(57)【要約】【課題】制御装置をコストアップさせることなく電流ビートを抑制し、電動機のトルクリプルや騒音を低減する。【解決手段】交流電圧源から直流電圧を得る整流回路１と、直流電圧を任意の振幅と周波数の交流電圧に変換するインバータ回路２とにより交流電動機３を駆動制御する場合、電流検出値ｉｕ，ｉｗから座標変換器６２、ハイパスフィルタ８１，８２および座標変換器６３などを介して相電流ビート成分ｉｕｂ，ｉｖｂ，ｉｗｂを演算し、これを増幅器５により増幅することで電流ビート補償電圧ｖｕｂ＊，ｖｖｂ＊，ｖｗｂ＊を求め、座標変換器６１の出力である相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に負帰還することにより、簡単な制御装置で電流ビートの抑制を図る。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧源を入力として直流電圧を得る整流回路と、直流電圧を任意の振幅と周波数の交流電圧に変換するインバータ回路とを用いて交流電動機を制御する制御装置において、
交流電動機の電流と端子電圧をベクトルとしてとらえるとともに周波数指令値で回転する直交回転座標軸としてのγ−δ軸を定義し、
γ軸電圧指令値とδ軸電圧指令値を電気角指令値に基づき相の値に座標変換して第１の相電圧指令値を演算する第１の座標変換器と、
相電流検出値を前記電気角指令値に基づきγ−δ軸の値に座標変換してγ軸電流とδ軸電流を演算する第２の座標変換器と、
γ軸電流の高周波成分を抽出する第１のハイパスフィルタと、
δ軸電流の高周波成分を抽出する第２のハイパスフィルタと、
前記γ軸電流の高周波成分とδ軸電流の高周波成分とを前記電気角指令値に基づき相の値に座標変換して相電流ビートを演算する第３の座標変換器と、
前記相電流ビートを増幅して電流ビート補償電圧を演算する増幅器と、
前記第１の相電圧指令値から前記電流ビート補償電圧を引き算して第２の相電圧指令値を演算する加算器とを設け、
前記インバータ回路により交流電動機の相電圧を第２の相電圧指令値に一致させるように制御することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項２】
交流電圧源を入力として直流電圧を得る整流回路と、直流電圧を任意の振幅と周波数の交流電圧に変換するインバータ回路とを用いて交流電動機を制御する制御装置において、
交流電動機の電流と端子電圧をベクトルとしてとらえるとともに周波数指令値で回転する直交回転座標軸としてのγ−δ軸を定義し、
γ軸電圧指令値とδ軸電圧指令値を電気角指令値に基づき相の値に座標変換して第１の相電圧指令値を演算する第１の座標変換器と、
相電流検出値を前記電気角指令値に基づきγ−δ軸の値に座標変換してγ軸電流とδ軸電流を演算する第２の座標変換器と、
γ軸電流の基本波成分を抽出する第１のローパスフィルタと、
δ軸電流の基本波成分を抽出する第２のローパスフィルタと、
前記γ軸電流の基本波成分とδ軸電流の基本波成分とを前記電気角指令値に基づき相の値に座標変換して相電流基本波を演算する第３の座標変換器と、
相電流検出値から前記相電流基本波を引き算して相電流ビートを演算する第１の加算器と、
前記相電流ビートを増幅して電流ビート補償電圧を演算する増幅器と、
前記第１の相電圧指令値から前記電流ビート補償電圧を引き算して第２の相電圧指令値を演算する第２の加算器とを設け、
前記インバータ回路により交流電動機の相電圧を第２の相電圧指令値に一致させるように制御することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項３】
前記増幅器のゲインを前記周波数指令値の関数とすることを特徴とする請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電圧源を入力として直流電圧を得る整流回路と、直流電圧を任意の振幅と周波数の交流電圧に変換するインバータ回路とを用いて交流電動機を制御する制御装置、特に直流電圧の整流リプルの影響によって電動機に発生する低周波の電流ビートを抑制し、電動機のトルクリプルや騒音を低減するための制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
まず、電流ビートの発生メカニズムの概要について説明する。
図４に整流回路とインバータ回路からなる電力変換方式の一般的な例を示す。これは、整流回路１の入力が３相交流電圧，整流回路１が全波整流回路，インバータ回路２の出力が３相の場合の例である。この場合、直流電圧Ｅｄｃには整流回路１の入力電圧周波数ωｓに対して６倍周波数のリプルが発生することが一般に知られている。
【０００３】
インバータ回路２は、スイッチング素子のオン，オフをゲート信号Ｓｕｐ〜Ｓｗｎに基づいて制御することで、直流電圧を任意の大きさ，任意の周波数の交流電圧に変換する。ゲート信号Ｓｕｐ〜Ｓｗｎは、各相の変調率λｕ＊，λｖ＊，λｗ＊をＰＷＭ変調器によってＰＷＭ変調して求める。この結果、インバータ回路２の出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは、λｕ＊，λｖ＊，λｗ＊を使って次の〔数１〕のように表わされる。
【数１】
2004104898.tif 000003
【０００４】
ここで、出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを周波数ω＊の３相正弦波電圧に制御するために、変調率を次の〔数２〕のように制御する場合、直流電圧Ｅｄｃが一定値であれば、出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを正弦波にできるが、Ｅｄｃにリプル成分がある場合はｖｕ，ｖｖ，ｖｗに低周波のビートが発生する。なお、〔数２〕のλａは変調率振幅を示す。
【数２】
2004104898.tif 000004
【０００５】
ビートの周波数ωｂは、Ｅｄｃのリプル周波数が入力電圧周波数ωｓの６倍周波数であることから、次の〔数３〕となる。
【数３】
2004104898.tif 000005
【０００６】
上式より、周波数指令ω＊が入力電圧周波数ωｓの６倍に近くなるほど、ビートの周波数ωｂが小さくなる。このため、インバータ回路を使って交流電動機を運転する場合は、ω＊がωｓの６倍に近くなるほど、電圧ビートに対する電機子巻線のインピーダンスが小さくなって電流ビートが顕在化する。電流ビートが発生すると、電動機のトルクリプルや騒音の問題が生じる。
【０００７】
電流ビートを低減するための対策としては、直流電圧Ｅｄｃのリプルを低減することが有効である。しかし、これを実現するためには、直流回路の平滑コンデンサの容量を大きく設計したり、直流回路にリアクトルを挿入する等の方法があるが、いずれも機器が大型化するという問題がある。そこで、制御によって電流ビートを低減する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
この方法は、コンバータの出力である直流電圧Ｅｄｃがその基準値Ｅｄｃｒに対しＥｄｃ＞Ｅｄｃｒとなった場合には、直流電圧Ｅｄｃの値に反比例させてＰＷＭ制御の変調率Ａを減少させ、Ｅｄｃ＜Ｅｄｃｒとなった場合には、直流電圧Ｅｄｃの値に反比例させてＰＷＭ制御の変調率Ａを増加させ、ビート現象を低減するものである。
【０００８】
【特許文献１】
特開平０１−２２７６９３号公報（第４頁、図１，図２）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記提案方法をディジタル制御装置で実現する場合、電流ビートを効果的に低減するためには、直流電圧Ｅｄｃのリプルを位相遅れがないように高速に検出し、かつ、制御遅れがないよう各種演算を高速に行なう必要があるが、これにより制御装置がコストアップするという問題が生じる。
したがって、この発明の課題は、制御装置をコストアップさせることなくビート現象を抑制することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、交流電圧源を入力として直流電圧を得る整流回路と、直流電圧を任意の振幅と周波数の交流電圧に変換するインバータ回路とを用いて交流電動機を制御する制御装置において、
交流電動機の電流と端子電圧をベクトルとしてとらえるとともに周波数指令値で回転する直交回転座標軸としてのγ−δ軸を定義し、
γ軸電圧指令値とδ軸電圧指令値を電気角指令値に基づき相の値に座標変換して第１の相電圧指令値を演算する第１の座標変換器と、
相電流検出値を前記電気角指令値に基づきγ−δ軸の値に座標変換してγ軸電流とδ軸電流を演算する第２の座標変換器と、
γ軸電流の高周波成分を抽出する第１のハイパスフィルタと、
δ軸電流の高周波成分を抽出する第２のハイパスフィルタと、
前記γ軸電流の高周波成分とδ軸電流の高周波成分とを前記電気角指令値に基づき相の値に座標変換して相電流ビートを演算する第３の座標変換器と、
前記相電流ビートを増幅して電流ビート補償電圧を演算する増幅器と、
前記第１の相電圧指令値から前記電流ビート補償電圧を引き算して第２の相電圧指令値を演算する加算器とを設け、
前記インバータ回路により交流電動機の相電圧を第２の相電圧指令値に一致させるように制御することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項２の発明では、交流電圧源を入力として直流電圧を得る整流回路と、直流電圧を任意の振幅と周波数の交流電圧に変換するインバータ回路とを用いて交流電動機を制御する制御装置において、
交流電動機の電流と端子電圧をベクトルとしてとらえるとともに周波数指令値で回転する直交回転座標軸としてのγ−δ軸を定義し、
γ軸電圧指令値とδ軸電圧指令値を電気角指令値に基づき相の値に座標変換して第１の相電圧指令値を演算する第１の座標変換器と、
相電流検出値を前記電気角指令値に基づきγ−δ軸の値に座標変換してγ軸電流とδ軸電流を演算する第２の座標変換器と、
γ軸電流の基本波成分を抽出する第１のローパスフィルタと、
δ軸電流の基本波成分を抽出する第２のローパスフィルタと、
前記γ軸電流の基本波成分とδ軸電流の基本波成分とを前記電気角指令値に基づき相の値に座標変換して相電流基本波を演算する第３の座標変換器と、
相電流検出値から前記相電流基本波を引き算して相電流ビートを演算する第１の加算器と、
前記相電流ビートを増幅して電流ビート補償電圧を演算する増幅器と、
前記第１の相電圧指令値から前記電流ビート補償電圧を引き算して第２の相電圧指令値を演算する第２の加算器とを設け、
前記インバータ回路により交流電動機の相電圧を第２の相電圧指令値に一致させるように制御することを特徴とする。
上記請求項１または２の発明においては、前記増幅器のゲインを前記周波数指令値の関数とすることができる（請求項３の発明）。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示すブロック図である。
まず、その制御原理から説明する。
相における電圧のビートと電流のビートの周波数は数３で示したように、入力電圧周波数指令ωｓとインバータ出力周波数ω＊の関数であるが、これをγ−δ軸で観測した場合のビートの周波数は６ωｓとなる。一般に、６ωｓは電動機の制御応答周波数に比べて十分高くなることから、γ−δ軸電流の高周波成分を抽出することでγ−δ軸上での電流ビートを検出でき、これらを相電流に座標変換すれば、相における電流ビートを検出できる。そして、この検出した電流ビートを相電圧指令に負帰還すれば、電流ビートを零に制御できる。この発明は、電流ビート成分のみを選択的に制御することで、電動機の制御系への干渉を小さくし、この発明を実施しても制御性能の劣化が余りないようにする。
【００１３】
図１において、ｆ／Ｖ変換器７は、周波数指令ω＊に基づきω＊にほぼ比例するδ軸電圧指令Ｖδ＊を演算する。γ軸電圧指令Ｖγ＊は零とする。ここに、γ−δ軸は周波数ω＊で回転する任意の回転座標であり、δ軸はγ軸に対して９０°進みと定義する。電気角演算器９は、ω＊を積分して電気角指令θ＊を演算する。３相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は、座標変換器６１によりＶγ＊，Ｖδ＊をθ＊の値に基づいて座標変換して求める。
【００１４】
直流電圧補償器４は、ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を直流電圧Ｅｄｃで割り算して、インバータ回路２の各相の変調率λｕ＊，λｖ＊，λｗ＊を次の〔数４〕にて求める。
【数４】
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インバータ回路２は出力電圧をλｕ＊，λｖ＊，λｗ＊にしたがって制御することで、電動機の端子電圧を指令値に制御することができ、回転子の周波数をその指令値に制御することができる。
【００１５】
座標変換器６２は、相電流検出値ｉｕ，ｉｗおよびθ＊に基づきγ−δ軸電流ｉγ，ｉδを演算する。γ軸電流ハイパスフィルタ８１とδ軸電流ハイパスフィルタ８２は、それぞれｉγ，ｉδの高周波成分を抽出することにより、γ−δ軸電流ビートｉγｂ，ｉδｂを演算する。ｉγｂ，ｉδｂはθ＊を用い座標変換器６３により、相電流ビートｉｕｂ，ｉｖｂ，ｉｗｂに座標変換される。
【００１６】
相電流ビートにそれぞれ増幅器５の比例ゲインＫｐｂを乗算してビート補償電圧ｖｕｂ＊，ｖｖｂ＊，ｖｗｂ＊を演算し、これらを座標変換器６１の出力である第１の相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊からそれぞれ引き算することで、第２の相電圧指令ｖｕ＊＊，ｖｖ＊＊，ｖｗ＊＊を演算する。ｖｕ＊＊，ｖｖ＊＊，ｖｗ＊＊と直流電圧Ｅｄｃとを用いて変調率λｕ＊，λｖ＊，λｗ＊を演算し、これに基づいてインバータ回路２を制御することで、電流ビートを発生することなく交流電動機（永久磁石式同期電動機）３を駆動制御するものである。
【００１７】
図２にこの発明の第２の実施の形態を示す。
図１とは電流ビートの検出方法を変更したものである。すなわち、座標変換器６２は、相電流検出値ｉｕ，ｉｗおよびθ＊に基づきγ−δ軸電流ｉγ，ｉδを演算する。γ軸電流ローパスフィルタ８３とδ軸電流ローパスフィルタ８４は、それぞれｉγ，ｉδの低周波成分を抽出し、γ−δ軸電流の基本波成分ｉγｆ，ｉδｆを演算する。ｉγｆ，ｉδｆは、θ＊を使って座標変換器６３により３相電流基本波成分ｉｕｆ，ｉｖｆ，ｉｗｆに座標変換される。３相電流ビートｉｕｂ，ｉｖｂ，ｉｗｂは、相電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗからｉｕｆ，ｉｖｆ，ｉｗｆをそれぞれ引き算することで演算する。ここで、ｖ相電流検出値ｉｖは電流の３相合成値が零であることから、ｉｕとｉｗを加算した値の極性を極性反転器１０により逆にした値から演算する。以下の処理は図１の場合と同様なので、説明は省略する。
【００１８】
図３にこの発明の第３の実施の形態を示す。図２の増幅器５の代わりに比例ゲイン演算器５１を設け、これにより比例ゲインＫｐｂを得るようにしたものである。
すなわち、数３にも示したように、相電圧ビートの周波数ωｂは周波数指令ω＊の関数であり、一般に低速運転時はωｂが大きいので相電圧ビートに対する電機子巻線のインピーダンスが高く、電流ビートは問題にならない。また、低速時は電機子巻線抵抗の影響などにより電動機の制御系の安定性が高くないので、電流ビートの負帰還を停止するほうが良い。そこで、比例ゲイン演算器５１により、低速時は比例ゲインＫｐｂを零とし、周波数指令ω＊がωｂ１〜ωｂ２の間はＫｐｂをω＊に比例して増加させ、ωｂ２以上でＫｐｂをＫｐｂ０にする。以上の処理により、低速時の安定運転と電流ビートが顕在化する速度領域での電流ビートの低減を両立させることができる。
【００１９】
図３は図２の改良例であるが、図１に対しても同様に適用できるのは勿論である。また、以上では永久磁石式同期電動機（ＰＭＳＭ）を駆動制御する場合について説明したが、誘導電動機等の他の交流電動機にも適用することができる。
【００２０】
【発明の効果】
この発明によれば、電流ビート成分を抽出しこれを相電圧指令に負帰還するだけの簡単な構成としたので、特に制御装置を高価にすることなく、電動機の電流ビートを低減することができ、その結果、電動機のトルクリプルや騒音を低減し得るという利点がもたらされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示すブロック図
【図２】この発明の第２の実施の形態を示すブロック図
【図３】この発明の第３の実施の形態を示すブロック図
【図４】整流回路とインバータ回路からなる電力変換方式の一般的な例を示す回路図
【符号の説明】
１…整流回路、２…インバータ回路、３…交流電動機（永久磁石式同期電動機：ＰＭＳＭ）、４…直流電圧補償器、５…増幅器、６１，６２，６３…座標変換器、７…ｆ／Ｖ変換器、８１，８２…ハイパスフィルタ、８３，８４…ローパスフィルタ、９…電気角演算器、１０…極性反転器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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