(57)【要約】【課題】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおけるマルチユーザ受信機を，より小規模の回路で実現する。【解決手段】受信信号Ｙ（ｔ）は，拡張拡散信号生成部１２で生成される拡散信号ｆ１（ｔ）〜ｆＬ（ｔ）によって整合フィルタ出力となり，その中の複数（Ｋ個）の出力ｙ１〜ｙＫと，拡張拡散信号生成部１２で作られる変形拡散信号から重み係数生成部９で作られるＫ個の重み係数ｘ１〜ｘＫとを，線形結合部６で線形結合した結果は，１ビット分の干渉の抑圧された出力となる。重み係数ｘ１〜ｘＫは，拡散信号間のＫ×Ｋ行列である相関係数行列の逆行列の要素として求めることもできるが，図３７の構成における重み係数生成部は，相関係数行列を求めるプロセスと，その逆行列を求めるプロセスを１つのプロセスで実現した結果，従来Ｋの３乗に比例していた回路規模をＫの２乗に比例するものに減らしている。【選択図】　　　　図３７
2004135099.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＳ−ＣＤＭＡシステムの受信信号から複数（Ｌ個とする）の拡散信号ｆｉ（ｔ）（ｉ＝１，２，…，Ｌ）を生成する，拡散信号生成部と，
前記受信信号を前記拡散信号によって逆拡散して得られる出力を複数の整合フィルタに入力し，該整合フィルタの出力をサンプリングして出力する整合フィルタバンクと，
前記整合フィルタバンクの出力の中の複数（Ｋ個とする）の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する，Ｋ個の拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）から，前記拡散信号間の相関係数を要素とする，Ｋ×Ｋ行列の相関係数行列Ｒを生成する相関係数生成部，または前記Ｒの対角要素に，背景雑音電力密度と前記対角要素に対応する受信信号のビット当たりの推定受信電力の比に比例する値を加えた，変形相関係数行列Ｒ´を生成する変形相関係数生成部と，
前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対する，Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）を算出する，重み係数生成部と，
ｋを希望信号のビット番号とすると，
前記相関係数行列Ｒまたは前記変形相関係数行列Ｒ´の逆行列を演算し，前記逆行列の第ｋ行または第ｋ列を，前記Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）とし，
前記Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）と前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）の各々の積の総和ｙ１ｘ１＋ｙ２ｘ２＋…＋ｙＫｘＫを求める線形結合部と，を備え，
前記線形結合部の出力について，離散的レベルまたは符号を判定することで，希望信号ビットを復号するマルチユーザ受信機において，
前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する受信信号が存在する区間を含む観測区間を，所定の長さτで均等に分割して，最も早い時間帯から順番に番号を付与し，区間１，区間２，…，区間Ｐと呼び，
前記拡散信号生成部は，前記拡散信号ｆｉ（ｔ）（ｉ＝１，２，…，Ｌ）に対して，それぞれτの整数倍ずつ進んだ，または遅れた，複数の変形拡散信号，または前記変形拡散信号全体を，所定の時間進めるか，遅らせた信号を生成し，
前記Ｐ個の区間のひとつを区間ｐ０とし，
ｐ＜ｐ０である区間ｐに関して，拡散信号ｓｉ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の，区間ｐに属する部分を時間（ｐ０−ｐ）τだけ遅らせたものと，前記変形拡張信号とで一致する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
ｐ＞ｐ０である区間ｐに関して，拡散信号ｓｉ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の区間ｐに属する部分を時間（ｐ−ｐ０）τだけ進ませたものと，前記変形拡張信号とで一致する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
区間ｐ０に関しては，拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）が区間ｐ０に属する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
前記重み係数生成部は，
前記相関係数または前記重み係数の演算を，前記拡散信号ｓｉｐ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ，ｐ＝１，２，…，Ｐ）と，積分時間が前記区間長と同じτである複数の整合フィルタを使って，区間ｐ０において行う，
マルチユーザ受信機。
【請求項２】
ＤＳ−ＣＤＭＡシステムの受信信号から複数（Ｌ個とする）の拡散信号を生成する，拡散信号生成部と
前記受信信号を前記拡散信号によって逆拡散して得られる出力を複数の整合フィルタに入力し，該整合フィルタの出力をサンプリングした値を出力する，整合フィルタバンクと，
前記整合フィルタバンクの出力の中の複数（Ｋ個とする）の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）からＫ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）を算出する，重み係数生成部と，
前記Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）と前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）の各々の積の総和ｙ１ｘ１＋ｙ２ｘ２＋…＋ｙＫｘＫを求める線形結合部と，を備え，
前記線形結合部の出力について，離散的レベルまたは符号を判定することで，希望信号ビットを復号するマルチユーザ受信機において，
前記重み係数生成部は，
前記Ｋ個の拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）と，Ｋ個の重み係数ｘｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）をそれぞれ乗算して，出力ｓｊ（ｔ）ｘｊを得るＫ個の乗算器ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）と，それらの出力を全て加え合わせる合成器で構成される線形結合部と，
前記線形結合部の出力を前記拡散信号のおのおので乗算する第２乗算器ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）と，
Ｋ個の整合フィルタｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）を備え，
ｋを希望信号のビット番号とすると，
前記線形結合部の出力から，希望信号ビットに対応する拡散信号ｓｋ（ｔ）を減じてから，前記拡散信号ｓｋ（ｔ）を第２乗算器ｋによって乗算し，その出力を反転増幅器で反転して，整合フィルタｋに通した出力に所定の定数を加算した出力を重み係数ｘｋとして，前記線形結合部の乗算器ｋに接続し，
前記線形結合部の出力に，前記拡散信号ｓｋ（ｔ）と異なるＫ−１個の前記拡散信号ｓｊ（ｔ）を第２乗算器ｊによって乗算し，その出力を反転増幅器で反転して，それぞれを整合フィルタｊに通した出力をｘｊとして，前記線形結合部の乗算器ｊに接続した構成，
または，上記の構成に加えて，乗算器ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の出力ｓｊ（ｔ）ｘｊに，背景雑音電力密度とビット番号ｊに対応する受信信号のビット当たりの推定受信電力の比に比例した値を乗じて，第２乗算器ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の入力側に加算する構成を有する，
マルチユーザ受信機。
【請求項３】
ＤＳ−ＣＤＭＡシステムの受信信号から複数（Ｌ個とする）の拡散信号ｆｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｌ）を生成する，拡散信号生成部と，
前記受信信号を前記拡散信号によって逆拡散して得られる出力を複数の整合フィルタに入力し，該整合フィルタの出力をサンプリングして出力する，整合フィルタバンクと，
前記整合フィルタバンクの出力の中の複数（Ｋ個とする）の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する，Ｋ個の拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）から，Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）を算出する，重み係数生成部と，
前記Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）と前記Ｋ個の出力（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）の各々の積の総和ｙ１ｘ１＋ｙ２ｘ２＋…＋ｙＫｘＫを求める線形結合部と，を備え，
前記線形結合部の出力について，離散的レベルまたは符号を判定することで，希望信号ビットを復号するマルチユーザ受信機において，
前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する受信信号が存在する区間を含む観測区間を，所定の長さτで均等に分割して，最も早い時間帯から順番に番号を付与し，区間１，区間２，…，区間Ｐと呼び，
前記拡散信号生成部は，前記拡散信号ｆｉ（ｔ）（ｉ＝１，２，…，Ｌ）に対して，それぞれτの整数倍ずつ進んだ，または遅れた，複数の変形拡散信号，または前記変形拡散信号全体を，所定の時間進めるか，遅らせた信号を生成し，
前記重み係数生成部は，
積分時間が前記区間長と同じτであるＫ個の整合フィルタｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）と，
多入力−１出力のＰ個の合成器ｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）と，
１入力−多出力のＰ個の分配器ｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）と，
前記Ｐ個の分配器ｐと前記Ｋ個の整合フィルタｊとを接続する第１の接続網Ｌと，
前記Ｋ個の整合フィルタｊと前記Ｐ個の合成器ｐとを接続する第２の接続網Ｒと，
複数の乗算器とを含み，
前記複数の乗算器を，ビット番号ｉと区間ｐに対応付けて，第１の乗算器ｉｐおよび第２の乗算器ｉｐと名付け，
前記Ｐ個の区間のひとつを区間ｐ０とし，
ｐ＜ｐ０である区間ｐに関して，拡散信号ｓｉ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の，区間ｐに属する部分を時間（ｐ０−ｐ）τだけ遅らせたものと，前記変形拡張信号とで一致する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
ｐ＞ｐ０である区間ｐに関して，拡散信号ｓｉ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の区間ｐに属する部分を時間（ｐ−ｐ０）τだけ進ませたものと，前記変形拡張信号とで一致する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
区間ｐ０に関しては，拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）が区間ｐ０に属する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
拡散信号ｓｉｐ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ，ｐ＝１，２，…，Ｐ）と重み係数ｘｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）とを，それぞれ第１の乗算器ｊｐで乗算した結果を第２の接続網Ｒを経て合成器ｐで合成した出力を，
分配器ｐと，第１の接続網Ｌを経て出力し，
ｋを希望信号のビット番号とすると，
ｉ＝ｋであれば，前記第１の接続網Ｌの出力から変形拡散信号ｓｉｐ（ｔ）を減じたものと拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とを，第２の乗算器ｉｐで乗算し，
ｉがｋと異なれば，前記第１の接続網Ｌの出力と拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とを第２の乗算器ｉｐで乗算し，
前記第２の乗算器の出力を反転増幅器を経て整合フィルタｉに入力し，前記整合フィルタｉの出力に，ｉ＝ｋであれば，所定の定数を加え，
ｉがｋと異なれば，そのままを重み係数ｘｉとして，前記第１の乗算器ｉｐに接続することを，全てまたは一部のｐに対して行う構成を有し，
または，上記の構成に加え，
第１の乗算器ｉｐの出力ｓｊｐ（ｔ）ｘｊに，背景雑音電力密度とビット番号ｊに対応する受信信号のビット当たりの推定受信電力の比に比例した値を乗じて，前記第２乗算器ｊｐの前記第１の回路網Ｌ側の入力に加算する構成とすることを，全てまたは一部のｐに対して行う構成を有する，
マルチユーザ受信機。
【請求項４】
請求項２または３において、
前記重み係数生成部は，前記重み係数生成部の前記整合フィルタの積分時間の周期で，上記演算を複数回反復する，
マルチユーザ受信機。
【請求項５】
請求項３において，
前記重み係数生成部は，
ｐ≠ｑとすると，拡散信号ｓｉｐ（ｔ）と拡散信号ｓｉｑ（ｔ）とが，一方が零で，他方が零でない場合に，前記第１の乗算器ｉｐと前記第１の乗算器ｉｑの２つの乗算器が，１つの乗算器に置き換えられ，その出力が，１対２極のスイッチで，第２の回路網Ｒを経由して，合成器ｐと合成器ｑとに繋がれ，
前記第２の乗算器ｉｐと前記第２の乗算器ｉｑの２つの乗算器が，１つの乗算器に置き換えられ，その入力が，１対２極のスイッチで，第１の回路網Ｌを経由して，分配器ｐと分配器ｑとに繋がれた構成を有するか，
または，前記第１の乗算器ｉｐと前記第１の乗算器ｉｑを１つの乗算器に置き換えない構成とするか，
または，前記第２の乗算器ｉｐと前記第２の乗算器ｉｑを１つの乗算器に置き換えない構成を有する，
マルチユーザ受信機。
【請求項６】
請求項３において，
前記重み係数生成部は，希望信号のビット番号をｋとすると，拡散信号ｓｋ（ｔ）が零で，かつ，ｐ＜ｐ０である区間ｐに関する拡散信号ｓｉｐ（ｔ）を使って前記重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）を求める構成とし，
Ｋ個の整合フィルタのすべて，または一部の電荷が零になるか，強制的に零にした時点で帰還ループを起動する，
マルチユーザ受信機。
【請求項７】
請求項３において，
前記重み係数生成部の構成要素である前記Ｐ個の合成器ｐの入力端子数と前記Ｐ個の分配器ｐの出力端子数と，第１の回路網Ｌと第２の回路網Ｒの入出力の端子数と，を増やし，第１の回路網Ｌと第２の回路網Ｒの入出力間に複数のスイッチを設け，受信信号が特定の区間に集中しても，Ｋ個の整合フィルタとＰ個の合成器ｐとＰ個の分配器ｐとで形成される帰還ループの必要な数の経路を確保するように，外部の制御装置によって制御する構成とした，
マルチユーザ受信機。
【請求項８】
請求項３において，
前記重み係数生成部の構成要素であるの出力と前記第１の乗算器ｊｐと前記第２の乗算器ｊｐの入力と前記拡散信号生成部の出力との間に第３の回路網Ｓを設け，その入出力間に複数のスイッチを設け，前記拡散信号生成部の出力の一部が，第１の乗算器ｊｐおよび第２の乗算器ｊｐの入力に，選択的または共通に接続されるよう，外部の制御装置によって制御する構成とした，
マルチユーザ受信機。
【請求項９】
ＤＳ−ＣＤＭＡシステムの受信信号から複数（Ｌ個とする）の拡散信号を生成する，拡散信号生成部と
前記受信信号を前記拡散信号によって逆拡散して得られる出力を複数の整合フィルタに入力し，該整合フィルタの出力をサンプリングした値を出力する整合フィルタバンクと，
前記整合フィルタバンクの出力の中の複数（Ｋ個とする）の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する，Ｋ個の拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）から，前記拡散信号間の相関係数を要素とする，Ｋ×Ｋ行列の相関係数行列Ｒを生成する相関係数生成部，またはＲの対角要素に，背景雑音電力密度と前記対角要素に対応する受信信号のビット当たりの推定受信電力の比を加えた，変形相関係数行列Ｒ´を生成する変形相関係数生成部と，
前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対する，Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）を算出する，重み係数生成部と，
前記Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）と前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）の各々の積の総和ｙ１ｘ１＋ｙ２ｘ２＋…＋ｙＫｘＫを求める線形結合部と，を備え，
前記線形結合部の出力について，離散的レベルまたは符号を判定することで，希望信号ビットを復号するマルチユーザ受信機において，
前記重み係数生成部は，
前記相関係数行列Ｒまたは前記変形相関係数行列Ｒ´の第ｊ列または第ｊ行（ａ１ｊ，ａ２ｊ，…，ａＫｊ）と，重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）の各々の積を作り出す，Ｋ個の乗算器と，それらの出力を全て加え合わせて，ａ１ｊｘ１＋ａ２ｊｘ２＋…＋ａＫｊｘＫを作り出す合成器で構成されるＫ個の線形結合部ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）とを，備え，
ｋを希望信号のビット番号とすると，
線形結合部ｋの出力から第１の定数を減じ，反転増幅器で反転して低域フィルタに通し，その出力に第２の定数を加えた出力を，ｘｋとして前記Ｋ個の線形結合部に接続し，
ｊ≠ｋであるＫ−１個の線形結合部ｊの出力を反転増幅器で反転して低域フィルタに通した出力を，ｘｊとして，前記Ｋ個の線形結合部に接続した構成を有する，
マルチユーザ受信機。
【請求項１０】
請求項９において，
前記重み係数生成部は，
前記相関係数行列Ｒまたは前記変形相関係数行列Ｒ´の第ｊ列または第行（ａ´１ｊ，ａ´２ｊ，…，ａ´Ｋｊ）と，重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）との内積（ａ´１ｊｘ１＋ａ´２ｊｘ２＋…＋ａ´ＫｊｘＫ）を作り出す，Ｋ個の乗算器とそれらの出力を全て加え合わせる合成器で構成されるＫ個の線形結合部ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）を，備え，
ｋを希望信号のビット番号とすると，
線形結合部ｋの出力を反転増幅器で反転して低域フィルタに通した出力を，ｘｋ´として，
線形結合部ｋの中でｙｋとｘｋの乗算を行う乗算器に，ｘｋの代わりに接続し，
ｘｋ´に定数を加えた出力をｘｋとして，ｊ≠ｋであるＫ−１個の線形結合部ｊに接続し，
ｊ≠ｋであるＫ−１個の線形結合部ｊの出力を反転増幅器で反転して低域フィルタに通した出力をｘｊとして，前記Ｋ個の線形結合部に接続する構成を有する，
マルチユーザ受信機。
【請求項１１】
請求項９において，
前記重み係数生成部は，
前記Ｋ個の線形結合部の後段の低域フィルタの出力から，全ての線形結合部の乗算器に分配されていた前記Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）の一部を，前記低域フィルタの入力から取り出す構成を有する，
マルチユーザ受信機。
【請求項１２】
請求項２から１１の何れか１項において，
前記重み係数生成部は，
前記線形結合器に接続された低域フィルタまたは整合フィルタの一部または全部の出力を前記フィルタのそれぞれの入力に加え合わせ，前記フィルタの入力と出力で局所的に正帰還ループが形成される構成を有する，
マルチユーザ受信機。
【請求項１３】
請求項２から１２の何れか１項において，
前記重み係数生成部を，
ｋを希望信号のビット番号とすると，重み係数ｘｋを，定数として全ての線形結合器の乗算器に与え，前記重み係数ｘｋを変数として求める場合に必要であった構成要素を除去した構成を有する，
マルチユーザ受信機。
【請求項１４】
請求項２から１３の何れか１項において，
前記重み係数生成部の構成要素である前記反転増幅器の全てまたは一部の位置が前記反転増幅器を構成要素とする帰還ループの任意の位置に変えられた
マルチユーザ受信機。
【請求項１５】
請求項２から１４の何れか１項において，
前記重み係数生成部の構成要素である前記反転増幅器の全てまたは一部の位置が前記反転増幅器を構成要素とする複数の帰還ループの共通の経路の中に変えられた
マルチユーザ受信機。
【請求項１６】
請求項２から１５の何れかの１項において，
前記重み係数生成部の構成要素である，反転増幅器を，反転器または反転減衰器に変え，前記反転器または反転減衰器を含む帰還ループを形成する何れかの回路を利得のある回路に変更した構成を有する，
マルチユーザ受信機。
【請求項１７】
請求項２から１６の何れか１項において，
前記重み係数生成部は，
背景雑音電力密度とビット当たりの受信信号電力比の値を零として，前記値を推定する回路を有しない，
マルチユーザ受信機。
【請求項１８】
移動通信ネットワークシステムに設けられる無線基地局装置であって，
請求項１から１７のいずれか１項に記載のマルチユーザ受信機を備えている無線基地局装置。
【請求項１９】
移動通信ネットワークに接続して無線通信を行う移動機であって，
請求項１から１７のいずれか１項に記載のマルチユーザ受信機を備えている移動機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は，同じ時間に，同じ周波数を複数のユーザが共用する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムにおけるマルチユーザ受信機に関するもので，特に，希望信号に対する他の信号の干渉をそれらの拡散コード情報に基づいて除去または抑制するマルチユーザ受信機に関する。また，本発明は，このようなマルチユーザ受信機を備えた基地局装置および移動機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）システムでは，同じ時間における同じ周波数を複数の異なるユーザが使用する。したがって，複数の信号が相互に干渉し合う多元接続干渉（ＭＡＩ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発生する。
【０００３】
また，送信機から送信された時点では同一の信号が，一方で直接受信機に受信され，他方で反射体（たとえばビル等）により反射された後で受信機に受信されるとマルチパス干渉（ＭＰＩ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｐａｔｈ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発生する。これらの干渉により，受信機側では，受信したい信号（以下「希望信号」という）に対して他の信号が雑音源となる。
【０００４】
このため，ＣＤＭＡシステムでは，希望信号から干渉信号成分を除去または抑制することが，品質の良い希望信号を復号するために重要となる。
【０００５】
このような干渉信号成分を除去または抑制する受信機の中で，特に希望信号と干渉信号の拡散コード情報を利用するものは，一般にマルチユーザ受信機と呼ばれていが，このような受信機として，従来から復相関検出器（デコリレータ：ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ）または最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）検出器がよく知られている（たとえば，非特許文献１および非特許文献２参照）。
【０００６】
【非特許文献１】
Ｖｅｒｄｕ，Ｓ著「マルチユーザ検出（Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）」ケンブリッジ大学プレス（Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ，　Ｕ．Ｋ：　Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ　Ｕｎｉｖ．　Ｐｒｅｓｓ），１９９８年
【０００７】
【非特許文献２】
Ｍｏｓｈａｖｉ，　Ｓ．著「ＤＳ−ＣＤＭＡ通信のためのマルチユーザ検出（Ｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ　ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ＤＳ−ＣＤＭＡ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」ＩＥＥＥコミュニケーションマガジン（ＩＥＥＥ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　Ｍａｇａｚｉｎｅ），第３４刊，１９９６年１０月１０日号，ｐｐ．１２４−１３６
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
復相関検出器（デコリレータ）およびＭＭＳＥ検出器は，整合フィルタバンクの出力数（すなわち処理対象のビット数）をＫとすると，Ｋ×Ｋ行列の相関係数行列（または相関係数行列の対角要素を背景雑音と干渉信号電力で補正した行列）の逆行列を，整合フィルタバンクからのＫ個の出力信号に乗じることによって，希望信号に含まれる干渉信号成分を除去または抑圧する。
【０００９】
しかし，逆行列の演算は，一般に複雑で時間を要するので，通常のディジタルプロセサでこの演算を行うと，受信速度に追従した実時間処理が難しくなる。ディジタルプロセサの回路規模は，Ｋの３乗に比例して大きくなるので，Ｋが大きくなると，一定数の乗算器とメモリを使用して，同じ乗算器を繰り返し使用することになるので，受信信号の速度に合わせた実時間処理が難しくなる。その結果，干渉除去または抑制の対象となるＫの値を制限することになると，干渉除去または抑制の性能が限られたものとなる。
【００１０】
一方，周期の短い拡散信号を用いて，あらかじめ計算しておいた１周期分の値を繰り返し使用する方法もあるが，一般に，非同期のシステムでは，周期の長いコードを使う場合が多く，この方法は有効な解決策とはならない。
【００１１】
本発明は，このような背景に鑑みなされたものであり，その目的は，拡散信号の周期の長短を問わず，多元接続干渉（ＭＡＩ）の除去または抑制をリアルタイムで行うことができるマルチユーザ受信機を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために，本発明の第１の側面によるマルチユーザ受信機は，ＤＳ−ＣＤＭＡシステムの受信信号から複数（Ｌ個とする）の拡散信号ｆｉ（ｔ）（ｉ＝１，２，…，Ｌ）を生成する，拡散信号生成部と，
前記受信信号を前記拡散信号によって逆拡散して得られる出力を複数の整合フィルタに入力し，該整合フィルタの出力をサンプリングして出力する整合フィルタバンクと，
前記整合フィルタバンクの出力の中の複数（Ｋ個とする）の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する，Ｋ個の拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）から，前記拡散信号間の相関係数を要素とする，Ｋ×Ｋ行列の相関係数行列Ｒを生成する相関係数生成部，または前記Ｒの対角要素に，背景雑音電力密度と前記対角要素に対応する受信信号のビット当たりの推定受信電力の比に比例する値を加えた，変形相関係数行列Ｒ´を生成する変形相関係数生成部と，
前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対する，Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）を算出する，重み係数生成部と，
ｋを希望信号のビット番号とすると，
前記相関係数行列Ｒまたは前記変形相関係数行列Ｒ´の逆行列を演算し，前記逆行列の第ｋ行または第ｋ列を，前記Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）とし，
前記Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）と前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）の各々の積の総和ｙ１ｘ１＋ｙ２ｘ２＋…＋ｙＫｘＫを求める線形結合部と，を備え，
前記線形結合部の出力について，離散的レベルまたは符号を判定することで，希望信号ビットを復号するマルチユーザ受信機において，
前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する受信信号が存在する区間を含む観測区間を，所定の長さτで均等に分割して，最も早い時間帯から順番に番号を付与し，区間１，区間２，…，区間Ｐと呼び，
前記拡散信号生成部は，前記拡散信号ｆｉ（ｔ）（ｉ＝１，２，…，Ｌ）に対して，それぞれτの整数倍ずつ進んだ，または遅れた，複数の変形拡散信号，または前記変形拡散信号全体を，所定の時間進めるか，遅らせた信号を生成し，
前記Ｐ個の区間のひとつを区間ｐ０とし，
ｐ＜ｐ０である区間ｐに関して，拡散信号ｓｉ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の，区間ｐに属する部分を時間（ｐ０−ｐ）τだけ遅らせたものと，前記変形拡張信号とで一致する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
ｐ＞ｐ０である区間ｐに関して，拡散信号ｓｉ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の区間ｐに属する部分を時間（ｐ−ｐ０）τだけ進ませたものと，前記変形拡張信号とで一致する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
区間ｐ０に関しては，拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）が区間ｐ０に属する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
前記重み係数生成部は，
前記相関係数または前記重み係数の演算を，前記拡散信号ｓｉｐ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ，ｐ＝１，２，…，Ｐ）と，積分時間が前記区間長と同じτである複数の整合フィルタを使って，区間ｐ０において行う。
【００１３】
本発明の第２の側面によるマルチユーザ受信機は，ＤＳ−ＣＤＭＡシステムの受信信号から複数（Ｌ個とする）の拡散信号を生成する，拡散信号生成部と
前記受信信号を前記拡散信号によって逆拡散して得られる出力を複数の整合フィルタに入力し，該整合フィルタの出力をサンプリングした値を出力する，整合フィルタバンクと，
前記整合フィルタバンクの出力の中の複数（Ｋ個とする）の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）からＫ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）を算出する，重み係数生成部と，
前記Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）と前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）の各々の積の総和ｙ１ｘ１＋ｙ２ｘ２＋…＋ｙＫｘＫを求める線形結合部と，を備え，
前記線形結合部の出力について，離散的レベルまたは符号を判定することで，希望信号ビットを復号するマルチユーザ受信機において，
前記重み係数生成部は，
前記Ｋ個の拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）と，Ｋ個の重み係数ｘｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）をそれぞれ乗算して，出力ｓｊ（ｔ）ｘｊを得るＫ個の乗算器ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）と，それらの出力を全て加え合わせる合成器で構成される線形結合部と，
前記線形結合部の出力を前記拡散信号のおのおので乗算する第２乗算器ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）と，
Ｋ個の整合フィルタｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）を備え，
ｋを希望信号のビット番号とすると，
前記線形結合部の出力から，希望信号ビットに対応する拡散信号ｓｋ（ｔ）を減じてから，前記拡散信号ｓｋ（ｔ）を第２乗算器ｋによって乗算し，その出力を反転増幅器で反転して，整合フィルタｋに通した出力に所定の定数を加算した出力を重み係数ｘｋとして，前記線形結合部の乗算器ｋに接続し，
前記線形結合部の出力に，前記拡散信号ｓｋ（ｔ）と異なるＫ−１個の前記拡散信号ｓｊ（ｔ）を第２乗算器ｊによって乗算し，その出力を反転増幅器で反転して，それぞれを整合フィルタｊに通した出力をｘｊとして，前記線形結合部の乗算器ｊに接続した構成，
または，上記の構成に加えて，乗算器ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の出力ｓｊ（ｔ）ｘｊに，背景雑音電力密度とビット番号ｊに対応する受信信号のビット当たりの推定受信電力の比に比例した値を乗じて，第２乗算器ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の入力側に加算する構成を有する。
【００１４】
本発明の第３の側面によるマルチユーザ受信機は，ＤＳ−ＣＤＭＡシステムの受信信号から複数（Ｌ個とする）の拡散信号ｆｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｌ）を生成する，拡散信号生成部と，
前記受信信号を前記拡散信号によって逆拡散して得られる出力を複数の整合フィルタに入力し，該整合フィルタの出力をサンプリングして出力する，整合フィルタバンクと，
前記整合フィルタバンクの出力の中の複数（Ｋ個とする）の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する，Ｋ個の拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）から，Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）を算出する，重み係数生成部と，
前記Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）と前記Ｋ個の出力（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）の各々の積の総和ｙ１ｘ１＋ｙ２ｘ２＋…＋ｙＫｘＫを求める線形結合部と，を備え，
前記線形結合部の出力について，離散的レベルまたは符号を判定することで，希望信号ビットを復号するマルチユーザ受信機において，
前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する受信信号が存在する区間を含む観測区間を，所定の長さτで均等に分割して，最も早い時間帯から順番に番号を付与し，区間１，区間２，…，区間Ｐと呼び，
前記拡散信号生成部は，前記拡散信号ｆｉ（ｔ）（ｉ＝１，２，…，Ｌ）に対して，それぞれτの整数倍ずつ進んだ，または遅れた，複数の変形拡散信号，または前記変形拡散信号全体を，所定の時間進めるか，遅らせた信号を生成し，
前記重み係数生成部は，
積分時間が前記区間長と同じτであるＫ個の整合フィルタｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）と，
多入力−１出力のＰ個の合成器ｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）と，
１入力−多出力のＰ個の分配器ｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）と，
前記Ｐ個の分配器ｐと前記Ｋ個の整合フィルタｊとを接続する第１の接続網Ｌと，
前記Ｋ個の整合フィルタｊと前記Ｐ個の合成器ｐとを接続する第２の接続網Ｒと，
複数の乗算器とを含み，
前記複数の乗算器を，ビット番号ｉと区間ｐに対応付けて，第１の乗算器ｉｐおよび第２の乗算器ｉｐと名付け，
前記Ｐ個の区間のひとつを区間ｐ０とし，
ｐ＜ｐ０である区間ｐに関して，拡散信号ｓｉ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の，区間ｐに属する部分を時間（ｐ０−ｐ）τだけ遅らせたものと，前記変形拡張信号とで一致する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
ｐ＞ｐ０である区間ｐに関して，拡散信号ｓｉ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）の区間ｐに属する部分を時間（ｐ−ｐ０）τだけ進ませたものと，前記変形拡張信号とで一致する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
区間ｐ０に関しては，拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）が区間ｐ０に属する部分を拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とし，
拡散信号ｓｉｐ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ，ｐ＝１，２，…，Ｐ）と重み係数ｘｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）とを，それぞれ第１の乗算器ｊｐで乗算した結果を第２の接続網Ｒを経て合成器ｐで合成した出力を，
分配器ｐと，第１の接続網Ｌを経て出力し，
ｋを希望信号のビット番号とすると，
ｉ＝ｋであれば，前記第１の接続網Ｌの出力から変形拡散信号ｓｉｐ（ｔ）を減じたものと拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とを，第２の乗算器ｉｐで乗算し，
ｉがｋと異なれば，前記第１の接続網Ｌの出力と拡散信号ｓｉｐ（ｔ）とを第２の乗算器ｉｐで乗算し，
前記第２の乗算器の出力を反転増幅器を経て整合フィルタｉに入力し，前記整合フィルタｉの出力に，ｉ＝ｋであれば，所定の定数を加え，
ｉがｋと異なれば，そのままを重み係数ｘｉとして，前記第１の乗算器ｉｐに接続することを，全てまたは一部のｐに対して行う構成を有し，
または，上記の構成に加え，
第１の乗算器ｉｐの出力ｓｊｐ（ｔ）ｘｊに，背景雑音電力密度とビット番号ｊに対応する受信信号のビット当たりの推定受信電力の比に比例した値を乗じて，前記第２乗算器ｊｐの前記第１の回路網Ｌ側の入力に加算する構成とすることを，全てまたは一部のｐに対して行う構成を有する。
【００１５】
本発明の第４の側面によるマルチユーザ受信機は，ＤＳ−ＣＤＭＡシステムの受信信号から複数（Ｌ個とする）の拡散信号を生成する，拡散信号生成部と
前記受信信号を前記拡散信号によって逆拡散して得られる出力を複数の整合フィルタに入力し，該整合フィルタの出力をサンプリングした値を出力する整合フィルタバンクと，
前記整合フィルタバンクの出力の中の複数（Ｋ個とする）の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対応する，Ｋ個の拡散信号ｓｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｋ）から，前記拡散信号間の相関係数を要素とする，Ｋ×Ｋ行列の相関係数行列Ｒを生成する相関係数生成部，またはＲの対角要素に，背景雑音電力密度と前記対角要素に対応する受信信号のビット当たりの推定受信電力の比を加えた，変形相関係数行列Ｒ´を生成する変形相関係数生成部と，
前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）に対する，Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）を算出する，重み係数生成部と，
前記Ｋ個の重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）と前記Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）の各々の積の総和ｙ１ｘ１＋ｙ２ｘ２＋…＋ｙＫｘＫを求める線形結合部と，を備え，
前記線形結合部の出力について，離散的レベルまたは符号を判定することで，希望信号ビットを復号するマルチユーザ受信機において，
前記重み係数生成部は，
前記相関係数行列Ｒまたは前記変形相関係数行列Ｒ´の第ｊ列または第ｊ行（ａ１ｊ，ａ２ｊ，…，ａＫｊ）と，重み係数（ｘ１，ｘ２，…，ｘＫ）の各々の積を作り出す，Ｋ個の乗算器と，それらの出力を全て加え合わせて，ａ１ｊｘ１＋ａ２ｊｘ２＋…＋ａＫｊｘＫを作り出す合成器で構成されるＫ個の線形結合部ｊ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）とを，備え，
ｋを希望信号のビット番号とすると，
線形結合部ｋの出力から第１の定数を減じ，反転増幅器で反転して低域フィルタに通し，その出力に第２の定数を加えた出力を，ｘｋとして前記Ｋ個の線形結合部に接続し，
ｊ≠ｋであるＫ−１個の線形結合部ｊの出力を反転増幅器で反転して低域フィルタに通した出力を，ｘｊとして，前記Ｋ個の線形結合部に接続した構成を有する。
【００１６】
本発明による無線基地局装置は，移動通信ネットワークシステムに設けられる無線基地局装置であって，請求項１から１７のいずれか１項に記載のマルチユーザ受信機を備えている。
【００１７】
また，本発明による移動機は，移動通信ネットワークに接続して無線通信を行う移動機であって，請求項１から１７のいずれか１項に記載のマルチユーザ受信機を備えている。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下では，本発明を移動通信ネットワークシステムにおける無線基地局装置および移動機に適用した実施の形態について説明する。
【００１９】
まず，移動通信ネットワークシステムの全体構成について説明した後，符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）方式における復相関検出器（Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒまたは，デコリレータ）とＭＭＳＥ検出器に代表される，相関係数行列を利用したマルチユーザ受信機（復相関形受信機と総称する）の原理，ならびにこの原理を実現するための無線基地局装置および移動機のそれぞれの構成および動作について説明する。
【００２０】
＜移動通信ネットワークシステムの構成＞
図１は，本発明の実施の形態を示す移動通信ネットワークシステムの全体構成図である。この移動通信ネットワークシステムは，大別すると，無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）１００，移動機（ＵＥ）２００，およびコアネットワーク（ＣＮ）３００から成り立つ。
【００２１】
無線アクセスネットワーク１００は，複数（図１に示した例では２つ）の無線ネットワーク制御装置（ＲＮＣ）１１０１および１１０２，ならびに複数（図１に示した例では４つ）の無線基地局装置（ＢＴＳ）１２０１〜１２０４から成り立つ。
【００２２】
無線ネットワーク制御装置１１０１は，一方でコアネットワーク３００に接続され，他方で無線基地局装置１２０１および１２０２に接続されている。無線ネットワーク制御１１０２は，一方でコアネットワーク３００に接続され，他方で無線基地局装置１２０３および１２０４に接続されていると同時に，無線ネットワーク制御装置１１０１とも接続されている。
【００２３】
無線基地局装置１２０１〜１２０４は，それぞれ１または複数のサービスエリア（セル）をカバーし，セル内に存在する移動機２００と無線により通信を行う。この無線による通信は，有限の周波数帯を複数の無線装置が共有するため多元接続方式によって行われるが，ＣＤＭＡ方式，特に直接拡散（ＤＳ：Ｄｉｒｅｃｔ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式は，多元接続方式の中の代表的な方式である。
【００２４】
無線基地局装置１２０１および１２０２は，無線ネットワーク制御装置１１０１に接続され，同装置によって制御される。また，無線基地局装置１２０１および１２０２は，コアネットワーク３００からの通信データを無線ネットワーク制御装置１１０１から受信し，受信した通信データを宛先の移動機２００に送信するとともに，移動機２００からの通信データを宛先に応じて，無線ネットワーク制御装置１１０１を介してコアネットワーク３００に送信する。同様にして，無線基地局装置１２０３および１２０４は，無線ネットワーク制御装置１１０２に接続され，同装置によって制御される。また，無線基地局装置１２０３および１２０４は，コアネットワーク３００からの通信データを無線ネットワーク制御装置１１０２から受信し，受信した通信データを移動機２００に送信するとともに，移動機２００からの通信データを宛先に応じて，無線ネットワーク制御装置１１０２を介してコアネットワーク３００に送信する。
【００２５】
このようにして，移動機間の通信，移動機とコアネットワーク３００に接続された他の端末装置との間の通信が行われる。
【００２６】
なお，以下では，無線基地局装置１２０１〜１２０４を，無線基地局装置１２０と総称する。
【００２７】
＜ＤＳ−ＣＤＭＡ方式による信号の構成＞
ＤＳ−ＣＤＭＡ方式による通信では，同じ時間に，同じ周波数を複数のユーザが共用し，ユーザ間の信号の分離は，それらのユーザに固有の拡散コード（または拡散信号）によって行う。　無線基地局装置１２０には，符号多重化変調された複数（Ｌとする）のビット列が受信される。個々のビット列は，すべて異なるユーザ（移動機）から送信された場合もあるし，同じユーザ（移動機）から送信された場合もある。また，同じ移動機から送信された同一の信号が，マルチパスによって無線基地局装置１２０に受信され，異なったビット列と見なされる場合もある。この様な訳で，ビット列とユーザとは，必ずしも，１対１に対応していないが，以下の説明では，ビット列を，慣用に倣って，“ユーザ信号”と呼ぶことにする。
【００２８】
図２は，無線基地局装置１２０によって受信されるＤＳ−ＣＤＭＡ方式による非同期，マルチレート伝送の場合の構成を示すが，ユーザ信号１，２，および３は，同一の送信レートで送信され，ユーザ信号４は，ユーザ信号１〜３の２倍の送信レートで送信されている例である。
【００２９】
図３（Ａ）に示すようにユーザ信号のビットの開始時刻が一致していないことを「非同期」といい，図３（Ｂ）に示すように，各ユーザ信号のビットの開始時刻が一致していることを「同期」と言うが，図３（Ａ）は非同期，単一レートの場合の受信信号の構成を，図３（Ｂ）は同期，単一レートの場合の受信信号の構成をそれぞれ示している。
【００３０】
復相関形受信機の動作原理を説明するには，観測窓長（Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ　Ｗｉｎｄｏｗ　Ｓｉｚｅ）という概念が必要なので，以下にそれを説明する。復相関形受信機では，希望信号のある１ビット（希望ビット）を復号するのに，そのビットの周辺の複数のビット間の相互干渉を利用して，干渉信号成分を抑圧するが，どの範囲までの周辺ビットを利用するかを示す尺度が，観測窓長である。図４は，図３（Ａ）の，非同期，単一レートの場合の例を，周辺ビットを希望ビットからの時間差の順に従って並べ換え，各ビットに番号を付けたものである。図４（Ａ）の例は，ユーザ数Ｌ，観測窓長２ビットで，干渉抑圧に利用する希望ビットと周辺ビットの合計は，Ｎ×Ｌ＝２Ｌで，希望ビットは，通常，全てのビットの中間に選ぶので，ビット番号Ｌ＋１またはＬが希望ビットとなる。図４（Ｂ）は，観測窓長３ビットの例で，同様に，ユーザ数Ｌに対して，総合ビット数は，Ｎ×Ｌ＝３Ｌとなる。図３（Ｂ）の様に，同期している場合には，希望ビットと同じ時間帯のビット（ビット番号２，５，・・・，Ｋ−１）以外のビットは干渉抑圧に寄与しないので，観測窓長は，１ビットとなる。但し，同期系では，通常，拡散コードに直交コードを用いて，ビット間の分離を行うので，観測窓長１ビットの同期系復相関形受信機は，理論上の性能比較の基準となることはあっても，実用上はあまり意味が無い。
【００３１】
図２に示す，非同期かつマルチレートの場合であっても，所定のウィンドウ幅に含まれるユーザ信号（１〜４）の各ビット（番号１，２，・・・１６）を独立したバースト信号として取り扱うことによって，復相関形受信アルゴリズムを適用することができる。
【００３２】
＜復相関形マルチユーザ受信機の原理＞
通常，複数の移動機からのユーザ信号は，無線基地局装置１２０により受信される時点で同期していないので，以下では，非同期の場合（シングルレートとマルチレートの双方を含む。）における干渉除去または抑制の原理について説明する（同期系は，非同期系の一形態として内包される）。
【００３３】
図５に示す無線基地局装置１２０は，受信信号を周波数変換器２によって，ベースバンド信号に変換（同期キャリアによる同期検波を含む）した後，受信信号から生成したユーザ信号（または，データ列）毎に異なる複数（Ｌ個とする）の拡散信号によって，受信信号を逆拡散し，それをＬ個の整合フィルタに通し，最適サンプリング時点（各ビットが整合フィルタに入力し終わる時点）でサンプリングした複数の出力（この数をＫ個とする）に対してそれぞれＫ個の重み付け係数を乗じ，それらの全てを足し合わせた結果に対して，符号判定，または離散的レベルの判定を行って，復号出力を得る（前者を硬判定，後者を軟判定と呼ぶ）。
【００３４】
Ｋ個の重み付け係数は，前記判定の前の信号に，干渉信号成分が含まれないか，または，干渉成分と背景雑音の電力の和が最小になる条件から決定されるが，受信機の中で，前記重み付け係数を求める回路が最も複雑で，かつ規模も大きいものとなるので，この回路を如何にして小規模なものにできるかが，実用化の最大のポイントとなる。
【００３５】
単一レートで，各ユーザ（データ列）に対して，同じ観測窓長を適用した場合には，図４に示すように整合フィルタの数Ｌに対して，サンプリングした出力の数は，Ｋ＝Ｎ×Ｌとなる。Ｌ個の拡散信号は，図６（Ａ）に示すように，連続信号であるが，以下の議論では，簡単のため。図６（Ｂ）に示すように，拡散信号も各ビットに対応した長さのバースト信号ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ），…，ｓｋ（ｔ）として，話を進める。
【００３６】
このようなＫ個のビットからなる受信信号と背景雑音の和をＹ（ｔ）とし，第ｋ番目（ｋ＝１〜Ｋ）のビットの受信振幅をＷｋ，変調信号をｄｋ，拡散信号をｓｋ（ｔ），背景雑音をｎ（ｔ）とすると，Ｙ（ｔ）は以下の式（１）で表される。
【００３７】
【数１】
2004135099.tif 000003
【００３８】
ここで，
【００３９】
【数２】
2004135099.tif 000004
【００４０】
と置くと（ｊ＝１〜Ｋ），ｙｊ，　ｚｊおよびａｉｊは，それぞれ，整合フィルタ（ｍａｔｃｈｅｄ　ｆｉｌｔｅｒ）の出力信号，整合フィルタ出力に含まれる雑音成分および相関係数を表す。
【００４１】
ここで，積分区間を−∞から＋∞としているが，拡散信号をバースト信号として取り扱うので，積分は，そのバースト信号のある，有限の区間で行われる。
【００４２】
式（１）と式（２）から，整合フィルタの出力信号ｙｊは以下の式（３）により表される。
【００４３】
【数３】
2004135099.tif 000005
【００４４】
式（３）を行列で表せば，以下の式（４）となる。
【００４５】
【数４】
2004135099.tif 000006
【００４６】
式（４）をさらにベクトルで表記すると，以下の式（５）となる。
【００４７】
【数５】
2004135099.tif 000007
【００４８】
ここに，ベクトルｙ，Ｒ，Ｗ，ｄ，およびｚはそれぞれ以下の通りである。
【００４９】
【数６】
2004135099.tif 000008
【００５０】
行列Ｒは相関係数行列と呼ばれ，Ｋ×Ｋ行列である。また，ａｉｊ＝ａｊｉであるので，行列Ｒは対称行列である。
【００５１】
ここで，希望信号を取り出す手法としては，デコリレータ（Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ）または復相関検出器（Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）のように，判定前の信号に含まれる干渉信号成分を零にする第１の方法と，ＭＭＳＥ検出器（Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ−ＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）のように，背景雑音も考慮して，干渉雑音および背景雑音の電力の和を最小にする第２の方法とがある。以下，これら第１および第２の方法の各原理について説明する。
【００５２】
（１）第１の手法
第１の方法は干渉雑音を零にする方法である。干渉雑音を零にするためには，以下の式（６）に示すように，上記式（４）（または式（５））の両辺に相関係数行列Ｒの逆行列Ｒ−１を乗算すればよい。これにより，右辺の第２項で表される背景雑音を含んだ，希望信号Ｗｉｄｉが得られる。
【００５３】
【数７】
2004135099.tif 000009
【００５４】
（２）第２の手法
第１の方法では，干渉信号成分を零にするが，背景雑音がある場合には，その成分を増大させてしまう雑音増大（Ｎｏｉｓｅ　　Ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ）と呼ばれる現象がある。第２の方法は，上記の欠点を補うために，干渉雑音および背景雑音の合計を最小にする方法で，相関行列の対角要素に，背景雑音の電力密度σ２とビット当たりの干渉信号電力Ｗｋ２の比σ２Ｗｋ−２を加えた行列Ｒ＋σ２Ｗ−２（＝Ｒ´とする）を行列Ｒに代わって用いればよいことが知られている。すなわち，式（６）の代わりに以下の式（７）を用いるのが第２の方法（ＭＭＳＥ検出法）となる。
【００５５】
【数８】
2004135099.tif 000010
【００５６】
以上は，復相関検出器もＭＭＳＥ検出機も，Ｋ×Ｋ行列の逆行列を求め，それを整合フィルタ出力に乗じることによって，Ｋビットのデータを全て復号できることを示している。
【００５７】
（３）希望信号の１ビットの復号に必要なＫ個の要素
相関検出器もＭＭＳＥ検出器も，Ｋ×Ｋ行列の逆行列を求め，それを整合フィルタの出力に乗じることで，干渉信号成分を抑圧した，Ｋビットのデータを復号するが，希望信号の１ビット（希望ビット）の復号に関与するのは，前記逆行列の特定の１行（または１列）である。従って，復号したいビットが，前記Ｋビットの全部ではなく，ある特定のビットだけの場合（移動機の場合，これが当てはまる）には，逆行列を求める代わりに，逆行列の１行（または，１列）を求める方が便利である。ある行（または列）に対応するＫ個の要素は，Ｋ元連立方程式の解として得られることは，以下の様に示される。
【００５８】
先ず，一般性を失わないので，ｋ＝１を希望信号ビットとすると，逆行列の第１行が，このビットの復号に関与する行（または列）となる。式（６）の第１行表すと，以下の式（８）となる。
【００５９】
【数９】
2004135099.tif 000011
【００６０】
ここに，ｒｉｊは，以下の式（９）で示される行列Ｒ−１の要素である。
【００６１】
【数１０】
2004135099.tif 000012
【００６２】
式（９）の左辺に現れる逆行列Ｒ−１の第１行の要素ｒ１１〜ｒ１Ｋは，以下の式（１０）に示すように，相関係数行列Ｒとその逆行列Ｒ−１との積が単位行列Ｅとなることから，Ｋ元連立方程式（１１）の解となることが分かる。
【００６３】
【数１１】
2004135099.tif 000013
【００６４】
【数１２】
2004135099.tif 000014
【００６５】
この式は，復相関検出器に関するものであるが，ＭＭＳＥ検出器とする場合は，式（７）に示す様に相関行列の対角要素に，σ２Ｗｋ−２を加えればよいことを考慮して，式（１１）を両検出器を含む形に拡張して表記すると，下記の式（１２）となる。
【００６６】
【数１３】
2004135099.tif 000015
【００６７】
ここに，
【００６８】
【数１４】
2004135099.tif 000016
【００６９】
今後，式（１３）で定義したαｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）をＭＭＳＥ補正値，行列Ｒ＋σ２Ｗ−２を変形相関行列Ｒ´と呼び，ＲおよびＲ´の逆行列を，行列Ｒ＋と略記することにする。
【００７０】
＜無線基地局装置の構成および動作＞
先ずは従来技術に基づく無線基地局装置の構成および動作について説明し，次に，本発明を同装置に適用した場合の，実施の形態を，動作原理と併せて説明する。
【００７１】
図５は，無線基地局装置１２０として，特にマルチユーザ受信部の構成を示すブロック図で，アンテナ１，周波数変換部２，整合フィルタバンク３，拡散信号生成部４，相関係数生成部１０，前述したＭＭＳＥ検出法を適用するためのＭＭＳＥ補正部８，Ｋ×Ｋ行列の逆行列を演算する逆行列演算部１４，線形結合部６および判定回路７から構成される。
【００７２】
移動機２００からの無線信号（ＲＦ信号）は，アンテナ１により受信され，周波数変換部２に与えられる。周波数変換部２は，アンテナ１からの無線信号を増幅する増幅器，周波数変換を行う乗算器（ミキサ），ＲＦ信号に同期した発振器から成り，入力されたＲＦ帯域の信号をベースバンド信号に変換する。このベースバンド信号が，前述した式（１）により表される受信信号Ｙ（ｔ）である。この信号Ｙ（ｔ）は，整合フィルタバンク３，拡散信号生成部４およびＭＭＳＥ補正部に入力される。
【００７３】
拡散信号生成部４（詳細は，後述する）は，受信信号から，複数（Ｌ個とする）の拡散信号ｆ１（ｔ）〜ｆＬ（ｔ）と，それらに対して，すべて一定時間シフトしているＬ個の拡散信号ｇ１（ｔ）〜ｇＬ（ｔ）を生成する。そして，生成した拡散信号ｆ１（ｔ）〜ｆＬ（ｔ）を整合フィルタバンク３に与えるとともに，拡散信号ｇ１（ｔ）〜ｇＬ（ｔ）を相関係数生成部１０に与える。
【００７４】
整合フィルタバンク３（詳細は，後述する）は，ベースバンド信号Ｙ（ｔ）を，Ｌ個の拡散信号ｆ１（ｔ）〜ｆＬ（ｔ）によりそれぞれ逆拡散した後，逆拡散した信号を整合フィルタによりフィルタリングする。フィルタリング後の信号は，各信号ビットが整合フィルタに入力し終わるタイミングでサンプリングされ，前述した式（３）に示す，Ｋ個の信号ｙ１〜ｙＫとなり，線形結合部６に与えられる。
【００７５】
相関係数生成部１０は，入力したＬ個の拡散信号ｇ１（ｔ）〜ｇＬ（ｔ）、または、Ｋ個の信号ｙ１〜ｙＫに対応する部分である，拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓＫ（ｔ）から，Ｋ×Ｋ行列の相関係数行列を生成する。
【００７６】
ＭＭＳＥ補正部８は，Ｋ個の信号ｙ１〜ｙＫに対応する受信信号の受信電力と背景雑音電力を推定し，式（７）に示したように，相関係数生成部１０で生成される相関係数行列の対角要素を補正して，変形相関係数行列を生成する。なお，背景雑音電力の推定値を零と置いて，ＭＭＳＥ補正を行わない場合は，復相関受信機（デコリレータ，Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｎｇ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）として機能する。
【００７７】
逆行列演算部１４は，相関係数生成部１０で生成された，Ｋ×Ｋ行列の相関係数行列Ｒ，または変形相関係数行列Ｒ´の逆行列Ｒ＋を演算する。
【００７８】
線形結合部６では，式（６）または（７）に示される演算が，入力された信号ｙ１〜ｙＫと，逆行列演算部１４から出力される行列Ｒ＋の間で行われ，（信号ｙ１〜ｙＫの各々を行列Ｒ＋の各行のＫ個の要素と乗算し，それらを加え合わせる演算を，以下，線形結合と呼ぶことにする），線形結合後の信号を判定回路７に与える。
【００７９】
線形結合部６ｉにより，行列Ｒ＋のｉ行と線形結合された結果は，式（６）または，式（７）の右辺の信号となる。
【００８０】
判定回路７は，線形結合部６から与えられた信号を所定の閾値と比較し，変調信号ｄ１〜ｄＫから，離散的値または符号を判定して出力する。変調信号ｄ１〜ｄＫの値は，変調方式としてＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）が使用されている場合には−１または＋１となる。判定回路７１〜７Ｋにより得られた復号信号ｄ１〜ｄＫは，その後，誤り訂正等の所定の処理が施されて，無線ネットワーク制御装置１１０１または１１０２に伝送されるか，あるいは，同じ基地局装置１２０のサービスエリア内の他の移動機に送信される。
【００８１】
図７は，整合フィルタバンク３の詳細な構成図である。整合フィルタバンク３は，Ｌ個の乗算器３ａ１〜３ａＬ，Ｌ個の整合フィルタ（ＭＦ：Ｍａｔｃｈｅｄ　Ｆｉｌｔｅｒ）３ｂ１〜３ｂＬ，およびＬ個のサンプルホールド回路（ＳＨＣ：Ｓａｍｐｌｅ　Ｈｏｌｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）３ｃ１〜３ｃＬを有する。
【００８２】
ベースバンド信号Ｙ（ｔ）は，Ｌ個の乗算器３ａ１〜３ａＬの第１入力端子に入力される。Ｌ個の乗算器３ａ１〜３ａＬの第２入力端子には，拡散信号生成部４により生成された拡散信号ｆ１（ｔ）〜ｆＬ（ｔ）がそれぞれ入力される。　ベースバンド信号Ｙ（ｔ）と拡散信号ｆ１（ｔ）〜ｆＬ（ｔ）とが乗算器３ａ１〜３ａＬによってそれぞれ乗算されることを，逆拡散と呼ぶが，乗算器３ａ１〜３ａＬによってそれぞれ逆拡散された信号は，ＭＦ３ｂ１〜３ｂＬにそれぞれ入力され，ＭＦ３ｂ１〜３ｂＬは，各信号の１ビット長Ｔの間，入力された信号をそれぞれ積分する。
【００８３】
ＭＦ３ｂ１〜３ｂＬからそれぞれ出力された信号は，ＳＨＣ３ｃ１〜３ｃＬにそれぞれ入力される。ＳＨＣ３ｃ１〜３ｃＬは，ＭＦ３ｂ１〜３ｂＬが各受信信号の１ビット分の積分を完了した時点の出力信号の値をサンプリングし，その値を保持して，出力する。
【００８４】
ＳＨＣ３ｃ１〜３ｃＬのそれぞれからは，連続してサンプリング値が出力されるが，各整合フィルタ毎の複数のサンプリング値が，希望信号の１ビットを復号するのに利用される。図４（Ｂ）に示した単一レートの非同期系のモデルを例にとれば，図７に示したように，各整合フィルタから各々出力される３個×ユーザ数すなわち，３Ｌ（＝Ｋ）個のデータが利用される。
【００８５】
整合フィルタバンク３は，図５に示すように受信信号に対して作用するだけではなく，相関係数を求める際に使用される。図８に，相関係数を求めるための整合フィルタバンクの構成を示すが，前記整合フィルタバンク３と区別するために，相関係数整合フィルタバンクと呼ぶことにする。同じ拡散信号同士の相関係数，すなわち相関係数行列の対角要素は，伝送レートが決まれば定まる値で，求める必要がないので，対応する部分を省略する（点線で表示）。
【００８６】
図６は，拡散信号ｇ１（ｔ）〜ｇＬ（ｔ）と（バースト）拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓＫ（ｔ）の関係を示したものである。
【００８７】
相関係数整合フィルタバンクは，そこに使用されるスイッチＳＷの状態を明示しないと，入力と出力の関係が定まらないので，さらに図９に示す，変形整合フィルタバンクを導入する。この変形整合フィルタバンクの入力は，Ｋ個の信号ｙ１〜ｙＫに対応する拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓＫ（ｔ）で，その出力である相関係数が明示的に示されるので，今後の説明は，相関係数整合フィルタバンクではなく，それと等価な変形整合フィルタバンクを使って行う。観測窓長Ｎ＝２の場合には，整合フィルタの数において，両者の違いは無いので，実際に変形整合フィルタバンクを使っても実用上問題はない。但し，Ｎ＞２では，整合フィルタの数の点で，実際には，相関係数整合フィルタバンクを使用する方が有利である。
【００８８】
図１０は，拡散信号生成部４の構成例で，受信信号に対して，同期捕捉（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）および同期保持（ｔｒａｃｋｉｎｇ）を行って，受信信号を整合フィルタバンク３で逆拡散するための拡散信号ｆ１（ｔ）〜ｆＬ（ｔ）を生成する。それと同時に，相関係数行列生成部で相関係数行列を生成するための拡散信号ｇ１（ｔ）〜ｇＬ（ｔ）を生成する。拡散信号ｇ１（ｔ）〜ｇＬ（ｔ）は，拡散信号ｆ１（ｔ）〜ｆＬ（ｔ）に対して，一定時間シフトしているだけで，同じ拡散コードから生成される。拡散信号の時間を任意の時間シフトさせた拡散信号を生成するには，例えば，図１０に示す例（周期３１のＭ系列）の場合，線形帰還シフトレジスタの内容を，遅れまたは進めたい時間だけ基準時刻とずれた時刻で初期値を設定することにより，任意の時間だけ時間シフトした拡散信号を生成することができる。または，基準時刻におけるシフトレジスタの内容と時間シフト量との関係はあらかじめ分かっているので，基準時刻でシフトレジスタの内容を適当に書き換えても，所望の拡散信号を得ることができる。シフトされる時間の量は，復号遅延（観測窓長Ｎのシステムでは，平均Ｎ／２の復号遅延が生じる）と相関係数行列の逆行列の演算に要する時間を考慮して決められる。
【００８９】
（１）第１の形態
図１１は，第１の形態による無線基地局装置１２０の，特にマルチユーザ受信部の構成を示すブロック図である。この図は，図５に示した無線基地局受信装置と基本的に同じ構成であるが，図５に示した，相関係数生成部１０と逆行列演算部１４とが一体化され，希望信号の１ビットを復号するのに関与する，希望信号と干渉信号のビット総数をＫとすると，Ｋ個の重み係数生成部５１〜５Ｋ，で構成され，またＫ個の線形結合部（または内積部）６１〜６Ｋ，およびＫ個の判定回路７１〜７Ｋを有する。
【００９０】
図１１には，重み係数生成部，線形結合部，および判定回路をそれぞれＫ個ずつ設けて，Ｋ個のビットのすべてを復号する構成を示しているが，Ｋ個のビットのうちＭ個（１≦Ｍ＜Ｋ）を復号する場合には，重み係数生成部，線形結合部，および判定回路はそれぞれＭ個ずつとなる。
【００９１】
尚，今後は，特別に断らない限り，希望信号のビット番号を１として説明する。
【００９２】
重み係数生成部５１〜５Ｋは，入力されたＬ個の拡散信号ｇ１（ｔ）〜ｇＬ（ｔ）のＫ個の受信信号ビットに対応する部分である，Ｋ個の拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓＫ（ｔ）に基づいて行列Ｒ＋の各要素ｒｉｊ（ｉ＝１〜Ｋ，ｊ＝１〜Ｋ）を生成し，出力する。具体的には，第ｉ番目の重み係数生成部５ｉは，行列Ｒ＋の第ｉ行のＫ個の要素ｒｉ１〜ｒｉＫを生成し，生成した要素ｒｉ１〜ｒｉＫを第ｉ番目の線形結合部６ｉに与える。
【００９３】
図１２は，重み係数生成部５１〜５Ｋのうち，重み係数生成部５１の構成を示すブロック図である。重み係数生成部５１は，第１係数生成部５０１から第Ｋ重み係数生成部５０ＫまでのＫ個の重み係数生成部を有する。
【００９４】
各重み係数生成部には，Ｋ個の拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓＫ（ｔ）が共通に入力される。また，各重み係数生成部には，全ての重み係数生成部の各出力信号が入力される。但し，それぞれの出力は，それぞれの重み係数生成部の内部で既に結合している（入力元の無い矢印がそのことを示している）。すなわち，第ｊ重み係数生成部５０ｊ（ｊ＝１〜Ｋ）には，第ｊ重み係数生成部５０ｊの出力信号ｒ１ｊを除く出力信号ｒ１１〜ｒ１ｊ−１，ｒ１ｊ＋１〜ｒ１Ｋが入力される。
【００９５】
第ｊ重み係数生成部５０ｊは，入力されるこれらの信号と拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓＫ（ｔ）に基づいて，行列Ｒ＋の第１行第ｊ列の要素ｒ１ｊを生成し，出力する。
【００９６】
ＭＭＳＥ補正部８は，受信信号から背景雑音電力密度σ２，と整合フィルタバンク３の出力ｙ１〜ｙＫに対応するビット当たりの推定受信電力の比である，上記式（１３）の補正値αｉを求め，重み係数生成部５１〜５Ｋに与える。
【００９７】
図１３は，重み係数生成部５１の第１係数生成部５０１の詳細な構成を示すブロック図である。第１係数生成部５０１は，相関係数生成部５１１，線形結合部５１２，および帰還部５１３からなる。
【００９８】
相関係数生成部５１１は，前述した変形整合フィルタバンク（図９参照）と同じ機能を有し，Ｋ個の乗算器５１ａ１〜５１ａＫ，Ｋ個のＭＦ（整合フィルタ）５１ｂ１〜５１ｂＫ，およびＫ個のＳＨＣ（サンプルホールド回路）５１ｃ１〜５１ｃＫを有する。線形結合部５１２は，線形結合部６１〜６Ｋ（後に詳述）のそれぞれと同じ構成を有し，Ｋ個の乗算器５１ｄ１〜５１ｄＫおよび合成器（合成器）５１ｅを有する。
【００９９】
帰還部５１３は，減算器５１ｆ，反転増幅器５１ｇ，帰還ループフィルタ（低域フィルタ，ＬＰＦ）５１ｈ，および合成器５１ｍを有する。
【０１００】
相関係数生成部５１１の乗算器５１ａ１〜５１ａＫのそれぞれの第１入力端子には，拡散信号ｓ１（ｔ）が共通に入力される一方，第２入力端子には，拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓＫ（ｔ）がそれぞれ入力される。したがって，乗算器５１ａｊは，拡散信号ｓ１（ｔ）とｓｊ（ｔ）とを乗算し，積ｓ１（ｔ）ｓｊ（ｔ）を出力する。
【０１０１】
ＭＦ５１ｂ１〜５１ｂＫは，乗算器５１ａ１〜５１ａＫの出力信号を１ビットの長さＴに亘って，それぞれ積分（フィルタリング）し，積分結果をＳＨＣ５１ｃ１〜５１ｃＫにそれぞれ出力する。ＳＨＣ５１ｃ１〜５１ｃＫは，ＭＦ５１ｂ１〜５１ｂＫが１ビットの長さの積分をそれぞれ完了した時点の出力信号の値をサンプリングしその値を保持して出力する。したがって，ＳＨＣ５１ｃｉの出力信号は，上記式（２）から，相関係数行列Ｒの第ｉ行第１列の要素（相関係数）ａｉ１となる。すなわち，ＳＨＣ５１ｃ１〜５１ｃＫからは，相関係数行列Ｒの第１列の相関係数ａ１１〜ａＫ１が出力される。ＳＨＣ５１ｃ１の出力ａ１１は，伝送レートが決まれば定まる定数で，ビット毎に変化することが無いので乗算器５１ａ１から，ＳＨＣ５１ｃ１までの回路は省略してもよい。これらの相関係数ａ１１〜ａＫ１は，線形結合部５１２の乗算器５１ｄ１〜５１ｄＫの第１入力端子にそれぞれ入力される。ＨＣ５２ｃ１の出力は，ＭＭＳＥ補正値をα１とすると（１＋α１）倍されて出力される。乗算器５１ｄ１〜５１ｄＫの第２入力端子には，行列Ｒ＋の第１行の要素に対応するｒ１１〜ｒ１Ｋ（これらの値を，今後，重み係数ｘ１〜ｘＫとも呼ぶ）がそれぞれ入力される。
【０１０２】
要素ｒ１１は，第１係数生成部５０１の帰還部５１３の出力信号がフィードバックされたものである。要素ｒ１２〜ｒ１Ｋは，図６に示すように，第２係数生成部５０２から第Ｋ重み係数生成部５０Ｋの各出力信号である。
【０１０３】
乗算器５１ｄ１〜５１ｄＫは，第１入力端子および第２入力端子からそれぞれ入力された信号を乗算し，乗算結果を合成器５１ｅに与える。合成器５１ｅは，乗算器５１ｄ１〜５１ｄＫから与えられたＫ個の乗算結果を合成し，合成結果を帰還部５１３に与える。乗算器５１ｄ１〜５１ｄＫの乗算結果として，Ｋ個の乗算結果ａ１１（１＋α１）ｒ１１，ａ２１ｒ１２，…，ａＫ１ｒ１Ｋが得られ，合成器５１ｅによる合成結果として，ａ１１（１＋α１）ｒ１１＋ａ２１ｒ１２＋…＋ａＫ１ｒ１Ｋが得られる。この合成結果は，上記連立方程式（１２）の第１式の左辺に対応する。
【０１０４】
合成器５１ｅの出力信号は，減算器５１ｆによって，定数ａ１１が減じられて，減算結果を反転増幅器５１ｇに入力する。反転増幅器５１ｇは，入力信号を利得−Ｇで増幅（反転増幅）して出力する。
【０１０５】
反転増幅器５１ｇの出力信号は，ＬＰＦ５１ｈを介して合成器５１ｍ入力され，帰還ループの初期値である，定数１／（１＋α１）が加えられる。この合成結果が，第１係数生成部５０１の出力となるとともに，乗算器５１ｄ１の第２入力端子に入力さる。
【０１０６】
この結果，線形結合部５１２と帰還部５１３とは，帰還ループを形成することになり，帰還部５１３の出力（すなわち第１係数生成部５０１の出力）は，帰還ループの収れん状態で，要素ｒ１１に収れんし，式（１２）で表せる連立方程式の解の１つ（要素ｒ１１）が求められる（帰還ループの動作原理は，後述する）。
【０１０７】
図１４は，重み係数生成部５１の第２係数生成部５０２の詳細な構成を示すブロック図である。第２係数生成部５０２は，相関係数生成部５２１，線形結合部５２２，および帰還部５２３を有する。
【０１０８】
相関係数生成部５２１は，前述した変形整合フィルタバンク（図９参照）と同じ機能を有し，Ｋ個の乗算５２ａ１〜５２ａＫ，Ｋ個のＭＦ５２ｂ１〜５２ｂＫ，およびＫ個のＳＨＣ５２ｃ１〜５１ｃＫを有する。線形結合部５２２は，線形結合部６１〜６Ｋ（後に詳述）のそれぞれと同じ機能を有し，Ｋ個の乗算器５２ｄ１〜５２ｄＫおよび合成器５２ｅを有する。
【０１０９】
帰還部５１３は，反転増幅器５２ｇおよび帰還ループフィルタ（低域フィルタ，ＬＰＦ）５２ｈを有する。
【０１１０】
相関係数生成部５２１の乗算器５２ａ１〜５２ａＫのそれぞれの第１入力端子には，拡散信号ｓ２（ｔ）が共通に入力される一方，第２入力端子には，拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓＫ（ｔ）がそれぞれ入力される。したがって，乗算器５２ａｊは，拡散信号ｓ２（ｔ）とｓｊ（ｔ）との乗算結果である積ｓ１（ｔ）ｓｊ（ｔ）を出力する。
【０１１１】
ＭＦ５２ｂ１〜５２ｂＫは，乗算器５２ａ１〜５２ａＫの出力信号を１ビット長Ｔの間，それぞれ積分（フィルタリング）し，積分結果をＳＨＣ５２ｃ１〜５２ｃＫにそれぞれ出力する。ＳＨＣ５２ｃ１〜５２ｃＫは，ＭＦ５２ｂ１〜５２ｂＫが１ビットの積分をそれぞれ完了した時点の出力信号の値をサンプリングし，保持して出力する。したがって，ＳＨＣ５２ｃｉの出力信号は，上記式（２）から，相関係数行列Ｒの第ｉ行第２列の要素（相関係数）ａｉ２となる。すなわち，ＳＨＣ５２ｃ１〜５２ｃＫからは，相関係数行列Ｒの第２列の相関係数ａ１２〜ａＫ２が出力される。ＳＨＣ５２ｃ１の出力ａ２２は，伝送レートが決まれば定まる定数で，ビット毎に変化することが無いので乗算器５２ａ２から，ＳＨＣ５２ｃ２までの回路は省略してもよい。但し，ＨＣ５２ｃ２の出力は，ＭＭＳＥ補正値をα２とすると（１＋α２）倍されて出力される。
【０１１２】
これらの相関係数ａ１２〜ａＫ２は，線形結合部５２２の乗算器５２ｄ１〜５２ｄＫの第１入力端子にそれぞれ入力される。乗算器５２ｄ１〜５２ｄＫの第２入力端子には，行列Ｒ＋の第１行の要素に対応するｒ１１〜ｒ１Ｋがそれぞれ入力される。
【０１１３】
要素ｒ１２（重み係数ｘ２）は，第２係数生成部５０２の帰還部５２３の出力信号がフィードバックされたものである。要素ｒ１１，ｒ１３〜ｒ１Ｋは，図１２に示すように，第１係数生成部５０１および第３重み係数生成部５０３から第Ｋ重み係数生成部５０Ｋの各出力信号である。
【０１１４】
乗算器５２ｄ１〜５２ｄＫは，第１入力端子および第２入力端子からそれぞれ入力された信号を乗算し，乗算結果を合成器５２ｅに与える。合成器５２ｅは，乗算器５２ｄ１〜５２ｄＫから与えられたＫ個の乗算結果を合成し，合成結果を帰還部５２３に出力する。乗算器５２ｄ１〜５２ｄＫの乗算結果として，Ｋ個の乗算結果ａ１２ｒ１１，ａ１２（１＋α２）ｒ１２，…，ａＫ２ｒ１Ｋが得られ，合成器５２ｅによる合成結果として，ａ１２ｒ１１＋ａ２２（１＋α２）ｒ１２＋…＋ａＫ２ｒ１Ｋが得られる。この合成結果は，上記連立方程式（１２）の第２式の左辺に対応する。
【０１１５】
合成器５２ｅの出力信号は，反転増幅器５２ｇに入力され，反転増幅された後，ＬＰＦ５２ｈを介して乗算器５２ｄ２の第２入力端子に入力される。また，ＬＰＦ５２ｈの出力が第２係数生成部５０２の出力ｒ１２となる。
【０１１６】
この結果，線形結合部５２２と帰還部５２３とは，帰還ループを形成することになり，帰還部５２３の出力値（すなわち第２係数生成部５０２の出力）は，帰還ループの収れん状態で，要素ｒ１２に収れんし，式（１２）で表せる連立方程式の解の１つ（要素ｒ１２）が求められる。
【０１１７】
第３重み係数生成部５０３から第Ｋ重み係数生成部５０Ｋも第２係数生成部５０２とほぼ同様の構成を有し，相関係数生成部の乗算器の第１入力端子に入力される拡散信号がそれぞれｓ３（ｔ）〜ｓＫ（ｔ）となる点，および，自己の出力信号がフィードバックされる線形結合部の乗算器がそれぞれ第３番目から第Ｋ番目の乗算器になる点が異なるだけで，それぞれ要素ｒ１３〜ｒ１Ｋを出力する（これらの出力を，重み係数ｘ３〜ｘＫとも呼ぶ）。
【０１１８】
したがって，これら第３重み係数生成部５０３から第Ｋ重み係数生成部５０Ｋの説明は省略する。また，重み係数生成部５２〜５Ｋについても，重み係数生成部５１と同様の構成を有するので，その説明を省略する。
【０１１９】
図１１に戻って，整合フィルタバンク３の出力ｙ１〜ｙＫは，線形結合部６１〜６Ｋに共通に入力される。重み係数生成部５１〜５Ｋの各出力は，線形結合部６１〜６Ｋのそれぞれに入力される。すなわち，重み係数生成部５ｉの出力ｒｉ１〜ｒｉＫは，線形結合部６ｉに入力される。線形結合部６１〜６Ｋは，これら入力された信号を線形結合する。
【０１２０】
図１５は，線形結合部６１の詳細な構成を示すブロック図である。線形結合部６１は，前述したように，第１係数生成部５０１の線形結合部５１２と同じ機能を有し，Ｋ個の乗算器６１ａ１〜６１ａＫおよび合成器６１ｂを有する。
【０１２１】
乗算器６１ａ１〜６１ａＫの第１入力端子には，整合フィルタバンク３の出力信号ｙ１〜ｙＫがそれぞれ入力され，第２入力端子には，重み係数生成部５１の出力信号ｒ１１〜ｒ１Ｋがそれぞれ入力される。乗算器６１ａ１〜６１ａＫは，第１入力端子および第２入力端子に入力された信号をそれぞれ乗算し，乗算結果を合成器６１ｂにそれぞれ出力する。
【０１２２】
合成器６１ｂは，乗算器６１ａ１〜６１ａＫの出力信号を合成する。この合成器６１ｂの合成結果はｙ１ｒ１１＋ｙ２ｒ１２＋…＋ｙＫｒ１Ｋとなり，この合成結果は上記式（８）の右辺であり，その値はＷ１ｄ１と雑音成分の和となる。この合成結果は，判定回路７１に入力され，判定回路７１からｄ１の判定結果Ｄ１が出力される。
【０１２３】
他の線形結合部６２〜６Ｋも，線形結合部６１と同じ構成で，Ｗ２ｄ２〜ＷＫｄＫとそれぞれの雑音成分の和をそれぞれ出力する。そして，これらの出力は，判定回路７２〜７Ｋにそれぞれ入力され，判定回路７２〜７Ｋから判定結果としてＤ２〜ＤＫ（ｄ２〜ｄＫの判定結果の値）がそれぞれ出力され，復相関形受信が行われる。
【０１２４】
以上，第１の形態における，無線基地局装置１２０の装置の構成を説明したが，次に，この様な構成で，なぜマルチユーザ受信が可能となるかについて，原理の説明を行い，シミュレーションによって動作の確認を行った結果についても言及する。
【０１２５】
合成器５１ｅの出力が，ａ１１ｒ１１＋ａ２１ｒ１２＋…＋ａＫ１ｒ１Ｋに，また合成器５２ｅの出力が，ａ１２ｒ１１＋ａ２２ｒ１２＋…＋ａＫ２ｒ１Ｋになることは，既に述べた。合成器５１ｅの出力は，帰還部５１３において，第１の定数（ここでは，ａ１１とする）が引かれ，反転増幅器，帰還ループフィルタを経て，第２の定数（ここでは，１＋α１の逆数）が合成されて，線形結合部に戻され，全体で帰還ループを形成している。初期値として第２の定数を与えてループを起動し，一定時間が経過した後に，定常状態に達するが，このとき，線形結合部５１２と帰還部５１３とで形成される帰還ループの利得を−Ｇ１とすると，次の式（１４）が成り立つ。
【０１２６】
−Ｇ１［ａ１１（１＋α１）ｒ１１＋ａ２１ｒ１２＋…＋ａＫ１ｒ１Ｋ−ａ１１］
＝ｒ１１−１／（１＋α１）　　（１４）
【０１２７】
同様に，線形結合部５２２と帰還部５２３とで形成される帰還ループの利得を−Ｇ２とすると，次の式（１５）が成り立つ。
【０１２８】
−Ｇ２［ａ１２ｒ１１＋ａ２２（１＋α２）ｒ１２＋…＋ａＫ２ｒ１Ｋ］＝ｒ１２　　（１５）
【０１２９】
式（１４）と式（１５）の両辺をそれぞれの帰還ループ利得−Ｇ１，　−Ｇ２で割って，右辺を左辺に移項すれば，次の式（１６）と式（１７）になる。
【０１３０】
［ａ１１（１＋α１）＋１／Ｇ１］［ｒ１１−１／（１＋α１）］＋ａ２１ｒ１２＋…
＋ａＫ１ｒ１Ｋ＝０　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１６）
ａ１２ｒ１１＋［ａ２２（１＋α２）＋１／Ｇ１］ｒ１２＋…＋ａＫ２ｒ１Ｋ＝０　（１７）
【０１３１】
式（１７）を，他の第２係数生成部に関するものを含めて，一般化すると，式（１８）となる。
【０１３２】
ａ１ｊｒ１１＋ａ２ｊｒ１２＋…＋［ａｊｊ（１＋αｊ）＋１／Ｇ１］ｒ１ｊ＋…＋ａＫ１ｒ１Ｋ＝０
（ｊ＝２，３，…，Ｋ）　　　　　　　　（１８）
【０１３３】
式（１６）および式（１８）において，Ｇｊ＝∞（ｊ＝１，２，…，Ｋ）と置くと，これらの式は，次の様になる。
【０１３４】
ａ１１（１＋α１）ｒ１１＋ａ２１ｒ１２＋…＋ａＫ１ｒ１Ｋ＝ａ１１　　　　　　　　　　　（１９）
ａ１ｊｒ１１＋ａ２ｊｒ１２＋…＋ａｊｊ（１＋αｊ）ｒ１ｊ＋…＋ａＫ１ｒ１Ｋ＝０
（ｊ＝２，３，…，Ｋ）（２０）
【０１３５】
受信信号の整合フィルタバンク３の出力である，Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）と，重み係数生成部の出力である（ｒ１１，ｒ１２，…，ｒ１Ｋ）とを線形結合部６１で線形結合した結果を，Ｂ＝ｙ１ｒ１１＋ｙ２ｒ１２＋…＋ｙＫｒ１Ｋとすると，Ｂは，干渉信号成分が零となる（復相関受信）か，抑圧されている（ＭＭＳＥ受信）かになることは，既に述べたがが，その理由は次の通りである。Ｋ個の値（ｙ１，ｙ２，…，ｙＫ）を，式（３）を使って展開し，Ｂを求めると，式（２１）となる。
【０１３６】
Ｂ＝Ｗ１ｄ１［ａ１１（１＋α１）ｒ１１＋ａ２１ｒ１２＋…＋ａＫ１ｒ１Ｋ］
＋Ｗ２ｄ２［ａ１２ｒ１１＋ａ２２（１＋α２）ｒ１２＋…＋ａＫ２ｒ１Ｋ］＋…
＋ＷＫｄＫ［ａ１Ｋｒ１１＋ａ２Ｋｒ１２＋…＋ａＫＫ（１＋αＫ）ｒ１Ｋ］＋…
＋ｚ１ｒ１１＋ｚ２ｒ１２＋…＋ｚＫｒ１Ｋ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２１）
【０１３７】
式（２１）に，式（１９）と式（２０）を代入すると，Ｂは，次の式（２２）になる。
【０１３８】
Ｂ＝Ｗ１ｄ１ａ１１（１−α１ｒ１１）−Ｗ２ｄ２ａ２２α２ｒ１２−…−ＷＫａＫＫαＫｒ１ＫｄＫ＋ｚ１ｒ１１＋ｚ２ｒ１２＋…＋ｚＫｒ１Ｋ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２２）
【０１３９】
式（２２）から，α１＝α２＝…＝αＫ＝０，すなわち，背景雑音電力を零とおくと，式（２２）の右辺の第１項の，Ｗ１ｄ１ａ１１，すなわち，希望信号と雑音成分だけとなって，復相関受信が行われることが分かる。αｊを，背景雑音電力密度とビット番号ｊのビット当たりの推定受信信号電力とすると，干渉信号電力と背景雑音電力の和が最小となる，ＭＭＳＥ受信が行われることは，既に述べた。
【０１４０】
また，式（１９）の右辺のａ１１を１と置いて，式（２０）と合わせて，式（１２）と比較すると，両者が一致することからも，これまで述べてきた受信機で，復相関形受信が行われることが分かる。
【０１４１】
ａ１１を１と置いてよいことは，次のようにして，説明される。まず，相関係数行列の対角要素は，式（２）から，次の式（２３）で表される。
【０１４２】
【数１５】
2004135099.tif 000017
【０１４３】
ここでは，希望信号ビットの始まりをｔ＝０とした。
【０１４４】
式（２３）から分かるように，ａｊｊすなわち，相関係数行列の対角要素は，ビットレート（１／Ｔ）によって決まる。従って，単一レートのシステムでは，対角要素が全て同じになり，その値は，線形結合部６のレベルを相対的に変えるだけなので，通常はその値を１として取り扱う場合が多い。本発明は，単一レートのみならず，マルチレートにも適用できるので，相関係数行列の対角要素がすべて同じとは限らないので，明細書の記載は，対角要素を変数表示のまま残してある。
【０１４５】
相関係数行列の対角要素ａｊｊが，ビットレート（１／Ｔｊ）によって決まる定数なので，ａｊｊを求めるための乗算器と整合フィルタを省略できる。また，対角要素ａｊｊまたは，それをＭＭＳＥ補正した，ａｊｊ（１＋αｊ）とｒ１ｊとの乗算を行う線形結合部における乗算器も，レベル変換器と置き換える（あるいは，低速で動作する乗算器と解釈する）ことが可能である。
【０１４６】
以上は，帰還ループ利得Ｇｊ＝∞（ｊ＝１，２，…，Ｋ）として，話を進めた。しかし，帰還ループ利得が小さくなると，演算誤差が生じるので，次に，この誤差が生じない方法（利得補正）について述べる。
【０１４７】
図１６（Ａ）は，第１係数生成部に，利得補正を施したもので，合成器５１ｎの出力をｒ１１´とし，これを元の線形結合部に戻して，帰還ループを形成するとともに，ＬＰＦ５１ｈの出力（ｒ１１´−１／（１＋α１））をｃ１倍し，それに１／（１＋α１）を加えたものを，ｒ１１として，他のＫ−１個の第２係数生成部に接続している。ｒ１１´とｒ１１の関係は，次の式（２４）で表される。
【０１４８】
［ｒ１１´−１／（１＋α１）］ｃ１＝ｒ１１−１／（１＋α１）　　　　　　　　　　（２４）
【０１４９】
ここに，ｃ１は，次の式（２５）で表される。
【０１５０】
ｃ１＝１＋１／ａ１１／（１＋α１）／Ｇ１　　　　　　　　　　　（２５）
【０１５１】
ｒ１１´に関しては，式（１６）において，ｒ１１と置き替えたものであるから，次の式（２６）が成り立つ。
【０１５２】
［ａ１１（１＋α１）＋１／Ｇ１］［ｒ１１´−１／（１＋α１）］
＋ａ２１ｒ１２＋…＋ａＫ１ｒ１Ｋ＝０　　　　　　　　　　　　　　　　（２６）
【０１５３】
式（２６）に，式（２４）を代入すると，次の式（２７）になる。
ａ１１（１＋α１）ｒ１１＋ａ２１ｒ１２＋…＋ａＫ１ｒ１Ｋ＝ａ１１　　　　　　（２７）
【０１５４】
式（２７）では，Ｇ１に関する項が相殺された結果，Ｇ１が無限大である場合と同じく，誤差の無い出力が得られることが分かる。図１６（Ｂ）は，図１６（Ａ）と等価な回路で，帰還部の出力をそのまま，他のＫ−１個の重み係数生成部に接続し，帰還ループ内の元の線形結合部へ戻す際に，そのレベルを１／ｃ１倍したものである。
【０１５５】
利得補正の他の方法を図１７に示す。式（１６）に戻ると，利得Ｇ１の影響を除くには，この式の左辺に，−［ｒ１１−１／（１＋α１）］／Ｇ１を加えるのでもよいことが分かる。但し，加える場所は，合成器の入力から反転増幅器の入力の間とするか，または，−［ｒ１１−１／（１＋α１）］／Ｇ１を−Ｇ１倍して反転増幅器の出力に加えても同じであって，図１７は，この考えに基づいて構成したものである。尚，ＬＰＦ５１ｈの入出力で局所的にループが形成されるので，各所のレベル合わせを行って，帰還利得を調整する必要がある。増幅器５１ｑは，ＬＰＦには損失があって，それを補うために挿入したが，ＬＰＦがアクティブ素子で構成されていて利得があれば，増幅器５１ｑは，減衰器となる場合もある。
【０１５６】
以上で，帰還ループ利得が小さい場合にも，逆行列要素の演算誤差が生じない方法について述べたが，次は，線形結合部に関する，いくつかの変形例について説明する。
【０１５７】
図１８（Ａ）と図１３では，ａ１１（１＋α１）ｒ１１を乗算器５１ｄ１で作り出すのに，（１＋α１）の乗算をどちらの入力側で行うか，が違っている。図１３では，相関係数行列生成部側で行い，図１８（Ａ）では，重み係数生成部側で行っているが，何れも，式で表せば同じであるので，等価回路と言える。
【０１５８】
図１８（Ａ）と（Ｂ）とは，ＭＭＳＥ補正を，帰還ループの中で行うか，求まった重み係数を，他のＫ−１個の重み係数部に分配する側で行うかの違いであるが，これも式で表せば同じなので，互いに等価である。
【０１５９】
図１９も，ＭＭＳＥ補正に関する変形例で，ａ１１（１＋α１）ｒ１１を作り出すのに，ａ１１ｒ１１とａ１１α１ｒ１１とを加え合わせる（図１９）か，ａ１１ｒ１１と乗じるか（図１３）の相違であって，式で表せば同じなので，互いに等価である。
【０１６０】
図２０は，図１３に示した，第１係数生成部の変形例である。図１３においては，線形結合部の合成器５１ｅの出力から，減算器５１ｆで，第１の定数ａ１１を減じてから，ＬＰＦ５１ｈの出力で，第２の定数を加える構成になっているが，図２０においては，合成器５１ｅの出力から，第１の定数を減じないで，帰還ループを形成し，第２の定数の合成を，帰還ループの外で行った結果を，他のＫ−１この，重み係数生成部に結合している。両者が等価であることは，次のように説明できる。
【０１６１】
先ず，ＬＰＦ５１ｈの出力を，ｒ１１´とすると，次の式（２８）が成り立つ。
ａ１１（１＋α１）ｒ１１´＋ａ２１ｒ１２＋…＋ａＫ１ｒ１Ｋ＝０　　　　　　　（２８）
ｒ１１´とｒ１１との差は，合成器５１ｍによる，第２の定数１／（１＋α１）の違いであるから，次の式（２９）が成り立つ。
ｒ１１´＝ｒ１１−１／（１＋α１）　　　　　　　　　　　　　　　　　（２９）
式（２９）式を式（２８）に代入し，左辺に生じたａ１１を右辺に移項すれば，式（１９）となるので，図１３と図２０の回路は，互いに等価である。
図１６，図１７，図１８および図１９を使った説明は，希望信号ビットに対する重み係数ｒ１１（ｘ１）を求める回路に付いてであったが，干渉信号ビットに対応する重み係数を求める回路に付いては，減算器５１ｆと合成器５１ｍに相当する部分がないだけで，同じ手法が適用できるので，説明と図示を省略した。
【０１６２】
次に，第１の形態で説明した構成によって，回路が正しく動作するかどうかをシミュレーションによって確認した結果について，図２１，図２２，図２３，図２４および図２５を使って説明する。
【０１６３】
モデルは，観測窓長Ｎ＝２，　　ユーザ数Ｌ＝２，　Ｋ＝ＮＬ＝４（ビットｄ１〜ｄ４），帰還ループ利得補正は，図２０に示した手法を用いた，簡単な場合で，逆行列の要素ｒ１１，ｒ１２，ｒ１３およびｒ１３（重み係数ｘ１〜ｘ４）の収れんの様子を調べたものである。
【０１６４】
図２１は，ビットｄ１〜ｄ４とそれに対応する拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓ４（ｔ）ならびに相関係数を求めるのに必要な，拡散信号の積ｓ１（ｔ）ｓ２（ｔ），ｓ２（ｔ）ｓ３（ｔ），ｓ３（ｔ）ｓ４（ｔ）の波形を示している。図２２（ａ）は，拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓ４（ｔ）を，図２２（ｂ）は，に拡散信号の積ｓ１（ｔ）ｓ２（ｔ），ｓ２（ｔ）ｓ３（ｔ）およびｓ２（ｔ）ｓ３（ｔ）をそれぞれ数値により示している。図２２（ｃ）は，あらかじめコンピュータで求めた相関係数行列Ｒとその逆行列Ｒ−１の具体的な数値を示している。
【０１６５】
ここでは，希望信号のビット番号を３とし，時刻ｔ＝０で，重み係数ｘ３の初期値を１，他の重み係数の初期値を０と置いて帰還ループを動作したときの，重み係数ｘ１〜ｘ４（ｒ１１，ｒ１２，ｒ１３およびｒ１４）の時間変化を，シミュレーションにより求めると，図２３に示すグラフとなる。横軸の時間τは帰還ループフィルタの時定数により正規化した時間を示している。モデルが簡単なので，収れん値と初期値の差が小さく，収れん状況が分かりにくいので，重み係数ｘ１〜ｘ４そのそれぞれの厳密解からの偏差を示したのが，図２４である。この図から，帰還ループフィルタの時定数の数倍の時間をかければ，全ての重み係数が厳密解に収れんすることが分かる。図２５は，重み係数を，帰還ループの外，すなわち他の重み係数回路に与える場合に，一部を帰還ループフィルタの入力から，取り出して，高速化を図った例である。図２４および図２５から，帰還ループフィルタの時定数を充分小さい値を選べば，重み係数を求める時間を１ビット長以下にすることが可能なことが分かる。
【０１６６】
（２）第２の形態
重み係数生成部５１〜５Ｋのそれぞれは，第１係数生成部５０１から第Ｋ重み係数生成部５０Ｋを有する（図１２参照）。これら第１係数生成部５０１から第Ｋ重み係数生成部５０Ｋのそれぞれは，相関係数生成部５１１または５２１を有し，相関係数行列の第１列の要素ａ１１〜ａＫ１から第Ｋ列の要素ａ１１〜ａＫ１をそれぞれ出力する。すなわち，重み係数生成部５１〜５Ｋのいずれもが，相関係数行列の第１列の要素ａ１１〜ａＫ１から第Ｋ列の要素ａ１１〜ａＫ１（すなわち相関係数行列のすべての相関係数）を生成する。
【０１６７】
したがって，重み係数生成部５１〜５Ｋにおける相関係数生成部を１つの回路にまとめることができるので，重み係数生成部５１〜５Ｋに代えて，相関係数生成部１０およびＫ個の重み係数演算部１１１〜１１Ｋで構成したのが図２６に示した第２の形態である。尚，整合フィルタバンクについては，これまで，変形整合フィルタバンク（図９）を使って説明したが，これからは，相関係数整合フィルタバンク（図８）を使って説明する。
【０１６８】
相関係数生成部１０は，Ｋ×Ｋ個の相関係数ａ１１〜ａＫＫを生成し，生成した相関係数ａ１１〜ａＫＫを重み係数演算部１１１〜１１Ｋに共通に与える。重み係数演算部１１１〜１１Ｋは，相関係数生成部１０から与えられた相関係数ａ１１〜ａＫＫに基づいて行列Ｒ＋の第１行の要素ｒ１１〜ｒ１Ｋから第Ｋ行の要素ｒＫ１〜ｒＫＫをそれぞれ求め，線形結合部６１〜６Ｋにそれぞれ与える。
【０１６９】
図２７は，相関係数生成部１０の詳細な構成を示すブロック図である。相関係数生成部１０は，Ｌ個の相関係数整合フィルタバンク１０ａ１〜１０ａＬを有する。
【０１７０】
これらの相関係数整合フィルタバンク１０ａ１〜１０ａＬには，拡散信号ｇ１（ｔ）〜ｇＬ（ｔ）が入力され，相関係数整合フィルタバンク１０ａ１〜１０ａは，入力された拡散信号に基づいて第１列の相関係数ａ１１〜ａＫ１から第Ｋ列の相関係数ａ１Ｋ〜ａＫＫまでを出力する。回路１０ｓは，これらの出力を並べ替えて出力する。
【０１７１】
図２８は，重み係数演算部１１１の詳細な構成を示すブロック図である。重み係数演算部１１１は，Ｋ個の線形結合部１１ａ１〜１１ａＫおよびＫ個の帰還部１１ｂ１〜１１ｂＫを有する。
【０１７２】
線形結合部１１ａ１は図１３に示す第１係数生成部５０１の線形結合部５１２と同じ構成を有し，帰還部１１ｂ１は図１２に示す帰還部５１３と同じ構成を有する。また，線形結合部１１ａ１に入力される信号も，線形結合部５１２に入力される信号と同じである。したがって，帰還部１１ｂ１からは，行列Ｒ＋の要素ｒ１１が出力される。
【０１７３】
線形結合部１１ａ２および帰還部１１ｂ２は，図１４に示す線形結合部５２２および帰還部５２３とそれぞれ同じ構成を有し，線形結合部１１ａ２に入力される信号も線形結合部５２２に入力されるものと同じである。したがって，帰還部１１ｂ２からは，要素ｒ１２が出力される。
【０１７４】
同様にして，線形結合部１１ａ３（図２８には図示略）〜１１ａＫはいずれも，線形結合部５２２と同じ構成を有し，帰還部１１ｂ３〜１１ｂＫはいずれも，帰還部５２３と同じ構成を有する。したがって，帰還部１１ｂ３〜１１ｂｋからは，要素ｒ１３〜ｒ１Ｋがそれぞれ出力される。
【０１７５】
（３）第３の形態
第３の形態における，無線基地局の構成は，図１１に示した第１の形態による無線基地局装置の構成と基本的に同じであるが，重み係数生成部５１〜５Ｋを変換し，回路規模を更に小さくしたものである。
【０１７６】
まず，第１の形態における重み係数生成部と，第３の形態における重み係数生成部の違いを理解するために，前者から後者への回路の変換の過程を順を追って説明し，後に式を使って動作原理の説明を行う。
【０１７７】
図２９から図３２は，重み係数生成部５１の第１係数生成部５０１の変換のステップを示している。
【０１７８】
まず，第１ステップとして，図１３に示すＳＨＣ５１ｃ１〜５１ｃＫを除去し，第１係数生成部５０１を図２９に示す構成に変形する。ＳＨＣ５１ｃ１〜５１ｃＫの除去によっても除去前と等価な動作を行わせるためには，ＭＦ５１ｂ１〜５１ｂＫの積分時間が，ＳＨＣ５１ｃ１〜５１ｃＫによって積分結果が保持される時間だけ延長すればよい。
【０１７９】
続いて，第２ステップとして，図３０に示すように，ＭＦ５１ｂ１〜５１ｂＫと乗算器５１ｄ１〜５１ｄＫとの順序を入れ替える。重み係数ｘ１（ｒ１１）の値が，ＭＦ５１ｂ１〜５１ｂＫの積分時間（０≦ｔ≦Ｔ）内で一定であれば，この変換は等価変換であるが，実際には，ｘ１の値は，時間と共に変化するので，この変換は，等価でなく近似変換である。但し，後述する手法を用いることで，発生する近似誤差は，実用上問題ない範囲に抑えることができる。ＭＦ５１ｂ１０
は，図２９には無かったものであるが，図３０では，減算器５１ｆの入力を作り出すために追加した。
【０１８０】
続いて，第３ステップとして，図３１に示すように，加算器５１ｅの前段にあるＭＦ５１ｂ１〜５１ｂＫを加算器５１ｅの後段に移動し，後段にあるＬＰＦ５１ｈと置き換える。このことによって，Ｋ個のＭＦ５１ｂ１〜５１ｂＫを１つのＭＦ５１ｂに削減することができる。ＬＰＦ５１ｈをＭＦ５１ｂに置き換えることによって，帰還ループの処理時間が長くなるが，後述するように，このことも問題とならない。
【０１８１】
続いて，第４ステップとして，図３２に示すように，乗算器５１ａ１〜５１ａＫが加算器５１ｅの後段に移動される。移動の結果，Ｋ個の乗算器５１ａ１〜５１ａＫを１つの乗算器５１ａに削減することができる。これにより，第１係数生成部５０１の変換が終了する。
【０１８２】
第２係数生成部５０２についても同様の変換を行うことにより，図３３に示す回路が得られ，第３係数生成部５０３から第Ｋ係数生成部５０Ｋについても，図３３と同様の回路が得られる。
【０１８３】
図３２と図３３を比較すると，第１係数生成部５０１の乗算器５１ｄ１〜５１ｄＫおよび加算器５１ｅと，第２係数生成部５０２の乗算器５２ｄ１〜５２ｄＫおよび加算器５２ｅは共通となるので，この共通部分については，全体で１つ使うだけでよいことになる。また，図示を省略するが，第３係数生成部５０３から第Ｋ係数生成部５０Ｋも図３３に示す第２係数生成部５０２と同じ構成を有するので，これらの乗算器および加算器の部分は共通にできる。
【０１８４】
したがって，第１係数生成部５０１から第Ｋ係数生成部５０ＫのそれぞれにおけるＫ個の乗算器および１つの加算器は１つにまとめることができる。図３４は，これらを１つにまとめた第３の形態による重み係数生成部５１の詳細な構成を示すブロック図である。
【０１８５】
この重み係数生成部は，各係数生成部の乗算器および加算器が１つにまとめられた線形結合部５００と，重み係数ｘ１〜ｘＫ（ｒ１１〜ｒ１Ｋ）をそれぞれ出力する帰還部５０１１〜５０１Ｋを有する。
【０１８６】
帰還部５０１１は，図３２の加算器５１ｅの後段に配置された加算器５１ｐから加算器５１ｍまでの構成要素を有する。帰還部５０２２は，図３３の加算器５２ｅの後段の加算器５２ｐからＭＦ５２までの構成要素を有する。他の帰還部５０１３〜５０１Ｋも帰還部５０１２と同じ構成を有する。
【０１８７】
他の重み係数生成部５２〜５Ｋについても，同様の構成とすることができる。ただし，第ｊ係数生成部５ｊでは，帰還部５０１１と同じ構成を有する帰還部がｊ番目の要素ｒｊｊを出力する部分に配置され，それ以外の要素を出力する部分に帰還部５０１２と同じ構成を有する帰還部が配置される。また，この帰還部では，定数１／（１＋α１）　に代えて定数１／（１＋αｊ）　が加算器に入力される。
【０１８８】
図３３に示す重み係数生成部は，帰還部５０１１〜５０１Ｋおよび線形結合部５００の左右の配置を入れ替えることにより，図３４にように表すこともできる。式（１２）において，ｒ１１＝ｘ１，ｒ１２＝ｘ２，…，ｒ１Ｋ＝ｘＫと置きかえ，相関係数を積分表示にもどしてみると，次の式（３０）になる。
【０１８９】
【数１６】
2004135099.tif 000018
【０１９０】
積分区間は，となっているが，拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓＫ（ｔ）は，ある有限な区間で−１か＋１（非零）であるが，その前後で零であるから，積分はある有限な区間で行われる。
式（１００）において，重み係数ｘ１，ｘ２，…，ｘＫが，時間によって変化しない場合は，積分の内側にいれて見ると，次の式（３１）になる。
【０１９１】
【数１７】
2004135099.tif 000019
【０１９２】
次に，拡散信号と重み係数を線形結合したものを，拡張拡散信号と定義すると，拡張拡散信号は，次の式（３２）で表せる。
【０１９３】
【数１８】
2004135099.tif 000020
【０１９４】
式（３２）を使って，式（３１）を表すと，次の式（３３）になる。
【０１９５】
【数１９】
2004135099.tif 000021
【０１９６】
第１の形態で用いた手法では，式（１２）を，図１３および図１４に示す回路形式によって，式（１４）および式（１５）の様に変形し，ｒ１１（ｘ１），ｒ１２（ｘ２），…，ｒ１Ｋ（ｘＫ）を求めた。同じ考えを，式（３３）に適用すると，次の式（３４）となる。
【０１９７】
【数２０】
2004135099.tif 000022
【０１９８】
式（３４）は，図３５に対応していて，線形結合部５００が拡張拡散信号ｑ１（ｔ）を出力し，帰還部５０１１の出力が，式（３４）の第１行の左辺と対応している。帰還部５０１１〜５０１Ｋの出力は，式（３４）の第２行の左辺に対応している。
【０１９９】
図３５の回路が，最初は，整合フィルタの出力が零の状態から起動し，定常状態に達するまでの間，重み係数ｘ１，ｘ２，…，ｘＫの値は，初期値から収れん値まで，変化する。
【０２００】
式（３０）を式（３１）に変形（図２９から図３０への変換に対応）できたのは，重み係数ｘ１，ｘ２，…，ｘＫすが，時間によって変化しないと仮定したからである。
【０２０１】
従って，図１３および図１４に示す回路形式によって求められる重み係数ｘ１，ｘ２，…，ｘＫが，厳密解であるのに対して，図３４または図３５に示す回路形式から求まる重み係数ｘ１，ｘ２，…，ｘＫは，近似解である。
近似解であっても，それらの値を用いることで，復相関受信が可能なことと，近似解を厳密解に近づける方法について説明する。
【０２０２】
式（１）で表される受信信号Ｙ（ｔ）に，式（３２）で表される拡張拡散信号ｑ１（ｔ）を乗じて整合フィルタに通した結果をＳとすると，Ｓは，次の式（３５）で表せる。
【０２０３】
【数２１】
2004135099.tif 000023
【０２０４】
式（３４）は，Ｇ＝∞とすると，式（３３）になるが，Ｇが小さい場合にも，利得補正を行えば，式（３３）で表せるので，式（３５）に，式（３３）を代入すると，次の式（３６）になる。
【０２０５】
【数２２】
2004135099.tif 000024
【０２０６】
式（３６）から，α１＝α２＝…＝αＫ＝０の場合には，整合フィルタ出力には，干渉信号成分が現れないことが分かる。但し，雑音成分については，積分期間中（すなわち，整合フィルタを通過中），重み係数が変化するので，従来方式によるものとは，異なってくる。
【０２０７】
α１，α２，…，αＫが零で無い場合には，同様の理由で，従来のＭＭＳＥ受信機によるものと雑音成分が，変わってくる。
【０２０８】
次は，近似的に求まる重み係数を，厳密解に近づける方法について説明する。第１の方法は，観測窓長をＮとすると，整合フィルタの積分時間を（Ｎ＋１）Ｔとし，第１回の演算を，拡散信号ｇｊ（ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｌ）を使って０≦ｔ≦（Ｎ＋１）Ｔで行った後，第１回目の収れん値を第２回目の初期値とし，拡散信号として，第１回目で使った拡散信号よりも，（Ｎ＋１）Ｔ遅れた拡散信号ｇｊ（ｔ−（Ｎ＋１）Ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｌ）を使って，（Ｎ＋１）Ｔ≦ｔ≦２（Ｎ＋１）Ｔの間，第２回目の演算を行う。得られた重み係数の近似度が充分であれば，ここで演算を終えるが，近似度が充分でなければ，同じように，拡散信号ｇｊ（ｔ−２（Ｎ＋１）Ｔ）（ｊ＝１，２，…，Ｌ）を使って，第３回目の演算を行う。このようにすると，初期値として，前回よりもより厳密解に近い値を使うので，収れん値としては，前回よりもより厳密解に近いものが得られる。反復回数を増やせば，より厳密解に近い値を得ることができる。ただし，この方法だと，演算に要する時間は（Ｎ＋１）Ｔ×反復数となる。
【０２０９】
第２の方法は，整合フィルタとして，積分時間をビット長と同じＴとし，第一回の演算に要する時間帯を，長さＴの複数の区間，区間１，区間２，区間Ｐに分割し，区間毎に拡張拡散信号を生成した上，区間ｐの拡散信号の時間区間ｐと区間ｐ０の時間差だけシフトして，１回目の演算を区間ｐ０で行った後，周期Ｔで，演算を反復する方法である。この方法だと，１回の演算に要する時間はＴであり，全体の時間はＴ×反復数となり，第１の方法に比べて，演算時間が（Ｎ＋１）分の１に短縮される。第１の方法と，第２の方法に要する時間を比較したのが，図３６である。尚，この図においては，数字はビット番号ではなく，区間番号を表す。
【０２１０】
（４）第４の形態
第４の形態の無線基地局１２０の受信装置の構成図を図３７に示す。
【０２１１】
この装置の構成は，基本的に，第１の形態および第２の形態と同様であるが，変形拡散信号生成部１２を備え，前記２つの形態に使用した技術を基に，更に重み係数生成部の高速演算と装置の小型化を達成するものである。
【０２１２】
変形拡散信号生成部１２では，拡散信号生成部で生成される，相関係数生成用の拡散信号ｇ１（ｔ），ｇ２（ｔ），…，ｇＬ（ｔ）の他に，それらの拡散信号に対して，所定の時間だけ時間シフトした複数の拡散信号信号を生成する。時間シフトした拡散信号の生成方法に付いては，図１０を使って説明した方法と同様の方法が用いられる。これらの複数の拡散信号を，変形拡散信号Σｇｊ（ｔ）と呼ぶことにする。
【０２１３】
図４を，再び用いて説明すると，この図は，単一レートで，ユーザ数Ｌの受信信号間の非同期状態を図示したもので，受信信号の受信時刻は特定の時刻に集中することなく，一様に分布している場合のモデルで，受信機への到達時刻の早い順にビット番号が付与されている。図４（Ａ）は，観測窓長（Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ　Ｗｉｎｄｏｗ　Ｓｉｚｅ）Ｎ＝２で，Ｋ＝２Ｌの場合を，図４（Ｂ）は，観測窓長Ｎ＝３で，Ｋ＝３Ｌの場合を示している。
【０２１４】
ここで，図４（Ａ）において，希望信号ビットを第（Ｌ＋１）番目のビット（以下「ビットＬ＋１」と表す）とすると，観測窓長Ｎ＝２のシステムでは，希望ビットを復号するのに，ビット１の先頭からビット２Ｌの末尾まで，合計３ビットの時間を要することとなる。
【０２１５】
したがって，ビット１，Ｌ＋１，２Ｌ＋１，３Ｌ＋１というように，ユーザ信号１のビット列を連続的に復号するには，前述した無線基地局装置１２０における重み係数生成部の規模が３倍必要となる。同様に，観測窓長Ｎのシステムでは，希望信号ビットを復調するのに，Ｎ＋１ビットの時間を要するので，あるユーザ信号のビット列を連続的に復号するには，重み係数生成部の規模をＮ＋１倍必要になる。
【０２１６】
一方，受信される各ユーザ信号は，Ｎ＋１ビットの区間に広がっているものの，重み係数の演算時間帯は必ずしも受信信号と同期している必要がないことに着目し，変形拡散信号Σｇｊ（ｔ）を利用して重み係数の演算時間を特定の時間帯に集約して，１ビットの復号に要する時間を短縮した所に，第４の形態の特徴がある。
【０２１７】
第４の形態について，一例として，第３の形態で説明した技術に基づいて実施の形態を説明するが，第１，第２の形態で説明した相関係数生成にも同じように適用できる。
【０２１８】
まず，第４の形態の原理について，まず簡単なモデルで説明し，後に一般化する。
【０２１９】
図３８（ａ）は，一例として，非同期に受信されるシングルレートの２つのユーザ信号１および２のそれぞれ２つのビット（ビット１および３ならびにビット２および４）に対応する拡散信号を示している。ユーザ信号１のビットとユーザ信号２のビットとは，時間τだけずれている。すなわち，ビット２はビット１の開始から時間τ遅れて開始し，ビット３はビット２の開始から時間τ遅れて開始する。
【０２２０】
ビット１〜４のそれぞれの拡散信号をｓ１（ｔ）〜ｓ４（ｔ）とし，重み係数をｒ１１（ｘ１）〜ｒ１Ｋ（ｘ４）とすると，前述した式（１０）から，希望信号のビット番号を３として，以下の式（３７）が得られる。
【０２２１】
【数２３】
2004135099.tif 000025
【０２２２】
式（１８）を相関係数を求める積分表示のまま表すと，以下の式（３８）になる。
【０２２３】
【数２４】
2004135099.tif 000026
【０２２４】
式（３８）では，積分区間が−ＴからＴ＋τに亘っている。このことは，受信信号に同期した拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓ４（ｔ）を使用して重み係数を求めようとすると，積分時間２Ｔ＋τ（τがＴに近い値を有する場合には約３Ｔ）を要することを意味する。また，ユーザ信号１のビット列を連続的に復号するには，前述したように，重み係数生成部としては，３倍の規模の回路が必要となる。
【０２２５】
一方，被積分関数（すなわち拡散信号）を時間的にシフトさせても，積分区間の始点と終点をそのシフト量だけ変化させれば，積分結果は同じになることを利用すると，積分の時間を特定の時間帯に集約させれば，全体の処理時間を短縮することができる。
【０２２６】
たとえば上記式（３８）の第１式左辺の第２項は次のようになる。
【０２２７】
【数２５】
2004135099.tif 000027
【０２２８】
同ようにして，式（３８）の第４式左辺の第２項は次のようになる。
【０２２９】
【数２６】
2004135099.tif 000028
【０２３０】
これら２つの式は拡散信号を１ビット時間Ｔだけ進めるか遅らせるかして，積分時間を０≦ｔ≦Ｔにシフトした例である。式（３８）のすべてについて，積分区間を０≦ｔ≦Ｔにすると，式（３８）は以下の式（３９）になる。
【０２３１】
【数２７】
2004135099.tif 000029
【０２３２】
このような時間のシフトを図３８によって説明すると，−Ｔ≦ｔ≦０の範囲にある拡散信号ｓ１（ｔ）のすべておよび拡散信号ｓ２（ｔ）の一部分は，時間Ｔだけ遅らされ，図３８（ｃ）の位置にシフトする。０≦ｔ≦Ｔの範囲にある拡散信号ｓ３（ｔ）のすべて，拡散信号ｓ２（ｔ）の残り部分，および拡散信号ｓ４（ｔ）の一部分は，図３８（ｂ）に示すようにシフトされず，そのままとされる。Ｔ≦ｔの範囲にある拡散信号ｓ４（ｔ）の残りの部分は，時間Ｔだけ進められ，図３８（ｄ）に示すようにシフトされる。尚，説明は，時間Ｔだけ“進められ”たり“遅らされ”たりと言う表現をしたが，実際の回路で行うのは，変形拡散信号生成部より，連続信号として送られてくる，変形拡散信号Σｇｊ（ｔ）の，対称ビットと区間に応じて特定の部分を，スイッチで選択することである。
【０２３３】
このように，積分区間を０≦ｔ≦Ｔ内にシフトする変換をより一般化するために，積分区間のシフトを，図４（Ａ）に示す観測窓長Ｎ＝２，ユーザ信号数Ｌの受信信号に適用すると，以下の式（４０）から（４２）になる。（図３９（ａ）〜（ｄ）参照）
１≦ｋ≦Ｌについては，
【０２３４】
【数２８】
2004135099.tif 000030
【０２３５】
Ｌ＋２≦ｋ≦２Ｌについては，
【０２３６】
【数２９】
2004135099.tif 000031
【０２３７】
希望ビットＬ＋１については，
【０２３８】
【数３０】
2004135099.tif 000032
【０２３９】
ここで，ｔｋは，ビット番号ｋのビットの０≦ｔ≦Ｔにおける変換点の時刻である。
【０２４０】
次に，このような原理を図３４または図３５に示す重み係数生成部に適用した実施の形態について説明する。受信信号は，図３９（ａ）に示すものとする。
【０２４１】
上記式（４０）〜（４２）から，図３４（または，図３５）に示す帰還部５０１２〜５０１Ｋ（干渉ビットに関する帰還部）の乗算器５２ａ〜５Ｋａのそれぞれの第１入力端子および第２入力端子に入力される拡散信号を，０≦ｔ≦ｔｋとｔｋ≦ｔ≦Ｔとで元のままのを入力するか，または，遅れた，もしくは進んだものを入力させるかで切り替えることにより，シフト処理を行うことができる。
【０２４２】
図４０は，干渉ビットに関する帰還部の１部を図示したもので，その乗算器の第１入力端子（入力１）および第２入力端子（入力２）に入力される拡散信号の対応関係を表に示したものである。
【０２４３】
図４１は，図４０に基づいて構成した重み係数生成部の構成を示すブロック図で，図３５に示す重み係数生成部を基に，必要な機能追加を行ったものである。但し，図４１では，図が煩雑になるのを避けるために，ＭＭＳＥ補正部，帰還ループ利得補正の表示を省略している。
【０２４４】
この重み係数生成部では，干渉ビット１〜Ｌ，Ｌ＋２〜Ｌをそれぞれ処理する帰還部の乗算器の前段に，スイッチＶ１〜ＶＬ，ＶＬ＋２〜Ｖ２Ｌがそれぞれ設けられる。
【０２４５】
ｋ＝１〜ＬのスイッチＶｋは，時刻ｔｋにおいて，破線で示す第１入力端子から実線で示す第２入力端子に切り替えられ，０≦ｔ≦ｔｋでは，分配器８０１の出力信号を後段の乗算器に出力し，ｔｋ≦ｔ≦Ｔでは，分配器８０２の出力信号を後段の乗算器に出力する。
【０２４６】
ｋ＝Ｌ＋２〜２ＬのスイッチＶｋは，時刻ｔｋにおいて，破線で示す第２入力端子から実線で示す第１入力端子に切り替えられ，０≦ｔ≦ｔｋでは，分配器８０３の出力信号を後段の乗算器に出力し，ｔｋ≦ｔ≦Ｔでは，分配器８０１の出力信号を後段の乗算器に出力する。
【０２４７】
干渉ビット１〜Ｌ，Ｌ＋２〜Ｌをそれぞれ処理する帰還部の後段に配置された乗算器（線形結合部の乗算器）の出力側には，スイッチＷ１〜ＷＬ，ＷＬ＋２〜Ｗ２Ｌがそれぞれ設けられる。
【０２４８】
ｋ＝１〜ＬのスイッチＷｋは，時刻ｔｋにおいて，破線で示す第１出力端子から実線で示す第２入力端子に切り替えられ，０≦ｔ≦ｔｋでは，前段の乗算器の出力信号を合成器（加算器）７０１に出力し，ｔｋ≦ｔ≦Ｔでは，前段の乗算器の出力信号を合成器（加算器）７０２に出力する。
【０２４９】
ｋ＝Ｌ＋２〜２ＬのスイッチＷｋは，時刻ｔｋにおいて，破線で示す第２出力端子から実線で示す第１出力端子に切り替えられ，０≦ｔ≦ｔｋでは，前段の乗算器の出力信号を合成器７０３に出力し，ｔｋ≦ｔ≦Ｔでは，前段の乗算器の出力信号を合成器７０１に出力する。
【０２５０】
合成器（加算器）７０１〜７０３が入力された信号を合成し，合成結果を分配器８０１〜８０３にそれぞれフィードバックする。合成器７０１は図３９（ａ）の区間２に対応し，合成器７０２は区間１に対応し，合成器７０３は区間３に対応する。このように合成器の個数および区間数はＮ＋１となる。
【０２５１】
合成器７０１〜７０３のそれぞれの出力信号は以下の式により表される。
【０２５２】
【数３１】
2004135099.tif 000033
【０２５３】
分配器８０１〜８０３は，入力された信号を減算器またはスイッチに分配する。
【０２５４】
干渉ビット１〜Ｌに関する帰還部の２つの乗算器の入力２には，拡散信号ｓｋ（ｔ）の他に，ｓｋ（ｔ−Ｔ）が入力される。また，干渉ビットＬ＋２〜２Ｌに関する帰還部の２つの乗算器の入力２には，拡散信号ｓｋ（ｔ）の他に，ｓｋ（ｔ＋Ｔ）が入力される。また，各帰還部のＭＦの積分時間は０〜Ｔまでとされる。
【０２５５】
以上により，第２の形態では，３Ｔ（Ｔはビット長）掛かっていた重み係数演算の１周期（前述したように，重み係数の演算精度を上げるためには，演算を複数周期反復する必要がある）を，第３側面ではＴに縮めることができ，その結果，回路規模をさらに縮小することができる。
【０２５６】
以上は，処理区間をビット長（Ｔ）単位でシフトし，処理時間を短縮する原理と実施の形態について述べたが，処理区間をＴ／Ｑ　（Ｑは整数）とすると，Ｑ＞１とすることで，処理時間をさらに短縮することができる。
【０２５７】
まずは，Ｑ＝２の場合を説明し，Ｑ＝１と異なる側面について説明し，後に，Ｑ＞２である任意の整数に対しての実施の形態について説明する。
【０２５８】
図４２（ａ）は，図３８（ａ）と同じ拡散信号の配置を示しているが，区間の長さＴ／２ごとに６区間に分割している点が異なる。また，図４４（ｂ）〜（ｄ）は，全ての拡散信号を区間３にシフトされる様子を示している。
【０２５９】
希望信号のビット番号を３とし，対応する拡散信号をｓ３（ｔ）とする。干渉ビットに対応する拡散信号ｓ２（ｔ）とｓ４（ｔ）の境界，すなわち干渉信号のビットの変換点が，区間３にあるか，区間４にあるかにより，取り扱いが異なる。したがって，ビット番号ｋが１≦ｋ≦Ｍのときに，変換が区間３に存在し，ビット番号ｋが，Ｍ＋１≦ｋ≦Ｌのときに，変換点が，区間４に存在するものとすると，ビット番号ｋがＬ＋２≦ｋ≦Ｌ＋Ｍの場合の変換点も区間３に，また，ビット番号ｋＬ＋Ｍ＋１≦ｋ≦２Ｌのときも，変換点が区間４に存在することになる。
【０２６０】
図３９に示すユーザ数Ｌ，観測窓長Ｎ＝２の場合における，上記式（４０）〜（４２）に相当する式を求めると，以下の式（４３）〜（４７）となる。
【０２６１】
１≦ｋ≦Ｍについては，
【０２６２】
【数３２】
2004135099.tif 000034
【０２６３】
Ｍ＋１≦ｋ≦Ｌについては，
【０２６４】
【数３３】
2004135099.tif 000035
【０２６５】
Ｌ＋２≦ｋ≦Ｌ＋Ｍについては，
【０２６６】
【数３４】
2004135099.tif 000036
【０２６７】
Ｌ＋Ｍ＋１≦ｋ≦２Ｌについては，
【０２６８】
【数３５】
2004135099.tif 000037
【０２６９】
希望ビットについては，
【０２７０】
【数３６】
2004135099.tif 000038
【０２７１】
ここで，ｔｋは，ビット番号ｋのビットの変換点の時刻であり，０≦ｔｋ≦Ｔである。
【０２７２】
上記式（２４）〜（２８）から明らかなように，すべての積分（すなわちＭＦによる処理）は，０からＴ／２の間で完了する。
【０２７３】
同様にして，Ｑ＞２である整数Ｑに対して，１／Ｑビット長の区間に拡散信号をシフトさせ，Ｔ／Ｑの時間に処理を短縮することもできる。以下，この手法を１／Ｑビット法と名付けて，その手法の実施の形態について説明する。
【０２７４】
図４５は，１／Ｑビット法による重み係数生成部における干渉ビットに関する帰還部および線形結合部の乗算器の部分を示すブロック図である。既に説明した１ビット法との比較を容易にするために，図４６（ａ）に，１ビット法による重み係数生成部（図４３参照）における干渉ビットに関する帰還部および線形結合部の乗算器の部分を示す。
【０２７５】
１／Ｑビット法では，反転増幅器の前段にＱ個の乗算器が必要となる。また，ＭＦの後段にも同じくＱ個の乗算器が必要となる。一方，１ビット法では，図４６（ａ）に示すように，ＭＦの前後にスイッチＶｉおよびＷｉを設けることで，ＭＦの前後の乗算器を１つにまとめることができる。
【０２７６】
この理由は，１／Ｑビット法では，異なる拡散信号同士の乗算結果を同じ時刻で，ＭＦに入力する必要があることによる。たとえば，式（２６）の左辺の第２項および第３項において，ｔｋ≦ｔ≦Ｔ／２では拡散信号ｓｋ（ｔ）と，このｔｋ≦ｔ≦Ｔ／２と一部重なる０≦ｔ≦Ｔ／２の時間帯では，拡散信号ｓｋ（ｔ）を時間Ｔ／２進ませた拡散信号ｓｋ（ｔ＋Ｔ／２）の２つの拡散信号を同時にＭＦに入力する必要がある。一方，１ビット法では，ある拡散信号とそれを時間的にシフトさせた拡散信号とを，同じ時間帯にＭＦに入力することがない。
【０２７７】
図４４を用い，Ｌ＋２≦ｋ≦Ｌ＋Ｍの場合を例にとってさらに具体的に説明する。拡散信号ｓ４（ｔ）を区間３にシフトするために，拡散信号ｓ４（ｔ）の区間４の部分をＴ／２進ませ，同信号の区間５の部分の時間をＴ進ませる必要がある。これにより，拡散信号ｓ４（ｔ）は，符号▲１▼〜▲３▼で示す３つの部分に分割される。部分▲１▼および▲２▼は，時間帯が重ならないので，ＭＦの前段および後段の乗算器を共用でき，したがって，乗算器は前段および後段のそれぞれに１つずつで足りる。
【０２７８】
一方，部分▲２▼は，０≦ｔ≦Ｔ／２の時間帯を占有するので，他の部分▲１▼および▲３▼により使用される乗算器を共用できない。したがって，部分▲２▼の乗算を行う乗算器が別途必要となる。その結果，部分▲１▼および▲３▼により共用される乗算器と，部分▲２▼により使用される乗算器との，計２個の乗算器が必要となる。
【０２７９】
１／Ｑビット法に一般化すると，１／Ｑビット法では，１ビットに対応する拡散信号が（Ｑ＋１）個の部分に分割される。これらの部分のうち，（Ｑ−１）個の部分の長さ（時間）はＴ／Ｑである。残りの２つの部分は，時間的にオーバラップせず，両者を合わせて調度Ｔ／Ｑの長さになるので，これら２つの部分を処理する乗算器が，図４５における最上段の乗算器７００１および８００１に対応する。乗算器７００１の前段および８００１の後段には，スイッチがそれぞれ設けられ，２つの部分が切り替えられて処理される。乗算器７００２〜７００Ｑおよび８００２〜８００Ｑは，（Ｑ−１）個の部分を処理する乗算器である。このようにして，１／Ｑビット法では，乗算器が合計２Ｑ個必要となる。
【０２８０】
なお，２つのスイッチをなくして，時間がオーバラップしない２つの部分を個別に処理する２つの乗算器を設けることもできる。この場合は，乗算器の数は合計２Ｑ＋２個となる。また，１ビット法においても同ようにして，図４６（ｂ）に示すように，スイッチをなくして，２つの乗算器を設けることもできる。
【０２８１】
図４５の破線で囲まれた回路を回路Ｊとすると，１／Ｑビット法による重み係数生成部は，図４７に示す構成となる。この重み係数生成部は，Ｋ個の回路Ｊ１〜ＪＫ，Ｐ個の合成器９００１〜９００Ｐ，およびＰ個の分配器９０１１〜９０１Ｐを有する。図面が煩雑になるのを避けるために，回路Ｊ１〜ＪＫと合成器９００１〜９００Ｐとの結線を接続網Ｒとして示している。分配器９０１１〜９０１Ｐと回路Ｊ１〜ＪＫとの続接も続接網Ｌとして示している。
【０２８２】
ここで，Ｐは観測区間（観測窓長Ｎの場合にはＮ＋１ビットの範囲）の分割数であり，図４４の例では，Ｐ＝６である。
【０２８３】
回路Ｊ１〜ＪＫの接続網Ｒへの出力信号は，図４５から明らかなように，シフトされた拡散信号と重み係数との乗算結果である。この出力信号は，シフト前の拡散信号が属する区間に対応する合成器に接続される。したがって，接続網Ｒの結線は，拡散信号の配置が決まれば，一意に定まる。
【０２８４】
分配器９０１１〜９０１Ｋには，合成器９００１〜９００Ｐの出力信号がフィードバック信号をして入力される。そして，分配器９０１１〜９０１Ｋは，合成器の出力を接続網Ｌを介して回路Ｊ１〜ＪＫに分配する。右側の合成器と左側の分配器は，同じ区間同士のものが１対１に接続され，系全体が帰還ループを形成する。接続網Ｌの結線構造は，接続網Ｒと対称となる。
【０２８５】
変形拡散信号部１２からは、拡散信号ｇ１（ｔ）〜ｇＬ（ｔ）の他に、それらに対して、整合フィルタの積分時間の１／Ｑの整数倍だけ進んだ、または遅れた複数の信号（変形拡散信号ｇ１（ｔ）〜ｇＬ（ｔ）または、変形拡散信号Σｇｊ（ｔ））が出力され、回路網Ｓに入力する。回路網Ｓの出力は、重み係数生成部の乗算器（図４３では、乗算器７００１〜７００Ｑおよび乗算器８００１〜８００Ｑ）に接続される。前記乗算器に入力する拡散信号の長さは、１／Ｑビットまたはそれ以下なので、変形拡散信号ｓ１（ｔ）〜ｓＫ（ｔ）または変形拡散信号Σｓｊ（ｔ）と名付けるが、変形拡散信号Σｓｊ（ｔ）は、回路網Ｓの入出力間に設けられたスイッチの接続のタイミングと長さを変えることで生成される。スイッチの制御は、（図３７には図示されない）外部の制御回路によって行われる。
【０２８６】
非同期系のシステムにおいては、受信信号が特定の区間に集中することがあり得る。従って、合成器への入力数は、対応する区間によって大きかったり、小さかったりする。その場合には、回路網Ｒの入出力の端子数を増やし、入出力の端子間にスイッチを設け、合成器への必要な経路の数を確保するよう（図３７には図示されない）、外部の制御回路によって行われる。回路網Ｌに対しても、同様な処置が施される。
【０２８７】
次に，第４の形態の説明で示した，装置構成に基づいてで，実際の動作をシミュレーションによって確認したので，その結果を説明する。
シミュレーションのモデルは，Ｎ＝２，Ｌ＝２，Ｋ＝Ｎ×Ｌ＝４，ビット配置と拡散信号パターンは，図２１に示した，第１，第２の形態に即して行ったシミュレーションと同じである。第４の形態として説明した，１ビット法を適用して，希望信号ビット（ビット番号３）の区間を区間２，とし，その前の区間である区間１と，後の区間である区間３にある拡散信号を，全て区間２にシフトした。装置構成は，図４１に示すものである。乗算器の入力（図４０で定義した入力２）には，各拡散信号を周期Ｔで繰り返し入力し，帰還ループが定常状態に達し，正しい重み係数が求まるまでの様子を図４６に示す。縦軸は，重み係数の値で，横軸は，ビット長Ｔで規格化した時間で，希望信号ビット（ビット番号３）の始まりをｔ＝０とした。モデルが単純なため，収れんの様子が分かり難いので，重み係数の厳密解（相関係数行列の逆行列として，求まる。図２２（ｃ）参照）からの偏差を示したのが，図４７である。この図から，第３，第４の形態で示した技術によって，相関形受信に必要な重み係数が求まることが分かる。
【０２８８】
＜移動機の構成＞
次に，本発明の実施の形態による移動機２００について説明する（第５の形態）。移動機２００の受信装置の構成は，基本的には無線基地局装置１２０と変わらないが，異なる点は，自局宛の信号のみを復号すればよいので，逆行列要素生成部，線形結合部，および判定回路の数は少なくなる。また，同じ基地局から送られる自局宛と他局宛の信号は，通常，同期して送られ，かつそれらは直交している（逆拡散後の信号に干渉信号として現れない）ので，それらの信号の，伝送経路が異なり，遅延時間が違ってきた場合のみ，干渉信号源となる。
【０２８９】
逆行列要素生成部５１についても，無線基地局装置１２０について述べた種々の形態の何れも適用することができるが，図３５の線形結合部の出力である拡張拡散信号ｑ１（ｔ）を，重み付け係数を求めると同時に，受信信号の逆拡散に使用することが，整合フィルタ３の構成を簡略化するので，その方法について説明する。
【０２９０】
図４８は，移動機２００の構成を示すブロック図である。この図では，ユーザ信号数（ユーザ数）Ｌ＝１の復号に必要な部分のみを示している。また，第１〜４の形態による無線基地局装置１２０と同じ構成要素には同じ符号を付し，その詳細な説明を省略する。
【０２９１】
図４８に示す移動機２００には，逆行列要素生成部５１〜５Ｋに代えて，（Ｎ＋１）個の重み係数生成部１９１，１９Ｌ＋１，１９２Ｌ＋１，…，１９ＮＬ＋１が設けられ，整合フィルタバンク３に代えて拡張整合フィルタバンク１３が設けられる。また，線形結合部６１〜６Ｋは省略される。
【０２９２】
ここで，Ｎは図４に示す受信信号の観測窓長（図４（Ａ）ではＮ＝２，（Ｂ）ではＮ＝３），Ｌはユーザ信号数（ユーザ数）であり，拡散信号生成部４の符号の下付き符号“１”，“Ｌ＋１”，“ＮＬ＋１”等は，各ユーザ信号の観測窓内におけるビット番号に対応している。
【０２９３】
図４９は，拡張整合フィルタバンク１３の構成を示すブロック図である。合成部１３は，（Ｎ＋１）個の乗算器１３０１，１３０Ｌ＋１，１３０２Ｌ＋１，…，１３０ＮＬ＋１，（Ｎ＋１）個のＭＦ１３１１，１３１Ｌ＋１，１３１２Ｌ＋１，…，１３１ＮＬ＋１，（Ｎ＋１）個のＳＨＣ１３２１，１３２Ｌ＋１，１３２２Ｌ＋２，…，１３２ＮＬ＋１，を有する。
【０２９４】
重み係数生成部１９１，１９Ｌ＋１，１９２Ｌ＋１，…，１９ＮＬ＋１は，拡張拡散信号ｑ１（ｔ），ｑＬ＋１（ｔ），ｑ２Ｌ＋１（ｔ），…，ｑＮＬ＋１（ｔ）をそれぞれ出力する。ここで，拡張拡散信号ｑｉ（ｔ）は，式（３２）により表される。
【０２９５】
拡張拡散信号ｑ１（ｔ），ｑＬ＋１（ｔ），ｑ２Ｌ＋１（ｔ），…，ｑＮＬ＋１（ｔ）は，合成部１３の乗算器１３０１，１３０Ｌ＋１，１３０２Ｌ＋１，…，１３０ＮＬ＋１の第２入力端子にそれぞれ入力される。乗算器１３０１，１３０Ｌ＋１，１３０２Ｌ＋１，…，１３０ＮＬ＋１は，第１入力端子に入力されたベースバンド信号Ｙ（ｔ）と第２入力端子にそれぞれ入力された拡張拡散信号ｑ１（ｔ）〜ｑＮＬ＋１（ｔ）をそれぞれ乗算し，乗算結果をＭＦ１３１１〜１３１ＮＬ＋１にそれぞれ与える。乗算結果は，ＭＦ１３１１〜１３１ＮＬ＋１によってそれぞれ積分される。積分時間は，ビット長をＴとすると，（Ｎ＋１）Ｔである。積分結果はＳＨＣ１３２１〜１３２ＮＬ＋１に与えられる。
【０２９６】
ＳＨＣ１３２１〜１３２ＮＬ＋１は，それぞれの観測窓の終端でサンプリングした値を出力する。
【０２９７】
拡張整合フィルタバンク１３の出力は，判定回路７１によって，離散的値または，符号が識別される。
【０２９８】
尚，ここで使用する拡散信号は，重み付け係数を求めるためだけではなく，受信信号の逆拡散にも使用するので，受信信号に対して，チップ同期（チップ長の数分の１以下の精度で同期している）している必要がある。重み付け係数の演算精度を高めるために，複数回反復する場合は，最終回を受信信号と同期させる。図３６の例では，（ａ）の場合は，第３回目が受信信号とチップ同期させる。ただし，最終回を除いては，（ｂ）に示した，時間シフトした変形拡散信号を用いて，演算を行い，その収れん値を最終回の初期値として演算を反復することは可能である。
【０２９９】
以上，第１の形態から第５の形態まで説明したが，それらに対して共通の変形例について，説明する。
【０３００】
希望信号のビット番号をｋとし，希望ビットに対する重み係数ｘｋで，他のすべての重み係数を割った値を，新たな重み係数ｘｊ´＝ｘｊ／ｘｋ（ｊ＝１，２，…，Ｋ）として，線形結合部６に入力すると，その出力は，ｘ１，ｘ２，…，ｘＫを入力した場合に比べて，１／ｘＫ倍されたものとなる。従って，ｘｋをビット毎に求める代わりに，予測される平均値を用いてレベルの変化を無視するか，送信される変調信号に振幅情報がない（例えば，ＢＰＳＫ）場合には，ｘｋを定数（例えば１）とすることができる。この場合，希望信号ビットに対する重み係数を求める装置（図１３に示した第１係数生成部，図３４に示した，希望ビットに対する帰還部５０１１）を省略することができる。
【０３０１】
図１７に示した帰還ループの利得に応じた誤差の補正（利得補正），は，図３４（または図３５）に示した整合フィルタ（ＭＦ）５１ｂ，５２ｂ，…，５Ｋｂに対して適用しても，同じ効果がある。すなわち，整合フィルタ（ＭＦ）５１ｂ，５２ｂ，…，５Ｋｂの出力をそれぞれの入力に加える。このとき，フィルタの入出力で形成される局所的帰還ループの利得は，それぞれの整合フィルタの出力から入力へのパスに，増幅器か減衰器を入れて調整する。
【０３０２】
帰還部と線形結合部で形成される帰還ループにおいて，反転増幅器とＬＰＦ（または整合フィルタ）の接続順を変えることができる（図１３の例では、増幅器５１ｇとＬＰＦ５１ｈの接続順を変える。図１４の例では、増幅器５２ｇとＬＰＦ５２ｈの接続順を変える）。また，反転増幅器は，帰還ループ内であれば位置を変えることができる。ただし，帰還ループ内で，加算復は，減算を行う箇所があれば，そのレベルと符号を変える必要がある。
【０３０３】
図３４に示した回路で，合成器５１ｅの出力から，帰還部５０１１〜５０１Ｋるの入力までの間に，増幅器または，反転増幅器を挿入し，各帰還部（５０１１〜５０１Ｋ）内の反転増幅器の一部または全部を省略することができる。但し，増幅器を入れた場合は，帰還ループ内の何れかの箇所に反転器を挿入して，負帰還ループとして動作させる必要がある。
【０３０４】
帰還ループ内の何れかのコンポーネント（例えば、図１３、図３４の乗算器５１ｄ１〜５１ｄｋ、図３４の乗算器５１ａ〜５Ｋａ，ＭＦ５１ｂ〜ＭＦ５Ｋｂ）が能動素子で形成され，反転増幅器なしで，帰還ループの利得が確保できる場合は，反転増幅器を反転減衰器に置き換えることができる。
【０３０５】
これまで述べた実施の形態は本発明を無線通信に適用したものであるが，本発明は無線通信だけでなく，有線通信にも適用することができる。
【０３０６】
【発明の効果】
本発明の，特に請求項１〜３に記載の手法を用いた場合には，干渉除去の対象となるビット数をＫとすると，従来Ｋの３乗に比例していた回路規模を，Ｋの２乗に比例した規模に縮小できる。
【０３０７】
また，希望信号１ビットの復号に必要なＫ個の重み係数を求める時間を短縮でき，相関係数を求める整合フィルタの積分時間も短縮できる。
【０３０８】
さらに，Ｋに比べ，復号するデータ列数Ｍが小さい場合（移動機に適用した場合がこれに該当する）には，整合フィルタの数を減らすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態による移動通信ネットワークシステムの全体構成を示すブロック図である。
【図２】無線基地局装置により受信される非同期かつマルチレートの場合のＤＳ−ＣＤＭＡ方式による信号の構成を示す。
【図３】無線基地局装置により受信されるＤＳ−ＣＤＭＡ方式による信号の構成を示し，（Ａ）は非同期の場合の受信信号の構成を，（Ｂ）は同期している場合の受信信号の構成をそれぞれ示す。
【図４】観測窓の概念を示す図で，（Ａ）は観測窓長Ｎ＝２，ユーザ数Ｌのビット列を示し，（Ｂ）は観測窓長Ｎ＝３，ユーザ数Ｌのビット列を示す。
【図５】無線基地局のマルチユーザ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図６】拡散信号とバースト拡散信号の関係を示す。
【図７】整合フィルタバンクの詳細な構成を示すブロック図である。
【図８】相関係数を求めるための整合フィルタバンクの構成を示すブロック図である。
【図９】相関係数を求めるための整合フィルタバンクの他の構成を示すブロック図である。
【図１０】拡散信号生成部の構成を示すブロック図である。
【図１１】第１の形態による無線基地局装置（特にマルチユーザ受信部）の構成を示すブロック図である。
【図１２】第１の形態における重み係数生成部の構成を示すブロック図である。
【図１３】重み係数生成部の第１係数生成部の詳細な構成を示すブロック図である。
【図１４】重み係数生成部の第２係数生成部の詳細な構成を示すブロック図である。
【図１５】線形結合部の構成を示すブロック図である。
【図１６】利得補正を行った第１係数生成部の帰還部の構成を示す図である。
【図１７】利得補正を行った第１係数生成部の帰還部の他の構成を示す図である。
【図１８】ＭＭＳＥ補正を行う箇所を変更した第１係数生成部の帰還部の構成を示す図である。
【図１９】ＭＭＳＥ補正を行う箇所を変更した第１係数生成部の帰還部の他の構成を示す図である。
【図２０】図１３に示した第１係数生成部の帰還部の他の構成を示す図である。
【図２１】シミュレーションに用いたユーザ信号とそれに対応する拡散信号の波形を示す図である。
【図２２】シミュレーションに用いた拡散信号のチップ列と相関係数行列の逆行列の具体的数値を示す図である。
【図２３】シミュレーションの結果である，重み係数の時間変化を示す図である。
【図２４】シミュレーションの結果である，重み係数の厳密解からの偏差の時間変化を示す図である。
【図２５】シミュレーションの結果である，重み係数の厳密解からの偏差の時間変化を示す図である。
【図２６】第１の形態（変形例）による無線基地局装置の構成を示すブロック図である。
【図２７】相関係数生成部の構成を示すブロック図である。
【図２８】重み係数生成部の構成を示すブロック図である。
【図２９】第１係数生成部の変換の第１ステップで，サンプル保持回路を除去した構成を示す。
【図３０】第１係数生成部の変換の第２ステップで，重み係数を乗じる位置をＭＦの出力から入力に変更した構成を示す。
【図３１】第１係数生成部の変換の第３ステップで，ＭＦと帰還ループフィルタを置換した構成を示す。
【図３２】第１係数生成部の変換の第４ステップで，乗算器による乗算の順序を入れ換えた構成を示す。
【図３３】第２係数生成部の変換後の構成を示すブロック図である
【図３４】重み係数生成部（第２の形態）の詳細な構成を示すブロック図である。
【図３５】重み係数生成部（第２の形態）の詳細な構成を示すブロック図である。
【図３６】重み係数生成部における反復演算についての２つの手法を示す図である。
【図３７】変形拡散信号生成部を有する第３の形態による無線基地局装置の構成を示すブロック図である。
【図３８】（ａ）は，非同期に受信されるシングルレートの２つのユーザ信号のそれぞれ２つのビットに対応する拡散信号の位置を示し，（ｂ）〜（ｄ）は，これらの拡散信号を希望信号ビットのある区間（１ビット長）にシフトさせたものを示している。
【図３９】（ａ）は，Ｌ個のユーザ信号の各ビットに対応する拡散信号の位置を示し，（ｂ）〜（ｄ）は，各拡散信号を希望信号ビットのある区間（１ビット長）へシフトした状態を示す。
【図４０】重み係数生成部（第２の形態）の帰還部における乗算器の２つの入力と区間の対応関係を示す。
【図４１】第３の形態における重み係数生成部の構成を示すブロック図である。
【図４２】（ａ）は，図３８（ａ）と同じ拡散信号の配置を示し，区間を１／２ビットごとに６区間に分割している点が異なる。（ｂ）〜（ｄ）は，各区間の拡散信号を希望信号ビットの前半である区間３にシフトされた様子を示す。
【図４３】１／Ｑビット法による重み係数生成部における帰還部および線形結合部の乗算器の構成を示すブロック図である。
【図４４】（ａ）および（ｂ）は１ビット法による帰還部および線形結合部の乗算器の構成を示す。
【図４５】１／Ｑビット法による重み係数生成部の構成を示すブロック図である。
【図４６】１ビット法を検証するために行ったシミュレーションの結果（重み係数の時間変化）を示すグラフである。
【図４７】シミュレーションの結果を重み係数の厳密解からの偏差で示したグラフである。
【図４８】本発明の実施の形態による移動機の構成を示すブロック図である。
【図４９】拡張拡散信号による逆拡散を行うための整合フィルタバンクの構成を示す図である。
【符号の説明】
１２０１〜１２０４　無線基地局装置。
２００　移動機
３　整合フィルタバンク
４　拡散信号生成部
５１〜５Ｋ，９１〜９Ｋ，１８１〜１８Ｋ，１９１〜１９ＮＬ＋１　重み係数生成部
６１〜６Ｋ，５１２，５２２，１１ａ１〜１１ａＫ　線形結合部
８　ＭＭＳＥ補正部
１０，５１１，５２１　相関係数生成部
１１　重み係数演算部
１２　変形拡散信号生成部
１３　拡張整合フィルタバンク
１４　逆行列演算部
１５，１０ａ１〜１０ａＫ　相関係数整合フィルタバンク
１６　変形整合フィルタバンク
５１３，５２３，１１ｂ１〜１１ｂＫ　帰還部
３ａ１〜３ａＫ，５１ａ１〜５１ａＫ，５１ｄ１〜５１ｄＫ　乗算器
３ｂ１〜３ｂＫ，５１ｂ１〜５１ｂＫ　整合フィルタ（ＭＦ）
５１ｇ，５２ｇ　反転増幅器
５１ｅ，５２ｅ，７０１〜７０ｐ　合成器
８０１〜８０ｐ　分配器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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