フィルタを用いた復調信号生成部の第３の構成を示す図である。
【図１８】従来の受信装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１１・・・アンテナ、１２・・・低雑音アンプ、１３・・・周波数変換器、１４・・・発振器、１５・・・帯域フィルタ、１６・・・可変利得アンプ、２１，２２・・・低域フィルタ、２３，２４・・・Ａ／Ｄ変換器、２５，７５・・・クロック信号生成部、４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４５，４５ａ，４５ｂ，４５ｃ・・・復調信号生成部、４０ａ−１，４０ｂ−２，４０ｃ−１，４５−１，４５ａ−１，４５ｂ−１，４５ｃ−１・・・サンプリングブロック、４０ａ−２，４０ｂ−１・・・極性調整ブロック、４０ａ−３，４０ｂ−３，４０ｃ−２・・・信号合成ブロック、４５−２，４５ａ−２，４５ｂ−２，４５ｃ−２・・・信号生成ブロック、４５−３，４５−４，４５ａ−３，４５ｂ−３，４５ｃ−３・・・スイッチト・キャパシタ・フィルタ・ブロック、７０・・・復調制御部、４１１，４１３，４３８，４３９・・・サンプルホールド回路、４１２，４１６，４１７・・・信号切換回路、４１４，４２１・・・同相増幅器、４１５，４２２，４３６，４３７・・・逆相増幅器、７０５・・・差動増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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