(57)【要約】【課題】インバータからモータ等の負荷に出力される相電流情報を高精度且つ一定周期で得ることができるインバータの電流検出装置を提供する。【解決手段】所定周波数の基準三角波ＢＴＷの全ての最上部と最下部に電源電流Ｉｄｃの測定タイミングＴ１〜Ｔ６を設定することによって、電流測定をＶ相出力ＯＳｖとＷ相出力ＯＳｗにおけるハイレベル区間の中心またはローレベル区間の中心で行うことができ、隣接する２つのタイミング間、例えば測定タイミングＴ１とＴ２の間に電流測定に支障を生じない充分な時間を確保することができる。また、Ｖ相出力ＯＳｖとＷ相出力ＯＳｗのＤＵＴＹ比が変化しても測定タイミングが変動することがなく、基準三角波ＢＴＷの周波数に従った一定の周期で電流測定を行って相電流検出を行うことができる。【選択図】  図６
2004208395.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三角波比較法に依るＰＷＭ制御により直流電力を３相疑似交流電力に変換してモータや変圧器等の負荷に出力するインバータと、インバータに流れる直流電流を測定する手段とを備え、インバータに流れる直流電流を測定することによってインバータから負荷に出力される３相電流を検出するインバータの電流検出装置であって、
所定周波数の基準三角波の最上部と最下部の少なくとも一方に直流電流の測定タイミングを設定する測定タイミング設定手段と、
隣接する２以上の測定タイミングで直流電流を測定し各々の測定電流から少なくとも２つの相電流を検出する相電流検出手段とを備える、
ことを特徴とするインバータの電流検出装置。
【請求項２】
１相がローレベルまたはハイレベルに固定設定され、他の１相がアクティブハイ設定され、残りの１相がアクティブロー設定された３相出力を設定する相出力設定手段を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のインバータの電流検出装置。
【請求項３】
１相がアクティブハイとアクティブローの一方で設定され、他の２相が他方で設定された３相出力を設定する相出力設定手段を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のインバータの電流検出装置。
【請求項４】
相電流検出手段は、隣接する２つの測定タイミングで直流電流を測定し、一方の測定タイミングの測定電流から１つの相電流を検出し、且つ、他方の測定タイミングの測定電流から他の１つの相電流を検出する、
ことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のインバータの電流検出装置。
【請求項５】
相電流検出手段は、隣接する３以上の測定タイミングで直流電流を測定し、各測定タイミングの測定電流に基づいて所定の測定タイミングでは測定できない相電流を予測検出する、
ことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のインバータの電流検出装置。
【請求項６】
相出力設定手段は、所定の測定タイミングにおける少なくとも１相の相出力を瞬間的に反転させることにより同測定タイミングでは測定できない相電流の測定を可能とする、
ことを特徴とする請求項２または３に記載のインバータの電流検出装置。
【請求項７】
相出力設定手段は、隣接する３つの測定タイミング間の少なくとも１相の相出力を反転させることにより、中央の測定タイミングでは測定できない相電流の検出を可能とする、
ことを特徴とする請求項２または３に記載のインバータの電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、三角波比較法に依るＰＷＭ制御により直流電力を３相疑似交流電力に変換してモータや変圧器等の負荷に出力するインバータに関し、特に、インバータに流れる直流電流を測定することによってインバータから負荷に出力される３相電流を検出するインバータの電流検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１はインバータを用いたモータ制御装置の一例を示すもので、図中の１は３相ブラシレスモータ、２はインバータ部、３は直流電源、４は駆動部、５は制御部、６は直流電流センサ、７はＡ／Ｄ変換部である。
【０００３】
インバータ部２はトランジスタ等から成る３対のスイッチング素子Ｕｓ，Ｘｓ，Ｖｓ，Ｙｓ，Ｗｓ，Ｚｓ（Ｕｓ，Ｖｓ，Ｗｓは上位スイッチング素子、Ｘｓ，Ｙｓ，Ｚｓは下位スイッチング素子）を有し、駆動部４からのＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子をオンオフ制御することにより、直流電源３からの直流電力を３相疑似交流電力に変換してモータ１の各コイル相Ｕｃ，Ｖｃ，Ｗｃに出力する。直流電流センサ６はインバータ部２の電源線に流れる直流電流（以下電源電流Ｉｄｃと言う）を測定するためのもので、その測定信号はＡ／Ｄ変換部７でＡ／Ｄ変換された後に制御部５に入力される。
【０００４】
インバータ部２の３対のスイッチング素子は駆動部４からのＰＷＭ信号によってオンオフ制御されるものであり、そのオンオフの状態は図２（Ａ）〜図２（Ｈ）に示した８つの状態に分けることができる。尚、図２（Ａ）〜図２（Ｈ）では３対のスイッチング素子を各々のオンオフ状態が分かり易いように簡単なスイッチで示してある。また、図２（Ａ）〜図２（Ｈ）におけるＩｄｃは電源電流、Ｉｕはモータ１のＵ相巻線Ｕｃに出力されるＵ相電流、Ｉｖはモータ１のＶ相巻線Ｖｃに出力されるＶ相電流、Ｉｗはモータ１のＷ相巻線Ｗｃに出力されるＷ相電流を示す。
【０００５】
図２（Ａ）の状態ではＸｓ，Ｙｓ，ＺｓがオンでＵｓ，Ｖｓ，Ｗｓがオフであるので電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝０となる。図２（Ｂ）の状態ではＵｓ，Ｙｓ，ＺｓがオンでＸｓ，Ｖｓ，Ｗｓがオフであるので電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝Ｉｕ（＝−Ｉｖ−Ｉｗ）となる。図２（Ｃ）の状態ではＸｓ，Ｖｓ，ＺｓがオンでＵｓ，Ｙｓ，Ｗｓがオフであるので電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝Ｉｖ（＝−Ｉｕ−Ｉｗ）となる。図２（Ｄ）の状態ではＵｓ，Ｖｓ，ＺｓがオンでＸｓ，Ｙｓ，Ｗｓがオフであるので電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝Ｉｕ＋Ｉｖ（＝−Ｉｖ）となる。図２（Ｅ）の状態ではＸｓ，Ｙｓ，ＷｓがオンでＵｓ，Ｖｓ，Ｚｓがオフであるので電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝Ｉｗ（＝−Ｉｕ−Ｉｖ）となる。図２（Ｆ）の状態ではＵｓ，Ｙｓ，ＷｓがオンでＸｓ，Ｖｓ，Ｚｓがオフであるので電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝Ｉｗ＋Ｉｕ（＝−Ｉｖ）となる。図２（Ｇ）の状態ではＸｓ，Ｖｓ，ＷｓがオンでＵｓ，Ｙｓ，Ｚｓがオフであるので電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝Ｉｖ＋Ｉｗ（＝−Ｉｕ）である。図２（Ｈ）の状態ではＵｓ，Ｖｓ，ＷｓがオンでＸｓ，Ｙｓ，Ｚｓがオフであるので電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝０である。
【０００６】
つまり、図２（Ａ）及び図２（Ｈ）を除く各状態で電源電流Ｉｄｃを測定することによって、図２（Ｂ）と図２（Ｇ）の状態ではＩｕを、図２（Ｃ）と図２（Ｆ）の状態ではＩｖを、図２（Ｄ）と図２（Ｅ）の状態ではＩｗをそれぞれ相電流情報として得ることができる。依って、図２（Ｂ）または図２（Ｇ）と、図２（Ｃ）または図２（Ｆ）と、図２（Ｄ）または図２（Ｅ）の３つの状態のうち２つの状態で電源電流Ｉｄｃを測定すれば３つの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを求めることが可能となる。
【０００７】
図３のタイミングチャートは前記理念に基づく従来の電流検出方法を示すもので、図中のＢＴＷは所定周波数の基準三角波、ＳＶｗはＷ相出力設定用の比較基準信号、ＳＶｖはＶ相出力設定用の比較基準信号、ＳＶｕはＵ相出力設定用の比較基準信号、ＯＳｕは基準三角波ＢＴＷと比較基準信号ＳＶｕによって設定されたＵ相出力、ＯＳｖは基準三角波ＢＴＷと比較基準信号ＳＶｖによって設定されたＶ相出力、ＯＳｗは基準三角波ＢＴＷと比較基準信号ＳＶｗによって設定されたＷ相出力である。
【０００８】
この電流検出方法では、先に述べた図２（Ｂ）〜図２（Ｇ）のうちの１つのスイッチング状態に相当するタイミングで電源電流Ｉｄｃを測定して１つの相電流を検出し、前記とは異なるスイッチング状態に相当するタイミングで電源電流Ｉｄｃを測定して前記とは異なる１つの相電流を検出し、検出された２つの相電流から残りの１つの相電流を演算することで、所期の電流検出を行う。
【０００９】
【特許文献１】
特許第２５６３２２６号明細書
【特許文献２】
特開平１０−１５５２７８号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、前記従来の電流検出方法は、基本的にはスイッチング状態が切り替わったタイミングで電源電流Ｉｄｃを測定するものであるため、図３にｔ１，ｔ２で示すように２つの測定タイミングが近接すると、測定タイミングｔ１で電源電流Ｉｄｃを測定することが困難となる。
【００１１】
即ち、図４に示すように、任意の一対のスイッチング素子のオンオフ状態を切り替えるための信号ＩＳが駆動部４からインバータ部２に送出された場合には、この信号ＩＳのハイレベルからローレベルへの切り替え時点よりも遅れて上位スイッチング素子ＨＳＤがオンからオフに切り替わり、この切り替え時点よりも遅れて下位スイッチング素子ＬＳＤがローからハイに切り替わり、この切り替えに準じて電源電流Ｉｄｃに変化が現れる。また、抵抗等から成る直流電流センサ６の測定信号はＡ／Ｄ変換部７でＡ／Ｄ変換された後に制御部５に出力されるので、電源電流Ｉｄｃの変化に伴うＡ／Ｄ変換出力（図中のＡ／Ｄ）を得るまでにも時間の遅れが発生する。スイッチング素子として一般的なＩＧＢＴ素子を使用した場合には図４にｔｄで示す時間は約１．５μｓｅｃとなるため、測定タイミングｔ１で電源電流Ｉｄｃを正確に測定するにはｔｄ以上の時間間隔が測定タイミングｔ１とｔ２との間に必要となる。依って、図３の測定タイミングｔ１とｔ２の時間差が図４にｔｄで示す時間よりも小さくなると、測定タイミングｔ１で電源電流Ｉｄｃを測定してもその値に誤差が生じてしまう不具合がある。
【００１２】
また、前記従来の電流検出方法は、スイッチング状態が切り替わったタイミングで電源電流Ｉｄｃを測定するものであるため、各相出力のＤＵＴＹ比が変化すると図３にＩＮＴに示す電流測定周期が増減してしまうことから、一定周期で相電流情報を得ることができない不具合がある。
【００１３】
本発明は前記事情に鑑みて創作されたもので、その目的とするところは、インバータからモータ等の負荷に出力される相電流情報を高精度且つ一定周期で得ることができるインバータの電流検出装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、本発明の電流検出装置は、三角波比較法に依るＰＷＭ制御により直流電力を３相疑似交流電力に変換してモータや変圧器等の負荷に出力するインバータと、インバータに流れる直流電流を測定する手段とを備え、インバータに流れる直流電流を測定することによってインバータから負荷に出力される３相電流を検出するインバータの電流検出装置であって、所定周波数の基準三角波の最上部と最下部の少なくとも一方に直流電流の測定タイミングを設定する測定タイミング設定手段と、隣接する２以上の測定タイミングで直流電流を測定し各々の測定電流から少なくとも２つの相電流を検出する相電流検出手段とを備える、ことをその主たる特徴とする。
【００１５】
この電流検出装置によれば、所定周波数の基準三角波の最上部と最下部の少なくとも一方に直流電流の測定タイミングを設定することによって、電流測定を各相出力におけるハイレベル区間の中心またはローレベル区間の中心で行うことができる。依って、基準三角波の全ての最上部と最下部に測定タイミングが設定されている場合でも隣接する２つのタイミング間に電流測定に支障を生じない充分な時間差を確保することができる。
【００１６】
また、所定周波数の基準三角波の最上部と最下部の少なくとも一方に直流電流の測定タイミングを設定してあるので、各相出力のＤＵＴＹ比が変化しても測定タイミングが変動することがなく、基準三角波の周波数に従った一定の周期で電流測定を行って相電流検出を行うことができる。
【００１７】
本発明の前記目的とそれ以外の目的と、構成特徴と、作用効果は、以下の説明と添付図面によって明らかとなる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明を適用したモータ制御装置の構成は、制御部５における電流検出処理を除き図１に示したものと同じであるので、以下の説明では必要に応じて図１の説明で用いた名称及び符号を引用する。
【００１９】
本発明に係る電流検出処理は基本的には図５のフローチャートを従って実施される。即ち、まず、基準三角波ＢＴＷと各比較基準信号ＳＶｕ，ＳＶｖ，ＳＶｗを利用して各相出力ＯＳｕ，ＯＳｖ，ＯＳｗの設定を行い（ステップＳ１）、そして測定タイミングの設定をし（ステップＳ２）、設定された測定タイミングで電源電流Ｉｄｃの測定を行ってＡ／Ｄ変換後の電源電流データを記憶する手順を測定回数ｎが設定回数Ｎに達するまで繰り返し（ステップＳ３〜Ｓ７）、測定回数ｎが設定回数Ｎに達したときに前記記憶データに基づいて相電流を検出する（ステップＳ８）ことにより、所期の電流検出処理を行う。
【００２０】
以下に、前記の電流検出処理の具体例を図６のタイミングチャートを参照して説明する。
【００２１】
まず、所定周波数の基準三角波ＢＴＷを用い、これに対してＷ相出力設定用の比較基準信号ＳＶｗとＶ相出力設定用の比較基準信号ＳＶｖとＵ相出力設定用の比較基準信号ＳＶｕを定める。ここでは、３つの相出力のうちの１つをローレベル或いはハイレベルに固定した、所謂、２相変調によるＰＷＭ制御を行うために、Ｕ相出力設定用の比較基準信号ＳＶｕを基準三角波ＢＴＷの最下部に一致させている。
【００２２】
次に、三角波比較法によってＵ相出力ＯＳｕとＶ相出力ＯＳｖとＷ相出力ＯＳｗを設定する。先に述べたようにＵ相出力設定用の比較基準信号ＳＶｕは基準三角波ＢＴＷの最下部に一致しているため、Ｕ相出力ＯＳｕはローレベルに固定されたものとなる。Ｖ相出力ＯＳｖは基準三角波ＢＴＷが比較基準信号ＳＶｖよりも大きいときにローレベルとなり小さいときにハイレベルとなるように設定される。Ｗ相出力ＯＳｗは基準三角波ＢＴＷが比較基準信号ＳＶｗよりも大きいときにハイレベルとなり小さいときにローレベルとなるように設定されている。以下、Ｖ相出力ＯＳｖのような出力設定方法をアクティブロー（ａｃｔｉｖｅ−ｌｏｗ）設定と言い、Ｗ相出力ＯＳｗのような出力設定方法をアクティブハイ（ａｃｔｉｖｅ−ｈｉｇｈ）設定と言う。
【００２３】
以上のようにして各相出力ＯＳｕ，ＯＳｖ，ＯＳｗを設定した後は、設定された各相出力ＯＳｕ，ＯＳｖ，ＯＳｗに従って３相ブラシレスモータ１の各コイル相Ｕｃ，Ｖｃ，Ｗｃに電圧を印加する。
【００２４】
そして、基準三角波ＢＴＷの全ての最上部と最下部に時系列に測定タイミングＴ１〜Ｔ６を設定し、最初の１周期で隣接する２つの測定タイミングＴ１及びＴ２で電源電流Ｉｄｃを測定する。各測定タイミングＴ１，Ｔ２における直流電流センサ６の測定信号はＡ／Ｄ変換部７でＡ／Ｄ変換された後、各測定タイミングＴ１，Ｔ２における電源電流データとして制御部５のメモリ（図示省略）に記憶される。
【００２５】
測定タイミングＴ１ではＵ相出力ＯＳｕ及びＶ相出力ＯＳｖがローレベルでＷ相出力ＯＳｗがハイレベルであるので、同タイミングＴ１で測定された電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝Ｉｗ（Ｗ相電流）となり、このときの電流測定はＷ相出力ＯＳｗのハイレベル区間の中心で行われることになる。また、測定タイミングＴ２ではＵ相出力ＯＳｕ及びＷ相出力ＯＳｗがローレベルでＶ相出力ＯＳｖがハイレベルであるので、同タイミングＴ２で測定された電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝Ｉｖ（Ｖ相電流）となり、このときの電流測定はＶ相出力ＯＳｖにおけるローレベル区間の中心で行われることになる。
【００２６】
次に、メモリに記憶された電源電流データに基づいて各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出を行う。ＰＷＭ制御に用いられる基準三角波ＢＴＷには、通常、５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚの比較的高い周波数を有するものが用いられることから、ここでは測定タイミングＴ１及びＴ２を同一時刻とみなしてこの時点での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出を行う。
【００２７】
先に述べたように、測定タイミングＴ１で測定される電源電流ＩｄｃはＷ相電流Ｉｗであり、測定タイミングＴ２で測定される電源電流ＩｄｃはＶ相電流Ｉｖであるから、Ｗ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖは演算によって新たに求める必要はない。また、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗの和は常に零であるので、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の式から残りのＵ相電流ＩｕをＩｕ＝−Ｉｖ−Ｉｗによって求める。
【００２８】
ここでは図５のステップＳ７における設定回数Ｎを２としているので、続いて次の１周期で隣接する２つの測定タイミングＴ３及びＴ４で電源電流Ｉｄｃを測定し、前記と同様にして測定タイミングＴ３及びＴ４を同一時刻とみなして各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出処理を行う。これ以後も同様の電流検出処理を継続して実施する。因みに、ＰＷＭ制御によるモータ駆動では各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち２つの電流のみを検出してこれを用いるような制御方法もあるため、このような制御方法の場合には前記のように２つの相電流Ｉｖ，Ｉｗが分かっている状態で残りの１つの相電流Ｉｕを演算する必要はない。
【００２９】
このように前述の電流検出処理によれば、所定周波数の基準三角波ＢＴＷの全ての最上部と最下部に電源電流Ｉｄｃの測定タイミングＴ１〜Ｔ６を設定することによって、電流測定をＶ相出力ＯＳｖとＷ相出力ＯＳｗにおけるハイレベル区間の中心またはローレベル区間の中心で行うことができ、隣接する２つのタイミング間、例えば測定タイミングＴ１とＴ２の間に電流測定に支障を生じない充分な時間を確保することができる。しかも、電流測定をＶ相出力ＯＳｖとＷ相出力ＯＳｗにおけるハイレベル区間の中心またはローレベル区間の中心で行うことができるので、ＰＷＭ制御による電流の脈動を最低限に抑えることができる。依って、各測定タイミングで電源電流Ｉｄｃを測定してもその値に誤差が生じることはなく、これにより各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを高精度に検出することができる。
【００３０】
また、所定周波数の基準三角波ＢＴＷの全ての最上部と最下部に電源電流Ｉｄｃの測定タイミングＴ１〜Ｔ６を設定してあるので、Ｖ相出力ＯＳｖとＷ相出力ＯＳｗのＤＵＴＹ比が変化しても測定タイミングが変動することがなく、基準三角波ＢＴＷの周波数に従った一定の周期で電流測定を行って相電流検出を行うことができ、一定の周期で相電流検出を行うことによってインバータ部２によるモータ駆動の安定性を向上させることができる。
【００３１】
前述の電流検出処理では隣接する２つの測定タイミングで測定されたＷ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖから両測定タイミングでは測定できないＵ相電流Ｉｕを求めるものを示したが、図６の中央に示した各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのように、基準三角波ＢＴＷの１乃至連続する複数周期において各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが変動しない或いは変動が小さい場合には、基準三角波ＢＴＷの１．５周期で隣接する３つの測定タイミングで測定された電源電流Ｉｄｃに基づいて、所定の検出タインミングでは測定できない相電流を予測検出することも可能である。例えば、測定タイミングＴ２では測定できないＷ相電圧Ｉｗ（Ｔ２）を予測検出するときには、測定タイミングＴ１で測定されたＷ相電流Ｉｗ（Ｔ１）と測定タイミングＴ３で測定されたＷ相電流Ｉｗ（Ｔ３）から、Ｉｗ（Ｔ２）＝（Ｉｗ（Ｔ１）＋Ｉｗ（Ｔ３））／２の式によって測定タイミングＴ２におけるＷ相電流Ｉｗを求めればよい。
【００３２】
また、基準三角波ＢＴＷの２周期で隣接する４つの測定タイミングで測定された電源電流Ｉｄｃに基づいて、所定の検出タインミングでは測定できない相電流を予測検出することも可能である。例えば、測定タイミングＴ４では測定できないＷ相電流Ｉｗ（Ｔ４）を予測検出するときには、測定タイミングＴ１で測定されたＷ相電流Ｉｗと測定タイミングＴ３で測定されたＷ相電流Ｉｗ（Ｔ３）から、Ｉｗ（Ｔ４）＝Ｉｗ（Ｔ３）＋（Ｉｗ（Ｔ３）−Ｉｗ（Ｔ１））／２の式によって測定タイミングＴ４におけるＷ相電流Ｉｗを求めればよい。
【００３３】
前記と同様にして、基準三角波ＢＴＷの２．５周期以上で隣接する５つ以上の測定タイミングで電源電流Ｉｄｃを測定し、所定の検出タインミングでは測定できない相電流を予測検出することも可能である。
【００３４】
一方、図６の下部に示した各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのように、基準三角波ＢＴＷの１乃至連続する複数周期において各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが変動する場合には、前記のような予測検出を行うことも可能であるが、このような場合には、例えば、測定タイミングＴ１で検出されたＷ相電流Ｉｗ（Ｔ１）と測定タイミングＴ３で検出されたＷ相電流Ｉｗ（Ｔ３）から、Ｉｗ（Ｔ２）＝（Ｉｗ（Ｔ１）＋Ｉｗ（Ｔ３））／２の式によって測定タイミングＴ２におけるＷ相電流Ｉｗ（Ｔ２）を予測検出し、測定タイミングＴ３で検出されたＷ相電流Ｉｗ（Ｔ３）と測定タイミングＴ５で検出されたＷ相電流Ｉｗ（Ｔ５）から、Ｉｗ（Ｔ４）＝（Ｉｗ（Ｔ３）＋Ｉｗ（Ｔ５））／２の式によって測定タイミングＴ４におけるＷ相電流Ｉｗ（Ｔ４）を予測検出し、そして予測検出された測定タイミングＴ２におけるＷ相電流Ｉｗ（Ｔ２）と測定タイミングＴ４におけるＷ相電流Ｉｗ（Ｔ４）から、Ｉｗ（Ｔ２）＝（Ｉｗ（Ｔ１）＋Ｉｗ（Ｔ４））／２の式によって測定タイミングＴ３におけるＷ相電流Ｉｗ（Ｔ３）を予測検出したほうが精度の高い値が得られる。
【００３５】
図７は図６のタイミングチャートの変形例を示すもので、同図のタイミングチャートでは測定タイミングＴ３で電源電流Ｉｄｃの測定が行われるときにＶ相出力ＯＳｖを瞬間的にハイレベルとなるようにし、このハイレベル区間の中心で電流測定を行えるようにしてある。因みに、ここでの瞬間的とは、ハイレベル区間の中心で電流測定を行う関係から、図４を用いて先に説明した電流測定に必要な時間の２倍以上、例えば３μｓｅｃ以上を指す。つまり、図６のタイミングチャートでは測定タイミングＴ３で測定される電源電流ＩｄｃはＷ相電流Ｉｗであったが、図７のタイミングチャートのように測定タイミングＴ３で電源電流Ｉｄｃの測定が行われるときにＶ相出力ＯＳｖを瞬間的にハイレベルに反転することにより、同タイミングＴ３でＵ相電流Ｉｕを測定することが可能となる。
【００３６】
依って、３つの測定タイミングＴ１，Ｔ２，Ｔ３で電源電流Ｉｄｃを測定すれば、測定タイミングＴ１ではＷ相電流Ｉｗを、測定タイミングＴ２ではＶ相電流Ｉｖを、測定タイミングＴ３ではＵ相電流Ｉｕをそれぞれ測定できるので、測定タイミングＴ１，Ｔ２及びＴ３を同一時刻とみなした場合におけるこの時点での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算を要せずに検出することができる。勿論、他の測定タイミングで少なくとも１相の相出力を瞬間的に反転させることにより、同測定タイミングでは測定できない相電流を測定することもできる。
【００３７】
図８は図６に示したタイミングチャートの他の変形例を示すもので、同図のタイミングチャートでは、測定タイミングＴ２とＴ４で挟まれる区間ＩＮＴ１におけるＶ相出力ＯＳｖをアクティブハイ設定として同区間ＩＮＴ１のＶ相出力ＯＳｖを反転させてある。つまり、図６のタイミングチャートでは測定タイミングＴ３で測定される電源電流ＩｄｃはＷ相電流Ｉｗであったが、図８のタイミングチャートのように測定タイミングＴ３で電源電流Ｉｄｃの測定が行われるときにＶ相出力ＯＳｖを反転させてハイレベルとすることにより、同タイミングＴ３でＵ相電流Ｉｕを測定することが可能となる。
【００３８】
依って、３つの測定タイミングＴ１，Ｔ２，Ｔ３で電源電流Ｉｄｃを測定すれば、測定タイミングＴ１ではＷ相電流Ｉｗを、測定タイミングＴ２ではＶ相電流Ｉｖを、測定タイミングＴ３ではＵ相電流Ｉｕをそれぞれ測定できるので、測定タイミングＴ１，Ｔ２及びＴ３を同一時刻とみなした場合におけるこの時点での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算を要せずに検出することができる。
【００３９】
尚、図６を引用して説明した電流検出処理では、Ｕ相出力ＯＳｕをローレベルに固定した２相変調を前提とするものを示したが、図９に示すように、Ｕ相出力設定用の比較基準信号ＳＶｕを基準三角波ＢＴＷの最上部に一致させてＵ相出力ＯＳｕをハイレベルに固定した２相変調を行う場合でも、測定タイミングＴ１，Ｔ３，Ｔ５でＶ相電流Ｉｖを測定し、且つ、測定タイミングＴ２，Ｔ４，Ｔ６でＷ相電流Ｉｗを測定できるので、図６を用いて説明したのと同様の電流検出処理を行うことができる。また、図９の測定タイミングＴ３で電源電流Ｉｄｃの測定が行われるときにＷ相出力ＯＳｗを瞬間的にローレベルとすれば、同タイミングＴ３でＵ相電流Ｉｕを測定して図７を用いて説明したのと同様の電流検出処理を行うことができる。さらに、図９の測定タイミングＴ２とＴ４で挟まれる区間ＩＮＴ１におけるＷ相出力ＯＳｗをアクティブロー設定として測定タイミングＴ３で電源電流Ｉｄｃの測定が行われるときにＷ相出力ＯＳｗを反転させてローレベルとすれば、同タイミングＴ３でＵ相電流Ｉｕを測定して図８を用いて説明したのと同様の電流検出処理を行うことができる。
【００４０】
また、図５〜図９を引用して説明した電流検出処理は、２相変調によるＰＷＭ制御をその前提としたが、通常の３相変調によるＰＷＭ制御にも前記の電流検出処理が適用できる。以下、その具体例を図１０のタイミングチャートを参照して説明する。
【００４１】
まず、所定周波数の基準三角波ＢＴＷを用い、これに対してＷ相出力設定用の比較基準信号ＳＶｗとＶ相出力設定用の比較基準信号ＳＶｖとＵ相出力設定用の比較基準信号ＳＶｕを定める。
【００４２】
次に、三角波比較法によってＵ相出力ＯＳｕとＶ相出力ＯＳｖとＷ相出力ＯＳｗを設定する。図中のＩＮＴ１１は基準三角波ＢＴＷの左から１番目の最下部と２番目の最下部で挟まれる第１区間であり、ＩＮＴ１２は基準三角波ＢＴＷの左から２番目の最下部と３番目の最下部で挟まれる第２区間であり、ＩＮＴ１３は基準三角波ＢＴＷの左から３番目の最下部と４番目の最下部で挟まれる第３区間である。図から分かるように、第１区間ＩＮＴ１１では、Ｕ相出力ＯＳｕをアクティブハイ設定とし、Ｖ相出力ＯＳｖをアクティブハイ設定とし、Ｗ相出力ＯＳｗをアクティブロー設定としてある。また、第２区間ＩＮＴ１２では、Ｕ相出力ＯＳｕをアクティブハイ設定とし、Ｖ相出力ＯＳｖをアクティブロー設定とし、Ｗ相出力ＯＳｗをアクティブハイ設定としてある。さらに、第３区間ＩＮＴ１３では、Ｕ相出力ＯＳｕをアクティブロー設定とし、Ｖ相出力ＯＳｖをアクティブハイ設定とし、Ｗ相出力ＯＳｗをアクティブハイ設定としてある。
【００４３】
以上のようにして各相出力ＯＳｕ，ＯＳｖ，ＯＳｗを設定した後は、設定された各相出力ＯＳｕ，ＯＳｖ，ＯＳｗに従って３相ブラシレスモータ１の各コイル相Ｕｃ，Ｖｃ，Ｗｃに電圧を印加する。
【００４４】
そして、基準三角波ＢＴＷの最上部に測定タイミングＴ１１〜Ｔ１３を設定し、隣接する２つの測定タイミングＴ１１及びＴ１２で電源電流Ｉｄｃを測定する。各測定タイミングＴ１１，Ｔ１２における直流電流センサ６の測定信号はＡ／Ｄ変換部７でＡ／Ｄ変換された後、各測定タイミングＴ１，Ｔ２における電源電流データとして制御部５のメモリ（図示省略）に記憶される。
【００４５】
測定タイミングＴ１１ではＵ相出力ＯＳｕ及びＶ相出力ＯＳｖがハイレベルでＷ相出力ＯＳｗがローレベルであるので、同タイミングＴ１１で検出された電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝Ｉｗ（Ｗ相電流）となり、このときの電流測定はＷ相出力ＯＳｗのローレベル区間の中心で行われることになる。また、測定タイミングＴ１２ではＵ相出力ＯＳｕ及びＷ相出力ＯＳｗがハイレベルでＶ相出力ＯＳｖがローレベルであるので、同タイミングＴ２で測定された電源電流ＩｄｃはＩｄｃ＝Ｉｖ（Ｖ相電流）となり、このときの電流測定はＶ相出力ＯＳｖのローレベル区間の中心で行われることになる。
【００４６】
次に、メモリに記憶された電源電流データに基づいて各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出を行う。ＰＷＭ制御に用いられる基準三角波ＢＴＷには、通常、５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚの比較的高い周波数を有するものが用いられることから、ここでは測定タイミングＴ１１及びＴ１２を同一時刻とみなしてこの時点での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出を行う。
【００４７】
先に述べたように、測定タイミングＴ１１で測定される電源電流ＩｄｃはＷ相電流Ｉｗであり、測定タイミングＴ１２で測定される電源電流ＩｄｃはＶ相電流Ｉｖであるから、Ｗ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖは演算によって新たに求める必要はない。また、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗの和は常に零であるので、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の式から残りのＵ相電流ＩｕをＩｕ＝−Ｉｖ−Ｉｗによって求める。
【００４８】
ここでは図５のステップＳ７における設定回数Ｎを２としているので、続いて隣接する２つの測定タイミングＴ１３及びＴ１４（図示省略）で電源電流Ｉｄｃを測定し、前記と同様にして測定タイミングＴ１３及びＴ１４を同一時刻とみなして各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出処理を行う。これ以後も同様の電流検出処理を継続して実施する。因みに、ＰＷＭ制御によるモータ駆動では各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち２つの電流のみを検出してこれを用いるような制御方法もあるため、このような制御方法の場合には前記のように２つの相電流Ｉｖ，Ｉｗが分かっている状態で残りの１つの相電流Ｉｕを演算する必要はない。
【００４９】
また、測定タイミングＴ１３で測定される電源電流ＩｄｃはＵ相電流Ｉｕであるので、３つの測定タイミングＴ１１，Ｔ１２，Ｔ１３で電源電流Ｉｄｃを測定すれば、測定タイミングＴ１１ではＷ相電流Ｉｗを、測定タイミングＴ１２ではＶ相電流Ｉｖを、測定タイミングＴ１３ではＵ相電流Ｉｕをそれぞれ測定できるので、測定タイミングＴ１１，Ｔ１２及びＴ１３を同一時刻とみなした場合におけるこの時点での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算を要せずに検出することもできる。
【００５０】
尚、前述の説明ではインバータ部２によって３相ブラシレスモータ１を駆動するものを例示したが、リラクタンスモータやインダクションモータ等を含むモータや変圧器等の負荷を駆動するインバータに前述の電流検出処理を適用しても前記と同様の作用効果を得ることができる。
【００５１】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、基準三角波の全ての最上部と最下部に測定タイミングが設定されている場合でも隣接する２つのタイミング間に電流測定に支障を生じない充分な時間を確保できるので、各測定タイミングで電源電流を測定してもその値に誤差が生じることはなく、これにより各相電流を高精度に検出することができる。また、各相出力のＤＵＴＹ比が変化しても測定タイミングが変動することがないので、基準三角波の周波数に従った一定の周期で電流測定を行って相電流検出を行うことができ、一定の周期で相電流検出を行うことによってインバータによる負荷駆動の安定性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】インバータを用いたモータ制御装置の一例を示す図
【図２】図１に示したインバータ部の８つのスイッチング状態を示す図
【図３】従来の電流検出方法を示すタイミングチャート
【図４】電流測定のために必要な時間を示す図
【図５】本発明に係る電流検出処理を示すフローチャート
【図６】本発明に係る電流検出処理を示すタイミングチャート
【図７】図６のタイミングチャートの変形例を示す図
【図８】図６のタイミングチャートの他の変形例を示す図
【図９】図６のタイミングチャートにおけるＵ相出力をハイレベルに固定したものを示す図
【図１０】本発明に係る他の電流検出処理を示すタイミングチャート
【符号の説明】
１…３相ブラシレスモータ、２…インバータ部、Ｕｓ，Ｖｓ，Ｗｓ，Ｘｓ，Ｙｓ，Ｚｓ…スイッチング素子、３…直流電源、４…駆動部、５…制御部、６…直流電流センサ、７…Ａ／Ｄ変換器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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