(57)【要約】【課題】通過帯域以外の抑圧度が通過帯域の高周波側と低周波側とで共に向上された弾性表面波フィルタ及びそれを有する分波器を提供する。【解決手段】ＳＡＷフィルタ１０Ａは、ＩＤＴ１１を含んで構成され、入力端子４と出力端子５との間に静電容量Ｃが並列に付加された構成を有する。また、ＩＤＴ１１のグランド端子は共通化された（共通グランド端子８）後、インダクタンスＬを介して接地されている。すなわち、共通グランド端子８と外部グランド端子９との間にインダクタンスＬが付加された構成を有する。入出力間に静電容量Ｃを付加することで、通過帯域に対して高周波側の抑圧度を向上させることができる。共通化したグランドにインダクタンスＬを付加することで、通過帯域に対して低周波側の抑圧度を向上させることができる。両者共に付加することで、通過帯域に対して低周波側と高周波側との両方で抑圧度をより改善することができる。【選択図】          図５
2004349893.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電基板上に形成された入力側の櫛形電極と出力側の櫛形電極とを有する弾性表面波フィルタにおいて、
前記入力側の櫛形電極の入力端子と前記出力側の櫛形電極の出力端子との間に付加された静電容量と、
前記入力側の櫛形電極のグランド端子と前記出力側の櫛形電極のグランド端子とを共通化する第１の共通グランド端子と、
前記第１の共通グランド端子にグランドとの間に付加されたインダクタンスとを有することを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項２】
請求項１記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記入力側の櫛形電極及び／又は前記出力側の櫛形電極を複数有することを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項３】
請求項１又は２記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
共振周波数を奇数有し、
前記共振周波数のうち最も低い共振周波数と最も高い共振周波数とにおける通過位相が共にほぼ０度であることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項４】
請求項１又は２記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
共振周波数を奇数有し、
前記共振周波数のうち低い方から数えて偶数番目の共振周波数における通過位相がほぼ１８０度であることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項５】
請求項１から４の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記静電容量は前記圧電基板上に形成されていることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項６】
請求項１から５の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記第１の共通グランド端子は前記圧電基板上に形成されていることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項７】
請求項１から６の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記入力側の櫛形電極における前記グランド端子と接続された電極指の伸長方向と、前記出力側の櫛形電極における前記グランド端子と接続された電極指の伸長方向とが等しいことを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項８】
請求項１から６の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記入力端子と前記出力端子とが同じ側に引き出されていることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項９】
請求項１から８の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記静電容量は前記入力側の櫛形電極における入力バスバーと前記出力側の櫛形電極における出力バスバーとの間で形成されていることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項１０】
請求項１から９の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記圧電基板を収納するパッケージを有し、
前記インダクタンスは、前記パッケージ内に設けられた伝送線路と，該パッケージ内に設けられたビアと，該パッケージに設けられたキャスタレーションと，前記第１の共通グランド端子と前記パッケージとを電気的に接続するワイヤとのうち少なくとも１つが有するインダクタンスを含んで形成されていることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項１１】
請求項１から１０の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタが複数個縦続接続されていることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項１２】
請求項１１記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記弾性表面波フィルタの各段の前記第１の共通グランド端子を共通化する第２の共通グランド端子を有し、
前記インダクタンスは、前記第１の共通グランド端子と前記第２の共通グランド端子との間及び前記第２の共通グランド端子と前記グランドとの間に付加されていることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項１３】
請求項１２記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記圧電基板を収納するパッケージを有し、
前記インダクタンスは、前記パッケージ内に設けられた伝送線路と，該パッケージ内に設けられたビアと，該パッケージに設けられたキャスタレーションと，前記第１の共通グランド端子と前記パッケージとを電気的に接続するワイヤとのうち少なくとも１つが有するインダクタンスを含んで形成されていることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項１４】
請求項１から１３の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタが複数個並列接続されていることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項１５】
請求項１から１４の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記入力側の櫛形電極を１つ有し、
前記入力側の櫛形電極の弾性表面波の伝搬方向に沿った両側に前記出力側の櫛形電極を１つずつ有することを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項１６】
請求項１から１５の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記入力側の櫛形電極における前記出力側の櫛形電極に最も近い電極指と、前記出力側の櫛形電極における前記入力側の櫛形電極に最も近い電極指とが共に、グランド電極指又は信号電極指であることを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【請求項１７】
請求項１６記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記入力側の櫛形電極における前記出力側の櫛形電極に最も近い電極指と、前記出力側の櫛形電極における前記入力側の櫛形電極に最も近い電極指との電極中心間距離Ｄが、弾性表面波の中心波長をλとし、ｎを０以上の整数とすると、以下の式１を満足することを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【数１】
2004349893.tif 000012
【請求項１８】
請求項１から１５の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
前記入力側の櫛形電極における前記出力側の櫛形電極に最も近い電極指と、前記出力側の櫛形電極における前記入力側の櫛形電極に最も近い電極指との何れか一方がグランド電極指であり且つ他方が信号電極指であり、
前記入力側の櫛形電極における前記出力側の櫛形電極に最も近い電極指と、前記出力側の櫛形電極における前記入力側の櫛形電極に最も近い電極指との電極中心間距離Ｄが、弾性表面波の中心波長をλとし、ｎを０以上の整数とすると、以下の式２を満足することを特徴とする弾性表面波フィルタ。
【数２】
2004349893.tif 000013
【請求項１９】
請求項１から１８の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタを有することを特徴とする分波器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、弾性表面波フィルタ及びそれを有する分波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、ほとんどの携帯電話機におけるＲＦフィルタやアンテナ分波器には、弾性表面波（Ｓｕｒｆａｃｅ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ：以下、ＳＡＷと略す）フィルタが用いられている。
【０００３】
これらの携帯電話システムでは送信帯域と受信帯域とが近接している。このため、送受信信号の混信（クロストーク）を避けることを目的として、送信フィルタには受信帯域の抑圧が求められ、受信フィルタには送信帯域の抑圧が求められている。現状において、ＳＡＷフィルタは一般に他のフィルタデバイスと比較して通過帯域近傍を急峻に抑圧することができるが、近年ではより高い抑圧度が求められることが多くなってきている。
【０００４】
送信フィルタ又は受信フィルタの通過帯域より高周波側の抑圧度を向上させる方法としては、ＳＡＷフィルタの入力端子と出力端子との間にキャパシタンス素子を付加する方法が存在する（例えば以下に示す特許文献１〜４参照）。これを従来技術１とし、その構成を電気的等価回路で表現した一例を図１（ｂ）に示す。尚、比較のため、入出力端子間にキャパシタンス素子を付加していない従来の構成の電気的等価回路の一例を図１（ａ）に示す。
【０００５】
図１（ｂ）に示すように、従来技術１では、入力端子４と出力端子５との間に例えば３つの共振が存在するＳＡＷフィルタ２００において、入力端子４と出力端子５との間に静電容量Ｃが付加されている。図２に、図１（ａ）に示すＳＡＷフィルタ１００のフィルタ特性と、図１（ｂ）に示すＳＡＷフィルタ２００のフィルタ特性とのシミュレーション結果を示す。尚、本シミュレーションでは、例えば１．９ＧＨｚ帯としてＳＡＷフィルタ１００，２００を作製した場合を例に挙げた。
【０００６】
図２に示すように、ＳＡＷフィルタ１００のフィルタ特性では通過帯域より高周波側は比較的なだらかな抑圧特性であるが、ＳＡＷフィルタ２００のフィルタ特性では２．１ＧＨｚ付近に零点が発生しているため、通過帯域との境界領域で急峻なカットオフ特性が得られている。すなわち、入出力端子（４，５）間に静電容量Ｃを組み込むことで、通過帯域より高周波側の帯域（これを抑圧域という）に零点を発生させることができるため、高周波側の抑圧度を大幅に改善することができる。
【０００７】
また、送信フィルタ又は受信フィルタの通過帯域より低周波側の抑圧度を向上させる方法としては、ＳＡＷフィルタの入力グランド端子と出力グランド端子とをインダクタンス素子を介して接地する方法が存在する（例えば以下に示す特許文献５，６参照）。これを従来技術２とし、その構成を図３に示す。
【０００８】
図３に示すように、従来技術２では、入力端子４と出力端子５との間に櫛形電極（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ  Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ：以下、ＩＤＴと略す）１１が形成されたＳＡＷフィルタ３００において、グランド端子が共通化された（共通グランド端子８）後、インダクタンスＬを介して接地されている。図４に、図３に示すＳＡＷフィルタ３００のフィルタ特性のシミュレーション結果を示す。尚、本シミュレーションでは、例えば１．９ＧＨｚ帯としてＳＡＷフィルタ３００を作製した場合を例に挙げた。また、比較のため、図１（ａ）に示すＳＡＷフィルタ１００のフィルタ特性も示す。
【０００９】
図４に示すように、ＳＡＷフィルタ３００のフィルタ特性は１．８ＧＨｚ付近に零点が発生しているため、通過帯域との境界で急峻なカットオフ特性が得られている。すなわち、ＳＡＷフィルタ３００の入出力側のグランド端子を共通化し、これをインダクタンスＬを介して接地することで、通過帯域の低周波側の帯域（これも抑圧域である）に零点を発生させることができるため、低周波側の抑圧度を大幅に改善することができる。
【００１０】
【特許文献１】
特開平１−１３５１１３号公報
【特許文献２】
特開平１１−２５１８６１号公報
【特許文献３】
特開平９−１７２３４２号公報
【特許文献４】
特開平９−３２１５６９号公報
【特許文献５】
特開平９−１６２６７６号公報
【特許文献６】
特開昭５４−１２３８９２号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来技術１で示した、入出力間に静電容量を付加する方法では、通過帯域より高周波側の抑圧は改善できるが、通過帯域より低周波側の抑圧は悪化してしまうという問題が存在する。すなわち、例えば図２に示すように、１．８ＧＨｚ以下の周波数では、容量を付加することで抑圧度が悪くなってしまうという問題があった。
【００１２】
これとは逆に、従来技術２で示した、共通化したグランド端子をインダクタンスを介して接地する方法では、通過帯域より低周波側の抑圧は改善できるが、通過帯域より高周波側の抑圧は悪化してしまうという問題が存在する。すなわち、例えば図４に示すように、２．１ＧＨｚ以上の周波数では、インダクタンスを付加することで抑圧度が悪くなってしまうという問題があった。
【００１３】
そこで本発明は、以上のような問題を鑑み、通過帯域以外の抑圧度が高周波側と低周波側とで共に向上された弾性表面波フィルタ及びそれを有する分波器を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、本発明は、請求項１記載のように、圧電基板上に形成された入力側の櫛形電極と出力側の櫛形電極とを有する弾性表面波フィルタにおいて、前記入力側の櫛形電極の入力端子と前記出力側の櫛形電極の出力端子との間に付加された静電容量と、前記入力側の櫛形電極のグランド端子と前記出力側の櫛形電極のグランド端子とを共通化する第１の共通グランド端子と、前記第１の共通グランド端子にグランドとの間に付加されたインダクタンスとを有して構成される。入力端子と出力端子との間に静電容量を付加し、且つ、入力側のグランド端子と出力側のグランド端子とを共通化した後にインダクタンスを付加することで、通過帯域に対して高周波側及び低周波側の両方で良好な抑制度が得られる弾性表面波フィルタを実現することができる。しかも、これによる抑制度の向上は、静電容量又はインダクタンスの何れか一方のみを付加した場合よりも、低周波側及び高周波側の両方で大きく得られる。また、発生させる零点の周波数は、付加する静電容量とインダクタンスとの値で任意に設定することができるため、設計自由度が極めて高く、容易に製造することが可能である。
【００１５】
また、請求項１記載の前記弾性表面波フィルタは、例えば請求項２記載のように、前記入力側の櫛形電極及び／又は前記出力側の櫛形電極を複数有して構成することもできる。
【００１６】
また、請求項１又は２記載の前記弾性表面波フィルタは、請求項３記載のように、共振周波数を奇数有し、前記共振周波数のうち最も低い共振周波数と最も高い共振周波数とにおける通過（ｓ２１）位相が共にほぼ０度であることが好ましい。弾性表面波フィルタの共振周波数が奇数個であり、このうち最も低い共振周波数と最も高い共振周波数とが共に同相であることで、確実に通過帯域に対して高周波側及び低周波側の両方で良好な抑制度が得られる弾性表面波フィルタを実現することができる。
【００１７】
また、請求項１又は２記載の前記弾性表面波フィルタは、請求項４記載のように、共振周波数を奇数有し、前記共振周波数のうち低い方から数えて偶数番目の共振周波数における通過（Ｓ２１）位相がほぼ１８０度であることが好ましい。共振周波数が３つの弾性表面波フィルタにおいて最も低い共振周波数と最も高い共振周波数との間の共振周波数が逆相であることで、他の共振周波数を同相とする必要があるため、最も低い共振周波数と最も高い共振周波数とが共に同相となり、確実に通過帯域に対して高周波側及び低周波側の両方で良好な抑制度が得られる弾性表面波フィルタを実現することができる。
【００１８】
また、請求項１から４の何れか１項に記載の前記静電容量は、請求項５記載のように、前記圧電基板上に形成されていることが好ましい。圧電基板上に形成する金属パターンを用いて静電容量を形成するように構成することで、フォトリソグラフィ等のプロセス技術を用いて容易に静電容量を制御することが可能となる。
【００１９】
また、請求項１から５の何れか１項に記載の前記第１の共通グランド端子は、請求項６記載のように、前記圧電基板上に形成されていることが好ましい。第１の共通グランド端子を圧電基板上に形成することで、これからパッケージの外側に設けられた外部グランド端子までの配線距離を容易に長くすることが可能となるため、インダクタンスを容易に大きくすることができる。
【００２０】
また、請求項１から６の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、請求項７記載のように、前記入力側の櫛形電極における前記グランド端子と接続された電極指の伸長方向と、前記出力側の櫛形電極における前記グランド端子と接続された電極指の伸長方向とが等しいことが好ましい。入出力側においてグランド側の電極指の伸長方向を等しくすることで、圧電基板上に入出力間の静電容量を容易に形成することが可能となり、且つ圧電基板上で入力側の櫛形電極のグランド端子と出力側の櫛形電極のグランド端子とを容易に接続することが可能となる。
【００２１】
また、請求項１から６の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、請求項８記載のように、前記入力端子と前記出力端子とが同じ側に引き出されていることが好ましい。入力端子と出力端子とを同じ側に引き出すことで、これらを接近して配置させることができるため、極めて小さなスペースに、精度よく静電容量を形成することが可能となり、フィルタ特性がよく且つ小型化された弾性表面波フィルタを作製することができる。
【００２２】
また、請求項１から８の何れか１項に記載の前記静電容量は、例えば請求項９記載のように、前記入力側の櫛形電極における入力バスバーと前記出力側の櫛形電極における出力バスバーとの間で形成されていてもよい。静電容量を近接し且つ製造精度の高い入力バスバーと出力バスバーとで形成することで、極めて小さなスペースに、精度よく静電容量を形成することが可能となり、フィルタ特性がよく且つ小型化された弾性表面波フィルタを作製することができる。
【００２３】
また、請求項１から９の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、例えば請求項１０記載のように、前記圧電基板を収納するパッケージを有し、前記インダクタンスが、前記パッケージ内に設けられた伝送線路と，該パッケージ内に設けられたビアと，該パッケージに設けられたキャスタレーションと，前記第１の共通グランド端子と前記パッケージとを電気的に接続するワイヤとのうち少なくとも１つが有するインダクタンスを含んで形成されていてもよい。
【００２４】
また、本発明は、例えば請求項１１記載のように、請求項１から１０の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタが複数個縦続接続されていてもよい。通過帯域に対して高周波側及び低周波側の両方で良好な抑制度が得られる本発明の弾性表面波フィルタを複数個縦続接続することで、耐域外抑制度が更に向上した弾性表面波フィルタを実現することができる。
【００２５】
また、請求項１１記載の前記弾性表面波フィルタは、例えば請求項１２記載のように、前記弾性表面波フィルタの各段の前記第１の共通グランド端子を共通化する第２の共通グランド端子を有し、前記インダクタンスが、前記第１の共通グランド端子と前記第２の共通グランド端子との間及び前記第２の共通グランド端子と前記グランドとの間に付加されていてもよい。本発明の弾性表面波フィルタを複数個縦続接続した構成において、第１の共通グランド端子に付加するインダクタンスとは別に、各段の第１の共通グランド端子を共通化した後にインダクタンスを付加することで、特に通過帯域より低周波側の抑制度を更に向上させることが可能となる。
【００２６】
また、請求項１２記載の前記弾性表面波フィルタは、例えば請求項１３記載のように、前記圧電基板を収納するパッケージを有し、前記インダクタンスが、前記パッケージ内に設けられた伝送線路と，該パッケージ内に設けられたビアと，該パッケージに設けられたキャスタレーションと，前記第１の共通グランド端子と前記パッケージとを電気的に接続するワイヤとのうち少なくとも１つが有するインダクタンスを含んで形成されていてもよい。
【００２７】
また、本発明は、例えば請求項１４記載のように、請求項１から１３の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタが複数個並列接続されていてもよい。通過帯域に対して高周波側及び低周波側の両方で良好な抑制度が得られる本発明による弾性表面波フィルタにおいて、例えば入力インピーダンスをＮ倍した弾性表面波フィルタをＮ個、電気的に並列に接続することで、電極指抵抗を１／Ｎ２に低減することができるため、挿入損失が大幅に低減された弾性表面波フィルタを実現することができる。また、同様の構成により、個々の弾性表面波フィルタに付加する静電容量を１／Ｎとすることが可能となるため、小型化された弾性表面波フィルタを実現することができる。
【００２８】
また、請求項１から１４の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、例えば請求項１５記載のように、前記入力側の櫛形電極を１つ有し、前記入力側の櫛形電極の弾性表面波の伝搬方向に沿った両側に前記出力側の櫛形電極を１つずつ有していてもよい。このように、本発明による弾性表面波フィルタは、ダブルモード型弾性表面波（ＤＭＳ）フィルタにも適用することができる。
【００２９】
また、請求項１から１５の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、請求項１６記載のように、前記入力側の櫛形電極における前記出力側の櫛形電極に最も近い電極指と、前記出力側の櫛形電極における前記入力側の櫛形電極に最も近い電極指とが共に、グランド電極指又は信号電極指であることが好ましい。入力側の櫛形電極における出力側の櫛形電極に最も近い電極指と、出力側の櫛形電極における入力側の櫛形電極に最も近い電極指とを共にグランド電極指又は信号電極指とすることで、ＤＭＳフィルタの３つの共振周波数のうち最も低い共振周波数と最も高い共振周波数における通過（ｓ２１）位相を共にほぼ０度とし、これらの間の共振周波数における通過（ｓ２１）位相をほぼ１８０度とすることが達成されるため、本発明による通過帯域に対して高周波側及び低周波側の両方で良好な抑制度が得られるという効果を確実に奏するように構成することが可能となる。
【００３０】
また、請求項１６記載の前記弾性表面波フィルタは、請求項１７記載のように、前記入力側の櫛形電極における前記出力側の櫛形電極に最も近い電極指と、前記出力側の櫛形電極における前記入力側の櫛形電極に最も近い電極指との電極中心間距離Ｄが、弾性表面波の中心波長をλとし、ｎを０以上の整数とすると、以下の式１を満足することが好ましい。特に、入力側の櫛形電極における出力側の櫛形電極に最も近い電極指と、出力側の櫛形電極における入力側の櫛形電極に最も近い電極指とを共にグランド電極指又は信号電極指であるＤＭＳフィルタにおいて、電極中心間距離Ｄが以下の式１を満足するように設計することで、本発明による通過帯域に対して高周波側及び低周波側の両方で良好な抑制度が得られるという効果を確実に奏するように構成することが可能となる。
【００３１】
【数３】
2004349893.tif 000003
【００３２】
また、請求項１から１５の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、請求項１８記載のように、前記入力側の櫛形電極における前記出力側の櫛形電極に最も近い電極指と、前記出力側の櫛形電極における前記入力側の櫛形電極に最も近い電極指との何れか一方がグランド電極指であり且つ他方が信号電極指であり、前記入力側の櫛形電極における前記出力側の櫛形電極に最も近い電極指と、前記出力側の櫛形電極における前記入力側の櫛形電極に最も近い電極指との電極中心間距離Ｄが、弾性表面波の中心波長をλとし、ｎを０以上の整数とすると、以下の式２を満足することが好ましい。入力側の櫛形電極における出力側の櫛形電極に最も近い電極指と、出力側の櫛形電極における入力側の櫛形電極に最も近い電極指との何れか一方がグランド電極指であり且つ他方が信号電極指である場合、電極中心間距離Ｄが以下の式２を満足するように設計することで、本発明による通過帯域に対して高周波側及び低周波側の両方で良好な抑制度が得られるという効果を確実に奏するように構成することが可能となる。
【００３３】
【数４】
2004349893.tif 000004
【００３４】
また、本発明は、請求項１９記載のように、請求項１から１８の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタを有して構成された分波器である。本発明による弾性表面波フィルタを用いて分波器を作製することで、受信信号と送信信号とを確実に分離することが可能となり、通信品質を向上できる分波器を提供することが可能となる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
〔原理〕
本発明を好適に実施した形態について説明するにあたり、本発明の基本原理について先に述べる。但し、本発明は、以下の説明により限定されるものでなく、本発明の趣旨を逸脱しない限り、種々変形して実施できるものである。
【００３６】
図５に本発明の基本構成による弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタ１０Ａの回路図を示す。図５に示すように、ＳＡＷフィルタ１０Ａは、櫛形電極（ＩＤＴ）１１を含んで構成され、入力端子４と出力端子５との間に静電容量（キャパシタンス）Ｃが並列に付加された構成を有する。また、ＩＤＴ１１のグランド端子は共通化された（共通グランド端子８）後、インダクタンスＬを介して接地されている。すなわち、共通グランド端子８と外部グランド端子９との間にインダクタンスＬが付加された構成を有する。
【００３７】
ここで先ず、ＳＡＷフィルタ１０Ａの入力端子４と出力端子５との間に静電容量Ｃを付加することで、通過帯域より高周波側に零点（減衰極）が発生し、抑圧度が改善する現象のメカニズムを説明する。
【００３８】
図５に示すようなＳＡＷフィルタ１０Ａは２端子対回路として扱うことができる。従って、ＳＡＷフィルタ１０Ａの通過特性（フィルタ特性ともいう）（ｓ２１）は、アドミタンス（Ｙ）行列の各要素を用いて以下の式３のように表現することができる。尚、ｙｉｎは入力側の終端抵抗の逆数であり、ｙｏｕｔは出力側の終端抵抗の逆数である。
【００３９】
【数５】
2004349893.tif 000005
【００４０】
式３から、ｙ２１＝０のときｓ２１＝０となり、通過特性に零点が発生することがわかる。従って、静電容量を付加することで抑圧度が改善されるメカニズムの解析では、２端子対回路のｙ２１成分についてのみ考えればよい。ここで、ＳＡＷフィルタ１０Ａの入出力間に静電容量Ｃが付加されている構成は、図６に示すように、ＳＡＷフィルタ１０Ａの２端子対回路と直列キャパシタンスの２端子対回路とが並列接続された構成として扱うことができる。また、２端子対回路を並列接続した後のアドミタンス行列は、各回路のアドミタンス行列の和（Ｙ＝Ｙｓ＋Ｙｃ）である。ここで、直列キャパシタンスのアドミタンス行列Ｙｃは、以下の式４で表すことができる。
【００４１】
【数６】
2004349893.tif 000006
【００４２】
式４から、入出力間に静電容量Ｃを付加した場合では、ｙ２１の実部には変化が無く、ｙ２１の虚部のみがωＣだけ減少することが導き出せる。図７に、静電容量Ｃを付加した場合と付加していない場合とのｙ２１の実部と虚部との周波数特性及び通過特性の計算例を示す。尚、ＳＡＷフィルタ１０Ａのアドミタンス行列の計算には図１（ａ）に示す等価回路と同様な回路構成を用いた。また、図７において、（ａ）はＳＡＷフィルタ１００及び１０Ａのアドミタンスｙ２１の実部Ｒｅ（ｙ２１［Ω］）の周波数特性を示し、（ｂ）はＳＡＷフィルタ１００及び１０Ａのアドミタンスｙ２１の虚部Ｉｍ（ｙ２１［Ω］）の周波数特性を示し、（ｃ）はＳＡＷフィルタ１００及び１０Ａのフィルタ特性を示している。更に、グラフ中、矢印はＳＡＷフィルタ１００のアドミタンス特性／フィルタ特性に対するＳＡＷフィルタ１０Ａのアドミタンス特性／フィルタ特性のシフト方向を示している。但し、（ｃ）において、下向きの矢印は抑圧度が改善したことを示し、上向きの矢印は抑圧度が低下したことを示している。
【００４３】
図７を参照すると明らかなように、静電容量Ｃを付加することでｙ２１の虚部が減少し、ｙ２１の虚部が０となる周波数が出現する（２０８０ＭＨｚ付近）。この周波数ではｙ２１の実部も略０であるため、ｙ２１の絶対値が略０となり、通過特性に零点が発生する。
【００４４】
しかしながら、入出力間に静電容量Ｃを付加した場合、図７に示すように、通過帯域よりも低周波側でｙ２１の虚部の絶対値がより大きくなり、ｓ２１の絶対値も大きくなる。つまり、通過特性の抑圧度が劣化してしまうことになる。
【００４５】
このような問題を解決するために、本発明では図５に示すように、ＳＡＷフィルタ１０Ａの共通グランド端子８と外部グランド端子９との間にインダクタンスＬを付加する。図８に、ＳＡＷフィルタ１０Ａを２端子対回路でモデル化した際の回路図を示す。ＳＡＷフィルタ１０Ａの通過特性（ｓ２１）は、インピーダンス（Ｚ）行列の各要素を用いて以下の式５のように表現することができることがわかる。ここで、ｚｉｎは入力側の終端抵抗であり、ｚｏｕｔは出力側の終端抵抗である。
【００４６】
【数７】
2004349893.tif 000007
【００４７】
式５から、ｚ２１＝０のとき、ｓ２１＝０となり、通過特性に零点が発生することがわかる。従って、インダクタンスを付加することで抑圧度が改善されるメカニズムの解析では、２端子対回路のｚ２１成分についてのみ考えればよい。ここで、ＳＡＷフィルタ１０Ａの共通グランド端子８と外部グランド端子９との間にインダクタンスＬが付加されている構成は、図８に示すように、ＳＡＷフィルタ１０Ａの２端子対回路と並列インダクタンスの２端子対回路とが直列接続された構成として扱うことができる。また、２端子対回路を直列接続した後のインピーダンス行列は、各回路のインピーダンス行列の和（Ｚ＝Ｚｓｃ＋Ｚｌ）である。ここで、並列インダクタンスのインピーダンス行列Ｚｌは、以下の式６で表すことができる。
【００４８】
【数８】
2004349893.tif 000008
【００４９】
式６から、共通グランド端子８にインダクタンスＬを付加した場合では、ｚ２１の実部には変化が無く、ｚ２１の虚部のみがωＬだけ増加することが導き出せる。図９に、インダクタンスＬを付加した場合と付加していない場合とのｚ２１の実部と虚部との周波数特性及び通過特性の計算例を示す。尚、ＳＡＷフィルタ１０Ａのインピーダンス行列の計算には図１（ａ）に示す等価回路と同様な回路構成を用いた。また、図９において、（ａ）はＳＡＷフィルタ１００及び１０Ａのインピーダンスｚ２１の実部Ｒｅ（ｚ２１［Ω］）の周波数特性を示し、（ｂ）はＳＡＷフィルタ１００及び１０Ａのインピーダンスｚ２１の虚部Ｉｍ（ｚ２１［Ω］）の周波数特性を示し、（ｃ）はＳＡＷフィルタ１００及び１０Ａのフィルタ特性を示している。更に、グラフ中、矢印はＳＡＷフィルタ１００のインピーダンス特性／フィルタ特性に対するＳＡＷフィルタ１０Ａのインピーダンス特性／フィルタ特性のシフト方向を示している。但し、（ｃ）において、下向きの矢印は抑圧度が改善したことを示し、上向きの矢印は抑圧度が低下したことを示している。
【００５０】
図９を参照すると明らかなように、共通グランド端子８にインダクタンスＬを付加することで、ｚ２１の虚部が増加し、ｚ２１の虚部が０となる周波数が出現する（１７３０ＭＨｚ付近と１８３０ＭＨｚ付近）。これらの周波数では、ｚ２１の実部も略０であるため、ｚ２１の絶対値が略０となり、通過特性に零点が発生する。
【００５１】
一方、通過帯域より高周波側でも、インダクタンスＬを付加することでｚ２１の虚部の絶対値が小さくなり、これに伴い、ｓ２１の絶対値も小さくなる。つまり、通過特性の抑制域における抑圧度が改善する。
【００５２】
このように、本発明によれば、入出力端子間に静電容量Ｃを付加し、グランド端子にインダクタンスＬを付加することで、通過帯域の高周波側と低周波側との両方で抑制度が向上し、帯域外の抑圧度を大幅に改善することができる。しかも、これによる抑制度の向上は、静電容量Ｃ又はインダクタンスＬの何れか一方のみを付加した場合よりも、低周波側及び高周波側の両方で大きく得られる。また、発生させる零点の周波数は、付加する静電容量ＣとインダクタンスＬとの値で任意に設定することができるため、設計自由度が極めて高く、容易に製造することが可能である。尚、比較のため、図１及び図３に示す従来の技術によるＳＡＷフィルタ１００，２００，３００のフィルタ特性と本発明によるＳＡＷフィルタ１０Ａのフィルタ特性とを図１０にまとめて示す。図１０を参照すると明らかなように、本発明によるＳＡＷフィルタ１０Ａの抑圧度は、特に通過帯域に近接する部分において、ＳＡＷフィルタ１００，２００，３００の何れに対しても改善されている。すなわち、本発明の基本原理を採用することで、静電容量Ｃ又はインダクタンスＬの何れか一方のみを付加した場合よりも、帯域外抑制度が向上し、フィルタ特性が改善される。
【００５３】
また、以上のような構成を有する本発明は、複数の入力ＩＤＴと出力ＩＤＴとを有して構成される多電極型弾性表面波フィルタや、例えば１個の入力ＩＤＴと２個の出力ＩＤＴとから構成されるダブルモード型弾性表面波フィルタ等、更には横結合共振子型フィルタ等、種々の弾性表面波フィルタに容易に適用することができ、これらのＳＡＷフィルタで高抑圧で急峻なカットオフ特性を持つ優れたフィルタ特性を実現することができる。
【００５４】
尚、一般的なＳＡＷフィルタの多くは、複数個の近接した共振する周波数（以下、共振周波数という）を持ち、これらの共振周波数付近を通過帯域とするバンドパス特性を実現している。通過帯域を形成するための条件としては、隣り合う２個の共振周波数における通過位相（Ｓ２１の位相）の差が、略１８０度であることが必要である。ここで、図１１に示すＳＡＷフィルタ１０Ｂ及び１０Ｃを用いて、上記条件について説明する。
【００５５】
図１１は、例として３個の共振周波数を持つＳＡＷフィルタ１０Ｂの電気的等価回路を示した図である。尚、図１１において、（Ｌ１，Ｃ１，Ｒ１）で共振する周波数をｆｒ１とし、（Ｌ２，Ｃ２，Ｒ２）で共振する周波数をｆｒ２とし、（Ｌ３，Ｃ３，Ｒ３）で共振する周波数をｆｒ３とする。また、その大小関係をｆｒ１＜ｆｒ２＜ｆｒ３であるとする。
【００５６】
このような構成において、図１１（ａ）のｆｒ２に関しては、巻数比１：−１の理想変圧器１０ｂを介しているため、ｆｒ２の通過位相は１８０度となる。このように通過位相が１８０度の共振を、以下の説明において「逆相共振」と呼ぶ。但し、「逆相共振」を定義する通過位相は厳密に１８０度でなくても、略１８０度であればよい。すなわち、実質的に製造誤差や設計上の誤差等が発生するため、本発明では、所望する特性を得られる程度の範囲内であれば、通過位相が１８０度からある程度ずれていてもよい。また、ｆｒ１，ｆｒ３の共振は、上記のような変圧器を介さないため、ｆｒ１とｆｒ３の通過位相は０度となる。このように通過位相が０度の共振を、以下の説明において「同相共振」と呼ぶ。但し、「同相共振」を定義する通過位相は厳密に０度でなくても、略０度であればよい。すなわち、実質的に製造誤差や設計上の誤差等が発生するため、本発明では、所望する特性を得られる程度の範囲内であれば、通過位相が０度からある程度ずれてもよい。尚、以下の説明では、簡略化のため、以上のずれを考慮せずに説明する。
【００５７】
図１１（ａ）に示すＳＡＷフィルタ１０Ｂでは、高さ順に隣り合う２個の共振周波数における通過位相の差が全て１８０度になっている。つまり、ｆｒ１とｆｒ２の通過位相の差は１８０度であり、ｆｒ２とｆｒ３の通過位相の差も１８０度である。これに対し、図１１（ｂ）は、同じく３個の共振周波数を持つＳＡＷフィルタ１０Ｃの電気的等価回路であるが、共振位相が図１１（ａ）とは異なっている。すなわち、ｆｒ１とｆｒ３が逆相共振であり、ｆｒ２が同相共振である。この場合も、高さ順に隣り合う２個の共振周波数における通過位相の差が略１８０度であり、通過帯域の形成条件を満たしている。
【００５８】
以上の説明のように、通過帯域を形成するためには、同相共振と逆相共振が交互に現れればよい。同相共振を「同」、逆相共振を「逆」と表すことにすると、図１１（ａ）では、低周波の共振から「同−逆−同」の順番となり、図１１（ｂ）では「逆−同−逆」の順番となる。
【００５９】
ここで、上記した本発明による抑圧度改善効果を得るためには、最も周波数の低い共振と最も周波数の高い共振とが共に同相共振である必要がある。従って、これを満足するためには、共振周波数の数が奇数個であって、「同−逆−同」や，「同−逆−同−逆−同」，…となっている必要がある。図１１（ａ）に示した例では「同−逆−同」であるので、上記の条件を満足し、本発明による抑圧度改善効果を得ることができるが、図１１（ｂ）に示した例では「逆−同−逆」であるため、本発明による抑圧度改善効果を得ることができない。
【００６０】
図１２及び図１３を用いて、共振周波数の並びが「逆−同−逆」となっているＳＡＷフィルタで、本発明による抑圧度改善効果が現れないことを説明する。尚、図１２は、図１１（ｂ）に示すＳＡＷフィルタ１０Ｃ（共振周波数の並び「逆−同−逆」）の入力端子と出力端子との間に静電容量Ｃが付加されたものと付加されていないものとのｙ２１の実部Ｒｅ［ｙ２１（ｓ）］，虚部Ｉｍ［ｙ２１（ｓ）］，及び通過特性の変化を、図１１（ｂ）に示す等価回路を用いて計算した結果を示している。また、これとは逆に、共振周波数の並びが「同−逆−同」であるＳＡＷフィルタの入力端子と出力端子との間に静電容量Ｃを付加したときのｙ２１の実部，虚部，及び通過特性の変化は図７に示されている。
【００６１】
図７に示したグラフの変化と比較して、図１２に示すグラフでは、ｙ２１の実部と虚部とがｘ軸に関して対照となっている。従って、静電容量Ｃを付加することで、ｙ２１の虚部が低減し、通過帯域よりも低周波側に零点が発生している。但し、通過帯域よりも高周波側の抑圧度は劣化している。また、このような構成では、インピーダンス不整合により通過帯域の形状が大きく崩れてしまう。
【００６２】
図１３は、共振周波数の並びが「逆−同−逆」であるＳＡＷフィルタ（図１１（ｂ）のＳＡＷフィルタ１０Ｃに相当）の入力端子と出力端子との間に静電容量Ｃが付加されているものに、更にグランド端子にインダクタンスＬを付加した場合と付加しない場合とのｚ２１の実部Ｒｅ［ｚ２１（ｓ）］，虚部Ｉｍ［ｚ２１（ｓ）］，及び通過特性の変化を、図１１（ｂ）に示すの等価回路を用いて計算した結果を示している。図１３を参照すると明らかなように、ｚ２１の虚部はグランド端子にインダクタンスＬを付加することで増加する。このため、通過帯域よりも低周波側の零点が消滅した。但し、通過帯域よりも高周波側の抑圧度はわずかながら改善した。しかしながら、静電容量Ｃ及びインダクタンスＬを付加しないときよりも低周波側及び高周波側の抑圧度は劣化している。また、インピーダンスの不整合は多少改善されるが、静電容量Ｃ及びインダクタンスＬを付加しないときよりも通過帯域の形状は悪くなっている。このように、共振周波数の並びが「逆−同−逆」であるＳＡＷフィルタでは、本発明による抑圧度改善効果を得ることはできない。従って、本発明によるＳＡＷフィルタは、共振周波数の並びが「同−逆−同」である必要が存在する。
【００６３】
また、上述したように、本発明による抑圧度改善効果を出すためには、最も周波数の低い共振と最も周波数の高い共振とが同相共振である必要がある。そこで、図１４を用いて、１つの入力側のＩＤＴ１１（これを入力ＩＤＴ１１ａとする）と２つの出力側のＩＤＴ１１（これを出力ＩＤＴ１１ｂとする）とを含んで構成されたダブルモード型ＳＡＷ（Ｄｕｏｂｌｅ  Ｍｏｄｅ  ＳＡＷ：以下、ＤＭＳと略す）フィルタに関し、上記の必要条件を満たすための構造的な条件を説明する。
【００６４】
ＤＭＳフィルタは３つの共振周波数を持っている。そこで先ず、これが「同−逆−同」の共振周波数の並びを持つための構造条件を以下に示す。但し、以下の説明では、入力ＩＤＴ１１ａ及び出力ＩＤＴ１１ｂの電極指対を共に２．５対として説明するが、本発明はこれに限定されるものでなく、要求仕様に応じて、例えば凡そ７対から２０対程度の範囲に設定されるなど、種々変形することが可能である。尚、ほとんどの場合では、入力ＩＤＴ１１ａと出力ＩＤＴ１１ｂとの対数が異なるように設計されている。また、図１４では、簡略化のため、入力ＩＤＴ１１ａ及び出力ＩＤＴ１１ｂの外側に配置される１組の弾性表面波反射器を省略する。
【００６５】
図１４において、（ａ）〜（ｄ）は、入力ＩＤＴ１１ａにおける出力ＩＤＴ１１ｂに最も近い電極指と、出力ＩＤＴ１１ｂにおける入力ＩＤＴ１１ａに最も近い電極指とのどちらか一方がグランド電極指であり、他方が信号電極指であるように構成した電極指配列を有している。ここで、これらの２本の電極中心間距離Ｄ＝ｄとすると、ほとんどの場合、ｄは以下の式７の範囲に設定される。尚、式７において、λは通過帯域の中心周波数における弾性表面波の波長である。また、図１４（ａ）〜（ｄ）に示すような配列を、以下の説明において「Ｓ−Ｇ」配列と呼ぶ。更に、図１４（ａ）〜（ｄ）に示すような配列は、寄生インピーダンスを等しくして比較すると、全て同じフィルタ特性となる。
【００６６】
【数９】
2004349893.tif 000009
【００６７】
一方、図１４（ｅ），（ｇ）に示すような配列を、以下の説明において「Ｇ−Ｇ」配列と呼び、（ｆ），（ｈ）に示すような配列を、以下の説明において「Ｓ−Ｓ」配列と呼ぶ。ここで、「Ｇ−Ｇ」配列とは、入力ＩＤＴ１１ａにおける出力ＩＤＴ１１ｂに最も近い電極指と、出力ＩＤＴ１１ｂにおける入力ＩＤＴ１１ａに最も近い電極指とが、共にグランド電極指である配列である。また、「Ｓ−Ｓ」配列とは、入力ＩＤＴ１１ａにおける出力ＩＤＴ１１ｂに最も近い電極指と、出力ＩＤＴ１１ｂにおける入力ＩＤＴ１１ａに最も近い電極指とが、共に信号電極指である配列である。このときも、２本の電極中心間距離Ｄ＝ｄとすると、ほとんどの場合、ｄの範囲は、上記の式７の範囲に設定される。尚、図１４（ｅ）〜（ｈ）に示すような配列は、寄生インピーダンスを等しくして比較すると、全て同じフィルタ特性となる。
【００６８】
このような配列において、本発明者らは、上記のような抑圧度改善効果を得るためには、電極指配列を「Ｇ−Ｇ」配列又は「Ｓ−Ｓ」配列とする必要があることを、シミュレーションと実験とにより見いだした。これは、「Ｇ−Ｇ」配列又は「Ｓ−Ｓ」配列とした場合に、ＤＭＳフィルタが「同−逆−同」の共振となるためである。これに対し、「Ｓ−Ｇ」配列とした場合では、ＤＭＳフィルタは「逆−同−逆」の共振を起こす。このため、本発明による抑圧改善効果を得ることができない。
【００６９】
また、本発明による抑圧度改善効果を得るための、電極指配列を実験的に検証したときの結果を図１５に示す。図１５において、細実線は静電容量Ｃ及びインダクタンスＬを付加しない場合のＤＭＳフィルタの通過特性を示している。また、太実線は静電容量Ｃ及びインダクタンスＬを付加した場合であって、電極指配列を「Ｇ−Ｇ」配列又は「Ｓ−Ｓ」配列とした場合のＤＭＳフィルタの通過特性を示している。更に、破線は静電容量Ｃ及びインダクタンスＬを付加した場合であって、電極指配列を「Ｓ−Ｇ」配列とした場合のＤＭＳフィルタの通過特性を示している。
【００７０】
図１５を参照すると明らかなように、電極指配列を「Ｇ−Ｇ」配列又は「Ｓ−Ｓ」配列とした場合では、ＤＭＳフィルタにおいて「同−逆−同」の共振が起こるため、通過帯域近傍に零点が発生し、抑圧度が改善される。これに対し、電極指配列を「Ｓ−Ｇ」とした場合では、「逆−同−逆」の共振が起こるため、帯域外抑圧度が悪く、更にインピーダンスのミスマッチにより通過帯域の形状も悪い。
【００７１】
次に、「Ｓ−Ｇ」配列、「Ｇ−Ｇ」配列、「Ｓ−Ｓ」配列の変形例について、図１６を用いて説明する。図１６（ａ）〜（ｄ）に示すように、「Ｓ−Ｇ」配列であっても、電極中心間距離Ｄ＝ｄ＋λ／２とすることにより、通過位相が１８０度遅れるので、「同−逆−同」の共振が起こることをシミュレーションにより確認できた。つまり、「Ｓ−Ｇ」配列であっても、電極中心間距離Ｄ＝ｄ＋λ／２にすれば、図１５に示す太実線のように、静電容量ＣとインダクタンスＬとを付加することで抑圧度を改善することができることがわかった。また、ＤＭＳフィルタの性質上、Ｄはλ周期で同じ特性となるので、Ｄ＝ｄ＋λ／２＋ｎλ（ｎ：整数）であれば、「Ｓ−Ｇ」配列であってもよいことになる。従って、Ｄは、以下の式２の範囲に設定される。
【００７２】
【数１０】
2004349893.tif 000010
【００７３】
同様に、「Ｇ−Ｇ」配列又は「Ｓ−Ｓ」配列の場合でも、Ｄはλ周期で同じ特性となるので、Ｄは、以下の式１の範囲に設定される。
【００７４】
【数１１】
2004349893.tif 000011
【００７５】
以下、上記のような原理に基づいた本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。
【００７６】
〔第１の実施形態〕
先ず、本発明を好適に実施した第１の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。
【００７７】
図１７は、本実施形態によるＳＡＷフィルタ２０の構成を示す図であり、（ａ）はその上面図であり、（ｂ）はそのＢ−Ｂ断面図である。尚、本実施形態では、入力側に１つのＩＤＴ１１を有し、出力側に２つのＩＤＴ１１とを有した、いわゆるＤＭＳフィルタを例に挙げて説明する。
【００７８】
図１７に示すように、ＳＡＷフィルタ２０は、ＩＤＴ１１とＳＡＷの伝搬方向においてこれを挟むように配置された反射器１２とが圧電基板２２上に形成されたＳＡＷ素子をパッケージ２１のキャビティ内に収納した構成を有している。ＳＡＷ素子において、入力側に配置されたＩＤＴ１１の一方の電極には、これと連続した層構造を有する入力端子１３が形成されており、他方の電極には、同じくこれと連続した層構造を有するグランド端子１６が形成されている。また、出力側に配置されたＩＤＴ１１の一方の電極には、これと連続した層構造を有する出力端子１４が形成されており、他方の電極には、同じくこれと連続した層構造を有するグランド端子１５が形成されている。
【００７９】
このような構成において本実施形態では、２つの出力側のＩＤＴ１１の出力端子１４が共通化されている。また、入力端子１３におけるＩＤＴ１１と反対側の端と、出力端子１４におけるＩＤＴ１１と反対側の端とは、圧電基板２２上において近接されており、これらが静電容量Ｃ１を形成するように構成されている。
【００８０】
上記のパッケージ２１は、例えばセラミックス，アルミニウム・セラミックス，ビスマスイミド・トリアジンレジン，ポリフェニレンエーテル，ポリイミド樹脂，ガラスエポキシ，ガラスクロス又はシリコン等を基板材料として作製され、複数の基板が積層された構成を有する。また、圧電基板２２は、例えば切り出し角が回転Ｙカット板である４２°ＹカットＸ伝搬リチウムタンタレートの圧電単結晶基板（以下、ＬＴ基板という）や，切り出し角が回転Ｙカット板である６４°ＹカットＸ伝搬リチウムナイオベートの圧電単結晶基板（以下、ＬＮ基板という）や，このほか水晶等の圧電材料等を基板材料として作製される。例えばＬＴ基板を使用することで、低損失な特性を得ることができる。更に、ＩＤＴ１１及びこれと一体形成された入力端子１３，出力端子１４，グランド端子１５及び１６は、例えばアルミニウム（Ａｌ），銅（Ｃｕ），金（Ａｕ），モリブデン（Ｍｏ），タングステン（Ｗ），タンタル（Ｔａ），クロム（Ｃｒ），チタン（Ｔｉ），白金（Ｐｔ），ルテニウム（Ｒｕ）又はロジウム（Ｒｈ）等を主成分として形成され、これら何れかの単層又は積層構造を有して構成される。
【００８１】
入力端子１３及び入力パッド２４，出力端子１４及び出力パッド２５，グランド端子１５及び出力グランドパッド２６，並びにグランド端子１６及び入力グランドパッド２７は、それぞれボンディングワイヤ１７で接続される。すなわち、本実施形態においてＳＡＷ素子はパッケージ２１にフェイスアップ状態で実装され、これらがワイヤボンディングされる。ボンディングワイヤ１７には、例えばアルミニウム（Ａｌ），銅（Ｃｕ）又は金（Ａｕ）等の金属材料を用いることができる。
【００８２】
出力グランドパッド２６及び入力グランドパッド２７は、パッケージ２１内に延在するビア２８を介してパッケージ２１内の共通グランド端子２９に接続され、共通化される。共通グランド端子２９はいわゆる伝送線路でもあり、ビア３１及びこれに接続された伝送線路３２及びビア３３を介して、パッケージ２１の裏面（キャビティが形成された側を上面とする）に形成されたグランドフットパターン３４に接続される。この他、図１７（ｂ）に示すように、パッケージ２１の側面に形成したキャスタレーション（但し、表面にメッキが施されている）３５を介してグランドフットパターン３４に接続されるように構成してもよい。ビア３１，３３又は伝送線路３２若しくはキャスタレーション３５の少なくとも１つは、上述したインダクタンスＬを形成するように構成されている。
【００８３】
この他、入力パッド２４及び出力パッド２５は、それぞれ図示しないビアや伝送線路を介して外部の入力フットパターン、出力フットパターン等に接続される。
【００８４】
以上のように構成することで、上述したような、通過帯域の高周波側と低周波側との両方で抑制度が向上し、帯域外の抑圧度を大幅に改善し、しかも、これによる抑制度の向上が、静電容量Ｃ又はインダクタンスＬの何れか一方のみを付加した場合よりも、低周波側及び高周波側の両方で大きく得られる弾性表面波フィルタを実現することができる。また、この構成により、発生させる零点の周波数を、付加する静電容量ＣとインダクタンスＬとの値で任意に設定することができるため、設計自由度が極めて高く、容易に製造することが可能な弾性表面波フィルタが実現できる。
【００８５】
尚、上記では、静電容量Ｃ（図１７ではＣ１）を圧電基板２２上に形成した入力端子１３及び出力端子１４の一端を用いて構成したが、本発明ではこれに限定されず、例えばＩＤＴ１１と同様の構造にしたり、誘電体膜を挟んで立体的な構成としても良い。
【００８６】
また、同じく上記では、グランド端子１５及び１６をパッケージ２１内で共通化したが、本発明ではこれに限定されず、例えば圧電基板２２上で共通化した構成とすることも、パッケージ２１外部（例えばこの裏面）で共通化した構成とすることも可能である。
【００８７】
次に、本実施形態によるＳＡＷフィルタ２０のフィルタ特性と、従来の、静電容量Ｃのみが付加され、インダクタンスＬが付加されていないＳＡＷフィルタ（例えば図１（ｂ）に示すＳＡＷフィルタ２００）のフィルタ特性とを図１８を用いて比較する。また、図１８において、（ａ）はＳＡＷフィルタ２００及び２０のｚ２１の実部Ｒｅ（ｚ２１［Ω］）の周波数特性を示し、（ｂ）はＳＡＷフィルタ２００及び２０のｚ２１の虚部Ｉｍ（ｚ２１［Ω］）の周波数特性を示し、（ｃ）はＳＡＷフィルタ２００及び２０のフィルタ特性を示している。更に、グラフ中、矢印はＳＡＷフィルタ２００のインピーダンス特性／フィルタ特性に対するＳＡＷフィルタ２０のインピーダンス特性／フィルタ特性のシフト方向を示している。但し、（ｃ）において、下向きの矢印は抑圧度が改善したことを示し、上向きの矢印は抑圧度が低下したことを示している。
【００８８】
図１８に示すように、共通グランド端子８にインダクタンスＬを付加したことで、ｚ２１の虚部が増加し、１８７０ＭＨｚ付近と１９１０ＭＨｚ付近とにｚ２１の虚部が０になる周波数が出現した。これらの周波数ではｚ２１の実部も略０であり、これによりｚ２１の絶対値が略０になるので、通過特性に零点が発生する。更に、通過帯域より高周波側でも、ｚ２１の虚部の絶対値が減少したため、抑圧度が改善されている。
【００８９】
尚、本実施形態では、上述の基本原理において触れたように、最も低い共振周波数と最も高い共振周波数とが共に「同相共振」となるように構成する。これにより、上記した効果を確実に奏することが可能となる。また、その際の電極中心間距離Ｄも上述した式７から式２で示す範囲に設定される。
【００９０】
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。本実施形態は、入力側のＩＤＴ１１を１つ、出力側のＩＤＴを２つ用いて構成したダブルモード型弾性表面波（ＤＭＳ）フィルタ（第１の実施形態のＳＡＷフィルタ２０）の第１の変形パターンである。本実施形態によるＳＡＷフィルタ４０の構成を図１９に示す。尚、図１９において、（ａ）はＳＡＷフィルタ４０の上面図であり、（ｂ）はそのＡ−Ａ断面図である。
【００９１】
図１９に示すように、ＳＡＷフィルタ４０は、第１の実施形態におけるグランド端子１５及び１６が共通化され（共通グランド端子４５）、これがボンディングワイヤ１７により入力グランドパッド２７又は出力グランドパッド２６の何れかに接続された（図１９では入力グランドパッド２７）構成を有している。また、第１の実施形態において入力端子１３と出力端子１４との間に形成されていた静電容量Ｃ１が、本実施形態ではパッケージ２１内部に形成された構成となっている。これは、例えば入力パッド２４にビア４８を介して接続された伝送線路４６と、出力パッド２５にビア４９を介して接続された伝送線路４７とをパッケージ２１における異なる層を介しつつ接近させるか、同一の層上で接近させること等で実現することができる。
【００９２】
更に、本実施形態では、共通グランド端子（本実施形態では共通グランド端子４５）に接続するインダクタンスＬが、ボンディングワイヤ１７又はビア（ビア４９と同様な構成であって例えば入力グランドパッド２７からパッケージ２１内部に延在するビア），若しくはキャスタレーション３５の少なくとも１つにより形成されている。尚、入力／出力グランドパッド２７，２６に接続されたビアは、パッケージ２１を貫通してグランドフットパターン３４にそれぞれ接続されている。このように圧電基板２２上に共通グランド端子４５を構成することで、これとグランドフットパターン３４までの配線距離を長くすることができるため、付加するインダクタンスＬの値を大きく取ることができる。
【００９３】
以上のような構成を有することで、本実施形態では、第１の実施形態と同様に、通過帯域の高周波側と低周波側との両方で抑制度が向上し、しかも、これによる抑制度の向上が、静電容量Ｃ又はインダクタンスＬの何れか一方のみを付加した場合よりも、低周波側及び高周波側の両方で大きく得られる弾性表面波フィルタを実現することができる。また、この構成により、発生させる零点の周波数を、付加する静電容量ＣとインダクタンスＬとの値で任意に設定することができるため、設計自由度が極めて高く、容易に製造することが可能な弾性表面波フィルタが実現できる。尚、他の構成は第１の実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００９４】
〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。本実施形態は、入力側のＩＤＴ１１を１つ、出力側のＩＤＴを２つ用いて構成したダブルモード型ＳＡＷ（ＤＭＳ）フィルタ（第１の実施形態のＳＡＷフィルタ２０）の第２の変形パターンである。本実施形態によるＳＡＷフィルタ６０の構成を図２０に示す。尚、図２０において、（ａ）はＳＡＷフィルタ６０の上面図であり、（ｂ）はそのＣ−Ｃ断面図である。
【００９５】
図２０に示すように、ＳＡＷフィルタ６０は、第１の実施形態におけるグランド端子１５及び１６が共通化され（共通グランド端子６５）、これがボンディングワイヤ１７により入力グランドパッド２７又は出力グランドパッド２６の何れかに接続された（図２０では入力グランドパッド２７）構成を有している。また、本実施形態による入力側のＩＤＴ１１と出力側のＩＤＴ１１とでは、それぞれのグランド電極指の伸長方向が一致するように配列されている。このような配置にすることで、本実施形態では、入力端子６３と出力端子６４とをそれぞれ形成するバスバー間で静電容量Ｃ３，Ｃ４が形成される。また、入力端子６３と出力端子６４とのバスバーを用いて静電容量Ｃを形成することで、容易に圧電基板２２上に小型の静電容量Ｃ３，Ｃ４を形成することが可能となる。
【００９６】
更に、本実施形態では、共通グランド端子（本実施形態では共通グランド端子６５）に接続するインダクタンスＬが、ボンディングワイヤ１７，ビア６６，伝送線路６７，ビア３１、伝送線路３２，ビア３３、若しくはキャスタレーション３５の少なくとも１つにより形成されている。このように圧電基板２２上に共通グランド端子６５を構成することで、これとグランドフットパターン３４とまでの配線距離を長くすることができるため、付加するインダクタンスＬを大きく取ることができる。尚、共通グランド端子６５とグランドフットパターン３４との間の配線距離を長くするために、図２０に示すように、パッケージ２１内部を水平に延在する伝送線路６７を設ける構成は、本実施形態に限定されず、如何なる構成に対しても有効な手段である。
【００９７】
以上のような構成を有することで、本実施形態では、第１の実施形態と同様に、通過帯域の高周波側と低周波側との両方で抑制度が向上し、帯域外の抑圧度を大幅に改善し、しかも、これによる抑制度の向上が、静電容量Ｃ又はインダクタンスＬの何れか一方のみを付加した場合よりも、低周波側及び高周波側の両方で大きく得られる弾性表面波フィルタを実現することができる。また、この構成により、発生させる零点の周波数を、付加する静電容量ＣとインダクタンスＬとの値で任意に設定することができるため、設計自由度が極めて高く、容易に製造することが可能な弾性表面波フィルタが実現できる。尚、他の構成は第１の実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００９８】
また、本実施形態によるＳＡＷフィルタ６０は、例えば図２１に示すように変形することもできる。すなわち、入力端子６３を構成するバスバーの電極指と反対側の端をＴ字型とすることで、出力端子６４とで形成する静電容量Ｃ３’，Ｃ４’が大きくなるように変形することも可能である。
【００９９】
〔第４の実施形態〕
次に、本発明の第４の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。本実施形態は、本発明の基本原理によるＳＡＷフィルタ１０Ａを２段に縦続接続した場合の例である。本実施形態によるＳＡＷフィルタ２０Ａ，２０Ａ’の回路図を図２２に示す。
【０１００】
図２２において、（ａ）は図５に示すＳＡＷフィルタ１０Ａをそのまま２段に接続して得られたＳＡＷフィルタ２０Ａの等価回路を示し、（ｂ）はＳＡＷフィルタ１０Ａを２段に接続し、各々のインダクタンスＬ１の外部グランド端子９に近いほうの端を相互接続し、この接続点（２段目の共通グランド端子８ｂ）と外部グランド端子９との間にインダクタンスＬ２を付加して得られたＳＡＷフィルタ２０Ａ’の等価回路を示している。尚、（ｂ）において１段目の共通グランド端子８ａは、（ａ）における共通グランド端子８に相当する。
【０１０１】
図２３に、図２２（ｂ）に示すＳＡＷフィルタ２０Ａ’を具体的に構成したＳＡＷフィルタ８０の例を示す。尚、図２３では、入力側のＩＤＴ１１を１つ，出力側のＩＤＴ１１を２つ用いて構成したダブルモード型ＳＡＷ（ＤＭＳ）フィルタが２段に接続されたＳＡＷフィルタ２０Ａ’を例に挙げる。また、図２３において、（ａ）はＳＡＷフィルタ８０の上面図であり、（ｂ）はそのＤ−Ｄ断面図である。
【０１０２】
図２３に示すように、ＳＡＷフィルタ８０は各段（それぞれのＤＭＳフィルタ）において、入力側のＩＤＴ１１のグランド電極指と出力側のＩＤＴ１１のグランド電極指との伸長方向が一致するように配列されている。このような配置にすることで、入力端子８３ａ／８３ｂと出力端子の間の静電容量Ｃ５〜Ｃ８を圧電基板２２上の小さなスペースに容易に形成することが可能となる。また、各段において、入力側のＩＤＴ１１のグランド端子と出力側のＩＤＴ１１のグランド端子とを、圧電基板２２上で容易に共通化することができ、この共通グランド端子８５ａ／８５ｂと外部グランド端子（９）との間に付加するインダクタンスＬを大きく取ることができる。尚、１段目及び２段目共に、共通グランド端子８５ａ／８５ｂからボンディングワイヤ１７、ビア２８，伝送線路８６，ビア８７及び共通グランド端子２９までのうち何れか１つ以上を用いてインダクタンスＬ１を形成することが可能である。この際、インダクタンスＬ１の値の調整は、各段のボンディングワイヤ１７を複数（例えば３本ずつ）並列に接続することでも達成できる。
【０１０３】
また、本実施形態では、双方のインダクタンスＬ１の接続点からビア３１，伝送線路３２，ビア３３，及びキャスタレーション３５を経て、外部グランド端子（グランドフットパターン３４）に接続した構成を有する。この経路が図２２（ｂ）に示すインダクタンスＬ２に相当する。
【０１０４】
次に、以上のように構成したＳＡＷフィルタ８０のフィルタ特性を図２４に示す。尚、比較のために、インダクタンスＬ２を付加していないＳＡＷフィルタ（図２２（ａ）に相当：これを８１とする）のフィルタ特性も示す。図２４を参照すると明らかなように、本発明によるＤＭＳフィルタを２段縦続接続したことで、通過帯域外の抑圧度が大幅に改善していることがわかる。また、図２２（ｂ）に示すようにＬ２を付加することで、通過帯域より低周波側の抑圧度を更に改善することが可能となる。また、他の構成は、上述した各実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【０１０５】
〔第５の実施形態〕
次に、本発明の第５の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。本実施形態は、上述した各実施形態によるＳＡＷフィルタを用いてアンテナ分波器を作製した場合についての例である。図２５に、本実施形態によるアンテナ分波器９０の回路図を示す。
【０１０６】
図２５に示すように、本実施形態によるアンテナ分波器９０は、送信用フィルタ９１と受信用フィルタ９２とを有し、これらの入力インピーダンスをマッチングするための整合回路９３が互いの共通端子（アンテナ端子：Ａｎｔ）に設けられた構成を有している。
【０１０７】
この構成において、送信用フィルタ９１は例えば複数のＩＤＴ１１が梯子型に接続されたラダー型フィルタで構成される。また、受信用フィルタ９２は例えば図２２（ｂ）で示した第４の実施形態によるＳＡＷフィルタ２０Ａ’で構成される。
【０１０８】
以上のように構成したアンテナ分波器９０の周波数特性を図２６に示す。図２６を参照すると明らかなように、本発明による非常に高い帯域外抑圧度を持つＳＡＷフィルタ（２０Ａ’）を用いて受信用フィルタ９２を作製することにより、送信信号と受信信号とを確実に分離することができる。また、他の構成は上述した各実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【０１０９】
〔第６の実施形態〕
また本発明では、上述で説明したＳＡＷフィルタの入力インピーダンスをＮ倍、すなわちＩＤＴ１１の開口長を１／ＮとしたＳＡＷフィルタをＮ個、電気的に並列に接続することで、電極指抵抗を１／Ｎ２に低減するように構成することも可能である。以下、これを第６の実施形態として図面を用いて詳細に説明する。
【０１１０】
図２７は、本実施形態によるＳＡＷフィルタ８０Ａの構成を示す図であり、（ａ）はその上面図であり、（ｂ）はそのＥ−Ｅ断面図である。尚、本実施形態では、第４の実施形態によるＳＡＷフィルタ８０におけるＩＤＴ１１の開口長を１／Ｎとし、これを２段に縦続接続し、更にこれを２段に並列接続した場合を例に挙げる。
【０１１１】
図２７に示すように、ＳＡＷフィルタ８０Ａは各段（それぞれのＤＭＳフィルタ）において、入力側のＩＤＴ１１のグランド電極指と出力側のＩＤＴ１１のグランド電極指の伸長方向が一致するように配列されている。このような配置にすることで、入力端子８３Ａ／８３Ｂ及び８３Ｃ／８３Ｄと出力端子の間の静電容量Ｃ５ａ〜Ｃ８ａ，Ｃ５ｂ〜Ｃ８ｂを圧電基板２２上の小さなスペースに容易に形成することが可能となる。また、各段において、入力側のＩＤＴ１１のグランド端子と出力側のＩＤＴ１１のグランド端子とを、圧電基板２２上で容易に共通化することができ、この共通グランド端子８５Ａ／８５Ｂと外部グランド端子（９）との間に付加するインダクタンスＬを大きく取ることができる。尚、縦続接続における１段目及び２段目並びに並列接続における１段目及び２段目共に、共通グランド端子８５Ａ又は８５Ｂからボンディングワイヤ１７、ビア２８，伝送線路８６，ビア８７及び共通グランド端子２９までのうち何れか１つ以上を用いてインダクタンスＬ１を形成することが可能である。この際、インダクタンスＬ１の値の調整は、各段のボンディングワイヤ１７を複数（例えば２本ずつ）並列に接続することでも達成できる。
【０１１２】
また、本実施形態では、双方のインダクタンスＬ１の接続点からビア３１，伝送線路３２，ビア３３，及びキャスタレーション３５を経て、外部グランド端子（グランドフットパターン３４）に接続した構成を有する。この経路が図２２（ｂ）に示すインダクタンスＬ２に相当する。
【０１１３】
次に、以上のように構成したＳＡＷフィルタ８０Ａによれば、第４の実施形態による効果に加えて、電極指抵抗が低減されているため、低損失なフィルタ特性を得ることが可能となる。また、１段当たりに付加する静電容量Ｃの値は並列接続しないときと同じであるので、上述した構成のように２個並列接続した場合で、１個のフィルタに付加する静電容量Ｃの値を半分とすることができる。尚、他の構成は、上述した各実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【０１１４】
〔第７の実施形態〕
次に、本発明の第７の実施形態として、圧電基板２２上に形成するＩＤＴ１１，入力端子１３及び出力端子１４の他の構成例を、以下に図面を用いて詳細に説明する。
【０１１５】
図２８は、本実施形態による圧電基板２２上に形成されたＩＤＴ（入力ＩＤＴ１１ａ及び出力ＩＤＴ１１ｂを含む），入力端子１３ａ及び出力端子１４ａの構成を示す上面図である。図２８に示すように、本実施形態では、入力ＩＤＴ１１ａに入力信号を供給する入力端子１３ａと、出力ＩＤＴ１１ｂから出力信号を受ける出力端子１４ａとが同じ方向から引き出された構成を有する。且つ、本実施形態では、入力ＩＤＴ１１ａの信号電極指が接続されている入力バスバー１１Ａと、出力ＩＤＴ１１ｂの信号電極指が接続されている出力バスバー１１Ｂとの間で静電容量Ｃが形成されている。このような構成にすることで、極めて小さなスペースに、精度よく静電容量Ｃを形成することができ、ＳＡＷフィルタを小型化することができる。
【０１１６】
また、入力端子１３ａ及び出力端子１４ａが設けられた側と反対側の電極指には、共通化されたグランド端子（共通グランド端子８Ａ）が設けられ、これに上述した各実施形態で示すような構成によりインダクタンスＬを付加することで、本発明による基本原理を用いたＳＡＷフィルタを作製することが可能となる。尚、他の構成は上記した各実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【０１１７】
〔他の実施形態〕
以上、説明した実施形態は本発明の好適な一実施形態にすぎず、本発明はその趣旨を逸脱しない限り種々変形して実施可能である。
【０１１８】
また、上記で例に挙げたシミュレーションでは、１．９ＧＨｚ帯のＳＡＷフィルタを例に挙げたが、本発明はこの周波数帯域に限定されるものでなく、目的に応じて適当な周波数帯域を選択して実施することが可能である。
【０１１９】
更に、上記した各実施形態では、ボンディングワイヤ（１７）を用いてＳＡＷ素子をパッケージに実装した構成を例に挙げていたが、本発明はこれに限定されず、例えばＳＡＷ素子をフェイスダウン状態でパッケージのダイアタッチ面にフリップチップ実装した構成とすることも可能である。この構成の場合、上記したボンディングワイヤ以外のグランドフットパッドに至るまでの経路（伝送線路、ビア、キャスタレーション）をインダクタンスＬとして利用することになる。例えば、ダイアタッチ面上にスネーク状の線路を形成することでインダクタンスを得ることもできる。
【０１２０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、通過帯域以外の抑圧度が高周波側と低周波側とで共に向上された弾性表面波フィルタ及びそれを有する分波器が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）はキャパシタンス素子を付加していない従来によるＳＡＷフィルタ１００の等価回路を示す図であり、（ｂ）は従来技術１によるＳＡＷフィルタ素子２００の等価回路を示す図である。
【図２】ＳＡＷフィルタ１００とＳＡＷフィルタ２００との通過特性を比較するためのグラフである。
【図３】従来技術２によるＳＡＷフィルタ３００の等価回路を示す図である。
【図４】ＳＡＷフィルタ１００とＳＡＷフィルタ３００との通過特性を比較するためのグラフである。
【図５】本発明の基本構成によるＳＡＷフィルタ１０Ａの等価回路を示す図である。
【図６】ＳＡＷフィルタ１００の２端子対回路と直列キャパシタンスの２端子対回路とが並列接続された構成を示す等価回路である。
【図７】ＳＡＷフィルタ１００に静電容量Ｃを付加した場合と付加していない場合とのｙ２１の実部と虚部との周波数特性及び通過特性の計算例を示すグラフである。
【図８】ＳＡＷフィルタ１０Ａを２端子対回路でモデル化した際の等価回路を示す図である。
【図９】ＳＡＷフィルタ２００にインダクタンスＬを付加した場合と付加していない場合とのｚ２１の実部と虚部との周波数特性及び通過特性の計算例を示すグラフである。
【図１０】従来の技術によるＳＡＷフィルタ１００，２００，３００のフィルタ特性と本発明によるＳＡＷフィルタ１０Ａのフィルタ特性とをまとめたグラフである。
【図１１】本発明の基本原理を説明するにあたり例として挙げた３個の共振周波数を持つＳＡＷフィルタ１０Ｂと１０Ｃの電気的等価回路を示す図である。
【図１２】図１１（ｂ）に示すＳＡＷフィルタ１０Ｃの入力端子と出力端子との間に静電容量Ｃが付加されたものと付加されていないものとのｙ２１の実部Ｒｅ［ｙ２１（ｓ）］，虚部Ｉｍ［ｙ２１（ｓ）］，及び通過特性の変化を計算した結果を示すグラフである。
【図１３】図１１（ｂ）に示すＳＡＷフィルタ１０Ｃの入力端子と出力端子との間に静電容量Ｃが付加されているものに更にグランド端子にインダクタンスＬを付加した場合と付加しない場合とのｚ２１の実部Ｒｅ［ｚ２１（ｓ）］，虚部Ｉｍ［ｚ２１（ｓ）］，及び通過特性の変化を、図１１（ｂ）に示すの等価回路を用いて計算した結果を示すグラフである。
【図１４】本発明の基本原理において最も周波数の低い共振と最も周波数の高い共振とが同相共振である条件を満足するために必要な構造的条件を説明するための図である。
【図１５】本発明による抑圧度改善効果を得るための電極指配列を実験的に検証した結果を示すグラフである。
【図１６】図１４に示す「Ｓ−Ｇ」配列、「Ｇ−Ｇ」配列、「Ｓ−Ｓ」配列の変形例を示す図である。
【図１７】本発明の第１の実施形態によるＳＡＷフィルタ２０の構成を示す図であり、（ａ）はその上面図であり、（ｂ）はそのＢ−Ｂ断面図である。
【図１８】本発明の第１の実施形態によるＳＡＷフィルタ２０のフィルタ特性と従来の静電容量Ｃのみが付加され、インダクタンスＬが付加されていないＳＡＷフィルタ２００のフィルタ特性とを比較するためのグラフである。
【図１９】本発明の第２の実施形態によるＳＡＷフィルタ４０の構成を示す図であり、（ａ）はその上面図であり、（ｂ）はそのＡ−Ａ断面図である。
【図２０】本発明の第３の実施形態によるＳＡＷフィルタ６０の構成を示す図であり、（ａ）はその上面図であり、（ｂ）はそのＣ−Ｃ断面図である。
【図２１】本発明の第３の実施形態によるＳＡＷフィルタ６０の変形例（ＳＡＷフィルタ６０’）を示す図であり、（ａ）はその上面図であり、（ｂ）はそのＣ−Ｃ断面図である。
【図２２】本発明の第４の実施形態によるＳＡＷフィルタ２０Ａ，２０Ａ’の回路図を示す図である。
【図２３】図２２（ｂ）に示すＳＡＷフィルタ２０Ａ’を具体的に構成したＳＡＷフィルタ８０の構成を示す図であり、（ａ）はその上面図であり、（ｂ）はそのＤ−Ｄ断面図である。
【図２４】本発明の第４の実施形態によるＳＡＷフィルタ８０のフィルタ特性を示すグラフである。
【図２５】本発明の第５の実施形態によるアンテナ分波器９０の回路図を示す図である。
【図２６】本発明の第５の実施形態によるアンテナ分波器９０の周波数特性を示すグラフである。
【図２７】本発明の第６の実施形態によるＳＡＷフィルタ８０Ａの構成を示す図であり、（ａ）はその上面図であり、（ｂ）はそのＥ−Ｅ断面図である。
【図２８】本発明の第７の実施形態による圧電基板２２上に形成されたＩＤＴ（入力ＩＤＴ１１ａ及び出力ＩＤＴ１１ｂを含む），入力端子１３ａ及び出力端子１４ａの構成を示す上面図である。
【符号の説明】
４  入力端子
５  出力端子
６  入力グランド端子
７  出力グランド端子
８、８ａ、８ｂ、２９，４５，６５，８５Ａ，８５ａ，８５Ｂ，８５ｂ，  共通グランド端子
９  外部グランド端子
１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、２０、２０Ａ、２０Ａ’、４０，６０，８０，８０Ａ，８１  ＳＡＷフィルタ
１０ｂ  理想変圧器
１１、１１ａ、１１ｂ  ＩＤＴ
１１Ａ  入力バスバー
１１Ｂ  出力バスバー
１２  反射器
１３、１３ａ、４３，６３，８３Ａ，８３ａ，８３Ｂ，８３ｂ，８３Ｃ，８３Ｄ  入力端子
１４、１４ａ、４４，６４  出力端子
１５、１６  グランド端子
１７  ボンディングワイヤ
２１  パッケージ
２２  圧電基板
２４  入力パッド
２５  出力パッド
２６  出力グランドパッド
２７  入力グランドパッド
２８、３１、３３、４８，４９，６６，８７  ビア
３２、４６，４７，６７，８６  伝送線路
３４  グランドフットパターン
３５  キャスタレーション
３６  入力フットパターン
３７  出力フットパターン
９０  アンテナ分波器
９１  送信用フィルタ
９２  受信用フィルタ
９３  整合回路
Ｃ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ３’、Ｃ４、Ｃ４’、Ｃ５、Ｃ５ａ、Ｃ５ｂ、Ｃ６、Ｃ６ａ、Ｃ６ｂ、Ｃ７、Ｃ７ａ、Ｃ７ｂ、Ｃ８、Ｃ８ａ、Ｃ８ｂ、  静電容量
Ｌ、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３  インダクタンス
ｆｒ１、ｆｒ２、ｆｒ３  共振周波数
【図１】
2004349893.tif 000014
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2004349893.tif 000020
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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