(57)【要約】【課題】スイッチング動作を行うことにより負荷に対して安定的に駆動電力を供給する電源回路において、比較的簡素な回路構成で、省電力化を実現させる。【解決手段】ダイオード３５、３７において全波整流されたリプル分を含んだ直流電圧がコンパレータ５９の非反転入力端子に接続されている分圧抵抗５５、５７に印加される。コンパレータ５９は、その非反転入力端子を通じて分圧抵抗５５、５７から印加されるリプル分を含んだ直流電圧の分圧電圧と、その反転入力端子を通じて直流電源６１から印加される基準電圧とを比較する。その比較の結果、分圧電圧が基準電圧を超えている場合には、“Ｈ”レベルの電圧信号を、分圧電圧が基準電圧を下廻っている場合には、“Ｌ”レベルの電圧信号を、コンパレータ５９は第２の制御ＴＲ５３に夫々出力する。【選択図】        図３
2004260884.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源からの給電を受けて、スイッチング動作を行うことにより負荷側に給電するためのスイッチング回路と、
前記スイッチング回路がスイッチング動作している状態において、そのスイッチング動作を不能にする状態が間欠的に設定されるように、前記スイッチング回路の状態を切替える切替手段と、
商用電源からの出力電圧の周期的な変動に起因して、前記切替手段による前記状態の切替周期を制御する制御手段と、を備える電源回路。
【請求項２】
請求項１記載の電源回路において、
前記切替手段による前記スイッチング回路の状態の、前記スイッチング動作を不能にする状態への間欠的な切替動作が、常時、又は電源回路が無負荷のとき、或いは軽負荷のときに、行われる電源回路。
【請求項３】
請求項１記載の電源回路において、
前記切替手段が、前記スイッチング回路に設けられた第１のスイッチング手段のスイッチング動作を不能にする状態が設定可能なように接続された、供給される制御信号によってスイッチング動作する第２のスイッチング手段であり、
前記制御手段が、商用電源側からの出力電圧を全波整流した後の電圧を分圧するための分圧抵抗と、この分圧抵抗からの分圧電圧と基準電圧源からの基準電圧との比較結果に応じて所定の電圧レベル信号を前記第２のスイッチング手段に出力する比較回路と、を含む電源回路。
【請求項４】
請求項１又は請求項３記載の電源回路において、
前記制御手段による、商用電源からの出力電圧の周期的な変動の検知が、前記比較回路に印加される分圧電圧が、前記比較回路に印加される基準電圧を上廻った時点、及び前記比較回路に印加される基準電圧を下廻った時点を夫々検知することによって行われる電源回路。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の電源回路において、
前記制御手段が、前記基準電圧源から印加される基準電圧値の変更に応じて前記切替周期を可変する電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源からの給電を受けて、スイッチング動作を行うことにより負荷側に給電するためのスイッチング回路を備える電源回路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
出力電力の変化が広範囲に及ぶスイッチング電源装置を、例えば動作状態や待機状態等の各状態別に異なる出力電力を供給する必要のある機器に用いる場合、該機器が動作状態にあって大きな出力電力を必要とする時には電源変換効率が向上するが、待機状態のような軽負荷時には駆動能力余剰となって電源変換効率が低下してしまう。
【０００３】
その理由は、スイッチング電源装置が、出力電力の大きさとは無関係に常時一定電力で駆動している回路部品や、トランジスタや変圧器のように、電力損失が出力電力に比例する回路部品等を備えているためである。つまり、スイッチング電源装置の電力損失は、図１（Ｂ）で示すような出力電力の大小に関わらず略一定の電力損失と、図１（Ｃ）で示すような出力電力に比例する電力損失との和である図１（Ａ）で示されるから、出力電力が小さい軽負荷時ほど、スイッチング電源装置の電力損失の総和（図１（Ａ））における図１（Ｂ）で示した電力損失の占める割合が大きくなるからである。
【０００４】
特に、スイッチング電源装置の一つである、構成部品が少ないという利点から多用されているリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）回路方式のスイッチング電源装置では、無負荷時或いは軽負荷時に、一次側のスイッチングトランジスタの電源電圧ＶＣＣが該トランジスタの導通時間においても充分に降下し切らなくなるため、該トランジスタにおける電力損失が増大するという問題点があった。そこで、その問題点を解決するための手段として、図２に示すような間欠駆動モードを持つスイッチング電源装置が提案された。
【０００５】
このスイッチング電源装置では、商用電源（図示しない）から入力端子１を通じて入力された交流電圧が、ダイオードブリッジ回路３、及び平滑コンデンサ５を通じてリプル分を除去された直流電圧に生成され、この直流電圧が、電流制限抵抗（起動抵抗）７を通じてパルス幅変調制御回路（ＰＷＭ制御回路）９に印加される。ＰＷＭ制御回路９の起動により、ＰＷＭ制御回路９の制御下にあるトランジスタ（ＴＲ）１１がスイッチング動作（オン／オフ動作）することで、変圧器１３の一次巻線１３ａ、１３ｂ側に交流電圧が生成され、それによって変圧器１３の二次巻線１３ｃ側に交流電圧が誘起される。この交流電圧が、ダイオード１５、及び平滑コンデンサ１７を通じてリプル分を除去された直流電圧に生成され、この直流電圧が、負荷（図示しない）の駆動電圧として、出力端子１９を通じて負荷（図示しない）側に出力される。ここで、上記直流電圧が、所定の設定出力電圧値を超えて上昇しようとした場合には、電圧検出回路２１、フォトカプラ２３、及びＰＷＭ制御回路９を介してＴＲ１１のオン時間幅を狭める制御が行われることにより、上記直流電圧の上昇が抑制される（例えば特許文献１参照）。
【特許文献１】
特開２０００−１５６９７７号公報。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記構成のスイッチング電源装置では、出力電圧をモニタしているパルス信号生成回路２５から所定の発振周波数（数Ｈｚ〜数ＫＨｚ）で出力されるパルス信号が、省電力モード切替制御信号出力回路２７に印加される。これにより、省電力モード切替制御信号出力回路２７において、上記パルス信号に基づき、ＴＲ１１のスイッチング動作を強制的に停止させるモードを間欠的に設定すべき旨の切替制御信号が生成される。この切替制御信号が、省電力モード切替制御信号出力回路２７からＰＷＭ制御回路９に対して供給されることで、ＴＲ１１のスイッチング動作中に、ＰＷＭ制御回路９を介してＴＲ１１のスイッチング動作を強制的に停止させるモードが間欠的に設定されることになる。
【０００７】
しかし、上記構成のスイッチング電源装置では、省電力モード切替制御信号出力回路２７が上記切替制御信号を生成するのに、パルス信号生成回路２５から供給されるパルス信号を必要とするため、回路の部品点数が多くなるので、回路構成が複雑化するという問題があった。
【０００８】
従って本発明の目的は、スイッチング動作を行うことにより負荷に対して安定的に駆動電力を供給する電源回路において、比較的簡素な回路構成で、省電力化（省エネルギー化）を実現することが可能な電源回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明に従う電源回路は、商用電源からの給電を受けて、スイッチング動作を行うことにより負荷側に給電するためのスイッチング回路と、上記スイッチング回路がスイッチング動作している状態において、そのスイッチング動作を不能にする状態が間欠的に設定されるように、上記スイッチング回路の状態を切替える切替手段と、商用電源からの出力電圧の周期的な変動に起因して、上記切替手段による上記状態の切替周期を制御する制御手段と、を備える。
【００１０】
本発明に係る好適な実施形態では、上記切替手段による上記スイッチング回路の状態の、上記スイッチング動作を不能にする状態への間欠的な切替動作が、常時、又は電源回路が無負荷のとき、或いは軽負荷のときに、行われる。
【００１１】
上記とは別の実施形態では、上記切替手段が、上記スイッチング回路に設けられた第１のスイッチング手段のスイッチング動作を不能にする状態が設定可能なように接続された、供給される制御信号によってスイッチング動作する第２のスイッチング手段であり、上記制御手段が、商用電源側からの出力電圧を全波整流した後の電圧を分圧するための分圧抵抗と、この分圧抵抗からの分圧電圧と基準電圧源からの基準電圧との比較結果に応じて所定の電圧レベル信号を上記第２のスイッチング手段に出力する比較回路と、を含む。
【００１２】
また、上記とは別の実施形態では、上記制御手段による、商用電源からの出力電圧の周期的な変動の検知が、上記比較回路に印加される分圧電圧が、上記比較回路に印加される基準電圧を上廻った時点、及び上記比較回路に印加される基準電圧を下廻った時点を夫々検知することによって行われる。
【００１３】
更に、上記とは別の実施形態では、上記制御手段が、上記基準電圧源から印加される基準電圧値の変更に応じて上記切替周期を可変する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面により詳細に説明する。
【００１５】
図３は、本発明の一実施形態に係る電源回路を適用したスイッチング電源装置の回路構成の一実施例を示す図である。
【００１６】
このスイッチング電源装置は、例えば電子プリンタを構成する印刷機構（図示しない）を負荷として、商用電源から供給される交流電力を制御することにより、上記負荷側に駆動電力として所定の直流電力を安定的に供給するように構成されており、図３に示すように、全波整流部１１０と、交流電圧生成部１２０と、直流電圧安定供給部１３０と、給電オン／オフ制御部１４０とを含む。
【００１７】
全波整流部１１０は、ダイオードブリッジ回路３３と、ダイオード３５、３７と、平滑コンデンサ３９とを含む。交流電圧生成部１２０は、起動抵抗４１と、ＰＷＭ制御回路４３と、ＴＲ４５と、電流検出用抵抗（電流制限抵抗）４７と、変圧器４９の一次巻線４９ａ、４９ｂと、第１の制御ＴＲ５１と、第２の制御ＴＲ５３と、分圧抵抗５５、５７と、コンパレータ５９と、直流電源６１とを含む。直流電圧安定供給部１３０は、変圧器４９の二次巻線４９ｃと、ダイオード６３と、平滑コンデンサ６５とを含む。給電オン／オフ制御部１４０は、電圧検出回路６９と、発光ダイオード（ＬＥＤ）７１、及び受光ＴＲ７３から構成されるフォトカプラ７５とを含む。
【００１８】
上記構成において、全波整流部１１０では、ダイオードブリッジ回路３３が、商用電源（図示しない）から（スイッチング電源装置の）入力端子３１を通じて夫々印加される（１００Ｖの）交流電圧を個別に全波整流することにより、リプル分を含んだ直流電圧を生成して出力する。ダイオードブリッジ回路３３から出力されるリプル分を含んだ直流電圧は、平滑コンデンサ３９に印加され、平滑コンデンサ３９においてリプル分が除去されることによって平滑化された（１４１Ｖの）直流電圧に生成された後、交流電圧生成部１２０に印加される。
【００１９】
交流電圧生成部１２０では、ＰＷＭ制御回路４３が、起動抵抗４１を通じて平滑コンデンサ３９から印加される直流電圧によって起動する。そして、ＴＲ４５のベース端子に、ＴＲ４５をスイッチング動作（オン／オフ動作）させるための制御信号としてパルス幅可変の電流信号を供給することにより、換言すれば、ＴＲ４５のベース端子に矩形波パルス状の（パルス幅可変の）電流（ベース電流）を供給することにより、ＴＲ４５をスイッチング動作させる。これにより、ＴＲ４５がオン状態のときには、ＴＲ４５を通じて平滑コンデンサ３９と変圧器４９の一次巻線４９ａとの間に閉ループが形成され、また、ＴＲ４５を通じてＰＷＭ制御回路４３と変圧器４９の一次巻線４９ｂとの間にも閉ループが形成される。一方、ＴＲ４５がオフ状態のときには上記閉ループはいずれも解消される。これにより、変圧器４９の一次巻線４９ａ、４９ｂに夫々交流電圧が発生する。
【００２０】
ＴＲ４５がターンオフすることによって、ＴＲ４５を通じて平滑コンデンサ３９と変圧器４９の一次巻線４９ａとの間に形成されていた閉ループが解消される。それによって、それまで平滑コンデンサ３９側から変圧器４９の一次巻線４９ａ側に向って供給されていた電流が急に遮断されるため、電磁誘導により、該一次巻線４９ａに対応する直流電圧安定供給部１３０側の二次巻線４９ｃに交流電圧が発生する。
【００２１】
上述したＴＲ４５のスイッチング動作（つまり、ターンオン／ターンオフ動作）が繰り返されることによって、商用電源（図示しない）側から供給される電力が、変圧器４９の一次巻線４９ａから二次巻線４９ｃに伝達されることになる。
【００２２】
なお、上述したＴＲ４５のスイッチング動作において、ＴＲ４５のオフ状態からオン状態への切り替り（ターンオン）は、ＴＲ４５を過電流から保護するためにＴＲ４５のベース―エミッタ間に接続されている第１の制御ＴＲ５１によって制御（抑制）される。即ち、ＴＲ４５がターンオンすることにより、そのコレクタ端子からＴＲ４５を通じてそのエミッタ端子側に向って電流（つまり、コレクタ電流）が流れるが、そのコレクタ電流が増加すると、それに伴ってＴＲ４５のエミッタ端子に接続されている電流検出用抵抗４７における電圧降下も増加する。そして、上記コレクタ電流の増加に伴って増加する、電流検出用抵抗４７における電圧降下が、第１の制御ＴＲ５１のベース―エミッタ間電圧の閾値を超えると、その時点で第１の制御ＴＲ５１がターンオンする。第１の制御ＴＲ５１がターンオンすることにより、ＰＷＭ制御回路４３からＴＲ４５のベース端子に制御信号として供給されるべきパルス幅可変の電流信号が、第１の制御ＴＲ５１をバイパスする（ＴＲ４５が第１の制御ＴＲ５１によって短絡される）ことで、ＴＲ４５がオン状態からオフ状態に切り替る（ターンオフする）。
【００２３】
直流電圧安定供給部１３０では、ダイオード６３が（変圧器４９の）二次巻線４９ｂに発生した交流電圧を半波整流することによって、ＴＲ４５の上記スイッチング動作に見合った大きさのリプル分を含む所定大きさの直流電圧を平滑コンデンサ６５に出力する。平滑コンデンサ６５は、ダイオード６３からの上記所定大きさの（リプル分を含む）直流電圧よりリプル分を除去することで平滑化した上記所定大きさの直流電圧を生成する。この平滑化された所定大きさの直流電圧は、平滑コンデンサ６５から（上記スイッチング電源装置の）出力端子６７を通じて負荷（図示しない）側に印加される。
【００２４】
給電オン／オフ制御部１４０では、電圧検出回路６９が、直流電圧安定供給部１３０（平滑コンデンサ６５）からの出力電圧が所定の設定電圧値に達しているか否かを検出する。上記検出において、電圧検出回路６９は、上記出力電圧が、所定の設定電圧値に達しており、更に該設定電圧値を超えようとしている場合には、フォトカプラ７５のＬＥＤ７１に駆動電流を供給することによってＬＥＤ７１を発光動作させる。このようにＬＥＤ７１を発光動作させることによって、フォトカプラ７５の受光ＴＲ７３をオン状態にすることで、（交流電圧生成部１２０に含まれる）ＰＷＭ制御回路４３に所定の制御信号を出力し、ＰＷＭ制御回路４３は、該制御信号に基づき、ＴＲ４５を上記のようにスイッチング動作させるための制御信号として、パルス幅を狭めた電流信号をＴＲ４５のベース端子に供給する。これにより、ＴＲ４５のスイッチング動作において、その導通時間（つまり、ＴＲ４５がオン状態である時間幅）が短縮される方向に制御され、これによって、直流電圧安定供給部１３０（平滑コンデンサ６５）からの出力電圧が、所定の設定電圧値に保たれる。なお、上記出力電圧が、上記設定電圧値に達していなければ、電圧検出回路６９は、ＬＥＤ７１を発光動作させない。
【００２５】
更に、本発明の一実施形態に従えば、上述したＴＲ４５のスイッチング動作が、上述したＴＲ４５を過電流から保護するための第１の制御ＴＲ５１と同様にＴＲ４５のベース―エミッタ間に接続されている第２の制御ＴＲ５３、及びコンパレータ５９によって適宜制御（抑制）される。第２の制御ＴＲ５３、及びコンパレータ５９によるＴＲ４５のスイッチング動作の抑制は、例えば上記スイッチング電源装置が省電力（省エネルギー）モードに設定されている場合等に実施されるが、必ずしも上記スイッチング電源装置が省電力モードに設定されている場合のみに限定されるものではない。
【００２６】
全波整流部１１０では、上述したダイオードブリッジ回路３３に加えて、ダイオード３５、３７が、商用電源から（上記スイッチング電源装置の）入力端子３１を通じて印加される（１００Ｖの）交流電圧を全波整流する。ダイオード３５、３７からの出力電圧は、リプル分を含んだ直流電圧として、ダイオード３５、３７からそのまま交流電圧生成部１２０に印加される。
【００２７】
交流電圧生成部１２０では、ダイオード３５、３７において全波整流されたリプル分を含んだ直流電圧がコンパレータ５９の非反転入力端子に接続されている分圧抵抗５５、５７に印加される。コンパレータ５９は、その非反転入力端子を通じて分圧抵抗５５、５７から印加される上記リプル分を含んだ直流電圧の分圧電圧と、その反転入力端子を通じて直流電源６１から印加される基準電圧とを比較する。そして、その比較の結果、分圧電圧が基準電圧を超えている場合には、“Ｈ”レベルの電圧信号を、一方、分圧電圧が基準電圧を下廻っている場合には、“Ｌ”レベルの電圧信号を、コンパレータ５９は上記第２の制御ＴＲ５３に夫々出力する。
【００２８】
第２の制御ＴＲ５３は、そのベース端子に、コンパレータ５９から“Ｈ”レベルの電圧信号が出力されることによってターンオンする。それにより、ＰＷＭ制御回路４３からＴＲ４５（をスイッチング動作させるため）の制御信号としてＴＲ４５のベース端子に供給されるべきパルス幅可変の電流信号が、第２の制御ＴＲ５３をバイパスする（ＴＲ４５を短絡する）ことで、ＴＲ４５のスイッチング動作（オン／オフ動作）が強制的に停止状態に置かれる。この状態において、次に、コンパレータ５９の出力電圧信号のレベルが、“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り替ると、それによって第２の制御ＴＲ５３がターンオフするので、上述したＴＲ４５のベース端子に供給されるべきパルス幅可変の電流信号のバイパス路（ＴＲ４５の短絡）が解消される。
【００２９】
換言すれば、コンパレータ５９の非反転入力端子に印加される分圧電圧が、コンパレータ５９の反転入力端子に印加される基準電圧を超えている時間は、第２の制御ＴＲ５３の導通により、ＰＷＭ制御回路４３からＴＲ４５への制御信号が短絡されて、ＴＲ４５は強制的に駆動（スイッチング動作）停止状態に置かれる。これと反対に、上記分圧電圧が、上記基準電圧を下廻っている時間は、第２の制御ＴＲ５３の非導通により、ＴＲ４５はＰＷＭ制御回路４３の制御下で、駆動（スイッチング動作）可能な状態に置かれる。
【００３０】
図４は、図３に示したコンパレータ５９への入力電圧と、コンパレータ５９からの出力電圧と、ＴＲ４５のスイッチング動作との関連を示すタイミングチャートである。
【００３１】
コンパレータ５９の入力電圧の時間的な変化を表す図４（Ａ）において、曲線ａは、分圧抵抗５５、５７からコンパレータ５９の非反転入力端子に印加される分圧電圧波形を示しており、図４（Ａ）における時間軸と平行な直線ｂは、直流電源６１からコンパレータ５９の反転入力端子に印加される基準電圧の大きさを示している。
【００３２】
また、図４において、符号Ｔ０で表した時間は、ＴＲ４５が上記コンパレータ５９、及び第２の制御ＴＲ５３による強制的な駆動（スイッチング動作）停止状態に置かれておらず、ＰＷＭ制御回路４３からの制御信号によってスイッチング動作が可能な時間を示している。符号ＴＡＣは、ダイオード３５、３７が、商用電源（図示しない）から出力された交流電圧を全波整流することによって生成した、ダイオード３５、３７から分圧抵抗５５、５７への出力電圧（リプル電圧）の周期を示している。
【００３３】
図４で示したタイミングチャートから、直流電源６１よりコンパレータ５９の反転入力端子に印加される基準電圧を可変調整することによって、ＴＲ４５のスイッチング動作可能な時間を制御（可変）できることが明らかである。
【００３４】
図５は、図３に示したスイッチング電源装置の出力端子６７から負荷（図示しない）側に印加される出力電圧と、コンパレータ５９からの出力電圧と、上記スイッチング電源装置（ＴＲ４５）の動作状態と、上記スイッチング電源装置における損失電力との関連を示すタイミングチャートである。
【００３５】
図５において、コンパレータ５９から第２の制御ＴＲ５３に“Ｈ”レベルの電圧信号が印加されていることによって、ＴＲ４５が強制的に駆動（スイッチング動作）停止状態に置かれている間は、それによって、変圧器４９の一次巻線４９ａ側から二次巻線４９ｃ側への電力の供給が停止させられる。そのため、スイッチング電源装置からの出力電圧は、図５（Ａ）で示すように、負荷（図示しない）側のインピーダンスと、スイッチング電源装置において、その出力端子６７に接続されている平滑コンデンサ６５の容量とによって定まる特性（時定数）で時間の経過と共に下降していく。
【００３６】
ところで、一般的なスイッチング電源装置における発振周波数が、数Ｈｚから数ＫＨｚ程度であるのに対して、商用電源（図示しない）から供給される交流電圧の周波数は、５０Ｈｚ、又は６０Ｈｚであるので、図４で示した上記設定された基準電圧の値によって決まる上記分圧電圧の波形の周期は（商用電源（図示しない）から出力される交流電圧の周期「２π」の１／２である「π」であるので）、例えば１０ｍｓｅｃ或いは８．３ｍｓｅｃ程度となる。そのため、上記分圧電圧の波形の周期の方が、一般的なスイッチング電源装置における発振の周期と比較してかなり長い値となる。
【００３７】
再び図５に戻って、図５（Ａ）で示したように、時間の経過と共に上述した分圧電圧が上記基準電圧を下廻ると、コンパレータ５９からの出力電圧が“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り替るので、ＴＲ４５は再びＰＷＭ制御回路４３の制御下で、スイッチング動作が可能な状態となる。ＴＲ４５がスイッチング動作可能な状態となった時点で、上記スイッチング電源装置からの出力電圧が、（例えば図５（Ａ）で示すように、）所定の出力電圧設定値を下廻る過小電圧状態となっているので、ＴＲ４５はＰＷＭ制御回路４３からの制御信号に基づいて、最大限のスイッチング動作を実行する。このときの上記スイッチング電源装置からの出力電圧は、負荷（図示しない）側のインピーダンスと、半導体スイッチング素子であるＴＲ４５の電流制限値とによって定まる特性で時間の経過と共に上昇していく。
【００３８】
ここで、ＴＲ４５が最大限のスイッチング動作を連続的に行った場合に、出力端子６７を通じて負荷（図示しない）に供給可能な最大出力電圧をＰｍａｘとおくと、図５（又は図４）で示した時間Ｔ０の間だけＴＲ４５をスイッチング動作させた場合に、上記スイッチング電源装置が出力端子６７を通じて負荷（図示しない）に供給可能な平均出力電力ＰＡＶＥは、上記スイッチング電源装置からの出力電圧の変化を時間平均した値になり、下記の（１）式で与えられる。
【００３９】
ＰＡＶＥ＝Ｐｍａｘ×（Ｔ０／ＴＡＣ）・・・・・・（１）
上記スイッチング電源装置からの出力電圧の上昇／下降の様子は、（１）式で表される平均出力電力ＰＡＶＥと、上記スイッチング電源装置の出力端子６７に接続される負荷（図示しない）が必要とする電力（負荷の駆動電力）Ｐｌｏａｄとの大小関係に応じて、図５に示すように（夫々『切替方法１』、『切替方法２』及び『切替方法３』で示す）３つに場合分けされる。
【００４０】
（ア）負荷（図示しない）が必要とする電力Ｐｌｏａｄよりも、（１）式で表される平均出力電力ＰＡＶＥの方が大きい場合には、コンパレータ５９、及び第２の制御ＴＲ５３が、図５（Ｄ）において『切替方法１』で示した態様で、つまり、上記スイッチング電源装置（即ち、ＴＲ４５）が、最大動作、及び軽負荷動作という２つの動作モードでのスイッチング動作中に、該スイッチング動作を強制的に停止させるモードが間欠的に設定されるように、ＴＲ４５を制御することになる。
【００４１】
この場合、上記スイッチング電源装置から負荷（図示しない）に供給される電力（供給エネルギー）が過剰になるので、図５（Ａ）に示すように、時間Ｔ０が経過する前の時間Ｔ１１で上記スイッチング電源装置からの出力電圧が所定の出力電圧設定値に達することになる。上記出力電圧が所定の出力電圧設定値に達すると、図３で示した電圧検出回路６９がこれを検出し、ＴＲ４５をスイッチング動作させるための制御信号として、パルス幅を狭めた電流信号をＰＷＭ制御回路４３がＴＲ４５のベース端子に供給するよう、フォトカプラ７５を通じてＰＷＭ制御回路４３を制御する。これにより、ＴＲ４５の導通時間（オン状態の時間）が短縮される方向に制御され、これによって、ＰＷＭ制御回路４３、及びＴＲ４５を含んだ交流電圧生成部１２０は、上記出力電圧が上記所定の出力電圧設定値に達するまでは、負荷（図示しない）に最大供給電力Ｐ０を供給するように動作し、上記出力電圧が上記出力電圧設定値に達した後は、負荷（図示しない）が必要とする電力Ｐｌｏａｄを供給するように動作する。
【００４２】
上記『切替方法１』が採用されたときの、上記スイッチング電源装置における平均損失電力Ｐｌｏｓｓ１は、下記の（２）式で与えられる。
【００４３】
Ｐｌｏｓｓ１＝（Ｐ１×Ｔ１１＋Ｐ２×Ｔ１２＋Ｐ３×Ｔ１３）／ＴＡＣ・・・・・・（２）
（イ）次に、負荷（図示しない）が必要とする電力Ｐｌｏａｄと（１）式で表される平均出力電力ＰＡＶＥとが均等な場合には、コンパレータ５９、及び第２の制御ＴＲ５３が、図５において『切替方法２』で示した態様で、上記（ア）におけると同様に、ＴＲ４５のスイッチング動作中に、そのスイッチング動作を強制的に停止させるモードが間欠的に設定されるように、ＴＲ４５を制御することになる。
【００４４】
この場合、上記電力Ｐｌｏａｄと、上記電力ＰＡＶＥとが均等であるので、図５（Ａ）に示すように、ちょうど時間Ｔ２１（＝Ｔ０）になった時点で、上記出力電圧が上記出力電圧設定値に達することとなり、該時点において、コンパレータ５９、及び第２の制御ＴＲ５３が、ＴＲ４５のスイッチング動作を強制的に停止させるように動作する。即ち、この『切替方法２』は、上述した『切替方法１』において、時間Ｔ１２＝０が成立する特別な場合であると見做すことができ、この『切替方法２』において、上記スイッチング電源装置における平均損失電力Ｐｌｏｓｓ２は、下記の（３）式で与えられる。
【００４５】
Ｐｌｏｓｓ２＝（Ｐ１×Ｔ２１＋Ｐ３×Ｔ２３）／ＴＡＣ・・・・・・（３）
（ウ）なお、上記スイッチング電源装置からの出力電圧が上記所定の出力電圧設定値に達することがないまま、上記出力電圧が降下してしまう不適切な例として、図５において、『切替方法３』で示した態様が挙げられる。これは、負荷（図示しない）が必要とする電力Ｐｌｏａｄよりも（１）式で表される平均出力電力ＰＡＶＥの方が小さい場合である。この場合、上記スイッチング電源装置から負荷（図示しない）に供給される電力（供給エネルギー）が不足になるので、時間Ｔ３３における上記出力電圧の低下分が、時間Ｔ３１における上記出力電圧の上昇分を上廻り、そのため、上記出力電圧は時間の経過と共に、徐々に低下することになる。よって、仮に省電力（省エネルギー）になったとしても、スイッチング電源装置としての負荷に対する安定的な直流電力の供給という本来の機能を果たせないことになる。
【００４６】
図６は、ＴＲ４５のスイッチング動作を強制的に停止状態にするための制御において、上述した『切替方法１』、又は『切替方法２』を採用したときの、上記スイッチング電源装置における損失電力と、上記スイッチング電源装置からの出力電圧との関係を示した説明図である。
【００４７】
図６において、損失電力を表す縦軸上の点Ｏは、上記スイッチング電源装置の駆動停止時（即ち、ＴＲ４５のスイッチング動作が強制的に停止状態にされた時）の動作点を、点Ａは、上記スイッチング電源装置の軽負荷時の動作点を、更に、点Ｂは、上記スイッチング電源装置（即ち、ＴＲ４５）の最大（スイッチング）動作時の動作点を、夫々示している。また、出力電圧を表す横軸上の点Ｐａは、上記点Ａに対応するもので、上記スイッチング電源装置の軽負荷時の出力電力の値を、同じく横軸上の点Ｐｂは、上記点Ｂに対応するもので、上記スイッチング電源装置の最大動作時の出力電力の値を、夫々示している。
【００４８】
なお、上述した図５（Ｄ）では、点Ｏにおける損失電力をＰ３で、点Ａにおける損失電力をＰ２で、点Ｂにおける損失電力をＰ１で、夫々示している。
【００４９】
再び図６に戻って、上記スイッチング電源装置における損失電力と出力電力との関係は、点Ｏから点Ｃ、点Ａ、点Ｂに達する実線（特性線）によって示される。
【００５０】
図５（Ｄ）で示した『切替方法２』におけるように、上記スイッチング電源装置（のＴＲ４５）が、最大（スイッチング）動作状態、及び（スイッチング動作の）強制停止状態のみを交互に繰り返す（よう、ＰＷＭ制御回路４３、コンパレータ５９及び第２の制御ＴＲ５３によって制御される）場合の平均損失電力は、図６における点Ｏと点Ｂとを結ぶ直線（即ち、線分ＯＢ）上に存在する。従って、上記スイッチング電源装置の軽負荷時において、出力電力の値が点Ｐａのときの平均損失電力は、線分ＡＰａと線分ＯＢとの交点である点Ｌによって表される。なお、点Ｌは、線分ＯＢを、上記スイッチング電源装置（のＴＲ４５）が、（スイッチング動作の）強制停止状態にあるときの時間と、スイッチング動作状態にあるときの時間との間の時間比の逆数によって内分することにより得られる点である。この平均損失電力が、上述した（３）式によって表された平均損失電力Ｐｌｏｓｓ２である。
【００５１】
換言すれば、上記スイッチング電源装置（のＴＲ４５）を、（スイッチング動作の）強制停止状態を間欠的に設定することなしに、連続的にスイッチング動作させている場合には、上記スイッチング電源装置の損失電力―出力電力特性は、実線ＯＣＢによって表されるから、出力電力の値が点Ｐａのときの損失電力は、点Ａである。しかし、『切替方法２』に示した態様で、上記（スイッチング動作の）強制停止状態を間欠的に設定した場合には、上記スイッチング電源装置の損失電力―出力電力特性が、実線ＯＣＢから線分ＯＢに切替る。そのため、出力電力の値が点Ｐａのときの損失電力は、点Ｌとなるので、損失電力はＡ−Ｌ分だけ少なくて済むから、省電力（省エネルギー）効果を発揮できる。
【００５２】
次に、図５（Ｄ）で示した『切替方法１』におけるように、上記スイッチング電源装置（のＴＲ４５）が、最大（スイッチング）動作状態、（上記スイッチング電源装置が）軽負荷であるときの（スイッチング）動作状態、及び（スイッチング動作の）強制停止状態の３つの状態を繰り返す（よう、ＰＷＭ制御回路４３、コンパレータ５９及び第２の制御ＴＲ５３によって制御される）場合の平均損失電力Ｐｌｏｓｓ１は、点Ｌと点Ａとを結ぶ直線（即ち、線分ＬＡ）上に存在点Ｍによって表される。即ち、この点Ｍは、線分ＬＡを、上記スイッチング電源装置が最大（スイッチング）動作状態にあるときの時間と、上記スイッチング電源装置が（スイッチング動作の）強制停止状態にあるときの時間との和と、（上記スイッチング電源装置の）軽負荷時の（スイッチング）動作状態にあるときの時間との間の時間比の逆数によって内分することにより得られるものである。この平均損失電力が、上述した（２）式によって表された平均損失電力Ｐｌｏｓｓ１である。
【００５３】
このように、『切替方法１』に示した態様で、上記（スイッチング動作の）強制停止状態を間欠的に設定した場合には、（２）式によって表された平均損失電力Ｐｌｏｓｓ１は、点Ａで示した損失電力と、点Ｌで示した損失電力との中間の値である点Ｍによって示されることになる。
【００５４】
図５（Ｄ）で示した『切替方法１』を採用した場合の例として、仮に、図５（Ａ）で示した時間Ｔ１１、時間Ｔ１２、及び時間Ｔ１３の間の時間比率を１：１：４として、図６に当てはめてみると、点Ｌは線分ＯＢを１：４に内分する点であり、点Ｍは線分ＬＡを１：（４＋１）に内分する点となるので、上述した軽負荷時において、点Ｍで表される損失電力の大きさを、点Ａで表される損失電力の大きさよりも小さくすることができるのは明らかである。同様に、図５（Ｄ）で示した『切替方法２』を採用した場合の例として、仮に、図５（Ａ）で示した時間Ｔ２１、時間Ｔ２３の間の時間比率を１：４として、図６に当てはめてみると、点Ｌは線分ＯＢを１：４に内分する点となるので、上述した軽負荷時において、点Ｌで表される損失電力の大きさを、点Ａで表される損失電力の大きさよりも小さくすることができるのは明らかである。しかも、『切替方法２』を採用した場合には、『切替方法１』を採用した場合と比較して、上述した軽負荷時における時間Ｔ１２に相当する状態が無いので、平均損失電力の値は一層低減されることになる。
【００５５】
図５において説明したように、『切替方法１』、又は『切替方法２』のいずれを採用した場合でも、上記スイッチング電源装置からの出力電圧が変動することになるが、該出力電圧の変動が、（上記スイッチング電源装置の）出力端子６７に接続される負荷（図示しない）の電圧変動許容範囲内に収まっているのであれば、スイッチング電源装置の性能として問題はない。特に、上記負荷（図示しない）が、例えばヒータ熱線（定電力負荷）のような、定電圧特性を必要としない負荷である場合や、ＤＣ―ＤＣコンバータのように、それ自身の動作によって電圧変動の影響を吸収してくれるような負荷である場合には、それらの負荷に対して駆動電力を供給する（上記スイッチング電源装置のような）電源装置に、仮に出力電圧の変動があったとしても、何ら問題は生じない。
【００５６】
（上記スイッチング電源装置の）出力端子６７に接続される負荷（図示しない）が必要とする電力Ｐｌｏａｄが、常に（１）式で表される平均電力ＰＡＶＥよりも小さい場合には、『切替方法１』において示したように、出力端子６７からの出力電圧が必ず設定電圧まで上昇するので、上記スイッチング電源装置の起動直後から既述のような（本実施形態に係る）態様で負荷（図示しない）を駆動することができる。一方、上述した『切替方法２』において示した負荷条件の場合には、上記スイッチング電源装置を起動して、一旦出力電圧が立ち上がった後に、既述のような（本実施形態に係る）態様で負荷（図示しない）を駆動するのが適切である。上記スイッチング電源装置を、電子プリンタのような電子機器の電源装置として使用する場合には、該電源装置の起動時や、負荷である印刷機構の動作時から、例えば該電源装置が待機状態にあるときのような、軽負荷状態になっった後に、既述のような（本実施形態に係る）態様で負荷（図示しない）を駆動するようにしてもよい。
【００５７】
なお、上述した本発明の一実施形態では、分圧抵抗５５、５７からの分圧電圧が、コンパレータ５９の非反転入力端子に印加されるものとして説明したが、上記分圧電圧を、コンパレータ５９の反転入力端子に印加するようにしても差し支えない。但し、上述したように、分圧抵抗５５、５７には、ダイオード３５、３７で全波整流された（正弦波形状の）リプル分を含んだ直流電圧がそのまま印加されるので、該リプル分を含んだ直流電圧波形のピーク付近では、時間に対する電圧の変化率が小さくなり（つまり、電圧波形の時間に対する変化の割合を示す勾配の傾きが緩やかになり）、反対に０Ｖ付近では、時間に対する電圧の変化率が大きくなる（つまり、電圧波形の時間に対する変化の割合を示す勾配の傾きが急峻になる）特徴がある。そのため、図４（又は図５）で示した、ＴＲ４５がスイッチング動作可能な時間Ｔ０が短いような入出力条件では、ゼロクロス付近に動作時間を持ってくるように、コンパレータ５９の入力端子の極性を選定した方が細かい設定がし易い。よって、ＴＲ４５のスイッチング動作中に、そのスイッチング動作の強制的な停止状態の間欠的な設定を、より精密に行おうとする場合には、上記スイッチング動作可能な時間Ｔ０が短いような入出力条件では、図３で示したように、上記分圧電圧を、コンパレータ５９の非反転入力端子側に印加するのが好ましい。
【００５８】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、これは本発明の説明のための例示であって、本発明の範囲をこの実施形態にのみ限定する趣旨ではない。本発明は、他の種々の形態でも実施することが可能である。
【００５９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチング動作を行うことにより負荷に対して安定的に駆動電力を供給する電源回路において、比較的簡素な回路構成で、省電力化（省エネルギー化）を実現することが可能な電源回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】電源装置における電力損失と出力電力との関係を示した説明図。
【図２】従来のスイッチング電源装置の回路構成の一例を示した図。
【図３】本発明の一実施形態に係る電源回路を適用したスイッチング電源装置の回路構成の一実施例を示した図。
【図４】図３に示したコンパレータへの入力電圧と、コンパレータからの出力電圧と、トランジスタ（４５）のスイッチング動作との関連を示すタイミングチャート。
【図５】図３に示したスイッチング電源装置の出力端子から負荷側に印加される出力電圧と、コンパレータからの出力電圧と、スイッチング電源装置の動作状態と、スイッチング電源装置における損失電力との関連を示すタイミングチャート。
【図６】トランジスタ（４５）のスイッチング動作を強制的に停止状態にするための制御において、『切替方法１』、又は『切替方法２』を採用したときの、スイッチング電源装置における損失電力と、スイッチング電源装置からの出力電圧との関係を示した説明図。
【符号の説明】
３３  ダイオードブリッジ回路
３５、３７、６３  ダイオード
３９、６５  平滑コンデンサ
４１  起動抵抗
４３  ＰＷＭ制御回路
４５  ＴＲ
４７  電流検出用抵抗
４９  変圧器
４９ａ、４９ｂ  一次巻線
４９ｃ  二次巻線
５１  第１の制御ＴＲ
５３  第２の制御ＴＲ
５５、５７  分圧抵抗
５９  コンパレータ
６１  直流電源
６９  電圧検出回路
７１  ＬＥＤ
７３  受光ＴＲ
７５  フォトカプラ
１１０  全波整流部
１２０  交流電圧生成部
１３０  直流電圧安定供給部
１４０  給電オン／オフ制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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