(57)【要約】【課題】力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、コストダウン及び回路の小型軽量化を図る。【解決手段】整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ（第１〜第３コンバータ部１０１，１０２，１０３）を複数備える。このスイッチングコンバータは、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータである。そして、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路については、ＡＣ１５０Ｖ以下では倍電圧整流回路で、ＡＣ１５０Ｖ以上では全波整流回路となるように切り換え制御を行う構成とする。各コンバータ部の力率改善回路（３−１，３−２，３−３）は、絶縁コンバータトランス（ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２，ＰＩＴ−３）に巻装した三次巻線Ｎ３に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大させる構成を採る。【選択図】　　　　図１
2004129321.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備え、
上記複数のスイッチングコンバータ部の少なくとも１つは、
上記直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続して、上記整流平滑手段における整流電流経路に対して供給するように構成される力率改善回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記整流平滑手段を複数設け、
各整流平滑手段により生成される整流平滑電圧を、上記複数のスイッチングコンバータ部のうち、所要のスイッチングコンバータ部の直流入力電圧として供給するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記複数のスイッチングコンバータ部のうち、所要のスイッチングコンバータ部において、上記商用交流電源のレベルに応じて、上記三次巻線としての巻数を切り換える巻数切り換え手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている。
【０００５】
図６の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。　この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣｏｕｔが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣｏｕｔに供給されることで、出力コンデンサＣｏｕｔの両端電圧として、直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００６】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ１は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００７】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬＩ及び波形入力ラインＬｗが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬＶが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔの変動差分を検出する。つまり、負荷１０に入力すべき直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００８】
電流検出ラインＬＩから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬＩから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕ（直流入力電圧）の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【０００９】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬＩから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶＡＣと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１０】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ１からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器１１によって生成される電流指令値は、直流入力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、直流入力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動も抑制されることになる。
【００１１】
図７（ａ）は、上記図６に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎを示している。電圧Ｖｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉｉｎの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖｉｎ）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉｉｎと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１２】
また、図７（ｂ）は、出力コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）Ｐｃｈｇの変化を示す。出力コンデンサＣｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図７（ｃ）は、上記出力コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。この充放電電流Ｉｃｈｇは、上記図７（ｂ）の入出力エネルギーＰｃｈｇの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣｏｕｔにおけるエネルギーＰｃｈｇの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１３】
上記充放電電流Ｉｃｈｇは、入力電流Ｖｉｎとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣｏｕｔとの間のエネルギーの流れによって、図７（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖｄが生じる。このリップル電圧Ｖｄは、無効なエネルギー保存のために、図７（ｃ）に示す充放電電流Ｉｃｈｇに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣｏｕｔの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１４】
また、図８には、図６の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図６と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図６においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１５】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔを、分圧抵抗Ｒｖｏ−Ｒｖｄにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖｒｅｆに対する分圧された直流電圧Ｖｏｕｔの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒｖｌ、コンデンサＣｖｌによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖｖｅａとして除算器１３に出力する。
【００１６】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖｆｆが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖｆｆは、入力電圧Ｖｉｎを平均化回路１６（Ｒｆ１１，Ｒｆ１２，Ｒｆ１３，Ｃｆ１１，Ｃｆ１２）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖｆｆを二乗して除算器１３に出力する。
【００１７】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖｖｅａについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行いい、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖｖｅａは、乗算器１１で整流入力信号Ｉｖａｃにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖｆｆ）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１８】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖｖｅａを除算した出力と、抵抗Ｒｖａｃを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉａｃ）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉａｃ）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉｍｏを生成して出力する。これは、図６にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖｏｕｔは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖｏｕｔのみではなく、入力電流Ｖｉｎも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００１９】
図９は、上記図８に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応する。つまり、商用交流電源についてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）とされている。また、対応可能な負荷電力としては６００Ｗ以上とされている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
また、この図９に示す電源回路は、例えばプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機、モニタ装置などに搭載される。
【００２０】
この場合の商用交流電源ＡＣラインには、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣＬが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
【００２１】
商用交流電源ＡＣの正／負のラインに対しては、それぞれ、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各正極入力端子と負極入力端子が共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子どうしと、負極出力端子どうしが接続されるようになっている。つまり、この場合には、商用交流電源ＡＣに対して、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。
【００２２】
また、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子と負極出力端子間には、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣＮ，ＣＮ，ＣＮを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２３】
ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子は、上記チョークコイルＬＮと、パワーチョークコイルＰＣＣ１のインダクタＬｐｃ１と、パワーチョークコイルＰＣＣ２のインダクタＬｐｃ２の直列接続を介して、並列接続された２本の高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］のアノードの接続点と接続される。整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの各正極端子に接続される。
平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢは、図示するようにして、２本で１組となるようにして並列に接続されている。平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの正極端子は、上記もしているように、整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］−インダクタＬｐｃ２−インダクタＬｐｃ１−チョークコイルＬＮの直列接続を介して、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各正極出力端子に対して接続される。また、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの負極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各負極出力端子（一次側アース）に対して接続される。
【００２４】
上記平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］の組は、図６，図８における出力コンデンサＣｏｕｔに相当する。従って、この場合においては、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部２０１、２０２、２０３に対して直流入力電圧として供給される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣ１、２のインダクタＬｐｃ１，Ｌｐｃ２の直列接続は、図６に示したインダクタＬに相当する。ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］は、図９に示したとダイオードＤに相当する。
また、この図におけるダイオードＤ１０／／Ｄ１０の並列回路に対しては、コンデンサＣｓｎ−抵抗Ｒｓｎから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２５】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３から成るスイッチング素子の組は、図６におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、３つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を、それぞれ、パワーチョークコイルＬｐｃ２と高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００２６】
このようにして、３つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上程度の重負荷の条件である場合、例えば交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる総合的なドレイン電流（スイッチング電流）が非常に高くなる。そこで、この場合には、３つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２，Ｒ５４，Ｒ６４が接続されている。
【００２７】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、力率を１に近付けるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図８に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２８】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ５５，Ｒ５６，Ｒ５７により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２９】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ５８を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のためのフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ６１との接続点から、抵抗Ｒ６０を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図６における電流検出ラインＬＩに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００３０】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣ１においては、インダクタＬｐｃ１とトランス結合された巻線Ｎ５が巻装されている。この巻線Ｎ５に励起された交番電圧は、ダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１１とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ５９を介して、一次側アースと接続されている。
【００３１】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２に対しては、トランジスタＱ２１，Ｑ２２及びツェナーダイオードＺＤから成る、いわゆるトーテムポール回路が接続されている。この場合のトーテムポール回路は、１つのドライブ信号によって３つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を駆動するのに必要な電力を得るためにドライブ信号を増幅することと、周知のようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を安定して高速スイッチングすることを目的として設けられている。
このトーテムポール回路から出力されたドライブ信号は、分岐して、それぞれ抵抗Ｒ５１，Ｒ５３，Ｒ６３を介してスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ１１は、上記のようにして印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３も同様にして、それぞれ、ドライブ信号によってゲート−ソース間抵抗Ｒ５４，Ｒ６４の両端電圧であるゲート電圧が閾値以上／以下で変化するのに応じて、上記スイッチング素子Ｑ１１と同じオン／オフタイミングでスイッチング動作を行う。
【００３２】
そして、上記したスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のスイッチング駆動は、図６及び図８により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率が１に近づくように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。
【００３３】
また、この図９に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図８では、Ｖｏｕｔに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図９に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
【００３４】
そして、この図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件に対応するために、平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］を直流入力電圧として動作電源とする複数の電流共振形コンバータが並列に設けられている。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの電流共振形コンバータが設けられており、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出力電圧ＥＯ１、ＥＯ２、ＥＯ３を出力可能とされている。
【００３５】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３６】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート−ソース間には、それぞれゲート−ソース間抵抗ＲＧ１，ＲＧ２が挿入されている。
【００３７】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。
【００３８】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００３９】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２の端子Ｖｓに対して、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるようにレベルシフトされる。
【００４０】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００４１】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００４２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ１は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１）とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線Ｎ２が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅ０１のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００４４】
なお、第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ３，ＲＧ４、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ１，二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１、整流ダイオードＤＯ３，Ｄ０４、平滑コンデンサＣＯ２を備え、上記第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による構成を採る。
【００４５】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、クランプダイオードＤＤ５，ＤＤ６、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ５，ＲＧ６、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ１，二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１を備え、第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による一次側構成を採る。
但し、第３コンバータ部２０３の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次側においては、図示するようにして、二次巻線Ｎ２に対して整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６，Ｄ０７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ３，ＣＯ４を接続していることで、整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路との２組の両波整流回路が形成されることになる。
整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路によっては二次側直流出力電圧ＥＯ３が生成される。整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥＯ３よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ０４が生成される。
【００４６】
ここで、第１コンバータ部２０１の二次側直流出力電圧ＥＯ１が対応する負荷電力は３００Ｗ、第２コンバータ部２０２の二次側直流出力電圧ＥＯ２が対応する負荷電力は２００Ｗ、第３コンバータ部２０３の二次側直流出力電圧ＥＯ３，Ｅ０４により対応する負荷電力は１００Ｗとなっており、これにより、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成されているものである。
【００４７】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から分かるように、先行技術として図９に示した電源回路は、従来から知られている図６及び図８に示した構成を基本とするアクティブフィルタを実装して構成されている。また、図９に示す回路の場合には、アクティブフィルタの後段に対して、３つの電流共振形コンバータを並列に接続している。
このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力６００Ｗ以上の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００４８】
しかしながら、上記図９に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
図９に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）とを総合的したものとなる。
【００４９】
ここで、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）は、９６％程度である。
また、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、９４％、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｗ時では９７％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、
９４％×９６％＝９０．２％
となる。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では、
９７％×９６％＝９３．１％
となる。
また、これに対応して、交流入力電力は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では６６５．２Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６４４．５Ｗとなる。
つまり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００５０】
また、図９に示す回路では、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）ついては、例えば交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ〜２３０Ｖの範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
また、アクティブフィルタ回路では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３、及び高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］がスイッチング動作を行うことになるが、これらのスイッチング動作は、ｄｖ／ｄｉ，ｄｉ／ｄｔによるもので、ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
これらの必要性から、図９に示す電源回路のアクティブフィルタとしては、先ず商用交流電源ＡＣを整流する整流回路系において、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の２組を備える必要がある。また、２組のパワーチョークコイル（ＰＣＣ１、ＰＣＣ２）を備える必要がある。さらに、スイッチングのための半導体素子については、３組のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を並列接続したうえで、トーテムポール回路により駆動するとともに、２本の高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０，Ｄ１０を並列接続して設ける構成を採らなければならない。そして、これらの半導体素子に対しては、大型の放熱板を取り付ける必要もある。
さらに、図９に示す回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタートランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ１０／／Ｄ１０の並列回路に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。特に、図９の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗Ｒｓｎは、セメント抵抗であり大型である。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００５１】
また、前述もしたように、図９に示す回路では、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下の条件ではスイッチング素子に流れるドレイン電流（スイッチング出力電流）のピークレベルが上昇するので、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子としては、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３の３本を並列接続して信頼性を確保する必要が生じる。
このようにして、図９に示す回路ではスイッチング素子を３本並列接続している。しかしながら、これに対して、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０は、ドライブ信号の出力端子として、端子Ｔ２の１つしか備えていない。このために、アクティブフィルタコントロール回路２０からのドライブ信号出力を分岐して各スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３に印加する必要があるが、そのままでは電力が不足して高い信頼性でもってスイッチング素子を駆動することが難しい。そこで、図９にも示したように、トランジスタＱ２１，Ｑ２２を備えたトーテムポール回路が必要となるが、これによっても、部品点数が増加していることになる。
【００５２】
さらに、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００５３】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備える。
そして、上記複数のスイッチングコンバータ部の少なくとも１つは、直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。
また、上記ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。
そして、絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続して、上記整流平滑手段における整流電流経路に対して供給するように構成される力率改善回路を備える。
【００５４】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するのにあたって、整流平滑電圧（直流入力電圧）を入力して動作する複数のスイッチングコンバータ部が複数備えられる。
そして、各スイッチングコンバータ部としては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採っていることになる。また、力率改善は、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
そして、ワイドレンジ対応とするのにあたっては、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑手段について、商用交流電源レベルに応じて等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われるように構成する。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
【００５５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図９に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
【００５６】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、１組のラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣＬから成るラインノイズフィルタが備えられる。つまり、この場合には、コモンモードノイズを除去するラインノイズフィルタとしては１段のみが設けられる。
また、このラインノイズフィルタと並列に、２本のフィルタコンデンサＣＮ，ＣＮが接続されている。この２本のフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮの並列回路は、破線で括って示すようにノイズフィルタ３−４として示している。このノイズフィルタ３−４は、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制する。また、ノイズフィルタ３−４は、後述する各コンバータ部（１０１，１０２，１０３）に備えられる力率改善回路（３−１，３−２，３−３）に対して、各力率改善回路を形成するために共通となる回路部位としても機能する。
【００５７】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２と、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は同じキャパシタンスを有する。
【００５８】
ブリッジ整流回路Ｄｉ１の正極入力端子と負極入力端子は、それぞれ、上記フィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮの両端と商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインとの接続点に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１の正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
【００５９】
ブリッジ整流回路Ｄｉ２も同様にして、正極入力端子と負極入力端子の各々がフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮの両端と商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインとの接続点に対して接続される。また、正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
つまり、図１に示す回路では、商用交流電源ＡＣを整流するためのブリッジ整流回路を２段備え、商用交流電源ＡＣのラインに対して並列に接続しているものである。
【００６０】
平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は、図示するようにして、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と、平滑コンデンサＣｉ２の負極端子とが接続されるようにして直列に接続される。そして、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子の接続点と接続される。平滑コンデンサＣｉ２側の負極端子は一次側アースに接続される。整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として得られる。
【００６１】
また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の負極入力端子の接続点と、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点との間には、リレースイッチＳ１を挿入している。このリレースイッチＳ１は、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【００６２】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記のようにして形成される整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、検出端子Ｔ１１には、整流平滑電圧Ｅｉが入力されるようになっている。検出端子Ｔ１１から入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルに応じた変化を示す。つまり、整流回路切換モジュール５は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出することで、商用交流電源ＡＣのレベルを検出するようになっている。
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。なお、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１をオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳ１がオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳ１がオフとなるようにされている。
また、整流回路切換モジュール５の電源入力端子Ｔ１４には５Ｖの低圧直流電圧が入力されている。整流回路切換モジュール５は、この電源入力端子Ｔ１４に入力された直流電圧を入力電源として動作するようになっている。端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。
【００６３】
上記した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、検出端子Ｔ１１に入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルと所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、入力された整流平滑電圧Ｅｉのレベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。
【００６４】
ここで、例えばＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳ１もオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳ１がオフの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２により整流して平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００６５】
これに対して、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳ１はオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳ１がオンの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２による整流出力が、平滑コンデンサＣｉ１のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉ，Ｄｉ２による整流出力が、平滑コンデンサＣｉ２のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の各両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００６６】
このようにして、図１に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。そして、この整流平滑電圧Ｅｉは、後段のスイッチングコンバータに対して、直流入力電圧として入力される。
【００６７】
図１に示す回路において、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端電圧として得られる直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を入力して動作するスイッチングコンバータとしては、図示するようにして第１コンバータ部１０１，第２コンバータ部１０２，第３コンバータ部１０３の３つが備えられる。これらの第１コンバータ部１０１，第２コンバータ部１０２，第３コンバータ部１０３は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）に対して並列となるようにして接続される。
【００６８】
これら第１コンバータ部１０１，第２コンバータ部１０２，第３コンバータ部１０３は、それぞれ他励式のハーフブリッジ方式による電流共振形コンバータに対して、一次側部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての構成を採る。また、電圧帰還方式による力率改善回路（３−１，３−２，３−３）を備えて力率改善を図るようにも構成される。
【００６９】
ここで、第１コンバータ部１０１の構成について説明する。
この第１コンバータ部１０１は、上記もしているように、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間には、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ１が接続される。このゲート−ソース間抵抗ＲＧ１の両端には、後述するようにしてスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるドライブ信号によってゲート電圧ＶＧＨ１が発生する。同様に、スイッチング素子Ｑ２に対しても、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ２が接続され、ゲートに印加されるドライブ信号によってはゲート電圧ＶＧＬ１が発生する。
【００７０】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００７１】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００７２】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ゲート抵抗Ｒ１１を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ゲート抵抗Ｒ２１を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００７３】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２の端子Ｖｓに対して、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が備えられる。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトされる。
【００７４】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００７５】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号がゲート抵抗ＲＤ１を介して印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図４（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図４（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００７６】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が、ゲート抵抗ＲＤ２を介して印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図３（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図３（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図３（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００７７】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２における充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００７８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２が巻装される。また、本実施の形態では後述する力率改善回路３−１を形成する三次巻線Ｎ３も巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また、他端は、一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００７９】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す第１コンバータ部１０１は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００８０】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１（三次巻線Ｎ３）の組と、次に説明する二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては１．０ｍｍ〜１．５ｍｍのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００８１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には、二次巻線Ｎ２が巻装されている。この二次巻線Ｎ２には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００８２】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅ０１のレベルが変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００８３】
そして、図１に示す電源回路においては、これまで説明した構成に対して、力率改善のための力率改善回路３−１が備えられる。
この図に示す力率改善回路３−１は、先に説明したようにして、商用交流電源ＡＣのライン側において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と負極入力端子間に並列に挿入されるフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮから成るノイズフィルタ３−４を含むものとされる。そして、このノイズフィルタ３−４（ＣＮ／／ＣＮ）の一端とブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極入力端子の接続点に対し、図示するように、インダクタＬ２０−三次巻線Ｎ３−高速リカバリ型ダイオードＤ１を直列接続する。この場合、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノード側が三次巻線Ｎ３と接続されるようになっている。そして、高速リカバリ型ダイオードＤ１のカソードを、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子に対して接続するようにしている。
【００８４】
また、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノードに対しては、もう１つの高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードを接続している。高速リカバリ型ダイオードＤ２のアノードは、一次側アースに接地させている。
【００８５】
このような構成による力率改善回路３−１の動作を、図５（ａ）（ｂ）（ｃ）を参照して説明する。
例えば図５（ａ）示す周期により交流入力電圧ＶＡＣが得られているとする。このとき、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の整流出力電圧は、交流入力電圧ＶＡＣのレベルに応じたピークレベルを有した、正極性による正弦波状の波形となる。また、このときには三次巻線Ｎ３に対して、一次巻線Ｎ１側に得られたスイッチング出力に応じて電圧帰還が行われ、三次巻線Ｎ３にはスイッチング周期の交番電圧が生じる。そして、この三次巻線Ｎ３の交番電圧がブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の整流出力電圧に重畳されることになって、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２をスイッチングする作用が得られる。
そして、上記した三次巻線Ｎ３に得られる交番電圧レベルが、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の整流出力電圧よりも高くなる期間に対応して、力率改善回路３−１内においては、図５（ｃ）に示すスイッチング周期による交番電流Ｉ１が流れる。
【００８６】
交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、正極性の整流電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極入力端子から、このブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２を形成する各ダイオードＤａに流入する成分と、上記交番電流Ｉ１としてインダクタＬ２０側に流入する成分とに分岐される。
そして、このときの交番電流Ｉ１は、インダクタＬ２０→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ１の経路で平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に流入する。そして、交流入力電圧ＶＡＣがＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ１を流れた交番電流Ｉ１は、リレースイッチＳ１を介して商用交流電源ＡＣの負極ラインから、ノイズフィルタ３−４（ＣＮ／／ＣＮ）の並列回路に流入する。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応して全波整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ１を流れた交番電流Ｉ１は、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｄを介して商用交流電源ＡＣの負極ラインからノイズフィルタ３−４（ＣＮ／／ＣＮ）に流入する。
【００８７】
また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、負極性の整流電流は、倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ２を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、平滑コンデンサＣｉ２を介して高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入して負極性の交番電流Ｉ１となる成分とに分岐する。
また、全波整流回路が形成されている場合には、整流電流は、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｂ→平滑コンデンサＣｉ１→Ｃｉ２を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入して負極性の交番電流Ｉ１となる成分とに分岐する。
【００８８】
そして、上記のように高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入した負極性の交番電流Ｉ１は、先ず、高速リカバリ型ダイオードＤ２→三次巻線Ｎ３→インダクタＬ２０の経路で流れ、商用交流電源ＡＣの正極ライン側からノイズフィルタ３−４（ＣＮ／／ＣＮ）に流入する。
【００８９】
このようにして、交番電流Ｉ２は、正極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ１によりスイッチング（断続）され、負極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ２によりスイッチング（断続）されることで交番波形とされて、整流電流経路に流れるようにされる。
【００９０】
そして、上述のようにして、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２によって、整流電流成分がスイッチングされるようにして断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、図５（ｂ）に示すようにして、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶＡＣ＝１００Ｖ）とＡＣ２００Ｖ系時（ＶＡＣ＝２３０Ｖ）とで共に、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。なお、交流入力電流ＩＡＣのピークレベルは、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶＡＣ＝１００Ｖ）とＡＣ２００Ｖ系時（ＶＡＣ＝２３０Ｖ）とでは、図示するようにして異なるものとなる。
【００９１】
第２コンバータ部１０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、部分共振コンデンサＣｐ、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ３，ＲＧ４、ゲート抵抗ＲＤ３，ＲＤ４、コントロールＩＣ２、制御回路１、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１、力率改善回路３−２（インダクタＬ２０，三次巻線Ｎ３、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２）、二次側整流ダイオードＤＯ３，Ｄ０４、及び平滑コンデンサＣ０２を、第１コンバータ部２０１と同様にして接続することで、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータを形成している。
【００９２】
また、第３コンバータ部１０３についても、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、クランプダイオードＤＤ５，ＤＤ６、部分共振コンデンサＣｐ、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ５，ＲＧ６、ゲート抵抗ＲＤ５，ＲＤ６、コントロールＩＣ２、制御回路１、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１、力率改善回路３−３（インダクタＬ２０，三次巻線Ｎ３、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２）を、第１コンバータ部１０１又は第２コンバータ部１０２と同様にして接続することで、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータを形成している。
但し、この場合の第３コンバータ部１０３については、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次巻線Ｎ２に対して、図示する接続態様によって、整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６，Ｄ０７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ３，ＣＯ４を接続していることで、整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路との２組の両波整流回路を形成している。
整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路によっては二次側直流出力電圧ＥＯ３が生成される。整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥＯ３よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ０４が生成される。
【００９３】
ここで、第１コンバータ部１０１の二次側直流出力電圧ＥＯ１が対応する負荷電力は３００Ｗ、第２コンバータ部１０２の二次側直流出力電圧ＥＯ２が対応する負荷電力は２００Ｗ、第３コンバータ部１０３の二次側直流出力電圧ＥＯ３，Ｅ０４により対応する負荷電力は１００Ｗとなっている。これにより、図１に示す本実施の形態の電源回路としては、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成されている。
【００９４】
そして、上記した第２コンバータ部１０２、及び第３コンバータ部１０３においても、第１コンバータ部１０１の力率改善回路３−１と同様の構成の力率改善回路３−２，３−３が備えられている。これにより、第２コンバータ部１０２、及び第３コンバータ部１０３が動作するのに伴って、第１コンバータ部１０１と同様にして、電圧帰還されるスイッチング出力により力率を改善する動作が得られる。
つまり、第２コンバータ部１０２については、図５（ｄ）に示すようにして、力率改善回路３−２内の高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２により断続される交番電流Ｉ２が整流電流経路に流れるようにされ、これにより交流入力電流ＩＡＣの導通角を拡大する作用が得られて力率を改善するようにされる。
また、同様にして、第３コンバータ部１０３については、図５（ｅ）に示すようにして、力率改善回路３−３内の高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２により断続される交番電流Ｉ３が整流電流経路に流れるようにされ、これにより力率改善動作が得られる。
なお、ここで図５（ｃ）（ｄ）（ｅ）に示す交番電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３のレベルが異なっているのは、第１、第２、第３コンバータ部（１０１，１０２，１０３）が対応する負荷電力に応じて、各コンバータ部が入力する電力が異なることによる。つまり、各コンバータ部が入力する電力が異なれば、三次巻線Ｎ３により電圧帰還されるスイッチング出力レベルも異なることとなって、各力率改善回路（３−１，３−２，３−３）に流れる交番電流レベルとしては、これに応じたピークレベルを有することになるものである。
【００９５】
そして、図１に示す電源回路においては、各力率改善回路（３−１，３−２，３−３）について、第１コンバータ部１０１は負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、第２コンバータ部１０１は負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、第３コンバータ部１０３は負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件で、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖでは力率ＰＦについて約０．８となるようして、インダクタＬ２０と三次巻線Ｎ３の巻数を選定するようにされる。
また、これと共に、上記と同様の負荷条件の下で、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時において、電力変換効率が９４％程度となるように、第１、第２、第３コンバータ部（１０１，１０２，１０３）の各々の部品素子等を選定して構成するようにする。
【００９６】
このように構成したことで、本実施の形態としては、総合負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時には、電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）＝９４％、交流入力電力は６３８．３Ｗ、力率ＰＦ＝０．８１となり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時には、電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）＝９６％、交流入力電力は６２５．０Ｗ、力率ＰＦ＝０．７７となる特性が得られることが、実験結果から分かった。
これに対して、図９に示した回路では、同じ負荷条件において、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、総合電力変換効率が９０．２％、交流入力電力は６６５．２Ｗ、また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では総合電力変換効率が９３．１％、交流入力電力は６４４．５Ｗとされていた。
従って、図１に示す回路の特性としては、図９に示す回路に対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時において、電力変換効率は、３．８Ｗ向上し、交流入力電力は２６．９Ｗ低減されていることがわかる。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時において、電力変換効率は２．９Ｗ向上し、交流入力電力は１９．５Ｗ低減されていることがわかる。
このようにして、図１に示す本実施の形態の電源回路では、大幅な電力変換効率の向上が図られることになる。
なお、上記した交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時と、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時の力率特性は、例えば図９に示した先行技術の回路よりも低い値となってはいるが、一定条件で測定することとされている電源高調波歪規制値はクリアしており、力率は実用上充分なまでに改善されているということがいえる。
【００９７】
ここで、参考として、上記した実験結果を得るのにあたり、図１のように構成される電源回路の要部の部品素子については、上記のようにして選定した。
［第１コンバータ部１０１］
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４２のフェライトコア
一次巻線Ｎ１＝３５Ｔ
三次巻線Ｎ３＝７Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
インダクタＬ２０＝３９μＨ
［第２コンバータ部１０２］
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０のフェライトコア
一次巻線Ｎ１＝４４Ｔ
三次巻線Ｎ３＝９Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
インダクタＬ２０＝４７μＨ
［第２コンバータ部１０３］
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３：ＥＥＲ−３５のフェライトコア
一次巻線Ｎ１＝５５Ｔ
三次巻線Ｎ３＝１３Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
インダクタＬ２０＝７５μＨ
【００９８】
このようにして構成される図１に示す本実施の形態の電源回路と、先行技術として示した図９の回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１に示した回路では、電圧帰還方式による力率改善回路（３−１，３−２，３−３）を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図９による説明からも分かるように、実際には、２本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路（３−１，３−２，３−３）の各々は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装する三次巻線Ｎ３と、インダクタＬ２０、２本のフィルタコンデンサＣＮ，ＣＮ（ノイズフィルタ３−４）、２本の高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２を備えているのみであり、また、何れの部品素子も小型である。従って、例えば３つの力率改善回路（３−１，３−２，３−３）の部品を総合したとしても、アクティブフィルタと比較すれば相当に少ない部品点数となり、また、部品素子の基板実装面積も縮小する。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図９に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【００９９】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路（３−１，３−２，３−３）の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作であるから、図９に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１に示した回路では、各１組のラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣＬから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、２つのフィルタコンデンサＣＮ，ＣＮから成るノイズフィルタ３−４のみにより対策を行っている。そして、これらの部品から成るノイズフィルタにより、電源妨害規格値をクリアすることができる。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１００】
また、図９に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのＡＣ−ＤＣ電力変換効率として見ればよいことになる。そして、本実施の形態のようにして、電圧帰還方式による力率改善改善回路を備える場合、その電力変換効率は、力率改善回路を備えない場合の複合共振形コンバータとほぼ同等であることが分かっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、前述もしたように、電力変換効率について、図９に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。
【０１０１】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶＡＣ及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図９の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定することとなる。
【０１０２】
図２は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に加えて、さらに、平滑コンデンサＣｉ３−Ｃｉ４の直列接続回路が備えられる。
【０１０３】
この場合、平滑コンデンサＣｉ３−Ｃｉ４の直列接続回路において、平滑コンデンサＣｉ３の正極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ２の正極出力端子と接続される。また、平滑コンデンサＣｉ４の負極端子は、一次側アースと接続される。
また、平滑コンデンサＣｉ３−Ｃｉ４の接続点と、ブリッジ整流回路Ｄｉ２の負極入力端子との間には、リレースイッチＳ２が挿入される。
この場合、リレーＲＬは、２回路１接点としての構成を採る。従って、リレーＲＬによっては、リレースイッチＳ１とリレースイッチＳ２とを、連動してオン／オフ制御するようにされる。
【０１０４】
また、平滑コンデンサＣｉ３−Ｃｉ４の直列接続回路は、第２コンバータ部１０２におけるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のハーフブリッジ回路に対して並列に接続される。また、第３コンバータ部１０３におけるスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のハーフブリッジ回路に対して並列に接続される。
これに対して、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路は、第１コンバータ部１０１におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のハーフブリッジ回路に対してのみ、並列に接続される。
【０１０５】
このような接続態様によると、先ず商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧を生成する整流回路系としては、ブリッジ整流回路Ｄｉ１及び平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２から成る第１の整流回路系と、ブリッジ整流回路Ｄｉ２及び平滑コンデンサＣｉ３−Ｃｉ４から成る第２の整流回路系とが形成されることになる。そして、第１の整流回路系により得られる整流平滑電圧Ｅｉは、第１コンバータ部１０１に対して直流入力電圧として供給され、第２の整流回路系により得られる整流平滑電圧Ｅｉ１は、第２コンバータ部１０２及び第３コンバータ部１０３に対して直流入力電圧として供給されるように構成されていることになる。
つまり、本実施の形態では、対応すべき負荷電力が最も重い第１コンバータ部１０１には、１つの整流回路系から独立した直流入力電圧を供給するように構成し、これより軽い負荷条件に対応する第２コンバータ部１０２及び第３コンバータ部１０３に対しては、もう１つの整流回路系から独立した直流入力電圧を分岐して供給するようにしているものである。
【０１０６】
また、第１の整流回路系（Ｄｉ１，Ｃｉ１−Ｃｉ２）では、図１によって説明したようにして、ＡＣ１００Ｖ系では倍電圧整流動作となり、ＡＣ２００Ｖ系では、全波整流動作となるようにされている。そして、この場合には、第２の整流回路系（Ｄｉ２，Ｃｉ３−Ｃｉ４）においても、リレーＲＬによってリレースイッチＳ２がオン／オフ制御されるようになっている。従って、第２の整流回路系についても、第１の整流回路系（Ｄｉ１，Ｃｉ１−Ｃｉ２）と同様にして、ＡＣ１００Ｖ系では倍電圧整流動作となり、ＡＣ２００Ｖ系では、全波整流動作となるように整流回路の切り換えが行われる。つまり、整流回路系を２系統とした上で、図２に示す電源回路全体として、第１，第２，第３コンバータ（１０１，１０２，１０３）のそれぞれが、ワイドレンジに対応した動作が得られるようにされている。
【０１０７】
例えば図１に示す回路における平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２には、それぞれ１５００μＦで耐圧２５０Ｖを選定していた。これに対して、図２に示す回路では、平滑コンデンサＣｉ１〜Ｃｉ４の各々について、１０００μＦで耐圧２５０Ｖのものを選定することができる。このようにして、１本あたりの平滑コンデンサのキャパシタンスが小さくなることで、各平滑コンデンサとしての部品サイズは小型なものとなり、部品の選定の仕方や、基板レイアウトによっては、１５００μＦで耐圧２５０Ｖの平滑コンデンサを２本備える場合よりも、低コスト化と、基板サイズを小型化することが可能である。
【０１０８】
図３は、本発明の第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。なお、図１及び図２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図３に示す電源回路においては、リレーＲＬにより切り換えが制御されるリレースイッチとして、整流回路切り換えのためのリレースイッチＳ１に加えて、第１コンバータ部１０１の力率改善回路３−１内の三次巻線Ｎ３の巻数を切り換えるためのリレースイッチＳ３が備えられる。
【０１０９】
このリレースイッチＳ３は、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に接続されるようにして切り換えが行われる、いわゆる２接点となっている。
この場合には、リレーＲＬが、リレースイッチＳ１、Ｓ３を連動的に制御することになる。
【０１１０】
この場合、力率改善回路３−１において絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１に巻装される三次巻線Ｎ３としては、タップ出力が設けられることで、巻線部Ｎ３Ａと巻線部Ｎ３Ｂとに分割される。そして、このタップ出力が上記リレースイッチＳ３の端子ｔ３に接続される。また、巻線部Ｎ３Ｂ側の端部がリレースイッチＳ３の端子ｔ２に接続される。
【０１１１】
そして、この場合におけるリレーＲＬによる切り換え動作は次のようになる。
この場合のリレーＲＬも、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）である場合と、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）である場合とに応じて、整流回路切換モジュール５によって導通／非導通の状態の切換が行われる。
【０１１２】
そして、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）の場合には、リレーＲＬによって、リレースイッチＳ１はオンとなるように、リレースイッチＳ３は端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続される状態となるように切り換えが行われる。
先ず、リレースイッチＳ１がオンとされることによっては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点が接続される状態となる。これにより、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、倍電圧整流回路が形成される。
また、リレースイッチＳ３側において端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、力率改善回路３−１を形成する三次巻線Ｎ３としては、巻線部Ｎ３Ａのみが有効とされることになる。
【０１１３】
これに対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）の場合には、リレーＲＬによって、リレースイッチＳ１はオフで、リレースイッチ，Ｓ３は、共に、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態となるように切り換えが行われる。
リレースイッチＳ１オフとされるされることによっては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点は接続されない状態となる。これにより、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、通常の全波整流回路が形成される。
また、リレースイッチＳ３において端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、力率改善回路３−１を形成する三次巻線Ｎ３としては、巻線部Ｎ３Ａと巻線部Ｎ３Ｂとを直列接続した巻線が有効とされることになる。
【０１１４】
つまり、この図３に示す回路においては、先ず、整流回路系については、ＡＣ１００Ｖ系では倍電圧整流回路が形成され、ＡＣ２００Ｖ系では、全波整流回路が形成されることになる。この点では、図１に示した回路と同様の動作が得られていることになる。
そして、力率改善回路３−１においては、ＡＣ１００Ｖ系時よりもＡＣ２００Ｖ系時のほうが、三次巻線Ｎ３についての巻数が増加するようにして切り換えが行われるものである。
【０１１５】
三次巻線Ｎ３としての巻線数が変化すれば、この三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１との巻線比が変化することになって、三次巻線Ｎ３に励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。
そして、上記のようにして、ＡＣ２００Ｖ系時に三次巻線Ｎ３の巻線数が増加することによっては、三次巻線Ｎ３に励起される交番電圧レベルも上昇して、整流電流経路に帰還される交番電圧レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路３−１において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
【０１１６】
例えば先の第１の実施の形態の電源回路では、総合負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時には、力率ＰＦ＝０．８１であるのに対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時には力率ＰＦ＝０．７７という特性が得られていた。つまりは、ＡＣ１００Ｖ系時と比較した場合には、ＡＣ２００Ｖ系時の力率が低下していたものであるが、この第３の実施の形態では、この特性が改善されるものである。
そして、具体的には、三次巻線Ｎ３における巻線部Ｎ３Ａ＝７Ｔとしたうえで、巻線部Ｎ３Ｂ＝２Ｔとした場合においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜３００Ｗの条件の下で、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時における力率はＰＦ＝０．８〜０．７５となり、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時と同等の力率となるように改善される。そして、このような力率特性によれば、欧州の高調波歪規制値をクリアすることになる。
なお、図１に示した電源回路において、力率改善回路３−１の三次巻線Ｎ３＝７Ｔで固定としている場合には、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜５０Ｗの範囲で、力率ＰＦ＝０．７５〜０．９０であり、例えば我が国（日本国）の電源高調波歪規制値をクリアする。
【０１１７】
また、この第３の実施の形態においては、第１コンバータ部１０１の力率改善回路３−１においてのみ、三次巻線Ｎ３の巻数を切り換える構成を採っているが、これは、第１コンバータ部１０１が最も重負荷に対応するために、力率改善作用としては、この第１コンバータ部１０１の力率改善回路３−１が最も影響が強いことに依る。従って、必要に応じては、他の第２コンバータ部１０２、第３コンバータ部１０３の力率改善回路３−２，３−３についても、三次巻線Ｎ３の巻数を切り換える構成を採ってもよいものである。
また、このような三次巻線Ｎ３の巻数を切り換える構成は、第２の実施の形態のようにして、複数の整流回路系を備える構成にも適用できるものである。
【０１１８】
また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
また、この場合には、実施の形態として３段のスイッチングコンバータ部（複合共振形コンバータ）を備える構成を示したが、スイッチングコンバータ部の段数構成としては、これに限定されるものではない。
また、上記各実施の形態においては、複数段備えられるスイッチングコンバータ部の全てについて、電圧帰還方式による力率改善回路を備えた複合共振形コンバータ（電流共振形コンバータ＋部分電圧共振回路）としている。しかしながら、本発明としては、例えば、少なくとも１つのスイッチングコンバータ部について、上記電圧帰還方式による力率改善回路を備えた複合共振形コンバータとし、他のスイッチングコンバータ部については、例えば電圧共振形などのコンバータをはじめ、各種の形式のスイッチングコンバータが備えられてもよいものである、
また、力率改善回路（３−１，３−２，３−３）の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成として、倍電圧整流回路に適用可能なものを採用することも可能である。
【０１１９】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
【０１２０】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図るすることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
特に本発明によるスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するものであるが、重負荷に対応するアクティブフィルタは、さらに多くの部品を必要とするから、本発明によりアクティブフィルタが省略されることによる、回路の小型軽量化とコストダウンの効果は、非常に有効なものとなる。
【０１２１】
さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図４】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図５】本実施の形態の要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図６】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図７】図６に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図８】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図９】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１　制御回路、２　コントロールＩＣ、３−１，３−２，３−３　力率改善回路、３−４　ノイズフィルタ、５　整流回路切換モジュール、１０１　第１コンバータ部、１０２　第２コンバータ部、１０３　第３コンバータ部、Ｄｉ１，Ｄｉ２　ブリッジ整流回路、Ｃｉ１，Ｃｉ２，Ｃｉ３，Ｃｉ４　平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６　スイッチング素子、ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２，ＰＩＴ−３　絶縁コンバータトランス、Ｃ１　一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ　部分共振コンデンサ、Ｎ１　一次巻線、ＲＬ　リレー、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３　リレースイッチ、Ｌ２０　インダクタ、Ｄ１，Ｄ２　高速リカバリ型ダイオード、ＣＮ　フィルタコンデンサ、Ｎ３　三次巻線、Ｎ３Ａ，Ｎ３Ｂ　巻線部、ＬＦＴ　ラインフィルタトランス、ＣＬ　アクロスコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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