(57)【要約】【課題】制御動作を迅速にし、妨害波及び効率の損失を回避する。【解決手段】スイッチング素子の導通時間を入力端子間に存在する電圧Ｖｉｎ及び出力端子間に存在する電圧Ｖｏｕｔ　の関数である数式に比例するようにする。アップコンバータにおいては、スイッチング素子の導通時間をＶｏｕｔ　／Ｖｉｎ２　に比例させることにより、出力電流のフィードフォワード制御を実行する。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧電源に接続するための入力端子と、
発光ダイオードアレイに接続するための出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に接続された直流‐直流変換器と
を具える発光ダイオードアレイ給電回路であって、前記直流‐直流変換器には、
誘導性素子と、
一方向性素子と、
前記誘導性素子及び前記一方向性素子に結合されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の制御電極に結合され、前記スイッチング素子を高周波で導通及び非導通にすることにより当該直流‐直流変換器を臨界的な不連続モードで動作させるようにする高周波制御信号を発生する制御回路であって、前記出力端子を通る電流を予め決定した値に制御する制御手段が設けられた当該制御回路と
が設けられている発光ダイオードアレイ給電回路において、
前記制御手段が、前記高周波制御信号の各高周波周期中に前記スイッチング素子が導通状態に維持されている期間Ｔｏｎを制御するための、前記入力端子と前記出力端子とに結合された手段を有し、前記期間Ｔｏｎは、前記入力端子間に存在する電圧Ｖｉｎ及び前記出力端子間に存在する電圧Ｖｏｕｔ　の関数である数式に比例するようにしたことを特徴とする発光ダイオードアレイ給電回路。
【請求項２】
請求項１に記載の発光ダイオードアレイ給電回路において、前記直流‐直流変換器はアップコンバータであり、前記期間ＴｏｎはＶｏｕｔ　／Ｖｉｎ２　に比例している発光ダイオードアレイ給電回路。
【請求項３】
請求項１に記載の発光ダイオードアレイ給電回路において、前記直流‐直流変換器はダウンコンバータであり、前記期間ＴｏｎはＶｏｕｔ　／（Ｖｏｕｔ　−Ｖｉｎ）２　に比例している発光ダイオードアレイ給電回路。
【請求項４】
請求項１に記載の発光ダイオードアレイ給電回路において、前記直流‐直流変換器は、変圧比をＮとした変圧器を有するフライバックコンバータであり、前記期間Ｔｏｎは（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ　／Ｎ）Ｖｉｎ２　に比例している発光ダイオードアレイ給電回路。
【請求項５】
請求項２又は４に記載の発光ダイオードアレイ給電回路において、前記制御手段が、Ｖｉｎ２　に比例する電流を発生する電流源を具えている発光ダイオードアレイ給電回路。
【請求項６】
請求項５に記載の発光ダイオードアレイ給電回路において、前記電流源が、前記入力端子に結合された第１の分圧器と、この第１の分圧器に結合された第１のツェナーダイオードと、この第１のツェナーダイオードに結合されたスイッチング素子とを具えている発光ダイオードアレイ給電回路。
【請求項７】
請求項６に記載の発光ダイオードアレイ給電回路において、前記電流源が、第２のツェナーダイオードを具えている発光ダイオードアレイ給電回路。
【請求項８】
請求項５〜７のいずれか一項に記載の発光ダイオードアレイ給電回路において、前記制御手段が更に、
前記電流源に結合されたキャパシタと、
比較器と
を具え、この比較器が、
前記キャパシタに結合された第１比較器入力端子と、
発光ダイオードアレイ給電回路の前記出力端子に結合された第２の分圧器の出力端子に結合された第２比較器入力端子と、
前記スイッチング素子の制御電極に結合された比較器出力端子と
を有している発光ダイオードアレイ給電回路。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか一項に記載の発光ダイオードアレイ給電回路において、前記制御回路には、前記出力端子を通る電流の振幅をほぼ方形波変調する手段が設けられている発光ダイオードアレイ給電回路。
【請求項１０】
発光ダイオードアレイより成るバックライトと、請求項１〜９のいずれか一項に記載の発光ダイオードアレイ給電回路とが設けられた液晶表示ユニット。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、
電圧電源に接続するための入力端子と、
発光ダイオード（ＬＥＤ）アレイに接続するための出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に接続された直流‐直流変換器と
を具える発光ダイオードアレイ給電回路であって、前記直流‐直流変換器には、
誘導性素子と、
一方向性素子と、
前記誘導性素子及び前記一方向性素子に結合されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の制御電極に結合され、前記スイッチング素子を高周波で導通及び非導通にすることにより当該直流‐直流変換器を臨界的な不連続モードで動作させるようにする高周波制御信号を発生する制御回路であって、前記出力端子を通る電流を予め決定した値に制御する制御手段が設けられた当該制御回路と
が設けられている、発光ダイオードアレイに給電する発光ダイオードアレイ給電回路に関するものである。
【０００２】
本発明は更に、ＬＥＤアレイより成るバックライトを具えている液晶表示ユニットにも関するものである。
【０００３】
【従来の技術】
上述した種類の発光ダイオードアレイ給電回路は周知である。臨界的な不連続モードでの動作とは、誘導性素子を通る電流が制御信号の各周期の開始時及び終了時に零（ゼロ）に等しくなり、制御信号の各周期中に零以外の値になることを意味する。この動作モードにより効率が高くなる。その理由は、一方向性素子における電力損失が大幅に削減される為である。既知の変換器では、出力端子を通る電流を制御する制御手段は、帰還が行われる電流制御ループより成っている。この場合、電流の実際値が測定され、これが比較器により所望値と比較され、この比較器がエラー信号を発生し、このエラー信号により制御信号を調整して出力端子を通る電流の実際値が所望値にほぼ等しくなるようにする。このような制御ループの利点は、電流の値を極めて正確に制御しうるようになるということにある。しかし、制御ループは多数の素子を有する為に制御ループは高価であり、制御ループの動作は比較的ゆっくりしているという欠点がある。更に、出力端子と直列に配置されたオーム抵抗の両端間の電圧を測定することにより、電流の実際値を測定する場合には、制御ループによりかなりの電力消費をも生ぜしめる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、上述した欠点を回避した、出力電流制御用手段を具える回路を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、頭書に記載した種類の発光ダイオードアレイ給電回路において、
前記制御手段が、前記高周波制御信号の各高周波周期中に前記スイッチング素子が導通状態に維持されている期間Ｔｏｎを制御するための、前記入力端子と前記出力端子とに結合された手段を有し、前記期間Ｔｏｎは、前記入力端子間に存在する電圧Ｖｉｎ及び前記出力端子間に存在する電圧Ｖｏｕｔ　の関数である数式に比例するようにしたことを特徴とする。
【０００６】
本発明による発光ダイオードアレイ給電回路における制御手段は、比較的簡単且つ廉価に実現しうる。この制御手段は、発光ダイオードアレイ給電回路の入力電圧又は出力電圧の変化を比較的迅速に相殺し、出力端子を通る電流をほぼ一定のレベルに制御することを確かめた。更に、本発明による発光ダイオードアレイ給電回路における制御手段は多量の電力を消費しない。
【０００７】
本発明による発光ダイオードアレイ給電回路においては、種々の型の直流‐直流変換器を用いることができる。直流‐直流変換器をアップコンバータとし、制御手段が、ＴｏｎをＶｏｕｔ　／Ｖｉｎ２　に比例して制御する手段を有するようにする場合に、良好な結果が得られた。同様に、直流‐直流変換器をダウンコンバータとして構成することができ、制御手段は、ＴｏｎをＶｏｕｔ　／（Ｖｏｕｔ　−Ｖｉｎ）２　に比例して制御する手段を有するようにしうる。直流‐直流変換器を、変圧比がＮである変圧器を有するフライバックコンバータとし、制御手段は、Ｔｏｎを（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ　／Ｎ）Ｖｉｎ２　に比例して制御する手段を有するようにすることによっても良好な結果が得られた。
【０００８】
制御手段が、Ｖｉｎ２　に比例する電流を発生する電流源を具えている本発明による発光ダイオードアレイ給電回路の例でも良好な結果が得られた。このような電流源は、これが、前記入力端子に結合された第１の分圧器と、この第１の分圧器に結合された第１のツェナーダイオードと、この第１のツェナーダイオードに結合されたスイッチング素子とを具えているようにした場合に、簡単且つ信頼的に実現しうる。好適例では、電流源が第２ツェナーダイオードを有する。この第２ツェナーダイオードは、制御手段が２つの異なる値の入力電圧（例えば、１２Ｖ及び２４Ｖ）に対しＴｏｎを１／Ｖｉｎ２　に比例するようにするのを可能にする。制御回路は電流源に加えて、
前記電流源に結合されたキャパシタと、
比較器と
を具え、この比較器が、
前記キャパシタに結合された第１比較器入力端子と、
発光ダイオードアレイ給電回路の前記出力端子に結合された第２の分圧器の出力端子に結合された第２比較器入力端子と、
前記スイッチング素子の制御電極に結合された比較器出力端子と
を有しているようにするのが好ましい。
【０００９】
本発明による発光ダイオードアレイ給電回路により動作されるＬＥＤアレイの光出力を制御したい場合には、制御回路に、前記出力端子を通る電流の振幅をほぼ方形波変調する変調手段を設けるのが好ましい。この変調手段は、ＬＥＤを通る電流を変調の各周期の一部中スイッチオフさせ、残りの部分中スイッチオンさせる。ＬＥＤが電流を流す変調の各周期の期間を調整することにより、ＬＥＤの光出力を調整しうる。本発明による発光ダイオードアレイ給電回路における制御手段による、出力端子を通る電流のフィードフォワード制御は比較的迅速である為、変調手段は制御回路内に設けることができる。帰還を有する電流制御ループが設けられた殆どの既知の発光ダイオードアレイ給電回路では、変調手段を制御回路内に設けることができない。その理由は、制御ループの動作があまりにも遅い為である。実際には、変調手段は、通常（半導体）スイッチとこのスイッチを駆動する駆動回路とを有する“チョッパー”の形態で実現する必要があった。スイッチは、発光ダイオードアレイ給電回路の出力電流を“チョッピング”することにより変調を実現している。このようなチョッパーは比較的高価であり、妨害波を発生し、給電回路の効率を例えばハードスイッチングにより低減させる。更に、妨害波の遮蔽、減衰、給電回路の費用及び複雑性の増大に対処する必要がしばしばある。本発明による発光ダイオードアレイ給電回路に含まれる制御手段により実現される出力電流の迅速な制御によれば、制御回路の一部である変調手段により出力電流の変調を有効にする。従って、変調手段は比較的廉価であり、妨害波を生ぜしめず、発光ダイオードアレイ給電回路の効率を低減させない。
【００１０】
本発明による発光ダイオードアレイ給電回路は、ＬＥＤアレイより成るバックライトを具えるＬＣＤに用いるのに特に適していることを確かめた。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照して本発明の実施例を説明する。
図１において、Ｋ１　及びＫ２　は電圧電源に接続するための入力端子である。これら入力端子Ｋ１　及びＫ２　は誘導性素子Ｌとスイッチング素子Ｑ１　との直列回路により互いに接続されている。スイッチング素子Ｑ１　はオーム抵抗Ｒ１　とキャパシタＣ１　との直列回路により、且つダイオードＤ０１とキャパシタＣ２　との直列回路により分路されている。本例では、ダイオードＤ０１が一方向性素子を構成している。キャパシタＣ２　の両端には出力端子Ｋ３　及びＫ４　がそれぞれ接続されている。出力端子Ｋ３　及びＫ４　間にはＬＥＤアレイＬＥＤＡが接続されている。スイッチング素子Ｑ１　の制御電極はスイッチング素子Ｑ２　を介して回路部分Ｉの出力端子に接続されている。回路部分Ｉは、出力端子Ｋ３　及びＫ４　を経て流れる電流を、予め決定した値に制御する手段Ｉを構成する。回路部分Ｉの入力端子は、入力端子Ｋ１　、出力端子Ｋ３　及び回路部分ＣＣの出力端子にそれぞれ接続されている。回路部分ＣＣは、いつスイッチング素子Ｑ１　を導通させる必要があるかを制御する回路部分である。この回路部分ＣＣの入力端子は、入力端子Ｋ１　と、誘導性素子Ｌ及びスイッチング素子Ｑ１　の共通接続端子とにそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ２　の制御電極は回路部分ＩＩＩａの出力端子に接続されている。図１では、この接続を破線で示してある。回路部分ＩＩＩａの入力端子は光センサＬＳに結合されている。光センサＬＳと、回路部分ＩＩＩａと、スイッチング素子Ｑ２　とが相俟って、出力端子を経て流れる電流の振幅をほぼ方形波変調する手段ＩＩＩ　を構成する。誘導性素子Ｌと、スイッチング素子Ｑ１　と、キャパシタＣ１　及びＣ２　と、オーム抵抗Ｒ１　と、ダイオードＤ０１と、光センサＬＳと、回路部分ＩＩＩａ、ＣＣ及びＩと、スイッチング素子Ｑ２　とが相俟って、アップコンバータ型の直流‐直流変換器を構成している。光センサＬＳと、回路部分ＩＩＩａ、ＣＣ、Ｉと、スイッチング素子Ｑ２　とが相俟って、スイッチング素子Ｑ１　を高周波で導通及び非導通にして直流‐直流変換器を臨界的な不連続モードで動作させるようにする高周波制御信号発生用制御回路を構成する。
【００１２】
図１に示す回路の動作は以下の通りである。
入力端子Ｋ１　及びＫ２　を電圧電源に接続し、回路部分ＩＩＩａがスイッチング素子Ｑ２　を導通状態に制御すると、制御回路は、直流‐直流変換器が臨界的な不連続モードで動作するように、スイッチング素子Ｑ１　を高周波で導通及び非導通にする。前述したように、このことは、誘導性素子を流れる電流の振幅が制御信号の各周期の開始時及び終了時にほぼ零になることを意味する。その結果、直流電流が出力端子Ｋ３　及びＫ４　を流れ、ＬＥＤアレイＬＥＤＡが発光する。
【００１３】
制御回路はスイッチングを以下のようにして制御する。キャパシタＣ１　（及びスイッチング素子Ｑ１　の一部である寄生キャパシタ）が存在する為、誘導性素子Ｌを流れる電流の方向（極性）が、制御信号の各周期の終了時に極めて短い時間の間変化する。その結果、極めて小さい振幅の電流がキャパシタＣ１　から入力端子Ｋ１　へ向かう方向に流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ１　と誘導性素子Ｌとの共通接続端子を入力端子Ｋ１　におけるよりも高い電位にする。回路部分ＣＣがこの状態を検出して回路部分Ｉを動作させ、この回路部分Ｉがスイッチング素子Ｑ１　を導通状態にするとともに、Ｖｉｎを入力端子間の電圧としＶｏｕｔ　を出力端子間の電圧とした場合にＶｏｕｔ　／Ｖｉｎ２　に比例する期間Ｔｏｎ中このスイッチング素子Ｑ１　を導通状態に維持するようにする。期間Ｔｏｎ中、誘導性素子Ｌを流れる電流は値Ｉｐｅａｋまで直線的に増大する。Ｉｐｅａｋの値に対しては、以下の式が成り立つ。
Ｉｐｅａｋ＝Ｖｉｎ・Ｔｏｎ／Ｌｏ
ここに、Ｌｏ　は誘導性素子Ｌの誘導率である。
【００１４】
期間Ｔｏｎの終了時に、スイッチング素子Ｑ１　が回路部分Ｉにより非導通とされる。制御信号の周期における残りの部分中に、誘導性素子Ｌを流れる電流の振幅がほぼ零まで直線的に減少する。その結果、誘導性素子Ｌを流れる電流の形状は三角形となり、従って、制御信号の各周期中に誘導性素子Ｌを流れる電流の平均値はＩｐｅａｋ／２に等しくなる。その結果、直流‐直流変換器が消費する電力Ｐｉｎは以下の式を満足する。
Ｐｉｎ＝Ｖｉｎ・Ｉｐｅａｋ／２
【００１５】
直流‐直流変換器による電圧変換が損出なく行われるものとすると、直流‐直流変換器によりＬＥＤアレイに供給される電力（Ｖｏｕｔ　・Ｉｏｕｔ　）は、直流‐直流変換器が消費する電力に等しくなる。すなわち、
Ｖｉｎ・Ｉｐｅａｋ／２＝Ｖｏｕｔ　・Ｉｏｕｔ
となる。ここに、Ｉｏｕｔ　は出力端子Ｋ３　及びＫ４　を経て流れる電流である。
【００１６】
上の式から次式を容易に取出すことができる。
Ｔｏｎ＝Ｉｏｕｔ　・２・Ｌｏ　・Ｖｏｕｔ　／Ｖｉｎ２　
【００１７】
この式から明らかなように、期間ＴｏｎがＶｏｕｔ　／Ｖｉｎ２　に比例する値に制御される場合には、電流Ｉｏｕｔ　を一定値に維持しうる。従って、図１に示す回路の出力電流Ｉｏｕｔ　は、入力電圧Ｖｉｎ又は出力電圧Ｖｏｕｔ　が変化した場合に殆ど変化しない状態に保たれる。
【００１８】
動作中は、スイッチング素子Ｑ２　が、スイッチング素子Ｑ１　を制御する制御信号の周波数よりも著しく低い周波数でスイッチオン及びスイッチオフされる。スイッチング素子Ｑ２　が非導通である変調周期の部分中では、出力端子を流れる電流Ｉｏｕｔ　の振幅は零である。その結果、出力端子を流れる電流Ｉｏｕｔ　の振幅はほぼ方形波変調される。ＬＥＤアレイの光出力は光センサＬＳにより監視され、この光出力の平均値を表わす信号が回路部分ＩＩＩａにより発生される。この回路部分ＩＩＩａでは、この平均値が、同じくこの回路部分ＩＩＩａにより発生され光出力の所望平均値を表わす基準信号と比較される。スイッチング素子Ｑ２　の導通状態を制御する信号のデューティーサイクル、換言すれば、出力電流振幅の変調のデューティーサイクルは、この比較の結果に応じて調整される。その結果、光出力の平均値はほぼ一定のレベルに制御される。スイッチング素子Ｑ２　が（変調の各周期において）導通状態にされると、回路部分Ｉにより行われる出力電流のフィードフォワード制御は、出力電流Ｉｏｕｔ　の振幅が比較的短い時間でほぼ零から一定値まで増大しうるようにするのに充分迅速に行われることに注意すべきである。電流帰還を含む、よりゆっくりした制御ループと相違して、出力電流Ｉｏｕｔ　の振幅を変調する手段ＩＩＩ　を制御回路の一部とし、妨害を生ぜしめ効率を減少させる“チョッパー”を省略しうるようにするのがこの迅速な制御である。
【００１９】
図２は、図１に示す実施例の回路部分Ｉをより詳細に示す。図２において、端子Ｋ５　は入力端子Ｋ１　に接続され、端子Ｋ６　は入力端子Ｋ２　に接続され、動作中電圧Ｖｉｎが端子Ｋ５　及びＫ６　間に存在する。端子Ｋ５　及びＫ６　はオーム抵抗Ｒ０１及びＲ０３の直列回路により、且つオーム抵抗Ｒ０５、ツェナーダイオードＤ０３、トランジスタＱ０３及びキャパシタＣ３　の直列回路により相互接続されている。オーム抵抗Ｒ０３はツェナーダイオードＤ０２により分路されている。オーム抵抗Ｒ０３とツェナーダイオードＤ０２との共通接続端子はトランジスタＱ０３のベース電極に接続されている。端子Ｋ５　はオーム抵抗Ｒ０２によりトランジスタＱ０３のエミッタ電極に接続されている。キャパシタＣ３　はスイッチング素子Ｑ４　により分路される。スイッチング素子Ｑ４　の制御電極は回路部分ＣＣの出力端子に接続されている。オーム抵抗Ｒ０１、Ｒ０２、Ｒ０３及びＲ０５と、ツェナーダイオードＤ０２及びＤ０３と、トランジスタＱ０３とは、これらが相俟ってＶｉｎ２　に比例する電流を生じるように構成する。端子Ｋ８　は出力端子Ｋ３　に接続される。この端子Ｋ８　は、オーム抵抗Ｒ０７及びＲ１０の直列回路により端子Ｋ６　にも接続されている。動作中、この直列回路の両端間に電圧Ｖｏｕｔ　が存在する。オーム抵抗Ｒ０７とオーム抵抗Ｒ１０との共通接続端子は比較器ＣＯＭＰの第１入力端子に接続されている。トランジスタＱ０３とキャパシタＣ３　との共通接続端子は比較器ＣＯＭＰの第２入力端子に接続されている。Ｋ７　はスイッチング素子Ｑ１　の制御電極に結合される比較器出力端子である。
【００２０】
図２に示す回路部分Ｉの動作は以下の通りである。
スイッチング素子Ｑ１　を導通させる必要があることを回路部分ＣＣが検出すると、この回路部分の出力端子における電圧が低レベルから高レベルに変化し、スイッチング素子Ｑ４　が導通し、キャパシタＣ３　が放電される。その結果、比較器ＣＯＭＰの第２入力端子に存在する電圧がこの比較器の第１入力端子に存在する電圧よりも低くなり、比較器出力端子Ｋ７　に存在する電圧が高レベルとなり、スイッチング素子Ｑ１　が導通する。キャパシタＣ３　が放電されると直ちに、スイッチング素子Ｑ４　が再び非導通となり、Ｖｉｎ２　に比例する電流を供給する電流源がキャパシタＣ３　を充電する。キャパシタＣ３　の両端間の電圧が比較器ＣＯＭＰの第１入力端子における電圧よりも低い限り、比較器出力端子における電圧は高レベルにあり、スイッチング素子Ｑ１　が導通状態に維持される。キャパシタＣ３　の両端間の電圧が比較器ＣＯＭＰの第１入力端子における電圧に等しくなると、比較器出力端子における電圧が低レベルになり、従って、スイッチング素子Ｑ１　が非導通となる。キャパシタＣ３　を充電する電流はＶｉｎ２　に比例し、比較器の第１入力端子における電圧はＶｏｕｔ　に比例する為、ＴｏｎはＶｏｕｔ　／Ｖｉｎ２　に比例するようになる。電流源は、１２Ｖ及び２４ＶのようなＶｉｎの２つの異なる値に対し用いるのに適するように設計する。Ｖｉｎの２つの異なる値のうちの低い方の値では、ツェナーダイオードＤ０２のみが導通し、ツェナーダイオードＤ０３は導通しない。従って、電流源により供給される電流はオーム抵抗Ｒ０２を通る電流である。Ｖｉｎの２つの異なる値のうちの高い方の値では、双方のツェナーダイオードが導通しており、電流源により供給される電流はオーム抵抗Ｒ０２及びＲ０５の双方を通る電流の合計となる。
【００２１】
図２の回路部分Ｉにおける電流源は、これが供給する電流が正確ではないが近似でＶｉｎ２　に比例するように設計することに注目すべきである。更に、Ｖｉｎはしばしば、バッテリにより供給され、従って、制限された範囲に亙ってしか変化しない。その結果、電流源は、Ｖｉｎの平均値からあまり相違しない（例えば、多くとも１０％又は２０％しか相違しない）Ｖｉｎの値に対しＶｉｎ２　にほぼ比例する電流を供給する必要があるだけである。例えば、Ｖｉｎの平均値が１２Ｖに等しくなるように設計した電流源の場合で最も実際的な場合には、電流源が１０．８Ｖ＜Ｖｉｎ＜１３．２Ｖの範囲内のＶｉｎの値に対しＶｉｎ２　にほぼ比例する電流を供給すれば完全に満足するものである。同様に、１２Ｖ及び２４ＶのようなＶｉｎの２つの異なる値に対し設計する場合には、例えば、１０．８Ｖ＜Ｖｉｎ＜１３．２Ｖの範囲内のＶｉｎの値と２１．６Ｖ＜Ｖｉｎ＜２６．４Ｖの範囲内のＶｉｎの値とに対し電流源がＶｉｎ２　にほぼ比例する電流を供給しさえすれば満足な結果が得られる。
【００２２】
図１及び図２に示す回路の実際例では、Ｖｉｎの１０％の変化により生ぜしめる出力電流Ｉｏｕｔ　の変化は３％よりも少ないということを確かめた。同様に、Ｖｉｎの２０％の変化により生ぜしめる出力電流Ｉｏｕｔ　の変化は５％よりも少ない。手段Ｉが存在しない、換言すれば、スイッチング素子Ｑ１　のＴｏｎが変化しないままに保たれてしまう場合には、入力電圧Ｖｉｎが１０％変化することにより、出力電流Ｉｏｕｔ　を２０％変化せしめてしまい、入力電圧Ｖｉｎが２０％変化することにより、出力電流Ｉｏｕｔ　を４０％変化せしめてしまう。
【図面の簡単な説明】
【図１】アップコンバータ型の直流‐直流変換器を有し、ＬＥＤアレイが接続された本発明による回路の実施例を示す回路図である。
【図２】図１の実施例の一部を詳細に示す回路図である。
【符号の説明】
ＬＥＤＡ　　　ＬＥＤアレイ
ＬＳ　　　　　光センサ
Ｉ　　　　　　回路部分
ＣＣ　　　　　回路部分
ＩＩＩａ　　　　　回路部分
ＣＯＭＰ　　　比較器
【図１】
2004048011.tif 000003
【図２】
2004048011.tif 000004