(57)【要約】【課題】低電圧動作が可能で安定度が高く、且つ低消費電力、低水晶電流が可能な発振回路を提供する。【解決手段】発振用トランジスタＴＲ１のベース・接地間にコンデンサＣ１とコンデンサＣ２との直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点Ａと発振用トランジスタＴＲ１のエミッタとを接続すると共に、エミッタ抵抗Ｒ１を接続する。更に、トランジスタＴＲ１のベースに高抵抗Ｒ２を介して抵抗Ｒ３を電源ＶＣＣに接続し、更に、トランジスタＴＲ１のベース・接地間に圧電振動子ＸｔａｌとコンデンサＣ５の直列回路を挿入接続する。また、トランジスタＴＲ１のエミッタとバイアス制御用トランジスタＴＲ２のベースを直結し、前記抵抗Ｒ３と高抵抗Ｒ２の接続中点Ｂにコレクタを接続すると共に、コンデンサＣ３を介して接地し、更にエミッタを接地する。また、電源ＶＣＣとグランドＧＮＤ間にはバイパスコンデンサＣ４が接続されている。【選択図】　　　図１
2004048631.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅トランジスタ、該発振用増幅トランジスタのベース・エミッタ間に接続され負荷容量の一部となる合成容量、及びエミッタと接地間に挿入されたエミッタ抵抗を有する圧電発振部と、
前記発振用増幅トランジスタのベースとエミッタ接地したバイアス制御用トランジスタのコレクタとを接続する直流カット用の抵抗、及び前記バイアス制御用トランジスタのコレクタと電源間に挿入接続するコレクタ抵抗を有するバイアス制御手段と、
を備えたことを特徴とする圧電発振器。
【請求項２】
前記バイアス制御手段は、電源投入時に前記発振用増幅トランジスタのベースに定常発振状態における発振用増幅トランジスタのベース電流値より大きな値の電流を流して前記圧電発振器を起動させ、その後、前記発振用増幅トランジスタのエミッタ電圧の上昇に伴って前記バイアス制御用トランジスタのコレクタ電位を低下させ、前記発振用増幅トランジスタのエミッタ電位を前記バイアス制御用トランジスタのベース・エミッタ間電圧に保持することを特徴とする請求項１に記載の圧電発振器。
【請求項３】
所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅トランジスタ、該発振用増幅トランジスタのベース・エミッタ間に接続され負荷容量の一部となる合成容量、及びエミッタと接地間に挿入されたエミッタ抵抗を有する圧電発振部と、
前記発振用増幅トランジスタのベースとエミッタ接地したバイアス制御用トランジスタのコレクタとを接続する直流カット用の抵抗、及び前記バイアス制御用トランジスタのコレクタと電源間に挿入接続するコレクタ抵抗を有するバイアス制御手段と、
容量素子によりベース接地された増幅用トランジスタ、該増幅用トランジスタのコレクタと電源間に挿入接続するコレクタ抵抗、エミッタと接地間に挿入接続するエミッタ抵抗、及びベースと前記バイアス制御用トランジスタのコレクタとを接続する直流カット用の抵抗を有する低インピーダンス増幅器と、
を備えたことを特徴とする圧電発振器。
【請求項４】
前記バイアス制御手段は、電源投入時に前記発振用増幅トランジスタのベースに大電流を流して発振を始動し、前記発振用増幅トランジスタのエミッタ電圧の上昇に伴って前記バイアス制御用トランジスタのコレクタ電位を低下させ、最終的に前記発振用増幅トランジスタのベース電位及び前記増幅用トランジスタのベース電位を前記バイアス制御用トランジスタのベース・エミッタ間電圧に保持することを特徴とする請求項３に記載の圧電発振器。
【請求項５】
所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅トランジスタ、該発振用増幅トランジスタのベース・エミッタ間に接続され負荷容量の一部となる合成容量、及びエミッタと接地間に挿入されたエミッタ抵抗を有する圧電発振部と、
前記発振用増幅トランジスタのベースとエミッタ接地したバイアス制御用トランジスタのコレクタとを接続する直流カット用の抵抗、及び前記バイアス制御用トランジスタのコレクタと電源間に挿入接続するコレクタ抵抗を有するバイアス制御手段と、
容量素子によりベース接地された増幅用トランジスタ、該増幅用トランジスタのコレクタと電源間に挿入接続するコレクタ抵抗、エミッタと接地間に挿入接続するエミッタ抵抗、及びコレクタとベース間を接続するバイアス抵抗を有する低インピーダンス増幅器と、
を備えたことを特徴とする圧電発振器。
【請求項６】
前記バイアス制御手段は、電源投入時に前記発振用増幅トランジスタのベースに大電流を流して発振を始動し、前記発振用増幅トランジスタのエミッタ電圧の上昇に伴って前記バイアス制御用トランジスタのコレクタ電位を低下させ、最終的に前記発振用増幅トランジスタのベースを前記バイアス制御用トランジスタのベース・エミッタ間電圧に保持すると共に、前記低インピーダンス増幅器は、電源投入時に前記バイアス抵抗を介して前記増幅用トランジスタのベースに最大電流を流し、最終的に前記増幅用トランジスタのベースを該トランジスタのベース・エミッタ間電圧に保持することを特徴とする請求項５に記載の圧電発振器。
【請求項７】
前記低インピーダンス増幅器は、前記増幅用トランジスタのエミッタと前記発振用増幅トランジスタのベース間に前記圧電素子、及び発振周波数制御用回路を挿入接続したことを特徴とする請求項３乃至６の何れか一項に記載の圧電発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電発振器に関し、さらに詳しくは、低電圧で発振が可能な圧電発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル機器のクロック発生器・通信機器・計測機器など高安定周波数の発生に広く用いられてきた水晶発振器は、近年、移動通信器などの普及に伴い、その高性能化が必要となり、低電源電圧での動作、水晶発振回路のＩＣ化、高速起動等が要望されている。特に、携帯電話に代表される携帯型小型機器の多くは電池により動作するため、当然、低電圧動作、低消費電力が望まれる。しかし、現在使用頻度の高いカスコード水晶発振回路は最も基本的な水晶発振回路であるコルピッツ水晶発振回路に、バッファ段としてベース接地増幅回路が縦続接続された形となっており、トランジスタを２段縦に重ねていることから電源電圧に余裕が無く、低電圧化は困難である。
図１９は、従来のカスコード接続したコルピッツ発振回路の図である。このコルピッツ発振回路は、発振用トランジスタＴＲ１１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２との直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点と発振用トランジスタＴＲ１１のエミッタとを接続すると共に、エミッタ抵抗Ｒ１１を接続する。更に、発振用トランジスタＴＲ１１のベースに抵抗Ｒ１４及び抵抗Ｒ１５とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタＴＲ１１のベース・接地間に圧電振動子ＸｔａｌとコンデンサＣ１３の直列回路を挿入接続し、更に、発振用トランジスタＴＲ１１のコレクタにカスコード接続したトランジスタＴＲ１２を接続し、トランジスタＴＲ１２のコレクタに抵抗Ｒ１２を接続し、同じくベースに抵抗Ｒ１３から成るベースバイアス回路を接続すると共に、コンデンサＣ１４によりベースを接地したものである。
また、特開２００２−９５４５公報には、ＩＣ化に適したカスコード発振回路、および変形ベッセル関数を用いた大信号動作時の代数近似式に基づく回路設計方法について開示されている。これによると、カスコード発振回路は、トランジスタで構成したコルピッツ発振回路と、トランジスタのコレクタにベースが接続されたトランジスタと、これらのトランジスタのベースどうしを接続する抵抗と、トランジスタのベースと電源との間に接続された定電圧源と、トランジスタのコレクタと前記電源との間に接続された負荷抵抗とを供える。トランジスタ、定電圧源および負荷抵抗がベース接地増幅器を構成する。この増幅器が大容量となりがちな接地用コンデンサを必要としないことと、トランジスタのブリーダ抵抗の代わりに定電圧源手段を使用するため、満足な出力振幅で低電圧動作が可能であるとしている。
【特許文献１】特開２００２−９５４５公報
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
前記図１９に示す発振回路はトランジスタＴＲ１１によるコルピッツ発振回路とトランジスタＴＲ１２によるベース接地回路をカスコード接続したもので、発振出力を効率的に取り出せると共に、安定度にも優れるが、トランジスタを２個カスコード接続するために高い電源電圧を必要とする。
また、特開２００２−９５４５公報による従来技術は、トランジスタのブリーダ抵抗の代わりに定電圧源手段を使用するため、満足な出力振幅で低電圧動作が可能であるが、トランジスタのベースと電源との間に定電圧源が必要なため回路が複雑となり、コストも高くなるといった問題がある。
本発明は、かかる課題に鑑み、低電圧動作が可能で安定度が高く、且つ低消費電力、低水晶電流が可能な発振回路を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅トランジスタ、該発振用増幅トランジスタのベース・エミッタ間に接続され負荷容量の一部となる合成容量、及びエミッタと接地間に挿入されたエミッタ抵抗を有する圧電発振部と、前記発振用増幅トランジスタのベースとエミッタ接地したバイアス制御用トランジスタのコレクタとを接続する直流カット用の抵抗、及び前記バイアス制御用トランジスタのコレクタと電源間に挿入接続するコレクタ抵抗を有するバイアス制御手段と、を備えたことを特徴とする。
コルピッツ発振回路を低電圧で動作させるためには、電源投入時にはベースに発振用増幅トランジスタのベース電圧を安定的に低電圧に保持する必要がある。
そこで、本発明では、コルピッツ発振回路のエミッタ電圧をフィードバックして、その電圧によりコレクタ電流を制御することにより、発振用増幅トランジスタのバイアス電圧を制御するバイアス制御用トランジスタを備えたものである。そして、最終的にはバイアス制御用トランジスタのベース・エミッタ間電圧に保持時される。この電圧は１Ｖ以下の低電圧である。
かかる発明によれば、バイアス制御用トランジスタにより発振用増幅トランジスタのベース電位をバイアス制御用トランジスタのベース・エミッタ間電圧に一定に保持するので、発振回路を低電圧で、しかも安定的に動作させることができる。
請求項２は、前記バイアス制御手段は、電源投入時に前記発振用増幅トランジスタのベースに定常発振状態における発振用増幅トランジスタのベース電流値より大きな値の電流を流して前記圧電発振器を起動させ、その後、前記発振用増幅トランジスタのエミッタ電圧の上昇に伴って前記バイアス制御用トランジスタのコレクタ電位を低下させ、前記発振用増幅トランジスタのエミッタ電位を前記バイアス制御用トランジスタのベース・エミッタ間電圧に保持することを特徴とする。
このバイアス制御用トランジスタの動作は、電源が投入されると、発振用増幅トランジスタのベースに最大電流を流して発振を始動させる。このベース電流によりエミッタ電圧を上昇させる。このエミッタはバイアス制御用トランジスタのベースに直結されており、ベース電流を増加する。このときコレクタは高抵抗を介して発振用増幅トランジスタのベースに接続されているので、コレクタ電流が増加することにより、コレクタ電位が低下して最終的にベース・エミッタ間電圧に安定する。この電圧が高抵抗を介して発振用増幅トランジスタのベース電位となり、この電圧で安定して発振を継続する。
かかる発明によれば、発振用増幅トランジスタとバイアス制御用トランジスタによりフィードバック回路を形成するので、発振用増幅トランジスタのベース電位が安定して低電圧に保持される。
【０００５】
請求項３は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅トランジスタ、該発振用増幅トランジスタのベース・エミッタ間に接続され負荷容量の一部となる合成容量、及びエミッタと接地間に挿入されたエミッタ抵抗を有する圧電発振部と、前記発振用増幅トランジスタのベースとエミッタ接地したバイアス制御用トランジスタのコレクタとを接続する直流カット用の抵抗、及び前記バイアス制御用トランジスタのコレクタと電源間に挿入接続するコレクタ抵抗を有するバイアス制御手段と、容量素子によりベース接地された増幅用トランジスタ、該増幅用トランジスタのコレクタと電源間に挿入接続するコレクタ抵抗、エミッタと接地間に挿入接続するエミッタ抵抗、及びベースと前記バイアス制御用トランジスタのコレクタとを接続する直流カット用の抵抗を有する低インピーダンス増幅器と、を備えたことを特徴とする。
本発明は、前記請求項１の回路の出力段に低インピーダンス増幅器を備え、そのバイアス電位をバイアス制御用トランジスタのコレクタから供給することにより、発振用増幅トランジスタと同時にバイアスが制御されるものである。
かかる発明によれば、発振用増幅トランジスタと低インピーダンス増幅器のバイアスが同時に制御されるので、電源電圧変動に対する応答性が速く、しかも電源電圧変動に対する周波数偏差を少なくすることができる。
請求項４は、前記バイアス制御手段は、電源投入時に前記発振用増幅トランジスタのベースに大電流を流して発振を始動し、前記発振用増幅トランジスタのエミッタ電圧の上昇に伴って前記バイアス制御用トランジスタのコレクタ電位を低下させ、最終的に前記発振用増幅トランジスタのベース電位及び前記増幅用トランジスタのベース電位を前記バイアス制御用トランジスタのベース・エミッタ間電圧に保持することを特徴とする。
バイアス制御手段の動作は請求項２と同様であるが、増幅用トランジスタの動作は、電源が投入されると、増幅用トランジスタのベースに最大電流を流して発振を始動させる。このベース電流によりエミッタ電圧を上昇させる。このエミッタは圧電素子に周波数調整用容量素子を介して接続されており、最終的にバイアス制御手段のベース・エミッタ間電圧に安定すると、この電圧が高抵抗を介して増幅用トランジスタのベース電位となり、この電圧で安定して発振を継続する。
かかる発明によれば、前記発振用増幅トランジスタのベース電位及び前記増幅用トランジスタのベース電位を同時に制御するので、電源電圧変動に対する応答性が速く、しかも電源電圧変動に対する周波数偏差を少なくすることができる。
【０００６】
請求項５は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅トランジスタ、該発振用増幅トランジスタのベース・エミッタ間に接続され負荷容量の一部となる合成容量、及びエミッタと接地間に挿入されたエミッタ抵抗を有する圧電発振部と、前記発振用増幅トランジスタのベースとエミッタ接地したバイアス制御用トランジスタのコレクタとを接続する直流カット用の抵抗、及び前記バイアス制御用トランジスタのコレクタと電源間に挿入接続するコレクタ抵抗を有するバイアス制御手段と、容量素子によりベース接地された増幅用トランジスタ、該増幅用トランジスタのコレクタと電源間に挿入接続するコレクタ抵抗、エミッタと接地間に挿入接続するエミッタ抵抗、及びコレクタとベース間を接続するバイアス抵抗を有する低インピーダンス増幅器と、を備えたことを特徴とする。
本発明は前記請求項１の回路の出力段に独立した低インピーダンス増幅器を備え、そのバイアス電位をコレクタ抵抗からバイアス抵抗を介して独立に供給するものである。
かかる発明によれば、発振回路と出力回路が独立して動作するので、電源電圧が低い領域では発振器全体の電流を少なくすることができる。
【０００７】
請求項６は、前記バイアス制御手段は、電源投入時に前記発振用増幅トランジスタのベースに大電流を流して発振を始動し、前記発振用増幅トランジスタのエミッタ電圧の上昇に伴って前記バイアス制御用トランジスタのコレクタ電位を低下させ、最終的に前記発振用増幅トランジスタのベースを前記バイアス制御用トランジスタのベース・エミッタ間電圧に保持すると共に、前記低インピーダンス増幅器は、電源投入時に前記バイアス抵抗を介して前記増幅用トランジスタのベースに最大電流を流し、最終的に前記増幅用トランジスタのベースを該トランジスタのベース・エミッタ間電圧に保持することを特徴とする。
バイアス制御手段の動作は請求項２と同様であるが、増幅用トランジスタの動作は、電源が投入されると、増幅用トランジスタのベースに最大電流を流して発振を始動させ、このベース電流によりエミッタ電圧を上昇させる。このエミッタは圧電素子に周波数調整用容量素子を介して接続されており、最終的にコレクタ抵抗とバイアス抵抗を介してベースに流れた電流により、ベース・エミッタ間電圧に安定して発振を継続する。
かかる発明によれば、発振回路と出力回路が独立して動作するので、電源電圧が低い領域では発振器全体の電流を少なくすることができる。
請求項７は、前記低インピーダンス増幅器は、前記増幅用トランジスタのエミッタと前記発振用増幅トランジスタのベース間に前記圧電素子、及び発振周波数制御用回路を挿入接続したことを特徴とする。
発振回路は一般に発振することにより電流が増加する。本発明では圧電素子の接地側を増幅用トランジスタのエミッタに接続しているので、電流が増加することによりエミッタ電位が上昇する。即ち、発振することによりエミッタ電位が上昇し、それによりベース電位が降下して発振レベルを抑圧する。
かかる発明によれば、発振によりエミッタ電位が上昇するので、発振レベルを自動的に抑圧することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るコルピッツ発振器の回路図である。このコルピッツ発振器は、発振用トランジスタＴＲ１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１とコンデンサＣ２との直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点Ａと発振用トランジスタＴＲ１（以下、トランジスタＴＲ１と記す）のエミッタとを接続すると共に、エミッタ抵抗Ｒ１を接続する。更に、トランジスタＴＲ１のベースと電源ＶＣＣとを交流カット用抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との直列回路を介して接続し、更に、トランジスタＴＲ１のベース・接地間に圧電振動子ＸｔａｌとコンデンサＣ５の直列回路を挿入接続する。また、トランジスタＴＲ１のエミッタとバイアス制御用トランジスタＴＲ２（以下、トランジスタＴＲ２と記す）のベースを直結し、前記抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ２の接続中点Ｂにコレクタを接続すると共に、コンデンサＣ３を介して接地し、更にエミッタを接地する。また、電源ＶＣＣとグランドＧＮＤ間にはバイパスコンデンサＣ４が接続されている。
【０００９】
次に、本実施形態の動作について説明する。電源ＶＣＣが投入された直後においては、トランジスタＴＲ１が非動作状態であるので、トランジスタＴＲ２へベース電流が供給されず、そのためトランジスタＴＲ２が電気的にＯＦＦ状態であるので、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ２を介して電源からの電流が分流されずにトランジスタＴＲ１のベースにベース電流ＩＢとして供給される。そのベース電流ＩＢによりトランジスタＴＲ１が動作するのでエミッタ電流が流れ、エミッタ電圧ＶＥを上昇させる。このエミッタはトランジスタＴＲ２のベースに直結されているので、そのままトランジスタＴＲ２のベースバイアスとなり、その結果、ベース電流が供給されることでトランジスタＴＲ２がＯＮ動作するので、接続中点Ｂの電位（コレクタ電圧ＶＣ）が降下する。このコレクタ電圧ＶＣは抵抗Ｒ２を介してトランジスタＴＲ１のベースに接続されているので、同時にベース電位を降下させる。このフィードバック・ループにより、最終的にトランジスタＴＲ１のエミッタ電位がトランジスタＴＲ２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥで安定した状態にて発振回路は発振を継続する。
【００１０】
図２は、本発明の第１の実施形態に係るコルピッツ発振回路の構成部品の定数を決定した回路図である。この実施形態によると、ＴＲ１、ＴＲ２：２ＳＣ３７３２、Ｒ１：２．２ＫΩ、Ｒ２：１０ＫΩ、Ｒ３：１ＫΩ、Ｃ１：１０ｐＦ、Ｃ２：２０ｐＦ、Ｃ３、Ｃ４：０．１μＦ、Ｃ５：１００ｐＦ、として実施している。
図３は、図２の定数によるトランジスタＴＲ２のコレクタ電位Ｖｂｃと電源電圧ＶＣＣの関係を実測した結果を示す図である。縦軸にコレクタ電位Ｖｂｃ、横軸に電源電圧ＶＣＣを示す。この図から電源電圧ＶＣＣが０．５Ｖから上昇するとコレクタ電位Ｖｂｃも比例して上昇し、電源電圧ＶＣＣが約１．０Ｖ近辺からコレクタ電位Ｖｂｃが飽和して約０．９Ｖから１．０Ｖの間で安定する。つまり、電源電圧が約１．０Ｖという低電圧な条件であっても、安定した発振出力が得られることを表している。
図４は、図２の定数によるコルピッツ発振回路の電源電圧ＶＣＣに対する負性抵抗と回路容量の変化の様子を表す図である。左縦軸に負性抵抗Ｒ（Ω）、右縦軸に回路容量ＣＣ（ｐＦ）を示し、横軸に電源電圧ＶＣＣを示す。この図からも明らかなように電源電圧ＶＣＣが１．０Ｖ以上の条件下において負性抵抗は最大値で安定し、回路容量は最小値で安定するのがわかり、図３で説明したコレクタ電位Ｖｂｃが安定する電源電圧と一致する。そのときの値は、負性抵抗は約−６５０Ω以上、回路容量は約８ｐＦ以下を示す。
【００１１】
図５は、本発明の第２の実施形態に係るコルピッツ発振回路の回路図である。
このコルピッツ発振回路は、発振用トランジスタＴＲ２１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ２１とコンデンサＣ２２との直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点Ａと発振用トランジスタＴＲ２１（以下、トランジスタＴＲ２１と記す）のエミッタとを接続すると共に、エミッタ抵抗Ｒ２１を接続する。更に、トランジスタＴＲ２１のベースを直流カット用の抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３とからなる直列回路を介して電源ＶＣＣに接続し、トランジスタＴＲ２１のエミッタとバイアス制御用トランジスタＴＲ２２（以下、トランジスタＴＲ２２と記す）のベースとを接続し、前記抵抗Ｒ２３と抵抗Ｒ２２の接続中点ＢにトランジスタＴＲ２２のコレクタを接続すると共に、コンデンサＣ２３を介して接地し、更にトランジスタＴＲ２２のエミッタを接地する。更に、トランジスタＴＲ２１のベースと増幅用トランジスタＴＲ２３（以下、トランジスタＴＲ２３と記す）のエミッタに圧電振動子ＸｔａｌとコンデンサＣ２５の直列回路を挿入接続し、トランジスタＴＲ２３のエミッタをエミッタ抵抗Ｒ２４を介して接地する。また、トランジスタＴＲ２３のコレクタと電源ＶＣＣ間に抵抗Ｒ２５を接続し、コレクタからコンデンサＣ２７を介して出力信号を取り出す。また、トランジスタＴＲ２３のベースはコンデンサＣ２６を介して接地され、更にトランジスタＴＲ２３のベースは直流カット用の抵抗Ｒ２６を介してトランジスタＴＲ２２のコレクタに接続されている。また、電源ＶＣＣとグランドＧＮＤ間にはバイパスコンデンサＣ２４が接続されている。
【００１２】
次に、本実施形態の動作について説明する。電源ＶＣＣが投入された直後においては、トランジスタＴＲ２１が非動作状態であるので、トランジスタＴＲ２２へベース電流が供給されず、そのためトランジスタＴＲ２２が電気的にＯＦＦ状態であるので、抵抗Ｒ２３、高抵抗Ｒ２２を介して電源からの電流の一部がトランジスタＴＲ２１のベースにベース電流ＩＢ１として供給される。それと同時に抵抗Ｒ２３、抵抗Ｒ２６を介して電源からの電流の残りの分が最大ベース電流ＩＢ２としてトランジスタＴＲ２３のベースにも流れる。この際、接続点Ｂの電位が電源電圧ＶＣＣに等しいので、ベース電流ＩＢ１、ＩＢ２とも極めて大きな値となる。そして、ベース電流ＩＢ１によりトランジスタＴＲ２１が動作するのでエミッタ電流が流れ、エミッタ電圧ＶＥ１を上昇させる。このエミッタはトランジスタＴＲ２２のベースに直結されているので、エミッタ電圧ＶＥ１はそのままトランジスタＴＲ２２のベース電圧となり、その結果、ベース電流が供給されることトランジスタＴＲ２２がＯＮ動作するので、接続点Ｂの電位（コレクタ電圧ＶＣ）を降下させる。同時にベース電流ＩＢ２によりトランジスタＴＲ２３が動作し、コレクタに出力信号が発生する。前記コレクタ電圧ＶＣは高抵抗Ｒ２２を介してトランジスタＴＲ２１のベースに接続されているので、同時にベース電位を降下させる。このフィードバック・ループにより、最終的にトランジスタＴＲ２１のエミッタ電圧がトランジスタＴＲ２２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥで安定し、トランジスタＴＲ２３のベース電位が、トランジスタＴＲ２２のベース・エミッタ間電圧も加わり２ＶＢＥで安定した状態にて発振回路は発振を継続する。尚、本発明に基づく水晶発振回路は、電源電圧ＶＣＣの変動に対して、出力信号の振幅レベルを安定に保つことができる機能も有したものである。即ち、電源電圧ＶＣＣが所定値より例えば上昇した場合、その電圧の上昇分に伴いトランジスタＴＲ２１、ＴＲ２２に供給されるベース電流ＩＢ１、ＩＢ２が増加し、トランジスタＴＲ２１の出力信号の振幅レベル及びトランジスタＴＲ２２の出力信号の振幅レベルが高くなるように働くが、一方ではベース電流ＩＢ１の増加に伴うトランジスタＴＲ２１のエミッタ電流の増加によって、トランジスタＴＲ２２へ供給されるベース電流を増加させる働きが生じるので、その結果、トランジスタＴＲ２２のコレクタ電流（エミッタ電流）が増加し、ベース電流ＩＢ１及びＩＢ２を減少させる働きが発生する。従って、上述した電源電圧ＶＣＣの上昇に基づくベース電流ＩＢ１及びＩＢ２の増加と、トランジスタＴＲ２２のベースへの電流帰還制御に基づくベース電流ＩＢ１及びＩＢ２の減少とが相殺し合い、その結果、ベース電流ＩＢ１及びＩＢ２の値が一定値に保たれ水晶発振器の出力信号の出力レベルは一定に保たれる。
【００１３】
図６は、本発明の第２の実施形態に係るコルピッツ発振回路の構成部品の定数を決定した回路図である。この実施形態によると、ＴＲ２１、ＴＲ２２、ＴＲ２３：２ＳＣ３７３２、Ｒ２１：２．２ＫΩ、Ｒ２２、Ｒ２６：１０ＫΩ、Ｒ２３、Ｒ２５：１ＫΩ、Ｒ２４：３９０Ω、Ｃ２１：１０ｐＦ、Ｃ２２：２０ｐＦ、Ｃ２３、Ｃ２４、Ｃ２６、Ｃ２７：０．１μＦ、Ｃ２５：１００ｐＦ、として実施している。
【００１４】
図７は、本発明の第３の実施形態に係るコルピッツ発振回路の回路図である。
同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。
図７が図５と異なる点は、バイアス抵抗Ｒ２７をトランジスタＴＲ２３のコレクタに接続した点である。トランジスタＴＲ２１、ＴＲ２２の動作は図５の動作と同様であるので説明を省略するが、本実施形態ではバイアス抵抗Ｒ２７をトランジスタＴＲ２３のコレクタに接続し、電源投入時にコレクタ抵抗Ｒ２５、バイアス抵抗Ｒ２７を介してトランジスタＴＲ２３のベースに電流を流し、トランジスタＴＲ２３を動作させる。電源電圧ＶＣＣが例えば所定値から上昇した場合、これに伴いベース電流ＩＢ２が増加し、トランジスタＴＲ２３の増幅機能を高める働きが生じる一方、ベース電流ＩＢ２の増加に伴うエミッタ電流の増加によりエミッタ電圧が上昇し、コレクタ・ベース間電圧が降下するので、ベース電流ＩＢ２が減少する働きも発生する。その結果、出力信号の振幅レベルは安定する。
図８は本発明の第３の実施形態に係るコルピッツ発振回路の構成部品の定数を決定した回路図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。異なる点は、Ｒ２７：１０ＫΩにして、ＴＲ２３のコレクタ・エミッタ間に接続した点である。
【００１５】
図９は、前記第２（図６）、第３（図８）の実施形態の回路の消費電流対電源電圧の関係を表す図である。縦軸に発振器全体の消費電流（ｍＡ）を示し、横軸に電源電圧（Ｖｄｃ）を示す。この図から、電源電圧０．５Ｖから１．４Ｖまでは図８の回路構成の方が消費電流が少なく、電源電圧が１．４Ｖを境に逆転しているのがわかる。これから、消費電流だけに注目した場合は、図８の回路の方が有利であると判断できる。しかし、何れの回路でも低電圧で、しかも、消費電流が低いことが理解される。
図１０は、同じく前記第２（図６）、第３（図８）の実施形態の振動子電流対電源電圧の関係を表す図である。縦軸に発振器の振動子電流（ｍＡ）を示し、横軸に電源電圧（Ｖｄｃ）を示す。この図でも電源電圧０．８Ｖから１．４Ｖまでは図８の回路構成の方が振動子電流が少なく、電源電圧が１．４Ｖを境に逆転しているのがわかる。これから、振動子電流だけに注目した場合は、図８の回路の方が有利であると判断できる。しかし、何れの回路でも低電圧で、しかも、振動子電流が総体的に低いことが理解される。
図１１は、同じく前記第２（図６）、第３（図８）の実施形態の周波数偏差対電源電圧の関係を表す図である。縦軸に周波数偏差（ｐｐｍ）を示し、横軸に電源電圧（Ｖｄｃ）を示す。この図から、電源電圧１．０Ｖを境に図８の回路の周波数偏差は急激に大きくなるが、図６の回路はさほど大きな変化はない。これから、周波数偏差から判断した場合、図６の回路のほうが、電源電圧の変動に対して周波数偏差が少なく、安定していると判断できる。どちらの回路を採用するかは、仕様との兼ね合いで決定される。
図１２は、同じく前記第２（図６）、第３（図８）の実施形態の出力レベル対電源電圧の関係を表す図である。縦軸に出力レベル（ｍＶ）を示し、横軸に電源電圧（Ｖｄｃ）を示す。この図から、相対的に図８の回路に比較して図６の回路の方が出力レベルが高いことがわかる。また、電源電圧１．０Ｖから１．４Ｖの範囲では図６の回路の方が出力レベルの変動量が小さいことがわかる。
図１３、図１４は、図６の回路構成において、電源電圧を１．０Ｖ、１．２Ｖの場合の出力波形の図である。夫々波形の歪みがなく、正確に発振していることがわかる。
【００１６】
図１５は、本発明の他の実施形態の回路図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されている。この回路は図１の第１の実施形態のバイアス制御用トランジスタのエミッタに抵抗Ｒ３４を挿入して、トランジスタＴＲ２の動作を安定化したものである。この回路構成の場合は、若干電源電圧が上昇する。
図１６は、本発明の他の実施形態の回路図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されている。この回路は図１の第１の実施形態のバイアス制御用トランジスタのベースに抵抗Ｒ４４を挿入して、トランジスタＴＲ２の動作を安定化したものである。
図１７は、本発明の他の実施形態の回路図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されている。この回路は図１５と図１６の合成回路、つまり、トランジスタＴＲ２のエミッタ抵抗Ｒ３４とベース抵抗Ｒ４４を接続した回路に、更に、トランジスタＴＲ１のベース抵抗Ｒ２に直列に抵抗Ｒ５４を挿入接続して、その一端をトランジスタＴＲ２のコレクタに接続し、コンデンサＣ５を接地しないで、トランジスタＴＲ２のエミッタに接続するものである。そして、コンデンサＣ５６を介してトランジスタＴＲ２のコレクタから出力を取り出す構成にしたものである。
図１８は、本発明の他の実施形態の回路図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されている。この回路は、図１の回路にトランジスタＴＲ２のコレクタから抵抗Ｒ６６を介してトランジスタＴＲ６３のベースと接続し、そのベースからコンデンサＣ６６を介してトランジスタＴＲ１のエミッタと接続する。更にトランジスタＴＲ６３のコレクタと電源間に抵抗Ｒ６５を挿入接続し、エミッタとグランド間に抵抗Ｒ６４を接続し、コレクタからコンデンサＣ６７を介して出力を取り出す構成にしたものである。
【００１７】
【発明の効果】
以上記載のごとく請求項１の発明によれば、バイアス制御用トランジスタにより発振用増幅トランジスタのベース電位をバイアス制御用トランジスタのベース・エミッタ間電圧に一定に保持するので、発振回路を低電圧で、しかも安定的に動作させることができる。
また請求項２では、発振用増幅トランジスタとバイアス制御用トランジスタによりフィードバック回路を形成するので、発振用増幅トランジスタのベース電位が安定して低電圧に保持される。
また請求項３では、発振用増幅トランジスタと低インピーダンス増幅器のバイアスが同時に制御されるので、電源電圧変動に対する応答性が速く、しかも電源電圧変動に対する周波数偏差を少なくすることができる。
また請求項４では、前記発振用増幅トランジスタのベース電位及び前記増幅用トランジスタのベース電位を同時に制御するので、電源電圧変動に対する応答性が速く、しかも電源電圧変動に対する周波数偏差を少なくすることができる。
また請求項５では、発振回路と出力回路が独立して動作するので、電源電圧が低い領域では発振器全体の電流を少なくすることができる。
また請求項６では、発振回路と出力回路が独立して動作するので、電源電圧が低い領域では発振器全体の電流を少なくすることができる。
また請求項７では、発振によりエミッタ電位が上昇するので、発振レベルを自動的に抑圧することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るコルピッツ発振回路の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係るコルピッツ発振回路の構成部品の定数を決定した回路図である。
【図３】本発明の図２の定数によるトランジスタＴＲ２のコレクタ電位Ｖｂｃと電源電圧ＶＣＣの関係を実測した図である。
【図４】本発明の図２の定数によるコルピッツ発振回路の電源電圧ＶＣＣに対する負性抵抗と回路容量の変化の様子を表す図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るコルピッツ発振回路の回路図である。
【図６】本発明の第２の実施形態に係るコルピッツ発振回路の構成部品の定数を決定した回路図である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係るコルピッツ発振回路の回路図である。
【図８】本発明の第３の実施形態に係るコルピッツ発振回路の構成部品の定数を決定した回路図である。
【図９】本発明の第２（図６）、第３（図８）の実施形態の回路の消費電流対電源電圧の関係を表す図である。
【図１０】本発明の第２（図６）、第３（図８）の実施形態の振動子電流対電源電圧の関係を表す図である。
【図１１】本発明の第２（図６）、第３（図８）の実施形態の周波数偏差対電源電圧の関係を表す図である。
【図１２】第２（図６）、第３（図８）の実施形態の出力レベル対電源電圧の関係を表す図である。
【図１３】図６の回路構成において、電源電圧を１．０Ｖの場合の出力波形の図である。
【図１４】図６の回路構成において、電源電圧を１．２Ｖの場合の出力波形の図である。
【図１５】本発明の他の実施形態の回路図である（その１）。
【図１６】本発明の他の実施形態の回路図である（その２）。
【図１７】本発明の他の実施形態の回路図である（その３）。
【図１８】本発明の他の実施形態の回路図である（その４）。
【図１９】従来のコルピッツ発振回路の回路図である。
【符号の説明】
ＴＲ１　発振用トランジスタ、ＴＲ２　バイアス制御用トランジスタ、Ｃ１〜Ｃ５　コンデンサ、Ｒ１〜Ｒ３　抵抗、Ｘｔａｌ　圧電振動子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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