(57)【要約】【課題】一段の可変利得増幅器を用いた構成で、外部利得制御信号に対してデシベル表示の利得が線形に変化する特性を有する可変利得回路を提供する。【解決手段】内部利得制御信号によって制御される利得に従って入力信号を増幅する可変利得増幅器１２と、外部制御信号Ｖｃに従って可変利得増幅器１２の利得を制御する利得制御回路１５〜２１とを有するＭＯＳトランジスタを用いて構成される可変利得回路であり、ログ・リニア特性の利得制御を実現するために利得制御回路１５〜２１において利得制御信号に対して利得傾き補正及び３ｄＢ利得低減補償のためのプリディストーションを施す。【選択図】　　図１
2004128739.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＭＯＳトランジスタを用いて構成される可変利得回路において、
内部利得制御信号によって制御される利得に従って入力信号を増幅する可変利得増幅器と、
外部利得制御信号を入力とし、該外部利得制御信号の所定電位の前後における前記可変利得増幅器の利得変化の傾きを補正するための第１制御信号及び第２制御信号を生成する利得傾き補正回路と、
前記第１制御信号を指数関数特性を持つ第３制御信号に変換する第１の制御信号変換回路と、
前記第３制御信号を電圧−電流変換して第４制御信号を生成する第１の電流−電圧変換回路と、
前記外部制御信号に対する前記可変利得増幅器の利得特性の高利得領域での非線形を補償するために前記第４制御信号を補正して第５制御信号を生成する制御信号補正回路と、
前記第２制御信号と前記第５制御信号とを加え合わせた第６制御信号を指数関数特性を持つ第７制御信号に変換する第２の制御信号変換回路と、
前記第７制御信号を電流−電圧変換して前記内部利得制御信号を生成する第２の電流−電圧変換回路とを具備する可変利得回路。
【請求項２】
ＭＯＳトランジスタを用いて構成される可変利得回路において、
内部利得制御信号によって制御される利得に従って入力信号を増幅する可変利得増幅器と、
外部利得制御信号を入力とし、該外部利得制御信号の所定電位の前後における前記可変利得増幅器の利得変化の傾きを補正するための第１制御信号及び第２制御信号を生成する利得傾き補正回路と、
前記第１制御信号を指数関数特性を持つ第３制御信号に変換する第１の制御信号変換回路と、
前記第３制御信号を電流−電圧変換して第４制御信号を生成する第１の電流−電圧変換回路と、
前記外部制御信号に対する前記可変利得増幅器の利得特性の高利得領域での非線形を補償するために前記第４制御信号を補正して第５制御信号を生成する制御信号補正回路と、
前記第２制御信号を指数関数特性を持つ第６制御信号に変換する第２の制御信号変換回路と、
前記第５制御信号と前記第６制御信号とを加え合わせた第７制御信号を電流−電圧変換して前記内部利得制御信号を生成する第２の電流−電圧変換回路とを具備する可変利得回路。
【請求項３】
前記利得傾き補正回路は、前記ＭＯＳトランジスタの動作領域が弱反転領域となる前記外部利得制御信号の電位の前後における前記利得変化の傾きをほぼ２：１となるように補正するための前記第１制御信号及び第２制御信号を生成する請求項１または２に記載の可変利得回路。
【請求項４】
前記利得傾き補正回路は、前記第１制御信号及び第２制御信号を電流信号として生成する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の可変利得回路。
【請求項５】
前記制御信号補正回路は、２乗特性を有する請求項１または２に記載の可変利得回路。
【請求項６】
前記第２制御信号と前記第５制御信号とを電流加算することにより前記第５制御信号を生成する電流加算回路をさらに具備する請求項１記載の可変利得回路。
【請求項７】
前記第５制御信号と前記第６制御信号とを電流加算することにより前記第７制御信号を生成する電流加算回路をさらに具備する請求項２記載の可変利得回路。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか１項記載の可変利得回路を送受信回路系の少なくとも一部に含む無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＭＯＳ技術を用いて構成される利得制御信号に対してデシベル表示した利得を線形に変化させる可変利得回路及びこれを用いた無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話機や携帯情報端末のような無線端末の小型化及び低価格化に向けて開発が進められている。無線端末の小型化と低価格化の双方の要求を実現する一つの方法として、無線アナログ回路をモノリシックＩＣによって構成することが挙げられる。この場合、小型化と低価格化を考慮すれば、ＩＣを構成する素子にはバイポーラトランジスタでなく、高集積化により適したＣＭＯＳトランジスタを用いることが一般に好ましい。
【０００３】
近年開発が盛んになってきたＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅ　ａｃｃｅｓｓ：符号分割多元接続）方式の無線端末では、送信電力制御が必須である。このため、場合によっては送信ＩＦ（中間周波数）段可変利得回路は、７０ｄＢ以上の信号レベル制御を行うことが求められるようになってきた。
【０００４】
このような大きな利得制御を行うためには、利得制御信号に対してデシベル表示した利得を直線的に制御する特性、いわゆるログ・リニア（ＬＯＧ−ＬＩＮＥＡＲ）特性（ｌｉｎｅａｒ−ｉｎ−ｄＢともいう）の利得制御が可能であることが制御の容易さなどの観点から望ましい。
【０００５】
特開２００１−１９６８８０（特許文献１）には、高集積化に適したＭＯＳトランジスタを用いてログ・リニア特性の可変利得回路を利得制御回路と可変利得増幅器によって実現する手法が開示されている。利得制御回路では、外部から与えられる利得制御信号は可変利得増幅器のデシベル表示された利得を線形に変化させるための内部利得制御信号に変換される。
【０００６】
特許文献１に記載されているように、ＭＯＳトランジスタを用いた可変利得回路では、外部利得制御信号が所定電位のとき、利得制御信号−利得特性（利得制御信号に対するデシベル表示の利得の変化を表す特性）はこれを直線近似した特性から利得が３ｄＢ下がり、さらに利得制御信号のレベルが上昇してＭＯＳトランジスタの動作領域が弱反転領域に入ったとき、利得制御信号−利得特性の傾きが約２倍になるという特性がある。
【０００７】
そこで、特許文献１では利得制御回路に可変利得増幅器の所定の電位前後の利得制御信号−利得特性の傾きを２：１に補正する利得傾き補正回路と、利得制御信号と利得の関係を指数関数の関係にする制御信号変換回路と、利得制御信号−利得特性が高利得時にログ・リニア特性から３ｄＢ低下する分を補償するための利得制御信号を生成する制御信号補正回路を設け、さらに制御信号補正回路の出力によって制御される３ｄＢ利得低減補償用の可変利得増幅器を別に設けることによって、ログ・リニア特性を示す可変利得回路を実現している。
【０００８】
【特許文献１】
特開２００１−１９６８８０
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１の可変利得回路では、高利得時にログ・リニア特性から３ｄＢ低下する問題を解決すべく、本来の可変利得増幅器とは別に３ｄＢ利得低減補償用の可変利得増幅器を設けている。電池を電源とする携帯無線端末のような無線通信装置では、電池寿命を長くして装置の連続使用時間を十分に確保するため、低消費電力化が要求される。従って、可変利得回路においても低消費電流であることが要求され、そのためには可変利得増幅器が一段の構成で良好なログ・リニア特性を実現できることが望ましい。
【００１０】
本発明の目的は、一段の可変利得増幅器を用いた構成で、外部利得制御信号に対してデシベル表示の利得が線形に変化する特性を有する可変利得回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、内部利得制御信号によって制御される利得に従って入力信号を増幅する可変利得増幅器と、外部制御信号に従って可変利得増幅器の利得を制御する利得制御回路とを有するＭＯＳトランジスタを用いて構成される可変利得回路において、特に高利得領域での利得偏差を補償するため、利得制御回路において可変利得増幅器に供給する内部利得制御信号に対してプリディストーションを施すことにより、上記の課題を解決する。
【００１２】
一つの態様によると、利得制御回路は外部利得制御信号を入力とし、外部利得制御信号の所定電位の前後における可変利得増幅器の利得変化の傾きを補正するための第１制御信号及び第２制御信号を生成する利得傾き補正回路と、第１制御信号を指数関数特性を持つ第３制御信号に変換する第１の制御信号変換回路と、第３制御信号を電圧−電流変換して第４制御信号を生成する第１の電流−電圧変換回路と、外部制御信号に対する可変利得増幅器の利得特性の高利得領域での非線形を補償するために第４制御信号を補正して第５制御信号を生成する制御信号補正回路と、第２制御信号と第５制御信号とを加え合わせた第６制御信号を指数関数特性を持つ第７制御信号に変換する第２の制御信号変換回路と、第７制御信号を電流−電圧変換して内部利得制御信号を生成する第２の電流−電圧変換回路とにより構成される。
【００１３】
他の態様による利得制御回路は、内部利得制御信号によって制御される利得に従って入力信号を増幅する可変利得増幅器と、外部利得制御信号を入力とし、該外部利得制御信号の所定電位の前後における可変利得増幅器の利得変化の傾きを補正するための第１制御信号及び第２制御信号を生成する利得傾き補正回路と、第１制御信号を指数関数特性を持つ第３制御信号に変換する第１の制御信号変換回路と、第３制御信号を電流−電圧変換して第４制御信号を生成する第１の電流−電圧変換回路と、外部制御信号に対する可変利得増幅器の利得特性の高利得領域での非線形を補償するために第４制御信号を補正して第５制御信号を生成する制御信号補正回路と、第２制御信号を指数関数特性を持つ第６制御信号に変換する第２の制御信号変換回路と、第５制御信号と第６制御信号とを加え合わせた第７制御信号を電流−電圧変換して内部利得制御信号を生成する第２の電流−電圧変換回路とにより構成される。
【００１４】
このような構成により、本発明に係る可変利得回路は外部利得制御信号に対してデシベル表示した利得が線形に変化する特性を有する。しかも、可変利得増幅器が一段で済むため、回路規模を小さくでき、消費電流の低減が可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下に説明する本発明の実施形態に基づく可変利得回路は、３ｄＢ利得低減補償用の可変利得増幅器を用いることなく、利得制御信号の補正のみによって、外部利得制御信号Ｖｃの電圧がＶｃ≧０の範囲において利得制御信号に対してデシベル表示した利得が直線的に変化する特性を示すようにする利得制御回路を有することが特徴である。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
【００１６】
（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る可変利得回路の構成を示す。可変利得回路の入力信号Ｖｉｎは信号入力端子１１から入力され、可変利得増幅器１２により増幅される。可変利得増幅器１２の出力信号は、可変利得回路の出力信号Ｖｏｕｔとして信号出力端子１３から出力される。
【００１７】
可変利得増幅器１２は利得可変の増幅器であり、利得制御回路により生成される内部利得制御信号に従って利得が制御される。利得特制御回路は、制御入力端子１４に可変利得回路の外部から入力される利得制御信号（以下、外部利得制御信号という）Ｖｃを入力として以下に示すように内部利得制御信号を生成する。
【００１８】
利得制御回路は、制御入力端子１４に入力される外部制御信号Ｖｃを受ける利得傾き補正回路（２：１）１５、第１の制御信号変換回路（ｅｘｐ（１））１６、第１の電流−電圧変換回路（Ｉ−Ｖ（１））１７、制御信号補正回路（ＳＱＴ）１８、電流加算回路１９、第２の制御信号変換回路（ｅｘｐ（２））２０及び第２の電流−電圧変換回路（Ｉ−Ｖ（２））２１から構成される。
【００１９】
次に、利得制御回路の詳細な構成と動作について説明する。
図２は、図１の可変利得回路の各部の特性を示している。図３には、本実施形態を説明するために、可変利得回路を制御信号変換回路３１と電流−電圧変換回路３２及び可変利得増幅器３３により構成した例について示す。図３では、外部利得制御信号Ｖｃは制御信号変換回路３１に入力される。制御信号変換回路３１は、外部利得制御信号Ｖｃを指数関数特性を持つ電流ＩＤ１に変換する。
【００２０】
電流−電圧変換回路３２は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２による差動対トランジスタを有し、トランジスタＭ１，Ｍ２の共通ソース端子に直流バイアス電流Ｉ０が流れる。トランジスタＭ１はドレイン端子とゲート端子が接続され、ドレイン端子には電流ＩＤ１が入力される。トランジスタＭ２のゲート端子は、可変利得増幅器３３のトランジスタＭ１０のゲート端子と共に電源ＶＢＢから一定の直流レベルが与えられ、ドレイン端子は例えば電源ＶＤＤに接続される。
【００２１】
トランジスタＭ２のドレイン端子に流れる電流ＩＤ２は電流源Ｉ０の電流Ｉ０とＩＤ１の差電流が流れる（ＩＤ２＝Ｉ０−ＩＤ１）。図３では、トランジスタＭ２のドレイン端子は電源電圧ＶＤＤに接続されているが、ＩＤ２＝Ｉ０−ＩＤ１となるように電流が流れているものであれば、ドレイン端子の接続に変更があっても問題はない。
【００２２】
本回路において、電流ＩＤ１は以下の電流が流れるものとする。
【００２３】
ＩＤ１＝Ｉ０・ｅｘｐ（−ｂ・Ｉｘ）　　　（１）
ここで、ｂは正の定数，Ｉｘは利得傾き補正回路１５から出力される内部利得制御信号である。内部利得制御信号Ｉｘを（１）のＩＤ１に変換するには、バイポーラトランジスタを使用した指数関数特性を利用した方法を用いることができる。これに関しては特開２０００−１９６３８６で用いている手法で実現できるため、ここでは詳細を記さない。また、この手法以外の手法を用いても特に問題はない。
【００２４】
一方、可変利得増幅器３３の電流利得Ｇ１は、次式で表される。
【数１】
2004128739.tif 000003
で表される。ここで、Ｉｓｉｇは入力信号電流、ｇｍＭ１０，ｇｍＭ１１はそれぞれトランジスタＭ１０，Ｍ１１の相互コンダクタンスを表す。
【００２５】
以上の点を踏まえて、図１の可変利得回路の動作を述べる。
制御入力端子１４に入力される外部利得制御信号Ｖｃは、まず外部利得制御信号Ｖｃの所定の電位前後の利得制御信号−利得特性の傾きをほぼ２：１にする補正を行うための利得傾き補正回路１５に入力され、この利得傾き補正回路１５によって二つの制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２が電流信号として生成される。
【００２６】
利得傾き補正回路１５から出力される制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２のうち、一方の制御信号Ｉｘ１１は、第１の制御信号変換回路１６によって指数関数特性を持つ制御信号Ｉｘ２に変換される。
【００２７】
制御信号変換回路１６から出力される制御信号Ｉｘ２は、第１の電流−電圧変換回路１７によって電圧信号からなる制御信号Ｖｚ１に変換された後、制御信号補正回路１８によって利得制御信号−利得特性の高利得領域での非線形を補償するための補正がなされる。
【００２８】
制御信号補正回路１８から電流信号として出力される制御信号Ｉｚ１は、電流加算回路１９によって利得傾き補正回路１５から出力される他方の制御信号Ｉｘ１２と加算され、制御信号Ｉｘ３が生成される。電流加算回路１９は、単なる回路の結線により実現することもできる。
【００２９】
電流加算回路１８から出力される制御信号Ｉｘ３は、第２の制御信号変換回路２０によって指数関数特性を持つ制御信号Ｉｘ４に変換される。第２の制御信号変換回路２０から出力される制御信号Ｉｘ４は、第２の電流−電圧変換回路２１により電圧信号からなる制御信号Ｖｚ２に変換され、この制御信号Ｖｚ２が可変利得増幅器１２に内部利得制御信号として供給される。
【００３０】
図３に示したように制御信号変換回路３１を用いて利得制御信号に指数関数特性を持たせるだけの構成の場合、図２（ａ）に示すように利得制御信号−利得特性は高利得領域でログ・リニア特性から３ｄＢ低下する特性を持つ。すなわち、図３に示したようなＭＯＳトランジスタを用いた可変利得回路では、外部利得制御信号Ｖｃの電圧がＶｃ＝Ｖｃ２のとき、つまりＩＤ１＝ＩＤ２またはＶｚ１＝０Ｖのとき、利得制御信号−利得特性を直線近似したログ・リニア特性（破線）から利得が３ｄＢ下がる。
【００３１】
さらに、利得制御信号Ｖｃの電圧がＶｃ＞Ｖｃ１のとき、つまりＭＯＳトランジスタの動作領域が弱反転領域に入ったとき、利得制御信号−利得特性の傾き（一点鎖線の傾き）はＶｃ＜Ｖｃ１のときの傾きに比べて約２倍になる。これらの点については、先に示した非特許文献１で詳しく説明されている。
【００３２】
これに対し、図４に示すように所定の電位Ｖｃ１前後（０≦Ｖｃ≦Ｖｃ１，Ｖｃ１≦Ｖｃ）の利得比を２：１とする利得傾き補正回路１５を用いると、図２（ｂ）に示すような利得制御信号−利得特性となり、図２（ａ）で示したような利得制御信号−利得特性の傾きは補正される。ただし、利得傾き補正回路１５を加えるだけでは、Ｖｃ＝Ｖｃ２で利得が３ｄＢ落ち込んでいる部分は残る。
【００３３】
ここで、Ｖｃ＝Ｖｃ４（０≦Ｖｃ４≦Ｖｃ１）の場合に注目すると、可変利得増幅器１２の所望の利得は式（４）に示したＧ１であるが、利得を補償しない場合の利得は利得はＧ２である。図２（ｃ）に実線で示すログ・リニア特性を得るためには、図９（ｃ）においてＶｃ＝Ｖｃ４の地点でＶｃ＝Ｖｃ３（０≦Ｖｃ４≦Ｖｃ１）の利得制御信号が必要である。そこで、図２（ｅ）の実線のように利得制御信号を補正する。この利得制御信号の補正を実現するために、本実施形態では以下に示す利得制御手法を用いる。
【００３４】
まず、外部利得制御信号Ｖｃに応じて図５に示すような構成の利得傾き補正回路１５により、図２（ｄ）に示す特性を持つ２つの制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２を生成する。これら２つの制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２は、本実施形態では電流信号であるため、二つに分けて記載しているが、内容は実質的に同じである。
【００３５】
次に、制御信号Ｉｘ１１を第１の制御信号変換回路１６と第１の電流−電圧変換回路１７に順次通すことにより、指数関数特性を持つ制御信号Ｖｚ１に変換する。さらに、制御信号Ｖｚ１を図６に示すような特性を持つ図７に示すような２乗回路で構成した制御信号補正回路１８に通すことによって、制御信号Ｉｚ１を生成する。
【００３６】
次に、電流加算回路１９によって制御信号Ｉｚ１と制御信号Ｉｘ１２とを加え合わせることにより、図２（ｅ）に示す制御信号Ｉｘ３を生成する。この制御信号Ｉｘ３は、利得傾き変動及び３ｄＢの利得低減を補償する利得制御信号である。この制御信号Ｉｘ３がＩＤ１＝ＩＤ２近傍における３ｄＢ利得低減問題の利得補正をするために、図２（ｄ）に比べて０≦Ｖｃ≦Ｖｃ１の利得制御信号は小さく設定される。
【００３７】
図５に示す利得傾き補正回路１５の構成は、特開平２００１−１９６８８０号公報に記載されているが、ここで改めて説明すると、次の通りである。この利得傾き補正回路は、ＭＯＳトランジスタＭ５０〜Ｍ５５、電流源Ｉ０及び抵抗Ｒ１からなる並列接続された２組の差動回路と、同じくＭＯＳトランジスタＭ５６〜Ｍ６２、電流源Ｉ０及び抵抗Ｒ１からなる並列接続された２組の差動回路の出力を共通に接続して構成される。トランジスタＭ５２，Ｍ５５，Ｍ５８，Ｍ６１はＮチャネルＭＯＳトランジスタが用いられ、それ以外のトランジスタは全てＰチャネルＭＯＳトランジスタが用いられる。
【００３８】
図５の上側の２組の差動回路（第１の回路）は外部利得制御信号Ｖｃが０Ｖのとき、出力端子には電流が出力されず、外部利得制御信号Ｖｃが高くなるに従い出力電流Ｉｘ１１が出力端子から流れるように動作する。図５の下側の２組の差動回路（第２の回路）は、第１の回路と同様に動作するが、ＶＢＢ１１とＭ６２によりＭ６２のソース電位の最大値は制限されてしまうため、Ｖｃが所定の電位以上になると、出力電流は固定される。これにより図４に示したような特性が得られる。さらに、この例では出力端子にカレントミラー回路ＣＭが接続され、２つの出力電流が制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２として得られる。
【００３９】
一方、制御信号補正回路１５を構成する図７に示した２乗回路について説明する。ＭＯＳトランジスタＭ３０のドレイン端子は、ＭＯＳトランジスタＭ３３のドレイン端子と接続されると共に、負の電流出力端子Ｉ−とされる。ＭＯＳトランジスタＭ３１のドレイン端子は、トランジスタＭＯＳＭ３２のドレイン端子に接続されると共に、正の電流出力端子Ｉ＋とされる。トランジスタＭ３０，Ｍ３１のゲート端子は共通に接続され、トランジスタＭ３２，トランジスタＭ３３のゲート端子は共通に接続される。
【００４０】
トランジスタＭ３０，Ｍ３１の共通接続されたゲート端子と、トランジスタＭ３２，トランジスタＭ３３の共通接続されたゲート端子との間に、第１の電流−電圧回路１７からの制御信号Ｖｚ１が入力される。トランジスタＭ３０，Ｍ３２のソース端子は共通に接続され、差動回路のバイアス電流を与える電流源Ｉｏを介して接地される。同様に、トランジスタＭ３１，Ｍ３３のソース端子も共通に接続され、電流源Ｉｏを介して接地される。
【００４１】
トランジスタＭ３０，Ｍ３１，Ｍ３２，Ｍ３３の寸法比は、１：Ｋ：Ｋ：１とする。出力電流すなわち制御信号補正回路１８から出力される制御信号Ｉｚ１は、Ｉ＋とＩ−の差により得られるものとする。このように構成された２乗回路からなる制御信号補正回路１８から出力される制御信号Ｉｚ１は、次式で表される。
【００４２】
【数２】
2004128739.tif 000004
【００４３】
式（３）に示されるように、次式（６）の範囲内では２乗特性が得られることが分かる。
【００４４】
【数３】
2004128739.tif 000005
【００４５】
（第２の実施形態）
図８に、本発明の第２の実施形態に係る可変利得回路の構成を示す。図１と相対応する部分に同一の符号を付して説明すると、本実施形態は第２の制御信号変換回路２０を利得傾き補正回路１５の直後、つまり電流加算回路１９の前に配置した点が第１の実施形態と異なる。
【００４６】
すなわち、本実施形態においては利得傾き補正回路１５により補正された制御信号Ｉｘ１２に対して、第２の制御信号変換回路２０により指数関数特性を持たせることにより制御信号Ｉｘ５が生成され、この制御信号Ｉｘ５が電流加算回路１９によって第１の電流−電圧回路１７から出力される制御信号Ｉｚ１と加算される。電流加算回路１９から出力される制御信号Ｉｘ６は、第２の電流−電圧回路２１によって電圧信号からなる内部利得制御信号Ｖｚ２に変換され、可変利得増幅器１２に供給される。
【００４７】
図９は、図８の可変利得回路の各部の特性を示す図である。図９（ａ）（ｂ）（ｃ）は、図２（ａ）（ｂ）（ｃ）と同様である。このように本実施形態は、利得傾き補正回路１５を用いて利得傾き変動を補正するための制御信号Ｉｘ１２を生成するまでは第１の実施形態と同じであるが、第２の制御信号変換回路２０より出力される制御信号Ｉｘ５は指数関数特性を持つため、縦軸をログスケールで表すと図９（ｄ）のようになる。
【００４８】
ここでＶｃ＝Ｖｃ４（０≦Ｖｃ４≦Ｖｃ１）の場合に注目すると、可変利得回路の利得はＧ１であるが、利得を補償しない場合の利得はＧ２である。図２（ｃ）に実線で示すログ・リニア特性を得るためには、図９（ｃ）においてＶｃ＝Ｖｃ４の地点でＶｃ＝Ｖｃ３（０≦Ｖｃ４≦Ｖｃ１）の利得制御信号が必要であるので、図８（ｅ）の実線のように利得制御信号を補正する。この利得制御信号の補正を実現するために、本実施形態では以下に示す利得制御手法を用いる。
【００４９】
まず、第１の実施形態と同様に外部利得制御信号Ｖｃに応じて利得傾き補正回路１５によって利得傾きの変動を補正するための２つの制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２を生成する。次に、制御信号Ｉｘ１２を第２の制御信号変換回路２０に通すことにより、図９（ｄ）に示すような指数関数特性を持つ制御信号Ｉｘ５を生成する。
【００５０】
一方、利得傾き補正回路１５より出力されるもう一方の制御信号Ｉｘ１１は第１の制御信号変換回路１６へ入力され、第１の電流−電圧変換回路１７により制御信号Ｖｚ１に変換される。この制御信号Ｖｚ１を図６に示したような特性を持つ２乗回路で構成した制御信号補正回路１８に通すことにより制御信号Ｉｚ１を生成し、電流加算回路１９で制御信号Ｉｘ５と加え合わせることにより、図９（ｅ）に示す制御信号Ｉｘ６を生成する。ここで、制御信号Ｉｚ１は制御信号Ｖｚ１に対してログスケールで表している。
【００５１】
制御信号Ｉｘ６は、利得傾き変動及び３ｄＢ利得低減を補償し、かつ指数関数特性を持つ利得制御信号である。この利得制御信号Ｉｘ６がＩＤ１＝ＩＤ２近傍における３ｄＢ利得低減に対する利得補正をするために、縦軸をログスケールで表示した図９（ｄ）に比べ、０≦Ｖｃ≦Ｖｃ１の利得制御信号は大きく設定される。
【００５２】
（第３の実施形態）
図１０は、本発明の第３の実施形態に係る可変利得回路で用いられる利得補正回路１５の構成を示す図である。本実施形態が先の実施形態と異なる点は、制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２を生成するために二つの利得傾き補正回路１５Ａ，１５Ｂを用いている点である。これ以外の構成については、これまでの実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００５３】
（第４の実施形態）
次に、上述した本発明の実施形態に係る可変利得増幅器を適用できる応用システムの例として、携帯電話機その他の移動無線通信装置における無線送受信回路について説明する。図１１に、このような移動無線通信装置の無線送受信部の構成を示す。ここでは送受の切り替えを時分割で行うＴＤＤ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ）方式を例として説明するが、これに限られるものではない。
【００５４】
まず、送信部について説明すると、ベースバンド信号発生部（ＴＸ−ＢＢ）１０１では直交した第１及び第２の送信ベースバンド信号Ｉｃｈ（ＴＸ），Ｑｃｈ（ＴＸ）が適当なフィルタにより帯域制限されて出力される。これらの直交送信ベースバンド信号Ｉｃｈ（ＴＸ），Ｑｃｈ（ＴＸ）は、二つの乗算器１０２，１０３と加算器１０４からなる直交変調器１０５に入力され、２つの直交した周波数をｆＬＯ２の第２ローカル信号を変調する。第２ローカル信号は、局部発振器１０６により発生され、かつ９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０７により２分割されて直交変調器１０５に入力される。
【００５５】
直交変調器１０５から出力される被変調信号はＩＦ（中間周波）信号であり、可変利得増幅器１０９に入力される。可変利得増幅器１０９は、図示しない制御系からの利得制御信号に従って入力されたＩＦ信号を適当な信号レベルに調節する。可変利得増幅器１０９から出力されるＩＦ信号は、一般に直交変調器１０５及び可変利得増幅器１０９で発生する不要な高調波成分を含むため、この不要成分を除去するためのローパスフィルタまたはバンドパスフィルタ１１０を介してアップコンバータ１１１に入力される。
【００５６】
アップコンバータ１１１は、ＩＦ信号と第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆＬＯ１の第１ローカル信号との乗算を行うことにより周波数変換（アップコンバート）を行い、周波数ｆＬＯ１＋ｆＬＯ２のＲＦ信号と周波数ｆＬＯ１−ｆＬ０２のＲＦ信号を生成する。これら二つのＲＦ信号のいずれか一方が所望波出力であり、他方は不要なイメージ信号である。ここでは、周波数ｆＬ０１＋ｆＬ０２のＲＦ信号を所望波とするが、周波数ｆＬＯ１−ｆＬ０２のＲＦ信号を所望波出力としてもよい。イメージ信号は、イメージ除去フィルタ１１３により除去される。
【００５７】
アップコンバータ１１１からイメージ除去フィルタ１１３を介して抽出された所望波出力は、電力増幅器（ＰＡ）１１４により所要の電力レベルまで増幅された後、送受切り替え電流スイッチ（Ｔ／Ｒ）またはデュプレクサ１１５を介してアンテナ１１６に供給され、電波として放射される。
【００５８】
一方、受信部においては、アンテナ１１６から出力される受信ＲＦ信号が送受切り替え電流スイッチ１１５またはデュプレクサ及びバンドパスフィルタ１１７を介して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１８に入力される。低雑音増幅器１１８により増幅された受信ＲＦ信号は、イメージ除去フィルタ１１９を介してダウンコンバータ１２０に入力される。
【００５９】
ダウンコンバータ１２０は、第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆＬ０１の第１ローカル信号と受信ＲＦ信号の乗算を行い、受信ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換（ダウンコンバート）する。ダウンコンバータ１２０から出力されるＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１２１及び可変利得増幅器１２２を介して分波器（図示せず）と乗算器１２３，１２４からなる直交復調器１２５に入力される。
【００６０】
直交復調器１２５には、送信部の直交変調器１０５と同様に、第２局部発振器１０６から９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０８を介して直交した周波数ｆＬ０２の第２ローカル信号が入力される。直交復調器１２５の出力Ｉｃｈ（ＲＸ）及びＱｃｈ（ＲＸ）は、受信部ベースバンド処理部（ＲＸ−ＢＢ）１２６に入力され、ここで受信信号が復調されることによって、元のデータ信号が再生される。
【００６１】
このような構成の移動無線通信装置における無線送受信回路において、可変利得増幅器１０９及び１２２のいずれか一方または両方に、本発明の実施形態による可変利得回路を適用することができる。本発明の実施形態に基づく可変利得増幅器はＭＯＳトランジスタを用いた構成で正確なログ・リニア特性を得るとともに、回路規模が小さく、低消費電流であるという特長を有するので、これを無線送受信回路に適用することにより、移動無線通信装置などの無線機の特性向上、小型化、低コスト化及び低消費電力化に寄与することができる。
【００６２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば一段の可変利得増幅器を用いた構成で、外部利得制御信号に対してデシベル表示の利得が線形に変化する特性を有する可変利得回路を提供することができる。本発明の可変利得回路は可変利得増幅器が一段の構成でよいため、回路規模が削減されると共に、消費電流が小さいという利点があり、特に携帯無線端末のような無線通信装置内に設けられる可変利得回路として有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る可変利得回路の構成を示すブロック図
【図２】同実施形態に係る可変利得回路の動作を説明するための各部の特性を示す図
【図３】同実施形態における要部の具体的構成例を示す回路図
【図４】同実施形態における利得傾き補正回路の入出力特性を示す図
【図５】同実施形態における利得傾き補正回路の具体的構成例を示す回路図
【図６】同実施形態における利得制御信号補正回路の入出力特性を示す図
【図７】同実施形態における利得制御信号補正回路の具体的構成例を示す回路図
【図８】本発明の第２の実施形態に係る可変利得回路の構成を示すブロック図
【図９】同実施形態に係る可変利得回路の動作を説明するための各部の特性を示す図
【図１０】利得傾き補正回路の他の構成例を示すブロック図
【図１１】本発明に係る可変利得回路を適用可能な無線通信装置の構成例を示すブロック図
【符号の説明】
１１…信号入力端子
１２…可変利得増幅器
１３…信号出力端子
１４…利得制御信号入力端子
１５…利得傾き補正回路
１６…第１の利得制御信号変換回路
１７…第１の電流−電圧変換回路
１８…利得制御信号補正回路
１９…電流加算回路
２０…第２の利得制御信号変換回路
２１…第２の電流−電圧変換回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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