(57)【要約】【課題】エンジン回転騒音のように周期性の騒音を効率的に消音する。【解決手段】所定位置の音圧を測定するマイクロフォン１、マイクロフォン位置で１次音に干渉させて消音させる２次音を出力するラウドスピーカ２、タコパルス信号を参照信号として入力し、これをもとに、２次音制御信号を生成してラウドスピーカに供給する制御回路３を有して構成される。さらに、波形整形回路４からの出力に基づいて基準信号発生器５が生成した基準信号を用いて、適応フィルタにより位相、振幅変調して２次音制御信号を生成し、該２次音制御信号をラウドスピーカに供給する適応制御器６を備える。【選択図】　図１
2004046150.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定位置に配置され、当該位置における音圧信号を検出する音圧検出手段と、周期性のある騒音（周期性騒音）を被制御音とし、これを打ち消す制御音を出力する制御音出力手段と、前記周期性騒音の周期を検出し、これに同期した信号である同期信号を生成する同期信号生成手段と、前記同期信号に同期し、かつ、その周期が前記同期信号の有する周期と所定の関係にある信号である基準信号を、少なくとも１以上生成する基準信号生成手段と、
前記所定位置における音圧信号が最小になるように、前記制御音出力手段から出力される制御音の、振幅および位相の調整を行なう制御音調整信号を、前記基準信号、前記音圧信号、および、前記制御音出力手段と前記音圧検出手段の間の伝達関数を参照し、更新されていくフィルタ係数を用いて生成する処理を行なう適応フィルタ制御手段とを備え、
該適応フィルタ制御手段は、前記基準信号生成手段が生成した基準信号に対して、基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、フィルタ係数を切り換えながら、切り換えたフィルタ係数を用いて制御音調整信号を生成することを、基準信号ごとに行なうことを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項２】
請求項１において、前記適応フィルタ制御手段は、２つのフィルタ係数ｗ０、ｗ１を有し、前記各基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、「−ｗ１、ｗ０、−ｗ１、ｗ０」の順に、繰返しフィルタ係数を切り換える手段と、
前記各基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、「−ｇ１、ｇ０、ｇ１、−ｇ０」の順に繰返し変化する、収束係数と伝達関数との積である係数ｇ０およびｇ１と音圧信号（ｅ）との積ｒ０、および、該係数ｇと音圧信号（ｅ）との積ｒ１とを求める手段と、
前記各基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、「１、λ、１、λ」の順に、繰返し変化するリーキパラメータとｗ０の積（ｕ０）、および、該リーキパラメータとｗ１との積（ｕ１）とを求める手段と、
ｗ０に、「ｕ０＋ｒ０」、ｗ１に、「ｕ１＋ｒ１」を加えていき、フィルタ係数ｗ０、ｗ１を更新する手段とを備えることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項３】
請求項１および２のいずれかにおいて、前記所定の関係は、基準信号の周期が同期信号の周期のｎ倍（ｎは、自然数）、および、基準信号の周期が同期信号の周期の０．５ｍ倍（ｍは、奇数）のうちの少なくとも一方であることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項４】
請求項１、２および３のいずれかにおいて、さらに、伝達関数決定手段を備え、
該伝達関数決定手段は、所定周波数を有する制御音を出力させるため制御音出力手段を駆動する手段と、該制御音を入力信号とし、前記音圧検出手段によって検出される音圧を出力信号として、前記伝達関数を求める手段を備えることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項５】
請求項１、２、３および４のいずれかにおいて、
前記基準信号生成手段は、生成される基準信号の高調波成分の周波数を基準信号の周波数とする、新たな基準信号を生成する手段を備えることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項６】
請求項１、２、３、４および５のいずれかにおいて、前記周期性騒音は、車載されたエンジンのエンジン騒音であることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項７】
請求項１、２、３、４および５のいずれかにおいて、
前記基準信号生成手段は、前記同期信号生成手段が生成する同期信号の有する周波数領域を複数に分割することを想定したとき、各分割された分割領域に対して、同期信号の有する周期と所定の関係にある周期に対応するパラメータである、制御次数を少なくとも１以上、予め格納しておく格納する格納手段と、該格納手段に格納された制御次数を参照して、対応する基準信号を少なくとも１以上生成する生成部と、を備えることを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項８】
請求項７において、前記基準信号生成手段は、音の振幅を推定する音振幅推定手段と、該音振幅推定手段によって推定された、前記生成部によって生成された基準信号と同一の周期を有する被制御音、および、これ以外の被制御音の振幅を比較する推定振幅比較手段と、
前記生成部によって生成された基準信号と同一の周期を有しない被制御音の振幅が、同一の周期を有する被制御音の振幅より大きな場合、前記生成部による基準信号の生成を中止するとともに、大きな振幅を有する被制御音に対する制御次数を、前記格納手段の格納内容に格納し、格納した制御次数を参照して前記生成部が新たな基準信号を生成するように制御動作を行なう基準信号生成制御手段と、を備えたことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項９】
請求項７において、
前記基準信号生成手段は、前記同期信号の周期を測定して、測定された周期が、前記複数の分割領域のいずれの分割領域に存在するかを判別する判別手段と、前記測定された周期が存在する分割領域に対応する制御次数を順次選び出す選出手段と、
周期的に変化する、ある基準信号の周期を１周期とし、基準信号が、ある基準時からｍ周期経過し、基準位置から角度θの位相を有する場合、被制御音をｄｏ（ｍ，θ）と、前記制御音出力手段により出力される制御音ｄｃとが合成されて、前記音圧検出手段により検出される音圧信号を、ｅ（ｎ）（＝ｄｏ（ｎ）＋ｄｃ（ｎ））とした時、前記選出手段により選択された制御次数が、制御に用いられていない次数であるとき（即ち、ｅ（ｍ，θ）＝ｄｏ（ｍ，θ）である場合）、当該制御次数に対する基準信号の周期の１／４周期（９０度）で、Ｍ周期目までの平均値として、
ｄｓｋ＝２・Σｍ｛ｅ（ｍ，９０°）−ｅ（ｍ，２７０°）｝／Ｍ
ｄｃｋ＝２・Σｍ｛ｅ（ｍ，１８０°）−ｅ（ｍ，０°）｝／Ｍ
（但し、Σｍはｍ＝０，１，…，Ｍ−１までの加算を示す。ｓｋは、正弦波成分、ｃｋは、余弦波成分を意味する）なる計算を行う第１演算手段と、
一方、前記選出手段により選択された制御次数が、制御に用いられている次数であるとき、当該制御次数に対する基準信号の周期の１／４周期（９０度）で、Ｍ周期目までの平均値として、
ｄｓｋ＝２・Σｍ［｛ｅ（ｍ，９０°）−ｃ０（ｍ，９０°）・ｗ０（ｍ，９０°）＋ｃ１（ｍ，９０°）・ｗ１（ｍ，９０°）｝　−｛ｅ（ｍ，２７０°）−ｃ０（ｍ，２７０°）・ｗ０（ｍ，２７０°）＋ｃ１（ｍ，２７０°°）・ｗ１（ｍ，２７０°）｝］／Ｍ
ｄｃｋ＝２・Σｍ［｛ｅ（ｍ，１８０°）−ｃ０（ｍ，１８０°）・ｗ０（ｍ，１８０°）＋ｃ１（ｍ，１８０°）・ｗ１（ｍ，１８０°）｝−｛ｅ（ｍ，０°）−ｃ０（ｍ，０°）・ｗ０（ｍ，０°）＋ｃ１（ｍ，０°）・ｗ１（ｍ，０°）｝］／Ｍ
（但し、Σｍはｍ＝０，１，…，Ｍ−１までの加算を示す。ｓｋは、正弦波成分、ｃｋは、余弦波成分を意味する。ｗ０（ｍ，θ）、ｗ１（ｍ，θ）、および、ｃ０（ｍ，θ）、ｃ１（ｍ，θ）は、それぞれ基準信号が、ある基準時からｍ周期経過し、基準位置から角度θの位相を有する場合の適応フィルタのフィルタ係数、および、音響伝達関数のフィルタ係数である。）なる計算を行う第２演算手段と、
被制御音の正弦波成分（ｄｓｋ）および余弦波成分（ｄｃｋ）より、被制御音の振幅ｄｋを、ｄｋ＝√（ｄｓｋ２＋ｄｃｋ２）として求める第３演算手段と、
当該分割領域に存在する総ての制御次数に対応する被制御音の振幅情報を、前記第１、第２、および第３演算手段によって求め、求めた振幅情報を参照して被制御音の振幅の大きさを判別し、振幅の大きな順から、対応する制御次数を予め定めた個数分だけ選択する制御次数選択手段と、選択された制御次数の中に、基準信号の生成に使用されていない制御次数が存在する場合、該制御次数に対応する基準信号を新たに生成する基準信号生成部とを備えることを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項１０】
請求項７、８および９のいずれかにおいて、さらに、
基準信号の生成に使用されている制御次数に対応するフィルタ係数であって、前記適応フィルタ制御手段によって切り換えられる、２つのフィルタ係数ｗ０、ｗ１より出力フィルタパワーを求める出力パワー計算手段と、求めた出力フィルタパワーが予め設定した閾値より小さいと判断された場合、前記適応フィルタ制御手段による制御動作および当該制御次数に対応する基準信号の生成を中止する制御動作中止手段と、被制御音の振幅が、予め定めた値より大きいと判断された場合、当該被制御音を打ち消す制御音を生成するための基準信号を、新たに生成させるように前記基準信号生成手段を制御し、前記適応フィルタ制御手段の動作制御を行う動作制御手段とを備えることを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項１１】
請求項７、８および９のいずれかにおいて、さらに、
前記制御音を入力信号とし、前記音圧検出手段によって検出される音圧を出力信号として、入出力信号間の音響伝達特性を表現する音響伝達関数を決定する音響伝達関数決定手段と、ある周波数ｆでの音響伝達関数を表現する２個の音響伝達係数ｃ０（ｆ）、ｃ１（ｆ）に基づいて、前記周波数ｆでの出力フィルタパワーを求める出力フィルタパワー算出手段と、前記出力フィルタパワーを、制御対象となる周波数領域を構成する複数の周波数に対して求め、各周波数における出力フィルタパワーの大きさを判定し、大きな出力フィルタパワーを有する周波数から順に、所定数個の周波数を選択し、選択した各周波数を共鳴発生周波数として定める手段と、前記各分割領域に共鳴発生周波数が存在する場合、該共鳴周波数を周波数として有する制御音を発生するように基準信号を生成させるための制御次数を、該当する分割領域に対する制御次数として設定する制御次数設定手段とを備えることを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項１２】
請求項７、８、９、１０、１１および１２のいずれかにおいて、前記制御次数は、車載されたエンジンのエンジン騒音の高調波成分に対応するパラメータであることを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項１３】
所定位置に配置され、当該位置における音圧信号を検出する音圧検出手段と、周期性のある騒音（周期性騒音）を被制御音とし、これを打ち消す制御音を出力する制御音出力手段と、前記周期性騒音の周期を検出し、これに同期した信号である同期信号を生成する同期信号生成手段と、前記同期信号に同期し、かつ、その周期が前記同期信号の有する周期と所定の関係にある信号である基準信号を、少なくとも１以上生成する基準信号生成手段と、
前記所定位置における音圧信号が最小になるように、前記制御音出力手段から出力される制御音の、振幅および位相の調整を行なう制御音調整信号を、前記基準信号、前記音圧信号、および、前記制御音出力手段と前記音圧検出手段の間の伝達関数を参照し、更新されていくフィルタ係数を用いて生成する処理を行なう適応フィルタ制御手段とを備え、
該適応フィルタ制御手段は、前記基準信号生成手段が生成した基準信号の１周期（３６０度）において、４ｍｓ個の（ｍｓは、自然数）検出点を設定し、かつ、ｍｓ個（９０度）離れた２つの検出点の組ごとに、前記制御音調整信号の生成およびフィルタ係数の更新を行う、能動型騒音制御装置。
【請求項１４】
請求項１３において、前記適応フィルタ制御手段は、２つのフィルタ係数ｗ０、ｗ１を有し、ｎ番目の検出点での前記基準信号をｘ（ｎ）としたとき、
ｎ番目の検出点での前記制御音調整信号ｙ（ｎ）を、
ｙ（ｎ）＝ｗ０ｘ（ｎ）＋ｗ１ｘ（ｎ−ｍｓ）
なる式に基づき生成し、かつ、２つのフィルタ係数ｗ０、ｗ１を、
ｗ０（ｎ＋ｍｓ）＝ｗ０（ｎ）＋αｅ（ｎ）｛ｃ０ｘ（ｎ）＋ｃ１ｘ（ｎ−ｍｓ）｝−βｙ（ｎ）ｘ（ｎ）
ｗ１（ｎ＋ｍｓ）＝ｗ１（ｎ）＋αｅ（ｎ）｛ｃ０ｘ（ｎ−ｍｓ）−ｃ１ｘ（ｎ−２ｍｓ）｝−βｙ（ｎ）ｘ（ｎ−ｍｓ）
（但し、αは収束係数、βは発散抑制係数、ｃ０、ｃ１は、音響伝達係数）
なる更新式に基づき、更新することを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項１５】
請求項１４において、前記ｎ番目の検出点での基準信号ｘ（ｎ）は、
ｘ（ｎ）＝ｃｏｓ（２πｎ／ｍｓ）もしくはｘ（ｎ）＝−ｃｏｓ（２πｎ／ｍｓ）なる余弦波、
または、
ｘ（ｎ）＝ｓｉｎ（２πｎ／ｍｓ）もしくはｘ（ｎ）＝−ｓｉｎ（２πｎ／ｍｓ）なる正弦波
であること、を特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項１６】
請求項１３において、
前記適応フィルタ制御手段は、検出点数が４（ｍｓ＝１）であるとしたとき、
前記各基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、
「ｗ０、ｗ１、−ｗ０、−ｗ１」、「−ｗ０、−ｗ１、ｗ０、ｗ１」、「−ｗ１、ｗ０、ｗ１、−ｗ０」、および「ｗ１、−ｗ０、−ｗ１、ｗ０」のいずれかの順に、繰返しフィルタ係数を切り換える手段と、
前記各基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、
「ｇ０、ｇ１、−ｇ０、−ｇ１」、「−ｇ０、−ｇ１、ｇ０、ｇ１」、「−ｇ１、ｇ０、ｇ１、−ｇ０」、および「ｇ１、−ｇ０、−ｇ１、ｇ０」のいずれかの順に繰返し変化する、収束係数と伝達関数との積である係数ｇ０と音圧信号（ｅ）との積ｒ０、および、該係数ｇ１と音圧信号（ｅ）との積ｒ１とを求める手段と、
前記各基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、
ｗ０に、「ｗ０＋ｒ０」、ｗ１に、「ｗ１＋ｒ１」を加えていき、フィルタ係数ｗ０、ｗ１を更新する手段と、を備えることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項１７】
請求項１６において、前記適応フィルタ制御手段は、検出点数が４（ｍｓ＝１）であるとしたとき、
前記各基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、「１、λ、１、λ」（但しλ≦１）の順に繰返し変化するリーキパラメータとｗ０の積（ｕ０）、および、「λ、１、λ、１」の順に繰返し変化するリーキパラメータとｗ１との積（ｕ１）を求めるか、
または、
前記各基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、「λ、１、λ、１」（但しλ≦１）の順に繰返し変化するリーキパラメータとｗ０の積（ｕ０）、および、「１、λ、１、λ」の順に繰返し変化するリーキパラメータとｗ１との積（ｕ１）を求め、
求めたｕ０、ｕ１と前記ｒ０、ｒ１とを用いて、ｗ０に、「ｕ０＋ｒ０」、ｗ１に、「ｕ１＋ｒ１」を加えていき、フィルタ係数ｗ０、ｗ１を更新する手段を備えることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項１８】
請求項１３、１４、１５、１６および１７のいずれかにおいて、前記所定の関係は、基準信号の周期が同期信号の周期のｎ倍（ｎは、自然数）、および、基準信号の周期が同期信号の周期の０．５ｍ倍（ｍは、奇数）のうちの少なくとも一方であることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項１９】
請求項１３、１４、１５、１６、１７および１８のいずれかにおいて、、さらに、伝達関数決定手段を備え、
該伝達関数決定手段は、所定周波数を有する制御音を出力させるため制御音出力手段を駆動する手段と、該制御音を入力信号とし、前記音圧検出手段によって検出される音圧を出力信号として、前記伝達関数を求める手段を備えることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項２０】
請求項１３、１４、１５、１６、１７、１８および１９のいずれかにおいて、前記基準信号生成手段は、生成される基準信号の高調波成分の周波数を基準信号の周波数とする、新たな基準信号を生成する手段を備えることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項２１】
請求項１３、１４、１５、１６、１７、１８、１９および２０のいずれかにおいて、前記周期性騒音は、車載されたエンジンのエンジン騒音であるか、もしくは、回転機械の運転により発生する回転同期騒音であることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項２２】
請求項１３、１４、１５、１６、１７、１８、１９および２０のいずれかにおいて、
前記基準信号生成手段は、前記同期信号生成手段が生成する同期信号の有する周波数領域を複数に分割することを想定したとき、各分割された分割領域に対して、同期信号の有する周期と所定の関係にある周期に対応するパラメータである、制御次数を少なくとも１以上、予め格納しておく格納する格納手段と、該格納手段に格納された制御次数を参照して、対応する基準信号を少なくとも１以上生成する生成部と、を備えることを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項２３】
請求項２２において、前記基準信号生成手段は、音の振幅を推定する音振幅推定手段と、該音振幅推定手段によって推定された、前記生成部によって生成された基準信号と同一の周期を有する被制御音、および、これ以外の被制御音の振幅を比較する推定振幅比較手段と、
前記生成部によって生成された基準信号と同一の周期を有しない被制御音の振幅が、同一の周期を有する被制御音の振幅より大きな場合、前記生成部による基準信号の生成を中止するとともに、大きな振幅を有する被制御音に対する制御次数を、前記格納手段の格納内容に格納し、格納した制御次数を参照して前記生成部が新たな基準信号を生成するように制御動作を行なう基準信号生成制御手段と、を備えたことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項２４】
請求項２３において、
前記基準信号生成手段は、前記同期信号の周期を測定して、測定された周期が、前記複数の分割領域のいずれの分割領域に存在するかを判別する判別手段と、前記測定された周期が存在する分割領域に対応する制御次数を順次選び出す選出手段と、
周期的に変化する、ある基準信号の周期を１周期とし、基準信号が、ある基準時からｍ周期経過し、基準位置から角度θの位相を有する場合、被制御音をｄｏ（ｍ，θ）と、前記制御音出力手段により出力される制御音ｄｃとが合成されて、前記音圧検出手段により検出される音圧信号を、ｅ（ｎ）（＝ｄｏ（ｎ）＋ｄｃ（ｎ））とした時、前記選出手段により選択された制御次数が、制御に用いられていない次数であるとき（即ち、ｅ（ｍ，θ）＝ｄｏ（ｍ，θ）である場合）、当該制御次数に対する基準信号の周期の１／４周期（９０度）で、Ｍ周期目までの平均値として、
ｄｓｋ＝２・Σｍ｛ｅ（ｍ，９０°）−ｅ（ｍ，２７０°）｝／Ｍ
ｄｃｋ＝２・Σｍ｛ｅ（ｍ，１８０°）−ｅ（ｍ，０°）｝／Ｍ
（但し、Σｍはｍ＝０，１，…，Ｍ−１までの加算を示す。ｓｋは、正弦波成分、ｃｋは、余弦波成分を意味する）なる計算を行う第１演算手段と、
一方、前記選出手段により選択された制御次数が、制御に用いられている次数であるとき、当該制御次数に対する基準信号の周期の１／４周期（９０度）で、Ｍ周期目までの平均値として、
ｄｓｋ＝２・Σｍ［｛ｅ（ｍ，９０°）−ｃ０（ｍ，９０°）・ｗ０（ｍ，９０°）＋ｃ１（ｍ，９０°）・ｗ１（ｍ，９０
°）｝　−｛ｅ（ｍ，２７０°）−ｃ０（ｍ，２７０°）・ｗ０（ｍ，２７０°）＋ｃ１（ｍ，２７０°°）・ｗ１（ｍ，２７０°）｝］／Ｍ
ｄｃｋ＝２・Σｍ［｛ｅ（ｍ，１８０°）−ｃ０（ｍ，１８０°）・ｗ０（ｍ，１８０°）＋ｃ１（ｍ，１８０°）・ｗ１（ｍ，１８０°）｝−｛ｅ（ｍ，０°）−ｃ０（ｍ，０°）・ｗ０（ｍ，０°）＋ｃ１（ｍ，０°）・ｗ１（ｍ，０°）｝］／Ｍ
（但し、Σｍはｍ＝０，１，…，Ｍ−１までの加算を示す。ｓｋは、正弦波成分、ｃｋは、余弦波成分を意味する。ｗ０（ｍ，θ）、ｗ１（ｍ，θ）、および、ｃ０（ｍ，θ）、ｃ１（ｍ，θ）は、それぞれ基準信号が、ある基準時からｍ周期経過し、基準位置から角度θの位相を有する場合の適応フィルタのフィルタ係数、および、音響伝達関数のフィルタ係数である。）なる計算を行う第２演算手段と、
被制御音の正弦波成分（ｄｓｋ）および余弦波成分（ｄｃｋ）より、被制御音の振幅ｄｋを、ｄｋ＝√（ｄｓｋ２＋ｄｃｋ２）として求める第３演算手段と、
当該分割領域に存在する総ての制御次数に対応する被制御音の振幅情報を、前記第１、第２、および第３演算手段によって求め、求めた振幅情報を参照して被制御音の振幅の大きさを判別し、振幅の大きな順から、対応する制御次数を予め定めた個数分だけ選択する制御次数選択手段と、選択された制御次数の中に、基準信号の生成に使用されていない制御次数が存在する場合、該制御次数に対応する基準信号を新たに生成する基準信号生成部とを備えることを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項２５】
請求項２２、２３および２４のいずれかにおいて、さらに、
基準信号の生成に使用されている制御次数に対応するフィルタ係数であって、前記適応フィルタ制御手段によって切り換えられる、２つのフィルタ係数ｗ０、ｗ１の出力フィルタパワーを求める出力パワー計算手段と、求めた出力フィルタパワーが予め設定した閾値より小さいと判断された場合、前記適応フィルタ制御手段による制御動作および当該制御次数に対応する基準信号の生成を中止する制御動作中止手段と、被制御音の振幅が、予め定めた値より大きいと判断された場合、当該被制御音を打ち消す制御音を生成するための基準信号を、新たに生成させるように前記基準信号生成手段を制御し、前記適応フィルタ制御手段の動作制御を行う動作制御手段とを備えることを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項２６】
請求項２２、２３および２４のいずれかにおいて、さらに、
前記制御音を入力信号とし、前記音圧検出手段によって検出される音圧を出力信号として、入出力信号間の音響伝達特性を表現する音響伝達関数を決定する音響伝達関数決定手段と、ある周波数ｆでの音響伝達関数を表現する２個の音響伝達係数ｃ０（ｆ）、ｃ１（ｆ）に基づいて、前記周波数ｆでの出力フィルタパワーを求める出力フィルタパワー算出手段と、前記出力フィルタパワーを、制御対象となる周波数領域を構成する複数の周波数に対して求め、各周波数における出力フィルタパワーの大きさを判定し、大きな出力フィルタパワーを有する周波数から順に、所定数個の周波数を選択し、選択した各周波数を共鳴発生周波数として定める手段と、前記各分割領域に共鳴発生周波数が存在する場合、該共鳴周波数を周波数として有する制御音を発生するように基準信号を生成させるための制御次数を、該当する分割領域に対する制御次数として設定する制御次数設定手段とを備えることを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項２７】
請求項２０、２１、２２、２３、２４および２５のいずれかにおいて、前記制御次数は、車載されたエンジンのエンジン騒音の高調波成分に対応するパラメータであることを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項２８】
請求項１および請求項１３のいずれかにおいて、音圧検出手段、制御音出力手段、および、各制御音出力手段に対する制御音調整信号を生成する適応フィルタ制御手段を、夫々複数個備え、
特定の制御音出力手段が、特定の音圧検出手段によって検出される音圧信号のみを最小化するように、特定の適応フィルタ制御手段と対応づけられて構成され、
前記特定の適応フィルタ制御手段は、
自身に対応づけされていない制御音出力手段の出力である音圧成分の影響分を、予め求めておいた伝達関数と前記制御音調整信号とを用いて推定し、さらに、
自身に対応づけされた音圧検出手段が検出した音圧信号から、前記影響分を差し引いた音圧信号を、自身のフィルタ係数の更新処理に用いる機能を有する能動形騒音制御装置。
【請求項２９】
請求項８、９、２３および２４のいずれかにおいて、
前記音振幅推定手段は、
推定する制御次数の１周期中の任意の２点における平均値（同期加算値）を求め、該平均値に基づいて、推定する次数の騒音を推定する処理を行なう機能を有することを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項３０】
請求項１９において、前記伝達関数決定手段は、
一方の音響伝達係数ｃ０の値を示すｃ０軸、および、他方の音響伝達係数ｃ１の値を示すｃ１軸で構成される座標系を想定したとき、
２つの音響伝達係数ｃ０，ｃ１のいずれか一方が０になる周波数であるクロス周波数ポイントを求める手段を備えたことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項３１】
請求項３０において、前記伝達関数決定手段は、さらに、
２つのクロス周波数ポイントの間に存在する周波数を代表周波数ポイントとし、前記クロス周波数ポイントおよび前記代表周波数ポイントのいずれかの周波数での音響伝達係数を、音響伝達係数の同定値とする手段を備えることを特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項３２】
請求項３０において、前記伝達関数決定手段は、
求めた音響伝達係数ｃ０，ｃ１のいずれもが、所定周波数範囲内で、予め定めた閾値より小さい値となる場合には、前記所定周波数範囲での前記伝達関数を求める動作を行なわない手段を備えたことを特徴とする能動形騒音制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両に搭載したエンジンの回転に同期して発生する車室内のエンジン騒音のように、周期性を有する騒音に対して、同振幅、逆位相の制御音を生成して、騒音に干渉させることにより、能動的な消音を行なう装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車室内に発生する騒音として、エンジン音、ロードノイズ音、エアコンファン音、風切音等の各種の騒音が考えられる。
【０００３】
このうち、エンジン騒音は、エンジン回転によって発生した加振力が、車体に伝達されて、フロアパネルの一部を加振することによって発生する振動放射音であることから、エンジンの回転数に同期した、顕著な周期性を有する騒音である場合が多い。
【０００４】
例えば、車両に搭載されるエンジンの種類が、４サイクル４気筒エンジンである場合には、エンジンの回転数の２倍の周波数を有する、回転２次成分と称される騒音が多く発生する。
【０００５】
これは、１／２回転ごとに起こるガス燃焼によるガストルク変動（クランクシャフト系に対するトルクの変動）と、クランクシャフト系のモーメントのアンバランスによって発生する慣性トルク変動とにより加振振動が発生し、発生した振動は、車室内に伝搬されて騒音として発生される。
【０００６】
この回転２次成分が、車体の空洞共鳴周波数と一致した場合、特に大きな騒音が車室内に発生し、通常、このような騒音は「こもり音」と称されている。
【０００７】
また、車両の加速時には、大きなエンジン出力が必要であるため、燃焼ガストルクの増大にともなって、各気筒間のトルク変動の大きさのバラツキも大きくなるため、ハーフ次数成分、即ち、回転０．５次成分、および、その高調波成分（１．５次、２．５次、３．５次、…）の振動が増大する。この振動は、加振力となり、エンジンクランクシャフト系に備えられる、フライホイールやクランクプーリと共振し、加速時騒音、あるいは、ランブリングノイズと称される騒音が発生する。
【０００８】
これらのエンジン回転に伴う騒音は、例えば、ロードノイズのような、比較的広い周波数帯域にスペクトルが分布している、ブロードバンドのランダムノイズとは異なり、鋭い、単一のピークを有するスペクトル形状を呈している。
【０００９】
そして、エンジン回転数や加速／減速等の運転モードと、車体固有の車体空洞共鳴モードの関係から定まる、複数本のスペクトルからなる騒音が励起される。
【００１０】
即ち、エンジン騒音は、単一周波数のピークスペクトルが複数本集まった、いわば、マルチスペクトル騒音であることが特徴となっている。
【００１１】
ところで、これらの騒音に対する手段として、車体の構造変更や、遮音材を用いた対策等、いわゆる「受動的（パッシブ）」な方法に替えて、発生する騒音に対し、逆位相の２次音を人工的に生成し、「能動的（アクティブ）」に音を消す能動騒音制御技術が注目されている。
【００１２】
この能動騒音制御に関する基本的なアイディアは、１９３０年代に、Ｌｕｅｇによって行われた先駆的な研究以降、１９５０年代には、Ｏｌｓｏｎ、Ｃｏｎｖｅｒ等によって研究が行われてきているが、実際に製品化の検討がされるようになったのは、比較的最近のことである。
【００１３】
これは、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等の能動的制御を行なうための高速演算処理機能を有するデバイスの出現によるところが大きいが、制御アルゴリズムに関する理論面の整備が進んできていることも挙げられる。
【００１４】
例えば、能動騒音制御技術に関する最近の注目すべき研究例としては、Ｇ．Ｂ．Ｂ．Ｃｈａｐｌｉｎによるもの（例えば特開昭５６−５０１０６２号公報）と、Ｐ．Ａ．Ｎｅｌｓｏｎ／Ｓ．Ｊ．Ｅｌｌｉｏｔによるもの（例えば、特開平１−５０１３４４号公報）の２例を挙げることができる。
【００１５】
両者の制御方法の違いは、前者の制御が、対象とする騒音に周期性があることを前提として「繰返し制御」を行なっているのに対して、後者の制御方法では、最急降下法の一種である、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いた適応制御処理を行っている点にあり、この方法では、制御対象となる騒音は、必ずしも周期性を有することを要しない。
【００１６】
このＬＭＳ適応制御アルゴリズムは、Ｂ．Ｗｉｄｒｏｗによって１９６０年代までに体系化された方法であり、例えば「Ｂ．Ｗｉｄｒｏｗ／Ｐ．Ａ．Ｍａｎｔｅｙ／Ｂ．Ｂ．Ｇｏｏｄｅ　”Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ａｎｔｅｎｎａ　Ｓｙｓｔｅｍｓ，　ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧ　ＯＦ　ＴＨＥ　ＩＥＥＥ，　Ｖｏｌ．５５　ＮＯ．１２，　ＤＥＣ　１９６７　」において、その方法が開示されている。
【００１７】
このアルゴリズムは汎用性に富むため、能動騒音制御に関する最近の研究例は殆どこの制御アルゴリズムに依っている。本発明で開示される制御アルゴリズムも、基本的にはこのＬＭＳアルゴリズムをベースとしたものであり、周期性騒音のみに制御対象を絞って、さらに、単一スペクトルのみでなく複数スペクトル成分よりなる「マルチスペクトル騒音」の制御演算量低減のため、前記アルゴリズムに改良を加えたものと言うことができる。
【００１８】
まず、前述の特開平１−５０１３４４号公報（Ｐ．Ａ．Ｎｅｌｓｏｎ／Ｓ．Ｊ．Ｅｌｌｉｏｔ）を例に取って、従来技術の説明を行う。
【００１９】
図３６は、前述の公開特許に記載されている、複数の、ラウドスピーカおよびマイクロフォンによって、自動車の車室内等の特定の密閉空間内の消音制御を能動的に行なう能動形騒音制御装置を示している。
【００２０】
これは、密閉空間内での所定位置の音圧を測定する３個のマイクロフォン１２と、各マイクロフォン位置で被制御音（騒音）と制御音を干渉させて騒音低減を行なうための制御音を出力する２個のラウドスピーカ１１、エンジン２の回転信号１６に同期した信号４を発生する基準信号発生器１５、基準信号を位相、振幅変調してラウドスピーカを駆動する信号３を出力、ラウドスピーカを駆動するための、１対の適応形フィルタ１４を備える制御回路１３を有して構成されている。
【００２１】
また、基準信号発生器１５へは、エンジン回転信号１６（例えば、点火タイミング信号、クランク角センサの信号等）が入力されており、基準信号発生器１５は、時々刻々変化するエンジン回転周期の整数倍に比例した周期を有する正弦波信号を生成している。
【００２２】
特開平１−５０１３４４号公報においても開示されている、フィルタードＸ　ＬＭＳ適応制御アルゴリズムは、前記アルゴリズムを音響系に適応するために修正したアルゴリズムの一種である。
【００２３】
このアルゴリズムの内容について以下説明する。
【００２４】
まず、ｎサンプリング時（ｎ番目のサンプリングを意味する）の基準信号をｘ（ｎ）、適応フィルタ係数をｗｍｉ（ｎ）（ｍ＝０，１、ｉ＝０，１）とするとき、ラウドスピーカから所定の音を出力させるための制御音信号ｙｍ（ｎ）（ｍ＝０，１）は、次式の数１で表される。ここで、ｍは、ラウドスピーカ、ｉは、タップを表す。
【００２５】
【数１】
2004046150.tif 000003
【００２６】
一方、適応フィルタ係数ｗｍｉ（ｎ）は時々刻々と更新されていくが、その更新は、各マイクロフォン１２の音圧信号をｅｌ（ｎ）（ｌ＝０〜２）としたとき、次式で示す評価関数Ｊ（ｎ）が最小値となるように更新される。
【００２７】
【数２】
2004046150.tif 000004
【００２８】
すなわち、マイクロフォン１２で検出する音圧信号ｅｌ（ｎ）５の二乗総和値と、制御音信号ｙｍ（ｎ）３の二乗総和値との加算値を評価関数とした場合、この値が最小になるということは、最小の制御音の出力で、検出される音圧を最小にするような適応フィルタを生成するように、適応フィルタ係数が更新されていくことを意味する。
【００２９】
ここで、ａ、ｂは係数であり、各項の影響の度合いを調整するための係数である。例えば、ａが相対的に大きい場合には、制御音信号ｙｍ（ｎ）が多少大きくなっても音圧信号ｅｌ（ｎ）がより小さくなるように調整される。
【００３０】
この更新式は、評価関数Ｊをフィルタ係数ｗｍｉで偏微分することにより求められ、次式で得られる。
【００３１】
【数３】
2004046150.tif 000005
【００３２】
上式で音圧信号（エラ−信号）ｅｌ（ｎ）は、制御音ｄｃｌ（ｎ）と被制御音ｄｏｌ（ｎ）の和
【００３３】
【数４】
2004046150.tif 000006
【００３４】
で表される。ここで、制御音ｄｃｌは、各ラウドスピーカへの出力の和
【００３５】
【数５】
2004046150.tif 000007
【００３６】
であり、数１のｙｍの式と合わせて次式が得られる。
【００３７】
【数６】
2004046150.tif 000008
【００３８】
但し、ｃ＾ｌｍｊは、ｍ番目スピ−カとｌ番目マイクロフォン間の音響伝達系のインパルスレスポンス関数で、タップＪ個のＦＩＲフィルタで表現されている。
【００３９】
次に、ＬＭＳ適応制御アルゴリズムでの適応フィルタ更新の一般式、即ち、
【００４０】
【数７】
2004046150.tif 000009
【００４１】
（μは係数）
を用いると次式を得る。
【００４２】
【数８】
2004046150.tif 000010
【００４３】
ここで、α＝２ａμ、β＝−２ｂμ
である。
【００４４】
ここで、ｒ（ｎ）は、フィルタ−ドＸ信号であり、αは収束係数、βは抑制係数とも呼ばれ、各々適応フィルタの成長を進める、および、抑える作用の度合いを調節するための係数である。
【００４５】
制御音と被制御音がうまく干渉しあって、騒音低減を行なうためには、基準信号、もしくは、その基になる参照信号の中に、被制御音に対して充分相関性が高い成分が含まれていなければならない。
【００４６】
通常、２つの信号間の相関性の度合を表す指標として「コヒーレンス」と称される、０〜１の間の値を取る無次元量が定義されている。厳密な理論解析の結果から、ＬＭＳ適応制御アルゴリズムに基づく能動騒音制御システムによる騒音低減量は、このコヒーレンスの値で決定されることが分かっている。
【００４７】
図３６に示すような、自動車の車室内に設けた能動騒音制御装置１００においては、エンジンの回転振動に伴う騒音が制御対象になっており、エンジン回転信号を参照信号として供給し、これに同期した正弦波信号を生成することにより、エンジン騒音成分に対してコヒーレンスの高い基準信号を得ている。
【００４８】
従って、例えば、前述の回転２次騒音に対して、能動騒音制御を行なうことは、タコパルス信号（クランク角１８０度ごとの回転信号等）やクランク角センサの出力信号等を参照信号として供給させることにより可能となる。
【００４９】
ところで、数５および数６に示した音響空間伝達系のインパルスレスポンスｃ＾ｌｍｊは、能動騒音制御を実行する以前に、通常は「同定」と称される手順に従い求められる。この同定は、通常は、制御対象となる騒音が存在しないか、存在しても小さくて無視できるような音環境下（車両においては、アイドリング時等）において、ラウドスピーカより制御対象周波数域を成分として有する同定音（通常は、ランダム音）を出力して行われる。
【００５０】
同定のアルゴリズムは、適応フィルタ制御と同様のアルゴリズムで実現される。
【００５１】
その手順として、まず、出力同定音をマイクロフォンで測定して得た音圧信号ｄｌ１と、同定音を模擬するため制御回路内部で作成した音圧信号ｄｌ２との加算値ｅｌ＝ｄｌ１＋ｄｌ２（ｌ＝０，…，Ｌ−１）を求める。
【００５２】
次に、音圧信号ｄｌ２は、出力同定音の基になる基準信号ｘとｃ＾ｌｍｊとの畳込み演算により得られるが、ｄｌ１との加算値であるｅｌ１の二乗値ｅｌ２が最小になるように、ｄｌ２が生成されていくように、ｃ＾ｌｍｊを適応的に求めていく。
【００５３】
このときの適応的に更新を行なうための式は、次式で与えられる。
【００５４】
【数９】
2004046150.tif 000011
【００５５】
但し、αＤは、同定時収束係数であり、ｃ＾ｌｍｊは、生成の速さを調整する係数である。
【００５６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前述したような能動騒音制御装置では、通常１ないし２本程度の次数成分のみ消音制御対象としている。これに対して、例えば、加振力の大きいディーゼルエンジンでは、制御対象となる次数成分は多数存在する。一例を図３７に示すが、ピークスペクトルは、低周波領域において主なものでも十数本以上存在している。
【００５７】
今、ピークスペクトルの本数がＫ個あり、これらの全てを消音するシステムの実現を想定した場合、各次数成分に対応したＫ個の基準信号ｘｋ（ｎ）（ｋ＝０，…，Ｋ−１）を用意し、各基準信号に対して、数１、数２に示す畳込み演算を実施する必要がある。
【００５８】
さらに、これらのマルチピークスペクトルは、エンジン回転数の変化に同期して動き、これらのうちのあるピーク（回転次数）が車室内の共鳴周波数に接近する際に大きくなる現象がおこるため、励起される回転次数成分、即ち、スペクトルの本数は、エンジン回転数に応じて大きく変化する。
【００５９】
それゆえ、前述の方法で、全てのエンジン回転数領域において消音制御を実施することを想定したとき、各回転数で励起が予測される全ての回転次数成分に対応する基準信号を用意しておく必要がある。例えば、励起される回転次数が０．５次刻みで、回転１０次までとすると、基準信号は２０個必要になる。
【００６０】
このことは、相当量の演算量、および、装置が備えるメモリの容量の増加につながり、装置を実現するためにディジタル・シグナル・プロセッサもまた高性能機種が求められるため、コスト増大を招く原因となる。
【００６１】
さらに、エンジンの回転数の変化によって、各次数成分のスペクトルのピーク値も急激に変化するため、収束係数等の制御パラメータや制御に関する各種設定値を、回転数の変化に併せて、各次数成分ごとに変更する必要があり、これらの設定値の調整すなわちパラメータマッチングが重要な課題になる。
【００６２】
その他にも、数１、数２でのディジタル信号のサンプリング周波数は、一定の値で行われているが、マルチスペクトル騒音では、最低次数と最高次数で周波数の差が大きく、検出精度（正弦波の１周期を何回サンプリングするか）が異なることから、最低次数と最高次数での制御の効果に違いが生じる等の問題があった。
【００６３】
さらに、このようなシステムにおいては、制御中に何らかの原因により制御系が不安定になった場合に備えて、制御を抑制もしくは一時停止させる等の措置を取りえるように、いわゆるフェールセーフ機能を有するシステムを構築しておくことが不可欠となるが、このような点については、従来技術においては、ほとんど考慮されていなかった。
【００６４】
そこで、本発明は、少ない演算量で、制御対象とする回転次数成分を有する騒音信号を能動的に制御し、かつ、種々の運転条件にフレキシブルに対応可能で、システムの異常の際でも、十分対処可能なフェールセーフ機能を有する手段を提供することを目的とする。
【００６５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、以下の手段がある。
【００６６】
即ち、所定位置に配置され、当該位置における音圧信号を検出する音圧検出手段と、周期性のある騒音（周期性騒音）を被制御音とし、これを打ち消す制御音を出力する制御音出力手段と、前記周期性騒音の周期を検出し、これに同期した信号である同期信号を生成する同期信号生成手段と、前記同期信号に同期し、かつ、その周期が前記同期信号の有する周期と所定の関係にある信号である基準信号を、少なくとも１以上生成する基準信号生成手段と、前記所定位置における音圧信号が最小になるように、前記制御音出力手段から出力される制御音の、振幅および位相の調整を行なう制御音調整信号を、前記基準信号、前記音圧信号、および、前記制御音出力手段と前記音圧検出手段の間の伝達関数を参照し、更新されていくフィルタ係数を用いて生成する処理を行なう適応フィルタ制御手段とを備える。
【００６７】
そして、前記適応フィルタ制御手段は、前記基準信号生成手段が生成した基準信号の１周期（３６０度）において、４ｍｓ個の（ｍｓは、自然数）検出点を設定し、かつ、ｍｓ個（９０度）離れた２つの検出点の組ごとに、前記制御音調整信号の生成およびフィルタ係数の更新を行う装置である。
【００６８】
さらに、本発明の他の態様として、以下の装置もある。
【００６９】
即ち、所定位置に配置され、当該位置における音圧信号を検出する音圧検出手段と、周期性のある騒音（周期性騒音）を被制御音とし、これを打ち消す制御音を出力する制御音出力手段と、前記周期性騒音の周期を検出し、これに同期した信号である同期信号を生成する同期信号生成手段と、前記同期信号に同期し、かつ、その周期が前記同期信号の有する周期と所定の関係にある信号である基準信号を、少なくとも１以上生成する基準信号生成手段と、前記所定位置における音圧信号が最小になるように、前記制御音出力手段から出力される制御音の、振幅および位相の調整を行なう制御音調整信号を、前記基準信号、前記音圧信号、および、前記制御音出力手段と前記音圧検出手段の間の伝達関数を参照し、更新されていくフィルタ係数を用いて生成する処理を行なう適応フィルタ制御手段とを備える。
【００７０】
そして、該適応フィルタ制御手段は、前記基準信号生成手段が生成した基準信号に対して、基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、フィルタ係数を切り換えながら、切り換えたフィルタ係数を用いて制御音調整信号を生成することを、基準信号ごとに行なう装置である。
【００７１】
なお、本発明にかかる装置の動作は、以下のようになる。
【００７２】
所定位置に配置された音圧検出手段によって、当該位置における音圧信号を検出する。
【００７３】
また、制御音出力手段によって、周期性のある騒音（周期性騒音）を被制御音）とし、これを打ち消す制御音を出力する。
【００７４】
一方、同期信号生成手段は、前記周期性騒音の周期を検出し、これに同期した信号である同期信号を生成し、また、基準信号生成手段は、前記同期信号に同期し、かつ、その周期が前記同期信号の有する周期と所定の関係にある信号である基準信号を、少なくとも１以上生成する。
【００７５】
そして、適応フィルタ制御手段は、検出した音圧信号が最小になるように、前記制御音出力手段から出力される制御音の、振幅および位相の調整を行なう制御信号である制御音調整信号を、前記基準信号、前記音圧信号、および、前記制御音出力手段と前記音圧検出手段の間の伝達関数を参照し、更新されていくフィルタ係数を用いて生成する。
【００７６】
この際、適応フィルタ制御手段は、基準信号生成手段が生成した基準信号の１周期（３６０度）において、４ｍｓ個の（ｍｓは、自然数）検出点を設定し、かつ、ｍｓ個（９０度）離れた２つの検出点の組ごとに、前記制御音調整信号の生成およびフィルタ係数の更新を行う
特に、ｍｓ＝１の場合には、基準信号の１／４周期（９０度）ごとのタイミングで、フィルタ係数を切り換えながら、切り換えたフィルタ係数をそのまま用いて、制御音調整信号を生成することを、基準信号ごとに行なう。
【００７７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明にかかる実施の形態について図面を参照して説明する。
【００７８】
図１は、本発明にかかる一実施形態であり、適応フィルタによる騒音制御を行なう能動形騒音制御装置の全体構成を示す構成図である。
【００７９】
ここでは、一例として「４サイクル４気筒エンジン」を搭載する車両の車室内における、エンジン回転によって発生する騒音であるエンジン騒音の制御を行なう、実施形態について説明する。
【００８０】
図１に示す能動形騒音制御装置においては、車室内の所定位置の音圧を測定する４個のマイクロフォン１と、各々のマイクロフォンの配置位置で、エンジン騒音（なお以下、エンジン騒音を適宜「被制御音」や「騒音」と記す）と干渉させ、消音制御を行なうための制御音を出力する２個のラウドスピーカ２と、エンジンの点火タイミング信号（いわゆる「タコパルス信号」を参照信号もしくは同期信号として入力し、入力された信号に基づいて、制御音信号を生成して、ラウドスピーカ２から、所望の制御音が発せられるように、ラウドスピーカ２に信号供給を行なう制御回路３と、を備えた構成になっている。
【００８１】
さらに、制御回路３は、タコパルス信号１０１を波形整形して、搭載されているエンジンのエンジン回転に同期した矩形波信号１０２を生成する波形整形回路４と、矩形波信号１０２を入力して、入力した矩形波信号１０２の有する周期から、エンジン回転（例えば、クランク軸の回転）の回転次数成分（回転次数成分：エンジン回転の周波数を基本周波数と仮定すると、そのｎ倍（ｎは、自然数や０．５の整数倍等の数）の周波数を有する信号）に応じた周期タイミングを有する信号である「基準信号」を生成する基準信号発生器５と、該基準信号発生器５が生成した基準信号を用いて、適応フィルタにより位相・振幅変調を行なって所望の
制御音１０５を発生させるための制御音調整信号１０４を生成する適応制御器６と、生成した制御音調整信号をデジタル・アナログ変換するＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）と、デジタル変換された信号の低周波成分１０４を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）と、信号１０４を増幅して、増幅信号を各ラウドスピーカ２に供給するパワーアンプ７と、各マイクロフォン１にて得られた信号の低周波成分を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）と、該ローパスフィルタを通過した信号をアナログ・デジタル変換するＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）と、を有して構成されている。
【００８２】
また、前記タコパルス信号１０１は、例えば、クランクシャフトの角度を検出するクランク角センサによって検出可能である。
【００８３】
さらに、制御回路３を構成する各構成要素は、例えば、各種ＣＭＯＳ論理ゲート、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等の電子デバイスにて実現可能である。
【００８４】
なお、基準信号発生器５と、適応制御器６とは別個の構成要素として示されている。これは、マイクロプロセッサ１０の他に信号処理専用のプロセッサを新たに設けるか、マイクロプロセッサ１０自体の内部に、一連の処理を行なうプログラムを内蔵した構成として実現すれば良い。
【００８５】
ラウドスピーカー２より実際に出力される制御音１０５は、各マイクロフォン１の装着位置において、被制御音であるエンジン騒音１０６と音響的に合成されるため、かかる合成音が、各マイクロフォン１により音圧信号１０７として検出され、適応制御器６へと入力される。なお、音圧信号１０７は、ローパスフィルタを介して、その低周波成分のみが通過し、さらに、アナログ・デジタル変換されて、適応制御器６へと入力される。
【００８６】
ここで、適応制御器６内に構築しておく制御プログラムは、所定時間内における、４個のマイクロフォン１からの音圧信号１０７の振幅の２乗の総和値が最小となるように、適応制御器６に予めプログラム化して内蔵されている適応フィルタの、特性を定める係数であるフィルタ係数を時々刻々更新する処理を行なわせるためのプログラムである。
【００８７】
かかるプログラムの作成に使用されるアルゴリズムは、前記エンジン騒音が、エンジン回転に同期した周期を有するという、一種の周期性を有する周期騒音であることに着目して、前述したフィルタードＸＬＭＳアルゴリズムを、いわゆるノッチ形適応フィルタに適用可能なように改良したアルゴリズムである。
【００８８】
これは、前記基準信号発生器５によって生成される基準信号のタイミングに同期して、基準信号において、９０゜位相が変化する毎にサンプリングする、一種の可変サンプリング方法を提案するものであり、かかる方法により、制御動作を実現するために行なう、大容量の演算量を著しく低減することが可能となる。
【００８９】
さて、以下に、かかる制御の具体的手順について説明する。
【００９０】
なお、説明および理解の容易化のため、制御装置が、１個のスピーカと１個のマイクロフォンを備え、制御対象となるエンジン騒音の有する回転次数成分が単一、即ち、周波数軸上に１本のスペクトルが存在するような状態を想定することにする。
【００９１】
ところで、周期信号の一種である正弦波は、高々２つのタップ（２タップ）を備える適応フィルタによって、任意の位相、振幅を有した信号（周波数は同一である）へと変形することが可能である。
【００９２】
まず、このことについて若干説明する。
【００９３】
最初に、前述の数１において、参照信号ｘ（ｎ）は、正弦波であると仮定する。
【００９４】
【数１０】
2004046150.tif 000012
【００９５】
ここで、ｎは、サンプルの時系列信号（即ち、サンプル順番）、ｆは、周波数、Ｔは、サンプル周期を表す。参照信号ｘ（ｎ）と１サンプル前のｘ（ｎ−１）に対して、２個のフィルタ係数ｗ０、ｗ１を用いて積和演算を行うと、
【００９６】
【数１１】
2004046150.tif 000013
【００９７】
ここで「ａｔａｎ」は、逆正接関数を示し、以下、逆正接関数をこのように表記する。
【００９８】
これより、２個の適応フィルタ係数ｗ０、ｗ１の設定次第で、制御音調整信号（以下、適宜、単に「制御音信号」と称する）ｙ（ｎ）の振幅、位相を任意に変更できることが、わかる。
【００９９】
次に、サンプル周期Ｔを、Ｔ＝１／（４・ｆ）、即ち、正弦波の９０°の位相変化に相当する時間とすると、２πｆＴ＝π／２となる。
【０１００】
このとき、数４より、ｘ（ｎ−１）＝−Ａ・ｃｏｓ（２πｆＴ・ｎ＋φ）となるため、数１から次式が導かれる。
【０１０１】
【数１２】
2004046150.tif 000014
【０１０２】
この場合、２個のフィルタ係数ｗ０、ｗ１の設定による、参照信号ｘ（ｎ）を用いての制御音信号ｙ（ｎ）の位相、振幅の変換式の生成において、係数と、位相、振幅との関係が簡素化されるため、制御系を簡易な式で表現しうるようになる。これが、適応ノッチフィルタの基本形である。
【０１０３】
上述した関係は、サンプル周期が９０゜より細かい場合であっても、９０゜間隔を有する２点でのサンプル（９０゜間隔を有する２検出点を考える）を行なう場合に対して、一般化できる。すなわち、参照信号の１周期（３６０゜）を、４ｍｓ個（ｍｓは、自然数）のポイントでサンプルし、ｍｓポイント離れた２点（これは、９０゜の間隔となる）を用いて、制御音信号ｙ（ｎ）を生成することを考えると、次式が成立する。
【０１０４】
【数１３】
2004046150.tif 000015
【０１０５】
このように、参照信号の１周期（３６０゜）を、４ｍｓ個（ｍｓは、自然数）のポイントでサンプルし、ｍｓポイント離れた２点（これは、９０゜の間隔となる）のサンプリング点の組でのサンプリングを、サンプリング総数が４ｍｓ個になるまで行なうことによって、簡素な制御系を実現できる。
【０１０６】
次に、ｙ（ｎ）によって、実際に音がスピーカから出力されて、マイクロフォン装着位置で、マイクロフォンによって、制御音ｄ（ｎ）として検出される場合を考える。
【０１０７】
スピーカとマイクロフォン間の音響伝達関数は、線形関係を有し、単に入出力信号の位相と振幅が異なるだけであるから、適応フィルタ同様、２タップのフィルタ係数ｃ０、ｃ１を用いて次式で関係付けられる。
【０１０８】
【数１４】
2004046150.tif 000016
【０１０９】
ここで、ｘ（ｎ）＝Ａ・ｓｉｎ（２πｆＴ・ｎ＋φ）、ｘ（ｎ−１）＝−Ａ・ｃｏｓ（２πｆＴ・ｎ＋φ）、
ｘ（ｎ−２）＝−Ａ・ｓｉｎ（２πｆＴ・ｎ＋φ）＝−ｘ（ｎ）
を代入すると、
【０１１０】
【数１５】
2004046150.tif 000017
【０１１１】
これより、制御音ｄ（ｎ）と参照信号ｘ（ｎ）との関係式は、制御音信号ｙ（ｎ）と参照信号ｘ（ｎ）との関係式と同様になることがわかる。
【０１１２】
ところで、ここで用いられているｃ０、ｃ１は、数３で用いられているスピ−カ〜マイクロフォン間のインパルスレスポンス（時間応答）を表現したｃｌｍｊ＾（ｊ＝０，…，Ｊ−１）とは異なるもので、理論的にはｃｌｍｊ＾を離散フ−リエ変換（もしくはフーリエ級数展開）したときの、各フーリエ係数に関係付けられていることがわかっている。
【０１１３】
ここでは、ｃ０、ｃ１を便宜的にノッチ形伝達関数と呼ぶことにする。
【０１１４】
このノッチ形伝達関数ｃ０、ｃ１を用いて、数４のフィルタ更新式を書き替えると、次式のようになる。
【０１１５】
【数１６】
2004046150.tif 000018
【０１１６】
ここで、参照信号ｘ（ｎ）を、エンジン回転信号に同期して基準信号発生器５が生成する基準信号として、Ａ＝１、φ＝０とおくことにする。１周期において４ｍｓ個のサンプリングの場合を考えると、数１６のフィルタ更新式は、次のように書き直される。
【０１１７】
【数１７】
2004046150.tif 000019
【０１１８】
１周期において、４ｍｓ個のサンプリングを行なう場合、ｍｓ個のサンプリング点（検出点）おきの、フィルタ更新を行なえば、更新式はより簡単化される。すなわち、以下のようになる。
【０１１９】
【数１８】
2004046150.tif 000020
【０１２０】
ただし、２πｆＴ＝（π／２）／ｍｓであることを用いて、以下のようになる。
【０１２１】
【数１９】
2004046150.tif 000021
【０１２２】
ここで、ｍｓ＝１、即ち、１周期４サンプルの場合を考えると、ｘ（ｎ）＝ｓｉｎ（πｎ／２）であるから、ｘ（０）＝０、ｘ（１）＝１、ｘ（２）＝０、ｘ（３）＝−１となる。即ち、基準信号ｘ（ｎ）は、時系列的に、０，＋１，０，−１，０，＋１，０，…，と、そのとる値が、０，±１の３値を周期的に繰り返す信号となる。このような基準信号を用いる制御アルゴリズムを構築すると、制御動作を行なうために必要な種々の演算式を大幅に簡単化できることになる。
【０１２３】
以下、演算式について詳述する。
【０１２４】
最初に、ｘ（ｎ）が、９０°の位相変化ごとに値が変化することを容易にイメ−ジできるように、以下に示す数２０のような表記を行なう。なお、このような表記は、以下、適宜、９０°の位相変化ごとに、値が変化する変数や式に対しても用いて、理解の容易化を図るものとする。
【０１２５】
【数２０】
2004046150.tif 000022
【０１２６】
この表記を用いると、基準信号ｘ（ｎ）およびｘ（ｎ−１）は、次式のようになる。
【０１２７】
【数２１】
2004046150.tif 000023
【０１２８】
このとき、制御音信号ｙ（ｎ）（＝ｗ０・ｘ（ｎ）＋ｗ１・ｘ（ｎ−１））は、次式のように
なる。
【０１２９】
【数２２】
2004046150.tif 000024
【０１３０】
次に、適応フィルタの更新式は、数４より、以下のようになる。
【０１３１】
【数２３】
2004046150.tif 000025
【０１３２】
ここで、αは収束係数、また、βは、抑制係数と称される係数である。
【０１３３】
また、ｒ（ｎ）、ｑ（ｎ）は、次式で表される。
【０１３４】
【数２４】
2004046150.tif 000026
【０１３５】
上式、数２４に、数２１を代入し、ｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）、ｑ（ｎ）、ｑ（ｎ−１）が９０度の位相変化ごとに変化する様子を表すと以下のようになる。
【０１３６】
【数２５】
2004046150.tif 000027
【０１３７】
数２３に数２５を代入すると、適応フィルタの更新式、即ち、ｗ０（ｎ＋１）、ｗ１（ｎ＋１）は、以下のように表現される。
【０１３８】
【数２６】
2004046150.tif 000028
【０１３９】
ここで、λ＝１−β、ｇ０＝α・ｃ０、ｇ１＝α・ｃ１とおけば、上式を簡略化した次式が得られる。
【０１４０】
【数２７】
2004046150.tif 000029
【０１４１】
ここで、λ（≦１）は、リーキーパラメータと称され、抑制係数βと同様に、時々刻々更新され、成長していく適応フィルタの成長を抑制するためのパラメーータである。また、ｇ０、ｇ１は、伝達関数に収束係数を乗じた値であり、ここでは、これらを修正伝達関数と称する。
【０１４２】
以上求めてきた式を参照すると、結果として以下のことが分かる。
【０１４３】
即ち、適応制御器６が９０度毎に行なう演算は、制御音信号１０４に関しては、数２２に示すとおりであり、また適応フィルタの更新に関しては、数２７に示すとおりである。
【０１４４】
このように、非常に簡単な演算のみで、適応フィルタを用いた、適応制御を行なうことが可能となる。
【０１４５】
以上の議論においては、参照信号である基準信号ｘ（ｎ）は、最初、ｘ（ｎ）＝ｓｉｎ（２πｆＴ・ｎ）とおき、その後に議論を展開したが、これに対して、最初、符号を逆にして、ｘ（ｎ）＝−ｓｉｎ（２πｆＴ・ｎ＋φ）、あるいは、余弦波を採用して、ｘ（ｎ）＝±ｃｏｓ（２πｆＴ・ｎ＋φ）としても、係数が異なるのみで、同様の関係式が成立し、２個のフィ
ルタ係数ｗ０、ｗ１を用いて、制御音信号ｙ（ｎ）の振幅、位相の調整、および、フィルタ係数の更新を行うことができる。逆符号の場合には、数９〜数２７での数式の符号が入れ替わるだけである。
【０１４６】
ここでは、参照信号となる基準信号ｘ（ｎ）を、最初に余弦波とした場合について考え、式のみを記すと、以下のようになる。
【０１４７】
余弦波基準信号ｘ（ｎ）は、以下のようになる。
【０１４８】
【数２８】
2004046150.tif 000030
【０１４９】
また、制御音信号ｙ（ｎ）は、以下のようになる。
【０１５０】
【数２９】
2004046150.tif 000031
【０１５１】
基準信号ｘ（ｎ）の１周期において、４ｍｓ個のポイントでサンプリングを行ない、ｍｓポイント離れた２点（９０゜間隔）を用いて、制御音信号ｙ（ｎ）の生成式を求めると、以下のようになる。
【０１５２】
【数３０】
2004046150.tif 000032
【０１５３】
Ａ＝１、φ＝０として、フィルタ更新式は、以下のようになる。
【０１５４】
【数３１】
2004046150.tif 000033
【０１５５】
また、ｍｓサンプルおきの、フィルタ更新式は、以下のようになる。
【０１５６】
【数３２】
2004046150.tif 000034
【０１５７】
となる。ただし、
【０１５８】
【数３３】
2004046150.tif 000035
【０１５９】
１周期４サンプル（ｍｓ＝１）の場合、９０°の位相変化ごとに値が変化する式に対して、基準信号ｘ（ｎ）およびｘ（ｎ−１）は、次式のようになる。
【０１６０】
【数３４】
2004046150.tif 000036
【０１６１】
制御音信号ｙ（ｎ）は、次式のようになる。
【０１６２】
【数３５】
2004046150.tif 000037
【０１６３】
適応フィルタの更新式は、次式３６、３７のようになる。
【０１６４】
【数３６】
2004046150.tif 000038
【０１６５】
および
【０１６６】
【数３７】
2004046150.tif 000039
【０１６７】
ところで、ノッチ形伝達関数の係数ｃ０、ｃ１は、スピ−カ〜マイクロフォン間のインパルスレスポンス（時間応答）をフーリエ級数展開したときの、フーリエ係数に関係付けられていることを前述したが、基準信号ｘ（ｎ）として余弦波ｃｏｓ（２πｆＴ・ｎ）を採用したとき、ｃ０、ｃ１は、各フーリエ係数そのものとなる。すなわち、音圧信号ｄ（ｎ）を周波数ｆ０の周期信号を基本次数成分として、その高次成分の重ね合わせであるとしてフーリエ級数展開したとき、次式が成立する。
【０１６８】
【数３８】
2004046150.tif 000040
【０１６９】
すなわち、フーリエ係数ａｋ、ｂｋは、周波数ｆ＝ｋｆ０での制御音信号ｙ（ｎ）から制御音ｄ（ｎ）までの伝達関数の係数ｃ０、ｃ１に等しい。
【０１７０】
なお、同様に、適応フィルタの係数（ｗ０，ｗ１）は、基準信号ｘ（ｎ）から制御音信号ｙ（ｎ）までの伝達関数である。
【０１７１】
さて、図２に、以上の解析結果をもとに構築した、能動形騒音制御装置の動作を説明するためのブロック図を示す。但し、ここでは説明および理解の容易化等のため、１個のスピーカと１個のマイクロフォンを設けたシステムを想定し、エンジン回転の「０．５・Ｎ次」（Ｎは、整数）成分のエンジン騒音を制御対象とし、１回転４パルス（ｍｓ＝１）の制御で、基準信号として、正弦波を採用した場合について考えることにする。
【０１７２】
以下、図２を参照して、動作について説明する。
【０１７３】
まず、エンジン回転に対応して得られるタコパルス信号１０１に基づいて、基準信号発生器５は、０．５・４Ｎ次に同期した信号であるタイミング信号（０．５・Ｎ次成分を有する信号を、９０度毎に変化させた信号に相当する。即ち、３６０度／９０度＝４より、０．５・Ｎ次の４倍の次数となる）を発生し、発生したタイミング信号で適応制御器６を駆動させる。
【０１７４】
図２中のスイッチ５１は、この発生したタイミング信号に基づいて、９０度ごとにオン、オフし、所定のタイミングで、各部を動作させる機能を有する。
【０１７５】
制御音発生器６１は、スイッチ５１の動作に基づいて、位相変化が９０度変化する毎のタイミングで、その時点での制御音信号ｙ（ｎ）を、数２２にしたがってスピーカ２に与え、スピーカーから制御音を発生させる。
【０１７６】
一方、破線で囲んで示した部分、即ち、６０は、適応フィルタ内の適応フィルタ更新器である。適応フィルタ更新器６０は、マイク１で得られた音圧信号ｅ（ｎ）１０７等を用いて、数２７に示す更新演算を実行する。
【０１７７】
これについて、さらに詳細に説明する。
【０１７８】
更新器６２は、数２７に示した更新式の第２項を決定する値であって、音圧信号ｅ（ｎ）に乗ずる修正伝達関数ｇの値を、スイッチ５１の動作により切り換え出力する処理を行なう。なお、ｇ０、ｇ１の値は、予め定めておく。
【０１７９】
また、抑制器６３は、数２７に示した更新式の一部の第１項を決定する値であってｗ０、ｗ１に乗ずる値である、リーキーパラメータλを、スイッチ５１の動作により切り換え出力する処理を行ない、適応フィルタの成長を抑制する機能を有する。なお、リーキーパラメータλの値は、予め定めておく。
【０１８０】
ここで、あるタイミングにおけるフィルタの更新は、数２７にしたがい、更新器６２の出力と音圧信号ｅ（ｎ）の積であるｒ０と、抑制器６３の出力に現在のｗ０を乗じた値ｕ０との和である「ｒ０＋ｕ０」を求め、これを新たなｗ０とすることによって行なわれる。なお、９０度遅延（即ち、１サンプルずらすことを意味する）させて得られた更新器６２の出力と音圧信号ｅ（ｎ）の積であるｒ０と、同じく９０度遅延させて得られた抑制器６３の出力に現在のｗ１を乗じた値ｕ１との和である「ｒ１＋ｕ１」を求め、これを新たなｗ１とすることも行う。そして、ｗ０、ｗ１の更新値は、随時、制御御発生器６１の出力に反映されるように動作する。
【０１８１】
なお、図２に示した、動作説明のためのブロック図は、システムの動作をハードウエアのイメージで表現したものであるが、実際には、基準信号発生器５とスイッチ５１、適応制御器６０、および、制御音発生器６１の動作は全て、マイクロプロセッサ１０によって実行される処理によって行なわれると考えることができる。なお、かかるマイクロプロセッサ１０によって実行される処理は、予めＲＯＭ内に内蔵したソフトウエアにもとづいて行なわれることになり、図示しないが、ＲＯＭの内容をアクセス可能なように、ＲＯＭをマイクロプロセッサ１０に接続した構成にしておけば良い。
【０１８２】
図３は、このような一連の処理を行なうソフトウエアによって行なわれる、処理の手順を記載したフローチャートである。
【０１８３】
制御動作が開始されると、まず、ステップ２０１にて初期設定が行なわれる。
【０１８４】
具体的には、修正伝達関数ｇ０、ｇ１、リーキーパラメータλ等の予め設定しておくことが必要な変数等の設定を行なう。なお、設定は、ＲＯＭに内蔵してある値を読み出し、マイクロプロセッサ１０内の記憶エリアに格納しておけば良い。
【０１８５】
前述のように、波形整形器４は、入力信号を整形した信号（矩形波信号）を出力する。
【０１８６】
そこで、マイクロプロセッサ１０は、波形整形器４の出力信号を常時監視し、例えば、信号の立上りがあればタコパルス割込み信号発生と判断する。そして、タコパルス割込み信号が検出された場合には、ステップ２０３に、検出されない場合には、ステップ２０５にブランチする。
【０１８７】
ステップ２０３では、マイクロプロセッサ１０に内蔵してあるタイマを使用して、タコパルスの割込み信号が検出された時間を記憶する。そして、前回の処理で記憶している、タコパルス割込み信号を検出された時刻と、今回の時刻との差から、タコパルス信号の周期Ｔを求める処理を行なう。
【０１８８】
ここで、例えば、エンジンが４気筒であるとすると、タコパルス信号（例えば、点火信号を考えると理解が図れる）は、クランク軸１回転につき２回発生し、したがって回転２次成分に同期した信号となる。
【０１８９】
これは、回転０．５次成分を有する信号が、９０度の位相変化毎に変化することを想定した信号と同等の信号となる。
【０１９０】
したがって、「回転０．５・Ｎ（Ｎは、次数を表す整数）」次成分を有する信号が、９０度の位相変化毎に変化することを想定した信号の周期（時間）は、「Ｔ／４Ｎ（Ｎは、次数を表す整数）」を計算して求められる。
【０１９１】
すなわち、「Ｔ／Ｎ」を「次数周期」と称するとすると、次数周期の９０度位相変化毎の時間「Ｔ／（４Ｎ）」を求める（ステップ２０４）。
【０１９２】
分母に「４」がある、即ち、４で除するのは、９０度の位相変化毎の時間を求めるためである。
【０１９３】
次に、ステップ２０５において、次数周期の９０度毎の割込み信号が発生しているか否かを判定し、割込み信号が発生していれば、ステップ２０６に、割込み信号が発生していなければ、ステップ２０２に、それぞれブランチする。
【０１９４】
ところで、次数周期の９０度毎の割込み信号は、タコパルス割込み信号の発生時には必ず検出されるが、それ以降は、ステップ２０３において、タイマによって測定した今回の時刻ｔｐに、ステップ２０４において計算した、次数周期の９０度位相変化ごとの時間「Ｔ／（４Ｎ）」を加えた値、即ち、ｔＮ＝ｔｐ＋Ｔ／（４Ｎ）を、次回の、次数周期の９０度毎の割込み信号とする。
【０１９５】
このような、次数周期の９０度毎の割込み信号の設定は、ステップ２０６において行なう。なお、初回の処理に対しては、予め定めておいた、次数周期の９０度毎の割込み信号を採用するようにすれば良い。
【０１９６】
次に、制御音信号ｙ（ｎ）（１０４）を出力する（ステップ２０７）。なお、９０度毎に、更新、出力される信号であるため、ｙ（θ）と表記すると、ｙ（θ）は、次式のように表される。なお、９０度ごとに変化する、ｗ０、ｗ１、ｅ等の他の変数も、角度を引き数として、適宜表記する。
【０１９７】
【数３９】
2004046150.tif 000041
【０１９８】
即ち、ｙ（θ）のその時点における出力値は、前回（９０度前）に設定された、ｗ０、ｗ１の値が用いられている。
【０１９９】
次に、ステップ２０８において、適応フィルタの更新処理が行なわれる。
【０２００】
これについて表記すると、以下のようになる。
【０２０１】
【数４０】
2004046150.tif 000042
【０２０２】
次に、適応フィルタの更新処理後、θに９０度を加える（ステップ２０９）。
【０２０３】
そして、θの値が、３６０度以上になったとき、θ＝０として、ステップ２０２に戻る（ステップ２１０、ステップ２１１）。
【０２０４】
以上の図２、図３に開示した実施形態は、１回転４パルス（ｍｓ＝１）の制御を行なう場合であって、基準信号として正弦波を採用した場合であるが、基準信号を余弦波とした場合やパルス数を多くした場合でも同様に、本発明を適用できる。
【０２０５】
基準信号を余弦波とした場合については、図２の制御音発生器６１での制御音信号ｙ（ｎ）の式を、数２２から数３５とし、さらに、更新器６２及び抑制器６３においては、数２７に示した更新式の第２項及び第１項にかわり、数３７に示した更新式の第２項及び第１項を採用するように設定する。このようにした場合の実施形態を図４に示す。
【０２０６】
図４を参照して分かるように、６１、６２、６３の夫々から出力される、制御音信号ｙ、係数ｇ、リーキーパラメータλの値が、図１と比較して変更されていることが分かる。
【０２０７】
また、基準信号を逆符号とした場合には、符号を入れ替えるのみであるので、ここでは図示しての説明は省略する。
【０２０８】
さらに、パルス数を多くした場合（ｍｓ＞１）も基本的には同様な構成で制御装置を構築できる。すなわち、図２における制御音発生器６１の制御音信号を、数１３や数３０によって定め、また、更新器６２及び抑制器６３において、数２７にかえて、数１７、１９あるいは数３１、３２を参照して、出力する値を切替るように構成すればよい。ただし、スイッチ５１は、９０゜タイミングの動作を行なわせるための手段ではなく、（３６０／（４ｍｓ））゜動作になる等、細部が若干異なるが、全体の構成に大きな変更はない。
【０２０９】
以上の実施形態は、１個のスピーカと１個のマイクを設けたシステムによって、単一の次数成分を有する騒音を制御するための動作例について、示したものである。
【０２１０】
もちろん、本発明においては、スピーカおよびマイクを複数個設けたシステムへの応用が可能であり、全く同様なアルゴリズムにより騒音制御を行なえる。
【０２１１】
今、Ｍ個のスピーカと、Ｌ個のマイクを設けたシステムで１周期４パルス、正弦波基準信号として制御した場合を考える。
【０２１２】
そして、Ｍ個のスピーカのうち、ｍ番目（０≦ｍ≦Ｍ−１）のスピーカの出力ｙｍ（ｎ）、および、適応フィルタｗｍｉ（ｎ＋１）（ｉ＝０，１）の更新式は、数２２、数２７にしたがって、以下に示すように一般化できる。
【０２１３】
【数４１】
2004046150.tif 000043
【０２１４】
および、
【０２１５】
【数４２】
2004046150.tif 000044
【０２１６】
但し、スピーカ番号ｍは、ｍ＝０、…、Ｍ−１であり、Σｌは、マイク番号ｌ＝０、…、Ｌ−１についての総和を意味する。
【０２１７】
図５に、スピーカおよびマイクを複数個設けたシステムのブロック図を示す。
【０２１８】
この実施例では、数２０、２１において、Ｍ＝３，Ｌ＝４の場合である。
【０２１９】
したがって、図に示すようにスピーカ２は３個、マイク１は４個設けてある。
【０２２０】
スイッチ５１０は、図２におけるスイッチ５１と同一の機能を有する手段である。なお、▲１▼、▲２▼、▲３▼は、３つの制御系を識別するための表記である。
【０２２１】
図中Ａ、Ｂ、Ｃは、それぞれの制御系▲１▼、▲２▼、▲３▼において、制御音を供給するための手段であり、各々、図２の６１に相当する。
【０２２２】
適応フィルタ更新器６００は、３つの適応フィルタにおける更新処理を行なうための、３つの同様なハードウエア（もしくはソフトウエアモジュール）を有しており、表記▲１▼、▲２▼、▲３▼によって区別している。
【０２２３】
一例として、制御系▲１▼に対する構成について説明すると、図中、Ｄは、図２における６３と同一の機能を有する手段であり、Ｅは、図２の６２を含む更新処理部が行なう処理を行なう。
【０２２４】
各ブロックが行なう動作は、適応フィルタ更新器６００において、修正伝達関数ｇｌｍｉと４個のスピーカで検出した音圧信号ｅｌ（ｎ）との間の積和演算を行ない、演算量が若干増加することを除いては、図２と異なるところがないので再度説明することは省略する。
【０２２５】
なお、図５までで説明してきた実施形態においては、制御対象となる騒音は単一の次数成分を有する信号であった。
【０２２６】
これに対して、図６に示すシステムは、１個のスピーカと１個のマイクを設けたシステム（スピーカおよびマイクを複数設けても、適用可能である）であり、Ｋ＝３個の次数成分の騒音を消音制御するための動作を説明するブロック図を示す。
【０２２７】
複数の次数成分を有する騒音を消音制御するためには、各次数成分に対して異なるタイミングで制御動作を行なう必要がある。すなわち、制御音信号の発生タイミング等を、次数成分毎にその次数周期に合わせる必要がある。
【０２２８】
制御音発生器６１０は、全ての次数成分に対する制御音信号を加算した加算信号をスピーカ２に供給する機能を有する。
【０２２９】
なお、Ｆ、Ｇ、Ｈは、各次数成分のタイミング発生器、スイッチで生成されたタイミングで、出力する制御音信号を切り換えて、制御音発生器６１０に与える。
【０２３０】
なお、各次数成分のタイミング発生器、スイッチは、図２に示す５、５１と変わるところがない。ここでの表記▲１▼、▲２▼、▲３▼は、３種類の次数成分を識別するための表記である。
【０２３１】
なお、制御音発生器６１０は、全ての次数成分に対する制御音信号を加算した加算信号をスピーカ２に供給するが、ここでは、制御音信号は、その時点で検出、演算される次数ｋの制御音信号に変化があったか否かについて着目し、変化があった場合にのみ、当該次数に対する制御音信号を、制御音信号ｙ（ｎ）に足し込むようにすることを考える。
【０２３２】
即ち、ｋ次の次数成分の制御音信号ｙｋ（ｎ）が更新された（変化した）場合には、制御音信号ｙ（ｎ）を、次式のように修正する。
【０２３３】
【数４３】
2004046150.tif 000045
【０２３４】
数４３に、数２２の関係式および表記法を用いると次式が得られる。
【０２３５】
【数４４】
2004046150.tif 000046
【０２３６】
図６においては、タコパルス信号に基づいて、ｋ０、ｋ１、ｋ２次の３種類の次数に対する基準信号を発生し、さらに、各基準信号において９０度の位相変化毎に、所定の部分に所定の動作を行なわせるためのタイミング信号を発生させる。そして、制御音発生器６１０は、タイミング信号にしたがって各次数成分に対して生成された制御音信号の加算処理を、数４２、４３にしたがって行ない、スピーカ２に供給するように動作する。
【０２３７】
なお、各次数成分に対して設けた適応フィルタの更新処理を行なう手段を設けているが、その動作内容は図２で説明した適応フィルタ更新器６０が行なう処理と変わるところがないため、再度説明することは避ける。また、基準信号を余弦波とした場合や１周期の制御パルス数を増やした場合なども同様であるので再度の説明は避ける。
【０２３８】
次に、図７は、このような、各次数の成分の加算を行なうタイミングを説明するための図面である。横軸に時間をとったタイムチャートとして表現している。
【０２３９】
本図では、一例として、ｋ０＝１次、ｋ１＝３次、ｋ２＝１．５次としている。
【０２４０】
一番上には、タコパルス信号の１周期分の信号を示している。始めの、タコパルス信号入力時（立上り時：割込み信号発生時）には、全ての次数のタイミング信号が発生し、ｋ０、ｋ１、ｋ２の各次数成分の出力が全て加算されるが、それ以外の次数割込みタイミング発生時（各次数に対し、タイミング信号が９０度の位相変化を生じる毎）には、ｋ１のみの出力・更新、ｋ１およびｋ２の出力・更新というように、次数割込みタイミング発生時ごとに行なわれる出力・更新は、毎回異なっていることがわかる。
【０２４１】
次に、図８に、ある周波数を有する周期性を持つ騒音に対して、図２で示したような能動形騒音制御（１周期４パルス）を実行した場合の、制御結果を示している。
【０２４２】
具体的に、図８（ａ）は、制御対象となる騒音であって、マイク位置で観測される音である被制御音の波形と、制御音生成器６１の出力である制御音信号とを示している。
【０２４３】
制御音生成器６１が順次、所定のタイミングで切り換えて出力する制御音信号ｙ（ｎ）は、Ｄ／Ａ変換器、ローパスフィルタ１０４、パワーアンプ７、および、スピーカを介して、制御音として、車室内空間に放射される。そして、前記騒音（被制御音）と制御音とが合成された音圧波形である合成音波形が、マイク位置で観測される（図８（ｂ））。
【０２４４】
騒音波形がかなり減衰して合成音波形となり、消音制御の効果が得られているのが分かる。
【０２４５】
一方、図８（ｃ）は、被制御音、被制御音と制御音との合成音のスペクトル分布を示した図である。横軸には、音の周波数、縦軸には、音圧をとり、スペクトル分布を示した図である。図８（ｃ）を見て分かるように、制御前に比べて制御後では、制御対象とした騒音の有する周波数成分（これを基本１次成分にとる）は、大きく抑圧されているものの、新たに、基本１次成分の３倍の周波数成分を有する高調波成分が発生していることが分かる。これは、図８（ａ）に示す制御信号が矩形形状であるため、奇数次（例えば「３、５、…、２ｋ−１（ｋは、２以上の整数）」）の高調波成分を有していることに起因する。これらの高調波成分は、図１に示したシステムにおけるローパスフィルタによって、ある程度減衰させることは可能である。
【０２４６】
しかしながら、この高調波成分が有する周波数が、システムの制御対象としている周波数帯域に含まれる場合、例えば、前記周波数帯域が１００〜５００（Ｈｚ）であり、基本１次周波数が１５０（Ｈｚ）の場合には、３次高調波成分は、４５０（Ｈｚ）であり、この周波数は、システムの制御対象としている周波数帯域に含まれる。
【０２４７】
ローパスフィルタのカットオフ周波数は、この場合、通常、５００（Ｈｚ）より高い周波数に設定され、制御のために不要である３次高調波成分は、そのまま制御音の信号に含まれてしまうという問題が発生する。
【０２４８】
この問題を解決方法として、２通りの方法が考えられる。
【０２４９】
第１の方法は、単純に、消音制御を行なうためのパルスである制御パルスの数を多くすることであり、図９（ａ）、（ｂ）は、図３で示したようにして、１周期８パルス（ｍｓ＝２）の能動形騒音制御を実行した場合の制御結果を示している。
【０２５０】
図９（ａ）は、１周期８パルス（ｍｓ＝２）の騒音制御を行なうための８パルス制御波形、図９（ｂ）は、８パルス制御による消音効果を示した図である。
【０２５１】
図８（ａ）〜（ｃ）と比べてみると、制御信号波形が細かい分、騒音波形がより抑圧され、３次、５次の高調波成分が発生していないことがわかる。しかしながら、７次以上の高調波成分が発生していることがわかる。
【０２５２】
このような高調波成分については、１周期１２（ｍｓ＝３）、１６パルス（ｍｓ＝４）と、さらに、制御パルス数を増やしていくことにより、抑圧することが可能であるが、当然のことながら、消音制御に要する演算負荷の増大を招いてしまう。これを避けるために、システムの制御周波数帯域のうちで、低周波側に存在する制御次数については、制御パルス数を増やし、より高次まで高調波成分の発生を抑えつつ、高周波側に制御次数が存在する場合にのみ、少ない制御パルス数で消音制御を行なうことが考えられる。
【０２５３】
図１０は、この方法を実現する形態として、システムの制御対象周波数帯域を１００〜５００（Ｈｚ）、ローパスフィルタのカットオフ周波数を５００（Ｈｚ）としたとき、１００〜２００（Ｈｚ）に存在する制御次数については、８パルス制御、２００〜５００（Ｈｚ）に存在する制御次数ついては、４パルス制御を行なうように設定したシステム例である。
【０２５４】
このシステムは、４パルス制御部と８パルス制御部と、基準信号発生器５と、制御音を発生する車室内スピーカと、騒音を検出するマイクロフォン１とを有して構成される。
【０２５５】
基準信号発生器５は、制御次数の存在する周波数を考慮して、８パルス制御を行なうときには８パルス制御部に、また、４パルス制御を行なうときには４パルス制御部にタイミング信号を供給する。そして、４パルス制御部、８パルス制御部は、夫々、１周期、４パルス、８パルスの制御パルスを用いて消音制御を行なう。なお、スピーカ１が検出した信号は、駆動されている、８パルス制御部または４パルス制御部が入力し、消音制御を行う。
【０２５６】
このシステムでは、制御次数の現時点の周波数を計算し、２００（Ｈｚ）より上であるか下であるかを判断し、これの判断結果に応じて８パルス制御系または４パルス制御系のいずれかへの切り替えが行なわれる。２００（Ｈｚ）の３次成分は、６００（Ｈｚ）であるので、５００（Ｈｚ）のカットオフ周波数を有するローパスフィルタによって騒音を十分減衰させれば、これより高い周波数に存在する制御次数に対しては、４パルス制御で対応できる。前述の例では、制御対象の基本１次成分が１５０（Ｈｚ）であり、２００（Ｈｚ）以下の周波数であるので、８パルス制御系が選択されている。制御次数の周波数が変化して、制御パルス数が変化した時には、４パルス制御から８パルス制御への変化に対しては、パルスの補間等の処理、８パルス制御から４パルス制御への変化に対しては、２パルス毎の平均値を取り１つのパルスを生成する等の方法により対処すればよい。
【０２５７】
次に、高調波成分の発生を抑制する第２の方法として考えられるのは、基本１次成分に対する制御に加えて、高調波成分に対する制御を並列処理的に行ない、高調波成分の発生を防ぐ処理方法である。すなわち、基本１次成分の３倍の周波数が、システムの制御対象としている周波数帯域に含まれる場合、または、該周波数帯域より高い周波数成分を有する信号であって、該周波数成分が、ローパスフィルタのカットオフ周波数に近く、ローパスフィルタによって十分に減衰されていない場合等には、基本１次成分に対する制御に加えて、３次高調波成分に対する制御を並列的に行なえば、高調波成分の発生を抑圧できることになる。
【０２５８】
前述の例では、基本１次成分である１５０（Ｈｚ）と、３次高調波成分である４５０（Ｈｚ）に対する制御ループを並列に設けて、各制御ループの固有のタイミングで、図２に示したような、消音制御を行なうようにシステム構成を行なう。なお、このとき、４５０（Ｈｚ）に対する制御ループを用いた制御でも、これを基本１次成分とする３次高調波成分、即ち、１３５０（Ｈｚ）の周波数成分を有する高調波成分が発生するが、これは、前述の例でいえば、システムの制御対象の周波数帯域の上限値５００（Ｈｚ）（さらに、５００（Ｈｚ）をローパスフィルタのカットオフ周波数にしている）より十分高い周波数であり、フィルタの減衰作用等により、制御音信号に含まれてしまうことはない。
【０２５９】
このような、並列的な制御処理を行なうため、図６に示したように、各周波数成分に対する制御ループを並列的に設けて対処しても良いが、この３次成分は、本来騒音中に存在するものではなく、基本１次成分の制御音信号が出力される前に、３次成分に対する制御ループによって、これを除去すればよい。
【０２６０】
図１１は、このような動作を行なう際の動作説明を行なうためのブロック図である。
【０２６１】
図１１において、基本１次成分、３次高調波成分の夫々に対する、タイミング信号発生器５０１、５０２、適応フィルタ更新器６０１、６０２、制御音信号の切り換え部６１１、６１２の動作は、図６にて説明した動作と同じ動作を行ない、制御音加算器６２０は、数４３、数４４にしたがって制御音の加算処理を行なう。
【０２６２】
しかしながら、基本１次成分の適応フィルタ更新器６０１へは、マイクロフォン１からの音圧信号１０７が入力されているのに対して、３次成分の適応フィルタ更新器６０２へは、制御音加算器６２０の出力信号１０８が入力されている。
【０２６３】
この３次成分の制御音を、基本１次成分の制御音に足し込むことにより、基本１次成分の制御音信号に含まれている３次成分を抑圧し、３次成分の制御音信号がスピーカ２に供給されないようにすることができる。
【０２６４】
図１２は、この時の各種の制御信号のタイミングチャートを、図示したものである。
【０２６５】
基本１次成分に対する制御音信号を切り替えるタイミングを生成する制御信号と、３次成分に対する制御音信号を切り替えるタイミングを生成する制御信号とを加え合わせることにより、結果として、制御信号の形状を、より正弦波に近ずけた波形としている。
【０２６６】
さて、これまで能動形騒音制御の制御アルゴリズムについて詳しく説明してきたが、これは、数１４に示した、ノッチ形伝達関数の係数ｃ０、ｃ１の値が既知であるという前提条件が必要となっている。
【０２６７】
ある周波数でのｃ０、ｃ１の値は、スピーカ〜マイクロフォン間での、前記ある周波数での周期音の音響伝達特性を表現するものであり、従来技術で説明したように、ｃ０、ｃ１の値は、制御対象の騒音が存在しないか、比較的小さい音環境下（車両の場合でいえばアイドリング時など）において、同定アルゴリズムにしたがった処理を実行することによって得られる。ここで、ｃ０、ｃ１を定めることを、「同定」と称することにする。
【０２６８】
但し、ｃ０、ｃ１は、各周波数に対して定められる値であるから、同定するための音である同定音としては、従来のようにランダム音ではなく、周期音を用いる。
【０２６９】
同定するための信号である同定信号として、同定基準信号ｘＤ（ｎ）を用いた場合、数９に示した同定アルゴリズムの更新式は、次式のようになる。
【０２７０】
【数４５】
2004046150.tif 000047
【０２７１】
但し、γは、同定時収束係数、ｅＤ（ｎ）は、マイクロフォンにより検出された同定音信号である。
【０２７２】
１周期４ｍｓパルスとし、ｍｓパルスおきの更新を行なった場合、同定アルゴリズムの更新式は、次式のようになる。
【０２７３】
【数４６】
2004046150.tif 000048
【０２７４】
次に、同定基準信号ｘＤ（ｎ）として、正弦波信号ｘＤ（ｎ）＝Ａ・ｓｉｎ（２πｆＴ・ｎ＋φ）を採用し、１周期４ｍｓパルスとした場合、ｍｓパルスおきの同定の更新式は、次式のようになる。
【０２７５】
【数４７】
2004046150.tif 000049
【０２７６】
但し、ｘＤ（ｎ）＝ｓｉｎ（πｎ／２ｍｓ）、ｘＤ（ｎ−ｍｓ）＝−ｃｏｓ（πｎ／２ｍｓ）、（Ａ＝１，φ＝０）
ここで、数２０以降に導いた制御アルゴリズム同様に、１周期４パルスのサンプリング周期として、正弦波信号ｘＤ（ｎ）の９０゜の位相変化を表す周期にとり、φ＝０とすると、ｘＤ（ｎ）は、数２１での基準信号ｘ（ｎ）と同様に、±１、０の３値のみになる。
【０２７７】
そこで、２０と同様の表記法を用いれば、次式のように表現できる。
【０２７８】
【数４８】
2004046150.tif 000050
【０２７９】
【数４９】
2004046150.tif 000051
【０２８０】
同定音の出力のサンプリング周期も９０゜位相変化の間隔であるとき、同定音自体もｘＤ（ｎ）＝０，＋１，０，−１，…の矩形波状の信号となる。
【０２８１】
前述したように、この矩形波状の出力信号は、基本次数の（２ｋ−１）次の高調波成分を有し、これらはマイクロフォン検出信号ｅＤ（ｎ）としてフィードバックされ、同定音推定信号ｙＤ（ｎ）に足し合わされて、同定エラ−信号ｅ（ｎ）となり、数４９に示した更新式に含まれてしまう。結果として、同定されたｃ０、ｃ１によって、音響伝達系の位相、振幅は、基本次数の他にその高調波成分によっても影響を受けることになる。
【０２８２】
この問題は、制御時と同様、同定時においても、１周期中の制御パルス数を増やすことにより避けることができる。基本的には、図１１の実施形態で述べた制御と同様に、高調波成分の発生が問題となる低周波数域では制御パルス数を多くして、高周波数域においては、４パルス同定に切り替えればよい。実際には、高調波成分の振幅自体は、通常、基本次数成分に比べて小さく（基本次数成分の１／（２ｋ−１））、また後述するように、ｃ０、ｃ１の値は、かなりのロバスト性を有し、ある程度大きな誤差を有することを許容できることが分かっているため、大きな問題にはならない。
【０２８３】
ここで、騒音制御の場合と同様に、ｃ０、ｃ１を同定するための同定信号ｘＤ（ｎ）として、余弦波基準信号ｘＤ（ｎ）＝ｃｏｓ（πｎ／２ｍｓ）を採用しても、同様の式の展開が可能であり、数４７の更新式は、次のように書き直される。
【０２８４】
【数５０】
2004046150.tif 000052
【０２８５】
但し、ｘ（ｎ）＝ｃｏｓ（２π・ｎ／ｍｓ）、ｘ（ｎ−ｍｓ）＝ｓｉｎ（２π・ｎ／ｍｓ）である。
【０２８６】
１周期４パルス、即ち、９０゜毎の更新を行なう場合には、更新式は簡単化され、数２０と同様の表記法を用いれば、次式のように表現できる。
【０２８７】
【数５１】
2004046150.tif 000053
【０２８８】
【数５２】
2004046150.tif 000054
【０２８９】
図１３は、数４８、数４９の演算式に基づいて同定を行なうための構成を示した同定ブロック図である。
【０２９０】
まず、求めたい周波数の９０゜周期のタイミング信号を、同定タイミング信号発生器２６５により発生させる。そして、同定基準信号発生器２６０は、このタイミングに同期して、基準信号ｘＤ（ｎ）＝０，１，０，−１，…を生成する。
【０２９１】
この基準信号は、ラウドスピーカ２から、そのまま出力されて同定音となり、マイクロフォン１で検出されて同定音信号ｅＤ（ｎ）（２０７）として、制御回路にフィードバックされる。
【０２９２】
一方、タイミング信号に同期して、同定音推定器２６１を動作させ、同定音推定器２６１は、数４８に従って、同定音推定信号ｙＤ（ｎ）（２０４）を出力する。
【０２９３】
また、同定音信号２０４と同定音推定信号２０７は、ディジタル信号として加算されて、エラー信号ｅ（ｎ）（＝ｅＤ（ｎ）＋ｙＤ（ｎ））（２０８）を生成し、適応更新器２６２において、数４９に従って、ｃ０、ｃ１の更新が行なわれる。
【０２９４】
同様に、同定信号として余弦波を用いた場合でも、数４８、数４９の演算式を、数５１、数５２と入れ替えるだけで、同様なシステムを構成できるので、ここではその説明を省略する。
【０２９５】
この同定処理の周期は、基本的には、マイクロプロセッサに内蔵してあるクロック信号を用いて発生させることができるが、制御同様に、エンジンのタコパルス信号を用いてもよい。
【０２９６】
即ち、エンジンのタコパルス信号の周期を計測して、該周期に対する周波数を求め、ｃ０、ｃ１を求める対象である周波数との比（次数比）を計算する。この場合、次数比は必ずしも整数であるとは限らない。
【０２９７】
次に、タコパルス信号をもとに計算された次数比に対応する高調波タイミング信号を発生させ、これをもとに、図１３に示した同定ブロック図に示した動作を実行すれば良い。
【０２９８】
同定は、例えば、車両のアイドリング時等において、同定用アルゴリズムを実行させるためのスイッチの操作により、実行させる構成としておけば良い。
【０２９９】
ところで、エンジン回転数の変化、あるいは、複数の回転次数を有する騒音を制御する場合等は、制御対象の全ての周波数で（実際には、所定の周波数間隔ごとに）音響伝達関数の係数（音響伝達係数）ｃ０、ｃ１を同定する必要がある。
【０３００】
このための方法としては、ある周波数の同定音を、所定時間出力してｃ０、ｃ１を同定してから、他の周波数に切り替えて、順次同定を進める方法が考えられるが、複数の周波数の同定音を同時に出力して、各同定音の周期に対応した同定音推定器／適応更新器を並列に接続して、同定を迅速に行なう構成にしても良い。
【０３０１】
図１４に、複数の周波数の同定を同時に行う手段の動作を表すブロック図を示す。図１４では、３個の周波数ｆ０、ｆ１、ｆ２について、同時に同定する場合を示している。
【０３０２】
まず、各周波数に対応した同定音発生器３６０、４６０、５６０により、各周波数の４倍の周波数（即ち、９０゜周期）で、同定音（基準信号）ｘＤ＝０，１，０，−１，…を発生させて合成し、ラウドスピーカ２に供給する。
【０３０３】
この同定音を、マイクロフォン１により検出し、音圧信号３０７として制御回路にフィードバックする。
【０３０４】
一方、制御回路内部で、同定音推定器３６１、４６１、５６１により、各周波数に対応した同定音推定信号３０４、４０４、５０４を生成して合成し、前記音圧信号３０７に加算する。なお、同定音推定器３６１、４６１、５６１の動作は、図１４に示す２６１の動作と同じである。
【０３０５】
加算して得たエラー信号３０８を、各適応更新器３６２、４６２、５６２に、フィードバックし、各々エラー信号３０８が最小になるように、伝達関数ｃ０（ｆ）、ｃ１（ｆ）の値を更新する。
【０３０６】
なお、各適応更新器３６２、４６２、５６２の動作は、図１４に示す２６２の動作と同じであり、詳細構成も同じである。
【０３０７】
ここで、前述したように１周期４パルスの同定では、フィードバックされる同定音信号ｅＤ（ｎ）（３０７）の中には、出力した同定音の周波数の（２ｋ−１）次の高調波が含まれている。
【０３０８】
したがって、図１１で示した制御の場合と同じように、システムの同定を行う周波数帯域（制御対象とする周波数帯域）に応じて、１周期中の同定パルス数を切り替えて同定するのが好ましい。
【０３０９】
図１５は、システムの同定対象周波数域を１００〜５００（Ｈｚ）とし、２００Ｈｚを境に、８パルス／４パルスの同定ブロックを切り替えるようにした、同定パルス数の切り替えに関するシステム実施形態である。本システムは、４パルス同定部と８パルス同定部と、同定信号タイミング発生部２６５と、制御音を発生する車室内スピーカ２と、騒音を検出するマイクロフォン１とを有して構成される。
【０３１０】
同定信号タイミング発生部２６は、制御次数の存在する周波数を考慮して、８パルス同定を行なうときには８パルス同定部に、また、４パルス同定を行なうときには４パルス同定部にタイミング信号を供給する。そして、４パルス同定部、８パルス同定部は、夫々、１周期において、４パルス、８パルスを用いて消音制御を行なう。なお、スピーカ１が検出した信号は、駆動されている、８パルス同定部または４パルス同定部が入力し、同定処理を行う。
【０３１１】
同定は、周波数帯域中をある周波数間隔ごとに分割して（この間隔は一定でもよいし、また、周波数帯を異なる複数の周波数幅をもつように分割しても良い）、各分割領域ごとに、当該領域に存在する周波数に対して行われ、当該分割領域中では、その周波数における同定値を代表値とするように行なわれる。
【０３１２】
同定は、基本的に、ある周波数に対して所定時間行なわれ、同定値が確定した後に、他の周波数に対する同定処理が順次行なわれる。例えば、高周波数領域から同定を実行した場合、同定周波数が２００Ｈｚを超えている間は、４パルス同定部を用い、２００Ｈｚ以下では、８パルス同定部が用いられ、同定が実行される。全ての周波数ポイントでの同定が終了すると、同定処理の結果として、音響伝達関数ｃ０（ｆ）、ｃ１（ｆ）のデータが、ＲＡＭ等へ保存される。
【０３１３】
ここで、同定は、２つの周波数が整数倍の関係にある場合（例えば、１５０Ｈｚとその３次高調波成分の４５０Ｈｚ等）を除いて、複数の周波数で、同時に実行することもできる。これは、後述する「同期加算平均」の考え方により明らかにされている。
【０３１４】
すなわち、ある周波数に同期したタイミングで信号を加算していくと、その信号に含まれる周波数、および、その整数倍成分のみが残り、他の成分は「０」に近づくことがわかっているが、同定更新式の数４７、４９も、一種の同期加算を行っているからである。
【０３１５】
以上のように、本発明によれば、エンジン回転振動等により励起される複数の高調波次数の騒音成分に対して能動騒音制御を実施する際に、従来方法に比べて大幅に計算量を少なくすることができ、コストを低減したシステムや、小型化したシステムの構築が可能となる。
【０３１６】
次に、本発明にかかる、他の実施形態について図面を参照しつつ説明していく。
【０３１７】
さて、これまでの説明では、各周波数ｆにおいて同定された伝達関数ｃ（ｆ）＝｛ｃ０（ｆ）、ｃ１（ｆ）｝を使用することによって、各次数成分に対応する適応フィルタの更新動作を行なう方法について述べてきた。
【０３１８】
ところで、車両を一例とすると、同一の車両の車室内であれば、該車室内において、特に大きな騒音として感じられる騒音の周波数は、通常、ほぼ決まった値になっているのが経験的事実の示すところである。
【０３１９】
このことは、車室内で騒音レベルを増大させる騒音が有する周波数である、いわゆるピーク周波数は、車室空間の体積、サイズ等によって決定されてしまい、上述した騒音レベルの増大は、ピーク周波数を有する騒音の、車室内における空洞共鳴現象によってもたらされるからである。
【０３２０】
これに対して、騒音加振源となるエンジンの加振成分は、エンジン回転に同期した回転次数成分、すなわち、エンジン回転の周波数成分の高調波成分であり、エンジンの回転数の変化にともなって、回転次数成分に対応する周波数も変化する。
【０３２１】
今、例えば、エンジンの回転数が上昇するとき、低次から高次へと（低周波数から高周波数）、エンジン回転次数成分が、次々と、ある車両に対して定まっている共鳴周波数を含む周波数帯を通過していくとともに、共鳴周波数と、エンジン回転次数成分とが一致すれば、該エンジン回転次数成分による騒音のレベルが、特に増大する。
【０３２２】
したがって、全ての回転次数成分に対して、増大した騒音レベルを低減するための能動的制御を行うことが理想であるが、例えば、制御システムが備えるプロセッサの計算能力が、全ての回転次数成分に対する制御演算を行なうだけのものでない場合には、エンジン回転数のとりうる値等を考慮して、特に騒音を増大させてしまう、回転次数成分を選択し、選択した回転次数成分（単に、次数とも記す）を用いて制御する方法が考えられる。
【０３２３】
そこで、図１６を参照して、このような方法の実施形態について説明する。
【０３２４】
図１６は、エンジン回転数がとりうる値を、複数の領域に分けて、各領域において、予め定めておいた高調波次数を選択し、騒音の制御動作を行なう場合の実施形態について説明するための図面である。
【０３２５】
図１６では、車両に搭載されるエンジンとして、４気筒のディ−ゼルエンジンを想定しており、その常用回転域（エンジン回転数が、通常とりうる値の範囲）は、６００（ｒｐｍ）〜３０００（ｒｐｍ）までとしている。
【０３２６】
６００（ｒｐｍ）〜３０００（ｒｐｍ）までのエンジン回転数に対して、６００（ｒｐｍ）ごとの４つの領域（（Ｉ）、（ＩＩ）、（ＩＩＩ）、（ＩＶ））を分割設定し、各領域において、回転０．５×Ｎ次（Ｎは、自然数）の次数成分のうち、任意の３つの次数成分を選択し、予め設定しておき、これを用いて制御を行なう。
【０３２７】
図１６に示すように、例えば、領域（Ｉ）に対しては、予め３つの次数成分、ｋ０（１）、ｋ１（１）、ｋ２（１）を選択し、設定しておき、実際のエンジンの回転数が１２００（ｒｐｍ）以下であるとき、これらの次数成分を用いた制御が行なわれる。
【０３２８】
図１６に示す実施例の構成は、基準信号発生器５と、メモリ７４と、タイミング発生器５００と、各次数制御御発生器６０５と、適応フィルタ更新器６００と、制御音生成器６１０とを備えている。
【０３２９】
なお、スピーカ２は、制御音生成器６１０から供給される信号に基づき駆動される。また、マイクロフォン１は、騒音を検出し、検出信号を適応フィルタ更新器６００に供給している。
【０３３０】
さらに、メモリ７４には、前述した領域の各々に対して、とり得るエンジン回転数と、予め設定した次数成分とが対応するように、記憶されている。なお、メモリ７４は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリ等で実現されうる。必要に応じて、その内容を書替え可能な構成にしておくのが好ましい。
【０３３１】
さて、このような装置構成における動作について、説明する。なお、以下の動作は、例えば、基準信号発生器５が備えるＣＰＵが主として行なうように、構成しておけば良い。
【０３３２】
エンジンから出力されるタコパルス信号１０１が、基準信号発生器５に入力される。
【０３３３】
基準信号発生器５は、タコパルス信号１０１の周期に基づいて、エンジン回転数を求め、エンジン回転数の値に応じて、メモリ７４の内容を読み出し、エンジン回転数に対応する領域が選択される。そして、選択された領域に対応して、予め設定されている３個の次数成分を選択し、各次数成分に対応する周期の９０゜ごとの信号を、タイミング信号１１１、１２１、１３１とし、各タイミング信号に基づいて、制御音信号を生成して制御を行う。
【０３３４】
図１６に示すように、例えば、搭載されたエンジンが４気筒であり、エンジン回転数が「１８００〜２１００（ｒｐｍ）」の領域に存在するとき、回転数領域として、領域ＩＩＩが選択され、ｋ０（３）、ｋ１（３）、ｋ２（３）なる次数成分に対応する周期の９０°ごとに生成される信号であるタイミング信号が、タイミング発生器５００にセットされる。
【０３３５】
タイミング発生器５００にセットされたタイミング信号は、各次数制御音信号生成器６０５に供給され、各タイミング信号に同期して、各制御音信号ｙｋ０（ｎ）、ｙｋ１（ｎ）、ｙｋ２（ｎ）が、各次数制御音信号生成器６０５によって生成される。
【０３３６】
そして、各制御音信号は、制御音生成器６１０によって合成されて、スピーカ２から、制御音として出力される。
【０３３７】
さらに、マイクロフォン１により検出されたエラー信号１０７が、適応フィルタ更新器６００に入力されることによって、前述したアルゴリズムに従って、フィルタ係数の更新動作が行なわれる。
【０３３８】
このように、複数の領域を設定し、領域ごとに制御対象を選択することによって、より精度の高い制御動作が行なわれることになる。
【０３３９】
なお、このような次数成分（「制御次数」と同意語：制御対象となる次数）の選択については、エンジン回転数によって設定された領域ごとに、車両固有の共鳴周波数に極力近い周波数を有する次数成分を設定しておくことが適切であるが、実際に搭載されるエンジンにおいては、通常、次数成分ごとに加振力の大きさに違いがあり、例えば、直列４気筒エンジンでは、エンジン回転数の２倍、即ち、回転２次成分が特に大きく、現実的にはこの２次成分とこの高調波、すなわち回転４次、６次、８次、１０次成分などがエンジン騒音成分の中で支配的であることが多い。
【０３４０】
そして、回転２次、４次成分などは広い回転域で大きな騒音成分として存在している。このような場合については、複数の領域において制御しうるように、制御次数の初期設定を行なっておけば良い。
【０３４１】
ところで、制御次数の初期設定のために、特に大きい騒音を発生させる回転次数を特定することが必要である。この場合には、エンジン回転信号をトラッキング信号として入力し、騒音の時間波形に対するＦＦＴ（高速フーリエ変換）解析を行い、得られたスペクトル分布のうちで、ピーク状の極大値をとる騒音周波数の存在位置に基づいて求める方法が、一般的な方法として考えられるが、このことを、リアルタイムで実行するには、かなりの演算容量になってしまう。
【０３４２】
そこで、ここでは、数４７、４９のような、同定のための更新式の説明において述べたように、騒音成分を、特定の周波数に同期して平均化することにより、騒音の周波数成分を抽出する方法を使用して、ピ−ク騒音を検出する方法について説明する。
【０３４３】
今、元の騒音信号をｄ、基本次数の周波数をｆとして、元の騒音信号ｄは、基本次数の高調波成分の重ね合わせであるとして、フーリエ級数展開すると次式を得る。
【０３４４】
【数５３】
2004046150.tif 000055
【０３４５】
ここで、ｎは、サンプリング番号、ｆｋは、ｋ次の次数の周波数、すなわち、ｆｋ＝ｋ・ｆである。また、Ｔはサンプリング周期、ｄｓ（ｎ）、ｄｃ（ｎ）は、各々ｄ（ｎ）の正弦波成分および余弦波成分であり、さらに、ｄｓｋ、ｄｃｋは、各々、ｄ（ｎ）の正弦波成分、余弦波成分の、ｋ次成分の振幅である。また、Σｋは、ｋについての総和（ｋ＝１，…，Ｋ）をとることを意味する。
【０３４６】
今、数５３に対して、ある周波数ｆｋの正弦波および余弦波を乗じ、時間平均をとることとする。ｄｓｋ、ｄｃｋが、平均をとる時間間隔内で、一定の値をとるものとすれば、正弦波と余弦波の積の平均値は「０」、また、正弦波と正弦波、余弦波と余弦波、の積の平均においても、同一周波数成分以外は、総て「０」になるので、次式が得られることになる。
【０３４７】
【数５４】
2004046150.tif 000056
【０３４８】
但し、「＜＞」は、時間平均を表し、＜ｓｉｎ（２πｆｋＴｎ）２＞＝＜ｃｏｓ（２πｆＴｎ）２＞＝１／２を用いた。
【０３４９】
また、数５３は、次式のようにも表現されうる。
【０３５０】
【数５５】
2004046150.tif 000057
【０３５１】
ここで、ｄｋ、αｋは、それぞれ、騒音ｄ（ｎ）の振幅、位相である。
【０３５２】
さて、数５４より、以下に示す数５６が得られる。
【０３５３】
【数５６】
2004046150.tif 000058
【０３５４】
さて、当該次数成分が、制御システムによって制御されていない状態ならば、マイクロフォン１により検出される音圧信号ｅ（ｎ）１０７を、当該次数成分ｋの周期の、９０°のタイミングでサンプルして、数５３と同様に、
＜ｅ（ｎ）・ｓｉｎ（２πｆｋＴ・ｎ）＞、および、＜ｅ（ｎ）・ｃｏｓ（２πｆｋＴ・ｎ）＞なる値を求めたとき、当該次数成分以外は、「０」になるため、演算結果は、数５４に等しくなる。
【０３５５】
すなわち、騒音ｄ（ｎ）のｋ次の次数成分のピークの大きさは、次式の演算を行なうことで求められる。
【０３５６】
【数５７】
2004046150.tif 000059
【０３５７】
次に、ｋ次の基準信号（次数ｋに対する基準信号）を、正弦波ｘｋ（ｎ）＝ｓｉｎ（２πｆｋＴ・ｎ）として、サンプリング周期を、１周期４パルスすなわち基準信号の９０゜ごとの時間とすると、数２０以降の式と同様、以下のような数式の展開が可能となる。
【０３５８】
【数５８】
2004046150.tif 000060
【０３５９】
上述した数５４を書き直し、ｋ次成分の正弦波振幅ｄｓｋおよび余弦波振幅ｄｃｋは、次式のように得られる。
【０３６０】
【数５９】
2004046150.tif 000061
【０３６１】
ここで、サンプル番号ｍを、次数周期の１回転に対応するものとし、Ｍ回転目までの平均操作により得られた、ｋ次振幅ｄｋは、次式で求められる。
【０３６２】
【数６０】
2004046150.tif 000062
【０３６３】
ここで、ｅ（ｍ，θ）は、ｍ回転時の角度θでのエラー信号である。この場合、制御音は存在しないので、ｅ（ｍ，θ）＝ｄ（ｍ，θ）である。サンプルを平均する周期を、様々な値に変化させることによって、エンジン回転周期に対する、全ての次数成分の振幅ｄｋ（ｋが非整数（例えば、０．５の奇数倍）の場合をも含む）が、推定可能となる。
【０３６４】
ところで、今まで説明してきた、回転次数の推定処理は、能動騒音制御を行なっていない、すなわち、制御音を供給していない場合における処理である。
【０３６５】
一方、能動騒音制御状態にある場合（制御次数を実際に用いて能動制御を行なっている場合）、マイクロフォンにより検出される信号は、騒音（被制御音）と制御音とが合成されているので、これらを分離する必要がある。
【０３６６】
このためのには、次のような方法が採用される。
【０３６７】
マイクロフォン検出信号ｅ（ｎ）を、被制御音ｄｏ（ｎ）と制御音ｄｃ（ｎ）とにわけると、以下のように表現できる。
【０３６８】
【数６１】
2004046150.tif 000063
【０３６９】
ここで、制御音ｄｃ（ｎ）が、ｋ次の次数の出力音であるとすると、ｄＣ（ｎ）は、音響伝達関数のフィルタ係数ｃ０、ｃ１と制御音信号ｙｋ（ｎ）を用いて、
【０３７０】
【数６２】
2004046150.tif 000064
【０３７１】
なる式で与えられる。また、制御音信号ｙｋ（ｎ）は、ｋ次基準信号ｘｋ（ｎ）を用いて、
【０３７２】
【数６３】
2004046150.tif 000065
【０３７３】
なる式で表現される。これらをまとめて整理すると、次式が得られる。
【０３７４】
【数６４】
2004046150.tif 000066
【０３７５】
そこで、数５９と同様の演算操作を行うと、
【０３７６】
【数６５】
2004046150.tif 000067
【０３７７】
なる式が得られる。
【０３７８】
ここで、数２０を使用すると、次式が成立することになる。
【０３７９】
【数６６】
2004046150.tif 000068
【０３８０】
ここで、数２０、数６６を、数６５に代入して、次式を得る。
【０３８１】
【数６７】
2004046150.tif 000069
【０３８２】
また、被制御音ｄｏ（ｎ）のｋ次成分の振幅ｄｏｋは、数５６と同様な式、すなわち、
【０３８３】
【数６８】
2004046150.tif 000070
【０３８４】
が成立するので、数６７の関係式を用いて、制御音を分離した被制御音の大きさの推定が可能となる。
【０３８５】
なお、数６７について、数６０と同様の表記を行なえば、次式が得られる。
【０３８６】
【数６９】
2004046150.tif 000071
【０３８７】
これらは、１周期４パルス（９０゜に相当する）として、回転次数の推定を行う方法についての式の展開である。この場合も、消音制御の場合と同様に、推定対象次数の（２ｋ−１）次成分の影響を大きく受けるので、低周波数領域等では、推定のためのパルス数を増やすことが好ましい。このとき、数５６または数６５をそのまま実行することにより、対応できる。
【０３８８】
なお、この場合においても、推定の基準信号ｘｋ（ｎ）を余弦波ｘｋ（ｎ）＝ｃｏｓ（２πｆｋＴ・ｎ）としても、同様に推定式を展開できる、符号等の変更のみが生じるだけであるため、説明を省略する。以上のようにして、制御次数の初期設定を行なっておけば良い。
【０３８９】
さて、これまで説明してきた各次数騒音成分の推定は、この他に、いわゆる「同期加算法」と称される方法を用いても行うことができる。この同期加算法は、抽出したい次数に対する周期ごとにおける同一の角度（位相）の検出点でのサンプリング値、よって、ある位相を有する検出点での、３６０゜ごとのサンプル値を次々に加算していき、１周期中の各角度ごとの加算平均値を求めていく方法である。
【０３９０】
この方法の原理は単純で、ある周波数の周期信号は、その１周期を３６０゜の角度でみたとき、毎回同一の角度では同じ値をとり、他の角度では異なる値をとるという事実に基づいている。ある周波数の基準信号に同期したタイミングで、３６０゜ごとの加算平均をとれば、他の周波数の周期成分は、毎回種々の値をとり、加算平均すれば「０」に漸近していき、最終的にその周期成分のみ抽出されることを利用しているわけである。
【０３９１】
しかしながら、騒音成分の中に、検出周期の整数倍の高調波成分が含まれている場合、これも推定値の中に含まれるという問題がある。これは、整数倍の成分も、基本次数の周期における同一の角度では、同じ値をとるからである。例えば、回転４次成分に同期して加算平均を行った場合、回転８次（２倍）、１２次（３倍）等の騒音成分は、推定値の中に含まれる。これに対し、例えば６次（１．５倍）、１０次（２．５倍）、あるいは２次（０．５倍）等の高調波成分は、これらが存在していても、回転４次の同期加算推定によって、「０」となってしまい、その影響を受けることはない。
【０３９２】
図１７は、複数の回転次数騒音を含むような車両騒音に対して、回転４次成分に同期して加算平均を行った結果を、スペクトルとして示している。図１７（ａ）は、車室内の騒音スペクトルの例であり、図１７（ｂ）は、回転４次同期加算の結果を示しており、いずれも、スペクトル分布として表示している。
【０３９３】
図１７を参照すると、同期加算の結果、所望の４次成分と、その倍成分である８次成分のみが抽出されていることが分かる。ただし、ここではフーリエ解析を行うために、１周期中のサンプル数を１０２４点とした。
【０３９４】
したがって、所望の成分である４次成分のみを抽出するためには、同時に、８次成分の同期加算推定を行ない（この場合、その整数倍成分である１６次、２４次成分等がローパスフィルタにより十分減衰される等により存在しないことが条件である）、得られた推定値を、８次成分の同期加算推定値より差し引くことによって、４次騒音成分を推定することになる。ただし、このためには、各次数成分の振幅、位相を求める必要があり、原理的には可能であるが、安価なプロセッサを用いて行う推定方法としては現実的でない。したがって、この「同期加算平均」は、その整数倍の高調波成分が問題にならない高周波制御領域での使用するのが好ましい。
【０３９５】
推定する次数騒音の振幅は、基本的に、１周期中の９０°離れた２点でサンプリングすれば求めることが可能である。今、次数ｋの一周期中のサンプル数を４ｍｓとし、推定するエラ−信号ｅｋ（ｎ）を
【０３９６】
【数７０】
2004046150.tif 000072
【０３９７】
としたとき、
【０３９８】
【数７１】
2004046150.tif 000073
【０３９９】
であるので、その振幅値Ａは、次式で示すようになる。
【０４００】
【数７２】
2004046150.tif 000074
【０４０１】
図１７（ａ）に示すように、複数の回転次数騒音を含むような車両騒音に対して行う同期加算平均による騒音推定は、回転８次成分のように、その高次成分（１６、２４次成分等）が存在しない次数の騒音に対して実施可能である。なお、制御中の騒音（被制御音）と制御音の分離方法については、前述した方法と同じであるのでここでは説明を省略する。
【０４０２】
次に本発明にかかる、さらに、他の実施形態について説明する。
【０４０３】
さて、今までに導出してきた数式に基づいて、騒音能動制御時および騒音能動非制御時に、各エンジン回転数領域において、特に大きな騒音（被制御音）を推定し、この推定結果を反映するために、制御すべき回転次数（制御次数）の選択、および、各領域に対して設定されている制御次数の「書替え」、を行う場合の制御手順を、図１８のフローチャートで示す。
【０４０４】
図１８では、各エンジン回転数領域において、０．５×Ｎ次の高調波成分のうち、３個の次数（ｋｃ０、ｋｃ１、ｋｃ２）を用いて能動騒音制御を行っている場合について示している。もちろん、処理のスタート時には、各エンジン回転数領域において、図１６に示す場合と同様に、制御次数が初期設定されている。
【０４０５】
以下、図１８のフローチャートについて説明する。
【０４０６】
なお、以下の処理は、例えば、基準信号発生器５が備えるＣＰＵが、主として行なうように構成しておけば良い。
【０４０７】
まず、ステップ７０１において、エンジンから出力されるタコパルス信号１０１を検出し、タコパルス信号の周期Ｔに基づいて、現在のエンジン回転数Ｎを測定する。
【０４０８】
エンジン回転数Ｎが測定された結果を用い、メモリ７４の格納内容を参照することによって、エンジン回転数Ｎに対応する回転数領域を判別、選択する。
【０４０９】
なお、エンジン回転数Ｎの変化に伴って選択される回転数領域は、エンジン回転数Ｎが変化するため常に切り替わって行くが、能動騒音制御での制御対象となる制御周波数領域は、プロセッサの演算能力（特に、高周波数側の演算性能で演算能力が決定される）、スピーカの再生能力（特に、低周波数側の出力性能で再生能力が決定される）により、一定となる。
【０４１０】
このため、回転数領域ごとに制御対象、すなわち、推定の対象となる、「０．５×Ｎ次」の高調波成分の本数、次数は異なる。
【０４１１】
次に、ステップ７０２においては、選択した回転数領域に対応する周波数と領域の関係から、推定の対象となるＩ個（Ｉは、自然数）の０．５×Ｎ次の高調波成分を決定している。
【０４１２】
例えば、ある領域の回転数範囲が１８００〜２１００（ｒｐｍ）、これに対する制御対象周波数が１００〜４００（Ｈｚ）であるとすると、制御対象となる０．５×Ｎ次の高調波成分は、制御対象周波数の下限値である、１００（Ｈｚ）に対して回転３．５次（エンジン回転数を回転１次とする。）が、１８００（ｒｐｍ）で１０５（Ｈｚ）（即ち、１８００（ｒｐｍ）÷６０（ｓ）＝３０（Ｈｚ）、３０（Ｈｚ）×３．５次＝１０５（Ｈｚ））、制御対象周波数の上限値である、４００（Ｈｚ）に対して回転１１．０次が、２１００（ｒｐｍ）で３８５（Ｈｚ）となり、回転３．５次から回転１１．０次までの１６本（Ｉ＝１６）が、推定対象の次数ｋｉ（ｉ＝０〜Ｉ−１）に設定される。
【０４１３】
ところで、推定対象となる次数ｋｉ（ｉ＝０〜Ｉ−１）のうち、いくつかの次数は現在制御中の次数である。ここで、同時に制御する次数は、３種類であるとして、次数ｋｃ０、ｋｃ１、ｋｃ２が、初期設定されてメモリに格納されているものとする。
【０４１４】
さて、ステップ７０３では、初期設定されている、これらの制御次数ｋｃ０、ｋｃ１、ｋｃ２の読み出しを行う。
【０４１５】
さらに、変数ｉをリセット、即ち、ｉ＝０とする。
【０４１６】
次に、ステップ７０４では、ｉ＝０から順に、次数ｋｉの周期に同期した被制御音の推定を実行するが、推定次数ｋｉが、制御中の次数か否かを判定して、場合分けを行う。
【０４１７】
そして、制御を行なっていない次数については、ステップ７０５、制御中の次数については、ステップ７０６に、おける処理を実行させる。ここで、ステップ７０５における処理は、基本的には数５７に示す演算処理であり、ステップ７０６における処理は、被制御音を求めるため、エラー信号から、制御中の次数であるとして制御音部分を差し引く、数６５プラス数６８に示す演算処理である。
【０４１８】
ただし、次数の周波数から判断して、４パルスで推定可能である場合には、数５７の代わりに数５９若しくは６０、数６７プラス数６８、もしくは数６９に示す演算処理を実行する。あるいは、一部の高周波数領域の次数については、前述の「同期加算平均」による推定演算を実行することもできる。
【０４１９】
次に、ステップ７０５、７０６での推定演算により、ｋ次の被制御音の振幅ｄｋｉが求められた後で、変数ｉをインクリメントとし、ｉ＝ｉ＋１とする。
【０４２０】
ｉがＩより小さい間は、ステップ７０４に戻り、同様の推定演算を実行する（ステップ７０７）。
【０４２１】
そして、上述した例の場合、ｉ≧Ｉ＝１６となり、１６種類、総ての次数について推定演算が完了したならば、ステップ７０８に移る。
【０４２２】
ステップ７０８では、推定演算の結果得られたｄｋｉのうち、振幅の大きい上位３個の次数（ｋｉ）を選定する。
【０４２３】
次に、この選定された次数ｋｉ（ｉ＝０〜Ｉ−１）と、初期設定された制御次数ｋｃｉ（＝ｋｃ０、ｋｃ１、ｋｃ２）とを比較し、値が異なっているものが存在すれば、その、値が異なっている次数について、制御次数の「書替え」、すなわち、選定された次数を、新たに、該当する回転数領域での制御次数として設定する処理を行う（ステ
ップ７０９）。
【０４２４】
ステップ７０９での処理を、より具体的に説明すると以下のようになる。
【０４２５】
例えば、現在制御中の制御次数ｋｃｉ（＝ｋｃ０、ｋｃ１、ｋｃ２）において、ｋｃ２を、別の次数ｋｃ３へ「書替え」する必要がある場合、まず、次数ｋｃ２に対応する適応フィルタ係数ｗｋｃ２０、ｗｋｃ２１の値を「０」とおき、制御音の出力を停止させる。
【０４２６】
次に、基準信号発生器５およびタイミング信号発生器５００によって生成するタイミング信号の周期を、次数ｋｃ２のタイミング周期から、次数ｋｃ３のタイミング周期に変更する。そして、次数ｋｃ３の周期のタイミング信号を、新たに発生させる。
【０４２７】
そして、新しい次数に対するタイミング信号によって、制御音生成器６１０および適応フィルタ更新器６００を動作させる。その結果、新しい適応フィルタ係数ｗｋｃ３０、ｗｋｃ３１が成長することになる。
【０４２８】
この書替えによる音圧変化が急激であり、違和感を与えるような場合には、例えば、前述した収束係数αを小さくするか、「０」にし、あるいは、リーキーパラメータλ（≦１）の値を、通常より小さい値にして、適応フィルタ係数ｗｋｃ２０、ｗｋｃ２１を徐々に減衰させる。
【０４２９】
同時に、新しい適応フィルタ係数ｗｋｃ３０、ｗｋｃ３１に対応する収束係数αを大きくとり、成長速度を大きくする等の方法を使用しても良い。
【０４３０】
エンジン回転数の値が変化して、対応する回転数領域が、別の回転数領域に移行した場合には、ステップ７０１において、新しいエンジン回転数に対する周期Ｔを検出し、ステップ７０１〜７０９に示す処理を、新たな回転数領域に対して実行する。
【０４３１】
これらの一連の処理は、各次数に対応した、タイミング信号（１周期４パルスの場合ではある次数に対す信号の周期を想定した時、その周期の１／４、即ち、９０゜毎にタイミングを与える信号）によって行われ、Ｍ回転（Ｍ周期）分の推定演算により行っている。
【０４３２】
しかしながら、これらの推定処理には問題点がある。すなわち、実際の車両運転時には、通常、エンジン回転数は頻繁に変化するため、ステップ７０９までの処理が完了する前に、エンジン回転数が急激に変化してしまい、回転数領域が、別の回転数領域に移行してしまう場合が頻繁に発生すると考えられる。
【０４３３】
図１９は、このような場合への対応も考慮した推定演算処理を行うため、総ての回転数領域に対して推定演算を行う回数である「次数推定回数Ｍｋ（あるいは、次数推定時間Ｔｋでも良い）」を設定し、Ｍｋ（あるいは、Ｔｋ）を上回る推定回数（あるいは、推定時間）に達したとき、推定演算処理を終了し、新しい次数の設定、および、該次数を用いた制御を行う、手順を示すフローチャートである。
【０４３４】
ここで、図１９中では、推定演算処理のために、多くの変数および設定パラメータが用いられているので、最初に、これらの内容について説明する。
【０４３５】
まず、Ａｎは、複数設定した回転数領域の中で、ｎ番目の領域を意味し、本実施例では、Ａｎ＝Ａ０〜Ａ７の８つの領域に分割されている。そして、回転数領域Ａ０〜Ａ７の各々に対して、各々、Ｊ０〜Ｊ７個の制御次数が設定されている。
【０４３６】
すなわち、Ａ０に対しては「Ｊ０個」、…、Ａ７に対しては「Ｊ７個」である。
【０４３７】
また、ＪＪ、ｊｊ（ｊ０〜ｊ７の値をとりうる）は、変数であり、ｎ番目回転数領域Ａｎ（制御次数ＪＪ個）のうちのｊｊ番目の次数が、現在推定中の次数ｋｎ（ｊｊ）であるように、用いられている。すなわち、回転数領域Ａｎ＝Ａ０〜Ａ７に対して、ｊｊ＝ｊ０〜ｊ７の変数が各々対応している。なお、ｊ０＝０〜Ｊ０、…、ｊ７＝０〜Ｊ７の関係が成立している。
【０４３８】
また、次数推定回数Ｍｋは、回転数領域Ａ０〜Ａ７に存在する、全ての次数ｋｎ（ｊｊ）について、同一の値が設定されているが、実際には、各領域における推定処理回数は異なる。
【０４３９】
そこで、現在までに、次数ｋｎ（ｊｊ）について行われた推定処理回数を示す変数を、ｍ（ｊｊ）とする。
【０４４０】
次に、図１９を参照して、実行される処理の内容について説明する。
【０４４１】
まず、ステップ７１１において、推定処理に必要な変数の初期値として、ｊｊ＝ｊ０〜ｊ７＝０、ｍ（ｊｊ）＝ｍ（ｊ０）〜ｍ（ｊ７）＝０を設定する。
【０４４２】
次に、ステップ７１２において、エンジンから出力されるタコパルス信号を検出することによって、その周期を求め、エンジン回転数Ｎを求める。
【０４４３】
ここで、本実施形態では、次数騒音の推定にあたって、例えば、急加速時等のエンジン回転数が急激に変化する場合等の過渡的な状態を除外して、推定を行うことを考えている。
【０４４４】
そこで、次のステップ７１３においては、１サンプル前のエンジン回転数ＮをＮＦとして記憶しておき、今回の測定値であるエンジン回転数Ｎとの差分の絶対値、ΔＮ＝｜Ｎ−ＮＦ｜を計算する。なお、この計算後に、今回測定したＮを、新たなＮＦとしておく。
【０４４５】
そして、ステップ７１４において、前述したΔＮと、予め定めている閾値ΔＮＴＨの値とを比較し、ΔＮ＞ΔＮＴＨであるときには、ステップ７１２に戻り、逆に、ΔＮ≦ΔＮＴＨであるときには、次数推定処理を行うようにしている。
【０４４６】
さて、ΔＮ≦ΔＮＴＨであると判定されたときには、ステップ７１５にブランチし、対応する回転数領域Ａｎが選択される。ここで、各回転数領域Ａｎでの次数ｋｎ（ｊｊ）に関するデータは、メモリ７５内に、マップ化された状態で格納されている。
【０４４７】
ステップ７１６では、メモリ７５の格納内容を参照し、変数ｊ０〜ｊ７、および、設定値Ｊ０〜Ｊ７に対して、当該Ａｎでの値としての、変数ｊｊおよび変数ＪＪの値が設定される。
【０４４８】
これを、具体例にて説明する。
【０４４９】
例えば、図１８を参照して説明した場合のように、現在の回転数領域「１８００〜２１００（ｒｐｍ）」、制御対象周波数「１００〜４００（Ｈｚ）」であれば、回転数領域Ａ４が選択され、Ｊ４＝１６、ｊ４＝０〜１５となり、ｋ４（０）＝３．５次からｋ４（１５）＝１１次までの、０．５次刻みの次数が、推定対象となる。そして、このなかでｋｃ０、ｋｃ１、ｋｃ２の次数が、初期設定された制御次数になっており、推定対象の次数１６個のうち、制御中の次数は３個、非制御の次数は１３個となっている。
【０４５０】
さて、変数ｊｊは、１個分の制御次数の推定が終了するごとに、その値がインクリメントされていくが、ｊｊ＞ＪＪとなったときには、当該領域の推定が既に完了したことを意味しており、この場合には推定処理を行わず、ステップ７１２に戻る。
【０４５１】
一方、ｊｊ≦ＪＪであるときは、回転数領域Ａｎでの次数推定処理は、未だ終了しておらず、この処理をさらに継続するために、次のステップへと進む（ステップ７１７）。そして、ステップ７１８では、推定対象の制御次数ｋｎ（ｊｊ）の値を、メモリ７５から読み出し、これをｋｊとしてセットする。
【０４５２】
次に、図２０に、図１９処理の続きを示す。
【０４５３】
なお、両図面間にまたがる処理は、コネクタＡによって接続されるように記載している。
【０４５４】
まず、ステップ７１９では、ｋｊが制御中の次数であるか否かを判別し、制御中の次数である場合には、ステップ７２０、制御中の次数でない場合には、ステップ７２１、の内容を各々実行する。
【０４５５】
ステップ７２０、ステップ７２１は、それぞれ、数６５プラス数６８、数５７（１周期４パルスの場合、数６７または数６９、数５９）に示すように、演算処理を行なうステップであるが、このステップを通過するごとに、推定演算が１サンプル分実行されることになる。１周期４パルスの場合、１サンプルは、次数に対応する信号の有する周期の１／４、即ち、９０°周期に相当し、推定演算としては、０°と１８０°のときは、余弦波成分ｄｃｋを、９０°と２７０°のときには、正弦波成分ｄｓｋを、それぞれ更新することになる。
【０４５６】
ステップ７２０およびステップ７２１の推定演算が１サンプル終了すると、次にステップ７２２に進み、その回転数領域での演算回数の変数ｍ（ｊｊ）が、インクリメントされる。
【０４５７】
次に、ステップ７２３では、この１サンプルの推定演算の終了後の次回、すなわち、９０°後の角度が、タコパルス信号の検出を行なうべき角度であるか否かが判断される。ここで、タコパルス信号検出角度か否かの判断は、推定中の次数と回転数との関係から、容易に把握できる。例えば、次数が４次であれば、次数９０°のサンプル周期１６回（９０°×１６／３６０°＝４）で、次回のタコパルス信号検出角度位置になる。
【０４５８】
次回の推定演算が、タコパルス信号の検出と重なる場合には、ステップ７１２に戻りタコパルス信号を検出し、前回と今回のタコパルス信号検出の時間間隔を測定して、回転数の算出、現在の回転数領域の判別がなされる。ここで、ステップ７１２に戻る際には、この時推定中であった次数のデータ、各種変数を、メモリに一時ストアしておくことにより、次回、同一の回転数領域での推定が行なわれるときに、再度使用することができる。
【０４５９】
一方、次回タコパルス信号が検出されない場合には、ステップ７２４に進み、推定演算回数ｍ（ｊｊ）が、Ｍｋを超えているか否かが判定される。
【０４６０】
超えていない場合には、ステップ７１９に戻り、推定演算がＭｋを超えるまで継続される。超えた場合には、当該次数に関する推定は終了したとして、ステップ７２５に進み、当該次数の振幅ｄｋｊを、図示してあるように、正弦波振幅ｄｓｋｊおよび余弦波振幅ｄｃｋｊにより計算する。
【０４６１】
なお、タコパルス信号の検出は、常に、ステップ７２３の後に行われるとは限らない。実際には、エンジンの回転数の変化と、プロセッサがその時点で受け持つ演算量の変動により、ステップ７１２〜ステップ７２２の間で、エンジン回転数の急激な変化が発生する場合も往々にしてありうる。このような場合には、（図示しないが）推定演算を途中で中止し、即座にステップ７１２に戻るよう処理を行なうようにすればよい。
【０４６２】
次に、図２１に、図２０の続きの処理を示すフローチャートを記載する。
【０４６３】
なお、両図面間にまたがる処理は、コネクタＢによって接続されるように、記載している。まず、ステップ７２６において、変数ｊｊがインクリメントされ、ステップ７２７に進む。
【０４６４】
そして、ステップ７２７では、変数ｊｊ（ｊ０〜ｊ７）が、設定値ＪＪ（Ｊ０〜Ｊ７）を超えているか否かについて判断され、変数ｊｊが設定値ＪＪを超えていない場合には、ステップ７１２に戻る。
【０４６５】
一方、変数ｊｊが設定値ＪＪを超えた場合には、当該回転数領域での設定次数の推定は、総て終了したとして、ステップ７２８に進み、上位Ｋｃ個の、次数振幅ｄｋｋ（ｋｋ＝０，…，Ｋｃ−１）を有する次数の選択を行う。
【０４６６】
そして、ステップ７２９において、回転数領域Ａｎに対して選定された次数のうち、初期設定された次数と異なっているものについて、「書替え」を行う。
【０４６７】
さらに、ステップ７３０において、この時の変数ｊｊの値を、対応する領域の変数（ｊ０〜ｊ７のいずれか）の値とし、メモリ７５の内容を更新する。
【０４６８】
そして、各回転数領域ごとに、各ｊｊ（ｊ０〜ｊ７）の値について、ＪＪ（Ｊ０〜Ｊ７）の値と、各々比較を行い、各ｊｊに対して、対応する設定値ＪＪの値を超えているならば、全ての回転数領域での「推定／書替え処理」は終了したと判断し、このルーチンによる処理は、完了する（ステップ７３１〜７３２）。
【０４６９】
以上説明してきた、図１８、図１９〜図２１に示した実施形態では、例えば、初期設定された制御次数が適切でない、すなわち、他の次数成分中に、より大きい騒音のピークが存在する場合であっても、前述した次数推定演算および「書替え」処理を行うことによって、より適切な制御次数を用いた制御が行なわれるようになる。
【０４７０】
ところで、ある次数によって制御中の騒音の大きさは、適応フィルタ係数ｗ０、ｗ１の値からも、ある程度推定することが可能である。これは、その次数の騒音が大きければ、（かつ、その騒音がエンジン回転に基づいたもので、いわゆるコヒーレンスが大きいものであれば）、適応フィルタは成長し、そのフィルタ係数ｗ０、ｗ１の値、および、これに基づく制御出力である制御音ｙが大きくなるからである。
【０４７１】
ここで、制御音出力の１周期当たりの制御出力のパワーを想定した場合、本制御方法では、基準信号ｘは、正弦波もしくは余弦波であり、｜ｘ｜≦１であるから、適応フィルタ係数ｗ０、ｗ１の２乗（すなわち、フィルタパワー）を、制御出力のパワーとみなすことができる。このとき、ｎ回転目のフィルタパワーｗｐ２（ｎ）は、次式で求めることができる。
【０４７２】
【数７３】
2004046150.tif 000075
【０４７３】
図２２は、数７３で定義されたフィルタパワーｗｐ２に対して、ある閾値を設定し、フィルタパワーｗｐ２が、閾値（ＷＰＴＨ２）以下である場合には、その次数に対して、制御の中止を行うようにした実施形態である。
【０４７４】
なお、以下の処理は、例えば、基準信号発生器が備えるＣＰＵが、行なうように構成しておけば良い。
【０４７５】
まず、ステップ７５０において、エンジン回転数Ｎを検出する。
【０４７６】
ここで、エンジン回転数Ｎの変化に対する対応は、図１９〜図２１の実施形態と変わるところは無いので、本実施形態に関しては、回転数Ｎは一定の値であると想定し、フィルタパワーｗｐ２の値に基づいて、ある制御中の次数に対する制御の中止を行う部分のみについて、その処理内容を記載することにする。
【０４７７】
次に、ステップ７５１において、検出された回転数Ｎに対応する回転数領域Ａｎを選択し、対応する制御次数ｋｃｎ（ｉ）（ｉ＝０，…，Ｉー１）を、メモリ７５より読み出す。
【０４７８】
次に、カウント変数ｉをｉ＝０とし、ステップ７５２において、１周期分のフィルタパワーを、数７３に基づいて計算して求める。
【０４７９】
そして、ステップ７５３において、ｉ番目の次数のフィルタパワーｗｐｉ２を、対応する閾値であって、予め定めている値ＷＰＴＨｉ２と比較し、「ｗｐｉ２＜ＷＰＴＨｉ２」である場合には、ｉ番目の制御次数ｋｃｎ（ｉ）については、制御を中止する。
【０４８０】
そして、ステップ７５４において変数ｉをインクリメントし、ｉ≦Ｉの間は、ステップ７５２〜７５５の処理を繰り返す。
【０４８１】
そして、ｉ＞Ｉとなった時点で、領域Ａｎでの制御次数の更新は全て終了し、ステップ７５０に戻る（ステップ７５５）。
【０４８２】
以上の処理によって、フィルタパワーの値を使用して、制御の中止を行うことを可能にする、構成が簡単な装置を提供できる。
【０４８３】
さらに、実際の車両の運転モードには、加速時のシフトダウン等の変速ギヤの位置（オートマティックトランスミッションとマニュアルトランスミッション車でも異なる）に様々な態様が考えられ、各ケースによって、採用すべき制御次数が異なるので、場合に応じて「次数推定／書替え／設定」を適宜行なうように、プログラミングしておいても良い。
【０４８４】
そこで、図２３は、一例として、エンジン回転数、加速度、およびシフト位置を考慮に入れて、次数推定／書替え／設定を行うために、次数を設定可能な領域を、３次元で概念的に示した図面である。このときの領域は、考慮するパラメータが３種類であるため、３次元的に配置される。なお、使用するＣＰＵが、十分な演算処理能力やメモリ容量を備えている場合には、このように、より極め細かい制御を行なうことが可能になる。
【０４８５】
以上説明してきた実施例では、エンジンのクランク軸回転の０．５次の整数倍に同期した高調波騒音の次数成分の推定／設定を行う場合について述べてきた。
【０４８６】
全く同様に、エンジン回転に同期しているが、０．５次の整数倍ではない高調波次数成分についての、騒音次数の推定／設定を行うことも可能である。これは、図１７において基準信号発生器５の発生するタイミング信号を、エンジン回転数の任意の倍数に同期した基準信号を生成するよう構成しておけば良い。
【０４８７】
これらの、次数の推定および初期設定は、騒音制御に先立って実行される、同定処理によって求められる、各周波数でのｃ０、ｃ１の値に基づいて行うことも可能である。その理由は、車室内固有の空洞共鳴周波数の近傍では、スピーカで同一の大きさの制御音出力を行なっているにもかかわらず、マイクロフォンで検出される音圧レベルは増大するため、相対的に、スピーカ〜マイクロフォン間の音響伝達関数のフィルタ係数ｃ０、ｃ１の値は、大きくなるからである。
【０４８８】
そこで、図２４に、同定処理の実行後、各周波数帯域において得られたフィルタパワー「ｃｐ（ｆ）２＝ｃ０（ｆ）２＋ｃ１（ｆ）２」（ｆは、周波数）に基づいて、初期設定する次数を決定する処理を説明するためのフローチャートを示す。
【０４８９】
図２４に示すように、まず、ステップ８０１において、同定を実行し、各周波数帯域での音響伝達関数のフィルタ係数ｃ０（ｋｆ）、ｃ１（ｋｆ）（ｋｆ＝０，…，Ｋｆ−１）を求める。ただし、ここでは、制御対象とする周波数領域を、Ｋｆ個に分割して、Δｆｋ（Ｈｚ）ごとに、同定を実行して、同定を実行する周波数でのフィルタ係数を求めている。
【０４９０】
次に、ステップ８０２にて、次式７４にしたがって、各ｋｆでのフィルタパワーを求める。
【０４９１】
【数７４】
2004046150.tif 000076
【０４９２】
この結果、仮に、図２５に示すようなグラフが得られたとする。
【０４９３】
このグラフは、横軸に周波数を、縦軸にフィルタパワーをとっている。
【０４９４】
図中、「〇印」にて示したフィルタパワーの極大点は、音響伝達関数のゲインが極大になるピーク位置であり、この位置に対応する周波数により、共鳴が発生するということができる。
【０４９５】
次に、ステップ８０３において、最も大きいものから上位Ｉ個のフィルタパワーｃｐｉ（ｋｆ）２に対応する、周波数ｆｉ（ｉ＝０，…，Ｉ−１）を選択する。
【０４９６】
次に、各エンジン回転数領域Ａｎ（ｎ＝０，…，Ｎ−１）に対して、制御次数ｋｃｎ（ｉ）（ｉ＝０，…，Ｉ−１）を設定する。
【０４９７】
まず、ステップ８０４において、変数ｎ、ｉを、ｎ＝０、ｉ＝０に初期設定し、さらに、ステップ８０５において、メモリ７６から、各回転数領域Ａｎで設定されている代表回転数Ｎｎに対応する代表周波数ｆＮｎと、前記選択された極大点の周波数ｆｉの比、ＲＮｉ＝ｆｉ／ｆＮｎを求める。なお、各回転数領域Ａｎにおいて、代表回転数Ｎｎと、これに対応する代表周波数ｆＮｎとを、予め定めておき、メモリ７６に格納しておけば良い。
【０４９８】
そして、ステップ８０６において、得られたＲＮｉの値に最も近い、（０．５×ｎ）次の次数を制御次数として、メモリ７５に初期設定していく。例えば、Ａ４：１８００〜２１００（ｒｐｍ）の領域で、その中心回転数を代表回転数として、Ｎ４＝１９５０（ｒｐｍ）：ｆＮ４＝３２．５（Ｈｚ）としたとき、第１の極大周波数がｆ０＝１４０（Ｈｚ）であるならば、その比、ＲＮ０＝１４０／３２．５＝４．３となるので、これに近い回転４．５次、あるいは、加振力の大きさを考慮して、回転４次、あるいは、回転４次と４．５次の双方が選択される。
【０４９９】
変数ｎおよびｉは、制御次数ｋｃｎ（ｉ）の設定が終わる度に、インクリメントされて、ｎ≧Ｎ、かつ、ｉ≧Ｉとなった時点で、全ての領域での次数設定が終了する。（ステップ８０７〜ステップ８１２）
本実施形態では、マイクロフォンおよびスピーカが１個の場合について説明してきたが、これらが複数個存在する場合には、各マイクロフォン−スピーカ間の音響伝達関数が、各々存在することになる。したがって、この場合には、各々の音響伝達関数に対するフィルタパワーを求め、各々のフィルタパワーについて、極大点となる周波数を求め、前述の各領域の代表周波数との比を参照して、最も適切な、制御次数を求める処理を行なうように構成しておけば良い。
【０５００】
これらを総て、制御を行なうために初期設定する、制御次数として採用しても良いが、次のような方法も考えられる。
【０５０１】
Ｌ個（Ｌは、任意の自然数）のマイクロフォン（番号ｌ＝０，…，Ｌ−１）と、Ｍ個（Ｍは、任意の自然数）のスピーカ（番号ｍ＝０，…，Ｍ−１）とを有するシステムを構築した場合、ｌ番目マイクロフォン−ｍ番目スピーカ間の音響伝達関数の、ｋｆ番目のフィルタパワーｃｌｍｐ（ｋｆ）２を算出していき、フィルタパワーが最も大きくなる、ｌ、ｍの値を判定し、このｌ、ｍに対応するフィルタパワーを、各領域での、フィルタパワーの代表値ｃｐ（ｋｆ）２とする。そして、このフィルタパワーの代表値について、極大点となる周波数を求め、各領域の代表周波数との比を参照して、最も適切な、制御次数を求める処理を行なうことも考えられる。
【０５０２】
この方法を採用する理由は、ｋｆに対応する周波数ｆｋにおいて、ある一つのマイクロフォンの配置位置が、定在波の節の位置にあたり、共鳴周波数であるにもかかわらず低い音圧しか得られない場合、結果として、そのスピーカ〜マイクロフォン間の音響伝達関数ｃｌｍ０（ｋｆ）、ｃｌｍ１（ｋｆ）は、小さな値となる。しかしながら、他のマイクロフォンの配置位置が、定在波の節の位置から外れておれば、一定の大きさの音響伝達関数ｃｌｍ０（ｋｆ）、ｃｌｍ１（ｋｆ）が得られることにより、ある大きさのフィルタパワーｃｌｍｐ（ｋｆ）２となり、制御動作を行なうために、初期設定する次数を選択する際に、反映させることができるからである。
【０５０３】
以上説明してきたように、同定処理の実行後、各周波数帯域において得られたフィルタパワーに基づいて、初期設定する次数を容易に決定することも可能である。
【０５０４】
次に、音圧信号を検出するマイクロフォンと、騒音を打ち消すための制御音を出力するラウドスピーカを、夫々２個以上備えているシステムを考えることにする。
【０５０５】
通常の能動形騒音制御システムにおいては、ラウドスピーカの個数は、マイクロフォンの個数より１個以上多いか、少なくとも等しい個数だけ設けておくことが望ましい。マイクロフォン、ラウドスピーカが複数個設けられている場合、ある特定のマイクロフォンによって検出される音圧信号の中には、実際の騒音成分の他に、全てのラウドスピーカからの制御音が入力され、これらの合成音によって、マイクロフォン位置での騒音の抑制音場が形成されている。そして、各ラウドスピーカから出力される制御音は、システム内の総てのマイクロフォンの位置で、音圧が最小になるよう最適化される。
【０５０６】
ここで、仮に、ある特定のマイクロフォンに対して、ある特定のラウドスピーカが、他のラウドスピーカと比較して、最もべ近い位置に存在し、音響伝達関数ｃ＾の周波数特性がフラットで、伝達ゲインも大きいものとする。このような場合、前記ある特定のマイクロフォンに対しては、前記ある特定の１個のラウドスピーカの出力のみで、適応制御を行なうと、効率的かつ効果的に消音できる。何故ならば、あるラウドスピーカと、その他のラウドスピーカとの間の音響伝達系に反共振点（ディップ）が存在すれば、反共振点に対応する周波数では、消音制御不能（音がでない）となり、適応制御自体が非効率的となってしまうからである。
【０５０７】
一般に、他のラウドスピーカからの制御音は騒音成分となるが、当然のことながら、１マイクロフォン−１ラウドスピーカの、適応フィルタ制御系による消音効果が極めて大きい場合には、ラウドスピーカを複数設ける必要がなく、上述したような問題はない。しかしながら、ラウドスピーカを複数設けたシステムにおいては、特に波長が長い低周波数領域で、他のラウドスピーカからの制御音の影響が、その適応フィルタ制御系に対して干渉し、制御動作を不安定化させる要因となる場合がある。この場合、他のラウドスピーカからの影響を除去するため、マイクロフォン位置での制御音を、制御音調整信号と音響伝達関数とに基づいて推定し、推定した制御音成分をエラー信号より差し引いて除去し、残りの成分が最小になるように適応フィルタ制御を行なうことが考えられる。
【０５０８】
図２５は、このような１マイクロフォン−１ラウドスピーカの能動騒音制御システムを、自動車車室内において２個並列に設けた場合の実施形態について示している。図２５では、運転席側に１対、助手席側に１対のシステムが設けられている。
【０５０９】
通常の方式では、運転席側マイクロフォン、助手席側マイクロフォン夫々の音圧は、両方のラウドスピーカから出力される制御音の合成音場によって消音制御されるが、この実施形態においては、運転席側マイクロフォンには、運転席側ラウドスピーカ、また、助手席側マイクロフォン側には、助手席側ラウドスピーカのみがそれぞれ割り当てられて消音制御を行う構成となっている。すなわち、運転席側マイクロフォンと運転席側ラウドスピーカとで１つの消音制御系を構成し、また、助手席側マイクロフォンと助手席側ラウドスピーカとで１つの消音制御系を構成している。図示しないが各制御系に対して適応フィルタを設けている。
【０５１０】
そして、各ラウドスピーカに対応する適応フィルタの更新を行なうために用いられるエラー信号（音圧信号）は、反対側のラウドスピーカからの推定制御音を除去した、残りの成分が入力される。こうすることによって、ある制御系の制御動作は、他の制御系の制御動作の影響を受けずに、いずれの制御系においても、正確な制御動作を実現できる。
【０５１１】
このときの、各ラウドスピーカへの制御音信号の生成式および適応フィルタの更新式は、以下の式で表される。
【０５１２】
【数７５】
2004046150.tif 000077
【０５１３】
【数７６】
2004046150.tif 000078
【０５１４】
なお、各変数のサフィックスにおいて、「Ｒ」は運転席側、「Ｌ」は助手席側を意味する。
【０５１５】
また、ｅＲ、ｅＬ：運転席側および助手席側マイクロフォンの音圧信号
ｙＲ、ｙＬ：運転席側および助手席側ラウドスピーカの制御音信号
ｗＲ０、ｗＲ１：運転席側ラウドスピーカ用適応フィルタ係数
ｗＬ０、ｗＬ１：助手席側ラウドスピーカ用適応フィルタ係数
ｃＲＲ０、ｃＲＲ１：運転席側マイクロフォン−運転席側ラウドスピーカ間の音響伝達関数の係数
ｃＬＬ０、ｃＬＬ１：助手席側マイクロフォン−助手席側ラウドスピーカ間の音響伝達関数の係数
ｃＲＬ０、ｃＲＬ１：運転席側マイクロフォン−助手席側ラウドスピーカ間の音響伝達関数の係数
ｃＬＲ０、ｃＬＲ１：助手席側マイクロフォン−運転席側ラウドスピーカ間の音響伝達関数の係数、
ｄＲＬ：助手席側ラウドスピーカからの制御音信号を運転席側マイクロフォンで検出した音圧信号
ｄＬＲ：運転席側ラウドスピーカからの制御音信号を助手席側マイクロフォンで検出した音圧信号、（消音制御は、１周期４パルス制御）である。
【０５１６】
ところで、（ｃ０（ｆ）、ｃ１（ｆ））の値は、周波数ｆに応じて連続的に変化する。これに対して、同定は、現実には、飛び飛びに存在する周波数ポイントにおいてしか行うことができない。そして、同定を行なっていない周波数でのフィルタ更新は、その周波数に最も近い、同定を行なった周波数である同定周波数ポイントでの同定値を、近似値として用いている。このため、周波数軸上でｃ（ｃ０，ｃ１）の値が急激に変化した場合等は、同定を行なって求めた音響伝達関数ｃ（ｃ０，ｃ１）と実際の音響伝達関数ｃ（ｃ０，ｃ１）と誤差値が増大し、消音制御性能や安定性（ロバスト性）に大きな影響を与える可能性がある。そこで、この問題を解決する方法について、説明する。
【０５１７】
以下の説明では、同定基準信号として余弦波を採用する。これにより、音響伝達関数の係数（音響伝達係数）の値の組を（ｃ０，ｃ１）とし、横軸をｃ０の値を示すｃ０軸、縦軸をｃ１の値を示すｃ１軸とする座標系（ｃ０ｃ１座標系）において、音響伝達係数の組（ｃ０，ｃ１）がｃ０軸となす角度は、そのまま、音響伝達関数のある周波数における位相に対応する。即ち、ある周波数における同定の結果、得られた音響伝達関数がｃ（ｃ０，ｃ１）であったとすると、このときの、音響伝達関数の位相は、θ＝ａｔａｎ（ｃ１／ｃ０）で規定されることになる。
【０５１８】
一方、このｃ（ｃ０，ｃ１）を用いて、少し異なる周波数において、適応フィルタ制御を実行しているものとする。ここで、この周波数での音響伝達関数の係数の真の値が（ｃＴ０，ｃＴ１）であるたとすると、この係数に対応する位相は、θＴ＝ａｔａｎ（ｃＴ１／ｃＴ０）であり、両者の位相誤差（θ−θＴ）の大きさが、制御の安定性に影響を与える。例えば、位相誤差（θ−θＴ）が１８０゜であれば、理想の位相と完全に逆位相の関係になってしまい、これを適応フィルタの更新処理に用いた場合、消音せず、直ぐに発散してしまう。
【０５１９】
ここで、θＴは、その時点で同定しない限りわからない値であり、その時点で（θ−θＴ）の大きさを知ることはできない。
【０５２０】
この位相誤差の安定性に関しては、発明者等のこれまでの検討結果によって次の事実が得られた。
【０５２１】
まず、前述したように、ｃ０を横軸、ｃ１を縦軸にとった２次元座標系を考え、同定によって得られた（ｃ０，ｃ１）を、座標系上にプロットする。図２７に示すように、ｃ（ｃ０，ｃ１）の同定値に対して、｜ｃ｜を半径とした円周上で、モデル値ｃｓ（ｃｓ０，ｃｓ１）を移動させることを想定する。モデル値は、真値に対する誤差を有する、仮想値である。
【０５２２】
最初に、ｃ（ｃ０，ｃ１）が存在する象限と同一の象限内、即ち、ｃ（ｃ０，ｃ１）とｃｓ（ｃｓ０，ｃｓ１）において、両係数の符号が同一であれば消音に至る。例えば、図２７の黒丸で示すように、ｃ（ｃ０，ｃ１）の真値が第１象限に存在する。このとき、モデル値ｃｓ（ｃｓ０，ｃｓ１）が、第１象限内のいずれの位置に存在しても、制御系は安定である。
【０５２３】
一方、モデル値ｃｓ（ｃｓ０，ｃｓ１）と（ｃ０，ｃ１）において、いずれの係数も逆符号となる場合合、即ち、原点を挟んで反対象限（例えば第１象限に対しては第３象限）に、モデル値と真値が存在する場合には、全く制御不能となり、直ぐに増音発散に至る。また、モデル値ｃｓ（ｃｓ０，ｃｓ１）と（ｃ０，ｃ１）において、いずれか一方の係数が逆符号、即ち、モデル値と真値とが、両どなりの象限（例えば、第１象限に対しては第２、第４象限）に存在する場合には、消音制御は行なわれるものの、制御音の出力が振動し、ハンチング気味となる。そして、ｃ（ｃ０，ｃ１）が存在する象限から、反対象限の方向にモデル値を回転させるにつれ、ハンチングの度合いが大きくなり、最後には、不安定状態から発散状態に至る。
【０５２４】
以上の説明から、周波数に差による位相の誤差が存在していたとしても、基本的に、真値と同一の象限内にあることが保証できれば、制御の安定性が損われることはない。従って、必要な情報は、その周波数において、ｃ（ｃ０，ｃ１）がどの象限に存在しているかのみであり、結局のところ、周波数を変化させたときの（ｃ０，ｃ１）の示す軌跡が、ｃ０，ｃ１各座標軸をクロスする周波数である「クロス周波数ポイント」のみ押えておけば、全ての周波数での（ｃ０，ｃ１）の存在する象限が把握できる。
【０５２５】
例えば、周波数ｆｋＬ、ｆｋＨ（ｆｋＬ＜ｆｋＨとする）がクロス周波数ポイントで、その間にクロス周波数ポイントが存在せず、ｆｋＬ：ｃ０軸上（ｃ０＝０，ｃ１＞０）、ｆｋＨ：ｃ１軸上（ｃ０＜０，ｃ１＝０）である場合、周波数ｆｋＬ〜ｆｋＨの間に、第２象限にあると判断される。
【０５２６】
次に、以上に事実に基づき、ある制御周波数領域において、同定を行なう周波数である周波数ポイントの選択を最適化する方法について説明する。
【０５２７】
まず、図２８は、ある車両の車室内の音響伝達関数ｃ（ｃ０，ｃ１）の位相の周波数に対する変化の様子を示している。図に示すように、制御周波数領域ｆＬ〜ｆＨの間は、一定間隔で分割されて、同定を行なった周波数ポイントが黒丸で示されている。
【０５２８】
図２８に示されるように、一般に、音響伝達関数ｃ（ｃ０，ｃ１）の位相は、低周波数から高周波数になるにしたがって遅れる。特に、音響伝達の持つ共振点（共鳴周波数）を通過する際に、位相遅れが大きくなる。従って、一般的には、低周波数側から周波数を上げていくと、原点Ｏと座標（ｃ０，ｃ１）からなるベクトルの軌跡は、主として反時計方向に回転する（これに対し、位相が進み方向、即ち、時計方向に回転する場合には、反共振点（ディップ）が存在する場合であるが、実際には、それほど大きな進みは存在しない場合が多い）。
【０５２９】
このような位相変化の大きさは、周波数領域によって異なり、例えば、図中の領域Ａでは、位相変化が大きく、領域Ａあるいは領域Ａの近くに存在するいずれの同定周波数における同定値を使用しても、ある周波数での同定値を定める際には、位相誤差が大きくなる。なお、ある周波数での同定値を定める際には、例えば、当該周波数の両側に存在する、２つの同定周波数における同定値を使用して、比例計算等によって求める。一方、領域Ｂでは、位相変化が緩慢であり、同定周波数を設定する際に、周波数間隔を荒くしても同定の精度が劣化しにくい。
【０５３０】
このように、制御周波数領域をｆＬ〜ｆＨの間を、一定間隔に分割して同定周波数を定め、各同定周波数で同定処理を行なう従来の方法では、図２８の黒丸で示したように、音響伝達係数の位相変化を考慮したものでないため、同定の精度は良くなかった。
【０５３１】
そこで、図２９には、制御周波数領域ｆＬ〜ｆＨにおいて、同定を行なう周波数ポイントを変更しながら、同定を繰り返して、その間に存在するクロス周波数ポイントを全て求め、これにより、同定を行なう周波数ポイントを定める手順を示したフロ−チャートを示している。
【０５３２】
最初のステップ１００１では、各周波数での同定を行なう。同定は、低周波数側から高周波数側にしたっがって行なわれ、開始時には、同定（制御）周波数のの下限値ｆＬが設定される。
【０５３３】
次に、そのときの係数値（ｃ０（ｆ）、ｃ１（ｆ））の夫々の絶対値の大きさを調べる。ここで、（ｃ０（ｆ），ｃ１（ｆ））が制御周波数領域ｆＬ〜ｆＨの間で、通常とり得る大きさに比べて、充分に小さな値δを設定する。
【０５３４】
ステップ１００２では、│ｃ０（ｆ）│＜δかつ│ｃ１（ｆ）│＜δであるか否かを判定し、│ｃ０（ｆ）│＜δかつ│ｃ１（ｆ）│＜δである場合、音響伝達系の零点（制御音を出力できない点）として、制御対象外とする。これ以外の場合には、ステップ１００３に進む。
【０５３５】
ステップ１００３では、│ｃ０（ｆ）│＜δまたは│ｃ１（ｆ）│＜δであるか否かを判定し、これが真であれば、その絶対値がδより小さな点を、クロス周波数ポイントとする。│ｃ０（ｆ）│＜δまたは│ｃ１（ｆ）│＜δが真でなければ、ステップ１００４に進む。
【０５３６】
ステップ１００４では、ｃ０（ｆ），ｃ１（ｆ）の符号が判定される。クロス周波数ポイントに対応する係数についても、「０」でない係数の符号が判定される。これにより、ｃ０ｃ１座標系において、各同定値がいずれの象限に存在するのかや、象限の境界線、即ち、座標軸上に存在するのかが分かる。例えば、ｃ０＞０かつｃ１＜０であれば、第４象限に存在することが分かり、また、ｃ０＝０かつｃ１＞０であれば、第１と第２象限の境界に存在する、クロス周波数ポイントであることが分かる。
【０５３７】
次に、ステップ１００５では、このように判定された、今回の（ｃ０（ｆ），ｃ１（ｆ））の符号と、前回判定された（ｃ０（ｆ），ｃ１（ｆ））の符号がが異なっているか否かについて調べる。もし、いずれかの係数の符号が変化していれば、両者の間に座標軸を横切る、クロス周波数ポイントが存在すると判定する。１方の係数の符号変化であれば、１個、また、両方の係数の符号変化であれば、２個のクロスポイント周波数があると判定される。この場合、ステップ１００６にブランチし、前回と今回の周波数の間の周波数で、同定が行なわれる。
【０５３８】
ステップ１００６では、ステップ１００２からステップ１００５までの処理と同様の処理を行ない、符号を判定しながら同定を繰り返して、クロス周波数ポイントが存在する周波数を検出する。そして、クロス周波数ポイントの検出後に、ステップ１００７に進む。ステップ１００７、１００８では、周波数を、予め定めた増分Δｆだけ増加して、調べる周波数が同定（制御）周波数の上限値ｆＨより小さければ、ステップ１００１に戻り、同様の処理を繰り返す。このようにして、制御対象周波数内に存在するクロス周波数ポイントを総て求める。
【０５３９】
クロス周波数ポイント間の周波数は、同一象限にあり、誤差が許容される範囲内にあるので、ステップ１００９では、このクロスポイント周波数間に、たまたま存在する同定値のうち、１つを選択すれば充分である。
【０５４０】
以上で、同定処理を終了する。
【０５４１】
結果として、図３０に示す、斜め線付き丸印のように、同定ポイントが得られる。これは、制御周波数領域中の総てのクロスポイント周波数を含んでいるのと同時に、クロスポイント周波数間の周波数を代表する、１個の代表ポイントも含んでいる。このように代表ポイントを選択することによって、制御系の安定性や、不要なデータの収集阻止を実現している。
【０５４２】
この代表ポイントは、次のように、各象限の中心角度、即ち、θ＝４５゜、１３５゜、２２５゜、３１５゜の４点の値に置き換えても良い。すなわち、代表ポイントに対する周波数を、２つのクロスポイント周波数の中間（必ずしも正確に中間である必要はない）に存在する値とすればよい。
【０５４３】
即ち、同定値（ｃ０，ｃ１）を、座標系に配置した円の円周上の１点としたとき、その円の半径ｒは、ｒ＝√（ｃ０２＋ｃ１２）である。ｒ＊＝ｒ／√２としたとき、この円周上の４点は、以下のように、座標形式で表せる。
【０５４４】
（ｃ０（４５゜），ｃ１（４５゜））＝ｒ＊・（１，１）
（ｃ０（１３５゜），ｃ１（１３５゜））＝ｒ＊・（１，−１）
（ｃ０（２２５゜），ｃ１（２２５゜））＝ｒ＊・（−１，−１）
（ｃ０（３１５゜），ｃ１（３１５゜））＝ｒ＊・（１，−１）
同様に、クロス周波数ポイントに対応する４点は、以下のように表せる。
【０５４５】
（ｃ０（０゜），ｃ１（０゜））＝ｒ・（１，０）
（ｃ０（９０゜），ｃ１（９０゜））＝ｒ・（０，１）
（ｃ０（１８０゜），ｃ１（１８０゜））＝ｒ・（−１，０）
（ｃ０（２７０゜），ｃ１（２７０゜））＝ｒ・（０，−１）
これらのポイントの、座標系での配置の様子を図３８に示す。ここで、座標軸に平行に表現した４つの点線は、各軸と「±δ」離れて存在している。
【０５４６】
各軸と対応する点線との間に存在するポイントを、クロス周波数ポイントとして近似することを表現している。このことは、図２９で説明した通りである。
【０５４７】
このような範囲外にある（ｃ０，ｃ１）の同定値は、４点で近似される。
【０５４８】
ここで、適応フィルタの更新について述べれば、エラー信号ｅに対して収束係数αとの積は、（αｃ０，αｃ１）＝（ｇ０，ｇ１）となる。そして、各周波数での（ｃ０（ｆ），ｃ１（ｆ））に対応するｒ（ｆ）、ｒ＊（ｆ）を総て求めておく。その上で、αｃ（ｆ）＝ｒ（ｆ）α、αｃ＊（ｆ）＝ｒ＊（ｆ）αとおき、同定終了後の初期設定段階で置き換えてしまえば、適応フィルタの更新式において、エラー信号ｅに掛け合わされるｇ＝（ｇ０，ｇ１）は、次の８通りとなり、演算が極めて簡略化される。
【０５４９】
θ＝０゜：（ｇ０，ｇ１）＝αｃ・（１，０）
θ＝４５゜：（ｇ０，ｇ１）＝αｃ＊・（１，１）
θ＝９０゜：（ｇ０，ｇ１）＝αｃ・（０，１）
θ＝１３５゜：（ｇ０，ｇ１）＝αｃ＊・（−１，１）
θ＝１８０゜：（ｇ０，ｇ１）＝αｃ・（−１，０）
θ＝２２５゜：（ｇ０，ｇ１）＝αｃ＊・（−１，−１）
θ＝２７０゜：（ｇ０，ｇ１）＝αｃ・（０，−１）
θ＝３１５゜：（ｇ０，ｇ１）＝αｃ＊・（１，−１）
ここで、応答性を左右する制御ゲインの大きさは、制御中に、αの値を調整することにより調節可能である。
【０５５０】
この８通りの（ｇ０，ｇ１）の値は、図３０で示した同定ポイントの値として用いられる。そして、この値は、例えば、図２、４等で示した制御の際に選択され使用される値であり、例えば、数３７に代入して用いられる。特に、クロス周波数ポイントにあるときは、いずれかが０になるので、式の簡易化がなされるのは容易に分かる。
【０５５１】
ここで、同定を行なって得られた結果の係数値（ｃ０、ｃ１）のゲイン｜ｃ｜が、非常に小さい場合には、音響伝達系の反共振点（制御上の零点）になっていると考えられるため、制御不可能な周波数に該当している。従って、このような周波数領域に存在する次数成分に対しての消音制御を、中止するようにしておいてもよい。
【０５５２】
次に、これまで述べてきた能動形騒音制御システムを実際の車両に適用して、能動騒音制御を実現するシステム構成について説明する。
【０５５３】
図３１は、能動騒音制御システムを車両に搭載した一形態を示している。図において、運転席シートと助手席シートが配置され、マイクロフォンは、運転席および助手席のヘッドレスト部に装着されており、また、ラウドスピーカは、各席の下に装着されている。したがって、２マイクロフォン−２ラウドスピーカシステムを構成している。
【０５５４】
ここで、２個のラウドスピーカのうちいずれか一方には、適応フィルタ制御を実現するためのコントロールユニット（Ｃ／Ｕ）が内蔵されている。この例では、助手席側のラウドスピーカにコントロールユニットが内蔵されている。
【０５５５】
図３２は、図３０を横（助手席）側からみた様子を示す外観図である。図に示すように、Ｃ／Ｕは、助手席側のラウドスピーカに内蔵されている。このＣ／Ｕは、車両エンジンのエンジンコントロールユニットから、信号線を介してタコパルス信号を入力し、さらに、２個（運転席側および助手席側）のマイクロフォンからの音圧信号を入力し、２個のラウドスピーカ（運転席側および助手席側）へ信号を出力している。また、スピーカアンプ等の駆動用やメモリバックアップ用の電源供給を受けるための電源ライン、後述するリモートコントローラからの指令信号（リモート信号）が入力される。
【０５５６】
そして、これら各種の信号線（ハーネス）は束ねられ、助手席側のラウドスピーカの表面部に設けられた信号線接続用のコネクタを使用して接続され、ラウドスピーカ内部に設けられたＣ／Ｕの回路と、信号の授受が可能なようになっている。
【０５５７】
図３３に、スピーカの組立て状態を表す構成図を示す。スピーカは、ケースに内蔵されるとともに、該ケース内には、Ｃ／Ｕが配置される。ケースに設けられたコネクタ用の開口（コネクタ部）とコネクタが嵌合するように、組み立てられる。このように、Ｃ／Ｕをスピーカケースに内蔵することにより、小型のシステムが実現できる。
【０５５８】
図３４に、Ｃ／Ｕの構成の一形態を示している。
【０５５９】
Ｃ／Ｕは、制御動作を含め各種の動作を行なうマイコン６００と、マイク信号入力回路と、スピーカー駆動回路と、予め定めた状態になったときＬＥＤを駆動するＬＥＤ駆動回路と、タコパルス信号をディップスイッチ等の切替スイッチ６７の設定により所定のパルスに変換して、同期信号をマイコンに与えるパルス変換器６６と、リモコン信号を受信しマイコン６００に与えるリモコン回路と、バッテリーと接続され、電源ラインを介して、マイコン６００に電源を供給する電源回路と、を有して構成されている。
【０５６０】
また、２つのマイクロフォンから信号を入力するマイク端子、タコパルス信号やリモート信号を入力するための端子、さらに電源用の端子が設けられている。
【０５６１】
２つのスピーカへ駆動信号を出力する端子も設けられている。
【０５６２】
また、マイク信号入力回路は、各マイク毎の２系統の回路からなり、１系統の回路は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）と、電子ボリュームとを備えている。スピーカー駆動回路も、各スピーカー毎の２系統の回路からなり、１系統の回路は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）と、電子ボリュームと、増幅用のアンプを備えている。なお、電子ボリュームは、入力信号の大きさを調整して出力する機能を有し、ＡＧＣ等の独立の回路で構成しても良いし、マイコン６００からの指令信号にしたがって、入力信号を調整するように構成しても良い。なお、マイコン６００は、デジタルアナログ変換を行なうＤ／Ａやアナログデジタル変換を行なうＡ／Ｄを、備えている。また。ＲＯＭやＲＡＭについては、図示していない。これらをマイコン６００に含んだ構成を想定している。
【０５６３】
次に、このＣ／Ｕの、特徴ある動作について説明する。その他の動作については、前述までで説明ずみであるので、再度の説明は省略する。
【０５６４】
まず、パルス変換器が、エンジンコントロールユニットから出力されるタコパルス信号を入力し同期信号を生成するが、パルス変換器は、同期信号生成用のプロセッサ６６を用いて実現し、マイコン６００とは、別のプロセッサで構成して、制御速度の低下を防いでいる。
【０５６５】
車両のエンジンコントロールユニット、タコメータ等に使用されるタコパルス信号は、車種、エンジン等により異なっているため、これらの各々に応じてパルス変換を行なう必要がある。
【０５６６】
本実施形態では、プロセッサ６６内部に、必要なパルス変換式全てを書き込んでり、切替スイッチ６７によって、システムを搭載する車両の種類に応じて、前記パルス変換式を容易に切り替えて、設定できる。これにより、車両の種類にによって、エンジン１回転あたりに発生するタコパルス信号のパルス数が異なる場合でも、切替スイッチ６７の操作によって、適切なパルス変換を行うことができる。そして、パルス変換された同期信号は、マイコンに入力され、マイコン内部において、消音制御用の基準信号を生成し、消音制御が行なわれる。本実施形態における、切替スイッチ６７は、例えば、安価なディップスイッチで実現可能であり、また、同期信号生成用のプロセッサ６６は、安価な４ビットマイクロコンピュータチップを用いて実現可能である。
【０５６７】
また、適応フィルタ制御を行う上での、もう一つの現実的な問題として、マイクロフォンからの（アナログ）音圧信号の入力レベル、ラウドスピーカへの出力信号レベルの「マッチング」の問題が挙げられる。すなわち、車室内の騒音レベルは、エンジン回転数によって大きな違いがあため、デジタル信号のビット数が十分とれない場合において、アナログーデジタル間の変換レベル（Ａ／Ｄ変換、Ｄ／Ａ変換）を、低回転域から高回転域まで一定の値にしてしまうと、騒音レベルの低い低回転域では、１ビットあたりの音圧分解能が足りない事態が発生するとともに、逆に、騒音レベルの大きい高回転域では、ビット数がたりなくてオーバーレンジになってしまうという問題が生じる。
【０５６８】
そこで、図３４に示すように、マイコン６００がＡ／Ｄ変換を行なう前、および、Ｄ／Ａ変換を行なった後に、可変ゲインアンプである電子ボリュームによって、信号レベルを調整し、エンジン回転数に応じて、ゲインを切り替える構成にしている。マイコン６００が電子ボリュームを駆動する構成にあっては、入力されたタコパルス信号をもとに、エンジン回転数を演算し、さらに、この演算結果に基づいて、電子ボリュームを駆動する指令値を、電子ボリュームに与える構成にしておくことが考えられる。
【０５６９】
また、Ｃ／Ｕには、通常の制御時の駆動用に使用される駆動電源の他に、制御オフ時はもちろん、イグニッションオフ時においても、常時、Ｃ／Ｕに電源を供給する、いわゆるバックアップ電源を設けておくことが好ましい。そして、イグニッションオフ時の制御停止時には、次回の制御を行なうための、各種のデータを記憶しておく。例えば、音響伝達係数、クロス周波数ポイント、代表周波数、フィルタ係数等の各種のデータを不揮発性メモリ内に格納しておき、該メモリを常時通電状態にしておき、データを保存しておくようにすればよい。
【０５７０】
このような処理を行なうことにより、運転時間が経過するにつれて、システムは車両の特性を学習していくので、より高速かつ効果的な消音制御を行なうことが可能となる。その他の動作は、今までと同様であるので説明を省略するが、リモコンの操作によって、システムに各種の動作を行なわせるようにしておくと利便性に富む。
【０５７１】
さて、これまで説明した適応フィルタ制御システムにおいては、次のような各種の機能を実現できる。
【０５７２】
（１）能動騒音制御実行による消音制御。
【０５７３】
（２）音響伝達関数ｃの同定。
【０５７４】
（３）騒音推定機能、その推定に基づく制御パラメータ（制御次数等）の書き換え機能。
【０５７５】
（４）システムの異常状態（増音発散）の監視と制御停止および、その停止状態の解除。
【０５７６】
（１）、（２）の制御や処理は、ユーザの選択により、実行、中止、即ち、オン、オフを選択可能とすることができる。また、次にような、選択操作も可能である。
【０５７７】
（５）消音するマイクロフォンの選択（マイクロフォンを複数設けたシステムの場合）や（６）システムへの電源のオン、オフの選択である等である。
【０５７８】
もちろん、上記の機能を、車両搭載以前の段階での実験検討において、最適なパラメータを決めてしまって実現させる等の手法を用いて、ユーザーには、パラメータ設定の変更による機能内容の変更ができないものとしてしまっても構わないが、一方、ユーザーの好みに応じて、自由にパラメータ変更を行ない、機能の内容を変更できるようにシステム構成するのも好ましい。
【０５７９】
これらの機能は、例えば、ユーザーがリモートコントローラを操作して、自由各種の操作を行なえ、パラメータ変更等が行えるようしておけばよい、一層好ましい。もちろん、Ｃ／Ｕに各種のパラメータを設定可能なスイッチ、キーボード等を設けた構成にしても良い。
【０５８０】
図３５は、このような操作を行なうための、リモートコントローラの外観の一形態を図示した外観図である。リモートコントローラから送られる指示を、図３４に示すリモコン回路が受信し、マイコン６００に与える。マイコン６００は、受信した指示内容を参照して、上記（１）（２）のオン、オフや、（３）〜（６）の機能を実現する。このようなリモートコントローラによる通信は、赤外線等の用いて行なわれる汎用的なものであり、ＡＶ機器等の家電分野を始めとして、広く世の中で使用されている技術で十分に対応可能である。
【０５８１】
１００１等は、各機能に対応する処理を実行させるためのボタンであり、１０１０は、ボタンを押すことによって起動したモード名や各種のパラメータを表示する表示部であり、例えば、液晶ディスプレイ等によって実現できる。
【０５８２】
また、１０２０は、システムの電源をオン、オフする電源ボタンである。
【０５８３】
さて、エンジンイグニッションをオンにした後、アイドル状態で、Ｃ／Ｕに電源が供給されたものとする。この状態で、ユーザーが、リモートコントローラの同定実行ボタン１００１を押した場合、指令信号が出力され、Ｃ／Ｕのマイコン６００は、例えば、図１３の実施形態で説明したように、予め定められた手順に従い、同定音の放射を開始する。そして、総ての制御領域において、同定値が定まった後、同定は、終了する。
【０５８４】
次に、同定終了後、消音制御がオン状態にされれば、制御を開始する。図１９等の実施形態で説明したように、エンジン回転数に応じて、次数切り替え等を行いながら、各回転数域での消音制御を続行する。仮に、ユーザーが、リモートコントロール装置の制御オン／オフボタン１００２を押し、制御をオフ状態にする指示を与え場合、Ｃ／Ｕは、制御オフの指令信号に従い、一時的に制御を停止する。ここで、制御オフの状態でも、例えば、適応フィルタによる制御を行なうフィルタ係数は、クリアされるが、同定値等のデータは、バックアップされている。そして、再度、制御オン／オフボタン１００２を押すことにより、制御オンの状態に復帰できる様にしておくのが好ましい。
【０５８５】
制御を進めていく過程においても、適当でない制御パラメーターについては、修正されて修正値がメモリに保存されていく。しかしながら、このパラメーター修正の速度が遅くて、不満である場合には、騒音推定ボタン１００３をユーザーが押すことにより、一時的に、制御オフまたは適応フィルタ更新の一時停止等を行い、各回転数での次数騒音推定、およびその推定に基づく制御パラメータ（制御次数等）の書き換え等を行なうようすることができる。これにより、プロセッサを推定演算に専念させることができ、制御と同時に推定演算行うより、より高速に騒音の推定演算を完了させることができる。推定演算が完了した時点で、元の状態に復帰する。
【０５８６】
さらに、マイクロフォンとラウドスピーカが複数個設けてある場合には、使用するマイクロフォンを選択することもできる。例えば、図３１のように、運転席および助手席に設置された２マイクロフォンー２ラウドスピーカシステムでは、例えば、搭乗者が運転者のみのときなどは、助手席側の消音は不要となり運転席側のみ、消音制御が行なわれればよい。そこで、ユーザーは、リモートコントローラのマイク選択ボタン１００４スイッチを押すことにより、消音制御に用いるマイクロフォンを選択可能にしておく。例えば、初期状態で両座席消音、１回ボタンを押すことによって運転席側のみ、さらに１回押すことによって、元の状態に戻る、というように、マイクロフォンの切り替え動作が行われるようにしておくのが好ましい。この結果、選択されたマイクロフォン（運転席側）に対して、２個のラウドスピーカからの制御音が放射されるので、より効果的に、運転席側の騒音抑制制御が行なわれることになる。
【０５８７】
これらのボタンは組合せ等を用いてもっと簡素化できるのはもちろんである。
【０５８８】
ところで、適応フィルタ制御が正常に動作せず、制御音が異常に増音、さらに発散して制御不能の状態になってしまう場合がまれに存在する。これは、例えば車室内温度が変更してしまい、以前に同定した音響伝達関数の係数値が大幅に変わってしまった場合等の要因が考えられる。
【０５８９】
このような状況において、システムにより異常状態が検知された場合には、フェールセーフ機能が作用し、制御停止状態になるように、マイコン６００が動作するようにしておけば良い。この発散による停止状態は、例えば、ラウドスピーカからの警報音やＬＥＤの点滅等によって、ユーザーに警告することになる。そして、そのリセット（発散停止解除）は、所定時間経過後や一度エンジン停止（イグニッションオフ）した後に復帰させる等の処理をマイコン６００が自動的に行なうことも考えられるが、リモートコントローラの停止解除ボタン１００５を押すことにより、ユーザーの判断によってリセットして、元の状態に復帰させることもできる。異常増音の発生は、ハードウエアの故障を除き、多くの場合、音響伝達関数ｃの誤差による場合が多いので、この時点で、自動的に再同定させるようにするのも好ましい。
【０５９０】
以上のように、本発明によれば、操作性に富み、比較的簡素な構成で効率的な消音制御を行なうシステムを提供できる。
【０５９１】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、周期性マルチスペクトル騒音の能動騒音制御を行う際、畳み込み演算等を不要にし、能動形騒音制御システムの小型化や低コスト化が図れる利点がある。
【０５９２】
また、エンジン回転数領域に応じて制御する次数を切り替えて、より精度の良い制御動作を可能にする。さらに、次数に同期した騒音成分の大小を推定して求め、設定した次数が適切でなかった場合には、制御次数の「書替え」を行うことにより、各エンジン回転数領域において、常に適切な制御を行うことを可能とし、制御効果の一層の向上を図ることができる。
【０５９３】
さらに、音響伝達関数を同定する周波数を可変選択させることにより、広い周波数領域において安定な制御が行なえる。
【０５９４】
さらに、ラウドスピーカに制御回路を内蔵させたことにより、車載の場合には装着が用意で、効果的な消音ができ、かつ、低コストな能動形騒音制御システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】能動形騒音制御装置の構成図である。
【図２】装置の動作を説明するためのブロック図である。
【図３】制御内容を示すフローチャートである。
【図４】装置の動作を説明するための他の実施形態のブロック図である。
【図５】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図６】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図７】各次数に対する出力・更新タイミングの説明図である。
【図８】能動消音制御の結果を示す説明図である。
【図９】他の実施形態による能動消音制御の結果を示す説明図である。
【図１０】他の実施形態である装置の動作を説明するためのブロック図である。
【図１１】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図１２】他の実施形態での制御信号の説明図である。
【図１３】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図１４】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図１５】他の実施形態である装置の動作説明のブロック図である。
【図１６】次数の選択動作の説明を行なうためのブロック図である。
【図１７】同期加算を用いた次数推定の効果を示す説明図である。
【図１８】回転次数の、選択／書替え処理を説明するフローチャートである。
【図１９】次数推定の処理を説明するフローチャートである。
【図２０】次数推定の処理を説明するフローチャートである。
【図２１】次数推定の処理を説明するフローチャートである。
【図２２】ある次数による制御を中止する処理を説明するフローチャートである。
【図２３】次数設定を行なうための、３次元領域の説明図である。
【図２４】フィルタパワーにより初期設定次数を決定する処理を説明するフローチャートである。
【図２５】フィルタパワーの極大点を示す説明図である。
【図２６】能動形騒音制御装置の車両搭載（前座席）の様子を示す説明図である。
【図２７】音響伝達関数の誤差が制御系に与える影響についての説明図である。
【図２８】音響伝達関数の位相変化と同定周波数の関係を示す説明図である。
【図２９】同定の周波数を変更する処理を説明するフローチャートである。
【図３０】音響伝達関数の位相変化と修正後の同定周波数の関係を示す説明図である。
【図３１】能動形騒音制御装置の車両搭載（前座席）の様子を前側からみた外観図である。
【図３２】能動形騒音制御装置の車両搭載（前座席）の様子を横側からみた外観図である。
【図３３】制御回路を内蔵したラウドスピーカの構成図である。
【図３４】能動形騒音制御装置である制御回路の構成図である。
【図３５】リモートコントロール装置の外観図である。
【図３６】従来の装置の構成図である。
【図３７】マルチスペクトル騒音の説明図である。
【図３８】クロスポイント周波数等の説明図である。
【符号の説明】
１…マイクロフォン、２…ラウドスピーカ、３…制御回路、４…波形整形回路、５…基準信号発生器、６…適応制御器、７…パワーアンプ
【図１】
2004046150.tif 000079
【図２】
2004046150.tif 000080
【図３】
2004046150.tif 000081
【図４】
2004046150.tif 000082
【図５】
2004046150.tif 000083
【図６】
2004046150.tif 000084
【図７】
2004046150.tif 000085
【図８】
2004046150.tif 000086
【図９】
2004046150.tif 000087
【図１０】
2004046150.tif 000088
【図１１】
2004046150.tif 000089
【図１２】
2004046150.tif 000090
【図１３】
2004046150.tif 000091
【図１４】
2004046150.tif 000092
【図１５】
2004046150.tif 000093
【図１６】
2004046150.tif 000094
【図１７】
2004046150.tif 000095
【図１８】
2004046150.tif 000096
【図１９】
2004046150.tif 000097
【図２０】
2004046150.tif 000098
【図２１】
2004046150.tif 000099
【図２２】
2004046150.tif 000100
【図２３】
2004046150.tif 000101
【図２４】
2004046150.tif 000102
【図２５】
2004046150.tif 000103
【図２６】
2004046150.tif 000104
【図２７】
2004046150.tif 000105
【図２８】
2004046150.tif 000106
【図２９】
2004046150.tif 000107
【図３０】
2004046150.tif 000108
【図３１】
2004046150.tif 000109
【図３２】
2004046150.tif 000110
【図３３】
2004046150.tif 000111
【図３４】
2004046150.tif 000112
【図３５】
2004046150.tif 000113
【図３６】
2004046150.tif 000114
【図３７】
2004046150.tif 000115
【図３８】
2004046150.tif 000116
【手続補正書】
【提出日】平成15年8月13日(2003.8.13)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定位置に配置され、前記所定位置における音圧信号を検出する音圧検出手段と、
周期性のある騒音（周期性騒音）を被制御音とし、前記被制御音を打ち消す制御音を出力する制御音出力手段と、
前記周期性騒音の周期に同期した基準信号を、少なくとも１つ生成する基準信号生成手段と、
前記所定位置における音圧信号が最小となるように、前記制御音出力手段から出力される前記制御音の調整を行なう制御音調整信号を、前記基準信号、前記音圧検出手段で検出された音圧信号、および、フィルタ係数を用いて生成する適応フィルタ制御手段とを備え、
前記基準信号生成手段は、前記周期性騒音の有する周波数領域を分割することで得られる複数の周波数領域の各々に、前記周期性騒音の周期と所定の関係を有する制御次数を、少なくとも１つ予め格納する格納手段と、
前記複数の周波数領域の各々に格納された前記制御次数を参照して、前記複数の周波数領域の各々に対応する前記基準信号を少なくとも１つ生成する生成部と、を有し、
前記適応フィルタ制御手段は、前記基準信号生成手段が生成した前記基準信号に対して、前記基準信号の１／４ｍｓ周期（ｍｓは、自然数）ごとのタイミングで、前記フィルタ係数を切り換えながら、切り替えた前記フィルタ係数を用いて前記制御音調整信号を生成することを、前記基準信号ごとに行なうこと
を特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記基準信号生成手段は、
音の振幅を推定する音振幅推定手段と、
該音振幅推定手段によって推定された、前記生成部によって生成された基準信号と同一の周期を有する被制御音、および、これ以外の被制御音の振幅を比較する推定振幅比較手段と、
前記生成部によって生成された基準信号と同一の周期を有しない被制御音の振幅が、同一の周期を有する被制御音の振幅より大きな場合、前記生成部による基準信号の生成を中止するとともに、大きな振幅を有する被制御音に対する制御次数を、前記格納手段の格納内容に格納し、格納した制御次数を参照して前記生成部が新たな基準信号を生成するように制御動作を行なう基準信号生成制御手段と、を備えたこと
を特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載の能動型騒音制御装置であって、
前記適応フィルタ生成手段は、適応フィルタ係数ｗ０、ｗ１を有し、
前記基準信号生成手段は、前記周期性騒音の周期を測定して、測定された前記周期が、前記複数の周波数領域のいずれの前記周波数領域に存在するかを判別する判別手段と、
前記周波数領域に格納された前記制御次数ｋを順次選び出す選出手段と、
前記選出手段により選出された前記制御次数ｋが制御に用いられているかを判別する制御次数判別手段と、
前記制御次数判別手段により前記制御次数ｋが制御に用いられている場合、前記被制御音のｋ次正弦波振幅成分ｄｓｋおよびｋ次余弦波振幅成分ｄｃｋを、前記基準信号が所定の基準時からｍ周期経過し、所定の基準位置から角度θの位相を有する場合の前記音圧信号ｅ（ｍ，θ）と、前記適応フィルタ係数ｗ０（ｍ，θ）、ｗ１（ｍ，θ）と、予め求められた音響伝達関数のフィルタ係数ｃ０（ｍ，θ）、ｃ１（ｍ，θ）と、を用いて、前記制御次数ｋに対する基準信号の周期の１／４周期（９０°に相当）ごとに計算し、Ｍ周期目までの平均値として、
ｄｓｋ＝２・Σｍ［｛ｅ（ｍ，９０°）−ｃ０（ｍ，９０°）・ｗ０（ｍ，９０°）＋ｃ１（ｍ，９０°）・ｗ１（ｍ，９０°）｝−｛ｅ（ｍ，２７０°）−ｃ０（ｍ，２７０°）・ｗ０（ｍ，２７０°）＋ｃ１（ｍ，２７０°°）・ｗ１（ｍ，２７０°）｝］／Ｍ、
ｄｃｋ＝２・Σｍ［｛ｅ（ｍ，１８０°）−ｃ０（ｍ，１８０°）・ｗ０（ｍ，１８０°）＋ｃ１（ｍ，１８０°）・ｗ１（ｍ，１８０°）｝−｛ｅ（ｍ，０°）−ｃ０（ｍ，０°）・ｗ０（ｍ，０°）＋ｃ１（ｍ，０°）・ｗ１（ｍ，０°）｝］／Ｍ、
（但し、Σｍはｍ＝０，１，…，Ｍ−１までの加算を示す。）なる計算を行う第１演算手段と、
前記制御次数判別手段により前記制御次数ｋが制御に用いられている場合、前記ｄｃｋおよびｄｓｋにおいて
ｄｓｋ＝２・Σｍ｛ｅ（ｍ，９０°）−ｅ（ｍ，２７０°）｝／Ｍ、
ｄｃｋ＝２・Σｍ｛ｅ（ｍ，１８０°）−ｅ（ｍ，０°）｝／Ｍ、
（但し、Σｍはｍ＝０，１，…，Ｍ−１までの加算を示す）なる計算を行う第２演算手段と、
前記選出手段により選出された前記制御次数ｋのすべてについて、前記被制御音のｋ次正弦波成分（ｄｓｋ）およびｋ次余弦波成分（ｄｃｋ）より、前記被制御音の振幅ｄｋを、ｄｋ＝√（ｄｓｋ２＋ｄｃｋ２）として求める第３演算手段と、
前記第３演算手段により計算された前記周波数領域各々の前記被制御音の振幅ｄｋの大きさを判別し、前記振幅ｄｋの大きな順から、対応する前記制御次数ｋを予め定めた個数分だけ選択する制御次数選択手段と、
前記選択された制御次数ｋの中に、前記基準信号の生成に使用されていない制御次数が存在する場合、前記制御次数ｋに対応する基準信号を新たに生成する基準信号生成部と、を備えること
を特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項４】
請求項１に記載の能動型騒音制御装置であって、
前記基準信号の生成に使用される前記制御次数に対応し、前記適応フィルタ制御手段によって切り換えられる２つのフィルタ係数ｗ０、ｗ１を用いて出力フィルタパワーを求める出力パワー計算手段と、
前記出力フィルタパワーが予め設定した閾値より小さいと判断された場合、
前記適応フィルタ制御手段による制御動作および前記制御次数に対応する前記基準信号の生成を中止する制御動作中止手段と、
前記出力フィルタパワーが前記予め設定した閾値より大きいと判断された場合、
前記被制御音を打ち消す前記制御音を生成するための前記基準信号を新たに生成させるように前記基準信号生成手段を制御するとともに、前記適応フィルタ制御手段の動作制御を行う動作制御手段と、を備えること
を特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項５】
請求項１に記載の能動型騒音制御装置であって、
さらに、前記制御音を入力信号とし、前記音圧検出手段によって検出される前記音圧信号を出力信号として、前記入出力信号間の音響伝達特性を表現する音響伝達関数のフィルタ係数ｃ０、ｃ１を決定する音響伝達関数決定手段と、
周波数ｆでの前記伝達関数のフィルタ係数ｃ０（ｆ）、ｃ１（ｆ）を用いて、前記周波数ｆでの出力フィルタパワーを求める出力フィルタパワー算出手段と、
前記出力フィルタパワーを、前記複数の周波数領域内の複数の周波数に対して求め、前記複数の周波数における前記出力フィルタパワーの大きさを判定し、大きな出力フィルタパワーを有する前記周波数から順に、所定数個の前記周波数を選択し、選択した前記所定数個の周波数を前記共鳴発生周波数として定める共鳴発生周波数選択手段と、
前記共鳴発生周波数を有する前記制御音を発生するように前記基準信号を生成させるための制御次数を、前記分割された周波数領域に対する制御次数とする制御次数設定手段と、を備えること
を特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項６】
請求項１に記載の能動形騒音制御装置であって、
前記制御次数は、車載されたエンジンのエンジン騒音の高調波成分に対応するパラメータであること
を特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項７】
請求項１に記載の能動形騒音制御装置であって、
前記適応フィルタ制御手段は、前記基準信号生成手段が生成した基準信号１周期（３６０度）において、４ｍｓ個（ｍｓは、自然数）の検出点を設定し、かつ、ｍｓ個（９０度）はなれた２つの検出点の組ごとに、前記制御音調整信号の生成およびフィルタ係数の更新を行なうこと
を特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項８】
請求項２に記載の能動形騒音制御装置であって、
前記音振幅推定手段は、推定する制御次数の１周期中の任意の２点における平均値（同期加算値）を求め、該平均値に基づいて、推定する次数の騒音を推定する処理を行なう機能を有すること
を特徴とする能動形騒音制御装置。
【請求項９】
車両に搭載された能動型騒音制御システムであって、
社内に配置されたマイクロフォンを用いて音圧信号を検出する音圧検出手段と、
周期性のあるエンジン騒音を被制御音とし、前記被制御音を打ち消す制御音を出力する制御音出力手段と、
タコパルス信号に基づいて前記エンジン騒音の周期に同期した基準信号を、少なくとも１つ生成する基準信号生成手段と、
前記車内における音圧信号が最小となるように、前記制御音出力手段から出力される前記制御音の調整を行う制御音調整信号を、前記基準信号、前記音圧検出手段で検出された音圧信号、および、フィルタ係数を用いて生成する適応フィルタ制御手段と、を備え、
前記基準信号生成手段は、前記エンジン騒音の有する周波数領域を分割することで得られる複数の周波数領域の各々に、前記エンジン騒音の周期と所定の関係を有する制御次数を、少なくとも１つ予め格納する格納手段と、
前記複数の周波数領域の各々に格納された前記制御次数を参照して、前記分割された周波数領域の各々に対応する前記基準信号を少なくとも１つ生成する生成部と、を有し、
前記適応フィルタ制御手段は、前記基準信号生成手段が生成した前記基準信号に対して、前記基準信号の１／４ｍｓ周期（ｍｓは、自然数）ごとのタイミングで、前記フィルタ係数を切り換えながら、切り替えた前記フィルタ係数を用いて前記制御音調整信号を生成することを、前記基準信号ごとに行うこと
を特徴とする能動形騒音制御システム。