(57)【要約】【課題】出力カップリングコンデンサを必要とせず、ヘッドフォン回路外のヘッドフォン負荷の基準電圧をグランド電圧に設定可能なヘッドフォンアンプ回路を提供する。【解決手段】ヘッドフォンアンプ３，７には、電池等からのプラス電圧と負電圧発生回路９からの負電圧が印加される。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
負電圧発生回路と、
入力端子に、第１の音声信号が供給され、プラス電圧と前記負電圧発生回路からの負電圧が供給される第１のヘッドフォンアンプと、
入力端子に、前記第１または第２の音声信号が供給され、前記プラス電圧と前記負電圧発生からの負電圧が供給される第２のヘッドフォンアンプと、を具備したことを特徴とするヘッドフォンアンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話等のオーディオ機器のヘッドフォンアンプ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の出力カップリングコンデンサ方式のヘッドフォンアンプ回路を含むヘッドフォンは、図８に示すように構成されている。ヘッドフォン回路外のヘッドフォン負荷の基準電圧をグランド電圧にするため、ヘッドフォンアンプ１０３と１２１のそれぞれの出力側に出力カップリングコンデンサ１０９と１２１が配置されている。プラス電圧は、電池等のプラス電圧Ｖｃｃを使用している。
【０００３】
また従来では、出力カップリングコンデンサ無し方式のヘッドフォンアンプ回路を含むヘッドフォンは、図９に示す如く構成されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図８の従来例の出力段の出力カップリングコンデンサ１０９，１２１は、１００〜２２０μＦである必要がある。このサイズのため、ヘッドフォンアンプ回路を、半導体集積回路に内蔵出来ない。また携帯電話等の小型セットにも内蔵出来ない。
【０００５】
図９では、出力カップリングコンデンサは不要であるが、ヘッドフォン負荷１４３と１４５の基準電圧は、コモンアンプ１３９からＤＣ電圧が供給されるされるため、グランッド基準とならない。この問題として、グランド基準のアクセサリ（例えば、アクティブスピーカ）を、ヘッドフォンジャック１４１に接続されることが考えられる。
【０００６】
ヘッドフォンアンプ１３５と１３７とコモンアンプ１３９からグランドへのパスが発生し、過大電流が、ヘッドフォンア１３５と１３７とコモンアンプ１３９からグランドに流れる。
【０００７】
そこで本発明は、大容量の出力カップリングコンデンサを必要とせず、ヘッドフォンアンプ回路外のヘッドフォン負荷の基準電圧をグランド電圧に設定可能なヘッドフォンアンプ回路を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明のヘッドフォンアンプ回路は、
負電圧発生回路と、
入力端子に、第１の音声信号が供給され、プラス電圧と前記負電圧発生回路からの負電圧が供給される第１のヘッドフォンアンプと、
入力端子に、前記第１または第２の音声信号が供給され、前記プラス電圧と前記負電圧発生からの負電圧が供給される第２のヘッドフォンアンプと、を具備したことを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明のヘッドフォンアンプ回路を含むヘッドフォンの構成を示す。ヘッドフォンアンプ回路は、ヘッドフォンアンプ３と７と負電圧発生回路９よりなる。
【００１０】
ヘッドフォンアンプ３の入力端子１に、第１の音声電流が供給される。ヘッドフォンアンプ３には、他に、電池等からのプラス電圧Ｖｃｃと負電圧発生回路９からの負電圧が供給されている。ヘッドフォンアンプ３は、第１の音声信号を増幅して、ヘッドフォンジャック１１に供給する。
【００１１】
ヘッドフォンアンプ７の入力端子１に、第１または第２の音声電流が供給される。ヘッドフォンアンプ７には、他に、電池等からのプラス電圧Ｖｃｃと負電圧発生回路９からの負電圧が供給されている。ヘッドフォンアンプ７は、第１または第２の音声信号を増幅して、ヘッドフォンジャック１１に供給する。
【００１２】
以上の構成により、ヘッドフォン負荷１３と１５の基準電圧は、グランド基準となる。
【００１３】
図２に、負電圧発生回路９の一例の構成を示す。コンデンサＣ１の左側は、マルチバイブレータ２１の出力端に接続され、コンデンサＣ１の右側は、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、負電圧出力端に接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、グランドに接続されている。コンデンサＣ２が、負電圧出力端とグランドの間に配置されている。
【００１４】
図３に、マルチバイブレータ２１の一部を含む負電圧発生回路９の一例の構成を示す。ＰＮＰトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２は、マルチバイブレータ２１の一部を構成する。トランジスタＱ１のエミッタに、電池等からのプラス電圧Ｖｃｃが供給されている。トランジスタＱ１のコレクタは、トランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは、グランドに接続されている。トランジスタＱ１とＱ２のコレクタは、コンデンサＣ１の左側に接続されている。
【００１５】
トランジスタＱ１は、図５の第１のスイッチＳＷ１に相当する。トランジスタＱ２は、図５の第２のスイッチＳＷ２に相当する。
【００１６】
図４に、マルチバイブレータ２１の一部を含む負電圧発生回路９の一例の構成を示す。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１とＮチャンネルのＭＯＳトランジスタＭ２は、マルチバイブレータ２１の一部を構成する。トランジスタＭ１のソースは、電池等からのプラス電圧Ｖｃｃが供給されている。トランジスタＭ１のドレインは、トランジスタＭ２のドレインに接続されている。トランジスタＭ２のソースは、グランドに接続されている。トランジスタＭ１とＭ２のドレインは、コンデンサＣ１の左側に接続されている。
【００１７】
トランジスタＭ１は、図５の第１のスイッチＳＷ１に相当する。トランジスタＭ２は、図５の第２のスイッチＳＷ２に相当する。
【００１８】
第１のスイッチＳＷ１がオンの時、第２のスイッチＳＷ２はオフである。第１と第２のスイッチＳＷ１とＳＷ２は、第１と第２の音声信号とは、関係なしにほぼ同一間隔でオン／オフを行う。
【００１９】
第１のスイッチＳＷ１がオンした時を考える。第１のスイッチＳＷ１がオンすると、図６の矢印の如く、電流は流れる。コンデンサＣ１の左側の電圧は、Ｖｃｃとなる。
【００２０】
コンデンサＣ１の右側の電圧は、ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ（Ｄ２）となる。するとコンデンサＣ１の両端での電圧差は、Ｖｃｃ−ＶＦ（Ｄ２）となる。但し、初期状態では、負電圧を出力しない。
【００２１】
次に、第２のスイッチＳＷ２がオンした時を考える。第２のスイッチＳＷ２がオンすると、図７の矢印の如く、電流は流れる。この時、コンデンサＣ１の左側の電圧は、グランド電圧となる。コンデンサＣ１の両端の電圧差は、保持されているため、コンデンサＣ１の右側の電圧（ダイオードＤ１のカソード側）は、
グランド電圧−（Ｖｃｃ−ＶＦ（Ｄ２））＝グランド電圧−Ｖｃｃ＋ＶＦ（Ｄ２）・・（１）
となる。また電流の経路は、図７に示す如く、コンデンサＣ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１となっている。この時、
ダイオードＤ１のアノード側の電圧＝負電圧出力は、
グランド電圧―Ｖｃｃ＋ＶＦ（Ｄ２）＋ＶＦ（Ｄ１）・・（２）
となる。
【００２２】
ここで、ＶＦ（Ｄ１）＝ＶＦ（Ｄ２）＝ＶＦ（ダイオードの順方向電圧）とすると、（２）式は、
グランド電圧−Ｖｃｃ＋２ＶＦ・・（３）
となり、（３）式が、負電圧となる。この負電圧が、コンデンサＣ２に充電される。
【００２３】
実際に、Ｖｃｃ＝５Ｖ、ＶＦ（Ｄ１）＝ＶＦ（Ｄ２）＝０．７Ｖとすると、負電圧は、
負電圧＝０Ｖ−５Ｖ＋２×０．７Ｖ＝−３．６Ｖ
となり、負電圧を得られる。
【００２４】
【発明の効果】
本発明のヘッドフォンアンプ回路によれば、大容量の出力カップリングコンデンサを必要とせず、ヘッドフォンアンプ回路外のヘッドフォン負荷の基準電圧をグランド電圧に設定可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のヘッドフォンアンプ回路を含むヘッドフォンの構成を示す図である。
【図２】図１の負電圧発生回路の一例の構成を示す図である。
【図３】図３のマルチバイブレータの一部を含む負電圧発生回路の一例の構成を示す図である。
【図４】図３のマルチバイブレータの一部を含む負電圧発生回路の一例の構成を示す図である。
【図５】図３と図４の等価回路図である。
【図６】図５の動作を説明するための図である。
【図７】図５の動作を説明するための図である。
【図８】従来の出力カップリングコンデンサ方式のヘッドフォンアンプ回路を含むヘッドフォンの構成を示す図である。
【図９】従来の出力カップリングコンデンサ無し方式のヘッドフォンアンプ回路を含むヘッドフォンの構成を示す図である。
【符号の説明】
３，７・・ヘッドフォンアンプ、９・・負電圧発生回路、１１・・ヘッドフォンジャック、１３，１５・・ヘッドフォン負荷。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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