(57)【要約】【課題】交流出力電圧の振幅が電源電圧の振幅の０．８６６倍を超える場合にも、交流出力電圧に重畳される低周波成分を低減し、電動機の騒音発生やトルク脈動、異常過熱を防止する。【解決手段】交流−交流直接変換形電力変換装置において、電源電圧から生成した包絡線電圧の大きさに応じて、マトリックスコンバータ等の直接変換回路の出力電圧波形の正負の面積がほぼ等しくなるように、前記出力電圧の周波数または振幅を制御する手段を備える。ここで、例えば周波数の制御手段は、電源電圧検出手段１４、包絡線電圧演算手段１、平均値演算手段２、除算器３及び乗算器４により構成され、包絡線電圧の大きさとその平均値との大小関係に応じて補正係数を演算し、この補正係数を用いて元の出力周波数指令を補正する。【選択図】　図１
2004135462.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する直接変換回路を備えた交流−交流直接変換形電力変換装置において、
電源電圧から生成した包絡線電圧の大きさに応じて、前記直接変換回路の出力電圧波形の正負の面積がほぼ等しくなるように前記出力電圧の周波数または振幅を制御する手段を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換装置。
【請求項２】
半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する直接変換回路を備えた交流−交流直接変換形電力変換装置において、
電源電圧から生成した前記直接変換回路の仮想直流リンク電圧の大きさに応じて、前記直接変換回路の出力電圧波形の正負の面積がほぼ等しくなるように前記出力電圧の周波数または振幅を制御する手段を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換装置。
【請求項３】
半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する直接変換回路を備えた交流−交流直接変換形電力変換装置において、
前記直接変換回路の出力電圧から生成した磁束ベクトルの大きさがほぼ一定になるように前記出力電圧の周波数または振幅を制御する手段を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、大型のエネルギーバッファなしに、交流電力を交流電力に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換装置（以下、必要に応じて単に直接変換形電力変換装置という）に関し、特に、電源電圧の振幅の０．８６６倍以上の電圧を出力する場合において、出力電圧に重畳される低周波成分を抑制するようにした直接変換形電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、従来の直接変換形電力変換装置の制御ブロック図を示している。
図６において、出力電圧の振幅指令及び周波数指令が入力される三相発振器１１により出力電圧指令を作成し、この出力電圧指令をパルスパターン発生器１２に入力して所望の三相交流電圧を得るためのＰＷＭパルスを生成する。
生成したＰＷＭパルスは、三相交流電源２１及び負荷２２が接続された直接変換回路１３に入力され、前記ＰＷＭパルスに従って内部の半導体スイッチング素子をオンオフすることにより、所望の振幅及び周波数を有する三相交流電圧を電源電圧から直接生成して交流電動機等の負荷２２に出力する。
なお、電源２１の電圧は電源電圧検出手段１４により検出され、パルスパターン発生器１２に入力されている。
【０００３】
ここで、直接変換回路１３の代表的な例としては、図７に示すマトリックスコンバータがある。すなわち、図７において、入力端子Ｒには双方向スイッチＳ１，Ｓ４，Ｓ７の各一端が接続され、入力端子Ｓには双方向スイッチＳ２，Ｓ５，Ｓ８の各一端が接続され、入力端子Ｔには双方向スイッチＳ３，Ｓ６，Ｓ９の各一端が接続されており、双方向スイッチＳ１〜Ｓ３の各他端は一括して出力端子Ｕに、双方向スイッチＳ４〜Ｓ６の各他端は一括して出力端子Ｖに、双方向スイッチＳ７〜Ｓ９の各他端は一括して出力端子Ｗに接続されている。
【０００４】
上記双方向スイッチＳ１〜Ｓ９は、図７の括弧内に示すように、例えばダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列接続されたＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ０１，Ｓ０２を逆直列に接続したり、逆耐圧能力がある場合には半導体スイッチング素子Ｓ０１，Ｓ０２だけを逆並列に接続して構成される。
【０００５】
直接変換回路１３として図７に示すようなマトリックスコンバータを用いた場合、出力電圧指令に応じたパルスパターン発生方法としては、後述する非特許文献１に記載された公知の方法がある。
この方法は、電源電圧の大小関係に基づいてマトリックスコンバータのＰＷＭパターンを決定する方式であり、電源電圧の最小電圧相の双方向スイッチを常にオンとし、残りの２相分の双方向スイッチによりＰＷＭ制御を行っている。
【０００６】
また、出力電圧指令に応じたパルスパターンの別の発生方法として、後述する非特許文献２に記載された公知の方法がある。
この方法は、ＰＷＭ整流器とインバータとからなる回路を想定し、両者のスイッチング関数を合成してマトリックスコンバータのパルスパターンを得るものである。
【０００７】
図８にマトリックスコンバータをはじめとする直接変換形電力変換装置の出力電圧発生原理を示す。いずれのパルス発生パターンでも、直接変換形形電力変換器では電源電圧波形（Ｒ，Ｓ，Ｔ及びこれらの逆相波形である−Ｒ，−Ｓ，−Ｔで示す）をＰＷＭパルスにより直接切り出し、出力電圧を生成している。すなわち、出力電圧は、電源電圧波形の包絡線内で任意に生成される。
マトリックスコンバータの場合、電源電圧の逆相分の出力も可能であるため、出力可能範囲を示す電圧波形の包絡線（包絡線電圧）は、図９に示すように逆相分も含めた６相交流からなる。この場合、出力電圧が電源電圧の振幅の０．８６６倍以下（図８における破線以下）であれば、任意の出力電圧波形をＰＷＭ制御により発生させることができる。
【０００８】
なお、交流入力を直接、高周波交流に変換した後に、絶縁、整流して直流出力を得るコンバータの制御回路が、下記の特許文献１に記載されている。
この従来技術は、コンバータの直流出力電圧に含まれる低周波脈動を抑制してノイズや負荷である電動機のトルクリプルの解消、フィルタ容量の低減を図るものである。
【０００９】
【非特許文献１】
小山純、外５名，「電圧型ＰＷＭサイクロコンバータの定常特性」，電気学会論文誌Ｄ，社団法人電気学会，１９９３年９月，第１１３巻，第９号，ｐ．１０８６−１０９３
【非特許文献２】
伊藤里絵、高橋勲，「仮想直流リンク電圧を考慮したマトリクスコンバータの制御法」，平成１３年電気学会全国大会予稿集，社団法人電気学会
【特許文献１】
特開平６−３４３２６６号公報（［００１５］，［００１８］，［００１９］等）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、電源電圧の振幅の０．８６６倍を超える電圧を出力する場合、図８に太線で示す電圧Ｖｕｖの波形のように、包絡線の制限によって出力電圧波形にひずみが発生する。このひずみは出力電圧波形の面積を正負非対称にさせ、出力電圧に低周波数成分を重畳させる原因となる。
直接変換形電力変換装置の負荷として電動機などが接続されている場合、上述した低周波数成分の電圧は、電動機の磁束を増加させるほか、電動機の出力トルクに大きな脈動を発生させ、騒音の原因となる。
また、磁束の増加に伴って渦電流損等により電動機の損失が増加し、過熱によって電動機を破壊する恐れや、トルク脈動により電動機やこれに接続される機械を破壊する恐れがある。
【００１１】
更に、前記特許文献１は出力電圧に含まれる低周波脈動の影響を低減するものであるが、直接変換形電力変換装置の交流出力電圧における低周波成分の抑制手段については言及されていない。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は、交流出力電圧の振幅が電源電圧の振幅の０．８６６倍を超える場合にも、交流出力電圧に重畳される低周波成分を低減し、電動機の騒音発生やトルク脈動、異常過熱を防止するようにした直接変換形電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１３】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する直接変換回路を備えた交流−交流直接変換形電力変換装置において、電源電圧から生成した包絡線電圧の大きさに応じて、前記直接変換回路の出力電圧波形の正負の面積がほぼ等しくなるように前記出力電圧の周波数または振幅を制御する手段を備えたものである。
ここで、例えば周波数の制御手段は、包絡線電圧の大きさとその平均値との大小関係に応じて補正係数を演算し、この補正係数を用いて元の出力周波数指令を補正する回路によって実現される。
【００１４】
請求項２記載の発明は、半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する直接変換回路を備えた交流−交流直接変換形電力変換装置において、電源電圧から生成した前記直接変換回路の仮想直流リンク電圧の大きさに応じて、前記直接変換回路の出力電圧波形の正負の面積がほぼ等しくなるように前記出力電圧の周波数または振幅を制御する手段を備えたものである。
ここで、例えば周波数の制御手段は、仮想直流リンク電圧の大きさとその平均値との大小関係に応じて補正係数を演算し、この補正係数を用いて元の出力周波数指令を補正する回路によって実現される。
【００１５】
請求項３記載の発明は、半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する直接変換回路を備えた交流−交流直接変換形電力変換装置において、前記直接変換回路の出力電圧から生成した磁束ベクトルの大きさがほぼ一定になるように（言い換えれば、出力電圧波形の正負の面積がほぼ等しくなるように）前記出力電圧の周波数または振幅を制御する手段を備えたものである。
ここで、例えば周波数または振幅の制御手段は、磁束ベクトルの大きさとその平均値との大小関係に応じて補正係数を演算し、この補正係数を用いて元の出力周波数指令または振幅指令を補正する回路によって実現される。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図であり、請求項１に記載した発明の実施形態に相当する。図６と同一の構成要素には同一の参照符号を付し、以下では図６と異なる部分を中心に説明する。
【００１７】
直接変換形電力変換装置の交流出力電圧に低周波数成分が重畳される原因は、出力電圧波形の面積（時間積）が正負非対称になることにあるので、第１実施形態では、出力電圧波形の面積を正負対象にするために、電源電圧の包絡線電圧の大きさに応じて出力周波数を変化させることとした。すなわち、出力周波数指令を数式１により補正するものである。
【００１８】
【数１】
2004135462.tif 000003
【００１９】
数式１において、ｆ＊＊：補正後の出力周波数指令、ｆ＊：補正前の出力周波数指令、ｖｒｓｔ：包絡線電圧の正側電圧、ｖｒｓｔａｖｇ：包絡線電圧の正側電圧の平均値である。
図９に示した包絡線電圧の正側電圧ｖｒｓｔは、各相の電源電圧をそれぞれｖｒ，ｖｓ，ｖｔとすれば、数式２により求められる。
【００２０】
【数２】
ｖｒｓｔ＝ｍａｘ（ｖｒ，−ｖｒ，ｖｓ，−ｖｓ，ｖｔ，−ｖｔ）
【００２１】
ただし、数式２において、ｍａｘ（ｘ１，ｘ２，……）は、括弧内の変数ｘ１，ｘ２，……の最大値を出力する関数である。
【００２２】
この結果、包絡線電圧の正側電圧ｖｒｓｔがその平均値ｖｒｓｔａｖｇより低い期間では出力周波数指令を元の周波数指令より低くし、包絡線電圧の正側電圧ｖｒｓｔがその平均値ｖｒｓｔａｖｇより高い期間では出力周波数指令を元の周波数指令より高くすることにより、出力電圧が電源電圧の振幅の０．８６６倍以上の場合にも出力電圧波形の面積を正負対象にしてそれぞれの面積を等しくすることができる。
【００２３】
図１に示す第１実施形態では、電源電圧検出手段１４により検出した電源電圧が包絡線電圧演算手段１に入力され、前記数式２の演算によって包絡線電圧の正側電圧（瞬時値）ｖｒｓｔを算出する。この正側電圧ｖｒｓｔはローパスフィルタ等からなる平均値演算手段２に入力され、その平均値ｖｒｓｔａｖｇが算出される。
除算器３では、正側電圧ｖｒｓｔ（これをｂとする）を平均値ｖｒｓｔａｖｇ（これをａとする）により除算してｂ／ａ、すなわち周波数指令の補正係数（ｖｒｓｔ／ｖｒｓｔａｖｇ）を求め、乗算器４に出力する。乗算器４では、もとの出力周波数指令ｆ＊に上記補正係数を乗算することにより出力周波数指令を補正し、この補正後の周波数指令ｆ＊＊を振幅指令と共に三相発振器１１に入力する。
【００２４】
上記のような構成により、図２に示すごとく、包絡線電圧の正側電圧ｖｒｓｔがその平均値ｖｒｓｔａｖｇより低い期間は、補正係数（ｖｒｓｔ／ｖｒｓｔａｖｇ）を１より小さくして補正後の出力周波数指令ｆ＊＊を元の出力周波数指令ｆ＊より低くし、包絡線電圧の正側電圧ｖｒｓｔがその平均値ｖｒｓｔａｖｇより高い期間は、補正係数（ｖｒｓｔ／ｖｒｓｔａｖｇ）を１より大きくして補正後の出力周波数指令ｆ＊＊を元の出力周波数指令ｆ＊より高くする。
このように、包絡線電圧の正側電圧ｖｒｓｔとその平均値ｖｒｓｔａｖｇとの大小関係に応じて出力周波数指令ｆ＊＊の大きさを変化させることにより、出力電圧波形の正負何れにおいても包絡線電圧による制限を受けにくくなり、波形のひずみを抑制して出力電圧波形の面積をほぼ正負対称にすることができる。
【００２５】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図であり、請求項２に記載した発明の実施形態に相当する。
この実施形態では、パルスパターン発生器１２として、仮想のＰＷＭ整流器とインバータとからなる回路を想定し、両者のスイッチング関数を合成してマトリックスコンバータ等の直接変換回路１３のパルスパターンを得る場合、パルスパターン発生器１２における仮想の直流リンク電圧を演算し、直流電圧のリプルに応じて出力周波数を制御する。
【００２６】
仮想のＰＷＭ整流器の出力電圧が最大になるように制御したとき、電源電圧波形の包絡線が仮想の直流リンク電圧に現れてリプルを含むことになる。
ここで、ＰＷＭ整流器の上アームのスイッチング関数をそれぞれＳｒ，Ｓｓ，Ｓｔ（Ｓ＝１でオン、Ｓ＝０でオフ）とし、下アームについては、上アームと反対のスイッチングを行うとすれば、仮想の直流リンク電圧Ｖｄｃは数式３によって表すことができる。
【００２７】
【数３】
Ｖｄｃ＝（Ｓｒ−Ｓｓ）ｖｒｓ＋（Ｓｓ−Ｓｔ）ｖｓｔ＋（Ｓｔ−Ｓｒ）ｖｔｒ
【００２８】
なお、ｖｒｓ，ｖｓｔ，ｖｔｒ：各相線間電圧である。
この第２実施形態では、上記数式３により求めた直流リンク電圧Ｖｄｃを用い、出力周波数指令を数式４に従って補正することにより、出力電圧波形の正負の面積をほぼ等しくするようにした。
【００２９】
【数４】
2004135462.tif 000004
【００３０】
数式４において、Ｖｄｃａｖｇ：仮想の直流リンク電圧の平均値である。
図３では、電源電圧検出手段１４により検出した電源電圧と、パルスパターン発生器１２内のＰＷＭ整流器側のパルスパターン（スイッチング関数）とから、仮想直流電圧演算手段５が数式３に従って仮想直流リンク電圧Ｖｄｃを算出する。
この仮想直流リンク電圧（瞬時値）Ｖｄｃは、ローパスフィルタ等からなる平均値演算手段２に入力され、仮想直流リンク電圧の平均値Ｖｄｃａｖｇが算出される。
【００３１】
除算器３では、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃ（これをｂとする）をその平均値Ｖｄｃａｖｇ（これをａとする）により除算してｂ／ａ、すなわち周波数指令の補正係数（Ｖｄｃ／Ｖｄｃａｖｇ）を求め、乗算器４に出力する。乗算器４では、元の出力周波数指令ｆ＊に上記補正係数を乗算することにより出力周波数指令を補正し、この補正後の周波数指令ｆ＊＊を振幅指令と共に三相発振器１１に入力する。
【００３２】
この実施形態においては、仮想直流電圧演算手段５により包絡線電圧に対応する電圧を検出可能であり、この仮想直流リンク電圧Ｖｄｃの大きさに応じて第１実施形態と同様に数式４に従って出力周波数指令を補正することにより、出力電圧波形の正負の面積をほぼ等しくすることができる。
【００３３】
次いで、図４は本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図であり、請求項３に記載した発明の一実施形態に相当する。
この実施形態では、出力電圧波形の正負の面積を等しくするため、磁束ベクトルを利用する。出力電圧波形の正負の面積（時間積）は、出力電圧を積分して磁束を演算することと等価であり、出力電圧波形の正負の面積が等しくなるように制御することは、演算した磁束の大きさが一定になるように出力周波数を補正することと等価である。
【００３４】
そこで本実施形態では、直接変換回路１３の各相出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを出力電圧検出手段６により検出し、直交座標上における磁束ベクトルφ＝φα＋ｊφβの各成分を数式５により求めることとした。
【００３５】
【数５】
2004135462.tif 000005
【００３６】
磁束ベクトルの大きさは、数式６により算出される。
【００３７】
【数６】
2004135462.tif 000006
【００３８】
図４では、磁束ベクトル演算手段７が数式５，６の演算を行って磁束ベクトルの大きさ（瞬時値）を演算する。そして、演算した磁束ベクトルの大きさ（これをｂとする）を平均値演算手段２が算出した平均値（これをａとする）により除算して補正係数（ｂ／ａ）を求め、乗算器４に出力する。乗算器４では、元の出力周波数指令に上記補正係数を乗算することにより出力周波数指令を補正し、この補正後の周波数指令を振幅指令と共に三相発振器１１に入力する。
すなわち、磁束ベクトルの大きさがその平均値よりも小さくなったときは、出力周波数指令を元の周波数指令よりも低くし、磁束ベクトルの大きさがその平均値よりも大きくなったときは、出力周波数指令を元の周波数指令よりも高くする。
【００３９】
これにより、磁束の大きさが一定になるように出力周波数が制御されるので、前述したごとく等価的に出力電圧波形の正負の面積が等しくなるような制御が行われることとなる。
なお、この第３実施形態では第１，第２実施形態と同様に瞬時値を平均値で除算して得た補正係数により出力周波数指令を補正しているが、出力周波数指令の制御方法としては、磁束ベクトル演算手段により演算した磁束の大きさが一定になるように調節器を用いてフィードバック制御する方法でも良い。また、出力電圧を検出せずに、電源電圧及びスイッチングパターンから出力電圧を推定して、磁束の大きさを求めても良い。
【００４０】
次に、図５は本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図であり、請求項３に記載した発明の他の実施形態に相当する。この実施形態は、出力電圧波形の正負の面積が出力電圧の振幅の制御によって調節可能である点に着目したものである。
ここで、図５は補正の対象を出力電圧の振幅指令としたものであるが、同様にして、図１，図３の実施形態（第１，第２実施形態）においても補正係数を元の振幅指令に乗じることで振幅指令を補正するようにしても良い。これらの実施形態は、請求項１，２に記載した発明に含まれるものである。
【００４１】
図５を参照しながら図４との相違点について説明すると、図５における除算器３’は、磁束ベクトルの大きさの平均値（これをａとする）を磁束ベクトルの大きさ（これをｂとする）により除算して補正係数（ａ／ｂ）を求め、乗算器４に出力する。乗算器４では、出力電圧の元の振幅指令に上記補正係数を乗じて振幅指令を補正し、この補正後の振幅指令が三相発振器１１に入力される。
【００４２】
上記構成において、磁束ベクトルの大きさがその平均値よりも小さくなったときは、出力電圧の振幅指令を元の振幅指令より大きくし、磁束ベクトルの大きさがその平均値よりも大きくなったときは、出力電圧の振幅指令を元の振幅指令より小さくする。
なお、図５では振幅指令だけを調整しているが、出力電圧が電源電圧の振幅の０．８６６倍を超える領域では振幅による調節だけでは不十分な場合があるので、振幅指令だけでなく周波数指令も併せて調節するようにしても良い。つまり、図４，図５の実施形態を組み合わせることも可能である。
【００４３】
以上の各実施形態では、出力電圧の周波数または振幅を調整するために、三相発振器（正弦波発振器）１１に入力される出力周波数指令または振幅指令（つまり基本波周波数指令または基本波振幅指令）を用いているが、パルスパターン発生器１２が出力するＰＷＭパルス列から直接、出力電圧波形の正負面積が等しくなるように出力電圧を補正しても良い。
【００４４】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、マトリックスコンバータ等を用いて電源電圧の振幅の０．８６６倍を超える電圧を出力させる場合にも、出力電圧波形の正負の面積をほぼ等しくすることができ、波形のひずみを解消して交流出力電圧に重畳される低周波数成分を抑制することができる。この結果、負荷に電動機が接続された場合でも磁束が増加しないため、電動機の騒音発生、トルク脈動、異常過熱を未然に防止することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態における包絡線電圧及びその平均値と、補正係数、出力周波数指令の関係を示す図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図である。
【図４】本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図である。
【図５】本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図である。
【図６】従来技術を示す制御ブロック図である。
【図７】マトリックスコンバータの構成図である。
【図８】直接変換形電力変換装置の出力電圧発生原理を示す図である。
【図９】包絡線電圧の説明図である。
【符号の説明】
１：包絡線電圧演算手段
２：平均値演算手段
３，３’：除算器
４：乗算器
５：仮想直流電圧演算手段
６：出力電圧検出手段
７：磁束ベクトル演算手段
１１：三相発振器
１２：パルスパターン発生器
１３：直接変換回路
１４：電源電圧検出手段
２１：三相交流電源
２２：負荷
【図１】
2004135462.tif 000007
【図２】
2004135462.tif 000008
【図３】
2004135462.tif 000009
【図４】
2004135462.tif 000010
【図５】
2004135462.tif 000011
【図６】
2004135462.tif 000012
【図７】
2004135462.tif 000013
【図８】
2004135462.tif 000014
【図９】
2004135462.tif 000015