(57)【要約】【課題】半導体磁気抵抗素子を用いた位置変位センサを提供しようとする。【解決手段】交流電圧Ｅが印加される少なくとも一対のインピーダンス素子が直線上又は円周上において間隔を置いて配列され、可動磁性体が前記一対のインピーダンス素子の一方に対応する位置から他方に対応する位置まで前記直線又は円周に沿って変位する間に、各素子のインピーダンスが前記可動磁性体との位置関係に応じて変化することにより、正弦波の半周期に対応する変化成分を含むようにした位置変位センサにおいて、前記インピーダンス素子として半導体磁気抵抗素子ＭＲ１及びＭＲ３・・・を用いたことを特徴とする位置変位センサ。【選択図】  図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧が印加される少なくとも一対のインピーダンス素子が所定の経路に沿って間隔を置いて配列され、可動磁性体が前記一対のインピーダンス素子の一方に対応する位置から他方に対応する位置まで前記所定の経路に沿って変位する間に、各素子のインピーダンスが前記可動磁性体との位置関係に応じて変化することにより、正弦波の変化成分を含むようにした位置変位センサにおいて、前記インピーダンス素子としてフィールド磁極に近接した半導体磁気抵抗素子を用いたことを特徴とする位置変位センサ。
【請求項２】
前記所定の経路が直線状であることを特徴とする請求項１に記載の位置変位センサ。
【請求項３】
前記所定の経路が円周状であることを特徴とする請求項１に記載の位置変位センサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体磁気抵抗素子を用いた位置変位センサ、特に交流印加による正弦／余弦変位検出型のセンサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、位置変位を交流振幅の正弦／余弦変位として検出するセンサが開発され、それらのセンサは駆動原理から誘導型とインピーダンス型の二つに分けられる。いずれの型においても複数のインピーダンス素子又はコイルが直線状に配列された直線変位検出方式と、円周方向に配列された回転角度検出方式とがあり、誘導型においては、トランスの二次コイルによってこれらの配列が形成される（例えば、特許文献１、及び特許文献２参照）。
【０００３】
【特許文献１】
実用新案登録第３０３６２８５号公報（図２参照）
【０００４】
【特許文献２】
特開平１０‐１７６９２５号公報（図１〜図３参照）
【０００５】
一方、磁界の変動によるインピーダンス変化から物体の位置変位を検出する素子として、近年、半導体磁気抵抗素子を用いたもの（例えば、特許文献３参照）も存在するが、これらは磁界変動に伴う当該素子の直流抵抗の変化（直流電圧降下）を測定するに過ぎないものであり，本発明のように正弦波交流を加えて三角関数処理による精密測定を行おうとするものではない。
【０００６】
【特許文献３】
特開２０００‐２９２１１３号公報（要約参照）
【０００７】
そこで、本発明の対象である交流振幅の正弦／余弦変位による位置変位センサの基礎的理解のため、その誘導型位置変位センサについて、まず直線方式の動作原理を図１により概観する。図１において、１はソレノイド型一次コイル、２はその内側に同軸配置された二次コイル列であり、ここでは同一規格の４個のコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４が等間隔で配列されている。このコイル配列に対しては、コイル軸と同軸且つ軸方向動自在の関係で磁性体配列棒（可動磁性体）３が挿入される。磁性体配列棒３にはコイル配列間隔（隣接コイル中心間距離）の４倍を１ピッチとして、複数の円筒状強磁性体４が配列されている。磁性体配列棒３の棒軸は顕著な磁性を示さない金属又はプラスチック物質からなっている。
【０００８】
二次コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は、図のごとく正弦波電圧ＡＳｉｎωｔが印加された一次コイル１からの相互誘導作用により、正弦波電圧を誘起されるが、前述した磁性体配列棒３との関係位置に応じた磁束の変化によって二次回路の構成時、異なった振幅のコイル端間電圧を具現するものであり、図１における磁性体配列棒３の軸方向位置（Ｌ１−Ｌ３の位置：両コイルともＬ２を挟んで対向する端部のみが強磁性体４の端部に対応するか、僅かに被る程度の平衡位置。Ｌ２−Ｌ４の位置：Ｌ２が強磁性体４に対応し、Ｌ４が強磁性体４間の大空隙を介して配列棒３の棒軸に対応する位置）をｘ＝０とし、且つ同棒の、例えば図の左方への移動を正方向とすれば、Ｌ１−  Ｌ３差動出力は、誘起される正弦波Ｓｉｎωｔに、変動する係数すなわち振幅の変位ａＳｉｎｘを掛けた値
・              ａＳｉｎｘＳｉｎωｔ
となり、Ｌ２−  Ｌ４差動出力は、誘起される正弦波Ｓｉｎωｔに、変動する係数すなわち振幅の変位ａＣｏｓｘを掛けた値
・              ａＣｏｓｘＳｉｎωｔ
となり、したがって、磁性体配列棒３の１ピッチ変位（実寸）を正弦又は余弦関数において、ｘ（ｐ）＝２π［ｒａｄ］  （３６０度）として処理しうることが理解されるであろう。
【０００９】
回転方式の動作原理は図２に示すとおりである。図２において二次コイル２’の各コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は、大直径一次コイル１’に内接する形で平行軸を有し、且つ環状・等間隔に配列されたものであり、いずれも同一の軸横断面内に位置した極端面を有する極鉄心５を有している。二次コイル２’の中心軸、したがって二次コイル配列の中心軸と同軸に配置されたシャフトスリーブには、二次コイルの極鉄心５を回転位置に応じて覆うための強磁性偏心板６が支持されている。
【００１０】
コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は、一次コイル１’との相互誘導により、一次側に印加された正弦波電圧ＡＳｉｎωｔに基づく正弦波電圧を誘起されるが、前述した強磁性偏心板６の被り具合に応じた磁束の変化によって、二次回路構成時、異なるコイル端間電圧を具現するようになっている。これらのコイル端間電圧は、配置関係が１８０度（逆位相）であるＬ１−  Ｌ３の組，及びＬ２−  Ｌ４の組において差動的に取出せば、倍化して検出できるということが明らかである。
【００１１】
図２における強磁性偏心板６の角度位置（コイルＬ２の鉄心が偏心板６に完全に覆われ、コイルＬ４の鉄心が完全に露出し、コイルＬ１−  Ｌ３の組が等しく半露出状態となっている位置）をθ＝０とし、且つ図の時計回りの回転を正方向とすれば、二次コイルＬ１−  Ｌ３差動出力が、誘起される正弦波Ｓｉｎωｔに、係数すなわち振幅の変位ａＳｉｎθを掛けた値、すなわち
・              ａＳｉｎθＳｉｎωｔ
となり、Ｌ２−  Ｌ４差動出力が、誘起される正弦波Ｓｉｎωｔに、係数すなわち振幅の変位ａＣｏｓθを掛けた値、すなわち
・              ａＣｏｓθＳｉｎωｔ
となり、したがって、強磁性偏心板６の１回転は、θの３６０度変位に対応することが理解されるであろう。
【００１２】
これらの関係を、角度及び直線変位について一括し、回路的に示したものが図３であり、同様の関係はＬ１〜Ｌ４を実質上自己インダクタンスのみからなるインピーダンス素子として，正弦波電圧ＡＳｉｎωｔを直接加えた場合にも生ずることを示したのが図４の回路図である。本発明は、直接には後者のインピーダンス型において、交流振幅の正弦／余弦変位として位置変位を検出する新規のセンサ構造に関するものである。
【００１３】
そこで、インピーダンス型においても、上記と同様にして得られるコイルＬ１〜Ｌ４の各端子電圧を、角度及び直線変位を一括した正弦係数の式をＸ、余弦係数の式をＹとすれば次のように表すことができる。
・    Ｘ＝ａＳｉｎ（θ，ｘ）・Ｓｉｎωｔ・・・・・・（１）
・    Ｙ＝ａＣｏｓ（θ，ｘ）・Ｓｉｎωｔ・・・・・・（２）
これらの式から、角度変位θ（直線変位ｘについても同様であるため、ここではθのみで説明する。）を求める演算回路としては、まず（１）式及び（２）式にそれぞれ、０から順次増加するデジタル位相値φの余弦関数Ｃｏｓφ、及び正弦関数Ｓｉｎφを乗じていき、
・    Ｓｉｎφ・Ｃｏｓθ−Ｃｏｓφ・Ｓｉｎθ＝０・・（３）
の時点において、θ＝φとしてθを特定する公知のＲ−Ｄ変換方式があるが、この方式ではφを追従カウントするときのクロック遅れが生じ，応答性が悪いという問題がある。
【００１４】
本発明の実施例では（１）式におけるＳｉｎωｔを回路上でＣｏｓωｔに変換することによって、ａＳｉｎ（θ，ｘ）・Ｃｏｓωｔを得、直接に三角関数の加法定理を適用する。すなわち
2004219321.tif 000003
【００１５】
この方式を位相差変換と呼び、図５に動作波形及び解析手順を示す。図５の分図（Ａ）は印加電圧ＡＳｉｎωｔと、Ｓｉｎωｔを搬送波とするθ変位に対応した（１）、（２）式の各右辺の電圧波形図、同（Ｂ）はＡＳｉｎωｔのグラフと特定の位相（θ，ｘ）を含む右辺の正弦波、この場合は、ａＳｉｎ（ωｔ−θ，ｘ）のグラフとの時間関係を示す波形図であり、更に同（Ｃ）はこれらの波形図の根拠となる数式的推移を示したものである。なお、進み位相波ａＳｉｎ（ωｔ＋θ，ｘ）の場合、そのグラフは破線で示した遅れ位相波ａＳｉｎ（ωｔ−θ，ｘ）のグラフと対称的に、実線で示したＡＳｉｎωｔのグラフよりも（θ，ｘ）だけ時間的に先行した正弦波として想起できるであろう。
【００１６】
図５Ｂのグラフから明らかなとおり、θ又はｘを求めるにはＡＳｉｎωｔグラフのゼロクロス点から、ａＳｉｎ（ωｔ−θ，ｘ）又はａＳｉｎ（ωｔ＋θ，ｘ）グラフのゼロクロス点までの時間をカウントすればよいことが理解されるであろう。このカウントは進相、遅相いずれの位相で求めてもよいが、コイルＬ１〜Ｌ４等に温度変化によるインピーダンス変化が生じている場合，それによる位相変動誤差±ｄはωｔに付随するため、ここでは詳述しないが上記の進相、遅相の両正弦波グラフの双方を用いて処理することにより、この±ｄを容易に消去することができる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
さて、インピーダンス型において、位置変位を上記のように交流振幅の正弦／余弦変位として検出するセンサの場合、コイルＬ１〜Ｌ４で相当のインピーダンス値（Ｚ）を得て、そのインピーダンスによる十分な交流電圧の降下（コイル端間電圧）を生ずるためにはＺ＝２πｆＬ（Ω）を与える周波数ｆを高くするか、インダクタンスＬ（Ｈ）自体を大きくする必要がある。
【００１８】
しかしながら、周波数ｆを高くすることに対しては回路の応答性による制約があり、逆に１周期内のクロック数（θ分解能）を大きくしたいという要請からは周波数ｆを低下すべきであるため、その調和点としてｆ＝１０ｋＨｚ程度が採用され、それ以上はθ分解能を上げられないという問題がある。（この場合のθ分解能とは、交流の１周期を２πラジアンという尺度で見た場合の表現であり、直線型の場合にはｘ分解能に対応する。）、また相当のインダクタンスを得るには１コイル当たり約２００〜８００ターンを要するため、図６に示すとおり、直線型の場合のコイルペアＬ１−  Ｌ３又はＬ２  −  Ｌ４の間隔（  中心間隔）を約４．１ｍｍ以下にはできないという設計的理由による実寸分解能の制約がある。
【００１９】
本発明は、位置変位を交流振幅の正弦／余弦変位として検出するインピーダンス型センサにおける上記のような問題点を克服して、高い分解能の位置変位センサを提供しようとするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明は交流電圧が印加される少なくとも一対のインピーダンス素子が所定の経路、特に直線経路上又は円周経路上において間隔を置いて配列され、可動磁性体が前記一対のインピーダンス素子の一方に対応する位置から他方に対応する位置まで前記所定の経路に沿って変位する間に、各素子のインピーダンスが前記可動磁性体との位置関係に応じて変化することにより、正弦波の半周期に対応する変化成分を含むようにした位置変位センサにおいて、前記インピーダンス素子としてフィールド磁極に近接した半導体磁気抵抗素子を用いたことを特徴とするものである。
【００２１】
本発明の構成によれば、上記の通りインピーダンス素子として半導体磁気抵抗素子を用いたため、そのインピーダンス（抵抗値）は印加交流電圧の周波数とは無関係となり、十分な低周波数とすること、及び前述したコイルペアの間隔に対応する素子配列ピッチも十分に小さくすることができる。また、素子間隔がある程度大きくても、いわゆるθ分解能を十分に高めることにより、計測精度を上げ、高分解能を得ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
【００２３】
一般に、ＭＲと称される半導体磁気抵抗素子（以下「ＭＲ素子」と略称する）は温度特性が大きいため、従来の直流印加方式においても、図７に示すように一対のＭＲ素子を直列接続し、温度特性が互いに相殺されるように差動出力を取出す構成としている。
【００２４】
本発明において、インピーダンス素子として従来のコイルペア、例えば，Ｌ１−  Ｌ３に代えて用いられるＭＲ素子であるＭＲ１、ＭＲ３は前述した通り計測動作上のインピーダンス変化が逆位相関係となり、図８に示すごとく、差動増幅器７等を用いて基本的に差動出力を取出す構成となっているため、両者の温度特性もまた当然に相殺されるようになっている。直線型センサ及び回転型センサの具体的な構成例は、それぞれ図９及び図１０に示す通りである。
【００２５】
【実施例】
図９Ａは直線変位検出用センサ１０の実施例を示す模式的な断面略図である。センサ本体にはＮまたはＳ磁極を有するフィールド磁石１２が配置され、例えば、４個のＭＲ素子、ＭＲ１〜ＭＲ４が等間隔で磁極横断方向に間隔を置いて順次配列される。これらのＭＲ配列に沿って磁性体配列棒１３が配置され、その軸方向（ＭＲ配列）に移動可能として被計測体の直線変位を測定できるようになっている。
【００２６】
磁性体配列棒１３は強磁性体１４と、反磁性体１５とをＭＲ１〜ＭＲ４の配列のほぼ全長（正確にはＭＲ間ピッチの４倍）を１ピッチとして交互に配列したものであり、１個のＭＲ素子（例えば、ＭＲ２）が強磁性体１４の中央部に対応するときは、それと対をなす１個飛んだ位置のＭＲ素子（例えば、ＭＲ４）が反磁性体１５の中央部に対応するようになっている。なお、反磁性体１５に代えて，図１に示した従来の誘導方式（直線型）における弱磁性体等の心棒のみにし、空隙を拡大する形で強磁性体１４よりも顕著に磁気抵抗（リラクタンス）を大きくする形式としてもよい。
【００２７】
図９Ｂに示すとおり、各Ｒ−  ＭＲ回路に並列的に交流電圧Ｅ＝ＡＳｉｎωｔが印加されると、この場合の素子ＭＲ１，ＭＲ２，ＭＲ３，ＭＲ４は、前述した誘導方式においてコイルインダクタンスの変化を与えたと同様な、磁性体配列棒３との関係位置に応じた抵抗値変化を示すため、それらＭＲ素子両端に現れる正弦波電圧の振幅がその抵抗値変化に応じて変化する。このような各ＭＲ素子間電圧は、ＭＲ１−  ＭＲ３の組，及びＭＲ２−  ＭＲ４の組におけるセンサ出力として、演算増幅器ＯＡにより差動的に取出されるものである。
【００２８】
図９Ａにおける磁性体配列棒１３の軸方向位置（ＭＲ２−  強磁性体１４対応、ＭＲ４−  反磁性体１５対応位置）をｘ＝０とし、且つ同棒の、例えば図の左方への移動を正方向とすれば、図９Ｂの回路では、ＭＲ１−  ＭＲ３用演算増幅器ＯＡ（１−  ３）の出力Ｘが、基本信号としての正弦波Ｓｉｎωｔに、変動する係数すなわち振幅の変位ａＳｉｎｘを掛けた値となり、ＭＲ２−  ＭＲ４用演算増幅器ＯＡ（２−  ４）の出力Ｙが、基本信号としての正弦波Ｓｉｎωｔに、変動する係数すなわち振幅の変位ａＣｏｓｘを掛けた値となるように構成されている。したがって、これらの正弦波では磁性体配列棒１３の１ピッチ変位（実寸）をｘ（ｐ）＝２π［ｒａｄ］  （３６０度）として処理しうることが理解されるであろう。
【００２９】
図１０Ａは回転変位検出用センサ１０’の実施例を示す模式的な断面略図であり、円環状センサ本体（ヨーク）内において中心軸に向かって突出した４磁極（この場合、Ｎ極）が９０度間隔で配置され、これらの磁極端面に、それぞれ素子ＭＲ１，ＭＲ２，ＭＲ３，ＭＲ４が装着され、各素子の突出端が更に中心軸を向くようになっている。センサ本体内には更に、素子ＭＲ１〜ＭＲ４よりも内側で中心軸の周りで回転するようにした強磁性体からなる偏心磁性体１６が配置され、各Ｎ極から出た磁束は素子ＭＲ１〜ＭＲ４を通り，空隙から偏心磁性体１６の周囲面に入り、同１６のいずれかの部位から何らかの磁路１７を経てセンサ本体のＳ極に戻るようになっている。
【００３０】
図１０Ｂに示すとおり、素子ＭＲ１〜ＭＲ４は、適当な抵抗を介して並列接続されて交流電源Ｅに接続されることにより、直線型の場合と同じく同相で印加され、偏心磁性体１６周面との間隔に応じたインダクタンスの変化によって異なる両端間電圧を具現するようになっている。この場合も、各ＭＲ素子間電圧は、ＭＲ１−  ＭＲ３の組，及びＭＲ２−  ＭＲ４の組におけるセンサ出力として、演算増幅器ＯＡにより差動的に取出されるようになっている。
【００３１】
図１０Ａにおける偏心磁性体１６の角度位置（最下位偏心位置）をθ＝０とし、且つ図の時計回りの回転を正方向とすれば、図１０Ｂでは、ＭＲ１−  ＭＲ３用演算増幅器ＯＡ（１−  ３）の出力Ｘが、基本信号としての正弦波Ｓｉｎωｔに、係数すなわち振幅の変位ａＳｉｎθを掛けた値となり、ＭＲ２−  ＭＲ４用演算増幅器ＯＡ（２−  ４）の出力Ｙが、基本信号としての正弦波Ｓｉｎωｔに、係数すなわち振幅の変位ａＣｏｓθを掛けた値となるように差動回路を構成したことを示している。したがって、偏心磁性体１６の１回転は、θの３６０度変位に対応することが理解されるであろう。
【００３２】
かくして、基本信号の周波数を十分に低くし、且つ直線型においては測定ピッチを１ｍｍ程度としても、上記のような出力Ｘ及びＹを正確に得ることができ、これらを前述した図５の過程に従ってＸ式のＳｉｎωｔをＣｏｓωｔに変換したＸ’式として、Ｘ’＋Ｙ＝ａＳｉｎ（ωｔ±θ，ｘ）を得るならば、例えば、１ピッチ（θ＝３６０度、ｘ＝１ｍｍ）を２１６＝６５５３６分割し，角度の場合なら３６０／６５５３６＝０．００５５［  度］  の分解能、１ｍｍピッチの直線変位の場合なら１０００／６５５３６＝０．０１５［  μｍ］  という、所謂ナノレベルの分解能を得ることができる。
【００３３】
【発明の効果】
以上述べたとおり、本発明は位置変位を交流振幅の正弦／余弦変位として検出するインピーダンス型センサにおけるインピーダンス素子として半導体磁気抵抗素子、いわゆるＭＲ素子を用いたことにより、所謂ナノテクノロジーにも対応できる高分解能の位置変位センサを提供するものであることが明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の誘導方式による直線変位検出型センサの構造原理を模式的に示す斜視図である。
【図２】従来の誘導方式による回転変位検出型センサの構造原理を模式的に示す斜視図である。
【図３】図１及び図２の構造がそれぞれ対象とする角度及び直線変位検出の態様を、一括して回路的に示したものである。
【図４】図３の誘導方式におけるトランス構造に代えて、実質上自己インダクタンスＬ１〜Ｌ４のみからなるインピーダンス素子を用い，同様の関係が得られるようにしたセンサ回路図である。
【図５】直線変位検出型及び回転変位検出型センサの動作波形及び解析手順を示す図であり、（Ａ）は印加電圧ＡＳｉｎωｔと、Ｓｉｎωｔを搬送波とするθ変位を含む電圧波形図、（Ｂ）はＡＳｉｎωｔのグラフと特定の位相（θ，ｘ）を含む正弦波、ａＳｉｎ（ωｔ−θ，ｘ）のグラフとの時間関係を示す波形図、（Ｃ）はこれらの波形図の根拠となる数式的推移を示した図である。
【図６】従来の直線型センサの場合におけるコイルペアＬ１−  Ｌ３又はＬ２  −  Ｌ４の間隔（  中心間隔）を約８．２ｍｍ以下にはできないことを示すためのコイル断面図である。という設計的理由による実寸分解能の制約がある。
【図７】従来の直流印加方式において、一対のＭＲ素子を直列接続し温度特性が互いに相殺されるように差動出力を取出す構成とした回路図である。
【図８】本発明の直線型センサ及び回転型センサの部分要素として、差動増幅器等を用いて基本的に差動出力を取出すように構成した部分回路図である。
【図９】本発明のセンサに適用される好ましい直線変位検出センサの実施例を示す図であって、その構造の模式的な断面略図（Ａ）、及び素子ＭＲ１−  ＭＲ３の組，及びＭＲ２−  ＭＲ４の組の差動接続と演算増幅器より構成されるそれらの並列的な差動回路（Ｂ）を示したものである。
【図１０】本発明のセンサに適用される好ましい回転変位検出センサの実施例を示す図であって、その構造の模式的な断面略図（Ａ）、及び素子ＭＲ１−  ＭＲ３の組，及びＭＲ２−  ＭＲ４の組の差動接続と演算増幅器より構成されるそれらの並列的な差動回路（Ｂ）を示したものである。
【符号の説明】
７  差動増幅器
１０  直線変位検出用センサ
１２  フィールド磁石
ＭＲ１〜ＭＲ４  半導体磁気抵抗素子
１３  磁性体配列棒
１４  強磁性体
１５  反磁性体
１６  偏心磁性体
１７  磁路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2004219321.tif 000008
【図６】
2004219321.tif 000009
【図７】
2004219321.tif 000010
【図８】
2004219321.tif 000011
【図９】
2004219321.tif 000012
【図１０】
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