(57)【要約】【課題】ＳＦＮを構成する同一周波数再送信を行う放送波中継局の送受アンテナ間での信号の回り込みによって発生するループ発振を常用対数で表記されるＤ／Ｕ（ｄＢ値）が負の場合においても、誤検知することなく正確に検知することのできるループ発振検知装置を提供すること。【解決手段】回り込みキャンセラによって回り込み波が除去された信号の品質に基づいて、ループ発振状態を検知することにより、本来回り込み波が除去されて所望の信号波形となっているはずの信号の品質が劣化している場合に、これを発振状態として検出することができ、一段と確実な発振検知を行うことが可能となる。【選択図】      図１
2004186829.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単一周波数の信号を中継する中継装置であって、
受信信号から回り込み波を除去する回り込みキャンセラと、
前記回り込みキャンセラによって回り込み波が除去された信号の品質に基づいて、ループ発振状態を検知する発振検知手段と、
前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、
を具備することを特徴とする中継装置。
【請求項２】
前記受信信号の信号レベルを一定に保つ自動利得制御手段と、
前記自動利得制御手段の出力をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
をさらに具備し、前記アナログ／デジタル変換手段の出力が前記回り込みキャンセラに供給されることを特徴とする請求項１記載の中継装置。
【請求項３】
単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、
受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタの係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、
前記回り込みキャンセラの出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、所定の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して発振検知信号を出力する比較手段と、
前記比較手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、
を有する発振検知手段と、
を具備することを特徴とする中継装置。
【請求項４】
前記絶対値出力手段の前段に前記回り込みキャンセラの出力信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段をさらに具備することを特徴とする請求項３記載の中継装置。
【請求項５】
単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、
受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタの係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、
前記回り込みキャンセラの出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、第一の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合に、その結果を出力する第一の比較手段と、前記第一の比較手段の比較結果に基づいて、前記絶対値出力手段の出力信号が前記第一の閾値を超えた回数を計上するスライディング積分手段と、このスライディング積分手段の出力値と所定の第二の閾値とのレベル比較を行い、前記スライディング積分手段の出力値の方が前記第二の閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して、発振検知信号を出力する第二の比較手段とを有する発振検知手段と、
前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、
を具備することを特徴とする中継装置。
【請求項６】
前記閾値は固定値として設定されていることを特徴とする請求項３または４記載の中継装置。
【請求項７】
前記第一及び第二の閾値は固定値として設定されていることを特徴とする請求項５記載の中継装置。
【請求項８】
前記回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値を検出する平均電力検出手段をさらに具備し、前記閾値は、前記平均電力値によって制御されることを特徴とする請求項３または４記載の中継装置。
【請求項９】
前記回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値を検出する平均電力検出手段と、
前記平均電力値とこの平均電力値に対応した適切な閾値との関係を記憶する記憶手段と、
をさらに具備し、前記平均電力値に対応して前記記憶手段から読み出された閾値を前記所定の閾値として設定することを特徴とする請求項３または４記載の中継装置。
【請求項１０】
単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、
受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタの係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、
前記回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値を検出する平均電力検出手段と、所定の閾値及び前記平均電力検出手段の出力値のレベル比較を行い、前記電力検出手段の出力値の方が前記閾値よりも小さい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して、発振検知信号を出力する比較手段とを有する発振検知手段と、
前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、
を具備することを特徴とする中継装置。
【請求項１１】
単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、
受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタの係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、
前記回り込みキャンセラの出力信号の短時間平均電力値を検出する第一の電力検出手段と、前記出力信号の長時間平均電力値を検出する第二の電力検出手段と、前記第二の電力検出手段によって検出された平均電力値に基づいて設定される閾値と前記第一の電力検出手段の出力値とのレベル比較を行い、前記第一の電力検出手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して、発振検知信号を出力する比較手段とを有する発振検知手段と、
前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、
を具備することを特徴とする中継装置。
【請求項１２】
単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、
受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、
前記ＦＩＲフィルタに供給される前記フィルタ係数をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、所定の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して発振検知信号を出力する比較手段とを有する発振検知手段と、
前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、
を具備することを特徴とする中継装置。
【請求項１３】
単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、
受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、
前記フィルタ係数制御手段における更新前のフィルタ係数と更新後のフィルタ係数との差分を求めるフィルタ係数更新差分検出手段と、前記フィルタ係数更新差分検出手段の出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、所定の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して発振検知信号を出力する比較手段とを有する発振検知手段と、
前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、
を具備することを特徴とする中継装置。
【請求項１４】
前記フィルタ係数制御手段は、前記回り込み波の複製を減じた信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段から伝搬路の周波数特性を推定する伝搬路周波数特性推定手段と、前記伝搬路周波数特性推定手段の結果を基に理想的な伝搬路周波数特性からの誤差分を求める理想伝搬路誤差演算手段と、前記理想伝搬路誤差演算手段からの出力を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段の出力を前記ＦＩＲフィルタの各々のタップ毎に累積する誤差分累積手段とを有し、
前記絶対値出力手段への入力が、前記理想伝搬路誤差演算手段からの出力であることを特徴とする請求項１３記載の中継装置。
【請求項１５】
単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、
受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、
前記ＦＩＲフィルタに供給される前記フィルタ係数をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、第一の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合に、その結果を出力する第一の比較手段と、前記第一の比較手段の比較結果に基づいて、前記絶対値出力手段の出力信号が前記第一の閾値を超えた回数を計上するスライディング積分手段と、このスライディング積分手段の出力値と所定の第二の閾値とのレベル比較を行い、前記スライディング積分手段の出力値の方が前記第二の閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して、発振検知信号を出力する第二の比較手段とを有する発振検知手段と、
前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、
を具備することを特徴とする中継装置。
【請求項１６】
単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、
受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、
前記フィルタ係数制御手段における更新前のフィルタ係数と更新後のフィルタ係数との差分を求めるフィルタ係数更新差分検出手段と、前記フィルタ係数更新差分検出手段の出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、第一の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合に、その結果を出力する第一の比較手段と、前記第一の比較手段の比較結果に基づいて、前記絶対値出力手段の出力信号が前記第一の閾値を超えた回数を計上するスライディング積分手段と、このスライディング積分手段の出力値と所定の第二の閾値とのレベル比較を行い、前記スライディング積分手段の出力値の方が前記第二の閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して、発振検知信号を出力する第二の比較手段とを有する発振検知手段と、
前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、
を具備することを特徴とする中継装置。
【請求項１７】
前記閾値は固定値として設定されていることを特徴とする請求項１２から１４のいずれかに記載の中継装置。
【請求項１８】
前記閾値は、前記回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値によって制御されることを特徴とする請求項１２から１４のいずれかに記載の中継装置。
【請求項１９】
前記回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値を検出する平均電力検出手段と、
前記平均電力値とこの平均電力値に対応した適切な閾値との関係を記憶する記憶手段と、
をさらに具備し、前記平均電力値に対応して前記記憶手段から読み出された閾値を前記所定の閾値として設定することを特徴とする請求項１２から１４のいずれかに記載の中継装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回り込みキャンセラを有する中継装置に関し、例えば、デジタル放送波中継局の送受アンテナ間での信号の回り込みによって発生するループ発振を検知する中継装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種類のループ発振は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号を用いたデジタル放送またはデジタル伝送において、ＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｎｅｔｗｏｒｋ：単一周波数ネットワーク）を構成する中継局で同一周波数再送信による放送波中継を行う場合、特に問題となる。従来、この種類のループ発振を検知するループ発振検知回路が組み込まれた回り込みキヤンセラとして、受信したＯＦＤＭ信号の周波数振幅特性における最大値と最小値の比が所定の値を超えた場合に発振したとして中継装置からの出力を停止したり、出力レベルを減力したりするものが公知である（例えば特許文献１参照）。また他に、ループ発振を起こした場合は連続して大きな自己相関が得られることに着眼し、入力信号とこれを遅延させたものとの相関演算を行い、所定の値を超えた場合に発振検知する方式も公知である（例えば特許文献２参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００１−１６０７９４号公報（第３頁）
【特許文献２】
特開２００２−１８５４２７号公報（第２−３頁）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、特許文献１の方法では、親局波の受信電力（Ｄ）に比べ、回り込み波の受信電力（Ｕ）が大きい場合（すなわち常用対数で表記されるＤ／Ｕ（ｄＢ値）が負の場合）、実際に発振していないにも関わらず発振したものと誤検知してしまうことを防ぐために、実質的に回り込み波をキャンセルした後の信号から発振検知しなくてはならない。ここで、回り込み波をキャンセルする手段としては、時間変動などに適切に対処するためにもデジタル信号処理で実施されることが望ましく、そのためにはアナログ／デジタル変換手段によって信号が飽和してしまうことのないように自動利得制御することが必要である。この自動利得制御は親局波と回り込み波の和が一定となるように制御するため、Ｄ／Ｕ（ｄＢ値）が負の場合などには回り込み波をキャンセルした後の信号レベルが小さくなってしまう。信号レベルの小さい信号の周波数振幅特性における最大値と最小値の比を求める際、最小値が小さくなり過ぎてしまうこと等により、誤検知が頻繁に発生してしまっていた。
【０００５】
また、特許文献２の方法では、相関演算を行う場合の遅延時間の調整が必須となるが、発振する周波数によって遅延時間が異なるため、この遅延時間の調整を一意に設定しても発振が適切に検知されないことがあった。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、ＳＦＮを構成する同一周波数再送信を行う放送波中継局の送受アンテナ間での信号の回り込みによって発生するループ発振をＤ／Ｕ（ｄＢ値）が負の場合においても、誤検知することなく正確に検知することのできるループ発振検知装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の中継装置は、単一周波数の信号を中継する中継装置であって、受信信号から回り込み波を除去する回り込みキャンセラと、前記回り込みキャンセラによって回り込み波が除去された信号の品質に基づいて、ループ発振状態を検知する発振検知手段と、前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、を具備する構成を採る。
【０００８】
また、本発明の中継装置は、上記構成において、前記受信信号の信号レベルを一定に保つ自動利得制御手段と、前記自動利得制御手段の出力をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、をさらに具備し、前記アナログ／デジタル変換手段の出力が前記回り込みキャンセラに供給される構成を採る。
【０００９】
これらの構成によれば、回り込み波が除去された信号の品質に基づいて発振検知を行うことにより、本来回り込み波が除去されて所望の信号波形となっているはずであるものが、発振によって乱れていることを検出することで、確実な発振検知を行うことが可能となる。
【００１０】
本発明の中継装置は、単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタの係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、前記回り込みキャンセラの出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、所定の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して発振検知信号を出力する比較手段と、前記比較手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、を有する発振検知手段と、を具備する構成を採る。
【００１１】
この構成によれば、親局波の受信電力の方が回り込み波の受信電力よりも小さい場合にも、誤検知することなく正確な発振検知が簡易な構成となり、安価な放送波中継装置の実現が可能となるという作用を有する。
【００１２】
本発明の中継装置は、上記構成において、前記絶対値出力手段の前段に前記回り込みキャンセラの出力信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段をさらに具備する構成を採る。
【００１３】
この構成によれば、ＯＦＤＭ信号特有の稀に発生するピーク振幅が閾値を超えることで誤検知してしまうことがなく、信頼性の高い発振検知が可能となるという作用を有する。
【００１４】
本発明の中継装置は、単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタの係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、前記回り込みキャンセラの出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、第一の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合に、その結果を出力する第一の比較手段と、前記第一の比較手段の比較結果に基づいて、前記絶対値出力手段の出力信号が前記第一の閾値を超えた回数を計上するスライディング積分手段と、このスライディング積分手段の出力値と所定の第二の閾値とのレベル比較を行い、前記スライディング積分手段の出力値の方が前記第二の閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して、発振検知信号を出力する第二の比較手段とを有する発振検知手段と、前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、を具備する構成を採る。
【００１５】
この構成によれば、ＯＦＤＭ信号の振幅確率密度分布を考慮した閾値を設定することで、ＯＦＤＭ信号の特性を利用した精度の高い発振検知が可能となるという作用を有する。
【００１６】
本発明の中継装置は、上記構成において、前記閾値は固定値として設定されている構成を採る。また、本発明の中継装置は、上記構成において、前記第一及び第二の閾値は固定値として設定されている構成を採る。
【００１７】
これらの構成によれば、運用上想定される最悪Ｄ／Ｕ比を考慮した最適な閾値を予め求めておくことで、放送波中継の信頼性が高まるという作用を有する。
【００１８】
本発明の中継装置は、上記構成において、前記回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値を検出する平均電力検出手段をさらに具備し、前記閾値は、前記平均電力値によって制御される構成を採る。
【００１９】
この構成によれば、フェーディングなどにより変動する親局受信波の信号レベルに適切に対処することができ、様々な置局条件でもＳＦＮ放送波中継を実現できるという作用を有する。
【００２０】
本発明の中継装置は、上記構成において、前記回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値を検出する平均電力検出手段と、前記平均電力値とこの平均電力値に対応した適切な閾値との関係を記憶する記憶手段と、をさらに具備し、前記平均電力値に対応して前記記憶手段から読み出された閾値を前記所定の閾値として設定する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、親局受信波の信号レベルに対応して最適な閾値を設定することができ、発振検知精度が向上し運用上の限界Ｄ／Ｕ（ｄＢ値）を小さく回線設計することができるという作用を有する。
【００２２】
本発明の中継装置は、単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタの係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、前記回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値を検出する平均電力検出手段と、所定の閾値及び前記平均電力検出手段の出力値のレベル比較を行い、前記電力検出手段の出力値の方が前記閾値よりも小さい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して、発振検知信号を出力する比較手段とを有する発振検知手段と、前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、を具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、Ｄ／Ｕ（ｄＢ値）比が所定値以下になった場合には発振したと検知することで、誤検知のないＤ／Ｕ（ｄＢ値）に応じた一意的な発振検知が可能となるという作用を有する。
【００２４】
本発明の中継装置は、単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタの係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、前記回り込みキャンセラの出力信号の短時間平均電力値を検出する第一の電力検出手段と、前記出力信号の長時間平均電力値を検出する第二の電力検出手段と、前記第二の電力検出手段によって検出された平均電力値に基づいて設定される閾値と前記第一の電力検出手段の出力値とのレベル比較を行い、前記第一の電力検出手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して、発振検知信号を出力する比較手段とを有する発振検知手段と、前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、を具備する構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、長期平均電力に比べて短期平均電力が著しく大きくなった場合に発振したと検知することで、回り込み波が十分にキャンセルされなかった瞬間に適切に発振検知できるという作用を有する。
【００２６】
本発明の中継装置は、単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、前記ＦＩＲフィルタに供給される前記フィルタ係数をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、所定の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して発振検知信号を出力する比較手段とを有する発振検知手段と、前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、を具備する構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、回り込み伝搬路の特性を模擬したＦＩＲフィルタの周波数特性から発振検知を行うことで、精度の良い発振検知が可能となるという作用を有する。
【００２８】
本発明の中継装置は、単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、前記フィルタ係数制御手段における更新前のフィルタ係数と更新後のフィルタ係数との差分を求めるフィルタ係数更新差分検出手段と、前記フィルタ係数更新差分検出手段の出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、所定の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して発振検知信号を出力する比較手段とを有する発振検知手段と、前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、を具備する構成を採る。
【００２９】
この構成によれば、フィルタ係数の更新値が以前の値から大きく異なっている場合には発振による急激な伝搬路変動が生じたためであるとして発振検知することで、瞬時に発振検知できるという作用を有する。
【００３０】
本発明の中継装置は、上記構成において、前記フィルタ係数制御手段は、前記回り込み波の複製を減じた信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段から伝搬路の周波数特性を推定する伝搬路周波数特性推定手段と、前記伝搬路周波数特性推定手段の結果を基に理想的な伝搬路周波数特性からの誤差分を求める理想伝搬路誤差演算手段と、前記理想伝搬路誤差演算手段からの出力を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段の出力を前記ＦＩＲフィルタの各々のタップ毎に累積する誤差分累積手段とを有し、前記絶対値出力手段への入力が、前記理想伝搬路誤差演算手段からの出力である構成を採る。
【００３１】
この構成によれば、逆フーリエ変換前の周波数領域信号から発振検知しているため、演算遅延が少なく、より高速に発振検知できるという作用を有する。
【００３２】
本発明の中継装置は、単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、前記ＦＩＲフィルタに供給される前記フィルタ係数をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、第一の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合に、その結果を出力する第一の比較手段と、前記第一の比較手段の比較結果に基づいて、前記絶対値出力手段の出力信号が前記第一の閾値を超えた回数を計上するスライディング積分手段と、このスライディング積分手段の出力値と所定の第二の閾値とのレベル比較を行い、前記スライディング積分手段の出力値の方が前記第二の閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して、発振検知信号を出力する第二の比較手段とを有する発振検知手段と、前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、を具備する構成を採る。
【００３３】
この構成によれば、発振検知を判定するまでに所定の時間の間の信号を観測するため、より高精度な発振検知が可能となるという作用を有する。
【００３４】
本発明の中継装置は、単一周波数の信号波を中継する中継装置であって、受信信号から回り込み波を複製するＦＩＲフィルタと、前記ＦＩＲフィルタの出力信号を前記受信信号から減じる減算手段と、前記ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段とを有し、受信信号から回り込み波を除去して出力する回り込みキャンセラと、前記フィルタ係数制御手段における更新前のフィルタ係数と更新後のフィルタ係数との差分を求めるフィルタ係数更新差分検出手段と、前記フィルタ係数更新差分検出手段の出力信号の絶対値を出力する絶対値出力手段と、第一の閾値及び前記絶対値出力手段の出力値のレベル比較を行い、前記絶対値出力手段の出力値の方が前記閾値よりも大きい場合に、その結果を出力する第一の比較手段と、前記第一の比較手段の比較結果に基づいて、前記絶対値出力手段の出力信号が前記第一の閾値を超えた回数を計上するスライディング積分手段と、このスライディング積分手段の出力値と所定の第二の閾値とのレベル比較を行い、前記スライディング積分手段の出力値の方が前記第二の閾値よりも大きい場合には、前記受信信号がループ発振していると判定して、発振検知信号を出力する第二の比較手段とを有する発振検知手段と、前記発振検知手段からの発振検知信号で出力電力を制御する利得制御手段と、を具備する構成を採る。
【００３５】
この構成によれば、発振検知を判定するまでに所定の時間の間の信号を観測するため、より高精度な発振検知が可能となるという作用を有する。
【００３６】
本発明の中継装置は、上記構成において、前記閾値は固定値として設定されている構成を採る。
【００３７】
この構成によれば、発振検知を判定するまでに所定の時間の間信号を観測するため、発振する直前の限界Ｄ／Ｕ（ｄＢ値）比において最適な閾値を実験などによって予め求めておくことで、信頼性の高い発振検知を瞬時に行うことができるという作用を有する。
【００３８】
本発明の中継装置は、上記構成において、前記閾値は、前記回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値によって制御される構成を採る。
【００３９】
この構成によれば、フェーディングなどにより変動する親局受信波の信号レベルに適切に対処することができ、様々な運用条件下においても安定して瞬時に発振検知できるという作用を有する。
【００４０】
本発明の中継装置は、上記構成において、前記回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値を検出する平均電力検出手段と、前記平均電力値とこの平均電力値に対応した適切な閾値との関係を記憶する記憶手段と、をさらに具備し、前記平均電力値に対応して前記記憶手段から読み出された閾値を前記所定の閾値として設定する構成を採る。
【００４１】
この構成によれば、親局受信波の信号レベルに対応して最適な閾値を設定することができ、瞬時に検知可能である上、検知の精度が向上するという作用を有する。
【００４２】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、回り込みキャンセラによって回り込み波が除去された信号の品質に基づいて、ループ発振状態を検知することにより、本来回り込み波が除去されて所望の信号波形となっているはずの信号の品質が劣化している場合に、これを発振状態として検出することができ、一段と確実な発振検知を行うことが可能となる。
【００４３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００４４】
（実施の形態１）
図１は本発明によるＳＦＮ放送波の中継装置１００の実施の形態１の構成を示すブロック図であり、受信アンテナ１０１において受信した親局波を送信アンテナ１１１から中継信号として送信するようになされている。この受信アンテナ１０１では、親局波に自局からの中継信号が回り込み波として重畳した信号が受信される。
【００４５】
中継装置１００は、受信アンテナ出力を低雑音増幅やチャネルフィルタリングや周波数変換等を行う受信変換部１０２、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部１０４により信号が飽和することのないよう信号レベルを制御する自動利得制御部１０３、アナログ／デジタル変換された信号から回り込み波の複製信号をキャンセルする回り込みキャンセラ１２０、回り込み波の複製が減じられたデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換部１０８、親局と同じ周波数チャネルに周波数変換等を行う送信変換部１０９、放送波中継局の送受アンテナ（送信アンテナ１１１及び受信アンテナ１０１）間での信号の回り込みによって発生するループ発振を検知する発振検知部１１２、発振検知部１１２からの出力信号に基づいて送信電力を制御する自動利得制御部１１０等から構成されている。
【００４６】
回り込みキャンセラ１２０は、放送波中継局（中継装置１００）の送受アンテナ（送信アンテナ１１１及び受信アンテナ１０１）間での信号の回り込みによって発生するループ発振を検知するものであり、アナログ／デジタル変換された信号から回り込み波の複製信号を減ずる減算器１０５、回り込み波の複製を出力するＦＩＲフィルタ１０６、ＦＩＲフィルタ１０６のフィルタ係数を決定する係数制御部１３０を有する。
【００４７】
また、発振検知部１１２は、入力信号の絶対値を出力する絶対値出力部１１３、入力と閾値の大きさを比較して比較結果を出力する比較部１１４と、比較部１１４の閾値を設定する閾値設定部１１５などから構成される。
【００４８】
なお、図１には示していないが、減算器１０５とデジタル／アナログ変換部１０８との間に帯域通過フィルタを介在させてＯＦＤＭ信号帯域外の周波数成分による発振を防止することも好適である。
【００４９】
ここで、回り込みキャンセラ１２０による回り込みキャンセルの原理について説明する。図１との対応部分に同一符号を付して示す図２は、回り込みキャンセラ１２０を用いたＳＦＮ中継システムのモデルを示すブロック図である。図中の記号「＊」は畳み込み演算を表す。また以降、特に断らない限り、信号や応答は複素数として扱うものとする。「（ｔ）」は時間領域での信号、「（ω）」は周波数領域での信号を表すものとし、信号の定義は片方の領域の定義でもう片方の領域での定義も同時に行う。
【００５０】
なお、図２中の受信部１００ａは、図１に示した受信変換部１０２、自動利得制御部１０３及びアナログ／デジタル変換部１０４を含むものであり、ここでＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：無線周波数）帯域の信号が基底帯域（以下、ベースバンド）の信号に変換される。これに対して、送信部１００ｂは、図１に示したデジタル／アナログ変換部１０８、送信変換部１０９を含むものであり、ベースバンドの信号をＲＦ帯域に変換する。但し、これらの周波数変換は、本発明に対して本質的な影響を与えるものではないので、以下では特に断らない限り、これら周波数変換に関しては言及しない。
【００５１】
図２において、ｘ（ｔ）は親局信号、ｒ（ｔ）は受信部１００ａの入力信号、ｓ（ｔ）は送信部１００ｂの入力信号、ｗ＿ｉｎ（ω）は受信部１００ａの伝達関数、ｗ＿ｏｕｔ（ω）は送信部１００ｂの伝達関数、ｗ＿ｌｏｏｐ（ω）は回り込み伝送路１００ｃの伝達関数、ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）は回り込みキャンセラ１２０内部のＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタ１０６のインパルス応答をそれぞれ表す。
【００５２】
図２において、受信アンテナ１０１は、親局信号ｘ（ｔ）と回り込み伝送路１００ｃからの回り込み信号ｗ＿ｌｏｏｐ（ｔ）＊ｗ＿ｏｕｔ（ｔ）＊ｓ（ｔ）との合成信号を受信し、その出力ｒ（ｔ）は受信部１００ａに供給される。受信部１００ａは、受信信号ｒ（ｔ）に対して周波数変換、ゲイン調整等の処理を行うもので、その出力ｗ＿ｉｎ（ｔ）＊ｒ（ｔ）は回り込みキャンセラ１２０内部の減算器１０５の第一の入力に供給される。
【００５３】
回り込みキャンセラ１２０の内部において、減算器１０５は、受信部１００ａの出力ｗ＿ｉｎ（ｔ）＊ｒ（ｔ）からＦＩＲフィルタ１０６の出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）＊ｓ（ｔ）を減じるもので、その出力ｓ（ｔ）はＦＩＲフィルタ１０６の第一の入力及び係数制御部１３０に供給されるとともに、回り込みキャンセラ１２０の出力として、送信部１００ｂに供給される。
【００５４】
係数制御部１３０は、減算器１０５の出力ｓ（ｔ）から伝送路の特性を推定し、フィルタ係数を生成するもので、その出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）はＦＩＲフィルタ１０６の第二の入力に供給される。
【００５５】
ＦＩＲフィルタ１０６は、減算器１０５の出力ｓ（ｔ）に対して係数制御部１３０の出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）による畳み込み演算を行い、回り込み信号の複製ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）＊ｓ（ｔ）を生成するもので、その出力は減算器１０５の第二の入力に供給される。
【００５６】
送信部１００ｂは、減算器１０５の出力ｓ（ｔ）に対して、周波数変換、ゲイン調整等の処理を行い中継信号ｗ＿ｏｕｔ（ｔ）＊ｓ（ｔ）を生成するもので、その出力は送信アンテナ１１１に供給される。
【００５７】
送信アンテナ１１１は送信部１００ｂの出力ｗ＿ｏｕｔ（ｔ）＊ｓ（ｔ）を放射するもので、その出力の一部が回り込み伝送路１００ｃを経由した後、回り込み信号ｗ＿ｌｏｏｐ（ｔ）＊ｗ＿ｏｕｔ（ｔ）＊ｓ（ｔ）となって受信アンテナ１０１に回り込む。
【００５８】
ここで、回り込みキャンセラ１２０が回り込みを打ち消す条件について、図３に示す回り込みキャンセラ１２０の構成と共に説明する。回り込みキャンセラ１２０の係数制御部１３０は、時間領域の信号である減算器１０５の出力ｓ（ｔ）を、フーリエ変換部（ＦＦＴ：Ｆｉｒｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）１２１において周波数領域の信号に変換し、これを周波数特性推定部１２２に供給する。
【００５９】
周波数特性推定部１２２は、フーリエ変換部１２１の変換結果から伝搬路の周波数特性を推定するものであり、その出力Ｆ（ω）は式（１）で表される。
【００６０】
【数１】
2004186829.tif 000003
従って、減算器１０５によって回り込み信号が打ち消される条件は式（２）で表される。
【００６１】
【数２】
2004186829.tif 000004
ここで、理想的な伝搬路周波数特性からの誤差分であるキャンセル残差Ｅ（ω）を式（３）のように定義し、
【数３】
2004186829.tif 000005
式（１）を変形すると式（４）が得られる。
【００６２】
【数４】
2004186829.tif 000006
ここでモデルを簡略化し、受信部１００ｂの周波数特性が信号帯域内において平坦であると仮定すると、その伝達関数ｗ＿ｉｎ（ω）は定数Ｄとなり、これは誤差分検出部１２３において式（５）に基づいて算出される。
【００６３】
【数５】
2004186829.tif 000007
このとき、キャンセル残差Ｅ（ω）は式（６）で表される。
【００６４】
【数６】
2004186829.tif 000008
誤差分検出部１２３において算出されたキャンセル残差Ｅ（ω）は、逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）１２４において時間領域の信号に変換された後、誤差分累積部１２５に供給される。誤差分累積部１２５は、式（７）に示す係数更新式によって係数の更新を行う。
【００６５】
【数７】
2004186829.tif 000009
ただし、式（７）中のｗ＿ｏｌｄ（ｔ）は更新前の係数、μは１以下の非負定数である。以上の条件によって、回り込みの伝達関数ｗ＿ｌｏｏｐ（ω）ｗ＿ｏｕｔ（ω）とＦＩＲフィルタ１０６の伝達関数ｗ＿ｆｉｒ（ω）との差分であるキャンセル残差Ｅ（ω）が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、回り込みキャンセラ１２０（減算器１０５）の出力ｓ（ｔ）には、主波成分のみが出力される。
【００６６】
なお、以上説明した回り込みキャンセルの一般的原理は特許文献１に詳細に述べられており、以下では本発明に関わる部分についてのみ触れる。デジタル信号処理によって回り込み波の複製を発生させ、回り込み波信号成分を含む入力信号からこの複製を減じる手段としては、図１に示したようにアナログ／デジタル変換部１０４の後段で実施すると伝搬路の変動等に追従した高精度でかつ安定した回り込みキャンセルが実現できる。
【００６７】
図１のような構成ではアナログ／デジタル変換部１０４への入力信号は親局波と回り込み波が重畳された信号であり、この入力信号がアナログ／デジタル変換部１０４によって飽和してしまうと所望の回り込みキャンセル特性が得られない。そこで、自動利得制御部１０３によって適正な信号レベルでアナログ／デジタル変換されるように制御している。
【００６８】
この時、受信アンテナ１において結合される回り込み波の信号電力（Ｕ）が親局波からの受信電力（Ｄ）よりも大きい、すなわち、常用対数で表記されるＤ／Ｕ（ｄＢ値）が負の場合には主として回り込み波信号電力（Ｕ）に応じた利得制御が行われる。例えば、親局から中継装置１００への伝搬路が海上や海岸線等の場合、特に高温の日にはフェーディング等により、親局受信電力が想定している通常受信電力よりも数十ｄＢ以上減衰することがあり、このときＤ／Ｕ（ｄＢ値）は−１０ｄＢ以下という厳しい条件となる。このような場合、親局受信波よりも回り込み波の方が十分大きな電力となり、自動利得制御部１０３は回り込み波の信号レベルに追従した制御が行われる。なお、Ｄ／Ｕを常用対数で表記されるＤ／Ｕ（ｄＢ値）として説明する。
【００６９】
このような条件において回り込みキャンセラ１２０では、アナログ／デジタル変換後に回り込み波の複製が減ぜられると、親局信号レベルが著しく小さくなる。従来技術を用いた場合にも本発明おいても、発振検知は回り込み波成分が除去された信号を基に実施する必要があり、上述のような過酷な条件の場合、小さいレベルの信号から発振検知しなくてはならない。このため、実際には発振していないにも関わらず、発振したものとしてしまう誤検知が発生してしまい、送信出力レベルを停止または減力してしまうため、ＳＦＮ放送波中継することの可能な限界Ｄ／Ｕ（ｄＢ値）を制限することとなっていた。
【００７０】
そこで、本実施の形態では、発振した場合には最大振幅が大きくなるということに着目し、発振検知部１１２への入力信号を絶対値出力部１１３によって絶対値に変換し、比較部１１４において閾値設定部１１５からの閾値と絶対値出力部１１３からの絶対値とを比較し、この閾値よりも大きな絶対値が得られた場合には発振したものとして、発振検知信号を自動利得制御部１１０に出力する。自動利得制御部１１０は、発振検知信号によって、送信する中継信号を停波または減力させるように制御する。
【００７１】
このように、本実施の形態の中継装置１００によれば、発振検知部１１２において回り込みキャンセラ１２０の出力信号の絶対値が所定の閾値を超えた場合に、発振したものと判断するようにしたことにより、回り込み波の受信電力が大きくなって自動利得制御部１０３及び回り込みキャンセラ１２０を介して得られる回り込み波をキャンセルした後の所望信号（親局波）の信号レベルが小さくなった場合であっても、発振検知部１１２に入力される所望信号の最大値振幅によって確実に発振検知を行うことができる。
【００７２】
なお、閾値を複数設けておき、超えた閾値レベルに応じて減力させ、最大閾値を超えた場合には停波させるように制御することも好適である。
【００７３】
また、送信を減力または停波させるための自動利得制御部１１０は、デジタル／アナログ変換部１０８の前段に設けるようにしてもよい。
【００７４】
また、比較部１１４に入力する信号としては複素信号の場合には、同相成分および直交成分についてそれぞれの絶対値を絶対値出力部１１３から出力し、それぞれの出力結果の和を比較部１１４において比較するような構成としても好適である。
【００７５】
また、絶対値出力部１１３の代わりに２乗手段を用いて入力信号の瞬時電力を比較部１１４に入力することも好適であり、複素信号の場合には同相成分および直交成分の２乗和を比較部１１４に入力することもまた好適である。
【００７６】
ここで、設定する閾値としては実験などによって得られる最適値を予め設定しておくことも、また、Ｄ／Ｕ（ｄＢ値）などに応じて変更するようにすることも好適である。
【００７７】
（実施の形態２）
図４は本発明の実施の形態２に係る中継装置２００の構成を示すブロック図である。但し、図１と同一の部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【００７８】
図４においてループ発振を検知する発振検知部１１６は図１に示した実施の形態１の構成に加え、入力信号を周波数領域に変換するフーリエ変換部（ＦＦＴ）１１７を有する。
【００７９】
本実施の形態２の発振検知部１１６においては、フーリエ変換部１１７において周波数領域上に変換された信号を、絶対値出力部１１３によって絶対値に変換した後に、比較部１１４において閾値設定部１１５からの閾値と比較して発振検知するものである。
【００８０】
ここで、発振検知部１１６に入力される入力信号はＯＦＤＭ信号であり、周波数領域への変換開始タイミングは通常の受信装置と同じようにシンボル毎に設けられているガードインターバル区間とすることが望ましい。また、実施の形態１の場合と同様に、閾値を複数設けておき、超えた閾値レベルに応じて減力させ、最大閾値を超えた場合には停波させるように制御することも好適であり、比較部１１４に入力する信号が複素信号の場合には、同相成分および直交成分について、それぞれの絶対値を絶対値出力部１１３において出力し、それぞれの出力結果の和を比較部１１４に入力するような構成としてもまた好適であり、また、絶対値出力部１１３の代わりに２乗手段を用いて入力信号の瞬時電力を比較手段に入力することもまた好適であり、さらに、複素信号の場合には同相成分および直交成分の２乗和を比較部１１４に入力することもまた好適である。
【００８１】
このように、本実施の形態の中継装置２００によれば、発振検知部１１６において、回り込みキャンセラ１２０の出力を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換することで、時間軸上のＯＦＤＭ信号に特有の稀に発生するピーク振幅によって誤検知する可能性がなくなり、好適である。
【００８２】
（実施の形態３）
図５は本発明の実施の形態３に係る発振検知部１１８の構成を示すブロック図である。但し、図１に示した発振検知部１１２と同一の部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【００８３】
図５においてループ発振を検知する発振検知部１１８は、図１に示した実施の形態１の構成に加え、スライディング積分器１１９と第二の比較部１３２と第二の閾値設定部１３１を有する。
【００８４】
本実施の形態の発振検知部１１８は、回り込みキャンセラ１２０から出力される回り込み波がキャンセルされた後の信号について、ある所定の時間内で閾値を超える振幅の数が一定数以上となった場合には発振したものとして発振検知するものである。
【００８５】
すなわち、ＯＦＤＭ信号の振幅―確率密度関数は正規分布に従うため、ある所定の時間内で閾値を超える振幅の確率はほぼ一定となる。しかし、発振した場合には正規分布と異なり、正弦波の振幅―確率密度関数に近くなるため、所定の時間内で閾値を超える振幅の数が多くなる。発振検知部１１８では、この性質を利用するべく、スライディング積分器１１９によって所定の時間内で閾値を越える振幅の数を計上するようにしている。
【００８６】
スライディング積分器１１９の構成としては図６に示すようなものがあり、複数の遅延手段からなる所定時間分の遅延部１３３、加算器１３４、遅延手段１３５及び減算器１３６などから構成され、所定時間分のスライディング積分結果を第二の比較部１３２（図５）に対して出力することができる。因みに、スライディング積分とは、図６に示したように、直列に接続された複数の遅延手段の入力段にデータが入力されると、各遅延手段のデータがシフトすることによって、出力段から最も古いデータが出力されるようになされており、このような構成において複数の遅延手段からなる遅延部１３３に保持されているデータの積分値を求めるものである。
【００８７】
なお、図６の構成に代えて、図７に示すように、所定時間を変更することが可能なように選択部１３７を構成し、遅延部１３３の遅延時間を選択できるようにすることも好適である。スライディング積分器１１９の積分区間は自動利得制御部１０３、１１０等の時定数に対応させて最適化しておくと好適である。
【００８８】
なお、スライディング積分器１１９の構成としては図６及び図７の構成以外にも、累積結果に１以下の係数を乗じて入力信号に加算する等の構成としても回路規模が小さくなり好適である。
【００８９】
このように、本実施の形態の発振検知部１１８を有する中継装置によればＯＦＤＭ信号特有の稀に発生するピーク振幅の発生確率をも考慮した高精度な発振検知が可能となり、ＳＦＮ放送波中継の限界Ｄ／Ｕ（ｄＢ値）の向上につながる。
【００９０】
（実施の形態４）
図８は本発明の実施の形態４に係る中継装置４００を示すブロック図である。但し、図１と同一の部分については同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００９１】
図８において本発明のループ発振検知部１４１は図１に示した実施の形態１の構成に加え、平均電力検出部１４２を有する。
【００９２】
本実施の形態は回り込みキャンセラ１２０において回り込み波成分が除去された信号の平均電力を、発振検知部１４１の平均電力検出部１４２によって検出し、その検出した平均電力に応じて閾値を設定するようにして発振検知するものである。
【００９３】
回り込み波の信号電力の方が親局波の受信電力よりも十分大きい場合、回り込みキャンセラ１２０によって回り込み波成分が除去された後の信号は、図８のような構成において、アナログ／デジタル変換部１０４のダイナミックレンジに比べかなり小さな信号レベルとなってしまう。このように信号レベルが小さい場合には比較部１１４で比較する閾値も小さい方が適切に発振検知できる。そこで、回り込み波成分が除去された信号の平均電力が小さい場合には閾値も小さく設定するように構成した。
【００９４】
中継装置４００を構成する自動利得制御部１１０の特性によっては、平均電力検出部１４２によって検出された平均電力と、閾値設定部１１５において設定される最適な閾値との関係が正比例でない場合もある。従って、このような場合には、図８に示す構成に代えて、図９に示す中継装置４５０（発振検知部１５１）のように、この平均電力と最適閾値との関係を実験的に取得しておき、この実験結果を反映した対応表（ＲＯＭ：Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）１４９を設けておく構成を採ることも好適である。因みに、図９において、図８と同一の部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【００９５】
なお、平均電力検出部１４２としては２乗演算後に積分する手段よりも回路規模の小さい絶対値を求めた後に積分する手段を用いることも好適である。
【００９６】
また、図８及び図９に示したように、回り込みキャンセラ１２０の出力信号の平均電力に基づいて閾値を制御する構成を、図５に示したスライディング積分器１１９を用いた構成や、図４に示したフーリエ変換部１１７を用いた構成に適用することも好適である。
【００９７】
このように、本実施の形態の中継装置４００、４５０によれば、回り込み波の信号電力の方が親局波の受信電力よりも十分大きい場合、すなわち回り込みキャンセラ１２０によって回り込み波成分が除去された後の信号レベルが小さい場合であっても、その平均電力に応じた閾値を用いることにより、適切な発振検知を行うことができる。
【００９８】
（実施の形態５）
図１０は本発明の実施の形態５に係る中継装置５００の構成を示すブロック図である。但し、図１と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【００９９】
図１０において本発明のループ発振を検知する発振検知部１６１は、図１に示した実施の形態１の中継装置１００の発振検知部１１２における、入力信号の絶対値を出力する絶対値出力部１１３を平均電力検出部１６２に変更したものである。
【０１００】
本実施の形態は回り込みキャンセラ１２０によって回り込み波成分が除去された信号の平均電力を平均電力検出部１６２によって検出し、その検出した平均電力が所定のレベルより小さい場合には運用時のＤ（親局波）／Ｕ（回り込み波）が想定される限界Ｄ／Ｕ（ｄＢ値）を超えて小さくなっているものと判断して、事前に出力レベルを減力あるいは停波させるように制御するものであり、原理的に誤検知することのない発振検知となる。
【０１０１】
なお、閾値設定部１１５において閾値を複数設けておき、所定の閾値よりも小さくなった場合には平均電力に比例して出力レベルを自動利得制御部１１０によって制御し、最小閾値よりも小さくなった場合には発振したとして停波するようにすることも、未然に発振を防止することができ、好適である。
【０１０２】
このように、本実施の形態の中継装置５００によれば、平均電力検出部１６２を用いて回り込みキャンセラ１２０の出力信号の平均電力を検出するようにしたことにより、テレビジョン中継を行う中継装置５００において、移動体通信に比べて比較的ゆっくりと信号レベルが変化する特性に合致した発振検知を行うことが可能となる。
【０１０３】
（実施の形態６）
図１１は本発明の実施の形態６に係る中継装置６００の構成を示すブロック図である。但し、図１と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【０１０４】
図１１において本発明のループ発振を検知する発振検知部１７１は、回り込みキャンセラ１２０から得られる入力信号の短期的な平均電力を検出する短期平均電力検出部１７２と、入力信号の長期的な平均電力を検出する長期平均電力検出部１７３と、入力と閾値の大きさを比較して比較結果を出力する比較部１１４と、比較部１１４の閾値を設定する閾値設定部１１５などから構成される。
【０１０５】
本実施の形態の発振検知部１７１は、回り込み波成分が除去された信号の短期的な平均電力と長期的な平均電力とを比較して、発振していないときの両者の関係に比べて短期的平均電力の方が大きくなっていることが検出された時点で発振検知するものである。
【０１０６】
回り込みキャンセラ１２０によって回り込み波がキャンセルされた信号の短期的な平均電力を短期平均電力検出部１７２で求め、比較部１１４において長期的な平均電力によって定まる閾値と比較される。閾値は長期的な平均電力を長期平均電力検出部１７３によって定められる。発振していないときの両者の関係は一意的に求まるため、この関係を満たすように閾値設定部１１５によって閾値を設定する。
【０１０７】
なお、電力検出部（短期平均電力検出部１７２、長期平均電力検出部１７３）としては２乗後に積分する構成でなくとも小型な回路で実現できる絶対値検出後に積分する構成とすることも好適である。短期的な平均電力と長期的な平均電力を区別するためには積分区間を変えることや、時定数を変えることで区別することができる。また、積分区間や時定数の設定は中継装置を構成するアナログ部の自動利得制御部１０３、１１０等の時定数や、中継装置６００が運用される場合の中継局における回り込み波の遅延時間等に応じて実験的に定めると好適である。例えば、回り込み波の遅延時間よりも短時間で発振することは原理的にありえないため、この遅延時間以上に平均電力の積分区間を設定すると好適である。
【０１０８】
このように、本実施の形態の中継装置６００によれば、短期平均電力検出部１７２を用いて回り込みキャンセラ１２０の出力信号の短期平均電力を検出するとともに、長期平均電力検出部１７３によって検出された長期平均電力によって設定された閾値と比較するようにしたことにより、テレビジョン放送の中継を行う中継装置６００において、移動体通信に比べて比較的ゆっくりと信号レベルが変化する信号の特性に合致した閾値の設定を行うことができる。従って、閾値設定部１１５において設定される閾値が、不必要に頻繁に切り換わることを回避することが可能となる。
【０１０９】
（実施の形態７）
図１２は本発明の実施の形態７に係る中継装置７００の構成を示すブロック図である。図１２において本発明の中継装置７００は親局波に自局からの中継信号である回り込み波が重畳した信号を受信する受信アンテナ１０１、受信アンテナ出力を低雑音増幅やチャネルフィルタリングや周波数変換等を行う受信変換部１０２、アナログ／デジタル変換部１０４により信号が飽和することのないよう信号レベルを制御する自動利得制御部１０３、アナログ／デジタル変換された信号から回り込み波の複製信号を減ずる減算器１０５、回り込み波の複製を出力するＦＩＲフィルタ１０６、ＦＩＲフィルタ１０６のフィルタ係数を更新する係数制御部１３０、回り込み波の複製が減じられたデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換部１０８、親局と同じ周波数チャネルに周波数変換等を行う送信変換部１０９、発振検知部１８１からの出力信号に基づいて送信電力を制御する自動利得制御部１１０、中継信号を送信する送信アンテナ１１１などから構成される。
【０１１０】
図１２には示していないが、減算器１０５とデジタル／アナログ変換部１０８との間に帯域通過フィルタ手段を介在させてＯＦＤＭ信号帯域外の周波数成分による発振を防止することも好適である。
【０１１１】
発振検知部１８１は係数制御部１３０からの出力であるフィルタ係数を周波数領域に変換するフーリエ変換部１８２、フーリエ変換部１８２からの出力の絶対値を演算する絶対値出力部１１３と、入力と閾値の大きさを比較して比較結果を出力する比較部１１４と、比較部１１４の閾値を設定する閾値設定部１１５などから構成される。
【０１１２】
なお、比較部１１４に入力する信号としては複素信号の場合には、同相成分および直交成分についてそれぞれの絶対値を絶対値出力部１１３から出力し、それぞれの出力結果の和を比較部１１４において比較するような構成としても好適である。
【０１１３】
また、絶対値手段の代わりに２乗手段を用いて同相成分および直交成分の２乗和を比較部１１４に入力することもまた好適である。
【０１１４】
また、図８に示したように、回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値を検出する平均電力検出部を設け、これにより検出された平均電力値に基づいて閾値設定部１１５の閾値を設定し、比較部１１４はその設定された閾値と絶対値出力部１１３の出力値とを比較することにより発振検知を行うようにすることも好適である。そして、この場合、さらに、図９に示したように、平均電力検出部において検出された平均電力値と最適な閾値との関係をＲＯＭ等の記憶手段に記憶しておき、実際に検出された平均電力値に対応する最適な閾値をこの記憶手段から読み出して閾値設定部１１５の閾値とすることも好適である。
【０１１５】
本発明では回り込み波の複製を出力するＦＩＲフィルタ１０６のフィルタ係数をフーリエ変換部１８２によって周波数領域に変換し、ＯＦＤＭ信号帯域内および帯域外の振幅が閾値を越えていないかどうかをチェックし、閾値を超えている場合には発振しているものとして、発振検知する。ここで、ＯＦＤＭ信号帯域内と帯域外とで閾値を別々に設けておき、帯域外の方を帯域内よりも小さい閾値に設定しておくことで、特にＯＦＤＭ信号帯域外から生じる発振を瞬時に検知することが可能となる（図１３（ａ）参照）。また、特に発振が発生する確率の高いＯＦＤＭ信号帯域における端の周波数領域の閾値を低めに設定し、ＯＦＤＭ信号帯域外であるが、ＯＦＤＭ信号が存在する周波数近辺の閾値は他のＯＦＤＭ信号帯域外の閾値よりも小さめに設定しておくことも好適である（図１３（ｂ）参照）。
【０１１６】
このように、本実施の形態７の中継装置７００によれば、ＦＩＲフィルタ１０６のフィルタ係数を周波数領域に変換することで、回り込み伝搬路の特性を模擬したＦＩＲフィルタ１０６の周波数特性から発振検知行うことで、精度の良い発振検知が可能となる。なお、周波数領域に変換するフーリエ変換手段は入力信号がサンプリングされた離散信号であることが前提であり、フーリエ変換部１８２として離散フーリエ変換手段を用いることが好適であり、なかでも高速離散フーリエ変換手段を用いれば、高速かつ小型回路により周波数領域に変換することができ、好適である。
【０１１７】
（実施の形態８）
図１４は本発明の実施の形態８に係る中継装置８００の構成を示すブロック図である。但し、図１２と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【０１１８】
図１４において本発明の中継装置８００は図１２に示した実施の形態７の構成におけるフーリエ変換部１８２をフィルタ係数の更新差分を検出する更新差分検出部１９２に置換えた構成の発振検知部１９１を用いている。
【０１１９】
本発明では回り込み波の複製を出力するＦＩＲフィルタ１０６のフィルタ係数を係数更新差分検出部１９２に入力し、フィルタ係数の更新前後の差分を求め、この差分値が閾値を越えた場合には急激な伝搬路変動が生じたものとして、発振検知する。
【０１２０】
なお、図１４とは別の構成として、図１５に示す構成としても好適である。図１５において中継装置８５０は回り込みキャンセラ１２０におけるフィルタ係数制御部２３０の構成が、ＦＩＲフィルタ１０６への入力信号を分岐したものを入力とし、理想的な伝搬路（回り込み波がすべて除去された伝搬路）特性を得るために必要なＦＩＲフィルタ係数を生成して出力する誤差分検出部１２３と誤差分検出部１２３からの出力を累積する誤差分累積部１２５とから構成されており、誤差分検出部１２３からの出力を発振検知部１１２に入力して閾値と比較して発振検知するものである。
【０１２１】
誤差分検出部１２３は実質的にフィルタ係数の更新前後の差分にあたるため、図１５のような構成となる。図１５の回り込みキャンセラ１２０の構成では理想的な伝搬路特性となるのに必要なＦＩＲフィルタ係数をフィルタ係数制御部２３０において生成し、後段の誤差分累積部１２５で生成されたＦＩＲフィルタ１０６のそれぞれのタップにおけるフィルタ係数を各々累積していくことで、除々に理想的な伝搬路に収束していくようになっており、伝搬路が変動した場合にも変動分が誤差分として検出され、検出された誤差分が誤差分累積部１２５で累積され、累積結果が新たなＦＩＲフィルタの係数として制御される。
【０１２２】
なお、誤差分累積部１２５では誤差分検出部１２３からの出力に１以下の一定の係数αを乗じ、加算前の累積結果に（１−α）を乗じてから両者を加算して、加算結果を蓄えるような構成としても、伝搬路変動の速さに応じて安定したキャンセル性能が得られ好適である。
【０１２３】
また、図８に示したように、回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値を検出する平均電力検出部を設け、これにより検出された平均電力値に基づいて閾値設定部１１５の閾値を設定し、比較部１１４はその設定された閾値と絶対値出力部１１３の出力値とを比較することにより発振検知を行うようにすることも好適である。そして、この場合、さらに、図９に示したように、平均電力検出部において検出された平均電力値と最適な閾値との関係をＲＯＭ等の記憶手段に記憶しておき、実際に検出された平均電力値に対応する最適な閾値をこの記憶手段から読み出して閾値設定部１１５の閾値とすることも好適である。
【０１２４】
このように、本実施の形態の中継装置８００、８５０によれば、ＦＩＲフィルタ１０６のフィルタ係数の係数更新差分を検出することにより、このフィルタ係数の更新前後の差分値が閾値を越えた場合には急激な伝搬路変動が生じたものとして、発振検知することができる。
【０１２５】
（実施の形態９）
図１６は本発明の実施の形態９に係る中継装置９００を示すブロック図である。但し、図１及び図３と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【０１２６】
図１６において本発明の中継装置９００は、回り込みキャンセラ１２０のＦＩＲフィルタ１０６の係数を制御するフィルタ係数制御部１３０が、ＦＩＲフィルタ入力を分岐した信号を周波数領域に変換するフーリエ変換部１２１と、フーリエ変換結果から伝搬路の周波数特性を推定する伝搬路周波数特性推定部１２２と、理想的な伝搬路周波数特性からの誤差分を求める誤差分検出部（理想伝搬路誤差演算手段）１２３と、誤差分検出部１２３からの出力を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換部１２４と、逆フーリエ変換部１２４をＦＩＲフィルタ１０６の各々のタップ毎に累積する誤差分累積部１２５とから構成され、発振検知部１１２への入力は誤差分検出部１２３からの出力を分岐したものとする。
【０１２７】
ＦＩＲフィルタ１０６の入力信号は回り込み波の複製が減じられたものであり、理想的な場合には完全に回り込み波が除去された信号となる。しかし、実際には演算による誤差等によって完全には回り込み波が除去されてはいないため、理想的な伝搬路特性とはなっていない。このため、このＦＩＲフィルタ１０６の入力信号を周波数領域に変換して伝搬路の周波数特性を推定し、理想的な伝搬路周波数特性からの誤差分を求める。求まった誤差分を発振検知部１１２に入力して大きな誤差が生じていないかをチェックし、大きな誤差が生じている場合には発振などによって急激に伝搬路特性が変動したとして発振検知信号を出力する。
【０１２８】
さらに、求まった誤差分の一方は逆フーリエ変換部１２４によって時間領域の信号に変換され、ＦＩＲフィルタ１０６の各々のタップ毎に累積されて、累積結果がＦＩＲフィルタ１０６のフィルタ係数として設定される。ここで、誤差分累積部１２５では逆フーリエ変換部１２４からの出力に１以下の一定の係数αを乗じ、加算前の累積結果に（１−α）を乗じてから両者を加算して、加算結果を蓄えるような構成としても、伝搬路変動の速さに応じて安定したキャンセル性能が得られ好適である。またなお、一定の係数αをタップ係数毎に変え、累積されたタップ係数の大きさに応じて設定することも好適である。
【０１２９】
また、図８に示したように、回り込みキャンセラの出力信号の平均電力値を検出する平均電力検出部を設け、これにより検出された平均電力値に基づいて閾値設定部１１５の閾値を設定し、比較部１１４はその設定された閾値と絶対値出力部１１３の出力値とを比較することにより発振検知を行うようにすることも好適である。そして、この場合、さらに、図９に示したように、平均電力検出部において検出された平均電力値と最適な閾値との関係をＲＯＭ等の記憶手段に記憶しておき、実際に検出された平均電力値に対応する最適な閾値をこの記憶手段から読み出して閾値設定部１１５の閾値とすることも好適である。
【０１３０】
このように、本実施の形態の中継装置９００によれば、発振状態となった場合に伝搬路特性が急激に変動することに着目し、係数制御部１３０の誤差分検出部１２３の出力を発振検知部１１２に供給するようにしたことにより、伝搬路特性の変動に基づいて発振状態を検知することができる。
【０１３１】
（実施の形態１０）
本発明の実施の形態１０は、図１２におけるフーリエ変換部１８２からの出力、または、図１４における更新差分検出部１９２からの出力、または、図１５における誤差分検出部１２３からの出力、または、図１６における誤差分検出部１２３からの出力のうちいずれかを図５における絶対値出力部１１３に入力する構成であり、実施の形態７〜実施の形態９で示した発振検知部１８１、１９１、１１２、を図５の発振検知部１１８のような構成に置換えた構成とする。これにより、本実施の形態によればＯＦＤＭ信号特有の稀に発生するピーク振幅の発生確率や、伝搬路の変動等も考慮した高精度な発振検知が可能となり、ＳＦＮ放送波中継の限界Ｄ／Ｕ（ｄＢ値）の向上につながる。
【０１３２】
また、本発明における発振検知部を図８や図９に示した発振検知部１４１、１５１の構成のようにすることも可能であり、このようにすれば、Ｄ／Ｕ（ｄＢ値）が負の場合のように、ＦＩＲフィルタ１０６への入力信号レベルが小さい場合にも、比較部１１４で比較する閾値を小さくすることで適切に発振検知できるようになり、好適である。
【０１３３】
（実施の形態１１）
図１７は本発明の実施の形態１１に係る中継システムの構成を示すブロック図である。図１７において本発明の単一周波数の信号を中継する中継装置３５８はアクセスポイント（ＡＰ）３５６と端末３６１との双方向通信を中継するものであり、アクセスポイント３５６および端末３６１はそれぞれ送受信アンテナ３５５および３６０を有しており、無線通信が行えるようになっている。
【０１３４】
中継装置３５８は送信アンテナ３５７と受信アンテナ３５９とを有しており、それぞれのアンテナは送信または受信専用のアンテナとなっており、回り込み波の伝搬路状況が変化しにくいように構成している。なお、図のように送信アンテナ３５７及び受信アンテナ３５９を物理的に離さなくとも、実質的に送信専用アンテナおよび受信専用アンテナを有していればよい。
【０１３５】
本発明では、アクセスポイント３５６から端末３６１に情報を伝達する場合には端末３６１側は受信モードとなって待機しておき、アクセスポイント３５６から中継装置３５８に情報信号が到達した場合には、中継装置３５８は受信アンテナ３５７からの受信信号を増幅させて（一旦蓄積することなく、そのまま）送信アンテナ３５９から送信し、端末３６１に情報を伝達する。この時、中継装置３５８におけるループ発振を防ぐために、中継装置３５８は、実施の形態１〜実施の形態１０において上述した回り込みキャンセラ１２０および発振検知部１１２、１１８、１４１、１５１、１６１、１７１、１８１、１９１のいずれかを有しており、これらを動作させる。逆に、端末３６１からアクセスポイント３５６に情報を伝達する場合にはアクセスポイント３５６側が受信モードとなって待機しておき、中継装置３５８は前述と同様の動作をする。
【０１３６】
なお、情報信号の伝達方向の制御用に情報信号とは別の制御信号を用いることも好適である。このような構成とすることで、放送波のような片方向の無線伝送の場合のみならず、双方向の無線通信においても単一周波数中継が実現でき、周波数利用効率が向上する。
【０１３７】
なお、中継装置３５８は受信専用または送信専用アンテナとしなくとも、両者を切替えて使用することも好適である。この場合、回り込みキャンセラにおけるＦＩＲフィルタ係数を切替タイミングに同期して切替えるようにすると好適である。
【０１３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＳＦＮを構成する同一周波数再送信を行う放送波中継局の送受信アンテナ間での信号の回り込みによって発生するループ発振をＤ（親局波）／Ｕ（回り込み波）が真値で１以下（常用対数で負）の場合においても、誤検知することなく正確に検知することのできるループ発振検知装置を提供することが可能となる。かくして、ループ発振を適切に検出することで、親局波よりも回り込み波の信号レベルの方が大きい過酷なＳＦＮ放送波中継が可能となり、周波数有効利用が安価に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る中継装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の回り込みキャンセラの原理の説明に供するブロック図
【図３】本発明のフィルタ係数制御部の構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態２に係る中継装置の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３に係る中継装置の発振検知部の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態３に係る発振検知部のスライディング積分器の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態３に係る発振検知部のスライディング積分器の他の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態４に係る中継装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態４に係る中継装置の他の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態５に係る中継装置の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態６に係る中継装置の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態７に係る中継装置の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の実施の形態７の原理の説明に供する略線図
【図１４】本発明の実施の形態８に係る中継装置の構成を示すブロック図
【図１５】本発明の実施の形態８に係る中継装置の他の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態９に係る中継装置の他の構成を示すブロック図
【図１７】本発明の実施の形態１１に係る中継システムの構成を示すブロック図
【符号の説明】
１０１、３６０  受信アンテナ
１０２  受信変換部
１０３  自動利得制御部
１０４  アナログ／デジタル変換部
１０５  減算器
１０６  ＦＩＲフィルタ
１０８  デジタル／アナログ変換部
１０９  送信変換部
１１０  自動利得制御部
１１１、３５９  送信アンテナ
１１２、１１６、１１８、１４１、１５１、１６１、１７１、１８１、１９１
発振検知部
１１３  絶対値出力部
１１４、１３２  比較部
１１５、１３１  閾値設定部
１１７、１８２  フーリエ変換部
１１９  スライディング積分器
１２２  周波数特定推定部
１２３  誤差分検出部
１２４  逆フーリエ変換部
１２５  誤差分累積部
１３０、２３０  フィルタ係数制御部
１３３  遅延部
１３４  加算器
１３５  遅延手段
１３６  減算器
１３７  選択手段
１４２、１６２  平均電力検出部
１４９  平均電力と最適閾値との関係を反映したＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）
１７２  短期平均電力検出部
１７３  長期平均電力検出部
１９２  更新差分検出部
３５６  アクセスポイント
３５８  単一周波数中継装置
３６１  端末
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2004186829.tif 000024
【図１６】
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【図１７】
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