(57)【要約】【目的】ＧＮＤや電源ラインの電位変動を抑えて性能を向上させたＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプを提供する。【構成】３チャンネルのデジタルオーディオアンプ３０は、３組のＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプユニット１０ａ、１０ｂ、１０ｃからなるＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプに、変調対象の３つのアナログ入力信号１、２、３及び予め位相シフトした互いに異なる位相の３つのキャリア信号Ｄ、Ｅ、Ｆがそれぞれ入力され、各チャンネル毎にローパスフィルタ３と出力負荷４のスピーカが接続された構成であり、無入力時の各チャンネルの前記出力段アンプ１、２、３の各ＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２の出力Ａ点、Ｂ点、Ｃ点の電圧波形の位相が互いに異なる位相となって各チャンネル間の駆動電流の相互干渉が回避されてＧＮＤ１、２、３点の電位変動が小さくなって相互干渉を低減している構成。【選択図】　図１
2004048333.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調対象のアナログ入力信号及びキャリア信号が入力されるＰＷＭ変調器と、前記ＰＷＭ変調器のＰＷＭ出力矩形波を増幅する出力段アンプと、からなるアンプユニットを２組以上備えるＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプにおいて、無入力時の各ユニットの前記出力段アンプのＰＷＭ出力矩形波の位相が少なくとも２種以上の異なる位相となるように位相シフトさせる位相シフト手段を有することを特徴とするＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタルオーディオアンプやモータドライバに用いられるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調方式Ｄ級アンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプを用いたデジタルアンプ機器、例えばマルチチャンネルのデジタルオーディオアンプは、各チャンネルのＰＷＭ出力矩形波を無入力時にデューティ５０％としてＰＷＭ出力矩形波の立ち上がり／立ち下がりのエッジを一致させていて、出力を得るときは各チャンネルで各々デューティを変化させることで実現する駆動方式である。
【０００３】
上記ＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプを用いたデジタルオーディオアンプの１チャンネルの基本ユニットは、図７のブロック回路図例に示されるように、ＰＷＭ変調すべきアナログ入力信号１（以下、入力信号１と称する。）と、これに対して比較基準となる十分に高い周波数のキャリア信号Ｍ（三角波又は矩形波）と、をオペアンプの電圧コンパレータＡ１の反転入力端子−と非反転入力端子＋にそれぞれ入力して比較することにより、前記入力信号１のレベルに対応した幅を有するパルス列（ビットストリーム）をＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ１として得、これを出力段アンプ（パワースイッチング回路）Ａ２でパルス増幅してＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２を得る構成のＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプユニット１０に、インダクタＬとコンデンサＣからなるローパスフィルタ３と、出力負荷４であるスピーカを接続した構成となっている。
【０００４】
マルチチャンネルのデジタルオーディオアンプでは、上記ＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプユニット１０を２組以上備えている。例えば図８に示されるような３チャンネルのデジタルオーディオアンプ２０の場合はＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプユニット１０の３組構成であり、各チャンネルの入力信号１、入力信号２、入力信号３毎にＰＷＭ変調器のＰＷＭ変調１、ＰＷＭ変調２、ＰＷＭ変調３と出力段アンプ１、出力段アンプ２、出力段アンプ３が備えられ、さらにこれらの出力にローパスフィルタ３と出力負荷４がそれぞれ接続されて共通のキャリア信号Ｍが前記ＰＷＭ変調１、ＰＷＭ変調２、ＰＷＭ変調３に入力されている。
【０００５】
尤も、上記のようなＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプユニット１０を２組以上用いたマルチチャンネルのデジタルオーディオアンプは、一般に音質が悪いという評価がなされている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来のマルチチャンネルのデジタルオーディオアンプ２０に用いられているＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプの問題点として、以下のような点が挙げられる。
（１）出力負荷４を駆動する場合、出力段アンプのＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２のエッジ部分での過渡的な電流が、ＧＮＤまたは電源の共通インピーダンスにより電位変動を生じさせ、回路全体の誤動作あるいは変復調変換精度を悪化させていることが挙げられる。図９は図８のデジタルオーディオアンプ２０における出力段アンプ１、出力段アンプ２、出力段アンプ３の出力Ａ点、Ｂ点、Ｃ点と各ＧＮＤ１、ＧＮＤ２、ＧＮＤ３の電圧波形図であるが、図から判るようにそれらは同位相であって、Ａ点、Ｂ点、Ｃ点の電圧波形のエッジ部分でＧＮＤ１、ＧＮＤ２、ＧＮＤ３に同じような大きな電位変動が見られる。このような電位変動はＡ点、Ｂ点、Ｃ点の電圧波形を互いに逆位相としても解消されない。
【０００７】
上記現象は、ＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプユニット１０の組数、マルチチャンネルのデジタルオーディオアンプ２０で言えばチャンネル数が多くなればなるほど、各チャンネル間の駆動電流が複雑に干渉しあいＰＷＭ変調システムの変調精度をさらに悪化させる結果となる。理想状態から外れて変換された部分は、ローパスフィルタ３で復調したときに歪みやノイズとなって現れる。
（２）前記デジタルオーディオアンプ２０では、アナログ入力信号１、２、３が小さい場合、各チャンネルの出力段アンプのＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２のエッジ部分でのチャンネル間の相互干渉により、相対的に歪率が悪くなってアンプの性能ダウンを余儀なくされている。音量を小さくすると場合によっては音楽信号を聞きにくくする程度の「サー」というノイズが聞こえるのである。
（３）各チャンネル間の相互干渉はマルチチャンネル駆動用のドライバＩＣ内部でも生じている。
【０００８】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、アンプユニット２組以上で構成されたＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプの各組の出力段アンプのＰＷＭ出力矩形波の相互干渉を低減することにより、ＧＮＤや電源ラインの電位変動を小さく抑えてアンプの性能を向上させたＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプを提供するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、変調対象のアナログ入力信号１、２、３及びキャリア信号Ｄ、Ｅ、Ｆが入力されるＰＷＭ変調器と、前記ＰＷＭ変調器のＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ１を増幅する出力段アンプと、からなるアンプユニット１０を２組以上備えるＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプにおいて、無入力時の各アンプユニットの前記出力段アンプ１、２、３のＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２の位相が少なくとも２種以上の異なる位相となるように位相シフトさせる位相シフト手段を有することを特徴とするＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプを提供することにより、上記課題を達成する。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明のＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプの実施の形態数例を典型的なマルチチャンネルのデジタルオーディオアンプについて図面に基づいて説明する。
【００１１】
図１は本発明に係る第１の実施の形態の３チャンネル対応のＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプ（３組のアンプユニット構成）を用いたデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。図２は図１における各チャンネルの出力段アンプ１、出力段アンプ２、出力段アンプ３の出力Ａ点、Ｂ点、Ｃ点の電圧と各ＧＮＤ１、ＧＮＤ２、ＧＮＤ３の電圧波形図である。図３は本発明に係る第２の実施の形態の３チャンネル対応のＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプ（３組のアンプユニット構成）を用いたデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。図４は位相シフト付ＰＷＭ変調回路の回路図例である。図５は本発明に係る第３の実施の形態の２チャンネル対応（４組のアンプユニット構成）のＢＴＬデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。図６は本発明に係る第４の実施の形態の２チャンネル対応（４組のアンプユニット構成）のＢＴＬデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。
【００１２】
図１の３チャンネルのデジタルオーディオアンプ３０は、３組のＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプユニット１０ａ、１０ｂ、１０ｃからなるＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプに、変調対象の３つのアナログ入力信号（入力信号１、２、３）及び３つのキャリア信号（Ｄ、Ｅ、Ｆ信号）がそれぞれ入力され、各ユニット（各チャンネル）毎にローパスフィルタ３と出力負荷４のスピーカを接続した構成であり、特に無入力時の各組（各チャンネル）の前記出力段アンプ１、２、３の各ＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２の出力Ａ点、Ｂ点、Ｃ点の電圧の位相が図２に示されるように第１の位相シフト手段によって互いに異なる位相となって各組間（各チャンネル間）の駆動電流の相互干渉が回避されてＧＮＤ１、２、３点の電位変動が小さくなっている点に特徴を有する（図９と比較参照）。
【００１３】
上記第１の位相シフト手段は、図１から明らかなように予め互いに異なる位相となるように位相シフトさせた変調用の三角波あるいは短形波のキャリヤ信号（Ｄ信号、Ｅ信号、Ｆ信号）を生成しておき、各組のＰＷＭ変調器１、２、３に各々入力するというものである。前記キャリヤ信号のＤ、Ｅ、Ｆ信号は、例えば一つの矩形波信号Ｄ信号（周波数４００ｋＨｚのクロック信号）とこれに遅延時間の異なる遅延回路を付加することで位相の異なるＥ信号、Ｆ信号を予め生成しておくのである。なお、キャリア信号Ｍとしては位相シフトの容易性からして、矩形波の方がデジタルシフトが回路的に容易に実現できるので本発明に好適である。また、上記ＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２の位相シフト後のエッジはアップエッジでもダウンエッジでもよいが、位相シフト量は駆動波形のエッジのスルーレート、駆動電流などに依存するため、ＧＮＤライン又は電源ラインの変位が収束するポイント以上（電位変動期間より長いポイント）に調整する（図２参照）ことが肝要である。
【００１４】
次に、第２の位相シフト手段として、図３の３チャンネルのデジタルオーディオアンプ４０のように、各アンプユニットのＰＷＭ変調器を位相シフト回路１５を追加した位相シフト付ＰＷＭ変調器１４とすることでも実現される。この方式は、共通のキャリア信号Ｍが各組の位相シフト付ＰＷＭ変調器１４に入力されるが、各アンプユニットの位相シフト付ＰＷＭ変調器１４内で位相シフトされたＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ１が出力され、結果として出力段アンプ１、２、３の各ＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２も互いに異なる位相となるのである。なお、上記第１と第２の位相シフト手段の併用でもよいことは言うまでもない。
【００１５】
図４は上記位相シフト付ＰＷＭ変調器１４の回路図例である。ＰＷＭ変調された矩形波出力ＰＷＭ１から単純に時定数をつけて入力オペアンプＡ３に加算することで実現され、位相シフト量は図４中の時定数設定部１６（信号遅延回路である。）で調整する。前記時定数設定部１６の回路構成は図４のような抵抗Ｒ４、コンデンサＣ２からなるＣＲ信号遅延回路以外の信号遅延回路でもよい。
【００１６】
次に、本発明に係るＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプは、図５に示すようなＢＴＬ（ｂａｌａｎｃｅｄ　ｔｒａｎｓｆｏｍｅｒｌｅｓｓ）回路を用いたデジタルオーディオアンプ５０にも適用できる。即ち、２チャンネルの場合を想定すると、１つのＰＷＭ変調器と２つの出力段アンプ及びインバータからなるＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプユニット２組に対して、互いに位相シフトしたキャリア信号Ｇ信号とＨ信号及び入力信号１、入力信号２をそれぞれ入力し、図中の出力段アンプ２と出力段アンプ４にはインバータで反転したＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ１′を入れるのである。ＢＴＬ回路内では逆位相となっているが、チャンネル間では位相シフトしていて各出力段アンプ１、２、３、４のＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２は２つの異なる位相となって、相互干渉が低減されている。
【００１７】
また、図６に示されるＢＴＬ回路を用いたデジタルオーディオアンプ６０のように、１チャンネルにつき２組のＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプユニット（２チャンネルでは４つのＰＷＭ変調器１、２、３、４構成となる。）を設けて、各ＰＷＭ変調器１、２、３、４に２チャンネルのアナログ入力信号とこれらを反転回路で反転させた反転入力信号をそれぞれ入力し、キャリア信号として位相を互いに位相シフトさせたＧ信号、Ｈ信号、Ｉ信号、Ｊ信号をそれぞれ入力する構成もできる。図６の場合は、ＢＴＬ内位相シフト及びチャンネル間位相シフト双方とも行っており、全ての出力段アンプのＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２の位相は異なっていて、各ＧＮＤの電位変動はＢＴＬ回路内及びチャンネル間で干渉しないことになる。
【００１８】
なお、各チャンネルの出力段アンプのＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２の位相は図６のように全て互いに異なるようにシフトさせてもよいが、ＧＮＤ（又は電源）の電位変動が比較的小さい場合は、幾つかのチャンネルで同位相のままでもよい、例えばＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄの４チャンネルの場合にＡとＢは同位相、ＣとＤは同位相（Ａ＝Ｂ≠Ｃ＝Ｄ）としてもよい。要するに２以上の出力段アンプのＰＷＭ出力矩形波ＰＷＭ２の位相が少なくとも２種以上の異なる位相となるように位相シフトさせる位相シフト手段を備えていれば本発明の作用・効果が得られるのである。
【００１９】
念のために付言すれば、本発明のＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプはデジタルオーディオアンプに限らず、例えばマルチチャンネル出力ドライバＩＣの場合でも適用でき、ＩＣ内部のＧＮＤ変動による干渉が防げることになることは勿論である。
【００２０】
【発明の効果】
本発明に係るＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプは上記のように構成されているため、
（１）簡単な構成で、ＧＮＤ又は電源インピーダンスによる歪率悪化やノイズを低減できる。
（２）各チャンネルの位相シフト量を順次変えていくことで６チャンネルといったマルチチャンネルの場合にも対応できる。
（３）位相シフト量は信号遅延回路時定数設定部で調整することができる。
（４）ＢＴＬ回路構成のデジタルオーディオアンプにも適用できる。
（５）マルチチャンネル出力ドライバＩＣの場合でも、ＩＣ内部のＧＮＤ変動による干渉が防げる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の実施の形態の３チャンネル対応のＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプを用いたデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。
【図２】第１の実施の形態の各チャンネルの出力段アンプ１、出力段アンプ２、出力段アンプ３の出力Ａ点、Ｂ点、Ｃ点の電圧と各ＧＮＤ１、ＧＮＤ２、ＧＮＤ３の電圧波形図である。
【図３】本発明に係る第２の実施の形態の３チャンネル対応のＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプを用いたデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。
【図４】位相シフト付ＰＷＭ変調回路の回路図例である。
【図５】本発明に係る第３の実施の形態の２チャンネル対応のＢＴＬデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。
【図６】本発明に係る第４の実施の形態の２チャンネル対応のＢＴＬデジタルオーディオアンプのブロック回路図例である。
【図７】ＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプを用いたデジタルオーディオアンプの１チャンネルの基本ユニットのブロック回路図である。
【図８】従来の３チャンネルのデジタルオーディオアンプのブロック回路図である。
【図９】前記デジタルオーディオアンプにおける各出力段とそのＧＮＤの電圧波形図である。
【符号の説明】
３　　　ローパスフィルタ
４　　　出力負荷
１４　　位相シフト付ＰＷＭ変調器
１５　　位相シフト回路
１６　　時定数設定部
１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ　　ＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプユニット
２０、３０、４０、５０、６０　　　ＰＷＭ変調方式Ｄ級アンプ
Ａ１　　電圧コンパレータ
Ａ２　　出力段アンプ
Ａ３　　入力オペアンプ
Ｍ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｉ、Ｊ　　　キャリア信号（三角波又は矩形波）
ＰＷＭ１　　　ＰＷＭ変調器のＰＷＭ出力矩形波
ＰＷＭ２　　　出力段アンプの出力矩形波
【図１】
2004048333.tif 000003
【図２】
2004048333.tif 000004
【図３】
2004048333.tif 000005
【図４】
2004048333.tif 000006
【図５】
2004048333.tif 000007
【図６】
2004048333.tif 000008
【図７】
2004048333.tif 000009
【図８】
2004048333.tif 000010
【図９】
2004048333.tif 000011