(57)【要約】【課題】入力電力が大きい場合や放電灯負荷の調光範囲が広い場合、あるいはフィルタ回路のコンデンサの容量が大きい場合にも位相角制御回路における誤点弧を防止し、放電灯負荷のちらつきを抑制する。【解決手段】位相角制御回路１のトライアックＱをターンオンさせるゲート信号がオフした以降において、スイッチング素子Ｑ１を常時オンとすることでフィルタ回路７のコンデンサＣｘや高調波ノイズ除去用のコンデンサＣ２に充電された電荷を瞬時に放電して入力電流Ｉｉｎをゼロにする。このため、入力電力が大きい場合や放電灯負荷３の調光範囲が広い場合、あるいはフィルタ回路７のコンデンサＣｘの容量が大きい場合にも位相角制御回路１における誤点弧を防止し、放電灯負荷３のちらつきを抑制することができる。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源により供給される交流電源電圧の所定の位相角からゼロクロス点直前までの間に導通する双方向スイッチ素子を具備して交流電源電圧の位相角制御を行う位相角制御回路と、入力端子を介して位相角制御回路から供給される位相角制御された交流電源電圧を整流する整流回路と、整流回路の脈流出力に含まれる高調波電流を抑制する力率改善用のチョッパ回路と、整流回路からの入力電圧及び入力電流並びに出力電圧を検出しこれらの検出値に応じてチョッパ回路を制御するチョッパ制御回路と、チョッパ回路と前記入力端子の間に挿入されて高周波ノイズが交流電源に帰還するのを阻止するフィルタ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサで平滑された直流出力を高周波出力に変換して放電灯負荷に供給するインバータ回路と、位相角制御回路における位相角に応じてインバータ回路の高周波出力を調整するインバータ制御回路と、位相角制御回路の双方向スイッチ素子を点弧させるゲート信号がオフした以降に前記入力端子に流れる電流をゼロとする入力電流停止手段とを備えたことを特徴とする照明装置。
【請求項２】
前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロスと略同じタイミングで前記入力端子に流れる電流をゼロとすることを特徴とする請求項１記載の照明装置。
【請求項３】
前記チョッパ回路は、インダクタ、スイッチング素子及び整流素子を具備する昇圧チョッパ回路からなり、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前から所定の期間中に前記スイッチング素子を常時導通させることを特徴とする請求項１又は２記載の照明装置。
【請求項４】
前記入力電流停止手段は、フィルタ回路とチョッパ回路の間に設けられ、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前から所定の期間中に常時導通するスイッチ要素と抵抗素子の直列回路からなることを特徴とする請求項１又は２記載の照明装置。
【請求項５】
前記入力電流停止手段は、チョッパ制御回路による整流回路からの入力電圧の検出値にオフセットを加えることを特徴とする請求項３記載の照明装置。
【請求項６】
前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前からゼロクロス点までのゼロ期間を検出するとともにゼロ期間を検出しているときに検出信号を出力するゼロ期間検出回路を有し、前記チョッパ制御回路による整流回路からの入力電圧の検出値にゼロ期間検出回路の検出信号を重畳させることを特徴とする請求項３記載の照明装置。
【請求項７】
前記チョッパ制御回路は、出力電圧の検出値と基準値との誤差に応じてスイッチング素子のオンデューティ比を変化させることで出力電圧を一定とするフィードバック制御を行い、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前からゼロクロス点までのゼロ期間を検出するとともにゼロ期間を検出しているときに検出信号を出力するゼロ期間検出回路を有し、前記チョッパ制御回路における出力電圧の検出値と基準値との誤差にゼロ期間検出回路の検出信号を重畳させることを特徴とする請求項３記載の照明装置。
【請求項８】
前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前からゼロクロス点までのゼロ期間を検出するゼロ期間検出回路を有し、ゼロ期間検出回路でゼロ期間が検出されているときに前記スイッチ要素を導通させることを特徴とする請求項４記載の照明装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位相角制御された交流電源電圧が供給されるとともに位相角に応じて放電灯負荷を調光する照明装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、位相角制御された交流電源電圧が供給されるとともに位相角に応じて放電灯負荷を調光する照明装置として、特許文献１に記載された照明装置がある。この照明装置は、図１２に示すように交流電源ＡＣにより供給される交流電源電圧を位相角制御する位相角制御回路１と、位相角制御された交流電源電圧により放電灯負荷３を高周波点灯させる放電灯点灯装置２とを備えている。
【０００３】
位相角制御回路１は、双方向スイッチ素子であるトライアックＱ及びインダクタＬの直列回路と、トライアックＱと並列に接続されたコンデンサＣ及び抵抗Ｒの直列回路と、トライアックＱにトリガ信号を印加するためのトリガ素子（例えば、ダイアック）ＴＲとで構成される。また、図示は省略しているが、放電灯点灯装置２は、入力端子を介して位相角制御回路１から供給される位相角制御された交流電源電圧を整流する整流回路と、整流回路の脈流出力に含まれる高調波電流を抑制する力率改善用のチョッパ回路と、整流回路からの入力電圧及び入力電流並びに出力電圧を検出しこれらの検出値に応じてチョッパ回路を制御するチョッパ制御回路と、チョッパ回路と前記入力端子の間に挿入されて高周波ノイズが交流電源に帰還するのを阻止するフィルタ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサで平滑された直流出力を高周波出力に変換して放電灯負荷に供給するインバータ回路と、位相角制御回路１における位相角に応じてインバータ回路の高周波出力を調整する、すなわち放電灯負荷３を調光するインバータ制御回路とで構成される。
【０００４】
而して、図１３（ａ）に示すような正弦波の交流電源電圧が位相角制御回路１に印加されると、交流電源電圧の所定の位相角においてトリガ素子ＴＲが導通するためにトライアックＱのゲートにゲート信号Ｖ１が入力され（図１３（ｂ）参照）、トライアックＱがターンオンして交流電源電圧（入力電圧）Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎが放電灯点灯装置２に出力されるとともに、交流電源電圧がゼロクロス点ＺＣに達する直前にトリガ素子ＴＲがオフしてゲート信号Ｖ１が入力されなくなり（図１３（ｂ）参照）、交流電源電圧がゼロクロス点ＺＣに達して保持電流以下に低下した時点でトライアックＱがターンオフして入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎがゼロとなる（図１３（ｃ）及び（ｄ）参照）。そして、交流電源電圧が次の半周期における所定の位相角になるまで入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎのゼロ期間が継続することになる。なお、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎは同相であり、ゼロクロス点ＺＣも一致している。
【０００５】
【特許文献１】
特表平１０−５０１６５３号公報（第６−７頁、第２図）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、位相角制御回路１の負荷となる放電灯点灯装置２には、通常インダクタとコンデンサを有するフィルタ回路を設けて高調波ノイズが交流電源ＡＣに帰還するのを阻止しているが、このフィルタ回路のために放電灯点灯装置２が位相角制御回路１に対して容量性負荷となり、入力電圧Ｖｉｎの位相よりも入力電流Ｉｉｎの位相が進相となってゼロクロス点ＺＣを過ぎているにもかかわらずトライアックＱがオンしたままとなる状態、いわゆる誤点弧が発生する虞がある（図１４参照）。
【０００７】
図１５には入力電圧Ｖｉｎ、チョッパ回路のスイッチング素子に流れる電流（「チョッパ電流」と呼ぶ）Ｉｃｐ並びに当該スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを交流電源電圧の周期で示しており、同じく図１６にはゼロクロス点ＺＣ付近における入力電圧Ｖｉｎ、チョッパ電流Ｉｃｐ及びドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを示している。これら図１５及び図１６に示すように、上記特許文献１に記載された従来例においては、位相角制御された交流電源電圧（入力電圧）Ｖｉｎがほぼゼロとなる期間にチョッパ回路のスイッチング素子を高周波でスイッチングすることにより、フィルタ回路のコンデンサに充電されている電荷を放電させてフィルタ回路の発振を抑制し、位相角制御回路１の負荷を容量性負荷から抵抗性負荷に近づけて誤点弧の発生を抑えている。
【０００８】
ところが、入力電力が大きい場合や放電灯負荷の調光範囲が広い場合、あるいはフィルタ回路のコンデンサの容量が大きい場合には、図１７に示すように入力電圧Ｖｉｎのゼロクロス点ＺＣよりも先に入力電流Ｉｉｎが反転してトライアックＱが誤点弧してしまう（但し、図１７においては入力電流Ｉｉｎの極性を逆にして表示している）。すなわち、上記のような場合に位相角制御された交流電源電圧（入力電圧）Ｖｉｎがほぼゼロとなる期間にチョッパ回路のスイッチング素子を高周波でスイッチングしてもフィルタ回路のコンデンサが放電するまでの時間が比較的に長くなり、容量性負荷から抵抗性負荷に近づけることが困難になっており、フィルタ回路のコンデンサが放電するまでの期間にチョッパ回路のスイッチング素子の高周波スイッチングによって発生するノイズ等がトリガとなってトライアックＱが誤点弧してしまうのである。しかも、このように位相角制御回路１で誤点弧が発生して位相角がずれると、位相角に応じて調光度合いを決めている場合にインバータ制御回路に対する調光の指令値が誤るために放電灯負荷３のちらつきを生じる場合がある。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、入力電力が大きい場合や放電灯負荷の調光範囲が広い場合、あるいはフィルタ回路のコンデンサの容量が大きい場合にも位相角制御回路における誤点弧を防止し、放電灯負荷のちらつきを抑制した照明装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、交流電源により供給される交流電源電圧の所定の位相角からゼロクロス点直前までの間に導通する双方向スイッチ素子を具備して交流電源電圧の位相角制御を行う位相角制御回路と、入力端子を介して位相角制御回路から供給される位相角制御された交流電源電圧を整流する整流回路と、整流回路の脈流出力に含まれる高調波電流を抑制する力率改善用のチョッパ回路と、整流回路からの入力電圧及び入力電流並びに出力電圧を検出しこれらの検出値に応じてチョッパ回路を制御するチョッパ制御回路と、チョッパ回路と前記入力端子の間に挿入されて高周波ノイズが交流電源に帰還するのを阻止するフィルタ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサで平滑された直流出力を高周波出力に変換して放電灯負荷に供給するインバータ回路と、位相角制御回路における位相角に応じてインバータ回路の高周波出力を調整するインバータ制御回路と、位相角制御回路の双方向スイッチ素子を点弧させるゲート信号がオフした以降に前記入力端子に流れる電流をゼロとする入力電流停止手段とを備えたことを特徴とする。
【００１１】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロスと略同じタイミングで前記入力端子に流れる電流をゼロとすることを特徴とする。
【００１２】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、前記チョッパ回路は、インダクタ、スイッチング素子及び整流素子を具備する昇圧チョッパ回路からなり、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前から所定の期間中に前記スイッチング素子を常時導通させることを特徴とする。
【００１３】
請求項４の発明は、請求項１又は２の発明において、前記入力電流停止手段は、フィルタ回路とチョッパ回路の間に設けられ、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前から所定の期間中に常時導通するスイッチ要素と抵抗素子の直列回路からなることを特徴とする。
【００１４】
請求項５の発明は、請求項３の発明において、前記入力電流停止手段は、チョッパ制御回路による整流回路からの入力電圧の検出値にオフセットを加えることを特徴とする。
【００１５】
請求項６の発明は、請求項３の発明において、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前からゼロクロス点までのゼロ期間を検出するとともにゼロ期間を検出しているときに検出信号を出力するゼロ期間検出回路を有し、前記チョッパ制御回路による整流回路からの入力電圧の検出値にゼロ期間検出回路の検出信号を重畳させることを特徴とする。
【００１６】
請求項７の発明は、請求項３の発明において、前記チョッパ制御回路は、出力電圧の検出値と基準値との誤差に応じてスイッチング素子のオンデューティ比を変化させることで出力電圧を一定とするフィードバック制御を行い、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前からゼロクロス点までのゼロ期間を検出するとともにゼロ期間を検出しているときに検出信号を出力するゼロ期間検出回路を有し、前記チョッパ制御回路における出力電圧の検出値と基準値との誤差にゼロ期間検出回路の検出信号を重畳させることを特徴とする。
【００１７】
請求項８の発明は、請求項４の発明において、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前からゼロクロス点までのゼロ期間を検出するゼロ期間検出回路を有し、ゼロ期間検出回路でゼロ期間が検出されているときに前記スイッチ要素を導通させることを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態の照明装置は、図１に示すように従来例と同様の位相角制御回路１と、入力端子Ｔ０，Ｔ０’を介して位相角制御回路１から供給される位相角制御された交流電源電圧（入力電圧）Ｖｉｎを整流する整流回路４と、整流回路４の脈流出力に含まれる高調波電流を抑制する力率改善用のチョッパ回路５と、整流回路４からの入力電圧及び入力電流並びに出力電圧を検出しこれらの検出値に応じてチョッパ回路５を制御するチョッパ制御回路６と、チョッパ回路５と入力端子Ｔ０，Ｔ０’の間に挿入されて高周波ノイズが交流電源ＡＣに帰還するのを阻止するフィルタ回路７と、チョッパ回路５の出力を平滑する平滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ１で平滑された直流出力を高周波出力に変換して放電灯負荷３に供給するインバータ回路８と、位相角制御回路１における位相角に応じてインバータ回路８の高周波出力を調整するインバータ制御回路９と、位相角制御回路１により制御された位相角を調光信号に変換してインバータ制御回路９に出力する位相角−調光信号変換回路１０とを備えている。
【００１９】
フィルタ回路７は互いに磁気結合されたインダクタＬｘ，Ｌｘと、これらのインダクタＬｘ，Ｌｘを介して入力端子Ｔ０，Ｔ０’間に接続されたコンデンサＣｘとで構成される。また、フィルタ回路７の出力側に接続される整流回路４はダイオードブリッジで構成され、入力電圧Ｖｉｎを全波整流した脈流電圧をチョッパ回路５に出力する。
【００２０】
チョッパ回路５は、高電位側の端子Ｔ１，Ｔ２間に直列接続されたインダクタＬ１及びダイオードＤ１と、インダクタＬ１の一端とダイオードＤ１のアノードとの接続点にドレインが接続されるとともに低電位側の端子Ｔ１’，Ｔ２’にソースが接続されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とを具備した従来周知の昇圧チョッパ回路であり、チョッパ制御回路６からスイッチング素子Ｑ１のゲートに与えられる駆動信号でスイッチング素子Ｑ１をスイッチングさせる。なお、チョッパ回路５の入力端子Ｔ１，Ｔ１’間には脈流電圧に含まれる高調波成分を除去するためのコンデンサＣ２が接続されている（図２参照）。
【００２１】
インバータ回路８は、いわゆるハーフブリッジやフルブリッジ型のような従来周知の構成を有し、インバータ制御回路９によりインバータ周波数（スイッチング周波数）を変化させることにより放電灯負荷３を予熱、始動、点灯並びに調光させるものである。位相角−調光信号変換回路１０は、位相角制御回路１により位相角制御された入力電圧Ｖｉｎのゼロ期間（位相角）を検出し、検出した位相角に対応する調光レベルを示す調光信号をインバータ制御回路９に出力する。そして、インバータ制御回路９が調光信号に応じてインバータ周波数を変化させることにより放電灯負荷３が調光される。なお、位相角制御回路１における位相角の調整は、例えば、トライアックＱに並列接続された抵抗（可変抵抗）Ｒの抵抗値を変化させてトリガ素子ＴＲが導通するタイミングを変えることで行われる。
【００２２】
次に、本発明の要旨であるチョッパ回路５及びチョッパ制御回路６についてさらに詳しく説明する。本実施形態におけるチョッパ制御回路６は、汎用の力率改善用制御ＩＣ（例えば、モトローラ社製ＭＣ３３２６２）からなり、図２に示すように誤差増幅器６ａ、乗算器６ｂ、コンパレータ６ｃ並びにドライバ６ｄを具備している。
【００２３】
図２に示すように、チョッパ回路５の入力端子Ｔ１，Ｔ１’間には抵抗Ｒ１〜Ｒ４の直列回路からなる分圧回路及びフィルタ用のコンデンサＣ３が接続され、この分圧回路によりチョッパ回路５に入力される脈流電圧を分圧した検出電圧Ｖｍがチョッパ制御回路６の乗算器入力端子ＭＵＬＴＩ−ＩＮを介して乗算器６ｂの一方の入力端子に入力されている。また、チョッパ回路５の出力端子Ｔ２，Ｔ２’間には抵抗Ｒ７〜Ｒ１０の直列回路からなる分圧回路が接続され、この分圧回路によりチョッパ回路５の出力電圧、すなわち平滑コンデンサＣ１の両端電圧を分圧した出力検出電圧が出力検出端子ＶＦＩＮを介して誤差増幅器６ａの＋端子に入力されている。誤差増幅器６ａの−端子には、電源端子ＶＩＮを介して入力される制御電源Ｖｃｃを分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂで分圧して得た基準電圧が入力されており、基準電圧と出力検出電圧の差分（誤差）を増幅した電圧が乗算器６ｂの他方の入力端子に入力されている。そして、乗算器６ｂの出力（基準電圧と出力検出電圧の差分を入力電圧の検出電圧と乗算した電圧）Ｖｘがコンパレータ６ｃの＋端子に入力され、スイッチング素子Ｑ１に流れるチョッパ電流Ｉｃｐを検出抵抗Ｒ６で検出したチョッパ電流検出電圧Ｖｙが電流検出端子ＣＳＩＮを介してコンパレータ６ｃの−端子に入力されている。
【００２４】
また、チョッパ回路５のインダクタＬ１に設けられた２次巻線Ｎ１の一端がグランドに接続されるとともに他端が検出抵抗Ｒ５の一端に接続されており、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流を検出抵抗Ｒ５で検出したインダクタ電流検出電圧Ｖｚがインダクタ電流検出端子ＺＣＤＩＮを介してドライバ６ｄに入力されている。さらに、ドライバ６ｄにはコンパレータ６ｃの出力Ｖｗも入力され、ドライバ６ｄの出力（駆動信号）が出力端子ＤＯＵＴを介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されている。
【００２５】
チョッパ制御回路６の基本的な制御動作について説明すると、乗算器６ｂの出力電圧Ｖｘとチョッパ電流Ｉｃｐの検出電圧Ｖｙがコンパレータ６ｃで比較され、検出電圧Ｖｙが出力電圧Ｖｘよりも高い場合、すなわち、コンパレータ６ｃの出力ＶｗがＬレベルの場合にドライバ６ｄの出力がＬレベルとなってスイッチング素子Ｑ１がオフとなる。スイッチング素子Ｑ１がオフするとインダクタＬ１の２次巻線Ｎ２に電流が流れ始めてインダクタ電流の検出電圧Ｖｚが正に立ち上がり、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギが放出し終わると検出電圧Ｖｚが負に振れる。そして、検出電圧Ｖｚが負に振れるとドライバ６ｄの出力がＨレベルとなってスイッチング素子Ｑ１をオンさせ、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを繰り返すことでチョッパ回路５の出力電圧（平滑コンデンサＣ１の両端電圧）が略一定に保たれる。
【００２６】
ところで本実施形態では、電源端子ＶＩＮと乗算器入力端子ＭＵＬＴＩ−ＩＮの間に抵抗Ｒ１１を接続し、抵抗Ｒ４，Ｒ１１で制御電源電圧Ｖｃｃを分圧した電圧をオフセット電圧Ｖｏｓとして乗算器入力端子ＭＵＬＴＩ−ＩＮに入力しており、この点に本実施形態の特徴がある。
【００２７】
図３には入力電圧Ｖｉｎ、チョッパ電流Ｉｃｐ、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ並びに乗算器６ｂに入力される検出電圧Ｖｍを交流電源電圧の周期で示しており、同じく図４にはゼロクロス点ＺＣ付近における入力電圧Ｖｉｎ、チョッパ電流Ｉｃｐ、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ及び検出電圧Ｖｍを示している。而して、チョッパ制御回路６の乗算器６ｂに入力される検出電圧Ｖｍにオフセット電圧Ｖｏｓを重畳させ、コンパレータ６ｃで検出電圧Ｖｙと比較される乗算器６ｂの出力電圧Ｖｘを相対的に高くすることにより、位相角制御回路１のトライアックＱをターンオンさせるゲート信号がオフした時点、すなわち、交流電源電圧（入力電圧Ｖｉｎ）のゼロクロス点の直前から所定の期間だけスイッチング素子Ｑ１を常時オンとし、フィルタ回路７のコンデンサＣｘや高調波ノイズ除去用のコンデンサＣ２に充電された電荷をゼロクロス点ＺＣに達するまでに放電させることができる。つまり、位相角制御回路１のトライアックＱをターンオンさせるゲート信号がオフした以降においては、フィルタ回路７のコンデンサＣｘや高調波ノイズ除去用のコンデンサＣ２に充電された電荷が瞬時に放電されて入力電流Ｉｉｎがゼロとなるから、図５に示すように入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎが同相となる。また、従来例のようにゼロクロス点ＺＣの近辺でスイッチング素子Ｑ１を高周波スイッチングすることがないためにチョッパ回路５から生じる高調波ノイズが抑えられるとともに、位相角制御回路１からチョッパ回路５等を負荷としてみたときにインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１の直列回路が負荷となるから実質的に抵抗性負荷となる。
【００２８】
本実施形態は上述のように構成されるものであり、位相角制御回路１のトライアックＱをターンオンさせるゲート信号がオフした以降において、スイッチング素子Ｑ１を常時オンとすることでフィルタ回路７のコンデンサＣｘや高調波ノイズ除去用のコンデンサＣ２に充電された電荷を瞬時に放電して入力電流Ｉｉｎをゼロにしているから、入力電力が大きい場合や放電灯負荷３の調光範囲が広い場合、あるいはフィルタ回路７のコンデンサＣｘ又は高調波ノイズ除去用のコンデンサＣ２の容量が大きい場合にも位相角制御回路１における誤点弧を防止し、放電灯負荷３のちらつきを抑制することができる。なお、本実施形態では乗算器入力端子ＭＵＬＴＩ−ＩＮにオフセット電圧Ｖｏｓが印加されたチョッパ制御回路６により入力電流停止手段を実現している。
【００２９】
（実施形態２）
本実施形態は、図６に示すように位相角制御された交流電源電圧（入力電圧）Ｖｉｎのゼロクロス直前からゼロクロス点ＺＣまでのゼロ期間を検出するとともにゼロ期間を検出しているときに検出信号を出力するゼロ期間検出回路１１を有し、ゼロ期間検出回路１１の検出信号を、チョッパ制御回路６の乗算器入力端子ＭＵＬＴＩ−ＩＮに入力される検出電圧Ｖｍに重畳するオフセット電圧Ｖｏｓとした点に特徴がある。但し、これ以外の基本的な構成及び動作は実施形態１と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００３０】
図６に示すように位相角−調光信号変換回路１０では、位相角制御された入力電圧ＶｉｎをダイオードＤ３，Ｄ４で整流し、分圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４で分圧した検出電圧Ｖｎと制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１５で分圧した基準電圧とをコンパレータ１０ａで比較しており、入力電圧Ｖｉｎのゼロ期間が増加するにつれてコンパレータ１０ａから出力される調光信号のオンデューティ比が減少し、インバータ制御回路９では調光信号のオンデューティ比の減少に合わせてインバータ周波数を変化させて放電灯負荷３を調光（光出力を減少）することになる。
【００３１】
一方、ゼロ期間検出回路１１は、入力電圧Ｖｉｎの検出電圧Ｖｎが−端子に入力され、制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１５，Ｒ１６で分圧した基準電圧が＋端子に入力されて両電圧を比較するコンパレータ１１ａを具備している。而して、図７に示すように入力電圧Ｖｉｎが充分に高い間はコンパレータ１１ａの出力がＬレベルであるが、ゼロクロス点ＺＣに近付いて基準電圧を下回った時点（ゼロクロス直前）からコンパレータ１１ａの出力がＨレベルとなり、このＨレベルの出力信号（ゼロ期間の検出信号）がオフセット電圧ＶｏｓとしてダイオードＤ２を介してチョッパ制御回路６の乗算器入力端子ＭＵＬＴＩ−ＩＮに入力され、ゼロ期間Ｔｚが終了するまでＨレベルに保持される。すなわち、本実施形態ではゼロ期間検出回路１１で検出される入力電圧Ｖｉｎのゼロ期間においてのみオフセット電圧Ｖｏｓがチョッパ制御回路６の乗算器入力端子ＭＵＬＴＩ−ＩＮに入力されることになる。
【００３２】
ところで実施形態１においては、制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗分圧した電圧をオフセット電圧Ｖｏｓとしてチョッパ制御回路６の乗算器入力端子ＭＵＬＴＩ−ＩＮに常時入力しているから、図８に示すようにコンデンサＣ２の容量が大きいためにスイッチング素子Ｑ１を常時オンする期間を比較的長くしなければならない場合や、図９に示すように交流電源ＡＣの定格電圧の許容範囲を広くとったときに定格電圧が最も低い場合に、入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎが充分に小さいとは言えない程度のレベルにある期間（図８及び図９における期間Ｔｗ）にもスイッチング素子Ｑ１をオンさせることになる。その結果、スイッチング素子Ｑ１に過大なストレスが加わることになってしまう。
【００３３】
これに対して本実施形態では、ゼロ期間検出回路１１で検出される入力電圧Ｖｉｎのゼロ期間においてのみオフセット電圧Ｖｏｓをチョッパ制御回路６の乗算器入力端子ＭＵＬＴＩ−ＩＮに入力するから、図８や図９に示す上記場合においても入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎが充分に小さいレベルになってからスイッチング素子Ｑ１をオンさせることができてスイッチング素子Ｑ１に加わるストレスを抑えることができる。
【００３４】
（実施形態３）
本実施形態は、図１０に示すようにチョッパ制御回路６における出力電圧の検出値と基準値との誤差（誤差増幅器６ａの出力）にゼロ期間検出回路１１の出力をオフセット電圧Ｖｏｓとして重畳させる点に特徴がある。但し、これ以外の構成及び動作は実施形態２と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００３５】
図１０に示すように、ゼロ期間検出回路１１の出力（ゼロ期間の検出信号）がチョッパ制御回路６のゼロ期間検出信号入力端子ＣＯＭＰを介して誤差増幅器６ａの出力にオフセット電圧Ｖｏｓとして重畳されている。なお、ゼロ期間検出信号入力端子ＣＯＭＰとグランドの間にノイズ除去用のコンデンサＣ５が接続されている。
【００３６】
而して、実施形態１で説明したように誤差増幅器６ａの出力は乗算器６ｂにおいて検出電圧Ｖｍと乗算されてコンパレータ６ｃの＋端子に入力されており、オフセット電圧Ｖｏｓを誤差増幅器６ａの出力に重畳することで乗算器６ｂの出力電圧Ｖｘが底上げされるから、コンパレータ６ｃの出力ＶｗがＬレベルとなるタイミングが遅れてゼロクロス直前からゼロクロス点ＺＣまでの所定期間においてスイッチング素子Ｑ１が常時オンとなる。
【００３７】
このように本実施形態でも実施形態２と同様に、ゼロ期間検出回路１１で検出される入力電圧Ｖｉｎのゼロ期間においてのみオフセット電圧Ｖｏｓをチョッパ制御回路６に与えてゼロクロス直前からゼロクロス点ＺＣまでの所定期間でスイッチング素子Ｑ１を常時オンとしているから、入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎが充分に小さいレベルになってからスイッチング素子Ｑ１をオンさせることができてスイッチング素子Ｑ１に加わるストレスを抑えることができる。
【００３８】
（実施形態４）
本実施形態は、図１１に示すようにフィルタ回路７とチョッパ回路５の間に設けられ、位相角制御された交流電源電圧（入力電圧）Ｖｉｎのゼロクロス直前から所定の期間中に常時導通するスイッチ要素Ｑ２と抵抗素子Ｒ１９の直列回路からなる入力電流停止手段を備えた点に特徴があり、これ以外の基本的な構成及び動作については実施形態２と共通である。よって、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００３９】
整流回路４の出力端間に抵抗Ｒ１９とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ要素Ｑ２の直列回路が接続され、スイッチ要素Ｑ２のゲートにゼロ期間検出回路１１の出力端子が接続されている。すなわち、ゼロ期間検出回路１１でゼロ期間が検出されているときにはゼロ期間検出回路１１からＨレベルの検出信号が出力されるためにスイッチ要素Ｑ２がオンとなり、フィルタ回路７のコンデンサＣｘやコンデンサＣ２の電荷が抵抗Ｒ１９及びスイッチ要素Ｑ２を介して瞬時に放電される。また、ゼロ期間検出回路１１でゼロ期間が検出されているとき、位相角制御回路１から見た負荷が抵抗負荷（抵抗Ｒ１９）となるから入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎが同相となり、位相角制御回路１のトライアックＱを制御するゲート信号がオフした後に入力電流Ｉｉｎがゼロとなるため、トライアックＱの誤点弧が確実に防止できる。
【００４０】
また、本実施形態でもゼロ期間検出回路１１で検出される入力電圧Ｖｉｎのゼロ期間においてのみスイッチ要素Ｑ２をオンさせているから、実施形態２又は３におけるスイッチング素子Ｑ１と同様に、入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎが充分に小さいレベルになってからスイッチ要素Ｑ２をオンさせることでスイッチ要素Ｑ２に加わるストレスを抑えることができる。
【００４１】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源により供給される交流電源電圧の所定の位相角からゼロクロス点直前までの間に導通する双方向スイッチ素子を具備して交流電源電圧の位相角制御を行う位相角制御回路と、入力端子を介して位相角制御回路から供給される位相角制御された交流電源電圧を整流する整流回路と、整流回路の脈流出力に含まれる高調波電流を抑制する力率改善用のチョッパ回路と、整流回路からの入力電圧及び入力電流並びに出力電圧を検出しこれらの検出値に応じてチョッパ回路を制御するチョッパ制御回路と、チョッパ回路と前記入力端子の間に挿入されて高周波ノイズが交流電源に帰還するのを阻止するフィルタ回路と、チョッパ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサで平滑された直流出力を高周波出力に変換して放電灯負荷に供給するインバータ回路と、位相角制御回路における位相角に応じてインバータ回路の高周波出力を調整するインバータ制御回路と、位相角制御回路の双方向スイッチ素子を点弧させるゲート信号がオフした以降に前記入力端子に流れる電流をゼロとする入力電流停止手段とを備えたことを特徴とし、位相角制御回路の双方向スイッチ素子を点弧させるゲート信号がオフした以降において入力端子に流れる電流をゼロにしているから、入力電力が大きい場合や放電灯負荷の調光範囲が広い場合、あるいはフィルタ回路のコンデンサの容量が大きい場合にも位相角制御回路における誤点弧を防止し、放電灯負荷のちらつきを抑制することができる。
【００４２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロスと略同じタイミングで前記入力端子に流れる電流をゼロとすることを特徴とし、位相角制御回路における誤点弧を確実に防止することができる。
【００４３】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、前記チョッパ回路は、インダクタ、スイッチング素子及び整流素子を具備する昇圧チョッパ回路からなり、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前から所定の期間中に前記スイッチング素子を常時導通させることを特徴とし、スイッチング素子を常時導通させることでフィルタ回路を瞬時に放電させて入力端子に流れる電流をゼロとすることができる。
【００４４】
請求項４の発明は、請求項１又は２の発明において、前記入力電流停止手段は、フィルタ回路とチョッパ回路の間に設けられ、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前から所定の期間中に常時導通するスイッチ要素と抵抗素子の直列回路からなることを特徴とし、スイッチ要素を常時導通させることでフィルタ回路を瞬時に放電させて入力端子に流れる電流をゼロとすることができる。
【００４５】
請求項５の発明は、請求項３の発明において、前記入力電流停止手段は、チョッパ制御回路による整流回路からの入力電圧の検出値にオフセットを加えることを特徴とし、簡単な構成で入力電流停止手段が実現できる。
【００４６】
請求項６の発明は、請求項３の発明において、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前からゼロクロス点までのゼロ期間を検出するとともにゼロ期間を検出しているときに検出信号を出力するゼロ期間検出回路を有し、前記チョッパ制御回路による整流回路からの入力電圧の検出値にゼロ期間検出回路の検出信号を重畳させることを特徴とし、位相角制御された交流電源電圧が充分に小さいレベルになってからスイッチング素子を導通させてスイッチング素子に加わるストレスを抑えることができる。
【００４７】
請求項７の発明は、請求項３の発明において、前記チョッパ制御回路は、出力電圧の検出値と基準値との誤差に応じてスイッチング素子のオンデューティ比を変化させることで出力電圧を一定とするフィードバック制御を行い、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前からゼロクロス点までのゼロ期間を検出するとともにゼロ期間を検出しているときに検出信号を出力するゼロ期間検出回路を有し、前記チョッパ制御回路における出力電圧の検出値と基準値との誤差にゼロ期間検出回路の検出信号を重畳させることを特徴とし、位相角制御された交流電源電圧が充分に小さいレベルになってからスイッチング素子を導通させてスイッチング素子に加わるストレスを抑えることができる。
【００４８】
請求項８の発明は、請求項４の発明において、前記入力電流停止手段は、位相角制御された交流電源電圧のゼロクロス直前からゼロクロス点までのゼロ期間を検出するゼロ期間検出回路を有し、ゼロ期間検出回路でゼロ期間が検出されているときに前記スイッチ要素を導通させることを特徴とし、位相角制御された交流電源電圧が充分に小さいレベルになってからスイッチ要素を導通させてスイッチ要素に加わるストレスを抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す概略回路構成図である。
【図２】同上におけるチョッパ回路及びチョッパ制御回路を示す回路構成図である。
【図３】同上の動作説明用の波形図である。
【図４】同上の動作説明用の波形図である。
【図５】同上の動作説明用の波形図である。
【図６】実施形態２を示す概略回路構成図である。
【図７】同上の動作説明用の波形図である。
【図８】同上の動作説明用の波形図である。
【図９】同上の動作説明用の波形図である。
【図１０】実施形態３を示す概略回路構成図である。
【図１１】実施形態４を示す概略回路構成図である。
【図１２】従来例を示す概略回路構成図である。
【図１３】同上の動作説明用の波形図である。
【図１４】同上の動作説明用の波形図である。
【図１５】同上の動作説明用の波形図である。
【図１６】同上の動作説明用の波形図である。
【図１７】同上の動作説明用の波形図である。
【符号の説明】
１　位相角制御回路
３　放電灯負荷
４　整流回路
５　チョッパ回路
６　チョッパ制御回路
７　フィルタ回路
８　インバータ回路
９　インバータ制御回路
１０　位相角−調光信号変換回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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