(57)【要約】【課題】停止状態から高速域に至る広い速度範囲において、高トルクで高性能な制御特性を実現できる同期電動機の駆動制御装置を提供する。【解決手段】速度指令値に基づいて同期電動機の駆動周波数と印加電圧との関係を一定に制御する第１の制御系（Ｖ／Ｆ一定制御系）と、速度指令値と同期電動機の駆動電流検出値とに基づいて同期電動機の駆動電圧の振幅と位相を制御する第２の制御系（磁極位置センサレス・ベクトル制御系）と、速度指令値に応じて第１と第２の制御系を切り替える切替手段とを備え、低速域はＶ／Ｆ一定制御系を適用し、中高速域は磁極位置センサレス・ベクトル制御系に切り替え、駆動電流検出値に基づいて駆動周波数を補正する駆動周波数補正手段を第１と第２の制御系に共通に適用することにより、停止状態から高速域に至る広い速度範囲において高トルクで高性能な制御特性を実現する。【選択図】　　図１
2004048886.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期電動機を駆動するインバータと、該インバータをパルス幅変調されたインバータ駆動信号を生成して制御する制御装置と、前記同期電動機の駆動電流を検出する手段とを備えた同期電動機制御装置において、
前記制御装置は、速度指令値に基づいて前記同期電動機の駆動周波数と印加電圧との関係を一定に制御する第１の制御系と、前記速度指令値と前記同期電動機の駆動電流検出値とに基づいて前記同期電動機の駆動電圧の振幅と位相を制御する第２の制御系と、前記速度指令値に応じて前記第１と第２の制御系を切り替える切替手段とを備えてなることを特徴とする同期電動機の駆動制御装置。
【請求項２】
前記第１と第２の制御系は、前記駆動電流検出値に基づいて前記駆動周波数を補正する駆動周波数補正手段を備えてなることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項３】
前記駆動周波数補正手段は、前記同期電動機の駆動電流から抽出されるｑ軸電流検出値と、該ｑ軸電流検出値を１次遅れフィルタ処理してなるｑ軸電流成分との差を低減させるように前記駆動周波数指令値を補正することを特徴とする請求項２に記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項４】
前記駆動周波数補正手段は、前記同期電動機のｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、発電定数をＫｅ、前記ｄ軸電流指令値をＩｄ＊、ｑ軸電流指令値をＩｑ＊、前記ｄ軸電流検出値をＩｄｃ、ｑ軸電流検出値をＩｑｃ、補正ゲインをＫｐとしたとき、下記式数１に基づいて前記駆動周波数の補正量Δω１を演算することを特徴とする請求項２に記載の同期電動機の駆動制御装置。
【数１】
2004048886.tif 000014
【請求項５】
前記第１の制御系は、前記同期電動機の駆動電流から抽出されるｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値の少なくとも一方の電流検出値を、予め設定したｄ軸電流指令値又はｑ軸電流指令値に制御する電流制御手段を有することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項６】
前記第１の制御系は、前記同期電動機の駆動電流から抽出されるｑ軸電流検出値を予め設定したｑ軸電流指令値に制御する電流制御手段と、ｄ軸電流指令値を前記ｑ軸電流検出値に基づいて生成するｄ軸電流指令発生手段とを有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項７】
前記駆動周波数補正手段は、前記同期電動機の速度指令に基づいて前記駆動周波数指令値を補正することを特徴とする請求項３又は４に記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項８】
前記同期電動機の駆動電流を検出する手段は、前記インバータの直流電流を検出する直流電流検出手段と、該直流電流検出手段により検出された直流電流検出値を前記パルス幅変調信号に対応させてサンプリングし、前記直流電流検出値のサンプリング値に基づいて前記駆動電流を求める駆動電流検出手段とを有することを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項９】
前記同期電動機の駆動電流を検出する手段は、前記インバータの直流電流を検出する直流電流検出手段と、該直流電流検出手段により検出された直流電流検出値に基づいて前記同期電動機のｑ軸電流検出値を推定するｑ軸電流推定手段とを有することを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項１０】
同期電動機を駆動するインバータと、該インバータをＰＷＭパルスにより制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
第１及び第２のｄ軸電流指令値を発生する第１及び第２のｄ軸電流指令値発生手段と、
設定された第１のｑ軸電流指令値を発生する第１のｑ軸電流指令値発生手段と、
前記同期電動機の駆動電流から抽出されるｑ軸電流成分を、１次遅れフィルタ処理してなる第２のｑ軸電流指令値を発生する第２のｑ軸電流指令値発生手段と、
前記第１又は第２のｄ軸電流指令値発生手段及び第１又は第２のｑ軸電流指令値発生手段から出力されるｄ軸及びｑ軸の前記電流指令値に基づいてｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を生成する電圧指令演算手段と、
該電圧指令演算手段から出力されるｄ軸及びｑ軸の前記電圧指令値と、速度指令値に応じた駆動周波数指令値とに基づいて交流電圧指令値を生成する交流電圧指令生成手段と、
該交流電圧指令生成手段から出力される交流電圧指令値に基づいて前記ＰＷＭパルスを発生するＰＷＭパルス発生手段と、
前記速度指令値が設定値以下のとき前記第１のｄ軸電流指令値及び第１のｑ軸電流指令値を前記電圧指令演算手段に入力し、前記速度指令値が設定値を超えたとき第２のｄ軸電流指令値及び第２のｑ軸電流指令値を前記電圧指令演算手段に入力する切替手段と、
前記第２のｑ軸電流指令値発生手段の入力と出力のｑ軸電流成分を取り込み、該入力と出力の差を低減させるように前記交流電圧指令生成手段に入力される前記駆動周波数指令値を補正する駆動周波数指令補正手段とを備えてなることを特徴とする同期電動機の駆動制御装置。
【請求項１１】
前記駆動周波数補正手段は、前記同期電動機のｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、発電定数をＫｅ、前記ｄ軸電流指令値をＩｄ＊、ｑ軸電流指令値をＩｑ＊、前記ｄ軸電流検出値をＩｄｃ、ｑ軸電流検出値をＩｑｃ、補正ゲインをＫｐとしたとき、下記式数１に基づいて前記駆動周波数の補正量Δω１を演算することを特徴とする請求項１０に記載の同期電動機の駆動制御装置。
【数１】
2004048886.tif 000015
【請求項１２】
前記制御装置は、前記同期電動機の駆動電流から抽出されるｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値の少なくとも一方の電流検出値を、予め設定したｄ軸電流指令値又はｑ軸電流指令値に制御する電流制御手段を有することを特徴とする請求項１０又は１１に記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項１３】
前記制御装置は、前記同期電動機の駆動電流から抽出されるｑ軸電流検出値を予め設定したｑ軸電流指令値に制御する電流制御手段と、ｄ軸電流指令値を前記ｑ軸電流検出値に基づいて生成するｄ軸電流指令発生手段とを有することを特徴とする請求項１０乃至１２のいずれかに記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項１４】
前記駆動周波数補正手段は、前記同期電動機の速度指令に基づいて前記駆動周波数指令値を補正することを特徴とする請求項１０乃至１３のいずれかに記載の同期電動機の駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機の駆動制御装置に係り、特に、同期電動機の磁極位置センサを用いない磁極位置センサレス方式の制御技術に属する。
【０００２】
【従来の技術】
同期電動機の磁極位置センサレスの制御方式は、大きく二種類に分類できる。第一の方式は、磁極位置センサレスによるベクトル制御方式であり、様々な方式が提案されている。この制御方式は、基本的に、磁極位置センサを設けた場合のベクトル制御に基づく方式であり、磁極位置センサの代わりに磁極位置の推定器を設けている。磁極位置の推定原理は、同期電動機の電気定数と、電動機に印加している電圧、ならびに電流に基づいて、磁極位置の推定演算を行うものであり、電動機の突極性を利用するもの（例えば、特開平７−２４５９８１号公報）、誘起電圧を利用するもの（例えば、特開２００１−２５１８８９号公報）等が知られている。
【０００３】
これらの方法では、図２に示すように、同期電動機の磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）の軸誤差Δθを推定演算し、その軸誤差を零にするように同期電動機の周波数指令値を修正することにより、実際の磁極位置と制御上の磁極位置を一致させるようにしている。このような位置センサレス・ベクトル制御によると、駆動電流の大きさと位相を負荷条件に応じて理想的に制御することが可能となり、高トルク・高性能な同期電動機の制御を実現できる。
【０００４】
第二の方式は、Ｖ／Ｆ一定制御であり、これは回転速度（以下、速度という。）や電流の自動調整部を持たず、速度指令値と電圧指令値を予め設定した一定の比率で電動機に与えるものである。Ｖ／Ｆ一定制御の例としては、特開２０００−２３６６９４号公報等に記載されたものが挙げられる。Ｖ／Ｆ一定制御の場合は、位置センサレス・ベクトル制御と異なり、磁極位置の推定等は行わない。そのため、制御構成は極めて単純なものになる。ただし、駆動中に負荷が急変すると、過渡振動などが生じる場合がある。これを抑制するため、特開２０００−２３６６９４号公報では、電流検出値により速度を補正する制御方式が提案されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、位置センサレス・ベクトル制御方式の場合は、電動機の回転速度又は電動機のインダクタンス特性に依存して、磁極位置の推定性能が大きく変動する問題がある。例えば、特開平７−２４５９８１号公報に記載の方式は、同期電動機のインダクタンスの差（突極性）を利用する方式であるため、突極性の強い同期電動機にしか適用できない。また、磁極位置を推定するために電圧指令に高調波を重畳しているから、高調波による騒音やトルク脈動が生じる問題がある。また、特開２００１−２５１８８９号公報に記載の方式は、電動機の速度起電圧から軸誤差Δθを推定演算するものであるから、速度起電圧が十分大きい中又は高速域でしか実現できないという問題がある。
【０００６】
一方、Ｖ／Ｆ一定制御の場合は、同期電動機の突極性の有無に拘わらず、また、低速域から高速域までの全速度範囲で電動機を駆動することが可能である。しかし、Ｖ／Ｆ一定制御では、基本的に電動機内のｄ−ｑ軸と、制御上のｄｃ−ｑｃ軸とが一致していないため、高性能な制御を実現することは困難である。例えば、過渡振動により速度指令に対する高応答化が困難であったり、電動機トルクの線形化を実現するのが難しく、また電流の全てが有効トルクとして働くわけではないことから電動機の効率最大化を実現するのは難しい。その結果、負荷トルク変動等の外乱によって、振動や過電流といった不具合が発生する恐れがある。
【０００７】
本発明は、これらの問題点を解決し、停止状態から高速域に至る広い速度範囲において、高トルクで高性能な制御特性を実現できる同期電動機の駆動制御装置を提供することを課題とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、次に述べる手段により、上記課題を解決するものである。
【０００９】
本発明の同期電動機制御装置は、速度指令値に基づいて前記同期電動機の駆動周波数と印加電圧との関係を一定に制御する第１の制御系と、前記速度指令値と前記同期電動機の駆動電流検出値とに基づいて前記同期電動機の駆動電圧の振幅と位相を制御する第２の制御系と、前記速度指令値に応じて前記第１と第２の制御系を切り替える切替手段とを備えてなることを特徴とする。
【００１０】
すなわち、本発明は、低速域の制御特性に問題がある磁極位置センサレス・ベクトル制御系に代えて、低速域はＶ／Ｆ一定制御系の第１の制御系を適用し、中高速域はＶ／Ｆ一定制御系よりも制御特性に優れる磁極位置センサレス・ベクトル制御系の第２の制御系に切り替えることにより、停止状態から高速域に至る広い速度範囲において高トルクで高性能な制御特性を実現するものである。
【００１１】
この場合において、駆動電流検出値に基づいて駆動周波数を補正する駆動周波数補正手段を設け、この駆動周波数補正手段を第１と第２の制御系に共通に適用することが好ましい。特に、駆動周波数補正手段により、同期電動機の駆動電流から抽出されるｑ軸電流検出値と、該ｑ軸電流検出値を１次遅れフィルタ処理してなるｑ軸電流成分との差を低減させるように駆動周波数指令値を補正する用にすれば、第１の制御系のＶ／Ｆ一定制御時に駆動周波数補正手段による駆動電流のダンピング機能により、Ｖ／Ｆ一定制御時の急激な負荷変動に対しても安定な制御を実現できる。
【００１２】
また、第１の制御系は、同期電動機の駆動電流から抽出されるｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値の少なくとも一方の電流検出値を、予め設定したｄ軸電流指令値又はｑ軸電流指令値に制御する電流制御手段を有することが好ましい。これによれば、Ｖ／Ｆ一定制御における同期電動機の電気定数の設定誤差による影響を小さくできる。
【００１３】
また、第１の制御系は、同期電動機の駆動電流から抽出されるｑ軸電流検出値を予め設定したｑ軸電流指令値に制御する電流制御手段と、ｄ軸電流指令値を前記ｑ軸電流検出値に基づいて生成するｄ軸電流指令発生手段とを有することが好ましい。これによれば、Ｖ／Ｆ一定制御においても発生し得る最大トルクを発生させることができる。
【００１４】
さらに、駆動周波数補正手段に、同期電動機の速度指令に基づいて駆動周波数指令値を補正する手段を設けることが望ましい。これによれば、駆動電流に基づいて軸誤差と速度指令の双方に基づいて駆動周波数指令値を補正することができるから、それらの補正ゲインを調整することにより、第１と第２の制御系に適した補正ゲインを設定することができる。
【００１５】
また、同期電動機の駆動電流を検出する手段としては、同期電動機に流れる交流電流を直接検出する電流検出器を用いる他、次の手段を適用できる。例えば、インバータの直流電流をパルス幅変調信号に対応させてサンプリングし、そのサンプリング値に基づいて駆動電流を求めることができる。また、インバータの直流電流を検出する直流電流検出手段により検出された直流電流検出値に基づいて前記同期電動機のｑ軸電流検出値を推定することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
（第１実施形態）
図１〜図３に、本発明に係る同期電動機制御装置の一実施形態のブロック構成図を示す。図１は全体構成図であり、図２は図１の電圧指令演算器１９の詳細構成図、図３は図１の軸誤差演算器１９の詳細構成図である。
【００１７】
図１に示すように、本実施形態の同期電動機制御装置は、制御対象の同期電動機５の速度指令値ωｒ＊を与える速度指令（ωｒ＊）発生器１と、速度指令値ωｒ＊に基づいて同期電動機５に供給する交流電圧を演算し、その交流電圧を発生させるパルス幅変調波信号（ＰＷＭ信号）を生成する制御装置２と、そのＰＷＭ信号により駆動されるインバータ３と、インバータ３に電力を供給する直流電源４と、同期電動機の駆動電流を検出する電流検出器６とを含んで構成されている。
【００１８】
ここで、制御装置２の詳細構成を説明する。ωｒ＊発生器１から入力される速度指令値ωｒ＊は、変換ゲイン７に入力され同期電動機５の極数Ｐに応じた周波数指令値ω１＊に変換される。変換された周波数指令値ω１＊は、加算器２０を介して積分器８に入力される。積分器８は、加算器２０から出力される駆動周波数指令値ω１ｃを積分して本制御装置内で用いる交流位相θｄｃを演算する。ｄｑ座標変換器９は、電流検出器６により検出される同期電動機５の３相の駆動電流を、積分器８から出力される交流位相θｄｃを用いて、回転座標軸であるｄｃ−ｑｃ軸上のｄ軸電流検出値Ｉｄｃ、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃに変換する。
【００１９】
一方、電圧指令演算器１５には、第１のＩｄ＊発生器１０からＶ／Ｆ一定制御時のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊（＝Ｉｄｍ）が、第２のＩｄ＊発生器１１から位置センサレス・ベクトル制御時のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊（＝０）が、切替スイッチ１４ｄを介して択一的に入力される。また、電圧指令演算器１５には、第１のＩｑ＊発生器１２からＶ／Ｆ一定制御時のｑ軸電流指令値Ｉｑ＊（＝０）と、第２のＩｑ＊発生器１３から位置センサレス・ベクトル制御時のｑ軸電流指令値Ｉｑ１＊が、切替スイッチ１４ｑを介して択一的に入力される。ここで、切替スイッチ１４ｄ、ｑは、切替信号発生器１８により速度指令値ωｒ＊に基づいて作成される切替信号Ｓ１によって切り替えられるようになっている。また、第２のＩｑ＊発生器１３は、ｄｑ座標変換器９から入力されるｑ軸電流検出値Ｉｑｃに基づいて位置センサレス・ベクトル制御時のｑ軸電流指令値Ｉｑ１＊を生成するものであり、図示のように、例えば１次遅れの演算要素が適用される。そして、電圧指令演算器１５は、入力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及び変換ゲイン７から入力される周波数指令値ω１＊に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を演算し、ｄｑ座標逆変換器１６に出力する。ｄｑ座標逆変換器１６は、積分器８から入力される交流位相θｄｃを用いて、ｄｃ−ｑｃ軸上のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、３相交流軸上の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換してＰＷＭ発生器１７に出力する。ＰＷＭ発生器１７は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいてＰＷＭ信号を生成する。
【００２０】
さらに、軸誤差演算器１９は、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃと第２のＩｑ＊発生器１３から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ１＊を取り込み、これらに基づいて同期電動機のｄ−ｑ軸と制御軸ｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差Δθの推定値であるΔθｃを演算する。この軸誤差推定値Δθｃは、加算器２３において、軸誤差目標発生器２１から出力される軸誤差目標値Δθ＊（例えば、Δθ＊＝０）から減算され、その差（Δθ＊−Δθｃ）がω１補正器２２に入力される。ω１補正器２２は、差（Δθ＊−Δθｃ）　に基づいて、周波数指令値ω１＊に対する補正量Δω１を演算して加算器２０に出力する。これにより、加算器２０から周波数指令値ω１＊に補正量Δω１が加算された駆動周波数指令値ω１ｃが出力される。
【００２１】
他方、インバータ３は、インバータの主回路部３１と、主回路部３１を構成するスイッチング回路Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのゲート信号を発生するゲートドライバ３２とを含んで構成される。インバータ３に電力を供給する直流電源４は、３相交流電源４１と、三相交流を整流するダイオード・ブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３とで構成されている。
【００２２】
このように構成される実施形態の動作を説明する。電圧指令演算器１５では、周波数指令値ω１＊および電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に基づいて、数式（２）に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を演算する。ここで、Ｒは同期電動機の抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｋｅは発電定数である。なお、数式（２）は、同期電動機の一般的なモデル式から得られる演算式であり、例えば、特開２００１−２５１８８９号公報の数式（２５）と同じものである。
【００２３】
【数２】
2004048886.tif 000003
ここで、電圧指令演算器１５に入力される電流指令値Ｉｄ＊及びＩｑ＊は、切替スイッチ１４ｄ、ｑにより切り替えられる。切替スイッチ１４ｄ、ｑは、切替信号発生器１８から出力される切替信号Ｓ１に基づいて、「０」側と「１」側に切り替えられる。切替信号発生器１８は、速度指令値ωｒ＊が所定の設定速度ωｒｓ以下のときはＳ１＝０を、設定速度を越えるときはＳ１＝１を出力するようになっている。設定速度ωｒｓは、例えば、同期電動機５の定格速度の１０％以下の値に設定する。
【００２４】
Ｓ１＝０の場合、切替スイッチ１４ｄ、ｑが「０」側に切替わり、第１のＩｄ＊発生器１０とＩｑ＊発生器１２から、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊（＝Ｉｄｍの一定値）とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊（＝０）が電圧指令演算器１５に入力される。つまり、切替スイッチ１４ｄ、ｑが「０」である設定速度以下のときは、電圧指令演算器１５から出力される電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊は、電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃと無関係になり、Ｖ／Ｆ一定制御による制御が適用される。
【００２５】
Ｓ１＝１の場合は、切替スイッチ１４ｄ、ｑが「１」側に切替わり、第２のＩｄ＊発生器１１と第２のＩｑ＊発生器１３とから、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊（＝０）とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊（＝Ｉｑ１＊）が電圧指令演算器１５に入力される。つまり、切替スイッチ１４ｄ、ｑが「１」側である設定速度を越えた場合は、電圧指令演算器１５から出力される電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊は、少なくとも電流検出値Ｉｑｃに基づいて生成されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊（＝Ｉｑ１＊）を用いている。そのため、負荷条件に応じた電圧を同期電動機に印加することになる。すなわち、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算する第２のＩｑ＊発生器１３は、時定数Ｔｒの一次遅れフィルタで構成され、数式（３）によりｑ軸電流指令値Ｉｑ＊（＝Ｉｑ１＊）を計算している。
【００２６】
【数３】
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数式（３）から明らかなように、定常状態ではＩｑｃ＝Ｉｑ１＊（＝Ｉｑ＊）となるため、同期電動機５が負荷条件に対応して必要としている電圧を供給することになり、ベクトル制御が実現できる。
【００２７】
このようにして、速度指令値ωｒ＊が設定速度ωｒｓ以下のときはＶ／Ｆ一定制御によるＶｄｃ＊及びＶｑｃ＊が電圧指令演算器１５から出力され、速度指令値ωｒ＊が設定速度ωｒｓを越えたときは磁極位置センサレス・ベクトル制御によるＶｄｃ＊及びＶｑｃ＊が電圧指令演算器１５から出力される。この電圧指令演算器１５から出力されるＶｄｃ＊及びＶｑｃ＊は、ｄｑ座標逆変換器１６により３相交流軸上の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に座標変換される。電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊はＰＷＭ発生器１７においてＰＷＭパルスに変換されゲートドライバ３２に入力される。ゲートドライバ３は、入力されるＰＷＭパルスに基づいてインバータ３のスイッチング回路を駆動し、同期電動機５に電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に相当する３相交流電圧を印加する。
【００２８】
次に、位置センサレス・ベクトル制御時における軸誤差演算器１９並びにω１補正器２２の動作について説明する。図１における軸誤差演算器１９では、軸誤差Δθの推定値であるΔθｃを推定演算する。軸誤差Δθと、ｄ−ｑ軸並びにｄｃ−ｑｃ軸の関係を図２に示す。同期電動機５内の実際の磁極軸をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸とする。一方、制御装置２内で仮定している座標軸をｄｃ−ｑｃ軸とすると、軸誤差Δθは図２に示す角度になる。
【００２９】
図３に、軸誤差演算器１９の内部構成のブロック図を示す。第２のＩｑ＊発生器１３の入力Ｉｑｃと出力Ｉｑ１＊の差（Ｉｑｃ―Ｉｑ１＊）を演算する加算器２４と、その差に比例要素（ゲインＫ０）を乗ずる係数器２５からなる。第２のＩｑ＊発生器１３で説明したように、定常状態においては、Ｉｑ１＊とＩｑｃは一致する。しかし、加減速時や負荷外乱発生時には、両者にずれが生じる。例えば、負荷トルク外乱が発生すると、ｄ−ｑ軸がｄｃ−ｑｃ軸よりも遅れることになり、軸誤差Δθが増加する。この場合、電動機電流のｑ軸電流成分Ｉｑｃもまた増加する。逆に、負荷外乱が減少した場合はその逆の現象が発生する。よって、Ｉｑ１＊とＩｑｃの差を観測していれば、軸誤差Δθに関する情報が得られることになる。
【００３０】
ところで、図３の構成では、必ずしも正確なΔθの値が得られるとは限らない。しかし、ｄ−ｑ軸に、ｄｃ−ｑｃ軸を一致させるという目的からは、Δθを精度よく演算する必要はなく、ずれの存在の有無がわかれば足りる。もちろん、精度よく演算できる方がよいが、それに関しては、第２の実施形態で説明する。
【００３１】
このようにして得られたΔθｃに基づいて、ω１補正器２２において周波数指令値ω１＊の補正量Δω１が求められる。ｄｃ−ｑｃ軸が、ｄ−ｑ軸よりも遅れているΔθが負の場合は、Δω１を「正」の値にして駆動周波数を高くし、ｄｃ−ｑｃ軸をｄ−ｑ軸に一致させる。逆に、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸よりも進んでいるΔθが正の場合は、Δω１を「負」の値にして、駆動周波数を低くしてｄｃ−ｑｃ軸をｄ−ｑ軸に一致させる。その結果、位置センサレス・ベクトル制御時の定常状態においては、Δθは零に制御される。したがって、軸誤差演算器１９、ω１補正器２２、積分器８及びＩｑ＊発生器１３等からなるループは、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）を形成することになる。なお、軸誤差Δθを零に収束させる制御応答時間は、ω１補正器２２のゲインＫｐにより決定される。
【００３２】
ここで、本発明の特徴は、軸誤差演算器１９、ω１補正器２２、積分器８及びＩｑ＊発生器１３等からなるＰＬＬ制御を、Ｖ／Ｆ一定制御の期間も活かして制御系の安定化を図ることにある。つまり、Ｖ／Ｆ一定制御では、負荷が加わることで「負荷角」が生じ、それによってトルク電流成分Ｉｑｃが流れて電動機トルクを発生する。したがって、軸誤差Δθを零にすることは負荷角を零にすることになるから、Ｖ／Ｆ一定制御では原理的に負荷時に軸誤差Δθを零にしてはならない。すなわち、単にＰＬＬ制御を機能させると、Ｖ／Ｆ一定制御時は不安定になる。この点、本実施形態においては、Ｖ／Ｆ一定制御時には切替スイッチ１４ｑによってＩｑ１＊は電圧指令演算器１５の入力から分離しているので、Ｖ／Ｆ一定制御時においてもＰＬＬ制御をそのまま活用して、制御系全体の安定化に利用することが可能になる。
【００３３】
すなわち、図１の実施形態において、切替スイッチ１４ｑが「０」側に位置するとき、軸誤差演算器１９、ω１補正器２２、積分器８及びＩｑ＊発生器１３等からなるＰＬＬ制御ループは、Ｉｑダンピングループとして機能する。つまり、Ｉｑ＊発生器１３の入出力関係は不完全微分の関係になっているから、急激なｑ軸電流の変化を減衰させることになる。その結果、軸誤差演算器１９の入力差の急激な増大が抑えられ、その軸誤差を低減するように補正された駆動周波数指令値ω１ｃに基づいて、交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周波数が制御される。したがって、このＩｑダンピングループは、負荷急変時において、電動機速度を補正し、同期電動機５の振動や脱調を抑制する機能を有する。つまり、本実施形態では、位置センサレス・ベクトル制御に用いるＰＬＬ制御部を、Ｖ／Ｆ一定制御時におけるｑ軸電流ダンピングループとして機能させることが特徴である。
【００３４】
ここで、図４を用いて本実施形態の動作の特徴を説明する。同図は、同期電動機５の始動時における各部の動作波形を示しており、（ａ）は速度指令値ωｒ＊、（ｂ）は切替信号発生器１８の出力Ｓ１、（ｃ）はｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、（ｄ）は駆動周波数の補正量Δω１、（ｄ）は軸誤差Δθを示す。図に示すように、速度指令ωｒ＊が零（停止状態）及び低速域においては、切替信号発生器１８の出力はＳ１＝０となり、中高速域においてはＳ１＝１となっている。Ｓ１＝０の場合は、切替スイッチ１４ｑは「０」側に、Ｓ１＝１の場合には「１」側にそれぞれ切り替わる。そして、前述したように、Ｓ１＝０の場合にはＶ／Ｆ一定制御になり、Ｓ１＝１の場合には位置センサレス・ベクトル制御として動作する。
【００３５】
軸誤差演算器１９、ω１補正器２２及び積分器８からなるループは、Ｖ／Ｆ一定制御時にも動作を続け、Δω１をω１＊に加える補正がなされている。但し、Ｖ／Ｆ一定制御時には、軸誤差Δθは負荷角として存在し、位置センサレス・ベクトル制御時に零に制御される。
【００３６】
以上説明したように、第１の実施形態によれば、低速域においてはｑ軸ダンピングループを備えたＶ／Ｆ一定制御を実現し、中・高速域では位置センサレス・ベクトル制御を実現できる。この結果、簡便な制御構成でありながら、広い速度範囲において高トルク、高性能を実現できる。
（第２の実施の形態）
図５に、図１の実施形態の軸誤差演算器１９の他の実施形態の軸誤差演算器１９Ｂのブロック構成図を示す。本実施形態の軸誤差演算器１９Ｂは、図１の実施形態の軸誤差演算器１９に代えて、Δθの値を正確に推定する構成にしたものである。図５に示すように、軸誤差演算器１９Ｂは、次式（４）により軸誤差Δθの推定値Δθｃを高精度に推定演算するもので、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃとｑ軸電流指令値Ｉｑ１＊の差（Ｉｑｃ−Ｉｑ１＊）を加算器２６により求め、その差に係数器２７においてｑ軸インダクタンスＬｑを乗算してアークタンジェントを演算するｔａｎ−１演算器３３に入力している。また、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃとｄ軸電流指令値Ｉｄｃを取り込み、それぞれに係数器２８、２９においてｄ軸インダクタンスＬｄを乗算し、それらの差を加算器３１で求め、さらに加算器３２においてその差と係数器３０に設定された発電定数Ｋｅとの差を求めてｔａｎ−１演算器３３に入力している。
【００３７】
【数４】
2004048886.tif 000005
ここで、数式（４）の導出法について説明する。位置センサレス・ベクトル制御における軸誤差の推定値Δθｃの演算式は、特開２００１−２５１８８９号公報に記載された数式（１７）のとおりであり、次式（５）により表せる。
【００３８】
【数５】
2004048886.tif 000006
式（５）において、Ｖｄｃ＊及びＶｑｃ＊は電圧指令値、Ｒは電動機抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｋｅは電動機の発電定数である。また、Ｉｄｃ、Ｉｑｃはそれぞれｄｃ−ｑｃ軸上で観測された検出電流成分であり、ω１＊は同期電動機５の周波数指令値である。
【００３９】
ここで、式（５）は位置センサレス・ベクトル制御方式を対象にした軸誤差演算式であり、そのまま本実施形態における軸誤差演算器１９Ｂに用いると、次の問題が発生する。すなわち、Ｖ／Ｆ一定制御時においては、Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊と、Ｉｄｃ、Ｉｑｃが完全に分離されるから、ＩｄｃやＩｑｃが負荷変動により変化したとしても、Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に影響しない。その結果、式（５）におけるΔθｃでは、定常偏差を持つことになる。Δθｃが定常値を持つということは、Δω１が定常値を持つことになり、結果的に速度偏差が存在し、速度制御の性能が劣化する。勿論、位置センサレス・ベクトル制御時には、式（５）を使用することは可能である。
【００４０】
このようなＶ／Ｆ一定制御時の問題を解決したのが、式（４）の演算を行なう軸誤差演算器１９Ｂである。まず、式（５）のＶｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に式（２）を代入して整理すると、次式（６）が得られる。
【００４１】
【数６】
2004048886.tif 000007
式（６）における分母、分子の各項をみると、ω１に関する項と、Ｒに関する項との２種類の項が存在する。分子のＲの項（＝−Ｒ（Ｉｄｃ−Ｉｄ＊））は、ＩｄｃとＩｄ＊の偏差に応じた電圧降下分である。Ｉｄは、非突極型の同期電動機では、通常は零に制御している。また、突極型の場合でも、定常状態では、同期電動機定格の２０〜３０％程度の範囲でしか変化しない。したがって、この項の電圧降下分は、１％程度以下の小さな値になるから無視しても問題はない。
【００４２】
また、分母におけるＲの項（＝−Ｒ（Ｉｑｃ−Ｉｑ＊））は、定格電流時においても１％以下の電圧降下であり、Ｋｅ・ω１の項に比べると、ほぼ全速度範囲で無視できる。さらに、近年の同期電動機の抵抗Ｒは、高効率化のため、益々小さな値に設計される傾向にある。
【００４３】
以上の理由により、式（６）におけるＲの項を無視すると、式（４）のように簡略化できる。さらに、式（４）においては、Ｉｑ＊をＩｑ１＊に置き換えている。すなわち、ｄ軸インダクタンスをＬｄ［Ｈ］、ｑ軸インダクタンスをＬｑ［Ｈ］、モータの発電定数をＫｅ［Ｗｂ］、磁極軸ｄ軸の電流指令値をＩｄ＊、磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の電流指令値をＩｑ１＊、磁極軸を仮定した軸ｄｃ軸上の電流検出値をＩｄｃ、ｄｃ軸に直交する軸ｑｃ軸上の電流検出値をＩｑｃとしたとき、ｄ−ｑ軸上の各々の電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ１＊およびｄｃ−ｑｃ軸上の電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃを用いて、式（４）により軸誤差の推定値Δθｃを演算する。
【００４４】
式（４）では、分子の項が特に重要である。Ｉｑ１＊とＩｑｃとは、第２のＩｑ＊発生器１３の入力と出力であり、両者は定常的には一致する。すなわち、定常的に、式（４）のΔθｃは零となるから速度偏差は生じない。
【００４５】
なお、式（４）では、式（５）における抵抗分を無視しているため、１〜２％以下の極低速域では、推定誤差が生じることになる。しかし、本実施形態では、そのような極低速域ではＶ／Ｆ一定制御を採用しているため、軸誤差演算の精度は問題にならない。むしろ、Ｖ／Ｆ一定制御時のｑ軸ダンピングループとしての機能が有用である。
【００４６】
このように、第２実施形態では、式（４）で得られた軸誤差Δθｃに基づいてω１＊が補正される。この補正量Δω１は、図１の実施形態に基づいて、式（７）のとおりである。なお、式（７）において、Ｋｐは比例ゲインである。
【００４７】
【数７】
2004048886.tif 000008
以上説明したように、第２の実施形態の軸誤差演算器を採用することにより、位置センサレス・ベクトル制御時の軸誤差演算精度を向上できるとともに、Ｖ／Ｆ一定制御時のｑ軸ダンピングループの効果を維持することが可能になる。
（第３の実施の形態）
図６に、図１の実施形態の制御装置２に代えて適用できる他の実施形態の制御装置２Ｃの内部構成のブロック図を示す。同図において、第１及び第２の実施形態と同一符号のブロックは、同一の機能構成を有するものであるから、説明を省略する。本実施形態の特徴は、ｄ軸電流を制御するための電流制御系（ＡＣＲ）を付加したことにある。つまり、図示のように、切替スイッチ１４ｄから出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ｄｑ座標変換器９から出力されるｄ軸電流検出値Ｉｄｃの偏差（Ｉｄ＊−Ｉｄｃ）を加算器４１により求め、その偏差を電流制御器（ＡＣＲ）４２により処理した後、加算器４３において電圧指令演算器１５の出力であるｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊に加算することにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊をｄ軸電流検出値Ｉｄｃに応じて補正するようにしたことを特徴とする。
【００４８】
すなわち、上述してきたように、Ｖ／Ｆ一定制御時の制御系は開ループ制御となり、速度指令値に対応して一義的に電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊が定まる。そのため、同期電動機５の実際の電気定数と、制御装置２内に設定した対応する電気定数の設定値とが正確に一致していないとＶ／Ｆ一定制御による制御ができなくなるおそれがある。特に、低速域でＶ／Ｆ一定制御を行なう本発明の場合は、同期電動機５の抵抗Ｒの設定誤差の影響が問題になる。
【００４９】
そこで、本実施形態では、図６に示すように、　ｄ軸電流検出値Ｉｄｃを、ｄ軸電流指令値Ｉｄｍに一致させるように電流制御系を設けたのである。これによって、Ｖ／Ｆ一定制御時のＩｄｃはＩｄｍに完全に一致させることができ、抵抗Ｒ等の設定誤差の影響を受け難くなる。なお、電流制御器３０は、積分制御器あるいは比例積分制御器等で構成すればよい。また、電流制御器３０の出力をＶｄｃ＊に加える代わりに、電流制御器３０の出力により電圧指令演算器１５内のパラメータ（例えば、電動機抵抗Ｒ）を修正するようにしても等価である。
【００５０】
ところで、Ｖ／Ｆ一定制御はＩｄ＊＝Ｉｄｍを流せるだけ流し、それによって最大トルクが決まってくる。したがって、電動機抵抗ＲによってＩｄ＊が低下すると、その分トルクが低下することになる。この点、図６の実施形態によれば、Ｖ／Ｆ一定制御時においても、より安定で、高トルク化が可能な同期電動機制御装置が実現できる。
（第４の実施の形態）
図７に、図１の実施形態の制御装置２に代えて適用できる他の実施形態の制御装置２Ｄの内部構成のブロック図を示す。同図において、第１の実施形態と同一符号のブロックは、同一の機能構成を有するものであるから、説明を省略する。本実施形態が図１の実施形態と異なる点は、図１の第１と第２のＩｄ＊発生器１０、１１及び切替スイッチ１４ｄに代えてＩｄ＊発生器５１を設け、また第１のＩｑ＊発生器１２に代えて第１のＩｑ＊発生器５２と加算器５３と電流制御器５４を設けたことにある。
【００５１】
Ｉｄ＊発生器５１は、下記の式（８）により、切替スイッチ１４ｑから出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を演算して、電圧指令演算器１５に出力するようになっており、Ｖ／Ｆ一定制御時及び位置センサレス・ベクトル制御時に共通に用いられる。式（８）は、文献「ＰＭモータの制御法と回転子構造による特性比較」『電気学会論文誌Ｄ』平成６年、１１４巻６号、ｐｐ．６６２−６６７などに記載されている公知の式である。
【００５２】
【数８】
2004048886.tif 000009
式（８）に従ってＩｄ＊を制御することにより、同期電動機５の最大トルク点での駆動が可能となる。同期電動機の中には、永久磁石によるトルクと同期電動機の突極性（逆突極性）によるリラクタンストルクとを組み合わせて、電動機トルクを発生する種類のものがある。この種の同期電動機の場合、式（８）に従ってＩｄ＊を与えることで、電流値に対する発生トルクを最大化することが可能となる。但し、Ｌｄ≠Ｌｑが前提条件であるため、非突極モータの場合はＩｑ＊とは無関係にＩｄ＊＝０とする必要がある。
【００５３】
また、本実施形態では、第１のＩｑ＊発生器５２からＩｑ＊＝Ｉｑｍを出力するようにし、加算器５３においてＩｑｍとｑ軸検出電流Ｉｑｃの差（Ｉｑｍ−Ｉｑｃ）を求め、電流制御器５４によりその差を低減するｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成し、切替スイッチ１４ｑの「０」端子に出力するようにしている。なお、電流制御器５４は、ＩｑｍとＩｑｃの差に基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を作成するものであり、積分制御あるいは比例積分制御を用いればよい。これにより、Ｖ／Ｆ一定制御期間中にｑ軸検出電流Ｉｑｃ　を基準値Ｉｑｍに保持するフィードバック制御がなされることになる。
【００５４】
ここで、第１〜３の実施形態では、ｄ軸電流を流すことで、Ｖ／Ｆ一定制御を実現していた。しかし、本実施形態では、一定のｑ軸電流Ｉｑｍを流してＶ／Ｆ一定制御を実現している点で相違する。したがって、例えば、ｑ軸電流Ｉｑｍ　を駆動制御対象の同期電動機５の最大電流に設定しておけば、大きな負荷トルクに対しても脱調せずに起動することが可能になる。
【００５５】
さらに、Ｉｄ＊発生器５１により、最大トルクを得る電流条件での駆動となるため、発生し得る最大トルクをＶ／Ｆ一定制御時にも実現できることになる。
【００５６】
以上のように、第４の実施形態によれば、Ｖ／Ｆ一定制御時においても、安定で、且つ、同期電動機の性能を最大に引き出すことができる。
（第５の実施の形態）
図８に、図１の実施形態の制御装置２に代えて適用できる他の実施形態の制御装置２Ｅの内部構成のブロック図を示す。同図において、第１の実施形態と同一符号のブロックは、同一の機能構成を有するものであるから、説明を省略する。本実施形態が図１の実施形態と異なる点は、速度指令値ωｒ＊に基づいて、駆動周波数ω１ｃの補正量Δω１を修正するゲイン補正テーブル６１を付加した点にある。
【００５７】
これまでの実施形態で説明したように、軸誤差演算器１９及びω１補正器２２等による補償ループは、Ｖ／Ｆ一定制御時及び位置センサレス・ベクトル制御時の両方で動作を続けている。この補償ループは、制御構成としては共通であるが、補償機能は両者の間で異なり、Ｖ／Ｆ一定制御時にはｑ軸ダンピングループとして機能し、位置センサレス・ベクトル制御時にはＰＬＬ制御として機能する。よって、それぞれの制御モードによって、補償ゲインを適切に調整すれば、さらに高性能な制御装置が実現できることになる。
【００５８】
そこで、本実施形態においては、ゲイン補正テーブル５０を付加し、ω１＊への補正量Δω１を補正するようにしている。ゲイン補正テーブル５０は、図９に示すような関数の補正ゲインＫｒを持っており、速度指令値ωｒ＊に応じて補正ゲインＫｒを出力する。図９では、Ｖ／Ｆ一定制御時と、位置センサレス・ベクトル制御時とで２段階にゲインを切り替えているが、回転速度に応じて連続的な関数にしてもよい。速度に対する共振点が存在するような場合は、その部分のゲインを意図的に変えて共振による振動を抑制することも可能である。
【００５９】
以上のように、第５の実施形態によれば、Ｖ／Ｆ一定制御時及び位置センサレス・ベクトル制御時において、適切な補正ゲインに基づく補償ループを実現できるため、広い速度範囲で高性能な同期電動機の制御特性を得ることができる。
（第６の実施の形態）
図１０に、本発明に係る同期電動機駆動制御装置の他の実施形態のブロック構成図を示す。同図において、図１の実施形態と同一の符号を付して示したブロックは、同一の機能構成を有することから説明を省略する。本実施形態が図１の実施形態と相違する点は、電流検出器６に代えてインバータ３の主回路に流れる直流電流を検出する電流検出器７１を設け、その検出電流値Ｉｏ　とＰＷＭ発生器１７のＰＷＭ波形のタイミング信号に基づいて、交流電流波形を再現する周知電流再現器７２を備えて制御装置２Ｆを構成した点にある。
【００６０】
すなわち、同期電動機の制御装置においては、装置の小形化及び高信頼化を狙いとして、交流電流の電流検出器６を削除したいという要望がある。図１０の構成では、電流検出器６に代えてインバータ部の直流電流を検出するようにしているから、電流検出器７１を例えばシャント抵抗等の簡単な構成のものにできる。
【００６１】
ここで、電流再現器７２の動作について、図１１を用いて説明する。同図の（ａ）は、３相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と、ＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアを示したものである。各々の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は交流波形であるが、微小な三角波キャリア周期で観測すると図のように直流と見なすことができる。ＰＷＭパルス信号は、各々の電圧指令値と三角波キャリアを比較することで得られる。同図（ｂ）に、ＰＷＭパルス波形を示す。ＰＷＭパルスが「１」の時にはプラス側のスイッチング回路Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐをオンし、「０」の時にはマイナス側のスイッチング回路Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎをオンするようになっている。　今、同期電動機５のモータ電流が同図（ｃ）の場合を仮定すると、インバータ３の直流電流Ｉｏは、同図（ｄ）の波形になる。同図（ｄ）の波形には、次の４つのスイッチモードが含まれる。
（１）スイッチモード１：
Ｓｕｐ＝ＯＮ、　Ｓｖｐ＝ＯＮ、　Ｓｗｐ＝ＯＮ　→Ｉｏ＝０
（２）スイッチモード２：
Ｓｕｐ＝ＯＮ、　Ｓｖｐ＝ＯＮ、　Ｓｗｐ＝ＯＦＦ　→Ｉｏ＝Ｉｕ＋Ｉｖ＝−Ｉｗ
（３）スイッチモード３：
Ｓｕｐ＝ＯＮ、　Ｓｖｐ＝ＯＦＦ、　Ｓｗｐ＝ＯＦＦ　→Ｉｏ＝Ｉｕ
（４）スイッチモード４：
Ｓｕｐ＝ＯＦＦ、　Ｓｖｐ＝ＯＦＦ、　Ｓｗｐ＝ＯＦＦ　→Ｉｏ＝０
したがって、スイッチモード（３）のスイッチ状態で直流電流ＩｏをサンプリングすればＩｕを検出でき、スイッチモード（２）の状態でＩｗを検出できる。Ｉｖは、ＩｕとＩｗから演算して求めればよい。同期電動機電流推定器の基本的な動作は、例えば、特開平８−１９２６３号公報などに開示されている方法と同様である。
【００６２】
以上のように、電流再現器７２を用いることで、直流電流Ｉｏ　の検出のみで、交流電流波形を検出できる。その他の動作は、図１の実施形態と同一であるから説明を省略する。
（第７の実施の形態）
図１２に、本発明に係る同期電動機駆動制御装置のさらに他の実施形態のブロック構成図を示す。同図において、図１０の実施形態と同一の符号を付して示したブロックは、同一の機能構成を有することから説明を省略する。本実施形態が図１０の実施形態と相違する点は、、電流再現器７２とｄｑ座標変換器９に代えて、フィルタ７５とＩｑｃ推定器７６を設けて制御装置２Ｇを構成したことにある。つまり、フィルタ７５により直流の電流検出値Ｉｏに含まれる高調波を除去し、Ｉｑｃ推定器７６において直流の電流検出値Ｉｏに基づいてｑ軸電流検出値Ｉｑｃを推定演算するようにしている。
【００６３】
前述した第６の実施形態の場合において、同期電動機５の回転速度が低い場合には、電動機への印加電圧が下がり、図１１におけるスイッチモード（２）及び（３）の期間が短くなる。したがって、非常に狭いパルス状の電流値を読み込む必要が生じることになる。ところで、図１１の波形は原理説明用であり、検出電流値Ｉｏとして振動のないパルス状の波形を示しているが、実際の波形にはスイッチングに伴うリンギングが重畳しており、パルス幅が狭い場合には、この影響が無視できなくなる。
【００６４】
そこで、本実施形態では、その問題を解決するため、フィルタ７５及びＩｑｃ推定器７６からなる電流検出により、リンギングによる影響を排除するようにしている。つまり、フィルタ７５では、検出電流Ｉｏから高調は成分であるＰＷＭパルス成分を除去して検出電流Ｉｏの平均値を抽出する。このフィルタ７５は、ＰＷＭに用いるキャリア周波数の成分を除去することが目的であるため、フィルタのカットオフ周波数をキャリア周波数以下程度に設定しておけばよい。これによって、スイッチングに伴うリンギングの影響は完全に削除される。したがって、フィルタ７５の出力は高調波分が取り除かれた直流成分としての検出電流Ｉｏｍが得られる。そして、Ｉｑｃ推定器７６では、高調波分が取り除かれた検出電流Ｉｏｍを用いてＩｑｃを推定演算する。
【００６５】
ここで、Ｉｑｃ推定演算器７６の原理を説明する。同期電動機のｄ−ｑ軸上の電圧及び電流と、インバータの直流電源電圧Ｖｏと直流の検出電流Ｉｏとの関係は、電力に関して下記の式（９）の関係が成立する。
【００６６】
【数９】
2004048886.tif 000010
式（９）の右辺の係数３／２は、ｄ−ｑ座標変換として相対変換を用いている場合の係数であり、絶対変換の場合の係数は１になる。式（９）の右辺はどのような座標で観測しても成立するので、ｄｃ−ｑｃ軸上で、式（１０）と考えることも可能である。
【００６７】
【数１０】
2004048886.tif 000011
電圧検出値Ｖｄｃ、Ｖｑｃは、インバータ３が理想的であると仮定すると、電圧指令値Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に置き換えることが可能である。式（１０）より、Ｉｑｃを求めると、式（１１）となる。
【００６８】
【数１１】
2004048886.tif 000012
式（１１）におけるＩｄｃは検出できないので、Ｉｄｃを電流指令値Ｉｄ＊で代用すると、式（１２）となる。
【００６９】
【数１２】
2004048886.tif 000013
ここで、ＩｄｃをＩｄ＊に置き換えると、推定誤差は若干増える。しかし、同期電動機５の出力はｑ軸（ｑｃ軸）が支配的なので、大きな誤差にはならない。Ｉｑｃ推定器７６では、式（１１）を用いてＩｑｃを推定演算する。なお、直流電圧Ｖｏは、センサを用いて電圧を直接検出してもよいが、直流電圧の変動が少ない場合には直流電圧の設定値ないし指令値を用いても問題ない。
【００７０】
また、式（１２）は、インバータ３の変換効率を「１」と仮定した場合の関係式であるため、推定値にはその分の誤差が含まれている。したがって、推定精度を上げるには、インバータ３の変換効率を考慮してＩｑｃを推定するようにしてもよい。
【００７１】
また、本実施形態において、軸誤差演算器１９として、図５のものを使用することも可能である。その場合、本実施形態では、Ｉｄｃを検出することが不可能であるため、Ｉｄｃの代わりにＩｄ＊を用いるようにすればよい。
【００７２】
以上のように、本実施形態のように、トルク電流成分であるＩｑｃの推定演算にフィルタ７５及びＩｑｃ推定器７６を用いても、他の実施形態と同様に、広い速度範囲で電動機電流センサレス・磁極位置センサレスを実現できる。
【００７３】
なお、上記各実施形態の制御装置は、各部の機能をディスクリート形式のブロック図で示したが、各部の機能をマイクロコンピュータにより実現できることは言うまでもない。
【００７４】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、停止状態から高速域に至る広い速度範囲において、高トルクで高性能な制御特性を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第１の実施形態のブロック構成図である。
【図２】同期電動機のｄ−ｑ軸系と制御装置上のｄｃ−ｑｃ軸系との軸誤差を説明する図である。
【図３】図１の軸誤差演算器の一実施形態の詳細構成図である。
【図４】図１実施形態の動作を説明する各部の信号波形図を示す。
【図５】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第２の実施形態の主要部である軸誤差演算器のブロック構成図である。
【図６】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第３の実施形態の主要部である制御装置のブロック構成図である。
【図７】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第４の実施形態の主要部である制御装置のブロック構成図である。
【図８】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第５の実施形態の主要部である制御装置のブロック構成図である。
【図９】図８の実施形態のゲインＫｒの設定値を説明する線図である。
【図１０】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第６の実施形態のブロック構成図である。
【図１１】図１０の実施形態の駆動電流検出法を説明する各部の信号波形図である。
【図１２】本発明に係る同期電動機駆動制御装置の第７の実施形態のブロック構成図である。
【符号の説明】
１　速度指令発生器
２　制御装置
３　インバータ
４　直流電源
５　同期電動機
６　電流検出器
７　変換ゲイン
８　積分器
９　ｄｑ座標変換器
１０　第１のＩｄ＊発生器
１１　第２のＩｄ＊発生器
１２　第１のＩｑ＊発生器
１３　第２のＩｑ＊発生器
１４ｄ、１４ｑ　切替スイッチ
１５　電圧指令演算器
１６　ｄｑ座標逆変換器
１７　ＰＷＭ発生器
１８　切替信号発生器
１９　軸誤差演算器
２０　加算器
２１　軸誤差目標発生器
２２　ω１補正器
２３　加算器
３１　インバータ主回路部
３２　ゲート・ドライバ
４１　３相交流電源
４２　ダイオード・ブリッジ
４３　平滑コンデンサ
【図１】
2004048886.tif 000016
【図２】
2004048886.tif 000017
【図３】
2004048886.tif 000018
【図４】
2004048886.tif 000019
【図５】
2004048886.tif 000020
【図６】
2004048886.tif 000021
【図７】
2004048886.tif 000022
【図８】
2004048886.tif 000023
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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