(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置に於ける電流検出回路に関し、簡単な構成によりノイズ成分による誤動作を防止する。【解決手段】平滑用チョークコイルＬ又はトランスの二次巻線に並列に、第１の抵抗Ｒｓと、この第１の抵抗Ｒｓの抵抗値に比較して小さい抵抗値の第２の抵抗Ｒｔ或いはツェナーダイオードと、コンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第２の抵抗Ｒｔ或いはツェナーダイオードとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、平滑チョークコイルＬ又はトランスの二次巻線に流れる電流Ｉと同一位相の電流検出電圧として、スイッチング制御部３の差動増幅器４に入力し、出力電圧Ｖｏｕｔの誤差成分Ｖｅと比較してスイッチングトランジスタＱを制御する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源装置に於ける電流検出回路に於いて、
平滑用チョークコイルに並列に、第１の抵抗と、該第１の抵抗の抵抗値に比較して小さい抵抗値の第２の抵抗と、コンデンサとの直列回路を接続し、前記第２の抵抗と前記コンデンサとの直列回路の両端の電圧を、前記平滑チョークコイルに流れる電流と同一位相の電流検出電圧とする構成を備えた
ことを特徴とする電流検出回路。
【請求項２】
スイッチング電源装置に於ける電流検出回路に於いて、
フライバックコンバータのトランスの二次巻線に並列に、第１の抵抗と、該第１の抵抗の抵抗値に比較して小さい抵抗値の第２の抵抗と、コンデンサとの直列回路を接続し、前記第２の抵抗と前記コンデンサとの直列回路の両端の電圧を、前記トランスの二次巻線に流れる電流と同一位相の電流検出電圧とする構成を備えた
ことを特徴とする電流検出回路。
【請求項３】
前記コンデンサと直列に接続した第２の抵抗の代わりにツェナーダイオードを接続し、前記コンデンサと前記ツェナーダイオードとの直列回路の両端の電圧を電流検出電圧とする構成を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置の平滑回路の平滑用チョークコイルの抵抗成分を利用して、平滑用チョークコイルに流れる電流と同一位相で検出する電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図７は従来のスイッチング電源装置の一例を示し、１は整流回路等を含む直流電源、２は電流検出部、３はスイッチング制御部、４は電流検出用の差動増幅器、５は誤差増幅器、６は比較器、７はクロック発生部、８はラッチ回路、Ｑはスイッチングトランジスタ、Ｄはダイオード、Ｌは平滑用チョークコイル、Ｃは平滑用コンデンサ、Ｒは抵抗又は負荷、Ｒｓは抵抗、Ｃｓはコンデンサを示す。又Ｖｏｕｔは出力電圧、Ｖｒは基準電圧、Ｖｅは誤差電圧、Ｉは平滑用チョークコイルＬに流れる電流を示す。
【０００３】
スイッチングトランジスタＱをオンとすると、直流電源１からの電流が電流検出部２の平滑用チョークコイルＬを介して平滑用コンデンサＣ及び抵抗Ｒに流れる。その時の出力電圧Ｖｏｕｔをスイッチング制御部３の誤差増幅器５に入力し、所定値に設定した基準電圧Ｖｒと比較し、その差分を誤差電圧Ｖｅとして比較器６に入力する。
【０００４】
又スイッチングトランジスタＱをオフとすると、平滑用チョークコイルＬに蓄積されたエネルギによりダイオードＤを介して電流が流れる。従って、平滑用チョークコイルＬには、スイッチングトランジスタＱのオン，オフ期間に対応した三角波状の電流Ｉが流れる。この電流Ｉにより平滑用チョークコイルＬのインピーダンスによる電圧降下が生じる。
【０００５】
この平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉを検出する電流検出部２は、平滑用チョークコイルＬに、コンデンサＣｓと抵抗Ｒｓとの直列回路を並列に接続し、コンデンサＣｓの両端の電圧を差動増幅器４に入力し、平滑用チョークコイルＬに流れる電流と同一位相の検出電圧として比較器６に入力する構成を有し、この比較器６からの電流検出電圧が誤差電圧Ｖｅより高くなると、ハイレベルの信号を出力する。
【０００６】
又クロック発生部７からのクロック信号をラッチ回路８のセット端子に入力してセットし、比較器６の出力信号をラッチ回路８のリセット端子に入力してリセットし、ラッチ回路８の出力信号をスイッチングトランジスタＱのゲートにオン信号として入力し、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉのピーク値に相当する値が、基準電圧Ｖｒに対する出力電圧Ｖｏｕｔの誤差分に相当する値を超えると、スイッチングトランジスタＱをオフとする。従って、スイッチングトランジスタＱは、クロック信号の立上りでオンとなり、電流Ｉのピーク値が誤差電圧Ｖｅに相当する値となると、オフとなる。それによって、スイッチングトランジスタＱのオン，オフを制御して、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化を図る。
【０００７】
又電流検出部２に於ける平滑用チョークコイルＬのインダクタンスをＬｆ、内部抵抗成分をＲｅ、電流Ｉによる平滑用チョークコイルＬの両端の電圧をＶとし、コンデンサＣｓの両端の電圧をＶｃｓとして、Ｓ＝２πｆ（ｆ＝周波数）とすると、
Ｖ＝（ＳＬｆ＋Ｒｅ）Ｉ                                      …（１）
となる。そして、コンデンサＣｓの両端の電圧Ｖｃｓは、
Ｖｃｓ＝（１／ＳＣｓ）／｛Ｒｓ＋（１／ＳＣｓ）｝Ｖ          …（２）
と表すことができる。そして、（１）式を（２）式に代入すると、
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となる。従って、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉと、コンデンサＣｓの両端の電圧Ｖｃｓとの位相が等しくなる為には、
Ｌｆ／Ｒｅ＝ＣｓＲｓ                                        …（４）
の条件に設定すれば良いことが判る。又電圧Ｖｃｓは、電流ＩのほぼＲｅ倍となる。即ち、電流検出用の抵抗を用いることなく、平滑用チョークコイルＬの低抵抗の内部抵抗成分Ｒｅを利用して、電流Ｉを検出することができる。
【０００８】
又前述の図７に示す構成と類似した各種の構成が既に提案されている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。又電流検出部２のコンデンサＣｓと並列に抵抗を接続し、平滑用チョークコイルＬの両端の電圧を抵抗ＲｓとコンデンサＣｓに並列に接続した抵抗とにより分圧して、その分圧した電圧を平滑用チョークコイルＬに流れる電流の検出値とする構成も知られている（例えば、特許文献３参照）。
【０００９】
【特許文献１】
米国特許第５９８２１６０号明細書
【特許文献２】
米国特許第６１２７８１４号明細書
【特許文献３】
米国特許第５８７７６１１号明細書
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来の図７に示す電流検出部２に於ける誤差電圧Ｖｅと、コンデンサＣｓの端子電圧Ｖｃｓと、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉと、ダイオードＤのアノード・カソード間に印加される電圧Ｖｃｓとの関係は、例えば、図８に示すものとなる。即ち、スイッチングトランジスタＱがオンとなると、ダイオードＤのアノード・カソード間には電圧Ｖｄｓが印加され、又平滑用チョークコイルＬを介してコンデンサＣと抵抗Ｒとに流れる電流Ｉは、平滑用チョークコイルＬのリアクタンスに従って上昇する。又スイッチングトランジスタＱがオフとなると、平滑用チョークコイルＬに蓄積されたエネルギによる電流が継続して流れるように、ダイオードＤには順方向の電圧が印加され、アノード・カソード間の電圧はほぼ零となり、又平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉは下降する。
【００１１】
又コンデンサＣｓの両端の電圧Ｖｃｓは、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉの上昇過程では、抵抗Ｒｓを介して充電されて、電流Ｉに対応して上昇する。又平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉの下降過程では、コンデンサＣｓの充電電圧により抵抗Ｒｓを介して放電する状態となり、電圧Ｖｃｓは、電流Ｉの下降に対応して下降する。
【００１２】
スイッチングトランジスタＱをオンとするタイミングは、クロック発生部７からのクロック信号の立上りタイミングとすることができ、スイッチングトランジスタＱをオフとするタイミングは、コンデンサＣｓの両端の電圧Ｖｃｓが誤差電圧Ｖｅとなった時とするもので、その時に、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉにはノイズ成分が含まれることが多い。その為に、コンデンサＣｓの両端の電圧Ｖｃｓにも、電流Ｉのノイズ成分に対応したノイズ成分が含まれることになる。この電圧Ｖｃｓのノイズ成分の為に、誤差電圧Ｖｅとの比較一致のタイミングが変動する。それにより、スイッチングトランジスタＱをオフとするタイミングが変動し、ダイオードＤに印加される電圧Ｖｄｓも点線で示すように変動するから、出力電圧Ｖｏｕｔを安定に維持することが困難となる問題がある。
【００１３】
本発明は、平滑用チョークコイルに流れる電流を検出する時に、その電流に含まれるノイズ成分の影響を除去することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の電流検出回路は、図１を参照して説明すると、スイッチング電源装置に於ける電流検出回路であって、平滑用チョークコイルＬに並列に、第１の抵抗Ｒｓと、この第１の抵抗Ｒｓの抵抗値に比較して小さい抵抗値の第２の抵抗Ｒｔと、コンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、平滑チョークコイルＬに流れる電流Ｉと同一位相の電流検出電圧とする構成を備えている。
【００１５】
又スイッチング電源装置に於ける電流検出回路に於いて、フライバックコンバータのトランスの二次巻線に並列に、第１の抵抗Ｒｓと、この第１の抵抗Ｒｓの抵抗値に比較して小さい抵抗値の第２の抵抗Ｒｔと、コンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、トランスの二次巻線に流れる電流と同一位相の電流検出電圧とする構成を備えている。
【００１６】
又コンデンサＣｓと直列に接続した第２の抵抗Ｒｔの代わりにツェナーダイオードを接続し、コンデンサとツェナーダイオードとの直列回路の両端の電圧を電流検出電圧とする構成を備えることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態の説明図であり、図７と同一符号は同一機能部分を示し、抵抗Ｒｓを第１の抵抗とし、この第１の抵抗Ｒｓに直列に第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとを接続する。そして、この第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉの検出値とするものである。この場合、第２の抵抗Ｒｔと第１の抵抗Ｒｓとの抵抗値については、Ｒｔ≪Ｒｓの関係とする。又Ｉは平滑用チョークコイルＬに流れる電流、Ｖｔは第２の抵抗Ｒｔによる電圧、ＶｃはコンデンサＣｓの両端の電圧を示す。
【００１８】
スイッチング制御部３によりスイッチングトランジスタＱのオン，オフを制御し、直流電源１からスイッチングトランジスタＱを介して流れる電流を、平滑用チョークコイルＬと平滑用コンデンサＣとを含む平滑回路を介して抵抗Ｒ又は負荷に出力電圧Ｖｏｕｔとして印加する。その時に平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉを、平滑用チョークコイルＬのインピーダンスによる電圧降下として検出するもので、その為の電流検出部２は、平滑用チョークコイルＬと並列に、第１の抵抗Ｒｓと第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、電流Ｉの検出電圧として、スイッチング制御部３の差動増幅器４に入力する。この差動増幅器４は、電流検出部２側に設けた構成とすることも可能である。即ち、この実施の形態の電流検出回路としては、電流検出部２の構成と差動増幅器４等を含む構成とすることができる。
【００１９】
又電流Ｉと同一の位相の電圧Ｖｃｓとする為には、Ｌｆ／Ｒｅ＝Ｃｓ（Ｒｔ＋Ｒｓ）の条件が成立すれば良いもので、Ｒｔ≪Ｒｓとするものであるから、位相関係について第２の抵抗Ｒｔを無視できるものとなり、前述の（４）式と同様のＬｆ／Ｒｅ＝ＣｓＲｓの関係が得られる。即ち、電流Ｉと同一位相の電圧Ｖｃｓとして検出することができる。又第２の抵抗Ｒｔによる電圧Ｖｔは、Ｖｔ＝ＳＣｓＲｅＩＲｔとなる。
【００２０】
又電流検出部２に於いて、例えば、平滑用チョークコイルＬのインダクタンスＬｆ＝０．７μＨ、内部抵抗成分Ｒｅ＝数ｍΩ、第１の抵抗Ｒｓ＝３９ｋΩ、第２の抵抗Ｒｔ＝１０Ω、コンデンサＣｓ＝０．０１μＦとすることができる。即ち、第１の抵抗Ｒｓと第２の抵抗Ｒｔとの抵抗値については、Ｒｔ≪Ｒｓの関係とするものである。なお、本発明に於いては、前述の数値に限定されるものではなく、負荷に供給する電流の大きさに対応して、最適な値にそれぞれ設定することができる。
【００２１】
図２は本発明の実施の形態の動作説明図であり、Ｖｅは誤差増幅器５からの誤差電圧、Ｖｃｓは、コンデンサＣｓと第２の抵抗Ｒｔとの直列回路の両端の電圧、Ｉは平滑用チョークコイルＬに流れる電流、ＶｄｓはスイッチングトランジスタＱのオン，オフに対応してダイオードＤに印加される電圧をそれぞれ示し、又Ｖｔは第２の抵抗Ｒｔによる電圧降下分を示す。
【００２２】
前述のように、スイッチングトランジスタＱのオン期間に於いては、ダイオードＤのアノード・カソード間には逆極性の電圧Ｖｄｓが印加され、平滑用コイルＬに流れる電流Ｉは上昇過程となり、平滑用チョークコイルＬのインピーダンスによる電圧降下分に対応してコンデンサＣｓに対して第１，第２の抵抗Ｒｓ，Ｒｔを介して充電することになり、コンデンサＣｓと第２の抵抗Ｒｔとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓは上昇する。この電圧Ｖｃｓが誤差電圧Ｖｅと等しくなると、スイッチングトランジスタＱをオフとする。それにより、ダイオードＤには順方向の電圧が印加されるから、そのダイオードＤのアノード・カソード間に印加される電圧Ｖｄｓは零となる。又平滑用チョークコイルＬを介して流れる電流Ｉは下降を開始する。
【００２３】
電流Ｉの下降に従って平滑用チョークコイルＬの両端の電圧も下降するから、コンデンサＣｓの充電電荷を抵抗Ｒｔ，Ｒｓを介して放電することになり、電圧Ｖｃｓは下降する。その時、抵抗Ｒｔによる電圧Ｖｔの極性とコンデンサＣｓの電圧Ｖｃとの極性が反転することにより、電圧Ｖｃｓは電圧Ｖｔ分による下降となる。なお、第２の抵抗Ｒｔを接続しない場合は、電圧Ｖｃｓは、点線で示すように下降することになる。
【００２４】
従って、ノイズ成分による影響を除いて、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉのピーク値が誤差電圧Ｖｅと等しくなる時点を正確に検出して、スイッチングトランジスタＱのオフ制御が可能となり、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化して負荷に供給することができる。
【００２５】
前述の実施の形態は、第１の抵抗Ｒｓに比較して非常に小さい抵抗値の第２の抵抗ＲｔをコンデンサＣｓと直列に接続し、この第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの両端の電圧Ｖｃｓを、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉの検出電圧とするものであるが、この第２の抵抗Ｒｔをツェナーダイオードとすることができる。即ち、図３に示すように、平滑用チョークコイルＬと並列に、第１の抵抗Ｒｓと、ツェナーダイオードＺＤと、コンデンサＣｓとの直列回路を接続し、ツェナーダイオードＺＤとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉの検出電圧とするものである。
【００２６】
スイッチングトランジスタＱ（図１参照）がオンとなって、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉが上昇過程の場合の電流検出電圧Ｖｃｓは、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧とコンデンサＣｓの端子電圧との和に相当した値となる。又スイッチングトランジスタＱがオフとなって、平滑用チョークコイルＬに流れる電流Ｉが下降過程の場合、コンデンサＣｓの充電電荷がツェナーダイオードＺＤの順方向に放電されるから、電流検出電圧Ｖｃｓは、ほぼコンデンサＣｓの端子電圧となり、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧が図１に於ける第２の抵抗Ｒｔによる電圧Ｖｔと同様にして、電流検出電圧Ｖｃｓを急激に低下させて、ノイズ成分による誤動作を回避することができる。
【００２７】
本発明の電流検出回路は、各種の構成のスイッチング電源装置の電流測定回路として適用することができるものであり、図４は、昇圧型コンバータに、図１に於ける電流検出部２を設けた場合を示す。図４に於いて、図１と同一符号は同一機能部分を示し、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｄ１はダイオード、Ｃ１は平滑用コンデンサ、Ｒ１は抵抗又は負荷を示す。
【００２８】
電流検出部２は、平滑用チョークコイルＬと並列に、第１，第２の抵抗Ｒｓ，ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、平滑用チョークコイルＬに流れる電流を検出した検出電圧として、スイッチング制御部３に入力し、誤差電圧との比較等に基づいて、スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフ制御を行う。
【００２９】
又図５は、本発明を適用したフォワードコンバータを示し、図１と同一符号は同一機能部分を示し、Ｔはトランス、Ｑ２はスイッチングトランジスタ、Ｄ２，Ｄ３はダイオードを示す。スイッチングトランジスタＱ２は、トランスＴの一次巻線を介して電源１と接続され、スイッチング制御部３によりオン，オフが制御される。
【００３０】
このスイッチングトランジスタＱ２のオン，オフに対応してトランスＴの二次巻線に誘起した電圧をダイオードＤ２を介して電流検出部２の平滑用チョークコイルＬと平滑用コンデンサＣとに印加し、平滑用チョークコイルＬに流れる電流を、第２の抵抗ＲｔとコンデンサＣｓとの両端の電圧として検出して、スイッチング制御部３に入力する。このスイッチング制御部３は、平滑用チョークコイルＬに流れる電流のピーク値が誤差電圧に達すると、スイッチングトランジスタＱ２をオフとする。それにより、トランスＴの二次巻線の誘起電圧の極性は反転し、平滑用チョークコイルＬの蓄積エネルギによる電流がダイオードＤ３を介して流れる。この場合も、ノイズ成分による影響を、第２の抵抗Ｒｔによる電圧降下を利用して回避することができる。
【００３１】
図６は、本発明を適用したフライバックコンバータの説明図であり、図１と同一符号は同一機能部分を示し、Ｑ３はスイッチングトランジスタ、Ｄ４はダイオードを示す。この実施の形態は、トランスＴの二次巻線に、電流検出部２を接続し、この二次巻線に流れる電流と同一位相の電圧として、コンデンサＣｓと第２の抵抗Ｒｔとの直列回路の両端の電圧を用いるもので、前述の平滑用チョークコイルＬに流れる電流を検出する場合と同様に、電流検出用の抵抗を接続することなく、電流検出を行うことができる。又スイッチング制御部３は、この電流検出電圧と出力電圧とを入力して、スイッチングトランジスタＱ３のオン，オフを制御する。
【００３２】
又図４，図５及び図６に於ける電流検出部２の第２の抵抗Ｒｔを、図３に示すように、ツェナーダイオードＺＤと置き換えた構成とすることができる。又本発明は、前述の各実施の形態のみに限定されるものではなく、種々付加変更することが可能である。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、平滑用チョークコイルＬ又はトランスの二次巻線に並列に、第１の抵抗Ｒｓと、この第１の抵抗Ｒｓの抵抗値に比較して小さい抵抗値の第２の抵抗Ｒｔ或いはツェナーダイオードＺＤと、コンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第２の抵抗Ｒｔ或いはツェナーダイオードＺＤとコンデンサＣｓとの直列回路の両端の電圧Ｖｃｓを、平滑チョークコイルＬ又はトランスの二次巻線に流れる電流Ｉと同一位相の電流検出電圧とするものであり、平滑用チョークコイル又はトランスの二次巻線の内部抵抗成分を利用するものであるから、電流検出用の抵抗を接続する必要がなく、簡単な構成となる利点がある。又スイッチング電源装置としてノイズ成分を含む電流が流れた場合でも、コンデンサＣｓに第２の抵抗Ｒｔ又はツェナーダイオードＺＤを接続する簡単な構成により、電流検出電圧に対応してスイッチングトランジスタのオン，オフ制御に於けるノイズ成分による誤動作を防止することができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の実施の形態の動作説明図である。
【図３】本発明の他の実施の形態の要部説明図である。
【図４】本発明を適用した昇圧型コンバータの説明図である。
【図５】本発明を適用したフォワードコンバータの説明図である。
【図６】本発明を適用したフライバックコンバータの説明図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の説明図である。
【図８】従来の動作説明図である。
【符号の説明】
１  直流電源
２  電流検出部
３  スイッチング制御部
４  差動増幅器
５  誤差増幅器
６  比較器
７  クロック発生部
８  ラッチ回路
Ｑ  スイッチングトランジスタ
Ｄ  ダイオード
Ｌ  平滑用チョークコイル
Ｃ  平滑用コンデンサ
Ｒｓ  第１の抵抗
Ｒｔ  第２の抵抗
Ｃｓ  コンデンサ
Ｖｃｓ  電流検出電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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