(57)【要約】【課題】ランプ電流のより高精度な制御を可能とする全波センスアンプを提供する。【解決手段】全波センスアンプ（３０１）は、放電ランプを通る周期電流をセンスする。全波センスアンプは周期電流の正の半波部分をセンスする手段（２０３，２０５）、アンプは周期電流の負の半波部分をセンスする手段（３０３，３０５）、及び、負の半波部分と正の半波部分とを結合させて電流フロー信号とする手段（２０７）を備える。【選択図】  図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ランプを駆動する装置であって、
（ａ）直流信号を交流信号に変換する直流／交流変換器と、
（ｂ）前記直流／交流変換器と前記ランプとの間にあって、前記ランプに供給される前記交流信号をフィルタする自励発振回路と、
（ｃ）前記直流／交流変換器を調整して前記交流信号の周波数を前記自励発振回路の共振周波数に基づくものとするコントローラと、
（ｄ）前記ランプを通って流れる電流をセンスする全波センスアンプと、
を有する装置。
【請求項２】
前記自励発振回路は、前記交流信号を受信する１次巻線を有し、かつ、前記ランプに接続される２次巻線を有する昇圧器を含む請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記自励発振回路は、前記交流信号用のフィルタを含む請求項２記載の装置。
【請求項４】
前記自励発振回路の共振周波数を決定し、前記コントローラに対して前記共振周波数を表示するゼロクロス検出器をさらに有する請求項１記載の装置。
【請求項５】
前記ランプは冷陰極蛍光物質、金属ハロゲン化物及びナトリウム蒸気を含む放電ランプである請求項１記載の装置。
【請求項６】
放電ランプを駆動する方法であって
（ａ）直流信号を交流信号に変換し、
（ｂ）前記放電ランプに向かう前記交流信号をフィルタし、
（ｃ）前記直流信号を変換したものを発振させて、前記交流信号が負荷の共振周波数に基づく周波数を有するようにし、
（ｄ）前記ランプを通って流れる全波電流をセンスする、
方法。
【請求項７】
ランプを流れる周期電流をセンスする全波センスアンプであって、
前記周期電流の正の半波部分をセンスする手段と、
前記周期電流の負の半波部分をセンスする手段と、そして
前記負の半波部分と前記正の半波部分とを結合させて電流フロー信号とする手段と、
を有する全波センスアンプ。
【請求項８】
周期電流の正の半波部分をセンスする前記手段は、
前記ランプの一端子に接続される第１入力を有するオペアンプと、
ゲートが前記オペアンプの出力に接続され、ソースが電流源に接続され、ドレインが前記オペアンプの第２入力に接続される出力トランジスタと、
を有する請求項７記載のアンプ。
【請求項９】
周期電流の負の半波部分をセンスする前記手段は、
前記ランプの一端子に接続される第２入力を有する第２オペアンプと、
ゲートが前記オペアンプの前記出力に接続され、ソースが電流源に接続され、ドレインが前記オペアンプの前記第２入力に接続される第２出力トランジスタと、
を有する請求項８記載のアンプ。
【請求項１０】
結合させる前記手段は、前記出力トランジスタ及び前記第２出力トランジスタを通る電流を供給する電流源である請求項７記載のアンプ。
【請求項１１】
前記オペアンプの第１入力は接地される請求項９記載のアンプ。
【請求項１２】
前記第２オペアンプの前記第２入力は抵抗を通して前記ランプの一端子に接続される請求項９記載のアンプ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電圧または電流センスアンプに関し、特に放電ランプにおける全波交流電流（ＡＣ）をセンスすることができるセンスアンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
冷陰極蛍光ランプ（ＣＣＦＬ）のような放電ランプは、ランプに印加される励振（ＡＣ信号）の直前の履歴及び周波数に依存する形で変化する端子電圧特性を有する。ＣＣＦＬが「叩かれる（ストライクされる）」または起動されるまで、ランプは、ストライク電圧よりも低い端子電圧が印加されても通電しない。一旦放電がＣＣＦＬ内部で生じると、端子電圧は、比較的広範囲の入力電流に渡ってストライク電圧の約３分の１の動作電圧まで下降する。ＣＣＦＬが比較的高周波数で交流信号により駆動されると、ＣＣＦＬ（一度ストライクされた）は各サイクルが終了時には消えず、正抵抗の端子特性を示す。
【０００３】
ＣＣＦＬを比較的高周波数の方形交流信号で駆動すると、ランプは最大の有効寿命を示す。しかしながら、方形の交流信号はＣＣＦＬを駆動する回路近傍の他の回路に大きく干渉するので、通常、ランプは正弦波状の交流信号のような最適形状の波形よりも小さな交流信号で駆動される。
【０００４】
通常、ランプはインバータにより駆動され、このインバータは直流信号を交流信号に変換し、交流信号をフィルタし、電圧をＣＣＦＬが要求する電圧より大きな電圧に変換する。このようなインバータの例として、本発明の譲受人に譲渡されたＳｈａｎｎｏｎらによる米国特許第６，１１４，６１４号が挙げられ、ここにおいて参照されることによりその全てが本発明の開示に含まれる。また、Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，  Ｉｎｃ．製の製品であるＭＰ１０１１，ＭＰ１０１５及びＭＰ１０１８はＣＣＦＬを駆動するタイプのインバータとして挙げられる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ランプに最も効果的に電力を供給するためには、ランプに供給される電流をモニターすることが必要である。従って、センスアンプがランプ電流をモニターするために使用される。センスアンプによって、ランプ電流をより高精度に制御することが要求される。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の態様のランプを駆動する装置は、（ａ）直流信号を交流信号に変換する直流／交流変換器と、（ｂ）前記直流／交流変換器と前記ランプとの間にあって、前記ランプに供給される前記交流信号をフィルタする自励発振回路と、（ｃ）前記直流／交流変換器を調整して前記交流信号の周波数を前記自励発振回路の共振周波数に基づくものとするコントローラと、（ｄ）前記ランプを通って流れる電流をセンスする全波センスアンプと、を有する。
【０００７】
本発明の第２の態様の全波センスアンプは、ランプを流れる周期電流をセンスする全波センスアンプであって、前記周期電流の正の半波部分をセンスする手段と、前記周期電流の負の半波部分をセンスする手段と、前記負の半波部分と前記正の半波部分とを結合させて電流フロー信号とする手段とを有する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
上述したように、ＣＣＦＬを駆動するインバータは通常、直流／交流変換器、フィルタ回路及び変圧器を有する。このような回路の例には、本発明の譲受人に譲渡されたＳｈａｎｎｏｎらによる米国特許第６，１１４，６１４号が挙げられ、ここにおいて参照されることによりその全てが本発明の開示に含まれる。また、電流駆動プッシュプル（Ｒｏｙｅｒ）発振器、定周波ハーフブリッジ（ＣＦＨＢ）回路、または誘導モードハーフブリッジ（ＩＭＨＢ）回路のような他の従来技術によるインバータ回路がＣＣＦＬの駆動に使用される。本発明はこれらのインバータ回路のいずれにも関連して使用されるだけでなく、他のインバータ回路にも関連して使用される。
【０００９】
ここでは、ランプが引く（または、ランプに流す）電流をモニターする方法及び装置に関する技術を開示する。本発明によれば、センスアンプを、負方向部分または正方向部分の片側だけに限定しない全体部分である全波電流をモニターするために使用する。センスアンプの記載に入る前に、インバータとランプとを組み合わせた場合の動作について簡単に説明しておく。ここで、これは単にインバータの一実施形態であって、本発明のセンスアンプは電流モニターを利用するほとんど全てのインバータ設計に使用できることを理解されたい。
【００１０】
一実施形態において、本発明はＨブリッジ回路に配列された４つのパワーＭＯＳＦＥＴを含む集積回路（ＩＣ）である。このＩＣは別個の出力ネットワークとの組み合わせにより直流電流（ＤＣ）信号を反転させて交流電流（ＡＣ）とする。ＩＣは、誘導素子及び容量素子を有する出力フィルタネットワークの共振周波数近傍で動作する。
【００１１】
フィルタネットワークの損失は設計により最小化して、低負荷Ｑ（タンク素子及びスイッチを巡回する電流を最小化する）及び高無負荷Ｑ（インダクタ及びキャパシタが低損失であることを意味する）とすることができる。しかし、出力波形の高調波成分は低くしてインバータがその近傍の回路動作に干渉することのないようにする必要がある。
【００１２】
ある典型的な回路においては、Ｈブリッジ回路は直流信号を周期的に反転させて交流信号を生成する。制御回路は交流信号の各半サイクルのパルス幅（ＰＷＭ）を変調して負荷に供給する電力をレギュレートする。ＰＷＭは通常動作期間中は対称交流信号を供給するので、交流信号の偶数の高調波周波数は打ち消される。偶数の高調波を除去し、ほぼフィルタ（負荷）の共振周波数で動作することにより、フィルタの設計負荷Ｑ値をかなり低くし、フィルタ損失を最小化する。また、ＣＣＦＬは、ランプ内部で放電を生じさせる瞬間を除き、昇圧器の２次巻線の両端に直接接続されるので、昇圧器の２次巻線は概ねＣＣＦＬの駆動電圧で動作する。また、制御回路により、負荷のストライク期間中に負荷に供給されるパルスの幅が、通常動作時よりも選択的に広くなることが以下の説明により明らかになる。
【００１３】
図１を参照すると、一例として回路図１００には、タンク回路１０８とＣＣＦＬのようなランプ１０６とを含む負荷に接続された集積回路１０４（ＩＣ）により電力制御する実施形態が示される。直流電源１０２、すなわち、電池はＩＣ１０４に接続される。昇圧キャパシタ１２０ａはＢＳＴＲ端子と出力端子１１０ａとの間に接続され、この出力端子はＯＵＴＲとして示される別の端子に接続される。同様に、別の昇圧キャパシタ１２０ｂがＢＳＴＬ端子と出力端子１１０ｂとの間に接続され、この出力端子はＯＵＴＬとして示される別の端子に接続される。昇圧キャパシタ１２０ａ及び１２０ｂはエネルギー貯蔵素子であり、電力源として機能してＩＣ１０４内部の回路を残りの回路の動作電圧よりも高い電圧で動作させる。
【００１４】
インダクタ１１６の一端は出力端子１１０ａに接続され、インダクタの他端はキャパシタ１１８の一端と昇圧器１１４の１次巻線の一端に接続される。キャパシタ１１８の他端は昇圧器１１４の１次巻線の他端と出力端子１１０ｂに接続される。昇圧器１１４の２次巻線の一端はランプ端子１１２ａに接続され、２次巻線の他端はランプ端子１１２ｂに接続される。
【００１５】
リアクタンス出力網または「タンク」回路１０８は、出力端子１１０ａ，１１０ｂと昇圧器１１４の１次巻線との間に接続される構成要素により形成される。タンク回路は２次共振フィルタであり、このフィルタは特定の周波数で電気エネルギーを蓄積し、必要に応じてこのエネルギーを放電してランプ１０６に供給される交流信号の正弦波形を滑らかにする。タンク回路は自励発振回路とも呼ぶ。
【００１６】
また、電流センス回路が含まれる。ここで、２次巻線の第２端子は直接グランドに接続される。他のランプ端子１１２ｂはダイオード１０７のアノードとダイオード１０５のカソードに接続される。ダイオード１０７のカソードはセンス抵抗１０９の一端とＩＣ１０４のＶＳＥＮＳＥ端子に接続される。ダイオード１０５のアノードはセンス抵抗１０９の他端とグランドに接続される。この場合、ＩＣ１０４はセンス抵抗１０９の両端にかかる電圧をモニターして、ランプ１０６に流れ込む電流の大きさを最適化し、電流の大きさを利用してランプを駆動するための電力量を制御する。
【００１７】
ＶＳＥＮＳＥ端子に供給される信号は半波センスアンプに供給される。従来技術による一実施形態におけるセンスアンプ２０１を図２に示す。半波センスアンプ２０１は、オペアンプ２０３、出力トランジスタ２０５、電流源２０７及び抵抗２０９を備える。ダイオード１０５及び１０７を配置すると、電流ＩＬ、すなわち、センス抵抗１０９両端の電圧Ｖにより、ランプを通る電流のうち正方向に流れる半分の成分のみが検出される。ここで、電流のセンスと電圧のセンスとが同期することに留意されたい。換言すれば、センス抵抗１０９両端の電圧をセンスすることによりランプが引き込む電流をセンスすることになる。
【００１８】
動作状態においては、ダイオード１０７から流出する電流はセンス抵抗１０９を通過し、オペアンプ２０３の非反転入力に電圧が印加される。オペアンプの出力は出力トランジスタ２０５のゲートに印加される。出力トランジスタ２０５のドレインはオペアンプ２０３の反転入力と抵抗２０９の一端子に接続される。抵抗２０９の他端子はグランドに接続される。
【００１９】
出力トランジスタのソースは電流源２０７に接続される。電流源２０７から引き出す電流の大きさはランプが引き込む電流を示すことになる。ここで、電流源２０７から引き出す電流は、オペアンプ２０３の反転作用により、ランプが引き込む電流を反転させたものとなる。
【００２０】
図３は従来技術によるセンスアンプ２０１の別の実施形態を示している。この構成においては、加算ノードはオペアンプ２０３に向かう反転入力に位置する。フィードバックキャパシタＣｆとフィードバック抵抗Ｒｆは、オペアンプ２０３の出力と反転入力との間に位置させる。この構成においても、ランプに供給される電流の半分のみが対象となる。
【００２１】
図４に本発明による全波センスアンプ３０１を示す。まず、全波センスアンプ３０１が図１及び図２のダイオード１０５及び１０７を用いずに済むように意図されたものであることに留意されたい。従って、これらの素子は除かれ、信号ＶＳＥＮＳＥが図１のノード１１２ｂから直接取り出される。
【００２２】
全波センスアンプ３０１は、従来技術による半波アンプ２０１のオペアンプ２０３、出力トランジスタ２０５、抵抗２０９及び電流源２０７を含む。さらに、全波センスアンプ３０１は、第２オペアンプ３０７、第２出力トランジスタ３０５及び入力抵抗３０３も含む。
【００２３】
信号ＶＳＥＮＳＥは入力抵抗３０３を通して第２オペアンプの反転入力に印加される。第２オペアンプ３０７の非反転入力は接地される。第２オペアンプの出力は第２出力トランジスタ３０５のゲートに接続される。第２出力トランジスタ３０５のドレインは第２オペアンプ３０７の反転入力に接続される。第２出力トランジスタ３０５のソースは電流源２０７に接続される。
【００２４】
上述の記載からわかるように、ダイオード１０５及び１０７が不要となる。これにより、信号ＶＳＥＮＳＥはランプが引き込む電流に追随することになる。ここで、ランプが抵抗１０９を通して引き込む電流は電圧信号ＶＳＥＮＳＥとなることが理解されよう。信号ＶＳＥＮＳＥの正方向の半分は、オペアンプ２０３及び第１出力トランジスタ２０５により検出される。信号ＶＳＥＮＳＥの負方向の半分は、第２オペアンプ３０７及び第２出力トランジスタ３０５により検出される。このような回路構成とすることにより、図３からわかるように、信号ＶＳＥＮＳＥの全波が電流源２０７から引き出される電流により検出される。
【００２５】
ランプ電流の全正弦波をセンスすると幾つかの利点が得られる。両方の半サイクルを効率的にセンスすることにより、ループのサンプリングレートを２倍にすることができ、より高速のループ時定数とそれに伴うループのより高精度の制御が可能となる。
【００２６】
以上、本発明の好適な実施形態について図示及び記載してきたが、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない種々の変形が可能であることは明らかである。
【００２７】
【発明の効果】
本発明では、ランプ電流の全正弦波をセンスすることにより、幾つかの利点が得られる。すなわち、両方の半サイクルを効率的にセンスすることにより、ループのサンプリングレートを２倍にすることができ、より高速のループ時定数とそれに伴うループのより高精度の制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】電流制御集積回路の例示的な模式図であり、この電流制御集積回路は放電ランプを駆動する昇圧器の主要部側の他のタンク回路に接続される。
【図２】（Ａ）及び（Ｂ）は従来技術による半波センスアンプの模式図である。
【図３】本発明に従って形成される全波センスアンプの模式図である。
【符号の説明】
１０４・・・集積回路、１０８・・・タンク回路（自励発振回路）、２０５・・・・第１出力トランジスタ、２０３・・・オペアンプ、２０７・・・電流源、３０１・・・全波センスアンプ、３０５・・・第２出力トランジスタ、３０７・・・第２のオペアンプ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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