(57)【要約】【課題】起動特性を安定させることができるとともに、起動後にダミー負荷による電力消費をなくすことのできる制御システム，画像形成装置，多出力電源装置におけるダミー負荷の制御方法を提供する。【解決手段】多出力電源装置の起動時に、２４Ｖ出力の上昇に伴ないトランジスタ７６がオンしてダミー負荷２３を２４Ｖ出力端に接続する。起動後多出力電源装置の負荷が増えたときに、マイクロコントローラ７０の出力によりトランジスタ７９をオンし、これによりトランジスタ７６がオフしてダミー負荷２３を前記整流平滑部から切り離す。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線および複数の２次巻線を有するトランスと、前記トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部と、前記整流平滑部に接続されるダミー負荷と、前記整流平滑部から出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部とを備えた多出力電源装置と、
前記多出力電源装置の複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力により電力を供給されるマイクロコントローラと、
前記多出力電源装置から直流出力を供給され、前記マイクロコントローラにより制御されるモータ機器と、
で構成された制御システムにおいて、
前記多出力電源装置の起動時に前記ダミー負荷を前記整流平滑部に接続し、起動後前記多出力電源装置の負荷が増えたときに、前記マイクロコントローラにより前記ダミー負荷を前記整流平滑部から切り離すことを特徴とする制御システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の直流出力を生成する多出力電源装置を備えた制御システムに関し、特に起動時から定常状態へ移行する際のダミー負荷の接続に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の多出力電源装置を図１０に示した自励型フライバックコンバータ（ＲＣＣ：リンギングチョークコンバータ）を基本回路として説明する。絶縁トランス１は入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２および１次側の補助巻線Ｎｂで構成されている。補助巻線Ｎｂはスイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧制御トランジスタ３の駆動用巻線である。入力電圧ＥはＡＣ入力電圧をブリッジダイオードで整流し、ＡＬ電解コンデンサで平滑された直流電圧である。入力電圧Ｅは１次巻線Ｎｐの一端と前記ＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子の間に印加され、入力電圧の（＋）側は１次巻線Ｎｐの巻きはじめ、入力電圧の（−）側はＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子に接続されている。また、補助巻き線Ｎｂは１次巻き線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは異極に接続されている。
【０００３】
入力電圧ＥとＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート間には起動抵抗４，５が接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートと補助巻線Ｎｂの巻きはじめとの間にはコンデンサ６とゲート抵抗７，８が接続されている。ゲート抵抗８の両端には補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオード９が接続されており、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のターンオン，ターンオフのスピードを調整することで高効率化を実現している。トランジスタ３のベースと入力電圧の（−）側との間にコンデンサ１０が接続されている。補助巻線Ｎｂとトランジスタ３のベースとの間には抵抗１１が接続され、コンデンサ１０との間で時定数回路を構成している。フォトカプラ１２のコレクタとＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートとの間には抵抗１３が接続され、フォトカプラ１２に流れる電流を制限している。フォトカプラ１２のエミッタはトランジスタ３のベースに接続されている。
【０００４】
絶縁トランス１の２次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻き終わりには整流用のダイオード１４，１５のアノード側が接続されている。ダイオード１４，１５のカソード側と２次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻きはじめとの間には電解コンデンサ１６，１７が接続され、平滑を行っている。出力電圧２４Ｖは抵抗１８，１９によって分圧され、分圧された電圧はシャントレギュレータ２０のｒｅｆ端子に接続され、内部の基準電圧と比較することでフォトカプラ１２のダイオードに流れる電流を制御している。コンデンサ１６の出力側には３端子レギュレータ２１が接続され、たとえば５Ｖ等の出力電圧を生成している。コンデンサ２２は３端子レギュレータ２１の出力側に接続された電解コンデンサである。また、２４Ｖ出力にはダミー負荷として抵抗２３が接続されており、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の発振状態が間欠となり、絶縁トランス１から可聴域（２０ｋＨｚ以下）の発振音が発生するのを防止するとともに、間欠発振になることで起動が繰り返されるため、ＭＯＳ−ＦＥＴ２にストレスがかかり、また、出力電圧のリップル成分が増加するのを防止している。
【０００５】
通常、抵抗２３は数Ｗ程度の電力を消費している。従来例では制御系回路用の５Ｖ出力と駆動系回路用の２４Ｖ出力２つをもつ、多出力電源を例に説明している。
【０００６】
ＭＯＳ−ＦＥＴ２は起動抵抗４、５によりゲートにバイアスが印加され導通状態となる。ＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態になると１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｅが印加され、補助巻線Ｎｂに巻きはじめ側を（＋）とする電圧が誘起される。このとき２次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２にも電圧が誘起されるが、整流ダイオード１４，１５のアノード側を（−）とする電圧であるため２次側には電圧は伝達されない。従って１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランス１の励磁電流だけで絶縁トランス１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。この励磁電流は時間に比例して増大する。補助巻線Ｎｂに誘起された電圧によりコンデンサ６、抵抗７，８を介してＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが充電され、さらに導通状態が継続される。時定数回路を構成している抵抗１１，コンデンサ１０には補助巻線Ｎｂから電荷が充電され、コンデンサ１０の両端の電圧がトランジスタ３のＶｂｅより高くなるとトランジスタ３が導通状態となり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧が低下することでＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となる。このとき絶縁トランス１の各巻線には起動時と逆向きの電圧が発生し、２次巻線には整流ダイオード１４，１５のアノード側を（＋）とする電圧が発生するため、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが整流，平滑され、２次側に伝達される。絶縁トランス１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されるとＭＯＳ−ＦＥＴ２は再び導通状態となる。これはＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース間の電圧に比例した電圧が補助巻線ＮＢに発生しているが、ＭＯＳ−ＦＥＴ２が非導通状態になった直後はゲートが（−）にバイアスされているが、２次側にエネルギーの伝達が終わると（−）のバイアスが徐徐に低下するため、Ｃカップリングしているコンデンサ６から再びＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが（＋）方向にバイアスされるためである。フォトカプラ１２からの電流は出力電圧２４Ｖが高いときに電流を多く流すので、それによってコンデンサ１０に電流が供給され、充電時間が短くなる。これはＭＯＳ−ＦＥＴ２の導通時間が短くなることを示しており、これによって絶縁トランス１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧２４Ｖが下がり、定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作である。
【０００７】
図１１はＲＣＣ方式における各部の波形を示している。ＶＧはＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧を、ＶＤＳはＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース電圧を、ＩＤはドレイン電流を、ＩＳは２次側の整流ダイオード１５に流れる電流を示している。まずＭＯＳ−ＦＥＴ２のオン期間について説明する。起動抵抗４，５によりゲートにバイアスが印加され、ＶＧの電位が上昇することによってＭＯＳ−ＦＥＴ２は導通状態となり、ＩＤは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランス１にエネルギーが蓄積される。このときＶＤＳはＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態であるため、電位はほぼ零になっており、２次側の整流ダイオード１４は逆バイアスされているため、ＩＳは流れない。コンデンサ１０が充電され、トランジスタ３が導通状態になるとＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧ＶＧは零になり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となるため、ＩＤは零になり、ＶＤＳは入力電圧Ｅと２次側の出力電圧の巻線比倍の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき２次側の整流ダイオード１４は導通状態となり、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。ＩＳは負の傾きで直線的に減少する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の構成では起動特性を安定させ、間欠発振することによる出力リップル電圧の増大、スイッチング素子等へのストレスおよびトランスからの変音を防止するために直流出力に設けたダミー抵抗（以下ダミー負荷ともいう）を常に負荷として利用しなければならず、ダミー抵抗が常に発熱していることによる周辺部品の温度上昇などの問題があった。また、レーザビームプリンタ等の印字動作中にもダミー抵抗による余分な電力消費が存在するため、入力電力の増大等の問題があった。
【０００９】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、起動特性を安定させることができるとともに、起動後にダミー負荷による電力消費をなくすことのできる制御システム，画像形成装置，多出力電源装置におけるダミー負荷の制御方法を提供することを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、本発明では、制御システムを次の（１），（２），（４）のとおりに構成し、画像形成装置を次の（３），（５）のとおりに構成し、多出力電源装置におけるダミー負荷の制御方法を次の（６）のとおりに構成する。
【００１１】
（１）１次巻線および複数の２次巻線を有するトランスと、前記トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部と、前記整流平滑部に接続されるダミー負荷と、前記整流平滑部から出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部とを備えた多出力電源装置と、
前記多出力電源装置の複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力により電力を供給されるマイクロコントローラと、
前記多出力電源装置から直流出力が供給され、前記マイクロコントローラにより制御されるモータ機器と、
で構成された制御システムにおいて、
前記多出力電源装置の起動時に前記ダミー負荷を前記整流平滑部に接続し、起動後前記多出力電源装置の負荷が増えたときに、前記マイクロコントローラにより前記ダミー負荷を前記整流平滑部から切り離すことを特徴とする制御システム。
【００１２】
（２）前記（１）に記載の制御システムにおいて、
前記多出力電源装置が起動した後、前記マイクロコントローラにより前記モータ機器の駆動電流を制御し、前記多出力電源装置の負荷を増やしダミー負荷代わりとすることを特徴とする制御システム。
【００１３】
（３）前記（１）または（２）に記載の制御システムを備えたことを特徴とする画像形成装置。
【００１４】
（４）１次巻線および複数の２次巻線を有するトランスと、前記トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部と、前記整流平滑部に接続されるダミー負荷と、前記整流平滑部から出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部とを有する多出力電源装置と、
前記多出力電源装置の複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力により電力を供給されるマイクロコントローラと、
前記マイクロコントローラに印加される直流出力を監視するリセット回路とで構成された制御システムにおいて、
前記多出力電源装置の起動時にダミー負荷を前記整流平滑部に接続し、起動後は前記リセット回路の出力により前記ダミー負荷を前記整流平滑部から切り離すことを特徴とする制御システム。
【００１５】
（５）前記（４）に記載の制御システムを備えたことを特徴とする画像形成装置。
【００１６】
（６）１次巻線および複数の２次巻線を有するトランスと、前記トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部と、前記整流平滑部に接続されるダミー負荷と、前記整流平滑部から出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部とを備えた多出力電源装置におけるダミー負荷の制御方法であって、
前記多出力電源装置の起動時に前記ダミー負荷を前記整流平滑部に接続するステップＡと、
起動後前記多出力電源装置の負荷が増えたときに、前記ダミー負荷を前記整流平滑部から切り離すステップＢと、
を備えたことを特徴とする多出力電源装置におけるダミー負荷の制御方法。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態を画像形成装置の実施例により詳しく説明する。なお、本発明は、装置，システムの形に限らず、実施例の説明に裏付けられて、方法の形で実施することができる。
【００１８】
【実施例】
（実施例１）
実施例１ではマイクロコントローラ，モータ機器および多出力電源装置を用いた例として画像形成装置を取り上げ説明することにする。図２は実施例１である“画像形成装置”の構成を示す断面図であり、画像形成装置はレーザビームプリンタの場合を示してある。以下、構成および動作について説明する。
【００１９】
画像形成装置であるレーザビームプリンタ本体２４は、記録紙Ｐをセットする給紙カセット２５を有し、給紙カセット２５の記録紙Ｐの有無を検知する紙有無センサ２６、給紙カセット２５から記録紙Ｐを取り出す給紙ローラ２７、給紙ローラ２７の下流には記録紙Ｐがレジローラ２８まで到達したことを検知するレジセンサ２９、レジローラ２８で整合された記録紙Ｐが画像書き出し位置まできたことを検知するＴＯＰセンサ３０が設けられている。プロセスカートリッジ３１は電子写真方式に必要な感光ドラム３２，一次帯電ローラ３３，現像器３４，クリーナ３５を具備している。レーザスキャナ部３６内のレーザユニット３７からのレーザ光をポリゴンミラー３８に照射し、結像レンズ３９および折り返しミラー４０を介して感光ドラム３２上に照射されて潜像が形成され、潜像は現像器３４によって感光ドラム３２上に可視像化され、転写ローラ４１により記録紙Ｐ上にトナー像が転写される。転写ローラ４１の下流には記録紙Ｐ上に形成されたトナー像を熱定着する定着器４２が設けられており、記録紙Ｐと共に回転するポリイミドフィルム４３内に具備されたヒータ発熱体４４と加圧ローラ４５により記録紙Ｐ上のトナー像が記録紙Ｐ上に定着する。さらに定着器４２の下流には紙の搬送状態を検知する排紙センサ４６、記録紙Ｐを排紙する排紙ローラ４７が設けられている。また、ファンモータ４８はプリンタ本体２４の機内の温度を下げる役割を果たしている。
【００２０】
エンジンコントローラ４９はプリンタの各種動作の制御を行う。モータ５０は給紙ローラ２７，感光ドラム３２，定着器４２，排紙ローラ４７等の回転動作を司り、記録紙Ｐを搬送する動作を行っている。図示しないが、モータ５０はエンジンコントローラ４９上に搭載されたマイクロコントローラ７０等から制御されている。モータ５０としてはオープンループでの制御が可能であり、比較的安価であるステッピングモータを駆動源として使用することが多い。多出力電源装置５１はたとえばエンジンコントローラ４９で使用される５Ｖの直流電圧、モータ５０で使用される２４Ｖの直流出力等の複数の直流出力を生成し、供給する役割を果たしている。
【００２１】
多出力電源装置５１としては図１に示したようなＲＣＣ方式の電源装置を使用している。本実施例ではＲＣＣ方式に関して述べるが多出力電源装置５１としては他励式のフライバック，フォワード方式等のその他の各種方式であってもよい。
【００２２】
図３はエンジンコントローラ４９上に搭載されたマイクロコントローラ７０とステッピングモータ５０との関係を示している。エンジンコントローラ４９とモータ５０との間にはモータドライバ５２が存在し、ＣＰＵからのＡ相信号，Ｂ相信号，Ｖｒｅｆ信号により速度制御，定電流制御等を行っている。図４は今回例として取り上げる２相励磁方式におけるＡ相信号，Ｂ相信号の関係を示したもので、ＳＴＥＰ１の時はＡ相とＢ相が励磁されていることを示している。ＳＴＥＰ１からＳＴＥＰ４を介して再びＳＴＥＰ１までＡ相，Ｂ相（ＳＴＥＰ１）→Ａ相，／Ｂ相（ＳＴＥＰ２）→／Ａ相，／Ｂ相（ＳＴＥＰ３）→／Ａ相，Ｂ相（ＳＴＥＰ４）→Ａ相，Ｂ相（ＳＴＥＰ１）と順次励磁することにより、ステッピングモータは回転運動をすることになる。
【００２３】
図５はステッピングモータ用のモータドライバ５２内の簡略化したブロック図を示したものである。巻線５３，５４はステッピングモータ内のそれぞれＡ相巻線，Ｂ相巻線を示しており、５５から６２はバイポーラ方式の駆動を実現するためのＭＯＳ−ＦＥＴを示している。図５内の矢印の向きに示した方向に、Ａ相巻線，Ｂ相巻線はＭＯＳ−ＦＥＴ５５〜６２により励磁される。抵抗６３，６４はＡ相巻線，Ｂ相巻線に流れる電流を検出するための検出抵抗を示しており、Ｖｓｅｎｓｅは検出抵抗６３，６４の両端に発生する電圧値を示している。図内６５はダイオードとコンデンサおよびスイッチで構成された昇圧回路を示しており、ハイサイド用のＭＯＳ−ＦＥＴ５５，５７，５９，６１を駆動するために２４Ｖの直流電圧よりも高い電圧（たとえば２８Ｖ等）を生成している。図内６６〜７３は図４に示したようにＡ相巻線，Ｂ相巻線を順次励磁するための論理回路を示しており、それぞれの出力がＭＯＳ−ＦＥＴ５５〜６２のゲートに接続されている。また、論理回路６６〜７３には出力の可否を制御するイネーブル端子を持っており、コンパレータ７４，７５の出力がＨｉのときは動作せず、Ｌｏｗのときに動作する。
【００２４】
コンパレータ７４，７５の反転入力端子にはＣＰＵからのＶｒｅｆ１信号が入力されており、非反転入力端子には検出抵抗６３，６４の両端の電圧であるＶｓｅｎｓｅが入力されている。すなわちＶｒｅｆ１よりもＶｓｅｎｓｅが小さいときは論理回路は動作し、Ｖｒｅｆ１よりもＶｓｅｎｓｅが大きいときは論理回路は動作しない。すなわちＭＯＳ−ＦＥＴ５５〜６２は動作しないことになる。
【００２５】
図６は２相励磁しているときのＡ相巻線，Ｂ相巻線それぞれに流れる電流波形を示している。図６は画像形成装置がプリント動作しているときの波形を示しており、以下にその波形について説明する。マイクロコントローラ７０からは画像形成装置本体２４の設定速度に従ったパルスレートでパルス信号がそれぞれＡ相，Ｂ相に出力される。その波形は図６のようになり、図４に示した順序で励磁する。Ａ相巻線，Ｂ相巻線に流れる電流はＭＯＳ−ＦＥＴがオンしてから徐々に電流値が増加し、検出抵抗の両端の電圧であるＶｓｅｎｓｅがＣＰＵからの信号であるＶｒｅｆ１に等しくなると、ＭＯＳ−ＦＥＴをオフさせる。その後ＶｓｅｎｓｅがＶｒｅｆ１よりも小さくなるため、再びＭＯＳ−ＦＥＴがオンする。このような動作を各相の励磁期間で繰り返すことで定電流制御を実現している。
【００２６】
本実施例では多出力電源装置５１が起動した後、図７に示したようにマイクロコントローラ７０によりＶｒｅｆ電圧を下げて（Ｖｒｅｆ２）、ステッピングモータが回転動作をしない程度に励磁するとともに、マイクロコントローラ７０によりダミー負荷を切り離すことを特徴とする。すなわち多出力電源装置５１が起動した後、２４Ｖ直流出力にモータドライバを負荷として消費させ、ダミー負荷として接続されていた抵抗を切り離すことを目的とする。
【００２７】
図１は本実施例の要部である多出力電源装置５１の回路構成を示したものであり、図１０に示す従来例との違いはダミー抵抗２３に直列にＮＰＮトランジスタ７６のコレクタを接続し、エミッタをＧＮＤ端子に接続するとともに、ベースには２４Ｖの直流出力を抵抗７７，７８を用いて分圧した電圧を入力する。また、ＮＰＮトランジスタ７６のベースにはＮＰＮトランジスタ７９のコレクタを接続し、エミッタはＧＮＤに接続する。ＮＰＮトランジスタ７９のベースは抵抗８０を介してマイクロコントローラ７０の出力ポートに接続されている。また、ベースは抵抗８１によりプルダウンされている。
【００２８】
多出力電源装置５１の起動時には抵抗７７，７８により分圧されたベース電圧がトランジスタ７６のベースに印加されることでＮＰＮトランジスタ７６が導通状態となり、ＮＰＮトランジスタ７９はベースに電圧が印加されないため導通状態とはならず、ダミー抵抗２３が２４Ｖ出力とＧＮＤ間に挿入される。多出力電源装置５１が起動した後は、マイクロコントローラ７０によりモータドライバ５２に負荷を消費させたあと、出力ポートをＨｉにすることでＮＰＮトランジスタ７９が導通状態となり、ＮＰＮトランジスタ７６が非導通状態になることでダミー抵抗２３を２４Ｖの直流出力から切り離すことができる。
【００２９】
本レーザビームプリンタのプリント時にはＶｒｅｆを上げることでステッピングモータに規定の駆動電流を供給する。このときの駆動電流波形を示したのが図６である。
【００３０】
以上説明したように、本実施例によれば、多出力電源装置の起動特性を安定させることができるとともに、起動後にダミー負荷による電力消費をなくすことが可能になるため、ダミー抵抗が常に発熱していることによる周辺部品の温度上昇を抑えることができる。
【００３１】
また、ステッピングモータおよびステッピングモータ駆動制御部は通常回転動作を鑑みて発熱に対する対策が十分にされているため、駆動電流が少ない状態の発熱はさほど大きくなく、何ら熱的な対策を行うことなく容易に実現できる。
【００３２】
また、レーザビームプリンタ等の印字動作中のダミー抵抗による余分な電力消費をなくすことができる。
【００３３】
なお、本実施例ではステッピングモータのパルスレートを変化させずに、Ｖｒｅｆを変化させることでダミー負荷である２４Ｖ負荷を生成したが、パルスレートを変化させてもよいし、ステッピングモータをホールディングさせて負荷を生成してもよい。
【００３４】
（実施例２）
実施例２である“画像形成装置”について説明する。本実施例のハードウェア構成は、多出力電源装置の構成を除いて、実施例１と同様なので、実施例１の説明を援用する。実施例１との違いはダミー負荷のオン／オフ制御をマイクロコントローラではなく、リセット回路で行うことである。
【００３５】
図８は本実施例で用いる多出力電源装置の回路図であり、図示のようにマイクロコントローラ７０（図１）の代わりにリセット回路９０が接続されている。図示しないが、リセット回路９０はマイクロコントローラ７０に供給される電圧を監視しており、起動後わずかな電圧で動作を開始する。動作を開始してから入力電圧がある一定値に達するまではＬｏ出力となっており、入力電圧が一定値に達すると決められた期間Ｌｏ状態を保持し、その後Ｈｉ出力、すなわちリセット解除へと移行する。
【００３６】
図９はリセット信号の変化と起動時の直流出力の立ち上がり特性を示したものである。図示したようにリセット中はダミー抵抗２３を２４Ｖ出力とＧＮＤ間に挿入し、リセット解除後はマイクロコントローラ７０が動作を開始するために周辺回路で負荷消費が存在するため、ダミー抵抗２３を２４Ｖ出力から切り離している。マイクロコントローラ７０のリセット期間中は抵抗７７，７８により分圧されたベース電圧がトランジスタ７６のベースに印加されることでＮＰＮトランジスタ７６が導通状態となり、ＮＰＮトランジスタ７９はリセット回路９０の出力がＬｏであるため、ベースに電圧が印加されないため導通状態とはならず、ダミー抵抗２３が２４Ｖ出力とＧＮＤ間に挿入される。リセット解除後は、リセット回路９０の出力がＨｉになるため、ＮＰＮトランジスタ７９が導通状態となり、ＮＰＮトランジスタ７６が非導通状態になることでダミー抵抗２３を２４Ｖの直流出力から切り離すことができる。
【００３７】
以上説明したように、本実施例によれば、マイクロコントローラ７０のソフトウェアを介さずに、ハードウェアのみで実施例１と同様の効果を得ることができ、複雑なシーケンスをソフトウェアに組み込む必要がなくなるため、ＲＯＭ容量を削減することができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、多出力電源装置の起動特性を安定させることができるとともに、起動後にダミー負荷による電力消費をなくすことが可能になるため、ダミー抵抗が常に発熱していることによる周辺部品の温度上昇を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１で用いる多出力電源装置の回路図
【図２】実施例１の構成を示す断面図
【図３】マイクロコンピュータとステッピングモータの関係を示す図
【図４】２相励磁方式におけるＡ相信号，Ｂ相信号の関係を示す図
【図５】モータドライバの構成を示すブロック図
【図６】ステッピングモータの通常動作時の波形を示す図
【図７】ステッピングモータをダミー負荷代りとしている時の波形を示す図
【図８】実施例２で用いる多出力電源装置の回路図
【図９】多出力電源装置の起動時の説明図
【図１０】従来の多出力電源装置の回路図
【図１１】図１０の回路の各部の波形を示す図
【符号の説明】
２３  ダミー抵抗
５０  ステッピングモータ
５１  多出力電源装置
５２  ステッピングモータドライバ
７０  マイクロコントローラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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