(57)【要約】      （修正有）【課題】蓄電池の過充電による損傷を防止するためには、充電電圧を正確に測定することが必要である。【解決手段】蓄電池の充電電圧検出装置において、充電電圧を電圧信号に変換するための電圧変換器、電圧信号をデジタル信号に変換するためのアナログ／デジタル変換器、デジタル信号を評価しならびにアナログ／デジタル変換器のデジタル信号の評価を基礎にして、充電過程を制御するための評価および制御装置を含んでいる充電電圧検出装置に関する。電圧変換器は、電圧信号の発生のために印加される利得が伝達関数によりアナログ／デジタル変換器の入力電圧範囲に調整される可変利得を有する増幅回路を含んでいる。【選択図】なし【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの再充電可能なバッテリ（２０１）の充電電圧（２０５）を検出する充電電圧（２０５）検出装置において、
前記少なくとも１つの再充電可能なバッテリ（２０１）の充電電圧（２０５）を電圧信号（２０６）に変換するための電圧変換器（２０２）と、
前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）をデジタル信号に変換するためのアナログ／デジタル変換器（２０３）と、
前記アナログ／デジタル変換器（２０３）のデジタル信号を評価しならびに前記アナログ／デジタル変換器（２０３）のデジタル信号の評価を基礎にして前記少なくとも１つの再充電可能なバッテリ（２０１）の充電過程を制御するための評価および制御装置（２０３）を含んでおり、
前記電圧変換器（２０２）が、前記電圧信号（２０６）の発生のために印加される利得が伝達関数により前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の入力電圧範囲に調整されるように前記評価および制御装置（２０３）の少なくとも１つの制御出力端子（２０７）によって制御される可変利得を有する増幅器回路を含むことを特徴とする充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項２】
前記増幅器回路が演算増幅器回路から形成されることを特徴とする請求項１に記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項３】
前記利得が前記評価および制御装置（２０３）に接続される抵抗によって制御されることを特徴とする請求項２に記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項４】
前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の入力電圧範囲への前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）の調整が充電されるべき最大数のバッテリセル（２０１）に応答して一定の利得を有する多数の範囲に分割され、その数が、充電されるべき最小および最大数両方のバッテリセル（２０１）が付与されると、前記評価および制御装置（２０３）が、前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の助けによって、充電電圧範囲全体にわたって定義された評価精度を保証するように予め定めた精度により前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）の電圧変化を評価することを特徴とする請求項３に記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項５】
前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の入力電圧範囲への前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）の調整が、２つの連続する範囲間の連続する遷移を保証するように重なり合うことを特徴とする請求項４に記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項６】
前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の入力電圧範囲への前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）の調整が、前記電圧信号（２０６）が前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の一定の入力電圧範囲に予想されるようにパルス幅変調回路の運転サイクルの段階的調整によって行われ、その結果定義された評価精度が保証されることを特徴とする請求項４記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項７】
前記利得がパルス幅変調によって制御されることを特徴とする請求項２に記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項８】
前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の入力電圧範囲への前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）の調整が、充電されるべき最大数のバッテリセル（２０１）に応答して一定の利得を有する多数の範囲に分割され、その数が、充電されるべき最小および最大数両方のバッテリセル（２０１）が付与されると、前記評価および制御装置（２０３）が、前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の助けによって、充電電圧範囲全体にわたって定義された評価精度を保証するように予め定めた精度により前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）の電圧変化を評価することを特徴とする請求項７に記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項９】
前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の入力電圧範囲への前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）の調整範囲が、２つの連続する範囲間の連続する遷移を保証するように重なり合うことを特徴とする請求項８に記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項１０】
前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の入力電圧範囲への前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）の調整が、前記電圧信号（２０６）が前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の一定の入力電圧範囲に予想されるようにパルス幅変調回路の運転サイクルの段階的調整によって行われ、その結果定義された評価精度が保証されることを特徴とする請求項７記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項１１】
前記評価および制御装置（２０３）がマイクロコントローラ、プログラム可能なマイクロプロセッサまたはＡＳＩＣ（アプリケーション特定集積回路）から形成されることを特徴とする請求項１に記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項１２】
前記アナログ／デジタル変換器が前記評価および制御装置（２０３）に集積されることを特徴とする請求項１に記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項１３】
前記マイクロコントローラ（２０３）が少なくとも１つの制御出力端子（２０７）を含み、それによって抵抗または利得用パルス幅変調が直接的にまたは間接的に接続されることを特徴とする請求項１に記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項１４】
前記アナログ／デジタル変換器が８ビットのアナログ／デジタル変換器でありかつ前記マイクロコントローラが８ビットのマイクロコントローラであることを特徴とする請求項１に記載の充電電圧（２０５）検出装置。
【請求項１５】
請求項１に記載の充電電圧（２０５）検出装置を含んでいることを特徴とする充電器。
【請求項１６】
少なくとも１つの再充電可能なバッテリ（２０１）の充電電圧（２０５）を検出する充電電圧（２０５）検出方法において、
前記少なくとも１つの再充電可能なバッテリ（２０１）の充電電圧（２０５）が電圧変換器（２０２）によって電圧信号（２０６）に変換され、
前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）がアナログ／デジタル変換器（２０３）によってデジタル信号に変換され、
評価および制御装置（２０３）がデジタル信号の評価を基礎にして前記少なくとも１つの再充電可能なバッテリ（２０１）の充電過程を制御するために前記アナログ／デジタル変換器（２０３）のデジタル信号を評価し、
前記電圧信号（２０６）の発生のために印加される利得が前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の入力電圧範囲に前記電圧信号（２０６）を調整するように増幅器回路によって可変に増幅されることを特徴とする充電電圧（２０５）検出方法。
【請求項１７】
前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の入力電圧範囲への前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）の調整が充電されるべき最大数のバッテリセル（２０１）に応答して一定の利得を有する多数の範囲に分割され、その数が、充電されるべき最小および最大数両方のバッテリセル（２０１）が付与されると、前記評価および制御装置（２０３）が、前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の助けによって、充電電圧範囲全体にわたって定義された評価精度を保証するように予め定めた精度により前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）の電圧変化を評価することを特徴とする請求項１６に記載の充電電圧（２０５）検出方法。
【請求項１８】
前記アナログ／デジタル変換器（２０３）の入力電圧範囲への前記電圧変換器（２０２）の前記電圧信号（２０６）の調整の範囲が、２つの連続する範囲間の連続する遷移を保証するように重なり合うことを特徴とする請求項１６に記載の充電電圧（２０５）検出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、少なくとも１つの再充電可能なバッテリの充電電圧を検出する充電電圧検出装置および方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
それらの多岐にわたる利点により、電機および娯楽産業における移動端末は増大して重要になっている。これらの装置は場所に依存しない電源に依存しておりかつその消費および環境に関する理由のため、再充電可能なバッテリ（以後、蓄電池と呼ばれる）を使用することを薦め得る。同時に、端末が、また、大きさが小さくかつより安価に一定に製造されるので、安価でかつコンパクトな蓄電池充電器に関する要求が増大している。他方で、充電器は蓄電池の長い寿命を保証するのに十分信頼可能でかつ柔軟でなければならず、そしてそれらは同時に可変数の再充電可能なバッテリを充電できねばならない。
【０００３】
蓄電池技術において、極めて種々の方法が、充電可能な蓄電池の温度または電圧傾斜の評価のごとき、蓄電池の充電状態を検出するのに使用されている。非常に正確な方法は、蓄電池電圧が、充電過程が最大が得られた後継続されるとき、減少されるという作用を利用している。この方法は、また、ΔＵ検出により指定される。図１は充電過程中の１．２Ｖ蓄電池の温度および電圧曲線の両方を略示している。示されるように、蓄電池の温度は充電時間により連続して増大する。セル電圧は同様に充電時間により、しかしながら、最大値にまで連続して増大する。その後それは継続の充電過程にも拘わらず減少する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
いったん充電電圧がその最大に達すると、蓄電池はその最大容量にまで充電された。この点を超える追加の充電は蓄電池が過充電されかつしたがって損傷されることを示す。それゆえ、充電過程は、電圧最大が超えられた後できれば即座に停止されることが重要である。これは、また−ΔＵと呼ばれる、負の電圧変化が、最大値が超過された後正確にかつ信頼し得るように十分に検出されることを必要としている。１．５Ｖのセル電圧によれば、それに必要とされる値は代表的には、５ｍＶ／セルまたはパーセンテージで、代表的にはセル電圧の０．３３％で表される。
【０００５】
充電技術において、蓄電池電圧の評価、かつしたがって−ΔＵの検出は、代表的には、マイクロコントローラの助けによって実施される。アナログ蓄電池電圧はそれによりアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）に直接、または分圧器によって供給され、かつデジタル化される。このために、８ビットまたは１０ビットのＡ／Ｄ変換器が一般に使用される。
【０００６】
負の電圧変化−ΔＵがＡ／Ｄ変換器によって測定されるとき必要なインターフェース免除を保証するために、それらの信号変化のみがＡ／Ｄ変換器のデジタル信号が評価されるとき、少なくとも２つのＬＳＢ（最下位ビット）の大きさを有するように考慮される。図６は、表に要約されて、２ＬＳＢの評価正確さにより８ビットＡ／Ｄ変換器（８ビットＡＤＣ）および１０ビットＡ／Ｄ変換器（１０ビットＡＤＣ）の両方に関する電圧変化−ΔＵの最大相対的解決の値を示している。値はＡ／Ｄ変換器のそれぞれに異なる大きさのデジタル出力値で発生される。８ビットＡ／Ｄ変換器のより小さい出力値に関連する相対的解決は要求される代表的な０．３３％より明らかに悪い。
【０００７】
限定数の蓄電池セルに関して、少なくとも０．３３％の−ΔＵ検出における精度の要求は、それゆえ、しかしながら、８ビットＡ／Ｄ変換器に比して明らかにより高価である、１０ビットＡ／Ｄ変換器によってのみ維持され得る。
【０００８】
より大きな電圧、かつしたがって、Ａ／Ｄ変換器の入力電圧の上方範囲における相対的精度がより良好であるので、蓄電池または蓄電池パッケージの充電電圧用信号ができるだけ大きい相対的な信号解決を達成するようにＡ／Ｄ変換器の上方入力電圧範囲内にあることが確実にされねばならない。
【０００９】
可変数の蓄電池セル、例えば、５ないし１５セルが、１つの蓄電池充電器において充電されるならば、受動カップリング、例えば、簡単な分圧器によって蓄電池セルの電圧状況の表示は、０．３３％の−ΔＵ検出の精度が同時に達成される場合にもはや可能でない。図７は１０ビットＡ／Ｄ変換器の例によってこの事実を示している表を示す。
【００１０】
同様に−ΔＵ検出における良好な解決を得るために、より高い解決を有するマイクロコントローラおよびＡ／Ｄ変換器が使用される。
【００１１】
文献、アメリカ合衆国特許第５９７３４８０号は、マイクロコンピュータが追加的に抵抗を接続することによって蓄電池セルの所望の商を設定するのに使用されることを開示している。電圧分割回路はＡ／Ｄ変換器の測定された範囲に応答して蓄電池の電圧範囲を下方に分割する。８ビットＡ／Ｄ変換器のデジタルユニット（１ＬＳＢ）に鑑みて、この方法は３．１９ｍＶ／蓄電池セルの精度を結果として生じる。
【００１２】
本発明の目的は、対応して柔軟に、コンパクトに安価に製造され得る、少なくとも１つの充電可能なバッテリの充電電圧を検出するための装置、ならびにそのための方法を提供することにある。
【００１３】
本発明によれば、この請求項１および１３の主題によって設けられる。本発明の好都合な実施の形態は従属の請求項に記載されている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、一方で、複雑なアナログ回路が現代的な評価および制御装置、例えばマイクロコントローラの使用によって簡単化されることができ、そして他方で、複雑なかつしたがって高価な評価および制御装置が有効なかつコンパクトなアナログ回路を使用することによって本質的により安価な装置によって置き換えられ得るという知見に基礎を置いている。
【００１５】
それゆえ、一方で、１またはそれ以上の再充電可能バッテリに使用され得る、極めてコンパクトで、安価な充電器が本発明による解決を基礎にして実現されることができる。他方で、本発明によるセル電圧の検出の精度は蓄電池セルの過充電が最小に減少され、その結果蓄電池セルの寿命が増大されるような正確さによる蓄電池セルの充電過程の制御を許容する。
【００１６】
好適な実施の形態によれば、電圧変換回路は、そのさい増幅範囲が評価および制御装置に接続される抵抗によって制御される、演算増幅器回路を含んでいる。評価および制御装置はマイクロコントローラまたはプログラム可能なマイクロプロセッサを含み、電圧変換回路の信号を変換するためのアナログ／デジタル変換器および増幅回路の抵抗を制御するための制御出力端子はその中に統合されている。マイクロコントローラまたはマイクロプロセッサはそれにより８ビットマイクロコントローラまたはマイクロプロセッサから形成され、Ａ／Ｄ変換器は８ビットＡ／Ｄ変換器から形成されている。
【００１７】
このコンパクトな回路は充電過程の間中Ａ／Ｄ変換器の入力電圧範囲に対する蓄電池セルの電圧信号の柔軟な調整を許容する。これは、一方で、蓄電池セル電圧の正確な検出、かつしたがって、８ビットマイクロコントローラによる充電過程の精密な制御を許容する。他方で、この好適な実施の形態は、充電されるべき蓄電池セルの最小マイクロ最大数により、過充電が回避されるような精度によりバッテリの最大充電状態の検出を許容する。回路のコンパクトな構成は、そのうえ同様に８ビットマイクロコントローラの使用による安価な方法において実施され得る、本発明の空間節約および小型化された実施の形態を許容する。
【００１８】
利得範囲の重なり合いが本発明の解決に加えて設けられるならば、利得範囲間の連続遷移は、蓄電池セルの充電過程の欠陥のある制御を引き起こす、蓄電池セル電圧の測定における評価エラーの発生なしに実現可能である。
【００１９】
とくに好適な実施の形態によれば、電圧変換回路は、そのさい利得がパルス幅変調回路によって制御される、演算増幅回路を含んでいる。アナログ／デジタル変換器の入力電圧範囲への電圧変換器の電圧信号の調整はパルス幅変調回路の運転サイクルのレンジ方法ならびに段階方法の増加によって行われる。
【００２０】
このとくに好適な実施の形態は、１つの制御出力端末が、好ましくは、評価および制御装置に統合される、制御出力端末の利得を制御するのに十分であるように、既述した実施の形態に比して回路エロゲーションを再び減少する。パルス幅変調回路の運転サイクルの調整は段々にそれゆえ追加的にほぼ連続の利得を許容し、それによって蓄電池セル電圧の検出の精度は再び改善される。
【００２１】
本発明の実施の形態の好適な応用分野は最新の充電メイン電源の分野によって構成される。
【００２２】
添付図面は本発明の原理を説明するために明細書に組み込まれかつその１部分を形成する。図面は本発明がどのようになされかつ使用されるかを説明する例示かつ説明例のみで本発明を限定するように解釈されない。さらに他の特徴および利点は添付図面に示されるような本発明の以下のかつより特別な説明から明らかとなる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明の例示の実施の形態は、同様な要素および構造が同様な参照番号により指示される、図面を参照して説明される。
【００２４】
図２は、簡単なブロック図によって、本発明の好適な実施の形態を示す。このブロック図は蓄電池セル２０１、電圧変換器２０２および評価および制御装置２０３を有するブロックを示している。本実施の形態において、Ａ／Ｄ変換器がその中に一体にされる、８ビットマイクロコントローラが評価および制御装置用の安価な例として選ばれた。しかしながら、そのさい別個のＡ／Ｄ変換器または異なる評価および制御装置が使用される、上述した特徴を含んでいる実施の形態が、また、可能である。
【００２５】
蓄電池セルブロック２０１は蓄電池セルを充電するための充電器用の端子２０４を含みかつ電圧変換器２０２に接続される。電圧変換器の入力端子を介して、蓄電池セルの可変充電電圧２０５が感知される。電圧変換器の出力で対応して変換される電圧信号２０６がＡ／Ｄ変換器の入力に印加される。Ａ／Ｄ変換器は電圧信号をデジタル信号に変換しかつそれを評価のためにマイクロコントローラに転送する。マイクロコントローラはＡ／Ｄ変換器の出力のデジタル信号と一致して１またはそれ以上の制御出力端子２０７を介して電圧変換器および充電過程を制御する。
【００２６】
８ビットマイクロコントローラに対する代替物として、また、適宜なマイクロプロセッサ、ＡＳＩＣ（用途特定集積回路）またはＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）が評価および制御回路２０３として使用され得る。
【００２７】
図３は本発明の演算増幅回路の好適な実施の形態の概略図を示す。蓄電池セル２０１の充電電圧２０５は電圧変換器の入力端子を介して感知されかつ抵抗Ｒ１およびＲ２によって分割される。蓄電池セルのそのように分割された電圧信号は、適宜な電源Ｖ１に接続される、演算増幅器３０１の非逆転入力端子に切り換えられる。演算増幅器の逆転入力端子、一方で、抵抗Ｒ３を介して正の電圧電位Ｖ２と、他方で、抵抗Ｒ５ないしＲ８および対応するスイッチＳ１およびＳ４を介して接地電位と、第３に、抵抗Ｒ４を介して演算増幅器の出力端子と接続される。スイッチＳ１ないしＳ４はマイクロコントローラの制御出力端子２０７と接続されかつ好ましくは、バイポーラトランジスタまたはＦＥＴによって実施される。しかしながら、回路は多数の４つの抵抗Ｒ５ないしＲ８および対応するスイッチＳ１ないしＳ４に制限されず、しかも要求および用途によって減少または拡張され得る。電源Ｖ１とＶ２ならびに演算増幅器は同一の接地電位上に設けられる。
【００２８】
増幅回路の好適な実施の形態において、電位は電源Ｖ２と抵抗Ｒ３およびＲ４を介して演算増幅器の逆転入力端子で演算増幅器の出力端子に対して印加される。この回路の結果は演算増幅器の出力端子で電圧の負のオフセットであり、その量は抵抗Ｒ３およびＲ４の商に比例する。演算増幅器の非逆転入力端子に印加される電圧信号の増幅は抵抗Ｒ４および抵抗アレイＲ５ないしＲ８によって設定される。利得はそれにより抵抗アレイＲ５ないしＲ８の減少する全体の抵抗により増加される。対応するスイッチの選択に依存して、演算増幅器の利得はかくして抵抗アレイＲ５ないしＲ８における抵抗によって可変に調整され得る。既述されたように、スイッチはそれによってマイクロコントローラ２０３に接続される。
【００２９】
電圧変換回路の入力端子に印加された電圧信号２０５の増幅は、そのさい軸方向部分が電源Ｖ２と抵抗Ｒ３およびＲ４の電圧によって定義される、直線式の形を有する伝達関数により記載されることができる。直線の傾斜は、抵抗Ｒ１およびＲ２ならびに抵抗Ｒ４およびＲ５ないしＲ８によって実質上定義される、回路の利得から結果として生じる。
【００３０】
本発明の他の実施の形態によれば、抵抗Ｒ３は定義された方法においてその抵抗値を変化するようにマイクロコントローラの追加の制御出力端子によって制御される。これは、好ましくは、抵抗アレイＲ５ないしＲ８と類似の抵抗アレイによって、または同様な回路によって実現される。したがって、回路の応用分野を拡大するように利得の伝達関数の軸方向部分を追加的に変化することができる。
【００３１】
図３に示されるブロック図において、保護回路および干渉抑制用のすべての要素は本発明の実質的な部分を隠さないように省略された。本発明の実施の形態は保護ダイオード、フィルタおよび追加の要素によって拡張されることができる。
【００３２】
増幅回路の好適な実施の形態によれば、蓄電池電圧は、最小の電子構成要素により、柔軟でコンパクトなかつ正確な方法において８ビットＡ／Ｄ変換器の入力範囲に広げられる。このために、増幅回路の利得は、好ましくは、種々の範囲に分割される。これは、蓄電池の充電電圧の電圧状況に依存して、演算増幅器の伝達関数が、電圧信号の予想がＡ／Ｄ変換器の入力電圧範囲に常に行われかつ−ΔＵの検出の所望の精度が得られるように調整されることを意味する。前述されたように、追加的に接続可能な抵抗は蓄電池電圧範囲を調整するのに役立つ。抵抗およびスイッチの数は最小数から最大数の蓄電池への電圧範囲全体をカバーしかつ−ΔＵの検出の対応する感度を保証するのに要求される範囲の数に依存する。個々の範囲がより狭く定義されるならば、−ΔＵの評価はより感度がよくなる。しかしながら、干渉感度も同様に増大する。
【００３３】
以下の例示の計算は１５個の蓄電池セルの最大数によって利得に関する上述した範囲分類方法を説明する。例示の計算に関するさらに他の周辺の条件として、完全に充電された蓄電池セルの電圧が１．６Ｖでありかつ０Ｖないし５Ｖの入力電圧範囲を有する８ビットＡ／Ｄ変換器が使用されることが以下で仮定される。そのうえ、マイクロコントローラはデジタルＡ／Ｄ信号を評価するとき十分に大きな信号対干渉比を有するように、−ΔＵの評価において少なくとも２ＬＳＢの変化のみを考慮する。これは３９．２ｍＶの８ビットＡ／Ｄ変換器の入力電圧の変化に対応しかつ式（１）におけるように記載されることができる。
【００３４】
【数１】
2004163389.tif 000002
【００３５】
−ΔＵの評価において要求される精度は０．３％になる。０Ｖないし５Ｖの８ビットＡ／Ｄ変換器の入力電圧範囲は以下の例示の計算において、単に０．８５Ｖないし５Ｖ（ＵＡ／Ｄｉｎ，ｍｉｎまたはＵＡ／Ｄｉｎ，ｍａｘ）の電圧範囲に変調される。
【００３６】
２つの範囲間の連続遷移を保証するために、範囲は、それらが１５％の予め定めたパーセンテージによって零時の計算において重なり合うように定義される。しかしながら、他の任意の重なり合い範囲が可能である。
【００３７】
各間隔ｎの伝達関数は以下の式の解法から計算される。
【数２】
2004163389.tif 000003
【数３】
2004163389.tif 000004
【数４】
2004163389.tif 000005
【数５】
2004163389.tif 000006
ここでＵｎ１は間隔ｎの上方およびＵｎ３は下方範囲限界を構成する。
【００３８】
伝達関数の一般式は、
【数６】
2004163389.tif 000007
と解釈し、ここでＵＡｋｋｕは蓄電池または充電電圧２０５を、ａｎは利得をそしてｂｎはオフセット電圧または伝達関数ＵＡ／Ｄｉｎ（ＵＡｋｋｕ）の軸方向部分を示す。
ＵＡ／Ｄｉｎ（ＵＡｋｋｕ）は電圧信号２０６に対応する。
【００３９】
利得ａｎは、また、間隔ｎにおける蓄電池または充電電位差およびＡ／Ｄ変換器の入力電圧範囲からの商として記載されることもできる。
【数７】
2004163389.tif 000008
【００４０】
範囲の計算に関する初期値として最高の蓄電池電圧が選択されるべきである。したがって、Ｕｎ１に関して２４Ｖの電圧が付与された１５個の蓄電池セルに印加されるべきである。式（４）は電圧Ｕｎ１およびＵｎ２との間の関係を示し、それによって０．３％の値を有するΔｍａｘが得られることができる。
【００４１】
間隔の下方限界はＵＡ／Ｄｉｎ，ｍｉｎの検出された伝達関数により計算される。この例において、１６．３Ｖないし２４．０Ｖの第１の間隔がそれから結果として生じ、そのさい０．３％の電圧変化Δｍａｘの最大の相対的解決は信頼し得るように検出され得る。
【００４２】
図８は５個の利得範囲（間隔１ないし５）その特性量および図３による本発明の好適な実施の形態に関する計算結果を有する表を示している。
【００４３】
表から見られ得るように、蓄電池セル当たりの信頼し得るように検出可能な電圧変化（２ＬＳＢ）は５ｍＶ／セルの要求された値下にある。したがって、本発明によるこの簡単な実施の形態は、とくに回路がコンパクトな形状を有するので、現存する解決を超える明瞭な改善を構成する。
【００４４】
次の範囲に関する初期値は１５％の予め定義された範囲重なり合いに加えて先行する間隔の下方間隔限界ΔＵｎ３から結果として生じる。第２の間隔の計算は第１の間隔の計算に類似して行われる。さらに他の間隔の計算は最小の蓄電池電圧が得られるまで継続される。
【００４５】
図４は、要約によって、例の伝達関数の逆関数の傾斜を示している。直線の傾斜１／ａが下方の蓄電池電圧に向かって減少される、すなわち、演算増幅回路の利得が増大することが認められ得る。
【００４６】
最も異なる範囲に利得を設定するためのスイッチの制御はそのプログラミングによってマイクロコントローラにより実施される。マイクロコントローラは、それゆえ、少なくともスイッチが必要とされると同じ多数の出力端子を備えなければならない。既述されたように、スイッチそれ自体は好ましくはバイポーラトランジスタまたはＦＥＴとして実現されることができる。この場合に、抵抗Ｒ５ないしＲ８は間接的に、すなわち、外部のスイッチＳ１ないしＳ４によって切り換えられる。代替的に、抵抗Ｒ５ないしＲ８は、開放コレクタ出力端子または同様な制御出力端子がマイクロコントローラに一体にされるならば、マイクロコントローラの制御出力端子を使用することによって直接的に切り換えられ得る。
【００４７】
充電されるべき蓄電池の数に応答して対応する利得範囲を決定することができるために、マイクロコントローラは、好ましくは、最小の利得を選択肢かつ次いで現行の充電または蓄電池電圧の量を検出する。この値を基礎にして、マイクロコントローラは、次いで、対応する利得範囲を選択する。それゆえ、好適な実施の形態におけるＡ／Ｄ変換器は利得範囲を自動的に設定するのに十分である。
【００４８】
本発明のとくに好適な実施の形態は、図５にブロック図として示されるように、パルス幅変調（ＰＷＭ）を含んでいる演算増幅回路によって形成される。
【００４９】
ここで、図３にすでに示された実施の形態におけると同様に、また、蓄電池セルの充電電圧２０５は電圧変換器の入力端子を介して感知され、抵抗Ｒ１およびＲ２によって分割されそして演算増幅器５０１の非逆転入力端子に切り換えられる。演算増幅器の逆転入力端子は、一方で、抵抗Ｒ３によって正の電位Ｖ２と、他方で、抵抗Ｒ５およびＳ１によって接地電位と、そして第３に、抵抗Ｒ４によって演算増幅器の出力端子５０６と接続される。静電容量Ｃ１は抵抗Ｒ４に並列に接続される。抵抗Ｒ６および静電容量Ｃ２からなっている低帯域は演算増幅器の出力端子５０６と電圧変換回路の出力端子との間に接続される。
【００５０】
スイッチＳ１はマイクロコントローラの制御出力端子２０７と接続されかつ好ましくは、バイポーラトランジスタまたはＦＥＴによって実現される。スイッチＳ１は、また、通常のスイッチまたは開放コレクタ出力端子または同様な制御出力端子がマイクロコントローラに一体にされるならば、マイクロコントローラの開放コレクタ出力端子によって実現され得る。この場合に、回路は最小の構成要素に制限され、かつマイクロコントローラは利得を制御するために単一の出力端子のみを必要とする。
【００５１】
他の実施の形態と同様に、電源Ｖ１およびＶ２ならびに演算増幅器は同一接地電位に設けられる。
【００５２】
このとくに好適な実施の形態の運転モードは、演算増幅器の利得がスイッチＳ１によって制御されるパルス幅変調によって今や可変であるように設定されるという差異をもって、前述された実施の形態と類似している。
【００５３】
静止の場合に２つの状態、すなわち、スイッチＳ１が閉じられるかまたはスイッチＳ１が開放される状態がある。閉じられたスイッチＳ１は最大利得（式７参照）を結果として生じる。上述された多段の演算増幅回路と比較して、これはすべてのスイッチが閉じられる場合に対応する。開放されたスイッチＳ１上述した実施の形態の間隔１に等しい、最小の利得を結果として生じる。すべての中間値は比例作用によって、すなわち、スイッチＳ１が開放されるかまたは閉じられるそれぞれの時間の対応する関係によって得られる。かくして、活動および活動停止周期（運転サイクル）に対する活動周期のこの関係の選択に応答して、最適な利得が設定されることができる。
【００５４】
本発明のこのとくに好適な実施の形態はそのコンパクト性かつしたがって安価な製造によってだけでなく、また、Ａ／Ｄ変換器の入力範囲に対する蓄電池充電電圧の信号の連続調整によって特徴付けられる。
【００５５】
ＰＷＭ方法は、また、対応する、一定の運転サイクルが各間隔に関して選ばれるならば、図８に示される５個の利得範囲の例に応用され得る。図９は５個の利得範囲（間隔１ないし５）のアナログ計算の結果、その特性量および計算結果についてのサーベイを含んでいる表を示している。
【００５６】
図９の結果は、このとくに好適な実施の形態が、また、図３に示した上述した実施の形態の精度を満たすことを示している。
【００５７】
最適な運転サイクル、かつしたがって、利得を設定するために、２つの異なる方法が好ましくは使用される。一方で、蓄電池の電圧状況の測定はマイクロコントローラによって行われることができる。運転サイクルはその場合にこの結果を基礎にして設定される。他方で、電圧変換器上の出力電圧２０６は、ＵＡ／Ｄｉｎ，ｍｉｎの電圧が調整される（上記参照）ように運転サイクルを段階的に上昇することによって調整され得る。
【００５８】
運転サイクルは、その場合に好ましくは、蓄電池の充電過程の間中電圧変換器の出力電圧が値ＵＡ／Ｄｉｎ，ｍｉｎに近づくまで一定に保持されかつ利得は以下の間隔に調整されねばならない。この方法は上述した段階的方法にほぼ対応する。
【００５９】
複数の中間値がＰＷＭ方法によって調整され得るので、運転サイクルの、かつしたがって利得の非常に正確な調整を設けることができる。前記複数の中間値は複数の利得範囲に対応し、かつ運転サイクルの制御の間中マイクロコントローラの精度によってのみ制限される。かくして、ＰＷＭ方法の間中、利得は、電圧変換器の出力電圧が、充電技術の態様により最適な範囲である、Ａ／Ｄ変換器の入力範囲内に常に横たわるように制御される。
【００６０】
図１０は図５による本発明のとくに好適な実施の形態のパルス幅変調（ＰＷＭ）を制御するためのフローチャートを示す。ＰＷＭ運転（ＰＷＭ運転）、ＰＷＭ最大（Ｍａｘ値）およびＰＷＭ最小（Ｍｉｎ値）はそれによってＰＷＭの現行、最大および最小運転サイクルを示す。増幅電圧（Ａｍｐ電圧）は電圧変換器の出力電圧、最大電圧（Ｍａｘ電圧）はＡ／Ｄ変換器の最大入力電圧ＵＡ／Ｄｉｎ，ｍａｘをそして最小電圧（Ｍｉｎ電圧）はＡ／Ｄ変換器の最大入力電圧ＵＡ／Ｄｉｎ，ｍａｘを示す。
【００６１】
ＰＷＭの運転サイクルを設定するための制御シーケンスの過程は現行運転サイクル、それぞれ最小値を有する両方の値の現行の出力電圧および比較の質問で開始する（ステップ１０１０）。評価結果に応答して、過程は継続されるかまたは停止される（ステップ１０９０）。制御シーケンスの過程の間中、ＰＷＭの運転サイクルは、要件によって、増加され（ステップ１０８０）、減少される８ステップ１０５０）かまたは維持される（ステップ１０９０へ直接ジャンプ）。
【００６２】
運転サイクルを設定するためのユニットはそれにより好ましくはそれぞれ１ビットだけ制御ユニットの解決（レゾリューション）に応答して変化される。制御シーケンスの代替の実施の形態において、運転サイクルはそれぞれの最小または最大値から現在測定された値のずれの範囲に依存して、可変量によって増大または減少される。制御シーケンスの過程はそれによって電圧変換器の利得を連続して調整するように周期的に繰り返される。制御シーケンスの繰り返しのための時間はそれによって好ましくは充電過程の最適の過程に可変に調整されるか、または代替的に、一定である。
【００６３】
記載された制御シーケンスは、評価および制御ユニット２０３が−充電技術の態様により−充電装置が活動されるときか、またはそれぞれ、充電過程の始めにおいて、最も都合の良い利得を調整する目的に使用され得る。この機能は「オートレンジ」機能と呼ばれかつ蓄電池の数または充電状態のごとき、それぞれの要求に対して利得の柔軟な調整を許容する。
【００６４】
利得の調整に関して複数の中間値を含んでいるＰＷＭ方法によって、−ΔＵ検出の感度は実質上増大されかつ蓄電池の同様により信頼し得る充電が蓄電池の同様により長い寿命と同時に達成され得る。
【００６５】
図３により上述した実施の形態において、より高い感度に関するこの要求はより大きな間隔を結果として生じる。例えば、０．３％（≒５ｍＶの−ΔＵ）の最大感度が０．２％（≒３ｍＶの−ΔＵ）に改善されるべきであるならば、間隔の数は５から１２に増加される。上述した実施の形態において多数の範囲が付与されると、抵抗アレイおよび対応するスイッチにより、これは抵抗アレイの大きさおよび対応するスイッチの数を増加する。段々にＰＷＭ方法において運転サイクルを調整することにより、−ΔＵ検出の精度は、しかしながら、回路エロゲーションを増加することなく増大され得る。
【００６６】
図５のブロック図において、保護回路および干渉抑制用のすべての要素は、本発明の必須の部分を隠さないように、除去されている。
【００６７】
本発明の上述した、とくに好適な実施の形態は、他の実施の形態により、１またはそれ以上の抵抗Ｒ１ないしＲ５がマイクロコントローラの追加の制御出力端子によって可変に制御されるように変化される。かくして、利得の伝達関数（式６）の軸方向の部分および傾斜はより大きな範囲において変化され、そしてこのとくに好適な実施の形態の応用分野は拡張される。これは、最適な数の蓄電池セルまたは蓄電池パッケージに対して柔軟にかつ「独立して」それらの充電特性を調整し、かつ充電過程を十分に正確に制御するための所定の精度を有する充電器の構成を許容する。
【００６８】
本発明はそれにしたがって構成された物理的な実施の形態に関連して説明されたが、本発明の種々の変更、変化および改良が上記教示に鑑みてかつ本発明の精神および意図された範囲から逸脱することなく添付の請求項の範囲内でなされ得ることは当該技術に熟練した者には明らかである。加えて、当該技術に普通の熟練を有する者が慣例であると思われるそれらの範囲は本書に記載された本発明を不必要に不明瞭にしないために本書で記載されなかった。したがって、本発明は特別な例示の実施の形態によって制限されず、しかも添付の請求項の範囲のみによって制限されることが理解される。
【図面の簡単な説明】
【図１】充電過程の間中の１．２Ｖ蓄電池セルについての温度および電圧曲線を示す概略図である。
【図２】本発明の好適な実施の形態を示すブロック図である。
【図３】本発明に対応する演算増幅回路の好適な実施の形態を示すブロック図である。
【図４】本発明に対応する演算増幅回路の好適な実施の形態の伝達関数をグラフ的に示す図である。
【図５】本発明に対応する演算増幅回路のとくに好適な実施の形態を示すブロック図である。
【図６】２ＬＳＢの評価された精度を有する８ビットＡ／Ｄ変換器および１０ビットＡ／Ｄ変換器の電圧変化−ΔＵの最大の相対的解決のリストを含んでいる表で示す図である。
【図７】２ＬＳＢの評価された精度を有する異なる数の蓄電池セルによる１０ビットＡ／Ｄ変換器の電圧変化−ΔＵの最大の相対的解決のリストを含んでいる表で示す図である。
【図８】図３による本発明の好適な実施の形態に関する範囲および特性量の概観を含んでいる表を示す図である。
【図９】好適な実施の形態（図８）の範囲および特性量の概観についての比較として図５による本発明のとくに好適な実施の形態に関する範囲および特性量の概観を含んでいる表を示す図である。
【図１０】図５による本発明のとくに好適な実施の形態のパルス幅変調を制御するためのフローチャートを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【外国語明細書】
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