(57)【要約】【課題】高調波フィルターの不要化【解決手段】電源は、コッククロフト・ウオルトン型の逓倍回路１と、ステップアップ変圧器２とを備え、変圧器２の入力側には、直流阻止用のコンデンサＣを介して、ハーフブリッジ型のインバータ回路３が接続され、このインバータ回路３には、可変出力直流電源４が接続されている。この電源では、インバータ回路３には、パルス状の電圧を入力する。この場合、入出力との間に発生する電磁エネルギー的な不整合を防止するために、等価回路において、入力信号（電圧ないしは電流）の時間積分値と、出力信号（電圧ないしは出力電流）の時間積分値とが整合するように、インバータ回路３の制御電圧に停止時間を設けるようにした。【選択図】　図３
2004135363.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コッククロフト・ウオルトン型の逓倍回路と、前記逓倍回路が出力側に接続されたステップアップ変圧器と、前記ステップアップ変圧器の入力側に、直流分阻止用のコンデンサを介して接続されたインバータ回路と、前記インバータ回路の入力側に接続された可変出力直流電源とを備え、前記インバータに所定周期毎に方向が反転するパルス状の制御電圧を入力する高出力高電圧電源において、
前記ステップアップ変圧器の二次コイルの分布容量および前記逓倍回路の持つ分布容量と、前記ステップアップ変圧器の励磁インダクタンスとの並列共振とで構成した前記ステップアップ変圧器と前記逓倍回路との等価回路で、入力信号の時間積分値と、出力信号の時間積分値とが整合するように、前記制御電圧を設定することを特徴とする高出力高電圧電源。
【請求項２】
前記整合は、前記制御電圧に、所定の供給停止時間を設けて、前記入力信号の時間積分値と、前記出力信号の時間積分値とを一致させることを特徴とする請求項１記載の高出力高電圧電源。
【請求項３】
前記入力信号は、矩形状のパルス信号であり、前記出力信号が正弦波信号であって、
前記停止時間は、１８０°毎に方向が反転する場合を１としたときに、その０．３６７の割合とすることを特徴とする請求項２記載の高出力高電圧電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、高出力高電圧電源に関し、特に、電子ビーム描画装置などに用いる高出力高電圧電源の高調波の除去技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
集積回路のホトマスク用の描画手段として、電子ビームを利用する方式の装置が知られており、この種の電子ビーム式描画装置には、電子ビームの加速用などに高出力高電圧の電源が用いられている。
【０００３】
このような電源には、例えば、特開２００１−３５１７９９号公報に開示されているように、コッククロフト・ウオルトン型の逓倍回路と、ステップアップ変圧器とを組合わせたものが一般的に用いられている。
【０００４】
この場合、出力電圧を制御するのには、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式が一般的に採用されるが、高い安定性が要求されるこの種の高電圧電源には、不適当である。
【０００５】
そこで、従来は、図３に示すような方式で出力電圧の安定化を図っていた。同図に示した高出力高電圧電源は、コッククロフト・ウオルトン型の逓倍回路１と、ステップアップ変圧器２とを備え、ステップアップ変圧器２の入力側には、直流阻止用のコンデンサＣを介して、ハーフブリッジ型のインバータ回路３が接続され、このインバータ回路３には、可変出力直流電源４が接続されている。
【０００６】
コッククロフト・ウオルトン型の逓倍回路１の出力側は、図示省略の電子銃に接続されるとともに、複数の抵抗を直列接続した抵抗分圧器５が並列接続されている。この抵抗分圧器５には、可変出力直流電源４のフィードバック制御回路６が接続されている。
【０００７】
このように構成した電源では、インバータ回路３に供給する直流電圧を制御して、出力電圧の安定化を図るために、インバータ回路３には、図３に示すように、パルス状の制御電圧を入力していた。
【０００８】
一方、ステップアップ変圧器２は、ステップアップ変圧器２の持つ固有の励磁インダクタンスと、コッククロフト・ウオルトン型逓倍回路１が有する分布容量との並列共振回路で駆動され、ステップアップ変圧器２とインバータ回路３との間には、図４に示すように、第３，５，７…高調波を取り除くために、複数のコンデンサとインダクタとで構成した高調波フィルター７を介装していた。
【０００９】
しかしながら、このような構成の従来の高出力高電圧電源には、以下に説明する技術的な課題があった。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
すなわち、図３，４に示した従来の高主力高電圧電源では、高調波を除去するための高調波フィルター７が必要となり、このようなフィルターを設けると、設置場所が必要になるし、また、各高調波の共振点を設定しなければならないので、調整も面倒なものとなっていた。
【００１１】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、高調波の発生をなくすことにより、高調波フィルターを要しない高出力高電圧電源を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、コッククロフト・ウオルトン型の逓倍回路と、前記逓倍回路が出力側に接続されたステップアップ変圧器と、前記ステップアップ変圧器の入力側に、直流分阻止用のコンデンサを介して接続されたインバータ回路と、前記インバータ回路の入力側に接続された可変出力直流電源とを備え、前記インバータに所定周期毎に方向が反転するパルス状の制御電圧を入力する高出力高電圧電源において、前記ステップアップ変圧器の二次コイルの分布容量および前記逓倍回路の持つ分布容量と、前記ステップアップ変圧器の励磁インダクタンスとの並列共振とで構成した前記ステップアップ変圧器と前記逓倍回路との等価回路で、入力信号の時間積分値と、出力信号の時間積分値とが整合するように、前記制御電圧を設定するようにした。
【００１３】
このように構成した高出力高電圧電源によれば、ステップアップ変圧器の二次コイルの分布容量および逓倍回路の持つ分布容量と、ステップアップ変圧器の励磁インダクタンスとの並列共振とで構成したステップアップ変圧器と逓倍回路との等価回路で、入力信号の時間積分値と、出力信号の時間積分値とが整合するように、前記制御電圧を設定するので、等価回路における磁気エネルギーがマッチングして、高調波を除去するための高調波フィルターが必要になる。
【００１４】
高調波フィルターが不要になると、共振点の設定や、面倒な調整も不要になり、設置場所を確保する必要もなくなる。
【００１５】
前記整合は、前記制御電圧に、所定の供給停止時間を設けて、前記入力信号の時間積分値と、前記出力信号の時間積分値とを一致させることで実現される。
【００１６】
前記入力信号は、矩形状のパルス信号であり、前記出力信号が正弦波信号であって、前記停止時間は、１８０°毎に方向が反転する場合を１としたときに、その０．３６７の割合とすることができる。
【００１７】
前記停止時間は、１８０°毎に方向が反転する場合を１としたときに、その０．３６７の割合とすることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施の形態について、添付図面に基づいて詳細に説明する。図１および図２は、本発明にかかる高出力高電圧電源の一実施例を示している。
【００１９】
本実施例の高出力高電圧電源は、従来のこの種の電源と同様に、コンデンサとダイオードとを組合わせたコッククロフト・ウオルトン型の逓倍回路１と、ステップアップ変圧器２とを備え、ステップアップ変圧器２の入力側には、直流阻止用のコンデンサＣを介して、ハーフブリッジ型のインバータ回路３が接続され、このインバータ回路３には、可変出力直流電源４が接続されている。
【００２０】
コッククロフト・ウオルトン型の逓倍回路１の出力側は、図示省略の電子銃に接続されるとともに、複数の抵抗を直列接続した抵抗分圧器５が並列接続されている。抵抗分圧器５には、可変出力直流電源４のフィードバック制御回路６が接続されている。
【００２１】
このように構成した電源では、インバータ回路３に供給する直流電圧を制御して、出力電圧の安定化を図るために、インバータ回路３には、パルス状の電圧を入力しており、このような高出力高電圧電源としての基本的な構成、および、スンバータ回路３の制御方法は、図３に示した従来の電源と実質的に同じである。
【００２２】
ところが、本実施例の高出力高電圧電源には、以下の点に顕著な特徴がある。すなわち、図３に示した電源において、ステップアップ変圧器２は、ステップアップ変圧器２の有する固有の励磁インダクタンスと、コッククロフト・ウオルトン型逓倍回路１が有する分布容量との並列共振状態で使用される。
【００２３】
このときの等価回路を図１に示している。同図において、入力側の交流信号Ａがインバータ回路３からの入力信号であり、Ｌｌ１が、ステップアップ変圧器３の一次側自己インダクチタンスであり、Ｌｌ２が、同変圧器２の二次側自己インダクタンスである。
【００２４】
また、Ｌｅｘが同変圧器２の相互インダクタンスで、Ｃｓがコッククロフト・ウオルトン型逓倍回路１との変圧器２の二次コイルの分布容量の和である。この等価回路においては、ＬｅｘとＣｓとで並列共振回路が構成されている。
【００２５】
このような等価回路において、従来の高出力高電圧回路では、図３に示すように、インバータ回路３には、パルス状の信号を入力して、インバータ回路３から、図２（Ａ）に示すような、１８０°（π）毎に、正負に切り替わるパルス状信号Ａが、入力されていた。
【００２６】
この場合、出力側には、図２（Ｃ）に示すような、正弦波状の出力信号Ｃが送出されていた。ところが、入出力の状態がこのような関係にあると、本発明者らの知得によると、入出力との間に電磁エネルギー的に不整合が発生し、その結果、等価回路の入力側に第３，５，７…高調波が発生することが判った。
【００２７】
従来のこの種の電源では、このような第３，５，７…高調波を除去するために、図４に示すような高調波フィルター７を介在させていたが、このような解決手段では、前述したごとき不都合がある。
【００２８】
そこで、本実施例では、図１に示した等価回路において、入力信号（電圧ないしは電流）の時間積分値と、出力信号（電圧ないしは出力電流）の時間積分値とが整合するように、インバータ回路３の制御電圧を設定するようにした。
【００２９】
これをより具体的に説明すると、入力ないしは出力信号の時間積分値は、図２にハッチングで示したように、各信号の面積に相当している。すなわち、図２（Ａ）に示した矩形波が従来の出力信号で、同図（Ｃ）が出力信号の波形である。
【００３０】
この場合、信号の大きさが同じであれば、矩形波の方が正弦波よりも面積、すなわち、時間積分値が大きくなり、この相違が磁気エネルギーの不整合の原因となっていたものと思われる。
【００３１】
本実施例では、このような時間積分値の差異をなくすべく、入力信号に所定の休止時間を設けることで、相互の時間積分値を一致させるようにした。矩形波と正弦波の面積の相違は、矩形波を１とした場合には、２／π＝０．６３７となるので、この休止時間は、１−０．６３７＝０．３６７だけ供給を停止すればよい（図２（Ｂ）参照）。
【００３２】
このようにして、入力信号と出力信号の時間積分値を一致させると、図１に示した等価回路において、入出力間の磁気エネルギーのマッチンクが図れ、等価回路の入力側に第３，５，７…高調波が発生しなくなる。
【００３３】
なお、インバータ回路３の出力は、制御電圧に比例するので、図２（Ｂ）に示すような出力信号を等価回路に入力されるためには、同様な波形の入力信号をインバータ回路３の制御電圧とすればよい。
【００３４】
さて、以上のように構成した高出力高電圧電源によれば、ステップアップ変圧器２の二次コイルの分布容量および逓倍回路１の持つ分布容量と、ステップアップ変圧器２の励磁インダクタンスとの並列共振とで構成したステップアップ変圧器２と逓倍回路１との等価回路で、入力信号の時間積分値と、出力信号の時間積分値とが整合するように、インバータ回路３の制御電圧を設定するので、等価回路における磁気エネルギーがマッチングして、第３，５，７…高調波が発生しなくなり、その結果、高調波を除去するための高調波フィルターが必要になる。
【００３５】
高調波フィルターが不要になると、共振点の設定や、面倒な調整も不要になり、設置場所を確保する必要もなくなる。
【００３６】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明にかかる高出力高電圧電源によれば、高調波の発生をなくすことにより、高調波フィルターを不要にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる高出力高電圧電源の一実施例を示す等価回路の説明図である。
【図２】図１に示した等価回路の入力と出力の信号波形の説明図である。
【図３】本発明にかかる高出力高電圧電源の基本構成の回路図である。
【図４】従来の電源において用いていた高調波フィルターの説明図である。
【符号の説明】
１　　　　　コッククロフト・ウオルトン型逓倍回路
２　　　　　ステップアップ変圧器
３　　　　　インバータ回路
４　　　　　可変出力直流電源
【図１】
2004135363.tif 000003
【図２】
2004135363.tif 000004
【図３】
2004135363.tif 000005
【図４】
2004135363.tif 000006