(57)【要約】【課題】複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路が直列に接続されたスイッチング電源装置の応答性を改善する。【解決手段】並列接続された絶縁型である複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０と、各第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０に対し共通に従属接続された非絶縁型の第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０とを備え、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０はトランスの１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する機能を有し、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０は出力電圧を安定化させる機能を有している。これにより、高周波領域まで制御ゲインを上げられることから高い応答性を実現することができるとともに、高い変換効率を得ることが可能となる。また、複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０を並列接続しているので、容易に最大出力電流を増加可能であり且つ高い信頼性が得られる。【選択図】          図３
2004260887.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列接続された絶縁型である複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、各第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路に対し共通に従属接続された非絶縁型の第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路とを備え、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路はトランスの１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する機能を有し、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は出力電圧を安定化させる機能を有していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路のうちのいずれかは、出力インピーダンスの調整機能を有していることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路のうちのいずれかは、前記トランスの２次側に設けられた同期整流回路を有しており、前記同期整流回路の動作状態を変化させることによって出力インピーダンスの調整を行うことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路のうちのいずれかは、前記同期整流回路のデューティを変化させることによって出力インピーダンスの調整を行うことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路のうちのいずれかは、前記同期整流回路に含まれる整流スイッチへの制御電圧を変化させることによって出力インピーダンスの調整を行うことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路のうちのいずれかは、該第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流と他の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流との差を検出する第１の手段と、前記第１の手段による検出結果に基づいて出力インピーダンスの調整を行う第２の手段とを備えていることを特徴とする請求項２乃至５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記第１の手段は、該第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力平均電流と他の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力平均電流との差を検出することを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記第２の手段は、該第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流が他の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流よりも多いことを前記第１の手段が検出したことに応答して、該第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力インピーダンスを高めることを特徴とする請求項６又は７に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を複数個備えることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路はいずれも、前記トランスの１次側に設けられたスイッチング回路を備えており、少なくとも通常動作状態においては、前記スイッチング回路のデューティが固定されていることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に、複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路が直列に接続された多段構成のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、スイッチング電源装置の一種としていわゆるＤＣ／ＤＣコンバータ回路が知られている。代表的なＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、スイッチング回路を用いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用いてこれを変圧（昇圧または降圧）し、さらに、出力回路を用いてこれを再び直流に変換する装置であり、これによって入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ることができる。
【０００３】
このような１つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路のみからなる通常のスイッチング電源装置に対し、近年、２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路を直列に接続したタイプのスイッチング電源装置が提案されている（非特許文献１参照）。直列接続する２つのＤＣ／ＤＣコンバータ回路としては、例えば、前段にバックコンバータ回路等の非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、後段にハーフブリッジコンバータ回路等の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用い、前段の非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力を安定化制御する一方、後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に含まれるスイッチング素子のデューティをある決まった量に固定することによって、最終的な出力電圧を所望のレベルに安定させることができる。このような構成を採用すれば、出力電圧として比較的低い電圧を高効率且つ安定的に得ることができるので、例えばコンピュータ用の電源装置として好適である。
【０００４】
【非特許文献１】ＩＥＥＥのＡＰＥＣ［Ａｐｐｌｉｅｄ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ］２００１のＰ．Ａｌｏｕらの論文「Ｂｕｃｋ＋Ｈａｌｆ  Ｂｒｉｄｇｅ（ｄ  ＝５０％）Ｔｏｐｏｌｏｇｙ  Ａｐｐｌｉｅｄ  ｔｏ  ｖｅｒｙ  Ｌｏｗ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ」
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の２段構成のスイッチング電源装置は、１段構成である通常のスイッチング電源装置に比べて応答性が低いという問題があった。以下、その原因について説明する。
【０００５】
図１３は、従来の２段構成のスイッチング電源装置の等価回路図である。
【０００６】
図１３に示すように、２段構成のスイッチング電源装置は、パルスＶｉｎｐの発生源と負荷ＲＬｏａｄが接続される出力端子との間に、２つのＬＣフィルタ回路が接続された等価回路で表すことができる。ここで、パルスＶｉｎｐは１段目のＤＣ／ＤＣコンバータ回路（非特許文献１においてはバックコンバータ回路）に含まれるスイッチング素子によって生成されるパルス状の電力波形であり、インダクタンスＬ１は１段目のコンバータ回路を構成するインダクタである。また、キャパシタンスＣ１は２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ回路（非特許文献１においてはハーフブリッジコンバータ回路）の１次側に設けられる２つのキャパシタの合成キャパシタンスであり、インダクタンスＬ２は２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の２次側に設けられる出力インダクタであり、キャパシタンスＣ２は２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の２次側に設けられる出力キャパシタである。
【０００７】
このように、２段構成のスイッチング電源装置においては、２段のＬＣフィルタ回路が等価的に直列接続された状態となることから、１段構成である通常のスイッチング電源装置に比べ、１段目のＬＣフィルタ回路（インダクタンスＬ１及びキャパシタンスＣ１）が存在する分、高周波領域まで制御ゲインが上げられない。このため、スイッチング周波数を低く設定したり制御ゲインを低く設定する必要が生じ、これにより応答性を高めることが困難であった。
【０００８】
したがって、本発明の目的は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路が直列に接続されたスイッチング電源装置であって、応答性が改善されたスイッチング電源装置を提供することである。
【０００９】
一方、コンピュータ等は多数のデバイスによって構成され、これらのいくつかは互いに異なる動作電圧を有している場合がある。このため、例えばコンピュータ用の電源装置として従来の多段構成のスイッチング電源装置を採用した場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数が非常に多くなるという問題もあった。例えば、３種類の動作電圧が必要である場合に、従来の２段構成のスイッチング電源装置を用いると、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数は６個（＝３×２）も必要となり、高集積化や低コスト化が困難となってしまう。
【００１０】
したがって、本発明の他の目的は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路が直列に接続されたスイッチング電源装置であって、複数の動作電圧が必要である場合においてもコンバータ数の増大を抑制可能なスイッチング電源装置を提供することである。
【００１１】
また、スイッチング電源装置において最大出力電流を増加させる目的やひとつのコンバータが破損しても電源システムが停止しないようにする目的等で複数のスイッチング電源装置が並列に設けられることがある。この場合、スイッチング電源装置全体の信頼性を高めるためには、並列接続された各スイッチング電源装置の出力電流値が互いにほぼ等しくなるよう制御する事が望ましい。
【００１２】
したがって、本発明のさらに他の目的は、並列に接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、これら複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路に対して直列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ回路を備えるスイッチング電源装置において、並列接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流をほぼ均等化することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によるスイッチング電源装置は、並列接続された絶縁型である複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、各第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路に対し共通に従属接続された非絶縁型の第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路とを備え、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路はトランスの１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する機能を有し、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は出力電圧を安定化させる機能を有していることを特徴とする。
【００１４】
本発明によれば、高周波領域まで制御ゲインを上げられることから高い応答性を実現することができ、また、第１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路においてデューティを高く設定することができることから高い変換効率を得ることが可能となる。また、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、トランスの１次側から２次側へ電力が連続的に伝送されるので、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力はパルス状とならず、このため、パルス状の電圧を平滑化するためのチョークコイルを排除することができる。さらに、複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列接続しているので、容易に最大出力電流を増加させることができる。また、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路のひとつが停止した場合でも電源装置全体が停止することがないので、高い信頼性を得ることができる。
【００１５】
この場合、前記複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路のうちいずれかは、望ましくはいずれも、出力インピーダンスの調整機能を有していることが好ましい。出力インピーダンスの調整機能を用いて各第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流値をほぼ等しく設定すれば、スイッチング電源装置全体の信頼性を大幅に高めることが可能となる。出力インピーダンスの調整方法としては、同期整流回路の動作状態を変化させることによって行うことが好ましい。具体的には、同期整流回路のデューティを変化させることによってこれを行うことができ、また、同期整流回路に含まれる整流スイッチへの制御電圧を変化させることによってこれを行うことができる。
【００１６】
本発明の好ましい実施形態においては、前記複数の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路はいずれも、該第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流と他の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流との差を検出する第１の手段と、前記第１の手段による検出結果に基づいて出力インピーダンスの調整を行う第２の手段とを備えている。この場合、前記第１の手段は、該第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力平均電流と他の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力平均電流との差を検出するものであることが好ましい。このようにして、ある第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流が他の第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流よりも多いことが検出された場合に、該第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力インピーダンスを高めれば、出力電流のアンバランスを速やかに解消することが可能となる。
【００１７】
また、本発明においては、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を複数個備えることが可能である。この場合、従来に比べてＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数を大幅に削減することができるので、高集積化や低コスト化を実現することが可能となる。
【００１８】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、前記トランスの１次側に設けられたスイッチング回路を備えており、少なくとも通常動作状態においては、前記スイッチング回路のデューティが固定される。この場合、前記スイッチング回路は、少なくとも一つのメインスイッチと、前記メインスイッチに並列接続された共振用コンデンサとを備えていることが好ましい。このような共振用コンデンサを設ければ、デューティをある程度低く設定しても、トランスの１次側から２次側への連続的な電力伝送を実現することが可能となる。
【００１９】
本発明の好ましい他の実施の形態においては、動作開始直後の状態及び出力電流が過電流である状態の少なくとも一方である場合に、前記スイッチング回路のデューティを前記通常動作状態におけるデューティよりも低い値に固定する。ここで、前記低い値とは、前記メインスイッチがターンオンした後、前記トランスの１次巻線に印加される電圧が入力電圧に達しない期間において前記メインスイッチがターンオフする値であることことが好ましい。ここでいう「トランスの１次巻線」とは、純粋にトランスの１次巻線を指し、リーケージインダクタンスや配線の寄生インダクタンスは含まれない。これによれば、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の入力電源端子に接続される直流電源を突入電流から保護したり、過電流状態から本スイッチング電源装置を保護することが可能となる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明によるスイッチング電源装置の基本構成を概略的に示すブロック図である。図１に示すように、本発明の基本構成によるスイッチング電源装置は、一対の入力電源端子１，２と一対の中間電源端子３，４との間に接続された絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０と、一対の中間電源端子３，４と一対の出力電源端子５，６との間に接続された非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０とを備えて構成される。絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０は前段のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を構成し、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０は後段のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を構成している。
【００２１】
絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０とは、中間電圧Ｖｐや出力電圧Ｖｏのフィードバックにより出力である中間電圧Ｖｐを安定化制御しないＤＣ／ＤＣコンバータ回路であって、トランスにより入力電源端子１，２と中間電源端子３，４とが絶縁されているタイプのＤＣ／ＤＣコンバータ回路を指す。絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０としては、絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路、例えば、プッシュプルコンバータ回路、フォワードコンバータ回路、ハーフブリッジコンバータ回路や、フルブリッジコンバータ回路等を用いることができる。
【００２２】
一方、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０とは、出力電圧Ｖｏをフィードバックすることによりこれを安定化制御するＤＣ／ＤＣコンバータ回路であって、中間電源端子３，４と出力電源端子５，６とが絶縁されていないタイプのＤＣ／ＤＣコンバータ回路を指す。非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０としては、非絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路、例えば、バックコンバータ回路等を用いることができる。
【００２３】
このような構成によれば、出力電圧Ｖｏを安定化制御する制御ループに前段の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０が含まれないことから、１段構成である通常のスイッチング電源装置と同様の高周波領域まで制御ゲインを上げることができ、このため高い応答性を実現することができる。また、通常、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路をＰＷＭ制御する場合、デューティが高い方が一般に損失が小さくなる。このため、上記基本構成のようにＤＣ／ＤＣコンバータ回路を２段構成とすれば、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路においてデューティを高く設定することが可能となるので、１段構成である通常のスイッチング電源装置に比べて高い変換効率を得ることが可能となる。
【００２４】
図２は、本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用した場合の基本構成を概略的に示すブロック図である。図２に示すスイッチング電源装置は、一対の入力電源端子１，２と一対の中間電源端子３，４との間に接続された絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０と、一対の中間電源端子３，４と複数対の出力電源端子５，６（出力電源端子５−１と６−１の対、出力電源端子５−２と６−２の対、出力電源端子５−３と６−３の対・・・）との間にそれぞれ接続された非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）とを備えて構成される。各出力電源端子５，６間（出力電源端子５−１と６−１の間、出力電源端子５−２と６−２の間、出力電源端子５−３と６−３の間・・・）には、それぞれ異なる出力電圧Ｖｏ（出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３・・・）が現れ、それぞれ対応する動作電圧を有するデバイスが接続される。
【００２５】
絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０としては、上述の通り、絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用いることができ、各非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）についても、上述の通り、非絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用いることができる。各非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）は、全て同一構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータ回路であっても構わないし、その一部又は全部が互いに異なる構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータ回路であっても構わない。
【００２６】
図２に示すように、本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用すれば、従来に比べてＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数を大幅に削減することができる。例えば、従来の２段構成のスイッチング電源装置において３種類の出力電圧（Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３）を生成する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数は６個（＝３×２）も必要となるが、本発明によれば４個（＝１＋３）で済む。このため、高集積化や低コスト化を実現することが可能となる。
【００２７】
図３は、本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用し、さらに、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列に設けた場合の基本構成を概略的に示すブロック図である。図３に示すスイッチング電源装置は、一対の入力電源端子１，２と一対の中間電源端子３，４との間に並列に接続された複数の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）と、一対の中間電源端子３，４と複数対の出力電源端子５，６（出力電源端子５−１と６−１の対、出力電源端子５−２と６−２の対、出力電源端子５−３と６−３の対・・・）との間にそれぞれ接続された非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）とを備えて構成される。各出力電源端子５，６間（出力電源端子５−１と６−１の間、出力電源端子５−２と６−２の間、出力電源端子５−３と６−３の間・・・）には、それぞれ異なる出力電圧Ｖｏ（出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３・・・）が現れ、それぞれ対応する動作電圧を有するデバイスが接続される。
【００２８】
本例においても、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）としては、絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用いることができ、各非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）としては、非絶縁型である種々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用いることができる。各非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０（２０−１，２０−２，２０−３・・・）は、全て同一構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータ回路であっても構わないし、その一部又は全部が互いに異なる構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータ回路であっても構わない。
【００２９】
図３に示すように、本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用し、さらに、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列に設ければ、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）により出力電流が供給されるので大型のコンバータを用いることなく、出力定格値を高めることが可能となる。また安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）のうちいずれかが停止した場合でも他のコンバータから電流が供給されるので電源装置全体の停止には至らないので信頼性の向上につながる。この場合、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）の出力電流値が互いにほぼ等しくなるよう制御すれば、スイッチング電源装置全体の信頼性を大幅に高めることが可能となる。これを実現する方法については後述する。
【００３０】
図４は、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なプッシュプルコンバータ回路の回路図である。
【００３１】
図４に示すプッシュプルコンバータ回路は、トランス１００と、トランス１００の１次側に設けられたスイッチング回路１１０と、トランス１００の２次側に設けられた出力回路１２０とを備えている。スイッチング回路１１０は、トランス１００の１次巻線１０１の一端と入力電源端子２との間に接続されたメインスイッチＱ１１と、トランス１００の１次巻線１０１の他端と入力電源端子２との間に接続されたメインスイッチＱ１２とを備えており、入力電源端子１はトランス１００の１次巻線１０１のセンタータップに接続されている。また、出力回路１２０は、トランス１００の２次巻線１０２の一端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ１３と、トランス１００の２次巻線１０２の他端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ１４と、整流スイッチＱ１３に並列接続された整流ダイオードＣＲ１１と、整流スイッチＱ１４に並列接続された整流ダイオードＣＲ１２と、中間電源端子３，４間に接続された出力コンデンサＣ１３とを備えており、中間電源端子４はトランス１００の２次巻線１０２のセンタータップに接続されている。
【００３２】
メインスイッチＱ１１，Ｑ１２は、駆動回路１１１による制御のもとデッドタイムをはさんで交互にオン状態とされ、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４は、駆動回路１２１による制御のもとメインスイッチＱ１１，Ｑ１２のオン／オフに同期して交互にオン状態とされる。図４に示すプッシュプルコンバータ回路にはチョークコイルが設けられていないことから、これにより中間電源端子３，４間には、入力電源端子１，２間に供給される入力電圧Ｖｉ及びトランス１００の巻数比により決まる中間電圧Ｖｐが現れる。
【００３３】
ここで、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティはある決まった値に固定される。このため、図４に示すプッシュプルコンバータ回路は中間電圧Ｖｐを安定化制御することはできず、入力電圧Ｖｉが変動するとこれに応じて中間電圧Ｖｐも変動してしまう。つまり、図４に示すプッシュプルコンバータ回路は、「絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路」である。
【００３４】
具体的なデューティについては特に限定されるものではないが、図４に示すプッシュプルコンバータ回路にはチョークコイルが設けられていないことから、中間電圧Ｖｐを直流とするためには、少なくともトランス１００の１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する必要がある。「連続的に伝送」とは、１次側から２次側への電力伝送が中断する（ゼロになる）期間がなく、常にトランス１００の１次巻線１０１に電流が流れている状態を意味する。
【００３５】
このような連続的な電力伝送は、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティ（全期間に対して、メインスイッチＱ１１又はＱ１２がオンしている期間の比率）を実質的に５０％に設定することによって実現可能である。メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを実質的に５０％に設定すれば、デッドタイムを除きメインスイッチＱ１１，Ｑ１２のいずれかが必ずオン状態となることから、トランス１００の１次側から２次側へ電力が連続的に伝送されることになる。
【００３６】
また、デッドタイム期間においても、寄生インダクタンス成分Ｌ１１とメインスイッチＱ１１に並列な寄生容量成分Ｃ１１及びメインスイッチＱ１２に並列な寄生容量成分Ｃ１２による共振により、トランス１００の１次巻線１０１に流れる電流はすぐにゼロとはならず、ある傾きをもって漸減する。このため、連続的な電力伝送を実現することができる。このことは、寄生インダクタンス成分Ｌ１１、寄生容量成分Ｃ１１及び寄生容量成分Ｃ１２による共振電流をトランス１００の１次巻線１０１に流せる限度において、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを実質的に５０％未満に設定可能であることを意味する。つまり、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２の両方がオフする期間がある程度長くても、共振電流により連続的な電力伝送を実現することが可能である。具体的には、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２に対して並列に共振用コンデンサを付加することにより、トランス１００の１次巻線１０１に共振電流が流れる期間を積極的に長くしたり、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数を高く設定したりすれば、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを例えば３０％程度に設定した場合であっても、連続的な電力伝送を実現することが可能である。
【００３７】
図５は、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なフォワードコンバータ回路の回路図である。
【００３８】
図５に示すフォワードコンバータ回路は、トランス２００と、トランス２００の１次側に設けられたスイッチング回路２１０と、トランス２００の２次側に設けられた出力回路２２０とを備えている。スイッチング回路２１０は、トランス２００の１次巻線２０１の一端と入力電源端子２との間に接続されたメインスイッチＱ２１を備えており、入力電源端子１はトランス２００の１次巻線２０１の他端に接続されている。また、出力回路２２０は、トランス２００の２次巻線１０２の一端と中間電源端子４との間に接続された整流スイッチＱ２２と、整流スイッチＱ２２に並列接続された整流ダイオードＣＲ２１と、中間電源端子３，４間に接続された出力コンデンサＣ２２とを備えており、中間電源端子３はトランス２００の２次巻線２０２の他端に接続されている。
【００３９】
メインスイッチＱ２１は、駆動回路２１１による制御のもと、ある決まったデューティ（全期間に対して、メインスイッチＱ２１がオンしている期間の比率）でスイッチングし、整流スイッチＱ２２は、駆動回路２２１による制御のもとメインスイッチＱ２１に同期してスイッチングする。図５に示すフォワードコンバータ回路にはチョークコイルが設けられていないことから、これにより中間電源端子３，４間には、入力電源端子１，２間に供給される入力電圧Ｖｉ及びトランス２００の巻数比により決まる中間電圧Ｖｐが現れる。メインスイッチＱ２１のデューティは、上述の通り、ある決まった値に固定されていることから、図４に示したコンバータ回路と同様、中間電圧Ｖｐを安定化制御することはできない。つまり、図５に示すフォワードコンバータ回路も「絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路」である。
【００４０】
図５に示すフォワードコンバータ回路においてもチョークコイルが設けられていないことから、中間電圧Ｖｐを直流とするためには、トランス２００の１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する必要がある。このような連続的な電力伝送は、メインスイッチＱ２１のデューティをほぼ１００％に設定することによって実現可能である。また、メインスイッチＱ２１がオフしている期間においても、寄生インダクタンス成分Ｌ２１とメインスイッチＱ２１に並列な寄生容量成分Ｃ２１による共振により、トランス２００の１次巻線２０１に流れる電流はすぐにゼロとはならず、ある傾きをもって漸減する。したがって、寄生インダクタンス成分Ｌ２１と寄生容量成分Ｃ２１による共振電流をトランス２００の１次巻線２０１に流せる限度において、メインスイッチＱ２１のデューティを小さく設定しても構わない。具体的には、メインスイッチＱ２１に対して並列に共振用コンデンサを付加したり、メインスイッチＱ２１のスイッチング周波数を高く設定することにより、メインスイッチＱ２１のデューティを例えば６０％程度に設定することが可能である。
【００４１】
図６は、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なハーフブリッジコンバータ回路の回路図である。
【００４２】
図６に示すハーフブリッジコンバータ回路は、トランス３００と、トランス３００の１次側に設けられたスイッチング回路３１０と、トランス３００の２次側に設けられた出力回路３２０とを備えている。スイッチング回路３１０は、入力電源端子１，２間に直列に接続された入力コンデンサＣ３１，Ｃ３２と、入力電源端子１，２間に直列に接続されたメインスイッチＱ３１，Ｑ３２とを備えており、トランス３００の１次巻線３０１の一端は入力コンデンサＣ３１及びＣ３２の接続点Ａ１に接続されており、トランス３００の１次巻線３０１の他端はメインスイッチＱ３１及びＱ３２の接続点Ｂ１に接続されている。また、出力回路３２０は、図４に示した出力回路１２０と同様の構成を有しており、トランス３００の２次巻線３０２の一端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ３３と、トランス３００の２次巻線３０２の他端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ３４と、整流スイッチＱ３３に並列接続された整流ダイオードＣＲ３１と、整流スイッチＱ３４に並列接続された整流ダイオードＣＲ３２と、中間電源端子３，４間に接続された出力コンデンサＣ３５とを備えており、中間電源端子４はトランス３００の２次巻線３０２のセンタータップに接続されている。
【００４３】
メインスイッチＱ３１，Ｑ３２は、駆動回路３１１による制御のもとデッドタイムをはさんで交互にオン状態とされ、整流スイッチＱ３３，Ｑ３４は、駆動回路３２１による制御のもとメインスイッチＱ３１，Ｑ３２のオン／オフに同期して交互にオン状態とされる。図６に示すハーフブリッジコンバータ回路にはチョークコイルが設けられていないことから、これにより中間電源端子３，４間には、入力電源端子１，２間に供給される入力電圧Ｖｉ及びトランス３００の巻数比により決まる中間電圧Ｖｐが現れる。メインスイッチＱ３１，Ｑ３２のデューティ（全期間に対して、メインスイッチＱ３１又はＱ３２がオンしている期間の比率）はある決まった値に固定されており、このため図４及び図５に示したコンバータ回路と同様、中間電圧Ｖｐを安定化制御することはできない。つまり、図６に示すハーフブリッジコンバータ回路も「絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路」である。
【００４４】
図６に示すハーフブリッジコンバータ回路においてもチョークコイルが設けられていないことから、中間電圧Ｖｐを直流とするためには、トランス３００の１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する必要がある。このような連続的な電力伝送は、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２のデューティを実質的に５０％に設定することによって実現可能である。また、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２がオフしている期間においても、寄生インダクタンス成分Ｌ３１とメインスイッチＱ３１に並列な寄生容量成分Ｃ３３及びメインスイッチＱ３２に並列な寄生容量成分Ｃ３４による共振により、トランス３００の１次巻線３０１に流れる電流はすぐにゼロとはならず、ある傾きをもって漸減する。したがって、寄生インダクタンス成分Ｌ３１と寄生容量成分Ｃ３３，Ｃ３４による共振電流をトランス３００の１次巻線３０１に流せる限度において、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２のデューティを小さく設定しても構わない。具体的には、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２に対して並列に共振用コンデンサを付加したり、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２のスイッチング周波数を高く設定することにより、メインスイッチＱ３１，Ｑ３２のデューティを例えば３０％程度に設定することが可能である。
【００４５】
図７は、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なフルブリッジコンバータ回路の回路図である。
【００４６】
図７に示すフルブリッジコンバータ回路は、トランス４００と、トランス４００の１次側に設けられたスイッチング回路４１０と、トランス４００の２次側に設けられた出力回路４２０とを備えている。スイッチング回路４１０は、入力電源端子１，２間に直列に接続されたメインスイッチＱ４１，Ｑ４２と、入力電源端子１，２間に直列に接続されたメインスイッチＱ４３，Ｑ４４とを備えており、トランス４００の１次巻線４０１の一端はメインスイッチＱ４１及びＱ４２の接続点Ａ２に接続されており、トランス４００の１次巻線４０１の他端はメインスイッチＱ４３及びＱ４４の接続点Ｂ２に接続されている。また、出力回路４２０は、図４に示した出力回路１２０及び図６に示した出力回路３２０と同様の構成を有しており、トランス４００の２次巻線４０２の一端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ４５と、トランス４００の２次巻線４０２の他端と中間電源端子３との間に接続された整流スイッチＱ４６と、整流スイッチＱ４５に並列接続された整流ダイオードＣＲ４１と、整流スイッチＱ４６に並列接続された整流ダイオードＣＲ４２と、中間電源端子３，４間に接続された出力コンデンサＣ４５とを備えており、中間電源端子４はトランス４００の２次巻線４０２のセンタータップに接続されている。
【００４７】
駆動回路４１１による制御のもと、メインスイッチＱ４１，Ｑ４２並びにメインスイッチＱ４３，Ｑ４４はいずれもデッドタイムをはさんで交互にオン状態とされ、整流スイッチＱ４５，Ｑ４６は、駆動回路４２１による制御のもとメインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のオン／オフに同期して交互にオン状態とされる。図７に示すフルブリッジコンバータ回路にはチョークコイルが設けられていないことから、これにより中間電源端子３，４間には、入力電源端子１，２間に供給される入力電圧Ｖｉ及びトランス４００の巻数比により決まる中間電圧Ｖｐが現れる。メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のデューティ（全期間に対して、メインスイッチＱ４１とＱ４４がいずれもオンしている期間又はメインスイッチＱ４２とＱ４３がいずれもオンしている期間の比率）はある決まった値に固定されており、このため図４〜図６に示したコンバータ回路と同様、中間電圧Ｖｐを安定化制御することはできない。つまり、図７に示すフルブリッジコンバータ回路も「絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路」である。
【００４８】
図７に示すフルブリッジコンバータ回路においてもチョークコイルが設けられていないことから、中間電圧Ｖｐを直流とするためには、トランス４００の１次側から２次側へ電力を連続的に伝送する必要がある。このような連続的な電力伝送は、メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のデューティを実質的に５０％に設定することによって実現可能である。また、メインスイッチＱ４１及びＱ４４の少なくとも一方がオフしており、且つ、メインスイッチＱ４２及びＱ４３の少なくとも一方がオフしている期間においても、寄生インダクタンス成分Ｌ４１とメインスイッチＱ４１〜Ｑ４４に並列な寄生容量成分Ｃ４１〜Ｃ４４による共振により、トランス４００の１次巻線４０１に流れる電流はすぐにゼロとはならず、ある傾きをもって漸減する。したがって、寄生インダクタンス成分Ｌ４１と寄生容量成分Ｃ４１〜Ｃ４４による共振電流をトランス４００の１次巻線４０１に流せる限度において、メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のデューティを小さく設定しても構わない。具体的には、メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４に対して並列に共振用コンデンサを付加したり、メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のスイッチング周波数を高く設定することにより、メインスイッチＱ４１〜Ｑ４４のデューティを例えば３０％程度に設定することが可能である。
【００４９】
以上説明した各コンバータ回路においては、トランス（１００，２００，３００，４００）の１次側から２次側へ電力が連続的に伝送されることから、出力回路（１２０，２２０，３２０，４２０）にチョークコイルを用いる必要がない。出力回路（１２０，２２０，３２０，４２０）にチョークコイルが含まれていないのはこのためである。但し、このことは、ノイズ除去等の目的で出力回路（１２０，２２０，３２０，４２０）にインダクタを設けてはならないことを意味するものではない。
【００５０】
図８は、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０として使用可能なバックコンバータ回路の回路図である。
【００５１】
図８に示すバックコンバータ回路は、中間電源端子３，４間に直列に接続されたメインスイッチＱ５１及び整流スイッチＱ５２と、整流スイッチＱ５２に並列接続された整流ダイオードＣＲ５１と、メインスイッチＱ５１と整流スイッチＱ５２との接続点Ａ３と出力電源端子５との間に接続されたチョークコイルＬ５１と、出力電源端子５，６間に接続された出力コンデンサＣ５１と、出力電源端子５，６間に現れる出力電圧Ｖｏに基づいてメインスイッチＱ５１をＰＷＭ制御する制御回路５００とを備えている。尚、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０側に出力コンデンサ（Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ３５，Ｃ４５）が備えられていない場合には、中間電源端子３，４間に入力コンデンサを設けることが好ましい。このことは、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０側に入力コンデンサが設けられている場合には、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０側において出力コンデンサ（Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ３５，Ｃ４５）を省略しても構わないことを意味する。要するに、中間電源端子３，４間に接続されるコンデンサは、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０及び非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０のいずれに属していても構わない。
【００５２】
制御回路５００は、出力電源端子５，６間に現れる出力電圧Ｖｏに基づいてメインスイッチＱ５１をＰＷＭ制御するとともに、メインスイッチＱ５１のオン／オフに同期して、整流スイッチＱ５２をオン／オフさせる。具体的には、出力電圧Ｖｏが目標電圧よりも低い場合には、メインスイッチＱ５１のデューティ（全期間に対して、メインスイッチＱ５１がオンしている期間の比率）を高くすることによって出力電圧Ｖｏを上昇させ、出力電圧Ｖｏが目標電圧よりも高い場合には、メインスイッチＱ５１のデューティを低くすることによって出力電圧Ｖｏを低下させる。これにより、出力電源端子５，６間には、中間電源端子３，４間に供給される中間電圧Ｖｐ、メインスイッチＱ５１のデューティにより決まる出力電圧Ｖｏが現れるので、中間電源端子３，４間に供給される中間電圧Ｖｐが変動しても、出力電圧Ｖｏを目標電圧に維持することが可能となる。このように、図８に示すバックコンバータ回路は、「非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路」を構成している。
【００５３】
次に、本発明の好ましい実施の形態にかかるスイッチング電源装置について説明する。
【００５４】
図９は、本発明の好ましい実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。本実施の形態にかかるスイッチング電源装置は、図１に示す基本構成において、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として図４に示したプッシュプルコンバータ回路を用い、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０として図８に示したバックコンバータ回路を用いている。
【００５５】
図１０は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の動作波形図であり、（ａ）はメインスイッチＱ１１のドレイン−ソース間電圧（Ｑ１１−Ｖｄｓ）の波形を示し、（ｂ）はメインスイッチＱ１２のドレイン−ソース間電圧（Ｑ１２−Ｖｄｓ）の波形を示し、（ｃ）はメインスイッチＱ１１のドレイン電流（Ｑ１１−Ｉｄ）の波形を示し、（ｄ）はメインスイッチＱ１２のドレイン電流（Ｑ１２−Ｉｄ）の波形を示し、（ｅ）は整流スイッチＱ１３のドレイン電流（Ｑ１３−Ｉｄ）の波形を示し、（ｆ）は整流スイッチＱ１４のドレイン電流（Ｑ１４−Ｉｄ）の波形を示し、（ｇ）メインスイッチＱ５１のゲートに供給されるゲートパルスＳの波形を示し、（ｈ）はメインスイッチＱ５１のドレイン−ソース間電圧（Ｑ５１−Ｖｄｓ）の波形を示し、（ｉ）は整流スイッチＱ５２のドレイン−ソース間電圧（Ｑ５２−Ｖｄｓ）の波形を示し、（ｊ）はメインスイッチＱ５１のドレイン電流（Ｑ５１−Ｉｄ）の波形を示し、（ｋ）は整流スイッチＱ５２のドレイン電流（Ｑ５２−Ｉｄ）の波形を示している。
【００５６】
図１０（ａ），（ｂ）に示すように、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０に含まれるメインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティＤ１は実質的に５０％に固定されており、これにより、図１０（ｃ），（ｄ）に示すようにメインスイッチＱ１１，Ｑ１２の一方には、ほぼ常にドレイン電流Ｑ１１−Ｉｄ，Ｑ１２−Ｉｄが流れている。デッドタイム期間においてはメインスイッチＱ１１，Ｑ１２の両方がオフ状態となるため、瞬間的にドレイン電流Ｑ１１−Ｉｄ，Ｑ１２−Ｉｄがゼロとなるが、この期間においては、寄生インダクタンス成分Ｌ１１及び寄生容量成分Ｃ１１，Ｃ１２による共振電流がトランス１００の１次巻線１０１に流れる。これにより、トランス１００の１次側から２次側へは電力が連続的に伝送される。トランス１００の２次巻線１０２に現れる２次側電圧は、図１０（ｅ），（ｆ）に示すように整流スイッチＱ１３，Ｑ１４によって整流される。そして、本実施の形態によるスイッチング電源装置においては、トランス１００の１次側から２次側へ電力が連続的に伝送されているので、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０にチョークコイルを用いなくとも、中間電源端子３，４間には実質的に直流である中間電圧Ｖｐが現れる。
【００５７】
かかる中間電圧Ｖｐは、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０に供給され、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０内の制御回路５００は、出力電圧Ｖｏが目標電圧に安定するよう、メインスイッチＱ５１にゲートパルスを供給する。つまり、図１０（ｇ）に示すように、メインスイッチＱ５１はＰＷＭ制御され、そのデューティＤ２は出力電圧Ｖｏに基づいて変化する。これにより、出力電源端子５，６間には安定した出力電圧Ｖｏが現れることになる。
【００５８】
そして、本実施の形態によるスイッチング電源装置においては、出力電圧Ｖｏを安定化制御する制御ループが後段の非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０のみによって構成され、前段の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０が制御ループに含まれないことから、高周波領域まで制御ゲインを上げることができ、高い応答性を実現することができる。また、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０及び非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０においてデューティを高く設定することが可能となるので、１段構成である通常のスイッチング電源装置に比べて高い変換効率を得ることが可能となる。
【００５９】
次に、本発明の好ましい他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置について説明する。
【００６０】
図１１は、本発明の好ましい他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。本実施の形態にかかるスイッチング電源装置は、図９に示したスイッチング電源装置の駆動回路１１１を駆動回路１１２に置き換えるとともに、検出回路１１３を追加した点以外は、図９に示したスイッチング電源装置と同じ構成を有している。
【００６１】
駆動回路１１２は、検出回路１１３より供給される検出信号１１３ａに基づき、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを２段階に切り替える。具体的には、検出信号１１３ａが通常動作状態であることを示している場合には、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを実質的に５０％に固定する一方、検出信号１１３ａが非通常動作状態であることを示している場合には、メインスイッチＱ１１，Ｑ１２のデューティを非常に小さい値に固定する。ここで、「非通常動作状態」とは、スイッチング電源装置が動作を開始した直後の状態及び出力電流が過電流である状態の少なくとも一方を指し、検出回路１１３はこれらの少なくとも一方を検出すると、検出信号１１３ａを用いて駆動回路１１２にこれを報知する。
【００６２】
検出信号１１３ａが非通常動作状態であることを示している場合のデューティは、寄生インダクダンス成分Ｌ１１をＬ１１とした場合、メインスイッチＱ１１又はＱ１２がターンオンした後、メインスイッチＱ１１又はＱ１２のドレイン電流Ｑ１１−Ｉｄ又はＱ１２−ＩｄがＶｉ／Ｌ１１の傾きをもって増大する期間、すなわち、トランス１００の１次巻線１０１に印加される電圧がＶｉに達しない期間においてメインスイッチＱ１１又はＱ１２がターンオフするような値に設定される。ここでいう「トランス１００の１次巻線１０１」とは、純粋にトランス１００の１次巻線１０１を指し、リーケージインダクタンスや配線の寄生インダクタンスは含まれない。具体的なデューティはＬ１１の値等によって異なるが、例えば５％程度の非常に小さい値に設定される。
【００６３】
デューティがこのように小さい値に設定されると、中間電圧Ｖｐは入力電圧Ｖｉ及びトランス１００の巻数比により決まる電圧未満となるので、入力電源端子１，２に接続される直流電源（図示せず）より流入する入力電流Ｉｉ及び出力電源端子５，６に接続される直流負荷（図示せず）に供給される出力電流Ｉｏが大きく制限される。したがって、当該非通常動作状態が動作開始直後の状態である場合には突入電流を大幅に抑制することができ、当該非通常動作状態が過電流状態である場合には速やかに過電流状態を解消することが可能となる。
【００６４】
このように、本実施形態にかかるスイッチング電源装置によれば、上述した実施形態にかかるスイッチング電源装置の効果に加え、入力電源端子１，２に接続される直流電源を突入電流から保護したり、過電流状態からスイッチング電源装置を保護することが可能となる。
【００６５】
次に、本発明の好ましいさらに他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置について説明する。
【００６６】
図１２は、本発明の好ましいさらに他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。本実施の形態にかかるスイッチング電源装置は、図３に示す基本構成における絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として、図４に示したプッシュプルコンバータ回路の駆動回路１２１を駆動回路１２２に置き換えるとともに、コンパレータ１２３及び電流検出部１３０を追加した回路を２つ用い（絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１及び１０−２）、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０として図８に示したバックコンバータ回路を２つ用いている（非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０−１及び２０−２）。絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１と絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２は、互いに同じ回路構成を有しており、非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０−１と非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０−２も、互いに同じ回路構成を有している。
【００６７】
電流検出部１３０は、２次巻線１０２のセンタータップと中間電源端子４との間に接続された抵抗１３１と、非反転入力端子（＋）が抵抗１３１の一端（２次巻線１０２のセンタータップ）に接続され、反転入力端子（−）が抵抗１３１の他端（中間電源端子４）に接続されたオペアンプ１３２と、オペアンプ１３２の反転入力端子（−）と出力端子との間に並列接続された抵抗１３３及びコンデンサ１３４とを備えて構成されている。オペアンプ１３２、抵抗１３３及びコンデンサ１３４は積分回路を構成している。このため、オペアンプ１３２の出力電圧１３０ａ及び１３０ｂは、それぞれ絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１及び１０−２の出力電流の平均値を示すことになる。
【００６８】
図１２に示すように、コンパレータ１２３にはオペアンプ１３２の出力電圧１３０ａ及び１３０ｂが供給される。具体的には、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１に含まれるオペアンプ１３２の非反転入力端子（＋）には絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１に含まれるオペアンプ１３２の出力電圧１３０ａが供給され、反転入力端子（−）には絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２に含まれるオペアンプ１３２の出力電圧１３０ｂが供給される。これとは逆に、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２に含まれるオペアンプ１３２の非反転入力端子（＋）には絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２に含まれるオペアンプ１３２の出力電圧１３０ｂが供給され、反転入力端子（−）には絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１に含まれるオペアンプ１３２の出力電圧１３０ａが供給される。
【００６９】
駆動回路１２２は、対応するコンパレータ１２３より供給される検出信号１２３ａ又は１２３ｂに基づき、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティを調整する。具体的には、対応する検出信号１２３ａ又は１２３ｂがローレベルである場合（当該絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の平均出力電流の方が低い場合）には、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティを実質的に５０％に設定し、対応する検出信号１２３ａ又は１２３ｂがハイレベルである場合（当該絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の平均出力電流の方が高い場合）には、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティを現在の値よりも低下させる。
【００７０】
整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティが実質的に５０％未満である場合、その分、整流ダイオードＣＲ１１，ＣＲ１２によって整流されることになる。したがって、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティを変化させるということは、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０の出力インピーダンスを変化させることに他ならない。
【００７１】
絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０は、出力電圧を安定化させる機能を有していないため、安定化機能を有する通常のＤＣ／ＤＣコンバータ回路のように出力インピーダンスを概略ゼロとみなすことはできず、その出力電圧は、入力電圧Ｖｉ、トランス１００の巻数比、出力インピーダンス及び出力電流によって決まる。このことは、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０間において出力インピーダンスに個体差があると、出力電流にアンバランスが生じることを意味する。
【００７２】
図１２に示すコンパレータ１２３はこのような出力電流差（Ｉ１−Ｉ２及びＩ２−Ｉ１）を検出するための要素であり、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１に含まれるコンパレータ１２３はＩ１−Ｉ２を検出し、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２に含まれるコンパレータ１２３はＩ２−Ｉ１を検出する。コンパレータ１２３の出力である検出信号１２３ａ又は１２３ｂは駆動回路１２２に供給され、駆動回路１２２はこれに基づいて上述の通り整流スイッチＱ１３，Ｑ１４のデューティを調整する。
【００７３】
例えば、
Ｉ１＞Ｉ２
であるために、検出信号１２３ａがハイレベル、検出信号１２３ｂがローレベルであれば、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１内の同期整流回路のデューティが低下させられ、実質的に５０％未満となる一方、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２内の同期整流回路のデューティが実質的に５０％に設定される。これにより、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１内の同期整流回路は、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−２内の同期整流回路に比べてダイオード整流する期間が増えることから、出力インピーダンスが高められる。その結果、出力電流Ｉ１が減少、出力電流Ｉ２が増加し、出力インピーダンスのアンバランスが解消される。逆の場合（Ｉ１＜Ｉ２の場合）も同様にして出力インピーダンスのアンバランスが解消される。
【００７４】
このように、本実施形態にかかるスイッチング電源装置においては、複数の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２）が並列に接続されていることから、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２）により出力電流が供給されるので大型のコンバータを用いることなく、出力定格値を高めることができる。また絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２）の一方が停止した場合でも他方のコンバータから電流が供給され、電源装置全体の停止には至らないことから高い信頼性を得ることが可能となる。また、本実施形態にかかるスイッチング電源装置においては、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２）の出力電流値がほぼ等しくなるよう制御されることから、スイッチング電源装置全体の信頼性を大幅に高めることが可能となる。
【００７５】
本発明は、以上の実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００７６】
例えば、本発明は３個以上のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を従属接続したタイプのスイッチング電源装置に適用することも可能である。この場合、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ回路として非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用い、その他のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の少なくとも一つ、好ましくは全部に絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を用いればよい。
【００７７】
また、本発明において前段の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路と後段の非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路とは、必ずしも互いに近傍に配置されている必要はなく、両者が離間して配置されていても構わない。したがって、例えば、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路と非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路とが別個のプリント基板上に形成されているような場合であっても、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力端子と非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の入力端子とを接続することにより２段構成のスイッチング電源装置を構成すれば、このようなスイッチング電源装置は本発明の範囲に含まれる。
【００７８】
さらに、図１２に示す実施形態においては、同期整流回路のデューティに基づいて各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０の出力インピーダンスを調整しているが、出力インピーダンスの調整方法としてはこれに限定されず、他の方法、例えば、整流スイッチＱ１３，Ｑ１４の制御電圧（ゲート電圧）を変化させることによって行っても構わない。この場合、駆動回路１２２は、対応する検出信号１２３ａがローレベルである場合（当該絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流の方が低い場合）にはゲート電圧を十分に高く設定し、対応する検出信号１２３ａがハイレベルである場合（当該絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流の方が高い場合）にはゲート電圧を現在のレベルよりも低く設定すればよい。
【００７９】
尚、図１２に示す実施形態においては、２個の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０−１及び１０−２を並列に接続しているが、これを３個以上並列接続することも可能である。この場合においても、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０（１０−１，１０−２，１０−３・・・）の出力電流（Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３・・・）を比較し、これらがほぼ一致するように、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０内の同期整流回路のデューティを調整すればよい。
【００８０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によるスイッチング電源装置は、高周波領域まで制御ゲインを上げられることから高い応答性を実現することができ、また、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路においてデューティを高く設定することができることから高い変換効率を得ることが可能となる。
【００８１】
さらに、本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用すれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の数を大幅に削減することができるので、高集積化や低コスト化を実現することが可能となる。
【００８２】
さらに、本発明において複数の絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列に接続すれば、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路により出力電流が供給されるので大型のコンバータを用いることなく、出力定格値を高めることができる。また絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路のうちいずれかが停止した場合でも他のコンバータから電流が供給され、電源装置全体の停止には至らないことから高い信頼性を得ることが可能となる。この場合、各絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流値がほぼ等しくなるよう出力インピーダンスを調整すれば、スイッチング電源装置全体の信頼性を大幅に高めることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるスイッチング電源装置の基本構成を概略的に示すブロック図である。
【図２】本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用した場合の基本構成を概略的に示すブロック図である。
【図３】本発明をマルチ出力のスイッチング電源装置に適用し、さらに、絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を並列に設けた場合の基本構成を概略的に示すブロック図である。
【図４】絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なプッシュプルコンバータ回路の回路図である。
【図５】絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なフォワードコンバータ回路の回路図である。
【図６】絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なハーフブリッジコンバータ回路の回路図である。
【図７】絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０として使用可能なフルブリッジコンバータ回路の回路図である。
【図８】非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２０として使用可能なバックコンバータ回路の回路図である。
【図９】本発明の好ましい実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図１０】図９に示すスイッチング電源装置の動作波形図である。
【図１１】本発明の好ましい他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図１２】本発明の好ましいさらに他の実施の形態にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図１３】従来の２段構成のスイッチング電源装置の等価回路図である。
【符号の説明】
１，２  入力電源端子
３，４  中間電源端子
５，６  出力電源端子
１０  絶縁型非安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
２０  非絶縁型安定化ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
１００，２００，３００，４００，５００  トランス
１０１，２０１，３０１，４０１，５０１  １次巻線
１０２，２０２，３０２，４０２，５０２  ２次巻線
１１０，２１０，３１０，４１０，５１０  スイッチング回路
１１１，１１２，１２１，２１１，２２１，３１１，３２１，４１１，４２１，５１１，５２１  駆動回路
１１３  検出回路
１１３ａ  検出信号
１２３  コンパレータ
１２３ａ，１３２ｂ  検出信号
１３０  電流検出回路
１３０ａ，１３０ｂ  オペアンプ１３２の出力電圧
１３１，１３３  抵抗
１３２  オペアンプ
１３４  コンデンサ
１２０，２２０，３２０，４２０，５２０  出力回路
５００  制御回路
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ４１〜Ｑ４４，Ｑ５１  メインスイッチ
Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ２２，Ｑ３３，Ｑ３４，Ｑ４５，Ｑ４６，Ｑ５２  整流スイッチ
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ３３，Ｃ３４，Ｃ４１〜Ｃ４４  寄生容量成分
Ｃ３１，Ｃ３２  入力コンデンサ
Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ３５，Ｃ４５，Ｃ５１  出力コンデンサ
ＣＲ１１，ＣＲ１２，ＣＲ２１，ＣＲ３１，ＣＲ３２，ＣＲ４１，ＣＲ４２、ＣＲ５１  整流ダイオード
Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１，Ｌ４１  寄生インダクタンス成分
Ｌ５１  チョークコイル
Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ｂ１，Ｂ２  接続点
Ｓ  ゲートパルス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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