(57)【要約】【課題】電圧駆動素子の電流変化率ｄｖ／ｄｔを制御するために設けたトランジスタの破壊を防止できる電圧駆動素子の駆動回路を提供する。【解決手段】負荷Ｌ１１を駆動するＩＧＢＴ（Ｑ１１）のゲートに、抵抗Ｒ１１を介してエミッタ端子が接続され、コレクタ端子が接地されたＰＮＰトランジスタＱ１２を備え、ＩＧＢＴのゲート電荷を前記トランジスタと抵抗を介して放電することにより、ターンオフ時における電流変化率を制御する駆動回路であって、コンデンサＣ１１とダイオードＤ１１の直列回路におけるコンデンサ側の一端をＩＧＢＴのコレクタに接続し、ダイオード側の一端をＰＮＰトランジスタＱ１２のベースに接続し、前記コンデンサとダイオードとの接続点と接地間にプルダウン抵抗Ｒ１５を接続し、ダイオードＤ１１は電流をコンデンサＣ１１から前記トランジスタのベース方向へ流す極性に接続した電圧駆動素子の駆動回路。【選択図】        図１
2004187463.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷を駆動する電圧駆動素子のゲートに、エミッタ端子が接続され、コレクタ端子が接地されたＰＮＰトランジスタを備え、前記電圧駆動素子のターンオフ時に、前記電圧駆動素子のゲート電荷を前記トランジスタを介して放電することにより、前記電圧駆動素子をターンオフする電圧駆動素子の駆動回路において、
コンデンサとダイオードの直列回路におけるコンデンサ側の一端を前記電圧駆動素子のコレクタに接続し、ダイオード側の一端を前記トランジスタのベースに接続し、前記コンデンサとダイオードの接続点と接地間にプルダウン抵抗を接続し、前記ダイオードは電流を前記コンデンサから前記トランジスタのベース方向へ流す極性に接続した電圧駆動素子の駆動回路。
【請求項２】
前記プルダウン抵抗と並列に接続され、電流を接地点から前記ダイオードとコンデンサの接続点方向へ流す極性に接続した第２のダイオードを備えたことを特徴とする請求項１に記載の電圧駆動素子の駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やパワーＭＯＳＦＥＴなどのような電圧駆動素子の駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【非特許文献１】
Ｖｉｓｈａｙ  Ｓｉｌｉｃｏｎｉｘ社  Ｄｏｃｕｍｅｎｔ  Ｎｕｍｂｅｒ：７０５７９“Ｓｉ９９１０  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｐｏｗｅｒ  ＭＯＳＦＥＴ  Ｄｒｉｖｅｒ  Ｉｍｐｒｏｖｅｓ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｉｎ  Ｈｉｇｈ−Ｖｏｔａｇｅ  Ｈａｌｆ−Ｂｒｉｄｇｅ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”
【非特許文献２】
トランジスタ技術ＳＰＥＳＩＡＬ  Ｎｏ．５４「特集：実践パワー・エレクトロニクス入門」５６頁、ＣＱ出版社、１９９６
上記非特許文献２にも記載されているように、電圧駆動素子の一つであるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）や、パワーＭＯＳＦＥＴといったパワーデバイスをスイッチング素子として電流をスイッチングさせる場合、スイッチング損失とサージ電圧とはトレードオフの関係にある。サージ電圧Ｖｓは、主回路インダクタンスＬと電流遮断時の電流変化率ｄｉ／ｄｔによって発生する電圧で、Ｖｓ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔで表される。パワーデバイスを破壊させないためには、「電源電圧＋サージ電圧」をパワーデバイスの耐圧以下に抑えなくてはならない。
ＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴのようにゲートに対する電圧印加の有無で電流をＯＮ／ＯＦＦさせる電圧駆動素子の場合、ゲートに接続するゲート抵抗の大きさを調整することにより、スイッチング速度をチューニングし、過大なサージ電圧の発生を抑えることが多い。ただし、この手法では、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴのバラツキや温度特性により、スイッチング速度も変動してしまう。そのためスイッチング速度が速くなった場合には、予想以上のサージ電圧が発生して電圧駆動素子が破壊される可能性がある。これを回避する方法として、上記非特許文献１に記載のように、電圧駆動素子のゲートに蓄積された電荷を放電させる抵抗とトランジスタ、および電圧駆動素子のコレクタと上記トランジスタのベースとを接続するコンデンサからなる回路を設けて、ターンオフ時の電流変化率ｄｖ／ｄｔ制御を行うことにより、スイッチング速度が過度に速くなることを防ぐ手法が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記の方法では、電圧駆動素子のターンオフで発生するサージ電圧の消滅時や、ターンオン時のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ降下時には、電圧駆動素子のコレクタ−エミッタ間に負のｄｖ／ｄｔが発生し、この負電圧が上記コンデンサを介して電流変化率制御用のトランジスタのベースに印加されるので、この電圧がトランジスタのコレクタ−ベース間耐圧を越えると、上記トランジスタが破壊されるおそれがある、という問題があった。
本発明は上記のごとき従来技術の問題を解決するためになされたものであり、電圧駆動素子のｄｖ／ｄｔを制御するために設けたトランジスタの破壊を防止することのできる電圧駆動素子の駆動回路を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明においては、負荷を駆動する電圧駆動素子のゲートに、エミッタ端子が接続され、コレクタ端子が接地されたＰＮＰトランジスタを備え、前記電圧駆動素子のターンオフ時に、前記電圧駆動素子のゲート電荷を前記トランジスタを介して放電することにより、前記電圧駆動素子をターンオフする電圧駆動素子の駆動回路において、コンデンサとダイオードの直列回路におけるコンデンサ側の一端を前記電圧駆動素子のコレクタに接続し、ダイオード側の一端を前記トランジスタのベースに接続し、前記コンデンサとダイオードの接続点と接地間にプルダウン抵抗を接続し、前記ダイオードは電流を前記コンデンサから前記トランジスタのベース方向へ流す極性に接続している。
【０００５】
【発明の効果】
ダイオードとプルダウン抵抗を設けたことにより、サージ電圧の消滅時や、電圧駆動素子のターンオン時に、電流変化率制御用のトランジスタのコレクタ−ベース間に負電圧が印加されるのを防止することが出来るので、上記トランジスタの破壊を防ぐことができる、という効果が得られる。また、ゲート電荷放電速度を緩和して過大なサージ電圧の発生を抑えるという効果はそのまま残すことが出来る。
【０００６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施例）
図１は、本発明の第１の実施例を示す回路図であり、電圧駆動素子の一つであるＩＧＢＴを用いて負荷を駆動する際の駆動回路の一例を示す。
図１において、電源電圧ＶＢと接地（ＧＮＤ）間には、負荷Ｌ１１とＩＧＢＴ（Ｑ１１）が接続され、負荷Ｌ１１はＩＧＢＴ（Ｑ１１）によって駆動されるように構成されている。また、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のゲートは、電源電圧ＶｃｃにＮＰＮトランジスタＱ１３と抵抗Ｒ１３を介して接続され、かつ、ＰＮＰトランジスタＱ１２と抵抗Ｒ１１とを介して接地できるように接続されている。また、ＮＰＮトランジスタＱ１３のベースはベース抵抗Ｒ１４を介して入力信号Ｖｉｎに接続され、ＰＮＰトランジスタＱ１２のベースはベース抵抗Ｒ１２を介して入力信号Ｖｉｎに接続され、それぞれ入力信号Ｖｉｎによってオン／オフできるように構成されている。
また、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のコレクタとＰＮＰトランジスタＱ１２のベースの間には、コンデンサＣ１１とダイオードＤ１１の直列回路が設けられ、ダイオードＤ１１はコンデンサＣ１１側をアノード、ＰＮＰトランジスタＱ１２側をカソードとしている。つまり電流はコンデンサＣ１１側からＰＮＰトランジスタＱ１２のベース側へ流れる方向に規制される。さらに、コンデンサＣ１１とダイオードＤ１１の接続点であるＡ点と接地間には、プルダウン抵抗Ｒ１５が接続されている。
【０００７】
図２は、図１の回路において、入力信号Ｖｉｎを変化させて、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のオン／オフを繰返したときにおける各部の電圧波形を示す図である。
以下、図２に基づいて図１の回路動作を説明する。
入力信号ＶｉｎをＬからＨへ変化させると、若干の遅延の後、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）はターンオン動作に入る（時点ｔ１１）。この際、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅは低下していく。すなわち、負のｄｖ／ｄｔが発生する（時点ｔ１１〜ｔ１２）。この負のｄｖ／ｄｔにより、コンデンサＣ１１にはＡ点からＩＧＢＴ（Ｑ１１）のコレクタに向かって電流が流れる。この電流は、プルダウン抵抗Ｒ１５を介してＧＮＤから供給されるため、Ａ点の電位は抵抗Ｒ１５の電圧降下分だけ下がり、負の電位となるが、ダイオードＤ１１が存在するため、ＰＮＰトランジスタＱ１２のベースに負電圧が印加されることはない。したがって、ベース抵抗Ｒ１２やコンデンサＣ１１の値にかかわらず、ＰＮＰトランジスタＱ１２が破壊されるおそれはない。また、ターンオン終了（時点ｔ１２）後、Ａ点の電位はプルダウン抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１１によって決まる時定数で初期状態である０Ｖ近傍へ復帰していく。
【０００８】
次に、入力信号ＶｉｎをＨからＬへ変化させると、若干の遅延の後、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）はターンオフ動作に入る（時点ｔ１３）。この際、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅは上昇していく。すなわち、正のｄｖ／ｄｔが発生する。この正のｄｖ／ｄｔにより、コンデンサＣ１１には、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のコレクタからＡ点に向かって電流が流れる。この電流はＡ点からダイオードＤ１１を介して、ＰＮＰトランジスタＱ１２のベース抵抗Ｒ１２へ流れ込むため、ＰＮＰトランジスタＱ１２のベース電圧Ｖｂは上昇する。
ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のＶｃｅに発生するｄｖ／ｄｔは、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のターンオフ速度によって決まる。
ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のターンオフ速度は、ゲート電荷の放電速度すなわちゲート電流Ｉｇ（ｏｆｆ）の大きさで調整可能であり、
Ｉｇ（ｏｆｆ）＝（Ｖｇｅ−Ｖｂ−Ｖｆ）／Ｒ１１
で表すことができる。
したがってベース電圧Ｖｂの上昇によって、Ｉｇ（ｏｆｆ）が減少し、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のゲート電荷放電速度が緩和されることになる。
この負帰還作用により、コンデンサＣ１１、ベース抵抗Ｒ１２、ゲート抵抗Ｒ１１によって決まる所定のｄｖ／ｄｔ（１０１）に一致するように、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のターンオフ動作が制御され、過大なサージ電圧の発生を抑えることができる。
サージ電圧の消滅時（時点ｔ１４〜ｔ１５）には、ターンオン時同様、負のｄｖ／ｄｔが発生するが、前述のターンオン時と同じ理由で、ＰＮＰトランジスタＱ１２のベースに負の電圧が印加されることはない。
【０００９】
前記非特許文献１に記載された従来例においては、図１のダイオードＤ１１とプルダウン抵抗Ｒ１５が設けられていないので、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のターンオフで発生するサージ電圧の消滅時や、ターンオン時のＶｃｅ降下時には、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のコレクタ−エミッタ間に発生した負電圧がコンデンサＣ１１を介してＰＮＰトランジスタＱ１２のベースに印加される。そのため、この電圧がコレクタ−ベース間耐圧を越えると、ＰＮＰトランジスタＱ１２が破壊されるおそれがあった。しかし、第１の実施例においては、ダイオードＤ１１とプルダウン抵抗Ｒ１５を設けたことにより、上記の動作説明のごとく、サージ電圧の消滅時や、ＩＧＢＴのターンオン時に、ＰＮＰトランジスタＱ１２のコレクタ−ベース間に負電圧が印加されることがなく、ＰＮＰトランジスタＱ１２の破壊を防ぐことができる。また、ゲート電荷放電速度を緩和して過大なサージ電圧の発生を抑えるという効果はそのまま残すことが出来る。
【００１０】
（第２の実施例）
前記第１の実施例において、図２の時点ｔ１６以降では、ターンオン後の比較的短い時間の後に、ターンオフに移行した場合を図示している。ターンオン時の負のｄｖ／ｄｔで生じたＡ点の負電位が初期状態に復帰する前に、ターンオフが開始された場合（時点ｔ１８）には、ＰＮＰトランジスタＱ１２のベースにフィードバックされる電圧が変わってしまうため、ｄｖ／ｄｔが所望の値に制御できず、サージ電圧が大きくなってしまう可能性がある。
Ａ点の初期状態への復帰を早くするために、プルダウン抵抗Ｒ１５の抵抗値を小さくすると、ｄｖ／ｄｔ発生時に抵抗Ｒ１２へ流れ込む電流が減少してしまうため、ＰＮＰトランジスタＱ１２のベース電位を十分に上昇させることができず、ｄｖ／ｄｔ制御ができなくなってしまう。したがって、ＰＷＭ駆動のようにオン時間を可変させるシステムに対しては、図１の構成のままでは適用が困難となる場合が考えられる。第２の実施例は上記の問題を解決したものである。
【００１１】
図３は、本発明の第２の実施例の回路図である。
図３においては、Ａ点に設けたプルダウン抵抗Ｒ２５と並列に、Ａ点をカソード側、基準電位であるＧＮＤをアノード側とするダイオードＤ２２を設けているが、それ以外は第１の実施例と同様の構成である。
【００１２】
図４は、図３の回路において、入力信号Ｖｉｎを変化させて、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のオン／オフを繰返したときにおける各部の電圧波形を示す図である。
以下、図４に基づいて図３の回路動作を説明する。
入力信号ＶｉｎをＬからＨへ変化させると、若干の遅延の後、ＩＧＢＴ（Ｑ２１）はターンオン動作に入る（時点ｔ２１）。この際、ＩＧＢＴ（Ｑ２１）のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅは低下していく。すなわち、負のｄｖ／ｄｔが発生する。この負のｄｖ／ｄｔにより、コンデンサＣ２１にはＡ点からＩＧＢＴ（Ｑ２１）のコレクタに向かって電流が流れる。この電流は、プルダウン抵抗Ｒ２５とダイオードＤ２２を介してＧＮＤから供給されるが、Ａ点の電位はダイオードＤ２２の順方向電圧分だけしが下がらない。従って、ターンオン終了（時点ｔ２３）後、Ａ点の電位は速やかに初期状態に復帰する。このため、時点ｔ２６以降に示すようにターンオンの直後にターンオフ動作に移行しても、ターンオフ開始時点（時点ｔ２８）では、Ａ点の電位が初期状態に戻っているため、オン継続時間に関係なく、所望のｄｖ／ｄｔ（２０１）に制御することができる。すなわち、ＰＷＭ駆動のようにオン時間を可変させるシステムに適用することが容易になる。
上記のように、第２の実施例においては、第１の実施例の効果に加えて、ＩＧＢＴのオン継続時間に関係なく、その後のターンオフ時のｄｖ／ｄｔ制御が同じ動作をするため、ＰＷＭ駆動のシステムでも安定した動作が可能になる、という効果が得られる。
【００１３】
なお、上記第１および第２の実施例においては、電圧駆動素子としてＩＧＢＴを用いた回路を例示したが、パワーＭＯＳＦＥＴを用いた場合でも同様である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図であり、電圧駆動素子の一つであるＩＧＢＴを用いて負荷を駆動する際の駆動回路の一例を示す図。
【図２】図１の回路において、入力信号Ｖｉｎを変化させて、ＩＧＢＴ（Ｑ１１）のオン／オフを繰返したときにおける各部の電圧波形を示す図。
【図３】本発明の第２の実施例の回路図。
【図４】図３の回路において、入力信号Ｖｉｎを変化させて、ＩＧＢＴ（Ｑ２１）のオン／オフを繰返したときにおける各部の電圧波形を示す図。
【符号の説明】
Ｌ１１、Ｌ２１…負荷                  Ｑ１１、Ｑ２１…ＩＧＢＴ
Ｑ１２、Ｑ２２…ＰＮＰトランジスタ    Ｑ１３、Ｑ２３…ＮＰＮトランジスタＲ１１、Ｒ２１…抵抗                  Ｒ１２、Ｒ２２…ベース抵抗
Ｒ１３、Ｒ２３…抵抗                  Ｒ１４、Ｒ２４…ベース抵抗
Ｒ１５、Ｒ２５…プルダウン抵抗        Ｃ１１、Ｃ２１…コンデンサ
Ｄ１１、Ｄ２１…ダイオード            Ｄ２２…ダイオード
Ｄ１３、Ｄ２３…ダイオード            Ｖｉｎ…入力信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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