(57)【要約】      （修正有）【課題】電源に要求される性能は厳しく、効率の向上、高調波ノイズの低減、コストの削減、小型化等の面で満足できていない。【解決手段】ＡＣ電源を整流する第１整流手段と、第１整流手段の出力である脈流電源と、脈流電源に１次巻線が接続された第１トランスと、トランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングする第１スイッチング手段と、第１トランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＰＦＣ用電源部と、ＡＣ電源または脈流電源を整流する第２整流手段と、第２整流手段の出力を平滑手段にて平滑した直流電源と、直流電源に１次巻線が接続された第２トランスと、第２トランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングする第２スイッチング手段と、第２トランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＤＣ−ＤＣ用電源部とを備え、ＰＦＣ用電源部とＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成し第１と第２のスイッチングの制御を備えたスイッチング電源装置。【選択図】        図１
2004260937.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ電源を整流する第１の整流手段と、当該第１の整流手段の出力である脈流電源と、当該脈流電源に１次巻線が接続された第１のトランスと、当該第１のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングする第１のスイッチング手段と、前記第１のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＰＦＣ用電源部と、前記ＡＣ電源または前記脈流電源を整流する第２の整流手段と、当該第２の整流手段の出力を平滑手段にて平滑した直流電源と、当該直流電源に１次巻線が接続された第２のトランスと、当該第２のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングする第２のスイッチング手段と、前記第２のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＤＣ−ＤＣ用電源部とを備え、前記ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成するとともに当該合成出力を制御するスイッチング電源装置において、
前記第１のトランスのエネルギーが放出されたことを検出する第１の検出手段を有し、当該第１の検出手段の出力に基づいて前記第１のスイッチング手段をオンさせる第１の制御手段と、
前記第２のトランスのエネルギーが放出されたことを検出する第２の検出手段を有し、当該第２の検出手段の出力に基づいて前記第２のスイッチング手段をオンさせる第２の制御手段とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記第１の制御手段は、前記第１整流手段の出力電圧である脈流電源に基づいて制御する第１の乗算器を備え、
前記第２の制御手段は、前記第２の整流手段の出力電圧である直流電源に基づいて制御する第２の乗算器を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
ＡＣ電源を整流する第１の整流手段と、当該第１の整流手段の出力である脈流電源と、当該脈流電源に１次巻線が接続された第１のトランスと、当該第１のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングする第１のスイッチング手段と、前記第１のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＰＦＣ用電源部と、前記ＡＣ電源または前記脈流電源を整流する第２の整流手段と、当該第２の整流手段の出力を平滑手段にて平滑した直流電源と、当該直流電源に１次巻線が接続された第２のトランスと、当該第２のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングする第２のスイッチング手段と、前記第２のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＤＣ−ＤＣ用電源部とを備え、前記ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成するとともに当該合成出力を制御するスイッチング電源装置において、
前記第２のトランスのエネルギーが放出されたことを検出する検出手段と、当該検出手段の出力に基づいて前記第１のスイッチング手段および前記第２のスイッチング手段をオンさせる制御手段とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項３に記載のスイッチング電源装置において、前記第１のスイッチング手段および前記第２のスイッチング手段に流れる合成電流を検出する合成電流検出手段を備え、
前記制御手段は、当該合成電流検出手段の出力に基づいて前記第１のスイッチング手段および前記第２のスイッチング手段をオフ制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
ＡＣ電源を整流する第１の整流手段と、当該第１の整流手段の出力である脈流電源と、当該脈流電源に１次巻線が接続された第１のトランスと、当該第１のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングするスイッチング手段と、当該スイッチング手段と前記第１のトランスの１次巻線との間に接続された一方向性素子と、前記第１のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＰＦＣ用電源部と、前記ＡＣ電源または前記脈流電源を整流する第２の整流手段と、当該第２の整流手段の出力を平滑手段にて平滑した直流電源と、当該直流電源と前記スイッチング手段との間に１次巻線が接続された第２のトランスと、当該第２のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＤＣ−ＤＣ用電源部とを備え、前記ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成するとともに当該合成出力を制御するスイッチング電源装置において、
前記第２のトランスのエネルギーが放出されたことを検出する検出手段と、当該検出手段の出力に基づいて前記スイッチング手段をオンさせる制御手段とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項６】
請求項１から５に記載のスイッチング電源装置において、前記第２の整流手段と前記平滑手段との間に、第１のトランスまたは第２のトランスに設けた３次巻線を挿入したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項７】
ＡＣ電源を整流する第１の整流手段と、当該第１の整流手段の出力である脈流電源と、当該脈流電源に１次巻線が接続された第１のトランスと、当該第１のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングするスイッチング手段と、当該スイッチング手段と前記第１のトランスの１次巻線との間に接続された一方向性素子と、前記第１のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＰＦＣ用電源部と、前記ＡＣ電源または前記脈流電源を整流する第２の整流手段と、当該第２の整流手段の出力を平滑手段にて平滑した直流電源と、当該直流電源と前記スイッチング手段との間に１次巻線が接続された第２のトランスと、当該第２のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＤＣ−ＤＣ用電源部とを備え、前記ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成するとともに当該合成出力を制御するスイッチング電源装置において、
前記第２の整流手段と前記平滑手段との間に、第１のトランスまたは第２のトランスに設けた３次巻線を挿入したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング式のＡＣ−ＤＣコンバータに関するものであり、特に、単相のＡＣ電源を整流して得た脈流をスイッチングするＰＦＣ用の電源部と、ＡＣ電源を整流平滑して得た直流をスイッチングするＤＣ−ＤＣ用の電源部とを、組み合わせることによって、高調波規格を満足させる技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＦＣ用の電源部と、ＤＣ−ＤＣ用の電源部とを組み合わせたＡＣ−ＤＣコンバータには、本願出願人による特開平１１−３５６０４６号公報に開示された電源装置がある。この装置は、平滑作用の少ない脈流をスイッチングするＰＦＣ用電源部と、平滑作用の多い直流をスイッチングするＤＣ−ＤＣ用電源部とを組み合わせ、それぞれの電源部の２次整流出力を合成することによって、高調波電流を抑制し、装置の小型化と高効率化を図るようにしたものである。ここでは、脈流側のスイッチング電源が高調波電流の抑制に寄与し、直流側のスイッチング電源が、保持時間の確保とリップル電圧の低減に寄与しており、脈流側電源と、直流側電源の電力バランスをとることによって、ＩＥＣ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）によるクラスＡの高調波規格を満足するとともに、小型で効率の高いスイッチング電源装置を実現している。
【０００３】
しかしながら上記の方法では、より厳しいＩＥＣのクラスＤ規格は満足させにくい。そこで、本出願人による特開２００２−１０１６６０号公報では、このクラスＤに対応する方法を開示している。その原理は、ＡＣ入力または脈流を整流する整流器と、平滑コンデンサとの間にトランスの３次巻線を挿入することで高周波を重畳させ、これを整流することで入力電流の導通角を広げるというものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−３５６０４６号公報
【特許文献２】
特開２００２−１０１６６０号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記既存技術を使用しても、今日の電源に要求される性能は厳しく、効率の向上、高調波ノイズの低減、コストの削減、小型化等の面で充分であるとは言えなかった。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の電源装置は、１つの方法として、その制御方法に擬似共振を取り入れた。ＰＦＣ用電源と、ＤＣ−ＤＣ用電源の双方の電源部か、もしくはＤＣ−ＤＣ用の電源部のみのスイッチング動作を疑似共振動作（Ｑｕａｓｉ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ）で制御するように構成することで、一層の高効率化と低ノイズ化を達成する。ＤＣ−ＤＣ用の電源部のスイッチング動作のみを疑似共振動作させる場合、それぞれのコンバータのスイッチを１個の共通のスイッチとするよう、ダイオードを用いてコストダウンを計る。また、ＰＷＭ制御においても、上記のコスト削減方法が利用できる。さらに、軽負荷時には間欠発振制御をさせることで、待機電力を削減することができる。
【０００７】
本発明の電源装置は、疑似共振をさせることで、ターンオンロスを削減すればスイッチングロスを少なくし、変換効率を高めると同時にノイズをも少なくすることができる。というのは擬似共振をさせると、負荷電流や入力電圧の変化によって、周波数が変動するため、ノイズが分散され、ノイズ規格を満たしやすくなる。結果的に、トランスの結合を高めたり、ノイズ・フィルタを簡単なものに変更することができるため、小型化と高効率化が可能となる。
【０００８】
また、効率の点からはＰＦＣ側もＤＣ−ＤＣ側も擬似共振にする方が好ましいが、本発明の電源装置は、ＤＣ−ＤＣ側のみを擬似共振にし、ＰＦＣ側はＤＣ−ＤＣ側と同じドライブ信号で駆動することによって、回路の簡略化のみならず、過電流保護（Ｏｖｅｒ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎで以下ＯＣＰと略）を非常に安定的に働かせることができるようになる。
【０００９】
また、本発明の電源装置は、ダイオードを追加することでスイッチを１個にし、コストを削減することもできる。この方法は、周波数固定のＰＷＭ制御においても同様にスイッチを１個にする方法が利用できる。このように構成することによって、安価で高調波を抑えることが可能となり、上記のクラスＤの規格も十分に満足するＡＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。もし、クラスＤでなく、クラスＡであれば、３次巻線を省略可能である。
【００１０】
以下、本発明の具体的な構成を記載する。
【００１１】
本発明の第１の手段として、図１，２で示すように、ＡＣ電源を整流する第１の整流手段と、当該第１の整流手段の出力である脈流電源と、当該脈流電源に１次巻線が接続された第１のトランスと、当該第１のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングする第１のスイッチング手段と、前記第１のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＰＦＣ用電源部と、前記ＡＣ電源または前記脈流電源を整流する第２の整流手段と、当該第２の整流手段の出力を平滑手段にて平滑した直流電源と、当該直流電源に１次巻線が接続された第２のトランスと、当該第２のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングする第２のスイッチング手段と、前記第２のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＤＣ−ＤＣ用電源部とを備え、前記ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成するとともに当該合成出力を制御するスイッチング電源装置において、前記第１のトランスのエネルギーが放出されたことを検出する第１の検出手段を有し、当該第１の検出手段の出力に基づいて前記第１のスイッチング手段をオンさせる第１の制御手段と、前記第２のトランスのエネルギーが放出されたことを検出する第２の検出手段を有し、当該第２の検出手段の出力に基づいて前記第２のスイッチング手段をオンさせる第２の制御手段とを備えるようにした。
【００１２】
本発明の第２の手段として、スイッチング電源装置において、前記第１の制御手段が、前記第１の整流手段の出力電圧である脈流電源に基づいて制御する第１の乗算器を備え、前記第２の制御手段が、前記第２の整流手段の出力電圧である直流電源に基づいて制御する第２の乗算器を備えるようにした。
【００１３】
本発明の第３の手段として図３，４で示すように、ＡＣ電源を整流する第１の整流手段と、当該第１の整流手段の出力である脈流電源と、当該脈流電源に１次巻線が接続された第１のトランスと、当該第１のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングする第１のスイッチング手段と、前記第１のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＰＦＣ用電源部と、前記ＡＣ電源または前記脈流電源を整流する第２の整流手段と、当該第２の整流手段の出力を平滑手段にて平滑した直流電源と、当該直流電源に１次巻線が接続された第２のトランスと、当該第２のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングする第２のスイッチング手段と、前記第２のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＤＣ−ＤＣ用電源部とを備え、前記ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成するとともに当該合成出力を制御するスイッチング電源装置において、前記第２のトランスのエネルギーが放出されたことを検出する検出手段と、当該検出手段の出力に基づいて前記第１のスイッチング手段および前記第２のスイッチング手段をオンさせる制御手段とを備えるようにした。
【００１４】
本発明の第４の手段として、第３の手段に記載のスイッチング電源装置において、前記第１のスイッチング手段および前記第２のスイッチング手段に流れる合成電流を検出する合成電流検出手段を備え、当該合成電流検出手段から出力される検出信号に基づいて前記第１のスイッチング手段および前記第２のスイッチング手段をオフ制御するようにした。
【００１５】
本発明の第５の手段として図５，６で示すように、ＡＣ電源を整流する第１の整流手段と、当該第１の整流手段の出力である脈流電源と、当該脈流電源に１次巻線が接続された第１のトランスと、当該第１のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングするスイッチング手段と、当該スイッチング手段と前記第１のトランスの１次巻線との間に接続されたダイオードと、前記第１のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＰＦＣ用電源部と、前記ＡＣ電源または前記脈流電源を整流する第２の整流手段と、当該第２の整流手段の出力を平滑手段にて平滑した直流電源と、当該直流電源と前記スイッチング手段との間に１次巻線が接続された第２のトランスと、当該第２のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＤＣ−ＤＣ用電源部とを備え、前記ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成するとともに当該合成出力を制御するスイッチング電源装置において、前記第２のトランスのエネルギーが放出されたことを検出する検出手段と、当該検出手段の出力に基づいて前記スイッチング手段をオンさせる制御手段とを備えるようにした。
【００１６】
本発明の第６の手段として、請求項１から５に記載のスイッチング電源装置において、前記第２の整流手段と前記平滑手段との間に、第１のトランスまたは第２のトランスに設けた３次巻線を挿入するようにした。
【００１７】
本発明の第７の手段として図７，８で示すように、ＡＣ電源を整流する第１の整流手段と、当該第１の整流手段の出力である脈流電源と、当該脈流電源に１次巻線が接続された第１のトランスと、当該第１のトランスの１次巻線に流れる電流をスイッチングする第１のスイッチング手段と、当該スイッチング手段と前記第１のトランスの１次巻線との間に接続されたダイオードと、前記第１のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＰＦＣ用電源部と、前記ＡＣ電源または前記脈流電源を整流する第２の整流手段と、当該第２の整流手段の出力を平滑手段にて平滑した直流電源と、当該直流電源と前記スイッチング手段との間に１次巻線が接続された第２のトランスと、当該第２のトランスの２次巻線に流れる電流を整流して出力するＤＣ−ＤＣ用電源部とを備え、前記ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成するとともに当該合成出力を制御するスイッチング電源装置において、前記第２の整流手段と前記平滑手段との間に、第１のトランスまたは第２のトランスに設けた３次巻線を挿入した。
【００１８】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第１および第２のスイッチング手段を駆動する駆動パルス発生手段が、駆動パルスを間欠的に発振させる駆動パルス間欠発振制御手段を備えることによって、待機電力をより一層削減することが可能となる。
【００１９】
さらに、本発明のスイッチング電源装置は、前記間欠発振制御手段が時定数回路および／又はヒステリシス特性を有するコンパレータを備え、前記コンパレータの出力に応じて前記駆動パルス生成回路の駆動パルス出力を制御する。
【００２０】
また、本発明のスイッチング電源装置は、軽負荷時であることを検出し、この信号でＰＦＣ側の動作を停止させることにより、軽負荷時に平滑コンデンサの電圧上昇を無くすことも可能にした。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態について説明する。なお、同一構成要素については、同一の符号を付して重複説明を省略する。また、同一の動作についても重複説明を省略する。
【００２２】
図１は、第１の実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータを示している。ＡＣ電源１００は、ノイズ・フィルタ１０１を経由し、ブリッジダイオード１０２で整流される。この脈流出力は、π型ノイズフィル１０５を経由し、第１のトランス１０４の１次巻線の一端に接続され、この他端が第１のスイッチング素子３０１に接続され、第１のトランス１０４の１次巻線に流れる電流がスイッチングされる。第１のトランス１０４の２次巻線に発生する出力は、２次整流ダイオード１０６で整流されて出力される。
【００２３】
一方、平滑コンデンサ１０７は、ダイオード１１８と第１のトランスの３次巻線１１９とインダクタ１２０とを経由して充電される。３次巻線１１９によって高周波が重畳されることで導通角が広げられるため、クラスＤ規格を満足する。なお、ダイオード１０３は、雷サージを吸収させるために挿入されているが、ダイオード１１８、３次巻線１１９、インダクタ１２０を無くした回路では、このダイオード１０３を経由して平滑コンデンサ１０７が充電されるため、クラスＡ規格を満足する。なお、ダイオード１０３は、２本のダイオード１０３ａと１０３ｂに置き換えることができる。
【００２４】
この平滑コンデンサ１０７の直流出力は、第２のトランス１０８の１次巻線の一端に接続され、この他端が第２のスイッチング素子３０２に接続され、第２のトランス１０８の１次巻線に流れる電流がスイッチングされる。第２のトランス１０８の２次巻線に発生する出力は、２次整流ダイオード１１０で整流されて出力される。第２のトランス１０８の検出巻線３０３は、後述する擬似共振の制御に使用される。
【００２５】
２次整流ダイオード１０６および２次整流ダイオード１１０の出力は合成され、平滑コンデンサ１１１で平滑されて負荷に出力される。ここで、平滑コンデンサ１１１の出力を取り出して制御回路４６０に入力させ、第１のスイッチング素子３０１と第２のスイッチング素子３０２の動作を制御している。
【００２６】
図２は、制御回路４６０の内部回路構成を示しており、フォトカプラ４２０のＬＥＤおよび基準電圧源４２１は、２次側出力電圧の検出用である。フォトカプラ４２０のトランジスタと負荷抵抗４１９はＩＣ４１８、４１０のＣ端子に接続されている。ここに使用されるＩＣには、一例として富士電機製ＦＡ５５０１がある。
【００２７】
このＩＣの動作について、ＩＣ４１８側を例に説明する。第２のトランス１０８のコアに蓄積されたエネルギーの放出を、第２のトランスの検出巻線３０３を介してＩＣ４１８のＺ端子で検出し、ＩＣ４１８のＤ端子からオン信号を出力してスイッチング素子３０２を駆動する。また、ＩＣ４１８のＩＳ端子で第２のスイッチング素子３０２の電流を検出し、所定の値になったら、ＩＣ４１８のＤ端子からオフ信号を出力する。所定の値を決めるのが、ＩＣ４１８のＣ端子の電圧とＭ端子の電圧であり、これらはＩＣ内部の不図示の乗算回路に接続され、乗算されて所定の値となる。ここでＩＣ４１８のＺ端子に抵抗４１６とコンデンサ４１５で遅れをもたせていることは擬似共振動作のスイッチングロスを最小にするために重要である。さらに、コンデンサ４１５は、ＩＣ４１８に内蔵または外部に取り付け可能に構成されている。なお、Ｇ端子はＧＮＤでＶ端子はＶＣＣ（入力電源）である。
【００２８】
抵抗４１３とコンデンサ４１４は、電流サージをカットする役割を果たしている。ＩＣ４１８のＭ端子は、平滑コンデンサ１０７の直流電源を抵抗４１１と４１２で分圧していて、ＩＣ４１０の抵抗４０１、４０２とともに第１のトランス１０４と第２のトランス１０８を通過する電力バランスを調整している。本発明のＩＣ４１０、４１８のＦ端子は、制御動作には関係なく、単に能動領域に設定しているだけであるが、軽負荷時に間欠制御回路（４２２〜４２８）と組み合わさって待機電力を削減するよう間欠発振をさせている。この部分の説明であるが、軽負荷時には、フォトカプラ４２０のコレクタの電位は下降する。これを基準電圧４２２と比較し、コンパレータ４２６とダイオード４２８を通じてＩＣ４１８と４１０のＦ端子電圧をハイレベルにしている。なお、軽負荷時の検出は、スイッチング素子３０１，３０２の制御信号Ｇ１，Ｇ２のデューティ比やスイッチング素子３０１，３０２に流れる電流からも可能である。これにより、２つのＩＣはスイッチング動作を停止し、間欠発振動作に移行する。ここで、抵抗４２５とコンデンサ４２４の時定数回路と抵抗４２３と４２７によるヒステリシス回路は、間欠の周期が短くなりすぎないようにすることで、異音の発生を防いでいる。なお、上記の例では正帰還によってヒステリシス効果を得ているが、コンパレータ２個とラッチ回路を組み合わせて得るようにしてもよく、ワンショットマルチバイブレーターでもよい。当然ながら、この間欠制御方法は、図３から図８にも適応可能である。
【００２９】
制御回路４６０のＤ１端子から入力するトランス１０４の１次巻線近傍の電圧は、コンデンサ４０８でＤＣ成分をカットした後、抵抗４０６、４０７で分圧して、ＩＣ４１０のＺ端子に加えられる。このようにトランスのコアエネルギーの放出は、必ずしも追加したトランス巻線から検出しなくても可能である。
以上のように構成することで、ＰＦＣ動作をする第１のトランス１０４と、ＤＣ−ＤＣ動作をする第２のトランス１０８の双方とも、常に擬似共振動作をさせることができる。しかも、双方とも不図示の乗算回路を使用して、電力バランスをとることにより、入力電圧や負荷電流が変わっても安定した動作を保つことになる。
【００３０】
図３の動作については、制御回路４６０がＤＣ／ＤＣ側のエネルギー放出の検出に基づいて制御している点を除き、図１とほぼ動作が共通なので説明を省略する。
【００３１】
次に、図４の説明であるが、ここで使用されるＩＣには、一例としてフィリップスのＴＥＡ１５５２があり、ＩＣ４１０のＣ端子の論理極性が、図２のＩＣ４１０，４１８のそれと逆であるため、フォトカプラ４２０のトランジスタと負荷抵抗の位置が逆になっている。ＩＣ４１０のＤＭ端子は、図２のＺ端子と同じ動作をしており、トランスのコアエネルギーの放出を検出し、図２のＩＣ４１０，４１８のＤ端子と同じ働きをするＤＶ端子からオン信号を出力して、スイッチング素子３０１、３０２を駆動している。なお、ダイオード４３０とコンデンサ４３１は、整流平滑してＶＣＣを作っている。ＤＲ端子はこのＩＣ特有のもので、電源の起動を受け持ったり、スイッチング周波数が上がり過ぎないよう、放出後の谷の電圧を検出し制御する機能を持っている。
【００３２】
ここで重要なことは、スイッチング素子３０１、３０２とも同じ信号Ｇ１で駆動するという点である。このため、擬似共振は、第２のトランス１０８側のみで、第１のトランス１０４側は、擬似共振をしない動作となってしまう。しかし、ＰＦＣ側は脈流のため平均電圧が低く、スイッチングロスが当初から少なめであるので、このデメリットは少なく、むしろ、以下に述べるメリットの方が大きく生かされる。すなわち、過電流保護（ＯＣＰ）が非常に容易になる。理由は以下のとおりである。本方式は第１のトランス１０４のＰＦＣ側と、第２のトランス１０８のＤＣ−ＤＣ側のエネルギーが加算されて、一定の電力を出力している。高調波規格を満足させるため、両トランス１０４，１０８のインダクタンス比からすれば、抵抗３０４と３０５の値がほぼ等しくなった場合に、制御回路のＳ１端子に現れるピーク電圧は、入力電圧の位相に依存せずにほぼ一定となる。このため、ＯＣＰが安定的に設定できる。また、回路も非常に簡略化できる。以上から、図３，図４は、実質的に最も好ましい動作をする。
【００３３】
なお、図３、４に使われているＩＣ４１０には、軽負荷時にハイレベルとなるＳＴＤＢＹ信号が用意されており、これを用いて図９で示すように構成すると、軽負荷時にＰＦＣ側の動作を停止させることになる。この結果、軽負荷時にコンデンサ１０７の電圧が上昇する問題を無くすことができる。そのため、４００Ｖ耐圧の一般的なコンデンサや、６００Ｖ耐圧の低いオン抵抗のスイッチング素子でワールドワイドの設計が容易となる。この手法は軽負荷時であることさえ検出すれば、図１〜４の実施の形態、特開平１１−３５６０４６号の実施の形態、および特開２００２−１０１６６０号の実施の形態にも容易に応用可能である。
【００３４】
図５，６は、コストダウンのために図３，４の第１のスイッチング素子３０１を省略してダイオード４６１を追加したものであり、動作は図３，４と共通であるため、説明を省略する。フィルタ１０５にコンデンサが含まれない場合なら、ダイオード４６１をショートしても不都合は生じないが、フィルタ１０５にコンデンサが含まれている場合には、このようにダイオード４６１を挿入しないと、高調波の抑制効果が薄れてしまう。ノイズ規格を満たすにはこの部分はπ型フィルタであったほうが好ましく、場合によってコンデンサは１個のみでもよい。このフィルタを構成するコンデンサの容量は、平滑コンデンサ１０７に比べて遙かに小さく、平滑作用はほとんどない。このようにコンデンサがあるならダイオード４６１は実質的に必要なものである。しかしながら、場合によってはこのフィルタ回路を省略し、ダイオードをショートしてもよい。
【００３５】
図７，８は、図５，６に対して、周波数固定、コストダウン等の目的のため、擬似共振ではなく、周波数固定のＰＷＭ方式にしたものである。ここに使用されるＩＣには、一例としてＴＩ社のＵＣ３８４２があり、この場合、ＩＣ４１０のＣＲ端子に接続している抵抗４０７とコンデンサ４０５によって、発振周波数が決められる。周波数が変動しては困る場合で、低コストが求められ、クラスＤ規格が要求される場合には、非常に好ましい回路である。
【００３６】
【発明の効果】
以上のような疑似共振を用いたので、ターンオンロスが削減し、効率が向上した。また、周波数が変動するので、ノイズのエネルギーの周波数分布が分散される。さらに、入力電圧の高低にかかわらず、ＩＥＣ６１０００−３−２のクラスＤの規格を満足するコンバータを提供することができ、ＯＣＰも安定になる。また、回路を簡潔にできるので、小型化と低コスト化が達成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の第１実施形態の構成を示す回路図である。
【図２】第１実施形態の制御回路４６０の内部回路構成を示す回路図である。
【図３】本発明に係るスイッチング電源装置の第２実施形態の構成を示す回路図である。
【図４】第２実施形態の制御回路４６０の内部回路構成を示す回路図である。
【図５】本発明に係るスイッチング電源装置の第２実施形態を変更した構成を示す回路図である。
【図６】第２実施形態の変更した制御回路４６０の内部回路構成を示す回路図である。
【図７】本発明に係るスイッチング電源装置の第３実施形態の構成を示す図である。
【図８】第３実施形態の制御回路４６０の内部回路構成を示す回路図である。
【図９】第２実施形態の変更した制御回路４６０の内部回路およびその周辺回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１００  ＡＣ電源
１０１，１０５  ノイズフィルタ
１０２，１０３，１０３ａ，１０３ｂ，１０６，１１０，１１８，４２８，４３０，４６１  ダイオード
１０４，１０８  トランス
１０７，１１１，４０４，４０５，４０８，４１４，４１５，４２４，４３１  コンデンサ
１１９，３０３  ３次巻線
１２０  インダクタ
３０１，３０２，５０２，５０３，５０４  スイッチング素子
３０４，３０５，４０１，４０２，４０３，４０６，４０７，４０９，４１１，４１２，４１３，４１６，４１７，４１９，４２３，４２５，４２７，５００，５０１  抵抗
４６０  制御回路
４２１，４２２  基準電圧
４２０  フォトカプラ
４２６  コンパレータ
４１０，４１８  ＩＣ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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