(57)【要約】【課題】車両用のＨＩＤヘッドランプを点灯するための点灯装置において、ランプ始動点灯時においてもトランスコア部の磁気飽和を生じることなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の小型化、軽量化、ひいては点灯装置の小型化、軽量化を図り得る高圧放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】ＰＷＭ制御部６は、電圧検出信号を入力され、ＰＷＭ制御信号の信号波形のデューティを制御する電力制御部３１、電力制御部３１からの出力と基準電圧値を比較して誤差レベル信号を出力する誤差増幅器３２、ＨＩＤランプ５の始動点灯時から所定期間は高い周波数、所定期間経過後は低い周波数になるよう矩形波信号を出力する発振周波数制御手段３６、この矩形波信号を三角波信号に変換する三角波発振器３４、誤差レベル信号と三角波信号を比較して三角波信号が大となる期間においてＨレベルとなるＰＷＭ制御信号をスイッチング素子１２に出力する比較器３５とを備える。【選択図】　　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源の電圧をスイッチング素子を用いて昇圧し、平滑して出力する直流電源回路と、
この直流電源回路から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、高圧放電灯を継続点灯させるフルブリッジ回路と、
このフルブリッジ回路から出力された交流電圧信号に重畳される、前記高圧放電灯を始動点灯させるための高電圧パルスを発生する高電圧パルス発生回路と、前記高圧放電灯の始動点灯時には前記スイッチング素子のＯＮ状態の期間が長くなるように、通常時には前記スイッチング素子のＯＮ状態の期間が短くなるように、信号波形のデューティが制御されてなるＰＷＭ制御信号を出力するスイッチ切替信号制御回路とを備え、
前記スイッチ切替信号制御回路に、前記ＰＷＭ制御信号の周波数を、前記高圧放電灯の始動点灯時から所定期間は高い周波数に、該所定期間経過後は低い周波数になるように制御する発振周波数制御手段を設けたことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記発振周波数制御手段は、前記高圧放電灯の始動点灯時からの時間に対応した周波数の矩形波を発生するスイッチング周波数信号発生部と、該スイッチング周波数信号発生部からの矩形波を三角波または正弦波に変換する発振器とを備えていることを特徴とする請求項１記載の高圧放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記直流電源回路はフライバック回路を備え、前記スイッチング素子は、該フライバック回路の昇圧トランスの１次巻線に流れる電流を制御するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の高圧放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＨＩＤランプ等の高圧放電灯の点灯装置に関し、特に車両用の前照灯を点灯させる高圧放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
夜間における運転手の視認性を向上させるため、車両用のヘッドランプ用光源として高輝度放電灯（Ｈｉｇｈ　Ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ　Ｄｉｓｃｈａｒｇｅ　Ｌａｍｐ；ＨＩＤランプ）を装備したものが知られている。
このＨＩＤランプは、従来のハロゲンランプ等に比して、小電力で明るい光を得ることができるものの、従来とは異なるＨＩＤランプ特有の点灯装置が必要となる。
【０００３】
また、この点灯装置は車両用のヘッドランプ用としての特有の条件を満たす必要もある。すなわち、車両用のヘッドランプは短時間のうちに安定した高輝度の光束を出力しなければならない。
【０００４】
一般に、ランプの始動点灯直後には定格電力の２倍以上のランプ電力を点灯装置から供給する必要がある。図５はこのことを示すもので、定格電力が３５Ｗであるのに対して始動点灯直後には７０Ｗ程度の電力が必要となる。
このように、車両用のヘッドランプの点灯装置として機能させるためには始動点灯直後において大きな電力を供給しなければならないという特殊事情を有するために、点灯装置のＤＣ−ＤＣコンバータ回路も始動点灯時において大きな電力を供給し得るような設計とする必要がある。
【０００５】
一方、多くの運転者の安全性をさらに向上させるため、中級車以上の大型車のみならず、今後は大衆車や軽自動車についても上記ＨＩＤランプを搭載することが要求されており、また、近年の、車両の小型化および軽量化の要請に沿うべく、上記点灯装置の小型化、軽量化が急務である。
【０００６】
従来、上記点灯装置の小型化、軽量化を図るため、ＤＣ−ＤＣコンバータトランスの巻線の径を細くし、このトランスを小型化することで、点灯装置の小型化、軽量化を図る努力がなされていた。
なお、巻線の径を細くすれば発熱の問題が生じるが、大きな電力は始動点灯から所定期間に限って供給すればよい、という条件の下にＤＣ−ＤＣコンバータトランスの小型化、軽量化を優先する上記措置が採られていた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記ＤＣ−ＤＣコンバータトランスの小型化、軽量化を促進するためには、トランス重量の大きな部分を占めるコア部分についての小型化を図る必要がある。
しかしながら、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータトランスのコア部分の小型化を図ろうとすると磁気飽和が生じやすくなり、点灯に必要な大きな電力が得られなくなる。すなわち、車両用のヘッドランプの点灯装置として機能させるための上述した特殊事情が、コア部分の小型化を図る上で大きな障害となっており、点灯装置の小型化、軽量化は、上記巻線部分の僅かな小型化、軽量化によるもののみにとどまっていた。
【０００８】
本発明はこのような事情に鑑みなされたもので、車両用のＨＩＤヘッドランプを点灯するための点灯装置において、ランプ始動点灯時においても、トランスコア部の磁気飽和を生じることなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の小型化、軽量化、ひいては点灯装置の小型化、軽量化を図りうる高圧放電灯点灯装置を提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の高圧放電灯点灯装置は、直流電圧源の電圧をスイッチング素子を用いて昇圧し、平滑して出力する直流電源回路と、
この直流電源回路から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、高圧放電灯を継続点灯させるフルブリッジ回路と、
このフルブリッジ回路から出力された交流電圧信号に重畳される、前記高圧放電灯を始動点灯させるための高電圧パルスを発生する高電圧パルス発生回路と、前記高圧放電灯の始動点灯時には前記スイッチング素子のＯＮ状態の期間が長くなるように、通常時には前記スイッチング素子のＯＮ状態の期間が短くなるように、信号波形のデューティ比が制御されてなるＰＷＭ制御信号を出力するスイッチ切替信号制御回路とを備え、
前記スイッチ切替信号制御回路に、前記ＰＷＭ制御信号の周波数を、前記高圧放電灯の始動点灯時から所定期間は高い周波数に、該所定期間経過後は低い周波数になるように制御する発振周波数制御手段を設けたことを特徴とするものである。
【００１０】
また、前記発振周波数制御手段は、前記高圧放電灯の始動点灯時からの時間に対応した周波数の矩形波を発生するスイッチング周波数信号発生部と、該スイッチング周波数信号発生部からの矩形波を三角波または正弦波に変換する発振器とを備えるように構成することが可能である。
【００１１】
また、例えば、前記直流電源回路はフライバック回路を備え、前記スイッチング素子は、該フライバック回路の昇圧トランスの１次巻線に流れる電流を制御するように構成することが可能である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の高圧放電灯点灯装置に係る実施形態について図面を用いて説明する。ここで、本実施形態装置は車載用のＨＩＤヘッドランプの高圧放電灯点灯装置であり、本実施形態装置のポイントであるＰＷＭ制御部（スイッチ切替信号制御回路）の説明を行なう前に、装置全体の回路構成を図２および図３を用いて説明しておく。
【００１３】
図２は、装置全体の回路構成を示すブロック図であり、本実施形態装置が直流電圧源１としての車載バッテリ、直流電圧源１の電圧をスイッチング素子を用いて昇圧し、平滑して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路（直流電源回路）２と、このＤＣ−ＤＣコンバータ回路２から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、高圧放電灯を継続点灯させるフルブリッジ回路３と、このフルブリッジ回路３から出力された交流電圧信号に重畳される、ＨＩＤランプ（高圧放電灯）５を始動点灯させるための高電圧パルスを発生するイグナイタ回路（高電圧パルス発生回路）４と、前記ＨＩＤランプ５の始動点灯時には上記スイッチング素子のＯＮ状態の期間が長くなるように、通常時には上記スイッチング素子のＯＮ状態の期間が短くなるように、矩形波のデューティが制御されてなるＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ制御部（スイッチ切替信号制御回路）６とにより構成されることが示されている。
【００１４】
また、上記ＰＷＭ制御部６には、上記ＰＷＭ制御信号の周波数を、上記ＨＩＤランプ５の始動点灯時から所定期間は高い周波数に、その所定期間経過後は低い周波数になるように制御する発振周波数制御手段が設けられている。
なお、この本実施形態装置においては、ＨＩＤランプ５として、自動車用の３５Ｗバルブを用いている。
【００１５】
次に、図３を用いて上記回路構成をより具体的に説明する。
上記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は一般にフライバック回路と称される構成をなしており、直流電圧源１側に配された１次巻線１１ａとＨＩＤランプ５側に配された２次巻線１１ｂを備えたフライバックトランス１１と、１次巻線１１ａに接続されたスイッチング素子としてのＦＥＴ１２とを備えている。また、２次巻線１１ｂに接続された整流用ダイオード１３と出力平滑用コンデンサ１４を備えている。ここで、ＦＥＴ１２がオン状態となると、フライバックトランス１１の１次巻線１１ａに１次電流ｉ１が流れて１次巻線１１ａにエネルギーが蓄えられ、ＦＥＴ１２がオフ状態となった際に、この蓄えられたエネルギーが２次巻線１１ｂから電流ｉ２として放出される。引き続きこのような動作が繰り返されることにより、ダイオード１３と平滑用コンデンサ１４の接続点（上述した電圧検出信号の検出点）から高電圧がフルブリッジ回路３に対して出力される。
【００１６】
フルブリッジ回路３はインバータ回路を形成しており、ＨＩＤランプ１２を矩形波信号により交流点灯させるもので、ブリッジ状に配置された４つのＦＥＴ２１ａ〜２１ｄからなる。なお、４つのＦＥＴ２１ａ〜２１ｄは図示されないブリッジ駆動回路によって、ＦＥＴ２１ａ、２１ｄとＦＥＴ２１ｂ、２１ｃが交互にオンオフ駆動されるようになっている。したがって、ＨＩＤランプ５の放電電流の向きが交互に切り替えられ、ＨＩＤランプ５の放電電圧の極性が反転してＨＩＤランプ５が交流点灯することになる。
【００１７】
イグナイタ回路４はＨＩＤランプ５の始動点灯時にＨＩＤランプ５に高電圧パルスを印加してこのＨＩＤランプ５を点灯させるものである。すなわち、イグナイタ回路４は、パルスエネルギーを蓄積するコンデンサ、パルストランス、およびコンデンサのエネルギーをパルストランスの１次側に印加するためのスイッチ素子（サイリスタ）を備えており、スイッチ素子（サイリスタ）にゲート信号が印加されると、コンデンサがパルストランスの１次巻線を介して放電し、パルストランスの２次巻線に高電圧パルスを発生させ、この高電圧パルスがＨＩＤランプ５に印加され、ＨＩＤランプ５の電極間で絶縁破壊を生じさせ、ＨＩＤランプ５を始動点灯させるものである。
【００１８】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２、フルブリッジ回路３およびイグナイタ回路４の各素子は図示されない制御回路により制御されている（実際にはＰＷＭ制御部６と隣接した制御部において行なわれる）。
【００１９】
ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２においては、前述したようにスイッチング素子であるＦＥＴ１２のオンオフ状態の切替えによって、フライバックトランス１１からのエネルギー放出量を変化させている。このＦＥＴ１２のオンオフ状態の切替えの制御は上述したようにＰＷＭ制御部６において行なわれる。
【００２０】
図７は従来のＰＷＭ制御部６ａの構成を示すブロック図である。なお、図７において、後述する本実施形態のＰＷＭ制御部６における各部と対応するものについては、その実施形態各部に付した番号と同一番号を付し、さらに従来技術に係るものであることを示すためにａを付して表すことにする。
【００２１】
すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の、ダイオード１３と平滑用コンデンサ４４の接続点からの電圧を検出して得られた電圧検出信号を入力され、その検出電圧値に基づく信号を出力する電力制御部３１ａと、この電力制御部３１ａからの出力値と基準電圧値を比較しその誤差電圧値に基づくレベルの誤差レベル信号を出力する誤差増幅器３２ａと、予め定められた周波数の矩形波を出力する発振回路３３ａと、この発振回路３３ａからの矩形波を三角波に変換する三角波発振器３４ａと、上記誤差レベル信号と三角波発振器３４ａから出力された三角波信号を比較して、三角波信号が大きくなる期間においてＨレベルとなるＰＷＭ制御信号をスイッチング素子１２ａに出力する比較器３５ａとを備えており、スイッチング素子１２ａは、入力されたＰＷＭ制御信号のＨレベル期間においてＯＮ状態となるように制御されることになる。
【００２２】
一般に、ランプの始動点灯直後には定格電力の２倍以上のランプ電力を点灯装置から供給する必要があり、上述したＨＩＤランプ５においても、定格電力が３５Ｗであるのに対して始動点灯直後には７０Ｗ程度の電力が必要となる。このような電力の切替えは上述した検出電圧値に基づく信号を出力する電力制御部３１ａにおいて制御されている。すなわち、この電力制御部３１ａからの出力値が制御されることにより、上記誤差レベル信号のレベルが制御され、ＨＩＤランプ５の始動点灯直後においては通常時に比べてＨレベル期間のデューティが大きくなるように制御される。
【００２３】
しかし、このようにＨＩＤランプ５の始動点灯時に大きな電力を得ようとすると、フライバックトランス１１のコア部分の磁気飽和が生じやすくなり、このコア部分の小型化を図ることが困難となる。
そこで、本実施形態の高圧放電灯点灯装置においては、図１に示すようにＰＷＭ制御部６に発振周波数制御手段３６を設け、ＦＥＴ１２に出力するＰＷＭ制御信号を、ＨＩＤランプ５の始動点灯時から所定期間は高い周波数に、その所定期間経過後は低い周波数になるように制御し得る構成としている。すなわち、本実施形態においては、ＰＷＭ制御信号の周波数を高く設定して、スイッチング素子のスイッチング周波数を高く設定すると、トランスの巻線に流れる電流波形のピーク値が下がり磁気飽和が起きにくくなる、ことを利用してコア部分の小型化を達成している。
【００２４】
なお、図１に示す如くＰＷＭ制御部６は、上述したＰＷＭ制御部６ａと同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の、ダイオード１３と平滑用コンデンサ１４の接続点からの電圧を検出して得られた電圧検出信号を入力され、その検出電圧値に基づく信号を出力する電力制御部３１と、この電力制御部３１からの出力値と基準電圧値を比較しその誤差電圧値に基づくレベルの誤差レベル信号を出力する誤差増幅器３２と、ＨＩＤランプ５の始動点灯から所定期間は２００ＫＨｚ、その期間経過後は１００ＫＨｚの矩形波を出力する発振周波数制御手段３６と、この発振周波数制御手段３６の矩形波を三角波に変換する三角波発振器３４と、上記誤差レベル信号と三角波発振器３４から出力された三角波信号を比較して、三角波信号の方が大きくなる期間においてＨレベルとなるＰＷＭ制御信号をスイッチング素子１２に出力する比較器３５とを備えており、スイッチング素子１２は、入力されたＰＷＭ制御信号のＨレベル期間においてＯＮ状態となるように制御される。
【００２５】
以下、図４を用いて上記ＰＷＭ制御部６における作用を説明する。
まず、ＨＩＤランプ５の始動点灯時から所定期間は、発振周波数制御手段３６から図４（Ａ）に示すような２００ＫＨｚの発振周波数信号（矩形波）が出力される（信号波形（イ））。この２００ＫＨｚの発振周波数信号は、三角波発振器３４において２００ＫＨｚの三角波信号とされ、比較器３５において誤差増幅器３２からの誤差レベル信号と比較される（信号波形（ロ））。そして、比較器３５の信号比較処理により、三角波信号の方が大きくなる期間においてＨレベルとなる２００ＫＨｚのＰＷＭ制御信号（信号波形においてＨレベルのデューティが大きくなっている）がスイッチング素子１２に出力される（信号波形（ハ））。
【００２６】
一方、ＨＩＤランプ５の始動点灯時から所定期間が経過した後は、発振周波数制御手段３６から図４（Ｂ）に示すような１００ＫＨｚの発振周波数信号（矩形波）が出力される（信号波形（イ））。この１００ＫＨｚの発振周波数信号は、三角波発振器３４において１００ＫＨｚの三角波信号とされ、上記（Ａ）の場合と同様に、比較器３５において誤差増幅器３２からの誤差レベル信号と比較される（信号波形（ロ））。そして、比較器３５の信号比較処理により、三角波信号の方が大きくなる期間においてＨレベルとなる１００ＫＨｚのＰＷＭ制御信号（信号波形においてＨレベルのデューティが小さくなっている）がスイッチング素子１２に出力される（信号波形（ハ））。
【００２７】
このように、本実施形態の高圧放電灯点灯装置においては、ＰＷＭ制御部６に発振周波数制御手段３６を設けることで、ＦＥＴ１２に出力するＰＷＭ制御信号を、ＨＩＤランプ５の始動点灯時から所定期間は高い周波数に、その所定期間経過後は低い周波数になるように制御し得る構成とすることが可能である。
【００２８】
ＰＷＭ制御信号を、ＨＩＤランプ５の始動点灯時においてはＨレベルのデューティを大きくすることで、フライバックトランス１１の１次巻線１１ａに大きなエネルギーが蓄えられ、ＦＥＴ１２がオフ状態となった際に、この蓄えられた大きなエネルギーが２次巻線１１ｂから放出されることになる。上記実施形態のものにおいては、ＨＩＤランプ５の始動点灯時は、通常時に対し、ＰＷＭ制御信号のＨレベルのデューティを２倍程度としているから、ＨＩＤランプ５に供給される電力も、ＨＩＤランプ５の始動点灯時では、通常時に対し２倍程度となる。上述したように通常時においてＨＩＤランプ５の供給電力は３５Ｗであるから、ＨＩＤランプ５の始動点灯時から所定期間の供給電力を７０Ｗ程度とすることができる。
【００２９】
図５はこのことを示すグラフであり、ＨＩＤランプ５の始動点灯時から所定期間の供給電力は７０Ｗ程度、通常時においては３５Ｗ程度に設定されることが示されている。
なお、上記所定期間は、適宜設定しうるが、例えば、図５に示すように１０秒程度とする。
【００３０】
図６は、上記発振周波数制御手段３６を制御するＣＰＵ（不図示）の処理手順を示すフローチャートであり、その具体的な手順はＣＰＵに付属するＲＯＭに記憶されている。
すなわち、放電灯（ＨＩＤランプ）スイッチがＯＮ状態とされたか否かが常時判断され（Ｓ１）、ＯＮ状態となったと判断されると、発振周波数制御手段３６から始動点灯時発振周波数（２００ＫＨｚ）の発振周波数信号を出力せしめる（Ｓ２）。この後、始動点灯時から所定期間が経過したか否かが判断され（Ｓ３）、所定期間が経過したと判断された場合には、発振周波数制御手段３６から通常時発振周波数（１００ＫＨｚ）の発振周波数信号を出力せしめる（Ｓ４）。
【００３１】
このように、本実施形態においては、ＨＩＤランプ５の始動点灯時から所定期間はスイッチング周波数を高く設定し、フライバックトランス１１のコア部分における磁気飽和を起きにくくしているので、このコア部分を小型化しても磁気飽和が起こらず、点灯に必要な電力を継続して得ることが可能となる。また、電流値が低くなるためにスイッチング素子であるＦＥＴ１２も小型化でき、全体としてＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の大幅な小型化および軽量化を図ることが可能となる。
【００３２】
なお、発振周波数を高くすると、ＦＥＴ１２のスイッチング周波数が高くなり、上記フライバックトランス１１のコア部における鉄損、渦電流等のコアロスが多くなりトランス１１の変換効率が悪くなったり、ＦＥＴ１２によるスイッチングロスが大きくなって発熱量が大きくなる、という問題が考え得るが、前述したように周波数を高くする期間は短時間であるので、上述したコアロス、スイッチングロスは無視してよい。
【００３３】
なお、本発明の高圧放電灯点灯装置は、上記実施形態のものに限られるものではなく、種々の態様の変更が可能である。
例えば、上記実施形態では、発振周波数制御手段３６からの発振周波数信号を始動点灯時から所定期間は２００ＫＨｚ、所定期間が経過した後は１００ＫＨｚとしているが、その周波数は適宜変更可能であり、発振周波数信号を始動点灯時から所定期間は例えば３００ＫＨｚに設定することも可能である。また、誤差レベル信号と比較するための信号としては上記三角波のほか、例えば正弦波とすることも可能である。
【００３４】
また、上記実施形態では、発振周波数制御手段による発振周波数の変更は始動点灯から１０秒程度となっているが、電力制御部からの供給電力信号が指示する電力が所定電力以下（例えば６０Ｗ以下）となったときに発振周波数を変更してもよい。
【００３５】
また、上記発振周波数制御手段３６における周波数制御はＣＰＵに付属するＲＯＭに記憶されたプログラムに基づいて行なわれているが、この発振周波数制御手段３６内に設けられた、発振周波数決定用のタイミングＣ，Ｒ（コンデンサおよび抵抗）の時定数を電子スイッチにより切り替えるような構成とすることも可能である。
【００３６】
また、上述した直流電源回路としてのＤＣ−ＤＣコンバータ回路２、フルブリッジ回路３およびイグナイタ回路４の回路構成としても上記実施形態のものに限られるものではなく、その他の種々の態様のものに変更可能である。
【００３７】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明の高圧放電灯点灯装置によれば、高圧放電灯の始動点灯時から所定期間は、その後の通常時と比べて、直流電源電圧を昇圧するためのスイッチング素子のスイッチング周波数を高く設定するように構成している。このようにスイッチング周波数を高く設定すると、巻線に流れる電流波形のピーク値が下がるため磁気飽和が起きにくくなる。このことにより、直流電源回路のコンバータトランスを形成している磁性体コア部を小型化しても磁気飽和が起こらず、始動点灯に必要な電力を得ることが可能となる。また、電流値が低くなるためにスイッチング素子も小型化でき、全体として点灯装置の大幅な小型化および軽量化を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態にかかる点灯装置のＰＷＭ制御部を示すブロック図
【図２】本発明の実施形態にかかる点灯装置を示すブロック図
【図３】本発明の実施形態にかかる点灯装置を示す回路図
【図４】図１に示す各部における入力または出力の信号波形を示す図
【図５】本発明の実施形態におけるＨＩＤランプの供給電力変化を示すグラフ
【図６】図１に示す発振周波数制御手段におけるＣＰＵの処理手順を示すフローチャート
【図７】従来の点灯装置のＰＷＭ制御部を示すブロック図
【符号の説明】
１…直流電圧源
２…ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
３…フルブリッジ回路
４…イグナイタ回路
５…ＨＩＤランプ
６、６ａ…ＰＷＭ制御部
１１…フライバックトランス、
１２、２１ａ〜２１ｄ…ＦＥＴ
３１、３１ａ…電力制御部
３２、３２ａ…誤差増幅器
３３ａ…発振回路
３４、３４ａ…三角波発振器
３５、３５ａ…比較器、
３６…発振周波数制御手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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