(57)【要約】【課題】広い範囲の出力電流において、ＰＦＭ制御を適用可能な共振コンバータを提供する。【解決手段】スイッチング電源１０１による駆動電圧をインダクタＬ１とキャパシタＣ１とから形成される直列共振回路１０２を介してトランス１０３の一次側に供給し、このトランス１０３の二次側に発生した電流を整流回路１０４によって整流して負荷側に供給する構成の定電流コンバータにおいて、インダクタＬ１とは別のインダクタであって、キャパシタＣ１と並列に接続されたインダクタＬ２を備え、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とから形成される並列共振回路の共振周波数は、直列共振回路１０２の共振周波数の整数倍以外の値となるように各素子を選択する。【選択図】　　　図１
2004129462.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源による駆動電圧をインダクタＬ１とキャパシタＣ１とから形成される直列共振回路を介してトランスの一次側に供給し、このトランスの二次側に発生した電流を整流回路によって整流して負荷側に供給する構成の定電流コンバータにおいて、
前記インダクタＬ１とは別のインダクタであって、前記キャパシタＣ１と並列に接続されたインダクタＬ２を備え、
前記キャパシタＣ１と前記インダクタＬ２とから形成される並列共振回路の共振周波数は、前記直列共振回路の共振周波数の整数倍以外の値である
ことを特徴とする定電流コンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載の定電流コンバータにおいて、
キャパシタＣ１とは別のキャパシタであって、インダクタＬ２に直列に接続されたキャパシタＣ２を備えた
ことを特徴とする定電流コンバータ。
【請求項３】
スイッチング電源による駆動電圧をインダクタＬ１とキャパシタＣ１およびこのキャパシタＣ１とは別のキャパシタＣ３とから形成される直列共振回路を介してトランスの一次側に供給し、このトランスの二次側に発生した電流を整流回路によって整流して負荷側に供給する構成の定電流コンバータにおいて、
前記インダクタＬ１とは別のインダクタであって、前記キャパシタＣ１と並列に接続されたインダクタＬ２を備え、
前記キャパシタＣ１と前記インダクタＬ２とから形成される並列共振回路の共振周波数は、前記直列共振回路の共振周波数の整数倍以外の値である
ことを特徴とする定電流コンバータ。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３に記載の定電流コンバータにおいて、整流回路を介して負荷側に供給される出力電流の大きさを示す出力電流値と前記負荷側に供給すべき電流値を示す基準電流値との間の誤差を検出する検出手段と、
前記定電流コンバータによって出力すべき定常的な出力電流からトランスの偏磁現象が発生する限界周波数に対応する出力電流までの範囲において、前記検出手段によって検出された誤差に応じてスイッチング電源に関して周波数制御を実行し、前記限界周波数に対応する出力電流よりも出力電流が小さい範囲では、前記誤差に応じて前記スイッチング電源に関するパルス幅制御を実行する電源制御手段とを備えた
ことを特徴とする定電流コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、海底ケーブルの中継装置のような通信ネットワーク機器などに直流電力を供給する給電装置に用いられる定電流コンバータに関し、特に、直列共振回路を備えた定電流コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９に、従来の一般的な定電流コンバータの構成を示す。
図９において、スイッチング電源４０１からの駆動電圧は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とから形成される共振回路４０２に印加される。この駆動電圧によって、この共振回路４０２に流れる共振電流Ｉｒによって絶縁昇圧トランス４０３（以下、単にトランス４０３と称する）の２次側に励起された電流は、整流回路４０４を介して負荷側に供給される。このとき、トランス４０３の２次側に直列に接続された出力電流検出器４０５の出力と基準電圧とが誤差増幅器４０６に入力される。そして、この誤差増幅器４０６の出力が電源制御回路４０７にフィードバックされ、上述したスイッチング電源４０１の動作の制御に供される。
【０００３】
このような構成の共振コンバータは、図１０に示すように、スイッチング電源４０１からの方形波状の駆動電圧Ｖｓを、共振回路４０２によって正弦波状の共振電流Ｉｒに変換するので、スイッチング電源４０１がオンオフする際の損失をほとんどゼロにでき、高い変換効率を実現可能であることが特徴である。特に、誤差増幅器４０６の出力に応じて、電源制御回路４０７が、スイッチング電源４０１をオンオフする際のスイッチング周波数を制御することにより、非常に安定した定電流制御を実現することが可能である。なお、図１０においては、図９に示したトランス４０３の一次側に印加される電圧の変化を直列共振回路の出力電圧Ｖｏとして示し、また、図１０に示した符号τは、直列共振回路の共振周期を示しており、符号Ｔは、スイッチング周期を示している。
【０００４】
ところで、海中ケーブルの中継装置に給電する給電装置では、定常電流（例えば、１Ａ）を中継装置に給電する場合のほかに、数１０ｍＡ程度の微小電流まで給電電流を制御する必要がある。
例えば、海中に設置された中継装置や分岐装置に給電を開始する際には、これらの海中機器への影響を避けるために、給電電流を０Ａから徐々に定格電流値まで上げていく制御が必要である。また、海底ケーブルの短絡などの障害が疑われる場合には、回路の電圧降下を測定しながら障害地点の探索を行う間、定格電流よりも小さい所定の電流値（例えば、２０ｍＡ）に給電電流を保つ制御を行う必要がある。更に、３地点以上の局舎を結ぶ海底分岐装置を備えた光海底ケーブルシステムでは、ケーブルに障害が発生した場合に、障害が発生した区間以外の局舎間の通信および中継装置に対する給電を確保するために、一旦、給電を停止した後に、給電路の切り替えを行う必要がある。この給電路の切り替えは、海底分岐装置に備えられた幾つかのリレーをそれぞれのリレーに設定された動作電流（４０ｍＡ〜２００ｍＡ）において一定の手順に従って動作させることで行われる。
【０００５】
一方、図９に示した共振コンバータに備えられる共振回路４０２は、一般に、図１１（ａ）に示すようなインピーダンス特性をもっている。したがって、このような共振コンバータによって、数１０ｍＡ程度の微小な電流値を持つ出力を得るためには、スイッチング周波数を数１０ｋＨｚまで下げた状態で共振コンバータを動作させる必要がある。しかしながら、このような低い周波数でスイッチング電源をオンオフさせると、図９に示したトランス４０３において磁気変換素子の飽和などが発生するため、電源制御回路４０７においてスイッチング周波数を制御するのみでは、出力電流値が非常に小さい領域で安定した制御を実現することは困難である。
【０００６】
このため、従来は、上述したように、定常時と特定の制御を実施するときとで大幅に異なる電流値の出力が必要とされる共振コンバータにおいては、スイッチング電源の制御方法の切り替えを適用していた。つまり、磁気変換素子の飽和が発生する限界周波数で決定される切り替え周波数において、電源制御回路４０７は、パルス幅を変動させるＰＷＭ制御で動作することにより、出力電流値が定常値である領域から出力電流値が小さい領域までの制御を実現している。
【０００７】
なお、図９に示したような直列共振回路自体は、定電圧電源の分野にも適用されている（例えば、特許文献１および特許文献２参照）。
【特許文献１】
特公平６−９７８３９号公報（第４、第６頁、図１）
【特許文献２】
特開昭５６−１１２８８６号公報（第１、第３、第４ページ、図３および図５）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述したような構成の従来の共振コンバータに備えられる共振回路の出力電流Ｉｏは、図１１（ｂ）に示すように、この共振コンバータの定常時における出力電流からスイッチング周波数の低下に応じて減少する特性をもっている。しかしながら、共振コンバータの定常時における出力電流が１Ａ程度となるように共振コンバータが設計されている場合には、上述した限界周波数ＷＬ（例えば、２０ｋＨｚ）における共振回路の出力電流Ｉｏは２００ｍＡ程度となるのが一般的である。したがって、このような共振コンバータで、定常時に比べて大幅に小さい電流値の出力電流を供給するためには、共振回路に比較的大きな電流が流れている状態でパルス幅制御を実施せざるを得ない。そして、このような共振コンバータを適用した給電装置では、小電流領域において、パルス幅制御によるスイッチング損失やノイズの増大、サージ電圧や非線形動作などが発生する問題があった。
【０００９】
その一方、光海底ケーブルシステムに備えられる給電装置では、給電開始時や短絡障害個所の探索時および給電路の切り替え時などに、上述したような共振コンバータにおいてパルス幅制御が必要となる範囲の小電流を、高い安定性を維持しつつ供給する必要性がある。
特に、海底分岐装置に備えられたリレーを制御する際には、所定の手順に従って、個々のリレーに設定された動作電流（例えば、４０ｍＡ〜２００ｍＡ）を正確に給電して動作させる必要があるので、正常な切り替え制御を実現するためには、上述した動作電流の範囲を含む小電流領域における安定制御が必要不可欠である。
【００１０】
このため、上述したような給電装置の分野では、定常時に供給すべき電流値においても、小電流値においても、ノイズやサージ電圧の発生の少ない共振コンバータが必要とされている。
本発明は、広い範囲の出力電流において、ＰＦＭ制御を適用可能な共振コンバータを提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
図１に、本発明にかかわる第１の定電流コンバータの原理ブロック図を示す。請求項１の発明は、スイッチング電源１０１による駆動電圧をインダクタＬ１とキャパシタＣ１とから形成される直列共振回路１０２を介してトランス１０３の一次側に供給し、このトランス１０３の二次側に発生した電流を整流回路１０４によって整流して負荷側に供給する構成の定電流コンバータにおいて、インダクタＬ１とは別のインダクタであって、キャパシタＣ１と並列に接続されたインダクタＬ２を備え、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とから形成される並列共振回路の共振周波数は、直列共振回路１０２の共振周波数の整数倍以外の値であることを特徴とする。
【００１２】
請求項１の発明では、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とからなる直列共振回路１０２と、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とからなる並列共振回路とによって複合共振回路が形成されている。並列共振回路の共振周波数ω２と直列共振回路１０２の共振周波数ω１との比が整数でない場合に、この複合共振回路は、図２に示すように、所定の周波数Ｗ１において反共振点を持ち、そのインピーダンスが発散する特性を示す。この所定の周波数Ｗ１および共振点の周波数Ｗ２が適切な値となるように複合共振回路を形成する各回路素子のインダクタンスおよびキャパシタンスを決定すれば、図１に示した定電流コンバータに備えられたスイッチング電源１０１のスイッチング周波数を制御することにより、整流回路１０４を介して負荷側に供給される出力電流をほぼ０に等しくなるまで低減することが可能である。つまり、図１に示したような複合共振回路を備えた定電流コンバータにおいては、トランス１０３において偏磁現象が発生する限界周波数ＷＬの近傍のスイッチング周波数において、定電流コンバータの出力電流が十分に小さい極小値を持つ特性を実現することができる。
【００１３】
例えば、複合共振回路は、反共振点Ｗ１が共振点Ｗ２の半分の周波数よりも十分に低い周波数位置にあり、かつ、反共振点Ｗ１は限界周波数ＷＬよりも高い周波数位置にあるように構成する。
一般に、複合共振コンバータの設計において最大変換周波数は、複合共振回路の共振点Ｗ２の半分以下であることから、定常値の出力電流を得るためのスイッチング周波数の最大値は、共振点Ｗ２の半分の周波数に設定する。したがって、反共振点Ｗ１を共振点Ｗ２の半分の周波数よりも十分に低い周波数とすれば、スイッチング周波数の可変範囲を適切に確保することができる。また、上述した反共振点Ｗ１を限界周波数ＷＬよりも高い周波数に設定することにより、スイッチング周波数の可変範囲内でトランス１０３の偏磁現象が発生することを確実に防ぐことができる。
【００１４】
図３に、本発明にかかわる第２の定電流コンバータの原理ブロック図を示す。請求項２の発明は、請求項１に記載の定電流コンバータにおいて、キャパシタＣ１とは別のキャパシタであって、インダクタＬ２に直列に接続されたキャパシタＣ２を備えたことを特徴とする。
請求項２の発明では、直列共振回路１０２と、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とに加えてキャパシタＣ２を備えた並列共振回路とによって複合共振回路を形成する。このキャパシタＣ２によって直流電流が流れる経路を遮断することにより、トランス１０３の偏磁現象が発生することを防ぐことができる。また、複合共振回路を設計する際の自由度が大きくなるので、所望の特性を持つ複合共振回路を容易に設計することが可能となる。
【００１５】
図４に、本発明にかかわる第３の定電流コンバータの原理ブロック図を示す。請求項３の発明は、スイッチング電源１０１による駆動電圧をインダクタＬ１とキャパシタＣ１およびこのキャパシタＣ１とは別のキャパシタＣ３とから形成される直列共振回路１０５を介してトランス１０３の一次側に供給し、このトランス１０３の二次側に発生した電流を整流回路１０４によって整流して負荷側に供給する構成の定電流コンバータにおいて、インダクタＬ１とは別のインダクタであって、キャパシタＣ１と並列に接続されたインダクタＬ２を備え、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とから形成される並列共振回路の共振周波数は、直列共振回路１０５の共振周波数の整数倍以外の値であることを特徴とする。
【００１６】
請求項３の発明では、直列共振回路１０５と、この直列共振回路１０５を形成するキャパシタの一部であるキャパシタＣ１とインダクタＬ２とから形成される並列共振回路とによって複合共振回路を形成する。また、キャパシタＣ３によって直流電流が流れる経路を遮断することにより、トランス１０３の偏磁現象が発生することを防ぐことができる。更に、複合共振回路を設計する際の自由度が大きくなるので、所望の特性を持つ複合共振回路を容易に設計することが可能となる。
【００１７】
図５に、本発明にかかわる第４の定電流コンバータの原理ブロック図を示す。また、請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３に記載の定電流コンバータにおいて、整流回路１０４を介して負荷側に供給される出力電流の大きさを示す出力電流値と負荷側に供給すべき電流値を示す基準電流値との間の誤差を検出する検出手段１１１と、定電流コンバータによって出力すべき定常的な出力電流からトランス１０３の偏磁現象が発生する限界周波数に対応する出力電流までの範囲において、検出手段１１１によって検出された誤差に応じてスイッチング電源１０１に関して周波数制御を実行し、限界周波数に対応する出力電流よりも出力電流が小さい範囲では、誤差に応じてスイッチング電源１０１に関するパルス幅制御を実行する電源制御手段１１２とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
請求項４の発明では、電源制御手段１１２は、出力電流が限界周波数に対応する電流値以上であるか否かに応じて、スイッチング電源１０１に関する制御方法を切り替える。ここで、上述したように、複合共振回路を備えた定電流コンバータでは、トランス１０３の偏磁現象が発生する限界周波数の近傍のスイッチング周波数でスイッチング電源１０１を動作させた際の出力電流を非常に小さい値にまで低減することができる。したがって、電源制御手段１１２がスイッチング電源１０１に対してパルス幅制御を適用する際に、直列共振回路１０２に流れる電流を、パルス幅制御の実施に伴うノイズの発生などが問題にならない程度まで十分に小さい値に抑えることができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて、本発明の実施形態について詳細に説明する。
図６に、本発明にかかわる定電流コンバータの第１の実施形態を示す。
なお、図６に示した構成要素のうち、図９に示した各部と同等のものについては、図９に示した符号を付して示し、その説明を省略する。
図６に示した定電流コンバータにおいて、インダクタＬ２は、共振回路４０２に含まれているキャパシタＣ１に並列に接続されている。
【００２０】
また、図６に示したパルス周波数制御回路２１１は、誤差増幅器４０６によって増幅された誤差の値に応じて、スイッチング電源４０１のスイッチング周波数を制御する。
ここで、図６に示した各部と図１および図３に示した各手段との対応関係について説明する。
【００２１】
図６に示したスイッチング電源４０１は、図１に示したスイッチング電源１０１に相当する。また、図６に示した共振回路４０２は、図１に示した直列共振回路１０２に相当する。図６に示したインダクタＬ２は、図１に示したインダクタＬ２に相当する。図６に示したトランス４０３は、図１に示したトランス１０３に相当する。図６に示した整流回路４０４は、図１に示した整流手段１０４に相当する。
【００２２】
図６に示した定電流コンバータにおいて、インダクタＬ１，Ｌ２とキャパシタＣ１，Ｃ２とからなる複合共振回路は、図２に示したように、共振回路４０２の共振周波数とキャパシタＣ１およびインダクタＬ２からなる並列共振回路の共振周波数とで決まる反共振点Ｗ１において容量が無限大に発散するインピーダンス特性を示す。そして、この反共振点Ｗ１が、トランス４０３において偏磁現象が発生する限界周波数ＷＬと適切な関係を持つように、インダクタＬ２を選択することは十分に可能である。
【００２３】
ここで、図６に示した複合共振回路の反共振点Ｗ１と共振点Ｗ２とは、それぞれ式（１）、（２）のように表される。
【数１】
2004129462.tif 000003
【数２】
2004129462.tif 000004
また、この複合共振回路に電圧Ｖｉｎを印加したときの出力電流の平均値Ｉａｖｇは、スイッチング周波数Ｗ、共振回路４０２のインピーダンスＺ０および共振回路４０２の共振周波数Ｗ０を用いて、式（３）のように表される。
【００２４】
【数３】
2004129462.tif 000005
したがって、この複合共振回路の共振点Ｗ２を１００ｋＨｚとし、反共振点Ｗ１を１５ｋＨｚとした場合に、図６に示した定電流コンバータの電流変換係数は、図７に示すように、共振点Ｗ２で決定される最大周波数ｆｍａｘから、反共振点Ｗ１に近い切り替え周波数ｆｓまでの範囲で単調に減少する。なお、図７においては、例えば、最大周波数ｆｍａｘを共振点Ｗ２の１／２の周波数すなわち５０ｋＨｚとし、切り替え周波数ｆｓを１７．５ｋＨｚとした場合に、それぞれの周波数の値を式（３）のスイッチング周波数Ｗに代入して得られた値を示した。
【００２５】
このような複合共振回路を適用した定電流コンバータの出力電流と、パルス周波数制御回路２１１がスイッチング電源４０１をオンオフさせるスイッチング周波数との関係は、十分に小さい電流値から定常時に負荷側に供給されるべき定常値までの範囲においてほぼ線形性を保つことが期待できる。
例えば、図７に示した例では、切り替え周波数ｆｓにおける電流変換係数の値は、最大周波数ｆｍａｘにおける値の約１／３６である。したがって、負荷側に定常時において出力電流１Ａを供給する定電流コンバータに備えられた共振回路４０２に、適切なインダクタＬ２をキャパシタＣ１に並列に接続して複合共振回路を形成することにより、上述した限界周波数ＷＬの近傍のスイッチング周波数において、出力電流Ｉ０の値が３０ｍＡ程度となる出力電流特性を実現することが可能である。出願人は、そのような複合共振回路が現実に設計可能であることを、シミュレーションによって確認している。
【００２６】
以下、図６に示した定電流コンバータの動作について説明する。
ここでは、図６に示した定電流コンバータを海中ケーブルの中継装置および海底分岐装置に電力を供給する給電装置に適用する場合を例にとって、その動作を説明する。
中継装置および海底分岐装置に通常の駆動電流を供給する場合には、従来の定電流コンバータと同様に、出力電流検出器４０５の検出出力と基準電圧との差が誤差増幅器４０６によって増幅される。そして、この誤差増幅器４０６の出力に応じて、パルス周波数制御回路２１１がスイッチング電源４０１に関するパルス周波数制御を行うことにより、負荷である中継装置および海底分岐装置に供給する出力電流の定電流化制御が行われる。
【００２７】
一方、給電路の切り替えのために海底分岐装置に備えられたリレーを制御する際には、まず、一旦給電を停止し、その後、操作対象のリレーに設定された動作電流を適切な手順に従って給電する。
図６に示した定電流コンバータでは、定格電流よりも大幅に小さい出力電流の領域において、図７に示すように、出力電流とスイッチング周波数との線形性が保たれており、かつ、この微小電流に対応するスイッチング周波数は限界周波数ＷＬよりも十分に高い。したがって、この定電流コンバータを適用した給電装置では、給電開始時や障害個所の探索時および給電路の切り替え時に必要とされる設定電流に対応する基準電圧を誤差増幅器４０６に入力すれば、この誤差増幅器４０６の出力値に応じてパルス周波数制御回路２１１がスイッチング電源４０１のスイッチング周波数を制御することによって、それぞれの場合に必要とされる微小電流を負荷側に供給することができる。つまり、この定電流コンバータでは、パルス周波数の制御のみで、定常状態での定電流制御に加えて、微小もしくは電流値０Ａまでの電流制御を実現することができる。
【００２８】
このようにして、給電開始時や障害個所の探索時および給電路の切り替え時に必要とされる小電流領域での定電流制御もパルス周波数制御によって実現したことにより、従来の給電装置においてリレー制御のための微小電流を給電する際に課題となっていた事項を根本的に解決することができる。なぜなら、従来の給電装置において微小電流を給電する際に生じていた課題は、全て、上述した各場面において必要とされる微小電流を出力させる際に、スイッチング電源４０１を比較的大きな電流（例えば、２００ｍＡ）を流した状態でパルス幅制御していたことに起因していたからである。すなわち、図６に示した定電流コンバータを適用した給電装置では、微小電流を出力させる際にも、パルス周波数制御を適用することができるので、原理的に、ノイズやサージ電圧が発生しないことは明らかであるので、給電開始時や障害個所の探索時および給電路の切り替え時における安定制御を実現できる。
【００２９】
もちろん、本発明にかかわる定電流コンバータにおいて、パルス周波数制御に加えて、パルス幅制御を適用することも可能である。
図８に、本発明にかかわる定電流コンバータの別実施例構成を示す。
図８に示した定電流コンバータは、図６に示したパルス周波数制御回路２１１に加えて、パルス幅制御回路２１２と切り替え制御部２１３とを備えた電源制御回路２１０を備えている。この電源制御回路２１０において、切り替え制御部２１３は、出力電流値が上述した限界周波数に対応する値よりも大きい場合にはパルス周波数制御回路２１１に誤差増幅器４０６の出力信号を渡し、それより小さい場合には、パルス幅制御回路２１２に渡すことにより、スイッチング電源４０１の制御方法を切り替えている。つまり、図８に示した電源制御回路２１０は、図９に示した電源制御回路４０７と同等のものである。
【００３０】
ここで、図８に示した各部と図５に示した各手段との対応関係について説明する。
図８に示した出力電流検出器４０５および誤差増幅回路４０６は、図５に示した検出手段１１１に相当する。更に、図８に示したパルス周波数制御回路２１１、パルス幅制御回路２１２および切り替え制御部２１３は、図５に示した電源制御手段１１２に相当する。
【００３１】
さて、図９に示した電源制御回路４０７と同様に、図８に示した電源制御回路２１０も、切り替え制御部２１４の動作により、出力電流が小さい領域では、パルス周波数制御回路２１１に代わって、パルス幅制御回路２１２がスイッチング電源４０１の制御を実行する。
例えば、図８に示した定電流コンバータによって、図７に示した切り替え周波数ｆｓに対応する出力電流よりも小さい微小な電流を供給する場合に、切り替え制御部２１４は、パルス周波数制御部２１１の代わりに、パルス幅制御回路２１２を動作させ、複合共振回路に印加するパルス幅を変えることにより、所望の微小な出力電流を供給することができる。
【００３２】
このとき、図８に示した複合共振回路に流れる電流の平均値は、図７に示した切り替え周波数ｆｓに対応する電流の平均値である。したがって、このときに、複合共振回路に流れる電流が、従来の共振コンバータにおいて、同等の周波数に対応する共振電流に比べて非常に小さいことは明らかである。
当然ながら、このような小さい平均値の電流が流れている状態で、パルス幅制御を行うことに伴って発生するノイズもまた、非常に小さいと考えられる。
【００３３】
したがって、図８に示した構成の定電流コンバータによって、定常電流から０Ａまでの全ての範囲にわたって、非常に低ノイズの定電流制御を実現することができる。
もちろん、図６あるいは図８に示した複合共振回路に代えて、図３あるいは図４に示した構成の複合共振回路を備えて定電流コンバータを構成してもよい。
【００３４】
図３あるいは図４に示した構成の複合共振回路を適用した場合には、キャパシタＣ２あるいはキャパシタＣ３により、例えば、キャパシタＣ１を迂回してインダクタＬ２からトランス４０３に至る経路を遮断することができる。これにより、トランス４０３に直流電流が流れる恐れのある経路を遮断することができるので、このトランス４０３の偏磁現象を防ぐことができる。更に、複合共振回路を設計する際の自由度が大きくなるので、所望の特性を持つ複合共振回路を容易に設計することが可能となる。
【００３５】
特に、図３に示した構成を採用した場合には、キャパシタＣ２の容量を標準的な素子で対応可能な範囲で選ぶことができるので、小型でしかも低価格の素子で複合共振回路を構成することができる。
なお、直列共振コンバータは、定電圧電源の分野でも研究されており、さまざまな技法が提案されている。
【００３６】
例えば、特許文献１として提示した特公平６−９７８３９号公報には、直列共振回路の交流側に並列共振回路を直列に接続することによって、動作周波数の下限値を並列共振回路の共振周波数に制限し、この並列共振回路のインピーダンスが共振周波数付近で急激に増加することを利用して、わずかな動作周波数の変化によって出力電圧を敏感に制御する技術が記載されている。したがって、この技法を適用し、並列共振回路の共振周波数を適切に設定すれば、動作周波数を可聴音域よりも高い周波数に制限しつつ、幅広い負荷の範囲について定電圧制御を行うことができる。
【００３７】
同様に、特許文献２として提示した特開昭５６−１１２８８６号公報には、直列共振コンバータに備えられた第１の共振回路に直列に、かつ、整流回路に並列に接続することにより、動作周波数の下限値を第２の共振回路の共振周波数に制限する技術が記載されている。
これに対して、本発明にかかわる定電流コンバータは、直列共振コンバータの本質的な特性である定電流特性を利用して、負荷の大幅な増減にかかわらず定電流を供給するものである。また、本発明にかかわる定電流コンバータに備えられる複合共振回路は、直列共振回路のトランス側に接続されたキャパシタに、新たなインダクタを並列に接続した構成を基本としているので、上述した公知例の構成とはまったく異なっている。
【００３８】
以上の説明に関して、更に、以下の各項を開示する。
（付記１）　スイッチング電源１０１による駆動電圧をインダクタＬ１とキャパシタＣ１とから形成される直列共振回路１０２を介してトランス１０３の一次側に供給し、このトランス１０３の二次側に発生した電流を整流回路１０４によって整流して負荷側に供給する構成の定電流コンバータにおいて、インダクタＬ１とは別のインダクタであって、キャパシタＣ１と並列に接続されたインダクタＬ２を備え、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とから形成される並列共振回路の共振周波数は、直列共振回路１０２の共振周波数の整数倍以外の値であることを特徴とする定電流コンバータ。
【００３９】
（付記２）　複合共振回路は、反共振点Ｗ１が共振点Ｗ２の半分の周波数よりも十分に低い周波数位置にあり、かつ、反共振点Ｗ１は限界周波数ＷＬよりも高い周波数位置にあるように構成されたことを特徴とする付記１に記載の定電流コンバータ。
（付記３）　キャパシタＣ１とは別のキャパシタであって、インダクタＬ２に直列に接続されたキャパシタＣ２を備えたことを特徴とする付記１に記載の定電流コンバータ。
【００４０】
（付記４）　スイッチング電源１０１による駆動電圧をインダクタＬ１とキャパシタＣ１およびこのキャパシタＣ１とは別のキャパシタＣ３とから形成される直列共振回路１０５を介してトランス１０３の一次側に供給し、このトランス１０３の二次側に発生した電流を整流回路１０４によって整流して負荷側に供給する構成の定電流コンバータにおいて、インダクタＬ１とは別のインダクタであって、キャパシタＣ１と並列に接続されたインダクタＬ２を備え、キャパシタＣ１とインダクタＬ２とから形成される並列共振回路の共振周波数は、直列共振回路１０５の共振周波数の整数倍以外の値であることを特徴とする定電流コンバータ。
【００４１】
（付記５）　整流回路１０４を介して負荷側に供給される出力電流の大きさを示す出力電流値と負荷側に供給すべき電流値を示す基準電流値との間の誤差を検出する検出手段１１１と、定電流コンバータによって出力すべき定常的な出力電流からトランス１０３の偏磁現象が発生する限界周波数に対応する出力電流までの範囲において、検出手段１１１によって検出された誤差に応じてスイッチング電源１０１に関して周波数制御を実行し、限界周波数に対応する出力電流よりも出力電流が小さい範囲では、誤差に応じてスイッチング電源１０１に関するパルス幅制御を実行する電源制御手段１１２とを備えたことを特徴とする付記１あるいは付記４記載の定電流コンバータ。
【００４２】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明にかかわる定電流コンバータによれば、複合共振回路が所定の周波数において反共振点を持つことを利用して、トランス１０３において偏磁現象が発生する限界周波数ＷＬの近傍のスイッチング周波数において、定電流コンバータの出力電流が十分に小さい極小値を持つ特性を実現することができる。これにより、海底ケーブルの中継装置や海底分岐装置などのネットワーク機器に一定の駆動電流を供給する給電装置などのように、負荷が大幅に変動することが予想される装置において定常時の駆動電流を高い信頼性で供給可能であって、かつ、給電開始時や障害個所の探索時および給電路の切り替え時に必要とされる小電流領域での定電流制御も安定に実現可能な定電流コンバータを実現することができる。
【００４３】
更に、本発明にかかわる定電流コンバータにおいて、パルス周波数制御とパルス幅制御とを組み合わせて適用することにより、電流値０Ａから定常電流までの全ての範囲において、定電流を供給可能な定電流コンバータを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかわる第１の定電流コンバータの原理ブロック図である。
【図２】本発明にかかわる複合共振回路の特性を示す図である。
【図３】本発明にかかわる第２の定電流コンバータの原理ブロック図である。
【図４】本発明にかかわる第３の定電流コンバータの原理ブロック図である。
【図５】本発明にかかわる第４の定電流コンバータの原理ブロック図である。
【図６】本発明にかかわる定電流コンバータの第１の実施形態を示す図である。
【図７】複合共振回路を適用した定電流コンバータの出力電流特性を示す図である。
【図８】本発明にかかわる定電流コンバータの別実施例構成を示す図である。
【図９】従来の一般的な定電流コンバータの構成を示す図である。
【図１０】定電流コンバータの動作を説明する図である。
【図１１】直列共振コンバータの特性を説明する図である。
【符号の説明】
１０１、４０１　スイッチング電源
１０２　直列共振回路
１０３　トランス
１０４　整流回路
１１１　検出手段
１１２　電源制御手段
２１１　パルス周波数制御回路
２１２　パルス幅制御回路
２１３　切り替え制御部
２１０、４０７　電源制御回路
４０２　共振回路
４０３　絶縁昇圧トランス
４０４　整流回路
４０５　出力電流検出器
４０６　誤差増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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