(57)【要約】【課題】モータ回転数を誘起電圧を検出して行うＤＣブラシレスモータの制御方法ではＰＷＭ信号のキャリア周波数は回転数に依存することなく常に一定となるように設定されているため、モータ回転数が不安定となる同期回転数を避けるため運転領域に空白領域が存在し使用に制限が生じる。又、モータの高回転域では誘起電圧のゼロクロス点がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい検出不能になることがあり、特に高回転域で制御が不安定に陥り脱調現象が生じる。【解決手段】本発明はモータ誘起電圧の検知から得た回転数情報と、キャリア周波数切り換えテーブルに予め所定の条件で設定したデータとに基づいて、キャリア周波数を切換える。これにより、ＤＣブラシレスモータの運転領域に空白領域が存在することなく、また回転数全域で安定した運転が可能な制御を安価な低速デバイスで実現する。【選択図】図７
2004350472.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し、ｎ個の磁極を有するＤＣブラシレスモータに供給する直流交流変換手段と、前記ＤＣブラシレスモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記誘起電圧検出手段から出力される磁極位置情報に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数を切り換えるためあらかじめ設定されたキャリア周波数切り換えテーブルと、前記キャリア周波数を切り換えるキャリア周波数切り換え手段と、前記誘起電圧検知手段と前記キャリア周波数切り換え手段の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段とを有するＤＣブラシレスモータ制御装置において、
前記キャリア周波数切り換えテーブルは、あらかじめ所定の条件で設定されたテーブル内容を有し、前記キャリア周波数切り換えテーブルに基づいて前記キャリア周波数切り換え手段により前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項２】
上記所定の条件は、ｎ個の磁極を有するＤＣブラシレスモータの回転数がＰＷＭ信号のキャリア周波数の２／（３・ｎ・ｍ）倍［ｍは自然数］と等しくならないように前記ＤＣブラシレスモータの回転数と前記キャリア周波数を設定したことを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項３】
上記所定の条件は、ｎ個の磁極を有するＤＣブラシレスモータの回転数の上昇時または下降時のハンチング量は前記ＤＣブラシレスモータの回転数と前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数とＰＷＭ信号のＤＵＴＹとを含む物理量から計算され、前記ハンチング量を所定の範囲内に抑えるように前記ＤＣブラシレスモータの回転数と前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数を設定したことを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項４】
上記所定の条件は、ｎ個の磁極を有するＤＣブラシレスモータの最高回転数がＰＷＭ信号のキャリア周波数の２／（３・ｎ・ｋ）倍［ｋは自然数］以下となるように前記ＤＣブラシレスモータの回転数と前記キャリア周波数を設定したことを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項５】
上記自然数ｍは上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合に奇数であることを特徴とした請求項２記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項６】
上記自然数ｍは上アームＰＷＭチョッピングまたは下アームＰＷＭチョッピングの場合に偶数であることを特徴とした請求項２記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項７】
上記自然数ｋは上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合にｋ＞５であることを特徴とした請求項４記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項８】
上記自然数ｋは上アームＰＷＭチョッピングまたは下アームＰＷＭチョッピングの場合にｋ≧５であることを特徴とした請求項４記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＤＣブラシレスモータの制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、センサレスＤＣブラシレスモータ等の電動機の運転領域に空白領域が存在することなく、また回転数全域にわたっての安定した運転が可能なインバータ制御システムを提供する方法として、複数の磁極を有する回転子を持った電動機と、電動機を駆動させるために当該電動機に駆動信号に応じてインバータ出力電圧を印加するインバータ装置と、電動機の磁極の位置を検出する磁極位置検出回路と、磁極の位置と所定のキャリア周波数とに応じて駆動信号を生成してインバータ装置に送信するインバータ制御装置とを備えたインバータ制御システムにおいて、所定のキャリア周波数がインバータ出力電圧の周波数の整数倍になった際に、当該所定のキャリア周波数を他のキャリア周波数に変更して前記駆動信号を生成するインバータ制御装置や、磁極の位置に基づいて算出される電動機の回転数と所定のキャリア周波数とが所定の比率となった場合に、所定のキャリア周波数を、所定の比率に対応して設定された他のキャリア周波数に変更して駆動信号を生成するインバータ制御装置が考案されている。さらに、所定のキャリア周波数とインバータ出力電圧の周波数の整数倍とが一致する状態から、所定のキャリア周波数とインバータ出力電圧の周波数の整数倍とが一致しない状態に移行する際に、所定のキャリア周波数を当該状態に応じて設定された他のキャリア周波数に変更して駆動信号を生成することを特徴とする制御方法も考案されている（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
また、振動、騒音を抑制するために適切なキャリア周波数の選定を行う方法として、キャリア周波数選定をあらかじめ回転数に対する最適なキャリア周波数の特性を実験的に求め、ＰＷＭキャリア周波数切り換え回路内にデータベース化して持っておくことを特徴とした制御方法が考案されている。キャリア周波数の制御パターンの一例を表す図によると、比較的低回転数領域ではキャリア周波数を大きくし、それ以外の回転数領域ではキャリア周波数を小さく設定している。また、キャリア周波数の制御パターンの別の一例によると、低回転数領域のキャリア周波数を大きくして一定に保ち、それ以外の高速回転領域になるにしたがいキャリア周波数を直線的に低減した例や、低回転数領域ではキャリア周波数を大きくし、回転数の増加とともに段階的にキャリア周波数を小さくした例が示され、それらの制御パターンはいずれも回転数とキャリア周波数が一致することによる共振を防止する方法として考案されている（例えば特許文献２参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−１０１６８４号公報（［００１５］〜［００２４］、図１）
【特許文献２】
特開２００１−１８６７８７号公報（［００５２］〜［００５４］、図１）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
特開２００２−１０１６８４号公報の方式では、キャリア周波数がモータ回転数もしくはインバータ出力電圧の周波数の所定の比率となった場合に、所定のキャリア周波数を、所定の比率に対応して設定された他のキャリア周波数に変更して駆動信号を生成することを特徴としているが、インバータ電圧の周波数が所定の比率になった際の回転数と共振時の回転数にマージンがないために振動、騒音の増大を招く。また、所定の比率については整数倍とされているのみで、その数式や数値的根拠については一切言及されていないため、モータ回転数とキャリア周波数を最適に設計するには開示が不十分と思われる。
【０００６】
特開２００１−１８６７８７号公報の方式では回転数に対する最適なキャリア周波数の特性を実験的に求めたものであり、回転数に対する最適なキャリア周波数の特性が明確でないという課題があった。また、キャリア周波数の制御パターンの例によるとモータ回転数が低速の領域ではキャリア周波数を大きくし、回転数の増加とともにキャリア周波数を小さくした例が示されているが、モータ回転数が比較的高速の領域では、低速デバイスを用いた場合には位置検知精度が悪化し、制御が不安定となるために高価な高速デバイスを用いねばならなかった。さらに、モータ回転数が比較的低速の領域ではキャリア周波数を大きくしているためインバータ効率の悪化、騒音の増大を招くという課題があった。
【０００７】
この発明は上記問題点を解決するためになされたもので、ＤＣブラシレスモータの不安定となる回転数とキャリア周波数の関係について、そのメカニズムを明らかにし、さらに不安定となる回転数とキャリア周波数を数式化することで、低速デバイスを用いた場合でも回転数全域にわたっての安定した運転を容易に実現することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
まず、図１〜図６を用いて、上記した課題のメカニズムを検討する。図１はＤＣブラシレスモータの基本駆動制御ブロック図であり、ＤＣブラシレスモータ１１と、スイッチング素子を含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換しＤＣブラシレスモータ１１に供給する直流交流変換手段１２と、ＤＣブラシレスモータ１１の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１３と、誘起電圧検出手段１３から出力される磁極位置情報に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段１４と、電圧制御手段１４の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段１５とで構成されている。
【０００９】
ＤＣブラシレスモータ１１は、複数の磁極を有する回転子と、この回転子に対して磁界を生成する複数の固定子巻線とを有しており、誘起電圧検出手段１３は、ＤＣブラシレスモータ１１の回転子の回転によって固定子巻線に生じる誘起電圧を取り込み、その誘起電圧の変化、すなわち回転子の磁極位置の変化に応じて得られる磁極位置情報と回転数情報を電圧制御手段１４に出力する。ＰＷＭ制御手段１５は電圧制御手段１４より出力される電圧波形の出力に応じてＰＷＭ信号を直流交流変換手段１２に出力し、生成した交流電圧によりＤＣブラシレスモータ１１を制御する。
【００１０】
ここで、このＰＷＭ信号のキャリア周波数（以下、キャリア周波数と称する。）は、ＤＣブラシレスモータ１１の誘起電圧波形に影響を与え、ＤＣブラシレスモータ１１の回転子の磁極位置検出精度にも影響を与えることが知られている。特に、ｎ個の磁極を有するＤＣブラシレスモータ１１の回転数ｆｍ（以下、回転数と称する。）とキャリア周波数ｆｃにおいてｆｍ＝ｆｃ×２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］と一致すると、すなわち回転数とキャリア周波数が同期した回転数（以下同期回転数４１と称する。）になると、ＰＷＭ信号のＤＵＴＹを上げても、または下げてもＰＷＭ駆動信号の相切り換えが行われず回転数が上がらない、または下がらないという現象が発生する。その結果、同期回転数４１から抜けたときにはＰＷＭ信号のＤＵＴＹが大きい状態で、または小さい状態でＰＷＭ信号の相切り換えが行われるため、回転数が急激に上昇、または急激に下降し、ＤＣブラシレスモータ１１の回転数制御が不安定になる現象が発生する。
【００１１】
図２に上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合、図４に上アームＰＷＭチョッピングの場合において、同期回転数４１での動作を示す。図２の最初の電気角６０°区間２１おいて、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅは誘起電圧波形を、Ｔ０、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄ、Ｔｅは時間を、そのうちＴａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄ、Ｔｅは直流電圧１６の半電圧であるＶＤＣ／２と交差する時間（以下ゼロクロス点と称する。）を、φａ、φ２、φｄ、φｅは位相角を表している。また、次の電気角６０°区間２２でも同様にＡ´、Ｂ´、Ｃ´、Ｄ´、Ｅ´は誘起電圧波形を、Ｔ０´、Ｔ１´、Ｔ２´、Ｔ３´、Ｔ４´、Ｔ５´、Ｔａ´、Ｔｂ´、Ｔｃ´、Ｔｄ´、Ｔｅ´は時間を、そのうちＴａ´、Ｔｂ´、Ｔｃ´、Ｔｄ´、Ｔｅ´はゼロクロス点を、φａ´、φ２´、φｄ´、φｅ´は位相角を表している。
【００１２】
以下に図２を用いて、上下アームＰＷＭ交互チョッピングでかつ、ｆｍ＝ｆｃ×２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］において、ｍが奇数の場合の動作を説明する。ｍが奇数であれば動作は同様となるので、ここでは特にｍ＝５に限って説明する。ここで、上アームＰＷＭ信号２３と下アームＰＷＭ信号２４は電圧制御手段１４から出力された指示電圧２５とキャリア信号２６の比較により生成される。最初の電気角６０°区間２１において、誘起電圧波形Ｅのゼロクロス点は時間Ｔｅであり、相切り換えまでに位相角φｅが設けられている。次の電気角６０°区間２２においては誘起電圧波形Ｅ´のゼロクロス点は時間Ｔｅ´であり、相切り換えまでに位相角φｅ´が設けられている。ここで制御アルゴリズム上、φｅ＝φｅ´である。
【００１３】
ここで、ＤＣブラシレスモータ１１の負荷変動等により誘起電圧波形Ｅから誘起電圧波形Ｄに変動した場合、最初の電気角６０°区間２１ではゼロクロス点は時間Ｔｄとなり位相角はφｄとなる。次の電気角６０°区間２２でも同様に誘起電圧波形Ｄ´、ゼロクロス点は時間Ｔｄ´、位相角はφｄ´、φｄ＝φｄ´となり相切り換えの時間Ｔ５およびＴ５´が誘起電圧波形に応じて変化するので制御上の問題はない。これは誘起電圧検出可能領域ａ２７に誘起電圧波形Ｄ、誘起電圧波形Ｅ、誘起電圧波形Ｄ´、誘起電圧波形Ｅ´のゼロクロス点が存在する場合である。
【００１４】
一方、誘起電圧波形Ｂ、誘起電圧波形Ｃの場合、最初の電気角６０°区間２１のゼロクロス点は本来時間Ｔｂ、Ｔｃであるが、ゼロクロス点は誘起電圧検出可能領域ａ２７に存在しないため、ゼロクロス点を時間Ｔ２と推定する。一般的にはＴ２＝（Ｔ１＋Ｔ３）／２、Ｔ３−Ｔ２＝Ｔ２−Ｔ１とすることが多い。このようにゼロクロス点が誘起電圧検出可能領域ａ２７以外の領域にある場合、モータ負荷の変動により誘起電圧波形Ｃから誘起電圧波形Ｂに変動した場合や、逆に誘起電圧波形Ｂから誘起電圧波形Ｃに変動した場合でもゼロクロス点は時間Ｔ２と推定され、本来の誘起電圧波形に関係なく位相角φ２と設定される。
【００１５】
次の電気角６０°区間２２でも同様に位相角はφ２＝φ２´となる。したがって、誘起電圧波形が変動しても最初の電気角６０°区間２１と次の電気角６０°区間２２の時間が変化しない。このとき誘起電圧波形Ｃから誘起電圧波形Ｂに変動した場合のモータは過励磁状態、誘起電圧波形Ｂから誘起電圧波形Ｃに変動した場合のモータは弱め界磁状態となっている。過励磁状態では誘起電圧波形が相電流波形に対して進み位相となり、弱め界磁状態では誘起電圧波形が相電流波形に対して遅れ位相となり、これらの場合に相電流のピーク電流、振動、騒音の増大を招く。また、このような同期回転数４１に陥った場合には回転数を上げるために指示電圧２５を上げてもゼロクロス点が誘起電圧検出可能領域ａ２７以外の領域にあると回転数は上がらない。また、さらに過励磁状態が進み、誘起電圧波形Ｂから誘起電圧波形Ａになった場合や、指示電圧２５を上げＴｂ＜＝Ｔ１となった場合にはゼロクロス点である時間Ｔａにおいて位相角がφａ＝φ２となり急激に回転数が５〜１０Ｈｚ上昇し騒音、振動が増大する。
【００１６】
一方、さらに弱め界磁状態が進み、誘起電圧波形Ｃから誘起電圧波形Ｄになった場合や、指示電圧２５を下げＴｃ≧Ｔ３となった場合にはゼロクロス点である時間Ｔｄにおいて位相角がφｄ＝φ２となり急激に回転数が５〜１０Ｈｚ下降し騒音、振動が増大する。ここでモータ回転数の上昇時のハンチング量Δｆｍｕはモータ回転数ｆｍとキャリア周波数ｆｃとＰＷＭ信号のオン時の時比率であるＤＵＴＹとの３つのパラメータを用い、
Δｆｍｕ＝２／｛２／ｆｍ−３・ｎ・（１−ＤＵＴＹ）／ｆｃ｝−ｆｍ
と表すことができる。モータ回転数の下降時のハンチング量Δｆｍｄも同様に
Δｆｍｄ＝ｆｍ−２／｛２／ｆｍ＋３・ｎ・（１−ＤＵＴＹ）／ｆｃ｝
と表すことができる。（ただし、位相角φは最初の電気角６０°区間２１と次の電気角６０°区間２２で等しいとする。）
【００１７】
図３にハンチング量とキャリア周波数の関係を図示する。図３に示すように上昇時および下降時のハンチング量Δｆｍｕ、Δｆｍｄを所定の範囲Δｆｍｕ０、Δｆｍｄ０以内に抑えるためにはキャリア周波数はｆｃ０以上必要であることを示している。このように上下アームＰＷＭ交互チョッピングでｍが奇数の場合の同期回転数４１は特に強共振点と呼ばれる。
【００１８】
上記した現象は、上アームＰＷＭチョッピングまたは下アームＰＷＭチョッピングの場合では、ｆｍ＝ｆｃ×２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］においてｍが偶数の場合に発生し、このときの同期回転数４１は特に強共振点と呼ばれる。図４では特にｍ＝６の上アームＰＷＭチョッピングの場合に限って図示するが、ｍが偶数で上アームＰＷＭチョッピングまたは下アームＰＷＭチョッピングであれば動作は全く同一となる。また、上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合と符号および動作は同一であるので説明は省略する。
さらに、ＤＣブラシレスモータ１１の高回転域では誘起電圧のゼロクロス点がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。特に、ｆｍ＝ｆｃ×２／（３・ｎ・ｋ）［ｋは自然数］においてｋ＜５になる場合に制御が不安定に陥り、脱調現象が発生する。
【００１９】
図５に上下アームＰＷＭ交互チョッピングでの場合、図６に上アームＰＷＭチョッピングの場合でのそれぞれ誘起電圧検出可能領域ａ２７が狭い従来例を示す。図５に上下アームＰＷＭ交互チョッピングかつ、ｆｍ＝ｆｃ×２／（３・ｎ・ｋ）［ｋは自然数］においてｋ＝４の場合を示す。相切り換え時間Ｔ５の後、時間Ｔ０´の期間に誘起電圧検出の空白期間（以後、空白期間２８と称する。）が存在する。
【００２０】
空白期間２８では本来、相切り換え時間Ｔ５で相切り換えが行われ、下アームチョッピングに切り換わるが、実際には相切り換え後キャリア１周期分は上アームチョッピングが続く。一般的なマイコンにおいて空白期間２８は、キャリア周波数の１周期分とされている。このため、誘起電圧検出可能領域ａ２７は時間Ｔ１´からＴ３´となり期間としては２ａと狭く、正確に磁極位置検出ができないため、制御が不安定に陥り、脱調現象が発生する。ここではｆｍ＝ｆｃ×２／（３・ｎ・ｋ）においてｋ＝４の場合を説明したが、ｋ＜５であれば誘起電圧検出可能領域ａ２７の期間が３ａ未満となるので正確な磁極位置検出ができない。
【００２１】
上記した現象は、上アームＰＷＭチョッピングまたは下アームＰＷＭチョッピングの場合においても、ｆｍ＝ｆｃ・２／（３・ｎ・ｋ）［ｋは自然数］においてｋ＜５となる場合に発生する。図６ではｋ＝４の上アームＰＷＭチョッピングの場合を図示しているが、ｋ＜５であれば上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合と同様に誘起電圧検出可能領域ａ２７の期間が電気角６０°区間で２ａと狭いため正確な磁極位置検出ができない。
【００２２】
したがって従来、最高回転数を上げるためにキャリア周波数ｆｃを最高回転数ｆｍｍａｘに合わせｆｃ＝３・ｎ・ｋ・ｆｍｍａｘ／２［ｋは自然数］においてｋ≧５のように高く設定しておく必要がある。しかし、この場合にはモータ回転数が低速の場合にインバータ効率の低下と騒音の増大を招くだけでなく、高コストな高速デバイスの使用を余儀なくされるという問題点が生じる。
【００２３】
そこで、上記課題を解決するために本発明にかかるＤＣブラシレスモータの制御装置は、図７に示すように、ｎ個の磁極を有するＤＣブラシレスモータ１１と、スイッチング素子を含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧１６をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換しＤＣブラシレスモータ１１に供給する直流交流変換手段１２と、ＤＣブラシレスモータ１１の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１３と、誘起電圧検出手段１３から出力される磁極位置情報に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段１４と、キャリア周波数７を切り換えるためあらかじめ設定されたキャリア周波数切り換えテーブル７１と、キャリア周波数７を切り換えるキャリア周波数切り換え手段７２と、誘起電圧検知手段３とキャリア周波数切り換え手段７２の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段１５とを備える。そして、誘起電圧検知手段３より得られた回転数情報と、キャリア周波数切り換えテーブル７１にあらかじめ所定の条件で設定したテーブル内容とに基づいて、キャリア周波数７を切り換えるものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明は、誘起電圧検知手段３より得られた回転数情報と、キャリア周波数切り換えテーブル７１にあらかじめ所定の条件で設定したテーブル内容とに基づいて、キャリア周波数を切り換えるものである。キャリア周波数切り換えテーブル７１は、回転数ｆｍと、キャリア周波数ｆｃにおける回転数：ｆｃ×２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］と等しくならないように回転数とキャリア周波数を設定するものである。特に上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合にはｍは奇数である。特に上アームＰＷＭチョッピングまたは下アームＰＷＭチョッピングの場合にはｍは偶数である。
【００２５】
また、上記のように設定したキャリア周波数切り換えテーブル７１を用いることで、同期回転数４１を避けることができるので、モータ回転数の上昇時および下降時のモータ回転数のハンチング量を所定の範囲内に抑えるものである。さらに、キャリア周波数切り換えテーブルの各キャリア周波数におけるＤＣブラシレスモータ１１の最高回転数をｆｍ＝ｆｃ×２／（３・ｎ・ｋ）［ｋは自然数］以下となるように設定したものである。特に上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合にはｋ＞５である。特に上アームＰＷＭチョッピングまたは下アームＰＷＭチョッピングの場合にはｋ≧５である。
【００２６】
以下に、この発明にかかるＤＣブラシレスモータの制御方法による実施の形態を説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００２７】
（実施の形態１）
実施の形態１にかかるＤＣブラシレスモータの制御方法について、図７、図８を用いて説明する。図７は、実施の形態１にかかるＤＣブラシレスモータの駆動制御ブロック図である。図７において、ＤＣブラシレスモータの制御装置はｎ個の磁極を有するＤＣブラシレスモータ１１と、スイッチング素子を含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧１６をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換しＤＣブラシレスモータ１１に供給する直流交流変換手段１２と、ＤＣブラシレスモータ１１の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１３と、誘起電圧検出手段１３から出力される磁極位置情報に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段１４と、前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数７を切り換えるためあらかじめ設定されたキャリア周波数切り換えテーブル７１と、キャリア周波数７を切り換えるキャリア周波数切り換え手段７２と、誘起電圧検出手段１３とキャリア周波数切り換え手段７２の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段１５から構成されている。
【００２８】
図８は、キャリア周波数切り換えテーブル７１に所定の条件で設定されたテーブル内容の一例を示す。図８において、ｆｃ１は第１のキャリア周波数、ｆｃ２は第２のキャリア周波数、ｆｃ３は第３のキャリア周波数、ｆｃ４は第４のキャリア周波数であり、ｆｒ１（ｆｃ１）は第１のキャリア周波数ｆｃ１において回転数が不安定となる第１の同期回転数８１であり、
ｆｒ１（ｆｃ１）＝ｆｃ１×２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］
と表せる。同様にｆｒ１（ｆｃ２）は第２のキャリア周波数ｆｃ２における第１の同期回転数８２である。また、ｆｍｍａｘ（ｆｃ１）は第１のキャリア周波数ｆｃ１における最高回転数８３であり、
ｆｍｍａｘ（ｆｃ１）＝ｆｃ１・２／（３・ｎ・ｋ）［ｋは自然数］
で表せる。同様にｆｍｍａｘ（ｆｃ２）は第２のキャリア周波数ｆｃ２における最高回転数８４である。
【００２９】
以下に、ＤＣブラシレスモータ１１の制御動作について説明する。まず、ＤＣブラシレスモータ１１が回転したときに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１３は、磁極位置情報と回転数情報を電圧制御手段１４とキャリア周波数切り換え手段７２に出力する。ＰＷＭ制御手段１５は電圧制御手段１４より出力される電圧波形とキャリア周波数７を切り換えるキャリア周波数切り換え手段７２の出力に応じて直流交流変換手段１２にＰＷＭ信号を出力する。また、キャリア周波数切り換え手段７２は誘起電圧検出手段１３から出力される回転数情報と、キャリア周波数切り換えテーブル７１に基づいてあらかじめ設定されているキャリア周波数７を選択し、ＰＷＭ制御手段１５に出力する。
【００３０】
ここで、キャリア周波数切り換えテーブル７１は図８に示すように、回転数の領域を複数に分割しており、回転数ｆｍ０からｆｍ１を第１の回転数領域、回転数ｆｍ１からｆｍ２を第２の回転数領域、回転数ｆｍ２からｆｍ３を第３の回転数領域、回転数ｆｍ３からｆｍ４を第４の回転数領域、回転数ｆｍ４からｆｍ５を第５の回転数領域とし、ＤＣブラシレスモータ１１の回転数が第１の回転数領域では第１のキャリア周波数ｆｃ１における第１の同期回転数ｆｒ１（ｆｃ１）（８１）を避けるためキャリア周波数ｆｃ２を、第２の回転数領域では第２のキャリア周波数ｆｃ２における第１の同期回転数ｆｒ１（ｆｃ２）（８２）を避けるためキャリア周波数ｆｃ１を、第３の回転数領域６０では第１のキャリア周波数ｆｃ１における最高回転数ｆｍｍａｘ（ｆｃ１）（８３）を避けるためキャリア周波数ｆｃ２を選択するように設定されている。
【００３１】
また、本制御を空気調和機の圧縮機駆動用ＤＣブラシレスモータに適用した場合には、回転数ｆｍ１と第１のキャリア周波数ｆｃ１における第１の同期回転数ｆｒ１（ｆｃ１）（８１）にはΔｆ＝ｆｍ１−ｆｒ１（ｆｃ１）のマージンが与えられ、通常Δｆ＝２〜３Ｈｚであり、回転数ｆｍ２と第１のキャリア周波数ｆｃ１における最高回転数ｆｍｍａｘ（ｆｃ１）（８３）にはΔｆ´＝ｆｍ２＋ｆｍｍａｘ（ｆｃ１）のマージンが与えられ、通常Δｆ´＝５〜６Ｈｚである。
【００３２】
したがって、第１のキャリア周波数ｆｃ１は次の２つの条件に基づいて設定される。１つは同期回転数４１により設定されるｆｃ１＝（ｆｍ１−Δｆ）×（３・ｎ・ｍ）／２［ｍは自然数］であり、もう１つは最高回転数により設定されるｆｃ１＝（ｆｍ２＋Δｆ´）×（３・ｎ・５）／２である。同様に第２のキャリア周波数においてもｆｃ２＝（ｆｍ１＋Δｆ）×（３・ｎ・ｍ）／２［ｍは自然数］、ｆｃ２＝（ｆｍ３＋Δｆ´）×（３・ｎ・５）／２である。第３、第４のキャリア周波数においても同様であるので省略する。
【００３３】
一方、キャリア周波数切り換え手段７２は、誘起電圧検出手段１３によって得られた回転数情報が第１の回転数領域では第２のキャリア周波数ｆｃ２を、第２の回転数領域では第１のキャリア周波数ｆｃ１を、第３の回転数領域では第２のキャリア周波数ｆｃ２に変更してＰＷＭ制御手段１５に出力し直流交流変換手段１２を駆動させる。
【００３４】
なお、キャリア周波数切り換えテーブル７１は、上記した回転数領域とキャリア周波数以外にも、図８に示すような複数のパターンの回転数とキャリア周波数が設定されており、キャリア周波数切り換え手段７２は、回転数がそれらパターンに一致したときには、その回転数に対してあらかじめキャリア周波数切り換えテーブル７１に定められたキャリア周波数によってＰＷＭ制御手段１５に出力し、直流交流変換手段１２を駆動させる。
【００３５】
上記のように設定したキャリア周波数切り換えテーブル７１を用いることで、回転数はｆｍ＝ｆｃ×２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］と等しくならないようにＤＣブラシレスモータ１１の制御を行うことが可能である。また、上記のようにキャリア周波数切り換えテーブル７１を設定することで、同期回転数４１を避けることができるので、モータ回転数の上昇時および下降時のモータ回転数のハンチング量を所定の範囲内に抑えることができる。なお、モータ回転数の上昇時および下降時のハンチング量Δｆｍｕ、Δｆｍｄは前述した通り、
Δｆｍｕ＝２／｛２／ｆｍ−３・ｎ・（１−ＤＵＴＹ）／ｆｃ｝−ｆｍ
Δｆｍｄ＝ｆｍ−２／｛２／ｆｍ＋３・ｎ・（１−ＤＵＴＹ）／ｆｃ｝
と表すことができ、図３に示すような特性を有している。
【００３６】
さらに、ＤＣブラシレスモータ１１の最高回転数はｆｍ＝ｆｃ×２／（３・ｎ・ｋ）［ｋは自然数］以下とするようにＤＣブラシレスモータの制御を行うことが可能である。
【００３７】
以上に説明したとおり、実施の形態１にかかるＤＣブラシレスモータの制御装置によれば、上記のようにキャリア周波数切り換えテーブル７１を設定することでＤＣブラシレスモータ１１の不安定となる回転数とキャリア周波数の関係を数式化することで、低速デバイスを用いた場合でも回転数全域にわたって安定した運転を容易に実現できる。
【００３８】
（実施の形態２）
図７、図８、図９を用いて、本発明の実施の形態２を説明する。図７、図８については実施の形態１の通りである。図９は上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合であり、ｆｍ＝ｆｃ×２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］において、ｍ＝６の場合であるが、ｍが偶数であれば動作は同一である。符号については従来例と同一である。
【００３９】
回転数が不安定となる同期回転数４１はキャリア周波数ごとにそれぞれ複数存在し、同期周波数４１はｆｒ（ｆｃ）＝ｆｃ・２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］となる。特に上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合には、発明が解決しようとする課題で説明した通りｍが奇数の場合に強共振点となるため、ｆｍ＝ｆｃ・２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］においてｍが奇数となる強共振点を避けてキャリア周波数切り換えテーブル７１を設定することでＤＣブラシレスモータ１１の安定した制御を行うことができる。
【００４０】
ここで、ｍが偶数であるときの一例としてｆｍ＝ｆｃ・２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］においてｍ＝６の場合について図９を用いて説明する。誘起電圧波形Ａ、誘起電圧波形Ｄ、誘起電圧波形Ｅの場合には従来例と同様にゼロクロス点が誘起電圧検出可能領域ａ２７にあるため、制御上問題はない。
【００４１】
一方、誘起電圧波形Ｂ、誘起電圧波形Ｃの場合、最初の電気角６０°区間２１におけるゼロクロス点は本来時間Ｔｂ、Ｔｃであるが、ゼロクロス点は誘起電圧検出可能領域ａ２７以外に存在するため、この区間ではゼロクロス点を時間Ｔ２と推定する。一般的にはＴ２＝（Ｔ１＋Ｔ３）／２、Ｔ３−Ｔ２＝Ｔ２−Ｔ１とすることが多い。このようにゼロクロス点である時間Ｔｂ、Ｔｃが誘起電圧検出可能領域ａ２７以外に存在する場合、モータ負荷の変動により誘起電圧波形Ｃから誘起電圧波形Ｂに変動した場合でもゼロクロス点は時間Ｔ２と推定されるので、本来の誘起電圧波形に関係なく位相角φ２と設定される。
【００４２】
次の電気角６０°区間２２でも同様に位相角はφ２´＝φ２と設定するが、誘起電圧波形Ｂ´、誘起電圧波形Ｃ´によるゼロクロス点である時間Ｔｂ´、Ｔｃ´は誘起電圧検出可能領域ａ２７に存在するので図９に示されるように次の電気角６０°区間２２では相切り換えのタイミングが位相角φ２´設定されることによりキャリア周波数と回転数の同期から抜ける。
【００４３】
また、上記のようにキャリア周波数切り換えテーブル７１を設定することで、同期回転数４１を避けることができるので、回転数の上昇時および下降時のハンチング量を所定の範囲内に抑えることができる。
【００４４】
したがって、ＰＷＭ信号が上下ＰＷＭの場合に、ｆｍ＝ｆｃ・２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］において特にｍが奇数となる強共振点を避けてキャリア周波数切り換えテーブルを設定することで、低速デバイスを用いた場合でも回転数全域にわたって安定した運転を容易に実現できる。
【００４５】
（実施の形態３）
図７、図８、図１０を用いて、本発明の実施の形態３を説明する。図７、図８、については実施の形態１の通りである。図１０は上アームＰＷＭチョッピングの場合の動作を示し、ｆｍ＝ｆｃ×２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］において、ｍ＝５の場合であるが、ｍが奇数であれば動作は同一である。
【００４６】
上アームＰＷＭチョッピングの場合には、発明が解決しようとする課題で説明した通りｍが偶数の場合強共振点となるため、ｆｍ＝ｆｃ・２／（３・ｎ・ｍ）［ｍは自然数］において特にｍが偶数となる強共振点を避けてキャリア周波数切り換えテーブルを設定することでＤＣブラシレスモータの安定した制御を行う。
【００４７】
また、上記のようにキャリア周波数切り換えテーブル７１を設定することで、同期回転数４１を避けることができるので、回転数の上昇時および下降時のハンチング量を所定の範囲内に抑えることができる。ここで、ｍが奇数であるときの一例としてｍ＝５の場合について図１０に図示するが、内容は実施の形態２と同様であるので説明を省略する。
【００４８】
（実施の形態４）
図７、図８、図９を用いて、本発明の実施の形態４を説明する。図７、図８については実施の形態１の通りである。図９は上下アームＰＷＭ交互チョッピングであり、回転数がｆｍ＝ｆｃ・２／（３・ｎ・ｋ）［ｋは自然数］において、ｋ＝５の場合である。
【００４９】
この場合は誘起電圧検出可能領域ａ２７がＴ１´からＴ２´、Ｔ３´からＴ４´と期間４ａに広がり、正確に磁極位置検出を行うことができる。ただし、ｋ＝５の場合には発明が解決しようとする課題で説明したとおり強共振点にあたるので、上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合、最高回転数はｆｍ＝ｆｃ・２／（３・ｎ・ｋ）［ｋは自然数］において、ｋ＞５となる。
【００５０】
したがって、上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合にはキャリア周波数切り換えテーブル７１において、最高回転数をｆｍ＝ｆｃ・２／（３・ｎ・ｋ）［ｋは自然数］において、ｋ＞５と設定することで、誘起電圧検出可能領域ａ２７を確保し、安定した制御が実現できると共に、キャリア周波数を実施の形態１に示すｆｃ１、ｆｃ２のように切り換えることで最高回転数を上げることができる。
【００５１】
（実施の形態５）
図７、図８、図１０を用いて、本発明の実施の形態５を説明する。図７、図８については実施の形態１の通りである。図１０は上アームＰＷＭチョッピングでｆｍ＝ｆｃ・２／（３・ｎ・ｋ）［ｋは自然数］において、ｋ＝５の場合である。この場合、誘起電圧検出可能領域ａ２７がＴ１´からＴ３´とＴ４´からＴ５´と３ａの期間に広がり、磁極位置検出を行うことができる。
【００５２】
したがって、上アームＰＷＭチョッピングの場合にはキャリア周波数切り換えテーブル７１において最高回転数をｆｍ＝ｆｃ・２／（３・ｎ・ｋ）［ｋは自然数］において、ｋ≧５と設定することで、誘起電圧検出可能領域ａ２７を確保し、安定した制御が実現できると共に、キャリア周波数を実施の形態１に示すｆｃ１、ｆｃ２のように切り換えることで最高回転数を上げることができる。
【００５３】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、この発明は、誘起電圧検出手段により得られた回転数がキャリア周波数切り換えテーブルに設定された回転数に達したときにキャリア周波数を切り換えるようにしたので、ＤＣブラシレスモータの回転数全域にわたって安定した運転を実現でき、また、制御に高速なデバイスを必要としないので本制御装置を安価に提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの基本駆動制御ブロック図
【図２】上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合に回転数とキャリア周波数が同期した例（ｍ＝５）
【図３】モータ回転数のハンチング量とキャリア周波数の関係を表すグラフ
【図４】上アームＰＷＭチョッピングの場合に回転数とキャリア周波数が同期した例（ｍ＝６）
【図５】上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合に誘起電圧検出可能領域が狭い例（ｋ＝４）
【図６】上アームＰＷＭチョッピングの場合に誘起電圧検出可能領域が狭い例（ｋ＝４）
【図７】実施の形態１に記載のＤＣブラシレスモータの駆動制御ブロック図
【図８】実施の形態１に記載のＤＣブラシレスモータのキャリア周波数切り換えテーブル
【図９】上下アームＰＷＭ交互チョッピングの場合の実施例（ｍ＝ｋ＝６）
【図１０】上アームＰＷＭチョッピングの場合の実施例（ｍ＝ｋ＝５）
【符号の説明】
１１  ＤＣブラシレスモータ
１２  直流交流変換手段
１３  誘起電圧検出手段
１４  電圧制御手段
１５  ＰＷＭ制御手段
１６  直流電圧
２１  最初の電気角６０°区間
２２  次の電気角６０°区間
２３  上アームＰＷＭ信号
２４  下アームＰＷＭ信号
２５  指示電圧
２６  キャリア信号
２７  誘起電圧検出可能領域ａ
２８  空白期間
４１  同期回転数
４２  高回転数域
７１  キャリア周波数切り換えテーブル
７２  キャリア周波数切り換え手段
８１  第１のキャリア周波数ｆｃ１における第１の同期回転数ｆｒ１（ｆｃ１）
８２  第２のキャリア周波数ｆｃ２における第１の同期回転数ｆｒ１（ｆｃ２）
８３  第１のキャリア周波数ｆｃ１における最高回転数
８４  第２のキャリア周波数ｆｃ２における最高回転数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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