(57)【要約】  【課題】  小型化により誘起電力が小さくなりつつある状況下でも、磁気ヘッドの退避を完了することができる磁気ディスクを提供することを目的とする。【解決手段】  磁気ディスク装置は、電源電圧が所定値以下と判定すれば（３）、スイッチ素子（１５−２０）を駆動してモータ（１）の誘起電力をアクチュエータ（２６）に供給する。スイッチ素子（１５−２０）の駆動には昇圧回路の出力電圧が利用されるが、昇圧回路は、判定回路３の判定結果に関わらず動作しているので、即座にスイッチ素子（１５−２０）を駆動することができる。【選択図】  図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
オートリトラクト機能を有する磁気ディスク装置であって、
電源電圧を監視して所定値以下か否かを判定する判定回路と、
磁気ディスクを回転駆動するモータのコイルと磁気ヘッドを駆動するアクチュエータの電源端子とを接続する配線上に設けられており、制御端子に与えられる電圧に応じてオン状態とオフ状態とを切り替えるスイッチ素子と、
前記アクチュエータに供給されている電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記判定回路が所定値以下と判定したとき、前記スイッチ素子の制御入力端子に前記昇圧回路の出力電圧を与えてオン状態にすることにより、前記モータに発生した誘起電力を前記アクチュエータに供給するスイッチ制御手段と
を備えることを特徴とする磁気ディスク装置。
【請求項２】
前記昇圧回路は、
第１電極と第２電極とを有するキャパシタと、
所定周期でハイレベルとローレベルとを繰り返すクロック信号を生成して前記第１電極に出力するクロック生成回路、
前記クロック信号がローレベルのときに前記アクチュエータに供給されている電圧を前記第２電極に入力し、前記クロック信号がハイレベルのときに前記第２電極の電圧を出力する昇圧制御回路と
を含むことを特徴とする請求項１に記載の磁気ディスク装置。
【請求項３】
前記クロック発生回路は、
３以上の奇数個のインバータが縦続接続され、最終段のインバータの出力電圧がクロック信号として出力されると共に、当該出力電圧が初段のインバータの入力電圧として入力されるリングオシレータであること
を特徴とする請求項２に記載の磁気ディスク装置。
【請求項４】
前記スイッチ素子は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型のトランジスタであり、当該トランジスタのソースはモータ側に、ドレインはアクチュエータ側にそれぞれ接続され、
前記スイッチ制御手段は、
前記判定回路が所定値以下と判定したとき、前記出力電圧を前記トランジスタのゲートに与えることによりドレインソース間を導通させ、前記判定回路が所定値以下と判定しないとき、前記出力電圧を前記トランジスタのゲートに与えないことによりドレインソース間を導通させないこと
を特徴とする請求項１に記載の磁気ディスク装置。
【請求項５】
オートリトラクト機能を有する磁気ディスク装置であって、
電源電圧を監視して所定値以下か否かを判定する判定回路と、
磁気ディスクを回転駆動するモータのコイルと磁気ヘッドを駆動するアクチュエータの電源端子とを接続する配線上に設けられているスイッチ素子と、
前記判定回路が所定値以下と判定したとき、前記スイッチ素子のモータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも高い場合には、当該スイッチ素子をオン状態にすることにより前記磁気ディスクに発生した誘起電力を前記アクチュエータに供給し、前記スイッチ素子のモータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも低い場合には、当該スイッチ素子をオフ状態にするスイッチ制御手段と
を備えることを特徴とする磁気ディスク装置。
【請求項６】
前記電源は、直流電源であり、
前記モータは、三相交流モータであり、
前記スイッチ素子は、前記三相交流モータと前記アクチュエータとの間の各相にそれぞれ設けられており、
前記スイッチ制御手段は、
前記スイッチ素子のうち、いずれかのスイッチ素子においてモータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも高い場合には、各スイッチ素子を選択的にオン状態にすることにより、前記三相交流モータに発生した三相交流の誘起電力を整流して前記アクチュエータに供給し、全てのスイッチ素子のモータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも低い場合には、全てのスイッチ素子をオフ状態にすること
を特徴とする請求項５に記載の磁気ディスク装置。
【請求項７】
前記スイッチ制御手段は、
前記スイッチ素子の各々についてモータ側の電圧とアクチュエータ側の電圧とを検出し、検出された電圧のうちの最大の電圧を示す箇所を特定する特定回路と、
特定された箇所がいずれかのスイッチ素子のモータ側であれば、当該スイッチ素子のみをオン状態にし、特定された箇所がいずれかのスイッチ素子のアクチュエータ側であれば、全てのスイッチ素子をオフ状態にする制御回路と
を含むことを特徴とする請求項６に記載の磁気ディスク装置。
【請求項８】
前記スイッチ制御手段は、
前記スイッチ素子の各々についてモータ側の電圧とアクチュエータ側の電圧とを比較する比較回路と、
前記比較回路によりモータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも高いと判定されたスイッチ素子をオン状態にし、モータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも低いと判定されたスイッチ素子をオフ状態にする制御回路と
を含むことを特徴とする請求項６に記載の磁気ディスク装置。
【請求項９】
前記磁気ディスク装置は、さらに、
前記アクチュエータに供給されている電圧を昇圧する昇圧回路を備え、
前記スイッチ素子は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型のトランジスタであり、当該トランジスタのソースはモータ側に、ドレインはアクチュエータ側にそれぞれ接続されており、
前記スイッチ制御手段は、
前記トランジスタのドレイン電圧がソース電圧よりも低い場合には、当該トランジスタのゲートに前記昇圧回路の出力電圧を与えることによりドレインソース間を導通させ、前記ドレイン電圧が前記ソース電圧よりも高い場合には、当該トランジスタのゲートに前記昇圧回路の出力電圧を与えないことによりドレインソース間を導通させないこと
を特徴とする請求項５に記載の磁気ディスク装置。
【請求項１０】
前記スイッチ制御手段は、さらに、
前記判定回路が所定値以下と判定していないとき、前記スイッチ素子をオン状態にすることにより、前記電源から電力を前記モータに供給して、前記磁気ディスクを回転駆動させること
を特徴とする請求項５に記載の磁気ディスク装置。
【請求項１１】
前記電源は、直流電源であり、
前記モータは、三相交流モータであり、
前記スイッチ素子は、前記三相交流モータと前記アクチュエータとの間の各相にそれぞれ設けられており、
前記スイッチ制御手段は、
前記スイッチ素子のうち、いずれかのスイッチ素子を選択的にオン状態にすることにより、前記直流電源の電力を三相交流の電力に変換して前記三相交流モータに供給すること
を特徴とする請求項１０に記載の磁気ディスク装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気ディスク装置に関し、特に、動作中において停電等により電源からの電力供給が受けられなくなった場合に、磁気ヘッドを緊急に退避させるオートリトラクト機能に関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気ディスク装置には、その動作中に、例えばユーザの誤操作又は停電により予期せず電源からの電力供給が受けられなくなる状況がある。このとき、磁気ディスク装置は、磁気ヘッドと磁気ディスクとの接触を回避するため、磁気ヘッドを緊急に退避させなければならない。ところが退避時には電源からの電力供給がないので、磁気ヘッドを駆動するアクチュエータへの電力供給が問題となる。（以下、磁気ディスク装置が電源から電力供給を受けられなくなり磁気ヘッドを緊急に退避させる状況を「退避時」という。また、磁気ディスク装置が正常に電源から電力供給を受けている状況を「正常時」という。）
特許文献１には、退避時には、磁気ディスクを回転駆動するモータに発生する誘起電力を、アクチュエータに供給する技術が開示されている。これは、電源からの電力供給がなくなっても磁気ディスクが慣性力によりしばらく回転を続けるので、その際にモータが発電機として機能することを利用したものである。
【０００３】
図１は、特許文献１に開示されている磁気ディスク装置の構成を示す図である。
スピンドルモータ５１は、磁気ディスクを回転駆動する三相交流モータである。ＳＰＭ駆動回路５２は、スピンドルモータ５１に駆動電力を供給する。
ボイスコイルモータ７６は、磁気ヘッドを駆動する一種のアクチュエータである。ボイスコイルモータ７６は、正常時には、ＶＣＭ駆動回路７１から電力供給を受け、退避時には、スピンドルモータ５１から電力供給を受ける。この電力供給源の切り替えは、切替回路５３がスイッチ７８、７９を切り替えることにより為される。
【０００４】
整流回路７５は、スピンドルモータ５１に発生する三相交流の誘起電力を整流する回路である。整流回路７５に備えられる各スイッチは、制御回路７７によりオンオフ制御される。
誘起電力の各相の電圧は、それぞれ正弦波に近い波形を示し、また、電気角にして１２０度ずつ位相が異なる。つまり、三相のうち電圧が最大となる相が時間的に移り変わる。そこで、最大検出回路７２は、効率的に整流させるため、スイッチ６５、６６、６７のうち、誘起電力の電圧が最大の相のスイッチのみをオン状態となるように各スイッチを制御する。また、最小検出回路７３は、スイッチ６８、６９、７０のうち、誘起電力の電圧が最小の相のスイッチのみをオン状態となるように各スイッチを制御する。
【０００５】
これにより、磁気ディスク装置は、スピンドルモータ５１に発生した誘起電力を整流してボイスコイルモータ７６に供給することができる。
一方、近年、磁気ディスク装置は、ますます小型化しており、それに伴い上述の各回路が集積されている半導体チップの小型化が要請されている。図１に示す磁気ディスク装置では、スイッチ７８、７９を半導体チップ内に集積する場合、それぞれ２個ずつ計４個のパワートランジスタを要する。パワートランジスタは、大電流を扱うため１個当たりの体積が大きく、半導体チップの小型化を図るには数が少ないほど好ましい。そこで、本願の発明者は、開発の過程で以下に示す参考例を検討した。
【０００６】
図２は、参考例の磁気ディスク装置の構成を示す図である。
図２に示す磁気ディスク装置は、整流回路７５の出力端子である端子５８とＶＣＭ駆動回路７１の電源入力端子とを接続し、端子５８と電源との間にスイッチ５７を設けている。
磁気ディスク装置は、正常時にはスイッチ５７をオン状態とし、退避時にはスイッチ５７をオフ状態とすることにより、ＶＣＭ駆動回路７１に電力を供給している。このような構成にすれば、電源供給源の切り替えに用いるパワートランジスタ（スイッチ５７に相当）を１個に削減することができる。
【特許文献１】特開２００１−３０７４０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、当該磁気ディスク装置は、半導体チップの小型化の要請を満たすことはできるが、以下の問題が新たに発生する。
最大検出回路７２は、正常時には動作せず、退避時になればスイッチ６５、６６、６７のオンオフ制御を行う。正常時に動作しないのは、仮にスイッチ６５、６６、６７のいずれかをオン状態とすれば、電源の直流電圧がスピンドルモータ５１に与えられることになり、スピンドルモータ５１の正常な駆動が妨げられるからである。退避時にはスイッチ６５、６６、６７のオンオフ制御に、スピンドルモータ５１の誘起電力が利用される。通常、誘起電力の電圧は比較的低いので、スイッチを完全導通させるためにその電圧を昇圧してスイッチのオンオフ制御を行うことが考えられる。
【０００８】
ところが、昇圧にはキャパシタの充電が最初に必要なので、最大検出回路７２の動作の開始直後から十分に昇圧された電圧によるオンオフ制御は見込めない。したがって、磁気ディスク装置の小型化により誘起電力が小さくなりつつある状況下では、磁気ヘッドの退避を確実に完了するように設計することが困難となってきている。
本発明は、磁気ディスク装置の小型化により誘起電力が小さくなりつつある状況下でも、磁気ヘッドの退避を完了することができる技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る磁気ディスク装置は、オートリトラクト機能を有する磁気ディスク装置であって、電源電圧を監視して所定値以下か否かを判定する判定回路と、磁気ディスクを回転駆動するモータのコイルと磁気ヘッドを駆動するアクチュエータの電源端子とを接続する配線上に設けられており、制御端子に与えられる電圧に応じてオン状態とオフ状態とを切り替えるスイッチ素子と、前記アクチュエータに供給されている電圧を昇圧する昇圧回路と、前記判定回路が所定値以下と判定したとき、前記スイッチ素子の制御入力端子に前記昇圧回路の出力電圧を与えてオン状態にすることにより、前記モータに発生した誘起電力を前記アクチュエータに供給するスイッチ制御手段とを備える。
【発明の効果】
【００１０】
上記構成によれば、磁気ディスク装置は、電源電圧が所定値以下となったときには、すでに昇圧回路はアクチュエータに供給されている電圧を昇圧している。ここで、アクチュエータに供給されている電圧とは、電源電圧が所定値以下でなければ電源電圧のことであり、所定値以下であれば誘起電力の電圧のことである。
これにより、磁気ディスク装置は、磁気ディスクの退避を要すると判定した直後から、昇圧回路の出力電圧によりスイッチ素子を駆動することができるので、誘起電力を効率的にアクチュエータに供給することができる。したがって、磁気ディスク装置は、誘起電力が小さくても磁気ヘッドの退避を完了することができる。
【００１１】
また、前記昇圧回路は、第１電極と第２電極とを有するキャパシタと、所定周期でハイレベルとローレベルとを繰り返すクロック信号を生成して前記第１電極に出力するクロック生成回路、前記クロック信号がローレベルのときに前記アクチュエータに供給されている電圧を前記第２電極に入力し、前記クロック信号がハイレベルのときに前記第２電極の電圧を出力する昇圧制御回路とを含むこととしてもよい。
【００１２】
上記構成によれば、磁気ディスク装置は、いわゆるチャージポンプ型の昇圧回路を採用している。
例えば、クロック信号のハイレベルがアクチュエータに供給される電圧であり、ローレベルがグラウンド電圧であれば、昇圧回路は、アクチュエータに供給される電圧を約２倍に昇圧することができる。この場合に、トランジスタを完全導通させるための電圧が約５ボルトであれば、誘起電力が約２．５ボルト程度に低下するまでは、磁気ディスク装置は誘起電力を効率的にアクチュエータに供給することができる。したがって、磁気ディスク装置は、誘起電力が小さくても磁気ヘッドの退避を完了することができる。
【００１３】
また、前記クロック発生回路は、３以上の奇数個のインバータが縦続接続され、最終段のインバータの出力電圧がクロック信号として出力されると共に、当該出力電圧が初段のインバータの入力電圧として入力されるリングオシレータであることとしてもよい。
上記構成によれば、昇圧回路はクロック生成装置としてリングオシレータを採用している。リングオシレータは、回路構成が非常にシンプルであり、また、バイアス回路を必要としないことから極めて低い電圧（例えば、１ボルト未満）でも安定的にクロック信号を生成することができる。
【００１４】
これにより、磁気ディスク装置は、誘起電力が低くても安定的に昇圧回路を動作させることができる。
また、前記スイッチ素子は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型のトランジスタであり、当該トランジスタのソースはモータ側に、ドレインはアクチュエータ側にそれぞれ接続され、前記スイッチ制御手段は、前記判定回路が所定値以下と判定したとき、前記出力電圧を前記トランジスタのゲートに与えることによりドレインソース間を導通させ、前記判定回路が所定値以下と判定しないとき、前記出力電圧を前記トランジスタのゲートに与えないことによりドレインソース間を導通させないこととしてもよい。
【００１５】
上記構成によれば、磁気ディスク装置は、スイッチ素子の半導体チップへの集積化及び省電力化を図ることができる。
本発明に係る磁気ディスク装置は、オートリトラクト機能を有する磁気ディスク装置であって、電源電圧を監視して所定値以下か否かを判定する判定回路と、磁気ディスクを回転駆動するモータのコイルと磁気ヘッドを駆動するアクチュエータの電源端子とを接続する配線上に設けられているスイッチ素子と、前記判定回路が所定値以下と判定したとき、前記スイッチ素子のモータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも高い場合には、当該スイッチ素子をオン状態にすることにより前記磁気ディスクに発生した誘起電力を前記アクチュエータに供給し、前記スイッチ素子のモータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも低い場合には、当該スイッチ素子をオフ状態にするスイッチ制御手段とを備える。
【００１６】
上記構成によれば、磁気ディスク装置は、退避時にモータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも高ければ誘起電力をアクチュエータに供給する。これにより、磁気ヘッドの退避が行われる。また、逆に、アクチュエータ側の電圧がモータ側の電圧よりも高ければ、磁気ディスク装置は、トランジスタをオフ状態にする。これにより、磁気ディスク装置は、アクチュエータ側の電力がモータ側に逆流することを防止し、モータの正常な回転を妨げないようにしている。
【００１７】
これは、チャタリングにより電源電圧が一時的に復帰したとしても、その電源電圧は、モータ側に与えられることがないので、モータの回転停止を早めることがないことを意味する。したがって、チャタリングがおさまり電源電圧が再びゼロとなったときには、磁気ディスク装置は、再び誘起電力をアクチュエータに供給して、磁気ヘッドの退避を継続することができる。
【００１８】
また、前記電源は、直流電源であり、前記モータは、三相交流モータであり、前記スイッチ素子は、前記三相交流モータと前記アクチュエータとの間の各相にそれぞれ設けられており、前記スイッチ制御手段は、前記スイッチ素子のうち、いずれかのスイッチ素子においてモータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも高い場合には、各スイッチ素子を選択的にオン状態にすることにより、前記三相交流モータに発生した三相交流の誘起電力を整流して前記アクチュエータに供給し、全てのスイッチ素子のモータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも低い場合には、全てのスイッチ素子をオフ状態にすることとしてもよい。
【００１９】
上記構成によれば、磁気ディスク装置は、各トランジスタを選択的にオン状態とすることにより、三相交流の誘起電力を整流してアクチュエータに供給することができる。
また、前記スイッチ制御手段は、前記スイッチ素子の各々についてモータ側の電圧とアクチュエータ側の電圧とを検出し、検出された電圧のうちの最大の電圧を示す箇所を特定する特定回路と、特定された箇所がいずれかのスイッチ素子のモータ側であれば、当該スイッチ素子のみをオン状態にし、特定された箇所がいずれかのスイッチ素子のアクチュエータ側であれば、全てのスイッチ素子をオフ状態にする制御回路とを含むこととしてもよい。
【００２０】
モータの誘起電力は三相交流なので電圧が最大となる相が周期的に移り変わる。上記構成の磁気ディスク装置は、誘起電力の電圧が最大の相のトランジスタのみをオン状態とすることにより、効率的に誘起電力を整流することができる。また、チャタリングにより電源電圧が一時的に復帰した場合には、アクチュエータ側の電圧が高くなるので、磁気ディスク装置はそれを検出して全てのトランジスタをオフ状態にすることができる。
【００２１】
また、前記スイッチ制御手段は、前記スイッチ素子の各々についてモータ側の電圧とアクチュエータ側の電圧とを比較する比較回路と、前記比較回路によりモータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも高いと判定されたスイッチ素子をオン状態にし、モータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも低いと判定されたスイッチ素子をオフ状態にする制御回路とを含むこととしてもよい。
【００２２】
モータの誘起電力は三相交流なので電圧が最大となる相が周期的に移り変わる。上記構成の磁気ディスク装置は、モータ側の電圧がアクチュエータ側の電圧よりも高いトランジスタをオン状態とすることにより、効率的に誘起電力を整流することができる。また、チャタリングにより電源電圧が一時的に復帰した場合には、モータ側の電圧よりもアクチュエータ側の電圧が高くなるので全てのトランジスタはオフ状態になる。
【００２３】
また、前記磁気ディスク装置は、さらに、前記アクチュエータに供給されている電圧を昇圧する昇圧回路を備え、前記スイッチ素子は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型のトランジスタであり、当該トランジスタのソースはモータ側に、ドレインはアクチュエータ側にそれぞれ接続されており、前記スイッチ制御手段は、前記トランジスタのドレイン電圧がソース電圧よりも低い場合には、当該トランジスタのゲートに前記昇圧回路の出力電圧を与えることによりドレインソース間を導通させ、前記ドレイン電圧が前記ソース電圧よりも高い場合には、当該トランジスタのゲートに前記昇圧回路の出力電圧を与えないことによりドレインソース間を導通させないこととしてもよい。
【００２４】
上記構成によれば、磁気ディスク装置は、スイッチ素子の半導体チップへの集積化及び省電力化を図ることができる。
また、前記スイッチ制御手段は、さらに、前記判定回路が所定値以下と判定していないとき、前記スイッチ素子をオン状態にすることにより、前記電源から電力を前記モータに供給して、前記磁気ディスクを回転駆動させることとしてもよい。
【００２５】
上記構成によれば、磁気ディスク装置は、電源電圧が所定値以下と判定していないときには、トランジスタを通じて電源からの電力をモータに供給することができる。即ち、トランジスタは、正常時には電源から電力をモータに供給し、退避時にはモータから誘起電力をアクチュエータに供給するという２つの機能を果たす。
このように、磁気ディスク装置はトランジスタを共用することにより、回路全体の小型化を図ることができる。
【００２６】
また、前記電源は、直流電源であり、前記モータは、三相交流モータであり、
前記スイッチ素子は、前記三相交流モータと前記アクチュエータとの間の各相にそれぞれ設けられており、前記スイッチ制御手段は、前記スイッチ素子のうち、いずれかのスイッチ素子を選択的にオン状態にすることにより、前記直流電源の電力を三相交流の電力に変換して前記三相交流モータに供給することとしてもよい。
【００２７】
上記構成によれば、磁気ディスク装置は、各トランジスタを選択的にオン状態とすることにより、直流電源からの電力を三相交流に変換してモータに供給することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
（実施の形態１）
＜概要＞
実施の形態１に係る磁気ディスク装置は、昇圧回路を正常時でも動作させておくことでキャパシタの充電を完了させている。したがって、電源供給が受けられなくなっても、昇圧回路は、即座に昇圧された電圧を整流回路内のスイッチ素子に与えることができる。これにより、磁気ディスク装置は、即座に磁気ヘッドの退避の動作を開始することができる。
【００２９】
＜磁気ディスク装置の全体構成＞
図３は、本発明に係る磁気ディスク装置の構成を示す図である。
磁気ディスク装置は、スピンドルモータ１、ＳＰＭ駆動回路２、ボイスコイルモータ２６、ＶＣＭ駆動回路２１、判定回路３、スイッチ素子７、整流回路２５及び制御回路２７を備える。磁気ディスク装置は、正常時には直流電源から電力供給を受けて動作する。
【００３０】
スピンドルモータ１は、磁気ディスクを回転駆動する三相交流モータであり、３つのモータコイル１ａ、１ｂ、１ｃを備える。端子４、５、６は、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の端子である。
ＳＰＭ駆動回路２は、スピンドルモータ１を駆動する回路であり、正常時には直流電源の電力を直流から三相交流に変換してスピンドルモータ１に供給する。
【００３１】
ボイスコイルモータ２６は、磁気ヘッドの位置決めに用いる一種のアクチュエータであり、電源端子に供給される電力により駆動される。
ＶＣＭ駆動回路２１は、ボイスコイルモータ２６を駆動する回路である。
判定回路３は、電源電圧ＶＣＣを監視して、所定値以下であるか否かにより退の要否を判定している。所定値以下、即ち、退避を要すると判定すれば、ＳＰＭ駆動回路２、スイッチ素子７、制御回路２７にその旨を通知する。ここで、その通知には、例えば、正常時にはハイレベル、退避時にはローレベルとなる信号電圧を用いる。また、判定回路３の内部では、信号電圧が一旦ローレベルになるとたとえ電源電圧が復帰したとしても、磁気ヘッドの退避が完了しない限りハイレベルにならないような保持回路が組んであるものとする。
【００３２】
スイッチ素子７は、判定回路３からの信号電圧がハイレベルであればオン状態となり、ローレベルであればオフ状態となる。なお、スイッチ素子７は、二重拡散型ＭＯＳトランジスタであり、付属しているダイオード７ａは、二重拡散型ＭＯＳトランジスタに構造上備えられるボディダイオードである。
整流回路２５は、退避時に、スピンドルモータ１に発生する三相交流の誘起電力を整流してＶＣＭ駆動回路２１に供給する。整流回路２５は、内部にスイッチ素子１５〜２０を備えている。各スイッチ素子は、二重拡散型ＭＯＳトランジスタであり、それぞれボディダイオードを備えている。
【００３３】
スイッチ素子１５、１６、１７は、一端を出力端子８に共通に接続し、他端をそれぞれ端子４、５、６に接続している。これらのスイッチ素子は、最大検出回路２２によりそのオンオフ状態が制御される。
また、スイッチ素子１８、１９、２０は、一端をグラウンド端子２４に共通に接続し、他端をそれぞれ端子４、５、６に接続している。これらのスイッチ素子は、最小検出回路２３によりそのオンオフ状態が制御される。
【００３４】
制御回路２７は、整流回路２５内の各スイッチ素子のオンオフ状態を制御する。具体的には、正常時には整流回路２５内の全てのスイッチ素子をオフ状態とし、退避時にはスピンドルモータ１の誘起電力を整流するように各スイッチ素子を選択的にオン状態とする。ここで、正常時であるか退避時であるかは、判定回路３からの信号電圧により判定される。制御回路２７は、退避時において誘起電力を効率的に整流回路２５に整流させるため、最大検出回路２２と最小検出回路２３とを備えている。
【００３５】
最大検出回路２２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧を監視し、各相に１つずつ設けられたスイッチ素子１５、１６、１７のうち、電圧が最大となる相のスイッチをオン状態とする。また、最小検出回路２３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧を監視し、各相に１つずつ設けられたスイッチ素子１８、１９、２０のうち、電圧が最小となる相のスイッチをオン状態とする。
【００３６】
これらにより、ＶＣＭ駆動回路２１は、正常時には電源から電力供給を受け、退避時にはスピンドルモータ１から誘起電力の供給を受けることができる。
以下に、本発明の特徴部分である最大検出回路２２を詳細に説明する。
＜最大検出回路＞
図４は、最大検出回路２２の構成を示す図である。
【００３７】
最大検出回路２２は、昇圧回路２８、スイッチ素子２９、定電流源Ｉ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、トランジスタＱ１〜Ｑ６からなる。
昇圧回路２８は、端子８の電圧Ｖ８を昇圧する回路である。電圧Ｖ８は、ＶＣＭ駆動回路２１に与えられる電圧に等しい。即ち、正常時にはほぼ電源電圧ＶＣＣに等しく、退避時にはスピンドルモータ１の誘起電力を整流して得られる電圧に等しい。
【００３８】
退避時に誘起電力を効率よく利用するためには、スイッチ素子１５、１６、１７を完全導通させることが重要である。そのためには、各スイッチ素子のゲートには５ボルト程度の電圧が与えられる必要がある。ところが、誘起電力の電圧は、せいぜい２〜３ボルト程度でしかない。そこで、最大検出回路２２は、昇圧回路２８により昇圧した電圧をスイッチ素子１５、１６、１７に与えることにより、各スイッチを完全導通させることにしている。
【００３９】
定電流源Ｉ１は、一定の電流を流すための回路である。
スイッチ素子２９は、判定回路３からの信号電圧に従って、正常時にはオフ状態となり、退避時にはオン状態となる。スイッチ素子２９がオン状態になれば、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６に一定の電流が流れることで、最大検出回路２２が動作を開始する。なお、定電流源Ｉ１にスイッチ機能があれば、スイッチ素子２９の代わりに定電流源Ｉ１のスイッチ機能を用いて最大検出回路２２の動作を開始しても構わない。その場合には、スイッチ素子２９は省略することができる。
【００４０】
抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は、全て同程度の抵抗値をもつ抵抗である。
トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３は、全て同程度の電気的特性をもつＭＯＳトランジスタである。トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３は、ソースを昇圧回路２８に共通に接続し、ドレインをそれぞれスイッチ素子１５、１６、１７のゲートに接続している。また、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３のゲートとソースとの間には、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３がそれぞれ介在している。
【００４１】
トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６は、全て同程度の電気的特性をもつバイポーラトランジスタである。
トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６は、コレクタをそれぞれトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３のゲートに接続し、エミッタをスイッチ素子２９に共通に接続している。また、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６のベースは、それぞれ端子４、５、６に接続される。
【００４２】
上記構成の最大検出回路２２の動作を、正常時と退避時とに分けて説明する。
正常時には、端子８の電圧Ｖ８は、ほぼ電源電圧ＶＣＣとなっている。昇圧回路２８は電源電圧ＶＣＣを昇圧して、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３のソースに与えている。
また、正常時には、判定回路３からの信号電圧がハイレベルであり、それに従ってスイッチ素子２９はオフ状態である。したがってトランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６のコレクタ電流は、いずれもゼロとなる。
【００４３】
トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６のコレクタ電流がいずれもゼロなので、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３のそれぞれのゲート電圧は、ソース電圧と等しくなり、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３は全てオフ状態となる。
その結果、スイッチ素子１５、１６、１７のゲートは、全てローレベルとなるので、スイッチ素子１５、１６、１７は全てオフ状態となる。
【００４４】
一方、退避時には、電圧Ｖ８は、スピンドルモータ１の誘起電力をスイッチ素子１５、１６、１７により整流して得られる電圧となる。昇圧回路２８は電圧Ｖ８を昇圧して、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３のソースに与えている。
また、退避時には、判定回路３からの信号電圧がローレベルとなり、それに従ってスイッチ素子２９はオン状態となる。したがってトランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６が駆動する。トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６は、これらのうち、ベース電圧が最大のトランジスタのみがオン状態となる。
【００４５】
スピンドルモータ１の誘起電力は、三相交流であるため、各相の電圧波形は電気角にして１２０度ずつ位相が異なる。したがって、ある時間帯では、端子４の電圧Ｖ４が最大となり、次の時間帯では、端子５の電圧Ｖ５が最大となるというように最大の電圧となる端子が周期的に移り変わる。それに応じて、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６のうち、オン状態となるトランジスタが順次移り変わる。
【００４６】
例えば、電圧Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６のうち、電圧Ｖ４が最大のとき、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６のうち、トランジスタＱ４のみがオン状態になる。このとき、抵抗Ｒ１にトランジスタＱ４のコレクタ電流が流れて、抵抗Ｒ１の両端に一定の電位差が発生する。これによりトランジスタＱ１がオン状態となる。すると昇圧回路２８の出力電圧Ｖ４０がスイッチ素子１５のゲートに与えられ、スイッチ素子１５がオン状態となる。なお、トランジスタＱ５、Ｑ６はオフ状態なので、スイッチ素子１６、１７はオフ状態となっている。
【００４７】
同様の動作により、電圧Ｖ５が最大のときには、スイッチ素子１６のみがオン状態となり、電圧Ｖ６が最大のときには、スイッチ素子１７のみがオン状態となる。
これにより、最大検出回路２２は、各相に１つずつ設けられたスイッチ素子１５、１６、１７のうち、電圧が最大となる相のスイッチをオン状態とすることができる。
さらに、以下に昇圧回路２８の詳細の構成を説明する。
【００４８】
図５は、昇圧回路２８の構成の一例を示す図である。
クロック生成回路２８１は、周期的にハイレベル（電圧Ｖ８）とローレベル（グラウンド電圧）とを繰り返すクロック信号を生成して出力する。具体的には、リングオシレータが採用されている。
リングオシレータは、３以上の奇数個のインバータが縦続接続され、最終段のインバータの出力電圧がクロック信号として出力されると共に、その出力電圧が初段のインバータの入力電圧として入力される発振器である。
【００４９】
インバータＩＮＶ１は、クロック信号の位相を反転して出力する。
キャパシタＣ１は、インバータＩＮＶ１の出力がローレベルのとき、ダイオードＤ１を通じて端子８からの電力を充電する。この時、キャパシタＣ１の充電電圧は、ダイオードＤ１の順方向電圧の影響を受けることになる。ダイオードＤ１の順方向電圧をＶＤ１（約０．７Ｖ）とすると、その充電電圧は（Ｖ８−ＶＤ１）となる。
【００５０】
逆に、インバータＩＮＶ１の出力がハイレベルになると、キャパシタＣ１は、ダイオードＤ２を通じてキャパシタＣ２に対して放電する。このときキャパシタＣ２には電圧Ｖ８にキャパシタＣ１の充電電圧を加えた電圧が与えられる。この時、キャパシタＣ２の充電電圧は、ダイオードＤ２の順方向電圧の影響を受けてその分だけ小さくなる。
昇圧回路２８は、ダイオードＤ１、Ｄ２の順方向電圧が無視できる程度に電圧Ｖ８が大きく、かつ、キャパシタＣ１、Ｃ２の容量が負荷（最大検出回路２２内の各素子）の消費電力に応じて適切に設定されていれば、電圧Ｖ８の２倍の電圧を出力することができる。
【００５１】
＜磁気ディスク装置の全体動作＞
上記構成の磁気ディスク装置の全体の動作を以下に説明する。
図６は、磁気ディスク装置内の各端子の電圧を示す図である。
図６は、縦軸に電圧、横軸に時間を示している。図６中のＶＣＣは、電源電圧を示し、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６は、それぞれ端子４、５、６の電圧を示し、Ｖ８は、端子８の電圧を示す。また、Ｖ７ｏｎは、スイッチ素子７のオン抵抗による電圧降下（約０．３ボルト）である。Ｖｏｎは、スイッチ素子１５〜２０の各スイッチ素子のオン抵抗による電圧降下（約０．３ボルト）である。
【００５２】
図６では、当初、磁気ディスクは電源から電力供給を受けていたが、時刻ｔ１に予期せず電源から電力供給が受けられなくなったという状況を想定している。したがって、電源電圧ＶＣＣは、ｔ０においては正常値であるが、その後ｔ１においてゼロとなる。
磁気ディスク装置は、このような状況下では以下のように動作する。
ｔ０からｔ１まで、即ち、正常時には、スイッチ素子７はオン状態である。したがって、電源からの電力はスイッチ素子７を通じてＶＣＭ駆動回路２１に供給される。このとき電圧Ｖ８は、電源電圧ＶＣＣよりＶ７ｏｎだけ低下して、ＶＣＣ−Ｖ７ｏｎとなる。なお電圧Ｖ８は、ＶＣＭ駆動回路２１に与えられている電圧に等しい。
【００５３】
その後、ｔ１において、電源電圧ＶＣＣはゼロとなる。このとき判定回路３は、退避を要すると判定し、ＳＰＭ駆動回路２、スイッチ素子７、制御回路２７にその旨を通知する。この通知を受けて、スイッチ素子７はオフ状態になる。また、ＳＰＭ駆動回路２は、スピンドルモータ１と電源とを結ぶ系統を遮断する。これらにより、誘起電力がスイッチ素子７又はＳＰＭ駆動回路２を通じて電源に供給されることを防止する。
【００５４】
制御回路２７は、判定回路３から通知をうけると最大検出回路２２及び最小検出回路２３の動作を開始して、スピンドルモータ１の誘起電力を整流するようにスイッチ素子１５〜２０のオンオフ制御を行う。ここで、最大検出回路２２内の昇圧回路２８は、ｔ１以前から動作しているため、最大検出回路２２は即座にオンオフ制御を行うことができる。
スピンドルモータ１の誘起電力は三相交流であるため、電圧が最大となる相が周期的に移り変わる。図６によれば、ｔ１からｔ２まで電圧Ｖ４が最大となり、ｔ２からｔ３まで電圧Ｖ５が最大となり、ｔ３からｔ４まで電圧Ｖ６が最大となる。
【００５５】
最大検出回路２２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６を検出して、スイッチ素子１５、１６、１７のうち、電圧が最大となる相のスイッチ素子のみをオン状態とする。つまり、オン状態となるスイッチ素子は以下のようになる。
ｔ１からｔ２まで  スイッチ素子１５
ｔ２からｔ３まで  スイッチ素子１６
ｔ３からｔ４まで  スイッチ素子１７
誘起電力は、オン状態となるスイッチ素子を通じてＶＣＭ駆動回路２１に供給される。これにより、電圧Ｖ８は以下のようになる。
【００５６】
ｔ１からｔ２まで  Ｖ４−Ｖｏｎ
ｔ２からｔ３まで  Ｖ５−Ｖｏｎ
ｔ３からｔ４まで  Ｖ６−Ｖｏｎ
このように、磁気ディスク装置は、電圧が最大となる相のスイッチ素子のみをオン状態とすることにより、誘起電力を効率的に整流することができる。
【００５７】
以上説明したように、昇圧回路２８は、正常時でも退避時でも電圧Ｖ８を昇圧している。これにより、昇圧回路２８は、退避時になれば即座に整流回路２５内のスイッチ素子１５〜２０に昇圧された電圧Ｖ４０を与えることができる。したがって、磁気ディスク装置は、退避時において即座に磁気ヘッドの退避の動作を開始することができる。
また、最大検出回路２２は、正常時にはスイッチ素子１５、１６、１７を全てオフ状態とし、退避時にはスイッチ素子１５、１６、１７を選択的にオン状態とする。これにより、最大検出回路２２は、正常時に直流電圧がスピンドルモータ１に与えられることを防止し、また、退避時には誘起電力の整流を行うことができる。
【００５８】
また、クロック生成回路２８１として、リングオシレータが採用されている。これは、以下の理由による。
退避時には、スピンドルモータ１の誘起電力しかないため、昇圧回路２８には高い電圧が与えられない。したがって、クロック生成回路２８１には、低電圧でもクロック信号を安定に生成できる性能が要求される。リングオシレータは、回路構成が非常にシンプルであり、また、バイアス回路を必要としないことから極めて低い電圧（例えば、１ボルト未満）でも安定的にクロック信号を生成することができる。このことから、リングオシレータを採用するのが好ましい。
【００５９】
（実施の形態２）
＜概要＞
実施の形態１では、退避時には電源電圧が定常的にゼロになる状況を想定し、その状況に適した磁気ディスク装置について説明している。しかし、稀に退避時において電源電圧が定常的にゼロとならない状況がある。例えば、磁気ディスク装置や、磁気ディスク装置に電力を供給する電源系統に、機械式のスイッチが含まれている場合、チャタリングが起きる可能性がある。チャタリングとは、スイッチが切り替わる際に、ごく短期間にオンオフを繰り返す現象をいう。チャタリングが起きれば、退避時であっても断続的に電源電圧ＶＣＣが復帰することになるので、電源からの電力がスイッチ素子７のボディダイオード７ａを通じて端子８に供給されることになる。
【００６０】
一方、退避時であれば、最大検出回路２２は既に動作を開始しているので、スイッチ素子１５、１６、１７のいずれかがオン状態となっている。このとき、電源電圧ＶＣＣが一時的に復帰すると、電源電圧ＶＣＣは誘起電力の電圧に比べて高いため、オン状態のスイッチ素子が固定的にオン状態を保つラッチアップと呼ばれる現象が起きる。例えば、スイッチ素子１５がオン状態であれば、電圧Ｖ４は、電圧Ｖ８にまで引き上げられて、電圧Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６のうちで常に最大となる。これにより、スイッチ素子１５は、固定的にオン状態に保たれる。
【００６１】
ラッチアップが起きれば、スピンドルモータ１には、固定的にオン状態のスイッチ素子を通じて直流の電力が供給されることになる。これは、スピンドルモータ１の正常な回転を妨げて、回転停止を早めることとなる。これにより、磁気ディスク装置は、誘起電力を効率的に利用することができず、ＶＣＭ駆動回路２１に供給される電力が不足して磁気ヘッドの退避が完了できなくなる可能性がある。
【００６２】
そこで、実施の形態２に係る磁気ディスク装置は、退避時にチャタリングが起きれば、スイッチ素子１５、１６、１７を全てオフ状態にすることとしている。これにより、磁気ディスク装置は、直流の電力がスピンドルモータ１に供給されることを防止して、磁気ヘッドの退避を完了させることができる。
＜磁気ディスク装置の全体構成＞
実施の形態２に係る磁気ディスク装置は、実施の形態１の磁気ディスク装置と比較して、最大検出回路２２のみが異なり、それ以外の構成については同様である。したがって、最大検出回路のみについて説明し、それ以外の構成については説明を省略する。
【００６３】
＜最大検出回路＞
図７は、最大検出回路３０の構成を示す図である。
最大検出回路３０は、実施の形態１に係る最大検出回路２２にトランジスタＱ７を加えた構成となっている。
トランジスタＱ７は、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６と同程度の電気的特性をもつバイポーラトランジスタである。トランジスタＱ７は、コレクタを端子８に接続し、エミッタをスイッチ素子２９に接続している。
【００６４】
上記構成の最大検出回路３０の動作を、正常時と退避時とに分けて説明する。
正常時には、スイッチ素子２９はオフ状態なので、実施の形態１と同様に、スイッチ素子１５、１６、１７は全てオフ状態となる。
一方、退避時には、スイッチ素子２９はオン状態となり、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７が駆動する。トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７は、これらのうち、ベース電圧が最大のトランジスタのみがオン状態となる。
【００６５】
通常、退避時には、電圧Ｖ８は一旦ゼロとなる。したがって、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６のうち、オン状態となるトランジスタが周期的に移り変わり、スピンドルモータ１の誘起電力が整流される。このとき電圧Ｖ８は、整流された電圧と等しくなる。例えば、スイッチ素子１５がオン状態であれば、Ｖ８＝Ｖ４−Ｖｏｎとなる。また、スイッチ素子１６がオン状態であれば、Ｖ８＝Ｖ５−Ｖｏｎとなり、スイッチ素子１７がオン状態であれば、Ｖ８＝Ｖ６−Ｖｏｎとなる。いずれのスイッチ素子がオン状態であっても、電圧Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６、Ｖ８の中で、電圧Ｖ８が最大になることはなく、トランジスタＱ７はオフ状態を保つ。
【００６６】
しかし、チャタリングが起きれば、電源電圧ＶＣＣが復帰し、電圧Ｖ８が上昇することになる。このとき電圧Ｖ８が、電圧Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６よりも高く上昇すれば、トランジスタＱ７がオン状態となると共に、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６はオフ状態となる。これにより、スイッチ素子１５、１６、１７は全てオフ状態となる。このように、磁気ディスク装置は、電源電圧ＶＣＣが復帰すればスイッチ素子１５、１６、１７を全てオフ状態とすることにより、直流の電力がスピンドルモータ１に供給されることを防止することができる。
【００６７】
また、チャタリングがおさまり、電圧Ｖ８が、電圧Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６のいずれかよりも低くなれば、再び、スピンドルモータ１の誘起電力が整流されてＶＣＭ駆動回路２１に供給される。
＜磁気ディスク装置の全体動作＞
上記構成の磁気ディスク装置の全体の動作を以下に説明する。
【００６８】
図８は、磁気ディスク装置内の各端子の電圧を示す図である。
図８中のＶ７ｏｆｆは、ボディダイオード７ａによる電圧降下分である（約０．７ボルト）。
図８では、退避時においてｔｃからｔｄまでの期間、チャタリングにより電源電圧ＶＣＣが復帰した状況を想定している。したがって、電源電圧ＶＣＣは、ｔｃからｔｄまでのチャタリング期間において正常値を示す。
【００６９】
磁気ディスク装置は、このような状況下では以下のように動作する。
磁気ディスク装置の動作は、ｔｃまでは実施の形態１と同様である。このとき、電圧Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６、Ｖ８のうち、電圧Ｖ８が最大になることはなく、トランジスタＱ７はオフ状態を保つ。
その後、ｔｃからｔｄまで、電源電圧ＶＣＣが正常値に復帰する。このとき、スイッチ素子７はオフ状態を保つので、端子８は、電源からスイッチ素子７のボディダイオード７ａを通じて電力の供給を受ける。したがって、電圧Ｖ８は、ＶＣＣ−Ｖ７ｏｆｆとなる。この場合、電圧Ｖ８が、電圧Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６の全てを上回ることがあり得る。するとトランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７のうち、トランジスタＱ７のみがオン状態となり、スイッチ素子１５、１６、１７の全てがオフ状態となる。これにより、磁気ディスク装置は、直流の電力がスピンドルモータ１に供給されることを防止することができる。したがって、チャタリング期間におけるスピンドルモータ１の回転速度の低下を極力少なくすることができる。
【００７０】
ｔｄ以降では、再び電源電圧ＶＣＣがゼロとなる。このとき、再び、スピンドルモータ１の誘起電力が整流されてＶＣＭ駆動回路２１に供給される。
以上説明したように、最大検出回路３０は、退避時においてチャタリングが起きれば、スイッチ素子１５、１６、１７を全てオフ状態にすることとしている。これにより、磁気ディスク装置は、直流の電力がスピンドルモータ１に供給されることを防止し、チャタリング期間におけるスピンドルモータ１の回転速度の低下を極力少なくすることができる。
（実施の形態３）
＜概要＞
実施の形態３では、最大検出回路に比較器を利用した磁気ディスク装置について説明する。
【００７１】
＜磁気ディスク装置の全体構成＞
実施の形態３に係る磁気ディスク装置は、実施の形態２の磁気ディスク装置と比較して、最大検出回路２２のみが異なり、それ以外の構成については同様である。したがって、最大検出回路のみについて説明し、それ以外の構成については説明を省略する。
＜最大検出回路＞
図９は、最大検出回路３１の構成を示す図である。
【００７２】
最大検出回路３１は、昇圧回路２８、スイッチ素子２９、比較器３２、３３、３４を備える。
昇圧回路２８は、正常時又は退避時のいずれであっても電圧Ｖ８を昇圧して出力する。
スイッチ素子２９は、判定回路３からの信号電圧に応じて、正常時にはオフ状態になり、退避時にはオン状態になる。
【００７３】
比較器３２、３３、３４は、それぞれプラス端子とマイナス端子との電圧を比較して、プラス端子の電圧が大きければ電源端子の電圧を出力し、マイナス端子の電圧が大きければグラウンド端子の電圧を出力する。ここで、各比較器の電源端子はスイッチ素子２９に共通に接続され、グラウンド端子はグラウンドに接続されている。また、電源端子の電圧とは、スイッチ素子２９がオン状態であれば、昇圧回路２８により昇圧された電圧Ｖ４０（ハイレベル）、グラウンド端子の電圧とは、グラウンド電圧（ローレベル）である。
【００７４】
上記構成の最大検出回路３１の動作を、正常時と退避時とに分けて説明する。
正常時には、電圧Ｖ８は、ほぼ電源電圧ＶＣＣとなっている。昇圧回路２８は電源電圧ＶＣＣを昇圧して、スイッチ素子２９に与えている。
また、正常時には、判定回路３からの信号電圧がハイレベルであり、それに応じてスイッチ素子２９はオフ状態である。したがって比較器３２、３３、３４は駆動しない。
【００７５】
これにより、スイッチ素子１５、１６、１７のゲートは、全てローレベルとなるので、スイッチ素子１５、１６、１７は全てオフ状態となる。
一方、退避時には、スイッチ素子２９はオン状態となり、比較器３２、３３、３４が駆動する。
比較器３２は、電圧Ｖ４と電圧Ｖ８とを比較して、電圧Ｖ４が高ければハイレベルを出力し、電圧Ｖ８が高ければローレベルを出力する。したがって、電圧Ｖ４が電圧Ｖ８よりも高い場合に、スイッチ素子１５がオン状態となる。逆に電圧Ｖ４が電圧Ｖ８よりも低い場合に、スイッチ素子１５がオフ状態となる。
【００７６】
比較器３３は、電圧Ｖ５と電圧Ｖ８とを比較して、電圧Ｖ５が高ければハイレベルを出力し、電圧Ｖ８が高ければローレベルを出力する。したがって、電圧Ｖ５が電圧Ｖ８よりも高い場合に、スイッチ素子１６がオン状態となる。逆に電圧Ｖ５が電圧Ｖ８よりも低い場合に、スイッチ素子１６がオフ状態となる。
比較器３４は、電圧Ｖ６と電圧Ｖ８とを比較して、電圧Ｖ６が高ければハイレベルを出力し、電圧Ｖ８が高ければローレベルを出力する。したがって、電圧Ｖ６が電圧Ｖ８よりも高い場合に、スイッチ素子１７がオン状態となる。逆に電圧Ｖ６が電圧Ｖ８よりも低い場合に、スイッチ素子１７がオフ状態となる。
【００７７】
誘起電力は、三相交流であるため、各相の電圧波形は電気角にして１２０度ずつ位相が異なる。したがって、ある時間帯では、電圧Ｖ４が最大となり、次の時間帯では、電圧Ｖ５が最大となるというように周期的に移り変わる。それに応じて、比較器３２、３３、３４が、周期的にハイレベルを出力する。
例えば、電圧Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６のうち、電圧Ｖ４が最大のとき、比較器３２がハイレベルを出力し、それに伴いスイッチ素子１５がオン状態になる。このとき、比較器３２のプラス端子には電圧Ｖ４、マイナス端子には電圧Ｖ８（＝Ｖ４−Ｖｏｎ）が入力されている。
【００７８】
電圧Ｖ４は、時間の経過とともに正弦波状に次第に降下し、電圧Ｖ５が次第に上昇する。電圧Ｖ５が電圧Ｖ８（＝Ｖ４−Ｖｏｎ）より高くなれば、比較器３３がハイレベルを出力し、それに伴いスイッチ素子１６がオン状態になる。この瞬間には、比較器３２はまだオン状態を保ち、それに伴いスイッチ素子１５もオン状態のままである。
その後すぐに、電圧Ｖ４がさらに降下して、電圧Ｖ５がさらに上昇することで、電圧Ｖ４が、電圧Ｖ８（＝Ｖ５−Ｖｏｎ）より低くなる。これにより、比較器３２はローレベルを出力し、それに伴いスイッチ素子１５がオフ状態になる。このとき、電圧Ｖ５は電圧Ｖ８よりも高いので、比較器３３はハイレベルを出力し、それに伴いスイッチ素子１６はオン状態を保つ。
【００７９】
このように、比較器３２、３３、３４が、周期的にハイレベルを出力することにより、スイッチ素子１５、１６、１７が周期的にオン状態となり、誘起電力を効率的に整流することができる。
ここで、チャタリングが起きれば、電源電圧ＶＣＣが復帰し、電圧Ｖ８が上昇することになる。このとき電圧Ｖ８が、電圧Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６よりも高く上昇すれば、比較器３２、３３、３４の全てがローレベルを出力する。これにより、スイッチ素子１５、１６、１７は全てオフ状態となる。このように、磁気ディスク装置は、スイッチ素子１５、１６、１７を全てオフ状態とすることにより、直流の電力がスピンドルモータ１に供給されることを防止することができる。
【００８０】
また、チャタリングがおさまり、電圧Ｖ８が、電圧Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６のいずれかよりも低くなれば、再び、スピンドルモータ１の誘起電力が整流されてＶＣＭ駆動回路２１に供給される。
（実施の形態４）
＜概要＞
実施の形態２に係るＳＰＭ駆動回路２は、その内部にＤＣ／ＡＣコンバータを備え、正常時には電源の直流電力を三相交流に変換してスピンドルモータ１に供給している。一方、整流回路２５は、一種のＡＣ／ＤＣコンバータである。これらは、その変換の向きが逆であるものの、三相交流と直流とを変換するものとしては共通する。しかも、ＳＰＭ駆動回路２は正常時のみ動作し、整流回路２５は退避時のみ動作するものなので、それぞれが同時に動作するものではない。そこで、実施の形態４に係る磁気ディスク装置は、ＳＰＭ駆動回路２と整流回路２５とで、構造上共通する部分を共用することにより、半導体チップの小型化を図る。
＜磁気ディスク装置の全体構成＞
実施の形態４に係る磁気ディスク装置は、実施の形態２の磁気ディスク装置と比較して、ＳＰＭ駆動回路２及び整流回路２５のみが異なり、それ以外の構成については同様である。したがって、ＳＰＭ駆動回路２及び整流回路２５のみについて説明し、それ以外の構成については説明を省略する。
【００８１】
図１０は、本発明に係る磁気ディスク装置の構成を示す図である。
変換回路３５は、正常時に電源からの直流の電力を三相交流に変換してスピンドルモータ１に供給し、退避時にスピンドルモータ１の三相交流の誘起電力を直流に変換してＶＣＭ駆動回路２１に供給する。スイッチ素子１５〜２０の接続関係については、実施の形態２と同様である。
【００８２】
制御回路３６は、最大検出回路２２、最小検出回路２３及びＳＰＭ制御回路３７を備える。
ＳＰＭ制御回路３７は、正常時に、スイッチ素子１５〜２０にハイレベルとローレベルとを選択的に与えることにより、変換回路３５に電源の電力を直流から三相交流に変換させる。なお、退避時には、各スイッチ素子へはハイレベルもローレベルも出力しないようにする。
【００８３】
＜磁気ディスク装置の全体動作＞
上記構成の磁気ディスク装置の全体の動作を以下に説明する。
正常時には、スイッチ素子７はオン状態である。したがって、電源からの電力はスイッチ素子７を通じてＶＣＭ駆動回路２１に供給されると共に、端子８を通じて変換回路３５に供給される。変換回路３５は、ＳＰＭ制御回路３７の制御により直流を三相交流に変換してスピンドルモータ１を駆動する。
退避時には、変換回路３５は実施の形態２の整流回路２５と同様に、スピンドルモータ１の誘起電力を整流してＶＣＭ駆動回路２１に供給する。
【００８４】
また、退避時においてチャタリングが発生したときの動作についても実施の形態２と同様である。
以上説明したように、磁気ディスク装置は、ＳＰＭ駆動回路２と整流回路２５とで、構造上共通する部分を共用することにより、半導体チップの小型化を図ることができる。
なお、全ての実施の形態において、スピンドルモータは三相交流モータとして説明しているが、これに限らず、単相交流モータであってもよい。
【００８５】
なお、全ての実施の形態において、整流回路は全波整流を行っているが、これに限らず、半波整流を行ってもよい。
なお、全ての実施の形態において、スイッチ素子７、１５、１６、１７、１８、１９、２０は、二重拡散型ＭＯＳトランジスタを用いている。しかし、制御入力端子に与えられる電圧に応じてオン状態とオフ状態とを切り替えるものであれば、これに限らない。例えば、二重拡散型以外のＭＯＳトランジスタであってもよいし、バイポーラトランジスタ、サイリスタであってもよい。但し、ＭＯＳトランジスタは、バイポーラトランジスタと比べてオン抵抗をより小さくすることができるため、より小さな形状で半導体チップ上に作り込むことが可能であり、半導体チップに集積化する上で有利である。
【００８６】
なお、実施の形態１では、図５を用いて昇圧回路２８の構成の一例を説明しているが、以下のようにしてもよい。
図１１は、昇圧回路２８の構成の一例を示す図である。
図１１は、図５におけるダイオードＤ１、Ｄ２の代わりにＰチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を用いる。
【００８７】
レベルシフタ２８２は、入力信号に対して出力信号のレベルを拡大する回路である。これにより、インバータＩＮＶ２が確実に動作することができる。レベルシフタ２８２は、ハイレベルを出力する場合、端子４０の電圧Ｖ４０を出力し、ローレベルを出力する場合、グラウンド電圧を出力する。なお、出力信号は入力信号と同じ位相であるものとする。ここで、レベルシフタ２８２がインバータ機能を備え、出力信号が入力信号と逆の位相となる場合にはインバータＩＮＶ２は不要である。
【００８８】
トランジスタＴｒ１は、ディスクリート製品を用いる場合には、ダイオードを並列に接続して用いる。このとき、図１１に示すようにトランジスタＴｒ１のソースＳとダイオードのアノードとが接続され、トランジスタＴｒ１のドレインＤとダイオードのカソードとが接続される。トランジスタＴｒ１が半導体集積回路の内部に構成される場合には、半導体基板又は半導体基板に相当する拡散層と、ドレイン用拡散層とを電気的に接続する。これにより、トランジスタＴｒ１にダイオードが等価的に並列に接続されることになる。トランジスタＴｒ２についても同様である。
【００８９】
この昇圧回路は、以下のように動作する。
インバータＩＮＶ１は、クロック生成回路２８１のクロック信号を受けてスイッチング動作を行い、クロック信号の位相を反転して出力する。
キャパシタＣ１は、インバータＩＮＶ１の出力がローレベルのとき、トランジスタＴｒ１がオン状態となるので、端子８からの電力を充電する。トランジスタＴｒ１のオン抵抗による電圧降下は約０．３ボルトであり、ダイオードＤ１の順方向電圧（約０．７ボルト）に比べて小さい。そのため、キャパシタＣ１の充電電圧が図５の場合に比べて高くなる。また、トランジスタＴｒ２は、インバータＩＮＶ１の出力がローレベルであれば、インバータＩＮＶ２の出力がハイレベルになるのでオフ状態となる。したがって、キャパシタＣ２に蓄積された電荷がキャパシタＣ１に逆流することはない。
【００９０】
次に、インバータＩＮＶ１の出力がハイレベルのとき、キャパシタＣ１は、トランジスタＴｒ２を通じてキャパシタＣ２に対して放電する。このときトランジスタＴｒ１がオフ状態となっているので、キャパシタＣ１の電荷が端子８に逆流することはない。また、トランジスタＴｒ２は、インバータＩＮＶ１の出力がハイレベルであれば、インバータＩＮＶ２の出力がローレベルになるのでオン状態となっている。ここでトランジスタＴｒ２のオン抵抗による電圧降下は約０．３ボルトであり、ダイオードＤ２の順方向電圧（約０．７ボルト）に比べて小さい。そのため、キャパシタＣ２の充電電圧が図５の場合に比べて高くなる。
【００９１】
このように、この昇圧回路は、図５の昇圧回路に比べて昇圧の能力が高く、退避時という電力が限られた状況においては有用である。
また、さらに小型化という面に着目し、昇圧回路を以下のようにしてもよい。
図１２は、昇圧回路２８の構成の一例を示す図である。
図１２は、図１１におけるトランジスタＴｒ１の代わりにＮチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒ３を用いる。
【００９２】
一般にＮチャネルのＭＯＳトランジスタは、ＰチャネルのＭＯＳトランジスタに比べて２倍から３倍の通電能力を有している。そのため、ＮチャネルのＭＯＳトランジスタを採用するほうが半導体集積回路の全体のチップ面積を小さくすることができる。チップ面積が小さくなるとチップ単価を安くできるというコストメリットが期待できる。
ＮチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒ３は、ディスクリート製品を用いる場合には、ダイオードを並列に接続して用いる。このとき、図１２に示すようにトランジスタＴｒ３のソースＳとダイオードのアノードとが接続され、トランジスタＴｒ３のドレインＤとダイオードのカソードとが接続される。トランジスタＴｒ３が半導体集積回路の内部に構成される場合には、半導体基板又は半導体基板に相当する拡散層と、ソース用拡散層とを電気的に接続する。これにより、トランジスタＴｒ３にダイオードが等価的に並列に接続されることになる。
【００９３】
トランジスタＴｒ３は、ソース電圧よりも高い電圧をゲートに入力しなければオン状態にならない。そのため、インバータＩＮＶ２の出力によりオンオフ制御される。
なお、トランジスタＴｒ２については、ソース電圧よりも高い電圧をゲート電圧として必要とするＮチャネルのＭＯＳトランジスタに置き換えることはできない。
この昇圧回路は、以下のように動作する。
【００９４】
インバータＩＮＶ１は、クロック生成回路２８１のクロック信号を受けてスイッチング動作を行い、クロック信号の位相を反転して出力する。
インバータＩＮＶ１の出力がローレベルのとき、インバータＩＮＶ２の出力がハイレベルになるので、トランジスタＴｒ３がオン状態となる。このとき、キャパシタＣ１は、端子８からの電力を充電する。トランジスタＴｒ３のオン抵抗による電圧降下は約０．３ボルトであり、ダイオードＤ１の順方向電圧（約０．７ボルト）に比べて小さい。そのため、キャパシタＣ１の充電電圧が図５の場合に比べて高くなる。また、トランジスタＴｒ２は、インバータＩＮＶ１の出力がローレベルであれば、インバータＩＮＶ２の出力がハイレベルになるのでオフ状態となる。したがって、キャパシタＣ２に蓄積された電荷がキャパシタＣ１に逆流することはない。
【００９５】
次に、インバータＩＮＶ１の出力がハイレベルのとき、キャパシタＣ１は、トランジスタＴｒ２を通じてキャパシタＣ２に対して放電する。このときトランジスタＴｒ３がオフ状態となっているので、キャパシタＣ１の電荷が端子８に逆流することはない。また、トランジスタＴｒ２は、インバータＩＮＶ１の出力がハイレベルであれば、インバータＩＮＶ２の出力がローレベルになるのでオン状態となっている。ここでトランジスタＴｒ２のオン抵抗による電圧降下は約０．３ボルトであり、ダイオードＤ２の順方向電圧（約０．７ボルト）に比べて小さい。そのため、キャパシタＣ２の充電電圧が図５の場合に比べて高くなる。
【００９６】
なお、この昇圧回路は、動作の初期、即ち、出力電圧Ｖ４０が十分昇圧されていないとき、トランジスタＴｒ３を完全導通させることができない。したがって、初期においては、キャパシタＣ１は、トランジスタＴｒ３に並列に接続されたダイオードを通じて電力を受けることになり、昇圧回路の昇圧能力がよくない。しかし、時間の経過とともに出力電圧４０が十分昇圧されるとトランジスタＴｒ３が完全導通することになり、昇圧回路の昇圧能力がよくなる。
【００９７】
本発明に係る昇圧回路は、初期の昇圧能力がよくなくても正常時から予め動作しているので、磁気ヘッドの退避を要する事態になるまでには十分昇圧されていると考えられる。したがって、現実の使用には支障がないと考えられる。
なお、実施の形態１では、クロック生成回路２８１としてリングオシレータを採用しているが、低い電圧でも安定的にクロック信号を生成することができれば、これに限らない。
【産業上の利用可能性】
【００９８】
本発明の磁気ディスク装置は、ハードディスク駆動装置（ＨＤＤ）に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００９９】
【図１】特許文献１に開示されている磁気ディスク装置の構成を示す図である。
【図２】参考例の磁気ディスク装置の構成を示す図である。
【図３】本発明に係る磁気ディスク装置の構成を示す図である。
【図４】最大検出回路２２の構成を示す図である。
【図５】昇圧回路２８の構成の一例を示す図である。
【図６】磁気ディスク装置内の各端子の電圧を示す図である。
【図７】最大検出回路３０の構成を示す図である。
【図８】磁気ディスク装置内の各端子の電圧を示す図である。
【図９】最大検出回路３１の構成を示す図である。
【図１０】本発明に係る磁気ディスク装置の構成を示す図である。
【図１１】昇圧回路２８の構成の一例を示す図である。
【図１２】昇圧回路２８の構成の一例を示す図である。
【符号の説明】
【０１００】
１    スピンドルモータ
２    ＳＰＭ駆動回路
３    判定回路
７    スイッチ素子
１５〜２０  スイッチ素子
２１    ＶＣＭ駆動回路
２２、３０    最大検出回路
２３    最小検出回路
２５    整流回路
２６    ボイスコイルモータ
２７、３６    制御回路
２８    昇圧回路
２９    スイッチ素子
３１    最大検出回路
３２、３３、３４    比較器
３５    変換回路
３７    ＳＰＭ制御回路
２８１    クロック生成回路
２８２    レベルシフタ
【図１】
2004220757.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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