(57)【要約】【課題】力率改善機能を備えるスイッチング電源回路として、コストダウン及び回路の小型軽量化を図る。【解決手段】ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えた上で、その一次側スイッチング出力を一次巻線より入力するように構成された電圧帰還用トランス備え、この一次巻線から二次巻線に励起される上記スイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続することにより、交流入力電流の導通角を拡大するようにして力率改善を図る。これにより、力率改善のために、アクティブフィルタを備える必要がなくなり、部品点数が大幅に削減される。また同様に、力率改善のために、チョークインプット方式に用いられるパワーチョークコイルを備える必要もなく、この場合は回路重量の大幅な軽量化を図ることができる。【選択図】        図１
2004208455.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される商用交流電源のレベルに応じた所要のレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部と、
力率改善のための力率改善手段とを備え、
上記スイッチングコンバータ部は、少なくとも、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とすると共に、その一端が上記整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の正極ラインに対して接続され、他端が上記スイッチング手段のスイッチング出力点に接続される一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備え、上記力率改善手段は、
上記一次側直列共振回路に含まれるようにして接続され、上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とが巻装されて形成される電圧帰還用トランスと、
上記電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられるスイッチング用ダイオードにより整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路とを備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記スイッチングコンバータ部が複数備えられ、
これら複数のスイッチングコンバータ部のうち少なくとも１つは、上記力率改善手段が備えられるようにして構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記一次側直列共振回路内を流れる一次側共振電流と、上記力率改善回路内を流れる電流とが逆極性となるように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記整流平滑手段は、上記スイッチング用ダイオードとしての高速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路を備え、
上記力率改善回路は、上記整流平滑手段に備えられる上記高速リカバリ型ダイオードにより整流電流成分を断続して力率を改善するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記整流平滑手段は、上記商用交流電源のレベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記整流平滑手段は、上記商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
上記整流平滑手段は、
上記商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われるように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近づける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００５】
図９の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。  この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００６】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００７】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００８】
電流検出ラインＬIから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【０００９】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１０】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近づくようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１１】
図１０（ａ）は、上記図９に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１２】
また、図１０（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１０（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１０（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１３】
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１０（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１０（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１４】
また、図１１には、図９の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図９と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図９においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１５】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００１６】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００１７】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１８】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図９にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００１９】
図１２は、上記図１１に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧（商用交流電源）に対応する、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）とされている。また、負荷電力３００Ｗ以上の条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２０】
この図１２に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２１】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図９、図１１における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図９に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12から成るスイッチング素子の組は、図９におけるスイッチング素子Ｑ10に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を、それぞれ、パワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００２３】
このようにして、２つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、例えば交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れるドレイン電流が総合で１４Ａｐ程度と非常に高くなる。そこで、２つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52，Ｒ54が接続されている。
【００２４】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図＊＊に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２５】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ55，Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２６】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１２における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２７】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。
【００２８】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２に対しては、トランジスタＱ21，Ｑ21及びツェナーダイオードＺＤから成る、いわゆるトーテムポール回路が接続されている。この場合のトーテムポール回路は、１つのドライブ信号によって２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を駆動するのに必要な電力を得るためにドライブ信号を増幅することと、周知のようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を安定して高速スイッチングすることを目的として設けられている。
このトーテムポール回路から出力されたドライブ信号は、分岐して、それぞれ抵抗Ｒ51，Ｒ53を介してスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ11では、上記のようにして印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
スイッチング素子Ｑ12も同様にして、ドライブ信号によってゲート−ドレイン抵抗Ｒ54の両端電圧であるゲート電圧が閾値以上／以下で変化するのに応じて、上記スイッチング素子Ｑ11と同じオン／オフタイミングでスイッチング動作を行う。
【００２９】
そして、上記したスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のスイッチング駆動は、図９及び図１１により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３０】
また、この図１２に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１１では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１２に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応の電源回路としても構成されている。
【００３１】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３２】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
【００３３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧ＥOのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧ＥOが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【００３５】
図１３は、先に図１１に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成としての、他の例を示している。
この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応する。つまり、この図に示す電源回路も、図１２に示した回路と同様に、商用交流電源についてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。ただし、対応可能な負荷電力としては６００Ｗ以上とされている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
このような、より重負荷の条件に対応するものとされる図１３に示す電源回路は、例えばプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機、モニタ装置などに搭載される。
なお、図１２と同一部分には同一符号を付すこととして、ここでは、主として、図１２の電源回路との相違点について説明する。
【００３６】
この場合の商用交流電源ＡＣラインにも、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
【００３７】
また、図１３の電源回路では、商用交流電源ＡＣを整流する整流回路として、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2が設けられる。これらブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各正極入力端子と負極入力端子は、商用交流電源ＡＣの正／負極ラインに対して共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子どうしと、負極出力端子どうしが接続されるようになっている。このようにして、商用交流電源ＡＣに対しては、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。
【００３８】
また、この場合のノーマルモードノイズフィルタ４は、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子と負極出力端子間に、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣN，ＣNを図示するようにして接続して形成されている。つまり、図１２の電源回路におけるノーマルモードノイズフィルタ４が２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを備えるのに対して、この図１３におけるノーマルモードノイズフィルタ４では、フィルタコンデンサＣNが１組追加されており、ノイズ抑制効果を強化するようにしている。後述するようにして、図１３に示す回路では、より重負荷の条件に対応するために、アクティブフィルタのスイッチング素子数を増加させている。これによって、スイッチングノイズの発生量は増加することになるが、上記のようにしてノーマルモードノイズフィルタ４としてのノイズ抑制効果を強化することで、スイッチングノイズの増加を解消しているものである。
【００３９】
また、この場合には、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣ−１のインダクタＬpc1と、パワーチョークコイルＰＣＣ−２のインダクタＬpc2の直列接続を介して、並列接続された２本の高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]のアノードの接続点と接続される。整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの各正極端子に接続される。
平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBは、図示するようにして、２本で１組となるようにして並列に接続されている。平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの正極端子は、上記もしているように、整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]−インダクタＬpc2−インダクタＬpc1−チョークコイルＬNの直列接続を介して、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各正極出力端子に対して接続される。また、平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの負極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各負極出力端子（一次側アース）に対して接続される。
【００４０】
上記平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB］の組は、図９、図１１における出力コンデンサＣoutに相当する。従って、この場合においては、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB]の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部２０１、２０２、２０３に対して直流入力電圧として供給される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣ−１、ＰＣＣ−２のインダクタＬpc1，Ｌpc2の直列接続は、図９に示したインダクタＬに相当する。ダイオード［Ｄ10//Ｄ10］は、図９に示したダイオードＤに相当する。
また、この図におけるダイオードＤ10//Ｄ10の並列回路に対しては、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００４１】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13から成るスイッチング素子の組は、図９におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、３つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13を、それぞれ、パワーチョークコイルＬpc2と高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10］の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００４２】
このようにして、３つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上程度の重負荷の条件である場合、例えば交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる総合的なドレイン電流（スイッチング電流）がより高くなる。そこで、この場合には、３つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52，Ｒ54，Ｒ64が接続されている。
【００４３】
さらには、先に説明した整流回路系の接続態様を、図１２の電源回路と比較してみると、図１３に示した回路では、先ず、パワーチョークコイルを１組追加して２組（ＰＣＣ−１，ＰＣＣ−２）としていることが分かる。
また、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10についても、１本追加して２本備えることとして、これら２本の整流ダイオードＤ10を並列接続している。
さらに、整流平滑電圧Ｅｉを供給する平滑コンデンサとしても、１本追加して２本（ＣｉA，ＣｉB）備えることとし、これらの平滑コンデンサを並列に設けるようにしている。
このような部品の追加も、負荷電力の条件が３００Ｗ以上から６００Ｗ以上にまで重くなったことに応じて、例えば回路に流れる電流が増加することに対応して行われるものである。
【００４４】
この図１３に示すアクティブフィルタコントロール回路２０も、力率をほぼ１に近づけるようにアクティブフィルタの動作を制御する。この場合には、例えば図１２と同様のＩＣにより構成されている。
なお、このアクティブフィルタコントロール回路２０の各端子（Ｔ１〜Ｔ６）と接続される周辺回路の構成は図１２と同様とされているので、ここでの説明は省略する。
【００４５】
そして、図１３に示す回路において、アクティブフィルタコントロール回路２０によりスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13をスイッチング駆動することによっては、図１２の場合と同様に、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となるように制御され、結果的に、力率が１に近づくようにして力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。
【００４６】
また、この図１３に示すアクティブフィルタとしても、整流平滑電圧Ｅｉ（図１１では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するように動作する。従って、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。つまり、図１３に示す電源回路も、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応を可能としている。
【００４７】
そして、この図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件（負荷電力６００Ｗ以上）に対応するために、平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB］を直流入力電圧として動作電源とする複数の電流共振形コンバータが並列に設けられている。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの電流共振形コンバータが設けられており、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出力電圧ＥO1、ＥO2、ＥO3を出力可能とされている。
【００４８】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００４９】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲート−ソース間には、それぞれゲート−ソース間抵抗ＲG1，ＲG2が挿入されている。
【００５０】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧により動作する。
【００５１】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。
【００５２】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２の端子Ｖｓに対して、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるようにレベルシフトされる。
【００５３】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力するようにされる。
【００５４】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００５５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００５６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣO1の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が得られる。この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅ01のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００５７】
なお、第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4、クランプダイオードＤD3，ＤD4、ゲート−ソース間抵抗ＲG3，ＲG4、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2）、一次側直列共振コンデンサＣ1、整流ダイオードＤO3，Ｄ04、平滑コンデンサＣO2を備え、上記第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による構成を採る。
【００５８】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6、クランプダイオードＤD5，ＤD6、ゲート−ソース間抵抗ＲG5，ＲG6、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2）、一次側直列共振コンデンサＣ1を備え、第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による一次側構成を採る。
但し、第３コンバータ部２０３の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次側においては、図示するようにして、二次巻線Ｎ2に対して整流ダイオードＤO5，Ｄ06，Ｄ07，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO3，ＣO4を接続していることで、整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路との２組の両波整流回路が形成されることになる。
整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路によっては二次側直流出力電圧ＥO3が生成される。整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥO3よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ04が生成される。
【００５９】
ここで、第１コンバータ部２０１の二次側直流出力電圧ＥO1が対応する負荷電力は３００Ｗ、第２コンバータ部２０２の二次側直流出力電圧ＥO2が対応する負荷電力は２００Ｗ、第３コンバータ部２０３の二次側直流出力電圧ＥO3，Ｅ04により対応する負荷電力は１００Ｗとなっており、これにより、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成されているものである。
【００６０】
これまでの説明から分かるように、先行技術として上記の図１２及び図１３に示した電源回路は、従来から知られている図９及び図１１に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善が図られている。また、図１２及び図１３に示す電源回路は、それぞれ負荷電力３００Ｗ以上、負荷電力６００Ｗ以上の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００６１】
しかしながら、上記図１２及び図１３に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、図１２に示す電源回路についてみると、電力変換効率としては、図に示しているように、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、ηAC→DC＝９４％、ηDC→DC＝９６％であり、総合効率は９０．２％となる。これに対して、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝２４０Ｖの条件では、ηAC→DC＝９７％、ηDC→DC＝９６％となり、総合効率は９３．１％となる。つまり、交流入力電圧ＶAC＝２４０Ｖ時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００６２】
上記した電力変換効率の低下という問題は、同じくアクティブフィルタを備える、図１３に示す電源回路においても同様である。
図１３に示す電源回路についても、電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）は、９６％程度である。
また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの条件のもとで、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、９４％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｗ時では９７％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、
９４％×９６％＝９０．２％
となる。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、
９７％×９６％＝９３．１％
となる。
また、交流入力電力は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では６６５．２Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６４４．５Ｗとなる。
つまり、図１３に示す電源回路においても、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００６３】
また、図１２及び図１３に示す回路では、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）ついては、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ〜２３０Ｖ（又は２４０Ｖ）の範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
そして、図１２に示すアクティブフィルタであれば、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12及び高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10がスイッチング動作を行うことになる。また、図１３に示すアクティブフィルタでは、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13及び高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10//Ｄ10の並列回路がスイッチング動作を行うことになる。
これらのスイッチング動作は、dv/di，di/dtによるもので、ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
【００６４】
この必要性から、先ず、図１２に示す電源回路のアクティブフィルタを例に挙げれば、スイッチングのための半導体素子については、２組のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を並列接続して、スイッチング素子に流れるドレイン電流（スイッチング出力電流）のピークレベルを抑制して信頼性を確保する必要が生じる。
しかしながら、これに対して、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０は、ドライブ信号の出力端子として、端子Ｔ２の１つしか備えていない。このために、アクティブフィルタコントロール回路２０からのドライブ信号出力を分岐して各スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12に印加する必要があるが、そのままでは電力が不足して高い信頼性でもってスイッチング素子を駆動することが難しい。そこで、図１２にも示したように、トランジスタＱ21，Ｑ22を備えたトーテムポール回路が必要となるが、これによっても、部品点数が増加していることになる。
【００６５】
さらに、図１２に示す回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタートランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣN，ＣNから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10の並列回路に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００６６】
そして、図１３に示す電源回路のアクティブフィルタでは、図１２の電源回路よりも重負荷の条件に対応するために回路に流れる電流量がさらに増加する。このために、スイッチングのための半導体素子は３組（スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13）に増加する。さらには、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10についても２本に増加する必要が生じてくる。
また、ノーマルモードノイズフィルタ４を形成する素子としては、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサＣNとなり、ここでもフィルタコンデンサＣNとしてのフィルムコンデンサが１つ増加する。
さらには、図１３の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗Ｒsnは、セメント抵抗などを採用することになって大型となる。
このように、図１３に示す回路では、重負荷の条件に対応するために、さらにコストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化が助長されることになる。
【００６７】
さらに、図１２及び図１３に示す電源回路の構成では、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，及びＱ13のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００６８】
そこで、上記のような問題点を解決する技術として、従来では、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを直列に挿入することで、交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るように構成した、いわゆるチョークインプット方式のものが知られている（例えば特許文献２参照）。
図１４、図１５は、このようなチョークインプット方式により力率改善を図る構成として、先の図１３に示した回路を基本構成とした場合の整流平滑回路の構成のみを示している。
先ず、これらの図に示す構成例のうち、図１４に示すものはＡＣ１００Ｖ系に対応する整流平滑回路の構成であり、商用交流電源ＡＣのほぼ２倍の直流入力電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流動作を行うようにされる。また、図１５に示すものはＡＣ２００Ｖ系に対応する際の整流平滑回路の構成であり、商用交流電源ＡＣのほぼ等倍の直流入力電圧Ｅｉを生成する、通常の整流動作を行うようにされている。
そして、これら図１４、図１５に示す回路は、上記のように図１３に示した回路を基本構成としたときの整流平滑回路として構成されることから、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応するものとされている。
【００６９】
なお、これらの図ではこのようにＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応する場合の構成を分けて示しているが、これは、説明の便宜上ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで切り換えを行うための構成を省略していることによる。つまり、これら図１４、図１５に示した構成について、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで切り換えるようにすれば、チョークインプット方式によるワイドレンジ対応の電源回路が実現可能なものである。
【００７０】
先ず図１４において、この場合の商用交流電源ＡＣに対しては、図のような接続形態によりコモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣLを接続して形成される、コモンモードノイズフィルタが設けられる。このコモンモードノイズフィルタにより、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源ＡＣに伝わるノイズを抑制する。
【００７１】
また、この場合、図１３に示した回路と同様、２つのブリッジ整流回路Ｄｉ1、Ｄｉ2が備えられ、これら２つのブリッジ整流回路Ｄｉ（1、2）は、商用交流電源ＡＣのラインに対して図のように並列に接続されている。
そして、この場合、上述したような倍圧整流動作を行うために、４つの平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2a、Ｃｉ1b、Ｃｉ2bが備えられる。
これら４つの平滑コンデンサは、図のように[Ｃｉ1a−Ｃｉ2a]による直列接続回路と、[Ｃｉ1b−Ｃｉ2b]による直列接続回路を形成し、これらの直列接続回路が、図のようにブリッジ整流回路Ｄｉ1、Ｄｉ2の正極出力端子と一次側アース間に対して挿入されている。
また、平滑コンデンサＣｉ1bと平滑コンデンサＣｉ2bとの接続点に対しては平滑コンデンサＣｉ1aとＣｉ2aとの接続点が接続され、さらに、この平滑コンデンサＣｉ1aとＣｉ2aとの接続点が、商用交流電源ＡＣの負極ライン上に接続されている。
そして、このような接続形態により、商用交流電源ＡＣが正の期間に、ブリッジ整流回路Ｄｉ1、Ｄｉ2の出力が、上記平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ1bに充電されるようにし、また、商用交流電源ＡＣが負の期間に、平滑コンデンサＣｉ2a、Ｃｉ2bに充電が行われるようにしている。
そして、このような構成により、結果的に商用交流電源ＡＣのレベルのほぼ２倍の整流平滑電圧（直流出力電圧）Ｅｉが得られるようにしている。
【００７２】
また、この図１４に示す回路では、力率改善のための構成として、商用交流電源ＡＣのラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨ−１を直列に挿入する。この場合には、パワーチョークコイルＰＣＨ−１は３つ備えられ、図示するようにうち１つは商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して挿入されている。また、他の２つは商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して挿入されている。
このようにして、商用交流電源ＡＣのラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨ−１を挿入することで、周知のようにして、パワーチョークコイルＰＣＨ−１のインダクタンスＬpchの作用によって、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉ（1、2）を形成する整流ダイオードに流入する交流入力電流は、その高調波が抑制されることになる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られるものとなる。
【００７３】
続いて、図１５に示す整流平滑回路においても、２つのブリッジ整流回路Ｄｉ1、Ｄｉ2が、商用交流電源ＡＣのラインに対して図のような接続形態により挿入される。
そして、この場合、上記した商用交流電源ＡＣのレベルと等倍の整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するための構成として、２つの平滑コンデンサＣｉ1aと、Ｃｉ1bを図示する接続形態により設けるようにしている。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ1とブリッジ整流回路Ｄｉ2の正極出力端子と一次側アース間に対して、[平滑コンデンサＣｉ1a//平滑コンデンサＣｉ1b]による並列接続回路を挿入する。
そしてこれにより、商用交流電源ＡＣが正の期間にのみこれら平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ1bに対して充電が行われるようにし、商用交流電源ＡＣのレベルに対してほぼ等倍の直流入力電圧Ｅｉを得るようにしているものである。
【００７４】
また、この場合、図のように商用交流電源ＡＣのラインに対しては、２つのパワーチョークコイルＰＣＨ−１、ＰＣＨ−２を挿入するようにしている。そしてこれにより、この場合もこれらパワーチョークコイルＰＣＨ−１、ＰＣＨ−２のインダクタンスＬpchの作用によって、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉ（1、2）の整流ダイオードに流入する交流入力電流の高調波を抑制し、力率改善が図られる。
【００７５】
このようにして、上記図１４、及び図１５に示した構成によっては、先に図１３に示したアクティブフィルタを備える場合よりも少ない部品点数により力率改善を図ることが可能とされている。
【００７６】
【特許文献１】
特開平６−３２７２４６（図１１）
【特許文献２】
特開平７−２６３２６２（図１９）
【００７７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これら図１４、図１５に示した回路において、パワーチョークコイルＰＣＨは、電源回路を構成する部品の中でも大型で重量があることから、基板における占有面積が大きく、また、回路基板も重量化してしまうという問題を有している。
【００７８】
また、これら図１４、図１５に示した回路におけるパワーチョークコイルＰＣＨとして、この場合の力率改善を図るに充分なインダクタンスの値は、例えば約１０．０ｍＨが設定されている必要がある。
これは、図１４、図１５に示した回路では負荷電力６００Ｗ以上に対応するようにされているために、その分、設定されるべきインダクタンスの値も増加することによる。
【００７９】
また、このようなパワーチョークコイルＰＣＨとして、実際にプリント基板に実装可能な１つあたりの重量は約２５０ｇまでが限界とされる。
そして、このようにパワーチョークコイルＰＣＨの１つあたりの基盤実装重量が制限されることにより、上記のようなインダクタンス値を維持することを条件とした場合、図１４の場合で少なくとも３つパワーチョークコイルＰＣＨを分けて実装する必要がある。同様に、図１５の場合では少なくとも２つのパワーチョークコイルＰＣＨを分けて実装する必要がある。
従って、図１４、図１５に示した構成によっては、上記のような負荷電力６００Ｗ以上に対応するために、このようにパワーチョークコイルＰＣＨを複数実装しなければならないこととなり、これによって回路重量が増加し、回路が大型化することになる。
また、上記のようにパワーチョークコイルＰＣＨを複数実装しなければならないことによっては、その分パワーチョークコイルＰＣＨによる電力損失の増加を招くものとなる。
【００８０】
このようなパワーチョークコイルＰＣＨの電力損失と、これに伴う直流入力電圧Ｅｉのレベル低下により、図１４に示した回路では、電力変換効率ηAC-DCは９０％程度にとどまる。
また、図１５に示した回路においても、同様に上記のようなパワーチョークコイルＰＣＨの電力損失とこれに伴う直流入力電圧Ｅｉのレベル低下により、電力変換効率ηAC-DCは９１％程度にとどまってしまう。
【００８１】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、入力される商用交流電源のレベルに応じた所要のレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部と、力率改善のための力率改善手段を備えるようにする。
そして、上記スイッチングコンバータ部としては、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とすると共に、その一端が上記整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の正極ラインに対して接続され、他端が上記スイッチング手段のスイッチング出力点に接続される一次側直列共振回路を備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。
その上で、上記力率改善回路として、
上記直列共振回路に含まれるようにして接続され、上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とが巻装されて形成される電圧帰還用トランスを備え、さらに、上記電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられるスイッチング用ダイオードにより整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路を備えるようにした。
【００８２】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、電圧帰還用トランスにより伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路とするのにあたって、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要が無くなることとなる。
また、このような構成により力率改善を図ることが可能となることで、チョークインプット方式に用いられるパワーチョークコイルを備える必要がなくなり、この結果、回路重量の大幅な軽量化を図ることが可能となる。
【００８３】
【発明の実施の形態】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明による第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。
この図に示す電源回路は、先行技術として図１３に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成される。そして、この図１に示す電源回路は、例えば、比較的重負荷の条件への対応が要求されるプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機や、モニタ装置などに搭載される。
また、この図１に示す回路は、商用交流電源として、ＡＣ＝１００Ｖ系にのみ対応して動作するものとされ、交流入力電圧ＶACのレベルの約２倍のレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成するように構成される。
【００８４】
この図１に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ＡＣのラインに対して、各１組のアクロスコンデンサＣL及びラインフィルタトランスＬＦＴとから成る、ラインノイズフィルタが接続される。つまり、この場合には、１段のラインノイズフィルタのみが設けられる。
そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいては、上記ラインノイズフィルタの後段に対して、１組のフィルタコンデンサＣNが並列に接続される。このフィルタコンデンサＣNは、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。
【００８５】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は同じキャパシタンスを有する。
上記ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、図示するようにして、第１の力率改善回路３Ａ、及び第２の力率改善回路３Ｂにそれぞれ備えられる電圧帰還用トランスＶＦＴ―１の二次巻線ＮB1、及び電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続される。また、負極入力端子は、一次側アースに接地される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子に接続され、負極出力端子は、図のようにこのブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に対して接続される。
なお、実施の形態においては、力率改善回路３（第１の力率改善回路３Ａ、第２の力率改善回路３Ｂ）の動作として、スイッチング周期に対応してスイッチングを行うようにして整流電流を流すために、上記ブリッジ整流回路Ｄｉを形成するそれぞれのダイオード（Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4）としては、高速リカバリ型ダイオードが選定されているものとする。
【００８６】
平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は、図示するようにして、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と平滑コンデンサＣｉ2の負極端子とが接続されるようにして直列に接続される。そして、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子は、上記もしたようにブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。平滑コンデンサＣｉ2側の負極端子は一次側アースに接続される。
整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、これら平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧として得られる。
また、この場合、これら平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2の接続点は、上記した１組のフィルタコンデンサＣＮのそれぞれの一端と接続されることで、商用交流電源ＡＣの負極ライン側に接続されている。
【００８７】
ここでこの図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件（負荷電力６００Ｗ以上）に対応するために、上記平滑コンデンサ［Ｃｉ1−Ｃｉ2］を直流入力電圧として動作電源とする、複数の電流共振形コンバータが並列に設けられる。
つまり、図示するように第１コンバータ部ＣＶＴ１、第２コンバータ部ＣＶＴ２、第３コンバータ部ＣＶＴ３の３つの電流共振形コンバータが設けられており、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出力電圧ＥO1、ＥO2、ＥO3、ＥO4を出力するようにされている。
【００８８】
先ず、上記第１コンバータ部ＣＶＴ１は、図のようにスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2、クランプダイオードＤD1、ＤD2、コントロールＩＣ２、一次側直列共振コンデンサＣ1、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１（一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2）、整流ダイオードＤO1，Ｄ02、平滑コンデンサＣO1、及び制御回路１を備えて構成される。
【００８９】
上記スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2は、上記整流平滑回路の動作によって生成される整流平滑電圧Ｅｉを入力してスイッチング動作を行うものとされる。
この場合、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2としてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、これらスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド）と、スイッチング素子Ｑ2（ローサイド）とをハーフブリッジ結合している。
そして、これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
【００９０】
上記コントロールＩＣ２は、上記スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2を他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
【００９１】
このコントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、このように生成したハイサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ1に供給し、ローサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ2に対して供給するようにされる。
【００９２】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ1に対しては、ハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶGH1としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。つまり、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、このゲート−ソース間電圧ＶGH1によって、スイッチング素子Ｑ1は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるには、例えばゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶGH1は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶGH1が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ1は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００９３】
一方、スイッチング素子Ｑ2に対しては、ローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じて得られるスイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧ＶGL1とすると、このゲート−ソース間電圧ＶGL1は、上記したスイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧ＶGH1と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶGH1に対して１８０°の位相差を有した波形が得られるものとなる。
このことから、スイッチング素子Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
つまり、このようにして、上記コントロールＩＣ２によっては、スイッチング素子Ｑ1とＱ2とが交互にオン／オフするように制御されるようになっている。
【００９４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2によるスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、一次側並列共振コンデンサＣ1と、後述する第１の力率改善回路３内における電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の一次巻線ＮA1とを介して接続される。
この際、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００９５】
また、上記絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の他端は、上記した平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続される。つまり、この一次巻線Ｎ１の他端は、整流平滑回路により生成される整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉの正極ラインに対して接続されるものとなる。
このことより、この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１を含む上記一次側直列共振回路は、その一端が上記のようにスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2によるスイッチング出力点に接続され、他端が整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに対して接続されていることになる。
【００９６】
なお、ここでの図示による説明は省略するが、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1の組と、次に説明する二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【００９７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。この二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣO1の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が得られる。この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００９８】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２に対して出力される。
コントロールＩＣ２では、入力された上記制御出力レベルに応じて、出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は、制御回路１より入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅ01のレベルが変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００９９】
上記のようにして構成される第１コンバータ部ＣＶＴ１と共に、平滑コンデンサ［Ｃｉ1−Ｃｉ2］を直流入力電圧として動作電源とする第２コンバータ部ＣＶＴ２としては、図のようにハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4、クランプダイオードＤD3、ＤD4、コントロールＩＣ２、一次側直列共振コンデンサＣ1、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２、整流ダイオードＤO3，Ｄ04、平滑コンデンサＣO2、及び制御回路１を備えて構成される。そして、これらの素子が上記第１コンバータ部ＣＶＴ１と同様の接続態様により接続されて成る。
【０１００】
また、第３コンバータ部ＣＶＴ３は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6、クランプダイオードＤD5，ＤD6、コントロールＩＣ２，一次側直列共振コンデンサＣ1、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３を備え、第１コンバータ部ＣＶＴ１と同様の接続態様による一次側構成を採る。
但し、第３コンバータ部ＣＶＴ３の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次側においては、図示するようにして二次巻線Ｎ2に対して整流ダイオードＤO5，Ｄ06，Ｄ07，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO3，ＣO4を接続していることで、整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路との２組の両波整流回路が形成されることになる。
上記整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路によっては、図のように二次側直流出力電圧ＥO3が生成される。そして、上記整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥO3よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ04が生成される。
【０１０１】
なお、上記構成において、各コンバータ部が出力する直流入力電圧ＥOのレベルとしては、第１コンバータ部ＣＶＴ１の二次側直流出力電圧ＥO1＝２００Ｖ、第２コンバータ部ＣＶＴ２の二次側直流出力電圧ＥO2＝９０Ｖ、第３コンバータ部ＣＶＴ３の二次側直流出力電圧ＥO3＝５Ｖ、二次側直流入力電Ｅ04＝３．３Ｖとされ、これにより、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能とされている。
つまりこの場合、上記コンバータ部ＣＶＴ１〜ＣＶＴ３に備えられる各コントロールＩＣ２は、コンバータ部ＣＶＴ１〜ＣＶＴ３により生成される直流出力電圧ＥO1、ＥO2、ＥO3、ＥO4が、それぞれ２００Ｖ、９０Ｖ、５Ｖ、３．３Ｖとなるようにスイッチング周波数を制御しているものである。
【０１０２】
ここで、この図に示す電源回路では、図示するように第１の力率改善回路３Ａ、第２の力率改善回路３Ｂの２つの力率改善回路３が備えられるものとなる。
上記第１の力率改善回路３Ａは、ブリッジ整流回路Ｄｉ、フィルタコンデンサＣN、ＣN、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１を含んで構成される。
先にも述べたように、この第１の力率改善回路３Ａにおける上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の一次巻線ＮA1は、図示する第１コンバータ部ＣＶＴ１の一次側直列共振コンデンサＣ１と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１との間に挿入される。これにより第１コンバータ部ＣＶＴ１のスイッチング出力がこの一次巻線ＮA1に得られるようになっている。そして、このように電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の一次巻線ＮA1に得られたスイッチング出力が、上記二次巻線ＮB1に励起されてブリッジ整流回路Ｄｉ側に電圧帰還されるようになっている。
つまり、この場合、この第１の力率改善回路３Ａは、第１コンバータ部ＣＶＴ−１のスイッチング出力を電圧帰還して力率の改善を図る構成を採る。
【０１０３】
また、上記第２の力率改善回路３Ｂは、ブリッジ整流回路Ｄｉ、フィルタコンデンサＣN、ＣN、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２を含んで構成される。つまり、この場合、この第２の力率改善回路３Ｂと上記した第１の力率改善回路３Ａとは、これらブリッジ整流回路ＤｉとフィルタコンデンサＣN、ＣNとを共有するものとされている。
上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の一次巻線ＮA2は、第２コンバータ部ＣＶＴ２における一次側直列共振コンデンサＣ１と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ１との間に挿入される。そして、上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2は、その一端が上記第１の力率改善回路３Ａを形成する電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1の一端と接続される。また、この二次巻線ＮB2の他端は、上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1の他端と接続される。
これにより、上記一次巻線ＮA2に得られる第２コンバータ部ＣＶＴ２のスイッチング出力が、上記二次巻線ＮB2を介して上記ブリッジ整流回路Ｄｉ側に帰還されるようになっている。
つまり、この第２の力率改善回路３Ｂは、第２コンバータ部ＣＶＴ２のスイッチング出力を電圧帰還して力率改善を図る構成とされている。
【０１０４】
なお、この場合、図示する第３コンバータ部ＣＶＴ３に対しては上記のような力率改善回路３を設けないようにしているが、これは、この第３コンバータ部ＣＶＴ３が対応する負荷電力が、この場合は５０Ｗ程度に設定されていることによる。すなわち、このように比較的低い負荷電力に対応するコンバータ部においては、その分電圧帰還される電力も少なくなることから、このようなコンバータ部に対して力率改善回路３を設けることによる効果も微少なものとなる。
このために、ここでは第３コンバータ部ＣＶＴ３に対しては力率改善回路３を設けないこととしても、コンバータ部ＣＶＴ１、ＣＶＴ２に対して設けられた第１の力率改善回路３Ａ、第２の力率改善回路３Ｂのみによって十分な力率改善が図られるものである。
【０１０５】
ここで、図５を参照し、上記第１の力率改善回路３Ａ及び第２の力率改善回路３Ｂに備えられる電圧帰還用トランスＶＦＴ（１、２）の構造について説明しておく。なお、この図５においては電圧帰還用トランスＶＦＴの断面を示している。
図５において、電圧帰還用トランスＶＦＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線ＮAと、二次巻線ＮBをそれぞれの巻装領域に対して巻装している。
そして、この図に示すように、本実施の形態としての電圧帰還用トランスＶＦＴの中央磁脚に対してはギャップを形成するものとしている。これによって、結合係数が０．８程度の疎結合の状態を得るようにしている。
なお、この場合、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の各巻線（ＮA1、ＮB1）のインダクタンスの値は、第１コンバータ部ＣＶＴ１の負荷電力に応じて所定の力率ＰＦが得られるように設定される。また、同様に電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の各巻線（ＮA2、ＮB2）のインダクタンスの値としても、第２コンバータ部ＣＶＴ２の負荷電力に応じて所定の力率ＰＦが得られるように設定されるものとなる。
【０１０６】
上記のようにして構成される第１の実施の形態の電源回路における動作を、図４に示す波形図を参照して説明する。
先ず、この図４において、先にも説明したように図１に示した回路はＡＣ１００Ｖ系にのみ対応して動作を行うものとされていることから、図４（ａ）に示す交流入力電圧ＶACのピークレベルとしては、この場合１００Ｖに対応したものとなる。
また、このような波形による交流入力電圧ＶACが入力されることにより、この場合の交流入力電流ＩACとしては、図４（ｂ）に示すような波形により流れる。
【０１０７】
ここで、図１に示した電源回路において、交流入力電圧ＶACが正の期間では、正極性の交流入力電流ＩACは、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と、この二次巻線ＮB1と電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2との接続点から分岐して第２の力率改善回路３Ｂを流れる成分とに分流する。
そして、上記のように第２の力率改善回路３Ｂ側に分流した成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して流れた後、上記第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と合流し、この成分はブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ1、及び高速リカバリ型ダイオードＤ3とに分岐して流入する。
さらに、このように高速リカバリ型ダイオードＤ1、及び高速リカバリ型ダイオードＤ3を流れた電流は、平滑コンデンサＣｉ1に流れた後、フィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１０８】
これに対し、交流入力電圧ＶACが負の期間では、負極性の交流入力電流ＩACの成分は、商用交流電源ＡＣの負極ライン側から平滑コンデンサＣｉ2に流れるようになる。そして、このように平滑コンデンサＣｉ2を流れた電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ2と高速リカバリ型ダイオードＤ4とに分岐して流れる。
【０１０９】
この場合、上記高速リカバリ型ダイオードＤ2、Ｄ4を流れた電流は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ側を流れる成分と、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して第２の力率改善回路３Ａ側を流れる成分とに分岐する。
そして、このように第１の力率改善回路３Ａ側と第２の力率改善回路３Ｂ側とで分岐した成分は、二次巻線ＮB1と二次巻線ＮB2との接続点において合流し、フィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１１０】
このようにして図１に示した回路では、第１の力率改善回路３Ａ側において、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１により電圧帰還される第１コンバータ部ＣＶＴ１のスイッチング出力によって、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードをスイッチング動作させている。
また、これと共に、第２の力率改善回路３Ｂ側においては、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２により電圧帰還される第２コンバータ部ＣＶＴ２のスイッチング出力によって、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードをスイッチング動作させている。
このようにして整流電流成分が断続されることにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
そしてこの結果、交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【０１１１】
ここで、図１において説明したように、本実施の形態では、各コンバータ部（ＣＶＴ１〜３）に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１として、その一端を２つのスイッチング素子によるスイッチング出力点に接続した上で、他端を平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続するようにしている。つまり、先にも説明したように、一次側直列共振回路の一端をスイッチング出力点に対して接続した上で、他端を整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに対して接続しているものである。
これに対し、先に本出願人が提案している、この図１に示す回路のような電圧帰還方式による力率改善回路を備える電源回路においては、一次側直列共振回路の他端を一次側アースに接地するものとしていた。
【０１１２】
このような電圧帰還方式による力率改善回路を備える電源回路においては、各電圧帰還用トランスＶＦＴによりスイッチング出力が電圧帰還されることにより、直流入力電圧（整流平滑電圧）Ｅｉに高周波成分のリップル電圧が重畳することがわかっている。
そして、この場合、上記のように一次側直列共振回路の一端を一次側アースに接地する構成においては、この高周波のリップル電圧を抑制することができなかった。
実験によると、図１に示した構成を基本として、一次巻線Ｎ１の一方の端部を一次側アースに接地する変更を施した場合、上記直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、例えば図４（ｃ）に示すような波形により高周波成分が重畳されたものとなる。そして、この場合のリップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐ１としては、例えば平滑コンデンサＣｉ＝１５００μＦ／１８０Ｖが選定されている下で、図のようにＰ−Ｐ１＝１４．５Ｖ程度とされていた。
このようにして、図１に示した構成を基本として一次巻線Ｎ１を一次側アースに接地した場合は、リップル成分ΔＥｉのレベルが増加するものとされていた。
【０１１３】
そこで本実施の形態では、図１に示したようにして一次巻線Ｎ１の一方の端部を平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続している。そして、その上で、一次側直列共振コンデンサＣ１→電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線ＮA→絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ1に流れる一次側共振電流と、フィルタコンデンサＣN→電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮB→高速リカバリ型ダイオードＤ1、Ｄ3を介して力率改善回路３内に流れる電流とが逆位相となるように設定している。
このようにして、一次巻線Ｎ１の一方の端部が平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続された上で、一次側共振電流と力率改善回路３内に流れる電流とが逆位相とされることで、図１に示した回路においては、スイッチング出力としての一次側共振電流の高周波成分が、力率改善回路３において電圧帰還される逆位相のスイッチング出力成分により打ち消し合うようになる。
そして、この結果、図１に示した回路における直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、図４（ｄ）に示すようにしてそのピークレベルＰ−Ｐ２が、先の図４（ｃ）に示す場合よりも低下するものとなる。
この際、この図４（ｄ）に示す図１の回路におけるリップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐ２＝９．５Ｖに低下するものとなる。
つまり、これにより、図１に示した回路においては、これまでは電圧帰還されるコンバータ部のスイッチング出力により直流入力電圧Ｅｉに重畳するものとされていた高周波成分をキャンセルすることができ、この結果リップル成分ΔＥｉのレベルを低下させること可能となる。
【０１１４】
なお、上記のように一次側共振電流と力率改善回路３内に流れる電流とを逆位相とする設定は、例えば電圧帰還用トランスＶＦＴの各巻線（ＮA、ＮB）の巻き方向により行うことが可能である。
また、この他にも、例えば電圧帰還用トランスＶＦＴの各巻線（ＮA、ＮB）と絶縁コンバータトランスＰＩＴの各巻線（Ｎ１、Ｎ２）の巻き方向との相対関係により設定することも可能なものである。
【０１１５】
また、ここでは、上記のような一次側直列共振回路の一方の端部を整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに対して接続する構成を、複数のコンバータ部ＣＶＴによる多段構成とされる場合に適用する例を挙げたが、もちろん、この構成は、平滑コンデンサを動作電源とする１段のコンバータ部ＣＶＴのみが備えられる場合にも適用可能なものである。
【０１１６】
図６には、図１に示した第１の実施の形態としての電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜６００Ｗの変動に対する力率ＰＦ、整流平滑電圧Ｅｉ、及び電力変換効率ηAC-DCの総合特性を示している。
なお、この図６の実験結果を得るのにあたっては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定の条件としている。
【０１１７】
また、参考として、この図６に示す実験結果を得るにあたっての、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。
・平滑コンデンサＣｉ1＝平滑コンデンサＣｉ2＝１５００μＦ／１８０Ｖ
・フィルタコンデンサＣＮ＝１μＦ
・第１コンバータ部ＣＶＴ１
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８０
一次巻線Ｎ1＝２４Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
・第２コンバータ部ＣＶＴ２
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０のフェライトコア
一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として１２Ｔ＋１２Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０２２μＦ
・第３コンバータ部ＣＶＴ３
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３：ＥＥ−２８のフェライトコア
一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：各巻線部２Ｔ×４＝８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０１μＦ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−１：ＥＥ−２８のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８
一次巻線ＮA1のインダクタンスＬA＝７０μＨ
二次巻線ＮB1のインダクタンスＬB＝４０μＨ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−２：ＥＥ−２８のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８
一次巻線ＮA2のインダクタンスＬA＝８０μＨ
二次巻線ＮB2のインダクタンスＬB＝４０μＨ
【０１１８】
この図６に示すように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜６００Ｗの範囲で力率ＰＦ＞０．７５となり、高調波歪規制を満足する結果が得られる。
また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCとしては、ηAC→DC＝９２．５％であり、この際の入力電力（Ｐｉｎ）は６４８．６Ｗとなる。
この結果より、図１に示す回路によっては、図１３に示した先行技術としてのアクティブフィルタを用いた回路と比較して、同条件での電力変換効率ηAC→DCが３．２％向上し、入力電力Ｐｉｎは２３．３Ｗ低減する。
また、図１４に示したチョークインプット方式による回路との比較においては、電力変換効率ηAC→DCが２．５％向上し、入力電力Ｐｉｎは１８．１Ｗ低減する。
【０１１９】
このようにして、同じ負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件に対応し、力率改善を図る電源回路として、図１に示した実施の形態と図１３・図１４に示した先行技術としての電源回路とを比較すると、電力変換効率が大幅に向上し、入力電力Ｐｉｎが低減されていることがわかる。
【０１２０】
ここで、本実施の形態である図１の電源回路と、先行技術として図１３に示したアクティブフィルタを備える電源回路とを比較してみる。
先ず、図１に示した回路では、電圧帰還方式による力率改善改善回路（３Ａ、３Ｂ）を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１３による説明からも分かるように、実際には、２本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ、及びトーテムポール回路等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路は、ブリッジ整流回路Ｄｉとして高速リカバリ型ダイオードを用いる構成とすることにより、追加部品としては２つの電圧帰還用トランスＶＦＴと、フィルタコンデンサＣNを備えているのみであるから、アクティブ回路と比較すれば非常に少ない部品点数となっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、例えば負荷電力６００Ｗ以上に対応して力率改善機能を備える電源回路として、図１３に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０１２１】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路３の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１３に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、ラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣLから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、２つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１２２】
また、図１３に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC/DC）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのAC-DC電力変換効率として見ればよいことになる。
これにより、図１に示す電源回路の総合電力変換効率としては、上記もしたように図１３に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。
【０１２３】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶAC及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図１３の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定することとなる。
【０１２４】
また、ここでさらに図１に示した本実施の形態としての電源回路と、先に図１４において示したチョークインプット方式による電源回路とを比較してみると、先に図１４に示した回路において力率改善のために用いられるパワーチョークコイルＰＣＨの総重量は、７５０ｇであった。これに対し、図１に示した回路における力率改善回路３を構成する部品の重量として、２つの電圧帰還用トランスＶＦＴ−１及びＶＦＴ−２の総重量は１００ｇである。
つまり、この場合、ＡＣ１００Ｖ系に対応して動作し力率改善を図る構成として、図１の回路では、図１４に示した回路と比較して約６５０ｇの軽量化を達成でき、これにより回路の小型・軽量化が図られるものとなる。
【０１２５】
また、図１に示した本実施の形態の電源回路においては、上述もしたように一次巻線Ｎ１を含む一次側並列共振回路の端部を、それぞれスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2によるスイッチング出力点と、整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインとに接続するようにしている。その上で、一次側共振電流と力率改善回路３内を流れる電流とが逆極性となるようにしている。
このようにすることで、上記もしたように両者の高周波成分が互いに打ち消し合うようにされ、直流出力電圧Ｅｉのリップル電圧に重畳する高周波成分が除去されるようになる。
そしてこの結果、本実施の形態の電源回路においては、電圧帰還方式による力率改善回路３を備えない場合と同等のレベルにまで直流出力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉのレベルを低減させることが可能となる。
【０１２６】
＜第２の実施の形態＞
図２は、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。なお、この図２において、既に図１において説明した部分については同一の符号付して説明を省略する。
第２の実施の形態の電源回路は、図１の場合と同様、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応した構成を採る。そして、この場合、図２に示す回路においては、商用交流電源としてＡＣ＝２００Ｖ系にのみ対応して動作するものとされ、交流入力電圧ＶACのレベルに対してほぼ等倍のレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成するように構成されている。
【０１２７】
このために、この図２に示す回路においては、平滑コンデンサＣｉ1、及び平滑コンデンサＣｉ2の各正極端子を、図示するようにブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して直列に接続する。そして、これら平滑コンデンサＣｉ1、及び平滑コンデンサＣｉ2の負極端子を、それぞれ一次側アースに接地するようにしている。
また、この場合、図１に示した回路とは異なり、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子を図のようにフィルタコンデンサＣNの一端に接続することで、商用交流電源ＡＣの負極ライン側に対して接続するようにしている。
【０１２８】
このような構成とされる第２の実施の形態の回路において得られる動作について説明すると、この場合も、交流入力電圧ＶACが正の期間では、正極性の交流入力電流ＩACは、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と、この二次巻線ＮB1と電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2との接続点から分岐して第２の力率改善回路３Ｂを流れる成分とに分流する。
そして、上記第２の力率改善回路３Ｂ内を流れた成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して流れた後、上記第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と合流し、この場合はブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ1のみに流入する。
さらに、このように高速リカバリ型ダイオードＤ1を流れた電流は、平滑コンデンサＣｉ1、平滑コンデンサＣｉ2に流れた後、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ4に流れ、フィルタコンデンサＣNに流入することとなる。
【０１２９】
一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、負極性の交流入力電流ＩACの成分は、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子から流入して高速リカバリ型ダイオードＤ3を流れた後、平滑コンデンサ（Ｃｉ1、Ｃｉ2）に流れる。そして、このように平滑コンデンサに流れた電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れる。
【０１３０】
上記高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れた成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ側を流れる成分と、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して第２の力率改善回路３Ａ側を流れる成分とに分岐する。
そして、この場合も上記第１の力率改善回路３Ａ側と第２の力率改善回路３Ｂ側とで分岐した成分は、二次巻線ＮB1と二次巻線ＮB2との接続点において合流し、フィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１３１】
このようにして図２に示した回路においても、第１の力率改善回路３Ａ側において、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１により電圧帰還される第１コンバータ部ＣＶＴ１のスイッチング出力によって、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードをスイッチング動作させている。
また、これと共に、第２の力率改善回路３Ｂ側においても、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２により電圧帰還される第２コンバータ部ＣＶＴ２のスイッチング出力により、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードをスイッチング動作させている。
このようにして整流電流成分が断続されることにより、この場合も交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られることになる。
【０１３２】
ここで、図２にも示されるように、第２の実施の形態の電源回路においても、各コンバータ部（ＣＶＴ１〜３）に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１として、その一端を２つのスイッチング素子によるスイッチング出力点に接続した上で、他端を平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続するようにしている。
そして、この図２に示す回路においても、このように一次側直列共振回路の一方の端部を整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに対して接続した上で、一次側共振電流と力率改善回路３内に流れる電流とが逆位相となるようにしているものである。
【０１３３】
この場合、図２に示した構成により一次巻線Ｎ１の一方の端部を一次側アースに接地したときの、図４（ｃ）に示したような直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐ１の値としては、例えば平滑コンデンサＣｉ＝５６０μＦ／４００Ｖが選定されている下でＰ−Ｐ１＝１２．５Ｖ程度となる実験結果が得られている。
【０１３４】
これに対し、図２に示した構成による第２の実施の形態の回路における直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、図４（ｄ）に示すそのピークレベルＰ−Ｐ２が７．５Ｖとなる実験結果が得られている。
つまり、この図２に示した回路の構成によっては、リップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐを、約５．０Ｖ低下させること可能となるものである。
【０１３５】
図７には、図２に示した第２の実施の形態としての電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜６００Ｗの変動に対する力率ＰＦ、整流平滑電圧Ｅｉ、及び電力変換効率ηAC-DCの総合特性を示している。
なお、この図７の実験結果を得るのにあたっては、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定の条件としている。
【０１３６】
また、参考として、この図７に示す実験結果を得るにあたっての、図２に示した回路の各部の定数を示しておく。
・平滑コンデンサＣｉ1＝平滑コンデンサＣｉ2＝５６０μＦ／４００Ｖ
・フィルタコンデンサＣＮ＝１μＦ
・第１コンバータ部ＣＶＴ１
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８０
一次巻線Ｎ1＝２４Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
・第２コンバータ部ＣＶＴ２
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０のフェライトコア
一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として１２Ｔ＋１２Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０２２μＦ
・第３コンバータ部ＣＶＴ３
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３：ＥＥ−２８のフェライトコア
一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：各巻線部２Ｔ×４＝８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０１μＦ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−１：ＥＥ−２８のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８
一次巻線ＮA1のインダクタンスＬA＝７０μＨ
二次巻線ＮB1のインダクタンスＬB＝４０μＨ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−２：ＥＥ−２８のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８
一次巻線ＮA2のインダクタンスＬA＝８０μＨ
二次巻線ＮB2のインダクタンスＬB＝４０μＨ
【０１３７】
この図７に示すように、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝４００Ｗ〜６００Ｗの範囲で力率ＰＦ＞０．７５となり、欧州の高調波歪規制を満足する結果が得られる。このことから、例えば先行技術として同じＡＣ２００Ｖ系に対応して動作する図１５に示したチョークインプット方式による電源回路と比較して、図２に示す回路ではより広い負荷電力の範囲で欧州の高調波歪規制を満足する結果が得られた。
【０１３８】
また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCとしては、ηAC→DC＝９４．５％であり、この際の入力電力Ｐｉｎは６４１．７Ｗとなる。
この結果より、図２に示す回路によっては、図１３に示した先行技術としてのアクティブフィルタを用いた回路と比較して、同条件における電力変換効率ηAC→DCが２．３％向上し、入力電力Ｐｉｎは１６．２Ｗ低減する。
また、図１５に示したチョークインプット方式による回路との比較においては、電力変換効率ηAC→DCが２．５％程度向上し、入力電力Ｐｉｎは１７．６Ｗ低減する。
【０１３９】
このようにして、同じ負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件に対応して力率改善を図る電源回路として、図２に示した実施の形態と図１３・図１５に示した先行技術としての電源回路とを比較すると、電力変換効率が大幅に向上し、入力電力Ｐｉｎが低減ていることがわかる。
【０１４０】
また、この図２に示した電源回路についても、同等の負荷条件に対応する図１３の回路と比較すれば、力率改善のための回路構成としては、アクティブフィルタからより少ない部品点数の力率改善回路（３Ａ、３Ｂ）となる。また、ノイズ抑制のための各種部品も削減される。これにより、部品点数の削減による低コスト化及び電源回路の小型軽量化が図られることになる。
【０１４１】
そして、この図２に示す回路としても、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することは無いから、一次側アース電位は安定する。
【０１４２】
また、この場合も、図２に示した回路と図１５に示した回路とを比較すると、図１５に示したチョークインプット方式による回路において、力率改善のために用いられるパワーチョークコイルＰＣＨの総重量は、５００ｇであった。これに対し、図２に示した回路における力率改善回路３を構成する部品の重量として、２つの電圧帰還用トランスＶＦＴ−１及びＶＦＴ−２の総重量は図１の場合と同様に１００ｇである。
つまり、この場合も、同じ力率改善を図る構成として、図２の回路では図１５に示した回路と比較して約４００ｇの軽量化を達成でき、これにより回路の小型・軽量化が図られるものとなる。
【０１４３】
＜第３の実施の形態＞
図３は、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
第３の実施の形態としての電源回路は、先に説明した第１、第２の実施の形態回路と同様、負荷電力６００Ｗ以上に対応可能な構成とされた上で、商用交流電源ＡＣとしてＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで動作可能なワイドレンジ対応としての構成を採る。
なお、この図３において、既に図１及び図２において説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【０１４４】
図３において、先ずこの第３の実施の形態としての電源回路においては、商用交流電源ＡＣを整流平滑する整流平滑回路において、ブリッジ整流回路Ｄｉを商用交流電源ＡＣのラインに対して図２の場合と同様の接続形態により挿入している。
そして、図１に示したような平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2による直列接続回路を形成した上で、この直列接続回路における平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子をブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して接続する。
その上で、これら平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との接続点と、フィルタコンデンサＣNにおける商用交流電源ＡＣの負極ライン側の端部との間に、図示するようにリレースイッチＳ１を挿入している。
【０１４５】
このリレースイッチＳ１は、上記した整流平滑回路の整流動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。リレースイッチＳ１は、図のように端子ｔ１側がフィルタコンデンサＣNにおける商用交流電源ＡＣの負極ライン側の端子に接続され、端子ｔ２側が平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点に対して接続される。
そして、これら端子ｔ１と端子ｔ２の接続状態は、図示するリレーＲＬの駆動状態に応じてオン／オフされるようになっている。
【０１４６】
この場合、上記リレーＲＬの駆動状態は、図示されないＩＣ(Integrated Circuit)等により制御されるものとなる。すなわち、このようなＩＣとして、ＡＣ１００Ｖ系に対応して例えば交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下が入力されているのに応じてリレーＲＬを導通させ、リレースイッチＳ１をオンとするようにする。
また、ＡＣ２００Ｖ系に対応して、例えば交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ以上が入力されるのに応じてリレーＲＬを導通させ、リレースイッチＳ１をオンとするようにする。
【０１４７】
上記のようにして、ＡＣ１００Ｖ系に対応してリレースイッチＳ１がオンとされるのに応じては、商用交流電源ＡＣの負極ラインと、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点とが接続された状態となる。このため、この場合は交流入力電圧ＶACが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【０１４８】
また、ＡＣ２００Ｖ系に対応し、上記のようにリレースイッチＳ１がオフとされるのに応じては、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において共に、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する経路が形成される。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。
従って、この場合は平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られるようになる。
【０１４９】
このようにして、図３に示す回路においては、上記したようなリレーＲＬ、リレースイッチＳ１の動作により、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが生成されるようになる。また、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが生成されるようになる。
つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。
これにより、本実施の形態のスイッチング電源回路では、ワイドレンジ対応とするにあたってのアクティブフィルタを不要としているものである。
【０１５０】
上記のように構成される第３の実施の形態としての電源回路における動作としては、以下のようになる。
先ず、図３に示す回路において、ＡＣ１００Ｖ系時、交流入力電圧ＶACが正の期間では、正極性の交流入力電流ＩACは、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と、この二次巻線ＮB1と電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2との接続点から分岐して第２の力率改善回路３Ｂを流れる成分とに分流する。
そして、上記のように第２の力率改善回路３Ｂ側に分流した成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して流れた後、上記第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と合流し、この場合はブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ1に流入する。
この際、上記もしたようにＡＣ１００Ｖ系に対応してはリレースイッチＳ１がオンとされることから、このように高速リカバリ型ダイオードＤ1を流れた電流は、平滑コンデンサＣｉ1に流れた後、リレースイッチＳ１（端子ｔ１→ｔ２）を介してフィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１５１】
また、この場合、交流入力電圧ＶACが負の期間では、上記のようにリレースイッチＳ１がオンとされていることから、負極性の交流入力電流ＩACの成分は、商用交流電源ＡＣの負極ライン側からリレースイッチＳ１を介して平滑コンデンサＣｉ2に流れるようになる。そして、このように平滑コンデンサＣｉ2を流れた電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れるようになる。
上記高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れた電流は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ側を流れる成分と、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して第２の力率改善回路３Ａ側を流れる成分とに分岐する。
そして、このように第１の力率改善回路３Ａ側と第２の力率改善回路３Ｂ側とで分岐した成分は、二次巻線ＮB1と二次巻線ＮB2との接続点において合流し、フィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１５２】
また、図３に示す回路において、ＡＣ２００Ｖ系時、交流入力電圧ＶACが負の期間では、正極性の交流入力電流ＩACは、この場合も電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と、この二次巻線ＮB1と電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2との接続点から分岐して第２の力率改善回路３Ｂを流れる成分とに分流する。
そして、この場合も上記第２の力率改善回路３Ｂ内を流れた成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して流れた後、上記第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と合流し、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ1に流入する。
【０１５３】
この際、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、リレースイッチＳ１がオフとされている。このため、この場合は上記ように高速リカバリ型ダイオードＤ1を流れた電流は、平滑コンデンサＣｉ1、平滑コンデンサＣｉ2に流れるようになる。
そして、このように平滑コンデンサ（Ｃｉ1、Ｃｉ2）に流れた電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ4に流れ、フィルタコンデンサＣNに流入することとなる。
【０１５４】
一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、負極性の交流入力電流ＩACの成分は、上記のようにリレースイッチＳ１がオフとされていることにより、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子から流入して高速リカバリ型ダイオードＤ3を流れるようになる。そして、このダイオードＤ3を流れた電流は、平滑コンデンサ（Ｃｉ1、Ｃｉ2）に流れた後、一次側アースを介してブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れる。
【０１５５】
上記高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れた成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ側を流れる成分と、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して第２の力率改善回路３Ａ側を流れる成分とに分岐する。
そして、この場合も上記第１の力率改善回路３Ａ側と第２の力率改善回路３Ｂ側とで分岐した成分は、二次巻線ＮB1と二次巻線ＮB2との接続点において合流し、フィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１５６】
このようにして図３に示した回路においても、第１の力率改善回路３Ａ、第２の力率改善回路３Ｂにより、第１コンバータ部ＣＶＴ１、第２コンバータ部ＣＶＴ２のそれぞれから帰還されるスイッチング出力が、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードによって断続されるものとなる。
そして、これにより、この場合も交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られることになる。
【０１５７】
ここで、この図３に示す回路においても、各コンバータ部（ＣＶＴ１〜３）に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１として、その一端を２つのスイッチング素子によるスイッチング出力点に接続した上で、一次側共振電流と力率改善回路３内に流れる電流とが逆位相となるようにしている。
この場合、この図３に示した構成により一次巻線Ｎ１の一方の端部を一次側アースに接地したときの、図４（ｃ）に示した直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐ１の値としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件でＰ−Ｐ１＝１４．５Ｖ程度となる実験結果が得られている。
【０１５８】
これに対し、図３に示した構成による第３の実施の形態の回路における直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、図４（ｄ）に示すそのピークレベルＰ−Ｐ２が、９．５Ｖとなる実験結果が得られている。
このようにしてリップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐを、上記のように９．５Ｖに低下させること可能となることにより、この図３に示した回路の構成によっては、平滑コンデンサＣｉとして、１５００μＦ／２００Ｖの耐圧品を使用することが可能となった。
【０１５９】
図８には、図３に示した第３の実施の形態としての電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜６００Ｗの変動に対する力率ＰＦ、整流平滑電圧Ｅｉ、及び電力変換効率ηAC-DCの総合特性を示している。
なお、この図８の実験結果を得るのにあたり、倍電圧整流回路とした場合は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定の条件、全波整流動作とした場合は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定の条件としている。
【０１６０】
また、参考として、この図８に示す実験結果を得るにあたっての、図３に示した回路の各部の定数を示しておく。
・平滑コンデンサＣｉ1＝平滑コンデンサＣｉ2＝１５００μＦ／２００Ｖ
・第１コンバータ部ＣＶＴ１
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、ギャップ長ｇａｐ＝１．０ｍｍ
一次巻線Ｎ1＝２４Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
・第２コンバータ部ＣＶＴ２
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長ｇａｐ＝１．０ｍｍ
一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として１２Ｔ＋１２Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０２２μＦ
・第３コンバータ部ＣＶＴ３
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３：ＥＥＲ−２８のフェライトコア、ギャップ長ｇａｐ＝１．０ｍｍ
一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：各巻線部２Ｔ×４＝８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０１μＦ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−１：ＥＥ−２８のフェライトコア、ギャップ長ｇａｐ＝１．０ｍｍ、結合係数ｋ＝０．８
一次巻線ＮA1のインダクタンスＬA＝７０μＨ
二次巻線ＮB1のインダクタンスＬB＝４０μＨ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−２
一次巻線ＮA2のインダクタンスＬA＝８０μＨ
二次巻線ＮB2のインダクタンスＬB＝４０μＨ
【０１６１】
この図８に示すように、図３に示した回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜６００Ｗの範囲で力率ＰＦ＞０．７５となり、我が国（日本）における高調波歪規制を満足する結果が得られる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ〜６００Ｗの範囲で力率ＰＦ＞０．７５となり、欧州における高調波歪規制を満足する結果が得られる。
この結果から、図３に示す電源回路においては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電源高調波歪規制を満足する値が得られていることが分かる。
【０１６２】
また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCとしては、ηAC→DC＝９２．５％であり、これは、図１３に示したアクティブフィルタを備える回路による同条件下における値と比較して、およそ３．２％向上する。また、この際の入力電力Ｐｉｎとしては、図１３に示した回路よりも２３．３％低下する。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCとしては、ηAC→DC＝９４．５％であり、同条件における図１３に示した回路と比較して、およそ２．３％向上する。また、この際の入力電力Ｐｉｎとしては、図１３に示した回路よりも１６．２Ｗ低減するものとなる。
この結果より、図３に示す回路によっては、先に図１３に示した先行技術としてのアクティブフィルタを用いた回路と比較して、電力変換効率ηAC→DCの向上と、入力電力Ｐｉｎの低減が図られていることがわかる。
【０１６３】
なお、図３に示した回路における、第１コンバータ部ＣＶＴ１と第２コンバータ部ＣＶＴ２との各コンバータ部ごとの特性としては、以下のような結果が得られた。
先ず、第１コンバータ部ＣＶＴ１では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．８５、電力変換効率ηAC→DC＝９３．４％となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時では、力率ＰＦ＝０．８０、電力変換効率ηAC→DC＝９５．１％となる。
また、第２コンバータ部ＣＶＴ２では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．８５、電力変換効率ηAC→DC＝９２．４％となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時では、力率ＰＦ＝０．８１、電力変換効率ηAC→DC＝９３．０％となった。
【０１６４】
このような図３に示した電源回路についても、同等の負荷条件に対応する図１３の回路と比較すれば、力率改善のための回路構成としては、アクティブフィルタからより少ない部品点数の力率改善回路（３Ａ、３Ｂ）となる。また、ノイズ抑制のための各種部品も削減される。これにより、部品点数の削減による低コスト化及び電源回路の小型軽量化が図られることになる。
【０１６５】
そして、この図３に示す回路としても、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することは無いから、一次側アース電位は安定する。
【０１６６】
また、この場合も、図３に示した回路と、同じ力率改善を図るための構成としてチョークインプット方式による構成を採る図１４、図１５に示した回路との比較では、図３の回路において用いられる力率改善のための電圧帰還用トランスＶＦＴの総重量は、パワーチョークコイルＰＣＨの総重量と比較して大幅に軽量とすることが可能できる。
これにより、この場合も同じ力率改善を図る構成として、図３の回路では図１４、図１５に示した回路と比較して大幅な回路の小型・軽量化が図られるものとなる。
【０１６７】
なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１６８】
また、力率改善回路３の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成として、倍電圧整流回路に適用可能なものを採用することも可能である。
【０１６９】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
【０１７０】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
【０１７１】
さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【０１７２】
また、本発明の電源回路によれば、先行技術としてのチョークインプット方式により力率改善を図る構成と比較しても、大幅に回路重量を軽量化することが可能となり、これにより回路の小型化・コストダウンを図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】本発明における第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図４】実施の形態の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図５】実施の形態の電源回路における力率改善回路内に備えられる電圧帰還用トランスの構造例を示す断面図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、整流平滑電圧レベル、電力変換効率の特性を示す図である。
【図７】第２の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、整流平滑電圧レベル、電力変換効率の特性を示す図である。
【図８】第３の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、整流平滑電圧レベル、電力変換効率の特性を示す図である。
【図９】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１１】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１２】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】チョークインプット方式により力率改善を図る構成を例示する回路図である。
【図１５】チョークインプット方式により力率改善を図る構成を例示する回路図である。
【符号の説明】
１  制御回路、２  コントロールＩＣ、３Ａ  第１の力率改善回路、３Ｂ  第２の力率改善回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ1，Ｃｉ2  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ（ＰＩＴ−１〜３）  絶縁コンバータトランス、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、ＲＬ  リレー、Ｓ１  リレースイッチ、ＣN  フィルタコンデンサ、ＶＦＴ（ＶＦＴ−１〜３）  電圧帰還用トランス、ＮA（ＮA1〜ＮA2）  一次巻線、ＮB（ＮB1〜ＮB2）  二次巻線、ＬＦＴ  ラインフィルタトランス、ＣL  アクロスコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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