(57)【要約】【課題】フィルタの小型化、低コスト化を図り、さらに製品自体および周囲の機器に対する動作信頼性を向上すること。【解決手段】交流電源１を整流して直流電源に変換する整流回路３と、前記直流電源をスイッチング素子８により高周波電流に変換して加熱コイル５および共振コンデンサ４から成る共振回路６に供給し、近傍に配置された負荷７を加熱するインバータ９と、前記スイッチング素子８のオンオフのデューティを設定して加熱電力を可変する電力設定手段１２と、前記スイッチング素子８のオンオフの周波数を決定する発振手段１４とを備えた誘導加熱調理器において、前記発振手段１４の発振周波数を変更制御する周波数変更手段１３を備え、この周波数変更手段１３は前記発振手段１４の発振周波数を基本周波数（ｆ０）を中心として上下に小変化させた周波数（ｆ０±Δｆ）の範囲でほぼ周期的に変更制御する。【選択図】　図１
2004055312.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（１）を整流して直流電源に変換する整流回路（３）と、前記直流電源をスイッチング素子（８）により高周波電流に変換して加熱コイル（５）および共振コンデンサ（４）から成る共振回路（６）に供給し、近傍に配置された負荷（７）を加熱するインバータ（９）と、前記スイッチング素子（８）のオンオフのデューティを設定して加熱電力を可変する電力設定手段（１２）と、前記スイッチング素子（８）のオンオフの周波数を決定する発振手段（１４）とを備えた誘導加熱調理器において、
前記発振手段（１４）の発振周波数を変更制御する周波数変更手段（１３）を備え、この周波数変更手段（１３）は前記発振手段（１４）の発振周波数を基本周波数（ｆ０）を中心として上下に小変化させた周波数（ｆ０±Δｆ）の範囲でほぼ周期的に変更制御することを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項２】
周波数変更手段（１３）は発振周波数の変更周期を最短で交流電源（１）の半波周期とするとともに発振周波数の変更を交流電源（１）のゼロクロス点に同期して行うことを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導加熱調理器の制御手段に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の誘導加熱調理器は、裸火が出ず、負荷の温度制御が可能で安全性が高いことから、卓上のガステーブル等に代わる熱源として認知されている。また、システムキッチン等に組み込まれる電気調理器としては、従来、シーズヒータやプレートヒータ、ハロゲンヒータ等の抵抗体を熱源としたものから、一口を誘導加熱に置き換えたもの、もしくは２口以上を誘導加熱調理器にしたものに代わりつつある。
【０００３】
誘導加熱調理器は交流電源を直流電源に変換した後に、スイッチング素子でオンオフして高周波電流に変換し、この高周波電流を加熱コイルに流し、発生した磁束による電磁誘導作用により、近傍に配置された金属製の負荷に電流を発生させ、この電流により自己発熱させて加熱している。
【０００４】
動作周波数は２０ｋＨｚ程度から４０ｋＨｚ程度であり、加熱コイルにはピークで６０Ａから８０Ａ程度の電流が流れる。このような大電流を高周波数でオンオフするので、電源に誘起される雑音成分は大きなものとなり、周囲の他の機器を誤動作させる等の問題を生じさせることがある。
【０００５】
この問題に対処するため、従来はノーマルモードコイルやコモンモードコイルなどとコンデンサを組み合わせたフィルタを交流電源側に挿入するなど、雑音成分を低減するよう配慮している。
【０００６】
このような従来例を、図を用いて説明する。図６は従来例の回路ブロック図、図７は従来例における主要部の信号波形を示す図、図８は従来例の制御方法における雑音成分の分布を示す図である。
【０００７】
図６において、交流電源１をフィルタ２を介して整流回路３で整流し、直流電源に変換する。インバータ９は加熱コイル５および共振コンデンサ４から成る共振回路６と、上アームスイッチング素子８ａおよび下アームスイッチング素子８ｂから成るスイッチング素子８とで構成され、前記直流電源をスイッチング素子８により高周波電流に変換して共振回路６に供給し、近傍に配置された負荷７を加熱する。
【０００８】
制御手段１１は、交流電源１の周期に同期した信号を生成する電源同期信号生成手段１０の信号に同期して、使用者（図示せず）が設定する加熱電力に応じたデューティ信号を電力設定手段１２に出力し、且つ発振指示信号を発振手段１４に出力する。
【０００９】
発振手段１４は発振指示信号により一定の周波数で発振パルスを出力し、電力設定手段１２は制御手段１１のデューティ信号に応じたオンオフデューティ設定信号を出力する。駆動パルス生成手段１５は発振手段１４の発振パルスに同期し、電力設定手段１２のオンオフデューティ設定信号に応じてスイッチング素子８すなわち上下アームスイッチング素子８ａ、８ｂを駆動するパルスを生成出力する。
【００１０】
以上の構成において、回路の主要部の動作を図７を参照して説明する。
【００１１】
図７において、波形Ａは発振手段１４の出力する発振パルス、波形Ｂは制御手段１１の出力するデューティ信号、波形Ｃは電力設定手段１２の出力するオンオフデューティ設定信号、波形Ｄａ、Ｄｂはそれぞれ上下アームスイッチング素子８ａ、８ｂを駆動する駆動パルス生成手段１５の出力パルスを示している。尚、図７の横軸は全て時間である。
【００１２】
波形Ａすなわち発振パルスは常に一定周期、すなわち一定周波数である。波形Ｂすなわちデューティ信号は加熱電力の設定値が異なる三つの場合を表しており、「Ｌｏｗ」は低電力設定値、「Ｍｉｄ」は中電力設定値、「Ｈｉｇｈ」は高電力設定値の場合を示している。
【００１３】
波形Ｃすなわちオンオフデューティ設定信号はデューティ信号の加熱電力の設定値に応じた信号となる。波形Ｄａ、Ｄｂすなわち上下アームスイッチング素子８ａ、８ｂ用駆動パルスは波形Ａすなわち発振手段１４の出力する発振パルスと、波形Ｃすなわち電力設定手段１２の出力するオンオフデューティ設定信号から作成され、信号レベルが高レベルの時上下アームスイッチング素子８ａ、８ｂはオンとなり、低レベルの時オフとなる。
【００１４】
使用者（図示せず）が加熱電力を設定し、加熱の開始を指示すると、制御手段１１は電源同期信号生成手段１０の信号に同期して、設定された加熱電力に応じたデューティ信号（波形Ｂ）を電力設定手段１２に出力し、且つ発振指示信号を発振手段１４に出力する。この発振指示信号により、発振手段１４は一定の周波数で発振パルス（波形Ａ）を出力する。
【００１５】
電力設定手段１２はデューティ信号（波形Ｂ）に応じたオンオフデューティ設定信号（波形Ｃ）を出力する。駆動パルス生成手段１５は発振手段１４の発振パルス（波形Ａ）に同期し、電力設定手段１２のオンオフデューティ設定信号（波形Ｃ）に応じて上下アームスイッチング素子８ａ、８ｂを駆動するパルス（波形Ｄａ、Ｄｂ）を生成する。
【００１６】
この駆動パルス（波形Ｄａ、Ｄｂ）によって上下アームスイッチング素子８ａ、８ｂがオンオフされ、交流電源１が整流変換された直流電源を高周波電流に変換して共振回路６に供給し、近傍に配置された負荷７が加熱される。
【００１７】
加熱電力の設定値が「Ｌｏｗ」、「Ｍｉｄ」、「Ｈｉｇｈ」の各場合において、オンオフデューティ設定信号（波形Ｃ）および上下アームスイッチング素子８ａ、８ｂ用駆動パルス（波形Ｄａ、Ｄｂ）は図に示すように、加熱電力の各設定値に応じた信号波形となる。すなわち、加熱電力の設定値が低設定値から高設定値になるに従って、上アームスイッチング素子８ａ用駆動パルス（波形Ｄａ）のオン時間は長くなり、下アームスイッチング素子８ｂ用駆動パルス（波形Ｄｂ）のオン時間は短くなる。
【００１８】
この時、上下アームスイッチング素子８ａ、８ｂ用駆動パルス（波形Ｄａ、Ｄｂ）の周波数は発振手段１４の発振周波数と同じ一定の周波数である。この周波数を基本周波数ｆ０とすると、電源にはこの基本周波数ｆ０および高調波の雑音成分が誘起される。この模様を図８に示す。
【００１９】
図８は縦軸に雑音成分のエネルギー、横軸に周波数を示している。図のように、スイッチング素子８のオンオフの周波数が常に一定の周波数のため、雑音成分は基本周波数ｆ０および高調波２ｆ０（ｆ０の２倍の周波数。以下同様。）、３ｆ０、４ｆ０・・・（図においては５ｆ０以降を省略している。）において高いエネルギーとなる。このような雑音成分を低減するために、電源側に図６に示すようなフィルタ２を挿入している。
【００２０】
フィルタを使用した従来例として特開平６−２７５３７２号公報、特開平５−８９９５５号公報などがある。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
前述したように、従来の誘導加熱調理器は、電源に誘起される雑音成分を低減するため、フィルタ２を電源側に挿入するなどの対処を行っている。
【００２２】
しかしながら、誘導加熱調理器の高出力化に伴い、フィルタ２に流れる電流が増大し、雑音成分を減衰させるためにフィルタ２を構成するコイルの巻き数を増加する必要があり、このためコイルの大型化や、コンデンサ容量の増大等が必要となっている。従って、製品へのフィルタ２の実装容積の増大や製造コストの増大等の問題を招いている。
【００２３】
さらに、動作周波数の基本周波数成分のみならず、高調波成分の雑音も高エネルギーを持つために、フィルタ２の性能向上には限界があり、製品自体の動作が不安定になったり、周囲の他の機器の動作に対して悪影響を与えるなど、動作信頼性にも問題が生じている。
【００２４】
本発明は、前記課題を解決するものであり、フィルタの小型化、低コスト化を図り、さらに製品自体および周囲の機器に対する動作信頼性を向上することを目的とする。
【００２５】
また、ソフトウェア構成、回路構成を簡単な構成で実現することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上述の課題を解決するために、交流電源を整流して直流電源に変換する整流回路と、前記直流電源をスイッチング素子により高周波電流に変換して加熱コイルおよび共振コンデンサから成る共振回路に供給し、近傍に配置された負荷を加熱するインバータと、前記スイッチング素子のオンオフのデューティを設定して加熱電力を可変する電力設定手段と、前記スイッチング素子のオンオフの周波数を決定する発振手段とを備えた誘導加熱調理器において、前記発振手段の発振周波数を変更制御する周波数変更手段を備え、この周波数変更手段は前記発振手段の発振周波数を基本周波数（ｆ０）を中心として上下に小変化させた周波数（ｆ０±Δｆ）の範囲でほぼ周期的に変更制御するものである。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明は、前述のように、スイッチング素子のオンオフの周波数を決定する発振手段を備えた誘導加熱調理器において、前記発振手段の発振周波数を変更制御する周波数変更手段を備え、この周波数変更手段は前記発振手段の発振周波数を基本周波数（ｆ０）を中心として上下に小変化させた周波数（ｆ０±Δｆ）の範囲でほぼ周期的に変更制御するものである。
【００２８】
これによって、フィルタの小型化、低コスト化を図り、さらに製品自体および周囲の機器に対する動作信頼性を向上することができる。
【００２９】
また、周波数変更手段は発振周波数の変更周期を最短で交流電源の半波周期とするとともに発振周波数の変更を交流電源のゼロクロス点に同期して行うものである。
【００３０】
これによって、ソフトウェア構成、回路構成を簡単な構成で実現することができる。
【００３１】
【実施例】
以下、本発明の一実施例を図面に従って説明する。
【００３２】
図１は本発明の一実施例の回路ブロック図、図２は本発明の一実施例における発振手段の内部構成を示す図、図３は本発明の制御方法を示す図、図４は本発明の制御方法における雑音成分の分布を示す図、図５は本発明のスイッチング素子の制御方法を示す図である。
【００３３】
図１に従い、本発明の一実施例の全体の構成を説明する。
【００３４】
図において、１は交流電源である。２はフィルタで、二つのコンデンサとコモンモードチョークコイルから成り、入力端子が交流電源１に接続され、電源に誘起される雑音を低減する。３は整流回路で、複数の整流器で構成され、入力端子（図の〜端子）がフィルタ２の出力端子に接続され、フィルタ２を介して交流電源１を整流し直流電源に変換して出力端子（図の＋端子および−端子）から出力する。
【００３５】
４は共振コンデンサで、一端が整流回路３の低圧側出力端子（図の−端子）に接続される。５は加熱コイルで、一端が共振コンデンサ４の他端に接続される。
【００３６】
６は共振回路で、加熱コイル５および共振コンデンサ４から成る。７は負荷である。
【００３７】
８はスイッチング素子で、上アームスイッチング素子８ａおよび下アームスイッチング素子８ｂから成り、この二つを直列に接続し、接続点を加熱コイル５の他端に接続し、一端を整流回路３の高圧側出力端子（図の＋端子）に接続し、他端を整流回路３の低圧側出力端子に接続し、前記直流電源を高周波電流に変換して共振回路６に供給する。
【００３８】
９はインバータで、共振回路５とスイッチング素子８から成り、近傍に配置された負荷７を加熱する。
【００３９】
１０は電源同期信号生成手段で、交流電源１の両端に接続され、交流電源１の半波周期に同期した信号を生成して出力する。１１は制御手段で、電源同期信号生成手段１０の信号が入力され、この信号に同期して、使用者（図示せず）が設定する加熱電力に応じたデューティ信号と周波数変更指示信号を出力する。
【００４０】
１２は電力設定手段で、制御手段１１のデューティ信号が入力され、この信号に応じてスイッチング素子８のオンオフのデューティを設定して加熱電力を可変するオンオフデューティ設定信号を出力する。
【００４１】
１３は周波数変更手段で、制御手段１１の周波数変更指示信号が入力され、この周波数変更指示信号を変換した信号を出力し、後記発振手段１４の発振周波数を変更制御する。詳しくは、後記発振手段１４の発振周波数を基本周波数（ｆ０）を中心として上下に小変化させた周波数（ｆ０±Δｆ）の範囲でほぼ周期的に変更制御する。
【００４２】
１４は発振手段で、周波数変更手段１３の信号が入力され、この信号に応じてスイッチング素子８のオンオフの周波数を決定し、この周波数で発振パルスを出力する。
【００４３】
１５は駆動パルス生成手段で、発振手段１４の発振パルスと電力設定手段１２のオンオフデューティ設定信号が入力され、発振手段１４の発振パルスに同期し、電力設定手段１２のオンオフデューティ設定信号に応じてスイッチング素子８すなわち上下アームスイッチング素子８ａ、８ｂを駆動するパルスを生成する。
【００４４】
図２は発振手段１４の内部構成の二つの例を示す図である。図２（ａ）において、１６は汎用のアナログ発振ＩＣ（５５５等）で形成される発振器、１７は抵抗、１８はそれぞれ異なる容量をもつ複数のコンデンサ１８ａ、１８ｂ、１８ｃ・・・からなるコンデンサ回路、１９は前記コンデンサ１８ａ、１８ｂ、１８ｃ・・・を切り替えるスイッチ手段である。要するに、抵抗１７およびコンデンサ回路１８で充放電手段を形成し、これに発振器１６を接続して発振回路を構成したものであり、次にこの動作を説明する。
【００４５】
コンデンサ回路１８内のコンデンサ１８ａがスイッチ手段１９により選択されて抵抗１７と接続されている場合、コンデンサ１８ａの容量と抵抗１７で決定される充放電速度に応じた周波数の発振パルスが発振器１６すなわち発振手段１４から出力される。周波数変更手段１３から周波数変更信号が入力されると、スイッチ手段１９はコンデンサ回路１８との接続を切り替える。
【００４６】
例えば、コンデンサ１８ａからコンデンサ１８ｂに接続を切り替えると、発振手段１４が出力する発振パルスの周波数はコンデンサ１８ｂの容量と抵抗１７で決定される充放電速度に応じた周波数に変更される。コンデンサ回路１８を構成するコンデンサ数およびスイッチ手段１９の切り替え数を変更したい周波数の数と同数で構成すれば任意の数の周波数の変更が可能である。
【００４７】
図２（ｂ）において、２０は発振手段１４の出力する周波数より高い周波数で発振する発振子、２１はバイナリカウンタ、２２はカウンタ値設定手段である。バイナリカウンタ２１はＣＫ端子に入力される発振子２０からの高周波数の信号をカウントし、カウンタ値が周波数変更手段１３からの周波数変更信号によってカウンタ値設定手段２２に設定されたカウンタ値と一致したらパルスを出力し、同時にカウンタをクリアし、再びカウントする。以後、この動作を繰り返す。
【００４８】
このような構成にすることにより、発振手段１４はカウンタ値設定手段２２に設定するカウンタ値に対応した周波数の発振パルスを出力でき、かつ、カウンタ値設定手段２２に設定するカウンタ値を周波数変更信号で切り替えることで、発振手段１４から任意の周波数の発振パルスを出力させることができる。類似の方式として、カウンタＩＣを用いずにマイクロコンピュータを使用し、その内部カウンタを利用する構成も可能である。
【００４９】
以上の構成において、従来の場合と同じ基本的構成部分の動作は従来とほぼ同様なので、基本的構成部分の動作の説明は省略し、従来と異なる周波数変更手段１３に係る動作を図３を参照して説明する。
【００５０】
図３は、縦軸に発振手段１４の発振周波数、交流電源、電源同期信号を示したもので、横軸は全て時間である。次の説明は主に発振手段１４の発振周波数の図を参照して行う。
【００５１】
加熱が開始されると、周波数変更手段１３は発振手段１４の発振周波数を基本周波数（ｆ０）とする周波数変更信号を出力する。ほぼ一定時間後、周波数変更手段１３は発振手段１４の発振周波数を基本周波数（ｆ０）より上に小変化させた周波数（ｆ０＋Δｆ）とする周波数変更信号を出力する。さらにほぼ一定時間後、周波数変更手段１３は発振手段１４の発振周波数を基本周波数（ｆ０）より下に小変化させた周波数（ｆ０−Δｆ）とする周波数変更信号を出力する。さらにほぼ一定時間後、変更手段１３は発振手段１４の発振周波数を基本周波数（ｆ０）とする周波数変更信号を出力する。以後、周波数変更手段１３はほぼ周期的にこの変更制御を繰り返す。
【００５２】
この結果、電源に誘起される雑音成分は図４のようになる。
【００５３】
図４は縦軸に雑音成分のエネルギー、横軸に周波数を示したもので、参考に従来の場合を破線で示している。図のように、基本周波数（ｆ０）周辺で、基本周波数（ｆ０）だけでなく、基本周波数（ｆ０）より上に小変化させた周波数（ｆ０＋Δｆ）、および基本周波数（ｆ０）より下に小変化させた周波数（ｆ０−Δｆ）にもエネルギーが発生するが、各エネルギーはこれら三つの周波数に分散されるため、単一の周波数の従来の場合より低いエネルギーとなる。また、これらの２倍、３倍、４倍・・・の高調波の雑音成分も分散されて、従来の場合より低いエネルギーとなる。尚、図において５倍の高調波（５ｆ０）以降は省略している。
【００５４】
これにより、フィルタ２の小型化、低コスト化を図り、さらに製品自体および周囲の機器に対する動作信頼性の向上を実現できる。
【００５５】
但し、前記したように発振周波数を周期的に変更制御した場合の電力制御方法すなわちスイッチング素子８の制御方法は、以下の如く従来に対し変更補正する必要がある。
【００５６】
図５は各状態Ｅ、Ｆ、Ｆ’、Ｇ、Ｇ’の上下アームスイッチング素子８ａ、８ｂの駆動パルス波形を示したもので、以下に詳述する。
【００５７】
状態Ｅは発振周波数が基本周波数（ｆ０）であり、この時の周期Ｔｅは周波数（ｆ０）と「Ｔｅ＝１／ｆ０」の関係にあり、上アームスイッチング素子８ａのＯＮ時間はＴＨｅ、下アームスイッチング素子８ｂのＯＮ時間はＴＬｅである。この状態を基本的な状態とする。
【００５８】
状態Ｆは発振周波数が（ｆ０−Δｆ）であり、上アームスイッチング素子８ａのＯＮ時間を状態Ｅの時と同じＴＨｅとした場合である。この時の周期Ｔｆは周波数（ｆ０−Δｆ）と「Ｔｆ＝１／（ｆ０−Δｆ）」の関係にあるので、この周期Ｔｆは状態Ｅの時の周期Ｔｅより大である。この時、上アームスイッチング素子８ａのＯＮ時間を状態Ｅの時と同じＴＨｅにすると、下アームスイッチング素子８ｂのＯＮ時間は１周期ＴｆからＴＨｅとブランク時間を除いた時間ＴＬｆであり、ＴＬｆはＴＬｅより大となる。この場合、１周期あたりの上アームスイッチング素子８ａのオンの比率は状態Ｅと比べて低くなるため、電源側から負荷側に流れる電流が減少すなわち加熱電力が減少するという問題が生ずる。従って、これを補正するためには上アームスイッチング素子８ａのＯＮ時間を長くする必要がある。
【００５９】
この補正を行った模様を示したのが状態Ｆ’である。すなわち、上アームスイッチング素子８ａのＯＮ時間をＴＨｅより長いＴＨｆ’とし、下アームスイッチング素子８ｂのＯＮ時間をＴＬｆより短いＴＬｆ’とする。このように補正変更することにより、発振周波数を（ｆ０−Δｆ）に変更しても状態Ｅすなわち基本周波数（ｆ０）の場合と同じ加熱電力となる。
【００６０】
状態Ｇは発振周波数が（ｆ０＋Δｆ）であり、上アームスイッチング素子８ａのＯＮ時間を状態Ｅの時と同じＴＨｅとした場合である。この時の周期Ｔｇは周波数（ｆ０＋Δｆ）と「Ｔｇ＝１／（ｆ０＋Δｆ）」の関係にあるので、この周期Ｔｇは状態Ｅの時の周期Ｔｅより小である。この時、上アームスイッチング素子８ａのＯＮ時間を状態Ｅの時と同じＴＨｅにすると、下アームスイッチング素子８ｂのＯＮ時間は１周期ＴｇからＴＨｅとブランク時間を除いた時間ＴＬｇであり、ＴＬｇはＴＬｅより小となる。この場合、１周期あたりの上アームスイッチング素子８ａのオンの比率は状態Ｅと比べて高くなるため、電源側から負荷側に流れる電流が増大すなわち加熱電力が増大するという問題が生ずる。従って、これを補正するためには上アームスイッチング素子８ａのＯＮ時間を短くする必要がある。
【００６１】
この補正を行った模様を示したのが状態Ｇ’である。すなわち、上アームスイッチング素子８ａのＯＮ時間をＴＨｅより短いＴＨｇ’とし、下アームスイッチング素子８ｂのＯＮ時間をＴＬｇより長いＴＬｇ’とする。このように補正変更することにより、発振周波数を（ｆ０＋Δｆ）に変更しても状態Ｅすなわち基本周波数（ｆ０）の場合と同じ加熱電力となる。
【００６２】
つまり、前記した発振手段１４の発振周波数をｆ０→ｆ０＋Δｆ→ｆ０−Δｆ→ｆ０→・・・に変更制御するのに合わせて上下アームスイッチング素子８ａ、８ｂのＯＮ時間制御を状態Ｅ→状態Ｇ’→状態Ｆ’→状態Ｅ→・・・のようにすることにより加熱電力を安定にすることができる。
【００６３】
また、周波数変更手段１３は発振周波数の変更周期を最短で交流電源１の半波周期とするとともに発振周波数の変更を交流電源１のゼロクロス点に同期して行う構成とする。
【００６４】
図３に示すように、電源同期信号生成手段１０は交流電源１がほぼゼロボルトとなるタイミングでパルスを発生させる信号を出力する。すると、この電源同期信号は交流電源１の半波周期かつゼロクロス点でパルスを出力する。この信号が制御手段１１を経由して周波数変更手段１３に伝達されるので、周波数変更手段１３は前記構成が可能である。
【００６５】
このような構成にすることにより、第一に、制御手段１１内にマイクロコンピュータを有し、このマイクロコンピュータのプログラム処理すなわちソフトウェアによって上記のようなスイッチング素子８等の制御を行うことが容易になる。つまり、マイクロコンピュータのソフトウェアは入出力処理を定期的に行うことが必要であるが、この処理を電源周波数すなわち電源同期信号生成手段１０の出力信号に同期して行えばよいのでソフトウェア構成を簡単な構成で実現できる。
【００６６】
第二に、インバータ９部の電流検出（図示せず）や電力制御処理を交流電源１のゼロクロス点を基準に所定の位相で行うことが必要であるが、新たな回路を追加することなく電源同期信号生成手段１０をそのまま利用すればよいので、最も簡単な回路構成で実現できる。
【００６７】
また、周波数変更処理を遅い周期で処理してもよい場合には、周波数変更手段１３は発振周波数の変更周期を交流電源１の半波周期の複数倍としてもよく、この場合も前記と同様の構成で実現可能である。
【００６８】
但し、周波数変更処理を速い周期で処理することが必要な場合には、周波数変更手段１３は交流電源１のゼロクロス点からゼロクロス点に至るまでに数段階の周波数変更処理を行ってもよい。
【００６９】
【発明の効果】
以上述べたように本発明の誘導加熱調理器によれば、交流電源を整流して直流電源に変換する整流回路と、前記直流電源をスイッチング素子により高周波電流に変換して加熱コイルおよび共振コンデンサから成る共振回路に供給し、近傍に配置された負荷を加熱するインバータと、前記スイッチング素子のオンオフのデューティを設定して加熱電力を可変する電力設定手段と、前記スイッチング素子のオンオフの周波数を決定する発振手段とを備えた誘導加熱調理器において、前記発振手段の発振周波数を変更制御する周波数変更手段を備え、この周波数変更手段は前記発振手段の発振周波数を基本周波数（ｆ０）を中心として上下に小変化させた周波数（ｆ０±Δｆ）の範囲でほぼ周期的に変更制御するものである。
【００７０】
これによって、フィルタの小型化、低コスト化を図り、さらに製品自体および周囲の機器に対する動作信頼性を向上することができる。
【００７１】
また、周波数変更手段は発振周波数の変更周期を最短で交流電源の半波周期とするとともに発振周波数の変更を交流電源のゼロクロス点に同期して行うものである。
【００７２】
これによって、ソフトウェア構成、回路構成を簡単な構成で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の回路ブロック図である。
【図２】本発明の一実施例における発振手段の内部構成を示す図である。
【図３】本発明の制御方法を示す図である。
【図４】本発明の制御方法における雑音成分の分布を示す図である。
【図５】本発明のスイッチング素子の制御方法を示す図である。
【図６】従来例の回路ブロック図である。
【図７】従来例における主要部の信号波形を示す図である。
【図８】従来例の制御方法における雑音成分の分布を示す図である。
【符号の説明】
１　交流電源
３　整流回路
４　共振コンデンサ
５　加熱コイル
６　共振回路
７　負荷
８　スイッチング素子
９　インバータ
１０　電源同期信号生成手段
１２　電力設定手段
１３　周波数変更手段
１４　発振手段
【図１】
2004055312.tif 000003
【図２】
2004055312.tif 000004
【図３】
2004055312.tif 000005
【図４】
2004055312.tif 000006
【図５】
2004055312.tif 000007
【図６】
2004055312.tif 000008
【図７】
2004055312.tif 000009
【図８】
2004055312.tif 000010