(57)【要約】【課題】磁極位置センサと電流センサを用いることなく、制御系を安定した状態で電動機を高速回転させること。【解決手段】回転数指令ωｒ＊から電気角周波数指令ω１＊を求め、Ｉｑ＊とＩｑｃとの差から修正量Δω１を求め、ω１＊とΔω１とを加算してω１ｃを求め、ω１ｃを積分器８で積分して交流位相θｄｃを求め、電流検出器６の検出による電流Ｉ０を電流サンプラー９１でサンプリングして交流電流を電流再現器３２で再現し、交流位相θｄｃを基に、再現された電流をｄｑ座標変換器９３で座標変換してＩｑｃを求め、ＩｑｃからＩｑ＊発生器１０でＩｑ＊を求め、Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、ω１＊を基に電圧指令演算器１２で印加電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を求め、これら印加電圧をｄｑ逆変換器１３で三相交流電圧指令ｖｕ＊〜ｖｗ＊を求め、三相交流電圧指令を基にＰＷＭ発生器１４でＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号によりインバータ３を制御する。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅制御信号に応答して直流電源の出力電圧を可変電圧・可変周波数の三相交流電圧に変換して同期電動機に印加するインバータと、前記直流電源から前記インバータに供給されるインバータ電流を検出するインバータ電流検出器と、前記同期電動機に関する回転数指令を発生する回転数指令発生器と、前記回転数指令に基づいて前記パルス幅制御信号を生成して前記インバータに出力する制御器とを備え、前記制御器は、前記インバータ電流検出器の検出によるインバータ電流を順次サンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段のサンプリングによるサンプリング電流値を基に前記同期電動機に流れる交流電流を再現する電流再現手段と、前記電流再現手段の再現による交流電流を、前記同期電動機内部の磁極軸を仮定したｄｃ軸と前記ｄｃ軸に直交するｑｃ軸上の電流に座標変換するｄｑ座標変換手段と、前記ｄｑ座標変換手段の座標変換により得られたｑｃ軸上の電流成分に基づいて前記同期電動機に関するトルク電流指令を生成するトルク電流指令生成手段と、前記回転数指令と前記トルク電流指令に基づいて前記ｄｃ軸と前記ｑｃ軸上の各印加電圧指令を演算する印加電圧指令演算手段と、前記回転数指令に基づいて前記同期電動機の駆動周波数に関連する交流位相を算出する位相算出手段と、前記各印加電圧指令を前記位相算出手段の算出による交流位相に基づいて三相交流電圧指令に座標変換するｄｑ逆変換手段と、前記三相交流電圧指令に基づいてパルス幅制御信号を生成するパルス幅制御信号生成手段と、前記ｄｃ−ｑｃ軸と前記同期電動機の実際の磁極軸であるｄ−ｑ軸との誤差角に相当する状態量を演算する状態量演算手段と、前記状態量に基づいて前記交流位相を補正する位相補正手段とから構成されてなる同期電動機の速度制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の同期電動機の速度制御装置において、前記状態量演算手段は、前記ｄｑ座標変換手段の座標変換により得られたｑｃ軸上の電流成分と前記トルク電流指令生成手段の生成によるトルク電流指令との差に従って前記状態量を演算してなることを特徴とする同期電動機の速度制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の同期電動機の速度制御装置において、前記状態量演算手段は、前記同期電動機のｑ軸インダクタンスをＬｑ、巻線抵抗をＲ、前記ｄｑ座標変換手段の座標変換により得られたｑｃ軸上の電流成分をＩｑｃ、前記ｄｑ座標変換手段の座標変換により得られたｄｃ軸上の電流成分をＩｄｃ、前記回転数指令から得られる電気角周波数指令をω１※、前記ｄｃ軸上の印加電圧指令をＶｄｃ※、前記ｑｃ軸上の印加電圧指令をＶｑｃ※として、下記式（数１）に基づいて、
【数１】
2004048868.tif 000008
前記状態量として、軸誤差Δθｃを演算してなることを特徴とする同期電動機の速度制御装置。
【請求項４】
請求項１、２または３のうちいずれか１項に記載の同期電動機の速度制御装置において、前記ｄｃ軸と前記ｑｃ軸上の各印加電圧指令と前記位相算出手段の算出による交流位相とから電圧指令位相を演算する電圧位相演算手段と、前記電圧位相演算手段の演算による電圧指令位相の特定の位相毎に前記サンプリング手段に対してサンプリングを指令するための割り込み信号を出力する割り込み信号発生手段とを備えてなることを特徴とする同期電動機の速度制御装置。
【請求項５】
請求項１、２または３のうちいずれか１項に記載の同期電動機の速度制御装置において、前記ｄｑ逆変換手段の出力による三相交流電圧指令の各相の極性を演算して各相の極性信号を出力する極性演算手段と、前記いずれか一つの相の極性信号の極性の変化に応答して、前記サンプリング手段に対してサンプリングを指令するための割り込み信号を出力する割り込み信号発生手段とを備えてなることを特徴とする同期電動機の速度制御装置。
【請求項６】
請求項１、２または３のうちいずれか１項に記載の同期電動機の速度制御装置において、前記ｄｑ逆変換手段の出力による三相交流電圧指令の各相の絶対値を演算して出力する絶対値演算手段と、前記各相の絶対値のうちいずれか２つの相の絶対値が近似した値になったときに、前記サンプリング手段に対してサンプリングを指令するための割り込み信号を出力する割り込み信号発生手段とを備えてなることを特徴とする同期電動機の速度制御装置。
【請求項７】
請求項１、２または３のうちいずれか１項に記載の同期電動機の速度制御装置において、前記ｄｑ座標変換手段の座標変換により得られたｄｃ軸上の電流成分とｄ軸電流指令との差を演算する減算手段と、前記ｑｃ軸上の印加電圧指令を算出するための電動機定数を前記減算手段の演算結果に従って補正する電動機定数補正手段とを備えてなるなることを特徴とする同期電動機の速度制御装置。
【請求項８】
請求項１〜７のうちいずれか１項に記載の同期電動機の速度制御装置において、少なくとも前記インバータと前記制御器および前記インバータ電流検出器をモジュール化してなることを特徴とする同期電動機の速度制御装置。
【請求項９】
同期電動機と、前記同期電動機の速度を制御する速度制御装置として、請求項１〜８のうちいずれか１項に記載の同期電動機の速度制御装置と、前記同期電動機を動力源とした圧縮機とを備えてなる空調機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機の速度制御装置に係り、特に、同期電動機の磁極位置を検出する磁極位置センサと同期電動機の電流を検出する電流センサを用いずに、同期電動機の速度を制御するに好適な同期電動機の速度制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁石モータで構成された同期電動機の速度を制御する制御方式として、磁極位置センサを用いない方式のものや電流センサを用いない方式のものなど各種のものが提案されている。
【０００３】
従来の制御方式のうち磁極位置センサを用いない制御方式のものは、磁極位置センサの代わりに、磁極位置推定器を設けたものであり、基本的な構成は、速度制御器、電流制御器などからなり、構成自体は磁極位置センサ付きのものと同様にベクトル制御に基づいたものである。
【０００４】
磁極位置推定の基本原理は、同期電動機の電気定数と、電動機電圧および電動機電流に基づいて、磁極位置の推定演算を行うものであり、誘起電圧を利用するものとして、例えば、特開２００１−２５１８８９号公報に記載されているものなどが知られている。
【０００５】
磁極位置の推定原理は、同期電動機の磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間の軸誤差Δθを推定演算するものであり、この演算によって得られた軸誤差が０になるように、同期電動機の周波数指令を修正することで、位置センサレス・ベクトル制御を実現することができる。
【０００６】
位置センサレス・ベクトル制御の場合は、駆動電流の大きさ、位相を、負荷条件に応じて理想的に制御することが可能となり、高トルク・高性能な同期電動機の制御が実現できる。
【０００７】
一方、電流センサを用いない制御方式としては、電動機を駆動するインバータの直流電流を検出し、その瞬時値と、インバータのゲートパルス信号から、電動機の交流電流を再現する所謂電流再現方式が提案されている。この電流再現方式は、例えば、特開平２−１９７２９５号公報に記載されているように、インバータを駆動するゲート・パルス信号を利用し、インバータの直流電流に瞬間的に表れる電動機電流をサンプル／ホールドし、電動機電流を間接的に検出するものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従来の位置センサ付きベクトル制御に基づいた磁極位置センサレス制御方式では、速度制御器、電流制御器および磁極位置推定器など、フィードバックループを形成する制御器を複数個設けなければならず、制御構成が複雑になる。特に、高速回転で電動機を駆動しようとすると、制御系全体の安定化が難しくなる。制御系全体を安定化するには、制御演算周期を短くし、制御ゲインを高く設定しなければならず、ＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）などの高性能な演算処理器を用いなければ実現が難しい。
【０００９】
一方、電流再現方式を用いたものには以下のような課題がある。すなわち、電流再現方式では、インバータの直流電流と、インバータのゲート・パルス信号から、電動機電流を再現しているため、起動時など指令電圧が低くゲートパルスのパルス幅が極端に短い場合には、電動機の電流成分を捕らえることが難しくなる。特に、電動機の速度を高速化するときに、インバータの平均スイッチング周波数（キャリア周波数）を高く設定する程、ゲートパルスのパルス幅が短くなり、電流の再現が難しくなる。この対策としては、電動機の起動時などにのみインバータのキャリア周波数を下げることで対処することは可能であるが、インバータのキャリア周波数を下げると、電流高調波の増大に伴って効率が低下したり、耳ざわりな電磁ノイズの原因となる。
【００１０】
このように、「磁極位置センサレス制御方式」と「電流再現方式」とを組合わせた場合、電動機を、例えば、４００Ｈｚ以上の周波数で高速度で回転させるときには、キャリア周波数に対応して演算周期を速くしなければならず、しかもゲートパルス幅に制限があるため、演算周期を単に速くすることは困難である。したがって、磁極位置センサと電流センサの両者をなくした状態で高速・高性能な同期電動機の制御装置を実現することは困難である。
【００１１】
本発明の課題は、磁極位置センサと電流センサを用いることなく、制御系を安定した状態で電動機を高速回転させることができる同期電動機の速度制御装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明は、同期電動機を駆動する手段として、回転速度制御器および電流制御器などの複雑な制御系を用いずに、回転数指令および電流指令に基づいたフィードフォワード型の制御系を構成し、その際、トルク電流指令を実際のトルク電流を用いて生成し、電流検出にはインバータの直流電流の検出値から電動機電流を再現して、電動機の検出電流とし、また制御上の磁極軸と実際の磁極軸との誤差角の状態量を推定演算し、この演算値を基に電動機の駆動周波数に相当する交流位相を補正することで、定常的な軸ずれを零に制御し、制御系が安定で、且つ高いキャリア周波数での運転を可能にしたものである。　具体的には、本発明は、パルス幅制御信号に応答して直流電源の出力電圧を可変電圧・可変周波数の三相交流電圧に変換して同期電動機に印加するインバータと、前記直流電源から前記インバータに供給されるインバータ電流を検出するインバータ電流検出器と、前記同期電動機に関する回転数指令を発生する回転数指令発生器と、前記回転数指令に基づいて前記パルス幅制御信号を生成して前記インバータに出力する制御器とを備え、前記制御器は、前記インバータ電流検出器の検出によるインバータ電流を順次サンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段のサンプリングによるサンプリング電流値を基に前記同期電動機に流れる交流電流を再現する電流再現手段と、前記電流再現手段の再現による交流電流を、前記同期電動機内部の磁極軸を仮定したｄｃ軸と前記ｄｃ軸に直交するｑｃ軸上の電流に座標変換するｄｑ座標変換手段と、前記ｄｑ座標変換手段の座標変換により得られたｑｃ軸上の電流成分に基づいて前記同期電動機に関するトルク電流指令を生成するトルク電流指令生成手段と、前記回転数指令と前記トルク電流指令に基づいて前記ｄｃ軸と前記ｑｃ軸上の各印加電圧指令を演算する印加電圧指令演算手段と、前記回転数指令に基づいて前記同期電動機の駆動周波数に関連する交流位相を算出する位相算出手段と、前記各印加電圧指令を前記位相算出手段の算出による交流位相に基づいて三相交流電圧指令に座標変換するｄｑ逆変換手段と、前記三相交流電圧指令に基づいてパルス幅制御信号を生成するパルス幅制御信号生成手段と、前記ｄｃ−ｑｃ軸と前記同期電動機の実際の磁極軸であるｄ−ｑ軸との誤差角に相当する状態量を演算する状態量演算手段と、前記状態量に基づいて前記交流位相を補正する位相補正手段とから構成されてなる同期電動機の速度制御装置を構成したものである。
【００１３】
前記同期電動機速度制御装置を構成するに際しては、以下の要素を付加することができる。
【００１４】
（１）前記状態量演算手段は、前記ｄｑ座標変換手段の座標変換により得られたｑｃ軸上の電流成分と前記トルク電流指令生成手段の生成によるトルク電流指令との差に従って前記状態量を演算してなる。
【００１５】
（２）前記状態量演算手段は、前記同期電動機のｑ軸インダクタンスをＬｑ、巻線抵抗をＲ、前記ｄｑ座標変換手段の座標変換により得られたｑｃ軸上の電流成分をＩｑｃ、前記ｄｑ座標変換手段の座標変換により得られたｄｃ軸上の電流成分をＩｄｃ、前記回転数指令から得られる電気角周波数指令をω１※、前記ｄｃ軸上の印加電圧指令をＶｄｃ※、前記ｑｃ軸上の印加電圧指令をＶｑｃ※として、下記式（数２）に基づいて、
【００１６】
【数２】
2004048868.tif 000003
前記状態量として、軸誤差Δθｃを演算してなる。
【００１７】
（３）前記ｄｃ軸と前記ｑｃ軸上の各印加電圧指令と前記位相算出手段の算出による交流位相とから電圧指令位相を演算する電圧位相演算手段と、前記電圧位相演算手段の演算による電圧指令位相の特定の位相毎に前記サンプリング手段に対してサンプリングを指令するための割り込み信号を出力する割り込み信号発生手段とを備えてなる。
【００１８】
（４）前記ｄｑ逆変換手段の出力による三相交流電圧指令の各相の極性を演算して各相の極性信号を出力する極性演算手段と、前記いずれか一つの相の極性信号の極性の変化に応答して、前記サンプリング手段に対してサンプリングを指令するための割り込み信号を出力する割り込み信号発生手段とを備えてなる。
【００１９】
（５）前記ｄｑ逆変換手段の出力による三相交流電圧指令の各相の絶対値を演算して出力する絶対値演算手段と、前記各相の絶対値のうちいずれか２つの相の絶対値が近似した値になったときに、前記サンプリング手段に対してサンプリングを指令するための割り込み信号を出力する割り込み信号発生手段とを備えてなる。
【００２０】
（６）前記ｄｑ座標変換手段の座標変換により得られたｄｃ軸上の電流成分とｄ軸電流指令との差を演算する減算手段と、前記ｑｃ軸上の印加電圧指令を算出するための電動機定数を前記減算手段の演算結果に従って補正する電動機定数補正手段とを備えてなるなる。
【００２１】
（７）少なくとも前記インバータと前記制御器および前記インバータ電流検出器をモジュール化してなる。
【００２２】
また、本発明は、同期電動機と、前記いずれかの同期電動機の速度制御装置と、前記同期電動機を動力源とした圧縮機とを備えてなる空調機を構成したものである。
【００２３】
前記した手段によれば、同期電動機のｄ−ｑ軸と制御軸ｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差Δθに起因した状態量を演算し、この状態量を修正量として、回転数指令から得られた電気角周波数指令を補正して駆動周波数を求め、この駆動周波数から交流位相を算出し、さらにインバータ電流をサンプリングして得られた電流にしたがって同期電動機の交流電流を再現し、再現された交流電流を交流位相に基づいてｄｑ座標変換してトルク電流を求め、このトルク電流からトルク電流指令（ｑ軸電流指令）を生成するとともに、トルク電流指令と回転数指令から得られた電気角周波数指令に基づいてｄｃ軸とｑｃ軸上の各印加電圧指令を演算し、各印加電圧指令を交流位相にしたがってｄｑ逆変換して三相交流電圧指令を生成し、三相交流電圧指令を基にパルス幅制御信号を生成し、このパルス幅制御信号にしたがってインバータを制御するようにしたため、磁極位置センサレス・電流センサレスでも、同期電動機を安定に高速度で回転させることが可能になる。
【００２４】
すなわち、実質的に、フィードバック制御を行っているのはｄｃ−ｑｃ軸とｄ−ｑ軸との誤差角に相当する状態量にしたがって、軸ずれを補正する制御だけであり、軸ずれ補正の制御を行うための修正ループゲインは数１０ｍｓ程度の応答時間で良く、インバータ電流から電動機電流を再現し、再現された電流から実際のトルク電流を生成する処理時間は修正ループゲインの１／５程度の処理周期で行えば十分である。このため、速度制御器や電流制御器を省いても、トルク電流を検出するための処理に要する時間を遅くすることで、同期電動機を安定した状態で高速回転させることが可能になる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。
【００２６】
（実施形態１）
図１は本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態１の系統構成を示すブロック図である。図１において、同期電動機の速度制御装置は、同期電動機５に回転数指令ωｒ＊を与えるための回転数指令ωｒ＊を発生する回転数指令発生器１と、同期電動機５の交流印加電圧を演算し、この演算結果を基に、パルス幅制御信号としてのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）生成してインバータ３に印加する制御器２と、このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ３と、インバータ３に電力を供給する直流電源４と、直流電源４からインバータ３に供給されるインバータ電流Ｉ０を検出する電流検出器（インバータ電流検出器）６を備えて構成されており、インバータ３の交流出力側には、制御対象として、例えば、磁石モータで構成された同期電動機５が接続されている。
【００２７】
制御器２は、変換ゲイン７と、積分器８と、検出電流処理器９と、トルク電流指令（Ｉｑ＊）発生器１０と、Ｉｄ＊発生器１１と、電圧指令演算器１２と、ｄｑ逆変換器１３と、ＰＷＭ発生器１４と、ω１補正器１５と、加算器１６とを備えて構成されている。
【００２８】
変換ゲイン７は、回転数指令発生器１の出力による回転数指令ωｒ＊を、同期電動機５の極数Ｐを用いて同期電動機５の電気角周波数指令（駆動周波数指令）ω１＊に変換し、変換した電気角周波数指令ω１＊を電圧指令演算器１２と加算器１６に出力するようになっている。加算器１６は電気角周波数指令ω１＊とω１補正器１５の出力による修正量Δω１とを加算して駆動周波数ω１ｃを算出し、算出結果を積分器８に出力するようになっている。積分器８は、制御装置内部の交流位相θｄｃを演算し、同期電動機５の駆動周波数に関連する交流位相θｄｃを算出する位相算出手段として構成されている。
【００２９】
検出電流処理器９は、電流検出器６の検出によるインバータ電流Ｉ０に基づいて、回転座標軸（ｄｃ／ｑｃ軸）上の同期電動機５の電流成分をＩｄｃ、Ｉｑｃを演算するように構成されている。トルク電流指令発生器１０は、検出電流処理器９の出力によるｑｃ軸上の電流成分Ｉｑｃ（実際のトルク電流）に基づいて、トルク電流指令としてのｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算するトルク電流指令生成手段として構成されている。Ｉｄ＊発生器１１は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を発生するｄ軸電流指令発生手段として構成されている。電圧指令演算器１２は、Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、ω１＊に基づいて、ｄｃ−ｑｃ軸上の同期電動機５に印加する電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を演算する印加電圧指令演算手段として構成されている。ｄｑ逆変換器１３は、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を三相交流軸上の三相交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換するｄｑ逆変換手段として構成されている。ＰＷＭ発生器１４は、三相交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータ３に出力するパルス幅制御信号生成手段として構成されている。
【００３０】
ω１補正器１５は、同期電動機５のｄ−ｑ軸と制御軸ｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差Δθに起因した状態量を演算し、その演算結果に基づいて同期電動機５の電気角周波数指令（駆動周波数指令）ω１＊に対する修正量Δω１を演算する状態量演算手段として構成されている。加算器１６は、変換ゲイン７の出力による電気角周波数指令ω１＊とω１補正器１５の出力による修正量Δω１とを加算して駆動周波数ω１ｃを算出する位相補正手段として構成されている。すなわち、加算器１６は、状態量としての修正量Δω１に基づいて交流位相θｄｃを補正するために、電気角周波数指令ω１＊と修正量Δω１とを加算して電気角周波数指令ω１＊を補正して、駆動周波数ω１ｃを算出するようになっている。
【００３１】
検出電流処理器９は、電流サンプラー９１と、電流再現器９２、ｄｑ座標変換器９３を備えて構成されている。電流サンプラー９１は、電流検出器６の検出によるインバータ電流Ｉ０の瞬時値を順次サンプリングし、サンプリングした電流を電流再現器９２に出力するサンプリング手段として構成されている。電流再現器９２は、電流サンプラー９１のサンプリングによるサンプリング電流値に基づいて、同期電動機５に流れる交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを再現する電流再現手段として構成されている。ｄｑ座標変換器９３は、電流再現器９２の再現による交流電流を、同期電動機５内部の磁極軸を仮定したｄｃ軸とこのｄｃ軸に直交するｑｃ軸上の電流成分、すなわち回転座標軸であるｄｃ−ｑｃ軸上の電流成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃに変換するｄｑ座標変換手段として構成されている。
【００３２】
インバータ３は、スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ、各スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードから構成された主回路部３１と、主回路部３１の各スイッチング素子にゲートパルス信号を印加するゲート・ドライバ３２から構成されている。
【００３３】
直流電源４は、ダイオードブリッジ４２と平滑コンデンサ４３を備えて構成されており、交流電源４１からの交流信号を整流し、整流された信号に含まれる脈動成分を平滑コンデンサ４３で抑制し、直流電圧Ｖ０をインバータ３に印加するように構成されている。
【００３４】
次に、実施形態１の動作原理について説明する。変換ゲイン７は、回転数指令発生器１の出力による回転数指令ωｒ＊に基づいて、同期電動機５の電気角周波数指令ω１＊を演算し、演算結果を電圧指令演算器１２と加算器１６に出力する。電圧指令演算器１２では、電気角周波数ω１＊、電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に基づいて、同期電動機５に印加すべき印加電圧Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を次の（３）式によって演算する。
【００３５】
【数３】
2004048868.tif 000004
ただし、Ｒ：電動機抵抗、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｋｅ：電動機の発電定数である。
【００３６】
（３）式は、同期電動機の一般的なモデルから得られる演算式であり、電圧指令演算器１２に与えられる電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊はそれぞれＩｄ＊発生器１１、Ｉｑ＊発生器１０で作成される。ｄ軸電流指令Ｉｄ＊は、同期電動機５として非突極型のものを用いたときには、通常Ｉｄ＊＝０が与えられる。一方、同期電動機５として突極型のものを用いたときには、効率を最大にするために、マイナスの値が与えられる。トルク電流指令としてのＩｑ＊は、電流検出処理器９において求めたｑｃ軸上の電流検出器Ｉｑｃから演算によって求められる。
【００３７】
すなわち、Ｉｑ＊発生器１０においては、例えば、次の（４）式にしたがってＩｑ＊を演算する。
【００３８】
【数４】
2004048868.tif 000005
ベクトル制御の場合、Ｉｑ＊は、速度制御器の出力として与えられることが多いが、本発明に係る制御器２では、検出値ＩｑｃからＩｑ＊を作成することとしている。
【００３９】
すなわち、（４）式から明らかなように、定常状態では、Ｉｑｃ＝Ｉｑ＊となるため、同期電動機５が負荷条件に対して必要としている電圧値を、制御装置から供給することになり、ベクトル制御を実現することができる。この結果、従来のベクトル制御に比べて制御系を大幅に簡略化でき、制御系の安定性を向上させることができる。
【００４０】
（３）式にしたがって印加電圧Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊が得られたときには、ｄｑ逆変換器１３において、（３）式で得られた印加電圧Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を三相交流軸上の三相交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に座標変換する。次に、ＰＷＭ発生器１４において、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊をＰＷＭ信号に変換し、変換したＰＷＭ信号をゲート・ドライバ３２に出力する。ゲートドライバ３２は、このＰＷＭ信号（パルス信号）に基づいてスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎを駆動し、同期電動機５に対して、Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に相当する電圧を印加する。
【００４１】
一方、ω１補正器１５においては、図２に示すように、同期電動機５内の実際の磁極軸をｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とし、さらに制御装置内で仮定している座標軸をｄｃ／ｑｃ軸とし、軸誤差Δθに相当する状態量を修正量Δω１として算出する。
【００４２】
具体的には、ω１補正器１５は、図３に示すように、Ｉｑ＊とＩｑｃとの差を演算（減算）する減算器としての加算器１７と、加算器１７の出力にゲインＫ０を乗算する比例要素としての補正ゲイン１８とから構成されている。Ｉｑ＊とＩｑｃは定常状態においては両者は一致するが、加減速時や負荷外乱発生時には、両者の間にはずれが生じる。例えば、負荷トルク外乱が発生すると、ｄ−ｑ軸がｄｃ−ｑｃ軸よりも遅れることになり、軸誤差Δθが増加する。この場合、Ｉｑｃも増加する。逆に、負荷外乱が減少したときには、その逆の現象が発生している。したがって、Ｉｑ＊とＩｑｃとの差を観測していれば、軸誤差Δθに関する情報が得られることになる。なお、図３の構成では、必ずしも正確なΔθの値を得られるとは限らない。しかし、ｄ−ｑ軸に、ｄｃ−ｑｃ軸を一致させるという目的からは、Δθを精度良く演算する必要はなく、軸ずれの存在の有無が分かれば良く、Δθを精度良くするときの構成については次の実施形態２において説明する。
【００４３】
ω１補正器１５の出力であるΔω１は、ｄｃ−ｑｃ軸が、ｄ−ｑ軸よりも遅れている場合には、「正」の値になる。「正」の修正量Δω１にしたがって電気角周波数指令ω１＊を補正すると、同期電動機５の駆動周波数ω１ｃが高くなり、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸側に戻り、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸に一致し、軸誤差Δθを０にすることができる。逆に、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸よりも進んでいるときには、Δω１が「負」の値となる。「負」のΔω１にしたがって電気角周波数指令ω１＊を補正すると、同期電動機５の駆動周波数ω１ｃが低くなり、交流位相θｄｃが順次マイナスされて、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸に一致し、軸誤差Δθを零にすることができる。
【００４４】
次に、電流検出処理器９の具体的構成を図４にしたがって説明する。検出電流処理器９は、インバータ電流Ｉ０をサンプリングする電流サンプラー９１と、電流再現器９２と、ｄｑ座標変換器９３とを備えて構成されている。電流サンプラー９１は、三相交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて、インバータ電流Ｉ０を順次指定のタイミングでサンプリングするためのタイミングを決定するサンプリング時間設定器９１１と、サンプリング時間設定器９１１により、サンプル／ホールド信号を発生する時間が設定される２個のタイマ９１２ａ、９１２ｂと、各タイマ９１２ａ、９１２ｂからの信号を受けて、インバータ電流Ｉ０をサンプル／ホールドする２個のサンプル／ホールダー（Ｓ／Ｈ）９１３ａ、９１３ｂと、信号の符号を反転する信号反転器９１４とから構成されている。
【００４５】
電流再現器９２は、三相交流電圧指令ｖｕ＊〜ｖｗ＊に基づいて、サンプリングにより得られた電流をＵ、Ｖ、Ｗ相の三相電流値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃに割り当てる検出値割り当て器９２１と、検出値割り当て器９２１からの信号に基づいて、電流サンプラー９１からの入力を切り替える３個のスイッチ９２２ａ、９２２ｂ、９２２ｃと、電流サンプラー９１から出力される２つの電流値Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎとの差（Ｉｍｉｄ）を演算する減算器１６から構成されている。
【００４６】
図４において、電流サンプラー９１の出力である電流検出値Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎおよび電流再現器９２内で演算されるＩｍｉｄは、それぞれ三相交流電圧指令ｖｕ＊〜ｖｗ＊の大小関係に関連した電流値になる。例えば、三相交流電圧指令ｖｕ＊〜ｖｗ＊の関係が、ｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊である場合、ＩｍａｘはＵ相の電流、ＩｍｉｄはＶ相の電流、ＩｍｉｎはＷ相の電流になる。この具体例を図５にしたがって説明する。
【００４７】
図５において、（ａ）は、三相交流電圧指令ｖｕ＊〜ｖｗ＊、ＰＷＭ信号に用いる三角波、キャリア、（ｂ）はパルス幅変調された各相のＰＷＭパルス信号の波形、（ｃ）はインバータ３のスイッチング状態を表すスイッチモード、（ｄ）は、同期電動機５に流れる三相交流電流の電流波形、（ｅ）は、電流検出器６によって検出されたインバータ電流Ｉ０の電流波形、（ｆ）は、電流サンプラー９１のサンプリングによって得られた電流Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎの波形、（ｇ）は電流再現器９２によって再現された各相の再現電流Ｉｕｃ〜Ｉｗｃの波形である。
【００４８】
図５では、三相交流電圧指令の大小関係がｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊である例を示しており、三角波キャリア周波数が同期電動機５の駆動周波数ω１ｃに比べて十分高いものとすると、三相交流電圧指令ｖｕ＊〜ｖｗ＊は三角波キャリアの波形の一周期間に対して一定であるとみなすことができ、（ａ）のような波形になる。このとき、ＰＷＭパルス信号の波形は、（ｂ）のようになる。ＰＷＭパルス信号は、それぞれＦ＝１（スイッチングのレベルが“１”）のときに、インバータ３の上側のスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐがオンし、下側のスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎがオフすることを意味している。今、同期電動機５の交流電流が（ｄ）の場合を仮定すると、インバータ電流Ｉ０は（ｅ）のような波形になる。そして、（５）の場合、次の４つのスイッチモードが存在し、各モードにおける電流値は次のようになる。
【００４９】
（１）スイッチモード１：
スイッチング素子Ｓｕｐ＝ＯＮ，Ｓｖｐ＝ＯＮ，Ｓｗｐ＝ＯＮ→Ｉ０＝０
（２）スイッチモード２：
Ｓｕｐ＝ＯＮ，Ｓｖｐ＝ＯＮ，Ｓｗｐ＝ＯＦＦ→Ｉ０＝Ｉｕ＋Ｉｖ＝−１ｗ
（３）スイッチモード３：
Ｓｕｐ＝ＯＮ，Ｓｖｐ＝ＯＦＦ，Ｓｗｐ＝ＯＦＦ→Ｉ０＝Ｉｕ
（４）スイッチモード４：
Ｓｕｐ＝ＯＦＦ，Ｓｖｐ＝ＯＦＦ，Ｓｗｐ＝ＯＦＦ→Ｉ０＝０
すなわち、スイッチモード２では、最も電圧指令の小さな相（この場合はＷ相）の電流値が観測され、またスイッチモード３のときには、最も電圧指令の大きな相の電流（この場合はＵ相）が観測される。すなわち、三角波キャリアの半周期内において、インバータ電流Ｉ０には、「電圧最大相」と「電圧最小相」の電流情報が含まれることになる。
【００５０】
よって、（ｅ）の矢印のタイミングでインバータ電流Ｉ０をサンプリングすれば、それぞれ電圧最小相の電流Ｉｍｉｎ（この場合Ｗ相）と、電圧最大相の電流Ｉｍａｘ（この場合はＵ相）がサンプリングできる（図４（ｆ））。このサンプリングタイミングはサンプリング時間設定器９１１で決定される。サンプリング時間設定器９１１により、電圧指令の大小関係と、スイッチモードとの関係から、電圧最大相の電流と、電圧最小相の電流をサンプリングするためのサンプリング時間を決定し、決定された時間を基に２つのタイマ９１２ａ、９１２ｂにサンプリング時間を設定する。サンプル／ホールダー９１３ａ、９１３ｂでは、各タイマが発生する信号に基づいて、インバータ電流Ｉ０のサンプル／ホールドを実行する。なお、Ｉｍｉｎは、符号が反転しているため、信号反転器９１４によって、符号を正しく修正する。
【００５１】
また三相交流の場合、中性点を接続しない限り、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０が成立するので、電圧中間相の電流値（この場合Ｖ相）Ｉｍｉｄは、ＩｍａｘとＩｍｉｎとの差を減算器１６を用いて演算することで求めることができる。また電流再現器９２内では、Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎ、ＩｍｉｄをそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相に割り当てる。すなわち、検出値割り当て器９２１では、各相の交流電圧指令の大小関係から、３つのスイッチ９２２ａ〜９２２ｃを使って電流検出値を各相ごとに割り当てる。各相ごとの電流値が割り当てられると、各相の電流値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、ｄｑ座標変換器９３を用いて、ｄｃ−ｑｃ軸上の電流成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃに変換する。
【００５２】
このようにして得られたＩｑｃに基づいて、（４）にしたがってＩｑ＊を演算し、さらに演算によって得られたＩｑ＊とＩｑｃとの差からω１補正器１５で修正量Δω１を求め、電気角周波数指令ω１＊を修正量Δω１で修正して駆動周波数ω１ｃを生成することで、ベクトル制御を実現することができる。
【００５３】
このように、本実施形態においては、検出電流処理器９の動作が最も複雑になる。特に、三角波キャリアの周波数が高まるにしたがい、演算能力が重要な要素になる。しかし、本実施形態では、従来の「センサ付きベクトル制御」とは異なる構成のベクトル制御であるため、この制御のための演算処理時間は長くて良い。
【００５４】
すなわち、本実施形態における制御構成は、図１に示すように、実質的に「フィードバック制御」を行っているのは、ω１補正器１５による軸ずれ補正の制御だけである。ω１の修正ループゲインは、例えば、ファン、ポンプ、エアコンの圧縮機などの用途においては、数１０ｍｓ程度の応答時間で良い。よって、検出電流処理器９の検出電流処理も、この応答時間の１／５程度の処理周期で行えば十分である。すなわち、数ｍｓの周期で検出電流処理を行えば良いことになる。
【００５５】
これに対して、従来の「センサ付きベクトル制御」を基本構成にしたセンサレス制御では、速度制御器、電流制御器、速度推定器、位置推定器などを複数個用いてフィードバック制御系を構成するようにしているため、各要素の制御応答時間の設定が難しく、結局は演算速度を向上させる必要が出てくる。その結果として、検出電流処理も数１００μｓ刻みで処理する必要性が出てくる。
【００５６】
このように、本実施形態によれば、Ｉｑ＊とＩｑｃとの差を基に修正量Δωを求め、電気角周波数指令ω１＊を修正量Δω１にしたがって修正してω１ｃを求めるようにしているため、検出電流処理器９の応答時間を長くすることができ、磁極位置センサや電流センサを用いることなく、同期電動機５を安定に且つ高速度で回転させることが可能になり、ハード的な構成要素の最小化および制御構成の簡略化の実現を図ることができる。
【００５７】
（実施形態２）
次に、本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態２を図６にしたがって説明する。本実施形態は、ω１補正器１５の代わりに、ω１補正器１５Ｂを用いたものであり、他の構成は図１のものと同様である。すなわち、実施形態１では、軸誤差Δθの演算を簡略化し、ω１補正器１５を介して軸誤差Δθの制御を行っているため、回転速度などの条件が異なると、ω１修正ループのゲインが変化し、制御系の安定性が損なわれることがあることを考慮し、ω１補正器１５の代わりにω１補正器１５Ｂを用いたものである。
【００５８】
ω１補正器１５Ｂは、軸誤差Δθを精度良く演算する軸誤差演算器１９と、電動機定数としての巻線抵抗Ｒを設定する設定器２０ａ、２０ｂと、電動機定数としてのｑ軸インダクタンスＬｑを設定する設定器２１ａ、２１ｂと、Ｉｄｃとω１＊とを乗算する乗算器２２ａと、ω１＊とＩｑｃとを乗算する乗算器２２ｂと、Ｖｄｃ＊、設定器２０ａの出力、設定器２１ｂの出力をそれぞれ加減算する減算器としての加算器１７ａと、Ｖｑｃ＊、設定器２０ｂ、２１ａの出力をそれぞれ加減算する減算器としての加算器１７ｂと、加算器１７ａと加算器１７ｂの出力からそのアークタンジェントを求めるアークタンジェント演算器２３と、演算器２３の出力による軸誤差推定値Δθｃに対して「零」の指令を与える零指令発生器２４と、軸誤差推定値Δθｃと「零」とを加減算する減算器としての加算器１７ｃと、ゲインＫであって比例要素としてのゲイン設定器２５から構成されている。
【００５９】
軸誤差演算器１９では、Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊、ω１＊、Ｉｄｃ、Ｉｑｃに基づいて、次に（５）式にしたがって、軸誤差Δθを推定演算する。
【００６０】
【数５】
2004048868.tif 000006
すなわち、軸誤差演算器１９においては、（５）式における分子の演算を設定器２０ａ、乗算器２２ｂ、設定器２１ｂ、加算器１７ａで行い、（５）式の分母の演算を乗算器２２ａ、設定器２１ａ、設定器２０ｂ、加算器１７ｂを用いて行い、この演算結果からアークタンジェント演算器２３で軸誤差推定値Δθｃを演算するようになっている。
【００６１】
このように、本実施形態においては、軸誤差推定値Δθｃを求めるに際して、ω１補正器１５よりも多くの入力情報を用いて求めているため、前記実施形態よりも軸誤差推定値Δθｃを精度良く演算するこができ、センサレス制御の性能の向上に寄与することができる。
【００６２】
また、ω１補正器１５Ｂでは、軸誤差の推定値Δθｃの目標値としての「零」を、零指令発生器２４から加算器１７ｃに与え、加算器１７ｃの出力に対して比例ゲインＫを乗算して修正するようにしているため、ゲイン設定器２５の設定値が、ω１修正ループゲインを決定する応答に直接関係する量になる。この結果、速度条件や、負荷条件による制御系の依存性がなくなり、制御系全体の応答特性を前記実施形態よりも改善することができる。
【００６３】
（実施形態３）
次に、本発明に係る同期電動機の制御装置の実施形態３を図７にしたがって説明する。
【００６４】
本実施形態は、積分器８の出力による交流位相θｄｃと印加電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に基づいて、電圧指令位相θｖを演算する電圧位相演算手段としての電圧位相演算器２６と、電圧指令位相θｖの特定の位相ごとに検出電流処理器９に対してサンプリングを指令するための割込み信号Ｓを出力する割込み信号発生手段としての割込み発生器２７を新たに設けて制御器２Ｃを構成したものであり、他の構成は図１のものと同様である。
【００６５】
本実施形態における制御器２Ｃの基本動作は、実施形態１とほぼ同じである。ただし、検出電流処理器９を動作させる際、電圧指令位相θｖの特定のタイミングにおいて割込み信号をトリガとして発生させる点に特徴がある。
【００６６】
具体的には、電圧位相演算器２６では、次の（６）式にしたがって電圧指令位相θｖを演算する。
【００６７】
【数６】
2004048868.tif 000007
（数６）のθｖと、電圧指令位相との関係は図８（ａ）に示すようになる。電圧指令位相θｖの値に基づいて、割込み発生器２７では、割込み信号Ｓを、図８（ｂ）に示すタイミングで発生する。割込み信号Ｓは、θｖ＝３０度、９０度、１５０度、・・・、３３０度の時点でそれぞれ発生する。割込み信号Ｓが検出電流処理器９に入力されると、検出電流処理器９の電流サンプラー９１は割込み信号Ｓをトリガとしてインバータ電流を順次サンプリングする。電流サンプラー９１がθｖ＝６０度の間隔で順次インバータ電流をサンプリングすると、次のような効果が得られる。
【００６８】
具体的には、図９（ａ）に示すように、三相交流電圧指令において、Ａ点（θｖ＝３０度付近）におけるインバータ電流Ｉ０の波形（動図（ｂ））と、Ｂ点（θｖ＝６０度付近）におけるインバータ電流Ｉ０の波形（動図（ｃ））を比較すると、インバータ電流Ｉ０のパルス幅に大きな差異が生じていることが分かる。Ａ点でサンプリングした場合は、Ｉｕ、Ｉｗの電流がＩ０として流れる期間が等しく、またどちらも広いパルス幅であるのに対して、Ｂ点でサンプリングすると、Ｉｕの流れる期間が短くなる。実際のインバータ電流Ｉ０の波形には、スイッチング動作に起因したリンギングが生じるため、図９（ｃ）のＩｕのような狭いパルス幅の電流をサンプリングするのは極めて困難である。なお、正確にはθｖ＝６０度の場合には、Ｉｕの期間は完全に０になってしまう。すなわち、Ｂ点近傍で検出電流処理を行った場合、三相全ての電動機電流を再現することは不可能であり、Ｉｗのみしか再現できない。この「電流再現が不可能になる」現象は、キャリア周波数が高くなる程範囲が拡大し、インバータ電流Ｉ０を用いて電動機電流の検出を行う手法の本質的な問題点である。
【００６９】
しかしながら、本実施形態における制御器２Ｃの場合は、常に、図９（ｂ）に示すタイミングでのみ、検出電流処理器９を動作させているため、（ｃ）に示すような不具合が生じることはなく、（ｂ）に示すように、常に条件の良いタイミングで電流を検出することが可能になる。
【００７０】
なお、本実施形態では、電圧位相指令θｖの一周期間（０＜θｖ＜３６０度）に対して、６回（６０度ごと）にしか検出電流処理を行わないことになる。この場合、電流検出遅れの影響が懸念されるが、本実施形態における制御器２Ｃの構成では問題になることはない。すなわち、実施形態１で説明したように、制御器２Ｃでは、フィードバック制御が軸誤差制御のみであるため、系の安定化が容易であり、制御応答を下げても安定化できる。また実施形態１で述べたように、検出電流処理器９は、数ｍｓ周期で実行すれば良い。仮に、検出電流処理を５ｍｓごとに実行するとすれば、基本周波数３３Ｈｚ（＝１／（０．００５×６））以上であれば適用が可能である。同期電動機５の場合、基本周波数は数１００Ｈｚに達する高速回転用途が多いため、ほとんどの周波数領域でも本発明を適用することができる。
【００７１】
本実施形態によれば、磁極位置センサレス・電流センサレスでも、常に安定した制御系で同期電動機５を高速回転することができる。
【００７２】
（実施形態４）
次に、本発明に係る第４実施形態を図１０にしたがって説明する。本実施形態は、制御器２の代わりに制御器２Ｄを用いたものだり、他の構成は図１のものと同様である。
【００７３】
具体的には、各相の交流出夏指令ｖｕ＊〜ｖｗ＊の符号（極性）を演算して各相の極性信号を出力する極性演算手段としての符号演算器２８と、符号演算器２８の出力による極性信号ｐｕ、ｐｗ、ｐｗに基づいて、検出電流処理器９に対してサンプリングを指令するための割込み信号Ｓを出力する割込み信号発生手段としての割込み発生器２７Ｄを新たに付加したものである。
【００７４】
次に、制御器２Ｄの動作について説明する。制御器２Ｄの基本動作は、実施形態１とほぼ同様である。ただし、検出電流処理器９を動作させる際、三相交流電圧指令ｖｕ＊〜ｖｗ＊の極性が変化するタイミングにおいて割込み信号をトリガとして発生させる点に特徴がある。
【００７５】
具体的には、実施形態３では、割込み信号Ｓを生成する際に、電圧位相指令θｖを用いていたが、（６）式に示すように、θｖの演算には、アークタンジェントを用いる必要があり、θｖを求めるのに複雑な処理が必要であって時間がかかる。しかも、割込み信号Ｓのタイミングを監視するために、電圧指令位相が更新されるごとに、毎回演算する必要がある。このため、実施形態３では、この処理がネックとなり、全体の演算時間、キャリア周波数の値などが制限されてしまう。
【００７６】
これに対して本実施形態では、実施形態３における問題点を解決するために、交流電圧指令の極性情報を利用することとしている。具体的には、図１１に示すように、交流電圧指令ｖｕ＊〜ｖｗ＊に対して、図１１（ｂ）〜（ｄ）に示すように、各相の極相の変化を符号演算器２８で求めることとしている。各相の交流電圧指令は、θｖ＝３０度、９０度、１５０度、・・・、３３０度の時点で生ずる。このため、割込み発生器２７Ｄは、θｖ＝３０度、９０度、１５０度、・・・、３３０度のタイミングで、すなわち各相の極性信号ｐｕ、ｐｖ、ｐｗの立上り並びに立ち下がりのタイミングで、（ｅ）に示すように、割込み信号Ｓを発生する。この結果、図８（ｂ）と同じ信号が得られるので、（６）式のような演算を必要とすることなく、割込み信号Ｓを発生させることができる。
【００７７】
このように、本実施形態によれば、実施形態３よりもさらに簡略化した構成で高性能な同期電動機の速度制御装置を実現することができる。
【００７８】
（実施形態５）
次に、本発明による実施形態５を図１２に基づいて説明する。本実施形態は、符号演算器２８の代わりに絶対値演算器２９を用い、割込み信号発生器２７Ｄの代わりに割込み信号発生器２７Ｅを用いたものであり、他の構成は実施形態４のものと同様である。
【００７９】
絶対値演算器２９は、三相交流電圧指令ｖｕ＊〜ｖｗ＊の絶対値を演算して出力する絶対値演算手段として構成されており、割込み発生器２７Ｅは、絶対値演算器２９の出力による絶対値のうちいずれか２つの相の絶対値が近似した値になったときに、電流検出処理器９に対してサンプリングを指令するための割込み信号Ｓを出力する割込み信号発生手段として構成されている。
【００８０】
実施形態４では、電圧指令位相の極性を用いて、その符号の反転時に割込み信号を発生させるようになっているが、この処理をソフトウエアで実施すると、符号の反転を検出するのに、演算周期分の遅れが生じることになる。すなわち、符号の反転は、前回値の比較となるため、どうしても遅れが生じてしまう。特に、基本周波数が高くなり、キャリア周波数に接近した場合には、この遅れが大きくなり、図９（ａ）に示すような理想的な条件での検出電流処理が困難になる。
【００８１】
そこで、実施形態５では、このような問題点を解決するために、絶対値演算器２９で三相交流電圧指令の絶対値を演算し、この演算結果を割込み発生器２７Ｅに出力し、割込み発生器２７Ｅでは、図１３に示すように、各相の交流電圧指令の絶対値を比較し、各相の絶対値のうち大きなものを２つ選択し、選択した両者の差を演算し、その差が例えば「零」になった場合、あるいは所定値以下の範囲になったとき、すなわち、両者の値が接近したタイミング、例えば、θｖ＝３０度、９０度、１５０度、・・・、３３０度よりも速いタイミングで、割込み信号Ｓを発生することとしている。このような処理を行うと、実施形態４のように、割込み信号Ｓに遅れが生じることはなく、逆に割込み信号の発生タイミングを進ませることも可能になる。
【００８２】
このように、本実施形態によれば、検出電流処理器９の起動タイミングを、状況に応じて任意にずらすことが可能になり、設定の自由度が向上する。なお、実施形態３を用いれば、同様の効果は得られるが、（６）式を用いているため、処理が複雑になる。これに対して、本実施形態では、交流電圧指令の絶対値の大きさを比較処理するだけであるため、演算処理は簡略化できる。
【００８３】
このように、本実施形態によれば、実施形態４よりもさらに簡略化した構成でさらに高性能な同期電動機の速度制御装置を実現することができる。
【００８４】
（実施形態６）
次に、本発明による実施形態６の構成を図１４にしたがって説明する。本実施形態は制御器２の代わりに制御器２Ｆを用いたものだり、他の構成は図１のものと同様である。
【００８５】
本実施形態における制御器２Ｆにおいては、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とＩｄｃとの差を演算する減算手段としての減算器３５と、減算器３５の出力に基づいて、電圧指令演算器１２Ｆ内の設定値Ｋｅを修正するための電流制御器３６を新たに設けたものである。この電流制御器３６は、ｑｃ軸上の印加電圧指令を算出するための電動機定数を減算器３５の出力にしたがって補正する電動機定数補正手段として構成されている。
【００８６】
すなわち、前記各実施形態では、制御機内のフィードバック制御系は、軸誤差を修正する制御系のみであったが、この結果として次のようなこと生じることがある。例えば、同期電動機５に流れる電流の大きさに関しては無制御であるため、（３）式に示した設定値が全てであり、ここで用いる電動機定数にずれがあると、電動機電流が指令と異なる電流になる。例えば、無負荷であっても、過大な無負荷電流が生じたり、負荷時において電圧不足が発生して、脱調などの不具合が生じる恐れがある。特に、同期電動機５は、高効率な電動機としての特徴を備えているため、無効電流が多量に流れるのは望ましくない。同期電動機５の効率を最大に維持するためには、ｄ軸電流成分を指令通りに制御する機構が必要になる。
【００８７】
そこで、このような課題を解決するために、実施形態６では、減算器３５と電流制御器３６を用いて電圧指令演算器１２Ｆ内の設定値Ｋｅを修正することとしている。電流制御器３６では、Ｉｄ＊、Ｉｄｃとの差には、（３）式における発電定数のうち電動機の発電定数Ｋｅの設定誤差に伴う影響が生じているとみなし、Ｉｄ＊とＩｄｃとの差から積分要素としての電流制御器３６でΔＫｅを求め、ΔＫｅにしたがって、電圧指令演算器１２Ｆ内の設定値Ｋｅを修正することとしている。同期電動機５の印加電圧は、発電定数Ｋｅの項が非常に大きく影響する。よって、この発電定数Ｋｅの項を修正するのには、ＩｄｃをＩｄ＊に一致させる上で最も有効である。もちろん、低速度域では、Ｋｅの項よりもＲの項の影響が大きくなるため、その場合は、Ｒを修正するようにしても良い。
【００８８】
なお、電流制御器３６は、積分要素のみで実現可能である、またこの制御では、定常的なＩｄｃの偏差を補正するためのものであり、制御応答は遅くて良い。すなわち、軸誤差制御系よりも遅くできるため、前記各実施形態全てに実施形態６の構成を適用することが可能である。
【００８９】
このように、本実施形態によれば、発電器の定数変動や発電器定数の設定誤差に対しても対応が可能になり、高性能な同期電動機の速度制御装置を実現することができる。
【００９０】
（実施形態７）
次に、本発明による実施形態７の構成を図１５にしたがって説明する。本実施形態は、制御器２と、インバータ３と、電流検出器６と、ダイオードブリッジ４２を一体化してモジュール化したものである。このモジュール化を行うに際しては、マイコンで構成された回転数指令発生器１からの回転数指令と、交流電源４１の入力端子、平滑コンデンサ４３の接続端子、同期電動機５の接続端子が設けられており、その他の部品は全てモジュール内に納められている。モジュール内では、マイコンを用いた制御器２と、スイッチングデバイスで構成されたインバータ３と、シャント抵抗からなる電流検出器６、ダイオードブリッジ４２が納められている。
【００９１】
制御器２などをモジュール化するに際しては、前記各実施形態のものを用いると、磁極位置センサレス・電流センサレスによる同期電動機の速度制御装置を高性能なもので実現することができるとともに、安価なマイコンで実現することができ、モジュール化が容易に可能になる。
【００９２】
このように、本実施形態によれば、パワーモジュールを１つの部品のように扱うことができ、組立てが容易になると同時に、装置全体の小型化が可能になる。
【００９３】
（実施形態８）
次に、本発明による実施形態８の構成を図１６にしたがって説明する。本実施形態は、本発明に係る同期電動機の速度制御装置をエアコン室外機に適用したものであり、エアコン室外機３７の内部には、実施形態１〜７のうちいずれかに用いられた速度制御装置が内蔵されているとともに、動力源となる同期電動機５はエアコンの圧縮機３８内に収納されている。
【００９４】
圧縮機３８の内部では、高温・降圧の環境になるため、内蔵される電動機は位置センサレスにならざるを得ない。
【００９５】
そこで、位置センサレスであって、しかも電流センサレスの速度制御装置をエアコン室外機に適用するに際して、本発明に係る同期電動機の速度制御装置を用いることとしている。本発明に係る同期電動機の速度制御装置は、磁極位置センサレスが可能であり、さらに電流センサレスも実現する特徴がある。その結果、装置全体の構成が単純化され、制御装置そのものが小型化されると当時に、室外機３２内の配線処理も短くなり、装置全体の小型化が可能になる。
【００９６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、磁極位置センサレス・電流センサレスでも、同期電動機を安定に高速度で回転させることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る同期電動機の制御装置の実施形態１の系統構成を示すブロック図である。
【図２】同期電動機の磁極軸を基準としたｄ−ｑ座標軸と制御上仮定された仮定軸ｄｃ−ｑｃ軸との関係を示すベクトル図である。
【図３】本発明による実施形態１におけるω１補正器の内部構成を示すブロック図である。
【図４】本発明による実施形態１における検出電流処理器の内部構成を示すブロック図である。
【図５】本発明による実施形態１における検出電流処理器の動作を説明するための波形図である。
【図６】本発明に係る同期電動機の制御装置の実施形態２におけるω１補正器の内部構成を示すブロック図である。
【図７】本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態３における制御器の内部構成を示すブロック図である。
【図８】本発明による実施形態３における制御器の動作を説明するための波形図である。
【図９】本発明による実施形態３における制御器の効果を説明するための波形図である。
【図１０】本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態４における制御器の内部構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明による実施形態４における制御器の動作を説明するための波形図である。
【図１２】本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態５における絶対値演算器と割込み発生器の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明による実施形態５における絶対値演算器と割込み発生器の動作を説明するための波形図である。
【図１４】本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態６における制御器の内部構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態７の構成を示す斜視図である。
【図１６】本発明に係る同期電動機の速度制御装置をエアコン室外機に適用したときの斜視図である。
【符号の説明】
１　回転数指令発生器
２　制御器
３　インバータ
４　直流電源
５　同期電動機
６　電流検出器
７　制御ゲイン
８　積分器
９　検出電流処理器
１０　Ｉｑ＊発生器
１１　Ｉｄ＊発生器
１２　電圧指令演算器
１３　ｄｑ逆変換器
１４　ＰＷＭ発生器
１５　ω１補正器
１６　加算器
３１　インバータ主回路部
３２　ゲート・ドライバ
４２　ダイオード・ブリッジ
４３　平滑コンデンサ
９１　電流サンプラー
９２　電流再現器
９３　ｄｑ座標変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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