(57)【要約】【課題】負荷短絡時の出力電流を、別に負荷短絡保護回路を追加することなく、小さくすることができるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】出力電圧Ｖｏに比例する電圧ＶＣＣを発生する補助電源部から、抵抗３５を介して端子ＣＬに流れ込む電流値に応じて、クランプ回路１２による過電流保護値及び発振回路９による発振周波数９Ｂを変化させるクランプ電圧可変回路１３を有する半導体装置３０を備え、負荷短絡時などに出力電圧Ｖｏが低下すると、補助電源部の電圧ＶＣＣも低下し、過電流保護値及び発振周波数９Ｂが低下する。【選択図】　　図１
2004048910.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電圧が入力側主端子に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子の出力側主端子に接続され、前記スイッチング素子のオンオフ動作により前記出力側主端子から断続的に出力される電流を、前記第１の直流電圧よりその絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力する出力電圧生成回路と、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路と、前記出力電圧生成回路からの第２の直流電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、前記出力電圧制御回路からの制御信号を前記制御回路へ伝達する制御信号伝達回路と、前記出力側主端子と接続され、前記第２の直流電圧と比例する電圧を発生すると共に、発生した電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給するための補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とからなるスイッチング電源装置であって、前記制御回路に、前記第１の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、前記スイッチング素子をオンオフ動作させるために印加するスイッチング信号を生成して出力する発振回路と、前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、前記電流検出回路からの素子電流検出信号と前記フィードバック信号制御回路からのフィードバック信号とを比較し、その比較結果に応じた比較信号を出力する比較器と、前記比較器からの比較信号に基づいて、前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、前記電流検出回路からの素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、前記クランプ回路のクランプ電圧を、前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変させるクランプ電圧可変回路とを設け、前記クランプ電圧可変回路を、前記クランプ電圧が所定の一定値よりも低い場合には、前記発振回路の発振周波数を小さくする発振周波数低下信号を、前記発振回路へ出力するよう構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記出力電圧制御回路は、その基準電位が第２の直流電圧の基準電位よりも高圧側にあり、スイッチング素子がオフ時に前記第２の直流電圧の検出を行うよう構成したことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記レギュレータは、前記制御回路への電源を、補助電源電圧を基に生成するように動作し、かつ前記補助電源電圧が所定の一定値よりも低い場合には、第１の直流電圧を基に生成し、その電源を前記制御回路へ供給するよう構成したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記クランプ電圧可変回路は、補助電源電圧が所定の一定値以下になると動作し、前記補助電源電圧が低くなるほど、クランプ電圧が小さくなるよう構成したことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記クランプ電圧可変回路は、前記発振周波数低下信号が出力されるまでは、クランプ電圧を最大値に固定し、前記発振周波数低下信号が出力されると同時に、クランプ電圧が小さくなるよう構成したことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記スイッチング素子および前記制御回路は、同一半導体基板上に形成し、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子、および補助電源電圧入力端子、前記制御回路の電源電圧端子、前記フィードバック信号の入力端子、前記クランプ電圧可変回路の入力端子の６端子を有する半導体装置で構成したことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記クランプ電圧可変回路は、補助電源電圧が低くなるほどクランプ電圧が小さくなり、該クランプ電圧の最小値が最大クランプ電圧の１０％程度になるよう構成したことを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記発振回路は、その発振周波数が、前記発振周波数低下信号が入力された場合に、通常時の１／５程度に低くなるよう構成したことを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に係り、特に、過電流保護機能を有する降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のスイッチング電源装置について、降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を一構成例として、以下に説明する。
【０００３】
図４は従来の降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路ブロック図である。図４において、１３０はスイッチング電源制御用の半導体装置であり、スイッチング素子１０１とその制御回路から構成されている。半導体装置１３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１０１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、スイッチング素子１０１の出力端子（ＳＯＵＲＣＥ）の５端子を備えている。
【０００４】
１０２は、半導体装置１３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ１０２Ａと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ１０２Ｃを備えている。１０３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ１０２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。
【０００５】
１０７は、半導体装置１３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＣＣの電圧を検出し、ＶＣＣが所定の一定電圧以下のときは、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止させる信号（この場合はＬレベル）を、ＮＡＮＤ回路１０５へ出力する。１０６は、スイッチング素子１０１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して比較器１０８へ出力する。
【０００６】
１１１は、フィードバック信号制御回路であり、端子ＦＢに入力される電流信号を電圧信号に変換して比較器１０８へ出力する。比較器１０８は、フィードバック信号制御回路１１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路１０６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１１０のリセット（Ｒ）端子へ信号を出力する。
【０００７】
１１２は、フィードバック信号制御回路１１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１０１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１０１の過電流保護として機能する。
【０００８】
１０９は発振回路であり、スイッチング素子１０１の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号１０９Ａと、スイッチング素子１０１の発振周波数を決めるクロック信号１０９Ｂを出力する。最大デューティサイクル信号１０９ＡはＮＡＮＤ回路１０５へ入力され、クロック信号１０９ＢはＲＳフリップフロップ回路１１０のセット（Ｓ）端子へ入力される。
【０００９】
ＮＡＮＤ回路１０５へは、起動／停止回路１０７の出力信号と、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１１０の出力端子（Ｑ）からの信号が入力される。また、ＮＡＮＤ回路１０５の出力信号は、ゲートドライブ回路１０４へ入力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を制御する。スイッチング素子１０１のＤＲＡＩＮには、入力側主端子（Ｖｉｎ）が接続されている。
【００１０】
出力側主端子（Ｖｏ）には、ダイオード１３２及びツェナーダイオード１３３などの電圧降下型素子と、コンデンサ１３１とで構成される補助電源部が接続され、半導体装置１３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。１３４は、ＶＤＤの安定化用コンデンサである。
【００１１】
１３６は、制御信号を出力側主端子（Ｖｏ）から半導体装置１３０へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ１３６Ａと、フォトダイオード１３６Ｂから構成される。フォトトランジスタ１３６Ａのコレクタは、スイッチング素子１０１のＳＯＵＲＣＥと接続され、フォトトランジスタ１３６Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。
【００１２】
ダイオード１３７と、コイル１３８と、出力側コンデンサ１４１とから変換回路が構成され、負荷１４２へ接続される。ダイオード１３７のアノード端子は接地され、そのカソード端子とコイル１３８の接続点が、スイッチング素子１０１のＳＯＵＲＣＥに接続されている。コイル１３８の他方の端子と、出力側コンデンサ１４１の正極端子との接続点は、出力側主端子Ｖｏに接続されている。
【００１３】
出力電圧検出回路１４０は、フォトダイオード１３６Ｂと、ツェナーダイオード１３９とからなる。そのフォトダイオード１３６Ｂのアノード端子は出力側コンデンサ１４１の正極端子とコイル１３８の端子の接続点に接続されている。ツェナーダイオード１３９のアノード端子は接地されている。
【００１４】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を図４および図５を用いて以下に説明する。
図５は図４の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。
【００１５】
図４において、入力端子には、たとえば商用の交流電源（ＡＣ１００Ｖ等）が整流平滑されてつくられる直流電圧Ｖｉｎが入力される。Ｖｉｎは、半導体装置１３０のＤＲＡＩＮに印加される。そして、起動用定電流源１０３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａを介して、ＶＣＣに接続されたコンデンサ１３１を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ１０２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ１３４を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。
【００１６】
ＶＣＣが上昇し、起動／停止回路１０７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、コイル１３８にエネルギーが供給されるようになり、コイル１３８に蓄えられた電気エネルギーが、負荷１４２に電力を供給する。
【００１７】
スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧Ｖｏが徐々に上昇し、フォトダイオード１３６Ｂとツェナーダイオード１３９などの電圧降下型素子からなる出力電圧検出回路１４０で設定された電圧に達すると、フォトダイオード１３６Ｂに流れる電流が増加する。
【００１８】
そして、フォトトランジスタ１３６Ａに流れる電流が増加し、ＦＢに流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流が小さくなる。
【００１９】
このような負帰還がかかることで、出力電圧Ｖｏは安定化される。
出力側主端子Ｖｏには、ダイオード１３２及びツェナーダイオード３３などの電圧降下型素子と、コンデンサ１３１とで構成される補助電源部が接続され、半導体装置１３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣに電流を供給する。
【００２０】
ＶＣＣが一度起動電圧に達すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置１３０の電流は、補助電源部から供給されるようになる。ＶＣＣは、ツェナーダイオード１３３のツェナー電圧ＶＺとダイオード１３２のＶＦを足した電圧を、出力電圧Ｖｏから引いた値となる。（ＶＣＣ＝Ｖｏ−（ＶＺ＋ＶＦ））。
【００２１】
ここで、負荷をかけると、出力電圧Ｖｏが低下するが、このとき、ＶＣＣ端子電圧も低下する。そして、ＶＣＣ端子電圧が、起動／停止回路１０７で設定された停止電圧以下になると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が停止する。
【００２２】
そして、スイッチング動作の停止により、その後再びレギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａが導通するため、起動用定電流源１０３により起動電流が流れ、再びＶＣＣが上昇し、ＶＣＣ端子電圧が、起動／停止回路１０７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が再開する。
【００２３】
すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオフとなり、再度ＶＣＣが低下して停止電圧になると、スイッチング動作が停止する。
以上の動作により、例えば負荷短絡時などの過負荷状態には、スイッチング動作と停止が繰り返される間欠発振動作になる。従って、図４における出力電流電圧特性は、図８のようになり、出力電圧が所定の一定電圧以下まで垂下すると、間欠発振動作になり、結果的に出力電流は減少と増加を繰り返すことになる。
【００２４】
このようにして、上記のスイッチング電源装置では、負荷短絡時などの過負荷状態には、その場合の保護機能が作動するように構成されている。
以上のように、一般的に、スイッチング電源装置においては、負荷短絡時などの過負荷状態に対する保護機能が設けられている。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記のような従来のスイッチング電源装置では、負荷短絡時などの過負荷状態には、その場合に対する保護機能が作動して間欠発振動作となるが、そのような間欠発振動作における発振期間中には、大きな負荷電流が流れるため、例えばもし負荷短絡状態が長時間続いた場合には、装置の構成部品が発熱したりそれにより破壊する恐れがあり、装置に対する保護機能としては、その動作期間によっては不十分になる場合があるという問題点を有していた。
【００２６】
以上のように、例えばもし負荷短絡状態が長時間続いた場合でも、スイッチング電源装置の構成部品が発熱および破壊しないようにする必要があり、負荷短絡電流を極力小さくすることが望まれる。そのためには、出力側にも、スイッチング素子に流れる電流が所定の一定値以上になると、スイッチング動作を停止させるための過電流保護機能を備える必要がある。
【００２７】
従って、出力側にも、従来から設けられている保護回路とは別の負荷短絡保護回路を追加する必要があり、このような場合、部品点数の増加が発生し、それによりコストアップにつながるといった問題点も有していた。
【００２８】
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、従来から設けられている保護回路とは別に回路を追加する必要がなく、部品点数の増加やそれによりコストアップすることなく、負荷短絡時等の過負荷状態に対しても、その場合の負荷電流をより小さく抑えることができ、装置に対する十分な保護機能を得ることができるスイッチング電源装置を提供する。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、第１の直流電圧が入力側主端子に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子の出力側主端子に接続され、前記スイッチング素子のオンオフ動作により前記出力側主端子から断続的に出力される電流を、前記第１の直流電圧よりその絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力する出力電圧生成回路と、前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路と、前記出力電圧生成回路からの第２の直流電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、前記出力電圧制御回路からの制御信号を前記制御回路へ伝達する制御信号伝達回路と、前記出力側主端子と接続され、前記第２の直流電圧と比例する電圧を発生すると共に、発生した電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給するための補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とからなるスイッチング電源装置であって、前記制御回路に、前記第１の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、前記スイッチング素子をオンオフ動作させるために印加するスイッチング信号を生成して出力する発振回路と、前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、前記電流検出回路からの素子電流検出信号と前記フィードバック信号制御回路からのフィードバック信号とを比較し、その比較結果に応じた比較信号を出力する比較器と、前記比較器からの比較信号に基づいて、前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、前記電流検出回路からの素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、前記クランプ回路のクランプ電圧を、前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変させるクランプ電圧可変回路とを設け、前記クランプ電圧可変回路を、前記クランプ電圧が所定の一定値よりも低い場合には、前記発振回路の発振周波数を小さくする発振周波数低下信号を、前記発振回路へ出力するよう構成したことを特徴とする。
【００３０】
以上により、負荷短絡時には、過電流保護機能の動作により、発振周波数が低くなり、出力電流を小さくするように動作することにより、負荷短絡時の電流を小さくすることができる。
【００３１】
また、本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、請求項１記載のスイッチング電源装置であって、前記出力電圧制御回路は、その基準電位が第２の直流電圧の基準電位よりも高圧側にあり、スイッチング素子がオフ時に前記第２の直流電圧の検出を行うよう構成したことを特徴とする。
【００３２】
以上により、スイッチング素子のオフ時には、出力電圧制御回路は、その基準電位より低い第２の直流電圧の検出を行うことができる。
また、本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置であって、前記レギュレータは、前記制御回路への電源を、補助電源電圧を基に生成するように動作し、かつ前記補助電源電圧が所定の一定値よりも低い場合には、第１の直流電圧を基に生成し、その電源を前記制御回路へ供給するよう構成したことを特徴とする。
【００３３】
以上により、負荷短絡時に補助電源電圧が低下しても、制御回路の電源は供給されるため、安定して動作を続けることができる。
また、本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、補助電源電圧が所定の一定値以下になると動作し、前記補助電源電圧が低くなるほど、クランプ電圧が小さくなるよう構成したことを特徴とする。
【００３４】
以上により、補助電源電圧が低くなるにつれて、スイッチング素子の過電流保護値が低くなるため、負荷短絡時の過電流保護値を低下させることにより、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができる。
【００３５】
また、本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記発振周波数低下信号が出力されるまでは、クランプ電圧を最大値に固定し、前記発振周波数低下信号が出力されると同時に、クランプ電圧が小さくなるよう構成したことを特徴とする。
【００３６】
以上により、出力電圧の垂下時には、発振周波数が低くなってからスイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、出力電流が小さくなりはじめるポイントに対して、過電流保護値のばらつきによる影響をなくすことにより、設定を容易化することができる。
【００３７】
また、本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子および前記制御回路は、同一半導体基板上に形成し、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子、および補助電源電圧入力端子、前記制御回路の電源電圧端子、前記フィードバック信号の入力端子、前記クランプ電圧可変回路の入力端子の６端子を有する半導体装置で構成したことを特徴とする。
【００３８】
以上により、装置を構成する部品点数を削減可能とし、装置の小型化および軽量化を行うことができる。
また、本発明の請求項７に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項６のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、補助電源電圧が低くなるほどクランプ電圧が小さくなり、該クランプ電圧の最小値が最大クランプ電圧の１０％程度になるよう構成したことを特徴とする。
【００３９】
以上により、補助電源電圧が低くなるほどクランプ電圧が小さくなり、そのクランプ電圧の最小値を最大クランプ電圧の１０％程度にすることにより、負荷短絡時の出力電流を十分小さくすることができる。
【００４０】
また、本発明の請求項８に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項７のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記発振回路は、その発振周波数が、前記発振周波数低下信号が入力された場合に、通常時の１／５程度に低くなるよう構成したことを特徴とする。
【００４１】
以上により、発振周波数低下信号が入力された場合に、通常時の発振周波数の１／５程度に低くすることにより、負荷短絡時の出力電流を十分小さくすることができる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置を説明する。
【００４３】
図１は本実施の形態１のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路ブロック図である。図１において、３０はスイッチング電源制御用の半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。
【００４４】
半導体装置３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過電流保護値可変端子（ＣＬ）、スイッチング素子１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。
【００４５】
２は半導体装置３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータであり、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ２Ｃとを備えている。
【００４６】
３は起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣが所定の一定電圧以下のときは、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。
【００４７】
７は半導体装置３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが所定の一定電圧以下のときは、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。
【００４８】
６はスイッチング素子１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器８へ出力する。１１はフィードバック信号制御回路であり、ＦＢに入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器８へ出力する。比較器８は、フィードバック信号制御回路１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子へ信号を出力する。
【００４９】
１２はフィードバック信号制御回路１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路であり、これがスイッチング素子１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１の過電流保護用として機能する。１３はクランプ回路１２のクランプ電圧値を変化させるためのクランプ電圧可変回路であり、ＣＬからＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ電圧可変回路１３により、クランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬに流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１の過電流保護レベルが上昇する。
【００５０】
また、クランプ電圧可変回路１３は、ＣＬからＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が所定の一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路９へ出力する。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４は、ＣＬからクランプ電圧可変回路１３へ電流を流し、ＣＬの電圧を一定値に固定するための素子であり、そのドレインがクランプ電圧可変回路１３と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬと接続されている。
【００５１】
９は発振回路であり、スイッチング素子１の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号９Ａと、スイッチング素子１の発振周波数を決めるクロック信号９Ｂを出力する。また、発振回路９は、クランプ電圧可変回路１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が低くなる。最大デューティサイクル信号９Ａは、ＮＡＮＤ回路５へ入力され、クロック信号９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子へ入力される。
【００５２】
ＮＡＮＤ回路５へは、起動／停止回路７の出力信号と、最大デューティサイクル信号９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路５の出力信号は、ゲートドライブ回路４へ入力され、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。
【００５３】
出力側主端子Ｖｏには、ダイオード３２及びツェナーダイオード３３などの電圧降下型素子と、コンデンサ３１とで構成される補助電源部が接続され、半導体装置３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。３４はＶＤＤの安定化用コンデンサである。
【００５４】
３６は制御信号を出力側から半導体装置３０へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ３６Ａとフォトダイオード３６Ｂとから構成される。フォトトランジスタ３６Ａのコレクタは、スイッチング素子１のＳＯＵＲＣＥと接続され、フォトトランジスタ３６Ａのエミッタは、端子ＦＢと接続される。ＶＣＣとＣＬの間には、抵抗３５が接続され、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、ＣＬへが流れ込む。
【００５５】
ダイオード３７と、コイル３８と、出力側コンデンサ４１とからなる変換回路は、負荷４２へ接続される。ダイオード３７のアノード端子は接地され、そのカソード端子とコイル３８の接続点が、スイッチング素子１の端子ＳＯＵＲＣＥに接続されている。コイル３８の他方の端子と、出力側コンデンサ４１の正極端子との接続点は、出力側主端子Ｖｏに接続されている。
【００５６】
出力電圧検出回路４０は、フォトダイオード３６Ｂと、ツェナーダイオード３９とからなる。そのフォトダイオード３６Ｂのアノード端子は出力側コンデンサ４１の正極端子とコイル３８の端子の接続点に接続されている。ツェナーダイオード３９のアノード端子は接地されている。
【００５７】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を以下に説明する。
図３は、図１の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。図１において、入力側端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる直流電圧Ｖｉｎが入力される。Ｖｉｎは、半導体装置３０のＤＲＡＩＮに印加される。そして、起動用定電流源３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ２内のスイッチ２Ａを介して、ＶＣＣに接続されたコンデンサ３１を充電し、これによりＶＣＣの電圧が上昇する。
【００５８】
また、レギュレータ２内のスイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ３４を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。レギュレータ２内のスイッチ２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ電圧が所定の一定値以下のときに、スイッチング動作のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ電圧が不足してもＶＤＤが低下しないようにしている。
【００５９】
ＶＣＣおよびＶＤＤが上昇し、ＶＤＤが起動／停止回路７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、コイル３８に蓄えられた電気エネルギーが、負荷４２に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧Ｖｏが徐々に上昇し、フォトダイオード３６Ｂとツェナーダイオード３９などの電圧降下型素子からなる出力電圧検出回路４０で設定された電圧に達すると、フォトダイオード３６Ｂに流れる電流が増加する。
【００６０】
そして、フォトトランジスタ３６Ａに流れる電流が増加し、ＦＢに流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧Ｖｏは安定化される。
【００６１】
出力側主端子には、ダイオード３２及びツェナーダイオード３３などの電圧降下型素子と、コンデンサ３１とで構成される補助電源部が接続され、半導体装置３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣに電流を供給する。ＶＤＤが一度起動電圧に達すると、レギュレータ２内のスイッチ２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置３０の電流は、補助電源部から供給されるようになる。
【００６２】
ＶＣＣは、ツェナーダイオード３３のツェナー電圧ＶＺとダイオード３２のＶＦを足した電圧を、出力電圧Ｖｏから引いた値となる。（ＶＣＣ＝Ｖｏ−（ＶＺ＋ＶＦ））。ただし、ＶＣＣの電圧が一定以下のときは、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂが導通可能となるため、このときは起動電流がスイッチ２Ｂを介してＶＤＤに供給されることで、ＶＤＤが安定化される。
【００６３】
負荷をかけると、出力電圧Ｖｏが低下するが、このとき、ＶＣＣ端子電圧も低下する。ＶＣＣが低下すると、それに伴い抵抗３５を介してＣＬに流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１３によって、クランプ回路１２のクランプ電圧を減少させる。そのため、ＶｏおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１の過電流保護値が低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、スイッチング素子１は過電流保護状態になり、出力電流は小さくなる。
【００６４】
さらに、クランプ電圧可変回路１３から発振周波数低下信号が発振回路９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図１における出力電流電圧特性は、図７のようになり、出力電圧Ｖｏがある電圧以下まで垂下すると、出力電流Ｉｏが絞られるようになるといった特性となる。
【００６５】
図２は本実施の形態１のスイッチング電源装置を構成するスイッチング電源制御用の半導体装置３０の一構成例を示す回路図であり、図１における半導体装置３０の内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は、図１のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
【００６６】
図２において、起動／停止回路７は、ＶＣＣ用比較器７Ａ、インバータ７Ｂおよび７Ｄ、ＡＮＤ回路７Ｃ、ＶＤＤ用比較器７Ｅから構成される。ＶＣＣ用比較器７Ａは、ＶＣＣの電圧と基準電圧を比較し、インバータ７Ｂへ信号を出力する。
【００６７】
ＶＤＤ用比較器７Ｅは、ＶＤＤの電圧と基準電圧を比較し、ＮＡＮＤ回路５、ＡＮＤ回路７Ｃおよびインバータ７Ｄへ信号を出力する。インバータ７Ｂは、ＡＮＤ回路７Ｃへ信号を出力する。ＡＮＤ回路７Ｃの出力により、スイッチ２Ｂが制御され、インバータ７Ｄの出力により、スイッチ２Ａが制御される。
【００６８】
以上のように構成された起動／停止回路７について、その動作を以下に説明する。
起動前は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力がローレベル（Ｌ）、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力がローレベル（Ｌ）のため、レギュレータ２内のスイッチ２Ａがオン、スイッチ２Ｂはオフとなる。
【００６９】
従って、起動用定電流源３の起動電流は、スイッチ２Ａを通ってＶＣＣへ流れる。また、スイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ２Ｃを通ってＶＤＤにも流れる。そして、ＶＤＤの電圧がＶＤＤ用比較器７Ｅにより設定されたＶＤＤ起動電圧に達すると、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力はハイレベル（Ｈ）となり、スイッチング素子１のスイッチング動作が可能となるとともに、スイッチ２Ａがオフとなる。
【００７０】
このとき、ＶＣＣの電圧がＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも高い場合は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力はハイレベル（Ｈ）となっているため、ＡＮＤ回路７Ｃの出力はローレベル（Ｌ）となり、スイッチ２Ｂはオフとなる。また、ＶＤＤ起動時のＶＣＣの電圧が、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低い場合は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力はローレベル（Ｌ）となっているため、ＡＮＤ回路７Ｃの出力はハイレベル（Ｈ）となり、スイッチ２Ｂはオンとなる。
【００７１】
従って、起動後のＶＤＤの電流は、ＤＲＡＩＮもしくはＶＣＣのどちらからより供給されるため、起動直後や過負荷時にＶＣＣが低下しても、半導体装置３０の動作が停止することはない。
【００７２】
フィードバック信号制御回路１１は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａ、および１１Ｂ、抵抗１１Ｃから構成される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａと１１Ｂは、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａを基準としたカレントミラー回路であり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａのドレインおよびゲートは、端子ＦＢと接続される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｂのドレインは抵抗１１Ｃと接続され、比較器８のマイナス入力となる。抵抗１１Ｃの別端子は、基準電圧と接続される。
【００７３】
以上のように構成されたフィードバック信号制御回路１１について、その動作を以下に説明する。
端子ＦＢより電流が注入されると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａおよび１１Ｂに電流が流れ、その電流に応じた電圧降下が抵抗１１Ｃの両端に発生する。つまり、ＦＢ端子電流が増加するにつれて、抵抗１１Ｃの電圧降下が大きくなるため、比較器８への入力電圧は低くなる。従って、ＦＢの電流の大小により、比較器８の入力電圧が変化することになり、ＦＢ端子電流が増加するほど、スイッチング素子１に流れる電流が小さくなる。
【００７４】
クランプ回路１２は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａ、および１２Ｂ、抵抗１２Ｃで構成される。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａのソースはフィードバック信号制御回路１１の出力と接続され、比較器８のマイナス入力となる。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２ＡのドレインはＧＮＤ、ゲートは抵抗１２ＣおよびＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ｂのドレインと接続される。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ｂのゲートは、クランプ電圧可変回路１３の出力と接続される。
【００７５】
以上のように構成されたクランプ回路１２について、その動作を以下に説明する。
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ｂに流れる電流は、クランプ電圧可変回路１３の出力によって変化し、抵抗１２Ｃに電圧降下を発生させる。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａは、フィードバック信号制御回路１１の出力信号が、抵抗１２Ｃの両端電圧とＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａの閾値電圧との和となる電圧以上になると導通し、その電圧値で固定するように動作する。
【００７６】
従って、フィードバック信号制御回路１１の出力信号の最大値を固定するため、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。
クランプ電圧可変回路１３は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｄ、１３Ｅ、１３Ｇ、１３Ｈおよび１３Ｋ、最小クランプ電圧決定用の定電流源１３Ｃ、最大クランプ電圧決定用の定電流源１３Ｆ、発振周波数低下レベル決定用の定電流源１３Ｊ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉとで構成される。
【００７７】
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａと１３Ｂおよび１３Ｋは、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａを基準としたカレントミラー回路であり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａのドレインおよびゲートは、クランプ電圧可変回路１３の入力として、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４のドレインと接続される。
【００７８】
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｄと１３Ｅは、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｄを基準としたカレントミラー回路であり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｄのドレインおよびゲートは、最小クランプ電圧決定用の定電流源１３Ｃ、および、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｂのドレインと接続される。
【００７９】
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｇと１３Ｈは、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｇを基準としたカレントミラー回路であり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｇのドレインおよびゲートは、最大クランプ電圧決定用の定電流源１３Ｆ、および、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｅのドレインと接続される。
【００８０】
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉとクランプ回路１２内のＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ｂは、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉを基準としたカレントミラー回路であり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉのドレインおよびゲートは、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｈのドレインと接続される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｋのドレインは、発振周波数低下レベル決定用の定電流源１３Ｊと接続され、発振周波数低下信号を発振回路９へ出力する。
【００８１】
以上のように構成されたクランプ電圧可変回路１３について、その動作を以下に説明する。
端子ＣＬから、端子ＶＣＣの電圧に応じた電流が、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通ってＮ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａに流れ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａと同じ電流がＮ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｂにも流れる。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｄには、最小クランプ電圧決定用の定電流源１３Ｃの電流値から１３Ｂの電流値を差し引いた電流が流れ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｅにも同じ電流が流れる。
【００８２】
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｇには、最大クランプ電圧決定用の定電流源１３Ｆの電流値からＮ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｅの電流値を差し引いた電流が流れ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｈにも同じ電流が流れる。この電流がＰ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉに流れ、クランプ電圧を決めるためのクランプ回路１２の基準電流となる。
【００８３】
端子ＶＣＣが上昇し、ＣＬ端子電流が増加すると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａ（１３Ｂ）の電流が増加→Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｄ（１３Ｅ）の電流が減少→Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｇ（１３Ｈ）の電流が増加となるため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉの電流が増加し、クランプ回路１２のクランプ電圧が高くなる。
【００８４】
ＣＬ端子電流が非常に大きくなっても、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｂには最小クランプ電圧決定用の定電流源１３Ｃ以上の電流は流れないため、最大クランプ電圧決定用の定電流減１３Ｆの電流が全てＰ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉに流れるときに、クランプ電圧が最大となる。
【００８５】
これとは逆に、端子ＶＣＣが低下し、ＣＬ端子電流が減少すると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａ（１３Ｂ）の電流が減少→Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｄ（１３Ｅ）の電流が増加→Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｇ（１３Ｈ）の電流が減少となるため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉの電流が減少し、クランプ回路１２のクランプ電圧が低くなる。
【００８６】
ＣＬ端子電流がゼロになると、最小クランプ電圧決定用の定電流源１３Ｃの電流は全て１３Ｄに流れるため、最大クランプ電圧決定用の定電流減１３Ｆの電流から最小クランプ電圧決定用の定電流源１３Ｃの電流を差し引いた電流が、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉに流れる。このときに、クランプ電圧が最小となる。
【００８７】
なお、本実施の形態のスイッチング電源装置におけるクランプ電圧可変回路１３は、クランプ電圧の最小値を最大クランプ電圧の１０％程度まで小さくすることができるように構成されている。
【００８８】
以上のように、端子ＣＬからの電流に応じて、クランプ回路１２のクランプ電圧、すなわちスイッチング素子１の過電流保護値が変化し、クランプ電圧の最小値および最大値を決定することができるようになる。
【００８９】
また、端子ＣＬから、端子ＶＣＣの電圧に応じた電流が、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通ってＮ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａに流れ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａと同じ電流がＮ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｋにも流れることで、発振周波数低下レベル決定用の定電流源１３Ｊの電流と比較され、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｋの電流が定電流源１３Ｊの電流よりも小さいと、発振周波数低下信号が発振回路９へ出力される。従って、端子ＣＬの電流が定電流源１３Ｊで設定された電流よりも小さくなると、発振周波数が低くなる。
【００９０】
なお、本実施の形態のスイッチング電源装置における発振回路９は、発振周波数低下信号が入力された場合に、通常時の発振周波数の１／５程度に低くすることができるように構成されている。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置を説明する。
【００９１】
図６は本実施の形態２のスイッチング電源の一構成例を示す回路ブロック図である。本実施の形態のスイッチング電源は、図１のスイッチング電源における変換回路内のダイオード３７とコイル３８とコンデンサ４１の配置を入れ替えたことにより、出力側主端子Ｖｏに出力される電圧の極性が負極性となるが、スイッチング電源としての動作は、基本的に図１のスイッチング電源と同じである。
【００９２】
本実施の形態に示すスイッチング電源は、負極性の制御電圧源が必要なセットにおいても、正極性電圧源と基本回路が同様のスイッチング電源により対応できる。また、本実施の形態のスイッチング電源も、図１のスイッチング電源と同様に、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができる。
【００９３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、負荷短絡時には、過電流保護機能の動作により、発振周波数が低くなり、出力電流を小さくするように動作することができる。
【００９４】
また、スイッチング素子のオフ時には、制御回路は、その基準電位より低い第２の直流電圧の検出を行うことができる。
また、負荷短絡時に補助電源電圧が低下しても、制御回路の電源は供給されるため、安定して動作を続けることができる。
【００９５】
また、補助電源電圧が低くなるにつれて、スイッチング素子の過電流保護値が低くなるため、負荷短絡時の過電流保護値を低下させることができる。
また、出力電圧の垂下時には、発振周波数が低くなってからスイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、出力電流が小さくなりはじめるポイントに対して、過電流保護値のばらつきによる影響をなくすことにより、設定を容易化することができる。
【００９６】
また、装置を構成する部品点数を削減可能とし、装置の小型化および軽量化を行うことができる。
また、補助電源電圧が低くなるほどクランプ電圧が小さくなり、そのクランプ電圧の最小値を最大クランプ電圧の１０％程度にすることができる。
【００９７】
また、発振周波数低下信号が入力された場合に、通常時の発振周波数の１／５程度に低くすることができる。
以上により、従来から設けられている保護回路とは別に回路を追加する必要がなく、部品点数の増加やそれによりコストアップすることなく、負荷短絡時等の過負荷状態に対しても、その場合の負荷電流をより小さく抑えることができ、装置に対する十分な保護機能を得ることができる。
【００９８】
その結果、出力側に別の負荷短絡保護回路を設ける必要がなく、非常に優れた負荷短絡保護機能を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路ブロック図
【図２】同実施の形態１のスイッチング電源装置における半導体装置の一構成例を示す詳細回路ブロック図
【図３】同実施の形態１のスイッチング電源装置における動作波形を示すタイムチャート
【図４】従来のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路ブロック図
【図５】同従来例のスイッチング電源装置における動作波形を示すタイムチャート
【図６】本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路ブロック図
【図７】本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置における過負荷状態での動作の説明図
【図８】従来のスイッチング電源装置における過負荷状態での動作の説明図
【符号の説明】
１　　スイッチング素子
２　　レギュレータ
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ　　スイッチ
３　　起動用定電流源
４　　ゲートドライブ回路
５　　ＮＡＮＤ回路
６　　ドレイン電流検出回路
７　　起動／停止回路
７Ａ　　ＶＣＣ用比較器
７Ｂ、７Ｄ　　インバータ
７Ｃ　　ＡＮＤ回路
７Ｅ　　ＶＤＤ用比較器
８　　比較器
９　　発振回路
９Ａ　　最大デューティサイクル信号
９Ｂ　　クロック信号
１０　　ＲＳフリップフロップ回路
１１　　フィードバック信号制御回路
１１Ａ、１１Ｂ　　Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１１Ｃ　　抵抗
１２　　クランプ回路
１２Ａ、１２Ｂ　　Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１２Ｃ　　抵抗
１３　　クランプ電圧可変回路
１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｄ、１３Ｅ、１３Ｇ、１３Ｈ、１３Ｋ　　Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１３Ｃ　　最小クランプ電圧決定用定電流源
１３Ｆ　　最大クランプ電圧決定用定電流源
１３Ｉ　　Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１３Ｊ　　発振周波数低下レベル決定用定電流源
１４　　Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
３０　　（スイッチング電源用の）半導体装置
３１、３４、４１　　コンデンサ
３２、３７　　ダイオード
３３、３９　　ツェナーダイオード
３５　　抵抗
３６　　制御信号伝達回路
３６Ａ　　フォトトランジスタ
３６Ｂ　　フォトダイオード
３８　　コイル
４０　　出力電圧検出回路
４２　　負荷
【図１】
2004048910.tif 000003
【図２】
2004048910.tif 000004
【図３】
2004048910.tif 000005
【図４】
2004048910.tif 000006
【図５】
2004048910.tif 000007
【図６】
2004048910.tif 000008
【図７】
2004048910.tif 000009
【図８】
2004048910.tif 000010