(57)【要約】【課題】コンバータの機能として昇圧及び降圧の機能を合わせ持つ多相多重型の昇降圧コンバータにおいて、リップル低減及び電子部品の小型化あるいは低減を目的とした昇降圧比を基にした最適な相重数の選定方法を提供すること。【解決手段】低圧側の直流電源と高圧側の直流電源の間に介在し、低圧側電圧をｎ倍に昇圧して高圧側出力を得る機能と、高圧側電圧を１／ｎ倍に降圧して低圧側出力を得る機能とを備えたチョッパ式昇降圧コンバータにおいて、ｎに最も近い整数Ｎ’の整数倍Ｎを相数として、並列接続されたＮ個の昇降圧チョッパを組み合わせてＮ相Ｎ重とし、各相に流れる電流を２π／Ｎずつ位相をずらして流すように制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
低圧側の直流電源と高圧側の直流電源の間に介在し、低圧側電圧をｎ倍に昇圧して高圧側出力を得る機能と、高圧側電圧を１／ｎ倍に降圧して低圧側出力を得る機能とを備えたチョッパ式昇降圧コンバータにおいて、ｎに最も近い整数Ｎ’の整数倍Ｎを相数として、並列接続されたＮ個の昇降圧チョッパを組み合わせてＮ相Ｎ重とし、各相に流れる電流を２π／Ｎずつ位相をずらして流すように制御することを特徴とする多相多重制御方式。
【請求項２】
請求項１記載のチョッパ式昇降圧コンバータにおいて、前記低圧側の直流電源の電圧変動に対して前記高圧側の電圧を制御することにより、前記低圧側電圧と前記高圧側電圧との比ｎを選択するようにしたことを特徴とする多相多重制御方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のチョッパ装置を並列接続して低圧側電源を昇圧して高圧側出力を得る機能と、高圧側の電圧を低圧側に降圧する機能とを備えた多相多重化昇降圧コンバータの制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、低圧電源を昇圧して高圧出力を得て高圧側に接続された負荷を運転するスイッチング型電源装置の制御方法の一つとして、複数のチョッパ装置を並列接続して、各チョッパ装置に流す電流を分割して位相をずらして供給して出力側の負荷を運転する多相多重チョッパ式制御方法が用いられている。
例えば、特許文献１には、電気自動車などに使用される低圧の直流電源（バッテリなど）を昇圧して出力側へ所定の電圧を供給する多相多重チョッパ式のスイッチング電源装置が開示されている。図８は特許文献１に開示されている多相多重チョッパ式のスイッチング電源装置の概略の電気回路構成図である。
図３の多相多重チョッパ式電源装置は、低圧側の直流電源をｎ（整数）倍に昇圧して高圧出力を得るもので、低圧側の直流電源１１に対してｎ個のリアクトル１２ａ〜１２ｎを並列接続し、リアクトル１２ａ〜１２ｎの他端側は逆流阻止用ダイオード１３ａ〜１３ｎのアノード端子がそれぞれ個別に接続されており、ダイオード１３ａ〜１３ｎのカソード側は昇圧した高圧側出力となっている。ダイオード１３ａ〜１３ｎの各アノード側とグランド間にはチョッピング用スイッチング素子であるｎｐｎトランジスタ１４ａ〜１４ｎがそれぞれ接続されている。
【０００３】
ここで、トランジスタ１４ａ〜１４ｎをスイッチングするタイミングを２π／ｎずつ位相をずらせた状態で制御手段１５によりスイッチングすれば、リアクトル１２ａ〜１２ｎに流れる電流が２π／ｎずつ位相がずれた状態であるため直流電源１１からリアクトル１２ａ〜１２ｎに流れる電流の合成電流は脈動の無い一定値となるというものである。
【０００４】
また、特許文献２には、直流電源に接続して、この直流電源とは異なる電圧の電流を出力するチョッパ装置を複数台並列接続して出力側に接続した負荷に電流を供給する多相多重チョッパ装置の制御回路が開示されている。
特許文献２の多相多重チョッパ装置の制御方法は、複数台並列接続したチョッパ装置の台数を例えばｍ台とすると、ｍ台の各チョッパ装置は出力の負荷に供給する合計電流の１／ｍずつをそれぞれ分担するとともに、各チョッパ装置間の電流を２π／ｍずつ位相がずれた状態で流すように制御する。
そして、ｍ台の各チョッパ装置の出力電流の合計値から算出した平均電流と各チョッパ装置の出力電流との偏差を求め、その偏差値をＰＩＤ調節器（比例積分微分調節器）に入力して、入力電流偏差を零にする調節信号をＰＩＤ調節器から出力させて、各チョッパ装置にフィードバックすることにより各チョッパ装置の出力電流の平衡を図るというものである。
【０００５】
【特許文献１】
特開平１０ー１２７０５０号公報
【特許文献２】
特開平９ー２１５３２２号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特許文献１のスイッチング電源装置は、昇圧のみを対象としていて、昇圧比ｎは整数としている。
電気自動車などのインバータシステムでは低圧側のバッテリ電源の電圧を昇圧して各種の電気回路装置を駆動し、電動発電機の駆動電源として用いる。一方、回生電力を降圧してバッテリ電源の充電に使用するので昇圧及び降圧の機能を合わせ持つ方が望ましい。
また、特許文献２の多相多重チョッパ装置の制御回路は、複数並列接続したチョッパ装置に流れる電流の偏差を一定値以下にコントロールすることを目的とするもので入力電流や出力電流のリップルについては考慮されていない。
【０００７】
そこで、本発明においては、コンバータの機能として昇圧及び降圧の機能を合わせ持つ多相多重型の昇降圧コンバータにおいて、リップル低減及び電子部品の小型化あるいは低減を目的とした昇降圧比を基にした最適な相重数の選定方法を提供することを課題としている。
また、低圧側のバッテリ電源の電圧が変動する場合、高圧側の電圧を可変制御することにより、低圧側電圧と高圧側電圧との昇降圧比を適宜選択する構成としたリップルを低減する制御方法を提供することを課題としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明の請求項１の多相多重制御方式は、低圧側の直流電源と高圧側の直流電源の間に介在し、低圧側電圧をｎ倍に昇圧して高圧側出力を得る機能と、高圧側電圧を１／ｎ倍に降圧して低圧側出力を得る機能とを備えたチョッパ式昇降圧コンバータにおいて、ｎに最も近い整数Ｎ’の整数倍Ｎを相数として、並列接続されたＮ個の昇降圧チョッパを組み合わせてＮ相Ｎ重とし、各相に流れる電流を２π／Ｎずつ位相をずらして流すように制御することを特徴としている。
【０００９】
すなわち、昇圧比がｎ倍で降圧比が１／ｎ倍のチョッパ式昇降圧コンバータでは、Ｎ相Ｎ重として各相に流れる電流を２π／Ｎずつ位相をずらして流すように制御することにより、特にｎが整数の場合には、昇圧時には低圧側電源からコンバータに流入する入力電流のリップルをゼロにすることが出来る。また、高圧側の電圧を低圧側電圧に降圧する時には、コンバータから低圧側へ出力する電流のリップルをゼロにすることが出来る。
また、ｎが整数でない場合でもｎに最も近い整数Ｎ’の整数倍Ｎを相数としてＮ相Ｎ重とすることにより、低圧側のリップルを低く抑えることが出来る。
【００１０】
請求項２に記載の多相多重制御方式は、請求項１記載のチョッパ式昇降圧コンバータにおいて、前記低圧側の直流電源の電圧変動に対して前記高圧側の電圧を制御することにより、前記低圧側電圧と前記高圧側電圧の比ｎを選択するようにしたことを特徴としている。
【００１１】
すなわち、昇降圧コンバータでは高圧側の電圧が固定されていて、低圧側の直流電源としてバッテリ等が使用されていて電圧変動がある場合、低圧側電圧と高圧側電圧の比ｎが変動して場合によっては低圧側に大きなリップルが発生することも起こりえる。
そこで、高圧側の電圧を一定の範囲で可変としておき、低圧側電圧に対して高圧側の電圧を制御することによりｎが整数（又は整数に近い値）となるように積極的に行うことにより低圧側のリップルを最小限に抑えることが出来る。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下に図面に基づいて本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明の多相多重制御方式を実施するための電気回路構成図を示すもので低圧側の直流電源１の電圧をｎ倍に昇圧して高圧側の負荷１０に供給する電圧にする機能と、逆に高圧側の電圧を１／ｎに降圧して低圧側に供給する機能を合わせ持っている。
図１において、直流電源１のプラス端子に接続された低圧側入出力端子Ｔｌには２Ａ、２Ｂ、…２ＸとＮ個のリアクトルが並列に接続されており、各リアクトルの他端には図のようにｎｐｎトランジスタ３Ａ、３Ｂ、…３Ｘと４Ａ、４Ｂ、…４Ｘがブリッジ接続されている。そして、各トランジスタ３Ａ、３Ｂ、…３Ｘと４Ａ、４Ｂ、…４Ｘにはそれぞれダイオード７Ａ、７Ｂ、…７Ｘと８Ａ、８Ｂ、…８Ｘが並列に接続されている。
トランジスタ３Ａ、３Ｂ、…３Ｘはエミッタが各リアクトル２Ａ、２Ｂ、…２Ｘとそれぞれ接続されており、コレクタは高圧側入出力端子Ｔｈに接続されている。また、トランジスタ４Ａ、４Ｂ、…４Ｘはコレクタが各リアクトル２Ａ、２Ｂ、…２Ｘとそれぞれ接続されており、エミッタ側はグランドに接地されている。トランジスタ３Ａ、３Ｂ、…３Ｎ及び４Ａ、４Ｂ、…４Ｎのベース端子はそれぞれ制御手段５に接続されている。
【００１３】
なお、ｎとＮの関係は、ｎに最も近い整数をＮ’としてＮ’の整数倍をＮとしている。例えば、ｎ＝２の場合はＮ＝２、４、６、…となり、Ｎは２、４、６、…の中から本発明の多相多重制御方式の条件を考慮して任意の数を選定して本発明の多相多重制御方式を実施する回路を構成することとなる。
【００１４】
低圧側入出力端子Ｔｌ側には平滑用コンデンサ１０が、高圧側入出力端子Ｔｈ側には平滑用コンデンサ２０がそれぞれ接続されている。
また、低圧側電圧と高圧側電圧をそれぞれ検出して制御手段５にフイードバックするためにＴｌ側には電圧検出回路６ａが、Ｔｈ側には電圧検出回路６ｂが接続されている。
制御手段５は、トランジスタ３Ａ、３Ｂ、…３Ｘ及び４Ａ、４Ｂ、…４Ｘを駆動するパルスを出力して各リアクトル２Ａ、２Ｂ、…２Ｘに流れる電流を２π／Ｎずつ位相をずらして流すように制御する。
【００１５】
上記の構成によれば、低圧側電圧を昇圧して高圧側に出力する場合の動作は次のようになる。
各トランジスタ４Ａ、４Ｂ、…４Ｘが制御手段５からの駆動するパルスによって位相が２π／Ｎずれた状態で順次ＯＮされる。各トランジスタ４Ａ、４Ｂ、…４ＸがＯＮのときには、各リアクトル２Ａ、２Ｂ、…２Ｘのトランジスタ側は接地されることになるので、直流電源１から各リアクトル２Ａ、２Ｂ、…２Ｘを通って順次電流が流れる。このとき各リアクトルには流れる電流の２乗とリアクトルのインダクタンスに比例するエネルギーが蓄えられる。
各トランジスタ４Ａ、４Ｂ、…４ＸがＯＮからＯＦＦとなるとリアクトルに蓄えられたエネルギーに応じた電流がダイオード７Ａ、７Ｂ、…７Ｘを通じて順次流れる。このとき高圧側の電圧は電圧検出回路６ａによって監視されていて所定の設定電圧以上のときのみ各トランジスタ４Ａ、４Ｂ、…４ＸをＯＦＦとする構成としている。
【００１６】
次に、高圧側電圧を降圧して低圧側に出力する場合の動作は次のようになる。
各トランジスタ３Ａ、３Ｂ、…３Ｘが制御手段５からの駆動するパルスによって位相が２π／Ｎずれた状態で順次ＯＮされる。各トランジスタ３Ａ、３Ｂ、…３ＸがＯＮすることにより高圧側からトランジスタ３Ａ、３Ｂ、…３Ｘとリアクトル２Ａ、２Ｂ、…２Ｘを通って直流電源１へと順次電流が流れる。
次に、トランジスタ３ＡがＯＦＦとされるとリアクトル２Ａから直流電源１、ダイオード８Ａ、リアクトル２Ａのループで電流が流れる降圧回路として動作する。トランジスタ３Ａに引き続いて位相が２π／Ｎずれた状態で３Ｂ、３Ｃ、…３Ｘの順でＯＦＦされて、リアクトル２Ｂ、直流電源１、ダイオード８Ｂ、リアクトル２Ｂのループ、リアクトル２Ｃ、直流電源１、ダイオード８Ｃ、リアクトル２Ｃのループの順で降圧回路として動作する。
【００１７】
（実施例１）
以下に、本発明の実施例を図面を参照して説明する。図２は低圧側の電源電圧を昇圧比２倍で高圧側に出力し、高圧側の電圧を降圧比１／２倍で降圧して低圧側に供給する場合の電気回路構成図を示す。図１の電気回路構成図でｎ＝Ｎ＝２の場合である。
実施の形態で述べた如く昇圧時には、トランジスタ４Ａ、４Ｂが位相がπ（（２π／Ｎ）＝（２π／２）＝２）ずれた状態でスイッチングされる。このときの、スイッチング素子と流れる電流のタイミングと波形を図３に示す。
図３は、横軸は時間を表し、縦軸はトランジスタのＯＮ及びＯＦＦの状態、あるいは電流量を表している。Ａ相とはリアクトル２Ａのルートであり、Ｂ相とはリアクトル２Ｂのルートである。
図３において、（ａ）、（ｂ）はトランジスタ４Ａ、４Ｂはπの位相差でＯＮ状態となっている。トランジスタ４ＡがＯＮ及びＯＦＦのときリアクトル２Ａに流れる電流の立上がりの勾配と立下がりの勾配は次のようになる。
リアクトルのインダクタンスをＬ、印可電圧をＶ、流れる電流をＩとすると
Ｖ＝Ｌ×Ｉ
の関係がある。図３のＡ相の場合、直流電源１の電圧をＶ０、リアクトル２ＡのインダクタンスをＬ、電流の勾配は流れる電流の時間微分値であるからΔＩ／Δｔとすると
Ｖ０＝Ｌ（ΔＩ／Δｔ）
よって、立上がりの勾配（ΔＩ／Δｔ）はＶ０／Ｌとなる。
一方、トランジスタ４ＡがＯＦＦとなってリアクトル２Ａから高圧側に電流が流れるときの勾配は、
２Ｖ０（高圧側電圧）−Ｖ０（低圧側電圧）＝Ｌ（ΔＩ／Δｔ）
よって、立下がりの勾配（ΔＩ／Δｔ）もＶ０／Ｌとなる。
従って、（Ｃ）にに示すように立上がりの勾配と立下がりの勾配は同一の傾斜となる。その結果、Ａ相入力電流とＢ相入力電流を合成したもの、すなわち、直流電源１からリアクトル側に流れる入力合成電流は（ｅ）に示すようにリップルのないフラットなものとなる。
また、Ａ相出力電流とＢ相出力電流及び出力合成電流は（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）に示されている。なお、出力合成電流は、図２の平滑コンデンサ２０によって平滑される前の波形を示している。
【００１８】
次に、実施例１の降圧時の入力電流及び出力電流の波形について説明する。
図４は、図２の電気回路構成図で高圧側の電圧を１／２倍に降圧して低圧側に供給する場合のタイミングチャートと電流の波形を表したものである。
図４の（ａ）、（ｂ）に示すようにトランジスタ３Ａと３Ｂは、πの位相差をもってＯＮ状態となるように制御手段５によってスイッチングされる。トランジスタ３ＡがＯＮ状態のとき、高圧側よりリアクトル２ＡへとＡ相入力電流が流れる。このときの入力電流の波形は（ｃ）に示すように時間とともに増加する。そのときの勾配は昇圧動作の説明で述べたようにリアクトルに印加される電圧とリアクトルのインダクタンスＬの関係から求められＶ０／Ｌとなる。
同様にＢ相の入力電流は、Ａ相入力電流より位相がπずれた状態で（ｄ）に示すように流れる。従って、入力合成電流は（ｅ）に示すようになる。
次に、Ａ相出力電流は、トランジスタ３ＡがＯＮの期間は、Ｖ０／Ｌの勾配で増加し、トランジスタ３ＡがＯＮからＯＦＦとなると、ダイオード８Ａ、リアクトル２Ａ、直流電源１のループで流れる電流は減少していく。このときの勾配は直流電源１の電圧Ｖ０とリアクトルのインダクタンスＬで定まりＶ０／Ｌである。
従って、Ａ相出力電流は（ｆ）に示す波形となる。同様にＢ相出力電流は（ｇ）に示す波形となるので出力合成電流はフラットとなり、出力側（低圧側）のリップルの発生が押さえられる。
【００１９】
（実施例２）
本発明に係わる実施例２は、Ｎ＝４の場合で図１において、リアクトルが２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄと、それぞれのリアクトルにブリッジ接続されるスイッチングトランジスタも３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ及び４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄと各４組から構成され、昇圧比が４倍、降圧比が１／４倍の場合である。
なお、各トランジスタにはダイオード７Ａ〜７Ｄ、８Ａ〜８Ｄがそれぞれ並列に接続されている。
この回路構成の昇圧時の電流波形を図５に示す。図５には昇圧時の各相（Ａ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相）のタイミングと電流波形が示されている。
例えば、Ａ相の電流の立上がりの勾配は直流電源１の電圧をＶ０、リアクトルのインダクタンスをＬとすると実施例１で述べたようにＶ０／Ｌとなる。立下がりの勾配は高圧側は４Ｖ０であるから
（４Ｖ０−Ｖ０）／Ｌ＝３Ｖ０／Ｌ
となり、立下がりの勾配は立上がりの勾配の３倍の傾斜であることがわかる。Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相も同様になる。
また、各相の位相のずれは２π／Ｎよりπ／２（Ｎ＝４）となる。従って、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相の入力電流は図５のようになり、その合成入力電流はフラットなリップルのないものとなる。
なお、図５は昇圧時の電流波形について述べられているが、降圧時も同様な波形なので低圧側の合成出力電流はリップルのないものが得られる。
【００２０】
（実施例３）
実施例３は、請求項２の発明に係わるコンバータの多相多重制御方式で、電気自動車などで低圧側にバッテリを使用して高圧側ではインバータを介して電動発電機などを動作させる場合、バッテリの電圧変動に対して高圧側のインバータの電圧も可変として低圧側の電圧の整数倍（または整数に近い値）になるよう制御する方式である。
図６は、低圧側のバッテリの電圧が１００〜３００Ｖ間を変動するとしたとき高圧側（インバータ側）を５００〜７００Ｖ間で任意の電圧をとれるように制御する例を示している。
電気回路構成図としてはＮ＝６とする。図６においてバッテリの電圧がＰ０〜Ｐ１にあるときは、昇降圧比が６倍となるように図１の制御手段５で制御する。このとき、インバータ側の電圧は６００〜７００Ｖの間で低圧側の電圧の６倍となるよう制御されている。
同様にバッテリの電圧がＰ２〜Ｐ３にあるときは昇降圧比が３倍となるように、バッテリの電圧がＰ４〜Ｐ５にあるときは昇降圧比が２倍となるように制御する。
この制御方式を行うことにより低圧側のバッテリの電圧が変動しても低圧側のリップルを最小限に抑えることが可能となる。
【００２１】
（実施例４）
実施例４は、実施例３と同様に請求項２の発明に係わるコンバータの多相多重制御方式で、低圧側の電圧変動に対して高圧側のインバータの電圧を可変として昇降圧比を選択することで低圧側のリップルを抑えるものであるが、図７に示すように各リアクトルとスイッチングトランジスタの間にスイッチを設けることで相数を可変出来るようにしたものである。
図７は、図６の電圧条件に対応した電気回路でリアクトルは２Ａ〜２Ｆと６個、スイッチもＳＷ−Ａ〜ＳＷ−Ｆと６個で構成されている。なお、図７では制御手段及び電圧検出回路は図示していない。
スイッチをＯＮ、ＯＦＦ操作することにより相数を任意に設定するもので、例えば、スイッチＳＷ−Ａ〜ＳＷ−Ｅの５個をＯＮとしてＳＷ−ＦをＯＦＦとすれば相数が５の回路となり、図６で昇降圧比５倍のものが実現できることになるので低圧側のリップルをさらに減少させる範囲を広げることが可能となる。
【００２２】
【発明の効果】
以上述べたように、昇降圧比に基づいて相重数を選定すれば、特に低圧側のリップルを減少させることが出来て、他システムへの電源ノイズによる悪影響を防止する効果が大きい。また、平滑コンデンサの小型化など装置の小型化が可能となる。さらに、多相多重化により等価的に単相での高周波駆動を行うことに相当するため、各相単独では可聴域周波数での駆動であっても合成された結果、位相差による音圧相殺効果や可聴域外への高周波化が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電気回路構成図である。
【図２】本発明の実施例１の電気回路構成図である。
【図３】実施例１の昇圧時のタイミングチャートである。
【図４】実施例１の降圧時のタイミングチャートである。
【図５】実施例２の電流波形である。
【図６】実施例３の説明図である。
【図７】実施例４の電気回路構成図である。
【図８】従来例の電気回路構成図である。
【符号の説明】
１：直流電源
２Ａ、２Ｂ、…２Ｘ：リアクトル
３Ａ、３Ｂ、…３Ｘ：トランジスタ
４Ａ、４Ｂ、…４Ｘ：トランジスタ
５：制御手段
６ａ、６ｂ：電圧検出回路
７Ａ、７Ｂ、…７Ｘ：ダイオード
８Ａ、８Ｂ、…８Ｘ：ダイオード
１０、２０：平滑コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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