(57)【要約】【課題】交流入力電流にスパイクを発生させることなく、昇降圧動作を実現する。【解決手段】全波整流回路７は、交流入力電源１からの交流入力を全波整流する。全波整流回路７の直流出力端間に、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列に接続される。出力端子３，４間に、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の節点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の節点との間に、リアクトルＬ１が接続される。出力端子３，４間に、平滑コンデンサＣ１２が接続される。制御回路８は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互に繰り返してオンオフさせつつ、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を交互に繰り返してオンオフさせる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が一定の時比率で駆動され、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が正弦波変調によりＰＷＭ駆動される。【選択図】　　　　図１
2004135372.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流入力を全波整流する全波整流回路と、
前記全波整流回路の直流出力端間に直列に接続された第１及び第２のスイッチング素子と、
当該力率改善コンバータの出力端間に直列に接続された第３及び第４のスイッチング素子と、
前記第１及び第２のスイッチング素子の節点と前記第３及び第４のスイッチング素子の節点との間に接続されたリアクトルと、
当該力率改善コンバータの前記出力端間に接続された平滑コンデンサと、
前記第１乃至第４のスイッチング素子を制御する制御回路と、
を備えたことを特徴とする力率改善コンバータ。
【請求項２】
前記制御回路は、前記第１及び第２のスイッチング素子を交互に繰り返してオンオフさせつつ、前記第３及び第４のスイッチング素子を交互に繰り返してオンオフさせることを特徴とする請求項１記載の力率改善コンバータ。
【請求項３】
前記制御回路は、前記第１及び第２のスイッチング素子をそれぞれ一定の時比率で駆動する一方、前記第３及び第４のスイッチング素子をそれぞれ正弦波変調によりＰＷＭ駆動することを特徴とする請求項２記載の力率改善コンバータ。
【請求項４】
前記制御回路は、当該力率改善コンバータの前記交流入力の電流が前記交流入力の電圧と略同一の位相及び周波数の正弦波となるように、前記第３及び第４のスイッチング素子の時比率を変化させることを特徴する請求項３記載の力率改善コンバータ。
【請求項５】
前記第１乃至第４のスイッチング素子のスイッチング周期が実質的に同一であることを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載の力率改善コンバータ。
【請求項６】
前記制御回路は、当該力率改善コンバータの出力電圧とその目標電圧との差に応じた出力を得る第１の減算器と、該第１の減算器の出力に応じた信号と前記交流入力の電圧に応じた信号とを乗算する乗算器と、該乗算器の出力に応じた信号と前記交流入力の電流に応じた信号との差に応じた出力を得る第２の減算器と、該第２の減算器の出力に応じた信号と搬送波信号とに基づいて、前記３及び第４のスイッチング素子をＰＷＭ駆動するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の力率改善コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善コンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の力率改善コンバータの一例として、下記の非特許文献１に開示された力率改善コンバータがある。図９は、この力率改善コンバータの基本的な構成を示す回路図である。
【０００３】
図９において、２０は交流入力電源、Ｄ２１〜Ｄ２４は交流入力電源２０からの交流入力を全波整流する全波整流回路を構成するダイオード、Ｃ２１は高周波成分を除去するコンデンサ、Ｓ２１，Ｓ２２はスイッチ、Ｄ２５，Ｄ２６はダイオード、Ｌ２１はリアクタンス、Ｃ２２は平滑コンデンサである。
【０００４】
この力率改善コンバータでは、前記全波整流回路の出力電圧（コンデンサＣ２１の両端間の電圧）が直流出力電圧Ｅｏの目標値より小さい期間において、昇圧モードで作動させ、前記全波整流回路の出力電圧が直流出力電圧Ｅｏの目標値より大きい期間において、降圧モードで作動させ、前記全波整流回路の出力電圧の大小に応じて両モードを切り換えることで、電圧Ｅｏを所定電圧にするとともに力率を高めている。昇圧モードでは、スイッチＳ２１を常にオンに保ちつつ、スイッチＳ２２を繰り返してオンオフさせ、スイッチＳ２２をＰＷＭ駆動する。一方、降圧モードでは、スイッチＳ２２を常にオフに保ちつつ、スイッチＳ２１を繰り返してオンオフさせ、スイッチＳ２１をＰＷＭ駆動する。
【０００５】
この力率改善コンバータによれば、昇圧動作及び降圧動作を行うので、昇圧動作のみを行う昇圧型力率改善コンバータに比べて、交流入力電圧が高くてもスイッチＳ２１，Ｓ２２等にかかる電圧を抑えることができ、これにより比較的安価で高性能の部品を使用することができる。
【０００６】
【非特許文献１】
ケーワランス（Ｋ　Ｗａｌｌａｎｃｅ），外１名，「ＤＳＰ　ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＤ　ＢＵＣＫ／ＢＯＯＳＴ　ＰＯＷＥＲ　ＦＡＣＴＯＲ　ＣＯＲＲＥＣＴＩＯＮ　ＦＯＲ　ＴＥＬＥＰＨＯＮＹ　ＲＥＣＴＩＦＩＥＲＳ」，ＩＮＴＥＬＥＣ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　Ｅｎｅｒｇｙ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ），　Ｏｃｔ．　２００１，　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来の力率改善コンバータでは、前記非特許文献１に記述されているように、昇圧モードと降圧モードとの切換時に、交流入力電流にスパイクが発生してしまう。交流入力電流にスパイクが生ずると、当該交流入力電源やこれに接続されている他の負荷装置に悪影響を及ぼし、例えば、当該負荷装置の誤動作を引き起こす場合がある。
【０００８】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、交流入力電流にスパイクを発生させることなく、昇降圧動作を実現することができる力率改善コンバータを提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するため、本発明の第１の態様による力率改善コンバータは、交流入力を全波整流する全波整流回路と、前記全波整流回路の直流出力端間に直列に接続された第１及び第２のスイッチング素子と、当該力率改善コンバータの出力端間に直列に接続された第３及び第４のスイッチング素子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の節点と前記第３及び第４のスイッチング素子の節点との間に接続されたリアクトルと、当該力率改善コンバータの前記出力端間に接続された平滑コンデンサと、前記第１乃至第４のスイッチング素子を制御する制御回路と、を備えたものである。
【００１０】
この第１の態様によれば、このような構成を採用されているので、第１乃至第４のスイッチング素子を適切に駆動することによって、当該力率改善コンバータの出力電圧を第１及び第２のスイッチング素子により降圧、第３及び第４のスイッチング素子により昇圧させることができ、総合的に昇降圧動作ができる。これは、前記従来の力率改善コンバータのように昇圧動作と降圧動作とを特別に切り換えることなく、昇降圧動作が実現できることを意味している。したがって、前記第１の態様によれば、交流入力電流にスパイクを発生させることなく、昇降圧動作を実現することができる。
【００１１】
本発明の第２の態様による力率改善コンバータは、前記第１の態様において、前記制御回路は、前記第１及び第２のスイッチング素子を交互に繰り返してオンオフさせつつ、前記第３及び第４のスイッチング素子を交互に繰り返してオンオフさせるものである。
【００１２】
本発明の第３の態様による力率改善コンバータは、前記第２の態様において、前記制御回路は、前記第１及び第２のスイッチング素子をそれぞれ一定の時比率で駆動する一方、前記第３及び第４のスイッチング素子をそれぞれ正弦波変調によりＰＷＭ駆動するものである。
【００１３】
本発明の第４の態様による力率改善コンバータは、前記第３の態様において、前記制御回路は、当該力率改善コンバータの前記交流入力の電流が前記交流入力の電圧と略同一の位相及び周波数を持つ正弦波となるように、前記第３及び第４のスイッチング素子の時比率を変化させるものである。
【００１４】
本発明の第５の態様による力率改善コンバータは、前記第２乃至第４のいずれかの態様において、前記第１乃至第４のスイッチング素子のスイッチング周期が実質的に同一であるものである。
【００１５】
本発明の第６の態様による力率改善コンバータは、前記第１乃至第５のいずれかの態様において、前記制御回路は、当該力率改善コンバータの出力電圧とその目標電圧との差に応じた出力を得る第１の減算器と、該第１の減算器の出力に応じた信号と前記交流入力の電圧に応じた信号とを乗算する乗算器と、該乗算器の出力に応じた信号と前記交流入力の電流に応じた信号との差に応じた出力を得る第２の減算器と、該第２の減算器の出力に応じた信号と搬送波信号とに基づいて、前記３及び第４のスイッチング素子をＰＷＭ駆動するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を有するものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による力率改善コンバータについて、図面を参照して説明する。
【００１７】
図１は、本発明の一実施の形態による力率改善コンバータを示す回路図である。
【００１８】
本実施の形態による力率改善コンバータは、図１に示すように、入力端子１，２及び出力端子３，４を有し、入力端子１，２間に接続される交流入力電源５からの交流入力を受け、これを所定の直流電圧Ｅｏに変換して、出力端子３，４間に接続される負荷６に供給する。以下の説明では、交流入力電源５からの交流入力の電圧及び電流をそれぞれＶｉ’及びＩｉ’とする。
【００１９】
また、本実施の形態による力率改善コンバータは、交流入力電源５からの交流入力を全波整流する全波整流回路７と、全波整流回路７の直流出力端間に直列に接続された第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、全波整流回路７の直流出力端間に直列に接続された第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の節点と第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の節点との間に接続されたリアクトルＬ１と、出力端子３，４間に接続された平滑コンデンサＣ１２と、第１乃至第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する制御回路８と、を備えている。
【００２０】
全波整流回路７としては、例えば、ダイオードによるフルブリッジ回路を用いることができる。全波整流回路７の直流出力端間には、高周波成分を除去するコンデンサＣ１１が接続されている。もっとも、このコンデンサＣ１１は必ずしも必要なものではない。また、コンデンサＣ１１に代えて、入力端子１，２と全波整流回路７の交流入力端との間に、例えば、１つ以上のリアクトル及び１つ以上のコンデンサからなる交流フィルタを設けて、高周波成分を除去してもよい。全波整流回路７の出力電圧Ｖｉは、交流入力電圧Ｖｉ’を全波整流したものとなっており、全波整流回路７の出力電流Ｉｉは交流入力電流Ｉｉ’を全波整流したものとなっている。
【００２１】
本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４として、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどのトランジスタが用いられている。図１に示すように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４及びリアクトルＬ１からなる回路９が、Ｈ型をなして入力側と出力側とを接続しているので、説明の便宜上、この回路９をＨブリッジ回路と呼ぶ。
【００２２】
さらに、本実施の形態による力率改善コンバータは、全波整流回路７の出力電流Ｉｉを検出する電流検出器１０と、全波整流回路７の出力電圧Ｖｉを検出する電圧検出器１１と、出力端子３，４間の出力電圧Ｅｏを検出する電圧検出器１２とを備えている。なお、電圧検出器１１は、αを適当な定数として、Ｖｉ／αを出力するようになっている。本実施の形態では、制御回路８は、検出器１０〜１２からのＩｉ，Ｖｉ／α，Ｅｏをそれぞれ示す検出信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をそれぞれ駆動する駆動信号（ゲート信号）Ｃ１〜Ｃ４を出力する。本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、対応する駆動信号Ｃ１〜Ｃ４がハイレベルである場合にそれぞれオンし、対応する駆動信号Ｃ１〜Ｃ４がローレベルである場合にオフするようになっている。
【００２３】
本実施の形態では、制御回路８は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互に繰り返してオンオフさせつつ、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を交互に繰り返してオンオフさせる。また、本実施の形態では、制御回路８は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれ一定の時比率で駆動する一方、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をそれぞれ正弦波変調によりＰＷＭ駆動する。さらに、本実施の形態では、制御回路８は、出力電圧Ｅｏが所定の目標電圧Ｅｒｅｆとなるとともに交流入力電流Ｉｉ’が交流入力電圧Ｖｉ’と略同一の位相及び周波数の正弦波となるように、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の時比率の変化の振幅を調整する。さらにまた、本実施の形態では、第１乃至第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周期は同一とされ、その周波数は交流入力の周波数に比べて高周波数（例えば、１６ｋＨｚ）とされている。
【００２４】
制御回路８のこのような制御は、例えば、図２及び図３に示すように、三角波の搬送波信号Ｓ２と信号Ｓ１とを比較することで、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動信号Ｃ１，Ｃ２を生成し、搬送波信号Ｓ２と信号Ｓ３とを比較することで、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の駆動信号Ｃ３，Ｃ４を生成することによって実現することができる。図２は、信号Ｓ３のレベルが信号Ｓ１のレベルより低い状態における信号Ｓ１〜Ｓ３及び駆動信号Ｃ１〜Ｃ４の関係を示すタイミング図である。図３は、信号Ｓ３のレベルが信号Ｓ１のレベルより高い状態における信号Ｓ１〜Ｓ３及び駆動信号Ｃ１〜Ｃ４の関係を示すタイミング図である。
【００２５】
図２及び図３に示す例では、信号Ｓ１が搬送波信号Ｓ２よりも高い期間においては駆動信号Ｃ１がハイレベルとされ、逆に、信号Ｓ１が搬送波信号Ｓ２よりも低い期間においては駆動信号Ｃ２がハイレベルとされている。また、信号Ｓ３が搬送波信号Ｓ２よりも高い期間においては駆動信号Ｃ３がハイレベルとされ、逆に、信号Ｓ３が搬送波信号Ｓ２よりも低い期間においては駆動信号Ｃ４がハイレベルとされている。これにより、駆動信号Ｃ１とＣ２とは互いに逆相信号となり、駆動信号Ｃ３とＣ４とは互いに逆相信号となっている。ただし、実際には、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２とが同時にオンしたり、第３のスイッチング素子Ｑ３と第４のスイッチング素子Ｑ４とが同時にオンしたりすることがないように、駆動信号Ｃ１とＣ２との間及び駆動信号Ｃ３とＣ４との間にはデッドタイムが挿入される。なお、搬送波信号Ｓ２は、三角波に代えて、例えば鋸波としてもよい。搬送波信号Ｓ２の周波数が、第１乃至第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数となる。
【００２６】
信号Ｓ１は常に一定のレベルとされている。これにより、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ一定の時比率で駆動される。第１のスイッチング素子Ｑ１の時比率をＤ１とすると、Ｄ１＝ｄ１と表すことができる。ｄ１は定数である。一方、信号Ｓ３は正弦波信号とされ、これにより、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、それぞれ正弦波変調によりＰＷＭ駆動される。なお、図２及び図３は、非常に短い期間を拡大して示していることから、実質的に正弦波である信号Ｓ３のレベルは直線的に示されている。
【００２７】
図２に示すように、信号Ｓ３のレベルが信号Ｓ１のレベルより低い場合には、第１乃至第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の導通状態としては、第１及び第３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオンし第２及び第４のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフしている状態（状態１）、第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンし第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフしている状態（状態３）、及び、第２及び第４のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオンし第１及び第３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオフしている状態（状態４）を繰り返すことになる。
【００２８】
一方、図３に示すように、信号Ｓ３のレベルが信号Ｓ１のレベルより高い場合には、第１乃至第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の導通状態としては、第１及び第３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオンし第２及び第４のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフしている状態（状態１）、第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンし第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフしている状態（状態２）、及び、第２及び第４のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオンし第１及び第３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオフしている状態（状態４）を繰り返すことになる。
【００２９】
図４（ａ）〜（ｄ）は、それぞれ状態１〜４における図１に示す力率改善コンバータの等価回路図である。
【００３０】
図４に示す等価回路に基づいて動作解析すると、前述したように第１のスイッチング素子Ｑ１の時比率をＤ１とし、更に第３のスイッチング素子Ｑ１の時比率をＤ２とすれば、図２及び図３に示すいずれの場合においても、出力電圧Ｅｏは、下記の数１で示す通りとなる。
【００３１】
【数１】
Ｅｏ＝（Ｄ１／Ｄ３）・Ｖｉ
【００３２】
数１から、出力電圧Ｅｏを第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２により降圧、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４により昇圧させることができ、総合的に昇降圧動作ができることがわかる。これは、前記従来の力率改善コンバータのように昇圧動作と降圧動作とを特別に切り換えることなく、昇降圧動作が実現できることを意味している。したがって、本実施の形態によれば、交流入力電流Ｉｉ’にスパイクを発生させることなく、昇降圧動作を実現することができる。
【００３３】
ここで、力率改善動作を実現するために制御回路８が行うべき具体的な制御の例について検討する。
【００３４】
今、入力交流電圧Ｖｉ’をＥｉ・ｓｉｎωｔ（Ｅｉは振幅）とし、リアクトルＬ１を流れる電流をｉＬとする。また、前述したように第１のスイッチング素子Ｑ１の時比率Ｄ１をｄ１とする。さらに、前述したように、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が正弦波変調によりＰＷＭ駆動されることから、第３のスイッチング素子Ｑ３の時比率Ｄ３をｄ３・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）とする。ｄ３は時比率Ｄ３の変化の振幅、φは位相差である。
【００３５】
このとき、リアクトルＬ１の付近の等価回路は、図５で示すようになる。ただし、電圧Ｖｉは交流入力電圧Ｖｉ’を全波整流したものであるので、本来ｓｉｎの項については絶対値を取るべきであるが、簡略化することとしその絶対値は取っていない。したがって、次の数２の関係が成り立つ。なお、数２において、ｄｉＬ／ｄｔは電流ｉＬの時間微分、ＬはリアクトルＬ１のインダクタンスである。
【００３６】
【数２】
Ｌ・ｄｉＬ／ｄｔ＝ｄ１・Ｅｉ・ｓｉｎωｔ−ｄ３・Ｅｏ・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）
【００３７】
理想的な力率改善回路動作をさせるためには、次の数３を満たすべきであると考えることができる。数３において、ＩＬは電流ｉＬの振幅である。数２に数３を代入すると、下記の数４が得られる。
【００３８】
【数３】
ｉＬ＝ＩＬ・ｓｉｎωｔ
【００３９】
【数４】
ω・Ｌ・ＩＬ・ｃｏｓωｔ＝ｄ１・Ｅｉ・ｓｉｎωｔ−ｄ３・Ｅｏ・（ｓｉｎωｔ・ｃｏｓφ＋ｓｉｎφ・ｃｏｓωｔ）＝（ｄ１・Ｅｉ−ｄ３・Ｅｏ・ｃｏｓφ）・ｓｉｎωｔ−ｄ３・Ｅｏ・ｓｉｎφ・ｃｏｓωｔ
【００４０】
数４から、次の数５及び数６を満たすように制御すれば、理想的な力率改善回路動作を実現することができることがわかる。
【００４１】
【数５】
ｄ１＝ｄ３・（Ｅｏ／Ｅｉ）・ｃｏｓφ
【００４２】
【数６】
ｓｉｎφ＝ω・Ｌ・ＩＬ／（Ｅｏ・ｄ３）
【００４３】
また、負荷６に流れる電流をｉｏとし、第３のスイッチング素子Ｑ３からの出力電流をｉＢとし、平滑コンデンサＣ１２の容量をＣとすると、出力電圧Ｅｏに関して、次の数７の関係が成立する。
【００４４】
【数７】
ｉＢ−ｉｏ＝Ｃ・ｄＥｏ／ｄｔ
【００４５】
電流ｉＢは、近似的に下記の数８で表される。
【００４６】
【数８】
ｉＢ＝ＩＬ・ｓｉｎωｔ×ｄ３・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）＝ｄ３・ＩＬ・（ｃｏｓφ・ｓｉｎ２ωｔ＋ｓｉｎφ・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓωｔ）＝ｄ３・ＩＬ・｛（ｃｏｓφ）／２−ｃｏｓφ・（ｃｏｓ２ωｔ）／２＋ｓｉｎφ・（ｓｉｎ２ωｔ）／２｝
【００４７】
平滑コンデンサＣ１２の容量Ｃが十分に大きいとき（例えば、５０００μＦのとき）、数８から下記の数９が成り立つものと考えることができる。
【００４８】
【数９】
ｉＢ＝ｄ３・ｃｏｓφ・ＩＬ／２
【００４９】
数９を数７に代入すると、下記の数１０が得られる。
【００５０】
【数１０】
Ｃ・ｄＥｏ／ｄｔ＝ｄ３・ｃｏｓφ・ＩＬ／２−ｉｏ
【００５１】
ところで、リアクトルＬ１のインダクタンスＬは、例えば数百μＨ程度であり、φはほぼ０であると考えることができる。よって、数５及び数１０はそれぞれ下記の数１１及び数１２に示す通りに近似することができる。
【００５２】
【数１１】
ｄ１≒ｄ３・（Ｅｏ／Ｅｉ）
【００５３】
【数１２】
Ｃ・ｄＥｏ／ｄｔ≒ｄ３・ＩＬ／２−ｉｏ
【００５４】
以上の検討から、制御回路８は、例えば、第１のスイッチング素子Ｑ１の時比率Ｄ１＝ｄ１を一定に保ち、第３のスイッチング素子Ｑ３の時比率Ｄ３の変化の振幅ｄ３を調整することにより、出力電圧Ｅｏを制御するように、構成することが望ましい。
【００５５】
これに従って構成した制御回路８の一具体例を、図６に示す。図６は、図１に示す力率改善コンバータにおいて用いられている制御回路８の具体例を示す概略ブロック図である。
【００５６】
図６に示す例では、制御回路８は、目標電圧設定器３１と、減算器３２と、補償器３３と、乗算器３４と、減算器３５と、補償器３６と、搬送波生成器３７と、基準信号設定器３８と、ＰＷＭ信号生成回路３９と、駆動回路４０とを備えている。
【００５７】
目標電圧設定器３１は、出力電圧Ｅｏの目標値である目標電圧Ｅｒｅｆを示す信号を出力する。減算器３２は、目標電圧設定器３１からの目標電圧Ｅｒｅｆを示す信号から、電圧検出器１２からの出力電圧Ｅｏの検出信号を減算することで、目標電圧Ｅｒｅｆと出力電圧Ｅｏとの差を示す信号を得る。補償器３３は、減算器３２の出力信号を補償し、減算器３２の出力信号に応じた信号を得る。補償器３３は、制御性能の改善と安定化を図るための回路であり、例えば、所定のフィルタ特性を有する増幅器を用いることができる。この点は補償器３６についても同様である。
【００５８】
乗算器３４は、補償器３３の出力値と電圧検出器１１からの値Ｖｉ／αとを乗算する。乗算器３４の出力が、交流入力電流Ｉｉ’に応じた電流である全波整流回路７の出力電流Ｉｉの、目標値となる。
【００５９】
減算器３５は、乗算器３４の出力値と電流検出器１０からの全波整流回路７の出力電流Ｉｉの検出値との差を示す信号を出力する。補償器３５は、減算器３５の出力信号を補償し、減算器３５の出力信号に応じた信号を得る。補償器３５の出力信号が、図２及び図３に関連して説明した信号Ｓ３として用いられ、ＰＷＭ信号生成回路３９に供給される。
【００６０】
搬送波生成器３７は、図２及び図３に関連して説明した搬送波信号Ｓ２を、ＰＷＭ信号生成回路３９に供給する。また、基準信号設定器３８は、図２及び図３に関連して説明した信号Ｓ２をＰＷＭ信号生成回路３９に供給する。
【００６１】
ＰＷＭ信号生成回路３９は、供給された信号Ｓ１〜Ｓ３に基づいて、図２及び図３に関連して説明した駆動信号Ｃ１〜Ｃ４にそれぞれ対応する信号ｃ１〜ｃ４を生成する。信号ｃ３，ｃ４は、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をそれぞれ駆動するためのＰＷＭ信号である。駆動回路４０は、第１乃至第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ対応する例えばバッファ回路等を有し、信号ｃ１〜ｃ４を受けて、第１乃至第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートにそれぞれ駆動信号Ｃ１〜Ｃ４を供給する。
【００６２】
本実施の形態による力率改善コンバータにおいて制御回路８として図６に示すような構成を持つ制御回路を採用した力率改善コンバータについて、ＰＳＩＭ（Ｐｏｗｅｒｓｉｍ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ　Ｉｎｃ．提供の電気回路シミュレータ）を用いたシミュレーションを行い、所定の交流入力電圧Ｖｉ’に対して得られる出力電圧Ｅｏ及び交流入力電流Ｉｉ’を求めた。そのシミュレーション条件は、交流入力電圧Ｖｉ’を周波数５０ＨｚのＡＣ１００Ｖ、目標電圧Ｅｒｅｆを２００Ｖ、コンデンサＣ１１の容量を５μＦ、リアクトルＬ１のインダクタンスＬを１００μＨ、平滑コンデンサＣ１２の容量Ｃを５６００μＦ、負荷６を１ｋＷとした。そのシュミレーション結果を、図７に示す。図８は、図７中の交流入力電流Ｉｉ’のみを縦軸を拡大して示したものである。
【００６３】
図７及び図８からわかるように、出力電圧Ｅｏが目標電圧Ｅｒｅｆに実質的に一定に制御されている。また、交流入力電流Ｉｉ’が交流入力電圧Ｖｉ’と実質的に同質の周波数及び位相を持つ正弦波となっており、極めて高い力率で作動している。さらに、交流入力電流Ｉｉ’には、前述した従来の力率改善コンバータで問題となっているスパイクは、生じていない。
【００６４】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではない。
【００６５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、交流入力電流にスパイクを発生させることなく、昇降圧動作を実現することができる力率改善コンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態による力率改善コンバータを示す回路図である。
【図２】信号Ｓ３のレベルが信号Ｓ１のレベルより低い状態における信号Ｓ１〜Ｓ３及び駆動信号Ｃ１〜Ｃ４の関係を示すタイミング図である。
【図３】信号Ｓ３のレベルが信号Ｓ１のレベルより高い状態における信号Ｓ１〜Ｓ３及び駆動信号Ｃ１〜Ｃ４の関係を示すタイミング図である。
【図４】各状態１〜４における図１に示す力率改善コンバータの等価回路図である。
【図５】図１に示す力率改善コンバータにおけるリアクトルの付近の等価回路図である。
【図６】図１に示す力率改善コンバータにおいて用いられている制御回路の具体例を示す概略ブロック図である。
【図７】図１に示す力率改善コンバータのシミュレーション結果を示す図である。
【図８】図７中の交流入力電流Ｉｉ’のみを、縦軸を拡大して示す図である。
【図９】従来の力率改善コンバータの基本的な構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１，２　入力端子
３，４　出力端子
５　交流入力電源
６　負荷
７　全波整流回路
８　制御回路
９　Ｈブリッジ回路
１０　電流検出器
１１，１２　電圧検出器
Ｑ１〜Ｑ４　スイッチング素子
Ｃ１２　平滑コンデンサ
３１　目標電圧設定器
３２，３５　減算器
３３，３６　補償器
３４　乗算器
３７　搬送波生成器
３８　基準信号設定器
３９　ＰＷＭ信号生成回路
４０　駆動回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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