(57)【要約】【課題】二つの電流駆動回路のそれぞれの給電トランジスタの消費電力が略等しくなるようにすることができる電流制御回路を提供する。【解決手段】電流制御回路４１は、第１接続端子であるＲＩＮＧ端子２、第２接続端子であるＴＩＰ端子３、第１および第２給電抵抗４，３４、電源端子５，２８，６０、第１電流駆動回路６、第２電流駆動回路５０、抵抗８，５３，５４，５５、コンデンサ９、交流信号入力端子１０、定電流回路２１で構成されている。第２電流駆動回路５０の給電トランジスタ３１のエミッタは、抵抗５２，５３を介して第１電流駆動回路６の給電トランジスタ１１のエミッタに接続されている。【選択図】　図１
2004135461.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷抵抗の一端に接続する第１接続端子と、
前記負荷抵抗の他端に接続する第２接続端子と、
前記負荷抵抗に電流を供給する第１電源端子および第２電源端子と、
前記第１接続端子に接続された第１給電抵抗と、
前記第２接続端子に接続された第２給電抵抗と、
前記第１電源端子と前記第１給電抵抗との間に接続された給電トランジスタを含む第１電流駆動回路と、
前記第２電源端子と前記第２給電抵抗との間に接続された給電トランジスタを含む第２電流駆動回路と、を備え、
前記第１電流駆動回路と前記第２電流駆動回路とが協働して、前記第１電流駆動回路の給電トランジスタの消費電力と前記第２電流駆動回路の給電トランジスタの消費電力とが等しくなるように制御すること、
を特徴とする電流制御回路。
【請求項２】
前記第１電流駆動回路と前記第２電流駆動回路とが協働して、前記第２電流駆動回路の給電トランジスタのコレクタ−エミッタ間の電圧を、前記第１電流駆動回路の給電トランジスタのコレクタ−エミッタ間の電圧に等しくなるように制御することを特徴とする請求項１に記載の電流制御回路。
【請求項３】
前記第１接続端子に接続され、前記第１給電抵抗に流れる電流が一定になるように前記第１電流駆動回路を制御する定電流回路をさらに備えていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電流制御回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電流制御回路、特に、通信回線用加入者線インターフェースなどに組み込まれて使用される電流制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電話回線などの加入者回路においては、負荷抵抗（例えば電話端末機）を接続したときに、負荷抵抗に所定の直流電流を流す必要がある。そのため、電話回線用加入者線インターフェースには、電流制御回路が備えられている。
【０００３】
この種の電流制御回路として、特許文献１に記載のものが知られている。図２に示すように、この電流制御回路１は、第１接続端子であるＲＩＮＧ端子２、第２接続端子であるＴＩＰ端子３、給電抵抗４，３４、電源端子５，２８，３２、電流駆動回路６、抵抗８、コンデンサ９、交流信号入力端子１０、ＮＰＮ型給電トランジスタ３１、ベース電圧入力端子３３、定電流回路２１で構成されている。電流駆動回路６はＰＮＰ型給電トランジスタ１１、オペアンプ１２、帰還抵抗１３で構成される。なお、１４は負荷抵抗で、電流制御回路１に接続される電話端末機の内部抵抗などに相当する。
【０００４】
定電流回路２１は、ＲＩＮＧ端子２に接続され、その出力は電流駆動回路６を構成するオペアンプ１２の非反転入力端子に接続されている。
【０００５】
定電流回路２１は、抵抗２２，２３、オペアンプ２４、抵抗２５，２６、低域通過フィルタ２７で構成される。抵抗２２と抵抗２３は、ＲＩＮＧ端子２と電源端子２８の間に直列に接続され、その接続部はオペアンプ２４の非反転入力端子に接続されている。抵抗２５と抵抗２６は、オペアンプ２４の出力端子とグランドとの間に直列に接続され、その接続部はオペアンプ２４の反転入力端子に接続されている。オペアンプ２４の出力端子は、低域通過フィルタ２７を介して、電流駆動回路６を構成するオペアンプ１２の非反転入力端子に接続されている。
【０００６】
以上の構成からなる電流制御回路１において、直流電流Ｉ１は、給電トランジスタ３１、給電抵抗３４を通ってＴＩＰ端子３から負荷抵抗１４に入力され、負荷抵抗１４からＲＩＮＧ端子２、給電抵抗４、給電トランジスタ１１を通って電源端子５に流れる。オペアンプ１２は、給電トランジスタ１１のエミッタ電圧Ｖｅ１が、定電流回路２１からオペアンプ１２の非反転入力端子に入力される電圧と等しくなるように、給電トランジスタ１１を駆動して給電トランジスタ１１に直流電流Ｉ１を流す。
【０００７】
一方、音声などの交流信号は、交流信号入力端子１０から、コンデンサ９、オペアンプ１２、トランジスタ１１、給電抵抗４、ＲＩＮＧ端子２、負荷抵抗１４を介してＴＩＰ端子３に流れる。
【０００８】
ところで、負荷抵抗１４に流れる直流電流Ｉ１が負荷抵抗１４の抵抗値の大きさによって変動すると、負荷抵抗１４の抵抗値が低い状態では、負荷抵抗１４に流れる直流電流Ｉ１が大きくなる。従って、電流制御回路１の電源に負担がかかり、そのような状況に対応するために、電源の電流容量をあらかじめ大きくしておく必要があるという問題がある。また、給電抵抗４と給電トランジスタ１１にも同様に大きな直流電流が流れることになるため、その許容電力もあらかじめ大きくしておく必要があり、電流制御回路のコストアップの原因にもなる。
【０００９】
このように、負荷抵抗１４に流れる電流Ｉ１の値が負荷抵抗１４の抵抗値の大きさによって変動するのは好ましくないため、定電流回路２１によって負荷抵抗１４の抵抗値の大きさによらず負荷抵抗１４、給電抵抗４および給電トランジスタ１１に流れる直流電流Ｉ１を一定にする。
【００１０】
【特許文献１】
特開平１０−１９１５５９号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の電流制御回路１は、給電トランジスタ１１のエミッタ電圧Ｖｅ１が負荷抵抗１４の抵抗値ＲＬの大きさによって変動してしまう。一方、給電トランジスタ３１のエミッタ電圧Ｖｅ２は、負荷抵抗１４の抵抗値ＲＬの大きさによらず常に一定となるように制御されている。このため、二つの給電トランジスタ１１，３１の消費電力のバランスが悪くなる。給電トランジスタ１１としては、想定される最大消費電力に耐えられるものを採用する必要があり、電流制御回路１のコストアップの原因になる。
【００１２】
また、以下に示す例のような場合には、給電トランジスタ１１の発熱量は、給電トランジスタ３１の発熱量に比較して大きくなる。従って発熱が給電トランジスタ１１周辺に偏ってしまい、周囲環境に対する温度条件が厳しくなるという問題も生じる。
【００１３】
以下、具体的に数式を用いて説明する。従来の電流制御回路１において、給電トランジスタ１１，３１のコレクタ−エミッタ間電圧をそれぞれＶｃｅ１，Ｖｃｅ２とし、給電抵抗４，３４の抵抗値をｒとし、電源端子５の印加電圧をＶｂとする。給電トランジスタ１１のエミッタ電圧Ｖｅ１と給電トランジスタ３１のエミッタ電圧Ｖｅ２との間には、Ｖｅ１＝Ｖｅ２−（２・ｒ＋ＲＬ）・Ｉ１の関係がある。一方、給電トランジスタ１１，３１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ１，Ｖｃｅ２はそれぞれ以下の式で表される。
【００１４】
Ｖｃｅ１＝Ｖｂ−Ｖｅ１
＝Ｖｂ−｛Ｖｅ２−（２・ｒ＋ＲＬ）・Ｉ１｝
Ｖｃｅ２＝−Ｖｅ２
ここで、ｒ＝７５（Ω）、ＲＬ＝０（Ω）、Ｉ１＝０．０３（Ａ）、Ｖｂ＝−４８（Ｖ）、Ｖｅ２＝−２（Ｖ）とすると、
Ｖｃｅ１＝−４８−｛−２−（２・７５＋０）・０．０３｝＝−４１．５（Ｖ）
Ｖｃｅ２＝２（Ｖ）
従って、給電トランジスタ１１，３１の消費電力をそれぞれＷ１、Ｗ２とすると、
Ｗ１＝｜Ｖｃｅ１｜・Ｉ１＝１．２４５（Ｗ）
Ｗ２＝｜Ｖｃｅ２｜・Ｉ１＝０．０６（Ｗ）
となり、両者の消費電力は不均等になる。
【００１５】
そこで、本発明の目的は、二つの電流駆動回路のそれぞれの給電トランジスタの消費電力が略等しくなるようにすることができる電流制御回路を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段および作用】
前記目的を達成するため、本発明に係る電流制御回路は、
（ａ）負荷抵抗の一端に接続する第１接続端子と、
（ｂ）負荷抵抗の他端に接続する第２接続端子と、
（ｃ）負荷抵抗に電流を供給する第１電源端子および第２電源端子と、
（ｄ）第１接続端子に接続された第１給電抵抗と、
（ｅ）第２接続端子に接続された第２給電抵抗と、
（ｆ）第１電源端子と第１給電抵抗との間に接続された給電トランジスタを含む第１電流駆動回路と、
（ｇ）第２電源端子と第２給電抵抗との間に接続された給電トランジスタを含む第２電流駆動回路と、を備え、
（ｈ）第１電流駆動回路と第２電流駆動回路とが協働して、第１電流駆動回路の給電トランジスタの消費電力と第２電流駆動回路の給電トランジスタの消費電力とが等しくなるように制御すること、
を特徴とする。
【００１７】
より具体的には、第１電流駆動回路と第２電流駆動回路とが協働して、第２電流駆動回路の給電トランジスタのコレクタ−エミッタ間の電圧を、第１電流駆動回路の給電トランジスタのコレクタ−エミッタ間の電圧に等しくなるように制御する。
【００１８】
以上の構成により、第１および第２電流駆動回路のそれぞれの給電トランジスタの消費電力の均等化が図れ、給電時の各給電トランジスタの発熱が略等しくなる。さらに、第１給電抵抗に流れる電流が一定になるように第１電流駆動回路を制御する定電流回路を第１接続端子に接続することで、各給電トランジスタの消費電力の均等化がより一層確実なものになる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る電流制御回路の実施の形態について添付の図面を参照して説明する。実施形態では、通信回線用加入者線インターフェースに組み込まれて使用される電流制御回路を例にして説明する。
【００２０】
図１に示すように、電流制御回路４１は、第１接続端子であるＲＩＮＧ端子２、第２接続端子であるＴＩＰ端子３、第１および第２給電抵抗４，３４、電源端子５，２８，６０、第１電流駆動回路６、第２電流駆動回路５０、抵抗８，５３，５４，５５、コンデンサ９、交流信号入力端子１０、定電流回路２１で構成されている。
【００２１】
第１電流駆動回路６はＰＮＰ型給電トランジスタ１１、オペアンプ１２、帰還抵抗１３で構成されている。ＲＩＮＧ端子２は給電抵抗４を介して第１電流駆動回路６を構成する給電トランジスタ１１のエミッタと帰還抵抗１３に接続されている。給電トランジスタ１１のコレクタは電源端子５に接続され、同じくベースはオペアンプ１２の出力端子に接続されている。帰還抵抗１３はオペアンプ１２の反転入力端子に接続されるとともに、抵抗８とコンデンサ９を介して交流信号入力端子１０に接続されている。そして、負荷抵抗１４はＲＩＮＧ端子２とＴＩＰ端子３の間に接続されている。負荷抵抗１４（抵抗値：ＲＬ）は、電流制御回路４１に接続される電話端末機の内部抵抗などに相当する。
【００２２】
第２電流駆動回路５０はＮＰＮ型給電トランジスタ３１、オペアンプ５１、帰還抵抗５２で構成されている。ＴＩＰ端子３は給電抵抗３４を介して第２電流駆動回路５０を構成する給電トランジスタ３１のエミッタと帰還抵抗５２に接続され、同じくベースはオペアンプ５１の出力端子に接続されている。帰還抵抗５２はオペアンプ５１の非反転入力端子に接続されている。また、オペアンプ５１の反転入力端子は抵抗５４を介して電源端子６０に接続されるとともに、抵抗５５を介してグランドに接続されている。そして、第２電流駆動回路５０の給電トランジスタ３１のエミッタは、抵抗５２，５３を介して第１電流駆動回路６の給電トランジスタ１１のエミッタに接続されている。給電トランジスタ３１のコレクタはグランドに接続されており、このグランドは請求項１に記載した「第２電源端子」を意味する。
【００２３】
定電流回路２１は、ＲＩＮＧ端子２に接続され、その出力は電流駆動回路６を構成するオペアンプ１２の非反転入力端子に接続されている。
【００２４】
定電流回路２１は、抵抗２２，２３、オペアンプ２４、抵抗２５，２６、低域通過フィルタ２７で構成される。抵抗２２と抵抗２３は、ＲＩＮＧ端子２と電源端子２８の間に直列に接続され、その接続部はオペアンプ２４の非反転入力端子に接続されている。抵抗２５と抵抗２６は、オペアンプ２４の出力端子とグランドとの間に直列に接続され、その接続部はオペアンプ２４の反転入力端子に接続されている。オペアンプ２４の出力端子は、低域通過フィルタ２７を介して、電流駆動回路６を構成するオペアンプ１２の非反転入力端子に接続されている。
【００２５】
以上の構成からなる電流制御回路４１において、直流電流Ｉ１は、給電トランジスタ３１、給電抵抗３４を通ってＴＩＰ端子３から負荷抵抗１４に入力され、負荷抵抗１４からＲＩＮＧ端子２、給電抵抗４、給電トランジスタ１１を通って電源端子５に流れる。オペアンプ１２は、給電トランジスタ１１のエミッタ電圧Ｖｅ１が、定電流回路２１からオペアンプ１２の非反転入力端子に入力される電圧と等しくなるように、給電トランジスタ１１を駆動して給電トランジスタ１１に直流電流Ｉ１を流す。
【００２６】
一方、音声などの交流信号は、交流信号入力端子１０から、コンデンサ９、抵抗８、オペアンプ１２、トランジスタ１１、給電抵抗４、ＲＩＮＧ端子２、負荷抵抗１４を介してＴＩＰ端子３に流れる。
【００２７】
一方、第１電流駆動回路６の給電トランジスタ１１のエミッタと第２電流駆動回路５０の給電トランジスタ３１のエミッタとを抵抗５２，５３を介して接続しているので、第１電流駆動回路と第２電流駆動回路とが協働して、第２電流駆動回路５０の給電トランジスタ３１のコレクタ−エミッタ間の電圧を、第１電流駆動回路６の給電トランジスタ１１のコレクタ−エミッタ間の電圧に等しくなるように制御することができる。この結果、給電トランジスタ１１，３１の消費電力を均等化できる。従って、給電時の各給電トランジスタ１１，３１の発熱を略等しくすることができ、給電トランジスタ１１の最大発熱温度を下げることができる。
【００２８】
以下、具体的に数式を用いて説明する。電流制御回路４１において、第１電流駆動回路６の給電トランジスタ１１のエミッタ電圧をＶｅ１とし、第２電流駆動回路５０の給電トランジスタ３１のエミッタ電圧をＶｅ２とし、給電抵抗４，３４の抵抗値をｒとし、電源端子５，６０の印加電圧をＶｂとする。さらに、給電トランジスタ１１のエミッタから二つの抵抗５２，５３（抵抗値はそれぞれ等しくＲ２とする）を通って給電トランジスタ３１のエミッタに流れる電流をＩ２とする。また、オペアンプ５１の非反転入力端子電圧をＶとする。
【００２９】
オペアンプ５１の非反転入力端子の入力インピーダンスは、二つの抵抗５４，５５の抵抗値Ｒ１と比べて十分に大きいため、非反転入力端子電圧Ｖは電源端子６０の電源電圧Ｖｂを抵抗５４，５５で分割した値となる。つまり、Ｖ＝Ｖｂ／２となる。第２電流駆動回路５０は反転増幅回路を形成しており、オペアンプ５１が動作しているときは、反転入力端子と非反転入力端子の電圧が等しくなるため、反転入力端子の電圧もＶとなる。
【００３０】
電流Ｉ２は「（Ｖｅ１−Ｖ）／Ｒ２」及び「（Ｖ−Ｖｅ２）／Ｒ２」で表されるから、
（Ｖｅ１−Ｖｂ／２）／Ｒ２＝（Ｖｂ／２−Ｖｅ２）／Ｒ２
Ｖｅ２＝Ｖｂ−Ｖｅ１　…（１）
Ｖｅ２、（Ｖｂ−Ｖｅ１）はそれぞれ給電トランジスタ３１，１１のコレクタ−エミッタ間電圧を表すから、双方のコレクタ−エミッタ間電圧が等しくなることがわかる。
【００３１】
ここで、一例として、ｒ＝７５（Ω）、ＲＬ＝０（Ω）、Ｉ１＝０．０３（Ａ）、Ｖｂ＝−４８（Ｖ）とすると、電流Ｉ１は次のように表される。
【００３２】
Ｉ１＝（Ｖｅ２−Ｖｅ１）／（ＲＬ＋２・ｒ）
式（１）より、Ｖｅ１＝Ｖｂ−Ｖｅ２であるから、
Ｉ１＝｛Ｖｅ２−（Ｖｂ−Ｖｅ２）｝／（ＲＬ＋２・ｒ）
＝（２Ｖｅ２−Ｖｂ）／（ＲＬ＋２・ｒ）
従って、
０．０３＝（２Ｖｅ２−（−４８））／（０＋２・７５）
Ｖｅ２＝−２１．７５（Ｖ）
【００３３】
このときの給電トランジスタ１１，３１の消費電力Ｗ１、Ｗ２を求める。給電トランジスタ１１，３１のコレクタ−エミッタ間電圧は共にＶｅ２であるから、Ｗ１＝Ｗ２であり、
Ｗ１＝Ｗ２＝｜Ｖｅ２｜・Ｉ１＝０．６５２５（Ｗ）
従って、給電トランジスタ１１，３１の消費電力の和は
Ｗ１＋Ｗ２＝１．３０５（Ｗ）
【００３４】
これを図２に示した従来の電流制御回路１と比較する。従来の電流制御回路１の給電トランジスタ１１，３１の消費電力は、
Ｗ１＝１．２４５（Ｗ）
Ｗ２＝０．０６（Ｗ）
であったから、消費電力の和は
Ｗ１＋Ｗ２＝１．３０５（Ｗ）
【００３５】
以上より、給電トランジスタ１１，３１の消費電力の和は従来と変わらないが、その消費電力が均等に給電トランジスタ１１，３１に分散される形となり、双方の消費電力が等しくなる。また、給電トランジスタ１１の最大消費電力が１．３０５Ｗから０．６５２５Ｗと１／２になる。
【００３６】
次に、定電流回路２１の動作について説明する。ＲＩＮＧ端子２の電圧をＶｒとし、抵抗２２，２３の抵抗値をそれぞれＲ３およびａ×Ｒ３、オペアンプ２４の非反転入力端子の電圧をＶｉｎ、オペアンプ２４の出力端子の電圧をＶｏｕｔ、抵抗２５，２６の抵抗値をそれぞれＲ４およびａ×Ｒ４とする。
【００３７】
オペアンプ２４の非反転入力端子の入力インピーダンスは、抵抗２２，２３の抵抗値に対して十分に高いため、ＶｉｎはＶｒと電源端子５の電源電圧Ｖｂを２つの抵抗で分割した値となるため、
Ｖｉｎ＝（ａ×Ｖｒ＋Ｖｂ）／（１＋ａ）　…（２）
となる。
【００３８】
そして、オペアンプ２４と抵抗２５，２６は、典型的な非反転増幅回路を形成しており、オペアンプ２４の出力端子の電圧Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ＝（１＋１／ａ）Ｖｉｎ　…（３）
となる。そして、式（３）に式（２）を代入すると、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｒ＋Ｖｂ／ａ　…（４）
となる。
【００３９】
ここで、ＶｏｕｔにはＶｒが含まれている。ＲＩＮＧ端子２はもともと交流信号の経路にあるため、Ｖｒには交流信号が重畳されており、これを含むＶｏｕｔにも交流信号が重畳されている。そこで、低域通過フィルタ２７でＶｏｕｔから交流信号が取り除かれ電流駆動回路６を構成するオペアンプ１２の非反転入力端子に入力される。
【００４０】
電流駆動回路６も非反転増幅回路で、オペアンプ１２の２つの入力端子の電圧が同じになるように働くため、オペアンプ１２の反転入力端子の電圧もＶｏｕｔと等しくなるが、オペアンプ１２の反転入力端子の入力インピーダンスが十分に高いため、帰還抵抗１３には直流電流は流れない。そのため、給電トランジスタ１１のエミッタの電圧Ｖｅ１もＶｏｕｔと同じになり、
Ｖｅ１＝Ｖｏｕｔ＝Ｖｒ＋Ｖｂ／ａ　…（５）
となる。
【００４１】
給電抵抗４を流れる直流電流Ｉ１は、給電抵抗４の抵抗値ｒと、給電抵抗４の両端の電圧ＶｒおよびＶｅ１の差で表すことができ、
Ｉ１＝（Ｖｒ−Ｖｅ１）／ｒ　…（６）
となる。これに式（５）を代入すると、
Ｉ１＝（Ｖｒ−（Ｖｒ＋Ｖｂ／ａ））／ｒ
＝−Ｖｂ／（ａ×ｒ）　…（７）
となる。
【００４２】
式（７）において、Ｖｂ、ａ、ｒは全て固定の値であり、これよりこの回路においては、負荷抵抗１４の抵抗値によらず負荷に流れる直流電流Ｉ１が一定となることがわかる。
【００４３】
なお、本発明に係る電流制御回路は、前記実施形態に限定するものではなく、その要旨の範囲内で種々に変更することができる。
【００４４】
特に、負荷抵抗１４に流れる直流電流Ｉ１を一定に制御するということは、必ずしも必須条件ではなく、従って、定電流回路２１は必ずしも設ける必要はない。
【００４５】
また、前記実施形態では、通信回線用加入者線インターフェースにおける電流制御回路を例にして説明したが、本発明は別の回路であっても同様に利用することができる。
【００４６】
【発明の効果】
以上の説明からも明らかなように、本発明によれば、第１電流駆動回路の給電トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧と、第２電流駆動回路の給電トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を常に等しくすることができるため、双方の給電トランジスタの消費電力を等しくし、給電時の発熱を均等化することができる。発熱を均等化することで、最大発熱温度を下げることができるため、給電トランジスタのジャンクション温度に対する余裕が広がり、より厳しい温度条件に対応できる。また、双方の給電トランジスタに消費電力の低いもの（部品形状のちいさいもの）を使用できるようになるため、双方のトータルコストを低減することができ、部品実装面積を節約できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電流制御回路の一実施形態を示す電気回路図。
【図２】従来の電流制御回路を示す電気回路図。
【符号の説明】
２…ＲＩＮＧ端子
３…ＴＩＰ端子
４，３４…給電抵抗
５…電源端子
６…第１電流駆動回路
１１，３１…給電トランジスタ
１４…負荷抵抗
２１…定電流回路
４１…電流制御回路
５０…第２電流駆動回路
【図１】
2004135461.tif 000003
【図２】
2004135461.tif 000004