(57)【要約】【課題】過電流による破壊を確実に防止できる多出力スイッチング電源装置を提供する。【解決手段】負荷５、６にそれぞれ直列接続される抵抗Ｒ１、Ｒ２と、抵抗Ｒ１、Ｒ２にそれぞれ並列接続されるスイッチＳＷ１、ＳＷ２とを備える。また、抵抗Ｒ１の負荷５に接続されていない方の端部と抵抗Ｒ２の負荷６に接続されていない方の端部とを抵抗Ｒ１１及びＲ２２から成る直列回路で接続する。スイッチＳＷ１、ＳＷ２のオン／オフ切替によって抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ２２の接続ノード電位から各出力系統の出力電流及び２次側出力電力の総和を検出できる。これにより、各出力系統の過電流及び１次側の過電流を検出することができ、過電流による破壊を確実に防止できる。【選択図】　　　図１
2004048867.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の２次巻線を有するスイッチングトランスと、オン／オフ動作により直流入力電圧を交流電圧に変換して前記スイッチングトランスの１次巻線に供給するスイッチング素子と、出力系統毎に設けられ前記スイッチングトランスの２次巻線に誘起された交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換手段と、前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段と、を備えた多出力スイッチング電源装置において、
出力系統毎の出力電流を検出する電流検出手段と、２次側の出力電力の総和を検出する電力検出手段と、前記電流検出手段及び前記電力検出手段の検出結果から過電流を検出する過電流検出手段と、を備えるとともに、
前記過電流検出手段の検出結果に基づいて過電流保護を行うことを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記制御手段が、前記過電流検出手段の検出結果を入力し、過電流が検出されているときは動作を停止する請求項１に記載の多出力スイッチング電源装置。
【請求項３】
前記制御手段が、前記過電流検出手段の検出結果を入力し、過電流が検出されているときは前記スイッチング素子のオン期間を短くするか、又は前記スイッチング素子の動作周波数を高くするかの制御を行う請求項１に記載の多出力スイッチング電源装置。
【請求項４】
前記電流検出手段及び前記電力検出手段が、各出力系統において負荷と直列接続される抵抗と、各出力系統において閉成状態になることで前記抵抗を短絡するスイッチと、を備える請求項１〜３のいずれかに記載の多出力スイッチング電源装置。
【請求項５】
前記変換手段から出力される電圧に応じて前記変換手段から出力される電圧が所定値となるように前記制御手段の動作を制御する電圧制御手段を定格出力電力が最大である出力系統に設け、
前記電圧制御手段が前記制御手段の動作を制御するために前記制御手段に出力する信号を前記過電流検出手段の検出結果に応じて補正する請求項１〜４のいずれかに記載の多出力スイッチング電源装置。
【請求項６】
複数の２次巻線を有するスイッチングトランスと、オン／オフ動作により直流入力電圧を交流電圧に変換して前記スイッチングトランスの１次巻線に供給するスイッチング素子と、出力系統毎に設けられ前記スイッチングトランスの２次巻線に誘起された交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換手段と、前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段と、を備えた多出力スイッチング電源装置において、
所定の出力系統に設けられる省電力化回路と、前記所定の出力系統の出力電流を検出する電流検出手段と、備え、
前記省電力化回路が前記電流検出手段の検出結果に応じて動作状態の切り替えを行うことを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多出力スイッチング電源装置に関するものである。特に、多出力スイッチング電源装置の過電流保護に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の多出力スイツチング電源装置の一構成例を図４に示す。まず、図４の多出力スイッチング電源装置の一次側について説明する。商用電源等の交流電源１が、四つのダイオードをブリッジ接続してなる整流回路２の入力側に接続される。また、整流回路２の出力側が平滑コンデンサＣ０の両端に接続される。
【０００３】
そして、スイッチングトランス３の１次巻線３ａと、ｎ形チャネルＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であるスイッチングトランジスタＱ１と、電流検出用抵抗Ｒ０とによって構成される直列回路が平滑コンデンサＣ０の両端に接続される。すなわち、平滑コンデンサＣ０の正極性側にスイッチングトランス３の１次巻線３ａの一端が接続され、スイッチングトランス３の１次巻線３ａの他端がスイッチングトランジスタＱ１のドレインに接続され、スイッチングトランジスタＱ１のソースが電流検出用抵抗Ｒ０を介して平滑コンデンサＣ０の負極性側に接続される。
【０００４】
また、スイッチングトランジスタＱ１のゲートと、電流検出用抵抗Ｒ０の両端と、スイッチングトランス３の補助巻線３ｄの両端とが、制御回路４に接続されている。
【０００５】
次に、図４の多出力スイッチング電源装置の二次側について説明する。スイッチングトランス３の２次巻線３ｂの一端が整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１の正極性側に接続され、スイッチングトランス３の２次巻線３ｂの他端が平滑コンデンサＣ１の負極性側に接続される。平滑コンデンサＣ１の両端には負荷５が接続される。なお、平滑コンデンサＣ１の負極性側はグランド電位になっている。
【０００６】
また、スイッチングトランス３の２次巻線３ｃの一端が整流ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ２の正極性側に接続され、スイッチングトランス３の２次巻線３ｃの他端が平滑コンデンサＣ２の負極性側に接続される。平滑コンデンサＣ２の両端には負荷６が接続される。なお、平滑コンデンサＣ２の負極性側はグランド電位になっている。
【０００７】
このような構成である図４の多出力スイッチング電源装置は次のように動作する。交流電源１から出力される交流電圧が整流回路２によって整流され、平滑コンデンサＣ０によって平滑され直流入力電圧になる。スイッチングトランジスタＱ１がオン状態の時、平滑コンデンサＣ０から出力される直流入力電圧がスイッチングトランス３の１次巻線３ａに供給され、スイッチングトランス３の１次巻線３ａに励磁エネルギーが蓄積される。一方、スイッチングトランジスタＱ１がオフ状態の時、スイッチングトランス３の１次巻線３ａに蓄積された励磁エネルギーがスイッチングトランス３の２次巻線３ｂ及び３ｃから取り出される。したがって、スイッチングトランス３の２次巻線３ｂ及び３ｃから出力される電圧は矩形波状の交流電圧となる。
【０００８】
スイッチングトランス３の２次巻線３ｂから出力される矩形波状の交流電圧は整流ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路によって整流且つ平滑されて直流出力電圧Ｖ１となる。そして、この直流出力電圧Ｖ１が負荷５に供給される。また、スイッチングトランス３の２次巻線３ｃから出力される矩形波状の交流電圧は整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２からなる整流平滑回路によって整流且つ平滑されて直流出力電圧Ｖ２となる。そして、この直流出力電圧Ｖ２が負荷６に供給される。
【０００９】
制御回路４は、スイッチングトランス３の補助巻線３ｄから出力される電圧を電源電圧とし、ＰＷＭ信号等の制御信号を生成し、その制御信号をスイッチングトランジスタＱ１のゲートに送出することによってスイッチングトランジスタのオン／オフを制御する。また、制御回路４は、電流検出用抵抗Ｒ０の両端電圧に基づいて２次側の出力電力の総和を検知し、２次側の出力電力の総和がある制限値を超えるとスイッチングトランジスタＱ１のオン期間又は動作周波数を制御してスイッチングトランジスタＱ１に流れる電流を制限するようにしている。これにより、過電流になることによってスイッチングトランジスタＱ１が破壊することを防止している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、２次側の出力電力の総和から過電流を検出するだけでは、負荷５に出力される直流出力電圧Ｖ１と負荷６に出力される直流出力電圧Ｖ２との差異が大きい場合に整流ダイオードＤ１又は整流ダイオードＤ２に過電流が流れるおそれがある。
【００１１】
すなわち、直流出力電圧値の大きい方の負荷が重くなつたときは、２次側の出力電力の総和は大きくなり、スイツチングトランジスタＱ１を流れる電流も増加し制御回路４は電流検出用抵抗Ｒ０の両端電圧から過電流を検出するので何ら問題は生じないが、直流出力電圧値の小さい方の負荷が重くなつた場合は２次側の出力電力の総和がさほど大きくならないため制御回路４は電流検出用抵抗Ｒ０の両端電圧から過電流を検知しない。このため、直流出力電圧値の小さい方の出力系統において整流ダイオードの熱破壊やＰＣＢのパターン焼け等の重大な問題が生じるおそれがある。
【００１２】
なお、実開平６−１７３８９号公報で開示されているスイッチング電源は、各出力系統の電流の過電流を検出する構成であるので、直流出力電圧値の小さい方の出力系統において整流ダイオードの熱破壊やＰＣＢのパターン焼け等の重大な問題が生じるおそれはないが、１次側電流の過電流は検出していないのでスイッチングトランジスタが破壊するおそれがあるという問題点を有していた。また、実開平６−１７３８９号公報で開示されているスイッチング電源は、出力系統各々の電流を検出する各々のコンパレータと、２次側出力電流の総和を検出するコンパレータとを具備する構成であるので、小型化及び低コスト化を図ることができなかった。
【００１３】
本発明は、上記の問題点に鑑み、過電流による破壊を確実に防止できる多出力スイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る多出力スイッチング電源装置においては、複数の２次巻線を有するスイッチングトランスと、オン／オフ動作により直流入力電圧を交流電圧に変換して前記スイッチングトランスの１次巻線に供給するスイッチング素子と、出力系統毎に設けられ前記スイッチングトランスの２次巻線に誘起された交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換手段と、前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段と、出力系統毎の出力電流を検出する電流検出手段と、２次側の出力電力の総和を検出する電力検出手段と、前記電流検出手段及び前記電力検出手段の検出結果から過電流を検出する過電流検出手段と、を備える構成とするとともに、前記過電流検出手段の検出結果に基づいて過電流保護を行うようにする。
【００１５】
このような構成にすると、２次側の出力電力の総和から１次側の過電流を検出することができるので、前記スイッチング素子の破壊を防止することができる。また、各出力系統の過電流を検出しているので、各出力系統に設けられる整流ダイオードの熱破壊や各出力系統におけるＰＣＢのパターン焼け等を防止することができる。したがって、過電流による破壊を確実に防止できる。
【００１６】
また、前記制御手段が、前記過電流検出手段の検出結果を入力し、過電流が検出されているときは動作を停止するようにしてもよい。
【００１７】
このようにすることで、過電流が検出されているときは二次側の全出力を停止することができるので、最も安全な過電流保護を実現できる。
【００１８】
また、前記制御手段が、前記過電流検出手段の検出結果を入力し、過電流が検出されているときは前記スイッチング素子のオン期間を短くするか、又は前記スイッチング素子の動作周波数を高くするかの制御を行うようにしてもよい。
【００１９】
このようにすることで、過電流が検出されていると１次側及び２次側の双方において電流を小さくすることができ、過電流保護を実現できる。
【００２０】
また、前記電流検出手段及び前記電力検出手段が、各出力系統において負荷と直列接続される抵抗と、各出力系統において閉成状態になることで前記抵抗を短絡するスイッチと、を備えるようにしてもよい。
【００２１】
このような構成にすることで、前記過電流検出手段が複数のコンパレータを具備する必要がなくなるので、小型化及び低コスト化を図ることができる。
【００２２】
また、前記変換手段から出力される電圧に応じて前記変換手段から出力される電圧が所定値となるように前記制御手段の動作を制御する電圧制御手段を定格出力電力が最大である出力系統に設け、前記電圧制御手段が前記制御手段の動作を制御するために前記制御手段に出力する信号を前記過電流検出手段の検出結果に応じて補正するようにしてもよい。
【００２３】
このようにすることで、前記電圧制御手段として、一般によく用いられる低廉な既存の電圧制御回路を用いることができる。したがって、多出力スイッチング電源装置のコストを低減することができる。
【００２４】
過電流による破壊を確実に防止することを目的とするのではなく、省電力化回路の動作切り替えを確実にすることを目的として、本発明に係る多出力スイッチング電源装置において、複数の２次巻線を有するスイッチングトランスと、オン／オフ動作により直流入力電圧を交流電圧に変換して前記スイッチングトランスの１次巻線に供給するスイッチング素子と、出力系統毎に設けられ前記スイッチングトランスの２次巻線に誘起された交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換手段と、前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段と、所定の出力系統に設けられる省電力化回路と、前記所定の出力系統の出力電流を検出する電流検出手段と、備える構成とするとともに、前記省電力化回路が前記電流検出手段の検出結果に応じて動作状態の切り替えを行うようにする。
【００２５】
このような構成にすることによって、省電力化回路が設けられている出力系統を流れる電流を検出して、その検出結果に基づいて待機時か通常動作時かを判定し省電力化回路の動作を制御するようになる。これにより、待機時と通常動作時の切替ポイントがずれることがなくなる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明に係る多出力スイッチング電源装置の一構成例を図１に示す。なお、図１において図４と同一の部分には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００２７】
まず１次側の構成について説明する。図１の多出力スイッチング電源装置の１次側は図４の多出力スイッチング電源装置から電流検出用抵抗Ｒ０を除いた構成である。
【００２８】
続いて、２次側の構成について説明する。コンデンサＣ１の負極性側と負荷５とが抵抗Ｒ１を介して接続される。そして、コンパレータ７の反転入力端子が抵抗Ｒ１１を介してコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続ノードに接続される。また、スイッチＳＷ１が抵抗Ｒ１に並列接続される。
【００２９】
コンデンサＣ２の負極性側と負荷６とが抵抗Ｒ２を介して接続される。そして、コンパレータ７の反転入力端子が抵抗Ｒ２２を介してコンデンサＣ２と抵抗Ｒ２との接続ノードに接続される。また、スイッチＳＷ２が抵抗Ｒ２に並列接続される。
【００３０】
コンパレータ７の非反転入力端子がスイッチＳＷ３を介して基準電圧源８〜１０それぞれの負極側に接続される。基準電圧源８〜１０の正極側はグランド電位になっている。また、コンパレータ７の出力端子がフリップフロップＦＦ１のセット端子に接続される。フリップフロップＦＦの非反転出力端子がフォトカプラ（図示せず）を介して制御回路４に接続される。
【００３１】
また、切替制御回路１１がスイッチＳＷ１、ＳＷ２及びＳＷ３それぞれの制御端子に接続される。
【００３２】
このような構成である図１の多出力スイッチング電源装置の動作について説明する。切替制御回路１１は、スイッチＳＷ１及びＳＷ２をオフにし、基準電圧源８に接続されているスイッチＳＷ３の接点を閉じる第１制御状態と、スイッチＳＷ１をオフにし、スイッチＳＷ２をオンにし、基準電圧源９に接続されているスイッチＳＷ３の接点を閉じる第２制御状態と、スイッチＳＷ１をオンにし、スイッチＳＷ２をオフにし、基準電圧源１０に接続されているスイッチＳＷ３の接点を閉じる第３制御状態とを時系列に切り替えている。
【００３３】
まず切替制御回路１１が第１制御状態である場合について説明する。グランド電位を零、コンパレータ７の反転入力端子の電位を−Ｖ０とすると、以下の（１）式が成り立つ。ただし、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１１、及びＲ２２はそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１１、及びＲ２２の抵抗値であり、Ｉ１は抵抗Ｒ１を流れる電流値、Ｉ２は抵抗Ｒ２を流れる電流値である。
【数１】
2004048867.tif 000003
【００３４】
一方、２次側の出力電力の総和Ｐは、以下の（２）式で表すことができる。
Ｐ＝Ｖ１×Ｉ１＋Ｖ２×Ｉ２…（２）
【００３５】
ここで、（１）式及び（２）式よりＰ∝Ｖ０が成り立つための条件は、以下の（３）式となる。
Ｖ１／（Ｒ２２×Ｒ１）＝Ｖ２／（Ｒ１１×Ｒ２）…（３）
【００３６】
直流出力電圧Ｖ１及びＶ２は設計開始段階での要求値であるから、（３）式を満たすように、抵抗値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１１、及びＲ２２を設定する。これにより、Ｖ０は２次側の出力電力の総和Ｐに正比例した合成検出電圧となる。また、コンパレータ７の非反転入力端子に印加される基準電圧源８の基準電圧−ＶＲＥＦ８を取り出し得る最大電力Ｐｍのときの−Ｖ０に一致させる。これにより、コンパレータ７は２次側の出力電力の総和Ｐが最大電力Ｐｍを越えた時点でＨｉｇｈレベルの信号を出力する。すなわち、第１制御状態の場合においては、コンパレータ７はスイッチングトランジスタＱ１の破壊を引き起こす１次側の過電流を検出することができる。
【００３７】
続いて、切替制御回路１１が第２制御状態である場合について説明する。この場合、以下の（４）式が成り立つ。
Ｖ０＝Ｒ２２×Ｒ１×Ｉ１／（Ｒ１１＋Ｒ２２）…（４）
【００３８】
（４）式より、第２制御状態の場合においては、Ｖ０は電流値Ｉ１に正比例した検出電圧となることがわかる。また、コンパレータ７の非反転入力端子に印加される基準電圧源９の基準電圧−ＶＲＥＦ９を電流値Ｉ１が許容上限値のときの−Ｖ０に一致させる。これにより、コンパレータ７は電流値Ｉ１が許容上限値を越えた時点でＨｉｇｈレベルの信号を出力する。すなわち、第２制御状態の場合においては、コンパレータ７はダイオードＤ１の破壊や負荷５が設けられる出力系統のＰＣＢのパターン焼け等を引き起こす過電流を検出することができる。
【００３９】
続いて、切替制御回路１１が第３制御状態である場合について説明する。この場合、以下の（５）式が成り立つ。
Ｖ０＝Ｒ１１×Ｒ２×Ｉ２／（Ｒ１１＋Ｒ２２）…（５）
【００４０】
（５）式より、第３制御状態の場合においては、Ｖ０は電流値Ｉ２に正比例した検出電圧となることがわかる。また、コンパレータ７の非反転入力端子に印加される基準電圧源１０の基準電圧−ＶＲＥＦ１０を電流値Ｉ２が許容上限値のときの−Ｖ０に一致させる。これにより、コンパレータ７は電流値Ｉ２が許容上限値を越えた時点でＨｉｇｈレベルの信号を出力する。すなわち、第３制御状態の場合においては、コンパレータ７はダイオードＤ２の破壊や負荷６が設けられる出力系統のＰＣＢのパターン焼け等を引き起こす過電流を検出することができる。
【００４１】
フリップフロップＦＦ１はコンパレータ７の出力信号が一旦Ｈｉｇｈレベルになると、その後は非反転出力端子から制御回路４に出力する信号をＨｉｇｈレベルに保持する。これにより、制御回路４はフリップフロップＦＦ１からＨｉｇｈレベルの信号を受け取ると、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短くするか、又はスイッチングトランジスタＱ１の動作周波数を高くするかの制御を行う。これにより、過電流による破壊を防ぐことができる。また、１次側電流の過電流判定及び２次側の各出力系統の電流の過電流判定を一つのコンパレータで行う構成としているので、小型化及び低コスト化を図ることができる。さらに、１次側電流及び２次側の各出力系統の電流をそれぞれ検出しているので、２次側に設けられるダイオードの破壊等を防止するために１次側電流の過電流設定を厳しくする必要がない。したがって、過負荷とならない範囲の限界までスイッチングトランジスタＱ１を効果的に動作させることができる。
【００４２】
なお、抵抗値Ｒ１１と抵抗値Ｒ２２が等しくなるように設定すると、（３）式の条件が以下の（３）’式となるので、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１１、及びＲ２２の抵抗値を容易に設定できるという利点がある。
Ｖ１／Ｒ１＝Ｖ２／Ｒ２…（３）’
【００４３】
次に、本発明に係る多出力スイッチング電源装置の他の構成例を図２に示す。なお、図２において図１と同一の部分には同一の符号を付し、説明を省略する。また、抵抗値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１１、及びＲ２２の設定も図１の多出力スイッチング電源装置と同一とする。
【００４４】
図２の多出力スイッチング電源装置が図１の多出力スイッチング電源装置と異なる点は、フリップフロップＦＦ１の反転出力端子を新たに設けた電圧制御回路１５に接続し、尚かつ整流回路２、平滑コンデンサＣ０、スイッチングトランジスタＱ１、及びスイッチングトランス３の補助巻線３ｄの接続ノードと制御回路４との間にフォトトランジスタ１４を設けたことである。
【００４５】
電圧制御回路１５は、抵抗Ｒ３〜Ｒ５、発光ダイオード１２、及びシャントレギュレータ１３によって構成される。平滑コンデンサＣ２の両端に、抵抗Ｒ３、発光ダイオード１２、及びシャントレギュレータ１３から成る直列回路と、抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５から成る直列回路とが並列に接続される。抵抗Ｒ３の一端は平滑コンデンサＣ２の正極性側に接続され、抵抗Ｒ３の他端は発光ダイオード１２のアノードに接続され、発光ダイオード１２のカソードはシャントレギュレータ１３のカソードに接続され、シャントレギュレータ１３のアノードは平滑コンデンサＣ２の負極性側に接続される。また、シャントレギュレータ１３のリファレンス端子が抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続ノードに接続される。さらに、フリップフロップＦＦ１の反転出力端子が発光ダイオード１２とシャントレギュレータ１３との接続ノードに接続される。なお、電圧制御回路１５は最も出力電力の多い出力系統に設けるものとする。すわなち図２の多出力スイッチング電源装置では負荷５の定格電力よりも負荷６の定格電力の方が大きい設定となっている。
【００４６】
そして、フォトトランジスタ１４のコレクタが制御回路４に接続され、フォトトランジスタ１４のエミッタが整流回路２、平滑コンデンサＣ０、スイッチングトランジスタＱ１、及びスイッチングトランス３の補助巻線３ｄの接続ノードに接続される。なお、発光ダイオード１２とフォトトランジスタ１４とがフォトカプラを形成している。
【００４７】
このような構成である図２の多出力スイッチング電源装置の動作について説明する。一次側電流、電流Ｉ１、電流Ｉ２のいずれかが過電流になった後は、フリップフロップＦＦ１の反転出力端子から出力される信号はＬｏｗレベルに保持される。これにより、発光ダイオード１２が強制的にオンになり、それに伴ってフォトトランジスタ１４も強制的にオンになる。
【００４８】
制御回路４は、フォトトランジスタ１４がオンになると動作を停止する。その際、スイッチングトランジスタＱ１がオフの状態を保持し、２次側の全出力が停止状態になる。このため、発光ダイオード１２がオフになり、フォトトランジスタ１４のオンが解除され、制御回路４が動作を開始することになり、スイッチングトランジスタＱ１のオン／オフ制御が再開され、２次側への電力供給が再開される。さらに、過電流の状態のままであれば再度上記動作を繰り返すことになる。すなわち、図２の多出力スイッチング電源装置は断続的な電流制限動作を行う。
【００４９】
電圧制御回路１５は一般によく用いられる既存の電圧制御回路であるので低廉である。したがって、図２の多出力スイッチング電源装置はコストを低減することができる。
【００５０】
次に、本発明に係る多出力スイッチング電源装置の更に他の構成例を図３に示す。図３の多出力スイッチング電源装置は、過電流による破壊を確実に防止することを目的とするのではなく、省電力化回路の動作切り替えを確実にすることを目的としている。なお、図３において図２と同一の部分には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００５１】
図３の多出力スイッチング電源装置が図２の多出力スイッチング電源装置と異なる点は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３と、基準電圧源９及び１０と、切替制御回路１１と、フリップフロップＦＦ１とを設けず、ｎ形チャネルＦＥＴであるトランジスタＱ２と、抵抗９と、省電力化回路１６とを新たに設け、コンパレータ７の非反転入力端子を基準電圧源８に直接接続し、コンパレータ７の出力端子をトランジスタＱ２のゲート及び抵抗Ｒ９の一端に接続し、抵抗Ｒ９の他端を平滑コンデンサＣ２の正極性側に接続し、トランジスタＱ２のソースがシャントレギュレータ１３のリファレンス端子に接続され、トランジスタＱ２のドレインが省電力化回路１６に接続されていることである。
【００５２】
省電力化回路１６は、コンデンサＣ３及びＣ４と、ダイオードＤ３と、抵抗Ｒ６〜Ｒ８とによって構成される。抵抗Ｒ６の一端はトランジスタＱ２のドレインに接続される。抵抗Ｒ６の他端はコンデンサＣ３の一端に接続され、コンデンサＣ３の他端は、抵抗Ｒ７を介してダイオードＤ３のカソードに、抵抗Ｒ８を介してダイオードＤ３のアノードに、コンデンサＣ４を介して平滑コンデンサＣ２の負極性側にそれぞれ接続される。また、ダイオードＤ３のカソードが整流ダイオードＤ２のアノードに接続される。
【００５３】
図３の多出力スイッチング電源装置において、上述した（１）式が成立する。ここで、Ｒ１≒０とすると、Ｖ０は電流値Ｉ２に正比例した検出電圧となる。そして、コンパレータ７の非反転入力端子に印加される基準電圧源８の基準電圧−ＶＲＥＦ８を負荷６が待機状態であるときの−Ｖ０に一致させる。
【００５４】
これにより、負荷６が待機状態のときにコンパレータ７がＬｏｗレベルの信号を出力し、それに伴いトランジスタＱ２がオンになる。トランジスタＱ２がオンになると、省電力化回路１６が動作する。一方、負荷６が待機状態でないときにコンパレータ７がＨｉｇｈレベルの信号を出力し、それに伴いトランジスタＱ２がオフになる。トランジスタＱ２がオフになると、省電力化回路１６が動作を停止する。
【００５５】
従来は特願２００１−０９７２８４号明細書に記載されているように軽負荷時の揺らぎ波形を検出し、その検出結果に基づいて待機時か通常動作時かを判定し省電力化回路１６の動作を制御していた。しかしながら、この揺らぎ波形はばらつきが大きく待機時と通常動作時の切替ポイントがずれるという問題があった。この問題点は、特にＷ／Ｗタイプのスイッチング電源装置において顕著であった。
【００５６】
これに対して、図３の多出力スイッチング電源装置では、省電力化回路１６が設けられている出力系統を流れる電流を検出して、その検出結果に基づいて待機時か通常動作時かを判定し省電力化回路１６の動作を制御する。これにより、待機時と通常動作時の切替ポイントがずれることがなくなる。
【００５７】
【発明の効果】
本発明によると、過電流による破壊を確実に防止できる多出力スイッチング電源装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る多出力スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【図２】本発明に係る多出力スイッチング電源装置の他の構成例を示す図である。
【図３】本発明に係る多出力スイッチング電源装置の更に他の構成例を示す図である。
【図４】従来の多出力スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【符号の説明】
３　　スイッチングトランス
４　　制御回路
５、６　　負荷
７　　コンパレータ
８〜１０　　基準電圧源
１１　　切替制御回路
１２　　発光ダイオード
１３　　シャントレギュレータ
１４　　フォトトランジスタ
Ｃ１，Ｃ２　　平滑コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４　　コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２　　整流ダイオード
Ｄ３　　ダイオード
ＦＦ１　　フリップフロップ
Ｑ１　　スイッチングトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ８、Ｒ１１、Ｒ２２　　抵抗
ＳＷ１〜ＳＷ３　　スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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