(57)【要約】【課題】ＩＰＭモータの温度上昇により特性定数が変化しても磁極位置ずれを小さく抑えられるＩＰＭモータの制御方法を提供する。【解決手段】ＩＰＭモータの制御装置の内部信号から演算により得られる回転子磁極位置の推定信号と回転子速度推定信号を用いて、ＩＰＭモータの電機子回転磁界と回転子速度を制御するＩＰＭモータの制御方法において、ＩＰＭモータの磁気飽和と回転子と電機巻線の温度上昇モデルを考慮したモデル式を一定周期毎に繰返し演算することによって推定したｑ軸インダクタンスＬｑＭ、電機子鎖交磁束のモデルφａＭ、電機子抵抗のモデルＲｓＭを用いた、γＭ−δＭ軸モデル電流の演算結果から演算・推定した回転子磁極位置及び回転子速度を用いてＩＰＭモータの電機子回転磁界及び回転子速度を制御する。【選択図】　　　図１
2004135458.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子内部に永久磁石を埋込んだ構造の同期電動機であるＩＰＭモータの制御装置よりＩＰＭモータの電機子に流れる電流をγ−δ軸座標変換して得られるγ軸電機子電流ｉγ、δ軸電機子電流ｉδと制御装置よりＩＰＭモータの電機子に印加される電圧に比例する制御装置の内部信号のγ軸電圧Ｖγ、δ軸電圧Ｖδ及び前記ＩＰＭモータの特性を示すモデル定数としてｄ軸インダクタンスＬｄＭ、ｑ軸インダクタンスＬｑＭ、電機子抵抗ＲａＭ、電機子鎖交磁束φａＭから構成したＩＰＭモータの電機子に流れる電流のモデルを用いて、ＩＰＭモータの電機子に流れる電流のγ軸電流モデルｉγＭ、δ軸電流モデルｉδＭの演算を行い、演算したγ軸電流モデルｉγＭ、δ軸電流モデルｉδＭの前記ＩＰＭモータの電機子に流れる電流をγ−δ軸変換して得られる、γ軸電機子電流ｉγ、δ軸電機子電流ｉδに対する誤差信号ΔｉγＭ、ΔｉδＭから演算推定した回転子の磁極位置推定信号と回転子速度推定信号ωＲＭを用いてＩＰＭモータの電機子回転磁界及び回転子速度を制御するＩＰＭモータの制御方法において、
予め測定したＩＰＭモータのｑ軸インダクタンスの飽和特性を電流の関数として制御装置に記憶させた２点近似関数を用いて求めるｑ軸インダクタンスのモデルＬｑＭと、
ＩＰＭモータの実電流に対するモデル電流の誤差をモータ定数のモデル誤差の関数として表した特性式とモータ温度上限値における電機子巻線と回転子磁石の温度差１点を用いた温度差のモデル式から構成するオブザーバの演算により求める電機子鎖交磁束モデルφａＭと、
前記電機子鎖交磁束より求めた回転子磁石温度と電機子巻線温度から求める電機子巻線抵抗モデルＲＳＭと、
を順に一定周期毎に繰り返し演算を行って推定し、推定したこれらのモデル定数を用いて前記γ−δ軸のモデル電流の演算を行った結果から磁極位置と回転子速度を推定して、ＩＰＭモータの回転磁界とモータの速度を制御することを特徴とするＩＰＭモータの制御方法。
【請求項２】
請求項１記載のＩＰＭモータの制御方法において、
温度検出器により検出したＩＰＭモータの周囲温度ＴＰＡＭにより、前記ＩＰＭモータの設置環境温度を固定値ではなく変動値として用いて、前記温度差のモデル式によるモータ定数の演算を行い、前記モータ定数を用いたモデル電流の演算により磁極位置と回転子速度を推定してＩＰＭモータの回転磁界と速度を制御することを特徴とするＩＰＭモータの制御方法。
【請求項３】
前記ｑ軸インダクタンスのモデルＬｑＭは、ｑ軸電流ＩｑＭ１、ＩｑＭ２に対するｑ軸インダクタンスｌｑＭ１、ＬｑＭ２による２点の直線近似による、次式、
【数１】
2004135458.tif 000036
で表されることを特徴とする請求項１又は２のいずれか１項記載のＩＰＭモータの制御方法。
【請求項４】
前記電機子鎖交磁束モデルφａＭは、次式、
【数２】
2004135458.tif 000037
で表されることを特徴とする請求項１又は２のいずれか１項記載のＩＰＭモータの制御方法。
【請求項５】
前記電機子巻線抵抗モデルＲＳＭは、次式、
【数３】
2004135458.tif 000038
で表されることを特徴とする請求項１又は２のいずれか１項記載のＩＰＭモータの制御方法。
【請求項６】
請求項１又は２のいずれか１項記載のＩＰＭモータの制御方法により前記モデル数式のモータ定数を演算するＩＰＭモータ定数演算部を有することを特徴とするＩＰＭモータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転子内部に永久磁石を埋め込んだ構造の同期電動機であるＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）モータの速度と電機子回転磁界の制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の回転子内部に永久磁石を埋込んだ構造の同期電動機としては、例えば、実開平４−２８７４５号公報や、実開平３−９７３５４号公報等において知られている。
図５は、速度と回転子磁極位置の検出器を用いずに、このようなＩＰＭモータの速度と電機子回転磁界を制御する従来の駆動制御装置（０−７８０３−１９９３−１／９４、＄４．００（ｃ）１９９４，ＩＥＥＥで論文発表）を示す構成ブロック図である。
【０００３】
図５は、負荷３に接続されたＩＰＭモータ１と、ＩＰＭモータ１の駆動を制御する駆動制御装置２と、ＩＰＭモータ１と駆動制御装置２とを接続する信号ケーブル４とから構成されている。駆動制御装置２内にはＩＰＭモータ１の速度とトルクを制御するアプリケーション制御部１０と、ＩＰＭモータ１の電機子に流れる電流及び回転磁界を制御する電流制御部２０と、ＩＰＭモータ１の速度と回転子磁極位置を推定演算する速度・磁極位置推定演算部３０と、制御信号をＩＰＭモータ１を駆動するための電力に変換する電力変換部４０が設けられている。
このような構成の駆動装置２においては、電力変換部４０から出力された電力が信号ケーブル４を介してＩＰＭモータ１に供給され、供給された電力がＩＰＭモータ１において回転子のトルクに変換されて、その回転トルクによって負荷３が駆動される。
【０００４】
次に、このようなＩＰＭモータの駆動方法について説明する。図６はＩＰＭモータの制御方法に扱われている座標系を説明するための図であり、図７は制御ブロック図である。
図６の直交座標α−β軸はＩＰＭモータが運転開始される以前の停止状態の電機子回転磁界の位置を示す静止座標軸であり、この電機子回転磁界の中心はα軸上に存在していることを示している。
直交座標ｄ−ｑ軸は回転子の磁極の位置と大きさを示す座標軸であり、回転子の磁極はｄ軸上に大きさφａで示されている。この座標系は回転子の回転方向に角速度ωＲで回転している。また、θφは静止座標系α−β軸からの回転角を電気角で表した角度である。
【０００５】
直交座標系γ−δ軸は電機子の回転磁界の位置と大きさを示す座標軸であり、この座標系は電機子回転磁界に同期して角速度ωａで回転している。また、θａは静止座標系α−β軸からの回転角を電気角で表した角度である。
直交座標ｄＭ−ｑＭ軸はモデルの回転子磁極位置と大きさを示す座標軸であって、モデルの回転子磁極はｄＭ軸上に大きさφａＭで示されている。この座標系はモデルの回転子に同期して角速度ωａＭで回転している。また、θφＭは静止座標系α−β軸からの回転角を電気角で表した角度である。
直交座標γＭ−δＭ軸は、モデルの電機子の回転磁界の位置と大きさを示す座標軸であり、この座標系はモデルの電機子回転磁界に同期して角速度ωａで回転している。また、θφＭは静止座標系α−β軸からの回転角を電気角で表した角度である。
【０００６】
図７は制御ブロック図であり、座標変換器２４では電流検出器４２で検出されたＩＰＭモータ１に流れる３相の電流のうちｕ相とｗ相に流れる電流ｉｕ、ｉｗが、速度・磁極位置推定演算部３０より出力される磁極の回転角度信号θφＭを用いて、２相ｄ−ｑ軸座標の信号であるγ軸電流Ｉγとδ軸電流Ｉδに変換される。次に、このγ軸電流Ｉγとδ軸電流Ｉδをアプリケーション制御部１０において演算されたγ軸電流指令Ｉγ＊、δ軸電流指令Ｉδ＊に対し帰還することによって、γ軸電流制御偏差信号とδ軸電流制御偏差信号が得られる。
このようにして得られたγ軸電流制御偏差信号はγ軸電流制御器２２に、δ軸電流制御偏差信号はδ軸電流制御器２１にそれぞれ入力される。そして、γ軸電流制御偏差信号は比例積分演算器を備えたγ軸電流制御器２２において増幅されて、γ軸電圧指令Ｖγ＊としてＶ＊・θＶ演算器２３に入力される。同様に、δ軸電流制御偏差信号は比例積分演算器を備えたδ軸電流制御器２１で増幅され、δ軸電圧指令Ｖδ＊として、Ｖ＊・θＶ演算器２３に入力される。
【０００７】
次に、Ｖ＊・θＶ演算器２３において、γ軸電圧指令Ｖγ＊とδ軸電圧指令Ｖδ＊を合成した電圧指令値の大きさＶ＊を、
１、Ｖ＊＝（Ｖγ＊２＋Ｖδ＊２）１／２の演算を行って求め、
更にＶ＊とＶγ＊間の電気角θＶを
２、θＶ＝ｔａｎ−１（Ｖδ＊／Ｖγ＊）の演算を行って求め、
ＰＷＭ制御器２５に出力される。ＰＷＭ制御器２５では、
３、速度・磁極位置推定演算部３０より出力されたモデルの磁極位置演算値θφＭと、
４、先のＶ＊・θＶ演算器２３より出力される電圧指令値Ｖ＊と電圧位相角θＶ信号と、からＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗの３相の電圧を電力変換部より出力するための電力変換器のスイッチング信号を電力変換器４１に出力する。
【０００８】
電力変換器４１では、ＰＷＭ制御器２５より出力された電力変換器のスイッチング信号に従って、電力変換器４１はＩＰＭモータ１の駆動に必要となる周波数で電圧が制御され、ＩＰＭモータ１の各相にＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗの電流が流れる。
次に、速度・磁極位置推定演算部３０より出力される回転子速度推定信号ωＲＭをアプリケーション制御部１０へ帰還して、速度指令器１１より出力された速度指令ωＲＭ＊との差を求め、その偏差信号を速度制御器１２に入力し増幅して、トルク指令Ｔ＊として速度制御器１２はγ−δ軸電流指令演算器１３に出力する。そして、γ−δ軸電流指令器１３では、トルク指令Ｔ＊の関数としてδ軸電流指令ｉδ＊とγ軸電流指令ｉγ＊を演算し出力する。
【０００９】
次に、速度・磁極位置推定演算部３０の動作について説明する。
電流制御部２０にて周期ｔｓにて繰り返し演算されているγ−δ軸電圧指令Ｖγ＊とＶδ＊、γ−δ軸電流ｉγとｉδと、同じ演算サイクルにて演算されている速度・磁極位置推定演算部３０の回転子速度推定演算値ωＲＭを、速度・磁極位置推定演算部３０の内部に記憶した前回の演算サイクル（ｎ−１）の信号γ−δ軸電圧指令Ｖγ＊（ｎ−１）とＶδ＊（ｎ−１）、γ−δ軸電流ｉγ（ｎ−１）とｉδ（ｎ−１）、モデルの回転子速度ωＲＭ（ｎ−１）とを電流モデル演算器３１へ入力する。
電流モデル演算器３１は、次の数式（７）、数式（８）に基づいて現在の演算サイクル（ｎ）におけるγＭ軸モデル電流ｉγＭ（ｎ）と、δＭ軸モデル電流ｉδＭ（ｎ）を演算し出力する。
【００１０】
【数４】
2004135458.tif 000003
【００１１】
【数５】
2004135458.tif 000004
【００１２】
【数６】
2004135458.tif 000005
【００１３】
【数７】
2004135458.tif 000006
【００１４】
【数８】
2004135458.tif 000007
【００１５】
【数９】
2004135458.tif 000008
【００１６】
ところが、数式（１９）の演算により推定した回転子モデル速度ωＲＭ（ｎ）が回転子実速度に一致、すなわち回転子速度の推定誤差が０になっても、回転子磁極位置と、電機子回転磁界のずれ角θｅ（ｎ−１）は、補正されないままになる。
そこで、数式（１９）式に磁極位置のずれ角を補正する項を付加する方法を以下に示す。
先ず、数式（１５）の右辺には、回転子実速度ωＲ（ｎ−１）が分母に含まれているのでモータが停止している時は（１５）式は演算不能となる。
また、（１５）式の右辺の回転子実速度ωＲ（ｎ−１）の代わりに大きな誤差を含む推定速度を用いて演算したのでは、低速領域では回転子磁極位置の推定演算誤差が非常に大きくなる。
そこで、低速域でのこのような演算誤差の拡大を防ぐ演算方式とするには、先ず、磁極位置ずれ角θｅ（ｎ−１）のモデルをθｅＭ（ｎ−１）、回転子実速度ωφ（ｎ−１）をωφＭ（ｎ−１）として、モデルの磁極位置ずれ角θｅＭ（ｎ−１）を次式で定義する。
【００１７】
【数１０】
2004135458.tif 000009
【００１８】
【数１１】
2004135458.tif 000010
【００１９】
【数１２】
2004135458.tif 000011
【数１３】
2004135458.tif 000012
【００２０】
モータが停止している時に回転子磁極位置のずれが生じている状態から運転開始する場合は、数式（２５）のθφＭ初期値は、初期磁極位置ずれ角θφＭ（０）を用いることによってモデルの回転子位置角回転角θφ（ｎ）を演算することが可能となる。
以上のように従来の方法では、数式（２３）より演算したモデルの回転子速度ωＲＭ（ｎ）を回転子実速度ωＲ（ｎ）の推定値とし、数式（２５）より演算したモデルの回転子回転角θφＭ（ｎ）を、回転子の実回転角θφ（ｎ）の推定値とすることによって電動機が停止している状態から回転子速度と回転子回転角の演算推定を開始することが可能になり、ＩＰＭモータのセンサレス速度制御を実現する手段が得られる。
【００２１】
図８は従来技術のＩＰＭモータの制御特性を示したものであり、電機子巻線温度が０℃の状態から１２５％トルクの負荷をかけて始動し、定格速度まで加速完了後に電機子巻線温度を１４５℃まで急速に変化させた場合の制御特性を示したものである。電機子巻線温度上昇の時定数は、コンピュータシュミレーションの時間を短縮するために、実際的な時定数を、１／１０００に短縮して制御している。図８各図の横軸は全て時間軸であり、フルスケール２５秒の１０分割（２．５ｓｅｃ単位）の目盛りを付けている。
図８（ａ）はＩＰＭモータの速度ωＲ特性、図８（ｂ）はトルクＴＭ制御特性である。図８（ｃ）はトルク制御誤差ΔＴＭ特性である。
図８（ｄ）はδ軸電流ｉδ特性であり、図８（ｅ）はγ軸電流ｉγ制御特性である。図８（ｆ）はｑ軸インダクタンスＬｑの特性である。図８（ｇ）はｑ軸インダクタンスのモデル誤差ΔＬｑＭ特性である。これら図８（ａ）〜（ｇ）から明らかなように、速度０〜低速時の各特性の変動が大きい。
【００２２】
図９は図８と同じＩＰＭモータの制御特性の続きである。図９（ａ）は電機子鎖交磁束φａの特性である。図９（ｂ）は電機子鎖交磁束のモデル誤差ΔφａＭ特性である。図９（ｃ）は電機子抵抗Ｒｓ（Ω）である。図９（ｄ）は電機子抵抗のモデル誤差ΔＲｓＭ特性である。図９（ｅ）は磁極位置ずれ角θｅで、図９（ｆ）は固定子の温度ＴｐＳ特性を、図９（ｇ）は回転子の温度ＴｐＲ特性を示している。
【００２３】
【特許文献１】
特開２００２−９５３００号公報
【特許文献２】
特開２００２−１０６７７号公報
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術では、ＩＰＭモータの回転子磁極位置と回転子速度の推定演算に用いているγＭ−δＭ軸電流のモデル演算には、制御装置に予め設定されたＩＰＭモータ特性定数各１点が用いられているので、複数の特性定数を用いる場合に比較してｑ軸インダクタンス等のモデル誤差が大きくなり信頼度が低下するという問題があった。
また、ＩＰＭモータの運転によって回転子温度が上昇すると、回転子に埋込まれている永久磁石の起磁力が低下して電機子鎖交磁束φａの値を低下させ、電機子巻線抵抗Ｒａの値が大きくなる。
ＩＰＭモータに使用されるネオビウム鉄系の永久磁石のＢＨ特性における温度係数は、−０．０９〜−０．１３（％／℃）、巻線の抵抗値の温度係数は＋０．３９（％／℃）である。
このために制御装置に予め設定された電機子鎖交磁束モデル値φａＭ及び電機子巻線抵抗モデル値ＲａＭは、温度上昇によって変化した電機子鎖交磁束φａ及び電機子巻線抵抗Ｒａに対し、かなりの誤差が生ずる結果、γＭ−δＭ軸モデル電流の演算に無視できない誤差が生じてＩＰＭモータの磁極位置ずれが大きくなり、電機子回転磁界と回転子との同期が外れて脱調する危険が高くなると同時に制御装置のトルク制御誤差が大きくなってＩＰＭモータのセンサレス制御の安定性が低下するという問題があった。
ここで、ＩＰＭモータの温度変化に関するモータ制御の提案をいくつか挙げると、例えば、特開平１４−９５３００号公報に開示の「永久磁石同期電動機の制御方法」、特開平１４−１０６７７号公報に開示の「モータ制御装置」等が挙げられる。
特開平１４−９５３００号は、ＩＰＭモータの電機子電圧を一定にする定出力制御の特性が、モータの温度上昇に伴って永久磁石が減磁することによって劣化することに対して、モータの温度に対応したモータデータを予め制御装置に記憶させたデータテーブルを用いて、モータ温度センサにより実際に計測した温度に関連させてモータの制御を行い、また、ＰＷＭ制御への出力電圧指令値から演算したモータ電圧とモータの最大電圧指令値の差の信号をＰＩ制御器を介して弱め界磁電流指令（ｄ軸電流指令）を補正して定出力制御を行うことで、弱め界磁制御への温度上昇による影響を低減することを目的としている。
【００２５】
一方、特開平１４−１０６７７号は、逆起電力より間接的に温度を検出することで温度センサ・レスの装置を構成し、ＰＷＭ搬送波に同期して半周期毎にモータの逆起電力演算と電流制御出力を切替えた制御を実行することにより、先ず逆起電力を演算推定し、続いて磁束を推定演算し、それらの演算結果より磁極位置及び永久磁石温度、電機子巻線温度を演算推定するものであり、温度センサを使用しないモータ温度の異常監視と、フェルセイフを可能とし、制御としては１サイクル間に、逆起電力を演算し、その演算値で逆起電力を補償して電流出力制御を行う制御を実行するので、リアルタイムで精度の高い逆起電力補償を行っている。
【００２６】
こうした従来の温度補償の例では、特開平１４−９５３００号の場合は検出したモータ温度を基に、弱め界磁電流指令（ｄ軸電流指令）を補正しているものであり、特開平１４−１０６７７号は、逆起電力を用いたモータ温度の検出データは専らモータの温度監視データとして使用し、巻線の焼損などの事故を監視するフェイルセーフ処理に用いて、制御データとしては温度を推定する逆起電力そのものを基に、電流制御の逆起電力補償を行ったり、磁極位置を推定するとしているが、磁極位置の推定処理については具体的な記述はない。
【００２７】
このように、これら従来の技術は、モータ温度の上昇分を補償する弱め界磁制御や、逆起電力補償制御が主体であって、本発明のように、温度モデルを考慮したモデル式を一定周期毎に演算するモデル定数（ｑ軸インダクタンスＬｑＭ、電機子鎖交磁束モデルφａＭ、電機子抵抗モデルＲｓＭ等）を用いて、温度変化によるＩＰＭモータ制御の磁極位置ずれを小さく抑制して、トルク制御精度の高い安定なセンサレス制御を実現するという、モータ全体の制御については触れられていないという問題があった。
【００２８】
そこで、本発明は、ＩＰＭモータの回転子磁極位置と回転子速度の推定演算を行うモデル演算には、制御装置に記憶させた２点近似関数により求めたｑ軸インダクタンス等のモデル誤差を低減した定数を用いて推定精度を向上させる。
更に、ＩＰＭモータの実電流に対するモデル電流の誤差をモータ定数のモデル誤差の関数として表した特性式と、モータ温度上限値における電機子巻線と回転子磁石の温度差１点を用いた温度差のモデル式から構成するオブザーバの演算により求めた磁束と、磁束から求めた回転子磁石温度と電機子巻線抵抗値をモータ定数として行ったモデル電流の演算結果から磁極位置と回転子速度を推定してＩＰＭモータの回転磁界とモータの速度を制御する。
これにより、ＩＰＭモータの温度上昇に伴って変化する磁束（電機子鎖交磁束）と電機子抵抗のモデル誤差が小さくなり、磁極の位置ずれが小さく抑制されてトルク制御精度が大幅に向上する安定な、センサレス制御特性が得られるＩＰＭモータの制御方法および制御装置を提供することを目的としている。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、回転子内部に永久磁石を埋込んだ構造の同期電動機であるＩＰＭモータの制御装置よりＩＰＭモータの電機子に流れる電流をγ−δ軸座標変換して得られるγ軸電機子電流ｉγ、δ軸電機子電流ｉδと制御装置よりＩＰＭモータの電機子に印加される電圧に比例する制御装置の内部信号のγ軸電圧Ｖγ、δ軸電圧Ｖδ及び前記ＩＰＭモータの特性を示すモデル定数としてｄ軸インダクタンスＬｄＭ、ｑ軸インダクタンスＬｑＭ、電機子抵抗ＲａＭ、電機子鎖交磁束φａＭから構成したＩＰＭモータの電機子に流れる電流のモデルを用いて、ＩＰＭモータの電機子に流れる電流のγ軸電流モデルｉγＭ、δ軸電流モデルｉδＭの演算を行い、演算したγ軸電流モデルｉγＭ、δ軸電流モデルｉδＭの前記ＩＰＭモータの電機子に流れる電流をγ−δ軸変換して得られる、γ軸電機子電流ｉγ、δ軸電機子電流ｉδに対する誤差信号ΔｉγＭ、ΔｉδＭから演算推定した回転子の磁極位置推定信号と回転子速度推定信号ωＲＭを用いてＩＰＭモータの電機子回転磁界及び回転子速度を制御するＩＰＭモータの制御方法において、予め測定したＩＰＭモータのｑ軸インダクタンスの飽和特性を電流の関数として制御装置に記憶させた２点近似関数を用いて求めるｑ軸インダクタンスのモデルＬｑＭと、ＩＰＭモータの実電流に対するモデル電流の誤差をモータ定数のモデル誤差の関数として表した特性式とモータ温度上限値における電機子巻線と回転子磁石の温度差１点を用いた温度差のモデル式から構成するオブザーバの演算により求める電機子鎖交磁束モデルφａＭと、前記電機子鎖交磁束より求めた回転子磁石温度と電機子巻線温度から求める電機子巻線抵抗モデルＲＳＭと、を順に一定周期毎に繰り返し演算を行って推定し、推定したこれらのモデル定数を用いて前記γ−δ軸のモデル電流の演算を行った結果から磁極位置と回転子速度を推定して、ＩＰＭモータの回転磁界とモータの速度を制御することを特徴としている。
【００３０】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載のＩＰＭモータの制御方法において、温度検出器により検出したＩＰＭモータの周囲温度ＴＰＡＭにより、前記ＩＰＭモータの周囲温度を固定値ではなく変動値として用いて、前記温度差のモデル式によるモータ定数の演算を行い、前記モータ定数を用いたモデル電流の演算により磁極位置と回転子速度を推定してＩＰＭモータの回転磁界と速度を制御することを特徴としている。
また、請求項３に記載の発明は、前記ｑ軸インダクタンスのモデルＬｑＭは、ｑ軸電流ＩｑＭ１、ＩｑＭ２に対するｑ軸インダクタンスＬｑＭ１、ＬｑＭ２による２点の直線近似による、次式、
【数１４】
2004135458.tif 000013
で表されることを特徴としている。
【００３１】
また、請求項４に記載の発明は、前記電機子鎖交磁束モデルφａＭは、次式、
【数１５】
2004135458.tif 000014
で表されることを特徴としている。
また、請求項５に記載の発明は、前記電機子巻線抵抗モデルＲＳＭは、次式、
【数１６】
2004135458.tif 000015
で表されることを特徴としている。
また、請求項６に記載の発明は、請求項１又は２のいずれか１項記載のＩＰＭモータの制御方法により前記モデル数式のモータ定数を演算するＩＰＭモータ定数演算部を有することを特徴としている。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態について詳細に説明する。
先ず、ＩＰＭモータ駆動装置に関する演算サイクル（ｎ）と（ｎ−１）のγ−δ軸電流ｉγ（ｎ）とｉδ（ｎ）の公知の特性式をつぎに示し、以下、本発明のモデルによる温度補正を含む制御を数式を用いて詳細に説明する。
【００３３】
【数１７】
2004135458.tif 000016
【００３４】
ここで図６に示すように電機子回転磁界に同期して回転する座標軸γＭ、δＭとモデルの回転子の磁極と同期して回転する座標軸ｄＭ、ｑＭが電機子の回転磁界を表す座標γ−δ軸に一致する理想的なモデルを考える。
この理想的なモデルにおいては、
１、モデルの電機子回転磁界の角速度ωａＭ（ｎ−１）とモデルの回転子速度ωＲＭ（ｎ−１）は等しいのでωａＭ（ｎ−１）をωＲＭ（ｎ−１）に置換え、　２、更に、このモデルの演算サイクル（ｎ−１）の電流ｉγＭ（ｎ−１）と電流ｉδＭ（ｎ−１）、電圧ＶγＭ（ｎ−１）と電圧ＶδＭ（ｎ−１）の信号をインバータの演算サイクル（ｎ−１）の制御結果のγ−δ軸の電流ｉγ（ｎ−１）と電流ｉδ（ｎ−１）、γ−δ軸電圧指令Ｖγ（ｎ−１）＊と電圧指令Ｖδ（ｎ−１）＊に置換えたモデル構成とする。
３、この結果、このように構成した演算サイクル（ｎ）の、モデル電流ｉγＭ（ｎ）とモデル電流ｉδＭ（ｎ）の数式は次式のようになる。
【００３５】
【数１８】
2004135458.tif 000017
【００３６】
先ず、ｑ軸インダクタンスのモデル値ＬｑＭのｑ軸インダクタンスの実値Ｌｑに対する誤差を小さくする方法を説明する。
ＩＰＭモータのｑ軸インダクタンスの値は、δ軸電流値が大きくなりｑ軸の磁束密度が高くなると、ｑ軸の磁路の磁気飽和が進むにつれて、減少する特性を示す。
このｑ軸インダクタンスのモデル値ＬｑＭを、次式のように、ｑ軸電流ＩｑＭ１、ＩｑＭ２に対するｑ軸インダクタンスＬｑＭ１、ＬｑＭ２による２点の直線近似の数式を用いて表し、誤差の低減を図る。
【００３７】
【数１９】
2004135458.tif 000018
【００３８】
次に、γＭ−δＭ軸モデル電流の誤差を求める条件を示す。数式（２６）と数式（２７）のγＭ−δＭ軸電圧指令Ｖγ（ｎ−１）＊とＶδ（ｎ−１）＊のγ−δ軸実電圧Ｖγ（ｎ−１）とＶδ（ｎ−１）に対する誤差は無視でき、又、ｄ軸インダクタンスは磁気飽和の影響が非常に小さいので、ｄ軸インダクタンスのモデルＬｄＭの実値Ｌｄに対する誤差が小さいので無視でき、ｑ軸インダクタンスのモデルＬｑＭの実値Ｌｑに対する誤差は、数式（１）の演算により小さく無視できるとして、電機子鎖交磁束のモデルφａＭと電機子抵抗モデルＲａＭを推定する演算方法を以下に示す。
γＭ−δＭ軸モデル電流の誤差電流ΔｉγＭ（ｎ）と、ΔｉδＭ（ｎ）は次式で表される。
【００３９】
【数２０】
2004135458.tif 000019
【００４０】
【数２１】
2004135458.tif 000020
【００４１】
この数式（２９）の電機子鎖交磁束φａは、ＩＰＭモータの回転子の温度の関数であり、電機子抵抗値ＲｓはＩＰＭモータ固定子の温度の関数であるから、かなりゆるやかに変化する。
従って、電機子鎖交磁束のモデルφａＭと電機子抵抗のモデルＲｓＭの演算では、数式（２９）の右辺第１項の（ωＲＭ（ｎ）−ωＲ（ｎ））の値は、ＩＰＭモータの温度変化に対しては０と見なしてても支障ない。又、（２９）式の右辺第３項においてωＲ（ｎ−１）とωＲＭ（ｎ−１）をωＲＭ（ｎ）、に置換えて数式（２９）を次式のように書き換える。
【００４２】
【数２２】
2004135458.tif 000021
【００４３】
次に、数式（３０）の（Ｒｓ−ＲｓＭ）と（φａ−φａＭ）の関係式をＩＰＭモータの温度上昇の特性式から求める。
ＩＰＭモータの設置環境の温度をＴｐＡ（℃）とし、固定子の温度上昇値をＴｐＳ（℃）、回転子の温度上昇値をＴｐＲ（℃）、固定子と回転子間の熱伝導抵抗をＲ１、回転子と回転子のシャフト間の熱伝導抵抗をＲ２とすると次の関係式が成り立つ。
【００４４】
【数２３】
2004135458.tif 000022
【００４５】
【数２４】
2004135458.tif 000023
【００４６】
次に、常温２０℃の時の電機子巻線抵抗をＲａｏ、常温２０℃の時の電機子鎖交磁束をφａｏ、電機子巻線抵抗値の温度係数をα（ｐｕ／℃）、電機子鎖交磁束の温度係数β（ｐｕ／℃）とするとき、電機子巻線抵抗のモデル値ＲａＭと実値Ｒａ、及び電機子鎖交磁束のモデル値φａＭと実値φａを、電機子巻線温度上昇値のモデルＴｐｓＭ（℃）と実値ＴＰＳ（℃）、回転子温度上昇値のモデルＴＰＲＭ（℃）と実値ＴＰＲ（℃）、ＩＰＭモータの設置環境温度のモデルＴＰＡＭ（℃）と実値ＴＰＡ（℃）を用いて次式で表す。
【００４７】
【数２５】
2004135458.tif 000024
【００４８】
【数２６】
2004135458.tif 000025
【００４９】
【数２７】
2004135458.tif 000026
【００５０】
【数２８】
2004135458.tif 000027
【００５１】
【数２９】
2004135458.tif 000028
【００５２】
次に、数式（４４、（４５）から一定周期ｔＳ毎の繰返し演算を行うことによって電機子鎖交磁束を推定する方法を説明する。
第（ｎ）回目の演算サイクルの電機子鎖交磁束のモデルφａＭ（ｎ）を、常温２０℃における電機子鎖交磁束φａ０、関数ＫａＭを用いて補正する式を次式のように定義する。
【００５３】
【数３０】
2004135458.tif 000029
【００５４】
【数３１】
2004135458.tif 000030
【００５５】
【数３２】
2004135458.tif 000031
【００５６】
次に、電機子抵抗のモデルＲｓＭの演算方法を説明する。
数式（３８）の電機子鎖交磁束のモデルφａＭ（ｎ）より、回転子温度上昇のモデルＴＰＲＭ（ｎ）を求めると、
【００５７】
【数３３】
2004135458.tif 000032
【００５８】
【数３４】
2004135458.tif 000033
【００５９】
【数３５】
2004135458.tif 000034
【００６０】
ＩＰＭモータの電機子巻線温度のモデルＲａＭは、数式（５）の演算により得られるが、制御装置によって行うγＭ−δＭ軸電流モデルの演算は、次式に示すように主回路ケーブル抵抗Ｒｌを加えた値を、電機子抵抗のモデルＲｓＭとして行われる。
【００６１】
【数３６】
2004135458.tif 000035
【００６２】
以上説明した数式を用いて一定周期毎の繰返し演算を行うことによって、推定したｑ軸インダクタンスのモデルＬｑＭ、電機子鎖交磁束のモデルφａＭ及び電機子抵抗のモデルＲｓＭを用いてγＭ−δＭ軸電流のモデル誤差が極小化されて磁極の位置ずれが小さく安全でトルク精度が高いＩＰＭモータの制御が実現できる。
【００６３】
以下、本発明の第１の実施の形態について図を参照して具体的に説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係るＩＰＭモータの制御装置の制御ブロック図である。
図３は図１に示すＩＰＭモータの制御装置のｑ軸インダクタンスのモデル誤差特性等の制御特性を示す図である。
図４は図３に示す制御特性における電機子抵抗のモデル誤差等の制御特性を示す図である。
図１において、５０はｑ軸インダクタンスモデルＬｑＭ等を推定するＩＰＭモータ定数推定演算部である。５１は電機子鎖交磁束・電機子抵抗推定演算器であり、５２はモデル演算定数器（１）である。５３はｑ軸インダクタンス推定演算器で、５４はモデル演算定数器（２）である。なお、その他の図７と同一構成には、同一符号を付して重複する説明は省略する。
【００６４】
以下、図７の従来図とは異なる本発明のＩＰＭモータ定数推定演算部５０における、ｑ軸インダクタンスＬｑＭ、電機子鎖交磁束のモデルφａＭ、電機子抵抗のモデルＲｓＭの演算実施の形態を説明する。
先ず、ｑ軸インダクタンスの推定演算器５３では、ＩＰＭモータ１に流れる電流を座標変換器２４によってγ−δ軸変換して得られたδ軸電流ｉδと、モデル演算定数器５４のｑ軸インダクタンスの２点直線近似のモデル定数（Ｌｑ１、Ｌｑ２）、（Ｉｑ１、Ｉｑ２）から数式（１）を用いてｑ軸インダクタンスのモデルＬｑＭを演算推定する。
【００６５】
次に、電機子鎖交磁束・電機子抵抗推定演算器５１では、速度・磁極位置推定演算器３５により演算推定された回転子速度のモデルωＲＭと、ｑ軸インダクタンス推定演算器５３によ演算推定されたｑ軸インダクタンスモデル値ＬｑＭ、及びモデル演算定数器５２の固定子温度上昇上限値ＴＰＳＡ、固定子と回転子間の温度差のモデルＴＰＯＭ、電機子巻線抵抗の温度係数α、電機子鎖交磁束の温度係数β、電機子鎖交磁束のモデルφａＭの演算時定数ｔＲＭ、常温２０°Ｃのときの電機子鎖交磁束φａ０と、電機子巻線抵抗値Ｒａ０、及び主回路ケーブル抵抗値Ｒｌから、先ず数式（４８）、数式（４７）、数式（４６）の順に演算して電機子鎖交磁束のモデルφａＭを演算する。
次いで、数式（５０）、数式（５）、数式（６）の順に演算して電機子抵抗のモデルＲｓＭを演算する。
【００６６】
以上説明した演算方法を一定周期ｔｓ毎に繰返し演算することによって推定した、ｑ軸インダクタンスのモデルＬｑＭ、電機子鎖交磁束のモデルφａＭ、電機子抵抗のモデルＲｓＭを用いてγＭ−δＭ軸電流モデルを、温度補償分も含めてより高精度な演算を行い、その電流モデルの演算結果から演算推定した回転子磁極位置のモデルθφＭ、及び回転子速度のモデルωＲＭを用いてＩＰＭモータの回転磁界と、回転子速度を制御することによって回転子磁極と、回転磁界のずれが小さくトルク精度が高いＩＰＭモータの制御が実現する。
【００６７】
図３は本実施の形態によるＩＰＭモータの制御特性を示したものであり、電機子巻線温度が０℃の状態から１２５％トルクの負荷をかけて始動し、定格速度まで加速完了後に電機子巻線温度を１４５℃まで急速に変化させた場合の制御特性を示したものである。電機子巻線温度の時定数はコンピュータシミュレーションの時間を短縮するため実際的な時定数を１／１０００に短縮して制御している。
図３（ａ）〜（ｇ）の横軸は全て時間軸であり、フルスケール２５秒の１０分割の目盛を付けている。
【００６８】
図３（ａ）はＩＰＭモータの速度ωＲ制御特性、図３（ｂ）はトルクＴＭ制御特性である。図３（ｃ）はトルク制御誤差特性、図３（ｄ）はδ軸電流ｉδ制御特性、図３（ｅ）はγ軸電流制御特性、図３（ｆ）はｑ軸インダクタンスＬｑの特性、図３（ｇ）はｑ軸インダクタンスのモデル誤差ΔＬｑＭ、である。
図４（ａ）〜（ｇ）は同じくＩＰＭモータの制御特性を示したもので、図３の続きである。
図４（ａ）は電機子鎖交磁束φａの特性図である。図４（ｂ）は電機子鎖交磁束のモデル誤差ΔφａＭ特性、図４（ｃ）は電機子抵抗Ｒｓ（Ω）、図４（ｄ）は電機子抵抗のモデル誤差ΔＲＳＭ、図４（ｅ）は磁極位置ずれ角θｅ（°）、図４（ｆ）は固定子の温度ＴＰＳ特性、図４（ｇ）は回転子の温度ＴＰＲ特性、をそれぞれ示している。
【００６９】
図８、９の従来技術の制御特性と比較すると、図３（ｇ）のｑ軸インダクタンスのモデル誤差ΔＬｑＭと、図４（ｂ）の電機子鎖交磁束のモデル誤差ΔφａＭと、図４（ｄ）の電機子抵抗のモデル誤差ΔＲｓＭは、小さく抑制されて、その結果、図３（ｃ）のトルク制御誤差ΔＴＭ、及び図４（ｅ）の磁極位置ずれ角θｅが小さく制御された良好な制御特性となっている。
【００７０】
次に、本発明の第２の実施の形態について図を参照して説明する。
図２は本発明の第２の実施の形態に係るＩＰＭモータの制御装置の制御ブロック図である。
図２において、５は温度検出器であり、２０℃等の固定値だけではなく、検出した環境温度値に基づいてモデル演算を行うものである。
その他の図１と同一構成には同一符号を付して重複する説明は省略する。
【００７１】
第２の実施の形態は、請求項２に該当するもので、第１の実施の形態の環境温度のモデルＴＰＡＭを１点（例えば、ＴＰＡＭ＝２０°Ｃ）で固定する方法に代えて、温度検出器５を設けて、検出した環境温度の信号ＴＰＡＭを使用して、数式（３６）等や、数式（５）、数式（６）等の第１の実施の形態と同様な環境温度ＴＰＡＭを使用した各種演算を行うことで、ＩＰＭモータの回転子と電機子の温度の推定精度を向上させ、電機子鎖交磁束のモデルφａＭと、電機子抵抗のモデルＲｓＭの推定精度を上げることを可能にするものである。
【００７２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＩＰＭモータの磁気飽和と回転子と電機子巻線の温度モデルを考慮した数式を一定周期毎に、繰返し演算することによって推定したｑ軸インダクタンスのモデルＬｑＭ、電機子鎖交磁束のモデルφａＭ、電機子抵抗のモデルＲｓＭを用いてγＭ−δＭ軸モデル電流を演算して制御を行うので、ＩＰＭモータの温度上昇によって変化する電機子鎖交磁束と電機子抵抗のモデル誤差が小さくなり、磁極の位置ずれが小さく抑制されてトルク制御精度が大幅に向上した安定なセンサレス制御特性が得られるＩＰＭモータの制御装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＩＰＭモータの制御装置の制御ブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係るＩＰＭモータの制御装置の制御ブロック図である。
【図３】図１に示すＩＰＭモータの制御装置のｑ軸インダクタンスのモデル誤差特性等の制御特性を示す図である。
【図４】図３に示す制御特性の電機子抵抗のモデル誤差等の制御特性を示す図である。
【図５】一般的なＩＰＭモータの駆動制御装置を示す構成ブロック図である。
【図６】従来のＩＰＭモータの制御方法における座標系を示す図である。
【図７】従来のＩＰＭモータの制御装置の制御ブロック図である。
【図８】従来のＩＰＭモータのｑ軸インダクタンスのモデル誤差等の制御特性を示す図である。
【図９】図８に示す制御特性の電機子抵抗のモデル誤差等の制御特性を示す図である。
【符号の説明】
１　ＩＰＭモータ
２　駆動制御装置
３　負荷
４　電動機主回路ケーブル
５　温度検出器
１０　アプリケーション制御部
１１　速度指令器
１２　速度制御器
１３　γ−δ軸電流指令演算器
２０　電流制御部
２１　δ軸電流制御器
２２　γ軸電流制御器
２３　Ｖ＊・θｖ演算器
２４　座標変換器
２５　ＰＷＭ制御器
３０　速度・磁極位置推定演算部
３５　速度・磁極位置推定演算器
４０　電力変換部
４１　電力変換器
４２　電流検出器
５０　ＩＰＭモータ定数推定部
５１　電機子鎖交磁束・電機子抵抗推定演算器
５２　モデル演算定数器（１）
５３　ｑ軸インダクタンス推定演算器
５４　モデル演算定数器（２）
【図１】
2004135458.tif 000039
【図２】
2004135458.tif 000040
【図３】
2004135458.tif 000041
【図４】
2004135458.tif 000042
【図５】
2004135458.tif 000043
【図６】
2004135458.tif 000044
【図７】
2004135458.tif 000045
【図８】
2004135458.tif 000046
【図９】
2004135458.tif 000047