(57)【要約】【課題】簡単な構成で、発振用主スイッチ素子（３）がターンオン若しくはターンオフするいずれにおいても、大きなラッシュ電流やサージ電圧が発生せず、これにより、高周波ノイズやエネルギー損失を抑制できるフライバック型スイッチング電源回路を提供する。【解決手段】一次巻線（２ａ）と発振用主スイッチ素子（３）と二次出力巻線（２ｂ）の少なくともいずれかに、直列に接続されるコンデンサ（９）と副スイッチ素子（１０）とからなるノイズ抑制回路（２０）を並列に接続し、発振用主スイッチ素子（３）のターンオン前で、少なくともターンオフにより充電されるコンデンサ（９）の電極の極性が共振により逆転した時に、副スイッチ素子（１０）をオフ制御する。ターンオンの際には、共振していたコンデンサ（９）が切り離され、ラッシュ電流と逆方向の電流が流れ、ターンオフの際に発生するサージ電圧は、コンデンサ（９）に吸収される。【選択図】  図１
2004187430.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）の低圧側端子（１ｂ）と一次巻線（２ａ）との間に直列に接続された発振用主スイッチ素子（３）と、
発振用主スイッチ素子（３）をオンオフ制御する主スイッチ制御回路（８）と、
二次出力巻線（２ｂ）の整流平滑化出力を監視し、所定出力値となるように監視信号を出力する監視回路（６）と、
監視回路（６）と主スイッチ制御回路（８）間を結合し、監視信号を主スイッチ制御回路へ出力する結合回路（７）とを備え、
監視信号の入力により発振のオンデューティを変化させ、整流平滑化出力を所定出力値とするフライバック型スイッチング電源回路であって、
直列に接続されるコンデンサ（９）と副スイッチ素子（１０）とからなり、一次巻線（２ａ）と発振用主スイッチ素子（３）と二次出力巻線（２ｂ）の少なくともいずれかに並列に接続されたノイズ抑制回路（２０、２１、２２）と、
主スイッチ制御回路（８）に結合し、副スイッチ素子（１０）をオンオフ制御する副スイッチ制御回路（１１）とを更に備え、
発振用主スイッチ素子（３）がターンオフ後に副スイッチ素子（１０）をオン制御し、発振用主スイッチ素子（３）のターンオン前で、少なくともターンオフにより充電されるコンデンサ（９）の電極の極性が共振により逆転した時に、副スイッチ素子（１０）をオフ制御することを特徴とするフライバック型スイッチング電源回路。
【請求項２】
一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）の低圧側端子（１ｂ）と一次巻線（２ａ）との間に直列に接続された発振用主スイッチ素子（３）と、
発振用主スイッチ素子（３）をオンオフ制御する主スイッチ制御回路（８）と、
二次出力巻線（２ｂ）の整流平滑化出力を監視し、所定出力値となるように監視信号を出力する監視回路（６）と、
監視回路（６）と主スイッチ制御回路（８）間を結合し、監視信号を主スイッチ制御回路へ出力する結合回路（７）とを備え、
監視信号の入力により発振のオンデューティを変化させ、整流平滑化出力を所定出力値とするフライバック型スイッチング電源回路であって、
直列に接続されるコンデンサ（９）と副スイッチ素子（１０）とからなり、トランス（２）の一次側に更に付設された副巻線（２ｃ）の両端に接続されることにより閉ループを形成するノイズ抑制回路（２３）と、
主スイッチ制御回路（８）に結合し、副スイッチ素子（１０）をオンオフ制御する副スイッチ制御回路（１１）とを更に備え、
発振用主スイッチ素子（３）がターンオフ後に副スイッチ素子（１０）をオン制御し、発振用主スイッチ素子（３）のターンオン前で、少なくともターンオフにより充電されるコンデンサ（９）の電極の極性が共振により逆転した時に、副スイッチ素子（１０）をオフ制御することを特徴とするフライバック型スイッチング電源回路。
【請求項３】
ターンオフにより充電される充電方向と逆方向に充電されるコンデンサ（９）の負側電極（９ａ）の電位を監視し、最低電位に達する最低電位時を検出する検出回路を更に備え、
最低電位時を検出した際に、副スイッチ素子（１０）をオフ制御することを特徴とする請求項１又は２のいずれか１項に記載のフライバック型スイッチング電源回路。
【請求項４】
発振用主スイッチ素子（３）と副スイッチ素子（１０）を、それぞれゲートに、主スイッチ制御回路（８）と副スイッチ制御回路（１１）を接続させた電界効果トランジスタで構成したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のフライバック型スイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フライバック型スイッチング電源回路に関し、更に詳しくは、フライバック動作時の急激な電圧、電流変化を抑制するフライバック型スイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
フライバック型スイッチング電源回路は、トランスの一次巻線に流れる電流を停止した際にトランスの蓄積されるエネルギーを二次巻線の出力として放出するもので、安定化電源として小型、軽量、高効率であることから、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどの電源回路に用いられている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−５１５４６号公報
【０００４】
以下、この従来のフライバック型スイッチング電源回路１００を、図７の回路図で説明する。
【０００５】
１は、直流電源で、高圧側端子１ａと、低圧側端子１ｂからなる不安定な直流電源で、２は、一次巻線２ａと、二次出力巻線２ｂとからなるトランス、３は、発振用主スイッチ素子である。発振用スイッチ素子３は、一次巻線２ａの一端と低圧側端子１ｂ間に接続し、発振用スイッチ素子３によるオンオフ制御でこれらの間が接離し、所定のタイミングでオンオフ制御することにより、回路１００全体が発振する。二次出力巻線２ｂの出力に示される４と５は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオード及び平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｂの出力を整流平滑化して、高圧側出力線１５ａと低圧側出力線１５ｂ間に出力する。
【０００６】
この回路の動作としては、発振用スイッチ素子３をオン制御し、直列に接続された一次巻線２ａに電流が流れ始めると、トランス２の各巻線に誘導起電力が生じる。
【０００７】
その後所定のオン期間後に、主スイッチ制御回路８から発振用スイッチ素子３をオフ制御すると、発振用スイッチ素子３は、ターンオフする。発振用スイッチ素子３がターンオフし、トランス２に流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線に、いわゆるフライバック電圧が生じる。このとき、二次出力巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４と平滑コンデンサ５とにより形成される平滑整流回路によって整流平滑化され、出力線１５ａ、１５ｂ間に接続される負荷へ供給される電力として出力される。
【０００８】
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｂに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わり、各巻線に発生していた電圧が降下すると、再び主スイッチ制御回路８で発振用スイッチ素子３をオン制御し、発振用スイッチ素子３をターンオンさせ、このようにして一連の発振動作が繰り返される。
【０００９】
この従来のフライバック型スイッチング電源回路１００においては、出力線１５ａ、１５ｂ間の電圧を監視し、一次側の発振周期を変化させたり、発振用スイッチ素子３のオンデューティを変化させて、出力線１５ａ、１５ｂ間の出力電圧を安定化させる回路が備えられている。
【００１０】
すなわち、出力線１５には、出力電圧を例えば所定の基準電圧と比較して監視する監視回路６が接続され、監視回路６には、その出力を主スイッチ制御回路８へ伝達する結合回路７が接続されている。
【００１１】
この回路により、例えば、高圧側出力線１５ａと低圧側出力線１５ｂ間の出力電圧が基準電圧より上昇すると、その出力上昇を示す信号が結合回路７から主スイッチ制御回路８へ出力される。主スイッチ制御回路８は、出力上昇を示す信号が入力されると、発振用スイッチ素子３をターンオフするタイミングを繰り上げて、オン期間を短縮させる。その結果、トランス２に充分なエネルギーが蓄積される前に、ターンオフするので、出力電圧が引き下げられる。
【００１２】
また、逆に出力線１５の出力電圧が低下すると、出力低下を示す信号が監視回路６から結合回路７を介して主スイッチ制御回路８に入力される。主スイッチ制御回路８は、発振用スイッチ素子３をターンオフするタイミングを引き延ばし、オン期間を延長させるので、充分なエネルギーが蓄積された後にターンオフし、出力電圧が引き上げられ、このような過程を経て出力電圧の定電圧制御が行われる。
【００１３】
図８は、このように発振動作する電源回路１００において、発振用主スイッチ素子３に加わる電圧と電流を示す波形図であり、（ａ）は、発振用主スイッチ素子３の電圧波形を、（ｂ）は、電流波形をそれぞれ表している。
【００１４】
同図（ａ）に示すように、一次巻線２ａに流れていた電流を遮断したターンオフの際（ｔ１０）には、大きなスパイク状のサージ電圧が発生し、その後一次巻線２ａに発生するフライバック電圧による一定の電圧波形が表れる。このフライバック電圧による電圧は、二次側で蓄積エネルギー放出されるにつれて徐々に低下し、放出が完了した（ｔ１１）からトランス２の自由振動による振動波形に変化する。この自由振動は、発振用主スイッチ素子３の等価容量、一次巻線２ａ間の浮遊容量と、一次巻線２ａのインダクタンスによる共振によるものであり、その振幅は減衰して次第に減少する。
【００１５】
その後、発振用主スイッチ素子３がターンオンすると、電圧は０となるが、ターンオンした際（ｔ１２）に、直流電源１から瞬時に電流が流れ始めるとともに、上記発振用スイッチ素子３の等価容量、一次巻線２ａ間の浮遊容量等に、オフ期間中に直流電源１の低圧側端子１ｂ側を高圧側として充電された充電電圧が、低圧側端子１ｂと短絡することにより放電し、同図（ｂ）に示すように、大きなラッシュ電流が発生する。
【００１６】
ターンオフ時に発生するスパイク状のサージ電圧や、ターンオン時に発生するラッシュ電流は、出力の電流に重畳するノイズ発生や回路素子の故障原因となるとともに、発振用主スイッチ素子３等でエネルギー損失し、出力側への伝達ロスの原因ともなっていた。
【００１７】
そこで、従来の電源回路１００では、図７に示すように、スナバコンデンサ５１を用いたノイズ抑制回路５０を、一次巻線２ａと並列に接続し、ターンオフの際に発生するサージ電圧を吸収している。
【００１８】
ノイズ抑制回路５０は、アノードを一次巻線２ａと発振用スイッチ素子３の接続点に接続したダイオード５２と、直流電源１の高圧側端子１ａとダイオード５２のカソード間に並列に接続されたスナバコンデンサ５１及び抵抗５３とから構成され、一次巻線２ａに逆極性の電圧が発生した際、すなわちターンオフして誘導逆起電力が発生した際に、スナバコンデンサ５１を充電するようにしている。従って、これにより、ターンオフの際に発生するサージ電圧は、スナバコンデンサ５１で充電され吸収されるので、高周波ノイズの発生やエネルギー損失が抑制される。
【００１９】
また、スナバコンデンサ５１の電極に対して、ダイオード５２側の電位が低下すると、抵抗５３とで構成される閉ループに図中反時計回りに流れる放電電流が流れ、次の周期のターンオフの際に発生するサージ電圧を充電して吸収するように充電電圧が低下する。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このノイズ抑制回路５０を加えた従来のフライバック型スイッチング電源回路１００によれば、発振用スイッチ素子３がターンオフした際に発生するスパイク状のサージ電圧をスナバコンデンサ５１で吸収できるものの、抵抗５３に放電電流を流してスナバコンデンサ５１の充電電圧を低下させるものであることから、サージ電圧による充電エネルギーが、抵抗５３で発生する熱エネルギーに変換されることにより消費され、二次側出力への伝達ロスとなる。このエネルギー損失は、大きなサージ電圧を吸収するために、スナバコンデンサ５１の容量を大きくすればするほど大きく、また、発振の各周期で発生するものなので、無視できないものとなっている。
【００２１】
更に、ノイズ抑制回路５０を加えても、発振用スイッチ素子３がオンするターンオン時に発生するラッシュ電流は抑制することはできず、ラッシュ電流によるエネルギー損失や高周波ノイズの発生は抑制できないものであった。
【００２２】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、簡単な構成で、発振用主スイッチ素子がターンオン若しくはターンオフするいずれにおいても、大きなラッシュ電流やサージ電圧が発生せず、これにより、高周波ノイズやエネルギー損失を抑制できるフライバック型スイッチング電源回路を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
本発明によるフライバック型スイッチング電源回路は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源の低圧側端子と一次巻線との間に直列に接続された発振用主スイッチ素子と、発振用主スイッチ素子をオンオフ制御する主スイッチ制御回路と、二次出力巻線の整流平滑化出力を監視し、所定出力値となるように監視信号を出力する監視回路と、監視回路と主スイッチ制御回路間を結合し、監視信号を主スイッチ制御回路へ出力する結合回路とを備え、監視信号の入力により発振のオンデューティを変化させ、整流平滑化出力を所定出力値とするフライバック型スイッチング電源回路であって、
直列に接続されるコンデンサと副スイッチ素子とからなり、一次巻線と発振用主スイッチ素子と二次出力巻線の少なくともいずれかに並列に接続されたノイズ抑制回路と、主スイッチ制御回路に結合し、副スイッチ素子をオンオフ制御する副スイッチ制御回路とを更に備え、発振用主スイッチ素子がターンオフ後に副スイッチ素子をオン制御し、発振用主スイッチ素子のターンオン前で、少なくともターンオフにより充電されるコンデンサの電極の極性が共振により逆転した時に、副スイッチ素子をオフ制御することを特徴とする。
【００２４】
発振用主スイッチ素子がターンオフ後に副スイッチ素子はオンするので、ターンオフ時に発生するスパイク状のサージ電圧は、コンデンサへの充電電圧として吸収される。トランスに蓄積されていたエネルギーが、二次側出力巻線から出力として放出されると、直列に接続された一次巻線のインダクタンスとノイズ抑制回路のコンデンサの容量とにより共振し、共振電流にのせてコンデンサは放電する。
【００２５】
共振が始まるとコンデンサの電極の極性は周期的に反転し、ターンオフにより充電されるコンデンサの電極の極性が共振により逆転した時に、副スイッチ素子をオフ制御することにより、共振していた容量分が切り離され、一次巻線の発振用主スイッチ素子側端子の電位は、急激に低下する。
【００２６】
その結果、発振用主スイッチ素子がターンオンする際には、ラッシュ電流に逆方向に流れる電流が加わり、ラッシュ電流が緩和される。
【００２７】
また、コンデンサの電圧極性が直流電源の極性と逆になった状態でコンデンサが切り離されるので、コンデンサには、次のターンオフ時に一次巻線に発生するスパイク状の電圧を充電して吸収する充分な容量が確保される。
【００２８】
請求項２のフライバック型スイッチング電源回路は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源の低圧側端子と一次巻線との間に直列に接続された発振用主スイッチ素子と、発振用主スイッチ素子をオンオフ制御する主スイッチ制御回路と、二次出力巻線の整流平滑化出力を監視し、所定出力値となるように監視信号を出力する監視回路と、監視回路と主スイッチ制御回路間を結合し、監視信号を主スイッチ制御回路へ出力する結合回路とを備え、監視信号の入力により発振のオンデューティを変化させ、整流平滑化出力を所定出力値とするフライバック型スイッチング電源回路であって、
直列に接続されるコンデンサと副スイッチ素子とからなり、トランスの一次側に更に付設された副巻線の両端に接続されることにより閉ループを形成するノイズ抑制回路と、主スイッチ制御回路に結合し、副スイッチ素子をオンオフ制御する副スイッチ制御回路とを更に備え、発振用主スイッチ素子がターンオフ後に副スイッチ素子をオン制御し、発振用主スイッチ素子のターンオン前で、少なくともターンオフにより充電されるコンデンサの電極の極性が共振により逆転した時に、副スイッチ素子をオフ制御することを特徴とする。
【００２９】
発振用主スイッチ素子のターンオフにより発生するサージ電圧は、その直後に副スイッチ素子がオンするので、トランスの一次側に付設された副巻線に直列に接続されるコンデンサへの充電電圧として吸収される。トランスに蓄積されていたエネルギーが、二次側出力巻線から出力として放出されると、閉ループを形成する副巻線のインダクタンスとコンデンサの容量とにより共振し、コンデンサの充電電圧は、共振電流にのせて放電される。
【００３０】
共振が始まるとコンデンサの電極の極性は周期的に反転し、ターンオフにより充電されるコンデンサの電極の極性が共振により逆転した時に、副スイッチ素子をオフ制御することにより、共振していた容量分が切り離され、トランスの一次側各巻線に、ターンオンした際に発生する誘導起電力の方向の電圧が発生する。
【００３１】
その結果、発振用主スイッチ素子がターンオンする際には、ラッシュ電流に逆方向に流れる電流が加わり、ラッシュ電流が緩和される。
【００３２】
また、ターンオフの際からコンデンサの電圧極性が逆転した状態でコンデンサが切り離されるので、コンデンサには、次のターンオフ時に副巻線に発生するスパイク状の電圧を充電して吸収する充分な容量が確保される。
【００３３】
請求項３のフライバック型スイッチング電源回路は、ターンオフにより充電される充電方向と逆方向に充電されるコンデンサの負側電極の電位を監視し、最低電位に達する最低電位時を検出する検出回路を更に備え、最低電位時を検出した際に、副スイッチ素子をオフ制御することを特徴とする。
【００３４】
コンデンサの負側電極の電位が最低電位に達したときに、コンデンサが切り離されるので、コンデンサには、次のターンオフ時に一次巻線に発生するスパイク状の電圧を充電して吸収する充分な容量が最も効果的に確保される。
【００３５】
請求項４のフライバック型スイッチング電源回路は、発振用主スイッチ素子と副スイッチ素子を、それぞれゲートに、主スイッチ制御回路と副スイッチ制御回路を接続させた電界効果トランジスタで構成したことを特徴とする。
【００３６】
副スイッチ素子がオフすると、発振用スイッチ素子には、逆バイアス電圧が加わるので、ターンオンする前であってもラッシュ電流と逆方向に流れる電流が流れ始め、ターンオンする際の急激な電流増加を抑止する。
【００３７】
また、発振用スイッチ素子がターンオフした直後に発生するサージ電圧は、副スイッチ素子に逆バイアス電圧として働くので、副スイッチ素子がオンする前であっても、サージ電圧による電流が副スイッチを流れ、サージ電圧でコンデンサを充電できる。
【００３８】
従って、発振用スイッチ素子と副スイッチ素子がいずれもオンして、回路間がショートすることなく、ターンオンとターンオフの際に発生するラッシュ電流やサージ電圧を確実に抑止できる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の一実施の形態に係るフライバック型スイッチング電源回路３０の主要部の概要を示す図である。本実施の形態に係るフライバック型スイッチング電源回路３０は、図７で示した従来のフライバック型スイッチング電源回路１００と主要な回路及び回路素子が共通するものであるので、同一の構成には同一の番号を付している。
【００４０】
すなわち、１は、電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、１ａは、その高圧側端子、１ｂは、低圧側端子である。また、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の二次出力巻線であり、３は、発振用主スイッチ素子となる電解効果トランジスタ（以下、主スイッチ素子と記す）である。主スイッチ素子３は、ここではＭＯＳ形（絶縁ゲート形）ＦＥＴであり、ドレインが一次巻線２ａの一端に、ソースが低圧側端子１ｂにそれぞれ接続し、ゲートが主スイッチ素子３をオンオフ制御する主スイッチ制御回路８に接続している。
【００４１】
主スイッチ制御回路８は、ゲートに順方向バイアス電圧を所定のタイミングで加え、主スイッチ素子３をオンオフ制御するもので、この制御により、回路３０全体が発振する。
【００４２】
二次出力巻線２ｂの出力に示される４と５は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオード及び平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｂの出力を整流平滑化して、高圧側出力線１５ａと低圧側出力線１５ｂ間に出力する。
【００４３】
この電源回路３０には、更に出力線１５ａ、１５ｂ間の整流平滑化した出力電圧を監視する監視回路６と、二次側の監視回路６と一次側回路を結合し、監視回路６の監視信号を、主スイッチ制御回路８へ出力する結合回路７が備えられている。
【００４４】
監視回路６は、高圧側出力線１５ａと低圧側出力線１５ｂとの間に、直列に接続された２つの分圧抵抗１２、１３と、その中間タップを反転入力とする誤差増幅器１４と、誤差増幅器１４の非反転入力端子と低圧側出力線１５ｂとの間に接続された基準電源２４とを備え、誤差増幅器１４において、出力電圧の分圧と基準電圧とを比較している。尚、誤差増幅器１４の出力と反転入力端子間に直列に接続された抵抗及びコンデンサは、誤差増幅器１４を安定動作させるための交流負帰還素子である。
【００４５】
結合回路７は、二次側で高圧側出力線１５ａと誤差増幅器１４の出力間に接続されたフォトカプラ発光素子７Ａと、一次側で主スイッチ制御回路８と低圧側端子１ｂ間に接続され、フォトカプラ発光素子７Ａとフォトカップルするフォトカプラ受光素子７Ｂで構成されている。
【００４６】
主スイッチ素子３のドレインと直流電源１の高圧側端子１ａ間には、トランス２の一次巻線２ａと並列にノイズ抑制回路２０が接続されている。ノイズ抑制回路２０は、直列に接続されたコンデンサ９と副スイッチ素子１０とからなっている。副スイッチ素子１０には、本実施の形態では、ドレインをコンデンサ９の一側電極９ａに、ソースを主スイッチ素子３に接続させたＭＯＳ形ＦＥＴを用いている。副スイッチ素子１０のゲートは、副スイッチ素子１０をオンオフ制御する副スイッチ制御回路１１に接続している。
【００４７】
副スイッチ制御回路１１は、主スイッチ制御回路８と図１に示す極小値検出回路１６の出力に連動して、副スイッチ素子１０のゲートへ順方向バイアス電圧を加除し、所定のタイミングで副スイッチ素子１０をオンオフ制御するもので、主スイッチ制御回路８に接続するものであるが、主スイッチ素子３と副スイッチ素子１０を動作させる基準電圧が互いに異なるため、両者は図示しないトランスで結合し、主スイッチ制御回路８から信号出力はトランスを介して副スイッチ制御回路１１へ出力される。
【００４８】
極小値検出回路１６は、コンデンサ９の一側電極９ａの電位を監視し、主スイッチ制御回路８が最低電位に達した最低電位時を検出する為に、電位の極小値を検出するものであるが、後述するように、副スイッチ素子１０がオンしている間に、一側電極９ａは最低電位に達するので、その入力１６ａを、副スイッチ素子１０のソース側に接続し、副スイッチ素子１０を介して一側電極９ａの電位を監視している。
【００４９】
極小値検出回路１６は、一側電極９ａの電位の極小値を検出するもので、図１に示すように、反転入力と非反転入力の論理積を出力するＡＮＤゲート１９を備えている。
【００５０】
反転入力は、入力１６ａと低圧側端子１ｂの間に直列に接続された分圧抵抗１７ａ、１７ｂの接続点に接続し、非反転入力は、同じ入力１６ａと低圧側端子１ｂの間に直列に接続されたコンデンサ１８ａと抵抗１８ｂとの接続点に接続している。このように接続することにより、反転入力には、コンデンサ９の一側電極９ａの電位を表す電圧波形が入力され、また、非反転入力には、コンデンサ１８ａと抵抗１８ｂが積分回路を構成することから、コンデンサ９の一側電極９ａの電位に対して位相が遅れた電圧波形が入力される。ここでは、これらの各回路定数を調整して、反転入力が「Ｌ」で極小値となったときに、位相の遅れた非反転入力が「Ｌ」から「Ｈ」に転じるように設定し、ＡＮＤゲート１９の出力が「Ｌ」から「Ｈ」となった時を、極小値と判別する。
【００５１】
ＡＮＤゲート１９の出力、すなわち極小値検出回路１６の出力１６ｂは、主スイッチ制御回路８に接続され、主スイッチ制御回路８では、後述する理由で、主スイッチ素子３をターンオフした後に、最初にＡＮＤゲート１９の出力が「Ｌ」から「Ｈ」となった時を、コンデンサ９の一側電極９ａの電位が最低電位に達したものと判定する。
【００５２】
以下始めにこのように構成されたフライバック型スイッチング電源回路３０の基本動作を説明する。
【００５３】
主スイッチ素子３のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、主スイッチ素子３がターンオンすると、直列に接続された一次巻線２ａに励磁電流が流れ始め、トランスの各巻線に誘導起電力が生じる。
【００５４】
その後所定のオン期間後に、主スイッチ制御回路８から主スイッチ素子３のゲートに加えられていた順方向バイアス電圧を停止すると、主スイッチ素子３は、ターンオフする。主スイッチ素子３がターンオフし、トランスに流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはいわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が生じる。このとき、二次出力巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４と平滑コンデンサ５とにより形成される平滑整流回路によって整流平滑化され、出力線１５ａ、１５ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。
【００５５】
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｂに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わり、各巻線に発生していた電圧が降下すると、再び主スイッチ制御回路８から、主スイッチ素子３のゲートに順方向バイアス電圧を印加し、主スイッチ素子３をターンオンさせ、このようにして一連の発振動作が繰り返される。
【００５６】
また、監視回路６及び結合回路７により、例えば、高圧側出力線１５ａと低圧側出力線１５ｂ間の出力電圧が基準電圧より上昇すると、誤差増幅器１４の反転入力端子に入力される分圧も上昇し、基準電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子７Ａの発光しきい値を越える電位の監視信号を出力する。
【００５７】
その結果、フォトカプラ発光素子７Ａは発光し、フォトカプラ受光素子７Ｂが受光することにより、主スイッチ制御回路８に、出力電圧上昇を示す監視信号が入力される。主スイッチ制御回路８は、監視信号を入力すると、主スイッチ素子３をターンオフするタイミングを繰り上げて、オン期間を短縮させる。その結果、トランス２に充分なエネルギーが蓄積される前に、ターンオフするので、出力電圧が引き下げられる。
【００５８】
一方、出力電圧が基準電圧を越えない限りは、監視回路６から監視信号が出力されないので、主スイッチ制御回路８は、充分なエネルギーが蓄積された後に通常の周期で主スイッチ素子３をターンオフし、出力電圧が引き上げられ、このように主スイッチ素子３のオンデューティを調整することにより、出力電圧の定電圧制御が行われる。尚、この定電圧制御は、出力電圧を別の最低基準電圧と比較し、最低基準電圧以下となったときに、ターンオフを遅らせて、出力電圧を上昇させるものであってもよい。
【００５９】
以上の基本動作のもとで、更に、本実施の形態に係るノイズ抑制回路２０と最低電圧検出回路１６を加えた作用を、図１乃至図３を用いて説明する。
【００６０】
図２と図３は、周期的に発振している状態を示す波形図であり、主スイッチ素子３がオフ動作しているオフ期間Ｔ１は、固定期間で、オン動作しているオン期間Ｔ２は、上述した定電圧制御によりターンオフ時ｔ２が変化する可変期間となっている。
【００６１】
主スイッチ素子３がターンオンする際ｔ１には、副スイッチ素子１０は、オフとなっている。従って、主スイッチ素子３がターンオンすると、トランス２の一次巻線２ａに直流電源１から図１において上方から下方に流れる励磁電流は、図２（ｆ）に示すように順次増加し、トランス２に励磁エネルギーが蓄積される。
【００６２】
その後、主スイッチ素子３が主スイッチ制御回路８からの制御でｔ２時にターンオフすると、トランス２の各巻線２ａ、２ｂに誘導逆起電力が発生し、一次巻線２ａの両端は、オン期間Ｔ１と逆極性となり、主スイッチ素子３側の電圧が高くなる。このとき、ＭＯＳＦＥＴで構成される副スイッチ素子１０は、オフ動作となっているが、ドレイン−ソース間に逆バイアス電圧が加わることとなるため、副スイッチ素子１０にコンデンサ９を充電する充電電流が流れ（図２（ｅ）参照）、ターンオフの際に発生するスパイク状のサージ電圧は、コンデンサ９の充電により吸収される。
【００６３】
主スイッチ制御回路８は、主スイッチ素子３をオフ制御したことを示す信号を副スイッチ制御回路１１へ送出し、副スイッチ制御回路１１は、この信号を受けると直ちに副スイッチ素子１０をオン制御（ｔ３）する。
【００６４】
従って、ターンオフ後の一次巻線２ａの電圧は、副スイッチ素子１０を介してコンデンサ９が結合されることにより、図２（ｃ）、図３（ａ）に示すように緩やかな円弧状波形で上昇する。
【００６５】
このフライバック電圧による電圧上昇は、二次出力巻線２ｂからトランス２のエネルギー放出によって減少しエネルギー放出が完了すると、コンデンサ９と一次巻線２ａとの直列共振により一定周期の振動を開始する。すなわち、図１に示すコンデンサ９、一次巻線２ａ及び副スイッチ素子１０で形成される閉ループ内を、共振により図中時計回りと反時計回りに交互に電流が流れる。
【００６６】
図２（ｅ）に示すように、コンデンサ９を充電する電流は、共振が開始される直後は、一次巻線２ａの主スイッチ素子３側の電圧が高くなっているので、図１中時計回りの下方から上方に向かって流れ、その後共振により逆方向に増加し、反時計回りの電流が最大となった（ＡＭ）後、再び時計回り方向の電流が増加し、以後主スイッチ素子３と副スイッチ素子１０の動作状態をそのまま維持すれば、図の破線に示す波形のように、振動しながら収束していく。振幅が減少し収束するのは、回路内のエネルギー消費によるものである。
【００６７】
コンデンサ９の両端の電圧も共振によりその極性が交互に変化するが、コンデンサ９の充電電流に遅れて変化するので、図２においては、コンデンサ９の反時計回りの電流が最大となった（ＡＭ）の後であるｔ０で、一側電極９ａの電位が最低電位に達する。
【００６８】
コンデンサ９の一側電極９ａの電位は、入力１６ａを副スイッチ素子１０を介して一側電極９ａに接続する極小値検出回路１６において監視され、極小値検出回路１６は、一側電極９ａの電位が極小値に達すると、極小値が表れたことを示す「Ｈ」を主スイッチ制御回路８へ出力する。
【００６９】
一側電極９ａには、ターンオフの後、共振している間の一周期毎にその電位の極小値が表れるが、上述したように、共振の電圧振幅も徐々に減少するので、共振が開始されてから最初に表れる極小値を最低電位とみなすことができる。
【００７０】
従って、主スイッチ制御回路８では、主スイッチ素子３をオフ制御した後に、最初にＡＮＤゲート１９の出力が「Ｌ」から「Ｈ」となった時を、一側電極９ａの電位が最低電位に達したものと判定し、副スイッチ制御回路１１へ最低電位に達したことを示す信号を出力して、副スイッチ制御回路１１から副スイッチ素子１０をｔｏでオフ制御させる。
【００７１】
尚、オフ期間Ｔ１は、一定であり、また、共振の周期は、コンデンサ９の容量と一次巻線２ａのインダクタンスからなる時定数で定まるので、これらの回路定数を調整し、ターンオフしたｔ２時からオフ期間Ｔ１が経過する直前に、コンデンサ９の一側電極すなわち負側電極９ａが最低電位に達するように、つまり副スイッチ素子１０をオフするｔｏ時のタイミングを設定する。
【００７２】
副スイッチ素子１０がオフ動作すると、直列共振していた回路から、コンデンサ９の容量が切り離されるので急激に共振が加速し、一次巻線２ａの主スイッチ素子３側の電位が直流電源１の低圧側端子１ｂの電位以下となる。その結果、主スイッチ３のドレイン−ソース間には、逆バイアス電圧が加わり、ソースからドレインに向かって電流が流れ、（図２（ｄ）参照）、同じ電流が一次巻線２ａにも下方から上方に向かって電流が流れる（図２（ｆ））。
【００７３】
従って、その直後のｔ１時に、主スイッチ制御回路８が主スイッチ素子３をオン制御しターンオンする際に直流電源１から流れる励磁電流は、逆方向に流れる電流から順方向へ増加していくので、ターンオンの際に発生するラッシュ電流が緩和される。
【００７４】
引き続き、ｔ１時から上述の発振動作が繰り返されるが、コンデンサ９の一側電極９ａが最低電位となった状態で、副スイッチ素子１０がオフとなり回路から切り離された状態となっているので、次のターンオフの際（ｔ２）に大きなサージ電圧が発生しても、コンデンサ９で充電して吸収する充分な容量が確保される。
【００７５】
尚、コンデンサ９への充電エネルギーとなるターンオフ時のサージ電圧は、その後の共振のエネルギーに含まれ、次のターンオン後のトランス２の励磁エネルギーに変換されるので、抵抗によりサージ電圧による充電電圧を放電する従来例に比べて、損失なく二次側への出力とすることができる。
【００７６】
上記第１の実施の形態では、トランス２の一次巻線２ａと並列にノイズ抑制回路２０を接続するものであったが、図４乃至図６に示すように、ノイズ抑制回路は、種々の位置に接続することができる。尚、これらの図において、第１実施の形態と同一若しくは同様に作用する構成については同一番号を付してその説明を省略する。
【００７７】
また、これらの第２乃至第４の実施の形態に係る電源回路３１、３２、３３においては、極小値検出回路１６の入力１６ａと出力１６ｂを、それぞれ直接、コンデンサ９の一側電極９ａと、副スイッチ制御回路１１へ接続している。従って、コンデンサ９の一側電極９ａの最低電位時を検出するのは、副スイッチ制御回路１１であり、主スイッチ制御回路８からターンオフ制御したことを表す信号が入力された後、極小値検出回路１６の出力が「Ｌ」から「Ｈ」となったときに、最低電位時と判定し、副スイッチ素子１０をオフ制御する。
【００７８】
図４は、ノイズ抑制回路２１を、主スイッチ素子３と並列に接続した第２実施の形態に係るフライバック型スイッチング電源回路３１の回路図であり、直流電源１のインピーダンスが低い電源回路に、本発明を適用した実施の形態である。
【００７９】
この電源回路３１では、ターンオフ（ｔ２）した後のエネルギー放出後に発生する共振は、一次巻線２ａ、コンデンサ９を含むノイズ抑制回路２１及び直流電源１で囲まれる閉ループで発生し、直流電源１を共振電流が流れる。コンデンサ９の一側電極すなわち負側電極９ａが最低電位に達したｔ０時に副スイッチ素子１０をオフとすると、ドレイン−ソース間に逆バイアス電圧が加わる主スイッチ素子３と一次巻線２ａにターンオンの際に直流電源１から流れる励磁電流と逆向きの電流が一時的に流れ、ラッシュ電流が緩和される。このとき、副スイッチ素子１０のソース側の電位がドレイン側より高くなるので、ここでは、副スイッチ素子１０に、ＰチャンネルＭＯＳ形ＦＥＴを用いて、ドレイン−ソース間に順方向バイアス電圧が加わるようにして、コンデンサ９を一次巻線２ａとの共振回路から完全に切り離している。一方、主スイッチ素子３がターンオフする際（ｔ２）には、ＰチャンネルＭＯＳ形ＦＥＴで構成される副スイッチ素子１０がオフ動作していても逆バイアスがかかり、ターンオフした瞬間に発生するサージ電圧による充電電流をコンデンサ９へ流すことができる。
【００８０】
図５は、ノイズ抑制回路２２を、トランス２の二次出力巻線２ｂと並列に接続した第３実施の形態に係るフライバック型スイッチング電源回路３２の回路図である。
【００８１】
二次出力巻線２ｂには、一次巻線２ａと逆の図示する極性で、その巻線比に比例した電圧が発生するので、ノイズ抑制回路２２は、第１実施の形態に係るノイズ抑制回路２０と同様に作用する。
【００８２】
また、図６は、ノイズ抑制回路２３を、トランス２の一次側に更に設けた副巻線２ｃと並列に接続した第４実施の形態に係るフライバック型スイッチング電源回路３３の回路図である。
【００８３】
副巻線２ｃには、一次巻線２ａと同極性で、その巻線比に比例した電圧が発生するので、ノイズ抑制回路２３は、第１実施の形態に係るノイズ抑制回路２０と同様に作用する。
【００８４】
従って、これらの第３、第４実施の形態によっても、主スイッチ素子３のターンオン時に発生するラッシュ電流やターンオフ時に発生するサージ電圧を、上述と同様にエネルギー損失することなく抑制することできる。
【００８５】
以上の実施の形態では、主スイッチ素子３と副スイッチ素子１０のそれぞれを電界効果トランジスタで構成したので、いずれのスイッチ素子３、１０が同時にオン動作してショートすることなく、主スイッチ素子３のターンオンやターンオフの瞬間に発生するラッシュ電流やサージ電圧を抑制できる。しかしながら、スイッチ素子３、１０のいずれかがオン動作する前に、極めて短い時間他方をオフする期間を設定すれば、必ずしも半導体スイッチに限らず、機械的なスイッチを用いてもよい。
【００８６】
また、コンデンサ９の一側電極９ａが最低電位に達したことを検出し、その際に、副スイッチ素子１０をｔｏでオフ制御させているが、主スイッチ素子３のターンオフ後に、共振によりコンデンサ９の極性が逆転する間であれば、次のターンオンの際に発生するサージ電圧を充電する容量が得られるので、必ずしも最低電位でなくても、本発明を実施できる。
【００８７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、簡単な構成で、発振用主スイッチ素子がターンオン若しくはターンオフするいずれにおいても、大きなラッシュ電流やサージ電圧が発生せず、これにより、高周波ノイズやエネルギー損失を抑制できる。
【００８８】
更に、請求項３の発明では、コンデンサの容量を最大に利用してターンオフの際に発生するサージ電圧を吸収できる。
【００８９】
更に、請求項４の発明では、汎用の電界効果トランジスタを用いるだけで、回路間がショートすることなく、しかも発振用主スイッチ素子がターンオン若しくはターンオフする際に発生するラッシュ電流やサージ電圧を確実に抑止できる。
【００９０】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施の形態に係るフライバック型スイッチング電源回路３０の回路図である。
【図２】フライバック型スイッチング電源回路３０の各部の電圧若しくは電流波形を拡大して示し、
（ａ）は、主スイッチ素子３のゲートに加えられる電圧を、
（ｂ）は、副スイッチ素子１０のゲートに加えられる電圧を、
（ｃ）は、主スイッチ素子３のソースに対するドレインの電圧を、
（ｄ）は、主スイッチ素子３のドレイン電流を、
（ｅ）は、副スイッチ素子１０からコンデンサ９の負側電極９ａへ流れる電流を、
（ｆ）は、図１において一次巻線２ａの上方から下方に流れる電流を、それぞれ示す波形図である。
【図３】フライバック型スイッチング電源回路３０の発振動作中の発振用主スイッチ素子３のドレイン−ソース間の
（ａ）は、電圧波形、
（ｂ）は、電流をそれぞれ示す波形図である。
【図４】第２実施の形態に係るフライバック型スイッチング電源回路３１の回路図である。
【図５】第３実施の形態に係るフライバック型スイッチング電源回路３２の回路図である。
【図６】第４実施の形態に係るフライバック型スイッチング電源回路３３の回路図である。
【図７】従来のフライバック型スイッチング電源回路１００の回路図である。
【図８】図８は、このように発振動作する電源回路１００において、発振用主スイッチ素子３に加わる電圧と電流を示す波形図であり、（ａ）は、発振用主スイッチ素子３の電圧波形を、（ｂ）は、電流波形をそれぞれ表している。
従来のフライバック型スイッチング電源回路１００の発振動作中の発振用主スイッチ素子３のドレイン−ソース間の
（ａ）は、電圧波形、
（ｂ）は、電流をそれぞれ示す波形図である。
【符号の説明】
１      直流電源
１ａ    高圧側端子
１ｂ    低圧側端子
２      トランス
２ａ    一次巻線
２ｂ    二次出力巻線
２ｃ    副巻線
３      発振用主スイッチ素子
６      監視回路
７Ａ    フォトカプラ発光素子（結合回路）
７Ｂ    フォトカプラ受光素子（結合回路）
８      主スイッチ制御回路
９      コンデンサ
９ａ    負側電極
１０    副スイッチ素子
１６  極小値検出回路（最低電位検出回路）
２０、２１、２２、２３  ノイズ抑制回路
３０、３１、３２、３３  フライバック型スイッチング電源回路
【図１】
2004187430.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2004187430.tif 000007
【図６】
2004187430.tif 000008
【図７】
2004187430.tif 000009
【図８】
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