(57)【要約】【課題】出力電圧を調整する代りに出力電流を調整するための誘電性ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】誘電性ＤＣコンバータが、負荷（単複）及び負荷と直列接続された電流源又は電流源回路からなるアセンブリに対して出力電圧を提供する、誘電性ＤＣコンバータによる負荷（単複）内への調整電流の送達を改善するための方法及び回路。負荷電流は、それを直接制御することなく出力端で必要とされる電圧及び電力のみを提供する誘電性ＤＣコンバータによってではなく、負荷と直列の電流源又は電流源回路によって制御される。誘電性ＤＣコンバータは、負荷電流調整が電流源により制御されていてはるかに厳しいのに対し、はるかに緩やかな仕様下で動作することができる。【選択図】図６
2004104992.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
　負荷内に調整出力電流を送達するための回路において、
　電圧フィードバック能力を有する誘導性ＤＣコンバータ、
　負荷と直列に接続された電流源手段であって、直列接続された電流源と負荷が前記誘導性ＤＣコンバータの出力端に接続されている手段、及び
　前記電流源手段を横断する電圧降下を監視すること及び前記電圧降下を前記誘導性ＤＣコンバータまでフィードバックして、これにより負荷電流を制御し負荷電流調整を前記誘導性ＤＣコンバータの電圧ループ調整から分離することを目的とし回路のフィードバックノード上で無視できる負荷以下の負荷しか表わさない監視手段、
を含むことを特徴とする回路。
【請求項２】
　前記電流源手段が、これにより供給された電源を選択的にオンオフ切換えし、こうして供給された電流を選択的に変調するための手段を含む、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
　前記負荷が、選択的に相互接続された複数の個々の負荷を含む複合負荷である、請求項１に記載の回路。
【請求項４】
　前記負荷が、選択的に相互接続された複数の個々の負荷を含む複合負荷である、請求項２に記載の回路。
【請求項５】
　前記電流源手段が、各々前記個々の負荷のうちの１以上のものからなる群に接続されている複数の個々の電流源手段を含む、請求項３に記載の回路。
【請求項６】
　前記電流源手段が、各々前記個々の負荷のうちの１以上のものからなる群に接続されている複数の個々の電流源手段を含む、請求項４に記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
　本発明は、電流調整された出力をもつ誘電性ＤＣコンバータのための方法及び回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
　ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力端で連続ＤＣ電圧を受理し、出力端においてそれを一般に異なる値の連続ＤＣ電圧へと効率よく変換する回路である。入力電圧は、恒常であっても可変的であってもよい。リニア調整器が、その利用分野について合理的な効率を提供しない場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。例えば、新しいバッテリが、その放電につれて０．６Ｕ０まで減少する初期電圧Ｕ０を有する場合、リニア調整器が提供できる最大調整済み電圧は、０．６Ｕ０未満である。この事実はそれ自体、数多くの利用分野において、リニア調整器の使用を受容できなくするのに充分なものである。さらに、バッテリが新品である場合、その電圧はＵ０であり、出力電圧は０．６Ｕ０より低い。このことはすなわち、バッテリにより送達される、電力のほぼ半分がリニア調整器の中で消散され、結果として効率は６０％未満となり、このためリニア調整器は数多くの応用分野において受容不可能なものとなっている。
【０００３】
　リニア調整器とは異なり、すべてＤＣ入力電圧の切換えが関与している先行技術のＤＣ／ＤＣコンバータ技術が数多く存在している。このようなコンバータトポロジーの例としては、出力電圧が入力電圧よりも大きい逓昇又は昇圧コンバータ、出力電圧が入力電圧よりも小さい逓降又は降圧バックコンバータ、昇降圧コンバータなどが含まれる。これらの回路について効率、応答時間、動作範囲などを改善するために数多くの試みがなされてきた。基本的に、これらの回路は、電圧入力を受理し、これを効率よく調整済み電圧出力に変換する。
【０００４】
　ＤＣ／ＤＣコンバータとは異なり、ＡＣ／ＤＣコンバータは、入力端で交流電圧を受理し、出力端でそれを効率よく直流電圧に変換する。利用分野に応じてＡＣ／ＤＣコンバータのアーキテクチャは数多く考えられる。一般に、変圧器がＡＣ一次電圧信号を受理し、ＡＣ二次電圧信号を生成し、この信号は次に、整流、ろ過及び調整を受けて、所望の出力電圧を提供する。入力信号の周波数が優れた全体的効率を可能にしないものであり、かつ／又は性能、実用的デバイス値及び／又はコストといった観点から見て問題を提起する場合には、入力信号をまず最初に整流及びろ過し、続いてＤＣ／ＤＣコンバータに付し、所望の調整済み出力を生成することができる。これらの先行技術のアーキテクチャは、例えば性能、コスト、サイズ、実現の容易さなどを最適化する目的で、さまざまな方法で組合わせることができる。
【０００５】
　ＤＣ／ＤＣコンバータ又はＡＣ／ＤＣコンバータ（以下ＤＣコンバータと呼ぶ）の出力端における問題の性能パラメータが、出力電圧よりもむしろ出力電流に左右されるような利用分野が出現している。ＤＣコンバータ回路が１以上の誘導子を用いる場合、それは本明細書では誘電性ＤＣコンバータと呼ばれる。ＤＣコンバータは、基本的に電圧源である。出力電流を制御するためには、前記出力電流を検知し、対応する信号をＤＣコンバータにフィードバックしなくてはならず、このＤＣコンバータが出力電流の所望の値について出力電圧を調整することになる。その性能が負荷電圧ではなく負荷電流により本質的に左右される負荷の例としては、発光ダイオード（ＬＥＤ）がある。画像形成デバイスコイル、ソレノイドアクチュエータ、バルブなどが、電流により駆動される負荷のさらなる例である。ＬＥＤの発光出力は本質的に、ＬＥＤ内を流れる電流により左右される。定電流で温度が変動する場合、ダイオードを横断する順方向電圧降下は変動する。そのため、ダイオードに対して印加される定電圧は、ダイオード内で電流に追従し、温度と共に変動する発光出力を導くことになる。その代りに、ＬＥＤに定電流を供給すると、定発光出力が生成される。
【０００６】
　負荷インピーダンスが線形であるかぎり、そのフィードバック信号として負荷電流を用いるＤＣコンバータは、原則として、負荷電流を有効に調整できる。しかしながら、インピーダンスが非常に大きいか，又は非常に小さいかのいずれかである場合、（ａ）電流を検知し、かつ／又は（ｂ）ＤＣコンバータに適正なフィードバック信号レベルを提供することは困難になる可能性がある。負荷を横断した小さな電圧変動が負荷内の大きな電流変動を誘発する場合、先行技術のＤＣコンバータを用いて負荷電流を調整することはむずかしくなる。非線形負荷インピーダンスは、さらに一層重要で、かつより困難な負荷電流調整タスクを提示する。ＬＥＤだけでなくすべての半導体ダイオードが、ダイオードを横断する電圧に対する電流の強く非線形な指数的依存性の特性を呈する。すなわち、ダイオードを横断した電圧のわずかな変動が、その中を流れる電流の大きな変動を生み出す。離散的コンポーネント及びさらに複雑な負荷を含めて、他の数多くの負荷が、非線形特性及び／又はインピーダンスを示す。
【０００７】
　しかし、負荷電流を調整することが望まれる場合、電圧調整済み出力をもつＤＣコンバータで直接負荷を駆動するというマイナスの影響が存在する。あらゆるＤＣ調整器は、パワーアップ時において及び負荷が変わるときにオーバーシュート又はアンダーシュートを示すことになる。これは、ある程度まで削減できるが除去できない、制御ループの固有の特徴である。ＤＣコンバータの出力端での電圧のオーバーシュート又はアンダーシュートは、負荷電流内に反映され、これにより負荷電流調整を劣化させる。
【０００８】
　ＤＣコンバータを用いて直接非線形負荷を駆動する場合に、もう１つのマイナスの影響が見られる。ダイオード負荷の場合、デバイス内の初期電流は、印加された電圧がその特定のダイオードについての順方向電圧降下値に達するまで、事実上ゼロである。これが起こるまで、ＤＣコンバータは、負荷内に全く電流が存在しないと検知し、その一方で、ある非ゼロ値にその電流を調整しようと試みる。したがって、ＤＣコンバータは出力電圧を激しく増大させるが、電流はなおもゼロである。ＤＣ調整器のコアが最大出力パワーに達した状態で、電圧がダイオードをオンに切換えるのに充分高くなるまでプロセスは続行する。実際、つねに、ダイオードインピーダンスは指数的であるが、すべての実用的用途について、対応する電流レベルは非常に低いものであることから、順方向電圧がある一定の値に達するまでダイオード内へと流れる電流は全く存在せず、その後電流はダイオードの全動作電流範囲についてほぼ一定にとどまることになると思われる。実際には、ダイオードを横断する電圧は、電流が増大するにつれてわずかに増大するが、指数的特性は、非常に大きい電流変動を非常にわずかな電圧変動へと形を変えさせる。したがって、ダイオード内の電流の全実用範囲は、ダイオードを横断する非常に小さい電圧範囲に対応する。すなわち、電圧は、ダイオードがオンであるときほぼ一定である。この例では、ダイオードがオンに切換わった時点で、ＤＣコンバータフィードバックループは最大出力パワーで動作しており、負荷内に感知できる電流の流れがひとたび存在すると調整を再開するのに時間が必要となることから、負荷電流内に大きなオーバーシュートが発生する確率が非常に高い。例えば、ループ応答に対する周波数補償は、より緩慢なループ応答、ひいてはより遅いループ応答、そしてその結果ＤＣコンバータについてのより低い調整性能を導く。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
　したがって、本発明により、出力電圧を調整する代りに出力電流を調整するための誘電性ＤＣコンバータを提供することが有利であると思われる。１以上の電流源が、制御回路に応答して誘電性ＤＣコンバータと共に機能するべく負荷と直列に接続されている。
【００１０】
　出力電流から誘電性ＤＣコンバータの電圧フィードバックループを分離すると、出力電流の優れた調整が提供される。この分離は同様に、電圧フィードバックループの応答を出力電流応答へ変えるのを妨げる。
【００１１】
　当該ＤＣコンバータはまた、出力電流からＤＣコンバータフィードバックループを分離することで、所望の出力電流調整性能を維持しながら誘電性ＤＣコンバータについての性能必要条件における多大な緩和が可能となり、これによりその製造コストが削減されるという点でも有利である。当該誘電性ＤＣコンバータを先行技術のＤＣコンバータと同じ性能レベルで利用する場合、出力電流調整の著しい改善が結果としてもたらされる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
　図１〜４は、誘電性ＤＣコンバータにより制御された出力電流を１つの負荷内に送達する上での、先行技術を示している。図１〜図４に示された場合のいずれにおいても、フィードバック信号ＦＢにより表わされた出力電流情報は、誘電性ＤＣコンバータＤＣＣに入力される。それに応答して、誘電性ＤＣコンバータＤＣＣは出力電圧を調節し、これにより出力電流は意図された値に調整される。負荷内の電流は、多様な方法で検知され得、そのいくつかの例が図１〜図４に示されている。負荷内の電流を検知するための最も一般的な方法は、負荷と直列接続された検知抵抗器Rsenseを通した方法である。
【００１３】
　誘電性ＤＣコンバータ電圧調整（フィードバック）ループの一例が、ＤＣ／ＤＣ ＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータの場合について、図５に示されている。出力電流（負荷インピーダンスＺload中の電流）の絶対値情報は、フィードバック信号ＦＢを用いて誘電性ＤＣコンバータ調整ループに入力され、それが直接的に誘電性ＤＣコンバータ電圧ループの応答に影響を与えるということが容易に観察できる。出力電流レベルの尺度がフィードバック信号として用いられるとしても、その動作の結果が誘電性ＤＣコンバータ出力端における電圧の制御であることから、ループは電圧フィードバックループと呼ばれる、ということに言及しておくべきである。この状況は、誘電性ＤＣコンバータの調整ループの特定の構造とは無関係であり、その特定の非網羅的例が図５に示されている。
【００１４】
　負荷インピーダンスＺload内を流れる電流である出力電流は、各々出力電流調整にマイナスの影響をもつ２つの要素、すなわち誘電性ＤＣコンバータ調整（電圧）ループ応答及び負荷の電圧−電流特性（インピーダンス）Zloadによって影響を受ける。誘電性ＤＣコンバータ調整ループ応答は、負荷インピーダンス内の電流変動へと形を変える、誘電性ＤＣコンバータ出力電圧のオーバシュート（又はアンダシュート）を導入する。調整ループ応答は、ある程度まで改善できるものの、原則的には、それは決して除去されることがない。負荷のインピーダンス特性は、出力電圧変動がいかに出力電流に並進するかを指図する。負荷インピーダンス特性は、制御可能な要因ではなく、各利用分野において、駆動されるべき特定負荷により左右される。先行技術では、ここで簡単に説明されてきたように、誘電性ＤＣコンバータによる出力電流のより優れた調整は可能ではない。
【００１５】
　本発明は、誘電性ＤＣコンバータによる負荷電流の調整に関する上述の固有の課題に対する解決法を提供する。本発明において提案されている解決法は、出力電流値と誘電性ＤＣコンバータ調整ループの間の直接的関係を打ち破るものである。本発明で提案されている解決法は、出力電流の値に対する負荷インピーダンス特性の効果をなくす。
【００１６】
　図６は、本発明で提案されている方法の一実施形態を示している。負荷Zload及び電流源Isrcは、直列接続され、誘電性ＤＣコンバータＤＣＣの出力電圧Voutによってパワーを供給されている。負荷電流Iloadは、電流源Isrcにより制御される。誘電性ＤＣコンバータＤＣＣは、電流源Isrcを適切な動作条件下に保つべく充分な出力電圧Ｖoutを提供することにより、負荷及び電流源と一緒にバイアスするという役目しかもたない。誘電性ＤＣコンバータの出力は電圧出力であることから、これは、誘電性ＤＣコンバータがうまく果たす１つの機能である。本発明においては、誘電性ＤＣコンバータは、負荷電流 Iloadのレベルを直接制御せず、負荷インピーダンスZloadは、負荷電流Iloadに対し一次効果を全くもたない。先行技術においては、負荷電流Iloadを調整する役目を有していたのは、誘電性ＤＣコンバータ電圧調整ループであった。その上、先行技術においては、可変的又は非線形負荷インピーダンスZloadが、出力電流調整を著しく劣化させるような電位を有していた。本発明によって提案された解決法は、誘電性ＤＣコンバータ出力電圧（Ｖout）とは独立し、負荷インピーダンス（Zload）からも独立し、かつ負荷（Ｉsrc）と直列の電流源の性能及び出力インピーダンスにのみ依存する負荷電流Iloadの調整を有している。本発明においては、負荷電流（Iload）調整は、誘電性ＤＣコンバータ電圧調整ループ応答の変動に対し免疫をもち、負荷インピーダンスZloadの変動又は非線形性の影響を受けない。
【００１７】
　本発明に従うと、誘電性ＤＣコンバータの役目は、例えば電流源 Isrcを横断する電圧降下を監視することにより、負荷／電流源（単複）を合わせて適切にバイアスすることといったように、出力電圧を調整することにある。
【００１８】
　先行技術においては、基準信号（電圧か電流のいずれか）及び負荷電流を検知する信号は、両方共、フィードバックループ内で誘電性ＤＣコンバータ出力電圧ひいてはこれを通して負荷中の電流を調整するために用いられる。先行技術においては、基準信号は、誘電性ＤＣコンバータフィードバックループ及び負荷インピーダンスの相互媒介を通してのみ負荷電流調整を制御する。誘電性ＤＣコンバータフィードバックループ応答及び負荷インピーダンス特性の両方共が、負荷電流調整に影響を及ぼす。本発明に従うと、電流源Ｉsrcを横断する電圧降下は、フィードバック信号ＦＢを構成する。先行技術とは異なり、本発明においては、フィードバック信号ＦＢは、調整すべきパラメータである負荷電流Ｉloadの大きさを追跡しない。本発明は、先行技術とは異なり、誘電性ＤＣコンバータフィードバックループと負荷電流調整の間の関係を打ち破る。本発明に従うと、誘電性ＤＣコンバータフィードバックループにより使用される基準信号は、それが電圧又は電流のいずれの基準であれ、負荷電流の調整に影響を及ぼさない。本発明においては、フィードバック信号ＦＢは、電流源Ｉsrcを横断する電圧である。フィードバック信号ＦＢが担持する負荷電流Ｉloadについての唯一の情報は、負荷電流が調整されない可能性がある場合、又は電流源Ｉsrcの適切な動作について必要な条件が提供されていない場合すなわち電流源Ｉsrcが適切に動作するのに充分なヘッドルーム（それ自体を横断する電圧）をもたない場合に負荷内をそれが流れない可能性がある場合、その状況をフラグづけするためのものである。この状況は先行技術においても本発明によって提供されている状況においても全く同じように発生し得るが、フィードバック信号ＦＢは２つの場合において非常に異なる役割を果たしている。先行技術では、フィードバック信号ＦＢは、負荷電流（Ｉload）レベル情報を担持し、それは、負荷電流Ｉloadを調整するために用いられる。本発明により提案された解決法においては、フィードバック信号ＦＢは、電流源Ｉsrcの状態についての二進「機能／無機能」情報のみを担持し、一方負荷電流Ｉloadの実際の調整は直列電流源Ｉsrcの担当として完全に委ねられる。
【００１９】
　本発明においては、負荷電流調整は、そのための基準が電流源Ｉsrc自体であることから、いかなる中間伝達関数も介入することなく、負荷電流調整のための基準と同様に優れている。
【００２０】
　図７は、図５に示されたＰＷＭコア回路の同じ例を示しているが、ただこの場合、この回路は本発明に適用されている。図７に示されているＰＷＭコア回路の例では、電流源Ｉsrcは、負荷と直列であり、図６と同じ電流源Ｉsrcである。
【００２１】
　本発明において提案されている回路配置は、誘電性ＤＣコンバータＤＣＣについての性能必要条件を著しく緩和し、負荷電流（Ｉload）調整に対するいかなるマイナスの影響もない。この結果、回路はさらに単純になり、実現はさらに容易になり、コンポーネントはより安価になり、ある場合ではサイズか小さくなる。負荷中の電流（Ｉload）に対しては、出力電圧（Ｖout）の二次効果しかなく、このため、先行技術の回路に比べて、負荷中の電流（Ｉload）のはるかに厳密な調整が可能である。このことは、負荷電流 Ｉloadに対する誘電性ＤＣコンバータ（ＤＣＣ）出力電圧Ｖoutの影響が、電流源Ｉsrcの出力インピーダンスに対しＶoutがもつ効果に制限されていることを理由として起こる。しかし、電流源Ｉsrcの出力インピーダンスは、負荷インピーダンス Ｚloadよりはるかに大きくすることができ、通常はそうなっている。その結果、負荷電流（Ｉload）レベルに対する出力電圧（Ｖout）の変動の影響は、負荷電流Ｉloadを決定するために出力電圧Ｖoutが負荷インピーダンス Ｚloadに適用される先行技術と比較して、本発明では著しく低減される。
【００２２】
　ここで、負荷と直列である検知抵抗器が、フィードバックを目的として使用された場合に、それ自体を横断する電圧降下を被るということに言及しておくことが重要である（図１、図５）。検知抵抗器を横切った電圧降下は、主に雑音免疫性及びその他の実践的考慮事項のため、過度に小さくすることはできない。通常数分の１ボルトである。１ボルトレベル未満で動作できる基本電流源に加えて、横断する非常に低い電圧（小さい「ヘッドルーム」）での動作を可能にする「振幅の広い」電流源回路アーキテクチャが存在し、こうして、負荷（電流源 Isrc）と直列の要素は誘電性ＤＣコンバータの全体的効率に対しマイナスの影響を及ぼすことがなくなっている。電流源電圧降下は、一般に、直列検知抵抗器を横断する電圧降下と整合することになる。
【００２３】
　図８は、電流源回路が誘電性ＤＣコンバータ（ＤＣＣ）出力端に接続され負荷Ｚloadが電流源と大地の間に接続されている状態である、本発明の１実施形態を示している。ここでもまた、上述のものと同じ原理が適用され、ここでは、フィードバック信号ＦＢは、電流源Ｉsrcを横断する電圧降下のみを監視し、負荷電流（Iload）大きさを追跡しない。負荷電流 Iloadの調整は、本発明によると、負荷電流調整のための基準である負荷電流 Ｉsrcに完全に委ねられる。負荷電流Ｉloadは、電流源Ｉsrcがそれ自体を横断して適切に動作するのに充分な電圧降下（充分なヘッドルーム）を有した時点で直ちに調整状態にある。
【００２４】
　図９は、本発明によって提案される方法のもう１つの利点を例示している。先行技術は、誘導性ＤＣコンバータ出力電圧Ｖoutを通して負荷（Ｉload）内を流れる電流を制御する。負荷電流Ｉloadを変えるためには、出力電圧Ｖoutを変えなくてはならず、これには、誘導性ＤＣコンバータ電圧調整ループが関与し、その結果、ループ応答は負荷電流Ｉloadへと形を変えた状態となる。本発明は、誘導性ＤＣコンバータ調整ループ応答が負荷電流（Ｉload）レベルに影響を及ぼすようにすることなく、負荷電流（Ｉload）制御を可能にする。その上、先行技術は、負荷電流Ｉloadをオン／オフ切替えするために、負荷と直列の補足的デバイス（スイッチ）を必要とする。本発明は、負荷（Ｉload）中の電流をオン／オフ切替えするためＩsrc電流源自体の使用を可能にしている。図９では、電流源Ｉsrc の端子Ｃtrがこの特徴を表わしている：負荷電流レベルＩloadは、そのＣtr（制御機構からの）端子を通して、電流源Ｉsrcを用いて制御可能である。適切な信号がＣtrピンに適用されると、負荷電流Ｉloadは、誘導性ＤＣコンバータ出力（Ｖout）とは独立して任意に変調可能である。電流源Ｉsrcの電流が、動作中のいつ何時であれゼロとなることができかつ制御信号Ｃtrも誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに送られた場合、それは、電流源Ｉsrcが無効化された時点で誘導性ＤＣコンバータがフィードバック信号ＦＢを無視することを可能にする。この特徴は、図９に、制御信号Ｃtrと誘導性ＤＣコンバータＤＣＣの間の破線の接続により表わされている。処理のために誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに制御信号を送ることの有用性は、各々の特定的利用分野について評価されるべきものである。電流源Ｉsrcが無効化された場合、一般に真の仮定であるようにＦＢノードの誘導性ＤＣコンバータ負荷が無視できるものであるなら、フィードバックノードＦＢは浮動している。このことから、誘導性ＤＣコンバータは、正常な動作中と同じ電圧を維持するべくフィードバックノードＦＢを決定する出力電圧Ｖoutを提供することができる。一方で、このことは、正常な動作中に有する値とは異なるレベルまで誘導性ＤＣコンバータＤＣＣにその出力電圧Ｖoutをシフトさせる可能性がある。関与する特定の回路及びタイミングに応じて、正常な動作（電流源Ｉsrcについて必要とされる非ゼロ電流）が再開するとき、電流源Ｉsrcが無効化された時間について出力条件が無視された場合に誘導性ＤＣコンバータ出力Ｖoutをその正常な動作値に安定させることに比べて、何らかの異なる値に調整された後電流源が無効化されていた間に、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣが出力Ｖoutをその正常動作値に安定させることの方により長い時間がかかるかもしれない。いずれの場合でも、本発明で提案されている方法は、回路に、正しい出力状態を直接ターゲティングさせる。電流源が無効化されている時間中フィードバック信号ＦＢを無視すること又は電流源が無効化されているという事実を無視することという２つの場合について、出力端において異なる安定化時間を導く可能性がある。この考慮事実は、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに対し制御信号Ｃtrを送るか又は送らないかの決定を行なうにあたっての負荷必要条件、回路の複雑性などに関するその他の考慮事実と釣合いをとる��きものである。
【００２５】
　図１０は、電流源により生成された電流（従って負荷電流）が直接検知される本発明の一実施形態を示している。（誘導性ＤＣコンバータＤＣＣは負荷電流を直接制御しないものの電流源Ｉsrcはそれを直接制御するということを理由として）結果として得られた電流検知フィードバック信号ＦＢＣは負荷電流を制御するために誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに直接送られないものの、信号送り及び／又は決定を目的として、電流検知フィードバック信号ＦＢＣを誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに送ることが可能である。この接続は、図１７に破線で表わされている。図１０では、電流源Ｉsrc及び電流ミラーＩmirを伴う電流ミラー配置が示されている。図１０でＳenseと呼ばれている検知信号は、処理のためにローカルループに適用され、結果として電流フィードバック信号ＦＢＣをもたらす。専用ローカルループに提供された基準は、それが電圧又は電流のいずれであれ、電流源Ｉsrc内のフィードバック制御された電流レベルを確保するために使用できる。そうでなければ、フィードバックループは、例えば温度又は電圧の変動などを補償するために基準なしで動作でき、その場合電流の検知は必要とされない。これは単に、電流源Ｉsrc内の電流レベルを局所的に調整する特殊でかつ非網羅的な一例にすぎない。ここで、本質的に、電流源が単純な基本的電流源であり得、そうでなければ、より複雑な電流源回路でもあり得、さらに電流検知用基準信号などを利用することも可能である、という点に言及しておくことも重要である。あらゆる場合において、本発明で開示されている方法及び回路に関係するすべての注意事項は、基本的電流源から複雑な電流源回路に至るまで、電流源回路がとる特定の形状とは無関係に、あてはまる。電流源回路がその電流レベルを導出する特定の様式は、本発明の範囲外であり、それが本発明内で開示されている方法又はいずれかの回路に影響を及ぼすことはない。本発明全体を通して、本文及び／又は図面中に現われる電流源及び電流源回路は、互いの代りとなることができ、それらが現われる状況の如何にかかわらず同等に任意の複雑性及び設計をもつことができ、その２つのうちの一方に対する言及は、もう一方に対する言及でもある（電流源回路の代りの電流源又はその逆）。本発明全体を通して、電流源及び電流シンクはつねに互いを暗に意味することになり、電流源という語は、電圧源内で電流源として用いられ、電流の流れの方向を示すために使用されてはいない。
【００２６】
　本発明による電流源Ｉsrcに関する１つの重要な側面について記しておくことは価値あることである。負荷Ｉsrcと直列状態の電流源は、本発明の下で網羅されている方法及び回路にとって、負荷電流調整のための基準信号を表わす。先行技術とは異なり、本発明においては、負荷電流調整のための基準は、それが負荷（Ｚload）と直列の電流源又は電流源回路（Ｉsrc）であることから、直接、負荷電流を決定づける。この考慮事項については、すでに上述した。これらの基準信号（電圧又は電流）が生成される様式は本発明の範囲外であるものの、図１０中に表わされた回路例は、基準信号を生成するための考えられるさらに数多くのもののうちの１つのやり方を示している。本発明のためにそして図１０において、必要とされる基準信号は、負荷（Ｚload）と直列の電流源（Ｉsrc）内の電流である。図１０中に示されている回路例は、基準信号及びフィードバックループ制御を用いて、電流源Ｉsrcにより生成される電流が、意図された値をもつことを保証している。基準信号は、図１０ではＲefと呼称される。図１０に示されている回路例の基準信号Ｒefは、例えばすべてのフィードバックループがまさに、電流の絶対値を制御することなく１以上のパラメータを補償している場合は、なくてもよい。これらの状況についての例としては、温度補償、電圧供給補償などがある。ここでもまた、基準信号を生成する数多くの方法が存在し、それらは本発明の範囲外にあり、基準信号が生成される方法は、本発明に開示されている方法にも回路にも影響を及ぼさない。
【００２７】
　図１０に示されている回路に関するもう１つの重要な考察をここで行なうことができる。電流源（又は上記説明されているように、電流源回路）によって生成された電流は、図１０中Ｃtrと呼称されている制御信号により制御及び／又は変調され得る。この制御信号Ｃtrが電流源Ｉsrc（又は上記説明されているように電流源回路Ｉsrc）により生成されるべき広範囲の電流を結果としてもたらす場合には、その適正な動作のために必要とされる電流源を横断した電圧降下は、電流レベルと共に変動し得る。誘導性ＤＣコンバータＤＣＣは、適切な動作条件下でつねに、すなわち最悪の条件下でさえ電流源Ｉsrcを保つため、その出力端で充分な電圧Ｖoutを提供するような形でセットされ得る。しかしながら、適切な動作のために必要とされる電流源Ｉsrcを横断する電圧降下の変動は、効率の幾分かの増大を可能にすることと結び付く。電流源Ｉsrcにより生成される（から要求される）電流を監視することにより、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣは、電流源Ｉsrcにより生成される電流の各々の値について、電流源Ｉsrcの適切な動作に必要とされる最小電圧を、適応性ある形で提供することができる。この適応は、電流フィードバック信号ＦＢＣが誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに送られる場合又はある種の状況下で制御信号Ｃtrが誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに送られる場合に、動的に行なうことが可能である。制御信号Ｃtrは、どの電流レベルが電流源Ｉsrc内にあるかを動的に見極めるための充分な情報を担持している場合、適切な動作のために電流源Ｉsrcに提供された電圧を適応させるのに充分なものである。電流源Isrc内の電流を動的に（「実時間で」）追跡することを許さない特別な条件、すなわち回路又は負荷による遅延などが存在する場合には、効率の増大のための状況を運用する目的で、電流源Isrc中の電流を検知しなければならない。各々の場合において、これらの動作を実施することにより付加される複雑性、コストなどは、適切な動作のために必要とされる最小ヘッドルームで電流源を動作させることによって得られる利得である潜在的な効率の増大と比較して検討されなくてはならない。負荷内の電流は、なお、負荷電流調整のための基準である電流源（又は、以上で説明したように電流源回路）Ｉsrcにより制御され、一方、電流検知は、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣが全体的効率を改善することを可能にするだけである。誘導性ＤＣコンバータＤＣＣは、電流源により生成された電流が検知された時でも負荷電流を直接制御せず、これは電流源Isrcによって制御される。本発明において記述されている方法が、負荷電流の検知を伴って又は伴わずに自己決定することから、故障状態の予防のために電流検知は必要でないという点を指摘しておくことが重要である。代りに、電流源（又は以上で説明したとおり、電流源回路）Ｉsrcの所要電流は変動することから、電流源Isrcを横断する電圧降下が適切な動作のために最低値に適応可能な形で維持される場合、電流検知は、より優れた全体的効率の達成を助けることができる。
【００２８】
　図１１は、負荷内の電流が電流源Isrcにより調整される一方で直列接続された個々の負荷が誘導性ＤＣコンバータにより駆動されている、本発明の一実施形態を示す。任意の出力コンデンサＣoutが示されている。これまでのすべての回路は、出力リップルを減少させ出力電圧Ｖoutを平滑化するため、１以上の任意の出力コンデンサを有する可能性がある。制御信号Ｃtrと誘導性ＤＣコンバータＤＣＣの間の接続に関する以上のものと同じ考慮事項がここでもあてはまる。
【００２９】
　図１２は、並列接続された個々の負荷が誘導性ＤＣコンバータＤＣＣによって駆動される本発明の実施形態を示している。負荷Ｚload（１）からＺload（ｎ）までの合計電流（Ｉload）は、各負荷Ｉload（１）〜Ｉload（ｎ）中の電流の和である。図１２に示されている回路は、合計負荷電流のみを調整し、各々の個別の負荷の合計負荷電流Ｉloadの中での割合は、そのインピーダンス及び全体的負荷インピーダンスにより決定づけられる。制御信号Ｃtrと誘導性ＤＣコンバータＤＣＣの間の接続に関する以上のものと同じ考慮事項がここでもあてはまる。
【００３０】
　図１３は、直列接続された個別の負荷の２つの平行な列が同じ誘導性ＤＣコンバータＤＣＣにより駆動されている、本発明の一実施形態を示す。直列接続されたｎ個の個別負荷の第１の列（Ｚload（１）〜Ｚload（ｎ））は、その電流Ｉload１が電流源Isrc１により制御されている。直列に接続されたｍ個の個別の負荷の第２の列（Ｚload２（１）〜Ｚload２（ｍ））の電流Ｉload２は、電流源Isrc２により制御されている。１つの列の中の負荷の数ならびに負荷電流は、もう１つの列の中のそれぞれの値とは独立したものである。図１３において、各々の電流源からのフィードバック信号は、それぞれＦＢ１及びＦＢ２であり、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣは、例えば適切な動作条件下に両方の電流源Isrc１及びＩsrc２を保つため（すなわち適切な動作に必要とされる電圧降下を電流源を横断して提供するため）、充分な出力電圧（Ｖout）を提供しなければならない。２つの電源のいずれかについて外部制御端子（図１３中でＣtr１及びＣtr２と呼称される端子）が全く存在しない場合、そして１つの電流源がつねにもう１つの電流源よりもさらに厳しい必要条件を有する場合には、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに対し、対応する最も要求の多いフィードバック信号のみが送られる必要がある。どの電流源がより厳しい必要条件をもつかがわかっていない場合、又は動作中にそれが変わる可能性がある場合、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに対し両方のフィードバック信号が提示されなくてはならない。このとき出力電圧Ｖoutは、２つの電流源Ｉsrc１又はＩsrc２のうちの要求の多い方によって決定されることになる。さらにもう１つの考察：すなわち、制御信号Ｃtr１及び／又はＣtr２が電流を単に非ゼロ値に変調するのではなく、電流を完全にオフ切換えすることを含む場合には、電流源内で電流がゼロである時間中、対応するフィードバック信号は誘導性ＤＣコンバータＤＣＣにより無視され得る。図１３では、この特徴は、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに対するＣtr１及びＣtr２の破線の接続により表わされている。制御信号Ｃtrと誘導性ＤＣコンバータＤＣＣの間の接続に関する前述のものと同じ注意事項がここでもあてはまる。
【００３１】
　本発明において開示されている方法は、すべての電流源を適切な動作条件下に保つため充分高い電圧を誘導性ＤＣコンバータＤＣＣが出力することを必要とする。電流源の１つが無効化され、もう一方がされていない場合、無効化された電流源を横断する電圧は任意であり、したがって任意の条件がそれにとっての適切な動作条件である。したがって、この状況（電流源のうちの１つが無効化されている）が、本発明に開示されている方法に従って動作する回路の効率に影響を及ぼすことがあってはならない。一般に、活動状態の供給源を収納する負荷分岐を横断する電圧降下は、電流源を横断する電圧降下に負荷を横断する電圧降下を加えたものであり、一方、直列電流源が無効化された分岐は、電流源を横断する電圧降下のみを必要とするもののさらに多くを受理する。電流源が無効化された分岐内にはいかなる電流も流れないことから、電流源を横断する電圧が適切な動作のために必要な最小（これは無効化された電流源の場合ゼロである）よりも大きい場合でさえ、効率の潜在的損失は全くない。この状況下での効率損失の可能性は、無効化された電流源又は電流源回路が、有効化された時点で、もう１つの電流源についての適切動作電圧降下に活動状態の分岐の負荷を横断する電圧降下に加えたものよりも大きい適切動作電圧降下を必要とする場合にのみ起こる。これが起こった場合、活動状態の分岐を横断する電圧降下は、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣが両方の電流源を適切な動作条件下に保つのに充分な電圧をなおも供給することになるため、必要以上に大きいものである。負荷には、適正にパワーが供給されるが、効率損失が存在する。この状況が発生するのを避けるため、無効化された電流源のための対応するＣtr信号は、無効化された電流源のフィードバック信号ＦＢを無視するべく、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに送られなくてはならない。本発明に開示された方法は、フェールプルーフ動作を提供し、ここで言及する普通でない場合においては、負荷にはつねに適正にパワーが供給されているものの、効率は、動作中に無効化され得る電流源からの制御信号Ｃtrを誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに送らせることによって改善され得る。
【００３２】
　図１４は、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣにより２つの平行な負荷群が駆動されている、本発明の１実施形態を示す。第１群のｎ個の個別の負荷、Ｚload（１）〜Ｚload（ｎ）は、直列に接続される。この分岐内の電流Ｉload１は、電流源Isrc１により制御される。電流源Isrc１は、任意の制御端子Ｃtr１を有し、その電流の制御及び／又は変調を可能にする。制御ピンＣtr１が、電流源Isrc１により生み出された電流のオフ切換えを可能にする場合には、電流源Isrc１が無効化された時点で電流源Isrc１の動作条件を誘導性ＤＣコンバータＤＣＣが無視するようにするため、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに対し制御信号Ｃtr１を送ることもできる。動作条件は、フィードバック信号ＦＢ１から抽出される。この特徴は、信号Ｃtr１と誘導性ＤＣコンバータＤＣＣの間の破線の接続により表わされている。制御信号Ｃtrと誘導性ＤＣコンバータＤＣＣの間の接続に関する前述の考慮事項がここでもあてはまる。第２の負荷群Ｚload２（１）〜Ｚload２（ｍ）は、ｍ個の個別の負荷は並列に接続され、それぞれ負荷電流Ｉload２（１）〜Ｉload２（ｍ）が通過する。前記第２の負荷群の中を流れる電流の和はＩload２であり、それは電流源Isrc２によって制御される。電流Ｉload２（１）〜Ｉload２（ｍ）は、各々の個別の負荷インピーダンス対その並列接続のインピーダンスの比率及び電流Ｉload２によって決定される。電流源Isrc２は、任意の制御端子Ｃtr２を有し、その電流の制御及び／又は変調を可能にする。制御ピンＣtr２が、電流源Isrc２により生み出された電流のオフ切換えを可能にする場合には、電流源Isrc２が無効化された時点で電流源Isrc２の動作条件を誘導性ＤＣコンバータＤＣＣが無視するようにするため、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに対し制御信号Ｃtr２を送ることもできる。動作条件は、フィードバック信号ＦＢ２から抽出される。この特徴は、信号Ｃtr２と誘導性ＤＣコンバータＤＣＣの間の破線の接続により表わされている。制御信号Ｃtrと誘導性ＤＣコンバータＤＣＣの間の接続に関する前述の考慮事項がここでもあてはまる。
【００３３】
　図１５は、直列、並列、混合で接続された個別の負荷の１群である、より複雑な負荷の例を示す。これは、負荷が任意の形で接続された多数の個別負荷で構成され得ることを示す一例にすぎない。負荷が接続される特別の方法は、本発明に関連するいくつかの考慮事項にとって無関係でありうるが、これらの負荷は、単純さを期して単一の複合負荷として表現することができ、その伝達特性は、それが収納する個別負荷のネットワークの特性である。
【００３４】
　図１６は、複合負荷が電圧及び／又は電流源、機能ブロックなどを含む場合の、負荷複合性のもう１つの増大の例を示している。ここでもまた、詳述された負荷構造はそれ自体、本発明に関するいくつかの考慮事項にとって無関係であり得、したがって、単純さを期してこのタイプの負荷を、その伝達特性をそれが代表するネットワークの特性であるものとして単一の複合負荷として表わすことができる。単純さを期して、負荷の内部に存在しうる任意の制御端子は、複合負荷記号で表わされていない。特定の動作面にとってそれらが重要である場合には、それら及び負荷を、それが本来あるべきとおりに詳述されるように表現することができる。単純化された表現はここでは、負荷表現における詳細レベルの如何にかかわらず供述され得る原理を例示するときに、明確さを期して使用されている。複合負荷全体のための電流が別の電流源により制御される一方で、電流源が複合負荷の特定の区分のための電流を制御することができるということは、言及に値する。マルチレベル電流制御は、複合負荷全体を通して任意に分布させることができる。制御信号（単複）Ｃtrと誘導性ＤＣコンバータＤＣＣの間の接続に関する前述のものと同じ考慮事項がここでもあてはまる。
【００３５】
　図１７は、多数の平行な負荷群が誘導性ＤＣコンバータＤＣＣにより駆動されている本発明の一実施形態を示す。各分岐中の電流は、電流源によって別々に調整される。任意の数のこのような負荷群が、本発明において提案されている方法の下で網羅される。図１７でＺload（１）〜Ｚload（ｎ）と呼ばれている各々の負荷は、直列、並列又は混合された形で接続されうる任意の数の負荷からなる複合負荷である。複合負荷Ｚload（１）は、その中を流れる合計電流Ｉload（１）を有する。電流Ｉload（１）は電流源Isrc１によって制御される。電流源Isrc（１）は、その電流の変調及び／又は制御を可能にする任意の制御端子Ｃtr（１）を有する。端子Ｃtr１が、動作中に電流源Isrc１により生成された電流をオフ切換えできるようにする場合には、電流源Isrc１が無効化されるときＦＢ（１）信号から抽出される動作条件である電流源Isrc１の動作条件を無視させる目的で、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣにも制御信号Ｃrt１を供給することができる。この特徴は、制御信号Ｃtr（１）と誘導性ＤＣコンバータＤＣＣの間の破線の接続により表わされている。同じ考慮事項は、動作中、電流源Isrc（ｎ）により生み出された電流のオフ切換えを制御信号Ｃtr（ｎ）が可能にする場合の誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに対するその任意の接続が図１７に破線で表わされている任意の制御ピンＣtr（ｎ）を特徴とする、電流源Isrc（ｎ）により制御される電流Ｉload（ｎ）が通過する複合負荷Ｚload（ｎ）によって図１７にその最後のものが呼称されている負荷の各々すべての分岐についてもあてはまり、この特徴は、フィードバック信号ＦＢ（ｎ）を用いて監視される電流源Isrc（ｎ）が無効化された場合の電流源Isrc（ｎ）の動作条件を誘導性ＤＣコンバータＤＣＣが無視できるようにしている。すべての複合負荷が同一であり同時に同じようにパワーの供給を受けなくてはならない特殊な場合においては、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣにフィードバックされるＦＢ信号及びＣtr信号の数を削減することができる。本発明に従うと、最終目的は、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣに負荷電流源Ｉsrc（１）〜Ｉsrc（ｎ）の各々を適切にバイアスするのに充分な出力電圧を提供させることにある。負荷が互いに変動する場合には、最も要求の高いニーズのあるものについて充分なバイアスを提供する目的で、各電流源の動作条件を監視することが必要である。各々の電流源が同一の負荷内で同時に同じ電流を生成しなければならない場合には、いずれかの電流源からピックアップされた単一のフィードバック信号ＦＢがすべての電流源を代表するものであり、それは共通の信号Ｃtr（すべての電流源が同時に同じ方法で動作しなければならない場合、電流源制御信号Ｃtrは共通である）と共に、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣにフィードバックされる。この配置が、監視中のフィードバック信号ＦＢをもつもの以外のあらゆる負荷内の故障の検出を防止することになるということは言及に値する。負荷が異なり、連続的にパワーが供給され（いかなる電流源もＣtr信号を制御しない）、電流源を横断して必要とされる最大の電圧降下の場所がわかっている場合、その特定の場所からのフィードバック信号ＦＢをその回路内のすべての電流源を代表するものとして使用し、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣにフィードバックすることができる。ここでもまた、この設定は、任意の複合負荷内での故障検出を可能にするものではない。その場所がわかっていない場合には、すべての負荷電流源（Ｉsrc（１）〜Ｉsrc（ｎ））を監視しなければならず（フィードバック信号ＦＢ（１）〜ＦＢ（ｎ））、誘導性ＤＣコンバータＤＣＣは、負荷のうちの最も要求の高いもののために充分な電圧を出力しなければならない。図１７に示されている配置は、そのそれぞれのＣtr信号によって無効化されるあらゆる電流源の動作条件を無視するために、これらの制御信号Ｃtr（１）〜Ｃtr（ｎ）のすべてを誘導性ＤＣコンバータＤＣＣにフィードバックすることのできる場合である、各々の複合負荷分岐内の電流の独立した制御、変調などを可能にする。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】負荷インピーダンスが、大地に接続された直列検知抵抗器を含む、１つの負荷内に制御された出力電流を送達するために誘導性ＤＣコンバータを利用する先行技術の回路の図である。
【図２】直列探知抵抗器が高く接続され、負荷インピーダンスの一端が大地に接続されている、図１のものに類似した先行技術の回路の図である。
【図３】大地に接続された並列検知抵抗器を利用する図１及び図２のものに類似した先行技術の回路の図である。
【図４】電流プローブの場合のように、直列要素を使用することなく出力電流が検知される図１〜３のものに類似した先行技術の回路の図である。
【図５】パルス幅変調を利用する誘導性ＤＣコンバータ電圧調整（又はフィードバック）ループを表わす先行技術の回路の図である。
【図６】制御された出力電流を負荷の中に送達するために誘導性ＤＣコンバータを利用し、中で電流源Isrcが負荷と大地の間に接続されている、本発明による回路の図である。
【図７】本発明による誘導性ＤＣコンバータ電圧調整又はフィードバックループの回路図である。
【図８】制御された出力電流を負荷の中に送達するために誘導性ＤＣコンバータを利用し、中で電流源Isrcが負荷と誘導性ＤＣコンバータの出力端の間に接続され、一方、負荷のもう一方の端子が大地に接続されている、本発明による回路の図である。
【図９】制御された出力電流を負荷の中に送達するために誘導性ＤＣコンバータを利用し、中で電流源Isrcが、負荷電流Ｉload制御及び／又は変調するために利用できる制御端子Ｃtrを含む本発明による回路の図である。
【図１０】制御された出力電流を負荷の中に送達するために誘導性ＤＣコンバータを利用し、出力電流がフィードバックループによって制御され得るようにする負荷と直列の電流源回路をも利用し、電流源回路が任意の基準端子Ｒefを有する、本発明による回路の図である。
【図１１】制御された出力電流を多数の直列負荷の中に送達するために誘導性ＤＣコンバータを利用し、電流源Isrcのために任意の制御ピンＣtrをも利用し、かつ任意の出力コンデンサＣoutを有する、本発明による回路のダイヤグラムである。
【図１２】制御された出力電流を多数の並列負荷の中に送達するために誘導性ＤＣコンバータを利用し、又電流源Isrcのために任意の制御ピンＣtrをも利用し、かつ任意の出力コンデンサＣoutを有する、本発明による回路の図である。
【図１３】各々一連の１以上の個別負荷からなる２つの平行な負荷群の中に制御された出力電流を送達するために誘導性ＤＣコンバータ及び電流源Isrc１及びＩsrc２を利用する、本発明による回路の図である。
【図１４】一方が直列接続された１以上の個別負荷からなり、他方が並列接続された１以上の個別負荷からなる２つの平行な負荷群の中に制御された出力電流を送達するために誘導性ＤＣコンバータ及び電流源Ｉsrc１及びＩsrc２を利用する、本発明による回路の図である。
【図１５】単純さを期して単一の複合負荷により象徴化することができる個別負荷のより複雑なネットワークの回路図の一例である。
【図１６】電流及び電圧源ならびに機能ブロックを含む複合負荷の回路図の一例である。
【図１７】各々電流源回路と直列接続されている平行な複合負荷内に制御された出力電流を送達するために誘導性ＤＣコンバータを利用する、本発明による回路の図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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