(57)【要約】【課題】インバータの直流電圧が脈動した状態で、この直流脈動に起因して生じる電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能なインバータ制御装置の提供。【解決手段】ビートレス制御部１２と共に、インバータ１が出力するインバータ出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算部１１及びノッチフィルタ１４を備えて、ビートレス制御の効果を損うことなく、インバータ１の直流側が脈動した状態でインバータ出力周波数に含まれるインバータ１の直流側の脈動周波数成分を低減させる。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流を交流に変換するインバータと、このインバータの交流側に接続された電動機と、前記インバータが出力するインバータ出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算手段とを備え、前記電動機のトルク及び速度を制御するインバータ制御装置において、
前記インバータの直流側が脈動した状態で前記インバータ出力周波数に含まれる前記直流側の脈動周波数の成分を低減する低減手段を具備したことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２】
前記低減手段は、前記インバータ出力周波数演算手段の出力側に設けた前記脈動周波数の成分を低減するためのフィルタを含むことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
前記低減手段は、前記インバータ出力周波数演算手段の入力側に設けた前記脈動の周波数成分を低減するためのフィルタを含むことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
前記低減手段は、前記脈動の周波数成分近傍だけを低減するノッチフィルタであることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
直流を交流に変換するインバータと、このインバータの交流側に接続された電動機と、前記インバータが出力する出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算手段と、前記インバータの直流側が脈動した状態で当該脈動に応じて前記電動機のトルクあるいは相電流の脈動を低減するため前記インバータの出力するインバータ出力周波数を補正するビートレス制御手段とを備えるインバータ制御装置において、
前記ビートレス制御手段は、
前記補正前のインバータ出力周波数あるいは補正後のインバータ出力周波数を入力し、当該インバータ出力周波数に含まれる脈動周波数成分を抽出する手段と、当該脈動周波数成分に基づいてインバータ周波数補正量を演算する手段とを具備することを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項６】
前記インバータ出力周波数演算手段は、
前記電動機の回転速度あるいは位置を検出する速度検出器あるいは位置検出器を用いずにインバータ出力周波数を演算することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項記載のインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動機のトルクや速度を制御するインバータ制御装置に係わり、特に、インバータの直流入力側が脈動した状態であって、この脈動のために生じる電動機の脈動トルクを効果的に軽減し得るインバータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、交流電車では、単相交流電源をＰＷＭコンバータによって直流に変換し、これをインバータによって３相交流変換することで誘導電動機を駆動する。インバータ制御では、誘導電動機の回転子の速度をパルスジェネレータによって検出し、これに基づきインバータ周波数を制御している。
【０００３】
かかる交流電車システムの場合、単相整流に起因した電力脈動の影響を受け、コンバータ・インバータの直流側の電圧は、電源周波数の２倍の周波数で脈動する。インバータの直流側が脈動した状態である場合、インバータ出力周波数が前記インバータ直流側の脈動周波数に一致する付近で、電動機の相電流のビートやトルクの脈動が生じ、過電流や騒音、振動といった問題が生じる。
【０００４】
このような問題を解消するために、直流電圧の脈動に応じて、あるいは、トルク電流成分に応じてインバータ出力周波数を補正するビートレス制御が施されている。このビートレス制御に関しては、例えば、特許文献１、特許文献２が知られている。
【０００５】
ビートレス制御を適用した交流電車システムにおけるインバータ制御装置の従来例を、図１０を参照して説明する。
【０００６】
図１０において、架線及びトランスに相当する単相電源１０に単相のコンバータ１５が接続される。コンバータ１５の直流側にはフィルタコンデンサ２が接続され、直流電圧を平滑化する。フィルタコンデンサ２には、３相の可変電圧可変周波数出力のインバータ１が接続され、誘導電動機３を駆動制御する。
【０００７】
インバータ１による電動機制御方式としては、ＤＱ軸回転座標系上にて各種の電気量を制御することで、誘導電動機３のトルクや速度を制御するベクトル制御が広く適用されている。
【０００８】
誘導電動機３に流れる電流Ｉｕ，Ｉｗは、電流検出器４によって検出され、座標変換器７によって、ＤＱ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに変換される。電圧演算部５では、励磁電流指令ＩｄＲｅｆと励磁電流Ｉｄが、トルク電流指令ＩｑＲｅｆとトルク電流Ｉｑとが一致するようにＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算出力する。座標変換器６では、ＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換し、出力する。ＰＷＭ制御部９では、３相電圧指令に基づき、ゲート指令を生成し、インバータ１を駆動制御する。
【０００９】
インバータ出力周波数演算部２７は、すべり周波数演算部１６と加算器１７からなる。すべり周波数演算部１６は、励磁電流指令ＩｄＲｅｆとトルク電流指令ＩｑＲｅｆに基づきすべり周波数ωｓを演算出力する。加算器１７では、速度検出器１８によって検出された誘導電動機３の回転子の回転速度ωｒとすべり周波数ωｓが加算され、インバータ出力周波数基準ω１＊を、演算出力する。
【００１０】
一方、ビートレス制御部１２には、電圧検出器１９によって検出されたインバータ１の直流電圧Ｖｄｃが入力され、直流電圧の脈動分を抽出し、その脈動に応じて、インバータ出力周波数の補正量ωｌｃｍｐが演算出力される。
【００１１】
加算器１３では、インバータ出力周波数基準ω１＊とインバータ出力周波数補正量ωｌｃｍｐとが加算され、インバータ出力周波数ω１を生成する。
【００１２】
積分器８は、インバータ出力周波数ω１を積分し、座標変換器６，７で用いる（ＡＢ軸静止座標系の基準軸Ａ軸に対する）Ｄ軸の位相角θを、生成し、出力する。
【００１３】
上記の構成により、インバータ出力周波数の基準量ω１＊によって、誘導電動機３のトルクを制御する。また、単相交流電源１０を直流変換しているため、電源周波数の２倍の周波数成分の脈動（電源が５０Ｈｚの場合、１００Ｈｚの脈動）が、コンバータ１５及びインバータ１の直流側に発生する。この直流脈動によって生じる誘導電動機３のトルク脈動を、ビートレス制御の出力であるインバータ出力周波数補正ω１ｃｍｐによって、抑制している。
【００１４】
【特許文献１】
特開０１−０７７４９２号公報
【００１５】
【特許文献２】
特開１０−２７１９００号公報
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０に示すインバータ制御装置において、ハイゲインなフィードバックによりトルク電流指令ＩｑＲｅｆなどに脈動周波数成分が含まれるような場合、かかるフィードバック制御とビートレス制御とに干渉が起こり、ビートレス制御の効果が半減する。これは、ビートレス制御部１２によるインバータ出力周波数の補正は、インバータ出力周波数演算部２７の出力に、脈動周波数成分が含まれないことを前提にしているからである。この結果、トルクの脈動や相電流のビートが効果的に抑制できないといった問題が生じる。
【００１７】
また、電動機の回転子の位置あるいは速度を検出することなく電動機のトルクや速度を制御するセンサレス方式のインバータ制御装置が、省メンテナンス、低コストなどの効果から、様々な分野で期待されているが、このような回転センサレス制御系では、電圧・電流などの電気量から速度推定を行い高速なトルク応答を実現する必要があることから、基本的に、電圧・電流などの電気量からハイゲインなフィードバックによってインバータ出力周波数に作用し、図１０の構成と同様に、回転センサレス制御とビートレス制御とが干渉することが問題となる。干渉が起こると、ビートレス制御の効果が半減し、トルクの脈動や相電流のビートが生じる。これにより、騒音や振動による乗り心地劣化、機械破壊が生じる虞がある。また、過電流による保護停止を招くことがあり、システム信頼性を著しく損ねる。
【００１８】
さらに、インバータの直流側に直流電圧の上昇を抑制するための抵抗チョッパ回路を有するシステムにおいても、チョッパの動作周波数に等しい脈動が生じる場合、同様なビート現象が起こり、上記のビートレス制御とインバータ出力周波数演算部との干渉が生じる。
【００１９】
また、ビートレス制御を備えないシステムで、直流電圧の脈動や擾乱に応じてインバータ出力周波数が作用する場合は、不要なトルク脈動やトルク擾乱を生じ、騒音や振動の要因となる。
【００２０】
本発明の目的は、インバータの直流電圧が脈動した状態で、この直流脈動に起因して生じる電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能なインバータ制御装置を提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、直流を交流に変換するインバータと、このインバータの交流側に接続された電動機と、前記インバータが出力するインバータ出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算手段とを備え、前記電動機のトルク及び速度を制御するインバータ制御装置において、
前記インバータの直流側が脈動した状態で前記インバータ出力周波数に含まれる前記直流側の脈動周波数の成分を低減する低減手段を具備したことを特徴とする。
【００２２】
また、上記課題を解決するために本発明は、直流を交流に変換するインバータと、このインバータの交流側に接続された電動機と、前記インバータが出力する出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算手段と、前記インバータの直流側が脈動した状態で当該脈動に応じて前記電動機のトルクあるいは相電流の脈動を低減するため前記インバータの出力するインバータ出力周波数を補正するビートレス制御手段とを備えるインバータ制御装置において、
前記ビートレス制御手段は、
前記補正前のインバータ出力周波数あるいは補正後のインバータ出力周波数を入力し、当該インバータ出力周波数に含まれる脈動周波数成分を抽出する手段と、当該脈動周波数成分に基づいてインバータ周波数補正量を演算する手段とを具備することを特徴とする。
【００２３】
本発明によれば、インバータ出力周波数は脈動周波数成分を含まない（低減した）ものとすることができ、電動機のトルクの脈動を抑え、騒音・振動を低減した環境に優しいシステム構築が実現できる。
【００２４】
【発明の実施形態の形態】
（第１実施形態：請求項１，２，４，６に対応）
図１は第１実施形態に係るインバータ制御装置を示すブロック図である。
【００２５】
従来例である図１０は速度検出器を用いたインバータ制御装置であるのに対し、本実施形態は速度検出器を用いないインバータ制御装置であるため、先ず、速度検出器を用いないでインバータ出力周波数基準ω１＊を演算する手法について説明する。すなわち、図１０に示す速度検出器を用いたインバータ制御装置においては、インバータ出力周波数基準ω１＊を、速度検出器１８及びインバータ出力周波数演算部２７によって演算したが、図１に示す本実施形態の速度検出器を用いないインバータ制御装置においては、インバータ出力周波数演算部１１によって、インバータ出力周波数基準ω１＊を演算する。
【００２６】
インバータ出力周波数演算部１１は、図２に示すように、誘起電圧演算部２０とインバータ出力周波数制御部２１とから構成される。誘起電圧演算部２０では、ＤＱ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とＤＱ軸電流Ｉｄ，ＩｑとからＤ軸誘起電圧Ｅｄを演算出力する。インバータ出力周波数制御部２１では、入力であるＤ軸誘起電圧Ｅｄが零となるようにインバータ出力周波数基準ω１＊を制御出力する。
【００２７】
なお、速度検出器を用いないでインバータ出力周波数基準ω１＊を求める手法は、本実施形態におけるインバータ出力周波数演算部１１の他に、公知の回転センサレスベクトル制御法を採用することができる。
【００２８】
また、本実施形態では、インバータ出力周波数演算部１１の出力をノッチフィルタ（ＮＴＦ）１４に通している。このノッチフィルタ１４は、特定の周波数帯近傍だけを遮断する特性を有する。このノッチフィルタ１４のゲイン特性の一例を図３に示す。図３においては、直流側の脈動周波数をｌ００Ｈｚと仮定した場合の特性を示している。
【００２９】
ノッチフィルタ１４の出力は、加算器１３において、ビートレス制御部１２の出力であるインバータ出力周波数補正量ωｌｃｍｐと加算され、インバータ出力周波数ω１となる。
【００３０】
次に、図１における、図１０と同一部分には同一符号を付した、インバータ出力周波数演算部１１及びノッチフィルタ１４以外の構成について説明する。
【００３１】
図１において、単相電源１０に単相のコンバータ１５が接続され、コンバータ１５の直流側にはフィルタコンデンサ２が接続され、直流電圧を平滑化する。フィルタコンデンサ２には、３相の可変電圧可変周波数出力のインバータ１が接続され、誘導電動機３を駆動制御する。
【００３２】
インバータ１は、ＤＱ軸回転座標系上にて各種の電気量を制御することで、誘導電動機３のトルクや速度を制御するベクトル制御方式である。
【００３３】
誘導電動機３に流れる電流Ｉｕ，Ｉｗは、電流検出器４によって検出され、座標変換器７によって、ＤＱ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに変換される。電圧演算部５では、励磁電流指令ＩｄＲｅｆと励磁電流Ｉｄが、トルク電流指令ＩｑＲｅｆとトルク電流Ｉｑとが一致するようにＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算出力する。
【００３４】
座標変換器６では、ＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換し、出力する。ＰＷＭ制御部９では、３相電圧指令に基づき、ゲート指令を生成し、インバータ１を駆動制御する。
【００３５】
上述したようにインバータ出力周波数演算部１１及びノッチフィルタ１４からインバータ出力周波数基準ω１＊が出力される。
【００３６】
一方、ビートレス制御部１２には、電圧検出器１９によって検出されたインバータ１の直流電圧Ｖｄｃが入力され、直流電圧から脈動分を抽出し、その脈動に応じて、インバータ出力周波数の補正量ωｌｃｍｐが演算出力される。
【００３７】
加算器１３では、インバータ出力周波数基準ω１＊とインバータ出力周波数補正量ωｌｃｍｐとが加算され、インバータ出力周波数ω１を生成する。
【００３８】
積分器８は、インバータ出力周波数ω１を積分し、座標変換器６，７で用いる（ＡＢ軸静止座標系の基準軸Ａ軸に対する）Ｄ軸の位相角θを、生成し、出力する。
【００３９】
上記の構成により、インバータ出力周波数の基準量ω１＊によって、誘導電動機３のトルクを制御する。また、単相交流電源１０を直流変換しているため、電源周波数の２倍の周波数成分の脈動が、コンバータ１５及びインバータ１の直流側に重畳する。この直流脈動によって生じる誘導電動機３のトルク脈動を、ビートレス制御の出力であるインバータ出力周波数補正ω１ｃｍｐによって、抑制することができる
ここに、インバータ出力周波数演算部１１では、その入力信号であるＤＱ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊やＤＱ軸電流Ｉｄ，Ｉｑにインバータの直流側の脈動成分を含むため、インバータ出力周波数基準ω１＊にも同様な周波数成分が含まれる。これをノッチフィルタ１４に通していることにより、脈動周波数帯近傍の成分を低減できる。よって、ノッチフィルタ出力である補正後のインバータ出力周波数基準には、脈動周波数成分を含まない（低減した）ものとなる。
【００４０】
図１０において説明したように、ビートレス制御部１２は、直流電圧の脈動に応じたインバータ出力周波数補正量ωｌｃｍｐを演算するが、この補正量はインバータ出力周波数基準ω１＊に脈動周波数成分が一切含まれないことを前提に、算出される補正量である。よって、ノッチフィルタ１４の作用により、インバータ出力周波数基準ω１＊の当該脈動周波数成分が低減されたことにより、ビートレス制御の効果は損われない。
【００４１】
以上のように本実施形態のインバータ制御装置によれば、誘導電動機３のトルクの脈動を抑え、騒音・振動を低減した環境に優しいシステム構築が実現できる。また、誘導電動機３の相電流のビートを抑制することで、過電流などによる保護停止、運転不能状態の回避が可能となる。
【００４２】
また、本実施形態のインバータ制御装置においては、インバータ出力周波数演算部１１の出力に、ノッチフィルタ（ＮＴＦ）１４を備えているので、ビートレス制御との干渉が起こる特定の周波数成分だけを遮断し、回転センサレスベクトル制御の安定性への影響を最小限に抑え、性能の劣化を生じにくくすることができる。
【００４３】
なお、本実施形態のビートレス制御は、インバータ出力周波数を補正する方式を示したが、他に、インバータの変調率を補正する方式がある。同方式においても、インバータ出力周波数が、直流電圧の脈動周波数を含まないことを前提にするものであり、本実施形態のようにインバータ出力周波数に含まれる脈動周波数成分を低減することで、同様な作用効果を得ることができる。
【００４４】
さらに、本実施形態では、ノッチフィルタ１４を備える構成を示したが、当該脈動周波数成分を低減ないしは除去できる他のフィルタ、例えば、ローパスフィルタなどに置き換えても、同様な作用効果を得るものである。
【００４５】
また、問題となる周波数成分が平滑化できるように、インバータ出力周波数演算値ω１＊に移動平均処理を加えても、同様な作用効果が得られる。前述のように、インバータ制御装置とビートレス制御方式との干渉は、インバータ制御装置に脈動周波数成分が含まれることが要因であるため、これを抑制するように、可能な範囲でインバータ出力周波数演算部１１に含まれる制御ゲインを低減することで、同様な作用効果が得られる場合がある。
【００４６】
さらに、本実施形態では、速度検出器を用いない回転センサレスベクトル制御を適用した構成を示しているが、速度検出器を用いたベクトル制御を適用した構成においても、同様な作用効果を得る。
【００４７】
また、本実施形態では、電動機として誘導電動機３の例を説明したが、永久磁石同期電動機（ＰＭ）、永久磁石リラクタンス電動機（ＰＲＭ）等、他の電動機であっても、同様な作用効果を得ることができる。
【００４８】
さらに本実施形態におけるインバータ制御装置において、インバータ出力周波数演算部１１及びノッチフィルタ１４以外の構成については、図１０に示す以外のビートレス制御を行うことができるインバータ制御装置の構成を採用することができる。
【００４９】
（第２実施形態：請求項３，６に対応）
図４は、本発明の請求項３，６に対応する第２実施形態を示すブロック図であり、図１０及び図１と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００５０】
本実施形態は、第１実施形態とは異なる位置にノッチフィルタ１４′を設けている。すなわち、図４に示すように、本実施形態のノッチフィルタ１４′は、インバータ出力周波数演算部１１への入力であるＤＱ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊、ＤＱ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに挿入されている。
【００５１】
このように構成された本実施形態によけば、インバータ周波数演算部１１の入力信号から脈動周波数成分を除去ないしは低減することができるため、インバータ出力周波数演算部１１の出力であるインバータ出力周波数基準ω１＊に含まれる脈動周波数成分を除去ないしは低減できる。
【００５２】
前述のように、ビートレス制御部１２の出力とインバータ出力周波数演算部１１の出力とが、脈動周波数成分に関して干渉しなくなるため、第１実施形態と同様な作用効果を得ることができる。
【００５３】
なお、本実施形態においては、インバータ出力周波数演算部１１への入力信号のすべてにノッチフィルタ１４′を備えているが、入力信号に含まれる脈動周波数成分が多く含まれる信号にのみ用いるだけでも、同様な作用効果を得ることができる。
【００５４】
（第３実施形態：請求項５，６に対応）
図５は、本発明の請求項５に対応する第３実施形態を示すブロック図であり、図１０及び図１及び図４と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００５５】
本実施形態は、第１実施形態とは異なる位置にビートレス制御部１２′を設け、第１実施形態におけるノッチフィルタ１４は無い。
【００５６】
ビートレス制御部１２′には、インバータ出力周波数演算部１１の出力であるインバータ出力周波数基準ω１＊が入力される。ビートレス制御部１２′の詳細を図６に示す。
【００５７】
図６において、電圧検出器１９で検出された直流電圧Ｖｄｃは、ビートレス補償量演算部２３に入力される。なお、このビートレス補償量演算部２３は、第１実施形態におけるビートレス制御部１２と等価なブロックである。インバータ出力周波数演算部１１の出力であるインバータ出力周波数基準ω１＊は、バンドパスフィルタ２４に入力される。減算器２２において、ビートレス補償量演算部２３の出力であるインバータ出力周波数補正量基準ωｌｃｍｐ＊から、バンドパスフィルタ２４の出力を減算し、インバータ出力周波数補正量ωｌｃｍｐを生成出力する。
【００５８】
以上により、ビートレス補償量演算部２３では、インバータ制御装置として、インバータ出力周波数基準ω１＊に含まれている脈動周波数成分を考慮し、これを補う分だけのインバータ出力周波数補正量ωｌｃｍｐをビートレス制御として出力する。すなわち、インバータ出力周波数ω１に含まれる脈動周波数成分は、ビートレス補償量演算部２３で演算したインバータ出力周波数補正量基準ωｌｃｍｐ＊と一致する。
【００５９】
これにより、ビートレス制御がインバータ制御装置による干渉を受けず、トルク脈動の低減また相電流の過電流抑制といったビートレス制御の効果を得ることができる。
【００６０】
（第４実施形態：請求項５，６に対応）
図７は、本発明の請求項５，６に対応する第４実施形態を示すブロック図であり、図１０及び図１及び図４，図５と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００６１】
本実施形態は、第３実施形態とは異なる位置にビートレス制御部１２′′を設けている。
【００６２】
ビートレス制御部１２′′には、加算器１３の出力であるインバータ出力周波数ω１と、トルク電流Ｉｑとが入力される。
【００６３】
ビートレス制御部１２′′の詳細を図８に示す。図８において、インバータ出力周波数ω１は、バンドパスフィルタ２４に入力される。バンドパスフィルタ２４は、インバータ出力周波数ω１に含まれる脈動周波数成分△ω１を抽出し、出力する。このインバータ出力周波数の脈動周波数成分△ω１は、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）演算部２６に入力される。ＰＬＬ演算部２６では、直流脈動の周波数成分に対し、同期をとることで、インバータ出力周波数の脈動の位相θｄｗｌを演算する。ビートレス補償量演算部２３には、インバータ出力周波数の脈動の位相θｄｗｌとトルク電流Ｉｑとを入力し、インバータ出力周波数補正量ωｌｃｍｐを演算出力する。
【００６４】
ここに、ビートレス補償量演算部２３の動作は、発明者による特許出願（特願２００３−３７１７８）にも記載されているように、インバータ出力電圧位相角に、前記脈動周波数をもつ補償信号を重畳して、ビートを抑制するものであり、特に、補償信号の位相に基づきトルク電流Ｉｑを２つの成分に分離することが必要である。この場合、他の制御がインバータ出力電圧位相角の同周波数成分にあたる影響がないことを前提にされている。しかしながら、回転センサレスベクトル制御の作用により、インバータ出力周波数に同成分を含むようになると、ビートレス制御との干渉が生じ、ビートレス制御としての効果が劣化するものである。
【００６５】
以上の構成によれば、インバータ出力周波数に含まれる脈動周波数成分の位相をバンドパスフィルタ２４およびＰＬＬ演算部２６にて検出することができる。これは、回転センサレスベクトル制御とビートレス制御との両方から、インバータ出力周波数ω１の脈動周波数成分へ与える作用量を、どちらとも区別することなく捉えることができる。ビートレス制御部１２′′では、それに対する過不足分を的確に補償することが可能となる。すなわち、第３実施形態と同様な作用効果を得ることができる。
【００６６】
なお、発明者による特許出願（特願２００３−３７１７８）では、ビートを抑制するため、インバータ出力電圧の位相角を調整するとしているのに対し、本実施形態はインバータ出力周波数で調整するとし、インバータ出力周波数ω１に含まれる脈動周波数成分の位相角をＢＰＦ２４、ＰＬＬ２６にて検出するものである。インバータの出力周波数と出力電圧位相との関係は、積分関係にあるが、これらの出力周波数や出力電圧位相が１００Ｈｚ、あるいは、１２０Ｈｚといった特定の交流で脈動している場合、その脈動している位相を比較した場合、９０度の位相差を有するだけである。すなわち、本実施形態の構成により、インバータ出力周波数の脈動成分をとらえ、その脈動位相を検出した場合、それに９０度を加減算することにより、インバータ出力電圧の脈動成分の脈動位相とみなすことができる。
【００６７】
（第５実施形態：請求項１，２，３，６に対応）
図９は、本発明の請求項１，２，３，６に対応する第５実施形態を示すブロック図であり、図１０及び図１及び図４，図５・図７と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００６８】
第１実施形態は、架線及びトランスに相当する単相電源１０に単相のコンバータ１５が接続され、コンバータ１５の直流側にはフィルタコンデンサ２を介してインバータ１が接続された交流電車システムを例に挙げていたが、本実施形態では、直流電車システムを例としており、インバータ１の直流入力側に差異がある。すなちわ、直流架線からパンタグラフ２８及び車輪３０にて集電し、フィルタリアクトル２９を介してインバータ１の直流入力側に接続される。また、第１実施形態では、ビートレス制御部を備えているが、本実施形態では備えていない。
【００６９】
本実施形態の特徴として、インバータ出力周波数演算部１１の入力信号にノッチフィルタ３１を備えること、また、出力であるインバータ周波数にノッチフィルタ３２を備えることにある。ノッチフィルタ３２の遮断周波数帯は、直流の脈動や擾乱の周波数帯に設定する。
【００７０】
以上の構成により、直流側の脈動や擾乱の影響をインバータ出力周波数ω１に与えないようにすることができる。これによって、不要なトルク脈動や擾乱を抑制でき、振動や騒音の低減等の改善効果を得ることができる。
【００７１】
本実施形態では、インバータ出力周波数演算部１１の入力側＋、出力側それぞれにノッチフィルタを備えたが、一端であっても、同様な作用効果を得る。また、入力側に関しては、全ての信号にノッチフィルタを備えているが、支配的な一部の信号に備えるだけでも、同様な作用効果を得る。
【００７２】
本実施形態では、フィルタの一例として、ノッチフィルタで構成したが、直流の脈動・擾乱の周波数帯を低減できれば、ローパスフィルタ等の他のフィルタであっても同様な作用効果を得る。
【００７３】
なお、本願発明は、上記各実施形態形態に限定されるものでなく、実施形態段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、各実施形態形態は可能な限り適宜組み合わせて実施形態してもよく、その場合、組み合わされた効果が得られる。さらに、上記各実施形態形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば実施形態形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が省略されることで発明が抽出された場合には、その抽出された発明を実施形態する場合には省略部分が周知慣用技術で適宜補われるものである。
【００７４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、インバータの直流入力側が脈動した状態においても、電動機のトルクの脈動や相電流のビートを抑制することができる。騒音や振動を低減し、乗り心地を向上するとともに、運転継続性を向上した信頼性の高いインバータ制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るインバータ制御装置の第１実施形態を示すブロック図。
【図２】同実施形態におけるインバータ出力周波数演算部のブロック図。
【図３】同実施形態におけるノッチフィルタの周波数特性。
【図４】本発明に係るインバータ制御装置の第２実施形態を示すブロック図。
【図５】本発明に係るインバータ制御装置の第３実施形態を示すブロック図。
【図６】同実施形態におけるビートレス制御部のブロック図。
【図７】本発明に係るインバータ制御装置の第４実施形態を示すブロック図。
【図８】同実施形態におけるビートレス制御部のブロック図。
【図９】本発明に係るインバータ制御装置の第５実施形態を示すブロック図。
【図１０】従来のインバータ制御装置の一例を示すブロック図。
【符号の説明】
１…インバータ、２…フィルタコンデンサ、３…誘導電動機、４…電流検出器、５…電圧演算部、６…座標変換器、７…座標変換器、８…積分器、９…ＰＷＭ制御部、１０…単相電源、１１…インバータ出力周波数演算部、１２，１２′，１２′′…ビートレス制御部、１３…加算器、１４，１４′，３１，３２…ノッチフィルタ、１５…コンバータ、１６…すべり周波数演算部、１７…加算器、１８…速度検出器、１９…電圧検出器、２０…誘起電圧演算部、２１…インバータ出力周波数制御部、２２…減算器、２３…ビートレス補償量演算部、２４…バンドパスフィルタ、２５…加算器、２６…ＰＬＬ、２７…インバータ出力周波数演算部、２８…パンタグラフ、２９…フィルタリアクトル、３０…車輪。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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