(57)【要約】【課題】従来のＰＦＮはパルス幅の設定や負荷電流の変動を多段のＬ・Ｃ回路を用いて負荷電流のピークのフラット特性を実現していたがフラット領域では微視的に見ると負荷電流の波形はリップルが発生し、これは高周波電圧の変動を示すものであるから、結果発振周波数スペクトラムの占有帯域幅の増大につながりレーダ電波の性能が劣化していた。【解決手段】外部信号によりＯＮ／ＯＦＦできる高電圧スイッチ１１０と２次側昇圧と負荷１０４への電流供給を行うパルストランス１０３との間にパルストランス１０３及び負荷１０４とのインピーダンス整合用インダクタ１１３を設けた。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高圧電源の陽極側に直列に接続された高電圧スイッチとインピーダンス整合用インダクタとパルストランスとを備え、前記高電圧スイッチを制御信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ操作することにより前記パルストランスの２次側に設けた負荷にパルス電圧を供給するとともに、前記負荷部分に所定のタイミングで高周波信号を入力してパルス信号を発生させることを特徴とするパルス発生装置。
【請求項２】
インピーダンス整合用インダクタのインダクタンス値を臨界制動近傍に設定したことを特徴とする請求項１に記載のパルス発生装置。
【請求項３】
インピーダンス整合用インダクタの蓄積エネルギーを吸収する手段を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のパルス発生装置。
【請求項４】
高電圧スイッチ両端には抵抗とキャパシタを直列に接続したＲＣ回路が搭載されていることを特徴とする請求項３に記載のパルス発生装置。
【請求項５】
インピーダンス整合用インダクタの蓄積エネルギーを吸収するダイオードと抵抗をインピーダンス整合用インダクタに並列に接続したことを特徴とする請求項３に記載のパルス発生装置。
【請求項６】
インピーダンス整合用インダクタの蓄積エネルギーを吸収するダイオードと抵抗をインピーダンス整合用インダクタとパルストランスの直列回路に並列に接続したことを特徴とする請求項３に記載のパルス発生装置。
【請求項７】
高圧電源と高電圧スイッチ間に電圧安定化装置を付加し、前記電圧安定化装置の出力電圧を前記電圧安定化装置にモニタ信号として送出し、前記電圧安定化装置の出力を安定化することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載のパルス発生装置。
【請求項８】
パルストランスの２次側に設置した電流検出器からの出力に基づき高電圧スイッチを制御することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載のパルス発生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はレーダの送信装置に使用するパルス発生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
パルス発生装置としては高圧直流電源にチョークコイル、ダイオード、スイッチング素子、パルス成形回路、パルストランスを用いて負荷に出力するものが一般的でラインタイプパルサーと呼ばれる。たとえば特開平８−３０８２５６にはパルスレーダ用の構成図があり、図４にはパルス高圧電源の構成図が記載されている。図において１は同期信号発生器、２０は高圧電源、２２はチョークコイル、４はダイオード、５はスイッチング素子、６はパルス成形回路（Ｐｕｌｓｅ  Ｆｏｒｍｉｎｇ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）、２３はパルストランス、７はマグネトロンである。
【０００３】
次に動作について説明する。高圧電源２０より供給される直流電圧は、充電用のチョークコイル２２及びダイオード４を経てスイッチング素子５のアノードとパルス成形回路（ＰＦＮ）６の一端に加えられる。ＰＦＮは数段のＬ・Ｃ回路で構成されており、同回路のキャパシタンスはまず、上記電圧により充電される。同期信号発生器１からの信号がスイッチング素子５のゲートに入力されると同素子はＯＮ状態となり、キャパシタンスに充電された電圧は放電すると同時にＰＦＮのＬ・Ｃ値及び段数で決まるパルス幅の方形の電流パルスを発生し、このパルスはパルストランス２３で昇圧された後、負の高電圧パルスとしてマグネトロン７の陰極端子に印加される。
【０００４】
【特許文献１】特開平８−３０８２５６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ラインタイプパルサーはパルス幅決定のためにＰＦＮを使用している。図８はラインタイプパルサーを用いた場合の高圧電源の出力波形である。ラインタイプパルサーは多段のＬ・Ｃ回路で構成されているため個々のＬ・Ｃ回路に充電される電荷の総和で放電時の波形が形成される。（図８−Ａ）、（図８−Ｂ）。この場合、負荷電流にリップル電流が重畳し、負荷として使用する電子管は正常な高周波信号が入力（図８−Ｃ）されてもこのリップル電流より変調を受けるため、図９に示すように電子管の発振信号または増幅信号のスペクトラムが劣化するという問題があった。
【０００６】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、送信装置のスペクトラムの広がりを抑制することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る送信装置のパルス発生装置は外部制御信号によりＯＮ／ＯＦＦできる高電圧スイッチと２次側昇圧と負荷への電流供給を行うパルストランスとの間にパルストランス及び負荷とのインピーダンス整合用インダクタを備えたものである。
また、インピーダンス整合用インダクタのエネルギー吸収手段を設けたものである。
また高電圧スイッチに並列にＲＣ回路（サージ吸収回路、ＲＣスナバ回路とも呼ぶ）を接続したものである。
またインピーダンス整合用インダクタの両端に抵抗とダイオードを直列に接続したものを付加したものである。
インピーダンス整合用インダクタとパルストランスの１次側の直列回路に並列に抵抗とダイオードとを直列に接続したものを付加したものである。
また高圧電源の電位をモニタするための分圧抵抗を搭載し、高圧電源と高電圧スイッチ間に電圧安定化装置を付加したものである。
またパルストランスの２次側に電流検出用の電流検出器を搭載し、制御回路と接続したものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施形態１を図１について説明する。図において、１０１は高圧電源、１０２は負荷へのエネルギー供給を行うコンデンサバンク、１０３は２次側昇圧と負荷電流を供給するパルストランス、１０４は負荷であり、高周波信号入力（ＲＦ  ＩＮ）端子１０５、高周波信号出力（ＲＦ  ＯＵＴ）端子１０６および増幅器１０７が含まれる。１０８は制御回路であり、外部制御端子（トリガー端子）１０９からトリガー信号を受ける。１１０は制御回路１０８によってＯＮ／ＯＦＦする半導体素子で構成された高電圧スイッチである。１１１はキャパシタ、１１２は抵抗であり、直列に形成しＲＣスナバ回路として、高電圧スイッチ１１０に並列に接続されている。１１３はパルストランス１０３と高電圧スイッチ１１０との間に装備され、パルストランス１０３及び負荷１０４とのインピーダンス整合用インダクタである。
【０００９】
次に動作について説明する。トリガー端子１０９に外部制御信号（トリガー信号）を入力することにより高電圧スイッチ１１０がＯＮするとコンデンサバンク１０２より高電圧スイッチ１１０、インピーダンス整合用インダクタ１１３及びパルストランス１０３を経由して負荷１０４にエネルギーが供給される。このとき、高圧電源１０１、インピーダンス整合用インダクタ１１３、パルストランス１０３及び負荷１０４の等価回路は図２のように表すことができる。なおコンデンサバンク１０２は高圧電源１０１の平滑用コンデンサと見なしても良い。
【００１０】
インピーダンス整合用インダクタ１１３のインダクタンス値を臨界制動（過渡現象時の振動、減衰）近傍となるように選定すると負荷電流は図３に示すように時間的に電流のピーク値はリップルやサグ（直接コンデンサなどから電荷を供給する場合にパルス幅が長くなるとライン電圧が瞬時に低下する現象を言う）の無いフラットな特性となる。
【００１１】
負荷電流が臨界制動となる条件は、インピーダンス整合用インダクタ１１３のインダクタンス値をＬ１、パルストランス１０３の漏れインダクタンスをＬ２、パルストランス１０３及び負荷１０４の陰極部とＧＮＤ間に発生する浮遊容量との合成容量をＣ（但し、合成容量はパルストランス１０３の１次側換算値）、負荷インピーダンスの１次側換算値をＲとすると、（Ｌ１＋Ｌ２）＝４ＣＲ２である。尚（Ｌ１＋Ｌ２）＜４ＣＲ２の場合は負荷電流は振動波形となる。この電流のフラットな期間に高周波信号入力端子１０５にＲＦ信号を入力し、最終的にはレーダ送信機（図示せず）を介してアンテナから例えばピーク出力２５０ＫＷ、パルス幅０．５μＳ〜３μＳ、繰り返し周波数１ＫＨｚのパルス電波を放射する。
【００１２】
一方、高電圧スイッチ１１０がＯＦＦするとインピーダンス整合用インダクタ１１３に蓄積したエネルギーはパルストランス１０３、負荷１０４、コンデンサバンク１０２を経由してキャパシタ１１１と抵抗１１２で構成されるＲＣスナバ回路にて吸収される。
【００１３】
従来のＰＦＮはパルス幅の設定や負荷電流の変動を多段のＬ・Ｃ回路を用いて負荷電流のピークのフラット特性を実現していたがそのフラット領域では微視的にみるとその負荷電流の波形は図８に示すようにフラット領域において多段に構成したＬ・Ｃ回路の数量だけのリップルが発生する。リップルは高周波電圧の変動を示すものであるから高周波出力の変動につながり、結果正常な発信周波数に対する周辺高周数の変動の原因となり、図９に示したように発信周波数スペクトラムの占有帯域幅の増大につながりレーダ電波としての性能が劣化する。
通常、この種の高周波出力の占有帯域幅は輻射される全平均電力に対して９９％以上が必要である。
【００１４】
以上のように臨界制動近傍となるようにインピーダンス整合用インダクタ１１３を最適化することで負荷電流波形を図３に示すようなフラットな負荷電流波形に改善できる。
【００１５】
また、ＲＣスナバ回路を付加するので、高電圧スイッチ１１０に印加されるサージ電圧が低減されるため、高電圧スイッチ１１０に使用される半導体スイッチ素子などの高耐圧化のための直列接続数を低減できる効果がある。また、負荷１０４がマグネトロンや発振管などの高電圧パルスを要するものであれば同様な効果を奏する。
【００１６】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、インピーダンス整合用インダクタ１１３の蓄積エネルギー吸収のために高電圧スイッチ１１０の両端にＲＣスナバ回路を設けたが図４に示すようにインピーダンス整合用インダクタ１１３に並列にダイオード１１５と抵抗１１６を設けた場合について説明する。図４においてインピーダンス整合用インダクタ１１３に蓄積されたエネルギーは高電圧スイッチ１１０のＯＦＦ時にはインピーダンス整合用インダクタ１１３と抵抗１１６およびダイオード１１５で閉ループを形成した放電ルートが新たに発生する。すなわち、図５に示すように前記閉ループが無い場合の負荷電流波形をＩｓｗ、インピーダンス整合用インダクタ１１３と抵抗１１６およびダイオード１１５で閉ループを形成した電流波形をＩＲ１と表現した場合、閉ループが有る場合の負荷電流波形はＩ０で表現でき、負荷電流の立下り時において急峻な負荷電流波形の立下り特性を得ることができる。本実施の形態２では実施の形態１で示したＲＣスナバ回路を付加しなかったがさらにサージ電圧を抑制する場合はＲＣスナバ回路を付加しても良い。また、負荷１０４がマグネトロンや発振管などの高電圧パルスを要するものであれば同様な効果を奏する。
【００１７】
実施の形態３．
なお、実施例の形態２ではインピーダンス整合用インダクタ１１３に並列にダイオード１１５と抵抗１１６を設けたが図６に示すようにインダクタ１１３とパルストランス１０３の１次側直列回路にそれらと並列にダイオード１１５と抵抗１１６を設けた場合について説明する。この場合にはインピーダンス整合用インダクタ１１３に蓄積されたエネルギーは高電圧スイッチ１１０のＯＦＦ時にはインピーダンス整合用インダクタ１１３とパルストランス１０３および抵抗１１６ダイオード１１５の閉ループを形成し放電する。結果、高電圧スイッチ１１０にはインピーダンス整合用インダクタ１１３の蓄積エネルギーの一部しか移行せずサージ電圧を抑制できる。本実施の形態３では実施の形態１で示したＲＣスナバ回路を付加しなかったがさらにサージ電圧を抑制する場合はＲＣスナバ回路を付加しても良い。
【００１８】
実施の形態４．
さらに図７に実施の形態４について説明する。図において１２０及び１２１は電圧検出抵抗、１２２は電圧安定化装置、１２３は電流を検出するための電流検出器である。
高圧電源１０１の一端と高電圧スイッチ１１０間に電圧安定化装置１２２を付加し、高圧電源１０１の両端電圧相当部分に分圧抵抗として電圧検出抵抗１２０及び１２１を設置し、所望の電位より低電圧の安定した電位に分圧された電圧を電圧安定化装置１２２の制御端子１２４にモニター電圧として送る。この時電圧安定化装置１２２は高電圧スイッチ１１０が動作する時、動作過渡時の高圧電源１０１の電位変動に対して分圧電圧の情報から電圧の瞬時変化に対応した電圧を発生することができる。すなわち電圧安定化装置１２２の出力は常に一定となるように動作する。従って負荷電流の立ち上がり時の高圧電圧を一定にできるため、安定した負荷電流波形の立ち上がり特性が得られ、結果負荷１０４に印加される電圧も安定となる。
【００１９】
実施の形態５．
また図７において負荷１０４が短絡したり高圧電源１０１に異常が発生した場合、規定値以上の電子管などの負荷に流れる電流に対して電流検出器１２３によりその電流値を検出し制御回路１０８に情報として送る。規定値以上の負荷に流れる電流の場合、制御回路１０８はトリガー端子１０９に入力されるトリガー信号による高電圧スイッチ１１０の動作を停止させる。また、電流検出器に単発ノイズの混入があった場合には、電流検出器には一時的に規定値以上の電流が電流検出器１２３の出力として制御回路１０８に流れる場合があるが規定値以下になったときは制御回路１０８で判定し、高電圧スイッチ１１０を再稼動させる。この場合、瞬時的な単発ノイズなどの場合は高電圧スイッチ１１０を停止させる必要がないので規定値以上の電流に対して時間的要素を加味して高電圧スイッチ１１０のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う。以上からパルス発生装置の安定動作を図ることができる。
【００２０】
【発明の効果】
以上のように、請求項１、２によれば送信装置のパルス発生装置にインピーダンス整合用インダクタを高電圧スイッチとパルストランス間に装備したので、負荷となる電子管に流れる電流のピーク値がフラットになり、フラットな期間に高周波信号入力を電子管に入力するとＲＦ信号のスペクトラムの広がりを抑制することができる。なお負荷は発信管やマグネトロンなどの場合でも同様な効果がある。
【００２１】
また、請求項３によればインピーダンス整合用インダクタに蓄積されたエネルギーの一部を吸収する手段を設けたので高電圧スイッチに用いる半導体スイッチ素子の直列接続数を低減できる。
【００２２】
また、請求項４によれば高電圧スイッチの両端子にＲＣスナバ回路を付加したので請求項３で示したものと同様な効果が得られる。
【００２３】
請求項５によればインピーダンス整合用インダクタの両端子間にダイオードと抵抗とを直列に付加したので負荷電流波形の立下りが急峻となり高周波信号出力のスペクトルの広がりを抑制できる。
【００２４】
請求項６によればインピーダンス整合用インダクタとパルストランス一次側間に、ダイオードと抵抗を直列に接続したものを並列に付加したので請求項３で示したものと同様な効果が得られる。
【００２５】
また、請求項７によれば高圧電源の安定化を図るために電圧安定化装置を搭載したので負荷電流の立ち上がり時の高圧電圧を一定にできるため、安定した負荷電流波形の立ち上がり特性が得られ、結果負荷に印加される電圧も一定となる。
【００２６】
また、請求項８によれば負荷の短絡や高圧電源の異常時を想定して、電流検出器をパルストランスの２次側に設置したので規定値以上の電流が負荷に流れた場合、状況を制御回路で即座に判定し高電圧スイッチを停止させることが可能なので高電圧スイッチ及び電子管の保護ができる。また、電流検出器に単発ノイズの混入があった場合には、電流検出器には一時的に規定値以上の電流が電流検出器の出力として制御回路に流れる場合があるが規定値以下になったときは制御回路で判定し、高電圧スイッチを再稼動させることもできる。すなわち高電圧スイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるパルス発生装置のブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるパルス発生装置の等価回路である。
【図３】この発明の形態１による負荷電流波形図である。
【図４】この発明の実施の形態２によるパルス発生装置のブロック図である。
【図５】この発明の実施の形態２による負荷電流波形図である。
【図６】この発明の実施の形態３によるパルス発生装置のブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態４および５によるパルス発生装置のブロック図である。
【図８】従来のＰＦＮ搭載の負荷電流波形を説明する図である。
【図９】高周波出力のスペクトラム図の一例である。
【符号の説明】
１０１  高圧電源、  １０２  コンデンサバンク、  １０３  パルストランス、  １０４負荷、  １０５  高周波信号入力端子（ＲＦ  ＩＮ）、  １０６  高周波信号出力端子（ＲＦ  ＯＵＴ）、  １０７  増幅器、  １０８  制御回路、１０９  トリガー端子、  １１０  高電圧スイッチ、  １１１  キャパシタ、１１２抵抗、  １１３  インピーダンス整合用インダクタ、  １１５  ダイオード、  １１６  抵抗、  １２０  電圧検出抵抗、  １２１  電圧検出抵抗、  １２２  電圧安定化装置、  １２３  電流検出器、  １２４制御端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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