(57)【要約】【課題】少なくとも一トランジスタを有するマルチバンド電子回路の設計方法及び電気回路を提供する。【解決手段】この設計方法は（ａ）回路トランジスタの入力端と出力端との間の電気容量値を変えるステップと、（ｂ）電気容量値の改変に応じて回路の周波数を得ることによりマルチバンド間で切替えるステップとを備える。この設計方法はその中の電子回路が少なくとも一入力端を有するトランジスタと、少なくとも一トランジスタの入力端と電気的に接続されたインダクタとを備えてなる設計方法であって、トランジスタ・バイアスを改変するステップと、バイアス改変に応じてトランジスタの入力インピーダンス及びインダクタの共振周波数を切替えてマルチバント間で切替えさせるステップとを備えてなる。電流又は電圧もしくはトランジスタの入力端と出力端との間の電気容量値を使用してバンドを切替えているので、本発明は先行技術に比較して、チップ外のインダクタ及びキャパシタを使用する必要がなく、かつ、定格該の結線を要しないので歩止まり及び産量に寄与する。【選択図】      図４
2004187304.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少くとも一トランジスタを具備したマルチバンド電子回路の設計方法において、
（a）前記電子回路の少くとも一トランジスタの入力端と出力端との間の電気容量値を変えるステップと、
（ｂ）前記電子回路の共振周波数を得て、それを第１のバンドから第２のバンドに切替えさせることにより、前記電気容量値の改変の応じてマルチバンド間で切替えるステップと、
を備えてなり、その中で、
前記第１のバンド及び第２のバンドのそれぞれは複数の共振周波数バンドの一つであることを特徴とするマルチバンド電子回路の設計方法。
【請求項２】
前記トランジスタはバイポーラトランジスタ及び電界効果トランジスタの中の一つであり、その中で、
前記バイポーラトランジスタの入力端及び出力端はそれぞれ該バイポーラトランジスタのベース端及びコレクタ端であり、そして前記電界効果トランジスタの入力端及び出力端はそれぞれ該電界効果トランジストのゲート端及びドレーン端である、請求項１記載の設計方法。
【請求項３】
前記ステップ（a）は直列に電気的に接続されたスイッチとキャパシタとの組合せにより達成され、該組合せと前記入力端と前記出力端との間は並列に電気的に接続され、又は、
前記ステップ（a）は該入力端と該出力端との間に並列に電気的に接続された可変キャパシタにより達成されることを特徴とする請求項１記載の設計方法。
【請求項４】
トランジスタと、
該トランジスタ入力端と電気的に接続された第１のインダクタと、
該トランジスタ入力端と出力端との間に電気的に接続された電気容量可変素子とを備えてなり、その中で、
該電気容量可変素子の電気容量値を変えて、電子回路の共振周波数を第１のバンドから第２のバンドに切替えさせることにより、該電気容量の改変に応じてマルチバンド間で切替え、該第１のバンド及び第２のバンドのそれぞれは複数の共振周波数バンドの一つであることを特徴とするマルチバンド電子回路。
【請求項５】
前記トランジスタはバイポーラトランジスタ及び電界効果トランジスタの中の一つであり、その中で、
前記バイポーラトランジスタの入力端及び出力端はそれぞれ該バイポーラトランジスタのベース端及びコレクタ端であり、かつ、該バイポーラトランジスタのエミッタ端はアースに電気的に接続され、
前記電子回路はさらに、一端が該バイポーラトランジスタのエミッタ端に電気的に接続されると共に、他端がアースに電気的に接続された第２のインダクタを備えてなり、
一方、前記電界効果トランジスタの入力端及び出力端はそれぞれ該電解効果のトランジスのゲート端及びトレーン端であり、かつ、該電界効果トランジスタのソース端はアースに電気的に接続されており、
そして該電子回路はさらに、一端が該電界効果トランジスタのソース端に電気的に接続され、他端が該アースに電気的に接続された第２のインダクタを備えてなる、ことを特徴とする請求項４記載のマルチバンド電子回路。
【請求項６】
入力電極端、電気的にアースに接続された第１の電極端及び第２の電極端を有する第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの入力電極端と電気的に接続された第１のインダクタと、
一端が該第１のトランジスタの第２の電極端と電気的に接続された第１の抵抗と、
該第１の抵抗の他端と電気的に接続された第１の供給電源と、
一端が該第１のトランジスタの該第２の電極端に電気的に接続されたキャパシタと、
該キャパシタの他端に電気的に接続された入力電極端、前記アースに電気的に接続された第１の電極端及び第２の電極端を有する第２のトランジスタと、
一端が前記第２のトランジスタの該第２の電極端と電気的に接続された第２の抵抗と、
前記第２の抵抗の他端と電気的接続された第２の供給電源と、
該第２のトランジスタの該入力電極端と第２の電極端との間に電気的に接続された第３の抵抗と、
前記第１のトランジスタの該入力端と該第２の電極端との間に電気的に接続された電気容量可変素子と、
を備えてなり、その中で、
該電気容量可変素子の電気容量値を変えて、当該電子回路をして該第１のトランジスタ入力電極端からのぞき込ませしめる入力インピーダンス及び該第１のインダクタの共振周波数は、第１のバンドから第２のバンドに切換えられることにより、電気容量値の改変に応じてマルチバンド間で切換えられ、その中該第１のバンド及び第２のバンドは複数の共振周波数の中の一バンドである、
ことを特徴とするマルチバンド電子回路。
【請求項７】
前記第１及び第２のトランジスタは２バイポーラトランジスタ及び２電界効果トランジスタの中の一つであり、その中で、
前記２バイポーラトランジスタの各入力電極端、第１の電極端及び第２の電極端はそれぞれにこれらバイポーラトランジスタのベース端、エミッタ端及びコレタタ端であり、そして前記２電界効果のトランジスタの各入力電極端、第１の電極端及び第２の電極端はそれぞれこれら電界効果トランジスタのゲート端、ソース端及びドレーン端である、請求項６記載のマルチバンド電子回路。
【請求項８】
電子回路が少なくとも一入力端を有するトランジスタと、少なくとも一トランジスタの入力端と電気的に接続されたインダクタとを備えてなるマルチバンド増幅器の電子回路の設計方法であって、
前記電子回路における少なくとも一トランジスタのバイアスを変えるステップと、
前記少なくとも一トランジスタの入力インピーダンス及び前記インダクタの共振周波数を切替え、それを第１のバンドから第２のバンドに切替えさせることにより、バイアスの改変に応じてマルチバンド間で切替えるステップと、
を備えてなり、その中で、
該第１のバンド及び第２のバンドのそれぞれは複数の共振周波数バンドの一つであることを特徴とする設計方法。
【請求項９】
前記トランジスタはバイポーラトランジスタ及び電界効果トランジスタの中の一つであり、その中で：
前記トランジスタの入力端は前記バイポーラトランジスタのベース端であり、
該バイポーラトランジスタのバイアスはベース端バイアス電流、該バイポーラトランジスタのエミッタ端バイアス電流、該バイポーラトランジスタのコレクタ端バイアス電流、及び該ベース端バイアス電圧よりなる群から一つ選ばられたものであり、又は、
前記電界効果のトランジスタの入力端は該電界効果トランジスタのゲート端であり、
該電界効果トランジスタのバイアスは該電界効果トランジスタのドレーン端からソース端までのバイアス電流及び該ソース端バイアス電圧の中の一つである、ことを特徴とする請求項８記載の設計方法。
【請求項１０】
入力電極端、アースに電気的に接続された第１の電極端及び第２の電極端を有する第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの前記入力電極端と電気的に接続されたインダクタと、
一端が該第１のトランジスタの第２の電極端と電気的に接続された第１の抵抗と、
前記第１の抵抗と他端と電気的に接続された第１の供給電源と、
一端が該第１のトランジスタの第２の電極端に電気的に接続されたキャパシタと、
前記キャパシタの他端に電気的に接続された入力電気端、アースに電気的に接続された第１の電極端及び第２の電極端を有する第２のトランジスタと、
一端が前記第２のトランジスタの第２の電極端に電気的に接続された第２の抵抗と、
前記第２の抵抗の他端と電気的に接続された第２の供給電源と、
前記第２のトランジスタの入力電力端と第２の電極端との間に電気的に接続された第３の抵抗と、
を備えてなり、その中で、
前記電子回路の該第１のトランジスタのバイアスを変えて、該電子回路における該第１のトランジスタの入力インピーダンス及び該インダクタの共振周波数を切替えてそれを第１のバンドから第２のバンドに切換えさせることにより、バイアスの改変に応じてマルチバンド間で切替え、その中で、
前記第１のバンド及び第２のバンドのそれぞれは複数の共振周波数バンドの一つであることを特徴とするマルチバンドの電子回路。
【請求項１１】
前記第１及び第２のトランジスタは２バイポーラトランジスタ及び２電界効果トランジスタの中の一つであり、その中で：
前記２バイポーラトランジスタの各入力電極端、第１の電極端及び第２の電極端はそれぞれこれらバイポーラトランジスタのベース端、エミッタ端及びコレクタ端であり、
前記第１のバイポーラトランジスタのバイアスはベース端バイアス電流、エミッタ端バイアス電流、コレクタ端バイアス電流、及びベース端バイアスよりなる群から一つ選ばられたものであり；又は、
前記２電界効果トランジスタのそれぞれの入力電極端、第１の電極端及び第２の電極端はそれぞれこれら電界効果トランジスタのゲート端、ソース端及びドレーン端であり、
前記第１の電界効果トランジスのバイアスは該電界効果トランジスタのドレーン端からソース端までのバイアス電流及び該ゲート端のバイアス電圧の中の一つである、ことを特徴とする請求項１０記載の電子回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はマルチバンド電子回路に関し、特に、マルチバンド電子回路の設計方法及び電気回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信産業は既に多種標準／多種服務の境地に進んでおり、例えばＧＳＭ携帯電話が９００ＭＨｚ／１．８ＧＨｚ／１．９ＧＨｚバンドを使用、グローバル・ポジション・システム（ＧＰＳ）が１．５ＧＨｚバンドを使用、ワイヤレスＬＡＮ（ＷＬＡＮ）が２．４ＧＨｚ／５．２ＧＨｚ／５．７ＧＨｚバンドを使用している等が知られている。したがって、出来れば多種標準を同一の送受信機チップ中に整合、つまりマルチバンド送受信機を設計製作できることが要望されている。マルチバンド送受信機を設計する主要挑戦は通信機の機能を増進すると同時に、最少定格外の回路、例えば低ノイズ増幅器（ＬＮＡｓ）を使用できることにある。
【０００３】
従来からマルチバンド送受信機を設計する策略は、ある一バンドについて該バンドの低ノイズ増幅器にそうように設計することを図っている。ところが、このようにすれば、コトス・パワーの消耗及びフォーム・ファクタの増加が不可避となる。言い換えれば、０．９ＧＨｚ、１．８ＧＨｚ、１．９ＧＨｚバンドを使用できる３バンド送受信機を設計するには、３種類の不同周波数に応じ得るように３組の低ノイズ増幅器を設計しなければならない。したがって低ノイズ増幅器を設計する場合、その関連の利得、ノイズ・フィギュア、入力インピーダンス及び出力インピーダンスはいずれも該ある一特定バンドに対応するように設計しなければならない。けれども、このようにすると、マルチバンド送受信機のフォーム・ファクタ及びパワーの消耗はいずれも単一バンド送受信機よりはるかに多い。図１は従来のマルチバンド超ヘテロダイン受信機のブロック図である。この図に示すように、アンテナ１００から、バンド選択フィルタ１０１（１０２はバンド・フィルタ）、低ノイズ増幅機１０３、鏡像除去フィルタ１０４（１０５はバンド・フィルタ）及びローカル発振器信号入力１０６を具備したミクサを経由してチャネル選択フィルタ１０７（１０８はバンド・フィルタ）に至るルートは、応用バンド１の独立受信ルートである。また、アンテナ１０９から、バンド選択フィルタ１１０（１１１はバンド・フィルタ）、低ノイズ増幅器１１２、鏡像除去フィルタ１１３（１１４はバンド・フィルタ）及びローカル発振器信号入力１１５を具備したミクサを経由してチャネル選択フィルタ１１６（１１７はバンド・フィルタ）に至るルートは、応用バンド２の独立受信ルートである。なお、アンテナ１１８から、バンド選択フィルタ１１９（１２０はバンド・フィルタ）、低ノイズ増幅器１２１、鏡像除去フィルタ１２２（１２３はバンド・フィルタ）及びローカル発振器信号入力１２４を具備したミクサを経由してチャネル選択フィルタ１２５（１２６はバンド・フィルタ）に至るルートは、応用バンド３の独立受信ルートである。
【０００４】
応用バンド１の独立受信ルートを例にとって説明する。信号がアンテナ１００により受信されルートに進入した後、先ずバンド選択フィルタ１０１を経過して応用バンド１外のバンドをフィルタリングする。しかる後さらに、次の一次低ノイズ増幅器１０３を経由して信号を増幅すると共にノイズの増加を低減する。次に鏡像除去フィルタ１０４を経由して鏡像周波数箇所のノイズを除去し、周波数がドロップすると、チャネル選択フィルタ１０７により応用バンド１におけるあるチャネルを選択する。上記応用バンド１、応用バンド２及び応用バンド３が共用する回路部分は、ミクサ１２７と、アナログ−ディジタル・コンバータ１２８と、ディジタル信号処理器１２９とを備え、これらはそれぞれチャネル選択フィルタ１０７、１１６、１２５に接続する。そして信号がある一応用バンドを確認した後、さらに進んで周波数をドロップすると共に、アナログ−ディジタル・コンバータを利用して信号をディジタル化し、最後の段階でディジタル信号処理器１２９により既にディジタル化した信号を処理する。
【０００５】
上記の説明から分るように、マルチバンドを応用した受信機を整合する場合、伝統の作法では各バンド応用回路をそれぞれ個別的に設計してから全部一緒に置く。そうすると、受信機中のキー回路である低ノイズ増幅器も不同バンドに対応して設計しなければならない。その結果、全体回路のフォーム・ファクタ及びパワー消耗も必然大幅に増加する。従来から既に発表された論文には、マルチバンド応用の回路を整合することについて、上記と同様な方法、つまり不同低ノイズ増幅器を用いて不同バンドを処理する方法を採用する方法が発表されている。以下の文献を参照されたし。
【０００６】
１．Ｓ．Ｗｕ氏及びＢ．Ｒａｚａｖｉ氏が１９９８年１２月ＩＥＥＥ  ＪＳＳＣ（２１７８ページ〜２１８５ページ）に発表した論文；“Ａ９００−ＭＨｚ／１．８−ＧＨｚＣＭＯＳ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｆｏｒ  ｄｕａｌ−ｂａｎｄ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”。
【０００７】
２．Ｒ．Ｍａｇｏｏｎ氏，Ｉ．Ｋｏｕｌｌｉａｓ，Ｌ．Ｓｔｅｉｇｅｒｗａｌｄ氏，Ｗ．Ｄｏｍｉｎｏ氏，Ｎ．Ｖａｋｉｌｌｉａｎ氏，Ｅ．Ｎｇｏｍｐｅ氏、Ｍａｍａｇａｒｄ氏，Ｋ．Ｌｅｗｉｓ氏及びＡ．Ｍｏｌｎａ氏が２００１年２月ＩＳＳＣＣ  Ｄｉｇｅｓｔ  ｏｆ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  ｐａｐｅｒ上に発表した論文；“Ａ  ｔｒｉｐｌｅ−ｂａｎｄ  ９００／１８００／１９００ＭＨｚ  ｌｏｗ−ｐｏｗｅｒ  ｉｍａｇｅ−ｒｅｊｅｃｔ  ｆｒｏｎｔ-ｅｎｄ  ｆｏｒ  ＧＳＭ”。
【０００８】
３．Ｋ．Ｌ．Ｆｏｎｇ氏が１９９９年２月ＩＳＳＣＣ  Ｄｉｇｅｓｔ  ｏｆ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  ｐａｐｅｒ上に発表した論文；“Ｄｕａｌ−ｂａｎｄ  ｈｉｇｈ−ｌｉｎｅｒａｒｉｔｙ  ｖａｒｉａｂｌｅ−ｇａｉｎ  ｌｏｗ−ｎｏｉｓｅ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”。
【０００９】
最近Ｈ．ｈａｓｈｅｍｉ氏及びＡ．Ｈａｊｉｍｉｒｉ氏が２００２年１月ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ上（２８８ページ〜３０１ページ）に発表した論文“Ｃｏｎｃｕｒｒｅｎｔ  Ｍｕｌｔｉｂａｎｄ  Ｌｏｗ−Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ−Ｔｈｅｏｒｙ，Ｄｅｓｉｇｎ，ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”は、同一低ノイズ増幅器を使用してマルチバンド信号を処理する設計方法に関するものである。この種のマルチバンドの低ノイズ増幅器は同一の低ノイズ増幅器を使用して異なるバンドの要求を満足できるので、マルチバンド応用の整合上において、送受信機の設計を簡単化することができる（多数個の異なる低ノイズ増幅器を設計する必要がない）。全体回路のフォール・ファクタ及び消耗パワーを降下できるので、回路の商品化に対して非常に有利である。
【００１０】
Ｈ．Ｈａｓｈｅｍｉ氏及びＡ．Ｈａｊｍｉｒｉ氏により提出された低ノイズ増幅器の設計方法は伝統的低ノイズ増幅器の設計方法と異なる。図２に示す伝統的低ノイズ増幅器の設計方法は、ソース・インダクタ２０７を利用して入力インピダンスのマッチングに必要な抵抗値（通常５０Ω）を発生させ、さらにインダクタ２０１を利用して、それをのぞき込みゲート端の総入力電気容量値と所要のバンドに共振できるようにさせる。出力端のところでは、インダクタ２０４及びキャパシタ２０８により構成された共振ＬＣ空洞を使用して所要のバンドを選択する。
【００１１】
図３は上記Ｈ．Ｈａｓｈｅｍｉ氏及びＡ．Ｈａｊｉｍｉｒｉ氏により提出されたマルチバンド低ノイズ増幅器の設計方法を示す図である。入力端の箇所に、従来の、入力インピーダンスのマッチングに必要な抵抗値（通常５０Ω）のインダクタ３１０及び所要バンドに共振を達成できるインダクタ３０４を使用した外、更に並列に組み合わせたインダクタ３０１及びキャパシタ３０２を増設した。その目的は他の共振周波数を増加してマルチバンド入力整合の機能を達成することにある。また、出力端の箇所において従来の、インダクタ３１２及びキャパシタ３１３により並列に組成された共振ＬＣ空洞を使用した外に、更に、直列に組み合わせたインダクタ３０７及びキャパシタ３０６を増設した。その目的は他の共振周波数を増加して所要マルチバンドを選択する機能を達成することにある。要約すれば、Ｈ．Ｈａｓｈｅｍｉ氏及びＡ．Ｈａｊｉｍｉｒｉ氏はインダクタ及びキャパシタの数量を増加してマルチバンド応用の機能を達成することを趣旨としている。けれども、このような方法は下記の欠点を有している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
先ず、この設計は５個のインダクタ（即ち、インダクタ３０１、インダクタ３０４、インダクタ３０７、インダクタ３１０及びインダクタ３１２、その中、インダクタ３０１及び３０４はチップ外のインダクタである）及び３個のキャパシタ（即ち、キャパシタ３０２、キャパシタ３０６、キャパシタ３１３を含み、その中、キャパシタ３０２はチップ外のキャパシタである）を共用しているので、伝統の低ノイズ増幅器の設計（図２には３個のチップ上のインダクタ２０１、２０４、２０７、及び１個のチップ上のキャパシタ２０８が設けられている）に比べてそれぞれ２個のインダクタ及び２個のキャパシタが多く使用されている。このようにインダクタ及びキャパシタの数量が増加し、甚だしくはチップ外のインダクタ及びキャパシタ（チップ上のインダクタ、キャパシタ面積よりもはるかに多い）を使用しているので、全体回路のフォーム・ファクタが急激に増加し、かつ、設計全体を同一チップ上に製造することができない。チップ外のインダクタ及びキャパシタは定格外の結線及び配線が必要なので、コストの増加及び信頼性の降下を来すばかりでなく、集積回路の量産及び商品化に対して頗る不利である。低ノイズ増幅器を設計する場合、一般に、インダクタの使用をなるべく減少するのは、第１に、インダクタが重要なチップ面積を大きく占めないように、第２に、チップ上におけるインダクタの品質因子が低いゆえにノイズの劣化を引き起こすのを未然に防ぐためにある。したがって、低ノイズ増幅器を設計する場合は一般にインダクタの使用をなるべく回避しているにもかかわらず、Ｈ．Ｈａｓｈｅｍｉ氏及びＡ．Ｈａｊｉｍｉｒｉ氏により提出された方法は却ってインダクタの使用を増加している。
【００１３】
そのために、フォーム・ファクタ及び素子数を増加することなく、かつ、定格外に結線、配線を必要としない新規なマルチバンド増幅器が要望されている。
本出願人は上記先行技術の欠点に鑑み、鋭意研究と試験とを重ねた結果、ついに本発明にかかるマルチバンド電子回路の製造方法及び電気回路を案出した。
【００１４】
本発明の目的はマルチバンド電子回路の設計方法及び電気回路を提供することにある。
本発明の他の目的はマルチバンド増幅器の設計方法及び電気回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するために、本発明の少なくとも一トランジスタを具備したマルチバンド電子回路の設計方法は、（ａ）該電子回路の少なくとも一トランジスタの入力端との間の電気容量値を変えるステップと、（ｂ）該電子回路の共振周波数を得て、それを第１のバンドから第２のバンドに切替えさせることにより、電気容量値の改変に応じてマルチバンド間で切替えるステップと、を備えてなり、その中で、該第１のバンド及び第２のバンドのそれぞれは複数の共振周波数バンドの一つであることを特徴とする（請求項１に対応）。
【００１６】
上記本発明のマルチバンドの設計方法において、
該トランジスタはバイポーラトランジスタ及び電界効果トランジスタの中の一つであり、その中で、
該バイポーラトランジスタの入力端及び出力端はそれぞれ該バイポーラトランジスタのベース端及びコレクタ端であり、そして該電界効果トランジスタの入力端及び出力端はそれぞれ該電界効果トランジストのゲート端及びドレーン端である（請求項２に対応）。
【００１７】
また、上記本発明のマルチバンドの設計方法において、
該ステップ（ａ）は直列に電気的に接続されたスイッチとキャパシタとの組合により達成され、該組合せと該入力端と該出力端との間は、並列に電気的に接続され、又は該ステップ（ａ）は該入力端と該出力端との間に並列に電気的に接続された可変キャパシタにより達成される（請求項３に対応）。
【００１８】
さらに上記目的を達成するために、本発明のマルチバンド電子回路はトランジスタと、該トランジスタ入力端と電気的に接続された第１のインダクタと、該トランジスタ入力端と出力端との間に電気的に接続された電気容量可変素子とを備えてなり、該電気容量可変素子の電気容量値を変えて、該電子回路の共振周波数を第１バンドから第２バンドに切替えさせることにより、該電気容量値の改変に応じてマルチバンド間で切替え、その中で、該第１のバンド及び第２のバンドのそれぞれは複数の共振周波数バンドの一つである（請求項４に対応）。
【００１９】
上記本発明のマルチバンド回路において、該電気容量可変素子は直列に電気的に接続されたスイッチとキャパシタとの組合せ及び可変キャパシタの中の一つである。
また上記マルチバンド電子回路において、
該トランジスタはバイポーラトランジスタ及び電界効果トランジスタの中の一つであり、その中で、
該バイポーラトランジスタの入力端及び出力端はそれぞれ該バイポーラトランジスタのベース端及びコレクタ端であり、かつ、該バイポーラトランジスタのエミッタ端はアースに電気的に接続され、該電子回路はさらに、一端が該バイポーラトランジスタのエミッタ端に電気的に接続されると共に、他端がアースに電気的に接続された第２のインダクタを備えてなり、
一方、該電界効果トランジスタの入力端及び出力端はそれぞれ該電界効果トランジスタのゲート端及びドレーン端であり、かつ該電界効果トランジスタのソース端は電気的にアースに接続されており、
そして該電子回路はさらに、一端が該電界効果トランジスタのソース端に電気的に接続され、他端がアースに電気的に接続された第２のインダクタを備えてなる（請求項５に対応）。
【００２０】
さらに上記目的を達成するために、本発明のバルチバンド電子回路は、入力電極端、電気的にアースに接続された第１の電極端及び第２の電極端を有する第１のトランジスタと、該第１のトランジスタの入力電極端と電気的に接続された第１のインダクタと、一端が該第１のトランジスタの第２の電極端と電気的に接続された第１の抵抗と、該第１の抵抗の他端と電気的に接続された第１の供給電源と、一端が該第１のトランジスタの該第２の電極端に電気的に接続されたキャパシタと、該キャパシタの他端に電気的に接続された入力電極端、アースに電気的接続された第１の電極端及び第２の電極端を有する第２のトランジスタと、一端が該第２のトランジスタの該第２の電極端と電気的に接続された第２の抵抗と、該第２の抵抗の他端と電気的に接続された第２の供給電源と、該第２のトランジスタの該入力電極端と第２の電極端との間に電気的に接続された第３の抵抗と、該第１のトランジスタの該入力電極と該第２の電極端との間に電気的に接続された電気容量可変素子とを備えてなり、該電気容量可変素子の電気容量値を改変して、当該電子回路をして該第１のトランジスタの入力電極端からのぞき込ませしめる入力インピーダンス及び第１のインダクタの共振周波数は、第１のバンドから第２のバンドに切替えられることにより、電気容量値の改変に応じてマルチバンド間で切替えられ、その中で該第１のバンド及び第２のバンドは複数の共振周波数の中の一バンドであることを特徴とする（請求項６に対応）。
【００２１】
上記本発明のマルチバンド電子回路において、該電気容量可変素子は直列に電気的に接続されたスイッチとキャパシタとの組合せ及び可変キャパシタの中の一つである。
また上記本発明のマルチバンド電子回路において、
該電子回路はさらに、一端が該第１のトランジスタの第１の電極端に電気的に接続されると共に、他端がアースに電気的に接続される第２のインダクタスを備えてなる。
【００２２】
また上記マルチバンド電子回路において
該第１及び第２のトランジスタは２バイポーラトランジスタ及び２電界効果トランジスタの中の一つであり、その中で、
該２バイポーラトランジスタの各入力電極端、第１の電極端及び第２の電極端はそれぞれこれらバイポーラトランジスタのベース端、エミッタ端及びコレクタ端であり、そして該２電界効果トランジスタの各入力電極端、第１の電極端及び第２の電極端はそれぞれこれら電界効果トランジスタのゲート端、ソース端及びドレーン端である（請求項７に対応）。
【００２３】
さらにまた、上記目的を達成するために、本発明のマルチバンド増幅器電子回路の設計方法はその中の電子回路が少なくも一入力端を有するトランジスタと、少なくとも一トランジスタの入力端と電気的に接続されたインダクタとを備えてなる設計方法であって、該電子回路における少なくとも一トランジスタのバイアスを変えるステップと、該少なくとも一トランジスタの入力インピーダンス及び該インダクタの共振周波数を切替え、それを第１のバンドから第２のバンドに切替えさせることにより、バイアスの改変に応じてマルチバンド間で切替えるステップと、を備えてなり、その中で、該第１のバンド及び第２のバンドのそれぞれは複数の共振周波数バンドの一つである（請求項８に対応）。
【００２４】
上記本発明の設計方法において
該トランジスタはバイポーラトランジスタ及び電界効果トランジスタの中の一つであり、その中で：
該バイポーラトランジスタの入力端は該バイポーラトランジスタのベース端であり、そして
該バイポーラトランジスタのバイアスは、ベース端バイアス電流、該バイポーラトランジスタのエミッタ端バイアス電流、該バイポーラトランジスタのコレクタ端バイアス電流及び該ベース端バイアス電圧よりなる群から一つ選ばれたものであり、又は
該電界効果トランジスタの入力端は該電界効果トランジスタのゲート端であり、そして
該電界効果トランジスタのバイアスは該電界効果トランジスタのドレーン端からソース端までのバイアス電流及び該ソース端バイアス電圧の中の一つである（請求項９に対応）。
【００２５】
さらに又上記目的を達成するために、本発明のマルチバンド増幅器の電子回路は、入力電極端、アースに電気的に接続された第１の電極端及び第２の電極端を有する第１のトランジスタと、該第１のトランジスタの該入力電極端と電気的に接続されたインダクタと、一端が該第１のトランジスタの第２の電極端と電気的に接続された第１の抵抗と、該第１の抵抗の他端と電気的に接続された第１の供給電源と、一端が該第１のトランジスタの該第２の電極端に電気的に接続されたキャパシタと、該キャパシタの他端に電気的に接続された入力電極端、アースに電気的に接続された第１の電極端及び第２の電極端を有する第２のトランジスタと、一端が該第２のトランジスタの該第２の電極端と電気的に接続された第２の抵抗と、該第２の抵抗の他端と電気的に接続された第２の供給電源と、該第２のトランジスタの入力電極端と第２の電極端との間に電気的に接続された第３の抵抗とを備えてなり、該電子回路の該第１のトランジスタのバイアスを変えて、該電子回路の該第１のトランジスタの入力インピーダンス及び該インダクタの共振周波数を切替えてそれを第１のバンドから第２のバンドに切替えさせることにより、該バイアスの改変に応じてマルチバンド間で切替え、その中で、該第１のバンド及び第２のバンドのそれぞれは複数の共振周波数のバンドの一つであることを特徴とする（請求項１０に対応）。
【００２６】
上記本発明のマルチバンド増幅器の電子回路において、
該第１及び第２のトランジスタは２バイポーラトランジスタ及び２電界効果トランジスタの中の一つであり、その中で：
該２バイポーラトランジスタの各入力電極端、第１の電極端及び第２の電極端はそれぞれこれらバイポーラトランジスタのベース端、エミッタ端及びコレクタ端であり、そして、
該第１のバイポーラトランジスタのバイアスはベース端バイアス電流、エミッタ端バイアス電流、コレクタ端バイアス電流、及びベース端バイアス電圧よりなる群から一つ選ばられたものであり
；又は
該２電界効果トランジスタの各入力電極端、第１の電極端及び第２の電極端はそれぞれこれら電界効果トランジスタのゲート端、ソース端及びドレーン端であり、そして
該第１の電界効果トランジスタのバイアスは該電界効果トランジスタのドレーン端からソース端までのバイアス電流及び該ゲート端のバイアス電圧の中の一つである（請求項１１に対応）。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態を説明する。
図４は本発明の第１の好適な実施例である２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド電子回路の回路図を示す図である。図に示すように該電気回路は入力端４００と、バイアス電流源４０１と、第１のキャパシタ４０２（直流阻止）と、電子スイッチ４０３と、第１のインダクタ４０４と、第１の供給電源４０６と、第１の抵抗４０７（コレクタ電流４０５を有する）と、第２のキャパシタ４１５と、第１のトランジスタ４０８と、第３のキャパシタ４０９（直流阻止／交流結合）と、第２の供給電源４１１と、第２の抵抗４１２と、第３の抵抗４１０と、第２のトランジスタ４１３と、出力端４１４とを備えてなる。
【００２８】
図４において第１のバイポーラトランジスタ４０８にはアースに電気的に接続されたエミッタ端がある。第１のインダクタ４０４は第１のバイポーラトランジスタ４０８のベース端と電気的に接続されている。第１の抵抗４０７はその一端が第１のバイポーラトランジスタ４０８のコレクタ端と電気的に接続されている。第１の供給電源４０６は第１の抵抗４０７の他端と電気的に接続され、第３の電気容量４０９はその一端が第１のバイポーラトランジスタ４０８のコレクタ端と電気的に接続されている。第２のバイポーラトランジスタ４１３はそのエミッタ端がアースと電気的に接続され、そしてそのベース端が第３のキャパシタ４０９の他端と電気的に接続されている。第２の抵抗４１２はその一端が第２のバイポーラトランジスタ４１３のコレクタ端と電気的に接続され、その他端が第２の供給電源４１１と電気的に接続されている。第３の抵抗４１０は第２のバイポーラトランジスタ４１３のベース端とコレクタ端との間に電気的に接続され、そして電気容量可変素子（直列的に電気的接続された電子スイッチ４０３及び第２のキャパシタ４１５を含む）は第１のバイポーラトランジスタ４０８のベース端とコレクタ端との間に電気的に接続されている。
【００２９】
また、該電気容量可変素子の電気容量値を改変して、電子回路をして第１のバイポーラトランジスタ４０８からのぞき込ましめる入力インピーダンス及び第１のインダクタ４０４の共振周波数は、第１のバンドから第２のバンドに切替えられることにより、電気容量値の改変に応じてマルチバンド間で切替えられる。その中で、当該第１のバンド及び第２のバンドのそれぞれは複数の共振周波バンドの一つである。
【００３０】
この電気回路において本実施例はバイポーラトランジスタ（ｂｉｐｏｌａｒ−ｊｕｎｃｔｉｏｎ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ／ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ−ｂｉｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）を使用してマルチバンド間で切替えたが、電界効果トランジスタ（ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）を使用してもよい。本発明の第１の好適な実施例において、図４に示すように、第１の抵抗４０７及び第２の抵抗４１２はいずれも３００オーム、第３の抵抗は４１０は６００オームである。そして第３のキャパシタ４０９（直流阻止／交流結合）は３ｐＦであり、第１のバイポーラトランジスタ４０８及び第２のバイポーラトランジスタ４１３のエミッタ面積はいずれも１２．１８平方マイクロメータである。製造プロセスはＴＳＭＣ ０．３５μｍ ＳｉＧｅＢｉＣＭＯＳ製造プロセスを採用している。供給電源４０６及び４１１の電圧はいずれも２ボルトである。
【００３１】
また図４のマルチバンド低ノイズ増幅器において、本実施例は直列組合わせの電子スイッチ４０３及び第２のキャパシタ４１５を、第１のバイポーラトランジスタ４０８のベース端とコレタタ端との間に電気的に接続した。そしてこの電子スイッチ４０３が導通したか否かにより、第１のバイポーラトランジスタ４０８のベース端をのぞき込む総入力キャパシタＣＩＮを改変した。ＣＩＮと第１のバイポーラトランジスタ４０８のベース上に接続された第１のインダクタンス４０４とで、入力インピーダンスのマッチングを達成する共振空洞を構成した。
【００３２】
電子スイッチ４０３が不導通、即ち、オフの場合、本実施例では基板上に接続された第１のインダクタ４０４と第１のバイポーラトランジスタ４０８のベース端をのぞき込む総入力キャパシタＣＩＮとで組成された共振空洞により、５．２／５．７ＧＨｚ（ＷＬＡＮ無線区域ネットワークＩＥＥＥ８０２．１１ａ）での入力インピーダンス・マッチングを達成することができる。他方、電子スイッチ４０３が導通、即ち、ショートに接近した場合、第１のバイポーラトランジスタ４０８のベース端とコレクタ端との間に第２のキャパシタ４１５が一個多く並列に接続されているので第１のバイポーラトランジスタ４０８のベース端をのぞき込む総入力キャパシタＣＩＮが増大する。したがって、ベース端上に接続された第１のインダクタ４０４と第１のバイポーラトランジスタ４０８のベース端をのぞき込む総入力キャパシタＣＩＮとで組成された共振空洞により、２．４ＧＨｚ（ＷＬＡＮ無線区域ネットワークＩＥＥＥ８０２．１１ｂ）での入力インピーダンス・マッチングを達成することができる。出力端４１４の部分においては、
帰還抵抗４１０を使用して出力インピーダンス・マッチングを達成した。出力インピーダンス・マッチングを必要としない場合（例えばＺｅｒｏ−ＩＦ又はＬｏｗ−ＩＦ受信機の場合）においては、帰還抵抗４１０を使用して出力インピーダンス・マッチングを達成する必要がない。第１の抵抗４０７及び第２の抵抗４１２はそれぞれ一次トランジスタ４０８及び２次トランジスタ４１３の負荷である。本実施例では抵抗を負荷として用いたが、必要によりインダクタ及びキャパシタを用いてロードしてもよい。そのかなめは、提供された回路の入力端がマルチバンド・インピーダンス・マッチングを達成するかは否かにある。本実施例では一個のインダクタ４０４しか使用していず、且つ第１のインダクタ４０４はチップ上に製作されているので全体回路が完全に単一のチップ上で実現できるばかりでなく、回路の面積も非常に小さく（僅かに３５５μｍ×１５５μｍしかなない）。これは提出された回路の商品化に対して非常に有利である。
【００３３】
ここで提供されたマルチバンド低ノイズ増幅器の利得及び入力インピーダンス・マッチングの程度上での表現については図５及び図７を参照することができる。電子スイッチ４０３がオープンの場合においては、提供されたマルチバンド低ノイズ増幅器の５．２／５．７ＧＨｚでの利得（散乱パラメータＳ２１）はそれぞれ２２ｄＢ及び２０ｄＢ（高ければ高いほどよい。図５参照）である。他方、電子スイッチ４０３がクローズの場合においては、提供されたマルチバンド低ノイズ増幅器の２．４ＧＨｚでの利得（散乱パラメータＳ２１）は２３ｄＢ（高ければ高いほど良い。図７参照）である。入力インピーダンズのマッチング程度については、通常散乱パラメータ中の入力リターン・ロスＳ１１で表わされる。また、図５に示すように、電子スイッチ４０３がオープンの場合においては、提供されたマルチバンド低ノイズ増幅器の５．１５ＧＨｚ及び５．３５ＧＨｚの間におけるＳ１１値はいずれも−２０ｄＢより低く（低ければ低いほどよい）、かつ、５．７２ＧＨｚ及び５．８２５ＧＨｚの間におけるＳ１１値はいずれも−１６ｄＢ以下（低ければ低いほどよい）である。さらに図７に示すように、電子スイッチ４０３がクローズの場合においては、提供されたマルチバンド低ノイズ増幅器の２．４ＧＨｚおよび２．５ＧＨｚの間におけるＳ１１値はいずれも−２２ｄＢ以下（低ければ低いほど良い）である。
【００３４】
また、ここで提供されたマルチバンド低ノイズ増幅器のノイズ・フィギュア上における表現は図６及び図８に示す通りである。電子スイッチがオープンの場合においては、提案されたマルチバンド低ノイズ増幅器の５．２／５．７ＧＨｚにおけるノイズ・フィギュアは２．７５ｄＢ及び３．０ｄＢ（低ければ低いほどよい）であり、そして電子スイッチがクローズの場合においては、２．４ＧＨｚにおけるノイス・フィギュアは２．６ｄＢ（低ければ低いほどよい）である。一般に８．０２．１１ａ及び８０２．１１ｂ無線区域ネットワーク（ＷＬＡＮ）の応用については、低ノイズ増幅器のノイズ・フィギュアが５ｄＢより低く、入力（出力）リターン・ロスが−１０ｄＢより小さく、そして利得が１０ｄＢより大きければよい。したがって、本発明の第１の好適な実施例は、２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器において、利得、ノイズ・フィギュア、入力インピーダンス・マッチング程度の表現についていずれも良好な効果を奏している。又、入力リターン・ロスＳ１１をより低くさせたい場合は、第１のバイポーラトランジスタ４０８のエミッダを直接アースする代わりに、第２のインダクタを増加して第１のバイポーラトランジスタ４０８のエミッタとアースとの間に電気的に接続させればよい。
【００３５】
本発明は従来のマルチバンド低ノイズ増幅器に比べて、僅かに単一増幅器を使用しただけでマルチバンドの入力インピーダンス・マッチングを達成したので、インダクタの数量を増加しないばかりでなく、占用面積も大幅に増大しないと共に定格外の結線及び配線を必要としない。また、図４に示すように本発明の第１の好適な実施例では第１のバイポーラトランジスタ４０８の入力及び出力端間に直列組み合わせの電子スイッチ４０３及び第２のキャパシタ４１５が電気的に接続されれているが、可変キャパシタを使用してもよい。
【００３６】
図９は本発明の第２の好適な実施例である２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器の回路図である。この電気回路は入力端９００と、スイッチ９１５と、第１のバイアス電流源９０１と、第２のバイアス電流源９０３と、直流阻止キャパシタ９０２と、インダクタ９０４と、第１の供給電源９０６と、第１の抵抗９０７（コレクタ電流を有する）と、第１のトランジスタ９０８と、直流阻止／交流結合キャパシタ９０９と、第２の供給電源９１１と、第２の抵抗９１２と、第３の抵抗９１０と、第２のトランジスタ９１３と、出力端９１４とを備えてなる。そして図９において、第１のバイポーラトランジスタ９０８にはアースに電気的接続されたエミッタ端がある。
【００３７】
インダクタ９０４は第１のバイポーラトランジスタ９０８のベース端と電気的に接続されている。第１の抵抗９０７はその一端が第１のバイポーラトランジスタ９０８のコレクタ端と電気的に接続されている。第１の供給電源９０６は第１の抵抗９０７の他端と電気的に接続され、キャパシタ９０９はその一端が第１のバイポーラトランジスタ９０８のコレクタ端と電気的に接続されている。第２のバイポーラトランジスタ９１３はそのエミッタ端がアースと電気的に接続され、そしてそのベース端がインダクタ９０９の他端と電気テクに接続されている。第２の抵抗９１２はその一端が第２のバイポーラトランジスタ９１３のコレクタ端と電気的に接続され、その他端が第２の供給電源９１１と電気的に接続されている。第３の抵抗９１０は第２のバイポーラトランジスタ９１３のベース端とコレクタ端との間に電気的に接続されている。また、該電子回路の第１のバイポーラトランジスタ９０８のバイアスを変えることにより、核電子回路におけるバイポーラトランジスタ９０８の入力インピーダンス及びインダクタ９０４の共振周波数は第１のバンドから第２のバンドに切替えられ、これにより、バイアス値の改変に応じてマルチバンド間で切替えられる。その中で、該第１のバンド及び第２のバンドのそれぞれは複数の共振周波数バンドの一つである。この電気回路において本実施例はバイポーラトランジスタ（ｂｉｐｏｌａｒ−ｊｕｎｃｔｉｏｎ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ／ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ−ｂｉｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用してマルチバンド間で切替えたが、電界効果トランジスタ（ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用してもよい。
【００３８】
本発明の第２の好適な実施例において、図９に示すように、第１の抵抗９０７及び第２の抵抗９１２はいずれも３００オーム、第３の抵抗９１０は６００オームである。そして直流阻止／交流結合キャパシタ９０９は３ｐＦであり、第１のバイポーラトランジスタ９０８及び第２のバイポーラトランジスタ９１３のエミッタ面積はいずれも１２．１８平方マイクロメータである。製造プロセスはＴＳＭＣ ０．３５μｍ ＳｉＧｅＢｉＣＭｏＳ製造プロセスを採用している。また、図９に示すように、このマルチバンド低ノイズ増幅器において、本実施例は第１のパイアス電流源９０１と、第２のバイアス電流源９０３と、スイッチとによりなるスイッチ・セットを利用して第１のバイポーラトランジスタ９０８のベース操作電流を改変（当然、増幅器の第１のトランジスタ９０８のコレクタ操作電流もこれに応じて改変）することにより、第１のバイポーラトランジスタ９０８のベース端をのぞき込む総入力キャパシタＣＩＮを改変した。ＣＩＮと第１のバイポーラトランジスタ９０８のベース上に接続されたインダクタ９０４とで、利得、ノイズ・フィギュア及び入力インピーダンス・マッチングを達成する共振空洞を構成した。
【００３９】
そしてスイッチ・セットのスイッチが第１のバイアス電流源９０１に連通すると、この場合、本発明の第２の好適な実施例における第１のバイポーラトランジスタ９０８のコレクタ電流９０５は３．０ｍＡであり、第１のバイポーラトランジスタ９０８のベース上に接続されたインダクタ９０４及びＣＩＮにより組成された共振空洞は５．２／５．７ＧＨｚ（ＷＬＡＮ無線区域ネットワークＩＥＥＥ８０２．１１ａ）における入力インピーダンス・マッチングを達成することができる。
【００４０】
また、該スイッチ・セットのスイッチが第２のバイアス電流源９０３に連通すると、本発明の第２の好適な実施例における第１のバイポーラトランジスタ９０８のコレクタ電流９０５は３．８ｍＡとなり、第１のバイポーラトランジスタ９０８のベース上に接続されたインダクタンス９０４及びＣＩＮにより組成された共振空洞は２．４ＧＨｚ（ＷＬＡＮ無線区域ネットワークＩＥＥＥ８０２．１１ｂ）における入力インピーダンス・マッチングを達成することができる。
【００４１】
出力端９１４の部分においては帰還抵抗９１０を使用して出力インピーダンス・マッチングを達成した。出力インピーダンス・マッチングを必要としない場合においては、帰還抵抗９１０を使用して出力インピーダンス・マッチングを達成する必要がない。第１の抵抗９０７及び第２の抵抗９１２はそれぞれ一次トランジスタ９０８及び二次トランジスタ９１３の負荷である。本発明の第２の好適な実施例は抵抗を負荷して使用しているが必要に応じてインダクタ又はキャパシタを用いてロードしてもよい。そのかなめは提供された回路の入力端がマルチバンド・インピーダンス・マッチングを達成すか否かにある。
【００４２】
図１０は本発明の第２の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器により製作されたチップの写真である。本実施例は一個のインダクタ９０４しか使用していない外、インダクタ９０４もチップ上に製作されているので、全体の回路が完全に単一チップ上で実現できるばかりでなく、回路の面積も非常に小さい（僅に３５５μｍ×１５５μｍしかない）。これは提出された増幅器の商品化に対して非常に有利である。
【００４３】
図１１（ａ）及び図１１（ｂ）は提供されたマルチバンド低ノイズ増幅器の利得上における表現を示す図である。第１のバイポーラトランジスタ９０８のコレクタ電流９０５が３．８ｍＡである場合、この提供されたマルチバンド低ノイズ増幅器の２．４ＧＨｚにおける利得（散乱パラメータＳ２１）は１４．１ｄＢ（高ければ高いほどよい。図１１（ａ）参照）である。そしてバイポーラトランジスタ９０８のコレクタ電流９０５が３．０ｍＡである場合、この提供されたマルチバンド低ノイズ増幅器の５．２／５．７ＧＨｚにおける利得（散乱パラメータＳ２１）はそれぞれ１４．３ｄＢ及び１３．５ｄＢ（高ければ高いほどよい。図１１（ｂ）参照）。
【００４４】
入力インピーダンスに対するマッチング程度は、通常散乱パラメータ中の入力リターン・ロスＳ１１で表わす。図１２（ａ）に示すように、第１のバイポーラトランジスタ９０８のコレクタ電流が３．８ｍＡである時、Ｓ１１の値は１．５ＧＨｚから３ＧＨｚまでいずれも−１５ｄＢ以下（低ければ低いほどよい）である。出力インピーダンスに対するマッチング程度は、通常散乱パラメータ中の出力リターン・ロスＳ２２で表わす。ここで提供されたマルチバンド低ノイズ増幅器に関するＳ２２値（図１２（ａ）参照）は頗る好適である（約−１０ｄＢ）。超ヘテロダイン受信機における出力インピーダンのマッチング程度（Ｓ２２）こそ重要である。もし直接周波数逓降式（ｄｉｒｅｃｔ  ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  ｏｒ  ｚｅｒｏ−ＩＦ）又は低周波受信機（ＬｏｗＩＦ）の応用であれば、出力インピーダンスか否かは必要でない。図１２（ｂ）に示すように、第１のバイポーラトランジスタ９０８のコレクタ電流が３．０ｍＡである時、Ｓ１１値が５．１５ＧＨｚ及び５．３５ＧＨｚの間ではいずれも−２２ｄＢ以下（低ければ低いほどよい）であり、５．７２５ＧＨｚ及び５．３５ＧＨｚの間ではいずれも−２２ｄＢ以下（低ければ低いほどよい）であり、そして５．７２５ＧＨｚ及び５．８２５ＧＨｚの間ではいずれも−１７．５ｄＢ以下（低ければ低いほどよい）である。その出力インピーダンスのマッチング程度も悪くない。
【００４５】
図１３はマルチバンド低ノイズ増幅器のノイズ・フィギュア上の表現を示す図である。図に示すように第１のバイポーラトランジスタ９０８のコレクタ電流９０５が３．０ｍＡである時、このマルチバンド低ノイズ増幅器の５．２／５．７ＧＨｚにおけるノイズ・フィギュアはそれぞれ３．４２ｄＢ及び３．２１ｄＢ（低ければ低いほどよい）である。一般に８０２．１１ａ及び８０２．１１ｂ無線区域ネットワーク（ＷＬＡＮ）に対する応用は、低ノイズ増幅器のノイズ・フィギュアが５ｄＢより低ければよく、入力（出力）リターン・ロスが−１０ｄＢより小さければよい。したがって、本発明の第２の好適な実施例によれば、２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器の、利得、ノイス・フィギュア、入力インピーダンス及び出力インピーダンズ・マッチング程度上における表現は、２．４ＧＨｚ・５．２ＧＨｚ及び５．７ＧＨｚの三つのバンドにおいていずれも相当によい実施効果を有している。
【００４６】
従来のマルチバンド低ノイズ増幅器に比べて、本発明の第２の好適な実施例は僅かに単一増幅器を使用しただけで、マルチバンドの入力インピーダンス・マッチンを達成でき、提案された増幅器が占める面積及び素子数量を増加せずにすむと共に、定格外の結線・配線も必要としない。
【００４７】
以上、実施例をあげて本発明より具体的に説明したが当然本発明はこれら実施例に限定されるべきでなく、本発明の添付請求項の範囲を逸脱しな限り、当業者による単純な設計変更・付加・置換・修飾等はいずれも本発明の技術的範囲に属する。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】従来のマルチバンド超ヘトロダイン受信機のブロック図である。
【図２】従来の低ノイズ増幅器の回路図である。
【図３】Ｈ．Ｈａｓｈｅｍｉ氏及びＡ．Ｈａｊｉｍｉｒｉ氏により提出されたマルチバンド低ノイズ増幅器の回路図である。
【図４】本発明の第１の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器の回路図である。
【図５】本発明の第１の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器においてスイッチがオープンである時の、利得及び入力リターン・ロスの周波数に対する特性を示す図である。
【図６】本発明の第１の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器においてスイッチがオープンである時の、イイズ・フィギュアの周波数に対する特性を示す図である。
【図７】本発明の第１の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器においてスイッチがクローズの時の、利得及び入力リターン・ロスの周波数に対する特性を示す図である。
【図８】本発明の第１の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器においてスイッチがクローズの時の、ノイズ・フィギュアの周波数に対する特性を示す図である。
【図９】本発明の第２の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器の回路図である。
【図１０】本発明の第２の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド増幅器のチップ写真図である。
【図１１ａ】本発明の第２の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器においてスイッチが第２のバイアス電流源に接続された時の、利得の周波数に対する特性を示す図である。
【図１１ｂ】本発明の第２の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器においてスイッチが第１のバイアス電流源に接続された時の、入力リターン・ロスの周波数に対する特性を示す図である。
【図１２ａ】本発明の第２の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器においてスイッチが第２のバイアス電流源に接続された時の、入力リターン・ロスの周波数に対する特性を示す図である。
【図１２ｂ】本発明の第２の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器においてスイッチが第１のバイアス電流源に接続された時の、入力リターン・ロスの周波数に対する特性を示す図である。
【図１３】本発明の第２の好適な実施例に基づいた２．４／５．２／５．７ＧＨｚマルチバンド低ノイズ増幅器においてスイッチがそれぞれ第２のバイアス電源及び第１のバイアス電流源に接続された時の、ノイズ・フィギュアの周波数に対する特性を示す図である。
【符号の説明】
【００４９】
１００…アンテナ  １０１…バンド選択フィルタ  １０２…バンド・フィルタ  １０３…低ノイズ増幅器  １０４…鏡像除去フィルタ  １０５…バンド・フィルタ  １０６…ローカル振動信号  １０７…チャンネル選択フィルタ  １０８…バンド・フィルタ  １０９…アンテナ  １１０…バンド選択フィルタ  １１１…バンド・フィルタ  １１２…低ノイズ増幅器  １１３…鏡像除去フィルタ  １１４…バンド・フィルタ  １１５…ローカル振動信号  １１６…チャンネル選択フィルタ  １１７…バンド・フィルタ  １１８…アンテナ  １１９…バンド選択フィルタ  １２０…バンド・フィルタ  １２１…低ノイズ増幅器  １２２…鏡像除去フィルタ  １２３…バンド・フィルタ  １２４…ローカル振動信号  １２５…チャンネル選択フィルタ  １２６…バンド・フィルタ  １２７…ミクサ  １２８…アナロク・ディジタル・コンバータ  １２９…ディジタル信号処理器  ２００…入力端  ２０１…インダクタ  ２０２…バイアス  ２０３…電圧源  ２０４…インダクタ  ２０５…トランジスタ  ２０６…トランジスタ  ２０７…インダクタ  ２０８…キャパシタ  ２０９…出力端  ３００…入力端  ３０１…インダクタ  ３０２…キャパシタ  ３０３…バイアス  ３０４…結線インダクタ  ３０６…キャパシタ  ３０７…インダクタ  ３０８…電界効果トランジスタ  ３０９…電界効果トランジスタ  ３１０…インダクタ  ３１１…供給電源  ３１２…インダクタ  ３１３…インダクタ  ３１４…出力端  ４００…入力端  ４０１…電流源  ４０２…第１のインダクタ  ４０３…電子スイッチ  ４０４…インダクタ  ４０５…コレクタ電流  ４０６…第１の供給電源  ４０７…第１の抵抗  ４０８…第１のトランジスタ  ４０９…第３のキャパシタ  ４１０…第３の抵抗  ４１１…第２の供給電源  ４１２…第２の抵抗  ４１３…第２のトランジスタ  ４１４…出力端  ４１５…第２のキャパシタ  ９００…入力端  ９０１…第１のバイアス電流源  ９０２…直流阻止キャパシタ  ９０３…第２のバイアス電流源  ９０４…インダクタ  ９０５…コレクタ電流  ９０６…第１の供給電源  ９０７…第１の抵抗  ９０８…第１のトランジスタ  ９０９…直流阻合／交流結合キャパシタ  ９１０…第３の抵抗  ９１１…第２の供給電源  ９１２…第２の抵抗  ９１３…第２のトランジスタ  ９１４…出力端  ９１５…スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１ａ】
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【図１１ｂ】
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【図１２ａ】
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【図１２ｂ】
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【図１３】
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