(57)【要約】【課題】入力される二つの信号の位相がずれている場合においても、正しい方向に制御することができるフィードフォワード型歪み補償増幅装置とする。【解決手段】入力信号を直接利用し同期検波する。即ち、入力信号または入力信号の帯域内のある一定帯域信号を同期信号として、ＣＤＣ７により分岐されたＣＤＣ６の出力信号を同期検波する。また、入力信号およびＣＤＣ６の出力信号を共に局部発振器の信号で中間周波数に変換し、入力信号の中間周波数信号でＣＤＣ６の出力信号の中間周波数信号を同期検波する。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅する増幅器の出力信号から前記入力信号の成分を除去することにより前記増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を補償する増幅装置に組み込まれる制御回路であって、
前記入力信号からその入力信号と同相の第１信号とその入力信号に直交する第２信号とを生成し、前記出力信号を前記第１信号及び第２信号により同期検波する同期検波回路と、
この同期検波回路における前記第１信号による検波出力と前記第２信号による検波出力との相関値に基づいて前記入力信号と前記出力信号の振幅の差分を低減させる制御信号を前記増幅器に供給する信号処理回路とを備えてなる、
制御回路。
【請求項２】
前記制御信号が、前記増幅器の利得及び／又は出力位相を制御する信号である、
請求項１記載の制御回路。
【請求項３】
前記同期検波回路が、前記入力信号又は前記出力信号の一方の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、前記入力信号と前記出力信号の一方の位相を９０度移相させる移相器と、この移相器で一方が９０度移相された前記入力信号と出力信号とを乗算する第２乗算器と、前記入力信号と前記出力信号とを同相で乗算する第１乗算器とを備え、前記第１乗算器から前記第１信号を出力し、前記第２乗算器から前記第２信号を出力するように構成されている、
請求項１記載の制御回路。
【請求項４】
局部発振信号を出力する局部発振器と、
前記入力信号を前記局部発振信号に基づいて第１中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記出力信号を前記局部発振信号に基づいて第２中間周波信号に変換する第２のミキサとをさらに備え、
前記同期検波回路が、前記第１中間周波信号と同相の前記第１信号とその第１中間周波信号に直交する前記第２信号とを生成し、前記第２中間周波信号を前記第１信号及び第２信号により同期検波するように構成されている、
請求項１、２又は３記載の制御回路。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかの項記載の制御回路と、この制御回路の動作により信号成分が除去された歪み成分を補償する補償回路とを備え、前記補償回路が、前記歪み成分の増幅値を前記増幅器の出力信号から相殺するとともに、前記増幅値を相殺後の出力信号の値に基づいて変化させるように構成されている、歪み補償増幅装置。
【請求項６】
入力信号を増幅する増幅器の出力信号から前記入力信号の成分を除去することにより前記増幅器で生じた非線形の歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を補償する増幅装置の動作制御方法であって、
前記入力信号からその入力信号と同相の第１信号とその入力信号に直交する第２信号とを生成し、前記出力信号を生成した前記第１信号及び第２信号により同期検波する過程と、
前記第１信号による検波出力と前記第２信号による検波出力との相関値に基づいて前記増幅器の利得及び／又は位相を変化させ、前記入力信号と前記出力信号の振幅の差分を低減させる制御信号を前記増幅器に供給する過程とを含む、
歪み成分抽出のための増幅装置の動作制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば非線形歪みを補償するフィードフォワード型歪み補償増幅装置に組み込まれる制御回路及び歪み補償増幅装置の動作制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力信号に対して出力信号の波形が非線形に歪むと、例えばデータ化け、映像歪み等の障害が発生する場合がある。このことから、歪み成分を抽出して元の波形に戻すための、フィードフォワード型歪み補償増幅装置が従来より用いられている。
図８に、従来のフィードフォワード型歪み補償増幅装置の構成図を示す。
このフィードフォワード型歪み補償増幅装置では、主増幅器２で増幅された信号と、増幅前の信号とを合成し、合成電力が最小となるように、主増幅器２の位相、利得又はその両者を調整することにより、非線形の歪み成分を抽出することができる。つまり、位相、利得又はその両者を変化させたときの電力変化に応じて、位相、利得あるいはその両者の制御方向を判別する。
【０００３】
図８を参照し、入力端子７０に入力された信号（入力信号）は、方向性結合器（Ｃｈｉｐ　Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｕｐｌｅｒｓ：ＣＤＣ）１を介して、位相及び利得が可変である主増幅器２に入力される。ＣＤＣ１より取り出された入力信号は、遅延回路（Ｄｅｌａｙ　Ｌｉｎｅ：ＤＬ）５で遅延された後、ＣＤＣ６で主増幅器２の出力信号の一部と合成される。このとき、両信号の振幅が等しく、位相がちょうど反転していれば、主増幅器２の出力信号の歪み成分のみがＣＤＣ６の出力信号となり、ＣＤＣ７に入力される。
【０００４】
このＣＤＣ７を経て、位相及び利得が可変の副増幅器８で増幅された信号は、ＣＤＣ３、ＤＬ４を経た主増幅器２の出力信号と合成部９で合成される。合成された信号は、出力端子７１に導かれる。このとき、副増幅器８からの出力信号の歪み成分と主増幅器２からの出力信号の歪み成分との振幅が等しく、位相が反転していれば、両信号の歪み成分が相殺され、合成部９の出力信号は入力信号の増幅分のみとなる。
【０００５】
フィードフォワード型歪み補償増幅装置には、この合成部９による信号合成の際、歪み成分が常にうまく相殺されるようにするための２つの制御回路が設けられている。
第１の制御回路は、ＣＤＣ７により取り出されたＣＤＣ６の出力信号を電力検出回路６０にて検出して信号処理回路６１で処理し、その処理結果を主増幅器２に帰還することにより、主増幅器２の位相、利得又はその両者を制御するループである。
第２の制御回路は、出力段のＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号を電力検出回路１１で検出して信号処理回路１２で処理し、その処理結果を副増幅器８に帰還することにより、副増幅器８の位相、利得又はその両者を制御するループである。
【０００６】
このような制御回路のうち、第１の制御回路において、ＣＤＣ６で信号成分を如何に正しく除去できるかは、非常に重要な要素となる。信号成分が完全に除去されないと、副増幅器８でそれが増幅される結果、出力端子７１に導かれる最終的な出力信号に歪み成分が残ってしまうためである。また、ＣＤＣ６の出力信号に信号成分が残っている場合には、それも含めた補償を行う必要となり、余分な電力を必要とするためである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図８に示した従来のフィードフォワード型歪み補償増幅装置では、ＣＤＣ６に入力される二種類の信号の位相、振幅又はその両者が大きくずれている場合、両信号は殆ど相殺されないことから、電力検出回路６０が飽和してしまい、制御すべき方向の判別ができず、位相ないし利得を正しく調整することができない。
そのため、制御すべき方向性が見つかるまでランダムに位相、利得又はその両者を変化させ、そのＣＤＣ６の出力変化の検出を、制御すべき方向が見つかるまで繰り返す必要があり、収束に向かうまで時間がかかるという問題がある。
このため、電力検出回路１１が飽和しないようにするための、対数増幅器（ＬＯＧ　ＡＭＰ）を別途用意するなどの対策が必要となっていた。
制御すべき方向性が見つかった後も、従来のフィードフォワード型歪み補償増幅装置では、雑音電力の最小値を探すことが非常に困難であり、また、何時でも最小値を保つことができるという保証もない。
また、制御すべき方向性の調整がある程度進むと、検出したいＣＤＣ６の出力信号に主増幅器２から発生する歪み雑音が重畳され、制御の方向性の判断が困難になる。
【０００８】
なお、パイロット信号を入力信号に重畳させることも考えられるが、この場合、最後にパイロット信号を取り除くためのフィルタ（Ｂａｎｄ　Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ　Ｆｉｌｔｅｒ）が必要となるため、その挿入損失分だけ主増幅器２の利得を大きくする必要があり、総合的な効率が低下してしまう。
本発明は、二種類の信号の位相及び／又は振幅がずれている場合においても、いつも正しい方向に制御することができる、歪み補償型の増幅装置に組み込まれる制御回路を提供することを主たる課題とする。
本発明の他の課題は、制御の容易な歪み補償増幅装置を提供することにある。また、本発明の他の課題は、歪み補償型の増幅装置において迅速な制御を可能にする制御方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する本発明の制御回路は、入力信号を増幅する増幅器の出力信号から前記入力信号の成分を除去することにより前記増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を補償する増幅装置に組み込まれる制御回路であって、前記入力信号からその入力信号と同相の第１信号とその入力信号に直交する第２信号とを生成し、前記出力信号を前記第１信号及び第２信号により同期検波する同期検波回路と、この同期検波回路における前記第１信号による検波出力と前記第２信号による検波出力との相関値に基づいて前記入力信号と前記出力信号の振幅の差分を低減させる制御信号を前記増幅器に供給する信号処理回路とを備えるものである。
同期検波することにより、制御の方向を見つけることが容易になり、しかも制御時の前記差分の値が従来よりも低減する。
前記制御信号は、具体的には、前記増幅器の利得及び／又は出力位相を制御する信号である。
【００１０】
前記同期検波回路は、例えば、前記入力信号又は前記出力信号の一方の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、前記入力信号と前記出力信号の一方の位相を９０度移相させる移相器と、この移相器で一方が９０度移相された前記入力信号と出力信号とを乗算する第２乗算器と、前記入力信号と前記出力信号とを同相で乗算する第１乗算器とを備え、前記第１乗算器から前記第１信号を出力し、前記第２乗算器から前記第２信号を出力するように構成することができる。
【００１１】
信号の回り込み防止を図る観点からは、局部発振信号を出力する局部発振器と、前記入力信号を前記局部発振信号に基づいて第１中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記出力信号を前記局部発振信号に基づいて第２中間周波信号に変換する第２のミキサとをさらに備えて制御回路を構成し、前記同期検波回路が、前記第１中間周波信号と同相の前記第１信号とその第１中間周波信号に直交する前記第２信号とを生成し、前記第２中間周波信号を前記第１信号及び第２信号により同期検波するようにする。
【００１２】
本発明が提供する歪み補償増幅装置は、上記の制御回路と、この制御回路の動作により信号成分が除去された歪み成分を補償する補償回路とを備え、前記補償回路が、前記歪み成分の増幅値を前記増幅器の出力信号から相殺するとともに、前記増幅値を相殺後の出力信号の値に基づいて変化させるように構成されている装置である。
【００１３】
また、本発明が提供する方法は、入力信号を増幅する増幅器の出力信号から前記入力信号の成分を除去することにより前記増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を補償する増幅装置の動作制御方法であって、前記入力信号からその入力信号と同相の第１信号とその入力信号に直交する第２信号とを生成し、前記出力信号を前記第１信号及び第２信号により同期検波する過程と、
前記第１信号による検波出力と前記第２信号による検波出力との相関値に基づいて前記増幅器の利得及び／又は位相を変化させ、前記入力信号と前記出力信号の振幅の差分を低減させる制御信号を前記増幅器に供給する過程とを含む、歪み成分抽出ための増幅装置の動作制御方法である。
【００１４】
【発明の実施の形態】
【００１５】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に係るフィードフォワード型歪み補償増幅装置の構成図である。図８に示した従来のフィードフォワード型歪み補償増幅装置と同一機能の構成要素については、同一符号を付してある。
このフィードフォワード型歪み補償増幅装置は、図８に示した従来のフィードフォワード型歪み補償増幅装置における制御回路、特に第１の制御回路を改良するものである。すなわち、電力検出回路６０に代えて、同期検波回路２１を設け、主増幅器２の出力信号の一部と増幅前の入力信号との合成信号を、入力信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波することにより、主増幅器２の出力に含まれる歪み成分を抽出するものである。つまり、ＣＤＣ７により取り出されたＣＤＣ６の出力信号の電力を検出するのではなく、ＣＤＣ６の出力信号を同期検波するのである。送信信号を増幅する場合は、その送信信号を直接利用し、送信信号又は送信帯域内の、ある一定帯域の信号を同期信号として、合成信号を同期検波する。
歪み成分の補償回路の部分については、この実施形態により信号成分が確実に除去された信号を副増幅器８で増幅する点を除き、図８に示した従来のフィードフォワード型歪み補償増幅装置と同一構成となる。
【００１６】
まず、この実施形態による同期検波回路２１について説明する。図２は、この同期検波回路２１の構成図である。
同期検波回路２１には、ＣＤＣ１及びＣＤＣ２０により取り出された入力信号（図２上段の信号）と、ＣＤＣ６を経てＣＤＣ７により取り出された合成信号（図２下段の信号）とが入力される。
入力信号は、リミッタＡＭＰ１４でその振幅が一定値に増幅された後、二分岐され、一方の分岐信号はＩ出力用乗算器１７に供給され、他方の分岐信号は９０度移相器１５で９０度の位相をずらした状態でＱ出力用乗算器１６に供給される。一方、合成信号は、両乗算器１６，１７に同時に入力される。Ｑ出力用乗算器１６からは入力信号と直交する成分の信号（以下、「検波出力Ｑ」）、Ｉ出力用乗算器１７からは入力信号と同相の成分の信号（以下、「検波出力Ｉ」）がそれぞれ出力され、後段の信号処理回路２２に導かれる。なお、リミッタＡＭＰ１４及び９０度移相器１５は、合成信号の経路に挿入接続してもよい。
【００１７】
検波出力Ｉは、ＣＤＣ７からの合成信号と同相成分の振幅の増減に伴って増減する。また、ＤＬ５を経由してＣＤＣ６に入力される信号の振幅と、ＣＤＣ３で取り出されてＣＤＣ６に入力される信号の振幅が一致したときゼロとなる。すなわち、検波出力Ｉは、ＣＤＣ７からの合成信号に同期する信号の同相成分の振幅の変化に従って正方向と負方向の両方向に変化する。検波出力Ｑは、ＣＤＣ７からの合成信号に同期した信号の直交成分の振幅の変化に従って正方向と負方向の両方向に変化する。
【００１８】
位相変化については、ＣＤＣ６における合成前の振幅が等しい場合、ＣＤＣ７からの合成信号と同期する信号の同相成分の位相変化に従って、検波出力Ｑが増減し、位相が一致したとき、検波出力Ｑはゼロとなる。すなわち、検波出力Ｑは、上記の同相成分の信号の位相変化に伴って正方向と負方向の両方向に変化する。また、直交成分の信号については、その信号の位相増減に伴い、検波出力Ｉが増減し、正方向と負方向の両方向に変化する。
実際には、同相成分と直交成分の信号は、同時に同期検波回路２１に入力され、また、伝搬中に各種位相の回り込みの影響を受けて同期検波回路２１に入力されるので、両成分は図３及び図４に示されるように、複雑な関係になっている。
【００１９】
図３，図４において、”Ｉ”軸は、ＣＤＣ１及びＣＤＣ２０で取り出され、リミッタＡＭＰ１４で増幅された信号の同相成分を表すベクトル軸であり、”Ｑ”軸は、”Ｉ”軸と直交するベクトル軸である。
【００２０】
図３において、ベクトルＯＡは、主増幅器２で増幅され、ＣＤＣ３で取り出された後、ＣＤＣ６で合成される前の信号の位相を表している。
ベクトルＯＲは、ＣＤＣ１で取り出され、ＤＬ５で遅延された後、ＣＤＣ６で合成される前の信号の位相を表している。両信号が合成された状態、すなわちベクトルＯＡとベクトルＯＲの合成ベクトルは、後者が前者から減算されるとして、ＲＡで表される。
なお、ベクトルＯＢは、主増幅器２の利得を上げたときの信号の状態を示している。このときの合成信号は、ＲＢで表される。また、ベクトルＯＣは、主増幅器２の位相を調整したときの信号の状態を示している。このときの合成信号は、ＲＣで表される。
【００２１】
図４は、図３の各ベクトル頂点付近の拡大図であり、検波出力Ｉ、及び検波出力Ｑを示している。図中、Ａ，Ｂ，Ｃは、図３の各ベクトルの頂点位置である。Ｂｉは、頂点Ｂから”Ｉ”軸への垂線であり、Ｂｑは頂点Ｂから”Ｑ”軸への垂線、Ｃｉは頂点Ｃから”Ｉ”軸への垂線、Ｃｑは頂点Ｃから”Ｑ”軸への垂線である。主増幅器２の利得を上げたとき、検波出力Ｉのベクトル値はＡＢｉとなり、検波出力Ｑのベクトル値はＡＢｑとなる。また、主増幅器２の位相を調整したとき、検波出力Ｉのベクトル値はＡＣｉとなり、検波出力Ｑのベクトル値はＡＣｑとなる。
【００２２】
ここで、”Ｉ”軸、”Ｑ”軸の方向は、フィードフォワード型増幅器の構成に応じて一意に決まる。そこで、この実施形態では、主増幅器２の利得、位相又はその両者を調整することにより、検波出力Ｉと検波出力Ｑの値を測定し、両者の相関関係を求める。
例えば、利得変化ΔＧ、位相変化ΔＰにより、検波出力Ｉ、検波出力Ｑが、図４におけるベクトル値ＡＢｉ、ＡＢｑ、ＡＣｉ、ＡＣｑであったとすると、利得変化ΔＧ、位相変化ΔＰによる検波出力Ｉの変化、検波出力Ｑの変化は、それぞれ下記式で表される。
検波出力Ｉの変化＝（Ａｂｉ／ΔＧ）Ｇ＋（Ａｃｉ／ΔＰ）Ｐ
検波出力Ｑの変化＝（Ａｂｑ／ΔＧ）Ｇ＋（Ａｃｑ／ΔＰ）Ｐ
この関係は、ベクトルＯＡ＝ベクトルＯＲのときも成り立ち、ベクトルＯＡ＝ベクトルＯＲとなるための利得、位相をＧＯ、ＰＯとすると、以下のようになる。
検波出力Ｉ＝（Ａｂｉ／ΔＧ）（Ｇ−ＧＯ）＋（Ａｃｉ／ΔＰ）（Ｐ−ＰＯ）
検波出力Ｑ＝（Ａｂｑ／ΔＧ）（Ｇ−ＧＯ）＋（Ａｃｑ／ΔＰ）（Ｐ−ＰＯ）
すなわち、主増幅器２の出力の振幅と位相の変化は、検波出力Ｉ及び検波出力Ｑと、一次式の関係で表現することができる。
【００２３】
信号処理回路２２は、同期検波回路２１から出力される検波出力Ｉ及び検波出力Ｑの相関値に基づいて主増幅器２の利得と位相の制御方向及び制御量を決定し、入力信号と合成信号の振幅の差分を低減させる制御信号を主増幅器２に供給する。
【００２４】
この実施形態の同期検波回路２１及び信号処理回路２２によれば、同期検波回路２１の出力極性から制御の方向（正方向か負方向か）が決まり、信号処理回路２２で、主増幅器２の利得、移相又はその両者をいつも正しい方向に制御することができるので、仮に検波出力Ｉ，Ｑが飽和していても、必ず収束の方向に向かう。更にいえば、検波出力Ｉ，Ｑから制御の方向だけでなく、適正制御のための振幅（利得）も算出することができるため、そのとき飽和していなければ、たった一回の制御動作により収束点の利得と位相を求めることができる。
【００２５】
次に、本実施形態のフィードフォワード型歪み補償増幅装置が、雑音電力の最小値、すなわち、収束点の利得と位相を求めるまでの時間を従来型のものよりも著しく短縮することができることを説明する。
図５は、主増幅器２の出力信号に歪み成分が含まれている場合の電力検出回路６０の出力波形、図６は、同期検波回路２１の出力波形である。図５及び図６の横軸は、主増幅器２の位相または振幅の大きさを示しており、縦軸は、出力電力を示している。なお、各図の横軸の中央は、ＣＤＣ６により信号成分がうまく相殺される点、すなわち、収束点を示している。
【００２６】
図５において、出力電力が最小になる横軸の値を決定することは、図６において、出力電力がゼロになる点を見つけることよりも困難となる。それは、同期検波回路２１の場合は、出力電力の平均値がゼロになる点を追いかければゼロになる点を迅速に見つけることができるのに対し、電力検出回路６０ではそれができないからである。また、図６においては、収束点に近づくことにより主増幅器２において発生する歪み成分が影響しても、ある程度の時間経過後には必ず最終収束点に到達する。このことからも、同期検波回路２１を用いると、収束点の利得と位相を求めるまでの時間を著しく短縮することができることがわかる。
【００２７】
なお、本実施形態では、同期検波回路２１の検波出力の収束をより良くする観点から、ＤＬ５により遅延された入力信号をＣＤＣ２０により取り出して、同期検波回路２１で同期検波する場合について説明したが、ＤＬ５の前にＣＤＣ２０を配置し、遅延させる前の入力信号で同期検波してもよい。
【００２８】
＜第２実施形態＞
第１実施形態では、同期検波に用いる信号の周波数が入力信号と同じ周波数であることを前提として説明したが、入力信号を中間周波数の信号に変換した後に同期検波を行うようにすることもできる。
図７は、この場合のフィードフォワード型歪み補償増幅装置の構成例を示した図である。このフィードフォワード型補償増幅器の構成は、第１実施形態の場合とほぼ同様であり、ＣＤＣ２０及びＣＤＣ７により分岐された各出力信号がミキサ４１，４２により局部発振器（以下、ＬＯ（ｌｏｃａｌ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）とする。）４０の信号と混合されて中間周波数に変換され、変換された信号が同期検波回路４３に入力される点が、相違する。
この実施形態のフィードフォワード型歪み補償増幅装置では、同期検波回路４３も中間周波数帯のものになるが、同期検波回路４３の動作原理は第１実施形態のものと同じであり、信号処理回路４４での処理も第１実施形態の信号処理回路２２の処理と同じになる。
同期検波を中間周波数で行うことにより、高周波数信号のままの処理に比べ、信号回り込みによる影響を小さくできるという利点と、同期検波回路４３が第１実施形態で示した同期検波回路２１よりも安価な回路構成になるという利点がある。
なお、中間周波数の帯域が狭いとき、ＬＯ４０の周波数の上側及び下側が共に中間周波数に落ちるようにすると、その両方の周波数帯域の平均値が最小になるように構成することができる。
【００２９】
なお、本実施形態では、第１実施形態と同様、同期検波回路２１の検波出力の収束をより良くする観点から、ＤＬ５により遅延された入力信号をＣＤＣ２０により取り出して、同期検波回路２１で同期検波する場合について説明したが、ＤＬ５の前にＣＤＣ２０を配置し、遅延させる前の入力信号で同期検波してもよい。
【００３０】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、フィードフォワード型歪み補償増幅装置において、制御の方向を判別するのに要する時間を著しく短縮することができる。また、信号成分の収束点での収束値を小さくすることができ、主増幅器、副増幅器の電力を下げることができる。このことから、製造コストを低減させ、小型化にも貢献できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態によるフィードフォワード型歪み補償増幅装置の構成図。
【図２】同期検波回路２１の構成図。
【図３】同期検波回路２１の出力説明図。
【図４】図３の各ベクトル頂点付近を拡大して、ＩＱ出力を示した図。
【図５】従来のフィードフォワード型歪み補償増幅装置の電力検出回路６０の出力説明図。
【図６】第１実施形態によるフィードフォワード型歪み補償増幅装置の同期検波回路２１の出力説明図。
【図７】本発明の第２実施形態によるフィードフォワード型歪み補償増幅装置の構成図。
【図８】従来の歪み補償増幅器の構成図。
【符号の説明】
１，３，６，７，１０，２０　ＣＤＣ（方向性結合器）
２　主増幅器
４，５　ＤＬ（遅延回路）
８　副増幅器
９　合成部
１１，６０　電力検出回路
１２，２２，４４，６１　信号処理回路
１４　リミッタＡＭＰ
１５　９０度位相器
１６　乗算器
１７　乗算器
２１，４３　同期検波回路
３０，５０，７０　入力端子
３１，５１，７１　出力端子
４０　ＬＯ（局部発振器）
４１，４２　ミキサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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