(57)【要約】【課題】出力電圧、出力電流の歪みを抑えつつスイッチング損失を低減する。【解決手段】２相変調方式による電圧指令信号と三角波信号とを比較して得たＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗのそれぞれに基づいて、各相の電圧指令信号の変化率が比較的小さい期間で、補正前の２つのＰＷＭ周期Ｔｃを合わせた２・Ｔｃの期間を補正ＰＷＭ周期とする補正ＰＷＭ信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを生成する。補正ＰＷＭ信号Ｃｕは、補正前の時間Ｔｕ１とＴｕ２とを合わせたＴｕの期間で１（上アーム側のスイッチング素子がオン）となり、残る（２・Ｔｃ−Ｔｕ）の期間で０（下アーム側のスイッチング素子がオン）となる。【選択図】  図４
2004357358.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を備え、これらスイッチング素子を通断電することにより交流電圧を出力するインバータ回路と、
電圧指令信号に基づいて、各ＰＷＭ周期が前記スイッチング素子の第１のオンオフ状態に対応した第１の期間と第２のオンオフ状態に対応した第２の期間とからなるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号の連続した複数のＰＷＭ周期を合わせた期間を補正ＰＷＭ周期とし、その補正ＰＷＭ周期が、前記連続した複数の各ＰＷＭ周期における第１の期間を合わせた時間幅を持ち前記スイッチング素子の第１のオンオフ状態に対応した第１の期間と、前記連続した複数の各ＰＷＭ周期における第２の期間を合わせた時間幅を持ち前記スイッチング素子の第２のオンオフ状態に対応した第２の期間とからなる補正ＰＷＭ信号を生成する補正手段とを備え、
前記複数のスイッチング素子のうち少なくとも１のスイッチング素子は、時間帯に応じて前記ＰＷＭ信号および前記補正ＰＷＭ信号の何れかを用いて駆動されるように構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
少なくとも１のスイッチング素子を備えるインバータ回路と、
このスイッチング素子がオンしている第１の期間と、このスイッチング素子がオフしている第２の期間とを合わせた時間を１ＰＷＭ周期として、前記スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
複数のＰＷＭ周期を合わせた時間を補正ＰＷＭ周期とし、連続した前記複数のＰＷＭ周期のうち各ＰＷＭ周期における前記第１の期間を合わせた時間幅で前記スイッチング素子をオンさせ、各ＰＷＭ周期における前記第２の時間を合わせた時間幅で前記スイッチング素子をオフさせるための補正ＰＷＭ信号を生成する補正手段とを備え、
時間帯に応じて前記ＰＷＭ信号および前記補正ＰＷＭ信号の何れかを用いて前記スイッチング素子を駆動するように構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項３】
前記インバータ回路は三相交流電圧を出力可能に構成され、前記ＰＷＭ信号生成手段は、２相変調の電圧指令信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するように構成され、
前記補正手段は、各相の電圧指令信号についてその非ゼロ期間を０°から２４０°までとすれば、そのうちの６０°から１８０°までの角度範囲において前記補正ＰＷＭ信号を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１または２記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記インバータ回路は三相交流電圧を出力可能に構成され、前記ＰＷＭ信号生成手段は、３相変調のための正弦波状の電圧指令信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するように構成され、
前記補正手段は、各相の電圧指令信号についてその最大値を挟んで前後３０°の角度範囲と最小値を挟んで前後３０°の角度範囲において前記補正ＰＷＭ信号を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１または２記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記補正手段は、前記電圧指令信号の変化率に応じた数のＰＷＭ周期を合わせた期間を補正ＰＷＭ周期とすることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載のインバータ装置。
【請求項６】
異なる相のＰＷＭ信号を出力する少なくとも２つの出力端子を備えたプロセッサと、前記ＰＷＭ信号に基づいて駆動されるスイッチング素子を有するインバータ回路とを備え、
前記プロセッサは、前記インバータ回路から出力される交流電圧の１周期のうち第１の時間帯において、第１の出力端子から基本ＰＷＭ周波数を持つＰＷＭ信号を出力し、第２の出力端子から前記基本ＰＷＭ周波数の整数分の１の周波数を持つＰＷＭ信号を出力し、前記交流電圧の１周期のうち第２の時間帯において、前記第１の出力端子から前記基本ＰＷＭ周波数の整数分の１の周波数を持つＰＷＭ信号を出力し、前記第２の出力端子から前記基本ＰＷＭ周波数を持つＰＷＭ信号を出力するように構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項７】
ＰＷＭ信号を出力する出力端子を備えたプロセッサと、前記ＰＷＭ信号に基づいて駆動されるスイッチング素子を有するインバータ回路とを備え、
前記プロセッサは、各相について、前記インバータ回路から出力される相電圧の１周期のうち第１の時間帯において、前記出力端子から基本ＰＷＭ周波数の整数分の１の周波数を持つＰＷＭ信号を出力し、第２の時間帯において、前記出力端子から前記基本ＰＷＭ周波数を持つＰＷＭ信号を出力するように構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来からＰＷＭインバータ装置が用いられている。このＰＷＭインバータ装置は、出力電圧（相電圧）を指令する電圧指令信号と三角波信号などの搬送波信号とを比較してＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号によりインバータ回路を構成する各スイッチング素子を駆動するようになっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このＰＷＭインバータ装置は、出力電圧（線間電圧）を正弦波形にすることができるという利点があるが、その一方でスイッチング素子のオンオフ駆動に伴うスイッチング損失が増大し、インバータ装置の効率が低下するという問題が生じる。これに対しては、搬送波信号の周波数を低くすることが効果的であるが、単に低くするだけでは出力電圧に歪みが生じ、出力電圧ひいては出力電流の質が低下してしまう。
【０００４】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、出力電圧、出力電流の歪みを抑えつつスイッチング損失を低減することができるインバータ装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載したインバータ装置は、複数のスイッチング素子を備え、これらスイッチング素子を通断電することにより交流電圧を出力するインバータ回路と、電圧指令信号に基づいて、各ＰＷＭ周期がスイッチング素子の第１のオンオフ状態に対応した第１の期間と第２のオンオフ状態に対応した第２の期間とからなるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号の連続した複数のＰＷＭ周期を合わせた期間を補正ＰＷＭ周期とし、その補正ＰＷＭ周期が、前記連続した複数の各ＰＷＭ周期における第１の期間を合わせた時間幅を持ち前記スイッチング素子の第１のオンオフ状態に対応した第１の期間と、前記連続した複数の各ＰＷＭ周期における第２の期間を合わせた時間幅を持ち前記スイッチング素子の第２のオンオフ状態に対応した第２の期間とからなる補正ＰＷＭ信号を生成する補正手段とを備え、前記複数のスイッチング素子のうち少なくとも１のスイッチング素子は、時間帯に応じて前記ＰＷＭ信号および前記補正ＰＷＭ信号の何れかを用いて駆動されるように構成されていることを特徴とする。
【０００６】
この構成によれば、インバータ回路は、電圧指令信号に応じた交流電圧を出力する。そして、出力電圧（相電圧）のうちある時間帯（例えば、変化率が比較的小さくなる角度範囲として予め定められた所定の期間）においては、連続した複数のＰＷＭ周期を合わせた期間が１つの補正ＰＷＭ周期となり、ＰＷＭ周波数が補正前の基本ＰＷＭ周波数の整数分の１となる。上記時間帯として出力電圧（相電圧）の変化率が比較的小さい時間帯が設定された場合には、ＰＷＭ周波数を低くしても波形歪みが生じにくくなる。
【０００７】
一方、別の時間帯（例えば、変化率が比較的大きくなる角度範囲として予め定められた所定の期間）においては、ＰＷＭ周波数は基本ＰＷＭ周波数のままとされるので、波形歪みが増大することはない。従って、時間帯を適当に設定することにより、出力電圧、出力電流全体について波形歪みが小さく抑えられるとともに、一部の期間においてＰＷＭ周波数を低下させた分だけスイッチング損失を低減することができる。請求項２に記載したインバータ装置についても、同様の作用、効果が得られる。
【０００８】
請求項３および４に記載したインバータ装置は、ともに三相交流電圧を出力可能なインバータ回路を備えており、それぞれ２相変調および３相変調の電圧指令信号の変化率が小さくなる所定の期間にＰＷＭ周波数を下げた補正ＰＷＭ信号を生成する構成を備えている。この所定の期間は、２相変調の場合には電圧指令信号の非ゼロ期間を０°から２４０°までとすればそのうちの６０°から１８０°までの角度範囲であり、３相変調の場合には正弦波状の電圧指令信号の最大値を挟んで前後３０°の角度範囲と最小値を挟んで前後３０°の角度範囲とすることが好ましい。これにより、波形歪みが小さく且つ低損失の三相ＰＷＭインバータ装置が得られる。
【０００９】
請求項５に記載したインバータ装置によれば、電圧指令信号の変化率に応じた数のＰＷＭ周期を合わせた期間が補正ＰＷＭ周期となるので、出力電圧の変化率が小さくなるほど当該部分でのＰＷＭ周波数が低下する。このようにＰＷＭ周波数を段階的に可変制御すると、波形歪みの抑制とスイッチング損失の低減とをより細かく制御可能となる。
【００１０】
請求項６に記載したインバータ装置によれば、交流電圧の１周期のうち第１の時間帯においては、プロセッサの第１の相の出力端子から基本ＰＷＭ周波数を持つＰＷＭ信号が出力され、第２の相の出力端子から基本ＰＷＭ周波数の整数分の１（＝１／Ｋ（Ｋ＝２、３、４、…））の周波数を持つＰＷＭ信号が出力される。また、第２の時間帯においては、第１の相の出力端子から基本ＰＷＭ周波数の整数分の１の周波数を持つＰＷＭ信号が出力され、第２の相の出力端子から基本ＰＷＭ周波数を持つＰＷＭ信号が出力される。その結果、第１の相電圧の変化率が小さい期間を上記第２の時間帯に対応させ、第２の相電圧の変化率が小さい期間を上記第１の時間帯に対応させた制御を行えば、上述したような波形歪みの抑制とスイッチング損失の低減を図ることができる。
【００１１】
請求項７に記載したインバータ装置によれば、インバータ回路から出力される相電圧の１周期のうち第１の時間帯（例えば、電圧変化率が比較的小さくなる期間）において、プロセッサの出力端子から基本ＰＷＭ周波数の整数分の１（＝１／Ｋ（Ｋ＝２、３、４、…））の周波数を持つＰＷＭ信号が出力され、第２の時間帯（例えば、電圧変化率が比較的大きくなる期間）において、プロセッサの出力端子から基本ＰＷＭ周波数を持つＰＷＭ信号が出力される。これにより、波形歪みの抑制とスイッチング損失の低減を図ることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図４を参照しながら説明する。
図１は、インバータ装置の電気的構成を示している。このインバータ装置１は、負荷として接続されたブラシレスモータ２を駆動するものであって、直流電源回路３、インバータ回路４、制御部５、ゲート駆動回路６および電流検出部７から構成されている。
【００１３】
このうち直流電源回路３は、ダイオードブリッジ９とコンデンサ１０、１１とから構成される倍電圧整流回路であり、その入力端子にはリアクトル１２を介して単相交流電源１３が接続されるようになっている。この直流電源回路３は、電源線１４、１５に対し直流電圧を出力するようになっており、電源線１４と１５との間にはインバータ回路４が接続されている。
【００１４】
インバータ回路４は、電源線１４と１５との間にＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を三相ブリッジ接続して構成されており、三相交流電圧を出力可能となっている。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３は上アーム側のスイッチング素子に相当し、ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６は下アーム側のスイッチング素子に相当する。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６には、それぞれ図示極性の還流用のダイオードＤ１〜Ｄ６が接続（若しくは素子として一体に構成）されている。このインバータ回路４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端子４ｕ、４ｖ、４ｗには、それぞれブラシレスモータ２の巻線２ｕ、２ｖ、２ｗが接続されるようになっている。
【００１５】
電流検出部７は、ホールＩＣやホールセンサなどの電流センサ１６ｕ、１６ｖから構成されている。これらの電流センサ１６ｕ、１６ｖは、それぞれインバータ回路４から巻線２ｕ、２ｖに流れる電流に応じた電圧を出力するようになっている。
【００１６】
制御部５は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などの高速演算可能なプロセッサ１７により構成されている。このプロセッサ１７は、Ａ／Ｄ変換器１８、ＣＰＵ１９、ブラシレスモータ２を制御する実行プログラムが格納された書き換え可能な不揮発性メモリ２０、一時的なデータが格納される揮発性メモリ２１などを備えている。このプロセッサ１７は、後述する補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ、Ｃｕｎ、Ｃｖｐ、Ｃｖｎ、Ｃｗｐ、Ｃｗｎを出力するための６つの出力端子を備えている。
【００１７】
図２は、プロセッサ１７の機能を表すブロック図である。すなわち、プロセッサ１７は、そのハードウェア回路および不揮発性メモリ２０に記憶されているプログラムやデータなどにより、検出電流演算部２２、指令電流演算部２３、電圧指令信号生成部２４、ＰＷＭ信号生成部２５およびＰＷＭ補正部２６としての機能を実現するようになっている。
【００１８】
検出電流演算部２２は、電流センサ１６ｕ、１６ｖの出力電圧をＡ／Ｄ変換器１８（前置増幅回路を含む）によってディジタルデータに変換し、ブラシレスモータ２の巻線２に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するものである。指令電流演算部２３は、検出した電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて例えばベクトル制御に係る演算を行い、指令電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを演算するものである。このベクトル制御系は、速度制御ループと電流制御ループとを備えている。
【００１９】
電圧指令信号生成部２４は、指令電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを用いて各相の出力電圧に応じた電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算するものである。本実施形態では２相変調方式を採用しており、これら電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形は図３に示すようになっている。ＰＷＭ信号生成部２５（ＰＷＭ信号生成手段に相当）は、この電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと搬送波信号である三角波信号Ｓｃとの比較に基づいてＰＷＭ信号Ｄｕｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｐ、Ｄｖｎ、Ｄｗｐ、Ｄｗｎを生成し、ＰＷＭ補正部２６（補正手段に相当）は、このＰＷＭ信号Ｄｕｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｐ、Ｄｖｎ、Ｄｗｐ、Ｄｗｎに基づいて、補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ、Ｃｕｎ、Ｃｖｐ、Ｃｖｎ、Ｃｗｐ、Ｃｗｎを生成するものである。
【００２０】
ゲート駆動回路６は、プロセッサ１７から補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎを入力してレベル変換を行い、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲートに与える駆動信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎを生成するようになっている。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６は、それぞれ補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜ＣｗｎがＨレベルのときにオン駆動され、Ｌレベルのときにオフ駆動される。各相について、上アーム側の補正ＰＷＭ信号と下アーム側の補正ＰＷＭ信号が同時にＨレベルとなることはなく、デッドタイム期間を除けば上アーム側の補正ＰＷＭ信号と下アーム側の補正ＰＷＭ信号の何れか一方がＨレベルとなっている。
【００２１】
なお、ブラシレスモータ２のロータ近傍には、ホールＩＣなどから構成される位置検出器２７が取り付けられており、電圧指令信号生成部２４は、この位置検出器２７からの位置信号に基づいて上記電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの位相を決定するようになっている。
【００２２】
次に、本実施形態の作用について図３および図４も参照しながら説明する。
ＰＷＭ信号生成部２５によって生成された図３に示す電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、それぞれインバータ回路４が出力する相電圧を指令する信号である。相電圧をこのような波形に制御すると、インバータ回路４が出力する線間電圧を正弦波形とすることができる。この場合、インバータ回路４が出力する相電圧を電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと精度よく一致させるためには、ＰＷＭ信号生成部２５が用いる三角波信号Ｓｃの周波数（キャリア周波数ｆｃ）を高く設定することが好ましい。しかしながら、キャリア周波数ｆｃを高くするとスイッチング損失が増大する。そこで、ＰＷＭ補正部２６は、以下の手段によりＰＷＭ信号Ｄｕｐ〜Ｄｗｎに基づく補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎを生成している。
【００２３】
ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のオンオフ状態はＰＷＭ周期を単位として制御されるが、相電圧の変化が比較的緩やかな期間ではＰＷＭ周期を長くしても相電圧と電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとのずれが生じにくい。この点に着目し、ＰＷＭ補正部２６は、各相ごとに相電圧すなわち電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの変化率が比較的小さくなる角度範囲として予め定められた所定の期間において、ＰＷＭ周期が長くなるように補正する。
【００２４】
この所定期間は、電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの非ゼロ期間を０°から２４０°までとすれば、そのうちの６０°から１８０°までの角度範囲である。図３に示す位相角（電気角）の下では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてそれぞれ６０°から１８０°までの角度範囲、１８０°から３００°までの角度範囲、３００°から４２０°（つまり６０°）の角度範囲となる。
【００２５】
図４は、図３に示す位相角Ａの時点における（ａ）ＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗおよび（ｂ）補正ＰＷＭ信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを示している。ここで、ＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗおよび補正ＰＷＭ信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、上アーム側のＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３がオンする状態を１で表し、下アーム側のＩＧＢＴＱ４、Ｑ５、Ｑ６がオンする状態を０で表したものであり、それぞれＰＷＭ信号Ｄｕｐ〜Ｄｗｎおよび補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎと等価な信号である。
【００２６】
位相角Ａの時点では、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖが０であるため、ＰＷＭ周期Ｔｃ（＝１／ｆｃ）の期間ＰＷＭ信号Ｄｖおよび補正ＰＷＭ信号Ｃｖが０のままとなり、Ｖ相下アーム側のＩＧＢＴＱ５がオンし続ける。これに対し、Ｗ相のＰＷＭ信号Ｄｗは、ＰＷＭ周期ＴｃのうちＴｗ１の期間（第１の期間に相当）で１となり、残る（Ｔｃ−Ｔｗ１）の期間（第２の期間に相当）で０となる。しかし、Ｗ相の相電圧すなわち電圧指令信号Ｖｗの変化率は比較的大きいので、ＰＷＭ補正部２６は、ＰＷＭ信号Ｄｗをそのまま補正ＰＷＭ信号Ｃｗとして出力する。
【００２７】
Ｕ相のＰＷＭ信号Ｄｕは、ＰＷＭ周期ＴｃのうちＴｕ１の期間（第１の期間に相当）で１となり、残る（Ｔｃ−Ｔｕ１）の期間（第２の期間に相当）で０となる。Ｔｕ１の期間は、上アーム側のＩＧＢＴＱ１がオン、下アーム側のＩＧＢＴＱ４がオフとなる第１のオンオフ状態に相当し、（Ｔｃ−Ｔｕ１）の期間は、上アーム側のＩＧＢＴＱ１がオフ、下アーム側のＩＧＢＴＱ４がオンとなる第２のオンオフ状態に相当する。その次のＰＷＭ周期でも同様に、ＰＷＭ信号Ｄｕは、ＰＷＭ周期ＴｃのうちＴｕ２の期間で１となり、残る（Ｔｃ−Ｔｕ２）の期間で０となる。
【００２８】
位相角Ａの時点は、上述したようにＵ相の相電圧すなわち電圧指令信号Ｖｕの変化率が比較的小さくなる角度範囲に含まれている。このため、ＰＷＭ補正部２６は、Ｕ相について２つのＰＷＭ周期Ｔｃを合わせた２・Ｔｃの期間を補正ＰＷＭ周期とし、上記時間Ｔｕ１とＴｕ２とを合わせたＴｕの期間（補正後の第１の期間に相当）で１となり、残る（２・Ｔｃ−Ｔｕ）の期間（補正後の第２の期間に相当）で０となる補正ＰＷＭ信号Ｃｕを生成する。このようなＵ相の補正は、図３に示す位相角６０°から１８０°の期間において行われる。その結果、この期間におけるＵ相のＰＷＭ周波数は基本ＰＷＭ周波数であるｆｃの１／２となり、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭ周波数は基本ＰＷＭ周波数であるｆｃのままとなる。
【００２９】
同様に、図３に示す位相角１８０°から３００°の期間では、Ｖ相についてＰＷＭ周期が補正されてＶ相のＰＷＭ周波数がｆｃ／２となり、位相角３００°から４２０°（つまり６０°）の期間では、Ｗ相についてＰＷＭ周期が補正されてＷ相のＰＷＭ周波数がｆｃ／２となる。補正ＰＷＭ周期において各相の上アーム側のＩＧＢＴがオンしている時間と下アーム側のＩＧＢＴがオンしている時間との比は、補正前のＰＷＭ周期において各相の上アーム側のＩＧＢＴがオンしている時間と下アーム側のＩＧＢＴがオンしている時間との比に等しいため、インバータ回路４が出力する実効的な電圧値は変化しない。
【００３０】
結局、このような補正が施されると、インバータ回路４から出力される交流電圧の１周期のうち図３に示す位相角６０°から１８０°の期間（第１の時間帯に相当）では、プロセッサ１７のＶ相とＷ相に係る出力端子（第１の出力端子に相当）からは、基本ＰＷＭ周波数ｆｃを持つ補正ＰＷＭ信号Ｃｖｐ、Ｃｖｎ、Ｃｗｐ、Ｃｗｎが出力され、Ｕ相に係る出力端子（第２の出力端子に相当）からは、基本ＰＷＭ周波数ｆｃの１／２のＰＷＭ周波数を持つ補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ、Ｃｕｎが出力される。
【００３１】
また、位相角１８０°から３００°の期間（第２の時間帯に相当）では、プロセッサ１７のＵ相とＷ相に係る出力端子からは、基本ＰＷＭ周波数ｆｃを持つ補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ、Ｃｕｎ、Ｃｗｐ、Ｃｗｎが出力され、Ｖ相に係る出力端子からは、基本ＰＷＭ周波数ｆｃの１／２のＰＷＭ周波数を持つ補正ＰＷＭ信号Ｃｖｐ、Ｃｖｎが出力される。位相角３００°から４２０（つまり６０°）°の期間を第２の時間帯とした場合も同様である。
【００３２】
以上説明したように、本実施形態によれば各相について相電圧の変化率が比較的小さくなる角度範囲において、２つの連続したＰＷＭ周期Ｔｃを合わせた期間を１つの補正ＰＷＭ周期としてＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をスイッチングするように構成したので、当該角度範囲においてＰＷＭ周波数が補正前のＰＷＭ周波数ｆｃの１／２となる。従って、三相のインバータ回路４全体として見ると、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング回数は従来構成のものに比べて３／４に低減し、その分だけスイッチング損失を低減することができる。
【００３３】
このようにＰＷＭ周波数を低くしても、当該期間では出力電圧（相電圧）の変化率が比較的小さいため、電圧、電流の波形歪みが生じにくい。一方、上記所定の期間以外では、ＰＷＭ周波数はＰＷＭ周波数ｆｃのままとされるため波形歪みが増大することはない。その結果、出力電圧、出力電流の全体について波形歪みが小さく抑えられる。
【００３４】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図５、図６を参照しながら説明する。本実施形態に係るインバータ装置は、第１の実施形態に係るインバータ装置１と同じ電気的構成を備えているが、電圧指令生成部の機能としてＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを３相変調により生成している点が異なっている。３相変調の場合も、ＰＷＭ補正部は、各相ごとに電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの変化率が比較的小さくなる角度範囲として予め定められた所定の期間においてＰＷＭ周期を２・Ｔｃとなるように補正する。
【００３５】
この所定期間は、図５に示す正弦波状の電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗそれぞれの最大値を挟んで前後３０°の角度範囲と最小値を挟んで前後３０°の角度範囲に設定されている。すなわち、図５に示す位相角（電気角）の下では、Ｕ相については６０°から１２０°までの角度範囲と２４０°から３００°までの角度範囲、Ｖ相については０°から６０°までの角度範囲と１８０°から２４０°までの角度範囲、Ｗ相については１２０°から１８０°までの角度範囲と３００°から３６０°までの角度範囲となる。
【００３６】
図６は、図５に示す位相角Ｂの時点における（ａ）ＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗおよび（ｂ）補正ＰＷＭ信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを示している。位相角Ｂの時点は、Ｕ相の相電圧すなわち電圧指令信号Ｖｕの変化率が比較的小さくなる角度範囲に含まれている。このため、ＰＷＭ補正部は、Ｕ相について２つのＰＷＭ周期Ｔｃを合わせた２・Ｔｃの期間を補正ＰＷＭ周期とし、補正前の時間Ｔｕ１とＴｕ２とを合わせたＴｕの期間で１（上アーム側のＩＧＢＴＱ１がオン）となり、残る（２・Ｔｃ−Ｔｕ）の期間で０（下アーム側のＩＧＢＴＱ４がオン）となる補正ＰＷＭ信号Ｃｕを生成する。
【００３７】
これに対し、Ｖ相とＷ相の相電圧すなわち電圧指令信号Ｖｖ、Ｖｗの変化率は比較的大きいので、ＰＷＭ補正部は、ＰＷＭ信号Ｄｖ、Ｄｗをそのまま補正ＰＷＭ信号Ｃｖ、Ｃｗとして出力する。このようなＵ相の補正は、上述したように図５に示す位相角６０°から１２０°までの期間と２４０°から３００°までの期間において行われる。その結果、この期間におけるＵ相のＰＷＭ周波数はｆｃ／２となり、Ｖ相またはＷ相のＰＷＭ周波数はｆｃのままとなる。その他の角度範囲については、Ｖ相またはＷ相のＰＷＭ周波数がｆｃ／２となる。
【００３８】
このように３相変調を用いた本実施形態によっても、三相のインバータ回路全体として見ると、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング回数は従来構成のものに比べて５／６に低減し、その分だけスイッチング損失を低減することができる。また、第１の実施形態と同様の作用により、出力電圧、出力電流の波形歪みを小さく抑えることができる。
【００３９】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
各相について相電圧の変化率が比較的小さくなる角度範囲において、２つの連続したＰＷＭ周期Ｔｃを合わせた期間を１つの補正ＰＷＭ周期としたが、３つ以上の連続したＰＷＭ周期Ｔｃを合わせた期間を１つの補正ＰＷＭ周期としてもよい。また、電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの変化率に応じた数の連続したＰＷＭ周期Ｔｃを合わせた期間を補正ＰＷＭ周期としてもよい。このようにＰＷＭ周波数を段階的に可変制御すると、出力電圧（相電圧）の変化率が小さくなるほど当該部分でのＰＷＭ周波数が低下し、波形歪みの抑制とスイッチング損失の低減とをより細かく制御可能となる。
【００４０】
各実施形態において、電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの変化率が比較的小さくなる角度範囲を具体的な数値を挙げて説明したが、この角度数値は一例を示したものであり、波形歪みとスイッチング損失とに応じて適宜この角度範囲よりも狭く設定しまたは広く設定してもよい。
【００４１】
三相インバータ装置のみならず一般に多相インバータ装置に適用できる。また、インバータ回路４の構成はフルブリッジの回路形態に限定されない。
ＰＷＭ信号生成部２５で用いる搬送波信号は、三角波信号Ｓｃに限らず鋸波信号であってもよい。
モータはブラシレスモータに限らず、誘導電動機や同期電動機などであってもよい。さらに、インバータ装置１の負荷はモータに限られない。
【００４２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明のインバータ装置は、ＰＷＭ信号の連続した複数のＰＷＭ周期を合わせた期間を補正ＰＷＭ周期として補正ＰＷＭ信号を生成し、時間帯に応じてＰＷＭ信号および補正ＰＷＭ信号の何れかを用いてスイッチング素子を駆動するので、出力電圧、出力電流の波形歪みを小さく抑えつつスイッチング損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すインバータ装置の電気的構成図
【図２】プロセッサの機能を示すブロック図
【図３】２相変調の場合の電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形を示す図
【図４】補正前後のＰＷＭ信号を示す図
【図５】本発明の第２の実施形態について３相変調の場合の電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形を示す図
【図６】図４相当図
【符号の説明】
１はインバータ装置、４はインバータ回路、１７はプロセッサ、２５はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、２６はＰＷＭ補正部（補正手段）、Ｑ１〜Ｑ６はＩＧＢＴ（スイッチング素子）である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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