(57)【要約】【課題】高周波圧電発振器で発生する電極間容量Ｃ０の増加を低減し、不要共振による発振を抑圧し、高い安定度を得る高周波圧電発振器を提供する。【解決手段】この高周波発振回路は、発振用トランジスタＴＲ１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１とＣ２を接続し、この接続点から発振用トランジスタＴＲ２１のエミッタに接続してエミッタ抵抗Ｒ１を介して接地する。更に、発振用トランジスタＴＲ１のベースに抵抗ＲＢ１及び抵抗ＲＢ２とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタＴＲ１のベース・接地間に圧電振動子ＸｔａｌとインダクタＬ０及び抵抗Ｒ０を並列接続し、その接続点にコンデンサＣ３を挿入接続して接地する。更に、発振用トランジスタＴＲ１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃラインとを接続したものである。【選択図】　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、及び前記圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器とを有する高周波圧電発振器であって、
前記高周波圧電発振器の圧電振動子にインダクタ及び抵抗を夫々並列に挿入接続し、該インダクタ及び抵抗により構成される並列共振回路の共振周波数を、前記高周波圧電発振器の発振周波数の近傍に設定することにより、前記圧電振動子の直列アームにかかる負性抵抗を大きくして、前記インダクタによる不要発振を抑圧することを特徴とする高周波圧電発振器。
【請求項２】
所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、及び前記圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器とを有する高周波圧電発振器であって、
前記高周波圧電発振器の圧電振動子にインダクタと可変容量ダイオードを直列接続した回路及び抵抗を夫々並列に挿入接続し、該インダクタ及び抵抗により構成される並列共振回路の共振周波数を、前記高周波圧電発振器の発振周波数の近傍に設定することにより、前記圧電振動子の直列アームにかかる負性抵抗を大きくすると共に、前記可変容量ダイオードの容量を外部より微調整することにより、発振の最適化と周波数制御を可能とすることを特徴とする高周波圧電発振器。
【請求項３】
所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、及び前記圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器とを有する高周波圧電発振器であって、
前記高周波圧電発振器の圧電振動子に第１のインダクタ及び抵抗を夫々並列に接続し、該接続点を第２のインダクタと可変容量ダイオードを直列接続した回路を介して接地することにより、前記第１のインダクタ及び抵抗により構成される並列共振回路の共振周波数を、前記高周波圧電発振器の発振周波数の近傍に設定して、前記圧電振動子の直列アームにかかる負性抵抗を大きくすると共に、前記可変容量ダイオードの容量を外部より微調整することにより、発振の最適化と周波数制御を可能とすることを特徴とする高周波圧電発振器。
【請求項４】
前記負性抵抗を−Ｒｃ、回路容量をＣｃ、前記圧電振動子の電極間容量をＣ０、前記インダクタＬ０の並列回路のリアクタンスをＸ０、前記抵抗の抵抗値をＲ０、回路の回路容量を−Ｘｃ、前記Ｘ０とＲ０の並列接続抵抗をｒα、リアクタンスをＸα、振動子の直列アームの負性抵抗をＲＬ、リアクタンスをＸＬ、及び発振条件を、
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とすると、
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の関係を満足することを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の高周波圧電発振器。
【請求項５】
不要共振不発角周波数をωＴ、振動子の電極間容量をＣ０、該Ｃ０に並列接続される付加抵抗、発振回路の負性抵抗の絶対値をＲｃ、前記Ｃ０に並列接続する付加インダクタをＬ０、前記Ｃ０とＬ０の並列共振角周波数をω０とすると、ω１＜ωＴ＜ω２・・・・・・（式１）
但し、
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が成立し、不要共振不発帯域を前記（式１）で示し、該（式１）が成立する条件を（式２）で示し、更に同不発帯域を（式３）で示し、
また、Ｑは並列共振角周波数を表し、ω０で前記（式４）で示される実数部とリアクタンス部の比であり、振動子のＬ１／Ｃ１／Ｒ０で構成する直列アームを発振させる負性抵抗をＲＬ、そのリアクタンスをＸＬ、発振回路の回路容量をＣｃ、発振角周波数をωとすると、
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が成立し、前記振動子のＬ１／Ｃ１／Ｒ０で構成する直列アームを発振させる負性抵抗、及び負荷容量を前記（式５）で示すことを特徴とする請求項１に記載の高周波圧電発振器。
【請求項６】
請求項５に示す範囲の抵抗値をインダクタ内で構成し、該インダクタと抵抗を一体化した前記インダクタを前記振動子の電極間容量Ｃ０に並列接続したことを特徴とする請求項１又は２又は３又は４に記載の高周波圧電発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波圧電発振器に関し、さらに詳しくは、不要共振による発振を抑圧して高周波での安定した発振を実現する高周波圧電発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、圧電振動子を高周波で発振させる手法として、振動子を３倍、５倍、更に７倍等の奇数次高調波でオーバートーン発振させ取り出す方法がある。一般的には発振回路側に高調波で高い負性抵抗を得る様な高調波選択回路を設けることにより実現している。図２２は従来のコルピッツ型発振器の一例を示す図である。圧電発振回路は、発振用トランジスタＴＲ１１のベース・エミッタ間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１１を接続し、この接続点からコンデンサＣ１２とインダクタＬ１１で構成される並列共振回路、及びコンデンサ１３とエミッタ抵抗Ｒ１１の並列回路を直列に挿入接続して接地する。更に、発振用トランジスタＴＲ１１のベースに抵抗ＲＢ１１及び抵抗ＲＢ１２とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタＴＲ１１のベース・接地間に圧電振動子ＸｔａｌとコンデンサＣ１４の直列回路を挿入接続し、更に、発振用トランジスタＴＲ１１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃラインとを接続したものである。しかし、本回路では必要とする周波数が６００ＭＨｚ以上の高周波になると発振出力を得る事ができない。即ち、図２２のコンデンサＣ１２とインダクタＬ１１で並列共振回路を構成、共振周波数を所望の周波数に設定することはできるが、６００ＭＨｚ以上の高周波の場合は、圧電振動子Ｘｔａｌの図示しない電極間容量によるインピーダンスの低下が大きく、圧電振動子Ｘｔａｌの直列アームに十分な負性抵抗を発生させることができない。そこで、図２３のように、例えば、共振周波数６００ＭＨｚの圧電振動子Ｘｔａｌに並列にインダクタＬ２０を並列挿入し、圧電振動子Ｘｔａｌの電極間容量Ｃ１０とＬ２０の並列共振周波数を発振周波数に合わせ、Ｃ０をキャンセルすることにより、高い選択性と負性抵抗の低下を防ぐことにより６００ＭＨｚという高周波発振を可能としている。
【０００３】
次に、本発明との相違を明確にするために従来回路を示す図２３について更に詳細に説明する。この従来回路は、発振用トランジスタＴＲ２１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ２１とＣ２２を接続し、この接続点から発振用トランジスタＴＲ２１のエミッタに接続してエミッタ抵抗Ｒ２１を介して接地する。更に、発振用トランジスタＴＲ２１のベースに抵抗ＲＢ２１及び抵抗ＲＢ２２とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタＴＲ２１のベース・接地間に圧電振動子ＸｔａｌとインダクタＬ２０を並列接続し、その接続点にコンデンサＣ２３を挿入接続して接地する。更に、発振用トランジスタＴＲ２１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃラインとを接続したものである。図２４に従来回路図２３の等価回路モデルを示す。即ち、振動子の等価回路及び発振回路を負性抵抗−ＲｃとリアクタンスＸｃで示す。更に、図２６に等価回路図２４の振動子の並列容量Ｃ０とインダクタＬ０との並列共振回路のリアクタンスをＸ０とした説明図を示す。
更に関係式を（１）式、（２）式に、発振条件を（３）式に示す。
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【０００４】
図２５に代表的コルピッツ発振回路の負性抵抗Ｒｃと回路容量Ｃｃの特性のシミュレーション結果を示す。縦軸に負性抵抗、横軸に周波数を示す。この図から、周波数が約４００ＭＨｚ以下では負性抵抗が発生しないが、それ以上の高周波側では急激に負性抵抗が発生し、２ＧＨｚでも十分負性抵抗が発生するのが解る。
次に、図２６の等価回路に基づき、インピーダンスＺＬを求め、（４）式、（５）式を得る。
ＺＬより、図２７に示す抵抗ＲＬ及びリアクタンスＸＬの関係式（６）式を得る。
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【０００５】
図２８は図２７に基づく直列アーム負性抵抗ＲＬの特性を示す図である。縦軸に負性抵抗、横軸に周波数を表す。この図から、周波数６００ＭＨｚを頂点として、回路負性抵抗Ｒｃの値が−３００Ωとなって最も大きな負性抵抗を示すことが解る。また、図２７の回路は図３０に示す不要共振ループを構成し、リアクタンスＸ０＋Ｘｃ＝０の共振周波数で発振する。しかも発振ループ内に負性抵抗−Ｒｃを含み、負性抵抗を抑圧する項を持たないため非常に発振し易い。（７）式に周波数条件ｆω＝０を示し、その周波数関係を図３１に示す。
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図３１から例えば、Ｃ０＝３ｐＦ、並列共振周波数：ｆ０＝６００ＭＨｚ、回路負性抵抗Ｒｃ＝−１００Ωの条件で、ｆｔがＣｃ＝３、５、１０、３０、１００ｐＦのときの不要共振周波数をグラフにしたものである。各特性曲線がＸ０−Ｘｃ＝０のときの周波数が不要共振周波数である。
図３２は、不要共振周波数対回路容量の関係を表す図である。縦軸に不要共振周波数、横軸に回路容量を表す。即ち、本回路においてはＸ０は並列共振周波数の低周波側で誘導性、インダクタとして働き、回路側の回路容量と結合して不要発振を起こす可能性がある。例えば、電極間容量Ｃ０と挿入インダクタＬ０並列共振周波数６００ＭＨｚと設定し、Ｃ０＝３ｐＦとすると、回路容量Ｃｃ＝１ｐＦで５９０ＭＨｚ、Ｃｃ＝１００ｐＦで１００ＭＨｚとなる。但し、先の負性抵抗シミュレーション結果より問題は、並列共振周波数近傍の不要共振ポイントで発振する可能性が十分ある。また、後述する図１８の発明回路に示すように発振回路ループ内に可変範囲拡大のための伸長コイルＬ１を用いた場合、図２９に示すように共振点近傍に発生する大きな容量と結合して広帯域に不要発振を発生する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図２３の高周波発振従来回路では、前記でも説明したように発振回路と挿入インダクタＬ２０との間に共振周波数が発生し不要発振し易い。また、発振ループ内に周波数可変範囲拡大用伸長コイルを挿入する場合、電極間容量Ｃ０とインダクタＬ２０の並列共振点で不要発振し易い。また、高い負性抵抗を得にくい等の問題があり、実験的には報告されているが実用化されている例はほとんど無い。
本発明は、かかる課題に鑑み、高周波圧電発振器で発生する電極間容量Ｃ０の増加を低減し、不要共振による発振を抑圧し、高い安定度を得る高周波圧電発振器を提供することを目的とする。
また、発振周波数の可変範囲を拡大するために発振ループ内に伸長コイルを用いてもその影響による不要発振を防ぐことができる高周波圧電発振器を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、及び前記圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器とを有する高周波圧電発振器であって、前記高周波圧電発振器の圧電振動子にインダクタ及び抵抗を夫々並列に挿入接続し、該インダクタ及び抵抗により構成される並列共振回路の共振周波数を、前記高周波圧電発振器の発振周波数の近傍に設定することにより、前記圧電振動子の直列アームにかかる負性抵抗を大きくして、前記インダクタによる不要発振を抑圧することを特徴とする。
請求項２は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、及び前記圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器とを有する高周波圧電発振器であって、前記高周波圧電発振器の圧電振動子にインダクタと可変容量ダイオードを直列接続した回路及び抵抗を夫々並列に挿入接続し、該インダクタ及び抵抗により構成される並列共振回路の共振周波数を、前記高周波圧電発振器の発振周波数の近傍に設定することにより、前記圧電振動子の直列アームにかかる負性抵抗を大きくすると共に、前記可変容量ダイオードの容量を外部より微調整することにより、発振の最適化と周波数制御を可能とすることを特徴とする。
【０００８】
請求項３は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子、及び前記圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器とを有する高周波圧電発振器であって、前記高周波圧電発振器の圧電振動子に第１のインダクタ及び抵抗を夫々並列に接続し、該接続点を第２のインダクタと可変容量ダイオードを直列接続した回路を介して接地することにより、前記第１のインダクタ及び抵抗により構成される並列共振回路の共振周波数を、前記高周波圧電発振器の発振周波数の近傍に設定して、前記圧電振動子の直列アームにかかる負性抵抗を大きくすると共に、前記可変容量ダイオードの容量を外部より微調整することにより、発振の最適化と周波数制御を可能とすることを特徴とする。
請求項４は、前記負性抵抗を−Ｒｃ、回路容量をＣｃ、前記圧電振動子の電極間容量をＣ０、前記インダクタＬ０の並列回路のリアクタンスをＸ０、前記抵抗の抵抗値をＲ０、回路の回路容量を−Ｘｃ、前記Ｘ０とＲ０の並列接続抵抗をｒα、リアクタンスをＸα、振動子の直列アームの負性抵抗をＲＬ、リアクタンスをＸＬ、及び発振条件を、
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とすると、
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の関係を満足することを特徴とする。
【０００９】
請求項５は、不要共振不発角周波数をωＴ、振動子の電極間容量をＣ０、該Ｃ０に並列接続される付加抵抗、発振回路の負性抵抗の絶対値をＲｃ、前記Ｃ０に並列接続する付加インダクタをＬ０、前記Ｃ０とＬ０の並列共振角周波数をω０とすると、ω１＜ωＴ＜ω２・・・・・・（式１）
但し、
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が成立し、不要共振不発帯域を前記（式１）で示し、該（式１）が成立する条件を（式２）で示し、更に同不発帯域を（式３）で示し、また、Ｑは並列共振角周波数を表し、ω０で前記（式４）で示される実数部とリアクタンス部の比であり、振動子のＬ１／Ｃ１／Ｒ０で構成する直列アームを発振させる負性抵抗をＲＬ、そのリアクタンスをＸＬ、発振回路の回路容量をＣｃ、発振角周波数をωとすると、
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が成立し、前記振動子のＬ１／Ｃ１／Ｒ０で構成する直列アームを発振させる負性抵抗、及び負荷容量を前記（式５）で示すことを特徴とする。
請求項６は、請求項５に示す範囲の抵抗値をインダクタ内で構成し、該インダクタと抵抗を一体化した前記インダクタを前記振動子の電極間容量Ｃ０に並列接続したことを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
図１は本発明の第１の高周波発振回路の構成を示す図である。この高周波発振回路は、発振用トランジスタＴＲ１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１’とＣ２’を接続し、この接続点から発振用トランジスタＴＲ２１のエミッタに接続してエミッタ抵抗ＲＥを介して接地する。更に、発振用トランジスタＴＲ１のベースに抵抗ＲＢ１及び抵抗ＲＢ２とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタＴＲ１のベース・接地間に圧電振動子ＸｔａｌとインダクタＬ０及び抵抗Ｒ０を並列接続し、その接続点にコンデンサＣ３を挿入接続して接地する。更に、発振用トランジスタＴＲ１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃラインとを接続したものである。
図２は、本発明の図１の高周波発振回路の等価回路―１を示す図である。ここで、圧電振動子Ｘｔａｌの電極間容量をＣ０、インダクタをＬ１、容量をＣ１、抵抗をＲ１、発振回路を負性抵抗−Ｒｃ、回路容量Ｃｃとする。そして、更に圧電振動子Ｘｔａｌの電極間容量Ｃ０と付加インダクタＬ０との並列回路のリアクタンスＸ０とし、付加抵抗Ｒ０を並列接続し、回路の回路容量を−Ｘｃとした等価回路−２を図３に示す。更に図４は図３におけるＸ０とＲ０との並列接続を抵抗ｒαとリアクタンスＸαに変換し、発振回路を負性抵抗−Ｒｃ、回路容量をＸｃとした等価回路を−３に示す。更に圧電振動子Ｘｔａｌの直列アームを負性抵抗ＲＬとＸＬに変換した等価回路を図５に示す。また、図３の発振条件式を（８）式に示す。
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【００１１】
図３のリアクタンスＸ０を求め（９）式を得る。
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図４の抵抗ｒαとリアクタンスＸαを求め（１０）式を得る。図５の抵抗ＲＬとリアクタンスＸＬを求め（１１）式を得る。
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【００１２】
図６は（１０）、（１１）式より求めた抵抗Ｒ０と負荷抵抗ＲＬとの関係及び抵抗Ｒ０と容量ＣＬの関係を示す図である。縦軸の左側に負荷抵抗ＲＬ、右側に容量ＣＬを示し、横軸に並列付加抵抗Ｒ０を示す。この図から並列付加抵抗Ｒ０により直列アームに接続する負荷抵抗ＲＬには最適な並列付加抵抗Ｒ０の値が存在することがわかる。つまり、並列付加抵抗Ｒ０が略２００Ωで負荷抵抗ＲＬが安定するポイントが存在するのが解る。尚、Ｌ０とＣ０との並列共振周波数６００ＭＨｚ、発振周波数６２０ＭＨｚ、Ｃ０＝３ｐＦである。
図７は並列付加抵抗Ｒ０（２００Ω、３００Ω、６００Ω）における直列アームに接続する負荷抵抗ＲＬと発振周波数との関係を示す図である。縦軸に負荷抵抗ＲＬ、横軸に周波数を示す。この図から、回路の負性抵抗Ｒｃ＝−１００Ωに対して、振動子の直列アーム負荷抵抗ＲＬが、並列付加抵抗Ｒ０が増加するとそれに伴って増加するのが解る。尚、Ｌ０とＣ０との並列共振周波数６００ＭＨｚ、Ｃ０＝３ｐＦ、Ｃｅ＝３０ｐＦである。
図８は負荷容量ＣＬと周波数の関係を示す図である。縦軸に負荷容量ＣＬ、横軸に周波数を示す。この図から、回路容量ＣＬは並列共振周波数ｆ０＝６００ＭＨｚに対して５８０ＭＨｚ以上で容量性を示すことが解る。
図９は本発明の図１の回路の不要発振状態における等価回路である。この回路では（１２）式が発振しない条件、（１３）式が発振可能な条件、（１４）式が発振周波数条件である。
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図１０は本発明の図１の回路の不要発振領域を示す図である。縦軸にｒα−Ｒｃの値、横軸に周波数を示す。この図から約４８０ＭＨｚから７５０ＭＨｚの間の領域は振動子に並列接続した抵抗Ｒ０により発生する直列抵抗ｒαが回路により発生する負性抵抗Ｒｃより大きくなり、（１２）式を満足するため発振不能領域３となる。そしてこの領域は特性５〜６から明らかなように、Ｒ０の大きさによらず一定である。それ以外の領域では発振可能領域１、２となる。但し、インダクタＬ０と付加抵抗Ｒ０によるＱｒは図のように変化する。
【００１３】
図１１はＣ０＝３ｐＦ、並列共振周波数：ｆ０＝６００ＭＨｚ、回路負性抵抗Ｒｃ＝−１００Ωの条件で、ｆｔがＣｃ＝１、３、５、１０、３０、１００ｐＦのときの不要共振周波数と抵抗Ｘα−Ｘｃとの関係をグラフにしたものである。各特性曲線が縦軸のＸα−Ｘｃ＝０のときの周波数が不要共振周波数である。この図から、不要共振周波数は６００ＭＨｚより低い周波数に存在するのが解る。しかしながら、４８０ＭＨｚ以上では前記図１０から発振不能となる。また、４００ＭＨｚ以下では、前記図２５に示すコルピッツ発振回路の負性抵抗が４００ＭＨｚ以下では発生しないため発振不能となる。
図１２は不要共振周波数対回路容量の関係を表す図である。縦軸に不要共振周波数、横軸に回路容量を表す。この図からＣｃ＝５ｐＦ以上で周波数４００ＭＨｚ以下の低周波側不要共振が発生し、５８０ＭＨｚ以上の高周波側不要共振が発生する。
以上、図１の本発明の回路では、振動子の並列容量Ｃ０にインダクタＬ０を接続し、更に並列に適切な抵抗Ｒ０を接続することにより、負性抵抗の増加と、不要発振を防ぐことがシミュレーションにより確認することができた。
【００１４】
次に、不要共振が発生しない周波数帯域を求める。
これは、図２２に示すように直列抵抗：ｒαより回路の負性抵抗の絶対値：
｜Ｒｃ｜が小さい範囲を求めることに同じである。
（１０）式及び（４）式より、また、（１２）式より不要共振が発生しない条件を得る。
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【００１５】
図１３は本発明の第１の実施形態に係る高周波発振回路の回路図である。この高周波発振回路は、発振回路２０と出力回路３０から構成され、出力回路３０は本発明の主旨ではないので説明を省略する。従って発振回路２０のみについて言及する。発振用トランジスタＴＲ１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１とＣ２を接続し、この接続点から発振用トランジスタＴＲ２１のエミッタに接続してエミッタ抵抗Ｒ１を介して接地する。更に、発振用トランジスタＴＲ１のベースに抵抗ＲＢ１及び抵抗ＲＢ２とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタＴＲ１のベース・接地間に圧電振動子ＸｔａｌとインダクタＬ０及び抵抗Ｒ０を並列接続し、その接続点にコンデンサＣ３を挿入接続して接地する。更に、発振用トランジスタＴＲ１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃラインとを接続したものである。
本実施形態では、例えばＴＲ１はＭＴ４Ｓ１０１Ｔ、Ｃ１＝５ｐＦ、Ｃ２＝８ｐＦ、Ｃ３＝１００ｐＦ、Ｒ１＝１８０Ω、ＲＢ１＝１０ＫΩ、ＲＢ２＝２２ＫΩ、圧電振動子Ｘｔａｌのパラメーターとして、Ｃ０：振動子の電極間容量：Ｃ０＝３．５ｐＦ、容量比：Ｃ０／Ｃ１＝４５１、振動子の発振の良さを示すＦｉｇｕｒｅ　ｏｆ　Ｍｅｒｉｔ：Ｍ＝１．３９（本来Ｍ＜２では誘導性領域では発振しない。）、並列接続インダクタ：Ｌ０＝２２ｎＨ、Ｑ＝２０、Ｑ＝２０よりインダクタに浮遊する抵抗分＝約１５００Ω、並列接続抵抗Ｒ０＝４７０Ω、これより、インダクタ並列抵抗は１５００Ω／／４７０Ω＝３６０Ω、振動子Ｘｔａｌの共振周波数：６００ＭＨｚとなる。
図１４は本発明の発振回路２０の出力波形を示す図である。この図から周波数約６００ＭＨｚで安定して、しかも歪みの少ない波形であることが解る。
図１５は本発明の発振回路２０の電源変動特性を示す図である。この図から電源を可変し周波数変化を調べ、変動により異常発振等がない事を確認するとともに、発振の安定度（±２ｐｐｍ＠±５％ＶＣＣ以下）から不要発振ではなく、振動子による発振であることを確認した。よって本結果から本来の振動子発振であることが分る。
【００１６】
図１６は本発明の発振回路２０の振動子の並列容量Ｃ０＝３．５ｐＦ、並列接続インダクタＬ０＝２２ｎＨ、並列接続抵抗Ｒ０＝４７０Ωよりシミュレートした結果を示す図である。これから、周波数６２０ＭＨｚにおいて、変換容量Ｃα＝０．５ｐＦ、変換抵抗ｒα＝２４０Ω、負性抵抗ＲＬ＝−１３７Ωであることが解る。即ち、本発明が振動子の高周波化に伴う、振動子の電極間容量の増加、Ｆｉｇｕｒｅ　ｏｆ　Ｍｅｒｉｔの低下に対して非常に有効な方法であることがわかる。
図１７は、本発明の第２の実施形態に係る高周波発振回路の回路図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。図１７が図１と異なる点は、インダクタＬ０に直列に可変容量ダイオードＤ１を挿入し、その周辺回路Ｒ２、Ｒ３、Ｃ４を追加した点である。これにより、Ｖ．ＣＯＮ端子に電圧を印加してインダクタＬ０の容量を可変として、発振の最適化と周波数制御を可能とするものである。
図１８は、本発明の第３の実施形態に係る高周波発振回路の回路図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。図１８が図１と異なる点は、コンデンサＣ３に直列に可変容量ダイオードＤ１とインダクタＬ１を挿入し、その周辺回路Ｒ３、Ｃ４を追加した点である。これにより、Ｖ．ＣＯＮ端子に電圧を印加してインダクタＬ０の容量を可変として、発振の最適化と周波数制御を可能とするものである。
以上、振動子の基本周波数を発振周波数とした発振回路を用いて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、振動子の３次、５次、７次又はそれ以上のオーバートーン周波数を発振周波数とした発振回路にも適用できる。
【００１７】
図１９に発振周波数を６２２ＭＨｚとしたときの付加抵抗：Ｒ０と負性抵抗：ＲＬと不要共振周波数の関係を示す。
回路の負性抵抗が‐１６０Ωでありその絶対値１６０Ωを振動子の並列容量Ｃ０への付加抵抗Ｒ０が１６０Ωを超えるところから、不要共振不発帯域が発生し、約３００Ωで最大帯域幅約１７０ＭＨｚを得る。またＣ１／Ｌ１／Ｒ１で構成する振動子の直列アームの負性抵抗は、回路容量が小さくなるに従い低下するが、Ｒ０が２００Ωから３００Ωの間に最大値を持ちその値は、Ｃｃ＝５０ｐＦでおよそ−５００Ωとなり、回路の負性抵抗−１６０Ωに対し約３倍と値を示す。図２０に並列共振周波数ｆ０＝６００ＭＨｚのときのＣ０／Ｌ０／Ｒ０の並列共振のＱはＲ０を可変することによりＱも変化する、その場合のＱと負性抵抗：ＲＬと不要共振帯域幅の関係を示す。
Ｑが２から３の間で直列アームの負性抵抗は最大値を示し、３から４の間で不要共振帯域幅は最大値を示す。当然、Ｑが大きくなるに従い帯域幅は急激に狭くなる。
図２１は付加抵抗：Ｒ０＝２００Ωに固定し、回路の負性抵抗を可変した場合の直列アームの負性抵抗と不要共振帯域幅の関係を示す。
回路の負性抵抗が低下するに従い、直列アームの負性抵抗は急激に低下し、不要共振帯域幅は広がる。特に高周波側への広がりが大きい。
このように、振動子の並列容量にインダクタと適切な値の抵抗を付加することにより、振動子の直列アームの負性抵抗を増大できると伴に、インダクタを付加することによる不要共振を抑圧できることを示した。圧電振動子を発振器に使用する場合、振動子を励振させるための電極を振動子より除くことはできず、高周波化に従い振動子は薄くなり、そのため電極間容量は増加する。このことは圧電振動子の致命的課題であった。そこで適切な値の抵抗を付加することにより圧電振動子の電極容量（並列容量）をキャンセル、あるいはその影響を最小限に抑えることができる。つまり、これからの圧電発振器の高周波化を大きく促進させることが予測でき、圧電振動子を使用する装置、システムに多大な貢献を与えることができる。
【００１８】
【発明の効果】
以上記載のごとく請求項１の発明によれば、振動子に並列に適切な値の抵抗とインダクタを接続するので、高周波圧電発振で発生する電極間容量の増加を低減して、不要共振による発振を抑圧し、高い安定度を得ることができる。
また請求項２では、インダクタに直列に可変容量ダイオードを接続するので、外部から電圧を印加してインダクタの容量を可変として、発振の最適化と周波数制御を可能とすることができる。
また請求項３では、並列共振回路に直列に可変容量ダイオードを接続するので、外部から電圧を印加してインダクタの容量を可変として、発振の最適化と周波数制御を可能とすることができる。
また請求項４では、適切な等価回路により発振周波数に基づいた適切な付加抵抗値及び、インダクタの値を正確に決定することができる。
また請求項５、６では、振動子の並列容量にインダクタと適切な値の抵抗を付加することにより、振動子の直列アームの負性抵抗を増大できると伴に、インダクタを付加することによる不要共振を抑圧できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の高周波発振回路の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の高周波発振回路の等価回路−１を示す図である。
【図３】本発明の第１の高周波発振回路の等価回路−２を示す図である。
【図４】本発明の第１の高周波発振回路の等価回路−３を示す図である。
【図５】本発明の第１の高周波発振回路の等価回路−４を示す図である。
【図６】本発明の負荷抵抗ＲＬと回路負性抵抗Ｒｃと振動子並列容量とインダクタンスＬ０への並列付加抵抗Ｒ０の関係を示す図である。
【図７】本発明の並列付加抵抗Ｒ０と直列アームに接続する負荷抵抗ＲＬの関係を示す図である。
【図８】本発明の負荷容量ＣＬと周波数の関係を示す図である。
【図９】本発明の第１の高周波発振回路の不要発振を示す等価回路である。
【図１０】本発明の第１の高周波発振回路の不要発振領域を示す図である。
【図１１】本発明の不要共振周波数をグラフにした図である。
【図１２】本発明の不要共振周波数対回路容量の関係を表す図である。
【図１３】本発明の第１の実施形態に係る高周波発振回路の回路図である。
【図１４】本発明の発振回路の出力波形を示す図である。
【図１５】本発明の発振回路の電源変動特性を示す図である。
【図１６】本発明の発振回路によりシミュレートした結果を示す図である。
【図１７】本発明の第２の実施形態に係る高周波発振回路の回路図である。
【図１８】本発明の第３の実施形態に係る高周波発振回路の回路図である。
【図１９】本発明の発振周波数を６２２ＭＨｚとしたときの付加抵抗：Ｒ０と負性抵抗：ＲＬと不要共振周波数の関係を示す図である。
【図２０】本発明の並列共振周波数ｆ０＝６００ＭＨｚのときのＣ０／Ｌ０／Ｒ０の並列共振のＱはＲ０を可変することによりＱも変化する、その場合のＱと負性抵抗：ＲＬと不要共振帯域幅の関係を示す図である。
【図２１】本発明の付加抵抗：Ｒ０＝２００Ωに固定し、回路の負性抵抗を可変した場合の直列アームの負性抵抗と不要共振帯域幅の関係を示す図である。
【図２２】従来のコルピッツ型発振器の一例を示す図である。
【図２３】従来のコルピッツ型発振器の一例を示す図である。
【図２４】従来回路の等価回路モデルを示す図である。
【図２５】代表的コルピッツ発振回路の負性抵抗Ｒｃと回路容量Ｃｃの特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図２６】等価回路図２４の振動子の並列容量Ｃ０とインダクタＬ０との並列共振回路のリアクタンスをＸ０とした説明図である。
【図２７】等価回路図２４の振動子の並列容量Ｃ０とインダクタＬ０との並列共振回路のリアクタンスをＸ０とした説明図である。
【図２８】図２７に基づく直列アーム負性抵抗ＲＬの特性を示す図である。
【図２９】図２７に基づく直列アーム負荷容量と周波数の関係を示す図である。
【図３０】不要共振ループの説明図である。
【図３１】不要共振周波数を求める図である。
【図３２】不要共振周波数対回路容量の関係を表す図である。
【符号の説明】
Ｃ１〜Ｃ３　コンデンサ、ＴＲ１　発振用トランジスタ、Ｒ１　エミッタ抵抗、ＲＢ１、ＲＢ２　バイアス抵抗、Ｘｔａｌ　圧電振動子、Ｒ０　付加抵抗、Ｌ０　インダクタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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