(57)【要約】【課題】補助巻線やフォトカプラを用いることなく、異常電圧状態を検出可能なスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】入力端子とトランスの１次巻線との間に直列に設けられた第１及び第２のコンバータ回路１２０，１３０と、出力端子とトランスの２次巻線との間に設けられた出力回路１４０と、第１及び第２のコンバータ回路１２０，１３０の動作を制御する制御回路１５０と、第１のコンバータ回路１２０と第２のコンバータ回路１３０との間の内部電圧Ｖｐに基づいて、出力端子間に現れる出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを検出する検出回路１７０とを備える。本発明によれば、内部電圧Ｖｐに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを検出していることから、異常電圧状態を検出可能するために補助巻線を設けたりフォトカプラを用いる必要がなくなる。【選択図】　　　　　図１
2004104849.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の入力端子と、一対の出力端子と、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記一対の入力端子と前記トランスの前記１次巻線との間に直列に設けられた第１及び第２のコンバータ回路と、前記一対の出力端子と前記トランスの前記２次巻線との間に設けられた出力回路と、前記第１及び第２のコンバータ回路の動作を制御する制御回路と、前記第１のコンバータ回路と前記第２のコンバータ回路との間に設けられた一対の内部配線間に現れる内部電圧に基づいて、前記一対の出力端子間に現れる出力電圧のレベルを検出する検出回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記検出回路は、前記出力電圧の異常電圧状態を検出する回路であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記検出回路は、前記出力電圧が異常電圧状態となった場合の内部電圧またはこれに連動した電圧を生成する電圧源と、前記電圧源からの電圧と現在の内部電圧またはこれに連動した電圧とを比較する比較手段とを含んでいることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記検出回路は、前記出力電圧の異常電圧状態を検出したことに応答して、これを前記制御回路に通知することを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記制御回路は、前記検出回路より前記出力電圧が異常電圧状態である旨の通知を受けたことに応答して、電力の伝送を停止または制限することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記制御回路は、前記検出回路より前記出力電圧が異常電圧状態である旨の通知を受けたことに応答して、前記第１及び第２のコンバータ回路の動作を停止させることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記制御回路は、前記検出回路より前記出力電圧が異常電圧状態である旨の通知を受けたことに応答して、前記第１のコンバータ回路の動作を停止させるとともに、前記第２のコンバータ回路の動作を所定期間継続させることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記出力回路が自己ドライブ型の同期整流回路を含んでいることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記電圧源が基準電圧源であり、前記制御回路は、前記第１のコンバータ回路を可変デューティで動作させる一方、前記第２のコンバータ回路を固定デューティで動作させることを特徴とする請求項３乃至８のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記第１のコンバータがバックコンバータ回路、ブーストコンバータ回路またはバックブーストコンバータ回路であり、前記第２のコンバータがハーフブリッジ回路、フルブリッジ回路、プッシュプル回路、フォワードコンバータ回路またはフライバックコンバータ回路であることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に、出力電圧の過電圧状態を検出可能なスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、スイッチング電源装置の一種としていわゆるＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。代表的なＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング回路を用いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用いてこれを変圧（昇圧または降圧）し、さらに、出力回路を用いてこれを再び直流に変換する装置であり、これによって入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ることができる。
【０００３】
図７は、一般的なＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【０００４】
図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、入力端子１，２間に与えられる入力電圧Ｖｉｎを変圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、これを出力端子３，４間に供給する装置であり、トランス１０と、トランス１０の１次巻線１１と入力端子２との間に接続されたスイッチ素子２０と、トランス１０の２次巻線１２と出力端子３，４との間に設けられた出力回路３０とを備えている。トランス１０は、１次側回路と２次側回路とを絶縁しながら、１次巻線１１に与えられる交流電圧を２次巻線１２に伝える役割を果たし、１次巻線１１に与えられる電圧と２次巻線１２に現れる電圧との比はこれらの巻数比によって定められる。スイッチ素子２０は、制御回路４０による制御のもとオン／オフを繰り返し、これによってトランス１０の１次巻線１１に交流電圧を与える役割を果たす。出力回路３０は、ダイオード３１及びダイオード３２からなる整流部と、出力チョーク３３及び出力コンデンサ３４からなる平滑部とを有しており、これによりトランス１０の２次巻線１２に現れる交流電圧を整流・平滑して直流電圧を生成し、これを出力端子３，４間に供給する役割を果たす。
【０００５】
図７に示すように、出力端子３，４間に現れる出力電圧Ｖｏｕｔのレベルに関する情報は、定電圧フィードバック回路４１を介して制御回路４０に供給されており、制御回路４０はこれに基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の定電圧に安定するようスイッチ素子２０のディーティを制御する。
【０００６】
また、図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータには過電圧検出回路４２が設けられている。過電圧検出回路４２は、何らかの原因により出力電圧Ｖｏｕｔがある一定の電圧以上に異常上昇した場合、すなわち過電圧状態となった場合にその旨を制御回路４０に通知するための回路であり、制御回路４０はかかる通知を受けた場合、スイッチ素子２０をオフ状態に固定する。これにより出力電圧Ｖｏｕｔは急速に低下することから、出力端子３，４間に接続される負荷が過電圧状態から保護されることになる。出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態となる原因は様々であるが、その代表的なものは定電圧フィードバック回路４１の故障である。一例として、定電圧フィードバック回路４１内の配線に短絡や断線が生じ、これによって、出力電圧Ｖｏｕｔ上昇してもスイッチ素子２０のデューティが低下しなくなった状態が挙げられる。
【０００７】
図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、過電圧検出回路４２による過電圧状態の検出は、トランス１０の１次側に設けられた補助巻線１３を介して行われている。つまり、トランス１０の補助巻線１３と過電圧検出回路４２との間には、出力回路３０と同様の回路構成を有する整流・平滑回路４３が設けられており、これによって、過電圧検出回路４２にはトランス１０の補助巻線１３に現れる交流電圧を整流・平滑した検出電圧Ｖｏｕｔ’が供給される。かかる検出電圧Ｖｏｕｔ’は、出力端子３，４間に現れる出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電圧となることから、過電圧検出回路４２はこれを監視することによって過電圧状態の検出を行うことができる。
【０００８】
このように、図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、通常状態においては出力電圧Ｖｏｕｔが所定の定電圧となるよう安定化制御する一方、トランス１０の補助巻線１３を介して得られる検出電圧Ｖｏｕｔ’に基づき過電圧状態であることを検出すると、出力電圧Ｖｏｕｔを急速に低下させて出力端子３，４間に接続される負荷を保護することができる。
【０００９】
しかしながら、図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、過電圧状態を検出するために補助巻線１３及び整流・平滑回路４３を設ける必要があることから、装置全体が大型化しやすいという欠点を有している。
【００１０】
図８は、一般的なＤＣ／ＤＣコンバータの他の例を示す回路図である。
【００１１】
図８に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、図７に示したＤＣ／ＤＣコンバータと比べて過電圧状態の検出方法が異なる他はこれと同様の構成を有している。つまり、図８に示すＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、図７に示したＤＣ／ＤＣコンバータとは異なり、過電圧検出回路５０を用いて出力電圧Ｖｏｕｔを直接監視することにより過電圧状態の検出を行っている。これにより、図８に示すＤＣ／ＤＣコンバータにおいてはトランス１０に補助巻線１３を設ける必要がない。
【００１２】
しかしながら過電圧検出回路５０は、その検出点が２次側回路に属する出力端子３である一方で、その制御対象が１次側回路に属する制御回路４０であることから、過電圧検出回路５０内には、１次側回路と２次側回路とを絶縁するための絶縁素子が必要となる。このような絶縁素子としては、一般にフォトカプラが用いられる。
【００１３】
図９は、過電圧検出回路５０の具体的構成の一例を示す回路図である。
【００１４】
図９に示すように、過電圧検出回路５０は、コンパレータ５１と、フォトカプラ５２と、電圧源５３と、抵抗５４〜５７とを備えている。コンパレータ５１の反転入力端子（−）には抵抗５４，５５を用いて出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した電圧が供給され、コンパレータ５１の非反転入力端子（＋）には電圧源５３の電圧が供給されている。電圧源５３の電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態となった場合に抵抗５４と抵抗５５の節点に現れる電圧レベルと等しいレベルに設定されている。このため、コンパレータ５１の出力は、通常状態においてはハイレベル、過電圧状態においてはローレベルとなる。
【００１５】
コンパレータ５１の出力がハイレベルである場合、すなわち通常状態においては、フォトカプラ５２の発光側素子５２ａ及び抵抗５６を介した電流ＩＦは流れないことから、フォトカプラ５２の受光側素子５２ｂはオフ状態となり、このため抵抗５７とフォトカプラ５２の受光側素子５２ｂとの節点の電圧Ｖｃはハイレベルとなる。一方、コンパレータ５１の出力がローレベルである場合、すなわち過電圧状態においては、フォトカプラ５２の発光側素子５２ａ及び抵抗５６を介して電流ＩＦが流れることから、フォトカプラ５２の受光側素子５２ｂはオン状態となり、このため抵抗５７とフォトカプラ５２の受光側素子５２ｂとの節点の電圧Ｖｃはローレベルとなる。
【００１６】
かかる電圧Ｖｃは制御回路４０に供給されており、これにより制御回路４０は、電圧Ｖｃを参照することによって、現在の状態が通常状態であるか過電圧状態であるかを知ることができる。上述のとおり、制御回路４０は、過電圧状態となった場合にはスイッチ素子２０をオフ状態に固定し、これにより出力電圧Ｖｏｕｔを急速に低下させる。
【００１７】
次に、過電圧状態の検出前後における過電圧検出回路５０の動作について、より詳細に説明する。
【００１８】
図１０は、過電圧状態の検出前後における過電圧検出回路５０の動作を示す波形図である。図１０には、時刻ｔ０において何らかの故障が発生し、出力電圧Ｖｏｕｔが異常な上昇を始めた場合の動作が示されている。また、図１０には、過電圧状態と判断される出力電圧のレベルが「ＶＦ」で示されている。
【００１９】
まず、通常状態（時刻ｔ０以前）においては、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルは過電圧状態と判断されるレベルＶＦよりも低いため、電流ＩＦは実質的にゼロであり、これにより電圧Ｖｃはハイレベルを維持する。このため、当該期間においては、制御回路４０は通常の制御を行う。すなわち、定電圧フィードバック回路４１を介して供給される出力電圧Ｖｏｕｔのレベルに関する情報に基づいてスイッチ素子２０をオン／オフさせる。
【００２０】
そして、時刻ｔ０において何らかの故障が発生し出力電圧Ｖｏｕｔが異常な上昇を始めると、その後時刻ｔ１において出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧レベルＶＦを越え、電流ＩＦが流れ始める。これに伴って、電圧Ｖｃは低下を始めるが、フォトカプラ５２の動作は比較的遅いことから、電圧Ｖｃの低下は緩慢であり、これがローレベルに達するためには比較的長い時間が必要となる。図１０においては、時刻ｔ２において電圧Ｖｃがローレベルに達した様子が示されている。つまり、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間は、フォトカプラ５２による信号伝達の遅れに相当する。
【００２１】
時刻ｔ２において電圧Ｖｃがローレベルに達すると、制御回路４０は直ちにスイッチ素子２０をオフ状態に固定し、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる。この場合、制御回路４０の動作にはある程度の時間が必要であることから、実際に出力電圧Ｖｏｕｔが低下を始めるのは、時刻ｔ３になってからである。つまり、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間は、制御回路４０の動作遅延に相当する。しかしながら、通常、制御回路４０の動作遅延はフォトカプラ５２による信号伝達の遅れに比べれば十分に短く、したがって、出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧レベルＶＦを越えてから（時刻ｔ１）、出力電圧Ｖｏｕｔが実際に低下するまで（時刻ｔ３）の期間は、フォトカプラ５２による信号伝達の遅れが支配的となる。
【００２２】
このように、図８に示すＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、フォトカプラによる信号伝達の遅れにより、出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧レベルＶＦを越えてから実際に出力電圧Ｖｏｕｔが低下するまでの時間が長く、このため、負荷に過電圧が印加される期間が長いという欠点を有している。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、過電圧状態を検出するためにトランスの１次側に補助巻線を設けたり、或いは、フォトカプラを用いて２次側から１次側へ過電圧状態を通知していることから、必要以上に装置全体が大型化したり、過電圧状態となってから実際に出力電圧が低下するまでの応答速度が遅くなるといった問題が生じていた。かかる問題は、出力電圧Ｖｏｕｔが異常に低下していること（低電圧状態）を制御回路に通知する必要がある場合においても同様に生じる。
【００２４】
さらに、上述した問題は、いわゆるＤＣ／ＤＣコンバータばかりでなく、ＤＣ／ＤＣコンバータ部分を含む他のスイッチング電源装置、例えばＡＣ／ＤＣコンバータにおいても同様に生じる問題である。
【００２５】
したがって、本発明の目的は、異常電圧状態を検出可能な改良されたスイッチング電源装置を提供することである。
【００２６】
また、本発明の他の目的は、簡単な構成により異常電圧状態を検出可能なスイッチング電源装置を提供することである。
【００２７】
また、本発明のさらに他の目的は、異常電圧状態を速やかに検出可能なスイッチング電源装置を提供することである。
【００２８】
また、本発明のさらに他の目的は、補助巻線やフォトカプラを用いることなく、異常電圧状態を検出可能なスイッチング電源装置を提供することである。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
本発明のかかる目的は、一対の入力端子と、一対の出力端子と、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記一対の入力端子と前記トランスの前記１次巻線との間に直列に設けられた第１及び第２のコンバータ回路と、前記一対の出力端子と前記トランスの前記２次巻線との間に設けられた出力回路と、前記第１及び第２のコンバータ回路の動作を制御する制御回路と、前記第１のコンバータ回路と前記第２のコンバータ回路との間に設けられた一対の内部配線間に現れる内部電圧に基づいて、前記一対の出力端子間に現れる出力電圧のレベルを検出する検出回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源装置によって達成される。ここで、前記検出回路は、出力電圧の異常電圧状態を検出する回路として用いることができる。
【００３０】
本発明によれば、内部配線間に現れる内部電圧に基づいて出力電圧のレベルを検出していることから、異常電圧状態を検出可能するために補助巻線を設けたりフォトカプラを用いる必要がなくなる。これにより、簡単な構成により異常電圧状態を検出することが可能となるとともに、異常電圧状態を速やかに検出することが可能となる。ここで、検出回路は、出力電圧が異常電圧状態となった場合の内部電圧またはこれに連動した電圧を生成する電圧源と、電圧源からの電圧と現在の内部電圧またはこれに連動した電圧とを比較する比較手段とを含んでいることが好ましい。
【００３１】
また、検出回路は、出力電圧の異常電圧状態を検出したことに応答して、これを制御回路に通知するものであることが好ましい。これによれば、制御回路は出力電圧の異常電圧状態を速やかに知ることが可能となる。
【００３２】
この場合、制御回路は、検出回路より出力電圧が異常電圧状態である旨の通知を受けたことに応答して電力の伝送を停止または制限することが好ましい。これによれば、出力端子に接続される負荷を異常電圧状態から保護することが可能となる。電力の伝送を停止する場合、制御回路は、第１及び第２のコンバータ回路の動作を停止させることが好ましい。
【００３３】
また、電力の伝送を停止する場合、制御回路は、第１のコンバータ回路の動作を停止させるとともに、第２のコンバータ回路の動作を所定期間継続させることもまた好ましい。これによれば、出力回路が自己ドライブ型の同期整流回路を含んでいる場合であっても、出力電圧が振動しながら低下したり、内部電圧が異常に上昇したりすることがなくなる。
【００３４】
また、前記電圧源が基準電圧源であり、制御回路は、第１のコンバータ回路を可変デューティで動作させる一方、第２のコンバータ回路を固定デューティで動作させることが好ましい。
【００３５】
尚、前記第１のコンバータとしては、バックコンバータ回路、ブーストコンバータ回路またはバックブーストコンバータ回路を用いることができ、前記第２のコンバータとしては、ハーフブリッジ回路、フルブリッジ回路、プッシュプル回路、フォワードコンバータ回路またはフライバックコンバータ回路を用いることができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
【００３７】
図１は、本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置１００の回路図である。本実施態様にかかるスイッチング電源装置１００は、一対の入力端子１０１，１０２に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを降圧して、一対の出力端子１０３，１０４に直流出力電圧Ｖｏｕｔを発生させ、これを負荷に供給する装置、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータである。
【００３８】
図１に示すように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置１００は、トランス１１０と、入力端子１０１，１０２とトランス１１０との間に直列に設けられたバックコンバータ回路１２０及びハーフブリッジ回路１３０と、トランス１１０と出力端子１０３，１０４との間に設けられた出力回路１４０と、バックコンバータ回路１２０及びハーフブリッジ回路１３０の動作を制御する制御回路１５０と、出力端子１０３，１０４間に現れる出力電圧Ｖｏｕｔのレベルに関する情報を制御回路１５０に供給する定電圧フィードバック回路１６０と、出力電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態を検出する過電圧検出回路１７０とを備えている。
【００３９】
トランス１１０は、１次巻線１１０及び２次巻線１１２ａ，１１２ｂを備え、その巻数比は入力端子１０１，１０２間に与えられる入力電圧Ｖｉｎ及び出力端子１０３，１０４間に供給すべき出力電圧Ｖｏｕｔに応じて設定される。
【００４０】
バックコンバータ回路１２０は、スイッチ素子１２１，１２２と、平滑リアクトル１２３とを備えている。図１に示すように、スイッチ素子１２１と平滑リアクトル１２３は、高位側の入力端子１０１とハーフブリッジ回路１３０の高位側入力点となる内部配線１３０ａとの間に直列に接続されており、スイッチ素子１２２は、低位側の入力端子１０２とスイッチ素子１２１及び平滑リアクトル１２３の接続点との間に接続されている。このような構成からなるバックコンバータ回路１２０は、制御回路１５０による制御のもとスイッチ素子１２１，１２２が交互にオン状態とされ、これにより、入力端子１０１，１０２間に現れる直流入力電圧Ｖｉｎを降圧して一対の内部配線１３０ａ，１３０ｂ間に内部電圧Ｖｐを発生させる。
【００４１】
ハーフブリッジ回路１３０は、一対の内部配線１３０ａ，１３０ｂ間に直列に接続されたスイッチ素子１３１，１３２と、同じく一対の内部配線１３０ａ，１３０ｂ間に直列に接続された１次側コンデンサ１３３，１３４とを備えている。図１に示すように、スイッチ素子１３１及び１３２の接続点と１次側コンデンサ１３３及び１３４の接続点との間には、トランス１１０の１次巻線１１１が接続されている。このような構成からなるハーフブリッジ回路１３０は、制御回路１５０による制御のもとスイッチ素子１３１，１３２が交互にオン状態とされ、トランス１１０の１次巻線１１１を励磁する。
【００４２】
本実施態様においては、バックコンバータ回路１２０に含まれるスイッチ素子１２１，１２２や、ハーフブリッジ回路１３０に含まれるスイッチ素子１３１，１３２として、ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）を用いている。しかしながら、これらスイッチ素子としてＦＥＴを用いることは必須でなく、公知である他の素子乃至は回路を用いることができる。
【００４３】
出力回路１４０は、トランス１１０の２次巻線１１２ａ，１１２ｂに現れる交流電圧を整流・平滑して直流である出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、これを出力端子１０３，１０４間に供給する役割を果たし、トランス１１０の２次巻線１１２ａの一端と低位側の出力端子１０４との間に接続されたダイオード１４１と、トランス１１０の２次巻線１１２ｂの一端と低位側の出力端子１０４との間に接続されたダイオード１４２と、トランス１１０の２次巻線１１２ａ及び１１２ｂの共通他端である整流出力点１４０ａと高位側の出力端子１０３との間に接続された出力チョーク１４３と、一対の出力端子１０３，１０４間に接続された出力コンデンサ１４４とを備えている。このような構成を有する出力回路１４０のうち、ダイオード１４１，１４２はトランス１１０の２次巻線１１２ａ，１１２ｂに現れる交流電圧を整流する整流回路を構成し、出力チョーク１４３及び出力コンデンサ１４４は、整流出力点１４０ａとダイオード１４１，１４２の共通アノード（出力端子１０４）との間に現れる整流出力を平滑する平滑回路を構成する。
【００４４】
制御回路１５０は、通常状態において、出力電圧Ｖｏｕｔが予め定められた目標電圧に安定するよう、バックコンバータ回路１２０に含まれるスイッチ素子１２１，１２２をデューティ制御により交互にオン／オフさせるとともに、ハーフブリッジ回路１３０に含まれるスイッチ素子１３１，１３２を固定デューティ（オンデューティ＝約５０％）で交互にオン／オフさせる回路である。バックコンバータ回路１２０に含まれるスイッチ素子１２１，１２２のデューティは、定電圧フィードバック回路１６０より供給されるフィードバック信号ＦＢに基づいて定められる。後述するように、フィードバック信号ＦＢは現在の出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを示す信号であり、制御回路１５０はこれを参照することによって、現在の出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧との大小関係及びその差を知ることができる。特に限定されるものではないが、制御回路１５０内ではフィードバック信号ＦＢとのこぎり波との比較が行われ、これによってバックコンバータ回路１２０に含まれるスイッチ素子１２１，１２２のデューティが定められる。
【００４５】
一方、ハーフブリッジ回路１３０に含まれるスイッチ素子１３１，１３２については、上述のとおり固定デューティ（オンデューティ＝約５０％）でオン／オフされるので、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化には直接寄与しない。しかしながら、このようなハーフブリッジ回路１３０をバックコンバータ回路１２０とトランス１１０との間に介在させれば、バックコンバータ回路１２０の変圧（降圧）量が低減することから、出力電圧Ｖｏｕｔの精度が高められるとともに、出力可能な出力電圧Ｖｏｕｔの範囲が広がるという利点がある。
【００４６】
制御回路１５０は以上の動作を行うことから、デッドタイムの影響や各スイッチ素子等において生じる電圧降下の影響を無視すれば、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係は、式（１）で表すことができ、内部電圧Ｖｐは式（２）で表すことができる。
【００４７】
【数１】
2004104849.tif 000003
式（１）及び式（２）において、Ｄ１２１はスイッチ素子１２１のオンデューティを示し、Ｎｐはトランス１１０の１次巻線１１１の巻数を示し、Ｎｓはトランス１１０の２次巻線１１２ａ，１１２ｂの巻数を示している。
【００４８】
式（１）から明らかなように、出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチ素子１２１のオンデューティであるＤ１２１を調節することにより目標電圧に安定させることが可能である。また、式（２）を参照すれば、内部電圧Ｖｐは出力電圧Ｖｏｕｔと完全に比例関係にあることが分かる。
【００４９】
以上説明した制御回路１５０の通常状態における動作は、過電圧検出回路１７０より供給される検出信号Ｓが通常状態であることを示している場合（ローレベルである場合）に行われ、これが過電圧状態であることを示した場合（ハイレベルとなった場合）、制御回路１５０はトランス１１０の２次側への電力伝送をストップし、これによって出力電圧Ｖｏｕｔを速やかに低下させる。過電圧状態とは、何らかの原因により出力電圧Ｖｏｕｔがある一定の電圧以上に異常上昇した状態をいい、一例として、目標電圧が５Ｖである場合に実際の出力電圧Ｖｏｕｔが６Ｖ以上に上昇したような場合が該当する。過電圧状態におけるスイッチング電源装置１００の動作の詳細については後述する。
【００５０】
定電圧フィードバック回路１６０は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてフィードバック信号ＦＢを生成する回路であり、その具体的な回路構成の一例について説明する。
【００５１】
図２は、定電圧フィードバック回路１６０の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。
【００５２】
図２に示す例による定電圧フィードバック回路１６０は、誤差アンプ１６１と、フォトカプラ１６２と、抵抗１６３〜１６７と、コンデンサ１６８と、定電圧源１６９とを備えている。
【００５３】
誤差アンプ１６１は、反転入力端子（−）、非反転入力端子（＋）及び出力端子を備えており、反転入力端子（−）には出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗１６３及び１６４によって分圧した電圧が供給され、非反転入力端子（＋）には定電圧源１６９からの基準電圧Ｖｒｅｆ１が供給されている。また、誤差アンプ１６１の反転入力端子（−）と出力端子との間には、抵抗１６５及びコンデンサ１６８が並列に接続されている。ここで、基準電圧Ｖｒｅｆ１は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に一致している場合において、抵抗１６３及び１６４の分圧によって得られる電圧に相当する。したがって、誤差アンプ１６１は、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に比べて高ければ高いほどその出力レベルを低下させ、逆に、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に比べて低ければ低いほどその出力レベルを上昇させる。また、誤差アンプ１６１の応答性は、反転入力端子（−）と出力端子との間に接続された抵抗１６５及びコンデンサ１６８によって制限されており、これによって出力電圧Ｖｏｕｔの異常発振等が防止されている。
【００５４】
フォトカプラ１６２は、トランス１１０の１次側回路と２次側回路を絶縁しながら、２次側回路に属する誤差アンプ１６１の出力を１次側回路に伝達する役割を果たし、発光側素子１６２ａ及び受光側素子１６２ｂからなる。発光側素子１６２ａは、その一端が抵抗１６６を介して２次側電源Ｖｃｃ２に接続されており、その他端が誤差アンプ１６１の出力端子に接続されている。また、受光側素子１６２ｂは、その一端が抵抗１６７を介して１次側電源Ｖｃｃ１に接続されており、その他端が接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。受光側素子１６２ｂと抵抗１６７の接続点の電圧はフィードバック信号ＦＢとして用いられる。
【００５５】
ここで、誤差アンプ１６１の出力レベルは、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に比べて高ければ高いほど低下し、低ければ低いほど上昇することから、フィードバック信号ＦＢについても、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に比べて高ければ高いほど低下し、低ければ低いほど上昇する。このようなフィードバック信号ＦＢは上述のとおり制御回路１５０に供給され、制御回路１５０はこれに基づいてバックコンバータ回路１２０をデューティ制御し、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に安定させる。
【００５６】
過電圧検出回路１７０は、図１に示すように、内部配線１３０ａ，１３０ｂ間に現れる内部電圧Ｖｐを受け、これに基づいて検出信号Ｓを生成する回路であり、コンパレータ１７１、抵抗１７２，１７３及び定電圧源１７４によって構成される。コンパレータ１７１は、反転入力端子（−）、非反転入力端子（＋）及び出力端子を備えており、非反転入力端子（＋）には内部電圧Ｖｐを抵抗１７２及び１７３によって分圧した電圧Ｖｐ’が供給され、反転入力端子（−）には定電圧源１７４による基準電圧Ｖｒｅｆ２が供給されている。コンパレータ１７１の出力端子に現れる電圧は検出信号Ｓとして用いられ、制御回路１５０に供給される。
【００５７】
ここで、内部電圧Ｖｐを抵抗１７２及び１７３によって分圧した電圧Ｖｐ’は、下記式（３）によって表すことができる。
【００５８】
【数２】
2004104849.tif 000004
式（３）において、Ｒ１７２は抵抗１７２の抵抗値を示し、Ｒ１７３は抵抗１７３の抵抗値を示している。
【００５９】
また、基準電圧Ｖｒｅｆ２のレベルは下記式（４）のように設定される。
【００６０】
【数３】
2004104849.tif 000005
式（４）において、ＶＦは出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態と判断される電圧レベルを示している。つまり、基準電圧Ｖｒｅｆ２のレベルは、出力電圧ＶｏｕｔがＶＦに一致している場合に、内部電圧Ｖｐを抵抗１７２及び１７３によって分圧して得られる電圧Ｖｐ’に設定される。
【００６１】
したがって、通常状態においては基準電圧Ｖｒｅｆ２の方が電圧Ｖｐ’よりも高く、このため、コンパレータ１７１の出力である検出信号Ｓはローレベルとなる。一方、過電圧状態になると、電圧Ｖｐ’の方が基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高くなるため、コンパレータ１７１の出力である検出信号Ｓはハイレベルとなる。したがって、制御回路１５０はかかる検出信号Ｓを参照することにより、現在の状態が通常状態であるか過電圧状態であるかを知ることができる。
【００６２】
制御回路１５０は、検出信号Ｓがハイレベルとなった場合、スイッチ素子１２１をオフ状態に固定することによって、トランス１１０の１次側から２次側への電力の伝送をストップさせる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは急速に低下し、出力端子１０３，１０４間に接続される負荷が過電圧状態から保護される。スイッチ素子１２１をオフ状態に固定すれば、２次側への電力の伝送はストップすることから、他のスイッチ素子１２２，１３１，１３２については必ずしもオフ状態とする必要はないが、本実施態様にかかるスイッチング電源装置１００においては、全てのスイッチ素子１２１，１２２，１３１，１３２をオフ状態に固定することが好ましい。
【００６３】
図３は、過電圧状態の検出前後における過電圧検出回路１７０の動作を示す波形図である。図３には、時刻ｔ１０において何らかの故障が発生し、出力電圧Ｖｏｕｔが異常な上昇を始めた場合の動作が示されている。
【００６４】
まず、通常状態（時刻ｔ１０以前）においては、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルは過電圧状態と判断されるレベルＶＦよりも低いため、電圧Ｖｐ’は基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低く、このため検出信号Ｓはローレベルとなっている。したがって、当該期間においては制御回路１５０は通常の制御を行う。すなわち、定電圧フィードバック回路１６０より供給されるフィードバック信号ＦＢに基づいてバックコンバータ回路１２０をデューティ制御するとともに、ハーフブリッジ回路１３０を固定デューティで動作させる。
【００６５】
そして、時刻ｔ１０において何らかの故障が発生し出力電圧Ｖｏｕｔが異常な上昇を始めると、その後時刻ｔ１１において出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧レベルＶＦを越え、検出信号Ｓがローレベルからハイレベルに変化する。これに応答して、制御回路１５０は直ちにスイッチ素子１２１をオフ状態に固定し、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる。この場合、制御回路１５０の動作にはある程度の時間が必要であることから、実際に出力電圧Ｖｏｕｔが低下を始めるのは、時刻ｔ１２になってからである。つまり、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの期間は、制御回路１５０の動作遅延に相当する。
【００６６】
図３には、比較のため、図８に示した従来のスイッチング電源装置における出力電圧Ｖｏｕｔの変化の様子を破線で示してある。既に説明したように、図８に示す従来のスイッチング電源装置においては、出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧レベルＶＦを越えてから実際に出力電圧Ｖｏｕｔが低下を始めるまでの時間は、過電圧検出回路に含まれるフォトカプラによる信号伝達の遅れと制御回路の動作遅延との和によって与えられ、しかも、この時間はフォトカプラによる信号伝達の遅れが支配的である。このため、出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧レベルＶＦを越えてから実際に出力電圧Ｖｏｕｔが低下するまでの時間が長いという欠点を有している。
【００６７】
これに対し、本実施態様にかかるスイッチング電源装置１００においては、出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧レベルＶＦを越えてから実際に出力電圧Ｖｏｕｔが低下を始めるまでの時間は、実質的に制御回路１５０の動作遅延のみであることから、出力端子１０３，１０４間に接続される負荷を過電圧状態から速やかに保護することができる。しかも、過電圧状態を検出するための補助巻線やフォトカプラも不要であり、過電圧状態を検出するために装置全体が必要以上に大型化することもない。
【００６８】
このように、本実施態様においては、出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電圧である内部電圧Ｖｐを監視することによって過電圧状態の検出を行っていることから、従来のスイッチング電源装置のように、出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧状態となってから実際に出力電圧Ｖｏｕｔが低下するまでに長い時間がかかったり、過電圧状態を検出するための補助巻線やフォトカプラを設ける必要がない。これにより、本実施態様によれば、簡単な構成により過電圧状態を検出することが可能となるとともに、過電圧状態を速やかに検出することが可能となる。
【００６９】
本発明は、以上説明した実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００７０】
例えば、上記実施態様においては、トランス１１０の１次側回路として、バックコンバータ回路１２０とハーフブリッジ回路１３０の直列回路を用いているが、本発明によるスイッチング電源装置において適用可能な１次側回路としてはこれに限定されず、他のコンバータ回路を直列に用いても構わない。例えば、バックコンバータ回路１２０の代わりに、ブーストコンバータ回路、バックブーストコンバータ回路等を用いることができ、ハーフブリッジ回路１３０の代わりにフルブリッジ回路、プッシュプル回路、フォワードコンバータ回路、フライバックコンバータ回路等を用いることができる。また、上記各実施態様においては、バックコンバータ回路１２０にスイッチ素子１２２を用いているが、スイッチ素子１２２の代わりにダイオードを用いても構わない。
【００７１】
また、上記実施態様においては、本発明をいわゆるＤＣ／ＤＣコンバータに適用した例について説明したが、本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部分を含む他のスイッチング電源装置、例えばＡＣ／ＤＣコンバータに適用することも可能である。
【００７２】
さらに、上記実施態様において用いた過電圧検出回路１７０は、内部電圧Ｖｐを抵抗１７２及び１７３によって分圧して得られる電圧Ｖｐ’と基準電圧Ｖｒｅｆ２とをコンパレータ１７１によって比較することにより過電圧状態の検出を行っているが、これは過電圧検出回路の一例であり、内部電圧Ｖｐに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態が検出可能であれば、どのような回路を用いても構わない。
【００７３】
また、上記実施態様においては、過電圧検出回路１７０を用いて出力電圧Ｖｏｕｔの過電圧状態の検出を行っているが、検出対象としては過電圧状態に限られず、出力電圧Ｖｏｕｔの他の異常電圧状態、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが異常に低下するような状態（低電圧状態）を検出対象としても構わない。
【００７４】
さらに、上記各実施態様においては、出力回路１４０に含まれる整流回路として、ダイオード整流型の整流回路を用いているが、ＦＥＴ等のスイッチ素子を用いた同期整流型の整流回路や自己ドライブ型の同期整流回路を用いても構わない。
【００７５】
図４は、自己ドライブ型の同期整流回路を用いた例によるスイッチング電源装置３００の回路図であり、図１に示す出力回路１４０が出力回路３４０に置き換えられた構成を有している。
【００７６】
出力回路３４０は、図１に示す出力回路１４０に含まれるダイオード１４１，１４２が整流スイッチ３４１，３４２に置き換えられるとともに、抵抗３４３，３４４が付加された構成を有している。整流スイッチ３４１はトランス１１０の２次巻線１１２ａの一端と低位側の出力端子１０４との間に接続されており、整流スイッチ３４２はトランス１１０の２次巻線１１２ｂと低位側の出力端子１０４との間に接続されている。また、整流スイッチ３４１のゲートは２次巻線１１２ｂの一端に接続され、整流スイッチ３４２のゲートは２次巻線１１２ａの一端に接続されている。これにより、出力回路３４０に含まれる整流回路は、いわゆる自己ドライブ型の同期整流回路を構成している。さらに、整流スイッチ３４１，３４２のゲート−ソース間にはそれぞれ抵抗３４３，３４４が挿入されており、これによりゲート電極がフローティング状態となることが防止されている。
【００７７】
このような自己ドライブ型の同期整流回路を用いれば、出力回路３４０において発生する損失が低減することから、変換効率を高めることが可能となる。
【００７８】
また、上記実施態様においては、検出信号Ｓの変化により過電圧状態である旨の通知を受けた場合、制御回路１５０は、スイッチ素子１２１をオフ状態に固定することによってトランス１１０の１次側から２次側への電力の伝送をストップさせているが、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させることができる限り、スイッチ素子１２１を直ちにオフ状態に固定することは必須でなく、例えばスイッチ素子１２１のオンデューティＤ１２１を大幅に制限したり、スイッチ素子１２１のオンデューティＤ１２１を徐々に小さくすることによって出力電圧Ｖｏｕｔを低下させても構わない。
【００７９】
さらに、上記実施態様のように、出力回路１４０に含まれる整流回路がダイオード整流型の整流回路である場合においては、上述したように、過電圧状態に応答して全てのスイッチ素子１２１，１２２，１３１，１３２をオフ状態に固定することが好ましいが、図４に示したスイッチング電源装置３００のように出力回路３４０に含まれる整流回路が自己ドライブ型の同期整流回路である場合においては、過電圧状態に応答してバックコンバータ回路１２０に含まれるスイッチ素子１２１，１２２をオフ状態に固定する一方で、ハーフブリッジ回路１３０に含まれるスイッチ素子１３１，１３２を所定期間交互にオン／オフさせることが好ましい。これは、図４に示したスイッチング電源装置３００のように出力回路３４０に含まれる整流回路が自己ドライブ型の同期整流回路である場合、全てのスイッチ素子１２１，１２２，１３１，１３２をオフ状態に固定すると、整流スイッチ３４１及び整流スイッチ３４２が通常のスイッチング周期よりも長い周期で交互にオン／オフを繰り返す結果、出力電圧Ｖｏｕｔが振動しながら低下したり、内部電圧Ｖｐが異常に上昇したりするからである。この現象についてやや詳しく説明する。
【００８０】
図５は、図４に示したスイッチング電源装置３００において、全てのスイッチ素子１２１，１２２，１３１，１３２をオフ状態に固定した場合の動作を示す波形図であり、これに応答して整流スイッチ３４１がオン状態のままとなった場合が示されている。図５において、ＶＧＳ（１２１），ＶＧＳ（１２２），ＶＧＳ（１３１），ＶＧＳ（１３２），ＶＧＳ（３４１），ＶＧＳ（３４２）は、それぞれスイッチ素子１２１，１２２，１３１，１３２及び整流スイッチ３４１，３４２のゲート−ソース間電圧を示し、Ｉ１４３は出力チョーク１４３に流れる電流を示し、Ｖ１１１はトランス１１０の１次巻線１１１に発生する電圧を示し、Ｉ１１１はトランス１１０の１次巻線１１１に流れる電流を示している。
【００８１】
スイッチ素子１２１，１２２，１３１，１３２が全てオフ状態となったことにより整流スイッチ３４１がオン状態のままとなると、整流スイッチ３４１のゲートに蓄えられた電荷の放電ルートは実質的に抵抗３４３のみとなり、整流スイッチ３４１のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（３４１）は、抵抗３４３を流れる電流により緩やかに低下する。この間、出力コンデンサ１４４及び負荷の容量成分の放電により、出力チョーク１４３には逆方向電流が流れ続ける。
【００８２】
その後、出力コンデンサ１４４及び負荷の容量成分からの放電による出力電圧Ｖｏｕｔの低下及びトランス１１０の２次側電圧の低下と抵抗３４３を介したゲート電荷の放電によって、整流スイッチ３４１のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（３４１）がしきい値電圧未満まで低下し、これがオフ状態に変化すると、トランス１１０にフライバック電圧が発生する。かかるフライバック電圧は、トランス１１０を介して内部電圧Ｖｐを押し上げるとともに、整流スイッチ３４２のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（３４２）を跳ね上げる。これにより、今度は整流スイッチ３４２がオン状態のままとなる。
【００８３】
また、図５に示すように、整流スイッチ３４２を介して出力チョーク１４３に流れる電流Ｉ１４３は一旦順方向となるため、かかる期間において出力コンデンサ１４４及び負荷の容量成分が充電され、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００８４】
その後、整流スイッチ３４２のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（３４２）は、出力チョーク１４３に流れる電流Ｉ１４３が逆方向となった時点から、出力コンデンサ１４４及び負荷の容量成分からの放電による出力電圧Ｖｏｕｔの低下及びトランス１１０の２次側電圧の低下と抵抗３４４を流れる電流により緩やかに低下しはじめ、これがしきい値電圧未満まで低下し整流スイッチ３４２がオフ状態に変化すると、再びトランス１１０にフライバック電圧が発生し、トランス１１０を介して内部電圧Ｖｐが押し上げられるとともに、整流スイッチ３４１のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（３４１）を跳ね上げる。これにより、今度は整流スイッチ３４１がオン状態のままとなる。
【００８５】
このような動作は、出力コンデンサ１４４及び負荷の容量成分が、スイッチング電源装置の２次側回路及び負荷の抵抗成分によって消費されるまで繰り返し行われ、これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、通常のスイッチング周期よりも非常に長い周期で振動しながら低下し、また１次側の内部電圧Ｖｐは段階的に上昇する。
【００８６】
このように、図４に示したスイッチング電源装置３００において、全てのスイッチ素子１２１，１２２，１３１，１３２をオフ状態に固定すると、図５に示すように出力電圧Ｖｏｕｔは単調に低下せず、通常のスイッチング周期よりも非常に長い周期で振動しながら低下することから、負荷において誤動作を生じるおそれがある。例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが所定値以下まで低下すれば、スイッチング電源装置の動作が停止されたものと負荷において判断し所定の動作を行うような場合、出力電圧Ｖｏｕｔが振動しながら低下すると、負荷においてスイッチング電源装置の動作が停止したのか否かの判断が困難となってしまうという問題が生じる。
【００８７】
また、全てのスイッチ素子１２１，１２２，１３１，１３２をオフ状態に固定すると、１次側回路の内部電圧Ｖｐが段階的に上昇することから、１次側回路において用いる素子が破壊されるおそれがある。これを防止するためには、耐圧の高い素子を用いる必要があり、スイッチング電源装置のコストを増大させる原因となってしまう。
【００８８】
さらに、全てのスイッチ素子１２１，１２２，１３１，１３２をオフ状態に固定すると、出力チョーク１４３、トランス１１０の２次巻線１１２ａ，１１２ｂ、整流スイッチ３４１，３４２に大きな電流が流れることから、出力チョーク１４３、トランス１１０の２次巻線１１２ａ，１１２ｂ、整流スイッチ３４１，３４２において大きな発熱を生じ、スイッチング電源装置の信頼性の低下を招くおそれもある。
【００８９】
上述した問題は、負荷が有する抵抗成分が大きいほど顕著となることから、例えば、軽負荷時において過電圧状態となり、スイッチング電源装置３００の動作が停止された場合に特に問題となる。さらに、上述した問題は、負荷が有する容量成分が大きいほど問題となることから、容量成分が大きい負荷に電力を供給する場合に特に問題となる。
【００９０】
このような問題は、過電圧状態に応答して全てのスイッチ素子１２１，１２２，１３１，１３２をオフ状態に固定するのではなく、バックコンバータ回路１２０に含まれるスイッチ素子１２１，１２２をオフ状態に固定する一方で、ハーフブリッジ回路１３０に含まれるスイッチ素子１３１，１３２のスイッチングを継続させることにより解決することができる。
【００９１】
図６は、図４に示したスイッチング電源装置３００において、バックコンバータ回路１２０に含まれるスイッチ素子１２１，１２２をオフ状態に固定する一方で、ハーフブリッジ回路１３０に含まれるスイッチ素子１３１，１３２のスイッチングを継続させた場合の動作を示す波形図である。
【００９２】
図６に示すように、バックコンバータ回路１２０に含まれるスイッチ素子１２１，１２２をオフ状態に固定した後も、ハーフブリッジ回路１３０に含まれるスイッチ素子１３１，１３２のスイッチングを継続させると、整流スイッチ３４１，３４２も通常のスイッチング周期にて交互にオン／オフすることになり、図５に示したように一方の整流スイッチがオン状態のままとなる現象は生じない。これにより、出力コンデンサ１４４及び負荷の容量成分に蓄積されているエネルギーは、負荷の抵抗成分やスイッチ素子１３１，１３２、並びに、整流スイッチ３４１，３４２等により徐々に消費され、これにより出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。この場合、スイッチ素子１３１，１３２は通常のスイッチング周波数で動作を行っていることから、図５に示したケースのように出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動しながら低下することはなく、実質的に単調に低下することになる。
【００９３】
また、図５に示したケースのようにフライバック電圧が発生することはなく、このため１次側の内部電圧Ｖｐが押し上げられることもない。さらに、出力チョーク１４３に異常な電流が流れることもない。
【００９４】
以上説明したように、図４に示したスイッチング電源装置３００のように出力回路３４０に含まれる整流回路が自己ドライブ型の同期整流回路である場合においては、過電圧状態に応答してバックコンバータ回路１２０に含まれるスイッチ素子１２１，１２２をオフ状態に固定する一方で、ハーフブリッジ回路１３０に含まれるスイッチ素子１３１，１３２のスイッチングを所定期間継続させれば、出力電圧Ｖｏｕｔの振動や１次側の内部電圧Ｖｐの異常上昇等を防止することができる。
【００９５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明においては、１次側の内部電圧Ｖｐに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔの異常電圧状態を検出していることから、簡単な構成により異常電圧状態を検出することが可能となるとともに、異常電圧状態を速やかに検出することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置１００の回路図である。
【図２】定電圧フィードバック回路１６０の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。
【図３】過電圧状態の検出前後における過電圧検出回路１７０の動作を示す波形図である。
【図４】自己ドライブ型の同期整流回路を用いた例によるスイッチング電源装置３００の回路図である。
【図５】図４に示したスイッチング電源装置３００において、全てのスイッチ素子１２１，１２２，１３１，１３２をオフ状態に固定した場合の動作を示す波形図である。
【図６】図４に示したスイッチング電源装置３００において、バックコンバータ回路１２０に含まれるスイッチ素子１２１，１２２をオフ状態に固定する一方で、ハーフブリッジ回路１３０に含まれるスイッチ素子１３１，１３２を所定期間交互にオン／オフさせた場合の動作を示す波形図である。
【図７】一般的なＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図８】一般的なＤＣ／ＤＣコンバータの他の例を示す回路図である。
【図９】過電圧検出回路５０の具体的構成の一例を示す回路図である。
【図１０】過電圧状態の検出前後における過電圧検出回路５０の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１００，３００　スイッチング電源装置
１０１，１０２　入力端子
１０３，１０４　出力端子
１１０　トランス
１１１　１次巻線
１１２ａ，１１２ｂ　２次巻線
１２０　バックコンバータ回路
１２１，１２２　スイッチ素子
１２３　平滑リアクトル
１３０　ハーフブリッジ回路
１３１，１３２　スイッチ素子
１３３，１３４　１次側コンデンサ
１４０，３４０　出力回路
１４１，１４２　ダイオード
１４３　出力チョーク
１４４　出力コンデンサ
１５０　制御回路
１６０　定電圧フィードバック回路
１６１　誤差アンプ
１６２　フォトカプラ
１６３〜１６７　抵抗
１６８　コンデンサ
１６９　定電圧源
１７０　過電圧検出回路
１７１　コンパレータ
１７２，１７３　抵抗
１７４　定電圧源
３４１，３４２　整流スイッチ
３４３，３４４　抵抗
【図１】
2004104849.tif 000006
【図２】
2004104849.tif 000007
【図３】
2004104849.tif 000008
【図４】
2004104849.tif 000009
【図５】
2004104849.tif 000010
【図６】
2004104849.tif 000011
【図７】
2004104849.tif 000012
【図８】
2004104849.tif 000013
【図９】
2004104849.tif 000014
【図１０】
2004104849.tif 000015