(57)【要約】【課題】ＦＭ信号復調器としての感度の変更が容易で、その感度の変更によって応答速度が変化することがなく、かつ波形歪みがない微分演算を用いるＦＭ信号復調方法及びその装置を提供する。【解決手段】周波数が復調しようとするＦＭ信号の中心周波数で、位相が互いに９０°異なる基準信号を、入力されたＦＭ信号とそれぞれに周波数混合して、０Ｈｚを中心として位相が互いに９０°異なる中間周波信号ＩおよびＱに変換し、この中間周波信号ＩとＱおよびＩとＱそれぞれを時間微分した信号ｄＩとｄＱをタスキ掛けに掛け算した信号Ｉ・ｄＱおよびＱ・ｄＩの差Ｉ・ｄＱ−Ｑ・ｄＩを出力する。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数が、復調しようとするＦＭ信号の中心周波数で位相が互いに９０°異なる基準信号を、入力されたＦＭ信号とそれぞれに周波数混合して、０Ｈｚを中心として位相が互いに９０°異なる中間周波信号ＩおよびＱに変換し、該中間周波信号ＩとＱおよび該ＩとＱそれぞれを時間微分した信号ｄＩとｄＱをタスキ掛けに掛け算した信号Ｉ・ｄＱおよび信号Ｑ・ｄＩの差Ｉ・ｄＱ−Ｑ・ｄＩを出力することを特徴とする微分演算を用いるＦＭ信号復調方法。
【請求項２】
請求項１記載の微分演算を用いるＦＭ信号復調方法において、前記中間周波信号ＩおよびＱの周波数成分を修飾するフィルタを設置することを特徴とする微分演算を用いるＦＭ信号復調方法。
【請求項３】
走査型プローブ顕微鏡のプローブの振動周波数の偏移を検出することを目的とするＦＭ信号復調装置であって、請求項１又は２記載の微分演算を用いるＦＭ信号復調方法を用いることを特徴とする微分演算を用いるＦＭ信号復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、中心周波数の安定性が高く、周波数偏移検出感度を高めても応答速度が低下しない微分演算を用いるＦＭ信号の復調方法及びその装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、以下のようなＦＭ信号復調方法または装置が存在する。
【０００３】
（１）スロープ検波・復同調検波
（２）直交検波（クワドラチャ検波）
（３）遅延検波
（４）レシオ検波
（５）ＰＬＬ検波
以下、それぞれのＦＭ信号復調方法について説明する。
【０００４】
（１）スロープ検波・復同調検波
図５は従来のスロープ検波のブロックダイヤグラムとその各部の波形図である。
【０００５】
この図において、入力信号５１はＦＭ変調（波形５Ａ）されているので、共振回路５５が持つ周波数−振幅特性によって振幅変調（波形５Ｂ）を施された信号５２になり、これを振幅検波５６（波形５Ｃ）で信号５３にして、フィルタ５７によって低周波成分５４を抽出（波形５Ｄ）することにより、ＦＭ信号復調が達成される。
【０００６】
図６は従来のスロープ検波に使われる共振回路の周波数−振幅特性の一例を示す図である。この図において、横軸は周波数、縦軸は振幅利得を示している。
【０００７】
共振回路はＦＭ信号の中心周波数６２より少し離れた周波数６５に同調されており、周波数−振幅特性の傾きが大きい部分を利用することによって、周波数偏移６３を振幅変化６４に変換する際の感度を向上させている。
【０００８】
また、従来の復同調検波は、上記のような共振回路を２個使用して、一方の共振回路をＦＭ信号の中心周波数より上に、他方の共振回路をＦＭ信号の中心周波数より下にそれぞれ同調させ、それぞれスロープ検波した結果を合成することで直線性を改善したＦＭ信号復調方法である。
【０００９】
（２）直交検波（クワドラチャ検波）
図７は従来の直交検波のブロックダイヤグラムを示す図である。
【００１０】
この図において、入力信号７１は位相比較器７６に直接入力されるほか、共振回路７５を通り位相変化を受けた信号７２が位相比較器７６に入力される。位相比較器７６の出力７３をフィルタ７７に通してその低周波成分７４を取り出すことでＦＭ信号復調が達成される。
【００１１】
図８は従来の直交検波において共振回路が入力と出力の間に与える位相変化の一例を示す図である。この図において、横軸は周波数、縦軸は位相を示している。
【００１２】
入力信号の中心周波数８Ａにおいて位相が９０°遅れになるように共振回路を同調しておくと、入力信号が正の周波数偏移を受けた場合には位相９０°を超える遅れ（８Ｂ）となり、負の周波数偏移を受けた場合には位相９０°未満の遅れ（８Ｃ）となる。共振回路と同じ目的で、セラミック振動子を利用することもある。
【００１３】
位相比較器としては、アナログの乗算器の他にディジタルの排他論理和ゲートを利用する場合もあるが、図９を用いてアナログ乗算器を用いる場合の動作を説明する。
【００１４】
図９は従来のアナログ乗算器を用いた位相比較器の動作の説明図である。
【００１５】
乗算器に入力される一対の信号の位相が直交している場合〔図９（ａ）〕には乗算結果は直流成分を含まない。一方、一対の信号の間に９０°を超えるか、または９０°に満たない位相差がある場合〔図９（ｂ），（ｃ）〕は乗算結果が位相差を反映した直流成分を含む。
【００１６】
（３）遅延検波
図１０は従来の遅延検波の代表的なブロックダイヤグラムを示す図である。
【００１７】
遅延検波は、直交検波の共振回路を遅延手段に置き換えたものであり、広義の直交検波に分類することもできる。入力信号１０１は位相比較器１０６に直接入力されるほか、遅延手段１０５を通して遅延を受けた信号１０２が位相比較器１０６に入力される。位相比較器１０６の出力１０３をフィルタ１０７に通してその低周波成分１０４を取り出すことでＦＭ信号復調が達成される。
【００１８】
遅延手段１０５は信号の周波数に関係なく一定時間の遅延を与える目的で設置される。一定時間の遅延の結果、信号１０２に含まれる周波数成分は、周波数に比例する位相遅れを与えられる。遅延検波をアナログ回路で実現する場合には、遅延手段として同軸ケーブルや遅延線が利用される。ディジタル信号処理として実現する場合には、過去の時点でサンプルされたデータを利用することをもって、遅延手段とすることができる。
【００１９】
下記非特許文献１に、遅延検波をディジタル信号処理として実現する方法が述べられている。
【００２０】
図１１は低周波成分を抽出するためのフィルタを用いない方法を示した図である。図１１（ａ）ではＦＭ信号１１１が遅延回路１１２に入力されるとともに、９０°移相器１１３に入力され、遅延回路１１２及び９０°移相器１１３それぞれの出力１１６とそれを回路要素１１４で１サンプリング時間遅延した信号１１７とをたすき掛けに乗算した結果１１５を互いに引き算して出力１１８とする。
【００２１】
９０°移相器１１３はＦＭ信号の周波数偏移範囲全体に渡って、周波数に依存せず９０°の位相変化を与えるものであり、遅延回路１１２の目的は９０°位相器１１３で生じる時間遅れを補償することである。その結果として一対の信号１１６の位相は互いに９０°ずれることになる。その後、遅延をかけた信号１１７ともとの信号１１６を乗算した信号１１５では、高周波成分は同位相に、低周波成分は逆位相になるので、互いに引き算することで低周波成分だけを抽出することができる。図１１（ｂ）の例も、前半の処理部１１９が異なるだけで、その後の処理は図１１（ａ）と同じである。
【００２２】
（４）レシオ検波
図１２は従来のレシオ検波回路図、図１３は従来のレシオ検波回路内部の電圧のベクトル図である。
【００２３】
図１２に示したコイルＬ２  とコンデンサＣ２  からなる並列共振回路はＦＭ信号の中心周波数に同調されている。ＦＭ信号Ｖ１  はコイルＬ１  とコイルＬ３  ならびにコイルＬ１  とコイルＬ２  の相互誘導によって、それぞれ電圧Ｖ３  ならびに電圧Ｖ２  を発生させる。Ｖ３  に対するＶ２  の位相は、ＦＭ信号の中心周波数において直交するようになっている。ＦＭ信号の周波数が中心周波数から偏移すると、コイルＬ２  とコンデンサＣ２  から成る並列共振の性質によってＶ３  に対するＶ２  の位相が変化する。
【００２４】
ダイオードＤ１  とコンデンサＣ３  から成る振幅検波回路と、ダイオードＤ２  とコンデンサＣ４  から成る振幅検波回路には、それぞれ電圧Ｖ２  の半値とＶ３  をベクトル的に加算した信号と減算した信号が印加される。
【００２５】
図１３に示すように、ＦＭ信号の周波数ｆが中心周波数ｆ０  に一致しているとき〔図１３（ａ）〕はＶ２  の半値とＶ３  のベクトル加算と減算は同じ振幅であるが、周波数が偏移すると、Ｖ２  の位相が変わるので、Ｖ２  の半値とＶ３  のベクトル加算と減算の振幅に差ができる〔図１３（ｂ），（ｃ）〕。レシオ検波回路はこれらの振幅検波電圧の差Ｖ４  を出力とすることでＦＭ信号復調を達成する。
【００２６】
（５）ＰＬＬ検波
ＰＬＬ（位相ロックループ）検波は、周波数−電圧変換を直接行なうのではなく、入力電圧によって出力周波数が変化する電圧制御発振器を電圧−周波数変換手段として用い、これを負帰還ループに挿入することで、周波数−電圧変換（ＦＭ信号復調）を実現する。
【００２７】
図１４は従来のＰＬＬ検波のブロック図である。ＦＭ信号１４１と電圧制御発振器１４７の出力信号１４４が位相比較器１４５に入力される。位相比較器１４５はアナログ乗算器、排他的論理和ゲート、またはフリップフロップなどで構成され、信号１４１と１４４の位相差を表す電圧１４２を出力する。位相比較器１４５の出力１４２は系を安定させるためのループフィルタ１４６を通して電圧制御発振器１４７に入力され、もって負帰還が成立し、信号１４４とＦＭ信号１４１の位相差が一定にロックされる。なお、１４３は出力信号である。
【００２８】
周波数は位相の時間微分なので、位相差が一定になるように制御することは、周波数差がない（周波数が等しい）ように制御することでもある。従って、電圧制御発振器の制御電圧は入力周波数の周波数偏移を反映して変化するので、ＦＭ信号復調が達成される。
【００２９】
【非特許文献１】
谷萩隆嗣  編著「情報通信とディジタル信号処理」、ディジタル信号処理ライブラリー８、コロナ社、ＩＳＢＮ４−３３９−０１１２８−２、１５３−１５４ページ
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した従来のスロープ検波、復同調検波、直交検波およびレシオ検波は、共振回路をＦＭ信号の周波数で強制振動させ、共振回路の持つ振幅特性または位相特性によって周波数偏移を検出するので、検出感度を高めるには共振回路のＱ値を高める必要がある。また、中心周波数のドリフトを１ｐｐｍ以下まで安定化させるには、共振回路のかわりに水晶振動子を使用する必要があるが、水晶振動子のＱ値は数１０００以上と高い。
【００３１】
スロープ検波において共振回路のＱを高くすると、共振回路の振幅変化が遅くなる。また、直交検波とレシオ検波において共振回路のＱを高くすると、位相変化が振動的な過渡現象を示すようになる。このため、スロープ検波、直交検波およびレシオ検波では、高い感度と速い応答速度、または中心周波数の高い安定性と速い応答速度を両立させようとすることが原理的に矛盾している。例えば中心周波数１０ＭＨｚのＦＭ信号復調器の場合、０℃から４０℃の範囲で中心周波数の安定度を１Ｈｚ以内に管理しつつ、周波数が１００ｋＨｚに至るＦＭ信号を復調することは不可能である。
【００３２】
遅延検波においては、遅延に回路の周波数−位相関係が原点を通る直線であり、上記共振回路のように特定の周波数付近で位相が急に変化することはないので直線性が高い反面、概して感度が低い上に、ｐｐｍオーダーの安定性を持つ遅延は容易に実現できない。通常はＦＭ信号の周期の１／４程度またはそれ未満の遅延時間が使われるのに対し、遅延時間を長くすると原理的にはいくらでも感度が上がるが、遅延時間の安定性に対する要求も同時に厳しくなる。
【００３３】
ＰＬＬ方式の性能は、電圧制御発振器の電圧−周波数変換作用の性能で決定される。水晶発振器に電圧可変リアクタンス素子を組み合わせた電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）を用いることによって、１ｐｐｍ以下の安定度が実現でき、感度も向上する。また、発振器は共振現象を自励振動として利用するので、Ｑが高くても応答速度は遅くならない。しかし、ＶＣＸＯの電圧−周波数特性は直線性が悪く、周波数可変範囲が１００ｐｐｍ程度に限定される。また、負帰還ループを持つので、急激な周波数変化に対して位相ロックがはずれる場合がある。
【００３４】
本発明は、前記したような従来のＦＭ信号復調方法では解決できなかった以下の課題、すなわち、
（１）感度、応答速度、安定度を決定する因子が本質的に独立したＦＭ信号復調方式であること
（２）本質的に周波数と出力値の関係が直線であるＦＭ信号復調方法であること
（３）帰還ループを持たないＦＭ信号復調方法であること
を実現しようとするものである。
【００３５】
また、ＦＭ信号の側帯波〔図４（ａ）〕に帯域制限を掛けたい場合があるが、従来の復調方法はいずれも０Ｈｚ以外の中間周波を使用しているため、帯域制限フィルタはバンドパスフィルタ〔図４（ｂ）〕となる。このバンドパスフィルタの周波数特性を、中心周波数に対してリニアスケールで見て完全に対称にすることは難しく、対称性を維持しながらバンドパスフィルタの周波数特性を変更することはさらに難しい。
【００３６】
本発明は、上記状況に鑑みて、ＦＭ信号復調器としての感度の変更が容易で、その感度の変更によって応答速度が変化することがなく、かつ波形歪みがない微分演算を用いるＦＭ信号復調方法及びその装置を提供することを目的とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために、
〔１〕微分演算を用いるＦＭ信号復調方法において、周波数が、復調しようとするＦＭ信号の中心周波数で位相が互いに９０°異なる基準信号を、入力されたＦＭ信号とそれぞれに周波数混合して、０Ｈｚを中心とした位相が互いに９０°異なる中間周波信号ＩおよびＱに変換し、この中間周波信号ＩとＱおよびこのＩとＱそれぞれを時間微分した信号ｄＩとｄＱをタスキ掛けに掛け算した信号Ｉ・ｄＱおよびＱ・ｄＩの差Ｉ・ｄＱ−Ｑ・ｄＩを出力することを特徴とする。
【００３８】
〔２〕上記〔１〕記載の微分演算を用いるＦＭ信号復調方法において、前記中間周波信号ＩおよびＱの周波数成分を修飾するフィルタを設置することを特徴とする。
【００３９】
〔３〕走査型プローブ顕微鏡のプローブの振動周波数の偏移を検出することを目的とするＦＭ信号復調装置で、上記〔１〕又は〔２〕記載の微分演算を用いるＦＭ信号復調方法を用いることを特徴とする。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００４１】
図１は本発明にかかるＦＭ信号復調方法のダイヤグラムを示す図であり、この図において、ｆｃ  ：ＦＭ信号のノミナルな中心周波数、Δｆ：ＦＭ信号の周波数偏移、τ：微分の時定数、Ｉ，Ｑ：０Ｈｚ周辺にダウンコンバートされたＦＭ信号で互いに位相が９０°異なる中間周波信号、ｄＩ，ｄＱ：上記Ｉ，Ｑをそれぞれ微分した信号を示している。
【００４２】
この図において、直交正弦波発生器１２は、復調しようとするＦＭ信号１１の中心周波数ｆｃをその周波数とし、互いに位相が９０°異なる正弦波信号を発生する。これらの正弦波信号とＦＭ信号１１は一対のミキサ１３ｉおよび１３ｑによって０Ｈｚの中間周波に周波数変換され、それぞれ高周波除去フィルタ１４ｉおよび１４ｑによって高周波成分を除去されて中間周波信号ＩおよびＱとなる。この中間周波信号ＩおよびＱの周波数は、もとのＦＭ信号１１の周波数偏移Δｆに等しく、位相は互いに９０°異なる。簡単にするためにこれらの振幅を１とすると、
Ｉ＝ｓｉｎ（２πΔｆｔ），Ｑ＝ｃｏｓ（２πΔｆｔ）
の関係にある。
【００４３】
次に、ＩおよびＱをそれぞれ微分器１５ｉおよび１５ｑで時間微分して、信号ｄＩおよびｄＱを得る。ｄＩおよびｄＱの振幅は周波数偏移Δｆに比例し、周波数は互いに等しく、位相はそれぞれ中間周波信号ＱおよびＩに等しい。すなわち、
ｄＩ＝２τπΔｆｃｏｓ（２πΔｆｔ）
および
ｄＱ＝−２τπΔｆｓｉｎ（２πΔｆｔ）
である。ここでτは微分の時定数である。
【００４４】
次に、一対の乗算器１６ｉおよび１６ｑによって、Ｑ・ｄＩとＩ・ｄＱをそれぞれ求めて引き算すると、ピタゴラスの定理によって三角関数が消えて２τπΔｆが残るので、これを出力とする。すなわち、
Ｑ・ｄＩ−Ｉ・ｄＱ＝２τπΔｆｃｏｓ２  （２πΔｆｔ）＋２τπΔｆｓｉｎ２  （２πΔｆｔ）＝２τπΔｆ
となる。
【００４５】
図１（ｂ）に示すように、側帯波の帯域制限に関しては、Ｉ信号およびＱ信号に側帯波修飾フィルタ１７をかけることで実現する。
【００４６】
本発明のＦＭ信号復調方法は、全体をアナログ回路で実現することもできるし、高周波除去フィルタ１４ｉおよび１４ｑまでをアナログ回路で実現し、中間周波信号ＩおよびＱをＡ／Ｄ変換して以下をディジタル信号処理によって実現することもできる。
【００４７】
図２は本発明の実施例を示すＦＭ信号復調方法をアナログ回路で実現した図である。中心周波数は４．５ＭＨｚに設計されている。
【００４８】
この図において、１０ＭＨｚの基準信号２１から４．５ＭＨｚの直交する正弦波２２が作られ、直交正弦波発生器として機能する。これらの正弦波２２とＦＭ信号２３が一対のミキサ２４に入力され、Ｉ信号とＱ信号が生成される。Ｉ信号およびＱ信号はオペアンプを使った微分器で微分され、乗算器２５に入力される。乗算器２５からの出力は互いに引き算されて出力２６となる。
【００４９】
図３に、上記した実施例のＦＭ信号復調器に４４９９８００Ｈｚから４５００２００Ｈｚまで直線的に周波数が変化するＦＭ信号を入力したときの、回路内部の波形を示す。
【００５０】
復調器の中心周波数は前記した通り４５０００００Ｈｚなので、上記のＦＭ信号の周波数偏移は−２００Ｈｚから＋２００Ｈｚである。３１と３３がそれぞれＩ信号とＱ信号である。Ｉ信号とＱ信号は片方だけでは周波数偏移の正負がわからないが、グラフの中央で周波数が０になる前後でＩ信号とＱ信号の位相が逆転することで、周波数偏移の正負が表現されている。３２と３４はそれぞれｄＩ信号とｄＱ信号であり、微分によって周波数に比例した振幅変化を与えられている。３５と３６はそれぞれＩ・ｄＱとＱ・ｄＩであり、片方が符号が反転されているので、これらを反転加算回路で加算して出力３７とする。
【００５１】
上記のように構成したので、本発明によって以下に述べるように課題を解決することができる。
【００５２】
（１）ＦＭ信号復調器としての感度は微分の時定数だけで決定されるので、感度の変更によって応答速度が変化することはない。
【００５３】
（２）感度の変更は微分の時定数を変更することで容易に実現することができる。
【００５４】
（３）微分は群遅延が０の演算なので、本発明のＦＭ信号復調器は原理上応答速度を制限する要素がなく、波形歪みは原理上発生しない。
【００５５】
（４）本発明のＦＭ信号復調器の中心周波数は、直交正弦波発生器の周波数で決定されるので、目的に応じた確度の発振器を使用することができる。例えば、実施例の１０ＭＨｚを基準信号として原子時計を基準に発生した信号を用いれば、中心周波数を１０−５Ｈｚまで安定化することができる。
【００５６】
（５）微分演算は周波数−振幅特性が直線なので、本発明のＦＭ信号復調方法は周波数と出力値の関係が直線である。
【００５７】
（６）本発明のＦＭ信号復調方法はフィードバックループに起因する不安定を生じることはない。
【００５８】
また、実施上の利点として、直交正弦波発生器の振幅および位相にかなり大きい誤差があっても、ＦＭ信号復調の性能に影響が及ばないことが挙げられる。すなわち、直交正弦波発生器１２が出力する二つの正弦波信号の振幅が異なっていても、Ｉ・ｄＱおよびＱ・ｄＩは同じ振幅に揃うので、復調結果に信号成分は残らない。直交正弦波発生器１２が出力する二つの正弦波信号の位相差が正確に９０°でない場合は、正確な９０°の成分に同相成分が含まれていると考えることができる。よって、同相成分に起因する乗算器１６ｉおよび１６ｑの乗算結果は同じ式になるので、この成分は最後に引き算されて消えてしまう。
【００５９】
通常、ＦＭ信号復調装置を原子間力顕微鏡に利用する場合、例えば、カンチレバーセンサーの固有振動数の中心値からの偏移が１Ｈｚ程度で、それの繰り返し周波数が１ｋＨｚ程度というような場合があり、１回の測定に数十分かかる場合には、その時間の間中心周波数が安定していなければならない。また、カンチレバーの寸法が非常に小さい場合は、周波数偏移が１００Ｈｚで繰り返し周期が１００ｋＨｚというような場合も想定される。本発明のＦＭ信号復調方法は、前記したように感度の変更が容易であり、応答速度が早く中心周波数の安定度が高いという特徴を持つので、このような幅を持った要求を満たすことが可能である。
【００６０】
また、従来の復調方法で側帯波の帯域制限を行うためには、上記したように、バンドパスフィルタが必要なのに対し〔図４（ａ）、（ｃ）〕本発明のＦＭ信号復調方法では０Ｈｚ中心に周波数変換するので側帯波は０Ｈｚに対して対称〔図４（ｃ）〕に存在し、側帯波修飾フィルタ１７としてローパスフィルタ〔図４（ｄ）〕を使用することで自動的に上下の側帯波に対称なフィルタ効果が発揮される。このローパスフィルタは低い周波数に対するフィルタなので、アクティブフィルタやディジタルフィルタとして高精度なフィルタが提供されており、特性を変化させることも容易である。
【００６１】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【００６２】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、以下のような効果を奏することができる。
【００６３】
（Ａ）ＦＭ信号復調器としての感度は微分の時定数だけで決定されるので、感度の変更によって応答速度が変化することはない。
【００６４】
（Ｂ）感度の変更は微分の時定数を変更することで容易に実現することができる。
【００６５】
（Ｃ）微分は群遅延が０の演算なので、本発明のＦＭ信号復調器は原理上応答速度を制限する要素がなく、波形歪みは原理上発生しない。
【００６６】
（Ｄ）本発明のＦＭ信号復調器の中心周波数は、直交正弦波発生器の周波数で決定されるので、目的に応じた確度の発振器を使用することができる。例えば実施例の１０ＭＨｚを基準信号として原子時計を基準に発生した信号を用いれば、中心周波数を１０−５Ｈｚまで安定化することができる。
【００６７】
（Ｅ）微分演算は周波数−振幅特性が直線なので、本発明のＦＭ信号復調方法は周波数と出力値の関係が直線である。
【００６８】
（Ｆ）本発明のＦＭ信号復調方法はフィードバックループに起因する不安定を生じることがない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるＦＭ信号復調方法のダイヤグラムを示す図である。
【図２】本発明の実施例を示すＦＭ信号復調方法をアナログ回路で実現した図である。
【図３】図２に示すＦＭ信号復調方法をアナログ回路で実現したＦＭ信号復調の回路内部の波形を示す図である。
【図４】本発明にかかるＦＭ信号の側帯波と側帯波修飾フィルタの特性例を示す図である。
【図５】従来のスロープ検波のブロックダイヤグラムとその各部の波形図である。
【図６】従来のスロープ検波に使われる共振回路の周波数−振幅特性の一例を示す図である。
【図７】従来の直交検波のブロックダイヤグラムを示す図である。
【図８】従来の直交検波において共振回路が入力と出力の間に与える位相変化の一例を示す図である。
【図９】従来のアナログ乗算器を用いた位相比較器の動作の説明図である。
【図１０】従来の遅延検波の代表的なブロックダイヤグラムを示す図である。
【図１１】従来のディジタル信号処理による遅延検波の一例を示す図である。
【図１２】従来のレシオ検波回路図である。
【図１３】従来のレシオ検波回路内部の電圧のベクトル図である。
【図１４】従来のＰＬＬ検波のブロック図である。
【符号の説明】
１１，２３    ＦＭ信号
１２    直交正弦波発生器
１３ｉ，１３ｑ，２４    一対のミキサ
１４ｉ，１４ｑ    高周波除去フィルタ
１５ｉ，１５ｑ    微分器
１６ｉ，１６ｑ，２５    乗算器
１７    側帯波修飾フィルタ
２１    基準信号
２２    正弦波
２６，３７    出力
３１，３３    Ｉ信号とＱ信号
３２，３４    ｄＩ信号とｄＱ信号
３５，３６    Ｉ・ｄＱとＱ・ｄＩ
【図１】
2004350026.tif 000003
【図２】
2004350026.tif 000004
【図３】
2004350026.tif 000005
【図４】
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【図５】
2004350026.tif 000007
【図６】
2004350026.tif 000008
【図７】
2004350026.tif 000009
【図８】
2004350026.tif 000010
【図９】
2004350026.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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