(57)【要約】【課題】ＰＮＰトランジスタの蓄積効果によるスイッチング回路の速度の低下を解消する。【解決手段】ＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋のエミッタ端子とベース端子にＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ端子とエミッタ端子を接続する。また、前記ＰＮＰトランジスタＴｒＵ＋の入力抵抗Ｒ１と並列に、ダイオードＤ１のカソード端子とコンデンサＣの一方の端子とを接続した直列回路ＳをダイオードＤ１のアノード端子を前記ＰＮＰトランジスタＴｒＵ＋のベース端子側にして接続し、その直列回路Ｓのカソード端子とコンデンサＣの接続点とＮＰＮトランジスタＱ２のベース端子を接続する。こうすることで、ＰＮＰトランジスタＴｒＵ＋がＯＦＦになりベース電流が流れなくなると、ダイオードＤ１で保持されたコンデンサＣの充電電荷がＮＰＮトランジスタＱ２をＯＮにして、ＰＮＰトランジスタＴｒＵ＋のエミッタ端子とベース端子を短絡し、蓄積作用による余剰キャリヤを消滅してＯＦＦ時間を短縮し、スイッチング回路の速度の低下を解消する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＮＰスイッチングトランジスタのエミッタ端子とベース端子にＮＰＮトランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子を接続するとともに、前記ＰＮＰスイッチングトランジスタの入力抵抗と並列に、ダイオードのカソード端子とコンデンサの一方の端子とを接続した直列回路をダイオードのアノード端子を前記ＰＮＰスイッチングトランジスタのベース端子側にして接続し、かつ、前記直列回路のカソード端子とコンデンサの接続点とＮＰＮトランジスタのベース端子とを接続したスイッチング回路。
【請求項２】
上記請求項１に記載のＰＮＰスイッチングトランジスタがＤＣブラシレスモータのステータコイル駆動用の出力トランジスタであることを特徴とするＤＣブラシレスモータの駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する利用分野】
この発明は、ＰＮＰトランジスタの蓄積効果によるスイッチング時間の遅れを解消するスイッチング回路及びその回路を用いたＤＣブラシレスモータの駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
トランジスタを用いたスイッチング回路は、高速度のスイッチングが比較的容易に実現できるので、インバータ回路などに多用されている。例えば、ＤＣブラシレスモータのインバータ駆動回路には、通常、図４（ａ）、（ｂ）に示すような回路が用いられている。
【０００３】
図４（ａ）の回路は、各相Ｕ、Ｖ、Ｗのステータコイル駆動用の上段のスイッチングトランジスタＴｒ（Ｕ−Ｗ）＋と下段のスイッチングトランジスタＴｒ（Ｕ−Ｗ）−をＮＰＮトランジスタで構成したもので、図４（ｂ）は、各相の上段の駆動トランジスタＴｒ（Ｕ−Ｗ）＋をＰＮＰトランジスタで構成し、下段のトランジスタＴｒ（Ｕ−Ｗ）−をＮＰＮトランジスタで構成したものである。
【０００４】
すなわち、図４（ａ）の回路では、各相のベース駆動回路１は図５のようになっており、マイコンのポートＰ１が「Ｈ」になると、トランジスタＱ１がＯＮとなり、ＰＣ１（フォトカプラ）がＯＮとなる。ＰＣ１がＯＮになると、トランジスタＱ２がＯＦＦとなり、ベース駆動回路１のトランジスタＱ３が抵抗Ｒｃを介して電源＋ＶＢ  から流れる電流によってＯＮとなって、ステータコイル駆動用トランジスタＴｒＵ＋をＯＮにする。
【０００５】
このときのベース駆動回路電源＋ＶＢ  の電圧は、ステータコイル駆動用トランジスタＴｒＵ＋のエミッタを基準にしてベース電流ＩＢ  を使って求めると、
＋ＶＢ  ＝ＶＢＥ１  ＋ＩＢ  Ｒｂ＋ＶＢＥ２  ＋ＩＢＱ３  Ｒｃ＞ＶＤＤ
となり、ベース駆動回路電源＋ＶＢ  は、駆動電源＋ＶＤＤよりも高い電圧である必要がある。
【０００６】
また、このとき、ベース駆動回路電源＋ＶＢ  は、ステータコイル駆動用トランジスタＴｒＵ＋のエミッタの電圧が、駆動電源ＶＤＤ〜ＧＮＤ間を上下するため、駆動電源ＶＤＤと絶縁しなければならない。また、先に述べたように、ベース駆動回路電源＋ＶＢ  は、マイコンのデジタル回路系の＋５Ｖ電源とも電圧が違うので、両者の信号系も図に示すように、フォトカプラＰＣ１などのアイソレーションを使って絶縁をする必要があり、複数の電源からなる非常に複雑な回路構成になる問題がある。
【０００７】
一方、図４（ｂ）の回路は、上段のステータコイル駆動用トランジスタＴｒ（Ｕ−Ｗ）＋にＰＮＰトランジスタを使用しているので、ベース駆動回路３は、例えば図５のように、ＮＰＮトランジスタＱ１を使用して、マイコンなどのデジタル回路系と同じ＋５Ｖの電圧のものを使用することができる。このため、単一電圧の電源を使用することができるので、絶縁された電源を使用する必要もなく、簡単な回路構成でよいという利点がある。
【０００８】
ところで、上記の上段のステータコイル駆動用トランジスタＴｒ（Ｕ−Ｗ）＋にＰＮＰトランジスタを使用した回路の駆動トランジスタのスイッチング時間は、
ＯＮ  時    Ｑ１（ＯＮ）    時間  ＋  Ｔｒ（Ｕ−Ｗ）＋  （ＯＮ）  の時間・・・（１）
ＯＦＦ時    Ｑ１（ＯＦＦ）  時間  ＋  Ｔｒ（Ｕ−Ｗ）＋  （ｏｆｆ）の時間・・・（２）
である。
【０００９】
したがって、上段の駆動（ＰＮＰ）トランジスタＴｒ（Ｕ−Ｗ）＋がＯＮするのに必要な時間は、（１）式からトランジスタＱ１のＯＮ時間とステータコイル駆動用トランジスタＴｒ（Ｕ−Ｗ）＋のＯＮに必要な時間を足したものであるが、トランジスタＱ１及びステータコイル駆動用トランジスタＴｒ（Ｕ−Ｗ）＋のＯＮ時間は、合計しても２〜３μｓと非常に短い。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＯＦＦ時間の場合は、バイポーラトランジスタ特有の蓄積時間の作用によって、特に、ステータコイル駆動用トランジスタＴｒ（Ｕ−Ｗ）＋に用いたＰＮＰトランジスタの蓄積時間が長いため、合計すると、数十μｓになることもある。
【００１１】
これは、２０ＫＨｚ前後のキャリア周波数を使用してＰＷＭ制御を行う場合、制御不能となる遅れ時間である。そのため、この回路を使用する場合は、キャリア周波数を下げねばならず、所期の特性を得られない問題があった。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、この発明では、ＰＮＰスイッチングトランジスタのエミッタ端子とベース端子にＮＰＮトランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子を接続するとともに、前記ＰＮＰスイッチングトランジスタの入力抵抗と並列に、ダイオードのカソード端子とコンデンサの一方の端子とを接続した直列回路をダイオードのアノード端子を前記ＰＮＰスイッチングトランジスタのベース端子側にして接続し、かつ、前記直列回路のカソード端子とコンデンサの接続点とＮＰＮトランジスタのベース端子とを接続した構成を採用したのである。
【００１３】
このような構成を採用することにより、ＰＮＰスイッチングトランジスタがＯＮになると、ベース電流が入力抵抗と並列に接続したダイオードとコンデンサとの直列回路に流れて、コンデンサはダイオードと入力抵抗との電位差によって充電される。次に、ＰＮＰスイッチングトランジスタがＯＦＦになってベース電流が流れなくなると、ダイオードによって保持されたコンデンサの充電電荷がＮＰＮトランジスタのベース端子に流れ、ＮＰＮトランジスタがＯＮになり、ＯＮになったＮＰＮトランジスタがＰＮＰスイッチングトランジスタのエミッタ端子とベース端子を短絡して、蓄積作用による余剰キャリヤを消滅させるので、ＯＦＦ時間を短縮できる。
【００１４】
また、このとき、上記ＰＮＰスイッチングトランジスタがＤＣブラシレスモータのステータコイル駆動用の出力トランジスタである構成を採用することができる。
【００１５】
このような構成を採用することにより、ＰＮＰスイッチングトランジスタのＯＦＦ時間が短くなり、ＤＣブラシレスモータのインバータ回路で、例えば２０ＫＨｚ前後のキャリア周波数でのＰＷＭ制御が、簡単な回路構成でよいというＰＮＰトランジスタを用いて可能になる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１に、この発明のスイッチング回路を用いたＤＣブラシレスモータの駆動回路を示す。
【００１７】
図１は、マイコン制御による三相ブラシレスモータの駆動回路の一つの相（Ｕ相）を示したもので、ステータコイル駆動用のトランジスタの出力形式は、ＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋とＮＰＮトランジスタＴｒＵ−を用いたコンプリメンタリ接続となっており、従来例の図４（ｂ）と同じ単一電源で駆動する。
【００１８】
この上段のＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋には、ベース駆動回路３が設けてある。
【００１９】
ベース駆動回路３は、図２に示すように、シャント用のＮＰＮトランジスタＱ２、入力抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ、バイアス抵抗Ｒ４、放電用抵抗Ｒ２及び増幅用のトランジスタＱ１とで構成されている。
【００２０】
すなわち、シャント用のＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ端子とエミッタ端子は、ＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋のエミッタ端子とベース端子に接続してある。
【００２１】
また、ダイオードＤ１は、カソード端子をコンデンサＣの一方の端子と接続して直列回路Ｓとし、その直列回路ＳのダイオードＤ１のアノード端子を前記ＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋のベース端子側にして入力抵抗Ｒ１と並列に接続してある。
【００２２】
そして、その直列回路ＳのダイオードＤ１のカソード端子とコンデンサＣの接続点をシャント用ＮＰＮトランジスタＱ２のベースと接続してある。
【００２３】
また、前記接続点とコンデンサＣの他端（コンデンサと並列）に放電用抵抗Ｒ２を接続してスイッチング時に不要な電荷を放電できるようにしてある。
【００２４】
増幅用のトランジスタＱ１は、コレクタ端子を入力抵抗Ｒ１と接続し、エミッタ端子を抵抗Ｒ４を介してマイコンのポートＰ１に接続してある。また、ベース端子は抵抗Ｒ３を介して電源＋ＶＤＤに接続してあり、ベース端子とエミッタ端子にダイオードを逆接続してある。そのため、増幅用トランジスタＱ１は、ＶＢＥ＝０．６ＶとなるようにＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋のベース電流をエミッタ端子の入力電圧（ポートＰ１の出力電圧）に応じて流せるようになっている。
【００２５】
なお、図のＤ２はフライホイールダイオードである。
【００２６】
この形態は、上記のように構成されており、ベース駆動回路３の動作を述べることにより、本願のスイッチング回路を説明する。
【００２７】
いま、マイコンのポートＰ１が「Ｌ」になると、トランジスタＱ１がＯＮとなり、ベース電流が流れてステータコイル駆動用のＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋がＯＮになる。このとき、べース電流（ＩＢ  ＝ＩＢ１＋ＩＢ２）は、入力抵抗Ｒ１を流れるとともに、入力抵抗Ｒ１と並列に接続された直列回路ＳのダイオードＤ１を流れ、コンデンサＣを図の極性で充電する。
【００２８】
このときの充電電圧は、ベース電流ＩＢ１によって入力抵抗Ｒ１の両端に生じる電圧降下をＶＲ  とし、同じくダイオードＤ１による電圧降下をＶＦ  とすると、
ＶＲ  −ＶＦ  
となる。
【００２９】
次に、マイコンのポートＰ１が「Ｈ」になると、トランジスタＱ１はＯＦＦとなり、ベース電流ＩＢ  は流れなくなるが、このとき、充電されたコンデンサＣの電荷がＮＰＮトランジスタＱ２のベースに流れ、ＮＰＮトランジスタＱ２をＯＮにする。そのため、ＯＮになったＮＰＮトランジスタＱ２が、ＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋のエミッタ端子とベース端子とを導通し、ベースに残る余剰キャリアを電源へ流して即座に消滅させる。
【００３０】
このとき、通常は、ＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋は、余剰キャリアの残っている期間（蓄積時間）ＯＮし続けることになるが、そうならずに瞬時にＯＦＦとなる。
【００３１】
その結果、ＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋のＯＮ→ＯＦＦへの時間が短縮し、２０ＫＨｚ前後のキャリア周波数でのＰＷＭ制御が可能になる。
【００３２】
また、ＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋のスイッチングのＯＦＦ時間が短くなりスイッチングロスが低減するので、不要な発熱を抑えることも可能となる。
【００３３】
そのため、放熱部品も小型化できる。さらに、発熱を抑えられるので、駆動回路の信頼性も向上し、安全性を高めたスイッチング回路を製作することが可能となる。
【００３４】
したがって、安全、かつ、小型で信頼の高いブラシレスモータの駆動回路を提供できる。
【００３５】
図３に第２実施形態として、図１のベース駆動回路３のダイオードＤ１の信頼性の向上を図れるようにした回路を示す。
【００３６】
すなわち、図１の回路では、ベース駆動回路３のシャント用のトランジスタＱ２を動作させるコンデンサＣへの充電は、先にも述べたとおり、図２のように、入力抵抗Ｒ１と並列に接続された直列回路ＳのダイオードＤ１を介して行われる。
【００３７】
その際、コンデンサＣは、ダイオードＤ１→コンデンサＣという充電経路で充電されることになり、コンデンサＣに流れる過大な電流によってダイオードＤ１が破損する場合がある。このため、ダイオードＤ１の信頼性を著しく低下させることになる。これに対抗するためには、ダイオードＤ１に容量の大きなものを用いて破損しないようにしなければならず、コストの増加を招く問題も生じる。
【００３８】
そのため、この形態は、図３に示すように、ダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ間に電流制限抵抗Ｒ５を設けたものである。
このように電流制限抵抗Ｒ５を設けたものでは、マイコンのポートＰ１が「Ｌ」になり、トランジスタＱ１がＯＮとなって、ＯＮとなったトランジスタＱ１によってベース電流が流れて、ＰＮＰスイッチングトランジスタＴｒＵ＋がＯＮになる。すると、導通したダイオードＤ１によって電流制限抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣが充電される。
【００３９】
このとき、電流制限抵抗Ｒ５の電圧降下をＶＲ  、ダイオードＤ１の電圧降下をＶＤ１とすると、コンデンサＣの充電電圧は、
ＶＲ  −ＶＤ１
で表され、充電電流ＩＣ  は、
ＩＣ  ＝ＶＲ  −ＶＤ１／Ｒ５
となり、電流制限抵抗Ｒ５で制限される。
【００４０】
このように、充電電流ＩＣ  を制限することができるので、ダイオードＤ１が破損しないようにでき、その結果、ダイオードＤの信頼性を著しく向上し、安全なスイッチングを可能にすることができる。また、周波数に応じた充電電流ＩＣ  を設定して、過不足のない適切な容量のダイオードＤを選定することもできるので、コストの低減もはかれる。
他の作用効果については第１実施形態と同じなので、その説明は省略する。
【００４１】
【発明の効果】
以上のように構成したことにより、ＰＮＰトランジスタの蓄積効果によるスイッチング回路の速度の低下を解消することができる。また、単一電圧の電源を使用し、簡単な回路構成で、かつ、高い周波数までスイッチングすることができるＤＣブラシレスモータの駆動回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施形態の回路図
【図２】図１の要部の回路図
【図３】第２実施形態の回路図
【図４】（ａ）、（ｂ）従来例の回路図
【図５】図３（ａ）の要部の回路図
【図６】図３（ｂ）の要部の回路図
【符号の説明】
Ｃ  コンデンサ
Ｄ１  ダイオード
Ｑ２  ＮＰＮトランジスタ
Ｒ１  入力抵抗
Ｓ  直列回路
ＴｒＵ＋  ステータコイル駆動用ＰＮＰスイッチングトランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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