(57)【要約】【課題】空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置において、誤り率特性を改善する。【解決手段】選択ダイバーシチ受信で受信系統を選択する基準は、受信系統毎の各送信アンテナの伝達関数の電力の和の大きさに基づいている。ある受信系統において、各送信アンテナとの伝達関数の電力は各送信アンテナから単独で信号が送信された場合の受信電力を表す。したがって、伝達関数の電力は、空間分割多重ＯＦＤＭ信号が各送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号に分離された状態の受信電力を反映している。つまり、空間分割多重ＯＦＤＭ信号が各送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号に分離された状態の受信電力に基づいて受信系統の選択を行うことにより、受信信号のＳＮＲが改善される受信系統の選択が行われて誤り率特性が改善される。【選択図】  図１
2004260338.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｌ（Ｌ＞０：整数）本の送信アンテナから同時に同一周波数を用いて送信されたＬ系統の異なるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号系列が無線伝搬路上で重畳した空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信して受信処理を行うＭ（Ｍ＞０：整数）個の受信手段と、
前記空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信してその受信電力を検出するＭ個の受信電力検出手段と、
第一の多入力多出力選択手段から出力されるＮ（０＜Ｎ＜Ｍ：整数）個の受信信号に対しフーリエ変換を行いそれぞれサブキャリア毎の空間分割多重信号に分離し、所定の空間分割多重サブキャリア信号を出力するＮ個のフーリエ変換手段と、
このＮ個のフーリエ変換手段によって出力された各空間分離多重サブキャリア信号を用いて各サブキャリアの送信アンテナ毎の伝達関数の推定をそれぞれ行うＮ個のチャネル推定手段と、
前記Ｎ個のフーリエ変換手段により出力された空間分割多重サブキャリア信号を、前記Ｎ個のチャネル推定手段から出力される各サブキャリアの伝達関数推定結果を用いてＬ個の前記送信アンテナからそれぞれ送信されたＬ個のサブキャリア変調信号に分離する空間分割多重信号分離手段と、
この空間分割多重信号分離手段から出力される前記サブキャリア変調信号を復調するサブキャリア復調手段と
を備えた空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置において、
Ｍ個の前記受信手段が出力する受信信号およびＭ個の前記受信電力検出手段が出力する受信電力に基づきＬ個の前記送信アンテナと各受信アンテナとの間のＬ個の伝達関数の電力の和をそれぞれ算出するＭ個の伝達関数電力検出手段と、
Ｍ個の前記伝達関数電力検出手段からそれぞれ出力されたＬ個の伝達関数の電力の和の大きさを比較してその比較結果情報を出力する第一の比較手段と
を備え、
前記第一の多入力多出力選択手段は、Ｍ個の前記受信手段から出力される受信信号のうち、前記第一の比較手段の出力に基づいてＬ個の伝達関数の電力の和が大きい順番にＮ個（Ｎ＜Ｍ：整数）の受信信号を選択して出力する手段を備えたことを特徴とする空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
前記伝達関数電力検出手段は、
前記受信手段から出力される受信信号を所定の時間遅延させる第一の遅延手段と、
前記受信手段から出力される受信信号と前記第一の遅延手段から出力される遅延信号との加算を行う第一の加算手段と、
前記受信手段から出力される受信信号と前記第一の遅延手段から出力される遅延信号との差分を算出する第一の引算手段と、
前記第一の加算手段の出力を二乗する第一の二乗手段と、
前記第一の引算手段の出力を二乗する第二の二乗手段と、
前記第一の二乗手段の出力を所定のサンプル数にわたり平均する第一の平均手段と、
前記第二の二乗手段の出力を所定のサンプル数にわたり平均する第二の平均手段と、
前記第一の平均手段の出力と前記第二の平均手段の出力とを加算する第二の加算手段と、
この第二の加算手段の出力に前記受信電力検出手段から出力される受信電力を乗算する第一の乗算手段と
を備えた請求項１記載の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記伝達関数電力検出手段は、
前記受信手段から出力される受信信号を二乗する第三の二乗手段と、
この第三の二乗手段の出力を所定のサンプル数にわたり平均する第三の平均手段と、
この第三の平均手段の出力を所定の時間遅延する第二の遅延手段と、
この第二の遅延手段の出力と前記第三の平均手段の出力とを加算する第三の加算手段と、
この第三の加算手段の出力と前記受信電力検出手段から出力される受信電力とを乗算する第二の乗算手段と
を備えた請求項１記載の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
Ｌ（Ｌ＞０：整数）本の送信アンテナから同時に同一周波数を用いて送信されたＬ系統の異なるＯＦＤＭ信号系列が無線伝搬路上で重畳した空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信して受信処理を行うＭ（Ｍ＞０：整数）個の受信手段と、
前記空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信してその受信電力を検出するＭ個の受信電力検出手段と、
Ｍ個の前記受信手段が出力する受信信号のパケットの先頭に付加されたプリアンブル信号部分は入力したＭ系統の受信信号をそれぞれ第１〜第Ｍのフーリエ変換手段へ出力し、プリアンブル信号部分に続くデータ信号部分は入力したＭ系統の受信信号のうちＮ（Ｎ＜Ｍ：整数）系統の受信信号を第二の比較手段の出力に基づいて選択し第一〜第Ｎのフーリエ変換手段へ出力する出力切替手段と
を備え、
Ｍ個の前記フーリエ変換手段は、前記出力切替手段から出力される受信信号をフーリエ変換を用いてそれぞれサブキャリア毎の空間分割多重信号に分離し、所定の空間分割多重サブキャリア信号を出力する手段を備え、
第二の多入力多出力選択手段から出力されるＮ系統の空間分割多重サブキャリア信号を用いてそれぞれ各サブキャリアの送信アンテナ毎の伝達関数の推定を行うＮ個のチャネル推定手段と、
第一〜第Ｎの前記フーリエ変換手段により出力された空間分割多重サブキャリア信号を、Ｎ個の前記チャネル推定手段から出力される各サブキャリアの伝達関数推定結果を用いてＬ個の前記送信アンテナからそれぞれ送信されたＬ個のサブキャリア変調信号に分離する空間分割多重信号分離手段と、
この空間分割多重信号分離手段から出力される前記サブキャリア変調信号を復調するサブキャリア復調手段と
を備えた空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置において、
Ｍ個の前記フーリエ変換手段から出力される各空間分割多重サブキャリア信号およびＭ個の前記受信電力検出手段から出力された受信電力を用いてＭ系統の受信信号からＮ系統の受信信号を選択した場合の全ての組み合わせにおいて全サブキャリア信号の受信電力の和を算出するサブキャリア電力演算手段を備え、
前記第二の比較手段は、このサブキャリア電力演算手段の出力を比較して全サブキャリア信号の受信電力の和を最大にするＮ系統の受信信号の組み合わせ情報を出力する手段を備え、
前記第二の多入力多出力選択手段は、前記第二の比較手段から出力されるＮ系統の受信信号の組み合わせ情報に基づき、Ｍ個の前記フーリエ変換手段から出力されるＭ系統の空間分割多重サブキャリア信号からＮ系統の空間分割多重サブキャリア信号を選択し出力する手段を備えた
ことを特徴とする空間分割ＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空間分割多重ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式のディジタル無線通信システムに用いるパケット通信用受信装置に関し、特に、効率的な選択ダイバーシチ受信を行うことが可能な受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
空間分割多重方式は、複数の異なるデータ系列を複数のアンテナから同一周波数を用いて同時に送信し、受信装置において複数の受信アンテナで信号を受信し、各送信アンテナから各受信アンテナまでの伝搬路（チャネル）毎の伝達関数推定結果に基づき送信信号を推定して各データ系列を取り出す方式である。空間分割多重方式は、周波数当たりの伝送速度を送信アンテナ数倍にする方式であるため、限られた周波数帯域において伝送速度を増加させることが可能である。
【０００３】
また、空間分割多重方式は、高速な通信に適用した場合に、遅延波の影響でシンボル間干渉を及ぼすシンボル数が増大し、シンボル間干渉の影響を補正するシンボル数の増加により指数関数的に演算量が大きくなる。
【０００４】
しかし、ＯＦＤＭに空間分割多重を適用した場合には、遅延波によるシンボル間干渉を回避できるため、演算量の増加を抑え、高速伝送を実現できる。さらに、空間分割多重方式は、送信アンテナ数を一定にした場合に、受信アンテナ数を増やすほど受信ダイバーシチ効果により誤り率特性が改善する。数を増加させた受信アンテナからの受信信号を全て用いて復調を行うと、空間分割多重信号を復調するための演算処理が大きくなる。しかし、選択ダイバーシチを適用した場合に、回路規模の増加を抑えダイバーシチ利得を得ることができる。
【０００５】
従来の選択ダイバーシチ受信として、信号のＳＮＲを改善するために、受信信号レベルが大きい受信系統を選択する方法が知られている。従来の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置を図７を参照して説明する。図７は従来の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図であり、空間分割多重ＯＦＤＭ信号の受信信号レベルの大きさに基づき受信信号を選択する選択ダイバーシチを適用した空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置の従来構成例を示す。なお、この例は、送信アンテナが２本、受信アンテナが３本あり、３系統の受信信号から２系統の受信信号を選択し復調する場合を想定している。
【０００６】
図７において、アンテナ１−１、１−２、１−３で受信された空間分割多重ＯＦＤＭ信号は、それぞれ受信回路２−１、２−２、２−３および受信電力検出回路３−１、３−２、３−３に入力される。受信回路２−１、２−２、２−３は、それぞれ入力された空間分割多重信号に対し、周波数変換、自動利得制御（ＡＧＣ）、フィルタリング、アンテナディジタル変換、シンボルタイミング検出および搬送波周波数同期等の必要な受信処理を行い、複素ベースバンド受信信号を出力する。受信回路２−１、２−２、２−３から出力された複素ベースバンド受信信号は、多入力多出力選択回路５に入力される。
【０００７】
受信電力検出回路３−１、３−２、３−３は、それぞれ入力された空間分割多重ＯＦＤＭ信号の受信信号電力を検出し、比較回路４へ出力する。比較回路４は、入力された受信信号電力の大きさを比較し、比較結果情報を出力する。比較回路４から出力された比較結果情報は、多入力多出力選択回路５に入力される。多入力多出力選択回路５は、比較回路４から入力された比較結果情報に基づき、受信回路２−１、２−２、２−３から入力された３系統の複素ベースバンド受信信号から受信電力が大きい２系統の複素ベースバンド受信信号を選択して出力する。多入力多出力選択回路５から出力された２系統の複素ベースバンド受信信号は、それぞれフーリエ変換回路６−１、６−２へ入力される。
【０００８】
フーリエ変換回路６−１、６−２は、入力された複素ベースバンド受信信号に対してガードインターバル除去等の処理を行った後、フーリエ変換を行い、空間分割多重サブキャリア信号を出力する。フーリエ変換回路６−１、６−２から出力された空間分割多重サブキャリア信号は、それぞれチャネル推定回路７−１、７−２および空間分割多重信号分離回路８へ入力される。
【０００９】
チャネル推定回路７−１、７−２は、それぞれ入力された空間分割多重サブキャリア信号を用いて送信アンテナ毎の伝搬路（チャネル）の状態を表す伝達関数をサブキャリア毎に推定し、推定された各サブキャリアの伝達関数を出力する。フェージングにより、各送信アンテナから各受信アンテナ間のチャネル毎に信号は異なる振幅位相変動（伝達関数）を受けることになるが、チャネル推定用の既知の基準信号を送信し、受信側で用意された既知の理想信号と比較することにより、各チャネルの伝達関数を推定することができる。
【００１０】
チャネル推定回路７−１、７−２から出力された各サブキャリアの伝達関数は、それぞれ空間分割多重信号分離回路８に入力される。空間分割多重信号分離回路８は、チャネル推定回路７−１、７−２から入力された各サブキャリアの伝達関数およびフーリエ変換回路６−１、６−２から入力された空間分割多重サブキャリア信号を用いて、２つの送信アンテナから送信されたサブキャリア変調信号をそれぞれ推定して、２系統のサブキャリア変調信号を出力する。空間分割多重信号分離回路８から出力された２系統のサブキャリア変調信号は、並直列変換回路９に入力される。
【００１１】
並直列変換回路９は、入力された２系統の並列なサブキャリア変調信号を並直列変換して出力する。並直列変換回路９から出力されたサブキャリア変調信号は、サブキャリア復調回路１０に入力される。サブキャリア復調回路１０、入力されたサブキャリア変調信号を復調し、復調した結果得られたビット列を出力する（例えば、非特許文献１参照）。
【００１２】
【非特許文献１】
斎藤洋一著「デジタル無線通信の変復調」電子情報通信学会編、ＩＳＢＮ４−８８５５２−１３５−１、平成８年２月１０日、１８９ページ１４行〜２２行および１９０ページ図５．１９（ａ）「５．３．３ダイバーシチ受信（１）ブランチ合成法」に記載の「選択合成」
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
一般にパケット通信においてパケット毎の選択ダイバーシチ受信を行う場合には、受信信号のＳＮＲを改善するために、受信系統の選択はパケット先頭に付加されたプリアンブル信号部分の受信電力の大きさを基準に行われる。空間分割多重方式は、複数の送信アンテナから同時に同一周波数を用いて複数の異なる変調信号系列が送信され、受信機では複数の異なる変調信号が無線伝搬路で重畳された空間分割多重信号が受信される。受信された空間分割多重信号は、各送受信アンテナ間の伝達関数を推定し、推定した伝達関数を基に各送信アンテナから送信された変調信号に分離される。分離後、各変調信号は復調される。
【００１４】
空間分割多重方式において、各送信アンテナからの送信信号が独立に強い電力で受信される場合（各伝達関数の電力が大きい場合）であっても、受信電力検出を行うプリアンブル信号部分の空間分割多重信号の電力は各送信信号が重畳される際の位相の組み合わせにより小さくなる場合がある。したがって、空間分割多重信号の受信信号電力に基づいて受信系統を選択すると選択ダイバーシチのダイバーシチ利得が十分得られない課題があった。
【００１５】
そこで、本発明は、空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置において、選択ダイバーシチを適用する際、各送受信アンテナ間の伝達関数の電力を算出し受信系統毎の各送信アンテナの伝達関数の電力の和を基準とすること、または全ての受信系統の組み合わせにおいて全サブキャリアの受信電力の和を算出し全サブキャリアの受信電力の和を最大にする受信系統の組み合わせを受信系統の選択の基準とすることで、選択ダイバーシチの利得を向上させ、誤り率特性を改善することのできる空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置であって、Ｌ（Ｌ＞０：整数）本の送信アンテナから同時に同一周波数を用いて送信されたＬ系統の異なるＯＦＤＭ信号系列が無線伝搬路上で重畳した空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信して受信処理を行うＭ（Ｍ＞０：整数）個の受信手段と、前記空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信してその受信電力を検出するＭ個の受信電力検出手段と、第一の多入力多出力選択手段から出力されるＮ（０＜Ｎ＜Ｍ：整数）個の受信信号に対しフーリエ変換を行いそれぞれサブキャリア毎の空間分割多重信号に分離し、所定の空間分割多重サブキャリア信号を出力するＮ個のフーリエ変換手段と、このＮ個のフーリエ変換手段によって出力された各空間分離多重サブキャリア信号を用いて各サブキャリアの送信アンテナ毎の伝達関数の推定をそれぞれ行うＮ個のチャネル推定手段と、前記Ｎ個のフーリエ変換手段により出力された空間分割多重サブキャリア信号を、前記Ｎ個のチャネル推定手段から出力される各サブキャリアの伝達関数推定結果を用いてＬ個の前記送信アンテナからそれぞれ送信されたＬ個のサブキャリア変調信号に分離する空間分割多重信号分離手段と、この空間分割多重信号分離手段から出力される前記サブキャリア変調信号を復調するサブキャリア復調手段とを備えた空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置である。
【００１７】
ここで、本発明の特徴とするところは、Ｍ個の前記受信手段が出力する受信信号およびＭ個の前記受信電力検出手段が出力する受信電力に基づきＬ個の前記送信アンテナと各受信アンテナとの間のＬ個の伝達関数の電力の和をそれぞれ算出するＭ個の伝達関数電力検出手段と、Ｍ個の前記伝達関数電力検出手段からそれぞれ出力されたＬ個の伝達関数の電力の和の大きさを比較してその比較結果情報を出力する第一の比較手段とを備え、前記第一の多入力多出力選択手段は、Ｍ個の前記受信手段から出力される受信信号のうち、前記第一の比較手段の出力に基づいてＬ個の伝達関数の電力の和が大きい順番にＮ個（Ｎ＜Ｍ：整数）の受信信号を選択して出力する手段を備えたところにある（請求項１に対応）。
【００１８】
一般に、選択ダイバーシチ受信を行う場合には、受信信号のＳＮＲが向上する受信系列を選択する。空間分割多重通信を行わない通信方式では、受信信号の電力レベルの高い受信系統を選択することで、精度よく受信信号のＳＮＲを向上することができた。
【００１９】
しかし、前述した従来の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置では、複数の送信アンテナからの送信信号が、無線伝搬路で重畳した状態で信号が受信されるため、各送信信号が単独で受信された場合に受信信号電力が高いレベルであっても、電力検出を行うプリアンブル信号部分の空間分割多重信号の受信電力は送信信号が重畳する際の位相のズレにより互いの信号を打ち消しあって、小さくなることがある。逆に、送信信号が重畳する際の位相が一致することにより、各送信信号が単独で受信された場合よりも高い受信信号電力が検出されることがある。
【００２０】
したがって、空間分割多重ＯＦＤＭ信号の受信電力に基づいて受信系統の選択を行う場合には、空間分割多重ＯＦＤＭ信号が複数の送信信号に分離された状態での受信電力を反映していないため、ダイバーシチ利得が不十分となる課題があった。
【００２１】
本発明の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置によれば、選択ダイバーシチ受信で受信系統を選択する基準は、受信系統毎の各送信アンテナの伝達関数の電力の和の大きさに基づいている。ある受信系統において、各送信アンテナとの伝達関数の電力は各送信アンテナから単独で信号が送信された場合の受信電力を表す。
【００２２】
したがって、伝達関数の電力は、空間分割多重ＯＦＤＭ信号が各送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号に分離された状態の受信電力を反映している。つまり、空間分割多重ＯＦＤＭ信号が各送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号に分離された状態の受信電力に基づいて受信系統の選択を行うことにより、選択ダイバーシチの利得を向上させ、受信信号のＳＮＲが改善される受信系統の選択が行われ空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置の誤り率特性を改善することができる。
【００２３】
また、前記伝達関数電力検出手段は、前記受信手段から出力される受信信号を所定の時間遅延させる第一の遅延手段と、前記受信手段から出力される受信信号と前記第一の遅延手段から出力される遅延信号との加算を行う第一の加算手段と、前記受信手段から出力される受信信号と前記第一の遅延手段から出力される遅延信号との差分を算出する第一の引算手段と、前記第一の加算手段の出力を二乗する第一の二乗手段と、前記第一の引算手段の出力を二乗する第二の二乗手段と、前記第一の二乗手段の出力を所定のサンプル数にわたり平均する第一の平均手段と、前記第二の二乗手段の出力を所定のサンプル数にわたり平均する第二の平均手段と、前記第一の平均手段の出力と前記第二の平均手段の出力とを加算する第二の加算手段と、この第二の加算手段の出力に前記受信電力検出手段から出力される受信電力を乗算する第一の乗算手段とを備えることができる（請求項２に対応）。
【００２４】
あるいは、前記伝達関数電力検出手段は、前記受信手段から出力される受信信号を二乗する第三の二乗手段と、この第三の二乗手段の出力を所定のサンプル数にわたり平均する第三の平均手段と、この第三の平均手段の出力を所定の時間遅延する第二の遅延手段と、この第二の遅延手段の出力と前記第三の平均手段の出力とを加算する第三の加算手段と、この第三の加算手段の出力と前記受信電力検出手段から出力される受信電力とを乗算する第二の乗算手段とを備えることもできる（請求項３に対応）。
【００２５】
あるいは、本発明の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置は、Ｌ（Ｌ＞０：整数）本の送信アンテナから同時に同一周波数を用いて送信されたＬ系統の異なるＯＦＤＭ信号系列が無線伝搬路上で重畳した空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信して受信処理を行うＭ（Ｍ＞０：整数）個の受信手段と、前記空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信してその受信電力を検出するＭ個の受信電力検出手段と、Ｍ個の前記受信手段が出力する受信信号のパケットの先頭に付加されたプリアンブル信号部分は入力したＭ系統の受信信号をそれぞれ第１〜第Ｍのフーリエ変換手段へ出力し、プリアンブル信号部分に続くデータ信号部分は入力したＭ系統の受信信号のうちＮ（Ｎ＜Ｍ：整数）系統の受信信号を第二の比較手段の出力に基づいて選択し第一〜第Ｎのフーリエ変換手段へ出力する出力切替手段を備え、Ｍ個の前記フーリエ変換手段は、前記出力切替手段から出力される受信信号をフーリエ変換を用いてそれぞれサブキャリア毎の空間分割多重信号に分離し、所定の空間分割多重サブキャリア信号を出力する手段を備え、第二の多入力多出力選択手段から出力されるＮ系統の空間分割多重サブキャリア信号を用いてそれぞれ各サブキャリアの送信アンテナ毎の伝達関数の推定を行うＮ個のチャネル推定手段と、第一〜第Ｎの前記フーリエ変換手段により出力された空間分割多重サブキャリア信号を、Ｎ個の前記チャネル推定手段から出力される各サブキャリアの伝達関数推定結果を用いてＬ個の前記送信アンテナからそれぞれ送信されたＬ個のサブキャリア変調信号に分離する空間分割多重信号分離手段と、この空間分割多重信号分離手段から出力される前記サブキャリア変調信号を復調するサブキャリア復調手段とを備えた空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置である。
【００２６】
ここで、本発明の特徴とするところは、Ｍ個の前記フーリエ変換手段から出力される各空間分割多重サブキャリア信号およびＭ個の前記受信電力検出手段から出力された受信電力を用いてＭ系統の受信信号からＮ系統の受信信号を選択した場合の全ての組み合わせにおいて全サブキャリア信号の受信電力の和を算出するサブキャリア電力演算手段を備え、前記第二の比較手段は、このサブキャリア電力演算手段の出力を比較して全サブキャリア信号の受信電力の和を最大にするＮ系統の受信信号の組み合わせ情報を出力する手段を備え、前記第二の多入力多出力選択手段は、前記第二の比較手段から出力されるＮ系統の受信信号の組み合わせ情報に基づき、Ｍ個の前記フーリエ変換手段から出力されるＭ系統の空間分割多重サブキャリア信号からＮ系統の空間分割多重サブキャリア信号を選択し出力する第二の多入力多出力選択手段とを備えたところにある（請求項４に対応）。
【００２７】
この本発明の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置によれば、選択ダイバーシチ受信で受信系統を選択する基準は、空間分割多重サブキャリア信号の分離がなされた後の全サブキャリアの受信電力の和の大きさに基づいている。各空間分割多重サブキャリア信号は、空間分割多重サブキャリア信号を各送信アンテナから送信されたサブキャリア変調信号に分離した後、復調される。サブキャリア変調信号の全サブキャリアの受信電力の和を最大にする２系統の受信信号の組み合わせは、サブキャリア変調信号におけるＳＮＲを改善する組み合わせとなる。つまり、全サブキャリアの変調信号の受信電力の和を最大にする受信系統の組み合わせを選択することにより、選択ダイバーシチの利得を向上させ、空間分割多重サブキャリア信号分離後のサブキャリア変調信号のＳＮＲが改善される受信系統の選択が行われ空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置の誤り率特性を改善することができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
（第一の実施形態）
第一の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置を図１を参照して説明する。図１は第一の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である（請求項１に対応）。なお、同図は、送信アンテナが２本、受信アンテナが３本あり、３系統の受信信号から２系統の受信信号を選択し復調する場合を想定している。
【００２９】
第一の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置は、図１に示すように、２本の送信アンテナから同時に同一周波数を用いて送信された２系統の異なるＯＦＤＭ信号系列が無線伝搬路上で重畳した空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信して受信処理を行う３個の受信回路１０２−１〜３と、前記空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信してその受信電力を検出する３個の受信電力検出回路１０３−１〜３と、多入力多出力選択回路１０５から出力される２個の受信信号に対しフーリエ変換を行いそれぞれサブキャリア毎の空間分割多重信号に分離し、所定の空間分割多重サブキャリア信号を出力する２個のフーリエ変換回路１０６−１および２と、この２個のフーリエ変換回路１０６−１および２によって出力された各空間分離多重サブキャリア信号を用いて各サブキャリアの送信アンテナ毎の伝達関数の推定をそれぞれ行う２個のチャネル推定回路１０７−１および２と、２個のフーリエ変換回路１０６−１および２により出力された空間分割多重サブキャリア信号を、２個のチャネル推定回路１０７−１および２から出力される各サブキャリアの伝達関数推定結果を用いて２個の前記送信アンテナからそれぞれ送信された２個のサブキャリア変調信号に分離する空間分割多重信号分離回路１０８と、この空間分割多重信号分離回路１０８から出力される前記サブキャリア変調信号を復調するサブキャリア復調回路１１０とを備えた空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置である。
【００３０】
ここで、第一の実施形態の特徴とするところは、３個の受信回路１０２−１〜３が出力する受信信号および３個の受信電力検出回路１０３−１〜３が出力する受信電力に基づき２個の前記送信アンテナと各受信アンテナ１０１−１〜３との間の２個の伝達関数の電力の和をそれぞれ算出する３個の伝達関数電力検出回路１１１−１〜３と、３個の伝達関数電力検出回路１１１−１〜３からそれぞれ出力された２個の伝達関数の電力の和の大きさを比較してその比較結果情報を出力する比較回路１０４とを備え、多入力多出力選択回路１０５は、３個の受信回路１０２−１〜３から出力される受信信号のうち、比較回路１０４の出力に基づいて２個の伝達関数の電力の和が大きい順番に２個の受信信号を選択して出力するところにある。
【００３１】
次に、第一の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置の動作を説明する。受信アンテナ１０１−１、１０１−２、１０１−３で受信された空間分割多重ＯＦＤＭ信号は、それぞれ受信回路１０２−１、１０２−２、１０２−３および受信電力検出回路１０３−１、１０３−２、１０３−３に入力される。受信回路１０２−１、１０２−２、１０２−３は、それぞれ入力された空間分割多重ＯＦＤＭ信号に対し、周波数変換、自動利得制御（ＡＧＣ）、フィルタリング、アンテナディジタル変換、シンボルタイミング検出および搬送波周波数同期等の必要な受信処理を行い、複素ベースバンド受信信号を出力する。受信回路１０２−１、１０２−２、１０２−３から出力された複素ベースバンド受信信号は、それぞれ伝達関数電力検出回路１１１−１、１１１−２、１１１−３および多入力多出力選択回路１０５に入力される。
【００３２】
受信電力検出回路１０３−１、１０３−２、１０３−３は、それぞれ入力された空間分割多重ＯＦＤＭ信号の受信電力を検出して出力する。受信電力検出回路１０３−１、１０３−２、１０３−３から出力された受信電力は、それぞれ伝達関数電力検出回路１１１−１、１１１−２、１１１−３へ入力される。伝達関数電力検出回路１１１−１、１１１−２、１１１−３は、それぞれ入力された受信電力および空間分割多重ＯＦＤＭ信号を用いて送信アンテナ毎の伝達関数の電力を求め、受信系統毎の伝達関数の電力の和を算出し、算出した伝達関数の電力の和を出力する。所定のプリアンブル信号を使用することで各受信系統毎に送信アンテナ数だけ伝達関数の電力が求められるため、受信系統毎に送信アンテナ数の伝達関数の電力の和を計算する。
【００３３】
送信アンテナ毎の伝達関数の電力は各送信アンテナから単独に信号が送信された場合の電力であるため、受信系統毎の伝達関数の電力の和は各送信アンテナから単独に信号が送信された場合の電力の和に等しくなる。伝達関数電力検出回路１１１−１、１１１−２、１１１−３から出力された受信系統毎の伝達関数の電力の和は、比較回路１０４へ入力される。比較回路１０４は、入力された受信系統毎の伝達関数の電力の和の大きさを比較し、比較結果情報を出力する。
【００３４】
比較回路１０４から出力された比較結果情報は、多入力多出力選択回路１０５に入力される。多入力多出力選択回路１０５は、比較回路１０４から入力された比較結果情報に基づき、受信回路１０２−１、１０２−２、１０２−３から入力された３系統の複素ベースバンド受信信号から伝達関数の電力の和が大きい２系統の複素ベースバンド受信信号を選択して出力する。
【００３５】
多入力多出力選択回路１０５から出力された２系統の複素ベースバンド受信信号は、それぞれフーリエ変換回路１０６−１、１０６−２へ入力される。フーリエ変換回路１０６−１、１０６−２は、それぞれ入力された複素ベースバンド受信信号に対してガードインターバル除去等の処理を行った後、フーリエ変換を行い、空間分割多重サブキャリア信号を出力する。
【００３６】
フーリエ変換回路１０６−１、１０６−２から出力された空間分割多重サブキャリア信号は、それぞれチャネル推定回路１０７−１、１０７−２および空間分割多重信号分離回路１０８へ入力される。チャネル推定回路１０７−１、１０７−２は、それぞれ入力された空間分割多重サブキャリア信号を用いて送信アンテナ毎の伝搬路（チャネル）の状態を表す伝達関数をサブキャリア毎に推定し、推定された各サブキャリアの伝達関数を出力する。フェージングにより、各送信アンテナから各受信アンテナ間のチャネル毎に信号は異なる振幅位相変動（伝達関数）を受けることになるが、チャネル推定用の既知の基準信号を送信し、受信側で用意された既知の理想信号と比較することにより、各チャネルの伝達関数を推定することができる。
【００３７】
チャネル推定回路１０７−１、１０７−２から出力された各サブキャリアの伝達関数は、それぞれ空間分割多重信号分離回路１０８に入力される。空間分割多重信号分離回路１０８は、チャネル推定回路１０７−１、１０７−２から入力された各サブキャリアの伝達関数およびフーリエ変換回路１０６−１、１０６−２から入力された空間分割多重サブキャリア信号を用いて、２つの送信アンテナから送信されたサブキャリア変調信号をそれぞれ推定して、２系統のサブキャリア変調信号を出力する。
【００３８】
空間分割多重信号分離回路１０８から出力された２系統のサブキャリア変調信号は、並直列変換回路１０９に入力される。並直列変換回路１０９は、入力された２系統の並列なサブキャリア変調信号を並直列変換して出力する。並直列変換回路１０９から出力されたサブキャリア変調信号は、サブキャリア復調回路１１０に入力される。サブキャリア復調回路１１０は、入力されたサブキャリア変調信号を復調し、復調した結果得られたビット列を出力する。
【００３９】
一般に、選択ダイバーシチ受信を行う場合には、受信信号のＳＮＲが向上する受信系列を選択する。空間分割多重通信を行わない通信方式では、受信信号の電力レベルの高い受信系統を選択することで、精度よく受信信号のＳＮＲを向上することができた。
【００４０】
しかし、前述した従来の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置では、複数の送信アンテナからの送信信号が、無線伝搬路で重畳した状態で信号が受信されるため、各送信信号が単独で受信された場合に受信信号電力が高いレベルであっても、電力検出を行うプリアンブル信号部分の空間分割多重信号の受信電力は送信信号が重畳する際の位相のズレにより互いの信号を打ち消しあって、小さくなることがある。逆に、送信信号が重畳する際の位相が一致することにより、各送信信号が単独で受信された場合よりも高い受信信号電力が検出されることがある。
【００４１】
したがって、空間分割多重ＯＦＤＭ信号の受信電力に基づいて受信系統の選択を行う場合には、空間分割多重ＯＦＤＭ信号が複数の送信信号に分離された状態での受信電力を反映していないため、ダイバーシチ利得が不十分となる課題があった。
【００４２】
第一の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置によれば、選択ダイバーシチ受信で受信系統を選択する基準は、受信系統毎の各送信アンテナの伝達関数の電力の和の大きさに基づいている。ある受信系統において、各送信アンテナとの伝達関数の電力は各送信アンテナから単独で信号が送信された場合の受信電力を表す。
【００４３】
したがって、伝達関数の電力は、空間分割多重ＯＦＤＭ信号が各送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号に分離された状態の受信電力を反映している。つまり、空間分割多重ＯＦＤＭ信号が各送信アンテナから送信されたＯＦＤＭ信号に分離された状態の受信電力に基づいて受信系統の選択を行うことにより、選択ダイバーシチの利得を向上させ、受信信号のＳＮＲが改善される受信系統の選択が行われ空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置の誤り率特性を改善することができる。
【００４４】
（第二の実施形態）
第二の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置を図２および図５を参照して説明する。図２は第二の実施形態の伝達関数電力検出回路のブロック構成図である（請求項２に対応）。図５は第二の実施形態において伝達関数の電力推定に用いられるプリアンブル信号の例を示す図である。なお、同図は、送信アンテナが２本、受信アンテナが３本あり、３系統の受信信号から２系統の受信信号を選択し復調する場合を想定している。本実施形態は、前述した第一の実施形態の伝達関数電力検出回路１１１−１の内部の構成例を図１の実施例に当てはめて図示しているものである。
【００４５】
第二の実施形態の伝達関数電力検出回路１１１−１は、図２に示すように、受信回路１０２−１から出力される受信信号を所定の時間遅延させる遅延回路２０１と、受信回路１０２−１から出力される受信信号と遅延回路２０１から出力される遅延信号との加算を行う加算回路２０２と、受信回路１０２−１から出力される受信信号と遅延回路２０１から出力される遅延信号との差分を算出する引算回路２０３と、加算回路２０２の出力を二乗する二乗回路２０４−１と、引算回路２０３の出力を二乗する二乗回路２０４−２と、二乗回路２０４−１の出力を所定のサンプル数にわたり平均する平均回路２０５−１と、二乗回路２０４−２の出力を所定のサンプル数にわたり平均する平均回路２０５−２と、平均回路２０５−１の出力と平均回路２０５−２の出力とを加算する加算回路２０６と、この加算回路２０６の出力に受信電力検出回路１０３−１から出力される受信電力を乗算する乗算回路２０７とを備える。
【００４６】
次に、第二の実施形態の伝達関数電力検出回路の動作を説明する。本実施形態は図５に示すプリアンブルを送信する空間分割多重ＯＦＤＭ方式に対応している。図５のプリアンブルは、Ｓｈｏｒｔ  ｐｒｅａｍｂｌｅとＬｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅの２種類の基本要素から成り立っている。Ｓｈｏｒｔ  ｐｒｅａｍｂｌｅは、受信電力検出、シンボルタイミング同期、搬送波周波数同期に用いられる。Ｌｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅは、搬送波周波数同期、伝達関数電力検出、チャネル推定に用いられる。Ｌｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ  Ａ−１、Ａ−２、Ａ−３は同じ信号パターンである。Ａ−４はＬｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅに−１を乗算した信号パターンである。また、伝達関数電力検出回路１１１−２、１１１−３においても同様の内部構成とする。
【００４７】
受信回路１０２−１から出力された複素ベースバンド受信信号は、遅延回路２１０に入力されるとともに加算回路２０２および引算回路２０３に入力される。遅延回路２０１は、入力された複素ベースバンド受信信号をＬｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ長の時間だけ遅延させて出力する。遅延回路２０１から出力された遅延信号は、加算回路２０２および引算回路２０３に入力される。
【００４８】
加算回路２０２は、入力された複素ベースバンド受信信号と遅延信号とを加算し、二乗回路２０４−１へ出力する。この加算により送信アンテナ２の伝達関数成分が打ち消され、送信アンテナ１の伝達関数成分のみ残ることになる。引算回路２０３は、入力された複素ベースバンド受信信号から遅延信号を引き算し、二乗回路２０４−２へ出力する。この引算により送信アンテナ１の伝達関数成分が打ち消され、送信アンテナ２の伝達関数成分が残る。ここで、Ｋ（正の整数）個のサンプルからなるロングプリアンブル信号をＬ（ｋ）（ｋ＝１，２…，Ｋ）とする。また、送信アンテナ１と受信アンテナ１の間の伝達関数行列をｈ１１、送信アンテナ２と受信アンテナ１の間の伝達関数行列をｈ２１とする。受信アンテナ１で受信されるＡ−１およびＡ−３の重畳した信号は（ｈ１１＋ｈ２１）Ｌ（ｋ）、Ａ−２およびＡ−４の重畳した受信信号は（ｈ１１−ｈ２１）Ｌ（ｋ）で表される。受信回路１０２−１内のＡＧＣで正規化する電力をＧ１  と置くと、受信回路１０２−１から出力された受信信号は、ＡＧＣにより空間分割多重ＯＦＤＭ信号の電力で正規化されているため、（ｈ１１＋ｈ２１）Ｌ（ｋ）／Ｇ１  、（ｈ１１−ｈ２１）Ｌ（ｋ）／Ｇ１  と表される。図５からわかるように、Ａ−２およびＡ−４部分の重畳した信号（ｈ１１−ｈ２１）Ｌ（ｋ）／Ｇ１  はＡ−１およびＡ−３部分の重畳した信号（ｈ１１＋ｈ２１）Ｌ（ｋ）／Ｇ１  よりロングプリアンブル長の時間だけ遅れているため、遅延回路２０１により（ｈ１１＋ｈ２１）Ｌ（ｋ）／Ｇ１  をロングプリアンブル長の時間だけ遅延させた後、（ｈ１１−ｈ２１）Ｌ（ｋ）／Ｇ１  と（ｈ１１＋ｈ２１）Ｌ（ｋ）／Ｇ１  を加算回路２１２に入力する。加算回路２０２の出力は（ｈ１１＋ｈ２１）Ｌ（ｋ）／Ｇ１  ＋（ｈ１１−ｈ２１）Ｌ（ｋ）／Ｇ１  ＝２ｈ１１Ｌ（ｋ）／Ｇ１  となる。この結果より、加算回路２０２の出力信号は、送信アンテナ２の伝達関数成分ｈ２１が打ち消され、送信アンテナ１の伝達関数成分ｈ１１が残っていることがわかる。同様の演算により引算回路２０３の出力は（ｈ１１＋ｈ２１）Ｌ（ｋ）／Ｇ１  −（ｈ１１−ｈ２１）Ｌ（ｋ）／Ｇ１  ＝２ｈ２１Ｌ（ｋ）／Ｇ１  となり、引算回路２０３の出力は、送信アンテナ１の伝達関数成分ｈ１１が打ち消され、送信アンテナ２の伝達関数成分ｈ２１が残っていることがわかる。
【００４９】
二乗回路２０４−１、２０４−２は入力された複素信号の二乗を計算することで電力値を算出する。二乗回路２０４−１、２０４−２から出力された電力値はそれぞれ、平均回路２０５−１、２０５−２へ入力される。平均回路２０５−１、２０５−２は、それぞれ入力された電力値のＬｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ長にわたる平均値を計算し、加算回路２０６へ出力する。
【００５０】
平均回路２０５−１の出力は、送信アンテナ１との間の伝達関数の電力値であり、平均回路２０５−２の出力は送信アンテナ２との間の伝達関数の電力値である。加算回路２０６は、平均回路２０５−１と２０５−２からの入力信号を加算し、乗算回路２０７へ出力する。加算回路２０６の出力信号は、当該受信系統における各送信アンテナとの間の伝達関数の電力の和を算出している。ただし、受信回路１０２−１において、自動利得制御（ＡＧＣ）を行っているため、加算回路２０６の出力信号は、空間分割多重信号の受信電力で正規化されている。そこで、乗算回路２０７において、受信電力検出回路１０３−１から出力される受信電力を、加算回路２０６の出力に乗算することで、各送信アンテナとの間の伝達関数の電力の和が計算される。乗算回路２０７の出力信号は比較回路１０４へ出力される。
【００５１】
（第三の実施形態）
第三の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置を図３および図６を参照して説明する。図３は第三の実施形態の伝達関数電力検出回路のブロック構成図である（請求項３に対応）。図６は第三の実施形態において伝達関数の電力推定に用いられるプリアンブル信号の例を示す図である。なお、同図は、送信アンテナが２本、受信アンテナが３本あり、３系統の受信信号から２系統の受信信号を選択し復調する場合を想定している。本実施形態は、前述した第一の実施形態の伝達関数電力検出回路１１１−１の内部の構成例を図１の実施例に当てはめて図示しているものである。
【００５２】
第三の実施形態の伝達関数電力検出回路１１１−１は、図３に示すように、受信回路１０２−１から出力される受信信号を二乗する二乗回路３０１と、この二乗回路３０１の出力を所定のサンプル数にわたり平均する平均回路３０２と、この平均回路３０２の出力を所定の時間遅延する遅延回路３０３と、この遅延回路３０３の出力と平均回路３０２の出力とを加算する加算回路３０４と、この加算回路３０４の出力と受信電力検出回路１０３−１から出力される受信電力とを乗算する乗算回路３０５とを備える。
【００５３】
次に、第三の実施形態の伝達関数電力検出回路の動作を説明する。本実施形態は図６に示すプリアンブルを送信する空間分割多重ＯＦＤＭ方式に対応している。図６のプリアンブルは、Ｓｈｏｒｔ  ｐｒｅａｍｂｌｅとＬｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅの２種類の基本要素から成り立っている。Ｓｈｏｒｔ  ｐｒｅａｍｂｌｅは、受信電力検出、シンボルタイミング同期、搬送波周波数同期に用いられる。Ｌｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅは、搬送波周波数同期、伝達関数電力検出、チャネル推定に用いられる。Ｌｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ  Ｂ−１、Ｂ−２は同じ信号パターンであり、送信アンテナ１からＬｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ  Ｂ−１が送信されているときに送信アンテナ２は信号を送信せず、送信アンテナ２からＬｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ  Ｂ−２が送信されているときに送信アンテナ１は信号を送信していない。また、伝達関数電力検出回路１１１−２、１１１−３においても同様の内部構成とする。
【００５４】
受信回路１０２−１から出力された複素ベースバンド受信信号は、二乗回路３０１に入力される。二乗回路３０１は、入力された複素ベースバント受信信号を二乗することで電力値を算出して出力する。二乗回路３０１から出力された電力値は、平均回路３０２に入力される。平均回路３０２は、入力された電力値をＬｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ長にわたって平均する。ここで、Ｌｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ  Ｂ−１の電力の平均値は送信アンテナ１の伝達関数の電力である。また、Ｌｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ  Ｂ−２の電力の平均値は送信アンテナ２の伝達関数の電力である。
【００５５】
平均回路３０２の出力は、遅延回路３０３および加算回路３０４へ入力される。遅延回路３０３は、入力された信号をＬｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ長の時間だけ遅延させ、加算回路３０４へ出力する。加算回路３０４は、遅延回路３０３から入力される遅延信号と平均回路３０２から入力される信号とを加算し、乗算回路３０５へ出力する。
【００５６】
加算回路３０４の出力信号は、当該受信系統における各送信アンテナの伝達関数の電力の和を算出している。ただし、受信回路１０２−１において、自動利得制御（ＡＧＣ）を行っているため、加算回路３０４の出力信号は、空間分割多重信号の受信電力で正規化されている。そこで、乗算回路３０５において、受信電力検出回路１０３−１から出力される受信電力を、加算回路３０４の出力に乗算することで、各送信アンテナの伝達関数の電力の和が計算される。乗算回路３０５の出力信号は比較回路１０４へ出力される。
【００５７】
（第四の実施形態）
第四の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置を図４を参照して説明する。図４は第四の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である（請求項４に対応）。なお、同図は送信アンテナが２本、受信アンテナが３本あり、３系統の受信信号から２系統の受信信号を選択し復調する場合を想定している。
【００５８】
第四の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置は、図４に示すように、２本の送信アンテナから同時に同一周波数を用いて送信された２系統の異なるＯＦＤＭ信号系列が無線伝搬路上で重畳した空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信して受信処理を行う３個の受信回路４０２−１〜３と、前記空間分割多重ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信してその受信電力を検出する３個の受信電力検出回路４０３−１〜３と、３個の受信回路４０２−１〜３が出力する受信信号のパケットの先頭に付加されたプリアンブル信号部分は入力した３系統の受信信号をそれぞれフーリエ変換回路４０６−１〜３へ出力し、プリアンブル信号部分に続くデータ信号部分は入力した３系統の受信信号のうち２系統の受信信号を比較回路４０４の出力に基づいて選択しフーリエ変換回路４０６−１および２へ出力する出力切替回路４０５とを備え、３個のフーリエ変換回路４０６−１〜３は、出力切替回路４０５から出力される受信信号をフーリエ変換を用いてそれぞれサブキャリア毎の空間分割多重信号に分離し、所定の空間分割多重サブキャリア信号を出力し、多入力多出力選択回路４１２から出力される２系統の空間分割多重サブキャリア信号を用いてそれぞれ各サブキャリアの送信アンテナ毎の伝達関数の推定を行う２個のチャネル推定回路４０７−１および２と、フーリエ変換回路４０６−１および２により出力された空間分割多重サブキャリア信号を、２個のチャネル推定回路４０７−１および２から出力される各サブキャリアの伝達関数推定結果を用いて２個の前記送信アンテナからそれぞれ送信された２個のサブキャリア変調信号に分離する空間分割多重信号分離回路４０８と、この空間分割多重信号分離回路４０８から出力される前記サブキャリア変調信号を復調するサブキャリア復調回路４１０とを備えた空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置である。
【００５９】
ここで、第四の実施形態の特徴とするところは、３個のフーリエ変換回路４０６−１〜３から出力される各空間分割多重サブキャリア信号および３個の受信電力検出回路４０３−１〜３から出力された受信電力を用いて３系統の受信信号から２系統の受信信号を選択した場合の全ての組み合わせにおいて全サブキャリア信号の受信電力の和を算出するサブキャリア電力演算回路４１１を備え、比較回路４０４は、このサブキャリア電力演算回路４１１の出力を比較して全サブキャリア信号の受信電力の和を最大にする２系統の受信信号の組み合わせ情報を出力し、多入力多出力選択回路４１２は、比較回路４０４から出力される２系統の受信信号の組み合わせ情報に基づき、３個のフーリエ変換回路４０６−１〜３から出力される３系統の空間分割多重サブキャリア信号から２系統の空間分割多重サブキャリア信号を選択し出力するところにある。
【００６０】
次に、第四の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置の動作を説明する。受信アンテナ４０１−１、４０１−２、４０１−３で受信された空間分割多重ＯＦＤＭ信号は、それぞれ受信回路４０２−１、４０２−２、４０２−３および受信電力検出回路４０３−１、４０３−２、４０３−３に入力される。受信回路４０２−１、４０２−２、４０２−３は、それぞれ入力された空間分割多重ＯＦＤＭ信号に対し、周波数変換、自動利得制御（ＡＧＣ）、フィルタリング、アナログディジタル変換、シンボルタイミング検出および搬送波周波数同期等の必要な受信処理を行い、複素ベースバンド受信信号を出力する。受信回路４０２−１、４０２−２、４０２−３から出力された複素ベースバンド受信信号は、出力切替回路４０５に入力される。
【００６１】
一方、受信電力検出回路４０３−１、４０３−２、４０３−３は、それぞれ入力された空間分割多重ＯＦＤＭ信号の受信電力を検出して出力する。受信電力検出回路４０３−１、４０３−２、４０３−３から出力された受信電力は、サブキャリア電力演算回路４１１へ入力される。
【００６２】
出力切替回路４０５は、受信回路４０２−１、４０２−２、４０２−３から入力された３系統の複素ベースバンド受信信号のパケット先頭に付加されたプリアンブル信号部分をそれぞれフーリエ変換回路４０６−１、４０６−２、４０６−３へ出力し、プリアンブル信号部分に続くデータ信号部分に対して比較回路４０４から入力された比較結果情報に基づき、受信回路４０２−１、４０２−２、４０２−３から入力された３系統の複素ベースバンド受信信号のうちサブキャリア信号の受信電力の和を最大にする２系統の複素ベースバンド受信信号を選択して出力する。出力切替回路４０５から出力された３系統のプリアンブル信号部分は、フーリエ変換回路４０６−１、４０６−２、４０６−３でフーリエ変換された後、各サブキャリア電力演算および各サブキャリアのチャネル推定に用いられる空間分割多重サブキャリア信号としてサブキャリア電力演算回路４１１および多入力多出力選択回路４１２へ出力される。
【００６３】
一方、出力切替回路４０５から出力された２系統の複素ベースバンド受信信号のデータ信号部分は、それぞれフーリエ変換回路４０６−１、４０６−２でフーリエ変換により空間分割多重サブキャリア信号に変換され、空間分割多重信号分離回路４０８へ出力される。
【００６４】
サブキャリア電力演算回路４１１は、フーリエ変換回路４０６−１、４０６−２、４０６−３から入力された空間分割多重サブキャリア信号および受信電力検出回路４０３−１、４０３−２、４０３−３から入力された受信電力を用いて、３系統の受信信号から２系統の受信信号を選ぶ全ての組み合わせにおいて、各サブキャリアの複数の伝達関数を推定し、推定した伝達関数から空間分割多重サブキャリア信号が２つのサブキャリア変調信号に分離された状態での各サブキャリアの受信電力を算出し、全サブキャリアの受信電力の和を出力する。
【００６５】
ここで、３系統の受信信号から２系統の受信信号を選ぶ組み合わせは３通りあるため、３パターンの全サブキャリアの受信電力の和が出力される。サブキャリア電力演算回路４１１から出力された全サブキャリアの受信電力の和は比較回路４０４に入力される。比較回路４０４は、入力された３パターンの全サブキャリアの受信電力の和を比較し、最も全サブキャリアの受信電力の和が大きくなる２系統の受信信号の組み合わせの情報を、出力切替回路４０５および多入力多出力選択回路４１２へ出力する。
【００６６】
多入力多出力選択回路４１２は、比較回路４０４から入力される比較結果情報である２系統の受信信号の組み合わせ情報に基づきフーリエ変換回路４０６−１、４０６−２、４０６−３から入力される３系統の空間分割多重サブキャリア信号のうち２系統を選択し、チャネル推定回路４０７−１、４０７−２へ出力する。チャネル推定回路４０７−１、４０７−２は、それぞれ入力された空間分割多重サブキャリア信号を用いて送信アンテナ毎の伝搬路（チャネル）の状態を表す伝達関数をサブキャリア毎に推定し、推定されたサブキャリアの伝達関数を出力する。
【００６７】
フェージングにより、各送信アンテナから各受信アンテナ間のチャネル毎に信号は異なる振幅位相変動（伝達関数）を受けることになるが、チャネル推定用の既知の基準信号を送信し、受信側で用意された既知の理想信号と比較することにより、各チャネルの伝達関数を推定することができる。チャネル推定回路４０７−１、４０７−２から出力されたサブキャリアの伝達関数は、それぞれ空間分割多重信号分離回路４０８に入力される。
【００６８】
空間分割多重信号分離回路４０８は、チャネル推定回路４０７−１、４０７−２から入力されたサブキャリアの伝達関数およびフーリエ変換回路４０６−１、４０６−２から入力された空間分割多重サブキャリア信号を用いて、２つの送信アンテナから送信されたサブキャリア変調信号をそれぞれ推定して出力する。
【００６９】
空間分割多重信号分離回路４０８から出力された２系統のサブキャリア変調信号は、並直列変換回路４０９に入力される。並直列変換回路４０９は、入力された２系統の並列なサブキャリア変調信号を並直列変換し出力する。並直列変換回路４０９から出力されたサブキャリア変調信号は、サブキャリア復調回路４１０に入力される。サブキャリア復調回路４１０は、入力されたサブキャリア変調信号を復調し、復調した結果得られたビット列を出力する。
【００７０】
第四の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置によれば、選択ダイバーシチ受信で受信系統を選択する基準は、空間分割多重サブキャリア信号の分離がなされた後の全サブキャリアの受信電力の和の大きさに基づいている。各空間分割多重サブキャリア信号は、空間分割多重サブキャリア信号を各送信アンテナから送信されたサブキャリア変調信号に分離した後、復調される。サブキャリア変調信号の全サブキャリアの受信電力の和を最大にする２系統の受信信号の組み合わせは、サブキャリア変調信号におけるＳＮＲを改善する組み合わせとなる。つまり、全サブキャリアの変調信号の受信電力の和を最大にする受信系統の組み合わせを選択することにより、選択ダイバーシチの利得を向上させ、空間分割多重サブキャリア信号分離後のサブキャリア変調信号のＳＮＲが改善される受信系統の選択が行われ空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置の誤り率特性を改善することができる。
【００７１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、空間分割多重ＯＦＤＭ方式に選択ダイバーシチ受信を適用した場合に、各送受信アンテナ間の伝達関数の電力を用いて受信系統の選択を行うことで受信信号のＳＮＲを高める受信系統の選択を行うことができるため、選択ダイバーシチの利得を向上させ、空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置の誤り率特性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図。
【図２】第二の実施形態の伝達関数電力検出回路のブロック構成図。
【図３】第三の実施形態の伝達関数電力検出回路のブロック構成図。
【図４】第四の実施形態の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図。
【図５】第二の実施形態において伝達関数の電力推定に用いられるプリアンブル信号の例を示す図。
【図６】第三の実施形態において伝達関数の電力推定に用いられるプリアンブル信号の例を示す図。
【図７】従来の空間分割多重ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図。
【符号の説明】
１−１〜１−３、１０１−１〜１０１−３、４０１−１〜４０１−３  受信アンテナ
２−１〜２−３、１０２−１〜１０２−３、４０２−１〜４０２−３  受信回路
３−１〜３−３、１０３−１〜１０３−３、４０３−１〜４０３−３  受信電力検出回路
４、１０４、４０４  比較回路
５、１０５、４１２  多入力多出力選択回路
６−１、６−２、１０６−１、１０６−２、４０６−１〜４０６−３  フーリエ変換回路
７−１、７−２、１０７−１、１０７−２、４０７−１、４０７−２  チャネル推定回路
８、１０８、４０８  空間分割多重信号分離回路
９、１０９、４０９  並直列変換回路
１０、１１０、４１０  サブキャリア復調回路
１１１−１〜１１１−３  伝達関数電力検出回路
２０１、３０３  遅延回路
２０２、２０６、３０４  加算回路
２０３  引算回路
２０４−１、２０４−２、３０１  二乗回路
２０５−１、２０５−２、３０２  平均回路
２０７、３０５  乗算回路
４０５  出力切替回路
４１１  サブキャリア電力演算回路
Ａ−１〜Ａ−３、Ｂ−１、Ｂ−２  Ｌｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ
Ａ−４  Ｌｏｎｇ  ｐｒｅａｍｂｌｅ＊−１
【図１】
2004260338.tif 000003
【図２】
2004260338.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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