(57)【要約】【課題】Ｖ結線インバータ回路を有する電力変換装置における主スイッチのターンオン時、ターンオフ時のスイッチング損失の低減、及びノイズの低減が要求されている。【解決手段】第１及び第２の直流端子１，２間に第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの直列回路を接続する。第１の直流端子１と中継端子４との間にソフトスイッチングのための第１の補助スイッチＱ１を接続する。第２の補助スイッチＱ２と共振リアクトルＬｒとの直列回路の一端を中継端子４に接続し、この他端を第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの相互接続点に接続する。中継端子４及び第２の直流端子２と３相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗとの間にＶ結線のインバ−タ回路を接続する。インバ−タ回路の第１〜第４の主スイッチＳ１〜Ｓ４に並列に共振用コンデンサＣ１〜Ｃ４を接続する。【選択図】図３
2004260882.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２の直流端子（１、２）と、
第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
中継端子（４）と、
前記第１の直流端子（１）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃａ  ）と、
前記第２の直流端子（２）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃｂ  ）と、
前記中継端子（４）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ１  ）と、
前記第１相交流端子（３ｕ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ２  ）と、
前記中継端子（４）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ３  ）と、
前記第３相交流端子（３ｗ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ４  ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）と、
前記第１の直流端子（１）と前記中継端子（４）との間に接続された第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄａ  ）と、
前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）と共振リアクトル（Ｌｒ  ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄｂ  ）と、
前記第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ１  、Ｑ２  ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と
を有していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
第１及び第２の直流端子（１、２）と、
第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
中継端子（４）と、
前記中継端子（４）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ１  ）と、
前記第１相交流端子（３ｕ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ２  ）と、
前記中継端子（４）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ３  ）と、
前記第３相交流端子（３ｗ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ４  ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）と、
前記中継端子（４）にその一端が接続された第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄａ  ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）の他端と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃａ  ）と、
前記第２相交流端子（３ｖ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃｂ  ）と、
前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）と共振リアクトル（Ｌｒ  ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄｂ  ）と、
前記第１及び第２の直流端子（１、２）と前記中継端子（４）との間に接続された電圧変換回路（３０）と、
前記第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ１  、Ｑ２  ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と
を有していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
前記電圧変換回路（３０）は、
前記中継端子（４）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２  ）の直列回路と、
前記第１の直流端子（１）と前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２）の相互接続点との間に接続された変換用リアクトル（Ｌｉｎ  ）と、
前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２  ）にそれぞれ並列に接続された第１及び第２のスナバ用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１１  、Ｃ１２）とから成り、
更に、電圧変換可能に前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２  ）を交互にオン・オフ制御する変換用スイッチ制御回路（３１）が設けられていることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
第１、第２及び第３相入力交流端子（１ｒ  、１ｓ  、１ｔ  ）と、
第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
第１及び第２の中継端子（４、４ａ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第１相出力交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ１  ）と、
前記第１相出力交流端子（３ｕ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ２  ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第３相出力交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ３  ）と、
前記第３相出力交流端子（３ｗ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ４  ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）と、
前記第１の中継端子（４）にその一端が接続された第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄａ  ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）の他端と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃａ  ）と、
前記第２相出力交流端子（３ｖ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃｂ  ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）と共振リアクトル（Ｌｒ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオ−ド（Ｄｂ  ）と、
前記第１、第２及び第３相入力交流端子（１ｒ、１ｓ、１ｔ  ）と前記第１及び第２の中継端子（４、４ａ）との間に接続された交流−直流変換回路（４０）と、
前記第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ１  、Ｑ２  ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と
を有していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
前記交流−直流変換回路（４０）は、
前記第１及び第２の中継端子（４、４ａ）間に接続された第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２  ）の第１の直列回路及び第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１３、Ｑ１４  ）の第２の直列回路と、
前記第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４  ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４のスナバ用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１１  、Ｃ１２  、Ｃ１３  、Ｃ１４  ）と、
前記第１相入力交流端子（１ｒ  ）と前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２）の相互接続点との間に接続された第１の入力リアクトル（Ｌ１１  ）と、
前記第３相入力交流端子（１ｔ  ）と前記第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１３、Ｑ１４）の相互接続点との間に接続された第２の入力リアクトル（Ｌ１２  ）とを有し、前記第２相入力交流端子（１ｓ  ）が前記第１及び第２の分割用コンデンサ（Ｃａ  、Ｃｂ  ）の相互接続点に接続されているものであり、  更に、交流−直流変換可能に前記第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４  ）をオン・オフ制御する変換用スイッチ制御回路（３１）が設けられていることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
更に、前記第１及び第２の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  ）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１のフィルタ用リアクトル（Ｌｕ  ）と、前記第３及び第４の主スイッチ（Ｓ３  、Ｓ４  ）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第２のフィルタ用リアクトル（Ｌｗ  ）とを有していることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項７】
更に、前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）に対して逆方向並列に接続された第１、第２、第３及び第４の主ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄ１  、Ｄ２  、Ｄ３  、Ｄ４  ）を有していることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに又は２記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記補助スイッチ制御回路（６）は、前記第１〜第４の主スイッチ（Ｓ１  〜Ｓ４  ）の内の少なくとも１つのターンオン時点（ｔ３  ）よりも少し前の第１の時点（ｔ１  ）から前記ターンオン時点（ｔ３  ）よりも少し後の第２の時点（ｔ６  ）まで前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）をオフ状態に制御し且つ前記第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）をオン状態に制御する機能を有し、前記第１の時点（ｔ１  ）から前記ターンオン時点（ｔ３  ）までの第１の時間長（Ｔａ  ）が前記共振リアクトル（Ｌｒ）の働きによって前記ターンオン時点までに前記中継端子（４）と前記第２の直流端子（２）との間又は前記第１の中継端子（４）と前記第２の中継端子（４ａ）との間の電圧を零又はほぼ零にすることができる時間長とされ、前記ターンオン時点（ｔ３  ）から前記第２の時点（ｔ６  ）までの第２の時間長（Ｔｂ  ）が前記共振リアクトル（Ｌｒ）の働きによって前記第２の時点（ｔ６  ）までに前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）の電圧を零又はほぼ零にすることができる時間長とされていることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ、コンバータ、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換器等のスイッチング方式の電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】特開２０００−２６２０６６号公報
パワーコンディショナ、無停電電源装置、モータ駆動用インバータ、バッテリの充電器等に用いられるスイッチング方式の電力変換装置において２相交流出力を得る場合には、３相スイッチング回路を有する３相インバータ又はＶ結線構成のインバータを使用する。図１は従来のＶ結線構成の３相電圧型インバータを示す。この図１のインバータは、太陽電池、昇圧チョッパ、整流器、電解コンデンサもしくはバッテリ等で構成される直流電源５０が接続された第１及び第２の直流端子１、２と、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ  、Ｃｂ  と、第１相（Ｕ相）スイッチング回路を構成する第１及び第２の主スイッチＳ１  、Ｓ２  と、第３相（Ｗ相）スイッチング回路を構成する第３及び第４の主スイッチＳ３  、Ｓ４  と、第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  に並列に接続された個別又は寄生（内蔵）の第１〜第４の主ダイオードＤ１  〜Ｄ４  と、第１及び第２のリアクトルＬｕ  、Ｌｗ  と、第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣｆ１、Ｃｆ２と、第１、第２及び第３相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗと、電圧基準値発生器５１と、鋸波発生器５２と、第１及び第２の比較器５３、５４と、スイッチ制御信号形成回路５５とから成る。
第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ  、Ｃｂ  は第１及び第２の直流端子１、２間に接続され且つ互いに直列に接続されている。第２相交流端子３ｖは第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ  、Ｃｂ  の相互接続点に接続されている。
【０００３】
電圧基準値発生器５１は、図２（Ａ）に示す正弦波から成る第１相電圧基準値Ｖｒｕと第３相電圧基準値Ｖｒｗを発生する。第１相電圧基準値Ｖｒｕと第３相電圧基準値Ｖｒｗは６０度の位相差を有する。図２には交流電圧の１周期Ｔａｃ分が示されているのみであるが、電圧基準値発生器５１は図２の第１及び第３相電圧基準値Ｖｒｕ、Ｖｒｗを繰返して発生する。
鋸波発生器５２は、正弦波の第１及び第３相電圧基準値Ｖｒｕ、Ｖｒｗの繰返し周波数よりも十分に高い周波数で図２（Ａ）の鋸波電圧Ｖｔ  を発生する。
第１及び第２の比較器５３、５４は、第１及び第３相電圧基準値Ｖｒｕ、Ｖｒｗと鋸波電圧Ｖｔ  とを比較して図２（Ｂ）（Ｃ）に示す第１及び第３の主スイッチＳ１  、Ｓ３  のための第１及び第３の制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ３を発生する。スイッチ制御信号形成回路５５は、図２（Ｂ）（Ｃ）の第１及び第３のスイッチ制御信号Ｖｇ１、ｖｇ３を第１及び第３の主スイッチＳ１  、Ｓ３  の制御端子（ゲート）に送ると共に、第１及び第３のスイッチ制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ３の位相反転信号から成る第２及び第４のスイッチ制御信号Ｖｇ２、Ｖｇ４を形成して第２及び第４の主スイッチＳ２  、Ｓ４  の制御端子に送る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図１の第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  で電流が直接に遮断されると、ターンオフ時に主スイッチＳ１  〜Ｓ４  に電気的ストレスがかかり、スイッチングサージ、スイッチングノイズ、及びスイッチング損失が生じる。また、主スイッチＳ１  〜Ｓ４  のターンオン時においてもスイッチングサージ及びスイッチング損失が問題になる。
【０００５】
３相フルブリッジ型インバータにおいて変換用スイッチをソフトスイッチングさせてスイッチングサージ、スイッチングノイズ、スイッチング損失を低減することは前記特許文献１に開示されている。しかし、前記特許文献１のソフトスイッチング回路を図１のＶ結線構成のインバータにそのまま使用することはできない。また、３相フルブリッジ型インバータはＶ結線構成のインバータに比べて主スイッチの数が多くなり、必然的にコスト高及び大型になるという欠点を有する。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、小型化、低コスト化が可能であると共に、主スイッチの電気的ストレスを容易且つ良好に低減することができる電力変換装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
次に、本発明を図面の符号を参照して説明する。但し、特許請求の範囲及びここでの参照符号は本願発明の理解を助けるためのものであって、本願発明を限定するものではない。
本願発明は、  第１及び第２の直流端子（１、２）と、
第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
中継端子（４）と、
前記第１の直流端子（１）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃａ  ）と、
前記第２の直流端子（２）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃｂ  ）と、
前記中継端子（４）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ１  ）と、
前記第１相交流端子（３ｕ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ２  ）と、
前記中継端子（４）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ３  ）と、
前記第３相交流端子（３ｗ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ４  ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）と、
前記第１の直流端子（１）と前記中継端子（４）との間に接続された第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄａ  ）と、
前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）と共振リアクトル（Ｌｒ  ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄｂ  ）と、
前記第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ１  、Ｑ２  ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）と
を有していることを特徴とする電力変換装置に係わるものである。
【０００８】
なお、請求項２に示すように、電力変換装置を、
第１及び第２の直流端子（１、２）と、
第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、中継端子（４）と、前記中継端子（４）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ１  ）と、前記第１相交流端子（３ｕ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ２  ）と、
前記中継端子（４）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ３  ）と、前記第３相交流端子（３ｗ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ４  ）と、前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）と、前記中継端子（４）にその一端が接続された第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）と、前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄａ  ）と、前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）の他端と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃａ  ）と、前記第２相交流端子（３ｖ）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃｂ  ）と、前記中継端子（４）と前記第２相交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）と共振リアクトル（Ｌｒ）との直列回路と、前記第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄｂ  ）と、前記第１及び第２の直流端子（１、２）と前記中継端子（４）との間に接続された電圧変換回路（３０）と、前記第１、第２及び第３相交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５）と、前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ１  、Ｑ２  ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）とで構成することができる。
また、請求項３に示すように、前記電圧変換回路（３０）は、
前記中継端子（４）と前記第２の直流端子（２）との間に接続された第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２  ）の直列回路と、
前記第１の直流端子（１）と前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２
）の相互接続点との間に接続された変換用リアクトル（Ｌｉｎ  ）と、
前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２  ）にそれぞれ並列に接続された第１及び第２のスナバ用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１１  、Ｃ１２）とから成り、
更に、電圧変換可能に前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２  ）を交互にオン・オフ制御する変換用スイッチ制御回路（３１）が設けられていることが望ましい。
また、請求項４に示すように、電力変換装置を、
第１、第２及び第３相入力交流端子（１ｒ  、１ｓ  、１ｔ  ）と、
第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）と、
第１及び第２の中継端子（４、４ａ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第１相出力交流端子（３ｕ）との間に接続された第１の主スイッチ（Ｓ１  ）と、
前記第１相出力交流端子（３ｕ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｓ２  ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第３相出力交流端子（３ｗ）との間に接続された第３の主スイッチ（Ｓ３  ）と、
前記第３相出力交流端子（３ｗ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｓ４  ）と、
前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）と、
前記第１の中継端子（４）にその一端が接続された第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）に逆方向並列に接続された第１の補助ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄａ  ）と、
前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）の他端と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第１の電圧分割用コンデンサ（Ｃａ  ）と、
前記第２相出力交流端子（３ｖ）と前記第２の中継端子（４ａ）との間に接続された第２の電圧分割用コンデンサ（Ｃｂ  ）と、
前記第１の中継端子（４）と前記第２相出力交流端子（３ｖ）との間に接続された第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）と共振リアクトル（Ｌｒ）との直列回路と、
前記第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）に逆方向並列に接続された第２の補助ダイオード又は寄生ダイオ−ド（Ｄｂ  ）と、
前記第１、第２及び第３相入力交流端子（１ｒ、１ｓ、１ｔ  ）と前記第１及び第２の中継端子（４、４ａ）との間に接続された交流−直流変換回路（４０）と、
前記第１、第２及び第３相出力交流端子（３ｕ、３ｖ、３ｗ）に３相交流電圧（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）を得ることができるように前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）を前記３相交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数でオン・オフ制御する主スイッチ制御回路（５）と、
前記第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  ）の電圧を前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）のターンオン時点までに零又はほぼ零に低減することができるように前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｑ１  、Ｑ２  ）をオン・オフ制御する補助スイッチ制御回路（６）とで構成することができる。
また、請求項５に示すように、前記交流−直流変換回路（４０）は、
前記第１及び第２の中継端子（４、４ａ）間に接続された第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２  ）の第１の直列回路及び第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１３、Ｑ１４  ）の第２の直列回路と、
前記第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）にそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３及び第４のスナバ用コンデンサ又は寄生容量（Ｃ１１  、Ｃ１２  、Ｃ１３  、Ｃ１４  ）と、
前記第１相入力交流端子（１ｒ  ）と前記第１及び第２の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２）の相互接続点との間に接続された第１の入力リアクトル（Ｌ１１  ）と、
前記第３相入力交流端子（１ｔ  ）と前記第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１３、Ｑ１４）の相互接続点との間に接続された第２の入力リアクトル（Ｌ１２  ）とを有し、前記第２相入力交流端子（１ｓ  ）が前記第１及び第２の分割用コンデンサ（Ｃａ  、Ｃｂ  ）の相互接続点に接続されているものであり、  更に、交流−直流変換可能に前記第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチ（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４  ）をオン・オフ制御する変換用スイッチ制御回路（３１）が設けられていることが望ましい。
請求項６に示すように、更に、前記第１及び第２の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  ）と前記第１相交流端子（３ｕ）との間に接続された第１のフィルタ用リアクトル（Ｌｕ  ）と、前記第３及び第４の主スイッチ（Ｓ３  、Ｓ４  ）と前記第３相交流端子（３ｗ）との間に接続された第２のフィルタ用リアクトル（Ｌｗ  ）とを有していることが望ましい。
また、請求項７に示すように、更に、前記第１、第２、第３及び第４の主スイッチ（Ｓ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  ）に対して逆方向並列に接続された第１、第２、第３及び第４の主ダイオード又は寄生ダイオード（Ｄ１  、Ｄ２  、Ｄ３  、Ｄ４  ）を有していることが望ましい
また、請求項８に示すように、前記補助スイッチ制御回路（６）は、前記第１〜第４の主スイッチ（Ｓ１  〜Ｓ４  ）の内の少なくとも１つのターンオン時点（ｔ３  ）よりも少し前の第１の時点（ｔ１  ）から前記ターンオン時点（ｔ３  ）よりも少し後の第２の時点（ｔ６  ）まで前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）をオフ状態に制御し且つ前記第２の補助スイッチ（Ｑ２  ）をオン状態に制御する機能を有し、前記第１の時点（ｔ１  ）から前記ターンオン時点（ｔ３  ）までの第１の時間長（Ｔａ  ）が前記共振リアクトル（Ｌｒ）の働きによって前記ターンオン時点までに前記中継端子（４）と前記第２の直流端子（２）との間又は前記第１の中継端子（４）と前記第２の中継端子（４ａ）との間の電圧を零又はほぼ零にすることができる時間長とされ、前記ターンオン時点（ｔ３  ）から前記第２の時点（ｔ６  ）までの第２の時間長（Ｔｂ  ）が前記共振リアクトル（Ｌｒ）の働きによって前記第２の時点（ｔ６  ）までに前記第１の補助スイッチ（Ｑ１  ）の電圧を零又はほぼ零にすることができる時間長とされていることが望ましい。
【０００９】
【発明の効果】
各請求項の発明によれば、第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  及び第１及び第２の補助ダイオードＤａ  、Ｄｂ  及び共振リアクトルＬ１  を本願発明で特定された状態に接続することによってＶ結線構成の第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  の電気的ストレスを低減し、スイッチングサージ、スイッチングノイズ、及びスイッチング損失を低減することができる。
また、請求項３の発明によれば、第１及び第２の変換用スイッチＱ１１、Ｑ１２のソフトスイッチングも可能になる。
また、請求項５の発明によれば、第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４のソフトスイッチングも可能になる。
【００１０】
【第１の実施形態】
次に、図３〜図９を参照して本発明の第１の実施形態に従う電力変換装置を説明する。
【００１１】
図３に示す第１の実施形態の電力変換装置は、図１のインバータと同様に、太陽電池、昇圧チョッパ、整流器、電解コンデンサもしくはバッテリ等で構成される直流電源が接続される第１及び第２の直流端子１、２と、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ  、Ｃｂ  と、第１相（Ｕ相）スイッチング回路を構成する第１及び第２の主スイッチＳ１  、Ｓ２  と、第３相（Ｗ相）スイッチング回路を構成する第３及び第４の主スイッチＳ３  、Ｓ４  と、第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  に並列に接続された個別又は寄生（内蔵）ダイオードから成る第１〜第４の主ダイオードＤ１  〜Ｄ４  と、第１及び第２のリアクトルＬｕ  、Ｌｗ  と、第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣｆ１、Ｃｆ２と、第１、第２及び第３相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗとを有する他に、第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  に並列接続された第１、第２、第３及び第４の共振用コンデンサＣ１  、Ｃ２  、Ｃ３  、Ｃ４  と、第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  、第１及び第２の補助ダイオードＤａ  、Ｄｂ  、共振リアクトルＬｒとを有する。
【００１２】
図３では第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  と第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）で示されているが、これ等をＮＰＮ型又はＰＮＰ型トランジスタ、電界効果トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチ等とすることができる。
【００１３】
第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  に逆方向並列に接続された第１〜第４の主ダイオードＤ１  〜Ｄ４  は個別ダイオードであってもよいし、第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  の半導体基体中に形成される周知の寄生即ち内蔵ダイオードであってもよい。また、第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  に逆方向並列に接続された第１及び第２の補助ダイオードＤａ  、Ｄｂ  は個別ダイオードであってもよいし、第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  の半導体基体中に形成される周知の寄生即ち内蔵ダイオードであってもよい。第１〜第４の主ダイオードＤ１  〜Ｄ４  は第１、第２及び第３相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗに接続された負荷の電力を直流側に回生する方向性を有する。第１及び第２の補助ダイオードＤａ  、Ｄｂは第１及び第２の直流端子１，２間の電圧で逆バイアスされる方向性を有する。
【００１４】
スナバコンデンサとも呼ぶことができる第１〜第４の共振用コンデンサＣ１  〜Ｃ４  は個別コンデンサであってもよいし、第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  の主端子間（コレクタ・エミッタ間）の寄生容量であってもよい。図３では個別コンデンサの容量と寄生容量との和が第１〜第４の共振用コンデンサＣ１  〜Ｃ４  として示されている。
【００１５】
電解コンデンサから成る第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ  、Ｃｂ  は第１及び第２の直流端子１、２間に接続され且つ互いに直列に接続されている。第２相交流端子３ｖは第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ  、Ｃｂ  の相互接続点に接続されている。
【００１６】
図３の電力変換装置は中継端子４を有する。ここでの中継端子４は接続導体、又は電気回路の一部、又はソフトスイッチング回路とインバータ回路との境界点を意味する。
【００１７】
第１の補助スイッチＱ１  は、第１の直流端子１から中継端子４に向って電流を流す方向性を有して第１の直流端子１と中継端子４との間に接続されている。
【００１８】
第２の補助スイッチＱ２  と共振リアクトルＬｒとの直列回路は、中継端子４と第２相交流端子３ｖ及び第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ  、Ｃｂ  の相互接続点に接続されている。第２の補助スイッチＱ２  は中継端子４から第２の電圧分割用コンデンサＣｂ  に向って電流を流す方向性を有する。
インダクタとしての共振リアクトルＬｒは、第１〜第４の共振用コンデンサＣ１  〜Ｃ４  と共振するものであり、転流リアクトルと呼ぶこともできるものである。
【００１９】
第１、第２及び第３相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗは、互いに１２０度の位相差を有する第１、第２及び第３の線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕを出力するものであり、第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  がインバータ動作している時には、第１、第２及び第３相出力交流端子として機能する。
【００２０】
インバータ回路の第１の主スイッチＳ１  は、中継端子４と第１相交流端子３ｕとの間に第１のリアクトルＬｕ  を介して接続されている。第２の主スイッチＳ２  は、第１相交流端子３ｕと第２の直流端子２との間に第１のリアクトルＬｕ  を介して接続されている。第３の主スイッチＳ３  は中継端子４と第３相交流端子３ｗとの間に第２のリアクトルＬｗ  を介して接続されている。第４の主スイッチＳ４  は第３相交流端子３ｗと第２の直流端子２との間に第２のリアクトルＬｗ  を介して接続されている。従って、第１及び第２の主スイッチＳ１  、Ｓ２  は第１相（Ｕ相）ハーフブリッジ変換回路を構成し、第３及び第４の主スイッチＳ３  、Ｓ４  は第３相（Ｗ相）ハーフブリッジ変換回路を構成している。
【００２１】
第１のリアクトルＬｕ  は第１及び第２の主スイッチＳ１  、Ｓ２  の相互接続点と第１相交流端子３ｕとの間に直列に接続されている。第２のリアクトルＬｗ  は第３及び第４の主スイッチＳ３  、Ｓ４  の相互接続点と第３相交流端子３ｗとの間に直列に接続されている。第１及び第２のリアクトルＬｕ、Ｌｗは第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  のオン・オフによる高周波成分を除去するフィルタとして機能する。
第１のフィルタ用コンデンサＣｆ１は第１及び第２相交流端子３ｕ、３ｖ間に接続されている。第２のフィルタ用コンデンサＣｆ２は第２及び第３相交流端子３ｖ、３ｗ間に接続されている。第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣｆ１、Ｃｆ２は第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  のオン・オフによる高周波成分を除去するものである。
第１〜第４の共振用コンデンサＣ１  〜Ｃ４  の容量、及び第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣｆ１、Ｃｆ２の容量は、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ  、Ｃｂ  の容量よりも大幅に小さい。
【００２２】
第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  のための第１〜第４の主スイッチ制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ２、Ｖｇ３、Ｖｇ４を形成するために、第１及び第２の電流検出器ＣＴｕ  、ＣＴｗ  と主スイッチ制御回路５とが設けられている。また、第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  の制御信号Ｖｑ１、Ｖｑ２を形成するために補助スイッチ制御回路６が設けられている。第１及び第２の電流検出器ＣＴｕ  、ＣＴｗ  は、第１及び第２のリアクトルＬｕ  、Ｌｗ  を流れる電流Ｉｕ  、Ｉｗ  を検出し、ライン７、８によって主スイッチ制御回路５及び補助スイッチ制御回路６に送る。主スイッチ制御回路５は第１、第２、第３及び第４の出力ライン９、１０、１１、１２は第１、第２、第３及び第４の主スイッチＳ１  、Ｓ２  、Ｓ３  、Ｓ４  の制御端子（ゲート）に駆動回路（図示せず）を介して接続される。主スイッチ制御回路５は第１、第２及び第３相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗに３相交流電圧を得ることができるように周知の方法で第１〜第４の主スイッチ制御信号Ｖｇ１〜Ｖｇ４を形成する。
【００２３】
補助スイッチ制御回路６は、電流Ｉｕ  、Ｉｗ  を検出するライン７、８に接続されていると共にライン１５によって主スイッチ制御回路５に接続され、第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  のターンオン時点以前に第１〜第４の共振用コンデンサＣ１  〜Ｃ４  の電圧及び中継端子４と第２の直流端子２との間の電圧を電源電圧よりも低い零又はほぼ零にするための第１及び第２の補助スイッチ制御信号Ｖｑ１、Ｖｑ２を形成してライン１３、１４に送出する。ライン１３、１４は第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  の制御端子（ゲート）に駆動回路（図示せず）を介して接続される。
【００２４】
図４は図３の主スイッチ制御回路５及び補助スイッチ制御回路６を詳しく示す回路図である。主スイッチ制御回路５は、図１の従来のインバータの制御回路と同様に形成された電圧基準値発生器５１、鋸波発生器５２、第１及び第２の比較器５３、５４、主スイッチ制御信号形成回路５５の他に、第１の補正回路としてのＵ相補正回路５６及び第２の補正回路としてのＷ相補正回路５７を有する。
【００２５】
電圧基準値発生器５１は、図５（Ｂ）（Ｃ）に示す第１及び第２の電圧基準値Ｖｒｕ、Ｖｒｗを周期Ｔａｃを有して繰返して発生する。第１の電圧基準値Ｖｒｕは３相正弦波交流電圧の第１相即ちＵ相と第２相即ちＶ相との間の線間電圧Ｖｕｖと同一の正弦波であり、第２の電圧基準値Ｖｒｗは第２相即ちＶ相と第３相即ちＷ相との間の線間電圧Ｖｖｗに対して１８０度の位相差を有する逆相線間電圧Ｖｗｖと同一の正弦波である。従って、図５（Ｂ）及び図５（Ｃ）に示すように第１及び第２の電圧基準値Ｖｒｕ、Ｖｒｗは６０度の位相差を有し、第２の電圧基準値Ｖｒｗは第１の電圧基準値Ｖｒｕよりも６０度進んでいる。なお、図５（Ｂ）及び図５（Ｃ）の第１及び第２の電圧基準値Ｖｒｕ、Ｖｒｗは図２（Ａ）示す第１及び第２の電圧基準値Ｖｒｕ、Ｖｒｗと同一であり、第１の電圧基準値Ｖｒｕを基準にすると第２の電圧基準値Ｖｒｗは第１の電圧基準値Ｖｒｕよりも３００度遅れている。
【００２６】
鋸波発生器５２は第１及び第２の電圧基準値Ｖｒｕ、Ｖｒｗの周波数（例えば５０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数（例えば２０ｋＨｚ  ）で図５（Ａ）に示す鋸波電圧Ｖｔ  を発生する。この鋸波電圧Ｖｔ  は傾斜して立上った後に垂直に立下っている。勿論、図５（Ａ）の鋸波電圧Ｖｔ  と傾きが逆の鋸波電圧とすることもできる。Ｕ相及びＷ相補正回路５６、５７は鋸波発生器５２と第１及び第２の比較器５３、５４との間に接続され、第１及び第２の電流検出器ＣＴｕ  、ＣＴｗ  の出力ライン７、８の信号に応答して鋸波電圧Ｖｔ  の位相を制御する。即ち、Ｕ相補正回路５６は、図５（Ｂ）に示すように、図５（Ｅ）に示すＵ相負荷電流Ｉｕ  が正の半波の期間ｔ０  〜ｔ３  には図５（Ａ）の鋸波電圧Ｖｔ  と同一の正相鋸波電圧を出力し、Ｕ相負荷電流Ｉｕ  が負の半波の期間ｔ３  〜ｔ６  には図５（Ａ）の鋸波電圧Ｖｔ  と逆相の鋸波電圧を出力する。図５（Ｂ）の正相鋸波電圧と逆相鋸波電圧との合成から成る第１の補正鋸波電圧Ｖｔｕは第１の比較器５３に入力する。
【００２７】
Ｗ相補正回路５７は、図５（Ｃ）に示すように、図５（Ｅ）に示すＷ相負荷電流Ｉｗ  が正の半波の期間ｔｏ  〜ｔ１  及びｔ４  〜ｔ６  で図５（Ａ）の鋸波電圧Ｖｔ  と同一の正相鋸波電圧を出力し、Ｗ相負荷電流Ｉｗ  が負の半波の期間ｔ１  〜ｔ４  で逆相鋸波電圧を出力する。図５（Ｃ）に示す正相鋸波電圧と逆相鋸波電圧との合成から成る第２の鋸波電圧Ｖｔｗは第２の比較器５４に入力する。なお、図５（Ｂ）（Ｃ）から明らかなように第１及び第２の電圧基準値Ｖｒｕ、Ｖｒｗの正ピークと負ピークとの中間位置と第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖｔｕ、Ｖｔｗの正ピークと負ピークとの中間位置とが互いに一致するようにそれぞれのレベルが設定されている。
【００２８】
電圧基準値発生器５１とＵ相及びＷ相補正回路５６、５７と主スイッチ制御信号形成回路５５とに接続された第１及び第２の比較器５３、５４は、図５（Ｂ）（Ｃ）に示すように第１及び第２の電圧基準値Ｖｒｕ、Ｖｒｗと第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖｔｕ、Ｖｔｗとを比較し、図５（Ｆ）（Ｇ）に示す第１及び第３の主スイッチ制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ３を形成し、主スイッチ制御信号形成回路５５に送る。なお、第１及び第２の比較器５３、５４は、第１及び第２の電圧基準値Ｖｒｕ、Ｖｒｗが第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖｔｕ、Ｖｔｗよりも大きい時に高レベル即ち論理の１を出力し、これ以外で低レベル即ち論理の０を出力する。
【００２９】
主スイッチ制御信号形成回路５５は、第１及び第２の比較器５３、５４で形成された第１及び第３の主スイッチ制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ３をライン９、１１を介して図３の第１及び第３の主スイッチＳ１  、Ｓ３  の制御端子に送ると共に、第１及び第３の主スイッチ制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ３の逆相信号から成る第２及び第４の主スイッチ制御信号Ｖｇ２、Ｖｇ４を形成し、ライン１０、１２を介して図３の第２及び第４の主スイッチＳ２  、Ｓ４  の制御端子に送る。なお、主スイッチ制御信号形成回路５５は、周知のデッドタイム付与手段を含む。このデッドタイム付与手段によって、第１及び第２の主スイッチＳ１  、Ｓ２  が同時にオンになることを阻止する期間、及び第３及び第４の主スイッチＳ３  、Ｓ４  が同時にオンになることを阻止する期間が設けられる。
【００３０】
図４の補助スイッチ制御回路６は第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  をソフトスイッチングできるように第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  をオン・オフ制御するものであり、第１の電圧レベルＶｔａを設定するためのＶｔａ設定回路５８、第２の電圧レベルＶｔｂを設定するためのＶｔｂ設定回路５９、第３及び第４の比較器６０、６１、排他的ＯＲ回路６２、及びＮＯＴ回路６３から成る。
なお、鋸波発生器５２を補助スイッチ制御回路６に含めることができる。
【００３１】
Ｖｔａ設定回路５８は、図６（Ａ）の上側に示す第１の電圧レベルＶｔａを設定し、これを第３の比較器６０に供給するものである。Ｖｔｂ設定回路５９は、図６（Ａ）の下側に示す第２の電圧レベルＶｔｂを設定し、これを第４の比較器６１に供給するものである。なお、Ｖｔａ設定回路５８及びＶｔｂ設定回路５９は演算手段を含み、ライン７、８のＵ相及びＷ相負荷電流Ｉｕ  、Ｉｗ  と図３の各部の定数とに基づいて図６及び図７のｔ１  〜ｔ３  期間Ｔａ  及びｔ３  〜ｔ６  期間Ｔｂ  が最適時間長になるように第１及び第２の電圧レベルＶｔａ、Ｖｔｂを決定する。この際、鋸波電圧Ｖｔ  の振幅を考慮して第１及び第２の電圧レベルＶｔａ、Ｖｔｂを決定する。
第１及び第２の電圧レベルＶｔａ、Ｖｔｂは第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  のオン・オフのタイミングを決定するので、第１及び第２のタイミング信号指令値と呼ぶこともできる。この第１及び第２の電圧レベルＶｔａ、Ｖｔｂを、鋸波電圧Ｖｔ  を横切る一定値とすることも可能であるが、この実施形態では、Ｕ相負荷電流Ｉｕ  及びＷ相負荷電流Ｉｗ  の変化に応じて切り換えている。このために、Ｖｔａ設定回路５８及びＶｔｂ設定回路５９はＵ相及びＷ相負荷電流Ｉｕ  、Ｉｗ  の検出ライン７、８に接続されている。
【００３２】
Ｖｔａ設定回路５８及びＶｔｂ設定回路５９による第１及び第２の電圧レベルＶｔａ、Ｖｔｂを設定するための演算式の１例を次に示す。
Ｉｕ  ＜０、Ｉｗ  ＜０の時、
Ｖｔａ＝Ｖｔ  ×［１−｛（２ｘＬｒ  ｘ（Ｉｕ  ′＋Ｉｗ  ′））／Ｖｄｃ＋π√（Ｌｒ  ｘＣ）｝／Ｔ］
Ｖｔｂ＝Ｖｔ  ×［２ｘＬｒ  ｘ｛（Ｉｕ  ′＋Ｉｗ  ′）｝／Ｖｄｃ＋π√（Ｌｒ  ｘＣ）］／Ｔ
Ｉｕ  ＜０、Ｉｗ  ＞０の時、
Ｖｔａ＝Ｖｔ  ×［１−｛（２ｘＬｒ  ｘ（Ｉｕ  ′））／Ｖｄｃ＋π√（Ｌｒ  ｘＣ）｝／Ｔ］
Ｖｔｂ＝Ｖｔ  ×［２ｘＬｒ  ｘ｛（Ｉｕ  ′＋Ｉｗ  ′）｝／Ｖｄｃ＋π√（Ｌｒ  ｘＣ）］／Ｔ
Ｉｕ  ＞０、Ｉｗ  ＜０の時、
Ｖｔａ＝Ｖｔ  ×［１−｛（２ｘＬｒ  ｘ（Ｉｗ  ′））／Ｖｄｃ＋π√（Ｌｒ  ｘＣ）｝／Ｔ］
Ｖｔｂ＝Ｖｔ  ×［２ｘＬｒ  ｘ｛（Ｉｗ  ′＋Ｉｕ  ′）｝／Ｖｄｃ＋π√（Ｌｒ  ｘＣ）］／Ｔ
Ｉｕ  ＞０、Ｉｗ  ＞０の時、
Ｖｔａ＝Ｖｔ  ×［１−｛π√（Ｌｒ  ｘＣ）｝／Ｔ］
Ｖｔｂ＝Ｖｔ  ×［２ｘＬｒ  ｘ｛（Ｉｗ  ′＋Ｉｕ  ′）｝／Ｖｄｃ＋π√（Ｌｒ  ｘＣ）］／Ｔ
ここで、Ｖｔ  は図６の鋸波電圧、
Ｖｄｃは鋸波電圧Ｖｔ  の最大振幅、
Ｔは鋸波電圧Ｖｔ  の周期、
Ｌｒ  は図３の共振リアクトルＬｒ  のインダクタ値、
Ｃは中継端子４と第２の直流端子２との間の容量即ち、Ｃ１  ＋Ｃ４  又はＣ２  ＋Ｃ３又はＣ１＋Ｃ３又はＣ２＋Ｃ４  、
Ｉｕ  ′、Ｉｗ  ′はＵ相及びＷ相負荷電流Ｉｕ  、Ｉｗ  の絶対値である。
【００３３】
第３の比較器６０はＶｔａ設定回路５８とライン１５とに接続されており、鋸波発生器５２に接続されているライン１５の鋸波電圧Ｖｔ  と第１の電圧レベルＶｔａとを比較し、鋸波電圧Ｖｔ  が第１の電圧レベルＶｔａよりも高い時に高レベル即ち論理の１となる図６（Ｂ）の信号Ｐｔａを出力する。なお、第１の電圧レベルＶｔａは鋸波電圧Ｖｔ  の最大値よりも少し低い値に設定されている。
【００３４】
第４の比較器６１はＶｔｂ設定回路５９とライン１５に接続されており、ライン１５の鋸波電圧Ｖｔ  と第２の電圧レベルＶｔｂとを比較し、第２の電圧レベルＶｔｂが鋸波電圧Ｖｔ  よりも高い時に低レベル即ち論理の０となる図６（Ｃ）の信号Ｐｔｂを出力する。
【００３５】
排他的ＯＲ回路６２は第３及び第４の比較器６０、６１に接続されており、第３及び第４の比較器６０、６１から出力された信号Ｐｔａ、Ｐｔｂが互いに異なる電圧レベルの時に高レベルとなる信号を図６（Ｅ）に示すように発生する。この排他的ＯＲ回路６２の出力は第１の補助スイッチＱ１  を制御するための第１の補助スイッチ制御信号Ｖｑ１となる。排他的ＯＲ回路６２に接続されたＮＯＴ回路６３は排他的ＯＲ回路６２の出力を位相反転し、図６（Ｄ）に示す第２の補助スイッチＱ２  の制御のための第２の補助スイッチ制御信号Ｖｑ２を出力する。第１及び第２の補助スイッチ制御信号Ｖｑ１、Ｖｑ２はライン１３、１４によって図３の第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  の制御端子に送られる。
なお、第３の比較器６０の出力が鋸波電圧Ｖｔ  が第１の電圧レベルＶｔａよりも高い時に低レベル即ち論理の０となるように第３の比較器６０を変形し、且つ排他的ＯＲ回路６２をＡＮＤゲートに変形することができる。また、排他的ＯＲ回路６２と等価な別な論理回路を設けることができる。
【００３６】
次に、図３の回路の動作を図７の波形図と図８及び図９の電流経路図を参照して説明する。なお、以下の説明において電流経路を回路要素の参照符号のみで示すこともある。
図７、図８及び図９は、Ｕ相負荷電流Ｉｕ  が零よりも大きく、Ｖ相負荷電流Ｉｖ  が零であり、Ｗ相負荷電流Ｉｗ  が零よりも小さいタイミングにおける各部の状態を示す。また、図７のｔ１  、ｔ３  、ｔ６  時点は図６のｔ１  、ｔ３  、ｔ６  時点と同一時点を示す。図７のｔ１  〜ｔ７  は鋸波電圧Ｖｔ  の周期Ｔよりも十分に短い時間（例えばＴ／２０〜Ｔ／１０）である。また、図７（Ｅ）の電流ＩＬｒは共振リアクトルＬｒ  の電流を示す。また、図７（Ｆ）の直流リンク電圧Ｖｌｉｎｋは図８（Ａ）に示すように第１及び第２の主スイッチＳ１  、Ｓ２  の直列回路又は第３及び第４の主スイッチＳ３  、Ｓ４  の直列回路の両端間の電圧を示す。また、図７（Ｇ）のＶｓ１は第１の主スイッチＳ１  の両端子間の電圧を示し、Ｉｓ１は第１の主スイッチＳ１  と第１の主ダイオードＤ１  とを流れる電流を示す。なお、Ｖｓ１を第１の主スイッチ電圧、Ｉｓ１を第１の主スイッチ電流と呼ぶことにする。
図８及び図９において、電流が流れる電流経路が太い線で示され、電流が実質的に流れない部分は細い線で示されている。また、第１及び第２の直流端子１、２は図８及び図９において省略されている。また、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相交流端子３ｕ、３ｖ、３ｗに電流方向を示す矢印及び電流値の相対レベルを示す値が付されている。
【００３７】
（ｔ１  以前）
図７のｔ１  時点以前においては第１及び第４の主スイッチＳ１  、Ｓ４  がオフ制御され、第２及び第３の主スイッチＳ２  、Ｓ３  がオン制御され、第１の補助スイッチＱ１  がオン制御、第２の補助スイッチＱ２  がオフ制御されている。図６のｔ０  時点よりも前の期間に第１及び第４の主スイッチＳ１  、Ｓ４  がオンであるために第１のリアクトルＬｕ  に正方向のＵ相負荷電流Ｉｕ  が流れ、第２のリアクトルＬｗ  に負方向のＷ相負荷電流Ｉｗ  が流れ、第１及び第２のリアクトルＬｕ  、Ｌｗ  にエネルギが蓄積され、第１及び第４の主スイッチＳ１  、Ｓ４  のオフ期間に第１及び第２のリアクトルＬｕ  、Ｌｗ  の蓄積エネルギの放出が生じ、Ｌｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ−Ｄ３  −Ｄａ  −Ｃａ  −Ｃｂ  −Ｄ２  の経路に電流が流れる。この時、第１の主スイッチＳ１  の両端子間電圧Ｖｓ１は図７（Ｇ）に示すようにほぼ電源電圧Ｖｄｃに保たれている。電源電圧Ｖｄｃは第１及び第２の直流端子１、２間の電圧及び第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ  、Ｃｂ  の電圧の和に相当する。この時、図７（Ｆ）の直流リンク電圧Ｖｌｉｎｋは電源電圧Ｖｄｃにほぼ同一になる。
【００３８】
（ｔ１  〜ｔ２  ）
図７のｔ１  時点で第１の補助スイッチＱ１  がオフ、第２の補助スイッチＱ２  がオンに制御されると、図８（Ａ）の電流経路に追加して、Ｌｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ  −Ｄ３  −Ｑ２  −Ｌｒ  −Ｃｂ  −Ｄ２  の経路に図７（Ｅ）に示す共振リアクトルＬｒ  の電流ＩＬｒが流れ始める。この電流ＩＬｒは時間と共に増大する。即ち、図８  （Ａ）で第１の補助ダイオードＤａ  を流れていた電流の一部が共振リアクトルＬｒ  に転流し、第１の補助ダイオードＤａ  の電流が徐々に減少、逆に共振リアクトルＬｒ  の電流ＩＬｒが徐々に増大する。従って、第１の補助スイッチＱ１のタ−ンオフは零電圧スイッチング（ＺＶＳ）となり、第２の補助スイッチＱ２  のターンオンは零電流スイッチング（ＺＣＳ）となる。
【００３９】
（ｔ２  〜ｔ３  ）
図７のｔ２  時点で第１の補助ダイオードＤａ  を通る電流が零になると、図８  （Ｂ）と同様なＬｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ  −Ｄ３  −Ｑ２  −Ｌｒ  −Ｃｂ  −Ｄ２  の経路の電流の他に、Ｃ１  −Ｑ２  −Ｌｒ  −Ｃｂ  −Ｄ２  の経路の共振電流及びＣ４  −Ｄ３  −Ｑ２  −Ｌｒ  −Ｃｂ  の経路の共振電流が流れ、第１及び第４の共振用コンデンサＣ１  、Ｃ４  の電圧が徐々に低下し、図７（Ｆ）に示す直流リンク電圧Ｖｌｉｎｋ及び図７（Ｇ）に示す第１の主スイッチＳ１  の両端子間電圧Ｖｓ１及び図示されていない第４の主スイッチＳ４  の両端子間の電圧も徐々に低下し、ｔ３  時点以前にほぼ零になる。なお、共振リアクトルＬｒ  を流れる電流ＩＬｒは図７のｔ２  時点で少しオーバシュートした後に徐々に低下する。
【００４０】
（ｔ３  〜ｔ４  ）
ｔ３  時点で第１及び第４の主スイッチＳ１  、Ｓ４  が同時にオン制御される。第１及び第４の主スイッチＳ１  、Ｓ４  の同時のオン制御及び第２及び第３の主スイッチＳ２  、Ｓ３  の同時のオン制御は、図５（Ｂ）（Ｃ）に示すように第１及び第２の補正鋸波電圧Ｖｔｕ、Ｖｔｗを形成することによって達成されている。図７のｔ３  時点での第１及び第４の主スイッチＳ１  、Ｓ４  のターンオンは零電圧スイッチング（ＺＶＳ）になる。また、第１及び第４の主スイッチＳ１  、Ｓ４  の電流はｔ３  時点から傾斜を有して増大するので、これ等のターンオンは零電流スイッチング（ＺＣＳ）にもなる。ｔ３  時点で第１及び第４の主スイッチＳ１  、Ｓ４  がオンになると、Ｌｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ  −Ｄ３  −Ｓ１  の経路の電流、Ｌｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ  −Ｓ４  −Ｄ２  の経路の電流が流れ、Ｌｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ  −Ｄ３  −Ｑ２  −Ｌｒ  −Ｃｂ  −Ｄ２  の経路の電流ＩＬｒは図７（Ｅ）に示すように零に向って低下する。
【００４１】
（ｔ４  〜ｔ５  ）
図７（Ｅ）のｔ４  時点で共振リアクトルＬｒ  の電流ＩＬｒが零になった後には、この電流ＩＬｒは逆方向に流れる。即ち、ｔ４  〜ｔ５  期間には、図８（Ｅ）に示すように、Ｌｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ  −Ｓ４  −Ｃｂ  −Ｌｒ  −Ｄｂ  −Ｓ１  の経路の電流ＩＬｒと、Ｌｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ  −Ｄ３  −Ｓ１  の経路の電流と、Ｌｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ  −Ｓ４  −Ｄ２  の経路の電流が流れる。共振リアクトルＬｒ  を逆方向に流れる電流ＩＬｒが第３の主ダイオードＤ３  を流れる電流よりも小さい間は、第２及び第３の共振用コンデンサＣ２  、Ｃ３  の充電が開始せず、図７（Ｆ）の直流リンク電圧Ｖｌｉｎｋは零又はほぼ零に保たれる。
【００４２】
（ｔ５  〜ｔ６  ）
図７のｔ５  時点で共振リアクトルＬｒ  の電流ＩＬｒが第２及び第３の主ダイオードＤ２  、Ｄ３  の電流よりも大きくなると、第２及び第３の主ダイオードＤ２  、Ｄ３  がオフになり、図９（Ａ）に示すＬｒ  −Ｄｂ  −Ｓ１  −Ｃ２  −Ｃｂ  の経路で第２の共振用コンデンサＣ２  が充電され、同時にＬｒ  −Ｄｂ  −Ｃ３  −Ｓ４  −Ｃｂ  の経路で第３の共振用コンデンサＣ３  が充電され、図７（Ｆ）の直流リンク電圧Ｖｌｉｎｋは徐々に増大し、ｔ６  時点以前に電源電圧Ｖｄｃになる。
【００４３】
（ｔ６  〜ｔ７  ）
図７のｔ６  時点では直流リンク電圧Ｖｌｉｎｋが電源電圧Ｖｄｃと同一又はほぼ同一であるので、第１の補助スイッチＱ１  の両端子間電圧は零又はほぼ零である。従って、このｔ６  時点で第１の補助スイッチＱ１  を図７（Ｃ）に示すようにターンオン制御すると、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成される。この実施形態では第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  の制御信号Ｖｑ１、Ｖｑ２を容易に形成するために、第２の補助スイッチＱ２  がｔ６  時点でターンオフ制御されている。しかし、ｔ４  時点から第２の補助スイッチＱ２  に電流が流れていないので、ｔ４  時点又はこれよりも後にターンオフ制御することができる。なお、第２の補助スイッチＱ２  のターンオフ制御は、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）のために第２の補助ダイオードＤｂ  が流れているｔ４  〜ｔ７  期間に行うのが望ましい。
ｔ６  〜ｔ７  期間には、Ｃｂ  −Ｃａ  −Ｑ１  −Ｓ１  −Ｌｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ  −Ｓ４  の経路に電流が流れると共に、Ｌｒ  −Ｄｂ  −Ｓ１  −Ｌｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ  −Ｓ４  −Ｃｂ  の経路で電流が流れ、共振リアクトルＬｒ  の残ったエネルギが負荷側に回生される。
【００４４】
（ｔ７  以後）
ｔ７  時点で共振リアクトルＬｒ  の蓄積エネルギの放出が終了すると、第２の補助ダイオードＤｂ  が逆バイアス状態となり、図９（Ｃ）に示すＣｂ  −Ｃａ  −Ｑ１  −Ｓ１  −Ｌｕ  −３ｕ−３ｗ−Ｌｗ  −Ｓ４  の経路で電流が流れる。
【００４５】
図７のｔ７  以後において、第３の主スイッチＳ３  をターンオン制御し、第４の主スイッチＳ４  をターンオフ制御する時の前後においても、電流経路の相違を除いて図７〜図９と同様な動作が生じる。
また、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相負荷電流Ｉｕ  、Ｉｖ  、Ｉｗ  の大小関係が図７〜図９の状態と異なる場合においても、図７〜図９と実質的に同一の動作が生じる。
【００４６】
（第１の実施形態の効果）
第１の実施形態によれば次の効果が得られる。
（１）  第１〜第４の主スイッチＳ１  〜Ｓ４  のソフトスイッチングを比較的簡単な回路で達成することができ、サージ、ノイズ、及びスイッチング損失の低減を図ることができる。
（２）  第１及び第２の補助スイッチＱ１  、Ｑ２  のソフトスイッチングも達成される。
（３）  インバータ回路がＶ結線構成であるので、前記特許文献１の電力変換装置に比べて主スイッチの数を低減することができ、電力変換装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
【００４７】
【第２の実施形態】
次に、図１０に示す第２の実施形態の電力変換装置を説明する。但し、図１０において図３の実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図１０の電力変換装置は、図３の電力変換装置に電圧変換回路３０とこのための変換用スイッチ制御回路３１を付加し、この他は図３と同一に形成したものである。電圧変換回路３０は、昇圧用リアクトルＬｉｎと、半導体スイッチから成る第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２と、第１及び第２の変換用ダイオードＤ１１、Ｄ１２と、第１及び第２のスナバ用コンデンサＣ１１，Ｃ１２とから成る。第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２の直列回路は中継端子４と第２の直流端子２との間に接続されている。第１及び第２の変換用ダイオードＤ１１，Ｄ１２は第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２に逆方向並列に接続され、個別ダイオード又は第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２の寄生即ち内蔵ダイオードで構成されている。第１及び第２の変換用ダイオードＤ１１，Ｄ１２は第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの電圧で逆バイアスされる方向性を有する。第１及び第２のスナバ用コンデンサＣ１１，Ｃ１２は第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２に並列に接続され、個別コンデンサ又は第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２の寄生容量で構成され、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂよりも十分に小さい容量値を有する。
昇圧用リアクトルＬｉｎの一端は第１の直流端子１に接続されて、この他端は第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２の相互接続点に接続されている。
【００４８】
変換用スイッチ制御回路３１はライン３２，３３によって第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２の制御端子に接続され、周知の方法で電圧変換可能に第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２を交互にオン・オフするための第１及び第２の変換用スイッチ制御信号Ｖｑ１１，Ｖｑ１２を形成する。変換用スイッチ制御回路３１は主スイッチ制御回路５の鋸波発生器５２又はＵ相補正回路５６及びＷ相補正回路５７に接続されており、第１の主スイッチＳ１のターンオンに同期して第１の変換用スイッチＱ１１をターンオン制御する。従って、第１のスナバ用コンデンサＣ１１の電荷が第１の変換用スイッチＱ１１のターンオン時点以前に共振動作で放出され、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）が直成される。なお、第１及び第２のスナバ用コンデンサＣ１１，Ｃ１２は第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２のターンオフ時のソフトスイッチングにも寄与する。
【００４９】
電圧変換回路３０の第２の変換用スイッチＱ１２がオンの期間に昇圧用リアクトルＬｉｎにエネルギが蓄積される。第１の変換用スイッチＱ１１がオンの期間には、第１及び第２の直流端子１，２間の電源電圧に昇圧用リアクトルＬｉｎの電圧が加算されて第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂが充電される。これにより、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの電圧の和が第１及び第２の直流端子１，２の電源電圧よりも高くなる。
【００５０】
第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同一の効果が得られる他に、第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２をソフトスイッチングすることができるという効果も得られる。
【００５１】
【第３の実施形態】
次に、図１１に示す第３の実施形態の電力変換装置を説明する。図１１の電力変換装置は、図３の電力変換装置に第１、第２及び第３相入力交流端子ｌｒ、ｌｓ、ｌｔと、交流−直流変換回路４０と、変換用スイッチ制御回路４１とを付加し、この他は図３と実質的に同一に形成したものである。
【００５２】
図１１では、インバータ回路を構成する第１及び第２の主スイッチＳ１，Ｓ２の直列回路及び第３及び第４の主スイッチＳ３，Ｓ４の直列回路の一端が第１の中継端子４に接続され、これ等の他端が第２の中継端子４ａに接続されている。従って、インバータ回路に直流電圧を入力させるための対の導体が第１及び第２の中継端子４，４ａとされている。また、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの直列回路が第１の補助スイッチＱ１を介して第１及び第２の中継端子４，４ａ間に接続されている。
【００５３】
交流−直流変換回路４０は、第１及び第２の中継端子４，４ａ間に接続された第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２の第１の直列回路及び第３及び第４の変換用スイッチＱ１３，Ｑ１４の第２の直列回路と、第１〜第４の変換用ダイオードＤ１１〜Ｄ１４と、第１〜第４のスナバ用コンデンサＣ１１〜Ｃ１４と、第１相入力交流端子ｌｒと第１及び第２の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２の相互接続点との間に接続された第１の入力リアクトルＬ１１と、第３相入力交流端子ｌｔと第３及び第４の変換用スイッチＱ１３，Ｑ１４の相互接続点との間に接続された第２の入力リアクトルＬ１２と、第１及び第２の入力フィルタ用コンデンサＣｆｒ，Ｃｆｔとを有し、第２相入力交流端子ｌｓが第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの相互接続点に接続されている。従って、図１１の交流−直流変換回路４０は、第１〜第４の主スイッチＳ１〜Ｓ４から成るＶ結線のインバータ回路と同様にＶ結線のコンバータ回路に構成されている。
【００５４】
第１、第２、第３及び第４の変換用ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４は、第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４に対して逆方向並列に接続されている。それぞれ共振用ンデンサと呼ぶこともできる第１、第２、第３及び第４のスナバ用コンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４は第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４に並列に接続され、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂよりも十分に小さい容量を有する個別コンデンサ又は寄生容量で構成されている。
【００５５】
変換用スイッチ制御回路４１は、第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４を周知の方法でオン・オフするものであり、第１、第２、第３及び第４の変換用スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４の制御端子に第１、第２及第３び第４の変換用スイッチ制御信号Ｖｑ１１，Ｖｑ１２、Ｖｑ１３，Ｖｑ１４を送るためのライン４２，４３，４４，４５を有する。この変換用スイッチ制御回路４１は、交流―直流変換できるように第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４をオン・オフするための第１、第２及第３び第４の変換用スイッチ制御信号Ｖｑ１１，Ｖｑ１２、Ｖｑ１３，Ｖｑ１４を周知の方法で形成する。第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４を第１〜第４の主スイッチＳ１〜Ｓ４に同期してターンオンさせるために、変換用スイッチ制御回路４１が主スイッチ制御回路５の鋸波発生器５２又はＵ相及びＷ相補正回路５６，５７に対して単一又は複数の伝送路で接続されている。
【００５６】
第１及び第２の入力リアクトルＬ１１．Ｌ１２及び第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣｆｒ，Ｃｆｔは第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４のオン・オフによる高周波成分を除去するフィルタとして機能する。
【００５７】
交流−直流変換回路４０を構成する第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４を周知の方法でオン・オフ制御すると、第１、第２及び第３相入力交流端子ｌｒ、ｌｓ、ｌｔの交流電圧が直流電圧に変換されて第１及び第２の中継端子４，４ａ間に送られ、第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂが充電される。
【００５８】
図１１の電力変換装置は図３の電力変換装置と同一の効果を有する他に、第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４のソフトスイッチングを容易に達成できるという効果を有する。即ち、第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４は第１〜第４のスナバ用コンデンサＣ１１〜Ｃ１４を伴なって第１〜第４の主スイッチＳ１〜Ｓ４と同様に第１及び第２の中継端子４，４ａ間に接続されているので、第１〜第４の変換用スイッチＱ１１〜Ｑ１４を第１〜第４の主スイッチＳ１〜Ｓ４と同様にソフトスイッチングすることができる。
【００５９】
【変形例】
本発明は上記の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）同一容量の第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ，Ｃｂの代りに同一電圧の第１及び第２の蓄電池を接続することができる。
（２）  第１相、第２相及び第３相交流端子３ｕ，３ｖ，３ｗに接続する負荷がフィルタ作用を有する場合には、第１及び第２のリアクトルＬｕ，Ｌｗと第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣｆ１，Ｃｆ２とのいずれか一方又は両方を省くことができる。
（３）  第１〜第４の主スイッチＳ１〜Ｓ４のための第１〜第４の主スイッチ制御信号Ｖｇ１〜Ｖｇ４を図１及び図２に示すように形成することもできる。
（４）  図１０の電圧変換回路３０の代りに直流−直流変換可能な種々の回路を接続することができる。
（５）  図１１の交流−直流変換回路４０の代りに前記特許文献１に示されているような別の交流−直流変換回路を接続することができる。
（６）  第１及び第２の電圧分割用コンデンサＣａ、Ｃｂのいずれか一方を省いて、ここをオ−プン（開放）にすることができる。即ち、図３、図１０及び図１１の回路において、第１の電圧分割用コンデンサＣａを省き、ここをオ−プンにすること、又は第２の電圧分割用コンデンサＣｂを省いてここをオ−プンにすることができる。この変形例においても各スイッチを図３、図１０、図１１と同様に制御すると、同様な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の電力変換装置を示す回路図である。
【図２】図１の各部の状態を示す波形図である。
【図３】本発明の第１の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図４】図３の主スイッチ制御回路及び補助スイッチ制御回路を示すブロック図である。
【図５】図３及び図４の各部の状態を概略的に示す波形図である。
【図６】図４の各部の状態を詳しく示す波形図である。
【図７】第１の主スイッチのターンオン時点及びその近傍における図３の各部の状態を示す波形図である。
【図８】図７の分割された複数の区間における電流経路を示す回路図である。
【図９】図７の分割された別の区間における電流経路を示す回路図である。
【図１０】第２の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図１１】第３の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【符号の説明】
１，２  第１及び第２の直流端子
３ｕ，３ｖ，３ｗ  第１、第２及び第３相交流端子
４  中継端子
５  主スイッチ制御回路
６  補助スイッチ制御回路
Ｓ１〜Ｓ４  第１〜第４の主スイッチ
Ｑ１，Ｑ２  第１、第２の補助スイッチ
Ｃ１〜Ｃ４  第１〜第４の共振用コンデンサ
Ｌｒ  共振リアクトル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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