(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置において、軽負荷時における漏洩インダクタンスでの銅損や鉄損を抑制し、スイッチング電源装置における効率を向上させること。【解決手段】トランス４と、スイッチング回路３と、漏洩インダクタンス８と、出力回路６と、コントロール回路７とを備えるスイッチング電源装置において、負荷の状態を検出するとともに、その検出の結果、負荷が軽いときは前記漏洩インダクタンスを大きく、また、負荷が重いときは前記漏洩インダクタンスを小さく制御する。【選択図】図１
2004260928.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、
入力電源に対して並列に接続される第１および第２のアームを含むとともに前記各アームは高電位側と低電位側それぞれの各スイッチの直列構成と各スイッチそれぞれに並列構成とされたダイオードと容量それぞれとを含むフルブリッジ型スイッチング回路と、
前記スイッチング回路の一方のアームにおける高電位側と低電位側の両スイッチの相互接続部と前記トランスの一次側巻線との間の電流通路に存在するインダクタンスと、
前記トランスの二次側に設けられる出力回路と、
前記スイッチング回路の各スイッチそれぞれの動作タイミングを位相シフト制御方式により制御するコントロール回路と、
を備えるスイッチング電源装置において、
負荷が軽いときは前記インダクタンスを大きく、負荷が重いときは前記インダクタンスを小さく制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記コントロール回路は、前記出力回路に接続される負荷の状態を検出するとともに、その検出の結果、負荷が軽いときは前記インダクタンスを大きく、負荷が重いときは前記インダクタンスを小さく制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載のスイッチング電源装置において、前記スイッチング回路と前記トランスの一次側巻線との間の電流通路にインダクタを接続するとともに、このインダクタに並列に開閉スイッチを接続し、前記コントロール回路は、前記負荷が軽いときは前記開閉スイッチをオフにして前記インダクタを前記電流通路に接続し、前記負荷が重くなるときは前記開閉スイッチをオンにして該インダクタを電気的に短絡することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載のスイッチング電源装置において、前記スイッチング回路を少なくとも２つ有するとともに、各スイッチング回路は、それぞれの第１のアームと前記トランスの一次側巻線との間に互いにインダクタンス値が大小に相違するインダクタンスが存在している一方、それぞれの第２のアームを互いに共用しており、
前記コントロール回路は、前記負荷が軽いときはインダクタンスが大きい側のスイッチング回路を選択し、前記負荷が重いときはインダクタンスが小さい側のスイッチング回路を選択するよう制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フルブリッジ型のスイッチング回路を備え、このスイッチング回路内のスイッチを位相シフト制御方式により制御するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来からスイッチング電源装置としてＤＣ−ＤＣコンバータが知られる。代表的にはＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング回路を用いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用いてこれを変圧（昇圧または降圧）し、さらに、出力回路を用いてこれを直流に変換する装置である。これによって、入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得る。ここで、大容量が要求されるスイッチング電源装置のスイッチング回路としては、フルブリッジ回路が用いられる。この種のスイッチング回路において発生するスイッチング損失を低減可能な駆動方式として位相シフト制御方式が知られる（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
図９は従来のスイッチング電源装置を示す回路図であり、従来のスイッチング電源装置としては、入力電源１の両端間に接続された入力コンデンサ２と、第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４からなるスイッチング回路３と、トランス４と、ダイオード５１，５２からなる整流回路５と、インダクタ６１およびコンデンサ６２からなる平滑回路６と、スイッチング回路３の動作をコントロールするコントロール回路７とを含む。また、スイッチング回路３とトランス４との間に漏洩インダクタンス８が存在している。各スイッチＱ１〜Ｑ４それぞれのソース・ドレイン間には並列に、寄生要素として、ダイオードｄ１ないしｄ４と容量ｃ１ないしｃ４が存在する。９は整流回路５と平滑回路６とを含む出力回路に接続される負荷を示す。
【０００４】
コントロール回路７は、位相シフト制御方式によってそのゲートパルスＶＧ１ないしＶＧ４を生成している。スイッチング回路３はコントロール回路７からのそのゲートパルスＶＧ１ないしＶＧ４に応答して動作する。
【０００５】
図１０は、従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイミング図である。図１０に示されるように、位相シフト制御においてはゲートパルスＶＧ１とＶＧ２は所定のデッドタイムを挟んで交互にハイレベルとなる。ゲートパルスＶＧ３は、ゲートパルスＶＧ２に対して、位相シフトされ、ゲートパルスＶＧ４は、ゲートパルスＶＧ１に対して、位相シフトされる。トランス４の一次側の電圧ＶＴの波形は、ゲートパルスＶＧ１に対するゲートパルスＶＧ４の位相シフト量、ゲートパルスＶＧ２に対するゲートパルスＶＧ３の位相シフト量によって決まる。具体的には期間ｔ１のようにゲートパルスＶＧ１とＶＧ４がいずれもハイレベルとなっている期間においては第１のスイッチＱ１と第４のスイッチＱ４とが共にオン状態となっているため、トランスの一次側電圧ＶＴは入力電源の電圧−Ｖｉｎとなる一方、期間ｔ４のようにゲートパルスＶＧ２とＶＧ３とがいずれもハイレベルとなっている期間においては第２のスイッチＱ２と第３のスイッチＱ３とが共にオン状態となっているため、トランス４の一次側電圧ＶＴは入力電源の電圧Ｖｉｎとなる。その他の期間ではトランス４の一次側電圧ＶＴはゼロである。
【０００６】
したがって、トランス４の二次側へ伝達される電力は、ゲートパルスＶＧ１に対するゲートパルスＶＧ４の位相シフト量およびゲートパルスＶＧ２に対するゲートパルスＶＧ３の位相シフト量によって決まるから、コントロール回路７はその位相シフトを制御して、入力電源の電圧が大きくなるとき、もしくは負荷が軽くなるときは位相シフト量を増大させ、ゲートパルスＶＧ１，ＶＧ４がいずれもハイレベルとなる期間とゲートパルスＶＧ２，ＶＧ３がいずれもハイレベルとなる期間を短くする。入力電源の電圧が小さくなるとき、もしくは負荷が重くなるときは位相シフト量を減少させ、ゲートパルスＶＧ１，ＶＧ４がいずれもハイレベルとなる期間とゲートパルスＶＧ２，ＶＧ３がいずれもハイレベルとなる期間を長くする。
【０００７】
上記スイッチング電源装置では、例えば期間ｔ１で示すようにゲートパルスＶＧ１とＶＧ４がいずれもハイレベルとなって第１のスイッチＱ１と第４のスイッチＱ４とが共にオンになってトランス４の二次側にエネルギを伝達したあとで期間ｔ２で示すようにゲートパルスＶＧ１をローレベルにして第１のスイッチＱ１をオフにするときには、漏洩インダクタンス８の励磁エネルギを利用して、第２のスイッチＱ２の寄生容量ｃ２に蓄積されている電荷を引き抜くとともに、寄生ダイオードｄ２を通して電流を流し、次いで、第２のスイッチＱ２をオンにすることでゼロボルトスイッチング（以下、ＺＶＳという）を行わせるようになっている。このようなゼロボルトスイッチング動作は、前記漏洩インダクタンス８の励磁エネルギを利用しており、これによって、スイッチング損失の低減が図られ、スイッチング電源装置の効率を向上させている。しかしながら、漏洩インダクタンス８の励磁エネルギはその漏洩インダクタンスの値をＬｓ、そこを流れる電流をＩとすると（１／２）Ｌｓ・Ｉ２であらわされるから、軽負荷時のように電流Ｉが小さい場合では、ＺＶＳを行うためには、漏洩インダクタンスＬｓの値を大きくする必要がある。インダクタンスの値を大きくすると、当然、そこで銅損、鉄損などが増えてしまい、スイッチング電源装置の効率が低下する。
【０００８】
なお、軽負荷時に、漏洩インダクタンス８が小さいとＺＶＳができなくなる理由を、スイッチＱ２、Ｑ３を用いて簡単に説明する。スイッチＱ１、Ｑ４でも同様である。漏洩インダクタンス８が小さく負荷９が軽いときは、漏洩インダクタンス８に蓄積されるエネルギーが小さくなるため、スイッチＱ２の寄生容量の電荷を引き抜くだけで漏洩インダクタンス８により流れる電流ＩＴは大きく減少し、スイッチＱ３の寄生容量の電荷を完全に引き抜く前にゼロとなり、逆に入力電圧Ｖｉｎによって再チャージされ、一旦下がったスイッチＱ３のソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓは上昇する。これにより、スイッチＱ３のＺＶＳができない。更に負荷９が軽くなったり、漏洩インダクタンス８が小さい場合はスイッチＱ２の寄生容量も引き抜けず、スイッチＱ２，Ｑ３ともＺＶＳができなくなるからである。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００３−１８８５７
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明は、スイッチング電源装置において、軽負荷時にＺＶＳを可能とする一方で漏洩インダクタンスでの銅損や鉄損を抑制してスイッチング電源装置における効率を向上させることを解決すべき課題としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、トランスと、入力電源に対して並列に接続される第１および第２のアームを含み、かつ、前記各アームは高電位側と低電位側それぞれの各スイッチの直列構成と各スイッチそれぞれに並列構成とされたダイオードと容量それぞれとを含むフルブリッジ型スイッチング回路と、前記スイッチング回路の一方のアームにおける高電位側と低電位側の両スイッチの接続部と前記トランスの一次側巻線との間の電流通路に存在するインダクタンスと、前記トランスの二次側に設けられる出力回路と、前記スイッチング回路の各スイッチそれぞれの動作タイミングを位相シフト制御するコントロール回路とを備えるスイッチング電源装置において、負荷が軽いときは前記インダクタンスを大きく、負荷が重いときは前記インダクタンスを小さく制御することを特徴とする。
【００１２】
前記位相シフトコントロール回路とコントロール回路は別々の回路で構成しても同じ回路で構成してもよい。前記スイッチング回路における各スイッチはＭＯＳＦＥＴのようにソース・ドレイン間に寄生要素としてのダイオードと容量とを含む素子で構成することができる。
【００１３】
本発明によるときは、負荷が軽いときは前記インダクタンスを大きく、負荷が重いときは前記インダクタンスを小さく制御するから、軽負荷時でそのインダクタンスに流れる電流が小さい場合では、そのインダクタンスの値が大きくなるので、そのインダクタンスにおける励磁エネルギを大きく発生させて、ゼロボルトスイッチングを高い信頼性を確保して行わせられる一方、負荷が重い場合では、インダクタンスの値を小さく制御できるようになる。これによって、本発明では、従来とは異なって負荷の増大に伴ない漏洩インダクタンスでの銅損や鉄損などの損失が増えるようなことをなくすことができ、スイッチング電源装置全体の効率が大きく向上する。
【００１４】
本発明の好ましい実施態様は、前記コントロール回路は、前記出力回路に接続される負荷の状態を検出するとともに、その検出の結果、負荷が軽いときは前記インダクタンスを大きく、負荷が重いときは前記インダクタンスを小さく制御する。
【００１５】
本発明のさらに好ましい実施態様は、前記スイッチング回路と前記トランスの一次側巻線との間の電流通路にインダクタを接続するとともに、このインダクタに並列に開閉スイッチを接続し、前記コントロール回路は、前記負荷が軽いときは前記開閉スイッチをオフにして前記インダクタを前記電流通路に接続し、前記負荷が重くなるときは前記開閉スイッチをオンにして当該インダクタを電気的に短絡する。
【００１６】
本発明のさらに好ましい実施態様は、前記スイッチング回路を少なくとも２つ有するとともに、各スイッチング回路は、それぞれの第１のアームと前記トランスの一次側巻線との間に互いにインダクタンス値が大小に相違するインダクタンスが存在している一方、それぞれの第２のアームを互いに共用しており、前記コントロール回路は、前記負荷が軽いときはインダクタンスが大きい側のスイッチング回路を選択し、前記負荷が重いときはインダクタンスが小さい側のスイッチング回路を選択するよう制御する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の詳細を図面に示す実施の形態に基づいて説明する。
【００１８】
図１ないし図６を参照して本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置を説明する。図１はスイッチング電源装置の回路図を示し、図２は、図１の動作説明に供するタイミングチャート、図３は、図１の各部に流れる電流経路を示す図、図４は負荷とスイッチング電源装置の効率との特性を示す図、図５は、軽負荷時に漏洩インダクタンス小から大へ切り替えたときの各部の電圧波形の変化を示す図、図６は、負荷とスイッチング電源装置の効率との特性を示す図である。なお、図９および図１０と対応する部分には同一の符号を付し、その同一の符号に係る部分の説明は省略する。
【００１９】
これらの図を参照して、１は入力電源、２は入力コンデンサ、３はスイッチング回路、４はトランス、５は整流回路、６は平滑回路、７はコントロール回路、８は漏洩インダクタンス、９は負荷をそれぞれ示す。スイッチング回路３において、各スイッチＱ１ないしＱ４はいずれもＭＯＳＦＥＴで構成されているとともに、第１と第２のスイッチＱ１，Ｑ２とで第１のアームを構成し、第３と第４のスイッチＱ３，Ｑ４で第２のアームを構成する。第１と第３のスイッチＱ１，Ｑ３は共に高電位側のスイッチを構成し、第２と第４のスイッチＱ２，Ｑ４は共に低電位側のスイッチを構成する。各スイッチＱ１ないしＱ４それぞれのソース・ドレイン間にはそれぞれ並列に寄生のダイオードｄ１ないしｄ４と容量ｃ１ないしｃ４とが接続されている。
【００２０】
コントロール回路７は、位相シフト量発生部７２、ゲートパルス発生部７１、切り替え負荷のデータ保存部７３、検出部７４および切り替え信号発生部７５を備える。コントロール回路７においては、従来のそれと同等の機能を達成するものとして、位相シフト量発生部７２が出力コントロール信号に応答して位相シフト量に関する信号を発生し、ゲートパルス発生部７１が、前記信号に応答して、各スイッチＱ１ないしＱ４それぞれのゲートに対するゲートパルスＶＧ１ないしＶＧ４を出力する。
【００２１】
本実施形態では、このコントロール回路７に対して、さらに、切り替え負荷のデータ保存部７３、検出部７４および切り替え信号発生部７５を備えるとともに、外付けインダクタンス１０と、外付けスイッチ１１とを備えたことに特徴を有する。
【００２２】
外付けインダクタンス１０は、スイッチング回路３の一方のアームにおけるスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続部とトランス４の一次側巻線との間に直列に接続されている。外付けスイッチ１１は、好ましくはＭＯＳＦＥＴで構成されており、外付けインダクタンス１０に並列に接続されている。
【００２３】
コントロール回路７において、データ保存部７３は、外付けスイッチ１１を、負荷９が軽いときはオフ側に、負荷９が重いときはオン側にそれぞれ切り替えるためのデータを記憶している。
【００２４】
検出部７４は、トランスの一次側巻線に流れる電流ＩＴなどから負荷９の状態を検出する。
【００２５】
切り替え信号発生部７５は、データ保存部７３の保存データと検出部７４の検出データとを比較し、負荷９が軽いときは外付けスイッチ１１をオフにする切り替え信号を発生して漏洩インダクタンス８に対して外付けインダクタンス１０を直列に接続して全体のインダクタンスの値を大きくし、負荷９が重いときは外付けスイッチ１１をオンにする切り替え信号を発生して外付けインダクタンス１０を短絡して全体のインダクタンスの値を小さく制御するようになっている。
【００２６】
ここでコントロール回路７が負荷９の状態を検出する機能を備えることは必ずしも必須ではなく、負荷９の状態を検出する他の回路の出力を利用してもよい。
【００２７】
コントロール回路７の各部の構成はマイクロコンピュータ等を含むソフトウエアにより構成してもよい。
【００２８】
動作を図２および図３を参照して説明する。
【００２９】
図２において、ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４は、それぞれゲートパルス、ＶＴはトランス一次側電圧、ＩＴは電流、Ｑ２ＶｄｓはスイッチＱ２のソース・ドレイン間電圧，Ｑ３ＶｄｓはスイッチＱ３のドレイン・ソース間電圧、Ｑ２ＩｄはスイッチＱ２のドレイン電流、Ｑ３ＩｄはスイッチＱ３のドレイン電流の波形を示す。
【００３０】
図３において、各タイミングｔ１ないしｔ７での電流ＩＴの流れを示す。図３で漏洩インダクタンス８はトランス４の一次側巻線に含まれるものとする。なお、ゲートパルスＶＧ１ないしＶＧ４の位相シフトに関する動作は図１０を参照して説明したから、省略する。
【００３１】
期間ｔ１では、スイッチＱ１、Ｑ４が共にオンとなっていて、トランスの一次側巻線に図３の（ｔ１）で示すような経路で電流ＩＴが流れ、トランスの二次側にエネルギが伝達される。このとき、スイッチＱ２、Ｑ３の寄生容量はほぼ入力電源電圧Ｖｉｎに充電されている。スイッチＱ１がオフすると、漏洩インダクタンス８の逆起電力によって図３の（ｔ２）で示すような経路でスイッチＱ２、Ｑ４それぞれの寄生容量を通る電流が流れ、スイッチＱ２の寄生容量の電荷を引き抜いていく。このスイッチＱ２の寄生容量の電荷が引き抜かれて電荷がほぼ無くなり、スイッチＱ２のソース・ドレイン間電圧ＶｄｓがゼロＶ近くになると、電流ＩＴは図３の（ｔ３）で示す経路によりスイッチＱ２のダイオードを流れるようになる。これによってスイッチＱ２のソース・ドレイン間電圧ＶｄｓはＶｉｎからほぼ０Ｖに減少する。このタイミングでスイッチＱ２をオンすれＺＶＳができる。
【００３２】
次に、スイッチＱ４をオフにすると、図３の（ｔ４）で示す経路に従い電流ＩＴはスイッチＱ３の寄生容量の電荷を引き抜き、入力電圧Ｖｉｎに回生する。このとき、図２の期間ｔ４で示すようにスイッチＱ３のソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓが減少し、ほぼ０Ｖになると、今度は図３の（ｔ５）で示す経路で電流ＩＴはダイオードを流れる。このタイミングでスイッチＱ３をオンにすることでＺＶＳができる。スイッチＱ３がオンになると、入力電源から電流が漏れインダクタンスの逆起電力を打ち消す方向で流れ、図３の期間ｔ６で示すように徐々に大きくなっていき、漏洩インダクタンス８が入力電圧によって完全に逆方向に励磁されると、図３の期間ｔ７で示すようにトランス二次側にエネルギを伝えるための通常の電流が流れはじめる。スイッチＱ１、Ｑ４についてもスイッチＱ２，Ｑ３と同じ動作をする。
【００３３】
図４を参照して、負荷９が軽い時にスイッチング回路３とトランス４の一次側巻線との間に介在するインダクタンスを小のインダクタンスＬｓ２（漏洩インダクタンス８のみ）から大のインダクタンスＬｓ１（漏洩インダクタンス８と外付けインダクタンス１０との合計インダクタンス）に切り替えたときの動作を説明する。図４の横軸は負荷の大きさであり、縦軸はスイッチング電源装置の効率を示す。領域１３は負荷９が軽い領域、領域１４は負荷９が重い領域であり、１５は外付けスイッチ１１のオンオフの切り替えに対応する負荷点を示す。Ｌｓ１は、インダクタンスが大きい場合、Ｌｓ２はインダクタンスが小さい場合を示す。負荷９が軽い領域１３ではインダクタンスの大小を問わず負荷９の増大に伴ないスイッチング電源装置の効率が大きくなる。この場合、インダクタンスが大きい方Ｌｓ１でスイッチング電源装置の効率が高い。したがって、負荷９が軽い場合は、漏洩インダクタンスを大きく制御するとスイッチング電源装置の効率を高くすることができる。一方、負荷９が重い領域１４では大きいインダクタンスＬｓ１の場合では負荷９の増大に伴ない効率が低下していき、小さいインダクタンスＬｓ２の場合では負荷９の増大に伴ない効率が上昇していく。したがって、負荷９が重い場合は、スイッチング回路３とトランス４の一次側巻線との間に介在するインダクタンスを小さく制御すると、そのインダクタンスが大きい場合よりもスイッチング電源装置の効率の低下をより抑制できるようになる。
【００３４】
なお、説明のため、小さいインダクタンスＬｓ２の点Ａ２から大きいインダクタンスＬｓ１の点Ａ１に切り替える場合の動作を説明すると、この場合、負荷９が軽い領域１３にあるから、インダクタンスを小さいＬｓ２から大きいＬｓ１に切り替えたとき、スイッチＱ２、Ｑ３の波形の変化は図５に示すようになる。切り替えのタイミングはゲートパルスＶＧ４がハイレベルになるタイミングで行う。図５で期間ｔ６’のように漏洩インダクタンス８が小さい場合、スイッチＱ３のソース・ドレイン間電圧ＶｄｓがゼロＶに下がらないためＺＶＳができない。しかし、ゲートパルスＶＧ４の立ち上がりと同時にインダクタンスを小から大に切り替えると、期間ｔ１の期間に漏洩インダクタンスに大きなエネルギーが蓄えられ、期間ｔ２でスイッチＱ２の電荷を引き抜くことによる電流ＩＴの減少は少なくなり、スイッチＱ３の電荷を引き抜くことができる。これにより、図５の漏洩インダクタンス切り替え後に示すようにゲートパルスＶＧ２の立ち上がり以前にスイッチＱ２のソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓは０Ｖとなり、更にスイッチＱ３のソース・ドレイン間電圧ＶｄｓもゲートパルスＶＧ３の立ち上がり以前に０ＶとなりＺＶＳができる。
これらの動作は、スイッチＱ１，Ｑ４についても同様である。また、インダクタンスの切り替えタイミングは、ゲートパルスＶＧ３がハイレベルになる瞬間でもよい。この場合、切り替え直後の半周期で、スイッチＱ１，Ｑ３のＺＶＳができ、更に半周期遅れてスイッチＱ２，Ｑ３のＺＶＳが実現する。
【００３５】
次に、負荷が重い時に図６で示すように大きい漏洩インダクタンスＬｓ１の点Ｂ１から小さい漏洩インダクタンスＬｓ２の点Ｂ２に切り替える。この場合、インダクタンスが小でも大でもＺＶＳが出来ているためその波形は図２に示すものとほとんど変わりない。切り替えのタイミングは、ゲートパルスＶＧ３またはＶＧ４の立ち上がりと同時に行う。
【００３６】
図７は本発明の他の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図であり、図１と対応する部分には同一の符号を付している。この実施形態では、複数のこの例では２つのスイッチング回路３１，３２を有するとともに、各スイッチング回路３１，３２は、それぞれの第１のアーム（スイッチＱ１，Ｑ２：スイッチＱ５，Ｑ６）と前記トランス４の一次側巻線との間に互いにインダクタンス値が大小に相違するインダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２が存在している一方、それぞれの第２のアーム（スイッチＱ３，Ｑ４）を互いに共用している。そして、コントロール回路７は、負荷９が軽いときはインダクタンスが大きい側のスイッチング回路３１を選択し、負荷が重いときはインダクタンスが小さい側のスイッチング回路３２を選択するよう制御するようになっている。
【００３７】
なお、上述した実施形態では、漏洩インダクタンスとして大小２つであったが、それ以上の数の漏洩インダクタンスを切り替えるようにしてもよく、例えば図８で示すように、インダクタンス値の大中小と異なる３つの漏洩インダクタンスＬｓ３（大），Ｌｓ４（中），Ｌｓ５（小）を用いるとともに、第１の切り替え点として漏洩インダクタンスＬｓ３（大）とＬｓ４（中）との交点とし、第２の切り替え点として漏洩インダクタンスＬｓ４（中）とＬｓ５（小）との交点とする。そして、この交点を適宜設定することによりスイッチング電源装置全体の効率を向上させるようにしてもよい。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、漏洩インダクタンスの励磁エネルギを利用してゼロボルトスイッチング動作を行う場合、負荷が軽くても、その漏洩インダクタンスを大きくする必要がなくなる結果、負荷の全領域にわたり、スイッチング損失の低減とそれに伴ないスイッチング電源装置の効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図
【図２】図１のスイッチング電源装置の動作説明に供するタイミングチャート
【図３】負荷とスイッチング電源装置の効率との特性を示す図
【図４】図１の動作説明に供するタイミングチャート
【図５】軽負荷時に漏洩インダクタンス小から大へ切り替えたときの各部の電圧波形の変化を示す図
【図６】負荷とスイッチング電源装置の効率との特性を示す図
【図７】本発明の他の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図
【図８】本発明のさらに他の実施形態に係るスイッチング電源装置の説明に供するもので負荷とスイッチング電源装置の効率との特性を示す図
【図９】従来のスイッチング電源装置の回路図
【図１０】図９のスイッチング電源装置の各部の動作に係るタイミングチャート
【符号の説明】
１は入力電源、２は入力コンデンサ、３はスイッチング回路、４はトランス、５は整流回路、６は平滑回路、７はコントロール回路、８は漏洩インダクタンス、９は負荷、１０は外付けインダクタンス、１１は外付けスイッチ
【図１】
2004260928.tif 000003
【図２】
2004260928.tif 000004
【図３】
2004260928.tif 000005
【図４】
2004260928.tif 000006
【図５】
2004260928.tif 000007
【図６】
2004260928.tif 000008
【図７】
2004260928.tif 000009
【図８】
2004260928.tif 000010
【図９】
2004260928.tif 000011
【図１０】
2004260928.tif 000012
【手続補正書】
【提出日】平成15年4月8日(2003.4.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１０】
2004260928.tif 000013