(57)【要約】【課題】Ｄ級増幅器の電力スイッチ手段にて生じる、音声信号の歪に起因する歪を、簡単な構成で、かつ精度良く補正することができる補正回路を備えるＤ級増幅器を提供する。【解決手段】パルス変調手段１から出力されるパルス変調信号ｅｉと、電力スイッチ手段３にて生じる歪を含む帰還信号ｅｆとを、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４にて、それぞれ積分処理し、比較器２５（または２９）の入力部にそれぞれ入力させ、補正信号Ｖｃを生成する。【選択図】　　　図１
2004128958.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス変調信号を生成するパルス変調手段と、前記パルス変調信号を基準として帰還による帰還信号の補正を行う補正回路と、前記補正回路より出力される補正信号に基づいて電圧信号を生成する電力スイッチ手段とを有しており、前記帰還信号は前記電圧信号に基づく信号であるＤ級増幅器において、
前記補正回路は、
前記パルス変調信号に基づいて積分処理をする第一の積分手段と、
前記帰還信号に基づいて積分処理をする第二の積分手段と、
前記第一の積分手段からの第一の積分信号と前記第二の積分手段からの第二の積分信号とを比較し、当該比較に対応した前記補正信号を生成する比較器とを、備えることを特徴とするＤ級増幅器。
【請求項２】
前記補正回路は、
前記第一の積分信号に対して利得の調整を行う利得調整手段と、
前記利得調整手段からの出力信号と前記パルス変調信号との差を求めることにより第一の差分信号を生成し、当該第一の差分信号を前記第一の積分手段に出力する第一の減算手段と、
前記利得調整手段からの出力信号と前記帰還信号との差を求めることにより第二の差分信号を生成し、当該第二の差分信号を前記第二の積分手段に出力する第二の減算手段とを、
さらに備えることを特徴とする請求項１に記載のＤ級増幅器。
【請求項３】
パルス変調信号を生成するパルス変調手段と、前記パルス変調信号を基準として帰還による帰還信号の補正を行う補正回路と、前記補正回路より出力される補正信号に基づいて電圧信号を生成する電力スイッチ手段とを有しており、前記帰還信号は前記電圧信号に基づく信号であるＤ級増幅器において、
前記補正回路は、
前記パルス変調信号に基づいて積分処理をする第一の積分手段と、
前記帰還信号に基づいて積分処理をする第二の積分手段と、
前記第一の積分手段からの第一の積分信号と前記第二の積分手段からの第二の積分信号との差を求める第一の減算手段と、
前記第一の減算手段から出力される第一の差分信号を積分処理する第三の積分手段と、
前記第三の積分手段からの第三の積分信号を反転させる反転手段と、
前記第一の差分信号と前記反転手段により反転させられた前記第三の積分信号とを比較し、当該比較に対応した前記補正信号を生成する比較器とを、
備えることを特徴とするＤ級増幅器。
【請求項４】
前記補正回路は、
前記第一の積分信号に対して利得の調整を行う利得調整手段と、
前記利得調整手段からの出力信号と前記パルス変調信号との差を求め、第二の差分信号を生成し、当該第二の差分信号を前記第一の積分手段に出力する第二の減算手段と、
前記利得調整手段からの出力信号と前記帰還信号との差を求め、第三の差分信号を生成し、当該第三の差分信号を前記第二の積分手段に出力する第三の減算手段とを、
さらに備えることを特徴とする請求項３に記載のＤ級増幅器。
【請求項５】
前記電力スイッチ手段において生成される前記電圧信号の振幅を減衰させ、前記補正回路に入力させる前記帰還信号を出力する帰還回路を、さらに備えることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のＤ級増幅器。
【請求項６】
前記第一の積分手段の利得に関する定数と前記第二の積分手段の利得に関する定数とが同じである、
ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のＤ級増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、Ｄ級増幅器に係る発明であって、特に、帰還補正回路を備えるＤ級増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、音声信号の電力増幅を高効率・低損失に行うことで機器の小型化を可能とする方式として、Ｄ級増幅が用いられてきた。また、デジタル化された音声信号を直接パルス幅変調（ＰＷＭ）信号に変換して、電力スイッチ手段に導く構成のＤ級増幅器が知られている。ここで、電力スイッチ手段は、通常、定電圧電源側に配置されるスイッチ素子とグランド（もしくは負電源）側に配置されるスイッチ素子とで構成されている。
【０００３】
さらに、上記ＰＷＭ変換を行うために必要となる再量子化手段による丸め誤差を、デルタシグマ変調を用いて低減する手法が知られており、当該手法により、精度の良いパルス幅変調信号を得ることが可能となり、当該パルス幅変調信号を精度良く電力スイッチ手段の出力に反映させることにより、増幅器出力として高品位な音声信号を与えることができる。
【０００４】
しかしながら上記手法において、実際には、電力スイッチ手段の電源を理想的な定電圧電源とすることは、一般的に費用の点で実現困難であるという問題、また、定電圧電源装置における消費電力を増大させＤ級増幅器の本来の利点を損なうなどの問題が生じており、このような問題により、不十分ではあるが、ＬＣフィルタにより特に問題となる可聴周波数の変動成分のみを抑制するという妥協が図られることが多かった。
【０００５】
さらに上記手法において、電力スイッチ手段を構成する電力スイッチ素子についても、そのターンオン、ターンオフに有限な遅延時間をもつため、通常、定電圧電源側に配置されるスイッチ素子とグランド側に配置されるスイッチ素子とを同じタイミングで一方をオン、他方をオフとすることは困難であり、一方の素子がほぼ完全にオフした後、他方の素子をオンさせるためのデッドタイムの設定が必要となっていた。
【０００６】
上記電源電圧の変動は、そのまま電力スイッチ手段出力における信号振幅の変動として現れるため、増幅器出力の音声信号に歪を与えることとなる。
【０００７】
さらに、電力スイッチ手段におけるデッドタイム設定に起因する出力信号の歪もまた、増幅器出力の音声信号に歪を与えることとなる。
【０００８】
上記問題への対策として以下に示す従来技銃による補正方式が知られている（特許文献１参照）。以下、当該従来技術を、その構成を示す図面に基づいて具体的に説明する。
【０００９】
図２２は、従来の補正方式を備えるＤ級増幅器の構成を示したブロック図である。
【００１０】
図２２において、パルス変調手段１００、補正ユニット１０２、電力スイッチ手段１０３、およびＬＰＦ（低域フィルタ）１０４が直列的に接続されている。また、接続点Ｎ１００と接続点Ｎ１０１との間にエラー処理手段１０１が並列的に接続されており、当該エラー処理手段１０１の出力は、補正ユニット１０２に接続されている。
【００１１】
以上のように構成された補正方式を備えるＤ級増幅器において、パルス変調手段１００は、音声信号に対して変調を受けた２値のパルス信号Ｖｒを生成するものである。
【００１２】
また、電力スイッチ手段１０３は、補正ユニット１０２を経た２値のパルス信号Ｖｃの値に応じて、定電圧電源とグランドとの間のスイッチ動作を行うことにより電力増幅を行うものであり、増幅器出力に接続される負荷への電力供給を可能とする。ここで電力スイッチ手段１０３は上述で説明したとおり、電源電圧変動、スイッチ素子動作のデッドタイム設定などの音声信号に対する歪要因をもっている。
【００１３】
また、エラー処理手段１０１は、上記電力スイッチ手段１０３にて発生する出力信号の変形を検出する装置であり、具体的に、パルス変調手段１００の出力信号Ｖｒを基準として、これに対し電力スイッチ手段１０３の出力信号Ｖｓに含まれる誤差を検出し、これに対応した誤差信号Ｖｅを生成・出力する。
【００１４】
また、補正ユニット１０２はエラー処理手段１０１からの誤差信号Ｖｅに応じて、パルス変調手段１００から入力されるパルス信号Ｖｒの幅を変化させ、補正をかけることにより、エラー処理手段１０１からの誤差信号Ｖｅを減少せしめるよう制御を行うものである。
【００１５】
以下、当該補正ユニット１０２の内部構成について具体的に説明する。
【００１６】
図２３は、補正ユニット１０２の内部構成をブロック図で示したものである。図２３において、積分器２００、振幅制限器２０１および比較器２０２の「−」端子とが、それぞれ直列的に接続されており、比較器２０２の「＋」端子は、エラー処理手段１０１の出力部と接続されており、また比較器２０２の出力部は、電力スイッチ手段１０３の入力部に接続されている。なお、積分器２００の入力部は、パルス変調手段１００の出力部と接続されている。
【００１７】
次に、図２４に基づいて、補正ユニット１０２の各部の動作について説明する。ここで、図２４は、補正ユニット１０２の各箇所における信号波形を示した図である。
【００１８】
図２４において、２１０は、積分器２００に入力されるパルス変調信号Ｖｒの波形を示しており、２１１は、当該パルス変調信号Ｖｒが積分器２００および振幅制限器２０１を通ることにより変換され、比較器２０２の「−」入力部に入力される入力信号Ｖｉの台形波を示している。ここで、当該台形波２１１の立下りエッジおよび立上りエッジは、積分器２００の作用により一定の傾きが与えられており、また当該台形波２１１の振幅は、振幅制限器２０１の作用により一定の振幅で制限されている。
【００１９】
また、２１２および２１３は、エラー処理手段１０１から出力され、比較器２０２の「＋」入力部に入力される誤差信号Ｖｅの波形を、それぞれ示しており、２１４および２１５は、比較器２０２に入力される入力信号Ｖｉと誤差信号Ｖｅとを当該比較器２０２にて比較することにより生成・出力される補正信号Ｖｃの波形を、それぞれ示している。
【００２０】
ここで、波形２１２，２１３は、それぞれ異なる値の誤差信号Ｖｅを示しており、波形２１４は、波形２１２に対応して比較器２０２にて生成される補正信号Ｖｃを示しており、波形２１５は、波形２１３に対応して比較器２０２にて生成される補正信号Ｖｃを示している。
【００２１】
図２４を観察することにより、補正ユニット１０２内の比較器２０２では、誤差信号Ｖｅの電位が高い場合（波形２１２の場合）には、パルス幅の広い補正信号Ｖｃ（波形２１４）を生成しており、逆に、誤差信号Ｖｅの電位が低い場合（波形２１３の場合）には、パルス幅の狭い補正信号Ｖｃ（波形２１５）を生成していることが分かる。
【００２２】
従って、エラー処理手段１０１において、パルス変調手段１００から入力される基準となるパルス変調信号Ｖｒと、電力スイッチ手段１０３から入力される帰還信号Ｖｓとから誤差信号Ｖｅを生成するに際し、帰還信号Ｖｓのパルス幅が基準となるパルス変調信号Ｖｒのパルス幅より広い、あるいはこれと等価な誤差をもつ場合には、当該誤差信号Ｖｅとして波形２１３の如く、電位を低下させた誤差信号Ｖｅを生成し、また、帰還信号Ｖｓのパルス幅が基準となるパルス変調信号Ｖｒのパルス幅より狭い、あるいはこれと等価な誤差をもつ場合には、当該誤差信号Ｖｅとして波形２１２の如く、電位を増大させた誤差信号Ｖｅを生成するように，当該エラー処理手段１０１を構成する。
【００２３】
上記構成の補正方式を備えるＤ級増幅器を採用することにより、基準となるパルス変調信号Ｖｒに対する、電力スイッチ手段１０３から出力される信号Ｖｓの誤差を、自動的に低減することができる。
【００２４】
したがって、電力スイッチ手段１０３における電源電圧変動やデットタイム等の動作により発生する信号の歪を自動的に補正することができので、増幅器出力の音声信号に歪を生じさせることがなくなる。
【００２５】
【特許文献１】
特表２００１−５１７３９３号公報（例えば、図３−８）
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、特表２００１−５１７３９３号公報に開示されているＤ級増幅器における帰還による補正処理は、上記説明のとおり構成されるため、以下に示す問題が生じている。
【００２７】
まず第一の問題として、補正の効果を向上させるためには、比較器２０２の「−」入力部に入力される信号Ｖｉを変換処理により、精度の良い台形波信号にする必要がある。しかし、精度良く台形波信号を生成するためには、図２３に示されている回路以上に複雑な回路構成が必要であるために、回路が複雑化するという問題が生じる。
【００２８】
また第二の問題として、エラー処理手段１０１に入力される、パルス変調信号Ｖｒおよび帰還信号Ｖｓはパルス信号であるために、当該パルス信号から正常に誤差信号Ｖｅを作成することは非常に困難であり、当該誤差信号Ｖｅにおいて残留パルスが除去しきれず、当該残留パルスに起因して十分な補正効果を得ることが困難であるという問題も生じている。
【００２９】
パルス成分が大きく残留する場合には、これにより回路動作が制約を受けるため、つまり当該パルス成分が回路の非直線領域に入って歪むと誤差信号Ｖｅに歪みが生じ、正しい補正動作ができなくなるため、エラー処理手段１０１で生成される誤差信号Ｖｅは、パルス変調信号Ｖｒと帰還信号Ｖｓとの低周波成分の差を反映し、パルス成分を含まないことを理想とする。
【００３０】
しかし実際には、エラー処理手段１０１における帰還信号Ｖｓの位相回転は、ループ動作を不安定とするため、パルス成分を十分に減衰させるようなフィルタをかけることが困難である。一方、帰還の効果を十分に得るためには誤差信号Ｖｅを十分に増幅して補正を行う必要があり、これにより残留パルス成分も同時に増幅されるという相反する結果となる。
【００３１】
上記理由に基づき、残留パルスが起因して十分な補正効果（音声信号の歪の低減効果）を得ることが困難なのである。
【００３２】
そこで、この発明は、簡易な回路構成でありながら、精度良く音声信号の歪を低減することができるＤ級増幅器を提供することを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明に係る請求項１に記載のＤ級増幅器は、パルス変調信号を生成するパルス変調手段と、前記パルス変調信号を基準として帰還による帰還信号の補正を行う補正回路と、前記補正回路より出力される補正信号に基づいて電圧信号を生成する電力スイッチ手段とを有しており、前記帰還信号は前記電圧信号に基づく信号であるＤ級増幅器において、前記補正回路は、前記パルス変調信号に基づいて積分処理をする第一の積分手段と、前記帰還信号に基づいて積分処理をする第二の積分手段と、前記第一の積分手段からの第一の積分信号と前記第二の積分手段からの第二の積分信号とを比較し、当該比較に対応した前記補正信号を生成する比較器とを備えている。
【００３４】
また、請求項２に記載のＤ級増幅器では、前記補正回路は、前記第一の積分信号に対して利得の調整を行う利得調整手段と、前記利得調整手段からの出力信号と前記パルス変調信号との差を求めることにより第一の差分信号を生成し、当該第一の差分信号を前記第一の積分手段に出力する第一の減算手段と、前記利得調整手段からの出力信号と前記帰還信号との差を求めることにより第二の差分信号を生成し、当該第二の差分信号を前記第二の積分手段に出力する第二の減算手段とを、さらに備えていてもよい。
【００３５】
また、請求項３に記載のＤ級増幅器では、パルス変調信号を生成するパルス変調手段と、前記パルス変調信号を基準として帰還による帰還信号の補正を行う補正回路と、前記補正回路より出力される補正信号に基づいて電圧信号を生成する電力スイッチ手段とを有しており、前記帰還信号は前記電圧信号に基づく信号であるＤ級増幅器において、前記補正回路は、前記パルス変調信号に基づいて積分処理をする第一の積分手段と、前記帰還信号に基づいて積分処理をする第二の積分手段と、前記第一の積分手段からの第一の積分信号と前記第二の積分手段からの第二の積分信号との差を求める第一の減算手段と、前記第一の減算手段から出力される第一の差分信号を積分処理する第三の積分手段と、前記第三の積分手段からの第三の積分信号を反転させる反転手段と、前記第一の差分信号と前記反転手段により反転させられた前記第三の積分信号とを比較し、当該比較に対応した前記補正信号を生成する比較器とを備えている。
【００３６】
また、請求項４に記載のＤ級増幅器では、前記補正回路は、前記第一の積分信号に対して利得の調整を行う利得調整手段と、前記利得調整手段からの出力信号と前記パルス変調信号との差を求め、第二の差分信号を生成し、当該第二の差分信号を前記第一の積分手段に出力する第二の減算手段と、前記利得調整手段からの出力信号と前記帰還信号との差を求め、第三の差分信号を生成し、当該第三の差分信号を前記第二の積分手段に出力する第三の減算手段とを、さらに備えていてもよい。
【００３７】
また、請求項５に記載のＤ級増幅器では、前記電力スイッチ手段において生成される前記電圧信号の振幅を減衰させ、前記補正回路に入力させる前記帰還信号を出力する帰還回路を、さらに備えているものであってもよい。
【００３８】
また、請求項６に記載のＤ級増幅器では、前記第一の積分手段の利得に関する定数と前記第二の積分手段の利得に関する定数とが同じであってもよい。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明をその実施の形態を示す図面に基づいて具体的に説明する。
【００４０】
＜実施の形態１＞
本実施の形態のＤ級増幅器が備える補正回路は、パルス変調手段から出力されるパルス変調信号と電力スイッチ手段から出力される帰還信号とを積分し、比較器において、パルス変調信号をリファレンス（基準）として、両積分された信号を比較することにより、当該比較に対応した出力信号を電力スイッチ手段に出力し、最終的に電力スイッチ手段で生ずる信号の歪を補正することができる回路である。
【００４１】
図１に、本発明に係る帰還補正回路を備えたＤ級増幅器のブロック図を示す。
【００４２】
図１に示すＤ級増幅器は、パルス変調手段１、補正回路２、電力スイッチ手段３および低域フィルタ（ＬＰＦ）４が直列的に接続されており、信号はパルス変調手段１からＬＰＦ４に向かって伝送される。また、電力スイッチ手段３から出力される信号の一部を補正回路２へ帰還させるため、帰還回路５が接続点Ｎ１と補正回路２との間に構成されている。
【００４３】
ここで、補正回路２は２つの入力部を有しており、一方の入力部には、パルス変調手段１からの信号が入力し、他方の入力部には、帰還回路５からの帰還信号が入力する。
【００４４】
上記構成において、各装置は以下に示す動作を行う。
【００４５】
パルス変調手段１は、デジタルもしくはアナログ音声信号を、２値のパルス幅変調信号もしくは２値のパルス密度変調信号等のパルス変調信号に変換し、当該パルス変調信号を出力するものである。
【００４６】
また、補正回路２は、上記パルス変調信号および帰還回路５からの帰還信号を受け、パルス変調信号を基準として帰還信号に含まれる電力スイッチ手段３における歪要因を補正し、当該補正したパルス変調信号を出力するものである。
【００４７】
また、電力スイッチ手段３は、電源側に配置されるスイッチ素子とグランド（もしくは負電源）側に配置されるスイッチ素子とで構成され、補正回路２から出力される歪要因補正後のパルス変調信号に基づき、定電圧電源とグランドとの間のスイッチ動作により電力増幅を行うものであり、増幅器出力に接続される負荷への電力供給を可能とするものである。
【００４８】
また、低域フィルタ４は、電力スイッチ手段３から出力される、電力増幅された信号から高周波成分を除去することにより、音声信号を復調して出力するものである。
【００４９】
最後に、帰還回路５は、電力スイッチ手段３から出力される電力増幅された信号の振幅のレベル調整を行い、当該レベル調整された信号を補正回路２の他方の入力部に与えるものである。ここで、上記振幅のレベル調整は、電力スイッチ手段３において振幅の歪が生じない場合に、電力スイッチ手段３にて増幅された信号を、パルス変調手段１から出力されるパルス変調信号の振幅と同等レベルまで、固定された減衰利得により減衰させる。
【００５０】
さて次に、本発明のＤ級増幅器における補正の動作を担う補正回路２の内部構成を示すブロック図を図２に示す。
【００５１】
以下、図２で示す補正回路２の構成を具体的に説明する。
【００５２】
減算手段２０の出力部は、第一の積分手段２１の入力部に接続されており、当該第一の積分手段２１の出力部は、比較器２５の一方の入力部である「＋」入力部に接続されている。
【００５３】
また、減算手段２３の出力部は、第二の積分手段２４の入力部に接続されており、当該第二の積分手段２４の出力部は、比較器２５の他方の入力部である「−」入力部に接続されている。
【００５４】
さらに、第一の積分手段２１の出力部は、当該第一の積分手段２１と比較器２５との間に存する接続点Ｎ２から分岐して利得調整手段２２の入力部に接続されており、当該利得調整手段２２の出力部は、接続点Ｎ３を介して、減算手段２０の「−」入力部と減算手段２３の「−」入力部とに、それぞれ接続されている。
【００５５】
なお、減算手段２０の「＋」入力部は、パルス変調手段１の出力部と接続されており、減算手段２３の「＋」入力部は、帰還回路５の出力部と接続されており、さらに、比較器２５の出力部は、電力スイッチ手段３の入力部に接続されいる。
【００５６】
上記構成において、減算手段２０、第一の積分手段２１および利得調整手段２２は、当該利得調整手段２２を介する負帰還を備える積分回路を構成している。当該構成において、減算手段２０においてパルス変調手段１からのパルス変調信号と利得調整手段２２からの出力信号との差をとり第一の差分信号を生成し、当該第一の差分信号を第一の積分手段２１にて積分処理を行っている。つまり、第一の積分手段２１によりパルス変調信号に基づいて積分処理を行いその低周波成分を強調するとともに、利得調整手段２２を通した負帰還により低周波利得を適度に抑制して第一の積分手段２１からの積分信号が回路の動作範囲を越えることを防止する動作を行う。
【００５７】
また、減算手段２３および第二の積分手段２４で構成される積分回路は、帰還回路５からの帰還信号に対して利得調整手段２２からの出力信号を差し引いて第二の差分信号を生成し、当該第二の信号を積分処理するものであり、第二の積分手段２４において帰還信号に基づく積分処理により帰還信号に含まれる低周波成分を強調するとともに、減算手段２３にて利得調整手段２２からの出力信号と帰還回路５からの帰還信号との減算処理を実行することにより、低周波成分を減殺して第二の積分手段２４からの積分信号が回路の動作範囲を越えることを防止する動作を行う。
【００５８】
さらに、比較器２５は、第一の積分手段２１からの積分信号波形と第二の積分手段２４からの積分信号波形との比較を行い、その結果を２値のパルス信号からなる補正信号Ｖｃとして出力する回路である。
【００５９】
以下、数式を用いて当該比較器２５の動作を説明する。
【００６０】
まずはじめに、パルス変調手段１から出力されるパルス変調信号をｅｉとし、第一の積分手段２１から出力される積分信号をｅｏ１とすると、当該積分信号ｅｏ１は、
2004128958.tif 000003
で表すことができる。ここで、Ｇ１は第一の積分手段２１における利得に関する定数であり、Ｇｆは利得調整手段２２における利得に関する定数である。
【００６１】
また、帰還回路５から出力される帰還信号をｅｆとし、第二の積分手段２４から出力される積分信号をｅｏ２とすると、当該積分信号ｅ０２は、
2004128958.tif 000004
と表すことができる。ここで、Ｇ２は第二の積分手段２４における利得に関する定数である。
【００６２】
ここで、式（１）、（２）において、右辺の第二項（利得に関する定数Ｇｆを有する項）により、積分信号ｅｏ１およびｅｏ２の低周波利得が適度に抑制されている。
【００６３】
ところで、比較器２５から出力される補正信号Ｖｃは、（ｅｏ１−ｅｏ２）の値に応じて“Ｈ”、“Ｌ”（または、「０」、「１」）の２値のパルスとして生成される。
【００６４】
例えば、（ｅｏ１−ｅｏ２）の値が正となる場合には、比較器２５より２値のパルス信号として“Ｈ”の補正信号Ｖｃが出力される。すると当該“Ｈ”の補正信号Ｖｃは、電力スイッチ手段３および帰還回路５を通して同位相の信号が帰還されるとするため、帰還信号ｅｆは“Ｈ”となりｅｏ２を増加させるので、（ｅｏ１−ｅｏ２）の値は減少し、定常状態において当該（ｅｏ１−ｅｏ２）の値をほぼゼロの値に収束させる。
【００６５】
他方、（ｅｏ１−ｅｏ２）の値が負となる場合には、比較器２５より２値のパルス信号として“Ｌ”の補正信号Ｖｃが出力される。すると当該“Ｌ”の補正信号Ｖｃは、電力スイッチ手段３および帰還回路５を通して同位相の信号が帰還されるとするため、帰還信号ｅｆは“Ｌ”となりｅｏ２を減少させるので、（ｅｏ１−ｅｏ２）の値は増加し、定常状態において当該（ｅｏ１−ｅｏ２）の値をほぼゼロの値に収束させる。
【００６６】
これは言い換えれば、式（１）、（２）より、
2004128958.tif 000005
を零に近づけることである。
【００６７】
ここで、定数Ｇ１と定数Ｇ２との値が必ずしも等しくなくても良いが、定数Ｇ１と定数Ｇ２との値がほぼ等しく定数Ｇであるとすれば、式（３）は、近似的に、
Ｇ（　∫ｅｉ　ｄｔ　−　∫ｅｆ　ｄｔ）＝０　　　　　　　　（４）
となることが分かる。
【００６８】
したがって、上記構成の補正回路２の作用により、入力信号ｅｉおよび帰還信号ｅｆの低周波成分を等しくするように働くことが分かる。このため比較器２５から出力される補正信号Ｖｃは、パルス変調信号ｅｉの低周波成分と帰還信号ｅｆの低周波成分との差つまり音声信号の歪みを反映し、かつ、これを低減するよう生成されるものとなる。
【００６９】
こうして補正による音声信号の歪み低減が行われることとなる。ここで、上記から分かるように、定数Ｇ１と定数Ｇ２との値が異なるものであっても、Ｇｆ・（Ｇ２　−　Ｇ１）　∫ｅｏ１　ｄｔの範囲内で歪の低減が行われるが、定数Ｇ１と定数Ｇ２の値を同じとすることにより、より精度良く歪の低減（歪の補正）を行うことができる。
【００７０】
次に、補正回路２内における各箇所の信号波形の状態ついて説明する。
【００７１】
まず、電力スイッチ手段３にて歪が生じない場合について説明する。図３は、当該場合における定常状態の補正回路２内の各箇所の波形を示す図である。ここで、横軸は時間であり、縦軸は電圧値を取っている。
【００７２】
図３において、３０は、補正回路２に入力されるパルス変調手段１からのパルス変調信号ｅｉのパルス波形を示しており、３１は、第一の積分手段２１においてパルス波形３０に基づいて生成される積分信号ｅｏ１の積分波形を示している。
【００７３】
また３４は、補正回路２に入力される帰還回路５からの帰還信号ｅｆのパルス波形を示しており、３２は、第二の積分手段２４においてパルス波形３４に基づいて生成される積分信号ｅｏ２の積分波形を示している。
【００７４】
さらに３３は、比較器２５において積分波形３１と積分波形３２との差により“Ｈ”、“Ｌ”（または、「０」、「１」）の２値のパルスとして生成される補正信号Ｖｃのパルス波形を示している。具体的に、積分波形３１が積分波形３２より高いときは、“Ｈ”（または「１」）のパルスを発生し、積分波形３１が積分波形３２より低いときには“Ｌ”（または「０」）のパルスを発生する。
【００７５】
パルス波形３０は、ほぼ０からＶｓｉｇまでの振幅を持つものとする。また、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される電圧をＶｐｏｗとし、帰還回路５における固定された減衰利得を１／Ｋとすると、帰還回路５から出力されるパルス波形３４の振幅は、ほぼ０からＶｐｏｗ／Ｋとなり、帰還回路５は、当該パルス波形３４の振幅がパルス変調手段１から出力されるパルス波形３０の振幅と等しく（Ｖｐｏｗ／Ｋ＝Ｖｓｉｇ）なるように設定されている。
【００７６】
パルス波形３０および３４が図３の状態であり、また、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４が、利得調整手段２２等の作用によりほぼＶｓｉｇ／２を基準に動作する場合には、積分波形３１および積分波形３２は図３に示したように形成され、さらに、比較器２５にて出力される補正信号Ｖｃは、パルス波形３３のようになる。ここで定常状態において、パルス波形３４は、比較器２５で出力されるパルス波形３３に対して、主に電力スイッチ手段３にて発生する時間遅延δを伴うこととなる。
【００７７】
図３は、つまり、定常状態において補正回路２が正常に動作することにより、電力スイッチ手段３にて歪が生じない場合には、帰還信号ｅｆであるパルス波形３４は、パルス変調信号ｅｉであるパルス波形３０に対して時間遅延δをもつ相似波形となり、両パルス波形３０，３４の低周波成分は等しく音声信号に歪が生じず正常に信号が伝送することを示しているのである。
【００７８】
ところで実際には、帰還信号ｅｆには、主に電力スイッチ手段３に起因する波形の歪が含まれる。この歪は帰還信号ｅｆの波形を変形させるため、帰還信号ｅｆの低周波成分はパルス変調信号ｅｉの低周波成分に対して差異が生じることとなる。
【００７９】
そこで、以下では、電力スイッチ手段３にて図４〜７に示す４パターンの態様の波形の歪が生じた場合に、本実施の形態のＤ級増幅器の補正回路２が正常に補正動作を行うことにより、定常状態で当該補正回路２内の各箇所における波形がどのように変化するかについて説明する。ここで、図４〜７において、縦軸は電圧値であり、横軸は時間を取っている。なお、当該４パターンの態様またはこれらの組み合わせにより、実際に生じる歪は表すことができる。
【００８０】
図４は、電力スイッチ立下り遅延により、電力スイッチ手段３より出力されるパルスのパルス幅が、電力スイッチ手段３に入力される前の補正信号Ｖｃのパルス幅よりも、ｔｅ１だけ拡大する場合を示すものである（以下、第一の歪態様と称する）。
【００８１】
ここで、図４（ａ）は、比較器２５から出力される歪が生じる前の補正信号Ｖｃのパルス波形を示しており、図４（ｂ）は、図４（ａ）で示した補正信号Ｖｃが電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第一の歪態様が発生し、その後の電力スイッチ手段３から出力される出力信号のパルス波形を示している。
【００８２】
また、図５は、電力スイッチ立上り遅延により、電力スイッチ手段３より出力されるパルスのパルス幅が、電力スイッチ手段３に入力される前の補正信号Ｖｃのパルス幅よりも、ｔｅ２だけ縮小する場合を示すものである（以下、第二の歪態様と称する）。
【００８３】
ここで、図５（ａ）は、比較器２５から出力される歪が生じる前の補正信号Ｖｃのパルス波形を示しており、図５（ｂ）は、図５（ａ）で示した補正信号Ｖｃが電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第二の歪態様が発生し、その後の電力スイッチ手段３から出力される出力信号のパルス波形を示している。
【００８４】
また、図６は、電力スイッチ電源電圧変動により、電力スイッチ手段３より出力されるパルスのパルス振幅が、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される標準電圧値Ｖｐｏｗよりも、ΔＶ１だけ増大する場合を示すものである（以下、第三の歪態様と称する）。
【００８５】
ここで、図６（ａ）は、比較器２５から出力される歪が生じる前の補正信号Ｖｃのパルス波形を示しており、図６（ｂ）は、図６（ａ）で示した補正信号Ｖｃが電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第三の歪態様が発生し、その後の電力スイッチ手段３から出力される出力信号のパルス波形を示している。
【００８６】
さらに、図７は、電力スイッチ電源電圧変動により、電力スイッチ手段３より出力されるパルスのパルス振幅が、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される標準電圧値Ｖｐｏｗよりも、ΔＶ２だけ減少する場合を示すものである（以下、第四の歪態様と称する）。
【００８７】
ここで、図７（ａ）は、比較器２５から出力される歪が生じる前の補正信号Ｖｃのパルス波形を示しており、図７（ｂ）は、図７（ａ）で示した補正信号Ｖｃが電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第四の歪態様が発生し、その後の電力スイッチ手段３から出力される出力信号のパルス波形を示している。
【００８８】
図４〜７を通してδは、電力スイッチ手段３にて生じる時間遅延を示している。
【００８９】
上記４パターンの歪態様において、第一の歪態様と第三の歪態様では、低周波成分において信号レベルの増大という歪を発生していることとなり、第二の歪態様と第四の歪態様では、低周波成分において信号レベルの減少という歪を発生していることとなる。
【００９０】
以下、上記の歪態様が生じた場合に、定常状態で当該補正回路２内の各箇所における波形がどのように変化するかについて説明する。
【００９１】
まずはじめに、第一の歪態様の場合について説明する。図８は、第一の歪態様の場合において補正が行われ定常状態となった補正回路２内の各箇所の波形の状態を示している。ここで、横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。
【００９２】
図８において、３０は、補正回路２に入力されるパルス変調手段１からのパルス変調信号ｅｉのパルス波形を示しており、３１は、第一の積分手段２１においてパルス波形３０に基づいて生成される積分信号ｅｏ１の積分波形を示している。
【００９３】
また３４ａは、電力スイッチ手段３において第一の歪態様が発生し、本実施の形態のＤ級増幅器により補正され、定常状態となったときの補正回路２に入力される帰還回路５からの帰還信号ｅｆのパルス波形を示しており、３２ａは、第二の積分手段２４においてパルス波形３４ａに基づいて生成される積分信号ｅｏ２の積分波形を示している。
【００９４】
さらに３３ａは、比較器２５において積分波形３１と積分波形３２ａとの差により“Ｈ”、“Ｌ”（または、「０」、「１」）の２値のパルスとして生成される補正信号Ｖｃのパルス波形を示している。具体的に、積分波形３１が積分波形３２ａよりも高いときは、“Ｈ”（または「１」）のパルスを発生し、積分波形３１が積分波形３２ａよりも低いときには“Ｌ”（または「０」）のパルスを発生する。
【００９５】
パルス波形３０は、ほぼ０からＶｓｉｇまでの振幅を持つものとする。また、第一の歪態様では振幅の歪が生じないので、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される電圧をＶｐｏｗとし、帰還回路５における固定された減衰利得を１／Ｋとすると、帰還回路５から出力されるパルス波形３４ａの振幅は、ほぼ０からＶｐｏｗ／Ｋとなり、帰還回路５の作用により当該パルス波形３４ａの振幅は、パルス変調手段１から出力されるパルス波形３０の振幅と等しくなる（Ｖｐｏｗ／Ｋ＝Ｖｓｉｇ）。
【００９６】
ここで補正回路２の補正動作が正常に実行されると、定常状態において、一周期分のパルス波形３４ａのパルス面積は、一周期分のパルス波形３０のパルス面積と等しくなる。
【００９７】
さて、パルス波形３０，３４ａが図８の状態であり、また、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４が、利得調整手段２２等の作用によりほぼＶｓｉｇ／２を基準に動作する場合には、積分波形３１および積分波形３２ａは図８に示したように形成される。
【００９８】
ここで、電力スイッチ手段３における第一の歪態様（図４）により、積分波形３２ａの平均値は、図３で示した歪がない場合に形成される積分波形３２の平均値よりも増大する。これにより、積分波形３１が積分波形３２ａを上回る期間が図３で示した歪のない場合と比べて減少する。
【００９９】
したがって、積分波形３１および積分波形３２ａの差に基づいて比較器２５にて出力される補正信号Ｖｃはパルス波形３３ａのようになる。
【０１００】
ここで図８で示しているように、比較器２５の通常の動作により、パルス波形３３ａのパルス幅は、パルス波形３４ａのパルス幅よりも第一の歪態様に対応してｔｅ１だけ狭くなる（つまり、パルス波形３３ａの“Ｈ”となる期間が図３に示した歪が生じない場合に比べて減少する。）ように、生成される。
【０１０１】
これにより、図８に示すパルス幅のパルス波形３３ａが帰還され、再び電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第一の歪態様が発生し、パルス幅がｔｅ１だけ拡大したとしても、パルス波形３４ａのパルス幅とパルス波形３０のパルス幅とは同じとなる。ここで、パルス波形３３ａとパルス波形３４ａとは、主に電力スイッチ手段３にて発生する時間遅延δが生じていることも図８により示されている。
【０１０２】
このように、電力スイッチ手段３において第一の歪態様の歪が生じる場合には、本実施の形態のＤ級増幅器により、比較器２５から出力されるパルス波形３３ａのパルス幅を上記のように、第一の歪態様に対応してパルス波形３０のパルス幅よりもｔｅ１だけ狭くすることにより、電力スイッチ手段３において発生する第一の歪態様の歪を補正して、定常状態ではパルス波形３４ａのパルス幅をパルス波形３０のパルス波形のパルス幅とほぼ等しく、つまり、パルス波形３４ａの一周期分のパルス面積をパルス波形３０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくする。このことは、帰還信号ｅｆの低周波成分とパルス変調信号ｅｉの低周波成分とを、ほぼ等しくすることであり、両信号間における誤差がないこと、つまり音声信号の歪を補正していることを示している。
【０１０３】
次に、第二の歪態様の場合について説明する。図９は、第二の歪態様の場合において補正が行われ定常状態となった補正回路２内の各部の波形の状態を示している。ここで、横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。
【０１０４】
図９において、パルス波形３０および積分波形３１は、図８と同様なのでここでの説明は省略する。
【０１０５】
３４ｂは、電力スイッチ手段３において第二の歪態様が発生し、本実施の形態のＤ級増幅回路により補正され、定常状態となったときの補正回路２に入力される帰還回路５からの帰還信号ｅｆのパルス波形を示しており、３２ｂは、第二の積分手段２４においてパルス波形３４ｂに基づいて生成される積分信号ｅｏ２の積分波形を示している。
【０１０６】
さらに３３ｂは、比較器２５において積分波形３１と積分波形３２ｂとの差により“Ｈ”、“Ｌ”（または、「０」、「１」）の２値パルスとして生成される補正信号Ｖｃのパルス波形を示している。具体的に、積分波形３１が積分波形３２ｂよりも高いときは、“Ｈ”（または「１」）のパルスを発生し、積分波形３１が積分波形３２ｂよりも低いときには“Ｌ”（または「０」）のパルスを発生する。
【０１０７】
パルス波形３０は、ほぼ０からＶｓｉｇまでの振幅を持つものとする。また、第二の歪態様では振幅の歪が生じないので、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される電圧をＶｐｏｗとし、帰還回路５における固定された減衰利得を１／Ｋとすると、帰還回路５から出力されるパルス波形３４ｂの振幅は、ほぼ０からＶｐｏｗ／Ｋとなり、帰還回路５の作用により当該パルス波形３４ｂの振幅は、パルス変調手段１から出力されるパルス波形３０の振幅と等しくなる（Ｖｐｏｗ／Ｋ＝Ｖｓｉｇ）。
【０１０８】
ここで補正回路２の補正動作が正常に実行されると、定常状態において、一周期分のパルス波形３４ｂのパルス面積は、一周期分のパルス波形３０のパルス面積と等しくなる。
【０１０９】
さて、パルス波形３０，３４ｂが図９の状態であり、また、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４が、利得調整手段２２等の作用によりほぼＶｓｉｇ／２を基準に動作する場合には、積分波形３１および積分波形３２ｂは図９に示したように形成される。
【０１１０】
ここで、電力スイッチ手段３における第二の歪態様（図５）により、積分波形３２ｂの平均値は、図３で示した歪がない場合に形成される積分波形３２の平均値よりも減少する。これにより、積分波形３１が積分波形３２ｂを上回る期間が図３で示した歪のない場合と比べて増大する。
【０１１１】
したがって、積分波形３１および積分波形３２ｂの差に基づいて比較器２５にて出力される補正信号Ｖｃはパルス波形３３ｂのようになる。
【０１１２】
ここで図９で示しているように、比較器２５の通常の動作により、パルス波形３３ｂのパルス幅は、パルス波形３４ｂのパルス幅よりも第二の歪態様に対応してｔｅ２だけ広くなる（つまり、パルス波形３３ｂの“Ｈ”となる期間が図３に示した歪が生じない場合に比べて増大する。）ように、生成される。
【０１１３】
これにより、図９に示すパルス幅のパルス波形３３ｂが帰還され、再び電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第二の歪態様が発生し、パルス幅がｔｅ２だけ縮小したとしても、パルス波形３４ｂのパルス幅とパルス波形３０のパルス幅とは同じとなる。ここで、パルス波形３３ｂとパルス波形３４ｂとは、主に電力スイッチ手段３にて発生する時間遅延δが生じていることも図９により示されている。
【０１１４】
このように、電力スイッチ手段３において第二の歪態様の歪が生じる場合には、本実施の形態のＤ級増幅器により、比較器２５から出力されるパルス波形３３ｂのパルス幅を上記のように、第二の歪態様に対応してパルス波形３０のパルス幅よりもｔｅ２だけ広くすることにより、電力スイッチ手段３において発生する第二の歪態様の歪を補正して、定常状態ではパルス波形３４ｂのパルス幅をパルス波形３０のパルス波形のパルス幅とほぼ等しく、つまり、パルス波形３４ｂの一周期分のパルス面積をパルス波形３０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくする。このことは、帰還信号ｅｆの低周波成分とパルス変調信号ｅｉの低周波成分とを、ほぼ等しくすするのであり、両信号間における誤差がないこと、つまり音声信号の歪を補正していることを示している。
【０１１５】
次に、第三の歪態様の場合について説明する。図１０は、第三の歪態様の場合において補正が行われ定常状態となった補正回路２内の各箇所の波形の状態を示している。ここで、横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。
【０１１６】
図１０において、パルス波形３０および積分波形３１は、図８と同様なのでここでの説明は省略する。
【０１１７】
３４ｃは、電力スイッチ手段３において第三の歪態様が発生し、本実施の形態のＤ級増幅回路により補正され、定常状態となったときの補正回路２に入力される帰還回路５からの帰還信号ｅｆのパルス波形を示しており、３２ｃは、第二の積分手段２４においてパルス波形３４ｃに基づいて生成される積分信号ｅｏ２の積分波形を示している。
【０１１８】
さらに３３ｃは、比較器２５において積分波形３１と積分波形３２ｃとの差により“Ｈ”、“Ｌ”（または、「０」、「１」）の２値のパルスとして生成される補正信号Ｖｃのパルス波形を示している。具体的に、積分波形３１が積分波形３２ｃよりも高いときは、“Ｈ”（または「１」）のパルスを発生し、積分波形３１が積分波形３２ｃよりも低いときには“Ｌ”（または「０」）のパルスを発生する。
【０１１９】
パルス波形３０は、ほぼ０からＶｓｉｇまでの振幅を持つものとする。また、第三の歪態様では、定電圧電源から供給される標準電圧値Ｖｐｏｗに対して＋ΔＶ１の振幅の歪が生じる場合であるので、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される電圧をＶｐｏｗとし、帰還回路５における固定された減衰利得を１／Ｋとすると、帰還回路５から出力されるパルス波形３４ｃの振幅は、ほぼ０から（Ｖｐｏｗ＋ΔＶ１）／Ｋとなり、当該パルス波形３４ｃの振幅は、パルス変調手段１から出力されるパルス波形３０の振幅と等しくならず、パルス波形３４ｃの振幅の方がパルス波形３０の振幅よりも、ΔＶ１／Ｋだけ大きくなる。
【０１２０】
ここで補正回路２の補正動作が正常に実行されると、定常状態において、一周期分のパルス波形３４ｃのパルス面積は、一周期分のパルス波形３０のパルス面積と等しくなる。
【０１２１】
さて、パルス波形３０，３４ｃが図１０の状態であり、また、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４が、利得調整手段２２等の作用によりほぼＶｓｉｇ／２を基準に動作する場合には、積分波形３１および積分波形３２ｃは図１０に示したように形成される。
【０１２２】
ここで、電力スイッチ手段３における第三の歪態様（図６）により、積分波形３２ｃの平均値は、図３で示した歪がない場合に形成される積分波形３２の平均値よりも増加する。これにより、積分波形３１が積分波形３２ｃを上回る期間が図３で示した歪のない場合と比べて減少する。
【０１２３】
したがって、積分波形３１および積分波形３２ｃの差に基づいて比較器２５にて出力される補正信号Ｖｃはパルス波形３３ｃのようになる。
【０１２４】
ここで、図１０で示しているように、比較器２５の通常の動作により、パルス波形３３ｃのパルス幅は、パルス波形３０のパルス幅よりも第三の歪態様の歪（＋ΔＶ１の振幅増大）に対応した分だけ狭くなる（つまり、パルス波形３３ｃの“Ｈ”となる期間が図３に示した歪が生じない場合に比べて減少する。）ように、生成される。
【０１２５】
これにより、図１０に示すパルス幅のパルス波形３３ｃが帰還され、再び電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第三の歪態様が発生し、パルス幅はそのままで振幅が正常値よりもΔＶ１だけ増加したとしても、パルス波形３４ｃの一周期分のパルス面積は、パルス波形３０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくなる。ここで、パルス波形３３ｃとパルス波形３４ｃとは、主に電力スイッチ手段３にて発生する時間遅延δが生じていることも図１０により示されている。
【０１２６】
このように、電力スイッチ手段３において第三の歪態様の歪が生じる場合には、本実施の形態のＤ級増幅器により、比較器２５から出力されるパルス波形３３ｃのパルス幅を上記のように、第三の歪態様の歪（つまりΔＶ１分の振幅の増大）に対応してパルス波形３０のパルス幅よりも狭くすることにより、電力スイッチ手段３において発生する第三の歪態様の歪を補正して、定常状態では、パルス波形３４ｃの一周期分のパルス面積をパルス波形３０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくする。つまり、帰還信号ｅｆの低周波成分とパルス変調信号ｅｉの低周波成分とを、ほぼ等しくすするのである。このことは、帰還信号ｅｆの低周波成分とパルス変調信号ｅｉの低周波成分とを、ほぼ等しくすることであり、両信号間における誤差がないこと、つまり、音声信号の歪を補正していることを示している。
【０１２７】
なおこの場合、積分波形３２ｃの振幅が大きくなることも比較器２５から出力される補正信号Ｖｃのパルス幅を狭めることに効果がある。
【０１２８】
次に、第四の歪態様の場合について説明する。図１１は、第四の歪態様の場合において補正が行われ定常状態となった補正回路２内の各箇所の波形の状態を示している。ここで、横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。
【０１２９】
図１１において、パルス波形３０および積分波形３１は、図８と同様なのでここでの説明は省略する。
【０１３０】
３４ｄは、電力スイッチ手段３において第四の歪態様が発生し、本実施の形態のＤ級増幅回路により補正され、定常状態となったときの補正回路２に入力される帰還回路５からの帰還信号ｅｆのパルス波形を示しており、３２ｄは、第二の積分手段２４においてパルス波形３４ｄに基づいて生成される積分信号ｅｏ２の積分波形を示している。
【０１３１】
さらに３３ｄは、比較器２５において積分波形３１と積分波形３２ｄとの差により“Ｈ”、“Ｌ”（または、「０」、「１」）の２値のパルスとして生成される補正信号Ｖｃのパルス波形を示している。具体的に、積分波形３１が積分波形３２ｄよりも高いときは、“Ｈ”（または「１」）のパルスを発生し、積分波形３１が積分波形３２ｄよりも低いときには“Ｌ”（または「０」）のパルスを発生する。
【０１３２】
パルス波形３０は、ほぼ０からＶｓｉｇまでの振幅を持つものとする。また、第四の歪態様は、定電圧電源から供給される標準電圧値Ｖｐｏｗに対して−ΔＶ２の振幅の歪が生じる場合であるので、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される電圧をＶｐｏｗとし、帰還回路５における固定された減衰利得を１／Ｋとすると、帰還回路５から出力されるパルス波形３４ｄの振幅は、ほぼ０から（Ｖｐｏｗ−ΔＶ２）／Ｋとなり、当該パルス波形３４ｄの振幅は、パルス変調手段１から出力されるパルス波形３０の振幅と等しくならず、パルス波形３４ｄの振幅の方がパルス波形３０の振幅よりも、ΔＶ２／Ｋだけ小さくなる。
【０１３３】
ここで、補正回路２の補正動作が正常に実行されると、定常状態において、一周期分のパルス波形３４ｄのパルス面積は、一周期分のパルス波形３０のパルス面積と等しくなる。
【０１３４】
さて、パルス波形３０，３４ｄが図１１の状態であり、また、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４が、利得調整手段２２等の作用によりほぼＶｓｉｇ／２を基準に動作する場合には、積分波形３１および積分波形３２ｄは図１１に示したように形成される。
【０１３５】
ここで、電力スイッチ手段３における第四の歪態様（図７）により、積分波形３２ｄの平均値は、図３で示した歪がない場合に形成される積分波形３２の平均値よりも減少する。これにより、積分波形３１が積分波形３２ｃを上回る期間が図３で示した歪のない場合と比べて増大する。
【０１３６】
したがって、積分波形３１および積分波形３２ｄの差に基づいて比較器２５にて出力される補正信号Ｖｃはパルス波形３３ｄのようになる。
【０１３７】
ここで、図１１で示しているように、比較器２５の通常の動作により、パルス波形３３ｄのパルス幅は、パルス波形３０のパルス幅よりも第四の歪態様の歪（ΔＶ２の振幅減少）に対応した分だけ広くなる（つまり、パルス波形３３ｄの“Ｈ”となる期間が図３に示した歪が生じない場合に比べて増加する。）ように、生成される。
【０１３８】
これにより、図１１に示すパルス幅のパルス波形３３ｄが帰還され、再び電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第四の歪態様が発生し、パルス幅はそのままで振幅が正常値よりもΔＶ２だけ減少したとしても、パルス波形３４ｄの一周期分のパルス面積は、パルス波形３０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくなる。ここで、パルス波形３３ｄとパルス波形３４ｄとは、主に電力スイッチ手段３にて発生する時間遅延δが生じていることも図１１により示されている。
【０１３９】
このように、電力スイッチ手段３において第四の歪態様の歪が生じる場合には、本実施の形態のＤ級増幅器により、比較器２５から出力されるパルス波形３３ｄのパルス幅を上記のように、第四の歪態様（つまりΔＶ２分の振幅の減少）に対応してパルス波形３０のパルス幅よりも広くすることにより、電力スイッチ手段３において発生する第四の歪態様の歪を補正して、パルス波形３４ｄの一周期分のパルス面積をパルス波形３０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくする。このことは、帰還信号ｅｆの低周波成分とパルス変調信号ｅｉの低周波成分とを、ほぼ等しくすることであり、両信号間における誤差がないこと、つまり音声信号の歪を補正していることを示している。
【０１４０】
なおこの場合、積分波形３２ｄの振幅が大きくなることも比較器２５から出力される補正信号Ｖｃのパルス幅を広めることに効果がある。
【０１４１】
以上が、本実施の形態における補正回路２がパルス変調信号ｅｉを帰還に基づく補正を加えながら出力に伝達する動作を説明したものである。
【０１４２】
以上の説明より、図１，２の構成を備えるＤ級増幅器は、主に電力スイッチ手段３の動作に起因する音声信号の歪を低減（補正）することが可能となる。
【０１４３】
つまり、補正回路２において、第一の積分手段２１においてパルス変調信号に基づく信号を積分処理し、第二の積分手段２４において帰還信号に基づく信号を積分処理し、比較器２５において当該積分処理が成された両積分信号を前記パルス変調信号を基準として比較し、当該比較に対応したパルス信号を生成し、電力スイッチ手段３へ当該パルス信号を出力することにより、主に電力スイッチ手段３にて生ずる音声信号の歪に起因する要素を補正することができる。
【０１４４】
また、本実施の形態では、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４で高周波成分を除去した信号（パルス成分を除去した信号）を生成し、当該信号に基づいて比較器２５において補正信号を生成するので、従来技術のように、パルス成分が大きく残留しこれにより回路動作が制約を受ける、つまり当該パルス成分が回路の非直線領域に入り歪むことにより誤差信号に歪みが生じ、正しい補正動作ができなくなるということを防止することができる。
【０１４５】
また、従来技術では、精度の良い台形波を作成する必要があり、またエラー処理手段１０１のような誤差信号を生成し、当該誤差信号に基づいて補正ユニット１０２にて補正信号を生成する必要があったため、構造が複雑化していたが、本発明では、上記のような台形波を形成する必要もなく、かつ、補正回路２にて直接的に補正信号を生成し、誤差信号たるものを生成する必要がないので、全体的に回路構成が簡易なものとなる。
【０１４６】
また、本実施の形態の補正回路は、第一の積分手段２１からの積分波形に対して利得の抑制を行う利得調整手段２２を備え、当該利得調整手段２２からの出力信号を、減算手段２０ではパルス変調信号から減算し（差を求め）、減算手段２３では帰還信号から減算し（差を求め）、当該減算処理により生成された両差分信号を第一の積分手段２１および第二の積分手段２４において、それぞれ積分処理することにより、両積分手段２１，２４で生成される積分信号の低周波利得を適度に抑制することができ、当該積分信号が回路の動作範囲を超えることを防止することができる。
【０１４７】
なお、本実施の形態での説明では図２で示したように、減算手段２０と減算手段２３とに共通に入力信号を与えている利得調整手段２２へ入力されてくる信号として、第一の積分手段２１からの出力信号を採用しているが、当該利得調整手段２２へ入力されてくる信号として、第二の積分手段２４からの出力信号を採用してもかまわない。また、利得調整手段２２を別個に２つ設け、一方の利得調整手段２２へ入力されてくる信号として、第一の積分手段２１から出力される信号を採用し、当該一方の利得調整手段２２から出力される信号を減算手段２０へと入力し、さらに、他方の利得調整手段２２へ入力されてくる信号として、第二の積分手段２４から出力される信号を採用し、当該他方の利得調整手段２２から出力される信号を減算手段２３へと入力する構成をとっても良い。
【０１４８】
しかし、図２のように、利得調整手段２２に入力されくる信号として第一の積分手段２１からの出力信号を採用し、当該利得調整手段２２から出力される信号を共通に、減算手段２０と減算手段２３とに入力させる構成とることにより、第二の積手段２４の利得が減衰することがないので、精度のよい補正処理が可能となる。
【０１４９】
さらに、本発明のＤ級増幅器には、電力スイッチ手段３から出力される信号の振幅を減衰させ、補正回路２に入力させる帰還信号を出力する帰還回路５を備えているので、電力スイッチ手段３において振幅の歪が生じない場合に、帰還回路５において、電力スイッチ手段３にて増幅された信号をパルス変調手段１から出力されるパルス変調信号の振幅と同等レベルまで減衰させることができ、電力スイッチ手段にて歪が生じたときに、補正回路２における比較処理を容易にすることができ、補正機能を備えるＤ級増幅器の実現を容易にすることができる。
【０１５０】
＜実施の形態１の具体例＞
本実施の形態１において、より具体的な補正回路２の構成の一例を図１２に示す。以下、図１２の構成について説明する。
【０１５１】
図１２において、図１に示したパルス変調手段１の出力部は抵抗器５０の一方に接続されており、当該抵抗器５０の他方は接続点Ｎ４，Ｎ７を介して演算増幅器５６の反転（「−」）入力部とにそれぞれ接続されている。また、演算増幅器５６の出力部はＮ５で分岐され、コンデンサ５４，接続点Ｎ４，Ｎ７で負帰還を構成すると共に、比較器５８の「−」入力部および接続点Ｎ６へとそれぞれ接続されている。
【０１５２】
また、接続点Ｎ６は一方は、抵抗器５２一方と抵抗器５１の一方とに接続されており、当該抵抗器５１の他方は、接続点Ｎ７を介して演算増幅器５６の反転（「−」）入力部へと接続される。これに対して、抵抗器５２の他方は、接続点Ｎ９，Ｎ８を介して演算増幅器５７の反転（「−」）入力部に接続されている。
【０１５３】
さらに、演算増幅器５７の出力部は、接続点Ｎ１０で分岐され、コンデンサ５５、接続点Ｎ９，Ｎ８で負帰還を構成すると共に、比較器５８の「＋」入力部に接続されている。また、図１に示した帰還回路５の出力部は、抵抗器５３、接続点Ｎ８を介して演算増幅器５７の反転（「−」）入力部に接続されている。
【０１５４】
ここで、演算増幅器５６の非反転（「＋」）入力部および演算増幅器５７の非反転（「＋」）入力部は、それぞれ適当な固定電位に接続されている。また、比較器５８の出力部は、図１に示した電力スイッチ手段３の入力部へと接続される。
【０１５５】
上記構成の補正回路２において、抵抗器５０を通して入力されるパルス変調信号ｅｉと抵抗器５１を通して入力される演算増幅器５６の出力信号とが、演算増幅器５６の反転入力部で加算する形で与えられることが、図２で示した減算手段２０の動作を担っている。つまり、演算増幅器５６の出力信号が反転入力部に対し反転することが、減算手段２０においてパルス変調信号ｅｉと利得調整手段２２からの信号との差をとる作用をする。
【０１５６】
また、演算増幅器５６の反転入力部に与えられる信号の電流がコンデンサ５４に蓄積されることが、図２で示した第一の積分手段２１の作用をする。さらに、抵抗器５０および抵抗器５１の比率が、図２で示した利得調整手段２２の作用をする。
【０１５７】
これに対して、抵抗器５３を通して入力される帰還信号ｅｆと抵抗器５２を通して入力される演算増幅器５６の出力信号とが、演算増幅器５７の反転入力部にて加算する形で与えられることが、図２で示した減算手段２３の動作を担っている。つまり、演算増幅器５７の出力信号が反転入力部に対し反転することが、減算手段２３において帰還信号ｅｆと利得調整手段２２からの信号との差をとる作用をする。
【０１５８】
また、演算増幅器５７の反転入力部に与えられる信号の電流がコンデンサ５５に蓄積されることが、図２で示した第二の積分手段２４の作用をする。さらに、抵抗器５２および抵抗器５３の比率が、図２で示した利得調整手段２２の作用をする。
【０１５９】
ここで、抵抗器５０および抵抗器５１の比率と、抵抗器５２および抵抗器５３の比率は同じである。
【０１６０】
加えて比較器５８は、図２で示した比較器２５に相当のものであるが、演算増幅器５６，５７の出力が、図２で示した第一の積分手段２１および第二の積分手段２４に対してそれぞれ反転しているため、演算増幅器５６の出力部を当該比較器５８の「−」入力部に接続し、演算増幅器５７出力部を当該比較器５８の「＋」入力部に接続し、図２で示した比較器２５の接続関係とは逆の構成とすることで、出力の位相を同じとしている。
【０１６１】
以上が、本実施の形態１の補正回路２の具体的構成を示す一例である。
【０１６２】
なお、上記具体例では、抵抗器５０および抵抗器５１の比率と、抵抗器５２および抵抗器５３の比率とは同じであるとしたが、若干これらの比率が異なったとしても、パルス変調信号ｅｉおよび帰還信号ｅｆのデューティ比の関係がずれる程度で、電力スイッチ手段３にて生じる歪の補正は正常に行うことができる。しかし、上記比率を同じとすることにより、電力スイッチ手段３にて歪が生じない場合に、パルス変調信号ｅｉの波形と帰還信号ｅｆの波形とを正確に等しくすることができ、構成を複雑化することなしに補正処理を容易に実行することができる。
【０１６３】
また、抵抗器５０および抵抗器５１の比率Ｇｆ１と、抵抗器５２および抵抗器５３の比率Ｇｆ２とを異なる値に設定し、当該比率Ｇｆ１、Ｇｆ２と、第一の積分手段２１に関する利得定数Ｇ１と、第二の積分手段２４に関する利得定数Ｇ２と、電力スイッチ手段３における定電圧電源から供給される電圧をＶｐｏｗとを調整することにより、帰還回路５の作用を代行することもでき、当該調整により、帰還回路５を省略することもできる。
【０１６４】
＜実施の形態２＞
本実施の形態の補正回路は、実施の形態１で説明した図１のＤ級増幅器に組み込まれるものであり、当該補正回路では、第一の積分手段からの信号と第二の積分手段からの信号とを、直接比較器にて比較するのではなく、減算手段にて、第一の積分手段からの信号と第二の積分手段からの信号との差を求めた後、減算手段出力信号（差分信号）と、当該差分信号をさらに第三の積分手段により積分し、その後反転手段により反転させた信号との間での比較を、比較器にて行うことで出力の補正信号を生成する。
【０１６５】
本実施の形態における、補正回路２の内部の構成を示すブロック図を図１３に示す。以下、図１３の構成を具体的に説明する。なお、図１３において、減算手段２０、第一の積分手段２１、利得調整手段２２、減算手段２３、および第二の積分手段２４は、実施の形態１の図２で示した同じ符号の各回路と同じ構成をとり、同じ機能・動作を行うものであるので、ここでの説明は省略する。
【０１６６】
図１３において、第一の積分手段２１の出力部は、接続点Ｎ２を介して、減算手段２６の「＋」入力部に接続されており、第二の積分手段２４の出力部は、当該減算手段２６の「−」入力部に接続されている。さらに、減算手段２６の出力部は、接続点Ｎ１１で分岐して、一方は比較器２９の「＋」入力部に接続されており、他方は、第三の積分手段２７、反転手段２８を介して比較器２９の「−」入力部に接続される。
【０１６７】
なお、比較器２９の出力部は、実施の形態１と同様、電力スイッチ手段３の入力部に接続されている。
【０１６８】
図１３で示したように本実施形態では、第一の積分手段２１から出力される積分波形と、第二の積分手段２４から出力される積分波形とを直接比較するのではなく、減算手段２６において当該両積分波形の差を求めた後、比較器２９において、減算手段２６からの出力信号（差分信号）と、当該差分信号をさらに第三の積分手段２７、反転手段２９により積分・反転した信号との間の比較を行うことで、当該比較器２９において補正信号Ｖｃを形成する。
【０１６９】
ここで、減算手段２６からの差分信号には、パルス変調信号ｅｉの低周波成分および帰還信号ｅｆの低周波成分の差を含んでおり、当該低周波数成分の差が帰還信号ｅｆに含まれる誤差、つまり音声信号出力の歪を表しており、当該歪を比較器２９において補正される。
【０１７０】
当該補正動作は、例えば比較器２９の「−」入力部に固定の基準電位（Ｖｓｉｇ／２）を接続すると、実施の形態１と同じ補正動作をすると考えられることから明らかである。
【０１７１】
ところが本実施の形態では、比較器２９の「−」入力部に固定の基準電位（Ｖｓｉｇ／２）が接続されているのではなく、減算手段２６からの差分信号を積分、反転させる、Ｖｓｉｇ／２を基準として動作する第三の積分手段２７と反転手段２８とが接続されているので、上記の補正効果に加えて以下に示す効果をさらに有することとなる。
【０１７２】
つまり、第三の積分手段２７において、減算手段２６からの差分信号に含まれる、パルス変調信号ｅｉの低周波成分および帰還信号ｅｆの低周波成分の差（音声信号出力の歪）をさらに蓄積・強調し、その後反転手段２８により反転処理を施すことにより、比較器２９において当該強調された音声信号出力の歪が減算手段２６から出力される差分信号に加えられることとなるので、より音声信号出力の歪を強調した形で比較器２９にて当該歪に対応した補正信号Ｖｃを生成することができ、実施の形態１に記載の補正回路よりもさらに高い補正効果を得ることができる。
【０１７３】
次に、補正回路２内における各箇所の信号波形の状態について説明する。
【０１７４】
まず、電力スイッチ手段３にて歪が生じない場合について説明する。図１４は、当該場合における定常状態の補正回路２内の各箇所の波形を示す図である。ここで、横軸は時間であり、縦軸は電圧値を取っている。
【０１７５】
図１４において、４０は、補正回路２に入力されるパルス変調手段１からのパルス変調信号ｅｉのパルス波形を示しており、４１は、第一の積分手段２１においてパルス波形４０に基づいて生成される積分信号ｅｏ１の積分波形を示している。
【０１７６】
また４４は、補正回路２に入力される帰還回路５からの帰還信号ｅｆのパルス波形を示しており、４２は、第二の積分手段２４においてパルス波形４４に基づいて生成される積分信号ｅｏ２の波形を示している。
【０１７７】
また４５は、減算手段２６において積分波形４１から積分波形４２を減算することにより生成される波形を示しており、また４６は、第三の積分手段２７、反転手段２８において波形４５を積分・反転することにより生成される積分波形を示している。
【０１７８】
さらに４３は、比較器２９において波形４５と積分波形４６との差により“Ｈ”、“Ｌ”（または、「０」、「１」）の２値のパルスとして生成される補正信号Ｖｃのパルス波形を示している。具体的に、波形４５が積分波形４６よりも高いときは、“Ｈ”（または「１」）のパルスを発生し、波形４５が積分波形４６よりも低いときには、“Ｌ”（または「０」）のパルスを発生する。
【０１７９】
パルス波形４０は、ほぼ０からＶｓｉｇまでの振幅を持つものとする。また、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される電圧をＶｐｏｗとし、帰還回路５における固定された減衰利得を１／Ｋとすると、帰還回路５から出力されるパルス波形４４の振幅は、ほぼ０からＶｐｏｗ／Ｋとなり、帰還回路５は、当該パルス波形４４の振幅が、パルス変調手段１から出力されるパルス波形４０の振幅と等しく（Ｖｐｏｗ／Ｋ＝Ｖｓｉｇ）なるように設定されている。
【０１８０】
パルス波形４０および４４が図１４の状態であり、また、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４が、利得調整手段２２等の作用によりほぼＶｓｉｇ／２を基準に動作する場合には、積分波形４１および積分波形４２は図１４に示したように生成される。また、減算手段２６および減算手段２７においても、ほぼＶｓｉｇ／２を基準に動作するものとすると波形４５，４６のように生成される。
【０１８１】
したがって、比較器２９にて出力される補正信号Ｖｃは、パルス波形４３のようになる。ここで定常状態において、パルス波形４４は、比較器２９で出力されるパルス波形４３に対して、主に電力スイッチ手段３にて発生する時間遅延δを伴うこととなる。
【０１８２】
図１４は、つまり、定常状態において補正回路２が正常に動作することにより、電力スイッチ手段３にて歪が生じない場合には、帰還信号ｅｆであるパルス波形４４は、パルス変調信号ｅｉであるパルス波形４０に対して時間遅延δをもつ相似波形となり、両パルス波形４０，４４の低周波成分は等しく音声信号に歪が生じず正常に信号が伝送することを示しているのである。
【０１８３】
ところで実際には、帰還信号ｅｆには、主に電力スイッチ手段３に起因する波形の歪が含まれる。この歪は帰還信号ｅｆの波形を変形させるため、帰還信号ｅｆの低周波成分がパルス変調信号ｅｉの低周波成分に対して差異が生じることとなる。
【０１８４】
電力スイッチ手段３にて生じる歪の態様として図４〜７で示した４パターンの態様があり、当該態様の歪が生じた場合に、本実施の形態のＤ級増幅器の補正回路２が正常に補正動作を行うことを説明する。なお、実際に生じる歪は、上記４パターンまたはこれらの組み合わせにより表すことができる。
【０１８５】
以下、上記の歪態様が生じた場合に、定常状態で当該補正回路２内の各箇所における波形がどのように変化するかについて説明する。
【０１８６】
まずはじめに、第一の歪態様の場合について説明する。図１５は、第一の歪態様の場合において補正が行われ定常状態となった補正回路２内の各箇所の波形の状態を示している。ここで、横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。
【０１８７】
図１５において、４０は、補正回路２に入力されるパルス変調手段１からのパルス変調信号ｅｉのパルス波形を示しており、４１は、第一の積分手段２１においてパルス波形４０に基づいて生成される積分信号ｅｏ１の積分波形を示している。
【０１８８】
また４４ａは、電力スイッチ手段３において第一の歪態様が発生し、本実施の形態のＤ級増幅回路により補正され、定常状態となったときの補正回路２に入力される帰還回路５からの帰還信号ｅｆのパルス波形を示しており、４２ａは、第二の積分手段２４においてパルス波形４４ａに基づいて生成される積分信号ｅｏ２の積分波形を示している。
【０１８９】
また４５ａは、減算手段２６において積分波形４１から積分波形４２ａを減算することにより生成される波形を示しており、また４６ａは、第三の積分手段２７、反転手段２８において波形４５ａを積分・反転することにより生成される積分波形を示している。
【０１９０】
さらに４３ａは、比較器２９において波形４５ａと積分波形４６ａとの差により“Ｈ”、“Ｌ”（または、「０」、「１」）の２値のパルスとして生成される補正信号Ｖｃのパルス波形を示している。具体的に、波形４５ａが積分波形４６ａよりも高いときは、“Ｈ”（または「１」）のパルスを発生し、波形４５ａが積分波形４６ａよりも低いときには、“Ｌ”（または「０」）のパルスを発生する。
【０１９１】
パルス波形４０は、ほぼ０からＶｓｉｇまでの振幅を持つものとする。また、第一の歪態様では振幅の歪が生じないので、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される電圧をＶｐｏｗとし、帰還回路５における固定された減衰利得を１／Ｋとすると、帰還回路５から出力されるパルス波形４４ａの振幅は、ほぼ０からＶｐｏｗ／Ｋとなり、帰還回路５の作用により当該パルス波形４４ａの振幅は、パルス変調手段１から出力されるパルス波形４０の振幅と等しくなる（Ｖｐｏｗ／Ｋ＝Ｖｓｉｇ）。
【０１９２】
ここで、補正回路２の補正動作が正常に実行されると、定常状態において、一周期分のパルス波形４４ａのパルス面積は、一周期分のパルス波形４０のパルス面積と等しくなる。
【０１９３】
さて、パルス波形４０，４４ａが図１５の状態であり、また、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４が、利得調整手段２２等の作用によりほぼＶｓｉｇ／２を基準に動作する場合には、積分波形４１および積分波形４２ａは図１５に示したように形成される。
【０１９４】
ここで、電力スイッチ手段３における第一の歪態様（図４）により、積分波形４２ａの平均値は、図１４で示した歪がない場合に形成される積分波形４２の平均値よりも増大する。
【０１９５】
これにより、積分波形４１および積分波形４２ａの差により減算手段２６にて生成される波形４５ａが、基準レベルであるＶｓｉｇ／２を上回る期間が減少する。これに対して、波形４５ａに基づいて第三の積分手段２７および反転手段２８により生成される積分波形４６ａは、平均的に基準レベルであるＶｓｉｇ／２を上回ることとなる。
【０１９６】
したがって、波形４５ａおよび積分波形４６ａの差に基づいて比較器２９にて出力される補正信号Ｖｃはパルス波形４３ａのようになる。ここで、本実施の形態においては、補正信号Ｖｃは、強調された音声信号出力の歪を補正することができる信号となっている。
【０１９７】
ここで図１５で示しているように、比較器２９の通常の動作により、パルス波形４３ａのパルス幅は、パルス波形４４ａのパルス幅よりも、第一の歪態様に対応してｔｅ１だけ狭くなる（つまり、パルス波形４３ａの“Ｈ”となる期間が図３に示した歪が生じない場合に比べて減少する。）ように、生成される。
【０１９８】
これにより、図１５に示すパルス幅のパルス波形４３ａが帰還され、再び電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第一の歪態様が発生し、パルス幅がｔｅ１だけ拡大したとしても、パルス波形４４ａのパルス幅とパルス波形４０のパルス幅とは同じとなる。ここで、パルス波形４３ａとパルス波形４４ａとは、主に電力スイッチ手段３にて発生する時間遅延δが生じていることも図１５により示されている。
【０１９９】
このように、電力スイッチ手段３において第一の歪態様の歪が生じる場合には、本実施の形態のＤ級増幅器により、比較器２９から出力されるパルス波形４３ａのパルス幅を上記のように、第一の歪態様に対応してパルス波形４０のパルス幅よりもｔｅ１だけ狭くすることにより、電力スイッチ手段３において発生する第一の歪態様の歪を補正して、定常状態ではパルス波形４４ａのパルス幅をパルス波形４０のパルス波形のパルス幅とほぼ等しく、つまり、パルス波形４４ａの一周期分のパルス面積をパルス波形４０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくする。このことは、帰還信号ｅｆの低周波成分とパルス変調信号ｅｉの低周波成分とを、ほぼ等しくすることであり、両信号間における誤差がないこと、つまり音声信号の歪を補正していることを示している。
【０２００】
次に、第二の歪態様の場合について説明する。図１６は、第二の歪態様の場合において補正が行われ定常状態となった補正回路２内の各箇所の波形の状態を示している。ここで、横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。
【０２０１】
図１６において、パルス波形４０および積分波形４１は、図１５と同様なのでここでの説明は省略する。
【０２０２】
４４ｂは、電力スイッチ手段３において第二の歪態様が発生し、本実施の形態のＤ級増幅回路により補正され、定常状態となったときの補正回路２に入力される帰還回路５からの帰還信号ｅｆのパルス波形を示しており、４２ｂは、第二の積分手段２４においてパルス波形４４ｂに基づいて生成される積分信号ｅｏ２の積分波形を示している。
【０２０３】
また４５ｂは、減算手段２６において積分波形４１から積分波形４２ｂを減算することにより生成される波形を示しており、また４６ｂは、第三の積分手段２７、反転手段２８において波形４５ｂを積分・反転することにより生成される積分波形を示している。
【０２０４】
さらに４３ｂは、比較器２９において波形４５ｂと積分波形４６ｂとの差により“Ｈ”、“Ｌ”（または、「０」、「１」）の２値のパルスとして生成される補正信号Ｖｃのパルス波形を示している。具体的に、波形４５ｂが積分波形４６ｂよりも高いときは、“Ｈ”（または「１」）のパルスを発生し、波形４５ｂが積分波形４６ｂよりも低いときには、“Ｌ”（または「０」）のパルスを発生する。
【０２０５】
パルス波形４０は、ほぼ０からＶｓｉｇまでの振幅を持つものとする。また、第二の歪態様では振幅の歪が生じないので、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される電圧をＶｐｏｗとし、帰還回路５における固定された減衰利得を１／Ｋとすると、帰還回路５から出力されるパルス波形４４ｂの振幅は、ほぼ０からＶｐｏｗ／Ｋとなり、帰還回路５の作用により当該パルス波形４４ｂの振幅は、パルス変調手段１から出力されるパルス波形４０の振幅と等しくなる（Ｖｐｏｗ／Ｋ＝Ｖｓｉｇ）。
【０２０６】
ここで、補正回路２の補正動作が正常に実行されると、定常状態において、一周期分のパルス波形４４ｂのパルス面積は、一周期分のパルス波形４０のパルス面積と等しくなる。
【０２０７】
さて、パルス波形４０，４４ｂが図１６の状態であり、また、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４が、利得調整手段２２等の作用によりほぼＶｓｉｇ／２を基準に動作する場合には、積分波形４１および積分波形４２ｂは図１６に示したように形成される。
【０２０８】
ここで、電力スイッチ手段３における第二の歪態様（図５）により、積分波形４２ｂの平均値は、図１４で示した歪がない場合に形成される積分波形４２の平均値よりも減少する。
【０２０９】
これにより、積分波形４１および積分波形４２ｂの差により減算手段２６にて生成される波形４５ｂが、基準レベルであるＶｓｉｇ／２を上回る期間が増加する。これに対して、波形４５ｂに基づいて第三の積分手段２７および反転手段２８により生成される積分波形４６ｂは、平均的に基準レベルであるＶｓｉｇ／２を下回ることとなる。
【０２１０】
したがって、波形４５ｂおよび積分波形４６ｂの差に基づいて比較器２９にて出力される補正信号Ｖｃはパルス波形４３ｂのようになる。ここで、本実施の形態においては、補正信号Ｖｃは、強調された音声信号出力の歪を補正することができる信号となっている。
【０２１１】
ここで図１６で示しているように、比較器２９の通常の動作により、パルス波形４３ｂのパルス幅は、パルス波形４４ｂのパルス幅よりも第二の歪態様に対応してｔｅ２だけ広くなる（つまり、パルス波形４３ｂの“Ｈ”となる期間が図１４に示した歪が生じない場合に比べて増大する。）ように、生成される。
【０２１２】
これにより、図１６に示すパルス幅のパルス波形４３ｂが帰還され、再び電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第二の歪態様が発生し、パルス幅がｔｅ２だけ縮小したとしても、パルス波形４４ｂのパルス幅とパルス波形４０のパルス幅とは同じとなる。ここで、パルス波形４３ｂとパルス波形４４ｂとは、主に電力スイッチ手段３にて発生する時間遅延δが生じていることも図１６により示されている。
【０２１３】
このように、電力スイッチ手段３において第二の歪態様の歪が生じる場合には、本実施の形態のＤ級増幅器により、比較器２９から出力されるパルス波形４３ｂのパルス幅を上記のように、第二の歪態様に対応してパルス波形４０のパルス幅よりもｔｅ２だけ広くすることにより、電力スイッチ手段３において発生する第二の歪態様の歪を補正して、定常状態ではパルス波形４４ｂのパルス幅をパルス波形４０のパルス波形のパルス幅とほぼ等しく、つまり、パルス波形４４ｂの一周期分のパルス面積をパルス波形４０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくする。このことは、帰還信号ｅｆの低周波成分とパルス変調信号ｅｉの低周波成分とを、ほぼ等しくすることであり、両信号間における誤差がないこと、つまり音声信号の歪を補正していることを示している。
【０２１４】
次に、第三の歪態様の場合について説明する。図１７は、第三の歪態様の場合において補正が行われ定常状態となった補正回路２内の各部の波形の状態を示している。ここで、横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。
【０２１５】
図１７において、パルス波形４０および積分波形４１は、図１５と同様なのでここでの説明は省略する。
【０２１６】
４４ｃは、電力スイッチ手段３において第三の歪態様が発生し、本実施の形態のＤ級増幅回路により補正され、定常状態となったときの補正回路２に入力される帰還回路５からの帰還信号ｅｆのパルス波形を示しており、４２ｃは、第二の積分手段２４においてパルス波形４４ｃに基づいて生成される積分信号ｅｏ２の積分波形を示している。
【０２１７】
また４５ｃは、減算手段２６において積分波形４１から積分波形４２ｃを減算することにより生成される波形を示しており、また４６ｃは、第三の積分手段２７、反転手段２８において波形４５ｃを積分・反転することにより生成される積分波形を示している。
【０２１８】
さらに４３ｃは、比較器２９において波形４５ｃと積分波形４６ｃとの差により“Ｈ”、“Ｌ”（または、「０」、「１」）の２値のパルスとして生成される補正信号Ｖｃのパルス波形を示している。具体的に、波形４５ｃが積分波形４６ｃよりも高いときは、“Ｈ”（または「１」）のパルスを発生し、波形４５ｃが積分波形４６ｃよりも低いときには、“Ｌ”（または「０」）のパルスを発生する。
【０２１９】
パルス波形４０は、ほぼ０からＶｓｉｇまでの振幅を持つものとする。また、第三の歪態様では、定電圧電源から供給される標準電圧値Ｖｐｏｗに対して＋ΔＶ１の振幅の歪が生じる場合であるので、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される電圧をＶｐｏｗとし、帰還回路５における固定された減衰利得を１／Ｋとすると、帰還回路５から出力されるパルス波形４４ｃの振幅は、ほぼ０から（Ｖｐｏｗ＋ΔＶ１）／Ｋとなり、当該パルス波形４４ｃの振幅は、パルス変調手段１から出力されるパルス波形４０の振幅と等しくならず、パルス波形４４ｃの振幅の方がパルス波形４０の振幅よりも、ΔＶ１／Ｋだけ大きくなる。
【０２２０】
ここで、補正回路２の補正動作が正常に実行されると、定常状態において、一周期分のパルス波形４４ｃのパルス面積は、一周期分のパルス波形４０のパルス面積と等しくなる。
【０２２１】
さて、パルス波形４０，４４ｃが図１７の状態であり、また、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４が、利得調整手段２２等の作用によりほぼＶｓｉｇ／２を基準に動作する場合には、積分波形４１および積分波形４２ｃは図１７に示したように形成される。
【０２２２】
ここで、電力スイッチ手段３における第三の歪態様（図６）により、積分波形４２ｃの平均値は、図１４で示した歪がない場合に形成される積分波形４２の平均値よりも増加する。
【０２２３】
これにより、積分波形４１および積分波形４２ｃの差により減算手段２６にて生成される波形４５ｃが、基準レベルであるＶｓｉｇ／２を上回る期間が減少する。これに対して、波形４５ｃに基づいて第三の積分手段２７および反転手段２８により生成される積分波形４６ｃは、平均的に基準レベルであるＶｓｉｇ／２を上回ることとなる。
【０２２４】
したがって、波形４５ｃおよび積分波形４６ｃの差に基づいて比較器２９にて出力される補正信号Ｖｃはパルス波形４３ｃのようになる。ここで、本実施の形態においては、補正信号Ｖｃは、強調された音声信号出力の歪を補正することができる信号となっている。
【０２２５】
ここで図１７で示しているように、比較器２９の通常の動作により、パルス波形４３ｃのパルス幅は、パルス波形４０のパルス幅よりも第三の歪態様の歪（ΔＶ１だけの振幅増大）に対応した分だけ狭くなる（つまり、パルス波形４３ｃの“Ｈ”となる期間が図１４に示した歪が生じない場合に比べて減少する。）ように、生成される。
【０２２６】
これにより、図１７に示すパルス幅のパルス波形４３ｃが帰還され、再び電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第三の歪態様が発生し、パルス幅はそのままで振幅が正常値よりもΔＶ１だけ増加したとしても、パルス波形４４ｃの一周期分のパルス面積は、パルス波形４０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくなる。ここで、パルス波形４３ｃとパルス波形４４ｃとは、主に電力スイッチ手段３にて発生する時間遅延δが生じていることも図１７により示されている。
【０２２７】
このように、電力スイッチ手段３において第三の歪態様の歪が生じる場合には、本実施の形態のＤ級増幅器により、比較器２９から出力されるパルス波形４３ｃのパルス幅を上記のように、第三の歪態様の歪（つまりΔＶ１分の振幅の増大）に対応してパルス波形４０のパルス幅よりも狭くすることにより、電力スイッチ手段３において発生する第三の歪態様の歪を補正して、パルス波形４４ｃの一周期分のパルス面積をパルス波形４０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくする。このことは、帰還信号ｅｆの低周波成分とパルス変調信号ｅｉの低周波成分とを、ほぼ等しくすることであり、両信号間における誤差がないこと、つまり音声信号の歪を補正していることを示している。
【０２２８】
なおこの場合、積分波形４２ｃの振幅が大きくなり、波形４５ｃの上辺の傾きが負となることも比較器２９から出力される補正信号Ｖｃのパルス幅を狭めることに効果がある。
【０２２９】
次に、第四の歪態様の場合について説明する。図１８は、第四の歪態様の場合において補正が行われ定常状態となった補正回路２内の各箇所の波形の状態を示している。ここで、横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。
【０２３０】
図１８において、パルス波形４０および積分波形４１は、図１５と同様なのでここでの説明は省略する。
【０２３１】
４４ｄは、電力スイッチ手段３において第四の歪態様が発生し、本実施の形態のＤ級増幅回路により補正され、定常状態となったときの補正回路２に入力される帰還回路５からの帰還信号ｅｆのパルス波形を示しており、４２ｄは、第二の積分手段２４においてパルス波形４４ｄに基づいて生成される積分信号ｅｏ２の積分波形を示している。
【０２３２】
また４５ｄは、減算手段２６において積分波形４１から積分波形４２ｄを減算することにより生成される波形を示しており、また４６ｄは、第三の積分手段２７、反転手段２８において波形４５ｄを積分・反転することにより生成される積分波形を示している。
【０２３３】
さらに４３ｄは、比較器２９において波形４５ｄと積分波形４６ｄとの差により“Ｈ”、“Ｌ”（または、「０」、「１」）の２値のパルスとして生成される補正信号Ｖｃのパルス波形を示している。具体的に、波形４５ｄが積分波形４６ｄよりも高いときは、“Ｈ”（または「１」）のパルスを発生し、波形４５ｄが積分波形４６ｄよりも低いときには、“Ｌ”（または「０」）のパルスを発生する。
【０２３４】
パルス波形４０は、ほぼ０からＶｓｉｇまでの振幅を持つものとする。また、第四の歪態様は、定電圧電源から供給される標準電圧値Ｖｐｏｗに対して−ΔＶ２の振幅の歪が生じる場合であるので、電力スイッチ手段３にて定電圧電源から供給される電圧をＶｐｏｗとし、帰還回路５における固定された減衰利得を１／Ｋとすると、帰還回路５から出力されるパルス波形４４ｄの振幅は、ほぼ０から（Ｖｐｏｗ−ΔＶ２）／Ｋとなり、当該パルス波形４４ｄの振幅は、パルス変調手段１から出力されるパルス波形４０の振幅と等しくならず、パルス波形４４ｄの振幅の方がパルス波形４０の振幅よりも、ΔＶ２／Ｋだけ小さくなる。
【０２３５】
ここで、補正回路２の補正動作が正常に実行されると、定常状態において、一周期分のパルス波形４４ｄのパルス面積は、一周期分のパルス波形４０のパルス面積と等しくなる。
【０２３６】
さて、パルス波形４０，４４ｄが図１８の状態であり、また、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４が、利得調整手段２２等の作用によりほぼＶｓｉｇ／２を基準に動作する場合には、積分波形４１および積分波形４２ｄは図１８に示したように形成される。
【０２３７】
ここで、電力スイッチ手段３における第四の歪態様（図７）により、積分波形４２ｄの平均値は、図１４で示した歪がない場合に形成される積分波形４２の平均値よりも減少する。
【０２３８】
これにより、積分波形４１および積分波形４２ｄの差により減算手段２６にて生成される波形４５ｄが、基準レベルであるＶｓｉｇ／２を上回る期間が増加する。これに対して、波形４５ｄに基づいて第三の積分手段２７および反転手段２８により生成される積分波形４６ｄは、平均的に基準レベルであるＶｓｉｇ／２を下回ることとなる。
【０２３９】
したがって、波形４５ｄおよび積分波形４６ｄの差に基づいて比較器２９にて出力される補正信号Ｖｃはパルス波形４３ｄのようになる。ここで、本実施の形態においては、補正信号Ｖｃは、強調された音声信号出力の歪を補正することができる信号となっている。
【０２４０】
ここで図１８で示しているように、比較器２９の通常の動作により、パルス波形４３ｄのパルス幅は、パルス波形４０のパルス幅よりも第四の歪態様の歪（ΔＶ２だけの振幅減少）に対応した分だけ広くなる（つまり、パルス波形４３ｄの“Ｈ”となる期間が図１４に示した歪が生じない場合に比べて増加する。）ように、生成される。
【０２４１】
これにより、図１８に示すパルス幅のパルス波形４３ｄが帰還され、再び電力スイッチ手段３に入力され、当該電力スイッチ手段３にて第四の歪態様が発生し、パルス幅はそのままで振幅が正常値よりもΔＶ２だけ減少したとしても、パルス波形４４ｄの一周期分のパルス面積は、パルス波形４０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくなる。ここで、パルス波形４３ｄとパルス波形４４ｄとは、主に電力スイッチ手段３にて発生する時間遅延δが生じていることも図１８により示されている。
【０２４２】
このように、電力スイッチ手段３において第四の歪態様の歪が生じる場合には、本実施の形態のＤ級増幅器により、比較器２９から出力されるパルス波形４３ｄのパルス幅を上記のように、第四の歪態様の歪（つまりΔＶ２分の振幅の減少）に対応してパルス波形４０のパルス幅よりも広くすることにより、電力スイッチ手段３において発生する第四の歪態様の歪を補正して、パルス波形４４ｄの一周期分のパルス面積をパルス波形４０の一周期分のパルス面積とほぼ等しくする。このことは、帰還信号ｅｆの低周波成分とパルス変調信号ｅｉの低周波成分とを、ほぼ等しくすることであり、両信号間における誤差がないこと、つまり音声信号の歪を補正していることを示している。
【０２４３】
なおこの場合、積分波形４２ｄの振幅が小さくなり、波形４５ｄの上辺の傾きが正となることも比較器２９から出力される補正信号Ｖｃのパルス幅を広めることに効果がある。
【０２４４】
以上が、本実施の形態における補正回路２がパルス変調信号ｅｉを帰還に基づく補正を加えながら出力に伝達する動作を説明したものである。
【０２４５】
以上の説明により、図１，１３の構成を備えるＤ級増幅器は、主に電力スイッチ手段３の動作に起因する音声信号の歪を低減（補正）することが可能となる。
【０２４６】
さらに、本実施の形態のＤ級増幅器では、第一の積分手段２１および第二の積分手段２４からの両積分波形を直接比較器に入力するのではなく、減算手段２６にて当該両積分波形の減算処理を行い、結果の減算信号を出力した後に、当該減算信号と、当該減算信号を第三の積分手段２７および反転手段２８にて積分・反転した信号とを比較器２９に入力し、比較処理を行うことにより、音声信号の歪を強調することとなり、当該音声信号の歪の低減（補正）効果を実施の形態１よりもさらに向上させることができる。
【０２４７】
＜実施の形態２の具体例＞
本実施の形態２の、より具体的な補正回路２の構成の一例を図１９に示す。以下、図１９の構成について説明する。
【０２４８】
ここで、演算増幅器５６，５７の出力部より前段の構成は、図１２で示した構成と同じであり、当該演算増幅器５６，５７の出力部より前段の構成により、図１３のブロック図における減算手段２０、減算手段２３、第一の積分手段２１、第二の積分手段２４、および利得調整手段２２を構成している。当該各回路における具体的な接続関係および機能は、実施の形態１の具体例例にて記載したので、ここでの説明は省略する。
【０２４９】
さて、図１９に示す本具体例の補正回路２においては、演算増幅器５６の出力部は、接続点Ｎ５、抵抗器６０および接続点Ｎ１２を介して、演算増幅器６６の反転（「−」）入力部に接続されており、他方、演算増幅器５７の出力部は、接続点Ｎ１０、抵抗器６２および接続点Ｎ１３を介して、演算増幅器６６の非反転（「＋」）入力部へと接続されている。
【０２５０】
ここで、演算増幅器６６は抵抗器６１を介した負帰還構成を備えており、当該演算増幅器６６の非反転入力部は、接続点Ｎ１３、抵抗器６３を介して適当な固定電位に接続されている。
【０２５１】
また、演算増幅器６６の出力部は、接続点Ｎ１４で分岐され、一方は、比較器６８の「−」入力部に接続されており、他方は、抵抗器６４、接続点Ｎ１５を介して演算増幅器６７の反転（「−」）入力部に接続されており、当該演算増幅器６７の非反転（「＋」）入力部は適当な固定電位に接続されている。
【０２５２】
ここで、演算増幅器６７は接続点Ｎ１６、コンデンサ６５および接続点Ｎ１５を介した負帰還構成を備えている。
【０２５３】
最後に、演算増幅器６７の出力部は、接続点Ｎ１６を介して比較器６８の「＋」入力部へと接続されている。なお、比較器６８の出力部は、図１に示した電力スイッチ手段３の入力部に接続される。
【０２５４】
上記構成の補正回路２において、抵抗器６０〜６３および演算増幅器６６により、図１３で示した減算手段２６を構成している。
【０２５５】
ただし、演算増幅器５６および演算増幅器５７の出力信号が、図１３で示した第一の積分手段２１および第二の積分手段２４の出力信号に対して、それぞれ反転しているため、演算増幅器５６の出力部を演算増幅器６６の反転入力部に接続し、演算増幅器５７の出力部を演算増幅器６６の非反転入力部に接続することで、演算増幅器６６の出力信号と図１３で示した減算手段２６の出力信号との位相を同じとしている。
【０２５６】
また、抵抗器６４、コンデンサ６５、演算増幅器６７は、図１３で示した第三の積分手段２７および反転手段２８を構成しており、演算増幅器６６から出力される信号に対して積分・反転の作用を施している。さらに、当該具体例の回路構成では、前記作用に加えて増幅の作用も奏している。
【０２５７】
また、演算増幅器６６および演算増幅器６７の出力信号が、図１３で示した減算手段２６および反転手段２８の出力信号に対して、それぞれ反転しているため、演算増幅器６６の出力部を比較器６８の「−」入力部に接続し、演算増幅器６７の出力部を比較器６８の「＋」入力部に接続することで、比較器６８からの出力信号と図１３で示した比較器２９からの出力信号との位相を同じとしている。
【０２５８】
以上、図１９に示した回路例は、本実施の形態２の補正回路２を構成するものとなる。
【０２５９】
＜測定データ＞
図２０は、図１２（実施の形態１の具体例）または図１９（実施の形態２の具体例）に示した補正回路を用いた場合における、実際の補正効果を測定するための測定回路をブロック図で示したものである。
【０２６０】
図２０で示した測定回路による測定は、補正回路２にデューティ比５０％の矩形波を入力として与え、その出力をＰＷＭ変調回路３００を通して、当該ＰＷＭ変調回路３００にて信号発生器３０１により外乱を与えた後、補正回路２の帰還入力に与えて行ったものである。
【０２６１】
評価は、矩形波を補正回路２を通さず直接ＰＷＭ変調回路３００に与え、ＬＰＦ３０２を通したパルス波入力信号の復調出力レベルをＡＣ電圧計３０３で観測した結果と、補正回路２によりＰＷＭ変調回路３００内での信号発生器３０１による外乱が抑圧された状態での、パルス波入力信号の復調出力レベルをＡＣ電圧計３０３で観測した結果との比をとって行った。
【０２６２】
上記評価の結果を図２１に示す。図２１において縦軸は外乱残留レベルであり、横軸は外乱（＝ＰＷＭ変調）の周波数である。ここで、測定データＡは、補正回路２として図１２で示した補正回路を用いた場合の測定データであり、測定データＢは、補正回路２として図１９ので示した補正回路を用いた場合の測定データである。
【０２６３】
図２１から明らかなように、実施の形態１で示した補正回路２は、良好な補正効果を有しており、さらに、実施の形態２で示した補正回路２においては、より良好な補正効果を有していることが分かる。
【０２６４】
なお、以上の説明においては出力段の構成をシングルエンドとしてきたが、本発明は互いに１８０度位相の異なる音声信号を出力する２つの出力段を備える、いわゆるＢＴＬ（Ｂａｌａｎｃｅｄ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ−Ｌｅｓｓ）構成にも適用することができる。すなわち、ＢＴＬ構成の各出力段に対し本発明の補正回路を追加適用することにより、上記で説明した歪み改善効果を得ることができる。
【０２６５】
【発明の効果】
本発明の請求項１に記載のＤ級増幅器は、パルス変調信号を生成するパルス変調手段と、前記パルス変調信号を基準として帰還による帰還信号の補正を行う補正回路と、前記補正回路より出力される補正信号に基づいて電圧信号を生成する電力スイッチ手段とを有しており、前記帰還信号は前記電圧信号に基づく信号であるＤ級増幅器において、前記補正回路は、前記パルス変調信号に基づいて積分処理をする第一の積分手段と、前記帰還信号に基づいて積分処理をする第二の積分手段と、前記第一の積分手段からの第一の積分信号と前記第二の積分手段からの第二の積分信号とを比較し、当該比較に対応した前記補正信号を生成する比較器とを、備えているので、パルス変調信号および帰還信号を、第一の積分手段および第二の積分手段にて低周波成分を強調した積分信号へと変換することができ、比較器にて当該積分信号が比較され、かつ生成される補正信号を帰還信号として補正回路へと帰還させることができる。したがって、電力スイッチ手段にて生じる音声信号の歪もパルス信号を除去した（低周波成分を強調した）形式で補正できるので、パルス成分が大きく残留しこれにより回路動作が制約を受ける、つまり当該パルス成分が回路の非直線領域に入り歪むことにより誤差信号に歪みが生じ、正しい補正動作ができなくなるということを防止することができる。また、補正回路にてパルス変調信号と帰還信号との誤差より直接的に補正信号を生成することができるので、全体的に回路構成を簡易なものとすることができる。
【０２６６】
本発明の請求項２に記載のＤ級増幅器では、前記補正回路は、前記第一の積分信号に対して利得の調整を行う利得調整手段と、前記利得調整手段からの出力信号と前記パルス変調信号との差を求めることにより第一の差分信号を生成し、当該第一の差分信号を前記第一の積分手段に出力する第一の減算手段と、前記利得調整手段からの出力信号と前記帰還信号との差を求めることにより第二の差分信号を生成し、当該第二の差分信号を前記第二の積分手段に出力する第二の減算手段とを、さらに備えているので、利得調整手段にて調整された第一の積分信号をパルス変調信号および帰還信号から差し引くことができるので、第一の積分信号および第二の積分信号の低周波利得を適度に抑制することができ、当該積分信号が回路の動作範囲を超えることを防止することができる。
【０２６７】
本発明の請求項３に記載のＤ級増幅器は、パルス変調信号を生成するパルス変調手段と、前記パルス変調信号を基準として帰還による帰還信号の補正を行う補正回路と、前記補正回路より出力される補正信号に基づいて電圧信号を生成する電力スイッチ手段とを有しており、前記帰還信号は前記電圧信号に基づく信号であるＤ級増幅器において、前記補正回路は、前記パルス変調信号に基づいて積分処理をする第一の積分手段と、前記帰還信号に基づいて積分処理をする第二の積分手段と、前記第一の積分手段からの第一の積分信号と前記第二の積分手段からの第二の積分信号との差を求める第一の減算手段と、前記第一の減算手段から出力される第一の差分信号を積分処理する第三の積分手段と、前記第三の積分手段からの第三の積分信号を反転させる反転手段と、前記第一の差分信号と前記反転手段により反転させられた前記第三の積分信号とを比較し、当該比較に対応した前記補正信号を生成する比較器とを、備えているので、第三の積分手段にて第一の差分信号の低周波成分（つまり音声信号の歪）をさらに強調することができ、その後反転手段にて反転させることにより、比較器にて第一の差分信号に音声信号の歪に起因した成分を加えることができ、さらに当該音声信号の歪を強調した形で補正信号を生成することができるので、請求項１に記載のＤ級増幅器よりもさらに、精度の高い補正を行うことができる。
【０２６８】
本発明の請求項４に記載のＤ級増幅器では、前記補正回路は、前記第一の積分信号に対して利得の調整を行う利得調整手段と、前記利得調整手段からの出力信号と前記パルス変調信号との差を求め、第二の差分信号を生成し、当該第二の差分信号を前記第一の積分手段に出力する第二の減算手段と、前記利得調整手段からの出力信号と前記帰還信号との差を求め、第三の差分信号を生成し、当該第三の差分信号を前記第二の積分手段に出力する第三の減算手段とを、さらに備えているので、請求項３に記載のＤ級増幅器に対して請求項２に記載の効果を備えさせることができる。
【０２６９】
本発明の請求項５に記載のＤ級増幅器は、前記電力スイッチ手段において生成される前記電圧信号の振幅を減衰させ、前記補正回路に入力させる前記帰還信号を出力する帰還回路を、さらに備えているので、電力スイッチ手段において振幅の歪が生じない場合に、当該帰還回路にて、電力スイッチ手段にて増幅された信号をパルス変調手段から出力されるパルス変調信号の振幅と同等レベルまで減衰させることができ、電力スイッチ手段にて歪が生じたときに、補正回路における比較処理を容易にすることができ、補正機能を備えるＤ級増幅器の実現を容易にすることができる。
【０２７０】
本発明の請求項６に記載のＤ級増幅器では、前記第一の積分手段の利得に関する定数と前記第二の積分手段の利得に関する定数とが同じであるので、電力スイッチ手段にて歪が生じない場合に、パルス変調信号の波形と帰還信号の波形とを正確に等しくすることができ、構成を複雑化することなしに補正処理を容易に実行することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＤ級増幅器の回路構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１における補正回路の構成を示すブロック図である。
【図３】歪が生じない場合の実施の形態１における補正回路の各箇所の波形の定常状態を示す図である。
【図４】第一の歪態様を示す図である。
【図５】第二の歪態様を示す図である。
【図６】第三の歪態様を示す図である。
【図７】第四の歪態様を示す図である。
【図８】第一の歪態様が生じた場合の実施の形態１における補正回路の各箇所の波形の定常状態を示す図である。
【図９】第二の歪態様が生じた場合の実施の形態１における補正回路の各箇所の波形の定常状態を示す図である。
【図１０】第三の歪態様が生じた場合の実施の形態１における補正回路の各箇所の波形の定常状態を示す図である。
【図１１】第四の歪態様が生じた場合の実施の形態１における補正回路の各箇所の波形の定常状態を示す図である。
【図１２】実施の形態１における補正回路の具体的な回路構成を示す図である。
【図１３】実施の形態２における補正回路の構成を示すブロック図である。
【図１４】歪が生じない場合の実施の形態２における補正回路の各箇所の波形の定常状態を示す図である。
【図１５】第一の歪態様が生じた場合の実施の形態２における補正回路の各箇所の波形の定常状態を示す図である。
【図１６】第二の歪態様が生じた場合の実施の形態２における補正回路の各箇所の波形の定常状態を示す図である。
【図１７】第三の歪態様が生じた場合の実施の形態２における補正回路の各箇所の波形の定常状態を示す図である。
【図１８】第四の歪態様が生じた場合の実施の形態２における補正回路の各箇所の波形の定常状態を示す図である。
【図１９】実施の形態２における補正回路の具体的な回路構成を示す図である。
【図２０】本発明の補正回路の補正効果を評価するための測定回路の構成を示す図である。
【図２１】本発明の補正回路の補正効果を示す測定データ図である。
【図２２】従来の技術におけるＤ級増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２３】従来の技術における補正ユニットの内部構成を示すブロック図である。
【図２４】従来の技術の補正動作を説明するための図である。
【符号の説明】
１　パルス変調手段、２　補正回路、３　電力スイッチ手段、４　低域フィルタ（ＬＰＦ）、５　帰還回路、２０，２３，２６　減算手段、２１　第一の積分手段、２２　利得調整手段、２４　第二の積分手段、２５，２９　比較器、２７第三の積分手段、２８　反転手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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