(57)【要約】【課題】同一基板上に複数のＳＡＷフィルタが形成された分波器であって、良好なフィルタ特性を有する分波器を提供する。【解決手段】ラダー型フィルタ１１０の入力段の直列共振子を形成するＩＤＴ１１１の中心と出力段の直列共振子を形成するＩＤＴ１１１の中心とを結ぶ直線と、基板１０を収容するパッケージ１０１に設けられた入力端子と出力端子とを結ぶ直線（Ｘ１／Ｘ２）とのなす角が、基板１０上におけるＳＡＷ伝搬方向と垂直な方向とパッケージ１０１の入力端子及び出力端子を結ぶ直線（Ｘ１／Ｘ２）とのなす角よりも小さくなるように、入力段のＩＤＴ１１１と出力段のＩＤＴ１１１とを結ぶ直線がＳＡＷ伝搬方向と垂直な方向に対して傾いた構成とする。但し、隣接するＩＤＴ１１１の中心同士のＳＡＷ伝搬方向におけるずれ量は、対数が多いＩＤＴ１１１のＳＡＷ伝搬方向の長さの４分の１以下とする。【選択図】          図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの弾性表面波フィルタが同一基板上に形成されており、且つ該２つの弾性表面波フィルタにおける少なくとも一方がラダー型フィルタである分波器であって、
前記ラダー型フィルタにおける直列共振子を形成する櫛形電極のうち隣接する２つの櫛形電極の弾性表面波の伝搬方向における中心同士のずれが、前記隣接する２つの櫛形電極のうち対数が多い方の櫛形電極の前記伝搬方向の長さの４分の１以下であることを特徴とする分波器。
【請求項２】
前記直列共振子を形成する櫛形電極の数Ｎ（Ｎは正の整数）が３以上であり、
前記隣接する２つの櫛形電極のうち少なくとも（Ｎ−２）組以上において、前記ずれが前記隣接する２つの櫛形電極のうち対数が多い方の櫛形電極の前記伝搬方向の長さの４分の１以下であることを特徴とする請求項１記載の分波器。
【請求項３】
前記ラダー型フィルタにおける入力段の直列共振子を形成する櫛形電極に一体形成された入力端子と出力段の直列共振子を形成する櫛形電極に一体形成された出力端子とを結ぶ第１の直線と、前記基板を収容するパッケージに設けられた入力端子と出力端子とを結ぶ第２の直線とのなす角が、前記基板上における弾性表面波の伝搬方向と垂直な方向と前記第２の直線とのなす角よりも小さくなるように、前記第１の直線が前記伝搬方向と垂直な方向に対して傾いていることを特徴とする請求項１記載の分波器。
【請求項４】
２つの弾性表面波フィルタが同一基板上に形成されており、且つ該２つの弾性表面波フィルタにおける少なくとも一方がラダー型フィルタである分波器であって、
前記ラダー型フィルタにおける直列共振子を形成する櫛形電極が弾性表面波の伝搬方向と垂直な方向に配列しており、
前記ラダー型フィルタにおける入力段の直列共振子を形成する櫛形電極に一体形成された入力端子と出力段の直列共振子を形成する櫛形電極に一体形成された出力端子とを結ぶ第１の直線と、前記基板を収容するパッケージに設けられた入力端子と出力端子とを結ぶ第２の直線とのなす角が、前記基板上における弾性表面波の伝搬方向と垂直な方向と前記第２の直線とのなす角よりも小さくなるように、前記第１の直線が前記垂直な方向に対して傾いていることを特徴とする分波器。
【請求項５】
前記第１の直線で前記ラダー型フィルタを２つの領域に分割した場合、並列共振子を形成する櫛形電極の前記２つの領域における数の差が２以上であることを特徴とする請求項４記載の分波器。
【請求項６】
２つの弾性表面波フィルタが同一基板上に形成されており、且つ該２つの弾性表面波フィルタにおける少なくとも一方がラダー型フィルタである分波器において、
前記ラダー型フィルタにおける入力段の直列共振子を形成する櫛形電極の中心と出力段の直列共振子を形成する櫛形電極の中心とを結ぶ第１の直線と、前記基板を収容するパッケージに設けられた入力端子と出力端子とを結ぶ第２の直線とのなす角が、前記基板上における弾性表面波の伝搬方向と垂直な方向と前記第２の直線とのなす角よりも小さくなるように、前記第１の直線が前記伝搬方向と垂直な方向に対して傾いていることを特徴とする分波器。
【請求項７】
前記ラダー型フィルタにおける入力段の並列共振子を形成する櫛形電極と出力段の並列共振子を形成する櫛形電極とが、前記直列共振子を形成する櫛形電極を結ぶ直線を挟んで反対側に形成されていることを特徴とする請求項６記載の分波器。
【請求項８】
２つの弾性表面波フィルタが同一基板上に形成された分波器において、
前記基板上であって前記２つの弾性表面波フィルタの間にアース電極を有することを特徴とする分波器。
【請求項９】
前記アース電極は、前記２つの弾性表面波フィルタが向かい合う側の辺の長さの半分以上の長さであることを特徴とする請求項８記載の分波器。
【請求項１０】
前記アース電極は、前記２つの弾性表面波フィルタが向かい合う側の辺の長さ以上の長さであって、前記２つの弾性表面波フィルタの間を完全に遮る位置に形成されていることを特徴とする請求項８記載の分波器。
【請求項１１】
請求項１から１０の何れか１項に記載の前記分波器において、
前記基板は回転ＹカットＸ伝搬リチウムタンタレート基板であることを特徴とする分波器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は分波器に関し、特に、弾性表面波フィルタを用いた分波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、２つの弾性表面波（Ｓｕｒｆａｃｅ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ  Ｄｅｖｉｃｅ：ＳＡＷ）フィルタを用いて構成されるアンテナ分波器は、特に８００ＭＨｚ帯の携帯電話・移動体通信機等に採用されている。このようなアンテナ分波器に使用されるＳＡＷフィルタには、安定した動作や長寿命を実現するために、高い耐電力性が要求される。そこで従来では、２つのＳＡＷフィルタを共に、比較的耐電極性の高い、ＳＡＷ素子を梯子型（ラダー型）に接続したラダー型フィルタで作製することが一般的であった。
【０００３】
また近年、携帯電話・移動体通信機の小型化に対する強い要求に伴い、１．９ＧＨｚ帯移動体通信システム（例えば、北米向けＰｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｅｒｖｉｃｅ：ＰＣＳ）で使用されるアンテナ分波器においても、比較的小型化が容易なＳＡＷフィルタを用いて作製することが望まれている。
【０００４】
以上のようなアンテナ分波器の小型化は、８００ＭＨｚ帯或いは１．９ＧＨｚ帯に関わらず、常に要求されていることであり、その実現手段としては、２つのＳＡＷフィルタを同一の基板上に形成する方法等が考えられている（例えば以下に示す特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】
特願２００２−２３７７３９号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、更なる小型化を目的として２つのＳＡＷフィルタをより小さな基板上に配置することは、通過帯域外の抑制度の劣化や送信信号と受信信号とのクロストーク等を助長してしまうという問題を発生させる。これは特に、８００ＭＨｚ帯に比べて高周波である１．９ＧＨｚ帯のアンテナ分波器に関して顕著に現れ易いため、ＳＡＷフィルタを用いて作製することが困難であった。
【０００７】
このような送信信号と受信信号とのクロストークによる問題を解決するためには、例えばアンテナ分波器を構成する２つのＳＡＷフィルタを各々別の基板上に作製する方法が考えられる。
【０００８】
しかしながら、ＳＡＷフィルタを用いてアンテナ分波器を作製する場合、小型化を実現するため以外に、以下に示すような理由から、２つのＳＡＷフィルタを同一基板上に同時に作製することが極めて望ましい。即ち、２つのＳＡＷフィルタを別々の基板上に作製した場合、プロセスバッチ間の電極膜厚変動や、電極指幅の変動によって２つのＳＡＷフィルタの中心周波数がそれぞれ変動する。この結果、その中心周波数間隔は、それぞれのＳＡＷフィルタの中心周波数変動量の２倍だけ変動することになり、アンテナ分波器の特性が大きくばらついてしまう。これに対し、同一基板上に２つのＳＡＷフィルタを同時に作製した場合、例えば電極膜厚変動、電極指幅の変動があっても、それらは２つの弾性表面波フィルタの中心周波数を同じように変動させるため、中心周波数間隔がほとんど変化せず、所望するフィルタ特性のアンテナ分波器を得ることができる。このように、アンテナ分波器の特性が、作製された２つの弾性表面波フィルタの中心周波数間隔によって大きな影響を受けるため、歩留りよく製造するためにも、同一基板上に２つのＳＡＷフィルタを同時に作製することが好ましい。
【０００９】
このように、アンテナ分波器に対する市場の要求は高周波化及び小型化であるが、何れの要求を満足しようとしても、従来技術では送信信号と受信信号とのクロストークが顕著となるため、良好なフィルタ特性を実現することが極めて困難であった。
【００１０】
本発明は、以上のような問題を考慮してなされたものであり、同一基板上に複数のＳＡＷフィルタが形成された分波器であって、良好なフィルタ特性を有する分波器を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、本発明は、請求項１記載のように、２つの弾性表面波フィルタが同一基板上に形成されており、且つ該２つの弾性表面波フィルタにおける少なくとも一方がラダー型フィルタである分波器であって、前記ラダー型フィルタにおける直列共振子を形成する櫛形電極のうち隣接する２つの櫛形電極の弾性表面波の伝搬方向における中心同士のずれが、前記隣接する２つの櫛形電極のうち対数が多い方の櫛形電極の前記伝搬方向の長さの４分の１以下であるように構成される。直列共振子を形成する櫛形電極を、基板上における弾性表面波の伝搬方向と垂直な方向に対してずらして配列させることで、例えば基板を収容するパッケージに設けられた入出力端子と、基板上の弾性表面波フィルタとを近づけて配置することが可能となり、これにより挿入損失を低減できる。また、入力端子と出力端子との相互作用を低減するためにパッケージの入出力端子をなるべく離して（即ち弾性表面波フィルタを跨いで対角に）配置した場合でも、本発明による構成を適用できるため、フィルタ特性を向上しつつ低挿入損失な分波器を実現することができる。但し、この際、ずれを大きく取りすぎると、フィルタ特性が劣化するため、その上限を４分の１とする。これにより、フィルタ特性の劣化を防止できる。
【００１２】
また、請求項１記載の前記分波器は、請求項２記載のように、前記直列共振子を形成する櫛形電極の数Ｎ（Ｎは正の整数）が３以上である場合、前記隣接する２つの櫛形電極のうち少なくとも（Ｎ−２）組以上において、前記ずれが前記隣接する２つの櫛形電極のうち対数が多い方の櫛形電極の前記伝搬方向の長さの４分の１以下であればよい。隣接する櫛形電極において少なくとも（Ｎ−２）組以上で上記した構成を有していれば、上述したような効果を奏することが可能となり、フィルタ特性を向上しつつ良好な低挿入損失な分波器を実現することができる。
【００１３】
また、請求項１記載の前記分波器は、好ましくは請求項３記載のように、前記ラダー型フィルタにおける入力段の直列共振子を形成する櫛形電極に一体形成された入力端子と出力段の直列共振子を形成する櫛形電極に一体形成された出力端子とを結ぶ第１の直線と、前記基板を収容するパッケージに設けられた入力端子と出力端子とを結ぶ第２の直線とのなす角が、前記基板上における弾性表面波の伝搬方向と垂直な方向と前記第２の直線とのなす角よりも小さくなるように、前記第１の直線が前記伝搬方向と垂直な方向に対して傾いている。弾性表面波フィルタの入力端子と出力端子とを結ぶ第１の直線を、パッケージの入力端子と出力端子とを結ぶ第２の直線の傾きに近づくように傾けることで、弾性表面波フィルタの入出力端子とパッケージの入出力端子とをそれぞれ近づけることが可能となり、フィルタの挿入損失を低減することが可能となる。その際、パッケージの入出力端子をなるべく離して（即ち弾性表面波フィルタを跨いで対角に）配置することで、入力端子と出力端子との相互作用を低減することが可能となるため、フィルタ特性を向上しつつ低挿入損失な分波器を実現することができる。
【００１４】
また、本発明は、請求項４記載のように、２つの弾性表面波フィルタが同一基板上に形成されており、且つ該２つの弾性表面波フィルタにおける少なくとも一方がラダー型フィルタである分波器であって、前記ラダー型フィルタにおける直列共振子を形成する櫛形電極が弾性表面波の伝搬方向と垂直な方向に配列しており、前記ラダー型フィルタにおける入力段の直列共振子を形成する櫛形電極に一体形成された入力端子と出力段の直列共振子を形成する櫛形電極に一体形成された出力端子とを結ぶ第１の直線と、前記基板を収容するパッケージに設けられた入力端子と出力端子とを結ぶ第２の直線とのなす角が、前記基板上における弾性表面波の伝搬方向と垂直な方向と前記第２の直線とのなす角よりも小さくなるように、前記第１の直線が前記垂直な方向に対して傾いているように構成される。弾性表面波フィルタの入力端子と出力端子とを結ぶ第１の直線を、パッケージの入力端子と出力端子とを結ぶ第２の直線の傾きに近づくように傾けることで、弾性表面波フィルタの入出力端子とパッケージの入出力端子とをそれぞれ近づけることが可能となり、フィルタの挿入損失を低減することが可能となる。その際、パッケージの入出力端子をなるべく離して（即ち弾性表面波フィルタを跨いで対角に）配置することで、入力端子と出力端子との相互作用を低減することが可能となるため、フィルタ特性を向上しつつ低挿入損失な分波器を実現することができる。
【００１５】
また、請求項４記載の前記分波器は、請求項５記載のように、前記第１の直線で前記ラダー型フィルタを２つの領域に分割した場合、並列共振子を形成する櫛形電極の前記２つの領域における数の差が２以上であることが好ましい。並列共振子を直列共振子の櫛形電極を結ぶ直線で区切られた領域において何れかに偏らせて配置することで、レイアウトにおけるデッドスペースを削減することが可能となるため、弾性表面波フィルタのチップ面積を縮小することが可能となる。また、弾性表面波フィルタのチップ面積が縮小されたことで、２つの弾性表面波フィルタの距離を大きくすることが可能となるため、フィルタ間のクロストーク特性を向上することが可能となる。
【００１６】
また、本発明は、請求項６記載のように、２つの弾性表面波フィルタが同一基板上に形成されており、且つ該２つの弾性表面波フィルタにおける少なくとも一方がラダー型フィルタである分波器において、前記ラダー型フィルタにおける入力段の直列共振子を形成する櫛形電極の中心と出力段の直列共振子を形成する櫛形電極の中心とを結ぶ第１の直線と、前記基板を収容するパッケージに設けられた入力端子と出力端子とを結ぶ第２の直線とのなす角が、前記基板上における弾性表面波の伝搬方向と垂直な方向と前記第２の直線とのなす角よりも小さくなるように、前記第１の直線が前記伝搬方向と垂直な方向に対して傾いているように構成される。弾性表面波フィルタの入力段の直列共振子を形成する櫛形電極の中心と出力段の直列共振子を形成する櫛形電極の中心とを結ぶ第１の直線を、パッケージの入力端子と出力端子とを結ぶ第２の直線の傾きに近づくように傾けることで、弾性表面波フィルタの入出力端子とパッケージの入出力端子とをそれぞれ近づけることが可能となり、フィルタの挿入損失を低減することが可能となる。その際、パッケージの入出力端子をなるべく離して（即ち弾性表面波フィルタを跨いで対角に）配置することで、入力端子と出力端子との相互作用を低減することが可能となるため、フィルタ特性を向上しつつ良好な低挿入損失な分波器を実現することができる。
【００１７】
また、請求項６記載の前記分波器は、請求項７記載のように、前記ラダー型フィルタにおける入力段の並列共振子を形成する櫛形電極と出力段の並列共振子を形成する櫛形電極とが、前記直列共振子を形成する櫛形電極を結ぶ直線を挟んで反対側に形成されていることが好ましい。入力段の並列共振子と出力段の並列共振子とを直列共振子の櫛形電極を結ぶ直線で区切られた領域において反対側に配置することで、レイアウトにおけるデッドスペースを削減することが可能となるため、弾性表面波フィルタのチップ面積を縮小することが可能となる。また、弾性表面波フィルタのチップ面積が縮小されたことで、２つの弾性表面波フィルタの距離を大きくすることが可能となるため、フィルタ間のクロストーク特性を向上することが可能となる。
【００１８】
また、本発明は、請求項８記載のように、２つの弾性表面波フィルタが同一基板上に形成された分波器において、前記基板上であって前記２つの弾性表面波フィルタの間にアース電極を有するように構成される。２つの弾性表面波フィルタの間に接地されているアース電極を配置することで、一方の弾性表面波フィルタからの漏れ電流が他方の弾性表面波フィルタに流入することを防止できるため、クロストーク特性を向上することができ、良好なフィルタ特性を有する分波器を実現することができる。
【００１９】
また、請求項８記載の前記アース電極は、例えば請求項９記載のように、前記２つの弾性表面波フィルタが向かい合う側の辺の長さの半分以上の長さであってもよい。
【００２０】
また、請求項８記載の前記アース電極は、例えば請求項１０記載のように、前記２つの弾性表面波フィルタが向かい合う側の辺の長さ以上の長さであって、前記２つの弾性表面波フィルタの間を完全に遮る位置に形成されていてもよい。
【００２１】
また、請求項１から１０の何れか１項に記載の前記分波器は、前記基板に回転ＹカットＸ伝搬リチウムタンタレート基板を用いることが好ましい。回転ＹカットＸ伝搬リチウムタンタレート基板を使用することで、低損失な特性を得ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を好適に実施した形態について図面を用いて詳細に説明する。
【００２３】
〔第１の実施形態〕
先ず、本発明の第１の実施形態を図面を用いて詳細に説明する。図１は本実施形態による分波器１の構成を示すブロック図である。分波器１は同一の基板１０上に複数の弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタ（送信用フィルタ１１，受信用フィルタ１２）が形成された構成を有する。また、２つのＳＡＷフィルタ（１１，１２）の間、即ちＳＡＷフィルタ（１１，１２）とこれらの共通端子であるアンテナポート１５とを接続する配線上には、入力インピーダンスを整合することを目的として整合回路である位相シフタ１３が設けられている。
【００２４】
ここで、本実施形態では、２つのＳＡＷフィルタ（１１，１２）を共にラダー型フィルタで構成しても、何れか一方を多重モード結合型フィルタで構成しても良い。以下の実施形態では、送信用フィルタ１１を図２に示すラダー型フィルタ１１０で構成し、受信用フィルタ１２を図３に示す多重モード結合型フィルタ（図３には例として二重モード型弾性表面波（Ｄｕｏｂｌｅ  Ｍｏｄｅ  ＳＡＷ：以下、ＤＭＳという）フィルタ１２０を示す）で構成した場合を例に挙げて説明する。
【００２５】
図２に示すように、ラダー型フィルタ１１０は直列に接続された櫛形電極（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ  Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ：以下、ＩＤＴという）１１１と、これに並列に接続されたＩＤＴ１１２とを有して構成される。尚、直列碗に接続されたＩＤＴ１１１を含んで構成された共振子を直列共振子といい、並列碗に接続されたＩＤＴ１１２を含んで構成された共振子を並列共振子という。即ち、直列共振子はラダー型配置の直列碗に配置され、並列共振子は並列碗に配置されている。
【００２６】
これに対し、多重モード結合型フィルタは、一般的にラダー型フィルタよりも通過帯域外の抑制度が広い周波数範囲に渡って良好である。図３に示すように、多重モード結合型フィルタは、複数（図３では３つ）のＩＤＴ１２１及び１２２を横並びに配置した構成を有し、更にこれらの並びの両脇に反射電極１２３を配置した構成を有している。ＩＤＴ１２１は入力側に設けられており、ＩＤＴ１２２は出力側に設けられている。この構成により、多重モード結合型フィルタは、ＳＡＷの励振・受信を基本としてフィルタ特性を得ている。尚、図３に示す構成は、多重モード結合型フィルタのうち二重モード型弾性表面波（ＤＭＳ）フィルタ１２０を示している。
【００２７】
以上のような構成において、ラダー型フィルタ１１０は、ＩＤＴ（１１１，１１２）で形成されるＳＡＷ共振子を１つのインピーダンス素子と見なした電気回路であるため、浮遊容量等の影響により一般的に多重モード結合型フィルタ（例えばＤＭＳフィルタ１２０）よりも通過耐域外抑制度が劣る。従って、分波器１における何れか一方のＳＡＷフィルタ（１１／１２）を多重モード結合型フィルタ（例えばＤＭＳフィルタ１２）とすることで、送信信号と受信信号とのクロストークが削減できる。これを図４及び図５を用いて、より詳細に説明する。
【００２８】
図４に、ラダー型フィルタ１１０のフィルタ特性とＤＭＳフィルタ１２０のフィルタ特性とを示す。但し、本説明では、ラダー型フィルタ１１０及びＤＭＳフィルタ１２０を共に１．９ＧＨｚ帯のバンドパスフィルタとして形成した場合を例に挙げる。図４を参照すると明らかなように、通過帯域の挿入損失に関しては、ラダー型フィルタ１１０及び多重モード結合型フィルタ１２０のそれぞれにおいて優れている周波数帯域があり、双方のフィルタ特性を同等と見なすことができる。これに対し、特に低周波側（図４中、特に破線で囲まれた領域）の帯域外抑制度に関しては、ＤＭＳフィルタ１２０の方がラダー型フィルタ１１０よりも１０ｄＢ程度優れていることが判る。
【００２９】
次に、分波器１における高周波側のフィルタ（受信側フィルタ１２）をＤＭＳフィルタ１２０とした場合の送信側から受信側へのクロストークと、同じく受信側フィルタ１２をラダー型フィルタ１１０とした場合の送信側から受信側へのクロストークとをシミュレーションし、これらの結果を図５に示す。尚、このシミュレーションでは分波器１における低周波側のフィルタ（送信側フィルタ１１）をラダー型フィルタ１１０としている。
【００３０】
図５を参照すると明らかなように、受信側フィルタ１２をＤＭＳフィルタ１２０とした場合の方が、ラダー型フィルタ１１０とした場合よりも、特に低周波側（図５中、特に破線で囲まれた領域）の抑圧が改善している。これは、この領域におけるＤＭＳフィルタ１２０の帯域外抑制度がラダー型フィルタ１１０よりも優れているからである（図４参照）。この結果から、分波器１における一方をＤＭＳフィルタ１２０（これに限らず多重モード結合型フィルタ）とすることで、クロストークに優れた特性を得られることを容易に判断することができる。
【００３１】
但し、一般的に多重モード結合型フィルタはラダー型フィルタに比べ、耐電力性が劣る。このため、２つのＳＡＷフィルタ（１１，１２）の両方を多重モード結合型フィルタで構成することは、分波器１の耐電力性を大幅に低下させることに繋がる。従って、耐電力性とフィルタ特性向上とのバランスを考慮して、２つのＳＡＷフィルタ（１１，１２）のうち何れか一方のみをＤＭＳフィルタ１２０とすることが好ましい。
【００３２】
また、ラダー型フィルタ１１０とＤＭＳフィルタ１２０と（特にＩＤＴ１１１，１１２，１２１，１２２）は、図１で示したように、同一の基板１０上に、同一の金属材料を用いて、同一の膜厚で形成されることが好ましい。これは、設計の容易化及び製造工程の簡素化を実現する上で有効であり、且つプロセスバッチ間の電極膜厚変動や電極指幅の変動によって生じる２つのＳＡＷフィルタ（１１，１２）の中心周波数の変動を自動的にキャンセルする上でも有効である。即ち、製造工程において生じる電極膜厚変動や電極指幅の変動は、送信側フィルタ１１と受信側フィルタ１２とを同時に形成することで相関を持つ。これにより、両者に生じる中心周波数の変動にも相関が現れる。従って、同じように変動する２つのＳＡＷフィルタ（１１，１２）の中心周波数の間隔はほとんど変化しないため、容易に所望するフィルタ特性を得ることが可能となり、分波器１の歩留りを向上させることが達成できる。
【００３３】
尚、２つのＳＡＷフィルタ（１１，１２）を構成するＩＤＴ（１１１，１１２，１２１，１２２）には、例えばアルミニウム（Ａｌ）等を主成分とした金属材料等を用いて形成した電極膜を適用することができる。しかしながら、これに限定されず、アルミニウム（Ａｌ）以外の金属材料を主成分とした単層構造として形成することも、このような層を含む多層構造として形成することも可能である。尚、アルミニウム（Ａｌ）以外の金属材料としては、例えばチタン（Ｔｉ），銅（Ｃｕ），金（Ａｕ），モリブデン（Ｍｏ），タングステン（Ｗ），タンタル（Ｔａ），クロム（Ｃｒ），白金（Ｐｔ），ルテニウム（Ｒｕ）又はロジウム（Ｒｈ）等を使用することができる。
【００３４】
また、２つのＳＡＷフィルタ（１１，１２）が形成される基板１０には、切り出し角が４２°の回転Ｙカット板である４２°ＹカットＸ伝搬リチウムタンタレートの圧電単結晶基板（以下、ＬＴ基板という）や，切り出し角が回転Ｙカット板である４２°ＹカットＸ伝搬リチウムナイオベートの圧電単結晶基板（以下、ＬＮ基板という）や，このほか水晶等の圧電材料等で作製された圧電性素子基板（以下、圧電基板という）を適用することができる。例えばＬＴ基板を使用することで、低損失な特性を得ることができる。尚、ＬＴ基板としては、例えば切り出し角が３９°から４４°までの回転Ｙカット板であれば、低損失な特性を得ることができるが、４１°から４３°のものを用いることが好ましい。
【００３５】
以上のように、２つのＳＡＷフィルタ（１１，１２）のうち少なくとも一方がラダー型フィルタ１１０で形成された分波器１を、各々のＳＡＷフィルタの特性を劣化させずに小型化する本実施形態独自の構成を以下に説明する。
【００３６】
まず、２つのＳＡＷフィルタ（１１，１２）をパッケージ１０１に搭載して作成した、本実施形態による製品形態の分波器１００の構成図を図６に示す。但し、図１に示す分波器１と同一の構成には同一の符号を付す。また、図６（ａ）は、分波器１００の上面図を示し、（ｂ）はそのＡ−Ａ断面図を示す。
【００３７】
図６（ａ），（ｂ）に示すように、分波器１００は、外部のアンテナ，送信回路及び受信回路とそれぞれ接続されるアンテナポート１５，送信ポート１６及び受信ポート１７を有して構成される。尚、送信ポート１６は受信ポート１７と対向する部位に設けられる。また、パッケージ１０１の内部に形成されたキャビティ１０２内には、送信用フィルタ１１と受信用フィルタ１２とを基板１０上に有する構成のＳＡＷ素子チップ１０Ａがフェイスアップ状態、即ち各ＳＡＷフィルタ（１１，１２）のＩＤＴ（１１１，１１２，１２１，１２２）が形成された面（これを以下、上面とする）を上に向けた状態で実装された構成を有している。パッケージ１０１とＳＡＷ素子チップ１０ＡとはＳＡＷ素子チップ１０Ａの下面（裏面の反対側）がパッケージ１０１におけるキャビティ１０２の底面に接着されることで相互に固定される。また、ＩＤＴ１１１，１１２，１２１，１２２それぞれと電気的に接続されつつ基板１０上に形成された入出力端子は、キャビティ１０２内に形成された入出力端子或いは接地用端子（これらをまとめて端子１０３という）とワイヤ１０４を介して電気的に接続される。これらを換言すると、分波器１００は、ＳＡＷ素子チップ１０Ａがパッケージ１０１のキャビティ１０２にフェイスアップ状態で実装され、ＩＤＴ１１１，１１２，１２１，１２２のそれぞれの入出力端子がパッケージ１０１の端子１０３にワイヤボンディングされた構成を有している。
【００３８】
尚、一般的に端子１０３は、パッケージ１０１の大きさを抑えつつ容積、即ちキャビティ１０２の大きさを確保するために、キャビティ１０２における２辺にのみ設けることが有利である。ここで、図７に示すような構成を有するパッケージ１０１の端子１０３に対して図７に示すように『０』〜『９』の番号を付すと、送信回路と接続された送信用フィルタ１１の入力端子には、送信用ポート１６及び送信用フィルタ１１の位置を考慮して『２』又は『３』を使用することが好ましい。また、受信回路と接続された受信用フィルタ１２の出力端子には、受信用ポート１６及び受信用フィルタ１２の位置を考量して『８』又は『９』を使用することが好ましい。これにより、それぞれの端子を接続するワイヤ１０４の長さを可能な限り短くでき、フィルタの挿入損失を低減することができる。更に、アンテナポート１５に接続する送信用フィルタ１１の出力端子及び受信用フィルタ１２の入力端子には、入力端子（『２』／『３』）及び出力端子（『８』／『９』）との相互作用を低減するために、最も離れた位置にある『６』及び『５』を使用することが好ましい。即ち、送信用フィルタ１１に対するパッケージ１０１の入力端子及び出力端子には送信用フィルタ１１を対角に跨ぐ端子１０３を使用し、受信用フィルタ１２に対するパッケージの入力端子及び出力端子には受信用フィルタ１２を対角に跨ぐ端子１０３を使用することが好ましい。これにより、各々の端子１０３間の相互作用を低減しつつ、フィルタの挿入損失を低減することができる。
【００３９】
これらの結果、送信用フィルタ１１に対するパッケージ１０１の入力端子と出力端子とを結んだ直線Ｘ１は、ＳＡＷ素子チップ１０Ａの送信用フィルタ１１を斜めに横切る。同様に、受信用フィルタ１２に対するパッケージ１０１の入力端子と出力端子とを結んだ直線Ｘ２も、ＳＡＷ素子チップ１０Ａの受信用フィルタ１２を斜めに横切る。そこで、ラダー型フィルタ１１０で構成した送信用フィルタ１１及び／又は受信用フィルタ１２のレイアウトを、例えば図８に示すラダー型フィルタ１１０ａのように、ＩＤＴ１１１で形成された直列共振子が上記の直線に沿うように順次斜めに配列した構成とする。より詳細には、入力段の直列共振子を形成するＩＤＴ１１１の中心と出力段の直列共振子を形成するＩＤＴ１１１の中心とを結ぶ直線と、基板１０を収容するパッケージ１０１に設けられた入力端子と出力端子とを結ぶ直線（Ｘ１／Ｘ２）とのなす角が、基板１０上におけるＳＡＷ伝搬方向と垂直な方向とパッケージ１０１の入力端子及び出力端子を結ぶ直線（Ｘ１／Ｘ２）とのなす角よりも小さくなるように、入力段のＩＤＴ１１１と出力段のＩＤＴ１１１とを結ぶ直線がＳＡＷ伝搬方向と垂直な方向に対して傾いた構成とする。これにより、入力段のＩＤＴ１１１に一体形成された入力端子１１１ａとパッケージ１０１の入力端子とを接続する配線（ワイヤ１０４）、及び、出力段のＩＤＴに一体形成された出力端子１１１ｂとパッケージ１０１の出力端子とを接続する配線（ワイヤ１０４）を短くし、挿入損失を低減することができる。但し、各々のＩＤＴ１１１（ＩＤＴ１１２も含む）のＳＡＷの伝搬方向は、基板（ＬＴ基板）１０のＸ方向である。従って、上記の構成は、直列共振子をＳＡＷの伝搬方向（基板１０のＸ方向）に対して斜めに配列した構成と換言することができる。
【００４０】
また、図９に示す構成では、複数のＩＤＴ１１２で形成された複数の並列共振子が直列共振子を結ぶ直線に対して同一の側に配置されているため、デッドスペースが増大し、結果としてラダー型フィルタ１１０のチップ面積が大型化する場合が存在する。これを回避するために、例えば図９に示すラダー型フィルタ１１０ｂのように、入力段の並列共振子を形成するＩＤＴ１１２と、出力段の並列共振子を構成するＩＤＴ１１２とを、直列共振子を結ぶ直線に対して互い違いに配置するとよい。これにより、デッドスペースを削減でき、チップ面積を小型化することができる。更に、１つのＳＡＷフィルタのチップ面積を縮小することで、２つのＳＡＷフィルタをより離して配置することが可能となるため、送信用フィルタ１１と受信用フィルタ１２とのクロストークが低減できる。
【００４１】
更に、チップ面積の大型化を防止しつつ、入力段の直列共振子の入力端子１１１ａとパッケージ１０１の入力端子とを接続する配線（ワイヤ１０４）、及び、出力段の直列共振子の出力端子１１１ｂとパッケージの出力端子とを接続する配線（ワイヤ１０４）を短くする構成としては、例えば図１０に示すラダー型フィルタ１１０ｃのように、直列共振子を横並びに配列しつつ、換言すればＳＡＷの伝搬方向（Ｘ方向）に対して垂直な方向に一列に配列しつつ、入力端子１１１ａの中心と出力端子１１１ｂの中心とを結ぶ直線が、上記の直線Ｘ１／Ｘ２（＝パッケージ１０１の入力端子と出力端子とを結ぶ直線）と平行に近づくように、入力端子１１１ａと出力端子１１１ｂとの位置をずらして設けたものが考えられる。
更に換言すれば、入力段の直列共振子を形成するＩＤＴ１１１に一体形成された入力端子１１１ａの中心と出力段の直列共振子を形成するＩＤＴ１１１に一体形成された出力端子１１１ｂの中心とを結ぶ直線と、基板１０を収容するパッケージ１０１に設けられた入力端子と出力端子とを結ぶ直線（Ｘ１／Ｘ２）とのなす角が、基板１０上におけるＳＡＷ伝搬方向と垂直な方向とパッケージ１０１の入力端子及び出力端子を結ぶ直線（Ｘ１／Ｘ２）とのなす角よりも小さくなるように、入力端子１１１ａと出力端子１１１ｂとを結ぶ直線がＳＡＷ伝搬方向と垂直な方向に対して傾いた構成とする。この構成は、直列共振子をＳＡＷ素子チップ１０Ａに対して斜めに配列しない分、図８に示すラダー型フィルタ１１０ａよりもチップ面積を小型化することができる。従って、結果として送信用フィルタ１１と受信用フィルタ１２とをより離すことが可能となるため、送信信号と受信信号とのクロストークを低減できる。
【００４２】
ここで、図９に示すラダー型フィルタ１１０ｂと図１０に示すラダー型フィルタ１１０ｃとのフィルタ特性を図１１に示す。但し、本説明では、ラダー型フィルタ１１０ｂ，１１０ｃを、ＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｅｒｖｉｓ：ＰＣＳ）の規格に適合する送信用フィルタ（送信帯域１８５０〜１９１０［ＭＨｚ］）として作製し、その中心周波数を１８８０ＭＨｚとした場合を例に挙げる。また、図９に示すラダー型フィルタ１１０ｂ及び図１０に示すラダー型フィルタ１１０ｃは共に、図１２に示すような、直列共振子をＳ，並列共振子をＰとした場合にＳ−Ｐ−Ｐ−Ｓ−Ｓ−Ｐ−Ｐ−Ｓと接続された４段構成を有するものである。即ち、並びの中央に配置されたＩＤＴ１１１を２段目及び３段目の直列共振子Ｓで共用し、入力側のＩＤＴ１１２を１段目及び２段目の並列共振子Ｐで共用し、出力側のＩＤＴ１１２を３段目及び４段目の並列共振子Ｐで共用した構成となっている。
【００４３】
図１１を参照すると明らかなように、直列共振子が横並びに配列したラダー型フィルタ１１０ｃの方がラダー型フィルタ１１０ｂよりも挿入損失が小さい、即ちフィルタ特性が優れていることが判る。
【００４４】
尚、本実施形態では、直列共振子を形成するＩＤＴ１１１を横並びである、換言すれば直線に配列している（図１１参照）ことの定義を以下のように決定する。即ち、図２又は図８から図１０に示すラダー型フィルタ１１０，１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃに限らず、直列共振子を形成するＩＤＴ１１１を３つ以上有して構成されたラダー型フィルタにおいて、隣り合うＩＤＴ１１１のうち少なくとも（Ｎ−２）組以上の中心同士のＳＡＷ伝搬方向のずれが、対数（ＩＤＴにおける電極指の数）の多い方のＩＤＴ１１１のＳＡＷ伝搬方向の長さの４分の１以下であると定義する。
【００４５】
ここで、少なくとも（Ｎ−２）組で良いとした理由を先ず説明する。最良のレイアウトとしては、すべての隣接するＩＤＴ１１１、つまり（Ｎ−１）組のＩＤＴ１１１の中心のずれがないことである。但し、１組を除いた（Ｎ−２）組についてだけでも中心のずれがなければ、小型なレイアウトが可能で且つ低挿入損失の特性を得ることが可能である。このため上記のように、少なくとも（Ｎ−２）組で良いとすることができる。
【００４６】
次に、ＩＤＴ１１１のＳＡＷ伝搬方向における中心のずれの許容範囲を、対数が多い方のＩＤＴ１１１のＳＡＷ伝搬方向の長さの４分の１以下とした理由を図１３を用いて説明する。挿入損失の低減を考慮した場合、隣り合うＩＤＴ（これらの符号を１１１−１，１１１−２とする）は、図１３（ａ）に示すように、中心がＳＡＷ伝搬方向において完全に一致した状態が好ましい。但し、ラダー型フィルタのチップ面積の縮小を考慮すると、ある程度の許容範囲（マージン）が必要となる。但し、隣り合うＩＤＴ１１１−１，１１１−２の中心のずれが、図１３（ｂ）に示すように、対数が多い方のＩＤＴ１１１のＳＡＷ伝搬方向の長さの２分の１より大きいと、２つのＩＤＴ同士がオーバラップしている部分の方が小さくなり、２つのＩＤＴはずれた状態にあるといえる。このずれた状態では、挿入損失が大きくなる。従って、中心のずれは対数が多い方のＩＤＴ１１１のＳＡＷ伝搬方向の長さの２分の１未満であることが好ましい。従って、隣り合うＩＤＴ１１１−１，１１１−２の中心のずれが対数の多い方のＩＤＴ１１１のＳＡＷ伝搬方向の長さの２分の１である状態を直線に配列しているか否かの境界といい、ずれが２分の１未満である状態を横並びである、換言すれば直線に配列している状態ということができる。即ち、直線に配列している状態の許容範囲を対数が多い方のＩＤＴ１１１のＳＡＷ伝搬方向の長さの２分の１未満ということができる。本実施形態では、更なる挿入損失の改善を図るために、許容範囲を更に狭め、対数が多い方のＩＤＴ１１１のＳＡＷ伝搬方向の長さの４分の１未満と定義する。
【００４７】
尚、以上のように隣り合うＩＤＴ１１１のうち少なくとも（Ｎ−２）組以上の中心同士のＳＡＷ伝搬方向のずれが、対数の多い方のＩＤＴ１１１のＳＡＷ伝搬方向の長さの４分の１以下である構成とした場合（図１０参照）、並列共振子を形成する複数のＩＤＴ１１２を、直列共振子を形成するＩＤＴ１１１を結ぶ直線に対して同一側に設けることで、ラダー型フィルタ１１０ｃのチップ面積を小型化することができる。但し、好ましくは全てのＩＤＴ１１２をＩＤＴ１１１を結ぶ直線に対して同一側に設けることが好ましいが、それぞれの側のＩＤＴ１１２数に少なくとも２つ以上の差が生じた配置にすることで、チップ面積を小型化する効果を得ることは可能である。
【００４８】
次に、上記した構成を図６に示す分波器１００に適用した場合について図面を用いて詳細に説明する。尚、本具体例では、分波器１００をＰＣＳで使用される１．９ＧＨｚ帯のアンテナ分波器として作製した場合である。
【００４９】
分波器１００の回路構成を図１４に示す。本具体例では基板１０にＬＴ基板を用いた。また、基板１０上に形成する送信側フィルタ１１には、図２に示すような、４つの直列共振子を有して成る４段構成のラダー型フィルタ１１０を用い、直列共振子を形成するＩＤＴ１１１を横並びに直線上に配列した。更に、同基板１０上に形成する受信側フィルタ１２には、図３に示すような、３つのＩＤＴ（１２１，１２２）を一列に配置し、その両側に反射器も設けた構成のＤＭＳフィルタ１２０ａ〜１２０ｆを並列に３つ接続し、且つこれを２段に接続した構成（ＤＭＳ並列多段接続構成）のフィルタを用いた。各ＤＭＳフィルタ１２０ａ〜１２０ｆの接続関係を図１５に示す。尚、図１５は単相入出力構成であるが、バランス入出力構成であってもよい。更に、受信側フィルタ１２の入力部とアンテナポートとの間に位相シフタ１３を設けた。
【００５０】
ラダー型フィルタ１１０及びＤＭＳフィルタ１２０ａ〜１２０ｆを構成するＩＤＴ（１１１，１１２，１２１，１２２：図２及び図３参照）は、単層構造で基板１０上に同時に作製され、その構造をアルミニウム（Ａｌ）を主成分とした電極材料による単層とし、膜厚ｈを０．１８μｍとした。
【００５１】
以上のように構成した分波器１００の送信側からアンテナへの通過特性（＝送信側フィルタ１１の通過特性）及びアンテナから受信側への通過特性（＝受信用フィルタ１２の通過特性）を図１６に示す。図１６を参照すると明らかなように、挿入損失は送信帯域で−３．５ｄＢ以下、受信帯域で−４ｄＢ以下を確保することができた。また、抑圧度は送信帯域で−５０ｄＢ以上、受信帯域で−４５ｄＢ以上を確保することができた。これらから、本具体例による分波器１００が実使用において有用であることを確認できた。
【００５２】
また、分波器１００の送信側から受信側へのクロストーク特性を図１７に示す。図１７を参照すると明らかなように、クロストークを送信帯域において−５０ｄＢ以上に抑えることができ、受信帯域において−４２ｄＢ以上に抑えることができた。これらから、本具体例による分波器１００が良好な特性を発揮し、分波器１００が実使用において有用であることを確認できた。
【００５３】
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。図１８は、本実施形態による分波器のＳＡＷ素子チップ２０Ａの構成を示す上面図である。但し、ＳＡＷ素子チップ２０Ａにおいて、２つのＳＡＷフィルタ（１１，１２）が形成された面を上面とする。
【００５４】
図１８に示すように、本実施形態によるＳＡＷ素子チップ２０Ａは、第１の実施形態によるＳＡＷ素子チップ１０Ａと同様な構成において、送信用フィルタ１１と受信用フィルタ１２との間の領域に接地されたアース電極２１０が形成されている。
【００５５】
本実施形態或いは第１の実施形態のように、同一の基板１０における同一面上に送信用フィルタ１１のＩＤＴ１１１，１１２と受信用フィルタ１２のＩＤＴ１２１，１２２とを形成した場合、送信用フィルタ１１と受信用フィルタ１２との間で基板１０を介して漏れ電流が生じる場合が存在する。この結果、送信信号と受信信号とのクロストークが発生し、フィルタ特性が劣化してしまう。そこで、図１８に示すように、送信用フィルタ１１と受信用フィルタ１２との間にアース電極２１０を形成しておくことで、漏れ電流が送信用フィルタ１１から受信用フィルタ１２へ、又は受信用フィルタ１２から送信用フィルタ１１へ流入することを防止でき、クロストークを低減することが可能となる。図１９に、アース電極２１０が形成されていないＳＡＷ素子チップ（第１の実施形態によるＳＡＷ素子チップ１０Ａに相当）のクロストーク特性と、アース電極が形成されているＳＡＷ素子チップ２０Ａのクロストーク特性とを示す。図１９を参照すると明らかなように、アース電極２１０を形成した場合の方が、特に遷移域よりも高周波側、即ち受信帯域（図１７参照）に相当する領域におけるクロストーク特性が改善されている。
【００５６】
また、アース電極２１０の他の構成例を図２０に示す。アース電極２１０は、図１８に示すように、送信用フィルタ１１と受信用フィルタ１２との間の一部の領域にのみ形成してもよいが、例えば図２０（ａ）に示すアース電極２１０ａのように、送信用フィルタ１１又は受信用フィルタ１２の向かい合う辺（＝ＳＡＷ伝搬方向と垂直方向の長さ）よりも長くなるように形成しても良い。この場合、送信用フィルタ１１と受信用フィルタ１２との間を完全に遮る位置にアース電極２１０ａを形成すると尚良い。このほか、例えば図２０（ｂ）に示すアース電極２１０ｂ、又は図２０（ｃ）に示すアース電極２１０ｃのように、送信用フィルタ１１又は受信用フィルタ１２の向かい合う辺（＝ＳＡＷ伝搬方向と垂直方向の長さ）の半分よりも長くなるように形成しても良い。この場合、送信用フィルタ１１と受信用フィルタ１２との間の片側を遮る位置にアース電極２１０ｂ又は２１０ｃを形成するとよい。更に、本実施形態によるアース電極は、図１８又は図２０に示すような長方形（正方形も含む）に限らず、円形（楕円形も含む）やその他の構成のように、種々変形することも可能である。
【００５７】
また、本実施形態によるアース電極２１０（２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃ等を含む）は、送信用フィルタ１１及び受信用フィルタ１２のＩＤＴ１１１，１１２，１２１，１２２を形成する際に同時に形成することができる。尚、この際の電極材料もＩＤＴ１１１，１１２，１２１，１２２と同一のものを使用することができる。
【００５８】
以上のように構成することで、本実施形態によれば、送信側と受信側とのクロストークを低減でき、より向上したフィルタ特性を得ることが可能となる。尚、他の構成は、第１の実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００５９】
〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。上記した第１の実施形態では、送信側フィルタ１１（本実施形態ではこれを第１の実施形態と同様にラダー型フィルタ１１０とする）及び受信側フィルタ１２（本実施形態ではこれを第１の実施形態と同様にＤＭＳフィルタ１２０とする）のＩＤＴ１１１，１１２，１２１，１２２をアルミニウム（Ａｌ）を主成分とした電極材料を用いて単層構造で作製した場合を例に挙げた。
【００６０】
ここで、一般的に送信側フィルタ１１のＩＤＴ１１１，１１２を耐電力性の高い電極膜を用いて作製することが好ましい場合がある。これは、送信側フィルタ１１に受信側フィルタ１２よりも大きな電力が印加されるためである。そこで、本実施形態では、ＩＤＴ１１１，１１２を比較的高耐電力な電極膜で形成した場合を例に挙げて説明する。
【００６１】
本実施形態では、高耐電力な電極膜として、アルミニウム−銅／銅／アルミニウム−銅（Ａｌ−Ｃｕ／Ｃｕ／Ａｌ−Ｃｕ）の３層構造や、アルミニウム（Ａｌ）を主成分とした材料とチタン（Ｔｉ）とを積層化した多層構造や、アルミニウム−マグネシウム（Ａｌ−Ｍｇ）の積層構造や、アルミニウム−銅−マグネシウム（Ａｌ−Ｃｕ−Ｍｇ）の積層構造等を有する金属膜を使用する。
【００６２】
また、上記のような電極膜を用いて送信側フィルタ１２（ラダー型フィルタ１１０）のＩＤＴ（１１１、１１２）を形成する際、同一の工程において同一の層構造の受信側フィルタ１２（ＤＭＳフィルタ１２０）のＩＤＴ（１２１，１２２）を形成することも、分波器１の耐電力性を向上する上で有効である。即ち、受信側フィルタ１２には送信側フィルタ１１から漏れだした電力が流れ込む。このため、受信側フィルタ１２もある程度の耐電力性を持つように形成する必要がある。上記のように、受信側フィルタ１２も送信側フィルタ１１と同様の高耐電力な電極膜で形成することで、受信側フィルタ１２（ＤＭＳフィルタ１２０）の耐電力性を向上することができる。更に、送信側フィルタ１１と受信側フィルタ１２とのＩＤＴ（１１１，１１２，１２１，１２２）を同一のプロセスで同一の層構造として形成することは、製造プロセスが複雑化することを回避できるだけでなく、上述したように、電極膜厚変動や電極指幅の変動によるフィルタ特性の変動を抑制できる点からも有効である。
【００６３】
以上のように構成することで、本実施形態によれば、アルミニウム（Ａｌ）以外の電極材料を用いて単層又は多層構造のＩＤＴ１１１，１１２，１２１，１２２を形成した場合でも、第１の実施形態と同様に、送信信号と受信信号とのクロストークを低減することが可能となり、良好なフィルタ特性を有する分波器を作製することができる。
【００６４】
但し、上述したような積層構造を有する電極膜で形成したＩＤＴ（１１１，１１２，１２１，１２２）は、例えばアルミニウム（Ａｌ）の単層で形成した場合と比較して電気抵抗が大きいため、フィルタ挿入損失が増加してしまう。そこで、本実施形態では、例えば第１の実施形態における図１４及び図１５で示した構成と同様に、複数個の多重モード結合型フィルタ（例えばＤＭＳフィルタ１２０ａ〜１２０ｆ）を並列して接続した構成とする。これにより、受信側フィルタ１２の電気抵抗が小さくなり、フィルタ挿入損失を低減することが可能となる。尚、他の構成は第１の実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００６５】
〔他の実施形態〕
以上、説明した実施形態は本発明の好適な一実施形態にすぎず、本発明はその趣旨を逸脱しない限り種々変形して実施可能である。
【００６６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明を用いれば、１つの基板上に送信用フィルタと受信用フィルタを形成しても良好なフィルタ特性を維持できる。この結果、アンテナ分波器を歩留まりよく作製できるため、安価で安定してなアンテナ分波器を供給することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態による分波器１の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の説明で使用するラダー型フィルタ１１０の構成を示す上面図である。
【図３】本発明の第１の実施形態の説明で使用するＤＭＳフィルタ１２０の構成を示す上面図である。
【図４】ラダー型フィルタ１１０とＤＭＳフィルタ１２０とのフィルタ特性を比較するためのグラフである。
【図５】図１に示す分波器１の受信用フィルタ１２をラダー型フィルタ１１０とした場合とＤＭＳフィルタ１２０とした場合とのクロストーク特性を比較するための図である。
【図６】本発明の第１の実施形態による製品形態の分波器１００の構成を示す図であり、（ａ）はその上面図であり、（ｂ）はそのＡ−Ａ断面図である。
【図７】図６に示す分波器１００のパッケージ１０１の端子１０３と送信用フィルタ１１及び受信用フィルタ１２（特にラダー型フィルタ１１０で形成したＳＡＷフィルタ（１１，１２）の入力端子１１１ａ及び出力端子１１１ｂ）との関係を説明するための図である。
【図８】本発明の第１の実施形態によるラダー型フィルタ１１０ａの構成を示す上面図である。
【図９】本発明の第１の実施形態によるラダー型フィルタ１１０ｂの構成を示す上面図である。
【図１０】本発明の第１の実施形態によるラダー型フィルタ１１０ｃの構成を示す上面図である。
【図１１】ラダー型フィルタ１１０ｂと１１０ｃとのフィルタ特性を比較するための図である。
【図１２】ラダー型フィルタ１１０（１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃを含む）の回路構成を示す図である。
【図１３】本発明の第１の実施形態における隣接するＩＤＴ１１１の中心のずれの関係を説明するための図である。
【図１４】本発明の第１の実施形態による分波器１００の具体的構成の例を示すブロック図である。
【図１５】図１４に示すＤＭＳフィルタ１２０ａ〜１２０ｆの接続関係を示す回路図である。
【図１６】本発明の第１の実施形態による分波器１００の送信側からアンテナへの通過特性（＝送信側フィルタ１１の通過特性）及びアンテナから受信側への通過特性（＝受信用フィルタ１２の通過特性）を示すグラフである。
【図１７】本発明の第１の実施形態による分波器１００の送信側から受信側へのクロストーク特性を示すグラフである。
【図１８】本発明の第２の実施形態による分波器のＳＡＷ素子チップ２０Ａの構成を示す上面図である。
【図１９】本発明の第２の実施形態によるアース電極２１０を有する分波器のクロストーク特性とアース電極２１０を有さない分波器（例えば分波器１００）のクロストーク特性とを示すグラフである。
【図２０】本発明の第２の実施形態によるアース電極の他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１、１００  分波器
１０  基板
１０Ａ、２０Ａ  ＳＡＷ素子チップ
１１  送信側フィルタ
１２  受信側フィルタ
１３  位相シフタ
１５  アンテナポート
１６  送信ポート
１７  受信ポート
１０１  パッケージ
１０２  キャビティ
１０３  端子
１０４  ワイヤ
１１０、１１０ａ、１１０ｂ、１１０ｃ  ラダー型フィルタ
１１１、１１１−１、１１１−２、１１２、１２１、１２２、  ＩＤＴ
１１１ａ  入力端子
１１１ｂ  出力端子
１２０、１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃ、１２０ｄ、１２０ｅ、１２０ｆ  ＤＭＳフィルタ
２１０、２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃ  アース電極
【図１】
2004328675.tif 000003
【図２】
2004328675.tif 000004
【図３】
2004328675.tif 000005
【図４】
2004328675.tif 000006
【図５】
2004328675.tif 000007
【図６】
2004328675.tif 000008
【図７】
2004328675.tif 000009
【図８】
2004328675.tif 000010
【図９】
2004328675.tif 000011
【図１０】
2004328675.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
2004328675.tif 000014
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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