(57)【要約】【課題】相互誘導の影響下にある共振型インバータの出力電流を安定させる。【解決手段】出力電流制御装置２３０は、電流偏差演算部２４０が第１インバータ２０４の出力電流と、出力電流設定器２４２による設定電流との偏差Δｉ１を求め、誘導電圧演算部２３８が電流検出器３２２の検出した第２インバータの出力電流による誘導電圧ωＭｉ２を演算する。目標入力電圧演算部２３６は、Δｉ１、ωＭｉ２、直流電圧検出器２２０が検出した第１インバータ２０４の入力直流電圧ＶＤＣ１とから、Δｉ１が零となる目標入力直流電圧ＶＤＣ１＊を演算し、目標直流電流演算部２３４に送る。目標直流電流演算部２３４は、ＶＤＣ１＊が得られる目標直流電流ＩＤＣ１＊を求めてチョッパ制御部２３２に入力する。チョッパ制御部２３２は、ＩＤＣ１＊が得られる第１チョッパ回路２１０のデューティ比（通流率）を求めて第１チョッパ回路２１０を制御する。【選択図】　　図１
2004134137.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の加熱コイルのそれぞれに対応して共振型インバータを設けた誘導加熱システムの出力電流制御方法であって、
前記各インバータの出力電流を検出するとともに、
制御対象インバータの出力電流とこの制御対象インバータの設定出力電流との出力電流偏差を求め、
前記制御対象インバータの負荷部における前記他のインバータの出力電流に基づく誘導電圧と前記出力電流偏差とに基づいて、前記設定出力電流が得られる前記制御対象インバータの目標直流電圧を演算し、
この目標直流電圧が得られるように前記制御対象インバータに入力する直流電流を制御する、
ことを特徴とする誘導加熱システムの出力電流制御方法。
【請求項２】
複数の加熱コイルのそれぞれに対応して設けた共振型インバータのそれぞれの出力電流を検出する出力電流検出部と、
この出力電流検出部が検出した制御対象インバータの出力電流とこの制御対象インバータの設定出力電流との偏差を求める出力電流偏差演算部と、
前記制御対象インバータの負荷部における他の前記インバータの出力電流に基づく誘導電圧を求める誘導電圧演算部と、
この誘導電圧演算部が求めた前記誘導電圧と前記出力電流偏差演算部が求めた出力電流偏差とに基づいて、前記制御対象インバータの出力電流が前記設定出力電流になる入力直流電圧を求める目標入力電圧演算部と、
この目標入力電圧演算部が求めた目標入力直流電圧に基づいて、前記制御対象インバータに直流電力を供給する直流電源部を制御し、目標入力直流電圧を出力させる電源制御部と、
を有することを特徴とする誘導加熱システムの出力電流制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載の誘導加熱システムの出力電流制御装置において、
前記直流電源部は、順変換部とチョッパ回路とを有しており、
前記電源制御部は、前記チョッパ回路の通流率を制御する、
ことを特徴とする誘導加熱システムの出力電流制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載の誘導加熱システムの出力電流制御装置において、
前記電源制御部は、前記目標入力電圧演算部が求めた前記目標入力直流電圧に基づいて、目標入力直流電圧が得られる前記チョッパ回路の出力電流を求める目標直流電流演算部と、
この目標直流電流演算部が求めた目標直流電流に基づいて、前記チョッパ回路の通流率を制御するチョッパ制御部と、
を有することを特徴とする誘導加熱システムの出力電流制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共振型インバータを備えた誘導加熱システムに係り、特に近接して配置した複数の加熱コイルのそれぞれに、対応する直列共振型インバータによって電流を供給する誘導加熱システムの出力電流制御方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導加熱は、加熱コイルに電流を流して磁場を発生させ、被加熱部材に電磁誘導による渦電流を発生させて加熱するもので、抵抗体加熱では得ることができない高温を発生させることができるため、各方面において採用されている。誘導加熱用の電源としては、回路の振動を利用して動作することによって出力波形に歪が少なく、高効率で負荷に電力を供給できる共振型インバータがしばしば用いられている。そして、近年は、複数の加熱コイルを近接して配置し、それぞれの加熱コイルに対応して設けた共振型インバータを同時に駆動して被加熱部材を加熱する誘導加熱システムが開発されている。図４は、２台の直列共振型インバータのそれぞれに加熱コイルを設けた誘導加熱システムの回路図を示したものである。
【０００３】
図４において、誘導加熱システム１は、第１加熱ユニット１０と第２加熱ユニット２０とを備えており、各加熱ユニット１０、２０のそれぞれに第１逆変換部（インバータ）１２、第２逆変換部２２と、これらの逆変換部１２、２２に対応した第１負荷部１４、第２負荷部２４とが設けられている。各負荷部１４、２４は、それぞれ第１加熱コイル１６、第２加熱コイル２６を有し、これらの加熱コイル１６、２６が近接配置されている。そして、各逆変換部１２、２２は、第１チョッパ回路１８、第２チョッパ回路２８を介して順変換部３に並列接続してある。また、各加熱ユニット１０、２０の負荷部１４、２４は、加熱コイル１６、２６とコンデンサＣ１　、Ｃ２　が直列接続してあって、逆変換部１２、２２が直列共振型インバータを構成している。なお、図４において、ｖ１　、ｉ１　は第１逆変換部１２の出力電圧と出力電流、Ｒ１　は第１加熱コイル１６の内部抵抗、Ｌ１　は第１加熱コイル１６の自己誘導係数である。また、ｖ２　、ｉ２　、Ｒ２　、Ｌ２　は、それぞれ第２逆変換部２２の出力電圧と出力電流、第２加熱コイル２６の内部抵抗と自己誘導係数である。
【０００４】
このような誘導加熱システム１においては、複数の加熱コイル１６、２６によって被加熱部材（図示せず）を加熱できるため、被加熱部材が大きなものであっても容易に均一に加熱でき、また各加熱コイルに供給する電流量を異ならせることにより、被加熱部材の複数領域を異なった加熱温度に制御することができる。すなわち、誘導加熱は、上記したように、被加熱部材に渦電流を発生させて加熱する。したがって、被加熱部材に発生する電力ＰＨは、被加熱部材に発生する渦電流をＩＨ、被加熱部材の固有抵抗をＲＨとすると、
【数１】
2004134137.tif 000003
となる。そして、被加熱部材に生ずる渦電流ＩＨは、加熱コイルが発生する磁束密度、すなわちインバータの出力電流に依存する。したがって、被加熱部材を所定の加熱温度に制御する場合、インバータの出力電流を一定に保持する必要がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図４のように、２つの加熱コイル１６、２６が近接配置されると、各加熱コイル間１６、２６において相互誘導が発生し、同図に示したように、第１負荷部１４には、第２逆変換部２２の出力電流ｉ２　による誘導電圧ｖＭ２が生じ、第２負荷部２４には第１逆変換部１２の出力電流ｉ１　による誘導電圧ｖＭ１が生ずる。このため、第１逆変換部１２と第２逆変換部２２との出力電圧ｖ１　、ｖ２　は、
【数２】
2004134137.tif 000004
【数３】
2004134137.tif 000005
のようになる。
【０００６】
ただし、これらの数式において、θは出力電流ｉ１　、ｉ２　の位相差であり、ＸＬ１、ＸＬ２は第１加熱コイル１６、第２加熱コイル２６による誘導性リアクタンス、ＸＣ１、ＸＣ２はコンデンサＣ１、Ｃ２による容量性リアクタンスである。また、Ｍは相互誘導係数であって、結合係数をｋ、加熱コイル１６、２６の自己誘導係数をＬ１、Ｌ２とすると、Ｍ＝ｋ（Ｌ１Ｌ２）１／２である。また、ωは角周波数であって、各逆変換部１２、２２の出力周波数をｆとした場合、ω＝２πｆであり、ｊは虚数単位を示す。
【０００７】
そして、各出力電流ｉ１　、ｉ２　が同期している場合、各逆変換部１２、２２の出力電圧ｖ１　、ｖ２　は、
【数４】
2004134137.tif 000006
【数５】
2004134137.tif 000007
のように表される。このため、２つの加熱コイル１６、２６が近接配置されている場合、図４に示したように、第１負荷部１４には第２逆変換部２２の出力電流ｉ２に基づく相互誘導電圧（誘導電圧）ＶＭ２が生じ、第２負荷部２４には第１逆変換部１２の出力電流に基づく誘導電圧ＶＭ１が生ずる。したがって、誘導加熱ユニット１の各加熱コイル１６、２６を近接して配置した場合、各負荷部１４、２４に相互誘導による誘導電圧が発生するため、各逆変換部（インバータ）１２、２２の出力電流が相互誘導の影響を受けて不安定となり、被加熱部材の加熱温度を高精度に制御することが困難となる。
【０００８】
本発明は、前記従来技術の欠点を解消するためになされたもので、相互誘導の影響下にある共振型インバータの出力電流を安定させることを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る誘導加熱システムの出力電流制御方法は、複数の加熱コイルのそれぞれに対応して共振型インバータを設けた誘導加熱システムの出力電流制御方法であって、前記各インバータの出力電流を検出するとともに、制御対象インバータの出力電流とこの制御対象インバータの設定出力電流との出力電流偏差を求め、前記制御対象インバータの負荷部における前記他のインバータの出力電流に基づく誘導電圧と前記出力電流偏差とに基づいて、前記設定出力電流が得られる前記制御対象インバータの目標直流電圧を演算し、この目標直流電圧が得られるように前記制御対象インバータに入力する直流電流を制御する、ことを特徴としている。
【００１０】
そして、上記出力電流制御方法を実施する出力電流制御装置は、複数の加熱コイルのそれぞれに対応して設けた共振型インバータのそれぞれの出力電流を検出する出力電流検出部と、この出力電流検出部が検出した制御対象インバータの出力電流とこの制御対象インバータの設定出力電流との偏差を求める出力電流偏差演算部と、前記制御対象インバータの負荷部における他の前記インバータの出力電流に基づく誘導電圧を求める誘導電圧演算部と、この誘導電圧演算部が求めた前記誘導電圧と前記出力電流偏差演算部が求めた出力電流偏差とに基づいて、前記制御対象インバータの出力電流が前記設定出力電流になる入力直流電圧を求める目標入力電圧演算部と、この目標入力電圧演算部が求めた目標入力直流電圧に基づいて、前記制御対象インバータに直流電力を供給する直流電源部を制御し、目標入力直流電圧を出力させる電源制御部と、を有することを特徴としている。
【００１１】
また、直流電源部は順変換部とチョッパ回路とを有するように構成でき、電源制御部はチョッパ回路の通流率を制御する構成とすることができる。さらに、電源制御部は、目標入力電圧演算部が求めた目標入力直流電圧に基づいて、目標入力直流電圧が得られるチョッパ回路の出力電流を求める目標直流電流演算部と、この目標直流電流演算部が求めた目標直流電流に基づいて、チョッパ回路の通流率を制御するチョッパ制御部と、を有するように構成してよい。
【００１２】
【作用】
上記のごとくなっている本発明は、制御対象インバータの出力電流を制御する際に、他のインバータの出力電流による誘導電圧を考慮してフィードフォワード的に制御するため、相互誘導の影響を小さくすることができ、制御対象インバータの出力電流を安定させることが可能となる。したがって、加熱コイルによって発生する磁束密度を安定させることができ、被加熱部材の加熱温度を高精度に制御することができる。
【００１３】
インバータに直流電力を供給する直流電源部を順変換部とチョッパ回路とを有するように構成し、インバータ（逆変換部）をいわゆる電圧型インバータにすると、負荷部側の応答性がよく、インバータの出力電流を容易、迅速に設定電流に制御することができる。そして、目標入力電圧演算部の求めた制御対象インバータの目標入力直流電圧が得られるようにチョッパ回路の通流率を制御する場合、目標入力直流電圧が得られるようなチョッパ回路の出力電流（目標直流電流）を求め、この目標直流電流に基づいてチョッパ回路の通流率を制御すると、チョッパ回路の通流率とチョッパ回路の出力電流との間に比例関係が存在するため、制御を容易に行なうことができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明に係る誘導加熱システムの出力電流制御方法およびその装置の好ましい実施の形態を、添付図面に従って説明する。
図２には、本発明の実施の形態に係る出力電流制御装置を備えた誘導加熱システムの説明図である。図２において、誘導加熱システム１００は、交流電源１０２に順変換部１０４が接続してあり、順変換部１０４の出力側に平滑コンデンサ１０６が設けてある。この順変換部１０４は、交流電源１０２が出力する交流電力を直流電力に変換する。そして、誘導加熱システム１００は、第１加熱ユニット２００と第２加熱ユニット３００とを有している。これらの加熱ユニット２００、３００は、平滑コンデンサ１０６に並列に接続してある。
【００１５】
第１加熱ユニット２００と第２加熱ユニット３００とは、それぞれ対応して第１直流変換部２０２、第２直流変換部３０２、各直流変換部２０２、３０２の出力側に設けた逆変換部である第１インバータ２０４、第２インバータ３０４、第１負荷部２０６、第２負荷部３０６を有している。各直流変換部２０２、３０２は、周知の第１チョッパ回路２１０、第２チョッパ回路３１０と、これらのチョッパ回路２１０、３１０の出力側に設けた平滑用のコンデンサ２１２、３１２とから構成してある。そして、各直流変換部２０２、３０２と順変換部１０４、平滑コンデンサ１０６とが直流電源部を構成している。また、各チョッパ回路２１０、３１０のチョップ部２２６、３２６は、トランジスタと、トランジスタに逆並列接続したダイオードとから構成してある。
【００１６】
第１インバータ２０４、第２インバータ３０４は、各アームがトランジスタと、このトランジスタに逆並列に接続したダイオードからなるブリッジ回路によって構成してある。そして、各インバータ２０４、３０４の出力側には、それぞれに対応して第１負荷部２０６、第２負荷部３０６が接続してある。各第１、第２負荷部２０６、３０６は、それぞれ第１加熱コイル２１４、第２加熱３１４とコンデンサ２１６、３１６とが直列に接続してある。したがって、各インバータ２０４、３０４は、直列共振型インバータを構成している。なお、図１において符号Ｒ１、Ｒ２は加熱コイル２１４、３１４の内部抵抗であり、符号Ｃ１、Ｃ２はコンデンサ２１６、３１６の容量、符号Ｌ１、Ｌ２は第１加熱コイル２１４と第２加熱コイル３１４との自己誘導係数を示す。
【００１７】
各チョッパ回路２１０、３１０の出力側には、コンデンサ２１２、３１２との間に、各チョッパ回路２１０、３１０の出力電流を検出するための直流電流検出器２１８、３１８が設けてある。また、各インバータ２０４、３０４の入力側には、直流電圧検出器２２０、３２０が設けてある。これらの直流電圧検出器２２０、３２０は、対応するインバータ２０４、３０４の入力直流電圧であるコンデンサ２１２、３１２の両端電圧を検出する。そして、直流電流検出器２１８、３１８と直流電圧検出器２２０、３２０との検出信号は、対応する加熱ユニット２００、３００に設けた詳細を後述する出力電流制御装置２３０、３３０に入力するようになっている。また、インバータ２０４、３０４の出力側には、インバータ２０４、３０４の出力電流ｉ１、ｉ２を検出する出力電流検出器（出力電流検出部）２２２、３２２が設けてある。そして、各出力電流検出器２２２、３２２の検出信号は、それぞれ両方の出力電流制御装置２３０、３３０に入力するようにしてある。これらの出力電流制御装置２３０、３３０は、対応した第１インバータ２０４、第２インバータ３０４がそれぞれ制御対象インバータとなっていて、これらのインバータ２０４、３０４の出力電流ｉ１、ｉ２を後述するように制御する。
【００１８】
出力電流制御装置２３０は、図１のようになっていて、チョッパ制御部２３２、目標直流電流演算部２３４、目標入力電圧演算部２３６、誘導電圧演算部２３８、電流偏差演算部（出力電流偏差演算部）２４０、出力電流設定器２４２を有している。出力電流設定器２４２には、第１インバータ２０４の制御目標とする出力電流（設定電流）ｉ１０が設定される。この設定電流ｉ１０は、電流偏差演算部２４０に入力される。そして、電流偏差演算部２４０は、出力電流検出器２２２の検出信号と出力電流設定器２４２の設定信号とが入力するようになっていて、両者の偏差Δｉ１＝ｉ１０−ｉ１を求めて目標入力電圧演算部２３６に入力する。一方、誘導電圧演算部２３８は、出力電流検出器３２２の検出した第２インバータ３０４の出力電流ｉ２に基づいて、第１負荷部２０６における相互誘導電圧（誘導電圧）を求めて目標入力電圧演算部２３６に入力する。
【００１９】
目標入力電圧演算部２３６は、後述するように、出力電流偏差Δｉ１と誘導電圧と、直流電圧検出器２２０の検出した直流電圧ＶＤＣ１とから第１インバータ２０４の出力電流ｉ１が設定電流ｉ１０となるような目標入力直流電圧を求める。また、目標直流電流演算部２３４は、目標入力電圧演算部２３６の出力側に設けてあって、チョッパ制御部２３２とともに電源制御部を構成している。そして、目標直流電流演算部２３４は、目標入力電圧演算部２３６の演算結果および直流電圧検出器２２０と直流電流検出器２１８との検出信号に基づいて、目標入力電圧演算部２３６が求めた目標入力直流電圧値を得るための、チョッパ回路２１０の出力する目標直流電流値を演算する。この目標直流電流演算部２３４が求めた目標直流電流値は、チョッパ制御部２３２に送出される。
【００２０】
チョッパ制御部２３２は、デューティ比演算回路２４４とチョッパ制御回路２４６とから構成してある。デューティ比演算回路２４４は、目標直流電流演算部２３４が求めた目標直流電流値が得られるようなチョッパ回路２１０のデューティ比、すなわちチョップ部２２６の通流率を求める。このデューティ比は、チョッパ制御回路２４６に入力される。チョッパ制御回路２４６は、デューティ比演算回路２４４の求めたデューティ比（通流率）が得られるようなチョッパゲートパルスを生成し、チョッパ回路２１０のチョップ部２２６に与える。また、第２加熱ユニット３００側の出力電流制御装置３３０は、第１加熱ユニット２００側の出力電流制御装置２３０と同様に構成してある。
【００２１】
上記のごとくなっている誘導加熱システム１００は、第１加熱ユニット２００の第１負荷部２０６に設けた第１加熱コイル２１４と、第２加熱ユニット３００の第２負荷部３０６に設けた第２加熱コイル３１４とが近接配置される。したがって、第１加熱コイル２１４と第２加熱コイル３１４との間には、相互誘導が発生する。このため、第１加熱ユニット２００の第１インバータ２０４と第２加熱ユニット３００の第２インバータ３０４との出力電流ｉ１、ｉ２は、相互誘導の影響を受けて不安定になる。そこで、実施形態の誘導加熱システム１００は、各加熱ユニット２００、３００に出力電流制御装置２３０、３３０を設けて各インバータ２０４、３０４の出力電流が設定電流ｉ１０、ｉ２０となるように制御している。次に、出力電流制御装置２３０の作用を、図１に基づいて説明する。
【００２２】
出力電流制御装置２３０の電流偏差演算部２４０は、所定時間（例えば、１ｍｓ）ごとに出力電流検出器２２２が検出した第１インバータ２０４の出力電流ｉ１を読み込み、出力電流設定器２４２に設定された設定電流ｉ１０と比較して両者の偏差Δｉ１＝ｉ１０−ｉ１を求め、目標入力電圧演算部２３６に入力する。また、誘導電圧演算部２３８は、電流検出器３２２が検出した第２インバータ３０４の出力電流ｉ２を所定時間ごとに読み込み、第２インバータ３０４の出力電流ｉ２による第１負荷部２０６における誘導電圧ωＭｉ２を算出し、目標入力電圧演算部２３６に入力する。目標入力電圧演算部２３６は、入力された出力電流偏差Δｉ１、誘導電圧ωＭｉ２に基づいて、出力電流偏差Δｉ１が零となる目標入力直流電圧ＶＤＣ１＊を算出して目標直流電流演算部２３４に送出する。
【００２３】
第１インバータ２０４と第２インバータ３０４とが相互誘導の影響を受けており、これらの出力電流ｉ１、ｉ２が同期している場合、前記したように各インバータ２０４、３０４の出力電圧ｖ１、ｖ２は、
【数６】
2004134137.tif 000008
【数７】
2004134137.tif 000009
である。また、これらの実効値Ｖ１Ｅ、Ｖ２Ｅは、それぞれ次のようになる。
【数８】
2004134137.tif 000010
【数９】
2004134137.tif 000011
【００２４】
したがって、第１インバータ２０４の出力電流ｉ１が設定電流ｉ１０に対してΔｉ１の偏差を有している場合、出力電流ｉ１を設定電流ｉ１０に一致させるための出力電圧の実効値Ｖ１Ｅ＊は、次の数式１０のようになる。
【数１０】
2004134137.tif 000012
【００２５】
ところで、図３（１）に示したように、インバータにＶＤＣの直流電圧が入力し、インバータから同図（２）のようにパルス高さＶＤＣ、デューティ比５０％のパルス状出力電圧（基本波）が出力された場合、インバータ出力電圧の基本波の実効値と入力直流電圧ＶＤＣとの間には、一般に、
【数１１】
2004134137.tif 000013
【数１２】
2004134137.tif 000014
の関係が成立する。
【００２６】
これは、矩形波の実効値と、矩形波に含まれている正弦波の実効値との関係が０．９であることを示す。また、数式１２は、インバータの出力電圧および出力電流をインバータに入力する直流電圧の関数として表すことができることを示している。そして、出力電流偏差Δｉ１＝ｅ１＝ｉ１０−ｉ１とおき、この偏差に所定時間ごと（例えば、１ｍｓごと）に演算して求めたゲインを乗じた比例積分制御（ＰＩ制御）用偏差ｅＧＶ１を、
【数１３】
2004134137.tif 000015
とする。ただし、Ａは比例項のゲインであり、Ｂは積分項のゲインである。そして、Δｔは積分時間を表す。
【００２７】
したがって、第１インバータ２０４の出力電流ｉ１を設定電流ｉ１０に制御する第１インバータ２０４の出力電圧の実効値Ｖ１Ｅ＊は、実効値Ｖ１Ｅ＊を得るための目標入力直流電圧をＶＤＣ１＊とすると、係数を考慮しない場合、数式１０、数式１２、数式１３の関係から、
【数１４】
2004134137.tif 000016
が得られる。
【００２８】
ただし、上式において、（ｎ）は、ｎ回目の演算の際に、直流電圧検出器２２０によって検出された第１インバータ２０４の入力直流電圧（直流電源部の出力電圧）である。また、θは、第１インバータ２０４の出力電圧と出力電流との位相差であって、ｃｏｓθは、
【数１５】
2004134137.tif 000017
【数１６】
2004134137.tif 000018
の関係から求める。ただし、ＶＤＣ、ＩＤＣは、インバータの入力直流電圧と入力直流電流である。
【００２９】
目標入力電圧演算部２３６は、出力電流偏差演算部２４０、誘導電圧演算部２３８の演算結果と、直流電流検出器２２０の検出信号とを読み込み、上記の各数式に基づいて、数式１４によって表された目標入力直流電圧ＶＤＣ１＊を演算し、演算結果を目標直流電流演算部２３４に入力する。そして、電流制御装置２３０の目標直流電流演算部２３４は、目標入力電圧演算部２３６から目標入力直流電圧ＶＤＣ１＊が入力してくると、直流電圧検出器２２０と直流電流検出器２１８との検出信号を読み込み、第１チョッパ回路２１０の目標出力電流ＩＤＣ１＊を次のようにして求める。
【００３０】
直流電源部の出力電流ＩＤＣと出力電流ＶＤＣとは、オームの法則により、次の関係がある。
【数１７】
2004134137.tif 000019
ただし、数式１７においてＲＤＣは、インバータ側の直流等価抵抗である。
【００３１】
そして、直流電源部の出力電圧ＶＤＣに偏差ΔＶＤＣが生じた場合、この偏差を零にする目標直流電流ＩＤＣ＊は、次式のようになる。
【数１８】
2004134137.tif 000020
【００３２】
したがって、直流電源部の現在の出力電圧、すなわち第１インバータ２０４の入力直流電圧ＶＤＣ１に対して、目標入力直流電圧がＶＤＣ１＊である場合、両者の間にΔＶＤＣ１＝ＶＤＣ１＊−ＶＤＣ１の偏差がある。そこで、目標直流電流演算部２３４は、
【数１９】
2004134137.tif 000021
とおき、この偏差に所定時間ごと（例えば、１ｍｓごと）に求めたゲインを乗じたＰＩ制御用偏差εＧＩ１を、
【数２０】
2004134137.tif 000022
とする。ただし、右辺第１項のＣは比例項のゲインであり、右辺第２項のＤは積分項のゲインである。
【００３３】
すなわち、目標直流電流演算部２３４は、目標入力電圧演算部２３６から第１インバータ２０４に入力すべき目標入力直流電圧ＶＤＣ１＊が入力すると、数式１９、数式２０のように偏差εＧＩ１を算出し、さらに次式に基づいて第１チョッパ回路２１０の目標出力電流ＩＤＣ１＊を演算し、デューティ比演算回路２４４に与える。
【数２１】
2004134137.tif 000023
【００３４】
デューティ比演算回路２４４は、第１チョッパ回路２１０の出力電流ＩＤＣ１の０〜１００％と、チョップ部２２６の通流率（デューティ比）の０〜１００％とを対応させてデューティ比を求めるようになっていて、目標直流電流演算部２３４から目標直流電流ＩＤＣ１＊が入力してくると、ＩＤＣ１＊が得られる第１チョッパ回路２１０のデューティ比を求め、チョッパ制御回路２４６に送出する。チョッパ制御回路２４６は、デューティ比演算回路２４４が求めたデューティ比が得られるゲートパルスを生成し、第１チョッパ回路２１０のチョップ部２２６に与えてチョップ部２２６の通流率を制御する。これにより、第１インバータ２０４の入力直流電圧がＶＤＣ１＊となり、インバータ２０４の出力電流が設定電流ｉ１０に制御される。したがって、第１加熱コイル２１４から発生する磁束密度が一定に制御され、被加熱部材の加熱温度を高精度に制御することが可能となる。しかも、第２インバータ３０４の出力電流による誘導電圧を考慮してフィードフォワード的に制御するため、第１インバータ２０４の出力電流を高精度に制御することができる。なお、第２加熱ユニット３００に設けた出力電流制御装置３３０は、出力電流制御装置２３０と同様にして第２インバータ３０４の出力電流を制御する。
【００３５】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明によれば、制御対象インバータの出力電流を制御する際に、他のインバータの出力電流による誘導電圧を考慮してフィードフォワード的に制御するため、相互誘導の影響を小さくすることができ、制御対象インバータの出力電流を安定させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る出力電流制御装置のブロック図である。
【図２】実施の形態に係る電流制御装置を備えた誘導加熱システムの説明図である。
【図３】直流電圧と、インバータの出力電圧との県警を説明する図である。
【図４】従来の誘導加熱システムの説明図である。
【符号の説明】
１００………誘導加熱システム、１０４、１０６、２０２、３０２………直流電源部（順変換部、平滑コンデンサ、第１直流変換部、第２直流変換部）、２０４………第１インバータ、２０６………第１負荷部、２１０………第１チョッパ回路、２１４………第１加熱コイル、２１８、３１８………直流電流検出器、２２０、３２０………直流電圧検出器、２２２、３２２………出力電流検出部（出力電流検出器）、２２６、３２６………チョップ部、２３０、３３０………出力電流制御装置、２３２、２３４………電源制御部（チョッパ制御部、目標直流電流演算部）、２３６………目標電圧演算部、２３８………誘導電圧演算部、２４０………出力電流偏差演算部（電流偏差演算部）、２４２………出力電流設定器、３０４………第２インバータ、３０６………第２負荷部、３１０………第２チョッパ回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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