(57)【要約】【課題】可変周波数範囲の広い電圧制御発振器を提供する。【解決手段】インダクタＬ１，Ｌ２と可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２によるＬＣ共振器と負性抵抗回路ＮＲからなる電圧制御発振器において、負性抵抗回路ＮＲをリング状のゲートを有する差動対トランジスタＭ１，Ｍ２と、トランジスタＭ１のドレイン端子とトランジスタＭ２のゲート端子との間及びトランジスタＭ２のドレイン端子とトランジスタＭ１のゲート端子との間にそれぞれ接続されたバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２により構成する。【選択図】　　図１
2004119724.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタ及び可変容量素子を含むＬＣ共振器と、
前記ＬＣ共振器の一端及び他端にそれぞれのドレイン端子が接続されたリング状のゲートを有する差動対をなす第１及び第２の電界効果トランジスタと、
前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子に入力端が接続され、出力端が第１の信号出力端子及び前記第２の電界効果トランジスタのゲート端子に接続された第１のバッファ回路と、
前記第２の電界効果トランジスタのドレイン端子に入力端が接続され、出力端が第２の信号出力端子及び前記第１の電界効果トランジスタのゲート端子に接続された第２のバッファ回路と
を具備する電圧制御発振器。
【請求項２】
インダクタ及び可変容量素子を含むＬＣ共振器と、
前記ＬＣ共振器の一端及び他端にそれぞれのドレイン端子が接続されたリング状のゲートを有する第１の差動対をなすｎ型の第１及び第２の電界効果トランジスタと、
前記ＬＣ共振器の一端及び他端にそれぞれのドレイン端子が接続されたリング状のゲートを有する第２の差動対をなすｎ型の第１及び第２の電界効果トランジスタと、
前記第１及び第３の電界効果トランジスタのドレイン端子に入力端が接続され、出力端が第１の信号出力端子及び前記第２及び第４の電界効果トランジスタのゲート端子に接続された第１のバッファ回路と、
前記第２及び第４の電界効果トランジスタのドレイン端子に入力端が接続され、出力端が第２の信号出力端子及び前記第１及び第３の電界効果トランジスタのゲート端子に接続された第２のバッファ回路と
を具備する電圧制御発振器。
【請求項３】
前記第１及び第２のバッファ回路は、それぞれドレイン接地増幅回路である請求項１または２記載の電圧制御発振器。
【請求項４】
前記第１及び第２のバッファ回路の入力側にそれぞれ挿入された第１及び第２のゲート接地増幅回路をさらに具備する請求項１乃至３のいずれか１項記載の電圧制御発振器。
【請求項５】
インダクタ及び可変容量素子を含むＬＣ共振器と、
前記ＬＣ共振器の一端及び他端にそれぞれのゲート端子が接続された差動対をなす第１及び第２の電界効果トランジスタと、
前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子にソース端子が接続され、ドレイン端子が前記ＬＣ共振器の他端に接続された、リング状のゲートを有する第３の電界効果トランジスタを含むゲート接地増幅回路からなる第１のバッファ回路と、
前記第２の電界効果トランジスタのドレイン端子にソース端子が接続され、ドレイン端子が前記ＬＣ共振器の一端に接続された、リング状のゲートを有する第４の電界効果トランジスタを含むゲート接地増幅回路からなる第２のバッファ回路と
を具備する電圧制御発振器。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか１項記載の電圧制御発振器を含み、所定周波数の少なくとも一つのローカル信号を発生するローカル信号発生器を具備する無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特に発振周波数範囲を拡大させた電圧制御発振器及びこれを用いた無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電圧制御発振器（ＶＣＯ：　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）は、外部から与えられる周波数制御電圧によって発振周波数が変化する発振器である。ＶＣＯに要求される特性としては、十分な可変周波数範囲と出力電力、低雑音特性及び低歪み特性が挙げられる。これらの各特性をいかに少ない消費電力で実現できるかが、ＶＣＯの設計においては重要となる。各特性の具体的な数値は、ＶＣＯを用いる無線通信装置などのシステムに応じて決まるが、互いにトレードオフの関係にあるため、全てにおいて高水準の特性をもつＶＣＯを実現するのは非常に難しい。従って、適用対象のシステムが要求する特性を満たすように、ＶＣＯの回路方式や用いる素子の種類等を決定しなければならない。
【０００３】
ＶＣＯの回路構成には様々な方式のものが存在しているが、高周波帯においては、ＬＣ共振器とＬＣ共振器の損失となる抵抗成分を打ち消すための負性抵抗回路から構成されるＶＣＯがよく用いられる。負性抵抗回路は、電界効果トランジスタとバッファ回路によって実現される。このようなＶＣＯの回路構成は、例えば“４．６ＧＨｚ　ＣＭＯＳ　ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ”，　Ｒ．Ｆｕｊｉｍｏｔｏ，　Ｒ．Ｔａｃｈｉｂａｎａ，　Ｈ．Ｙｏｓｈｉｄａ，　Ｋ．Ｋｏｊｉｍａ　ａｎｄ　Ｓ．Ｏｔａｋａ，　ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ　ＬＥＴＴＥＲＳ　２０ｔｈ　Ｊｕｎｅ　２００２，　Ｖｏｌ．３８　Ｎｏ．１３（非特許文献１）に記載されている。
【０００４】
一般にＶＣＯでは、ＬＣ共振器のキャパシタに可変容量素子を用いて、可変容量素子の容量を変化させることでＬＣ共振器の共振周波数を変化させ、発振周波数を制御する。ＬＣ共振器のインダンクタンスをＬ、容量をＣとすれば、ＶＣＯの発振周波数ｆは理想的には次式で表される。
【０００５】
【数１】
2004119724.tif 000003
【０００６】
非特許文献１に記載されたＶＣＯでは、インダクタ、負性抵抗回路を構成する電界効果トランジスタのドレインとゲート、及びバッファ回路の入力部などに寄生容量が存在する。可変容量素子の容量をＣｖとし、寄生容量の合計値をＣｐとすれば、ＬＣ共振器の容量成分ＣはＣ＝Ｃｖ＋Ｃｐとなるので、ＶＣＯの発振周波数ｆは次式となる。
【０００７】
【数２】
2004119724.tif 000004
【０００８】
【非特許文献１】
“４．６ＧＨｚ　ＣＭＯＳ　ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ”，　Ｒ．Ｆｕｊｉｍｏｔｏ，　Ｒ．Ｔａｃｈｉｂａｎａ，　Ｈ．Ｙｏｓｈｉｄａ，　Ｋ．Ｋｏｊｉｍａ　ａｎｄ　Ｓ．Ｏｔａｋａ，　ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ　ＬＥＴＴＥＲＳ　２０ｔｈ　Ｊｕｎｅ　２００２，　Ｖｏｌ．３８　Ｎｏ．１３
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ＶＣＯの可変周波数範囲は、式（２）から明らかなように可変容量素子の容量Ｃｖの変化幅で決まる。一方、寄生容量Ｃｐは固定の値であるため、Ｃｖに対するＣｐの割合が大きくなる程、ＶＣＯの可変周波数範囲は狭まってしまう。所望の周波数帯域でＶＣＯの可変周波数範囲を広くするためには、（ａ）インダクタンスＬを小さくし、可変容量素子の容量Ｃｖを大きくすることによって寄生容量Ｃｐに対するＣｖの比を大きくする方法と、（ｂ）寄生容量Ｃｐの値を小さくし、共振器全体の容量Ｃに占める可変容量素子の容量Ｃｖの割合を大きくする方法が考えられる。
【００１０】
集積化したインダクタはＱ値が低く、ＶＣＯの雑音特性への影響が大きい素子であり、所望の雑音特性を満足するために、インダクタンスＬの値はある一定の範囲に限定される場合が多い。一方、寄生容量Ｃｖを小さくするためには、共振器を構成するインダクタ、可変容量素子及び電界効果トランジスタのサイズを小さくすればよいが、ＶＣＯの出力電力や雑音特性の劣化を伴うため、これらの素子サイズを小さくすることには限界がある。従って、ＶＣＯの可変周波数範囲を大きくとることは、ＶＣＯの雑音特性とのトレードオフの関係があるため非常に困難である。
【００１１】
ゲートの内側と外側がそれぞれドレイン領域とソース領域であるリング状ゲート電界効果トランジスタをＶＣＯの負性抵抗回路に用いると、ドレインの面積が小さくなるように、すなわちソースの面積が大きくなるようにすることで、負性抵抗回路の寄生容量を低減することができる。しかし、リング状ゲート電界効果トランジスタは、通常の構造の電界効果トランジスタよりゲートの寄生容量が大きくなってしまう欠点がある。このため、場合によってはドレインの寄生容量低減の効果を打ち消してしまい、ＶＣＯの可変周波数範囲の増加にそれほど寄与しない。
【００１２】
本発明の目的は、可変周波数範囲を効果的に拡大できる電圧制御発振器を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明の一つの態様ではＬＣ共振器に接続される負性抵抗回路をリング状ゲートを有する電界効果トランジスタによる少なくとも一対の差動対トランジスタと二つのバッファ回路により構成し、差動対トランジスタの各々のドレイン端子をそれぞれバッファ回路を介して他方のトランジスタのゲート端子に接続する。
【００１４】
本発明の他の態様では、負性抵抗回路を通常の電界効果トランジスタによる差動対トランジスタと、リング状ゲートを有する電界効果トランジスタを用いたゲート接地増幅回路からなる二つのバッファ回路により構成し、差動対トランジスタのドレイン端子をバッファ回路を介してＬＣ共振器に接続する。
【００１５】
このように構成された本発明の電圧制御発振器では、リング状ゲートを有する電界効果トランジスタのゲートが持つ大きな寄生容量はＬＣ共振器に含まれなくなり、リング状ゲートを有する電界効果トランジスタのドレインの寄生容量低減効果によって、ＬＣ共振器の容量成分に占める可変容量素子の容量の割合が大きくなるため、可変周波数範囲を広くすることができる。
【００１６】
さらに、本発明によると上述した電圧制御発振器を含み、所定周波数の少なくとも一つのローカル信号を発生するローカル信号発生器を具備する無線通信装置を提供することができる。
【００１７】
【発明の実施形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、以下ではＶＣＯの回路を構成する能動素子に電界効果トランジスタを用いた例について説明するが、リング状ゲート電界効果トランジスタ以外の能動素子については、バイポーラトランジスタなどの他の素子を用いて構成することも可能である。
【００１８】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電圧制御発振器（以下、ＶＣＯという）の構成を示す回路図である。ＬＣ共振器は、インダクタＬ１，Ｌ２と可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２により構成される。ＬＣ共振器に対して並列に、ＬＣ共振器の損失となる抵抗成分を打ち消すための負性抵抗回路ＮＲが接続される。負性抵抗回路ＮＲは、リング状のゲートを有する電界効果トランジスタ（以下、リング状ゲート電界効果トランジスタという）からなる差動対トランジスタＭ１，Ｍ２とバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２によって構成される。トランジスタＭ１，Ｍ２は、この例ではｎ型のリング状ゲート電界効果トランジスタが用いられる。
【００１９】
さらに詳細に説明すると、トランジスタＭ１，Ｍ２のドレイン端子は、インダクタＬ１，Ｌ２の各一端にそれぞれ接続される。インダクタＬ１，Ｌ２の各他端は電流源ＣＳの一端に共通に接続され、電流源ＣＳの他端は電源Ｖｄｄに接続される。可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２は可変容量ダイオードであり、アノード端子はトランジスタＭ１，Ｍ２のドレイン端子及びインダクタＬ１，Ｌ２の各一端にそれぞれ接続される。可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２のカソード端子に、ＶＣＯの発振周波数を変化させるための周波数制御電圧Ｖｃｔｒｌが供給される。
【００２０】
トランジスタＭ１，Ｍ２のドレイン端子は、それぞれバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２の入力端に接続される。バッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２の出力端は、ＶＣＯの発振出力信号を取り出す信号出力端子ｏｕｔ１，ｏｕｔ２にそれぞれ接続され、さらにトランジスタＭ２，Ｍ１のゲート端子にそれぞれ接続される。
【００２１】
ここで、先の非特許文献１ではトランジスタＭ１，Ｍ２のゲート端子が互いのトランジスタＭ２，Ｍ１のドレイン端子に直接接続されているが、本実施形態ではバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２の出力端に接続されている点が異なる。さらに、トランジスタＭ１，Ｍ２にリング状のゲートを有する電界効果トランジスタを用いていることも、非特許文献１との相違点である。
【００２２】
図２は、図１のＶＣＯの特にバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２を具体的に示した回路図である。バッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２は、それぞれトランジスタＭ１１，Ｍ１２によるドレイン接地増幅回路によって構成される。すなわち、トランジスタＭ１１，Ｍ１２のドレイン端子は電源Ｖｄｄに接続され、ソース端子はそれぞれ電流源ＣＳ１１，ＣＳ１２に接続され、ゲート端子はそれぞれトランジスタＭ２，Ｍ１のゲート端子に接続される。
【００２３】
図３には、差動対トランジスタＭ１，Ｍ２に用いるリング状ゲート電界効果トランジスタの構造を示す。図４（ａ）（ｂ）は、通常の構造の電界効果トランジスタとリング状ゲート電界効果トランジスタにおける電流の流れを示している。リング状ゲート電界効果トランジスタは、ゲートの内側と外側がそれぞれドレインとソースの領域であり、ゲートの内側と外側の面積を異ならせることができるため、ドレインとソースの面積が等しい通常の電界効果トランジスタに対し、ドレインまたはソースのいずれか一方の面積を他方より小さくすることができるという特徴がある。
【００２４】
次に、本実施形態のＶＣＯの作用について説明する。
負性抵抗回路をＬＣ共振器に並列に接続したＶＣＯ回路では、非特許文献１でも説明されているように、負性抵抗回路に正帰還がかかった状態になることが発振動作を行うために必要である。図１の構成において、トランジスタＭ１，Ｍ２のゲート端子に差動信号、すなわち互いに逆相の信号が入力されたとする。トランジスタＭ１，Ｍ２はソース接地増幅回路を構成しているので、各々のゲート端子に入力された差動信号は反転増幅され、バッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２をそれぞれ介して互いのトランジスタＭ２，Ｍ１のゲート端子に到達する。
【００２５】
ここで、トランジスタＭ２のゲート端子に到達した信号が、最初にトランジスタＭ１のゲート端子に入力された信号に対して反転増幅された関係にあり、同様にトランジスタＭ１のゲート端子に到達した信号が最初にトランジスタＭ２のゲート端子に入力された信号に対して反転増幅された関係にあれば、負性抵抗回路ＮＲは正帰還がかかる。これによって、図１のＶＣＯはＬＣ共振器の共振周波数で発振することができる。可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２の容量を周波数制御電圧Ｖｃｔｒｌによって変化させると、ＬＣ共振器の共振周波数が変化するので、ＶＣＯの発振周波数が変化する。
【００２６】
図５は、先の非特許文献１に示したＶＣＯにおける各種の寄生容量を示している。図５に示されるようにインダクタＬ１，Ｌ２、トランジスタＭ１，Ｍ２のドレインとゲート及びバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２の入力部などの寄生容量ＣＬ，ＣＤ　，ＣＧ　，ＣＢＵＦ　が存在する。図６には、これらの寄生容量を含めたＶＣＯのモデルを示す。これらの寄生容量ＣＬ　，ＣＤ　，ＣＧ　，ＣＢＵＦ　の合計値をＣｐとし、可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２の容量をＣｖとすれば、ＬＣ共振器の容量成分ＣはＣ＝Ｃｖ＋Ｃｐとなり、ＶＣＯの発振周波数ｆは式（２）に示したように表される。
【００２７】
前述したようにＶＣＯの可変周波数範囲を広くとるためには、一つには寄生容量Ｃｐの値を小さくし、共振器全体の容量Ｃに占める可変容量ＶＣ１，ＶＣ２のＣｖの割合を大きくする方法が有効である。差動対トランジスタＭ１，Ｍ２にリング状ゲート電界効果を用いると、ドレインの面積を小さくすることでドレインの寄生容量ＣＤ　を低減することができるが、その反面、ゲートの寄生容量ＣＧ　が通常の電界効果トランジスタよりも大きくなり、ドレインの寄生容量ＣＤ　を低減させる効果を打ち消してしまう。
【００２８】
これに対し、本実施形態では図１に示したようにリング状ゲート電界効果トランジスタである差動対トランジスタＭ１，Ｍ２のゲート端子を互いのトランジスタＭ２，Ｍ１のドレイン端子ではなく、バッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２の出力端に接続しているため、トランジスタＭ１，Ｍ２のゲート寄生容量ＣＧ　はＬＣ共振器に含まれなくなる。すなわち、本実施形態によるＶＣＯの発振周波数を表す式（２）中の寄生容量Ｃｐに、ゲート寄生容量ＣＧ　は含まれなくなる。
【００２９】
このように本実施形態によると、リング状ゲート電界効果トランジスタの欠点であるゲートの寄生容量増加は、ＬＣ共振器の容量成分には寄与しないようになる。従って、リング状ゲート電界効果トランジスタの利点であるドレインの寄生容量低減効果を有効に生かして、ＬＣ共振器の容量成分中の可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２の容量Ｃｖの割合を大きくすることができる。これにより、可変周波数範囲の広いＶＣＯを実現することができる。
【００３０】
本実施形態では、負性抵抗回路を構成するリング状ゲート電界効果トランジスタをｎ型としているが、ｐ型を用いた場合でも同様に動作させることが可能である。この点は、後述する他の実施形態においても同様である。次に、本発明の他の実施形態について説明する。
【００３１】
（第２の実施形態）
図７に、本発明の第２の実施形態に係るＶＣＯの構成を示す。本実施形態においては、ＬＣ共振器は一つのインダクタＬと可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２によって構成される。一方、負性抵抗回路ＮＲはｎ型のリング状ゲート電界効果トランジスタからなる第１の差動対トランジスタＭ１，Ｍ２と、ｐ型のリング状ゲート電界効果トランジスタからなる第２の差動対トランジスタＭ３，Ｍ４及びバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２によって構成される。
【００３２】
すなわち、本実施形態では第１の実施形態の構成に差動対トランジスタＭ３，Ｍ４が追加されており、トランジスタＭ３のドレイン端子はインダクタＬ１の一端と可変容量素子ＶＣ１のアノード端子とトランジスタＭ１のドレイン端子及びバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１の入力端に接続される。同様にトランジスタＭ４のドレイン端子はインダクタＬ２の一端と可変容量素子ＶＣ２のアノード端子とトランジスタＭ２のドレイン端子及びバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ２の入力端に接続される。差動対トランジスタＭ３，Ｍ４の共通のソース端子は、電流源ＣＳの一端に接続される。
【００３３】
従って、本実施形態では第１の実施形態と同様に、トランジスタＭ１〜Ｍ４のゲートの寄生容量が共振器に含まれなくなり、共振器の容量成分中の可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２の容量Ｃｖの割合が大きくなることによって、ＶＣＯの可変周波数範囲を広くすることができる。
【００３４】
（第３の実施形態）
図８は、本発明の第３の実施形態に係るＶＣＯの構成を示している。本実施形態では、負性抵抗回路ＮＲは通常の電界効果トランジスタによる差動対トランジスタＭ５，Ｍ６と、リング状ゲート電界効果トランジスタＭ１３，Ｍ１４からなるゲート接地増幅回路をそれぞれ用いたバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２から構成される。
【００３５】
トランジスタＭ５のゲート端子はＬＣ共振器の信号出力端子ｏｕｔ２に接続された側の一端に接続され、トランジスタＭ６のゲート端子はＬＣ共振器の信号出力端子ｏｕｔ１に接続された側の他端に接続される。トランジスタＭ５のソース端子は接地され、ドレイン端子はバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１を介してトランジスタＭ６のドレイン端子、すなわち信号出力端子ｏｕｔ１に接続される。同様にトランジスタＭ６のソース端子は接地され、ドレイン端子はバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ２を介してトランジスタＭ５のドレイン端子、すなわち信号出力端子ｏｕｔ２に接続される。
【００３６】
このような回路構成では、トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートの寄生容量は共振器に含まれるため、ゲートの寄生容量が増加するという欠点を持つリング状ゲート電界効果トランジスタではなく、通常の構造の電界効果トランジスタを用いている。一方、バッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２のトランジスタＭ１３，Ｍ１４はゲート接地増幅回路を構成し、ゲート端子が定電位点（図の例では、電源Ｖｄｄ）に接続されているため、ゲートの寄生容量は共振器に含まれない。
【００３７】
そこでトランジスタＭ１３，Ｍ１４にドレインの寄生容量が小さいリング状ゲート電界効果トランジスタを用いることによって、共振器に含まれる寄生容量を効果的に減少することができる。従って、これまでの実施形態と同様に、共振器の容量成分中の可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２の容量Ｃｖの割合が大きくなることによって、ＶＣＯの可変周波数範囲が拡大されるという効果が得られる。
【００３８】
（第４の実施形態）
図９に、本発明の第４の実施形態に係るＶＣＯの構成を示す。本実施形態は、図１に示したＶＣＯにおけるバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２の入力側に、すなわちバッファ回路ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２の入力端とトランジスタＭ１，Ｍ２のドレイン端子との間に、それぞれリング状ゲート電界効果トランジスタＭ７，Ｍ８からなるゲート接地増幅回路を挿入している。
【００３９】
このような回路構成では、トランジスタＭ１，Ｍ２のゲートの寄生容量は共振器に含まれず、さらにゲート接地されたトランジスタＭ７，Ｍ８についても同様である。そこで、トランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ７，Ｍ８に全てリング状ゲート構造の電界効果トランジスタを用いて各々のドレインの寄生容量を低減させ、共振器の容量成分中の可変容量素子ＶＣ１，ＶＣ２の容量Ｃｖの割合を大きくすることにより、ＶＣＯの可変周波数範囲を拡大することができる。
【００４０】
（第５の実施形態）
次に、上述した本発明の実施形態に係るＶＣＯを適用できる応用システムの例として、携帯電話機その他の移動無線通信装置における無線送受信回路について説明する。図１０には、このような移動無線通信装置の無線送受信部の構成を示す。ここでは送受の切り替えを時分割で行うＴＤＤ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ）方式を例として説明するが、これに限られるものではない。
【００４１】
まず、送信部について説明すると、ベースバンド信号発生部（ＴＸ−ＢＢ）１０１では直交した第１及び第２の送信ベースバンド信号Ｉｃｈ（ＴＸ），Ｑｃｈ（ＴＸ）が適当なフィルタにより帯域制限されて出力される。これらの直交送信ベースバンド信号Ｉｃｈ（ＴＸ），Ｑｃｈ（ＴＸ）は、二つの乗算器１０２，１０３と加算器１０４からなる直交変調器１０５に入力され、２つの直交した周波数ｆＬＯ２　の第２ローカル信号をそれぞれ変調する。第２ローカル信号は、ローカル信号発生器１３０から発生される周波数ｆＬＯ２　の信号１０６を９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０７により９０°の位相差を持つように２分割することで生成され、直交変調器１０５に入力される。
【００４２】
直交変調器１０５から出力される被変調信号はＩＦ（中間周波）信号であり、可変利得増幅器１０９に入力される。可変利得増幅器１０９は、図示しない制御系からの利得制御信号に従って入力されたＩＦ信号を適当な信号レベルに調節する。可変利得増幅器１０９から出力されるＩＦ信号は、一般に直交変調器１０５及び可変利得増幅器１０９で発生する不要な高調波成分を含むため、この不要成分を除去するためのローパスフィルタまたはバンドパスフィルタ１１０を介してアップコンバータ１１１に入力される。
【００４３】
アップコンバータ１１１は、ＩＦ信号とローカル信号発生器１３０で発生される周波数ｆＬＯ１　の第１ローカル信号１１２との乗算を行うことにより周波数変換（アップコンバート）を行い、周波数ｆＬＯ１　＋ｆＬＯ２　のＲＦ信号と周波数ｆＬＯ１　−ｆＬ０２　のＲＦ信号を生成する。これら二つのＲＦ信号のいずれか一方が所望波出力であり、他方は不要なイメージ信号である。ここでは、周波数ｆＬ０１＋ｆＬ０２　のＲＦ信号を所望波とするが、周波数ｆＬＯ１　−ｆＬ０２　のＲＦ信号を所望波出力としてもよい。イメージ信号は、イメージ除去フィルタ１１３により除去される。
【００４４】
アップコンバータ１１１からイメージ除去フィルタ１１３を介して抽出された所望波出力は、電力増幅器（ＰＡ）１１４により所要の電力レベルまで増幅された後、送受切り替え電流スイッチ（Ｔ／Ｒ）１１５を介してアンテナ１１６に供給され、電波として放射される。
【００４５】
一方、受信部においては、アンテナ１１６から出力される受信ＲＦ信号が送受切り替え電流スイッチ１１５及びバンドパスフィルタ１１７を介して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１８に入力される。低雑音増幅器１１８により増幅された受信ＲＦ信号は、イメージ除去フィルタ１１９を介してダウンコンバータ１２０に入力される。
【００４６】
ダウンコンバータ１２０は、受信ＲＦ信号とローカル信号発生器１３０で発生される周波数ｆＬ０１　の第１ローカル信号１１２との乗算を行い、受信ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換（ダウンコンバート）する。ダウンコンバータ１２０から出力されるＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１２１及び可変利得増幅器１２２を介して分波器（図示せず）と乗算器１２３，１２４からなる直交復調器１２５に入力される。
【００４７】
直交復調器１２５には、送信部の直交変調器１０５と同様に、第２局部発振器１０６から９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０８を介して直交した周波数ｆＬ０２の第２ローカル信号が入力される。直交復調器１２５の出力Ｉｃｈ（ＲＸ）及びＱｃｈ（ＲＸ）は、受信部ベースバンド処理部（ＲＸ−ＢＢ）１２６に入力され、ここで受信信号が復調されることによって、元のデータ信号が再生される。
【００４８】
このような構成の移動無線通信装置における無線送受信回路において、ローカル信号発生器１３０を本発明の実施形態によるＶＣＯ１３１を用いて実現することができる。すなわち、ローカル信号発生器１３０は例えば周波数シンセサイザであり、ＶＣＯ１３１の発振出力から分周器などを用いて所望周波数のローカル信号を合成する。本発明の実施形態に基づくＶＣＯは、雑音特性が良好で、かつ可変周波数範囲が広いという特徴を有するので、このような無線通信装置の特性向上に大きく寄与することができる。
【００４９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば共振器の寄生容量を効果的に低減させ、可変周波数範囲の広い電圧制御発振器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＶＣＯの構成を示す回路図
【図２】図１に示したＶＣＯの構成をより具体的に示す回路図
【図３】リング状ゲート電界効果トランジスタの構成を示す平面図及び断面図
【図４】通常の形状の電界効果トランジスタとリング状ゲート電界効果トランジスタを比較して示す模式図
【図５】電界効果トランジスタによる負性抵抗回路を用いたＶＣＯの各部の寄生容量について示す図
【図６】図５のＶＣＯにおける共振器のモデルを示す図
【図７】本発明の第２の実施形態に係るＶＣＯの構成を示す回路図
【図８】本発明の第３の実施形態に係るＶＣＯの構成を示す回路図
【図９】本発明の第４の実施形態に係るＶＣＯの構成を示す回路図
【図１０】本発明の第５の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
Ｌ，Ｌ１，Ｌ２…インダクタ
ＶＣ１，ＶＣ２…可変容量素子
ＮＲ…負性抵抗回路
Ｍ１〜Ｍ４，Ｍ７，Ｍ８，Ｍ１３，Ｍ１４…リング状ゲートを有する電界効果トランジスタ
Ｍ５，Ｍ６，Ｍ１１，Ｍ１２…電界効果トランジスタ
ｏｕｔ１，ｏｕｔ２　…信号出力端子
ｂｕｆｆｅｒ１，ｂｕｆｆｅｒ２　…バッファ回路
Ｖｃｔｒｌ　…周波数制御電圧
１３０…ローカル信号発生器
１３１…ＶＣＯ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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