(57)【要約】【課題】低コスト及び短納期で且つ消費電流の少ないアナログ回路を含むカメラ制御用１チップマイクロコンピュータを提供すること。【解決手段】本発明のカメラ制御用１チップマイクロコンピュータでは、大電流をＧＮＤに排出するＭＴＧＮＤラインとカメラ用測定回路ブロックの専用のＧＮＤラインの少なくとも２系統のＧＮＤラインを設け、且つパッドの接触提供の影響を避けるべく、ＭＴＧＮＤ端子、ＡＮＧＮＤ端子を設け、カメラ制御用マイクロコンピュータコアと測定回路は上記ＡＮＧＮＤ端子から給電し、大電流ソース回路はＭＴＧＮＤ端子から給電することを特徴とする。【選択図】　　図２２
2004005546.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
カメラ制御用マイクロコンピュータコアと、カメラの撮影動作に必要な測定回路と、バイポーラトランジスタを直接駆動する大電流ソース回路とを同一半導体基板上に有するカメラ制御用１チップマイクロコンピュータにおいて、電池と直列に接続された第１の電源端子と、上記電池をと並列に接続した電源バックアップ用コンデンサに接続された第２の電源端子とを具備し、上記カメラ制御用マイクロコンピュータコアと上記測定回路は上記第２の電源端子から給電し、上記大電流ソース回路は上記第１の電源端子から給電することを特徴とするカメラ制御用１チップマイクロコンピュータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、カメラ制御用１チップマイクロコンピュータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、カメラの電気系の構造上の技術の推移について考えると、先ず第１段階ではＣＭＯＳからなるシーケンス制御回路と、バイボーラ（以下、Ｂｉｐと称す）からなる自動露出（以下、ＡＥと称す）回路、自動焦点調整（以下、ＡＦと称す）回路などを接続したものとなっていた。そして、第２段階では、ＣＭＯＳからなるマイクロコンピュータ（以下、マイコンと称す）とＢｉｐからなるＡＥ，ＡＦ回路などを接続したものとなっていた。
【０００３】
そして、これを更に押し進めた技術として、例えば「写真工業；１９８８年５月号８８頁」に示される如くＣＭＯＳからなるマイコンとＢｉｐからなるＡＥ回路などをＢｉ−ＣＯＳプロセスにて１チップ化したものが登場した。ここで、Ｂｉｐからなる回路をＡＥ，ＡＦ回路などに用いるのは、過去の流れを引きずっていること、アナログ回路はＢｉｐの方が設計しやすいこと、Ｂｉｐの方が大電流を流しやすいこと等が起因している。
【０００４】
さらに、ＣＭＯＳのマイコンを使用したＡＦ回路としては、一般的に反射光量積分型が用いられている。この他、カメラに関する技術においては、近年、ＬＣＤにより表示が多用されており、当該ＬＣＤによる場合、周囲温度による悪影響を受けることに鑑み、ＬＣＤ駆動源としてＤ／Ａコンバータの電圧を温度により変更する技術も提案されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これらＣＭＯＳマイコンとＢｉｐ回路とを１チップ化しようとすると、その製造過程でＢｉｐ−ＣＭＯＳプロセスの工程が必要となり、リードタイムが長くなると共にコストも高くなる。また、アナログ部をＢｉｐとしていることにより消費電流も大きくなる。
【０００６】
そして、上記ＣＭＯＳのマイコンを使用したＡＦ回路として用いられている反射光量積分型装置は対数圧縮をすることができず、割算機能もないため、高精度な測距装置を得ようとすると回路規模が大きくなるという欠点がある。
【０００７】
さらに、カメラのＡＦ回路、ＡＥ回路、リモコン回路等は微弱な信号を扱うことからノイズに弱いという欠点があり、従来、これを防ぐためには部品配置やパターンを工夫する位しか対策がなかった。
【０００８】
また、カメラに関する技術においては、種々のところでデジタルタイマが使用されているが、このデジタルタイマはクロックを必要とし、このクロックのノイズがカメラの撮影動作に必要な種々の測定回路に悪影響を与えてしまう。
【０００９】
そして、上記したように温度測定のためのセンサをパワー系のドライブ回路を含んだチップ中に配設すると、誤測温を起こし、その結果ＬＣＰの適切な電圧を提供できない。
【００１０】
本発明は上記問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、低コスト及び短納期で且つ消費電流の少ないアナログ回路を含むカメラ制御用１チップマイクロコンピュータを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第１の態様では、カメラ制御用マイクロコンピュータコアと、カメラの撮影動作に必要な測定回路と、バイポーラトランジスタを直接駆動する大電流ソース回路とを同一半導体基板上に有するカメラ制御用１チップマイクロコンピュータにおいて、電池と直列に接続された第１の電源端子と、上記電池をと並列に接続した電源バックアップ用コンデンサに接続された第２の電源端子とを具備し、上記カメラ制御用マイクロコンピュータコアと上記測定回路は上記第２の電源端子から給電し、上記大電流ソース回路は上記第１の電源端子から給電することを特徴とするカメラ制御用１チップマイクロコンピュータが提供される。
【００１２】
即ち、本発明の第２の態様によるカメラ制御用１チップマイクロコンピュータでは、カメラ制御用マイクロコンピュータコアとカメラ用の測定回路には第２の電源端子から給電され、大電流ソース回路には第１の電源端子から給電される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施例について説明する。
【００１４】
図１は、本発明の第１の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を使用したカメラコントローラの構成を示す図である。第１の実施例は、アナログ回路をＣＭＯＳで構成しＣＭＯＳアナログ回路とマイクロコンピュータを１チップ化した構成となっている。
【００１５】
詳細には同図に示すように、ＣＰＵ（μ−ｃｏｍコア）１と昇圧回路ブロック２、リモコン回路ブロック３、測距回路ブロック４、ＮＰＮモータプリドライバ回路ブロック５、モータ定電圧回路ブロック６、Ｔ安定Ｔ比例ＤＡＣ回路ブロック７、コンパレータ８、Ｂ．Ｃ回路ブロック９、測温回路ブロック１０、リセット回路ブロック１１、基準電圧回路ブロック１２、測光回路ブロック１３、ストロボ充電検出回路ブロック１４、ＰＩ／ＰＲ検出回路ブロック１５、ＰＬＥＤドライバ回路ブロック１６、ＰＮＰプリドライバ回路ブロック１７が一体に構成されており、その周辺にＥＥＰＲＯＭ１８、ＬＣＤ２１、スイッチ２０、ストロボ回路ブロック１９が設けられている。
【００１６】
以下、図２乃至図４のフローチャートを参照して、第１の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を使用したカメラコントローラの動作について詳細に説明する。
【００１７】
先ず図２のフローチャートを参照して、第１の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を使用したカメラコントローラのメインシーケンスについて説明する。
【００１８】
電池が投入されると、リセット回路ブロック１１によりリセットがかかり、ＣＰＵ１のプログラムがスタートする。そして、ＣＰＵ１のフラグ、ＲＡＭやポート及びアナログ回路部の初期設定が行なわれる（ステップＳ１０１）。さらに、Ｂ．Ｃ回路ブロック９によりバッテリーチェックが行なわれ、その結果がＯＫの場合には次のステップＳ１０３に移行する（ステップＳ１０２）。そして、昇圧回路ブロック２を“オン”することによりシステム全体の電圧を保証する（ステップＳ１０３）。
【００１９】
続いて、ステップＳ１０４の割込み許可では、スイッチ２０のブロック内にある図示しないレリーズスイッチやパワスイッチ、アトブタ開閉スイッチ、フイルム巻戻しスイッチなどの許可を行なう（Ｓ１０４）。そして、パワスイッチが“オン”の場合はステップＳ１１１に移行し、“オフ”の場合にはステップＳ１０６に移行する（Ｓ１０５）。
【００２０】
このステップＳ１０６では、ＡＦ回路を“オフ”したり、昇圧回路を“オフ”したり、ＬＣＤ２１を“オフ”したり、ポートを電流の流れない状態にするなどの消エネモードを設定する。そして、パワ駆動フラグが“オン”の場合には、一定時間経過してからパワ駆動フラグを“オフ”した後（ステップＳ１０８，Ｓ１０９）、ＣＰＵ１の原振を止めストップ状態とする（ステップＳ１１０）。このストップ状態で受けつけられるスイッチはパワスイッチ（オンになった場合、丸印１に移行する）とアトブタ開閉スイッチ、強制フイルム巻戻しスイッチ（処理後、丸印１へ移行する）などである。
【００２１】
これに対して、ステップＳ１０５において、パワスイッチが“オン”になった場合は、以下の処理が繰り返される。即ち、まずＬＣＤ２１を表示し（ステップＳ１１１）、測距回路がいつでも動作できるようにするため測距回路ブロック４に電源を供給する（ステップＳ１１２）。尚、Ｂｉｐ回路の場合は電流が大きいので常時“オン”することができず、レリーズを押されてから“オン”するため測定できるまで数１０ｍｓのタイムラグとなる。
【００２２】
続いて、ストロボ充電は、ストロボ発光用のエネルギーをストロボ回路ブロック１９内のメインコンデンサに充電する（ステップＳ１１３）。この充電レベルはストロボ充電電圧検出回路ブロック１４で検出し、この充電が完了している場合は何もしないで次のステップＳ１１４へ移る。
【００２３】
続いて、測光回路ブロック１３で被写体の明るさを測定する（ステップＳ１１４）。この時、リモコンモードであるか否かを判定する（ステップＳ１１５）。
【００２４】
そして、リモコンモードである場合には、リモコン設定処理によりリモコン回路ブロック３を動作状態にして原振のノイズの影響を除去する為、ＣＰＵ１をスタンバイ状態にする（ステップＳ１２１，Ｓ１２２）。
【００２５】
このスタンバイ状態は、ストップ状態と異なり原振は動いているが、ＬＣＤ２１の表示などの最低必要な部分のみにクロックを供給するモードであり、アナログ回路部へのノイズの影響はほとんどなくなる。さらに、このスタンバイ状態において、当然リモコン信号が入れば後述するサブルーチン“リモコン受信割込み”（図２０参照）が実行されるが、レリーズスイッチが押れれば後述するサブルーチン“レリーズ割込み処理”（図３参照）が実行される。このサブルーチン“レリーズ割込み処理”はスタンバイ以外でもパワスイッチの“オン”の間は随時受け付けられる。そして、その他の操作スイッチが“オン”された場合には、図中丸印２へ移行する。
【００２６】
一方、リモコンモードでない場合には、タイマを開始した後、スタンバイ状態に入る（ステップＳ１１６，１１７）。このスタンバイ状態が解除されるのは、操作スイッチが押されるか上記タイマがオーバーフローした場合であり、当該タイマでメインルーチンの繰り返し間隔が決まる。さらに、スタンバイ状態が解除された場合はサブルーチン“スイッチ処理”が実行され（ステップＳ１１８）、図示しないモードスイッチが押された場合のモード切換やズームスイッチが押された場合のズーム駆動指示などが行なわれる。
【００２７】
そして、パワ駆動フラグが“オン”になっている場合は、“オン”になってから一定時間経過したか否かを確認し（ステップＳ１１９）、一定時間経過した場合はパワ駆動フラグを“オフ”にする（ステップＳ１２０）。尚、このパワ駆動フラグは測温回路を使用して良いか否かの判定フラグである。さらに、上記した一定時間とはチップが周囲温度に戻る為の時間である。以上の動作をパワスイッチが“オフ”になるまで繰り返す。
【００２８】
本発明はチップをＣＭＯＳアナログ回路で構成している為、基本的には各回路とも消費電流が少なく済み、従って、チップ自身の発熱は少ない。そして、バイポーラと異なり、チップ温度が上昇しないので、いつ測温しても周囲の温度と同等である。しかし、モータプリドライバーなどのパワ系を駆動した場合は、バイポーラと差はなく電流を必要とする為、チップの温度は上昇するので、パワ系を駆動した場合はパワ駆動フラグを“オン”し、パワ駆動フラグが“オン”の間は測温しないような工夫をしている。
【００２９】
次に、図３のフローチャートを参照して、レリーズスイッチが押された時又はリモコン信号を受信した時に実行するサブルーチン“レリーズ割込み”のシーケンスについて詳細に説明する。
【００３０】
本ルーチンに入ると、先ずパワ駆動フラグをチェックし、該フラグが“オフ”ならば測温し、“オン”ならば未だＩＣ自身の温度が高いので測温せずに前回の測温値を使用する。そして、この温度はレンズの温度係数の補正などに使用される（ステップＳ２０１〜Ｓ２０３）。
【００３１】
続いて、測光中であるか否かを確認し、測光中である場合はレリーズタイムラグになるので測光を中断し前回の測光値を使用する。そして、メインフローで常時測光をしているので、測光が終っている場合は該値を使用する。即ち、測光時間は疑似的にはゼロという事になる（ステップＳ２０４，２０５）。
【００３２】
そして、ストロボが必要であるか否かを判断し（ステップＳ２０６）、ストロボが必要でない場合には充電を中止し、次のステップＳ２１０へ進む。そして、ストロボが必要である場合には充電が完了しているか否かを判断し（ステップＳ２０８）、完了している場合には次のステップＳ２１０へ、未完了である場合には未充電の警告を出した後、割り込みを抜ける（ステップＳ２０９）。
【００３３】
さらに、測距回路ブロック４で被写体までの距離を測定し（ステップＳ２１０）、リモコン受信フラグを確認し（ステップＳ２１１）、リモコンを受信している場合にはリモコン受信フラグとリモコン回路、リモコンモードをそれぞれ“オフ”してから撮影シーケンスに移る（ステップＳ２１２〜Ｓ２１７）。
【００３４】
そして、リモコン受信していない場合は、２ｎｄレリーズのオン／オフを確認し（ステップＳ２１５）、２ｎｄレリーズが“オン”になるまで待機する。このとき、２ｎｄレリーズが“オン”にならずにレリーズスイッチが“オフ”になった場合には割込みを抜ける（ステップＳ２１６）。
【００３５】
さらに、ステップＳ２１７の撮影シーケンスでは、まずピント位置にフォーカスレンズを駆動する。続いてシャッタを駆動し、フイルムを巻き上げ、モータを動かしたのでパワ駆動フラグを“オン”し、割込みを抜け（ステップＳ２１７〜Ｓ２２１）、メインルーチンに戻る。
【００３６】
次に、図４を参照して、サブルーチン“ＬＣＤ　ＯＮ”のシーケンスについて詳細に説明する。
【００３７】
本ルーチンに入ると、先ずパワ駆動フラグを確認し（ステップＳ３０１）、当該フラグが“オフ”ならば測温を行った後、ＬＣＤ２１の駆動電圧を設定する（ステップＳ３０２，Ｓ３０３）。本実施例では、このＬＣＤ２１の駆動電圧を図５に示す範囲で設定することで、温度変化があっても表示濃度が変らないようにしている。続いて、パワ駆動フラグが“オン”の場合は、ＬＣＤ２１の駆動電圧を設定せずに前回設定した電圧を維持する。そして、フィルムコマ数やカメラのモードなどの表示を行った後（ステップＳ３０４）、メインルーチンに戻る。
【００３８】
以下、第１の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を使用したカメラコントローラの各回路ブロックについて詳細に説明する。
【００３９】
ＣＭＯＳプロセスのみを使用したＣＭＯＳアナログ回路において、従来のアナログ回路の様に大きなダイナミックレンジや割り算機能を可能とする技術の１つとして、ＣＭＯＳプロセスに寄生してから存在するバイポーラトランジスタを利用する技術がある。
【００４０】
例えば、図６にはＣＭＯＳプロセス内に存在するＮＰＮバイポーラトランジスタとＰＮＰバイポーラトランジスタの構成を示し説明する。
【００４１】
同図（ａ）に示すように、Ｐ−ウェルをベース領域，このウェルの内部のＮ＋をエミッタ，さらにＮ−サブストレートをコレクタとみなせば、寄生ＮＰＮバイポーラトランジスタができる。但し、このトランジスタのコレクタは電源ラインにつながっている。
【００４２】
また、同図（ｂ）に示すように、Ｎ−ウェルをベース領域，このウェルの内部のＰ＋をエミッタ，さらにＰ−サブストレートをコレクタとみなせば、寄生ＰＮＰバイポーラトランジスタができる。但し、このトランジスタのコレクタはＧＮＤラインにつながっている。
【００４３】
従って、このようなＣＭＯＳプロセスにおける寄生トランジスタを利用することによりＣＭＯＳプロセスのみにおけるＣＭＯＳアナログ回路においても、従来のパイポーラアナログ回路と同様、大きなダイナミックレンジや割り算機能を可能とすることができる。
【００４４】
次に、図７はＣＭＯＳプロセスにおける寄生ＮＰＮトランジスタを利用した測距回路ブロック４の具体的な構成を示す図である。
【００４５】
同図において、μ−ｃｏｍコア３１からの発光信号Ｐ０　により投光回路部のＰＭＯＳトランジスタ３２を“オン”し、外付けのパワートランジスタ３３を“オン”することにより、投光素子３４で発光されたパルス光は、投光レンズ３５により集光され、被写体距離ａに位置する被写体３６に向けて照射される。
【００４６】
そして、この被写体３６で反射された反射光は、上記投光レンズ３５から基線長Ｓ隔てて配置された受光レンズ３７を介し、その焦点距離ｆｊ　の位置に配置された半導体位置検出素子（以下、ＰＳＤと略記する）３８上に結像される。
【００４７】
さらに、このＰＳＤ３８の両端子から出力された信号光電流Ｉ１　，Ｉ２　は、後述する信号光電流検出回路３９，３９ａによって検出される。
【００４８】
このように、測距回路ブロック４は、測距対象物に光パルスを投射する投光回路３２と、測距対象物からの反射光を受光して信号パルス光電流成分を検出し増幅する信号光電流検出回路３９，３９ａと、前記検出された光電流から被写体の距離情報を求める演算回路４０と、この演算回路４０の出力をＡ／Ｄ変換するカウント回路４１とで構成されている。そして、上記信号光電流検出回路３９，３９ａにはそれぞれ同一の構成部材を使用し且つ同様の構成としているので、信号光電流検出回路３９についてのみ説明し、同一構成部材３９ａについては同一番号に“ａ”を付し、その説明は省略する。
【００４９】
上記投光回路のＩＲＥＤ３４は、トランジスタ３３によりドライブされる。そして、この外付けパワトランジスタ３３のオン／オフは、μ−ｃｏｍコア３１と同一チップ内に構成されたＰＭＯＳトランジスタ３２により制御される。
【００５０】
ここで注意すべきことは、ＰＭＯＳトランジスタ３２は１０数ｍＡのドライブ電流を流す必要がある為、そのソース電源としてＶｃｃ１　を利用し、μ−ｃｏｍコア３１を含め他の回路ブロックの電源Ｖｃｃ２　とは別系統のパワ系電源となる様構成されていることである。このように、電源系をチップ内でパワ系電源であるＶｃｃ１　と安定化された電源であるＶｃｃ２　少なくとも２系統の電源とすることで、大電流ドライブ時の電源変動が、測定・制御回路ブロックに悪影響を及ぼすことを防止している。さらに、上記ＰＭＯＳトランジスタ３２のオン／オフはμ−ｃｏｍコア３１の制御端子Ｐ０　により制御され、この端子出力信号によりＩＲＥＤ３４からパルス波形で投射される赤外光のオン／オフが制御される。
【００５１】
一方、上記光電流検出回路部９は、ＣＭＯＳオペアンプ４２とＰウェルをベース、Ｐウェル内のＮ＋をエミッタ、Ｎ−サブストレートをコレクタとするＣＭＯＳ内に存在する寄生ＮＰＮトランジスタ４３とで構成されるプリアンプ回路と、ＣＭＯＳ−オペアンプ４４とＮＭＯＳトランジスタ４５とその周辺回路からなる背景光除去回路とで構成されている。
【００５２】
そして、ＰＳＤ３８の片チャンネルから得られる信号パルス電流Ｉ２　は、プリアンプ回路を構成するオペアンプ４２に供給される。このオペアンプ４２は、トランジスタ１３によって帰還がかけられるように、その出力端をトランジスタ４３のエミッタに、反転入力端をベースに非反転入力端を不図示の基準電源Ｖｒｅｆ１に、それぞれ接続されており、これによってトランジスタ４３のベース入力抵抗は等価的に数ＫΩ程度に下げられている。
【００５３】
さらに、背景除去回路を構成するオペアンプ４４の出力は、ＣＭＯＳトランスミッションゲート４６を介して、チップ内部に形成されたコンデンサと、背景引き抜き用ＮＭＯＳトランジスタ４５のゲートに接続されている。非投光時に制御回路部であるμ−ｃｏｍコア３１の端子Ｐ１　のハイレベル“Ｈ”信号がトランスミッションゲート４６に与えられると、オペアンプ４２、トランジスタ４３、オペアンプ４４、トランスミッションゲート４６、トランジスタ４５のフィードバックループに従って、オペアンプ４４の反転端子がイマジナリーショートによって図示しない基準電圧源出力のＶｒｅｆ２になるようにオペアンプ４４が動作した結果、コンデンサ４７に、この時の背景光に応じた電荷が蓄積されると共に、背景光電流成分のみがトランジスタ４５によってグランドラインに引き抜かれる。
【００５４】
上記フィードバックループにより、トランジスタ４３のＶＢＥは、次式で与えられる。そして、通常ＶＢＥ＝０．５５Ｖ付近になるようにＶｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２が設定されている。
【００５５】
ＶＢＥ＝Ｖｒｅｆ１−Ｖｒｅｆ２　…（１）
この様な状態の時のエミッタ電流は、得られる信号光電流Ｉ１　の最小値のβＮ倍よりも充分小さくしておき、測距上の誤差が小さいレベルにおさえておく必要がある。しかし、あまりに小さくしすぎると応答性の問題が生じる為、注意しなければならない。これに対する工夫については後述する。
【００５６】
そして、投光時には、トランスミッションゲート４６が“オフ”するので、上述したフィードバックループが破れるが、コンデンサ４７に蓄積された電荷によりトランジスタ４５が、背景光による光電流をＧＮＤに排出しつづけるので、ＰＳＤ３８の片チャンネルから得られる光電流のうち、背景光による光電流を除いたパルス光成分のみが、トランジスタ４１３でβＮ　倍されてエミッタ電流としてβＮ　×Ｉ２　として流れ、この時のエミッタ電位は次式で示される。
【００５７】
【数１】
2004005546.tif 000003
【００５８】
同様にして投光時にオペアンプ１２Ａの出力、即ちトランジスタ１３Ａのエミッタ電位は次式で示される。
【００５９】
【数２】
2004005546.tif 000004
【００６０】
そして、演算出力回路４０は、抵抗４９，５０，５１，５２とＣＭＯＳオペアンプ５３からなる引き算回路を構成している。この引き算回路により上記（２），（３）式で示される電圧の引き算が行われ、その出力として下記の電圧値が得られる。
【００６１】
【数３】
2004005546.tif 000005
【００６２】
この出力電圧値は、被写体距離ａの逆数１／ａに比例する電圧であるので、当該値を求めることで被写体までの距離を求めることができる。尚、図８に上記出力電圧と被写体距離ａの逆数との関係を示す。
【００６３】
以下、図９のフローチャートを参照して、測距回路ブロック４による測距のシーケンスについて説明する。ここでは、出力電圧をＳとし、Ｓ／Ｎ比を向上させる為に３６回測定した場合の出力の平均をとっている。更に、Ｐ１オン時間は４００μｓ、Ｐ０オン時間は２００μｓとした（ステップＳ４０１〜Ｓ４１２）。尚、本シーケンスにおける設定値“３６回”、“４００μｓ”、“２００μｓ”は一例に過ぎず、これに限定されるものではない。
【００６４】
次に、図１０はＣＭＯＳプロセスにおける寄生ＮＰＮトランジスタを利用した測光回路ブロック１３の具体的な構成を示す図である。
【００６５】
同図に示すように、測光素子として撮影画面の中央部の狭い範囲の被写体輝度を測定する為のスポット測光用受光素子Ｓｐ　と、撮影画面の広い範囲の被写体輝度を測定する為の平均測光素子Ａｖ　とを用いており、各光電流ＩＡｖ，ＩＳｐが、後述する測光回路ブロック１３によって検出される。
【００６６】
測光回路は、ＩＡｖをエミッタ電流として流すＣＭＯＳプロセスにおける寄生ＮＰＮトランジスタ６１と、同じくＩＳｐをエミッタ電流として流すＣＭＯＳプロセスにおける寄生ＮＰＮトランジスタ６２と、定電流源６３と、ＣＭＯＳオペアンプ６４と、ＣＭＯＳプロセスにおける寄生ＮＰＮトランジスタ６５と、温度に比例する図示しない基準電圧源Ｖｒｅｆ３とで構成されるＩｓ　（トランジスタの飽和電流）キャンセル用基準電圧回路と、コンパレータ６６，６７及び温度に比例する電圧出力を出力するＴ比例ＤＡＣ６８で構成されるＴ比例ＡＤ変換器６９とからなる。このような構成において、オペアンプ６４の出力電位ａ、即ち、Ｉｓ　キャンセル用基準電圧は、次式で示される。
【００６７】
【数４】
2004005546.tif 000006
よって、ｂポイントの電位は次式で示される。
【００６８】
【数５】
2004005546.tif 000007
同様にｃポイントの電位は次式で示される。
【００６９】
【数６】
2004005546.tif 000008
【００７０】
ここで、ＩＡｖ＝２ｍ・Ｉｒｅｆ　，Ｉｓｐ＝２ｌ・Ｉｒｅｆ　とすると、ｂ，ｃポイントの電位はそれぞれ次式で示される。尚、ＶＴ　ｌｎ（２）は３０℃において約１８ｍＶであって温度に比例する電圧である。
【００７１】
Ｖｒｅｆ３−ＶＴ　ｌｎ（２）・ｌ　…（８）
Ｖｒｅｆ３−ＶＴ　ｌｎ（２）・ｍ＋ＶＴ　ｌｎ（ｎ）　…（９）
次に、Ｔ比例ＡＤ変換器の入力範囲はどの様にして決定されるか、具体的な設計事例を用いて説明する。ここでは、例えばスポット測光素子による光電流Ｉｓｐは被写体輝度により１００ｐＡ〜１μＡの範囲で変化するものとする。
【００７２】
また、Ｉｒｅｆ　＝１０μＡ，Ｖｒｅｆ３＝１８０ｍＶ（３０℃）とすると、Ｉｓｐが１００ｐＡの場合のｂポイントの電位は４８０ｍＶ（３０℃）となり、Ｉｓｐが１μＡの場合のｂポイントの電位は２４０ｍＶ（３０℃）となる。
【００７３】
一方、後の演算処理を簡単にする為と、量子化誤差による測光誤差を少くし、極力精度を上げる為、きりのいい数値８カウントが輝度１段に対応する様構成し、Ａ／Ｄ変換器は８ビットであるとする。１段当りの測光回路出力の変化量は１８ｍＶ（３０℃）であるから、１カウント当りの電圧値は１８ｍＶ／８＝２．２５ｍＶ（３０℃）に設定されるフルビットが立った時は２５５×２．２５ｍＶ＝５７３．７５ｍＶ（３０℃）となる。
【００７４】
一方、平均測光素子の測光範囲面積はスポット測光素子の測光範囲面積の１６倍程度あり、その光電流ＩＡｖは被写体輝度により、１６００ｐＡ〜１６μＡの範囲で変化する。よって、ＮＰＮＴｒの数ｎが“ｎ−１”であると、ＩＡｖが１６００ｐＡの時、ａポイントの電位は４０８ｍＶ（３０℃）となり、ＩＡｖが１６μＡの時、ａポイントの電位は１６８ｍＶ（３０℃）となる。
【００７５】
この様に、光電流ＩｓｐとＩＡｖでは同一輝度に対して光電流量が異なるので、測光回路を同一のものにすると、その出力電圧に差異が生じ、後段のＡ／Ｄ変換器の入力範囲を大きくする必要が生じる。そこで、本実施例では、ｎを“１６”とすることにより、平均とスポットの測光回路出力電圧が同一輝度において、同一の電圧値となる様工夫している。
【００７６】
上述したように、同一輝度における平均とスポットの光電流比に等しくＮＰＮトランジスタのエミッタサイズ比を設定することにより同一輝度における各測光出力電圧値を等しくすることができる。そして、例え全く同一でなくとも略近い値とすることで、後段のＡＤ変換回路の入力電圧範囲を無駄に大きくすることなく設計できるので、回路規模の増大を抑えることができる。
【００７７】
ここで、同一輝度における光電流比の異なる測光素子からの測光出力電圧を略等しくするために、図１１に示す回路により、基準電圧回路出力Ｉｓ　を平均とスポットで予め異なるようにすることもできる。
【００７８】
例えば、ＩＡｖ／Ｉｓｐ＝１６であったとすると、
2004005546.tif 000009
とするか、
ＩｒｅｆＡ＝Ｉｒｅｆ　×１６　…（１１）
とすれば良い。この他に、図１２の様にレベルシフト回路を付加して調整しても良く、更に調整量は１８ｍＶ（３０℃）×ｌｎ（ＩＡｖ／Ｉｓｐ）／ｌｎ（２）とすれば良い。
【００７９】
ところで、得られた測光電圧値ｂ，ｃポイントの電位は、Ｔ比例ＡＤＣ６９によってＡ／Ｄ変換され、デジタル量に変換され、μ−ｃｏｍコアに取り込まれ被写体輝度情報に演算変換され、メモリに格納される。
【００８０】
そして、このＴ比例ＡＤＣ６９は、分割抵抗とタップデコーダによって構成されたＤ／Ａコンバータとコンパレータ６６，６７からなり、μ−ｃｏｍコアから、タップデコーダに指令が行くと、分割抵抗のタップのいずれかの電位がコンパレータ６６，６７の一端子に入力される。μ−ｃｏｍコアは、上記Ｄ／Ａコンバータの各設定電圧と測光出力電圧の比較を繰り返すことにより、測光出力電圧値をＡ／Ｄ変換することができる。
【００８１】
さらに、分割抵抗には、定電流源７０によりＶＴ　ｌｎ（Ｎ／Ｒ０　）（Ｎは正整数、Ｒ０　は回路内部の抵抗を示す）の温度Ｔに比例した電流が流されており、Ｔ比例の電圧を発生する様に構成されている。尚、この他にも温度Ｔに対して安定した定電流源７０Ａと上記Ｔ比例定電流源７０は、μ−ｃｏｍコアからのスイッチングによって互いに切り換えられるように構成されており、更にＡ／Ｄ変換器６９はＴ比例，Ｔ安定のＡ／Ｄ変換器として使用できるように構成されている。そして、Ｔ安定のＡ／Ｄ変換器はカメラの他の情報量（例えば温度，ストロボチャージ電圧等）をＡ／Ｄ変換する場合に用いられる。
【００８２】
以上の様にして、全体としての回路規模の縮小化を向上させるように構成している。
【００８３】
さらに、測光値をＡ／Ｄ変換してμ−ｃｏｍコアに取り込むことができるが、ＣＭＯＳオペアンプを使用した場合、従来のバイポーラオペアンプと異なり、そのオフセット電圧が問題となる。即ち、従来のオペアンプではわずか２〜３ｍＶであるが、ＣＭＯＳオペアンプでは２０ｍＶ程度でてしまう。輝度１段当り１８ｍＶ（３０℃）であるから、ＣＭＯＳオペアンプのオフセット電圧は無視できない大きさである。
【００８４】
この問題を解決する為に、図１０に示す実施例では、図１３に示す様にＣＭＯＳオペアンプ６４とＣＭＯＳコンパレータ６６をほぼ同一の構成とし、同一チップ内において、できるだけ近傍に配置することで、同一方向のオフセット電圧を生じさせ、互いに相殺する様に工夫している。そして、図１４はＤ／Ａコンバータ用のＴ安定，Ｔ比例基準電流をつくる回路の具体的な構成を示す図であり、上記した他にもカメラ用測定回路のバイアス電流源として用いられる。
【００８５】
以下、図１５のフローチャートを参照して、測光回路ブロック１３による測光のシーケンスについて詳細に説明する。
【００８６】
本シーケンスでは、スポットアベレージの測定はそれぞれｂ，ｃポイントの電位を測定することにより行なわれる。そして、この電位をＡ／Ｄ変換すれば良いわけだが、ここでは、コンパレータとタップデコーダを使ったＡ／Ｄ変換器を利用したＡ／Ｄ方式として説明し、更にスポットアベレージとも同一過程なので一方のみの説明を行なう。
【００８７】
まず、ＶＨ　にＶｃｃ２　，ＶＬ　にＧＮＤに対応する値を設定し、コンパレータの出力をチェックする。そして、コンパレータの値がハイレベル“Ｈ”ならタップデコーダの値の方が低いのでＶＬ　に（ＶＨ　＋ＶＬ　）／２を代入する。さらに、コンパレータの出力がローレベル“Ｌ”ならばタップデコーダの値の方が高いのでＶＨ　に（ＶＨ　＋ＶＬ　）／２を代入する。以下、これを８回繰り返すと、８ビットのＡ／Ｄ変換となり、測光の出力がＡ／Ｄ変換できたことになる（ステップＳ５０１〜５０８）。
【００８８】
次に、図１６はＣＭＯＳプロセスにおける測温回路ブロック１０の構成を示す図である。当該測温回路ブロック１０により測温される被測温体はＣＭＯＳマイコンチップ自体の温度である。このＣＭＯＳはマイコン部、及び周辺の測光・測距・測温等々のカメラ用各種測定回路を全て非常に低消費電力化可能な為に、ＩＣチップ自体の消費電力がバイポーラ集積回路に比べて非常に小さい。
【００８９】
そして、通常、バイポーラ集積回路であると、ＩＣチップ自体の温度はその消費電力によって３℃程度環境温度に対して上昇してしまう。また、その上昇の度合いはＩＣに給電されてから測温するまでのタイミングによって異なるので、測温タイミングによって常に３℃前後のバラツキを生じ、精密なカメラの温度補正をかけることができない。対するＣＭＯＳは持ち前の低消費電力の為に、チップ自体の温度と環境温度との間の差異が小さい。
【００９０】
さらに、従来、上記したようなバイポーラではチップ自体の消費電力による発熱を考慮して、例えば測光回路チップや測距回路チップ、リモコン受信回路チップ等のカメラの測定回路単体機能、若しくは、ほんの２，３の機能を持つＩＣチップ中に測温回路を組み込んで、その様なＩＣチップ温度を測定する様工夫している。
【００９１】
これに対して、ＣＭＯＳ化することによってカメラ用の各種測定回路を大規模に集積化した様なＩＣチップ内に測温回路を設けることができ、カメラに好適なオールインワンＩＣを設計することが可能となる。この様なマイコンはカメラのさらなるコンパクト化，低コスト化にも貢献する。
【００９２】
そして、図１６に示すように、本実施例の測温回路ブロック１０は、ＭＯＳトランジスタＱ１　〜Ｑ８　と抵抗Ｒ１　とＲ２　と回路起動用定電流源Ｉ１　とからなる温度比例型基準電流回路と、ＣＭＯＳプロセス内に存在する寄生ＮＰＮＴｒＱ９　と抵抗Ｒ３　とＣＭＯＳオペアンプＯＰ１　とＣＭＯＳトランジスタＱ１０と抵抗Ｒ４　とからなる温度安定型基準電流回路と、抵抗Ｒ５　とで構成されている。
【００９３】
ここで、温度比例型基準電流回路において、Ｑ５　とＱ４　の面積比は１：１６に設定されており、この関係によってＩｒｅｆ１は次式で示される電流値となる。
【００９４】
Ｉｒｅｆ１＝（ＶＴ　ｌｎ１６）／Ｒ２　…（１２）
このＶＴ　はサーマルボルテージであって温度に比例し、２６ｍＶ（３０℃）である。Ｉｒｅｆ１をＱ９　とＲ３　に流すことによってオペアンプの＋端子電位が、Ｖｃｃ２　を基準として１．２６Ｖとなる様、Ｒ３　の抵抗値が選ばれている。更に、この１．２６Ｖはバンドギャップ基準電圧と呼ばれ非常に良好な温度安定性を示す。
【００９５】
そして、この電圧を基準として、Ｑ１０のソースから出力される温度安定基準電流Ｉｒｅｆ２は次式で示される。
【００９６】
Ｉｒｅｆ２＝１．２６Ｖ／Ｒ４　…（１３）
よって、抵抗Ｒ５　に生じる電圧ＶＴＥＭＰは次式で示される。
【００９７】
【数７】
2004005546.tif 000010
【００９８】
ここで、Ｒ２　＝１ＫΩ，Ｒ４　＝１５ＫΩ，Ｒ５　＝２８ＫΩとすると、
【数８】
2004005546.tif 000011
となり、ＶＴＥＭＰは４０℃では２６９ｍＶ、−１０℃では６０５ｍＶとなる。
【００９９】
尚、１℃当りの電圧変化量は、６．７２ｍＶである。
【０１００】
これに対して、Ａ／Ｄ変換回路部９の入力電圧範囲を０〜８５６．８ｍＶとし、１カウント当り３．３６ｍＶと設定すると、１カウント当り０．５℃の測温精度で測温電圧値をＡ／Ｄ変換できる。この時のＡ／Ｄ変換回路は勿論、温度に対して安定なものである。さらに、得られたＡ／Ｄ変換デジタル値と、温度との関係は、μ−ｃｏｍコアが、予め基準温度において得られたＡ／Ｄ変換値の理論値と実際の値との差に対応する量として記憶されたデジタル量を補正した後に、温度に対する基準参照値と比較して求める様に構成する。
【０１０１】
次に、図１７はＣＭＯＳ化することによって基本的に低消費電力化することの可能なカメラ用の各種測定回路のみならず、外部のドライブ上基本的に低消費電力化できないような回路ブロック、例えばモータードライブ回路や昇圧回路やプランジャー駆動回路などを組み込んだ場合の具体例な構成を示す図である。
【０１０２】
同図に示すようにパワ系の制御回路が組み込まれた場合は、カメラで言うとフィルム巻き上げ時や巻き戻し時に、モーター駆動を行なうと、数十〜数百ｍＡの電流が１秒〜３０秒間流れることになり、ＩＣチップの温度が、ピークで６０〜７０℃近くまで上昇し、それが環境温度に近い温度まで下がるのに数分の時間を要する。その為、ＩＣチップ自体の温度で、カメラの動作の温度補正を行なおとすると、全く不正確な温度補正がなされいしまうという不具合が生じてしまう。
【０１０３】
ここでは、上記問題点を解決する為に、測温回路８０と共に、計時回路８１を設け、モータードライブ回路８３や昇圧回路８６等のパワ系の制御回路が動作した後は、その事によるＩＣチップ温度上昇分がなくなるまでの間の測温回路８０の温度データをカメラの温度補正データとして用いないように構成したものである。これはメインフローなどでパワ駆動フラグを利用した方法を既に説明済である。尚、パワー駆動フラグＭＴＦＬＧは負荷条件、駆動条件に応じてＭＴＦＬＧ１，ＭＴＦＬＧ２等の２種類以上設けてもよい。
【０１０４】
次に、図１８はカメラのリモコン受信回路ブロックの構成を示す回路構成図であり、図１９は、その受信部で赤外光による遠隔操作信号を受光したときの各部の動作波形を示す図である。
【０１０５】
フォトダイオード９０は、図１９（ａ）に示す遠隔操作信号Ａ１　，Ａ２　，Ａ３を受光する為の受光素子で、プリアンプ９３に入力される。プリアンプ９３は入力される微小な信号電圧を図１９（ｂ）に示すプリアンプ出力１００に増幅し、次段のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ；Ｂａｎｄ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）９４に出力する。
【０１０６】
このＢＰＦ９４は、上記遠隔操作信号のキャリア周波数ｆｃ　がその通過帯域の中心になるように設定されたフィルタ特性を有し、螢光灯等の商用周波数の倍のリップル周波数（１００Ｈｚと１２０Ｈｚ）のノイズ成分を除去し、リモコン信号だけからなる図１９（ｃ）に示すＢＰＦ出力１０１を次段の検波回路９５に出力する。さらに、積分回路９６は、この検波出力１０２を積分してキャリア成分を除去した図１９（ｅ）に示す積分出力１０３を出力する。また、波形整形回路９７は、スレッシュレベルＶＴＨ１　及びＶＴＨ２　のヒステリシスを有し、波形整形を行なって信号パルスＰ１　，Ｐ２　，Ｐ３　からなる図１９（ｆ）に示す受光回路出力としてＣＰＵ（μ−ｃｏｍコア）９１に出力する。
【０１０７】
上記遠隔操作装置における受信手段の各回路ブロックはＣＭＯＳによって構成され、従来のバイポーラによる消費電力２〜３ｍＡに対して２００〜３００μＡの１／１０以下に低減されている。この為、従来リモコンモード継続時間を電池消耗対策により２０分程度制限していたが、その１０倍である２００分（＝３時間２０分）程度に延長することができる。これは実質的には充分な時間であり、従来の様なリモコン専用の時間リミッターを設ける必要がない。従って、前述したメインフローではリモコンモード時に時間制限を設けていない。
【０１０８】
以下、μ−ｃｏｍコアによるリモコン回路ブロック９により出力されるリモコン受信信号の処理動作、及び該リモコン回路ブロック９の制御について詳細に説明する。μ−ｃｏｍコアは、カメラ本体に設けられたリモコンモード設定スイッチの“オン”を検出し、リモコンモードである旨を示す“モード表示”を図示しないＬＣＤに表示し、リモコン割り込み端子ＲＮＩＮＴを禁止した後、リモコンイネーブル端子ＲＭＥＮをローレベル“Ｌ”とし、リモコン受信回路ブロックに給電する。そして、この給電の後、リモコン受信回路ブロックが安定化する所定時間後に前記リモコン割り込み端子ＲＮＩＮＴの割り込み許可を行なう。更に、当該μ−ｃｏｍコアは上記受光回路出力が入力されると、その内部のＲＯＭに記憶されているプログラムに従って入力信号を読取り、リモコン信号であるか否かの判別を行なう。
【０１０９】
先ず図２０のフローチャートを参照して、μ−ｃｏｍコアがリモコン信号を受信し判別するまでのシーケンスについて説明する。
【０１１０】
μ−ｃｏｍコアに入力信号パルスＰ１　によってリモコン受信割り込みがかかると、内部のタイマ１をスタートさせ、次の信号パルスＰ２　の入力によりタイマ１をストップする。これにより、信号パルスＰ１　とＰ２　のパルス間隔を測定し、所定の時間Ｔ１　に一致するか否かの比較を行ない、一致した場合は同様にして信号パルスＰ２　とＰ３　のパルス間隔をタイマによって測定し、所定の時間Ｔ１　と一致するか否か判定することにより（ステップＳ６０２〜Ｓ６０７）、リモコン信号の判別を行なう。そして、一致した場合はリモコン受信フラグを“オン”し（ステップＳ６０８）、リモコン割り込みを禁止した後に割り込み処理を抜ける。
【０１１１】
上記パルス間隔が所定時間Ｔ１　と一致しない場合はノイズと判断してこれを無視し、割り込み処理を抜ける（ステップＳ６０９）。尚、所定のパルス間隔Ｔ１は、螢光灯の周期的ノイズパルスの間隔１０ｍｓｅｃ若しくは８．３ｍｓｅｃの整数倍に同期しない時間間隔とする。
【０１１２】
以上の様にしてμ−ｃｏｍコアによりリモコン受信信号と判別された場合は、その後レリーズ割り込み処理に移行し測距・測光・測温やフォーカスレンズ駆動、シャッター駆動フィルム巻き上げの一連のカメラシーケンスを続行する。
【０１１３】
次に、リモコン受信回路の動作処理をカメラの動作シーケンス上に組み込む上で注意すべき点に関して説明する。
【０１１４】
リモコン受信回路は、非常に微弱な数１０μＶの信号を検出する検出回路であるので、ノイズの影響を受けやすい。よって、昇圧回路が作動している場合、即ちリモコン受信回路と同一チップ上に昇圧回路が形成されている場合や、ストロボ充電が作動している場合等のノイズの多い状況下においては、リモコン受信割り込みが経常的にかかり、正常なカメラ動作の遂行ができなくなる畏れがある。
【０１１５】
この問題を解決する為に、本実施例では、図２１のフローチャートに示すように、リモコンモード信号受信待機時においては昇圧回路動作を禁止する。そして、ストロボチャージ中においてはリモコン受信回路を作動不能とするか、リモコン受信割り込みを禁止する。尚、本発明では、メインフローに示す様にストロボ充電完了してから、リモコンモードになる様な工夫をしている。これにより、リモコン受信回路からの誤信号出力が、カメラの正常な動作の遂行を妨げることのない様にしている（ステップＳ７０１〜Ｓ７０７）。
【０１１６】
次に、図２２は、ＣＰＵ及びカメラの各種測定回路と同一チップ上にモータドライブ用のプリドライバ回路を構成した場合のＮＰＮモータプリドライバ回路ブロック５の具体的な構成を示す図である。
【０１１７】
通常、ＣＰＵ及びカメラの各種測定回路用電源としては、電池からショトキーバリアダイオードと３３μＦ程度のタンタルコンデンサによって構成されるダイオードフィルタ（Ｄ１　，Ｃ１　）によって安定化された電源Ｖｃｃ２　が使用される。
【０１１８】
これは、電池電圧がモータ駆動やプランジャー駆動や昇圧コイル駆動やストロボチャージの様な重負荷駆動によって急峻で大きな電圧降下を生じる為に、そのｄｖ／ｄｔがＣＰＵの正常なシーケンスの保証や各種測定回路の正確な測定の保証のできない大きさ（ｄｖ／ｄｔ）０　以上になる為である。
【０１１９】
よって、通常バックアップコンデンサＣ１　の大きさは、Ｖｃｃ２　内部のＩＣの消費電流Ｉｄｉとすると次式で示されるような値に設定される。
【０１２０】
【数９】
2004005546.tif 000012
【０１２１】
さらに、大きな問題としてカメラはポータブル機器であるので、振動によって電池が電池接片から離れ一時的に絡電が遮断されてしまう。特に、カメラの作動中に上記問題が発生し、Ｖｃｃ２　電圧がＣＰＵの動作可能以下にまで低下してしまった場合、ＣＰＵによる正常なカメラ制御が行なわれず、最悪の場合カメラの破壊につながる。この電池のチャタリングは電池接片の形状や圧にもよるが約１０ｍｓｅｃと考えられる。よって、コンデンサＣ１　の値に、この時間Ｖｃｃ２　がＣＰＵの正常動作可能電圧以下に下がらない様な容量に定められる。
【０１２２】
通常、コンデンサＣ１　の容量を決めるドミナントなパラメーターは上記電池チャタリング時のＶｃｃ２　電圧保持である。このコンデンサＣ１　は周波数特性の良さと比較的大容量を得やすいという理由で、タンタルコンデンサが用いられるが、これは高価であるし、小型カメラの実装スペースに対してはやはり体積が大きいので、Ｖｃｃ２　内部のＩＣの消費電流Ｉｄｉを小さく設計しなければならない。
【０１２３】
この目的のもとにカメラの各種測定回路はできるだけ低消費電流な回路に設計する必要がある。これに対して、モータープリドライブ回路等の、外付けのパワートランジスタを駆動する回路は、そのベース電流として数１０ｍＡの電流を供給する必要が生じる。このような回路を上記カメラ用測定回路と同様にＣＰＵチップと同一チップ上に形成した場合、その回路ブロックの電源をＣＰＵ及び測定回路と同一のＶｃｃ２　に共通にすると、上述した様な理由でＶｃｃ２　保持用コンデンサの容量を非常に大きくしなければならない。実際はコスト、スペースの点で上記構成は不可能である。
【０１２４】
そこで、本実施例はソース電流源をＶｃｃ２　でなくＶｃｃ１　として、電源安定化コンデンサＣ１　から大電流をＩＣ外に放出しない様、大電流供給端子及びラインをＩＣに設ける様工夫してある。マイコンを含むＩＣのパッケージについては、図４８に示すように、このＩＣ２０５を電池に接続するＩＣリード２０１がパッケージ２０４から突出しており、このＩＣリード２０１が金ワイヤ２０６によりＩＣ２０５上のパッド２０３に接続されている。
【０１２５】
ここで、大電流がＩＣ２０５のＧＮＤライン２０２に流れた場合、ＩＣ２０５のＧＮＤライン２０２のアルミ配線は、０．２〜３Ωまたパッド２０３とＩＣリード２０１との接触抵抗は０．２〜３Ωの値を持つもので、５０〜１００ｍＶ程度の電位差を、その大電流の流れる経路にそって発生してしまう為、ＩＣチップ内のＧＮＤライン２０２を上記回路ブロックとＣＰＵ及びカメラ用測定回路ブロックと共通にすると、正常なシーケンス，正確な測定が不可能となってしまう。
【０１２６】
本実施例では、大電流をＧＮＤに排出するＭＴＧＮＤラインとカメラ用測定回路ブロックの専用ＧＮＤラインの少なくとも２系統のＧＮＤラインを設け、且つパッドの接触抵抗の影響をさける為に、少なくとも２つのＧＮＤパッドからなる端子ＭＴＧＮＤ端子，ＡＮＧＮＤ端子を設けている。
【０１２７】
この様に、少なくとも２系統のＧＮＤライン及びＧＮＤ端子を設けることにより１チップ上に上記大電流ドライプ回路ブロックを構成することが可能である。理想的には、ＣＰＵ用のデジタルＧＮＤと測定回路用アナログＧＮＤを別々に設ける方が良いが、実際には端子数の不必要な増大につながるので、本実施例ではあえて１つにまとめている。
【０１２８】
次に、プリドライブ回路の具体的な構成について説明する。
【０１２９】
先ず、外付けのＮＰＮパワートランジスタをドライブするＮ端子定電流ドライブ回路について説明する。
【０１３０】
このＮ端子定電流トライブ回路は、ＣＭＯＳオペアンプＯＰ１　と抵抗Ｒ１　，Ｒ２　，Ｒ３　と基準電圧Ｖｒｅｆ３とＰＭＯＳトランジスタＱ１　からなるＰＭＯＳトランジスタ定電流ドライブ用電圧発生回路と、上記電圧をＰＭＯＳトランジスタＱ２，Ｑ３　，Ｑ４　，Ｑ５　のゲートに導くトランスファーゲートスイッチＳＷ１　，ＳＷ２　，ＳＷ３　，ＳＷ４　と、Ｖｃｃ１　をソースとし外付けＮＰＮトランジスタのベースをドレインとするＰＭＯＳトランジスタＱ２　，Ｑ３　，Ｑ４　，Ｑ５　と、それらのゲートソース間をシャントするシャント抵抗Ｒ４　，Ｒ５　，Ｒ６　，Ｒ７　と、外付けＮＰＮパワートランジスタのベース−エミッタ間をシャントするＮＭＯＳトランジスタＱ６　，Ｑ７　，Ｑ８　，Ｑ９　からなる出力部とで構成されている。
【０１３１】
このμ−ｃｏｍコアのポートＮ０からオペアンプＯＰ１　に給電信号が入力されると、オペアンプが動作し、抵抗Ｒ３　に１００μＡの電流ＩＮ０が流れる。このＩＮ０は次式で示される。
【０１３２】
ＩＮ０＝Ｖｒｅｆ３／Ｒ３　…（１７）
そして、トランジスタＱ１　のＶＧＳとＩＮ０の間には次式の関係が成立する。
【０１３３】
2004005546.tif 000013
よって、Ｖｃｃ１　基準でａ点の電位Ｖａ　は次式で示される。
【０１３４】
【数１０】
2004005546.tif 000014
【０１３５】
さらに、μ−ｃｏｍコアの出力ポートＮ１　がハイレベル“Ｈ”になってトランスファーゲートスイッチＳＷ１が“オン”になると、Ｑ２　のＧ−Ｓ間電圧は０ＶでＱ２　がオフ状態で、Ｑ６　がオン状態であったのが、Ｖａ　電圧が印加されＱ２　がオンＱ６　はオフ状態となる。
【０１３６】
この時、出力電流ＩＮ１は次式で示される。
【０１３７】
ＩＮ１＝Ａ・（ＶＧＳ１　−Ｖｔｈ）２　　・・・（２０）
そして、ＩＮ１＝２０ｍＡとなる様なＶＧＳ１　となるように、上記（Ｒ１　＋Ｒ２　）／Ｒ２　を次式により設定する。
【０１３８】
【数１１】
2004005546.tif 000015
【０１３９】
上記したような回路構成とすることで、各出力ポートＮ１　，Ｎ２　，Ｎ３　，Ｎ４から２０ｍＡの定電流を出力でき、従来の様にベース制限抵抗を用いる必要もない為、実装面積の小さなプリドライブ回路を得ることができる。
【０１４０】
また、Ｖｃｃ１　の変動をフィードバックしている為、Ｖｃｃ１　電圧がどの様に変動しても、常に２０ｍＡドライブを行なうことができ、電源電圧の影響を受けずに安定したアクチュエータ制御を行なうことができる。
【０１４１】
次に、外付けＰＮＰパワートランジスタをドライブするＰ端子定電流ドライブ回路について説明する。これは先に説明したＮ端子定電流ドライブ回路と同じ動作原理であって、ソースかシンクであるか否かの違いがあるのみである。
【０１４２】
Ｐ端子定電流ドライブ回路はＣＭＯＳオペアンプＯＰ１Ａと、抵抗Ｒ１Ａ，Ｒ２Ａ，Ｒ３Ａと基準電圧Ｖｒｅｆ３Ａ　とＮＭＯＳトランジスタＱ１Ａから構成されるＮＭＯＳトランジスタ定電流ドライブ用電圧発生回路と、上記電圧をＮＭＯＳトランジスタＱ２Ａ，Ｑ３Ａ，Ｑ４Ａ，Ｑ５Ａと、それらのゲート−ソース間をシャントするシャント抵抗Ｒ４Ａ，Ｒ５Ａ，Ｒ６Ａ，Ｒ７Ａと、外付けＰＮＰトランジスタのベース−エミッタ間をシャントするＰＭＯＳトランジスタＱ６Ａ，Ｑ７Ａ，Ｑ８Ａ，Ｑ９Ａからなる出力部とで構成されている。
【０１４３】
そして、μ−ｃｏｍコアのポートＰ０　からオペアンプＯＰ１Ａに給電信号が入力されるとオペアンプ動作がなされて抵抗Ｒ３Ａに１００μＡの電流Ｉｐ０が流れる。
【０１４４】
この電流Ｉｐ０は次式で示される。
【０１４５】
Ｉｐ０＝（Ｖｒｅｆ３Ａ　−Ｖｃｃ１　）／Ｒ３Ａ　…（２２）
さらに、トランジスタＱ１　のＶＧＳとＩｐ０との間には次式の関係が成立する。
【０１４６】
Ｉｐ０＝Ｂ・（ＶＧＳ−Ｖｔｈ）２　　　　…（２３）
Ｂ；比例定数、Ｖｔｈ；スレッシュ電圧
よって、ＧＮＤ基準でａ点の電位ＶａＡは次式で示される。
【０１４７】
【数１２】
2004005546.tif 000016
【０１４８】
さらに、μ−ｃｏｍコアの出力ポートＰ１　がハイレベル“Ｈ”になってトランスファーゲートスイッチＳＷ１Ａが“オン”になると、トランジスタＱ２ＡのＧ−Ｓ間電圧は０ＶでトランジスタＱ２Ａがオフ状態で、トランジスタＱ６Ａがオン状態であったのがＶａＡ電圧が印加され、トランジスタＱ２Ａがオン状態となり、トランジスタＱ６Ａはオフ状態となる。
【０１４９】
この時、出力電流ＩＰ１は次式で示される。
【０１５０】
ＩＰ１＝Ｂ・（ＶＧＳ１　−Ｖｔｈ）２　　…（２５）
そして、ＩＰ１＝２０ｍＡとなる様なＶＧＳ１　となる様、上記（Ｒ１Ａ＋Ｒ２Ａ）／Ｒ２Ａを、次式により設定する。
【０１５１】
【数１３】
2004005546.tif 000017
【０１５２】
上記したような回路構成とすることにより、Ｐ１　，Ｐ２　，Ｐ３　，Ｐ４　各端子から２０ｍＡの定電流をシンクできる。
【０１５３】
次に、図２３はクロックを用いないアナログタイマ回路の具体的な構成を示す図である。同図に示すように、タイマ１１８ａは、カレントミラー回路を構成するＭＯＳトランジスタ１１１，１１２と定電流源１１４と定電流源の電流をスイッチングするＭＯＳトランジスタ１１３と上記定電流源の電流を積分するコンデンサ１１５と積分コンデンサに蓄積された電荷を放電するＭＯＳトランジスタ１１６と、コンデンサに蓄積された電荷量をＤＡＣ出力と比較するコンパレータ１１７とタイマ１１８ａとで構成されている。
【０１５４】
そして、タイマ１１８ｂはタイマ１１８ａと同一構成であり、タップデコーダの値を変えることで２つのタイマ値を設定することができ、更には連続して使用することもできる。また、定電流源の値を変えれば長いタイマや短いタイマも作ることができる。
【０１５５】
以下、図２４のフローチャートを参照して、かかるアナログタイマ回路の動作について説明する。尚、タイマ値は図２７のグラフを基に設定する。そして、集積回路内のコンデンサを利用した場合は温特は少ないが、温特のある場合は温度によりグラフを選択すれば良い。さらに、ここでは一応温特のある場合を想定して説明する。
【０１５６】
先ず測温し（ステップＳ８０１）、アナログタイマを呼ぶ前に設定されたタイマ値Ｔ又はＴＡになる様に図２７よりタップデコーダの出力（Ｄ／Ａ値）を設定する（ステップＳ８０２）。続いて、ＴＭ１又はＴＭ１Ａを“オン”し、コンデンサ１１５又は１１５Ａの電荷を抜く。同時に、ＴＭ２又はＴＭ２Ａを“オン”し、コンデンサにチャージ可能状態とし、ＴＭ１又はＴＭ１Ａを“オフ”し、タイマをスタートした後、原振を止める（ステップＳ８０３，８０４）。
【０１５７】
その後、コンデンサ１１５又は１１５Ａのレベルがタップデコーダーの出力を上まわると、ＴＭ３又はＴＭ３Ａが立上り、この信号により、再びμ−ｃｏｍはウエイクアップし原振が動き出す（クロック休止状態から発振状態に戻る）。そして、原振が動き出した直後、ＴＭ２又はＴＭ２Ａを“オフ”し、チャージを中止し、メインルーチンに戻る（ステップＳ８０５〜８０８）。
【０１５８】
この状態のタイミングチャートは図２５に示す通りであり、この図２５に示す他にも図２６に示す方法等、種々の方法が考えられるが、以下、図２５に示すタイミングを基に説明を続けることにする。
【０１５９】
以上の説明で明らかであるように、アナログタイマ動作中はμ−ｃｏｍの原振を止めることができるので、微少電流や微少電圧の測定、又はノイズに弱い信号の時間測定などに応用することができる。
【０１６０】
次に、図２８はアナログタイマを用いた測光回路の具体的な構成を示す図である。ここで、先に図１０に示した測光回路と異なるのは、コンパレータの後にフリップフロップが設けられていることである。そして、アナログタイマ停止信号でフリップフロップはコンパレータのレベルをラッチする構成になっている。
【０１６１】
図２９は、かかる測光回路の動作を示すフローチャートである。
【０１６２】
先に図１５に示した動作と異なるの点は、新たにステップＳ９０４，Ｓ９０５を設けてアナログタイマを使用している事である。即ち、ここでは測光電圧が微少の場合は、原振のノイズが乗り正確なＡ／Ｄ変換ができないので、コンパレータの出力をチェックする場合は原振を止めノイズのない状態で測定するという方法をとっている。尚、コンパレータの出力をアナログタイマ終了信号でラッチしているので、原振が発振した時にはすでにノイズのない状態のレベルがラッチされていることになる。その他の動作は先に図１５の説明で述べた通りであるので、ここでは重複した説明は省略する。
【０１６３】
次に、図３０はアナログタイマを用いた測距回路の具体的な構成を示す図である。この測距回路は、先に図７に示したＡ／Ｄ部４１を改良したものである。
【０１６４】
即ち、図７の測光と同様に定常光をコンデンサ４７にラッチする場合及びＬＥＤ３４を投光し、ＰＳＤ３８の出力を演算する場合にアナログタイマを使用し、原振のノイズを除去している。そして、その演算結果はアナログタイマの終了信号ＴＭ３でコンデンサに保持する。その後、Ａ／Ｄ変換するので原振のノイズのない状態の信号をＡ／Ｄ変換することができる。
【０１６５】
そして、図３１は、かかる測距回路の動作を示すフローチャートである。先に図９に示した動作と異なる点はアナログタイマを使用している事のみである（ステップＳ１００３〜１０１１）。その他の動作は先に図９の説明で述べた通りであるので、ここでは重複した説明は省略する。
【０１６６】
次に、図３２はリモコン受信信号評価にアナログタイマを応用した回路の具体的な構成を示す図である。本回路の目的は、やはり原振によるノイズを除去することにあり、この場合はタイマを２個使用する。
【０１６７】
そして、図３４は、かかる回路の動作を示すフローチャートである。正常なリモコン信号は図１９（Ｆ）に示す様にＴ１　間隔でパルスが３つある場合とする。尚、このＴ１　はＴ１　±αの誤差までＯＫとする。そして、本回路はアナログタイマが設定タイマ値になるか、リモコン受信信号の立下りがあるかのいずれかで、タイマを止める為のＴ２　信号を作っている。
【０１６８】
即ち、図３３（ａ）はリモコン信号が早かった場合のリモコン受光回路出力を示す。この場合、タイマ値はＴ１　＋αに設定する。即ち、リモコン信号が入る前にＴ３がハイレベル“Ｈ”になった場合はＴ≧Ｔ１　＋αとなりＮＧとなる。
【０１６９】
これに対して、図３３（ｂ）は設定時間が先にきた場合のリモコン受光回路出力を示す。この場合、アナログタイマは止っているのでＡ／Ｄ変換すれば時間がわかるので、Ｔ１　−αより大きいかどうかで正常な信号かどうかを判定する。この判定はタイマ１終了直後タイマ２をスタートさせ、タイマ２が終了した後行い、ＯＫの場合はリモコン受信フラグを設定して割込みを抜ける。
【０１７０】
次に、本発明の第２の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を使用したカメラコントローラについて説明する。図３５、３６はその構成を示す図である。
【０１７１】
先ず、図３６における基準電流回路ブロック２０１について説明する。
【０１７２】
この基準電流回路ブロック２０１は、ＰＭＯＳトランジスタＱ１　，Ｑ２　，Ｑ３，Ｑ７　，Ｑ８　、ＮＭＯＳトランジスタＱ４　，Ｑ５　，Ｑ６　及び抵抗Ｒ１　，Ｒ２　，Ｒ３　によって構成されている。そして、ＣＰＵによって、ＰＴ０＝“Ｌ”とされると、抵抗Ｒ１　で制限された数μＡの電流がトランジスタＱ１　に流れ、トランジスタＱ１　とＱ２　はカレントミラー回路を構成しているので、トランジスタＱ２　のドレイン電流がトランジスタＱ４　のＤ−Ｇショートに流れ込む。そして、トランジスタＱ４　，Ｑ５　，Ｑ６　はそれぞれカレントミラー回路を構成しているので、トランジスタＱ５　，Ｑ６　には同じドレイン電流が流れる。
【０１７３】
ところで、トランジスタＱ８　とＱ７　は微小電流領域では、１０：１のカレントミラー回路と同じであって（抵抗Ｒ３　による電圧降下分が少ないため）、トランジスタＱ７　のドレイン電流はトランジスタＱ６　のドレイン電流の１／１０となるので、Ａポイントの電位はローレベル“Ｌ”になり、ＰＭＯＳトランジスタＱ３が“オン”してドレイン電流を流し、トランジスタＱ４　のドレイン電流が増え、カレントミラーによりトランジスタＱ５　，Ｑ６　のドレイン電流が増える。
【０１７４】
この電流が増えると、トランジスタＱ７　，Ｑ８　のドレイン電流比は抵抗Ｒ３　の電圧降下分が効いてくるので、１／１０から“１”に近付いてくる。
【０１７５】
以上のようなサイクルで、結果としてトランジスタＱ５　，Ｑ７　のドレイン電流が一致する所に収束し、その結果、抵抗Ｒ３　の電圧降下は次式で示される。尚、次式においてＶＴ　はサーマルボルテージを示す。
【０１７６】
【数１４】
2004005546.tif 000018
【０１７７】
但し、ＭＯＳはｗｅａｋ　ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｒｅｇｉｏｎ　となる様、ＩＤ　が約２００ｎＡで使用する。
【０１７８】
次にバンドギャップ基準電圧回路ブロック２０３について説明する。
【０１７９】
本回路ブロック２０３は、温度に対して安定な１．２６Ｖの定電圧回路である。そして、ＣＭＯＳプロセス中のＰウェルをベースとするＮＰＮ寄生トランジスタＱ１３とＮＭＯＳトランジスタＱ１２と抵抗Ｒ５　とによって、Ｖｃｃ２　電位基準のバンドギャップ基準電圧を得る。さらに、このトランジスタＱ１３は−２ｍＶ／°Ｃのダイオード特性を持ち、抵抗ＲＳ　の両端電圧は、次式の温度変化に対して＋の変化をする電圧を発生する。
【０１８０】
ＶＴ　ｌｎ（１０）×（Ｒ５　／Ｒ３　）×１０　…（２８）
そこで、プラス（＋）とマイナス（−）の変化量をほぼ等しくしてキャンセルするように上記（２８）式の（ＲＳ　／Ｒ３　）を設計すれば、ＶＣＣ２　−Ｂ間電圧は温度に対して安定となる。この目安として該電圧値は１．２６Ｖである。尚、逆にＮＰＮトランジスタであるが、Ｎウェルをベースとする寄生ＰＮＰトランジスタを用いる場合はＧＮＤ基準で１．２６Ｖの基準電圧を作ることもできる。
【０１８１】
次に、温度安定基準電流回路ブロック２０４について説明する。
【０１８２】
本回路ブロック２０４は、オペアンプＯＰ１　とＰＭＯＳトランジスタＱ１４，Ｑ１５と抵抗Ｒ６　，Ｒ７　によって構成される。そして、オペアンプＯＰ１　によって、トランジスタＱ１４，Ｑ１５が“オン”され、抵抗Ｒ６　とＲ７　にソース電流が流れ、Ｃポイントの電位はイマジナリーショートでＢポイントの電位と等しくなる。よって、抵抗Ｒ６　とＲ７　には１．２６／（Ｒ６　＋Ｒ７　）の電流が流れ、トランジスタＱ１５とＱ１４には、その半分のドレイン電流が流れる。
【０１８３】
次に、測温回路ブロック２０２について説明する。
【０１８４】
本測温回路ブロック２０２は、ＰＭＯＳトランジスタＱ１０と抵抗Ｒ４　とＮＭＯＳトランジスタＱ１１とで構成されている。
【０１８５】
そして、トランジスタＱ１０のドレイン電流は次式で示される。
【０１８６】
ＶＴ　ｌｎ（１０）／Ｒ３　×４０　…（２９）
よって、電圧ＶＴ　は次式で示される。
【０１８７】
ＶＴ　＝（（２７３＋Ｔ）／３００）×２６ｍＶ　…（３０）
ここで、Ｔは温度（°Ｃ）を示す。
【０１８８】
トランジスタＱ１１はトランジスタＱ１６とＱ１７とカレントミラー回路を構成しており、そのカレントミラー回路には上記温度安定基準電流回路ブロック２０４から次式で示される電流が注入されている。
【０１８９】
１．２６Ｖ／（Ｒ６＋Ｒ７）／２　…（３１）
トランジスタＱ１１のドレイン電流は上記電流値となる。このＴ比例電流値からＴ安定電流を差し引いた残りが抵抗Ｒ４　に流れ込む。
【０１９０】
よって、Ｅ電流は次式で示される。
【０１９１】
【数１５】
2004005546.tif 000019
【０１９２】
従って、−１０°ＣではＶＥ　＝２８１ｍＶ，＋４０°ＣではＶＥ　＝４５６ｍＶとなる。
【０１９３】
次に、コンデンサ充放電回路ブロック２０５について説明する。
【０１９４】
本回路ブロック２０５は、ストロボメインコンデンサの電圧や電池電圧、温度に関連した電圧等のＡ／Ｄ変換用であり、ＮＭＯＳトランジスタＱ１６，Ｑ１７，Ｑ１８，Ｑ２２，ＰＭＯＳトランジスタＱ１９，Ｑ２０，コンデンサＣ１　から構成されている。そして、ＣＰＵポートＰＴ２＝“Ｈ”のとき、トランジスタＱ１８は“オン”し、トランジスタＱ１６，Ｑ１７，Ｑ１９，Ｑ２０は、それぞれカレントミラー回路を構成しているので、トランジスタＱ２０のドレイン電流は次式で示される。
【０１９５】
１．２６Ｖ／（Ｒ６＋Ｒ７）／２０　…（３４）
そして、ＣＰＵポートＰＴ４＝“Ｈ”のとき、トランジスタＱ２２が“オン”し、コンデンサＣ１　はディスチャージされ、Ｆポイントの電位は０Ｖとなる。
【０１９６】
さらに、ＣＰＵポートＰＴ４＝“Ｌ”，ＰＴ２＝“Ｈ”のとき、コンデンサＣ１　は先のトランジスタＱ２０のドレイン電流でチャージされ、Ｆ電位は時間共に上昇する。また、適当な所でＰＴ４＝“Ｌ”、ＰＴ２＝“Ｌ”とすると、Ｆポイントの電位はその時点の電位に固定される。
【０１９７】
次に、図３７のフローチャートを参照して、電池電圧をＡ／Ｄ変換する動作について詳細に説明する。
【０１９８】
まず、ＰＴ０＝“Ｌ”，ＰＴ１＝“Ｌ”として基準電流回路を作動させておくものとする。Ａ／Ｄ変換した値を格納するメモリＡＤＭを“０”とする（ステップＳ１２０１）。Ｉを“０”にセットする（ステップＳ１２０２）。ＣＰＵポートＰＴ４とＰＴ２を共にハイレベル“Ｈ”にして、トランジスタＱ１８，Ｑ２２のスイッチングＮＭＯＳトランジスタを“オン”にする（ステップＳ１２０３）。
【０１９９】
そして、１ｍｓｅｃ待ち（ステップＳ１２０４）、ＣＰＵポートＰＴ４をローレベル“Ｌ”としトランジスタＱ２２を“オフ”にすると、コンデンサＣ１　にチャージが開始される（ステップＳ１２０５）。
【０２００】
続いて、タイマカウントを開始する。このタイマはソフトウェアによるソフトタイマでも良いし、ＣＰＵに組み込まれたハードウェアカウンタでも良い。ソフトタイマであれば、カメラのＡ／Ｄ変換に必要な分解能と測定時間の制限により１６〜３２ＫＨｚぐらいが適当である。そして、ハードウェアでは、速ければ速いほど良い（ステップＳ１２０６）。
【０２０１】
続いて、ＣＰＵの入力ポートＰＴ６はハイレベル“Ｈ”か否か検出する。そして、ハイレベル“Ｈ”になったところで、ステップＳ１２０８に進みメモリＡＤＭの内容にその時のタイマ値を加算する（ステップＳ１２０７）。そして、Ｉ＝３か否かをチェックし、“３”であればステップＳ１２１１にてＡＤＭの内容を１／４にしてステップＳ１２１２にてリターンする（ステップＳ１２０９）。そして、ステップＳ１２０９でＩ＝３でなければ、ステップＳ１２１０でＩをインクリメントし、ステップＳ１２０３へ戻る。
【０２０２】
以上のようにして、４回のＡ／Ｄ変換値の平均がメモリＡＤＭに格納される。尚、ステップＳ１２０７の判定で、１００ｍｓｅｃ以上変化しない時は、別途割り込みタイマによって割り込みがかけられ、ＣＰＵはカメラの故障表示をして全てのカメラ動作を停止する。
【０２０３】
そして、図３９はストロボ充電電圧をＡ／Ｄ変換するための動作を示すフローチャートである。本シーケンスはステップＳ１３０７でＰＴ７をハイレベル“Ｈ”としている以外は、先に説明した図３７のシーケンスと同じであるので、ここでは重複した説明は省略する。
【０２０４】
さらに、図４１は測温電圧値をＡ／Ｄ変換する動作を示すフローチャートである。本シーケンスはステップＳ１４０７でＰＴ５をハイレベル“Ｈ”としている以外は、先に説明した図３７のシーケンスと同じであるので、ここでは重複した説明は省略する。
【０２０５】
次に、図４３のフローチャートを参照して、測光値をＡ／Ｄ変換する動作について詳細に説明する。
【０２０６】
ＡＤＭを“０”に設定し（ステップＳ１５０１）、Ｉを“０”にする（ステップＳ１５０２）。そして、ＣＰＵポートＰＴ３をローレベル“Ｌ”にして、トランジスタＱ２１を“オン”にすると、コンデンサＣ２　は放電されてＨ電位はＶＣＣ２と同電位になる（ステップＳ１５０３）。
【０２０７】
この後、１ｍｓｅｃ待ち（ステップＳ１５０４）、ＣＰＵポートＰＴ３をハイレベル“Ｈ”にし、トランジスタＱ２１を“オフ”すると、ＳＰＤ１によって明るさに応じた光電流でコンデンサＣ２　がチャージされる（ステップＳ１５０５）。
【０２０８】
続いて、タイマカウントを開始し（ステップＳ１５０６）、ＣＰＵポートＰＴ８がハイレベル“Ｈ”であるか否かをチェックし（ステップＳ１５０７）、ハイレベル“Ｈ”ならばＡＤＭメモリの内容にタイマ値を加算する（ステップＳ１５０８）。そして、Ｉ＝３かチェックし、Ｉ＝３でないならばＩをインクリメントしてステップＳ１５０３に戻る。そして、“３”であればステップＳ１５１１でＡＤＭの内容を１／４にしてステップＳ１５１２でリターンする（ステップＳ１５０９）。こうして測光値がＡ／Ｄ変換される。
【０２０９】
以上説明したようなシーケンスにより、カメラ作動に必要なカメラ情報がＡ／Ｄ変換される。ここで、一般的にＶ−Ｔ変換によるＡ／Ｄ変換手法は、他のＡ／Ｄ変換手法に比べて時間が掛り過ぎる問題がある。これは、通常カメラはレリーズボタンが押し込まれてからフィルムに露光がなされるまでの時間は０．３秒程度でなくてはならない。あまりに遅いと、シャッターチャンスを逃してしまうからである。上記観点から考えると、レリーズ毎に少なくとも測光Ａ／Ｄとストロボ充電電圧Ａ／Ｄと電池電圧のＡ／Ｄは必要であるから、０．３秒／３＝０．１秒、即ち１つのＡＤ所要時間は少なくとも１００ｍｓｅｃ以下でなければならない。本実施例ではＣ１　と、これへのチャージ電流の値を適宜設定することにより、１回のＡ／Ｄが約１０ｍｓｅｃとなるように設計している。
【０２１０】
これについては、更に次のような工夫が考えられる。即ち、第１に少なくとも２つ以上のカメラ情報のＡ／Ｄ変換を同時に行う。例えば図４５のフローチャートに示すように、測光と測温と電池電圧の３つのＡ／Ｄ変換を同時に行うことや、第２に所定メモリ領域に各カメラ情報に対応したＡ／Ｄ変換値も格納するメモリ領域を確認し、そのメモリ領域の内容をレリーズスイッチ以外のキー操作もしくは所定時間毎に応答して、Ａ／Ｄ変換し更新するようにし、レリーズスイッチが入った時点以前のＡ／Ｄ変換値に従ってカメラ動作を行うよう構成することである。
【０２１１】
次に、定電圧モータドライブ回路ブロック２０６について説明する。
【０２１２】
この定電圧モータドライブ回路ブロック２０６は、オペアンプＯＰ２　と抵抗Ｒ１３，Ｒ１４と外づけのＰＮＰパワートランジスタによって構成されている。
【０２１３】
これは非反転型の増幅器であって、ハイレベル“Ｈ”ポイントの電位とＩポイントの電位ＶＩ　との間には次式の関係が成立する。
【０２１４】
【数１６】
2004005546.tif 000020
【０２１５】
ここで、ＶＩ　はスイッチングトランジスタＱ１８，Ｑ２２の時間制御によって、コンデンサＣ１　をＧＮＤレベルから所定時間チャージすることにより任意の電圧値を作り出しホールドすることができる。これによリ、ＣＰＵは、例えば巻き上げ開始時は低い電圧でも、またある程度速度がでれば高い電圧で駆動するというような細かい制御を行うことができる。
【０２１６】
尚、ＣＭＯＳプロセスにおいて、対数圧縮特性を利用する方法としては、寄生トランジスタを用いる他に、ＭＯＳトランジスタをＷｅａｋ　ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｒｅｇｉｏｎ　で用いる方法がある。即ち、図４６に示すように、ドレイン電流が数１００ｎＡ以下の領域では、ドレイン電流ＩＤ　とゲートソース間電圧ＶＧＳの間には次式の関係がが成立する。
【０２１７】
【数１７】
2004005546.tif 000021
【０２１８】
次に、図４９は上記ドレイン電流が数１００ｎＡ以下の領域を測距回路に応用した場合の具体的な回路の構成を示す図である。
【０２１９】
同図において、パルス光電流検出回路ブロックは、ＣＭＯＳオペアンプＯＰ１とＮＭＯＳトランジスタＱ１　，Ｑ２　，Ｑ３　及び定電流源Ｉ１　，Ｉ２　からなるプリアンプ部と、ＣＭＯＳオペンアンプＯＰ２　とトランスファーゲートＧ１　とコンデンサＣ１　とＮＭＯＳトランジスタＱ４　からなる背景光引き抜き回路とで構成されている。そして、Ｖｒｅｆ２は、ＶＣＣ２　−１００ｍｖに設定されており、オペアンプＯＰ２　はトランスファーゲートＧ１　が“オン”していると、プリアンプ部トでフィードバックループを作り、Ｉ１　の定電流１μとＰＳＤの背景光成分Ｉｐ１を全部トランジスタＱ４　を通じてＧＮＤに排出し、その時の電位がコンデンサＣ１　に記憶される。この状態では、トランジスタＱ３　のドレインソース間電圧は１００ｍＶになり、トランジスタＱ３　にはほとんど電流が流れていない。トランスファーゲートＧ１　が“オフ”になってフィードバックループが切られてもコンデンサＣ１　にはそれ以前の電位が保持されつづけるので、依然としてトランジスタＱ４　はＩ１　の定電流とＰＳＤの背景光成分を排出し続ける。この時に、ＣＰＵのポートＰ１　からＬパルスを出してＱ５　を“オン”し、ＩＲＥＤから赤外光パルスを被写体に投射し、その反射光による光電流成分ΔＩｐ１がＰＳＤ１端子に入力すると、その電流値はトランジスタＱ３　にすべて流れ込む。
【０２２０】
ここでは、トランジスタＱ３　を２０倍にしているので、この流れ込む電流に対してトランジスタＱ３　はｗｅａｋ　ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｒｅｇｉｏｎ　における動作を行うため、Ａポイントの電位を次式より求める。
【０２２１】
【数１８】
2004005546.tif 000022
同様に、Ｂポイントの電位を次式より求める。
【０２２２】
【数１９】
2004005546.tif 000023
【０２２３】
そして、トランジスタＱ６　，Ｑ７　も２０倍にされ、Ｉ３　の定電流源に比して、ｗｅａｋ　ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｒｅｇｉｏｎ　における動作を行うよう設計している。さらに、トランジスタＱ６　のドレイン電流をＩＤ１とすると次式が成立する。
【０２２４】
【数２０】
2004005546.tif 000024
そして、トランジスタＱ７　のドレイン電流をＩＤ２とすると次式が成立する。
【０２２５】
【数２１】
2004005546.tif 000025
この上記２式は等しいので次式が成立する。
【０２２６】
【数２２】
2004005546.tif 000026
【０２２７】
よって、
【数２３】
2004005546.tif 000027
となる。ここで、ＩＤ１＋ＩＤ２＝１μＡであるから次式が成立する。
【０２２８】
【数２４】
2004005546.tif 000028
以上より、Ｒ１　のＣポイントの電位は次式で示される。
【０２２９】
【数２５】
2004005546.tif 000029
【０２３０】
従って、ΔＩｐ２／（ΔＩｐ１＋ΔＩｐ２）はＰＳＤに入射するスポット光像の重心位置を表すから上記Ｃポイントの電位を計測すれば被写体距離が求められる。
【０２３１】
さらに、ＣＰＵは、投光パルスに同期してＣポイントのＡ／Ｄ変換を行い、そのデジタル値を取り込む。そして、複数回の投光を行い、その平均値から被写体までの距離を割り出す。
【０２３２】
次に、図５０は測光回路に応用した場合の具体的な構成を示す図である。
【０２３３】
同図において、Ａポイントの電位は次式で示される。
【０２３４】
【数２６】
2004005546.tif 000030
【０２３５】
この式において、Ｖｒｅｆ１はタップデコーダのいずれかのタップの電圧とする。
【０２３６】
そして、タップ抵抗Ｒに流れる電流Ｉ１　は次式で示される。
【０２３７】
【数２７】
2004005546.tif 000031
【０２３８】
よって、ＣＰＵとタップデコーダで逐次比較ＡＤを行うことによって、ＣＰＵは輝に応じたＡ／Ｄ値を得ることができる。
【０２３９】
以上詳述したように、本発明のＣＭＯＳアナログ回路を使用したカメラコントローラでは、ＣＭＯＳプロセスでアナログ回路を構成できたので、リードタイム、コストもマイコン並みで、しかもＡＦ，ＡＥ回路とマイコンを１チップ化でき、カメラの小型化を図ることができる。
【０２４０】
さらに、タイムラグの減少やリモコンの受信可能時間の制限をなくすこともできる。また、クロックなしのタイマを使用することにより、クロックノイズの影響が無い。そして、チップの発熱があっても、誤判断せずにＬＣＤ駆動電圧の温度補正ができる。
【０２４１】
尚、本発明には以下の内容も含まれる。
【０２４２】
（１）　マイクロコンピュータと、Ｐウェル若しくはＮウェルをベースとし当該Ｐウェル内部のＮ＋若しくはＮウェル内部のＰ＋をエミッタとする寄生バイポーラトランジスタを有するＣＭＯＳプロセスで構成した対数圧縮型の測距回路又は測光回路とを同一チップ上に構成したことを特徴とするカメラコントローラ。
【０２４３】
（２）　カメラ制御用マイクロコンピュータコアと、カメラの撮影動作に必要な測定回路と、バイポーラトランジスタを直接駆動する大電流ソース回路とを同一チップ上に有するカメラ用マイクロコンピュータにおいて、上記電池と直列に接続された第１の電源端子と、上記電池をと並列に接続した電源バックアップ用コンデンサに接続された第２の電源端子とを具備し、上記カメラ制御用マイクロコンピュータコアと上記カメラ用の測定回路は上記第２の電源端子から給電し、上記大電流ソース回路の少なくとも大電流ソース源としては上記第１の電源端子から給電することを特徴とするカメラ制御用１チップマイクロコンピュータ。
【０２４４】
（３）　同一チップ上にカメラ制御用マイクロコンピュータとカメラ用測定回路とバイポーラトランジスタを直接駆動する大電流シンク回路とを有するカメラ用１チップマイクロコンピュータにおいて、上記カメラ制御用マイクロコンピュータの為の第１のグランドパッドと、上記第１のグランドパッドに接続された第１のＩＣリードと、上記カメラ用測定回路の為の第２のグランドパッドと、上記第２のグランドパッドに接続された第２のＩＣリードと、上記大電流シンク回路の為の第３のグランドパッドと、上記第３のグランドパッドに接続された第３のＩＣリードとを具備することを特徴とするカメラ制御用１チップマイクロコンピュータ。
【０２４５】
（４）　上記第１のグランドパッドと第２のグランドパッドとを共通としたことを特徴とする請求項３に記載のカメラ制御用１チップマイクロコンピュータ。
【０２４６】
（５）　ＣＭＯＳアナログ回路を同一チップ上に構成した１チップマイクロコンピュータを有するカメラにおいて、上記ＣＭＯＳアナログ回路には少なくとも自動焦点調整回路、自動露光回路、リモートコントロール回路、測温回路のいずれかを含み、カメラの撮影可能状態の場合は、少なくとも上記いずれかの回路は電源供給されていることを特徴とするカメラシステム。
【０２４７】
（６）　測距対象に向けてパルス投光する投光手段と、上記測距対象からの反射光を受光するために上記投光手段から基線長離れた位置に配置された半導体位置検出素子と受光レンズからなる受光手段と、上記半導体位置検出素子のパルス光電流をＣＭＯＳプロセス中のＰウェル若しくはＮウェルをベースとし当該Ｐウェル内部のＮ＋若しくはＮウェル内部のＰ＋をエミッタとする寄生バイポーラトランジスタのベースに入力するＭＯＳトランジスタ回路と、上記ＭＯＳトランジスタ回路の出力に基づいて測距対象までの距離を演算する測距演算手段とを具備することを特徴とするカメラ用測距装置。
【０２４８】
（７）　ＣＭＯＳプロセス中のＰウェル内部のＮ＋若しくはＮウェルの内部のＰ＋をエミッタとする第１及び第２の寄生バイポーラトランジスタと、被写体輝度に応じて変化する光感応素子と、上記第１の寄生バイポーラトランジスタのエミッタ電位をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段とを具備し、上記光感応素子を上記第１の寄生バイポーラトランジスタのエミッタに電気的に接続し、上記第１の寄生バイポーラトランジスタのベースを第２の寄生バイポーラトランジスタのベースに電気的に接続し、上記第２の寄生バイポーラトランジスタのエミッタに定電流源を接続したことを特徴とするカメラ用測光装置。
【０２４９】
（８）　アナログ回路を同一チップ上に構成した１チップマイクロコンピュータを含むカメラにおいて、上記アナログ回路には少なくとも自動焦点調整回路、自動露光回路、リモートコントロール回路のうちのいずれかを含み、少なくとも上記回路のいずれかを動作させる時はマイクロコンピュータの原振を停止し、測定又は受信完了信号で再び原振を動作させることを特徴とするカメラシステム。
【０２５０】
（９）　基準電流源と、上記電流を充電する充電部と、基準電圧設定部と、充電電圧と基準電圧を比較する比較部と、上記比較部出力に応じて発振を開始する発振制御部とを具備することを特徴とするアナログタイマ。
【０２５１】
（１０）　上記アナログタイマには、温度による補正を行なう補正手段を含むことを特徴とする請求項９に記載のアナログタイマ。
【０２５２】
（１１）　大電流を制御するパワ系回路と、ＬＣＤ表示用電源用Ｄ／Ａコンバータと、パワ系を駆動したかどうかを記憶する記憶部と、パワ系を駆動した後所定時間経過したか否かをカウントするタイマと、所定時間経過後に上記記憶部をクリアするクリア手段と、測温回路と、当該測温回路の出力に応じて上記Ｄ／Ａコンバータの出力を設定する設定手段とを具備し、上記記憶部がクリアされていない場合には、上記設定手段の作動を禁止することを特徴とするＬＣＤ駆動電圧温度補正方法。
【０２５３】
【発明の効果】
本発明によれば、低コスト及び短納期で且つ消費電流の少ないアナログ回路を含むカメラ制御用１チップマイクロコンピュータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明の第１の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を用いたカメラコントローラの構成を示す図である。
【図２】
第１の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を用いたカメラコントローラのメインシーケンスを示すフローチャートである。
【図３】
レリーズスイッチが押された時又はリモコン信号を受信した時に実行するサブルーチン“レリーズ割込み”のシーケンスを示すフローチャートである。
【図４】
サブルーチン“ＬＣＤ　ＯＮ”のシーケンスを示すフローチャートである。
【図５】
ＬＣＤ２１の温度（°Ｃ）と駆動電圧（Ｖ）の関係を示すグラフ図である。
【図６】
ＣＭＯＳプロセス内に存在するＮＰＮバイポーラトランジスタとＮＰＮバイポーラトランジスタを示す図である。
【図７】
ＣＭＯＳプロセスにおける寄生ＮＰＮトランジスタを利用した測距回路の具体例を示す図である。
【図８】
被写体距離ａの逆数１／ａと出力電圧値との関係を示すグラフ図である。
【図９】
測距回路ブロック４による測距のシーケンスについて説明するためのフローチャートである。
【図１０】
ＣＭＯＳプロセスにおける寄生ＮＰＮトランジスタを利用した測光回路ブロック１３の構成を示す図である。
【図１１】
基準電圧回路出力Ｉｓ　を平均とスポットで予め異なるようにした測光回路ブロック１３の変形例の構成を示す図である。
【図１２】
レベルシフト回路を付加して調整するようにした測光回路ブロック１３の変形例の構成を示す図である。
【図１３】
図１０に示す測光回路ブロック１３の一部の詳細な構成を示す図である。
【図１４】
ＤＡＣ用のＴ安定，Ｔ比例基準電流を作る具体的な回路の構成を示す図である。
【図１５】
測光回路ブロック１３による測光のシーケンスを示すフローチャートである。
【図１６】
ＣＭＯＳプロセスにおける測温回路ブロック１０の構成を示す図である。
【図１７】
第１の実施例にモータードライブ回路や昇圧回路やプランジャー駆動回路などを組み込んだ場合の具体例の構成を示す図である。
【図１８】
カメラのリモコン受信回路ブロックの構成を示す図である。
【図１９】
赤外光による遠隔操作信号を受光したときの各部の動作波形を示す図である。
【図２０】
サブルーチン“リモコン受信割り込み”のシーケンスを示すフローチャートである。
【図２１】
サブルーチン“リモコン設定”のシーケンスを示すフローチャートである。
【図２２】
ＣＰＵ及びカメラの各種測定回路と同一チップ上にモータドライブ用のプリドライバ回路を構成した場合のＮＰＮモータプリドライバ回路ブロック５の具体的な構成を示す図である。
【図２３】
クロックを用いないアナログタイマ回路の具体的な構成を示ず図である。
【図２４】
アナログタイマ回路の動作を示すフローチャートである。
【図２５】
アナログタイマ回路の動作に係るタイミングチャート図である。
【図２６】
アナログタイマ回路の動作に係るタイミングチャート図である。
【図２７】
タイマ時間とＤ／Ａ設定値との関係を示すグラフ図である。
【図２８】
アナログタイマを用いた測光回路の具体的な構成を示す図である。
【図２９】
アナログタイマを用いた測光回路の動作を示すフローチャートである。
【図３０】
アナログタイマを測距回路の具体的な構成を示す図である。
【図３１】
アナログタイマを測距回路の動作を示すフローチャートである。
【図３２】
リモコン受信信号評価にアナログタイマを応用した回路の具体的な構成を示す図である。
【図３３】
リモコン受信信号評価にアナログタイマを応用した回路に係るリモコン受光回路出力の様子を示す図である。
【図３４】
リモコン受信信号評価にアナログタイマを応用した回路の動作を示すフローチャートである。
【図３５】
本発明の第２の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を使用したカメラコントローラの構成を示す図である。
【図３６】
本発明の第２の実施例に係るＣＭＯＳアナログ回路を使用したカメラコントローラの構成を示す図である。
【図３７】
電池電圧をＡ／Ｄ変換するための動作を示すフローチャートである。
【図３８】
電池電圧をＡ／Ｄ変換するための動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３９】
ストロボ充電電圧をＡ／Ｄ変換するための動作を示すフローチャートである。
【図４０】
ストロボ充電電圧をＡ／Ｄ変換するための動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図４１】
測温電圧値をＡ／Ｄ変換する動作を示すフローチャートである。
【図４２】
測温電圧値をＡ／Ｄ変換する動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図４３】
測光値をＡ／Ｄ変換する動作について詳細に説明するためのフローチャートである。
【図４４】
測光値をＡ／Ｄ変換する動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図４５】
測光と測温と電池電圧の３つのＡＤ変換を同時に行う場合のシーケンスを示すフローチャートである。
【図４６】
ドレイン電流ＩＤ　とゲートソース間電圧ＶＧＳの関係を示すグラフ図である。
【図４７】
実施例に係る電界効果トランジスタについて説明するための図である。
【図４８】
マイコンを含むＩＣのパッケージの様子を示す図である。
【図４９】
ドレイン電流が数１００ｎＡ以下の領域を測距回路に応用した場合の具体的な回路の構成を示す図である。
【図５０】
ドレイン電流が数１００ｎＡ以下の領域を測光回路に応用した場合の具体的な回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１・・・ＣＰＵ（μ−ｃｏｍコア）、２・・・昇圧回路ブロック、３・・・リモコン回路ブロック、４・・・測距回路ブロック、５・・・ＮＰＮモータプリドライバ回路ブロック、６・・・モータ定電圧回路ブロック、７・・・Ｔ安定Ｔ比例ＤＡＣ回路ブロック、８・・・コンパレータ、９・・・Ｂ．Ｃ回路ブロック、１０・・・測温回路ブロック、１１・・・リセット回路ブロック、１２・・・基準電圧回路ブロック、１３・・・測光回路ブロック、１４・・・ストロボ充電電圧検出回路ブロック、１５・・・ＰＩ／ＰＲ検出回路ブロック、１６・・・ＰＬＥＤドライバ回路ブロック、１７・・・ＰＮＰモータプリドライバ回路ブロック、１８・・・ＥＥＰＲＯＭ、１９・・・ストロボ回路ブロック、２０・・・スイッチ、２１・・・ＬＣＤ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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