(57)【要約】【課題】周波数オフセットエラーを測定するための計算的に効率的なシステム及び方法を提供する。【解決手段】本発明によれば、ある時間期間にわたって受信した複合信号に関して反時計方向及び時計方向象限遷移を検知し且つ蓄積する。次いで、これらの遷移を比較して周波数オフセットエラーの大きさと位相の両方を表わす情報を得る。更に、同一の時間期間にわたり受信した複合信号のゼロ交差を検知し且つ蓄積する。その蓄積した交差は周波数オフセット大きさを表わす情報を与える。次いで、周波数オフセットエラーの決定された大きさ及び位相を使用してローカルオシレータ周波数を調節し改善した受信器性能を提供する。【選択図】　　　図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した複合信号の周波数オフセット符号及び大きさを測定するための周波数オフセット検知器において、
反時計回転方向における前記受信した複合信号の少なくとも１つの象限遷移を検知すべく動作する第一検知器、
ある時間期間中に前記第一検知器によって検知した多数の反時計方向象限遷移を蓄積する第一アキュムレータ、
時計回転方向における前記受信した複合信号の少なくとも１つの対応する象限遷移を検知すべく動作する第二検知器、
同一の時間期間中に前記第二検知器によって検知した多数の時計方向象限遷移を蓄積する第二アキュムレータ、
前記蓄積した反時計方向象限遷移から時計方向象限遷移を減算して差値を得るための減算器、
を有しており、前記差値の符号は周波数オフセット符号を表わしており且つ前記差値の大きさは前記周波数オフセットの大きさを表わしている、
ことを特徴とする周波数オフセット検知器。
【請求項２】
請求項１において、更に、前記差値を前記時間期間によって割算することにより前記周波数オフセットの大きさを計算するための処理コンポーネントを有していることを特徴とする検知器。
【請求項３】
請求項２において、前記第一及び第二検知器が、各々、２つの対応する象限遷移を検知し、且つ前記処理コンポーネントが前記差値を前記周期の２倍で割算することにより前記周波数オフセットの大きさを計算することを特徴とする検知器。
【請求項４】
請求項２において、前記第一及び第二検知器は、各々、４つの対応する象限遷移を検知し、且つ前記処理コンポーネントが、前記差値を前記時間期間の４倍で割算することにより前記周波数オフセットの大きさを計算することを特徴とする検知器。
【請求項５】
請求項２において、前記処理コンポーネントが、各時間期間の終わりにおいて前記第一及び第二アキュムレータをリセットすることを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項１において、前記受信した複合信号は単一のＩビット及び単一のＱビットによって量子化され、且つ前記第一及び第二検知器が前記単一ビットを検査することにより象限遷移を検知すべく動作することを特徴とする検知器。
【請求項７】
請求項６において、前記量子化した単一Ｉ及びＱビットが前記受信した複合信号のＩ及びＱ成分の符号ビットであることを特徴とする検知器。
【請求項８】
受信した複合信号の周波数オフセット符号及び大きさを測定するための周波数オフセット検知器において、
反時計回転方向において前記受信した複合信号の少なくとも１つの象限遷移を検知すべく動作する第一検知器、
ある時間期間中に前記第一検知器によって検知された多数の反時計方向象限遷移を蓄積する第一アキュムレータ、
時計回転方向において前記受信した複合信号の少なくとも１つの対応する象限遷移を検知すべく動作する第二検知器、
同一の時間期間中に前記第二検知器によって検知される多数の時計方向象限遷移を蓄積する第二アキュムレータ、
前記受信した複合信号の少なくとも１つのゼロ交差を検知すべく動作する第三検知器、
同一の時間期間中に前記第三検知器によって検知される多数のゼロ交差を蓄積する第三アキュムレータ、
前記蓄積した反時計方向象限遷移と時計方向象限遷移を比較する比較器、
を有しており、前記蓄積した遷移のうちのより大きいものが前記周波数オフセット符号を表わしており、前記蓄積したゼロ交差の値が前記周波数オフセットの大きさを表わしていることを特徴とする周波数オフセット検知器。
【請求項９】
請求項８において、更に、前記蓄積したゼロ交差の値を前記時間期間により割算することにより前記周波数オフセットの大きさに比例する値を計算する処理コンポーネントを有していることを特徴とする検知器。
【請求項１０】
請求項９において、前記ゼロ交差検知器が２つの別個のゼロ交差を検知し、且つ前記処理コンポーネントが、前記蓄積したゼロ交差を前記時間期間の二倍で割算することにより前記周波数オフセットの大きさに比例する値を計算することを特徴とする検知器。
【請求項１１】
請求項９において、前記ゼロ交差検知器が４個の別個のゼロ交差を検知し、且つ前記処理コンポーネントが、前記蓄積したゼロ交差を前記時間期間の四倍で割算することにより前記周波数オフセットの大きさに比例する値を計算することを特徴とする検知器。
【請求項１２】
請求項９において、前記処理コンポーネントが各時間期間の終わりにおいて前記第一、第二及び第三アキュムレータをリセットさせることを特徴とする検知器。
【請求項１３】
請求項８において、前記受信した複合信号が単一Ｉビット及び単一Ｑビットによって量子化され、且つ前記第一、第二及び第三検知器は、各々、前記単一ビットを検査することにより検知を行うべく動作することを特徴とする検知器。
【請求項１４】
請求項１３において、前記量子化した単一Ｉ及びＱビットが前記受信した複合信号のＩ及びＱ成分の符号ビットであることを特徴とする検知器。
【請求項１５】
請求項８において、前記ゼロ交差検知器が非冗長態様でゼロ交差を検知すべく動作することを特徴とする検知器。
【請求項１６】
請求項８において、前記ゼロ交差検知器がいずれかの回転方向においてゼロ交差を検知すべく動作することを特徴とする検知器。
【請求項１７】
請求項８において、前記第三検知器が前記第一及び第二検知器に組込まれていることを特徴とする検知器。
【請求項１８】
受信した複合信号の周波数オフセット符号及び大きさを測定するための周波数オフセット検知器において、
反時計回転方向において前記受信した複合信号の少なくとも１つの象限遷移を検知すべく動作する第一検知器、
ある時間期間中に前記第一検知器によって検知された多数の反時計方向象限遷移を蓄積する第一アキュムレータ、
時計回転方向において前記受信した複合信号の少なくとも１つの対応する象限遷移を検知すべく動作する第二検知器、
同一の時間期間中に前記第二検知器によって検知された多数の時計方向象限遷移を蓄積する第二アキュムレータ、
前記受信した複合信号の少なくとも１つのゼロ交差を検知すべく動作する第三検知器、
同一の時間期間中に前記第三検知器によって検知された多数のゼロ交差を蓄積する第三アキュムレータ、
前記蓄積した反時計方向象限遷移から前記時計方向象限遷移を減算して差値を得、その差値の符号が前記周波数オフセット符号を表わしている減算器、
前記差値をスレッシュホールドと比較する比較器、
を有しており、前記差値の大きさが、前記スレッシュホールドを超えた場合の前記周波数オフセット大きさを表わしており、且つ前記蓄積したゼロ交差が、前記スレッシュホールドを超えた場合の前記周波数オフセット大きさを表わしていることを特徴とする周波数オフセット検知器。
【請求項１９】
請求項１８において、更に、前記差値を前記時間期間で割算することにより前記周波数オフセットの大きさを計算する処理コンポーネントを有していることを特徴とする検知器。
【請求項２０】
請求項１９において、前記第一及び第二検知器の各々が２つの対応する象限遷移を検知し、且つ前記処理コンポーネントが、前記差値を前期時間期間の二倍で割算することにより前記周波数オフセットの大きさを計算することを特徴とする検知器。
【請求項２１】
請求項１９において、前記第一及び第二検知器の各々が４個の対応する象限遷移を検知し、且つ前記処理コンポーネントが、前記差値を前記期間の四倍で割算することにより前記周波数オフセットの大きさを計算することを特徴とする検知器。
【請求項２２】
請求項１９において、前記処理コンポーネントが、前記蓄積したゼロ交差を前記時間期間で割算することにより前記周波数オフセットの大きさに比例する値を計算することを特徴とする検知器。
【請求項２３】
請求項１９において、前記ゼロ交差検知器が２つの別個のゼロ交差を検知し、且つ前記処理コンポーネントが、前記蓄積したゼロ交差を前記時間期間の二倍で割算することにより前記周波数オフセットの大きさに比例する値を計算することを特徴とする検知器。
【請求項２４】
請求項１９において、前記ゼロ交差検知器が４個の別個のゼロ交差を検知し、且つ前記処理コンポーネントが、前記蓄積したゼロ交差を前記時間期間の四倍で割算することにより前記周波数オフセットの大きさに比例する値を計算することを特徴とする検知器。
【請求項２５】
請求項１９において、前記処理コンポーネントが、各時間期間の終わりにおいて前記第一、第二及び第三アキュムレータをリセットさせることを特徴とする検知器。
【請求項２６】
請求項１８において、前記受信した複合信号が単一Ｉビット及び単一Ｑビットによって量子化され、且つ前記第一、第二及び第三検知器の各々が前記単一ビットを検査することにより検知を行うべく動作することを特徴とする検知器。
【請求項２７】
請求項２６において、前記量子化した単一Ｉ及びＱビットが前記受信した複合信号のＩ及びＱ成分の符号ビットであることを特徴とする検知器。
【請求項２８】
請求項１８において、前記ゼロ交差検知器が非冗長態様でゼロ交差を検知すべく動作することを特徴とする検知器。
【請求項２９】
請求項１８において、前記第三検知器が前記第一及び第二検知器内に組込まれていることを特徴とする検知器。
【請求項３０】
ＵＭＴＳ−ＦＤＤセル探査器において、
ステップ１操作を実施するためのスロット採取コンポーネント、
ステップ２操作を実施するためのフレーム採取コンポーネント、
ステップ３操作を実施し且つ受信した複合共通パイロットチャンネル信号の周波数オフセット符号及び大きさを測定するためのオフセット検知器を包含しているスクランブリングコード採取コンポーネント、
その操作が前記測定した周波数オフセット符号及び大きさによって調節される受信器周波数制御ループ、
を有していることを特徴とするセル探査器。
【請求項３１】
請求項３０において、前記オフセット検知器が、
反時計回転方向において前記受信した複合共通パイロットチャンネル信号の少なくとも１つの象限遷移を検知すべく動作する第一検知器、
ある時間期間中に前記第一検知器によって検知された多数の反時計方向象限遷移を蓄積する第一アキュムレータ、
時計回転方向における前記受信した複合共通パイロットチャンネル信号の少なくとも１つの対応する象限遷移を検知すべく動作する第二検知器、
同一の時間期間中に前記第二検知器によって検知された多数の時計方向象限遷移を蓄積する第二アキュムレータ、
を有していることを特徴とするセル探査器。
【請求項３２】
請求項３１において、前記オフセット検知器が、更に、
前記蓄積した反時計方向象限遷移から前記時計方向象限遷移を減算して差値を得る減算器、
を有しており、前記差値の符号が前記周波数オフセット符号を表わし且つ前記差値の大きさが前記周波数オフセットの大きさを表わすことを特徴とするセル探査器。
【請求項３３】
請求項３１において、前記オフセット検知器が、更に、
前記受信した複合信号の少なくとも１つのゼロ交差を検知すべく動作する第三検知器、
同一の時間期間中に前記第三検知器によって検知される多数のゼロ交差を蓄積する第三アキュムレータ、
を有していることを特徴とするセル探査器。
【請求項３４】
請求項３３において、前記オフセット検知器が、更に、
前記蓄積した反時計方向象限遷移を時計方向象限遷移と比較する比較器、
を有しており、これらの蓄積した遷移のうちのより大きなものが前記周波数オフセット符号を表わしており、前記蓄積したゼロ交差が前記周波数オフセットの大きさを表わしていることを特徴とするセル探査器。
【請求項３５】
請求項３３において、前記オフセット検知器が、更に、
前記蓄積した反時計方向象限遷移から前記時計方向象限遷移を減算して差値を得、前記差値の符号が前記周波数オフセットの符号を表わしている減算器、
前記差値をスレッシュホールドと比較する比較器、
を有しており、前記差値の大きさが、前記スレッシュホールドを超えていない場合の前記周波数オフセットの大きさを表しており、且つ前記蓄積したゼロ交差が、前記スレッシュホールドを超えている場合の前記周波数オフセットの大きさを表わしていることを特徴とするセル探査器。
【請求項３６】
受信した複合信号の周波数オフセット符号及び大きさを測定する方法において、
反時計回転方向において前記受信した複合信号の少なくとも１つの象限遷移を検知し、
ある時間期間中に多数の反時計方向象限遷移を蓄積し、
時計回転方向における前記受信した複合信号の少なくとも１つの対応する象限遷移を検知し、
同一の時間期間中に多数の時計方向象限遷移を蓄積し、
前記蓄積した反時計方向象限遷移から前記時計方向象限遷移を減算して差値を得、
前記周波数オフセットの符号を表わすものとして前記差値の符号を供給し、
前記周波数オフセットの大きさを表わすものとして前記差値の大きさを供給する、
ことを特徴とする方法。
【請求項３７】
請求項３６において、更に、前記供給した符号及び大きさに従って受信器周波数制御ループの動作を調節することを特徴とする方法。
【請求項３８】
請求項３６において、前記大きさを供給する場合に、前記差値を前記時間期間で割算することにより前記周波数オフセットの大きさに比例する値を計算することを特徴とする方法。
【請求項３９】
請求項３６において、前記受信した複合信号が単一Ｉビット及び単一Ｑビットによって量子化され、且つ前記検知する場合に、前記単一ビットを検査することにより象限遷移を検知することを特徴とする方法。
【請求項４０】
請求項３９において、前記量子化した単一Ｉ及びＱビットが前記受信した複合信号のＩ及びＱ成分の符号ビットであることを特徴とする方法。
【請求項４１】
受信した複合信号の周波数オフセット符号及び大きさを測定する方法において、
反時計回転方向における前記受信した複合信号の少なくとも１つの象限遷移を検知し、
ある時間期間中における多数の反時計方向象限遷移を蓄積し、
時計回転方向における前記受信した複合信号の少なくとも１つの対応する象限遷移を検知し、
同一の時間期間中における多数の時計方向象限遷移を蓄積し、
前記受信した複合信号の少なくとも１つのゼロ交差を検知し、
同一の時間期間中に検知した多数のゼロ交差を蓄積し、
前記蓄積した反時計方向象限遷移及び時計方向象限遷移を比較し、これらの蓄積した遷移のうちのより大きなものが前記周波数オフセット符号を表わしており、
前記蓄積したゼロ交差を前記周波数オフセット大きさを表わすものとして供給する、
ことを特徴とする方法。
【請求項４２】
請求項４１において、更に、前記符号及び大きさに従って受信器周波数制御ループの操作を調節することを特徴とする方法。
【請求項４３】
請求項４１において、前記供給する場合に、前記蓄積したゼロ交差を前記時間期間で割算することにより前記周波数オフセット大きさに比例する値を計算することを特徴とする方法。
【請求項４４】
請求項４１において、前記受信した複合信号を単一Ｉビット及び単一Ｑビットで量子化し、且つ前記検知する場合に、前記単一ビットを検査することにより象限遷移及びゼロ交差を検知することを特徴とする方法。
【請求項４５】
請求項４４において、前記量子化した単一Ｉ及びＱビットが前記受信した複合信号のＩ及びＱ成分の符号ビットであることを特徴とする方法。
【請求項４６】
受信した複合信号の周波数オフセット符号及び大きさを測定する方法において、
反時計回転方向において前記受信した複合信号の少なくとも１つの象限遷移を検知し、
ある時間期間中に多数の反時計方向象限遷移を蓄積し、
時計回転方向において前記受信した複合信号の少なくとも１つの対応する象限遷移を検知し、
同一の時間期間中に多数の時計方向象限遷移を蓄積し、
前記受信した複合信号の少なくとも１つのゼロ交差を検知し、
同一の時間期間中に多数のゼロ交差を蓄積し、
前記蓄積した反時計方向象限遷移から前記時計方向象限遷移を減算して差値を得、その差値の符号が前記周波数オフセット符号を表わしており、
前記差値をスレッシュホールドと比較し、
前記スレッシュホールドを超えていない場合には前記周波数オフセット大きさを表わすものとしてその差値の大きさを供給し、
前記スレッシュホールドを超えている場合には前記周波数オフセット大きさを表わすものとして前記蓄積したゼロ交差を供給する、
ことを特徴とする方法。
【請求項４７】
請求項４６において、更に、前記符号及び大きさに従って受信器周波数制御ループの操作を調節することを特徴とする方法。
【請求項４８】
請求項４６において、前記大きさを供給する場合に、前記差値を前記時間期間で割算することにより前記周波数オフセット大きさに比例する値を計算することを特徴とする方法。
【請求項４９】
請求項４６において、前記蓄積したゼロ交差を供給する場合に、前記蓄積したゼロ交差を前記時間期間で割算することにより前記周波数オフセット大きさに比例する値を計算することを特徴とする方法。
【請求項５０】
請求項４６において、前記受信した複合信号が単一Ｉビット及び単一Ｑビットによって量子化され、且つ前記検知する場合に、前記単一ビットを検査することにより象限遷移及びゼロ交差を検知することを特徴とする方法。
【請求項５１】
請求項５０において、前記量子化した単一Ｉ及びＱビットが前記受信した複合信号のＩ及びＱ成分の符号ビットであることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線受信器に関するものであって、更に詳細には、周波数オフセット推定用システム及び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
無線周波数送信及び受信用のプロセスは当業者に公知である。基本的に、送信器側において、ローカルオシレータによって搬送波周波数が発生され且つベースバンド信号によって変調される。より詳細には、同一の周波数であるが９０度位相がオフセットした２つの正弦波搬送波が複素数値ベースバンド信号の実数部分（Ｉ）及び虚数部分（Ｑ）によって変調される。受信器側において、コヒーレント復調は正確に同一の搬送波周波数及び位相を必要とする。然しながら、幾つかの無線通信システムにおいては、１つの理由又は幾つかの理由の組合わせにより、復調されたベースバンド信号において周波数オフセットエラーが発生する。例えば、受信器側において使用されるローカルオシレータ周波数は、通常、ローカルオシレータ送信器によって使用された周波数と正確にマッチしない場合がある。又、送信器又は受信器がモーバイル即ち可動性のものである場合には、受信した信号はドップラー拡散によって影響される場合がある。
【０００３】
受信器側におけるローカルオシレータによって発生される復調用周波数は送信された信号の受信した周波数と精密に等しいものでない場合には、ベースバンド信号の復調された同相及び直交成分（Ｉ′及びＱ′）は可変位相オフセットだけ送信された成分（Ｉ及びＱ）と異なる。このことは、全体的なＩ−Ｑコンステレーション線図を絶え間なく回転させ、そのことはベースバンド信号の受信及び検知の精度に悪影響を与える場合がある。多くのモーバイル通信システムにおいて、予め定義したワード（しばしば、パイロットと呼称される）信号が、周波数オフセット測定のために使用されることが可能な基準（参照）を提供する。そのオフセットが測定されると、受信器側におけるローカルオシレータを、そのオフセットを補正するために調節することが可能である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、以上の点に鑑みなされたものであって、上述した如き従来技術の欠点を解消し、周波数オフセットエラーを測定するための計算上効率的なシステム及び方法を提供することを目的とする。より詳細に説明すると、本発明は、周波数オフセットの方向及び大きさの両方を決定するために復調された信号（例えば、パイロット信号）について行われる測定を利用する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の１つの側面によれば、受信した複合信号の周波数オフセット符号及び大きさは、反時計回転方向及び時計回転方向の両方において受信した複合信号の少なくとも１つの象限遷移（ｑｕａｄｒａｎｔ　ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）を検知することにより測定される。検知された遷移はある時間期間にわたって別個に蓄積即ち累算される。その蓄積した反時計方向及び時計方向象限遷移を比較することにより、差値が得られる。その差値の符号は周波数オフセット符号を与え、且つその差値の大きさは周波数オフセット大きさを表わす情報を提供する。
【０００６】
本発明の別の側面によれば、受信した複合信号の周波数オフセット符号及び大きさが、反時計回転方向及び時計回転方向の両方における受信した複合信号の少なくとも１つの象限遷移及び少なくとも１つのゼロ交差遷移を検知することにより測定される。その測定された遷移は別個にある時間期間にわたって蓄積即ち累算される。その蓄積した反時計方向及び時計方向の象限遷移を比較することにより、周波数オフセット符号を表わす情報を得ることが可能である。更に、その蓄積したゼロ交差遷移は周波数オフセット大きさを表わす情報を提供する。
【０００７】
本発明の更に別の側面によれば、反時計回転方向及び時計回転方向の両方において受信した複合信号の少なくとも１つの象限遷移及び少なくとも１つのゼロ交差遷移を検知することにより、受信した複合信号の周波数オフセット符号及び大きさが測定される。その測定した遷移は別個にある時間期間にわたって蓄積即ち累算される。その蓄積した反時計方向及び時計方向の象限遷移を比較することにより、差値が得られる。その差値の符号は周波数オフセット符号を与える。次いで、その差値の大きさがスレッシュホールドと比較される。スレッシュホールドを超えている場合には、該蓄積したゼロ交差遷移が周波数オフセット大きさを表わす情報を提供する。然しながら、スレッシュホールドを超えていない場合には、その差値の大きさは周波数オフセット大きさを表わす情報を提供する。
【０００８】
本発明に基づく周波数オフセット検知器は、多数の適用例において使用することが可能である。特に、周波数オフセット符号及び大きさの情報は、受信器の性能を改善するためにローカルオシレータの周波数を調節する場合に有用である。特に、周波数オフセット大きさ及び符号情報は、受信した複合パイロットチャンネル信号を処理することによりＵＭＴＳ−ＦＤＤセルサーチャー（探査器）ステップ３機能性において発生させることが可能であり、その出力大きさ及び符号情報は、ＵＭＴＳ−ＦＤＤ受信器用のローカルオシレータを調節するために使用される。
【０００９】
【発明の実施の形態】
次の形態で表わされる入力信号ｙ（ｋ）について検討する。
【００１０】
【数１】
2004007692.tif 000003
【００１１】
尚、Ａｅｊφ（ｋ）はパイロットシーケンスであり、Ａは実数スカラー値であり、ｅｊφ（ｋ）はチャンネル位相歪みであり、ｊ（ｋ）はチャンネル振幅歪みであり、ωｅは周波数エラーオフセットであり、η（ｋ）は全ての干渉を含む複合ノイズ項＋付加的ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）であり且つｙ（ｋ）の全パワーと比較して低いパワーを有している。
【００１２】
典型的に、使用されるパイロットシンボル（記号）は全て同一である。例えば、ＵＭＴＳ−ＦＤＤにおいては、パイロットＱＰＳＫ成分の各々は全て１を担持し、従って、Ａｅｊφ（ｋ）は以下の如くに表わすことが可能である。
【００１３】
【数２】
2004007692.tif 000004
【００１４】
ＱＰＳＫ成分は、周波数エラーω１＋ωの場合においては、可変である位相エラーを包含しており、且つ（ω１−ω）ｔ＋φとなる。ここで、ω１はローカルオシレータ角周波数であり且つω＝２πＦｃであり、尚Ｆｃは受信信号の中心周波数である。その結果は、受信した位相成分Ｉ′及びＱ′はオリジナルＱＰＳＫ成分Ｉ及びＱの可変混合物を包含することになり、即ち、
【数３】
2004007692.tif 000005
【００１５】
更に、Ｉ′（ｋ）及びＱ′（ｋ）は時間と共に変化する。オリジナルの位相成分の混合はこの場合においては問題ではない。何故ならばそれらの各々によって担持される情報は些細なものだからである（例えば、ＵＭＴＳ−ＦＤＤパイロット信号の場合においては全てが１である）。然しながら、時間的変化は解析されるべきである。何故ならば、一定周波数エラーにより影響されるパイロットの全てが１の成分は、正弦波として挙動し、その周波数は決定されねばならない周波数オフセットに等しいからである。従って、周波数オフセット推定は（ω１−ω）項を見つけ出すことを包含している。
【００１６】
周波数オフセット決定のための本発明のシステム及び方法はイベントカウント技術に基づいている。即ち、周波数オフセットは上述した位相成分Ｉ′（ｋ）及びＱ′（ｋ）を正弦波として変動させる。各０乃至２φサイクルは、特性的イベントにより特性付けることが可能である。本発明の１つの側面においては、この特性的イベントは図１に示したように、一方の成分（例えば、Ｉ′（ｋ））におけるゼロ交差と他方の成分（例えば、Ｑ′（ｋ））における極値の同時的出現である。本発明の別の側面においては、この特性的イベントは一方（又は両方）の成分におけるゼロ交差である。Ｉ′（ｋ）成分とＱ′（ｋ）成分との間のπ／２位相遅延に起因して、極値は（１）この成分の符号が変化せず且つ（２）他方の成分においてゼロ交差が検知される両方の場合に一方の成分において検知されるものと仮定することが可能である。従って、起こり得る符号変化の検知からイベント（１）及び（２）の両方を追跡することが可能であることが認識される。更に、周波数オフセット検知操作の目的のために、Ｉ′（ｋ）及びＱ′（ｋ）成分は、単に１個のビット（即ち、符号ビット）で量子化させることが可能である。この１個のビット及び符号変化特性はオフセット検知及び測定に対しての幾つかの効率的な構成に通ずる。
【００１７】
次に、図２を参照すると、１ビットのイベントをカウントする場合を総合的に示した線図が示されている。反時計方向に向いている矢印１０は正の周波数オフセットにより発生されるイベントからなるシーケンスに対応しており、一方時計方向に向いている矢印１２は負の周波数オフセットにより発生されるイベントからなるシーケンスを示している。例えば、上部矢印１０は、正の周波数オフセットに起因するＩ′−Ｑ′ＱＰＳＫコンステレーションの第一象限から第二象限への遷移（即ち交差）に対応して、一方上部矢印１２は、負の周波数オフセットに起因する第二象限から第一象限への遷移に対応しており、各矢印はＩ′成分に対するゼロ交差及びＱ′成分に対する符号変化なしによって特性付けられる。その他の象限遷移の各々に対して同様の関係を認めることが可能である。
【００１８】
Ｉ′（ｋ）及びＱ′（ｋ）成分は１個のビット（即ち、符号ビット）のみで量子化させることが可能であるので、これらの遷移の各々は、そのビットに対して上述したイベント（１）及び（２）の適宜の論理的解析を適用することにより検知することが可能であることが理解される。最初に、例えば、反時計方向における遷移を定義する矢印１０について検討し、且つ相補的論理（即ち、負でない数の最大桁ビット（ＭＳＢ）が「１」であり、且つそうでない場合には「０」である）を仮定することとする。この文脈において、第一象限から第二象限への遷移は、以下の論理的表現が真（即ち、「１」）である場合に検知される。
【００１９】
｛Ｉ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ））｝　ＡＮＤ　｛Ｑ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　Ｑ′（ｋ）｝
尚「ｋ」は現在のサンプルであり且つ「ｋ−１」は直前のサンプルである。従って、直前のＩ′サンプルのＭＳＢが「１」であり、且つ（ＡＮＤ）現在のＩ′サンプルのＭＳＢが「０」であり、且つ（ＡＮＤ）直前のＱ′サンプルのＭＳＢが「１」であり、且つ（ＡＮＤ）現在のＱ′サンプルのＭＳＢが「１」である場合には、Ｉ′−Ｑ′ＱＢＳＫコンステレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）は反時計方向に回転しており（正の周波数オフセット条件に起因して）且つ丁度第一象限から第二象限へ交差したところである。この論理的表現を実現する論理回路を図３Ａに示してある。第二象限から第三象限への遷移は、以下の論理的表現が真（即ち、「１」）である場合に検知される。
【００２０】
｛Ｑ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ））｝　ＡＮＤ　｛ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ））｝
この論理的表現を実現する論理回路は図３Ｂに示してある。第三象限から第四象限への遷移は、以下の論理的表現が真（即ち、「１」）である場合に検知される。
【００２１】
｛ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　Ｉ′（ｋ）｝　ＡＮＤ　｛ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ））｝
この論理的表現を実現する論理回路は図３Ｃに示してある。最後に、第四象限から第一象限への遷移は、以下の論理的表現が真（即ち、「１」）である場合に検知される。
【００２２】
｛ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　Ｑ′（ｋ）｝　ＡＮＤ　｛Ｉ（ｋ−１）　ＡＮＤ　Ｉ′（ｋ）｝
この論理的表現を実現する論理回路は図３Ｄに示してある。反時計方向への遷移を検知するための上述した論理的表現の各々に対して、該表現の最初の｛−−｝部分は一方の成分におけるゼロ交差イベント（２）を反映しており、且つ該表現の２番目の｛−−｝部分は他方の成分における符号変化なしイベント（１）を反映している。
【００２３】
次に、例えば、時計方向における遷移を定義する矢印１２について検討し、この場合も、相補的な論理を仮定する。この文脈においては、第一象限から第四象限への遷移は、以下の論理的表現が真（即ち、「１」）である場合に検知される。
【００２４】
｛Ｑ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ））｝　ＡＮＤ　｛Ｉ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　Ｉ′（ｋ）｝
尚、「ｋ」は現在のサンプルであり且つ「ｋ−１」は直前のサンプルである。従って、直前のＱ′サンプルのＭＳＢが「１」であり、且つ（ＡＮＤ）現在のＱ′サンプルのＭＳＢが「０」であり、且つ（ＡＮＤ）直前のＩ′サンプルのＭＳＢが「１」であり、且つ（ＡＮＤ）現在のＩ′サンプルのＭＳＢが「１」である場合には、Ｉ′−Ｑ′ＱＰＳＫコンステレーションは時計方向に回転しており（負の周波数オフセット条件に起因して）且つ丁度第一象限から第四象限へ交差したところである。この論理的表現を実現する論理回路を図４Ａに示してある。第四表現から第三象限への遷移は、以下の論理的表現が真（即ち、「１」）である場合に検知される。
【００２５】
｛Ｉ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ））｝　ＡＮＤ　｛ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ））｝
この論理的表現を実現する論理回路を図４Ｂに示してある。第三象限から第二象限への遷移は、以下の論理的表現が真（即ち「１」）である場合に検知される。
【００２６】
｛ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　Ｑ′（ｋ）｝　ＡＮＤ　｛ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ））｝
この論理的表現を実現する論理回路を図４Ｃに示してある。最後に、第二象限から第一象限への遷移は、以下の論理的表現が真（即ち、「１」）である場合に検知される。
【００２７】
｛ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　Ｉ′（ｋ）｝　ＡＮＤ　｛Ｑ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　Ｑ′（ｋ）｝
この論理的表現を実現する論理回路を図４Ｄに示してある。時計方向の遷移を検知するための上述した論理的表現の各々に対して、該表現の最初の｛−−｝部分は一方の成分におけるゼロ交差イベント（２）を反映しており且つ該表現の２番目の｛−−｝部分は他方の成分における符号変化なしイベント（１）を反映している。
【００２８】
これらの遷移の発生を検知することにより、周波数オフセットに起因するＩ′−Ｑ′ＱＰＳＫコンステレーションのサイクリング即ち周期動作に関連する情報を得ることが可能である（即ち、オフセットの存在はいずれかの遷移を検知することにより識別され、且つある遷移の検知は回転方向の表示を提供する）。より詳細に説明すると、ある時間期間にわたってのこれらの遷移の数及びタイプをカウントすることにより、周波数オフセットの大きさ及び方向に関する情報を得ることが可能である。例えば、正味の遷移数（Ｎ）のカウントは方向を与え且つ、測定間隔（ｔ）の後に、残留周波数オフセット（Δｆ）に比例する。即ち、
【数４】
2004007692.tif 000006
【００２９】
尚、Ｒｂは単一ＱＰＳＫ成分に関するビットレートであり、Ｎｂｉｔｓは測定間隔（即ち、サンプルにおけるデータブロック長）期間中の単一の成分における処理したＩ′又はＱ′ビットの数である。
【００３０】
次に、図５を参照すると、本発明の第一実施例に基づく周波数オフセット検知器１００のブロック図が示されている。検知器１００は、反時計方向遷移検知器１０２及び時計方向遷移検知器１０４を有している。反時計方向遷移検知器１０２は上述し（且つ図３Ａ−３Ｄの論理的実現例又はそれらの均等物に関連して説明した）の反時計方向遷移検知論理的表現の１つ又はそれ以上を実現している。時計方向遷移検知器１０４は上述した（且つ図４Ａ−４Ｄ又はそれらの均等物の論理的実現例に関連して説明した）時計方向遷移検知論理的表現の対応する１つ又はそれ以上を実現している。「対応する」ということは、反時計方向遷移検知器１０２によって遷移検知表現のいずれか１つ又はそれ以上が実現される場合に、時計方向遷移検知器１０４が対応する反対の遷移の検知表現を実現することを意味している。例えば、反時計方向遷移検知器１０２が第一象限から第二象限への遷移を検知するための論理的表現を実現する場合には、時計方向遷移検知器１０４は第二象限から第一象限への遷移を検知するための対応する反対の論理的表現を実現するものである。
【００３１】
反時計方向遷移検知器１０２及び時計方向遷移検知器１０４への入力は、受信したＩ′及びＱ′信号の各々に対して単一量子化ビットを有している。より詳細に説明すると、検知器１００の好適実施例においては、該入力は受信したＩ′及びＱ′信号の符号ビット（即ち、この場合においては最大桁ビット）を有している。上述した表現は相補的な論理を取るものであるが、入力及び検知表現はその他の均等なフォーマットを実現することが可能であることを理解すべきである。
【００３２】
反時計方向遷移検知器１０２及び時計方向遷移検知器１０４の各々からの出力は信号Ｄ（検知器１０２に対してはＤＣＣＷ及び検知器１０４に対してはＤＣＷ）であり、それは、アクティブ即ち活性状態である場合に、受信信号に対する遷移イベントの検知された発生を表示する。この場合におけるアクティブということは、与えられた実現例に対して所望により、アクティブ高（即ち、論理「１」）又はアクティブ低（即ち、論理「０」）のいずれかとすることが可能である。
【００３３】
信号Ｄはカウンタ１０８において蓄積即ち累算され、該カウンタは、反時計方向アキュムレータ１０８（１）（与えられた時間期間にわたってのアクティブ信号ＤＣＣＷをカウントする）及び時計方向アキュムレータ１０８（２）（同一の与えられた時間にわたってアクティブ信号ＤＣＷをカウントする）を有している。各新たな時間期間の開始においてカウンタ１０８をリセットさせるためにリセット信号１１０が使用される。各時間期間の経過時におけるカウンタ１０８からの出力はカウントＮ（反時計方向アキュムレータ１０８（１）に対してはＮＣＣＷであり且つ時計方向アキュムレータ１０８（２）に対してＮＣＷである）であり、それは与えらた時間期間中における受信信号に対する各方向においての検知された遷移イベントの発生回数の和を表わしている。
【００３４】
処理用コンポーネント１１２がカウントＮを受取り且つこれらのカウントに関して数学的処理を行って、明示的に定義するものではないが、少なくとも周波数オフセットの大きさと符号とを表わす情報を決定する。符号に関しては、処理用コンポーネント１１２は減算器１１６を有しており、それは、時計方向アキュムレータ１０８（２）のカウントＮＣＷを反時計方向アキュムレータ１０８（１）のカウントＮＣＣＷから減算する。次いで、該処理用コンポーネントは、減算器１１６出力の符号部分１１８（即ち、最大桁ビット）を検査し、周波数オフセットの符号を識別する。例えば、符号１１８が正である場合には、周波数オフセットの符号も正である。逆に、符号１１８が負である場合には、周波数オフセットの符号も負である。
【００３５】
大きさに関しては、処理用コンポーネント１１２は減算器１１６出力の値部分１２０（即ち、減算Ｎｄｉｆ＝ＮＣＣＷ−ＮＣＷの数値結果）を検査する。その差値Ｎｄｉｆはオフセットの大きさ（図５における点線参照）を表わし、且つ例えば周波数オフセット補正等のその他の操作のために直接的に使用することが可能である。所望により、この差値は、与えらた時間期間中における正味の遷移数が次式に従って周波数オフセットに比例するという認識することにより、処理用コンポーネント１１２によって周波数の大きさへ変換１２２させることが可能である。
【００３６】
【数５】
2004007692.tif 000007
【００３７】
尚、Ｒｂは単一のＱＰＳＫ成分（Ｉ′又はＱ′）に関するビットレートであり、Ｎｂｉｔｓは時間期間中における処理したＩ′又はＱ′ビットの数であり、ｎは検知器１０２及び１０４によってモニタされた対応する象限遷移の数である（例えば、第一象限から第二象限への遷移と対応する第二象限から第一象限への遷移のみがモニタされた場合には，ｎ＝１である）。
【００３８】
この変換１２２は、周波数オフセットの大きさを与えるために、値１２０と選択した定数との乗算を包含している。
【００３９】
図３の実施例の操作に関する注目すべき利点は、純粋なノイズが存在する場合におけるその挙動である。純粋なノイズは比較的等しい数の時計方向及び反時計方向の遷移によって特性づけることが可能であるので、これらは比較器１１６の動作（Ｎｄｉｆ＝ＮＣＣＷ−ＮＣＷ）において相殺され、且つその結果は、時間に関して平均化された場合に、周波数オフセットのみをより正確に反映することとなる。
【００４０】
然しながら、検知可能な最大周波数オフセットがサンプリングレートの１／ｎへ制限されるという点においてこの操作に関して欠点が存在している。このことについては、特定の例を参照することによりより良く理解することが可能である。各信号サンプルに対してＮｄｉｆが１だけ増加する場合に最大周波数オフセットが発生することが理解される。サンプリングが１５ｋＨｚのレートで発生する場合のＵＭＴＳ−ＦＤＤ共通パイロットチャンネル（Ｃ−ＰＩＣＨ）の場合における本発明の実現について検討する。従って、時間期間ｔはＮｓ数のシンボル即ち記号を包含している（Ｎｓ＝ｔ＊１５，０００）。Ｎｄｉｆの最大変化率は時間期間ｔにわたっての１つの方向においてのＮｓ象限遷移である。上述した周波数オフセットの式においてＮｄｉｆをＮｓ＝ｔ＊１５，０００で置換することにより、以下の最大測定可能周波数オフセット（Ｍａｘｆ）計算が得られる。
【００４１】
【数６】
2004007692.tif 000008
【００４２】
これは、図３実現例の１／ｎのサンプリングレートの制限を示している。この関係を超える周波数オフセットは誤って測定され、所謂「エイリアシング効果」が発生する。幾つかの場合に認められることであるが、受信器においてより廉価なローカルオシレータを使用するために、初期的な周波数オフセットは、しばしば、サンプリングレート／ｎの限界を超えて存在している。
【００４３】
次に、図６を参照すると、本発明の第二実施例に基づく周波数オフセット検知器２００のブロック図が示されている。検知器２００は反時計方向遷移検知器２０２及び時計方向遷移検知器２０４を有している。反時計方向遷移検知器２０２は上述した（且つ図３Ａ−３Ｄの論理的実現例又はそれらの均等物に関連した説明した）反時計方向遷移検知論理的表現のうちの１つ又はそれ以上を実現するものである。時計方向遷移検知器２０４は上述した（及び図４Ａ−４Ｄの論理的実現例又はそれらの均等物に関連して説明した）時計方向遷移検知論理的表現のうちの対応する１つ又はそれ以上を実現するものである。「対応する」とは、遷移検知表現のうちのいずれか１つ又はそれ以上が反時計方向遷移検知器２０２によって実現される場合に、時計方向遷移検知器２０４が対応する反対の遷移検知表現を実現することを意味している。例えば、反時計方向遷移検知器２０２が第一象限から第二象限への遷移を検知するための論理的表現を実現する場合には、時計方向遷移検知器２０４は第二象限から第一象限への遷移を検知するための対応する反対の論理的表現を実現するものである。
【００４４】
検知器２００は、更に、ゼロ交差検知器２０６を有している。ゼロ交差検知器２０６は上述した（又はその均等物）遷移検知論理的表現のうちのいずれか１つ又はそれ以上のゼロ交差検知部分（例えば、上述した最初の｛−−｝部分）を実現することが可能である。例えば、反時計方向における遷移に対する表現は以下の如くである。
【００４５】
第一象限から第二象限：　Ｉ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ））
第二象限から第三象限：　Ｑ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ））
第三象限から第四象限：　ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　Ｉ′（ｋ）
第四象限から第一象限：　ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　Ｑ′（ｋ）
逆に、時計方向における遷移に対する表現は以下の如くである。
【００４６】
第四象限から第三象限：　Ｉ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ））
第一象限から第四象限：　Ｑ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ））
第二象限から第一象限：　ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　Ｉ′（ｋ）
第三象限から第二象限：　ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　Ｑ′（ｋ）
上述したゼロ交差表現を検討すると理解されるように、同一の表現が時計方向及び反時計方向の両方において使用されているが、並び替えられている（例えば、第一象限から第四象限及び第四象限から第三象限は、Ｉ′（ｋ−１）　ＡＮＤＮＯＴ（Ｉ′（ｋ））が論理的に真である場合に、両方共満足される）。このように、与えらた表現がゼロ交差検知器内において使用される場合には、それが満足されることは二度カウントされる（上述したのと同一の例の場合には、第一象限から第四象限へのゼロ交差の場合に一度と、それとマッチングする第四象限から第三象限へのゼロ交差の場合に再度である）。
【００４７】
反時計方向遷移検知器２０２、時計方向遷移検知器２０４、ゼロ交差検知器２０６への入力は、受信したＩ′及びＱ′信号の各々に対する単一の量子化ビットを有している。より詳細に説明すると、検知器２００の好適実施例においては、該入力は受信したＩ′及びＱ′信号の符号ビット（この場合には最大桁ビット）を有している。上述した表現は相補的な論理を仮定するものであるが、入力及び検知表現はその他の均等なフォーマットを実現することが可能であることを理解すべきである。
【００４８】
反時計方向遷移検知器２０２、時計方向遷移検知器２０４、ゼロ交差検知器２０６の各々からの出力は信号Ｄ（検知器２０２の場合にはＤＣＣＷ、検知器２０４の場合にはＤＣＷ、検知器２０６の場合にはＤＺＥＲＯ）であり、それは、アクティブである場合に、受信信号に対して遷移／ゼロ交差イベントの検知された発生を表わす。この場合におけるアクティブは、与えられた実現例に対して所望されるように、アクティブ高（即ち、論理「１」）又はアクティブ低（即ち、論理「０」）のいずれかとすることが可能である。
【００４９】
信号Ｄはカウンタ２０８において蓄積即ち累算され、該カウントは反時計方向アキュムレータ２０８（１）（与えられた時間期間にわたりアクティブ信号ＤＣＣＷをカウントする）、時計方向アキュムレータ２０８（２）（同一の与えられた時間期間にわたりアクティブ信号ＤＣＷをカウントする）、且つゼロ交差アキュムレータ２０８（３）（同一の与えられた時間期間にわたりアクティブ信号ＤＺＥＲＯをカウントする）を包含している。各新たな時間期間の開始においてカウンタ２０８をリセットさせるためにリセット信号２１０が使用される。各時間期間の経過時におけるカウント２０８からの出力はカウントＮ（反時計方向アキュムレータ２０８（１）の場合にはＮＣＣＷ、時計方向アキュムレータ２０８（２）の場合にはＮＣＷ、ゼロ交差アキュムレータ２０８（３）の場合にはＮＺＥＲＯ）であり、それは、与えられた時間期間中における、各方向においての検知された遷移イベント及び受信した信号に対するゼロ交差イベントの発生回数の和を表わしている。
【００５０】
処理用コンポーネント２１２はカウントＮを受取り且つこれらのカウントについて数学的処理を行って明示的に定義するものではないが、少なくとも周波数オフセットの大きさと符号とを表わす情報を決定する。符号に関しては、処理用コンポーネント２１２は比較器２１６を有しており、それは時計方向アキュムレータ２０８（２）のカウントＮＣＷを反時計方向アキュムレータ２０８（１）のカウントＮＣＣＷと比較する（別法として減算器を使用することが可能であり、減算から得られる値の符号はオフセットの符号を表わす）。次いで、該処理用コンポーネントは比較器２１６出力の符号出力２１８を検査して、周波数オフセットの符号を識別する。例えば、符号２１８が正である場合には、周波数オフセットの符号も正である。逆に、符号２１８が負である場合には、周波数オフセットの符号も負である。
【００５１】
大きさに関しては、符号は無視される。何故ならば、ゼロ交差検知器はイベントを検知し且つ時計方向ゼロ交差及び反時計方向ゼロ交差の両方として二度カウントする（上述した例を参照）。ゼロ交差アキュムレータ２０８（３）のカウントＮＺＥＲＯはオフセットの大きさを表わし（図６における点線を参照）且つ例えばオフセット補正等のその他の操作において直接的に使用することが可能である。一方、処理用コンポーネント２１２は、次式に従って、与えられた時間期間にわたるゼロ交差の数が次式に基づく周波数オフセットに比例することを認識することにより、処理用コンポーネント２１２はゼロ交差アキュムレータ２０８（３）のカウントＮＺＥＲＯを周波数の大きさへ変換２２２することが可能である。
【００５２】
【数７】
2004007692.tif 000009
【００５３】
尚、Ｒｂは単一ＱＰＳＫ成分（Ｉ′又はＱ′）に関するビットレートであり、且つＮｂｉｔｓは時間期間中における処理されたＩ′又はＱ′ビットの数であり、２は１つの交差が二度カウントされることを反映しており、Ｎは検知器２０６によってモニタされるマッチングするゼロ交差遷移の数である（例えば、第一象限から第二象限への交差及びマッチングする第四象限から第三象限への交差がモニタされるに過ぎない場合には、ｎ＝１である）。
【００５４】
再度、この変換は定数による乗算を包含している。
【００５５】
上述したゼロ交差実現例を使用することは、最大の測定可能な周波数オフセットにおいて改善を提供する（図５の実施例と比較して）。符号はゼロ交差検知器２０６によって無視されるので、各交差は二度カウントし（時計方向（１つの遷移）に対して一度と、反時計方向（異なる遷移）に対して再度である）。より詳細に説明すると、１つのサンプル変化期間中に、Ｉ′及びＱ′の両方がそれらの符号を変化させる場合がある可能性がある。このような変化は、少なくとも、図２におけるπ位相変化を反映する。このことはナイキスト周波数を与え、それは図５の実施例で与えられるものよりも二倍高いものである（例えば、その場合には、イベントは（１）及び（２）の結合によって測定され、そのことはＩ′及びＱ′の両方を変化することから排除する）。より高いナイキスト周波数は、基本的に、検知することが可能な最大周波数オフセットを二倍とさせる。このことは、特定の例を参照することによりより良く理解することが可能である。各信号サンプルに対してＮｚｅｒｏがｎだけ増加する場合に最大周波数オフセットが発生することが認められている（尚ｎは使用されるマッチングゼロ交差検知の数である）。ＵＭＴＳ−ＦＤＤ共通パイロットチャンネル（ＣＰＩＣＨ）の場合における本発明の実現例を参考にすると、その場合のサンプリングは１５ｋＨｚのレートで発生する。従って、時間期間ｔはＮｓ個のシンボル即ち記号を包含している（Ｎｓ＝ｔ＊１５，０００）。従って、Ｎｚｅｒｏの最大変化割合は期間Ｔにわたって任意の方向において２＊Ｎｓ個のゼロ交差である（「２」である理由は、Ｉ′及びＱ′の両方がゼロ交差の場合に符号を変化させるからである）。上述した周波数オフセットの式においてＮｚｅｒｏをＮｓ＝２＊ｔ＊１５，０００へ置換することにより、以下の最大周波数オフセット（Ｍａｘｆ）計算式が得られる。
【００５６】
【数８】
2004007692.tif 000010
【００５７】
尚、これはｎ＝４の場合である（即ち、４つのゼロ交差の全てが検知される場合）。
【００５８】
然しながら、この操作においては欠点が存在しており、即ち、より小さな周波数オフセットの場合には、検知器２０２及び２０４を使用して符号を検知することが可能であるが、測定される大きさは、図５の実現例の場合よりもノイズによって更に悪影響を受けることになる。その理由は、ノイズに対する時計方向回転及び反時計方向回転は等しい蓋然性があるが、それらは、全て、ゼロ交差検知器２０６と同じ意味で積み重ねられ実際の大きさと比較して検知された大きさに対してより大きな影響を有している。
【００５９】
次に、図７を参照すると、本発明の第三実施例に基づく周波数オフセット検知器３００のブロック図が示されている。この実現例においては、符号決定のための検知器２０２及び２０４及びプロセッサ２１２の動作は図６の場合と同じである。然しながら、検知器３００は修正された非冗長型カウント用ゼロ交差検知器３０６を有している。ゼロ交差検知器３０６は上述した（又はそれらの均等物の）の遷移検知論理的表現のうちのいずれか１つ又はそれ以上のゼロ交差検知部分（例えば、上述した最初の｛−−｝部分）を実現する。より詳細に説明すると、その検知は非冗長的態様で実現される。同一のゼロ交差表現が時計方向及び反時計方向の両方において使用されるが並び替えられている。従って、これらの表現は方向に関して独立的であり、且つゼロ交差検知器３０６は各交差に対して単に一度カウントするに過ぎない（図６の実現例におけるように二度ではなく）。例えば、交差遷移に対する表現は以下の通りである。
【００６０】
（ａ）：　Ｉ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ））
（ｂ）：　Ｑ′（ｋ−１）　ＡＮＤ　ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ））
（ｃ）：　ＮＯＴ（Ｉ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　Ｉ′（ｋ）
（ｄ）：　ＮＯＴ（Ｑ′（ｋ−１））　ＡＮＤ　Ｑ′（ｋ）
大きさに関しては、ゼロ交差アキュムレータ２０８（３）のカウント（Ｎｚｅｒｏはオフセットの大きさを表わし且つ例えばオフセット補正等のその他の操作のために直接的に使用することが可能である。一方、処理用コンポーネント３１２は、与えられた時間期間におけるゼロ交差の数が次式に基づいて周波数オフセットに比例するということを認識することにより、ゼロ交差アキュムレータ２０８（３）のカウントＮｚｅｒｏを周波数の大きさへ変換３２２することが可能である。
【００６１】
【数９】
2004007692.tif 000011
【００６２】
尚、Ｒｂは単一のＱＰＳＫ成分Ｉ′又はＱ′に関するビットレートであり（即ち、
シンボル（記号）レート、又はサンプリングレート）、Ｎｂｉｔｓはその時間期間中における処理したＩ′又はＱ′ビットの数であり（即ち、処理したシンボル即ち記号の数）、ｎは検知器３０６によってモニタされたゼロ交差遷移の数である（例えば、（ａ）交差のみがモニタされる場合には、ｎ＝１である）。
【００６３】
再度、周波数オフセットを発生させる変換は定数による乗算を包含している。
【００６４】
この実現例は、同様に、最大の測定可能な周波数オフセットにおいて改良を提供する（図５の実施例と比較して）。然しながら、この場合には、各交差は一度カウントするに過ぎない。然しながら、１つのサンプル変化期間中に、Ｉ′及びＱ′の両方がそれらの符号を変化させる場合があり、そのことは、図５の実施例の場合に提供されたものよりも二倍高いナイキスト周波数を与える（図５の場合には、（１）及び（２）の組合わせにより測定されており、そのことはＩ′及びＱ′の両方が変化することから排除する）。より高いナイキスト周波数は、基本的に、検知することが可能な最大周波数オフセットを二倍とさせる。このことは、特定の例を参照することによりより良く理解することが可能である。各信号サンプルに対してＮｚｅｒｏがｎ／２だけ増加する場合に最大周波数オフセットが発生することが理解される（尚、ｎは使用されるマッチングゼロ交差検知の数である）。サンプリングが１５ｋＨｚのレートで発生するＵＭＴＳ−ＦＤＤ共通パイロットチャンネル（Ｃ−ＰＩＣＨ）の場合において本発明を実現した場合について検討する。従って、時間期間ｔはＮｓ個のシンボル即ち記号を包含している（Ｎｓ＝ｔ＊１５，０００）。従って、Ｎｚｅｒｏの最大変化割合は時間期間ｔにわたって１つの方向においてｎ＊Ｎｓ／２ゼロ交差である。上述した周波数オフセットの式においてＮｚｅｒｏを＝ｎ＊Ｎ／２＝ｎ＊ｔ＊１５，０００／２で置換させることにより、次式の最大周波数オフセット（Ｍａｘｆ）計算式が得られる。
【００６５】
【数１０】
2004007692.tif 000012
【００６６】
これは、最大周波数オフセットが、図５の実現例の場合におけるようにｎの値に最早結合されておらず、且つ図６の実現例と均等な範囲の性能を提供することを示している。
【００６７】
次に、図８を参照すると、本発明の第四実施例に基づく周波数オフセット検知器４００のブロック図が示されている。検知器４００は、基本的に、第一実施例と第三実施例の機能性を結合させたものである（図５及び７を参照）。検知器４００は、図３に関して上述したように、反時計方向遷移検知器１０２と時計方向遷移検知器１０４とを有している。検知器４００は、更に、図５に関して上述したように、修正した非冗長型カウント用ゼロ交差検知器３０６を有している。
【００６８】
反時計方向遷移検知器１０２、時計方向遷移検知器１０４、ゼロ交差検知器３０６の各々からの出力は信号Ｄ（検知器１０２の場合はＤＣＣＷ、検知器１０４のバイはＤＣＷ、検知器３０６の場合はＤｚｅｒｏ）であり、それはアクティブである場合に、受信した信号に対する遷移／ゼロ交差イベントの検知された発生を表わしている。この場合におけるアクティブとは、与えられた実現例に対して所望されるように、アクティブ高（即ち、論理「１」）又はアクティブ低（即ち、論理「０」）のいずれかとすることが可能である。
【００６９】
信号Ｄはカウンタ４０８内において蓄積即ち累算され、該カウンタは反時計方向アキュムレータ４０８（１）（与えられた時間期間にわたりアクティブ信号ＤＣＣＷをカウントする）、時計方向アキュムレータ４０８（２）（同一の与えられた時間期間にわたりアクティブ信号ＤＣＷをカウントする）、且つゼロ交差アキュムレータ４０８（３）（同一の与えられた時間期間にわたりアクティブ信号Ｄｚｅｒｏをカウントする）を包含している。各新たな時間期間の開始においてカウンタ４０８をリセットさせるためにリセット信号４１０が使用される。各時間期間の経過時におけるカウンタ４０８からの出力はカウントＮ（反時計方向アキュムレータ４０８（１）の場合にはＮＣＣＷ、時計方向アキュムレータ４０８（２）の場合にはＮＣＷ、ゼロ交差アキュムレータ４０８（３）の場合にはＮｚｅｒｏ）であり、それは与えられた時間期間中の受信した信号に対する各方向においての検知された遷移イベント及びゼロ交差イベントの発生回数の和を表わしている。
【００７０】
処理用コンポーネント４１２はカウントＮを受取り且つこれらのカウントに関して数学的処理を行って、明示的に定義するものではないが、少なくとも周波数オフセットの大きさと符号とを表わす情報を決定する。符号に関しては、処理用コンポーネント４１２は減算器４１６を有しており、それは時計方向アキュムレータ４０８（２）のカウントＮＣＷを反時計方向アキュムレータ４０８（１）のカウントＮＣＣＷから減算する。次いで、該処理用コンポーネントは減算器４１６出力の符号部分４１８（即ち、最大桁ビット）を検査して、周波数オフセットの符号を識別する。例えば、符号４１８が正である場合には、周波数オフセットの符号も正である。逆に、符号４１８が負である場合には、周波数オフセットの符号も負である。
【００７１】
大きさに関しては、処理用コンポーネント４１２は比較器４３０を有しており、それは減算器４１６出力の値部分４２０（即ち、減算Ｎｄｉｆ＝ＮＣＣＷ−ＮＣＷの数値結果）をスレッシュホールド値（Ｔ）に対して比較する。スレッシュホールドＴは選択した値とすることが可能であり、且つ好適には、時間期間中におけるシンボル（記号）サンプル数Ｎｓの小さな百分率に設定される。より詳細に説明すると、本発明の好適実現例によれば、スレッシュホールドＴはＮｓの３％に設定される。
【００７２】
ＮｄｉｆがＴ未満である場合には、このことは、周波数オフセットが比較的低いことを表わしている。この場合には、図３の周波数オフセット決定手法が実現される。より詳細に説明すると、差値Ｎｄｉｆがオフセットの大きさを表わすものとして採用され（図８における点線参照）且つ例えばオフセット補正等のその他の操作のために直接的に使用することが可能である。一方、その差値は、与えられた時間期間中の正味の遷移数は次式に従って周波数オフセットに比例するということを認識することにより処理用コンポーネント４１２により周波数の大きさへ変換４２２させることが可能である。
【００７３】
【数１１】
2004007692.tif 000013
【００７４】
尚、Ｒｂは単一のＱＰＳＫ成分（Ｉ′又はＱ′）に関するビットレートであり、Ｎｂｉｔｓは該時間期間中の処理したＩ′又はＱ′のビットの数であり、ｎは検知器１０２及び１０４によってモニタされる対応する象限遷移の数である（例えば、第一象限から第二象限への遷移及び対応する第二象限から第一象限への遷移のみがモニタされた場合には、ｎ＝１である）。
【００７５】
周波数オフセットを発生させるこの変換も定数による乗算を包含している。
【００７６】
逆に、ＮｄｉｆがＴと等しいか又はそれを超える場合には、このことは周波数オフセットが比較的高いものであることを表わしている。この場合には、図７の周波数オフセット決定手法が実現される。より詳細に説明すると、ゼロ交差アキュムレータ４０８（３）のカウントＮｚｅｒｏは、オフセットの大きさを表わすものとして取られ（図８における点線参照）且つ例えばオフセット補正等のその他の操作のために直接的に使用することが可能である。一方、処理用コンポーネント４１２は、次いで、与えられた時間期間中におけるゼロ交差の数は次式に従って周波数オフセットに比例するものであるということを認識することにより、ゼロ交差アキュムレータ４０８（３）のカウントＮｚｅｒｏを周波数の大きさへ変換４２４させる。
【００７７】
【数１２】
2004007692.tif 000014
【００７８】
尚、Ｒｂは単一のＱＰＳＫ成分Ｉ′又はＱ′に関するビットレート（シンボルレート）であり、Ｎｂｉｔｓはその時間期間中における処理したＩ′又はＱ′ビットの数（処理したシンボル即ち記号の数）であり、ｎは検知器３０６によりモニタされるゼロ交差遷移の数である（例えば、（ａ）交差のみがモニタされた場合には、ｎ＝１である）。
【００７９】
この変換も定数による乗算を包含している。
【００８０】
遷移及びゼロ交差を検知するためのこれらの論理的表現は、任意の適宜の技術的な態様（例えば、ハードウエア、ソフトウエア、ファームウエア又はそれらを結合したもの）で反時計方向遷移検知器、時計方向遷移検知器及びゼロ交差検知器（本明細書に示したいずれかの実施例）によって実現することが可能である。例えば、図３Ａ−３Ｄ及び４Ａ−４Ｄに例示した論理回路実現例（又は、それらの均等物、又は簡単化したもの又は結合したもの）は、適切である場合に、検知器適用例に対して使用することが可能である。一方、これらの論理的表現は、アプリケーションとして可動されるソフトウエアでコード化することが可能であり、又はデジタル信号プロセッサ又はプログラム可能なアレイを使用して実現することが可能である。更に、理解されるべきことであるが、上述したように、遷移（イベント（１）及びイベント（２））を検知するための論理的表現はゼロ交差（イベント（２））に対する論理的表現を組込んでおり、従ってゼロ交差を検知するための別個の物理的な実現を必要とするものではない（このことは、図６−８における時計方向及び反時計方向遷移検知器内における点線の機能性によって模式的に示してある）。
【００８１】
対応する対の遷移（例えば、上述した如く、第一象限から第二象限と第二象限から第一象限）の検知は、周波数オフセットの大きさ及び方向を決定するための情報を提供するのに充分である。然しながら、検知される遷移対の数を増加することにより、大きさ決定の精度が改善する。従って、検知器の与えられた実現例が決定された周波数オフセットの測定された大きさにおいてより高い程度の精度を必要とする場合には、反時計方向遷移検知器及び時計方向遷移検知器は複数対（可能である場合には、最大で４）の遷移検知を実現することである。
【００８２】
次に、図９を参照すると、本発明の周波数オフセット検知器を実現するＵＭＴＳ−ＦＤＤセルサーチャー（探査器）５００のブロック図が示されている。セルサーチャー即ちセル探査器５００は３つのステップで信号採取を実施する。最初のステップ（しばしば、「ステップ１」と呼称される）においては、スロット採取（即ち、スロット同期）５０２が実施される。このステップ１処理においては、セル探査器５００は、受信信号が一次同期コードに対して相関される相関処理を介して各スロットの開始を検知することにより受信信号のタイムスロットに対してそれ自身を同期させる。２番目のステップ（しばしば、「ステップ２」と呼称される）においては、フレーム採取（即ちフレーム同期）５０４が実施される。このステップ２の処理においては、セル探査器５００は、各スロット位置における受信信号が二次同期コードに対して相関される相関処理を介してフレームアライメント（１つのフレームは１５個の連続するスロットを有している）に対してそれ自身を同期させる。このフレームアライメント（整合）処理は、フレームの開始を検知するばかりではなく、受信信号の中にコードからなるどのシーケンスが存在するかを検知する（従って、基地ステーションによって使用されたスクランブリングコードを識別する）。第三ステップ（しばしば、「ステップ３」とも呼称される）においては基地ステーション識別（即ちスクランブリングコード採取）５０６が実施される。このステップ３の処理においては、セル探査器５００はその送信したデータをスクランブルさせるために基地ステーションによって使用された独特のコードを識別する。
【００８３】
本発明の周波数オフセット検知器（１００，２００，３００，４００）は、基地ステーション識別５０６に対するステップ３処理の実施に関連して特に有用である。図５−８に示した検知器のうちのいずれもセル探査器５００において使用することが可能であるが、実際的には、検知器４００が最も良い精度を与え且つＵＭＴＳ−ＦＤＤ適用にとって好適なものである。一次共通パイロットチャンネル（Ｐ−ＣＰＩＣＨ）のＩ及びＱ（より詳細には、Ｉ′及びＱ′）成分が検索される。Ｉ及びＱ成分は同一のデータ内容（例えば、全て１）を有しているが、スクランブリングコードは性質的に複合的なものであるから、それらは異なっている。従って、ＣＰＩＣＨは、実際には、スクランブリングコードと同一である（１つのフレーム期間中）。Ｉ及びＱ成分は異なるものであるが、それらは別個に検索されることを必要とするものではない。何故ならば、これは信号採取フェーズの最終的なステップだからである。実際に、複合的な即ち複素数値の入力信号を８個の仮定されたスクランブリングコードのうちの１つの共役と相関させることにより正しいスクランブリングコードが識別される（尚、実際のスクランブリングコードに対するこの８個の候補コードからなるグループはフレーム同期に加えてステップ２処理の結果である）。複合的入力信号を仮定されたスクランブリングコードの共役と相関させることは以下のようにして実施される。
【００８４】
Ｅ＝（Ｉ′＋ｊＱ′）Ｔ（Ｉ−ｊＱ）
尚、Ｉ′は「同相」信号ベクトルＩ′であり、Ｉｓは仮定されたスクランブリングコードの実数部分であり、Ｑ′は「直交」信号ベクトルであり、Ｑｓは仮定されたスクランブリングコードの虚数部分であり、Ｅは「エネルギ」（即ち、相関結果）であり、且つＴはトランスポジション即ち互換のことを意味している。
【００８５】
位相エラー（Φ）が存在する場合には、Ｉ′及びＱ′は、
Ｉ′＝Ｉ＊ｃｏｓ（Φ）／２−Ｑ＊ｓｉｎ（Φ）／２
Ｑ′＝Ｉ＊ｓｉｎ（Φ）／２＋Ｑ＊ｃｏｓ（Φ）／２
であり、尚Ｉ及びＱは、夫々、オリジナルの位相成分であり且つΦは位相オフセットである。パイロット信号の場合には、Ｉ及びＱは、夫々、Ｉｓ及びＱｓを包含している。エネルギＥは、ＣＰＩＣＨ（Ｉ′＋ｊＱ′が真のスクランブリングコード候補（Ｉｓ　ｔｒｕｅ　ｊＱｓ　ｔｒｕｅ）とマッチする場合に、最大のピークを有し、そのことは基地ステーション識別５０６（即ち、スクランブリングコード採取ステップ）の目標とすることである。ＣＰＩＣＨはスクランブリングコードに等しいということに注意すると、このことはＩ＝Ｉｓであり且つＱ＝Ｑｓであることを意味している。従って、
【数１３】
2004007692.tif 000015
【００８６】
であり、Ｉｓ＝Ｉ及びＱｓ＝Ｑであることを認識し、更に、
【数１４】
2004007692.tif 000016
【００８７】
であり、尚ｃｏｓ２Φ＋ｓｉｎ２Φ＝１である。ＣＰＩＣＨ情報は検索されたものと考えることが可能であり、尚それは観察されたインターバル即ち間隔上で一定である。それにも拘わらず、周波数オフセットが存在する場合には、この一定であると仮定される値が時間と共に変化する。本発明の周波数オフセットプロセス（図５−８における１００，２００，３００，４００を参照）は、本明細書においては夫々Ｉ′及びＱ′として呼称されている位相成分Ｉ′Ｉｓ　ｔｒｕｅ及びＱ′Ｑｓ　ｔｒｕｅを考慮に入れ、それは、相関ピーク（値Ｅ）を見つけるために既に計算されねばならないものである。Ｉ′及びＱ′（より精密には、Ｉ′Ｉｓ及びＱ′Ｑｓ）における「セクター交差」の数を推定することにより、本発明は周波数オフセット（実線）又は周波数オフセット（点線）を表わす情報を計算する。この情報（符号及び大きさ）はその動作を改善するために受信器の自動周波数制御ループ５１０へフィードバック５０８させることが可能である。
【００８８】
以上、本発明の具体的実施の態様について詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ制限されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱することなしに種々の変形が可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】同相及び直交成分を例示したタイミング線図。
【図２】特性的イベント（例えば、象限遷移）の１ビットのカウントを総合的に例示した概略図。
【図３】（Ａ）−（Ｄ）は単一符号ビット反時計方向遷移検知を例示した各概略図。
【図４】（４Ａ）−（４Ｄ）は単一符号ビット時計方向遷移検知を例示した各論理線図。
【図５】本発明の第一実施例に基づく周波数オフセット検知器を示した概略ブロック図。
【図６】本発明の第二実施例に基づく周波数オフセット検知器を示した概略ブロック図。
【図７】本発明の第三実施例に基づく周波数オフセット検知器を示した概略ブロック図。
【図８】本発明の第四実施例に基づく周波数オフセット検知器を示した概略ブロック図。
【図９】本発明の周波数オフセット検知器を実現するＵＭＴＳ−ＦＤＤセルサーチャー（探査器）を示した概略ブロック図
【符号の説明】
１００　周波数オフセット検知器
１０２　反時計方向遷移検知器
１０４　時計方向遷移検知器
１０８　カウンタ
１０８（１）　反時計方向アキュムレータ
１０８（２）　時計方向アキュムレータ
１１０　リセット信号
１１２　処理用コンポーネント
１１６　減算器
【図１】
2004007692.tif 000017
【図２】
2004007692.tif 000018
【図３】
2004007692.tif 000019
【図４】
2004007692.tif 000020
【図５】
2004007692.tif 000021
【図６】
2004007692.tif 000022
【図７】
2004007692.tif 000023
【図８】
2004007692.tif 000024
【図９】
2004007692.tif 000025