(57)【要約】【課題】基準となる電圧レベルの変動の少ない信号変換集積回路を提供することにある。【解決手段】比較手段１１０は、エンジン回転を検出する磁気センサーの出力信号と、第１若しくは第２のスレッシュ電圧と比較して、比較結果を出力する。スイッチ手段１４０は、比較手段１１０の出力に応じてオンオフ動作を行う。比較手段１１０の出力が変化したときスイッチ手段１４０をオンさせることにより、比較電圧を第１のスレッシュ電圧と第２のスレッシュ電圧との間で変化させてヒステリシスを持たせる。比較手段１１０に第１のスレッシュ電圧を供給する配線ＬＧ１は、他の回路が接続されているＧＮＤ配線ＬＧ２から独立させ、磁気センサー２２０が接続されている外部ＧＮＤに接続されるＧＮＤ端子ＴＧに直接接続される。【選択図】  図２
2004317388.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
エンジン回転を検出する磁気センサーの出力信号と、第１若しくは第２のスレッシュ電圧と比較して、比較結果を出力する比較手段と、
この比較手段の出力に応じてオンオフ動作を行うスイッチ手段とを有し、
前記比較手段の出力が変化したとき前記スイッチ手段をオンさせることにより、比較電圧を前記第１のスレッシュ電圧と第２のスレッシュ電圧との間で変化させてヒステリシスを持たせる信号変換集積回路において、
前記比較手段に前記第１のスレッシュ電圧を供給する配線を、他の回路が接続されているＧＮＤ配線から独立させ、前記磁気センサーが接続されている外部ＧＮＤに接続されるＧＮＤ端子に直接接続することを特徴とする信号変換集積回路。
【請求項２】
請求項１記載の信号変換集積回路において、
前記第１のスレッシュ電圧は、０Ｖであることを特徴とする信号変換集積回路。
【請求項３】
請求項１記載の信号変換集積回路において、
前記第１のスレッシュ電圧は、外部の定電圧源から供給される定電圧であることを特徴とする信号変換集積回路。
【請求項４】
請求項１記載の信号変換集積回路において、さらに、
前記スイッチ手段と前記比較手段との間に配置され、前記スイッチ手段のオンオフ時に発生するノイズ信号が、前記比較手段に入力するのを防止するノイズ除去手段を備えたことを特徴とする信号変換集積回路。
【請求項５】
請求項４に示す信号変換集積回路において、
前記磁気センサの検出信号が入力される前記比較手段の入力に接続されるととのに、前記ノイズ除去手段の有する抵抗値と同じ大きさの抵抗値を有する抵抗を備えたことを特徴とする信号変換集積回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、信号変換集積回路に係り、特に、エンジン等の回転を検出する磁気ピックアップ式センサからの信号変換に用いるに好適な信号変換集積回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、エンジンの回転を検出手段としては、一般に、磁気ピックアップ式センサが用いられている。磁気ピックアップ式センサは、センサー自身から発生する磁束が、エンジンの回転軸に同期して回転する回転ホイールに設けられた突起によって変化したことを検出し、その磁束の変化量に応じた電気信号を出力するセンサである。エンジンの回転に応じてセンサからの出力も大きく異なり、回転が速いと出力は大きく、逆に低いと小さくなる。
【０００３】
従来の信号変換回路は、例えば、特開平５−２６３６７６号公報に記載されているように、磁気ピックアップ式センサが出力する回転検出信号と所定のスレッシュ電圧とを比較器により比較して、回転位置信号を出力する。このとき、特開平５−２６３６７６号公報に記載されているように、スレッシュ電圧として、センサの出力信号自身の電圧レベルに応じた第１のスレッシュ電圧と、内部回路のＧＮＤレベルと同一の第２のスレッシュ電圧とを用い、スレッシュ電圧にヒステリシスを設けることにより、ノイズによる影響を除去するようにしている。そして、磁気ピックアップ式センサの出力信号が、このＧＮＤレベル電圧，即ち０Ｖ電圧とクロスする瞬間（以下、「ゼロクロス」と称する）のタイミングを検出することによって、回転軸の回転位置を検出し、エンジンの燃料や点火等の制御を行っている。
【０００４】
【特許文献１】
特開平５−２６３６７６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
近年のエンジン制御では、排気ガスの規制強化等により、より高精度な燃料，点火等の制御が要求されているため、磁気センサーの信号から回転軸の位置検出をする信号変換回路においても、高精度化が要求されている。回転検出信号の信号変換による回転軸の位置検出は、センサ出力信号が０Ｖ電圧とクロスする瞬間，即ちゼロクロスのタイミングで行っているため、０Ｖ電圧レベルの精度が、検出位置検出の精度に大きく関わってくる。特に、エンジン回転数が小さいアイドル回転数付近では、０Ｖ電圧とクロスする瞬間のセンサ出力信号の傾きも小さくなるので、０Ｖ電圧レベルの変動によって検出位置精度が悪化することになる。特開平５−２６３６７６号公報に記載されているものでは、回路ＧＮＤを０Ｖとしているため、この電圧レベルがばらついた場合、比較器のスレッシュ電圧として用いる０Ｖ電圧の精度が悪くなり、回転軸の位置検出精度が悪くなるという問題があった。
【０００６】
特に、信号変換回路を大規模集積回路（ＬＳＩ）化して、実装面積及びコストの低減を測る場合、さらに問題点が顕著になる。即ち、大規模集積回路とした場合、微細な配線によって回路が構成されるため、ＧＮＤ配線抵抗及び回路自体の消費電流の影響により、ＧＮＤ電圧レベルの変動が発生するため、回転軸の位置検出精度が悪くなる。
【０００７】
また、この０Ｖ基準電圧の精度がばらついた場合、次のような問題も生じる。近年、排気ガスの規制強化への対応のため、エンジンのクランク軸の回転検出と同時に、カム軸の回転も検出し、双方の位置検出タイミングを用いて、バルブの開閉タイミングを可変させるような技術も開発されている。このようなエンジン制御を行う場合、クランク軸の回転検出とカム軸の回転検出を同時に行うため、複数の信号変換回路を用いる必要があるが、複数の信号変換回路ごとに０Ｖ基準電圧がばらついた場合、クランク軸の回転検出とカム軸の回転検出それぞれのゼロクロス検出タイミングがずれるので、２つもしくはそれ以上の軸の相対的な検出位置のずれがさらに大きくなって、エンジン制御全体に悪影響を及ぼすことになる。
【０００８】
本発明の目的は、基準となる電圧レベルの変動の少ない信号変換集積回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
（１）上記目的を達成するために、本発明は、エンジン回転を検出する磁気センサーの出力信号と、第１若しくは第２のスレッシュ電圧と比較して、比較結果を出力する比較手段と、この比較手段の出力に応じてオンオフ動作を行うスイッチ手段とを有し、前記比較手段の出力が変化したとき前記スイッチ手段をオンさせることにより、比較電圧を前記第１のスレッシュ電圧と第２のスレッシュ電圧との間で変化させてヒステリシスを持たせる信号変換集積回路において、前記比較手段に前記第１のスレッシュ電圧を供給する配線を、他の回路が接続されているＧＮＤ配線から独立させ、前記磁気センサーが接続されている外部ＧＮＤに接続されるＧＮＤ端子に直接接続するようにしたものである。
かかる構成により、基準となる電圧レベルの変動を少なくし得るものとなる。
【００１０】
（２）上記（１）において、好ましくは、前記第１のスレッシュ電圧は、０Ｖとしたものである。
【００１１】
（３）上記（１）において、好ましくは、前記第１のスレッシュ電圧は、外部の定電圧源から供給される定電圧としたものである。
【００１２】
（４）上記（１）において、好ましくは、前記スイッチ手段と前記比較手段との間に配置され、前記スイッチ手段のオンオフ時に発生するノイズ信号が、前記比較手段に入力するのを防止するノイズ除去手段を備えるようにしたものである。
【００１３】
（５）上記（４）において、好ましくは、前記磁気センサの検出信号が入力される前記比較手段の入力に接続されるととのに、前記ノイズ除去手段の有する抵抗値と同じ大きさの抵抗値を有する抵抗を備えるようにしたものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図１〜図６を用いて、本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路の構成及び動作について説明する。
最初に、図１を用いて、本実施形態による信号変換集積回路を用いたエンジンの回転位置検出装置の全体構成について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路を用いたエンジンの回転位置検出装置の全体構成を示すブロック構成図である。
【００１５】
本実施形態によるエンジンの回転位置検出装置は、信号変換集積回路１００と、回転検出手段２００と、分圧回路３１０と、ピークホールド回路３２０とから構成されている。信号変換集積回路１００の内部構成については、図２を用いて詳述する。信号変換集積回路１００は、自動車のバッテリー等の直流電源ＶＢに接続される電源端子ＴＶと、外部グランドノードＮＥＧに接続されるＧＮＤ端子ＴＧと、端子ＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤを備えている。
【００１６】
回転検出手段２００は、回転ホイール２１０と、磁気ピックアップ式センサ２２０を備えている。回転ホイール２１０は、エンジンのクランク軸と同期して回転するとともに、その円周方向に等間隔で複数の突起が形成されている。磁気ピックアップ式センサ２２０は、センサ自身から発生する磁束が、回転ホイール２１０に設けられた突起によって変化したことを検出し、その磁束の変化量に応じた電気信号Ｓ１を出力する。磁気ピックアップ式センサ２２０は、信号変換集積回路１００のＧＮＤ端子ＴＧと同じく、外部グランドノードＮＥＧに接続されている。
【００１７】
分圧回路３１０は、直列接続された抵抗ＲＡ，ＲＢ，ＲＣから構成されており、センサ２２０の出力信号Ｓ１を抵抗ＲＡ，ＲＢ，ＲＣの抵抗値に応じて分圧して、電圧信号Ｓ２，Ｓ３を発生する。抵抗ＲＡと抵抗ＲＢの接続点から分圧された信号Ｓ２は、信号変換集積回路１００の端子ＴＡに入力する。抵抗ＲＢと抵抗ＲＣの接続点から分圧された信号Ｓ３は、信号変換集積回路１００の端子ＴＢに入力する。
【００１８】
ピークホールド回路３２０は、並列接続された抵抗Ｒ４とコンデンサＣ１とから構成されている。ピークホールド回路３２０は、信号変換集積回路１００の端子ＴＣに接続されている。端子ＴＣには、端子ＴＡに入力した信号Ｓ１のピーク信号Ｓ４が出力する。ピーク信号Ｓ４は、コンデンサＣ１によってホールドされ、そいて、抵抗Ｒ１で決まる時定数で放電される。
【００１９】
次に、図２〜図５を用いて、本実施形態による信号変換集積回路１００の構成及び動作について説明する。
図２は、本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路の構成を示すブロック構成図である。図３は、本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路に用いられる電圧バッファ手段１３０の構成を示す回路図である。図４は、本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路の動作を示すタイミングチャートである。図５は、本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路の動作説明図である。なお、図２において図１と同一符号は、同一部分を示している。また、図３において図２と同一符号は、同一部分を示している。
【００２０】
図２に示すように、本実施形態による信号変換集積回路１００は、比較手段１１０と、ピーク検出手段１２０と、電圧バッファ手段１３０と、スイッチ手段１４０と、ノイズ除去手段１５０と、定電圧発生回路１６０と、トランジスタＴＲ１と、ダイオードＤ１と、抵抗Ｒ５，Ｒ６とを有している。比較手段１１０と、ピーク検出手段１２０と、電圧バッファ手段１３０と、ノイズ除去手段１５０と、定電圧発生回路１６０は、信号変換集積回路１００の内部の内部共通ＧＮＤノードＮＩＧに接続されている。
【００２１】
ピーク検出手段１２０は、端子ＴＢに入力する信号Ｓ３のピーク電圧信号Ｓ４を、ダイオードＤ１及び端子ＴＣを介して、図１に示したピークホールド回路３２０及び電圧バッファ手段１３０に供給する。ピークホールド回路３２０のコンデンサＣ１は、このピーク電圧信号Ｓ４をチャージ・ホールドする。ピークホールド電圧は、コンデンサＣ１と並列に接続されている抵抗Ｒ４との時定数により放電される。
【００２２】
ここで、図４を用いて、各部の信号波形について説明する。図４（Ａ）は、信号Ｓ１の波形を示している。図４（Ｂ）は、信号Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の波形を示している。
【００２３】
エンジンが駆動を始めると、エンジンのクランク軸が回転し、回転ホイール２１０が回転を始めるので、これに近接して配置されている磁気センサー２２０の磁束が変化し、これをセンサーが感知して、図４（Ａ）に示すような磁気センサー出力信号Ｓ１が発生する。
【００２４】
端子ＴＡから入力する信号Ｓ２及び端子ＴＢから入力する信号Ｓ３は、信号Ｓ１に対して、図１に示した分圧回路３１０で分圧された信号であるので、図４（Ｂ）に示すように変化する。すなわち、信号Ｓ２，Ｓ３は、信号Ｓ１と同一周期で、信号のピーク値が小さくなった信号である。
【００２５】
信号Ｓ４は、図４（Ｂ）に示すように、信号Ｓ２のピーク電圧値をコンデンサＣ１にチャージ・ホールドし、コンデンサＣ１と抵抗器Ｒ４との時定数により放電されるので、所定の傾きで減衰する。ピークホールド信号Ｓ４は、バッファ手段１３０に供給される。
【００２６】
ここで、図３を用いて、電圧バッファ手段１３０の構成について説明する。電圧バッファ手段１３０は、アンプＡＭＰ１と、切替スイッチＳＷ１とを備えている。アンプＡＭＰ１は、ピークホールド信号Ｓ４をバッファリングする電圧バッファとして用いられている。切替スイッチＳＷ１は、比較手段１１０の出力信号Ｓ５によって端子ａ側と端子ｂ側が選択され、電圧バッファ出力信号Ｓ６を出力する。電圧バッファ出力信号Ｓ６は、ピークホールド電圧Ｓ４と同電位となる。電圧バッファ出力信号Ｓ６は、トランジスタＴＲ１のベース端子に入力する。
【００２７】
スイッチ手段１４０には、スイッチング入力として、比較手段１１０の出力信号Ｓ５が入力する。スイッチ手段１４０がオンすると、トランジスタＴＲ１が導通し、スイッチ手段１４０がオフすると、トランジスタＴＲ１が非導通となるようなタイミングで、スイッチ手段１４０とトランジスタＴＲ１が動作する。
【００２８】
比較手段１１０には、入力抵抗Ｒ７を介して、分圧された信号Ｓ２が入力し、また、信号Ｓ７が入力する。信号Ｓ７は比較手段１１０におけるスレッシュ電圧であり、スレッシュ電圧よりも分圧された信号Ｓ２が大きい時比較手段１１０の出力はハイレベルとなり、スレッシュ電圧よりも分圧された信号Ｓ２が小さい時比較手段１１０の出力はローレベルとなる。スイッチ手段１４０がオンした時、スレッシュ電圧は実質的に０Ｖとなり、第１のスレッシュ電圧となる。スイッチ手段１４０がオフする時、スレッシュ電圧は＋の電圧となり、第２のスレッシュ電圧となる。これによって、スレッシュ電圧はヒステリシスを有することになる。比較手段１１０の出力は、バッファ手段１７０を介して、端子ＴＤから回転位置信号として出力する。
【００２９】
ここで、図４を用いて、比較手段１１０と、電圧バッファ手段１３０と、スイッチ手段１４０の動作について説明する。比較手段１１０の出力信号Ｓ５が、図４（Ｃ）に示すように、ハイレベルと、ローレベルの繰り返し信号となる。スイッチ手段１４０は、比較手段１１０の出力信号Ｓ５に応じて、図４（Ｄ）に示すように、オンオフする。また、電圧バッファ手段１３０は、比較手段１１０の出力Ｓ５がハイレベルの時、切替スイッチＳＷ１は端子ｂ側に切り替わり、ローレベルのとき、切替スイッチＳＷ１は端子ａ側に切り替わる。
【００３０】
このような動作により、分圧された信号Ｓ２が、図４（Ｂ）の時刻ｔ１〜ｔ２の間のようにピークホールド電圧Ｓ４に対して十分に低い時、図４（Ｃ）に示すように、比較手段１１０の出力信号Ｓ５はローレベルとなり、図４（Ｄ）に示すように、スイッチ手段１４０はオフし、また電圧バッファ手段１３０のスイッチＳＷ１も端子ａ側に切り替わるため、図４（Ｆ）に示すように、スレッシュ電圧Ｓ７はピークホールド電圧Ｓ４に準じた第１の電圧値となる。
【００３１】
そして、時刻ｔ２において、分圧された信号Ｓ２の電圧値がスレッシュ電圧Ｓ７の第１の電圧値を越えた瞬間、比較手段１１０の出力信号Ｓ５はハイレベルとなり、スイッチ手段４０がオンしてＧＮＤ配線ＬＧ１と電気的に短絡され、また電圧バッファ手段１３０のスイッチＳＷ１も端子ｂ側に切り替わってトランジスタＴＲ１のベース電圧がローレベルとなるため、トランジスタＴＲ１はオフして、図４（Ｆ）に示すように、スレッシュ電圧Ｓ７は、ＧＮＤ配線ＬＧ１と電気的に同電位の第２の電圧値（０Ｖ）となる。
【００３２】
そして、時刻ｔ３において、分圧された信号Ｓ２が第２のスレッシュ電圧であるＧＮＤ基準電圧レベル（０Ｖ）とクロスする瞬間、比較手段１１０の出力信号Ｓ５はロ−レベルとなり、スイッチ手段１４０はオフし、また電圧バッファ手段１３０内のスイッチＳＷ１も端子ａ側に切り替わってトランジスタＴＲ１はオンするため、図４（Ｆ）に示すように、スレッシュ電圧Ｓ７はピークホールド電圧Ｓ４に準じた第１の電圧値となる。
【００３３】
ここで、本実施形態において特徴とする点は、スイッチ手段１４０に接続されているＧＮＤ配線ＬＧ１は、信号変換集積回路１００の内部ＧＮＤとして使っているＧＮＤ配線ＬＧ２とは完全に区別され、直接、外部グランドノードＮＥＧに接続されるＧＮＤ端子ＴＧに接続されている。そのため、外部グランドノードＮＥＧの電位に対して、ＧＮＤ配線ＬＧ１の配線抵抗Ｒ５とスイッチ手段１４０を流れる電流ＩＧ１による電圧上昇のみの電圧差ＶＧ１となる。この場合、電圧バッファ手段１３０内のスイッチＳＷ１は端子ｂ側に切り替わって０ＶとなってトランジスタＴＲ１はオフしているので、電流ＩＧ１はほぼ０なので、電位上昇ＶＧ１も実質的に０Ｖとなるので、外部グランドノードＮＥＧと同電位となる。参考までに、ＧＮＤ配線ＬＧ１の配線抵抗Ｒ５は、例えば１０Ω程度であり、スイッチ手段１４０を流れる電流ＩＧ１は、０．０１μＡ程度であるので、電圧差ＶＧ１は、０．１μＶ程度である。
【００３４】
一方、内部共通グランドノードＮＩＧには多くの回路のＧＮＤが接続されているので、ＧＮＤ配線ＬＧ２を介して流れ出す電流量は多く、ＧＮＤ配線ＬＧ２における配線抵抗Ｒ６と電流ＩＧ２によって生じる電圧差ＶＧ２は非常に大きな値となるため、外部グランドノードＮＥＧとの電圧差のずれも大きくなる。ＧＮＤ配線ＬＧ２における配線抵抗Ｒ６は、例えば１５Ωであり、電流ＩＧ２は、例えば３ｍＡであるので、電圧差ＶＧ２は４５ｍＶとなる。電圧差ＶＧ２は、電圧差ＶＧ１の４５００００倍となっている。
【００３５】
本実施形態では、スイッチ手段１４０は、外部グランドノードＮＥＧに接続されるＧＮＤ配線ＬＧ１に接続されるような構成となっているので、スイッチ手段１４０がオンした時、外部グランドノードＮＥＧに対する電位上昇ＶＧ１が実質的に０ｍＶとなるため、外部グランドノードＮＥＧの電位に非常に近い、精度のいい基準０Ｖを発生させることができ、これによって回転軸の位置検出をより高精度に行うことが可能となる。
【００３６】
ここで、図５を用いて、本実施形態によって回転軸の位置検出をより高精度に行うことが可能となる点について説明する。
【００３７】
図５（Ａ）において、ＶＧ１はＧＮＤ配線ＬＧ１の電圧レベルを示し、ＶＧ２はＧＮＤ配線ＬＧ２の電圧レベルを示している。ＶＧ１は外部グランドノードＮＥＧの電圧レベルと一致している。
【００３８】
ここで、磁気センサーから分圧抵抗を介して入力される入力信号Ｓ２が、図５（Ａ）に示すように、０Ｖを横切るように下降しているとする。比較手段１１０のスレッシュ電圧がＶＧ２の場合は、図５（Ｂ）に示すように、比較手段１１０の比較出力Ｓ５’は、時刻ｔｘ２にローレベルからハイレベルに切り替わる。一方、比較手段１１０のスレッシュ電圧がＶＧ１の場合は、図５（Ｃ）に示すように、比較手段１１０の比較出力Ｓ５は、時刻ｔｘ１にローレベルからハイレベルに切り替わる。回転軸の位置検出は、図５（Ａ）に示すように、センサー出力が０Ｖとクロスするゼロクロスのタイミングで行っているので、時間Δｔだけ検出精度が高くなる。したがって、本実施形態では、非常に精度のいい回転位置検出を行うことができる。
【００３９】
従来の方式では、電圧差ＶＧ２＝４５ｍＶの影響を受ける。最近アイドル回転数は低回転化の傾向にあり、例えば、５００ｒｐｍとする。５００ｒｐｍにおいてゼロクロス電圧が４５ｍＶずれると、回転位置の検出誤差は、約０．７度となる。それに対して、本実施形態では、電圧差ＶＧ１＝０．１μＶであるため、回転位置の検出誤差は、０．０１度以下にすることができる。
【００４０】
また、ＧＮＤ配線ＬＧ２の電圧レベルは配線抵抗と内部の消費電流によって常に変動する可能性があるため、例えば周囲の温度が変化するような場合に、配線抵抗の温度特性及び回路消費電流の変動によって、常に変動するため、これによる検出精度の悪化も考えられる。しかし本実施形態のように、比較手段に入力する０Ｖ電圧を生成するためのＧＮＤラインを、他のＧＮＤラインから独立させることにより、回路の消費電流や配線抵抗の増減にはまったく影響なく、常に精度の良い信号変換集積回路を提供することができる。ここで、比較手段に０Ｖを供給する配線を他の回路が接続されているＧＮＤ配線から独立させるということは、図２に示すように、比較手段１１０の比較スレッシュ電圧が入力する端子とＧＮＤ端子ＴＧの間においては、内部グランドノードＮＩＧには接続されていないということである。すなわち、ノイズ除去手段１５０の抵抗Ｒ９も、スイッチ手段１４０も内部グランドノードＮＩＧには接続されていないものである。ＧＮＤ端子ＴＧは内部グランドノードＮＩＧに接続されているが、ＧＮＤ端子ＴＧは外部グランドノードＮＥＧに接続されるものであるため、この位置で接続されることは検出精度には影響を与えないものである。
【００４１】
ノイズ除去手段１５０は抵抗Ｒ９とコンデンサＣ２とから構成されている。スイッチ手段１４０にはＭＯＳトランジスタを用いたスイッチ回路等が用いられることが多いが、この場合スイッチのオンオフ動作を行うと、図４（Ｅ）の長円Ｘで囲んだ部分に示すように、スイッチを切り替えた瞬間のエッジの部分でスイッチノイズが発生する。このスイッチノイズがそのまま比較手段１１０に入力されると、比較手段１１０の比較出力Ｓ５にもエッジ部分でノイズが発生するので、正常な回転位置の検出ができなくなる。
【００４２】
本実施形態では、ノイズ除去手段１５０を設けることにより、スイッチ手段１４０がオンオフするときに発生するノイズ等を吸収して、比較手段１１０のスレッシュ電圧Ｓ８が０Ｖから変動することを防止する。図４（Ｅ）のＸ部は、ノイズ除去手段１５０を用いない場合であり、本実施形態では、ノイズ除去手段１５０を用いることにより、スレッシュ電圧の変動は生じないものである。
【００４３】
また、本実施形態では、比較手段１１０のセンサー出力の入力側に、抵抗器Ｒ７を設けることにより検出精度を向上することができるものであり、以下、図６を用いて説明する。
【００４４】
図６は、本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路に用いる比較手段１１０および周辺の構成を示す回路図である。なお、図１及び図２と同一符号は同一部分を示している。
【００４５】
比較手段１１０は、電源ＶＢ２から一定量の電流を回路に供給する電流源ＳＩと、信号側トランジスタＴＲ２と、スレッシュ側トランジスタＴＲ３とを備えている。交流信号源ＳＡＣは、図１に示した磁気センサー２２０のように正弦波を生成する信号源である。
【００４６】
本実施形態の信号変換集積回路においては、スイッチ手段１４０がオンした場合、即ち比較手段１１０に入力される比較スレッシュ電圧Ｓ７が０Ｖとなった状態において、交流信号源ＳＡＣから入力される交流信号が０Ｖとクロスする瞬間を検出することが重要である。しかし、図６に示すように、スイッチ手段１４０と比較手段１１０との間にノイズ除去手段１５０が挿入されるため、入力される比較スレッシュ電圧とスイッチ手段１４０との間に、トランジスタＴＲ３からのベース電流ＩＢ３と抵抗器Ｒ９によって電位変動ＶＢ３が生じる。よってスイッチ手段１４０がオンした時に生成されるゼロクロス電位Ｓ８と、比較手段１１０に入力される比較スレッシュ電圧Ｓ７との間に電位差ＶＢ３が生じてしまうので、比較手段に入力される０Ｖ基準電圧が電位差ＶＢ３だけずることになる。
【００４７】
それに対して、本実施形態では、ノイズ除去手段内の抵抗器Ｒ９と同程度の抵抗値を持つ抵抗器Ｒ７をトランジスタＴＲ２の入力側端子に付加することにより、上述の電位変動ＶＢ３と同等の電位差ＶＢ２を、ベース電流ＩＢ２と抵抗器Ｒ７とによって生じさせることができるので、交流信号源で生成された正弦波はノイズ手段１５０の抵抗器Ｒ９による電位変動ＶＢ３に関係なく、スイッチ手段１４０によって生成されたゼロクロス電圧Ｓ８と同電位で比較検出することができる。したがって、スイッチ手段１４０のオンオフ時に生じるノイズを除去するためにノイズ除去手段１５０を付加した場合でも、抵抗器Ｒ９による電位変動の影響の無くし、信号変換の検出精度を向上することができる。
【００４８】
以上説明したように、本実施形態によれば、基準となる０Ｖの電圧レベルの変動を少なくすることができる。したがって、精度のいい回転位置検出を行うことができる。
【００４９】
次に、図７及び図８を用いて、本発明の第２の実施形態による信号変換集積回路の構成及び動作について説明する。
図７は、本発明の第２の実施形態による信号変換集積回路を用いたエンジンの回転位置検出装置の全体構成を示すブロック構成図である。図８は、本発明の第２の実施形態による信号変換集積回路の構成を示すブロック構成図である。なお、図７及び図８において、図１及び図２と同一符号は、同一部分を示している。
【００５０】
本実施形態において、図１及び図２に示した実施形態と異なるのは、図７に示すように、信号変換集積回路１００Ａは、端子ＴＥを備えており、端子ＴＥには、所定電圧を発生する定電圧源Ｖｃが接続されていることである。また、図８に示すように、端子ＴＥは、ＧＮＤ配線ＬＧ１及び配線抵抗Ｒ５を介して、スイッチ手段１４０に接続される。
【００５１】
本実施形態では、図８に示すように、スイッチ手段１４０は配線ＬＧ１を介して端子ＴＥに接続されているため、スイッチ手段１４０がオンした場合、外部の所定電圧源ＶＣで設定した電圧を比較手段１１０に供給することができる。そのため、比較手段１１０のヒステリシス電圧を、外部の定電圧源によって通常の０Ｖから任意の値に設定することが可能となる。
【００５２】
また、この場合も第１実施形態と同様に、配線抵抗Ｒ５とゼロクロス消費電流ＩＧ１とで発生する電圧降下ＶＧ１もほとんど発生しないため、外部の所定電圧源ＶＣで設定した電圧を比較手段１１０に供給することができるので、信号変換集積回路の精度を向上することができる。
【００５３】
以上説明したように、本実施形態によれば、基準となる電圧レベルの変動を少なくすることができる。したがって、精度のいい回転位置検出を行うことができる。
【００５４】
次に、図９を用いて、本発明の第３の実施形態による信号変換集積回路の構成及び動作について説明する。
図９は、本発明の第３の実施形態による信号変換集積回路を搭載したＩＣチップの構成を示すブロック構成図である。なお、図７及び図８と同一符号は、同一部分を示している。
【００５５】
１チップのＩＣチップ１０には、複数の信号変換集積回路１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃが搭載されている。信号変換集積回路１００Ａの構成は、図８に示したものと同様である。また、信号変換集積回路１００Ｂ，１００Ｃの構成は、信号変換集積回路１００Ａの構成と同様である。例えば、信号変換集積回路１００Ａは、エンジンのクランク軸の回転を検出する第１の磁気センサの出力を観点位置信号に変換する回路である。信号変換集積回路１００Ｂは、同じエンジンの第１のカム軸の回転を検出する第２の磁気センサの出力を回転位置信号に変換する回路である。信号変換集積回路１００Ｃは、同じエンジンの第２のカム軸の回転を検出する第３の磁気センサの出力を回転位置信号に変換する回路である。
【００５６】
信号変換集積回路１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃのそれぞれの端子ＴＥは、配線ＬＧ１および配線抵抗Ｒ５Ａ，Ｒ５Ｂを介して、ＩＣチップ１０のグランド端子ＴＧ’に接続され、さらに、外部グランドノードＮＥＧに接続されている。また、信号変換集積回路１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃのそれぞれの端子ＴＧは、配線ＬＧ２および配線抵抗Ｒ６Ａ，Ｒ６Ｂを介して、ＩＣチップ１０のグランド端子ＴＧ’に接続され、さらに、外部グランドノードＮＥＧに接続されている。
【００５７】
このように複数の回路が１チップ上に集積された信号変換集積回路の場合、回路の大規模化によりチップサイズも増大し、これにともなって配線長が長くなるので、配線抵抗Ｒ５Ａ，Ｒ５Ｂ，Ｒ６Ａ，Ｒ６Ｂの抵抗値も大きくなる。また、回路規模が増えるので、回路が消費する電流も必然的に大きくなるため、回路のＧＮＤ配線ＬＧ２に流れる電流も大きくなるため、図２で説明した電圧上昇ＶＧ２はさらに大きくなる。
【００５８】
しかしながら、本実施形態のように、スイッチ手段１４０を他の回路のＧＮＤノードＮＩＧからまったく独立させて配線し、ＩＣチップ１０のＧＮＤ端子ＴＧ’に直接接続することによって、配線抵抗及び消費電流が大きくなったことによるＧＮＤレベルの電圧上昇にまったく影響されず、常に外部ＧＮＤノードＮＥＧに対する電圧上昇の無い０Ｖの基準スレッシュ電圧を生成することができる。
【００５９】
また、このように複数の回路ブロックが同一チップ上に搭載された場合でも、ＧＮＤ端子ＴＧ’から各回路ブロックまでの配線長に影響されず、同一の０Ｖ基準電圧を生成するので、チャンネル間での検出精度のばらつきが無くなり、すべてのチャンネルにおいて精度の良い回転検出を行うことができる。可変バルブ制御装置では、クランク軸の回転とカム軸の回転検出を行う必要があるが、このような場合でも、クランク軸とカム軸の間の回転位置誤差を低減できるので、可変バルブ制御の制御精度を向上することができる。
【００６０】
従来の方式では、電圧差ＶＧ２＝４５ｍＶの影響を受けるので、エンジン回転数が３０００ｒｐｍにおいて、バルブの開閉制御を行う場合、３０００ｒｐｍにおいてゼロクロス電圧が４５ｍＶずれると、クランク軸と複数のカム軸の間の回転位置の検出誤差は、約４．２度となる。それに対して、本実施形態では、電圧差ＶＧ１＝０．１μＶであるため、回転位置の検出誤差を、０．０６度以下にすることができる。
【００６１】
以上説明したように、本実施形態によれば、基準となる電圧レベルの変動を少なくすることができ、したがって、精度のいい回転位置検出を行うことができる。さらに、検出された回転位置に基づく制御時の制御精度を向上することができる。
【００６２】
【発明の効果】
本発明によれば、基準となる電圧レベルの変動の少ない信号変換集積回路を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路を用いたエンジンの回転位置検出装置の全体構成を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路の構成を示すブロック構成図である。
【図３】本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路に用いられる電圧バッファ手段１３０の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図５】本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路の動作説明図である。
【図６】本発明の第１の実施形態による信号変換集積回路に用いる比較手段１１０および周辺の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第２の実施形態による信号変換集積回路を用いたエンジンの回転位置検出装置の全体構成を示すブロック構成図である。
【図８】本発明の第２の実施形態による信号変換集積回路の構成を示すブロック構成図である。
【図９】本発明の第３の実施形態による信号変換集積回路を搭載したＩＣチップの構成を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ…信号変換集積回路
１１０…比較手段
１２０…ピーク検出手段
１３０…電圧バッファ手段
１４０…スイッチ手段
１５０…ノイズ除去手段
１６０…定電圧発生回路
２００…回転検出手段
２１０…回転ホイール
２２０…磁気センサー
３１０…分圧回路
３２０…ピークホールド回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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