(57)【要約】【課題】モータ駆動コイルに正弦波状の交番電流を流し、さらに交番電流と逆誘起電圧の位相を一致させて、トルクリップル、振動、騒音を低減するだけでなく、効率の優れたモータ駆動装置を提供することを目的とする。【解決手段】駆動波形生成器によって生成される各相駆動波形に基づいて、給電器が正弦波状の連続的に変化する交番電流を各相コイルに流す。さらに、進角制御器により駆動波形の位相調整を行い、各相コイルの逆誘起電圧とこれに流れる交番電流との位相とを概略一致させる進角制御を行う。進角制御にあたっては、コモン電流により相電流検出を行う。それにより、トルクリップルならびに振動、騒音の減少が図れ、高効率なモータ駆動ができる。【選択図】　図１
2004048951.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相の駆動コイルと、第１給電線路と第２給電線路との間に設けられる直流電源と、電気角を１周期とする駆動波形を前記各相コイルに各々対応して生成する駆動波形生成器と、前記駆動波形の位相を制御する進角制御器と、前記駆動波形をパルス幅変調した変調信号に基づいて前記各相コイルを前記第１給電線路もしくは前記第２給電線路に接続し、連続的に変化する交番電流にて前記各相コイルを駆動する給電器とを少なくとも備え、前記給電器は前記各相コイルのうち第２相を前記第１給電線路に接続して第１相および第３相を前記第２給電線路に接続する第１接続状態と、前記第１相および前記第２相を前記第１給電線路に接続して前記第３相を前記第２給電線路に接続する第２接続状態とを少なくとも成し得るものであり、前記進角制御器は、前記第１接続状態と前記第２接続状態のときの前記第１もしくは第２の給電線路に流れるコモン電流値を比較し、前記第１相のコイルに生じる逆誘起電圧のゼロクロス近傍において、前記各接続状態でのコモン電流値が概略同じになるように前記駆動波形の位相を制御するものであり、前記進角制御器による前記駆動波形の位相制御により、前記各相コイルの逆誘起電圧とこれに流れる交番電流の位相とを概略一致させる制御を行うようにしたモータ駆動装置。
【請求項２】
３相の駆動コイルと、第１給電線路と第２給電線路との間に設けられる直流電源と、電気角を１周期とする駆動波形を前記各相コイルに各々対応して生成する駆動波形生成器と、前記駆動波形の位相を制御する進角制御器と、前記駆動波形をパルス幅変調した変調信号に基づいて前記各相コイルを前記第１給電線路もしくは前記第２給電線路に接続し、連続的に変化する交番電流にて前記各相コイルを駆動する給電器とを少なくとも備え、前記給電器は、前記各相コイルのうち第２相および第３相を前記第１給電線路に接続して第１相を前記第２給電線路に接続する第３接続状態を少なくとも成し得るものであり、前記進角制御器は、前記第３接続状態のときの前記第１もしくは第２の給電線路に流れるコモン電流値をゼロ値と比較し、前記第１相のコイルに生じる逆誘起電圧のゼロクロス近傍において、前記第３接続状態でのコモン電流値が概略ゼロになるように前記駆動波形の位相を制御するものであり、前記進角制御器による前記駆動波形の位相制御により、前記各相コイルの逆誘起電圧とこれに流れる交番電流の位相とを概略一致させる制御を行うようにしたモータ駆動装置。
【請求項３】
進角制御器による駆動波形の位相制御を、電気角でｎ周期毎（ｎは１以上の整数）のタイミングで行うようにした請求項１または請求項２記載のモータ制御装置。
【請求項４】
進角制御器による駆動波形の位相制御を、機械角でｎ周期毎（ｎは１以上の整数）のタイミングで行うようにした請求項１または請求項２記載のモータ制御装置。
【請求項５】
進角制御器による駆動波形の位相制御を、電気角で１／ｍ周期毎（ｍは２または３または６）のタイミングで行うようにした請求項１または請求項２記載のモータ制御装置。
【請求項６】
進角制御器による駆動波形の位相制御を行うタイミングにおいて、コモン電流値の比較結果が、過去の同一タイミングと少なくとも２回以上連続して同じ結果となった場合、前記駆動波形の位相制御を行うようにした請求項３から請求項５のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
【請求項７】
進角制御器による駆動波形の位相制御を、可動子の駆動速度が所望の値以上のときに行うようにした請求項１または請求項２記載のモータ制御装置。
【請求項８】
進角制御器による駆動波形の位相制御を、モータの負荷トルクが所望の値以上のときに行うようにした請求項１または請求項２記載のモータ制御装置。
【請求項９】
請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を送風用ファンモータに採用した空調機器。
【請求項１０】
請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を送風用ファンモータに採用した空気清浄機。
【請求項１１】
請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を燃焼ファンモータに採用した給湯機。
【請求項１２】
請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を駆動系に搭載した複写機。
【請求項１３】
請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を駆動系に搭載したプリンタ。
【請求項１４】
請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を駆動系に搭載したハードディスク機器。
【請求項１５】
請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を駆動系に搭載した光メディア機器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば空調機器、燃焼用ファンモータを搭載した給湯機、空気清浄機ならびに複写機、プリンタ等の情報機器に使用されるブラシレスＤＣモータなどを駆動するのに好適なモータ駆動装置に関する。特に、モータ駆動コイルに連続的に変化する交番電流、より好ましくは概略正弦波状の電流を、同コイルに発生する逆誘起電圧との位相差が概略ゼロになるように流すことにより、最も効率良くモータの低トルクリップル、低振動、低騒音駆動が実現できる優れたモータ駆動装置を提供するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、空調機器、ならびに複写機、プリンタ等の情報機器などに用いられる各種駆動用モータは、長寿命、高信頼性、速度制御の容易さなどの長所を活かして、ブラシレスＤＣモータ（Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ　ＤＣ　Ｍｏｔｏｒ）が用いられることが多い。
【０００３】
図１５は、前記従来のモータ駆動装置の回路構成図であり、図１６は、図１５に示す同装置におけるモータ回転角（電気角）に対する各部の信号波形図である。
【０００４】
図１５に示すように、一般的に、ブラシレスＤＣモータ（以下、単にモータと言う）の駆動装置においては、ロータ位置をホール素子などからなる複数個の位置検出素子９０１、９０３および９０５にて検出する。３相分配器８９０は、位置信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗを入力し、３相分配信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、およびＷＨ０、ＷＬ０を出力する。信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、およびＷＨ０、ＷＬ０は、パルス幅変調器（ＰＷＭ変調器）８４０に入力され、速度設定器８６０の設定信号Ｓに応じたパルス幅を有する信号に変調される。パルス幅変調器８４０の出力は、ゲートドライバ８３０を介して給電器８２０を構成する６個のスイッチを順次オンまたはオフするように制御する。こうして、ステータに備えられた３相コイル８１１、８１３および８１５への給電は、図１６に示す信号Ｕ，Ｖ，Ｗのように、ロータ位置に応じて順次切り換えられてモータは回転する。
【０００５】
この場合、各相コイル端と中性点Ｎとの間に印加される電圧は、矩形波状信号となり、各相コイルの通電切り換えは、その矩形波状信号に応じて急峻に行われる。そのため、各相コイルを流れる相電流の切り換えも急峻なものになり、その結果、コイルが振動し、騒音を発生したり、電気ノイズを発生したりする原因になる。また通電相の切り換え周期に伴ったトルクリップルが発生し、これがモータを搭載する機器を振動させ、この振動が機器と共振して騒音が発生する原因になる。
【０００６】
前記騒音や電気ノイズを低減するモータ駆動装置として、正弦波状の駆動波形により各相モータ駆動コイルを駆動するものが知られている。
【０００７】
これについては、日本特許公開広報特開平６−２３３５８３号、特開平６−２３３５８４号、特開平６−２３３５８５号あるいは日本特許公報第２６５８０８５号に記載のものがある。これらの公報記載の駆動装置は、駆動用主磁界を検出する検出素子の検出出力と、それに基づいて形成されたアドレス信号とにより、メモリ記憶された概略正弦波状の駆動用波形を読み出してモータを駆動するというものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来のモータ駆動装置においては、ロータの回転位置に対する駆動用波形、すなわち、各相コイルに印加される電圧波形は、前記メモリに記憶されたデジタル信号データにより一義的に決められている。そのため、コイルが例えばステータ鉄心に巻回したようなインダクタンスが比較的大きなモータを駆動するような場合、前記所定の駆動用電圧波形が各相コイルに印加された際に、その各相印加電圧に対する各相電流の位相遅れが大きくなる。
【０００９】
このような各相電流の位相遅れが生じると、各相コイルに発生する逆誘起電圧との位相差も大きくなり、モータの発生トルクが低下する。つまり効率が低下する。一般にモータのトルクは、各相コイルの逆誘起電圧とこれに流れる相電流との位相差をφとすると、ｃｏｓφに概略比例する。つまり、相電流と逆誘起電圧の位相差がゼロになるφ＝０のとき、モータの発生トルクは最も効率良く出力されることになる。ところが、駆動コイルが有するインダクタンス成分の影響により、必ず相電流の位相遅れが発生し、前記位相差が生まれる。予めこの位相遅れを予想して、モータ駆動時の各相印加電圧が進み位相になるようにロータの位置検出器の機械的取付け位置をズラして設置する方法が考えられるが、電流の位相遅れの量は一定ではなく、負荷や回転数などによって変化する。このため、特定の負荷点で最高効率を得ることしかできない。
【００１０】
このように相電流の位相遅れは、負荷や回転数などのモータ使用状況、また逆誘起電圧やインダクタンス、電気的時定数などのモータ自身の特性によって変化するため、常に前記位相差をゼロにして最高効率でモータを駆動することができないという課題があった。
【００１１】
また、前記従来のモータ駆動装置においては、その従来例を示す回路構成図からも明らかなように、所定の駆動用波形が予め記憶されたメモリ、および、そのメモリの駆動用波形（デジタル信号）を読み出してモータを駆動するためのアナログ信号に変換するためのＤ／Ａコンバータを必要とし、回路構成が複雑である。
【００１２】
本発明は、前記課題を解決するもので、簡素な構成で各相駆動コイルに正弦波状の交番電流を流し、その交番電流と同コイルに発生する逆誘起電圧との位相差を常に概略ゼロとし、いかなるモータの使用状況においても、最高効率でモータを低トルクリップル、低振動、低騒音で駆動できる優れたモータ駆動装置を安価に提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明のモータ駆動装置は、３相の駆動コイルと、第１給電線路と第２給電線路との間に設けられる直流電源と、電気角を１周期とする駆動波形を前記各相コイルに各々対応して生成する駆動波形生成器と、前記駆動波形の位相を制御する進角制御器と、前記駆動波形をパルス幅変調した変調信号に基づいて前記各相コイルを第１給電線路もしくは第２給電線路に接続し、連続的に変化する交番電流にて前記各相コイルを駆動する給電器とを少なくとも備え、前記給電器は、前記各相コイルのうち第２相を第１給電線路に接続して第１相および第３相を第２給電線路に接続する第１接続状態と、第１相および第２相を第１給電線路に接続して第３相を第２給電線路に接続する第２接続状態とを少なくとも成し得るものであり、前記進角制御器は、前記第１接続状態と第２接続状態のときの前記第１もしくは第２の給電線路に流れるコモン電流値を比較し、前記第１相のコイルに生じる逆誘起電圧のゼロクロス近傍において、前記各接続状態でのコモン電流値が概略同じになるように前記駆動波形の位相を制御するものであり、前記進角制御器による前記駆動波形の位相制御により、前記各相コイルの逆誘起電圧とこれに流れる交番電流の位相とを概略一致させる制御を行うようにしたものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明は、３相の駆動コイルと、第１給電線路と第２給電線路との間に設けられる直流電源と、電気角を１周期とする駆動波形を前記各相コイルに各々対応して生成する駆動波形生成器と、前記駆動波形の位相を制御する進角制御器と、前記駆動波形をパルス幅変調した変調信号に基づいて前記各相コイルを第１給電線路もしくは第２給電線路に接続し、連続的に変化する交番電流にて前記各相コイルを駆動する給電器とを少なくとも備え、前記給電器は、前記各相コイルのうち第２相を第１給電線路に接続して第１相および第３相を第２給電線路に接続する第１接続状態と、第１相および第２相を第１給電線路に接続して第３相を第２給電線路に接続する第２接続状態とを少なくとも成し得るものであり、前記進角制御器は、前記第１接続状態と第２接続状態のときの前記第１もしくは第２の給電線路に流れるコモン電流値を比較し、前記第１相のコイルに生じる逆誘起電圧のゼロクロス近傍において、前記各接続状態でのコモン電流値が概略同じになるように前記駆動波形の位相を制御するものであり、前記進角制御器による前記駆動波形の位相制御により、前記各相コイルの逆誘起電圧とこれに流れる交番電流の位相とを概略一致させる制御を行うようにしたものである。
【００１５】
あるいは、３相の駆動コイルと、第１給電線路と第２給電線路との間に設けられる直流電源と、電気角を１周期とする駆動波形を前記各相コイルに各々対応して生成する駆動波形生成器と、前記駆動波形の位相を制御する進角制御器と、前記駆動波形をパルス幅変調した変調信号に基づいて前記各相コイルを第１給電線路もしくは第２給電線路に接続し、連続的に変化する交番電流にて前記各相コイルを駆動する給電器とを少なくとも備え、前記給電器は、前記各相コイルのうち第２相および第３相を第１給電線路に接続して第１相を第２給電線路に接続する第３接続状態を少なくとも成し得るものであり、前記進角制御器は、前記第３接続状態のときの前記第１もしくは第２の給電線路に流れるコモン電流値をゼロ値と比較し、前記第１相のコイルに生じる逆誘起電圧のゼロクロス近傍において、前記第３接続状態でのコモン電流値が概略ゼロになるように前記駆動波形の位相を制御するものであり、前記進角制御器による前記駆動波形の位相制御により、前記各相コイルの逆誘起電圧とこれに流れる交番電流の位相とを概略一致させる制御を行うようにしたものである。
【００１６】
また、進角制御器による駆動波形の位相制御を、電気角でｎ周期毎（ｎは１以上の整数）のタイミングで行うようにしてもよい。
【００１７】
また、進角制御器による駆動波形の位相制御を、機械角でｎ周期毎（ｎは１以上の整数）のタイミングで行うようにしてもよい。
【００１８】
また、進角制御器による駆動波形の位相制御を、電気角で１／ｍ周期毎（ｍは２または３または６）のタイミングで行うようにしてもよい。
【００１９】
さらには、進角制御器による駆動波形の位相制御を行うタイミングにおいて、コモン電流値の比較結果が、過去の同一タイミングと少なくとも２回以上連続して同じ結果となった場合、前記駆動波形の位相制御を行うようにしてもよい。
【００２０】
また、進角制御器による駆動波形の位相制御を、可動子の駆動速度が所望の値以上のときに行うようにしてもよい。
【００２１】
また、進角制御器による駆動波形の位相制御を、モータの負荷トルクが所望の値以上のときに行うようにしてもよい。
【００２２】
これら構成により、本駆動装置は、優れた効率をもってモータを低トルクリップル、低振動、低騒音で駆動することができる。
【００２３】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００２４】
（実施例１）
図１において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる３相の駆動コイル１１、１３および１５は、次のようにして給電器２０に接続されている。給電器２０は、３つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）２１、２３および２５により上アームを構成し、トランジスタ２２、２４および２６により下アームを構成している。Ｕ相コイル１１の第１の端子は、トランジスタ２１および２２の接続点に接続され、Ｖ相コイル１３の第１の端子は、トランジスタ２３および２４の接続点に接続され、Ｗ相コイル１５の第１の端子は、トランジスタ２５および２６の接続点に接続されている。Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１３およびＷ相コイル１５のそれぞれの第２の端子は、互いに接続され中性点Ｎを成している。
【００２５】
直流電源１０は、正側給電端子を給電器２０に接続し、その給電器２０を介して前記３相コイルに電力を供給する。直流電源１０の負側給電端子と給電器２０とを結ぶ給電線路には、その線路を流れるコモン電流Ｉｃｏｍを検出するためのコモン電流検出抵抗器２７が挿入されている。
【００２６】
位置検出器１０１、１０３および１０５は、ホール素子またはホールＩＣなどで構成され、モータの可動子（図示せず。回転運動型のモータではロータ、リニア運動型のモータでは可動子、以降はロータとして説明する。）の各相駆動コイル１１、１３および１５に対する位置を検出する。位置検出器１０１、１０３および１０５から出力されるそれぞれの位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗのうち、位置検出信号Ｈｕが駆動波形生成器８０に入力される。駆動波形生成器８０は、位置検出信号Ｈｕを１周期とし、互いに電気角で１２０度位相差を有する駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０を各相駆動コイル１１、１３および１５に対応して生成する。
【００２７】
ここで駆動波形生成器８０は、各構成要素８１〜８７により構成される。８１は内挿器であり、位置検出信号Ｈｕが入力される。内挿器８１は、Ｕ相位置検出信号の電気角１周期を、電気的に細かく分割した分割信号ＤＩＶを出力する。信号ＤＩＶは分周器８２により分周され、位置カウンタ８３に入力される。位置カウンタ８３は、信号ＤＩＶをカウントすることで位置検出信号Ｈｕよりも更に細かなロータ位置検出信号を生成し、これをアドレス信号ＣＳＦとしてデコーダ８４に出力する。８５は選択器であり、アナログスイッチなどで構成される。選択器８５は、直列抵抗８７によって設定された各電圧レベルＬ０〜Ｌ９のいずれかを選択して駆動波形信号Ｕ０に、またいずれかを選択して駆動波形信号Ｖ０に、またいずれかを選択して駆動波形信号Ｗ０に出力する。ここで各電圧レベルＬ０〜Ｌ９の選択は、デコーダ８４の出力信号によって行われる。デコーダ８４の出力信号は、信号ＣＳＦの各アドレス信号の値に対応して生成される各相毎の駆動波形選択信号である。
【００２８】
駆動波形生成器８０によって生成される駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０のうち、駆動波形信号Ｕ０の生成の様子を図２に示す。図２に示すように、駆動波形信号Ｕ０は電圧レベルＬ０〜Ｌ９を有した階段状波形である。信号Ｖ０、Ｗ０についても同様である。また駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０は、図４に示すように、電気角で互いに１２０度の位相差を有している。これらの駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０の波高値は、速度設定器１００の出力信号Ｖｓｐによって定められる。
【００２９】
一方、３相分配器９０は、互いに電気角で１２０度位相の異なる位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗを入力し、図３のＡまたはＢに示すような３相分配信号Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を出力する。詳細な構成は図示していないが、３相分配信号Ｕ１、Ｖ１およびＷ１は、モータを起動する際に、内挿器８１による位置検出信号Ｈｕの分割動作が安定して行われるまでの間の駆動波形信号として使用され、起動後は前記した駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０を駆動波形としてモータが駆動されるように構成されている。
【００３０】
駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０は、コンパレータ４１、４３および４５にそれぞれ入力され、三角波発生器４７の出力である三角波信号ＣＹと比較される。ここで、三角波信号ＣＹは、パルス幅変調（ＰＷＭ）におけるいわゆるキャリア信号である。その周波数は一般的に数ｋＨＺ〜数１００ｋＨｚ程度に設定されるものであり、駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０の周波数に比べかなり高い。
【００３１】
オンディレィ４０は、ＰＷＭ変調に際して、給電器２０を構成する上アームトランジスタ２１，２３および２５と下アームトランジスタ２２、２４および２６との同時導通を防止する目的で設けられている。
【００３２】
ゲートドライバ３０は、バッファ３１、３２、３３、３４、３５および３６を備えている。
【００３３】
コンパレータ４１の出力信号は、オンディレィ４０を介した後、信号Ｇ１Ｈとしてバッファ３１に入力されると共に、インバータ３７で反転後にオンディレィ４０を介して信号Ｇ１Ｌとしてバッファ３２に入力される。コンパレータ４３の出力信号は、オンディレィ４０を介した後、信号Ｇ２Ｈとしてバッファ３３に入力されると共に、インバータ３８で反転後にオンディレィ４０を介して信号Ｇ２Ｌとしてバッファ３４に入力される。同様に、コンパレータ４５の出力信号は、オンディレィ４０を介した後、信号Ｇ３Ｈとしてバッファ３５に入力されると共に、インバータ３９で反転後にオンディレィ４０を介して信号Ｇ３Ｌとしてバッファ３６に入力される。バッファ３１、３２、３３、３４、３５および３６のそれぞれの出力は、トランジスタ２１、２２、２３、２４、２５および２６のそれぞれゲートに入力される。
【００３４】
コモン電流検出抵抗器２７を流れるコモン電流Ｉｃｏｍは、そのコモン電流検出抵抗器２７の端子間電圧として検出され、その検出電圧ＶＩｃｏｍは、進角制御器５０に入力される。進角制御器５０は、相電流比較器６０と進角操作器７０により構成される。
【００３５】
相電流比較器６０は、検出電圧ＶＩｃｏｍとオンディレィ４０の出力信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌとが入力され、信号ＣＰＩを進角操作器７０に出力する。進角操作器７０は、信号ＣＰＩと位置検出信号Ｈｕと内挿器８１の出力信号ＤＩＶとが入力され、出力信号ＲＳＴを、駆動波形生成器８０を成す分周器８２および位置カウンタ８３のリセット入力に出力する。
【００３６】
前記のように構成された第１の実施例の駆動装置における動作について、まず図２〜図５を参照して基本的な説明を加える。
【００３７】
図３のＡは、起動時におけるモータ回転角（電気角）に対する各部の信号波形図である。位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗが、互いに電気角で１２０度の位相差を有するような信号を発生するような位置に、それぞれの位置検出器１０１、１０３および１０５が配置されている。位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗは、３相分配器９０で合成され、図３のＡに示すような３相分配信号Ｕ１、Ｖ１およびＷ１に形成される。モータ起動時は、それら３相分配信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１にそれぞれに対応した各相駆動信号がＰＷＭ変調され、給電器２０に印加される。この時、３相コイルの中性点の電圧は、同図のＮに示すようになり、Ｕ相コイルの一方の端子と、他方の端子すなわち中性点Ｎとの間に印加される電圧は、同図のＵ−Ｎに示すような波形電圧となる。図示していないが、Ｖ相およびＷ相コイルに関しても互いに電気角で１２０度の位相差を有した、同様な波形電圧となる。
【００３８】
なお、モータ起動時の駆動波形としては、図３のＢに示すように、位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗを単に波形整形した３相分配信号Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を用いることも可能である。この場合、回路構成が簡素化される利点があると共に、相コイルの端子間電圧Ｕ−Ｎが同図Ａよりも多少正弦波形状に近づき、起動時の騒音が低減できる効果がある。
【００３９】
図４は、定常回転時におけるモータ回転角（電気角）に対する各部の信号波形を示す図である。同図位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗは、横軸のモータ回転角を電気角で表わせば、図３のＡまたはＢに示す場合と同様な波形となる。位置検出信号Ｈｕは、駆動波形生成器８０に入力され、図示の駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０のような３相分の電圧波形が形成される。なお、駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０は、厳密には図２で示したような階段状の波形である。定常回転時には、それら駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０にそれぞれに対応した各相駆動波形を給電器２０に印加する。この時、３相コイルの中性点の電圧は図４のＮに示すようになり、Ｕ相駆動コイル１１の一方の端子と、他方の端子すなわち中性点Ｎとの間に印加される電圧は、図４のＵ−Ｎに示すような正弦波状の波形電圧となる。図示していないが、Ｖ相およびＷ相コイルに関しても互いに電気角で１２０度の位相差を有した、同様な正弦波状の波形電圧となる。このように各相コイルの端子間電圧が正弦波状となることで、３相コイルは正弦波状の連続的に変化する交番電流にて駆動することができる。
【００４０】
ここでモータを可変速する際には、速度設定器１００の出力信号Ｖｓｐを増減させることで実現できる。つまり信号Ｖｓｐを増減することで駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０の波高値を増減でき、その結果各相コイルへの給電量が可変でき、モータを可変速することができる。
【００４１】
図５は３相コイルへの印加電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）する様子を示している。図５において、コンパレータ４１、４３および４５により、三角波発生器４７のキャリア信号ＣＹと駆動波形生成器８０からの各相駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０とが電圧比較され、オンディレィ４０、ゲートドライバ３０および給電器２０を介して、給電器２０の出力端子Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗすなわち３相コイルの各第１の端子には、同図Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに示すようなＰＷＭ電圧波形が印加される。実際にはこのようなＰＷＭ電圧波形が各相コイルに印加されるが、平均的には駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０と同形状の波形が印加されることになり、前記したように３相コイルは、互いに電気角で１２０度の位相差を有した正弦波状の交番電流すなわち相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにて駆動される。
【００４２】
それにより、３相コイルの各相電流は、滑らかに通電を切り換えられるばかりでなく、３相合成トルクは回転角にかかわらず均一化される。その結果、トルクリップルが小さく、低振動、低騒音のモータの駆動装置を実現できる。
【００４３】
また、正弦波状の交番電流を得るための駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０の生成に際しては、図１の構成にも示すように、ＲＯＭなどのメモリやＤ／Ａコンバータなどを用いることなく、駆動波形生成器８０に示した直列抵抗８７により設定される電圧レベルＬ０〜Ｌ９を選択器８５で選択して生成する簡素な構成で実現している。これにより、駆動装置を安価に実現できるメリットがある。
【００４４】
一方、進角制御器５０は、コモン電流検出抵抗器２７に流れるコモン電流Ｉｃｏｍの検出電圧ＶＩｃｏｍが入力される。進角制御器５０を成す相電流比較器６０は、電圧ＶＩｃｏｍに含まれる情報から３相コイルのうち２相のコイルに流れる相電流を比較し、その比較結果信号ＣＰＩを進角操作器７０に出力する。進角操作器７０は、相コイルに生じる逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆ．のゼロクロスタイミングにおける信号ＣＰＩの値に応じて、駆動波形生成器８０が生成する駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０の位相を調整するように働く。この位相調整が進角制御である。
【００４５】
この進角制御により、相コイルの逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆ．とこれに流れる相電流の位相を一致させ、いかなるモータの使用状況においても、常に最高効率でのモータ駆動が実現できる。
【００４６】
以上が、第１の実施例の基本的な回路構成、その動作、作用効果の説明であるが、次に進角制御器５０についてのより詳細な構成と動作を説明する。
【００４７】
図１に示すように、進角制御器５０は、相電流比較器６０と進角操作器７０とにより構成されている。そして相電流比較器６０は、６１〜６７までの各構成要素から成っている。相電流比較器６０において、差動増幅器６１は、直流電源１０の負側給電線路を流れるコモン電流Ｉｃｏｍの検出電圧ＶＩｃｏｍを、後段の回路が信号処理し易い適度な電圧値に増幅する。差動増幅器６１の出力は、コンパレータ６５の一方の入力端子に入力されると共に、アナログスイッチ６３とコンデンサ６４によるサンプルアンドホールド回路６７を介してコンパレータ６５の他方の入力端子にも入力されている。サンプルアンドホールド回路６７は、サンプルパルス発生器６２が出力するパルス信号ＳＰＬ１によって、差動増幅器６１の出力電圧をサンプリングしてコンデンサ６４にホールドする構成になっている。サンプルパルス発生器６２は、オンディレィ４０の出力信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌが後述の所定の状態になったときに信号ＳＰＬ１を出力する構成になっている。また信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌが別の所定の状態になったときにパルス信号ＳＰＬ２を出力する構成になっている。信号ＳＰＬ２は、Ｄ型フリップフロップ６６のクロック入力端子（Ｃ）に入力される。またＤ型フリップフロップ６６のデータ入力端子（Ｄ）にはコンパレータ６５の出力が入力される。Ｄ型フリップフロップ６６の出力は、相電流比較器６０の出力信号ＣＰＩとして進角操作器７０に入力される。進角操作器７０は、７１〜７５までの各構成要素から成っている。進角操作器７０において、信号ＣＰＩは位相差検出器７２の一方の入力端子に入力される。逆誘起電圧ゼロクロス検出器７１は、位置検出信号Ｈｕと内挿器８１の出力信号ＤＩＶが入力され、これらの信号により相コイルの逆誘起電圧のゼロクロスタイミングパルス信号ＥＺを出力する構成になっている。信号ＥＺは、位相差検出器７２の他方の入力端子に入力される。位相差検出器７２は、信号ＣＰＩと信号ＥＺを基に、相コイルの逆誘起電圧の位相に対して、これに流れる相電流の位相が進み位相であるか遅れ位相であるかを判別する位相進み遅れ判別信号ＬＲを出力する。また同時に、信号ＥＺに若干遅延してパルス信号ＰＬを出力する。カウンタ７３は、クロック入力端子（ＣＬ）とアップダウン制御端子（Ｕ／Ｄ）を有するアップダウンカウンタであり、そのクロック入力端子（ＣＬ）には信号ＰＬが入力され、アップダウン制御端子（Ｕ／Ｄ）には信号ＬＲが入力される。カウンタ７４は、信号ＤＩＶをカウントし、位置検出信号Ｈｕがリセット入力端子に接続される構成になっている。カウンタ７３の出力信号ＣＢとカウンタ７４の出力信号ＣＡは、一致検出器７５に入力され、一致検出器７５は、信号ＣＡと信号ＣＢとが一致した際に進角操作信号ＲＳＴを出力する。進角操作信号ＲＳＴは、進角操作器７０の出力信号を成し、駆動波形生成器８０を成す分周器８２と位置カウンタ８３のリセット入力端子に入力される。
【００４８】
以上が進角制御器５０とこれを構成する相電流比較器６０および進角操作器７０の具体的構成についての説明である。つぎに進角制御器５０による相コイルに流れる相電流の位相調整動作について詳細に説明する。
【００４９】
図６は、位相調整する前のＵ相コイルに発生する逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆ、位置検出信号Ｈｕ、進角操作信号ＲＳＴ、駆動波形生成器８０の出力駆動波形信号Ｕ０、Ｕ相コイル端と中性点Ｎとに間にかかる電圧波形Ｕ−Ｎ、Ｕ相コイルに流れる相電流Ｉｕなどの位相関係を示している。
【００５０】
図６に示すように、Ｕ相コイルの逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆ．は、位置検出信号Ｈｕの立下りに対して、一義的に電気角３０度の位相進みを持っている。ステータにおけるＵ相コイル配置位置に対する位置検出器１０１の配置位置が設計上決められており、一般的に両者の位相差が電気角３０度となるように配置されるためである。Ｖ相コイルに対する位置検出器１０３、Ｗ相コイルに対する位置検出器あ１０５の配置位置関係も同様であり、それぞれのコイルの逆誘起電圧と位置信号との位相差も同様である。
【００５１】
また図１に示したように、信号ＲＳＴは、駆動波形生成器８０の分周器８２および位置カウンタ８３のリセット信号になっている。したがって、信号ＲＳＴが発生する（信号ＲＳＴが「Ｌ」になる）と、位置カウンタ８３が出力するアドレス信号ＣＳＦはゼロになり、信号ＲＳＴの発生終了直後（信号ＲＳＴが「Ｈ」となった時点）から信号ＣＳＦのアドレス値が変化していく。ところで、駆動波形生成器８０は、信号ＣＳＦのアドレス値に対応して生成されるデコーダ８４の選択信号により、直列抵抗８７で定められた各電圧レベルＬ０〜Ｌ９を選択して、駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０を出力することは既に述べた通りである。つまり信号ＲＳＴの発生により任意のタイミングで信号ＣＳＦのアドレス値をリセットすることで、駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０およびＷ０の出力タイミングを任意に制御可能である。言いかえれば、位置検出信号Ｈｕに対する信号ＲＳＴの発生タイミングを制御することで、Ｕ相の逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆ．に対するＵ相駆動波形信号Ｕ０の位相差を自在に調整することができる。Ｕ相において位相差を調整すれば、Ｖ相およびＷ相においても自ずと逆誘起電圧と駆動波形信号の位相差が調整されるのは明らかである。
【００５２】
この位相調整を行う前の初期状態として、信号ＲＳＴは、図６に示すように、位置検出信号Ｈｕの立上りから電気角で１２０度遅れたタイミング（つまり信号Ｈｕの立下りより電気角で６０度進んだタイミングで、Ｕ相の逆誘起電圧の位相よりも３０度進んだタイミング）で発生するように、本実施例においては予め設定されている。
【００５３】
この初期状態においては、Ｕ相コイルの第１の端子と中性点Ｎとの間に印加される印加電圧波形Ｕ−Ｎは、Ｕ相逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆ．と位相が一致している。しかし、相電流Ｉｕは、駆動コイルが有するインダクタンス成分のため、印加電圧波形Ｕ−Ｎに対して位相遅れが発生している。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。したがって、この状態ではモータは効率良くトルクを出力していない。
【００５４】
つぎにこの位相遅れが調整され概略ゼロに制御される動作つまり進角制御の動作について説明する。
【００５５】
図７は、位相調整の動作の様子を示している。その動作は主として図１における進角操作器７０によって行われる。進角操作器７０において、カウンタ７４は、位置検出信号Ｈｕが「Ｌ」のときリセットされてその出力信号ＣＡをゼロとし、位置検出信号Ｈｕが「Ｈ」のとき内挿器８１によって位置検出信号Ｈｕをより細かな電気角に分割した信号ＤＩＶをカウントして信号ＣＡを出力するように動作する。その様子は、図７の信号ＣＡに示す通りである。信号ＣＡに出力されるカウント値は、一致検出器７５によりカウンタ７３の出力信号ＣＢと比較され、信号ＣＡと信号ＣＢの値が一致した場合に進角操作信号ＲＳＴが発生する（信号ＲＳＴが「Ｌ」になる）ように動作する。前述の通り、進角操作信号ＲＳＴの発生タイミングにより相コイルの逆誘起電圧に対する駆動電圧波形の位相差を調整することができるが、初期状態では前記の通り位置検出信号Ｈｕの立上りから電気角で１２０度遅れたタイミングで信号ＲＳＴが発生するように、カウンタ７３のカウント値がプリセットされ、この値が信号ＣＢに出力されている。
【００５６】
逆誘起電圧ゼロクロス検出器７１は、Ｕ相コイルの逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆのゼロクロスタイミングの検出を行う。逆勇誘起電圧ゼロクロス検出器７１には、位置検出信号Ｈｕと、これをより細かな電気角に分割した信号ＤＩＶが入力される。逆誘起電圧ゼロクロス検出器７１は、位置検出信号Ｈｕの立上りタイミングから信号ＤＩＶをカウントし、そのカウント値がＵ相逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆのゼロクロス位置に対応する電気角相当の値に達したとき、ゼロクロスタイミングパルス信号ＥＺを出力するように動作する。本実施例においては、図７に示すように、逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆは位置検出信号Ｈｕの立上りより電気角で位相が３０度進んだところにあり、位置検出信号Ｈｕの１周期前の立上りからカウントすると、電気角で３３０度（３６０度−３０度）遅れたところに当たる。本実施例では、位置検出信号Ｈｕの１周期前の立上りから電気角で３３０度遅れたタイミングでパルス信号ＥＺを出力することで、Ｕ相の逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆのゼロクロス検出信号としている。なお、位置検出信号Ｈｕと逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆとの位相関係は一義的に決まっていることは既に述べた通りであり、位置検出信号Ｈｕから逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆのゼロクロス検出ができることは明らかである。
【００５７】
位相差検出器７２には、前記のパルス信号ＥＺと相電流比較器６０の出力信号ＣＰＩとが入力される。ここで、信号ＣＰＩの詳細については後述するが、図７に示すようにＵ相電流Ｉｕのゼロクロスにて変化する「Ｌ」または「Ｈ」レベルを有する信号である。位相差検出器７２は、パルス信号ＥＺにより信号ＣＰＩのレベルをラッチすることで信号ＬＲを出力する。このとき信号ＬＲは、Ｕ相の逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆの位相に対してＵ相電流Ｉｕの位相が遅れているか進んでいるかを判別する判別信号の意味を持つ。これに関して以下に説明を加える。
【００５８】
信号ＣＰＩは、例えば図７に示すように、電流Ｉｕのゼロクロスタイミングの前後で「Ｌ」から「Ｈ」にレベルが切替わる信号であるとする。一方、信号ＥＺは、Ｕ相逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆのセロクロスタイミングで発生するパルス信号である。逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆに対して電流Ｉｕの位相が遅れていると、信号ＥＺが発生するタイミングでは信号ＣＰＩは「Ｌ」から「Ｈ」に切替わっていない。つまり信号ＣＰＩは「Ｌ」である。逆にＢ．ｅ．ｍ．ｆに対して電流Ｉｕの位相が進んでいると、信号ＥＺが発生するタイミングでは信号ＣＰＩは「Ｌ」から「Ｈ」に既に切替わっている。つまり信号ＣＰＩは「Ｈ」である。このように、Ｂ．ｅ．ｍ．ｆのゼロクロスで発生する信号ＥＺのタイミングで、信号ＣＰＩのレベルをラッチすることで、電流Ｉｕの位相が遅れているか進んでいるかが判別できる。図７においては、信号ＥＺによる信号ＣＰＩのラッチ信号ＬＲは「Ｌ」、つまり逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆに対して電流Ｉｕの位相が遅れている場合の動作を示している。
【００５９】
信号ＬＲが「Ｌ」のとき、カウンタ７３はカウントダウン動作に設定される。逆に信号ＬＲが「Ｈ」、つまり電流Ｉｕの位相が進んでいるとき、カウンタ７３はカウントアップ動作に設定される。
【００６０】
位相差検出器７２からは信号ＬＲと共に信号ＰＬも出力される。信号ＰＬは、パルス信号ＥＺを時間的に遅延したパルス信号であり、カウンタ７３へのクロック入力信号としてカウンタ７３のカウント値を変化させる。信号ＰＬの遅延時間は、信号ＥＺによる信号ＣＰＩのラッチ動作が終了し、信号ＬＲが安定して出力されるのに十分な時間に設定され、信号ＬＲによるカウンタ７３のカウントダウン動作あるいはカウントアップ動作の設定が確立してから、信号ＰＬによるカウンタ７３のカウント値の変化が行われるようになっている。
【００６１】
なお、逆誘起電圧ゼロクロス検出器７１および位相差検出器７２の構成例を図８に示しておく。
【００６２】
ここまでの動作を整理すると、Ｕ相逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆに対してＵ相電流Ｉｕの位相が遅れているとき、逆誘起電圧のゼロクロスタイミングパルス信号ＥＺの発生によって、信号ＬＲは電流Ｉｕの位相が遅れていることを意味する「Ｌ」レベルとなり、カウンタ７３をカウントダウン動作に設定する。この設定動作の確立後、信号ＰＬによりカウンタ７３のカウント値はダウンされる。逆に電流Ｉｕの位相が進んでいるとき、信号ＥＺの発生によって、信号ＬＲは電流Ｉｕの位相が進んでいることを意味する「Ｈ」レベルとなり、カウンタ７３をカウントアップ動作に設定する。この設定動作の確立後、信号ＰＬによりカウンタ７３のカウント値はアップされる。
【００６３】
カウンタ７３のカウント値は信号ＣＢとして出力され、先に述べたように一致検出器７５によりカウンタ７４のカウント値の出力信号ＣＡと比較され、両信号が一致した際に進角操作信号ＲＳＴが発生する。
【００６４】
前記のように、カウンタ７３のカウント値がダウンあるいはアップされれば、これに応じて信号ＲＳＴが発生するタイミングは変化する。例えば電流Ｉｕの位相が遅れている場合、信号ＣＢの値はダウンし、その結果、図７に示すように信号ＲＳＴの発生が、信号ＣＢの値がダウンしない場合よりも早いタイミングで発生することになる。これに伴い、駆動波形生成器８０が出力するＵ相駆動波形信号Ｕ０の出力タイミングも早くなる。つまり電流Ｉｕの位相遅れを小さくするように駆動波形信号Ｕ０の位相が進められるような動作が行われる。逆に電流Ｉｕの位相が進んでいる場合、信号ＣＢの値はアップし、その結果、信号ＲＳＴの発生が、信号ＣＢの値がアップしない場合よりも遅いタイミングで発生することになる。これに伴い、駆動波形生成器８０が出力するＵ相駆動波形信号Ｕ０の出力タイミングも遅くなる。つまり電流Ｉｕの位相進みを小さくするように駆動波形信号Ｕ０の位相が遅れさせられるような動作が行われる。
【００６５】
このように信号ＲＳＴの発生タイミングがカウンタ７３のカウント値（信号ＣＢ）によって変化させられることで、駆動波形信号Ｕ０の位相が制御され、Ｕ相逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆとこれに流れるＵ相電流Ｉｕとの位相差は最終的に概略ゼロに自動調整される。なお図７においては、カウンタ７３のカウント値（信号ＣＢ）のダウン幅を“３”とした表記になっているが、これは便宜上の表記であって、特にそのダウンあるいはアップの幅には意味がない。細かな位相調整が必要であれば、カウンタ７３のダウン、アップの幅を最小値の“１”としても何ら構わない。
【００６６】
位相が調整された後の様子を図９に示す。図９においては、初期状態に対して進角と記した電気角だけ駆動波形信号Ｕ０が位相調整され、これに伴いＵ相コイル端子間電圧Ｕ−Ｎの位相も進められ、Ｕ相電流Ｉｕの逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆに対する位相遅れをゼロに調整している。Ｕ相について前記位相差がゼロに調整されれば、残るＶ相、Ｗ相についても自ずとゼロに調整されることは明らかである。
【００６７】
以上のように、各相の逆誘起電圧とこれに流れる各相電流との位相差を、自動的に常に概略ゼロに一致させるように調整することで、負荷や回転数の変化など如何なる状況においても逆誘起電圧と相電流の位相差がゼロとなり、またインダクタンス成分が大きく電気的時定数の大きなモータにおいても、最も効率よくトルクを発生して駆動することが可能となる。
【００６８】
さて、先に信号ＣＰＩについて、Ｕ相電流Ｉｕのゼロクロスにて変化する「Ｌ」または「Ｈ」レベルを有する信号であると説明した。以下にこの信号ＣＰＩを出力する相電流比較器６０の動作について詳しく説明する。
【００６９】
相電流比較器６０の構成は図１に示した通りである。
【００７０】
サンプルパルス発生器６２は、３相コイルのうち、Ｖ相が直流電源１０の正側給電線路側に接続され、Ｕ相とＷ相が負側給電線路側に接続されるタイミングにおいて第１のパルス信号ＳＰＬ１を出力する。ここで、このときの３相コイルの接続状態を第１接続状態とする。また、サンプルパルス発生器６２は、Ｕ相とＶ相が正側給電線路側に接続され、Ｗ相が負側給電線路側に接続されるタイミングにおいて第２のパルス信号ＳＰＬ２を出力する。ここで、このときの３相コイルの接続状態を第２接続状態とする。
【００７１】
なお、サンプルパルス発生器６２は、第１接続状態および第２接続状態を、ゲートドライバ３０に入力されるオンディレィ４０の出力信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌによって判別できる。例えば第１接続状態のとき、給電器２０のトランジスタ２１、２２、２３、２４、２５、２６はそれぞれオフ、オン、オン、オフ、オフ、オンしている。このときゲートドライバ３０に入力される信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌはそれぞれ「Ｌ」、「Ｈ」、「Ｈ」、「Ｌ」、「Ｌ」、「Ｈ」であり、これらの信号の論理レベルの状態を検出することで、第１接続状態を判別できる。また第２接続状態のとき、給電器２０のトランジスタ２１、２２、２３、２４、２５、２６はそれぞれオン、オフ、オン、オフ、オフ、オンしている。このときゲートドライバ３０に入力される信号Ｇ１Ｈ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｈ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｈ、Ｇ３Ｌはそれぞれ「Ｈ」、「Ｌ」、「Ｈ」、「Ｌ」、「Ｌ」、「Ｈ」であり、これらの信号の論理レベルの状態を検出することで、第２接続状態を判別できる。
【００７２】
第１接続状態において、サンプルパルス発生器６２からパルス信号ＳＰＬ１が出力されると、これによりアナログスイッチ６３がオンし、コンデンサ６４に差動増幅器６１の出力電圧が保持される。差動増幅器６１の出力電圧は、直流電源１０の負側給電線路に流れるコモン電流Ｉｃｏｍの検出電圧ＶＩｃｏｍの増幅電圧である。したがって、コンデンサ６４には、第１接続状態におけるコモン電流Ｉｃｏｍの値が保持されると見なせる。
【００７３】
コモン電流Ｉｃｏｍの保持値ＳＨは、第１接続状態および第２接続状態の他、ＰＷＭ変調時に、給電器２０の各トランジスタがオン、オフ動作することで生じる様々な接続状態に伴い変化するコモン電流Ｉｃｏｍの値と、コンパレータ６５により比較される。コンパレータ６５によるこの比較結果信号は、第２接続状態のとき発生するパルス信号ＳＰＬ２の発生タイミングで、Ｄ型フリップフロップ６６によりラッチされる。つまり、コンパレータ６５の比較結果信号から、第１接続状態と第２接続状態のコモン電流Ｉｃｏｍの比較結果のみが抽出されてＤ型フリップフロップ６６の出力信号になる。このＤ型フリップフロップ６６の出力信号が前述の信号ＣＰＩである。更に整理して言えば、第１接続状態と第２接続状態におけるコモン電流Ｉｃｏｍの比較結果信号が信号ＣＰＩである。
【００７４】
以上の動作によって得られる信号ＣＰＩは、Ｕ相電流Ｉｕのゼロクロス検出信号であり、電流Ｉｕのゼロクロスタイミングの前後で「Ｌ」、「Ｈ」のレベル変化を有する信号である。このことについて、もう少し説明を加える。
【００７５】
図１０は、給電器２０の３相出力端子の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗおよびコモン電流Ｉｃｏｍと相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの関係を示した図である。
【００７６】
第１接続状態のとき、電圧Ｖｕは「Ｌ」、電圧Ｖｖは「Ｈ」、電圧Ｖｗは「Ｌ」である。このときトランジスタ２１がオフ、トランジスタ２２がオン、トランジスタ２３がオン、トランジスタ２４がオフ、トランジスタ２５がオフ、トランジスタ２６がオンである。この第１接続状態において、ひとつの電流は、直流電源１０の正側端子よりトランジスタ２３を通り、Ｖ相コイルを流れ、中性点を介して、Ｕ相コイルを流れ、トランジスタ２２を通り、コモン電流検出抵抗器２７を流れ、直流電源１０の負側端子に戻る。もうひとつの電流は、直流電源１０の正側端子よりトランジスタ２３を通り、Ｖ相コイルを流れ、中性点を介して、Ｗ相コイルを流れ、トランジスタ２６を通り、コモン電流検出抵抗器２７を流れ、直流電源１０の負側端子に戻る。したがって第１接続状態においては、Ｖ相コイル電流Ｉｖがコモン電流Ｉｃｏｍである。つまりＩｃｏｍ＝Ｉｖとなり、Ｖ相電流Ｉｖが検出できることを意味している。
【００７７】
一方、第２接続状態のとき、電圧Ｖｕは「Ｈ」、電圧Ｖｖは「Ｈ」、電圧Ｖｗはが「Ｌ」である。このときトランジスタ２１がオン、トランジスタ２２がオフ、トランジスタ２３がオン、トランジスタ２４がオフ、トランジスタ２５がオフ、トランジスタ２６がオンである。この第２接続状態において、ひとつの電流は、直流電源１０の正側端子よりトランジスタ２１を通り、Ｕ相コイルを流れ、中性点を介して、Ｗ相コイルを流れ、トランジスタ２６を通り、コモン電流検出抵抗器２７を流れ、直流電源１０の負側端子に戻る。もうひとつの電流は、直流電源１０の正側端子よりトランジスタ２３を通り、Ｖ相コイルを流れ、中性点を介して、Ｗ相コイルを流れ、トランジスタ２６を通り、コモン電流検出抵抗器２７を流れ、直流電源１０の負側端子に戻る。ここで、給電器２０の３相出力端子から中性点Ｎに向かって流れる電流方向を正、その逆方向を負とすると、第２接続状態においては、Ｗ相コイル電流−Ｉｗがコモン電流Ｉｃｏｍである。つまりＩｃｏｍ＝−Ｉｗとなり、Ｗ相電流Ｉｗが検出できることを意味している。
【００７８】
ところで図１０からも明らかであるが、第１接続状態と第２接続状態とはＰＷＭキャリア信号ＣＹの１周期内の近接したタイミングで発生している。このことは、第１接続状態で検出されるＶ相電流Ｉｖと、第２接続状態で検出されるＷ相電流Ｉｗとは、各相コイルに流れる電流はコイルのインダクタンス成分により短時間では変化しないことから、実質的に同タイミングの電流であると見なしても差し支えない。つまり３相のコイル電流のうち、Ｖ相とＷ相の相電流が、ほぼ同時に検出することができている。したがって残りのＵ相の相電流は、３相のコイル電流の和がゼロである原理から容易に求めることができる。
【００７９】
特にＵ相電流Ｉｕがゼロになるゼロクロスタイミングにおいては、Ｉｖ＝−Ｉｗの関係が成立する。これはすなわち第１接続状態におけるコモン電流（＝Ｉｖ）と第２接続状態におけるコモン電流（＝−Ｉｗ）を比較し、両者の一致によってＵ相電流Ｉｕのゼロクロスタイミングが検出可能であることを意味している。
【００８０】
以上のように、第１接続状態と第２接続状態におけるコモン電流Ｉｃｏｍを比較して得られる信号ＣＰＩは、Ｕ相電流Ｉｕのゼロクロス検出信号であることがわかる。そして電流Ｉｕのゼロクロス付近で、第１接続状態と第２接続状態おけるコモン電流、つまりＩｖと−Ｉｗとの大小関係が入れ替わることから、信号ＣＰＩは電流Ｉｕのゼロクロスの前後で「Ｌ」、「Ｈ」のレベル変化を有する信号になる。その様子を図１１に示す。
【００８１】
本実施例においては、第１接続状態のコモン電流（＝Ｉｖ）が第２接続状態のコモン電流（−Ｉｗ）よりも小さいとき、つまりＩｕ＞０のとき、信号ＣＰＩは「Ｌ」となり、第１接続状態のコモン電流（＝Ｉｖ）が第２接続状態のコモン電流（−Ｉｗ）よりも大きいとき、つまりＩｕ＜０のとき、信号ＣＰＩは「Ｈ」となるように相電流比較器６０を構成している。
【００８２】
以上のようにして相電流比較器６０はコモン電流Ｉｃｏｍの情報のみから駆動コイルに流れる相電流の情報を抽出し、Ｕ相電流ゼロクロス信号ＣＰＩを生成している。一般的に相電流を検出するにはカレントトランスなどの電流センサーを用いることが知られているが、本実施例においてはコモン電流検出で相電流検出が可能であり、コモン電流検出抵抗器２７により検出できることから、簡素な構成で安価に実現できるメリットがある。
【００８３】
以上のように本実施例では、第１接続状態と第２接続状態のときの給電線路に流れるコモン電流Ｉｃｏｍを相電流比較器６０により比較してその結果を信号ＣＰＩとして進角操作器７０に出力し、進角操作器７０は、Ｕ相コイルに生じる逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆのゼロクロスにおいて発生するパルス信号ＥＺにより、信号ＣＰＩをラッチすることで、Ｕ相電流Ｉｕの逆誘起電圧Ｂ．ｅ．ｍ．ｆに対する位相進み遅れを判別し、その判別結果に応じて相電流Ｉｕの位相の進み遅れが小さくなるように駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０の位相を調整する進角操作信号ＲＳＴを駆動波形生成器８０へ出力する。それにより、各相コイルに発生する逆誘起電圧とこれに流れる交番電流（正弦波状電流）との位相が一致するように位相調整が自動的に行われる。
【００８４】
これにより、例えばモータの負荷状態が変化しても、いつも高効率な駆動が可能となる。
【００８５】
なお本実施例では、３相コイルのうち、Ｖ相が直流電源１０の正側給電線路側に接続され、Ｕ相とＷ相が負側給電線路側に接続される状態を第１接続状態とし、Ｕ相とＶ相が正側給電線路側に接続され、Ｗ相が負側給電線路側に接続される状態を第２接続状態としたが、Ｖ相が負側給電線路側に接続され、Ｕ相とＷ相が正側給電線路側に接続される状態を第１接続状態とし、Ｕ相とＶ相が負側給電線路側に接続され、Ｗ相が正側給電線路側に接続される状態を第２接続状態としても、電流検出の極性が反転するのみで、コモン電流による相電流比較は可能である。つまり同様のＵ相ゼロクロス検出信号ＣＰＩを得ることが可能である。
【００８６】
ところで、各相コイルに発生する逆誘起電圧とこれに流れる交番電流（正弦波状電流）との位相が一致してモータが駆動されているとき、駆動波形信号Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０あるいは各相コイル端子と中性点との間の相コイル印加電圧Ｕ−Ｎ、Ｖ−Ｎ、Ｗ−Ｎは、その位相が必ず進みの方向に調整すなわち進角されている。これは、相コイルが有するインダクタンス成分による交番電流の遅れが、小さくなるように調整したことによる必然的な結果である。
【００８７】
駆動波形信号Ｕ０の進み方向への位相調整量（以下、進角量という）が大きく、例えば位相調整前の初期状態に対して電気角で３０度以上の進角量である場合は、Ｖ相およびＷ相を直流電源１０の正側給電線路側に接続してＵ相を直流電源１０の負側給電線路側に接続する第３接続状態のときのコモン電流Ｉｃｏｍをゼロ値と比較することにより、Ｕ相電流Ｉｕのゼロクロス検出が可能になる。
【００８８】
以下、これに関して図１２〜図１４を用いて説明する。
【００８９】
図１２は、進角量が大きい場合の進角制御器５０ｂ、特に相電流比較器６０ｂの具体的構成を示す図である。図１２の進角制御器５０ｂにおいて、相電流量比較器６０ｂ内に、進角量検出器６１１とセレクタ６１２および６１３と排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）ゲート６１４が付加され、サンプルパルス発生器６２ｂが第３接続状態においてパルス信号ＳＰＬ３を出力する構成としている以外は、図１に示した進角制御器５０と基本的に同じである。進角量検出器６１１は、進角量が初期状態に対して電気角で３０度以上であるか否かを検出し、３０度以上であればその出力信号ＳＧＲを「Ｈ」とするように構成されている。ここで進角量は、例えば進角操作器７０のカウンタ７３のカウント値信号ＣＢにより検出している。駆動波形信号の位相調整量は信号ＣＢにより制御されており、信号ＣＢにより進角量が把握できることは、これまでの説明から明らかである。
【００９０】
まず進角量が小さく、進角量検出器６１１の出力信号ＳＧＲが「Ｌ」である場合を説明する。この場合、セレクタ６１２はサンプルパルス発生器６２ｂの出力信号ＳＰＬ２およびＳＰＬ３のうち、信号ＳＰＬ２を選択してＤ型フリップフロップ６６に入力する。ここで信号ＳＰＬ２は、図１におけるサンプルパルス発生器６２のものと同じであり、前述の第２接続状態において発生するパルス信号である。またセレクタ６１３はゼロレベル信号Ｚとサンプルアンドホールド回路６７の出力信号ＳＨのうち、信号ＳＨを選択してコンパレータ６５に入力する。またＥＸ−ＯＲゲート６１４は、信号ＳＧＲが「Ｌ」であるから、コンパレータ６５の出力論理と同じ論理レベルをＤ型フリップフロップ６６に入力する。結局、信号ＳＧＲが「Ｌ」のとき、セレクタ６１２および６１３とＥＸ−ＯＲゲート６１４により、図１と図１２における相電流比較器６０、６０ｂとは全く同じ信号処理をすることになり、その動作は既に相電流比較器６０において説明した通りとなる。ここでは詳細説明を省略する。
【００９１】
一方進角量が大きく、進角量検出器６１１の出力信号ＳＧＲが「Ｈ」である場合を説明する。この場合、セレクタ６１２は信号ＳＰＬ３を選択してＤ型フリップフロップ６６に入力する。またセレクタ６１３は信号Ｚを選択してコンパレータ６５に入力する。またＥＸ−ＯＲゲート６１４は、信号ＳＧＲが「Ｈ」であるから、コンパレータ６５の出力論理を反転した論理レベルをＤ型フリップフロップ６６に入力する。これらの動作により、信号ＳＧＲが「Ｈ」のとき、進角量比較器６０ｂは、第３接続状態におけるコモン電流Ｉｃｏｍの値とゼロ値との比較結果を信号ＣＰＩとして出力することになる。より詳細に説明すると以下の通りである。
【００９２】
コンパレータ６５の反転入力端子には、コモン電流Ｉｃｏｍの検出電圧ＶＩｃｏｍの差動増幅器６１による増幅電圧が入力されている。つまり、給電器２０内の各トランジスタのＰＷＭ動作に伴う様々な駆動コイルの接続状態によって変化するコモン電流Ｉｃｏｍに応じた電圧が、コンパレータ６５の反転入力端子に入力される。この電圧は、セレクタ６１３により選択されたゼロレベル信号Ｚとコンパレータ６５により比較反転され、ＥＸ−ＯＲゲート６１４により論理整合のために更に反転されてＤ型フリップフロップ６６のデータ入力端子に入力される。ここで信号Ｚは、コモン電流Ｉｃｏｍがゼロのときの差動増幅器６１の出力電圧値と同じ値を持つ、一定の電圧値信号である。したがって、Ｄ型フリップフロップ６６のデータ入力端子には、駆動コイルの様々な接続状態で変化するコモン電流Ｉｃｏｍの値とゼロ値との比較結果信号が入力されることになる。
【００９３】
一方、Ｄ型フリップフロップ６６のクロック入力端子には、セレクタ６１２によりパルス信号ＳＰＬ３が選択されて入力されている。信号ＳＰＬ３は、駆動コイル巻線が第３接続状態である場合に出力される信号であり、この信号がＤ型フリップフロップ６６のクロック入力端子に入力されることで、前記したコモン電流Ｉｃｏｍの値とゼロ値との比較結果信号のうち第３接続状態における比較結果信号のみが抽出され、相電流比較器６０ｂの出力信号ＣＰＩとして出力される。
【００９４】
ここで第３接続状態について説明する。第３接続状態は、前述の通り、Ｖ相およびＷ相が直流電源１０の正側給電線路側に接続され、Ｕ相が負側給電線路側に接続されている接続状態である。
【００９５】
より具体的には、第３接続状態においては給電器２０の３相出力端子の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗはそれぞれ「Ｌ」、「Ｈ」、「Ｈ」である。このときトランジスタ２１がオフ、トランジスタ２２がオン、トランジスタ２３がオン、トランジスタ２４がオフ、トランジスタ２５がオン、トランジスタ２６がオフである。この第３接続状態において、ひとつの電流は、直流電源１０の正側端子よりトランジスタ２３を通り、Ｖ相コイルを流れ、中性点を介して、Ｕ相コイルを流れ、トランジスタ２２を通り、コモン電流検出抵抗器２７を流れ、直流電源１０の負側端子に戻る。もうひとつの電流は、直流電源１０の正側端子よりトランジスタ２５を通り、Ｗ相コイルを流れ、中性点を介して、Ｕ相コイルを流れ、トランジスタ２２を通り、コモン電流検出抵抗器２７を流れ、直流電源１０の負側端子に戻る。ここで、給電器２０の３相出力端子から中性点Ｎに向かって流れる電流方向を正、その逆方向を負とすると、第３接続状態においては、Ｕ相コイル電流−Ｉｕがコモン電流Ｉｃｏｍである。つまりＩｃｏｍ＝−Ｉｕとなり、Ｕ相電流Ｉｕが検出できることを意味している。
【００９６】
Ｕ相電流が検出できれば、これをゼロレベルと比較することで容易にＵ相の電流ゼロクロス検出ができることは明らかである。
【００９７】
図１３は、第３接続状態が発生している付近における給電器２０の３相出力端子の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗおよびコモン電流Ｉｃｏｍと相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの関係を示した図である。図１３において、第３接続状態でＩｃｏｍが−Ｉｕとなっていることが分かる。
【００９８】
図１４に、Ｉｃｏｍをゼロ値と比較することでＵ相電流のゼロクロス検出信号ＣＰＩが出力される様子を示す。
【００９９】
ところで第３接続状態は、進角量が小さい場合はＵ相の電流ゼロクロス近傍のタイミングでは発生しない。それ故、図１に示した相電流比較器６０では第１接続状態で検出されるＶ相電流と第２接続状態で検出されるＷ相電流とを比較することでＵ相ゼロクロス検出を行った。しかし、進角量が大きい場合には、第３接続状態がＵ相の電流ゼロクロス近傍のタイミングで発生する。したがって、Ｕ相電流をコモン電流Ｉｃｏｍから直接検出でき、図１２に示した相電流比較器６０ｂのように、第３接続状態で検出されるＵ相電流をゼロ値と比較することでＵ相ゼロクロス検出が可能になる。Ｕ相電流のゼロクロス検出が行われ、その結果が信号ＣＰＩから出力された後の位相調整動作は、図１の場合と同様に行われる。
【０１００】
このように、図１２の実施例においては、進角量が大きくなるインダクタンス成分の更に大きなモータにおいても、駆動波形の位相調整が行われ、高効率な駆動が可能になる。
【０１０１】
なお図１２の実施例では、３相コイルのうち、Ｖ相およびＷ相が直流電源１０の正側給電線路側に接続され、Ｕ相が負側給電線路側に接続されている状態を第３接続状態としたが、Ｖ相およびＷ相が負側給電線路側に接続され、Ｕ相が正側給電線路側に接続されている状態を第３接続状態としても、電流検出の極性が反転するのみで、コモン電流による相電流比較は可能である。つまり同様のＵ相ゼロクロス検出信号ＣＰＩを得ることが可能である
なお、前記各実施例において、駆動波形の位相調整を、電気角でｎ周期毎（ｎは１以上の整数）のタイミングで行うようにしてもよい。これは進角操作器７０の逆誘起電圧ゼロクロス検出器７１が出力するゼロクロスタイミングパルス信号ＥＺを、電気角でｎ周期毎に出力させる構成とすることで容易に実現できる。この場合、ロータマグネットの着磁や位置検出器の取り付けなどによる誤差が電気角周期毎にほぼ同じになるため、安定した進角制御を行うことが可能になる。
【０１０２】
また、前記各実施例において、駆動波形の位相調整を、機械角でｎ周期毎（ｎは１以上の整数）のタイミングで行うようにしてもよい。これはパルス信号ＥＺを機械角でｎ周期毎に出力させる構成とすることで容易に実現できる。この場合、ロータマグネットの着磁や位置検出器の取り付けなどによる誤差に加えてロータの偏心などの機械的アンバランスによる誤差が機械角周期毎にほぼ同じになるため、更に安定した進角制御を行うことが可能になる。
【０１０３】
また、前記各実施例において、駆動波形の位相調整を、機械角で１／ｍ周期毎（ｍは２または３または６）のタイミングで行うようにしてもよい。これは、本実施例ではＵ相の一方のゼロクロスタイミングのみの情報から進角制御を行ったが、Ｕ相の両方のゼロクロスタイミング、更にはＶ相、Ｗ相のゼロクロスタイミングの情報も用いて進角制御を行うようにしてもよい。ロータマグネットの着磁や位置検出器の取り付けなどによる誤差やロータの偏心などの機械的アンバランスによる誤差が十分に小さい場合は、このように多くの情報により進角制御することで、制御の応答性を高めることが可能である。
【０１０４】
また、前記各実施例において、駆動波形の進角制御を行うタイミングでのコモン電流の比較結果が、過去の同一タイミングと少なくとも２回以上同じ結果となった場合に、進角制御を行うようにしてもよい。この場合、ノイズなどによりコモン電流の比較結果に一時的なエラーが生じても、安定した進角制御を実現できる。
【０１０５】
また、前記各実施例において、駆動波形の位相調整を、ロータの駆動速度が所望の値以上のときに行うようにしてもよい。一般にモータは、低速度で駆動されるときの負荷は軽く、モータ駆動コイルに流れる相電流およびコモン電流は小さい。またこのとき、駆動コイルのインダクタンス成分による相電流の位相遅れは殆ど発生しない。したがって、低速度でロータが駆動されているときは、小さなコモン電流を無理に検出して位相調整するよりも、位相調整しない方が得策である場合がある。この場合、ロータの駆動速度が大きくなり、インダクタンス成分による相電流の位相遅れがモータ効率に影響する状況になった場合に、位相調整を行うようにすればよい。また駆動速度が大きくなると、これに伴い負荷電流が大きくなり、コモン電流も大きくなる。したがって、コモン電流の検出精度が向上し、より確実な位相調整が可能になる。
【０１０６】
また、前記各実施例において、駆動波形の位相調整を、モータの負荷トルクが所望の値以上のときに行うようにしてもよい。負荷トルクが小さいとき、モータ駆動コイルに流れる相電流およびコモン電流は小さい。またこのとき、駆動コイルのインダクタンス成分による相電流の位相遅れは殆ど発生しない。したがって、負荷トルクが小さいときは、小さなコモン電流を無理に検出して位相調整するよりも、位相調整しない方が得策である場合がある。この場合、負荷トルクが大きくなり、インダクタンス成分による相電流の位相遅れがモータ効率に影響する状況になった場合に、位相調整を行うようにすればよい。また負荷トルクが大きくなると、これに伴いコモン電流も大きくなる。したがって、コモン電流の検出精度が向上し、より確実な位相調整が可能になる。
【０１０７】
また、例えば、位置信号内挿、駆動波形生成、進角制御などにおける信号処理を、マイコンやソフトウエアを用いて行っても良いことは言うまでもない。
【０１０８】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、駆動波形生成器によって生成される各相駆動波形に基づいて、給電器が正弦波状の連続的に変化する交番電流を各相コイルに流す。さらに、進角制御器により駆動波形の位相調整を行い、各相コイルの逆誘起電圧とこれに流れる交番電流との位相とを概略一致させる進角制御を行う。進角制御にあたっては、第１接続状態と第２接続状態のコモン電流を比較することで相電流ゼロクロスを検出する。また進角量が大きい場合には、第３接続状態のコモン電流をゼロ値と比較して相電流ゼロクロスを検出する。つまり相電流検出のためにカレントトランスなどは必要がなく、コモン電流によって相電流ゼロクロス検出ができるため、構成が簡単である。また、各相コイルに正弦波状の交番電流を流すための駆動波形の生成に、ＲＯＭやＤ／Ａコンバータを用いることなく、直列抵抗で定まる各電圧レベルを選択器で選択する簡素な構成としている。この構成により、本発明のモータの駆動装置は、トルクリップルならびに振動、騒音が小さいというばかりでなく、モータの負荷や回転数の状態が変わっても、あるいはインダクタンス成分が大きく電気的時定数の大きなモータであっても、相電流に位相遅れを生じることがなく、いつも高効率な、正弦波状交番電流による低トルクリップル、低振動、低騒音駆動が、簡素構成で安価に実現できるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例に係るモータ駆動装置の回路構成図
【図２】駆動波形生成器による波形生成の様子を示す図
【図３】（Ａ）、（Ｂ）モータ起動時における駆動波形信号を示す図
【図４】定常回転時における駆動波形信号を示す図
【図５】駆動波形信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）する様子を示す図
【図６】位相調整（進角制御）する前の各部波形の位相関係を示す図
【図７】位相調整（進角制御）における動作説明図
【図８】逆誘起電圧ゼロクロス検出器および位相差比較器の具体的構成図
【図９】位相調整（進角制御）された後の各部波形の位相関係を示す図
【図１０】第１接続状態と第２接続状態におけるコモン電流と相電流の関係を示す図
【図１１】第１接続状態と第２接続状態におけるコモン電流比較による相電流ゼロクロス検出の様子を示す図
【図１２】進角量が大きい場合の進角制御器の具体的構成図
【図１３】第３接続状態におけるコモン電流と相電流の関係を示す図
【図１４】第３接続状態におけるコモン電流比較による相電流ゼロクロス検出の様子を示す図
【図１５】従来例に係るモータ駆動装置の回路構成図
【図１６】従来例に係るモータ駆動装置における各部信号波形図
【符号の説明】
１１、１３、１５　駆動コイル
１０　直流電源
２０　給電器
５０　進角制御器
６０　相電流比較器
７０　進角操作器
８０　駆動波形生成器
１０１、１０３、１０５　位置検出器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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