(57)【要約】【課題】スイッチング素子が一定のオン・デューティで制御されるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】電源端子１に電源電圧Ｖｉｎを供給するとともに昇圧回路２に含まれるスイッチング素子であるＭＯＳトランジスタのゲートに制御信号Ｖｃを供給して出力端子３の電圧を所定の出力電圧Ｖｏに昇圧する。制御信号Ｖｃは、クロック信号生成回路２１からの一定デューティ比のクロック信号ＣＬＫと誤差増幅器６からの差電圧ＶＥＡとをレベルシフト回路２２に供給し、レベルシフト回路２２でクロック信号ＣＬＫのパルス高さを差電圧ＶＥＡにレベル変換させて、レベルシフト回路２２からドライブ回路２３を介して昇圧回路２に供給する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の一定デューティ比を有するクロック信号を基準電圧に対する出力端子の出力電圧との差電圧に応じて振幅変調し、この振幅変調された信号を制御信号としてスイッチング素子を制御して、電源電圧を出力端子から所定電圧で出力するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記クロック信号を生成するクロック信号生成回路と、前記差電圧を生成する誤差増幅器と、前記制御信号を生成するレベルシフト回路とを具備した請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
制御信号によりスイッチング素子を制御することにより電源電圧を出力端子から所定電圧で出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
所定の一定デューティ比を有するクロック信号を生成するクロック信号生成回路と、出力端子からの出力電圧を帰還して基準電圧に対する差電圧を生成する誤差増幅器と、前記クロック信号を前記差電圧に応じたパルス高さにレベル変換して前記制御信号として出力するレベルシフト回路とを具備したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＰＷＭ制御を用いた昇圧用のＤＣ−ＤＣコンバータ１００（例えば、特許文献１を参照）について説明する。図３において、１は電池やＡＣアダプタ等の直流電源が接続される電源端子で、この電源端子１と接地間に昇圧回路２が接続されている。昇圧回路２の出力端は出力端子３に接続され、出力端子３と接地間に分圧回路を構成する抵抗４と抵抗５が直列接続されている。抵抗４と抵抗５との接続点は誤差増幅器６の反転入力端に接続されている。誤差増幅器６の非反転入力端は基準電圧Ｖｒｅｆを生成する基準電圧源７に接続され、誤差増幅器６の出力端はＰＷＭ制御信号Ｖｃを生成する比較器８の第１非反転入力端に接続されている。比較器８の反転入力端はクロック信号ＣＬＫに同期して充電動作と放電動作を繰り返すことによって三角波電圧Ｖｔを生成する三角波発生回路９の出力端に接続され、比較器８の第２非反転入力端は最大オン・デューティを設定するためのデッドタイムコントロール（以下、ＤＴＣと称する）回路１０の出力端に接続されている。比較器８の出力端はドライブ回路１１を介して昇圧回路２の制御端に接続されている。
【０００３】
昇圧回路２について説明する。図４において、電源端子１と接地間にチョークコイル１２とＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１３とが直列接続されている。チョークコイル１２とＭＯＳトランジスタ１３との接続点は逆流防止用素子であるショットキダイオード１４を介して出力端子３に接続され、出力端子３と接地間にコンデンサ１５が接続されている。ＭＯＳトランジスタ１３のゲートを昇圧回路２の制御端としている。
【０００４】
上記構成のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作を図５を併用して説明する。出力端子３からの出力電圧Ｖｏが抵抗４と抵抗５とで分圧されて誤差増幅器６の反転入力端に帰還され、基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧ＶＥＡとして比較器８の第１非反転入力端に入力される。一方、三角波発生回路９からはクロック信号ＣＬＫの周波数に同期した三角波電圧Ｖｔが比較器８の反転入力端に入力される。また、ＤＴＣ回路１０からは最大オン・デューティを設定するためのＤＴＣ電圧Ｖｄｔｃが比較器８の第２非反転入力端に入力される。比較器８の出力端からは、差電圧ＶＥＡがＤＴＣ電圧Ｖｄｔｃより小さい間は、三角波電圧Ｖｔが差電圧ＶＥＡと比較されてパルス幅変調されたＰＷＭ制御信号Ｖｃが出力され、差電圧ＶＥＡがＤＴＣ電圧Ｖｄｔｃより大きくなると、三角波電圧ＶｔがＤＴＣ電圧Ｖｄｔｃと比較されてパルス幅変調されたＰＷＭ制御信号Ｖｃが出力される。このＰＷＭ制御信号Ｖｃがドライブ回路１１を介して昇圧回路２のＭＯＳトランジスタ１３のゲートに供給され、ＭＯＳトランジスタ１３のスイッチング動作を制御する。ＰＷＭ制御信号ＶｃがハイレベルになるとＭＯＳトランジスタ１３はオン制御されて電源電圧Ｖｉｎがチョークコイル１２に供給され、ＰＷＭ制御信号ＶｃがロウレベルになるとＭＯＳトランジスタ１３はオフ制御されてチョークコイル１２に発生した逆起電力を電源電圧Ｖｉｎに加算してショットキダイオード１４を介してコンデンサ１５に充電しながら出力端子３の電圧を所定の出力電圧Ｖｏに昇圧する。（図５（ａ））
【０００５】
【特許文献１】
特開２００１−９５２３７号公報（段落番号「０００２」−
「０００６」、第８、９図）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、温度や周波数により三角波発生回路９からの三角波電圧Ｖｔの振幅が変動し、ＤＴＣ回路１０からのＤＴＣ電圧Ｖｄｔｃにより設定された最大オン・デューティも変動するという問題がある。例えば、図５（ｂ）に示すように三角波電圧Ｖｔの振幅が図５（ａ）に示す正規の三角波電圧Ｖｔの振幅より狭く、ＤＴＣ電圧Ｖｄｔｃより三角波電圧Ｖｔの最高電圧が低い場合、誤差増幅器６の差電圧ＶＥＡがＤＴＣ電圧Ｖｄｔｃより高くなると、ＰＷＭ制御のオン・デューティは１００％となりＭＯＳトランジスタ１３はオン制御されたままとなり、チョークコイル１２が磁束飽和を起こして電源電圧Ｖｉｎが地絡してしまう。また、図５（ｃ）に示すように三角波電圧の電圧幅が図５（ａ）に示す三角波電圧の振幅より広い場合、ＤＴＣ電圧Ｖｄｔｃに対して三角波電圧Ｖｔの最高電圧が図５（ａ）に示すより高くなり、ＰＷＭ制御の最大オン・デューティは図５（ａ）より小さくなり、昇圧特性が低下するとともに、負荷変動が大きくなる。
従って、本発明の目的は、スイッチング素子が一定のオン・デューティで制御されるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
（１）本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、所定の一定デューティ比を有するクロック信号を基準電圧に対する出力端子の出力電圧との差電圧に応じて振幅変調し、この振幅変調された信号を制御信号としてスイッチング素子を制御して、電源電圧を出力端子から所定電圧で出力する。
（２）本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは上記（１）項において、前記クロック信号を生成するクロック信号生成回路と、前記差電圧を生成する誤差増幅器と、前記制御信号を生成するレベルシフト回路とを具備している。
（３）本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、制御信号によりスイッチング素子を制御することにより電源電圧を出力端子から所定電圧で出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、所定の一定デューティ比を有するクロック信号を生成するクロック信号生成回路と、出力端子からの出力電圧を帰還して基準電圧に対する差電圧を生成する誤差増幅器と、前記クロック信号を前記差電圧に応じたパルス高さにレベル変換して前記制御信号として出力するレベルシフト回路とを具備したことを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の一実施例の昇圧用ＤＣ−ＤＣコンバータ２００について説明する。尚、図３と同一のものについては同一符号を付している。図１において、１は電池やＡＣアダプタ等の直流電源が接続される電源端子で、この電源端子１と接地間に昇圧回路２が接続されている。昇圧回路２の出力端は出力端子３に接続され、出力端子３と接地間に分圧回路を構成する抵抗４と抵抗５が直列接続されている。抵抗４と抵抗５との接続点は誤差増幅器６の反転入力端に接続されている。誤差増幅器６の非反転入力端は基準電圧Ｖｒｅｆを生成する基準電圧源７に接続されている。ここまでの構成は、図３に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と同一である。図３と異なる点は、クロック信号生成回路２１からの所定の一定デューティ比を有するクロック信号ＣＬＫと誤差増幅器６からの差電圧ＶＥＡとをレベルシフト回路２２に供給し、レベルシフト回路２２でクロック信号ＣＬＫのパルス高さを差電圧ＶＥＡにレベル変換させて、レベルシフト回路２２から制御信号Ｖｃとして、ドライブ回路２３を介して昇圧回路２に供給する構成としている点である。
【０００９】
レベルシフト回路２２は、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ１にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ２が接続された第１直列回路２４と、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ３にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ４が接続された第２直列回路２５と、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ５とＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ６とからなる第１ＣＭＯＳインバータ２６と、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ７とＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ８とからなる第２ＣＭＯＳインバータ２７とを含んでいる。第１直列回路２４と第２直列回路２５とは並列接続されて誤差増幅器６の出力端と接地間に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴ１のゲートはＭＯＳトランジスタＴ３とＭＯＳトランジスタＴ４の直列接続点に接続され、ＭＯＳトランジスタＴ３のゲートはＭＯＳトランジスタＴ１とＭＯＳトランジスタＴ２の直列接続点に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴ２のゲートは第１ＣＭＯＳインバータ２６の出力端に接続され、ＭＯＳトランジスタＴ４のゲートは第１ＣＭＯＳインバータ２６の入力端に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴ３とＭＯＳトランジスタＴ４の直列接続点は第２ＣＭＯＳインバータ２７の入力端に接続されている。第１ＣＭＯＳインバータ２６は電源端子１と接地間に接続され、第２ＣＭＯＳインバータ２７は誤差増幅器６の出力端と接地間に接続されている。第１ＣＭＯＳインバータ２６の入力端はクロック信号生成回路２１の出力端に接続され、第２ＣＭＯＳインバータ２７の出力端はドライブ回路２３の入力端に接続されている。クロック信号生成回路２１は電源端子１と接地間に接続され、ドライブ回路２３は誤差増幅器６の出力端と接地間に接続されている。
【００１０】
上記構成のレベルシフト回路２２において、入力端にクロック信号の“Ｈ（ハイ）”レベル、即ち、電源電圧Ｖｉｎが供給されると、ＭＯＳトランジスタＴ２がオフ状態、ＭＯＳトランジスタＴ４がオン状態になるとともに、ＭＯＳトランジスタＴ１がオン状態、ＭＯＳトランジスタＴ３がオフ状態になる。その結果、第２ＣＭＯＳインバータ２７の入力は接地電位となって、第２ＣＭＯＳインバータ２７のＭＯＳトランジスタＴ７がオン状態となり、レベルシフト回路２２から制御信号Ｖｃとして差電圧ＶＥＡがドライブ回路２３を介して昇圧回路２に供給される。また、入力端にクロック信号の“Ｌ（ロウ）”レベル、即ち、接地電圧が供給されると、ＭＯＳトランジスタＴ２がオン状態、ＭＯＳトランジスタＴ４がオフ状態になるとともに、ＭＯＳトランジスタＴ３がオン状態、ＭＯＳトランジスタＴ１がオフ状態になる。その結果、第２ＣＭＯＳインバータ２７の入力は差電圧ＶＥＡの電位となって、第２ＣＭＯＳインバータ２７のＭＯＳトランジスタＴ８がオン状態となり、レベルシフト回路２２から制御信号Ｖｃとして接地電位がドライブ回路２３を介して昇圧回路２に供給される。尚、レベルシフト回路は、クロック信号の“Ｈ”レベルを差電圧ＶＥＡの電位にレベル変換するものであれば、本実施例のレベルシフト回路２２に限らず他の回路構成でもよい。
【００１１】
次にＤＣ−ＤＣコンバータ２００の動作を説明する。出力端子３からの出力電圧Ｖｏが抵抗４と抵抗５とで分圧されて誤差増幅器６の反転入力端に帰還され、基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧ＶＥＡとして誤差増幅器６からレベルシフト回路２２およびドライブ回路２３に供給される。一方、クロック信号生成回路２１からは所定の一定デューティ比、例えば、９８％に設定されたクロック信号ＣＬＫがレベルシフト回路２２に供給される。レベルシフト回路２２の出力端からは、クロック信号ＣＬＫの“Ｈ”レベルのとき差電圧ＶＥＡの大きさに応じた制御信号Ｖｃ、“Ｌ（ロウ）”レベルのとき接地電位の制御信号Ｖｃが出力される。すなわち、制御信号Ｖｃは、図２に示すように、振幅が差電圧ＶＥＡの大きさに応じて変動するが、オン・デューティは差電圧ＶＥＡの大きさに関係なく、クロック信号ＣＬＫのデューティ比と等しくなる。従って、クロック信号生成回路２１から一定デューティ比に設定されたクロック信号ＣＬＫが供給されるので、オン・デューティが一定の制御信号Ｖｃがドライブ回路２３を介して昇圧回路２のＭＯＳトランジスタ１３のゲートに供給され、ＭＯＳトランジスタ１３のスイッチング動作を制御する。クロック信号ＣＬＫが“Ｈ”レベルになると、差電圧ＶＥＡの大きさに応じた制御信号ＶｃによりＭＯＳトランジスタ１３がオン制御されて電源電圧Ｖｉｎがチョークコイル１２に供給され、クロック信号ＣＬＫが“Ｌ”レベルになると、制御信号Ｖｃも接地電位となりＭＯＳトランジスタ１３はオフ制御されてチョークコイル１２に発生した逆起電力を電源電圧Ｖｉｎに加算してショットキダイオード１４を介してコンデンサ１５に充電しながら出力端子３の電圧を所定の出力電圧Ｖｏに昇圧する。
【００１２】
以上のように、クロック信号生成回路２１からの一定デューティ比のクロック信号ＣＬＫのパルス高さをレベルシフト回路２２で誤差増幅器６からの差電圧ＶＥＡにレベル変換させ、このデューティ比と等しいオン・デューティの制御信号Ｖｃとして、ドライブ回路２３を介して昇圧回路２に供給するようにしたので、ＭＯＳトランジスタ１３が一定のオン・デューティで制御されるＤＣ−ＤＣコンバータ２００を提供することができる。
【００１３】
上記実施例では、昇圧用のＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したが、降圧用または昇圧・降圧共用または負電圧発生用のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。
【００１４】
【発明の効果】
本発明によれば、所定の一定デューティ比を有するクロック信号を基準電圧に対する出力端子の出力電圧との差電圧に応じて振幅変調し、この振幅変調された信号を制御信号としてスイッチング素子を制御して、電源電圧を出力端子から所定電圧で出力するようにしたので、所定の電圧を安定して出力できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ２００の回路図
【図２】図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ２００の動作を示す信号波形図。
【図３】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の回路図
【図４】図１および図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータに用いられる昇圧回路の回路図。
【図５】図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作を示す信号波形図。
【符号の説明】
１  電源端子
２  昇圧回路
３  出力端子
６  誤差増幅器
１３  Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）
２１  クロック信号生成回路
２２  レベルシフト回路
２００  ＤＣ−ＤＣコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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