(57)【要約】【課題】確実に高い変調率でインバータを運転できる交流モータ駆動システムを提供する。【解決手段】直流電力を交流電力に変換する直流／交流変換器（例えば、インバータ）に対する電圧出力指令に応じて直流電力の電圧を可変制御する。あるいは、直流／交流変換器の変調率を求め、求めた変調率が変調率指令に一致するように直流電圧を可変制御する。【効果】負荷量が変動しても、確実に高い変調率で直流／交流変換器を運転できる。【選択図】  図１
2004357442.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換する直流／交流変換器と、
前記直流／交流変換器が出力する交流電力によって駆動される交流モータと、
前記直流／交流変換器に対する電圧出力指令に応じて前記直流電力の電圧を可変に制御する直流電圧制御手段と、
を備える交流モータ駆動システム。
【請求項２】
請求項１において、前記直流電圧制御手段は、前記電圧出力指令の振幅に比例した直流電圧指令を作成し、前記直流電力の前記電圧の検出値が前記直流電圧指令に一致するように前記直流電力の前記電圧を可変に制御する交流モータ駆動システム。
【請求項３】
請求項１または請求項２において、前記直流電力は、交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換器から、昇降圧手段を介して、前記直流／交流変換器に入力され、前記直流電力の前記電圧は前記昇降圧手段の出力電圧である交流モータ駆動システム。
【請求項４】
請求項１において、前記直流／交流変換器はパルス幅変調制御によって前記直流電力を前記交流電力に変換し、前記直流電圧制御手段は、前記電圧出力指令と前記直流電力の前記電圧の検出値とから前記直流／交流変換器の出力電圧に対するパルス幅変調の変調率を演算し、演算された前記変調率を変調率指令に一致するように、前記直流電力の前記電圧を可変に制御する交流モータ駆動システム。
【請求項５】
直流電力を、パルス幅変調制御によって交流電力に変換する直流／交流変換器と、
前記直流／交流変換器が出力する交流電力によって駆動される交流モータと、
前記直流／交流変換器の出力電圧に対するパルス幅変調の変調率を求め、求めた前記変調率を変調率指令に一致するように、前記直流電力の電圧を可変に制御する直流電圧制御手段と、
を備える交流モータ駆動システム。
【請求項６】
交流電力を、パルス幅変調制御によって直流電力に変換する交流／直流変換器と、
前記直流電力を、パルス幅変調制御によって交流電力に変換する直流／交流変換器と、
前記直流／交流変換器が出力する交流電力によって駆動される交流モータと、
前記交流／直流変換器もしくは前記直流／交流変換器の出力電圧に対するパルス幅変調の変調率を求め、求めた前記変調率を変調率指令に一致するように、前記交流／直流変換器が出力する前記直流電力の前記電圧を可変に制御する直流電圧制御手段と、
を備える交流モータ駆動システム。
【請求項７】
請求項６において、前記直流電圧制御手段は、前記交流／直流変換器の出力電圧に対するパルス幅変調の変調率と、前記直流／交流変換器の出力電圧に対するパルス幅変調の変調率のうちの大きい方の変調率を変調率指令に一致するように、前記交流／直流変換器が出力する前記直流電力の前記電圧を可変に制御する交流モータ駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流モータ駆動システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流モータを可変速駆動する場合、コンバータ（交流／直流変換器）によって電源の交流電力を一度直流電力に変換し、さらにパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式によるインバータ（直流／交流変換器）によって直流電力を可変電圧でかつ可変周波数の交流電力に変換するような交流モータ駆動システムが適用される。このような交流モータ駆動システムにおいて、インバータの変調率を高めるために、直流電圧を可変に制御する技術が知られている（例えば、特許文献１，特許文献２，特許文献３を参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平４−２２２４９９号公報
【特許文献２】
特開２００１−１６８６０号公報
【特許文献３】
特開２００２−１８６２８６号公報
【０００４】
【発明が解決しようとしている課題】
上記従来技術は、モータにかかる負荷の変動が少ない場合には、高め変調率によるインバータ運転が可能であるが、エレベータのように負荷量が大きく変化する場合には、制御の信頼性が低かった。
【０００５】
本発明は、上記問題点を考慮してなされたものであり、確実に高い変調率でインバータを運転できる交流モータ駆動システムを提供することを課題とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
直流電力を交流電力に変換する直流／交流変換器（例えば、インバータ）に対する電圧出力指令に応じて直流電力の電圧を可変制御する。これにより、直流／交流変換器の交流側電圧に応じて直流電圧を可変制御しているので、負荷量が変動しても、確実に高い変調率で直流／交流変換器を運転できる。
【０００７】
あるいは、直流／交流変換器の変調率を求め、求めた変調率が変調率指令に一致するように直流電圧を可変制御する。これにより、直接、変調率をフィードバックして直流電圧が制御されるので、負荷量が変動しても、確実に高い変調率で直流／交流変換器を運転できる。
【０００８】
本発明による交流モータ駆動システムの他の特徴は、以下の記載より明らかになるであろう。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明による交流モータ駆動システムの第一の実施例を表している。
【００１０】
図１に示された交流モータ駆動システムは、ＰＷＭコンバータ２，平滑コンデンサ３，ＰＷＭインバータ４，交流モータ５によって構成されている。ＰＷＭコンバータ２はＩＧＢＴやトランジスタなどのスイッチング素子２Ａで構成されており、交流電源１から入力した交流電力を直流電力に変換する。平滑コンデンサ３はＰＷＭコンバータ２で変換された直流電力を平滑化する。ＰＷＭインバータ４は、ＰＷＭコンバータ２と同様の回路構成であるが、直流電力をスイッチング作用によって可変電圧，可変周波数の交流電力に変換する。交流モータ５は、この交流電力によって任意に可変速駆動される。ここで、交流モータ５としては、永久磁石同期モータや誘導モータ等が適用される。交流モータ５はエレベータシステムの動力となっており、モータ軸を介して綱車６を回転させて、ロープで結ばれたかごと釣り合い錘をつるべ式の原理で上下に移動させる。
【００１１】
次に、ＰＷＭコンバータ２とＰＷＭインバータ４に対する制御ブロックの概要を説明する。ＰＷＭコンバータ２は、直流側電圧が、目標値である直流電圧指令に従うように制御される。具体的には、直流電圧制御回路２０４において、直流電圧指令と直流電圧検出値を比較して両者を一致させるようなコンバータ電流指令（電源電流指令）を出力する。電流制御回路２０３は、コンバータ電流指令とコンバータ電流検出値（電流センサ９により検出）を比較して両者を一致させるようなコンバータ電圧指令を出力する。ＰＷＭ制御回路２０２は、コンバータ電圧指令をパルス幅変調（ＰＷＭ）により、ゲートパルス信号に変換する。ゲート回路２０１は、ＰＷＭ制御回路２０２より出力されたゲートパルス信号に従ってＰＷＭコンバータをスイッチング駆動する。
【００１２】
ＰＷＭインバータ４は、交流モータ５の速度が目標値である速度指令に従うように制御される。具体的には、速度制御回路４０４において、速度指令と速度検出値をフィードバック制御し、インバータ電流指令を出力する。電流制御回路４０３は、インバータ電流指令とインバータ電流検出値（電流センサ１１により検出）を比較して両者を一致させるようなインバータ電圧指令を出力する。ＰＷＭ制御回路４０２は、インバータ電圧指令をパルス幅変調（ＰＷＭ）により、ゲートパルス信号に変換する。ゲート回路４０１では、ＰＷＭ制御回路４０２より出力されたゲートパルス信号に従ってＰＷＭインバータをスイッチング駆動する。
【００１３】
次に、直流電圧可変方式のＰＷＭインバータ制御について説明する。図１のＰＷＭインバータ側の制御ブロックにおいて、電流制御回路４０３からインバータ電圧指令が出力され、これをＰＷＭ制御回路４０２でパルス幅変調波に変換する。ＰＷＭインバータ４はこのパルス幅変調波と同じ電圧波形を出力する。ここで、パルス幅変調とは、波形の高さをパルスの幅に変換する変調である。つまり、電圧指令の振幅が大きいほど、パルスの幅が広いパルス幅変調波が生じる。図１１（イ）はその様子を示している。図１１（イ）のようにＰＷＭの変調率が低い場合は、インバータの出力電圧波形のパルス幅は狭くなる。一方、図１１（ロ）のようにＰＷＭの変調率が高い場合は、インバータの出力電圧のパルス幅は広くなる。どちらの波形も低域通過フィルタにより、高周波成分を取り除くと、変調前と同じ波形（正弦波）が現れる。つまり、パルス幅変調波は、変調前の正弦波と高周波成分によって合成された波形となっている。尚、変調率とは直流電圧をＶｄｃ、ＰＷＭインバータの出力電圧の振幅を｜ｖｉ｜とすると、次式のように表される。
【００１４】
変調率ｋ＝｜ｖｉ｜／Ｖｄｃ    （但し、ｋ≦１．０）            （１）
図１１（イ）と（ロ）のインバータの出力電圧波形を比較すると、図１１（イ）の波形のように、パルス幅が狭くかつ時間当たりのパルス数が多いとその分、不要な高周波成分が多く含まれることになる。この不要な高周波成分の電圧は、交流モータに印加されると、銅損や鉄損の損失となるため、効率が低下する。そこで、できるだけ図１１（ロ）の波形のように、変調率の高い状態で運転させて、効率を向上させようというのが、直流電圧可変方式のＰＷＭインバータ制御である。具体的には、（１）式において、直流電圧Ｖｄｃを適切に下げることで、変調率を高めに設定できる。
【００１５】
図１において、インバータ変調率演算回路１５０３は、インバータ電圧指令と直流電圧検出信号（直流電圧センサ１０で検出）により、ＰＷＭインバータ４のＰＷＭの変調率を演算して推定する。コンバータ変調率演算回路１５０５は、コンバータ電圧指令と直流電圧検出信号（直流電圧センサ１０で検出）により、ＰＷＭコンバータ２のＰＷＭの変調率を演算して推定する。最大値選択回路１５０２は、ＰＷＭインバータ４のＰＷＭの変調率とＰＷＭコンバータ２のＰＷＭの変調率とを比較して値の大きい方を選択する。変調率制御回路１５０１は、変調率指令出力回路１５０４より出力された変調率指令と最大値選択回路１５０２で選択された大きい方の変調率とを比較し、両者が一致するような直流電圧指令を演算し、この指令をＰＷＭコンバータ２の制御系の直流電圧制御回路２０４へ出力する。ＰＷＭコンバータ２は、直流電圧制御回路２０４以下の働きによって、与えられた直流電圧指令に従うように直流電圧を制御する。
【００１６】
次に、上記制御ブロックにおける処理方法を説明する。ＰＷＭコンバータ２のＰＷＭ変調率をｋ＿ｃｏｎｖ、ＰＷＭインバータ４のＰＷＭ変調率をｋ＿ｉｎｖ、ＰＷＭコンバータ２の交流側電圧振幅を｜ｖｃ｜、ＰＷＭインバータ４の交流側電圧振幅を｜ｖｉ｜、直流電圧をＶｄｃとすると、ｋ＿ｉｎｖとｋ＿ｃｏｎｖはそれぞれ次のように表される。
【００１７】
ｋ＿ｉｎｖ＝｜ｖｉ｜／Ｖｄｃ    （但し、ｋ＿ｉｎｖ≦１．０）（２）
ｋ＿ｃｏｎｖ＝｜ｖｃ｜／Ｖｄｃ    （但し、ｋ＿ｃｏｎｖ≦１．０）（３）
ＰＷＭインバータ４の変調率ｋ＿ｉｎｖを高め運転させるためには、Ｖｄｃを可変制御（基本的には下げ方向に制御）する。しかし、図１のようなＰＷＭコンバータ２とＰＷＭインバータ４を組み合わせた構成では、Ｖｄｃは任意に変えられるわけではなく、（３）式で決まるＰＷＭコンバータ２の変調率ｋ＿ｃｏｎｖの制約を考慮する必要がある。具体的に述べると、（２）式でｋ＿ｉｎｖを上げるためにＶｄｃを下げていった場合、（３）式で表されるｋ＿ｃｏｎｖも上がっていく。仮に｜ｖｉ｜＜｜ｖｃ｜とすると、ｋ＿ｉｎｖを上限値１．０  まで上げた場合、ｋ＿ｃｏｎｖは上限値１．０  を超えてしまう。こうなるとＰＷＭコンバータ２は過変調となり、波形が乱れてしまう。従って、ｋ＿ｉｎｖとｋ＿ｃｏｎｖの両方をチェックして、どちらも上限値を超えないような範囲で直流電圧を可変制御することが好ましい。本実施例においては、最大値選択回路１５０２により、インバータ変調率演算回路１５０３で演算されたｋ＿ｉｎｖとコンバータ変調率演算回路１５０５で演算されたｋ＿ｃｏｎｖのうちの大きい方を選択して、これを高くするためにＶｄｃを下げるので、ＰＷＭコンバータ２が過変調にならずに、ＰＷＭインバータ４を高い変調率で運転できる。
【００１８】
次に、インバータ変調率演算回路１５０３とコンバータ変調率演算回路１５０５の詳細について説明するが、はじめにＰＷＭインバータの制御ブロックとＰＷＭコンバータの制御ブロックの詳細について説明する。
【００１９】
図１３はＰＷＭインバータ４の制御ブロックの詳細を表している。図１３において、図１と同じ番号のものは同じ要素を表している。電流センサ１１で検出した交流３相のインバータ電流ｉｉｕ，ｉｉｖ，ｉｉｗはｄｑ変換回路４０３１によりｄ軸電流成分（励磁に関わる電流成分）ｉｉｄとｑ軸電流成分（トルクに関わる電流成分）ｉｉｑの直流２相に変換される（それぞれの成分は直交している）。一方、インバータのｄ軸電流に対する電流指令ｉｉｄ＊  はｄ軸電流指令発生器１８０１から出力され、ｑ軸電流に対する電流指令ｉｉｑ＊  は速度制御回路４０４から出力される。ｄ軸成分について、ｉｉｄ＊  とｉｉｄの偏差が減算器４０３２で演算され、比例積分器４０３３を介してこの偏差を零にするようなｄ軸電圧指令ｖｉｄ＊  が演算される。ｑ軸成分についても、ｉｉｑ＊  とｉｉｑの偏差が減算器４０３４で演算され、比例積分器４０３５を介してこの偏差を零にするようなｑ軸電圧指令ｖｉｑ＊  が演算される。逆ｄｑ変換回路１８０２は、ｖｉｄ＊  とｖｉｑ＊  を逆ｄｑ変換して、交流３相の電圧指令ｖｉｕ＊  ，ｖｉｖ＊  ，ｖｉｗ＊  に変換し、その出力がＰＷＭ制御回路４０２の入力となりＰＷＭパルスに変換される。
【００２０】
図１２はＰＷＭコンバータ２の制御ブロックの詳細を表している。図１２において、図１と同じ番号のものは同じ要素を表している。電流センサ９で検出した交流３相のコンバータ電流ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗはｄｑ変換回路２０３１によりｄ軸電流成分（励磁に関わる電流成分）ｉｃｄとｑ軸電流成分（トルクに関わる電流成分）ｉｃｑの直流２相に変換される。一方、コンバータのｄ軸電流に対する電流指令ｉｃｄ＊  はｄ軸電流指令発生器１７０１から出力され、ｑ軸電流に対する電流指令ｉｃｑ＊  は直流電圧制御回路２０４から出力される。ｄ軸成分について、ｉｃｄ＊  とｉｃｄの偏差が減算器２０３２で演算され、比例積分器２０３３を介してこの偏差を零にするようなｄ軸電圧指令ｖｃｄ＊  が演算される。ｑ軸成分についても、ｉｃｑ＊  とｉｃｑの偏差が減算器２０３４で演算され、比例積分器２０３５を介してこの偏差を零にするようなｑ軸電圧指令ｖｃｑ＊  が演算される。逆ｄｑ変換回路１７０２は、ｖｃｄ＊  とｖｃｑ＊  を逆ｄｑ変換して、交流３相の電圧指令ｖｃｕ＊  ，ｖｃｖ＊  ，ｖｃｗ＊  に変換し、その出力がＰＷＭ制御回路２０２の入力となりＰＷＭパルスに変換される。
【００２１】
以上、説明したＰＷＭインバータ４とＰＷＭコンバータ２の制御ブロックの内容を基にして、インバータ変調率演算回路１５０３とコンバータ変調率演算回路１５０５の詳細について説明する。
【００２２】
まずインバータ変調率演算回路１５０３の詳細を説明する。図４はインバータ変調率演算回路１５０３の詳細を表している。インバータ変調率演算回路１５０３で実際に用いるインバータ電圧指令は、図１３で説明したｄ軸電圧指令ｖｉｄ＊  とｑ軸電圧指令ｖｉｑ＊  の直流量の２相成分を用いる。このｄ軸，ｑ軸成分を用いると、ｖｉｄ＊  とｖｉｑ＊  が直流量であるため、電圧振幅｜ｖｉ＊  ｜は（４）式のように簡単に演算できる。
【００２３】
｜ｖｉ＊  ｜＝α・√（ｖｉｄ＊２＋ｖｉｑ＊２）    （αは定数）      （４）
図４中のインバータ電圧振幅演算回路１５０３Ａと補正係数乗算器１５０３Ｂは、（４）式の処理を行っており、その結果、インバータ電圧指令の振幅｜ｖｉ＊｜を演算できる。ＰＷＭインバータ４の変調率をｋ＿ｉｎｖとすると、ｋ＿ｉｎｖは次式により演算できる。
【００２４】
ｋ＿ｉｎｖ＝｜ｖｉ＊  ｜／Ｖｄｃ                                （５）
除算器１５０３Ｃは（５）式の処理を実行しており、その結果、ｋ＿ｉｎｖを演算できる。以上のように、図４に示したインバータ変調率演算回路１５０３を用いることにより、交流電圧センサを用いることなく簡単な処理でＰＷＭインバータの変調率を演算することができる。
【００２５】
次に、コンバータ変調率演算回路１５０５の詳細を図５を用いて説明する。入力と出力が変わるだけで、コンバータ変調率演算回路１５０５の動作は、インバータ変調率演算回路１５０３の動作と同様である。用いるコンバータ電圧指令は、図１２で説明したｄ軸電圧指令ｖｃｄ＊  とｑ軸電圧指令ｖｃｑ＊  の直流２相を用いる。このとき電圧振幅｜ｖｃ＊  ｜は（６）式のように簡単に演算できる。
【００２６】
｜ｖｃ＊  ｜＝α・√（ｖｃｄ＊２＋ｖｃｑ＊２）    （αは定数）      （６）
図５中のコンバータ電圧振幅演算回路１５０５Ａと補正係数乗算器１５０５Ｂは、（６）式の処理を行っており、その結果、コンバータ電圧指令の振幅｜ｖｃ＊｜を演算できる。ＰＷＭコンバータ２の変調率をｋ＿ｃｏｎｖとすると、ｋ＿ｃｏｎｖは次式により演算できる。
【００２７】
ｋ＿ｃｏｎｖ＝｜ｖｃ＊  ｜／Ｖｄｃ                              （７）
除算器１５０５Ｃは（７）式の処理を実行しており、その結果、ｋ＿ｃｏｎｖを演算できる。以上のように、図５に示したコンバータ変調率演算回路１５０５を用いることにより、交流電圧センサを用いることなく簡単な処理でＰＷＭコンバータの変調率を演算することができる。
【００２８】
続いて、図１に示された変調率指令出力回路１５０４と変調率制御回路１５０１の詳細について説明する。
【００２９】
変調率指令出力回路１５０４は、図１のＰＷＭインバータ４が高め変調率運転をするための変調率指令を出力する手段であり、本実施例では変調率の上限値１．０を指令値として出力する。
【００３０】
変調率制御回路１５０１の詳細構成を図６に示す。ここでは、ＰＷＭインバータの変調率とＰＷＭコンバータの変調率のうちの大きい方を、変調率指令に従うように調整する働きがなされる。そして、このように変調率を直接にフィードバック制御するため、交流モータの速度（周波数）と負荷量に対応して、確実な直流電圧可変制御が可能となる。以下、具体的に説明する。減算器１５０１Ａでは、変調率指令出力回路１５０４より入力された変調率指令ｋ＊  と、ＰＷＭインバータ４の変調率ｋ＿ｉｎｖとＰＷＭコンバータ２の変調率ｋ＿ｃｏｎｖのうちの大きい方の変調率値との偏差が取られる。この偏差は、係数乗算器１５０１Ａで符号反転された後、比例積分補償器１５０１Ｃに入力される。比例積分補償器１５０１Ｃでは、比例積分補償により、偏差を零にするような直流電圧指令修正値△Ｖｄｃ＊  が演算される。直流電圧指令Ｖｄｃ＊  は、△Ｖｄｃ＊  と直流電圧基準値Ｖｄｃ０＊  との和を加算器１５０１Ｅで演算し、さらにリミッタ回路１５０１Ｆを通して直流電圧の下限と上限の範囲内に抑えることによって得ることができる。直流電圧基準値Ｖｄｃ０＊  を後から加算する理由は、制御の始動時に比例積分補償器の出力が確定しない時でも、あらかじめ所定の直流電圧指令を与えることで、安定化させるためである。また、直流電圧指令が逸脱した値を取らないように、リミッタ回路１５０１Ｆで範囲を限定する。図６に示すような変調率制御回路１５０１を用いることにより、変調率を変調率指令に一致させるような直流電圧指令を得ることができ、かつ制御の始動時にも安定して直流電圧指令を得ることができる。また、直流電圧指令の値が逸脱することも避けることができる。
【００３１】
以上説明した実施例によれば、高い変調率ｋ＿ｉｎｖでＰＷＭインバータ４を駆動させるため、インバータ出力電圧に含まれる不要な高周波成分を抑制でき、銅損や鉄損を低減できる。従って、システムを省エネ化できる。
【００３２】
なお、上記実施例では、電圧指令を用いて変調率を演算して求めたが、交流電圧センサを用いて検出した電圧を用いて変調率検出値を求めても良い。この場合も、変調率を直接フィードバックするので、ＰＷＭインバータを確実に高め変調率で運転できる。
【００３３】
図８は、図１に示した実施例の効果の様子を示したものである。この図８は、本実施例におけるＰＷＭインバータの出力電圧波形をシミュレーションで解析した結果で、左側に直流電圧を固定した場合の結果、右側に本実施例による結果を比較して示している。波形は上の段からそれぞれ、イ）インバータの出力電圧波形、ロ）上記波形に対する基本波成分の周波数解析結果、ハ）高周波成分領域の周波数解析結果、ニ）ロ）において２ｆｃ周波数成分付近を拡大した結果を表している。
【００３４】
まず、インバータの出力電圧波形について比較すると、本実施例による結果の方は、インバータの変調率を高め運転とするために、直流電圧を下げており、波形の振幅（高さ）が小さくなっている。他方、図中の波形では確認できないが、振幅が小さくなった分、パルスの幅は本実施例の結果の方が広くなっている。
【００３５】
次に基本波成分の周波数解析結果を比較すると、基本波成分については、共に同じ程度の出力である。
【００３６】
ＰＷＭインバータで問題となる高周波領域（ＰＷＭ搬送波以上）の周波数解析結果を比較すると、本実施例による結果の方が高周波成分を全体にわたって小さい。これは、既に説明したように、直流電圧を下げて高め変調率運転を実施した効果による。
【００３７】
２ｆｃ成分（ｆｃはＰＷＭインバータのＰＷＭ搬送波周波数）付近の周波数解析結果を見ると、直流電圧を固定した場合に比べ、本実施例の場合では、２ｆｃ成分を大きく低減できている。
【００３８】
以上、図８が示すように、本実施例によれば、速度と負荷量に対応して直流電圧を可変制御することで、ＰＷＭインバータの高め変調率運転を実現でき、その結果、出力電圧中に含まれる高周波成分を大きく抑制することができる。従って、交流モータの鉄損，銅損を低減することができるので、システムを省エネ化できる。
【００３９】
次に、図２を用いて、本発明による交流モータ駆動システムの第二の実施例について説明する。図２において、図１と同じ構成要素は同じ番号で表しており、説明を省略する。図２の構成が図１と異なる部分は、まず変換器システムの構成において、ダイオード整流器１２，昇降圧チョッパ１３，ＰＷＭインバータ４によって構成されている点にある。ダイオード整流器１２は交流電源１から入力した交流電力を直流電力に変換する。ダイオード整流器１２は、整流作用のあるダイオード１２Ａで構成されており、変換された直流電圧は交流電源１の線間電圧ピーク値に固定される。昇降圧チョッパ１３はダイオード整流器１２が出力した直流電圧を昇降圧させてＰＷＭインバータ４側へ出力する。昇降圧チョッパ１３は、直流リアクトル１３Ｂ，昇降圧用のスイッチング素子（ＩＧＢＴ，トランジスタ等）１３Ｃ，１３Ｄで構成され、直流リアクトル１３Ｂに電流の形態で電気エネルギーを蓄積して、この電流をスイッチング素子１３Ｃと１３Ｄで交互に切り換えることで、図中左から右へもしくは右から左へ電力を受け渡すことができる。電力が左から右へ流れた場合はインバータ側の直流電圧は昇圧となり、電力が右から左へ流れた場合はインバータ側の直流電圧は降圧となる。このような動作により、昇降圧チョッパ１３はＰＷＭインバータ４側の直流電圧を昇降圧することが可能である。
【００４０】
次に、昇降圧チョッパ１３に対する制御ブロックを説明する。直流電圧制御回路１３０４は、直流電圧指令を電圧センサ１０で検出した直流電圧検出値との偏差が零になるような直流電流指令を演算する。電流制御回路１３０３は、直流電圧制御回路１３０４より出力された直流電流指令と電流センサ１３Ａで検出した直流電流検出値とを用いて、両者の偏差が零になるような電圧指令を演算する。ＰＷＭ制御回路１３０２は、電流制御回路１３０３より出力された電圧指令をパルス幅変調してゲートパルス信号に変換する。ゲート回路１３０１は、ＰＷＭ制御回路１３０２より出力されたゲートパルス信号に従って昇降圧チョッパ１３をスイッチング駆動する。
【００４１】
次に、図２に示された交流モータ駆動システムの制御について説明する。直流電圧指令をＶｄｃ＊  、ＰＷＭインバータの電圧指令の振幅を｜ｖｉ＊  ｜、所望とする高め変調率をｋ＊とすると、｜ｖｉ＊  ｜に対して、所望とする高め変調率をｋ＊を実現するような直流電圧指令は次式により与えられる。
【００４２】
Ｖｄｃ＊  ＝｜ｖｉ＊  ｜／ｋ＊                                      （８）
インバータ電圧指令の中に交流モータの速度と負荷量による効果が含まれており、交流モータの速度と負荷量の両方に対応した高めＰＷＭ変調率運転が実現できる。また、電圧指令を用いるため交流電圧センサが不要となる。尚、図２の構成の場合は、ＰＷＭインバータ４とダイオード整流器１２の間に昇降圧チョッパ１３が挿入されているため、ＰＷＭインバータ４側の直流電圧は原理的には任意に変えることができる。この点が図１とは異なる。
【００４３】
図２において、（８）式の処理を実行するのが直流電圧指令作成回路１６０１と電圧振幅演算回路１６０２である。電圧振幅演算回路１６０２では、インバータ電圧指令の振幅を演算する。直流電圧指令作成回路１６０１では、演算したインバータ電圧指令の振幅から直流電圧指令を作成する。作成された直流電圧指令は、昇降圧チョッパ１３に対する制御ブロック内の直流電圧制御回路１３０４に入力する。そして、昇降圧チョッパ１３は、ＰＷＭインバータ４側の直流電圧を直流電圧指令に一致させるように制御する。この結果、ＰＷＭインバータ４側の直流電圧は、ＰＷＭインバータ４を高め変調率で運転するように、可変制御される。
【００４４】
図７は、電圧振幅演算回路１６０２と直流電圧指令作成回路１６０１の詳細を示した図を表している。電圧振幅演算回路１６０２で実際に用いるインバータ電圧指令は、図１３で説明したｄ軸電圧指令ｖｉｄ＊  とｑ軸電圧指令ｖｉｑ＊  の直流量の２相成分を用いる。このｄ軸，ｑ軸成分を用いると、電圧指令の振幅｜ｖｉ＊  ｜は既に示した（４）式のように簡単ｉ演算できる。交流量を用いると時間と共に値が変わるため、振幅を求めるのは容易ではないが、ｖｉｄ＊  とｖｉｑ＊  が直流量であるために、（４）式により容易に振幅を求めることができる。直流電圧指令作成回路１６０１は、インバータ電圧指令の振幅｜ｖｉ＊  ｜から、（８）式に従って所望の高め変調率ｋ＊  を実現する直流電圧指令Ｖｄｃ＊  を演算する。
【００４５】
直流電圧指令作成回路１６０１の具体的な入出力特性の例を図９に示す。図９において、左側のグラフは直流電圧指令作成回路１６０１の入出力特性、即ち｜ｖｉ＊  ｜に対するＶｄｃ＊  の特性を示したものであり、右側のグラフは左側の入出力特性の基になっている目標とする変調率ｋ＊  の｜ｖｉ＊  ｜に対する特性を表している。
【００４６】
図９の特性においては、直流電圧指令Ｖｄｃ＊が下限値Ｖｄｃ＊  ＿ｍｉｎに達するまでは変調率ｋ＊  ＝１．０を保持させるように、（８）式に従ってＶｄｃ＊  を変える。直流電圧指令Ｖｄｃ＊が下限値Ｖｄｃ＊＿ｍｉｎに達すると、Ｖｄｃ＊＝Ｖｄｃ＊＿ｍｉｎと一定にする。これを数式で表すと下記のようになる。
【００４７】
2004357442.tif 000003
この特性により、直流電圧指令Ｖｄｃ＊  が下限値Ｖｄｃ＊＿ｍｉｎ  を下回るまでは、ｋ＊  ＝１の高め変調率で運転させて、それよりさらにＶｄｃ＊  を下げる場合は、Ｖｄｃ＊を下限値Ｖｄｃ＊＿ｍｉｎに維持することを優先させるというような適応的なＶｄｃ＊  の調整が可能となる。ＰＷＭインバータ４の直流電圧Ｖｄｃをあまり下げすぎると、ＰＷＭインバータ４の上アームと下アームの並列ダイオードの両端電圧の差が小さくなり、ダイオードのスイッチング動作が不安定になる可能性がある。これはＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やトランジスタでも同様である。従って、直流電圧はある程度の値以上に保持することが望ましく、図９に示すように、Ｖｄｃ＊  に下限値を持たせる方法が有効である。
【００４８】
図１０は、直流電圧指令作成回路１６０１の入出力特性の、図９とは異なる例を表している。この場合は、図１０の右側に示すｋ＊  の特性より、目標とする変調率ｋ＊  を常にｋ＊  ＝１．０として、（８）式にしたがってＶｄｃ＊を決める。従って、図１０の左側に示す｜ｖｉ＊  ｜に対するＶｄｃ＊の特性のように、Ｖｄｃ＊は零値まで可変となる。この場合、直流電圧が零値付近になってもＰＷＭインバータ４のダイオードやＩＧＢＴの動作が不安定化しないような工夫をする必要があるが、常に高め変調率で運転できるため、省エネ効果を高めることができる。
【００４９】
図２に示した実施例によれば、ＰＷＭインバータの変調率は確実に高い値（本実施例では１．０）を保つようになり、インバータ出力電圧に含まれる不要な高周波成分を抑制でき、銅損や鉄損を低減できる。従って、システムを省エネ化できる。また、この方法では、インバータ電圧指令を用いて直流電圧指令を演算しており、このインバータ電圧指令の中に交流モータの負荷量の影響も含まれているため、交流モータの速度と負荷量に応じて直流電圧を可変制御することが可能である。そして、電圧指令を用いているため交流電圧センサが不要となる。
【００５０】
次に、図３を用いて本発明による交流モータ駆動システムの第三の実施例について説明する。図３のシステムは図２のシステムとほぼ同じ構成であり、異なる点は、ダイオード整流器１２がＰＷＭコンバータ２に入れ替わっている点にある。
【００５１】
図３の実施例では、ＰＷＭコンバータ２とＰＷＭインバータ４の間に昇降圧チョッパ１３が挿入されているため、ＰＷＭインバータ４の直流側電圧は比較的自由に変えることができる。従って、図２に示した直流電圧可変制御方法をそのまま適用することができる。その結果、図３のシステムでは、図２のシステムと同様の効果を得ることができる。
【００５２】
図３における昇降圧チョッパにおけるスイッチング素子に、半導体基板材料としてＳｉＣ（炭化珪素）結晶などのワイドギャップ半導体を用いた非常に低損失のスイッチング素子を適用すれば、直流電圧可変範囲を広げた制御を実施でき、より省エネ効果を向上できる。
【００５３】
上記各実施例では、変調率がほぼ１となるようにインバータまたはコンバータが運転しているが、個々のシステムにおける回路や半導体素子の特性などに応じて、１以外の値に設定しても良い。
【００５４】
なお、上記各実施例に限らず、本発明の技術的思想の範囲内において、種々の変形例が可能である。
【００５５】
【発明の効果】
本発明によれば、モータにかかる負荷が変化するような場合であっても、負荷に応じて適切に直流電圧を可変制御して、確実にインバータのＰＷＭ変調率を高め運転できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による交流モータ駆動システムの第一の実施例。
【図２】本発明による交流モータ駆動システムの第ニの実施例。
【図３】本発明による交流モータ駆動システムの第三の実施例。
【図４】インバータの変調率演算回路。
【図５】コンバータの変調率演算回路。
【図６】変調率制御回路。
【図７】電圧振幅演算回路と直流電圧指令作成回路。
【図８】実施例における出力電圧波形の解析結果。
【図９】直流電圧指令作成回路の入出力特性例。
【図１０】直流電圧指令作成回路の入出力特性例。
【図１１】変調率の違いによるＰＷＭパルス波形の違いを表した図。
【図１２】ＰＷＭコンバータの制御ブロック。
【図１３】ＰＷＭインバータの制御ブロック。
【符号の説明】
１…交流電源、２…ＰＷＭコンバータ、３…平滑コンデンサ、４…ＰＷＭインバータ、５…交流モータ、６…エレベータの綱車、７…エレベータのかご、８…釣り合い錘、９，１１…電流センサ、１０…直流電圧センサ、１３…昇降圧チョッパ、２０１，１３０１…ゲート回路、２０２，４０２，１３０２…ＰＷＭ制御回路、２０３，４０３…電流制御回路、２０４，１３０４…直流電圧制御回路、４０１…ゲート回路、４０４…速度制御回路、１５０１…変調率制御回路、１５０２…最大値選択回路、１５０３…インバータ変調率演算回路、１５０４…変調率指令出力回路、１５０５…コンバータ変調率演算回路、１６０１…直流電圧指令作成回路、１６０２…電圧振幅演算回路、１７０１，１８０１…インバータ側のｄ軸電流指令発生器、１７０２，１８０２…逆ｄｑ変換回路、２０３１，４０３１…ｄｑ変換回路、２０３２，２０３４，４０３２，４０３４…減算器、２０３３，２０３５，４０３３，４０３５…比例積分補償器。
【図１】
2004357442.tif 000004
【図２】
2004357442.tif 000005
【図３】
2004357442.tif 000006
【図４】
2004357442.tif 000007
【図５】
2004357442.tif 000008
【図６】
2004357442.tif 000009
【図７】
2004357442.tif 000010
【図８】
2004357442.tif 000011
【図９】
2004357442.tif 000012
【図１０】
2004357442.tif 000013
【図１１】
2004357442.tif 000014
【図１２】
2004357442.tif 000015
【図１３】
2004357442.tif 000016