(57)【要約】【課題】ゲート電源の起動直後にピーク電流を抑制するとともに、小型で安価なゲート駆動用電源装置を提供する。【解決手段】ゲート駆動用電源装置１００では、あらかじめ３端子レギュレータ５への直流出力電圧Ｖｄｃを高く設定することで、起動信号生成部１０４での補助電源電圧Ｖｓをより早く立上げるように構成している。また、ｆ０／ｆ１発振回路３０は２つの異なる周波数のゲート信号を生成するものであって、単相インバータ１０２が起動した直後は、高い周波数のゲート信号によりオンオフ制御し、起動してから一定時間が経過したときに、タイマ回路７と切換回路８を用いて低い周波数のゲート信号に切替えるようにしている。【選択図】      図１
2004260958.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パワーデバイスをオンオフ駆動するゲート駆動回路の電源を構成するゲート駆動用電源装置において、
直流電源電圧を所定の直流中間電圧まで昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの後段に接続され、前記直流中間電圧が入力するインバータ回路と、
前記インバータ回路を構成するスイッチング素子に対して所定の周波数を有する制御信号でオンオフ制御する制御回路と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータから供給する補助電源電圧により前記制御回路を立上げるための起動信号を生成する起動信号生成回路と、
を備え、前記インバータ回路を起動する際、前記起動信号生成回路では、前記直流中間電圧を立上げるタイミングより早く前記補助電源電圧を立上げることにより前記起動信号を生成して、前記直流中間電圧が低い状態から前記インバータ回路でスイッチング動作を行うようにしたことを特徴とするゲート駆動用電源装置。
【請求項２】
パワーデバイスをオンオフ駆動するゲート駆動回路の電源を構成するゲート駆動用電源装置において、
直流電源電圧を所定の直流中間電圧まで昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの後段に接続され、前記直流中間電圧が入力するインバータ回路と、
前記インバータ回路を構成するスイッチング素子に対して複数の周波数の制御信号を切替えてオンオフ制御する制御回路と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータから補助電源を供給することで前記制御回路を立上げるための起動信号を生成する起動信号生成回路と、
を備え、前記制御回路では、前記インバータ回路を起動する際には、高い周波数の制御信号により前記スイッチング素子をオンオフ制御し、起動後に一定時間が経過したとき、前記制御信号を低い周波数のものに切替えるようにしたことを特徴とするゲート駆動用電源装置。
【請求項３】
前記インバータ回路を起動する際、前記起動信号生成回路では、前記直流中間電圧を立上げるタイミングより早く前記補助電源電圧を立上げることにより前記起動信号を生成して、前記直流中間電圧が低い状態から前記インバータ回路でスイッチング動作を行うようにしたことを特徴とする請求項２記載のゲート駆動用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、パワーデバイスをオンオフ駆動するゲート駆動回路の電源を構成するゲート駆動用電源装置に関し、特に、起動直後にゲート駆動回路の出力電流ピーク値を低減するようにしたゲート駆動用電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の電力用の絶縁ゲート半導体素子（パワーデバイス）をオンオフ、ないしはスイッチング動作させる際に、過渡的な過電圧や過電流の発生を防止するようにしたゲート駆動用電源装置は、例えば下記の特許文献１に記載されている。
【０００３】
図７は、従来のゲート駆動用電源装置の一例を示す回路構成図である。ゲート駆動用電源装置７００は、直流電源１からＤＣ／ＤＣコンバータ１０１により入力直流電圧Ｅを一定の直流電圧（直流中間電圧Ｖｉｆ）に制御して、その後段に接続した単相インバータ１０２により交流出力電圧Ｖａｃに変換するものである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、直流電源１に対して並列接続されたコンデンサＣ１、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２、スイッチングトランジスタＱ１、コンデンサＣ２、及びフライバックダイオードＤ１から構成されている。
【０００４】
単相インバータ１０２は、コンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路と、スイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３とから構成されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１から単相インバータ１０２への出力を直流中間電圧Ｖｉｆとする。このＤＣ／ＤＣコンバータ１０１では、フォトカプラＰＣを介してトランスＴ１の１次巻線Ｎ１側のＰＷＭ制御回路２に直流中間電圧Ｖｉｆをフィードバックすることによって、スイッチングトランジスタＱ１のパルス幅制御を行っており、一定電圧に制御された直流中間電圧Ｖｉｆが単相インバータ１０２へ出力される。
【０００５】
制御部１０３は、発振回路３とパルス分配回路４とから構成されていて、発振回路３で決定される所定の周波数ｆ１を有する制御信号でもって、単相インバータ１０２を構成するスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３をオンオフ制御している。パルス分配回路４は、２つのアンドゲートＧ１，Ｇ２、及び否定ゲートＧ３から構成され、ここからスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３の各ゲートに制御パルスが供給される。これらのスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３には、それぞれソースドレイン間に寄生ダイオード成分Ｄ２，Ｄ３が存在する。
【０００６】
起動信号生成部１０４は、ダイオードＤ４、コンデンサＣ５、３端子レギュレータ５、及び起動信号発生回路６から構成され、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３に接続されている。この起動信号生成部１０４では、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３から供給される電源から、ダイオードＤ２とコンデンサＣ５を介して変換された直流出力電圧Ｖｄｃを３端子レギュレータ５に入力して、制御部１０３の発振回路３とパルス分配回路４を立上げる補助電源電圧Ｖｓを出力するとともに、起動信号発生回路６で生成した起動信号Ｓ０をパルス分配回路４に出力している。
【０００７】
ここでは、１台のゲート駆動用電源装置７００から複数個のゲート駆動回路１１，１２，１３に対して同時に電源を供給するためのシステムとして示している。すなわち、ゲート駆動用電源装置７００には、その負荷回路として複数のゲート駆動回路１１，１２，１３、及びこれらのゲート駆動回路１１，１２，１３によってそれぞれ駆動されるパワーデバイス２１，２２，２３が設けられている。
【０００８】
図８は、ゲート駆動回路１１の構成の一例を示す図である。
パワーデバイス２１のゲート駆動回路１１（１２，１３も同じ構成である。）は、トランスＴ２、ダイオードＤ５〜Ｄ８、コンデンサＣ６，Ｃ７、及びゲート制御回路９から構成されている。トランスＴ２には、その１次巻線Ｎ４からゲート駆動用電源装置７００の交流出力電圧Ｖａｃを供給するとともに、２次巻線Ｎ５側にダイオードＤ５〜Ｄ８による整流用ブリッジを設けることにより、パワーデバイス駆動用の直流電源を構成している。この直流電源は、さらにコンデンサＣ６，Ｃ７を介してゲート制御回路９に接続される。
【０００９】
ゲート駆動回路１１では、そこに入力される交流出力電圧Ｖａｃを直流に変換してゲート制御回路９に供給して、ゲート制御回路９のゲートオンオフ信号によりパワーデバイス２１を制御するとともに、ゲート駆動用電源装置７００が停電した際にも、コンデンサＣ６，Ｃ７によって安定してパワーデバイス２１〜２３に対してゲートオフ信号を与えることができる。このようなゲート駆動回路１１には、通常、パワー回路と制御回路との間を絶縁する目的で、パワーデバイス２１〜２３のゲート駆動回路１１〜１３には、それぞれトランスＴ２を設けている。そのため、このようなゲート駆動回路１１は、電源としてゲート駆動用電源装置７００の交流出力電圧Ｖａｃを用いている。
【００１０】
【特許文献１】
特開平９−７４３４５号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ゲート駆動回路１１は上述したようなコンデンサＣ６，Ｃ７を内蔵しているために、ゲート駆動用電源装置７００の起動時にゲート駆動回路１１内のコンデンサＣ６，Ｃ７を充電する必要があった。しかも、起動時には通常の運転中に流れる負荷電流よりもかなり大きな充電電流が流れてしまう。
【００１２】
図９、図１０は、いずれもゲート駆動用電源装置７００の動作を説明するためのタイミング図である。図９には、直流中間電圧Ｖｉｆが目標電圧に立ち上がった直後のゲート駆動用電源装置７００の交流出力電圧Ｖａｃと交流出力電流Ｉａｃとを示している。また、図１０は直流中間電圧Ｖｉｆが目標電圧に立ち上がる時間（２０ｍｓ）までを拡大して示す図であって、同図（ａ）は、ゲート駆動用電源装置７００の交流出力電圧Ｖａｃの包絡線、同図（ｂ）は交流出力電流Ｉａｃの包絡線、同図（ｃ）は直流中間電圧Ｖｉｆの変化を示している。
【００１３】
このことから、上述した従来のゲート駆動用電源装置には下記の課題が残されていた。
第一に、ゲート駆動用電源装置７００の起動時には、ゲート駆動回路１１のコンデンサＣ６，Ｃ７の電圧が０Ｖであるため、トランスＴ２の２次巻線Ｎ５側の電圧が０Ｖとなり、２次巻線Ｎ５側は短絡状態と同じ状態になる。このため、ゲート駆動用電源装置７００からの出力電流は、トランスＴ２の１次巻線Ｎ４側での漏れインダクタンスと配線インダクタンス分によるインピーダンスによって、図９、図１０（ｂ）に示すように、過大なピーク電流（コンデンサ充電電流）が流れるという問題があった。
【００１４】
第二に、遅れ力率を有する負荷の場合、インバータの起動直後に、第１発目のパルスに同期して立ち上がる電流は０Ａから始まるため、起動直後の電流ピーク値が大きくなるという問題があった。
【００１５】
したがって、ゲート駆動用電源装置７００内で用いるスイッチングデバイスとしては、こうした起動直後のピーク電流を確実に遮断できる性能を備え、周辺回路でもそれに対応した素子を使用しなければならず、ゲート駆動用電源装置が大型かつ高価になるという問題があった。
【００１６】
この発明の目的は、ゲート電源の起動直後にピーク電流を抑制するとともに、小型で安価なゲート駆動用電源装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、パワーデバイスをオンオフ駆動するゲート駆動回路の電源を構成するゲート駆動用電源装置が提供される。このゲート駆動用電源装置は、直流電源電圧を所定の直流中間電圧まで昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの後段に接続され、前記直流中間電圧が入力するインバータ回路と、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子に対して所定の周波数を有する制御信号でオンオフ制御する制御回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータから供給する補助電源電圧により前記制御回路を立上げるための起動信号を生成する起動信号生成回路と、を備えている。
【００１８】
そして、前記インバータ回路を起動する際、前記起動信号生成回路では、前記直流中間電圧を立上げるタイミングより早く前記補助電源電圧を立上げることにより前記起動信号を生成して、前記直流中間電圧が低い状態から前記インバータ回路でスイッチング動作を行うようにした。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
図１は、この発明の実施の形態に係るゲート駆動用電源装置を示す回路構成図である。
【００２０】
ゲート駆動用電源装置１００では、従来のゲート駆動用電源装置７００における制御部１０３の発振回路３に代えて、ｆ０／ｆ１発振回路３０を用いている。このｆ０／ｆ１発振回路３０は２つの異なる周波数のゲート信号を生成するものであって、単相インバータ１０２が起動した直後は、高い周波数のゲート信号によりオンオフ制御し、起動してから一定時間が経過したときに、タイマ回路７と切換回路８を用いて低い周波数のゲート信号に切替えるようにしている。
【００２１】
また、このゲート駆動用電源装置１００では、あらかじめ３端子レギュレータ５への直流出力電圧Ｖｄｃを高く設定することで、起動信号生成部１０４での補助電源電圧Ｖｓをより早く立上げるように構成している。この場合、ゲート駆動用電源装置１００において直流出力電圧Ｖｄｃを高く設定するための回路構成としては、図７に示す従来のゲート駆動用電源装置７００のトランスＴ１の３次巻線Ｎ３の巻線数を、後述するように異ならせるだけでよい。
【００２２】
なお、図１に示す制御部１０３と起動信号生成部１０４を除くゲート駆動用電源装置１００の構成については、図７の従来のゲート駆動用電源装置７００と同一であって、それらの詳細な説明については省略する。
【００２３】
図２は、この発明のゲート駆動用電源装置の動作信号波形を示す図である。同図（ａ）には、単相インバータ１０２へ出力される直流中間電圧Ｖｉｆ、同図（ｂ）には、起動信号生成部１０４の３端子レギュレータ５に入力される直流出力電圧Ｖｄｃ、同図（ｃ）には、制御部１０３のｆ０／ｆ１発振回路３０とパルス分配回路４を立上げるための補助電源電圧Ｖｓ、同図（ｄ）には、制御部１０３のパルス分配回路４に出力される起動信号Ｓ０、同図（ｅ）には、ゲート駆動用電源装置１００からゲート駆動回路１１，１２，１３に入力される交流出力電圧Ｖａｃを示す。
【００２４】
つぎに、図１及び図２を参照しながら、ゲート駆動用電源装置１００の動作について説明する。
図１において、トランスＴ１、スイッチングトランジスタＱ１、コンデンサＣ１，Ｃ２、フライバックダイオードＤ１は、擬似共振形のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１を構成している。このＤＣ／ＤＣコンバータ１０１には、直流電源１の電圧Ｅを供給している。直流電源１の電圧Ｅは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１によって所定の直流中間電圧Ｖｉｆまで昇圧される。このＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の直流中間電圧Ｖｉｆは、フォトカプラＰＣを介してトランスＴ１の１次巻線Ｎ１側に設けたＰＷＭ制御回路２にフィードバックされ、パルス幅制御によって一定電圧に制御される。
【００２５】
単相インバータ１０２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１によって生成した直流中間電圧Ｖｉｆに対してスイッチングトランジスタＱ２とＱ３の直列回路が接続され、コンデンサＣ３，Ｃ４によって直流中間電圧Ｖｉｆを分割している。この単相インバータ１０２の交流出力電圧Ｖａｃは、コンデンサＣ３とＣ４の中間接続点と、スイッチングトランジスタＱ２とＱ３の中間接続点とからそれぞれ取り出されて、複数のゲート駆動回路１１，１２，１３に供給される。
【００２６】
図２（ａ）に示すように、単相インバータ１０２を起動する際には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１でソフトスタートパターンにより直流中間電圧Ｖｉｆを０ボルトから目標電圧値Ｖｐ５０まで立上げている。同様に、起動信号生成部１０４では、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３とフライバックダイオードＤ４からなる回路で直流出力電圧Ｖｄｃを立上げ（図２（ｂ））、３端子レギュレータ５により直流の補助電源電圧Ｖｓを生成する（図２（ｃ））。直流中間電圧Ｖｉｆをソフトスタートパターンにて立上げているのは、フライバックダイオードＤ１に過電流が流れることを防止するためである。
【００２７】
起動信号生成部１０４は、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３に接続されたフライバックダイオードＤ４、コンデンサＣ５、３端子レギュレータ５から構成され、パルス分配回路４に対してスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３のゲート信号を発生するための補助電源電圧Ｖｓを供給している。したがって、起動信号生成部１０４における直流出力電圧Ｖｄｃも同じトランスＴ１の３次巻線Ｎ３から変換されたものであって、発生する電圧値自体は１次巻線Ｎ１と３次巻線Ｎ３との巻数比によって異なるものの、この直流出力電圧Ｖｄｃが最終目標電圧値に到達するタイミングは、直流中間電圧Ｖｉｆと同じタイミングｔ１となる。図２（ｂ）では、この発明における直流出力電圧Ｖｄｃを太線で示し、細線により従来装置における直流出力電圧Ｖｄｃの変化を示している。
【００２８】
すなわち、トランスＴ１の各巻線Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３の巻数比を
Ｎ１：Ｎ２：Ｎ３＝ｎ１：ｎ２：ｎ３
とすると、起動信号生成部１０４では、３端子レギュレータ５で制御可能な最低電圧を発生するための巻数比をｎ３（ＭｌＮ）とした場合、巻数比ｎ３を
ｎ３＞ｎ３（ＭｌＮ）
に設定する。これにより、３端子レギュレータ５への直流出力電圧ＶｄｃをＶｐａからＶｐｂに高めることができる。そして、単相インバータ１０２の入力である直流中間電圧Ｖｉｆの立上り過程の早い時期（タイミングｔ０）までに、補助電源電圧Ｖｓを所定の目標電位Ｖｐまで立上げることが可能になる。図２（ｃ）では、細線により従来装置における補助電源電圧Ｖｓの変化を示している。
【００２９】
単相インバータ１０２を制御する制御部１０３では、起動信号生成部１０４からの補助電源電圧Ｖｓをパルス分配回路４などに供給して、ここから所定の周波数を有するゲート信号を生成する。生成されたゲート信号により、単相インバータ１０２のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３をオンオフ制御して、インバータの運転を開始することにより、直流中間電圧Ｖｉｆの立上りに応じて、交流出力電流Ｉａｃを低い電圧値から徐々に定格電圧にまで立上げることができる（図２（ｅ））。このとき、単相インバータ１０２からゲート駆動回路１１，１２，１３に出力される交流出力電流Ｉａｃ自体が小さくなるので、トランスＴ２の１次側での漏れインダクタンスと配線インダクタンス分によるインピーダンスＬがあっても、過大なピーク電流を抑制できる。
【００３０】
ここでは、図２（ｄ）に示すように、従来装置７００での起動信号に比ベて、直流中間電圧Ｖｉｆがより低い電圧状態の時点で起動信号Ｓ０を立上げている。したがって、ゲート駆動回路１１，１２，１３などに印加されている交流出力電圧Ｖａｃは、トランスＴ２の１次巻線側で従来に比べてｄＶ（＝Ｖａ−Ｖｂ）だけ小さな電圧として印加されるから、交流出力電流Ｉａｃのピーク値の大きさも抑制される。
【００３１】
また、図１のゲート駆動用電源装置１００における制御部１０３は、ｆ０／ｆ１発振回路３０によってスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３のゲート信号を発生している。このｆ０／ｆ１発振回路３０では、分周器などを用いることで２つの発振周波数ｆ０，ｆ１でゲート信号を出力する。切換回路８では、入力された２つのゲート信号のいずれかを選択して、発振周波数ｆ０、或いはｆ１のいずれかに切替えて出力する。この切換回路８には、タイマ回路７によって遅延した起動信号が入力することで、高い発振周波数ｆ０のゲート信号から低い発振周波数ｆ１のものに切替えられる。２つのゲート信号のうち、低い発振周波数ｆ１のものが最終的にゲート駆動用電源装置１００からの交流出力電圧Ｖａｃの周波数となる。
【００３２】
いま、ゲート駆動回路１１，１２，１３のトランスＴ２の１次インダクタンスをＬ１とすると、起動直後にゲート駆動回路１１，１２，１３に流れる交流出力電流Ｉａｃは、次の式（１）のようになる。
【００３３】
【数１】
Ｉａｃ＝Ｖａｃ／Ｌ１×△Ｔ        …（１）
△Ｔはゲート信号の周期であり、発振周波数ｆ０に対して発振周波数ｆ１が１／２であれば、最終的にゲート駆動用電源装置１００の交流出力電流Ｉａｃは式（２）のようになる。
【００３４】
【数２】
Ｉａｃ＝Ｖａｃ／Ｌ１×△Ｔ／２      …（２）
すなわち、起動直後における発振周波数を２倍にすれば、交流出力電流Ｉａｃの大きさ自体が半減するから、起動直後のピーク電流を抑制することが可能となる。
【００３５】
図３、図４は、図１に示す実施の形態におけるインバータ起動前後での電流電圧波形を示すタイミング図である。いずれの図でも、横軸を時間軸としており、図３では、電源投入時刻からｔ０時間（例えば、１０．００ｍｓ）経過して、交流出力電圧Ｖａｃを出力しはじめる前後を拡大して示している。また図４には、直流中間電圧Ｖｉｆの変化を図３に示す電流電圧波形の包絡線とともに示している。これらのタイミング図はいずれも図９、図１０で説明した従来装置７００における動作波形に対応するものである。
【００３６】
図３に示す交流出力電圧Ｖａｃ及び交流出力電流Ｉａｃは、図９に示す従来のものと比較して、周波数がほぼ２倍となり、その電圧値、電流値の絶対値もほぼ半減しているために、起動直後の交流出力電流のピーク値を低減できる。
【００３７】
図５、図６には、ｆ０／ｆ１発振回路３０による発振周波数の切替えを行わないで、従来と同じ低周波のままで起動した場合の動作波形を示す。この場合は、３端子レギュレータ５への直流出力電圧Ｖｄｃを高く設定しているだけであるが、交流出力電流Ｉａｃのピーク値を従来の場合（図９）より低減できる。
【００３８】
なお、制御部１０３の回路構成はアナログ、ディジタルのいずれの方式で構成することも可能であるが、ｆ０／ｆ１発振回路３０、タイマ回路７、及び切換回路８を確実に駆動するためには、安定した直流電源を供給する必要がある。そこで、起動信号生成部１０４では、３端子レギュレータ５を用いて、安定した補助電源電圧Ｖｓを発生するようにしているが、３端子レギュレータ５の代わりにツェナーダイオードを用いてもよい。
【００３９】
また、以上の説明では、制御部１０３に供給される補助電源電圧ＶｓをＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の３次巻線Ｎ３から取り出すようにしているが、単相インバータ１０２の直流中間電圧Ｖｉｆをレギュレータなどで制御することで生成することも可能である。
【００４０】
【発明の効果】
以上に説明したように、この発明のゲート駆動用電源装置によれば、ゲート電源起動直後の電流ピーク値を抑制することが可能となり、小型で安価な電源装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態に係るゲート駆動用電源装置を示す回路構成図である。
【図２】この発明のゲート駆動用電源装置の動作信号波形を示す図である。
【図３】図１に示すゲート駆動用電源装置の動作を説明するための電流電圧波形図である。
【図４】図３に示す電流電圧波形の包絡線とともに直流中間電圧の変化を示す図である。
【図５】発振周波数の切替えを行わないでゲート駆動用電源装置を動作させた場合の電流電圧波形図である。
【図６】図５に示す電流電圧波形の包絡線とともに直流中間電圧の変化を示す図である。
【図７】従来のゲート駆動用電源装置の一例を示す回路構成図である。
【図８】ゲート駆動回路の構成の一例を示す図である。
【図９】従来のゲート駆動用電源装置の動作を示す電圧電流波形図である。
【図１０】従来のゲート駆動用電源装置の動作を示す電圧電流波形図である。
【符号の説明】
１  直流電源
２  ＰＷＭ制御回路
４  パルス分配回路
５  三端子レギュレータ
６  起動信号発生回路
７  タイマ回路
８  切換回路
９  ゲート制御部
１１，１２，１３  ゲート駆動回路
２１，２２，２３  パワーデバイス
３０  ｆ０／ｆ１発振回路
１００  ゲート駆動用電源装置
１０１  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０２  単相インバータ
１０３  制御部
１０４  起動信号生成部
【図１】
2004260958.tif 000003
【図２】
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【図３】
2004260958.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2004260958.tif 000009
【図８】
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【図９】
2004260958.tif 000011
【図１０】
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