(57)【要約】【課題】多重波（マルチパス）によって生じる遅延波の自シンボルデータとの干渉の影響を除去するＣＤＭＡ受信機に関し、多重波干渉を除去する機能部の回路規模の小型化、低消費電力化、及び演算収束時間の短縮化を図る。【解決手段】シングルキャリア方式（ａ）又はマルチキャリア方式（ｂ）のＣＤＭＡ受信機において、アンテナからの受信信号を周波数変換部６−１によりダウンコンバートし、ローパスフィルタ６−２を通してベースバンド信号を取出し、乗算器６−３で逆拡散コードを乗じ、積分器６−４を通して復調した後、レイク（Rake）合成部６−５で遅延分散波を合成し、該レイク（Rake）合成後の受信信号をトランスバーサルフィルタ１−１に通し、受信対象の希望波以外の多重波を除去し、その出力を判定部６−６でデータ判定し出力する。トランスバーサルフィルタ１−１のタップ係数は決定論的な演算式を解いて算出する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号分割拡散信号を逆拡散した後にレイク（Ｒａｋｅ）合成受信して復調するＣＤＭＡ受信機において、
レイク（Ｒａｋｅ）合成受信部の後段に、遅延素子、乗算器、加算器から成るトランスバーサルフィルタを配置し、
該トランスバーサルフィルタのタップ係数として、該トランスバーサルフィルタから受信対象の希望波以外の多重波を除去した出力が得られるタップ係数を算出する係数演算部を備え、
該トランスバーサルフィルタは、前記係数演算部から得られるタップ係数を、各遅延素子の各出力に乗算器により乗じ、該タップ係数を乗じた各遅延素子の各出力を加算器で加算して出力する構成を有することを特徴とするＣＤＭＡ受信機。
【請求項２】
前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を、以下の式（１２）により算出することを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡ受信機。
但し、前記レイク（Ｒａｋｅ）合成受信部の出力が以下の式（４）、（５）及び（６）として表されるとし、式（５）及び（６）において、各係数Ｘは式（７）及び（８）によって、熱雑音Ｗは式（９）によって表され、各タップ係数αk，βk（下添え字はタップ番号、タップ数は２Ｋ＋１）によるトランスバーサルフィルタの出力が式（１０）によって表されるものとし、ａmnは送信データ、Ｎは拡散比、ｚlsはチャネル推定値で最初の添え字ｌはユーザ番号、次の添え字ｓは遅延波の番号、また各式の項において、添え字ＩはＩチャネル、添え字ＱはＱチャネルの信号であることを表し、ｍはキャリア番号、ｎはデータシーケンス番号、Ｌは想定される遅延波の最大数を表し、係数Ｘの最初の下添え字は受信希望波のデータシーケンス番号、次の下添え字は、該受信希望波のデータ位置からずれたデータ数を表し、該係数Ｘの最初の上添え字は、式（８）により定義されるパラメータκrの実部であるか虚部であるかを表し、１は実部、２は虚部であることを表し、２番目の上添え字は、送信側で使用された拡散コードがＩチャネルのものかＱチャネルのものかを示し、３番目の上添え字は、受信側の逆拡散コードがＩチャネルのものかＱチャネルのものかを表し、それぞれ１がＩチャネル、２がＱチャネルのものであることを表す。
【数１】
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【数２】
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【請求項３】
前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を、以下の式（１４）により算出することを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡ受信機。
但し、前記レイク（Ｒａｋｅ）合成受信部の出力が以下の式（４）、（５）及び（６）として表されるとし、式（５）及び（６）において、各係数Ｘは式（７）及び（８）によって、熱雑音Ｗは式（９）によって表され、各タップ係数αk，βk（下添え字はタップ番号、タップ数は２Ｋ＋１）によるトランスバーサルフィルタの出力が式（１０）及び（１３）によって表されるものとし、ａmnは送信データ、Ｎは拡散比、ｚlsはチャネル推定値で最初の添え字ｌはユーザ番号、次の添え字ｓは遅延波の番号、また各式の項において、添え字ＩはＩチャネル、添え字ＱはＱチャネルの信号であることを表し、ｍはキャリア番号、ｎはデータシーケンス番号、Ｌは想定される遅延波の最大数を表し、係数Ｘの最初の下添え字は受信希望波のデータシーケンス番号、次の下添え字は、該受信希望波のデータ位置からずれたデータ数を表し、該係数Ｘの最初の上添え字は、式（８）により定義されるパラメータκrの実部であるか虚部であるかを表し、１は実部、２は虚部であることを表し、２番目の上添え字は、送信側で使用された拡散コードがＩチャネルのものかＱチャネルのものかを示し、３番目の上添え字は、受信側の逆拡散コードがＩチャネルのものかＱチャネルのものかを表し、それぞれ１がＩチャネル、２がＱチャネルのものであることを表し、δs0は、ｓ＝０のときに１、ｓ≠０のときに０となることを表す。
【数３】
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【数４】
2004187270.tif 000016
【請求項４】
前記ＣＤＭＡ受信機は、マルチキャリアを用いる直接拡散符号分割多元接続方式の受信機であって、前記レイク（Ｒａｋｅ）合成受信部及びその後段のトランスバーサルフィルタを、各キャリア毎の受信信号に対して備えたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のＣＤＭＡ受信機。
【請求項５】
前記トランスバーサルフィルタの出力を量子化して、前記係数演算部へフィードバックし、該係数演算部は、該フィードバックされたトランスバーサルフィルタ出力を用いて該トランスバーサルフィルタのタップ係数を更新することを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のＣＤＭＡ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多重波（マルチパス）によって生じる遅延波の自シンボルデータとの干渉の影響を除去するＣＤＭＡ受信機に関する。第三世代移動体通信システムには、二種類の直接拡散符号分割多元接続方式（ＤＳ−ＣＤＭＡ：Direct Sequence Code Division Multiple Access）が採用され、その一つのＷ−ＣＤＭＡ方式は、移動時に３８４ｋｂｓ、静止時に２Ｍｂｐｓのデータ伝送が可能なシステムである。
【０００２】
また、第四世代移動体通信システムにおいてもＤＳ−ＣＤＭＡ方式は有力なアクセス方式の候補であり、更に高速のデータ伝送の実現が期待されている。なお、Ｗ−ＣＤＭＡ方式はシングルキャリアを用いた伝送システムであるが、次世代方式として、複数キャリアを用いたマルチキャリアＤＳ−ＣＤＭＡ方式が有力な伝送方式の候補として有望視されている。
【０００３】
移動体通信の伝搬路は、必ずしも基地局を直接見通すことができる伝搬路であることはなく、幾つかの反射波が到来する多重波伝搬路となる場合が多い。そして、干渉に強いとされるＣＤＭＡ方式であっても、高速データ伝送を行う場合、拡散率が小さくなるために、この多重波による干渉が無視できなくなり、受信信号の品質が劣化する。
【０００４】
本発明は、多重波による干渉の影響を無視することができないような高速データ伝送を行う移動体通信装置に好適に適用され、多重波による干渉の影響を除去することができるＣＤＭＡ受信機に関する。
【背景技術】
【０００５】
図６は従来のＣＤＭＡ送信機の構成を示す。同図の（ａ）はシングルキャリア方式ＣＤＭＡ送信機の構成を示し、同図の（ｂ）はマルチキャリア方式ＣＤＭＡ送信機の構成を示す。シングルキャリア方式ＣＤＭＡ送信機は、同図（ａ）に示すように、送信データ（Source）をマッピング部６−１により所定の変調方式にマッピングし、該送信データに拡散コード（Spreading Code）を乗算器６−２により乗じて拡散し、該拡散信号をローパスフィルタ６−３に通し、周波数変換器６−４により１つのキャリア（ｅjwt）で搬送して送信する。
【０００６】
マルチキャリア方式ＣＤＭＡ送信機は、同図（ｂ）に示すように、送信データ（Source）を直／並列変換器（S/P Converter）６−５により、例えばキャリアの個数と同数の並列データに変換し、各キャリア対応に所定の送信フレームに送信データをマッピング部６−１によりマッピングし、各キャリア対応の送信データにそれぞれ拡散コード（Spreading Code）を乗算器６−２により乗じて拡散し、該拡散信号をそれぞれローパスフィルタ６−３に通し、それぞれ各周波数変換器６−４により複数のキャリア（ｅjw1t〜ｅjwmt）で搬送し、複数のキャリアの送信信号を合成部６−６で合成して送信する。
【０００７】
図７は従来のＣＤＭＡ受信機の構成を示す。同図の（ａ）はシングルキャリア方式ＣＤＭＡ受信機の構成を示し、同図の（ｂ）はマルチキャリア方式ＣＤＭＡ受信機の構成を示す。シングルキャリア方式ＣＤＭＡ受信機は、同図（ａ）に示すように、アンテナからの受信信号に周波数変換部７−１によりキャリアの周波数信号（ｅjwt）を乗じてダウンコンバートし、ローパスフィルタ７−２を通してベースバンド信号を取出す。
【０００８】
該ベースバンド信号に乗算器７−３で逆拡散コード（Despreading Code）を乗じ、積分器７−４を通して復調した後、レイク（Rake）合成受信部７−５によりレイク（Rake）合成を行い、該レイク（Rake）合成後の受信データに対して判定部７−６においてデータ判定を行い、該判定データを出力する。なお、レイク（Rake）合成受信部７−５は、複数の伝搬路から到来する遅延分散した受信波の信号パワーを１つに集める合成を行う。
【０００９】
マルチキャリア方式ＣＤＭＡ受信機は、同図（ｂ）に示すように、アンテナからの受信信号に、複数の周波数変換部７−１により各キャリアの周波数信号（ｅjw1t〜ｅjwmt）を乗じてダウンコンバートし、各キャリア対応にローパスフィルタ７−２を通してそれぞれベースバンドの信号を取出す。
【００１０】
各ベースバンドの信号にそれぞれ乗算器７−３で逆拡散コード（Despreading Code）を乗じ、積分器７−４を通して復調した後、それぞれレイク（Rake）合成受信部７−５によりレイク（Rake）合成を行い、該レイク（Rake）合成後の各受信データに対してそれぞれ判定部７−６においてデータ判定を行い、該判定データの並列データを並／直列変換器（P/S Converter）７−７により直列データに変換して出力する。
【００１１】
図８にレイク（Rake）合成受信部の構成を示す。同図の（ａ）はパイロット検出部を示し、同図の（ｂ）は該パイロット検出部から得たチャネル推定値を用いて、レイク（Rake）合成を行うレイク合成受信部の構成を示している。同図（ａ）に示すパイロット検出部は、受信信号ＶRを、縦続接続した遅延時間Ｔcの複数の遅延素子８−１に入力し、各遅延素子８−１の出力信号にパイロットシンボル用の逆拡散符号（pilot）を乗算器８−２により乗じ、積分器８−３で積分してパイロットシンボルを復調し、チャネル推定値Ｃ0〜ＣL-1を得る。なお、遅延素子８−１は拡散コードの１チップ分の遅延Ｔcを与え、想定される遅延波の総数を最大Ｌとすると、遅延素子８−１はＬ−１個、乗算器８−２及び積分器８−３はＬ個備えられる。
【００１２】
同図（ｂ）のレイク（Rake）合成受信部は、受信信号ＶRを、同様に縦続接続した遅延時間Ｔcの複数の遅延素子８−１に入力し、各遅延素子８−１の出力信号にシンボルデータの逆拡散符号（Despreading Code）を乗算器８−２で乗じ、積分器８−３で積分して送信データを復調し、該復調信号に、前述のチャネル推定値の複素共役Ｃ*0〜Ｃ*L-1を乗算器８−４で乗じて伝搬路のチャネル補償を行った後、合成部８−５で最大比合成を行い、判定部８−６でデータの判定を行い、該判定データを出力する。
【００１３】
図７及び図８に示したレイク（Rake）合成受信を行うＤＳ−ＣＤＭＡ受信機において、前述の多重波（マルチパス）による遅延波の自シンボルデータとの干渉の影響を除去する従来の手段としては、例えば、下記の特許文献１等に開示されているように干渉キャンセラの利用が提案されているが、多重波干渉キャンセラは、現在のＬＳＩの集積度などを考慮すると、回路規模が相当大きくなり、移動体等への適用には困難である。また、回路規模の大きい多重波干渉キャンセラの提案のほかに、演算量が膨大で回路規模も大きいビタビ等化器を用いる干渉キャンセラなどが提案されている。
【特許文献１】特許第３０２４７５０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明は、多重波の干渉によって生じる周波数選択性フェーディングの影響が無視できなくなるような広帯域データの高速伝送に対して、多重波による干渉を除去し、受信品質の改善を図るとともに、該多重波干渉を除去する機能部の回路規模及び消費電力が小さく、演算収束時間の短いＣＤＭＡ受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明のＣＤＭＡ受信機は、（１）符号分割拡散信号を逆拡散した後にレイク（Rake）合成受信して復調するＣＤＭＡ受信機において、レイク（Rake）合成受信部の後段に、遅延素子、乗算器、加算器から成るトランスバーサルフィルタを配置し、該トランスバーサルフィルタのタップ係数として、該トランスバーサルフィルタから受信対象の希望波以外の多重波を除去した出力が得られるタップ係数を算出する係数演算部を備え、該トランスバーサルフィルタは、前記係数演算部から得られるタップ係数を、各遅延素子の各出力に乗算器により乗じ、該タップ係数を乗じた各遅延素子の各出力を加算器で加算して出力する構成を有するものである。
【００１６】
また、（２）前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を、以下に説明する式（１２）による１次近似式を用いて算出することを特徴とする。
（３）前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を、以下に説明する式（１４）による厳密解を与える演算式を用いて算出することを特徴とする。
【００１７】
また、（４）前記ＣＤＭＡ受信機は、マルチキャリアを用いる直接拡散符号分割多元接続方式の受信機であって、前記レイク（Rake）合成受信部及びその後段のトランスバーサルフィルタを、各キャリア毎の受信信号に対して備えたものである。
【００１８】
また、（５）前記トランスバーサルフィルタの出力を量子化して、前記係数演算部へフィードバックし、該係数演算部は、該フィードバックされたトランスバーサルフィルタ出力を用いて該トランスバーサルフィルタのタップ係数を更新するものである。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、遅延素子、乗算器、加算器からなるトランスバーサルフィルタを、レイク（Rake）合成受信部の後段に設け、トランスバーサルフィルタのタップ係数を決定論的な式から算出することにより、繰り返し計算を行うことなく短時間にタップ係数を決定することができ、また、算出結果をフィードバックして繰り返し計算を行う場合でも１〜２回程度の非常に少ない繰り返し回数で精度の良い多重波干渉除去を行うことができる。
【００２０】
また、本発明のＣＤＭＡ受信機で付加した回路は、トランスバーサルフィルタとそのタップ係数の係数演算部のみであり、回路規模が小さく、消費電力の小さい付加回路により多重波干渉除去を行い、高速伝送データを精度良く受信することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
本発明によるＣＤＭＡ受信機の構成を図１に示す。同図の（ａ）は、シングルキャリア方式ＣＤＭＡ受信機の構成を示し、同図の（ｂ）はマルチキャリア方式ＣＤＭＡ受信機の構成を示す。本発明によるＣＤＭＡ受信機は、図７に示した従来のＣＤＭＡ受信機におけるレイク（Rake）合成受信部７−５の後段に、トランスバーサルフィルタ１−１を配置し、該トランスバーサルフィルタ１−１を通すことにより、受信対象の希望波以外の多重波（遅延波）を除去し、該多重波による自シンボルデータとの干渉の影響を除去するものである。
【００２２】
本発明のＣＤＭＡ受信機の構成において、レイク（Rake）合成受信部７−５の後段にトランスバーサルフィルタ１−１を配置した構成以外は、図７に示した従来のＣＤＭＡ受信機の構成と同一であるので、同一の構成要素に同一の符号を付し、重複した説明は省略する。
【００２３】
以下、本発明によるＣＤＭＡ受信機のトランスバーサルフィルタ１−１について、主にマルチキャリア方式のものについて説明する。シングルキャリア方式のものは、マルチキャリア方式におけるキャリア番号ｍを１のみとした場合に相当する。
【００２４】
マルチキャリア方式は、周波数選択性フェーディングの影響の軽減などのために用いられ、マルチキャリア方式ＣＤＭＡ送受信機におけるフィルタはルート・ナイキストであり、各キャリアの周波数の重複はないものとする。つまり、キャリア間隔を、Δω＝２π（１＋α）／Ｔとする。ここでαはロールオフ率、Ｔは情報ビット幅である。従って、受信側では受信フィルタによって１つのキャリア成分のみが抽出される。
【００２５】
本発明におけるトランスバーサルフィルタ１−１のタップ係数の算定において、伝搬路のチャネル推定値及び拡散コードは既知であるとし、該伝送路のチャネルインパルス応答を最適化するようにトランスバーサルフィルタ１−１の係数を設定する。
【００２６】
また、ユーザ１の信号を抽出しようとする場合、該ユーザ１の信号にチャネル推定値を掛けるという操作と、ユーザ２から干渉を受けるということとは、独立のガウス変数を掛けることになり、ガウス変数の積はローレンチアン分布となる。独立なローレンチアン分布の和はガウス分布に近づくが、拡散比が４と小さい場合でも、２人程度のユーザが同時に通信すればガウス分布と近似して良い。従って、音声ユーザの干渉を相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）と仮定することができる。
【００２７】
ここで、送信信号のシグナルフローについて説明する。ＣＤＭＡ送信機の出力信号ｖS（ｔ）は、式（１）のように表される。
【数５】
2004187270.tif 000003
【００２８】
ここで、ａmnはｍ番目のキャリアのｎ番目の送信データであり、ｂmniはｍ番目のキャリアのｎ番目の送信データのｉ番目の拡散コードを表す。Ｍは全キャリア数、Ｎは拡散比である。また、ｆS（ｔ）は送信フィルタのインパルス応答である。
【００２９】
上記送信機の出力信号ｖS（ｔ）は伝搬路においてレイリーフェーディングを受け、受信機に入力される信号ｖ2（ｔ）は以下の式（２）により表される。
【数６】
2004187270.tif 000004
【００３０】
ここで、ｚls＝ｘls＋ｊｙlsはチャネル推定値を表し、最初の下添え字ｌはユーザ番号、次の下添え字ｓは遅延波の番号を示す。なお、ｘls，ｙlsは独立なガウス変数であり、これらのエンベロープはレイリー分布となり、位相は一様ランダムとなる。つまり、レイリーフェーディングを受けるチャネルは、電波が多数の障害物で反射され、それらが重ね合わされて得られる２次元のガウス分布となる。これは中心極限定理の一つの現れである。式（２）のＷ1’（ｔ）は熱雑音である。これには音声ユーザの干渉が含まれている。
【００３１】
次に受信信号のシグナルフローについて説明する。マルチキャリア方式ＣＤＭＡ受信機は、受信フィルタにより各キャリアの成分だけをそれぞれ抽出する。受信信号のｍ番目のキャリア成分ｖ3m（ｔ）は、以下の式（３）により表される。
【数７】
2004187270.tif 000005
【００３２】
レイク（Rake）合成受信部７−５におけるチャネル推定が正しいと仮定し、レイリーフェーディングを受けるチャネルの推定値を、上記受信信号の各キャリア成分ｖ3m（ｔ）に掛け、各フィンガー回路内で逆拡散し、各フィンガー回路の出力を合成したレイク（Rake）合成出力ｖ4m（ｎＴb）は、以下の式（４）により表される。
【数８】
2004187270.tif 000006
【００３３】
但し、式（４）においてｖImn，ｖQmnは、それぞれＩチャネル成分、Ｑチャネル成分であり、それぞれ式（５）、式（６）により表される。式（５）、式（６）において、ａ(i)m,n+pの上添え字（ｉ）は，（１）がＩチャネル成分、（２）がＱチャネル成分のデータであることを表している。この表記法は拡散コードｂmniにも同様に適用している。つまりａmni，ｂmniに上添え字（１）を付したものはＩチャネル成分、（２）を付したものはＱチャネル成分であることを意味する。
【００３４】
また、式（５）のＸ(111)np等の係数Ｘの下添え字の最初のｎは、データシーケンスのｎ番目のデータを希望信号として取り出すことを意味し、次の下添え字のｐは、該係数Ｘ(111)npがｎ番目の希望信号データからｐ個のデータ分だけずれた点のデータに対する係数であることを示している。
【００３５】
このＸ(111)np等の係数Ｘの上添え字の第１番目は、式（８）により定義されるパラメータκrの実部であるか虚部であるかを示し、１はパラメータκrの実部Ｒｅ（κr）、２はパラメータκrの虚部Ｉｍ（κr）であることを表し、２番目の上添え字は、送信側で使用された拡散コードがＩチャネルのものかＱチャネルのものかを示し、３番目の上添え字は、受信側の逆拡散コードがＩチャネルのものかＱチャネルのものかを示している。それぞれ１がＩチャネル、２がＱチャネルのものであることを表している。
【００３６】
この係数Ｘ(ijk)npは、以下の式（７）により表される。
【数９】
2004187270.tif 000007
【００３７】
なお、式（５），（６）のＷImn，ＷQmnは熱雑音であって、それぞれ以下の式（９）で与えられる。
【数１０】
2004187270.tif 000008
【００３８】
次に、トランスバーサルフィルタ１−１によるチャネルインパルス応答の改善について説明する。レイク（Rake）合成受信部の出力ｖImn，ｖQmnをトランスバーサルフィルタ１−１に加えて伝搬路チャネルのインパルス応答を改善する。
【００３９】
トランスバーサルフィルタ１−１のＩチャネル、Ｑチャネル用のタップ係数を、それぞれα(I)，β(Q)のように上添え字（Ｉ），（Ｑ）を付して区別して表す。トランスバーサルフィルタ１−１の出力ｖI，ｖQは、以下の式（１０）により表される。
【数１１】
2004187270.tif 000009
【００４０】
ここで、タップ係数αkはチャネルのインパルス応答の改善を行う係数で、タップ係数βkはＩチャネルとＱチャネルとの間の干渉除去を行う係数である。ここで、タップ数は２Ｋ＋１であり、Ｋは式（１１）の右辺の値以上の数値である。なお、タップ係数αk，βkの下添え字はタップ番号を表す。式（１１）の右辺は、（Ｌ−１）／Ｎを越えない整数を意味する。
【００４１】
上記の式（１０）に式（５）、式（６）のｖImn，ｖQmnを代入し、タップ係数αk，βkを算出する。ところで、Ｘ(ijk)npはｐ＝０のときが最大であり、他の場合に較べて値が最も大きいため、タップ係数の１次近似は、以下の式（１２）により表すことができる。
【数１２】
2004187270.tif 000010
【００４２】
上記タップ係数の１次近似値を用いたトランスバーサルフィルタ１−１によっても、チャネルインパルス応答は改善される。しかし、厳密解を算出して正確なタップ係数を用いることにより、改善効果を最善なものとすることができる。式（１０）に式（５）、式（６）のｖImn，ｖQmnを代入し、データａ(i)mnについて整理すると、以下の式（１３）が導出される。
【数１３】
2004187270.tif 000011
【００４３】
トランスバーサルフィルタ１−１のタップ範囲で、希望波のみを出力し、遅延波を除去する理想的なチャネルインパルス応答をトランスバーサルフィルタ１−１から得るためには、以下の式（１４）を満たすタップ係数であればよい。
【数１４】
2004187270.tif 000012
【００４４】
上記式（１４）において、δs0は、ｓ＝０のときに１、ｓ≠０のときに０となるクロネッカーのデルタである。ｓは−ＫからＫまでの２Ｋ＋１個の値を取る。式（１４）の連立方程式を解いて各タップ係数αk，βkを算出することにより、チャネルインパルス応答を最善にするタップ係数αk，βkを得ることができる。
【００４５】
このように演算式が定まった決定論的な式を解くことにより、最小二乗誤差算出法（ＭＭＳＥ）などの収束法と異なり、繰り返し計算を行うことなく、短時間にタップ係数αk，βkを決定することができ、このタップ係数αk，βkを用いたトランスバーサルフィルタを通すことにより、受信データのビット誤り率を大幅に低減することができる。
【００４６】
図２は本発明によるレイク（Rake）合成受信部とトランスバーサルフィルタの構成を示す。レイク（Rake）合成受信部は、遅延素子８−１、逆拡散符号（Despreading Code）を乗じる乗算器８−２、積分器８−３、チャネル推定値の複素共役Ｃ*0〜Ｃ*L-1を乗じる乗算器８−４、合成部８−５から成り、これらは図８の（ｂ）に示した構成と同様のものである。
【００４７】
トランスバーサルフィルタは、レイク（Rake）合成受信部の出力を、縦続接続された複数の遅延素子２−１に加え、各遅延素子２−１の出力に、係数演算部２−４により算出したタップ係数γ-p〜γpを乗算器２−２により乗じ、該タップ係数γ-p〜γpを乗じたタップ出力を加算器２−３により加算して出力する。なお、図示を簡明化するため、図２においてＩチャネル成分とＱチャネル成分の表示を省略しているが、そのためタップ係数αk，βkをまとめてγ-p〜γpとして表記している。
【００４８】
図３は本発明のトランスバーサルフィルタ出力をフィードバックする実施形態の構成を示す。この実施形態は、トランスバーサルフィルタの加算器２−３の出力を、量子化器３−１により例えば８レベル程度に量子化し、該量子化した出力を係数演算部３−２へフィードバックし、係数演算部３−２は該量子化された出力を用いてタップ係数を更新する。
【００４９】
トランスバーサルフィルタの出力は、送信データａ(i)mnの正確な推定値となる。そこで、トランスバーサルフィルタの出力を８レベル程度で軟判定し、これをバファーメモリに蓄えておき、レイク（Rake）合成受信部の出力として用い、タップ係数を変更することにより、遅延波による自シンボルとの符合間干渉成分をより精度良く除去することができ、ビット誤り率を更に改善することができる。
【００５０】
また、タップ係数の更新処理を繰り返し行うことにより、より精度良く干渉を除去することができる。また、トランスバーサルフィルタの８レベル程度の軟判定出力データを、後段の判定部のデータ判定に用いることにより、ビット誤り率を低減し、受信品質を改善することができる。
【００５１】
この場合、タップ係数の初期係数として、前述の式（１２）又は式（１４）を用いて算出したタップ係数を設定することができるが、式（１２）の一次近似式で算出したタップ係数を初期係数として設定し、その後、フィードバック系により更新することにより、演算処理部を簡素化すると共に精度のよいタップ係数を算出することが可能となる。
【００５２】
一方、式（１４）の厳密解を与える式を用いて算出したタップ係数を初期係数として設定した場合、計算量は多くなるが、一意にタップ係数が定まり、収束時間は基本的にないが、それはこれまでの前提が全て正しい場合である。しかし、チャネル推定値には誤差が混じる可能性があり、そのような場合、フィードバック系によりタップ更新することによって、より精度のよいタップ係数が得られる。
【００５３】
また、マルチキャリア方式ＣＤＭＡ受信機におけるトランスバーサルフィルタのタップ係数の係数演算部を、マルチキャリアの中央の周波数に近いキャリアに対してのみ設け、該係数演算部により算出されたタップ係数を全てのキャリアに対して用いることにより、回路規模と演算量を簡素化することができる。
【００５４】
図４及び図５に本発明によるＣＤＭＡ受信機のビット誤り率の改善の様子の一例を示す。図４は一次近似式（１２）を用いた場合を示し、図５は厳密解を算出する式（１４）を用いた場合の改善の様子を示す。図４において、点線によりトランスバーサルフィルタを用いていないＣＤＭＡ受信機のビット誤り率を示し、実線によりトランスバーサルフィルタを用いたＣＤＭＡ受信機のビット誤り率を示している。
【００５５】
図４のグラフは、次のような条件で測定したものである。（１）最大ビットレート：２０Ｍｂｐｓ、（２）バンド幅：１００ＭＨｚ、（３）キャリア数ｍ：１６、（４）遅延分散範囲：１μｓ、（５）処理利得（拡散率）Ｎ：４、（６）セル内のユーザ数：２０Ｍｂｐｓの１ユーザと６４ｋｂｐｓの数人のユーザ、（７）タップ係数算出条件：一次近似、（８）マルチパス間隔：Ｔc、（９）マルチパスレベル：等レベル
【００５６】
図４に示すグラフは、一次近似（最も荒い近似）で算出したタップ係数を用いているが、例えば、１０-2のビット誤り率に対して、トランスバーサルフィルタを用いることにより、信号対雑音比（ＳＮＲ）に５ｄＢ程度の利得が得られることが分かる。
【００５７】
図５において、（ａ）はトランスバーサルフィルタを用いていないＣＤＭＡ受信機のビット誤り率のグラフを示し、（ｂ）にトランスバーサルフィルタを用いたＣＤＭＡ受信機のビット誤り率のグラフを示している。図の（ａ）と（ｂ）とを比較すると、トランスバーサルフィルタを用いることによりビット誤り率が大幅に改善されることが分かる。
【００５８】
図５のグラフは、次のような条件で測定したものである。（１）最大ビットレート：２０Ｍｂｐｓ、（２）バンド幅：１００ＭＨｚ、（３）キャリア数ｍ：４，８，１６、（４）遅延分散範囲：１μｓ、（５）処理利得（拡散率）Ｎ：４、（６）セル内のユーザ数：２０Ｍｂｐｓの１ユーザと６４ｋｂｐｓの数人のユーザ、（７）タップ係数算出条件（図の（ｂ））：厳密解、（８）マルチパス間隔：Ｔc、（９）マルチパスレベル：等レベル
【００５９】
以下に、本発明の特徴点を付記として記す。
【００６０】
（付記１）符号分割拡散信号を逆拡散した後にレイク（Rake）合成受信して復調するＣＤＭＡ受信機において、レイク（Rake）合成受信部の後段に、遅延素子、乗算器、加算器から成るトランスバーサルフィルタを配置し、該トランスバーサルフィルタのタップ係数として、該トランスバーサルフィルタから受信対象の希望波以外の多重波を除去した出力が得られるタップ係数を算出する係数演算部を備え、該トランスバーサルフィルタは、前記係数演算部から得られるタップ係数を、各遅延素子の各出力に乗算器により乗じ、該タップ係数を乗じた各遅延素子の各出力を加算器で加算して出力する構成を有することを特徴とするＣＤＭＡ受信機。
【００６１】
（付記２）前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を、前述の式（１２）により算出することを特徴とする付記１に記載のＣＤＭＡ受信機。
【００６２】
（付記３）前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を、前述の式（１４）により算出することを特徴とする付記１に記載のＣＤＭＡ受信機。
【００６３】
（付記４）前記ＣＤＭＡ受信機は、マルチキャリアを用いる直接拡散符号分割多元接続方式の受信機であって、前記レイク（Rake）合成受信部及びその後段のトランスバーサルフィルタを、各キャリア毎の受信信号に対して備えたことを特徴とする付記１乃至３の何れかに記載のＣＤＭＡ受信機。
【００６４】
（付記５）前記トランスバーサルフィルタの出力を量子化して、前記係数演算部へフィードバックし、該係数演算部は、該フィードバックされたトランスバーサルフィルタ出力を用いて該トランスバーサルフィルタのタップ係数を更新することを特徴とする付記１乃至４の何れかに記載のＣＤＭＡ受信機。
【００６５】
（付記６）前記トランスバーサルフィルタのタップ係数の初期係数として、前述の式（１２）を用いて算出したタップ係数を用いることを特徴とする付記５に記載のＣＤＭＡ受信機。
【００６６】
（付記７）前記トランスバーサルフィルタのタップ係数の初期係数として、前述の式（１４）を用いて算出したタップ係数を用いることを特徴とする付記５に記載のＣＤＭＡ受信機。
【００６７】
（付記８）前記フィードバックされたトランスバーサルフィルタ出力を用いて該トランスバーサルフィルタのタップ係数を繰り返し更新することを特徴とする付記５乃至７の何れかに記載のＣＤＭＡ受信機。
【００６８】
（付記９）前記係数演算部を、マルチキャリアの中央の周波数に近いキャリアに対してのみ設け、該係数演算部により算出されたタップ係数を全てのキャリアに対するトランスバーサルフィルタのタップ係数に用いることを特徴とする付記４に記載のＣＤＭＡ受信機。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明のＣＤＭＡ受信機の構成を示す図である。
【図２】本発明のレイク（Rake）合成受信部とトランスバーサルフィルタの構成を示す図である。
【図３】本発明のトランスバーサルフィルタ出力をフィードバックする実施形態を示す図である。
【図４】本発明のＣＤＭＡ受信機のビット誤り率の改善の様子の一例（一次近似解を用いた場合）を示す図である。
【図５】本発明のＣＤＭＡ受信機のビット誤り率の改善の様子の一例（厳密解を用いた場合）を示す図である。
【図６】ＣＤＭＡ送信機の構成を示す図である。
【図７】従来のＣＤＭＡ受信機の構成を示す図である。
【図８】レイク（Rake）合成受信部の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００７０】
１−１  トランスバーサルフィルタ
７−１  周波数変換部
７−２  ローパスフィルタ
７−３  乗算器
７−４  積分器
７−５  レイク（Rake）合成受信部
７−６  判定部
７−７  並／直列変換器（P/S Converter）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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