(57)【要約】【課題】従来の直接検波回路におけるデジタル信号処理により広帯域信号から狭帯域信号を抽出する際のチャネル選択フィルタ特性を厳密に実現しなければならないという問題点を解決し、イメージ除去比を向上しながら、更に狭帯域信号を抽出するチャネル選択フィルタを実現するためのハードウェアの負荷や処理の負荷を軽減できる直接検波回路を提供する。【解決手段】デジタル信号処理部２０において、受信信号に含まれるイメージ周波数信号を除去するイメージ除去部２１と、イメージ除去された信号に対して周波数を低減する周波数変換部２２と、サンプリング周波数を降下させるレート変換を行うレート変換部２３との組を１組又は複数連続接続してから、サンプリング周波数が降下された広帯域信号から希望波の狭帯域信号を抽出し、直交検波の際の局部発振器で設けたオフセットを取り除く直接検波回路である。【選択図】　　　　図２
2004128763.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
低ＩＦ方式の直接検波回路であって、
受信信号に対して広帯域で帯域制限を行う広帯域帯域制限部と、
前記帯域制限された受信信号に対して、受信周波数に対するオフセットを有する局部発振周波数で低域に周波数変換する第１の周波数変換部と、
前記周波数変換された受信信号を特定のサンプリング周波数でデジタル信号に変換するデジタル変換部と、
前記デジタル信号に対してイメージ除去処理を施すイメージ除去部と、
前記イメージ除去された広帯域信号から希望波の狭帯域信号を抽出する狭帯域帯域制限部と、
前記狭帯域信号に対して前記オフセットを取り除く周波数変換処理を行う第２の周波数変換部とを備え、
前記イメージ除去された信号に対して周波数を低減する第３の周波数変換部と、
前記第３の周波数変換部からの出力に対して、前記サンプリング周波数を降下させるレート変換を行うレート変換部とを設け、
前記狭帯域帯域制限部が、前記レート変換された広帯域信号から希望波の狭帯域信号を抽出する狭帯域帯域制限部であることを特徴とする直接検波回路。
【請求項２】
イメージ除去部と、第３の周波数変換部と、レート変換部との組を、複数連続接続して設けることを特徴とする請求項１記載の直接検波回路。
【請求項３】
イメージ除去部が、
入力されるデジタル信号の直交成分に対して、ヒルベルト変換によって９０度移相処理を行うヒルベルトフィルタと、
入力されるデジタル信号の同相成分に対して、前記ヒルベルトフィルタにおける遅延時間と同一の時間分遅延させて出力する遅延器と、
前記ヒルベルトフィルタからの出力と前記遅延器からの出力とを加算或いは減算する加算器とを備えるイメージ除去部であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直接検波回路。
【請求項４】
レート変換部が、
間引き処理によりサンプリング周波数を降下させるデシメーションフィルタであることを特徴とする請求項１乃至請求項３記載の直接検波回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信機等に用いられる直接検波回路に係り、特にイメージ信号除去比を向上でき、更にハードウェアの負荷や処理の負荷を軽減できる直接検波回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
受信機等に用いられる検波方式の１つである直接検波方式の検波回路では、変調された電波を受信して、この受信信号の中心周波数（希望受信周波数）とほぼ同一の周波数（ローカル周波数）の搬送波信号を局部発振器で出力し、受信信号と局部発振器からの局部発振信号と混合することにより、ＲＦ帯域の受信波を直接ベースバンド信号に変換して検波復調するように構成されている。
【０００３】
まず、直接検波方式の検波回路の概略構成について、図８を使って説明する。図８は、直接検波方式を実現する一般的な直接検波回路の構成ブロック図である。
直接検波方式を実現する一般的な直接検波回路（従来の第１の直接検波回路）は、図８に示すように、帯域ろ波フィルタ（図ではＢａｎｄ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）１と、増幅器２と、乗算器３と、乗算器４と、局部発振器５と、９０°移相器６と、低域ろ波器７（図ではＬｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）と、低域ろ波器８と、ＡＤ変換器９と、ＡＤ変換器１０と、ベースバンド復調部１１とから構成されている。
【０００４】
帯域ろ波フィルタ１は、空中線から入力された受信信号を所要の帯域、減衰量にフィルタリングして希望の周波数帯域の信号を抽出して出力する一般的な帯域ろ波フィルタである。
増幅器２は、受信機で必要な所定の増幅度を有する一般的な増幅器である。
【０００５】
局部発振器５は、受信周波数と同一の周波数の搬送波を出力する一般的な局部発振器である。
９０°移相器６は、局部発振器５から出力される信号を９０°移相させる移相器である。
乗算器３は、局部発振器５から出力される受信周波数と同一の周波数の搬送波と受信信号との乗算を行って同相成分を出力するものである。
乗算器４は、局部発振器５からの受信周波数と同一の周波数の搬送波を９０°移相器６で９０°移相させた搬送波と受信信号との乗算を行って直交成分を出力するものである。
【０００６】
低域ろ波器７は、乗算器３から出力される同相成分の２倍波を除去する一般的な低域ろ波器（Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）である。
低域ろ波器８は、乗算器４から出力される直交成分の２倍波を除去する一般的な低域ろ波器（Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）である。
【０００７】
ＡＤ変換器９は、アナログ信号をデジタル信号に変換し、同相成分のデジタル信号を出力するものである。
ＡＤ変換器１０は、アナログ信号をデジタル信号に変換し、直交成分デジタル信号を出力するものである。
ベースバンド復調部１１は、入力される同相成分及び直交性分のデジタル信号からデジタル信号処理により復調処理を行い、復調信号を出力するものである。
【０００８】
次に、従来の第１の直接検波回路の動作について、図８を使って説明する。
従来の第１の直接検波回路では、空中線から入力された受信信号が、帯域ろ波フィルタ（ＢＰＦ）１で所要の帯域、減衰量にフィルタリングされて希望の周波数帯域の受信信号となり、増幅器２において受信機で必要な所定の増幅度で増幅される。
【０００９】
そして、増幅器２からの増幅された受信信号は、乗算器３において、局部発振器５からの受信周波数と同一の周波数の搬送波と乗算されて、同相成分が出力されると共に、乗算器４で局部発振器５からの搬送波を９０°移相器６で９０°移相させた搬送波と乗算されて、直交成分が出力される。
【００１０】
乗算器３からの同相成分、及び乗算器４からの直交成分は、各々低域ろ波器７、低域ろ波器８で２倍波が除去され、ＡＤ変換器９、ＡＤ変換器１０でアナログ信号からデジタル信号に変換されて、同相出力及び直交出力のデジタル信号が出力され、ベースバンド復調部１１で復調処理が為されて、復調信号が出力されるようになっている。
【００１１】
従来の第１の直接検波回路による周波数変換の様子を周波数スペクトラムで説明すると、図９に示すように、局部発振器５から発振される受信周波数と同一の周波数の搬送波を乗算することによってダウンコンバートされ、ベースバンドフィルタ（ＬＰＦ７，８）でベースバンド帯域の受信希望信号の同相、直交成分信号が抽出されて出力されることになる。図９は、直交検波方式の周波数変換の様子（周波数スペクトラム）を示す説明図である。
【００１２】
しかしながら、このような直接検波方式においては、局部発振器５からの搬送波出力周波数と希望受信周波数が同一であるため、局部発振器５からの出力が、再び乗算処理の別の入力に入力されて局部発振器５の出力と再度乗算されベースバンド信号のＤＣ成分にオフセットが生じるＤＣ（直流）オフセットという現象を生じたり、乗算されたベースバンド信号の中心が周波数０（ぜろ）の近傍であるため、１／ｆ雑音を生じたりするといった根本的な問題があり、広帯域で安定に受信を行うことが困難であった。
【００１３】
これに対して低ＩＦ（ｌｏｗ　Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ｌｏｗ　ＩＦ）方式の直接検波回路がある。
低ＩＦ方式の直接検波回路とは、希望受信周波数と局部発振器の周波数にＤＣオフセットや１／ｆ雑音を生じない程度のオフセット周波数（周波数差）を設けて低いＩＦに直交した局部発振器により変換し、その後そのオフセット周波数でデジタル信号処理により周波数変換を行い、同相出力と直交出力を得るものである。
【００１４】
ここで、従来の低ＩＦ方式の直接検波回路（従来の第２の直接検波回路）の構成例について、図１０を使って説明する。図１０は、従来の低ＩＦ方式の直接検波回路の構成例の構成ブロック図である。
従来の低ＩＦ方式の直接検波回路（従来の第２の直接検波回路）は、図１０に示すように、帯域ろ波フィルタ（図ではＢａｎｄ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）１と、増幅器２と、乗算器３と、乗算器４と、局部発振器５′と、９０°移相器６と、低域ろ波器７（図ではＬｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）と、低域ろ波器８と、ＡＤ変換器９と、ＡＤ変換器１０と、ベースバンド復調部１１と、周波数変換処理部１２とから構成されている。
【００１５】
従来の第２の検波回路における局部発振器５′と、周波数変換処理部１２を除く部分は、従来の第１の検波回路と同様である。
局部発振器５′は、希望受信周波数にＤＣオフセットや１／ｆ雑音を生じない程度のオフセット（周波数差）を設けた周波数の搬送波を出力する一般的な局部発振器である。
周波数変換処理部１２は、デジタル信号処理によって、局部発振器５′で設けたオフセットを周波数変換によって取り除くデジタル信号処理を行うものである。
【００１６】
従来の第２の検波回路の動作は、空中線から入力された受信信号が、帯域ろ波フィルタ（ＢＰＦ）１で所要の帯域、減衰量にフィルタリングされて希望の周波数帯域の受信信号となり、増幅器２において受信機で必要な所定の増幅度で増幅されされる。
【００１７】
そして、増幅器２からの増幅された受信信号は、乗算器３において、局部発振器５′からの受信周波数とオフセット周波数を有する周波数の搬送波と乗算されて、同相成分が出力されると共に、乗算器４で局部発振器５′からの搬送波を９０°移相器６で９０°移相させた搬送波と乗算されて、直交成分が出力される。
【００１８】
乗算器３からの同相成分、及び乗算器４からの直交成分は、各々低域ろ波器７、低域ろ波器８で２倍波が除去され、ＡＤ変換器９、ＡＤ変換器１０でアナログ信号からデジタル信号に変換されて、同相出力及び直交出力のデジタル信号が出力され、周波数変換処理部１２で前述のオフセット周波数だけ周波数変換され、ベースバンド復調部１１で復調処理が為されて、復調信号が出力されるようになっている。
【００１９】
従来の第２の直接検波回路による周波数変換の様子を周波数スペクトラムで説明すると、図１１に示すように、希望波（図中網掛け部分）を含む受信信号に局部発振器５から発振される（受信周波数＋オフセット）の周波数の搬送波を乗算することによってダウンコンバートされてベースバンド帯域に周波数変換され、希望波（図中、右の網掛け部分）は、オフセットされている周波数帯に変換され、ベースバンドフィルタ（ＬＰＦ７，８）でベースバンド帯域の同相、直交成分信号が出力され、Ａ／Ｄ変換後にチャネル選択フィルタの機能を実現する周波数変換処理部１２の処理で希望波部分（図中、左の網掛け部分）が抽出されて、周波数０（ぜろ）の近傍にくることになる。図１１は、低ＩＦ方式の直交検波の周波数変換の様子（周波数スペクトラム）を示す説明図である。
【００２０】
しかし低ＩＦ方式ではイメージ周波数（影像周波数）の信号が希望信号と折り重ならないようにイメージ信号を抑圧する必要がある。
上記従来の第２の直接検波回路では、送信側の局部発振周波数の乗算の際に発生したイメージ周波数の信号が含まれる受信信号について、帯域ろ波フィルタ１で希望波に対してイメージ周波数信号を充分に減衰させることが難しいという問題点があり、場合によっては、帯域ろ波フィルタ１の中心周波数や帯域等を可変にする必要が生じてくる。
つまり、図１０に示したような構成方法では、直接検波回路を有する受信機の広帯域性を得ることが難しく、低ＩＦ方式を広帯域受信機として構成することが困難となる。
【００２１】
上記のようなイメージ周波数信号の問題に対して、イメージ信号を除去する処理構成を設ける方法がある。
例えば、低ＩＦ方式の直接検波回路において、希望受信周波数とオフセット周波数を設けた局部発振周波数を乗算して低ＩＦにダウンコンバートした後にイメージ除去処理を行い、その後デジタル信号処理によりオフセット周波数を周波数変換して同相出力と直交出力を得るものである。
【００２２】
ここで、従来の低ＩＦ方式でイメージ信号除去処理を設けた直接検波回路（従来の第３の直接検波回路）の構成例について、図１２を使って説明する。図１２は、従来の低ＩＦ方式でイメージ信号除去処理を設けた直接検波回路の構成例の構成ブロック図である。
従来の低ＩＦ方式でイメージ信号除去処理を設けた直接検波回路（従来の第３の直接検波回路）は、図１２に示すように、従来の第２の直接検波回路の構成に加えて、ＡＤ変換器９、ＡＤ変換器１０の前段にイメージ除去処理部１３を設けた構成である。
【００２３】
従来の第３の検波回路では、第２の検波回路と同様に、局部発振器５′からの受信周波数とオフセット周波数を有する周波数の搬送波を用いて、乗算器３及び乗算器４で同相成分、直交成分が出力され、低域ろ波器７、低域ろ波器８で２倍波が除去されたものについて、イメージ除去処理部１３でイメージ周波数の信号が除去されてから、周波数変換処理部１２で前述のオフセット周波数だけ周波数変換され、ベースバンド復調部１１で復調処理が為されて、復調信号が出力されるようになっている。
【００２４】
尚、直接検波方式の受信機に関する従来技術としては、平成１０年３月１０日公開の特開平１０−７０４８２号「受信機」（出願人：フィリップス　エレクトロニクス　ネムローゼ　フェンノートシャップ、発明者：ポール、アンソニー、ムーア他）がある。
この従来技術は、直接検波された妨害波の周波数よりも高い中間周波数を発生させる局部発振信号を使用して、入力信号の周波数をダウンコンバートする集積受信機であり、これにより、振幅変調妨害信号の影響を取り除くことができるものである。（特許文献１参照）。
【００２５】
また、直接検波方式の受信機に関する別の従来技術としては、平成１３（２００１）年３月２３日公開の特開２００１−７７７１７号「受信機」（出願人：株式会社東芝、発明者：鶴見　博史他）がある。
この従来技術は、対象とするシステム帯域を一括して受信し、ディジタル処理によってチャネル選択を行う広帯域の受信機において、受信信号をローカル周波数にて直交復調した後にイメージ抑圧するか、又は、直交復調した信号をデジタル信号に変換してからイメージ抑圧して、ディジタル処理によって所望チャネルを復調し、所望チャネルを選択する受信機としており、これにより、広帯域が一括受信され、ディジタル処理による柔軟な処理が可能であると共に、充分なイメージ抑圧度が得られるものである。（特許文献２参照）。
【００２６】
また、本発明に関連するデシメーションフィルタに関する先行技術としては、平成５年７月１３日公開の特開平５−１７５７８５号「デシメーション用ディジタルフィルタ」（出願人：松下電器産業株式会社、発明者：金秋　哲彦他）（特許文献３参照）、平成５年１１月１２日公開の特開平５−２９９９７３号「デシメーションフィルタ」（出願人：富士通株式会社、発明者：小泉　伸和他）（特許文献４参照）、平成１０年８月７日公開の特開平１０−２０９８１５号「デシメーションフィルタ」（出願人：松下電器産業株式会社、発明者：畠中　秀晃他）（特許文献５参照）、平成１３（２００１）年３月２３日公開の特開２００１−７７６６７号「デシメーションフィルタ」（出願人：株式会社日立製作所他、発明者：長谷川　晴弘他）（特許文献６参照）等がある。
【００２７】
【特許文献１】
特開平１０−７０４８２号公報
【特許文献２】
特開２００１−７７７１７号公報
【特許文献３】
特開平５−１７５７８５号公報
【特許文献４】
特開平５−２９９９７３号公報
【特許文献５】
特開平１０−２０９８１５号公報
【特許文献６】
特開２００１−７７６６７号公報
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の第３の直接検波回路では、イメージ除去処理部１３がアナログ処理であるため、アナログ素子のばらつき等によりアナログフィルタの係数誤差等が発生し、イメージ除去比が充分でないといった問題が存在する。
例えば素子値のばらつきが平均値として１％の場合、アナログ処理では４０ｄＢ程度のイメージ抑圧比が限度であり、イメージ除去の性能が悪いという問題点があった。
【００２９】
そこで、アナログ処理では、アナログフィルタの係数誤差等の関係でイメージ除去比が充分でないという問題点を解決する方法として、イメージ除去をデジタル信号処理により行うことによって、イメージ除去比を向上する技術が、特願２００２−０８３１９１号「直接検波回路」（出願人：日立国際電気株式会社、発明者：井手　輝二他）に提案されている。
【００３０】
特願２００２−０８３１９１号提案の「直接検波回路」は、低ＩＦ方式の受信機において、デジタル信号処理によりイメージ信号を除去するものである。
【００３１】
特願２００２−０８３１９１号提案の「直接検波回路」について、図１３を使って簡単に説明する。図１３は、デジタル信号処理によりイメージ信号を除去する直接検波回路の構成例を示すブロック図である。
当該提案の直接検波回路は、図１２に示した低ＩＦ方式でイメージ信号除去処理を設けた直接検波回路における、アナログ処理によるイメージ除去処理部１３の代わりに、ＡＤ変換器９及びＡＤ変換器１０の後段にデジタル処理によるイメージ除去処理部１３′を設けたものである。
【００３２】
図１３に示す直接検波回路では、空中線から入力された受信信号が、帯域ろ波フィルタ（ＢＰＦ）１で所要の帯域、減衰量によりイメージ信号以外の信号が除去され、増幅器２において受信機で必要な所定の増幅度で線形増幅される。
【００３３】
そして、増幅器２からの増幅された受信信号は、乗算器３において、局部発振器５′からの受信周波数とオフセット周波数を有する周波数の搬送波と乗算されて、同相成分が出力されると共に、乗算器４で局部発振器５′からの搬送波を９０°移相器６で９０°移相させた搬送波と乗算されて、直交成分が出力される。
そして、同相成分、直交成分各々が、低域ろ波器７、低域ろ波器８で２倍波が除去され、ＡＤ変換器９、ＡＤ変換器１０でアナログ信号からデジタル信号に変換され、デジタル信号の同相出力及び直交出力が得られる。
【００３４】
そして、デジタル信号の同相出力及び直交出力は、デジタル信号処理によるイメージ除去処理部１３′によりイメージ信号が除去され、周波数変換処理部１２でオフセット周波数だけ周波数変換され、ベースバンド復調部１１により復調処理されて出力される。
【００３５】
上記提案された直接検波回路では、デジタル信号処理によりイメージ信号を除去する方法であるから、６０ｄＢ程度のイメージ抑圧比が可能であるが、低ＩＦ方式を広帯域受信機として構成する場合に、図１１で説明したように、広帯域信号を変換（ダウンコンバート）した後に、チャネル選択フィルタにより希望波を選択する際に、狭帯域の厳密な特性を有するデジタル信号処理によるフィルタが必要となり、フィルタ処理に対する負荷が問題となる。
【００３６】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、デジタル信号処理により広帯域信号から狭帯域信号を抽出する際のチャネル選択フィルタ特性を厳密に実現しなければならないという問題点を解決し、イメージ除去比を向上しながら、更に狭帯域信号を抽出するチャネル選択フィルタを実現するためのハードウェアの負荷や処理の負荷を軽減できる直接検波回路を提供することを目的とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、低ＩＦ方式の直接検波回路であって、
受信信号に対して広帯域で帯域制限を行う広帯域帯域制限部と、
前記帯域制限された受信信号に対して、受信周波数に対するオフセットを有する局部発振周波数で低域に周波数変換する第１の周波数変換部と、
前記周波数変換された受信信号を特定のサンプリング周波数でデジタル信号に変換するデジタル変換部と、
前記デジタル信号に対してイメージ除去処理を施すイメージ除去部と、
前記イメージ除去された広帯域信号から希望波の狭帯域信号を抽出する狭帯域帯域制限部と、
前記狭帯域信号に対して前記オフセットを取り除く周波数変換処理を行う第２の周波数変換部とを備え、
前記イメージ除去された信号に対して周波数を低減する第３の周波数変換部と、
前記第３の周波数変換部からの出力に対して、前記サンプリング周波数を降下させるレート変換を行うレート変換部とを設け、
前記狭帯域帯域制限部が、前記レート変換された広帯域信号から希望波の狭帯域信号を抽出する狭帯域帯域制限部であることを特徴とするものなので、イメージ除去比を向上しながら、更に狭帯域信号を抽出するチャネル選択フィルタを実現するためのハードウェアの負荷や処理の負荷を軽減できる。
【００３８】
本発明は、上記直接検波回路において、イメージ除去部と、第３の周波数変換部と、レート変換部との組を、複数連続接続して設けることを特徴とするものなので、イメージ除去比をより向上しながら、更に狭帯域信号を抽出するチャネル選択フィルタを実現するためのハードウェアの負荷や処理の負荷をより軽減できる。
【００３９】
本発明は、上記直接検波回路において、
イメージ除去部が、
入力されるデジタル信号の直交成分に対して、ヒルベルト変換によって９０度移相処理を行うヒルベルトフィルタと、
入力されるデジタル信号の同相成分に対して、前記ヒルベルトフィルタにおける遅延時間と同一の時間分遅延させて出力する遅延器と、
前記ヒルベルトフィルタからの出力と前記遅延器からの出力とを加算或いは減算する加算器とを備えるイメージ除去部であることを特徴とするものなので、イメージ周波数信号を除去する処理をデジタル信号処理により行うので、イメージ除去比を向上できる。
【００４０】
本発明は、上記直接検波回路において、
レート変換部が、間引き処理によりサンプリング周波数を降下させるデシメーションフィルタであることを特徴とするものなので、イメージ除去比を向上しながら、簡単な構成によって狭帯域信号を抽出するチャネル選択フィルタを実現するためのハードウェアの負荷や処理の負荷を軽減できる。
【００４１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
尚、以下で説明する機能実現手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのような回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は全部をソフトウェアで実現することも可能である。更に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよく、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよい。
【００４２】
本発明に係る直接検波回路は、受信周波数に対してオフセットを有する周波数の搬送波を発振する局部発振器を用いて直交検波された同相成分のデジタル信号と直交成分のデジタル信号を入力し、デジタル信号処理部で受信信号に含まれるイメージ周波数信号を除去するイメージ除去部と、イメージ除去された信号に対して周波数を低減する周波数変換部と、サンプリング周波数を降下させるレート変換を行うレート変換部との組を１組又は複数連続接続してサンプリング周波数を降下させてから、広帯域信号から希望波の狭帯域信号を抽出し、直交検波の際の局部発振器で設けたオフセットを取り除くので、イメージ除去比を向上しながら、更に狭帯域信号を抽出するチャネル選択フィルタを実現するためのハードウェアの負荷や処理の負荷を軽減できるものである。
【００４３】
まず、本発明に係る直接検波回路の原理的構成について図１を使って説明する。図１は、本発明に係る直接検波回路の原理的構成例を示す構成ブロック図である。尚、図１３と同様の構成をとる部分については同一の符号を付して説明する。
【００４４】
本発明に係る低ＩＦ方式の直接検波回路（本回路）は、図１に示すように、従来と同様の構成として、帯域ろ波フィルタ（図ではＢａｎｄ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）１と、増幅器２と、乗算器３と、乗算器４と、局部発振器５′と、９０°移相器６と、低域ろ波器７（図ではＬｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）と、低域ろ波器８と、ＡＤ変換器９と、ＡＤ変換器１０とから構成され、更に本発明の特徴部分であるデジタル信号処理部２０が設けられている。
【００４５】
尚、本発明の実施の形態における各部と図１の各部との対応を示すと、広帯域帯域制限部は帯域ろ波フィルタ１と低雑音増幅器２に相当し、第１の周波数変換部は、乗算器３と乗算器４と局部発振器５′と９０°移相器６と低域ろ波器７と低域ろ波器８に相当し、デジタル変換部はＡＤ変換器９とＡＤ変換器１０に相当している。
【００４６】
次に、本回路の各部について説明するが、従来と同様の構成については、説明を省略し、本発明の特徴部分であるデジタル信号処理部２０について具体的に説明する。
本発明のデジタル信号処理部２０は、オフセットを含む局部発振周波数により変換された受信信号の同相、直交各成分のデジタル信号に対して、デジタル信号処理により、受信信号に含まれるイメージ周波数信号（イメージ信号）を除去するイメージ除去処理と、周波数変換処理と、サンプリング周波数を降下させるレート変換（デシメーション）処理とを組合せ、当該組合せ処理を１回又は、複数回施した後に、チャネル選択フィルタで帯域を制限して希望波信号を抽出し、前記局部発振器で設けた前記オフセットを取り除く周波数変換処理を行って、最終的に復調処理を行うものである。
【００４７】
本発明の直接検波回路におけるデジタル信号処理部２０の内部構成例について、図２を使って説明する。図２は、本発明の直接検波回路におけるデジタル信号処理部２０の内部構成例を示すブロック図である。尚、図２では、イメージ除去処理、周波数変換処理、レート変換処理の組合せを２段設けた構成例を示している。
【００４８】
本発明の直接検波回路におけるデジタル信号処理部２０の内部構成例は、図２に示すように、１段目として、前段の周波数変換により発生したイメージ信号を除去するイメージ除去処理部２１と、周波数ＬＯ２で周波数変換する複素周波数変換器２２と、間引き処理によりサンプリング周波数を降下するレート変換処理部２３とから構成され、それに続いて２段目として、イメージ除去処理部２４と、周波数ＬＯ３で変換する複素周波数変換器２５と、レート変換処理部２６とから構成され、更にそれに続いて、同相，直交各成分信号に対して、帯域制限を行って希望波信号を抽出する帯域フィルタ２７ａ，帯域フィルタ２７ｂと、局部発振器５′で設けたオフセットを取り除くために周波数ＬＯ４で変換する複素周波数変換器２８と、復調処理を行う復調処理部２９とから構成されている。
【００４９】
尚、本発明の実施の形態における各部と図２の各部との対応を示すと、イメージ除去部はイメージ除去処理部２１、２４に相当し、第２の周波数変換部は、複素周波数変換器２８に相当し、狭帯域帯域制限部は帯域フィルタ２７ａ、２７ｂに相当し、第３の周波数変換部は、複素周波数変換器２２、２５に相当し、レート変換部はレート変換処理部２３，２６に相当している。
【００５０】
次に、本発明の直接検波回路の動作について、図１、図２、図３を使って動作原理もふまえて説明する。図３は、本発明の直接検波回路における各処理結果を周波数スペクトル上で示した説明図である。尚、図３では、広帯域信号として７チャネルの信号を有し、その中の第１チャネル（図中網掛け）が所望チャネル（希望波）である例を示している。
【００５１】
本発明の直接検波回路では、空中線から入力された受信信号が、帯域ろ波フィルタ（ＢＰＦ）１で所要の帯域（図３（ａ）の右側［広帯域信号］）、減衰量によりイメージ信号以外の信号が除去され、増幅器２において受信機で必要な所定の増幅度で線形増幅される。
【００５２】
そして、増幅器２からの増幅された受信信号は、乗算器３において、局部発振器５′からの受信周波数とオフセット周波数を有する周波数の搬送波と乗算されて、同相成分が出力されると共に、乗算器４で局部発振器５′からの搬送波を９０°移相器６で９０°移相させた搬送波と乗算されて、直交成分が出力される。
【００５３】
この、希望波（図中網掛け部分）を含む受信信号に局部発振器５′から発振される（受信周波数＋オフセット）の周波数の搬送波を乗算することによってダウンコンバートされてベースバンド帯域（図３（ａ）の左側）に周波数変換され、希望波（図中、右の網掛け部分）は、オフセットされている周波数帯に変換されることになる。
【００５４】
そして、同相成分、直交成分各々が、低域ろ波器７、低域ろ波器８で２倍波が除去され、ＡＤ変換器９、ＡＤ変換器１０でサンプリング周波数ｆｓによりサンプリングされて、アナログ信号からデジタル信号に変換される。（図３（ｂ））
【００５５】
ここで、局部発振器５′の出力信号の振幅をＶＣ、角周波数をωＣ＋ωΔｆ、送信信号の信号成分の振幅をＶＳ、角周波数をωＳＳ、イメージ信号成分の振幅をＶｉ、角周波数をωＳｉとすると、乗算器３及び乗算器４に入力される受信信号Ｖｒｆは、次式となる。
Ｖｒｆ＝Ｖｉ・ｃｏｓ（ωＣ−ωＳｉ）ｔ＋ＶＳ・ｃｏｓ（ωＣ＋ωＳＳ）ｔ
【００５６】
そして、乗算器３におけるミキサの変換係数をＫとすると、乗算器３の出力ＶＭＩＸ０１は次式となる。
ＶＭＩＸ０１＝Ｋ｛Ｖｉ・ｃｏｓ（ωＣ−ωＳｉ）ｔ＋ＶＳ・ｃｏｓ（ωＣ＋ωＳＳ）ｔ｝
ＶＣｃｏｓ（ωＣ＋ωΔｆ）ｔ
そして、乗算器３の出力から２倍波が除去された低域ろ波器７の出力ＶＬＰＦ０１は次式となる。
ＶＬＰＦ０１＝｛（ＫＶｉＶＣ）／２｝ｃｏｓ（ωＳｉ＋ωΔｆ）ｔ
＋｛（ＫＶＳＶＣ）／２｝・ｃｏｓ（ωΔｆ−ωＳＳ）ｔ
【００５７】
一方、乗算器４におけるミキサの変換係数を乗算器３と同様にＫとすると、乗算器４の出力ＶＭＩＸ０２は次式となる。
ＶＭＩＸ０２＝Ｋ｛Ｖｉ・ｃｏｓ（ωＣ−ωＳｉ）ｔ＋ＶＳ・ｃｏｓ（ωＣ＋ωＳＳ）ｔ｝
・ＶＣ・｛−ｓｉｎ（ωＣ＋ωΔｆ）ｔ｝
そして、乗算器４の出力から２倍波が除去された低域ろ波器８の出力ＶＬＰＦ０２は次式となる。
ＶＬＰＦ０２＝｛−（ＫＶｉＶＣ）／２｝ｓｉｎ（ωＳｉ＋ωΔｆ）ｔ
＋｛（ＫＶＳＶＣ）／２｝・ｓｉｎ（ωＳＳ−ωΔｆ）ｔ
【００５８】
そして、デジタル信号処理部２０の内部で、図３（ｂ）に示す信号に対して、まず、イメージ除去処理部２１によりイメージ信号を除去することによって、不要なチャネルの信号が除去され、更に残った信号について複素周波数変換器２２において周波数ＬＯ２で周波数変換され、更にレート変換処理部２３において、１／２のデシメーション処理（サンプリング周波数降下：ｆｓ／２）を行い、図３（ｃ）に示す信号に変換される。
【００５９】
ここで、複素周波数変換器２２における搬送波周波数ＬＯ２は、ＡＤ変換器９及びＡＤ変換器１０におけるサンプリング周波数ｆｓの１／４を想定している。
また、デシメーション処理とは、間引き処理によりサンプリング周波数を下降してレート変換を行う一般的な処理である。
【００６０】
そして、更に図３（ｃ）に示す信号に対して、イメージ除去処理部２４によりイメージ信号を除去することによって、不要なチャネルの信号が除去され、更に残った信号について複素周波数変換器２５において周波数ＬＯ３で周波数変換され、更にレート変換処理部２６において、１／２のデシメーション（サンプリング周波数降下：ｆｓ／４）を行い、図３（ｄ）に示す信号に変換される。
ここで、複素周波数変換器２５における搬送波周波数ＬＯ３は、ＡＤ変換器９及びＡＤ変換器１０におけるサンプリング周波数ｆｓの１／８を想定している。
【００６１】
そして、更に図３（ｄ）に示す信号に対して、帯域フィルタ２７ａ及び帯域フィルタ２７ｂでチャネル選択のための帯域制限を施して所望信号（希望波）が抽出され、更に複素周波数変換器２８において周波数ＬＯ４の周波数変換でオフセット周波数だけ周波数変換されてベースバンド信号となり、復調処理部２９で復調処理が為されて、復調信号が出力されるようになっている。
【００６２】
上記デジタル信号処理部２０内の動作、特にレート変換処理部２３、レート変換処理部２６におけるデシメーション処理によって、従来ＡＤ変換器９及びＡＤ変換器１０におけるサンプリング周波数ｆｓで行っていたチャネル選択フィルタ（帯域制限フィルタ）の処理を、本発明の帯域フィルタ２７ａ，２７ｂでは、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数で行うことができ、処理を効率よく行うことができる。
また、イメージ除去処理が多段となるが、サンプリング周波数を降下させて行うため、イメージ除去処理において、処理負荷が増大することはない。
【００６３】
尚、図２では、イメージ除去処理、周波数変換処理、レート変換処理の組合せを２段設けた構成例を示して説明したが、当該組合せを何段にするかに付いては、本発明で限定するものではない。
【００６４】
次に、本発明の直接検波回路のデジタル信号処理部２０内部の具体的な構成例について、図４を使って説明する。図４は、本発明の直接検波回路のデジタル信号処理部２０内部の具体的な構成例を示すブロック図である。尚、図４では、図２のレート変換処理部２６を割愛した構成例を示している。
【００６５】
まず、イメージ除去処理部２１の内部構成例としては、遅延器６１と、ヒルベルトフィルタ６２と、加算器６３とから構成されている。
また、同様に、イメージ除去処理部２４の内部構成例としては、遅延器８１と、ヒルベルトフィルタ８２と、加算器８３とから構成され、各部の動作はイメージ除去処理部２１のそれと同様である。
【００６６】
そして、レート変換処理部２３の内部構成例としては、同相成分側の低域フィルタ７１ａと、デシメート処理部７２ａと、直交成分側の低域フィルタ７１ｂと、デシメート処理部７２ｂとから構成されている。
【００６７】
まず、イメージ除去処理部２１及びイメージ除去処理部２４内の各部について説明する。
イメージ除去処理部２１及びイメージ除去処理部２４は、前段の周波数変換によって発生したイメージ周波数信号を除去するものである。
イメージ除去処理部２１及びイメージ除去処理部２４内の各部は、どちらも同様の構成であり動作も同様であるので、イメージ除去処理部２１内部の構成で説明する。
【００６８】
ヒルベルトフィルタ６２は、ヒルベルト変換処理を行って入力信号を９０度移相させる移相処理を行う有限長インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ　ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：ＦＩＲ）フィルタである。尚、具体的構成例については、後述する。
また、入力デジタル信号を９０度移相させる移相処理を行う構成であれば、ヒルベルトフィルタに限定せず、別の構成であっても構わない。
ヒルベルトフィルタを用いたシミュレーション結果では、イメージ除去比６０ｄＢと大きな効果が得られることが確認されているので、ヒルベルトフィルタを用いることが好適と考えられる。
【００６９】
遅延器６１は、ヒルベルトフィルタ６２における処理遅延時間に相当する遅延時間分だけ、入力信号を遅延させる遅延器である。
加算器６３は、ヒルベルトフィルタ６２で９０°移相された直交成分信号と、遅延器６１で遅延された同相成分信号とを加算又は減算する加算器である。
【００７０】
次に、レート変換処理部２３内の各部について説明する。
レート変換処理部２３は、Ａ／Ｄ変換処理によってサンプリングされたデジタル信号に対して、当該サンプリング周波数よりも低い周波数によるデジタル信号を取得する間引き処理（デシメート処理）を行って、レート変換をおこなうものである。
【００７１】
レート変換処理部２３の具体的実現方法は、デシメーションフィルタとして知られている公知の技術であり、本発明ではその内部構成を限定するものではない。
デシメーションフィルタの公知技術としては、特開平１０−２０９８１５「デシメーションフィルタ」等に、詳しく記載されている。
図４に示したレート変換処理部２３の内部構成例は、その一例である。
【００７２】
低域フィルタ７１ａ及び低域フィルタ７１ｂは、入力信号のサンプリング周波数と同様のクロックで動作するローパスフィルタ（ＬＰＦ）で、デシメーションによるエリアシングを低減するものである。
【００７３】
デシメート処理部７２ａ及びデシメート処理部７２ｂは、同相、直交各成分に対して、低域フィルタ７１ａ及び低域フィルタ７１ｂでサンプリング周波数が降下された信号列を出力するものである。
【００７４】
複素周波数変換器２５は、周波数ＬＯ３で２回目の周波数変換を行うものである。
帯域フィルタ２７ａ及び帯域フィルタ２７ｂは、帯域制限を施して所望信号（希望波）を抽出するチャネル選択フィルタの働きをするものである。
複素周波数変換器２８は、従来の周波数変換処理部１２の代わりに設けたもので、局部発振器５′で設けたオフセットを周波数変換によって取り除くデジタル信号処理を行い、同相成分信号と直交成分信号を出力するものである。
復調処理部２７は、従来のベースバンド復調部１１と同様に、復調処理を行うものである。
【００７５】
次に、図４に示したデジタル信号処理部２０の具体的構成例における具体的動作について、動作原理もふまえて説明する。
デジタル信号処理部２０の内部では、ＡＤ変換器９からのデジタル信号は、遅延器６１で遅延され、ＡＤ変換器１０からのデジタル信号は、ヒルベルトフィルタ６２でヒルベルト変換され、加算器６３で両者が加算されて、イメージ信号が除去されることになる。
【００７６】
低域ろ波器８の出力ＶＬＰＦ０２が、ＡＤ変換器１０でアナログ信号からデジタル信号に変換され、ヒルベルトフィルタ６２でヒルベルト変換された信号ＶＨＩＬ０は次式となる。
ＶＨＩＬ０＝｛−（ＫＶｉＶＣ）／２｝ｃｏｓ（ωＳｉ＋ωΔｆ）ｔ＋｛（ＫＶＳＶＣ）／２｝・ｃｏｓ（ωΔｆ−ωＳＳ）ｔ
【００７７】
そして、加算器６３の出力ＶＡＤＤは次式となる。
2004128763.tif 000003
【００７８】
尚、イメージ信号（ωＳｉ）と受信希望波信号（ωＳＳ）の関係が逆である場合は、加算器６３を減算することにより、同様にイメージ信号が除去できる。
2004128763.tif 000004
【００７９】
上式において、イメージ信号（ωＳｉ）が抽出されているが、最初に定義した変数の記号がそのままなのでイメージ信号（ωＳｉ）と受信希望波信号（ωＳＳ）の関係が逆であると考えると受信希望波信号が抽出できることになる。
【００８０】
そして、イメージ信号が除去された加算器６３の出力信号は、複素周波数変換器２２〜複素周波数変換器２５介して、周波数変換、レート変換、イメージ除去を繰り返し、最終的に帯域フィルタ２７ａ、２７ｂで各々フィルタをかけて所望信号を抽出し、複素周波数変換器２８でオフセット周波数Δｆだけ変換され、復調処理に必要な同相出力及び直交出力が得られ、復調処理部２９で復調処理を行うようになっている。
【００８１】
上記数式で説明した加算器６３の出力ＶＡＤＤに対して、帯域フィルタ２７ａ、２７ｂでフィルタをかけ、複素周波数変換器２９でオフセット周波数Δｆだけ変換した出力ＶＢＰＦは複素数表示で次式となる。
2004128763.tif 000005
これにより、目的の希望波信号が復調できることになる。
【００８２】
次に、本発明のヒルベルトフィルタ６２の具体的構成例について、図５を使って説明する。図５は、本発明の直接検波回路におけるヒルベルトフィルタ６２の具体的構成例を示すブロック図である。
ヒルベルト変換処理は、周波数特性が次式で表せる９０度移相処理である。
2004128763.tif 000006
【００８３】
そこで、Ｈ（ｊω）を逆フーリエ変換して、フィルタ係数ｈｋを求めると、次式となる。但し、−∞＜ｋ＜∞である。
ｈｋ＝０　　　　　　　　　（ｋ：偶数）
２／（ｋπ）　　　　（ｋ：奇数）
【００８４】
実際にヒルベルト変換処理を実現するヒルベルトフィルタ６２では、フィルタのタップ長を有限長で打ち切り、窓関数を伝達関数に掛ける構成及び操作を行う。
即ち、本発明のヒルベルトフィルタ６２の具体的構成例としては、図５に示すように、遅延器３０を奇数個設けて順に接続し、真ん中の遅延器３０を中心にして対称に前段部分と後段部分とに分け、対称関係にある遅延器３０の前段部分の遅延器の入力信号と後段部分の遅延器の出力信号とを加算又は減算する複数の加算器３１、及び真ん中の遅延器の入力信号と出力信号とを加算又は減算する加算器３１とを設けて、加算又は減算し、加算又は減算結果に対して、乗算器３２でヒルベルト係数を乗算し、乗算結果を加算器３３で加算するよう構成されている。
【００８５】
上記構成により、ヒルベルトフィルタ６２は、原点（真ん中の遅延器３０）を中心に奇対称であるため、対称関係にある遅延器３０の入出力を加算又は減算してからフィルタ係数を乗算して加算することによって、乗算器３２の数を遅延器３０の数に対して１／２にすることができ、ハードウェアの構成負荷を大幅に軽減できることになる。
【００８６】
更に、上式で説明したように、ｋが偶数の場合、フィルタ係数ｈｋが０なので、乗算を行わないこととすると、乗算器３２における乗算回数を更に１／２にして処理の負荷を大幅に軽減することが可能である。
【００８７】
次に、本発明の複素周波数変換器２２，複素周波数変換器２５の具体的構成例について、図６を使って説明する。図６は、本発明の直接検波回路における複素周波数変換器２２，２６の具体的構成例を示すブロック図である。
本発明の直接検波回路における複素周波数変換器２２，２６の具体的構成例としては、図６に示すように、周波数変換を施す周波数（例えば、複素周波数変換器２２ならばＬＯ２、複素周波数変換器２５ならばＬＯ３）に対応して予め設定されたＳＩＮテーブル４０とＣＯＳテーブル４２と、入力信号にＳＩＮテーブル４０の値を乗算して同相成分を出力する乗算器４１と、入力信号にＣＯＳテーブル４２の値を乗算して直交成分を出力する乗算器４３が設けられている。
【００８８】
そして、更に、上記構成による変換後の周波数を微調整するために予め設定されたＳＩＮテーブル４４とＣＯＳテーブル４５と、乗算器４１からの同相成分出力にＳＩＮテーブル４４の値を乗算する乗算器４６とＣＯＳテーブル４５の値を乗算する乗算器４７と、乗算器４２からの直交成分出力にＳＩＮテーブル４４の値を乗算する乗算器４９とＣＯＳテーブル４５の値を乗算する乗算器４８と、乗算器４６出力と乗算器４８出力とを減算する減算器５０と、乗算器４７出力と乗算器４９出力とを加算する加算器５１とが設けられている。
【００８９】
本発明の直接検波回路における複素周波数変換器２２，２５の動作は、前段のイメージ除去処理部から出力されるイメージが除去された信号が、乗算器４１及び乗算器４３に入力され、ＳＩＮテーブル４０及びＣＯＳテーブル４２の値を乗算することによって変換周波数ＬＯ２又はＬＯ３の周波数変換が施され同相及び直交成分が出力される。
【００９０】
乗算器４１及び乗算器４３の出力は、乗算器４６，乗算器４７，乗算器４８，乗算器４９に入力され、各々ＳＩＮテーブル４４１及びＣＯＳテーブル４５の値が乗算され、減算器５０及び加算器５１の処理により微小な周波数調整の周波数変換が行われることになる。
【００９１】
尚、乗算器４６及び乗算器４７の出力以降で２倍波の除去が行われ、周波数精度が確保できるのであれば、ＳＩＮテーブル４４〜加算器５１の構成を設けず、乗算器４１及び乗算器４３の出力を同相出力、直交出力とすることも可能である。
【００９２】
次に、本発明の複素周波数変換器２８の具体的構成例について、図７を使って説明する。図７は、本発明の直接検波回路における複素周波数変換器２８の具体的構成例を示すブロック図である。
本発明の直接検波回路における複素周波数変換器２８の具体的構成例としては、図７に示すように、局部発振器５で設けたオフセットを除去するために（例えば、ＬＯ４）予め設定されたＳＩＮテーブル４４とＣＯＳテーブル４５と、同相成分入力（ｉ相入力）にＳＩＮテーブル４４の値を乗算する乗算器４６とＣＯＳテーブル４５の値を乗算する乗算器４７と、直交成分入力（Ｑ相入力）にＳＩＮテーブル４４の値を乗算する乗算器４９とＣＯＳテーブル４５の値を乗算する乗算器４８と、乗算器４６出力と乗算器４８出力とを減算する減算器５０と、乗算器４７出力と乗算器４９出力とを加算する加算器５１とが設けられている。
【００９３】
図７に示した複素周波数変換器２８の構成は、図６に示した複素周波数変換器２２，２５の構成と基本的には同様であるが、入力信号が既に同相（Ｉ）信号と直交（Ｑ）信号になっている点が異なっている。
【００９４】
また、ＳＩＮテーブル４４，ＣＯＳテーブル４５に予め設定されている値は、局部発振器５で設けたオフセットΔｆを除去するために行う周波数変換に対応するものであり、複素周波数変換器２８の動作によって、最終的にオフセットが取り除かれて、所望の希望波信号が抽出されて、復調処理部２９に出力されるようになっている。
【００９５】
尚、一般的に搬送波の乗算処理は搬送周波数が高くなるにつれて、処理負荷が大きくなるため、搬送波の乗算処理部分はＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ），その他の部分はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を使用して構成することが好ましい。
【００９６】
また、本発明の直接検波回路をＤＳＰ等を用いて実現する場合、乗算器、加算器、減算器などをソフトウェアによって実現するようにしても構わない。
【００９７】
尚、図２、図４では、帯域フィルタ２７ａ、２７ｂで帯域制限（チャネル選択）を行った後に複素周波数変換器２８でオフセットを周波数変換しているが、周波数変換とチャネル選択の順番を逆にしても構わない。
【００９８】
また、図２では、イメージ除去処理部と複素周波数変換器とレート変換処理部とを組にして２組連続して設ける構成を示したが、必ずしも、３つを組にして設ける必要はなく、図４に示したように、２組目のレート変換処理部を省略しても構わない。
【００９９】
本発明の低ＩＦ方式の直接検波回路によれば、デジタル信号処理部２０におけるデジタル信号処理によって、イメージ除去処理部２１でイメージ除去を行った後に複素周波数変換器２２で周波数を低減する周波数変換を行い、更にレート変換処理部２３でサンプリング周波数を降下させてから、帯域フィルタ２７ａ及び帯域フィルタ２７ｂにおいて低いサンプリング周波数のデータに対してチャネル選択のための帯域制限を施し所望信号（希望波）を抽出するので、帯域フィルタ２７ａ、２７ｂのハードウェア付加を軽減し、更に処理の付加をも軽減できる効果がある。
【０１００】
そして、更に１組目に続いてイメージ除去処理部２４、複素周波数変換器２５，レート変換処理部２６を設ければ、更にサンプリング周波数を降下させ、帯域フィルタ２７ａ及び帯域フィルタ２７ｂにおいて更に低いサンプリング周波数のデータに対してチャネル選択のための帯域制限を施し所望信号（希望波）を抽出するので、帯域フィルタ２７ａ、２７ｂのハードウェア付加をより軽減し、更に処理の付加をもより軽減できる効果がある。
【０１０１】
また、本発明の直接検波回路では、イメージ除去処理が多段となるが、サンプリング周波数を降下させて行うため、イメージ除去処理において処理負荷が増大することはなく、イメージ除去比を向上できる効果がある。
【０１０２】
本発明の低ＩＦ方式の直接検波回路によれば、送信側の局部発振周波数の乗算の際に発生したイメージ周波数の信号に対して、デジタル信号処理部２０におけるデジタル信号処理によってイメージ除去を行うので、従来のようにアナログ処理により行うためにイメージ除去比が充分でなく４０ｄＢ程度が限界であったのに対し、デジタル信号処理では６０ｄＢ程度までイメージ除去比を向上できる効果がある。
【０１０３】
また、デジタル信号処理によってイメージ除去を行うので、ハードウエアの負荷が小さく、また処理負荷も軽減できる効果がある。
【０１０４】
具体的に、イメージ除去を行う構成として、局部発振器５′出力を乗算した同相成分信号と直交成分信号のデジタル信号に対して、直交成分信号をヒルベルトフィルタ６２で９０°移相し、同相成分を遅延器６１で遅延してから、加算器６３で加算（減算）することによってイメージ信号を除去するので、簡単な構成でイメージ除去を実現できる効果がある。
【０１０５】
また、イメージ除去を実現するためのヒルベルトフィルタ６２内部の構成として、遅延器３０を奇数個設けて順に接続し、真ん中の遅延器３０を中心にして対称に前段部分と後段部分とに分け、対称関係にある遅延器３０の前段部分の遅延器の入力信号と後段部分の遅延器の出力信号とを加算又は減算する複数の加算器３１、及び真ん中の遅延器の入力信号と出力信号とを加算又は減算する加算器３１とを設けて、加算又は減算し、加算又は減算結果に対して、乗算器３２でヒルベルト係数を乗算し、乗算結果を加算器３３で加算するよう構成するので、対称関係にある遅延器３０の入出力を加算又は減算してからフィルタ係数を乗算して加算することによって、乗算器３２の数を遅延器３０の数に対して１／２にすることができ、ハードウェアの構成負荷を大幅に軽減できる効果がある。
【０１０６】
更に、ヒルベルトフィルタ６２におけるフィルタ係数の特性として、偶数番目の係数は０（ゼロ）であるため、乗算を行わないこととすると、乗算回数を更に１／２にして処理の負荷を大幅に軽減することができる効果がある。
【０１０７】
本発明の直接検波回路によれば、複素周波数変換器２２，２５において、周波数変換処理を行うために予め定めたＳＩＮテーブル４０とＣＯＳテーブル４２を用い、乗算器４１で入力信号にＳＩＮテーブル４０の値を乗算し同相成分信号を出力し、乗算器４３で入力信号にＣＯＳテーブル４２の値を乗算し直交成分信号を出力するので、簡単な構成・処理で周波数変換を行うことができる効果がある。
【０１０８】
また、複素周波数変換器２２，２５において、微小な周波数の周波数変換処理を行うために予め定めたＳＩＮテーブル４４とＣＯＳテーブル４５とを用い、乗算器４６で乗算器４１からの同相成分信号にＳＩＮテーブル４４の値を乗算し、乗算器４７で乗算器４１からの同相成分信号にＣＯＳテーブル４５の値を乗算し、乗算器４８で乗算器４３からの直交成分信号にＣＯＳテーブル４５の値を乗算し、乗算器４９で乗算器４３からの直交成分信号にＳＩＮテーブル４４の値を乗算し、乗算器４６からの出力と乗算器４８からの出力とを減算器５０で減算し、乗算器４８からの出力と乗算器４９からの出力とを加算器５１で加算するので、周波数の微調整まで精度良く行うことができる効果がある。
【０１０９】
本発明の直接検波回路によれば、複素周波数変換器２８において、局部発振器５′で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行うために予め定めたＳＩＮテーブル４４とＣＯＳテーブル４５とを用い、乗算器４６で乗算器４１からの同相成分信号にＳＩＮテーブル４４の値を乗算し、乗算器４７で乗算器４１からの同相成分信号にＣＯＳテーブル４５の値を乗算し、乗算器４８で乗算器４３からの直交成分信号にＣＯＳテーブル４５の値を乗算し、乗算器４９で乗算器４３からの直交成分信号にＳＩＮテーブル４４の値を乗算し、乗算器４６からの出力と乗算器４８からの出力とを減算器５０で減算し、乗算器４８からの出力と乗算器４９からの出力とを加算器５１で加算するので、簡単な構成・処理で周波数オフセットを精度良く取り除くことができる効果がある。
【０１１０】
本発明の直接検波回路を受信機に使用すれば、イメージ除去比が向上し、更にハードウェア構成が軽減し、処理負荷が軽減された受信機を構成することができる効果がある。
【０１１１】
【発明の効果】
本発明によれば、受信信号に対して広帯域帯域制限部において広帯域で帯域制限を行い、第１の周波数変換部で帯域制限された受信信号に対して、受信周波数に対するオフセットを有する局部発振周波数で低域に周波数変換し、デジタル変換部において周波数変換された受信信号を特定のサンプリング周波数でデジタル信号に変換し、イメージ除去部でデジタル信号に対してイメージ除去処理を施し、第３の周波数変換部でイメージ除去された信号に対して周波数を低減し、レート変換部でサンプリング周波数を降下させ、狭帯域帯域制限部でサンプリング周波数が降下された広帯域信号から希望波の狭帯域信号を抽出し、第２の周波数変換部が、抽出された狭帯域信号に対してオフセットを取り除く周波数変換処理を行う低ＩＦ方式の直接検波回路としているので、イメージ除去比を向上しながら、更に狭帯域信号を抽出するチャネル選択フィルタを実現するためのハードウェアの負荷や処理の負荷を軽減できる効果がある。
【０１１２】
本発明によれば、イメージ除去部と、第３の周波数変換部と、レート変換部との組を、複数連続接続して設ける上記直接検波回路としているので、イメージ除去比をより向上しながら、更に狭帯域信号を抽出するチャネル選択フィルタを実現するためのハードウェアの負荷や処理の負荷をより軽減できる効果がある。
【０１１３】
本発明によれば、イメージ除去部において、入力されるデジタル信号の直交成分に対して、ヒルベルトフィルタがヒルベルト変換によって９０度移相処理を行い、入力されるデジタル信号の同相成分に対して、遅延器がヒルベルトフィルタにおける遅延時間と同一の時間分遅延させて出力し、加算器がヒルベルトフィルタからの出力と遅延器からの出力とを加算或いは減算する上記直接検波回路としているので、イメージ周波数信号を除去する処理をデジタル信号処理により行うので、イメージ除去比を向上できる効果がある。
【０１１４】
本発明によれば、レート変換部が、間引き処理によりサンプリング周波数を降下させるデシメーションフィルタである上記直接検波回路としているので、イメージ除去比を向上しながら、簡単な構成によって狭帯域信号を抽出するチャネル選択フィルタを実現するためのハードウェアの負荷や処理の負荷を軽減できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る直接検波回路の原理的構成例を示す構成ブロック図である。
【図２】本発明の直接検波回路におけるデジタル信号処理部の内部構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の直接検波回路における各処理結果を周波数スペクトル上で示した説明図である。
【図４】本発明の直接検波回路のデジタル信号処理部内部の具体的な構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明の直接検波回路におけるヒルベルトフィルタの具体的構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明の直接検波回路における複素周波数変換器２２，２６の具体的構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明の直接検波回路における複素周波数変換器２８の具体的構成例を示すブロック図である。
【図８】直接検波方式を実現する一般的な直接検波回路（従来の第１の直接検波回路）の構成ブロック図である。
【図９】直交検波方式の周波数変換の様子（周波数スペクトラム）を示す説明図である。
【図１０】従来の低ＩＦ方式の直接検波回路（従来の第２の直接検波回路）の構成例の構成ブロック図である。
【図１１】低ＩＦ方式の直交検波の周波数変換の様子（周波数スペクトラム）を示す説明図である。
【図１２】従来の低ＩＦ方式でイメージ信号除去処理を設けた直接検波回路（従来の第３の直接検波回路）の構成例の構成ブロック図である。
【図１３】デジタル信号処理によりイメージ信号を除去する直接検波回路の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…帯域ろ波フィルタ（ＢＰＦ）、　２…増幅器、　３，４…乗算器、　５，５′…局部発振器、　６…９０°移相器、　７，８…低域ろ波器（ＬＰＦ）、９，１０…ＡＤ変換器、　１１…ベースバンド復調部、　１２…周波数変換処理部、　１３、１３′…イメージ除去処理部、　２０…デジタル信号処理部、　２１、２４…イメージ除去処理部、　２２，２５，２８…複素周波数変換器、　２３，２６…レート変換処理部、　２７ａ、２７ｂ…帯域フィルタ、　２９…復調処理部、　３０…遅延器、　３１，３３…加算器、　３２…乗算器、　４０，４４…ＳＩＮテーブル、　４１，４３、４６，４７，４８，４９…乗算器、　４２，４５…ＣＯＳテーブル、　５０…減算器、　５１…加算器、　６１、８１…遅延器　、　６２，８２…ヒルベルトフィルタ、　６３，８３…加算器、　７１ａ，７１ｂ…低域フィルタ、　７２１，７２ｂ…デシメート処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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