(57)【要約】【課題】本発明は低電圧電源下でも十分な出力信号振幅が得られる平衡型増幅器を提供する。【解決手段】第１、第２入力端子（ｉｎ１、ｉｎ２）それぞれに印加される入力電圧を第１、第２出力端子（ｏｕｔ１、ｏｕｔ２）の両方から出力する出力電流に変換する一対の電圧電流変換器Ｇｍ１，Ｇｍ２により構成され、同相成分を相殺して差動成分を抽出するために、一方変換器の第２入力端子および第２出力端子は他方変換器の第２入力端子および第２出力端子に接続される。【選択図】　　図１
2004007362.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１、第２の入力端子と、第１、第２の出力端子と第１、第２の電流源を有し、前記第１の電流源より供給される電流から、前記第１、第２の入力端子へ入力された各々の電圧に応じた電流の和に対応する電流を差し引いた電流を前記第１の出力端子から出力して、前記第２の電流源より供給される電流から、前記第１、第２の入力端子に入力された各々の電圧に応じた電流の和に対応する電流を差し引いた電流を前記第２の出力端子から出力する第１、第２の電圧電流変換回路を具備し、前記第１、第２の電圧電流変換回路の第２の入力端子及び第２の出力端子の４つの端子が共通に接続され、差動入力信号を前記第１の電圧電流変換回路の第１の入力端子と前記第２の電圧電流変換回路の第１の入力端子から入力し、差動出力信号を前記第１の電圧電流変換回路の第１の出力端子と前記第２の電圧電流変換回路の第１の出力端子から出力することを特徴とする平衡型増幅器。
【請求項２】
第１、第２の入力端子と、第１、第２の出力端子とを有し、前記第１の入力端子の入力信号の極性に対して前記第１の出力端子からの出力信号の極性が反転し、前記第２の入力端子の入力信号の極性に対して前記第２の出力端子からの出力信号の極性が反転するように、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子から入力された各々の電圧に応じた電流の和に対応する電流を前記第１の出力端子及び第２の出力端子の両方に供給する第１、第２の電圧電流変換回路を具備し、前記第１、第２の電圧電流変換回路の第２の入力端子及び第２の出力端子の４つの端子が共通に接続され、差動入力信号を前記第１の電圧電流変換回路の第１の入力端子と前記第２の電圧電流変換回路の第１の入力端子から入力し、差動出力信号を前記第１の電圧電流変換回路の第１の出力端子と前記第２の電圧電流変換回路の第１の出力端子から出力することを特徴とする平衡型増幅器。
【請求項３】
前記第１の電圧電流変換回路の第１の入力端子と前記第１の電圧電流変換回路の第１の出力端子の間に前記第１の電圧電流変換回路と並列に接続された第１のインピーダンス素子と、前記第２の電圧電流変換回路の第１の入力端子と前記第２の電圧電流変換回路の第１の出力端子の間に前記第２の電圧電流変換回路と並列に接続された第２のインピーダンス素子とを有することを特徴とする請求項１または請求項２記載の平衡型増幅器。
【請求項４】
前記第１、第２のインピーダンス素子に加えて、前記差動入力信号を入力するための複数のインピーダンス素子を有し、前記第１、第２の電圧電流変換回路の各々の第１の入力端子には前記複数のインピーダンス素子のうち少なくとも１つのインピーダンス素子が接続されることを特徴とする請求項３記載の平衡型増幅器。
【請求項５】
前記差動入力信号が供給される複数の単相入力単相出力電圧電流変換回路を有し、前記第１、第２の電圧電流変換回路の各々の第１の入力端子には少なくとも１つの前記単相入力単相出力電圧電流変換回路が接続されることを特徴とする請求項３記載の平衡型増幅器。
【請求項６】
前記第１、第２の電圧電流変換回路と等しい構成を有する第３の電圧電流変換回路を具備し、前記第３の電圧電流変換回路の第１の入力端子及び第１の出力端子は前記第１の電圧電流変換回路の第１の入力端子に接続され、前記第３の電圧電流変換回路の第２の入力端子及び第２の出力端子は前記第２の電圧電流変換回路の第１の入力端子に接続されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１に記載の平衡型増幅器。
【請求項７】
前記第１、第２の電圧電流変換回路は、それぞれ第３、第４の入力端子をも具備し、前記第１、第２の電流源は、前記第３、第４の入力端子へ入力された各々の電圧に応じた電流の和に対応する電流を各電圧電流変換回路の第１、第２の出力端子に供給することを特徴とする請求項１、請求項３乃至６のいずれか１に記載の平衡型増幅器。
【請求項８】
前記第１、第２、第３の電圧電流変換回路は、それぞれ第３、第４の入力端子をも具備し、前記第１、第２の電流源は、前記第３、第４の入力端子へ入力された各々の電圧に応じた電流の和に対応する電流を各電圧電流変換回路の第１、第２の出力端子に供給することを特徴とする請求項６記載の平衡型増幅器。
【請求項９】
前記第１、第２の電圧電流変換回路は、それぞれ第３、第４の入力端子をも具備し、前記第３、第４の入力端子の入力信号の極性と前記第１、第２の出力端子からの出力信号の極性が一致するように、前記第３、第４の入力端子への各々の入力電圧に応じた電流の和に対応する電流を前記第１、第２の出力端子の両方に供給することを特徴とする請求項２乃至６のいずれか１に記載の平衡型増幅器。
【請求項１０】
前記第１、第２、第３の電圧電流変換回路は、第３、第４の入力端子をも具備し、前記第３、第４の入力端子の入力信号の極性と前記第１、第２の出力端子からの出力信号の極性が一致するように、前記第３、第４の入力端子への各々の入力電圧に応じた電流の和に対応する電流を前記第１、第２の出力端子の両方に供給することを特徴とする請求項６記載の平衡型増幅器。
【請求項１１】
前記第１、第２の電圧電流変換回路は、それぞれ第１、第２の電源線と回路を構成する複数のトランジスタを有し、前記第１の電源線と前記第２の電源線の間に直列に接続されるトランジスタ数が２つまでであることを特徴とする請求項１乃至１０記載のいずれか１に記載の平衡型増幅器。
【請求項１２】
前記第１、第２、第３の電圧電流変換回路は、それぞれ第１、第２の電源線と回路を構成する複数のトランジスタを有し、前記第１の電源線と前記第２の電源線の間に直列に接続されるトランジスタ数が２つまでであることを特徴とする請求項６、請求項８あるいは請求項１０記載の平衡型増幅器。
【請求項１３】
請求項１乃至１２記載のいずれか１に記載の平衡型増幅器を用いたフィルタ。
【請求項１４】
第１の入力端子と、第２の入力端子と、第１の出力端子と、第２の出力端子と、前記第１および第２の入力端子にそれぞれ与えられた電圧信号を加算して出力する加算手段と、前記加算手段の出力を反転増幅する第１の反転増幅手段と、前記加算手段の出力を反転増幅する第２の反転増幅手段と、前記第１の反転増幅手段の出力を反転増幅し、電流信号として前記第１の出力端子へ出力する第３の反転増幅手段と、前記第２の反転増幅手段の出力を反転増幅し、電流信号として前記第２の出力端子へ出力する第４の反転増幅手段と、前記第３の反転増幅手段の入力端と出力端の間に設けられた第１の容量素子と、前記第４の反転増幅手段の入力端と出力端の間に設けられた第２の容量素子とを備える電圧電流変換回路。
【請求項１５】
前記加算手段、前記第１の反転増幅手段、前記第２の反転増幅手段、前記第３の反転増幅手段及び前記第４の反転増幅手段の各々は、第１の電源と第２の電源の間に直列に接続される２つのトランジスタにより構成されることを特徴とする請求項１４記載の電圧電流変換回路。
【請求項１６】
各々が請求項１４又は１５記載の電圧電流変換回路により構成される第１および第２電圧電流変換回路により構成され、前記第１電圧電流変換回路の第２の入力端子及び第２の出力端子と、前記第２電圧電流変換回路の第２の入力端子及び第２の出力端子との計４つの端子が共通接続され、差動入力信号を前記第１電圧電流変換回路の第１の入力端子と前記第２電圧電流変換回路の第１の入力端子から入力し、差動出力信号を前記第１電圧電流変換回路の第１の出力端子と前記第２電圧電流変換回路の第１の出力端子から出力することを特徴とする平衡型増幅器。
【請求項１７】
第１及び第２入力端子並びに第１及び第２出力端子を各々が有する第１及び第２電圧電流変換器を含んで構成され、前記第１及び第２電圧電流変換器は、これらの第１入力端子にそれぞれ印加された差動入力電圧を差動出力電流に変換し、前記差動出力電流の各々を対応する前記第１及び第２出力端子の両方から出力するものであり、前記差動入力電圧の同相成分を相殺して差動成分を抽出するために、前記第１電圧電流変換器の第２入力端子及び第２出力端子と前記第２電圧電流変換器の第２入力端子及び第２出力端子との計４つの端子を共通に接続した、平衡型増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は平衡型増幅器及びこれを用いたフィルタに係り、特に低電圧下でも出力信号振幅の限界が従来より高い平衡型増幅器及びこれを用いたフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力信号の差動成分に対してのみ利得を持ち、同相成分を除去する特性をもつ平衡型増幅器は、同相成分として混入した雑音を除去できることや、差動信号振幅が単相の場合に比べて２倍にできることから、アナログ・デジタル混載集積回路や低電圧で動作する回路に多く用いられる。従来、同相成分を除去するために差動対とコモンモード・フィードバック（Ｃｏｍｍｏｎ−Ｍｏｄｅ　Ｆｅｅｄ　Ｂａｃｋ，以下ＣＭＦＢ）回路とを組み合わせて、入力電圧の同相成分を除去する回路が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１３は従来例のＣＭＦＢ回路を有する差動対の回路図であり、これに類似する回路が特許文献１に開示されている。
【０００４】
図１３の差動対は、入力端子１ｎ１、Ｉｎ２に入力された入力電圧がそれぞれトランジスタＭ３、Ｍ４のゲートに、所定のバイアス電圧Ｖｂｉａｓ２がトランジスタＭ５のゲートにそれぞれ入力される。また、トランジスタＭ１とＭ３の間に出力端子Ｏｕｔ１を、トランジスタＭ２とＭ４の間に出力端子Ｏｕｔ２を設け、出力端子Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２の動作点を固定するためのＣＭＦＢ回路１２１を接続して、フィードバック電圧Ｖｂｉａｓ１をゲートが共通に接続されたトランジスタＭ１、Ｍ２に入力する。
【０００５】
このような従来の回路においては、差動対の持つ同相成分除去の性質を利用しているため、縦積みされるトランジスタ数に下限があり、低電圧条件下で動作させると出力信号振幅の限界が低いという問題がある。
【０００６】
例えば、半導体集積回路において、デジタル回路と同じチップ上にアナログ回路を作成することが多々ある。回路の集積度を高くするにはデジタル回路とアナログ回路を同じ電圧で動作させる方が有利であるが、今後さらにプロセスの微細化が進行した場合は電源電圧のより一層の低下が避けられない。例えば、近い将来の実用化が見込まれる０．１１μｍプロセス集積回路におけるデジタル回路の動作電圧は１．５Ｖ程度であるが、さらにプロセスの微細化が進めば動作電圧は一層低下することが予想される。
【０００７】
図１３の回路について出力信号振幅の限界を求める。各トランジスタの飽和電圧（トランジスタのドレイン・ソース間の電位差）をＶｓａｔ、スレッショルド電圧（トランジスタのソース・ゲート間の電位差）をＶｔとする。電源線の間にはトランジスタＭ５、Ｍ４、Ｍ２（あるいはトランジスタＭ５、Ｍ３、Ｍ１について考えても良い）が存在するから、出力信号振幅の限界Ｖｍａｘは、電源電圧Ｖｄｄからこれら３つのトランジスタのドレイン・ソース間電圧とＶｓｓを差し引いたものである。ドレイン・ソース間に最低必要な電圧はＶｓａｔであるから、Ｖｍａｘ＝Ｖｄｄ−（Ｖｓａｔ＋Ｖｓａｔ＋Ｖｓａｔ）−Ｖｓｓ＝Ｖｄｄ−３Ｖｓａｔ−Ｖｓｓである。
例えば、各トランジスタの飽和電圧Ｖｓａｔが０．２Ｖ、スレッショルド電圧Ｖｔが０．５Ｖ、Ｖｓｓ＝０Ｖ（接地）という場合を考える。前述の０．１１μｍプロセスの場合だとＶｄｄ＝１．５Ｖであるから、Ｖｍａｘ＝０．９Ｖであるが、仮に動作電圧カＶｄｄ＝１．０Ｖまで低下した場合を考えると、Ｖｄｄ＝１．５Ｖ時の半分以下のＶｍａｘ＝０．４Ｖとなる。
【０００８】
つまり、今後電源電圧がさらに低下した場合に、上記差動対ではデジタル回路と同じ電圧で動作させても十分な性能、すなわち十分な出力振幅を得られなくなり、例えば図１３の回路を用いてノイズ除去回路を構成しても十分なノイズ除去性能を得ることが困難になることが予想される。
【０００９】
【特許文献１】
特開２０００−１４８２６２公報（図１５）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
平衡型増幅器は差動対の持つ同相成分除去の性質を利用しているため、縦積みされるトランジスタ数に下限があり、低電圧条件下で動作させると出力信号振幅の限界が低いという問題がある。
【００１１】
そこで、本発明の目的は、低電圧でも出力信号振幅の上限が高い平衡型増幅器およびこの平衡型増幅器を用いて低電圧でも十分な性能を発揮できるフィルタを提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１局面は、第１、第２の入力端子と、第１、第２の出力端子と第１、第２の電流源を有し、前記第１の電流源より供給される電流から、前記第１、第２の入力端子へ入力された各々の電圧に応じた電流の和に対応する電流を差し引いた電流を前記第１の出力端子から出力して、前記第２の電流源より供給される電流から、前記第１、第２の入力端子に入力された各々の電圧に応じた電流の和に対応する電流を差し引いた電流を前記第２の出力端子から出力する第１、第２の電圧電流変換回路を具備し、前記第１、第２の電圧電流変換回路の第２の入力端子及び第２の出力端子の４つの端子が共通に接続され、差動入力信号を前記第１の電圧電流変換回路の第１の入力端子と前記第２の電圧電流変換回路の第１の入力端子から入力し、差動出力信号を前記第１の電圧電流変換回路の第１の出力端子と前記第２の電圧電流変換回路の第１の出力端子から出力することを特徴とする平衡型増幅器を提供する。
【００１３】
本発明の第２局面は、第１、第２の入力端子と、第１、第２の出力端子とを有し、前記第１の入力端子の入力信号の極性に対して前記第１の出力端子からの出力信号の極性が反転し、前記第２の入力端子の入力信号の極性に対して前記第２の出力端子からの出力信号の極性が反転するように、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子から入力された電圧の和に対応した電流を前記第１の出力端子及び第２の出力端子の両方から出力することを特徴とする第１、第２の電圧電流変換回路を具備し、前記第１、第２の電圧電流変換回路の第２の入力端子と第２の出力端子の４つの端子が互いに接続され、前記第１の電圧電流変換回路の第１の入力端子と前記第２の電圧電流変換回路の第１の入力端子から差動入力信号を入力し、前記第１の電圧電流変換回路の第１の出力端子と前記第２の電圧電流変換回路の第１の出力端子から差動出力信号を出力することを特徴とする平衡型増幅器を提供する。
【００１４】
本発明の第３局面は、第１及び第２入力端子並びに第１及び第２出力端子を各々が有する第１及び第２電圧電流変換器を含んで構成され、前記第１及び第２電圧電流変換器は、これらの第１入力端子にそれぞれ印加された差動入力電圧を差動出力電流に変換し、前記差動出力電流の各々を対応する前記第１及び第２出力端子の両方から出力するものであり、前記差動入力電圧の同相成分を相殺して差動成分を抽出するために、前記第１電圧電流変換器の第２入力端子及び第２出力端子と前記第２電圧電流変換器の第２入力端子及び第２出力端子との計４つの端子を共通に接続した、平衡型増幅器を提供する。
【００１５】
本発明の第４局面は、第１の入力端子と、第２の入力端子と、第１の出力端子と、第２の出力端子と、前記第１および第２の入力端子にそれぞれ与えられた電圧信号を加算して出力する加算手段と、前記加算手段の出力を反転増幅する第１の反転増幅手段と、前記加算手段の出力を反転増幅する第２の反転増幅手段と、前記第１の反転増幅手段の出力を反転増幅し、電流信号として前記第１の出力端子へ出力する第３の反転増幅手段と、前記第２の反転増幅手段の出力を反転増幅し、電流信号として前記第２の出力端子へ出力する第４の反転増幅手段と、前記第３の反転増幅手段の入力端と出力端の間に設けられた第１の容量素子と、前記第４の反転増幅手段の入力端と出力端の間に設けられた第２の容量素子とを備え、平衡型増幅器に使用できる電圧電流変換回路を提供する。
【００１６】
本発明の第３局面は、第１および第３局面に従った平衡型増幅器により構成されるフィルタを提供する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明に係る平衡型増幅器およびこれを利用したフィルタについて説明する。
【００１８】
（第１の実施形態）
図１に本発明の平衡型増幅器の第一の実施形態のブロック図を示す。この平衡型増幅器は、逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２と、正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２の４端子を各々有する２つの電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２で構成されている。電圧電流変換回路Ｇｍ１の正相出力端子ｏｕｔ２、逆相入力端子ｉｎ２と電圧電流変換回路Ｇｍ２の正相出力端子ｏｕｔ２、逆相入力端子ｉｎ２の４つは共通に接続されており、差動入力信号は電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１と電圧電流変換回路Ｇｍ２の正相入力端子ｉｎ１から入力され、差動出力信号は電圧電流変換回路Ｇｍ１の正相出力端子ｏｕｔ１と電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相出力端子ｏｕｔ１の両方から出力される。
【００１９】
電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の動作を説明する。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２は、それぞれの逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２への入力電圧を電流に変換して正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２の両方に出力する。正相出力端子ｏｕｔｌからの出力は逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２の両方に依存する。同様に正相出力端子ｏｕｔ２からの出力は逆相入力端子ｉｎ１，ｉｎ２の両方に依存する。
【００２０】
次に、本実施形態の平衡型増幅器の動作を説明する。説明を簡単にする為、電圧電流変換回路Ｇｍｌ、Ｇｍ２各々の正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２から出力される電流は常に等しいものとするが、実際には正相出力端子ｏｕｔ１からの出力電流と正相出力端子ｏｕｔ２からの出力電流は等しくなくてもよい。
【００２１】
電圧電流変換回路Ｇｍ１への入力電圧をＶ１、電圧電流変換回路Ｇｍ２への入力電圧をＶ２とし、入力電圧の差動成分を２Ｖｉｎ、同相成分をＶｃｍとすると、Ｖ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃｍ、Ｖ２＝−Ｖｉｎ＋Ｖｃｍとなる。電圧電流変換回路Ｇｍｌ、Ｇｍ２のトランスコンダクタンスをＧｍとおき、電圧電流変換回路Ｇｍ１の正相出力端子ｏｕｔｌならびにｏｕｔ２からの出力を１１、電圧電流変換回路Ｇｍ２の正相出力端子ｏｕｔｌおよびｏｕｔ２からの出力をＩ２、電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２のｉｎ２、ｏｕｔ２の４端子を接続した線上の電位をＶａとすると、出力電流は入力電圧を変換したもので、Ｉ１＝−Ｇｍ（Ｖ１＋Ｖａ）、Ｉ２＝−Ｇｍ（Ｖ２＋Ｖａ）と表される。
【００２２】
ところで、電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の入力インピーダンスは非常に大きいので、帰還された電流は電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２のどちらの逆相入力端子ｉｎ２にも流れこむことができないからｎ＋Ｉ２＝０となる。
【００２３】
Ｉ１＝−Ｇｍ（Ｖ１＋Ｖａ）及びＩ２＝−Ｇｍ（Ｖ２＋Ｖａ）の式よりＶａ、Ｉ１、Ｉ２を計算すると、Ｖａ＝−Ｖｃｍ、ｎ＝−Ｇｍ・Ｖｉｎ、Ｉ２＝Ｇｍ・Ｖｉｎとなる。すなわち、逆相入力端子ｉｎ２には同相成分を相殺する帰還がかかり、出力電流からは同相成分が除去されていることが分かる。
本実施形態で用いる電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の第１の具体的構成例を図８に示す。図８の回路は、電位Ｖｄｄの電源線と、電位Ｖｓｓの電源線と、逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２と、正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２と、電流源Ｊ１、Ｊ２と、入力端子からの信号を受けるｎチャネル型のトランジスタＭ１〜Ｍ４からなる。
【００２４】
トランジスタＭ１〜Ｍ４はソースは電位Ｖｓｓの電源線に、電流源Ｊ１、Ｊ２は一端が電位Ｖｄｄの電源線に接続され、電流源Ｊ１の他端とトランジスタＭ１、Ｍ２のドレインとの間が共通に接続され、この接続線上に正相出力端子ｏｕｔ１が設けられる。電流源Ｊ２の他端とトランジスタＭ３、Ｍ４のドレインとの間は共通に接続され、この接続線上に正相出力端子ｏｕｔ２が設けられる。トランジスタＭ１、Ｍ３のゲート間は接続され、この接続線上に逆相入力端子ｉｎｌが設けられる。トランジスタＭ２、Ｍ４のゲート間は接続され、この接続線上に逆相入力端子ｉｎ２が設けられる。以上により、２入力２出力の電圧電流変換回路が構成される。
【００２５】
図８の電圧電流変換回路の動作を説明する。まず、正相出力端子ｏｕｔｌからの出力電流に関して説明する。
【００２６】
逆相入力端子ｉｎ１への入力電圧に応じた電流がトランジスタＭ１のドレイン・ソース間に、同様に逆相入力端子ｉｎ２への入力電圧に応じた電流がトランジスタＭ２のドレイン・ソース間に流れる。これによって、正相出力端子ｏｕｔ１からの出力電流は、電流源Ｊ１から供給される電流から前述の逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２への各々の入力電圧に応じた電流の和そのものを差し引いた電流となる。正相出力端子ｏｕｔ２についても同様で、電流源Ｊ２から供給される電流から前述の逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２への各々の入力電圧に応じた電流の和そのものを差し引いた電流となる。
【００２７】
図８の電圧電流変換回路において、各トランジスタの飽和電圧をＶｓａｔ、スレッショルド電圧をＶｔとすると、出力信号振幅の限界Ｖｍａｘは動作電圧Ｖｄｄよりも電流源Ｊ１の両端の電位差、トランジスタＭ１のドレイン・ソース間電圧分およびＶｓｓを差し引いた値になる。通常、電流源Ｊ１はトランジスタのゲートに所定の電圧を印加した構成であり、電流源として動作させるためには両端の電位差は最低でもＶｓａｔ必要であるから、Ｖｍａｘ＝Ｖｄｄ−Ｖｓａｔ−Ｖｓａｔ−Ｖｓｓ＝Ｖｄｄ−２ｓａｔ−Ｖｓｓとなる。
【００２８】
例えば、各トランジスタの飽和電圧Ｖｓａｔが０．２Ｖ、スレッショルド電圧Ｖｔが０．５Ｖ、電源電圧Ｖｄｄが１．０Ｖ、Ｖｓｓが０Ｖ（接地）とするとＶｍａｘ＝０．６Ｖとなり、従来の差動対とＣＭＦＢ回路を組み合わせた平衡型増幅器に比べて出力信号振幅の限界が向上しており、従来より低電圧でも十分な性能を発揮できると期待される。
【００２９】
本実施形態で用いる電圧電流変換回路Ｇｍｌ、Ｇｍ２の第２の具体的構成例を図９に示す。この回路は、電位Ｖｄｄの電源線９１と、電位Ｖｓｓの電源線９２と、逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２と、正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２と、ｎチャネル型のトランジスタＭ１〜Ｍ８と、ｐチャネル型のトランジスタＭ９〜Ｍ１２からなる。
【００３０】
トランジスタＭ１〜Ｍ８のソースは電源線９２に、トランジスタＭ９〜Ｍ１２のソースは電源線９１に接続されている。トランジスタＭ５、Ｍ６、Ｍｌｌのドレイン間は共通に接続されており、この接続線上に正相出力端子ｏｕｔ１が設けられている。トランジスタＭ７、Ｍ８、Ｍ１２のドレイン間は共通に接続されており、この接続線上に正相出力端子ｏｕｔ２が設けられている。トランジスタＭ５、Ｍ７のゲート間は接続され、この接続線上に逆相入力端子ｉｎ１が設けられている。トランジスタＭ６、Ｍ８のゲート間は接続され、この接続線上に逆相入力端子ｉｎ２が設けられている。
【００３１】
トランジスタＭ１、Ｍ３のゲート間は接続され、この接続線上に正相入力端子ｉｎ３が設けられている。トランジスタＭ２、Ｍ４のゲート間は接続され、この接続線上に正相出力端子ｉｎ４が設けられている。
【００３２】
トランジスタＭ１１のゲートとトランジスタＭ１０のゲートとドレインとトランジスタＭ３、Ｍ４のドレインの５箇所の間は共通に接続されている。同様にトランジスタＭ１２のゲートとトランジスタＭ９のゲートとドレインとトランジスタＭ１、Ｍ２のドレインの５箇所の間は共通に接続されている。以上により、逆相２入力正相２入力正相２出力の電圧電流変換回路が構成される。
【００３３】
図９の電圧電流変換回路の動作を説明する。トランジスタＭ１０のソース・ドレイン間には正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４への各々の入力電圧に応じた電流の和に等しい電流が流れる。トランジスタＭ１０、Ｍ１１はカレントミラーを構成しているので、結局トランジスタＭ１１のソース・ドレイン間を流れる電流は正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４に制御される。同様にトランジスタＭ１２のソース・ドレイン間を流れる電流も正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４によって制御される。つまり、トランジスタＭ１１、Ｍ１２は正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４によって制御される可変電流源となっている。
【００３４】
従って、図９の電圧電流変換回路は、図８の定電流源Ｊ１、Ｊ２を可変電流源の働きをするトランジスタＭ１１、Ｍ１２で置き換えた構成となっているので、正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流は正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４への入力電圧に応じた電流の和に等しい電流から、逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２への入力電圧に応じた電流の和そのものを差し引いた電流となる。
【００３５】
図１の回路で用いた電圧電流変換回路では、図９で示される正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４は電圧電流変換回路の内部で所定の電位点に接続した上で電圧電流変換回路の外部から遮蔽した状態にしてあり、電圧電流変換回路の外部からの入力を受ける状態にしていないが、この構成に限らず、正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４が外部から入力を受けることのできる構成のものを用いても構わない。この場合は図１の電圧電流変換回路として、１段増幅の逆相２入力正相２入力正相２出力の電圧電流変換回路を用いたことになる。
【００３６】
図９の電圧電流変換回路は、電源線９１、９２の間に直列に接続されたトランジスタの数が２個までであるソース接地増幅回路の構成になっているので、従来よりも出力信号振幅の限界が高い。
【００３７】
図９の電圧電流変換回路において、各トランジスタの飽和電圧をＶｓａｔ、スレッショルド電圧をＶｔとすると、出力信号振幅の限界Ｖｍａｘは動作電圧ＶｄｄよりトランジスタＭ８、Ｍ１２のドレイン・ソース間電圧分およびＶｓｓを差し引いた値になるから、Ｖｍａｘ＝Ｖｄｄ−Ｖｓａｔ−Ｖｓａｔ−Ｖｓｓ＝Ｖｄｄ−２ｓａｔ−Ｖｓｓとなる。
【００３８】
例えば、各トランジスタの飽和電圧Ｖｓａｔが０．２Ｖ、スレッショルド電圧Ｖｔが０．５Ｖ、電源電圧Ｖｄｄが１．０Ｖ、Ｖｓｓが０Ｖ（接地）とするとＶｍａｘ＝０．６Ｖとなり、従来の差動対とＣＭＦＢ回路を組み合わせた平衡型増幅器に比べて出力信号振幅の限界が向上しており、従来より低電圧でも十分な性能を発揮できると期待される。
【００３９】
本実施形態で用いる電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の第３の具体的構成例を図１０に示す。電位がＶｄｄの電源線１０１と、電位がＶｓｓの電源線１０２と、逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２と、ｎチャネルのトランジスタＭ１〜Ｍ６と、ｐチャネルのトランジスタＭ７〜Ｍ１２と、キャパシタＣ１、Ｃ２と正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２とからなる。
【００４０】
トランジスタＭｌ〜Ｍ６のソースは電源線１０２に、トランジスタＭ７〜Ｍ１２のソースは電源線１０１に接続されている。トランジスタＭ７〜Ｍ１２のゲートには共通のバイアス電圧が印加されていて、トランジスタＭ７〜Ｍ１２は電流源として機能している。
【００４１】
図１０の回路全体としては逆相２入力正相２出力を有する電圧電流変換回路である。機能ごとに分けると、２入力１出力の電圧電流変換回路１０３と、１入力１出力の電流電圧変換回路１０４と、１入力１出力の増幅回路１０５と、１入力２出力の増幅回路と１０６に分けられる。
【００４２】
逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２に入力された２入力信号は２入力１出力の電圧電流変換回路１０３に入力され、１入力１出力の電流電圧変換回路１０４、１入力１出力の増幅回路１０５、１入力２出力の増幅回路と１０６を順に通過して最終の２出力信号となり、正相出力端子ｏｕｔｌ、ｏｕｔ２から出力される。
【００４３】
２入力１出力の電圧電流変換回路１０３はトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ７、Ｍ８から構成される。これら４つのトランジスタのドレイン同士は相互に接続されており、ドレイン同士を接続する線上から後段の回路へ出力する。
【００４４】
１入力１出力電流電圧変換回路１０４はトランジスタＭ３、Ｍ９から構成される。トランジスタＭ３のゲート、ドレイン、トランジスタＭ９のドレインは接続されており、この接続線上で前段の回路からの入力を受け、後段の回路へ出力する。
【００４５】
１入力１出力増幅回路１０５はトランジスタＭ４、Ｍ１０から構成される。トランジスタＭ４のゲートに前段の回路からの信号が入力される。トランジスタＭ４、Ｍ１０はドレイン間は接続されていて、この接続線上から後段の回路へ出力する。
【００４６】
前記１入力２出力増幅回路１０６はトランジスタＭ５、Ｍ６、Ｍ１１、Ｍ１２、キャパシタＣ１、Ｃ２から構成される。トランジスタＭ５とＭ６のゲート間は接続されていて、この接続線上に前段の回路からの信号が入力される。トランジスタＭ５、Ｍ１１のドレイン間は接続されていて、この接続線上に正相出力端子ｏｕｔ１が設けられる。同様にトランジスタＭ６、Ｍ１２のドレイン間も接続されていて、この接続線上に正相出力端子ｏｕｔ２が設けられる。また、トランジスタＭ５、Ｍ６のゲート・ドレイン間は位相補償のためのキャパシタＣ１、Ｃ２を介して接続されている。
【００４７】
図１の回路で用いられている電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２は、図１０のトランジスタＭ７〜Ｍ１２が定電流源として構成されていて、図１０のトランジスタＭ７〜Ｍ１２のゲート電圧Ｖｂｉａｓは一定の電位線から供給されているものであるが、この構成の回路に限らず、図１０の回路に加えてバイアス回路と正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４を有し、この正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４は外部から入力を受け、この正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４からの入力によってＶｂｉａｓを供給するバイアス回路を制御する構成のものを用いても構わない。この場合は図１の電圧電流変換回路として、２段増幅の逆相２入力正相２入力正相２出力の電圧電流変換回路を用いたことになる。
【００４８】
図１０の電圧電流変換回路は、電源線１０１、１０２の間に縦積みにされるトランジスタの段数が２段までであるソース接地増幅回路の構成になっているので、従来よりも出力信号振幅の限界が高いとともに、２段アンプの構成になっているので電圧電流変換回路のトランスコンダクタンスを大きくすることができるという特徴がある。
【００４９】
図１０の電圧電流変換回路において、各トランジスタの飽和電圧をＶｓａｔ、スレッショルド電圧をＶｔとすると、出力信号振幅の限界Ｖｍａｘは動作電圧ＶｄｄよりトランジスタＭ８、Ｍ１２のドレイン・ソース間電圧分およびＶｓｓを差し引いた値になるから、Ｖｍａｘ＝Ｖｄｄ−Ｖｓａｔ−Ｖｓａｔ−Ｖｓｓ＝Ｖｄｄ−２ｓａｔ−Ｖｓｓとなる。
【００５０】
例えば、各トランジスタの飽和電圧Ｖｓａｔが０．２Ｖ、スレッショルド電圧Ｖｔが０．５Ｖ、電源電圧Ｖｄｄが１．０Ｖ、Ｖｓｓが０Ｖ（接地）とするとＶｍａｘ＝０．６Ｖとなり、従来の差動対とＣＭＦＢ回路を組み合わせた平衡型増幅器に比べて出力信号振幅の限界が向上しており、従来より低電圧でも十分な性能を発揮できると期待される。
【００５１】
（第２の実施形態）
図２に本発明の平衡型増幅器の第２の実施形態のブロック図を示す。この平衡型増幅器は、逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２と、正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２の４端子を各々有する電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２と、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１と正相出力端子ｏｕｔ１の間に並列に接続されたインピーダンス素子２１ａと、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１と正相出力端子ｏｕｔ１の間に並列に接続されたインピーダンス素子２１ｂとからなる電圧入力電圧出力の平衡型増幅器である。電圧電流変換回路Ｇｍｌ、Ｇｍ２の各々の逆相入力端子ｉｎ２及び正相出力端子ｏｕｔ２の４端子は互いに接続されている。
【００５２】
次に本実施形態の平衡型増幅器の動作を説明する。説明を簡単にするため、電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２各々の正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流は常に等しいものとする。
【００５３】
電圧電流変換回路Ｇｍ１への入力電圧をＶ１、電圧電流変換回路Ｇｍ２への入力電圧をＶ２とし、入力電圧の差動成分を２Ｖｉｎ、同相成分をＶｃｍ、電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２のトランスコンダクタンスをＧｍ、インピーダンス素子２１ａ、２１ｂのインピーダンスを両方共にＺ１、電圧電流変換回路Ｇｍ１の正相出力端子ｏｕｔ１の出力電圧をＶ３、電圧電流変換回路Ｇｍ２の正相出力端子ｏｕｔ１からの出力電圧をＶ４、電圧電流変換回路Ｇｍ１のｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流をＩ１、電圧電流変換回路Ｇｍ２のｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流をＩ２、電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２のｏｕｔ２、ｉｎ２同士を接続した線の電位をＶａとする。
【００５４】
電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２は入力電圧を電流に変換したものを出力し、入力電圧と出力電流の関係はｎ＝−Ｇｍ（Ｖ１＋Ｖａ）、Ｉ２＝−Ｇｍ（Ｖ２＋Ｖａ）である。ところで、本実施形態の平衡型増幅器は、通常は出力信号をバッファ回路等の入力インピーダンスの高い回路に出力する使い方をするから、通常の使い方をする限り出力電流は全て帰還される。よってＶ３＝Ｖ１＋Ｉ１・Ｚｌ、Ｖ４＝Ｖ２＋Ｉ２・Ｚ１となる。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の正相出力端子ｏｕｔ２に出力された電流は、いずれの逆相入力端子ｉｎ２にも流れることができないからＩ１＋Ｉ２＝０である。Ｖ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃｍ、Ｖ２＝−Ｖｉｎ＋Ｖｃｍであるから、Ｖａ、Ｖ３、Ｖ４を計算すると、Ｖａ＝−Ｖｃｍ、Ｖ３＝Ｖｃｍ−Ｖｉｎ−Ｇｍ・Ｚ１・Ｖｉｎ、そしてＶ４＝Ｖｃｍ−Ｖｉｎ＋Ｇｍ・Ｚ１・Ｖｉｎとなる。
【００５５】
ところで、通常は差動電圧利得を大きくする（本実施形態ならばＧｍ・Ｚ１＞＞１）ので、Ｖ３〜Ｖｃｍ−Ｇｍ・Ｚ１・Ｖｉｎ、Ｖ４〜Ｖｃｍ＋Ｇｍ・Ｚ１・Ｖｉｎと表せる。すなわち、入力差動電圧はＧｍ・Ｚ１倍され、入力同相電圧はそのまま出力に現れる。同相除去比（Ｃｏｍｍｏｎ−Ｍｏｄｅ　Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ　Ｒａｔｉｏ，以下、ＣＭＲＲ）は、（差動電圧利得）／（同相電圧利得）で定義されるので、本実施形態の回路のＣＭＲＲはＧｍ・Ｚ１となり、前述の通りＧｍ・Ｚ１＞＞１であるから大きなＣＭＲＲを得られる。
【００５６】
本実施形態では電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２として、例えば前記図８乃至図１０の回路を用いることが考えられる。図９の電圧電流変換回路における正相入力端子の扱いは前述の通りで、逆相２入力正相２出力の電圧電流変換回路として利用する。しかし、これに限定されず、本実施形態の電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２として、例えば前述の図９の回路を逆相２入力正相２入力正相２出力の電圧電流変換回路として構成したものを用いても良い。
【００５７】
前述の通りこれらの電圧電流変換回路を用いることによって、従来の差動対とＣＭＦＢ回路を組み合わせた平衡型増幅器に比べて低電圧動作下でも高い出力振幅限界が得られるという利点が生まれる。また、図１０の回路は図８、図９の回路よりもトランスコンダクタンスＧｍを大きくできるので、図８、図９の回路を用いた場合に比べてより一層ＣＭＲＲを大きくすることができるという利点もある。
【００５８】
本実施形態の利点は増幅器の利得に相当する大きさのＣＭＲＲを得ることができる点と、従来よりも低い電圧での動作でも高い出力信号振幅限界が得られる点にある。
【００５９】
（第３の実施形態）
図３に本発明の平衡型増幅器の第３の実施形態のブロック図を示す。この平衡型増幅器は、逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２と、正相出力端子ｏｕｔｌ、ｏｕｔ２の４端子を各々有する電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２と、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１と正相出力端子ｏｕｔ１の間に並列に接続されたインピーダンス素子３１ａと、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１と正相出力端子ｏｕｔ１の間に並列に接続されたインピーダンス素子３１ｂと、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１の間に一端を接続されたインピーダンス素子３２ａと、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１に一端を接続されたインピーダンス素子３２ｂとからなる電圧入力電圧出力の平衡型増幅器である。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の各々の逆相入力端子ｉｎ２及び正相出力端子ｏｕｔ２の４端子は互いに接続されている。
【００６０】
次に本実施形態の平衡型増幅器の動作を説明する。説明を簡単にするため、電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２各々の正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流は常に等しいものとするが、実際には等しくなくても構わない。
【００６１】
本実施形態の平衡型増幅器のインピーダンス素子３２ａ側への入力電圧をＶｌ、インピーダンス素子３２ｂ側への入力電圧をＶ２とし、前記入力電圧の差動成分を２Ｖｉｎ、同相成分をＶｃｍ、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２のトランスコンダクタンスをＧｍ、前記インピーダンス素子３１ａ、３１ｂのインピーダンスを両方共にＺ１、前記インピーダンス素子３２ａ、３２ｂのインピーダンスを両方共にＺ２、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の正相出力端子ｏｕｔｌの出力電圧をＶ３、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の正相出力端子ｏｕｔ１からの出力電圧をＶ４、前記電圧電流変換回路Ｇｍｌのｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流をＩ１、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２のｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流をＩ２、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１とインピーダンス素子３１ａ、３２ａとを接続する線上の電位をＶａ、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１とインピーダンス素子３１ｂ、３２ｂとを接続する線上の電位をＶｂ、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２のｏｕｔ２、ｉｎ２の４端子を互いに接続した線上の電位をＶｃとする。
【００６２】
電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２は入力電圧を電流に変換したものを出力し、入力電圧と出力電流の関係はＩ１＝−Ｇｍ（Ｖａ＋Ｖｃ）、　Ｉ２＝−Ｇｍ（Ｖｂ＋Ｖｃ）である。ところで、本実施形態の平衡型増幅器は、通常は出力信号をバッファ回路等の入力インピーダンスの高い回路に出力する使い方をするから、通常の使い方をする限り出力電流は全て帰還される。よってＶ３＝Ｖａ＋Ｉ１・Ｚ１、　Ｖ４＝Ｖｂ＋Ｉ２・Ｚ１となる。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の正相出力端子ｏｕｔ２に出力された電流は、いずれの逆相入力端子ｉｎ２にも流れることができないからｎ＋Ｉ２＝０である。正相出力端子ｏｕｔ１から帰還された電流は逆相入力端子ｉｎ１には流れ込めない（インピーダンスが非常に高いから）ので、Ｖａ＝Ｖｌ＋Ｉｌ・Ｚ２、Ｖｂ＝Ｖ２＋Ｉ２・Ｚ２である。さらにＶ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃｍ、Ｖ２＝−Ｖｉｎ＋Ｖｃｍであるから、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖ３、Ｖ４を計算すると、
【数１】
2004007362.tif 000003
である。
【００６３】
このときＧｍ・Ｚ１＞＞１、　Ｇｍ・Ｚ２＞＞１とすれば、微小な項を無視できて
【数２】
2004007362.tif 000004
と表すことができるので、入力差動電圧はＺ１／Ｚ２倍されるが入力同相電圧はそのまま出力に現れていることが分かる。よって、本実施形態の回路のＣＭＲＲはＺ１／Ｚ２となり、通常は差動電圧利得を（Ｚｌ／Ｚ２）＞＞１とするように構成するから大きなＣＭＲＲを得ることができる。また、差動電圧利得がＺ１、Ｚ２の大きさで決まるので、トランスコンダクタンスＧｍが温度や経時的要因で変動した場合でも差動電圧利得を一定に保つことが可能である。
【００６４】
本実施形態の電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２として、例えば前記図８乃至図１０の回路を用いることが考えられる。図９の電圧電流変換回路における正相入力端子の扱いは前述の通りで、逆相２入力正相２出力の電圧電流変換回路として利用する。しかし、これに限定されず、本実施形態の電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２として、前述の図９や図１０を逆相２入力正相２入力正相２出力の電圧電流変換回路として構成したものを用いても良い。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２として、これらの回路を用いることで、前述の通り従来の差動対とＣＭＦＢ回路を組み合わせた平衡型増幅器に比べて出力信号振幅の限界が高くなるという利点がある。
【００６５】
本実施形態の利点は増幅器の利得に相当する大きさのＣＭＲＲを得ることができる点と、ＣＭＲＲがインピーダンス素子のインピーダンス値の比という比較的安定した値で決定でき、トランスコンダクタンス値のような変動しやすい値に依存しないので安定するという点と、電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２として図８乃至図１０の回路を使用すれば従来より低電圧で動作させても高い出力信号振幅を得ることが可能になる点にある。
【００６６】
（第４の実施形態）
図４に本発明の平衡型増幅器の第４の実施形態のブロック図を示す。この平衡型増幅器は、逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２と正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４と正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２の４端子を各々有する電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３と、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１と正相出力端子ｏｕｔｌの間に並列に接続されたインピーダンス素子４１ａと、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１と正相出力端子ｏｕｔ１の間に並列に接続されたインピーダンス素子４１ｂと、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１と前記インピーダンス素子４１ａとの間に一端を接続されたインピーダンス素子４２ａと、電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎｌと前記インピーダンス素子４１ｂとの間に一端を接続されたインピーダンス素子４２ｂとからなる電圧入力電圧出力の平衡型増幅器である。
【００６７】
電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４は共通の電位に接続されている。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の各々の逆相入力端子ｉｎ２及び正相出力端子ｏｕｔ２の４端子は互いに接続されている。電圧電流変換回路Ｇｍ３の逆相入力端子ｉｎ１及び正相入力端子ｏｕｔ１は電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎｌに接続され、電圧電流変換回路Ｇｍ３の逆相入力端子ｉｎ２及び正相入力端子ｏｕｔ２は電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１に接続され、電圧電流変換回路Ｇｍ３の正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４は共通の電位に接続されている。
【００６８】
次に本実施形態の平衡型増幅器の動作を説明する。尚、説明を簡単にするため、電圧電流変換回路Ｇｍ１の正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流は常に等しいものとする。電圧電流変換回路Ｇｍ２、Ｇｍ３についても同様とするが、電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２については等しくなくてもよい。
【００６９】
本発明の平衡型増幅器の前記インピーダンス素子４２ａ側への入力電圧をＶ１、インピーダンス素子４２ａ側への入力電圧をＶ２とし、前記入力電圧の差動成分を２Ｖｉｎ、同相成分をＶｃｍ前記電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２のトランスコンダクタンスをＧｍａ、前記電圧電流変換回路Ｇｍ３のトランスコンダクタンスをＧｍｂ、前記インピーダンス素子４１ａ、４１ｂのインピーダンスを両方共にＺ１、前記インピーダンス素子４２ａ、４２ｂのインピーダンスを両方共にＺ２、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の正相出力端子ｏｕｔ１の出力電圧をＶ３、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の正相出力端子ｏｕｔ１からの出力電圧をＶ４、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１のｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流をＩ１、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２のｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流をＩ２、前記電圧電流変換回路Ｇｍ３のｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流をＩ３、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１の電位をＶａ、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１の電位をＶｂ、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１および電圧電流変換回路Ｇｍ２の各々の逆相入力端子ｉｎ２の電位をＶｃ、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４に入力される基準電圧をＶｒｅｆ１、前記電圧電流変換回路Ｇｍ３の正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４に入力される基準電圧をＶｒｅｆ２とする。
【００７０】
電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３は入力電圧を電流に変換したものを出力し、入力電圧と出力電圧の関係はＩ１＝Ｇｍａ（２Ｖｒｅｆ１−Ｖａ−Ｖｃ）、Ｉ２＝Ｇｍａ（２Ｖｒｅｆ１−Ｖｂ−Ｖｃ）、およびＩ３＝Ｇｍｂ（２Ｖｒｅｆ２−Ｖａ−Ｖｂ）である。
【００７１】
ところで、本実施形態の平衡型増幅器は、通常は出力信号をバッファ回路等の入力インピーダンスの高い回路に出力するから、通常の使い方をする限り出力電流は全て帰還される。よってＶ３＝Ｖａ＋Ｉ１・Ｚ１、Ｖ４＝Ｖｂ＋Ｉ２・Ｚ１となる。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の正相出力端子ｏｕｔ２に出力された電流は、いずれの逆相入力端子ｉｎ２にも流れることができないからＩ１＋Ｉ２＝０である。電圧電流変換回路Ｇｍ３の逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２のインピーダンスは高いために電流は流れ込めないので、Ｖａ＝Ｖ１＋（Ｉ１＋Ｉ３）Ｚ２、Ｖｂ＝Ｖ２＋（Ｉ２＋Ｉ３）Ｚ２である。本実施形態の平衡型増幅器の差動入力信号はＶ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃｍ、Ｖ２＝−Ｖｉｎ＋Ｖｃｍと表される。
【００７２】
以上よりＶａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖ３、Ｖ４を計算すると、
【数３】
2004007362.tif 000005
である。
【００７３】
ここで、Ｇｍａ・Ｚ１＞＞１、Ｇｍｂ・Ｚ１＞＞１、Ｇｍａ・Ｚ２＞＞１、Ｇｍｂ・Ｚ２＞＞１として微小な項を無視すれば、
【数４】
2004007362.tif 000006
となる。
【００７４】
すなわち、差動利得はＺ１／Ｚ２倍でインピーダンス素子によって決定されトランスコンダクタンスＧｍの変動の影響を受けないことと、同相出力電圧は電圧電流変換回路Ｇｍ３の正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４へ入力される基準電圧Ｖｒｅｆ２に等しくなるから、電圧電流変換回路Ｇｍ３の正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４への入力電圧Ｖｒｅｆは同相出力電圧を制御するバイアス電圧となっていることがわかる。例えばＶｒｅｆ２を０．７Ｖとすると出力電圧の同相成分も０．７Ｖとなる。
ここでＶｒｅｆ１＝Ｖｒｅｆ２＝ＶｒｅｆとすればＶａ＝Ｖｂ＝Ｖｃ＝Ｖｒｅｆとなるから、全ての電圧電流変換回路の入力電圧は等しくなるので、全ての電圧電流変換回路の入力端子ｉｎ１、ｉｎ２、ｉｎ３、ｉｎ４間を仮想短絡（ｖｉｒｔｕａｌ　ｓｈｏｒｔ）とみなすことができるようになる。これにより、各電圧電流変換回路Ｇｍｌ、Ｇｍ２、Ｇｍ３は、入力信号を受けるトランジスタを線形入力範囲の狭いもので構成することも可能となる。
【００７５】
本実施形態における電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３として図９の回路を用いることができる。また、図１０の電圧電流変換回路を、正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４への入力電圧によってトランジスタＭ７〜Ｍ１２へ印加されるバイアス電圧を制御可能な回路を付加した構成にして、本実施形態の電圧電流変換回路Ｇｍ１〜Ｇｍ３として用いても良い。
【００７６】
本実施形態の利点は、差動利得をインピーダンス値の比という比較的安定した値で決定でき、しかも、出力電圧の動作点を外部から正相入力端子に入力した電圧で決定できるという点と、従来に比べて低電圧で動作させても高い出力信号振幅が得られるという点にある。
【００７７】
（第５の実施形態）
図５に本発明の平衡型増幅器の第５の実施形態のブロック図を示す。尚、第４の実施形態と共通な部分の説明は省略する。
【００７８】
本実施形態の平衡型増幅器は第４の実施形態におけるインピーダンス素子４２ａ、４２ｂの代わりに単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４、Ｇｍ５を用いた構成になっている。本実施形態の平衡型増幅器は、逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２と正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４と正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２の４端子を各々有する電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３と、前記電圧電流変換回路Ｇｍｌの逆相入力端子ｉｎ１と正相出力端子ｏｕｔｌの間に並列に接続されたインピーダンス素子５１ａと、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１と正相出力端子ｏｕｔ１の間に並列に接続されたインピーダンス素子５１ｂと、単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４、Ｇｍ５とからなる電圧入力電圧出力の平衡型増幅器である。
【００７９】
前記電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３の正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４は共通の電位に接続されている。前記単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４の出力端子は前記電圧電流変換回路Ｇｍｌの逆相入力端子ｉｎ１に一端を接続され、前記単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ５の出力端子は前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１に一端を接続されている。前記電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の各々の逆相入力端子ｉｎ２及び正相出力端子ｏｕｔ２の４端子は共通に接続されている。前記電圧電流変換回路Ｇｍ３は、逆相入力端子ｉｎ１と正相入力端子ｏｕｔ１は電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１に接続され、逆相入力端子ｉｎ２と正相入力端子ｏｕｔ２は電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１に接続されている。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３の各々の正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４は共通の電位に接続されている。
【００８０】
次に本実施形態の平衡型増幅器の動作を説明する。説明を簡単にするため、電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３各々の正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流は常に等しいものとする。
【００８１】
本発明の平衡型増幅器の前記単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４の入力端子への入力電圧をＶ１、前記単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ５の入力端子への入力電圧をＶ２とし、前記入力電圧の差動成分を２Ｖｉｎ、同相成分をＶｃｍ、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２のトランスコンダクタンスをＧｍａ、前記電圧電流変換回路Ｇｍ３のトランスコンダクタンスをＧｍｂ、前記単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４、Ｇｍ５のトランスコンダクタンスを両方共にＧｍｃ、前記インピーダンス素子５１ａ、５１ｂのインピーダンスを両方共にＺ１、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の正相出力端子ｏｕｔ１の出力電圧をＶ３、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の正相出力端子ｏｕｔ１からの出力電圧をＶ４、前記電圧電流変換回路Ｇｍｌのｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流をＩ１、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２のｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流をＩ２、前記電圧電流変換回路Ｇｍ３のｏｕｔ１、ｏｕｔ２からの出力電流をＩ３、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１の電位をＶａ、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１の電位をＶｂ、前記電圧電流変換回路Ｇｍｌおよび電圧電流変換回路Ｇｍ２の各々の逆相入力端子ｉｎ２の電位をＶｃ、前記電圧電流変換回路Ｇｍｌ、Ｇｍ２、Ｇｍ３の正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４に入力されるバイアス電圧をＶｒｅｆとする。
【００８２】
電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３は入力電圧を電流に変換したものを出力し、入力電圧と出力電流の関係はＩ１＝Ｇｍａ（２Ｖｒｅｆ−Ｖａ−Ｖｃ）、Ｉ２＝Ｇｍａ（２Ｖｒｅｆ−Ｖｂ−Ｖｃ）、　Ｉ３＝Ｇｍｂ（２Ｖｒｅｆ−Ｖａ−Ｖｂ）である。
【００８３】
ところで、本実施形態の平衡型増幅器は、通常は出力信号をバッファ回路等の入力インピーダンスの高い回路に出力する使い方をするから、通常の使い方をする限りは出力電流は全て帰還される。よってＶ３＝Ｖａ＋Ｉ１・Ｚ１、Ｖ４＝Ｖｂ＋Ｉ２・Ｚ１。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の正相出力端子ｏｕｔ２に出力された電流は、いずれの逆相入力端子ｉｎ２にも流れることができないからＩｌ＋Ｉ２＝０である。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３の逆相入力端子ｉｎ１、ｉｎ２のインピーダンスは高いために電流は流れ込めないので、Ｉ１＋Ｉ３＋Ｇｍｃ・Ｖ１＝０、Ｉ２＋Ｉ３＋Ｇｍｃ・Ｖ２＝０である。本実施形態の平衡型増幅器の差動入力信号はＶ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃｍ、　Ｖ２＝−Ｖｉｎ＋Ｖｃｍと表される。
【００８４】
以上よりＶ３、Ｖ４を計算すると、
【数５】
2004007362.tif 000007
である。このとき、Ｇｍａ・Ｚ１＞＞１、Ｇｍｂ・Ｚ１＞＞１として微小な項を無視すれば、
【数６】
2004007362.tif 000008
となる。これより、ＣＭＲＲは２Ｇｍｂ・Ｚ１となり、大きなＣＭＲＲを得ることができる。また、本実施例でもＶｒｅｆは同相出力電圧を制御するバイアス電圧となっていることが分かる。
【００８５】
本実施形態の単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４、Ｇｍ５としては、例えば図７に示すようなソース接地されたトランジスタ回路を用いることができ、非常に簡単な回路で構成できる。
【００８６】
本実施形態における電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３としては、例えば図９の回路を用いることができる。また、図１０の電圧電流変換回路を、正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４への入力電圧によってトランジスタＭ７〜Ｍ１２へ印加されるバイアス電圧を制御可能な回路を付加した構成にして、本実施形態の電圧電流変換回路Ｇｍ１〜Ｇｍ３として用いても良い。
【００８７】
本実施形態の利点は、後述するようにこの平衡型増幅器を用いてフィルタを構成した場合にＧｍｃの値を可変することで、例えば入力電圧の同相成分Ｖｃｍを変えることで、フィルタの周波数特性を容易に制御できるという点にある。入力電圧の同相成分Ｖｃｍを変える方法は、例えば本実施形態の平衡型増幅器の前段にもう１つ本実施形態の平衡型増幅器を接続し、前段の平衡型増幅器に印加するバイアス電圧を変えればよい。そうすれば、前段からの同相出力電圧Ｖｃｍも変わるので、後段の平衡型増幅器の同相入力電圧Ｖｃｍが変わり、後段の平衡型増幅器のＧｍｃの値が変わる。
【００８８】
（第６の実施形態）
図６に本発明の平衡型増幅器の第６の実施形態のブロック図を示す。尚、第５の実施形態と共通な部分の説明は省略する。
【００８９】
本実施形態の平衡型増幅器は、第５の実施形態の平衡型増幅器における単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４、Ｇｍ５を、各々３つずつに増やして入力を６系統にしたものである。本実施形態の平衡型増幅器は、逆相入力端子ｉｎｌ、ｉｎ２と正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４と正相出力端子ｏｕｔ１、ｏｕｔ２の４端子を各々有する電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３と、前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１と正相出力端子ｏｕｔ１の間に並列に接続されたインピーダンス素子６１ａと、前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎｌと正相出力端子ｏｕｔｌの間に並列に接続されたインピーダンス素子６１ｂと、単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４〜Ｇｍ９とからなる電圧入力電圧出力の平衡型増幅器である。
【００９０】
電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３の正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４は共通の電位に接続されている。前記単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４、Ｇｍ５、Ｇｍ６の出力端子は前記電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１に接続され、前記単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ７、Ｇｍ８、Ｇｍ９の出力端子は前記電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１に接続されている。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の各々の逆相入力端子ｉｎ２及び正相出力端子ｏｕｔ２の４端子は共通に接続されている。前記電圧電流変換回路Ｇｍ３は、逆相入力端子ｉｎ１と正相入力端子ｏｕｔ１は電圧電流変換回路Ｇｍ１の逆相入力端子ｉｎ１に接続され、逆相入力端子ｉｎ２と正相入力端子ｏｕｔ２は電圧電流変換回路Ｇｍ２の逆相入力端子ｉｎ１に接続されている。電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３の各々の正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４は共通の電位に接続されている。単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４〜Ｇｍ９のトランスコンダクタンスはいずれも等しい。
【００９１】
次に、本実施形態の平衡型増幅器の動作を説明する。第５の実施形態の平衡型増幅器の動作と共通な動作の説明は省略する。
【００９２】
本実施形態の電圧電流変換回路では、単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４、Ｇｍ７の入力電圧Ｖｌａ、Ｖｌｂに第１の差動入力信号を、単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ５、Ｇｍ８の入力電圧Ｖ２ａ、Ｖ２ｂに第２の差動入力信号を、単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ６、Ｇｍ９の入力電圧Ｖ３ａ、Ｖ３ｂに第３の差動入力信号をそれぞれ入力する。すなわち、３つの差動入力信号の和をとることが可能であり、この３つの差動入力信号の和を取るという他は第５の実施形態の回路と同様な動作を行い、３つの差動入力信号の和に対応した差動出力信号を出力する。
【００９３】
本実施形態では、３つの差動入力信号を受け付けるようにしたが、本実施形態と同様に単相入力単相出力電圧電流変換回路の数を増やすことにより、容易により一層の多入力構成を実現できる。
【００９４】
また、ここでは説明を簡単にする為、単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４〜Ｇｍ９のトランスコンダクタンスを全て等しいとしたが、応用上はこの限りではない。例えば第１の差動入力信号を入力する単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４、Ｇｍ７のトランスコンダクタンスを他に比べて高くすれば、第１の差動入力信号の差動成分に対してのみ他の差動入力信号の差動成分よりも相対的に利得を高くするということが可能である。
【００９５】
さらに、本実施形態では電圧電流変換回路Ｇｍｌ、Ｇｍ２の各々に接続される単相入力単相出力電圧電流変換回路の個数を等しくしてあるが、必ずしも個数を等しくする必要はない。
【００９６】
なお、第４の実施形態のインピーダンス素子４２ａ、４２ｂ（図４参照）を用いた構成であったのを第５の実施形態では単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４、Ｇｍ５を用いた構成にしたように、本実施形態における単相入力単相出力電圧電流変換回路Ｇｍ４〜Ｇｍ９の代わりに、インピーダンス素子を用いる構成にしても良い。この場合、前述のトランスコンダクタンスと同様、インピーダンス素子のインピーダンスは等しくなくても良い。
【００９７】
本実施形態の利点は、第５の実施形態の利点に加えて、多入力型の平衡型増幅器を提供できる点にある。
【００９８】
（第７の実施形態）
図１１に本発明の平衡型増幅器をフィルタに応用した実施形態のブロック図を示す。
【００９９】
本実施形態のフィルタは５次のリープフロッグフィルタであり、多入力の積分器１１〜１５から構成される。これら多入力の積分器１１〜１５は、本発明の第６の実施形態の平衡型増幅器のインピーダンス素子６１ａ、６１ｂ（図６参照）をキャパシタを用いる構成にすることで実現可能である。本実施形態のように、多入力の積分器を必要とする場合でも本発明による平衡型増幅器を適用して低電圧で動作し、出力信号振幅の高いフィルタが実現可能である。
【０１００】
本実施形態では積分器１１〜１５に図６の回路を使用しているので、入力信号の同相電圧を変えることで図６の単相入力単相出力電圧電流変換回路のトランスコンダクタＧｍｃの値を変えることができる。また、本実施形態のフィルタ回路の時定数、すなわち周波数特性は、Ｇｍｃの値に応じて変化するから、入力信号の同相成分を変えることでフィルタの周波数特性を変えることができる。
【０１０１】
前述の通り、積分器１１〜１５に用いられている平衡型増幅器（図６）の出力電圧の同相成分は、電圧電流変換回路Ｇｍ１〜Ｇｍ３の全ての正相入力端子ｉｎ３、ｉｎ４への入力電圧Ｖｒｅｆで決定される（Ｖｒｅｆに略等しくなる）ので、Ｖｒｅｆの値を変えれば出力同相電圧も変わる。積分器１１〜１５は互いの出力と入力が接続されているので、Ｖｒｅｆを大きくすれば入力同相電圧も大きくなり、Ｇｍｃの値が大きくなる。結果として図１１のフィルタ回路の時定数も変化する。回路全体でＶｒｅｆを変えればカットオフ周波数等、周波数特性を変化させることが可能である。
【０１０２】
本実施形態ではＬＰＦ（Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）を想定しているが、本発明の平衡型増幅器を用いたフィルタ回路はこれに限らず、フィルタ回路の構成を変えることでＨＰＦ（Ｈｉｇｈ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）やＢＰＦ（Ｂａｎｄ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）を作ることも可能である。
【０１０３】
本実施形態のフィルタはリープフロッグ構成を採用したが、本発明の平衡型増幅器を用いたフィルタ回路はこれに限らない。また、フィルタの特性に関しても例えば本実施例で用いた積分器の特性を変えることで、バタワース、チェビシェフ、ベッセル等、様々な特性を有する回路を構成することも可能である。
【０１０４】
（第８の実施形態）
図１２は、本発明の第８の実施形態に係る電圧電流変換回路のブロック図である。この電圧電流変換回路は、入力加算段２０１と、一対の１段目反転増幅段ＡＭＰ１−１，ＡＭＰ１−２と、一対の２段目反転増幅段ＡＭＰ２−１，ＡＭＰ２−２とにより構成される。入力加算段２０１の反転入力端子は入力端子ｉｎ１，ｉｎ２にそれぞれ接続される。入力加算段２０１の出力端子は１段目反転増幅段ＡＭＰ１−１，ＡＭＰ１−２の反転入力端子に接続される。１段目反転増幅段ＡＭＰ１−１，ＡＭＰ１−２の非反転出力端子は内部端子ｎ１−１とｎｌ−２を介して２段目反転増幅段ＡＭＰ２−１，ＡＭＰ２−２の反転入力端子にそれぞれ接続される。２段目反転増幅段ＡＭＰ２−１，ＡＭＰ２−２の非反転出力端子は出力端子ｏｕｔ１，ｏｕｔ２にそれぞれ接続される。２段目反転増幅段ＡＭＰ２−１の反転入力端子と非反転出力端子との間にはキャパシタＣ１が接続され、同様に２段目反転増幅段ＡＭＰ２−２の反転入力端子と非反転出力端子との間にはキャパシタＣ２が接続される。
【０１０５】
上記構成の電圧電流変換回路において、入力端子ｉｎｌ、ｉｎ２に入力された信号は入力加算段２０１により加算・反転され、更に２つの出力端子ｏｕｔｌ、ｏｕｔ２に対して別々に設けられた１段目反転増幅段ＡＭＰ１−１，ＡＭＰｌ−２及び２段目反転増幅段ＡＭＰ２−１，ＡＭＰ２−２により増幅される。
【０１０６】
本実施形態のように１段目および２段目反転増幅段を出力端子ｏｕｔｌ、ｏｕｔ２に対応してそれぞれ２個設けることによって、内部端子ｎ１−１とｎｌ−２は互いに干渉しなくなる。即ち、１段目反転増幅段ＡＭＰｌ−１と２段目反転増幅段ＡＭＰ２−１との間の内部端子ｎｌ−１は１段目反転増幅段ＡＭＰｌ−２と２段目反転増幅段ＡＭＰ２−２との間の内部端子ｎｌ−２に干渉しない。従って内部端子ｎ１−１での出力変動は内部端子ｎ１−２に影響しない。
【０１０７】
本実施形態に係る電圧電流変換回路を用いて平衡型増幅器を構成すれば、位相補償容量Ｃ２を十分に大きくして同相成分に対する安定性を十分に確保した場合にでも、差動成分に対する影響をなくすことができ、安定な平衡型増幅器を実現できる。
尚、入力加算段２０１、１段目反転増幅段ＡＭＰ１−１，ＡＭＰ１−２および２段目反転増幅段ＡＭＰ２−１，ＡＭＰ２−２としては、図１０のように、ソース接地で電源線間（電源電圧Ｖｄｄと電源電圧Ｖｓｓの間）に直列に接続される２個までのトランジスタにより構成される回路を利用すればよい。
【０１０８】
図１２の電圧電流変換回路と図１０の電圧電流変換回路の回路との対応関係を説明する。図１２の入力加算段２０１は図１０の電圧電流変換回路１０３，１０４に相当し、図１２の反転増幅段ＡＭＰ１−１，ＡＭＰ１−２は図１０の増幅回路１０５に相当し、図１２の反転増幅段ＡＭＰ２−１，ＡＭＰ２−２は、ｎチャネル型のトランジスタＭ５，Ｍ１１に相当する。即ち、入力加算段２０１は図１０に示される直列接続された２対のトランジスタＭ１，Ｍ７およびＭ２，Ｍ８並びに一対のトランジスタＭ３．Ｍ９によって構成される。反転増幅段ＡＭＰ１−１，ＡＭＰ１−２の各々は図１０に示される直列接続された一対のトランジスタＭ４，Ｍ１０により構成される。反転増幅段ＡＭＰ２−１は直列接続された一対のトランジスタＭ５，Ｍ１１により構成され、反転増幅段ＡＭＰ２−２は直列接続された一対のトランジスタＭ６，Ｍ１２により構成される。
【０１０９】
図１２に示される電圧電流変換回路は図１に示される平衡型増幅器に適用できる。即ち、この電流電圧変換回路は図１に示される電圧電流変換回路Ｇｍ１、Ｇｍ２に適用できる。
【０１１０】
【発明の効果】
以上の通り、本発明の平衡型増幅器は単純なソース接地増幅回路を用いた電圧電流変換回路で構成され、その結果従来の同相成分除去能力を失うことなく、低電圧動作でも出力信号振幅の限界が従来よりも高くなった。
【０１１１】
また、本発明の平衡型増幅器に用いた電圧電流変換回路の正相入力端子により同相出力電圧が制御可能であるため、フィルタを構成した場合に時定数の制御が容易に行えるようになった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る平衡型増幅器のブロック図。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る平衡型増幅器のブロック図。
【図３】本発明の第３の実施形態に係る平衡型増幅器のブロック図。
【図４】本発明の第４の実施形態に係る平衡型増幅器のブロック図。
【図５】本発明の第５の実施形態に係る平衡型増幅器のブロック図。
【図６】本発明の第６の実施形態に係る平衡型増幅器のブロック図。
【図７】図５中の単相入力単相出力電圧電流変換回路の一例を示す回路図。
【図８】図１乃至図６中の電圧電流変換回路Ｇｍ〜Ｇｍ３にソース接地の１段増幅器を使用した場合の、電圧電流変換回路の具体的構成の一例を示す回路図。
【図９】図１乃至図６中の電圧電流変換回路Ｇｍ１〜Ｇｍ３にソース接地の１段増幅器を使用した場合の、電圧電流変換回路の具体的構成の一例を示す回路図。
【図１０】図１乃至図６中の電圧電流変換回路Ｇｍ１〜Ｇｍ３にソース接地の２段増幅器を使用した場合の、電圧電流変換回路の具体的構成の一例を示す回路図。
【図１１】本発明の第７の実施形態であり、本発明に係る平衡型増幅器を適用した５次のリープフロッグフィルタのブロック図。
【図１２】本発明の第８の実施形態に係る平衡型増幅器のブロック図。
【図１３】従来の差動対とＣＭＦＢ回路を組み合わせた平衡型増幅器の一例を示す回路図。
【符号の説明】
Ｇｍ１、Ｇｍ２…２つの逆相入力端子と２つの正相出力端子を持つ電圧電流変換回路
ｉｎ１、ｉｎ２…電圧電流変換回路の逆相入力端子
ｏｕｔ１、ｏｕｔ２…電圧電流変換回路の正相出力端子
Ｖ１、Ｖ２…差動入力信号（電圧）
Ｉ１、Ｉ２…差動出力信号（電流）
２１ａ、２１ｂ…インピーダンス素子
３１ａ、３１ｂ、３２ａ、３２ｂ…インピーダンス素子
４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４２ｂ…インピーダンス素子
５１ａ、５１ｂ…インピーダンス素子
６１ａ、６１ｂ…インピーダンス素子
８１…電位Ｖｄｄの電源線
８２…電位Ｖｓｓの電源線
９１…電位Ｖｄｄの電源線
９２…電位Ｖｓｓの電源線
１０１…電位Ｖｄｄの電源線
１０２…電位Ｖｓｓの電源線
１０３…２入力１出力電圧電流変換回路
１０４…１入力１出力電流電圧変換回路
１０５…１入力１出力増幅回路
１０６…１入力２出力増幅回路
１２１…ＣＭＦＢ回路
【図１】
2004007362.tif 000009
【図２】
2004007362.tif 000010
【図３】
2004007362.tif 000011
【図４】
2004007362.tif 000012
【図５】
2004007362.tif 000013
【図６】
2004007362.tif 000014
【図７】
2004007362.tif 000015
【図８】
2004007362.tif 000016
【図９】
2004007362.tif 000017
【図１０】
2004007362.tif 000018
【図１１】
2004007362.tif 000019
【図１２】
2004007362.tif 000020
【図１３】
2004007362.tif 000021