(57)【要約】【課題】基板パターンを何度も再設計することなく、遮断特性，通過損失，入出力マッチングといった各種パラメータの最適化を行なうことが可能な低損失かつ急峻な遮断特性を有するフィルタ、および当該フィルタを含むＬＮＢ，トランスミッタを提供する。【解決手段】ベタアース３ａ，３ｂの上面には、ベタアース３ａ，３ｂを結合するように導波管５が形成されている。導波管５は、ベタアース３ａ，３ｂと各々接する導体壁部５ａ，５ｂと、マイクロストリップライン４を覆う導体天井部５ｃとからなる。ベタアース３ａ，３ｂは、導体壁部５ａ，５ｂの内側の各端面から一定距離ｅ１，ｅ２だけマイクロストリップライン４の方向にそれぞれ突出した構成となっており、この突出部ｅ１，ｅ２をトリミングすることによってマッチング調整が可能である。【選択図】        図１
2004208126.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マイクロストリップラインを利用したフィルタであって、
誘電体基板と、
前記誘電体基板の下面に設けられた第１のアース層と、
前記誘電体基板の上面に部分的に設けられた第２および第３のアース層と、
前記第２および第３のアース層の上面に、前記第２のアース層と前記第３のアース層とを結合するように設けられた導波管部と、
前記誘電体基板の上面で、前記第２のアース層と前記第３のアース層との間に設けられたマイクロストリップライン部とを備え、
前記第２および第３のアース層は、前記導波管部との接合面において、前記導波管部よりも、第１および第２の突出部の分だけ前記マイクロストリップライン部の方向にそれぞれ突出している、フィルタ。
【請求項２】
前記マイクロストリップライン部は、ヘアピン型のフィルタパターンを有する、請求項１に記載のフィルタ。
【請求項３】
前記第１および第２の突出部は、トリミングによって長さを調整できる、請求項１または２に記載のフィルタ。
【請求項４】
ＲＦ信号をＩＦ信号に変換するＬＮＢ（Low Noise Block down-converter）であって、
前記ＲＦ信号の処理を行なうＲＦ信号処理部と、
前記ＲＦ信号を前記ＩＦ信号に変換する変換回路と、
前記ＩＦ信号の処理を行なうＩＦ信号処理部とを備え、
前記ＲＦ信号処理部は、前記ＲＦ信号の中から不要な成分を除去するフィルタ手段を含み、
前記フィルタ手段は、請求項１から３のいずれかに記載のフィルタを有する、ＬＮＢ。
【請求項５】
ＩＦ信号をＲＦ信号に変換するトランスミッタであって、
前記ＩＦ信号の処理を行なう信号処理部と、
前記ＩＦ信号を前記ＲＦ信号に変換する変換回路と、
前記ＲＦ信号の処理を行なう信号処理部とを備え、
前記ＲＦ信号処理部は、前記ＲＦ信号の中から不要な成分を除去するフィルタ手段を含み、
前記フィルタ手段は、請求項１から３のいずれかに記載のフィルタを有する、トランスミッタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、フィルタ、ＬＮＢ（Low Noise Block down-converter）およびトランスミッタに関し、より特定的には、マイクロストリップラインを利用したフィルタ、および当該フィルタを含むＬＮＢ，トランスミッタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は、代表的な双方向衛星送受信システムの一例を示した模式図である。
【０００３】
図８に示した双方向衛星送受信システム１００は、双方向人工衛星１０１と、パラボラアンテナ１０２と、フィードホーン１０３と、ＯＭＴ（Orthogonal Mode Transfer）１０４と、ＬＮＢ１０５と、受信用同軸ケーブル１０６と、インドアユニット１０７と、送信用同軸ケーブル１０８と、トランスミッタ１０９とを備える。
【０００４】
双方向人工衛星１０１から送信された電波は、パラボラアンテナ１０２によって集められる。なお、パラボラアンテナ１０２は、インドアユニット１０７に対して「アウトドアユニット」とも呼ばれる。パラボラアンテナ１０２によって集められた電波は、フィードホーン１０３によってさらに収束され、ＯＭＴ１０４へと送られる。ＯＭＴ１０４は、フィードホーン１０３から送られてきた電波を直交偏波の方向に応じて分波する。ＬＮＢ１０５は、フィードホーン１０３からＯＭＴ１０４を経て送られてきたＲＦ（Radio Frequency）信号を、低雑音でかつ十分なレベルのＩＦ（Intermediate Frequency）信号に変換する。ＬＮＢ１０５から出力された信号は、受信用同軸ケーブル１０６を通って、インドアユニット１０７へと送られる。
【０００５】
一方、インドアユニット１０７から出力された信号は、送信用同軸ケーブル１０８を通って、トランスミッタ１０９へと送られる。トランスミッタ１０９は、送信用同軸ケーブル１０８を通って送られてきたＩＦ信号を、十分なレベルのＲＦ信号に変換する。トランスミッタ１０９から出力された電波は、ＯＭＴ１０４、フィードホーン１０３、およびパラボラアンテナ１０２を経て、双方向人工衛星１０１に向けて送信される。
【０００６】
この双方向衛星送受信システム１００により、ユーザは、インドアユニット１０７に接続されたテレビやコンピュータ等の端末を利用して、衛星放送やインターネット接続サービスといった双方向通信のサービスを受けることができる。
【０００７】
次に、この双方向衛星送受信システム１００内のＬＮＢ１０５およびトランスミッタ１０９に含まれるＢＰＦ（Band Pass Filter）の従来の具体的構成について、断面図および上面図を用いて説明する。これらＬＮＢ１０５およびトランスミッタ１０９では、イメージ帯域の遮断だけでなく受信信号帯域の遮断およびスプリアス信号の遮断を目的とするＢＰＦが各箇所に配置されている。
【０００８】
図９は、従来のＢＰＦの一例である半波長ＢＰＦ１５０の断面から見た構成を示した断面図である。
【０００９】
図９に示すように、半波長ＢＰＦ１５０は誘電体基板１５１を有する。誘電体基板１５１の下面には、ベタアース１５２が全面に設けられている。誘電体基板１５１の上面には、誘電体基板１５１の両端から一定の距離だけベタアース１５３ａ，１５３ｂがそれぞれ設けられている。
【００１０】
誘電体基板１５１の上面でベタアース１５３ａ，１５３ｂが設けられていない中央部には、マイクロストリップライン１５４が設けられている。マイクロストリップライン１５４は、後の図１０に示すように、ある特定のフィルタパターンを有する。
【００１１】
ベタアース１５３ａ，１５３ｂの上面には、ベタアース１５３ａ，１５３ｂを結合するように導波管１５５が形成されている。導波管１５５は、ベタアース１５３ａ，１５３ｂと各々接する導体壁部１５５ａ，１５５ｂと、マイクロストリップライン１５４を覆う導体天井部１５５ｃとからなる。ベタアース１５３ａ，１５３ｂと導体壁部１５５ａ，１５５ｂとは、マイクロストリップライン１５４側において、各々端面がそろえられている。
【００１２】
上記のような構造を有するＢＰＦ１５０のフィルタ特性は、主として、マイクロストリップライン１５４のフィルタパターンによるカットオフ周波数ｆｐ、導体壁部１５５ａの内壁面と１５５ｂの内壁面との間の幅ｗに依存したカットオフ周波数ｆｗ、および誘電体基板１５１の上部表面から導体天井部１５５ｃの内壁面までの高さｈに依存したカットオフ周波数ｆｈによって決まる。
【００１３】
図１０は、半波長ＢＰＦ１５０の上面から見た構成を示した上面図である。ただし、導波管１５５の一部分である導体天井部１５５ｃは描かれていない。また、導体壁部１５５ａ，１５５ｂの外側に存在するベタアース１５３ａ，１５３ｂの図示は省略されている。
【００１４】
図１０に示すように、入力端子１５７から入力された電磁波は、マイクロストリップライン１５４を通ってフィルタリングされ、出力端子１５８から出力される。
【００１５】
次に、上述の半波長ＢＰＦ１５０の一例であるヘアピン型半波長ＢＰＦ１５０ｈｐについて説明する。
【００１６】
図１１は、半波長ＢＰＦ１５０の一例であるヘアピン型半波長ＢＰＦ１５０ｈｐの断面から見た構成を示した断面図である。また、図１２は、ヘアピン型半波長ＢＰＦ１５０ｈｐの上面から見た構成を示した上面図である。
【００１７】
図１１，１２に示したヘアピン型半波長ＢＰＦ１５０ｈｐは、図９，１０に示した半波長ＢＰＦ１５０のマイクロストリップライン１５４が、ヘアピン型のフィルタパターンを有するマイクロストリップライン１５４ｈｐに置き換えられた構成となっている。
【００１８】
図１３は、ヘアピン型半波長ＢＰＦ１５０ｈｐのフィルタ特性をグラフによって示した特性図である。図１３の特性図は、縦軸の左側が通過損失，右側が入力反射（単位はいずれもｄＢ）、横軸が周波数（単位はＧＨｚ）を各々表わす。
【００１９】
図１３を参照して、曲線Ｔ０１，Ｔ０２は、誘電体基板１５１の上部表面から導体天井部１５５ｃの内壁面までの高さｈが３ｍｍ，１．３ｍｍの時の通過損失（Ｓ行列におけるＳ２１）をそれぞれ表わす。また、曲線Ｒ０２は、誘電体基板１５１の上部表面から導体天井部１５５ｃの内壁面までの高さｈが１．３ｍｍの時の入力反射（Ｓ行列におけるＳ１１）を表わす。図１３に示すように、たとえば高さｈを低くすることによって、ヘアピン型半波長ＢＰＦ１５０ｈｐのカットオフ周波数を高周波数側にシフトさせることができる。
【００２０】
なお、従来のＢＰＦに関しては、たとえば特許文献１にも記載されている。
【００２１】
【特許文献１】
特開平７−３２６９０３号公報
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
イメージ周波数帯域等を遮断するＢＰＦには、図９〜１２に示されるような半波長ＢＰＦが一般的に用いられる。
【００２３】
図９〜１２に示されるようなマイクロストリップラインを利用した半波長ＢＰＦのフィルタ特性は、マイクロストリップライン１５４，１５４ｈｐのフィルタパターンによるカットオフ周波数ｆｐに加えて、導体壁部１５５ａの内壁面と１５５ｂの内壁面との間の幅ｗに依存したカットオフ周波数ｆｗ、および誘電体基板１５１の上部表面から導体天井部１５５ｃの内壁面までの高さｈに依存したカットオフ周波数ｆｈによっても影響を受ける。
【００２４】
したがって、適切なカットオフ周波数を持つように幅ｗ，高さｈを調整することによって、図９〜１２に示されるようなマイクロストリップラインを利用した半波長ＢＰＦの遮断特性を向上させることができる。
【００２５】
しかし、幅ｗ，高さｈの適切な距離は、シミュレーションに基づいて実際に試作を行なった上でカットアンドトライによって最適化を行なうことが一般的であるため、試作回数が多くなり開発費用および時間を必要とする。また、幅ｗ，高さｈの調整による効果は、図１３で示したように主としてカットオフ周波数のシフトであり、このとき通過帯域も同時にシフトするため、通過損失を劣化させないためにはあまりカットオフ周波数大きくシフトさせることはできないという問題がある。
【００２６】
また、図９〜１２に示されるようなマイクロストリップラインを利用した半波長ＢＰＦは、段数を増やすと一般に遮断特性が向上するが、その反面、通過損失が大きくなる性質がある。通過損失が大きくなると、利得が減少するのみならず、雑音指数（Noise Figure）が悪化する。そのため、イメージ周波数帯域等を遮断するＢＰＦは、急峻かつ大きな遮断特性を持ちつつ、通過損失をできるだけ小さく抑えることが望まれる。
【００２７】
複数段接続された半波長ＢＰＦの各段においてマイクロストリップラインのライン幅を変化させることによって、遮断特性，通過損失，入出力マッチングといった各種パラメータの最適化を図ることができるが、これにはシミュレーションや試作検討といった技術的なノウハウを必要とし、またその最適化にも限界がある。また、半波長ＢＰＦにノッチを付けてトラップ回路を形成することで急峻な遮断特性を得る方法もあるが、この場合、基板の厚みなどの寸法ばらつきに対する周波数特性の変動が大きく、これもまた技術的なノウハウを必要とするという問題があった。
【００２８】
この発明は、上記の諸問題を解決するためになされたものであって、その目的は、基板パターンを何度も再設計することなく、遮断特性，通過損失，入出力マッチングといった各種パラメータの最適化を行なうことが可能な低損失かつ急峻な遮断特性を有するＢＰＦのようなフィルタ、および当該フィルタを含むＬＮＢ，トランスミッタを提供することである。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
この発明は、マイクロストリップラインを利用したフィルタであって、誘電体基板と、誘電体基板の下面に設けられた第１のアース層と、誘電体基板の上面に部分的に設けられた第２および第３のアース層と、第２および第３のアース層の上面に、第２のアース層と第３のアース層とを結合するように設けられた導波管部と、誘電体基板の上面で、第２のアース層と第３のアース層との間に設けられたマイクロストリップライン部とを備え、第２および第３のアース層は、導波管部との接合面において、導波管部よりも、第１および第２の突出部の分だけマイクロストリップライン部の方向にそれぞれ突出している。
【００３０】
好ましくは、マイクロストリップライン部は、ヘアピン型のフィルタパターンを有する。
【００３１】
より好ましくは、第１および第２の突出部は、トリミングによって長さを調整できる。
【００３２】
この発明の別の局面によれば、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換するＬＮＢ（Low Noise Block down-converter）であって、ＲＦ信号の処理を行なうＲＦ信号処理部と、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換する変換回路と、ＩＦ信号の処理を行なうＩＦ信号処理部とを備え、ＲＦ信号処理部は、ＲＦ信号の中から不要な成分を除去するフィルタ手段を含む。フィルタ手段は、マイクロストリップラインを利用したフィルタであって、誘電体基板と、誘電体基板の下面に設けられた第１のアース層と、誘電体基板の上面に部分的に設けられた第２および第３のアース層と、第２および第３のアース層の上面に、第２のアース層と第３のアース層とを結合するように設けられた導波管部と、誘電体基板の上面で、第２のアース層と第３のアース層との間に設けられたマイクロストリップライン部とを備え、第２および第３のアース層は、導波管部との接合面において、導波管部よりも、第１および第２の突出部の分だけマイクロストリップライン部の方向にそれぞれ突出している。
【００３３】
好ましくは、マイクロストリップライン部は、ヘアピン型のフィルタパターンを有する。
【００３４】
より好ましくは、第１および第２の突出部は、トリミングによって長さを調整できる。
【００３５】
この発明のさらに別の局面によれば、ＩＦ信号をＲＦ信号に変換するトランスミッタであって、ＩＦ信号の処理を行なう信号処理部と、ＩＦ信号をＲＦ信号に変換する変換回路と、ＲＦ信号の処理を行なう信号処理部とを備え、ＲＦ信号処理部は、ＲＦ信号の中から不要な成分を除去するフィルタ手段を含む。フィルタ手段は、マイクロストリップラインを利用したフィルタであって、誘電体基板と、誘電体基板の下面に設けられた第１のアース層と、誘電体基板の上面に部分的に設けられた第２および第３のアース層と、第２および第３のアース層の上面に、第２のアース層と第３のアース層とを結合するように設けられた導波管部と、誘電体基板の上面で、第２のアース層と第３のアース層との間に設けられたマイクロストリップライン部とを備え、第２および第３のアース層は、導波管部との接合面において、導波管部よりも、第１および第２の突出部の分だけマイクロストリップライン部の方向にそれぞれ突出している。
【００３６】
好ましくは、マイクロストリップライン部は、ヘアピン型のフィルタパターンを有する。
【００３７】
より好ましくは、第１および第２の突出部は、トリミングによって長さを調整できる。
【００３８】
したがって、この発明によれば、低損失かつ急峻な遮断特性を有し、基板パターンを何度も再設計することなく、遮断特性，通過損失，入出力マッチングといった各種パラメータの最適化を行なうことが可能となる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００４０】
図１は、この発明の実施の形態による半波長ＢＰＦ１０の断面から見た構成を示した断面図である。
【００４１】
図１に示すように、半波長ＢＰＦ１０は誘電体基板１を有する。誘電体基板１の下面には、ベタアース２が全面に設けられている。誘電体基板１の上面には、誘電体基板１の両端から一定の距離だけベタアース３ａ，３ｂがそれぞれ設けられている。
【００４２】
誘電体基板１の上面でベタアース３ａ，３ｂが設けられていない中央部には、マイクロストリップライン４が設けられている。マイクロストリップライン４は、後の図２に示すように、ある特定のフィルタパターンを有する。
【００４３】
ベタアース３ａ，３ｂの上面には、ベタアース３ａ，３ｂを結合するように導波管５が形成されている。導波管５は、ベタアース３ａ，３ｂと各々接する導体壁部５ａ，５ｂと、マイクロストリップライン４を覆う導体天井部５ｃとからなる。ベタアース３ａ，３ｂは、導体壁部５ａ，５ｂの内側の各端面から一定距離ｅ１，ｅ２だけマイクロストリップライン４の方向にそれぞれ突出した構成となっている。
【００４４】
上記のような構造を有したこの発明によるＢＰＦ１０のフィルタ特性は、マイクロストリップライン４のフィルタパターンによるカットオフ周波数ｆｐ、導体壁部５ａの内壁面と５ｂの内壁面との間の幅ｗに依存したカットオフ周波数ｆｗ、および誘電体基板１の上部表面から導体天井部５ｃの内壁面までの高さｈに依存したカットオフ周波数ｆｈに加えて、ベタアース３ａ，３ｂのマイクロストリップライン４方向への突出部分の長さｅ１，ｅ２に依存したカットオフ周波数ｆｅによっても変化する。
【００４５】
図２は、半波長ＢＰＦ１０の上面から見た構成を示した上面図である。ただし、導波管５の一部分である導体天井部５ｃは描かれていない。また、導体壁５ａ，５ｂの外側に存在するベタアース３ａ，３ｂの図示は省略されている。
【００４６】
図２に示すように、入力端子７から入力された電磁波は、マイクロストリップライン４を通ってフィルタリングされ、出力端子８から出力される。
【００４７】
また、導体壁５ａ，５ｂの内側に、ベタアース３ａ，３ｂのマイクロストリップライン４方向への突出部分ｅ１，ｅ２が存在する。この突出部分ｅ１，ｅ２は、トリミングによってマッチング調整することができるため、設計段階では事前に把握しにくい基板のばらつきに対して設計後の調整を可能としている。
【００４８】
さらに、この突出部分ｅ１，ｅ２を予め大きめに設計しておき、調整の段階で突出部分ｅ１，ｅ２をカットしていくことにより、１回の試作で突出部分ｅ１，ｅ２の最適距離を見つけることができる。
【００４９】
次に、上述の半波長ＢＰＦ１０の一例であるヘアピン型半波長ＢＰＦ１０ｈｐについて説明する。
【００５０】
図３は、半波長ＢＰＦ１０の一例であるヘアピン型半波長ＢＰＦ１０ｈｐの断面から見た構成を示した断面図である。また、図４は、ヘアピン型半波長ＢＰＦ１０ｈｐの上面から見た構成を示した上面図である。
【００５１】
図３，４に示したヘアピン型半波長ＢＰＦ１０ｈｐは、図１，２に示した半波長ＢＰＦ１０のマイクロストリップライン４が、ヘアピン型のフィルタパターンを有するマイクロストリップライン４ｈｐに置き換えられた構成となっている。
【００５２】
図５は、ヘアピン型半波長ＢＰＦ１０ｈｐのフィルタ特性をグラフによって示した特性図である。図５の特性図は、縦軸の左側が通過損失，右側が入力反射（単位はいずれもｄＢ）、横軸が周波数（単位はＧＨｚ）を各々表わす。
【００５３】
図５を参照して、曲線Ｔ１１は、誘電体基板１の上部表面から導体天井部５ｃの内壁面までの高さｈが３ｍｍの時の通過損失（Ｓ行列におけるＳ２１）を表わす。また、曲線Ｒ１１は、誘電体基板１の上部表面から導体天井部５ｃの内壁面までの高さｈが３ｍｍの時の入力反射（Ｓ行列におけるＳ１１）を表わす。
【００５４】
図５に示すように、ベタアース３ａ，３ｂがマイクロストリップライン４の方向に突出していて、その突出部分ｅ１，ｅ２が適度にトリミングされていることにより、ヘアピン型半波長ＢＰＦ１０ｈｐの遮断領域にあたる１５．４ＧＨｚでの通過損失を、従来のヘアピン型ＢＰＦ１５０ｈｐにおける約−３０ｄＢから約−４５ｄＢへと大幅に向上させることができる。
【００５５】
次に、この発明のＢＰＦを含むＬＮＢ２０およびトランスミッタ３０の各具体的構成の一例についてそれぞれ説明する。これらＬＮＢ２０およびトランスミッタ３０は、従来の技術で説明した双方向衛星送受信システム１００におけるＬＮＢ１０５およびトランスミッタ１０９にそれぞれ対応する。
【００５６】
図６は、この発明の実施の形態によるＬＮＢ２０の具体的構成を示したブロック図である。
【００５７】
図６に示したＬＮＢ２０は２入力２出力構成を有し、入力導波管１１１と、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１１２Ｒ，１１２Ｌと、ＢＰＦ１１３Ｒ，１１３Ｌと、ミキサ１１４Ｒ，１１４Ｌと、局部発振器１１５と、分配回路１１６と、遮断フィルタ１１７Ｒ，１１７Ｌと、スイッチング回路１１８と、ＩＦアンプ１１９ａ，１１９ｂと、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１２０ａ，１２０ｂと、電源＋スイッチング制御回路１２３と、出力ポート１２４ａ，１２４ｂとを含む。この発明のＢＰＦは、たとえばＢＰＦ１１３Ｒ，１１３Ｌにおいて用いられる。
【００５８】
入力導波管１１１に入力された周波数１２．２〜１２．７ＧＨｚの入力信号は、入力導波管１１１内に設置された位相板１１１ｐにより、右旋偏波と左旋偏波とに分けられる。右旋偏波は、入力導波管１１１内に伸びたアンテナプローブ１１１Ｒによって受信され、右旋信号としてＬＮＡ１１２Ｒに送られる。左旋偏波は、入力導波管１１１内に伸びたアンテナプローブ１１１Ｌによって受信され、左旋信号としてＬＮＡ１１２Ｌに送られる。
【００５９】
右旋信号は、ＬＮＡ１１２Ｒで低雑音増幅され、ＢＰＦ１１３Ｒに送られる。ＢＰＦ１１３Ｒは、入力された信号のうち、所望の周波数帯域のみを通過させ、イメージ周波数帯域の信号を除去する。ＢＰＦ１１３Ｒを通過した信号は、ミキサ１１４Ｒに入力される。左旋信号は、ＬＮＡ１１２Ｌで低雑音増幅され、ＢＰＦ１１３Ｌに送られる。ＢＰＦ１１３Ｌは、入力された信号のうち、所望の周波数帯域のみを通過させ、イメージ周波数帯域の信号を除去する。ＢＰＦ１１３Ｌを通過した信号は、ミキサ１１４Ｌに入力される。
【００６０】
一方、局部発振器１１５によって生成された周波数１１．２５ＧＨｚの発振信号は、分配回路１１６によって２分され、遮断フィルタ１１７Ｒ，１１７Ｌにそれぞれ送られる。遮断フィルタ１１７Ｒ，１１７Ｌは、１１．２５ＧＨｚの発振信号のみを通過させ、ミキサ１１４Ｒ，１１４Ｌにそれぞれ出力する。
【００６１】
ミキサ１１４Ｒは、ＢＰＦ１１３Ｒおよび遮断フィルタ１１７Ｒからの出力信号をミキシングし、周波数９５０〜１４５０ＭＨｚのＩＦ帯域の信号に周波数変換する。ミキサ１１４Ｒによって周波数変換された信号は、スイッチング回路１１８に入力される。ミキサ１１４Ｌは、ＢＰＦ１１３Ｌおよび遮断フィルタ１１７Ｌからの出力信号をミキシングし、周波数９５０〜１４５０ＭＨｚのＩＦ帯域の信号に周波数変換する。ミキサ１１４Ｌによって周波数変換された信号は、スイッチング回路１１８に入力される。
【００６２】
スイッチング回路１１８は、ミキサ１１４Ｒ，１１４Ｌから入力された信号を、当該信号を要求したレシーバが接続された出力ポート側のＩＦアンプに出力する。このＩＦアンプの選択は、電源＋スイッチング制御回路１２３からの制御により行なわれる。
【００６３】
出力ポート１２４ａ側のＩＦアンプ１１９ａが選択されたものと仮定すると、ＩＦアンプ１１９ａは、スイッチング回路１１８から出力された信号を、適切な雑音特性と利得特性とを持つように増幅する。ＩＦアンプ１１９ａによって増幅された信号は、周波数９５０〜１４５０ＭＨｚの交流成分が出力ポート１２４ａから出力され、直流バイアスがインダクタ１２１ａおよびキャパシタ１２２ａからなるＬＰＦ１２０ａを通って、電源＋スイッチング制御回路１２３に供給される。
【００６４】
出力ポート１２４ｂ側のＩＦアンプ１１９ｂが選択されたものと仮定すると、ＩＦアンプ１１９ｂは、スイッチング回路１１８から出力された信号を、適切な雑音特性と利得特性とを持つように増幅する。ＩＦアンプ１１９ｂによって増幅された信号は、周波数９５０〜１４５０ＭＨｚの交流成分が出力ポート１２４ｂから出力され、直流バイアスがインダクタ１２１ｂおよびキャパシタ１２２ｂからなるＬＰＦ１２０ｂを通って、電源＋スイッチング制御回路１２３に供給される。
【００６５】
電源＋スイッチング制御回路１２３は、ＬＰＦ１２０ａ，１２０ｂを介して直流バイアスの供給を受けるのと同時に、ＬＮＡ１１２Ｒ，１１２Ｌと、ミキサ１１４Ｒ，１１４Ｌと、局部発振器１１５と、スイッチング回路１１８と、ＩＦアンプ１１９ａ，１１９ｂとに対して、電源供給またはスイッチング制御を行なう。
【００６６】
図７は、この発明の実施の形態によるトランスミッタ３０の具体的構成を示したブロック図である。
【００６７】
図７に示したトランスミッタ３０は、入力端子１３１と、ＨＰＦ（High Pass Filter）１３２と、ＩＦアンプ１３３，１３５と、減衰回路１３４と、ＢＰＦ１３６，１３９，１４１，１４３，１４５と、ミキサ１３７と、局部発振器１３８と、ＲＦアンプ１４０，１４２と、ハイパワーアンプ１４４と、出力導波管１４６と、インダクタ１４７と、コンパレータ１４８と、電源回路１４９とを含む。この発明のＢＰＦは、たとえばＢＰＦ１３９，１４１，１４３，１４５において用いられる。
【００６８】
入力端子１３１に入力された信号は、周波数９５０〜１４５０ＭＨｚを主体とした交流成分がＨＰＦ１３２へと出力され、１３〜２６Ｖの直流バイアスがＬＰＦの機能を有するインダクタ１４７を通って電源回路１４９に供給される。コンパレータ１４８は、この直流バイアスが１１Ｖ以下となった場合に、電源回路１４９をオフする。
【００６９】
ＨＰＦ１３２は、入力端子１３１から出力された交流成分のうち、周波数９５０〜１４５０ＭＨｚの範囲に含まれない余分な低周波成分を遮断する。ＩＦアンプ１３３は、ＨＰＦ１３２から出力された信号を増幅する。ＩＦアンプ１３３によって増幅された信号は、減衰回路１３４によって利得が調整され、ＩＦアンプ１３５によって再び増幅される。
【００７０】
ＢＰＦ１３６は、入力された信号のうち、所望の周波数帯域のみを通過させ、ＩＦ帯域外の余分な信号を除去する。ＢＰＦ１３６を通過した信号は、ミキサ１３７に入力される。局部発振器１３８によって生成された周波数１３．０５ＧＨｚの発振信号もまた、ミキサ１３７に入力される。
【００７１】
ミキサ１３７は、ＢＰＦ１３６および局部発振器１３８からの出力信号をミキシングし、周波数１４〜１４．５ＧＨｚのＲＦ帯域の信号に周波数変換する。ＢＰＦ１３９は、ミキサ１３７によって周波数変換された信号のうち、所望の周波数帯域のみを通過させ、ＲＦ帯域外の余分な信号を除去する。
【００７２】
ＲＦアンプ１４０は、ＢＰＦ１３９から出力された信号を増幅する。ＢＰＦ１４１は、ＲＦアンプ１４０によって増幅された信号のうち、所望の周波数帯域のみを通過させ、ＲＦ帯域外の余分な信号を除去する。ＲＦアンプ１４２，ＢＰＦ１４３においても、ＲＦアンプ１４０，ＢＰＦ１４１と同様の処理がなされる。
【００７３】
ハイパワーアンプ１４４は、ＢＰＦ１４３から出力された信号をハイパワー増幅する。ＢＰＦ１４５は、ハイパワーアンプ１４４によってハイパワー増幅された信号のうち、所望の周波数帯域のみを通過させ、ＲＦ帯域外の余分な信号を除去する。ＢＰＦ１４５を通過した周波数１４〜１４．５ＧＨｚの出力信号は、出力導波管１４６から電波として出力される。
【００７４】
電源回路１４９は、インダクタ１４７を介して直流バイアスの供給を受けるのと同時に、ＨＰＦ１３２と、ＩＦアンプ１３３，１３５と、ミキサ１３７と、局部発振器１３８と、ＲＦアンプ１４０，１４２と、ハイパワーアンプ１４４とに対して、電源供給を行なう。
【００７５】
なお、以上の実施の形態では、この発明によるフィルタの一例としてＢＰＦについて説明してきたが、この発明のフィルタはＢＰＦには限られず、たとえばＬＰＦやＨＰＦのようなフィルタも含まれる。
【００７６】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００７７】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、低損失かつ急峻な遮断特性を有し、基板パターンを何度も再設計することなく、遮断特性，通過損失，入出力マッチングといった各種パラメータの最適化を行なうことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態による半波長ＢＰＦ１０の断面から見た構成を示した断面図である。
【図２】この発明の実施の形態による半波長ＢＰＦ１０の上面から見た構成を示した上面図である。
【図３】半波長ＢＰＦ１０の一例であるヘアピン型半波長ＢＰＦ１０ｈｐの断面から見た構成を示した断面図である。
【図４】半波長ＢＰＦ１０の一例であるヘアピン型半波長ＢＰＦ１０ｈｐの上面から見た構成を示した上面図である。
【図５】ヘアピン型半波長ＢＰＦ１０ｈｐのフィルタ特性をグラフによって示した特性図である。
【図６】この発明の実施の形態によるＬＮＢ２０の具体的構成を示したブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態によるトランスミッタ３０の具体的構成を示したブロック図である。
【図８】代表的な双方向衛星送受信システムの一例を示した模式図である。
【図９】従来のＢＰＦの一例である半波長ＢＰＦ１５０の断面から見た構成を示した断面図である。
【図１０】従来のＢＰＦの一例である半波長ＢＰＦ１５０の上面から見た構成を示した上面図である。
【図１１】半波長ＢＰＦ１５０の一例であるヘアピン型半波長ＢＰＦ１５０ｈｐの断面から見た構成を示した断面図である。
【図１２】半波長ＢＰＦ１５０の一例であるヘアピン型半波長ＢＰＦ１５０ｈｐの上面から見た構成を示した上面図である。
【図１３】ヘアピン型半波長ＢＰＦ１５０ｈｐのフィルタ特性をグラフによって示した特性図である。
【符号の説明】
１  誘電体基板、２，３ａ，３ｂ  ベタアース、４，４ｈｐ，１５４，１５４ｈｐ  マイクロストリップライン、５，１５５  導波管、５ａ，５ｂ，１５５ａ，１５５ｂ  導体壁部、５ｃ，１５５ｃ  導体天井部、７  入力端子、８  出力端子、１０，１０ｈｐ，１１３Ｒ，１１３Ｌ，１３６，１３９，１４１，１４３，１４５，１５０，１５０ｈｐ  ＢＰＦ、１００  双方向衛星送受信システム、１０１  双方向人工衛星、１０２  パラボラアンテナ、１０３  フィードホーン、１０４  ＯＭＴ、２０，１０５  ＬＮＢ、１０６  受信用同軸ケーブル、１０７  インドアユニット、１０８  送信用同軸ケーブル、３０，１０９  トランスミッタ、１１１  入力導波管、１１２Ｒ，１１２Ｌ  ＬＮＡ、１１４Ｒ，１１４Ｌ，１３７  ミキサ、１１５，１３８  局部発振器、１１６  分配回路、１１７Ｒ，１１７Ｌ  遮断フィルタ、１１８  スイッチング回路、１１９ａ，１１９ｂ，１３３，１３５  ＩＦアンプ、１２０ａ，１２０ｂ  ＬＰＦ、１２３  電源＋スイッチング制御回路、１２４ａ，１２４ｂ  出力ポート、１３１  入力端子、１３２  ＨＰＦ、１３４  減衰回路、１４０，１４２  ＲＦアンプ、１４４  ハイパワーアンプ、１４６  出力導波管、１４７  インダクタ、１４８  コンパレータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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