(57)【要約】【課題】アクティブフィルタを有する電源装置において、平滑コンデンサのリップル電圧を小さく抑える。【解決手段】交流電源１を整流回路２で直流電圧に変換してアクティブフィルタ回路３に入力し、その出力電圧を平滑コンデンサ５によって平滑化して負荷４に与える電源装置において、ゼロクロス検出回路６で交流電源１のゼロクロス点を検出するとともに、ＤＣ電圧検出回路７で出力直流電圧Ｖｄｃを検出し、制御回路８にて交流電源の１周期を所定数に等分割して、その各ポイントごとに目標電圧Ｖ１と検出出力直流電圧Ｖｄｃとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、アクティブフィルタ回路３に与える現ＰＷＭ信号のデューティを変更して出力直流電圧を補正する。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、
上記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、上記出力直流電圧を検出するＤＣ電圧検出手段と、上記アクティブフィルタのスイッチング手段を制御するＰＷＭ信号を出力して上記アクティブフィルタより所定の電圧を出力させる制御手段とを含み、
上記制御手段は、上記ゼロクロス検出手段からゼロクロス点を得て、上記交流電源の１周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧Ｖ１と、上記ＤＣ電圧検出手段から得られる出力直流電圧Ｖｄｃとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、現ＰＷＭ信号のデューティを変更して上記出力直流電圧の補正を行うことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、
上記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、上記出力直流電圧を検出するＤＣ電圧検出手段と、上記アクティブフィルタのスイッチング手段を制御するＰＷＭ信号を出力して上記アクティブフィルタより所定の電圧を出力させる制御手段とを含み、
上記制御手段は、上記ゼロクロス検出手段からゼロクロス点を得て、上記交流電源の１周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧Ｖ１と、上記ＤＣ電圧検出手段から得られる出力直流電圧Ｖｄｃとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、現ＰＷＭ信号のデューティをアップする補正を行い、上記絶対値が所定値より小さいときには、上記出力直流電圧Ｖｄｃが上昇時であれば、現ＰＷＭ信号のデューティをダウンさせ、上記出力直流電圧Ｖｄｃが下降時であれば、現ＰＷＭ信号のデューティをアップする補正を行うことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、
上記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、上記出力直流電圧を検出するＤＣ電圧検出手段と、上記アクティブフィルタのスイッチング手段を制御するＰＷＭ信号を出力して上記アクティブフィルタより所定の電圧を出力させる制御手段とを含み、
上記制御手段は、上記ゼロクロス検出手段からゼロクロス点を得て、上記交流電源の１周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧Ｖ１と、上記ＤＣ電圧検出手段から得られる出力直流電圧Ｖｄｃとの差を算出して、その電圧差が正側の第１所定値と負側の第２所定値の範囲にあるか否かを判断し、上記電圧差が上記第１所定値より正側に大きいときには、現ＰＷＭ信号のデューティをダウンさせ、上記電圧差が上記第２所定値より負側に大きいときには、現ＰＷＭ信号のデューティをアップする補正を行い、上記電圧差が上記第１所定値と第２所定値の範囲内にあるときには、現ＰＷＭ信号のデューティをそのまま維持することを特徴とする電源装置。
【請求項４】
上記目標電圧Ｖ１は、上記負荷に応じた出力直流電圧を得るための上記ＰＷＭ信号のデューティごとに、上記出力直流電圧にリップル電圧を加味した電圧値より低い値としてあらかじめ経験的に求めてテーブル形式で上記制御手段の内部メモリに記憶されており、上記ＰＷＭ信号のデューティごとに上記内部メモリから読み出される請求項１，２または３に記載の電源装置。
【請求項５】
上記制御手段は、上記アクティブフィルタの出力電圧と、その出力電圧時の上記ＰＷＭ信号のデューティとの比例関係式を有し、その比例関係式に基づいて、現ＰＷＭ信号のデューティに対応する上記アクティブフィルタの出力電圧を算出し、該算出直流電圧をもとにして上記目標電圧Ｖ１を決定する請求項１，２または３に記載の電源装置。
【請求項６】
上記分割した各ポイントごとに、上記ＰＷＭ信号のデューティを補正する際、上記目標電圧Ｖ１と上記出力直流電圧Ｖｄｃとの差を補正データとして所定周期分確保し、所定周期前の補正データを用いて、上記ＰＷＭ信号のデューティを補正する請求項１，２または３に記載の電源装置。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電源装置を備えた空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気調和機などに用いられるアクティブフィルタを有する電源装置に関し、さらに詳しく言えば、出力直流電圧のリップルを低減する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
エアコンの分野について言えば、現在ではインバータ制御方式が主流になっている。インバータ制御では、交流電源を直流電源に変換し、変換された直流電圧をインバータ手段で任意の交流電圧に変換して、例えばコンプレッサモータなどを駆動する。
【０００３】
このような交流電源を直流電源に変換する手段としては、チョークインプット型の電源装置があるが、これには出力段である平滑コンデンサのリップル電圧が大きいという問題がある。そのリップル電圧を小さくするために、下記特許文献１に示すコンデンサインプット型の整流装置が提案されている。
【０００４】
特許文献１によれば、リップル電圧検出回路を用いて出力直流電圧に含まれるリップル電圧を検出し、そのリップル電圧と基準電圧とを比較して、リップル電圧が小さくなるようにＰＷＭ発生回路を制御する。その際、入力電圧検出回路により入力交流電圧を検出し、この入力交流電圧に応じて上記基準電圧を可変制御することにより、交流電源の変動にかかわらず、出力ＤＣ電圧の安定化を図るようにしている。
【０００５】
これとは別に、アクティブフィルタを用いた電源装置がある。この電源装置によれば、出力段の平滑コンデンサの充放電時間が短くリップル電圧が小さいため、特に安定した出力直流電圧が要求される空気調和機のコンプレッサモータ用の電源装置として好ましいと言える。
【０００６】
【特許文献１】
特開平７−１９４１２７号公報（図１）
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のアクティブフィルタを有する電源装置は、その出力直流電圧のリップルが小さいとは言え、空気調和機のコンプレッサモータ用の電源装にとって、無視できる程度のものではなく、そのリップル分による消費電力の増大は、今日の省エネルギ化の流れの観点から見直しが迫られている。
【０００８】
よって、本発明の課題は、アクティブフィルタを用いた電源装置において、出力段の平滑コンデンサのリップル電圧をより小さく抑え、その電源装置を備えた機器、特に空気調和機の電力消費をより一層低減することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は、交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、上記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、上記出力直流電圧を検出するＤＣ電圧検出手段と、上記アクティブフィルタのスイッチング手段を制御するＰＷＭ信号を出力して上記アクティブフィルタより所定の電圧を出力させる制御手段とを含み、上記制御手段は、上記ゼロクロス検出手段からゼロクロス点を得て、上記交流電源の１周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧Ｖ１と、上記ＤＣ電圧検出手段から得られる出力直流電圧Ｖｄｃとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、現ＰＷＭ信号のデューティを変更して上記出力直流電圧の補正を行うことを特徴としている。
【００１０】
本発明の好ましい態様によれば、上記制御手段は、上記絶対値が所定値より大きいときには、現ＰＷＭ信号のデューティをアップする補正を行い、上記絶対値が所定値より小さいときには、上記出力直流電圧Ｖｄｃが上昇時であれば、現ＰＷＭ信号のデューティをダウンさせ、上記出力直流電圧Ｖｄｃが下降時であれば、現ＰＷＭ信号のデューティをアップする補正を行う。
【００１１】
また、本発明の別の態様によれば、上記制御手段は、上記目標電圧Ｖ１と、上記ＤＣ電圧検出手段から得られる出力直流電圧Ｖｄｃとの差を算出して、その電圧差が正側の第１所定値と負側の第２所定値の範囲にあるか否かを判断し、上記電圧差が上記第１所定値より正側に大きいときには、現ＰＷＭ信号のデューティをダウンさせ、上記電圧差が上記第２所定値より負側に大きいときには、現ＰＷＭ信号のデューティをアップする補正を行い、上記電圧差が上記第１所定値と第２所定値の範囲内にあるときには、現ＰＷＭ信号のデューティをそのまま維持する。
【００１２】
本発明において、上記目標電圧Ｖ１は、上記負荷に応じた出力直流電圧を得るための上記ＰＷＭ信号のデューティごとに、上記出力直流電圧にリップル電圧を加味した電圧値より低い値としてあらかじめ経験的に求めてテーブル形式で上記制御手段の内部メモリに記憶されており、上記ＰＷＭ信号のデューティごとに上記内部メモリから読み出される。
【００１３】
これとは別に、上記制御手段は、上記アクティブフィルタの出力電圧と、その出力電圧時の上記ＰＷＭ信号のデューティとの比例関係式を有し、その比例関係式に基づいて、現ＰＷＭ信号のデューティに対応する上記アクティブフィルタの出力電圧を算出し、該算出直流電圧をもとにして上記目標電圧Ｖ１を決定するようにしてもよい。いずれにしても、負荷に応じて発生する出力直流電圧に含まれるリップル電圧が小さく抑えられる。
【００１４】
また、上記分割した各ポイントごとに、上記ＰＷＭ信号のデューティを補正する際、上記目標電圧Ｖ１と上記出力直流電圧Ｖｄｃとの差を補正データとして所定周期分確保し、所定周期前の補正データを用いて、上記ＰＷＭ信号のデューティを補正することもできる。これによれば、制御手段としてのＣＰＵが高速のものでなくともよく、制御手段に低速度のＣＰＵを用いることができる。
【００１５】
本発明には、上記電源装置を備えた空気調和機が含まれる。例えば、負荷を室外機のコンプレッサモータとすれば、少なくともそのリップル電圧を抑えた分だけでも、消費電力が減少し、空気調和機の省エネルギ化の促進が図れる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施形態を図１ないし図４を参照して詳しく説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００１７】
図１に示すように、本発明の電源装置は、入力電源である交流電源１を直流電圧に変換する例えばダイオードブリッジからなる整流回路２と、その直流電圧を有効に利用するためのアクティブフィルタ回路３と、アクティブフィルタ回路３からの出力電圧を平滑化して負荷４に与える平滑コンデンサ５と、交流電源１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路６と、平滑コンデンサ５の出力直流電圧Ｖｄｃを検出するＤＣ電圧検出回路７と、アクティブフィルタ回路３を制御する制御回路（ＣＰＵ）８とを備えている。なお、この例において、交流電源１は商用電源である。
【００１８】
制御回路８は、ゼロクロス検出回路６からのゼロクロス点により交流電源１の１周期（あるいは半周期）を所定数に等分割した各ポイントごとに、あらかじめ設定された目標電圧Ｖ１と、ＤＣ電圧検出回路７で検出された出力直流電圧Ｖｄｃとを比較して、アクティブフィルタ回路３の制御信号（ＰＷＭ信号）のデューティを補正する。
【００１９】
アクティブフィルタ回路３は、整流回路２の正出力ラインに昇圧チョークコイル３ａ，ダイオード３ｂを直列に接続し、ダイオード３ｂのカソード側を平滑コンデンサ５の正端子に接続し、ダイオード３ｂのアノード側と整流回路２の負出力ラインとの間に、スイッチングトランジスタ（ＩＧＢＴ）３ｃを接続してなり、スイッチングトランジスタ３ｃのオン，オフにより電力の有効利用、入力力率の改善を図るように動作する。
【００２０】
ゼロクロス検出回路６は、例えば交流電源１をレベル変換してゼロ電位とを比較して、その比較結果のゼロクロス点信号を制御回路８に出力する。ＤＣ電圧検出回路７は、出力直流電圧をレベル変換する抵抗分圧回路であってよく、レベル変換した信号を制御回路８のＡ／Ｄ変換ポートに出力する。
【００２１】
次に、この電源装置の動作を図２のフローチャートと、図３および図４のタイムチャートとを参照して説明する。まず、制御回路８は、ＰＷＭ信号を所定デューティとして、アクティブフィルタ回路３から出力される直流電圧を所定値に制御し、この所定直流電圧を平滑コンデンサ５で平滑化して負荷４に与える。
【００２２】
すなわち、アクティブフィルタ回路３のスイッチングトランジスタ３ｃは、所定デューティのＰＷＭ信号によってオンオフ駆動され、負荷４には、そのオンオフに伴って発生するリップル電圧を含んだ出力直流電圧Ｖｄｃが印加される（図３（ｃ）参照）。
【００２３】
このとき、制御回路８は、図３（ｃ）に示すゼロクロス検出回路６からのゼロクロス点信号により交流電源１の１周期を算出し（ステップＳＴ１）、この１周期を例えば１０分割し（半周期を５分割し）、各分割ポイントごとにＤＣ検出回路７からの電圧信号をＡ／Ｄ変換ポートから入力して、出力直流電圧Ｖｄｃを検出する（ステップＳＴ２）。
【００２４】
続いて、その出力直流電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖ１とを比較し、この比較結果の電圧差（Ｖ１−Ｖｄｃ）の絶対値を算出する（ステップＳＴ３）。目標電圧Ｖ１は、図３（ｃ）に示すように、交流電源１の１周期において、出力直流電圧Ｖｄｃの一部分が目標電圧Ｖ１を上回るように、平滑された出力直流電圧Ｖｄｃの最大値より僅かに低い値に設定される。目標電圧Ｖ１をリップル電圧の中点電圧としてもよい。
【００２５】
なお、この例において、目標電圧Ｖ１は、負荷４に応じた出力直流電圧を得るために出力されるＰＷＭ信号のデューティごとに、その出力直流電圧にリップル電圧を加味した電圧値より低い値としてテーブル形式で制御回路８の内部メモリに記憶されており、現ＰＷＭ信号のデューティに応じて、内部メモリのテーブルから所定の目標電圧Ｖ１が決定される。
【００２６】
これとは別に、アクティブフィルタ回路３から出力される直流電圧がＰＷＭ信号のデューティに比例することから、その比例関係をもとにして目標電圧Ｖ１を決定する数式を制御回路８に持たせておき、現ＰＷＭ信号のデューティをその数式に与えて目標電圧Ｖ１を算出するようにしてもよい。
【００２７】
続いて、上記電圧差（Ｖ１−Ｖｄｃ）の絶対値が、所定の電圧値Ｖ２より大きいか否かを判断する（ステップＳＴ４）。絶対値が、その電圧値Ｖ２より大きい場合、すなわち出力直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖ１からかけ離れ、大きく下回っていると判断された場合には、現ＰＷＭ信号のデューティをアップする補正を行う（ステップＳＴ５）。なお、その絶対値が大きいほど、その補正量を大きくするとよい。
【００２８】
このように、出力直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖ１を大きく下回っている場合には、アクティブフィルタ回路３の出力が上昇されるため、平滑された出力直流電圧Ｖｄｃが高くなり、相対的にリップル電圧が小さく抑えられる（図３（ｄ）参照）。
【００２９】
また、上記電圧差（Ｖ１−Ｖｄｃ）の絶対値が、所定の電圧値Ｖ２より小さい場合には、次のように現ＰＷＭ信号を補正する。すなわち、出力直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖ１に近く、それを上回っている場合には、現ＰＷＭ信号のデューティをダウンさせる（ステップＳＴ６，ＳＴ７）。これにより、アクティブフィルタ回路３の出力が少し下降されるため、平滑された出力直流電圧Ｖｄｃが低くなり、リップル電圧がより小さく抑えられる。
【００３０】
これに対して、出力直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖ１を下回っている場合には、現ＰＷＭ信号のデューティを少しアップするとよく、特に出力直流電圧Ｖｄｃが下降時であれば、そのデューティをアップする。これにより、上述同様にリップル電圧がより小さく抑えられる。なお、絶対値が電圧値Ｖ２であれば、現ＰＷＭ信号のデューティを現状のまま維持する（ステップＳＴ８）。
【００３１】
図４は、本発明の別の動作例を示すタイムチャート図である。なお、図４（ａ），（ｂ），（ｃ）の波形は、図３（ａ），（ｂ），（ｃ）に対応している。この動作例においては、上記ステップＳＴ４ないしＳＴ７の処理に代え、交流電源１の１周期（あるいは半周期）を等分割し、この分割した各ポイントごとに検出した出力直流電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖ１との差が、第１の所定値（＋Ｖ２）と第２の所定値（−Ｖ２）の範囲以内であるか否かを判断する。
【００３２】
図４（ｄ）に示すように、上記電圧差（Ｖ１−Ｖｄｃ）が＋Ｖ２と−Ｖ２の範囲以内であれば、現ＰＷＭ信号のデューティを補正せず、つまり現状のままとする。その電圧差（Ｖ１−Ｖｄｃ）が−Ｖ２より負側であれば、現ＰＷＭ信号のデューティを所定量アップする。
【００３３】
これにより、アクティブフィルタ回路３の出力が上昇され、平滑された出力直流電圧Ｖｄｃが高くなる。なお、電圧差（Ｖ１−Ｖｄｃ）が負側に大きいほど、そのデューティのアップ量を大きくすることが好ましい。
【００３４】
電圧差（Ｖ１−Ｖｄｃ）が＋Ｖ２以上正側であれば、現ＰＷＭ信号のデューティを所定量ダウンする。これによれば、アクティブフィルタ回路３の出力が下降され、平滑された出力直流電圧Ｖｄｃが低くなる。なお、その電圧差（Ｖ１−Ｖｄｃ）が正側に大きいほど、そのデューティのダウン量を大きくすることが好ましい。
【００３５】
このように、出力直流電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖ１との差により、ＰＷＭ信号のデューティを補正して出力直流電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖ１に近くし、かつ維持する。したがって、図３（ｃ）から同図（ｄ）に示すように、また、図４（ｃ）から同図（ｅ）に示すように、平滑コンデンサ５のリップル電圧が小さく抑えられ、電力消費が低く抑えられる。
【００３６】
なお、上述した各例では、交流電源１の１周期を等分割した各ポイントごとに、ＰＷＭ信号のデューティを補正しているが、所定周期前に検出した出力直流電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖ１との差を補正データとして利用することもできる。この場合、制御回路８は、目標電圧Ｖ１と検出出力直流電圧Ｖｄｃの差を算出して補正データとして所定周期分だけ内部メモリに記憶する。
【００３７】
そして、各ポイントごとに内部メモリの補正データを用いてＰＷＭ信号のデューティを補正し、リップル電圧を小さく抑える。これにより、制御回路８としてのＣＰＵがそれほど高速のものでなくともよく、コストアップを避けることができる。
【００３８】
また、本発明の電源装置は、空気調和機の負荷、特に室外機のコンプレッサモータの電源として好ましく採用される。その場合、出力直流電圧Ｖｄｃはコンプレッサモータをインバータ制御するインバータ手段の電圧とする。これにより、少なくともその出力直流電圧Ｖｄｃのリップル電圧を抑えた分だけで、空気調和機の消費電力が減少し、省エネルギ化の促進が図れる。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、交流電源の１周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧Ｖ１と出力直流電圧Ｖｄｃとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、現ＰＷＭ信号のデューティを変更して出力直流電圧を補正するようにしたことにより、その出力段の平滑コンデンサのリップル電圧を小さく抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電源装置を示す概略的な回路図。
【図２】上記電源装置の動作を説明するための概略的なフローチャート。
【図３】上記電源装置の動作例を説明するための概略的タイムチャート。
【図４】上記電源装置の別の動作例を説明するための概略的タイムチャート。
【符号の説明】
１  交流電源
２  整流回路
３  アクティブフィルタ回路
３ａ  昇圧チョークコイル
３ｂ  ダイオード
３ｃ  スイッチングトランジスタ（ＩＧＢＴ）
４  負荷
５  平滑コンデンサ
６  ゼロクロス検出回路
７  ＤＣ電圧検出回路
８  制御回路
Ｖ１  目標電圧
Ｖ２  所定電圧値
＋Ｖ２  第１の所定値
−Ｖ２  第２の所定値
Ｖｄｃ  出力直流電圧
【図１】
2004260871.tif 000003
【図２】
2004260871.tif 000004
【図３】
2004260871.tif 000005
【図４】
2004260871.tif 000006