(57)【要約】【課題】独立した安定化直流出力を２つ備えた２出力シリーズレギュレータを必要に応じてトラッキング型シリーズレギュレータとしても利用可能にする安価で簡単な方法を考案し、低コストで応用範囲の広い低リップル・低ノイズ特性を持った汎用２出力シリーズレギュレータを提供する。【解決手段】２つのシリーズレギュレータを図の様に接続する。正電圧出力端子６と負電圧出力端子１５の間の信号線に流れる電流は電流電圧変換回路２８により電圧値に変換され、これが出力電圧分圧回路２６の分圧出力と電圧比較回路２７で比較される。両者の電圧が等しくなるように電流制御回路２９が信号線に流れる電流を制御し、この電流値が電流電圧変換回路３０により電圧値に変換され第２のシリーズレギュレータ３３の基準電圧として利用される。これによりトラッキング動作が実現される。【選択図】　　図１
2004102676.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１と第２の２つの独立したシリーズレギュレータから構成される２出力シリーズレギュレータにおいて、第１のシリーズレギュレータの接地端子と第２のシリーズレギュレータの正電圧出力端子を接続してこれを新たに零電位出力端子とし、第１のシリーズレギュレータの正電圧出力端子を正電圧出力端子、第２のシリーズレギュレータの接地端子を負電圧出力端子として正負２出力シリーズレギュレータを構成し、前記正電圧出力端子と前記負電圧出力端子の間を接続する信号線を設け、前記信号線に流れる電流を制御する第３の電流制御手段と、前記信号線に流れる電流を電圧に変換する第１及び第２の電流電圧変換回路と、正電圧出力に比例した電圧を生成する出力電圧分圧回路と、前記第１の電流電圧変換回路の出力電圧と前記出力電圧分圧回路の出力電圧を比較する第３の電圧比較回路から構成され、前記第３の電圧比較回路の出力により前記第３の電流制御手段を制御し、正電圧を出力する第１のシリーズレギュレータの出力電圧に比例して前記信号線を流れる電流が増減するようにせしめ、前記第２の電流電圧変換回路により前記信号線を流れる電流を電圧に変換し、これを負電圧を出力する第２のシリーズレギュレータ内の電圧比較回路に入力する基準電圧として用いるようにしたことを特徴とする、正出力電圧と負出力電圧が同期して変化するようにしたトラッキング機能を持った２出力シリーズレギュレータ、すなわちトラッキング型シリーズレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流入力電圧を変換して負荷によらず安定な直流電圧を出力するシリーズ型安定化電源、シリーズレギュレータに関する。本発明は特に複数個の出力電圧を持つ安定化電源の内、ある１つの出力電圧に追従して他の出力電圧が制御される特徴を持つトラッキング電源に関する。
【０００２】
本発明は複数個の各々独立した直流電源出力を持つ多出力シリーズレギュレータを、低コストの僅かな変更でトラッキング型シリーズレギュレータとしても動作可能にせしめることを目的として開発されたものである。
【０００３】
【従来の技術】
電子機器の内部回路は一般に直流電源で駆動されており、一方業務用・家庭用電源としては一般に低周波交流電源が供給されている。従って電池で駆動されるものを除いて殆どの電子機器は何らかの安定化された交流−直流変換装置すなわち安定化電源を必要とする。
【０００４】
安定化電源は負荷電流の変動によらず一定の直流電圧を出力する電源であり、主にシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの２つの方式で実現されている。スイッチングレギュレータは内部に発振回路を含むため、出力電圧中のノイズレベルが低いことが要求される場合には一般にシリーズレギュレータが用いられる。シリーズレギュレータの安定化直流出力電圧は整流回路からの入力直流電圧よりも低くなるためドロッパレギュレータとも呼ばれる。この電圧降下分の電力は熱として消費されるため、シリーズレギュレータはスイッチングレギュレータよりも電力変換効率が劣ったものとなる。従ってスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータの内どちらの方式を採用するかは、用途毎にノイズ特性と電力変換効率のどちらが重要な因子となるかに拠り決定される。
【０００５】
またこれら安定化電源の内、絶対値の等しい正負２系統の電圧が出力可能で、一方の出力電圧を可変した時に、他方の反対の極性を持った出力電圧もそれに追従して同じ絶対値を持つように制御される電源を特にトラッキング電源と呼んでいる。
【０００６】
トラッキング電源の内、２つのシリーズレギュレータの出力電圧を同期させるトラッキング型シリーズレギュレータは幾つかの方式で実現されてきたが、代表的なものを挙げると第１の方式では、まずマスター電源、例えば正電圧電源の出力電圧を抵抗器等で分圧して比較用電圧を生成し、これを高精度基準電圧とＯＰアンプ等を用いて比較する。この結果を出力制御トランジスタ等に負帰還することでマスター電源の出力電圧の安定化を図る。また分圧比を可変し比較用電圧を変化させることで、それに応じてマスター電源の出力電圧を変化させられる。
【０００７】
次にスレーブ電源、すなわち前項の例に従えば負電圧電源も正電圧電源と同様な回路構成の安定化電源とするが、こちらでの基準電圧には正電圧電源の出力電圧を用いる。負電圧電源の出力電圧とこの基準電圧を比較し、ＯＰアンプ等で正出力電圧と負出力電圧の中点が接地電位となるように制御することで、正電圧電源の出力電圧の変化に追従して、負電圧電源も同じ絶対値を持った負電圧を出力するトラッキング動作が可能となる。
【０００８】
なおトラッキング型シリーズレギュレータ内の正負２系統の安定化電源に対して、通常トランスの２次コイルの両端からの交流電圧出力が各々入力され、２次コイルのセンタータップが正負２つの安定化電源の共通接地線に接続される形がとられることが多い。
【０００９】
次に第２の方式では前記第１の方式で比較用電圧を生成する際の出力電圧の分圧比を可変としていたが、これを固定比とする。そして高精度基準電圧を可変抵抗で分圧したもの、及びこれを極性反転したものを正負２系統安定化電源の基準電圧として印加する。固定比で分圧された出力電圧とこの基準電圧が等しくなるように正負各々の電源において出力電圧が制御される。
【００１０】
また第１、第２の方式によるトラッキング動作制御回路を集積化したトラッキング電源装置専用集積回路を用いた方法も普及している。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
前述のようにトラッキング型シリーズレギュレータには複数個のシリーズレギュレータが含まれているが、用途によりこれらにトラッキング動作をさせず、全く独立した安定化直流出力電圧を持つ、複数個のシリーズレギュレータとしても利用可能なように汎用化することを考えた時に、従来のトラッキング型シリーズレギュレータには以下の課題がある。逆の観点から言い換えると、以下に挙げる課題は複数個の独立したシリーズレギュレータを従来のトラッキング型シリーズレギュレータとして利用可能なように構成することを考えた時に障害となっている点でもある。
【００１２】
まず前述のように多くのトラッキング型シリーズレギュレータではトランス２次コイルのセンタータップを正負の電源の共通接地線に接続しているため、独立した２出力安定化電源に変更するためにはトランスを独立した２次コイルを具備したものに変更する必要がある。
【００１３】
次に従来のトラッキング型シリーズレギュレータでは正負の２つのシリーズレギュレータ回路に極性が反転したことを除いて殆ど同じ動作特性を持たせるために、コンプリメンタリな半導体素子の組み合わせが用いられている場合が多いが、この場合単に同じ回路と同一部品のシリーズレギュレータを２つ独立に使用する場合よりも部品点数が増えるためコスト、製品保守の面で負担が大きくなる。
【００１４】
加えて、マスター電源すなわち前記の例で言えば正電圧電源の出力電圧に追従して動作するスレーブ電源すなわち負電圧電源の安定化のための基準電圧は、従来型トラッキング型シリーズレギュレータではマスター電源側の出力電圧或いは基準電圧を極性反転して与えられている。つまり、マスター電源とスレーブ電源が共通の接地電位を持つことを前提に従来のトラッキング型シリーズレギュレータの基準電圧生成回路は設計されているが、これをマスター電源とスレーブ電源を独立させて２出力シリーズレギュレータとする場合には両者の接地線を分離して、新たに別の基準電圧生成回路を設けるといった大幅な変更が必要になり、コスト、作業工数の面で不利な点が多い。
【００１５】
更に集積回路化されたトラッキングレギュレータＩＣを用いた方式では物理的に２つの独立した電源に分離することが不可能であり、トラッキング型シリーズレギュレータとして利用した場合においても、最大出力電力がトランジスタ等を用いた場合より一般的に小さくなる。また正負２つの出力電圧の絶対値がほぼ等しいものに限定され任意の電圧に設定できないといった問題点もある。
【００１６】
本発明は前記の課題を解決するものであり、その目的は、独立した直流電源出力を２つ備えた２出力シリーズレギュレータを必要に応じてトラッキング型シリーズレギュレータとしても利用可能にする安価で簡単な方法を考案し、低コストで応用範囲の広い低リップル・低ノイズ特性を持った汎用シリーズ電源を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
前記の課題を解決するためには、まず２つの独立したシリーズレギュレータをトラッキング動作せしめる際に、２つのシリーズレギュレータ回路間の接続を可能な限り疎なものとして、変更にかかるコストを低減する必要がある。
【００１８】
加えて２つのシリーズレギュレータを僅かな違いを除いて同じ回路と部品で構成し、部品調達・回路保守費用を低減する必要がある。
【００１９】
本発明では前記の課題を解決し、前記の目的を達成するために、従来のトラッキング電源ではマスター電源側からその出力電圧、或いは基準電圧をスレーブ電源側に極性を反転して印加することでトラッキング動作を制御しているのに対して、マスター電源側とスレーブ電源側の間に電流を流すことで低ノイズなトラッキング動作制御を可能にしている。
【００２０】
すなわち本発明では２つの独立した概ね同じ部品と回路から成るシリーズレギュレータ間に、電流を流す一本の接続線を設け、そこに流れる電流をマスター電源側の出力電圧に比例させている。スレーブ電源側においては接続線に流れる電流に比例した電圧を生成し、これをスレーブ電源側での出力電圧と比較する基準電圧として利用している。
【００２１】
具体的には本発明では前記請求項１に記載のように第１のシリーズレギュレータの接地端子と第２のシリーズレギュレータの正電圧出力端子を接続し、これを零電位端子とすることで第１のシリーズレギュレータが正電圧を、第２のシリーズレギュレータが負電圧を出力するようにし、更に第１のシリーズレギュレータの正電圧出力線と第２のシリーズレギュレータの接地線すなわち負電圧出力線の間を接続する信号線を、前記請求項１に記載のように第１の電流電圧変換回路と、第３の電流制御手段と、第２の電流電圧変換回路が直列接続された形で設ける。
【００２２】
更に前記請求項１に記載の第１の電流電圧変換回路の出力電圧と、第１のシリーズレギュレータの出力電圧を分圧して得られた比較電圧が等しくなるように前記請求項１に記載の第３の電流制御手段が制御される。
【００２３】
前項において第３の電流制御手段により定電流化された電流が第２のシリーズレギュレータの接地線に向かって流れ、この電流は第２の電流電圧変換回路によって第２のシリーズレギュレータの接地線に対する電位を持つ電圧に変換される。この電圧が第２のシリーズレギュレータにおいて出力電圧を安定化させるための基準電圧として利用される。
【００２４】
第１の電流電圧変換回路と第２の電流電圧変換回路には同じ大きさの電流が流れるため、両方の回路を同じ温度係数を持つ抵抗器で構成することにより、第１のシリーズレギュレータの出力電圧を分圧して得られた電圧と等しくなるように制御された第１の電流電圧変換回路の出力電圧と、第２の電流電圧変換回路の出力電圧の比の温度変化による変動を抑制することができる。
【００２５】
さらに前項において第１のシリーズレギュレータの出力電圧を分圧する際に用いる抵抗器を同じ温度係数を持ったものとすることで、分圧比の温度変化による変動を抑制することができる。
【００２６】
また第３の電流制御手段の出力の定電流値を大きくする、つまり第１の電流電圧変換回路と第２の電流電圧変換回路に流れる電流を大きくすることで、基準電圧のノイズに対する耐性を高めることができる。
【００２７】
従って本発明によると、第１シリーズレギュレータの出力電圧を分圧して得られた電圧値を、第２のシリーズレギュレータの出力電圧を安定化させるために電圧比較回路で用いられる基準電圧として利用することが可能となる。そしてこの基準電圧に対する温度変化やノイズの影響を極めて小さくせしめ、第１のシリーズレギュレータの出力電圧にほぼ正確に比例したものとすることができる。
【００２８】
さらに具体的に詳しく述べると、一般に前記請求項１のように２つのシリーズレギュレータを接続して構成されたトラッキング型シリーズレギュレータにおいては、第１のシリーズレギュレータすなわち前記請求項１の例で言えば正電圧電源の接地線はそのままトラッキング型シリーズレギュレータにおいても基準電位を与えるのに対して、第２のシリーズレギュレータすなわち前記請求項１の例で言えば負電圧電源では正の電位を持つ出力線がトラッキング型シリーズレギュレータでの基準電位を与えており、正電圧電源とは極性が逆転した関係になっている。従来のトラッキング型シリーズレギュレータでは絶対値が等しい正負の１組の電圧をそれぞれ正電圧電源と負電圧電源における基準電圧として用いる考え方をとっているために、正電圧電源と負電圧電源を同じ回路で構成することが不可能であり、正電圧電源の回路内で用いられている半導体素子と反対の極性を持つ半導体素子を用いて、正電圧電源と極性が反転した負電圧電源を構成する必要がある。
【００２９】
本発明の特徴は２つのシリーズレギュレータを前記請求項１のようにトラッキング電源を構成するように接続した場合においても、正電圧電源と同様に負電圧電源側においてもその接地線を基準電位として用いることを可能にせしめ、それにより正電圧電源と負電圧電源を同じ回路と部品から構成することを可能としたことにある。
【００３０】
本発明における前記の特徴は正電圧電源側で生成した基準電圧を一旦電流に変換して、これを負電圧電源側に一本の信号線を通して印加することで実現されている。これにより正電圧電源と負電圧電源を共通した回路と部品を用いて製作し、部品調達コスト及び回路保守コストを低減することを可能とすると同時に、トラッキング動作時の正電圧電源と負電圧電源の結合を一本の信号線のみからなる極めて疎なものとすることが可能となった。
【００３１】
従って本発明に拠れば２出力シリーズレギュレータからトラッキング型シリーズレギュレータに変更することが僅かな回路修正で可能となるため、同一のプリント基板と部品を用いて２出力シリーズレギュレータ或いはトラッキング型シリーズレギュレータを実現することができる。
【００３２】
また従来のトラッキング型シリーズレギュレータでは一方のシリーズレギュレータの基準電圧或いは出力電圧から他方のシリーズレギュレータの基準電圧を与える際に極性反転をするため一般的にオペアンプ等の能動素子が用いられており、基準電圧に対する温度変化の影響やノイズ耐性には前記能動素子自身の特性が反映される。良好な特性を持たせるために優れた能動素子を使用した場合にはコストが嵩むことになる。
【００３３】
これに対して本発明では前記請求項１に記載の第１の電流電圧変換回路と前記第２の電流電圧変換回路に同じ温度係数を持つ抵抗器を用いることで、第１のシリーズレギュレータの出力電圧と第２のシリーズレギュレータの基準電圧の比の温度変化による変動を低コストで抑制することができる。第１のシリーズレギュレータの出力電圧分圧回路についても同じ温度係数を持つ抵抗器を用いることで分圧比の温度変化による変動を低コストで抑制することができる。
【００３４】
更に本発明では従来のトラッキング型シリーズレギュレータと異なり正電圧電源と負電圧電源がほぼ同一の回路と部品及びプリント基板パターンで構成されるため、正電圧電源回路内と負電圧電源回路内の対応する部品各々を同じ温度特性を持つ部品で構成することで、正電圧電源と負電圧電源の温度特性の差を低コストで低減することができる。これによりトラッキングレギュレータの正負出力電圧の絶対値の差の温度変化による変動を抑制することができる。これに対して従来のトラッキング型シリーズレギュレータでは正電圧電源と負電圧電源が異なった部品で構成されているため、正電圧電源の出力電圧と負電圧電源の出力電圧は異なった温度特性を持ったものとならざるを得ない。
【００３５】
また第１のシリーズレギュレータの出力電圧に比例した基準電圧と、第２のシリーズレギュレータの出力電圧を分圧して生成した比較用電圧を比較する際に、その分圧比を可変抵抗等で変更することで、トラッキング動作時の第１のシリーズレギュレータの出力電圧に対する、第２のシリーズレギュレータの出力電圧の電圧比を簡単に調整することができる。
【００３６】
以上本発明に関して主に２出力のシリーズレギュレータをトラッキング動作させる低コストな方法について述べたが、本発明の方法を応用することで次のような各種のトラッキング動作を行う電源を低コストで実現することが可能である。
【００３７】
第１に任意の電圧比を保ちながら、２つの直流出力電圧の内の一方を他方に追従した形で変化させることができるトラッキングレギュレータを、本発明で用いた２出力シリーズレギュレータにより実現させるには、第１のシリーズレギュレータの接地線と第２のシリーズレギュレータの接地線を接続して共通接地線とし、どちらか一方、例えば第１のシリーズレギュレータの出力電圧を分圧した電圧を第２のシリーズレギュレータでの基準電圧として用いるようにすればよい。これに対して従来型の正負２出力を持つトラッキングレギュレータを上述のような２つの正あるいは負の出力を持つ特殊なトラッキング電源に変更することは大規模な修正が必要となるためほぼ不可能である。
【００３８】
第２に例えば３出力シリーズレギュレータを、その内の１つが正電圧を出力するようにして、残りの２つがこの正電圧出力に追従した形で２つの負電圧を出力するようにトラッキング動作させることが、本発明で用いたシリーズレギュレータを第１、第２、第３と３個用意し僅かな変更を施すことで可能になる。そのためには例えば前記請求項１で述べたところの定電流を流す信号線を、第１のシリーズレギュレータの正電圧出力線と第２のシリーズレギュレータの接地線を接続するものと、第１のシリーズレギュレータの正電圧出力線と第３のシリーズレギュレータの接地線を接続するものの２本設置し、前記請求項１と同様にして第２、第３のシリーズレギュレータの基準電圧を第１のシリーズレギュレータの出力電圧に比例したものとすればよい。従来のトラッキング型シリーズレギュレータの方式を用いて、上述のように例えば１正電圧２負電圧出力のトラッキング動作をさせるためには、その用途専用に回路を製作する必要があり、用途が特殊である程需要が少なくなるため製作コストが高くなる。これに対して本発明の方法を用いれば、複数出力シリーズレギュレータと複数出力トラッキング型シリーズレギュレータ、上述の例で言えば３出力シリーズレギュレータと１正電圧２負電圧出力トラッキング型シリーズレギュレータのプリント基板と使用部品を共通なものとすることができるため従来の方法に比べてコスト面での競争力を高め、さらに部品調達、回路保守上の手間も省くことができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】以下の説明においては、図に使用される同様の部品又は構成は同じ数字で指示され、説明済みの部品及び構成については反復して説明しない。以下本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００４０】
【実施例】
（第１の実施の形態）図２は本発明による２出力シリーズレギュレータの一実施例を示すブロック図である。前記請求項１に記載の２出力シリーズレギュレータであって、過電流制限回路と過熱保護回路を２つのシリーズレギュレータ各々について備えたものに相当する構成のブロック図となっている。
【００４１】
まず図２を概略的に説明すると、図２左端に示される１は商用交流電源で、これに接続されているのが２のトランスである。２ａと２ｂは等長で等巻数の巻線からなる１次コイルで並列に接続されており、ここに１から交流電圧が印加される。このようにすることで２ａのコイル１つを用いた場合の２倍の最大許容電流を１次側に印加することができる。図２中で２のトランスの独立した２次コイル２ｃと２ｄからそれぞれ２つのシリーズレギュレータの入力に交流電圧が印加されることが明示されており、２つのシリーズレギュレータは電位関係の無い独立した出力を持ったものとなっている。図２において上に位置する方が第１のシリーズレギュレータで、下に位置する方が第２のシリーズレギュレータである。
【００４２】
図３は本発明で使用したトランス巻線の構成例を示した回路図である。図３のトランス左側の巻線は１次側であり、実効値１００Ｖ、１１５Ｖ、２００Ｖ、２３０Ｖの交流電源からの入力を可能として世界各国の電源規格に対応させている。実効値１００Ｖの交流を用いる場合には、図３中の端子１９ｂと２０ｂ、端子１９ｃと２０ｃを接続し１次コイル１９と２０を並列接続してこれに交流１００Ｖを印加することで１次側に印加可能な最大交流電流を１コイル使用時の２倍にとることができる。実効値１１５Ｖの交流を印加する場合には同様に端子１９ａと２０ａ、及び端子１９ｃと２０ｃを接続することで１次コイル１９と２０を並列接続しこれに交流１１５Ｖを印加する。実効値２００Ｖの交流を印加する場合には図３中の端子１９ｃと２０ｂを接続して１次コイル１９と２０を直列接続し、１９ｂと２０ｃの間に交流２００Ｖを印加する。実効値２３０Ｖの交流を印加する場合には図３中の端子１９ｃと２０ａを接続して１次コイル１９と２０を直列接続し、１９ａと２０ｃの間に交流２３０Ｖを印加する。このようにして各国の規格による交流電源の差異に関らず同じ図３のトランスを用いてトランス２次側に現れる出力交流電圧の実効値を常にほぼ等しいものとすることができる。上述のような使用法を可能にせしめるために、図３において１次コイル１９と２０は等長で等巻数の巻線を通常巻或いはバイファイラ巻にして製作され、端子１９ｂと端子２０ｂはそれぞれのコイルにおいて端子より等長等巻数の点からタップがとられている。
【００４３】
図３中のトランス右側の巻線は２次側であり、４つの２次コイル２１、２２、２３、２４の交流出力を２つのシリーズレギュレータの入力に印加する用途を基本的に想定して製作されている。２次コイルにおいても各コイルを等長で等巻数の巻線を通常巻或いはバイファイラ巻にして製作し、２つのコイルを並列接続して１コイル使用時の２倍の電流を取り出せるようにしている。シリーズレギュレータの出力として高い電圧が必要な場合には２つのコイルを直列に接続して１コイル使用時の２倍の交流電圧を取り出すことができる。図３のトランスを用いることで熱損失を抑制しながら広範囲の直流出力電圧に対応したシリーズレギュレータを実現することができる。
【００４４】
図２において第１のシリーズレギュレータと第２のシリーズレギュレータは全く同じブロック構成となっているため、第１のシリーズレギュレータについてのみ説明する。図２中の３で示される整流回路１には整流ブリッジダイオードと平滑コンデンサから構成される一般的な整流回路を使用しており、入力交流電圧を全波整流し平滑したリップル成分の大きい直流電圧がこの整流回路より出力される。出力される直流の電圧値はほぼ入力交流電圧のピーク値に対応するものとなる。
【００４５】
図２中の３の整流回路１の直流出力は４の電流制御回路１に入力される。図２中の電流制御回路１はノード４ｃに印加される制御信号に応じてノード４ａとノード４ｂの間を流れる電流値を増減させる機能を持った回路である。図４に図２における４の電流制御回路１の一実施例を示した。図４においては電流制御素子としてトランジスタＱ１とトランジスタＱ２をダーリントン接続したものを用い、ノード４ｃに印加される制御信号電流とノード４ａからノード４に向かって流れる電流の比、電流増幅率を高め、それにより負帰還制御の増幅率を上げてリップル電圧圧縮率を向上させている。抵抗器Ｒ１とＲ２はトランジスタＱ１とＱ２にバイアス電圧を供給している。トランジスタＱ１においてノード４ａとノード４ｂの間の電圧差に比例した熱損失が発生するためＱ１は適切な熱容量を持った放熱器に取り付けられている。図４においてノード４ｃに流れる電流が増大すると、ノード４ａとノード４ｂの間を流れる電流もその変化の割合に応じて増大する正の係数を持った比例関係で動作する電流制御回路となっている。
【００４６】
図４中のＱ１及びＱ２にはＰＮＰトランジスタが用いられているが、このＮＰＮトランジスタを用いてノード４ａにコレクタ、ノード４ｂにエミッタが接続された形の回路に変更するとエミッタフォロワー型で出力電流を取り出す形になる。この場合ノード４ｃに印加する制御信号の電位をノード４ｂに対して１．２Ｖ程度高めに設定する必要が生じる。ノード４ｃのバイアス電圧はノード４ａから供給されるため、これはノード４ａとノード４ｂの間に常に１．２Ｖ以上の電位差が発生することを意味し、その分だけＰＮＰトランジスタを用いた図４の回路の場合よりも電力損失が大きくなる可能性がある。前記の理由から図４の実施例ではＰＮＰトランジスタを採用している。
【００４７】
図２においてノード４ｂより出力される直流電流は５の過電流制限回路１に入力される。過電流制限回路は任意に設定した電流値以上の電流が流れないようにするための回路でありその詳細は後述する。５を経た直流出力は６の正電圧出力端子１と７の接地端子１を経て負荷に接続される。負荷端すなわち近似的には６と７の間に生じる電位差はオームの法則により出力電流値と負荷のインピーダンスによって決まるため、この電位差に応じて出力電流を制御することにより電位差すなわち出力電圧を安定化させることが可能となる。図２においては前述のような安定化制御を行うために８の比較電圧生成回路１と９の基準電圧生成及び電圧比較回路１が用意されている。
【００４８】
図５は図２中の８の比較電圧生成回路１と９の基準電圧生成及び電圧比較回路１の一実施例を示したものである。図５において比較電圧生成回路１は可変抵抗器ＶＲ１により構成されている。図２に示されているようにノード８ｂとノード８ｃの間には出力電圧が印加され、ＶＲ１により任意に設定された比率で出力電圧を分圧して得られる電圧がノード８ａより出力され、電圧比較回路の入力ノード９ａに印加される。図５中のＩＣ１はシャントレギュレータであり９ｄと９ｂの間に高精度基準電圧を印加している。抵抗器Ｒ３は一定の直流電位Ｖ１に接続されておりＱ３とＩＣ１にバイアス電圧を供給している。
【００４９】
図５の実施例では電圧比較回路はトランジスタＱ３とＱ４及び抵抗器Ｒ４より構成される差動増幅回路により実現されている。ノード９ｅとノード９ｂの間にはＲ４の抵抗値により定まる一定の電流が流れるため、図５において、ＩＣ１よりノード９ｄに印加される基準電圧Ｖｓよりも、ＶＲ１より９ａに印加される電圧Ｖｃが高い場合にはＱ４のエミッタ電流が増大し、その分だけＱ３のエミッタ電流が減少することになる。逆に基準電圧ＶｓがＶｃよりも高い時にはＱ４のエミッタ電流が減少し、その分だけＱ３のエミッタ電流が増大する。Ｑ３のエミッタ電流はほぼコレクタ電流に等しく、Ｑ３のコレクタはノード９ｃより図４中のノード４ｃに接続されている。従って前記図４の電流制御回路と図５の電圧比較回路を図２のように接続した回路では、第１のシリーズレギュレータの直流出力電圧がなんらかの要因により増大するとノード４ｃに流れる制御電流は減少し、結果としてノード４ｂより出力される電流値が減少し、オームの法則により出力電圧が減少することになり、負帰還制御のループが動作する。なおＱ３及びＱ４に通常のトランジスタよりも高い電流増幅率を有するダーリントン接続型トランジスタを使用することも可能である。
【００５０】
図６はリモートセンシング回路を図２中の第１のシリーズレギュレータに付加した時の一実施例について、説明に必要な部分についてのみ図示したブロック回路図である。リモートセンシング回路は図６中の電源出力端子６及び７と負荷両端が長いケーブルにより接続され、大きな電流を負荷に流す必要のあるときに一般的に利用される。前記のような状況下では図６中の正電圧出力端子６とノード２５ｂの間、及び７の接地端子１とノード２５ｃの間に無視し得ない大きさの電圧降下が発生し、図２において８の比較電圧生成回路１で参照しているノード８ｂとノード８ｃの間の出力電圧と、負荷両端に実際に生じる出力電圧の差異が大きくなるため正確な安定化電圧を負荷に印加することが困難となる。そのため図６においては８の比較電圧生成回路１の接地ノード８ｃと９の基準電圧生成及び電圧比較回路１の接地ノード９ｂを出力接地ラインから切り離して負荷の接地側端子２５ｂに接続し、またノード８ｂを正電圧出力ラインから切り離して負荷の正電圧印加側端子２５ａに接続してリモートセンシング回路を構成している。図６のように接続することで２５の負荷両端に生じる電圧をほぼ正確に８の比較電圧生成回路１に印加し、負荷両端間の電圧を安定化することが可能となる。
【００５１】
図７は図２中の５の過電流制限回路１の一実施例を図示したものである。図７においてノード５ｂからノード５ｃに向かって出力電流が流れ、この時抵抗器Ｒ５の両端に電圧降下が生じその分の熱損失が発生するため、Ｒ５には極めて小さい抵抗値の抵抗器を使用する。オペアンプＩＣ２により抵抗器Ｒ７の両端には前記電圧Ｒ５の両端間の電圧とほぼ等しい電圧が印加されることになるため、結果として出力電流に比例した電流Ｉ１がノード５ｅからノード５ｃに向かって流れる。図７においてＩＣ３はノード５ｂに対して一定の高い電位をノード５ｆに出力している。従ってＲ９を経てノード５ｆからノード５ｅの方向に常に定電流Ｉ２が流れている。このようにしてＩ２がＩ１より大きい場合にはノード５ｇの電位はノード５ｂより低くなるためトランジスタＱ５はＯＦＦ状態となる。出力電流がある設定電流値を超えて増大するとＩ１がＩ２より大きくなりノード５ｇの電位はノード５ｂよりも高くなるためトランジスタＱ５がＯＮ状態となる。トランジスタＱ６はＱ５がＯＮ状態の時にＯＮとなる電流ゲートとして機能し、その出力電流はノード５ａより出力され、図２に示されるようにノード９ａとノード８ａを接続するラインに入力される。従って任意の設定値を超える出力電流がノード５ｂとノード５ｃの間に流れた時に、図５においてノード５ａからノード８ｃに向かって電流が流れ、ノード９ａに印加される電圧が増加し、結果としてノード９ｃに流れる電流が減少する。これにより図４のノード４ｃに流れる制御電流が減少し、ノード４ｂより出力される出力電流が減少する。この動作は図７における前記Ｉ１がＩ２以下にまで減少しトランジスタＱ５がＯＦＦとなるまで継続される。従って図７の実施例による図２中の過電流制限回路１は、任意の設定電流値を超える出力電流が流れるような状況下になった時には出力電圧を出力電流が前記設定電流値とほぼ等しくなるまで低下させて電源の運転を継続する動作を行う。
【００５２】
独立した２つの出力を持つ図２に示した２出力シリーズレギュレータでは２つのシリーズレギュレータの間に電位関係が無く、図２の回路全体が１つの筐体内に収められ両方のシリーズレギュレータが同一の温度環境下にある場合には、各々のシリーズレギュレータについて別々の過熱保護回路を用意し、トランスの２次側に接続された回路について過熱時に動作停止させる方法か、１つの過熱保護回路でトランス１次側回路をスイッチングする方法か、或いはフォトカプラ等を使用して両方のシリーズレギュレータの２次側回路を過熱時動作停止させる方法のいずれかを利用して過熱時保護動作を行うことが可能である。
【００５３】
図２中の実施例において１０の過熱保護回路１は１個のサーモスタットより構成される。本実施例では常時閉状態で設定温度以上の環境下で開状態となるサーモスタットを使用している。この時図２において設定温度以上の高温状況下ではノード４ｃがオープンとなり全く図２の４の電流制御回路１に制御電流が流れなくなるためにノード４ｂより取り出される出力電流が零となり第１のシリーズレギュレータが動作停止することになる。
【００５４】
図１４は本発明によるシリーズレギュレータ用両面プリント基板の入出力端子近傍での半田面パターンレイアウトの一実施例を示すレイアウト図である。図１４中の３４は基板部品面に取り付けられた４端子入出力コネクタであり、３５は基板部品面に取り付けられた整流ブリッジダイオードであり、３６は基板部品面に取り付けられた平滑用電解コンデンサである。３８は両面プリント基板の外形を示している。図１４中の太い実線は半田面において銅箔を削除する部分を表している。本実施例ではノイズ特性を向上させるために接地パターンを最大化してベタグラウンドとしており、接地されない端子３４ａ、３４ｂ、３４ｄ、３５ａ、３５ｂ、３５ｃ、３６ｂには絶縁のためのスリットであるセパレータが、接地される端子３４ｃ、３５ｄ、３６ａには半田を容易に溶融せしめるためのサーマルパッドが図１４に示すように設けられている。図１４中で基板上の白い部分は概ね銅箔で覆われており接地パターンとなっている。安定化直流出力の接地端子３４ｃが接続されるパターンと、整流ブリッジダイオードの接地端子３５ｄと平滑用電解コンデンサの接地端子３６ａが接続されるパターンの間には、整流回路を囲う形でスリット３７が設けられている。整流動作時に平滑用電解コンデンサは頻繁に充放電を繰り返し、それに伴って相当のリップル電流がコンデンサ端子３６ａ、３６ｂに対して流入、流出する。このため図１４のように整流回路の接地パターンの周りにスリット３７を設け、整流回路の接地パターンと直流安定化回路の接地パターンが図１４中の左下に示される狭い幅の銅箔で接続されるようにすることで、整流回路部分のリップル電流による電圧降下が直流安定化回路部分に及ぼす影響を低減している。
【００５５】
図８は図２に示した２出力シリーズレギュレータに変更を加えて前記請求項１に記載のトラッキング型シリーズレギュレータとして実現した一実施例のブロック回路図である。第１のシリーズレギュレータの接地ラインと第２のシリーズレギュレータの正電圧出力ラインがノード７ａとノード１４ａを接続することにより共通の基準電位すなわち０Ｖの電位を持つようにしている。トラッキング型シリーズレギュレータでは２つのシリーズレギュレータが共通の基準電位を持っているために、図８に示すように３１の過熱保護回路３により両方のシリーズレギュレータの動作を電気的にスイッチングすることが可能となる。図８右側に示されている２６、２７、２８、２９、３０のブロックより構成される部分が前記請求項１に記載のトラッキング動作を実現する回路である。
【００５６】
図９は図７右側の２６、２７、２８、２９、３０のブロックからなるトラッキング制御回路の一実施例を示したものである。図８における２６の出力電圧分圧回路は図９において抵抗器Ｒ１５とＲ１６により構成されている。図９中の６と７の間に正電圧電源の出力電圧が印加されＲ１５とＲ１６によりこれを分圧した電圧がノード２６ｃに現れる。Ｒ１５とＲ１６について同じ温度係数を持つ抵抗器を用いると分圧比の温度変化による変動を抑制することができる。図８における２８の電流電圧変換回路１は図９において抵抗器Ｒ１７で構成されており、図８の２９の電流制御回路３は図９の電界効果トランジスタＱ７で構成され、図８の３０の電流電圧変換回路２は図９の抵抗器Ｒ１８で構成され、図８の電圧比較回路３は図９のオペアンプＩＣ４により構成されている。
【００５７】
図９において６は正電圧電源の正電圧出力に接続され、１５は負電圧電源の接地電位すなわち負電圧出力に接続されている。従ってノード２８ａからノード３０ｂに向かって電流が流れるが、この電流値はＱ７のゲート電圧に応じて制御される。図９中のオペアンプＩＣ４はノード２８ｂとノード２６ｃの間の電位差を増幅した電圧をノード２７ａより出力しＱ７のゲート２９ａに印加する。これによりノード２８ａとノード３０ａの間を流れる電流の大きさは、Ｒ１７で生じる電圧降下がノード２６ａとノード２６ｃの間の電位差に等しくなるように制御される。この電流はＲ１８によりノード３０ａすなわち負電圧電源の接地ラインに対する電位を持った電圧に変換され、ノード３０ｃより出力される。Ｒ１７とＲ１８に同じ温度係数を持つ抵抗器を使用することで、ノード２８ａとノード２８ｂの間の電位差とノード３０ａとノード３０ｂの間の電位差の比の温度変化による変動を抑制することができる。
【００５８】
前述のようにして図９中のノード３０ｃと１５の間に出力される電圧はＲ１５の両端の電位差に等しいものとなり、図９の実施例では正電圧電源の出力電圧の２分の１の電圧に等しくなる。図１０は図８中の１７の電圧比較回路２の一実施例を示したものであり、図５に示した電圧比較回路と概ね同じ回路と部品で構成されている。図５においてはＩＣ１により基準電圧Ｖｓが電圧比較回路の入力ノード９ｄに印加されているのに対して、図１０においては図９中のノード３０ｃより出力される電圧が図１０の電圧比較回路の入力ノード１７ｄに基準電圧として印加される点のみが異なっている。前述のように前記基準電圧は正電圧電源の出力電圧の２分の１に常に等しく保たれ、図１０の実施例では負電圧電源の出力電圧は基準電圧が変化した時には同じ割合で変化することになるため、結果として負電圧電源の出力電圧が正電圧電源の出力電圧の変化と同じ割合で変化することになる。図１０中の可変抵抗ＶＲ２を調整することにより負電圧電源の出力電圧を正電圧電源の出力電圧と同じ絶対値を持つようにしてトラッキング動作を実現することができる。図５と図１０の電圧比較回路には本実施例では同じプリント基板パターンレイアウトが用いられており、独立した２出力を持つシリーズレギュレータとしても、トラッキング型シリーズレギュレータとしても同じプリント基板で容易に実現することが可能である。
【００５９】
図１１は図８の３１の過熱保護回路３の一実施例を図示したものである。図１１中のノード３１ａは図８の負電圧出力端子１５に接続され負電圧出力と等しい電位となる。図１１において抵抗器Ｒ２０とＲ２１はトランジスタＱ１０のバイアス電圧を供給する。図１１のサーモスタットＴ１は常時閉状態で高温状況下で開状態となる。従って図１１において平常時はＱ１０がＯＦＦ状態に保たれ、高温下でＱ１０がＯＮ状態となり、この時ノード３１ｂとノード３１ｃからＱ１０のコレクタに向かって電流が流れることになる。ノード３１ｃは図８において５の過電流制限回路１のノード５ｄに接続されており、トランジスタＱ１０がＯＮ状態となり図７に示されているノード５ｄからノード３１ｃに向かって電流が流れている状態では図７中のトランジスタＱ６がＯＮ状態となる。従ってこの時前述のように出力電流を減少させる方向に動作制御が働くことになり、結果として出力電流が零となって正電圧電源の動作が止まり過熱状態から保護されることになる。同様に負電圧電源側でも図８中の過電流制限回路２のノード１３ｄからノード３１ｂに向かって電流が流れている状態では出力電流を減少させる制御が働き、負電圧電源の動作が停止する。以上のようにして図１１の過熱保護回路を用いてトラッキング動作時に２つのシリーズレギュレータを同時に動作停止させ過熱状態から保護することが可能となる。
【００６０】
図１５は本発明によるシリーズレギュレータの筐体上の入出力端子付近の接続の一実施例を示す接続図である。シリーズレギュレータのプリント基板上の４端子入出力コネクタ３４と筐体上の４端子入出力端子板４０はハーネスにより接続されている。図１５においては更に筐体上の安定化直流出力端子の正極４０ｄと負極４０ｃの間に最短距離で直接に電解コンデンサ４１が接続されている。電解コンデンサ４１によりハーネス上、出力端子４０ｃ、４０ｄに筐体外部で接続されるケーブル上で混入するノイズを低減し、シリーズレギュレータの安定化出力電圧のノイズ・リップル特性を向上させることができる。
【００６１】
（第２の実施の形態）リップル圧縮率を高め部品点数を減らし低コスト化するための本実施形態では、図５において差動増幅方式により電圧比較回路が実現されているのに対して、図５では基準電圧生成の目的にのみ利用されているＩＣ１のシャントレギュレータを基準電圧生成と電圧比較の両方の機能を担う動作をするように変更する。図１２は本実施例における図２の８の比較電圧生成回路１と９の基準電圧生成及び電圧比較回路１の部分、すなわち本実施形態の図５に相当する部分の回路図である。図５と図１２を比較して分かるとおり本実施形態においてはＱ４を削除し、その分第１の実施形態に比べて低コスト化することができる。ＩＣ１のシャントレギュレータはＲＥＦ端子を備えており、ＲＥＦ端子に印加された電圧とシャントレギュレータ内の基準電圧の誤差に比例した電流をアノードとカソードの間に流すという動作をさせることができる。図１２のようにＲＥＦ端子をノード９ａに接続した場合には、ＶＲ１より印加される比較電圧とＩＣ１内部の高精度基準電圧が比較されその誤差に応じた電流がノード９ｄよりノード９ｂに流れ、Ｑ３のバイアス状態が変化し、その結果ノード９ｃに流れる制御電流値が変化するといったプロセスを経て第１のシリーズレギュレータの直流出力が負帰還制御される。なお図５と図１２の回路の間には僅かな違いしかないため、本実施形態と第１の実施形態を共通したプリント基板パターンを用いて実現することができる。
【００６２】
（第３の実施の形態）次に上記の実施形態においては過熱保護回路の温度検出素子として温度検出とスイッチング機能を兼ね備えたサーモスタットを使用していたが、本実施形態では温度検出抵抗により温度検出を行い、電子回路によりスイッチングを行うことで、図８の３１の過熱保護回路３を構成し、トラッキング型シリーズレギュレータ内の２つの電源を動作停止させることを可能としている。図１３は図８の３１の過熱保護回路３の本実施形態における回路図である。図１３においてＴＲ１は温度検出抵抗すなわちその抵抗値が温度によって変化する素子である。抵抗器Ｒ２４の抵抗値としてＴＲ１が任意の設定温度環境下で示す抵抗値と等しい値を設定し、Ｒ２２、Ｒ２３、Ｒ２４、ＴＲ１により構成されるブリッジの両端の電位差をオペアンプＩＣ５により増幅し、ＩＣ５の出力によりトランジスタＱ１１をスイッチングしている。過熱状態になった時にはトランジスタＱ１１がＯＮ状態となりノード３１ｂとノード３１ｃに電流が流れ、前述の第１の実施形態における図１１に示したサーモスタットを用いた過熱保護回路と同様の過熱保護動作が行われる。
【００６３】
【発明の効果】
以上のように実施された本発明により、概ね同じ回路と部品で構成された２つのシリーズレギュレータ回路に対して、最小限の変更を加えることでトラッキング動作をさせることが可能となり、共通のプリント基板で２出力シリーズレギュレータとトラッキング型シリーズレギュレータを製作することが可能となった。本発明によるトラッキング型シリーズレギュレータには、従来のトラッキング型シリーズレギュレータと比較して以下のような利点がある。
【００６４】
従来のトラッキング型シリーズレギュレータが極性の異なる半導体素子を正負のシリーズレギュレータ回路において用いているのに対し、本発明では概ね同一の回路により正負のシリーズレギュレータが構成されているため、従来よりも少ない部品点数で実現可能であり、部品在庫管理、部品購買コスト上有利となる。
【００６５】
故障・修理時には同じ動作のシリーズレギュレータ回路２系統について検査確認を行えば良いため、正負のシリーズレギュレータが異なった回路となっている従来のトラッキング型シリーズレギュレータよりも短期間で検査完了することができ、また修理用在庫部品の点数も従来より少数で済ませられるため、コストダウンが可能となる。
【００６６】
本発明によるトラッキング制御方式では同じ温度係数を持つ抵抗器を分圧回路、電流電圧変換回路に用いることで、従来のトラッキング型シリーズレギュレータよりも低コストで優れた温度特性を持つトラッキング制御を実現することが可能である。
【００６７】
本発明におけるトラッキング型シリーズレギュレータと同じ回路、部品及び共通のプリント基板を用いて、殆ど変更を加えずに別々の独立した２出力を持つシリーズレギュレータとしても構成することができる。このため同じ回路基板で従来よりも幅広い電源需要に応える事が出来、生産コスト面でも有利である。
【００６８】
本発明におけるトラッキング型シリーズレギュレータに内蔵されるシリーズレギュレータ自体が実施例において説明した複数の技術により低リップル・低ノイズ化され回路ブロックとして標準化されており、多出力シリーズレギュレータとしてもトラッキング型シリーズレギュレータとしてもユーザーの要求仕様に適合する低リップル・低ノイズな製品を容易に構成することが可能となる。
【００６９】
更に本発明において実現された、２つの独立した同じ回路と部品で構成される安定化電源を最小限の変更でトラッキング動作させるための低コストで簡単な方法は、本発明の実施例で挙げた第１と第２のシリーズレギュレータを第１と第２のスイッチングレギュレータに置き換えて、２出力スイッチングレギュレータを低コストでトラッキング型スイッチングレギュレータとして動作するように変更する目的にも容易に適用することができる。一般的なスイッチングレギュレータの回路において出力電圧を制御している回路ブロックはＰＷＭコントローラであり、このＰＷＭコントローラに制御信号を与えるためにスイッチングレギュレータにおいてもシリーズレギュレータと同様に基準電圧と出力電圧を分圧した電圧を比較するための電圧比較回路が用いられている。従って図１に示した本発明におけるトラッキング制御方式において、３２の第１のシリーズレギュレータを第１のスイッチングレギュレータに、３３の第２のシリーズレギュレータを第２のスイッチングレギュレータに置き換えることでトラッキング型スイッチングレギュレータを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】トラッキング制御の方法を示したブロック回路図である。
【図２】本発明による２出力シリーズレギュレータの一実施例を示すブロック回路図である。
【図３】本発明による広範囲の入力交流電圧と出力交流電圧に対応可能な汎用電源用トランスの回路図である。
【図４】本発明によるシリーズレギュレータで用いた電流制御回路をダーリントン接続されたトランジスタにより構成した一実施例を示す回路図である。
【図５】本発明によるシリーズレギュレータで用いた比較電圧生成回路と基準電圧生成及び電圧比較回路の一実施例を示す回路図である。
【図６】本発明によるシリーズレギュレータで用いたリモートセンシング回路の一実施例を示す回路図である。
【図７】本発明によるシリーズレギュレータで用いた過電流制御回路の一実施例を示す回路図である。
【図８】本発明によるトラッキング型シリーズレギュレータの一実施例を示すブロック回路図である。
【図９】本発明によるトラッキング型シリーズレギュレータで用いたトラッキング制御回路の一実施例を示す回路図である。
【図１０】本発明によるトラッキング型シリーズレギュレータで用いた被制御側シリーズレギュレータの電圧比較回路の一実施例を示す回路図である。
【図１１】本発明によるトラッキング型シリーズレギュレータで用いたサーモスタットによる過熱保護回路の一実施例を示す回路図である。
【図１２】本発明によるシリーズレギュレータで用いた基準電圧生成及び電圧比較回路をシャントレギュレータにより構成した一実施例を示す回路図である。
【図１３】本発明によるトラッキング型シリーズレギュレータで用いた温度検出抵抗による過熱保護回路の一実施例を示す回路図である。
【図１４】本発明によるシリーズレギュレータで用いた両面プリント基板の整流回路と安定化直流出力部分の半田面パターンの一実施例を示すパターンレイアウト図である。
【図１５】本発明によるシリーズレギュレータで用いた筐体上安定化直流出力端子への電解コンデンサの接続の一実施例を示すブロック回路図である。
【符号の説明】
１　　　　　　商用交流電源
２　　　　　　トランス
２ａ、２ｂ　　２のトランスの１次コイル
２ｃ、２ｄ　　２のトランスの２次コイル
３　　　　　　第１のシリーズレギュレータ用の整流回路
４　　　　　　第１のシリーズレギュレータ用の出力電流制御回路
４ａ　　　　　４の電流制御回路への直流入力ノード
４ｂ　　　　　４の電流制御回路からの直流出力ノード
４ｃ　　　　　４の電流制御回路への制御信号入力ノード
５　　　　　　第１のシリーズレギュレータ用の過電流制限回路
５ａ　　　　　５の過電流制限回路の制御信号出力ノード
５ｂ　　　　　５の過電流制限回路への直流入力ノード
５ｃ　　　　　５の過電流制限回路からの直流出力ノード
６　　　　　　第１のシリーズレギュレータ用の正電圧出力端子
７　　　　　　第１のシリーズレギュレータ用の接地出力端子
８　　　　　　第１のシリーズレギュレータ用の比較電圧生成回路
８ａ　　　　　８の比較電圧生成回路の比較電圧出力ノード
８ｂ　　　　　８の比較電圧生成回路の正電圧入力ノード
８ｃ　　　　　８の比較電圧生成回路の接地電位入力ノード
９　　　　　　第１のシリーズレギュレータ用の基準電圧生成及び電圧比較回路
９ａ　　　　　９の電圧比較回路への比較電圧入力ノード
９ｂ　　　　　９の基準電圧生成及び電圧比較回路への接地電位入力ノード
９ｃ　　　　　９の電圧比較回路からの制御信号出力ノード
１０　　　　　第１のシリーズレギュレータ用の過熱保護回路
１１　　　　　第２のシリーズレギュレータ用の整流回路
１２　　　　　第２のシリーズレギュレータ用の出力電流制御回路
１３　　　　　第２のシリーズレギュレータ用の過電流制限回路
１４　　　　　第２のシリーズレギュレータ用の正電圧出力端子
１５　　　　　第２のシリーズレギュレータ用の接地出力端子
１６　　　　　第２のシリーズレギュレータ用の比較電圧生成回路
１７　　　　　第２のシリーズレギュレータ用の基準電圧生成及び電圧比較回路
１８　　　　　第２のシリーズレギュレータ用の過熱保護回路
１９　　　　　汎用トランスの第１の１次コイル
１９ａ　　　　１９の１次コイルへの入力端子ａ
１９ｂ　　　　１９の１次コイルの中間タップｂ
１９ｃ　　　　１９の１次コイルへの入力端子ｃ
２０　　　　　汎用トランスの第２の１次コイル
２０ａ　　　　２０の１次コイルへの入力端子ａ
２０ｂ　　　　２０の１次コイルの中間タップｂ
２０ｃ　　　　２０の１次コイルへの入力端子ｃ
２１　　　　　汎用トランスの第１の２次コイル
２１ａ　　　　２１の２次コイルからの出力端子ａ
２１ｂ　　　　２１の２次コイルからの出力端子ｂ
２２　　　　　汎用トランスの第２の２次コイル
２２ａ　　　　２２の２次コイルからの出力端子ａ
２２ｂ　　　　２２の２次コイルからの出力端子ｂ
２３　　　　　汎用トランスの第３の２次コイル
２３ａ　　　　２３の２次コイルからの出力端子ａ
２３ｂ　　　　２３の２次コイルからの出力端子ｂ
２４　　　　　汎用トランスの第４の２次コイル
２４ａ　　　　２４の２次コイルからの出力端子ａ
２４ｂ　　　　２４の２次コイルからの出力端子ｂ
Ｑ１　　　　　４のダーリントン接続型電流制御回路中の出力段側のＰＮＰトランジスタ
Ｑ２　　　　　４のダーリントン接続型電流制御回路中の出力段側のＰＮＰトランジスタ
Ｒ１、Ｒ２　　Ｑ１とＱ２にバイアス電圧を供給する２つの抵抗器
ＶＲ１　　　　８の比較電圧生成回路において入力電圧を分圧する可変抵抗器
Ｑ３　　　　　９の差動増幅型電圧比較回路中の基準電圧入力側のＮＰＮトランジスタ
Ｑ４　　　　　９の差動増幅型電圧比較回路中の比較電圧入力側のＮＰＮトランジスタ
Ｒ３　　　　　ＩＣ１とＱ３へのバイアス電圧供給用抵抗器
Ｒ４　　　　　９の差動増幅型電圧比較回路中の定電流値調整用抵抗器
ＩＣ１　　　　基準電圧発生用シャントレギュレータ
Ｖｓ　　　　　ＩＣ１より印加される基準電圧値
Ｖｃ　　　　　ノード９ａより印加される比較電圧値
９ｄ　　　　　９の電圧比較回路の基準電圧印加用ノード
９ｅ　　　　　差動増幅トランジスタのエミッタが接続されているノード
Ｖ１　　　　　７の接地端子に対して正の電位を持つ直流電源
２５　　　　　第１のシリーズレギュレータの出力に接続された負荷
２５ａ　　　　２５の負荷の正電圧入力端子
２５ｂ　　　　２５の負荷の接地電圧入力端子
Ｒ５　　　　　５の過電流制限回路内の電流検出用抵抗器
Ｒ６　　　　　ＩＣ２の＋入力側抵抗器
Ｒ７　　　　　ＩＣ２の−入力側抵抗器
Ｒ８　　　　　ＩＣ２の出力電圧設定抵抗器
Ｒ９　　　　　ノード５ｅへの定電流供給抵抗器
Ｒ１０、Ｒ１１　Ｑ５のバイアス電圧設定抵抗器
Ｒ１２、Ｒ１３　Ｑ６のバイアス電圧設定抵抗器
Ｒ１４　　　　　ノード５ａへの制御出力電流設定抵抗器
Ｑ５　　　　　　５の過電流制限回路内のスイッチング用ＮＰＮトランジスタ
Ｑ６　　　　　　５の過電流制限回路内のスイッチング用ＰＮＰトランジスタ
ＩＣ２　　　　　電圧誤差増幅用オペアンプ
ＩＣ３　　　　　定電圧発生回路
Ｉ１　　　　　　ノード５ｅからノード５ｃへ流れる電流
Ｉ２　　　　　　ノード５ｆからノード５ｅへ流れる電流
５ｄ　　　　　　トラッキング型シリーズレギュレータとして動作させた際に用いられる過熱保護回路からの入力接続ノード
５ｅ　　　　　　オペアンプＩＣ２の−入力ノード
５ｆ　　　　　　ノード５ｂに対して一定の正電位を有するノード
５ｇ　　　　　　オペアンプＩＣ２の出力ノード
Ｖ２　　　　　　７の接地端子に対して正の電位を持つ直流電源
７ａ　　　　　　７の第１のシリーズレギュレータの接地ラインへの接続ノード
１３ａ　　　　　１３の過電流制限回路の制御信号出力ノード
１４ａ　　　　　１４の第２のシリーズレギュレータの正電圧出力ラインへの接続ノード
１６ａ　　　　　１６の比較電圧生成回路の比較電圧出力ノード
１６ｂ　　　　　１６の比較電圧生成回路の正電圧入力ノード
１６ｃ　　　　　１６の比較電圧生成回路の接地電位入力ノード
１７ａ　　　　　１７の電圧比較回路への比較電圧入力ノード
１７ｂ　　　　　１７の電圧比較回路への接地電位入力ノード
１７ｃ　　　　　１７の電圧比較回路からの制御信号出力ノード
１７ｄ　　　　　１７の電圧比較回路への基準電圧入力ノード
２６　　　　　　入力された電圧を分圧して出力する回路
２６ａ　　　　　２６の分圧回路への正電圧入力ノード
２６ｂ　　　　　２６の分圧回路への接地電圧入力ノード
２６ｃ　　　　　２６の分圧回路の分圧電圧出力ノード
２７　　　　　　２つの入力電圧の差を比較増幅して出力する回路
２７ａ　　　　　２７の電圧比較回路の出力ノード
２７ｂ　　　　　２７の電圧比較回路への第１の電圧入力ノード
２７ｃ　　　　　２７の電圧比較回路への第２の電圧入力ノード
２８　　　　　　入力された電流に比例した電圧を出力する第１の電流電圧変換回路
２８ａ　　　　　２８の電流電圧変換回路の電流入力ノード
２８ｂ　　　　　２８の電流電圧変換回路の電圧出力ノード
２８ｃ　　　　　２８の電流電圧変換回路の電流出力ノード
２９　　　　　　制御入力に応じて流れる電流を増減する電流制御回路
２９ａ　　　　　２９の電流制御回路の制御信号入力ノード
２９ｂ　　　　　２９の電流制御回路の電流出力ノード
２９ｃ　　　　　２９の電流制御回路の電流入力ノード
３０　　　　　　入力された電流に比例した電圧を出力する第２の電流電圧変換回路
３０ａ　　　　　３０の電流電圧変換回路の電流入力ノード
３０ｂ　　　　　３０の電流電圧変換回路の電流出力ノード
３０ｃ　　　　　３０の電流電圧変換回路の電圧出力ノード
３１　　　　　　トラッキングレギュレータ用過熱保護回路
３１ａ　　　　　３１の過熱保護回路の接地電圧入力ノード
３１ｂ　　　　　３１の過熱保護回路の第１の制御信号出力ノード
３１ｃ　　　　　３１の過熱保護回路の第２の制御信号出力ノード
Ｒ１５、Ｒ１６　２６の分圧回路内の２つの分圧用抵抗器
Ｒ１７　　　　　２８の電流電圧変換回路内の抵抗器
Ｒ１８　　　　　３０の電流電圧変換回路内の抵抗器
Ｑ７　　　　　　２９の電流制御回路内の電界効果トランジスタ
ＩＣ４　　　　　２７の電圧比較回路内のオペアンプ
ＶＲ２　　　　　１６の比較電圧生成回路で入力電圧を分圧する可変抵抗器
Ｑ８　　　　　　１７の差動増幅型電圧比較回路中の基準電圧入力側のＮＰＮトランジスタ
Ｑ９　　　　　　１７の差動増幅型電圧比較回路中の比較電圧入力側のＮＰＮトランジスタ
Ｒ１９　　　　　１７の差動増幅型電圧比較回路中の定電流値調整用抵抗器
Ｖ３　　　　　　１５の第２のシリーズレギュレータの接地電位に対して正の電位を有する直流電源
Ｒ２０、Ｒ２１　Ｑ１０のバイアス電圧設定用抵抗器
Ｑ１０　　　　　３１の過熱保護回路でスイッチング動作をするＮＰＮトランジスタ
Ｔ１　　　　　　常温下で閉状態、設定温度より高温下で開状態となるサーモスタット
Ｖ４　　　　　　１５の第２のシリーズレギュレータの接地電位に対して正の電位を有する直流電源
ＴＲ１　　　　　温度検出用抵抗器
Ｒ２２、Ｒ２３　ブリッジ構成用の２つの抵抗器
Ｒ２４　　　　　設定温度下のＴＲ１の抵抗値と同じ抵抗値を持つ抵抗器
Ｒ２５、Ｒ２６　オペアンプＩＣ５の入力用抵抗器
Ｒ２７　　　　　ＩＣ５の帰還用抵抗器
Ｒ２８、Ｒ２９　Ｑ１１のバイアス電圧設定抵抗器
Ｒ３０　　　　　３１の過熱保護回路の出力電流設定抵抗器
Ｑ１１　　　　　３１の過熱保護回路内のスイッチングトランジスタ
Ｄ１　　　　　　ＩＣ５の出力に向かう電流を阻止するダイオード
ＩＣ５　　　　　ブリッジ両端の電位差を比較するオペアンプ
Ｖ５　　　　　　１５の第２のシリーズレギュレータの接地電位に対して正の電位を有する直流電源
３２　　　　　　第１のシリーズレギュレータ
３３　　　　　　トラッキング型シリーズレギュレータとして動作させた場合の、外部から基準電圧を入力するように変更を加えた第２のシリーズレギュレータ
３４　　　　　　基板部品面上に取り付けられた４端子入出力コネクタ
３４ａ　　　　　交流電圧入力端子１
３４ｂ　　　　　交流電圧入力端子２
３４ｃ　　　　　安定化直流出力接地端子。サーマルパッドを介して基板半田面上のアースパターンと接続されている。
３４ｄ　　　　　安定化直流正電圧出力端子
３５　　　　　　基板部品面上に取り付けられた整流ブリッジダイオード
３５ａ　　　　　整流ブリッジダイオードの正電圧出力端子
３５ｂ　　　　　整流ブリッジダイオードの交流電圧入力端子１
３５ｃ　　　　　整流ブリッジダイオードの交流電圧入力端子２
３５ｄ　　　　　整流ブリッジダイオードの接地端子。サーマルパッドを介して基板半田面上のアースパターンと接続されている。
３６　　　　　　基板部品面上に取り付けられた平滑用電解コンデンサ
３６ａ　　　　　平滑用電解コンデンサの負極端子。サーマルパッドを介して基板半田面上のアースパターンと接続されている。
３６ｂ　　　　　平滑用電解コンデンサの正極端子
３７　　　　　　整流回路のアースパターンと安定化直流出力のアースパターン
を隔てるスリット。図１４中左下のスリットの無い幅の狭い銅箔部分で両者が接続されている。
３８　　　　　　シリーズレギュレータ用プリント基板の外形の一部
３９　　　　　　シリーズレギュレータ用プリント基板
４０　　　　　　シリーズレギュレータ筐体上に取り付けられた４端子入出力端子板
４０ａ　　　　　入出力端子板の交流電圧入力端子１
４０ｂ　　　　　入出力端子板の交流電圧入力端子２
４０ｃ　　　　　入出力端子板の安定化直流出力負極端子
４０ｄ　　　　　入出力端子板の安定化直流出力正極端子
４１　　　　　　ノイズ除去のための電解コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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