(57)【要約】【課題】ＧＰＳ衛星の電波が微弱になっている屋内環境などにおいても、より高速に測位結果を出すことが出来るＧＰＳ受信機を提供すること。【解決手段】ＧＰＳ衛星からアンテナ１に送信されてくる電波の初期捕捉に、捕捉専用チャンネル３のマッチドフィルタ６を用い、それにより１衛星当たり従来の約１０００分１の速さで初期捕捉を行う。更に高感度化を図るために、マッチドフィルタ６の出力を巡回積分７で巡回積分することにより、受信信号のＳ／Ｎ（信号電力対雑音電力比）を改善し、高感度化を図る。【選択図】  図１
2004219076.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のＧＰＳ衛星から送られてくる電波を受信するアンテナと、前記アンテナから出力される電力を増幅すると共にその周波数をより低いＩＦ信号に変換するダウンコンバータ部と、
前記ダウンコンバータ部からの出力に対してその周波数をベースバンドに変換する為の搬送波発生器と乗算器と、その出力に対して逆拡散を行うマッチドフィルタと、その出力をＣ／Ａコード周期で同期加算する巡回積分と、前記搬送波発生器の出力周波数を制御するキャリア制御部とを有する補足専用チャンネルと、前記巡回積分からの出力から各ＧＰＳ衛星のキャリア周波数やコード位相を抽出判定し前記搬送波発生器の出力周波数と制御情報を前記キャリア制御部に送ると共に、前記キャリア周波数情報およびコード位相情報をＧＰＳ衛星毎の各チャネルに送る制御部と、
前記ダウンコンバータ部出力の周波数をベースバンドに変換する為の搬送波発生器と乗算器と、前記乗算器の出力に対して復調用として一対（ＩとＱの２組）及びコード追尾用として２対の逆拡散処理をする為のＣ／Ａコード発生器と乗算器と積分器と、コード追尾用の前記積分器出力から前記Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御する為のコード追尾制御部と、前記コード追尾制御部出力から擬似距離を推定し検出する為の擬似距離検出部と、前記復調用の前記積分器出力から受信信号を復調する為の復調部と、前記復調用の前記積分器出力からキャリアの周波数と位相の偏差を抽出しそれをキャンセルするように前記搬送波発生器出力を制御する為のキャリア追尾制御部と、前記擬似距離検出部と前記復調部の出力より測位演算を行う為の測位演算部とを有する複数のチャンネル部と、
を備えたことを特徴とするＧＰＳ受信機。
【請求項２】
前記コード追尾制御部に４対の逆拡散部を有し、前記逆拡散部の４対の出力から４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御するコード追尾制御部と、前記コード追尾制御部出力から擬似距離を推定し検出する擬似距離検出部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項３】
前記コード追尾制御部に４対の逆拡散部を有し、前記逆拡散部の４対の出力から４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御すると共にコード同期収束後は、前記キャリア追尾制御部で得られたキャリア周波数偏差にもとづいて前記４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御する為のコード追尾制御部と、前記コード追尾制御部出力から擬似距離を推定し検出する為の擬似距離検出部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項４】
前記コード追尾制御部に４対の逆拡散部を有し、前記逆拡散部の４対の出力から４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御すると共に、コード同期収束後は、請求項１におけるキャリア追尾制御部で得られたキャリア周波数偏差にもとづいて前記４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御する為のコード追尾制御部と、前記コード追尾制御部出力から、前記４対の逆拡散出力に応じて、４対の逆拡散出力による推定と２対の逆拡散出力による推定とを適応的に使い分けて擬似距離を推定し検出する為の擬似距離検出部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項５】
前記巡回積分において、前記マッチドフィルタ出力に対して、予め設定したスレッショルドレベル以上のレベルになる前記Ｃ／Ａコード発生器の出力のコード位相タイミングを検出するコード位相検出部と、前記コード位相検出部の検出結果に基づいて前記マッチドフィルタ出力に対して前記コード位相タイミングの信号のみを通過させるセレクタと、前記セレクタの出力に対してのみ巡回積分を行う加算器とフレームメモリと、前記巡回積分出力に対して最後のＣ／Ａコード１周期の間にレベル最大となる前記コード位相タイミングを検出するレベル最大コード位相検出部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項６】
前記巡回積分において、前記マッチドフィルタ出力に対してレベルがＣ／Ａコード１周期の間で上位Ｎ個の前記Ｃ／Ａコード発生器の出力のコード位相タイミングを検出するレベル上位コード位相検出部と、前記レベル上位コード位相検出部の検出結果に基づいて前記マッチドフィルタ出力に対して前記コード位相タイミングの信号のみを通過させるセレクタと、前記セレクタの出力に対してのみ巡回積分を行う加算器とフレームメモリと、前記巡回積分出力に対して最後のＣ／Ａコード１周期の間にレベル最大となる前記コード位相タイミングを検出するレベル最大コード位相検出部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項７】
前記巡回積分において、前記マッチドフィルタ出力に対して巡回積分を行う加算器とフレームメモリと、前記巡回積分出力に対して各Ｃ／Ａコード１周期の間にレベル最大となる前記コード位相タイミングを検出するレベル最大コード位相検出部と、前記レベル最大コード位相検出部の出力が予め設定したレベルを越えた場合にそのＧＰＳ衛星信号を捕捉したと判定する最大レベル判定部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項８】
前記巡回積分において、前記マッチドフィルタ出力に対して巡回積分を行う加算器とフレームメモリと、前記巡回積分出力に対して各Ｃ／Ａコード１周期の間にレベル最大となる前記コード位相タイミングを検出するレベル最大コード位相検出部と、前記レベル最大コード位相検出部の出力が積分回数毎の予め設定したレベルを越えた場合にそのＧＰＳ衛星信号を捕捉したと判定する積分回数対応最大レベル判定部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項９】
前記マッチドフィルタと巡回積分において、前記ダウンコンバータ部の出力の周波数をベースバンドに変換する為の乗算器出力を格納する受信信号レジスタと、２つのＧＰＳ衛星に対応する参照Ｃ／Ａコードを交互に配した参照信号レジスタと、前記受信信号レジスタと前記参照信号レジスタ内の信号の相関をとる為の乗算器と、２つの衛星に対応する並列加算器と、２つの衛星毎に振幅成分を抽出する為の２対の２乗器（一対に２個）と加算器と、前記加算器の出力を巡回積分する巡回積分と、前記巡回積分の積分出力に対して、各々０．５チップ間の出力を加算する為の遅延素子と加算器とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項１０】
前記マッチドフィルタと巡回積分において、前記ダウンコンバータ部出力に対して周波数をベースバンドに変換する為のキャリア制御部と搬送波発生器と乗算器と、前記乗算器の出力に対して逆拡散を行う前記参照信号レジスタ中のコードの初期位相が全て異なる１０２３個のマッチドフィルタと、前記マッチドフィルタの出力に対して巡回積分を行う巡回積分とを備えたことを特徴とする請求項９記載のＧＰＳ受信機。
【請求項１１】
前記マッチドフィルタと巡回積分において、前記ダウンコンバータ部の出力に対して周波数をベースバンドに変換する為のキャリア制御部と搬送波発生器と乗算器と、ＧＰＳ衛星信号の受信レベルが良好な場合には前記参照信号レジスタには異なるＮ個の異なるＧＰＳ衛星に対応するＣ／Ａコードが格納され、部分相関によりＮ個の衛星に対して同時に逆拡散を行い、一方、ＧＰＳ衛星信号の受信レベルが低い場合には、前記参照信号レジスタには１衛星に対応するＣ／Ａコードが格納され、全相関により１個のＧＰＳ衛星に対して逆拡散を行う為のマッチドフィルタとセレクタと、各々の前記マッチドフィルタに対応した巡回積分と、各々の巡回積分出力を加算する加算器とを備えたことを特徴とする請求項９または１０記載のＧＰＳ受信機。
【請求項１２】
前記捕捉専用チャネルにおいて、前記ダウンコンバータ出力に対して、その周波数をベースバンドに変換する為の搬送波発生器と乗算器と、前記乗算器の出力に対して逆拡散を行うマッチドフィルタと、前記マッチドフィルタの出力をＣ／Ａコード周期で同期加算する巡回積分と、前記制御部からの情報に基づいて予め推定された周波数領域でのみ前記搬送波発生器の出力周波数を制御するキャリア制御部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項１３】
前記キャリア追尾制御部において、復調用としての一対（ＩとＱの２組）の逆拡散出力に対して、その信号を遅延させる為の一対（ＩとＱの２組）の遅延素子と、前記遅延素子出力と前記逆拡散出力の４つの組合せに対して、各々の組合せの信号同士を乗算する４個の乗算器と、同一の前記逆拡散出力と前記遅延素子経由の信号とを乗算する２組（ＩとＱ）の乗算出力を加算する加算器と、他の２組の乗算出力に対して一方から他方を減算する減算器と、前記加算器出力と前記減算器出力を積分する２個の積分器と、２個の積分出力間の位相を抽出する位相抽出部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項１４】
前記キャリア追尾制御部において、復調用としての一対（ＩとＱの２組）の逆拡散出力に対して、その信号を遅延させる為の一対（ＩとＱの２組）の遅延素子と、前記遅延素子出力と前記逆拡散出力の４つの組合せに対して各々の組合せの信号同士を乗算する４個の乗算器と、同一の前記逆拡散出力と前記遅延素子経由の信号とを乗算する２組（ＩとＱ）の乗算出力を加算する加算器と、他の２組の乗算出力に対して、一方から他方を減算する減算器と、前記加算器出力と前記減算器出力を積分する２個の積分器と、２個の積分出力間の位相を抽出する位相抽出部と、前記遅延素子の遅延量を前記位相抽出部の出力に応じて制御するキャリア追尾ステップ制御部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項１５】
前記復調部において、復調用としての一対（ＩとＱの２組）の逆拡散出力に対してその間の位相を抽出する位相抽出部と、前記キャリア追尾制御部より出力される位相偏差を積分する積分器と、前記積分器の積分出力から平均化した位相を抽出する位相偏差抽出部と、前期位相抽出部出力から前記位相偏差抽出部を減算する減算器と、前記減算器の出力位相において±π／２をスレッショルドとして出力位相が０側又はπ側にある場合に各々対応するデータ（１又は０）を出力する符号判定部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項１６】
前記復調部において、他チャネルの復調用としての一対（ＩとＱの２組）の他チャンネルの積分器出力に対して、前記他チャンネルの積分器出力を加算合成する一対（ＩとＱの２組）の合成器と、チャネルの復調用としての一対（ＩとＱの２組）の自チャンネルの積分器出力から前記一対の合成器出力を減ずる２組（Ｉ同士、Ｑ同士）の減算器と、２組の前記減算器の間の位相を抽出する位相抽出部と、前記キャリア追尾制御部より出力される位相偏差を積分する積分器と、前記積分器の積分出力から平均化した位相を抽出する位相偏差抽出部と、前期位相抽出部出力から前記位相偏差抽出部を減算する減算器と、前記減算器の出力位相において±π／２をスレッショルドとして出力位相が０側又はπ側にある場合に各々対応するデータ（１又は０）を出力する符号判定部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【請求項１７】
前記復調部において、他チャネルの復調用としての一対（ＩとＱの２組）の他チャンネルの積分器出力に対して最大のレベルのチャネルを抽出する最大レベルチャネル抽出部と、チャネルの復調用としての一対（ＩとＱの２組）の自チャンネルの積分器出力から前記一対の最大レベルチャネル抽出部出力（ＩとＱ）を減ずる２組（Ｉ同士、Ｑ同士）の減算器と、２組の前記減算器の間の位相を抽出する位相抽出部と、前記キャリア追尾制御部より出力される位相偏差を積分する積分器と、前記減算器の積分出力から平均化した位相を抽出する位相偏差抽出部と、前期位相抽出部出力から前記位相偏差抽出部を減算する減算器と、前記減算器の出力位相において±π／２をスレッショルドとして出力位相が０側又はπ側にある場合に各々対応するデータ（１又は０）を出力する符号判定部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＧＰＳ受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、衛星を使った測位システムであるＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｐｏｓｉｏｔｉｏｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ）において、ＧＰＳ衛星の電波を受信して、その受信信号を用いて単独で測位を行うＧＰＳ受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＧＰＳ受信機について図２７にその構成図を示す。
【０００３】
以下、図２７を参照しながら従来のＧＰＳ受信機について説明を行う。
【０００４】
図２７中において、１はアンテナ、２はダウンコンバータ部、１２は搬送波発生器、１３はベースバンドへの周波数変換用乗算器Ｉ、１４はベースバンドへの周波数変換用乗算器Ｑ、１５はコードトラッキング部、１６はコード追尾逆拡散用乗算器ＥＩ、１７はコード追尾逆拡散用乗算器ＥＱ、１８はコード追尾逆拡散用積分器ＥＩ、１９はコード追尾逆拡散用積分器ＥＱ、２０はコード追尾逆拡散用乗算器ＬＩ、２１はコード追尾逆拡散用乗算器ＬＱ、２２はコード追尾逆拡散用積分器ＬＩ、２３はコード追尾逆拡散用積分器ＬＱ、２５はＣ／Ａコード発生器、２６は擬似距離検出部、２７は復調逆拡散用乗算器Ｉ、２８は復調逆拡散用乗算器Ｑ、２９は復調逆拡散用積分器Ｉ、３０は復調逆拡散用積分器Ｑ、３１は復調部、３２は測位演算部、２０１はキャリア追尾制御部、２０２はコード追尾制御部である。
【０００５】
以上のように構成されたＧＰＳ受信機について、以下その動作を説明する（例えば、非特許文献１参照）。
【０００６】
アンテナ１においてＧＰＳ衛星から送られてくる電波を受信し、ダウンコンバータ２において、前記アンテナ１の出力電力を増幅すると共に、その周波数をより低いＩＦ信号に変換する。変換された信号は各ＧＰＳ衛星毎の受信信号を個別に処理する各チャネルに並列に入力される。各チャネルにおいては、まず前記コンバータ部２出力に対して搬送波発生器１２の位相の直交した２本の出力Ｉ，Ｑを乗算器１３と１４で乗じて、周波数がベースバンドに変換され、位相が互いに直交する２本の信号を出力する。この２本の信号に対して、Ｃ／Ａコード発生器２５より発生するＣ／Ａコードを復調逆拡散用乗算器２７と２８で乗じてそれらの出力をそれぞれ積分器２９と３０でＣ／Ａコード１周期分だけ積分し、それぞれ信号ＰＩとＰＱを出力する。このうちＰＱは復調部３１に入力される。入力された信号は、図２３中の極性判定部１７８により、その位相が０かπが判定され、その結果は測位演算部３２に出力される。
【０００７】
一方、乗算器１３と１４の出力はコードトラッキング部１５にも入力される。コードトラッキング部１５では、復調逆拡散用乗算器２７と２８に出力されるＣ／Ａコードより０．５チップ位相の進んだＣ／Ａコードと０．５チップ位相の遅れたＣ／ＡコードがＣ／Ａコード発生器２５より発生される。０．５チップ位相の進んだＣ／Ａコードは乗算器１６で乗算器１３の出力と、乗算器１７で乗算器１４の出力と各々乗算される。また０．５チップ位相の遅れたＣ／Ａコードは、乗算器２０で乗算器１３の出力と、乗算器２１で乗算器１４の出力と各々乗算される。
【０００８】
そして、乗算器１６の出力は積分器１８でＣ／Ａコード１周期分だけ積分し信号ＥＩを出力する。乗算器１７の出力は積分器１９でＣ／Ａコード１周期分だけ積分し信号ＥＱを出力する。乗算器２０の出力は積分器２２でＣ／Ａコード１周期分だけ積分し信号ＬＩを出力する。乗算器２１の出力は積分器２３でＣ／Ａコード１周期分だけ積分し信号ＬＱを出力する。そして、それぞれの積分器１８，１９，２２，２３の出力はコード追尾制御部２０２に入力される。
【０００９】
コード追尾制御部２０２では、コードトラッキング時に、入力された４つの信号に対して、
ｙｅ＝ＥＩ２＋ＥＱ２，ｙｌ＝ＬＩ２＋ＬＱ２
が計算される。
【００１０】
ところで、乗算器１６，１７，２０，２１に乗算器１３、１４から入力される信号のＣ／Ａコードと、同じく乗算器１６，１７，２０，２１にＣ／Ａコード発生器２５より入力される信号に示すような自己相関特性を有する。図５に示すように、マルチパスなし時には二等辺三角形の特性になるため、復調逆拡散用乗算器２７と２８に入力されるＣ／Ａコード位相とピーク値のタイミングの差ｘは、以下の式で表せる（例えば、非特許文献２参照）。
【００１１】
ｘ＝０．５×（（２／（１＋ｙｌ／ｙｅ））−１）        式（１）
従って、式（１）で求めたｘが正の場合には位相を遅らせる方向に、ｘが負の場合には位相を進める方向に、Ｃ／Ａコード発生器２５より出力される各Ｃ／Ａコードの位相を一律に制御する。
【００１２】
一方、復調逆拡散用乗算器２７と２８に入力されるＣ／Ａコード位相θｐと上記ｘの値が擬似距離検出部２６に送られる。擬似距離検出部２６では、予め設定しておいた基準位相値を使って、
擬似距離＝基準位相値−（θｐ＋ｘ）      式（２）
が計算され、結果が測位演算部３２に送られる。
【００１３】
一方、コードトラッキング時でなく、衛星信号の初期捕捉時には、Ｃ／Ａコード１周期毎にＣ／Ａコード発生器２５出力のＣ／Ａコードの初期位相を０．５チップづつスライドさせる制御（スライディング相関）を２０４６回行う（例えば、非特許文献３参照）。
【００１４】
また、積分器２９と３０の出力ＰＩ、ＰＱはキャリア追尾制御部２０１に送られ、キャリア追尾制御部２０１では、図２０に示すように、２つの入力信号をＬＰＦ１５１とＬＰＦ１５２に通した後に乗算器１５３で乗じて、これを更にＬＰＦ１５４に通して出力する。
【００１５】
この処理により、キャリアトラッキング時には、前記２つの入力信号間の位相が正の場合には、位相を遅らせる方向に、ｘが負の場合には、位相を進める方向に搬送波発生器１２のＩ，Ｑの２つの出力信号の位相を一律に制御する（例えば、非特許文献４参照）。
【００１６】
一方、キャリアトラッキング時でなく、衛星信号の初期捕捉時には、搬送波発生器１２の２つの出力信号の周波数を約±５ｋＨｚの範囲内で、約５００Ｈｚのステップ幅でスキャンするように制御する。切り替え時間はＣ／Ａコード１周期で行い、衛星信号の初期捕捉時の上記一連の処理を終えた後、ＰＩ２＋ＰＱ２が最大となるような、Ｃ／Ａコードの初期位相及び搬送波発生器１２の出力周波数を抽出し、そのＣ／Ａコードの初期位相及び出力周波数となるように、Ｃ／Ａコード発生器２５の出力と搬送波発生器１２の出力を設定する。
【００１７】
以上の処理を全チャネルで行い、全チャネルでの擬似距離検出部２６からの出力より、測位演算部３２において測位演算を行い側位結果を出力する。
【００１８】
【非特許文献１】
北條晴正「ＧＰＳ受信機の現状」ＧＰＳシンポジウム２００１、ｐｐ．２１９
【非特許文献２】
Ｊ．Ｂ．Ｔｓｕｉ  「Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ  ｏｆ  Ｇｌｏｂａｌ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ  Ａ  Ｓｏｆｔｗａｒｅ  Ａｐｐｒｏａｃｈ」  ＷＩＬＥＹ−ＩＮＴＥＲＳＣＩＥＮＣＥ  ２０００  ｐｐ．１８３
【非特許文献３】
Ｒ．Ｃ．Ｄｉｘｏｎ「最新スペクトラム拡散通信方式」
ジャテック出版  １９７８  ｐｐ．１９５〜１９８
【非特許文献４】
横山光雄「スペクトラム拡散通信システム」科学技術出版社  １９８８  ｐｐ．２８０
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＧＰＳ受信機においては、その構成において、ＧＰＳ衛星からの信号の初期捕捉にスライディング相関を用いているため、初期捕捉だけでも２秒程度を要しており、結果として測位時間としてはそれ以上の時間を要している。
【００２０】
また、従来のＧＰＳ受信機の受信感度は−１３０ｄＢｍ程度であるため、−１５０ｄＢｍ程度の受信感度が要求される屋内のような環境においては、測位出来ないという問題点を有している。
【００２１】
本発明は上記課題を解決し、屋内のようなＧＰＳ衛星の電波が微弱になっている環境でもより高速に測位結果を出すことが出来るＧＰＳ受信機を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明のＧＰＳ受信機は、
複数のＧＰＳ衛星から送られてくる電波を受信するアンテナと、前記アンテナから出力される電力を増幅すると共にその周波数をより低いＩＦ信号に変換するダウンコンバータ部と、
前記ダウンコンバータ部からの出力に対し、その周波数をベースバンドに変換する為の搬送波発生器と乗算器と、その出力に対して逆拡散を行うマッチドフィルタと、その出力をＣ／Ａコード周期で同期加算する巡回積分と、前記搬送波発生器の出力周波数を制御するキャリア制御部とを有する補足専用チャンネルと、前記巡回積分からの出力から各ＧＰＳ衛星のキャリア周波数やコード位相を抽出判定し前記搬送波発生器の出力周波数と制御情報を前記キャリア制御部に送ると共に、前記キャリア周波数情報およびコード位相情報をＧＰＳ衛星毎の各チャネルに送る制御部と、
前記ダウンコンバータ部出力の周波数をベースバンドに変換する為の搬送波発生器と乗算器と、前記乗算器の出力に対して復調用として一対（ＩとＱの２組）及びコード追尾用として２対の逆拡散処理をする為のＣ／Ａコード発生器と乗算器と積分器と、コード追尾用の前記積分器出力から前記Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御する為のコード追尾制御部と、前記コード追尾制御部出力から擬似距離を推定し検出する為の擬似距離検出部と、前記復調用の前記積分器出力から受信信号を復調する為の復調部と、前記復調用の前記積分器出力からキャリアの周波数と位相の偏差を抽出しそれをキャンセルするように前記搬送波発生器出力を制御する為のキャリア追尾制御部と、前記擬似距離検出部と前記復調部の出力より測位演算を行う為の測位演算部とを有する複数のチャンネル部と、
を備えたものである。
【００２３】
これにより、屋内のようなＧＰＳ衛星の電波が微弱になっている環境でもより高速に測位結果を出すことが出来る。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本願の請求項１記載の発明は、複数のＧＰＳ衛星から送られてくる電波を受信するアンテナと、前記アンテナから出力される電力を増幅すると共にその周波数をより低いＩＦ信号に変換するダウンコンバータ部と、
前記ダウンコンバータ部からの出力に対し、その周波数をベースバンドに変換する為の搬送波発生器と乗算器と、その出力に対して逆拡散を行うマッチドフィルタと、その出力をＣ／Ａコード周期で同期加算する巡回積分と、前記搬送波発生器の出力周波数を制御するキャリア制御部とを有する補足専用チャンネルと、前記巡回積分からの出力から各ＧＰＳ衛星のキャリア周波数やコード位相を抽出判定し前記搬送波発生器の出力周波数と制御情報を前記キャリア制御部に送ると共に、前記キャリア周波数情報およびコード位相情報をＧＰＳ衛星毎の各チャネルに送る制御部と、
前記ダウンコンバータ部出力の周波数をベースバンドに変換する為の搬送波発生器と乗算器と、前記乗算器の出力に対して復調用として一対（ＩとＱの２組）及びコード追尾用として２対の逆拡散処理をする為のＣ／Ａコード発生器と乗算器と積分器と、コード追尾用の前記積分器出力から前記Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御する為のコード追尾制御部と、前記コード追尾制御部出力から擬似距離を推定し検出する為の擬似距離検出部と、前記復調用の前記積分器出力から受信信号を復調する為の復調部と、前記復調用の前記積分器出力からキャリアの周波数と位相の偏差を抽出しそれをキャンセルするように前記搬送波発生器出力を制御する為のキャリア追尾制御部と、前記擬似距離検出部と前記復調部の出力より測位演算を行う為の測位演算部とを有する複数のチャンネル部と、
を備えたものであり、全ＧＰＳ衛星信号の初期捕捉をシリアルに行う捕捉専用チャネルにおいては、逆拡散方式としてマッチドフィルタを用い、その出力を巡回積分し、全ＧＰＳ衛星信号の初期捕捉後の衛星毎の処理を個別に行う各チャネルにおいては、ベースバンドに周波数変換された受信信号に対してスライディング相関による逆拡散後に復調を行うと共に、前記逆拡散出力によりキャリア追尾制御を行い、前記スライディング相関で用いた参照Ｃ／Ａコードに対して±０．５チップだけ位相のずれた２対の参照Ｃ／Ａコードを用いて前記受信信号に対して２対のスライディング相関による逆拡散を行いその出力レベルの差を用いてコード追尾制御を行うと共に、出力レベルがピークとなる参照Ｃ／Ａコードの位相（擬似距離）を抽出し、このような処理を初期捕捉専用チャンネル以外の全チャネルで行い、全チャネルで抽出された前記擬似距離から測位演算を行うことにより、初期捕捉時間の大幅な短縮がなされ、かつ、短縮された時間を利用してマッチドフィルタ出力に巡回積分を行うことで、受信信号のＳ／Ｎ比を改善するという作用を有する。
【００２５】
請求項２に記載の発明は、前記コード追尾制御部に４対の逆拡散部を有し、前記逆拡散部の４対の出力から４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御するコード追尾制御部と、前記コード追尾制御部出力から擬似距離を推定し検出する擬似距離検出部とを備えたものであり、前記コード追尾制御部において、２対であった逆拡散を４対有してコード追尾制御を行うことにより、より小さい誤差でピークタイミング推定が可能となるという作用を有する。
【００２６】
請求項３に記載の発明は、前記コード追尾制御部に４対の逆拡散部を有し、前記逆拡散部の４対の出力から４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御すると共にコード同期収束後は、前記キャリア追尾制御部で得られたキャリア周波数偏差にもとづいて前記４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御する為のコード追尾制御部と、前記コード追尾制御部出力から擬似距離を推定し検出する為の擬似距離検出部とを備えたものであり、その４対の出力から４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御すると共に、コード同期収束後は、前記キャリア追尾制御部で得られたキャリア周波数偏差にもとづいて前記４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御することによりマルチパスの影響が直接的に低減されるという作用を有する。
【００２７】
請求項４に記載の発明は、前記コード追尾制御部に４対の逆拡散部を有し、前記逆拡散部の４対の出力から４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御すると共に、コード同期収束後は、請求項１におけるキャリア追尾制御部で得られたキャリア周波数偏差に基づいて前記４対の逆拡散用Ｃ／Ａコードの発生タイミングを制御する為のコード追尾制御部と、前記コード追尾制御部出力から、前記４対の逆拡散出力に応じて、４対の逆拡散出力による推定と２対の逆拡散出力による推定とを適応的に使い分けて擬似距離を推定し検出する為の擬似距離検出部とを備えたものであり、マルチパスの影響があっても、より小さい誤差でピークタイミング推定が可能になるという作用を有する。
【００２８】
請求項５に記載の発明は、前記巡回積分において、前記マッチドフィルタ出力に対して、予め設定したスレッショルドレベル以上のレベルになる前記Ｃ／Ａコード発生器の出力のコード位相タイミングを検出するコード位相検出部と、前記コード位相検出部の検出結果に基づいて前記マッチドフィルタ出力に対して前記コード位相タイミングの信号のみを通過させるセレクタと、前記セレクタの出力に対してのみ巡回積分を行う加算器とフレームメモリと、前記巡回積分出力に対して最後のＣ／Ａコード１周期の間にレベル最大となる前記コード位相タイミングを検出するレベル最大コード位相検出部とを備えたものであり、フレームメモリの装置規模が低減されるという作用を有する。
【００２９】
請求項６に記載の発明は、前記巡回積分において、前記マッチドフィルタ出力に対して、予め設定したスレッショルドレベル以上のレベルになる前記Ｃ／Ａコード発生器の出力のコード位相タイミングを検出するコード位相検出部と、前記コード位相検出部の検出結果に基づいて前記マッチドフィルタ出力に対して前記コード位相タイミングの信号のみを通過させるセレクタと、前記セレクタの出力に対してのみ巡回積分を行う加算器とフレームメモリと、前記巡回積分出力に対して最後のＣ／Ａコード１周期の間にレベル最大となる前記コード位相タイミングを検出するレベル最大コード位相検出部とを備えたものであり、様々な受信環境を想定した場合でもフレームメモリの装置規模を低減できるという作用を有する。
【００３０】
請求項７に記載の発明は、前記巡回積分において、前記マッチドフィルタ出力に対して巡回積分を行う加算器とフレームメモリと、前記巡回積分出力に対して各Ｃ／Ａコード１周期の間にレベル最大となる前記コード位相タイミングを検出するレベル最大コード位相検出部と、前記レベル最大コード位相検出部の出力が予め設定したレベルを越えた場合にそのＧＰＳ衛星信号を捕捉したと判定する最大レベル判定部とを備えたものであり、受信レベルが高い場合には巡回積分回数が低減され、それだけ、衛星信号の平均的な初期捕捉時間が短縮されるという作用を有する。
【００３１】
請求項８に記載の発明は、前記巡回積分において、前記マッチドフィルタ出力に対して巡回積分を行う加算器とフレームメモリと、前記巡回積分出力に対して各Ｃ／Ａコード１周期の間にレベル最大となる前記コード位相タイミングを検出するレベル最大コード位相検出部と、前記レベル最大コード位相検出部の出力が積分回数毎の予め設定したレベルを越えた場合にそのＧＰＳ衛星信号を捕捉したと判定する積分回数対応最大レベル判定部とを備えたものであり、屋外での定点測位のような場合に、より巡回積分回数の低減が期待でき、それだけ、衛星信号の平均的な初期捕捉時間がより短縮されるという作用を有する。
【００３２】
請求項９に記載の発明は、前記マッチドフィルタと巡回積分において、前記ダウンコンバータ部出力の周波数をベースバンドに変換する為の乗算器出力を格納する受信信号レジスタと、２つのＧＰＳ衛星に対応する参照Ｃ／Ａコードを交互に配した参照信号レジスタと、前記受信信号レジスタと前記参照信号レジスタ内の信号の相関をとる為の乗算器と、２つの衛星に対応する並列加算器と、２つの衛星毎に振幅成分を抽出する為の２対の２乗器（一対に２個）と加算器と、前記加算器出力を巡回積分する巡回積分と、前記巡回積分の積分出力に対して、各々０．５チップ間の出力を加算する為の遅延素子と加算器とを備えたものであり、Ｓ／Ｎ比の劣化を殆ど招くことなく、衛星信号の初期捕捉時間をほぼ半分にするという作用を有する。
【００３３】
請求項１０に記載の発明は、前記マッチドフィルタと巡回積分において、前記ダウンコンバータ部出力に対して周波数をベースバンドに変換する為のキャリア制御部と搬送波発生器と乗算器と、前記乗算器出力に対して逆拡散を行う前記参照信号レジスタ中のコードの初期位相が全て異なる１０２３個のマッチドフィルタと、前記マッチドフィルタの出力に対して巡回積分を行う巡回積分とを備えたものであり、従来のマッチドフィルタよりも初期捕捉時間を１０２３分の１に短縮するという作用を有する。
【００３４】
請求項１１に記載の発明は、前記マッチドフィルタと巡回積分において、前記ダウンコンバータ部出力に対して周波数をベースバンドに変換する為のキャリア制御部と搬送波発生器と乗算器と、ＧＰＳ衛星信号の受信レベルが良好な場合には前記参照信号レジスタには異なるＮ個の異なるＧＰＳ衛星に対応するＣ／Ａコードが格納され、部分相関によりＮ個の衛星に対して同時に逆拡散を行い、一方、ＧＰＳ衛星信号の受信レベルが低い場合には、前記参照信号レジスタには１衛星に対応するＣ／Ａコードが格納され、全相関により１個のＧＰＳ衛星に対して逆拡散を行う為のマッチドフィルタとセレクタと、各々の前記マッチドフィルタに対応した巡回積分と、各々の巡回積分出力を加算する加算器とを備えたものであり、仰角の高い衛星群を一括して初期捕捉できるという作用を有する。
【００３５】
請求項１２に記載の発明は、前記捕捉専用チャネルにおいて、前記ダウンコンバータ出力に対して、その周波数をベースバンドに変換する為の搬送波発生器と乗算器と、前記乗算器の出力に対して逆拡散を行うマッチドフィルタと、前記マッチドフィルタの出力をＣ／Ａコード周期で同期加算する巡回積分と、前記制御部からの情報に基づいて予め推定された周波数領域でのみ前記搬送波発生器の出力周波数を制御するキャリア制御部とを備えたものであり、前記捕捉専用チャネルにおいて、衛星から送られてくる情報に基づいて予め推定された周波数領域でのみ搬送波発生器の周波数スキャンを行うことで、周波数スキャンの領域を小さくすることができ、それだけ、衛星信号の初期捕捉時間を短くできるという作用を有する。
【００３６】
請求項１３に記載の発明は、前記キャリア追尾制御部において、復調用としての一対（ＩとＱの２組）の逆拡散出力に対して、その信号を遅延させる為の一対（ＩとＱの２組）の遅延素子と、前記遅延素子出力と前記逆拡散出力の４つの組合せに対して、各々の組合せの信号同士を乗算する４個の乗算器と、同一の前記逆拡散出力と前記遅延素子経由の信号とを乗算する２組（ＩとＱ）の乗算出力を加算する加算器と、他の２組の乗算出力に対して一方から他方を減算する減算器と、前記加算器出力と前記減算器出力を積分する２個の積分器と、２個の積分出力間の位相を抽出する位相抽出部とを備えたものであり、周波数偏差抽出においてマルチパスの影響が低減されるという作用を有する。
【００３７】
請求項１４に記載の発明は、前記キャリア追尾制御部において、復調用としての一対（ＩとＱの２組）の逆拡散出力に対して、その信号を遅延させる為の一対（ＩとＱの２組）の遅延素子と、前記遅延素子出力と前記逆拡散出力の４つの組合せに対して各々の組合せの信号同士を乗算する４個の乗算器と、同一の前記逆拡散出力と前記遅延素子経由の信号とを乗算する２組（ＩとＱ）の乗算出力を加算する加算器と、他の２組の乗算出力に対して、一方から他方を減算する減算器と、前記加算器出力と前記減算器出力を積分する２個の積分器と、２個の積分出力間の位相を抽出する位相抽出部と、前記遅延素子の遅延量を前記位相抽出部の出力に応じて制御するキャリア追尾ステップ制御部とを備えたものであり、キャリア追尾すべき周波数領域がある程度広くても精度良く周波数偏差を抽出でき、それだけ周波数スキャンのステップ幅を大きくできるという作用を有する。
【００３８】
請求項１５に記載の発明は、前記復調部において、復調用としての一対（ＩとＱの２組）の逆拡散出力に対してその間の位相を抽出する位相抽出部と、前記キャリア追尾制御部より出力される位相偏差を積分する積分器と、前記積分器の積分出力から平均化した位相を抽出する位相偏差抽出部と、前期位相抽出部出力から前記位相偏差抽出部を減算する減算器と、前記減算器の出力位相において±π／２をスレッショルドとして出力位相が０側又はπ側にある場合に各々対応するデータ（１又は０）を出力する符号判定部とを備えたものであり、キャリア追尾においては位相までチューニングする必要がなくなるため、それだけキャリア追尾の収束時間が短縮されるという作用を有する。
【００３９】
請求項１６に記載の発明は、前記復調部において、他チャネルの復調用としての一対（ＩとＱの２組）の逆拡散出力に対して、前記他チャンネルの積分器出力を加算合成する一対（ＩとＱの２組）の合成器と、チャネルの復調用としての一対（ＩとＱの２組）の自チャンネルの積分器出力から前記一対の合成器出力を減ずる２組（Ｉ同士、Ｑ同士）の減算器と、２組の前記減算器の間の位相を抽出する位相抽出部と、前記キャリア追尾制御部より出力される位相偏差を積分する積分器と、前記積分器の積分出力から平均化した位相を抽出する位相偏差抽出部と、前期位相抽出部出力から前記位相偏差抽出部を減算する減算器と、前記減算器の出力位相において±π／２をスレッショルドとして出力位相が０側又はπ側にある場合に各々対応するデータ（１又は０）を出力する符号判定部とを備えたものであり、復調のための符号判定する信号から、他の衛星からの信号成分が除去されるという作用を有する。
【００４０】
請求項１７に記載の発明は、前記復調部において、他チャネルの復調用としての一対（ＩとＱの２組）の逆拡散出力に対して最大のレベルのチャネルを抽出する最大レベルチャネル抽出部と、チャネルの復調用としての一対（ＩとＱの２組）の逆拡散出力から前記一対の最大レベルチャネル抽出部出力（ＩとＱ）を減ずる２組（Ｉ同士、Ｑ同士）の減算器と、２組の前記減算器の間の位相を抽出する位相抽出部と、前記キャリア追尾制御部より出力される位相偏差を積分する積分器と、前記積分器の積分出力から平均化した位相を抽出する位相偏差抽出部と、前期位相抽出部出力から前記位相偏差抽出部を減算する減算器と、前記減算器の出力位相において±π／２をスレッショルドとして出力位相が０側又はπ側にある場合に各々対応するデータ（１又は０）を出力する符号判定部とを備えたものであり、復調のための符号判定する信号から、他の衛星からの信号成分の中で干渉成分としてレベルが最大の信号成分が除去されるという作用を有する。
【００４１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００４２】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１であるＧＰＳ受信機を示す構成図である。
【００４３】
図中１はアンテナ、２はダウンコンバータ部、３は捕捉専用チャネル、４は捕捉用乗算器Ｉ、５は捕捉用乗算器Ｑ、６はマッチドフィルタ、７は巡回積分、８はキャリア制御部、９は捕捉用の捕捉用搬送波発生器、１０は制御部、１１はキャリア追尾制御部、１２は搬送波発生器、１３はベースバンドへの周波数変換用乗算器Ｉ、１４はベースバンドへの周波数変換用乗算器Ｑ、１５はコードトラッキング部、１６はコード追尾逆拡散用乗算器ＥＩ、１７はコード追尾逆拡散用乗算器ＥＱ、１８はコード追尾逆拡散用積分器ＥＩ、１９はコード追尾逆拡散用積分器ＥＱ、２０はコード追尾逆拡散用乗算器ＬＩ、２１はコード追尾逆拡散用乗算器ＬＱ、２２はコード追尾逆拡散用積分器ＬＩ、２３はコード追尾逆拡散用積分器ＬＱ、２４はコード追尾制御部、２５はＣ／Ａコード発生器、２６は擬似距離検出部、２７は復調逆拡散用乗算器Ｉ、２８は復調逆拡散用乗算器Ｑ、２９は復調逆拡散用積分器Ｉ、３０は復調逆拡散用積分器Ｑ、３１は復調部、３２は測位演算部である。
【００４４】
以上のように構成されたＧＰＳ受信機について、以下その動作を説明する。
【００４５】
アンテナ１においてＧＰＳ衛星から送られてくる電波を受信し、ダウンコンバータ部２において、前記アンテナ１の出力電力を増幅すると共に、その周波数をより低いＩＦ信号に変換する。まず、変換された信号は捕捉専用チャネル３に入力される。捕捉専用チャネル３においては、まずダウンコンバータ部２からの出力に対して捕捉用搬送波発生器９の位相の直交した２本の出力Ｉ，Ｑを乗算器４と５で乗じて、周波数がベースバンドに変換され、位相が互いに直交する２本の信号を出力し、マッチドフィルタ６に入力される。
【００４６】
マッチドフィルタ６においては、図１５に示すように、捕捉用乗算器４，５の出力は、各々長さ１０２３×２段の受信信号レジスタ９２，９７に入力される。一方、同じく長さ１０２３×２段の参照信号レジスタ９４、９９には捕捉しようとする衛星信号に対応するＣ／Ａコードを両方に格納しておく。そして、図１５中の点線内の一つの相関器内において、例えば受信信号レジスタ９２と参照信号レジスタ９４の同じ段の信号同士に対して乗算器９３において乗算を行う。この処理が両レジスタ内の全信号同士に対してなされ、全ての乗算結果が並列加算器９５に送られ、ここで、全ての乗算結果の総和が計算される。同様の処理が別の相関器においても行われ、２乗器９６、１０１及び加算器１０２により、前記２つの相関器出力の２乗和を計算し、その出力を巡回積分１０３（図１では７）により、Ｃ／Ａコード１周期毎に同期加算してＳ／Ｎを改善し、図１０に示すように積分出力に対して、積分期間における最後のＣ／Ａコード１周期の間にレベルが最大となるコード位相をコード位相検出器７３で検出し、その出力を制御部１０に送る。
【００４７】
一方、キャリア制御部８では、制御部１０から指示により、予め設定された周波数領域で捕捉用搬送波発生器９出力の周波数をスキャンし、前記巡回積分７出力が予め設定したレベル以上になった場合に、制御部１０はその衛星信号が測位に使えると判定し、その衛星に対応するＣ／Ａコードを所定のチャネルのＣ／Ａコード発生器２５に設定すると共に、前記レベル以上になった時の捕捉用搬送波発生器９出力の周波数を同じチャネルの搬送波発生器１２が出力するようにキャリア追尾制御部１１を設定する。
【００４８】
以上の処理を、エフェメリス及びアルマナックデータにもとづいて制御部１０が管理する所定の衛星全てに対して行い、測位に必要な衛星が捕捉出来た時点で、初期捕捉が完了となり、追尾処理に入る。追尾処理は衛星毎に設けられた捕捉専用チャネル以外の各チャネルで行う。そして、衛星毎の各チャネルに対しては前記ダウンコンバータ部２出力は並列に入力され、各チャネルにおいては、まず前記ダウンコンバータ部２出力に対して搬送波発生器１２の位相の直交した２本の出力Ｉ，Ｑを乗算器１３と１４で乗じて、周波数がベースバンドに変換され、位相が互いに直交する２本の信号を出力する。これらの２本の信号に対して、Ｃ／Ａコード発生器２５より発生するＣ／Ａコードを復調逆拡散用乗算器２７と２８で乗じてそれらの出力をそれぞれ積分器２９と３０でＣ／Ａコード１周期分だけ積分し、それぞれ信号ＰＩとＰＱを出力する。このうちＰＱは復調部３１に入力される。入力された信号は、図２３中の極性判定部１７８により、その位相が０かπが判定され、その結果は測位演算部３２に出力される。
【００４９】
一方、乗算器１３と１４の出力はコードトラッキング部１５にも入力される。コードトラッキング部１５では、復調逆拡散用乗算器２７と２８に出力されるＣ／Ａコードより０．５チップ位相の進んだＣ／Ａコードと０．５チップ位相の遅れたＣ／ＡコードがＣ／Ａコード発生器２５より発生される。
【００５０】
０．５チップ位相の進んだＣ／Ａコードは乗算器１６で乗算器１３の出力と、乗算器１７で乗算器１４の出力と各々乗算される。また、０．５チップ位相の遅れたＣ／Ａコードは、乗算器２０で乗算器１３の出力と、乗算器２１で乗算器１４の出力と各々乗算される。そして、乗算器１６の出力は積分器１８でＣ／Ａコード１周期分だけ積分し信号ＥＩを出力する。乗算器１７の出力は積分器１９でＣ／Ａコード１周期分だけ積分し信号ＥＱを出力する。乗算器２０の出力は積分器２２でＣ／Ａコード１周期分だけ積分し信号ＬＩを出力する。乗算器２１の出力は積分器２３でＣ／Ａコード１周期分だけ積分し信号ＬＱを出力する。そして、それぞれの積分器出力はコード追尾制御部２４に入力される。
【００５１】
コード追尾制御部２４では、制御部１０の出力にもとづいたＣ／ＡコードをＣ／Ａコード発生器２５より発生させると共に、入力された４つの信号に対して、
ｙｅ＝ＥＩ２＋ＥＱ２，ｙｌ＝ＬＩ２＋ＬＱ２
が計算される。
【００５２】
ところで、乗算器１６，１７，２０，２１に乗算器１３、１４から入力される信号のＣ／Ａコードと、同じく乗算器１６，１７，２０，２１にＣ／Ａコード発生器２５より入力される信号との自己相関特性は図５に示すような自己相関特性を有する。図５に示すようにマルチパスなし時には二等辺三角形の特性になるため、復調逆拡散用乗算器２７と２８に入力されるＣ／Ａコード位相とピーク値のタイミングの差ｘは、前記式（１）で表せる。従って、式（１）で求めたｘが正の場合には、位相を遅らせる方向に、ｘが負の場合には、位相を進める方向にＣ／Ａコード発生器２５より出力される各Ｃ／Ａコードの位相を一律に制御する。
【００５３】
一方、復調逆拡散用乗算器２７と２８に入力されるＣ／Ａコード位相θｐと上記ｘの値が擬似距離検出部２６に送られ、この擬似距離検出部２６では、予め設定しておいた基準位相値を使って、擬似距離が前記式（２）で計算され、結果が測位演算部３２に送られる。また、積分器２９と３０の出力ＰＩ、ＰＱはキャリア追尾制御部１１に送られる。キャリア追尾制御部１１では、図２０に示すように、２つの入力信号をＬＰＦ１５１と１５２に通した後に乗算器１５３で乗じて、これを更にＬＰＦ１５４に通して出力する。
【００５４】
このような処理により、キャリアトラッキング時には、前記２つの入力信号間の位相が正の場合には、位相を遅らせる方向に、ｘが負の場合には、位相を進める方向に搬送波発生器１２のＩ，Ｑの２つの出力信号の位相を一律に制御する。
【００５５】
以上の処理を全チャネルで行い、全チャネルでの擬似距離検出部出力より、測位演算部３２において測位演算を行い結果を出力する。
【００５６】
この場合、衛星の初期捕捉時の逆拡散へのマッチドフィルタの適用による初期捕捉時間の大幅な短縮により、測位時間の短縮が図れると共に、マッチドフィルタ出力の信号に対しての巡回積分によるＳ／Ｎ改善により、受信感度の向上が図られる。
【００５７】
（実施の形態２）
図２は実施の形態２であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所であるコードトラッキング部を示す構成図である。
【００５８】
図２中において、２６は擬似距離検出部、３３は乗算器ＥＩ１、３４は乗算器ＥＱ１、３５は乗算器ＥＩ２、３６は乗算器ＥＱ２、３７は乗算器ＬＩ１、３８は乗算器ＬＱ１、３９は乗算器ＬＩ２、４０は乗算器ＬＱ２、４１はＥＩ１積分器、４２はＥＱ１積分器、４３はＥＩ２積分器、４４はＥＱ２積分器、４５はＬＩ１積分器、４６はＬＱ１積分器、４７はＬＩ２積分器、４８はＬＱ２積分器、４９はコード追尾制御部、５０はＣ／Ａコード発生器である。このように構成されたＧＰＳ受信機におけるコードトラッキング部について、以下その動作を説明する。
【００５９】
まず捕捉時に得られた衛星の受信タイミング情報を図１における制御部１３よりコード追尾制御部４９が受け、Ｃ／Ａコード発生器５０から図１における乗算器２７と２８に対して出力されるＣ／Ａコードの位相を図１における乗算器１３と１４からの信号に同期させる。
【００６０】
一方、図１における乗算器１３と１４の出力は、各々乗算器３３、３５、３７、３９と乗算器３４、３６、３８、４０に並列に入力される。またＣ／Ａコード発生器５０では、図１における乗算器２７と２８に出力されるＣ／Ａコードより０．５（又は０．２５）チップ位相の進んだＣ／ＡコードＥ１と前記Ｃ／Ａコードより０．２５（又は０．１２５）チップ位相の進んだＣ／ＡコードＥ２と前記Ｃ／Ａコードより０．２５（又は０．１２５）チップ位相の遅れたＣ／ＡコードＬ１と前記Ｃ／Ａコードより０．５（又は０．２５）チップ位相の遅れたＣ／ＡコードＬ２を出力する。そして、図１における乗算器１３出力とＥ１，Ｅ２，Ｌ１，Ｌ２が各々、乗算器３３、３５、３７、３９で乗ぜられる。
【００６１】
一方、図１における乗算器１４出力とＥ１，Ｅ２，Ｌ１，Ｌ２が各々、乗算器３４、３６、３８、４０で乗ぜられる。そして、各々の乗算器出力はそれぞれ図２に示すような対応で、積分器４１〜４８に入力され、Ｃ／Ａコード１周期の間積分され、各々の積分出力はＥＩ１，ＥＱ１，ＥＩ２，ＥＱ２，ＬＩ１，ＬＱ１，ＬＩ２，ＬＱ２としてコード追尾制御部４９に送られる。そして、コード追尾制御部４９の出力にもとづいてＣ／Ａコード発生器５０の出力が制御されると共に、擬似距離検出部２６では擬似距離が計算され、結果が図１における測位演算部３２に送られる。
【００６２】
ここで、図７を参照して、追尾処理に入ってから擬似距離を出すまでの手順を説明する。
【００６３】
Ｓ２では、図１における復調逆拡散用乗算器２７と２８に出力されるＣ／Ａコードθｐを基準にして、Ｃ／Ａコード発生器５０出力の各コードの位相差を１／４チップに設定する。
【００６４】
Ｓ３では、
ｘ＝０．５×（（２／（１＋ｙｌ１／ｙｅ１））−１）      式（３）
ｙｅ１＝ＥＩ１２＋ＥＱ１２，ｙｌ１＝ＬＩ２２＋ＬＱ２２
を計算し、
ピークタイミング＝θｐ＋ｘ              式（４）
として、ピークタイミングを推定する。
【００６５】
Ｓ４では、
ピークレベル＝（ｙｅ１−ｙｌ１）／（２ｘ）              式（５）
よりピークレベルを計算し、これが予め設定した値Ｔｈｒ１を越えなかった場合は、捕捉処理に戻り、越えた場合は、次のＳ５に移行する。
【００６６】
Ｓ５では、式（３）で求めたｘが正の場合には、位相を遅らせる方向に、ｘが負の場合には、位相を進める方向にＣ／Ａコード発生器５０より出力される各Ｃ／Ａコードの位相を一律に制御する。
【００６７】
Ｓ６では、図１における復調逆拡散用乗算器２７と２８に出力されるＣ／Ａコードθｐを基準にして、Ｃ／Ａコード発生器５０出力の各コードの位相差を１／４チップから１／８チップに変更する。
【００６８】
Ｓ７では、
ｘ＝０．１２５×（ｙｅ１−２ｙｅ２＋２ｙｌ２−ｙｌ１）／（−ｙｅ１＋ｙｅ２＋ｙｌ２−ｙｌ１）    式（６）
ｙｅ２＝ＥＩ２２＋ＥＱ２２、ｙｌ２＝ＬＩ１２＋ＬＱ１２
を計算し、これを式（４）に代入してピークタイミングを推定すると共に、擬似距離が前記式（２）で計算され、その結果が図１における測位演算部３２に送られる。
【００６９】
Ｓ８では、式（６）で求めたｘが正の場合には、位相を遅らせる方向に、ｘが負の場合には、位相を進める方向にＣ／Ａコード発生器５０より出力される各Ｃ／Ａコードの位相を一律に制御する。以後、Ｓ７に戻り、同様の処理を繰り返す。
【００７０】
この場合、式（４）、式（６）のピークタイミング推定は、図５に示すような、ピーク位置を中心とした自己相関特性の対称性を使っていない為、図６に示すようなマルチパスがある場合の自己相関特性時にも、式（１）のピークタイミング推定より小さな誤差でピークタイミング推定が可能であり、それだけ受信感度の改善が図れる。
【００７１】
（実施の形態３）
図３は実施の形態であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所であるコードトラッキング部を示す構成図である。
【００７２】
図３中において、５１は乗算器ＥＩ１、５２は乗算器ＥＱ１、５３は乗算器ＥＩ２、５４は乗算器ＥＱ２、５５は乗算器ＬＩ１、５６は乗算器ＬＱ１、５７は乗算器ＬＩ２、５８は乗算器ＬＱ２、５９はＥＩ１積分器、６０はＥＱ１積分器、６１はＥＩ２積分器、６２はＥＱ２積分器、６３はＬＩ１積分器、６４はＬＱ１積分器、６５はＬＩ２積分器、６６はＬＱ２積分器、６７はＣ／Ａコード発生器、６８はコード追尾制御部、６９は擬似距離検出部である。このように構成されたＧＰＳ受信機におけるコードトラッキング部について、以下その動作を説明する。
【００７３】
まず捕捉時に得られた衛星の受信タイミング情報を図１における制御部１３よりコード追尾制御部４９が受け、Ｃ／Ａコード発生器５０から図１における乗算器２７と２８に対して出力されるＣ／Ａコードの位相を図１における乗算器１３と１４からの信号に同期させる。
【００７４】
一方、図１における乗算器１３と１４の出力は、各々乗算器５１、５３、５５、５７と乗算器５２、５４、５６、５８に並列に入力される。またＣ／Ａコード発生器６７では、図１における乗算器２７と２８に出力されるＣ／Ａコードより０．５（又は０．２５）チップ位相の進んだＣ／ＡコードＥ１と前記Ｃ／Ａコードより０．２５（又は０．１２５）チップ位相の進んだＣ／ＡコードＥ２と前記Ｃ／Ａコードより０．２５（又は０．１２５）チップ位相の遅れたＣ／ＡコードＬ１と前記Ｃ／Ａコードより０．５（又は０．２５）チップ位相の遅れたＣ／ＡコードＬ２を出力する。
【００７５】
そして、図１における乗算器１３出力とＥ１，Ｅ２，Ｌ１，Ｌ２が各々、乗算器５１、５３、５５、５７で乗ぜられ、一方、図１における乗算器１４出力とＥ１，Ｅ２，Ｌ１，Ｌ２が各々、乗算器５２、５４、５６、５８で乗ぜられる。そして、各々の乗算器出力はそれぞれ図２に示すような対応で、積分器５９〜６６に入力され、Ｃ／Ａコード１周期の間積分され、各々の積分出力はＥＩ１，ＥＱ１，ＥＩ２，ＥＱ２，ＬＩ１，ＬＱ１，ＬＩ２，ＬＱ２としてコード追尾制御部６８に送られると共に、図１におけるキャリア追尾制御部１１で得られたキャリア周波数偏差もコード追尾制御部６８に送られる。そして、コード追尾制御部６８の出力にもとづいてＣ／Ａコード発生器６７の出力が制御されると共に、擬似距離検出部６９では擬似距離が計算され、結果が図１における測位演算部３２に送られる。
【００７６】
ここで、図８を参照して、追尾処理に入ってから擬似距離を出すまでの手順を説明する。
【００７７】
Ｓ２では、図１における復調逆拡散用乗算器２７と２８に出力されるＣ／Ａコードを基準にして、Ｃ／Ａコード発生器５０出力の各コードの位相差を１／４チップに設定する。
【００７８】
Ｓ３では、前記の式（３）、式（４）よりピークタイミングを推定する。
【００７９】
Ｓ４では、前記の式（５）で計算したピークレベルを計算し、これが予め設定した値Ｔｈｒ１を越えなかった場合は、捕捉処理に戻り、越えた場合は、次のＳ５に移行する。
【００８０】
Ｓ５では、式（３）で求めたｘが正の場合には、位相を遅らせる方向に、ｘが負の場合には、位相を進める方向にＣ／Ａコード発生器５０より出力される各Ｃ／Ａコードの位相を一律に制御する。
【００８１】
Ｓ６では、図１における復調逆拡散用乗算器２７と２８に出力されるＣ／Ａコードを基準にして、Ｃ／Ａコード発生器５０出力の各コードの位相差を１／４チップから１／８チップに変更する。
【００８２】
Ｓ９では、ｘを前記の式（６）より計算し、これを式（４）に代入してピークタイミングを推定し、擬似距離が前記式（２）で計算され、結果が図１における測位演算部３２に送られる。
【００８３】
Ｓ１０では、図１におけるキャリア追尾制御部１１で得られたキャリア周波数偏差（＝発振器誤差＋ドップラー周波数）Δｆを抽出し、
Δｔ＝｜１５４０／Δｆ｜                  式（７）
を計算する。
【００８４】
Ｓ１１では、式（７）で求めたΔｆが正の場合には、位相を遅らせる方向に、Δｆが負の場合には、位相を進める方向にＣ／Ａコード発生器６７より出力される各Ｃ／Ａコードの位相を一律に時間間隔Δｔで制御する。
【００８５】
以後、Ｓ９に戻り、同様の処理を繰り返す。
【００８６】
この場合、Δｆ、Δｔによるコード追尾の制御は、図５、図６に示すようなマルチパスによる自己相関特性を使わない為、受信レベルが非常に小さく、自己相関特性が図５、図６に示すような直線的なカーブになることがなくても制御可能であり、また、マルチパスの影響が大きいのは信号の積分効果が小さい定点測位の場合であるが、この場合、マルチパスによるΔｆのバラツキは非常に小さい為、Δｆ、Δｔによるコード追尾の制御はそれだけマルチパスの影響が低減されることになり、その分受信感度の改善が図られる。
【００８７】
（実施の形態４）
図４は実施の形態４であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所であるコードトラッキング部を示す構成図である。
【００８８】
図４中において、５１は乗算器ＥＩ１、５２は乗算器ＥＱ１、５３は乗算器ＥＩ２、５４は乗算器ＥＱ２、５５は乗算器ＬＩ１、５６は乗算器ＬＱ１、５７は乗算器ＬＩ２、５８は乗算器ＬＱ２、５９はＥＩ１積分器、６０はＥＱ１積分器、６１はＥＩ２積分器、６２はＥＱ２積分器、６３はＬＩ１積分器、６４はＬＱ１積分器、６５はＬＩ２積分器、６６はＬＱ２積分器、６７はＣ／Ａコード発生器、６９は擬似距離検出部、７０はコード追尾制御部である。このように構成されたＧＰＳ受信機におけるコードトラッキング部について、以下その動作を説明する。
【００８９】
まず捕捉時に得られた衛星の受信タイミング情報を図１における制御部１３よりコード追尾制御部４９が受け、Ｃ／Ａコード発生器５０から図１における乗算器２７と２８に対して出力されるＣ／Ａコードの位相を図１における乗算器１３と１４からの信号に同期させる。
【００９０】
一方、図１における乗算器１３と１４の出力は、各々乗算器５１、５３、５５、５７と乗算器５２、５４、５６、５８に並列に入力される。またＣ／Ａコード発生器６７では、図１における復調逆拡散用乗算器２７と２８に出力されるＣ／Ａコードより０．５（又は０．２５）チップ位相の進んだＣ／ＡコードＥ１と前記Ｃ／Ａコードより０．２５（又は０．１２５）チップ位相の進んだＣ／ＡコードＥ２と前記Ｃ／Ａコードより０．２５（又は０．１２５）チップ位相の遅れたＣ／ＡコードＬ１と前記Ｃ／Ａコードより０．５（又は０．２５）チップ位相の遅れたＣ／ＡコードＬ２を出力する。
【００９１】
そして、図１における乗算器１３出力とＥ１，Ｅ２，Ｌ１，Ｌ２が各々、乗算器５１、５３、５５、５７で乗ぜられ、一方、図１における乗算器１４出力とＥ１，Ｅ２，Ｌ１，Ｌ２が各々、乗算器５２、５４、５６、５８で乗ぜられる。そして、各々の乗算器出力はそれぞれ図２に示すような対応で、積分器５９〜６６に入力され、Ｃ／Ａコード１周期の間積分され、各々の積分出力はＥＩ１，ＥＱ１，ＥＩ２，ＥＱ２，ＬＩ１，ＬＱ１，ＬＩ２，ＬＱ２としてコード追尾制御部７０に送られると共に、図１におけるキャリア追尾制御部１１で得られたキャリア周波数偏差もコード追尾制御部７０に送られる。
【００９２】
そして、コード追尾制御部７０の出力にもとづいてＣ／Ａコード発生器６７の出力が制御されると共に、擬似距離検出部６９では擬似距離が計算され、結果が図１における測位演算部３２に送られる。
【００９３】
ここで、図９を参照して、追尾処理に入ってから擬似距離を出すまでの手順を説明する。
【００９４】
Ｓ２では、図１における復調逆拡散用乗算器２７と２８に出力されるＣ／Ａコードを基準にして、Ｃ／Ａコード発生器５０出力の各コードの位相差を１／４チップに設定する。
【００９５】
Ｓ３では、前記の式（３）、式（４）よりピークタイミングを推定する。
【００９６】
Ｓ４では、前記の式（５）で計算したピークレベルを計算し、これが予め設定した値Ｔｈｒ１を越えなかった場合は、捕捉処理に戻り、越えた場合は、次のＳ５に移行する。
【００９７】
Ｓ５では、式（３）で求めたｘが正の場合には、位相を遅らせる方向に、ｘが負の場合には、位相を進める方向にＣ／Ａコード発生器５０より出力される各Ｃ／Ａコードの位相を一律に制御する。
【００９８】
Ｓ６では、図１における復調逆拡散用乗算器２７と２８に出力されるＣ／Ａコードを基準にして、Ｃ／Ａコード発生器５０出力の各コードの位相差を１／４チップから１／８チップに変更する。
【００９９】
Ｓ１２では、
α＝（ｙｌ２−ｙｌ１）／（ｙｅ２−ｙｅ１），β＝（ｙｅ２−ｙｅ１）／（ｙｅ２−ｙｅ１）            式（８）
が計算され、予め設定したパラメータＣ１、Ｃ２に対して、
Ｃ１＜α＜０、｜β｜＞Ｃ２              式（９）
を満足する場合は前記の式（３）、式（４）より、また式（９）を満足しない場合は、前記の式（４）、式（６）より、ピークタイミングを推定し、擬似距離が前記式（２）で計算され、結果が図１における測位演算部３２に送られる。
【０１００】
Ｓ１０では、図１におけるキャリア追尾制御部１１で得られたキャリア周波数偏差（＝発振器誤差＋ドップラー周波数）Δｆを抽出して、前記式（７）を計算する。
【０１０１】
Ｓ１１では、式（７）で求めたΔｆが正の場合には、位相を遅らせる方向に、Δｆが負の場合には、位相を進める方向にＣ／Ａコード発生器６７より出力される各Ｃ／Ａコードの位相を一律に時間間隔Δｔで制御する。
【０１０２】
以後、Ｓ１２に戻り、同様の処理を繰り返す。
【０１０３】
この場合、ピークタイミング推定において、状況に応じて式（３）と式（６）を使い分けることで、例えば、受信レベルが非常に小さい場合に式（６）において分母が非常に小さくなった場合には、推定誤差が非常に大きくなるが、上記使い分けでこのようなことが低減する為、その分受信感度の改善が図れる。
【０１０４】
（実施の形態５）
図１１は実施の形態５であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所である巡回積分部を示す構成図である。
【０１０５】
図１１中において、７４はセレクタ、７５はスレッショルド以上のコード位相検出器、７６は加算器、７７はフレームメモリ、７８はレベル最大のコード位相検出器である。このように構成されたＧＰＳ受信機における巡回積分部について、以下その動作を説明する。
【０１０６】
図１におけるマッチドフィルタ６の出力に対して、まずスレッショルド以上のコード位相検出部７５において、予め設定したスレッショルドレベル以上のレベルになる図１におけるＣ／Ａコード発生器２５の出力のコード位相タイミングを検出し、その結果に基づいて、前記検出したコード位相タイミングのみが加算器７６に送られるようにセレクタ７４で図１におけるマッチドフィルタ６の出力に対してフィルタリングを行う。そして、そのフィルタリングの出力に対して、加算器７６とフレームメモリ７７により巡回積分がなされ、その積分出力に対して、レベル最大のコード位相検出器７８により、積分期間における最後のＣ／Ａコード１周期の間にレベルが最大となるコード位相を検出し、その出力を図１における制御部１０に送る。
【０１０７】
この場合、上記フィルタリングによりフレームメモリの所要段数が少なくなる為、実施の形態１における装置規模において大きな比重を占めるフレームメモリの装置規模の低減がなされ、それだけ、ＧＰＳ受信機の小型化／安価化が図られる。
【０１０８】
（実施の形態６）
図１２は実施の形態６であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所である巡回積分部を示す構成図である。
【０１０９】
図１２中において、７９はセレクタ、８０はレベルの大きさが上位Ｎ個のコード位相検出器、８１は加算器、８２はフレームメモリ、８３はレベル最大のコード位相検出器である。このように構成されたＧＰＳ受信機における巡回積分部について、以下その動作を説明する。
【０１１０】
図１におけるマッチドフィルタ６の出力に対して、まず、レベルの大きさが上位Ｎ個のコード位相検出器８０において、レベルの大きさが上位Ｎ個の図１におけるＣ／Ａコード発生器２５の出力のコード位相タイミングを検出し、その結果に基づいて、前記検出したコード位相タイミングのみが加算器８１に送られるようにセレクタ７９で図１におけるマッチドフィルタ６出力に対してフィルタリングを行う。
【０１１１】
そして、そのフィルタリングの出力に対して、加算器８１とフレームメモリ８２により巡回積分がなされ、その積分出力に対して、レベル最大のコード位相検出器８３により、積分期間における最後のＣ／Ａコード１周期の間にレベルが最大となるコード位相を検出し、その出力を図１における制御部１０に送る。なお、実施の形態５の場合、受信レベルが高いときには、フィルタリング出力の信号数が増えるので装置規模低減効果が薄れるが、上記フィルタリングではこのようなことがないため、より装置規模の低減がなされ、それだけ、ＧＰＳ受信機の小型化／安価化が図られる。
【０１１２】
（実施の形態７）
図１３は実施の形態７であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所である巡回積分部を示す構成図である。
【０１１３】
図１３中において、８４は加算器、８５はフレームメモリ、８６はレベル最大のコード位相検出器、８７は最大レベル判定部である。このように構成されたＧＰＳ受信機における巡回積分部について、以下その動作を説明する。
【０１１４】
図１におけるマッチドフィルタ６出力に対して、まず、加算器８４とフレームメモリ８５により巡回積分がなされ、その積分出力に対して、レベル最大のコード位相検出器８３により、積分期間におけるＣ／Ａコード１周期毎にレベルが最大となるコード位相を検出し、最大レベル判定部８７において、そのレベルが、予め設定したレベルを越えた場合に、その衛星信号を捕捉したと判定し、前記レベルと共にその判定情報が図１における制御部１０に送られる。
【０１１５】
この場合、受信レベルが高いときには巡回積分回数の低減が期待出来る為、平均的な衛星信号の初期捕捉時間が短縮される為、その分、測位時間の短縮が図られる。
【０１１６】
（実施の形態８）
図１４は実施の形態８であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所である巡回積分部を示す構成図である。
【０１１７】
図１４中において、８８は加算器、８９はフレームメモリ、９０はレベル最大のコード位相検出器、９１は積分回数対応最大レベル判定部である。このように構成されたＧＰＳ受信機における巡回積分部について、以下、その動作を説明する。
【０１１８】
図１におけるマッチドフィルタ６出力に対して、まず、加算器８８とフレームメモリ８９により巡回積分がなされ、その積分出力に対して、レベル最大のコード位相検出器９０により、積分期間におけるＣ／Ａコード１周期毎にレベルが最大となるコード位相を検出し、積分回数対応最大レベル判定部９１において、そのレベルが、積分回数毎に予め設定したレベルを越えた場合に、積分回数と共にその出力レベルはほぼ直線的に大きくなるという前提で、その衛星信号を捕捉したと判定し、前記レベルと共にその判定情報が図１における制御部１０に送られる。
【０１１９】
この場合、積分回数と共にその出力レベルはほぼ直線的に大きくなるという前提が特に期待出来る、屋外での定点測位のような場合に、特に実施の形態７よりも更に巡回積分回数の低減が期待出来、平均的な衛星信号の初期捕捉時間がより短縮される為、その分、測位時間の更なる短縮が図られる。
【０１２０】
（実施の形態９）
図１６は実施の形態９であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所であるマッチドフィルタと巡回積分部を示す構成図である。
【０１２１】
図１６中において、１０４は受信信号レジスタ、１０５は乗算器、１０６は参照信号レジスタ、１０７は衛星（１）用並列加算器、１０８は衛星（２）用並列加算器、１０９は衛星（１）用２乗器Ｉ、１１０は衛星（２）用２乗器Ｉ、１１１は衛星（１）用２乗器Ｑ、１１２は衛星（２）用２乗器Ｑ、１１３は衛星（１）用加算器、１１４は衛星（２）用加算器、１１５は衛星（１）用巡回積分器、１１６は衛星（２）用巡回積分器、１１７は衛星（１）用１／２ｆｃ遅延素子、１１８は衛星（１）用巡回積分出力加算器、１１９は衛星（２）用１／２ｆｃ遅延素子、１２０は衛星（２）用巡回積分出力加算器である。このように構成されたＧＰＳ受信機におけるマッチドフィルタと巡回積分部について、以下その動作を説明する。
【０１２２】
図１における乗算器４出力信号は、まず長さ１０２３×２段の受信信号レジスタ１０４に入力される。一方、長さ１０２３×２段の参照信号レジスタ１０６には、衛星（１）と（２）に対応するＣ／Ａコード（長さが各々１０２３）を交互に配置しておく。そして、１０２３×２個の乗算器１０５により受信信号レジスタ１０４と参照信号レジスタ１０６の格段の信号同士が乗算され、それらの出力のうち、衛星（１）に対応するものは衛星（１）用並列加算器１０７で、衛星（２）に対応するものは衛星（２）用並列加算器１０８で各々加算される。
【０１２３】
そして、図１における乗算器５出力信号に対しても同様の処理がなされ、２乗器１０９、１１１と加算器１１３によりそれぞれの相関器中の衛星（１）用並列加算器同士の２乗和が計算され、一方、２乗器１１０、１１２と加算器１１４によりそれぞれの相関器中の衛星２用並列加算器同士の２乗和が計算される。そして、それぞれの２乗和出力に対して巡回積分１１５と１１６により巡回積分がなされる。巡回積分１１５の出力段においては、１／２ｆｃ遅延素子１１７により１／２ｆｃ（０．５チップ）遅延した信号と遅延されない信号とが加算器１１８で加算され、図１における制御部１０に送られる。
【０１２４】
巡回積分１１６の出力段においては、１／２ｆｃ遅延素子１１９により１／２ｆｃ（０．５チップ）遅延した信号と遅延されない信号とが加算器１２０で加算され、図１における制御部１０に送られる。
【０１２５】
この場合、ＩＦにおけるフィルタの特性が、チップレート以上の周波数領域では減衰するようになっていることから、０．５チップだけ隣接する信号同士に重畳されるノイズは無相関ではなくなる為、各衛星に対する相関処理は１チップ毎になってもＳ／Ｎの劣化は小さい。従って、Ｓ／Ｎの劣化を殆ど招くことなく、衛星信号の初期捕捉時間がほぼ半分に短縮される為、その分、測位時間の短縮が図られる。
【０１２６】
（実施の形態１０）
図１７は実施の形態１０であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所である捕捉専用チャネルを示す構成図である。
【０１２７】
図１７中において、１２１は乗算器Ｉ、１２２は乗算器Ｑ、１２３はマッチドフィルタ＃１、１２４はマッチドフィルタ＃２、１２５はマッチドフィルタ＃１０２３、１２６は巡回積分＃１、１２７は巡回積分＃２、１２８は巡回積分＃１０２３、１２９は搬送波発生器、１３０はキャリア制御部である。このように構成されたＧＰＳ受信機における捕捉専用チャネルについて、以下その動作を説明する。
【０１２８】
図１におけるダウンコンバータ２の出力信号は、キャリア制御部１３０により制御された搬送波発生器１２９の出力を直交する２相の信号と乗算器１２１と１２２で乗ぜられ、その出力は１０２３個のマッチドフィルタ＃１〜＃１０２３に並列に入力される。各マッチドフィルタの長さは１０２３×２段であるが、マッチドフィルタの参照信号レジスタにおけるＣ／Ａコードは同じ衛星に対応するものであるが、参照信号レジスタにおける初期位相（初段のコード番号）が全てのマッチドフィルタの参照信号レジスタで異なるように設定しておく。
【０１２９】
つまり、例えば、マッチドフィルタ＃１の参照信号レジスタにおける初期位相は＃１、マッチドフィルタ＃２の参照信号レジスタにおける初期位相は＃２、・・・、マッチドフィルタ＃１０２３の参照信号レジスタにおける初期位相は＃１０２３のように設定しておく。そして、各マッチドフィルタ出力に対して、巡回積分＃１〜＃１０２３により巡回積分がなされ、図１における制御部１０に送られる。
【０１３０】
この場合、図１５に示すような従来のマッチドフィルタよりも初期捕捉時間において、１／１０２３に短縮される為、その分、測位時間の短縮が図られる。
【０１３１】
（実施の形態１１）
図１８は実施の形態１１であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所である捕捉専用チャネルを示す構成図である。
【０１３２】
図１８中において、１３１は乗算器Ｉ、１３２は乗算器Ｑ、１３３はマッチドフィルタ＃＃１、１３４はセレクタ＃＃１、１３５はマッチドフィルタ＃＃２、１３６はセレクタ＃＃２、１３７はセレクタ＃＃ｎ−１、１３８はマッチドフィルタ＃＃ｎ、１３９は巡回積分＃＃１、１４０は巡回積分＃＃２、１４１は巡回積分＃＃ｎ、１４２は搬送波発生器、１４３はキャリア制御部、１４４は加算器である。このように構成されたＧＰＳ受信機における捕捉専用チャネルについて、以下その動作を説明する。
【０１３３】
まず、アルマナックおよびエフェメリスデータに基づき、仰角の低い衛星信号を捕捉する場合には、図１における制御部１０からの信号にもとづき、セレクタ＃＃１、＃＃２、・・・、＃＃ｎ−１を全相関モードにする。このモードでは、図１におけるダウンコンバータ２出力信号は、キャリア制御部１４３により制御された搬送波発生器１４２出力の直交する２相の信号と乗算器１３１と１３２で乗ぜられ、その出力はマッチドフィルタ＃＃１のみに入力されると共に、一般的な表現として、マッチドフィルタ＃＃ｉ（ｉ＞１）にはマッチドフィルタ＃＃ｉ−１の出力が入力されるようにする。
【０１３４】
この場合、ｎ個のマッチドフィルタがシリアルに接続された状態での相関処理がＣ／Ａコード１周期の全相関処理に相当するものとする。各マッチドフィルタ出力は、巡回積分＃＃１〜＃＃ｎのより巡回積分された後、加算器１４４で加算されて図１における制御部１０に送られる。
【０１３５】
一方、アルマナックおよびエフェメリスデータに基づき、仰角の高い衛星信号を捕捉する場合には、図１における制御部１０からの信号にもとづき、セレクタ＃＃１、＃＃２、・・・、＃＃ｎ−１と加算器１４４とを部分相関モードにする。このモードでは、図１におけるダウンコンバータ２出力信号は、キャリア制御部１４３により制御された搬送波発生器１４２出力の直交する２相の信号と乗算器１３１と１３２で乗ぜられ、その出力はのマッチドフィルタ＃＃１、＃＃２、・・・、＃＃ｎに並列に入力される。
【０１３６】
この場合、ｎ個のマッチドフィルタの個別の相関処理は、Ｃ／Ａコード１／ｎ周期の部分相関処理に相当する。そして各マッチドフィルタの参照信号レジスタ毎に、仰角の高い異なる衛星に対応するＣ／Ａコードを個々に格納する。そして、各マッチドフィルタ出力は、巡回積分＃＃１〜＃＃ｎのより巡回積分された後、加算されることなくスルー状態となった加算器１４４を経て図１における制御部１０に送られる。
【０１３７】
この場合、仰角の高い衛星群を一括して初期捕捉出来る為、その分、測位時間の短縮が図られる。
【０１３８】
（実施の形態１２）
図１９は実施の形態１２であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所である捕捉専用チャネルを示す構成図である。
【０１３９】
図１９中において、１４５は乗算器Ｉ、１４６は乗算器Ｑ、１４７はマッチドフィルタ、１４８は巡回積分、１４９は搬送波発生器、１５０はキャリア制御部Ｂである。このように構成されたＧＰＳ受信機における捕捉専用チャネルについて、以下その動作を説明する。
【０１４０】
定点測位におけるウァームタート時で、測位位置が前回の最終測位位置から大きく離れていない場合に、エフェメリスデータによる衛星位置からドップラー周波数の大まかな値が推定出来る。この推定値と前回の最終測位で得られた発振器誤差から、衛星信号のトータルでの周波数偏差が大まかに求められる。この求められた周波数偏差の値の前後のみの周波数領域のみをスキャンするようにキャリア制御部Ｂ１５０により搬送波発生器１４９出力を制御する。
【０１４１】
この搬送波発生器１４９出力の直交する２相の信号は、図１におけるダウンコンバータ２出力信号と乗算器１４５と１４６で乗ぜられ、その出力はマッチドフィルタ１４７に入力される。この出力は、巡回積分１４８により巡回積分された後、図１における制御部１０に送られる。
【０１４２】
この場合、周波数スキャンの領域を小さくすることが出来る為、それだけ初期捕捉時間が短くなり、その分、測位時間の短縮が図られる。
【０１４３】
（実施の形態１３）
図２１は実施の形態１３であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所であるキャリア追尾制御部を示す構成図である。
【０１４４】
図２１中において、１５５は遅延素子Ｉ，１５６は遅延素子Ｑ、１５７は乗算器ｉｑ、１５８は乗算器ｑｑ、１５９は乗算器ｉｉ、１６０は乗算器ｑｉ、１６１は加算器Ｉ、１６２は減算器Ｑ、１６３は積分器Ｉ、１６４は積分器Ｑ、１６５は位相抽出器である。このように構成されたＧＰＳ受信機におけるキャリア追尾制御部について、以下その動作を説明する。
【０１４５】
図１におけるＰＩ積分器２９の出力が、遅延素子Ｉ１５５、乗算器ｉｑ１５７、乗算器ｉｉ１５９に入力され、一方、図１におけるＰＱ積分器３０の出力が、遅延素子Ｑ１５６、乗算器ｑｑ１５８、乗算器ｑｉ１６０に入力される。そして、遅延素子Ｉ１５５の出力は、乗算器ｉｉ１５９と乗算器ｑｉ１６０に入力され、遅延素子Ｑ１５６の出力は、乗算器ｉｑ１５７と乗算器ｑｑ１５９に入力される。
【０１４６】
そして、乗算器ｑｑ１５８と乗算器ｉｉ１５９の出力が加算器Ｉ１６１に入力され、減算器Ｑ１６２において、乗算器ｑｉ１６０の出力から乗算器ｉｑ１５７の出力が減ぜられる。加算器Ｉ１６１の出力と減算器Ｑ１６２の出力は各々積分器１６３と１６４で積分された後、位相抽出器１６５で位相が抽出され、この抽出位相が消去される方向の制御信号を生成し、これが図１における搬送波発生器１２に送られる。
【０１４７】
ここで、図１におけるＰＩ積分器２９の出力Ｓｉと図１におけるＰＱ積分器３０の出力Ｓｑを、
Ｓｉ＝ＡＣＯＳ（ω）＋Ａ′ＣＯＳ（ω”）      式（１０ａ）
Ｓｑ＝ＡＳＩＮ（ω）＋Ａ′ＳＩＮ（ω”）      式（１０ｂ）
とし、上記各信号の第１項が希望波成分で、第２項がマルチパス成分とすると、遅延素子Ｉ１５５の出力Ｓｉ’と遅延素子Ｑ１５６の出力Ｓｑ’は、それぞれ、
Ｓｉ’＝ＡＣＯＳ（ω’）＋Ａ′ＣＯＳ（（ω”）’）  式（１１ａ）
Ｓｑ’＝ＡＳＩＮ（ω’）＋Ａ′ＳＩＮ（（ω”）’）  式（１１ｂ）
となる。
【０１４８】
以上より、乗算器ｉｑ１５７出力Ｓｉ１”と乗算器ｑｉ１６０出力Ｓｑ１”は、それぞれ、
2004219076.tif 000003
となる。従って、減算器Ｑ１６２の出力Ｅｒｑは、
2004219076.tif 000004
となる。従って、マルチパス成分はＥｒｉとＥｒｑの位相成分からは消え、振幅成分のみ残る。
【０１４９】
この場合、ＥｒｉとＥｒｑの振幅成分Ａｃは、
2004219076.tif 000005
ここでγ＝Ａ′／Ａとなり、マルチパスによる劣化はない。つまり、マルチパスの影響が大きいのは信号の積分効果が小さい定点測位の場合であるが、この場合、マルチパスによる周波数のバラツキは非常に小さい為、前記の式（１３）の前提が妥当な環境とみなさられ、式（１３ａ）、式（１３ｂ）および式（１４）よりマルチパスの影響が低減されることになり、その分、受信感度の改善が図られる。
【０１５０】
（実施の形態１４）
図２２は実施の形態１４であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所であるキャリア追尾制御部を示す構成図である。
【０１５１】
図２２中において、１６６は遅延素子Ｉ，１６７は遅延素子Ｑ、１６８は乗算器ｉｑ、１６９は乗算器ｑｑ、１７０は乗算器ｉｉ、１７１は乗算器ｑｉ、１７２は加算器Ｉ、１７３は減算器Ｑ、１７４は積分器Ｉ、１７５は積分器Ｑ、１７６は位相抽出器、１７７はキャリア追尾ステップ制御部である。このように構成されたＧＰＳ受信機におけるキャリア追尾制御部について、以下その動作を説明する。
【０１５２】
まず、キャリア追尾ステップ制御部１７７で遅延素子Ｉ１６６と遅延素子Ｑ１６７の遅延量が予めＤｅ１（ｍｓｅｃ）に設定される。
【０１５３】
そして、図１におけるＰＩ積分器２９の出力が、遅延素子Ｉ１６６、乗算器ｉｑ１６８、乗算器ｉｉ１７０に入力され、一方、図１におけるＰＱ積分器３０の出力が、遅延素子Ｑ１６７、乗算器ｑｑ１６９、乗算器ｑｉ１７１に入力される。そして、遅延素子Ｉ１６６の出力は、乗算器ｉｉ１７０と乗算器ｑｉ１７１に入力され、遅延素子Ｑ１６７の出力は、乗算器ｉｑ１６８と乗算器ｑｑ１７０に入力される。そして、乗算器ｑｑ１６９と乗算器ｉｉ１７０の出力が加算器Ｉ１７２に入力され、減算器Ｑ１７３において、乗算器ｑｉ１７１の出力から乗算器ｉｑ１６８の出力が減ぜられる。加算器Ｉ１７２の出力と減算器Ｑ１７３の出力は各々積分器１７４と１７５で積分された後、この抽出位相が消去される方向の制御量Ｃｏｎｔ１の制御信号を生成し、これが図１における搬送波発生器１２に送られる。
【０１５４】
次にキャリア追尾ステップ制御部１７７で遅延素子Ｉ１６６と遅延素子Ｑ１６７の遅延量をＤｅ２＝Ｄｅ１／２に変更すると共に、位相抽出器１７６の出力信号の制御量をＣｏｎｔ２＝Ｃｏｎｔ１／２に変更して同様の処理を繰り返し行う。
【０１５５】
そして、位相抽出器１７６で抽出される位相があるレベル以下になった場合に、１Ｈｚ以下相当の精度で位相を抽出し、この抽出位相が消去される方向の制御信号を生成し、これが図１における搬送波発生器１２に送られる。
【０１５６】
この場合、キャリア追尾すべき周波数領域がある程度広くても精度良く、周波数偏差を抽出することが出来る為、その分、周波数スキャンの必要がなくなり、結果として測位時間の短縮が図られる。
【０１５７】
（実施の形態１５）
図２４は実施の形態１５であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所である復調部を示す構成図である。
【０１５８】
図２４中において、１７９は位相抽出部、１８０は積分器、１８１は位相偏差抽出部、１８２は減算器、１８３は符号判定器である。このように構成されたＧＰＳ受信機における復調部について、以下その動作を説明する。
【０１５９】
図１におけるＰＩ積分器２９の出力とＰＱ積分器３０の出力との間の位相を位相抽出部１７９で抽出し、一方で、図１におけるキャリア追尾制御部１１から出力される周波数偏差を積分器１８０で積分し、その出力から位相偏差抽出部１８１で位相偏差を抽出する。そして、減算器１８２において、位相抽出部１７９の出力から位相偏差抽出部１８１の出力を減じをその出力を符号判定部１８３で符号判定することで復調処理を行い、その復調された信号を図１における測位演算部３２に送る。
【０１６０】
この場合、位相抽出部１７９の出力に位相偏差成分が残っていても、その成分が結局は符号判定前に消去される為、キャリア追尾においては位相までチューニングする必要はなくなる為、キャリア追尾の収束時間が短縮され、その分、測位時間の短縮が図られる。
【０１６１】
（実施の形態１６）
図２５は実施の形態１６であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所である復調部を示す構成図である。
【０１６２】
図２５中において、１８４は合成器Ｉ、１８５は合成器Ｑ、１８６は減算器Ｉ、１８７は減算器Ｑ、１８８は位相抽出部、１８９は積分器、１９０は位相偏差抽出部、１９１は減算器、１９２は符号判定器である。このように構成されたＧＰＳ受信機における復調部について、以下その動作を説明する。
【０１６３】
図１における他チャネルのＰＩ積分器出力とＰＱ積分器出力が各々、合成器Ｉ１８４と合成器Ｑ１８５で合成され、減算器１８６と１８７で、図１におけるＰＩ積分器２９の出力から合成器Ｉ１８４の出力が、図１におけるＰＱ積分器３０の出力から合成器Ｑ１８５の出力が減ぜられる。
【０１６４】
そして、これらの２つの減算器の間の位相を位相抽出部１８８で抽出し、一方で、図１におけるキャリア追尾制御部１１から出力される周波数偏差を積分器１８９で積分し、その出力から位相偏差抽出部１９０で位相偏差を抽出する。そして、減算器１９１において、位相抽出部１８８の出力から位相偏差抽出部１９０の出力を減じをその出力を符号判定部１９２で符号判定することで復調処理を行い、その復調された信号を図１における測位演算部３２に送る。
【０１６５】
この場合、復調の為の判定する信号から、他の衛星からの信号成分が除去される為、その分、受信感度の改善が図られる。
【０１６６】
（実施の形態１７）
図２６は実施の形態１７であるＧＰＳ受信機を示す部分構成図であり、実施の形態１からの変更箇所である復調部を示してい。
【０１６７】
図２６中において、１９３は最大レベルチャネル抽出部、１９４は減算器Ｉ、１９５は減算器Ｑ、１９６は位相抽出部、１９７は積分器、１９８は減算器、１９９は位相偏差抽出部、２００は符号判定器である。このように構成されたＧＰＳ受信機における復調部について、以下その動作を説明する。
【０１６８】
図１における他チャネルのＰＩ積分器出力とＰＱ積分器出力から、そのレベルが最大のチャネルを最大レベルチャネル抽出部１９３で抽出し、減算器１９４と１９５で、図１におけるＰＩ積分器２９の出力から最大レベルチャネル抽出部１９３の出力のＩ成分が、図１におけるＰＱ積分器３０の出力から最大レベルチャネル抽出部１９３の出力のＱ成分が減ぜられる。
【０１６９】
そして、これらの２つの減算器の間の位相を位相抽出部１９６で抽出し、一方で、図１におけるキャリア追尾制御部１１から出力される周波数偏差を積分器１９７で積分し、その出力から位相偏差抽出部１９９で位相偏差を抽出する。そして、減算器１９８において、位相抽出部１９６の出力から位相偏差抽出部１９９の出力を減じをその出力を符号判定部２００で符号判定することで復調処理を行い、その復調された信号を図１における測位演算部３２に送る。
【０１７０】
この場合、復調の為の判定判定する信号から、他の衛星からの信号成分の中で干渉成分としてレベルが最大のチャネルが除去される為、その分、より簡易に受信感度の改善が図られる。
【０１７１】
【発明の効果】
本発明により、以下の効果を奏することができる。
【０１７２】
（１）請求項１に記載の発明により、衛星の初期捕捉時の逆拡散へのマッチドフィルタの適用による初期捕捉時間の大幅な短縮により、それだけ測位時間が短く、また、マッチドフィルタ出力に信号に対しての巡回積分によるＳ／Ｎ改善により、受信感度の高いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１７３】
（２）請求項２に記載の発明により、より小さな誤差でピークタイミング推定が可能であり、それだけ受信感度の高いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１７４】
（３）請求項３に記載の発明により、マルチパスの影響が低減されることになり、その分受信感度の高いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１７５】
（４）請求項４に記載の発明により、マルチパスの影響があっても、より小さな誤差でピークタイミング推定が可能であり、それだけ受信感度の高いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１７６】
（５）請求項５に記載の発明により、フレームメモリの装置規模の低減がなされ、それだけ、小型で安価なＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１７７】
（６）請求項６に記載の発明より、様々な受信環境を想定した場合でも、フレームメモリの装置規模の低減がなされ、それだけ、小型で安価なＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１７８】
（７）請求項７に記載の発明により、受信レベルが高い場合には巡回積分回数の低減が期待出来る為、平均的な衛星信号の初期捕捉時間が短縮され、その分、測位時間の短いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１７９】
（８）請求項８に記載の発明により、屋外での定点測位のような場合に、より巡回積分回数の低減が期待出来、平均的な衛星信号の初期捕捉時間がより短縮される為、その分、測位時間の短いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１８０】
（９）請求項９に記載の発明により、Ｓ／Ｎの劣化を殆ど招くことなく、衛星信号の初期捕捉時間がほぼ半分に短縮される為、その分、測位時間の短いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１８１】
（１０）請求項１０に記載の発明により、従来のマッチドフィルタよりも初期捕捉時間において、１／１０２３に短縮される為、その分、測位時間の短いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１８２】
（１１）請求項１１に記載の発明により、仰角の高い衛星群を一括して初期捕捉出来る為、その分、測位時間の短いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１８３】
（１２）請求項１２に記載の発明により、周波数スキャンの領域を小さくすることが出来る為、それだけ初期捕捉時間が短くなり、その分、測位時間の短いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１８４】
（１３）請求項１３に記載の発明により、周波数偏差抽出におけるマルチパスの影響が低減されることになり、その分、受信感度の高いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１８５】
（１４）請求項１４に記載の発明により、キャリア追尾すべき周波数領域がある程度広くても精度良く周波数偏差を抽出することが出来、その分、周波数スキャンの必要がなくなる為、それだけ測位時間の短いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１８６】
（１５）請求項１５に記載の発明により、キャリア追尾においては位相までチューニングする必要はなくなる為、キャリア追尾の収束時間が短縮され、その分、測位時間の短いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１８７】
（１６）請求項１６に記載の発明により、復調の為の判定判定する信号から、他の衛星からの信号成分が除去される為、その分、受信感度の高いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【０１８８】
（１７）請求項１７に記載の発明により、復調の為の判定判定する信号から、他の衛星からの信号成分の中で干渉成分としてレベルが最大のチャネルが除去される為、その分、より簡易な構成な為、より小型／安価で受信感度の高いＧＰＳ受信機を得ることが出来るという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１であるＧＰＳ受信機を示す構成図
【図２】本発明の実施の形態２であるＧＰＳ受信機におけるコードトラッキング部を示す構成図
【図３】本発明の実施の形態３であるＧＰＳ受信機におけるコードトラッキング部を示す構成図
【図４】本発明の実施の形態４であるＧＰＳ受信機におけるコードトラッキング部を示す構成図
【図５】本発明の実施の形態１であるＧＰＳ受信機におけるコードトラッキングでの自己相関特性図
【図６】本発明の実施の形態２〜４のＧＰＳ受信機におけるコードトラッキングでの自己相関特性図
【図７】本発明の実施の形態２であるＧＰＳ受信機におけるコードトラッキングでの動作フローチャート
【図８】本発明の実施の形態３であるＧＰＳ受信機におけるコードトラッキングでの動作フローチャート
【図９】本発明の実施の形態４であるＧＰＳ受信機におけるコードトラッキングでの動作フローチャート
【図１０】本発明の実施の形態１であるＧＰＳ受信機における巡回積分部を示す構成図
【図１１】本発明の実施の形態５であるＧＰＳ受信機における巡回積分部を示す構成図
【図１２】本発明の実施の形態６であるＧＰＳ受信機における巡回積分部を示す構成図
【図１３】本発明の実施の形態７であるＧＰＳ受信機における巡回積分部を示す構成図
【図１４】本発明の実施の形態８であるＧＰＳ受信機における巡回積分部を示す構成図
【図１５】本発明の実施の形態１であるＧＰＳ受信機におけるマッチドフィルタと巡回積分部を示す構成図
【図１６】本発明の実施の形態９であるＧＰＳ受信機におけるマッチドフィルタと巡回積分部を示す構成図
【図１７】本発明の実施の形態１０であるＧＰＳ受信機における捕捉専用チャネルを示す構成図
【図１８】本発明の実施の形態１１であるＧＰＳ受信機における捕捉専用チャネルを示す構成図
【図１９】本発明の実施の形態１２であるＧＰＳ受信機における捕捉専用チャネルを示す構成図
【図２０】本発明の実施の形態１であるＧＰＳ受信機におけるキャリア追尾制御部を示す構成図
【図２１】本発明の実施の形態１３であるＧＰＳ受信機におけるキャリア追尾制御部を示す構成図
【図２２】本発明の実施の形態１４であるＧＰＳ受信機におけるキャリア追尾制御部を示す構成図
【図２３】本発明の実施の形態１であるＧＰＳ受信機における復調部を示す構成図
【図２４】本発明の実施の形態１５であるＧＰＳ受信機における復調部を示す構成図
【図２５】本発明の実施の形態１６であるＧＰＳ受信機における復調部を示す構成図
【図２６】本発明の実施の形態１７であるＧＰＳ受信機における復調部を示す構成図
【図２７】従来のＧＰＳ受信機を示す構成図
【符号の説明】
１  アンテナ
２  ダウンコンバータ部
３  捕捉専用チャネル
４  捕捉用乗算器Ｉ
５  捕捉用乗算器Ｑ
６  マッチドフィルタ
７  巡回積分
８  キャリア制御部
９  捕捉用搬送波発生器
１０  制御部
１１  キャリア追尾制御部
１２  搬送波発生器
１３  ベースバンドへの周波数変換用乗算器Ｉ
１４  ベースバンドへの周波数変換用乗算器Ｑ
１５  コードトラッキング部
１６  コード追尾逆拡散用乗算器ＥＩ
１７  コード追尾逆拡散用乗算器ＥＱ
１８  コード追尾逆拡散用積分器ＥＩ
１９  コード追尾逆拡散用積分器ＥＱ
２０  コード追尾逆拡散用乗算器ＬＩ
２１  コード追尾逆拡散用乗算器ＬＱ
２２  コード追尾逆拡散用積分器ＬＩ
２３  コード追尾逆拡散用積分器ＬＱ
２４  コード追尾制御部
２５  Ｃ／Ａコード発生器
２６  擬似距離検出部
２７  復調逆拡散用乗算器Ｉ
２８  復調逆拡散用乗算器Ｑ
２９  復調逆拡散用積分器Ｉ
３０  復調逆拡散用積分器Ｑ
３１  復調部
３２  測位演算部
３３  乗算器ＥＩ１
３４  乗算器ＥＱ１
３５  乗算器ＥＩ２
３６  乗算器ＥＱ２
３７  乗算器ＬＩ１
３８  乗算器ＬＱ１
３９  乗算器ＬＩ２
４０  乗算器ＬＱ２
４１  ＥＩ１積分器
４２  ＥＱ１積分器
４３  ＥＩ２積分器
４４  ＥＱ２積分器
４５  ＬＩ１積分器
４６  ＬＱ１積分器
４７  ＬＩ２積分器
４８  ＬＱ２積分器
４９  コード追尾制御部
５０  Ｃ／Ａコード発生器
５１  乗算器ＥＩ１
５２  乗算器ＥＱ１
５３  乗算器ＥＩ２
５４  乗算器ＥＱ２
５５  乗算器ＬＩ１
５６  乗算器ＬＱ１
５７  乗算器ＬＩ２
５８  乗算器ＬＱ２
５９  ＥＩ１積分器
６０  ＥＱ１積分器
６１  ＥＩ２積分器
６２  ＥＱ２積分器
６３  ＬＩ１積分器
６４  ＬＱ１積分器
６５  ＬＩ２積分器
６６  ＬＱ２積分器
６７  Ｃ／Ａコード発生器
６８  コード追尾制御部
６９  擬似距離検出部
７０  コード追尾制御部
７１  乗算器
７２  フレームメモリ
７３  コード位相検出部
７４  セレクタ
７５  コード位相検出器
７６  加算器
７７  フレームメモリ
７８  コード位相検出器
７９  セレクタ
８０  コード位相
８１  加算器
８２  フレームメモリ
８３  コード位相検出器
８４  加算器
８５  フレームメモリ
８６  コード位相検出器
８７  最大レベル判定部
８８  加算器
８９  フレームメモリ
９０  コード位相検出器
９１  最大レベル判定部
９２  受信信号レジスタＩ
９３  乗算器Ｉ
９４  参照信号レジスタＩ
９５  並列加算器Ｉ
９６  ２乗器Ｉ
９７  受信信号レジスタＱ
９８  乗算器Ｑ
９９  参照信号レジスタＱ
１００  並列加算器Ｑ
１０１  ２乗器Ｑ
１０２  加算器
１０３  巡回積分
１０４  受信信号レジスタ
１０５  乗算器
１０６  参照信号レジスタ
１０７  衛星（１）用並列加算器
１０８  衛星（２）用並列加算器
１０９  衛星（１）用２乗器Ｉ
１１０  衛星（２）用２乗器Ｉ
１１１  衛星（１）用２乗器Ｑ
１１２  衛星（２）用２乗器Ｑ
１１３  衛星（１）用加算器
１１４  衛星（２）用加算器
１１５  衛星（１）用巡回積分器
１１６  衛星（２）用巡回積分器
１１７  衛星（１）用１／２ｆｃ遅延素子
１１８  衛星（１）用巡回積分出力加算器
１１９  衛星（２）用１／２ｆｃ遅延素子
１２０  衛星（２）用巡回積分出力加算器
１２１  乗算器Ｉ
１２２  乗算器Ｑ
１２３  マッチドフィルタ＃１
１２４  マッチドフィルタ＃２
１２５  マッチドフィルタ＃１０２３
１２６  巡回積分＃１
１２７  巡回積分＃２
１２８  巡回積分＃１０２３
１２９  搬送波発生器
１３０  キャリア制御部
１３１  乗算器Ｉ
１３２  乗算器Ｑ
１３３  マッチドフィルタ＃＃１
１３４  セレクタ＃＃１
１３５  マッチドフィルタ＃＃２
１３６  セレクタ＃＃２
１３７  セレクタ＃＃ｎ−１
１３８  マッチドフィルタ＃＃ｎ
１３９  巡回積分＃＃１
１４０  巡回積分＃＃２
１４１  巡回積分＃＃ｎ
１４２  搬送波発生器
１４３  キャリア制御部
１４４  加算器
１４５  乗算器Ｉ
１４６  乗算器Ｑ
１４７  マッチドフィルタ
１４８  巡回積分
１４９  搬送波発生器
１５０  キャリア制御部Ｂ
１５１  ＬＰＦ（Ｉ）
１５２  ＬＰＦ（Ｑ）
１５３  乗算器
１５４  ＬＰＦ
１５５  遅延素子Ｉ
１５６  遅延素子Ｑ
１５７  乗算器ｉｑ
１５８  乗算器ｑｑ
１５９  乗算器ｉｉ
１６０  乗算器ｑｉ
１６１  加算器Ｉ
１６２  減算器Ｑ
１６３  積分器Ｉ
１６４  積分器Ｑ
１６５  位相抽出器
１６６  遅延素子Ｉ
１６７  遅延素子Ｑ
１６８  乗算器ｉｑ
１６９  乗算器ｑｑ
１７０  乗算器ｉｉ
１７１  乗算器ｑｉ
１７２  加算器Ｉ
１７３  減算器Ｑ
１７４  積分器Ｉ
１７５  積分器Ｑ
１７６  位相抽出器
１７７  キャリア追尾ステップ制御部
１７８  極性判定部
１７９  位相抽出部
１８０  積分器
１８１  位相偏差抽出部
１８２  減算器
１８３  符号判定器
１８４  合成器Ｉ
１８５  合成器Ｑ
１８６  減算器Ｉ
１８７  減算器Ｑ
１８８  位相抽出部
１８９  積分器
１９０  位相偏差抽出部
１９１  減算器
１９２  符号判定器
１９３  最大レベルチャネル抽出部
１９４  減算器Ｉ
１９５  減算器Ｑ
１９６  位相抽出部
１９７  積分器
１９８  減算器
１９９  位相偏差抽出部
２００  符号判定器
２０１  キャリア追尾制御部
２０２  コード追尾制御部
【図１】
2004219076.tif 000006
【図２】
2004219076.tif 000007
【図３】
2004219076.tif 000008
【図４】
2004219076.tif 000009
【図５】
2004219076.tif 000010
【図６】
2004219076.tif 000011
【図７】
2004219076.tif 000012
【図８】
2004219076.tif 000013
【図９】
2004219076.tif 000014
【図１０】
2004219076.tif 000015
【図１１】
2004219076.tif 000016
【図１２】
2004219076.tif 000017
【図１３】
2004219076.tif 000018
【図１４】
2004219076.tif 000019
【図１５】
2004219076.tif 000020
【図１６】
2004219076.tif 000021
【図１７】
2004219076.tif 000022
【図１８】
2004219076.tif 000023
【図１９】
2004219076.tif 000024
【図２０】
2004219076.tif 000025
【図２１】
2004219076.tif 000026
【図２２】
2004219076.tif 000027
【図２３】
2004219076.tif 000028
【図２４】
2004219076.tif 000029
【図２５】
2004219076.tif 000030
【図２６】
2004219076.tif 000031
【図２７】
2004219076.tif 000032