(57)【要約】【課題】電流応答性能の向上と電流リップルの低減を同時に満たす電動機の電流制御装置を提供する。【解決手段】電流検出器１で検出した電流検出値と電流指令値との偏差により電圧指令を作成する電流制御器３、電圧指令をＰＷＭパルスに変換するＰＷＭパルス発生器６、ＰＷＭパルスを用いて半導体素子をスイッチングし電動機Ｍに電力を供給するインバータ７を備えた電動機の電流制御装置において、ＰＷＭパルスから電動機Ｍに供給されるパルス電圧に基づいてサンプリング周期間の平均電圧を計算し、その平均電圧と電動機の誘起電圧との差分値と、電流指令値と、電動機の電気的特性とから電流補正量を求める電流補正手段１０を設け、電動機の電流をＰＷＭパルス発生器６のキャリア周波数よりも速い周期でサンプリングして電流検出を行い、その電流補正値を電流検出値から減算して得られた補正電流検出値を電流検出値として電流制御器３に入力する。【選択図】　　　　　図１
2004135410.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動機の電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器で検出した電流検出値と電流指令値とを比較して電圧指令を作成する電流制御器と、前記電圧指令をＰＷＭパルスに変換するＰＷＭパルス発生器と、前記ＰＷＭパルスを用いて半導体素子をスイッチングし前記電動機に電力を供給するインバータ装置とを備えた電動機の電流制御装置において、
前記ＰＷＭパルス発生器の発生するパルスから前記電動機に供給されるパルス電圧に基づいてサンプリング周期間の平均電圧を計算し、前記平均電圧と前記電動機が発生する誘起電圧との差分値と、前記電流指令値と、前記電動機の電気的特性とから電流補正量を求める電流補正手段を設け、
前記電動機の電流を前記ＰＷＭパルス発生器のキャリア周波数よりも速い周期でサンプリングして電流検出を行い、前記電流補正手段により求めた電流補正値を前記電流検出値から減算して補正電流検出値を作成し、前記電流制御器に当該補正電流検出値を電流検出値として入力する構成としたことを特徴とする電動機の電流制御装置。
【請求項２】
前記電流補正手段は、前記電流検出値ｉ＿ｄｅｔと前記パルス電圧の次のサンプリング時点までの平均電圧Ｖ＿ａｖと前記誘起電圧Ｅと電動機のインダクタンスＬと電機子抵抗Ｒとから、ラプラス演算子をｓとして次のサンプリング時点における電流変化量推定値ｉ＿ｈａｔを
ｉ＿ｈａｔ＝｛１／（Ｌｓ＋Ｒ）｝（Ｖ＿ａｖ−Ｅ）
または、Ｌｓ＞＞Ｒの場合、
ｉ＿ｈａｔ＝（１／Ｌｓ）（Ｖ＿ａｖ−Ｅ）
によって求め、
前回計算した現時点Ｔ０の電流理想値ｉ＿ｉｄｅａｌ０と、前記ＰＷＭパルス発生器のキャリア波の次の頂点の時間Ｔ１と、電流指令値ｉ＿ｒｅｆとから次回のサンプリング時点Ｔｓまでの理想電流変化量Δｉ＿ｉｄｅａｌを
Δｉ＿ｉｄｅａｌ＝｛（ｉ＿ｒｅｆ−ｉ＿ｉｄｅａｌ０）／（Ｔ１−Ｔ０）｝Ｔｓ
により求め、前記理想電流変化量Δｉ＿ｉｄｅａｌと前記電流変化量推定値ｉ＿ｈａｔとの差分を電流補正値とする構成としたことを特徴とする請求項１記載の電動機の電流制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＰＷＭパルスにより電動機に電力を供給するインバータ装置を備えた電動機の電流制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のインバータ装置を備えた電動機の電流制御装置の構成を図４に示す。
この装置は、電動機Ｍの電流を検出する電流検出器１と、電流検出器１の検出した電流検出値を直交するｄｑ軸の成分に変換するｄｑ軸変換手段２と、ｄｑ軸に変換された電流検出値ｉｄ＿ｆｂ、ｉｑ＿ｆｂと電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ、ｉｄ＿ｒｅｆとを比較して電圧指令を作成する電流制御器３と、電流制御器３の出力に対して電圧フィードフォワード補正を行う電圧ＦＦ補償器４と、ｄｑ軸の電圧指令を３相電圧指令値に変換する電圧変換手段５と、電圧指令をＰＷＭパルスに変換するＰＷＭパルス発生器６と、ＰＷＭ（パルス幅変調）パルスを用いてスイッチングし電動機に電力を供給するインバータ７と、３相の電圧指令値に対して電圧補償を行う電圧補償手段８とを備えている。なお、図中９は電動機Ｍの角度θを検出するパルスジェネレータＰＧの出力を微分して各速度ωを出力する微分器である。
【０００３】
この装置においては、電流検出器１により相電流を検出しｄｑ軸変換手段２によりｄｑ軸電流値を求める。求めたｄｑ軸電流値をｄｑ各軸について電流指令と比較して電流制御器３により電流制御を行う。電流制御器３は通常はＰＩ制御を行う。電流制御器３の出力に対して電圧ＦＦ補償器４により電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ、ｉｄ＿ｒｅｆから作成した電圧ＦＦ補償値を加算してｄｑ軸電圧指令を求める。求めたｄｑ軸電圧指令値を電圧変換手段５により３相電圧指令値に変換する。電圧補償手段８は、ＰＷＭパルス発生器６のデッドタイムやインバータ７のスイッチング素子の電圧ドロップなどの電圧外乱成分を計算して、電圧変換手段５により求めた３相電圧指令値に加算して外乱成分を補償し、ＰＷＭパルス発生器６に設定する。ＰＷＭパルス発生器６から発生したパルスに従ってインバータ７は電動機Ｍに電力を供給する。
電流検出器１は、一般的にＰＷＭパルス発生器６のＰＷＭキャリア波の波形の頂点のタイミングでサンプリングを行うことにより、リップル成分の少ない電流を取り込み、制御を行っている。
一方、電流制御の応答性を向上させるために、キャリア周波数を上げる方法がとられており、応答性を重視する場合は、サンプリング周期をＰＷＭパルスのキャリア周波数よりも速くする場合もある。
特許文献１では、サンプリングをＰＷＭキャリア波の頂点とその中間あるいは４分割したタイミングで行って電流を検出し、キャリア波の頂点でないポイントの電流に対してキャリア波頂点からの検出電流にあるゲインをかけた値を積算し、これを補正値として検出電流に加える方法が提案されている。
【０００４】
【特許文献１】
特開平９−１５４２８３号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＰＷＭパルスのキャリア周波数が高くなるとインバータ７の半導体素子における損失が増えて熱破壊を発生させることになるため、キャリア周波数には上限が設けられている。つまり、キャリア周波数同期による電流制御では半導体素子の限界からその上限が決まってしまう。
また応答性を重視してキャリア周波数よりも電流のサンプリング周期を速くすると、ＰＷＭパルスによるパルス電圧の影響で電流検出にはリップルが生じ、リップル成分を含む電流で電流制御を行うため、リップルを増幅してしまう場合がある。電流リップルが大きくなると、電動機の回転ムラや振動の要因となり、好ましくない。
さらに、特許文献１において提案された方法では、電流補正のためのゲインの選び方が難しく、またＰＷＭパターンの変化によってはリップルが低減できない場合があるという問題点がある。
そこで本発明は、電流応答性能の向上と電流リップルの低減を同時に満たす電動機の電流制御装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため本発明は、電動機の電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器で検出した電流検出値と電流指令値とを比較して電圧指令を作成する電流制御器と、前記電圧指令をＰＷＭパルスに変換するＰＷＭパルス発生器と、前記ＰＷＭパルスを用いて半導体素子をスイッチングし前記電動機に電力を供給するインバータ装置とを備えた電動機の電流制御装置において、
前記ＰＷＭパルス発生器の発生するパルスから前記電動機に供給されるパルス電圧に基づいてサンプリング周期間の平均電圧を計算し、前記平均電圧と前記電動機が発生する誘起電圧との差分値と、前記電流指令値と、前記電動機の電気的特性とから電流補正量を求める電流補正手段を設け、
前記電動機の電流を前記ＰＷＭパルス発生器のキャリア周波数よりも速い周期でサンプリングして電流検出を行い、前記電流補正手段により求めた電流補正値を前記電流検出値から減算して補正電流検出値を作成し、前記電流制御器に当該補正電流検出値を電流検出値として入力する構成としたものである。
【０００７】
また、前記電流補正手段は、前記電流検出値ｉ＿ｄｅｔと前記パルス電圧の次のサンプリング時点までの平均電圧Ｖ＿ａｖと前記誘起電圧Ｅと電動機のインダクタンスＬと電機子抵抗Ｒとから、ラプラス演算子をｓとして次のサンプリング時点における電流変化量推定値ｉ＿ｈａｔを
ｉ＿ｈａｔ＝｛１／（Ｌｓ＋Ｒ）｝（Ｖ＿ａｖ−Ｅ）
または、Ｌｓ＞＞Ｒの場合、
ｉ＿ｈａｔ＝（１／Ｌｓ）（Ｖ＿ａｖ−Ｅ）
によって求め、
前回計算した現時点Ｔ０の電流理想値ｉ＿ｉｄｅａｌ０と、前記ＰＷＭパルス発生器のキャリア波の次の頂点の時間Ｔ１と、電流指令値ｉ＿ｒｅｆとから次回のサンプリング時点Ｔｓまでの理想電流変化量ｉ＿ｉｄｅａｌを
Δｉ＿ｉｄｅａｌ＝｛（ｉ＿ｒｅｆ−ｉ＿ｉｄｅａｌ０）／（Ｔ１−Ｔ０）｝Ｔｓ
により求め、前記理想電流変化量Δｉ＿ｉｄｅａｌと前記電流変化量推定値ｉ＿ｈａｔとの差分を電流補正値とする構成としたものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図１から図３を用いて説明する。
図１は、本実施の形態に係る電動機の電流制御装置の構成を示すブロック図、図２は本実施の形態のＰＷＭパルスによる１サンプリング周期における電流変化の例を示す説明図、図３は本実施の形態のＰＷＭパルスによるある連続した時間における電流変化の例を示す説明図である。
本実施の形態においては、図４に示した従来例の構成に対して電流補正手段１０を追加したことが特徴である。
【０００９】
本実施の形態においては、図４に示した従来の構成と同様に、電流検出器１により相電流を検出しｄｑ軸変換手段２によりｄｑ軸電流値を求め、ｄｑ軸電流値をｄｑ各軸について電流指令と比較して電流制御器３により電流制御を行う。電流制御器３は通常はＰＩ制御を行う。電流制御器３の出力に対して電圧ＦＦ補償器４により電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ、ｉｄ＿ｒｅｆから作成した電圧ＦＦ補償値を加算してｄｑ軸電圧指令を求める。求めたｄｑ軸電圧指令値を電圧変換手段５により３相電圧指令値に変換する。電圧補償手段８は、ＰＷＭパルス発生器６のデッドタイムやインバータ７のスイッチング素子の電圧ドロップなどの電圧外乱成分を計算して、電圧変換手段５により求めた３相電圧指令値に加算して外乱成分を補償し、ＰＷＭパルス発生器６に設定する。ＰＷＭパルス発生器６から発生したパルスに従ってインバータ７は電動機Ｍに電力を供給する。
【００１０】
電流補正手段１０は、電圧変換手段１１と電流変化量演算手段１２と電流補正量演算手段１３の３つにより構成される。
電圧変換手段１１は電圧変換手段５で作成された３相電圧指令からＰＷＭパルス電圧を作成してサンプリング周期間の平均電圧に変化した後にｄｑ軸変換してｄｑ軸電圧指令Ｖ＿ａｖを出力する。
電流変化量演算手段１２は、パルスジェネレータＰＧで検出した電動機角度θを微分器９で微分して得られた電動機角速度ωと誘起電圧定数より誘起電圧Ｅを計算し、前記電圧変換手段１１により得られたｄｑ軸電圧指令Ｖ＿ａｖと比較して、電動機回路定数Ｌ、Ｒから電流変化量推定値ｉ＿ｈａｔを、
ｉ＿ｈａｔ＝｛１／（Ｌｓ＋Ｒ）｝（Ｖ＿ａｖ−Ｅ）　　　　　　　　［式１］
または、Ｌｓ＞＞Ｒの場合、
ｉ＿ｈａｔ＝（１／Ｌｓ）（Ｖ＿ａｖ−Ｅ）　　　　　　　　　　　　［式２］
によって求める。なお、ｓはラプラス演算子である。
電流補正量演算手段１３は、前回計算した現時点Ｔ０の電流理想値ｉ＿ｉｄｅａｌ０と、ＰＷＭパルス発生器６のキャリア波の次の頂点の時間Ｔ１と、電流指令値ｉ＿ｒｅｆとから次回のサンプリング時点Ｔｓまでの理想電流変化量Δｉ＿ｉｄｅａｌを
Δｉ＿ｉｄｅａｌ＝｛（ｉ＿ｒｅｆ−ｉ＿ｉｄｅａｌ０）／（Ｔ１−Ｔ０）｝Ｔｓ　　［式３］
により求め、前記理想電流変化量Δｉ＿ｉｄｅａｌと前記電流変化量推定値ｉ＿ｈａｔとから
ｉ＿ｃｍｐ＝ｉ＿ｈａｔ−Δｉ＿ｉｄｅａｌ　　　　　　　　　　　　　　　　　［式４］
により電流補正値ｉ＿ｃｍｐを求める。これは電流のリップル成分に相当し、これを電流検出値ｉ＿ｆｂから減算することによりリップル成分を除去した電流が得られる。また電流補正値ｉ＿ｃｍｐは電流指令値ｉ＿ｒｅｆに加算しても効果は同じである。
【００１１】
図２はＰＷＭパルスによる１サンプリング周期における電流変化の例を示している。同図において、あるサンプリング時点（ｎ）における理想電流ｉ＿ｉｄｅａｌ０（ｎ）からＴｓ時間経過後の次のサンプリング時点（ｎ＋１）までの理想電流変化量Δｉ＿ｉｄｅａｌと電圧指令ｉ＿ｒｅｆから推定される電流変化量想定値ｉ＿ｈａｔとの差分ｉ＿ｃｍｐを用いてｉ＿ｆｂを修正する。そうすると、時間（ｎ＋１）での理想電流値はｉ＿ｉｄｅａｌ（ｎ＋１）＝ｉ＿ｉｄｅａｌ（ｎ）＋Δｉ＿ｉｄｅａｌとなる。
図３は、ＰＷＭパルスによるある連続した時間におけるある相の電流変化の例を示している。ａで示すｉ＿ｆｂは電流検出値、ｂで示すｉ＿ｒｅｆは電流指令値、ｃで示すｉ＿ｉｄｅａｌは理想電流である。図３における電流補正量ｉ＿ｃｍｐは曲線ｉ＿ｉｄｅａｌと（ｉ＿ｉｄｅａｌ＋ｉ＿ｈａｔ）との距離になる。ｉ＿ｃｍｐをｉ＿ｆｂから減算した結果は、曲線ｉ＿ｆｂと（ｉ＿ｉｄｅａｌ＋ｉ＿ｈａｔ）との距離を曲線ｉ＿ｉｄｅａｌに加えたものとなり、リップル成分を除去した電流が得られる。キャリア周期中に電流指令が変化した場合、図３の破線部分ｉ＿ｉｄｅａｌの傾きが修正されるため応答性を確保することができる。
【００１２】
【発明の効果】
本発明によれば、ＰＷＭパルス発生器の発生するパルスから電動機に供給されるパルス電圧に基づいてサンプリング周期間の平均電圧を計算し、前記平均電圧と前記電動機が発生する誘起電圧との差分値と、電流指令値と、電動機の電気的特性とから電流補正量を求める電流補正手段を設け、電動機の電流をＰＷＭパルス発生器のキャリア周波数よりも速い周期でサンプリングして電流検出を行い、前記電流補正手段により求めた電流補正値を電流検出値から減算して補正電流検出値を作成し、電流制御器に当該補正電流検出値を電流検出値として入力するようにしたことにより、ＰＷＭパルスによる電流のリップル成分を推定してあらかじめ除去するので、電流サンプリング周期をＰＷＭキャリア周波数よりも速い周期としても、電流リップルを過度に増幅しない高応答の電流制御が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の本実施の形態に係る電動機の電流制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本実施の形態のＰＷＭパルスによる１サンプリング周期における電流変化の例を示す説明図である。
【図３】本実施の形態のＰＷＭパルスによるある連続した時間における電流変化の例を示す説明図である。
【図４】従来のインバータ装置を備えた電動機の電流制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１　電流検出器
２　ｄｑ軸変換手段
３　電流制御器
４　電圧ＦＦ補償器
５　電圧変換手段
６　ＰＷＭパルス発生器
７　インバータ
８　電圧補償器
９　微分器
１０　電流補正手段
１１　電圧変換手段
１２　電流変化量演算手段
１３　電流補正量演算手段
【図１】
2004135410.tif 000003
【図２】
2004135410.tif 000004
【図３】
2004135410.tif 000005
【図４】
2004135410.tif 000006