(57)【要約】【課題】本発明は、電流検出装置に関し、インバータ回路からモータに流れる電流を高精度に検出することが可能な電流検出装置を提供する。【解決手段】ＰＷＭ制御されるインバータ回路２からモータ１に流れる電流を検出する電流検出装置であって、インバータ回路２とモータ１との間に設けられたシャント抵抗４と、シャント抵抗４の両端間に生ずる電圧をＰＷＭ周期に同期して方形波に変換する変換回路６と、当該方形波を正弦波にフィルタリングするフィルタ７と、当該正弦波の振幅を検出する振幅検出手段９と、当該振幅に基づいてモータ１に流れる電流を検出する電流検出手段１０と、を有してなる。【選択図】    図１
2004309386.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デューティ制御されるインバータ回路からモータに流れる電流を検出する電流検出装置であって、
前記インバータ回路と前記モータとの間に設けられたシャント抵抗と、該シャント抵抗の端子間電圧をデューティ周期に同期して方形波に変換する変換回路と、該方形波を正弦波にフィルタリングするフィルタと、該正弦波の振幅を検出する振幅検出手段と、該振幅に基づいて前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、を有することを特徴とする電流検出装置。
【請求項２】
前記シャント抵抗の両端の端子電圧をそれぞれ所定倍数に分圧して前記変換回路の入力端子に印加する分圧回路と、前記フィルタでフィルタリングされた正弦波を前記所定倍数の逆数倍増幅して前記振幅検出手段へ向けて出力する増幅器と、を有することを特徴とする請求項１記載の電流検出装置。
【請求項３】
前記変換回路は、前記デューティ制御のデューティオン時又はオフ時に前記シャント抵抗の端子間電圧を正側に増幅する正増幅器と、前記デューティ制御のデューティオフ時又はオン時に前記シャント抵抗の端子間電圧を負側に増幅する負増幅器と、を有し、前記正増幅器が前記シャント抵抗の端子間電圧を増幅しない場合には前記正増幅器の入力端子に電源電圧を印加すると共に、前記負増幅器が前記シャント抵抗の端子間電圧を増幅しない場合には前記負増幅器の入力端子を接地することを特徴とする請求項１記載の電流検出装置。
【請求項４】
前記正増幅器は、前記デューティ制御のデューティ比が第１の所定値よりも大きい場合にのみ前記シャント抵抗の端子間電圧を増幅すると共に、前記負増幅器は、前記デューティ比が第２の所定値よりも小さい場合にのみ前記シャント抵抗の端子間電圧を増幅することを特徴とする請求項３記載の電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デューティ制御されるインバータ回路からモータに流れる電流を検出する電流検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、デューティ制御されるインバータ回路からモータに流れる電流を検出する電流検出装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この電流検出装置は、一般に、インバータ回路とモータとの間に設けられるシャント抵抗と、シャント抵抗の端子間電圧を増幅する増幅器と、を有している。そして、シャント抵抗の抵抗値と増幅器で増幅された出力電圧とに基づいてインバータ回路からモータに流れる電流を検出する。
【０００３】
ところで、シャント抵抗のインバータ回路側の端子電圧は接地から電源電圧まで大きく変動する。このため、シャント抵抗の両端子に直接に増幅器の入力端子が接続される構成では、増幅器の電源電圧はインバータ回路の電源電圧以上であることが必要となる。即ち、増幅器の電源電圧は、インバータ回路の電源電圧が高い場合にはそれに合わせて高くすることが必要である。しかし、増幅器の電源電圧が高いとその増幅器を含む電流検出装置のＩＣ化が困難になる不都合が生ずる。
【０００４】
そこで、シャント抵抗の両端の端子電圧をそれぞれ分圧する分圧回路を設け、増幅器の入力端子に入力される電圧を下げることが考えられる。この場合には、電流検出装置の増幅器の電源電圧を下げることが可能となり、電流検出装置のＩＣ化を実現することが可能となる。
【０００５】
【特許文献１】
特開平９−１７２７０３号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記した従来技術においては、電流検出装置の電流検出が増幅器で増幅された出力電圧自体のレベル（大きさ）に基づいて行われる。しかしながら、かかる構成では、温度変化等に起因して素子特性が変化すると、増幅器で増幅される出力電圧にオフセット誤差が含まれることとなり、インバータ回路からモータに流れる電流を正確に検出することができないという問題点がある。
【０００７】
本発明は、このような状況を鑑みてなされたもので、インバータ回路の電源電圧が比較的高い場合にも、インバータ回路からモータに流れる電流を高精度に検出することが可能な電流検出装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前述の課題を解決するため、本発明に係る電流検出装置は、次のような手段を採用する。
【０００９】
即ち、請求項１記載の発明は、デューティ制御されるインバータ回路からモータに流れる電流を検出する電流検出装置であって、前記インバータ回路と前記モータとの間に設けられたシャント抵抗と、該シャント抵抗の端子間電圧をデューティ周期に同期して方形波に変換する変換回路と、該方形波を正弦波にフィルタリングするフィルタと、該正弦波の振幅を検出する振幅検出手段と、該振幅に基づいて前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、を有することを特徴とする。
【００１０】
請求項１記載の発明によれば、シャント抵抗の端子間電圧がデューティ周期に同期した方形波に変換され、当該方形波が正弦波にフィルタリングされ、当該正弦波の振幅に基づいてモータに流れる電流が検出される。このため、回路素子の温度特性等に起因するオフセットドリフトが生じてもそのオフセット分が電流を検出するうえで影響を与えることはなく、オフセットドリフトの影響を除去しつつモータに流れる電流を検出することができる。また、デューティ制御に伴うシャント抵抗の端子電圧変化に対応してモータに流れる電流を検出することができる。従って、インバータ回路からモータに流れる電流を高精度に検出することができる。
【００１１】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記シャント抵抗の両端の端子電圧をそれぞれ所定倍数に分圧して前記変換回路の入力端子に印加する分圧回路と、前記フィルタでフィルタリングされた正弦波を前記所定倍数の逆数倍増幅して前記振幅検出手段へ向けて出力する増幅器と、を有することを特徴とする。
【００１２】
請求項２記載の発明によれば、シャント抵抗の両端の端子電圧がそれぞれ所定倍数に分圧されて増幅器の入力端子に印加されため、増幅器の電源電圧をインバータ回路の電源電圧と比較して下げることができる。従って、インバータ回路の電源電圧が高い場合でも電流検出装置をＩＣ化することができる。
【００１３】
また、請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記変換回路は、前記デューティ制御のデューティオン時又はオフ時に前記シャント抵抗の端子間電圧を正側に増幅する正増幅器と、前記デューティ制御のデューティオフ時又はオン時に前記シャント抵抗の端子間電圧を負側に増幅する負増幅器と、を有し、前記正増幅器が前記シャント抵抗の端子間電圧を増幅しない場合には前記正増幅器の入力端子に電源電圧を印加すると共に、前記負増幅器が前記シャント抵抗の端子間電圧を増幅しない場合には前記負増幅器の入力端子を接地することを特徴とする。
【００１４】
請求項３記載の発明によれば、正増幅器がシャント抵抗の端子間電圧を増幅する場合には、正増幅器の入力端子にデューティ制御のデューティオン時又はオフ時の電源電圧近傍の電圧が印加され、正増幅器がシャント抵抗の端子間電圧を増幅しない場合には、正増幅器の入力端子に電源電圧が印加される。また、負増幅器がシャント抵抗の端子間電圧を増幅する場合には、負増幅器の入力端子にデューティ制御のデューティオフ時又はオン時の接地電圧近傍の電圧が印加され、負増幅器がシャント抵抗の端子間電圧を増幅しない場合には、負増幅器の入力端子に接地電圧が印加される。従って、正増幅器及び負増幅器の入力端子に印加される同相入力電圧の範囲がそれぞれ比較的狭く制限されるため、同相入力電圧の範囲が比較的広い構成と比較して、両増幅器のＣＭＲ（同相成分除去比）を低く抑えることができる。
【００１５】
また、請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記正増幅器は、前記デューティ制御のデューティ比が第１の所定値よりも大きい場合にのみ前記シャント抵抗の端子間電圧を増幅すると共に、前記負増幅器は、前記デューティ比が第２の所定値よりも小さい場合にのみ前記シャント抵抗の端子間電圧を増幅することを特徴とする。
【００１６】
請求項４記載の発明によれば、デューティ制御のデューティオン時間が比較的長い場合にのみ正増幅器がシャント抵抗の端子間電圧を増幅すると共に、デューティ制御のデューティオフ時間が比較的長い場合にのみ負増幅器がシャント抵抗の端子間電圧を増幅するため、増幅器の応答性に依存しないで安定して増幅器を作動させることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る電流検出装置の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１８】
図１は、本発明の第１の実施形態である電流検出装置を備えるシステムの構成図である。本実施形態のシステムは、車両に搭載される電動パワーステアリングのシステムであって、運転者のステアリング操作をモータを用いて電気的にアシストする。本実施形態のシステムは、ステアリング操作をアシストするトルクを発生するモータ１、及び、モータ１を駆動するインバータ回路２を備えている。
【００１９】
モータ１は、三相交流ブラシレスモータである。インバータ回路２は、モータ１の各相に対応して電源−接地間に並列接続される三対のスイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗを有している。各一対のスイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗは、電源−接地間で直列接続された、電源側に接続されているスイッチング素子ＳＷｕ１，ＳＷｖ１，ＳＷｗ１と接地側に接続されているスイッチング素子ＳＷｕ２，ＳＷｖ２，ＳＷｗ２とにより構成されている。各スイッチング素子ＳＷは、例えば、ＭＯＳ型のトランジスタである。尚、インバータ回路２の電源は車載バッテリであり、その電圧ＶＰは、例えば４２Ｖである。
【００２０】
モータ１の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）は、インバータ回路２の三対のスイッチング素子ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗに一対一で対応するように接続されている。具体的には、Ｕ相がスイッチング素子ＳＷｕに、Ｖ相がスイッチング素子ＳＷｖに、Ｗ相がスイッチング素子ＳＷｗにそれぞれ対応している。モータ１の各相は、スイッチング素子ＳＷｕ１，ＳＷｖ１，ＳＷｗ１とスイッチング素子ＳＷｕ２，ＳＷｖ２，ＳＷｗ２との間の端子に接続されている。
【００２１】
上記の構成において、インバータ回路２は、図示しない制御部によってＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御される。即ち、電源側のスイッチング素子ＳＷｕ１，ＳＷｖ１，ＳＷｗ１と接地側のスイッチング素子ＳＷｕ２，ＳＷｖ２，ＳＷｗ２とは、互いに連動してオン・オフされる。また、Ｕ相のＳＷｕとＶ相のＳＷｖとＷ相のＳＷｗは、互いに１２０°ずつ位相がずれてオン・オフされる。
【００２２】
モータ１の各相にはそれぞれ、電流検出回路３が設けられている。尚、モータ１の各相の電流検出回路３は、構成上異なるところがないため、以下ではＷ相の電流検出回路３についてのみ説明する。電流検出回路３は、シャント抵抗４（抵抗値＝Ｒ０）を有している。シャント抵抗４は、インバータ回路２とモータ１との間に設けられている。シャント抵抗４には、分圧回路５が接続されている。分圧回路５は、シャント抵抗４の両端の端子電圧をそれぞれ分圧するための分圧抵抗５ａ〜５ｄ（抵抗値＝Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４）を備えている。
【００２３】
シャント抵抗４のモータ１側の端子には、分圧抵抗５ａの一端が接続されている。分圧抵抗５ａの他端には分圧抵抗５ｂの一端が接続されている。分圧抵抗５ｂの他端は接地されている。即ち、分圧抵抗５ａと分圧抵抗５ｂとは、シャント抵抗４のモータ１側の端子と接地との間で直列接続されている。また、シャント抵抗４のインバータ回路２側の端子には、分圧抵抗５ｃの一端が接続されている。分圧抵抗５ｃの他端には分圧抵抗５ｄの一端が接続されている。分圧抵抗５ｄの他端は接地されている。即ち、分圧抵抗５ｃと分圧抵抗５ｄとは、シャント抵抗４のインバータ回路２側の端子と接地との間で直列接続されている。分圧抵抗５ａ〜５ｄの各抵抗値は、シャント抵抗４のモータ１側の電圧の分圧比（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））と、シャント抵抗４のインバータ回路２側の電圧の分圧比（Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４））とが一致するように設定されている。この際、Ｒ１＝Ｒ３及びＲ２＝Ｒ４とするのが好ましい。尚、以下では、その分圧比（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４））を１／ｎとする。
【００２４】
上記の構成において、分圧抵抗５ａと分圧抵抗５ｂとの間の端子には、シャント抵抗４のモータ１側の端子電圧が１／ｎ倍に分圧された電圧が現れる。また、分圧抵抗５ｃと分圧抵抗５ｄとの間の端子には、シャント抵抗４のインバータ回路２側の端子電圧が１／ｎ倍に分圧された電圧が現れる。分圧抵抗５ａと分圧抵抗５ｂとの間の端子及び分圧抵抗５ｃと分圧抵抗５ｄとの間の端子には、同期検波回路６の入力端子が接続されている。
【００２５】
図２は、同期検波回路６の構成を示す図である。同期検波回路６は、同一特性を有する２個の増幅器６ａ，６ｂを有している。増幅器６ａの非反転入力端子６ｄは分圧抵抗５ａと分圧抵抗５ｂとの間の端子に接続され、増幅器６ａの反転入力端子６ｅは分圧抵抗５ｃと分圧抵抗５ｄとの間の端子に接続されている。増幅器６ｂの反転入力端子６ｆは分圧抵抗５ａと分圧抵抗５ｂとの間の端子に接続され、増幅器６ｂの非反転入力端子６ｇは分圧抵抗５ｃと５ｄとの間の端子に接続されている。増幅器６ａは、非反転入力端子６ｄの入力電圧と反転入力端子６ｅの入力電圧との差圧を出力するものである。増幅器６ｂは、非反転入力端子６ｇの入力電圧と反転入力端子６ｆの入力電圧との差圧を出力するものである。即ち、増幅器６ａと増幅器６ｂとは、シャント抵抗４の端子間電圧に応じた電圧を互いに逆相に１倍ずつ増幅する。
【００２６】
増幅器６ａの出力端子６ｈ及び増幅器６ｂの出力端子６ｉには、スイッチ６ｃが接続されている。スイッチ６ｃは、増幅器６ａの出力端子６ｈと増幅器６ｂの出力端子６ｉとに選択的に接続される。スイッチ６ｃは、上記したインバータ回路２のＰＷＭ制御のデューティ周期に同期して増幅器６ａと増幅器６ｂとから交互に出力電圧が出力されるように制御される。同期検波回路６は、シャント抵抗４の端子間電圧に応じたレベルを有する、デューティ周期に同期した方形波をスイッチ６ｃの出力端子から出力する。
【００２７】
同期検波回路６の出力端子には、ＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）７が接続されている。ＬＰＦ７は、同期検波回路６から出力される方形波を正弦波にフィルタリングし出力する。
【００２８】
ＬＰＦ７の出力端子には、増幅器８が接続されている。増幅器８は、ＬＰＦ７でフィルタリングされた正弦波を、上記した分圧回路５の分圧比１／ｎの逆数倍であるｎ倍に増幅する。尚、増幅器の電源電圧は、例えば１２Ｖである。
【００２９】
増幅器８の出力端子には、振幅検出部９が接続されている。振幅検出部９は、増幅器８によって増幅された正弦波の振幅を検出する。具体的には、振幅検出部９は、ＰＷＭ制御のデューティ周期の正弦波を所定レートでサンプリングすると共にサンプリングしたアナログ信号を順次Ａ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換された所定数のサンプリングデータを用いてＰＷＭ制御のデューティ周期の正弦波関数を基底関数として最小２乗法によって基底関数の係数を計算して振幅を検出する。
【００３０】
振幅検出部９には、電流検出部１０が接続されている。電流検出部１０は、シャント抵抗４の抵抗値Ｒ０と振幅検出部９で検出した振幅とに基づいてインバータ回路２からモータ１に流れる電流を検出する。
【００３１】
このように、本実施形態の電流検出装置においては、シャント抵抗４の両端の端子電圧がそれぞれ分圧回路５にて分圧されて同期検波回路６の入力端子に印加され、同期検波回路６にてシャント抵抗４の端子間電圧がＰＷＭ制御のデューティ周期に同期した方形波に変換され、フィルタ７にて当該変換された方形波が正弦波にフィルタリングされ、増幅器８にて当該フィルタリングされた正弦波が増幅され、振幅検出部９にて当該増幅された正弦波の振幅が検出され、そして、電流検出部１０にて当該検出された振幅に基づいてモータ１に流れる電流が検出される。
【００３２】
即ち、本実施形態の電流検出装置において、モータ１に流れる電流の検出は、増幅器８にて増幅される正弦波の振幅に基づいて行われる。この正弦波はＰＷＭ制御のデューティ周期でシャント抵抗４の端子間電圧の正増幅と負増幅とを繰り返すことにより得られ、その振幅はシャント抵抗４の端子間電圧に応じたものとなる。従って、増幅器８にて増幅される正弦波の振幅を検出することとすれば、モータ１に流れる電流を検出することができる。
【００３３】
かかる構成においては、温度変化等に起因して回路素子の特性が変化すると、その変化に伴って同期検波回路６の増幅器６ａ及び増幅器６ｂの出力レベルは共に変動し、同期検波回路６の出力レベル自体は変動するが、その増幅器６ａと増幅器６ｂとは同一特性を有するので、増幅器８から出力される正弦波の振幅は変動しない。即ち、増幅器８の出力に回路素子の特性変化に起因するオフセットドリフトが生じた場合にも、そのオフセットは正弦波の振幅に影響を与えることがない。このため、オフセットドリフトの影響を除去しつつモータ１に流れる電流を検出することができる。
【００３４】
また、シャント抵抗４の端子間電圧はＰＷＭ制御のデューティ周期に同期して方形波に変換されるため、ＰＷＭ制御に伴うシャント抵抗４の端子電圧変化に対応してモータ１に流れる電流を検出することができる。
【００３５】
従って、本実施形態の電流検出装置によれば、インバータ回路２からモータ１に流れる電流を高精度に検出することができる。このため、本実施形態のシステムによれば、モータ１を適正にフィードバック制御することができ、これにより、運転者のステアリング操作をアシストする電動パワーステアリングシステムを制御性よく構築することが可能となっている。
【００３６】
また、シャント抵抗４のインバータ回路２側の端子電圧は接地からインバータ回路２の電源電圧まで大きく変動する。このため、シャント抵抗４の両端子に直接に増幅器８の入力端子が接続される構成では、増幅器８の電源電圧はインバータ回路２の電源電圧以上であることが必要となる。これに対して本実施形態においては、シャント抵抗４の両端の端子電圧がそれぞれ所定倍数に分圧されて増幅器８の入力端子に印加される。このため、増幅器８の電源電圧をインバータ回路２の電源電圧よりも下げることが可能である。従って、本実施形態の電流検出装置によれば、インバータ回路２の電源電圧が例えば４２Ｖと比較的高い場合であっても電流検出回路３のＩＣ化を図ることが可能となっている。
【００３７】
尚、上記の実施形態においては、同期検波回路６が特許請求の範囲に記載した「変換回路」に、ＬＰＦ７が特許請求の範囲に記載した「フィルタ」に、振幅検出部９が特許請求の範囲に記載した「振幅検出手段」に、電流検出部１０が特許請求の範囲に記載した「電流検出手段」に、電流検出回路３が特許請求の範囲に記載した「電流検出装置」に、それぞれ相当している。
【００３８】
次に、本発明に係る電流検出装置の第２の実施形態について説明する。
【００３９】
図３は、本発明の第２の実施形態である電流検出装置を備えるシステムの構成図である。尚、本実施形態において、第１の実施形態に示す構成と同一の構成については、同一符号を付すことでその説明を省略する。
【００４０】
本実施形態のシステムにおいて、モータ１の各相にはそれぞれ、電流検出回路２１が設けられている。尚、モータ１の各相の電流検出回路２１は、構成上異なるところがないため、以下ではＷ相の電流検出回路２１についてのみ説明する。電流検出回路２１は、インバータ回路２とモータ１との間に設けられているシャント抵抗４と、シャント抵抗４の両端子に入力端子が接続されている同期検波回路２２と、同期検波回路２２の出力端子に接続されているＬＰＦ７と、ＬＰＦ７の出力端子に接続されている増幅器２３と、増幅器２３の出力端子に接続されている振幅検出部９と、振幅検出部９に接続されている電流検出部１０と、を有している。増幅器２３は、ＬＰＦ７でフィルタリングされた正弦波を＋１倍に増幅する。
【００４１】
図４は、同期検波回路２２の構成を示す図である。同期検波回路２２は、同一特性を有する２個の増幅器２４，２６を有している。増幅器２４は、非反転入力端子２４ａの入力電圧と反転入力端子２４ｂの入力電圧との差圧を出力する。また、増幅器２６は、非反転入力端子２６ａの入力電圧と反転入力端子２６ｂの入力電圧との差圧を出力する。即ち、増幅器２４と増幅器２６とは、シャント抵抗４の端子間電圧を互いに逆相に１倍ずつ増幅する。
【００４２】
増幅器２４の非反転入力端子２４ａには入力側第１スイッチ２８が、また、反転入力端子２４ｂには入力側第２スイッチ３０が、それぞれ接続されている。入力側第１スイッチ２８は、増幅器２４の非反転入力端子２４ａを電圧ＶＰを有する電源及びシャント抵抗４のインバータ回路２側の端子のいずれか一方に選択的に接続させる。入力側第１スイッチ２８は、増幅器２４の非反転入力端子２４ａを、所定状況下においてインバータ回路２におけるＰＷＭ制御のデューティ周期に同期してインバータ回路２の電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１のデューティオン時に所定時間だけシャント抵抗４のインバータ回路２側の端子に接続させる一方、それ以外のときには電源に接続させる。また、入力側第２スイッチ３０は、増幅器２４の反転入力端子２４ｂを電圧ＶＰを有する電源及シャント抵抗４のモータ１側の端子のいずれか一方に選択的に接続させる。入力側第２スイッチ３０は、増幅器２４の反転入力端子２４ｂを、所定状況下においてインバータ回路２におけるＰＷＭ制御のデューティ周期に同期して電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１のデューティオン時に所定期間だけシャント抵抗４のモータ１側の端子に接続させる一方、それ以外のときには電源に接続させる。
【００４３】
入力側第１スイッチ２８と入力側第２スイッチ３０とは互いに連動して作動する。具体的には、非反転入力端子２４ａが電源に接続される場合は、反転入力端子２４ｂも電源に接続され、一方、非反転入力端子２４ａがシャント抵抗４のインバータ回路２側の端子に接続される場合は、反転入力端子２４ｂはシャント抵抗４のモータ１側の端子に接続される。尚、図４には、入力側第１スイッチ２８が増幅器２４の非反転入力端子２４ａをシャント抵抗４のインバータ回路２側の端子に接続させ、入力側第２スイッチ３０が増幅器２４の反転入力端子２４ｂをシャント抵抗４のモータ１側の端子に接続させている場合を示している。
【００４４】
増幅器２６の反転入力端子２６ｂには入力側第３スイッチ３２が、また、非反転入力端子２６ａには入力側第４スイッチ３４が、それぞれ接続されている。入力側第３スイッチ３２は、増幅器２６の反転入力端子２６ｂを接地及びシャント抵抗４のインバータ回路２側の端子のいずれか一方に選択的に接続させる。入力側第３スイッチ３２は、増幅器２６の反転入力端子２６ｂを、所定状況下においてインバータ回路２におけるＰＷＭ制御のデューティ周期に同期してインバータ回路２の電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１のデューティオフ時に所定時間だけシャント抵抗４のインバータ回路２側の端子に接続させる一方、それ以外のときには接地に接続させる。また、入力側第４スイッチ３４は、増幅器２６の非反転入力端子２６ａを接地及シャント抵抗４のモータ１側の端子のいずれか一方に選択的に接続させる。入力側第４スイッチ３４は、増幅器２６の非反転入力端子２６ａを、所定状況下において上記したデューティ周期に同期した電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１のデューティオフ時に所定期間だけシャント抵抗４のモータ１側の端子に接続させる一方、それ以外のときには接地に接続させる。
【００４５】
入力側第３スイッチ３２と入力側第４スイッチ３４とは互いに連動して作動する。具体的には、反転入力端子２６ｂが接地に接続される場合は、非反転入力端子２６ａも接地に接続され、一方、反転入力端子２６ｂがシャント抵抗４のインバータ回路２側の端子に接続される場合は、非反転入力端子２６ａはシャント抵抗４のモータ１側の端子に接続される。尚、図４には、入力側第３スイッチ３２が増幅器２６の反転入力端子２６ｂを接地に接続させ、入力側第４スイッチ３４が増幅器２６の非反転入力端子２６ａを接地に接続させている場合を示している。
【００４６】
増幅器２４の出力端子２４ｃには出力側第１スイッチ３６が、増幅器２６の出力端子２６ｃには出力側第２スイッチ３８が、それぞれ接続されている。出力側第１スイッチ３６は、増幅器２４の出力端子２４ｃと同期検波回路２２の出力端子４０とを接続又は開放させる。出力側第１スイッチ３６は、インバータ回路２におけるＰＷＭ制御のデューティ周期に同期してインバータ回路２の電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１のデューティオン時、入力側第１及び第２スイッチ２８，３０の作動により増幅器２４の非反転入力端子２４ａ及び反転入力端子２４ｂがシャント抵抗４の両端の端子に接続され得るタイミングでトリガ的に出力端子２４ｃと出力端子４０とを導通させる一方、それ以外のときには遮断させる。また、出力側第２スイッチ３８は、増幅器２６の出力端子２６ｃと同期検波回路２２の出力端子４０とを接続又は開放させる。出力側第２スイッチ３８は、インバータ回路２におけるＰＷＭ制御のデューティ周期に同期してインバータ回路２の電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１のデューティオフ時、入力側第３及び第４スイッチ３２，３４の作動により増幅器２６の非反転入力端子２６ａ及び反転入力端子２６ｂがシャント抵抗４の両端の端子に接続され得るタイミングでトリガ的に出力端子２６ｃと出力端子４０とを導通させる一方、それ以外のときには遮断させる。尚、図４には、出力側第１スイッチ３６が増幅器２４の出力端子２４ｃと同期検波回路２２の出力端子４０とを接続し、出力側第２スイッチ３８が増幅器２６の出力端子２６ｃと同期検波回路２２の出力端子４０とを開放している場合を示している。
【００４７】
同期検波回路２２の出力端子４０には、一端が接地されたコンデンサ４２の他端が接続されている。コンデンサ４２は、出力端子４０が増幅器２４又は増幅器２６の出力端子と接続された場合に充電され、出力端子４０が増幅器２４の出力端子及び増幅器２６の出力端子双方と接続されない場合に放電される。
【００４８】
図５は、同期検波回路２２の動作を示すタイミングチャートである。尚、図５において、Ｉはシャント抵抗４に流れる電流を、Ｖは同期検波回路２２から出力される出力電圧をそれぞれ示している。
【００４９】
本実施形態のシステムにおいて、増幅器２４の出力端子及び増幅器２６の出力端子が共に同期検波回路２２の出力端子４０に接続されていない状態では、同期検波回路２２の増幅器２４の非反転入力端子２４ａ及び反転入力端子２４ｂは共に電源に接続され、増幅器２６の非反転入力端子２６ａ及び反転入力端子２６ｂは共に接地されている。
【００５０】
かかる状態においてインバータ回路２のＰＷＭ制御により電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオフからデューティオンへ移行すると、そのＰＷＭ制御のデューティ比が比較的高い場合には、その後、増幅器２６の有する端子２６ａ〜２６ｃの接続状態は切り替わらない一方、増幅器２４の有する非反転入力端子２４ａ、反転入力端子２４ｂ、及び出力端子２４ｃの接続状態が切り替わる。具体的には、非反転入力端子２４ａはシャント抵抗４のインバータ回路２側の端子に接続され、反転入力端子２４ｂはシャント抵抗４のモータ１側の端子に接続され、また、出力端子２４ｃは同期検波回路２２の出力端子４０に接続される。
【００５１】
この際、増幅器２４は、非反転入力端子２４ａに入力される電圧（即ち、シャント抵抗４のインバータ回路２側の端子に現れる電圧）と反転入力端子２４ｂに入力される電圧（即ち、シャント抵抗４のモータ１側の端子に現れる電圧）との差圧を出力する。従って、インバータ回路２のＰＷＭ制御のデューティ比が比較的高い状況下で電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオフからデューティオンへ移行した場合は、同期検波回路２２の出力端子４０に、シャント抵抗４の端子間電圧を＋１倍に増幅した電圧が現れる。
【００５２】
出力側第１スイッチ３６による導通状態は長時間継続しないので、増幅器２４の出力端子２４ｃが同期検波回路２２の出力端子４０に接続された後、その接続状態は直ちに解除される。同期検波回路２２の出力端子４０には、上記の如く、コンデンサ４２が接続されている。このため、上記した接続状態が解除された後にも、その出力端子４０の電圧がある程度の時間一定に維持される。
【００５３】
そして、かかる状態においてインバータ回路２のＰＷＭ制御により電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオンからデューティオフへ移行すると、その後、同期検波回路２２の出力端子４０に増幅器２６の出力端子２６ｃが接続される。この際、増幅器２６の非反転入力端子２６ａ及び反転入力端子２６ｂは共に接地され、その差圧はゼロであるので、その出力端子２６ｃに接地電圧が現れる。従って、インバータ回路２のＰＷＭ制御のデューティ比が比較的高い状況下で電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオンからデューティオフへ移行した場合は、同期検波回路２２の出力端子４０に接地電圧が現れる。以後、ＰＷＭ制御のデューティ比が比較的高い場合は、上記した処理が繰り返し行われる。
【００５４】
一方、ＰＷＭ制御のデューティ比が比較的低い状況下において電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオフからデューティオンへ移行すると、その後、同期検波回路２２の出力端子４０に増幅器２４の出力端子２４ｃが接続される。この際、増幅器２４の非反転入力端子２４ａ及び反転入力端子２４ｂは共に電源に接続され、その差圧はゼロであるので、その出力端子２４ｃに接地電圧が現れる。従って、インバータ回路２のＰＷＭ制御のデューティ比が比較的低い状況下で電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオフからデューティオンへ移行した場合には、同期検波回路の出力端子４０に接地電圧が現れる。
【００５５】
そして、かかる状態においてインバータ回路２のＰＷＭ制御により電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオンからデューティオフへ移行すると、その後、増幅器２４の有する端子２４ａ〜２４ｃの接続状態は切り替わらない一方、増幅器２６の有する非反転入力端子２６ａ、反転入力端子２６ｂ、及び出力端子２６ｃの接続状態が切り替わる。具体的には、非反転入力端子２６ａはシャント抵抗４のモータ１側の端子に接続され、反転入力端子２６ｂはシャント抵抗４のインバータ回路２側の端子に接続され、また、出力端子２６ｃは同期検波回路２２の出力端子４０に接続される。
【００５６】
この際、増幅器２６は、非反転入力端子２６ａに入力される電圧（即ち、シャント抵抗４のモータ１側の端子に現れる電圧）と反転入力端子２６ｂに入力される電圧（即ち、シャント抵抗４のインバータ回路２側の端子に現れる電圧）との差圧を出力する。従って、インバータ回路２のＰＷＭ制御のデューティ比が比較的低い状況下で電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオンからデューティオフへ移行した場合は、同期検波回路２２の出力端子に、シャント抵抗４の端子間電圧を−１倍に増幅した電圧が現れる。
【００５７】
出力側第２スイッチ３８による導通状態は長時間継続しないので、増幅器２６の出力端子２６ｃが同期検波回路２２の出力端子４０に接続された後、その接続状態は直ちに解除される。同期検波回路２２の出力端子４０には、上記の如く、コンデンサ４２が接続されている。このため、上記した接続状態が解除された後にも、その出力端子４０の電圧がある程度の時間一定に維持される。以後、ＰＷＭ制御のデューティ比が比較的低い場合は、上記した処理が繰り返し行われる。
【００５８】
また、ＰＷＭ制御のデューティ比が高くもなく低くもなく中程度である状況下において電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオフからデューティオンへ移行すると、デューティ比が高い場合と同様に、その後、増幅器２６の有する端子２６ａ〜２６ｃの接続状態は切り替わらない一方、増幅器２４の有する非反転入力端子２４ａ、反転入力端子２４ｂ、及び出力端子２４ｃの接続状態が切り替わる。従って、インバータ回路２のＰＷＭ制御のデューティ比が中程度である状況下で電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオフからデューティオンへ移行した場合は、同期検波回路２２の出力端子４０に、シャント抵抗４の端子間電圧を＋１倍に増幅した電圧が現れる。
【００５９】
更に、ＰＷＭ制御のデューティ比が中程度である状況下において電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオンからデューティオフへ移行すると、デューティ比が低い場合と同様に、その後、増幅器２４の有する端子２４ａ〜２４ｃの接続状態は切り替わらない一方、増幅器２６の有する非反転入力端子２６ａ、反転入力端子２６ｂ、及び出力端子２６ｃの接続状態が切り替わる。従って、インバータ回路２のＰＷＭ制御のデューティ比が中程度である状況下で電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１がデューティオンからデューティオフへ移行した場合は、同期検波回路２２の出力端子４０に、シャント抵抗４の端子間電圧を−１倍に増幅した電圧が現れる。以後、ＰＷＭ制御のデューティ比が中程度である場合は、上記した処理が繰り返し行われる。
【００６０】
このように、本実施形態の同期検波回路２２は、シャント抵抗４の端子間電圧に応じたレベルを有する、インバータ回路２のＰＷＭ制御のデューティ周期に同期した方形波を出力端子４０から出力する。この方形波は、インバータ回路２のＰＷＭ制御のデューティ比に応じた形状を有する。ＬＰＦ７は、同期検波回路２２から出力される方形波を正弦波にフィルタリングする。増幅器２３は、ＬＰＦ７でフィルタリングされた正弦波を＋１倍に増幅する。振幅検出部９は、増幅器２３により増幅された正弦波の振幅を検出する。
【００６１】
また、電流検出部１０は、ＰＷＭ制御のデューティ比が中程度である場合には、振幅検出部９により検出された振幅に基づいてインバータ回路２からモータ１に流れる電流を検出する。一方、そのデューティ比が比較的高い場合及び低い場合には、振幅検出部９により検出された振幅を２倍した値に基づいて上記した電流を検出する。
【００６２】
即ち、本実施形態の電流検出装置において、インバータ回路２とモータ１との間に流れる電流の検出は、増幅器２３にて増幅される正弦波の振幅に基づいて行われる。この正弦波はＰＷＭ制御のデューティ周期でシャント抵抗４の端子間電圧の正増幅と負増幅とを適宜繰り返すことにより得られ、その振幅はシャント抵抗４の端子間電圧に応じたものとなる。従って、本実施形態の電流検出装置においても、第１の実施形態の装置と同様に、インバータ回路２とモータ１との間に流れる電流を精度よく検出することができる。
【００６３】
ところで、本実施形態の同期検波回路２２において、増幅器２４の非反転入力端子２４ａ及び反転入力端子２４ｂには、その増幅器２４がシャント抵抗４の端子電圧を増幅しない場合には電源電圧ＶＰが印加される一方、その増幅器がシャント抵抗４の端子間電圧を増幅する場合にはインバータ回路２の電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１のデューティオン時における電源電圧ＶＰ近傍の電圧が印加される。また、増幅器２６の非反転入力端子２６ａ及び反転入力端子２６ｂには、その増幅器２６がシャント抵抗４の端子間電圧を増幅しない場合には接地電圧が印加される一方、その増幅器２６がシャント抵抗４の端子間電圧を増幅する場合にはインバータ回路２の電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１のデューティオフ時、即ち、接地側のスイッチング素子ＳＷｗ２のデューティオン時における接地電圧近傍の電圧が印加される。
【００６４】
この点、増幅器２４の非反転入力端子２４ａ及び反転入力端子２４ｂに印加される電圧は、ほぼ電源電圧ＶＰに維持される。また、増幅器２６の非反転入力端子２６ａ及び反転入力端子２６ｂに印加される電圧は、ほぼ接地電圧に維持される。即ち、増幅器２４の非反転入力端子２４ａ及び反転入力端子２４ｂに印加される同相入力電圧の範囲は比較的狭く制限されており、また、増幅器２６の非反転入力端子２６ａ及び反転入力端子２６ｂに印加される同相入力電圧の範囲も比較的狭く制限されている。このため、本実施形態の電流検出装置によれば、同相入力電圧の範囲が比較的広い構成と比較して、両増幅器２４，２６のＣＭＲ（同相成分除去比）を低く抑えることが可能であり、そのＣＭＲを極端に高くすることは不要となっている。
【００６５】
また、インバータ回路２の電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１についてデューティ比が比較的高い場合は、デューティオフ時間が短いため、増幅器２６がシャント抵抗４の端子間電圧を適正に増幅することが困難である。また、インバータ回路２の電源側のスイッチング素子ＳＷｗ１についてデューティ比が比較的低い場合は、デューティオン時間が短いため、増幅器２４がシャント抵抗４の端子間電圧を適正に増幅することが困難である。
【００６６】
これに対して、本実施形態において、ＰＷＭ制御のデューティ比が中程度以上である場合にのみ増幅器２４がシャント抵抗４の端子間電圧を増幅し、また、ＰＷＭ制御のデューティ比が中程度以下である場合にのみ増幅器２６がシャント抵抗４の端子間電圧を増幅する。このため、本実施形態の同期検波回路２２によれば、増幅器２４，２６の応答性に依存しないで安定して増幅器２４，２６を作動させることができる。
【００６７】
尚、上記の実施形態においては、増幅器２４が特許請求の範囲に記載した「正増幅器」に、増幅器２６が特許請求の範囲に記載した「負増幅器」に、デューティ比の中程度領域の下限値が特許請求の範囲に記載した「第１の所定値」に、デューティ比の中程度領域の上限値が特許請求の範囲に記載した「第２の所定値」にそれぞれ相当している。
【００６８】
尚、上記の第１及び第２の実施形態においては、電流検出を行うモータ１を三相のブラシレスモータとしているが、三相に限らず、二相および四相以上の多相のモータに適用することも可能であり、また、ブラシレスに限らず、ブラシ付きのモータに適用することも可能である。
【００６９】
また、上記の第１及び第２の実施形態においては、車両に搭載する電動パワーステアリング装置に用いるモータ１の電流検出を行うこととしているが、電動パワーステアリングに限定されるものではなく、他の用途のモータに適用することも可能である。
【００７０】
また、上記の実施形態においては、同期検波回路２２の出力波形を、ＰＷＭ制御のデューティ比が高い領域内にあるか、低い領域内にあるか、或いは、中程度の領域にあるかに応じて３種類のうちから一つ選択することとしているが、所定の閾値（５０％近傍）を境界にしてＰＷＭ制御のデューティ比が高いか低いかに応じて２種類のうちから一つ選択することとしてもよい。この場合は、所定の閾値が特許請求の範囲に記載した「第１の所定値」及び「第２の所定値」に相当する。
【００７１】
【発明の効果】
以上のように、請求項１記載の発明によれば、オフセットドリフトの影響を除去しつつモータに流れる電流を検出することができる。また、デューティ制御に伴うシャント抵抗の端子電圧変化に対応してモータに流れる電流を検出することができる。従って、インバータ回路からモータに流れる電流を高精度に検出することができる。
【００７２】
請求項２記載の発明によれば、増幅器の電源電圧をインバータ回路の電源電圧と比較して下げることができる。従って、インバータ回路の電源電圧が高い場合でも電流検出装置をＩＣ化することができる。
【００７３】
請求項３記載の発明によれば、正増幅器及び負増幅器の入力端子に印加される同相入力電圧の範囲が比較的狭く制限されるため、同相入力電圧の範囲が比較的広い構成と比較して、両増幅器のＣＭＲ（同相成分除去比）を低く抑えることができる。
【００７４】
また、請求項４記載の発明によれば、増幅器の応答性に依存しないで安定して増幅器を作動させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態である電流検出装置を備えるシステムの構成図である。
【図２】図１の同期検波回路の構成を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施形態である電流検出装置を備えるシステムの構成図である。
【図４】図３の同期検波回路の構成を示す図である。
【図５】図４の動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１        モータ
２        インバータ回路
３、２１  電流検出回路
４        シャント抵抗
５        分圧回路
６、２２  同期検波回路
７        ＬＰＦ
８、２３  増幅器
９        振幅検出部
１０      電流検出部
【図１】
2004309386.tif 000003
【図２】
2004309386.tif 000004
【図３】
2004309386.tif 000005
【図４】
2004309386.tif 000006
【図５】
2004309386.tif 000007