(57)【要約】【課題】入力映像信号の状態や動きに影響されず、色信号と輝度信号とをほぼ完全に分離することが可能なＹＣ分離方式を提供する。【解決手段】基本的な数値列｛３，−８，−１２，７２，−１１０，７２，−１２，−８，３｝／２５６をフィルタ係数とするユニットフィルタを用いてＦＩＲ櫛型フィルタ２を構成し、当該櫛型フィルタ２を構成する複数の遅延器１２−１〜１２−８の遅延量を映像の１水平走査期間分に設定することにより、色信号と周波数インタリーブの関係になっている輝度信号の周波数帯域で大きな減衰量を持つ櫛型フィルタ特性を実現できるようにして、入力映像信号の状態や動きに影響されることなく、コンポジット・ビデオ信号から色信号と輝度信号とをほぼ完全に分離することができるようにし、クロスカラーやドットクロール等の映像妨害を大幅に低減することができるようにする。【選択図】        図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルコンポジット・ビデオ信号に対してデジタルフィルタ処理を行い、周波数インタリーブの関係になっている色信号および輝度信号の一方の信号を取り出す櫛型フィルタと、
上記デジタルコンポジット・ビデオ信号から、上記櫛型フィルタにより抽出された上記一方の信号を減算して他方の信号を取り出す減算器とを備え、
上記櫛型フィルタは、複数の遅延器から成るタップ付き遅延線における各タップの信号を、所定の基本的な数値列より成るフィルタ係数によりそれぞれ数倍した後、加算して出力するデジタルフィルタであって、上記複数の遅延器の遅延量をそれぞれ１水平走査期間分または１垂直走査期間分に設定したものであることを特徴とするコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項２】
上記所定の基本的な数値列より成るフィルタ係数は、上記数値列が対称型であり、上記数値列の合計値が非ゼロで、かつ、上記数値列の１つ飛びの合計値が同符号で互いに等しくなるように値が設定されたものであることを特徴とする請求項１に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項３】
上記所定の基本的な数値列は、“−１，ｍ，−１”の比率から成る数値列に対して、演算前の元データとそれより所定個だけ前の前データとを加算し振幅調整する移動平均演算をｎ回繰り返し行って得られる数値列であることを特徴とする請求項２に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項４】
上記“−１，ｍ，−１”の比率の数値列は、上記“−１，ｍ，−１”の数値列を１／（ｍ−２）倍したものであることを特徴とする請求項３に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項５】
上記所定の基本的な数値列より成るフィルタ係数は、上記数値列が対称型であり、上記数値列の合計値がゼロで、かつ、上記数値列の１つ飛びの合計値が逆符号で互いに等しくなるように値が設定されたものであることを特徴とする請求項１に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項６】
上記所定の基本的な数値列は、“１，ｍ，１”の比率から成る数値列に対して、演算前の元データからそれより所定個だけ前の前データを減算し振幅調整する移動平均演算をｎ回繰り返し行って得られる数値列であることを特徴とする請求項５に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項７】
上記“１，ｍ，１”の比率の数値列は、上記“１，ｍ，１”の数値列を１／（ｍ−２）倍したものであることを特徴とする請求項６に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項８】
上記移動平均演算を繰り返し行う回数ｎは、８／（ｍ−２）回であることを特徴とする請求項３または６に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項９】
上記ｍの値は、２＜ｍ≦１０の条件を満たす値であることを特徴とする請求項８に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項１０】
上記櫛型フィルタを複数段縦続接続して構成したことを特徴とする請求項１に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項１１】
上記色信号および輝度信号のうち、上記一方の信号を抽出するバンドパスフィルタを更に備えたことを特徴とする請求項１に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項１２】
上記バンドパスフィルタは、上記所定の基本的な数値列をフィルタ係数とするフィルタをユニットフィルタとして用い、当該フィルタ係数に対応する各タップの間にｎクロック分のディレイを挿入することによって通過周波数帯域を調整したフィルタおよび上記ユニットフィルタの少なくとも一方を任意に縦続接続することによって設計したものであることを特徴とする請求項１１に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項１３】
上記バンドパスフィルタは、注目画素よりｎクロック離れた前後に位置する近接画素の信号を用いて所定の演算を行うことによって上記一方の信号を取り出すように構成されていることを特徴とする請求項１１に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項１４】
上記バンドパスフィルタは、上記注目画素より１クロック離れた前後に位置する隣接画素の加算信号を上記注目画素の信号から減算することによって色信号を抽出する色信号抽出部と、
上記色信号抽出部より出力された色信号に対して移動平均演算を行う移動平均演算部とを備えて構成されることを特徴とする請求項１１に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項１５】
上記バンドパスフィルタは、上記注目画素より１クロック離れた前後に位置する隣接画素の信号を減算することによって色信号を抽出する色信号抽出部と、
上記色信号抽出部より出力された色信号に対して移動平均演算を行う移動平均演算部とを備えて構成されることを特徴とする請求項１１に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項１６】
上記バンドパスフィルタは、上記注目画素より２クロック離れた前後に位置する近接画素の加算信号を上記注目画素の信号から減算することによって色信号を抽出する色信号抜取部を備えて構成されることを特徴とする請求項１１に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項１７】
上記バンドパスフィルタは、上記色信号抜取部を複数段縦続接続して構成したことを特徴とする請求項１６に記載のコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路。
【請求項１８】
複数の遅延器から成るタップ付き遅延線における各タップの信号を、所定の基本的な数値列より成るフィルタ係数によりそれぞれ数倍した後、加算して出力するデジタルフィルタであって、上記複数の遅延器の遅延量をそれぞれ１水平走査期間分または１垂直走査期間分に設定した櫛型フィルタを用いて、色信号と輝度信号とが周波数インタリーブの関係になっているデジタルコンポジット・ビデオ信号から一方の信号を取り出すとともに、上記デジタルコンポジット・ビデオ信号から上記一方の信号を減算して他方の信号を取り出すようにしたことを特徴とするコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路およびＹＣ分離方法に関し、特に、色信号と輝度信号とが周波数多重されて構成されたコンポジット・ビデオ信号から当該色信号と輝度信号とを分離する方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、カラービデオ信号は、色信号（Ｃ信号）と輝度信号（Ｙ信号）とが周波数多重されて構成され、コンポジット・ビデオ信号と呼ばれている。図４０に示すように、色信号は色副搬送波（カラーサブキャリア）と呼ばれる３．５８ＭＨｚ（ＮＴＳＣ信号の場合）の基準信号を直交変調して、輝度信号に多重されている。また、輝度信号に色信号を多重する際、色復調時に位相の基準となるバースト信号も同時に多重される。
【０００３】
ＮＴＳＣ信号の場合、カラーサブキャリアの周波数ｆＳＣは、水平走査周波数ｆＨの４５５／２倍に決められており、その周波数スペクトルは図４１に示すように、色信号が輝度信号の間に挿入される周波数インタリーブの形になっている。すなわち、輝度信号は水平走査周波数ｆＨの整数倍ごとにエネルギのピークを持ち、そのピークから０．５ｆＨずれたところでエネルギは最小となる。このエネルギ最小のところに色信号をはめ込むことにより、色信号と輝度信号が持つスペクトルの相互干渉の抑制が図られている。このカラーサブキャリアの位相は、図４２に示すようにライン間およびフレーム間の双方で逆相となっている。
【０００４】
受信機側でのビデオ信号処理は、色信号と輝度信号とに対して別々に行われ、ＲＧＢ信号に変換されて表示装置に出力される。すなわち、受信機側では、コンポジット・ビデオ信号の周波数帯域特性から色信号の帯域を抜き取り、２つの色差信号（Ｒ−Ｙ信号、Ｂ−Ｙ信号）の軸で色復調を行う。そして、復調されたＲ−Ｙ信号、Ｂ−Ｙ信号からＧ−Ｙ信号をマトリクス合成で生成する。さらに、これら３つの色差信号に輝度信号を加算してＲ信号、Ｇ信号、Ｂ信号を生成する。
【０００５】
受信機側における上述のようなビデオ信号処理を行うために、コンポジット・ビデオ信号から色信号成分と輝度信号成分とを分離する必要がある。この分離は一般的にＹＣ分離と呼ばれ、色信号処理、輝度信号処理後の映像信号性能に大きな影響を与える。ＹＣ分離が完全に行われないと、色信号と輝度信号との干渉によりクロスカラー、ドットクロール等の映像妨害が発生してしまう。
【０００６】
クロスカラーとは、輝度信号が色信号に漏れ込むクロストークのことを言い、これが生じると、輝度の細かい縦縞のところでモアレ状に色がついてしまう。また、ドットクロールとは、逆に色信号が輝度信号に漏れ込むクロストーク（ドット妨害）に起因するものであり、色の不連続なところに生じたドット状のものが走査によって動いて見えてしまうことを言う。このような映像妨害の発生を回避するために、ＹＣ分離を精密に行うことが要求されている。
【０００７】
ＹＣ分離の方法は、１次元ＹＣ分離、２次元ＹＣ分離、３次元ＹＣ分離の３つに大きく分類される。図４３は、これら３種類のＹＣ分離回路の構成を示す図である。１次元ＹＣ分離は、図４３（ａ）に示すように、色信号が３．５８ＭＨｚ付近にあることに着目して、色信号の帯域を通すバンドパスフィルタで色信号を取り出し、その他の信号を輝度信号とする方法である。この方法はカラービデオ信号が登場した初期の頃に採用された方法であり、画像の縞模様部分にクロスカラー、色が不連続な部分にドットクロールが多く現れてしまう。
【０００８】
２次元ＹＣ分離は、カラーサブキャリアの位相が周波数インタリーブにより１ラインごとに反転していることを利用したものである。すなわち、図４３（ｂ）に示すように、あるラインの信号から１ライン前の信号を引き算して色信号を取り出し、更に３．５８ＭＨｚのバンドパスフィルタで色信号を取り出す。この方法ではフィルタの周波数特性は櫛型になり、３．５８ＭＨｚの輝度の縦縞は色信号出力に出なくなる。そのため、１次元ＹＣ分離に比べてクロスカラー現象は少なくなり、水平解像度が上がる。しかし、縦に色が不連続な部分にドットクロールは残ってしまう。
【０００９】
３次元ＹＣ分離は、カラーサブキャリアの位相が１フレームごとに反転していることを更に利用したものである。すなわち、３次元ＹＣ分離回路は図４３（ｃ）に示すように、２フレーム間の信号を引き算して色信号を取り出す時間方向のフィルタと、上述した１次元および２次元のフィルタとを組み合わせて構成される。この方法によれば、静止画であればクロスカラーだけでなくドットクロールも低減することができる。ただし、動画については、ＹＣ分離を完全に行うことができない。そのため、入力映像の中の静止している部分には３次元ＹＣ分離を用い、動いている部分には２次元ＹＣ分離を用いるといった動き適応処理が適用されることが多い。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
現在のＹＣ分離方式は、１次元および２次元に比べて分離特性の優れた３次元ＹＣ分離方式が主流となっている。しかしながら、この３次元ＹＣ分離方式においても、櫛型フィルタで輝度信号を抜き去る部分の減衰特性が十分な落ち込み量を実現できておらず、ＹＣ分離を完全には行うことができないという問題があった。また、動きのある映像に対しては逆に映像に妨害を発生させてしまうため、動き適応型のＹＣ分離を行わなくてはならないという問題もあった。
【００１１】
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、入力映像信号の状態や動きに影響されず、色信号と輝度信号とをほぼ完全に分離することが可能なＹＣ分離方式を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明によるコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離回路は、デジタルコンポジット・ビデオ信号に対してデジタルフィルタ処理を行い、周波数インタリーブの関係になっている色信号および輝度信号の一方の信号を取り出す櫛型フィルタと、上記デジタルコンポジット・ビデオ信号から、上記櫛型フィルタにより抽出された上記一方の信号を減算して他方の信号を取り出す減算器とを備え、上記櫛型フィルタは、複数の遅延器から成るタップ付き遅延線における各タップの信号を、所定の基本的な数値列より成るフィルタ係数によりそれぞれ数倍した後、加算して出力するデジタルフィルタであって、上記複数の遅延器の遅延量をそれぞれ１水平走査期間分または１垂直走査期間分に設定したものであることを特徴とする。
【００１３】
本発明の他の態様では、上記一方の信号を抽出するバンドパスフィルタを更に備えたことを特徴とする。このバンドパスフィルタは、例えば、上記所定の基本的な数値列をフィルタ係数とするフィルタをユニットフィルタとして用い、当該フィルタ係数に対応する各タップの間にｎクロック分のディレイを挿入することによって通過周波数帯域を調整したフィルタおよび上記ユニットフィルタの少なくとも一方を任意に縦続接続することによって設計したものであることを特徴とする。また、このバンドパスフィルタを、注目画素よりｎクロック離れた前後に位置する近接画素の信号を用いて所定の演算を行うことによって上記一方の信号を取り出すように構成しても良い。
【００１４】
また、本発明によるコンポジット・ビデオ信号のＹＣ分離方法は、複数の遅延器から成るタップ付き遅延線における各タップの信号を、所定の基本的な数値列より成るフィルタ係数によりそれぞれ数倍した後、加算して出力するデジタルフィルタであって、上記複数の遅延器の遅延量をそれぞれ１水平走査期間分または１垂直走査期間分に設定した櫛型フィルタを用いて、色信号と輝度信号とが周波数インタリーブの関係になっているデジタルコンポジット・ビデオ信号から一方の信号を取り出すとともに、上記デジタルコンポジット・ビデオ信号から上記一方の信号を減算して他方の信号を取り出すようにしたことを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、第１の実施形態によるＹＣ分離回路の全体構成を示すブロック図である。図１に示すように、本実施形態のＹＣ分離回路は、Ａ／Ｄ変換器１、櫛型フィルタ２、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３、減算器４およびディレイ回路５を備えて構成されている。
【００１６】
Ａ／Ｄ変換器１は、本実施形態のＹＣ分離回路に入力されたアナログのコンポジット・ビデオ信号をデジタルデータに変換する。この入力コンポジット・ビデオ信号は、例えば映像中間周波処理で映像信号を検波することによって生成される。Ａ／Ｄ変換器１より出力されたデジタルのコンポジット・ビデオ信号は、ＢＰＦ３に入力されるとともに、ディレイ回路５を介して減算器４に入力される。
【００１７】
ＢＰＦ３は、Ａ／Ｄ変換器１より出力されたコンポジット・ビデオ信号に対して所定の帯域制限を施すことにより、当該コンポジット・ビデオ信号から色信号の周波数帯域成分を抽出する。櫛型フィルタ２は、本実施形態に特有の理論に基づき構成したものであり、櫛型フィルタ特性の通過域を利用して、輝度信号と周波数インタリーブの関係になっている色信号を取り出す。言い換えると、櫛型フィルタ特性の遮断域を利用して輝度信号を減衰させる。この櫛型フィルタ２の詳細については後述する。
【００１８】
櫛型フィルタ２より出力された色信号が、求める色信号（Ｃ信号）となる。また、櫛型フィルタ２より出力された色信号は、減算器４にも入力される。減算器４は、Ａ／Ｄ変換器１より出力されディレイ回路５により所定量だけ遅延を受けたコンポジット・ビデオ信号から色信号を引き算することにより、輝度信号（Ｙ信号）を取り出す。ディレイ回路５は、減算器４においてコンポジット・ビデオ信号と色信号との位相を合わせるために、櫛型フィルタ２およびＢＰＦ３のトータル遅延量と同等の遅延量を有する。
【００１９】
以下に、櫛型フィルタ２の詳細について説明する。図２は、櫛型フィルタ２の詳細な構成例を示すブロック図である。また、図３は、この図２に示す櫛型フィルタ２の基本となるユニットフィルタＬ１ｎ，Ｈ１ｎを示す図であり、（ａ）はその回路構成を示し、（ｂ）はフィルタ係数の数値列を示している。なお、ユニットフィルタを表す符号の後ろに付けた“ｎ”の文字は、各タップ間に挿入するディレイのクロック数を示し（詳細は後述する）、図３はｎ＝０の場合を示している。
【００２０】
まず、図３のユニットフィルタＬ１０，Ｈ１０について説明する。図３（ａ）に示すように、本実施形態のユニットフィルタＬ１０，Ｈ１０では、縦続接続された８個のＤ型フリップフロップ１０２−１〜１０２−８によって入力信号を１クロックＣＫずつ順次遅延させる。そして、各Ｄ型フリップフロップ１０２−１〜１０２−８の入出力タップから取り出した信号に対して、図３（ｂ）に示すフィルタ係数ｈ１〜ｈ９を９個の係数器１３−１〜１３−９でそれぞれ乗算し、それらの乗算結果を全て８個の加算器１４−１〜１４−８で加算して出力する。
【００２１】
上記２種類のユニットフィルタＬ１０，Ｈ１０の回路構成は、何れも図３（ａ）のようになっており、フィルタ係数（係数器１３−１〜１３−９の乗数値ｈ１〜ｈ９）のみが図３（ｂ）のように異なっている。
【００２２】
図３（ｂ）から分かるように、ローパスユニットフィルタＬ１０のフィルタ係数は、極めて単純な数値列｛３，８，−１２，−７２，−１１０，−７２，−１２，８，３｝／２５６から成る。このようなフィルタ係数は、その数値列が対称型であり、数値列の合計値が非ゼロで、数値列の１つ飛びの合計値が同符号で互いに等しくなるという性質を持っている（３−１２−１１０−１２＋３＝−１２８、８−７２−７２＋８＝−１２８）。
【００２３】
また、ハイパスユニットフィルタＨ１０のフィルタ係数は、極めて単純な数値列｛３，−８，−１２，７２，−１１０，７２，−１２，−８，３｝／２５６から成る。このようなフィルタ係数は、その数値列が対称型であり、数値列の合計値がゼロで、数値列の１つ飛びの合計値が逆符号で互いに等しくなるという性質を持っている（３−１２−１１０−１２＋３＝−１２８、−８＋７２＋７２−８＝１２８）。
【００２４】
このような性質を持つ数値列をフィルタ係数とするユニットフィルタＬ１０，Ｈ１０のインパルス応答をとると、時間軸に沿った標本位置が一定の区間内にあるときにのみ“０”以外の有限な値を有し、それ以外の領域では値が全て“０”となる関数、つまり所定の有限な標本位置において値が“０”に収束する関数となる。このように関数の値が局所的な領域で“０”以外の有限の値を有し、それ以外の領域で“０”となる場合を「有限台」と称する。
【００２５】
また、この有限台の関数は、中央の標本位置においてのみ極大値をとり、他の標本位置において値が“０”になるという特徴を有する標本化関数であって、全域において１回微分可能であり、滑らかな波形のデータを得るために必要なサンプル点は全て通る。
【００２６】
次に、Ｄ型フリップフロップ１０２−１〜１０２−８の各タップ間に挿入するディレイのクロック数ｎをｎ≧１とした場合について説明する。例えばローパスユニットフィルタＬ１１のフィルタ係数は、上記ローパスユニットフィルタＬ１０の各フィルタ係数の間に“０”を１個ずつ挿入することによって生成する。同様に、ローパスユニットフィルタＬ１ｎ（ｎ＝２，３，・・・）のフィルタ係数は、ローパスユニットフィルタＬ１０の各フィルタ係数の間に“０”をｎ個ずつ挿入することによって生成する。
【００２７】
図４は、ローパスユニットフィルタＬ１０，Ｌ１１の数値列をＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｅｒ：高速フーリエ変換）した結果の周波数−ゲイン特性を示す図である。ここではゲインおよび周波数を“１”で基準化している。この図４から分かるように、ローパスユニットフィルタＬ１０では、中心周波数においてゲインが０．５となり、かつ、低周波領域でのオーバーシュートや高周波領域でのリンギングも存在しない良好なローパスフィルタ特性が得られる。
【００２８】
このようなローパスフィルタ特性を実現する大元となる上記図３（ｂ）の上段に示す数値列｛３，８，−１２，−７２，−１１０，−７２，−１２，８，３｝は、上述した有限台の標本化関数の基礎となるものである。従来一般的に用いられていた標本化関数はｔ＝±∞の標本位置で“０”に収束するのに対し、上述の数値列から得られる標本化関数は、有限の標本位置で“０”に収束する。
【００２９】
そのため、上記図３（ｂ）上段の数値列をＦＦＴ変換した場合、“０”以外の有限値を有する局所的な範囲内に相当するデータだけが意味を持つ。その範囲外に相当するデータについては、本来これを考慮すべきであるのに無視しているという訳ではなく、理論的に考慮する必要がないため、打ち切り誤差は発生しない。したがって、上記図３（ｂ）上段に示す数値列をフィルタ係数として用いれば、窓関数を用いて係数の打ち切りを行う必要もなく、良好なローパスフィルタ特性を得ることができる。
【００３０】
また、同じく図４から分かるように、基本的なローパスユニットフィルタＬ１０に対して各フィルタ係数の間に挿入する“０”の数をｎとすると、その周波数−ゲイン特性の周波数軸（周波数方向に対する周期）は１／ｎとなる。つまり、周波数特性はｎの値に応じた数の通過域と遮断域とを繰り返す櫛型となる。この場合、何れの周波数領域でもオーバーシュートやリンギングが存在せず、かつ、通過域と遮断域とが等間隔で現れる良好な櫛型フィルタ特性が得られる。
【００３１】
上記ローパスユニットフィルタＬ１１と同様に、ハイパスユニットフィルタＨ１１のフィルタ係数も、上記ハイパスユニットフィルタＨ１０の各フィルタ係数の間に“０”を１個ずつ挿入することによって生成する。同様に、ハイパスユニットフィルタＨ１ｎ（ｎ＝２，３，・・・）のフィルタ係数は、ハイパスユニットフィルタＨ１０の各フィルタ係数の間に“０”をｎ個ずつ挿入することによって生成する。
【００３２】
図５は、ハイパスユニットフィルタＨ１０，Ｈ１１の周波数−ゲイン特性を示す図である。ここでもゲインおよび周波数を“１”で基準化している。この図５から分かるように、ハイパスユニットフィルタＨ１０では、中心周波数においてゲインが０．５となり、かつ、高周波領域でのオーバーシュートや低周波領域でのリンギングも存在しない良好なハイパスフィルタ特性が得られる。
【００３３】
このようなハイパスフィルタ特性を実現する大元となる上記図３（ｂ）の下段に示す数値列も、有限台の標本化関数の基礎となるものである。したがって、この数値列をフィルタ係数として用いることにより、窓関数を用いて係数の打ち切りを行う必要もなく、良好なハイパスフィルタ特性を得ることができる。
【００３４】
また、同じく図５から分かるように、基本的なハイパスユニットフィルタＨ１０に対してフィルタ係数の間に挿入する“０”の数をｎとすると、その周波数−ゲイン特性の周波数軸（周波数方向に対する周期）は１／ｎとなる。つまり、周波数特性はｎの値に応じた数の通過域と遮断域とを繰り返す櫛型となる。この場合、何れの周波数領域でもオーバーシュートやリンギングが存在せず、かつ、通過域と遮断域とが等間隔で現れる良好な櫛型フィルタ特性が得られる。
【００３５】
先に示した図２の櫛型フィルタ２は、タップ付き遅延線として８個のＤ型フリップフロップ１２−１〜１２−８を縦続接続して用い、各Ｄ型フリップフロップ１２−１〜１２−８の遅延量をそれぞれ１水平走査期間（１Ｈ）分としたものである（ｎ＝１Ｈ−１）。なお、このＤ型フリップフロップ１２−１〜１２−８の前段にある１個のＤ型フリップフロップ１１は、入力されるデジタルコンポジット・ビデオ信号を一旦保持するためのものである。
【００３６】
ＮＴＳＣ信号の場合、１フレーム（２フィールド）は５２５本の走査線で構成され、カラーサブキャリアの周波数ｆＳＣは水平走査周波数ｆＨの４５５／２倍に決められているから、各Ｄ型フリップフロップ１２−１〜１２−８の遅延量は、１Ｈ＝４５５クロックとなる。このように、各Ｄ型フリップフロップ１２−１〜１２−８の遅延量を１Ｈ分として櫛型フィルタ２を構成することにより、図１に示したＹＣ分離回路は２次元Ｙ／Ｃ分離型となる。
【００３７】
また、図２の例では、係数器１３−１〜１３−９のフィルタ係数として、図３（ｂ）の下段に示すハイパスユニットフィルタＨ１０の係数値を用いている。係数器１３−１〜１３−９のフィルタ係数としてハイパスユニットフィルタＨ１ｎの係数値を用い、ｎ＝１Ｈ−１として構成した場合、櫛型フィルタ２は、７８７５Ｈｚのピッチで通過域と遮断域とを繰り返し、かつ、当該通過域のピークと水平走査周波数ｆＨの整数倍毎に現れる色信号のエネルギのピークとがほぼ一致するような櫛型フィルタ特性を有する。
【００３８】
図６は、１Ｈ遅延型で櫛型フィルタ２を構成した場合のＹ／Ｃ分離フィルタ特性を一部拡大して示す図である。図４３（ｂ）に示す従来の２次元ＹＣ分離回路の場合、１ラインの遅延線を持つタイプでは、遮断域の減衰量は−１８ｄＢ程度しかとれない。また、１ライン型に比べて減衰特性が急峻になる２ライン型であっても、減衰量は−３５ｄＢ程度である。これに対して、本実施形態の櫛型フィルタ２を用いれば、図６に示すように−６０ｄＢ程度の大きな減衰量を得ることが可能である。また、遮断域のバンド幅も従来方式より広くなっている。
【００３９】
したがって、この櫛型フィルタ２を用いれば、コンポジット・ビデオ信号から輝度信号成分を大幅に減衰させ、色信号成分のみを取り出すことができる。すなわち、本実施形態は従来方式に比べてＹＣ分離特性が大幅に優れ、映像信号の状態や動きに影響されることなく、ほぼ完全なＹＣ分離を行うことが可能である。
【００４０】
なお、図２に示した例では、８個のＤ型フリップフロップ１２−１〜１２−８の遅延量を１水平走査期間（１Ｈ）分に設定したが、１垂直走査期間（１Ｖ）分としても良い。ＮＴＳＣ信号の場合、櫛型フィルタ２を１Ｖ遅延型とするために必要な各Ｄ型フリップフロップ１２−１〜１２−８の遅延量は、１Ｖ＝５２５×９１０クロックとなる。
【００４１】
このように、係数器１３−１〜１３−９のフィルタ係数としてハイパスユニットフィルタＨ１ｎの係数値を用い、ｎ＝１Ｖ−１として構成した櫛型フィルタ２は、３０Ｈｚのピッチで通過域と遮断域とを繰り返し、かつ、当該通過域のピークと垂直走査周波数ｆＶの整数倍毎に現れる色信号のエネルギのピークとがほぼ一致するような櫛型フィルタ特性を有する。
【００４２】
このようなフィルタ特性を有する１Ｖ遅延型の櫛型フィルタと、上述した１Ｈ遅延型の櫛型フィルタとの両方を用いることにより、３次元ＹＣ分離回路を構成することが可能である。３次元ＹＣ分離回路の場合は、図７に示すように、入力映像の動きを検出して、あるレベルより動き値が大きいとき（フレーム間の相関が所定値より小さいとき）はスイッチ７にてディレイ回路６を選択して２次元ＹＣ分離型とし、あるレベルより動き値が小さいときは１Ｖ遅延型の櫛型フィルタ２−２を選択して３次元ＹＣ分離型とするように、動き適応処理を適用するのが好ましい。
【００４３】
以上詳しく説明したように、第１の実施形態では、所定の基本的な数値列をフィルタ係数とするハイパスユニットフィルタＨ１ｎを用いて特有の櫛型フィルタ２を構成し、当該櫛型フィルタ２を構成する各Ｄ型フリップフロップ１２−１〜１２−８の遅延量を映像の１水平走査期間分または１垂直走査期間分に設定した。これにより、色信号と周波数インタリーブの関係になっている輝度信号の周波数部分で極めて大きな減衰量を持つ櫛型フィルタ特性を得ることができる。
【００４４】
したがって、このような特性を持つ櫛型フィルタ２を用いてＹＣ分離回路を構成することにより、入力映像信号の状態や動きに影響されず、色信号と輝度信号とをほぼ完全に分離することができるようになる。これにより、クロスカラーやドットクロール等の映像妨害を大幅に低減することができる。
【００４５】
なお、上記第１の実施形態では、櫛型フィルタ２を構成する係数器１３−１〜１３−９のフィルタ係数としてハイパスユニットフィルタＨ１ｎの係数値を用いる例について説明したが、これに限定されない。例えば、係数器１３−１〜１３−９のフィルタ係数としてローパスユニットフィルタＬ１ｎの係数値を用いることにより、上述した例に比べて通過域と遮断域とが反転した櫛型の周波数特性を得て、これを所定量だけ周波数シフトすることによって、通過域のピークと色信号のピークとを一致させるようにしても良い。
【００４６】
また、上記第１の実施形態では、櫛型フィルタ２において色信号を取り出すとともに、この抽出した色信号をデジタルコンポジット・ビデオ信号から減算することによって輝度信号を抽出する例について説明した。これに対して、櫛型フィルタ２を構成する係数器１３−１〜１３−９のフィルタ係数としてローパスユニットフィルタＬ１ｎの係数値を用いることにより、上述した例に比べて通過域と遮断域とが反転した櫛型の周波数特性を得る。そして、このような周波数特性を有する櫛型フィルタ２において輝度信号を取り出すとともに、この抽出した輝度信号をデジタルコンポジット・ビデオ信号から減算することによって色信号を抽出するようにしても良い。
【００４７】
また、上記第１の実施形態で示したＹＣ分離特性を生かすためには、櫛型フィルタ２の遮断域における大きな減衰量に対応する処理ビット数が必要になる。画像を高精細化するときは処理過程でビット数が増大するので、高精細処理の後でＹＣ分離処理を行った方が、より高画質の画像を得ることができる。
【００４８】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図８は、第２の実施形態によるＹＣ分離回路の全体構成を示すブロック図である。なお、この図８において、図１に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。
【００４９】
図８に示すように、第２の実施形態によるＹＣ分離回路は、Ａ／Ｄ変換器１、櫛型フィルタ２、ＢＰＦ３’、減算器４およびディレイ回路５’を備えて構成されている。本実施形態において、ＢＰＦ３’は、ハイパスユニットフィルタ（Ｈ１１）ｍにより構成している（この構成の詳細は後述する）。また、ディレイ回路５’の遅延量は、櫛型フィルタ２およびＢＰＦ３’のトータルの遅延量と同等の遅延量に設定されている。
【００５０】
図８において、ＹＣ分離回路に入力されたアナログコンポジット・ビデオ信号は、Ａ／Ｄ変換器１によりデジタルデータに変換される。Ａ／Ｄ変換器１より出力されたデジタルのコンポジット・ビデオ信号は、ＢＰＦ３’とディレイ回路５’とに入力される。ＢＰＦ３’は、コンポジット・ビデオ信号から色信号の周波数帯域成分を抽出して櫛型フィルタ２に出力する。櫛型フィルタ２は、輝度信号と周波数インタリーブの関係になっている色信号を、櫛型フィルタ特性の通過域を利用して取り出す。
【００５１】
櫛型フィルタ２は、図２と同様に構成され、Ｄ型フリップフロップ１２−１〜１２−８の遅延量を１水平走査期間（１Ｈ）分とすることにより、２次元Ｙ／Ｃ分離型とすることができる。また、１Ｈ遅延型と１Ｖ遅延型とを組み合わせて櫛型フィルタ２を構成することにより、３次元Ｙ／Ｃ分離型とすることもできる。
【００５２】
櫛型フィルタ２より出力された色信号が、求める色信号となる。また、櫛型フィルタ２より出力された色信号は、減算器４にも入力される。減算器４は、Ａ／Ｄ変換器１よりディレイ回路５’を介して入力されたコンポジット・ビデオ信号から当該色信号を減算することにより、輝度信号を取り出す。
【００５３】
以下に、ＢＰＦ３’（ハイパスユニットフィルタ（Ｈ１１）ｍ）の詳細について説明する。ここでは、第１の実施形態で説明したユニットフィルタＬ１ｎ，Ｈ１ｎの縦続接続について考える。例えばユニットフィルタＬ１ｎ，Ｈ１ｎを縦続接続することにより、各ユニットフィルタＬ１ｎ，Ｈ１ｎの係数どうしが乗算・加算されて新しいフィルタ係数が作り出される。以下では、例えばローパスユニットフィルタＬ１ｎの縦続数をｍとするとき、これを（Ｌ１ｎ）ｍと記述することにする。
【００５４】
図９は、ローパスユニットフィルタＬ１０，（Ｌ１０）２，（Ｌ１０）４，（Ｌ１０）８の周波数−ゲイン特性を示す図である。この図９でもゲインおよび周波数を“１”で基準化している。ローパスユニットフィルタＬ１０が１個のみの場合、振幅が０．５となる位置のクロックは０．２５である。これに対して縦続数ｍが多くなると、フィルタの通過帯域幅が狭くなる。例えばｍ＝８の場合、振幅が０．５となる位置のクロックは０．１２５となる。
【００５５】
図１０は、ハイパスユニットフィルタＨ１０，（Ｈ１０）２，（Ｈ１０）４，（Ｈ１０）８の周波数−ゲイン特性を示す図である。この図１０でもゲインおよび周波数を“１”で基準化している。ハイパスユニットフィルタＨ１０が１個のみの場合、振幅が０．５となる位置のクロックは０．２５である。これに対して縦続数ｍが多くなると、フィルタの通過帯域幅が狭くなる。例えばｍ＝８の場合、振幅が０．５となる位置のクロックは０．３７５となる。
【００５６】
図８に示すハイパスユニットフィルタ（Ｈ１１）ｍは、図５に示したように２つの通過域を有し、かつ、図１０のように通過域のバンド幅が狭く調整されたフィルタ特性を持つ。本実施形態ではこれを、３．５８ＭＨｚ付近の色信号のみを抽出するためのバンドパスフィルタとして利用する。
【００５７】
図１１は、以上のようにＢＰＦ３’を構成した場合のＹ／Ｃ分離フィルタ特性を一部拡大して示す図である。図１１に示すように、本実施形態によれば、図２に示した櫛型フィルタ２と同様の構成に加え、従来型のＢＰＦ３に比べて減衰特性の良好なハイパスユニットフィルタ（Ｈ１１）ｍをＢＰＦ３’として用いたことにより、−７２ｄＢ程度の更に大きな帯域外減衰特性を得ることができる。
【００５８】
以上詳しく説明したように、第２の実施形態では、図１に示した従来型のＢＰＦ３の代わりに、輝度信号の周波数部分で減衰特性の良好なハイパスユニットフィルタ（Ｈ１１）ｍをＢＰＦ３’として用いたので、第１の実施形態と比べて更に大きな帯域外減衰特性を得ることができる。したがって、入力映像信号の状態や動きに影響されず、ＹＣ分離をより完全な形で行うことができ、クロスカラーやドットクロール等の映像妨害を大幅に低減することができる。
【００５９】
なお、ユニットフィルタを複数段縦続接続すると通過域のバンド幅が狭くなることを、以下のように応用することも可能である。一般に、色信号の通過域は輝度信号の通過域よりもバンド幅が狭い。そこで、櫛型フィルタ２を数段縦続接続することにより、色信号の通過域のバンド幅を狭く調整する。このようにすれば、櫛型フィルタ２の周波数特性を色信号の通過域のバンド幅に合わせることができ、より精密に色信号のみを分離することが可能となる。
【００６０】
また、図８の構成から櫛型フィルタ２を削除することにより、１次元ＹＣ分離回路を構成することも可能である。この場合、ＢＰＦ３’は従来型のＢＰＦ３に比べて大きな帯域外減衰特性を得ることができる。したがって、従来の１次元ＹＣ分離回路と比べて、ＹＣ分離をより完全な形で行うことができ、クロスカラーやドットクロール等の映像妨害を大幅に低減することができる。
【００６１】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。第３の実施形態によるＹＣ分離回路の全体構成は、図１に示したものと同様である。ただし、本実施形態では図１に示したＢＰＦ３の代わりに、図１２のように構成したＢＰＦ３０を用いている点で、第１の実施形態と異なっている。
【００６２】
図１２に示すように、本実施形態のＢＰＦ３０は、色信号抽出部４０および移動平均演算部５０を備えて構成されている。色信号抽出部４０は、入力されたコンポジット・ビデオ信号から色信号を抽出する。移動平均演算部５０は、色信号抽出部４０により抽出された色信号に対して、１画素遅延の移動平均演算を２回続けて行う。このような色信号抽出部４０および移動平均演算部５０の構成を２段縦続接続することによって本実施形態のＢＰＦ３０は構成される。なお、色信号抽出部４０および移動平均演算部５０の内部構成の詳細については後述する。
【００６３】
次に、上記のように構成したＢＰＦ３０における色信号の抽出動作の詳細について、図１３を用いて説明する。図１３は、映像の表示画面を構成する各画素と色信号の位相との関係を示す図である。なお、この図１３は、ＮＴＳＣ方式で映像のサンプリング周波数ｆｓがカラーサブキャリアの周波数ｆＳＣの４倍（ｆｓ＝４ｆＳＣ）である場合についての関係を示している。
【００６４】
図１３に示すように、色信号は４画素（４クロック）で位相が元に戻り、１画素ごとに９０度ずつ位相がずれる。そのため、１つの画素Ｐ０に注目した場合、その前後にある隣接画素Ｐ−１，Ｐ＋１では色信号の位相が互いに反転した状態となっている。したがって、隣接画素Ｐ−１，Ｐ＋１の信号を加算して２で割ると輝度信号となり、これを中央の注目画素Ｐ０の信号から引けば、当該注目画素Ｐ０の色信号を分離することができる。
【００６５】
先の図１２に示した色信号抽出部４０はそのための構成となっている。すなわち、色信号抽出部４０は、縦続接続された２個のＤ型フリップフロップ４１−１〜４１−２と、各Ｄ型フリップフロップ４１−１〜４１−２の入出力タップに接続された３個の係数器４２−１〜４２−３と、これら３個の係数器４２−１〜４２−３の出力段に接続された２個の減算器４３−１〜４３−２とを備えて構成されている。
【００６６】
２個のＤ型フリップフロップ４１−１〜４１−２は、入力信号を１クロックＣＫずつ順次遅延させる。３個の係数器４２−１〜４２−３は、各Ｄ型フリップフロップ４１−１〜４１−２の入出力タップから取り出した信号に対して、それぞれ１／４，１／２，１／４の係数を乗算する。
【００６７】
第１の減算器４３−１は、第２の係数器４２−２の乗算結果から第１の係数器４２−１の乗算結果を減算する。また、第２の減算器４３−２は、第１の減算器４３−１の減算結果から第３の係数器４２−３の乗算結果を減算して出力する。このような構成により、入力されたコンポジット・ビデオ信号から注目画素Ｐ０の色信号が順次抽出される。
【００６８】
なお、上記３個の係数器４２−１〜４２−３が持つ係数値は、その数値列が対称型であり、数値列の合計値が“１”で、数値列の１つ飛びの合計値が同符号で互いに等しくなるという性質を持っている（０．２５＋０．２５＝０．５）。この数値列をＦＦＴ変換すると振幅は“１”となり、上述したユニットフィルタが持つフィルタ係数の数値列と同様にゲインが“１”に基準化される。
【００６９】
また、移動平均演算部５０は、２個のＤ型フリップフロップ５１−１，５１−２と２個の加算器５２−１，５２−２とを備えて構成されている。第１の加算器５２−１は、色信号抽出部４０から出力された色信号と、それが第１のＤ型フリップフロップ５１−１で１画素（１クロック）分の遅延を受けた色信号とを加算して出力する。また、第２の加算器５２−２は、第１の加算器５２−１から出力された色信号と、それが第２のＤ型フリップフロップ５１−２で１画素分の遅延を受けた色信号とを加算して出力する。
【００７０】
図１４は、色信号抽出部４０の出力点Ａおよび移動平均演算部５０の出力点Ｂにおける色信号の周波数特性を示す図である。ここではゲインおよび周波数を“１”で基準化している。図１４（ａ）に示すように、出力点Ａの周波数特性では、カラーサブキャリアの周波数ｆＳＣ（クロックが０．２５の部分）で通過特性が非対称なハイパスフィルタ特性となっている。一方、これを改善するために設けた移動平均演算部５０の出力点Ｂの周波数特性では、図１４（ｂ）に示すようにカラーサブキャリアの周波数ｆＳＣで通過特性が対称なバンドパスフィルタ特性となっている。
【００７１】
図１５は、図１４（ｂ）に示すバンドパスフィルタ特性を対数目盛りで表した図である。この図１５からも分かるように、移動平均演算部５０の出力点Ｂにおける周波数特性（本実施形態によるＢＰＦ３０の周波数特性）は、カラーサブキャリアの周波数ｆＳＣの部分にエネルギのピークがあり、当該ピークを中心として通過特性が対称な、きれいなバンドパスフィルタ特性となっている。
【００７２】
このように、色信号抽出部４０の後段に移動平均演算部５０を設けることにより、色信号抽出部４０にてコンポジット・ビデオ信号から色信号を抽出した際に生じた色信号の位相のずれを補正し、フィルタの通過帯域のピークをカラーサブキャリアの周波数ｆＳＣにほぼ一致させることができる。色信号抽出部４０の出力段では既に輝度信号が抜き去られ、色信号のみとなっているので、これを移動平均しても色信号の位相が変わるだけで、輝度信号の影響を受けることはない。
【００７３】
したがって、本実施形態のＢＰＦ３０を用いれば、Ａ／Ｄ変換器１より出力されたコンポジット・ビデオ信号から輝度信号成分を大幅に減衰させ、色信号成分のみを取り出すことができる。さらに、ＢＰＦ３０の後段の櫛型フィルタ２によって、色信号と周波数インタリーブの関係になっている輝度信号の周波数帯域も大幅に減衰させることができる。これにより、入力映像信号の状態や動きに影響されず、ＹＣ分離をより完全な形で行うことができ、クロスカラーやドットクロール等の映像妨害を大幅に低減することができる。
【００７４】
なお、ここでは、注目画素Ｐ０より１クロック離れた前後に位置する隣接画素Ｐ−１，Ｐ＋１の信号を加算して２で割り、その演算信号を注目画素Ｐ０の信号から減算することによって色信号を抽出する例について説明したが、色信号の抽出方法はこれに限定されない。例えば、注目画素Ｐ０より１クロック離れた前後に位置する隣接画素Ｐ−１，Ｐ＋１の信号を減算することによって２倍の色信号を得て、それを２で割るように構成しても良い。なお、前者の方法では、注目画素Ｐ０の色信号を抽出するために当該注目画素Ｐ０自体のコンポジット・ビデオ信号を演算に用いているので、後者の方法より好ましい。
【００７５】
また、更に別の方法によって色信号を抽出することも可能である。図１６は、上述したＢＰＦ３０の代わりに用いるＢＰＦ６０の構成を示すブロック図である。なお、この図１６において、図１２に示した機能ブロックと同一の機能を有する部分には同一の符号を付して示している。
【００７６】
図１６に示すＢＰＦ６０は、縦続接続された２個のＤ型フリップフロップ６１−１〜６１−２と、各Ｄ型フリップフロップ６１−１〜６１−２の入出力タップに接続された３個の係数器４２−１〜４２−３と、これら３個の係数器４２−１〜４２−３の出力段に接続された２個の減算器４３−１〜４３−２とを備えて構成されている。
【００７７】
上記図１３に示したように、１つの画素Ｐ０に注目した場合、そこから２クロック離れた前後にある近接画素Ｐ−２，Ｐ＋２では、色信号が互いに同相になっている。また、これらの近接画素Ｐ−２，Ｐ＋２と注目画素Ｐ０とでは色信号が互いに逆相になっている。したがって、近接画素Ｐ−２，Ｐ＋２の信号を加算して２で割ったものを注目画素Ｐ０の信号に加算すると２倍の輝度信号となり、これを２で割ったものを中央の注目画素Ｐ０の信号から引けば、当該注目画素Ｐ０の色信号を分離することができる。
【００７８】
図１６に示すＢＰＦ６０はそのための構成となっている。すなわち、２個のＤ型フリップフロップ６１−１〜６１−２は、入力信号を２クロックＣＫずつ順次遅延させる。３個の係数器４２−１〜４２−３は、各Ｄ型フリップフロップ６１−１〜６１−２の入出力タップから取り出した信号に対して、それぞれ１／４，１／２，１／４の係数を乗算する。
【００７９】
第１の減算器４３−１は、第２の係数器４２−２の乗算結果から第１の係数器４２−１の乗算結果を減算する。また、第２の減算器４３−２は、第１の減算器４３−１の減算結果から第３の係数器４２−３の乗算結果を減算して出力する。このような構成により、入力されたコンポジット・ビデオ信号から注目画素Ｐ０の色信号が順次抽出される。
【００８０】
この図１６のように、Ｄ型フリップフロップ６１−１〜６１−２の遅延量を２クロックとして乗加算を行った場合、図１２の色信号抽出部４０が備えるＤ型フリップフロップ４１−１〜４１−２の１クロック遅延による乗加算と、移動平均演算部５０が備えるＤ型フリップフロップ５１−１〜５１−２の１クロック遅延による加算とを一度に行ったのと同等の作用が得られる。すなわち、図１６に示すＢＰＦ６０の構成は、図１２に示した色信号抽出部４０および移動平均演算部５０を兼ね備えたものとなっている。したがって、ＢＰＦ３０のように移動平均演算回路を別途設ける必要がなく、そのための構成を省略することができる。
【００８１】
この図１６のように構成したＢＰＦ６０を用いることにより、第１および第２の実施形態と比べて、色信号の通過帯域外（輝度信号の帯域）で更に大きな減衰量を有するバンドパスフィルタ特性を得ることができる。図１７は、図１６のようにＢＰＦ６０を構成した場合におけるＹＣ分離回路のＹ／Ｃ分離フィルタ特性を一部拡大して示す図である。この図１７に示すように、本実施形態のＢＰＦ６０を用いることにより、−７６ｄＢ程度の更に大きな帯域外減衰特性を得ることができる。これにより、映像信号の状態や動きに影響されることなく、ＹＣ分離をより完全な形で行うことができる。
【００８２】
また、図１６に示した構成を複数段縦続接続すると、ＢＰＦ６０のフィルタ特性は図１８のようになり、色信号の通過帯域幅を狭くする（輝度信号の遮断域を広くする）とともに、帯域外減衰量を更に大きくすることができる。これにより、例えば図１６の構成を４個縦続接続した場合には、ＹＣ分離回路全体のＹＣ分離フィルタ特性は、図１９のようになる。図１９に示すように、遮断域における減衰量は図１７より更に大きくなり、−８０ｄＢ程度の更に大きな帯域外減衰特性を得ることができる。
【００８３】
以上詳しく説明したように、第３の実施形態では、注目画素Ｐ０の信号から１クロック前後に位置する隣接画素Ｐ−１，Ｐ＋１の信号、あるいは、注目画素Ｐ０の信号から２クロック前後に位置する近接画素Ｐ−２，Ｐ＋２の信号を演算する構成によってＢＰＦ３０，６０を構成した。これにより、コンポジット・ビデオ信号から輝度信号成分を大幅に減衰させることができ、かつ、極めて大きな帯域外減衰量を持つバンドパスフィルタ特性を得ることができる。
【００８４】
したがって、このような特性を持つＢＰＦ３０，６０と上述した櫛型フィルタ２とを用いて２次元ＹＣ分離回路あるいは３次元ＹＣ分離回路を構成することにより、色信号と周波数インタリーブの関係になっている輝度信号の周波数部分で極めて大きな減衰量を持つ櫛型フィルタ特性を得ることができる。よって、入力映像信号の状態や動きに影響されず、色信号と輝度信号とをほぼ完全に分離することができるようになる。これにより、クロスカラーやドットクロール等の映像妨害を大幅に低減することができる。なお、上述した櫛型フィルタ２を省略することにより、１次元ＹＣ分離回路を構成することも可能である。
【００８５】
また、本実施形態によれば、非常に簡単な構成で深い減衰特性が得られ、遮断域における大きな減衰量に対応して処理ビット数を増やす必要がない。これにより、６ビット程度の少ない処理ビット数でもＹＣ分離特性は変わらず、高精細な画像を得ることが可能である。
【００８６】
なお、上記第３の実施形態では、注目画素Ｐ０の信号から１クロック前後に位置する隣接画素Ｐ−１，Ｐ＋１の信号、あるいは、注目画素Ｐ０の信号から２クロック前後に位置する近接画素Ｐ−２，Ｐ＋２の信号を用いる例について説明したが、注目画素Ｐ０の信号からｎクロック前後（ｎ≧３）に位置する近接画素Ｐ−ｎ，Ｐ＋ｎの信号を用いても良い。ただし、あまり注目画素Ｐ０から離れた画素の信号を用いると、当該注目画素Ｐ０との相関が小さくなるので、ｎの値はそれほど大きくしないのが好ましい。
【００８７】
また、上記第１〜第３の実施形態では、櫛型フィルタ２のフィルタ係数として図３（ｂ）に示す数値列を用いる例について説明したが、これ以外の数値列でも良い。図３（ｂ）に示した数値列の意味と、これ以外に使用可能な数値列について、以下に詳しく説明する。なお、以下の説明においてｍ，ｎのパラメータを用いるが、上述したものとは意味が全く異なるものである。
【００８８】
ここでは、特定のインパルス応答を有する数種類の基本フィルタを考える。基本フィルタは、基本ローパスフィルタ、基本ハイパスフィルタの２種類を含む。以下、これらの基本フィルタについて説明する。
【００８９】
＜基本ローパスフィルタＬｍａｎ（ｍ，ｎは変数で、ｎは自然数）＞
基本ローパスフィルタＬｍａｎは、“−１，ｍ，−１”の数値列をフィルタ係数とするＦＩＲ演算部と、この数値列を出発点として、演算前の元データとそれより所定遅延量だけ前の前データとを順次加算していく移動平均演算部とを備えて構成される。
【００９０】
図２０は、基本ローパスフィルタＬ４ａｎ（ｍ＝４とした場合）のフィルタ係数を示す図である。図２０において、移動平均演算によってｎ列目の上からｊ番目のフィルタ係数を求める際に、元データとは、（ｎ−１）列目の上からｊ番目のデータを指す。また、前データとは、（ｎ−１）列目の上から（ｊ−１）番目のデータを指す。
【００９１】
例えば、基本ローパスフィルタＬ４ａ１の上から１番目の数値“−１”は元データ“−１”と前データ“０”とを加算することによって得られ、２番目の数値“３”は元データ“４”と前データ“−１”とを加算することによって得られる。また、３番目の数値“３”は元データ“−１”と前データ“４”とを加算することによって得られ、４番目の数値“−１”は元データ“０”と前データ“−１”とを加算することによって得られる。
【００９２】
図２０に示す基本ローパスフィルタＬ４ａｎの何れのフィルタ係数も、その数値列は対称型であり、数値列の１つ飛びの合計値が同符号で互いに等しくなるという性質を持っている（例えば基本ローパスフィルタＬ４ａ４の場合、−１＋９＋９＋（−１）＝１６，０＋１６＋０＝１６）。この基本ローパスフィルタＬ４ａ４の数値列は、図３（ｂ）の上段に示した数値列と同じものである。
【００９３】
上記“−１，ｍ，−１”の数値列は、大元の数値列“−１，Ｎ”を基本として生成する。この数値列“−１，Ｎ”をフィルタ係数とする基本単位フィルタは、１〜２個（Ｎ＝０の場合は１個、それ以外の場合は２個）のタップを有する。なお、Ｎの値は必ずしも整数である必要はない。
【００９４】
この数値列“−１，Ｎ”をフィルタ係数として持つ基本単位フィルタは非対称型なので、対称型とするために、これを偶数段縦続接続して使用する必要がある。例えば２段縦続接続した場合、数値列“−１，Ｎ”の畳み込みにより、フィルタ係数は“−Ｎ，Ｎ２＋１，−Ｎ”となる。ここで、（Ｎ２＋１）／Ｎ＝ｍとすると、ｍを整数としたとき、Ｎ＝（ｍ＋（ｍ２−４）１／２）／２となる。
【００９５】
図２０の例のようにｍ＝４とした場合、Ｎ＝２＋√３である。すなわち、基本単位フィルタの係数は“−１，３．７３２”となる（ここでは、小数点以下を３桁まで表示している）。また、この基本単位フィルタを２段縦続接続した場合のフィルタ係数は、“−３．７３２，１４．９２８，−３．７３２”となる。この数値列は、−１：４：−１の関係になっている。
【００９６】
この数値列を実際にフィルタ係数として使用する場合は、数値列の各値を２Ｎ（＝２＊（２＋√３）＝７．４６４）で割ることにより、フィルタ係数の数値列をＦＦＴ変換した場合の振幅が“１”となるようにして、ゲインを“１”に基準化する。すなわち、実際に使用するフィルタ係数の数値列は、“−１／２，２，−１／２”となる。この実際に使用する数値列“−１／２，２，−１／２”は、元の数値列“−１，４，−１”をｘ倍（ｘ＝１／（ｍ−２））したものに相当する。
【００９７】
このように基準化した数値列をフィルタ係数として使用した場合、基本ローパスフィルタＬｍａｎのフィルタ係数は、何れもその数値列の総和が“１”で、数値列の１つ飛びの合計値が同符号で互いに等しくなるという性質を持つ。
【００９８】
図２１は、基本ローパスフィルタＬ４ａ４（ｍ＝４，ｎ＝４とした場合）のハードウェア構成を示す図である。図２１に示すように、出発点となる数値列“−１／２，２，−１／２”をフィルタ係数として持つＦＩＲ演算部１０１は、縦続接続された２個のＤ型フリップフロップ７１−１〜７１−２と、３個の係数器７２−１〜７２−３と、２個の減算器７３−１〜７３−２とにより構成される。
【００９９】
２個のＤ型フリップフロップ７１−１〜７１−２は、入力データを１クロックＣＫずつ順次遅延させる。３個の係数器７２−１〜７２−３は、各Ｄ型フリップフロップ７１−１〜７１−２の入出力タップから取り出した信号に対し、１／２，２，１／２のフィルタ係数をそれぞれ乗算する。第１の減算器７３−１は、第２の係数器７２−２の乗算結果から第１の係数器７２−１の乗算結果を減算する。また、第２の減算器７３−２は、第１の減算器７３−１の減算結果から第３の係数器７２−３の乗算結果を減算する。
【０１００】
また、上述の数値列“−１／２，２，−１／２”を移動平均演算する移動平均演算部２０１は、何れも同様に構成された４個の積分器７４−１〜７４−４を縦続接続することによって構成される。例えば１段目の積分器７４−１は、入力データを１クロック分遅延させるＤ型フリップフロップ７５−１と、当該Ｄ型フリップフロップ７５−１を通らない元データとＤ型フリップフロップ７５−１を通って遅延を受けた前データとを加算する加算器７６−１と、加算結果の振幅を元に戻すための調整器７７−１とにより構成される。
【０１０１】
この図２１に示す基本ローパスフィルタＬ４ａ４の構成では、フィルタ係数の乗算が行われる係数器７２−１〜７２−３およびその係数器７２−１〜７２−３へのデータの取出口である出力タップが必要なのは、初段のＦＩＲ演算部１０１だけである。しかも、その数はわずか３個である。
【０１０２】
さらに、フィルタ係数の値は１／２，２，１／２であるので、係数器７２−１〜７２−３はビットシフト回路で構成することが可能である。また、４個の積分器７４−１〜７４−４が備える調整器７７−１〜７７−４もビットシフト回路で構成することが可能である。ｎの値を４以外として調整器の数が変わっても、その調整器は全てビットシフト回路で構成できる。よって、基本ローパスフィルタＬ４ａｎのハードウェア構成において、乗算器は全く不要である。
【０１０３】
なお、ここではｍ＝４の場合について説明したが、ｍ＝２ｉ（ｉは整数）であれば、全ての係数器と調整器とをビットシフト回路で構成することが可能であり、乗算器は必要でない。
【０１０４】
図２２は、基本ローパスフィルタＬ４ａ４のフィルタ係数の数値列をＦＦＴ変換して得られる周波数特性（周波数−ゲイン特性および周波数−位相特性）を示す図である。ここではゲインを直線目盛りで表し、基準化されたゲインを３２倍して示している。一方、周波数は“１”で基準化している。
【０１０５】
この図２２から分かるように、周波数−ゲイン特性は通過域がほぼ平坦で、遮断域の傾斜がなだらかな特性が得られている。また、周波数−位相特性ではほぼ直線的な特性も得られている。このように、図２１のように構成するだけで、オーバーシュートやリンギングも存在しない良好な周波数特性を持つローパスフィルタを得ることができる。
【０１０６】
図２３は、基本ローパスフィルタＬ４ａｎのｎをパラメータとした周波数−ゲイン特性を示す図であり、（ａ）はゲインを直線目盛りで表し、（ｂ）はゲインを対数目盛りで表している。この図２３より、ｎの値が大きくなるほど遮断域の傾斜が急峻になることが分かる。
【０１０７】
上記図２１では、Ｄ型フリップフロップ７１−１〜７１−２，７５−１〜７５−４の遅延量を全て１クロック分としているが、例えばこれらを全て１水平走査期間（１Ｈ）分とすることにより、図２に示した櫛形フィルタ２と同様のフィルタ（ただし、図２ではフィルタ係数としてハイパスユニットフィルタ型を用いている点で異なる）を構成することができる。すなわち、遅延量を１Ｈ分とすることにより、周波数特性は１Ｈ個分の通過域と遮断域とを繰り返す櫛型となり、何れの周波数領域でもオーバーシュートやリンギングが存在せず、かつ、通過域と遮断域とが等間隔で現れる良好な櫛型フィルタ特性が得られる。
【０１０８】
図２４は、基本単位フィルタの数値列“−１，Ｎ”でＮ＝０とした場合の基本ローパスフィルタＬａｎのフィルタ係数を示す図である。Ｎ＝０の場合、基本単位フィルタを２段縦続接続したときのフィルタ係数は“０，１，０”となる。したがって、基本ローパスフィルタＬａｎのフィルタ係数は、“１”を出発点として元データと前データとを順次加算していく移動平均演算によって求められる。
【０１０９】
図２４に示す基本ローパスフィルタＬａｎの何れのフィルタ係数も、その数値列は対称型であり、数値列の１つ飛びの合計値が同符号で互いに等しくなるという性質を持っている（例えば基本ローパスフィルタＬａ４の場合、１＋６＋１＝８，４＋４＝８）。
【０１１０】
図２５は、基本ローパスフィルタＬａ４（ｎ＝４とした場合）のハードウェア構成を示す図である。ここでは、出発点となる数値列は単一の“１”であるので、図２１に示した２個のＤ型フリップフロップ７１−１〜７１−２、３個の係数器７２−１〜７２−３および２個の減算器７３−１〜７３−２は不要である。すなわち、図２１に示した後半の４つの積分器７４−１〜７４−４を縦続接続するだけで基本ローパスフィルタＬａ４を構成することができる。よって、タップ数は０で、乗算器も全く不要である。
【０１１１】
図２６は、基本ローパスフィルタＬａ４のフィルタ係数の数値列をＦＦＴ変換して得られる周波数特性を示す図である。ここではゲインを直線目盛りで表し、基準化されたゲインを１６倍して示している。一方、周波数は“１”で基準化している。
【０１１２】
この図２６から分かるように、周波数−ゲイン特性でほぼ平坦な通過域は図２２に比べて狭くなるが、遮断域の傾斜はなだらかな特性が得られている。また、周波数−位相特性ではほぼ直線的な特性も得られている。このように、図２５のように構成するだけで、オーバーシュートやリンギングも存在しない良好な周波数特性を持つローパスフィルタを得ることができる。
【０１１３】
図２７は、基本ローパスフィルタＬａｎのｎをパラメータとした周波数−ゲイン特性を示す図であり、（ａ）はゲインを直線目盛りで表し、（ｂ）はゲインを対数目盛りで表している。この図２７より、ｎの値が大きくなるほど遮断域の傾斜が急峻になることが分かる。
【０１１４】
＜基本ハイパスフィルタＨｍｓｎ（ｍ，ｎは変数で、ｎは自然数）＞
基本ハイパスフィルタＨｍｓｎは、“１，ｍ，１”の数値列をフィルタ係数とするＦＩＲ演算部と、この数値列を出発点として、演算前の元データからそれより所定遅延量だけ前の前データを順次減算していく移動平均演算部とを備えて構成される。
【０１１５】
図２８は、基本ハイパスフィルタＨ４ｓｎ（ｍ＝４とした場合）のフィルタ係数を示す図である。図２８において、移動平均演算によってｎ列目の上からｊ番目のフィルタ係数を求める際に、元データとは、（ｎ−１）列目の上からｊ番目のデータを指す。また、前データとは、（ｎ−１）列目の上から（ｊ−１）番目のデータを指す。
【０１１６】
例えば、基本ハイパスフィルタＨ４ｓ１の上から１番目の数値“１”は元データ“１”から前データ“０”を減算することによって得られ、２番目の数値“３”は元データ“４”から前データ“１”を減算することによって得られる。また、３番目の数値“−３”は元データ“１”から前データ“４”を減算することによって得られ、４番目の数値“−１”は元データ“０”から前データ“１”を減算することによって得られる。
【０１１７】
図２８に示す基本ハイパスフィルタＨ４ｓｎにおいて、ｎが偶数のときは何れのフィルタ係数も、その数値列は対称型であり、数値列の１つ飛びの合計値が逆符号で互いに等しくなるという性質を持っている（例えば基本ハイパスフィルタＨ４ｓ４の場合、１＋（−９）＋（−９）＋１＝−１６，０＋１６＋０＝１６）。この基本ハイパスフィルタＨ４ｓ４の数値列は、図３（ｂ）の下段に示した数値列と同じものである。一方、ｎが奇数のときは、その数値列は絶対値が対称型となっており、前半の数値列と後半の数値列とは逆符号になる。また、数値列の１つ飛びの合計値が逆符号で互いに等しくなるという性質を持っている。
【０１１８】
上記“１，ｍ，１”の数値列は、大元の数値列“１，Ｎ”を基本として生成する。この数値列“１，Ｎ”をフィルタ係数とする基本単位フィルタは、１〜２個（Ｎ＝０の場合は１個、それ以外の場合は２個）のタップを有する。なお、Ｎの値は必ずしも整数である必要はない。
【０１１９】
この数値列“１，Ｎ”をフィルタ係数として持つ基本単位フィルタは非対称型なので、対称型とするために、これを偶数段縦続接続して使用する必要がある。例えば２段縦続接続した場合、数値列“１，Ｎ”の畳み込みにより、フィルタ係数は“Ｎ，Ｎ２＋１，Ｎ”となる。ここで、（Ｎ２＋１）／Ｎ＝ｍとすると、ｍを整数としたとき、Ｎ＝（ｍ＋（ｍ２−４）１／２）／２となる。
【０１２０】
図２８の例のようにｍ＝４とした場合、Ｎ＝２＋√３である。すなわち、基本単位フィルタの係数は“１，３．７３２”となる（ここでは、小数点以下を３桁まで表示している）。また、この基本単位フィルタを２段縦続接続した場合のフィルタ係数は、“３．７３２，１４．９２８，３．７３２”となる。この数値列は、１：４：１の関係になっている。
【０１２１】
この数値列を実際にフィルタ係数として使用する場合は、数値列の各値を２Ｎ（＝２＊（２＋√３）＝７．４６４）で割ることにより、フィルタ係数の数値列をＦＦＴ変換した場合の振幅が“１”となるようにして、ゲインを“１”に基準化する。すなわち、実際に使用するフィルタ係数の数値列は、“１／２，２，１／２”となる。この実際に使用する数値列“１／２，２，１／２”も、元の数値列“１，４，１”をｘ倍（ｘ＝１／（ｍ−２））したものに相当する。
【０１２２】
このように基準化した数値列をフィルタ係数として使用した場合、基本ハイパスフィルタＨｍｓｎのフィルタ係数は、何れもその数値列の総和が“０”で、数値列の１つ飛びの合計値が逆符号で互いに等しくなるという性質を持つ。
【０１２３】
図２９は、基本ハイパスフィルタＨ４ｓ４（ｍ＝４，ｎ＝４とした場合）のハードウェア構成を示す図である。図２９に示すように、出発点となる数値列“１／２，２，１／２”をフィルタ係数として持つＦＩＲ演算部１０２は、縦続接続された２個のＤ型フリップフロップ８１−１〜８１−２と、３個の係数器８２−１〜８２−３と、２個の加算器８３−１〜８３−２とにより構成される。
【０１２４】
２個のＤ型フリップフロップ８１−１〜８１−２は、入力データを１クロックＣＫずつ順次遅延させる。３個の係数器８２−１〜８２−３は、各Ｄ型フリップフロップ８１−１〜８１−２の入出力タップから取り出した信号に対し、１／２，２，１／２のフィルタ係数をそれぞれ乗算する。２個の加算器８３−１〜８３−２は、各係数器８２−１〜８２−３の乗算結果を全て加算して出力する。
【０１２５】
また、上述の数値列“１／２，２，１／２”を移動平均演算する移動平均演算部２０２は、何れも同様に構成された４個の微分器８４−１〜８４−４を縦続接続することによって構成される。例えば１段目の微分器８４−１は、入力データを１クロック分遅延させるＤ型フリップフロップ８５−１と、当該Ｄ型フリップフロップ８５−１を通らない元データからＤ型フリップフロップ８５−１を通って遅延を受けた前データを減算する減算器８６−１と、減算結果の振幅を元に戻すための調整器８７−１とにより構成される。
【０１２６】
この図２９に示す基本ハイパスフィルタＨ４ｓ４の構成では、フィルタ係数の乗算が行われる係数器８２−１〜８２−３およびその係数器８２−１〜８２−３へのデータの取出口である出力タップが必要なのは、初段のＦＩＲ演算部１０２だけである。しかも、その数はわずか３個である。
【０１２７】
さらに、フィルタ係数の値は１／２，２，１／２であるので、係数器８２−１〜８２−３はビットシフト回路で構成することが可能である。また、４個の微分器８４−１〜８４−４が備える調整器８７−１〜８７−４もビットシフト回路で構成することが可能である。ｎの値を４以外として調整器の数が変わっても、その調整器は全てビットシフト回路で構成できる。よって、基本ハイパスフィルタＨ４ｓｎのハードウェア構成においても、乗算器は全く不要である。
【０１２８】
なお、ここではｍ＝４の場合について説明したが、ｍ＝２ｉであれば（ｉは整数）、全ての係数器と調整器とをビットシフト回路で構成することが可能であり、乗算器は必要でない。
【０１２９】
図３０は、基本ハイパスフィルタＨ４ｓ４のフィルタ係数の数値列をＦＦＴ変換して得られる周波数特性を示す図である。ここではゲインを直線目盛りで表し、基準化されたゲインを３２倍して示している。一方、周波数は“１”で基準化している。
【０１３０】
この図３０から分かるように、周波数−ゲイン特性は通過域がほぼ平坦で、遮断域の傾斜がなだらかな特性が得られている。また、周波数−位相特性ではほぼ直線的な特性も得られている。このように、図２９のように構成するだけで、オーバーシュートやリンギングも存在しない良好な周波数特性を持つハイパスフィルタを得ることができる。
【０１３１】
図３１は、基本ハイパスフィルタＨ４ｓｎのｎをパラメータとした周波数−ゲイン特性を示す図であり、（ａ）はゲインを直線目盛りで表し、（ｂ）はゲインを対数目盛りで表している。この図３１より、ｎの値が大きくなるほど遮断域の傾斜が急峻になることが分かる。
【０１３２】
上記図２９では、Ｄ型フリップフロップ８１−１〜８１−２，８５−１〜８５−４の遅延量を全て１クロック分としているが、例えばこれらを全て１水平走査期間（１Ｈ）分とすることにより、図２に示した櫛形フィルタ２と等価な機能を持つフィルタを構成することができる。すなわち、遅延量を１Ｈ分とすることにより、周波数特性は１Ｈ個分の通過域と遮断域とを繰り返す櫛型となり、何れの周波数領域でもオーバーシュートやリンギングが存在せず、かつ、通過域と遮断域とが等間隔で現れる良好な櫛型フィルタ特性が得られる。
【０１３３】
図３２は、基本単位フィルタの数値列“１，Ｎ”でＮ＝０とした場合の基本ハイパスフィルタＨｓｎのフィルタ係数を示す図である。Ｎ＝０の場合、基本単位フィルタを２段縦続接続したときのフィルタ係数は“０，１，０”となる。したがって、基本ハイパスフィルタＨｓｎのフィルタ係数は、“１”を出発点として、元データから前データを順次減算していく移動平均演算によって求められる。
【０１３４】
図３２に示す基本ハイパスフィルタＨｓｎにおいて、ｎが偶数のときは何れのフィルタ係数も、その数値列は対称型であり、数値列の１つ飛びの合計値が逆符号で互いに等しくなるという性質を持っている（例えば基本ハイパスフィルタＨｓ４の場合、１＋６＋１＝８，−４＋（−４）＝−８）。ｎが奇数のときは、その数値列は絶対値が対称型となっており、前半の数値列と後半の数値列とは逆符号になる。また、数値列の１つ飛びの合計値が逆符号で互いに等しくなるという性質を持っている。
【０１３５】
図３３は、基本ハイパスフィルタＨｓ４（ｎ＝４とした場合）のハードウェア構成を示す図である。ここでは、出発点となる数値列は単一の“１”であるので、図２９に示した２個のＤ型フリップフロップ８１−１〜８１−２、３個の係数器８２−１〜８２−３および２個の加算器８３−１〜８３−２は不要である。すなわち、図２９に示した後半の４つの微分器８４−１〜８４−４を縦続接続するだけで基本ハイパスフィルタＨｓ４を構成することができる。よって、タップ数は０で、乗算器も全く不要である。
【０１３６】
図３４は、基本ハイパスフィルタＨｓ４のフィルタ係数の数値列をＦＦＴ変換して得られる周波数特性を示す図である。ここではゲインを直線目盛りで表し、基準化されたゲインを１６倍して示している。一方、周波数は“１”で基準化している。
【０１３７】
この図３４から分かるように、周波数−ゲイン特性でほぼ平坦な通過域は図３０に比べて狭くなるが、遮断域の傾斜はなだらかな特性が得られている。また、周波数−位相特性ではほぼ直線的な特性も得られている。このように、図３３のように構成するだけで、オーバーシュートやリンギングも存在しない良好な周波数特性を持つハイパスフィルタを得ることができる。
【０１３８】
図３５は、基本ハイパスフィルタＨｓｎのｎをパラメータとした周波数−ゲイン特性を示す図であり、（ａ）はゲインを直線目盛りで表し、（ｂ）はゲインを対数目盛りで表している。この図３５より、ｎの値が大きくなるほど遮断域の傾斜が急峻になることが分かる。
【０１３９】
＜パラメータ値ｍ，ｎの特性に与える影響＞
まず、移動平均演算部２０１，２０２の移動平均段数ｎを変えた場合の影響について説明する。例えば図２３に示したように、基本ローパスフィルタＬｍａｎにおいて、ｎの値を大きくすると遮断域の傾斜が急峻になり、通過域のバンド幅は狭くなる。また、ｎの値が小さいときは、周波数特性の頂部は両端が盛り上がる。ｎの値が大きくなるに従って頂部は徐々に平坦に近づき、ｎ＝４で完全に平坦になる。ｎの値がそれより大きくなると、今度は頂部の両端が中央値より低くなっていく。このような傾向は、基本ハイパスフィルタＨｍｓｎについても同様に言える（図３１参照）。
【０１４０】
一方、基本単位フィルタの係数値をＮ＝０として構成した基本ローパスフィルタＬａｎおよび基本ハイパスフィルタＨｓｎに関しては、図２７、図３５に示したように、ｎの値が何れの場合も頂部の両端は中央値より低くなる。ｎの値を大きくすると遮断域の傾斜が急峻になり、通過域のバンド幅が狭くなることは、Ｎ≠０である基本ローパスフィルタＬｍａｎおよび基本ハイパスフィルタＨｍｓｎの場合と同様である。
【０１４１】
次に、ｍの値を変えた場合の影響について説明する。図３６は、基本ハイパスフィルタＨｍｓｎにおいてｍをパラメータとした周波数−ゲイン特性を示す図である。この図３６より、ｍの値を小さくすると遮断域の傾斜が急峻になり、通過域のバンド幅が狭くなることが分かる。ここでは図示を省略するが、基本ローパスフィルタＬｍａｎについても同様のことが言える。
【０１４２】
この図３６は、パラメータｍに対するパラメータｎの最適値（周波数特性の頂部が平坦になるｎの値）も同時に示している。すなわち、ｍ＝４のときの最適値はｎ＝４、ｍ＝３．５のときの最適値はｎ＝６、ｍ＝３のときの最適値はｎ＝８、ｍ＝２．５のときの最適値はｎ＝１６である。図３７は、これを分かりやすくグラフ化したものである。この図３７から分かるように、パラメータｍに対するパラメータｎの最適値は、ｍの値が小さくなるにつれて大きくなる。
【０１４３】
このことを、図３８を用いて更に詳細に説明する。図３８は、パラメータｍとそれに対するパラメータｎの最適値との関係を表形式によって示す図である。なお、この図３８では、パラメータｍに対するパラメータｘの関係も併せて示している。
【０１４４】
上述のように、パラメータｍに対するパラメータｎの最適値は、ｍの値が小さくなるにつれて大きくなる。ここで、ｍ＝２になるとフィルタ特性が大きく変わってしまい、良好な周波数特性が得られなくなる。逆に言うと、ｍ＞２の条件であれば、タップ間に挿入する遅延量を増やさなくても、通過域におけるバンド幅の狭い良好なフィルタ特性を得ることができる。一方、パラメータｍの値が大きくなるにつれてパラメータｎの最適値は小さくなり、ｍ＝１０のときにｎ＝１となる。つまり、ｍ＝１０のときは、移動平均演算部の段数は１段で良い。このことから、パラメータｍは、２＜ｍ≦１０の条件で使用するのが好ましい。
【０１４５】
また、パラメータｎの値は、図３８に示す最適値を中心として前後の或る範囲で選択した任意の値を用いることにより、図２３、図３１のように周波数特性の調整をすることができる。
【０１４６】
図３９は、図３６に示した４種類の基本ハイパスフィルタＨｍｓｎのインパルス応答を示す図である。この図３９に示すような波形を有するインパルス応答は、横軸に沿った標本位置が一定の間にあるときにのみ“０”以外の有限な値を有し、それ以外の領域では値が全て“０”となる関数、つまり所定の標本位置において値が“０”に収束する有限台の関数である。ここでは図示を省略するが、基本ハイパスフィルタＨｓｎおよび基本ローパスフィルタＬｍａｎ，Ｌａｎについても同様に、インパルス応答は有限台となる。
【０１４７】
先にも説明したように、このような有限台のインパルス応答では、“０”以外の有限の値を有する局所的な領域内のデータだけが意味を持つ。この領域外のデータについては、本来これを考慮すべきであるのに無視している訳ではなく、理論的に考慮する必要がないため、打ち切り誤差は発生しない。したがって、図２０、図２４、図２８、図３２に示した数値列をフィルタ係数として用いれば、窓関数を用いて係数の打ち切りを行う必要もなく、良好なフィルタ特性を得ることができる。
【０１４８】
なお、ここでは、基本単位フィルタを２段縦続接続することによってＦＩＲ演算部を構成する例について説明したが、４段、６段、８段、・・・のように２段以外の偶数段接続によってＦＩＲ演算部を構成するようにしても良い。
【０１４９】
また、上記第１〜第３の実施形態では、映像信号の例としてＮＴＳＣ方式を挙げて説明したが、ＰＡＬ方式、ＳＥＣＡＭ方式など他の信号規格にも同様に適用することが可能である。
【０１５０】
また、上記第１〜第３の実施形態では、ＹＣ分離の手法をハードウェア構成により実現する例について説明したが、ＤＳＰやソフトウェアなどによっても実現することが可能である。例えばソフトウェアによって実現する場合、本実施形態のＹＣ分離装置は、実際にはコンピュータのＣＰＵあるいはＭＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭなどを備えて構成され、ＲＡＭやＲＯＭに記憶されたプログラムが動作することによって実現できる。
【０１５１】
したがって、コンピュータが上記各実施形態の機能を果たすように動作させるプログラムを例えばＣＤ−ＲＯＭのような記録媒体に記録し、コンピュータに読み込ませることによって実現できるものである。上記プログラムを記録する記録媒体としては、ＣＤ−ＲＯＭ以外に、フレキシブルディスク、ハードディスク、磁気テープ、光ディスク、光磁気ディスク、ＤＶＤ、不揮発性メモリカード等を用いることができる。また、上記プログラムをインターネット等のネットワークを介してコンピュータにダウンロードすることによっても実現できる。
【０１５２】
また、上記各実施形態によるＹＣ分離の機能をネットワーク環境で実現するべく、全部あるいは一部のプログラムが他のコンピュータで実行されるようになっていても良い。
【０１５３】
また、コンピュータが供給されたプログラムを実行することにより上述の各実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムがコンピュータにおいて稼働しているＯＳ（オペレーティングシステム）あるいは他のアプリケーションソフト等と共同して各実施形態の機能が実現される場合や、供給されたプログラムの処理の全てあるいは一部がコンピュータの機能拡張ボードや機能拡張ユニットにより行われて各実施形態の機能が実現される場合も、かかるプログラムは本発明の実施形態に含まれる。
【０１５４】
その他、上記第１〜第３の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【０１５５】
【発明の効果】
本発明は上述したように、所定の基本的な数値列をフィルタ係数とするユニットフィルタを用いて櫛型フィルタを構成し、当該櫛型フィルタを構成する複数の遅延器の遅延量を映像の１水平走査期間分または１垂直走査期間分に設定したので、色信号と周波数インタリーブの関係になっている輝度信号の周波数部分で極めて大きな減衰量を持つ櫛型フィルタ特性を得ることができる。この櫛型フィルタを用いて色信号を抽出することにより、入力映像信号の状態や動きに影響されることなく、コンポジット・ビデオ信号から色信号と輝度信号とをほぼ完全に分離することができるようになり、クロスカラーやドットクロール等の映像妨害を大幅に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態によるＹＣ分離回路の全体構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態による櫛型フィルタの詳細な構成例を示すブロック図である。
【図３】ユニットフィルタＬ１０，Ｈ１０の回路構成およびフィルタ係数の数値列を示す図である。
【図４】ローパスユニットフィルタＬ１０，Ｌ１１の周波数特性を示す図である。
【図５】ハイパスユニットフィルタＨ１０，Ｈ１１の周波数特性を示す図である。
【図６】第１の実施形態によるＹ／Ｃ分離フィルタ特性を一部拡大して示す図である。
【図７】動き適応処理を適用した第１の実施形態による３次元ＹＣ分離回路の全体構成を示すブロック図である。
【図８】第２の実施形態によるＹＣ分離回路の全体構成を示すブロック図である。
【図９】ローパスユニットフィルタ（Ｌ１０）ｍの周波数特性を示す図である。
【図１０】ハイパスユニットフィルタ（Ｈ１０）ｍの周波数特性を示す図である。
【図１１】第２の実施形態によるＹ／Ｃ分離フィルタ特性を一部拡大して示す図である。
【図１２】第３の実施形態によるＢＰＦの構成例を示すブロック図である。
【図１３】映像の表示画面を構成する各画素と色信号の位相との関係を示す図である。
【図１４】図１２に示した色信号抽出部の出力点および移動平均演算部の出力点における色信号の周波数特性を示す図である。
【図１５】第３の実施形態によるＢＰＦのフィルタ特性を示す図である。
【図１６】第３の実施形態によるＢＰＦの他の構成例を示すブロック図である。
【図１７】第３の実施形態による他のＢＰＦのフィルタ特性を示す図である。
【図１８】図１６に示す構成を４個縦続接続した場合のフィルタ特性を一部拡大して示す図である。
【図１９】図１６に示す構成を４個縦続接続した場合のＹＣ分離フィルタ特性を一部拡大して示す図である。
【図２０】基本ローパスフィルタＬ４ａｎのフィルタ係数を示す図である。
【図２１】基本ローパスフィルタＬ４ａ４のハードウェア構成例を示す図である。
【図２２】基本ローパスフィルタＬ４ａ４の周波数特性を示す図である。
【図２３】基本ローパスフィルタＬ４ａｎの周波数−ゲイン特性を示す図である。
【図２４】基本ローパスフィルタＬａｎのフィルタ係数を示す図である。
【図２５】基本ローパスフィルタＬａ４のハードウェア構成例を示す図である。
【図２６】基本ローパスフィルタＬａ４の周波数特性を示す図である。
【図２７】基本ローパスフィルタＬａｎの周波数−ゲイン特性を示す図である。
【図２８】基本ハイパスフィルタＨ４ｓｎのフィルタ係数を示す図である。
【図２９】基本ハイパスフィルタＨ４ｓ４のハードウェア構成例を示す図である。
【図３０】基本ハイパスフィルタＨ４ｓ４の周波数特性を示す図である。
【図３１】基本ハイパスフィルタＨ４ｓｎの周波数−ゲイン特性を示す図である。
【図３２】基本ハイパスフィルタＨｓｎのフィルタ係数を示す図である。
【図３３】基本ハイパスフィルタＨｓ４のハードウェア構成例を示す図である。
【図３４】基本ハイパスフィルタＨｓ４の周波数特性を示す図である。
【図３５】基本ハイパスフィルタＨｓｎの周波数−ゲイン特性を示す図である。
【図３６】基本ハイパスフィルタＨｍｓｎにおいてｍをパラメータとした周波数−ゲイン特性を示す図である。
【図３７】パラメータｍに対するパラメータｎの最適値を示す図である。
【図３８】パラメータｍとそれに対するパラメータｎの最適値との関係およびパラメータｍとそれに対するパラメータｘとの関係を示す図である。
【図３９】基本ハイパスフィルタＨｍｓｎのインパルス応答を示す図である。
【図４０】コンポジット・ビデオ信号の波形を示す図である。
【図４１】コンポジット・ビデオ信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図４２】コンポジット・ビデオ信号におけるカラーサブキャリアの位相を示す図である。
【図４３】従来方式による３種類のＹＣ分離回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１  Ａ／Ｄ変換器
２  櫛型フィルタ
３，３’  ＢＰＦ
４  減算器
５，５’  ディレイ回路
１２−１〜１２−６  Ｄ型フリップフロップ
１３−１〜１３−５  係数器
１４−１〜１４−４  加算器
２２−１〜２２−６  Ｄ型フリップフロップ
３０  ＢＰＦ
４０  色信号抽出部
４１−１〜４１−２  Ｄ型フリップフロップ
４２−１〜４２−３  係数器
４３−１〜４３−２  減算器
５０  移動平均演算部
５１−１  Ｄ型フリップフロップ
５２−１  加算器
６０  ＢＰＦ
６１−１〜６１−２  Ｄ型フリップフロップ
７１−１〜７１−２  Ｄ型フリップフロップ
７２−１〜７２−３  係数器
７３−１〜７３−２  減算器
７４−１〜７４−４  積分器
７５−１〜７５−４  Ｄ型フリップフロップ
７６−１〜７６−４  加算器
７７−１〜７７−４  調整器
８１−１〜８１−２  Ｄ型フリップフロップ
８２−１〜８２−３  係数器
８３−１〜８３−２  加算器
８４−１〜８４−４  微分器
８５−１〜８５−４  Ｄ型フリップフロップ
８６−１〜８６−４  減算器
８７−１〜８７−４  調整器
Ｐ０  注目画素
Ｐ−２，Ｐ−１，Ｐ＋１，Ｐ＋２  近接画素
【図１】
2004349739.tif 000003
【図２】
2004349739.tif 000004
【図３】
2004349739.tif 000005
【図４】
2004349739.tif 000006
【図５】
2004349739.tif 000007
【図６】
2004349739.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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