(57)【要約】【課題】ピークホールド回路を用いることなく、高精度に交流電流を計測できるようにする。【解決手段】ヒータ２を流れる交流電流を検出する電流センサ５の出力を全波整流回路６で全波整流し、Ａ／Ｄ変換器１０でＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換された所定のサンプリング周期のディジタル値を順次比較して所定周期における最大値を計測値とすることにより、いわゆるソフト的にピークホールドし、これによって、複雑な回路構成のピークホールド回路を不要としている。【選択図】    図１
2004177157.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電流を検出する電流センサの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路と、該Ａ／Ｄ変換回路でＡ／Ｄ変換された所定のサンプリング周期のディジタル値を比較して所定周期における最大値を計測値とする比較手段とを備えることを特徴とする交流電流計測装置。
【請求項２】
前記所定周期が前記交流電流の周期の整数倍の周期である請求項１記載の交流電流計測装置。
【請求項３】
前記比較手段は、複数の前記最大値を平均処理して前記計測値とする請求項１記載の交流電流計測装置。
【請求項４】
少なくとも前記比較手段が、ＣＰＵで構成される請求項１〜３のいずれかに記載の交流電流計測装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の交流電流計測装置を備えるとともに、ヒータへの給電を断続する開閉器に対して制御出力を与える温度調節器であって、
前記交流電流が前記ヒータを流れる電流であり、
前記計測値および前記制御出力に基づいて、前記ヒータの断線および前記開閉器の短絡の少なくともいずれか一方の異常を検知する異常検知手段を備えることを特徴とする温度調節器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電流を計測する電流計測装置およびそれを備える温度調節器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、温度調節器では、制御対象を加熱するヒータに流れる電流を検出してヒータ断線を検知している（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図７は、特許文献１に示されたヒータ電流検出回路の構成を示す図である。温度調節器２１は、ＣＴ２２で検出されたヒータ電流のピーク値をピークホールドするピークホールド回路２３と、このピークホールド回路２３の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器２４と、ＣＰＵなどの演算器２５と、この演算器２５の出力によってオンオフされてヒータ２６への交流電源２７の給電を断続するリレー２８とを備えている。
【０００４】
かかる従来例では、温度調節器２１は、Ａ／Ｄ変換器２４の出力からヒータ電流のピーク値を検出監視し、リレー２８のオン時であってもヒータ電流が検出されないときには、ヒータ断線であるとして警報を出力するものである。
【０００５】
【特許文献１】
特開平６−２４３３８３号公報（第２頁、図４）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
このようなピークホールド回路２３によるヒータ電流の検出では、高精度に検出できるものの、ピークホールド回路２３が複雑であるために、コストが高くつくという難点がある。
【０００７】
本発明は、上述の点に鑑みて為されたものであって、ピークホールド回路を用いることなく、高精度に交流電流を計測できるようにすることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明では、上述の目的を達成するために、次のように構成している。
【０００９】
すなわち、本発明の交流電流計測装置は、交流電流を検出する電流センサの出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路と、該Ａ／Ｄ変換回路でＡ／Ｄ変換された所定のサンプリング周期のディジタル値を比較して所定周期における最大値を計測値とする比較手段とを備えている。
【００１０】
ここで、電流センサの出力は、全波整流または半波整流するのが好ましい。
【００１１】
本発明によると、Ａ／Ｄ変換後の所定のサンプリング周期のディジタル値を比較して所定周期における最大値を計測値としているので、従来例のような複雑な回路構成のピークホールド回路を設けることなく、いわゆるソフト処理によってピークホールドを行うことが可能となり、小型化およびコストの低減を図ることが可能となる。
【００１２】
本発明の好ましい実施態様においては、前記所定周期が前記交流電流の周期の整数倍の周期である。
【００１３】
本発明によると、交流電流の周期の整数倍の周期でピーク値を計測できることになる。
【００１４】
本発明の一実施態様においては、前記比較手段は、複数の前記最大値を平均処理して前記計測値とするものである。
【００１５】
本発明によると、複数の最大値を平均処理して計測値としているので、例えば、インパルスノイズの影響を低減して精度の高い計測値を得ることができる。
【００１６】
なお、複数の最大値の内の最大値と最小値とを除いた残余の最大値について平均処理するようにしてもよい。
【００１７】
本発明の他の実施態様においては、少なくとも前記比較手段が、ＣＰＵで構成されるものである。
【００１８】
本発明によると、所定のサンプリング周期のディジタル値を比較して所定周期における最大値を計測値とする比較手段、すなわち、ピークホールドする比較手段は、ＣＰＵで構成されるので、従来例のような複雑な回路構成のピークホールド回路が不要となる。
【００１９】
本発明の温度調節器は、本発明の交流電流計測装置を備えるとともに、ヒータへの給電を断続する開閉器に対して制御出力を与える温度調節器であって、前記交流電流が前記ヒータを流れる電流であり、前記計測値および前記制御出力に基づいて、前記ヒータの断線および前記開閉器の短絡の少なくともいずれか一方の異常を検知する異常検知手段を備えている。
【００２０】
本発明によると、開閉器をオンする制御出力を与えてヒータに通電しているにも拘わらず、交流電流計測装置でヒータの電流が計測されないときには、ヒータ断線であると検知できる一方、開閉器をオフする制御出力を与えてヒータの通電を停止しているにも拘わらず、交流電流計測装置でヒータの電流が計測されるときには、開閉器の接点が溶着して短絡していると検知できることになり、これらの異常を検知し報知するといった適宜の処理を行うことが可能となる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図面によって本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００２２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の一つの実施の形態に係る交流電流計測装置を内蔵した温度調節器１を含む温度制御システムの構成図である。
【００２３】
加熱炉等の図示しない制御対象を加熱するヒータ２は、ＳＳＲ等の開閉器３を介して交流電源４に接続されている。また、前記制御対象には、その温度を検出する図示しない温度センサが取り付けられており、この温度センサおよび前記開閉器３が、制御対象の温度を制御する温度調節器１に接続されている。この温度調節器１は、温度センサからの検出温度（現在温度）が、目標温度（設定温度）になるように開閉器３に対して制御出力（操作量）を与えてヒータ２の通電を制御するものである。
【００２４】
さらに、この実施の形態の温度調節器１は、交流電流計測装置を内蔵しており、ヒータ２に流れる電流を計測してヒータ２の断線および開閉器３の接点溶着（短絡）といった異常を検出するものである。
【００２５】
このため、温度調節器１は、ヒータ２に流れる電流を検出する電流センサであるＣＴ５の出力電圧を、全波整流する全波整流回路６と、この全波整流回路６の出力が与えられるＣＰＵ７と、ＲＯＭやＲＡＭ等のメモリ８と、ヒータ断線や短絡を報知するための警報信号を出力する警報出力部９とを備えている。全波整流回路６は、ダイオードブリッジ１１と、抵抗Ｒ，Ｒ’とを備えている。
【００２６】
ＣＰＵ７は、全波整流回路６の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１０を備えており、このＡ／Ｄ変換器１０でＡ／Ｄ変換された所定のサンプリング周期のディジタル値を比較して所定周期の最大値を計測値とするとともに、上述のように温度センサからの検出温度が、目標温度になるように開閉器３に対する制御出力（操作量）を演算する比較演算手段としての機能を有し、さらに、後述のように、計測値と制御出力とに基づいて、ヒータ２の断線および開閉器３の短絡の検知する異常検知手段としての機能を有する。
【００２７】
この温度調節器１は、ヒータ２に流れる電流を検出するＣＴ５の出力を全波整流回路６で全波整流し、Ａ／Ｄ変換器１０でＡ／Ｄ変換した後に、所定のサンプリング周期のディジタル値を比較して所定周期の最大値を計測値とする、いわゆるピークホールド処理を行うものである。
【００２８】
次に、このピークホールド処理における所定のサンプリング周期について説明する。この所定のサンプリング周期は、例えば、次のようにして決定される。
【００２９】
図２のピーク値付近のＣＴ５の出力波形に示されるように、交流電流のピーク値が、Ａ／Ｄ変換器１０の１ビットに入っている時間を算出し、この時間よりも短い時間間隔でサンプリングを行えば、ピーク値を計測することができることになる。
【００３０】
ここで、サンプリング間隔が最も短くなる状態は、交流電流の周波数５０Ｈｚと６０Ｈｚとを比べると、６０Ｈｚで最大電流値、例えば、５０Ａを測定した場合である。
【００３１】
この場合のピーク値が、Ａ／Ｄ変換器１０の１ビットに入っている時間は、次のように算出できる。
【００３２】
先ず、ピーク電圧Ｖｐは、次式で算出される。
【００３３】
Ｖｐ＝（Ｉ／４００）×Ｒ×Ｋ×１．４１４
ここで、Ｉはヒータ２の電流値もしくはＣＴ貫通電流、４００はＣＴの変流比、Ｒは図１に示される全波整流回路６の出力側の受けの抵抗、ＫはＣＴの結合定数（０．９４）である。
【００３４】
したがって、この実施の形態では、
2004177157.tif 000003
また、リファレンス電圧（最小値）が２．７Ｖで分解能が１０ビット（１０２４）であるＡ／Ｄ変換器１０の１ビットの電圧Ｖ１は、
Ｖ１＝２．７Ｖ／１０２４＝２．６４ｍＶ
となる。なお、リファレンス電圧は、Ａ／Ｄ変換器１０のフルスケールを決定するためのものであり、この実施の形態では、分解能を持たせるために最小値としたものである。
【００３５】
ここで、ピークホールドが一番難しい場面は、Ａ／Ｄ変換器１０に入る電圧が激しく上下する場面、すなわち、ＣＴ５に６０Ｈｚ５０Ａの電流が流れている状態で電圧がピーク値になる場面である。
【００３６】
そのときの電圧Ｖは、
Ｖ＝２．１６Ｖ×ＳＩＮ｛（３．１４１５９２／２）×８．３３ｍｓｅｃ×６０Ｈｚ×２｝＝２．１６Ｖ
となる。
【００３７】
ここで、８．３３ｍｓｅｃは、ゼロクロス点からピーク電圧になるまでの時間である。
【００３８】
そこで、この８．３３ｍｓｅｃを変化させてＡ／Ｄ変換器１０の１ビット相当の電圧分である２．６４ｍＶ下がった時間、つまり１ビットの誤差内に収まる時間を調べ、８．３３ｍｓｅｃとの差を計算した結果、図２に示されるように２６２．５μｓｅｃが得られる。
【００３９】
したがって、必要なサンプリング間隔は、２６２．５μｓｅｃ以下あるい以内である。
【００４０】
但し、この実施の形態では。マージンをとって所定のサンプリング周期を、２００μｓｅｃ以内としている。
【００４１】
次に、この所定のサンプリング周期でサンプリングされてＡ／Ｄ変換されたディジタル値のサンプリングホールド処理の動作を、図３のフローチャートに基づいて説明する。
【００４２】
先ず、図３に示されるように、所定のサンプリング周期、例えば、２００μｓｅｃ毎に、全波整流回路６の出力電圧をサンプリングしてＡ／Ｄ変換し（ステップｎ１）、Ａ／Ｄ変換したディジタル値が、更新記憶しているピーク値よりも大きいか否かを判断し（ステップｎ２）、大きくないときには、戻り、大きいときには、Ａ／Ｄ変換したディジタル値を、新たなピーク値として更新記憶する（ステップｎ３）。
【００４３】
一方、図４に示されるように、１ｍｓｅｃ毎に割り込み処理に入り、ｎが１０以上、すなわち、５０Ｈｚの周期である１０ｍｓｅｃ以上になったか否かを判断し（ステップｎ１１）、なっていないときには、ｎに１を加えて戻る（ステップｎ１２）。１０ｍｓｅｃ以上になったときには、ｎを０にし（ステップｎ１３）、更新記憶しているピーク値を、新たな計測値として更新記憶する（ステップｎ１４）。すなわち、所定周期である１０ｍｓｅｃ毎に、計測値が得られることになる。さらに、それまで更新記憶していたピーク値をクリアして戻る（ステップｎ１５）。
【００４４】
以上のようにして、所定のサンプリング周期、例えば、２００μｓｅｃでＡ／Ｄ変換したディジタル値をそれまでのピーク値と比較して更新記憶し、所定の周期、例えば、１０ｍｓｅｃ毎に、更新記憶しているピーク値を計測値とするものであり、これによって、例えば、１０ｍｓｅｃ毎にピーク値を計測値として得ることができる。
【００４５】
この実施の形態では、温度調節器１は、以上のようにして計測されたヒータ２の電流値および開閉器３に対する制御出力とに基づいて、図５に示されるようにヒータ断線および開閉器３の短絡異常の検知処理を行うものであり、この検知処理は、例えば、予め定められた時間が経過する度に行われる。
【００４６】
この検知処理では、制御出力が、開閉器３をオンさせる制御出力であるか否かを判断し（ステップｎ２１）、オンさせる制御出力である場合には、上述のようにして計測されたヒータ２を流れる電流値が、閾値以上であるか否かを判断し（ステップｎ２２）、閾値以上であるときには、正常であると判断し、閾値以上でないときには、ヒータ２に通電しているにも拘わらず、電流が計測されないヒータ断線であると判断し（ステップｎ２３）、警報出力を行うものである（ステップｎ２４）。
【００４７】
また、制御出力が、開閉器３をオンさせる制御出力でないとき、すなわち、開閉器３をオフさせる制御出力であるときには、ヒータ２を流れる電流値が計測されるか否かを判断し（ステップｎ２５）、電流値が計測されないときには、正常であると判断し、電流値が計測されたときには、ヒータ２の通電を停止しているにも拘わらず、電流が流れる開閉器３の接点溶着であると判断して警報出力を行うものである（ステップｎ２６，ｎ２４）。
【００４８】
以上のようにヒータ２を流れる電流を計測してヒータ断線および開閉器３の短絡異常を検知できることになる。
【００４９】
しかも、ヒータ２を流れる電流の計測値は、全波整流回路６の出力をＡ／Ｄ変換したディジタル値をピークホールドして得られるので、回路構成が複雑なピークホールド回路が不要となり、小型化およびコストの低減が可能となる。
【００５０】
さらに、この実施の形態では、所定の周期でサンプリングを行うので、例えば、低コストのＣＴを用いた場合には、図６に示されるようにピーク後の検出波形が歪む場合があるけれども、かかる場合にもピーク値をホールドして精度の高い計測値を得ることができ、したがって、低コストのＣＴを使用することができる。
【００５１】
（その他の実施の形態）
上述の実施の形態では、所定周期におけるピーク値（最大値）を計測値としたけれども、本発明の他の実施の形態として、例えば、複数のピーク値の平均値を計測値としてもよく、この場合には、前記所定周期の複数倍の周期で計測値が得られることになる。
【００５２】
また、本発明の他の実施の形態として、複数のピーク値の内、例えば、最大のピーク値および最小のピーク値の少なくとも一方のピーク値を除いた残余のピーク値を平均して計測値としてもよい。なお、さらに多くのピーク値をを取り除いて平均処理するようにしてもよい。
【００５３】
上述の実施の形態では、ＣＴの出力を全波整流したけれども、本発明の他の実施の形態として、半波整流するようにしてもよい。
【００５４】
上述の実施の形態では、交流電流計測装置を、温度調節器に内蔵させたけれども、本発明の他の実施の形態として、交流電流計測装置を独立の装置として構成してもよい。
【００５５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、Ａ／Ｄ変換後の所定のサンプリング周期のディジタル値を比較して所定周期における最大値を計測値とするので、従来例のような複雑な回路構成のピークホールド回路を設けることなく、いわゆるソフト処理によってピークホールドを行うことが可能となり、小型化およびコストの低減を図ることができる。
【００５６】
また、温度調節器に適用することにより、簡単な構成で、かつ低コストでヒータの断線や開閉器の接点溶着などの異常を検知できることになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一つの実施の形態に係る交流電流計測装置を内蔵した温度調節器１を含む温度制御システムの構成図である。
【図２】図１の交流電流計測装置のサンプリング周期を説明するための波形図である。
【図３】図１の交流電流計測の動作説明に供するフローチャートである。
【図４】図１の交流電流計測の動作説明に供するフローチャートである。
【図５】図１の温度調節器の動作説明に供するフローチャートである。
【図６】電流センサの出力波形を示す図である。
【図７】従来例の構成図である。
【符号の説明】
１                      温度調節器
２                      ヒータ
３                    開閉器
４                    交流電源
５                    電流センサ
７                    ＣＰＵ
１０                  Ａ／Ｄ変換器
【図１】
2004177157.tif 000004
【図２】
2004177157.tif 000005
【図３】
2004177157.tif 000006
【図４】
2004177157.tif 000007
【図５】
2004177157.tif 000008
【図６】
2004177157.tif 000009
【図７】
2004177157.tif 000010