(57)【要約】【課題】ハードウェア構成及び制御がきわめて簡単なアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供する。【解決手段】アレーアンテナの制御装置は、送信された無線信号を受信するための励振素子Ａ０と、励振素子Ａ０から所定の間隔だけ離れて設けられた非励振素子Ａ１と、非励振素子Ａ１に接続された可変リアクタンス素子１２とを備えて構成され、可変リアクタンス素子１２に設定するリアクタンス値を変化させることにより、非励振素子Ａ１を導波器又は反射器として動作させ、当該アレーアンテナの指向特性を変化させる。アンテナコントローラ１０は、アレーアンテナで受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバシティ利得が得られるように設定された第１と第２のリアクタンス値のうち、これらをそれぞれ設定したときに受信される２つの無線信号の信号電力のより大きい値となるときのリアクタンス値を選択して可変リアクタンス素子１２に設定する。【選択図】　図１
2004134873.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた非励振素子と、上記非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバシティ利得が得られるように設定された第１と第２のリアクタンス値のうち、上記第１と第２のリアクタンス値をそれぞれ上記可変リアクタンス素子に設定したときに受信される２つの無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値を選択して上記可変リアクタンス素子に設定する制御手段を備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項２】
受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバシティ利得が実質的に最大となるように上記第１及び第２のリアクタンス値が設定されたことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項３】
受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバシティ利得が所定値以上となるように上記第１及び第２のリアクタンス値が設定されたことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項４】
送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた非励振素子と、上記非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバシティ利得が得られるように設定された第１と第２のリアクタンス値のうち、上記第１と第２のリアクタンス値をそれぞれ上記可変リアクタンス素子に設定したときに受信される２つの無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値を選択して上記可変リアクタンス素子に設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項５】
受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバシティ利得が実質的に最大となるように上記第１及び第２のリアクタンス値が設定されたことを特徴とする請求項４記載のアレーアンテナの制御方法。
【請求項６】
受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバシティ利得が所定値以上となるように上記第１及び第２のリアクタンス値が設定されたことを特徴とする請求項４記載のアレーアンテナの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アレーアンテナの制御装置及び制御方法に関し、特に、空間的ダイバシティを実現する２素子アレーアンテナの制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信のブロードバンド化に伴い、ノートパソコンやＰＣＭＣＩＡカードなどのユーザ端末装置に搭載するアンテナ装置も高機能及び高性能が求められるようになってきた。必要とされる機能として、例えば、到来する無線信号からマルチパスフェージングを除去することが挙げられる。マルチパスフェージングは、ひとつの信号源から送信された波動が複数の経路を伝搬し、受信点において信号が同振幅かつ逆位相でキャンセルされるときに激しいレベル低下が発生する現象である。屋外無線基地局において受信する場合には、マルチパスの経路による到来波の角度広がりは比較的狭い。しかし、ユーザ端末装置あるいは室内環境においては、３６０度全方位に広がるマルチパス波の到来が生じる。
【０００３】
携帯型端末装置やＰＣカード等に搭載されるには、当該アンテナ装置は、小型軽量であること、民生コンシューマ品として受け入れられるコストであること、かつ、バッテリ駆動に耐えうる低消費電力動作であること、などの制約が課せられる。以上の制約を満たすアンテナ装置として、例えば、特許文献１や非特許文献１及び２において、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ　Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ　Ｐａｓｓｉｖｅ　Ａｒｒａｙ　Ｒａｄｉａｔｏｒ　（ＥＳＰＡＲ）　Ａｎｔｅｎｎａ；以下、エスパアンテナという。）が提案されている。
【０００４】
このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない６個の非励振素子と、この非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値をそれぞれ変化させることにより、当該アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。なお、例えば、アンテナ素子間隔が波長の１／１０という狭間隔の２素子エスパアンテナであっても空間ダイバシティ効果が得られるという数値シミュレーション例が報告されている（非特許文献３参照。）。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−１１８４１４号公報。
【非特許文献１】
Ｔ．　Ｏｈｉｒａ　ｅｔ　ａｌ．，　”Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ　ｓｔｅｅｒａｂｌｅ　ｐａｓｓｉｖｅ　ａｒｒａｙ　ｒａｄｉａｔｏｒ　ａｎｔｅｎｎａｓ　ｆｏｒ　ｌｏｗ−ｃｏｓｔ　ａｎａｌｏｇ　ａｄａｐｔｉｖｅ　ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ，”　２０００　ＩＥＥＥ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ｐｈａｓｅｄ　Ａｒｒａｙ　Ｓｙｓｔｅｍ　＆　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　ｐｐ．　１０１−１０４，　Ｄａｎａ　ｐｏｉｎｔ，　Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ，　Ｍａｙ　２１−２５，　２０００。
【非特許文献２】
大平孝ほか，“エスパアンテナの等価ウエイトベクトルとその勾配に関する基本的定式化”，電子情報通信学会技術研究報告，２００２年５月，ＡＰ２００１−１６，ＳＡＴ２００１−３，ｐ．１５−２０。
【非特許文献３】
青山直樹ほか，“アンテナ素子間の相互結合を用いたＣＯＦＤＭの簡易ダイバシティ受信方式”，電子情報通信学会総合大会講演論文集，２００２年３月２７日−３０日，Ｂ−５−２２４，ｐ．６９５。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１及び非特許文献３に示されたアンテナ装置は、設定されるリアクタンス値を決定するために、リアクタンス値を微細に（ほぼ連続的に）変化させる適応制御処理を行っている。この適応制御処理では、複雑な処理アルゴリズムと、それを実行するためのコントローラとを必要とし、さらに、上記コントローラは、可変容量ダイオードに設定するリアクタンス値信号を発生するための制御電圧発生用ＤＡコンバータを必要とするので、アンテナ装置の構成が複雑になり、装置の大きさとコストとが増大する。
【０００７】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較してハードウエア構成や制御がきわめて簡単であり、マルチパスフェージングが存在するときのアンテナ利得を大きく改善することができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御装置は、送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた非励振素子と、上記非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバシティ利得が得られるように設定された第１と第２のリアクタンス値のうち、上記第１と第２のリアクタンス値をそれぞれ上記可変リアクタンス素子に設定したときに受信される２つの無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値を選択して上記可変リアクタンス素子に設定する制御手段を備えたことを特徴とする。
【０００９】
また、上記アレーアンテナの制御装置において、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバシティ利得が実質的に最大となるように上記第１及び第２のリアクタンス値が設定されたことを特徴とする。
【００１０】
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバシティ利得が所定値以上となるように上記第１及び第２のリアクタンス値が設定されたことを特徴とする。
【００１１】
本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた非励振素子と、上記非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバシティ利得が得られるように設定された第１と第２のリアクタンス値のうち、上記第１と第２のリアクタンス値をそれぞれ上記可変リアクタンス素子に設定したときに受信される２つの無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値を選択して上記可変リアクタンス素子に設定するステップを含むことを特徴とする。
【００１２】
また、上記アレーアンテナの制御方法において、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバシティ利得が実質的に最大となるように上記第１及び第２のリアクタンス値が設定されたことを特徴とする。
【００１３】
さらに、上記アレーアンテナの制御方法において、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が所定値であるときに、ダイバシティ利得が所定値以上となるように上記第１及び第２のリアクタンス値が設定されたことを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００１５】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、アレーアンテナの制御装置は、１つの励振素子Ａ０と、可変リアクタンス素子１２が装荷された１つの非励振素子Ａ１とを備えてなるエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００と、アンテナコントローラ１０とを備え、ここで、アンテナコントローラ１０は、アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号に基づいて、所定値以上のダイバシティ利得が得られるように設定された第１と第２のリアクタンス値２ｘＨ，２ｘＬのうち、上記第１と第２のリアクタンス値２ｘＨ，２ｘＬをそれぞれ可変リアクタンス素子１２に設定したときに受信される２つの無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値を選択して可変リアクタンス素子１２に設定することを特徴としている。
【００１６】
図２は、図１のアレーアンテナ装置１００の詳細構成を示す斜視図である。図１及び図２に示すように、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に垂直に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１から構成され、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１とは、互いに平行に、かつ距離ｄで離間して配置されている。励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１の各長さは、所望波の波長λの約１／４になるように構成され、また、上記アンテナ間隔ｄは、例えば、λ／１０になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル１を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）２に接続され、また、非励振素子Ａ１は可変リアクタンス素子１２に接続され、可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値は、アンテナコントローラ１０からのペアケーブル５を介して伝送されるリアクタンス値信号によって設定される。
【００１７】
図３は、図２のＡ−Ａ’線におけるアレーアンテナ装置１００の縦断面図である。図３に示すように、励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、かつ同軸ケーブル１の中心導体１ａに接続される。非励振素子Ａ１は、可変リアクタンス素子１２を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。可変リアクタンス素子１２として、例えば可変容量ダイオードを用いることができる。
【００１８】
従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、非励振素子Ａ１に接続された可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向特性を変化させることができる。
【００１９】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された無線信号は同軸ケーブル１を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）２に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）３は増幅された無線信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器４は、アナログ信号であるＩＦ信号をディジタル信号に変換して受信信号ｙとして出力する。受信信号ｙは、アンテナコントローラ１０に入力されるとともに、復調器（図示せず。）に入力されて復調された信号に変換される。アンテナコントローラ１０は、アレーアンテナ装置１００で受信された無線信号に基づいて、所定値以上のダイバシティ利得が得られるように詳細後述するように設定された第１と第２のリアクタンス値２ｘＨ，２ｘＬのうち、上記第１と第２のリアクタンス値２ｘＨ，２ｘＬをそれぞれ可変リアクタンス素子１２に設定したときに受信される２つの無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値を選択して可変リアクタンス素子１２に設定するように制御する。
【００２０】
本実施形態のアレーアンテナの制御装置によれば、そのハードウエア構成が簡易であって、かつ、マルチパスフェージングが存在するときのアンテナ利得を単純な１ビットバイナリ制御（すなわち、第１及び第２のリアクタンス値２ｘＨ，２ｘＬのいずれかを選択する制御）で大きく改善する効果が得られるので、ラップトップ端末装置やＰＣカードなどの民生コンシューマ端末装置に搭載できるダイバシティアンテナとして用いることができる。この制御方法（１ビット制御）は、可変容量ダイオードを連続的に制御する方式において必要な制御電圧発生用ＤＡコンバータが不要となるので、アンテナ装置のさらなる小型化と低コスト化が図れる。
【００２１】
図４は、本発明に係る第１の実施形態の変形例であるアレーアンテナ装置の構成を示す斜視図である。この変形例では、図１の励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１が、誘電体基板２０の一方の面上にプリントされたストリップ導体として形成されたことを特徴とする。励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１が形成された誘電体基板２０は、例えば厚さ約１ｍｍのガラスエポキシ樹脂、テフロン（登録商標）又はアルミナセラミックなどから構成されたプリント配線基板であって、励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１は公知のプリント配線基板のプロセス技術により形成されている。また、誘電体基板２０は接地導体１１上に垂直に設けられる。
【００２２】
ここで、励振素子Ａ０は、所定の長さｈ１を有したストリップ導体のアンテナ素子として誘電体基板２０上に形成され、非励振素子Ａ１は、長さｈ１を有し、かつ励振素子Ａ０に対して距離ｄ１を有して平行なストリップ導体のアンテナ素子として誘電体基板２０上に形成されている。ここで、長さｈ１は、送受信される無線信号の波長の約１／４の長さに設定される。
【００２３】
図５は、図４の誘電体基板２０の下部の詳細構成を示す斜視図である。誘電体基板２０において、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１が形成された面とは反対側の面に、互いに離間して４つの電極２１乃至２４が形成されている。励振素子Ａ０の下端（接地導体１１に近い方の端部）は、誘電体基板２０を貫通したスルーホール導体２５を介して電極２１と電気的に接続される。電極２２は接地導体１１と電気的に接続される。さらに、電極２１は、ＬＮＡ２に接続された同軸ケーブル１の中心導体１ａに接続され、電極２２は同軸ケーブル１の外部導体１ｂに接続される。非励振素子Ａ１の下端は、誘電体基板２０を貫通したスルーホール導体２６を介して電極２４に接続され、この電極２４は、可変容量ダイオードＤ１のカソードに接続される。可変容量ダイオードＤ１は、可変リアクタンス素子１２の一例である。可変容量ダイオードＤ１のアノードは電極２３に接続され、電極２３はまた接地導体１１と電気的に接続される。さらに、電極２３及び２４はそれぞれ、例えば数ｋΩないし数十ｋΩの高周波電流阻止用抵抗４１，４２及びペアケーブル５を介して当該アレーアンテナ装置の指向特性を制御するアンテナコントローラ１０の印加バイアス電圧端子（図示せず。）に接続されている。
【００２４】
以上のように構成されたアレーアンテナ装置においては、アンテナコントローラ１０からのリアクタンス値信号に含まれる印加バイアス電圧が、ペアケーブル５を介して可変容量ダイオードＤ１の両端に印加され、このとき、印加バイアス電圧を変化することにより可変容量ダイオードＤ１の接合容量値、すなわちリアクタンス値を変化させることができる。アンテナコントローラ１０は可変電圧直流電源の機能を有し、非励振素子Ａ１に接続された可変容量ダイオードＤ１に印加する逆バイアス電圧を変化させることにより、可変容量ダイオードＤ１の接合容量を変化させ、これにより、非励振素子Ａ１の電気長を、励振素子Ａ０に比較して変化させ、当該アレーアンテナ装置の平面指向特性を変化させることができる。
【００２５】
以上のように構成された第１の実施形態の変形例に係るアレーアンテナ装置によれば、制御が簡単であることに加えて、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１が形成された誘電体基板２０を接地導体１１上に設けたので、従来のダイバシティアンテナに比較して構造が簡単であって、励振素子Ａ０や非励振素子Ａ１を容易にかつ高精度で形成することができるアレーアンテナ装置を提供することができる。また、誘電体基板２０上にストリップ導体にてなる励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１を形成しているので、プリント配線基板の形成技術で容易にアンテナ素子を形成することができ、製造工程がきわめて簡単になるという特有の利点を有する。
【００２６】
＜第２の実施形態＞
図６は、本発明に係る第２の実施形態のアレーアンテナ装置の構成を示す図である。本実施形態は、第１の実施形態である、接地導体１１上に設けられた１／４波長モノポール型のアレーアンテナ装置と等価な構成であって、接地導体を持たない１／２波長ダイポール型のアレーアンテナ装置である。
【００２７】
ここで、励振素子Ａ０は、それぞれ同一の長さｈ２を有しかつ互いに所定の距離だけ離間して一直線上に延在するように配置されたアンテナ素子Ａ０ａ及びＡ０ｂを備えて半波長ダイポールとして構成される。ここで、長さｈ２は、送受信される無線信号の波長の約１／４の長さに設定される。また、非励振素子Ａ１は、それぞれ同一の長さｈ２を有しかつ互いに所定の距離だけ離間して一直線上に延在するように配置されたアンテナ素子Ａ１ａ及びＡ１ｂを備えて半波長ダイポールとして構成される。励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１とは、互いに距離ｄ２で離間して、平行に配置される。図６では、各アンテナ素子Ａ０ａ，Ａ０ｂ，Ａ１ａ，Ａ１ｂを支持するための支持部材は省略されているが、そのような支持部材は絶縁体材料を用いて適宜に製作されて設けられる。
【００２８】
アンテナ素子Ａ０ａとアンテナ素子Ａ０ｂとの、それぞれ互いに対向した側の端部において、各アンテナ素子Ａ０ａ及びＡ０ｂに対する給電点である２端子のポートＰ０が設けられる。ポートＰ０は、平衡型ケーブル（図示せず。）を介して図１と同様にＬＮＡ２に接続され、それによって当該アンテナ装置が受信用アンテナとして動作することが可能であるが、図６では、後の説明のために、互いに直列な給電系内部インピーダンス１３及び給電系内部電圧１４にてなる給電部がポートＰ０に接続されている。また、アンテナ素子Ａ１ａとアンテナ素子Ａ１ｂとの、それぞれ互いに対向した側の端部において、可変容量ダイオード等の可変リアクタンス素子１２が装荷される２端子のポートＰ１が設けられる。
【００２９】
以上のように構成されたアレーアンテナ装置においては、第１の実施形態と同様に動作するアンテナコントローラ１０からのリアクタンス値信号が、ペアケーブル５を介して可変リアクタンス素子１２に設定される。上記アンテナコントローラ１０は可変電圧直流電源の機能を有し、非励振素子Ａ１に接続された可変リアクタンス素子１２に設定するリアクタンス値信号を変化させることにより、可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を変化させ、これにより、非励振素子Ａ１の電気長を、励振素子Ａ０に比較して変化させ、当該アレーアンテナ装置の平面指向特性を変化させることができる。この構成では、図１のような接地導体１１を必要としないので、アレーアンテナ装置の全体をより軽量化することができる。
【００３０】
図７は、本発明に係る第２の実施形態の変形例であるアレーアンテナ装置の構成を示す斜視図である。この変形例は、第１の実施形態の変形例と同様に、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１が誘電体基板３０の一方の面上にストリップ導体として形成されたことを特徴とするアレーアンテナ装置である。なお、上記誘電体基板３０は、例えば厚さ約１ｍｍのガラスエポキシ樹脂、テフロン（登録商標）、又はアルミナセラミックなどから構成される。励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１は公知のプリント配線基板のプロセス技術により形成される。
【００３１】
ここで、励振素子Ａ０は、それぞれ同一の長さｈ３を有しかつ互いに所定の距離だけ離間して一直線上に延在するように形成されたストリップ形状のプリントアンテナ素子Ａ０−１及びＡ０−２を備えて誘電体基板３０上に形成される。また、非励振素子Ａ１は、それぞれ同一の長さｈ３を有しかつ互いに所定の距離だけ離間して一直線上に延在するように形成されたストリップ形状のプリントアンテナ素子Ａ１−１及びＡ１−２を備えて誘電体基板３０上に形成される。ここで、長さｈ３は、送受信される無線信号の波長の約１／４の長さに設定される。さらに、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１とは、互いに距離ｄ３を有して、平行に配置される。
【００３２】
誘電体基板３０において、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１が形成された面とは反対側の面に、互いに離間して４つの電極３１乃至３４が形成されている。プリントアンテナ素子Ａ０−１の、プリントアンテナ素子Ａ０−２と対向した側の一端は、誘電体基板３０に形成されたスルーホール導体３５を介して電極３１に接続され、また、プリントアンテナ素子Ａ０−２の、プリントアンテナ素子Ａ０−１と対向した側の一端も、スルーホール導体３６を介して電極３２に接続される。さらに、電極３１及び３２は、図１の同軸ケーブル１に代わって、平衡型ケーブル１Ａを介してＬＮＡ２に接続される。プリントアンテナ素子Ａ１−１の、プリントアンテナ素子Ａ１−２と対向した側の一端は、誘電体基板３０に形成されたスルーホール導体３７を介して電極３３に接続され、この電極３３は可変容量ダイオードＤ２のカソードに接続される。可変容量ダイオードＤ２は、可変リアクタンス素子１２の一例である。また、プリントアンテナ素子Ａ１−２の、プリントアンテナ素子Ａ１−１と対向した側の一端も、スルーホール導体３８を介して電極３４に接続され、この電極３４は可変容量ダイオードＤ２のアノードに接続される。さらに、電極３３及び３４はそれぞれ、例えば数ｋΩないし数十ｋΩの高周波電流阻止用抵抗４１，４２及びペアケーブル５を介して当該アレーアンテナ装置の指向特性を制御するアンテナコントローラ１０の印加バイアス電圧端子（図示せず。）に接続されている。
【００３３】
以上のように構成された第２の実施形態の変形例に係るアレーアンテナ装置によれば、制御が簡単であることに加えて、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１を誘電体基板３０上に形成したことにより、従来のダイバシティアンテナに比較して構造が簡単であって、励振素子や非励振素子を容易にかつ高精度で形成することができるアレーアンテナ装置を提供することができる。また、誘電体基板３０上にストリップ導体にてなる励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１を形成しているので、プリント配線基板の形成技術で容易にアンテナ素子を形成することができ、製造工程がきわめて簡単になるという特有の利点を有する。
【００３４】
＜第１の実装例＞
図８は、本発明に係る第１の実装例である、携帯型パーソナルコンピュータ２００に搭載されたアレーアンテナ装置を示す図である。この実装例では、携帯型パーソナルコンピュータ２００は、上部筐体２０１と下部筐体２０２とからなる折りたたみ型の筐体を有し、実施形態のアレーアンテナ装置２１０は、上部筐体２０１上に固定されるか、又は上部筐体２０１上に向きが可動であるように装着されることが可能である。アレーアンテナ装置２１０は、図４と同様に、誘電体基板上にプリントされて形成された１／４波長モノポール型のアレーアンテナ装置として図示されている。アレーアンテナ装置２１０において接地導体は図示されていないが、接地導体は上部筐体２０１に装着されていてもよく、又は上部筐体２０１が金属製の場合は上部筐体２０１が接地導体として利用されてもよい。なお、図８に示された実装例の制御装置として、上述のアンテナコントローラ１０を用いることができる。
【００３５】
＜第２の実装例＞
図９は、本発明に係る第２の実装例である、ＰＣカード２１１に搭載されたアレーアンテナ装置を示す図である。この実装例では、接地導体として動作するＰＣカード２１１の本体上に設けられた、図１と同様の、１／４波長モノポール型のアレーアンテナ装置を図示している。ＰＣカード２１１は、図８と同様の携帯型パーソナルコンピュータ２００の下部筐体２０２に設けられたＰＣカードスロット２０３に挿入されて、ＰＣ２００のアンテナとして動作することが可能である。なお、図９に示された実装例の制御装置として、上述のアンテナコントローラ１０を用いることができる。
【００３６】
【実施例】
以下の説明では最も基本的な２素子エスパアンテナの動作原理を定式化する。まず、解析を簡単化するため、アレーアンテナ装置をアンテナ素子部分と可変リアクタンス素子部分に分解したモデルを考える。アンテナ素子部分を２端子対ネットワークとしてとらえることにより、アンテナ装置の動作を回路論的に扱う。エスパアンテナはアンテナ素子間結合を本質的に利用するアンテナ装置であることから、自由空間波長で規格化したアンテナ素子間隔が重要な設計パラメータとなる。これを回路論的に定式化するため、アンテナ素子間の電磁相互結合を特徴付けるアドミタンス行列を導入する。モーメント法による電磁界解析によりアドミタンス行列の各要素を求め、これらをアンテナ素子間隔の簡単な陽関数として表現することができるフィッティング式（近似式）を提案する。次に、入出力インピーダンス、等価重み係数ベクトル、放射指向性などのアンテナ特性を上記のアドミタンス行列と可変リアクタンスの関数として解析的に導出する。これらは、アドミタンスによる表現式を用いれば容易に計算できる。リアクタンスが可変であることにより、振幅指向性ならびに位相指向性が大きく制御できることを示す。さらに、２素子エスパアンテナを用いた最も簡単なダイバシティ方式として、可変容量ダイオードの容量を２値制御する「バイナリ・リアクタンス・ダイバシティ」を提案する。
【００３７】
アレーアンテナを図８及び図９に示すようにラップトップ端末装置やＰＣカードに搭載するには、物理形状的制約からアンテナ素子間隔をできるだけ狭くすることが望ましい。この場合、アンテナ素子間に電磁的な相互結合が生じる。エスパアンテナはこの相互結合を積極的に利用した可変アンテナ装置である。以下の説明では、アンテナ素子間隔と相互結合の関係を定式化する。一方、アンテナ素子長についても実装の観点からは短いほうが望ましい。すなわち、図１に示す１／４波長モノポール型が実装上の有力候補である。解析のためには、これと等価なモデルとして、図６に示す接地導体１１を持たない１／２波長ダイポール型のアレーアンテナ装置を用いる。
【００３８】
以下の説明では、最初に当該アレーアンテナ装置を送信用アンテナとみなし、その特性を定式化する。図６の構成において、励振素子Ａ０のポートＰ０を励振素子Ａ０の給電点とし、また、非励振素子Ａ１のポートＰ１から可変リアクタンス素子１２を切り離す。ポートＰ０に接続された送信給電系において、給電系内部インピーダンス１３の値を２ｚｓで表し、給電系内部電圧１４の値を２ｖｓで表す。また、ポートＰ０におけるアレーアンテナ装置の入力インピーダンスを２ｚｉｎとする。当該アレーアンテナ装置を受信用アンテナとして用いるときは、入力インピーダンス２ｚｉｎは出力インピーダンスになる。さらに、可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を２ｘで表す。なお、送信給電系の内部インピーダンス及び内部電圧、アレーアンテナ装置のインピーダンス、ならびに可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値は、図１に示した接地導体を有する１／４波長モノポール型のアレーアンテナ装置で定義しているので、図６に示す１／２波長ダイポール型のモデルを用いた定式化では値がすべて２倍となる。
【００３９】
給電系と可変リアクタンス素子１２を除く励振素子部分を２ポート回路ネットワークとみなし、次式の２×２アドミタンス行列Ｙを定義する。
【００４０】
【数１】
2004134873.tif 000003
【００４１】
ここで、ｙ００は励振素子Ａ０の自己アドミタンスであり、ｙ１１は非励振素子Ａ１の自己アドミタンスであり、ｙ０１とｙ１０はそれぞれ、励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１の結合アドミタンスと、非励振素子Ａ１と励振素子Ａ０の結合アドミタンスを示す。アンテナ素子間の相互結合は、このアドミタンス行列Ｙにより完全に特徴付けられ記述できる。アドミタンス行列Ｙの４つの要素はすべて複素数である。アドミタンス行列Ｙの非対角要素（すなわち、結合アドミタンス）はアンテナ素子間の相互結合の強度を表しており、相互結合が存在しない場合には零となる。アドミタンス行列Ｙは可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値２ｘ［Ω］とは独立であり、アンテナ素子長ｈ２やアンテナ素子間隔ｄ２などの物理形状パラメータが決まればモーメント法などの電磁界解析で求めることができる。すなわちこのモデルを用いると、リアクタンス値が変わる毎に電磁界解析を行う必要がない。
【００４２】
相反定理及びアレーアンテナ構造の対称性により、自己アドミタンスｙ００，ｙ１１と結合アドミタンスｙ１０，ｙ０１とにおいて次式関係が成り立つ。
【００４３】
【数２】
ｙ００＝ｙ１１
【数３】
ｙ１０＝ｙ０１
【００４４】
励振素子Ａ０、非励振素子Ａ１が同じ高さで平行に配列されており、その半径ａがλ／１００であり、長さ２×ｈ２がλ／２である完全導体円柱である場合の自己アドミタンス及び結合アドミタンスをモーメント法により求め、これを、波長で規格化されたアンテナ素子間隔ｄ２／λの関数としてプロットすると図１０乃至図１３に示す曲線となる。ここで、λは無線信号の自由空間波長である。図１０と図１１はそれぞれ、アンテナ素子間隔ｄ２／λに対する自己アドミタンスの実数部Ｒｅ｛ｙ００｝と虚数部Ｉｍ｛ｙ００｝を示すグラフであり、図１２と図１３はそれぞれ、アンテナ素子間隔ｄ２／λに対する結合アドミタンスの実数部Ｒｅ｛ｙ１０｝と虚数部Ｒｅ｛ｙ１０｝を示すグラフである。これらの曲線を多項式及び累乗関数でフィッティング（曲線近似）することにより、次のような簡便な表現式を得る。
【００４５】
【数４】
2004134873.tif 000004
【数５】
2004134873.tif 000005
【数６】
2004134873.tif 000006
【数７】
2004134873.tif 000007
【００４６】
実数部及び虚数部ともに単位は［Ω−１］であり、これらの表現式の有効範囲は０．０５λ≦ｄ２≦０．３５λである。
【００４７】
自己アドミンタンス及び結合アドミタンスを用いると、アレーアンテナ装置への入力インピーダンス２ｚｉｎ（ただし、受信時は出力インピーダンスになる。）は、次式で与えられる。
【００４８】
【数８】
2004134873.tif 000008
【数９】
2004134873.tif 000009
【数１０】
2004134873.tif 000010
【００４９】
アンテナ素子間隔ｄ２／λをパラメータとし、リアクタンス値の関数として求めたアレーアンテナ装置の入力インピーダンスを図１４及び図１５に示す。図１４と図１５はそれぞれ、異なるアンテナ素子間隔ｄ２／λ＝０．１，０．２，０．３のもとで、可変リアクタンス素子１２に設定されるリアクタンス値２ｘに対するアレーアンテナ装置の入力インピーダンスの実数部Ｒｅ｛２ｚｉｎ｝と虚数部Ｉｍ｛２ｚｉｎ｝を示すグラフである。
【００５０】
次いで、実施形態のアレーアンテナ装置における等価重み係数ベクトルについて説明する。一般に、アレーアンテナの指向性はアンテナ素子単体の指向性とアレーファクタの積で表される。２素子エスパアンテナのアレーファクタを求めるために、ここでは等価重み係数（ウエイト）ベクトル法を用いる（非特許文献２参照）。これは、アレーファクタをステアリングベクトルと重み係数ベクトルの内積で表し、その重み係数ベクトルはこのアンテナを送信モードで励振した際の電流ベクトルと等価であるとする方法である。
【００５１】
アレーファクタをＤ（φ）とし、方位角をφとすると、アレーファクタＤ（φ）は次式のように表すことができる。
【００５２】
【数１１】
2004134873.tif 000011
【００５３】
ここで、
【数１２】
ｄｅｔ＝（ｚ００＋２ｚｓ）（ｚ００＋ｊ２ｘ）−ｚ１０２
であり、ｗ０とｗ１は各アンテナ素子の等価重み係数である。上式で求まるアレーファクタＤ（φ）には給電系とアレーアンテナ装置とのインピーダンス不整合による損失も考慮されている。
【００５４】
等価重み係数ｗ０とｗ１は、以下に述べるようなリアクタンス値を変化させてダイバシティ制御する動作において重要な役割をはたす。いずれもリアクタンス値２ｘに対して、次の１次分数式で表される。
【００５５】
【数１３】
2004134873.tif 000012
【数１４】
2004134873.tif 000013
【００５６】
すなわち、上式から明らかなように、等価重み係数の複素平面上でリアクタンス値は等角写像される。
【００５７】
リアクタンス値２ｘをパラメータとし、アレーファクタＤ（φ）を方位角φの関数としてプロットすると、図１６及び図１７に示す振幅指向性及び位相指向性を得る。図１６は、異なるリアクタンス値２ｘ＝０，−５０，−１００のもとで、方位角φに対するアレーファクタＤ（φ）の振幅を示すグラフである。縦軸の単位ｄＢｏは、無指向性アンテナ装置のアレーファクタ（すなわち、方位角φについて変化しない定数）を基準とする利得である。図１７は、異なるリアクタンス値２ｘ＝０，−５０，−１００のもとで、方位角φに対するアレーファクタＤ（φ）の位相を示すグラフである。方位角φは励振素子Ａ０から非励振素子Ａ１をみた方位を０度とした。アンテナ素子間隔ｄ２は１／１０波長、給電系内部インピーダンス１３の値２ｚｓは１００Ωとした。
【００５８】
図１６及び図１７から明かなように、リアクタンス値２ｘを変えることでアンテナ指向性を制御できることがわかる。例えば、２ｘ＝０Ωのときは非励振素子Ａ１が反射器として動作し、２ｘ＝−１００Ωのときは逆に導波器として動作する。これらの中間的な状態すなわち２ｘ＝−５０Ωのときは非励振素子Ａ１が共振状態に近くなり、ブロードサイド方向（９０度）にヌル（落ち込み）が発生する。
【００５９】
次いで、リアクタンス値を変化させてダイバシティ制御を実行できる、実施形態のアレーアンテナの制御装置を用いた無線信号の受信について説明する。マルチパスフェージングは１つの信号源から送信された波動が複数の経路を伝搬し、受信点において信号が同振幅かつ逆位相でキャンセルされるときに激しいレベル低下が発生する現象である。屋外無線基地局で受信する場合には、マルチパスの経路による到来波の角度広がりは比較的狭い。しかし、ユーザ端末装置あるいは室内環境においては、３６０度全方位に広がるマルチパス波の到来が生じる。上述したように、エスパアンテナは２素子であってもリアクタンス値を制御することにより振幅及び位相の方位角依存性を変える特性があるので、これを適応的に用いればフェージングによるレベル低下が生じる条件すなわち同振幅かつ逆位相の状態を回避できる可能性がある。このことを定量的に確認するために下記の計算機シミュレーションを行う。
【００６０】
マルチパスフェージングを起こしうる最小の到来波数は２つである。ここでは、図１８に示すように干渉性のある２つの到来波ｓ１とｓ２が同一の振幅かつランダムな位相差で到来する環境に置かれた２素子エスパアンテナで、当該到来波を受信した場合に得られる信号をｙとする。すなわち、次式を仮定する。
【００６１】
【数１５】
2004134873.tif 000014
【００６２】
ここで、ａｏは各到来波の振幅を表す。φ１とφ２は２つの到来波ｓ１とｓ２の各方位角を表し、ψ１とψ２は各到来波ｓ１とｓ２の信号位相を表す。以下の計算機シミュレーションでは、簡単化のために、アレーアンテナ装置で受信される無線信号とＡ／Ｄ変換器４から出力される受信信号とを同一視し、受信信号ｙと表記する。シミュレーションは、３６０度の範囲で無相関かつランダムな方位角の対｛φ１，φ２｝にてなる集合を用いて実行される。
【００６３】
このような無線信号の環境に１／２波長ダイポール型の２素子エスパアンテナ（図６参照。）を配置したものとし、そのリアクタンス値２ｘは、小さな値２ｘＬ＝−５０Ωと大きな値２ｘＨ＝＋５０Ωとの２状態｛２ｘＬ，２ｘＨ｝で設定され、これらのリアクタンス値のうち受信信号電力ｙｙ＊が高くなる方をバイナリ選択するという簡単なアルゴリズムにより、フェージングを回避することとする。ここで、上付き＊は複素共役を表す。上述のアルゴリズムは、アンテナコントローラ１０によって実行されるものと同様である。図１９は、無線受信回路（すなわち、図１のＬＮＡ２）の内部インピーダンスの値を１００Ω（１／４波長モノポール型アレーアンテナ装置の場合は５０Ω）とし、円柱形状の各アンテナ素子の半径ａを０．０１波長とし、その長さｈ２を１／４波長とし、アンテナ素子間隔を０．１波長とした場合のフェージング劣化の累積確率分布（ＣＤＦ曲線）を示す。この計算機シミュレーションでは、上記方位角の対｛φ１，φ２｝にてなる集合の各元によって定義される各無線信号環境において、それぞれ上記アルゴリズムに従って選択されたリアクタンス値を可変リアクタンス素子１２に設定したものとし、次いで、そのリアクタンス値が設定されたアレーアンテナ装置で受信される各無線信号の受信信号電力ｙｙ＊が計算された。図１９のグラフの縦軸は、到来波１波あたりの信号電力ａｏａｏ＊を基準とした、ダイバシティ受信信号電力が横軸のｄＢ表示値を超える事象の累積確率（ＣＤＦ値）である。
【００６４】
比較のため、等振幅の２つの到来波が存在するモデルにおける無指向性アンテナ装置（すなわち、単一アンテナ）のフェージングＣＤＦの理論値（次式参照。）を図１９に細線で示す。
【００６５】
【数１６】
2004134873.tif 000015
【００６６】
ここで、ｐ（ｙｙ＊≧Ｐ）は受信信号電力ｙｙ＊がＰ以上となる確率である。特に、深いフェージングが発生している領域、すなわち
【数１７】
ｐ（ｙｙ＊≧Ｐ）≪１／π
の領域では、次式が漸近線となる。
【００６７】
【数１８】
Ｐ＝ｐ２π２ａｏａｏ＊
【００６８】
図１９から、エスパアンテナは無指向性アンテナ装置に比べてＣＤＦ値が９０％のとき約４ｄＢのダイバシティ利得３０１が得られ、ＣＤＦ値が９９％のとき１４ｄＢのダイバシティ利得３０２が得られることがわかる。本実施形態のアレーアンテナの制御装置では、３０ｄＢのフェージング劣化が発生する確率も無指向性アンテナ装置の１／１０以下に低減できる。
【００６９】
次に、ＣＤＦの９０％点及びＣＤＦの９９％点での、ダイバシティ利得のリアクタンス設定値依存性を図２０及び図２１に示す。ダイバシティ利得は、無指向性アンテナ装置で受信された信号電力を基準とする、実施形態のアレーアンテナ装置で受信される信号電力の利得である。これらのシミュレーション結果に基づいて、アンテナコントローラ１０に予め設定するべきリアクタンス値の対を決定することができる。
【００７０】
図２０は、可変リアクタンス素子１２に設定される２つのリアクタンス値の平均値（すなわち、２ｘＬと２ｘＨの中心値）を０Ωに固定したときの、設定される２つのリアクタンス値の差（すなわち、切り替え幅２ｘＨ−２ｘＬ）の半幅に対するダイバシティ利得を示すグラフである。図２０から分かるように、リアクタンス値の切り替え幅２ｘＨ−２ｘＬが狭いと、切り替え前後で等価重み係数ベクトルがあまり変化しないのでダイバシティ効果も小さい。逆に、リアクタンス値の切り替え幅２ｘＨ−２ｘＬが広すぎると、非励振素子Ａ１の等価重み係数ベクトルの絶対値が小さくなるのでこれもダイバシティ効果が小さくなる。最適点がｘＨ−ｘＬ＝８０Ω付近に存在する。
【００７１】
図２０において、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が例えば９０％又は９９％などの所定値であるときに、ダイバシティ利得が所定値以上となるように第１及び第２のリアクタンス値２ｘＨ，２ｘＬを選択して設定することがより好ましい。さらに、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が例えば９０％又は９９％などの所定値であるときに、ダイバシティ利得が実質的に最大となるように第１及び第２のリアクタンス値２ｘＨ，２ｘＬを選択して設定することが最も好ましい。
【００７２】
図２１は、可変リアクタンス素子１２に設定される２つのリアクタンス値の差（すなわち、切り替え幅２ｘＨ−２ｘＬ）の半幅を５０Ωに固定したときの、設定される２つのリアクタンス値の平均値（すなわち、２ｘＬと２ｘＨの中心値）に対するダイバシティ利得を示すグラフである。設定されるリアクタンスの中心値ｘＬ＋ｘＨが低くても高くても、非励振素子Ａ１の等価重み係数ベクトルの絶対値が小さくなるので、やはりダイバシティ効果が小さくなる。最適点がｘＬ＋ｘＨ＝−３０乃至−９０Ω付近に存在する。
【００７３】
図２１において、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が例えば９０％又は９９％などの所定値であるときに、ダイバシティ利得が所定値以上となるように第１及び第２のリアクタンス値２ｘＨ，２ｘＬを選択して設定することがより好ましい。さらに、受信される無線信号の信号電力が所定の信号電力を超える事象の累積確率であるＣＤＦ値が例えば９０％又は９９％などの所定値であるときに、ダイバシティ利得が実質的に最大となるように第１及び第２のリアクタンス値２ｘＨ，２ｘＬを選択して設定することが最も好ましい。
【００７４】
以上説明したように、図２０及び図２１の結果を参照して、最高の利得をもたらすリアクタンス値の対２ｘＨ及び２ｘＬを選択することができ、これらをそれぞれ第１及び第２のリアクタンス値としてアンテナコントローラ１０に予め設定しておく。以上の計算機シミュレーションでは、図６の１／２波長ダイポール型のアレーアンテナ装置を用いたので、図１のような１／４波長モノポール型のアレーアンテナ装置１００では、最適なリアクタンス値として、２つのリアクタンス値の平均値が４０Ωとなり、２つのリアクタンス値の差の半幅が−１５乃至−４５Ωとなるように設定される。
【００７５】
また、リアクタンスは負値、すなわち容量性であるので、可変容量ダイオード等の可変リアクタンス素子１２を非励振素子Ａ１に直接装荷するように構成できる。
【００７６】
図２２は、波長で規格化されたアンテナ素子間隔ｄ２／λに対するダイバシティ利得を示すグラフである。このグラフは、ダイバシティ利得のアンテナ素子間隔依存性を示す。ＣＤＦの９０％点及びＣＤＦの９９％点いずれにおいても、アンテナ素子間隔が０．１から０．３５波長までである範囲においては大きな依存性は無い。アンテナ素子間隔が広いと、アンテナのステアリングベクトルが方位角φに対して鋭敏になる。一方、非励振素子Ａ１の等価重み係数はアンテナ素子間隔が狭い方が大きくなる。これら双方の傾向が相殺されていると考えられる。利得特性がアンテナ素子間隔に対して急峻ではないということは、アンテナ装置を実装するときに機械的公差を厳密に正確にする必要がないという利点を意味する。ゆえに、本実施形態のアレーアンテナ装置は、折りたたみ展開式構造や柔軟弾性素材によるアンテナ装置の実装にも有効である。
【００７７】
以上説明したように、本発明に係る実施形態によれば、２つの到来波が存在する環境モデルにおいて、無指向性アンテナ装置に比べて累積確率分布（ＣＤＦ）の値が９０％のとき約４ｄＢで、９９％のとき約１４ｄＢのダイバシティ利得が得られる。３０ｄＢのフェージング劣化が発生する確率を１／１０以下に低減できる。ダイバシティ利得はリアクタンス設定値に依存し、例えば、１／２波長モノポール型アレーアンテナ装置のとき、−３０乃至−９０Ω付近で最大となる。さらに、アンテナ素子間隔には強く依存しないので、アンテナ装置を実装するときに機械的公差を厳密に正確にする必要がなく、折りたたみ展開式構造や柔軟弾性素材によるアンテナ装置の実装にも有効である。このアレーアンテナの制御装置はハードウエア構成が簡易で、かつ、単純な１ビットバイナリ制御で大きなフェージング改善効果が得られるので、ラップトップ端末装置やＰＣカードなどの民生コンシューマ端末装置に搭載できるダイバシティアンテナとして用いることができる。
【００７８】
さらに、エスパアンテナの可変リアクタンス素子は、例えば、安価な可変容量ダイオードで構成されるので、１つの励振素子と１つの非励振素子とを備えたエスパアンテナは、単極双投ＲＦスイッチによる従来の２素子選択式ダイバシティアンテナに比べて低コストとなる。また、可変容量ダイオードは常に逆バイアスで動作するので、ＰＩＮダイオードスイッチのようなオン時の直流電流消費が無い。ＦＥＴスイッチに比べても、可変容量ダイオードは低コストかつ低損失である。さらに、エスパアンテナはアンテナ素子間隔を比較的狭くしても動作することからアンテナ装置全体を小型化できる。
【００７９】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明に係るアレーアンテナの制御装置又は方法によれば、送信された無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた非励振素子と、上記非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記非励振素子を導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナによって受信される無線信号に基づいて、所定値以上のダイバシティ利得が得られるように設定された第１と第２のリアクタンス値のうち、上記第１と第２のリアクタンス値をそれぞれ上記可変リアクタンス素子に設定したときに受信される２つの無線信号の信号電力の、より大きい値となるときのリアクタンス値を選択して上記可変リアクタンス素子に設定する。従って、従来技術に比較して、ハードウエア構成がきわめて簡単であるとともに、きわめて簡単な制御でより大きなダイバシティ利得を得ることができる。特に、マルチパスフェージングが存在するときのアンテナ利得を単純な１ビット制御で大きく改善する効果が得られるので、ラップトップ端末装置やＰＣカードなどの民生コンシューマ端末装置に搭載可能なダイバシティアンテナを実現できる。また、本発明に係る１ビット制御では、可変リアクタンス素子を連続的に制御する従来技術において必要な制御電圧発生用ＤＡコンバータが不要となるので、アンテナ装置のさらなる小型化と低コスト化が図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のアレーアンテナ装置１００の詳細構成を示す斜視図である。
【図３】図２のＡ−Ａ’線における縦断面図である。
【図４】本発明に係る第１の実施形態の変形例であるアレーアンテナ装置の構成を示す斜視図である。
【図５】図４の誘電体基板２０の下部の詳細構成を示す斜視図である。
【図６】本発明に係る第２の実施形態のアレーアンテナ装置の構成を示す図である。
【図７】本発明に係る第２の実施形態の変形例であるアレーアンテナ装置の構成を示す斜視図である。
【図８】本発明に係る第１の実装例である、携帯型パーソナルコンピュータ２００に搭載された図４のアレーアンテナ装置を示す図である。
【図９】本発明に係る第２の実装例である、ＰＣカード２１１に搭載された図１のアレーアンテナ装置を示す図である。
【図１０】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、アンテナ素子間隔に対する自己アドミタンスの実数部Ｒｅ｛ｙ００｝を示すグラフである。
【図１１】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、アンテナ素子間隔に対する自己アドミタンスの虚数部Ｉｍ｛ｙ００｝を示すグラフである。
【図１２】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、アンテナ素子間隔に対する結合アドミタンスの実数部Ｒｅ｛ｙ１０｝を示すグラフである。
【図１３】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、アンテナ素子間隔に対する結合アドミタンスの虚数部Ｒｅ｛ｙ１０｝を示すグラフである。
【図１４】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、可変リアクタンス素子１２に設定されるリアクタンス値２ｘに対するアレーアンテナ装置の入力インピーダンスの実数部Ｒｅ｛２ｚｉｎ｝を示すグラフである。
【図１５】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、可変リアクタンス素子１２に設定されるリアクタンス値２ｘに対するアレーアンテナ装置の入力インピーダンスの虚数部Ｉｍ｛２ｚｉｎ｝を示すグラフである。
【図１６】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、方位角φに対するアレーファクタＤ（φ）の振幅を示すグラフである。
【図１７】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、方位角φに対するアレーファクタＤ（φ）の位相を示すグラフである。
【図１８】図６のアレーアンテナ装置への２つの到来波が存在する環境を示す図である。
【図１９】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、受信信号電力が横軸の表示値を超える事象の累積確率（ＣＤＦ値）を示すグラフである。
【図２０】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、可変リアクタンス素子１２に設定される２つのリアクタンス値の和を固定したときのダイバシティ利得を示すグラフである。
【図２１】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、可変リアクタンス素子１２に設定される２つのリアクタンス値の差を固定したときのダイバシティ利得を示すグラフである。
【図２２】図６のアレーアンテナ装置に係るシミュレーション結果であって、アンテナ素子間隔に対するダイバシティ利得を示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１…非励振素子、
Ａ０ａ，Ａ０ｂ，Ａ１ａ，Ａ１ｂ…アンテナ素子、
Ａ０−１，Ａ０−２，Ａ１−１，Ａ１−２…プリントアンテナ素子、
Ｄ１，Ｄ２…可変容量ダイオード、
Ｐ０，Ｐ１…ポート、
１…同軸ケーブル、
１ａ…中心導体、
１ｂ…外部導体、
１Ａ…平衡型ケーブル、
２…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
３…ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）、
４…Ａ／Ｄ変換器、
５…ペアケーブル、
１０…アンテナコントローラ、
１１…接地導体、
１２…可変リアクタンス素子、
１３…給電系内部インピーダンス、
１４…給電系内部電圧、
２０，３０…誘電体基板、
２１，２２，２３，２４，３１，３２，３３，３４…電極、
２５，２６，３５，３６，３７，３８…スルーホール導体、
１００，２１０…アレーアンテナ装置、
２００…携帯型パーソナルコンピュータ、
２０１…上部筐体、
２０２…下部筐体、
２０３…ＰＣカードスロット、
２１１…ＰＣカード型アレーアンテナ装置、
３０１，３０２…ダイバシティ利得。
【図１】
2004134873.tif 000016
【図２】
2004134873.tif 000017
【図３】
2004134873.tif 000018
【図４】
2004134873.tif 000019
【図５】
2004134873.tif 000020
【図６】
2004134873.tif 000021
【図７】
2004134873.tif 000022
【図８】
2004134873.tif 000023
【図９】
2004134873.tif 000024
【図１０】
2004134873.tif 000025
【図１１】
2004134873.tif 000026
【図１２】
2004134873.tif 000027
【図１３】
2004134873.tif 000028
【図１４】
2004134873.tif 000029
【図１５】
2004134873.tif 000030
【図１６】
2004134873.tif 000031
【図１７】
2004134873.tif 000032
【図１８】
2004134873.tif 000033
【図１９】
2004134873.tif 000034
【図２０】
2004134873.tif 000035
【図２１】
2004134873.tif 000036
【図２２】
2004134873.tif 000037