(57)【要約】【課題】簡素な構成でアーク遮断用の逆バイアス電圧源を充電することができる電源、スパッタ電源及びスパッタ装置を提供することを目的とする。【解決手段】第１及び第２のインバータ出力（ＩＮＶ１、ＩＮＶ２）と、前記第２のインバータ出力に対して並列に設けられたコンデンサ（Ｃ１）と、前記コンデンサの充電動作を制御する制御回路と、を備え、前記第１及び第２のインバータ出力を直列に結合した順方向電力を出力し、前記第１及び第２のインバータ出力を遮断して前記コンデンサから前記順方向電力とは逆極性の逆方向電圧を出力し、前記制御回路は、前記順方向電力を出力している途中で前記第２のインバータ出力を遮断して前記第１のインバータ出力を前記コンデンサに与えることより充電する電源を提供する。【選択図】　図１
2004048903.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２のインバータ出力と、
前記第２のインバータ出力に対して並列に設けられたコンデンサと、
前記コンデンサの充電動作を制御する制御回路と、
を備え、
前記第１及び第２のインバータ出力を直列に結合した順方向電力を出力し、
前記第１及び第２のインバータ出力を遮断して前記コンデンサから前記順方向電力とは逆極性の逆方向電圧を出力し、
前記制御回路は、前記順方向電力を出力している途中で前記第２のインバータ出力を遮断して前記第１のインバータ出力を前記コンデンサに与えることより充電することを特徴とする電源。
【請求項２】
第１及び第２のインバータ出力と、
前記第１のインバータ出力に対して直列に設けられた第１のスイッチング回路と、
前記第２のインバータ出力に対して直列に設けられた第２のスイッチング回路と、
前記第１のインバータ出力に対して並列に設けられた第３のスイッチング回路と、
前記第２のインバータ出力に対して並列に設けられた第４のスイッチング回路と、
前記第２のインバータ出力に対して並列且つ前記第４のスイッチング回路に対して直列に設けられたコンデンサと、
前記４のスイッチング回路に対して並列に接続された整流手段と、
前記第２のスイッチング回路を制御する制御回路と、
を備え、
前記第１及び第２のスイッチング回路を閉状態とし前記第３及び第４のスイッチング回路を開状態として前記第１及び第２のインバータ出力を直列に結合した順方向電力を出力し、
前記第１及び第２のスイッチング回路を開状態とし前記第３及び第４のスイッチング回路を閉状態として前記コンデンサから前記順方向電力とは逆極性の逆方向電圧を出力し、
前記制御回路は、前記順方向電力を出力している途中で前記第２のスイッチング回路を開状態とすることにより、前記第１のインバータ出力を前記整流手段を介して前記コンデンサに与えて充電することを特徴とする電源。
【請求項３】
第１及び第２のインバータ出力と、
前記第１のインバータ出力に対して直列に設けられた第１のインダクタと、
前記第２のインバータ出力に対して直列に設けられた第２のインダクタと、
前記第１のインバータ出力に対して直列に設けられた第１のスイッチング回路と、
前記第２のインバータ出力に対して直列に設けられた第２のスイッチング回路と、
前記第１のインバータ出力に対して並列に設けられた第３のスイッチング回路と、
前記第２のインバータ出力に対して並列に設けられた第４のスイッチング回路と、
前記第２のインバータ出力に対して並列且つ前記第４のスイッチング回路に対して直列に設けられたコンデンサと、
前記第１のインダクタ及び前記第３のスイッチング回路に対して並列に接続された第１の整流手段と、
前記第２のインダクタ及び前記第４のスイッチング回路に対して並列に接続された第２の整流手段と、
前記第２のスイッチング回路を制御する制御回路と、
を備え、
前記第１及び第２のスイッチング回路を閉状態とし前記第３及び第４のスイッチング回路を開状態として前記第１及び第２のインバータ出力と前記第１及び第２のインダクタとを直列に結合した順方向電力を出力し、
前記第１及び第２のスイッチング回路を開状態とし前記第３及び第４のスイッチング回路を閉状態として前記コンデンサから前記順方向電力とは逆極性の逆方向電圧を出力し、
前記制御回路は、前記順方向電力を出力している途中で前記第２のスイッチング回路を開状態とすることにより、前記第１のインバータ出力を前記第２の整流手段を介して前記コンデンサに与えて充電することを特徴とする電源。
【請求項４】
前記制御回路は、前記コンデンサの電圧が所定の値よりも低下すると前記充電することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源。
【請求項５】
前記制御回路は、前記順方向電力における電流値が所定の値よりも高いのみ前記充電することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の電源。
【請求項６】
前記コンデンサの電圧が所定の定格値を超えないように保護する保護回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の電源。
【請求項７】
前記順方向電力の出力において前記第１及び第２のインバータ出力と直列に結合される少なくともひとつのインバータ出力をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の電源。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１つに記載の電源を備え、
前記順方向電力をスパッタ用電力として出力することを特徴とするスパッタ用電源。
【請求項９】
大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、
請求項８記載のスパッタ用電源と、
を備え、
前記スパッタ用電力を前記真空チャンバに供給することによりスパッタを実施し、
真空チャンバ内において発生する前記アーク放電を前記逆方向電圧により遮断することを特徴とするスパッタ装置。
【請求項１０】
前記制御回路は、前記真空チャンバ内でグロー放電が生じている時のみ前記充電することを特徴とする請求項９記載のスパッタ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置に関し、特に、順方向に電圧を印加した状態においてアーク放電などの突発的な短絡電流が発生した場合に、これを遮断するために逆方向に電圧を印加可能な電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
各種のプラズマ応用機器や、マイクロ波などの電磁波発生器、電力スイッチング装置などにおいて、電源の運転中に負荷側で短絡的な突発電流が流れることがある。このような突発放電が生ずると機器の動作に弊害をもたらす場合が多いため、短絡電流を確実且つ迅速に遮断する回路が必要とされる場合が多い。
【０００３】
以下、このような電源の具体例として、薄膜形成に用いるスパッタ用電源を例に挙げて説明する。
【０００４】
図４は、ＤＣ（ｄｉｒｅｃｔ　ｃｕｒｒｅｎｔ）スパッタ装置の要部構成を表す模式図である。このスパッタ装置は、真空チャンバ１０１とスパッタ用ＤＣ電源１１０とを有する。電源１１０の陽極は、接続ケーブル１２０Ａを介してチャンバ１０１に接続され、接地電位とされている。一方、電源１１０の陰極は、接続ケーブル１２０Ｂを介して、チャンバ１０１の内部に設けられたスパッタリング・ターゲット１０４に接続されている。そして、チャンバ１０１の内部には、薄膜を堆積する基板１００が設置される。
【０００５】
成膜に際しては、まず、真空排気ポンプ１０６によりチャンバ１０１内を真空状態にし、ガス供給源１０７からアルゴン（Ａｒ）などの放電ガスを導入してチャンバ内を所定の放電圧力に維持する。そして、電源１１０によりターゲット１０４とチャンバ１０１との間に電界を印加し、グロー放電１０８を発生させる。すると、放電空間において生成されたプラズマ中の正イオンがターゲット１０４の表面に衝突し、ターゲット１０４の原子をはじき出す。このようなスパッタ現象を利用することにより、ターゲット１０４の材料からなる薄膜を基板１００の上に形成することができる。
【０００６】
しかし、このようなスパッタ動作中に、チャンバ１０１内での放電が停止する場合がある。例えば、ガス供給源１０７から供給されるガスとポンプ１０６による排気速度とのバランスが変動したような場合、放電条件が満たされなくなると放電が停止してプラズマが消失することがある。放電が停止すると、スパッタ電流が流れなくなり、負荷インピーダンスが急激に上昇する。従って、電源１１０は、このような負荷インピーダンスの急激な上昇に対して柔軟に対応できる構造を有する必要がある。
【０００７】
また一方、スパッタ動作中に、チャンバ１０１内でアーク放電１５０が生ずる場合がある。このようなアーク放電１５０は、ターゲット１０４の近傍において生ずる場合が比較的多いが、基板１００の近傍において生ずる場合もある。そして、このようなアーク放電１５０が生ずると、局所的に大電流が流れるために、ターゲット１０４や基板１００に損傷が生ずる。
【０００８】
例えば、ターゲット１０４の側でアーク放電１５０が生ずると、ターゲット１０４の微小領域に大電流が集中するために、その部分から瞬間に大量の被着材料が放出される。この現象は「スプラッシュ」などと称され、基板１００の表面に被着材料の粒子が飛び散るために、被害を受けてしまう。
【０００９】
一方、基板１００の側にアーク放電１５０が生じた場合にも、基板１００が損傷を受けて不良品になってしまう場合が多い。
【００１０】
従って、このようなアーク放電が発生した場合に、迅速且つ確実にアークを消弧できるアーク遮断機能を有するスパッタ用電源が必要とされている。
【００１１】
図５は、本発明者が本発明に至る過程で試作したスパッタ用電源の要部を表す模式図である。
【００１２】
この電源は、直流電源ＤＣ１とトランジスタＱ１〜４を共有した２つのインバータを有する。すなわち、直流電源ＤＣ１、トランジスタＱ１〜４、トランスＴ１及び整流器ＤＢ１を有する第１のインバータＩＮＶ１と、直流電源ＤＣ１、トランジスタＱ１〜４、トランスＴ１及び整流器ＤＢ２を有する第２のインバータＩＮＶ２と、を有する。これらインバータの出力電流は、インダクタＬ１とＬ２とによりそれぞれ平滑化されてチャンバ１０１及びターゲット１０４に供給される。
【００１３】
その動作について説明すると、まず、スパッタを開始する時には、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を起動し、整流されたインバータ電流を断続するトランジスタＱ５・６を閉じる。また、インダクタ電流を短絡するＩＧＢＴ１・２を開いた状態として、直流電圧（例−１５００Ｖ）をチャンバ１０１及びターゲット１０４に出力する。
【００１４】
スパッタ開始時の最大電圧としては、例えば、マイナス１５００ボルト程度が必要とされる。そして、チャンバ内にグロー放電が存在しないので電流が流れず、最大電圧を出力してグロー放電の開始を待つ。
【００１５】
この際に、同時にトランス出力Ｎ３をＤＢ３で整流して逆バイアス電圧源Ｃ１を充電する。この充電電圧は、例えば、２００ボルト程度とすることができる。
【００１６】
チャンバ内でグロー放電が大きくなると、スパッタが開始される。これに対応して放電電流が流れるので、印加電圧レベルは低下する。電源は、出力電流をインダクタＬ１・２で平滑するが、出力電圧は定常スパッタ時には例えばマイナス３００ボルト程度まで低下するので、インバータＩＮＶ１・２のデューティ比を調整して出力電力を一定に保つ。
【００１７】
一方、チャンバ内にアーク放電が発生すると、アークセンサ（ＡＲＣ　ｓｅｎｓｏｒ）ＡＳがこれを検出し、ＩＧＢＴ１・２を閉じ、トランジスタＱ５・６を開く。これにより、逆バイアス電圧源Ｃ１からＩＧＢＴ２・１、ＤＡ１・２、チャンバ（１０１、１０４）、Ｃ１の閉回路において逆方向バイアス電圧を印加し、アーク電流を急速に遮断する。ここで、コンデンサＣ１からの逆方向電圧が大きいほど電流遮断の所要時間が短く、アーク放電の被害が少ない。
【００１８】
アーク電流を遮断すると、ダイオードＤＡ１・２は逆バイアスされて逆方向電流によるアーク被害を防止する。また、このアーク遮断動作の際には、インダクタＬ１・２の電流は、それぞれＤ１とＩＧＢＴ１、Ｄ２とＩＧＢＴ２により構成される短絡回路によって保存される。
【００１９】
このようにして、所定時間スパッタ電流を遮断した後、ＩＧＢＴ１・２を開きＱ５・６を閉じて、チャンバへのスパッタ電流の供給を再開する。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図５に例示した電源の場合、アーク遮断用の逆バイアス電圧源Ｃ１を充電するための回路が複雑であるという問題を有する。すなわち、電圧源Ｃ１を充電するために、トランスＴ１に逆電圧源用の巻線Ｎ３を設け、さらにその出力を整流する整流器ＤＢ３が必要である。このため、トランスＴ１が大型化し、また部品点数も増える。
【００２１】
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものであり、その目的は、簡素な構成でアーク遮断用の逆バイアス電圧源を充電することができる電源、スパッタ電源及びスパッタ装置を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の第１の電源は、
第１及び第２のインバータ出力（ＩＮＶ１、ＩＮＶ２）と、
前記第２のインバータ出力に対して並列に設けられたコンデンサ（Ｃ１）と、
前記コンデンサの充電動作を制御する制御回路と、
を備え、
前記第１及び第２のインバータ出力を直列に結合した順方向電力を出力し、
前記第１及び第２のインバータ出力を遮断して前記コンデンサから前記順方向電力とは逆極性の逆方向電圧を出力し、
前記制御回路は、前記順方向電力を出力している途中で前記第２のインバータ出力を遮断して前記第１のインバータ出力を前記コンデンサに与えることより充電することを特徴とする。
【００２３】
上記構成によれば、簡素な構成でアーク遮断用の逆バイアス電圧源としてのコンデンサを充電することができる電源を提供することにある。
【００２４】
また、本発明の第２の電源は、
第１及び第２のインバータ出力（ＩＮＶ１、ＩＮＶ２）と、
前記第１のインバータ出力に対して直列に設けられた第１のスイッチング回路（Ｑ５）と、
前記第２のインバータ出力に対して直列に設けられた第２のスイッチング回路（Ｑ６）と、
前記第１のインバータ出力に対して並列に設けられた第３のスイッチング回路（ＩＧＢＴ１）と、
前記第２のインバータ出力に対して並列に設けられた第４のスイッチング回路（ＩＧＢＴ２）と、
前記第２のインバータ出力に対して並列且つ前記第４のスイッチング回路に対して直列に設けられたコンデンサ（Ｃ１）と、
前記４のスイッチング回路に対して並列に接続された整流手段（Ｄ２）と、
前記第２のスイッチング回路を制御する制御回路と、
を備え、
前記第１及び第２のスイッチング回路を閉状態とし前記第３及び第４のスイッチング回路を開状態として前記第１及び第２のインバータ出力を直列に結合した順方向電力を出力し、
前記第１及び第２のスイッチング回路を開状態とし前記第３及び第４のスイッチング回路を閉状態として前記コンデンサから前記順方向電力とは逆極性の逆方向電圧を出力し、
前記制御回路は、前記順方向電力を出力している途中で前記第２のスイッチング回路を開状態とすることにより、前記第１のインバータ出力を前記整流手段を介して前記コンデンサに与えて充電することを特徴とする。
【００２５】
上記構成によっても、簡素な構成でアーク遮断用の逆バイアス電圧源を充電することができる電源を提供することができる。
【００２６】
また、本発明の第３の電源は、
第１及び第２のインバータ出力（ＩＮＶ１、ＩＮＶ２）と、
前記第１のインバータ出力に対して直列に設けられた第１のインダクタ（Ｌ１）と、
前記第２のインバータ出力に対して直列に設けられた第２のインダクタ（Ｌ２）と、
前記第１のインバータ出力に対して直列に設けられた第１のスイッチング回路（Ｑ５）と、
前記第２のインバータ出力に対して直列に設けられた第２のスイッチング回路（Ｑ６）と、
前記第１のインバータ出力に対して並列に設けられた第３のスイッチング回路（ＩＧＢＴ１）と、
前記第２のインバータ出力に対して並列に設けられた第４のスイッチング回路（ＩＧＢＴ２）と、
前記第２のインバータ出力に対して並列且つ前記第４のスイッチング回路に対して直列に設けられたコンデンサ（Ｃ１）と、
前記第１のインダクタ及び前記第３のスイッチング回路に対して並列に接続された第１の整流手段（Ｄ１）と、
前記第２のインダクタ及び前記第４のスイッチング回路に対して並列に接続された第２の整流手段（Ｄ２）と、
前記第２のスイッチング回路を制御する制御回路と、
を備え、
前記第１及び第２のスイッチング回路を閉状態とし前記第３及び第４のスイッチング回路を開状態として前記第１及び第２のインバータ出力と前記第１及び第２のインダクタとを直列に結合した順方向電力を出力し、
前記第１及び第２のスイッチング回路を開状態とし前記第３及び第４のスイッチング回路を閉状態として前記コンデンサから前記順方向電力とは逆極性の逆方向電圧を出力し、
前記制御回路は、前記順方向電力を出力している途中で前記第２のスイッチング回路を開状態とすることにより、前記第１のインバータ出力を前記第２の整流手段を介して前記コンデンサに与えて充電することを特徴とする。
【００２７】
上記構成によっても、簡素な構成でアーク遮断用の逆バイアス電圧源を充電することができる電源を提供することができる。
【００２８】
上記第１乃至第３の電源において、前記制御回路は、前記コンデンサの電圧が所定の値よりも低下すると前記充電するものとすれば、コンデンサの電圧を常に一定の電圧に維持することができる。
【００２９】
また、前記制御回路は、前記順方向電力における電流値が所定の値よりも高いのみ前記充電するものとすれば、順方向電力の出力が安定している時のみにコンデンサを充電することにより、負荷側に与える影響を抑制できる。
【００３０】
また、前記コンデンサの電圧が所定の定格値を超えないように保護する保護回路をさらに備えたものとすれば、過電圧によるコンデンサの破壊や、逆方向のアーク放電あるいは短絡電流などを防止することができる。
【００３１】
また、前記順方向電力の出力において前記第１及び第２のインバータ出力と直列に結合される少なくともひとつのインバータ出力をさらに備えたものとすれば、いわゆる「多段インバータ構成」により高電圧を出力可能な電源が実現できる。
【００３２】
一方、本発明のスパッタ用電源は、上記にいずれかの電源を備え、前記順方向電力をスパッタ用電力として出力することを特徴とする。
【００３３】
また、本発明のスパッタ装置は、大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、上記のスパッタ用電源と、を備え、
前記スパッタ用電力を前記真空チャンバに供給することによりスパッタを実施し、
真空チャンバ内において発生する前記アーク放電を前記逆方向電圧により遮断することを特徴とする。
【００３４】
ここで、前記制御回路は、前記真空チャンバ内でグロー放電が生じている時のみ前記充電するものとすれば、コンデンサを充電してもスパッタに与える影響を抑制できる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００３６】
図１は、本実施形態の電源の要部を表す模式図である。
【００３７】
本具体例の電源は、直流電源ＤＣ１とトランジスタＱ１〜４を共有した２つのインバータを有する。すなわち、直流電源ＤＣ１、トランジスタＱ１〜４、トランスＴ１及び整流器ＤＢ１を有する第１のインバータＩＮＶ１と、直流電源ＤＣ１、トランジスタＱ１〜４、トランスＴ１及び整流器ＤＢ２を有する第２のインバータＩＮＶ２と、を有する。これらインバータの出力電流は、インダクタＬ１とＬ２とによりそれぞれ平滑化されてチャンバ１０１及びターゲット１０４に供給される。但し、本発明の電源におけるインバータの数は、２つに限定されるものではなく、３つあるいはそれ以上のインバータを設けてもよい。
【００３８】
そして、図５に例示した電源と比較すると分かるように、本発明においては、トランス巻線Ｎ３とその整流器ＤＢ３が設けられていない。そして、逆バイアス電圧源Ｃ１の両端には、制御回路ＣＣが接続されている。また、この制御回路ＣＣは、アークセンサＡＳからの信号を入力し、トランジスタＱ６に対して制御信号を出力する。また、この制御回路ＣＣは、チャンバに印加される電圧、あるいはチャンバ内を流れる放電電流をモニタする回路も有する。
【００３９】
図１の電源の動作について説明すると、まず、スパッタを開始する時には、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を起動し、整流されたインバータ電流を断続するトランジスタＱ５・６を閉じる。また、インダクタ電流を短絡するＩＧＢＴ１・２を開いた状態として、直流電圧（例えば、マイナス１５００Ｖ）をチャンバ１０１及びターゲット１０４に出力する。つまり、この状態では、インバータＩＮＶ１、インダクタＬ２、インバータＩＮＶ２、チャンバ１０１、ターゲット１０４、出力ダイオードＤＡ１・２、インダクタＬ１、インバータＩＮＶ１という経路で電圧を出力する。
【００４０】
チャンバ内でプラズマが点火しグロー放電が始まると、スパッタ電流が流れるために、電源の出力電圧は、例えばマイナス７５０ボルトあるいはそれ以下のレベルまで低下する。すると、制御回路ＣＣは、スパッタ電流の上昇あるいは印加電圧の低下を検出し、トランジスタＱ６にオフ信号を与えてスイッチを開く。
【００４１】
すると、インバータＩＮＶ２の出力が遮断され、インバータＩＮＶ１の出力は、トランジスタＱ５、インダクタＬ２、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１（逆バイアス電圧源）に印加され、これを充電する。制御回路ＣＣは、コンデンサＣ１の充電電圧をモニタし、これが所定の電圧レベル（例えば、２００ボルト）になると、トランジスタＱ６を再びオンしてスイッチを閉じる。すると、インバータＩＮＶ２の出力が接続され、インバータＩＮＶ１、トランジスタＱ５、インダクタＬ２、インバータＩＮＶ２、トランジスタＱ６という直列接続電源から電圧が出力され、スパッタが続行される。
【００４２】
一方、スパッタ中にも、制御回路ＣＣは、コンデンサＣ１の電圧をモニタする。そして、その電圧が所定の電圧レベル（例えば、１８０ボルト）を下回ると、再びトランジスタＱ６をオフする（開く）。すると、インバータＩＮＶ２は遮断され、インバータＩＮＶ１の出力がコンデンサＣ１に与えられて充電される。コンデンサＣ１の電圧が所定のレベルまで上昇すると、制御回路ＣＣはトランジスタＱ６をオンする（閉じる）。すると、再び、インバータＩＮＶ１・２の直列接続電源からスパッタ電圧が出力される。
【００４３】
このように、スパッタ中には、制御回路ＣＣがトランジスタＱ６を適宜オン・オフすることにより、コンデンサＣ１が所定の電圧レベルに充電された状態を維持することができる。また、制御回路ＣＣは、スパッタ電流あるいは出力電圧をモニタし、スパッタ電流が小さかったり出力電圧が高いような場合、すなわちスパッタが安定していない状態においては、コンデンサＣ１に対する充電動作を行わないようにすることができる。
【００４４】
一方、スパッタ中にチャンバ内でアーク放電が生ずると、アークセンサＡＳがこれを検出し、制御回路ＣＣに検出信号を出力すると同時に、ＩＧＢＴ１・２をオンし（閉じ）て、トランジスタＱ５をオフする（開く）。すると、制御回路ＣＣは、トランジスタＱ６をオフする（開く）。
【００４５】
このスイッチング動作により、インバータＩＮＶ１・２の出力は遮断され、コンデンサ（逆バイアス電圧源）Ｃ１に充電された電圧がチャンバに印加される。この電圧は、スパッタ時の電圧とは逆方向であるため、アーク放電による過大電流が吸収され消去される。ここで、コンデンサＣ１からの逆方向電圧が大きいほど電流遮断の所要時間が短く、アーク放電の被害が少ない。
【００４６】
アークセンサＡＳがアーク放電の消去を検出すると、ＩＧＢＴ１・２をオフして、トランジスタＱ５をオンする。また、制御回路ＣＣは、トランジスタＱ６をオンする。このようにして、再び、インバータＩＮＶ１・２からスパッタ電圧が出力される。
【００４７】
なお、アーク遮断動作の際には、ＩＧＢＴ１・２が閉じられるために、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、ＩＧＢＴ１からなる閉回路と、インダクタＬ２、ダイオードＤ２、ＩＧＢＴ２からなる閉回路と、が形成される。そして、インダクタＬ１、Ｌ２の電流をこれらそれぞれの閉回路に保存することができる。従って、アーク遮断後に、迅速にスパッタ電圧の印加を再開することができる。
【００４８】
その後、グロー放電が安定して所定のスパッタ電流が流れると、制御回路ＣＣは、再び、トランジスタＱ６をオフしてコンデンサＣ１の充電を行う。
【００４９】
以上説明したように、本発明によれば、制御回路ＣＣを設けてトランジスタＱ６を適宜オン・オフすることにより、インバータＩＮＶ１の出力をコンデンサＣ１に与えて逆バイアス電圧を充電することができる。
【００５０】
その結果として、図５に例示したようなトランスの巻線Ｎ３や整流器ＤＢ３などが不用となり、従来よりも軽量、コンパクトで、安価な電源を提供することができる。
【００５１】
特に、高電圧が必要とされる電源などの場合、インバータを多段構成とする必要があるが、本発明によれば、逆バイアス電圧のためのインバータが不用となるため、同一のトランス容量のままで順方向出力のインバータを増加することができ有利である。
【００５２】
図２は、制御回路ＣＣの具体例を表す模式図である。同図については、図１に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
【００５３】
本具体例の制御回路ＣＣは、コンパレターＣＭ１、ＣＭ２と、論理回路ＲＣを有する。コンパレータＣＭ１は、コンデンサＣ１の電圧をモニタする。コンパレータＣＭ２は、電源の出力電流から放電状況をモニタする。論理回路ＲＣは、コンパレータＣＭ１、ＣＭ２からの出力とアークセンサＡＳからの出力信号に基づいてトランジスタＱ６を制御する。
【００５４】
これらコンパレータＣＭ１、ＣＭ２、及び論理回路ＲＣを設けることにより、図１に関して前述したように、チャンバでの放電状況を考慮しつつ、適宜、充電動作を行って、コンデンサＣ１の電圧を所定のレベルに維持することができる。
【００５５】
また、図２の具体例の場合、コンデンサＣ１に対して並列にバリスタＺＲが接続されている。このバリスタＺＲは、コンデンサＣ１を過充電などから保護する保護回路として作用する。
【００５６】
例えば、アーク遮断動作の際には、インバータの出力を遮断した後でも、ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂが有する寄生インダクタンスにより、多量の順方向電流がコンデンサＣ１に流入することがある。このような場合には、コンデンサＣ１がこの電流により過充電されることがあるが、バリスタＺＲを並列に設けることにより、充電電荷を放電させてコンデンサＣ１を保護できる。
【００５７】
図２に表した電源の動作について、以下に具体例を挙げて説明する。
【００５８】
インバータＩＮＶ１・２のスイッチング周波数を５０ｋＨｚ、スパッタ電流を２アンペア、逆バイアス電圧源Ｃ１の所定充電電圧を２００ボルト、コンデンサＣ１の容量を０．１μＦとすると、完全に放電したコンデンサＣ１を充電するための所要時間Ｔは、以下の如くである。
2004048903.tif 000003
ここでインバータのスイッチング周期は２０μ秒より短いので、スパッタ中にコンデンサＣ１に対して１０μ秒間の充電動作を行うことの影響は無視しうる。
【００５９】
また、電源の起動時などのように、コンデンサＣ１が充電されていない状態で、電源の出力電流が立ち上がる場合について説明すると、２アンペアの出力電流が立ち上がるまでに１ｍ秒を要する場合には、コンデンサＣ１の充電の所要時間Ｔは、以下の如くである。
2004048903.tif 000004
つまり、コンデンサＣ１が充電されていない状態から電源を起動した場合でも、僅か１４０μ秒で充電を完了できる。
【００６０】
一方、コンデンサＣ１の充電電圧を２００ボルトとした場合、バリスタＺＲの放電開始電圧は例えば２４０ボルト程度とすることができる。つまり、出力ケーブル１２０Ａ、１２０Ｂの寄生インダクタンスによる電流がコンデンサＣ１の充電方向に流れて電圧が２４０ボルトまで上昇すると、バリスタＺＲがオンして放電され、コンデンサＣ１を保護できる。
【００６１】
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。
【００６２】
例えば、図１及び図２においては、２つのインバータを設けた電源を例示したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、本発明は、３つあるいはそれ以上のインバータを設けた、いわゆる「多段インバータ構成」の電源についても同様に適用して同様の作用効果を得ることができる。つまり、３つ以上のインバータを設けた電源の場合にも、これらインバータのいずれかに対して並列に逆バイアス電圧源Ｃ１を設け、このインバータの出力を遮断して他のインバータ出力によりこの逆バイアス電圧源Ｃ１を充電することができる。
【００６３】
また、上述した具体例に関しては、スパッタ用電源を例に挙げて説明したが、本発明の電源はスパッタ用に限定されるものではなく、マグネトロンの発振用電源としても同様に用いて同様の作用効果が得られる。すなわち、マグネトロンに順方向電力を供給して発振動作を生じさせ、何らかの原因により、突発的な短絡電流が生じた場合にも、上述した充電動作により充電された逆バイアス電圧源から逆電圧を印加して、迅速に電流を遮断することができる。
【００６４】
図３は、本発明の電源をマグネトロンの発振に用いた構成を例示する概念図である。
【００６５】
すなわち、図１及び図２に関して前述した本発明の電源は、マグネトロン２００を駆動する電源としても用いることができる。
【００６６】
すなわち、図３は、マグネトロンを用いたマイクロ波発生システムを表す。本発明の電源１１０は、所定の直流高電圧をマグネトロン２００に印加して発振させる。マグネトロン２００の発振により生じたマイクロ波電力は、導波管を伝送路としてアイソレータ３１０、マイクロ波センサ３２０、マイクロ波整合器３４０を介して、負荷５００に供給される。また、センサ３２０からはフィードバック信号ＦＳが、電源１１０のインバータに与えられ、マイクロ波の出力電力の制御が行われる。
【００６７】
このようなシステムの場合にも、マグネトロン２００に順方向電力を供給して発振動作を生じさせ、その間に逆バイアス電圧源Ｃ１を適宜、充電しておき、マグネトロン２００において突発的な短絡的電流が生じた場合にも、電源１１０は、上述したアーク放電遮断動作と同様の動作により、迅速に電流を遮断することができる。その結果として、高性能で軽量且つコンパクトな電源を実現できる。
【００６８】
また一方、本発明の電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置における各部の構成、構造、数、配置、形状、材質などに関しては、上記具体例に限定されず、当業者が適宜選択採用したものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に包含される。
【００６９】
より具体的には、例えば、スイッチング回路としてＭＯＳトランジスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の記号により例示したものや、保護用素子としてバリスタの記号により例示したものなどは、これら特定の電気素子には限定されず、同様の機能または作用を有する単一の電気素子あるいは複数の電気素子を含む電気回路として構成することができ、これらすべての変形は、本発明の範囲に包含される。
【００７０】
また、同様に、インバータやコンパレータ、論理回路、保護回路などの具体的な構成や、ダイオード、抵抗、トランジスタをはじめとする各回路素子の数や配置関係などについても、当業者が適宜設計変更したものは本発明の範囲に包含される。
【００７１】
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全ての電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置は本発明の範囲に包含される。
【００７２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、トランスの巻線やそれに付随する整流器などを設けることなく、逆バイアス電圧源を充電してアーク放電を迅速に遮断することができ、しかも、小型化や軽量化、低コスト化も実現可能な電源、スパッタ電源及びスパッタ装置を提供することができ、産業上のメリットは多大である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態にかかるスパッタ用電源の要部を表す模式図である。
【図２】制御回路ＣＣの具体例を表す模式図である。
【図３】本発明の電源をマグネトロン発振用電源として用いた構成を例示する概念図である。
【図４】ＤＣ（ｄｉｒｅｃｔ　ｃｕｒｒｅｎｔ）スパッタ装置の要部構成を表す模式図である。
【図５】本発明者が本発明に至る過程で試作したスパッタ用電源を表す模式図である。
【符号の説明】
１００　基板
１０１　真空チャンバ
１０４　ターゲット
１０６　真空排気ポンプ
１０７　ガス供給源
１０８　グロー放電
１１０　電源（スパッタ用電源、マグネトロン用電源）
１２０Ａ、１２０Ｂ　ケーブル
１５０　アーク放電
２００　マグネトロン
ＡＳ　アークセンサ
Ｃ１　逆バイアス電圧源
Ｃ　コンデンサ
Ｄ１、２、ＤＡ１、２　ダイオード
ＤＢ１〜３　整流器
ＤＣ１　直流電源
ＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２　スイッチング回路
ＩＮＶ１、２　インバータ
Ｌ１、Ｌ２　インダクタ
Ｎ１、Ｎ２　巻線
Ｑ１〜６　スイッチング回路
Ｔ１　トランス
ＺＲ　バリスタ
【図１】
2004048903.tif 000005
【図２】
2004048903.tif 000006
【図３】
2004048903.tif 000007
【図４】
2004048903.tif 000008
【図５】
2004048903.tif 000009