(57)【要約】【課題】モータへの印加電圧を低下させる制御を行っても、ロータ位置の推定の安定化を図るモータ制御装置及びモータの制御方法を提供する。【解決手段】インバータ３２により駆動されるブラシレスＤＣモータ２９の非通電相の誘起電圧に基づいてロータ３１の位置を推定し、この推定結果に基づいてパルス幅変調したＰＷＭスイッチング信号をインバータ３２に出力して、ブラシレスＤＣモータ２９への印加電圧を制御するモータ制御装置において、印加電圧に対応するデューティ比を有するスイッチング信号を生成するに際し、当該スイッチング信号のパルス幅が所定のパルス幅以上となるようにＰＷＭスイッチング信号のキャリア周波数を調整する制御部３４を備えた。【選択図】      図１
2004260919.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータにより駆動されるモータの非通電相の誘起電圧に基づいてロータの位置を推定し、この推定結果に基づいてパルス幅変調したスイッチング信号を前記インバータに出力して、前記モータへの印加電圧を制御するモータ制御装置において、
前記印加電圧に対応するデューティ比を有する前記スイッチング信号を生成するに際し、当該スイッチング信号のパルス幅が所定のパルス幅以上となるように前記スイッチング信号のキャリア周波数を調整する周波数調整手段を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
インバータにより駆動されるモータの非通電相の誘起電圧に基づいてロータの位置を推定し、この推定結果に基づいてパルス幅変調したスイッチング信号を前記インバータに出力して、前記モータへの印加電圧を制御するモータ制御装置において、
前記スイッチング信号のデューティ比にしきい値を設定する設定手段と、
前記印加電圧に対応するデューティ比を有する前記スイッチング信号を生成するに際し、当該スイッチング信号のデューティ比が前記しきい値を下回る場合、当該スイッチング信号のパルス幅が所定のパルス幅以上となるように、前記キャリア周波数を調整する周波数調整手段とを備えたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載のモータ制御装置において、
前記設定手段は、前記しきい値を、前記スイッチング信号のキャリア周波数を一定にして前記スイッチング信号のパルス幅を調整する場合のパルス幅が所定のパルス幅以上となるデューティ比の範囲内に設定することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置において、
前記周波数調整手段は、前記デューティ比の低下に応じて連続的に前記キャリア周波数を低下させることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置において、
前記周波数調整手段は、前記デューティ比の低下に応じて段階的に前記キャリア周波数を低下させることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項６】
請求項５に記載のモータ制御装置において、
前記周波数調整手段は、前記キャリア周波数が第１の周波数からこの第１の周波数よりも低い第２の周波数に変化するときと、前記第２の周波数から前記第１の周波数に変化するときとでデューティ比が異なるようにヒステリシスを持たせたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項７】
インバータにより駆動されるモータの非通電相の誘起電圧に基づいてロータの位置を推定し、この推定結果に基づいてパルス幅変調したスイッチング信号を前記インバータに出力して、前記モータへの印加電圧を制御するモータの制御方法において、
前記印加電圧に対応するデューティ比を有する前記スイッチング信号を生成するに際し、当該スイッチング信号のパルス幅が所定のパルス幅以上となるように前記スイッチング信号のキャリア周波数を調整することを特徴とするモータの制御方法。
【請求項８】
インバータにより駆動されるモータの非通電相の誘起電圧に基づいてロータの位置を推定し、この推定結果に基づいてパルス幅変調したスイッチング信号を前記インバータに出力して、前記モータへの印加電圧を制御するモータの制御方法において、
前記スイッチング信号のデューティ比にしきい値を設定し、前記印加電圧に対応するデューティ比を有する前記スイッチング信号を生成するに際し、当該スイッチング信号のデューティ比が前記しきい値を下回る場合、当該スイッチング信号のパルス幅が所定のパルス幅以上となるように、前記キャリア周波数を調整することを特徴とするモータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの制御装置及びモータの制御方法に係り、特に、ロータの位置を推定するモータの制御装置及びモータの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、インバータにより駆動されるモータの非通電相の誘起電圧に基づいてロータの位置を推定し、この推定結果に基づいてパルス幅変調したスイッチング信号をインバータに出力して、モータへの印加電圧を制御するモータ制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
上記モータとして、ブラシレスＤＣモータが知られており、ロータの位置を検出するセンサを設けずに、誘起電圧を検出してロータの位置を推定する制御方式（センサレス制御方式）が一般的に採用されている。そして、モータ制御装置では、例えば、モータに三相の交流電圧を１２０度通電するようにインバータを制御する１２０度通電矩形波駆動方式が採用されており、インバータの出力側の無通電相に現れる誘起電圧を検出してロータの位置を推定している。
【０００４】
誘起電圧に基づいてロータの位置を推定する手段として、検出した誘起電圧と基準電圧とをコンパレータを含むロータ位置検出回路で比較し、ロータ位置検出回路の出力信号をマイクロコンピュータが入力し、ロータの位置を推定している。
【０００５】
誘起電圧は、スイッチング信号に対応したパルス状の電圧として現れ、ロータ位置検出回路では、このパルス状の電圧のオン期間内の電圧値に基づいて基準電圧との比較を行っている。
【０００６】
この種のモータ制御装置では、電源事情が悪くインバータに印加される直流電圧が上昇した場合、又はモータの回転数を下げる場合、モータへの印加電圧を下げるべく、スイッチング信号のキャリア周波数は固定のまま、スイッチング信号のパルス幅を短くする制御、つまりスイッチング信号のデューティ比を下げる制御を行っている。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００２−１８６２７４号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記モータ制御装置では、モータへの印加電圧を下げるべく、スイッチング信号のパルス幅を短くしてデューティ比を下げる制御を行った場合、スイッチング信号に対応したパルス状の誘起電圧のパルス幅も短くなり、この誘起電圧のパルス幅が短すぎると、ロータ位置検出回路の特性により入力に対して応答できずに、ロータの位置の推定が不能となるという問題がある。
【０００９】
本発明の目的は、上述の事情を考慮してなされたものであり、モータへの印加電圧を低下させる制御を行っても、ロータ位置の推定の安定化を図るモータの制御装置及びモータの制御方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、インバータにより駆動されるモータの非通電相の誘起電圧に基づいてロータの位置を推定し、この推定結果に基づいてパルス幅変調したスイッチング信号を前記インバータに出力して、前記モータへの印加電圧を制御するモータ制御装置において、前記印加電圧に対応するデューティ比を有する前記スイッチング信号を生成するに際し、当該スイッチング信号のパルス幅が所定のパルス幅以上となるように前記スイッチング信号のキャリア周波数を調整する周波数調整手段を備えたことを特徴とするものである。
【００１１】
また、インバータにより駆動されるモータの非通電相の誘起電圧に基づいてロータの位置を推定し、この推定結果に基づいてパルス幅変調したスイッチング信号を前記インバータに出力して、前記モータへの印加電圧を制御するモータ制御装置において、前記スイッチング信号のデューティ比にしきい値を設定する設定手段と、前記印加電圧に対応するデューティ比を有する前記スイッチング信号を生成するに際し、当該スイッチング信号のデューティ比が前記しきい値を下回る場合、当該スイッチング信号のパルス幅が所定のパルス幅以上となるように、前記キャリア周波数を調整する周波数調整手段とを備えたことを特徴とするものである。
【００１２】
この場合において、前記設定手段は、前記しきい値を、前記スイッチング信号のキャリア周波数を一定にして前記スイッチング信号のパルス幅を調整する場合のパルス幅が所定のパルス幅以上となるデューティ比の範囲内に設定するようにしてもよい。
【００１３】
また、前記周波数調整手段は、前記デューティ比の低下に応じて連続的に前記キャリア周波数を低下させてもよい。
【００１４】
更に、前記周波数調整手段は、前記デューティ比の低下に応じて段階的に前記キャリア周波数を低下させてもよい。
【００１５】
更にまた、前記周波数調整手段は、前記キャリア周波数が第１の周波数からこの第１の周波数よりも低い第２の周波数に変化するときと、前記第２の周波数から前記第１の周波数に変化するときとでデューティ比が異なるようにヒステリシスを持たせてもよい。
【００１６】
また、インバータにより駆動されるモータの非通電相の誘起電圧に基づいてロータの位置を推定し、この推定結果に基づいてパルス幅変調したスイッチング信号を前記インバータに出力して、前記モータへの印加電圧を制御するモータの制御方法において、前記印加電圧に対応するデューティ比を有する前記スイッチング信号を生成するに際し、当該スイッチング信号のパルス幅が所定のパルス幅以上となるように前記スイッチング信号のキャリア周波数を調整することを特徴とするものである。
【００１７】
また、インバータにより駆動されるモータの非通電相の誘起電圧に基づいてロータの位置を推定し、この推定結果に基づいてパルス幅変調したスイッチング信号を前記インバータに出力して、前記モータへの印加電圧を制御するモータの制御方法において、前記スイッチング信号のデューティ比にしきい値を設定し、前記印加電圧に対応するデューティ比を有する前記スイッチング信号を生成するに際し、当該スイッチング信号のデューティ比が前記しきい値を下回る場合、当該スイッチング信号のパルス幅が所定のパルス幅以上となるように、前記キャリア周波数を調整することを特徴とするものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面に基づいて説明する。
［１］第１の実施の形態
図１は、本発明に係るモータ制御装置の第１の実施の形態を示す電気回路図である。図２は、図１のモータが内蔵された圧縮機を備えた空気調和装置を示す冷媒回路図である。
【００１９】
図２に示すように、空気調和装置１０は、室外機１１及び室内機１２を有してなり、室外機１１の室外冷媒配管１４と室内機１２の室内冷媒配管１５とが、連結配管２４、２５を介して連結されている。
【００２０】
室外機１１は室外に配置される。室外冷媒配管１４には、圧縮機１６が配設されるとともに、この圧縮機１６の吸込側にアキュムレータ１７が配設され、圧縮機１６の吐出側に四方弁１８が配設され、この四方弁１８側に室外熱交換器１９が配設されて構成される。室外熱交換器１９には、室外熱交換器１９から室外へ送風する室外ファン２０が隣接して配置されている。この室外ファン２０は、室内ファンモータ２０Ａによって駆動される。この室外ファン２０は、例えば、プロペラファンである。圧縮機１６は、インバータ駆動型圧縮機である。この圧縮機１６には、インバータによって駆動されるモータとしてのブラシレスＤＣモータ２９が内蔵されている。
【００２１】
室内機１２は室内に設置され、室内冷媒配管１５には室内熱交換器２１及び電子膨張弁２２が順次配設される。この室内熱交換器２１には、室内熱交換器２１から室内へ送風する室内ファン２３が隣接して配置されている。この室内ファン２３は、室内ファンモータ２３Ａによって駆動される。この室内ファン２３は、例えば、クロスフローファンである。
【００２２】
室外機１１の四方弁１８が切り換えられることにより、空気調和装置１０が冷房運転又は暖房運転に設定される。つまり、四方弁１８が冷房側に切り換えられたときには、冷媒が実線矢印の如く流れ、室外熱交換器１９が凝縮器に、室内熱交換器２１が蒸発器になって冷房運転状態となり、室内機１２の室内熱交換器２１が室内を冷房する。また、四方弁１８が暖房側に切り換えられたときには、冷媒が破線矢印の如く流れ、室内熱交換器２１が凝縮器に、室外熱交換器１９が蒸発器になって暖房運転状態となり、室内機１２の室内熱交換器２１が室内を暖房する。
【００２３】
上記圧縮機１６内に内蔵されたブラシレスＤＣモータ２９は、図１に示すように、固定子巻線３０ｕ、３０ｖ及び３０ｗを備える固定子（ステータ）３０と、永久磁石を備える回転子（ロータ）３１とを有してなる三相モータである。このブラシレスＤＣモータ２９がインバータ３２、ロータ位置検出回路３３及びマイクロコンピュータで構成される制御部３４を備えたモータ制御装置１００により駆動される。通常、圧縮機１６のブラシレスＤＣモータ２９は、空調負荷に応じて回転数制御が行われる。
【００２４】
上記インバータ３２は、例えば６個のスイッチング素子としてのトランジスタ３８ｕ、３８ｖ、３８ｗ、３８ｘ、３８ｙ及び３８ｚを三相ブリッジ接続したものである。これらトランジスタ３８ｕ、３８ｖ、３８ｗ、３８ｘ、３８ｙ及び３８ｚの各エミッタ端子３９及び各コレクタ端子４０間には、フライホイールダイオード４２が接続されている。
【００２５】
そして、インバータ３２は、制御部３４のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）端子３５から出力されたパルス幅変調されたスイッチング信号（以下、「ＰＷＭスイッチング信号」という。）が、トランジスタ３８ｕ、３８ｖ、３８ｗ、３８ｘ、３８ｙ、３８ｚの各ベース端子４１に入力されることにより動作する。
【００２６】
このインバータ３２の動作によって、交流電源（不図示）の交流電力が変換された直流電力が、所定の周波数と電圧を有するパルス幅変調を受けた三相交流電力に変換されて、三相の交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗがブラシレスＤＣモータ２９の固定子巻線３０ｕ、３０ｖ、３０ｗへ印加される。ここで、ＶｕはＵ相電圧、ＶｖはＶ相電圧、ＶｗはＷ相電圧を示している。
【００２７】
本実施の形態では、モータ制御装置１００は、ブラシレスＤＣモータ２９に三相の交流電圧を１２０度通電するようにインバータ３２を制御する１２０度通電矩形波駆動方式でブラシレスＤＣモータ２９を駆動している。
【００２８】
ここで、トランジスタ３８ｕ、３８ｖ及び３８ｗはインバータ３２の上アームのトランジスタ群と称され、トランジスタ３８ｘ、３８ｙ、３８ｚはインバータ３２の下アームのトランジスタ群と称される。そして、トランジスタ３８ｕと３８ｘとが、トランジスタ３８ｖと３８ｙとが、トランジスタ３８ｗと３８ｚとがそれぞれ対をなし、それぞれの接続点が、スター接続されたブラシレスＤＣモータ２９の固定子巻線３０ｕ、３０ｖ、３０ｗにそれぞれ接続される。
【００２９】
ロータ位置検出回路３３は、ブラシレスＤＣモータ２９の入力端子電圧の無通電相の誘起電圧を検出し、ロータ３１の位置を示す信号を制御部３４に出力する。
【００３０】
このロータ位置検出回路３３は、コンパレータ５１及びフォトカプラ５２を備えている。コンパレータ５１の入力端子５１ａは、ブラシレスＤＣモータ２９のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の入力端子（インバータ３２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力端子）に各抵抗５３、５４、５５を介して接続される。また、入力端子５１ｂには、直流の基準電圧Ｖｒｅｆを生成する基準電圧電源５６が接続される。コンパレータ５１の出力端子５１ｃは、抵抗５７を介してフォトカプラ５２の入力端子５２ａに接続され、フォトカプラ５２の出力端子５２ｂは、制御部３４の入力端子３６に接続される。
【００３１】
コンパレータ５１は、抵抗５３、５４、５５を介して検出した誘起電圧を示す入力信号と、基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、入力信号が基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い場合はＨレベル（例えば、５［Ｖ］）の信号を出力し、低い場合はＬレベル（例えば、０．６［Ｖ］）の信号を出力する。
【００３２】
フォトカプラ５２は、マイクロコンピュータである制御部３４を保護するために設けられており、コンパレータ５１の出力であるＨレベル或いはＬレベルの信号を、制御部３４に出力している。
【００３３】
制御部３４は、ブラシレスＤＣモータ２９の現状の回転数と目標回転数とを比較し、この比較の結果に基づいてブラシレスＤＣモータ２９に印加すべき印加電圧及び印加電圧の周波数を求め、更にＰＷＭスイッチング信号のデューティ比を求めている。
【００３４】
また、制御部３４は、ロータ位置検出回路３３からの出力信号に基づいてロータの位置を推定し、この推定結果に基づいてブラシレスＤＣモータ２９に印加すべき各相の印加電圧の位相を求めている。
【００３５】
そして、制御部３４は、求めた印加電圧の周波数、ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比及び印加電圧の位相に基づいて、ＰＷＭスイッチング信号を生成し、ＰＷＭ端子３５を通じてインバータ３２に出力する。
【００３６】
図３は、ブラシレスＤＣモータ２９の入力端子の相電圧を示す概略波形図である。図３（ａ）はＵ相電圧波形であり、（ｂ）はＶ相電圧波形であり、（ｃ）はＷ相電圧波形であり、（ｄ）は三相の誘起電圧波形である。
【００３７】
例えば、図３（ａ）を参照して説明すると、Ｕ相電圧Ｖｕの１周期には、ＰＷＭスイッチング信号がインバータ３２に入力されてブラシレスＤＣモータ２９に電圧を印加する電気角１２０度の通電期間Ｔａ、Ｔｃと、ＰＷＭスイッチング信号がインバータ３２に入力されずに無通電相となる電気角６０度の無通電期間Ｔｂ、Ｔｄとが設けられている。これら無通電期間Ｔｂ、Ｔｄでは、ロータ３１の位置に応じた誘起電圧が発生する。Ｖ相電圧Ｖｖは、図３（ｂ）に示すように、Ｕ相電圧Ｖｕよりも位相が１２０度ずれており、更にＷ相電圧Ｖｗは、図３（ｃ）に示すように、Ｖ相電圧Ｖｖよりも位相が１２０度ずれている。そして、三相の合計の誘起電圧、即ちロータ位置検出回路３３のコンパレータ５１の入力端子５１ａに生じる電圧波形は、図３（ｄ）に示すように、パルス状の三角波となる。
【００３８】
制御部３４からインバータ３２に出力されるＰＷＭスイッチング信号のキャリア周波数及びパルス幅と、誘起電圧として現れるパルス状の電圧の周波数及びパルス幅は、ほぼ同じである。したがって、ＰＷＭスイッチング信号のキャリア周波数が変化すれば、誘起電圧として現れるパルス状の電圧の周波数も同様に変化し、ＰＷＭスイッチング信号のパルス幅が変化すれば、誘起電圧のパルス幅も同様に変化する。例えば、ＰＷＭスイッチング信号のパルス幅が短くなれば、誘起電圧のパルス幅も同様に短くなる。
【００３９】
コンパレータ５１及びフォトカプラ５２を有するロータ位置検出回路３３は、入力されるパルス幅が所定のパルス幅（例えば、５［μｓ］）よりも短くなると、回路の応答特性により、入力端子５１ａへの入力信号に対して追従できなくなる。つまり、ロータ位置検出回路３３は、入力端子５１ａへの入力信号、即ち、ＰＷＭスイッチング信号のパルス幅が、所定のパルス幅（例えば、５［μｓ］）よりも短くなると、入力に対して応答できずに、出力信号が不安定になることがある。従って、制御部３４に正確にロータ３１の位置を推定させるには、このロータ位置検出回路３３への入力信号（パルス）が所定のパルス幅（例えば、５［μｓ］）以上でなければならない。
【００４０】
本実施の形態では、制御部３４は、ブラシレスＤＣモータ２９の印加電圧に対応するデューティ比を有するＰＷＭスイッチング信号を生成するに際し、ＰＷＭスイッチング信号のパルス幅が所定のパルス幅（例えば、５［μｓ］）以上となるようにＰＷＭスイッチング信号のキャリア周波数を調整している。
【００４１】
具体的に図４に示すデューティ比に対応するキャリア周波数及びブラシレスＤＣモータ２９の印加電圧を示す説明図を参照して説明すると、まず、制御部３４は、ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比にしきい値Ａを設定している。
【００４２】
ここで、しきい値Ａは、ＰＷＭスイッチング信号のキャリア周波数Ｂを一定（例えば、５［ｋＨｚ］）にしてＰＷＭスイッチング信号のパルス幅を調整する場合のパルス幅が所定のパルス幅（例えば、５［μｓ］）以上となるデューティ比の範囲内に設定される。
【００４３】
例えば、ＰＷＭスイッチング信号のキャリア周波数Ｂが５［ｋＨｚ］、ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比が５［％］である場合、パルス幅が１０［μｓ］となるので、しきい値Ａを、例えば５［％］に設定する。
【００４４】
そして、制御部３４は、ブラシレスＤＣモータ２９の印加電圧（線間電圧或いは相電圧）Ｃに対応するデューティ比を有するＰＷＭスイッチング信号を生成するに際し、ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比がしきい値Ａを下回る場合、ＰＷＭスイッチング信号のパルス幅が、所定のパルス幅（例えば、５［μｓ］）よりも短くなるのを防止すべく、所定のパルス幅以上となるように、キャリア周波数Ｂを調整している。
【００４５】
より具体的には、制御部３４は、ブラシレスＤＣモータ２９の印加電圧（線間電圧或いは相電圧）Ｃに対応するデューティ比を有するＰＷＭスイッチング信号を生成するに際し、生成するＰＷＭスイッチング信号のデューティ比がしきい値Ａ（例えば、５［％］）を下回る場合、つまり、生成するＰＷＭスイッチング信号のデューティ比がしきい値Ａ（例えば、５［％］）よりも小さいデューティ比範囲Ｘ内である場合、ＰＷＭスイッチング信号のパルス幅が、所定のパルス幅（例えば、５［μｓ］）よりも短くなるのを防止すべく、所定のパルス幅以上となるように、デューティ比の低下に応じて連続的にキャリア周波数Ｂを低下させている。
【００４６】
例えば、制御部３４は、生成するＰＷＭスイッチング信号のデューティ比がしきい値Ａを下回る場合、ＰＷＭスイッチング信号のパルス幅を所定のパルス幅（例えば、５［μｓ］）以上のパルス幅（例えば、１０［μｓ］）に一定とし、デューティ比の低下に応じて連続的にキャリア周波数Ｂを低下させている。このとき、一定とするパルス幅を、デューティ比がしきい値Ａ（例えば、５［％］）におけるパルス幅と同じ幅に設定するのが好ましい。
【００４７】
ここで、同一のデューティ比であっても、キャリア周波数Ｂが低下すると、ＰＷＭスイッチング信号のパルス幅は長くなる。例えば、デューティ比５［％］のＰＷＭスイッチング信号を生成する際、キャリア周波数Ｂ’が５［ｋＨｚ］のとき、パルス幅は１０［μｓ］であるが、キャリア周波数Ｂ’が２．５［ｋＨｚ］のとき、パルス幅は２０［μｓ］となる。つまり、キャリア周波数Ｂ’の低下に応じてＰＷＭスイッチング信号のパルス幅が長くなる。
【００４８】
従って、本第１の実施の形態によれば、制御部３４は、インバータ３２に印加される直流電圧が上昇したとき、又はブラシレスＤＣモータ２９の回転数を下げるときに、ブラシレスＤＣモータ２９への印加電圧を下げるべく、ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比をしきい値Ａを下回る値に制御する場合、ロータ位置検出回路３３に入力される誘起電圧を示す入力信号のパルス幅が、所定のパルス幅を下回ることはないので、ブラシレスＤＣモータ２９への印加電圧を低下させる制御を行っても、安定してロータ位置を推定することができる。
【００４９】
また、制御部３４は、ブラシレスＤＣモータ２９の印加電圧Ｃに対応するデューティ比を有するＰＷＭスイッチング信号を生成するに際し、ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比がしきい値Ａ（例えば、５［％］）を上回る場合、つまり、生成するＰＷＭスイッチング信号のデューティ比がしきい値Ａ（例えば、５［％］）よりも大きいデューティ比範囲Ｙ内である場合、スイッチング信号のパルス幅が所定のパルス幅（例えば、５［μｓ］）よりも短くなることはないので、キャリア周波数Ｂを一定（例えば、５［ｋＨｚ］）としている。
【００５０】
ここで、制御部３４は、ブラシレスＤＣモータ２９を駆動する場合、回転数が０とならないように制御している。つまり、制御部３４は、印加電圧が０［Ｖ］近傍となるのを回避すべく、ブラシレスＤＣモータ２９に印加する最低の印加電圧を設けており、ブラシレスＤＣモータ２９を駆動する場合には、この最低の印加電圧を下回らないように制御している。従って、印加電圧が０［Ｖ］或いは０［Ｖ］近傍となることはないので、キャリア周波数が極端に低下することを防止している。従って、安定してロータ位置を推定することができる。
［２］第２の実施の形態
上記第１の実施の形態では、制御部３４が、デューティ比の低下に応じて連続的にキャリア周波数Ｂを低下させている場合について説明したが、本第２の実施の形態では、制御部が、デューティ比の低下に応じて段階的にキャリア周波数を低下させるものである。尚、システムの構成は、第１の実施の形態の図１及び図２と同様であるので、説明を省略するものとする。
【００５１】
図５は、デューティ比に対応するキャリア周波数を示す説明図である。
【００５２】
まず、制御部３４は、第１の実施の形態の図４と同様に、ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比にしきい値Ａ（例えば、５［％］）を設定している。
【００５３】
そして、制御部３４は、ブラシレスＤＣモータ２９の印加電圧（線間電圧或いは相電圧）Ｃに対応するデューティ比を有するＰＷＭスイッチング信号を生成するに際し、ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比がしきい値Ａを下回る場合、つまり、生成するＰＷＭスイッチング信号のデューティ比がしきい値Ａ（例えば、５［％］）よりも小さいデューティ比範囲Ｘ内である場合、ＰＷＭスイッチング信号のパルス幅が、所定のパルス幅（例えば、５［μｓ］）よりも短くなるのを防止すべく、所定のパルス幅以上となるように、デューティ比の低下に応じて段階的にキャリア周波数Ｂ’を低下させている。
【００５４】
具体的には、制御部３４は、キャリア周波数Ｂ’を、第１の周波数Ｂ１（例えば、５［ｋＨｚ］）からこの第１の周波数Ｂ１よりも低い第２の周波数Ｂ２（例えば、２．５［ｋＨｚ］）にデューティ比の低下に応じて段階的に低下させている。例えば、ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比がしきい値Ａを下回る場合、このしきい値Ａを境にキャリア周波数Ｂ’を第１の周波数Ｂ１（例えば、５［ｋＨｚ］）からこの第１の周波数Ｂ１よりも低い第２の周波数Ｂ２（例えば、２．５［ｋＨｚ］）に低下させている。
【００５５】
従って、インバータ３２に印加される直流電圧が上昇したとき、又はブラシレスＤＣモータ２９の回転数を下げるときに、ブラシレスＤＣモータ２９への印加電圧を下げるべく、ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比をしきい値Ａを下回る値に制御する場合、段階的にキャリア周波数Ｂ’を低下させることで、ＰＷＭスイッチング信号のパルス幅が長くなるため、ロータ位置検出回路３３に入力される誘起電圧を示す入力信号のパルス幅が、所定のパルス幅を下回ることはないので、ブラシレスＤＣモータ２９への印加電圧を低下させる制御を行っても、安定してロータ位置を推定することができる。
【００５６】
ここで、制御部３４は、キャリア周波数Ｂ’が第１の周波数Ｂ１からこの第１の周波数Ｂ１よりも低い第２の周波数Ｂ２に変化するときと、第２の周波数Ｂ２から第１の周波数Ｂ１に変化するときとでデューティ比が異なるようにヒステリシス（ディファレンシャル）Δを持たせて制御している。
【００５７】
具体的には、制御部３４は、第１の周波数Ｂ１から第２の周波数Ｂ２に変化するときのデューティ比Ａが、第２の周波数Ｂ２から第１の周波数Ｂ１に変化するデューティ比Ａ’よりも低くなるようにヒステリシスΔを持たせて制御している。
【００５８】
これによって、キャリア周波数Ｂ’が段階的に切り替わる境界において、ハンチングが生じるのを防止している。これによって、更に安定してロータ位置を推定することができる。
【００５９】
このとき、デューティ比Ａとデューティ比Ａ’とのヒステリシスΔは、デューティ比Ａのときの印加電圧（線間電圧或いは相電圧）に対して、デューティ比Ａ’のときの印加電圧が、ハンチングが起こらない所定倍数（例えば、１．５倍）となるように設定されている。
【００６０】
また、印加電圧が０［Ｖ］近傍となるのを回避すべく、ブラシレスＤＣモータ２９に印加する最低の印加電圧を設けており、ブラシレスＤＣモータ２９を駆動する場合には、この最低の印加電圧を下回らないように制御しているので、極端にパルス幅が短くなることはなく、安定してロータ位置を推定することができる。
【００６１】
以上の説明において、キャリア周波数Ｂ’を第１の周波数Ｂ１からこの第１の周波数Ｂ１よりも低い第２の周波数Ｂ２にデューティ比の低下に応じて段階的に低下させる制御として、しきい値Ａを境にキャリア周波数Ｂ’を第１の周波数Ｂ１から第２の周波数Ｂ２に１段階だけ低下させる場合について説明したが、例えば図６に示すように、しきい値Ａを境にデューティ比の低下に応じて複数段階（例えば２段階）低下させるようにしてもよい。この場合、図６中、デューティ比Ａ’’を下回る場合、キャリア周波数Ｂ’は周波数Ｂ２から周波数Ｂ３に低下されるが、このとき、Ｂ２は第１の周波数であり、Ｂ３は第２の周波数である。更に、第１の周波数Ｂ２から第２の周波数Ｂ３に変化するときのデューティ比Ａ’’が、第２の周波数Ｂ３から第１の周波数Ｂ２に変化するデューティ比Ａ’’’よりも低くなるようにヒステリシスを持たせて制御してもよい。
【００６２】
また、以上の説明において、モータ制御装置が圧縮機のモータを駆動する場合について説明したが、センサレス制御方式で誘起電圧に基づいてロータ位置を推定するものであれば、いかなるモータであっても適用することが可能である。例えば、室外ファンモータや室内ファンモータ等を駆動する場合にも適用することができる。
【００６３】
【発明の効果】
本発明によれば、モータへの印加電圧を低下させる制御を行っても、安定してロータの位置を推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るモータ制御装置の第１の実施の形態を示す電気回路図である。
【図２】図１のモータが内蔵された圧縮機を備えた空気調和装置を示す冷媒回路図である。
【図３】モータの入力端子の相電圧を示す概略波形図であり、（ａ）はＵ相電圧波形、（ｂ）はＶ相電圧波形、（ｃ）はＷ相電圧波形、（ｄ）は三相の誘起電圧波形である。
【図４】第１の実施の形態のデューティ比に対応するキャリア周波数及びモータへの印加電圧を示す説明図である。
【図５】第２の実施の形態のデューティ比に対応するキャリア周波数を示す説明図である。
【図６】変形例としてのデューティ比に対応するキャリア周波数を示す説明図である。
【符号の説明】
１０  空気調和装置
２９  ブラシレスＤＣモータ（モータ）
３１  ロータ
３２  インバータ
３４  制御部（周波数調整手段、設定手段）
１００  モータ制御装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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