(57)【要約】【課題】共振コンデンサの印加電圧を制限して、共振コンデンサの低コスト化、小型化が図られる誘導加熱調理器を提供する。【解決手段】誘導加熱調理器は、外部からの供給電力を整流する整流回路１０と、直流電力に変換する平滑回路２０と、平滑回路２０の出力ライン間に直列接続された一対のスイッチング素子３１，３２、および該スイッチング素子のいずれかに対して並列接続され、加熱コイル３６及び共振コンデンサ３７の直列負荷回路を有するインバータ回路３０と、所定の電力設定値に基づいて制御信号を出力する制御回路５０と、該制御信号に応じて各スイッチング素子３１，３２の駆動信号を出力するインバータ駆動回路６０と、共振コンデンサ３７の印加電圧を検知するコンデンサ電圧検知回路４０などを備え、制御回路５０は検知信号が所定基準値以下となるように駆動信号のデューティ比を変化させる。【選択図】        図１
2004327104.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部電源から供給される交流電力を整流する整流回路と、
整流回路の出力を直流電力に変換する平滑回路と、
平滑回路の出力ライン間に直列接続された一対のスイッチング素子、および該スイッチング素子のいずれかに対して並列接続され、加熱コイル及び共振コンデンサの直列回路を含む負荷回路を有するインバータ回路と、
予め設定された電力設定値に基づいて、制御信号を出力する制御手段と、
該制御信号に応じて、インバータ回路の各スイッチング素子を交互にオン又はオフする駆動信号を出力するインバータ駆動手段と、
共振コンデンサの印加電圧を検知するコンデンサ電圧検知手段とを備え、
前記制御手段は、コンデンサ電圧検知手段からの検知信号が予め設定された基準電圧値以下となるように各スイッチング素子の駆動信号のデューティ比を変化させることを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項２】
インバータ回路は、共振コンデンサに対して並列接続されたダイオードを有し、ダイオードのアノードが共振コンデンサの高電位側に接続され、ダイオードのカソードが共振コンデンサの低電位側に接続されることを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
【請求項３】
前記制御手段は、電力設定値を設定するための入力設定部と、
外部電源から入力される電力を検知する入力検知部と、
入力設定部で設定された電力設定値及び入力検知部からの出力に基づいて第１制御信号を出力する電力制御部と、
基準電圧値を設定するためのコンデンサ電圧設定部と、
コンデンサ電圧検知手段からの検知信号を受け取るコンデンサ電圧検知部と、
コンデンサ電圧設定部で設定された基準電圧値及びコンデンサ電圧検知部からの出力に基づいて第２制御信号を出力する比較部と含み、
前記インバータ駆動手段は、第１制御信号及び第２制御信号に基づいて各スイッチング素子の駆動信号のデューティ比を変化させることを特徴とする請求項１または２記載の誘導加熱調理器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路を備えた誘導加熱調理器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の誘導加熱調理器は、例えば特開２００２−７５６２３号公報の第２頁１欄１４行〜１７行の記載のように、鍋の材質を判別するために、直流電源回路に入力する電流値とインバータ回路に発生する電圧値を用いて加熱コイル上の異常の有無を判別している。
【０００３】
【特許文献１】
２００２−７５６２３号公報（第２頁１欄１４行〜１７行、図１）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の誘導加熱調理器は、インバータ回路に発生する電圧値を検知しているが、あくまで鍋の材質を判別するためのものである。従って、鍋の材質変化による負荷変動および電源電圧変動の両方に対処するには、充分に高い耐電圧を有する共振コンデンサを使用する必要があり、その結果、共振コンデンサのコスト増加、大型化を招いている。
【０００５】
本発明の目的は、種々の変動が生じた場合でも共振コンデンサに印加される電圧を制限して、耐電圧マージンの削減によって共振コンデンサの低コスト化、小型化が図られる誘導加熱調理器を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る誘導加熱調理器は、外部電源から供給される交流電力を整流する整流回路と、
整流回路の出力を直流電力に変換する平滑回路と、
平滑回路の出力ライン間に直列接続された一対のスイッチング素子、および該スイッチング素子のいずれかに対して並列接続され、加熱コイル及び共振コンデンサの直列回路を含む負荷回路を有するインバータ回路と、
予め設定された電力設定値に基づいて、制御信号を出力する制御手段と、
該制御信号に応じて、インバータ回路の各スイッチング素子を交互にオン又はオフする駆動信号を出力するインバータ駆動手段と、
共振コンデンサの印加電圧を検知するコンデンサ電圧検知手段とを備え、
前記制御手段は、コンデンサ電圧検知手段からの検知信号が予め設定された基準電圧値以下となるように各スイッチング素子の駆動信号のデューティ比を変化させることを特徴とする。
【０００７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路ブロック図である。誘導加熱調理器は、整流回路１０と、平滑回路２０と、インバータ回路３０と、コンデンサ電圧検知回路４０と、制御回路５０と、インバータ駆動回路６０などで構成される。
【０００８】
整流回路１０は、ダイオードブリッジ等で構成され、商用電力などの外部交流電源ＰＳから供給される交流電力を整流する。
【０００９】
平滑回路２０は、例えば入力コンデンサ２１、チョークコイル２２、出力コンデンサ２３からなるπ型フィルタ回路で構成され、整流回路１０で整流された脈流を平滑化して直流電力に変換し、グランドラインＬｇを基準として電源ラインＬｈへ出力する。
【００１０】
インバータ回路３０は、グランドラインＬｇと電源ラインＬｈとの間に直列接続された一対のスイッチング素子３１，３２と、加熱コイル３６及び共振コンデンサ３７からなる直列回路を含む負荷回路などで構成される。
【００１１】
スイッチング素子３１，３２は、例えばトランジスタ等で構成され、各スイッチング素子３１，３２のエミッタとコレクタには逆導通用のダイオード３３，３４がそれぞれ並列接続される。スイッチング素子３１のベースにはインバータ駆動回路６０からの駆動信号ＱＡが供給され、スイッチング素子３２のベースにはインバータ駆動回路６０からの駆動信号ＱＢが供給される。
【００１２】
高電位側のスイッチング素子３１のコレクタは電源ラインＬｈに接続され、低電位側のスイッチング素子３２のエミッタはグランドラインＬｇに接続される。スイッチング素子３１のコレクタとスイッチング素子３２のコレクタとが接続された出力ラインＬｏには、加熱コイル３６の一端が接続される。加熱コイル３６の他端とグランドラインＬｇとの間には、共振コンデンサ３７が接続される。なお、出力ラインＬｏとグランドラインＬｇとの間には、ノイズ除去用のコンデンサ３５が接続される。
【００１３】
本実施形態では、加熱コイル３６及び共振コンデンサ３７の直列回路において、出力ラインＬｏ側に加熱コイル３６を配置し、グランドラインＬｇ側に共振コンデンサ３７を配置した例を説明するが、出力ラインＬｏ側に共振コンデンサ３７を配置し、グランドラインＬｇ側に加熱コイル３６を配置してもよく、その場合、共振コンデンサ３７の両端電圧を測定できるようにコンデンサ電圧検知回路４０を配置することになる。
【００１４】
また本実施形態では、負荷回路を出力ラインＬｏとグランドラインＬｇとの間に配置した例を説明するが、負荷回路は電源ラインＬｈと出力ラインＬｏとの間に配置することも可能である。
【００１５】
コンデンサ電圧検知回路４０は、共振コンデンサ３７に印加される電圧を検知して検知信号Ｄを出力する機能を有し、ここでは共振コンデンサ３７の両端に抵抗４１，４２からなる分圧回路を接続し、抵抗の分圧比を調整して制御回路５０の入力電圧範囲に適合させている。
【００１６】
図２は、制御回路５０の回路構成を示すブロック図である。制御回路５０は、演算増幅器等のアナログ回路や、マイクロコンピュータやＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等のデジタル回路で構成可能であり、入力設定部５１と、入力検知部５２と、電力制御部５３と、コンデンサ電圧設定部５４と、コンデンサ電圧検知部５５と、比較部５６などで構成される。
【００１７】
入力設定部５１は、パネル操作や外部指令信号等によって設定された調理電力値を記憶し、調理電力値に対応した電力設定信号を出力する。
【００１８】
入力検知部５２は、外部交流電源ＰＳから入力される電力を検知し、入力電力信号を出力する機能を有し、例えば整流回路１０の入力ラインに流れる電流を検知する電流センサ及びフィルタ回路、増幅回路などで構成可能である。
【００１９】
電力制御部５３は、入力設定部５１からの電力設定信号および入力検知部５２からの入力電力信号に基づいて、制御信号ＳＡを出力する。
【００２０】
コンデンサ電圧設定部５４は、共振コンデンサ３７の耐電圧定格などを考慮して、共振コンデンサ３７の印加電圧の上限に対応した基準電圧値を記憶し、出力する。
【００２１】
コンデンサ電圧検知部５５は、コンデンサ電圧検知回路４０からの検知信号Ｄを受け取って、必要に応じて信号処理を施して出力する。
【００２２】
比較部５６は、コンデンサ電圧設定部５４からの基準電圧値とコンデンサ電圧検知部５５からの出力信号とを比較して、その比較結果に基づいて制御信号ＳＢを出力する。
【００２３】
図３は、インバータ駆動回路６０の回路構成の一例を示すブロック図である。ここでは、演算増幅器等のアナログ回路を用いた例を説明するが、同様な機能をデジタル回路を用いて実現することも可能である。
【００２４】
インバータ駆動回路６０は、発振器６１と、コンパレータ６２〜６８などで構成される。発振器６１は、インバータ動作の基準周波数を決定するもので、所定の周期及び所定のデューティ比（導通比）を有するパルスを発生する。コンパレータ６２は、基準電圧に基づいて発振器６１からのパルス波形を鋸波状に変換する。コンパレータ６３は、制御回路５０からの制御信号ＳＡ，ＳＢを比較して、制御信号ＳＣを出力する。コンパレータ６４は、コンパレータ６２の出力とコンパレータ６３からの制御信号ＳＣとを比較し、可変デューティ比のパルスを出力する。
【００２５】
コンパレータ６５は、基準電圧に基づいてコンパレータ６４からのパルス波形を鋸波状に変換する。コンパレータ６６は、基準電圧に基づいてコンパレータ６５からの出力を可変デューティ比のパルスに変換して、駆動信号ＱＡを出力する。コンパレータ６７は、基準電圧に基づいてコンパレータ６４からのパルス波形を鋸波状に変換する。コンパレータ６８は、基準電圧に基づいてコンパレータ６７からの出力を可変デューティ比のパルスに変換して、駆動信号ＱＢを出力する。
【００２６】
次に、図４に示すタイミングチャートを参照して、全体の動作を説明する。まず、発振器６１は、図４（ａ）に示すように、例えば周波数２１ｋＨｚ（周期Ｔ＝約４８μｓ）、デューティ比５０％の矩形パルスｓ１を発生する。コンパレータ６２は、図４（ｂ）に示すように、この矩形パルスｓ１を反転するとともに、反転パルスの立下りから所定時間（例えば５μｓ）の経過後にローレベルからハイレベルまで直線的に上昇する傾斜波形を生成し、鋸波状パルスｓ２を出力する。
【００２７】
一方、コンパレータ６３は、電力制御部５３からの制御信号ＳＡと比較部５６からの制御信号ＳＢとを比較して、図４（ｃ）に示すように、コンパレータ６４の基準電圧として制御信号ＳＣを出力する。コンパレータ６４は、コンパレータ６２からの鋸波状パルスｓ２と制御信号ＳＣとを比較して、図４（ｄ）に示すように、鋸波状パルスｓ２が制御信号ＳＣ以下となる期間だけハイレベルとなる矩形パルスｓ４を出力する。
【００２８】
コンパレータ６５は、図４（ｅ）に示すように、矩形パルスｓ４の立上りから直線的に上昇する傾斜波形を生成し、鋸波状パルスｓ５を出力する。コンパレータ６６は、図４（ｆ）に示すように、鋸波状パルスｓ５と基準電圧Ｖａとを比較して、鋸波状パルスｓ５が基準電圧Ｖａより高くなる期間だけハイレベルとなる駆動信号ＱＡを出力する。駆動信号ＱＡは、図４（ｇ）に示すように、発振器６１の矩形パルスｓ１の立上りから時間ｔ３だけ遅延し、オン期間Ｔ１で周期Ｔの矩形パルスであり、そのデューティ比（＝Ｔ１／Ｔ）は制御信号ＳＣのレベル調整によって変化する。
【００２９】
コンパレータ６７は、図４（ｈ）に示すように、矩形パルスｓ４を反転するとともに、反転パルスの立上り時点から単調増加する傾斜波形を生成し、鋸波状パルスｓ７を出力する。コンパレータ６８は、図４（ｉ）に示すように、鋸波状パルスｓ７と基準電圧Ｖｂとを比較して、鋸波状パルスｓ７が基準電圧Ｖｂより高くなる期間だけハイレベルとなる駆動信号ＱＢを出力する。駆動信号ＱＢは、図４（ｊ）に示すように、発振器６１の矩形パルスｓ１の立下りから時間ｔ４だけ遅延し、オン期間Ｔ２で周期Ｔの矩形パルスであり、そのデューティ比（＝Ｔ２／Ｔ）は制御信号ＳＣのレベル調整によって変化する。
【００３０】
こうして制御信号ＳＣのレベル調整に応じてデューティ比が変化する駆動信号ＱＡ，ＱＢが得られる。
【００３１】
スイッチング素子３１は、駆動信号ＱＡのオン期間Ｔ１に対応して導通し、残りのオフ期間は遮断状態となる。スイッチング素子３２は、駆動信号ＱＢのオン期間Ｔ２に対応して導通し、残りのオフ期間は遮断状態となる。スイッチング素子３１，３２は、周期Ｔで交互にオン又はオフを繰り返すことによって、加熱コイル３６及び共振コンデンサ３７からなる直列回路に高周波電流が流れる。
【００３２】
鍋などの被加熱物Ｗは、加熱コイル３６の近傍に配置され、加熱コイル３６が高周波磁界を発生すると、被加熱物Ｗに誘導電流が流れ、そのジュール熱によって加熱調理が行われる。
【００３３】
スイッチング素子３１のオン期間が長くなり、スイッチング素子３２のオン期間が短くなると、加熱コイル３６への供給電力が増加して、被加熱物Ｗで発生する熱量が増加する。一方、スイッチング素子３１のオン期間が短くなり、スイッチング素子３２のオン期間が長くなると、加熱コイル３６への供給電力が減少して、被加熱物Ｗで発生する熱量が減少する。従って、制御信号ＳＣのレベルを調整することによって、被加熱物Ｗでの発生熱量を制御することができる。
【００３４】
次に、電力制御動作を説明する。図５に示すタイミングチャートを参照して、制御回路５０において、パネル操作や外部指令信号等によって入力設定部５１に設定された調理電力値を高くした場合、電力制御部５３からの制御信号ＳＡのレベルが増加して、制御信号ＳＣのレベルも増加する。すると、駆動信号ＱＡのオン期間Ｔ１は長くなってデューティ比が増加し、駆動信号ＱＢのオン期間Ｔ２は短くなってデューティ比が減少し、その結果、加熱コイル３６への供給電力が増加する。
【００３５】
一方、入力設定部５１に設定された調理電力値を低くした場合、電力制御部５３からの制御信号ＳＡのレベルが減少して、制御信号ＳＣのレベルも減少する。すると、駆動信号ＱＡのオン期間Ｔ１は短くなってデューティ比が減少し、駆動信号ＱＢのオン期間Ｔ２は長くなってデューティ比が増加し、その結果、加熱コイル３６への供給電力が減少する。
【００３６】
こうして使用者の操作に応じて加熱コイル３６への供給電力が制御され、被加熱物Ｗでの加熱制御が可能になる。
【００３７】
次に、外部交流電源ＰＳが変動した場合について説明する。図５に示すタイミングチャートを参照して、外部交流電源ＰＳからの入力電力が増加した場合、電力制御部５３からの制御信号ＳＡのレベルが減少して、制御信号ＳＣのレベルも減少する。すると、駆動信号ＱＡのオン期間Ｔ１は短くなってデューティ比が減少し、駆動信号ＱＢのオン期間Ｔ２は長くなってデューティ比が増加し、その結果、加熱コイル３６への供給電力が減少する。
【００３８】
一方、外部交流電源ＰＳからの入力電力が減少した場合、電力制御部５３からの制御信号ＳＡのレベルが増加して、制御信号ＳＣのレベルも増加する。すると、駆動信号ＱＡのオン期間Ｔ１は長くなってデューティ比が増加し、駆動信号ＱＢのオン期間Ｔ２は短くなってデューティ比が減少し、その結果、加熱コイル３６への供給電力が増加する。
【００３９】
こうして外部交流電源ＰＳが変動しても、加熱コイル３６への供給電力が一定になるように制御されるため、被加熱物Ｗでの発生熱量を安定化できる。
【００４０】
次に、共振コンデンサ３７の保護動作について説明する。外部交流電源ＰＳの電圧が変動すると、共振コンデンサ３７の最大印加電圧も変化する。例えば、図６のグラフに示すように、整流回路１０の整流電圧が増加すると、共振コンデンサ３７の最大印加電圧はほぼリニアに増加する。また、被加熱物Ｗの材質や加熱コイル３６との磁気結合が変化した場合も、共振コンデンサ３７の最大印加電圧は変化する。
【００４１】
従来は、これらの変動要因に対処できるように共振コンデンサ３７の耐電圧定格をかなり高く設定していたため、共振コンデンサ３７のコスト増加や大型化の要因となっていた。
【００４２】
本実施形態では、共振コンデンサ３７の印加電圧を監視し、印加電圧が耐電圧定格を超えないように、駆動信号ＱＡ，ＱＢのデューティ比を制御している。例えば、図７のグラフに示すように、駆動信号ＱＡのデューティ比が増加すると、共振コンデンサ３７の最大印加電圧は単調に増加する関係があるため、駆動信号ＱＡ，ＱＢのデューティ比の制御によって、共振コンデンサ３７の印加電圧を制御することができる。
【００４３】
図５に示すタイミングチャートを参照して、共振コンデンサ３７の印加電圧が高くなった場合、コンデンサ電圧検知回路４０からの検知信号Ｄが増加し、コンデンサ電圧検知部５５の出力も増加して、コンデンサ電圧設定部５４で設定された基準電圧値を超えると、比較部５６からの制御信号ＳＢが増加して、制御信号ＳＣのレベルは減少する。すると、駆動信号ＱＡのオン期間Ｔ１は短くなってデューティ比が減少し、駆動信号ＱＢのオン期間Ｔ２は長くなってデューティ比が増加し、その結果、加熱コイル３６への供給電力が減少して、共振コンデンサ３７の印加電圧が低くなる、
【００４４】
こうして共振コンデンサ３７の印加電圧が所定の基準値を超えると、印加電圧が低下するように駆動信号ＱＡ，ＱＢのデューティ比を制御しているため、インバータ回路３０の発振を停止することなく、過電圧による共振コンデンサ３７の劣化や破壊を防止することができる。その結果、耐電圧マージンの削減によって共振コンデンサ３７の低コスト化、小型化を達成できる。
【００４５】
例えば、図８（ａ）のグラフに示すように、整流回路１０の整流電圧がある値より高くなった場合、制御回路５０は駆動信号ＱＡのデューティ比を減少させるように動作する。すると、図８（ｂ）のグラフに示すように、整流回路１０の整流電圧がある値より高くなったとしても、共振コンデンサ３７の印加電圧は設定電圧を超えなくなり、共振コンデンサ３７の過電圧を防止できる。
【００４６】
また、コンデンサ電圧設定部５４において複数の基準電圧値を設定して、基準電圧値間の範囲に応じて駆動信号のデューティ比を変化させる割合を変更してもよい。例えば、図９（ａ）（ｂ）のグラフに示すように、共振コンデンサ３７の印加電圧が第１設定電圧を超えた場合、駆動信号のデューティ比を制限する動作を開始し、共振コンデンサ３７の印加電圧が第１設定電圧より高く設定された第２設定電圧を超えようとした場合、共振コンデンサ３７の印加電圧が第２設定電圧を超えないように駆動信号のデューティ比を制限している。これによって調理電力を極力落とさずに、共振コンデンサ３７の過電圧を防止できる。
【００４７】
実施の形態２．
図１０は、本発明の第２実施形態を示す回路ブロック図である。本実施形態は、加熱コイル３６及び共振コンデンサ３７を含む負荷回路を電源ラインＬｈと出力ラインＬｏとの間に配置している。
【００４８】
誘導加熱調理器は、整流回路１０と、平滑回路２０と、インバータ回路３０と、コンデンサ電圧検知回路４０と、制御回路５０と、インバータ駆動回路６０などで構成され、整流回路１０、平滑回路２０、制御回路５０およびインバータ駆動回路６０は上述と同様な構成であり、重複説明を省く。
【００４９】
インバータ回路３０は、グランドラインＬｇと電源ラインＬｈとの間に直列接続された一対のスイッチング素子３１，３２と、加熱コイル３６及び共振コンデンサ３７からなる直列回路を含む負荷回路などで構成される。
【００５０】
スイッチング素子３１，３２は、例えばトランジスタ等で構成され、各スイッチング素子３１，３２のエミッタとコレクタには逆導通用のダイオード３３，３４がそれぞれ並列接続される。スイッチング素子３１のベースにはインバータ駆動回路６０からの駆動信号ＱＡが供給され、スイッチング素子３２のベースにはインバータ駆動回路６０からの駆動信号ＱＢが供給される。
【００５１】
高電位側のスイッチング素子３１のコレクタは電源ラインＬｈに接続され、低電位側のスイッチング素子３２のエミッタはグランドラインＬｇに接続される。スイッチング素子３１のコレクタとスイッチング素子３２のコレクタとが接続された出力ラインＬｏには、共振コンデンサ３７の一端が接続される。共振コンデンサ３７の他端と電源ラインＬｈとの間には、加熱コイル３６が接続される。出力ラインＬｏと電源ラインＬｈとの間には、ノイズ除去用のコンデンサ３５が接続される。
【００５２】
コンデンサ電圧検知回路４０は、共振コンデンサ３７に印加される電圧を検知して検知信号Ｄを出力する機能を有し、ここでは共振コンデンサ３７の両端に抵抗４１，４２からなる分圧回路を接続し、抵抗の分圧比を調整して制御回路５０の入力電圧範囲に適合させている。
【００５３】
こうした回路構成において、スイッチング素子３１のオン期間が長くなり、スイッチング素子３２のオン期間が短くなると、加熱コイル３６への供給電力が増加して、被加熱物Ｗで発生する熱量が増加する。一方、スイッチング素子３１のオン期間が短くなり、スイッチング素子３２のオン期間が長くなると、加熱コイル３６への供給電力が減少して、被加熱物Ｗで発生する熱量が減少する。従って、制御信号ＳＣのレベルを調整することによって、被加熱物Ｗでの発生熱量を制御することができる。
【００５４】
また、共振コンデンサ３７の印加電圧を監視し、印加電圧が耐電圧定格を超えないように、駆動信号ＱＡ，ＱＢのデューティ比を制御しているため、インバータ回路３０の発振を停止することなく、過電圧による共振コンデンサ３７の劣化や破壊を防止することができる。その結果、耐電圧マージンの削減によって共振コンデンサ３７の低コスト化、小型化を達成できる。
【００５５】
なお本実施形態では、加熱コイル３６及び共振コンデンサ３７の直列回路において、出力ラインＬｏ側に共振コンデンサ３７を配置し、電源ラインＬｈ側に加熱コイル３６を配置した例を説明するが、出力ラインＬｏ側に加熱コイル３６を配置し、電源ラインＬｈ側に共振コンデンサ３７を配置してもよく、その場合、共振コンデンサ３７の両端電圧を測定できるようにコンデンサ電圧検知回路４０を配置することになる。
【００５６】
実施の形態３．
図１１は、本発明の第３実施形態を示す回路ブロック図である。本実施形態は、第１実施形態と同様な構成であるが、共振コンデンサ３７に対して並列接続されたダイオード３８を追加しており、ダイオード３８のアノードを共振コンデンサ３７の高電位側に接続し、ダイオード３８のカソードを共振コンデンサ３７の低電位側に接続している。
【００５７】
ダイオード３８は、加熱コイル３６及び共振コンデンサ３７とのＬＣ共振の半波をクランプすることによって、スイッチング素子３１に並列接続されたダイオード３３の導通時にスイッチング素子３１をターンオンすることができる。これによってゼロ電圧スイッチングを実現できるため、スイッチング素子３１のスイッチング損失を低減でき、スイッチング素子３１の発熱を抑制し、スイッチングノイズを低減できる。
【００５８】
こうした回路構成において、共振コンデンサ３７の印加電圧を監視し、印加電圧が耐電圧定格を超えないように、駆動信号ＱＡ，ＱＢのデューティ比を制御しているため、インバータ回路３０の発振を停止することなく、過電圧による共振コンデンサ３７の劣化や破壊を防止することができる。その結果、耐電圧マージンの削減によって共振コンデンサ３７の低コスト化、小型化を達成できる。従って、本実施形態では共振コンデンサ３７の耐電圧だけでなくダイオード３８の耐電圧についても低減することができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上詳説したように、共振コンデンサの印加電圧が所定の基準値を超えないように駆動信号のデューティ比を制御しているため、インバータ回路３０の発振を停止することなく、過電圧による共振コンデンサ３７の劣化や破壊を防止することができる。その結果、耐電圧マージンの削減によって共振コンデンサの低コスト化、小型化を達成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路ブロック図である。
【図２】制御回路５０の回路構成を示すブロック図である。
【図３】インバータ駆動回路６０の回路構成の一例を示すブロック図である。
【図４】動作を示すタイミングチャートである。
【図５】動作を示すタイミングチャートである。
【図６】整流電圧と共振コンデンサの最大電圧との関係を示すグラフである。
【図７】駆動信号のデューティ比と共振コンデンサの最大電圧との関係を示すグラフである。
【図８】図８（ａ）は本発明に係る整流電圧と駆動信号のデューティ比との関係を示すグラフであり、図８（ｂ）は本発明に係る整流電圧と共振コンデンサの最大電圧との関係を示すグラフである。
【図９】図９（ａ）は本発明に係る整流電圧と共振コンデンサの最大電圧との関係を示すグラフであり、図９（ｂ）は本発明に係る整流電圧と駆動信号のデューティ比との関係を示すグラフである。
【図１０】本発明の第２実施形態を示す回路ブロック図である。
【図１１】本発明の第３実施形態を示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
１０  整流回路、  ２０  平滑回路、  ２１  入力コンデンサ、  ２２  チョークコイル、  ２３  出力コンデンサ、  ３０  インバータ回路、  ３１，３２スイッチング素子、  ３３，３４，３８  ダイオード、  ３５  コンデンサ、３６  加熱コイル、  ３７  共振コンデンサ、  ４０  コンデンサ電圧検知回路、  ４１，４２  抵抗、  ５０  制御回路、  ５１  入力設定部、  ５２  入力検知部、  ５３  電力制御部、  ５４  コンデンサ電圧設定部、  ５５  コンデンサ電圧検知部、  ５６  比較部、  ６０  インバータ駆動回路、  ６１  発振器、  ６２〜６８  コンパレータ。
【図１】
2004327104.tif 000003
【図２】
2004327104.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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