(57)【要約】【課題】高周波側励磁周波数を高くしても、微分ノイズによるＤＣオフセットの影響を小さくすることを目的とする。【解決手段】第１周波数とこれより低い第２周波数との２つの異なった周波数を有する磁場を励磁手段により測定流体に供給することによって、流量信号を得る電磁流量計において、前記第２周波数に同期して前記第１周波数に対応する信号読込みタイミングにて発生する微分ノイズを抽出し、得られた前記微分ノイズに演算を施し、前記第１周波数に基づく流量信号に対する補正値とする補正値演算手段を設ける。【選択図】　　　　　　　　　　図１
2004028928.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１周波数とこれより低い第２周波数との２つの異なった周波数を有する磁場を励磁手段により測定流体に供給し、前記測定流体の流量に対応する信号電圧を前記第１周波数に基づいて抽出した高域濾波信号と、前記信号電圧を前記第２周波数に基づいて抽出した低域濾波信号とを合成して流量信号を得る電磁流量計において、
前記第２周波数に同期して前記第１周波数に対応する信号読込みタイミングにて発生する微分ノイズを抽出し、得られた前記微分ノイズに演算を施し、前記第１周波数に基づいて復調した流量信号に対する補正値とする補正値演算手段を設けたことを特徴とする電磁流量計。
【請求項２】
前記補正値演算手段は、連続する複数の前記補正値に移動平均化処理を行うことを特徴とする請求項１に記載の電磁流量計。
【請求項３】
前記移動平均化処理は、前記第１周波数に対応する読込みタイミング信号で行うことを特徴とする請求項２に記載の電磁流量計。
【請求項４】
前記補正値演算手段は、前記補正値を前記第２周波数に同期して低域濾波演算を行うことを特徴とする請求項１に記載の電磁流量計。
【請求項５】
前記補正値演算手段は、前記第１周波数に対応する信号読込みタイミングの全期間で前記信号電圧のサンプリングを行うことを特徴とする請求項１に記載の電磁流量計。
【請求項６】
前記補正値演算手段は、前記第１周波数に対応する信号読込みタイミングの全期間及び前記第２周波数に基づく信号読込みタイミングの全期間で前記信号電圧のサンプリングを行うＡ／Ｄ変換器を備えることを特徴とする請求項１に記載の電磁流量計。
【請求項７】
前記励磁手段は、励磁している期間と、励磁していない期間とを一致させていないことを特徴とする請求項１に記載の電磁流量計。
【請求項８】
前記補正値演算手段は、前記第２周波数に基づく読込みタイミングとして、前記第２周波数の周期の立ち下がりの直前で前記第１周波数の期間にて前記励磁手段が励磁していない期間と、前記第２周波数の周期の立ち下がりの直前で前記励磁手段が励磁する期間の直前で前記励磁電流が励磁していない期間とすることを特徴とする請求項１に記載の電磁流量計。
【請求項９】
第１周波数とこれより低い第２周波数との２つの異なった周波数を有する磁場を励磁手段により測定流体に供給し、前記測定流体の流量に対応する信号電圧を前記第１周波数に基づいて抽出した復調信号に基づいて流量信号を得る電磁流量計において、
前記第２周波数に同期して前記第１周波数に対応する信号読込みタイミングにて発生する微分ノイズを抽出し、得られた前記微分ノイズに演算を施し、前記第１周波数に基づく流量信号に対する補正値とする補正値演算手段を設けたことを特徴とする電磁流量計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、微分ノイズの影響を小さくして高周波側演算処理の改善を図った電磁流量計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
工業用の電磁流量計は従来から商用電源を用いて励磁する商用周波の励磁方式が採用されてきた。商用周波の励磁方式は、（イ）応答速度が早く低コストに出来る。（ロ）スラリー性の流体で発生するスラリーノイズや低導電率の流体で発生する流速と共に増加する低周波のランダムノイズ（以下、フローノイズという）の影響を受けがたい、という利点があるが、稼働状態で比較的に長期、例えば１日程度の間、放置しておくとゼロ点が変動するという欠点がある。
【０００３】
このため、商用周波の１／２、あるいはこれ以上の低周波で励磁する低周波励磁方式が採用されるようになった。低周波励磁方式にすると周知のようにゼロ点の安定な電磁流量計が得られる利点があるが、応答が遅くなるという欠点がある。
そこで、この商用周波と低周波の利点を引き出すように商用周波数の励磁電流成分とこれより低い周波数の励磁電流成分を励磁コイルに同時に流して複合磁場を形成する複合励磁方式が提案されている。
【０００４】
図７はこの種の電磁流量計の構成を示すブロック図である。電磁流量計の検出器の導管１０の内面には、絶縁性のライニングが施されている。電極１１ａ、１１ｂは信号電圧を検出することになっている。そして、励磁コイル１２によって発生した磁場が被測定流体に印加されることになっている。励磁コイル１２には、励磁回路１３から励磁電流Ｉｆが供給されている。
【０００５】
励磁回路１３は以下のように構成されている。基準電圧Ｅ１は増幅器Ｑ１の非反転入力端子（＋）に印加され、その出力端子はトランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは抵抗Ｒｆを介してコモンＣＯＭに接続されると共に増幅器Ｑ１の反転入力端子（−）に接続されている。コモンＣＯＭとトランジスタＱ２のコレクタとの間には励磁電圧ＥｓがスイッチＳＷ２とＳＷ３の直列回路とこれに並列に接続されたスイッチＳＷ４とＳＷ５の直列回路を介して印加される。
【０００６】
励磁コイル１２はスイッチＳＷ２、ＳＷ３の接続点とスイッチＳＷ４、ＳＷ５の接続点にそれぞれ接続される。タイミング信号Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５はそれぞれスイッチＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５の開閉を制御する。一方、信号電圧は電極１１ａ、１１ｂで検出され、前置増幅器１４に出力される。前置増幅器１４でコモンモード電圧の除去とインピーダンス変換がなされその出力端子１５に出力される。出力端子１５における前置増幅器１４の出力はアナログ／デジタル変換器（Ａ／ＤＬ）１６とアナログ／デジタル変換器（Ａ／ＤＨ）１７でそれぞれデジタル信号に変換されてバス１８を介してランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１９に格納される。
【０００７】
リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）２０には所定の演算プログラムおよび初期データが格納されており、プロセッサ（ＣＰＵ）２１の制御の基にＲＯＭ２０に格納された演算手順にしたがって演算され、その結果はＲＡＭ１９に格納される。クロック発生器２２で発生されたクロックは分周器２３で１／ｎに分周されシステムクロックＳｈとしてＣＰＵ２１とアナログ／デジタル変換器１７に供給される。ＣＰＵ２１はＲＯＭ２０に格納された演算プログラムに従いバス１８を介してタイミング信号出力ポート（ＴＯ）２４に励磁電流Ｉｆの波形を決めるタイミングを出力する。
【０００８】
タイミング信号出力ポート２４はこのタイミングに従い励磁電流を切換えるタイミング信号Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５を出力する。また、タイミング信号出力ポート２４はＣＰＵ２１の指定するタイミングに従いタイミング信号Ｓ１をアナログ／デジタル変換器１６に出力し前置増幅器１４の出力をサンプルする。一方、ＲＯＭ２０に格納された演算プログラムによりＲＡＭ１９に格納されたデータを用いてＣＰＵ２１により所定の演算が実行され、その演算の結果はＲＡＭ１９に格納されると共にバス１８を介してデジタル／アナログ変換器２５を介して出力端子２６に流量出力として出力される。
【０００９】
次に、図８に示すタイミング図、図９に示すフローチャート図、図１０に示す演算図を用いて図７に示す電磁流量計の動作を説明する。図７に示す分周器２３の出力に得られるシステムクロックＳｈは図８（ａ）に示す波形であり、これがＣＰＵ２１に供給されている。図１０のステップ１において、ＣＰＵ２１はこのシステムクロックＳｈの割込タイミング（図８（ｇ））に同期してＲＯＭ２０に格納された所定の演算プログラムによりバス１８を介してタイミング信号出力ポート２４に励磁波形の切換タイミングを示すタイミング信号を出力する。
【００１０】
つぎに、ステップ２において、タイミング信号出力ポート２４はこの切換タイミングを受け、タイミング信号Ｓ５（図８（ｂ））、Ｓ４（図８（ｃ））、Ｓ３（図８（ｄ））、Ｓ２（図８（ｅ））をそれぞれ励磁回路１３のスイッチＳＷ５、ＳＷ４、ＳＷ３、ＳＷ２に出力する。或いはタイミング信号Ｓ４をスイッチＳＷ３、ＳＷ４に同時に出力し、かつタイミング信号Ｓ２をスイッチＳＷ２、ＳＷ５に同時に出力しても良い。励磁回路１３はこれ等のタイミング信号を受け図８（ｆ）に示す波形の励磁電流Ｉｆを励磁コイル１２に出力する。
【００１１】
この励磁波形は図８（ｈ）（ｉ）に示すようにタイミング番号ｉが０〜１５で１サイクルを構成してこれを繰り返す波形であり、図８ではｎサイクルの部分を中心にして示してある。この励磁波形は低周波の波形と高周波の波形を乗算した乗算形の波形をしている。次に、ステップ３に移行する。ステップ３〜ステップ６まではアナログ／デジタル変換器１６、１７からのデータの読み込みをする手順を示している。
【００１２】
ステップ３ではシステムクロックＳｈ（図８（ａ））に同期して各サイクル毎にアナログ／デジタル変換器１７から入力されるデータを図８（ｊ）に示すようにバス１８を介してＣＰＵ２１の制御の基にＲＡＭ１９の所定のデータ領域Ｈｉに格納する。
【００１３】
次に、ステップ４に移り、読み込んだタイミング番号ｉが０か否かを判断し、０でなければステップ６に移行し、０ならばステップ８に移行する。ステップ６では読み込んだタイミング番号ｉが８か否かを判断し８でなければステップ８に移行し、８ならばステップ７に移行する。
【００１４】
ステップ７では、タイミング信号出力ポート２４から出力されたタイミング信号Ｓｌ（図８（ｋ））によるサンプルタイミングにより、アナログ／デジタル変換器１６から入力されるデータを図８（ｌ）に示すようにバス１８を介してＣＰＵ２１の制御の基にＲＡＭ１９の所定のデータ領域…、Ｌ０（ｎ−１）、Ｌ０（ｎ）、Ｌ０（ｎ＋１）、…に格納し、ステップ５に移る。
【００１５】
次に、ステップ６では、タイミング信号出力ポート２４から出力されたタイミング信号Ｓｌ（図８（ｋ））によるサンプルタイミングにより、アナログ／デジタル変換器１６から入力されるデータを図８（ｌ）に示すようにバス１８を介してＣＰＵ２１の制御の基にＲＡＭ１９の所定のデータ領域…、Ｌ１（ｎ−１）、Ｌ１（ｎ）、Ｌ１（ｎ＋１）、…に格納し、ステップ８に移る。
【００１６】
ステップ８ではタイミング番号ｉが奇数か否かを判断し、奇数ならばステップ９に移行し、奇数でないならばステップ１１に移行する判断をする。ステップ９は高周波の復調演算をする。復調演算に際しては、ＲＡＭ１９に格納されたデータＨｉを用い、図８（ｍ）に示すタイミングでＣＰＵ２１の制御の基にＲＯＭ２０に格納された図８に示す高周波復調演算ｅＨｉの欄で示す演算式で演算をしてその結果をＲＡＭ１９に格納する。
【００１７】
この復調演算により電極１１ａ、１１ｂに発生する電気化学的な直流電圧は除去され、微分ノイズは一定値に保持され誤差要因とはならない。なお、図８においてＡなる定数は、ＴＣを微分或いは積分の定数、ΔＴＣを図８（ｆ）に示す演算周期とすればＡ＝ＴＣ／（ＴＣ＋ΔＴＣ）で示される。
【００１８】
次に、ステップ１０に移る。ここでは、高周波側の高域濾波演算ＦＨｉを実行する。濾波演算に際しては、ＲＡＭ１９に格納されたデータｅＨｉと前回の濾波演算結果とを用い、ＣＰＵ２１の制御の基にＲＯＭ２０に格納された図１０に示す高域濾波演算ＦＨｉの欄で示す演算式で演算をしてその結果をＲＡＭ１９に格納する。
【００１９】
次にステップ１１に移る。ステップ１１ではタイミング番号ｉが０または８か否かを判断し、０または８ならばステップ１２に移行し、０または８でないならばステップ１４に移行する判断をする。
【００２０】
ステップ１２では、低周波の復調演算をする。復調演算に際しては、ＲＡＭ１９に格納されたデータ…、Ｌ０（ｎ−１）、Ｌ０（ｎ）、Ｌ０（ｎ＋１）、…Ｌ１（ｎ−１）、Ｌ１（ｎ）、Ｌ１（ｎ＋１）、…を用い、図８（ｎ）に示すタイミングでＣＰＵ２１の制御の基にＲＯＭ２０に格納された図８に示す低周波復調演算ｅＬｉの欄で示す演算式で演算をしてその結果をＲＡＭ１９に格納する。なお、図１０において、定数Ｂは、Ｂ＝ΔＴ／（ΔＴ＋Ｔ）で示される。但し、ΔＴは低周波の演算周期を示す。
【００２１】
ステップ１３では、低周波側の低域濾波演算ＦＬｉを実行する。濾波演算に際しては、ＲＡＭ１９に格納されたデータｅＬ０、ｅＬ８と前回の濾波演算結果とを用い、ＣＰＵ２１の制御の基にＲＯＭ２０に格納された図１０に示す低域濾波演算ＦＨｉの欄で示す演算式で演算をしてその結果をＲＡＭ１９に格納する。
【００２２】
ステップ１４は、ステップ１３における低域濾波演算（ＦＬｉ）の時定数Ｔを選択する偏差時定数演算手段を提供している。
【００２３】
ステップ１５ではタイミング番号ｉが奇数か否かを判断し、奇数ならばステップ１６に移行し、奇数でないならばステップ１７に移行する判断をする。ステップ１６は加算演算を実行する。ＲＡＭ１９に格納された高域濾波演算の結果ＦＨｉと低域濾波演算の結果ＦＬｉとを用い、ＣＰＵ２１の制御の基にＲＯＭ２０に格納された図８に示す加算演算ｅＡの欄で示す演算式で演算をしてその結果をＲＡＭ１９に格納し、ステップ１７に移行する。
【００２４】
ステップ１７では、次の割り込みのタイミングまで待機し、次の割り込みのタイミングが来たらステップ１からステップ１７までのフローを再び実行する。以上のようにして、電極１１ａ、１１ｂで検出した低周波と高周波の２周波を含む信号電圧は、マイクロコンピュータを用いて低周波側と高周波側とに分けられて読み込まれ、低周波側は低周波で復調してその出力を低域濾波演算により、高周波側は高周波で復調してその出力を高域濾波演算によりそれぞれ出力し、低域濾波演算と高域濾波演算の各出力を加算合成して出力することにより、ゼロ点が安定でフローノイズに対しても強く、かつ応答の良い流量出力が得られる。
【００２５】
つまり、高周波側の流量信号の演算内容は、図８に示すように、流量信号のサンプリングでは、タイミング信号Ｓ２とＳ４を用いて、高周波半周期毎に、高周波半周期の後半部分を一定期間（例えば、１／４）サンプリングする。そして、高周波側の演算は、例えばＨ１−２Ｈ２＋Ｈ３の演算を行うことになる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一般に、励磁周波数を高くすると、スラリーノイズ、フローノイズ等のいわゆる流体に起因する１／ｆノイズの影響を小さくすることができるが、読み込んだ流量信号には、励磁電流による微分ノイズ成分があり、微分ノイズ成分は信号成分と同相のため、Ｈ１−２Ｈ２＋Ｈ３演算を行うと、演算結果に微分ノイズによるＤＣオフセットが生じる。
【００２７】
この微分ノイズ成分は、励磁電流が変化している立ち上がり部分が大きく、励磁電流が一定の場合、段々と小さくなる。従って、信号のサンプリングは、微分ノイズが落ち着いた高周波半周期の後半部分で行っている。一般に、励磁周波数が低いと、その影響は無視できるレベルであるが、励磁周波数を高くすると、微分ノイズによるＤＣオフセットは無視できなくなる。
【００２８】
本発明は、上記の事情に鑑みなされたものであり、高周波側演算において、高周波側励磁周波数を高くしても、微分ノイズによるＤＣオフセットの影響を小さくする二周波励磁方式の電磁流量計を提供することを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、第１周波数とこれより低い第２周波数との２つの異なった周波数を有する磁場を励磁手段により測定流体に供給し、前記測定流体の流量に対応する信号電圧を前記第１周波数に基づいて抽出した高域濾波信号と、前記信号電圧を前記第２周波数に基づいて抽出した低域濾波信号とを合成して流量信号を得る電磁流量計において、前記第２周波数に同期して前記第１周波数に対応する信号読込みタイミングにて発生する微分ノイズを抽出し、得られた前記微分ノイズに演算を施し、前記第１周波数に基づいて復調した流量信号に対する補正値とする補正値演算手段を設けたことを特徴とする。
【００３０】
従って、請求項１に記載の発明によれば、第２周波数（低周波数）に同期して前記第１周波数（高周波数）に対応する信号読込みタイミングにて発生する微分ノイズを抽出し、得られた前記微分ノイズに演算を施し、前記第１周波数（高周波数）に基づいて復調した流量信号に対する補正値としているため、励磁波形の第２周波数（低周波数）の影響が少ない励磁電流が正負に切り替わる直前のものを用いることとなり、第２周波数（低周波数）に起因する微分ノイズ量の影響を抑えることが可能になるとともに、補正値を求める演算では微分ノイズ成分同士を減算しているのでＤＣ成分を除去することが可能になる。
【００３１】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の構成に加え、前記補正値演算手段は、連続する複数の前記補正値に移動平均化処理を行うことを特徴とする。
【００３２】
従って、請求項２に記載の発明によれば、連続する複数の補正値に移動平均化処理を行うので、補正値自身のフローノイズの影響を減少させ、安定した補正値を求めることが可能になる。
【００３３】
さらに、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の構成に加え、前記移動平均化処理は、前記第１周波数に対応する読込みタイミング信号で行うことを特徴とする。
【００３４】
従って、請求項３に記載の発明によれば、移動平均化処理は、前記第１周波数（高周波数）に対応する読込みタイミング信号で行うので、第２周波数（低周波数）の影響を抑えて移動平均化処理を行うことが可能になる。
【００３５】
また、請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の構成に加え、前記補正値演算手段は、前記補正値を前記第２周波数に同期して低域濾波演算を行うことを特徴とする。
【００３６】
従って、請求項４に記載の発明によれば、求めた補正値を第２周波数（低周波数）に同期して低域濾波演算を行うので、フローノイズの影響をさらに減少させることが可能になる。
【００３７】
さらに、請求項５に記載の発明は、請求項１に記載の構成に加え、前記補正値演算手段は、前記第１周波数に対応する信号読込みタイミングの全期間で前記信号電圧のサンプリングを行うことを特徴とする。
【００３８】
従って、請求項５に記載の発明によれば、補正値演算手段は、前記第１周波数（高周波数）（高周波側）に対応する信号読込みタイミングの全期間で信号電圧のサンプリングを行うので、流体ノイズ等の耐ノイズ性能を向上させることが可能になる。
【００３９】
また、請求項６に記載の発明は、請求項１に記載の構成に加え、前記補正値演算手段は、前記第１周波数に対応する信号読込みタイミングの全期間及び前記第２周波数に基づく信号読込みタイミングの全期間で前記信号電圧のサンプリングを高速なＡ／Ｄ変換器で多数のサンプリングを行い、その平均を用いることを特徴とする。
【００４０】
従って、請求項６に記載の発明によれば、第１周波数と、第２周波数の読込みを一つのＡ／Ｄ変換機器で実現することができる。
【００４１】
さらに、請求項７に記載の発明は、請求項１に記載の構成に加え、前記励磁手段は、励磁している期間と、励磁していない期間とを一致させていないことを特徴とする。
【００４２】
従って、請求項７に記載の発明によれば、励磁手段から測定流体へ供給される磁場の周波数を、励磁している期間と、励磁していない期間とを一致していないが、励磁している期間と、励磁していない期間とが一致している場合と同様に補正値を求めることが可能である。
【００４３】
また、請求項８に記載の発明は、請求項１に記載の構成に加え、前記補正値演算手段は、前記第２周波数に基づく読込みタイミングとして、前記第２周波数の周期の立ち下がりの直前で前記第１周波数の期間にて前記励磁手段が励磁していない期間と、前記第２周波数の周期の立ち下がりの直前で前記励磁手段が励磁する期間の直前で前記励磁電流が励磁していない期間とすることを特徴とする。
【００４４】
従って、請求項８に記載の発明によれば、補正値演算手段の第２周波数（低周波数）に基づく読込みタイミングとして、第２周波数（低周波数）の周期の立ち下がりの直前で第１周波数（高周波数）の期間にて励磁手段が励磁していない期間と、第２周波数（低周波数）の周期の立ち下がりの直前で励磁手段が励磁する期間の直前で励磁電流が励磁していない期間としているので、補正値の平均化効果を高め、補正値自身のフローノイズの影響を低減することが可能になる。
【００４５】
さらに、請求項９に記載の発明は、第１周波数とこれより低い第２周波数との２つの異なった周波数を有する磁場を励磁手段により測定流体に供給し、前記測定流体の流量に対応する信号電圧を前記第１周波数に基づいて抽出した復調信号に基づいて流量信号を得る電磁流量計において、前記第２周波数に同期して前記第１周波数に対応する信号読込みタイミングにて発生する微分ノイズを抽出し、得られた前記微分ノイズに演算を施し、前記第１周波数に基づく流量信号に対する補正値とする補正値演算手段を設けたことを特徴とする。
【００４６】
従って、請求項９に記載の発明によれば、測定流体の流量に対応する信号電圧を第１周波数（高周波数）に基づいて抽出した復調信号に基づいて流量信号を得て、最終的に、第１周波数（高周波数）に基づく流量信号に対する補正値とする補正値演算を行っているので、高周波演算出力をそのまま出力することが可能になる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００４８】
本発明の電磁流量計では、測定流体の流量に対する信号電圧を第１周波数（高周波数）に基づいて抽出した高域濾波信号と、その信号電圧を第２周波数（低周波数）に基づいて抽出した低域濾波信号とを合成して流量信号を得る従来の二周波演算方式を採用しており、回路及び動作は図７、図８に示す通りである。従って、流量信号のサンプリングタイミングは、従来のタイミングチャート（図８参照）と同じである。ただし、本発明においては、信号電圧を第１周波数（高周波数）に基づいて抽出した復調信号に基づいて流量信号を得る電磁流量計にも適用することが可能である。
【００４９】
本発明では、第２周波数（低周波数）に同期して第１周波数（高周波数）に対応する信号読込みタイミング（第２周波数に同期して、第２周波数の周期の立ち下がりの直前で第１周波数の期間で励磁手段による励磁していない期間）で発生する微分ノイズを抽出し、その微分ノイズに以下に示すような演算を施し、流量信号に対する補正値を求めている。そして、その補正値は電磁流量計に設けた補正値演算手段により行われる。
【００５０】
補正値演算手段で行われる補正値の計算の方法を、補正値用計算タイミングチャート（図４）を使用して説明する。図４は、図８の時間軸を延長して、（ｆ）励磁電流、（ｋ’）高周波側ｂの読込タイミングを抜き出し、さらに、（ｐ）微分ノイズ波形を追加したものである。そして、補正値演算は、（ｋ’）のサンプリング値を下記のように使用する。ここで、Ｄ（ｎ）は瞬時補正値であり、Ｈ７（ｎ）及びＨ１５（ｎ）は、第２周波数（低周波数）に同期して第１周波数（高周波数）に対応する信号読込みタイミングにより、それぞれ抽出されたサンプリング結果を示している。そして、高周波流量演算ｅＨｉの計算式を図３に示す。
【００５１】
Ｄ（ｎ）＝（Ｈ７（ｎ）−Ｈ１５（ｎ））／２　　・・・（１）
Ｄ’（ｎ）＝（Ｈ１５（ｎ）−Ｈ７（ｎ−１））／２　・・・（２）
【００５２】
ここで、（１）式、（２）式で１／２しているのは、ＤＣ成分（直流成分）を除去するためである。
【００５３】
まず、微分ノイズ成分のみを考えると、図４（ｐ）に示す微分ノイズ波形により、（１）式及び（２）式により以下の結果を導ける。
【００５４】
図４（ｐ）によりＨ７（ｎ）は、−ｄであり、Ｈ１５（ｎ）は、＋ｄである。それ故、（１）式を用いることにより、Ｄ（ｎ）は以下の結果となる。
【００５５】
Ｄ（ｎ）＝（−ｄ−（＋ｄ））／２＝−ｄ
【００５６】
そして、図４（ｆ）に示す励磁電流により、図３に示す高周波復調演算ｅＨｉの結果は以下のようになる。
【００５７】
ｅＨ１＝Ｈ１４−Ｈ１５−Ｈ０＋Ｈ１−４Ｄ（ｎ）
＝−ｄ−ｄ−ｄ−ｄ−４（−ｄ）
＝−４ｄ＋４ｄ
＝０
【００５８】
以上のように、微分ノイズ成分ｄを打ち消すことが可能になる。
【００５９】
また、図４（ｐ）によりＨ１５（ｎ）は、＋ｄであり、Ｈ７（ｎ−１）は、−ｄである。それ故、（２）式を用いることにより、Ｄ’（ｎ）は以下の結果となる。
【００６０】
Ｄ’（ｎ）＝（ｄ−（−ｄ））／２＝ｄ
【００６１】
そして、図４（ｆ）に示す励磁電流により、図３に示す高周波復調演算ｅＨｉの結果は以下のようになる。
【００６２】
ｅＨ９＝−Ｈ６＋Ｈ９＋Ｈ８−Ｈ９＋４Ｄ’（ｎ）
＝−ｄ＋（−ｄ）＋（−ｄ）−ｄ＋４（ｄ）
＝−４ｄ＋４ｄ
＝０
【００６３】
以上のように、この場合においても微分ノイズを打ち消すことが可能になる。
【００６４】
また、補正後の高周波側出力は、微分ノイズの影響が小さいので、励磁波形は、二周波励磁波形とし、二周波演算は行わずに、測定流体の流量に対応する信号電圧を第１周波数（高周波数）に基づいて抽出した復調信号に基づいて流量信号を得る高周波演算結果を出力してもよい。
【００６５】
さらに、連続する複数の補正値を、移動平均化処理することにより、補正値自身のフローノイズの影響を減少させることができる。そして、その移動平均化処理は、第１周波数（高周波数）に対応する読込みタイミング信号で行うことも可能である。また、その移動平均化処理により求めた補正値を第２周波数（低周波数）に同期して、下記のように、ダンピング演算（低域濾波演算）を行うことも可能である。
【００６６】
Ｃ（ｎ）＝△Ｔ（Ｃ（ｎ−１）−Ｄ（ｎ））／（Ｔ＋△Ｔ）＋Ｃ（ｎ−１）
【００６７】
ここで、Ｃ（ｎ）は平均化した補正値を示しており、△Ｔは計算間隔を示しており、Ｔはダンピング時定数を示している。なおｎ−１は前回の計算結果を示している。
【００６８】
サンプリング期間を高周波周期（第１周波数の周期）全域で行うことにより、流体ノイズ等の耐ノイズ性能も上げることが可能になる。具体的には、第１周波数（高周波数）に対応する信号読込みタイミングの全期間でサンプリングを行うか、或いは、第１周波数（高周波数）に対応する信号読込みタイミングの全期間及び第２周波数（低周波数）に基づく信号読込みタイミングの全期間でサンプリングを行うことになる。
【００６９】
高周波周期（第１周波数の周期）全域サンプリングの具体例である回路ブロック図が図２に示されており、高周波周期（第１周波数の周期）全域サンプリングのタイミングチャートが図１に示されている。
【００７０】
これまで、Ａ／Ｄ変換器は、積分型を例として示したが、Ａ／Ｄ変換器として、十分高速なものを用いて、サンプリング期間を多数サンプリングして、その結果の積算値を用いてもよい。この場合、積分型と異なり、ＡＤ変換器は、高周波演算／低周波演算で共通のものを使用することができる。
【００７１】
励磁手段による励磁波形は、励磁している期間（励磁期間）、励磁していない期間（無励磁期間）で、デューティ５０％で例を示したが、図５に示すように、無励磁期間に比べて、励磁期間が短い励磁波形でも、同じ補正が可能である。つまり、励磁している期間と、励磁していない期間とが一致しなくても補正が可能である。
【００７２】
上述の補正計算には、第２周波数（低周波数）の周期の立ち下がりの直前で第１周波数（高周波数）の期間にて励磁手段による励磁していない期間に対応するＨ７（ｎ）、Ｈ１５（ｎ）を使用しているが、低周波周期（第２周波数の周期）に依存する微分ノイズが小さいときには、第２周波数（低周波数）の周期の立ち下がりの直前で励磁手段による励磁する期間の直前で励磁電流が励磁していない期間に対応する、図６に示すＡ領域のＨ５（ｎ）、Ｂ領域のＨ１３（ｎ）も補正演算に用いてもよい。この場合の利点としては、補正値の平均化効果を高め、補正値自身のフローノイズの影響を低減することができる。
【００７３】
【発明の効果】
本発明における補正値計算に用いているＨ７（ｎ）、Ｈ１５（ｎ）は、無励磁区間のため、流量分の影響がなく、微分ノイズ成分のみの抽出ができる。また、励磁波形の低周波数側の影響が最も少ない励磁電流が正負に切り替わる直前のものを使用するので、低周波周期に依存する微分ノイズ量の影響が少ない。さらに、補正値は、Ｈ７（ｎ）−Ｈ１５（ｎ）されるので、補正値に含まれるＤＣ成分を除去できる。以上のノイズ補正を行うことにより、高周波演算結果は、微分ノイズ成分によるＤＣオフセット分を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】サンプリング期間を高周波全域とした場合の波形図である。
【図２】電磁流量計におけるサンプリング期間を高周波全域とした場合の回路ブロック図である。
【図３】サンプリング期間を高周波全域とした場合に流量を演算する演算手順を示す演算図である。
【図４】補正値の計算タイミングを示す波形図である。
【図５】励磁手段による励磁している期間と励磁していない期間とが一致していない場合の一例としての波形図である。
【図６】第２周波数に基づく読込みタイミングの一例を示す波形図である。
【図７】二周波励磁方式の電磁流量計の構成を示す回路ブロック図である。
【図８】二周波励磁方式の電磁流量計の各部の波形を示す波形図である。
【図９】二周波励磁方式の電磁流量計の信号処理の手順を示すフローチャート図である。
【図１０】図９に示すフローチャート図における演算手順を示す演算図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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