(57)【要約】【課題】負荷変動、及び広範囲の入力にわたり安定して高効率な圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを得る。【解決手段】直流高圧電源とスイッチング素子により矩形波発振回路と、直列共振用インダクタンスと、圧電トランスの容量成分との直列共振回路による正弦波発生回路と、前記圧電トランスによる降圧回路による正弦波発生回路とその正弦波を直流電圧に平滑する平滑回路と、前記直流電圧を検知して安定化するために時比率を制御する電圧制御発振器にて、直流電圧出力を負荷に供給する直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング素子の矩形波発振周波数を２段階に設定する周波数設定回路を備える圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータとする。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流高圧電源とスイッチング素子を用いた矩形波発振回路と、直列共振用インダクタンスと、圧電トランスの容量成分との直列共振回路による正弦波発生回路と、前記圧電トランスによる降圧回路による正弦波発生回路とその正弦波を直流電圧に平滑する平滑回路と、前記直流電圧を検知して安定化するために時比率を制御する電圧制御発振器にて、直流電圧出力を負荷に供給する直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング素子の矩形波発振周波数を２段階に設定する周波数設定回路を備えることを特徴とする圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記周波数設定回路は、入力電圧を検出した検出信号と基準電圧とを入力とする比較増幅器を備え、検出信号が基準電圧より大なる場合の比較増幅器の出力電圧を“Ｈ”とし、また、検出信号が基準電圧より小なる場合の比較増幅器の出力電圧を“Ｌ”とし、前記比較増幅器の出力信号の“Ｈ”，“Ｌ”によって発振周波数を切り替えることを特徴とする請求項１に記載の圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記周波数設定回路は、電源投入時に入力電圧を検知してから周波数を設定するまでの間に誤動作による破損を防止するため、比較増幅器の出力に時定数を持たせる回路を備え、正常に動作開始するまで“Ｈ”または“Ｌ”とする機能を有することを特徴とする請求項１または２に記載の圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主として圧電トランスを使用したＤＣ出力直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に出力電圧を一定に制御するためパルス幅変調制御を行う圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、圧電トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば、特開平８−２３７９４３が提案されている。これは、負荷変動に対する圧電トランスの出力電圧を、周波数制御方式によって一定に制御する構成の圧電トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータである。
【０００３】
さらに、圧電トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータとして、例えば、特開平４−２１０７７３が提案されている。これは、時比率制御方式と周波数制御方式を組み合わせる方式を用いたＤＣ−ＤＣコンバータである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
圧電トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷変動に対応して圧電トランスの出力電圧を制御するのみならず、広範囲な入力電圧変動に対して常に安定した直流電圧を出力し、さらに高効率で動作する必要がある。
【０００５】
ところが、上述した特開平８−２３７９４３の圧電トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータは、入力変動及び負荷変動に対する圧電トランスの出力電圧を、周波数制御方式のみによって制御することを目的としており、入力変動及び負荷変動を周波数制御のみで対応することになると周波数の変動幅が大きくなり、効率が著しく低下するポイントが存在してしまう。
【０００６】
一方、特開平４−２１０７７３の出力制御方法では、時比率制御方式と周波数制御方式のいずれもがフィードバック制御となっているので、実用化する場合は、どちらかの制御を優先させるか、あるいは、制御間の交渉をどのように無くすか等の解決すべき問題が多数存在し、現実的ではない。
【０００７】
従って、本発明は、上記問題点に着目してなされたものであり、負荷変動及び比較的狭い範囲の入力変動に対しては基本的にパルス幅変調で出力電圧を一定に保ち、さらに広範囲の入力変動に対しては、前途動作周波数を変更し、最低限の周波数変移を行うことで、負荷変動及び広範囲の入力にわたり安定して高効率な圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、圧電式の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、入力電圧を検知することで従来のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に加え、動作周波数を２段階に設定できるような機能を持つものである。
【０００９】
すなわち、本発明は、直流高圧電源とスイッチング素子により矩形波発振回路と、直列共振用インダクタンスと、圧電トランスの容量成分との直列共振回路による正弦波発生回路と、前記圧電トランスによる降圧回路による正弦波発生回路とその正弦波を直流電圧に平滑する平滑回路と、前記直流電圧を検知して安定化するために時比率を制御する電圧制御発振器にて、直流電圧出力を負荷に供給する直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチング素子の矩形波発振周波数を２段階に設定する周波数設定回路を備えることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明は、前記検出信号と基準電圧とを入力とする比較増幅器を備え、検出信号が基準電圧より大なる場合の比較増幅器の出力電圧を“Ｈ”とし、また、検出信号が基準電圧より小なる場合の比較増幅器の出力電圧を“Ｌ”とし、前記比較増幅器の出力信号の“Ｈ”，“Ｌ”によって発振周波数を切り替えることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明は、電源投入時に入力電圧を検知してから周波数を設定するまでの間に誤動作による破損を防止するため、比較増幅器の出力に時定数を持たせる回路を備え、正常に動作開始するまで“Ｈ”または“Ｌ”とする機能を有することを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態による圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータについて、以下、図面を参照しながら説明する。
【００１３】
図１は、本発明の実施の形態の回路図である。スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２で矩形波を発生させ、直列共振用インダクタンス１３と圧電トランス等価回路１４の容量成分１５を直列共振させることで正弦波を発生させている。その正弦波を圧電トランス等価回路１４内でＮ：１に降圧させて正弦波を出力している。
【００１４】
圧電トランス等価回路１４から出力された正弦波は、整流素子２０，２１、平滑用チョークコイル２２，２３、平滑用コンデンサ２４で整流及び平滑され、直流電圧として負荷抵抗ＲＬに供給される。
【００１５】
前記直流電圧は、演算増幅器２６によって基準電圧２７と比較され、その差分はフィードバック信号として入出力間を絶縁された光結合絶縁素子２８を介し、電圧制御発振器２９に入力される。電圧制御発振器２９に入力された信号は内部のパルス幅制御回路３１でフィードバック信号量によってスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の時比率を決定し、時定数抵抗３２及び時定数コンデンサ３４で決定された動作周波数に同期したパルス信号としてパルス発生器３０からパルス幅制御変調信号としてスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２に出力される。なお、Ｑ１は比較増幅器３６の入力側に接続されているため、一旦パルストランス（またはレベルシフトドライバー）３５で電圧変換されてからスイッチング素子Ｑ１に入力される。
【００１６】
一方、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧を検知している信号は、比較増幅器３６によって基準電圧３７と比較され、基準電圧に対する大小によって比較増幅器３６の出力が２値のいずれかの電圧値を出力し、これに接続しているスイッチ３８がＯＮ／ＯＦＦする。これによって、周波数設定時定数用抵抗３２のインピーダンスが変化するので動作周波数も２段階に設定されることになる。
【００１７】
図２および図３は、図１に示す回路の各部における信号波形を示す図である。入力電圧がＶｉｎ＞Ｖｒｅｆ（Ｖｒｅｆは任意設定できる比較増幅器３６の基準電圧）の場合、前記スイッチ３８はＯＮ状態になることで動作周波数はｆａ（高い周波数）となる。一方、入力電圧がＶｉｎ＜Ｖｒｅｆの場合、前記スイッチ３８はＯＦＦ状態になることで動作周波数はｆｂ（低い周波数）となる。これにより、ＶｒｅｆはＶｉｎの範囲（Ｖｍｉｎ〜Ｖｍａｘ）のほぼ中点に設定することで広範囲の入力電圧をカバーできるようになる。
【００１８】
図４（ａ）は、図１の圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける効率カーブ、図４（ｂ）は、図１の圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける降圧カーブであり、ｆａを効率の最大点、ｆｂを降圧最大点に設定することで、各々の入力電圧変動、負荷変動に対し降圧比、効率においてバランスを取っている。
【００１９】
図２（ａ）、図３（ａ）は、図４（ａ）および図４（ｂ）のｆａ点、およびｆｂ点でのスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のＶｇｓ（ゲート、ソース間電圧）波形を示しており、実線はパルス幅比、最大時、破線はパルス幅比、最小時の波形である。これらのパルス幅比の範囲でＶｍｉｎ〜Ｖｍａｘにおける負荷変動に対し出力電圧が一定になるように制御する。なお、図２（ｂ）、図３（ｂ）は、ｆａ点、ｆｂ点でのスイッチング素子Ｑ２のＶｄｓ（ドレイン、ソース間電圧）波形を示している。また、図５は、図１の圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧対周波数特性を示す。
【００２０】
【発明の効果】
以上、説明したごとく、本発明によれば、圧電トランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧に対して適正な動作周波数を選択することで、負荷変動に対応して圧電トランスの出力電圧を制御するのみならず、広範囲な入力電圧変動に対して常に安定した直流電圧を出力し、さらに高効率で動作する圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。
【００２１】
また、本発明は、ＡＣ入力のアダプター等に関してもＡＣを平滑した以降にこの発明を応用することで、広範囲な入力電圧変動に対して常に安定した直流電圧を供給し、さらに高効率で動作できる圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態による圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図。
【図２】図１の圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの周波数ｆａにおける各部波形を示す図。図２（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１のＶｇｓ波形およびスイッチング素子Ｑ２のＶｇｓ波形を示す図。図２（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ２のＶｄｓ波形を示す図。
【図３】図１の圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの周波数ｆｂにおける部波形を示す図。図３（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１のＶｇｓ波形およびスイッチング素子Ｑ２のＶｇｓ波形を示す図。図３（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ２のＶｄｓ波形を示す図。
【図４】図１の圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの周波数特性図。図４（ａ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率対周波数特性を示す図、図４（ｂ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧比対周波数特性を示す図。
【図５】図１の圧電トランス式直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧対周波数特性を示す図。
【符号の説明】
１０　　直流電源
１３　　直列共振用インダクタ
１４　　圧電トランス等価回路
１５　　等価入力コンデンサ
１６　　等価抵抗
１７　　等価コイル
１８　　等価コンデンサ
１９　　等価出力コンデンサ
２０，２１　　整流素子
２２，２３　　平滑用チョークコイル
２４　　平滑用コンデンサ
２６　　演算増幅器
２７　　基準電圧
２８　　光結合絶縁素子
２９　　電圧制御発振器（ＶＣＯ）
３０　　パルス発生器
３１　　パルス幅制御変調（ＰＷＭ）回路
３２　　時定数用抵抗
３４　　時定数用コンデンサ
３５　　パルストランス
３６　　比較増幅器
３７　　基準電圧
３８　　スイッチ
３９　　起動時遅延用抵抗
４０　　起動時遅延用コンデンサ
Ｑ１　　スイッチング素子
Ｑ２　　スイッチング素子
ＲＬ　　負荷抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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