(57)【要約】【課題】スイッチング動作を行うことにより負荷に対して安定的に駆動電力を供給する電源回路において、比較的簡素な回路構成で、省電力化を実現させる。【解決手段】コンパレータ７７からの電圧信号が“Ｈ”レベルのとき、第２のＬＥＤ８１が発光動作し、第２の受光ＴＲ８３を導通させ、ＰＷＭ制御回路４３からＴＲ４５をスイッチング動作させるための制御信号としてＴＲ４５に供給されるべきパルス幅可変の電流信号が、第２の受光ＴＲ８３をバイパスし、ＴＲ４５のスイッチング動作が強制的に停止状態に置かれる。コンパレータ７７からの電圧信号のレベルが、“Ｌ”レベルに切り替ると、第２のＬＥＤ８１は発光動作を停止するので、第２の受光ＴＲ８３が非導通になるため、ＴＲ４５に供給されるべきパルス幅可変の電流信号のバイパス路が解消される。【選択図】        図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源からの給電を受けて、スイッチング動作を行うことにより負荷側に第１の電圧で給電するための第１のスイッチング回路と、
前記第１のスイッチング回路からの給電を受けて、スイッチング動作を行うことにより負荷側に前記第１の電圧とは異なる第２の電圧で給電するための第２のスイッチング回路と、
前記第１のスイッチング回路がスイッチング動作している状態において、そのスイッチング動作を不能にする状態が間欠的に設定されるように、前記第１のスイッチング回路の状態を切替える切替手段と、
を備え、
前記第２のスイッチング回路からの出力電圧の周期的な変動に起因して、前記切替手段による前記状態の切替周期を制御するようにした電源回路。
【請求項２】
請求項１記載の電源回路において、
前記切替手段による前記スイッチング回路の状態の、前記スイッチング動作を不能にする状態への間欠的な切替動作が、常時、又は電源回路が無負荷のとき、或いは軽負荷のときに、行われる電源回路。
【請求項３】
請求項１記載の電源回路において、
前記切替手段が、前記第１のスイッチング回路に設けられた第１のスイッチング手段のスイッチング動作を不能にする状態が設定可能なように接続された、供給される制御信号によってスイッチング動作する第２のスイッチング手段であり、
前記制御手段が、前記第２のスイッチング回路からの前記第２の電圧と基準電圧源からの基準電圧との比較結果に応じて所定の電圧レベル信号を前記第２のスイッチング手段に出力する比較回路と、を含む電源回路。
【請求項４】
請求項３記載の電源回路において、
前記第２のスイッチング手段が、フォトカプラを含む電源回路。
【請求項５】
請求項１又は請求項３記載の電源回路において、
前記制御手段による、前記第２のスイッチング回路からの前記第２の電圧の周期的な変動の検知が、前記比較回路に印加される前記第２の電圧が、前記比較回路に印加される前記基準電圧を上廻った時点、及び前記比較回路に印加される前記基準電圧を下廻った時点を夫々検知することによって行われる電源回路。
【請求項６】
請求項１記載の電源回路において、
前記第２のスイッチング回路が、降圧型チョッパ回路又は昇圧型チョッパ回路を含む電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源からの給電を受けて、スイッチング動作を行うことにより負荷側に給電するためのスイッチング回路を備える電源回路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
出力電力の変化が広範囲に及ぶスイッチング電源装置を、例えば動作状態や待機状態等の各状態別に異なる出力電力を供給する必要のある機器に用いる場合、該機器が動作状態にあって大きな出力電力を必要とする時には電源変換効率が向上するが、待機状態のような軽負荷時には駆動能力余剰となって電源変換効率が低下してしまう。
【０００３】
その理由は、スイッチング電源装置が、出力電力の大きさとは無関係に常時一定電力で駆動している回路部品や、トランジスタや変圧器のように、電力損失が出力電力に比例する回路部品等を備えているためである。つまり、スイッチング電源装置の電力損失は、図１（Ｂ）で示すような出力電力の大小に関わらず略一定の電力損失と、図１（Ｃ）で示すような出力電力に比例する電力損失との和である図１（Ａ）で示されるから、出力電力が小さい軽負荷時ほど、図１（Ａ）で示すスイッチング電源装置の電力損失の総和における図１（Ｂ）で示した電力損失の占める割合が大きくなるからである。
【０００４】
特に、スイッチング電源装置の一つである、構成部品が少ないという利点から多用されているリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）回路方式のスイッチング電源装置では、無負荷時或いは軽負荷時に、一次側のスイッチングトランジスタの電源電圧ＶＣＣが該トランジスタの導通時間においても充分に降下し切らなくなるため、該トランジスタにおける電力損失が増大するという問題点があった。そこで、その問題点を解決するための手段として、図２に示すような間欠駆動モードを持つスイッチング電源装置が提案された。
【０００５】
このスイッチング電源装置では、商用電源（図示しない）から入力端子１を通じて入力された交流電圧が、ダイオードブリッジ回路３、及び平滑コンデンサ５を通じてリプル分を除去された直流電圧に生成され、この直流電圧が、電流制限抵抗（起動抵抗）７を通じてパルス幅変調制御回路（ＰＷＭ制御回路）９に印加される。ＰＷＭ制御回路９の起動により、ＰＷＭ制御回路９の制御下にあるトランジスタ（ＴＲ）１１がスイッチング動作（オン／オフ動作）することで、変圧器１３の一次巻線１３ａ、１３ｂ側に交流電圧が生成され、それによって変圧器１３の二次巻線１３ｃ側に交流電圧が誘起される。この交流電圧が、ダイオード１５、及び平滑コンデンサ１７を通じてリプル分を除去された直流電圧に生成され、この直流電圧が、負荷（図示しない）の駆動電圧として、出力端子１９を通じて負荷（図示しない）側に出力される。ここで、上記直流電圧が、所定の設定出力電圧値を超えて上昇しようとした場合には、電圧検出回路２１、フォトカプラ２３、及びＰＷＭ制御回路９を介してＴＲ１１のオン時間幅を狭める制御が行われることにより、上記直流電圧の上昇が抑制される（例えば特許文献１参照）。
【特許文献１】
特開２０００−１５６９７７号公報。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記構成のスイッチング電源装置では、出力電圧をモニタしているパルス信号生成回路２５から所定の発振周波数（数Ｈｚ〜数ＫＨｚ）で出力されるパルス信号が、省電力モード切替制御信号出力回路２７に印加される。これにより、省電力モード切替制御信号出力回路２７において、上記パルス信号に基づき、ＴＲ１１のスイッチング動作を強制的に停止させるモードを間欠的に設定すべき旨の切替制御信号が生成される。この切替制御信号が、省電力モード切替制御信号出力回路２７からＰＷＭ制御回路９に対して供給されることで、ＴＲ１１のスイッチング動作中に、ＰＷＭ制御回路９を介してＴＲ１１のスイッチング動作を強制的に停止させるモードが間欠的に設定されることになる。
【０００７】
しかし、上記構成のスイッチング電源装置では、省電力モード切替制御信号出力回路２７が上記切替制御信号を生成するのに、パルス信号生成回路２５から供給されるパルス信号を必要とするため、回路の部品点数が多くなるので、回路構成が複雑化するという問題があった。
【０００８】
従って本発明の目的は、スイッチング動作を行うことにより負荷に対して安定的に駆動電力を供給する電源回路において、比較的簡素な回路構成で、省電力化（省エネルギー化）を実現することが可能な電源回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明に従う電源回路は、商用電源からの給電を受けて、スイッチング動作を行うことにより負荷側に第１の電圧で給電するための第１のスイッチング回路と、上記第１のスイッチング回路からの給電を受けて、スイッチング動作を行うことにより負荷側に上記第１の電圧とは異なる第２の電圧で給電するための第２のスイッチング回路と、上記第１のスイッチング回路がスイッチング動作している状態において、そのスイッチング動作を不能にする状態が間欠的に設定されるように、上記第１のスイッチング回路の状態を切替える切替手段と、を備え、上記第２のスイッチング回路からの出力電圧の周期的な変動に起因して、上記切替手段による上記状態の切替周期を制御するように構成した。
【００１０】
本発明に係る好適な実施形態では、上記切替手段による上記スイッチング回路の状態の、上記スイッチング動作を不能にする状態への間欠的な切替動作が、常時、又は電源回路が無負荷のとき、或いは軽負荷のときに、行われる。
【００１１】
上記とは別の実施形態では、上記切替手段が、上記第１のスイッチング回路に設けられた第１のスイッチング手段のスイッチング動作を不能にする状態が設定可能なように接続された、供給される制御信号によってスイッチング動作する第２のスイッチング手段であり、上記制御手段が、上記第２のスイッチング回路からの上記第２の電圧と基準電圧源からの基準電圧との比較結果に応じて所定の電圧レベル信号を上記第２のスイッチング手段に出力する比較回路と、を含む。
【００１２】
また、上記とは別の実施形態では、上記第２のスイッチング手段が、フォトカプラを含む。
【００１３】
また、上記とは別の実施形態では、上記制御手段による、上記第２のスイッチング回路からの上記第２の電圧の周期的な変動の検知が、上記比較回路に印加される上記第２の電圧が、上記比較回路に印加される上記基準電圧を上廻った時点、及び上記比較回路に印加される上記基準電圧を下廻った時点を夫々検知することによって行われる。
【００１４】
更に、上記とは別の実施形態では、上記第２のスイッチング回路が、降圧型チョッパ回路又は昇圧型チョッパ回路を含む。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面により詳細に説明する。
【００１６】
図３は、本発明の一実施形態に係る電源回路を適用したスイッチング電源装置の回路構成の一実施例を示す図である。
【００１７】
このスイッチング電源装置は、例えば電子プリンタを構成する印刷機構（図示しない）等を負荷として、商用電源から供給される交流電力を制御することにより、上記負荷側に駆動電力として所定の直流電力を安定的に供給するように構成されており、図３に示すように、全波整流部１１０と、交流電圧生成部１２０と、直流電圧安定供給部１３０と、二次電源回路部１４０と、給電オン／オフ制御部１５０とを含む。
【００１８】
全波整流部１１０は、ダイオードブリッジ回路３３と、平滑コンデンサ３９とを含む。交流電圧生成部１２０は、起動抵抗４１と、ＰＷＭ制御回路４３と、ＴＲ４５と、電流検出用抵抗（電流制限抵抗）４７と、変圧器４９の一次巻線４９ａ、４９ｂと、制御ＴＲ５１とを含む。直流電圧安定供給部１３０は、変圧器４９の二次巻線４９ｃと、ダイオード６３と、平滑コンデンサ６５とを含む。給電オン／オフ制御部１５０は、電圧検出回路６９と、第１の発光ダイオード（ＬＥＤ）７１、及び第１の受光ＴＲ７３から構成される第１のフォトカプラ７５と、コンパレータ７７と、直流電源７９と、第２のＬＥＤ８１、及び第２の受光ＴＲ８３から構成される第２のフォトカプラ８５とを含む。本実施形態では、二次電源回路部１４０として、降圧型チョッパ回路（ＤＣ―ＤＣコンバータ）が採用されており、二次電源回路部１４０は、制御回路８７と、ＴＲ８９と、ダイオード９１と、コイル９３と、平滑コンデンサ９５とを含む。
【００１９】
上記構成において、全波整流部１１０では、ダイオードブリッジ回路３３が、商用電源（図示しない）から（スイッチング電源装置の）入力端子３１を通じて夫々印加される（１００Ｖの）交流電圧を個別に全波整流することにより、リプル分を含んだ直流電圧を生成して出力する。ダイオードブリッジ回路３３から出力されるリプル分を含んだ直流電圧は、平滑コンデンサ３９に印加され、平滑コンデンサ３９においてリプル分が除去されることによって平滑化された（１４１Ｖの）直流電圧に生成された後、交流電圧生成部１２０に印加される。
【００２０】
交流電圧生成部１２０では、ＰＷＭ制御回路４３が、起動抵抗４１を通じて平滑コンデンサ３９から印加される直流電圧によって起動する。そして、ＴＲ４５のベース端子に、ＴＲ４５をスイッチング動作（オン／オフ動作）させるための制御信号としてパルス幅可変の電流信号を供給することにより、換言すれば、ＴＲ４５のベース端子に矩形波パルス状の（パルス幅可変の）電流（ベース電流）を供給することにより、ＴＲ４５をスイッチング動作させる。これにより、ＴＲ４５がオン状態のときには、ＴＲ４５を通じて平滑コンデンサ３９と変圧器４９の一次巻線４９ａとの間に閉ループが形成され、また、ＴＲ４５を通じてＰＷＭ制御回路４３と変圧器４９の一次巻線４９ｂとの間にも閉ループが形成される。一方、ＴＲ４５がオフ状態のときには上記閉ループはいずれも解消される。これにより、変圧器４９の一次巻線４９ａ、４９ｂに夫々交流電圧が発生する。
【００２１】
ＴＲ４５がターンオフすることによって、ＴＲ４５を通じて平滑コンデンサ３９と変圧器４９の一次巻線４９ａとの間に形成されていた閉ループが解消される。それによって、それまで平滑コンデンサ３９側から変圧器４９の一次巻線４９ａ側に向って供給されていた電流が急に遮断されるため、電磁誘導により、該一次巻線４９ａに対応する直流電圧安定供給部１３０側の二次巻線４９ｃに交流電圧が発生する。
【００２２】
上述したＴＲ４５のスイッチング動作（つまり、ターンオン／ターンオフ動作）が繰り返されることによって、商用電源（図示しない）側から供給される電力が、変圧器４９の一次巻線４９ａから二次巻線４９ｃに伝達されることになる。
【００２３】
なお、上述したＴＲ４５のスイッチング動作において、ＴＲ４５のオフ状態からオン状態への切り替り（ターンオン）は、ＴＲ４５を過電流から保護するためにＴＲ４５のベース―エミッタ間に接続されている制御ＴＲ５１によって制御（抑制）される。即ち、ＴＲ４５がターンオンすることにより、そのコレクタ端子からＴＲ４５を通じてそのエミッタ端子側に向って電流（つまり、コレクタ電流）が流れるが、そのコレクタ電流が増加すると、それに伴ってＴＲ４５のエミッタ端子に接続されている電流検出用抵抗４７における電圧降下も増加する。
【００２４】
そして、上記コレクタ電流の増加に伴って増加する、電流検出用抵抗４７における電圧降下が、制御ＴＲ５１のベース―エミッタ間電圧の閾値を超えると、その時点で制御ＴＲ５１がターンオンする。制御ＴＲ５１がターンオンすることにより、ＰＷＭ制御回路４３からＴＲ４５のベース端子に制御信号として供給されるべきパルス幅可変の電流信号が、制御ＴＲ５１をバイパスする（ＴＲ４５が制御ＴＲ５１によって短絡される）ことで、ＴＲ４５がオン状態からオフ状態に切り替る（ターンオフする）。
【００２５】
直流電圧安定供給部１３０では、ダイオード６３が（変圧器４９の）二次巻線４９ｂに発生した交流電圧を半波整流することによって、ＴＲ４５の上記スイッチング動作に見合った大きさのリプル分を含む所定大きさの直流電圧を平滑コンデンサ６５に出力する。平滑コンデンサ６５は、ダイオード６３からの上記所定大きさの（リプル分を含む）直流電圧よりリプル分を除去することで平滑化した上記所定大きさの直流電圧を生成する。この平滑化された所定大きさの直流電圧は、平滑コンデンサ６５から（上記スイッチング電源装置の）出力端子６７ａを通じて負荷（図示しない）側に印加される。
【００２６】
給電オン／オフ制御部１５０では、電圧検出回路６９が、直流電圧安定供給部１３０（平滑コンデンサ６５）からの出力電圧が所定の設定電圧値に達しているか否かを検出する。上記検出において、電圧検出回路６９は、上記出力電圧が、所定の設定電圧値に達しており、更に該設定電圧値を超えようとしている場合には、第１のフォトカプラ７５の第１のＬＥＤ７１に駆動電流を供給することによって第１のＬＥＤ７１を発光動作させる。このように第１のＬＥＤ７１を発光動作させることによって、第１のフォトカプラ７５の第１の受光ＴＲ７３をオン状態にすることで、（交流電圧生成部１２０に含まれる）ＰＷＭ制御回路４３に所定の制御信号を出力し、ＰＷＭ制御回路４３は、該制御信号に基づき、ＴＲ４５を上記のようにスイッチング動作させるための制御信号として、パルス幅を狭めた電流信号をＴＲ４５のベース端子に供給する。
【００２７】
これにより、ＴＲ４５のスイッチング動作において、その導通時間（つまり、ＴＲ４５がオン状態である時間幅）が短縮される方向に制御され、これによって、直流電圧安定供給部１３０（平滑コンデンサ６５）からの出力電圧が、所定の設定電圧値に保たれる。なお、上記出力電圧が、上記設定電圧値に達していなければ、電圧検出回路６９は、第１のＬＥＤ７１を発光動作させない。
【００２８】
二次電源回路部１４０では、制御回路８７が、（直流電圧安定供給部１３０の）平滑コンデンサ６５から印加される平滑化された所定大きさの直流電圧を駆動源として起動し、ＴＲ８９のベース端子に、ＴＲ８９を所定周期でスイッチング動作（オン／オフ動作）させるための制御信号として、所定周期の（矩形波状の）電流パルス信号を供給する。ＴＲ８９は、制御回路８７からの上記電流パルス信号によってスイッチング動作する。
【００２９】
制御回路８７からの制御信号によってＴＲ８９がオン状態（導通状態）になっている時間では、ＴＲ８９のエミッタ端子側の電圧が、二次電源回路部１４０への入力電圧（つまり、上述した出力電圧Ｖ１のこと）に略等しくなるので、ダイオード９１には逆方向の電圧が印加されるためにダイオード９１は非導通状態となる。その結果、（直流電圧安定供給部１３０の）平滑コンデンサ６５側からＴＲ８９、及びコイル９３を通じて出力端子６７ｂ、及び平滑コンデンサ９５側に電流が流れ、平滑コンデンサ９５が充電される。一方、上記とは逆に、制御回路８７からの制御信号によってＴＲ８９がオフ状態（非導通状態）になっている時間では、ＴＲ８９がターンオフすることによってコイル９３に生じる起電力（つまり、ＴＲ８９がターンオン時に流れていた方向と同一方向に電流を流し続けようとする起電力）により、ダイオード９１に順方向の電圧が印加されることとなるのでダイオ−ド９１は導通状態になる（つまり、ダイオード９１のカソード端子側の電圧（カソード電圧）は、略ＧＮＤ電位になるので、略０Ｖになる）。このため、コイル９３、出力端子６７ｂ、及びダイオード９１を通じてコイル９３に至る閉ループが形成されて、コイル９３から出力端子６７ｂ側に電流が流れる。これと共に、ＴＲ８９のターンオン時に平滑コンデンサ９５に充電されていた電荷の放電によって、平滑コンデンサ９５から出力端子６７ｂ側に放電電流が流れる。
【００３０】
ＴＲ８９の上述したスイッチング動作（ターンオン／ターンオフ動作）が所定周期で繰り返されることにより、二次電源回路部１４０から出力端子６７ｂを通じて負荷（図示しない）側に出力電圧Ｖ２が供給されることになる。ここで、ダイオード９１のカソード端子における電圧（カソード電圧）の変動に着目すると、ＴＲ８９がオン状態になっている時間では、二次電源回路部１４０への入力電圧Ｖ１に略等しい電圧値になっており、ＴＲ８９がオフ状態になっている時間では、上記入力電圧Ｖ１に略等しい電圧値から略０Ｖに切り替る。ダイオード９１のカソード電圧の上記切り替りは、制御回路８７がＴＲ８９に出力するＴＲ８９をスイッチング動作させるための制御信号である電流パルス信号のパルス幅に応じて繰り返される。
【００３１】
更に、本発明の一実施形態に従えば、上述したＴＲ４５のスイッチング動作が、上述したＴＲ４５を過電流から保護するための制御ＴＲ５１と同様にＴＲ４５のベース―エミッタ間に接続されている（第２のフォトカプラ８５の）第２の受光ＴＲ８３、（第２のフォトカプラ８５の）第２のＬＥＤ８１、及びコンパレータ７７によって適宜制御（抑制）される。第２の受光ＴＲ８３、第２のＬＥＤ８１、及びコンパレータ７７によるＴＲ４５のスイッチング動作の抑制は、例えば上記スイッチング電源装置が省電力（省エネルギー）モードに設定されている場合等に実施されるが、必ずしも上記スイッチング電源装置が省電力モードに設定されている場合のみに限定されるものではない。
【００３２】
給電オン／オフ制御部１５０において、コンパレータ７７は、その非反転入力端子を通じて印加される（ＴＲ８９がオンのとき略Ｖ１になり、ＴＲ８９がオフのとき略０Ｖになる）ダイオード９１のカソード電圧と、その反転入力端子を通じて直流電源７９から印加される基準電圧とを比較する。本実施形態では、上記基準電圧（である直流電源７９からの出力電圧）は、ＧＮＤ電位である０Ｖよりは高く、且つ、二次電源回路部１４０の入力電圧であるＶ１よりも低い値に設定されているものとする。これにより、コンパレータ７７は、上記比較の結果、ダイオード９１のカソード電圧が基準電圧を超えている場合には、“Ｈ”レベルの電圧信号を、一方、ダイオード９１のカソード電圧が基準電圧を下廻っている場合には、“Ｌ”レベルの電圧信号を、夫々出力する。
【００３３】
即ち、コンパレータ７７からの電圧信号が“Ｈ”レベルのとき、コンパレータ７７から第２のＬＥＤ８１に駆動電流が供給されて第２のＬＥＤ８１が発光動作し、第２の受光ＴＲ８３を導通（ターンオン）させる。第２の受光ＴＲ８３が導通することにより、ＰＷＭ制御回路４３からＴＲ４５（をスイッチング動作させるため）の制御信号としてＴＲ４５のベース端子に供給されるべきパルス幅可変の電流信号が、第２の受光ＴＲ８３をバイパスする（ＴＲ４５を短絡する）ことで、ＴＲ４５のスイッチング動作が強制的に停止状態に置かれる。この状態において、次に、コンパレータ７７からの電圧信号のレベルが、“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り替ると、コンパレータ７７から第２のＬＥＤ８１への駆動電流の供給が停止されて第２のＬＥＤ８１は発光動作を停止するので、第２の受光ＴＲ８３が非導通になる（ターンオフする）ため、上述したＴＲ４５のベース端子に供給されるべきパルス幅可変の電流信号のバイパス路が解消される。
【００３４】
換言すれば、コンパレータ７７の非反転入力端子に印加されるダイオード９１のカソード電圧が、コンパレータ７７の反転入力端子に印加される基準電圧を超えている時間（制御回路８７からの上記制御信号がオンである時間）は、第２の受光ＴＲ８３の導通により、ＰＷＭ制御回路４３からＴＲ４５への制御信号が短絡されて、ＴＲ４５は強制的に駆動（スイッチング動作）停止状態に置かれる。これと反対に、ダイオード９１のカソード電圧が、上記基準電圧を下廻っている時間（制御回路８７からの上記制御信号がオフである時間）は、第２の受光ＴＲ８３の非導通により、ＴＲ４５はＰＷＭ制御回路４３の制御下で、駆動（スイッチング動作）可能な状態に置かれる。
【００３５】
なお、図３で示した実施形態では、コンパレータ７７が、制御回路８７の制御下でのＴＲ８９のオン／オフ動作に応じて変動するダイオード９１のカソード電圧と、直流電源７９からの基準電圧との比較結果に基づいて、第２のＬＥＤ８１の発光動作／発光動作停止を制御するように構成したが、制御回路８７からＴＲ８９に出力される制御信号に同期した信号を、第２のＬＥＤ８１に直接出力するように構成しても差し支えない。
【００３６】
図４は、図３に示したコンパレータ７７からの出力電圧（第２のＬＥＤ８１のアノード端子に印加される電圧（つまり、アノード電圧））と、ＴＲ４５のスイッチング動作との関連を示すタイミングチャートである。
【００３７】
図４において、符号Ｔ０で表した時間は、ＴＲ４５が上記コンパレータ７７、及び（第２のフォトカプラ８５の）第２の受光ＴＲ８３による強制的な駆動（スイッチング動作）停止状態に置かれておらず、ＰＷＭ制御回路４３からの制御信号によってスイッチング動作が可能な時間を示している。符号ＴＤＣは、（二次電源回路部１４０を構成する）制御回路８７から制御信号として（二次電源回路部１４０を構成する）ＴＲ８９に供給される（矩形波状の）電流パルス信号の周期を示している。
【００３８】
図５は、図３に示したスイッチング電源装置の出力端子６７ａから負荷（図示しない）側に印加される出力電圧Ｖ１と、コンパレータ７７からの出力電圧と、上記スイッチング電源装置（ＴＲ４５）の動作状態と、上記スイッチング電源装置における損失電力との関連を示すタイミングチャートである。
【００３９】
図５において、コンパレータ７７から第２のＬＥＤ８１に“Ｈ”レベルの電圧信号が印加されていることにより、第２の受光ＴＲ８３が導通し、それによってＴＲ４５が強制的に駆動（スイッチング動作）停止状態に置かれている間は、変圧器４９の一次巻線４９ａ側から二次巻線４９ｃ側への電力の供給が停止させられる。そのため、スイッチング電源装置からの出力電圧は、図５（Ａ）で示すように、負荷（図示しない）側のインピーダンスと、スイッチング電源装置において、その出力端子６７ａに接続されている平滑コンデンサ６５の容量とによって定まる特性（時定数）で時間の経過と共に下降していく。
【００４０】
そして、図４で示したように、時間の経過と共に制御回路８７からＴＲ８９に出力される制御信号の発振に同期してコンパレータ７７からの電圧信号が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り替ると、上述した第２の受光ＴＲ８３によるＴＲ４５の強制的な駆動（スイッチング動作）停止状態が解消されるので、ＴＲ４５は再びＰＷＭ制御回路４３の制御下で、スイッチング動作が可能な状態となる。ＴＲ４５がスイッチング動作可能な状態となった時点で、上記スイッチング電源装置からの出力電圧が、（例えば図５（Ａ）で示すように、）所定の出力電圧設定値を下廻る過小電圧状態となっているので、ＴＲ４５はＰＷＭ制御回路４３からの制御信号に基づいて、最大限のスイッチング動作を実行する。このときの上記スイッチング電源装置からの出力電圧は、負荷（図示しない）側のインピーダンスと、半導体スイッチング素子であるＴＲ４５の電流制限値とによって定まる特性で時間の経過と共に上昇していく。
【００４１】
ここで、ＴＲ４５が最大限のスイッチング動作を連続的に行った場合に、出力端子６７ａを通じて負荷（図示しない）に供給可能な最大出力電圧をＰｍａｘとおくと、図５（又は図４）で示した時間Ｔ０の間だけＴＲ４５をスイッチング動作させた場合に、上記スイッチング電源装置が出力端子６７ａを通じて負荷（図示しない）に供給可能な平均出力電力ＰＡＶＥは、上記スイッチング電源装置からの出力電圧の変化を時間平均した値になり、下記の（１）式で与えられる。
【００４２】
ＰＡＶＥ＝Ｐｍａｘ×（Ｔ０／ＴＤＣ）・・・・・・（１）
上記スイッチング電源装置からの出力電圧の上昇／下降の様子は、（１）式で表される平均出力電力ＰＡＶＥと、上記スイッチング電源装置の出力端子６７ａに接続される負荷（図示しない）が必要とする電力（負荷の駆動電力）Ｐｌｏａｄとの大小関係に応じて、図５に示すように（夫々『切替方法１』、『切替方法２』及び『切替方法３』で示す）３つに場合分けされる。
【００４３】
（ア）負荷（図示しない）が必要とする電力Ｐｌｏａｄよりも、（１）式で表される平均出力電力ＰＡＶＥの方が大きい場合には、コンパレータ７７、第２のＬＥＤ８１、及び第２の受光ＴＲ８３が、図５（Ｄ）において『切替方法１』で示した態様で、つまり、上記スイッチング電源装置（即ち、ＴＲ４５）が、最大動作、及び軽負荷動作という２つの動作モードでのスイッチング動作中に、該スイッチング動作を強制的に停止させるモードが間欠的に設定されるように、ＴＲ４５を制御することになる。
【００４４】
この場合、上記スイッチング電源装置から負荷（図示しない）に供給される電力（供給エネルギー）が過剰になるので、図５（Ａ）に示すように、時間Ｔ０が経過する前の時間Ｔ１１で上記スイッチング電源装置からの出力電圧が所定の出力電圧設定値に達することになる。上記出力電圧が所定の出力電圧設定値に達すると、図３で示した電圧検出回路６９がこれを検出し、ＴＲ４５をスイッチング動作させるための制御信号として、パルス幅を狭めた電流信号をＰＷＭ制御回路４３がＴＲ４５のベース端子に供給するよう、フォトカプラ７５を通じてＰＷＭ制御回路４３を制御する。これにより、ＴＲ４５の導通時間（オン状態の時間）が短縮される方向に制御され、これによって、ＰＷＭ制御回路４３、及びＴＲ４５を含んだ交流電圧生成部１２０は、上記出力電圧が上記所定の出力電圧設定値に達するまでは、負荷（図示しない）に最大供給電力Ｐ０を供給するように動作し、上記出力電圧が上記出力電圧設定値に達した後は、負荷（図示しない）が必要とする電力Ｐｌｏａｄを供給するように動作する。
【００４５】
上記『切替方法１』が採用されたときの、上記スイッチング電源装置における平均損失電力Ｐｌｏｓｓ１は、下記の（２）式で与えられる。
【００４６】
Ｐｌｏｓｓ１＝（Ｐ１×Ｔ１１＋Ｐ２×Ｔ１２＋Ｐ３×Ｔ１３）／ＴＤＣ・・・・・・（２）
（イ）次に、負荷（図示しない）が必要とする電力Ｐｌｏａｄと（１）式で表される平均出力電力ＰＡＶＥとが均等な場合には、コンパレータ７７、第２のＬＥＤ８１、及び第２の受光ＴＲ８３が、図５において『切替方法２』で示した態様で、上記（ア）におけると同様に、ＴＲ４５のスイッチング動作中に、そのスイッチング動作を強制的に停止させるモードが間欠的に設定されるように、ＴＲ４５を制御することになる。
【００４７】
この場合、上記電力Ｐｌｏａｄと、上記電力ＰＡＶＥとが均等であるので、図５（Ａ）に示すように、ちょうど時間Ｔ２１（＝Ｔ０）になった時点で、上記出力電圧が上記出力電圧設定値に達することとなり、該時点において、コンパレータ７７、第２のＬＥＤ８１、及び第２の受光ＴＲ８３が、ＴＲ４５のスイッチング動作を強制的に停止させるように動作する。即ち、この『切替方法２』は、上述した『切替方法１』において、時間Ｔ１２＝０が成立する特別な場合であると見做すことができ、この『切替方法２』において、上記スイッチング電源装置における平均損失電力Ｐｌｏｓｓ２は、下記の（３）式で与えられる。
【００４８】
Ｐｌｏｓｓ２＝（Ｐ１×Ｔ２１＋Ｐ３×Ｔ２３）／ＴＤＣ・・・・・・（３）
（ウ）なお、上記スイッチング電源装置からの出力電圧が上記所定の出力電圧設定値に達することがないまま、上記出力電圧が降下してしまう不適切な例として、図５において、『切替方法３』で示した態様が挙げられる。これは、負荷（図示しない）が必要とする電力Ｐｌｏａｄよりも（１）式で表される平均出力電力ＰＡＶＥの方が小さい場合である。この場合、上記スイッチング電源装置から負荷（図示しない）に供給される電力（供給エネルギー）が不足になるので、時間Ｔ３３における上記出力電圧の低下分が、時間Ｔ３１における上記出力電圧の上昇分を上廻り、そのため、上記出力電圧は時間の経過と共に、徐々に低下することになる。よって、仮に省電力（省エネルギー）になったとしても、スイッチング電源装置としての負荷に対する安定的な直流電力の供給という本来の機能を果たせないことになる。
【００４９】
図６は、ＴＲ４５のスイッチング動作を強制的に停止状態にするための制御において、上述した『切替方法１』、又は『切替方法２』を採用したときの、上記スイッチング電源装置における損失電力と、上記スイッチング電源装置からの出力電圧との関係を示した説明図である。
【００５０】
図６において、損失電力を表す縦軸上の点Ｏは、上記スイッチング電源装置の駆動停止時（即ち、ＴＲ４５のスイッチング動作が強制的に停止状態にされた時）の動作点を、点Ａは、上記スイッチング電源装置の軽負荷時の動作点を、更に、点Ｂは、上記スイッチング電源装置（即ち、ＴＲ４５）の最大（スイッチング）動作時の動作点を、夫々示している。また、出力電圧を表す横軸上の点Ｐａは、上記点Ａに対応するもので、上記スイッチング電源装置の軽負荷時の出力電力の値を、同じく横軸上の点Ｐｂは、上記点Ｂに対応するもので、上記スイッチング電源装置の最大動作時の出力電力の値を、夫々示している。
【００５１】
なお、上述した図５（Ｄ）では、点Ｏにおける損失電力をＰ３で、点Ａにおける損失電力をＰ２で、点Ｂにおける損失電力をＰ１で、夫々示している。
【００５２】
再び図６に戻って、上記スイッチング電源装置における損失電力と出力電力との関係は、点Ｏから点Ｃ、点Ａ、点Ｂに達する実線（特性線）によって示される。
【００５３】
図５（Ｄ）で示した『切替方法２』におけるように、上記スイッチング電源装置（のＴＲ４５）が、最大（スイッチング）動作状態、及び（スイッチング動作の）強制停止状態のみを交互に繰り返す（よう、ＰＷＭ制御回路４３、コンパレータ７７、第２のＬＥＤ８１、及び第２の受光ＴＲ８３によって制御される）場合の平均損失電力は、図６における点Ｏと点Ｂとを結ぶ直線（即ち、線分ＯＢ）上に存在する。従って、上記スイッチング電源装置の軽負荷時において、出力電力の値が点Ｐａのときの平均損失電力は、線分ＡＰａと線分ＯＢとの交点である点Ｌによって表される。なお、点Ｌは、線分ＯＢを、上記スイッチング電源装置（のＴＲ４５）が、（スイッチング動作の）強制停止状態にあるときの時間と、スイッチング動作状態にあるときの時間との間の時間比の逆数によって内分することにより得られる点である。この平均損失電力が、上述した（３）式によって表された平均損失電力Ｐｌｏｓｓ２である。
【００５４】
換言すれば、上記スイッチング電源装置（のＴＲ４５）を、（スイッチング動作の）強制停止状態を間欠的に設定することなしに、連続的にスイッチング動作させている場合には、上記スイッチング電源装置の損失電力―出力電力特性は、実線ＯＣＢによって表されるから、出力電力の値が点Ｐａのときの損失電力は、点Ａである。しかし、『切替方法２』に示した態様で、上記（スイッチング動作の）強制停止状態を間欠的に設定した場合には、上記スイッチング電源装置の損失電力―出力電力特性が、実線ＯＣＢから線分ＯＢに切替る。そのため、出力電力の値が点Ｐａのときの損失電力は、点Ｌとなるので、損失電力はＡ−Ｌ分だけ少なくて済むから、省電力（省エネルギー）効果を発揮できる。
【００５５】
次に、図５（Ｄ）で示した『切替方法１』におけるように、上記スイッチング電源装置（のＴＲ４５）が、最大（スイッチング）動作状態、（上記スイッチング電源装置が）軽負荷であるときの（スイッチング）動作状態、及び（スイッチング動作の）強制停止状態の３つの状態を繰り返す（よう、ＰＷＭ制御回路４３、コンパレータ７７、第２のＬＥＤ８１、及び第２の受光ＴＲ８３によって制御される）場合の平均損失電力Ｐｌｏｓｓ１は、点Ｌと点Ａとを結ぶ直線（即ち、線分ＬＡ）上に存在する点Ｍによって表される。即ち、この点Ｍは、線分ＬＡを、上記スイッチング電源装置が最大（スイッチング）動作状態にあるときの時間と、上記スイッチング電源装置が（スイッチング動作の）強制停止状態にあるときの時間との和と、（上記スイッチング電源装置の）軽負荷時の（スイッチング）動作状態にあるときの時間との間の時間比の逆数によって内分することにより得られるものである。この平均損失電力が、上述した（２）式によって表された平均損失電力Ｐｌｏｓｓ１である。
【００５６】
このように、『切替方法１』に示した態様で、上記（スイッチング動作の）強制停止状態を間欠的に設定した場合には、（２）式によって表された平均損失電力Ｐｌｏｓｓ１は、点Ａで示した損失電力と、点Ｌで示した損失電力との中間の値である点Ｍによって示されることになる。
【００５７】
図５（Ｄ）で示した『切替方法１』を採用した場合の例として、仮に、図５（Ａ）で示した時間Ｔ１１、時間Ｔ１２、及び時間Ｔ１３の間の時間比率を１：１：４として、図６に当てはめてみると、点Ｌは線分ＯＢを１：４に内分する点であり、点Ｍは線分ＬＡを１：（４＋１）に内分する点となるので、上述した軽負荷時において、点Ｍで表される損失電力の大きさを、点Ａで表される損失電力の大きさよりも小さくすることができるのは明らかである。同様に、図５（Ｄ）で示した『切替方法２』を採用した場合の例として、仮に、図５（Ａ）で示した時間Ｔ２１、時間Ｔ２３の間の時間比率を１：４として、図６に当てはめてみると、点Ｌは線分ＯＢを１：４に内分する点となるので、上述した軽負荷時において、点Ｌで表される損失電力の大きさを、点Ａで表される損失電力の大きさよりも小さくすることができるのは明らかである。しかも、『切替方法２』を採用した場合には、『切替方法１』を採用した場合と比較して、上述した軽負荷時における時間Ｔ１２に相当する状態が無いので、平均損失電力の値は一層低減されることになる。
【００５８】
図５において説明したように、『切替方法１』、又は『切替方法２』のいずれを採用した場合でも、上記スイッチング電源装置からの出力電圧Ｖ１が変動することになるが、該出力電圧Ｖ１の変動が、（上記スイッチング電源装置の）出力端子６７ａに接続される負荷（図示しない）の電圧変動許容範囲内に収まっているのであれば、スイッチング電源装置の性能として問題はない。特に、上記負荷（図示しない）が、例えばヒータ熱線（定電力負荷）のような、定電圧特性を必要としない負荷である場合や、ＤＣ―ＤＣコンバータのように、それ自身の動作によって電圧変動の影響を吸収してくれるような負荷である場合には、それらの負荷に対して駆動電力を供給する（上記スイッチング電源装置のような）電源装置に、仮に出力電圧Ｖ１の変動があったとしても、何ら問題は生じない。
【００５９】
上記スイッチング電源装置からの出力電圧Ｖ１の変動範囲が、二次電源回路部１４０がスイッチング動作を行うことが可能な電圧範囲内に収まるのであれば、（出力電圧Ｖ１が二次電源回路部１４０の入力電圧となっているので、）二次電源回路部１４０からは、出力端子６７ｂを通じて負荷（図示しない）側に安定した出力電圧Ｖ２が印加される。
【００６０】
（上記スイッチング電源装置の）出力端子６７ａに接続される負荷（図示しない）が必要とする電力Ｐｌｏａｄが、常に（１）式で表される平均電力ＰＡＶＥよりも小さい場合には、『切替方法１』において示したように、出力端子６７ａからの出力電圧Ｖ１が必ず設定電圧まで上昇するので、上記スイッチング電源装置の起動直後から既述のような（本実施形態に係る）態様で負荷（図示しない）を駆動することができる。一方、上述した『切替方法２』において示した負荷条件の場合には、上記スイッチング電源装置を起動して、一旦出力電圧Ｖ１が立ち上がった後に、既述のような（本実施形態に係る）態様で負荷（図示しない）を駆動するのが適切である。上記スイッチング電源装置を、電子プリンタのような電子機器の電源装置として使用する場合には、該電源装置の起動時や、負荷である印刷機構の動作時から、例えば該電源装置が待機状態にあるときのような、軽負荷状態になった後に、既述のような（本実施形態に係る）態様で負荷（図示しない）を駆動するようにしてもよい。
【００６１】
上述した実施形態に係る制御方式では、ＴＲ４５のスイッチング動作におけるＴＲ４５がオン状態になっている時間が、制御回路８７からＴＲ８９に出力される上述した制御信号によって制限されているため、上記スイッチング電源装置から出力として取り出せる電力に自ずと制限が生じる。
【００６２】
例えば、二次電源回路部１４０が、図３で示したように、（ＤＣ―ＤＣコンバータの一種である）降圧型チョッパ回路の場合、そのオン時間（上述したＴＲ８９が導通している時間）をｔｏｎ、そのオフ時間（上述したＴＲ８９が非導通である時間）をｔｏｆｆ、ＴＲ８９がオン時間のときのＴＲ８９のコレクタ―エミッタ間電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）、ＴＲ８９がオン時間のときのダイオード９１のアノード―カソード間電圧降下をＶＦ、上記降圧型チョッパ回路の入力電圧をＶ１、上記降圧型チョッパ回路の（降圧された）出力電圧をＶ２とすれば、ｔｏｎと、ｔｏｆｆとの比率は、下記の（４）式で表されることが知られている。
【００６３】
ｔｏｎ／ｔｏｆｆ＝（Ｖ２＋ＶＦ）／（Ｖ１−ＶＣＥ（ｓａｔ）−Ｖ２）・・・・・・（４）
ＴＲ４５を制御回路８７からＴＲ８９に供給される制御信号の全周期ＴＤＣのうちの時間Ｔ０だけスイッチング動作させた場合に上記スイッチング電源装置が出力端子６７ａを通じて負荷（図示しない）側に供給することができる平均出力電力ＰＡＶＥが（１）式によって表せることは既に説明した。二次電源回路部１４０が降圧型チョッパ回路の場合を例に取ると、図３で示した回路構成では、二次電源回路部１４０のオン時間、即ち、ＴＲ８９のオン時間においては、ＴＲ４５のスイッチング動作が強制的に停止状態に置かれ、ＴＲ８９のオフ時間においてはＴＲ４５のスイッチング動作が可能な状態になるので、（１）式のＴ０が（４）式のｔｏｆｆに相当する。よって、（１）式を、ＰＡＶＥ＝Ｐｍａｘ×（Ｔ０／ＴＤＣ）に変形し、この変形された後の式のＴ０にｔｏｆｆを、ＴＤＣにｔｏｎ＋ｔｏｆｆを、夫々代入して、上記変形された後の式を、ＰＡＶＥ＝Ｐｍａｘ×｛ｔｏｆｆ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）｝とし、更に、この式を、
ＰＡＶＥ＝Ｐｍａｘ×〔１／｛（ｔｏｎ／ｔｏｆｆ）＋１｝〕に再度変形した後、この式のｔｏｎ／ｔｏｆｆに、（４）式から変形したｔｏｎ／ｔｏｆｆ＝（Ｖ２＋ＶＦ）／（Ｖ１−ＶＣＥ（ｓａｔ）−Ｖ２）を代入することにより、下記の（５）式を得る。
【００６４】
ＰＡＶＥ＝Ｐｍａｘ×〔１／｛（Ｖ２＋ＶＦ）／（Ｖ１−ＶＣＥ（ｓａｔ）−Ｖ２）＋１｝〕・・・・・・（５）
この（５）式は、二次電源回路部１４０に降圧型チョッパ回路を採用した場合に、ＴＲ４５のスイッチング動作を強制的に停止状態にするモードを間欠的に設定することによって、上記スイッチング電源装置が出力端子６７ａを通じて負荷（図示しない）側に供給することができる平均出力電力を表している。
【００６５】
図５で示した上記スイッチング電源装置から出力端子６７ａを通じて負荷（図示しない）側に印加される出力電圧の上昇／下降の様子は、（５）式で表される平均出力電力ＰＡＶＥと負荷（図示しない）が必要とする電力（負荷の駆動電力）Ｐｌｏａｄとの大小関係に応じて、図５に示したように、３つに場合分けされることになるので、図３で示した回路構成において、上記スイッチング電源装置から出力端子６７ａを通じて負荷（図示しない）側に、安定した出力電圧で給電が行えるような負荷の駆動電力Ｐｌｏａｄの範囲は、下記の（６）式を満足させる負荷の駆動電力の範囲となる。
【００６６】
Ｐｌｏａｄ＝ＰＡＶＥ＝Ｐｍａｘ×〔１／｛（Ｖ２＋ＶＦ）／（Ｖ１−ＶＣＥ（ｓａｔ）−Ｖ２）＋１｝〕・・・（６）
また、降圧型チョッパ回路において、入出力電圧比が著しく大きい場合には、そのオフ時間（上述したＴＲ８９が非導通である時間）ｔｏｆｆ、が、制御回路８７からＴＲ８９に供給される制御信号の全周期であるＴＤＣに占める割合（時間比率）が１に近づくため、ＴＲ４５のスイッチング動作を強制的に停止状態にするモードを間欠的に設定するとは言っても、ＴＲ４５のスイッチング動作が殆ど連続する形となる。式の上では、（６）式の右辺の分母の第１項が０に近づき、その結果として（６）式の右辺がＰｍａｘに近づく形になる。このような場合には、二次電源回路部１４０におけるオン時間／オフ時間と、ＴＲ４５のスイッチング動作強制停止時間／スイッチング動作可能時間との関係を入れ替えればよい。
【００６７】
図７は、本発明の一実施形態の変形例に係る要部の回路構成を示した図である。
【００６８】
本変形例に係るスイッチング電源装置では、二次電源回路部１４０におけるオン時間／オフ時間と、ＴＲ４５のスイッチング動作強制停止時間／スイッチング動作可能時間との関係を入れ替えるため、コンパレータ７７を、その反転入力端子にダイオード９１のカソード電圧が、その非反転入力端子に直流電源７９からの基準電圧が、夫々印加されるように接続した点で、図３に示したスイッチング電源装置と相違している。図７に示した回路構成では、（１）式のＴ０が（４）式のｔｏｎに相当する。よって、（１）式のＴ０にｔｏｎを、同じく（１）式のＴＤＣにｔｏｎ＋ｔｏｆｆを、夫々代入することによって、（１）式を、
2004260889.tif 000003
と変形して、この変形した後の式に、
（４）式から変形したｔｏｆｆ／ｔｏｎ＝（Ｖ１−ＶＣＥ（ｓａｔ）−Ｖ２）／（Ｖ２＋ＶＦ）
を代入することにより、下記の（７）式を得る。
【００６９】
ＰＡＶＥ＝Ｐｍａｘ×〔１／｛１＋（（Ｖ１−ＶＣＥ（ｓａｔ）−Ｖ２）／（Ｖ２＋ＶＦ））｝〕・・・（７）
この（７）式は、二次電源回路部１４０に、図７で示した回路構成を含む降圧型チョッパ回路を採用した場合に、ＴＲ４５のスイッチング動作を強制的に停止状態にするモードを間欠的に設定することによって、上記スイッチング電源装置が出力端子６７ａを通じて負荷（図示しない）側に供給することができる平均出力電力を表している。そして、（６）式における場合と同様に、上記スイッチング電源装置から出力端子６７ａを通じて負荷（図示しない）側に、安定した出力電圧で給電が行えるような負荷の駆動電力Ｐｌｏａｄの範囲は、下記の（８）式を満足させる負荷の駆動電力の範囲となる。
【００７０】
Ｐｌｏａｄ≦ＰＡＶＥ＝Ｐｍａｘ×〔１／｛１＋（Ｖ１−ＶＣＥ（ｓａｔ）−Ｖ２）／（Ｖ２＋ＶＦ）｝〕・・・（８）
次に、二次電源回路部１４０が、（ＤＣ―ＤＣコンバータの一種である）昇圧型チョッパ回路の場合、そのオン時間をｔｏｎ、そのオフ時間をｔｏｆｆ、上記昇圧型チョッパ回路に含まれるスイッチングＴＲがオン時間のときの該スイッチングＴＲのコレクタ―エミッタ間電圧をＶＣＥ（ｓａｔ）、該スイッチングＴＲがオン時間のときの上記昇圧型チョッパ回路に含まれるダイオードのアノード―カソード間電圧降下をＶＦ、上記昇圧型チョッパ回路の入力電圧をＶ１、上記昇圧型チョッパ回路の（昇圧された）出力電圧をＶ２とすれば、ｔｏｎと、ｔｏｆｆとの比率は、下記の（９）式で表されることが知られている。
【００７１】
ｔｏｎ／ｔｏｆｆ＝（Ｖ２＋ＶＦ−Ｖ１）／（Ｖ１−ＶＣＥ（ｓａｔ））・・・・・・（９）
二次電源回路部１４０が、（ＤＣ―ＤＣコンバータの一種である）昇圧型チョッパ回路の場合においても、二次電源回路部１４０に上述した降圧型チョッパ回路を採用した場合において、（４）式を基に（５）式〜（８）式を導いたのと同様に、（９）式を基にして、（５）式〜（８）式に夫々対応する式を導けば、負荷の駆動電力の範囲を算出することができる。
【００７２】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、これは本発明の説明のための例示であって、本発明の範囲をこの実施形態にのみ限定する趣旨ではない。本発明は、他の種々の形態でも実施することが可能である。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチング動作を行うことにより負荷に対して安定的に駆動電力を供給する電源回路において、比較的簡素な回路構成で、省電力化（省エネルギー化）を実現することが可能な電源回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】電源装置における電力損失と出力電力との関係を示した説明図。
【図２】従来のスイッチング電源装置の回路構成の一例を示した図。
【図３】本発明の一実施形態に係る電源回路を適用したスイッチング電源装置の回路構成の一実施例を示した図。
【図４】図３に示したコンパレータからの出力電圧（第２のＬＥＤのアノード端子に印加される電圧）と、ＴＲ（４５）のスイッチング動作との関連を示すタイミングチャート。
【図５】図３に示したスイッチング電源装置の出力端子から負荷側に印加される出力電圧と、コンパレータからの出力電圧と、スイッチング電源装置の動作状態と、スイッチング電源装置における損失電力との関連を示すタイミングチャート。
【図６】トランジスタ（４５）のスイッチング動作を強制的に停止状態にするための制御において、『切替方法１』、又は『切替方法２』を採用したときの、スイッチング電源装置における損失電力と、スイッチング電源装置からの出力電圧との関係を示した説明図。
【図７】本発明の一実施形態の変形例に係る要部の回路構成を示した図。
【符号の説明】
３３  ダイオードブリッジ回路
６３、９１  ダイオード
３９、６５、９５  平滑コンデンサ
４１  起動抵抗
４３  ＰＷＭ制御回路
４５、８９  ＴＲ
４７  電流検出用抵抗
４９  変圧器
４９ａ、４９ｂ  一次巻線
４９ｃ  二次巻線
５１  制御ＴＲ
６９  電圧検出回路
７１  第１のＬＥＤ
７３  第１の受光ＴＲ
７５  第１のフォトカプラ
７７  コンパレータ
７９  直流電源
８１  第２のＬＥＤ
８３  第２の受光ＴＲ
８５  第２のフォトカプラ
８７  制御回路
９３  コイル
１１０  全波整流部
１２０  交流電圧生成部
１３０  直流電圧安定供給部
１４０  二次電源回路部
１５０  給電オン／オフ制御部
【図１】
2004260889.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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