(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ受信装置の規模の増大を防止しつつ、受信したＯＦＤＭ信号における位相雑音を抑制できるようにする。【解決手段】受信したＯＦＤＭ信号が直交復調部１０１により変換されてなる複素ベースバンド信号のうちの有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相ずれをシンボル内位相推定部１０２よって算出する。その後、該位相ずれに基づいて、高速フーリエ変換部１０３のＦＦＴ入力バッファ２０１に格納された有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相変動をローテータ部２０２によって補正した後、その結果に対してバタフライ演算部２０３によってＦＦＴ処理を行なう。【選択図】　　　図２
2004048315.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
有効シンボル期間とガードインターバル期間とから構成されるシンボルを単位として伝送されるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
受信した前記ＯＦＤＭ信号を複素ベースバンド信号に変換する直交復調部と、
前記複素ベースバンド信号の位相ずれを算出する位相推定部と、
前記複素ベースバンド信号の位相ずれに基づいて前記複素ベースバンド信号のうち前記有効シンボル期間の信号の位相変動を補正すると共に、位相変動が補正された前記有効シンボル期間の信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する高速フーリエ変換部とを備え、
前記高速フーリエ変換部は、前記有効シンボル期間の信号を入力データとして格納する入力バッファと、前記複素ベースバンド信号の位相ずれに基づいて前記入力バッファの出力の位相変動を補正するローテータ部と、前記ローテータ部の出力に対してバタフライ演算を行なうことにより前記周波数領域の信号を算出するバタフライ演算部と、前記バタフライ演算部の出力を出力データとして格納する出力バッファとを有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
前記複素ベースバンド信号の位相ずれは、前記有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相ずれであり、
前記高速フーリエ変換部は、前記シンボル内の位相ずれに基づいて前記有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相変動を補正し、
前記出力バッファの出力である前記周波数領域の信号におけるシンボル間の位相変動を補正するシンボル間位相補正部をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記バタフライ演算部は、回転子乗算部と加減算部とから構成される基本演算部を有すると共に該基本演算部を繰り返し用いてバタフライ演算を行ない、
前記ローテータ部は、前記回転子乗算部を用いて前記有効シンボル期間の信号における位相変動の一部又は全部を補正することを特徴とする請求項１又は２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
有効シンボル期間とガードインターバル期間とから構成されるシンボルを単位として伝送されるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信方法であって、
受信した前記ＯＦＤＭ信号を複素ベースバンド信号に変換する直交復調工程と、
前記複素ベースバンド信号のうち前記有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相ずれを算出する位相推定工程と、
前記シンボル内の位相ずれに基づいて前記有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相変動を補正するシンボル内位相補正工程と、
位相変動が補正された前記有効シンボル期間の信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する高速フーリエ変換工程とを備えていることを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
【請求項５】
前記高速フーリエ変換工程よりも後に、前記周波数領域の信号におけるシンボル間の位相変動を補正するシンボル間位相補正工程をさらに備えていることを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ受信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位相雑音を抑制するＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル伝送技術及び半導体集積技術の進歩に伴い、テレビ及びラジオをはじめとして放送のデジタル化が進められている。国内及び欧州のデジタル放送においては、変調方式としてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）が採用されている。尚、欧州では既にデジタル放送が開始されていると共に、国内でも２００３年末からデジタル放送が開始される予定である。
【０００３】
ＯＦＤＭは、複数のキャリアを周波数多重したマルチキャリアによる変調方式であり、周波数利用効率が高く且つマルチパスによる妨害に強いという地上波放送向けの特徴を持っている。
【０００４】
しかし、ＯＦＤＭ信号は、数千本という多数のキャリアが周波数多重された信号であるため、位相雑音の影響を受けやすく、その結果、特に、受信機におけるチューナ部分の設計が困難になり、それによって受信機の性能が劣化しやすくなるという課題がある。そこで、チューナからの出力信号が入力されるＯＦＤＭ受信装置においては、全てのキャリアが同じ方向の位相雑音を持つＣＰＥ（ＣｏｍｍｏｎＰｈａｓｅ　Ｅｒｒｒｏｒ　）を除去する技術、及びキャリア同士の位相雑音の干渉に起因して生じるＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を除去する技術が重要になる。これらの技術を備えた従来のＯＦＤＭ受信装置の一例として、特許第２９０７８０４号（特開平１１−２２０４５１号公報）に記載されたものがある。この従来のＯＦＤＭ受信装置においては、前述したＣＰＥ除去機能及びＩＣＩ除去機能を備えることによって位相雑音の影響を抑えている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述の従来のＯＦＤＭ受信装置においては、装置の規模及び消費電力が増大してしまうという問題がある。
【０００６】
具体的には、受信したＯＦＤＭ信号の位相ずれを算出し、それに基づいてＯＦＤＭ信号の位相変動を補正することにより位相雑音を除去するためには、ＯＦＤＭ信号が直交復調変換されてなる複素ベースバンド信号をシンボル単位で遅延させる手段が必要になる。この遅延手段としては、一般的にメモリが用いられる。ところが、ＯＦＤＭ信号の１シンボルは数千本もの多数のキャリアより構成されているので、前記の遅延手段のために大規模なメモリが必要になって装置規模が増大してしまう。
【０００７】
また、ＯＦＤＭ方式においては、多数のキャリアが周波数多重されたＯＦＤＭ信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換するために、数千サンプルもの大規模な高速フーリエ変換処理が必須となる。このため、入出力データバッファ及び演算バッファ等のために大規模なメモリが必要になって装置規模が増大してしまう。
【０００８】
さらに、従来のＯＦＤＭ受信装置においては、有効シンボル期間の信号に加えてガードインターバル期間の信号を用いて位相ずれを算出して位相変動を補正するので、位相雑音の抑制のために常に演算を行なう必要があり、それによって装置の消費電力が増大してしまう。
【０００９】
前記に鑑み、本発明は、ＯＦＤＭ受信装置の規模及び消費電力の増大を防止しつつ、受信したＯＦＤＭ信号における位相雑音を抑制できるようにすることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置は、有効シンボル期間とガードインターバル期間とから構成されるシンボルを単位として伝送されるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置を前提とし、受信したＯＦＤＭ信号を複素ベースバンド信号に変換する直交復調部と、複素ベースバンド信号の位相ずれを算出する位相推定部と、複素ベースバンド信号の位相ずれに基づいて複素ベースバンド信号のうち有効シンボル期間の信号の位相変動を補正すると共に、位相変動が補正された有効シンボル期間の信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する高速フーリエ変換部とを備え、高速フーリエ変換部は、有効シンボル期間の信号を入力データとして格納する入力バッファと、複素ベースバンド信号の位相ずれに基づいて入力バッファの出力の位相変動を補正するローテータ部と、ローテータ部の出力に対してバタフライ演算を行なうことにより周波数領域の信号を算出するバタフライ演算部と、バタフライ演算部の出力を出力データとして格納する出力バッファとを有する。
【００１１】
本発明のＯＦＤＭ受信装置によると、受信したＯＦＤＭ信号が直交復調部により変換されてなる複素ベースバンド信号の位相ずれを位相推定部よって算出する。その後、算出された位相ずれに基づいて、高速フーリエ変換部の入力バッファに格納された有効シンボル期間の信号の位相変動をローテータ部によって補正すると共に位相変動が補正された有効シンボル期間の信号に対してバタフライ演算部によってＦＦＴ処理を行なう。すなわち、位相変動補正のための信号遅延を高速フーリエ変換部の入力バッファを用いて行なうことができるので、位相変動補正のために専用の信号遅延手段つまり大規模なメモリを設ける必要がない。従って、数千本のキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号を受信する場合にも、ＯＦＤＭ受信装置におけるメモリ回路の規模の増大を防止しつつ、位相雑音を抑制することができる。
【００１２】
本発明のＯＦＤＭ受信装置において、複素ベースバンド信号の位相ずれは、有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相ずれであり、高速フーリエ変換部は、シンボル内の位相ずれに基づいて有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相変動を補正し、出力バッファの出力である周波数領域の信号におけるシンボル間の位相変動を補正するシンボル間位相補正部をさらに備えていることが好ましい。
【００１３】
このようにすると、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル内の位相雑音を除去できると共に、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル間の位相雑音を除去できる。また、このとき、有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相ずれを算出した後、該位相ずれに基づいて有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相変動を補正してＦＦＴ処理を行ない、その後、ＦＦＴ処理結果である周波数領域の信号におけるシンボル間の位相変動を補正する。このため、ガードインターバル期間の信号を用いることなく、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル内及びシンボル間の位相変動を補正できるので、位相雑音の抑制に必要な演算量を削減でき、それによりＯＦＤＭ受信装置の消費電力を低減することができる。
【００１４】
本発明のＯＦＤＭ受信装置において、バタフライ演算部は、回転子乗算部と加減算部とから構成される基本演算部を有すると共に該基本演算部を繰り返し用いてバタフライ演算を行ない、ローテータ部は、回転子乗算部を用いて有効シンボル期間の信号における位相変動の一部又は全部を補正することが好ましい。
【００１５】
このようにすると、回転子乗算部と加減算部とから構成される基本演算部の繰り返し処理によってバタフライ演算を行なうため、ＯＦＤＭ受信装置における演算回路の規模を削減することができる。また、基本演算部のうちＦＦＴ処理のための回転子乗算部を時分割処理で用いることにより、位相変動補正のための回転子乗算を行なうため、言い換えると、ＦＦＴ処理のための回転子乗算手段と、位相変動補正のための回転子乗算手段とを共用化するため、ＯＦＤＭ受信装置の回路規模をより削減することができる。
【００１６】
本発明に係るＯＦＤＭ受信方法は、有効シンボル期間とガードインターバル期間とから構成されるシンボルを単位として伝送されるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信方法を前提とし、受信したＯＦＤＭ信号を複素ベースバンド信号に変換する直交復調工程と、複素ベースバンド信号のうち有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相ずれを算出する位相推定工程と、シンボル内の位相ずれに基づいて有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相変動を補正するシンボル内位相補正工程と、位相変動が補正された有効シンボル期間の信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する高速フーリエ変換工程とを備えている。
【００１７】
本発明のＯＦＤＭ受信方法によると、有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相ずれを算出した後、該位相ずれに基づいて有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相変動を補正し、その後、有効シンボル期間の信号を周波数領域の信号に変換する。このため、ガードインターバル期間の信号を用いることなく、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル内の位相変動を補正できるので、位相雑音の抑制に必要な演算量を削減することができる。
【００１８】
本発明のＯＦＤＭ受信方法において、高速フーリエ変換工程よりも後に、周波数領域の信号におけるシンボル間の位相変動を補正するシンボル間位相補正工程をさらに備えていることが好ましい。
【００１９】
このようにすると、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル内の位相雑音を除去できると共に、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル間の位相雑音を除去できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法について図面を参照しながら説明する。
【００２１】
図１は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置が受信するＯＦＤＭ信号の構成を示している。ＯＦＤＭ信号は、シンボルと呼ばれる基本単位を時間軸上で連続的に配置することによって構成される。ここで、図１に示すように、１シンボル期間は、有効シンボル期間Ｔｕとガードインターバル期間Ｔｇとから構成されている。また、ガードインターバル期間Ｔｇの信号は、有効シンボル期間Ｔｕの信号のうち時間的に後端の部分と等価である。
【００２２】
図２は第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成図である。尚、本実施形態のＯＦＤＭ受信装置は、図示しないチューナにより選局されたＯＦＤＭ信号を入力として復調データを出力するものである。
【００２３】
図２に示すように、本実施形態のＯＦＤＭ受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号を複素ベースバンド信号に変換する直交復調部１０１と、複素ベースバンド信号のうち有効シンボル期間の信号（以下、単に有効シンボル期間の信号と称する）におけるシンボル内の位相ずれを算出するシンボル内位相推定部１０２と、シンボル内の位相ずれに基づいて有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相変動を補正すると共に、シンボル内の位相変動が補正された有効シンボル期間の信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する高速フーリエ変換部１０３と、周波数領域の信号における、連続するシンボル同士の間の位相変動（以下、シンボル間の位相変動と称する）を補正するシンボル間位相補正部１０４と、シンボル間の位相変動が補正された周波数領域の信号を検波して復調データを出力する検波部１０５とを備えている。
【００２４】
本実施形態の特徴は、シンボル内位相推定部１０２を備えていること、及び高速フーリエ変換部１０３が以下に説明するような構成を有していることである。すなわち、図２に示すように、高速フーリエ変換部１０３は、有効シンボル期間の信号を入力データとして格納するＦＦＴ入力バッファ２０１と、シンボル内位相推定部１０２により算出された位相ずれに基づいてＦＦＴ入力バッファ２０１の出力の位相変動を補正するローテータ部２０２と、ローテータ部２０２の出力に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の基本演算であるバタフライ演算を行なうことにより周波数領域の信号を算出するバタフライ演算部２０３と、バタフライ演算部２０３の出力を出力データとして格納するＦＦＴ出力バッファ２０４とを備えている。
【００２５】
図３は高速フーリエ変換部１０３の詳細な構成図である。尚、図３に示す高速フーリエ変換部１０３は、サンプル数Ｎが８であり、且つ、演算方法として、基数２のバタフライ演算を基本演算とする時間間引きアルゴリズムを用いた場合の一例である。
【００２６】
図３に示すように、ＦＦＴ入力バッファ２０１は、有効シンボル期間（サンプル数８）の信号をＦＦＴ入力データＸ０〜Ｘ７として格納している。また、ローテータ部２０２は、ＦＦＴ入力バッファ２０１から出力されたＦＦＴ入力データＸ０〜Ｘ７に、シンボル内位相推定部１０２により算出された位相ずれから決定される回転子Ｐ０〜Ｐ７をそれぞれ複素乗算することによりシンボル内の位相変動を補正する。尚、回転子Ｐ０〜Ｐ７の計算方法については後述する。また、バタフライ演算部２０３は、ローテータ部２０２の出力に対して、回転子Ｗ０〜Ｗ３を用いてバタフライ演算を行なうことにより周波数領域の信号を算出する。さらに、ＦＦＴ出力バッファ２０４は、バタフライ演算部２０３の演算結果つまり周波数領域の信号をＦＦＴ出力データＹ０〜Ｙ７として格納する。
【００２７】
尚、ＦＦＴのサンプル数をＮ（偶数）とすると、ＦＦＴ処理に必要な回転子Ｗｉ（ｉは０から（Ｎ／２−１）までの整数）は次式のように表せる。
【００２８】
Ｗｉ　＝　ｅ−ｊ・２π／Ｎ・ｉ
また、図３において、Ｘ０〜Ｘ７、Ｙ０〜Ｙ７、Ｐ０〜Ｐ７及びＷ０〜Ｗ３は全て複素数であると共に、図中の加減算（＋、ー）及び乗算（×）はそれぞれ複素加減算及び複素乗算を示している。
【００２９】
次に、以上のように構成された、本実施形態のＯＦＤＭ受信装置の動作について、図４のタイミング図を用いて説明する。
【００３０】
まず、直交復調部１０１は、チューナにより選局されたＯＦＤＭ信号を入力として複素ベースバンド信号を出力する。ＯＦＤＭ信号及び複素ベースバンド信号はそれぞれ有効シンボル期間Ｔｕの信号とガードインターバル期間Ｔｇの信号とから構成されるが、このうち有効シンボル期間の複素ベースバンド信号が高速フーリエ変換部１０３の入力となるＦＦＴ入力データＸ０〜Ｘ７になる。ＦＦＴ入力データＸ０〜Ｘ７はＦＦＴ入力バッファ２０１に順次格納される。一方、シンボル内位相推定部１０２は、ＦＦＴ入力データＸ０〜Ｘ７を入力としてデータＸ７の入力後にシンボル内の位相ずれＰを算出する。高速フーリエ変換部１０３は、ＦＦＴ入力データＸ０〜Ｘ７をＦＦＴ入力バッファ２０１に格納した後、ローテータ部２０２を用いて、位相ずれＰから決定された回転子をＦＦＴ入力データＸ０〜Ｘ７に複素乗算することによりシンボル内の位相変動の補正を行なう。続いて、高速フーリエ変換部１０３は、バタフライ演算部２０３を用いて、シンボル内の位相変動が補正されたＦＦＴ入力データＸ０〜Ｘ７に対して、高速フーリエ変換処理のための演算であるＦＦＴ演算（バタフライ演算）を行なう。これにより得られた演算結果つまり周波数領域の信号は、ＦＦＴ出力データＹ０〜Ｙ７としてＦＦＴ出力バッファ２０４に格納された後、ＦＦＴ出力バッファ２０４から出力される。その後、シンボル間位相推定部１０４は、ＦＦＴ出力データＹ０〜Ｙ７つまり周波数領域の信号を入力としてシンボル間の位相変動を補正する。続いて、検波部１０５は、シンボル間の位相変動が補正された周波数領域の信号を検波して復調データを出力する。
【００３１】
ここで、シンボル内位相推定部１０２によるシンボル内の位相ずれＰの計算方法について説明する。図１に示すように、ガードインターバル期間Ｔｇの信号は、ガードインターバル期間Ｔｇの開始時点を基準にして有効シンボル期間Ｔｕと同じ長さの時間が経過した後の信号（有効シンボル期間Ｔｕの後端の信号）と等価になる。すなわち、ガードインターバル期間Ｔｇの信号を有効シンボル期間Ｔｕと同じ長さの時間だけ遅延させて、有効シンボル期間Ｔｕの後端の信号との間で互いの位相を比較することにより、有効シンボル期間Ｔｕの信号に生じた位相ずれを推定することができる。
【００３２】
続いて、ローテータ部２０２によるシンボル内の位相変動の補正方法について図５を参照しながら説明する。尚、図５において、縦軸及び横軸はそれぞれ位相及び時間を示しており、Ｔｕ及びＴｇはそれぞれ有効シンボル期間及びガードインターバル期間を示している。
【００３３】
まず、ローテータ部２０２は、シンボル内位相推定部１０２により算出された位相ずれＰに基づいて、ＦＦＴ入力データＸ０〜Ｘ７のそれぞれと対応する位相ずれＰ［０］〜Ｐ［７］を算出する。具体的には、有効シンボル期間Ｔｕの中心にあたるＰ［４］の値を基準０として、位相ずれＰを用いて直線近似を行なうことにより、Ｐ［０］〜Ｐ［３］及びＰ［５］〜Ｐ［７］の各値を算出する。
【００３４】
次に、Ｐ［０］〜Ｐ［７］を用いて、シンボル内の位相変動の補正を行なうための回転子Ｐ０〜Ｐ７を次式に基づき算出する。
【００３５】
Ｐｉ　＝　ｅ−ｊ・２π／Ｎ・Ｐ／Ｎ・（（ｉ＋Ｎ／２）％Ｎ）
但し、上式において、Ｎ（偶数）はＦＦＴのサンプル数（本実施形態では８）、ｉは０からＮ−１までの整数、％は剰余算の記号を示している。
【００３６】
最後に、ＦＦＴ入力データＸ０〜Ｘ７に回転子Ｐ０〜Ｐ７をそれぞれ複素乗算することによりシンボル内の位相変動を補正する。
【００３７】
尚、シンボル内位相推定部１０２による位相変動の補正方法においては、有効シンボル期間の複素ベースバンド信号のみを用いて位相ずれＰ［０］〜Ｐ［７］を算出するため、また、有効シンボル期間の中心における位相ずれ（Ｐ［４］）を０として位相変動の補正を行なうため、連続するシンボルにおけるシンボル同士の間の位相が不連続になる。しかしながら、このシンボル間の位相の不連続性は、シンボル間位相補正部１０４により補正されるので、ＯＦＤＭ信号における位相雑音の抑制に悪影響を及ぼすことはない。
【００３８】
以上に説明したように、第１の実施形態によると、受信したＯＦＤＭ信号が直交復調部１０１により変換されてなる複素ベースバンド信号の位相ずれをシンボル内位相推定部１０２よって算出する。その後、該位相ずれに基づいて、高速フーリエ変換部１０３のＦＦＴ入力バッファ２０１に格納された有効シンボル期間の信号の位相変動をローテータ部２０２によって補正した後、その結果に対してバタフライ演算部２０３によってＦＦＴ処理を行なう。すなわち、位相変動補正のための信号遅延をＦＦＴ入力バッファ２０１を用いて行なうことができるので、位相変動補正のために専用の信号遅延手段つまり大規模なメモリを設ける必要がない。従って、数千本のキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号を受信する場合にも、ＯＦＤＭ受信装置におけるメモリ回路の規模の増大を防止しつつ、位相雑音を抑制することができる。
【００３９】
また、第１の実施形態によると、有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相ずれをシンボル内位相推定部１０２によって算出した後、該シンボル内の位相ずれに基づいて有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相変動を高速フーリエ変換部１０３によって補正する。その後、高速フーリエ変換部１０３の出力である周波数領域の信号におけるシンボル間の位相変動をシンボル間位相補正部１０４によって補正する。このため、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル内の位相雑音を除去できると共に、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル間の位相雑音を除去できる。また、ガードインターバル期間の信号を用いることなく、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル内及びシンボル間の位相変動を補正できるので、位相雑音の抑制に必要な演算量を削減でき、それによりＯＦＤＭ受信装置の消費電力を低減することができる。
【００４０】
尚、第１の実施形態においては、高速フーリエ変換部１０３による基本演算として基数２のバタフライ演算を用いたが、これに代えて、基数４のバタフライ演算、基数４のバタフライ演算と基数２のバタフライ演算とを組み合わせた演算、又は、基数４よりも高基数のバタフライ演算等を用いてもよい。
【００４１】
また、第１の実施形態においては、ＦＦＴ入力バッファ２０１とＦＦＴ出力バッファ２０４とをそれぞれ別個に高速フーリエ変換部１０３に設けたが、これに代えて、メモリ共有化技術により、ＦＦＴ入力バッファ及びＦＦＴ出力バッファとして共通のメモリを用いてもよい。この場合、ＦＦＴ演算に必要なメモリの回路規模をさらに縮小でき、それによって、より一層小規模なＯＦＤＭ受信装置を実現することができる。また、高速フーリエ変換部におけるメモリ共有化技術としては、例えば特許第３０６５９７９号（特開平１１−１１０３７０号公報）記載の技術を用いることができる。
【００４２】
また、第１の実施形態において、シンボル内位相推定部１０２により算出された位相ずれＰに基づいて、有効シンボル期間の信号の位相変動をローテータ部２０２によって補正するときに、有効シンボル期間の中心を位相の基準０として、位相変動補正のための回転子を算出した。これは、連続するシンボルにおけるシンボル同士の間の位相不連続性を抑えるためである。従って、シンボル間の位相不連続性をシンボル間位相補正部１０４によって補正できる範囲内であれば、位相変動補正における位相の基準の取り方は特に限定されるものではない。
【００４３】
また、第１の実施形態において、直交復調部１０１、シンボル間位相補正部１０４及び検波部１０５としては、例えば特許第２９０７８０４号（特開平１１−２２０４５１号公報）等に記載されているような公知の手段を用いてもよい。
【００４４】
また、第１の実施形態において、有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相ずれをシンボル内位相推定部１０２よって算出すると共に、該位相ずれに基づいて、高速フーリエ変換部１０３のＦＦＴ入力バッファ２０１に格納された有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相変動をローテータ部２０２によって補正した。しかし、これに代えて、有効シンボル期間の信号におけるシンボル内及びシンボル間の位相ずれをシンボル内位相推定部１０２よって算出すると共に、該位相ずれに基づいて、高速フーリエ変換部１０３のＦＦＴ入力バッファ２０１に格納された有効シンボル期間の信号におけるシンボル内及びシンボル間の位相変動をローテータ部２０２によって補正してもよい。或いは、有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相ずれをシンボル内位相推定部１０２よって算出すると共に、該位相ずれに基づいて、位相変動補正専用の遅延手段に保持された有効シンボル期間の信号におけるシンボル内の位相変動をローテータ部によって補正してもよい。このとき、ローテータ部は高速フーリエ変換部から独立して設けられていてもよい。
【００４５】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法について図面を参照しながら説明する。
【００４６】
第２の実施形態が第１の実施形態と異なっている点は次の通りである。すなわち、第２の実施形態においては、バタフライ演算部２０３は、回転子乗算部と複素加減算部とから構成される基本演算部を繰り返し用いることによりバタフライ演算を行なう。また、ローテータ部２０２は、前記の基本演算部のうちの回転子乗算部を用いて、有効シンボル期間の信号における位相変動の一部を補正する。すなわち、第２の実施形態においては、ローテータ部２０２とバタフライ演算部２０３とで演算器の共用化を行なう。
【００４７】
図６は、バタフライ演算部２０３において基本演算の繰り返し演算に用いられる基本演算部の構成を示す図である。図６において、ｘ０及びｘ１は基本演算部の入力であり、ｙ０及びｙ１は基本演算部の出力であり、ｚはｘ１に乗ぜられる回転子である。また、図中の加減算（＋、ー）及び乗算（×）はそれぞれ複素加減算及び複素乗算を示す。
【００４８】
図７は、図６に示す基本演算部を繰り返し用いることによりローテータ部２０２及びバタフライ演算部２０３の処理を行なう場合における高速フーリエ変換部１０３の構成を示す図である。尚、図７において、図３に示す第１の実施形態の高速フーリエ変換部１０３と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００４９】
図７に示すように、第２の実施形態において、ローテータ部２０２の処理の一部とバタフライ演算部２０３の処理とは、第１ステージ、第２ステージ及び第３ステージの３段階に分かれており、この順に、図６に示す基本演算部を用いて演算が行なわれる。具体的には、該基本演算部を用いた演算を４回ずつ行なうことによって、各ステージの処理を行なうことができる。また、第２ステージ及び第３ステージの演算においては、ＦＦＴ処理のための回転子乗算が必要であって、この回転子乗算は基本演算部のうちの回転子乗算部により行なわれる。一方、第１ステージの処理においては、ＦＦＴ処理のための回転子乗算は不要であるが、それに代わり、基本演算部のうちの回転子乗算部を用いて、ローテータ部２０２による位相変動補正のための回転子乗算の一部が行なわれる。
【００５０】
以上に説明したように、第２の実施形態によると、第１の実施形態の効果に加えて、次のような効果が得られる。すなわち、回転子乗算部と加減算部とから構成される基本演算部の繰り返し処理によってバタフライ演算部２０３の処理つまりバタフライ演算を行なうため、ＯＦＤＭ受信装置における演算回路の規模を削減することができる。また、基本演算部のうちＦＦＴ処理のための回転子乗算部を時分割処理で用いることにより、ローテータ部２０２の処理（つまり位相変動補正のための回転子乗算）を行なうため、言い換えると、ＦＦＴ処理のための回転子乗算手段と、位相変動補正のための回転子乗算手段とを共用化するため、ＯＦＤＭ受信装置の回路規模をより削減することができる。ところで、回転子乗算手段においては、複素乗算手段に加えて、ｅ−ｊθ　を算出するための三角関数算出手段が必要になるが、第２の実施形態によると、ＦＦＴ処理のための三角関数算出手段と、位相変動補正のための三角関数算出手段とについても共用化できるため、ＯＦＤＭ受信装置の回路規模をより一層削減することができる。
【００５１】
尚、第２の実施形態において、基本演算部として、入力ｘ０及びｘ１のうちｘ１に対してのみ回転子乗算を行なう基本演算部（図６参照）を用いた。しかし、これに代えて、入力ｘ０及びｘ１の両者に対して回転子乗算を行なう基本演算部を用いてもよい。この場合、ＦＦＴ処理のための回転子乗算を行なわない第１ステージ（図７参照）において、ローテータ部２０２の処理の全部、つまり位相変動補正のための回転子乗算の全部を行なうことができる。また、この場合、第２ステージ及び第３ステージの演算においては、入力ｘ０と対応する回転子の値を１として基本演算部を用いればよい。
【００５２】
【発明の効果】
本発明によると、位相変動補正のための信号遅延を高速フーリエ変換部の入力バッファを用いて行なうため、位相変動補正のために専用メモリを設ける必要がないので、ＯＦＤＭ受信装置の規模の増大を防止しつつ位相雑音を抑制できる。また、ガードインターバル期間の信号を用いることなく位相変動補正を行なうため、位相雑音の抑制に必要な演算量を削減できるので、ＯＦＤＭ受信装置の消費電力を低減しつつ位相雑音を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置が受信するＯＦＤＭ信号の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の構成図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置における高速フーリエ変換部の構成図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の動作を説明するためのタイミング図である。
【図５】本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信方法におけるシンボル内の位相変動の補正方法を説明する図である。
【図６】本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置におけるローテータ部及びバタフライ演算部の処理に用いられる基本演算部の構成を示す図である。
【図７】本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置における高速フーリエ変換部の構成図である。
【符号の説明】
１０１　直交復調部
１０２　シンボル内位相推定部
１０３　高速フーリエ変換部
１０４　シンボル間位相補正部
１０５　検波部
２０１　ＦＦＴ入力バッファ
２０２　ローテータ部
２０３　バタフライ演算部
２０４　ＦＦＴ出力バッファ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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