(57)【要約】【課題】ディジタル光信号を受信する装置において、波形等化フィルタの位相特性仕様を緩和することができる前置増幅回路を提供する。【解決手段】ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子１と、変換された電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器２を有する前置増幅回路において、受光素子のカソードと電源との間に第１の抵抗３を、アノードと接地との間に第２の抵抗４を、アノードとトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に第３の抵抗５をそれぞれ接続し、カソードとトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間にコンデンサ１０とインダクタ７を直列接続し、トランスインピーダンス型前置増幅器の出力が所望のオールパスフィルタ特性を持つように、第１から第３の抵抗の抵抗値、コンデンサのキャパシタンス、インダクタのインダクタンスを選定する。【選択図】　　　　図１０
2004135218.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、
前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードと接地間に接続された第２の抵抗と、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続された第３の抵抗と、前記受光素子のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、直流遮断素子とインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数１次のオールパス特性を持つように、前記第１から第３の抵抗の抵抗値及び前記インダクタのインダクタンスを選定したことを特徴とする前置増幅回路。
【請求項２】
ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、
前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードと接地間に接続された第２の抵抗と、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続された第３の抵抗と、前記受光素子のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、直流遮断素子と第４の抵抗とインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数１次のオールパス特性を持つように、前記第１から第４の抵抗の抵抗値及び前記インダクタのインダクタンスを選定したことを特徴とする前置増幅回路。
【請求項３】
ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、
前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードと接地間に接続された第２の抵抗と、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続された第３の抵抗と、前記受光素子のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、コンデンサとインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数２次のオールパス特性を持つように、前記第１から第３の抵抗の抵抗値、前記コンデンサのキャパシタンス及び前記インダクタのインダクタンスを選定したことを特徴とする前置増幅回路。
【請求項４】
ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、
前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードと接地間に接続された第２の抵抗と、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続された第３の抵抗と、前記受光素子のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、第４の抵抗とコンデンサとインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数２次のオールパス特性を持つように、前記第１から第４の抵抗の抵抗値、前記コンデンサのキャパシタンス及び前記インダクタのインダクタンスを選定したことを特徴とする前置増幅回路。
【請求項５】
ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、
前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードに接続された利得１倍のバッファアンプと、前記バッファアンプの出力とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、直流遮断素子と第２の抵抗とインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数１次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値及び前記インダクタのインダクタンスを選定したことを特徴とする前置増幅回路。
【請求項６】
ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、
前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードに接続された利得１倍のバッファアンプと、前記バッファアンプの出力とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、第２の抵抗とコンデンサとインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数２次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値、前記コンデンサのキャパシタンス及び前記インダクタのインダクタンスを選定したことを特徴とする前置増幅回路。
【請求項７】
ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、
前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、１次側巻線が第１の抵抗の両端に接続されるとともに２次側巻線の一方が接地された巻数比２：１のトランスと、前記トランスの２次側巻線の他方とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続されたインダクタとを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数１次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値、前記インダクタのインダクタンスを選定したことを特徴とする前置増幅回路。
【請求項８】
ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、
前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、１次側巻線が第１の抵抗の両端に接続されるとともに２次側巻線の一方が接地された巻数比２：１のトランスと、前記トランスの２次側巻線の他方とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、コンデンサとインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数２次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値、前記コンデンサのキャパシタンス、前記インダクタのインダクタンスを選定したことを特徴とする前置増幅回路。
【請求項９】
ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、
前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、１次側巻線が第１の抵抗の両端に接続されるとともに２次側巻線の一方が接地されたトランスと、前記トランスの２次側巻線の他方とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、第２の抵抗とインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数１次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値、前記インダクタのインダクタンス及び前記トランスの巻き数比を選定したことを特徴とする前置増幅回路。
【請求項１０】
ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、
前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、１次側巻線が第１の抵抗の両端に接続されるとともに２次側巻き線の一方が接地されたトランスと、前記トランスの２次側巻線の他方とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、第２の抵抗とコンデンサとインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数２次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値、前記コンデンサのキャパシタンス、前記インダクタのインダクタンス及び前記トランスの巻き数比を選定したことを特徴とする前置増幅回路。
【請求項１１】
ディジタル光信号を受信する光受信装置において、波形等化フィルタは線形位相特性を持たず、請求項１から８のいずれか１つに記載の前置増幅回路により位相特性を補正したことを特徴とする光受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル光信号を伝送するシステムに用いる前置増幅回路及び光受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ディジタル光信号を受信する光受信装置では、前置増幅回路の後段に波形等化フィルタを配置し、不要な高周波成分やノイズを除去するとともに信号波形の整形を行っている。この波形等化フィルタには、波形劣化を抑えるため、ベッセルフィルタなどの位相推移特性が線形に近いローパスフィルタが用いられる（例えば下記の特許文献１参照）。図３９に従来の光受信装置の構成例を示す。光信号８は、受光素子１により電流信号に変換され、トランスインピーダンス型前置増幅器２により増幅される。さらに、波形等化フィルタ１４により不要な高周波成分が除去され、主増幅器１５により増幅された後、受信処理部１６にて識別再生やリタイミングがなされ復号化される。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−１３５２１４号公報（要約、図１）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来の光受信装置においては、波形等化フィルタ１４に線形位相のフィルタが必要であり、急峻な遮断特性との両立が難しく、不要な高周波成分やノイズを十分には除去できないという問題を有していた。
【０００５】
本発明は、上記従来の問題を解決するもので、その目的は波形等化フィルタの位相特性仕様を緩和し、遮断特性に優れたローパスフィルタの使用を可能にする前置増幅回路、及び遮断特性が優れたフィルタを波形等化フィルタに使用した光受信装置を提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の前置増幅回路は、ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードと接地間に接続された第２の抵抗と、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続された第３の抵抗と、前記受光素子のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、直流遮断素子とインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数１次のオールパス特性を持つように、前記第１から第３の抵抗の抵抗値及び前記インダクタのインダクタンスを選定した構成を有する。この構成により、前置増幅回路そのものがフィルタ次数１次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。
【０００７】
また、本発明の前置増幅回路は、ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードと接地間に接続された第２の抵抗と、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続された第３の抵抗と、前記受光素子のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、直流遮断素子と第４の抵抗とインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数１次のオールパス特性を持つように、前記第１から第４の抵抗の抵抗値及び前記インダクタのインダクタンスを選定した構成を有する。この構成により、前置増幅回路そのものがフィルタ次数１次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。また、本構成は、受光素子と電源間に接続される第１の抵抗の抵抗値が低くなるため、第１の抵抗による電圧降下を小さくできる。これにより、低電源電圧での動作が可能になるという利点を併せ持つ。
【０００８】
また、本発明の前置増幅回路は、ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードと接地間に接続された第２の抵抗と、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続された第３の抵抗と、前記受光素子のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、コンデンサとインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数２次のオールパス特性を持つように、前記第１から第３の抵抗の抵抗値、前記コンデンサのキャパシタンス及び前記インダクタのインダクタンスを選定した構成を有する。この構成により、前置増幅回路そのものがフィルタ次数２次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が一層緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。
【０００９】
また、本発明の前置増幅回路は、ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードと接地間に接続された第２の抵抗と、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続された第３の抵抗と、前記受光素子のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、第４の抵抗とコンデンサとインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数２次のオールパス特性を持つように、前記第１から第４の抵抗の抵抗値、前記コンデンサのキャパシタンス及び前記インダクタのインダクタンスを選定した構成を有する。この構成により、前置増幅回路そのものがフィルタ次数２次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。また、本構成は、受光素子と電源間に接続される第１の抵抗の抵抗値が低くなるため、第１の抵抗による電圧降下を小さくできる。これにより、低電源電圧での動作も可能になるという利点を併せ持つ。
【００１０】
また、本発明の前置増幅回路は、ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードに接続された利得１倍のバッファアンプと、前記バッファアンプの出力とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、直流遮断素子と第２の抵抗とインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数１次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値及び前記インダクタのインダクタンスを選定した構成を有する。この構成により、前置増幅回路そのものがフィルタ次数１次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。また、本構成により、前置増幅回路のトータル利得を低下させることなくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【００１１】
また、本発明の前置増幅回路は、ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、前記受光素子のアノードに接続された利得１倍のバッファアンプと、前記バッファアンプの出力とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、第２の抵抗とコンデンサとインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数２次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値、前記コンデンサのキャパシタンス及び前記インダクタのインダクタンスを選定した構成を有する。この構成により、前置増幅回路そのものがフィルタ次数２次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が一層緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。また、本構成により、前置増幅回路のトータル利得を低下させることなくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【００１２】
また、本発明の前置増幅回路は、ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、１次側巻線が第１の抵抗の両端に接続されるとともに２次側巻線の一方が接地された巻数比２：１のトランスと、前記トランスの２次側巻線の他方とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続されたインダクタとを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数１次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値及び前記インダクタのインダクタンスを選定した構成を有する。この構成により、前置増幅回路そのものがフィルタ次数１次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。また、本構成により、前置増幅回路のトータル利得を低下させることなくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【００１３】
また、本発明の前置増幅回路は、ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、１次側巻線が第１の抵抗の両端に接続されるとともに２次側巻線の一方が接地された巻数比２：１のトランスと、前記トランスの２次側巻線の他方とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、コンデンサとインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数２次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値、前記コンデンサのキャパシタンス及び前記インダクタのインダクタンスを選定した構成を有する。この構成により、前置増幅回路そのものがフィルタ次数２次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が一層緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。また、本構成により、前置増幅回路のトータル利得を低下させることなくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【００１４】
また、本発明の前置増幅回路は、ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、１次側巻線が第１の抵抗の両端に接続されるとともに２次側巻線の一方が接地されたトランスと、前記トランスの２次側巻線の他方とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、第２の抵抗とインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数１次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値、前記インダクタのインダクタンス及び前記トランスの巻数比を選定した構成を有する。この構成により、前置増幅回路そのものがフィルタ次数１次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。また、本構成により、前置増幅回路のトータル利得を低下させることなくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【００１５】
また、本発明の前置増幅回路は、ディジタル光信号を受信して電流信号に変換する受光素子と、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換し増幅するトランスインピーダンス型前置増幅器とを有する前置増幅回路において、前記受光素子のアノードと前記トランスインピーダンス型前置増幅器の入力が接続されており、前記受光素子のカソードと電源間に接続された第１の抵抗と、１次側巻線が第１の抵抗の両端に接続されるとともに２次側巻線の一方が接地されたトランスと、前記トランスの２次側巻線の他方とトランスインピーダンス型前置増幅器の入力との間に接続され、第２の抵抗とコンデンサとインダクタが直列接続された直列体とを備え、前記トランスインピーダンス型前置増幅器の出力がフィルタ次数２次のオールパス特性を持つように、前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値、前記コンデンサのキャパシタンス、前記インダクタのインダクタンス及び前記トランスの巻数比を選定した構成を有する。この構成により、前置増幅回路そのものがフィルタ次数２次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が一層緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。また、本構成により、前置増幅回路のトータル利得を低下させることなくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【００１６】
さらに、本発明の光受信装置は、波形等化フィルタは線形位相特性を持たない遮断特性に優れたフィルタを使用し、上述した記載のいずれか１つの前置増幅回路により位相特性を補正するように構成した。この構成により、不要な高周波成分やノイズの除去能力が高まり、受信性能を向上させることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
＜実施の形態１＞
以下、本発明の実施の形態１について、図面を参照して説明する。図１に示すように、本発明の実施の形態１に係る前置増幅回路は、受信した光信号８を電流信号に変換する、例えば、フォトダイオード（ＰＤ）で構成された受光素子１を有する。この受光素子１のカソードは第１の抵抗３を介して直流電源Ｖｃｃに接続され、そのアノードは第２の抵抗４を介して接地されるとともに、第３の抵抗５を介してトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子に接続されている。
【００１８】
さらに、受光素子１のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子との間に、直流遮断素子６とインダクタ７が直列に接続され、これらが前置増幅回路を構成している。ここで、直流遮断素子６は、直流電流を遮断し、かつ伝送信号の必要周波数帯域ではそのインピーダンスが低く、無視できる素子であり、例えば、インダクタンスの大きい巻数比１：１のトランスやキャパシタンスの大きいコンデンサで構成できる。図２は、直流遮断素子６を巻数比１：１のトランス（直流遮断用トランス）６ａで構成した例である。また、図３は、直流遮断素子６を大容量のコンデンサ（直流遮断用コンデンサ）６ｂで構成した例である。
【００１９】
図４は、図１に示した前置増幅回路のうち、受光素子１及びトランスインピーダンス型前置増幅器２を等価回路で表したものである。ここで、受光素子１は、受光感度をＳｐｄ［Ａ／Ｗ］、光信号８の強度をＰｉｎ［Ｗ］とすると、電流値ＩがＳｐｄ・Ｐｉｎ［Ａ］の等価電流源１ａとなる。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２は、電流電圧変換利得、すなわちトランスインピーダンスをＺｔ［Ω］とすると、演算増幅器２ａの出力端子と反転入力端子との間に抵抗値Ｚｔ［Ω］の帰還抵抗２ｂが接続され、非反転入力端子が接地された反転増幅器と等価になる。
【００２０】
第１の抵抗３の抵抗値をＲ１［Ω］、第２の抵抗４の抵抗値をＲ２［Ω］、第３の抵抗５の抵抗値をＲ３［Ω］、インダクタ７のインダクタンスをＬ１［Ｈ］とし、演算増幅器２ａの出力信号をＶｏｕｔ［Ｖ］とすると、Ｖｏｕｔは以下の式（１）で表される。
【００２１】
【数１】
2004135218.tif 000003
【００２２】
上式（１）において、ｓはｊωで表される角周波数であり、最終項は入出力間の周波数特性を表す伝達関数である。
【００２３】
ここで、
【００２４】
【数２】
2004135218.tif 000004
【００２５】
の関係を持たせると、式（１）は以下のようになる。
【００２６】
【数３】
2004135218.tif 000005
【００２７】
一方、１次のオールパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）は以下の式で表される。
【００２８】
【数４】
2004135218.tif 000006
【００２９】
ここで、ω０はオールパスフィルタの中心角周波数［ｒａｄ／ｓ］である。
【００３０】
式（３）の右辺の最終項と式（４）の右辺はｓに関して同じ形をしている。したがって、式（３）と式（４）のｓの各係数がそれぞれ等しくかつ式（２）を満足するように、Ｌ１、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を以下の等式を満たすよう選べば、中心角周波数ω０の１次オールパス特性が得られる。
【００３１】
【数５】
2004135218.tif 000007
【００３２】
なお、前置増幅回路全体のトランスインピーダンスをＺｔ’［Ω］とすると、Ｚｔ’は以下の式で表される。
【００３３】
【数６】
2004135218.tif 000008
【００３４】
図５は、中心周波数８０ＭＨｚとした設計例についてトランスインピーダンスと群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。ここで、群遅延時間とは位相を角周波数で微分したものである。したがって、群遅延時間が周波数によらず一定値ならば、位相特性は周波数に対して線形となる。各素子の定数は、Ｌ１＝１９９［ｎＨ］、Ｒ１＝１００［Ω］、Ｒ２＝５０［Ω］、Ｒ３＝５０［Ω］である。また、直流遮断素子６は１００［μＦ］の大容量コンデンサとし、トランスインピーダンス型前置増幅器２のトランスインピーダンスはＺｔ＝１［ｋΩ］（＝６０［ｄＢΩ］）とした。なお、中心周波数［Ｈｚ］は中心角周波数ω０［ｒａｄ／ｓ］を２πで除して得られる。図５から明らかなように、実施の形態１による前置増幅回路は、全周波数帯でトランスインピーダンス、すなわち利得が一定であり、群遅延時間のみ変化するオールパスフィルタの機能を有している。
【００３５】
図６は、前記設計例に対して、波形等化フィルタに遮断特性が優れた５次バタワースフィルタを用いた場合の補正効果をシミュレーションした結果である。５次バタワースフィルタの遮断周波数は１００［ＭＨｚ］である。図６から、総合特性は、フィルタ単体より通過域内（１ＭＨｚ〜１００ＭＨｚ）の群遅延時間偏差が小さくなっており、線形位相特性に近づいていることがわかる。
【００３６】
以上のように、本発明の実施の形態１によれば、前置増幅回路そのものがフィルタ次数１次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。
【００３７】
＜実施の形態２＞
次に、実施の形態２について説明する。実施の形態２は、図７に示すように、図１に示す構成に対して、受光素子１のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子との間に接続される直列体が、直流遮断素子６と第４の抵抗９とインダクタ７で構成されている点が異なっている。
【００３８】
図８は、図７に示した前置増幅回路のうち、受光素子１及びトランスインピーダンス型前置増幅器２を等価回路で表したものである。ここで、受光素子１は、受光感度をＳｐｄ［Ａ／Ｗ］、光信号８の強度をＰｉｎ［Ｗ］とすると、電流値ＩがＳｐｄ・Ｐｉｎ［Ａ］の等価電流源１ａとなる。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２は、電流電圧変換利得、すなわちトランスインピーダンスをＺｔ［Ω］とすると、演算増幅器２ａの出力端子と反転入力端子との間に抵抗値Ｚｔ［Ω］の帰還抵抗２ｂが接続され、非反転入力端子が接地された反転増幅器と等価になる。
【００３９】
第１の抵抗３の抵抗値をＲ１［Ω］、第２の抵抗４の抵抗値をＲ２［Ω］、第３の抵抗５の抵抗値をＲ３［Ω］、第４の抵抗９の抵抗値をＲ４［Ω］、インダクタ７のインダクタンスをＬ１［Ｈ］とし、演算増幅器２ａの出力信号をＶｏｕｔ［Ｖ］とすると、Ｖｏｕｔは以下の式で表される。
【００４０】
【数７】
2004135218.tif 000009
【００４１】
上式において、ｓはｊωで表される角周波数であり、最終項は入出力間の周波数特性を表す伝達関数である。
【００４２】
ここで、
【００４３】
【数８】
2004135218.tif 000010
【００４４】
の関係を持たせると、式（８）は以下のようになる。
【００４５】
【数９】
2004135218.tif 000011
【００４６】
一方、１次のオールパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）は以下の式で表される。
【００４７】
【数１０】
2004135218.tif 000012
【００４８】
ここで、ω０はオールパスフィルタの中心角周波数［ｒａｄ／ｓ］である。
【００４９】
式（１０）の右辺の最終項と式（１１）の右辺はｓに関して同じ形をしている。したがって、式（１０）と式（１１）のｓの各係数がそれぞれ等しくかつ式（９）を満足するように、Ｌ１、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４を以下の等式を満たすよう選べば、中心角周波数ω０の１次オールパス特性が得られる。
【００５０】
【数１１】
2004135218.tif 000013
【００５１】
また、式（１２）及び式（１３）から、オールパスフィルタの中心角周波数ω０はＲ１とＲ４の和に比例し、Ｒ４はＲ３／Ｒ２の値が大きい程大きくなる。したがって、所望のω０を得るのにＲ３／Ｒ２の値を大きく選べば、Ｒ４が大きくなり、第１の抵抗３の抵抗値Ｒ１を小さくできる。第１の抵抗３は、受光素子１の電源経路に挿入されているため、受光電流が流れると電圧降下が発生し、受光素子１への供給電圧が低下する。本構成は、第１の抵抗３の抵抗値Ｒ１を小さくできるため、電圧降下が低減され、低電圧動作が可能になるという利点がある。
【００５２】
なお、前置増幅回路全体のトランスインピーダンスをＺｔ’［Ω］とすると、Ｚｔ’は以下の式で表される。
【００５３】
【数１２】
2004135218.tif 000014
【００５４】
図９は、中心周波数８０ＭＨｚとした設計例についてトランスインピーダンスと群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。各素子の定数は、Ｌ１＝１９９［ｎＨ］、Ｒ１＝５０［Ω］、Ｒ２＝５０［Ω］、Ｒ３＝１５０［Ω］、Ｒ４＝５０［Ω］である。また、直流遮断素子６は１００［μＦ］の大容量コンデンサとし、トランスインピーダンス型前置増幅器２のトランスインピーダンスはＺｔ＝１［ｋΩ］（＝６０［ｄＢΩ］）とした。図９から明らかなように、実施の形態２による前置増幅回路は、全周波数帯でトランスインピーダンス、すなわち利得が一定であり、群遅延時間のみ変化するオールパスフィルタの機能を有している。
【００５５】
以上のように、本発明の実施の形態２によれば、前置増幅回路そのものがフィルタ次数１次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。また、本構成は、受光素子１と電源Ｖｃｃとの間に接続される第１の抵抗３の抵抗値を低くできるため、第１の抵抗による電圧降下を小さくできる。これにより、低電源電圧での動作が可能になる。
【００５６】
＜実施の形態３＞
次に、実施の形態３について説明する。実施の形態３は、図１０に示すように、図１に示す構成に対して、受光素子１のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子との間に接続される直列体が、コンデンサ１０とインダクタ７で構成されている点が異なっている。
【００５７】
図１１は、図１０に示した前置増幅回路のうち、受光素子１及びトランスインピーダンス型前置増幅器２を等価回路で表したものである。ここで、受光素子１は、受光感度をＳｐｄ［Ａ／Ｗ］、光信号８の強度をＰｉｎ［Ｗ］とすると、電流値ＩがＳｐｄ・Ｐｉｎ［Ａ］の等価電流源１ａとなる。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２は、電流電圧変換利得、すなわちトランスインピーダンスをＺｔ［Ω］とすると、演算増幅器２ａの出力端子と反転入力端子との間に抵抗値Ｚｔ［Ω］の帰還抵抗２ｂが接続され、非反転入力端子が接地された反転増幅器と等価になる。
【００５８】
第１の抵抗３の抵抗値をＲ１［Ω］、第２の抵抗４の抵抗値をＲ２［Ω］、第３の抵抗５の抵抗値をＲ３［Ω］、コンデンサ１０のキャパシタンスをＣ１［Ｆ］、インダクタ７のインダクタンスをＬ１［Ｈ］とし、演算増幅器２ａの出力信号をＶｏｕｔ［Ｖ］とすると、Ｖｏｕｔは以下の式で表される。
【００５９】
【数１３】
2004135218.tif 000015
【００６０】
上式において、ｓはｊωで表される角周波数であり、最終項は入出力間の周波数特性を表す伝達関数である。
【００６１】
ここで、
【００６２】
【数１４】
2004135218.tif 000016
【００６３】
の関係を持たせると、式（１５）は以下のようになる。
【００６４】
【数１５】
2004135218.tif 000017
【００６５】
一方、２次のオールパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）は以下の式で表される。
【００６６】
【数１６】
2004135218.tif 000018
【００６７】
ここで、ω０はオールパスフィルタの中心角周波数［ｒａｄ／ｓ］、Ｑは尖鋭度である。
【００６８】
式（１８）の右辺の最終項と式（１７）の右辺はｓに関して同じ形をしている。したがって、式（１８）と式（１７）のｓの各係数がそれぞれ等しくかつ式（１６）を満足するように、Ｃ１、Ｌ１、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を以下の等式を満たすよう選べば、中心角周波数ω０、尖鋭度Ｑの２次オールパス特性が得られる。
【００６９】
【数１７】
2004135218.tif 000019
【００７０】
なお、前置増幅回路全体のトランスインピーダンスをＺｔ’［Ω］とすると、Ｚｔ’は以下の式で表される。
【００７１】
【数１８】
2004135218.tif 000020
【００７２】
図１２は、中心周波数８０ＭＨｚ、尖鋭度Ｑ＝１とした設計例についてトランスインピーダンスと群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。各素子の定数は、Ｃ１＝１９．９［ｐＦ］Ｌ１＝１９９［ｎＨ］、Ｒ１＝１００［Ω］、Ｒ２＝５０［Ω］、Ｒ３＝５０［Ω］である。なお、トランスインピーダンス型前置増幅器２のトランスインピーダンスはＺｔ＝１［ｋΩ］（＝６０［ｄＢΩ］）とした。図１２から明らかなように、実施の形態３による前置増幅回路は、全周波数帯でトランスインピーダンス、すなわち利得が一定であり、群遅延時間のみ変化するオールパスフィルタの機能を有している。
【００７３】
以上のように、本発明の実施の形態３によれば、前置増幅回路そのものがフィルタ次数２次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が一層緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。
【００７４】
＜実施の形態４＞
次に、実施の形態４について説明する。実施の形態４は、図１３に示すように、図１０に示す構成に対して、受光素子１のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子との間に接続される直列体が、第４の抵抗９とコンデンサ１０とインダクタ７で構成されている点が異なっている。
【００７５】
図１４は、図１３に示した前置増幅回路のうち、受光素子１及びトランスインピーダンス型前置増幅器２を等価回路で表したものである。ここで、受光素子１は、受光感度をＳｐｄ［Ａ／Ｗ］、光信号８の強度をＰｉｎ［Ｗ］とすると、電流値ＩがＳｐｄ・Ｐｉｎ［Ａ］の等価電流源１ａとなる。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２は、電流電圧変換利得、すなわちトランスインピーダンスをＺｔ［Ω］とすると、演算増幅器２ａの出力端子と反転入力端子との間に抵抗値Ｚｔ［Ω］の帰還抵抗２ｂが接続され、非反転入力端子が接地された反転増幅器と等価になる。
【００７６】
第１の抵抗３の抵抗値をＲ１［Ω］、第２の抵抗４の抵抗値をＲ２［Ω］、第３の抵抗５の抵抗値をＲ３［Ω］、第４の抵抗９の抵抗値をＲ３［Ω］、コンデンサ１０のキャパシタンスをＣ１［Ｆ］、インダクタ７のインダクタンスをＬ１［Ｈ］とし、演算増幅器２ａの出力信号をＶｏｕｔ［Ｖ］とすると、Ｖｏｕｔは以下の式で表される。
【００７７】
【数１９】
2004135218.tif 000021
【００７８】
上式において、ｓはｊωで表される角周波数であり、最終項は入出力間の周波数特性を表す伝達関数である。
【００７９】
ここで、
【００８０】
【数２０】
2004135218.tif 000022
【００８１】
の関係を持たせると、式（２３）は以下のようになる。
【００８２】
【数２１】
2004135218.tif 000023
【００８３】
一方、２次のオールパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）は以下の式で表される。
【００８４】
【数２２】
2004135218.tif 000024
【００８５】
ここで、ω０はオールパスフィルタの中心角周波数［ｒａｄ／ｓ］、Ｑは尖鋭度である。
【００８６】
式（２５）の右辺の最終項と式（２６）の右辺はｓに関して同じ形をしている。したがって、式（２５）と式（２６）のｓの各係数がそれぞれ等しくかつ式（２４）を満足するように、Ｃ１、Ｌ１、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４を以下の等式を満たすよう選べば、中心角周波数ω０、尖鋭度Ｑの２次オールパス特性が得られる。
【００８７】
【数２３】
2004135218.tif 000025
【００８８】
また、式（２８）及び式（２９）から、オールパスフィルタの尖鋭度ＱはＲ１とＲ４の和に反比例し、Ｒ４はＲ３／Ｒ２の値が大きい程大きくなる。したがって、所望のＱを得るのにＲ３／Ｒ２の値を大きく選べば、Ｒ４が大きくなり、第１の抵抗３の抵抗値Ｒ１を小さくできる。第１の抵抗３は、受光素子１の電源経路に挿入されているため、受光電流が流れると電圧降下が発生し、受光素子１への供給電圧が低下する。本構成は、第１の抵抗３の抵抗値Ｒ１を小さくできるため、電圧降下が低減され、低電圧動作が可能になるという利点がある。
【００８９】
なお、前置増幅回路全体のトランスインピーダンスをＺｔ’［Ω］とすると、Ｚｔ’は以下の式で表される。
【００９０】
【数２４】
2004135218.tif 000026
【００９１】
図１５は、中心周波数８０ＭＨｚ、尖鋭度Ｑ＝１とした設計例についてトランスインピーダンスと群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。各素子の定数は、Ｃ１＝１９．９［ｐＦ］Ｌ１＝１９９［ｎＨ］、Ｒ１＝５０［Ω］、Ｒ２＝５０［Ω］、Ｒ３＝１５０［Ω］、Ｒ４＝５０［Ω］である。なお、トランスインピーダンス型前置増幅器２のトランスインピーダンスはＺｔ＝１［ｋΩ］（＝６０［ｄＢΩ］）とした。図１５から明らかなように、実施の形態４による前置増幅回路は、全周波数帯でトランスインピーダンス、すなわち利得が一定であり、群遅延時間のみ変化するオールパスフィルタの機能を有している。
【００９２】
以上のように、本発明の実施の形態４によれば、前置増幅回路そのものがフィルタ次数２次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。また、本構成は、受光素子１と電源Ｖｃｃとの間に接続される第１の抵抗３の抵抗値を低くできるため、第１の抵抗による電圧降下を小さくできる。これにより、低電源電圧での動作が可能になる。
【００９３】
＜実施の形態５＞
次に、実施の形態５について、図面を参照して説明する。
【００９４】
図１６に示すように、実施の形態５の前置増幅回路は、受信した光信号８を電流信号に変換する、例えば、フォトダイオード（ＰＤ）で構成された受光素子１を有する。この受光素子１のカソードは第１の抵抗３を介して直流電源Ｖｃｃにされ、そのアノードはトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子に接続されている。また、受光素子１のカソードは利得１倍のバッファアンプ１１の入力端子に接続されている。
【００９５】
さらに、バッファアンプ１１の出力端子とトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子との間に、直流遮断素子６と第２の抵抗４とインダクタ７が直列に接続され、これらが前置増幅回路を構成している。ここで、直流遮断素子６は、直流電流を遮断し、かつ伝送信号の必要周波数帯域ではそのインピーダンスが低く、無視できる素子であり、例えば、インダクタンスの大きい巻数比１：１のトランスやキャパシタンスの大きいコンデンサで構成できる。また、バッファアンプ１１は、例えば、ＦＥＴのソースフォロアやトランジスタのエミッタフォロアで構成できる。
【００９６】
図１７は、図１６に示した前置増幅回路のうち、受光素子１及びトランスインピーダンス型前置増幅器２を等価回路で表したものである。ここで、受光素子１は、受光感度をＳｐｄ［Ａ／Ｗ］、光信号８の強度をＰｉｎ［Ｗ］とすると、電流値ＩがＳｐｄ・Ｐｉｎ［Ａ］の等価電流源１ａとなる。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２は、電流電圧変換利得、すなわちトランスインピーダンスをＺｔ［Ω］とすると、演算増幅器２ａの出力端子と反転入力端子との間に抵抗値Ｚｔ［Ω］の帰還抵抗２ｂが接続され、非反転入力端子が接地された反転増幅器と等価になる。
【００９７】
バッファアンプ１１は利得１倍の理想アンプ、すなわち入力インピーダンスが無限大かつ出力インピーダンス０［Ω］とする。第１の抵抗３の抵抗値をＲ１［Ω］、第２の抵抗４の抵抗値をＲ２［Ω］、インダクタ７のインダクタンスをＬ１［Ｈ］とし、演算増幅器２ａの出力信号をＶｏｕｔ［Ｖ］とすると、Ｖｏｕｔは以下の式で表される。
【００９８】
【数２５】
2004135218.tif 000027
【００９９】
上式において、ｓはｊωで表される角周波数であり、最終項は入出力間の周波数特性を表す伝達関数である。
【０１００】
ここで、
【０１０１】
【数２６】
2004135218.tif 000028
【０１０２】
の関係を持たせると、式（３１）は以下のようになる。
【０１０３】
【数２７】
2004135218.tif 000029
【０１０４】
一方、１次のオールパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）は以下の式で表される。
【０１０５】
【数２８】
2004135218.tif 000030
【０１０６】
ここで、ω０はオールパスフィルタの中心角周波数［ｒａｄ／ｓ］である。
【０１０７】
式（３３）の右辺の最終項と式（３４）の右辺はｓに関して同じ形をしている。したがって、式（３３）と式（３４）のｓの各係数がそれぞれ等しくかつ式（３２）を満足するように、Ｌ１、Ｒ１、Ｒ２を以下の等式を満たすよう選べば、中心角周波数ω０の１次オールパス特性が得られる。
【０１０８】
【数２９】
2004135218.tif 000031
【０１０９】
なお、前置増幅回路全体のトランスインピーダンスをＺｔ’［Ω］とすると、Ｚｔ’は以下の式で表される。
【０１１０】
【数３０】
2004135218.tif 000032
【０１１１】
すなわち、利得の低下なくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【０１１２】
図１８は、中心周波数８０ＭＨｚとした設計例についてトランスインピーダンスと群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。各素子の定数は、Ｌ１＝９９．５［ｎＨ］、Ｒ１＝１００［Ω］、Ｒ２＝５０［Ω］である。また、直流遮断素子６は１００［μＦ］の大容量コンデンサとし、トランスインピーダンス型前置増幅器２のトランスインピーダンスはＺｔ＝１［ｋΩ］（＝６０［ｄＢΩ］）とし、バッファアンプ１１は利得１倍の理想アンプとした。なお、中心周波数［Ｈｚ］は中心角周波数ω０［ｒａｄ／ｓ］を２πで除して得られる。図１８から明らかなように、実施の形態５による前置増幅回路は、全周波数帯でトランスインピーダンス、すなわち利得が一定であり、群遅延時間のみ変化するオールパスフィルタの機能を有している。また、本構成は、利得の低下が無いという利点を有している。
【０１１３】
以上のように、本発明の実施の形態５によれば、前置増幅回路そのものがフィルタ次数１次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。
【０１１４】
＜実施の形態６＞
次に、実施の形態６について説明する。実施の形態６は、図１９に示すように、図１６に示す構成に対して、受光素子１のカソードとトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子との間に接続される直列体が、第２の抵抗４とコンデンサ１０とインダクタ７とで構成されている点が異なっている。
【０１１５】
図２０は、図１９に示した前置増幅回路のうち、受光素子１及びトランスインピーダンス型前置増幅器２を等価回路で表したものである。ここで、受光素子１は、受光感度をＳｐｄ［Ａ／Ｗ］、光信号８の強度をＰｉｎ［Ｗ］とすると、電流値ＩがＳｐｄ・Ｐｉｎ［Ａ］の等価電流源１ａとなる。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２は、電流電圧変換利得、すなわちトランスインピーダンスをＺｔ［Ω］とすると、演算増幅器２ａの出力端子と反転入力端子との間に抵抗値Ｚｔ［Ω］の帰還抵抗２ｂが接続され、非反転入力端子が接地された反転増幅器と等価になる。
【０１１６】
バッファアンプ１１は利得１倍の理想アンプ、すなわち入力インピーダンスが無限大かつ出力インピーダンス０［Ω］とする。第１の抵抗３の抵抗値をＲ１［Ω］、第２の抵抗４の抵抗値をＲ２［Ω］、コンデンサ１０のキャパシタンスをＣ１［Ｆ］、インダクタ７のインダクタンスをＬ１［Ｈ］とし、演算増幅器２ａの出力信号をＶｏｕｔ［Ｖ］とすると、Ｖｏｕｔは以下の式で表される。
【０１１７】
【数３１】
2004135218.tif 000033
【０１１８】
上式において、ｓはｊωで表される角周波数であり、最終項は入出力間の周波数特性を表す伝達関数である。
【０１１９】
ここで、
【０１２０】
【数３２】
2004135218.tif 000034
【０１２１】
の関係を持たせると、式（３８）は以下のようになる。
【０１２２】
【数３３】
2004135218.tif 000035
【０１２３】
一方、２次のオールパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）は以下の式で表される。
【０１２４】
【数３４】
2004135218.tif 000036
【０１２５】
ここで、ω０はオールパスフィルタの中心角周波数［ｒａｄ／ｓ］、Ｑは尖鋭度である。
【０１２６】
式（４０）の右辺の最終項と式（４１）の右辺はｓに関して同じ形をしている。したがって、式（４０）と式（４１）のｓの各係数がそれぞれ等しくかつ式（３９）を満足するように、Ｃ１、Ｌ１、Ｒ１、Ｒ２を以下の等式を満たすよう選べば、中心角周波数ω０、尖鋭度Ｑの２次オールパス特性が得られる。
【０１２７】
【数３５】
2004135218.tif 000037
【０１２８】
なお、前置増幅回路全体のトランスインピーダンスをＺｔ’［Ω］とすると、Ｚｔ’は以下の式で表される。
【０１２９】
【数３６】
2004135218.tif 000038
【０１３０】
すなわち、利得の低下なくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【０１３１】
図２１は、中心周波数８０ＭＨｚ、尖鋭度Ｑ＝１とした設計例についてトランスインピーダンスと群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。各素子の定数は、Ｃ１＝３９．８［ｐＦ］、Ｌ１＝９９．５［ｎＨ］、Ｒ１＝１００［Ω］、Ｒ２＝５０［Ω］である。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２のトランスインピーダンスはＺｔ＝１［ｋΩ］（＝６０［ｄＢΩ］）とし、バッファアンプ１１は利得１倍の理想アンプとした。なお、中心周波数［Ｈｚ］は中心角周波数ω０［ｒａｄ／ｓ］を２πで除して得られる。図２１から明らかなように、実施の形態５による前置増幅回路は、全周波数帯でトランスインピーダンス、すなわち利得が一定であり、群遅延時間のみ変化するオールパスフィルタの機能を有している。また、本構成は、利得の低下が無いという利点を有している。
【０１３２】
以上のように、本発明の実施の形態６によれば、前置増幅回路そのものがフィルタ次数２次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が一層緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。
【０１３３】
＜実施の形態７＞
次に、実施の形態７について、図面を参照して説明する。
【０１３４】
図２２に示すように、実施の形態７の前置増幅回路は、受信した光信号８を電流信号に変換する、例えば、フォトダイオード（ＰＤ）で構成された受光素子１を有する。この受光素子１のカソードは第１の抵抗３を介して直流電源Ｖｃｃにされ、そのアノードはトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子に接続されている。さらに、第１の抵抗３の両端に巻数比２：１のトランス１２の１次側端子が接続され、２次側巻線端子の一方は接地されている。さらに、２次側巻線端子の他の一方とトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子との間にインダクタ７が接続され、これらが前置増幅回路を構成している。
【０１３５】
図２３は、図２２に示した前置増幅回路のうち、受光素子１及びトランスインピーダンス型前置増幅器２を等価回路で表したものである。ここで、受光素子１は、受光感度をＳｐｄ［Ａ／Ｗ］、光信号８の強度をＰｉｎ［Ｗ］とすると、電流値ＩがＳｐｄ・Ｐｉｎ［Ａ］の等価電流源１ａとなる。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２は、電流電圧変換利得、すなわちトランスインピーダンスをＺｔ［Ω］とすると、演算増幅器２ａの出力端子と反転入力端子との間に抵抗値Ｚｔ［Ω］の帰還抵抗２ｂが接続され、非反転入力端子が接地された反転増幅器と等価になる。
【０１３６】
第１の抵抗３の抵抗値をＲ１［Ω］、インダクタ７のインダクタンスをＬ１［Ｈ］とし、演算増幅器２ａの出力信号をＶｏｕｔ［Ｖ］とすると、Ｖｏｕｔは以下の式で表される。
【０１３７】
【数３７】
2004135218.tif 000039
【０１３８】
上式において、ｓはｊωで表される角周波数であり、最終項は入出力間の周波数特性を表す伝達関数である。
【０１３９】
一方、１次のオールパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）は以下の式で表される。
【０１４０】
【数３８】
2004135218.tif 000040
【０１４１】
ここで、ω０はオールパスフィルタの中心角周波数［ｒａｄ／ｓ］である。
【０１４２】
式（４６）の右辺の最終項と式（４７）の右辺はｓに関して同じ形をしている。したがって、式（４６）と式（４７）のｓの各係数がそれぞれ等しくなるように、Ｌ１、Ｒ１を以下の等式を満たすよう選べば、中心角周波数ω０の１次オールパス特性が得られる。
【０１４３】
【数３９】
2004135218.tif 000041
【０１４４】
なお、前置増幅回路全体のトランスインピーダンスをＺｔ’［Ω］とすると、Ｚｔ’は以下の式で表される。
【０１４５】
【数４０】
2004135218.tif 000042
【０１４６】
すなわち、利得の低下なくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【０１４７】
図２４は、中心周波数８０ＭＨｚとした設計例についてトランスインピーダンスと群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。各素子の定数は、Ｌ１＝９９．５［ｎＨ］、Ｒ１＝２００［Ω］である。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２のトランスインピーダンスはＺｔ＝１［ｋΩ］（＝６０［ｄＢΩ］）とした。なお、中心周波数［Ｈｚ］は中心角周波数ω０［ｒａｄ／ｓ］を２πで除して得られる。図２４から明らかなように、実施の形態７による前置増幅回路は、全周波数帯でトランスインピーダンス、すなわち利得が一定であり、群遅延時間のみ変化するオールパスフィルタの機能を有している。また、本構成は、利得の低下が無いという利点を有している。
【０１４８】
以上のように、本発明の実施の形態７によれば、前置増幅回路そのものがフィルタ次数１次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。
【０１４９】
＜実施の形態８＞
次に、実施の形態８について説明する。実施の形態８は、図２５に示すように、図２２に示す構成に対して、トランス１２の２次側巻線端子の一方とトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子との間に接続される素子が、コンデンサ１０とインダクタ７との直列回路となっている点が異なっている。
【０１５０】
図２６は、図２５に示した前置増幅回路のうち、受光素子１及びトランスインピーダンス型前置増幅器２を等価回路で表したものである。ここで、受光素子１は、受光感度をＳｐｄ［Ａ／Ｗ］、光信号８の強度をＰｉｎ［Ｗ］とすると、電流値ＩがＳｐｄ・Ｐｉｎ［Ａ］の等価電流源１ａとなる。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２は、電流電圧変換利得、すなわちトランスインピーダンスをＺｔ［Ω］とすると、演算増幅器２ａの出力端子と反転入力端子との間に抵抗値Ｚｔ［Ω］の帰還抵抗２ｂが接続され、非反転入力端子が接地された反転増幅器と等価になる。
【０１５１】
第１の抵抗３の抵抗値をＲ１［Ω］、コンデンサ１０のキャパシタンスをＣ１［Ｆ］、インダクタ７のインダクタンスをＬ１［Ｈ］とし、演算増幅器２ａの出力信号をＶｏｕｔ［Ｖ］とすると、Ｖｏｕｔは以下の式で表される。
【０１５２】
【数４１】
2004135218.tif 000043
【０１５３】
上式において、ｓはｊωで表される角周波数であり、最終項は入出力間の周波数特性を表す伝達関数である。
【０１５４】
一方、２次のオールパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）は以下の式で表される。
【０１５５】
【数４２】
2004135218.tif 000044
【０１５６】
ここで、ω０はオールパスフィルタの中心角周波数［ｒａｄ／ｓ］、Ｑは尖鋭度である。
【０１５７】
式（５０）の右辺の最終項と式（５１）の右辺はｓに関して同じ形をしている。したがって、式（５０）と式（５１）のｓの各係数がそれぞれ等しくなるように、Ｃ１、Ｌ１、Ｒ１を以下の等式を満たすよう選べば、中心角周波数ω０、尖鋭度Ｑの２次オールパス特性が得られる。
【０１５８】
【数４３】
2004135218.tif 000045
【０１５９】
なお、前置増幅回路全体のトランスインピーダンスをＺｔ’［Ω］とすると、Ｚｔ’は以下の式で表される。
【０１６０】
【数４４】
2004135218.tif 000046
【０１６１】
すなわち、利得の低下なくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【０１６２】
図２７は、中心周波数８０ＭＨｚ、尖鋭度Ｑ＝１とした設計例についてトランスインピーダンスと群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。各素子の定数は、Ｃ１＝３９．８［ｐＦ］、Ｌ１＝９９．５［ｎＨ］、Ｒ１＝２００［Ω］である。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２のトランスインピーダンスはＺｔ＝１［ｋΩ］（＝６０［ｄＢΩ］）とした。なお、中心周波数［Ｈｚ］は中心角周波数ω０［ｒａｄ／ｓ］を２πで除して得られる。図２７から明らかなように、実施の形態８による前置増幅回路は、全周波数帯でトランスインピーダンス、すなわち利得が一定であり、群遅延時間のみ変化するオールパスフィルタの機能を有している。また、本構成は、利得の低下が無いという利点を有している。
【０１６３】
以上のように、本発明の実施の形態８によれば、前置増幅回路そのものがフィルタ次数２次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が一層緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。
【０１６４】
＜実施の形態９＞
次に、実施の形態９について、図面を参照して説明する。図２８に示すように、実施の形態９の前置増幅回路は、受信した光信号８を電流信号に変換する、例えば、フォトダイオード（ＰＤ）で構成された受光素子１を有する。この受光素子１のカソードは第１の抵抗３を介して直流電源Ｖｃｃにされ、そのアノードはトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子に接続されている。さらに、第１の抵抗３の両端にトランス１２の１次側端子が接続され、２次側巻線端子の一方は接地されている。さらに、２次側巻線端子の他の一方とトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子との間に、第２の抵抗４とインダクタ７との直列回路が接続され、これらが前置増幅回路を構成している。
【０１６５】
図２９は、図２８に示した前置増幅回路のうち、受光素子１及びトランスインピーダンス型前置増幅器２を等価回路で表したものである。ここで、受光素子１は、受光感度をＳｐｄ［Ａ／Ｗ］、光信号８の強度をＰｉｎ［Ｗ］とすると、電流値ＩがＳｐｄ・Ｐｉｎ［Ａ］の等価電流源１ａとなる。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２は、電流電圧変換利得、すなわちトランスインピーダンスをＺｔ［Ω］とすると、演算増幅器２ａの出力端子と反転入力端子との間に抵抗値Ｚｔ［Ω］の帰還抵抗２ｂが接続され、非反転入力端子が接地された反転増幅器と等価になる。
【０１６６】
第１の抵抗３の抵抗値をＲ１［Ω］、第２の抵抗４の抵抗値をＲ２［Ω］、インダクタ７のインダクタンスをＬ１［Ｈ］、トランス１２の巻数比をｎ：１とし、演算増幅器２ａの出力信号をＶｏｕｔ［Ｖ］とすると、Ｖｏｕｔは以下の式で表される。
【０１６７】
【数４５】
2004135218.tif 000047
【０１６８】
上式において、ｓはｊωで表される角周波数であり、最終項は入出力間の周波数特性を表す伝達関数である。
【０１６９】
ここで、
【０１７０】
【数４６】
2004135218.tif 000048
【０１７１】
の関係を持たせると、式（５５）は以下のようになる。
【０１７２】
【数４７】
2004135218.tif 000049
【０１７３】
一方、１次のオールパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）は以下の式で表される。
【０１７４】
【数４８】
2004135218.tif 000050
【０１７５】
ここで、ω０はオールパスフィルタの中心角周波数［ｒａｄ／ｓ］である。
【０１７６】
式（５７）の右辺の最終項と式（５８）の右辺はｓに関して同じ形をしている。したがって、式（５７）と式（５８）のｓの各係数がそれぞれ等しくかつ式（５６）を満足するように、Ｌ１、Ｒ１、Ｒ２、ｎを以下の等式を満たすよう選べば、中心角周波数ω０の１次オールパス特性が得られる。
【０１７７】
【数４９】
2004135218.tif 000051
【０１７８】
なお、前置増幅回路全体のトランスインピーダンスをＺｔ’［Ω］とすると、Ｚｔ’は以下の式で表される。
【０１７９】
【数５０】
2004135218.tif 000052
【０１８０】
すなわち、利得の低下なくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【０１８１】
図３０は、中心周波数８０ＭＨｚとした設計例についてトランスインピーダンスと群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。各素子の定数は、Ｌ１＝９９．５［ｎＨ］、Ｒ１＝４００［Ω］、ｎ＝４である。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２のトランスインピーダンスはＺｔ＝１［ｋΩ］（＝６０［ｄＢΩ］）とした。なお、中心周波数［Ｈｚ］は中心角周波数ω０［ｒａｄ／ｓ］を２πで除して得られる。図３０から明らかなように、実施の形態９による前置増幅回路は、全周波数帯でトランスインピーダンス、すなわち利得が一定であり、群遅延時間のみ変化するオールパスフィルタの機能を有している。また、本構成は、利得の低下が無いという利点を有している。さらに、図３１は、上記設計例におけるＲ２の値を変化させたときのトランスインピーダンス及び群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。図３１から明らかなように、本構成は、Ｒ２の値により群遅延特性をほとんど変えずにトランスインピーダンスの周波数特性を調整できるという利点を有する。
【０１８２】
以上のように、本発明の実施の形態９によれば、前置増幅回路そのものがフィルタ次数１次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。
【０１８３】
＜実施の形態１０＞
次に、実施の形態１０について説明する。実施の形態１０は、図３２に示すように、図２８に示す構成に対して、トランス１２の２次側巻線端子の一方とトランスインピーダンス型前置増幅器２の入力端子との間に接続される素子が、第２の抵抗４とコンデンサ１０とインダクタ７との直列回路となっている点が異なる。
【０１８４】
図３３は、図３２に示した前置増幅回路のうち、受光素子１及びトランスインピーダンス型前置増幅器２を等価回路で表したものである。ここで、受光素子１は、受光感度をＳｐｄ［Ａ／Ｗ］、光信号８の強度をＰｉｎ［Ｗ］とすると、電流値ＩがＳｐｄ・Ｐｉｎ［Ａ］の等価電流源１ａとなる。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２は、電流電圧変換利得、すなわちトランスインピーダンスをＺｔ［Ω］とすると、演算増幅器２ａの出力端子と反転入力端子との間に抵抗値Ｚｔ［Ω］の帰還抵抗２ｂが接続され、非反転入力端子が接地された反転増幅器と等価になる。
【０１８５】
第１の抵抗３の抵抗値をＲ１［Ω］、第２の抵抗４の抵抗値をＲ２［Ω］、コンデンサ１０のキャパシタンスをＣ１［Ｆ］、インダクタ７のインダクタンスをＬ１［Ｈ］、トランス１２の巻数比をｎ：１とし、演算増幅器２ａの出力信号をＶｏｕｔ［Ｖ］とすると、Ｖｏｕｔは以下の式で表される。
【０１８６】
【数５１】
2004135218.tif 000053
【０１８７】
上式において、ｓはｊωで表される角周波数であり、最終項は入出力間の周波数特性を表す伝達関数である。
【０１８８】
ここで、
【０１８９】
【数５２】
2004135218.tif 000054
【０１９０】
の関係を持たせると、式（６２）は以下のようになる。
【０１９１】
【数５３】
2004135218.tif 000055
【０１９２】
一方、２次のオールパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）は以下の式で表される。
【０１９３】
【数５４】
2004135218.tif 000056
【０１９４】
ここで、ω０はオールパスフィルタの中心角周波数［ｒａｄ／ｓ］である。
【０１９５】
式（６４）の右辺の最終項と式（６５）の右辺はｓに関して同じ形をしている。したがって、式（６４）と式（６５）のｓの各係数がそれぞれ等しくかつ式（６３）を満足するように、Ｃ１、Ｌ１、Ｒ１、Ｒ２、ｎを以下の等式を満たすよう選べば、中心角周波数ω０、尖鋭度Ｑの２次オールパス特性が得られる。
【０１９６】
【数５５】
2004135218.tif 000057
【０１９７】
なお、前置増幅回路全体のトランスインピーダンスをＺｔ’［Ω］とすると、Ｚｔ’は以下の式で表される。
【０１９８】
【数５６】
2004135218.tif 000058
【０１９９】
すなわち、利得の低下なくオールパスフィルタ機能が実現できる。
【０２００】
図３４は、中心周波数８０ＭＨｚ、尖鋭度Ｑ＝１とした設計例についてトランスインピーダンスと群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。各素子の定数は、Ｃ１＝３９．８［ｐＦ］、Ｌ１＝９９．５［ｎＨ］、Ｒ１＝４００［Ω］、Ｒ２＝２５［Ω］、ｎ＝４である。また、トランスインピーダンス型前置増幅器２のトランスインピーダンスはＺｔ＝１［ｋΩ］（＝６０［ｄＢΩ］）とした。なお、中心周波数［Ｈｚ］は中心角周波数ω０［ｒａｄ／ｓ］を２πで除して得られる。図３４から明らかなように、実施の形態１０による前置増幅回路は、全周波数帯でトランスインピーダンス、すなわち利得が一定であり、群遅延時間のみ変化するオールパスフィルタの機能を有している。また、本構成は、利得の低下が無いという利点を有している。さらに、図３５は、上記設計例におけるＲ２の値を変化させたときのトランスインピーダンス及び群遅延時間の周波数特性をシミュレーションした結果である。図３５から明らかなように、本構成は、Ｒ２の値により群遅延特性をほとんど変えずにトランスインピーダンスの周波数特性を調整できるという利点を有する。
【０２０１】
以上のように、本発明の実施の形態１０によれば、前置増幅回路そのものがフィルタ次数２次のオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能を持つため、後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が一層緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。
【０２０２】
＜実施の形態１１＞
次に、実施の形態１１について説明する。実施の形態１１は、図３６に示すように、線形位相特性を持たない波形等化フィルタ１４と、実施の形態１から１０のいずれか１つに記載の前置増幅回路１３とを用いた光受信装置である。従来の光受信装置では、波形等化フィルタ１４にベッセルフィルタなどの通過域の位相特性が線形に近いものが用いられるのに対して、本発明の光受信装置では、バタワースフィルタなどの遮断特性が優れているが位相特性が劣るフィルタを用いる。フィルタの位相特性は、前置増幅回路１３が有するオールパスフィルタ機能、すなわち位相特性補正機能により、線形に近い位相特性に補正する。
【０２０３】
図３７は、波形等化フィルタに５次バターワースフィルタを用いた場合の群遅延特性のシミュレーション結果である。図３７において、ＬＰＦ単体と記した線は波形等化フィルタ単独の群遅延特性を示し、総合特性と記した線は前置増幅回路と波形等化フィルタを組み合わせた本発明の光受信装置の群遅延特性を示す。なお、５次バターワースフィルタのカットオフ周波数は１００［ＭＨｚ］である。前置増幅回路は実施の形態１０の構成とし、オールパスフィルタのパラメータは中心周波数８０ＭＨｚ、Ｑ＝０．５７に設計した。このときの各素子の値は、Ｃ１＝６９．８［ｐＦ］、Ｌ１＝５６．７［ｎＨ］、Ｒ１＝４００［Ω］、Ｒ２＝２５［Ω］、ｎ＝４、トランスインピーダンス型前置増幅器のトランスインピーダンスは１［ｋΩ］（＝６０［ｄＢΩ］）である。図３７から明らかなように、本発明の光受信装置は、波形等化フィルタに５次バターワースフィルタを用いても、１００［ＭＨｚ］までの信号帯域の群遅延特性を平坦に、すなわち位相特性を線形にすることができる。
【０２０４】
図３８は、上記例と５次ベッセルフィルタを用いた従来構成に対して、トランスインピーダンスと群遅延時間の周波数特性を比較シミュレーションした結果である。５次ベッセルフィルタのカットオフ周波数は１００［ＭＨｚ］である。図３８から明らかなように、本発明の光受信装置は、１００［ＭＨｚ］までの信号帯域では従来構成と同等の群遅延特性を有し、それ以上の不要帯域においては２０ｄＢ程度大きな減衰量が得られている。
【０２０５】
以上のように、本発明の実施の形態１１によれば、波形等化フィルタが遮断特性を重視したフィルタであるため、不要な高周波成分やノイズの除去能力が高く、受信性能を向上させることができる。
【０２０６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の前置増幅回路によれば、オールパスフィルタの機能、すなわち位相特性補正機能を併せ持つため、その後段に接続される波形等化フィルタの位相特性仕様が緩和され、遮断特性に優れたフィルタが利用できるようになる。
【０２０７】
また、本発明の光伝送装置によれば、遮断特性を重視したフィルタを波形等化フィルタに用いることができるため、不要な高周波成分の除去能力を高めることができ受信性能を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る前置増幅回路の構成を示す回路図
【図２】本発明の実施の形態１に係る前置増幅回路の第１の具体例を示す回路図
【図３】本発明の実施の形態１に係る前置増幅回路の第２の具体例を示す回路図
【図４】本発明の実施の形態１に係る前置増幅回路の動作を説明するための等価回路図
【図５】本発明の実施の形態１に係る前置増幅回路の設計例の周波数特性図
【図６】本発明の実施の形態１に係る前置増幅回路の設計例の群遅延補正効果を示す周波数特性図
【図７】本発明の実施の形態２の前置増幅回路の構成を示す回路図
【図８】本発明の実施の形態２の前置増幅回路の動作を説明するための等価回路図
【図９】本発明の実施の形態２の前置増幅回路の設計例の周波数特性図
【図１０】本発明の実施の形態３の前置増幅回路の構成を示す回路図
【図１１】本発明の実施の形態３の前置増幅回路の動作を説明するための等価回路図
【図１２】本発明の実施の形態３の前置増幅回路の設計例の周波数特性図
【図１３】本発明の実施の形態４の前置増幅回路の構成を示す回路図
【図１４】本発明の実施の形態４の前置増幅回路の動作を説明するための等価回路図
【図１５】本発明の実施の形態４の前置増幅回路の設計例の周波数特性図
【図１６】本発明の実施の形態５の前置増幅回路の構成を示す回路図
【図１７】本発明の実施の形態５の前置増幅回路の動作を説明するための等価回路図
【図１８】本発明の実施の形態５の前置増幅回路の設計例の周波数特性図
【図１９】本発明の実施の形態６の前置増幅回路の構成を示す回路図
【図２０】本発明の実施の形態６の前置増幅回路の動作を説明するための等価回路図
【図２１】本発明の実施の形態６の前置増幅回路の設計例の周波数特性図
【図２２】本発明の実施の形態７の前置増幅回路の構成を示す回路図
【図２３】本発明の実施の形態７の前置増幅回路の動作を説明するための等価回路図
【図２４】本発明の実施の形態７の前置増幅回路の設計例の周波数特性図
【図２５】本発明の実施の形態８の前置増幅回路の構成を示す回路図
【図２６】本発明の実施の形態８の前置増幅回路の動作を説明するための等価回路図
【図２７】本発明の実施の形態８の前置増幅回路の設計例の周波数特性図
【図２８】本発明の実施の形態９の前置増幅回路の構成を示す回路図
【図２９】本発明の実施の形態９の前置増幅回路の動作を説明するための等価回路図
【図３０】本発明の実施の形態９の前置増幅回路の設計例の周波数特性図
【図３１】本発明の実施の形態９の前置増幅回路の他の設計例の周波数特性図
【図３２】本発明の実施の形態１０の前置増幅回路の構成を示す回路図
【図３３】本発明の実施の形態１０の前置増幅回路の動作を説明するための等価回路図
【図３４】本発明の実施の形態１０の前置増幅回路の設計例の周波数特性図
【図３５】本発明の実施の形態１０の前置増幅回路の他の設計例の周波数特性図
【図３６】本発明の実施の形態１１の光受信装置の構成を示すブロック図
【図３７】本発明の実施の形態１１の光受信装置の周波数特性図
【図３８】本発明の実施の形態１１の光受信装置と従来構成の光受信装置の周波数特性比較図
【図３９】従来例を示すブロック図
【符号の説明】
１　受光素子
１ａ　等価電流源
２　トランスインピーダンス型前置増幅器
２ａ　演算増幅器
２ｂ　帰還抵抗
３　第１の抵抗
４　第２の抵抗
５　第３の抵抗
６　直流遮断素子
６ａ　直流遮断用トランス
６ｂ　直流遮断用コンデンサ
７　インダクタ
８　光信号
９　第４の抵抗
１０　コンデンサ
１１　バッファアンプ
１２　トランス
１３　前置増幅回路
１４　波形等化フィルタ
１５　主増幅器
１６　受信処理部
【図１】
2004135218.tif 000059
【図２】
2004135218.tif 000060
【図３】
2004135218.tif 000061
【図４】
2004135218.tif 000062
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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