(57)【要約】【課題】本発明の目的は，シンプルな構成のインダクタンス検出回路を提案し，低コストのトルクセンサを実現する。【解決手段】本発明のトルクセンサは，二つのコイルと抵抗の二組の組み合わせ回路それぞれにスイッチング素子を配し，抵抗とコイルの接続点電位が所定のレベルに達した時点で出力を反転させるフリップフロップ回路の相補出力でスイッチング素子を駆動させ，それぞれの時定数に対応するデューティ比のパルス列を出力する簡略な発振回路を構成し，出力を低域フィルタを通し或いはパルス幅を微小時間間隔で計数識別してトルクに応じた出力を得る。発振回路は論理回路素子を利用して簡略にではあるが，従来回路の温度依存の欠点を改善して実用出来る構造とした。【選択図】　図２
2004028732.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転軸に加えられたトルクに応じて磁気特性が変化するトルク・磁性変換部の周囲に巻回されてインダクタンスが変化する少なくとも一つのコイルを含む二つのコイルよりなる検出部と，前記二つのコイルと抵抗の二組の組み合わせそれぞれに矩形波信号を加えるスイッチング素子と，電圧比較器と，フリップフロップ回路とより構成され，フリップフロップ回路はその相補的出力で前記スイッチング素子を駆動するよう接続され，電圧比較器はコイルと抵抗との接続点の電位が所定レベルに達したタイミングでフリップフロップ回路の出力を反転させ，スイッチング素子のオン，オフ状態を切り替えて二組の抵抗及びコイルの組み合わせに交互に矩形波信号を加えて二つのコイルそれぞれのインダクタンス差に対応するデューティ比のパルス列を発振させ，パルス列を低域フィルタを通し，或いはパルス幅を微小時間間隔で計数識別してトルクに対応した出力を得るよう構成したことを特徴とするトルクセンサ
【請求項２】
請求項１記載のトルクセンサに於いて，検出部の二つのコイルは回転軸に加えられたトルクに比例して一方のコイルのインダクタンスが増加すると他方のコイルのインダクタンスは減少するよう差動的に構成され，出力パルス周期を微小時間間隔で計数識別する手段を有して出力パルス周期変化分から検出部の温度情報を得，トルクを検知する毎に予め記憶保持された出力パルス周期の変化分と検知トルク補正量との関係データを用いて検知されたトルクを補正して出力することを特徴とするトルクセンサ
【請求項３】
回転軸に加えられたトルクに応じて磁気特性が変化するトルク・磁性変換部の周囲に巻回されてインダクタンスが変化する検出コイルと検出コイル近傍でトルクに応じて磁気特性の変化しない回転軸部分に巻回された参照コイルとよりなる検出部と，前記二つのコイルと抵抗の二組の組み合わせそれぞれに矩形波信号を加えるスイッチング素子と，電圧比較器と，フリップフロップ回路とより構成され，フリップフロップ回路はその相補的出力で前記スイッチング素子を駆動するよう接続され，電圧比較器はコイルと抵抗との接続点の電位が所定レベルに達したタイミングでフリップフロップ回路の出力を反転させ，スイッチング素子のオン，オフ状態を切り替えて二組の抵抗及びコイルの組み合わせに交互に矩形波信号を加えて二つのコイルそれぞれのインダクタンス差に対応するデューティ比のパルス列を発振出力させ，パルス列を低域フィルタを通し，或いはパルス幅を微小時間間隔で計数識別してトルクに対応した出力を得るよう構成したことを特徴とするトルクセンサ
【請求項４】
請求項３記載のトルクセンサに於いて，回転軸に加えられたトルクに比例して一方のコイルのインダクタンスが変化し，他方のコイルは一定の参照コイルで検出部は構成され，検出部の温度変動により変わる参照コイルに起因するパルス幅を微小時間間隔で計数する計数識別する手段を有して参照コイルに起因するパルス幅の変化分から検出部の温度情報を得，トルクを検知する毎に予め記憶保持された参照コイルに起因するパルス幅の変化分と検知トルク補正量との関係データを用いて検知されたトルクを補正して出力することを特徴とするトルクセンサ
【請求項５】
請求項１或いは３記載のトルクセンサに於いて，抵抗とコイルとスイッチング素子を直列接続した二組の回路を電源間に配置し，フリップフロップ回路はその相補的出力で前記スイッチング素子を駆動するよう接続され，電圧比較器はスイッチング素子がオンとなっている側のコイルと抵抗との接続点の電位が所定レベルに達したタイミングでフリップフロップ回路の出力を反転させ，スイッチング素子のオン，オフ状態を切り替えて二組の抵抗及びコイルの組み合わせに交互に矩形波信号を加えて二つのコイルそれぞれのインダクタンス差に対応するデューティ比のパルス列を発振出力させ，パルス列を低域フィルタを通し，或いはパルス幅を微小時間間隔で計数識別してトルクに対応した出力を得るよう構成したことを特徴とするトルクセンサ
【請求項６】
請求項１或いは３記載のトルクセンサに於いて，抵抗とコイルの直列接続にスイッチング素子をコイルに並列に接続した二組の回路を電源間に配置し，フリップフロップ回路はその相補的出力で前記スイッチング素子を駆動するよう接続され，電圧比較器はスイッチング素子がオフとなっている側のコイルと抵抗との接続点の電位が所定レベルに達したタイミングでフリップフロップ回路の出力を反転させ，スイッチング素子のオン，オフ状態を切り替えて二組の抵抗及びコイルの組み合わせに交互に矩形波信号を加えて二つのコイルそれぞれのインダクタンス差に対応するデューティ比のパルス列を発振出力させ，パルス列を低域フィルタを通し，或いはパルス幅を微小時間間隔で計数識別してトルクに対応した出力を得るよう構成したことを特徴とするトルクセンサ
【請求項７】
請求項１或いは３記載のトルクセンサに於いて，共通の抵抗と二つのコイルそれぞれとを二組の抵抗及びコイルの組み合わせとし，共通の抵抗の一端は電源側に接続して他端は二つのコイルと接続し，抵抗と接続しない前記二つのコイルの端点はスイッチング素子にそれぞれ接続して抵抗と前記二つのコイルの接続点には電圧比較器を接続し，何れかのスイッチング素子がオン状態になった後に共通の抵抗とコイルとの接続点電位が前記電源電位から所定のレベルに達したタイミングでフリップフロップ回路の出力を反転させ，フリップフロップ回路の相補的な出力により二つのスイッチング素子のオン，オフ状態を反転制御して二つのコイルそれぞれのインダクタンス差に対応するデューティ比のパルス列を発振出力させ，パルス列を低域フィルタを通し，或いはパルス幅を微小時間間隔で計数識別してトルクに対応した出力を得るよう構成したことを特徴とするトルクセンサ
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は，トルクセンサに拘わり，特にコイルのインダクタンス変化からトルクを検出するトルクセンサに拘わる。
【０００２】
【従来の技術】
回転軸に加えられたトルクをコイルのインダクタンス変化から検出するトルクセンサには図１にその検出部の構造例を示すように回転軸外周に斜交して取り付けられた磁気異方性部材と、この磁気異方性部材を取り巻くコイルとによって構成され，回転軸に加えられるトルクに応じて生じる微小な捩れを磁気異方性部材の透磁率の変化，コイルのインダクタンス変化として検出することにより，回転軸に作用するトルクの大きさを検知する。多くの場合コイルは一対としてトルクに応じて一方のインダクタンスは増加し，他方のインダクタンスは減少するよう配置構成する。
【０００３】
しかしながら，精度をそれほどに求めず簡略にトルクを監視したいとの事例も実際面では多々存在する。例えば孔あけ加工において，ドリルに加わるトルクを監視し，所定レベル以上のトルクが加わらないように制御するような場合であり，極端な場合は所定レベルを超えるか否かの情報で十分な場合がある。しかしながら，従来のインダクタンス検出回路は複雑であり調整点も多い難点があった。例えば，図１１に示すように従来の検出回路は抵抗と共にブリッジを構成し，正弦波信号或いはパルス信号を加えてその応答からインダクタンスの変化を検出するもので発振回路，検波，差分回路等アナログ回路量が多く，コストを増大させると共に調整点が多く存在した。
【０００４】
検出回路をシンプルにする手段として抵抗，検出コイルとで構成する無安定マルチバイブレータが知られ検討された（特開平０５−０６６１６４，特公平０６−０４１８８９等）。それらのインダクタンス変化検出に挙げられた回路例を図１０に示すが，トランジスタのベース端子に接続された抵抗がベース電流を制限すると共に時定数を決していて独立に決められないので設定は微妙で発振の安定性に懸念がある。さらにトランジスタ内のベース抵抗も時定数に影響を与えるのでそれらの抵抗，トランジスタのばらつきのために温度によるゼロ点変動が大で使用に耐えなかった。
【０００５】
上記の他にも検出用コイルを含む発振回路を用いて回路量を減少させる提案はあったが（特開２０００−２３４９６７，特開２０００−１４６７２２，特開２０００−２８３８６３等），アナログ回路の量は多く，製造段階での回路確認，調整要素も残る等満足できるレベルにはなっていない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そこで本発明の目的は，トルクセンサに適するシンプルな検出回路を提案して低コストのトルクセンサを実現提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に規定するトルクセンサは，回転軸に加えられたトルクに応じて磁気特性が変化するトルク・磁性変換部の周囲に巻回されてインダクタンスが変化する少なくとも一つのコイルを含む二つのコイルよりなる検出部と，前記二つのコイルと抵抗の２組の組み合わせそれぞれに矩形波信号を加えるスイッチング素子と，電圧比較器と，フリップフロップ回路とより構成され，フリップフロップ回路はその相補的出力で前記スイッチング素子を駆動するよう接続され，電圧比較器はコイルと抵抗との接続点の電位が所定レベルに達したタイミングでフリップフロップ回路の出力を反転させ，スイッチング素子のオン，オフ状態を切り替えて二組の抵抗及びコイルの組み合わせに交互に矩形波信号を加えて二つのコイルそれぞれのインダクタンス差に対応するデューティ比のパルス列を発振出力させ，パルス列を低域フィルタを通し，或いはパルス幅を微小時間間隔で計数識別してトルクに対応した出力を得るよう構成する。
【０００８】
請求項２に規定するトルクセンサは請求項１記載のトルクセンサに於いて，二つのコイルのインダクタンスが差動的に変化する場合にパルス周期の変化分を検出部の温度指標として検知したトルクを補正することを規定する。
【０００９】
請求項３に規定するトルクセンサは，二つのコイルを回転軸に加えられたトルクに応じて磁気特性が変化するトルク・磁性変換部の周囲に巻回されてインダクタンスが変化する検出コイルと検出コイル近傍でトルクに応じて磁気特性の変化しない回転軸部分に巻回された参照コイルとして構成する。
【００１０】
温度によって変化する回転軸の導電率，磁気特性等を反映させる参照コイルと検出コイルとを差動検出して温度変化の影響を軽減させた出力を得る。
【００１１】
請求項４に規定するトルクセンサは，請求項３のトルクセンサにおいて，一定であるべき参照コイルのインダクタンスに起因するパルス幅の変化分を検出部の温度指標として検知したトルクを補正することを規定する。
【００１２】
請求項５に規定するトルクセンサは請求項１或いは３記載のトルクセンサに於いて，抵抗，コイル，スイッチング素子の直列接続で構成する二組の回路を電源間に有し，電圧比較器はスイッチング素子がオンとなっている側の抵抗とコイルとの接続点電位が所定のレベルに達した時点でフリップフロップ回路の状態を逆転させてスイッチング素子のオン，オフを切り替える発振回路を有して調整点の少ないトルクセンサを実現する。
【００１３】
請求項６に規定するトルクセンサは請求項１或いは３記載のトルクセンサに於いて，抵抗とコイルの直列接続にスイッチング素子をコイルに並列接続して構成する二組の回路を電源間に有し，電圧比較器はスイッチング素子がオフとなっている側の抵抗とコイルとの接続点電位が所定のレベルに達した時点でフリップフロップ回路の状態を逆転させてスイッチング素子のオン，オフを切り替える発振回路を有して調整点の少ないトルクセンサを実現する。
【００１４】
請求項７に規定するトルクセンサは請求項１或いは３記載のトルクセンサに於いて，検出回路を共通の抵抗と二つのコイルとで二組の抵抗及びコイルの組み合わせとし，電圧比較器も一つとして自励発振回路を構成する。抵抗及び電圧比較器が一つであるので部品が少なく，またバランスを特に考慮しなくても良い特徴を有する。
【００１５】
【作用】
本発明のトルクセンサは，二つのコイルと抵抗の二組の組み合わせ回路それぞれにスイッチング素子を配し，抵抗とコイルの接続点電位が所定のレベルに達した時点で出力を反転させるフリップフロップ回路の相補出力でスイッチング素子を駆動させ，二組の抵抗とコイルの時定数に対応するデューティ比のパルス列を出力する簡略な発振回路を構成し，出力を低域フィルタを通し或いはパルス幅を微小時間間隔で計数識別してトルクに応じた出力を得る。
【００１６】
特に一方のコイルをトルクによっては磁気特性の変化しない部分に巻回した参照コイルは検出部の温度変動を反映して温度補償を実施できる。また発振回路も論理回路素子を利用して簡略にではあるが，従来回路の温度依存の欠点を改善して実用出来る構造を実現した。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下に本発明によるトルクセンサについて，その実施例及び原理作用等を図面を参照しながら説明する。
【００１８】
図１は従来のトルクセンサの構造例を示す。回転軸１１外周に斜交して取り付けられた磁気異方性部材１２，１３と、この磁気異方性部材１２，１３を取り巻く検出コイル１４，１５と検出回路１６とによって構成され，回転軸１１に加えられるトルクに応じて生じる微小な捩れを磁気異方性部材１２，１３の透磁率の変化，コイル１４，１５のインダクタンス変化として検出することにより，回転軸１１に作用するトルクの大きさを検知する。
【００１９】
２つのコイル１３，１４のインダクタンスは一方が増大すると他方が減少するよう構成され，検出回路１６はそれらの変化量を差動的に検出する。図１に示した以外に回転軸の捻れにより磁気回路の抵抗が変化するよう構成してコイルのインダクタンス変化を検出する方式もある。
【００２０】
本発明の実施例を具体的に説明する前に従来提案された検出回路を概観する。図１１は一般に用いられている検出回路を簡略化して表してある。同図において，コイル１４，１５と抵抗１１１，１１２で構成されたブリッジに高周波発振器１１３から高周波信号を加え，抵抗１１１，１１２とコイル１４，１５とで分圧された電圧をそれぞれ整流・平滑回路１１４，１１５で直流電圧に変え，差動増幅器１１６を通して出力を得る。コイル１４，１５両端の電圧は差動増幅器１１６で差分するまでにそれぞれ整流・平滑回路１１４，１１５を通るのでこれらのゲインバランスを保持するために何らかの調整部は存在し，また高周波発振器１１３を別途有し，その出力も厳密に制御されなければならない。実際に適用される回路は想定される各種の不具合点の検出，回避等をも考慮するため更に複雑な回路となっている。
【００２１】
検出回路をシンプルにするために提案されたマルチバイブレータによる検出回路例を図１０を用いて説明する。同図において，番号１０１はコイル１４，１５のインダクタンスの差をデューティ比の異なるパルス列として出力するマルチバイブレータ，番号１０２は波形整形回路，番号１０３はデューティ比の異なるパルス列を電圧出力に変える積分回路をそれぞれ示す。コイル１４，１５はそれぞれトランジスタ１０４，１０５の負荷としてそれらのコレクタ端子に接続され，トランジスタ１０４，１０５のコレクタ端子は抵抗１０６を介してそれぞれトランジスタ１０５，１０４のベース端子に接続される。コンデンサ１０７はトランジスタ１０４，１０５のスイッチング速度を速めるために用いられる。
【００２２】
トランジスタ１０４，１０５のベース端子に流入する電流は抵抗１０６によって制限され，発振の時定数はコイル１４，１５のインダクタンスと抵抗１０６によりそれぞれ決まる。したがってマルチバイブレータ１０１出力の高レベル，低レベルの時間幅はそれぞれコイル１４，１５のインダクタンスと抵抗１０６とで決まり，コイル１４，１５のインダクタンスの差は出力パルスのデューティ比として検出できる。しかしトランジスタ１０４，１０５のベース電流量は抵抗１０６にも依存するので抵抗１０６の選定は独立では無く設定は微妙である。さらにトランジスタ１０４，１０５内のベース抵抗は抵抗１０６と直列になるので時定数に影響する。したがって抵抗１０６，トランジスタ１０４，１０５等のばらつきが直接に出力パルスのデューティ比に影響し，温度によってゼロ点変動を引き起こす等の欠点が目立ち，シンプルな構成ではあるが現在では省みられていない。
【００２３】
図２は，差動構成のコイルに共通の抵抗を介して交互に矩形波信号を加える構成のトルクセンサを本発明の第一の実施例として示し，回転軸１１に加えられたトルクにより磁気異方性部材１２，１３の透磁率が変化し，２つのコイル１４，１５のインダクタンスが差動的に変化する検出部の構造及び検出回路を示す。
【００２４】
検出回路は抵抗２１を介してコイル１４，１５に交互に矩形波信号を加え，コイル１４，１５のインダクタンスに対応してデューティ比の異なるパルス列を出力する発振回路部と低域フィルタ２７とで構成する。デューティ比の異なる出力パルス列を低域フィルタ２７で平準化してトルクに応じた電圧出力を得る。
【００２５】
検出回路の構成及び動作を図３に示す各部波形を参照しながら説明する。抵抗２１は一端を電源側＋Ｖに，他端をコイル１４，１５に接続され，コイル１４，１５の他端はそれぞれスイッチング素子２５，２６に接続される。スイッチング素子２５，２６は入力が高レベルでオフに，入力が低レベルでオンとしてコイル１４，１５の一端を接地する。抵抗２１とコイル１４，１５の接続点は電圧比較器２２に入力され，電圧比較器２２はその接続点の電位（番号２ａで示す）を所定の電圧レベル（図２の＋Ｖｂ，図３の番号３２で示す）と比較し，所定の電圧レベルより低下した時点で出力２ｂを高レベルに変化させる。電圧比較器２２の出力２ｂはフリップフロップ２４に入力し，フリップフロップ２４は出力２ｂが低レベルから高レベルに変化するエッジで出力２８，２９をそれぞれ反転させる。出力２８，２９は一方が低レベルで有れば他方は高レベルとなるような相補出力である。出力２８，２９はそれぞれスイッチング素子２５，２６に入力される。番号２３は所定の電圧レベルを設定する回路を示す。
【００２６】
今，スイッチング素子２５，２６はそれぞれオン，オフに変化したとすると，電流は抵抗２１，コイル１４，スイッチング素子２５を流れようとするが，コイル１４を直ちには電流が流れず，接続点２ａの電位は高レベルとなる。時間経過と共にコイル１４を流れる電流が増すと，抵抗２１での電圧降下は大となり，接続点２ａの電位は低下する。接続点２ａの電位が所定の電圧レベルより低下した時点で電圧比較器２２の出力２ｂは高レベルに転じてフリップフロップ２４の状態を逆転させ，スイッチング素子２５，２６はそれぞれオフ，オンに切り替わり，抵抗２１，コイル１５，スイッチング素子２６を電流が流れようとする。コイル１５に電流は直ちに流れないので接続点２ａは高レベルとなり，電圧比較器２２の出力２ｂは低レベルとなる。時間経過と共に電流が増し，接続点２ａの電位が低下し，所定の電圧レベルより低下すると電圧比較器２２の出力２ｂが高レベルに転じフリップフロップ２４の状態を反転させ，これを繰り返す。
【００２７】
フリップフロップ２４の出力２９はデューティ比がコイル１４，１５のインダクタンスに対応するパルス列を出力し，高レベルのパルス幅Ｗ１はコイル１４のインダクタンスに，低レベルのパルス幅Ｗ２はコイル１５のインダクタンスにそれぞれ比例する。低域フィルタ２７は抵抗とコンデンサとで積分回路を構成し，出力２９を平準化して電圧出力２ｃを出力する。この電圧出力２ｃはコイル１４，１５のインダクタンスの大小に応じて高低のレベルとなる。
【００２８】
この第一の実施例によれば，二組の抵抗及びコイルの組み合わせに矩形波信号を加え，その応答波形からパルスを生成しているが，抵抗及び電圧比較器はそれぞれ一つであり，バランス調整の必要が無く容易に精度を確保できる。図２に於いて，出力２９を直接に低域フィルタ２７に入力したが，バッファとなる回路を挿入してパルスの高さが一定となるよう定電圧でクランプするよう構成すればトルク−電圧の変換精度を向上できる。
【００２９】
図４は本発明の第二の実施例を示し，第一の実施例に於いて，検知されたトルクを検出部の温度情報を得て補正する例を示す。検出部及び検出回路は図２に示した第一の実施例と同じであり，積分回路２７の出力にＡＤ変換器４１を接続してマイクロコンピュータ４３に入力させ，出力２９はカウンタ４２で分周した後にマイクロコンピュータ４３に入力させている回路等が追加され，検出部の温度情報収集及び検知されたトルクの補正等はマイクロコンピュータ４３内のプログラムによる。
【００３０】
検出回路の動作は第一の実施例と同じであるのでマイクロコンピュータ４３内の制御プログラムのフローの例を示す図５を参照しながら追加された回路及びマイクロコンピュータ内のプログラムの機能等を説明する。［１．］のステップにおいて，ＡＤ変換器４１はマイクロコンピュータ４３の指示によりコイル１４，１５のインダクタンス差を反映した電圧２ｃをディジタル値に変換して回転軸１１に加えられたトルクのディジタル量を得る。［２．］のステップではトルクのディジタル量を前回得られた値と比較し，所定以上の差が有れば異常として［６．］に進み，所定以内の値で有れば［３．］に進む。
【００３１】
［３．］のステップではカウンタ４２の出力のパルス幅をマイクロコンピュータ４３内のタイマーで微小時間間隔で計数して出力２９の周期をディジタル値として識別する。カウンタ４２の段数を大として容易に周期計測を高分解能に設定できる。市販の安価なマイクロコンピュータで内蔵するタイマーを１０ＭＨｚ以上のクロックで計数可能であり，上記発振回路におけるパルス列の周波数を数ｋＨｚ程度に設定して容易に計数識別できる。［４．］のステップでは得られた値を前回の値と比較し，所定以上の差が有れば異常として［６．］に進み，所定以内の値で有れば［５．］に進む。
【００３２】
［５．］ではメモリ内に予め記憶されている周期のディジタル値とトルクのディジタル量の補正値との関係を参照してトルクのディジタル量を補正出力し，［１．］のステップに戻って測定を継続する。トルクセンサ個々での発振周期を厳密に調整しない場合は，基準温度に於ける周期のディジタル値を記憶し，その変化量を検出部の温度情報とする。
【００３３】
コイル１４，１５のインダクタンスが差動的に変化する場合に出力のパルス周期は一定であるべきであるが，検出部の温度変動による回転軸１１の導電率変動，或いはコイル１４，１５の諸元変化によってパルス周期は変動する。これを利用して検出部の温度情報を検知している。予め検出部の温度を変えてパルス周期と検知されたトルクの補正量との関係を同種トルクセンサに於いて統計的に求めメモリに記憶しておく。
【００３４】
［６．］のステップは各検知データの異常処理ルーチンであり，各データの履歴から異常値が偶発的は否かを判断し，偶発的で有れば計測をスキップして［１．］のステップへ，固定的な誤りと判断されれば［７．］のステップで上位システムに報告して計測を中断する。
【００３５】
本発明の第一，第二の実施例では回転軸に加えられたトルクにより２つのコイルのインダクタンスを差動的に変化させる例を示したが，検出部のトルク・磁気変換部を一つとした簡略な場合も実用上で多く存在する。
【００３６】
図６は本発明の第三の実施例を示し，同図（ａ）において，回転軸１１には磁気異方性部材１２のみでその周囲に巻回された検出コイル１４と，磁気異方性部材の無い部分に巻回された参照コイル６１とより検出部は構成されている。回転方向が一方向で有れば一方向の回転トルクのみを監視すればよいのでこのような簡略な構成も存在する。参照コイル６１のインダクタンスは回転トルクに応じて変化しないが，検出部温度によりコイル１４，６１の変形或いは回転軸１１の導電率が変化するとコイル１４，６１のインダクタンスは変化し，それらコイルのインダクタンス差に対応する電圧出力を得ることで補償される。
【００３７】
検出回路の構成を同図（ｂ）及び動作を図７の各部波形を参照しながら説明する。抵抗６２，検出コイル１４，スイッチング素子６４は直列に接続されて電源＋Ｖと接地間に配置され，同様に抵抗６３，参照コイル６１，スイッチング素子６５が接続配置される。スイッチング素子６４，６５は図２の２５，２６と同じく高レベルの入力でオフに，低レベルの入力でオンとなる。
【００３８】
スイッチング素子６４，６５はナンド素子６６，６７の入出力端子をクロス結合させて構成したフリップフロップ回路の相補的な出力で駆動するよう接続される。ナンド素子６６，６７より構成されるフリップフロップ回路は抵抗６２と検出コイル１４の接続点６ｆが所定の電圧レベル（＋Ｖｂ，図７では７２で示す）より低下するとフリップフロップ回路の出力６ｄ，６ｅがそれぞれ高，低のレベルとなり，抵抗６３と参照コイル６１の接続点６ｇが所定の電圧レベルより低下するとフリップフロップ回路の出力６ｄ，６ｅがそれぞれ低，高のレベルとなるよう接続されている。番号６８，６９はそれぞれ接続点６ｆ，６ｇと接続される電圧比較器を，番号６ａは所定の電圧レベルを設定する回路を示す。
【００３９】
フリップフロップ回路の出力６ｄ，６ｅが高，低のレベルとなると，スイッチング素子６４はオフに，スイッチング素子６５はオンとなる。接続点６ｆは抵抗６２を介して電源＋Ｖに接続されて高レベルとなり，接続点６ｇは抵抗６３を介して電源＋Ｖに，参照コイル６１，スイッチング素子６５を介して接地される。参照コイル６１にただちには電流が流れないので接続点６ｇの電位は高く留まるが，時間経過と共に参照コイル６１に電流が流れ，抵抗６３による電圧降下が大となって電位は徐々に低下する。所定の電圧レベル７２に達すると，電圧比較器６９の出力は低レベルとなってナンド素子６６，６７で構成するフリップフロップ回路の出力６ｄ，６ｅを低，高のレベルに転じさせ，スイッチング素子６４，６５をそれぞれオン，オフとする。接続点６ｇは抵抗６３を介して電源＋Ｖに接続されて高レベルとなり，接続点６ｆは抵抗６２を介して電源＋Ｖに，検出コイル１４，スイッチング素子６４を介して接地される。検出コイル１４にただちには電流が流れないので接続点６ｆの電位は高く留まるが，時間経過と共に検出コイル１４に電流が流れ，抵抗６２による電圧降下が大となって電位は徐々に低下する。所定の電圧レベル７２に達すると，電圧比較器６８の出力は低レベルとなってナンド素子６６，６７で構成するフリップフロップ回路の出力６ｄ，６ｅが高，低のレベルに転じさせ，スイッチング素子６４，６５をそれぞれオフ，オンとして繰り返す。
【００４０】
出力６ｅの低レベルの区間Ｗ１は参照コイル６１，抵抗６３により，高レベルの区間Ｗ２は検出コイル１４，抵抗６２によるのでインバータ６ｂにより整形し，抵抗とコンデンサで構成した低域フィルタ６ｃを通して平準化して電圧出力６ｈとする。検出コイル１４，参照コイル６１のインダクタンスの大小は電圧出力６ｈの低高に対応する。
【００４１】
精度をほどほどにして低コストを狙うのであれば，電圧比較器６８，６９は論理回路素子のノンインバータを用いて簡略に構成することが出来，また，スイッチング素子はノンインバータのオープンコレクタ素子を用いて構成できて，全ての素子を論理回路素子で構成する事ができる。
【００４２】
また，図６に示した参照コイル６１のインダクタンスは一定であるべきであるが，温度変動があると，回転軸１１の導電率変化，コイル線材の直流抵抗変化等によりかわり，それらに起因するパルス幅（図７のＷ１）は変動する。これを利用して検出部の温度情報を得て検知されたトルクの補正を行うことが出来る。図４に示した第二の実施例と同様であるので詳細説明は省略するが，第二の実施例ではパルス周期を参照したのに対し，パルス幅Ｗ１を参照してこれにより検知されたトルクを補正する。
【００４３】
図８は本発明の第四の実施例を示し，同図（ａ）において，検出部はドリルの刃部８２の外周にコイル８３，平坦部８１外周に参照コイル８４を配置して構成する。鉄を主成分とする磁性体で構成されたドリルは加えられた回転トルクに応じて機械的に弱くなっている刃部８２の歪みは大で透磁率が変化するが，平坦部８１での透磁率は殆ど変化しない。その結果，回転トルクに応じて検出コイル８３のインダクタンスは変化し，参照コイル８４のインダクタンスは変化しない。検出部温度によりコイル８３，８４の変形或いはドリルの導電率が変化するとコイル８３，８４のインダクタンスは変化するが，それらコイルのインダクタンス差に対応する電圧出力とすることで補償される。
【００４４】
検出回路の構成を同図（ｂ）及び動作を図９の各部波形を参照しながら説明する。抵抗８５，８６は一端を電源側＋Ｖに，他端をそれぞれコイル８３，８４に接続されると共にスイッチング素子８７，８８に接続され，コイル８３，８４の他端はそれぞれ接地される。スイッチング素子８７，８８の機能は図２の２５，２６と同様である。スイッチング素子８７，８８はそれぞれインバータ８９，８ａの出力８ｆ，８ｇに接続され，インバータ８９，８ａにはそれぞれ抵抗８６とコイル８４の接続点８ｅ及び抵抗８５とコイル８３の接続点８ｄが接続される。インバータ８９，８ａは接続点８ｅ，８ｄを所定の電圧レベル（インバータ内の基準レベル，図９では番号９２で示す）と比較して所定の電圧レベルより低下すると，高レベルの出力を出す。スイッチング素子では入出力間でレベルの反転は無いのでインバータ８９とスイッチング素子８７，インバータ８ａとスイッチング素子８８とはそれぞれインバータを形成し，互いの入出力端をクロス結合されているのでフリップフロップ回路を構成することになる。
【００４５】
今，スイッチング素子８７はオフに変化したとすると，電流は抵抗８５，コイル８３を流れようとするが，コイル８３を直ちには電流が流れず，接続点８ｄの電位は高レベルとなる。インバータ８ａの出力８ｇは低レベルとなり，スイッチング素子８８をオンとする。時間経過と共にコイル８３を流れる電流が増すと，抵抗８５での電圧降下は大となり，接続点８ｄの電位は低下する。接続点８ｄの電位が所定のレベルより低下した時点でインバータ８ａの出力８ｇは高レベルに転じてスイッチング素子８８はオフに切り替わり，抵抗８６，コイル８４を電流が流れようとする。コイル８４に電流は直ちに流れないので出力８ｅは高レベルとなり，インバータ８９の出力８ｆは低レベルとなり，スイッチング素子８７はオンとなる。時間経過と共にコイル８４を流れる電流が増し，抵抗８６の電位降下が大となって出力８ｅの電位が低下し，所定のレベルより低下するとインバータ８９の出力８ｆが高レベルに転じスイッチング素子８７をオフに転じさせて，これを繰り返す。
【００４６】
出力８ｇの低レベルの区間Ｗ１はコイル８３，抵抗８５により，高レベルの区間Ｗ２はコイル８４，抵抗８６によるのでインバータ８ｂにより整形し，抵抗とコンデンサで構成した低域フィルタ８ｃを通して平準化して電圧出力８ｈとする。検出コイル８３，参照コイル８４のインダクタンスの大小は電圧出力８ｈの高低に対応する。
【００４７】
図８に示した第四の実施例ではドリルに過大なトルクが加えられないよう監視する目的でコスト優先である。その為に電圧レベルの監視には論理回路用のインバータを用いて簡略に構成したが，精度を要するのであればインバータ８９，８ａは電圧比較器に変更できる。
【００４８】
以上に実施例を用いて本発明の原理動作等を説明した。本実施例において，トルク・磁性変換部は磁気異方性部材を使用した例及びドリルの例を挙げたが，他にも回転軸のトルクに応じて磁気抵抗を変えてコイルのインダクタンスを変える構造例は存在する。また説明を判りやすくするためにディジタル論理回路用の素子をできるだけ用いて実施例の検出回路を構成したが，スイッチング素子をトランジスタ単体，或いはインバータをトランジスタで置き換えるような変更を行っても上記実施例に相当する機能を持たせることは可能である。本発明の趣旨を変えない範囲で材料或いは回路素子の変更等が可能なことは当然であって上記の説明が本発明の範囲を限定するわけではない。
【００４９】
【発明の効果】
以上の実施例で説明したように本発明のトルクセンサによれば，インダクタンス検出回路の基本を抵抗とコイルの二組の組み合わせの時定数にそれぞれ比例したデューティ比の異なるパルス列の発振回路とした。実施例で示したように論理回路素子を応用して簡略に構成でき，低コストのトルクセンサを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】磁歪式トルクセンサの検出部構成例を示す。
【図２】第一の実施例を示す。
【図３】図２の検出回路各部の波形を示す。
【図４】第二の実施例を示す。
【図５】図４のマイクロコンピュータのプログラムのフローチャートの例を示す。
【図６】第三の実施例を示す。
【図７】図６の検出回路各部の波形を示す。
【図８】第四の実施例を示す。
【図９】図８の検出回路各部の波形を示す。
【図１０】従来提案されたマルチバイブレータによる検出回路例を示す。
【図１１】従来提案されたブリッジ方式の検出回路例を示す。
【符号の説明】
１１・・・回転軸，　　　　　　　　　　１２，１３・・磁気異方性部材，
１４，１５・・コイル，　　　　　　　　１６・・・検出回路，
２１・・・抵抗，　　　　　　　　　　　２２・・・電圧比較器，
２３・・・所定の電圧レベル設定回路，
２４・・・フリップフロップ，　　　　　２５，２６・・スイッチング素子，
２７・・・積分回路，
２８，２９・・フリップフロップ２４の出力，
２ａ・・・抵抗２１とコイル１４，１５との接続点，
２ｂ・・・電圧比較器２２の出力，　　　２ｃ・・・電圧出力，
３１・・・時間，　　　　　　　　　　　３２・・・所定の電圧レベル，
４１・・・ＡＤ変換器，　　　　　　　　４２・・・カウンタ，
４３・・・マイクロコンピュータ，
６１・・・参照コイル，　　　　　　　　６２，６３・・抵抗，
６４，６５・・スイッチング素子，　　　６６，６７・・ナンド素子，
６８，６９・・電圧比較器，　　　　　　６ａ・・・所定の電圧レベル設定回路，
６ｂ・・・インバータ，　　　　　　　　６ｃ・・・低域フィルタ，
６ｄ，６ｅ・・ナンド素子６６，６７の出力
６ｆ・・・抵抗６２と検出コイル１４の接続点，
６ｇ・・・抵抗６３と参照コイル６１の接続点，
６ｈ・・・電圧出力，
７１・・・時間，　　　　　　　　　　　７２・・・所定のレベル，
８１・・・ドリルの平坦部，　　　　　　８２・・・ドリルの刃部，
８３・・・検出コイル，　　　　　　　　８４・・・参照コイル，
８５，８６・・抵抗，　　　　　　　　　８７，８８・・スイッチング素子，
８９，８ａ，８ｂ・・インバータ，　　　８ｃ・・・低域フィルタ，
８ｄ，８ｅ・・スイッチング素子８７，８８の出力
８ｆ，８ｇ・・インバータ８９，８ａの出力，
８ｈ・・・低域フィルタ出力，
９１・・・時間，　　　　　　　　　　　９２・・・所定のレベル，
１０１・・・マルチバイブレータ，　　　１０２・・・波形整形回路，
１０３・・・積分回路，　　　　　　　　１０４，１０５・・トランジスタ，
１０６・・・抵抗，　　　　　　　　　　１０７・・・コンデンサ，
１０８・・・抵抗，　　　　　　　　　　１０９・・・コンデンサ，
１１１，１１２・・抵抗，　　　　　　　１１３・・・高周波発振器，
１１４，１１５・・整流・平滑回路，　　１１６・・・差動増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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