(57)【要約】【課題】本発明は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を直列に接続して、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧を均等にし、安価でかつ電力ロスの少ない回路部品によって負荷分担を均等化することを目的とする。【解決手段】本発明のスイッチング電源装置は、出力電圧誤差検出手段がＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出して誤差信号を形成し、入力電圧偏差検出手段が各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧に対応する電圧を検出して偏差信号を形成し、制御手段が出力電圧誤差検出手段の誤差信号と入力電圧偏差検出手段の偏差信号とが入力され、ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動制御を行うよう構成されている。【選択図】図１
2004260993.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電圧を分割する複数のコンデンサと、
前記複数のコンデンサに分割された電圧がそれぞれに入力され、出力側が並列接続された複数のＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出して基準電圧との誤差信号を形成する出力電圧誤差検出手段と、
各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧に対応する電圧を検出して、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の偏差信号を形成する入力電圧偏差検出手段と、
前記出力電圧誤差検出手段からの誤差信号と前記入力電圧偏差検出手段からの偏差信号とが入力され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動制御を行う制御手段と、
を具備することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
入力電圧偏差検出手段は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける所定の構成部分に印加される電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段により検出された各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の偏差を検知する電圧偏差検出手段とを有して構成され、
制御手段は、前記入力電圧偏差検出手段の偏差信号と出力電圧誤差検出手段の誤差信号が入力され、各ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧バランスを均等にし、前記入力電圧偏差検出手段の偏差をゼロにするように、前記スイッチング手段をオンオフ動作させる駆動信号を補正するよう構成されている請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
直流電源が接続される入力端子間に直列に接続されたＮ個（Ｎは３以上の整数）のコンデンサと、前記コンデンサのそれぞれに接続されたＮ個のＤＣ−ＤＣコンバータとを有して構成されたスイッチング電源装置であって、
入力電圧偏差検出手段が各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧に対応する電圧を検出して平均値を算出し、当該平均値と各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧に対応する電圧との偏差を形成し、
制御手段は、前記入力電圧偏差検出手段の偏差信号と出力電圧誤差検出手段の誤差信号が入力され、各ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧バランスを均等にし、前記入力電圧偏差検出手段の偏差をゼロにするように、前記スイッチング手段をオンオフ動作させる駆動信号を補正するよう構成されている請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
入力電圧偏差検出手段は、トランスに補助巻線を追加して、スイッチング手段がオン状態のときに前記補助巻線に誘起する電圧を検出するよう構成された請求項１乃至３のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
入力電圧偏差検出手段は、トランスの２次巻線に誘起される電圧を検出するよう構成された請求項１乃至３のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
入力電圧偏差検出手段は、出力チョークコイルに印加される電圧を検出するよう構成された請求項１乃至３のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
制御手段は、基準三角波信号を形成する基準三角波信号形成手段と、前記基準三角波信号と出力電圧誤差検出手段の誤差信号とを比較する電圧比較手段とを有して構成されており、入力電圧偏差検出手段における偏差信号を、基準三角波信号もしくは誤差増幅器の誤差信号のいずれかに加算した後、電圧比較をするよう構成された請求項１乃至６のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、少なくともスイッチング手段と絶縁トランスと整流手段と平滑コンデンサと出力チョークコイルとを有しており、前記整流手段が、ダイオードで構成された請求項１乃至７のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、フォワード形コンバータ、フライバック形コンバータ、ハーフブリッジ形コンバータ、及びフルブリッジ形コンバータのうちのいずれか１種類で構成された請求項１乃至８のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
半導体装置に給電するよう構成したことを特徴とした請求項１乃至９のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に関する。特に、本発明はスイッチング電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御安定性の改善に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、スイッチング電源装置に対して、電子機器の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、出力の安定性が高く小型で高効率な電源装置が強く求められている。特に、半導体装置に給電する電源では、半導体の高集積化に伴い、より低い出力電圧で安定度が高く大電流が供給できる電源装置の要求が高まっている。
【０００３】
図１１の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は従来のスイッチング電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータの各種構成例を示す回路図である。図１１の(ａ)はフォワード形、図１１の（ｂ）はフライバック形、図１１の（ｃ）はハーフブリッジ形、及び図１１の（ｄ）はフルブリッジ形のＤＣ−ＤＣコンバータを示している。図１１の(ａ)に示すフォワード形のＤＣ−ＤＣコンバータおいて、符号１００は入力直流電源であり、入力直流電源１００にはトランス１０２の１次巻線１０２ａと主スイッチング素子１０１の直列回路が接続されている。トランス１０２の２次巻線１０２ｂには整流ダイオード１０３，１０４の直列回路が接続されており、２つの整流ダイオード１０３，１０４の接続点には整流チョークコイル１０５の一端が接続されている。整流チョークコイル１０５の他端には平滑コンデンサ１０６の一端が接続されている。平滑コンデンサ１０６の両端は出力端となっており、負荷１０７が接続されている。負荷１０７に供給される出力電圧は、出力電圧検出回路１１１により検出され誤差増幅器１０９に出力される。誤差増幅器１０９では出力電圧設定用の基準電源１１０からの基準電圧と出力電圧とを比較し、その誤差信号を増幅して制御回路１０８へ出力する。制御回路１０８は誤差信号に基づき主スイッチング素子１０１のオンオフ制御を行っている。
【０００４】
図１１の（ｂ）に示すフライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１１の（ａ）に示したフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成要素と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付す。図１１の（ｂ）に示すフライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１１の（ａ）に示すフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータにおける整流ダイオード１０４と整流チョークコイル１０５を取り除いた構成である。
【０００５】
図１１の（ｃ）に示すハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、符号１２０は入力直流電源であり、２つのコンデンサ１２１，１２２の直列回路が入力直流電源１２０に接続されている。また、２つの主スイッチング素子１２３，１２４の直列回路がコンデンサ１２１，１２２の直列回路と並列に接続されている。ここでは主スイッチング素子１２３，１２４はＭＯＳＦＥＴで例示してある。トランス１２５の１次巻線１２５ａは、２つのコンデンサ１２１，１２２の接続点と２つの主スイッチング素子１２３，１２４の接続点との間に接続されている。トランス１２５は第１の２次巻線１２５ｂと第２の２次巻線１２５ｃとを有しており、整流用スイッチング素子１２６，１２７に接続されている。第１の２次巻線１２５ｂと第２の２次巻線１２５ｃとの接続点には出力チョークコイル１２８の一端が接続されており、出力チョークコイル１２８の他端には平滑コンデンサ１２９が接続されている。平滑コンデンサ１２９の両端は出力端となっており、負荷１３０が接続されている。負荷１３０に供給される出力電圧は、出力電圧検出回路１３４により検出され誤差増幅器１３２に出力される。誤差増幅器１３２では出力電圧設定用の基準電源１３３からの基準電圧と出力電圧とを比較し、その誤差信号を増幅して制御回路１３１へ出力する。制御回路１３１は誤差信号に基づき主スイッチング素子１２３，１２４のオンオフ制御を行っている。
【０００６】
図１１の（ｄ）に示すフルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１１の（ｃ）に示したハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成要素と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付す。図１１の（ｄ）に示すフルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１１の（ｃ）に示したハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるコンデンサ１２１，１２２に変えて、制御回路１３１によりオンオフ制御される主スイッチング素子１３５，１３６を設けている。主スイッチング素子１３５，１３６をＯＮ、ＯＦＦ動作させることにより、トランス１２５の１次巻線１２５ａに高周波電圧が発生し、２次巻線１２５ｂ，１２５ｃには１次巻線１２５ａと２次巻線１２５ｂ，１２５ｃとの巻数比に応じた高周波電圧が発生している。図１１の（ｄ）に示すフルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、整流用スイッチング素子１２６，１２７と出力平滑回路１２８，１２９のリアクトルとコンデンサで直流に平滑して、負荷１３０に直流電圧を供給している。また、出力直流電圧は出力電圧検出回路１３４により検出されて誤差増幅器１３２の一方に入力される。誤差増幅器１３２の他方には基準電源１３３からの基準電圧が入力され、誤差増幅器１３２において出力直流電圧と基準電圧が比較される。その比較結果に応じたＰＷＭパルスがパルス発生器である制御回路１３１から各主スイッチング素子に供給されて、各主スイッチング素子はオンオフ駆動される。これにより、負荷１３０には安定した直流電圧が供給される。
【０００７】
従来のスイッチング電源装置において、大容量化を図るために、または回路部品の小型化、軽量化を図るために、複数のスイッチング電源装置を直列に接続する方法が用いられている。具体的には、大規模集積回路（ＬＳＩ）やマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）のような半導体素子の微細パターン化が進むなかで、半導体素子を動作させるための電源出力の低電圧化、大電流化が図られている。特に、入出力電圧間の降圧比の大きい場合、例えば、入力電圧が４８Ｖで出力電圧が１.２Ｖの場合には、トランスの巻数比が必然的に増加する。また、このような構成のスイッチング電源装置においては、出力電流量が増大すると、トランスの巻線部における損失も増加するため、スイッチング電源装置の効率が悪化するだけではなく、装置の大型化にもつながっていた。
【０００８】
複数のスイッチング電源装置であるＤＣ−ＤＣコンバータを直列に接続する場合には、入力直流電圧を複数のコンデンサにより分割し、分割された各電圧を電源として、それぞれにＤＣ−ＤＣコンバータが接続されている。これらのＤＣ−ＤＣコンバータを制御回路から与えられるＰＷＭ信号によってオンオフ制御することにより、並列接続された出力側において所望の直流電圧が形成されている。複数のスイッチング電源回路を直列に接続した従来例を図１２の(ａ)と（ｂ）に示す。図１２の（ａ）と（ｂ）は、複数のスイッチング電源回路であるＤＣ−ＤＣコンバータを入力側で直列に接続して構成した従来のスイッチング電源装置の回路例を示している。図１２の（ａ）の回路図は、ハーフブリッジ又はフルブリッジ方式で構成されるスイッチング電源装置を示す略図である。図１２の（ｂ）の回路図は、フォワード方式又はフライバック方式で構成されるスイッチング電源装置を示す略図である。
【０００９】
図１２の（ａ）と（ｂ）において、入力直流電源２０１の入力直流電圧は、２つの分圧コンデンサ２０２，２０３により分割され、分割された各直流電圧は２つのＤＣ−ＤＣコンバータ２０４，２０５のそれぞれに入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０４，２０５からの出力は平滑コンデンサ２０６により平滑化され、負荷２０７に供給されている。上記のように、入力直流電圧は、コンデンサ２０２，２０３によって分圧され、分圧されたそれぞれの電圧を電源として、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０４、２０５に入力されている。そして、出力側が並列接続されたＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷２０７に対して所望の出力電圧を供給するよう構成されている。
しかしながら、図１２の（ａ）と（ｂ）に示すように構成された従来のスイッチング電源装置においては、実際には、回路定数や主スイッチング素子における動作にズレが生じるため、各々のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、各ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧のバランスが崩れて負荷不平衡が発生する場合があった。このような負荷不平衡が大きくなると主スイッチング素子の使用条件に対して悪影響を与え、装置としての機能が果たせない場合があった。したがって、このような問題が生じることのない、安定した動作を行うスイッチング電源装置を提供することがこの分野における達成すべき課題であった。
【００１０】
このような課題に対して開発されたものとしては、特開昭６２−１３８０６１号公報（特許文献１）と特公平４−１５８９号公報（特許文献２）に開示されたスイッチング電源装置がある。
特許文献１には、複数の高周波インバータ回路の入力側を直列に接続したスイッチングレギュレータ電源装置が開示されている。このスイッチングレギュレータ電源装置においては、２石のスイッチング素子の破壊を防止することを目的として、印加電圧をバランスさせている。このため、スイッチング電源装置においては、それぞれの高周波インバータ回路を逆位相で動作させ、出力側のチョークコイルを共通化することにより、それぞれの高周波インバータ回路におけるインピーダンスの差を無くしている。
また、特許文献２には、複数のＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれの入力側に接続されているコンデンサが分担すべき電圧目標値を定めており、かつ各コンデンサの印加電圧を検出して、両者の偏差をゼロにするよう制御する方法が開示されている。
【特許文献１】特開昭６２−１３８０６１号公報（第２−３頁、第１図）
【特許文献２】特公平４−１５８９号公報（第４−５頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、特許文献１に開示されたスイッチング電源装置では、チョークコイル以外の高周波インバータ回路において、定数のばらつきが生じると、負荷分担に差が生じるため、電源装置として動作が不安定になる恐れがあった。
また、高電圧を入力とする特許文献１に開示されたスイッチングレギュレータ電源装置においては、各高周波インバータ回路の電圧バランスをとることにより、スイッチング回路である高周波インバータ回路を構成する半導体素子の耐圧オーバーによる素子破壊を防止していた。しかし、特許文献１に開示された構成の場合、電圧目標値の設定には、抵抗によって入力電圧を分割する必要があるため、電圧検出に際して電力ロスが発生し、効率の低下を招いていた。
特許文献２に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータの直列運転方式においては、コンデンサが分担すべき電圧値となるよう調整されているが、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける構成部品の特性にばらつきがあるため、各回路の出力状態に不平衡が生じていた。
【００１２】
本発明は、上記の従来のスイッチング電源装置における問題を解決するものであり、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を直列に接続して、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧を均等にし、安価でかつ電力ロスの少ない回路部品によって負荷分担を均等化することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、直流電源の電圧を分割する複数のコンデンサと、
前記複数のコンデンサに分割された電圧がそれぞれに入力され、出力側が並列接続された複数のＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出して基準電圧との誤差信号を形成する出力電圧誤差検出手段と、
各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧に対応する電圧を検出して、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の偏差信号を形成する入力電圧偏差検出手段と、
前記出力電圧誤差検出手段からの誤差信号と前記入力電圧偏差検出手段からの偏差信号とが入力され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動制御を行う制御手段とを具備する。
【００１４】
本発明のスイッチング電源装置は、各々のコンデンサで直流電源の電圧を正確かつ均等に分圧して各々のＤＣ−ＤＣコンバータに印加するよう構成されている。そして、本発明においては、分割された電圧を間接的に検出して、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧をモニターすることにより、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧のバランスが崩れることによる負荷電流の不平衡を防止して、制御が不安定になることを防止している。本発明は、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧を低減できるためトランスにおける１次巻線の巻数比の低減、さらにはスイッチング手段として用いられるスイッチング素子の耐圧を下げることが可能となる。本発明は、入出力間で降圧の大きいスイッチング電源装置において、トランスの巻数を少なくすることができるため、大電流出力が必要な装置及び、形状やスペースに制約のある小型の装置においては、有効な回路構成となる。
【００１５】
本発明のスイッチング電源装置において、入力電圧偏差検出手段が、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける所定の構成部分に印加される電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段により検出された各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の偏差を検知する電圧偏差検出手段とを有して構成され、
制御手段が、前記入力電圧偏差検出手段の偏差信号と前記出力電圧誤差検出手段の誤差信号が入力され、各ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧バランスを均等にし、前記入力電圧偏差検出手段の偏差をゼロにするように、前記スイッチング手段をオンオフ動作させる駆動信号を補正するよう構成されている。このように構成された本発明のスイッチング電源装置は、分割された直流電源の電圧を間接的に検出して、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧をモニターすることにより、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧のバランスが崩れることによる負荷電流の不平衡を防止して、制御が不安定になるのを防止している。
【００１６】
本発明のスイッチング電源装置において、直流電源が接続される入力端子間に直列に接続されたＮ個（Ｎは３以上の整数）のコンデンサと、前記コンデンサのそれぞれに接続されたＮ個のＤＣ−ＤＣコンバータとを有して構成されており、
入力電圧偏差検出手段が各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧に対応する電圧を検出して平均値を算出し、当該平均値と各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧に対応する電圧との偏差を形成し、
制御手段は、前記入力電圧偏差検出手段の偏差信号と出力電圧誤差検出手段の誤差信号が入力され、各ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧バランスを均等にし、前記入力電圧偏差検出手段の偏差をゼロにするように、前記スイッチング手段をオンオフ動作させる駆動信号を補正するよう構成されている。このように構成された本発明のスイッチング電源装置は、３個以上のＤＣ−ＤＣコンバータを入力側で直列に接続した構成であり、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける偏差を確実に求めて、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧のバランスが崩れることによる負荷電流の不平衡を防止して、制御が不安定になるのを防止している。
【００１７】
本発明のスイッチング電源装置において、入力電圧偏差検出手段が、トランスに補助巻線を追加して、スイッチング手段がオン状態のときに前記補助巻線に誘起する電圧を検出するよう構成されている。このように構成された本発明のスイッチング電源装置は、トランスに補助巻線を追加することにより、トランスの１次巻線に印加される電圧を検出して、各々のＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧を検出できる。これによって、本発明のスイッチング電源装置は、直列に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータにおける各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧のバランスが崩れることによる負荷電流の不平衡を防止して、安定な回路動作を維持することが可能である。
【００１８】
本発明のスイッチング電源装置において、入力電圧偏差検出手段は、トランスの２次巻線に誘起される電圧を検出するよう構成されている。このように構成された本発明のスイッチング電源装置は、トランスの２次巻線に誘起される電圧の振幅値から、各々のＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧を検出して、それぞれの偏差を算出し、電圧バランスをとって各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧のバランスが崩れることによる負荷電流の不平衡を防止することが可能となる。
【００１９】
本発明のスイッチング電源装置において、入力電圧偏差検出手段が、出力チョークコイルに印加される電圧を検出するよう構成されている。このように構成された本発明のスイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力チョークコイルに誘起される電圧を検出することにより、各々のＤＣ−ＤＣコンバータに入力される電圧を間接的に検出することができる。そして、この検出された電圧を用いて、本発明においてはスイッチング手段をオンオフさせる駆動信号を制御することが可能となる。
【００２０】
本発明のスイッチング電源装置において、制御手段が、基準三角波信号を形成する基準三角波信号形成手段と、前記基準三角波信号と出力電圧誤差検出手段の誤差信号とを比較する電圧比較手段とを有して構成されており、入力電圧偏差検出手段における偏差信号を、基準三角波信号もしくは前記出力電圧誤差検出手段の誤差信号のいずれかに加算した後、電圧比較をするよう構成されている。
【００２１】
本発明のスイッチング電源装置において、ＤＣ−ＤＣコンバータが、少なくともスイッチング手段と絶縁トランスと整流手段と平滑コンデンサと出力チョークコイルとを有しており、前記整流手段が、ダイオードで構成されている。
【００２２】
本発明のスイッチング電源装置において、ＤＣ−ＤＣコンバータが、フォワード形コンバータ、フライバック形コンバータ、ハーフブリッジ形コンバータ、及びフルブリッジ形コンバータのうちのいずれか１種類により構成されている。このように構成された本発明のスイッチング電源装置は、絶縁型コンバータとして知られているフォワード形コンバータ、フライバック形コンバータ、ハーフブリッジ形コンバータ、フルブリッジ形コンバータのうちのいずれか１種類の回路により構成されているため、絶縁型トランスを用いるために絶縁トランスに誘起される電圧を検出して容易に入力電圧を検出することができ、確実な制御が容易となる。
【００２３】
発明の新規な特徴は添付の請求の範囲に特に記載したものに他ならないが、構成及び内容の双方に関して本発明は、他の目的や特徴と合わせて図面と共に以下の詳細な説明を読むことにより、より良く理解され評価されるであろう。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を直列に接続して、且つ各々のＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧を均等にし、安価で電力ロスの少ない回路部品によって負荷分担を均等化することができるスイッチング電源装置を提供することができる。
本発明のスイッチング電源装置は、直流電源と並列にコンデンサの直列体が接続されており、各々のコンデンサの両端にＤＣ−ＤＣコンバータの入力端を接続し、その出力端を並列接続して、負荷に接続されるよう構成されており、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧を均等化ために、安価でかつ電力ロスの少ない回路部品を用いることが可能となる。
【００２５】
本発明のスイッチング電源装置においては、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスもしくはチョークコイルに誘起される電圧波形を検出し、その検出電圧を比較してその偏差を制御回路における補正処理に用いることにより、各々のＤＣ−ＤＣコンバータに印加される電圧を確実に且つ高精度に均等化することが可能となる。
本発明によれば、入出力間の降圧比の大きいスイッチング電源装置において、トランスの巻数を少なくすることが可能となる。これにより、大電流を供給するためのスイッチング電源装置や、形状やスペースに制約のあるスイッチング電源装置においては、本発明を採用することにより、小型化、高効率化が可能になるため、スイッチング電源装置においては汎用性の高い有用な回路方式となる。
【００２６】
発明をある程度の詳細さをもって好適な形態について説明したが、この好適形態の現開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、各要素の組合せや順序の変化は請求された発明の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態について添付の図面を参照して説明する。
【００２８】
《実施の形態１》
図１は本発明に係る実施の形態１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１に示す実施の形態１のスイッチング電源装置は、２組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、ハーフブリッジコンバータと略称）３５０，３６０の入力側を直列に接続し、出力側を並列に接続して構成されている。すなわち、実施の形態１のスイッチング電源装置においては、２つのコンデンサ３０２，３０３を直列に接続して直流電源３０１の電圧を分割し、分割された各電圧が第１のハーフブリッジコンバータ３５０と第２のハーフブリッジコンバータ３６０に印加されている。２組のＤＣ−ＤＣコンバータがハーフブリッジ方式の場合、コンデンサ３０２，３０３を省略することも可能である。なぜなら、ハーフブリッジ方式の場合、回路構成上、コンデンサ３０４，３０５，３１２，３１３を備えて、電圧を分割するからである。
【００２９】
第１のハーフブリッジコンバータ３５０において、２つのコンデンサ３０４，３０５の直列回路がコンデンサ３０２に並列に接続されている。また、第１及び第２のスイッチング素子３０６，３０７の直列回路がコンデンサ３０４，３０５の直列回路と並列に接続されている。ここでは第１及び第２のスイッチング素子３０６，３０７がＭＯＳＦＥＴで例示してある。第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａは、２つのコンデンサ３０４，３０５の接続点と第１及び第２のスイッチング素子３０６，３０７の接続点との間に接続されている。第１のトランス３０８は、１次巻線３０８ａと第１の２次巻線３０８ｂと第２の２次巻線３０８ｃと補助巻線３０８ｄとを有している。第１のトランス３０８の第１の２次巻線３０８ｂと第２の２次巻線３０８ｃは、整流用スイッチング手段である第５及び第６のスイッチング素子３０９，３１０に接続されている。第１の２次巻線３０８ｂと第２の２次巻線３０８ｃとの接続点には出力チョークコイル３１１の一端が接続されており、出力チョークコイル３１１の他端には平滑コンデンサ３２０が接続されている。平滑コンデンサ３２０の両端は出力端となり、負荷３２１が接続されている。負荷３２１に供給される出力電圧は、出力電圧検出手段である出力電圧検出回路３５１により検出され、出力電圧誤差増幅器３２２に出力される。出力電圧誤差増幅器３２２では出力電圧設定用の基準電源３２３からの基準電圧と出力電圧とが比較され、その誤差信号を増幅して、制御手段である制御回路３２４へ出力する。
【００３０】
第２のハーフブリッジコンバータ３６０において、２つのコンデンサ３１２，３１３の直列回路がコンデンサ３０３に並列に接続されている。また、第３及び第４のスイッチング素子３１４，３１５の直列回路がコンデンサ３１２，３１３の直列回路と並列に接続されている。ここでは第３及び第４のスイッチング素子３１４，３１５はＭＯＳＦＥＴで例示してある。第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａは、２つのコンデンサ３１２，３１３の接続点と第３及び第４のスイッチング素子３１４，３１５の接続点との間に接続されている。第２のトランス３１６は１次巻線３１６ａと第１の２次巻線３１６ｂと第２の２次巻線３１６ｃと補助巻線３１６ｄとを有している。第２のトランス３１６の第１の２次巻線３１６ｂと第２の２次巻線３１６ｃは、整流用スイッチング手段である第７及び第８のスイッチング素子３１７，３１８に接続されている。第１の２次巻線３１６ｂと第２の２次巻線３１６ｃとの接続点には出力チョークコイル３１９の一端が接続されており、出力チョークコイル３１９の他端には平滑コンデンサ３２０が接続されている。
以上のように、第１のハーフブリッジコンバータ３５０と第２のハーフブリッジコンバータ３６０においては、平滑コンデンサ３２０が共有されている。すなわち、第１のハーフブリッジコンバータ３５０と第２のハーフブリッジコンバータ３６０の各出力端は、並列に接続されて、負荷３２１に直流電力を供給するよう構成されている。
【００３１】
第１のトランス３０８の補助巻線３０８ｄに生じた電圧は、電圧検出手段である第１の電圧検出回路３２５により検出され、電圧偏差検出手段である電圧偏差検出回路３２７に入力される。また、第２のトランス３１６の補助巻線３１６ｄに生じた電圧は、電圧検出手段である第２の電圧検出回路３２６により検出され、電圧偏差検出回路３２７に入力される。電圧偏差検出回路３２７においては、第１の電圧検出回路３２５による検出電圧と第２の電圧検出回路３２６による検出電圧とを比較して、その結果を電圧信号補正回路３２８を介して制御回路３２４に出力する。
制御回路３２４には、出力電圧誤差増幅器３２２からの増幅された誤差信号と、第１の電圧検出回路３２５の出力電圧と第２の電圧検出回路３２６の出力電圧とを比較した結果を示す電圧信号である偏差信号が入力される。これらの信号に基づき、制御回路３２４にはスイッチング素子３０６，３０７，３０９，３１０，３１４，３１５，３１７，３１８のオンオフ制御を行う。
【００３２】
出力電圧を設定するために用いられる、出力電圧を検出する出力電圧検出回路３５１、出力電圧設定用基準電源３２３、出力電圧と出力電圧設定用基準電源３２３の基準電圧との偏差を求める出力電圧誤差増幅器３２２、及びこの出力電圧誤差増幅器３２２からの誤差信号を制御回路３２４の内部に取り込んで各スイッチング素子をオンオフ駆動するための駆動信号を形成する後述の駆動信号形成手段が設けられている。
【００３３】
図２は、実施の形態１のスイッチング電源装置における動作波形を示したものである。図２において、（ａ）は第１のスイッチング素子３０６の駆動信号、（ｂ）は第２のスイッチング素子３０７の駆動信号、（ｃ）は第３のスイッチング素子３１４の駆動信号、（ｄ）は第４のスイッチング素子３１５の駆動信号、（ｅ）は第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａに印加される電圧波形、及び（ｆ）は第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａに印加される電圧波形である。また、図２において、（ｇ）における実線は、第５のスイッチング素子３０９のゲート端子に入力される駆動信号（ゲート駆動信号）であり、破線は第５のスイッチング素子３０９の両端に印加される電圧波形である。図２の（ｈ）における実線は、第６のスイッチング素子３１０のゲート端子に入力される駆動信号（ゲート駆動信号）であり、破線は第６のスイッチング素子３１０の両端に印加される電圧波形である。図２の（ｉ）における実線は、第７のスイッチング素子３１７のゲート端子に入力される駆動信号（ゲート駆動信号）であり、破線は第７のスイッチング素子３１７の両端に印加される電圧波形である。図２の（ｊ）における実線は、第８のスイッチング素子３１８のゲート端子に入力される駆動信号（ゲート駆動信号）であり、破線は第８のスイッチング素子３１８の両端に印加される電圧波形である。
【００３４】
以下、図２に示す時刻ｔ０から時刻ｔ８までの回路動作を時間を区分して説明する。
【００３５】
＜時間区分ｔ０〜ｔ１＞
図２の（ａ）に示されるゲート駆動信号が第１のスイッチング素子３０６に印加されると、第１のスイッチング素子３０６は、時刻ｔ０においてターンオンする。これにより、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａの両端には直流電源３０１の入力電圧Ｖｉｎ［Ｖ］の４分の１に相当する（Ｖｉｎ／４）［Ｖ］の電圧が印加される。（Ｖｉｎ／４）［Ｖ］という電圧は、コンデンサ３０４，３０５，３１２，３１３によって決定される。このとき、図２の（ｇ）に示されるように、第５のスイッチング素子３０９はゲート駆動信号により、すでにオフ状態にあるため、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａの巻数をＮｐ、第１の２次巻線３０８ｂの巻数をＮｓとすると、第１のトランス３０８の第１の２次巻線３０８ｂには、２（Ｖｉｎ／４）・（Ｎｓ／Ｎｐ）［Ｖ］の振幅値を有する矩形波電圧が印加される。なお、第２の２次巻線３０８ｃの巻数もＮｓである。
【００３６】
＜時間区分ｔ１〜ｔ２＞
時刻ｔ１において、図２の（ａ）の示されるゲート駆動信号が第１のスイッチング素子３０６に印加されると、第１のスイッチング素子３０６がターンオフする。これにより、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａの両端電圧は、０［Ｖ］に垂下する。このとき、第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａの両端電圧は０［Ｖ］のままである。また、第２のトランス３１６の第１の２次巻線３１６ｂの両端に印加される電圧は、第１のスイッチング素子３０６がターンオフすることにより、０［Ｖ］に垂下する。また、時刻ｔ１のおいて、図２の（ｉ）に示されるゲート駆動信号によって、第７のスイッチング素子３１７はターンオフする。
【００３７】
＜時間区分ｔ２〜ｔ３＞
時刻ｔ２において、図２の（ｃ）に示されるゲート駆動信号によって、第３のスイッチング素子３１４がターンオンし、図２の（ｇ）に示されるゲート駆動信号によって、第５のスイッチング素子３０９がターンオンする。これによって、第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａの両端には、（Ｖｉｎ／４）［Ｖ］の振幅を有する電圧が印加される。このとき、第７のスイッチング素子３１７はすでにオフ状態となっているため、第７のスイッチング素子３１７には、２（Ｖｉｎ／４）・（Ｎｓ／Ｎｐ）  ［Ｖ］の振幅値を有する矩形波電圧が印加される。
【００３８】
＜時間区分ｔ３〜ｔ４＞
時刻ｔ３において、図２の（ｃ）に示されるゲート駆動信号によって、第３のスイッチング素子３１４がターンオフし、図２の（ｈ）に示されるゲート駆動信号によって、第６のスイッチング素子３１０がターンオフする。このとき、第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａの両端に印加される電圧は０［Ｖ］に垂下する。同様に、第２のトランス３１６の第１の２次巻線３１６ｂの両端電圧は０［Ｖ］となる。
【００３９】
＜時間区分ｔ４〜ｔ５＞
図２の（ｂ）及び（ｉ）に示される各ゲート駆動信号によって、時刻ｔ４において、第２のスイッチング素子３０７及び第７のスイッチング素子３１７がターンオンする。これにより、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａの両端には、−（Ｖｉｎ／４）［Ｖ］の振幅値を有する電圧が印加される。このとき、第６のスイッチング素子３１０は、すでにオフ状態であるため、第１のトランス３０８の第２の２次巻線３０８ｃには、２（Ｖｉｎ／４）・（Ｎｓ／Ｎｐ）［Ｖ］の振幅値を有する矩形波電圧が印加される。
【００４０】
＜時間区分ｔ５〜ｔ６＞
図２の（ｂ）及び（ｊ）に示される各ゲート駆動信号によって、時刻ｔ５において、第２のスイッチング素子３０７及び第８のスイッチング素子３１８がターンオフする。これにより、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａには、（Ｖｉｎ／４）［Ｖ］の振幅値を有する電圧が誘起される。また、第２のスイッチング素子３０７がターンオフすることにより、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａの両端電圧が０［Ｖ］になるため、第２の２次巻線３０８ｃの両端電圧は０［Ｖ］となる。
また、時刻ｔ５において、第８のスイッチング素子３１８がターンオフする。
【００４１】
＜時間区分ｔ６〜ｔ７＞
図２の（ｄ）及び（ｈ）に示される各ゲート駆動信号によって、時刻ｔ６において、第６のスイッチング素子３１０及び第４のスイッチング素子３１５がターンオンする。これにより、第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａには−（Ｖｉｎ／４）［Ｖ］の電圧が印加される。また、第２のトランス３１６の第２の２次巻線３１６ｃには、２（Ｖｉｎ／４）・（Ｎｓ／Ｎｐ）［Ｖ］の振幅値を有する矩形波電圧が印加される。
【００４２】
＜時間区分ｔ７〜ｔ８＞
図２の（ｄ）及び（ｇ）に示される各ゲート駆動信号によって、時刻ｔ７において、第５のスイッチング素子３０９及び第４のスイッチング素子３１５がターンオフする。これにより、第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａの両端電圧は０［Ｖ］になる。このとき、第８のスイッチング素子３１８はターンオフしているため、第２のトランス３１６の第２の２次巻線３１６ｃの両端電圧は０［Ｖ］となる。
【００４３】
上記のように実施の形態１のスイッチング電源装置における第１及び第２のハーフブリッジコンバータ３５０，３６０は動作する。第１及び第２のハーフブリッジコンバータ３５０，３６０を構成する部品の特性にばらつきがある場合や、電源起動時における過渡的な状態においては、入力電圧を分割するコンデンサ３０２，３０３に接続される各ハーフブリッジコンバータ３５０，３６０への入力電圧に不平衡が生じる。従来のスイッチング電源装置においては、各ハーフブリッジコンバータ３５０，３６０への入力電圧の実際値を検出することにより、出力電圧の不平衡を防止していた。本発明に係る実施の形態１においては、各トランス３０６，３１６に印加される電圧を間接的に検出して、各ハーフブリッジコンバータ３５０，３６０への入力電圧に比例した電圧値を検出することによって、出力電圧の不平衡を是正している。
次に、実施の形態１のスイッチング電源装置における各ハーフブリッジコンバータ３５０，３６０への入力電圧の不平衡の是正方法について説明する。
【００４４】
実施の形態１のスイッチング電源装置においては、第１のトランス３０８に１次巻線３０８ａ、第１の２次巻線３０８ｂ及び第２の２次巻線３０８ｃに加えて補助巻線３０８ｄが設けられている。この補助巻線３０８ｄに印加される電圧は、第１の電圧検出回路３２５により検出されるよう構成されている。同様に、第２のトランス３１６について、１次巻線３１６ａ、第１の２次巻線３１６ｂ及び第２の２次巻線３１６ｃに加えて補助巻線３１６ｄが設けられている。この補助巻線３１６ｄに印加される電圧は第２の電圧検出回路３２６により検出されるよう構成されている。すなわち、補助巻線３０８ｄ，３１６ｄの各巻数をＮｂとすると、第１のスイッチング素子３０６もしくは第３のスイッチング素子３１４がオン状態のとき、２（Ｖｉｎ／４）・（Ｎｂ／Ｎｐ）［Ｖ］の電圧が各補助巻線３０８ｄ，３１６ｄに発生する。補助巻線３０８ｄ，３１６ｄに発生した電圧、すなわち第１及び第２の電圧検出回路３２５，３２６により検出された値は、第１及び第２のハーフブリッジコンバータ３５０，３６０の入力電圧に比例した振幅値を有している。第１の電圧検出回路３２５の出力電圧と第２の電圧検出回路３２６の出力電圧との偏差は、電圧偏差検出回路３２７により検出される。そして、この電圧偏差検出回路３２７によって検出された偏差検出値を示す偏差信号は、電圧信号補正回路３２８を介して各スイッチング素子をオンオフ動作させる駆動信号を補正するために制御回路３２４に入力される。制御回路３２４において、各スイッチング素子の駆動信号が補正されることにより、電圧偏差検出回路３２７における入力偏差がゼロとなるよう制御される。
【００４５】
以上のように、本発明に係る実施の形態１のスイッチング電源装置においては、第１及び第２のハーフブリッジコンバータ３５０，３６０を構成する各部品の特性にばらつきがあっても、また電源起動時における過渡的な状態においても、トランス３０８，３１６に印加される電圧を間接的に検出して、各々のハーフブリッジコンバータ３５０，３６０からの出力電圧の平衡を図っている。したがって、実施の形態１のスイッチング電源装置は、入力電圧を分割するコンデンサ３０２，３０３に接続される各ハーフブリッジコンバータ３５０，３６０において不平衡が生じて分割される電圧に偏りが生じた場合であっても、各ハーフブリッジコンバータ３５０，３６０への入力電圧を確実に平衡状態とすることができる。
【００４６】
次に、実施の形態１のスイッチング電源装置における第１及び第２の電圧検出回路３２５，３２６の構成について説明する。
第１及び第２の電圧検出回路３２５，３２６の一例としては、全波整流器を用いて補助巻線３０８ｄ，３１６ｄからの電流を整流して、直流電圧を検出する構成がある。このように構成された第１及び第２の電圧検出回路３２５，３２６を有する実施の形態１のスイッチング電源装置において、コンデンサ３０２，３０３によって入力直流電圧が均等に分圧されていれば、第１及び第２の電圧検出回路３２５，３２６により検出された電圧は等しくなる。したがって、電圧偏差検出回路３２７は偏差検出値を検出せず、制御回路３２４に偏差信号を出力しない。
もし、コンデンサ３０２，３０３によって入力直流電圧を均等に分圧できなかった場合、第１及び第２の電圧検出回路３２５，３２６により検出された電圧には偏差を生じる。このため、電圧偏差検出回路３２７は偏差検出値を検出して、この偏差検出値を示す偏差信号を電圧信号補正回路３２８を介して制御回路３２４に出力する。
【００４７】
また、第１及び第２の電圧検出回路３２５，３２６の別の例としては、矩形波電圧の波高値を検出する手段を用いる構成がある。このように第１及び第２の電圧検出回路３２５，３２６を構成した場合には、ノイズの影響による誤動作を防止する必要があるため、各トランス３０８，３１６の１次巻線３０８ａ，３１６ａ、もしくは補助巻線３０８ｄ，３１６ｄの両端にスナバ回路を適宜挿入して、動作の安定化が図られる。このように構成された第１及び第２の電圧検出回路３２５，３２６を有するスイッチング電源装置においても、前述の構成と同様に、コンデンサ３０２，３０３によって入力直流電圧が均等に分圧されていれば、第１及び第２の電圧検出回路３２５，３２６により検出された電圧は等しくなる。一方、コンデンサ３０２，３０３によって入力直流電圧を均等に分圧できなかった場合には、第１及び第２の電圧検出回路３２５，３２６により検出された電圧には偏差を生じる。このため、電圧偏差検出回路３２７は偏差検出値を検出して、この偏差検出値を示す偏差信号を電圧信号補正回路３２８を介して制御回路３２４に出力する。
【００４８】
制御回路３２４には、各スイッチング素子の駆動信号の周期を決定するための三角波信号を発生させる基準三角波信号形成回路５０１が設けられている。また、制御回路３２４は、電圧偏差検出回路３２７からの偏差値を示す補正信号が入力されて、各スイッチング素子をオンオフ動作させる駆動信号を形成する駆動信号形成手段を備えている。
前述のように、実施の形態１のスイッチング電源装置においては、出力電圧検出回路３５１で検出された出力電圧が、出力電圧誤差増幅器３２２に入力され、この出力電圧誤差増幅器３２２において出力電圧設定用基準電源３２３の基準電圧と比較される。この比較結果である出力電圧誤差検出電圧を示す誤差信号が増幅されて、制御回路３２４に入力される。
【００４９】
各スイッチング素子をオンオフ動作させる駆動信号の制御回路３２４における生成方法は、基準三角波信号形成回路５０１からの三角波電圧と出力電圧誤差増幅器３２２からの出力電圧誤差検出電圧とを電圧比較手段である比較器において比較してパルス波形を生成している。このとき、電圧偏差検出回路３２７から電圧信号補正回路３２８を介して入力された補正信号の偏差電圧が、三角波電圧に加算もしくは減算されて、出力電圧誤差増幅器３２２からの出力電圧誤差検出電圧と比較される。
【００５０】
図３は、制御回路３２４における駆動信号形成手段の構成を示すブロック図である。図３に示すように、電圧偏差検出回路３２７から電圧信号補正回路３２８を介して入力された補正信号の偏差電圧が、出力電圧誤差増幅器３２２からの出力電圧誤差検出電圧と比較される。
【００５１】
制御回路３２４においては、電圧信号補正回路３２８からの偏差信号が加算器５０６において三角波電圧が加算処理され、第１の電圧比較回路５０２に入力される。この第１の電圧比較回路５０２には出力電圧誤差増幅器３２２からの出力電圧誤差検出電圧が入力されて比較される。その比較結果は、第１のスイッチング素子駆動回路５０４に入力され、第１のハーフブリッジコンバータ３５０における第１のスイッチング素子３０６、第２のスイッチング素子３０７、第５のスイッチング素子３０９及び第６のスイッチング素子３１０が駆動制御される。また、電圧信号補正回路３２８からの補正信号は、加算器５０７において三角波電圧が減算処理され第２の電圧比較回路５０３に入力される。この第２の電圧比較回路５０３には出力電圧誤差増幅器３２２からの出力電圧誤差検出電圧が入力されて比較される。その比較結果は、第２のスイッチング素子駆動回路５０５に入力され、第２のハーフブリッジコンバータ３６０における第３のスイッチング素子３１４、第４のスイッチング素子３１５、第７のスイッチング素子３１７及び第８のスイッチング素子３１８が駆動制御される。
【００５２】
例えば、制御回路３２４において、第１の電圧比較回路５０２が電圧信号補正回路３２８の補正信号に基づき第１のハーフブリッジコンバータ３５０の入力電圧が設定値より超過したことを検知したとき、第１のスイッチング素子駆動回路５０４によって、第１のハーフブリッジコンバータ３５０におけるスイッチング素子３０６，３０７，３０９，３１０の駆動信号のデューティ比、及び第２のハーフブリッジコンバータ３６０におけるスイッチング素子３１４，３１５，３１７，３１８の駆動信号のデューティ比がそれぞれ変更される。すなわち、第１のハーフブリッジコンバータ３５０における１次側にある第１及び第２のスイッチング素子３０６，３０７の駆動信号のパルス幅を広げるよう制御し、第２のハーフブリッジコンバータ３６０の１次側にある第３及び第４のスイッチング素子３１４，３１５の駆動信号のパルス幅を狭めるよう制御する。このように制御することにより、第１のハーフブリッジコンバータ３５０の入力電圧は設定値になるよう調整される。
【００５３】
一方、制御回路３２４において、第２の電圧比較回路５０３が電圧信号補正回路３２８の補正信号に基づき第２のハーフブリッジコンバータ３６０の入力電圧が設定値より超過したことを検知したとき、第２のスイッチング素子駆動回路５０５によって、第２のハーフブリッジコンバータ３６０の１次側にある第３及び第４のスイッチング素子３１４，３１５の駆動信号のパルス幅を広げるように制御する。同時に、第１のスイッチング素子駆動回路５０４によって、第１のハーフブリッジコンバータ３５０の１次側にある第１及び第２のスイッチング素子３０６，３０７の駆動信号をパルス幅を狭めるよう制御する。このように制御することにより、第２のハーフブリッジコンバータ３６０の入力電圧は設定値になるよう調整される。
【００５４】
実施の形態１のスイッチング電源装置は、上記のように構成されているため、コンデンサ３０２，３０３によって分圧された電圧にばらつきが生じた場合には、各スイッチング素子を所望のオンオフ動作させるように駆動信号を容易に制御することが可能であり、かつ部品の特性のばらつきによる不平衡に対しても、柔軟に対応することができる。この結果、実施の形態１のスイッチング電源装置は、信頼性の高いＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【００５５】
本発明に係る実施の形態１のスイッチング電源装置においては、入力側の直列接続によるスイッチング素子への印加電圧の削減効果を有している。特に、例えばマイクロプロセッサなど半導体装置に給電する電源においては、機器の各部に対して電力を分配する比較的高いバス電圧（例えば４８Ｖ）から、安定度の高い低い電圧（例えば１Ｖ）へ変換する必要がある。本発明のスイッチング電源装置においては、このように変換することができる構成である。本発明のスイッチング電源装置は、入力回路を直列に接続することにより、高いバス電圧に安定して対応することができるため、特に半導体装置の電源装置として有効である。
【００５６】
なお、上記の実施の形態１においては、２組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータを直列に接続した構成について説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、１石形のフォワード形コンバータ、フライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータ、フルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ、さらにスイッチングトランスの両端にスイッチングトランジスタを接続する変則のフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータであっても本発明を応用できることは明らかである。上記のように、回路方式が異なっていても、本発明のスイッチング電源装置においては、絶縁トランスの１次巻線に誘起される電圧を検出する手段と、各々のＤＣ−ＤＣコンバータから得られる検出電圧を比較する手段と、各スイッチング素子のための駆動信号のオンオフ期間を制御する手段とを有する構成であれば、適応可能である。このような構成のスイッチング電源装置が本発明の範囲に含まれることは明らかである。
【００５７】
《実施の形態２》
次に、本発明に係る実施の形態２のスイッチング電源装置について説明する。図４は本発明に係る実施の形態２のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。実施の形態２において、前述の実施の形態１のスイッチング電源装置における要素と同じ機能、構成、動作を示すものには同じ名称、符号を付してその説明は省略する。
【００５８】
実施の形態２のスイッチング電源装置は、前述の実施の形態１と同様に、２組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、ハーフブリッジコンバータと略称）４５０，４５１の入力側を直列に接続し、出力側を並列に接続して構成されている。すなわち、実施の形態２のスイッチング電源装置においては、２つのコンデンサ３０２，３０３を直列に接続して直流電源３０１の電圧を分割し、分割された各電圧が第１のハーフブリッジコンバータ４５０と第２のハーフブリッジコンバータ４５１に印加されている。
【００５９】
第１のハーフブリッジコンバータ４５０において、２つのコンデンサ３０４，３０５の直列回路がコンデンサ３０２に並列に接続されている。また、第１及び第２のスイッチング素子３０６，３０７の直列回路がコンデンサ３０４，３０５の直列回路と並列に接続されている。ここでは第１及び第２のスイッチング素子３０６，３０７がＭＯＳＦＥＴで例示してある。第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａは、２つのコンデンサ３０４，３０５の接続点と第１及び第２のスイッチング素子３０６，３０７の接続点との間に接続されている。第１のトランス３０８は１次巻線３０８ａと第１の２次巻線３０８ｂと第２の２次巻線３０８ｃと補助巻線３０８ｄとを有している。第１のトランス３０８の第１の２次巻線３０８ｂと第２の２次巻線３０８ｃは、整流手段である第１及び第２の整流ダイオード４０１，４０２に接続されている。第１の整流ダイオード４０１及び第２の整流ダイオード４０２との接続点には出力チョークコイル３１１の一端が接続されており、出力チョークコイル３１１の他端には平滑コンデンサ３２０が接続されている。平滑コンデンサ３２０の両端は出力端となり、負荷３２１が接続される。負荷３２１に供給される出力電圧は、出力電圧検出手段である出力電圧検出回路３５１により検出され、出力電圧誤差増幅器３２２に出力される。出力電圧誤差増幅器３２２では出力電圧設定用の基準電源３２３からの基準電圧と出力電圧とが比較され、その誤差信号を増幅して制御手段である制御回路３２４へ出力する。
【００６０】
第２のハーフブリッジコンバータ４５１において、２つのコンデンサ３１２，３１３の直列回路がコンデンサ３０３に並列に接続されている。また、第３及び第４のスイッチング素子３１４，３１５の直列回路がコンデンサ３１２，３１３の直列回路と並列に接続されている。ここでは第３及び第４のスイッチング素子３１４，３１５はＭＯＳＦＥＴで例示してある。第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａは、２つのコンデンサ３１２，３１３の接続点と第３及び第４のスイッチング素子３１４，３１５の接続点との間に接続されている。第２のトランス３１６は１次巻線３１６ａと第１の２次巻線３１６ｂと第２の２次巻線３１６ｃと補助巻線３１６ｄとを有している。第２のトランス３１６の第１の２次巻線３１６ｂと第２の２次巻線３１６ｃは、整流手段である第３及び第４の整流ダイオード４０３，４０４に接続されている。第３の整流ダイオード４０３と第４の整流ダイオード４０４との接続点には出力チョークコイル３１９の一端が接続されており、出力チョークコイル３１９の他端には平滑コンデンサ３２０が接続されている。
以上のように、第１のハーフブリッジコンバータ４５０と第２のハーフブリッジコンバータ４５１においては、平滑コンデンサ３２０が共有されている。すなわち、第１のハーフブリッジコンバータ４５０と第２のハーフブリッジコンバータ４５１の各出力端は、並列に接続されて、負荷３２１に直流電力を供給するよう構成されている。
【００６１】
実施の形態２のスイッチング電源装置には、前述の実施の形態１と同様に、電圧検出回路３２５，３２６、電圧偏差検出回路３２７、及び電圧信号補正回路３２８が設けられている。
図５は、実施の形態２のスイッチング電源装置における動作波形を示したものである。図５において、（ａ）は第１のスイッチング素子３０６の駆動信号、（ｂ）は第２のスイッチング素子３０７の駆動信号、（ｃ）は第３のスイッチング素子３１４の駆動信号、（ｄ）は第４のスイッチング素子３１５の駆動信号、（ｅ）は第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａに印加される電圧波形、（ｆ）は第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａに印加される電圧波形である。また、図５において、（ｇ）は第１及び第２の整流ダイオード４０１，４０２のカソードの電圧波形、（ｈ）は第３及び第４の整流ダイオード４０３，４０４のカソードの電圧波形である。
【００６２】
以下、図５に示す時刻ｔ０から時刻ｔ８までの回路動作を時間を区分して説明する。
【００６３】
＜時間区分ｔ０〜ｔ１＞
図５の（ａ）に示されるゲート駆動信号が第１のスイッチング素子３０６に印加されると、第１のスイッチング素子３０６は時刻ｔ０においてターンオンし、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａの両端には、（Ｖｉｎ／４）［Ｖ］の電圧が印加される。（Ｖｉｎ／４）［Ｖ］という電圧は、コンデンサ３０４，３０５，３１２，３１３によって決定される。このとき、第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａの両端電圧は０［Ｖ］である。ここで、１次巻線３１６ａの巻数をＮｐ、第１及び第２の２次巻線３０８ｂ，３０８ｃの各巻数をＮｓとすると、第１及び第２の整流ダイオード４０１，４０２におけるカソード端とグランド間には、（Ｖｉｎ／４）・（Ｎｓ／Ｎｐ）［Ｖ］の電圧が形成される。
【００６４】
＜時間区分ｔ１〜ｔ２＞
時刻ｔ１において、図５の（ａ）に示されるゲート駆動信号が第１のスイッチング素子３０６に印加されると、第１のスイッチング素子３０６がターンオフする。これにより、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａの両端電圧は、０  ［Ｖ］に垂下する。また、第１及び第２の整流ダイオード４０１，４０２におけるカソード端電圧も、０［Ｖ］に垂下する。
【００６５】
＜時間区分ｔ２〜ｔ３＞
時刻ｔ２において、図５の（ｃ）に示されるゲート駆動信号が第３のスイッチング素子３１４に印加されると、第３のスイッチング素子３１４がターンオンする。これにより、第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａには（Ｖｉｎ／４）［Ｖ］の電圧が印加される。また、第３及び第４の整流ダイオード４０３，４０４のカソード端には、（Ｖｉｎ／４）・（Ｎｓ／Ｎｐ）  ［Ｖ］の振幅値を有する矩形波電圧が形成される。
【００６６】
＜時間区分ｔ３〜ｔ４＞
時刻ｔ３において、図５の（ｃ）に示されるゲート駆動信号が第３のスイッチング素子３１４に印加されると、第３のスイッチング素子３１４がターンオフする。これにより、第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａの両端電圧は０［Ｖ］に垂下する。また、図５の（ｃ）に示されるゲート駆動信号により、第３のスイッチング素子３１４がターンオフすることにより、第３及び第４の整流ダイオード４０３，４０４のカソード端電圧は０［Ｖ］に垂下する。
【００６７】
＜時間区分ｔ４〜ｔ５＞
時刻ｔ４において、図５の（ｂ）に示されるゲート駆動信号が第２のスイッチング素子３０７に印加されると、第２のスイッチング素子３０７がターンオンする。これにより、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａの両端電圧は、−（Ｖｉｎ／４）［Ｖ］になる。このとき、第１及び第２の整流ダイオード４０１，４０２のカソード端には、（Ｖｉｎ／４）・（Ｎｓ／Ｎｐ）  ［Ｖ］の電圧が形成される。
【００６８】
＜時間区分ｔ５〜ｔ６＞
時刻ｔ５において、図５の（ｂ）に示されるゲート駆動信号が第２のスイッチング素子３０７に印加されると、第２のスイッチング素子３０７がターンオフする。これにより、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａには、−（Ｖｉｎ／４）［Ｖ］の振幅値を有する電圧が誘起される。また、第２のスイッチング素子３０７がターンオフすることにより、第１及び第２の整流ダイオード４０１，４０２のカソード端電圧は０［Ｖ］となる。
【００６９】
＜時間区分ｔ６〜ｔ７＞
時刻ｔ６において、図５の（ｄ）に示されるゲート駆動信号が第４のスイッチング素子３１５に印加されると、第４のスイッチング素子３１５がターンオンする。これにより、第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａの両端電圧は０［Ｖ］になる。また、第３及び第４の整流ダイオード４０３，４０４におけるカソード端には、（Ｖｉｎ／４）・（Ｎｓ／Ｎｐ）［Ｖ］の振幅値を有する矩形波電圧が形成される。
【００７０】
＜時間区分ｔ７〜ｔ８＞
時刻ｔ７において、図５の（ｄ）に示されるゲート駆動信号が第４のスイッチング素子３１５に印加されると、第４のスイッチング素子３１５がターンオフする。これにより、第２のトランス３１６の２次巻線３１６ａの両端電圧は０［Ｖ］になる。また、第４のスイッチング素子３１５がターンオフすることにより、第３及び第４の整流ダイオード４０３，４０４のカソード電圧は０［Ｖ］に垂下する。
【００７１】
実施の形態２において、それぞれの補助巻線３０８ｄ、３１６ｄに誘起される電圧を検出する方法、及びその検出した電圧を比較して、その偏差を各スイッチング素子の駆動信号を生成する制御回路３２４に取り込む方法等は、前述の実施の形態１と同じであり、それらの説明は省略する。
特に、実施の形態２においては、制御すべきスイッチング素子の数が少ないため、制御回路を簡単に構成することが可能となる。さらに、実施の形態２の構成によれば、安定な動作を行うスイッチング電源装置を提供することができる。
【００７２】
なお、上記の実施の形態２においては、２組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータを直列に接続した構成について説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、１石形のフォワード形コンバータ、フライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータ、フルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ、さらにスイッチングトランスの両端にスイッチングトランジスタを接続する変則のフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータであっても本発明を応用できることは明らかである。上記のように、回路方式が異なっていても、本発明のスイッチング電源装置においては、絶縁トランスの１次巻線に誘起される電圧を検出する手段と、各々のＤＣ−ＤＣコンバータから得られる検出電圧を比較する手段と、各スイッチング素子のための駆動信号のオンオフ期間を制御する手段とを有する構成であれば、適応可能であり、このような構成のスイッチング電源装置が本発明の範囲に含まれることは明らかである。
【００７３】
《実施の形態３》
次に、本発明に係る実施の形態３のスイッチング電源装置について説明する。図６は本発明に係る実施の形態３のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。実施の形態３において、前述の実施の形態１のスイッチング電源装置における要素と同じ機能、構成、動作を示すものには同じ名称、符号を付してその説明は省略する。
【００７４】
実施の形態３のスイッチング電源装置は、前述の実施の形態１と同様に、２組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、ハーフブリッジコンバータと略称）の入力側を直列に接続し、出力側を並列に接続して構成されている。すなわち、実施の形態３のスイッチング電源装置においては、２つのコンデンサ３０２，３０３を直列に接続して直流電源３０１の電圧を分割し、分割された各電圧が第１のハーフブリッジコンバータと第２のハーフブリッジコンバータに印加されている。
【００７５】
図６に示すように、実施の形態３のスイッチング電源装置においては、第１の電圧検出回路４０５、及び第２の電圧検出回路４０６が設けられている。第１の電圧検出回路４０５は、第１のトランス３０８の第２の２次巻線３０８ｃと直列に接続されている第５のスイッチング素子３０９の両端に印加される電圧を検出する。第２の電圧検出回路４０６は、第２のトランス３１６の第２の２次巻線３１６ｃと直列に接続されている第７のスイッチング素子３１７の両端に印加される電圧を検出する。これらの電圧検出回路４０５，４０６以外の構成は、図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置と同じ構成である。
【００７６】
第１の電圧検出回路４０５による検出値は、第１のハーフブリッジコンバータの入力電圧に比例した振幅値を有し、第２の電圧検出回路４０６による検出値は、第２のハーフブリッジコンバータの入力電圧に比例した振幅値を有する。第１及び第２の電圧検出回路４０５，４０６の出力電圧は、電圧偏差検出回路３２７に入力され、電圧偏差検出回路３２７において、各ハーフブリッジコンバータにおける出力側スイッチング素子の両端電圧の偏差が検出される。この偏差検出値は制御回路３２４に入力される。制御回路３２４においては、入力された偏差検出値を示す偏差信号を用いて、各スイッチング素子をオンオフ動作させる駆動信号を補正する。このように、制御回路３２４は、各スイッチング素子の駆動信号を補正することにより、電圧偏差検出回路４０５，４０６により検出される偏差検出値がゼロとなるよう制御する。
【００７７】
以上のように、実施の形態３のスイッチング電源装置において、コンデンサ３０２，３０３によって直流電源３０１の電圧が半分に分割され。この分割された電圧が各々のコンデンサ３０２，３０３に印加される。しかし、コンデンサ３０２，３０３と並列に接続されている各ハーフブリッジコンバータにおける構成部品の特性にばらつきがある場合や、電源起動時における過渡的な状態においては、コンデンサ３０２，３０３によって分割される電圧に偏りが生じる。前述のように、従来のスイッチング電源装置においては、入力電圧の実際値を検出することにより、出力電圧の不平衡を防止していた。しかし、本発明に係る実施の形態３のスイッチング電源装置においては、各トランス３０８，３１６に印加される電圧を間接的に検出することにより、各々のハーフブリッジコンバータの不平衡状態を検知している。実施の形態３のスイッチング電源装置は、上記のように構成されているため、各ハーフブリッジコンバータの入力電圧のアンバランス及びそれに伴う負荷電流の不平衡に対して、柔軟に対応できる装置となる。
【００７８】
なお、上記の実施の形態３においては、２組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータを直列に接続した構成について説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、１石形のフォワード形コンバータ、フライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータ、フルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ、さらにスイッチングトランスの両端にスイッチングトランジスタを接続する変則のフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータであっても本発明を応用できることは明らかである。上記のように、回路方式が異なっていても、本発明のスイッチング電源装置においては、絶縁トランスの１次巻線に誘起される電圧を検出する手段と、各々のＤＣ−ＤＣコンバータから得られる検出電圧を比較する手段と、各スイッチング素子のための駆動信号のオンオフ期間を制御する手段とを有する構成であれば、適応可能である。このような構成のスイッチング電源装置が本発明の範囲に含まれることは明らかである。
【００７９】
《実施の形態４》
次に、本発明に係る実施の形態４のスイッチング電源装置について説明する。図７は本発明に係る実施の形態４のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。実施の形態４において、前述の実施の形態１のスイッチング電源装置における要素と同じ機能、構成、動作を示すものには同じ名称、符号を付してその説明は省略する。
【００８０】
実施の形態４のスイッチング電源装置は、前述の実施の形態１と同様に、２組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、ハーフブリッジコンバータと略称）の入力側を直列に接続し、出力側を並列に接続して構成されている。すなわち、実施の形態４のスイッチング電源装置においては、２つのコンデンサ３０２，３０３を直列に接続して直流電源３０１の電圧を分割し、分割された各電圧が第１のハーフブリッジコンバータと第２のハーフブリッジコンバータに印加されている。
【００８１】
図７に示すように、実施の形態４のスイッチング電源装置においては、第１のトランス３０８における第１の２次巻線３０８ｂと第２の２次巻線３０８ｃの接点の電圧を検出する第１の電圧検出回路４０７と、第２のトランス３１６における第１の２次巻線３１６ｂと第２の２次巻線３１６ｃの接続点の電圧を検出する第２の電圧検出回路４０８を備えている。実施の形態４のスイッチング電源装置において、これらの電圧検出回路４０７，４０８の構成以外の点は、図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置と同じ構成である。
【００８２】
第１の電圧検出回路４０７による検出値は、第１のハーフブリッジコンバータの入力電圧に比例した振幅値を有し、第２の電圧検出回路４０８による検出値は、第２のハーフブリッジコンバータの入力電圧に比例した振幅値を有する。第１及び第２の電圧検出回路４０７，４０８の出力電圧は電圧偏差検出回路３２７に入力され、電圧偏差検出回路３２７において出力電力の偏差が検出される。この偏差検出値は制御回路３２４に入力される。制御回路３２４においては、入力された偏差検出値を示す偏差信号を用いて、各スイッチング素子をオンオフ動作させるための駆動信号を補正する。このように、制御回路３２４は、各スイッチング素子のための駆動信号を補正することにより、電圧偏差検出回路４０７，４０８により検出される偏差検出値がゼロとなるよう制御する。
【００８３】
以上のように、実施の形態４のスイッチング電源装置において、コンデンサ３０２，３０３によって直流電源３０１の電圧が半分に分割され。この分割された電圧が各々のコンデンサ３０２，３０３に印加される。しかし、コンデンサ３０２，３０３と並列に接続されている各ハーフブリッジコンバータにおける構成部品の特性にばらつきがある場合や、電源起動時における過渡的な状態においては、コンデンサ３０２，３０３によって分割される電圧に偏りが生じる。しかし、本発明に係る実施の形態４のスイッチング電源装置においては、各トランス３０８，３１６に印加される電圧を間接的に検出することにより、各々のハーフブリッジコンバータの回路状態を検知して、各ハーフブリッジコンバータの不平衡に対して、柔軟に対応できる装置となっている。
【００８４】
なお、上記の実施の形態４においては、２組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータを直列に接続した構成について説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、１石形のフォワード形コンバータ、フライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータ、フルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ、さらにスイッチングトランスの両端にスイッチングトランジスタを接続する変則のフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータであっても本発明を応用できることは明らかである。上記のように、回路方式が異なっていても、本発明のスイッチング電源装置においては、絶縁トランスの１次巻線に誘起される電圧を検出する手段と、各々のＤＣ−ＤＣコンバータから得られる検出電圧を比較する手段と、各スイッチング素子のための駆動信号のオンオフ期間を制御する手段とを有する構成であれば、適応可能である。このような構成のスイッチング電源装置が本発明の範囲に含まれることは明らかである。
【００８５】
《実施の形態５》
次に、本発明に係る実施の形態５のスイッチング電源装置について説明する。図８は本発明に係る実施の形態５のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。実施の形態５において、前述の実施の形態１のスイッチング電源装置における要素と同じ機能、構成、動作を示すものには同じ名称、符号を付してその説明は省略する。
【００８６】
実施の形態５のスイッチング電源装置は、前述の実施の形態１と同様に、２組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、ハーフブリッジコンバータと略称）の入力側を直列に接続し、出力側を並列に接続して構成されている。すなわち、実施の形態５のスイッチング電源装置においては、２つのコンデンサ３０２，３０３を直列に接続して直流電源３０１の電圧を分割し、分割された各電圧が第１のハーフブリッジコンバータと第２のハーフブリッジコンバータに印加されている。
【００８７】
図８に示すように、実施の形態５のスイッチング電源装置においては、各出力チョークコイル４１０，４１２に補助巻線４１０ａ，４１２ａを設けて、この補助巻線４１０ａ，４１２ａに誘起される電圧が電圧検出回路４０９，４１１により検出されるよう構成されている。実施の形態５のスイッチング電源装置は、出力チョークコイル４１０，４１２に補助巻線４１０ａ，４１２ａを設け、この補助巻線４１０ａ，４１２ａに電圧検出回路４０９，４１１を接続している点が、前述の図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置の構成と異なる。
【００８８】
第１の電圧検出回路４０９による検出値は、第１のハーフブリッジコンバータの入力電圧に比例した値を有し、第２の電圧検出回路４１１による検出値は、第２のハーフブリッジコンバータの入力電圧に比例した値を有する。第１及び第２の電圧検出回路４０９，４１１の出力電圧は電圧偏差検出回路４１３に入力され、電圧偏差検出回路４１３において出力チョークコイル４１０，４１２における印加電圧の偏差が検出される。この偏差検出値は、電圧信号補正回路４１４を介して制御回路３２４に入力される。制御回路３２４においては、入力された偏差検出値を示す偏差信号を用いて、各スイッチング素子をオンオフ動作させる駆動信号を補正する。このように、制御回路３２４は、各スイッチング素子の駆動信号を補正することにより、電圧偏差検出回路４０９，４１１により検出される偏差検出値がゼロとなるよう制御する。
【００８９】
以上のように、実施の形態５のスイッチング電源装置において、コンデンサ３０２，３０３によって直流電源３０１の電圧が半分に分割され、この分割された電圧が各々のコンデンサ３０２，３０３に印加される。しかし、コンデンサ３０２，３０３と並列に接続されている各ハーフブリッジコンバータにおける構成部品の特性にばらつきがある場合や、電源起動時における過渡的な状態においては、コンデンサ３０２，３０３によって分割される電圧に偏りが生じる。しかし、本発明に係る実施の形態５のスイッチング電源装置においては、各トランス３０８，３１６に印加される電圧を間接的に検出することにより、各々のハーフブリッジコンバータの回路状態を検出して、各ハーフブリッジコンバータの不平衡に対して、柔軟に対応できる装置となっている。
【００９０】
なお、上記の実施の形態５においては、２組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータを直列に接続した構成について説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、１石形のフォワード形コンバータ、フライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータ、フルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ、さらにスイッチングトランスの両端にスイッチングトランジスタを接続する変則のフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータであっても本発明を応用できることは明らかである。上記のように、回路方式が異なっていても、本発明のスイッチング電源装置においては、絶縁トランスの１次巻線に誘起される電圧を検出する手段と、各々のＤＣ−ＤＣコンバータから得られる検出電圧を比較する手段と、各スイッチング素子のための駆動信号のオンオフ期間を制御する手段とを有する構成であれば、適応可能である。このような構成のスイッチング電源装置が本発明の範囲に含まれることは明らかである。
【００９１】
《実施の形態６》
次に、本発明に係る実施の形態６のスイッチング電源装置について説明する。図９は本発明に係る実施の形態６のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。実施の形態６において、前述の実施の形態１のスイッチング電源装置における要素と同じ機能、構成、動作を示すものには同じ名称、符号を付してその説明は省略する。
【００９２】
実施の形態６のスイッチング電源装置は、３組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、ハーフブリッジコンバータと略称）の入力側を直列に接続し、出力側を並列に接続して構成されている。すなわち、実施の形態６のスイッチング電源装置においては、３つのコンデンサ３０２，３０３，４５０を直列に接続して直流電源３０１の電圧を３つに分割し、分割された各電圧が第１のハーフブリッジコンバータと第２のハーフブリッジコンバータと第３のハーフブリッジコンバータに印加されている。
【００９３】
図９に示すように、実施の形態６のスイッチング電源装置においては、前述の図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置の構成に第３のハーフブリッジコンバータを追加したものである。したがって、実施の形態６のスイッチング電源装置は、第１のハーフブリッジコンバータと同じ構成を有する第３のハーフブリッジコンバータが追加されたものであり、第３のハーフブリッジコンバータにはコンデンサ４１５，４１６、第９のスイッチング素子４１７、第１０のスイッチング素子４１８、第３のトランス４１９、第１１のスイッチング素子４２１、第１２のスイッチング素子４２２、平滑チョークコイル４２３、及び平滑コンデンサ３２０で構成されている。したがって、第１のハーフブリッジコンバータと第２のハーフブリッジコンバータと第３のハーフブリッジコンバータの出力端は、並列に接続されており、負荷３２１に直流電力を供給している。
また、出力電圧を設定するために、出力電圧を検出する出力電圧検出回路３５１、出力電圧設定用の基準電源３２３、及び出力電圧と基準電源３２３の基準電圧との偏差を求める出力電圧誤差増幅器３２２が、前述の実施の形態１と同様に設けられている。出力電圧誤差増幅器３２２からの偏差検出値を示す誤差信号は制御回路３２４に入力され、各スイッチング素子をオンオフ動作させる駆動信号を形成する。
【００９４】
実施の形態６のスイッチング電源装置においては、第１のトランス３０８の補助巻線３０８ｄに生じる電圧は電圧検出回路３２５により検出され、第２のトランス３１６の補助巻線３１６ｄに生じる電圧は、電圧検出回路３２６により検出され、第３のトランス４１９の補助巻線４１９ｄに生じる電圧は、電圧検出回路４２０により検出され、各電圧検出回路３２５，３２６，４２０の出力が、それぞれ平均値電圧検出回路４２４に入力される。平均値電圧検出回路４２４においては、第１のトランス３０８の補助巻線３０８ｄに生じた電圧と第２のトランス３１６の補助巻線３１６ｄに生じた電圧と第３のトランス４１９の補助巻線４１９ｄに生じた電圧との平均電圧値を算出して、その平均電圧値と各検出電圧とを比較する。その結果は、平均値電圧検出回路４２４により、電圧信号補正手段４２５を介して制御回路３２４に出力される。
制御回路３２４は、出力電圧誤差増幅器３２２からの増幅された誤差信号と、第１のトランス３０８の出力電圧と第２のトランス３１６の出力電圧と第３のトランス４１９の出力電圧と、それぞれの平均電圧とを比較した結果を示す偏差信号が入力され、これらの信号に基づきスイッチング素子３０６，３０７，３０９，３１０，３１４，３１５，３１７，３１８，４１７，４１８，４２１，４２２のオンオフ制御が行われる。
【００９５】
図１０は、実施の形態６のスイッチング電源装置における動作波形を示したものである。図１０において、（ａ）は第１のスイッチング素子３０６の駆動信号、（ｂ）は第２のスイッチング素子３０７の駆動信号、（ｃ）は第３のスイッチング素子３１４の駆動信号、（ｄ）は第４のスイッチング素子３１５の駆動信号、（ｅ）は第９のスイッチング素子４１７の駆動信号、（ｆ）は第１０のスイッチング素子４１８の駆動信号、（ｇ）は第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａに印加される電圧波形、（ｈ）は第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａに印加される電圧波形、及び（ｉ）は第３のトランス４１９の１次巻線４１９ａに印加される電圧波形である。図１０において、（ｊ）における実線は第５のスイッチング素子３０９の駆動信号であり、破線は第５のスイッチング素子３０９の両端に印加される電圧波形である。図１０の（ｋ）における実線は第６のスイッチング素子３１０の駆動信号であり、破線は第６のスイッチング素子３１０の両端に印加される電圧波形である。図１０の（ｌ）における実線は第７のスイッチング素子３１７の駆動信号であり、破線は第７のスイッチング素子３１７の両端に印加される電圧波形である。図１０の（ｍ）における実線は第８のスイッチング素子３１８の駆動信号であり、破線は第８のスイッチング素子３１８の両端に印加される電圧波形である。図１０の（ｎ）における実線は第１１のスイッチング素子４２１の駆動信号であり、破線は第１１のスイッチング素子４２１の両端に印加される電圧波形である。図１０の（ｏ）における実線は第１２のスイッチング素子４２２の駆動信号であり、破線は第１２のスイッチング素子４２２の両端に印加される電圧波形である。
【００９６】
以下、図１０に示す時刻ｔ０から時刻ｔ１２までの回路動作を時間を区分して説明する。
【００９７】
＜時間区分ｔ０〜ｔ１＞
図１０の（ａ）に示されるゲート駆動信号が第１のスイッチング素子３０６に印加されると、第１のスイッチング素子３０６が時刻ｔ０においてターンオンする。これにより、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａの両端には、図１０の（ｇ）に示される直流電源３０１の入力電圧Ｖｉｎ［Ｖ］の６分の１に相当する（Ｖｉｎ／６）［Ｖ］の電圧が印加される。（Ｖｉｎ／６）［Ｖ］という電圧は、コンデンサ３０４，３０５，３１２，３１３，４１５，４１６によって決定される。このとき、図１０の（ｊ）に示されるように、第５のスイッチング素子３０９はゲート駆動信号により、すでにオフ状態にあるため、第１のトランス３０８の１次巻線３０８ａの巻数をＮｐ、第１の２次巻線３０８ｂの巻数をＮｓとすると、第１のトランス３０８の第１の２次巻線３０８ｂには、２・（Ｖｉｎ／６）・（Ｎｓ／Ｎｐ）［Ｖ］の振幅値を有する矩形波電圧が印加される。
【００９８】
＜時間区分ｔ１〜ｔ２＞
時刻ｔ１において、図１０の（ａ）に示されるゲート駆動信号により第１のスイッチング素子３０６がターンオフする。これにより、第１のトランス３０８における１次巻線３０８ａの両端電圧は０［Ｖ］に垂下する。
【００９９】
＜時間区分ｔ２〜ｔ３＞
時刻ｔ２において、図１０の（ｃ）に示されるゲート駆動信号により第３のスイッチング素子３１４がターンオンする。これにより、図１０の（ｈ）に示されるように、第２のトランス３１６における１次巻線３１６ａの両端電圧は、（Ｖｉｎ／６）［Ｖ］となる。また、この時点では、図１０の（ｌ）に示されるゲート駆動信号によって、第２のトランス３１６における第１の２次巻線３１６ｂの両端には、２・（Ｖｉｎ／６）・（Ｎｓ／Ｎｐ）［Ｖ］の電圧が印加される。
【０１００】
＜時間区分ｔ３〜ｔ４＞
時刻ｔ３において、図１０の（ｃ）に示されるゲート駆動信号により第３のスイッチング素子３１４がターンオフする。これにより、図１０の（ｈ）に示されるように、第２のトランス３１６における１次巻線３１６ａの両端電圧は、０［Ｖ］となる。また、第２のトランス３１６における第１の２次巻線３１６ｂの両端電圧は、０［Ｖ］になる。
【０１０１】
＜時間区分ｔ４〜ｔ５＞
時刻ｔ４において、図１０の（ｅ）に示されるゲート駆動信号により第９のスイッチング素子４１７がターンオンする。これにより、第３のトランス４１９の１次巻線４１９ａの両端電圧は（Ｖｉｎ／６）［Ｖ］となる。このとき、図１０の（ｎ）の実線に示されるゲート駆動信号により、第１１のスイッチング素子４２１はオフの状態にあるため、第１１のスイッチング素子４２１の両端電圧は、２・（Ｖｉｎ／６）・（Ｎｓ／Ｎｐ）［Ｖ］となる。
【０１０２】
＜時間区分ｔ５〜ｔ６＞
時刻ｔ５において、図１０の（ｅ）に示されるゲート駆動信号により第９のスイッチング素子４１７がターンオフする。これにより、第３のトランス４１９の１次巻線４１９ａの両端電圧は０［Ｖ］となる。このとき、第１１のスイッチング素子４２１の両端電圧は、０［Ｖ］に垂下する。
【０１０３】
＜時間区分ｔ６〜ｔ７＞
時刻ｔ６において、図１０の（ｂ）に示されるゲート駆動信号により第２のスイッチング素子３０５がターンオンする。これにより、第１のトランス３０８における１次巻線３０８ａの両端電圧は−（Ｖｉｎ／６）［Ｖ］となる。このとき、図１０の（ｋ）の実線に示されるゲート駆動信号によって、第６のスイッチング素子３１０はオフの状態にあるため、第６のスイッチング素子３１０の両端には、２・（Ｖｉｎ／６）・（Ｎｓ／Ｎｐ）［Ｖ］の電圧が印加される。
【０１０４】
＜時間区分ｔ７〜ｔ８＞
時刻ｔ７において、図１０の（ｂ）に示されるゲート駆動信号により第２のスイッチング素子３０５がターンオフする。これにより、第１のトランス３０８における１次巻線３０８ａの両端電圧は０［Ｖ］となる。このとき、図１０の（ｋ）に示されるように、第６のスイッチング素子３１０の両端電圧は０［Ｖ］に垂下している。
【０１０５】
＜時間区分ｔ８〜ｔ９＞
時刻ｔ８において、図１０の（ｄ）に示されるゲート駆動信号により第４のスイッチング素子３１５がターンオンする。これにより、第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａの両端電圧は、−（Ｖｉｎ／６）［Ｖ］となる。このとき、図１０の（ｍ）に示されるゲート駆動信号によって、第８のスイッチング素子３１８の両端には、２・（Ｖｉｎ／６）・（Ｎｓ／Ｎｐ）［Ｖ］の電圧が印加される。
【０１０６】
＜時間区分ｔ９〜ｔ１０＞
時刻ｔ９において、図１０の（ｄ）に示されるゲート駆動信号により第４のスイッチング素子３１５がターンオフする。これによって、第２のトランス３１６の１次巻線３１６ａの両端電圧は、０［Ｖ］となる。このとき、第８のスイッチング素子３１８の両端電圧も、０［Ｖ］に垂下する。
【０１０７】
＜時間区分ｔ１０〜ｔ１１＞
時刻ｔ１０において、図１０の（ｆ）に示されるゲート駆動信号により第１０のスイッチング素子４１８がターンオンする。これによって、第３のトランス４１９の１次巻線４１９ａの両端電圧には、−（Ｖｉｎ／６）［Ｖ］が印加される。このとき、図１０の（ｏ）に示されるゲート駆動信号により、第１２のスイッチング素子４２２の両端には、２・（Ｖｉｎ／６）・（Ｎｓ／Ｎｐ）［Ｖ］の電圧が印加されている。
【０１０８】
＜時間区分ｔ１１〜ｔ１２＞
時刻ｔ１１において、図１０の（ｆ）に示されるゲート駆動信号により第１０のスイッチング素子４１８がターンオフする。これによって、第３のトランス４１９の１次巻線４１９ａの両端電圧は、０［Ｖ］に垂下する。このとき、図１０の（ｏ）に示されるゲート駆動信号によって、第１２のスイッチング素子４２２の両端電圧も０［Ｖ］に垂下している。
以上が、本発明に係る実施の形態６のスイッチング電源装置における動作である。
【０１０９】
本発明に係る実施の形態６のスイッチング電源装置おいて、各トランス３０８，３１６，４１９が、１次巻線３０８ａ，３１６ａ，４１９ａ、第１の２次巻線３０８ｂ，３１６ｂ，４１９ｂ、第２の２次巻線３０８ｃ，３１６ｃ，４１９ｃに加えて、補助巻線３０８ｄ，３１６ｄ，４１９ｄが追加されている。そして、補助巻線３０８ｄ，３１６ｄ，４１９ｄに印加される電圧を検出する電圧検出回路３２５，３２６，４２０が設けられている。すなわち、補助巻線３０８ｄ，３１６ｄ，４１９ｄの巻数をＮｂとすると、第１のスイッチング素子３０６又は第３のスイッチング素子３１４がオンしたとき、補助巻線３０８ｄ，３１６ｄ，４１９ｄには、２（Ｖｉｎ／６）（Ｎｂ／Ｎｐ）［Ｖ］の電圧が発生する。補助巻線３０８ｄ，３１６ｄ，４１９ｄに生じた電圧信号は、各々のハーフブリッジコンバータの入力電圧に比例した振幅値を有する。各ハーフブリッジコンバータに備えられている電圧検出回路３２５，３２６，４２０の出力電圧の平均値電圧は、平均値電圧検出回路４２４において算出される。そして、平均値電圧検出回路４２４は各電圧検出回路３２５，３２６，４２０の出力電圧と平均値電圧との偏差を検出する。検出された偏差値を示す誤差信号は、電圧信号補正回路３２８を介して制御回路３２４に入力される。制御回路３２４においては、誤差信号を用いて各スイッチング素子をオンオフ駆動させる駆動信号を補正する。制御回路３２４においては、このように各スイッチング素子の駆動信号を補正することにより電圧検出回路からの検出電圧の偏差をゼロにするよう制御する。
【０１１０】
以上のように、本発明に係る実施の形態６のスイッチング電源装置においては、コンデンサ３０２，３０３，４５０によって直流電源３０１の電圧が３分の１に分割され、分割された電圧が、各々のコンデンサ３０２，３０３，４５０に印加される。しかし、各コンデンサ３０２，３０３，４５０と並列に接続されているそれぞれのハーフブリッジコンバータを構成する部品の素子値にばらつきがある場合や、電源起動時における過渡的な状態においては、コンデンサによって分割される電圧に偏りが生じる。前述のように、従来例では、入力電圧の実際値を検出することによって、入力電圧の不平衡を防止していた。しかし、本発明に係る実施の形態６のスイッチング電源装置においては、各トランスに印加される電圧を間接的に検出するよう構成されているため、各々のハーフブリッジコンバータの回路状態が検知されている。このように構成されているため、実施の形態６のスイッチング電源装置は、直列接続されたハーフブリッジコンバータにおける各入力電圧の不平衡に対して、より柔軟に対応できる電源装置となる。
【０１１１】
次に、実施の形態６のスイッチング電源装置における電圧検出回路３２５，３２６，４２０の構成について説明する。
電圧検出回路３２５，３２６，４２０の一例としては、全波整流器を用いて補助巻線からの電流を整流して、直流電圧を検出する構成がある。このように構成された電圧検出回路３２５，３２６，４２０を有する実施の形態６のスイッチング電源装置において、コンデンサ３０２，３０３，４５０によって入力直流電圧が均等に分圧されていれば、電圧検出回路３２５，３２６，４２０により検出された電圧は等しくなる。したがって、平均値電圧検出回路４２４は偏差検出値を検出せず、制御回路３２４に偏差信号を出力しない。
もし、コンデンサ３０２，３０３，４５０によって入力直流電圧を均等に分圧できなかった場合、電圧検出回路３２５，３２６，４２０により検出された電圧には偏差が生じる。このため、平均値電圧検出回路４２４は偏差検出値を検出して、この偏差値を示す偏差信号を電圧信号補正回路４２５を介して制御回路３２４に出力する。
【０１１２】
また、電圧検出回路３２５，３２６，４２０の別の構成例としては、矩形波電圧の波高値を検出する手段を用いたものがある。このように電圧検出回路３２５，３２６，４２０を構成した場合には、ノイズの影響による誤動作を防止する必要があるため、各トランス３０８，３１６，４１９の１次巻線３０８ａ，３１６ａ，４１９ａ、もしくは補助巻線３０８ｄ，３１６ｄ，４１９ａの両端にスナバ回路を適宜挿入して、動作の安定化が図られる。このように構成された電圧検出回路３２５，３２６，４２０を有するスイッチング電源装置においても、前述の構成と同様に、コンデンサ３０２，３０３，４５０によって入力直流電圧が均等に分圧されていれば、電圧検出回路３２５，３２６，４２０により検出された電圧は等しくなる。一方、コンデンサ３０２，３０３，４５０によって入力直流電圧を均等に分圧できなかった場合には、電圧検出回路３２５，３２６，４２０により検出された電圧には偏差が生じる。このため、平均値電圧検出回路４２４は偏差検出値を検出して、この偏差値を示す偏差信号を電圧信号補正回路４２５を介して制御回路３２４に出力する。
【０１１３】
制御回路３２４には、各スイッチング素子の駆動信号の周期を決定するための三角波信号を発生させる三角波信号形成回路が設けられている。また、制御回路３２４は、平均値電圧検出回路４２４からの偏差値を示す偏差信号が入力されて、各スイッチング素子をオンオフ動作させる駆動信号を形成する駆動信号形成手段を備えている。
前述のように、実施の形態６のスイッチング電源装置においては、出力電圧検出回路３５１で検出された出力電圧が、出力電圧誤差増幅器３２２に入力され、出力電圧誤差増幅器３２２において基準電源３２３の基準電圧と比較される。この比較結果である偏差検出電圧を示す誤差信号が増幅されて、制御回路３２４に入力される。
【０１１４】
制御回路３２４における各スイッチング素子をオンオフ動作させる駆動信号の生成方法は、三角波信号形成回路からの三角波電圧と出力電圧誤差増幅器３２２からの偏差検出電圧を比較器において比較してパルス波形を生成している。このとき、平均値電圧検出回路４２４からの偏差信号の偏差電圧が、三角波電圧もしくは出力電圧誤差増幅器３２２の偏差検出電圧のいずれかに加算されるよう構成されている。
実施の形態６のスイッチング電源装置は、上記のように構成されているため、コンデンサ３０２，３０３，４５０によって分圧された電圧にばらつきが生じた場合には、各スイッチング素子を所望のオンオフ動作させるように駆動信号を容易に制御することが可能であり、かつ部品の特性のばらつきによる不平衡に対しても、柔軟に対応することができる。この結果、実施の形態６のスイッチング電源装置は、信頼性の高いＤＣ−ＤＣコンバータを確実に提供することができる。
【０１１５】
なお、実施の形態６においては、３組のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータを直列に接続した構成について説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、１石形のフォワード形コンバータ、フライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータ、フルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ、さらにスイッチングトランスの両端にスイッチングトランジスタを接続する変則のフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータであっても本発明を応用できることは明らかである。上記のように、回路方式が異なっていても、本発明のスイッチング電源装置においては、絶縁トランスの１次巻線に誘起される電圧を検出する手段と、各々のＤＣ−ＤＣコンバータから得られる検出電圧を比較する手段と、各スイッチング素子のための駆動信号のオンオフ期間を制御する手段とを有する構成であれば、適応可能である。このような構成のスイッチング電源装置が本発明の範囲に含まれることは明らかである。
【０１１６】
また、実施の形態６のスイッチング電源装置では、３組のＤＣ−ＤＣコンバータで構成した例で説明したが、本発明はこのような構成に限定されるものではなく、４組以上のＤＣ−ＤＣコンバータで構成されたスイッチング電源装置においても、実施の形態６と同様の手法を用いることにより対応可能であり、本発明の範囲に含まれることは明らかである。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
本発明によれば、安価でかつ電力ロスの少ない回路部品によって負荷分担を均等化することができるスイッチング電源装置を提供することができ、産業用や民生用の電子機器のために直流安定化電圧を供給する装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１１８】
【図１】本発明に係る実施の形態１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態１のスイッチング電源装置における動作波形図である。
【図３】実施の形態１のスイッチング電源装置における制御回路の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明に係る実施の形態２のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図５】実施の形態２のスイッチング電源装置における動作波形図である。
【図６】本発明に係る実施の形態３のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図７】本発明に係る実施の形態４のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図８】本発明に係る実施の形態５のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図９】本発明に係る実施の形態６のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明に係る実施の形態６のスイッチング電源装置の構成を示す動作波形図である。
【図１１】（ａ）は従来のフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、（ｂ）は従来のフライバック形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、（ｃ）は従来のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、そして（ｄ）は従来のフルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１２】（ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータの接続方法を説明する回路図であり、（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータの別の接続方法を説明する回路図である。
【符号の説明】
【０１１９】
３０１    入力直流電源
３０２    コンデンサ
３０３    コンデンサ
３０４    コンデンサ
３０５    コンデンサ
３０６    第１のスイッチング素子
３０７    第２のスイッチング素子
３０８    第１のトランス
３０８ａ  １次巻線
３０８ｂ  第１の２次巻線
３０８ｃ  第２の２次巻線
３０８ｄ  補助巻線
３０９    第５のスイッチング素子
３１０    第６のスイッチング素子
３１１    出力チョーク
３１２    コンデンサ
３１３    コンデンサ
３１４    第３のスイッチング素子
３１５    第４のスイッチング素子
３１６    第２のトランス
３１６ａ  １次巻線
３１６ｂ  第１の２次巻線
３１６ｃ  第２の２次巻線
３１６ｄ  補助巻線
３１７    第７のスイッチング素子
３１８    第８のスイッチング素子
３１９    出力チョーク
３２０    平滑コンデンサ
３２１    負荷
３２２    誤差増幅器
３２３    基準電源
３２４    制御回路
３２５    第１の電圧検出回路
３２６    第２の電圧検出回路
３２７    電圧偏差検出回路
３２８    電圧信号補正回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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