(57)【要約】【課題】ＰＷＭインバータを構成する電力変換回路の各アーム電流を検出し、この検出値により該電力変換回路を形成する半導体素子の過電流保護をより確実に行わせる制御方法を提供する。【解決手段】ＰＷＭインバータ２を直流電源１１、電力変換回路１２、シャント抵抗ｒＵ　，ｒＶ　，ｒＷ　、アーム電流検出部１３、ＰＷＭ信号発生器１４、第１キャリア発振器１５ａ、保護手段１６、レベル設定器２１、レベル検出部２２、切替スイッチ２３、第２キャリア発振器２４などで構成し、アーム電流が所定のレベルを超えたときに、所定の期間キャリア周波数をより高くすることにより、該アーム電流の検出可能区間を増大させる。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
各アームをブリッジ接続してなる電力変換回路を用い、直流電圧をＰＷＭ制御により所望の振幅および周波数の交流電圧に変換するＰＷＭインバータにおいて、
前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか１つのアーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、前記ＰＷＭ制御の際のキャリア周波数を所定期間より高くすることを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法。
【請求項２】
各アームをブリッジ接続してなる電力変換回路を用い、直流電圧をＰＷＭ制御により所望の振幅及び周波数の交流電圧に変換するＰＷＭインバータにおいて、
前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか１つのアーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、前記ＰＷＭ制御の際のキャリア周波数を所定期間前記アーム電流のリプル分が予め定めた値に減少するキャリア周波数に変更することを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法。
【請求項３】
請求項２に記載のＰＷＭインバータの制御方法において、
前記変更したキャリア周波数で前記ＰＷＭインバータが動作中に、前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか１つのアーム電流が前記レベルを再度超えたときには、前記変更したキャリア周波数を新たに前記所定期間継続させることを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、各アームをブリッジ接続してなる電力変換回路を用いたＰＷＭインバータの制御方法に関し、特に、前記各アームそれぞれのアーム電流により電力変換回路を構成する半導体素子を保護するための制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種のインバータでは電力変換回路を構成する半導体素子への駆動信号を用いて、各アーム電流の検出値を合成し、この合成値に基づいた制御方法を行っている。（例えば、特許文献１参照。）
しかしながら、近年のインバータの高性能化，低価格化に伴い、ＰＷＭ制御により直流電圧を所望の周波数，電圧の交流電圧に変換するＰＷＭインバータが主流になり、このＰＷＭインバータの場合に上記特許文献１によるインバータの制御方法を用いることの問題点について、図６に示す従来のインバータの回路構成と、図７に示すその動作波形図を参照しつつ、以下に説明する。
【０００３】
すなわち、図６において、１はＰＷＭインバータ（その回路構成の主要部を示す）、５はＰＷＭインバータ１から給電される負荷としての交流電動機である。
【０００４】
このＰＷＭインバータ１は直流電圧がＥｄの整流電源などの直流電源１１と、図示の如くＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路からなる上，下アームをＵ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームとし、これらをブリッジ接続してなる電力変換回路１２と、前記Ｕ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームそれぞれのアーム電流を検出するためのシャント抵抗ｒＵ　，ｒＶ　，ｒＷ　と、これらのシャント抵抗の両端電圧それぞれを検出するアーム電流検出部１３と、電力変換回路１２を構成するそれぞれの前記ＩＧＢＴに対して、前記直流電圧Ｅｄから電圧指令に基づく振幅および周波数の交流電圧を電力変換回路１２から出力するためにＰＷＭ制御されたオン・オフ駆動信号を供給するＰＷＭ信号発生器１４と、前記ＰＷＭ制御を行う際のキャリア信号Ｆｃを生成するキャリア発振器１５と、アーム電流検出部１３が検出した前記Ｕ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくとも何れか１相のアーム電流が予め設定した過電流保護レベルを超えたときに、例えば、ＰＷＭ信号発生器１４の動作を停止させることにより電力変換回路１２を形成するＩＧＢＴやダイオードなどの半導体素子の過電流破壊を防止する保護手段１６とから構成されている。
【０００５】
図６に示したＰＷＭインバータ１において、電力変換回路１２を構成するＩＧＢＴやダイオードなどの半導体素子が過電流に起因する素子破壊を防止するためには、例えば各相の出力電流を検出して過電流保護を行う制御方法もあるが、この制御方法では前記出力電流を検出するための電流検出回路は電力変換回路１２に対して絶縁する必要があり、この電流検出回路は大型，高価であり、従って、小型，安価にするために、電力変換回路１２とは非絶縁で形成できるシャント抵抗ｒＵ　，ｒＶ　，ｒＷ　およびアーム電流検出部１３が用いられている。
【０００６】
【特許文献１】
特開平３−２４３１７３号公報（第２−３頁、第１図）
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図６に示したＰＷＭインバータ１で交流電動機５としての誘導電動機（以下、誘導電動機５とも称する）を可変速駆動するときについて、以下に説明する。
【０００８】
誘導電動機５を可変速駆動する場合で、この誘導電動機５が駆動状態から制動状態まで変化するときには、ＰＷＭインバータ１から見た誘導電動機５の力率角は一般に３０°〜１５０°程度の範囲となる。
【０００９】
図７は、ＰＷＭ信号発生器１４におけるＵ相の相電圧の電圧指令ｅＵ＊に対するＰＷＭ制御結果ＰＷＭｕ＊　と、前述の力率角が３０°のときの誘導電動機５の一次電流ｉ３０および１５０°のときの前記一次電流ｉ１５０　と、シャント抵抗ｒＵ　およびアーム電流検出部１３でのそれぞれの検出波形との関係を示し、この波形図から明らかなように、前記ｉ３０およびｉ１５０　の電流検出値の波形は前記ＰＷＭｕ＊　の波形に依存し、従って、Ｕ相の相電圧の電圧指令ｅＵ＊の正の半サイクル期間の方が負の半サイクル期間より検出可能区間が短くなる。その結果、シャント抵抗ｒＵ　，ｒＶ　，ｒＷ　およびアーム電流検出部１３により電力変換回路１２を構成するＩＧＢＴやダイオードなどの半導体素子が過電流に起因する素子破壊を前述の保護手段１６により防止することが困難になる恐れがあった。
【００１０】
上記問題点に対する対策として、キャリア発振器１５が出力するキャリア信号Ｆｃの周波数、すなわち、キャリア周波数をより高くする制御方法があるが、この制御方法では、電力変換回路１２を形成するＩＧＢＴやダイオードのスイッチング回数が増大し、その結果、前記ＩＧＢＴやダイオードのスイッチング損失が増大することにより、ＰＷＭインバータ１の出力電力定格値の低下を招き、従って、ＰＷＭインバータ１全体が大型になり、価格上昇をもたらすという新たな問題点が発生する。
【００１１】
この発明の目的は、上述のそれぞれの問題点を解決し、各アームそれぞれのアーム電流により電力変換回路を構成する半導体素子が過電流破壊するのを防止するためのＰＷＭインバータの制御方法を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この第１の発明は、各アームをブリッジ接続してなる電力変換回路を用い、直流電圧をＰＷＭ制御により所望の振幅および周波数の交流電圧に変換するＰＷＭインバータにおいて、前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか１つのアーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、前記ＰＷＭ制御の際のキャリア周波数を所定期間より高くすることを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法を行う。
【００１３】
また第２の発明は前記ＰＷＭインバータにおいて、前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか１つのアーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、前記ＰＷＭ制御の際のキャリア周波数を所定期間前記アーム電流のリプル分が予め定めた値に減少するキャリア周波数に変更することを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法を行う。
【００１４】
さらに第３の発明は前記第２の発明のＰＷＭインバータの制御方法において、前記変更したキャリア周波数で前記ＰＷＭインバータが動作中に、前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか１つのアーム電流が前記レベルを再度超えたときには、前記変更したキャリア周波数を新たに前記所定期間継続させることを特徴とする。
【００１５】
この発明によれば、前記アーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、前記ＰＷＭ制御の際のキャリア周波数を所定の期間変更することにより、電力変換回路を構成する半導体素子の過電流保護をより確実に行うことができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の第１の実施例を示す回路構成図であり、図６に示した従来例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【００１７】
すなわち、図１に示したＰＷＭインバータ２（その回路構成の主要部を示す）には直流電源１１、電力変換回路１２、シャント抵抗ｒＵ　，ｒＶ　，ｒＷ　、アーム電流検出部１３、ＰＷＭ信号発生器１４、保護手段１６の他に、レベル設定器２１と、レベル検出部２２と、切替スイッチ２３と、キャリア発振器１５と同一機能の第１キャリア発振器１５ａと、第２キャリア発振器２４とを備えている。
【００１８】
ＰＷＭインバータ２により誘導電動機５を可変速駆動する場合、ＰＷＭインバータ２の出力電流、すなわち、誘導電動機５の一次電流は該電動機の負荷率および電気的定数とＰＷＭインバータ２の基本波出力電圧とに基づく基本波電流と、前記電気的定数とＰＷＭインバータ２でのＰＷＭ制御における変調率、言い換えれば、キャリア周波数とに基づく高周波電流との合成値に基づいている。
【００１９】
上述の高周波電流は前記出力電流のリプル分であり、このリプル分Δｉは誘導電動機５の一次巻線抵抗値Ｒ１　，二次巻線抵抗値Ｒ２　，漏れインダクタンスＬσに基づく高周波時定数と、ＰＷＭインバータ２におけるＰＷＭ制御の際のキャリア周波数ｆＣ　と、直流電源１１の直流電圧Ｅｄとに基づく値である。
【００２０】
以下に、図２に示す誘導電動機のＴ−１形等価回路を参照しつつ、前記リプル分Δｉの導出式について説明する
ここで、前記リプル分Δｉの算定条件として、前記高周波電流は一次抵抗値，漏れインダクタンス，二次抵抗の経路に流れ、このとき図２に示す高周波電源の振幅は０から前記直流電圧Ｅｄ間をステップ状に変化するものとし、その期間はキャリア周波数ｆＣ　の１／２とすると、前記リプル分Δｉは下記式（１）で表される。
【００２１】
【数１】
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従って、ＰＷＭインバータ２の出力電流のうち、図２に示す基本波電源による基本波電流は誘導電動機５の負荷率により変動し、この基本波電流に重畳する高周波電流、すなわち、リプル分ΔｉはＰＷＭインバータ２におけるＰＷＭ制御の際のキャリア周波数ｆＣ　に基づく値となる。このとき、上記式（１）から明らかなように、前記キャリア周波数ｆＣ　を高くするとリプル分Δｉの値がより小さくなる。また、シャント抵抗ｒＵ　，ｒＶ　，ｒＷ　およびアーム電流検出部１３により検出される電力変換回路１２のＵ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームそれぞれのアーム電流にも前記基本波電流とリプル分との重畳値としての振幅が現れる。
【００２２】
図３は、図１に示したＰＷＭインバータ２の動作を説明する波形図であり、この波形は図７に示した波形の部分拡大図である。
【００２３】
すなわち図３においては、三角波状の細実線のキャリア信号Ｆｃ１　は第１キャリア発振器１５ａの出力波形、三角波状の太実線のキャリア信号Ｆｃ２　は第２キャリア発振器２４の出力波形をそれぞれ示し、キャリア信号Ｆｃ１　のキャリア周波数ｆＣ１とキャリア信号Ｆｃ２　のキャリア周波数ｆＣ２の間にはｆＣ１＜ｆＣ２なる関係を持たせる、例えば、前記ｆＣ１を２ＫＨｚ程度、ｆＣ２を４ＫＨｚ程度に設定し、さらに、ＰＷＭ信号発生器１４におけるＵ相の相電圧の電圧指令ｅＵ＊に対する前記キャリア信号Ｆｃ１　，Ｆｃ２　それぞれでのＰＷＭ制御結果ＰＷＭｕ＊　と、誘導電動機５の力率角が３０°のときの該電動機の一次電流ｉ３０と、シャント抵抗ｒＵ　およびアーム電流検出部１３におけるキャリア信号Ｆｃ１　，Ｆｃ２　でのそれぞれの検出波形との関係も示し、この図から明らかなように、前記キャリア信号Ｆｃ２　のときのシャント抵抗ｒＵ　およびアーム電流検出部１３での検出波形ではＵ相の相電圧の電圧指令（ｅＵ＊）の正の半サイクル期間でも検出可能区間を前記キャリア信号Ｆｃ１　のときに比して長くすることができる。
【００２４】
従って、このＰＷＭインバータ２では、シャント抵抗ｒＵ　，ｒＶ　，ｒＷ　およびアーム電流検出部１３により電力変換回路１２を形成するＵ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームのうち、少なくとも何れか１相のアーム電流の瞬時値がレベル設定器２１で設定されたレベル、例えば、前記アームを形成する半導体素子の定格電流値の１５０％程度の値を超えた時に、レベル検出部２２から前記電圧指令ｅＵ＊の１〜２サイクル程度の期間、切替信号を切替スイッチ２３へ出力し、この切替信号により切替スイッチ２３では第１キャリア発振器１５ａ側の経路を開路し、さらに、第２キャリア発振器２４側の経路を閉路することにより、前記ＰＷＭ制御の際のキャリア周波数をより高くしている。
【００２５】
その結果として、Ｕ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームそれぞれのアーム電流の検出可能区間をより長くし、このときには前述の式（１）に基づくプル分Δｉもより減少するので、保護手段１６を介した電力変換回路１２を構成する半導体素子の過電流保護をより確実に行うことができる。なお、第２キャリア発振器２４のキャリア信号Ｆｃ２　で動作する期間は、前述の如く、基本波電圧の１〜２サイクル程度に設定することにより、この間の電力変換回路１２を形成するＩＧＢＴやダイオードなどの半導体素子のスイッチング損失の増大は微小である。
【００２６】
図４は、この発明の第２の実施例を示す回路構成図であり、図１に示した第１の実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【００２７】
すなわち、図４に示したＰＷＭインバータ３（その回路構成の主要部を示す）では第２キャリア発振器２４に代えて第３キャリア発振器３１を備えている。
【００２８】
この第３キャリア発振器３１が出力するキャリア信号Ｆｃ３　のキャリア周波数ｆＣ３は、前述の式（１）に基づくリプル分Δｉの値が所定の値に減少させる周波数を電動機定数（一次抵抗Ｒ１　，二次抵抗Ｒ２　，漏れインダクタンスＬσ等）から予め求めておき、この求めたキャリア周波数（例えば、４ＫＨｚ〜５ＫＨｚ程度）を設定することにより、前記リプル分Δｉを所定の値に減少させつつ、Ｕ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームそれぞれのアーム電流の検出可能区間をより長くするので、保護手段１６を介した電力変換回路１２を構成する半導体素子の過電流保護をより確実に行うことができる。なお、第３キャリア発振器３１のキャリア信号Ｆｃ３　で動作する期間は、ＰＷＭインバータ２と同様にその基本波電圧の１〜２サイクル程度に設定することにより、この間の電力変換回路１２を形成するＩＧＢＴやダイオードなどの半導体素子のスイッチング損失の増大は微小である。
【００２９】
図５は、この発明の第３の実施例を示す回路構成図であり、図４に示した第２の実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【００３０】
すなわち、図５に示したＰＷＭインバータ４（その回路構成の主要部を示す）ではレベル検出部２２に代えてレベル検出部２２ａを備え、さらに、切替制御回路４１が追加されている。
【００３１】
このレベル検出部２２ａでは電力変換回路１２を形成するＵ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームのうち、少なくとも何れか１相のアーム電流の瞬時値がレベル設定器２１で設定されたレベル、例えば、前記アームを形成する半導体素子の定格電流値の１５０％程度の値を超えた時に、レベル検出部２２ａからトリガ信号を出力し、このトリガ信号を受信した切替制御回路４１では前記電圧指令ｅＵ＊の１〜２サイクル程度の期間、切替信号を切替スイッチ２３へ出力するようにしている。ここで切替制御回路４１では前回のトリガ信号による切替信号を出力中に、新たなトリガ信号を受信した時には、この新たなトリガ信号から前述の１〜２サイクル程度の期間、前記切替信号を継続するようにしている。
【００３２】
その結果、このＰＷＭインバータ４では保護手段１６を介した電力変換回路１２を構成する半導体素子の過電流保護をより確実に行うことができる。
【００３３】
【発明の効果】
この発明によれば、ＰＷＭインバータの電力変換回路を形成する各アームのうちのいずれかのアーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、このＰＷＭインバータにおけるＰＷＭ制御の際のキャリア周波数を所定の期間より高いキャリア周波数に変更することにより、前記電力変換回路を構成する半導体素子の過電流保護をより確実に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施例を示すＰＷＭインバータの回路構成図
【図２】図１の動作を説明するための誘導電動機の等価回路図
【図３】図１の動作を説明する波形図
【図４】この発明の第２の実施例を示すＰＷＭインバータの回路構成図
【図５】この発明の第３の実施例を示すＰＷＭインバータの回路構成図
【図６】従来例を示すＰＷＭインバータの回路構成図
【図７】図６の動作を説明する波形図
【符号の説明】
１〜４…ＰＷＭインバータ、５…交流電動機、１１…直流電源、１２…電力変換回路、ｒＵ　，ｒＶ　，ｒＷ　…シャント抵抗、１３…アーム電流検出部、１４…ＰＷＭ信号発生器、１５…キャリア発振器、１５ａ…第１キャリア発振器、１６…保護手段、２１…レベル設定器、２２，２２ａ…レベル検出部、２３…切替スイッチ、２４…第２キャリア発振器、３１…第３キャリア発振器、４１…切替制御回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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