(57)【要約】【課題】利用可能な共振回路を用いて許容可能な性能を示す周波数マルチフ゜レクサを提供すること。【解決手段】周波数マルチフ゜レクサ（２００）が開示される。周波数マルチフ゜レクサ（２００）は、複数のインタ゛クタンス（Ｌ）及びキャハ゜シタンス（Ｃ）を含む集中素子伝送線路（２２０）と、前記集中素子伝送線路（２２０）のノート゛に結合した帯域通過フィルタ（１４０）とを含む。前記帯域通過フィルタ（１４０）は、帯域通過フィルタ（１４０）の通過帯域で前記集中素子伝送線路（２２０）に結合する分岐ホ゜ート（１４８）を含み、また前記帯域通過フィルタ（１４０）の阻止帯域で容量性インヒ゜ータ゛ンスを示す。前記帯域通過フィルタ（１４０）は、直列共振回路（１４２）と並列共振回路（１４４）を含んでもよい。追加的な直列共振回路（２４０）が、集中素子伝送線路（２２０）に結合されてもよい。【選択図】図２
2004007653.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数マルチプレクサ（２００）であって、
複数のインダクタンス（Ｌ）及びキャパシタンス（Ｃ）を含む集中素子伝送線路（２２０）と、
各周波数毎に、前記集中素子伝送線路（２２０）のノードに結合された直列共振回路（１４２）及び並列共振回路（１４４）とを備え、前記並列共振回路（１４４）は、前記直列共振回路（１４２）が直列共振する公称の同じ周波数において並列共振し、前記直列共振回路（１４２）及び前記並列共振回路（１４４）が、共振外周波数において容量性インピーダンスを示す、周波数マルチプレクサ（２００）。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般に周波数マルチプレクサに関し、とりわけ集中素子伝送線路を組み込んだ周波数マルチプレクサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
多くの電子応用形態は、異なる周波数の、おそらくは異なる周波数帯域内のいくつかの時変電気信号を単一多重周波数複合信号に多重化し、また逆に多重周波数電気信号を、異なる周波数のおそらくは異なる周波数帯域内の、その個別成分信号に逆多重化する能力の恩恵を受けている。例えば、多くの通信システム、信号分析装置、及び他の電子装置は、多くの異なる周波数の信号を含んでいる可能性のある信号から、所定の周波数帯域内の信号を弁別するか、又はこれにフィルタリングを施す。
【０００３】
双方向周波数マルチプレクサの例には、通信装置に配置されたダイプレクサがある。ダイプレクサには、一般にアンテナ（共通ポート）と通信装置の送信及び受信回路要素の間に結合された１対の帯域通過フィルタ回路が含まれている。ダイプレクサには、一般に送信帯域通過フィルタの形態をとる第１の帯域通過フィルタと、受信帯域通過フィルタの形態をとる第２の帯域通過フィルタが含まれている。送信帯域通過フィルタは、送信周波数帯域内の信号を通過させ、受信帯域通過フィルタは、送信周波数帯域とは異なる、受信周波数帯域内の信号を通過させる。送信帯域通過フィルタ及び受信帯域通過フィルタの一方の側が、アンテナに結合され、各フィルタのもう一方の側が、それぞれ送信及び受信回路要素に結合されている。
【０００４】
この２つの帯域通過フィルタは、送信及び受信信号を同時に処理できるようにすることによって、全二重通信を可能にする。送信帯域通過フィルタは、送信信号の通過を許し、同時に受信信号の強度をあまり減衰させないように設計されている。受信帯域通過フィルタは、受信信号の通過を許し、同時に送信信号の強度をあまり減衰させないように設計されている。送信信号は、一般に信号強度が受信信号よりもかなり高いので、受信フィルタには、一般に低レベルの受信信号及び高感度の受信回路要素の妨害にならないレベルまで、送信信号を減衰させる設計も施されている。
【０００５】
同様の働きをする、ｎ次のマルチプレクサ（ここで、ｎは３以上である）を製作することが可能であり、この場合ある特定周波数帯域が、あるフィルタを通過し、他の（ｎ−１）個のフィルタによる作用を受けない。これらのマルチプレクサに関する従来の構成には、共通ポートにおいて並列に接続されたｎ個のフィルタが含まれている。非アクティブフィルタによって、この共通ポートに大きい負荷がかからないようにするため、非アクティブフィルタは、入力インピーダンスがその阻止帯域内の周波数に関してシステムインピーダンスを大幅に上回るように構成するのが望ましい。阻止帯域は、フィルタが共振せず信号を通過させなくなる周波数範囲である。
【０００６】
あいにく、この構成は制限するわけではないが、水晶フィルタ及び薄膜バルク音響共振器（ＦＢＡＲ）フィルタを含む、多くの有用な共振回路に適合しない。というのも、こうした共振器は阻止帯域内の入力インピーダンスを高くすることができないようにする固有の分路キャパシタンスを有しているためである。
【０００７】
周波数マルチプレクサの共通ポートにおいて、任意のかなりの数のこうした共振回路が並列に組み合わせられる場合、共振器の組み合わせキャパシタンスから生じるインピーダンスは、システムインピーダンス未満に降下することになりがちであり、その結果、マルチプレクサの性能は有用ではなくなる。
【０００８】
【特許文献１】
米国特許第５，５８７，６２０号明細書
【特許文献２】
米国特許出願第０９／０８８，９６４号明細書
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は利用可能な共振回路を用いて、許容可能な性能を示す周波数マルチプレクサを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、周波数マルチプレクサを提供する。本発明の実施形態の１つは、複数のインダクタンス及びキャパシタンスを含む集中素子伝送線路と、各周波数毎に集中素子伝送線路のノードに結合された直列共振回路及び並列共振回路が含まれている周波数マルチプレクサであり、並列共振回路は、直列共振回路が直列共振する公称の同じ周波数において並列共振し、直列共振回路及び並列共振回路は、共振外周波数において容量性インピーダンスを示す。
【００１１】
上述以外の、あるいはその代わりとなる他の実施形態、特徴、及び利点については、添付図面に関連した以下の説明から明らかになる、本発明のいくつかの実施形態によって得られる。
【００１２】
本発明は、図面を参照することによって、より理解されることが出来る。図面内の構成部品は、互いに対して必ずしも一定の縮尺で描かれておらず、代わりに本発明の原理を明確に例示することに重点が置かれている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下では、周波数デマルチプレクサとして説明されるが、本発明の実施形態は、可逆性ネットワークとして実施されるので、説明のものとは逆であっても、等しく有効に機能する。通常の当業者には明らかなように、周波数マルチプレクサ及び周波数デマルチプレクサという用語は同義語であり、従って「マルチプレクサ」という用語には、「デマルチプレクサ」という用語が包含されている。全ての変更は、本発明の範囲内に含まれるように企図されている。
【００１４】
図１は、本発明の態様の１つに従って構成された周波数マルチプレクサ１００を例示する概略図である。図１に示す周波数マルチプレクサ１００には、後述する本発明のいくつかの態様を組み込んだ、単純化された周波数マルチプレクサが例示されている。本発明のさらなる実施形態については、後述する図２及び図３Ａ〜図３Ｃにおいてさらに詳細に例示されている。本発明の実施形態の１つによれば、周波数マルチプレクサ１００には、複数の共振回路が結合された集中素子伝送線路１２０が含まれている。
【００１５】
伝送線路は（損失を無視すると）、理論的には、はしご型フィルタトポロジをなすように構成された無限直列をなす無限小の直列インダクタ及び分路コンデンサに相当する。はしご型フィルタモデルを、有限数の個別直列インダクタ／分路コンデンサの対に量子化すると、伝送線路の数学的近似が可能になる。集中素子伝送線路１２０は、実際の集中素子インダクタ及びコンデンサを利用して、この数学的近似を物理的に実現したものである。インダクタはＬ１〜Ｌｎで表示され、コンデンサはＣ１〜Ｃｎで表示されている。
【００１６】
集中素子伝送線路１２０には、複数の異なる周波数を含む信号が導入される共通ポート１０２が含まれている。共通ポート１０２は、接続１０６を介して集中素子伝送線路１２０に結合され、またアース１０４に接続されている。集中素子伝送線路１２０は、接続１１２を介して集中素子伝送線路１２０の特性インピーダンス（慣例によりＺ０として表示される）に等しい終端インピーダンスによって終端する。図１において終端インピーダンスは、インピーダンスがＺ０の抵抗器１０８として例示されている。一般に抵抗器１０８は、約５０オーム（Ω）の値を有している。
【００１７】
本発明の実施形態の１つによれば、集中素子伝送線路１２０において、１つおきの分路コンデンサに代わって、１つ以上の帯域通過フィルタ１４０、１５０、及び１６０が用いられている。代案として、Ｎ個目の分路コンデンサ毎に、帯域通過フィルタに置き換えることも可能である。例えば、帯域通過フィルタ１４０は、インダクタＬ１とＬ２間のノードに施された接続１１４を介して集中素子伝送線路に結合されている。同様に帯域通過フィルタ１５０は、インダクタＬ３とＬ４の間のノードに施された接続１１６を介して集中素子伝送線路１２０に結合されており、帯域通過フィルタ１６０はインダクタＬ５とＬ６の間のノードに施されたた接続１１８を介して集中素子伝送線路１２０に結合されている。単純化のため、図１には３つの帯域通過フィルタ１４０、１５０、及び１６０が例示されているが、周波数マルチプレクサ１００のような周波数マルチプレクサには、それより多いか、又は少ない帯域通過フィルタが含まれる可能性があるのは明らかである。
【００１８】
帯域通過フィルタ１４０には、直列共振回路１４２及び並列共振回路１４４が含まれている。直列共振回路１４４は、接続１１４を介して集中素子伝送線路１２０に結合されている。並列共振回路１４４は、接続１４６を介して直列共振回路１４２に結合されている。接続１４６は、帯域通過フィルタ１４０の分岐ポート１４８を形成している。
【００１９】
直列共振回路１４２及び並列共振回路１４４内のコンポーネントは、分岐ポート１４８の通過帯域内において、直列共振回路１４２が低インピーダンスを示し、並列共振回路１４４が高インピーダンスを示すように選択されている。従って、分岐ポート１４８の中心周波数において、分岐ポート１４８はアース１７８から分離され集中素子伝送線路１２０に結合されている。
【００２０】
直列共振回路１４２は、通過帯域内において直列共振し、並列共振回路１４４は、通過帯域内において並列共振する。逆に分岐ポート１４８の阻止帯域内の周波数では、直列共振回路１４２及び並列共振回路１４４は、それぞれ図３Ｂに関して後述の分路キャパシタンスと呼ばれる、容量性インピーダンスを特徴とする。直列共振回路１４２は、並列共振回路１４４が並列共振する公称の同じ周波数において、直列共振する。同じ周波数で共振するように設計されているが、直列共振回路が直列共振する共振周波数と、並列共振回路が並列共振する周波数は、設計及び製造許容差のために異なる場合もあり得る。この程度の差異は、本発明の範囲内に含まれるものとみなされる。しかし、直列共振回路及び並列共振回路は、それぞれ共振外周波数において容量性インピーダンスを示す。
【００２１】
さらに並列共振回路１４４は、後述するようにＦＢＡＲとして実施されると、直列共振回路１４２よりかなり広い領域を占めることになるので、その分路キャパシタンスは直列共振回路１４２の分路キャパシタンスよりかなり大きくなる。並列共振回路１４４のキャパシタンスが大きくなると、極めて低いインピーダンスが生じ、並列共振回路１４４の共振周波数以外の周波数において（すなわち、分岐ポート１４８の阻止帯域内における周波数において）、接続１４６がアース１７８に対して有効に結合されることになる。これによって、直列共振回路１４２が、アース１７８に有効に接続されるが、これは分路コンデンサがアースに結合されるのと電気的に同等である。
【００２２】
直列共振回路１４２の設計パラメータは、そのポイントにおいて集中素子伝送線路１２０が分岐されていなければ、共振外周波数におけるそのキャパシタンスが、接続１１４に生じるであろう容量値と同じになるように選択されている。換言すれば、阻止帯域内の周波数における帯域通過フィルタ１４０のキャパシタンス値は、集中素子伝送線路１２０におけるコンデンサＣ１、Ｃ２等の値と同じになるはずである。
【００２３】
同様に帯域通過フィルタ１５０には、直列共振回路１５２と並列共振回路１５４が含まれており、帯域通過フィルタ１６０には、直列共振回路１６２と並列共振回路１６４が含まれている。直列共振回路１５２と並列共振回路１５４との間の接続１５６によって、分岐ポート１５８が形成されている。直列共振回路１６２と並列共振回路１６４との間の接続１６６によって、分岐ポート１６８が形成されている。
【００２４】
各帯域通過フィルタの出力は、フィルタの通過帯域内に中心が位置し、周波数マルチプレクサ１００の仕様を満たすように選択された、固有の中心周波数を備える分岐ポートを形成する。帯域通過フィルタ１４０内のコンポーネントの選択によって、帯域通過フィルタ１４０の共振周波数が決まり、従って帯域通過フィルタ１４０の通過帯域及び阻止帯域が決まる。
【００２５】
帯域通過フィルタ１４０は、帯域通過フィルタの阻止帯域内の任意の周波数（すなわち通過帯域フィルタ１４０の通過帯域外の周波数）においてコンデンサに相当する。特定ポートの通過帯域において、共通ポート１０２の信号が共振周波数にある帯域通過フィルタの分岐ポートに結合される。こうして周波数マルチプレクサ１００には、帯域通過フィルタ１４０、１５０、及び１６０のキャパシタンスが集中素子伝送線路１２０に組み込まれ、従って、周波数マルチプレクサ１００が分岐ポート数に関係なく、その特性インピーダンスを維持できるように、多数の分岐ポートを設けることが可能になる。
【００２６】
帯域通過フィルタ１４０、１５０、及び１６０は、所望のポート周波数を通過させ、通過帯域外の容量性インピーダンスを示す任意の１つまたは複数の回路とすることが可能である。例えば、望ましい実施形態の場合、各帯域通過フィルタ１４０、１５０、及び１６０は、後述の薄膜バルク音響共振器（ＦＢＡＲ）を利用して形成することが可能である。代案として、帯域通過フィルタ１４０、１５０、及び１６０は、水晶共振器のような、容量性インピーダンスを示す他の任意の共振回路を利用して形成することも可能である。集中素子伝送線路１２０に共振回路を接続すると、ポート数が多くても周波数マルチプレクサ１００を有効にすることが可能になる。
【００２７】
代替の実施形態の場合、キャパシタンスとインダクタンスが置き換えられる共振回路が、阻止帯域内において誘導性リアクタンスを持つことになる。このタイプの共振回路は、キャパシタンスとインダクタンスが同様に置き換えられる、集中素子伝送線路１２０に組み込むことが可能である。さらに、図１で説明したよな分路素子ではなく直列素子の代わりに帯域通過フィルタを用いることが可能である。こうした組み合わせは、全て本発明の範囲内であるとみなされる。
【００２８】
図２は、図１の周波数マルチプレクサの代替の実施形態を例示した概略図２００である。図１において、帯域通過フィルタ１４０が結合されるポイントを越えた集中素子伝送線路１２０の残りの部分は、帯域通過フィルタ１４０の通過帯域内の周波数に関して、回路内にとどまっている。集中素子伝送線路１２０の残りの部分が、回路内にとどまっているので、共通ポート１０２における信号は、所望の周波数で分岐ポート１４８を駆動するだけではなく、終端インピーダンス（Ｚ０）を有する集中素子伝送線路１２０の残りの部分も駆動する。これが生じるのは、終端インピーダンスＺ０が分岐ポート１４８に対して並列に結合されているためである。
【００２９】
その複雑さが増すにもかかわらず、図２の周波数マルチプレクサ２００によれば、図１の周波数マルチプレクサ１００に対して利点が得られる。周波数マルチプレクサ２００には、上述の集中素子伝送線路１２０と同様の集中素子伝送線路２２０が含まれている。複数の帯域通過フィルタ１４０、１５０、及び１６０が、上述のように集中素子伝送線路２２０に結合されている。
【００３０】
しかし、周波数マルチプレクサ２００には、各帯域通過フィルタ１４０、１５０、及び１６０に関連した追加的な直列共振回路（「トラップ回路」と呼ばれる）が含まれている。例えば、トラップ回路２４０は集中素子伝送線路２２０に、接続２２２を介して、インダクタＬ３とＬ４の間に結合されている。直列共振トラップ回路２４０は、帯域通過フィルタ１４０が集中素子伝送線路２２０に結合されているポイントから、集中素子伝送線路２２０に沿った９０°の位置において、集中素子伝送線路２２０に結合されている。この実施形態において９０°は、分岐ポート１４８の周波数における集中素子伝送線路２２０に沿った、接続２１４と２２２の間の電気的長さを表している。通常の当業者には明らかなように、電気的長さは一般にβ（ベータ）Ｌによって表わされるが、ここでβは集中素子伝送線路２２０の伝搬定数の虚数部であり、Ｌは接続２１４と２２２の間における集中素子伝送線路２２０の物理的等価長である。
【００３１】
ポート１４８の通過帯域内の周波数において、直列共振トラップ回路２４０は、集中素子伝送線路２２０を終端して、共振トラップ回路２４０を越えて延びる集中素子伝送線路２２０の残りの部分が、共通ポート２０２の信号によって駆動されないようにする。直列共振トラップ回路２４０は、直列共振回路１４２が直列共振し、並列共振回路１４４が並列共振する公称の同じ周波数において直列共振する。直列共振トラップ回路２４０は、共振外周波数において容量性インピーダンスを示す。
【００３２】
基本的に、直列共振トラップ回路２４０がなければ、帯域通過フィルタ１４０が結合されるポイントを越えた、集中素子伝送線路２２０の残りの部分は、帯域通過フィルタ１４０の通過帯域内の周波数に関して、回路内にとどまっている。集中素子伝送線路２２０の残りの部分が回路内にとどまっているので、共通ポート２０２の信号は、所望の周波数でポート１４８を駆動するだけではなく、終端インピーダンス（Ｚ０）を有する集中素子伝送線路２２０の残りの部分も駆動する。これが生じるのは、終端インピーダンスＺ０が分岐ポート１４８に対して並列に結合されているためである。
【００３３】
帯域通過フィルタ１４０から９０度の電気的長さの位置に共振トラップ回路２４０を配置することによって、集中素子伝送線路２２０の残りの部分がポート１４８から有効に減結合される。
【００３４】
分岐ポート１４８の中心周波数において、直列共振トラップ回路２４０は、アース２５２に直接接続された低インピーダンスに相当する。短絡によって終端される９０°の伝送線路は、開回路の場合と同等の入力インピーダンスを持つ。これによって、分岐ポート１４８の取り付けポイントを越えた、集中素子伝送線路２２０が有効に切断又は減結合される。他の全ての周波数（すなわち、共振外周波数、または阻止帯域内の周波数）に関して、直列共振トラップ回路２４０は、容量性インピーダンスを示す。直列共振トラップ回路２４０は、事実上、集中素子伝送線路２２０に吸収される分路コンデンサになり、従って電気的に消えることになる。言及しておくべきは、直列共振回路１４２と直列共振トラップ回路２４０との間の電気的長さは、２７０°のような９０°の任意の奇数倍にすることができるという点である。
【００３５】
直列共振回路１４２と並列共振回路１４４は、並列共振回路１４４の並列共振が直列共振回路１４２の直列共振と一致するように結合されている。さらに、後述するように、並列共振回路１４４が、ＦＢＡＲとして実施されると、直列共振回路１４２よりかなり広い領域を占めることになるので、その分路キャパシタンスは、直列共振回路１４２の分路キャパシタンスよりかなり大きくなる。
【００３６】
分岐ポート１４８の通過帯域内における動作中、直列共振回路１４２のインピーダンスは低く、並列共振回路１４４のインピーダンスは高くなる。従って、分岐ポート１４８の通過帯域内において、ポートはアクティブに集中素子伝送線路２２０に接続されアースから分離される。分岐ポート１４８の阻止帯域内の任意の周波数において、直列共振回路１４２及び並列共振回路１４４は、それぞれの分路キャパシタンスの様相を呈する。キャパシタンスの大きい、従って容量性リアクタンスの低い並列共振回路１４４によって、分岐ポート１４８はアース１７８に対して有効に短絡させられる。これにより直列共振回路１４２が有効に接地され、その結果、集中素子伝送線路２２０には直列共振回路１４２の分路キャパシタンスが負荷される。従って、分岐ポート１４８の所望の周波数帯域内にない周波数は、分岐ポートが存在しないかのように伝送線路２２０に沿って伝搬することになる。
【００３７】
１対の共振回路（すなわち直列共振回路１４２と並列共振回路１４４）の組み合わせは、複数の対に拡張可能である。個別共振回路として実施されるか、あるいは共振回路の対として実施されるかにかかわらず、共振回路は１つ以上のＦＢＡＲを利用して実施することが可能である。こうした装置は、一般に図４に関連して後述することになる、はしご型フィルタとして構成される。例えば単一ＦＢＡＲはしご型フィルタは、共振回路１４０内に直列共振回路１４２と並列共振回路１４４を設けるために実施可能である。
【００３８】
図３Ａ〜図３Ｃには、ひとまとめにしてＦＢＡＲの構成及び電気的応答が例示されている。上述のように、図１及び図２に関連して説明された共振回路は、１つ以上のＦＢＡＲを用いて実施することが可能である。次にＦＢＡＲの構成及び動作について説明することにする。
【００３９】
次に、図３Ａを参照すると、ＦＢＡＲ３００には基板３０６によって画定されたウェル３０４の上に、その周囲から吊られた圧電層３０２が含まれている。ウェルにかぶさる圧電層の一部の両面に電極３０８及び３１０が配置されている。端子３１２及び３１４の各々を介して、電極３０８及び３１０に対する電気接続が施されている。圧電層３０２と電極３０８及び３１０は、圧電共振器スタック３１６を形成している。圧電共振器スタック３１６は、電極間に印加される電圧の大きさ及び方向に応答して、矢印３１８によって示される方向に伸縮する。
【００４０】
圧電層３０２及び電極３０８及び３１０を含む圧電共振器スタック３１６が、その周囲から吊られており、その両表面の大部分が空気または他の周囲のガスに接触しているか、あるいは真空内にある場合、圧電共振器スタックは、Ｑの高い音響共振器を形成する。端子３１２及び３１４を介して、電極３０８及び３１０に交流（Ａ．Ｃ．）電流信号が供給されると、信号の周波数が、スタックの重み付けされた厚さの２倍で割った、圧電共振器スタックにおける音速、すなわち、ｆｒ＝ｃ／２ｔ０に等しい場合、圧電共振スタックが共振する。ここで、ｆｒは共振周波数であり、ｃはスタックにおける音速であり、ｔ０はスタックの重み付けされた厚さである。圧電共振器スタックの共振周波数は、スタックを構成する材料における音速がそれぞれに異なるので、物理的厚さというよりはむしろスタックの重み付けされた厚さによって決まる。
【００４１】
共振が約１，９００ＭＨｚで生じるＦＢＡＲ３００の実施例において、基板３０６は単結晶シリコンのウェーハであり、圧電層３０２は厚さ約２μｍの窒化アルミニウム（ＡＩＮ）層であり、電極３０８及び３１０は厚さ約０．１μｍのモリブデン層である。この薄膜実施形態において、電極は圧電共振器スタック３１６の質量のかなりの部分を占めるので、モリブデンは電極として望ましい材料である。このように電極材料の音響特性は、圧電共振器スタック３１６のＱにかなりの影響を及ぼす。モリブデンは、金及びアルミニウムといった一般的な電極材料に比べて音響特性が優れているので、モリブデンの電極を用いると、ＦＢＡＲ３００のＱを他の材料の電極に比べて高くすることが可能になる。ＦＢＡＲの構造及び製作に関するこれ以上の詳細については、先行技術文献である特許文献１及び２に記載されている。
【００４２】
図３Ｂには、ＦＢＡＲ３００に関する等価回路が示されている。回路３００は、バターワースバンダイクモデルと呼ばれる。主無効成分は、電極３０８及び３１０と圧電層３０２によって形成される、コンデンサのキャパシタンスである分路キャパシタンスＣｐである。圧電層は、分路コンデンサＣｐの誘電体である。抵抗器Ｒｐは、分路コンデンサＣｐの直列抵抗を表している。インダクタンスＬＭ及びキャパシタンスＣＭは、圧電共振器スタック３１６のインダクタンス及びキャパシタンスを表わしている。抵抗器ＲＭは、圧電共振器スタックにおける損失を表わしている。抵抗器ＲＳは、端子３１２及び３１４と圧電共振器スタック３１６との間の接続の直列電気抵抗を表している。
【００４３】
図３Ｃは、周波数に対して描かれた端子３１２と３１４の間で測定されたインピーダンス係数｜Ｚ｜を示すグラフである。周波数が増すにつれて、分路キャパシタンスＣｐのインピーダンスが低下するため、インピーダンスは徐々に低下する。インピーダンスは、最終的には機械的インダクタンスＬＭと機械的キャパシタンスＣＭとの間の直列共振周波数において最小値に達する。インピーダンスは、次に急激に上昇し、機械的インダクタンスＬＭと、直列に組み合わせられた機械的キャパシタンスＣＭ及び分路キャパシタンスＣｐとの間の並列共振周波数において最大値に達する。分路キャパシタンスは、機械的キャパシタンスの約２０倍のため、直列共振と並列共振との周波数差は、わずかである。周波数が並列共振周波数を超えて上昇すると、インピーダンスは急激に低下する。
【００４４】
図４は、上述の帯域通過フィルタ１４０、１５０、及び１６０を実施する方法の１つである、ＦＢＡＲはしご型フィルタの構成を例示したブロック図である。ＦＢＡＲはしご型フィルタ４００には、はしご型回路を形成するように接続される、直列ＦＢＡＲ４０２、４０４、及び４０６と、分路ＦＢＡＲ４０８及び４１０が含まれている。ＦＢＡＲ４０２、４０４、４０６、４０８、及び４１０は、１つの圧電材料を用いて共通パッケージをなすように製作することが可能であり、これによってコンパクトで費用効率の高いはしご型フィルタが得られる。直列ＦＢＡＲは、接続２１４（図２）とポート１４８（図２）の間に直列に接続されている。分路ＦＢＡＲ４０８は、アース４１２と、直列ＦＢＡＲ４０２及び４０４間のノードとの間に結合されており、分路ＦＢＡＲ４１０は、アース４１２と、直列ＦＢＡＲ４０４及び４０６間のノードとの間に結合されている。従って、図示の例の場合、ＦＢＡＲ４０２、４０４、４０６、４０８、及び４１０は、２と１／２段はしご型回路を形成している。しかし、はしご型回路の段数は本発明にとってクリティカルではない。それぞれ、１つの直列ＦＢＡＲ及び１つの分路ＦＢＡＲを含む全段数、及びそれぞれ１つの直列ＦＢＡＲまたは１つの分路ＦＢＡＲを含む半段数は、共振回路１４０の所望のフィルタ特性によって決まる。はしご型フィルタ４００に、より多くの段が用いられると、分路ＦＢＡＲ４０８及び４１０の分路キャパシタンスが大きいという制約条件が、分圧器の作用によって緩和される。
【００４５】
代案として、ＦＢＡＲと電気的に似ている水晶共振器が、上述の帯域通過フィルタで実施可能である。
【００４６】
当業者には明らかなように、本発明の原理をほとんど逸脱することなく、上述の本発明の望ましい実施形態に多くの修正及び変更を加えることが可能である。例えば、周波数マルチプレクサは、集中素子伝送線路と協働して、共振外周波数で並列キャパシタンスを示す、任意のタイプの共振回路を用いて実施することが可能である。さらに周波数マルチプレクサは、直交周波数領域多重化（ＯＦＤＭ）無線送信システム、リアルタイムスペクトルアナライザ、または遅延線弁別器に利用することが可能である。こうした全ての用途、修正、及び変更は、特許請求の範囲に定義される本発明の範囲内に含まれるものとする。
【００４７】
以下においては、本発明の種々の構成要件の組み合わせからなる例示的な実施形態を示す。
１．周波数マルチプレクサ（２００）であって、
複数のインダクタンス（Ｌ）及びキャパシタンス（Ｃ）を含む集中素子伝送線路（２２０）と、
各周波数毎に、前記集中素子伝送線路（２２０）のノードに結合された直列共振回路（１４２）及び並列共振回路（１４４）とを備え、前記並列共振回路（１４４）は、前記直列共振回路（１４２）が直列共振する公称の同じ周波数において並列共振し、前記直列共振回路（１４２）及び前記並列共振回路（１４４）が、共振外周波数において容量性インピーダンスを示す、周波数マルチプレクサ（２００）。
２．前記直列共振回路（１４２）及び前記並列共振回路（１４４）がそれぞれ、少なくとも１つの薄膜バルク音響共振器（ＦＢＡＲ）（３００）を含む、上項１に記載の周波数マルチプレクサ（２００）。
３．前記直列共振回路（１４２）及び前記並列共振回路（１４４）がそれぞれ、水晶共振器を含む、上項１に記載の周波数マルチプレクサ（２００）。
４．前記集中素子伝送線路（２２０）に結合された追加的な直列共振回路（２４０）をさらに含み、前記追加的な直列共振回路（２４０）の共振周波数において、前記追加的な直列共振回路（２４０）が、前記集中素子伝送線路（２２０）上の、前記直列共振回路（１４２）及び前記並列共振回路（１４４）から９０度の電気的長さだけ離れた位置に配置され、前記追加的な直列共振回路（２４０）が、共振外周波数において容量性インピーダンスを示す、上項１に記載の周波数マルチプレクサ（２００）。５．前記直列共振回路（１４２）及び前記並列共振回路（１４４）が、前記集中素子伝送線路（２２０）における前記複数のキャパシタンス（Ｃ）の１つに取って代わる、上項１に記載の周波数マルチプレクサ（２００）。
６．周波数マルチプレクサ（２００）であって、
複数のインダクタンス（Ｌ）及びキャパシタンス（Ｃ）を含む集中素子伝送線路（２２０）と、
前記集中素子伝送線路（２２０）のノードに結合された帯域通過フィルタ（１４０）とを備え、前記帯域通過フィルタ（１４０）が、前記帯域通過フィルタの通過帯域で前記集中素子伝送線路（２２０）に結合されている分岐ポート（１４８）を含み、前記帯域通過フィルタ（１４０）が、前記帯域通過フィルタ（１４０）の阻止帯域内で容量性インピーダンスを示す、周波数マルチプレクサ（２００）。
７．前記帯域通過フィルタ（１４０）が、直列共振回路（１４２）及び並列共振回路（１４４）をさらに含み、前記並列共振回路（１４４）は、前記直列共振回路（１４２）が直列共振する公称の同じ周波数において、並列共振する、上項６に記載の周波数マルチプレクサ（２００）。
８．前記直列共振回路（１４２）及び前記並列共振回路（１４４）がそれぞれ、少なくとも１つの薄膜バルク音響共振器（ＦＢＡＲ）（３００）を含む、上項７に記載の周波数マルチプレクサ（２００）。
９．前記直列共振回路（１４２）及び前記並列共振回路（１４４）がそれぞれ、水晶共振器を含む、上項７に記載の周波数マルチプレクサ（２００）。
１０．前記集中素子伝送線路（２２０）に結合された追加的な直列共振回路（２４０）をさらに含み、前記追加的な直列共振回路（２４０）の共振周波数において、前記追加的な直列共振回路（２４０）が、前記集中素子伝送線路（２２０）上の前記直列共振回路（１４２）及び前記並列共振回路（１４４）から９０度の電気的長さだけ離れた位置に配置され、前記追加的な直列共振回路（２４０）が、共振外周波数において容量性インピーダンスを示す、上項７に記載の周波数マルチプレクサ（２００）。
【００４８】
【発明の効果】
本発明によれば、利用可能な共振回路を用いて許容可能な性能を示す周波数マルチプレクサを提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の態様の１つに従って構成された周波数マルチプレクサを例示した概略図である。
【図２】図１の周波数マルチプレクサの代替の実施形態を例示した概略図である。
【図３Ａ】薄膜バルク音響共振器（ＦＢＡＲ）の構成及び製作を例示した図である。
【図３Ｂ】薄膜バルク音響共振器（ＦＢＡＲ）の構成及び製作を例示した図である。
【図３Ｃ】薄膜バルク音響共振器（ＦＢＡＲ）の構成及び製作を例示した図である。
【図４】図１及び図２の周波数マルチプレクサの共振回路を実施する方法の１つである、ＦＢＡＲはしご型フィルタの構成を例示したブロック図である。
【符号の説明】
１２０、２２０　集中素子伝送線路
１４０、１５０、１６０　帯域通過フィルタ
１４２　直列共振回路
１４４　並列共振回路
１４８　分岐ポート
２００　周波数マルチプレクサ
２４０　直列共振トラップ回路
３００　薄膜バルク音響共振器
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４】
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