(57)【要約】【課題】電圧信号入力および電流信号入力およびＡＤ変換器が、検出しようとする電圧および電流の大きさ、検出しようとする電圧および電流の周波数、動作している温度に影響されると、電力関連量の演算に誤差を生じてしまう。【解決手段】実効値電圧Ｖｒｍｓ＿１、実効値電流Ｉｒｍｓ＿１、電源周波数をパラメータとした電圧信号入力、電流信号入力の特性変化と、ＡＤ変換器の温度をパラメータとしたＡＤ変換器の特性変化とを一次直線にて設定しておき、常時の演算に使用している振幅位相補正行列の係数を一定の時間間隔で更新することで上記の特性変化を補正する。【選択図】        図２
2004219288.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力線に装架された電流センサ及び電圧センサにより検出された電流信号および電圧信号を夫々ディジタル変換するＡＤ変換回路、
前記電圧信号の周波数を求めるとともに、前記ＡＤ変換回路の出力に基づいて前記電力線の電力関連量を演算する電力関連量演算部、
前記電圧信号、電流信号、周波数のうち少なくともいずれか一つを助変数として、上記電力関連量を補正する補正手段を備えたことを特徴とする電力関連量計測装置。
【請求項２】
電力線に装架された電流センサ及び電圧センサにより検出された電流信号および電圧信号を夫々ディジタル変換するＡＤ変換回路、
前記ＡＤ変換回路の温度を検出する温度検出器、
前記電圧信号の周波数を求めるとともに、前記ＡＤ変換回路の出力に基づいて前記電力線の電力関連量を演算する電力関連量演算部、
前記温度を助変数として、上記電力関連量を補正する補正手段を備えたことを特徴とする電力関連量計測装置。
【請求項３】
前記補正手段は、前記電力関連量の振幅または位相を補正するものであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力関連量計測装置。
【請求項４】
前記補正手段による前記電力関連量の位相の補正は、初期調整時の振幅、位相補正行列にもとづいて、回転行列の演算で示した次式によることを特徴とする請求項３に記載の電力関連量計測装置。
【数１】
2004219288.tif 000008
【請求項５】
電力関連量演算部は、前記ＡＤ変換回路の出力した前記電流信号と電圧信号から有効電力を求める有効電力演算手段、
前記電流信号に対する前記電圧信号、または前記電圧信号に対する前記電流信号の位相を９０度位相変換する９０度位相変換手段、
前記９０度位相変換手段により変換された位相出力により無効電力を求める無効電力演算手段を備えたことを特徴とする請求項１または２記載の電力関連量計測装置。
【請求項６】
前記補正式は、前記助変数の予め定めた所定の範囲ごとに定めたことを特徴とする請求項４記載の電力関連量演算装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力（有効、無効）、電力量（有効、無効）の少なくとも一つを計測する計測装置（以下電力関連量計測装置）に関するもので、測定精度を向上する補正機能を有するものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電力関連量計測装置は、電圧信号および電流信号をオーバーサンプリング周波数によりそれぞれ量子化するデルタシグマＡＤ変調器と、量子化された電圧信号および電流信号をディジタルフィルタによりそれぞれ移動平均する移動平均処理手段と、移動平均処理された電圧信号および電流信号をサンプリング周波数毎に乗算する乗算手段と、乗算値の高周波成分を除去するディジタルローパスフィルタ手段とを備えている。
【０００３】
また、前記のオーバーサンプリング周波数により量子化するデルタシグマＡＤ変調器から、後段の移動平均手段へのデータ移行タイミングを変更可能として電圧信号−電流信号間の位相を調整するシフトレジスタ位相補正手段、および各相の電力関連量のバランスを調整するバランス補正手段とを備えている（特許文献１）。
また、電圧信号入力手段および電流信号入力手段により生ずる信号のバラツキを、各相の電圧信号−電流信号間の位相および各相の電力関連量のバランスを調整して抑制することにより、要求される計測精度を達成させていた（特許文献２）。
【０００４】
【特許文献１】
特許第３０８０２０７号公報。
【０００５】
【特許文献２】
特許第３３３０５１９号公報。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
電圧信号入力手段および電流信号入力手段により生ずる信号のバラツキは、検出しようとする電圧および電流の大きさ、検出しようとする電圧および電流の周波数、演算中の温度に依存する。また温度によりＡＤ変換器の変換特性も影響を受ける。すなわち、検出しようとする電圧および電流の大きさ、周波数、演算中の温度が変化すると、電圧信号入力手段および電流信号入力手段およびＡＤ変換器により生ずる信号のバラツキが変化してしまう。
しかしながら、従来の電力関連量計測装置は、装置の出荷時に、定格電圧、定格電流、定格周波数、常温にて補正を行い、その補正値は一定としていた。つまり、初期設定以外に計測中に電圧、電流、周波数または温度によって演算値を補正していない。
したがって、広い入力範囲、広い温度範囲にわたって満足できる精度を得るために、電圧信号入力手段および電流信号入力手段、ＡＤ変換器は、検出しようとする電圧および電流の大きさや周波数、演算中の温度などによる誤差の変動が小さい、高精度なものを採用する必要があり、結果として高価なものとなっていた。
【０００７】
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、検出しようとする電圧および電流の大きさ、周波数、演算中の温度の影響を受けることが少ない電力関連量計測装置を得ることを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電力関連量計測装置は、電力線に装架された電流センサ及び電圧センサにより検出された電流および電圧を夫々ディジタル変換するＡＤ変換回路、
前記ＡＤ変換回路の出力から前記電圧の周波数を求めるとともに、前記ＡＤ変換回路の出力に基づいて前記電力線の電力関連量を演算する電力関連量演算部、前記電圧、電流、周波数のうち少なくともいずれか一つを助変数として、上記電力関連量を補正する補正手段を備えたものである。
【０００９】
また、電力線に装架されたＣＴ及びＰＴにより検出された電流および電圧を夫々ディジタル変換するＡＤ変換回路、
前記ＣＴ、ＰＴおよびＡＤ変換回路のすくなくとも１つに装着された温度検出器、
前記ＡＤ変換回路の出力から前記電圧の周波数を求めるとともに、前記ＡＤ変換回路の出力に基づいて前記電力線の電力関連量を演算する電力関連量演算部、前記温度を助変数として、上記電力関連量を補正する補正手段を備えたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１の電力関連量計測装置の構成を図１、図２により説明する。なお、図１，図２では図をわかりやすくするため１相、及び３相の場合のみを図示しており、２相の場合の図は省略している。
なお、以下の説明の内、特に符号については出願手続上、大文字、小文字の区別は厳密にはしないで記載するものとする。
図１において、図示しない電力線に装架した電圧センサ（以下ＰＴと言う場合もある）で検出した電力線の電圧信号１０１，１０３と、前記電力線に装架した図示しない電流センサ（以下ＣＴと言う場合もある）で検出した電流信号２０１，２０３を、各信号ごとに設けたデルタシグマＡＤ変換器（以下ＡＤ変換器）１２１、１２３、２２１、２２３がオーバーサンプリング周波数によりそれぞれ量子化し、電力関連量演算部１００に入力する。また、ＡＤ変換器の電圧出力から周波数演算手段５４が周波数を求め、また、各ＡＤ変換器の温度が温度計測手段５６により求められて電力関連量演算部１００に入力されている。
電力関連量演算部１００の詳細は図２に示す。図２において図示しない移動平均処理手段が量子化された電圧信号および電流信号をディジタルフィルタによりそれぞれ移動平均した後、乗算手段３０１、３０３に入力する。乗算手段３０１、３０３が移動平均処理された電圧信号および電流信号をサンプリング周波数毎に乗算する。ディジタルローパスフィルタ手段３２１，３２３が前記乗算値の高周波成分を除去する。デジタルローバスフィルタ手段３２１，３２３の出力を補正前の電力Ｗ＿ｉｎ＿Ｎ（Ｎ＝１，２，３）と言う。なおＷ＿ｉｎ＿Ｎは受電の場合に正の値、送電の場合に負の値となる。
なお、図には特に示さないが、図１のＡＤ変換器１２１，１２３，２２１，２２３によりＡＤ変換された後の部分の処理は全てソフトウェア／ハードウェアのいずれによる処理であってもかまわない。
【００１１】
ヒルベルト変換直交相１９１（１９３）とヒルベルト変換同相２９１（２９３）とからなるヒルベルト変換手段１９１，１９３，２９１，２９３は、電圧信号−電流信号間の位相を９０度回転する。乗算手段３４１、３４３は、ヒルベルト変換手段から出力された電圧信号および電流信号をサンプリング周波数毎に乗算する。ディジタルローパスフィルタ手段３６１，３６３は乗算値の高周波成分を除去する。ディジタルローパスフィルタ手段３６１，３６３の出力を補正前の無効電力ｖａｒ＿ｉｎ＿Ｎ（Ｎ＝１，２，３）と言う。なおｖａｒ＿ｉｎ＿Ｎは受電遅れおよび送電進みの場合に正の値、受電進みおよび送電遅れの場合に負の値となる。
【００１２】
振幅位相補正行列演算手段３８１，３８３は、補正前の電力Ｗ＿ｉｎ＿Ｎおよび無効電力ｖａｒ＿ｉｎ＿Ｎを入力とし、以下に説明する補正演算を行う。そしてその出力を補正後の電力Ｗ＿ｏｕｔ＿Ｎ（Ｎ＝１，２，３）、補正後の無効電力ｖａｒ＿ｏｕｔ＿Ｎ（Ｎ＝１，２，３）と言う。振幅位相補正行列演算手段３８１、３８３による補正演算は式（１）で示される。
【００１３】
【数２】
2004219288.tif 000003
【００１４】
式（１）、式（２）において、Ｎ（Ｎ＝１，２，３）は各相を表す。式（１）、（２）は、θ＿Ｎが正の場合に左回転を行うので、θ＿Ｎが正の場合に遅れ方向の回転、負の場合に進み方向の回転を行う。理解を助けるため、この関係を図３に示す。
【００１５】
定格電圧、定格電流、定格周波数、常温時に、上記式（１）、式（２）の行列のＧａｉｎ＿Ｎおよびθ＿Ｎを求め、本発明の電力関連量計測装置の初期調整時に、これら式（１）、式（２）に基づいて、電圧信号−電流信号間の位相の調整、各相の電力関連量のバランス調整を行う。初期調整時に決定されたＧａｉｎ＿Ｎおよびθ＿Ｎは、調整時以外は変更せず、実際の演算に使用する振幅位相補正行列とは別に初期調整時の振幅位相補正行列として記憶しておく。
【００１６】
【数３】
2004219288.tif 000004
【００１７】
本発明の補正のフローを図４に示す。電源周波数の変化による位相変化量の補正の概念を図５に示す。図５は、ＣＴの電流センシングにおける周波数と位相の関連並びに補正直線を説明する図である。図５（ａ）図は、横軸が周波数（４０Ｈｚ〜７０Ｈｚ）、縦軸が位相誤差（−１度〜＋０．４度）とした場合の特性図であり、ＣＴの実際の特性９０と、実際の特性９０を一次式（以下一次直線と言う）により近似させた補正用の一次直線９１とを示している。図５（ｂ）図は、図５（ａ）図と同じ横軸、同じ縦軸で補正用の一次直線９１により周波数を補正した後の、各周波数における位相誤差の誤差量を示しており、４５Ｈｚ〜６０Ｈｚの範囲で０．１度の誤差内に入っていることを示している。
【００１８】
実施例１．
実効値電圧演算手段１６１，１６３より、現在の実効値電圧Ｖｒｍｓ＿１，Ｖｒｍｓ＿３を取得して、実効値電圧による振幅補正率（振幅変化率の逆数）と位相変化量を補正用の一次直線により算出する。なお、電圧の振幅補正率と位相変化量の補正用の一次直線は、いずれも図５（ａ）図、（ｂ）図に示す周波数による誤差例と類似であるのでその特性を図に示すことは省略する。補正式については以下にさらに詳細に説明する。以下の説明においてＮは各相を表す。即ち、ここではＮ＝１，２，３である。
実効値電圧Ｖｒｍｓ＿１，Ｖｒｍｓ＿３による振幅補正率をＧａｉｎ＿Ｖｒｍｓ＿Ｎ、
位相変化量をＰｈａｓｅ＿Ｖｒｍｓ＿Ｎ、
振幅補正率の一次直線の傾きをＡ＿Ｇａｉｎ＿Ｖｒｍｓ、
切片をＢ＿Ｇａｉｎ＿Ｖｒｍｓ、
位相変化量の一次直線の傾きをＡ＿Ｐｈａｓｅ＿Ｖｒｍｓ、
切片をＢ＿Ｐｈａｓｅ＿Ｖｒｍｓ、
現在の実効値電圧をＶｒｍｓ＿Ｎとすると、補正式は以下のように表される。
【００１９】
Ｇａｉｎ＿Ｖｒｍｓ＿Ｎ＝Ａ＿Ｇａｉｎ＿Ｖｒｍｓ×Ｖｒｍｓ＿Ｎ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿Ｖｒｍｓ・・・・（Ｖ１）
Ｐｈａｓｅ＿Ｖｒｍｓ＿Ｎ＝Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿Ｖｒｍｓ×Ｖｒｍｓ＿Ｎ＋Ｂ＿Ｐｈａｓｅ＿Ｖｒｍｓ・・（Ｖ２）
振幅補正率Ｇａｉｎ＿Ｖｒｍｓ＿Ｎは、実効値電圧が初期調整時の電圧である場合に１となるように定めておく。また、Ｐｈａｓｅ＿Ｖｒｍｓ＿Ｎは、実効値電圧が初期調整時の電圧の場合に０、進み方向の変化量を正、遅れ方向の変化量を負となるように設定する。ここでいう初期調整時の電圧とは調整を行う際に基準（即ち補正を要しない）と定めた電圧のことを言い、必ずしも実際の調整時の電圧に限定するものではない。理解を助けるため上記の式（Ｖ１）（Ｖ２）を図６に示す。
【００２０】
なお、前記定格電圧を記憶しておき、定格電圧と直線の傾きから、切片を逆算して自動的に求めてもよく、その場合、切片の設定を省略できる。なお１次直線の傾きと切片は、自由に設定し、また変更することができるものとする。
【００２１】
したがって、電圧信号入力手段の回路構成が変更された場合（例えばＰＴ回路から抵抗分圧回路などに）、前記補正のための１次直線の傾きと切片の値を変更するのみでよい。
【００２２】
実施例２．
実効値電流演算手段２６１，２６３より、現在の実効値電流Ｉｒｍ＿１，Ｉｒｍ＿３を取得して、実効値電流による振幅補正率（振幅変化率の逆数）と位相変化量を一次直線により算出する。
実効値電流による振幅補正率をＧａｉｎ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎ、
位相変化量をＰｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎ、
振幅補正率の一次直線の傾きをＡ＿Ｇａｉｎ＿Ｉｒｍｓ、
切片をＢ＿Ｇａｉｎ＿Ｉｒｍｓ、
位相変化量の一次直線の傾きをＡ＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ、
切片をＢ＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ、現在の実効値電流をＩｒｍｓ＿Ｎとすると補正式は次のようになる。
Ｇａｉｎ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎ＝Ａ＿Ｇａｉｎ＿Ｉｒｍｓ×Ｉｒｍｓ＿Ｎ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿Ｉｒｍｓ・・・・（Ｉ１）
Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎ＝Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ×Ｉｒｍｓ＿Ｎ＋Ｂ＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ・・・（Ｉ２）
Ｇａｉｎ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎは、現在の実効値電流が初期調整時の電流となった場合に１となるように設定する。また、Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎは、進み方向の変化量を正、遅れ方向の変化量を負とし、現在の実効値電流が初期調整時の電流となった場合に０となるように設定する。よって初期調整時の電流を記憶しておき、現在の電流値と直線の傾きから、切片を逆算してもよく、その場合、切片の設定量を削減できる。なお１次直線の傾きと切片は、自由に設定変更可能とする。したがって、電流信号入力手段の回路構成が変更された場合（例えばＣＴ回路から分割形ＣＴ回路）、１次直線の傾きと切片の値を変更するのみでよい。式（Ｉ１）（Ｉ２）は図６と類似した特性図となるので、図示説明は省略する。
【００２３】
実施例３．
電源周波数演算手段５４より、現在の電源周波数Ｆｒｅｑを取得して、電源周波数による電圧信号入力および電流信号入力の振幅補正率（振幅変化率の逆数）と位相変化量を補正のための一次直線により算出する。
電源周波数による電圧信号入力の振幅補正率をＧａｉｎ＿ＦｒｅｑＶ、
位相変化量をＰｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＶ、
振幅補正率の一次直線の傾きをＡ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＶ、
切片をＢ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＶ、
位相変化量の一次直線の傾きをＡ＿Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＶ、
切片をＢ＿Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＶ、
電源周波数による電流信号入力の振幅補正率をＧａｉｎ＿ＦｒｅｑＩ、
位相変化量をＰｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＩ、
振幅補正率の一次直線の傾きをＡ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＩ、
切片をＢ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＩ、
位相変化量の一次直線の傾きをＡ＿Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＩ、
切片をＢ＿Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＩ、
現在の電源周波数をＦｒｅｑとすると補正の一次直線は以下のようになる。
Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＶ＝Ａ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＶ×Ｆｒｅｑ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＶ・・・・（ＦＶ１）
Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＩ＝Ａ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＩ×Ｆｒｅｑ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＩ・・・・（ＦＩ１）
Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＶ＝Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＶ×Ｆｒｅｑ＋Ｂ＿Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＶ・・・（ＦＶ２）
Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＩ＝Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＩ×Ｆｒｅｑ＋Ｂ＿Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＩ・・・（ＦＩ２）
【００２４】
Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＶおよびＧａｉｎ＿ＦｒｅｑＩは、現在の電源周波数が初期調整時の電源周波数となった場合に１となるように１次直線の傾きと切片を設定する。また、Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＶおよびＰｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＩは、進み方向の変化量を正、遅れ方向の変化量を負とし、現在の電源周波数が初期調整時の電源周波数となった場合に０となるように１次直線の傾きと切片を設定する。よって初期調整時の電源周波数を記憶しておき、現在の周波数と直線の傾きから、切片を逆算してもよく、その場合、切片の設定量を削減できる。なお１次直線の傾きと切片は、自由に設定変更可能とする。したがって、電圧信号入力手段および電流信号入力手段の回路構成が変更された場合（例えばＰＴ回路から抵抗分圧回路、ＣＴ回路から分割形ＣＴ回路）、１次直線の傾きと切片の値を変更するのみでよい。補正式（ＦＶ１）（ＦＩ１）（ＦＶ２）（ＦＩ２）はいずれも図６と類似した特性であるから図示説明を省略する。
【００２５】
また、電圧信号入力手段と電流信号入力手段を合計した振幅補正率をＧａｉｎ＿Ｆｒｅｑ、位相変化量をＰｈａｓｅ＿Ｆｒｅｑとして、
Ｇａｉｎ＿Ｆｒｅｑ＝  （  Ａ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＶ＋Ａ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＩ）×Ｆｒｅｑ＋
Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＶ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＩ
Ｐｈａｓｅ＿Ｆｒｅｑ＝  （  Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＶ＋Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＩ）×Ｆｒｅｑ＋
Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＦｒｅｑＶ＋Ｂ＿Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＩ
として、演算量および直線傾きと切片の設定量を削減してもよい。
【００２６】
実施例４．
温度計測手段５６より、現在のＡＤ変換器の温度Ｔｅｍｐを取得して（ここではどのＡＤ変換器もほぼ同一の温度であると仮定している）、温度による電圧信号入力および電流信号入力およびＡＤ変換器の振幅補正率（振幅変化率の逆数）と位相変化量を一次直線により算出する。
１）温度による電圧信号入力の補正については
振幅補正率をＧａｉｎ＿ＴｅｍｐＶ、その位相変化量をＰｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＶ、
振幅補正率の一次直線の傾きをＡ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＶ、切片をＢ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＶ、
位相変化量の一次直線の傾きをＡ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＶ、切片をＢ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＶ、
２）温度による電流信号入力の補正については
振幅補正率をＧａｉｎ＿ＴｅｍｐＩ、位相変化量をＰｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＩ、
振幅補正率の一次直線の傾きをＡ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＩ、切片をＢ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＩ、
位相変化量の一次直線の傾きをＡ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＩ、切片をＢ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＩ、
３）温度によるＡＤ変換器の補正については
振幅補正率をＧａｉｎ＿ＴｅｍｐＡＤ、位相変化量をＰｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＡＤ、
振幅補正率の一次直線の傾きをＡ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＡＤ、切片をＢ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＡＤ、
位相変化量の一次直線の傾きをＡ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＡＤ、切片をＢ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＡＤ、
とし、現在の温度をＴｅｍｐとすると補正式は次のようになる。
Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＶ＝Ａ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＶ×Ｔｅｍｐ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＶ・・・（ＴＶ１）
Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＩ＝Ａ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＩ×Ｔｅｍｐ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＩ・・・（ＴＩ１）
Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＡＤ＝Ａ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＡＤ×Ｔｅｍｐ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＡＤ・・・（ＴＡ１）
Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＶ＝Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＶ×Ｔｅｍｐ＋Ｂ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＶ・・・（ＴＶ２）
Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＩ＝Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＩ×Ｔｅｍｐ＋Ｂ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＩ・・・（ＴＩ２）
Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＡＤ＝Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＡＤ×Ｔｅｍｐ＋Ｂ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＡＤ・・（ＴＡ２）
【００２７】
Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＶおよびＧａｉｎ＿ＴｅｍｐＩおよびＧａｉｎ＿ＴｅｍｐＡＤは、現在の温度が初期調整時の温度となった場合に１となるように１次直線の傾きと切片を設定する。また、Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＶおよびＰｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＩおよびＰｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＡＤは、進み方向の変化量を正、遅れ方向の変化量を負とし、現在の温度が初期調整時の温度となった場合に０となるように１次直線の傾きと切片を設定する。よって初期調整時の温度を記憶しておき、現在の温度と直線の傾きから、切片を逆算してもよく、その場合、切片の設定量を削減できる。なお１次直線の傾きと切片は、自由に設定変更可能とする。したがって、電圧信号入力手段および電流信号入力手段の回路構成が変更された場合（例えばＰＴ回路から抵抗分圧回路、ＣＴ回路から分割形ＣＴ回路）、１次直線の傾きと切片の値を変更するのみでよい。
【００２８】
また、電圧信号入力手段と電流信号入力手段とＡＤ変換器を合計した振幅補正率をＧａｉｎ＿Ｔｅｍｐ、位相変化量をＰｈａｓｅ＿Ｔｅｍｐとして、
Ｇａｉｎ＿Ｔｅｍｐ＝
（  Ａ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＶ＋Ａ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＩ＋Ａ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＡＤ  ）×
Ｔｅｍｐ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＶ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＩ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＡＤ
Ｐｈａｓｅ＿Ｔｅｍｐ＝
（  Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＶ＋Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＩ＋Ａ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＡＤ  ）×
Ｔｅｍｐ＋Ｂ＿Ｇａｉｎ＿ＴｅｍｐＶ＋Ｂ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＩ＋Ｂ＿Ｐｈａｓｅ＿ＴｅｍｐＡＤ
として、演算量および直線傾きと切片の設定量を削減してもよい。
【００２９】
前記で算出した振幅補正率および位相変化量を、電力、無効電力の演算に反映させるために、初期調整時の振幅位相補正行列（前述）に振幅補正率および位相変化量補正行列を乗算する。その結果を実際の演算に使用する振幅位相補正行列とする。
全体の振幅補正率および位相変化量は、実効値電圧、実効値電流、電源周波数、温度のうち、補正したいパラメータを任意に選択して、選択したパラメータによる影響の合計とする。全パラメータを選択した場合、全体の振幅補正率をＧａｉｎ＿ａｌｌ＿Ｎ、位相変化量をＰｈａｓｅ＿ａｌｌ＿Ｎとすると、式（３）のようになる。
Ｇａｉｎ＿ａｌｌ＿Ｎ＝Ｇａｉｎ＿Ｖｒｍｓ＿Ｎ×Ｇａｉｎ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎ×Ｇａｉｎ＿Ｆｒｅｑ×Ｇａｉｎ＿Ｔｅｍｐ
Ｐｈａｓｅ＿ａｌｌ＿Ｎ＝Ｐｈａｓｅ＿Ｖｒｍｓ＿Ｎ＋Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎ＋Ｐｈａｓｅ＿Ｆｒｅｑ＋Ｐｈａｓｅ＿Ｔｅｍｐ
【００３０】
【数４】
2004219288.tif 000005
【００３１】
となる。
したがって、実際の演算に使用する振幅位相補正行列は以下の式（４）のとおりとなる。
【００３２】
【数５】
2004219288.tif 000006
【００３３】
また、前記で算出した振幅補正率および位相変化量を、実効値電圧、実効値電流に反映させる場合、実効値は位相に無関係であるため、実効値電圧Ｖｒｍｓ−Ｎ、実効値電流Ｉｒｍｓ−Ｎの振幅補正率を、初期調整時の変換係数  １８１，１８３，２８１，２８３に乗算した結果を実際の演算に使用する変換係数とすればよい。
また、実際の演算に使用する振幅位相補正行列の係数の算出はサンプリング周波数毎に行うのではなく、例えば各実効値や温度の変化が有意の差として認められる時間間隔、例えば０．５秒〜数秒毎に算出して結果を更新すればよい。よって、演算量は更新した時に増加するのみであり、常時の電力関連量を演算する演算量は増加せず、演算負荷が増加するということもない。
【００３４】
以上のように、電力関連量の計測時に、検出された実効値電圧、実効値電流、電源周波数およびＡＤ変換器の温度により補正するので、電力関連量を常に高精度に計測することができる。なお、実効値電圧、実効値電流、電源周波数および温度により補正する例について説明したが、少なくともいずれか一つのパラメータにより、補正するものであってもよく、これについては実施の形態２で説明する。
【００３５】
また、回転行列により、位相を補正するので、短時間で補正ができる。
また、電流に対する電圧、または電圧に対する電流の位相を９０度直位相変換する９０度位相変換手段と、９０度位相変換手段の出力により無効電力を求める無効電力演算手段と、電流と電圧から有効電力を求める有効電力演算手段とを有するものに適用するので、調整時の振幅位相補正行列を得るための回転行列演算機能と上述の補正のための回転行列演算機能を兼用することができる。
なお、実施の形態１では温度はＡＤ変換器の温度であると説明しているが、以上に説明した演算を行うための演算装置の温度を用いても良い。
【００３６】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、実効値電圧、実効値電流、電源周波数、ＡＤ変換器の温度の４つのパラメータにて、振幅補正率を７つおよび位相変化量を７つ算出したが、このうち任意の項目のみ選択して算出してもよい。例えば、電流信号入力の位相変化量のみが、実効値電流、電源周波数に大きく依存するため、この補正のみ実施したいのであれば、Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎ、Ｐｈａｓｅ＿ＦｒｅｑＩについてのみ行えばよい。他の項目についても同様である。
【００３７】
実施の形態３．
上記実施の形態２では、任意の項目のみ選択して算出したが、全ての項目を選択した上で、特に補正を要しない項目について、その補正のための１次直線の傾きと切片を以下のように設定することでも同様な動作を実現可能である。
即ち、不要な項目の振幅補正率は、一次直線の傾きに０、切片に１を設定する。不要な項目の位相変化量は、一次直線の傾きに０、切片に０を設定する。
【００３８】
実施の形態４．
実際の演算に使用する振幅位相補正行列の係数を浮動小数点演算にて算出した後、振幅位相補正行列を更新する際に浮動小数点から固定小数点に変換してセットしてもよい。これにより常時の演算は固定小数点の乗算と加算のみとなり、演算速度が向上する。
【００３９】
実施の形態５
上記の実施の形態４では、振幅位相補正行列を更新する際に固定小数点としたが、実際の演算に使用する振幅位相補正行列の係数の算出を固定小数点にて行うことも可能である。
実際には、一次直線の傾きおよび切片を固定小数点の設定とする。また、振幅補正率および位相変化量を算出する際の、実効値電圧、実効値電流、電源周波数、温度のパラメータも固定小数点にて取得する。これにより、振幅補正率および位相変化量を算出する際には、固定小数点の乗算と加算のみとなる。
さらに、位相変化量補正行列を演算する際に必要となる、正弦値、余弦値の浮動小数点による演算量を削除するため、例えば０．０１度左回転行列、０．１度左回転行列、１度左回転行列の係数を固定小数点のデフォルトで予め持っておいて、位相変化量を算出後、上記の左回転行列を乗算することで位相変化量補正行列を算出してもよい。
上記の例で、位相変化量が１．２４度（進み）である場合、位相変化量補正行列は、１度左回転行列×（０．１度左回転行列）２×（０．０１度左回転行列）４を演算することで算出できる。
【００４０】
実施の形態６
分割形ＣＴのように、検出しようとする電流の大きさによる位相変化量が非線形となり一次直線にて補正が困難である場合には、２つもしくは３つ等、傾斜および切片の異なる多数の１次直線を設定して、直線の交点を境界として補正量を算出する一次直線を切替えることにより補正する。
例えば、電流信号入力において分割形ＣＴを採用しており、検出しようとする電流の大きさによる位相変化量が非線形となる場合を例として説明する。このときの特性の一例９５を図７（ａ）図に示す。図７（ａ）の特性９５では負荷が約１０％を境として、これより軽負荷では位相誤差がそれより重負荷部分に比べて急に大きくなっている。このような場合、位相変化量Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎを算出する一次直線を例えば２つ用意する。位相変化量を算出するための、一つ目の一次直線９６の傾きをＡ１＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ、切片をＢ１＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ、２つ目の一次直線９７の傾きをＡ２＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ、切片をＢ２＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓとする。２つの一次直線が設定された時点で、直線９６と直線９７との交点のＩｒｍｓを算出する。
【００４１】
【数６】
2004219288.tif 000007
【００４２】
したがって、現在のＩｒｍｓ＿Ｎが直線交点のＩｒｍｓ以上の場合に１つ目の一次直線９６を使用して、
Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎ＝Ａ１＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ×Ｉｒｍｓ＿Ｎ＋Ｂ１＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ
とし、現在のＩｒｍｓ＿Ｎが、直線交点のＩｒｍｓ未満の場合に２つ目の一次直線９７を使用して、
Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ＿Ｎ＝Ａ２＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ×Ｉｒｍｓ＿Ｎ＋Ｂ２＿Ｐｈａｓｅ＿Ｉｒｍｓ
とする。
このようにすることにより、図７（ｂ）に示す位相誤差９８のように、電力関連量の計測をより高い精度で行うことができる。
特性９５の曲線に合わせてより多くの直線を用いて良いことは言うまでもない。
【００４３】
【発明の効果】
この発明に係る電力関連量計測装置は、検出しようとする電圧および電流の大きさ、周波数、演算中のＡＤ変換器の温度による電圧信号入力手段および電流信号入力手段、ＡＤ変換器の各特性が変化しても、それを少ない演算量、少ないメモリ容量で高速に補正して常に高精度に計測することができるので、電力関連量をより高精度に計測することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る電力関連量計測装置の構成を示す図である。
【図２】図１の部分詳細図である。
【図３】補正前後の電力のベクトル図である。
【図４】補正フローを示す図である。
【図５】ＣＴの電流センシングにおける周波数と位相の関連並びに補正直線を説明する特性図である。
【図６】補正直線を説明する図である。
【図７】本発明の実施の形態５に係るＣＴの電流センシングにおける周波数と位相の関連並びに補正直線を説明する図である。
【符号の説明】
１０１，１０３  電圧信号、
１２１，１２３，２２１，２２３  デルタシグマＡＤ変換器、
１４１，１４３，２４１，２４３  実効値電圧演算手段、
１６１，１６３，２６１，２６３  実効値電流演算手段、
１９１，１９３，２９１，２９３  ヒルベルト変換手段、
２０１，２０３  電流信号、    ３０１，３０３  乗算手段、
３２１，３２３  ディジタルローパスフィルタ手段、
３４１，３４３  乗算手段、
３６１，３６３  ディジタルローパスフィルタ手段、
５４  電源周波数演算手段、    ５６  温度計測手段、
Ｗ＿ｉｎ＿Ｎ  補正前の電力、    Ｗ＿ｏｕｔ＿Ｎ  補正後の電力、
ｖａｒ＿ｉｎ＿Ｎ  補正前の無効電力、    ｖａｒ＿ｏｕｔ＿Ｎ  補正後の無効電力、
Ｖｒｍｓ＿１，Ｖｒｍｓ＿３  実効値電圧、    Ｉｒｍ＿１，Ｉｒｍ＿３  実効値電流、
Ｆｒｅｑ  電源周波数、    Ｔｅｍｐ  温度。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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