(57)【要約】スイッチング式の接続補助電源装置はトランスに高圧補助巻線抵抗を加えて、従来の回路における一次端回路では制御回路とエネルギー伝送回路を印加するものである。【解決手段】負荷が低すぎると、制御回路は負荷の変化によりエネルギー伝送回路の動作を制御することが可能であり、高圧補助巻線抵抗の誘導電圧を、エネルギー伝送回路を介して制御装置へ伝送できる。本考案はトランスの二次端のダミ負荷（ｄｕｍｍｙ  ｌｏａｄ）の大きさのパルスワイド変調制御装置（ＰＷＮ）の補助電源回路の設計に限らず、国際規模の規定に合ってビジネス用途かつ環境保護を有することを開発したものである。【選択図】図３
0003113548.tif 000002
【実用新案登録請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング式の自己接続補助電源装置であって、
電源供給装置に使用され、
コンデンサの充電の保持に対して、制御装置が必要とする電源に用いられ、該自己接続補助電源装置がマスター巻線抵抗及び一回巻線抵抗を有し、当該電源供給装置を一次端回路及び二次端回路に分けられるトランスであり、補助巻線抵抗は保持コンデンサに接続され、当該トランスが更に高電圧補助巻線抵抗があるものと、
負荷信号を取り、制御信号を出力する制御回路と、
当該制御回路、当該保持コンデンサ及び当該高電圧の補助巻線抵抗に接続され、当該制御信号の制御を受け、当該高電圧の補助巻線における電圧を切替え、コンデンサに充電をするエネルギー伝送回路とを、含み、負荷信号がハイ負荷或いは正常負荷となる場合は、当該補助巻線抵抗における電圧は当該保持コンデンサに充電をし、負荷信号がロー負荷となる場合は当該高電圧の補助巻線抵抗における電圧は当該保持コンデンサに充電をすることを特徴とするスイッチング式の自己接続補助電源装置。
【請求項２】
当該制御回路が検知コンデンサにより力率調整装置に接続され、当該力率調整装置が回路負荷の大きさにより当該負荷信号が出力されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング式の自己接続補助電源装置。
【請求項３】
当該制御回路がフォトカプラにより二次端回路の比較装置に接続され、当該比較装置が当該二次端回路の負荷電流を切取り、負荷電流の大きさにより当該負荷信号が出力されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング式の自己接続補助電源装置。
【請求項４】
当該制御回路がジーナーダイオード、抵抗器及び第一スイッチ素子により構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング式の自己接続補助電源装置。
【請求項５】
当該エネルギー伝送回路がダイオード、第二スイッチ素子及び少なくとも一つの抵抗器により構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング式の自己接続補助電源装置。
【考案の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本考案はスイッチング式の自己接続補助電源装置に関するものであり、特に低負荷では高圧電源に使用される補助電源装置に提供するものである。
【背景技術】
【０００２】
現在の情報家電製品主流から見ると、機能が多様で値段が安い外に、製品の省エネルギーにも、今の大切な課題の一となっている。省エネルギーの要求に合わせるために、多くの規定に標準が示され、例えば、ヨーロッパのＧＥＥＡは電源転換装置が液晶テレビ装置（ＬＣＤＴＶ）に搭載される場合は待機時間が１ワットより小さいものと規定している。アメリカのＥＮＥＲＧＹ  ＳＴＡＲにも出力ワットが１０乃至２５０を介する電源転換であって単体が無負荷である場合は、出力ワットは０．７５ワットよりも小さいものとすると規定しています。従って、システムメーカの材料の向上により省エネルギーの効果を図る外に、電源転換装置が省エネルギーの課題において欠かせない重要製品の一つとなる。しかし、従来の力率調整装置（ＰＦＣ）回路の電源供給装置から見ると情報製品への搭載は省エネルギ（Ｐｏｗｅｒ  Ｓａｖｉｎｇ）の規定の要求に合わなく、規定される要求数値に非常に近接することがあり、難点を生じさせる。
【０００３】
図１Ａ  乃至図１Ｂを参照して従来に係る電源転換装置の回路概略図を説明する。電源転換装置回路はトランスＴの隔離機能を利用し、一次端回路１０と二次端回路２０に区分され、一次端回路１０にある制御装置１０８が、パワースイッチＱ１０のスイッチング動作を制御し、入力電力を間接に、トランスＴを経て、二次端回路の負荷使用を提供させる。
【０００４】
制御装置１０８が電源転換装置のスイッチング動作を制御し、かつ、安定な調節の出力を提供する。ところが、制御装置１０８が電圧の供給を必要とし、内部制御回路の正常動作を生じさせる。図１から図３に示すように、電圧ＶＩＮを電源変換装置のトランスＴに入力する場合は、トランスＴの補助巻線抵抗器Ｎａに電圧を誘導し、補助巻線抵抗器Ｎａにおける誘導電圧は保持コンデンサＣ２８に充電し制御装置１０８へ供給される。
【０００５】
現在のマーケットにとって、省エネルギーの要求に合わせるために、電源変換装置の制御装置１０８がインバター方法を使用するほうが多く、環境保護を達成し、即ち、二次端回路の負荷が異なる場合では、電源変換装置は負荷の変化に従って、最良の操作周波数を調整でき、最高の省エネルギー効果を図る。電源変換装置が負荷満載となる場合は効果が高く無負荷の場合は本体の損失が少なくなることが好ましい。現在の技術にとって、電源変換装置の出力負荷が低い場合は、制御装置１０８が衝突モード（ｂｕｒｓｔ  ｍｏｄｅ）によりパワースイッチＱ１０のスイッチング動作を制御し、電源変換装置が自動的にパワースイッチＱ１０のスイッチング周波数を低下し、無負荷の損を低めさせる。無負荷の時のスイッチング周波数をデザイナーによって決め、５００Ｈｚ以下に低下し、メーカの要求に合うことがある。
【０００６】
現在の技術において、省エネルギー技術には一定の限定がある。主な原因はトランスＴの補助巻線抵抗器Ｎａが提供された制御装置１０８の操作電圧方法にある。従って、あるトランスＴにおける二次端回路が不必要なタミ負荷を低下する場合は例えば、ＬＥＤ電源ランプの輝度を減少させ、トランスＴにおける二次端回路が使用されるＩＣ周囲抵抗器のパラメータを調整させ、ＩＣの正常操作電流を保持し不必要な損失を低下するだけであればよい。この方法により損失を低下させ、制御装置１０８にて電源を必要とする補助巻線抵抗器Ｎａに、制御装置１０８の正常操作電圧によりも低い電圧を感知し、パルス電圧の出力が発生される。なぜなら、全てのエネルギー伝達が同一のトランス鉄芯を使用するためである。トランスＴの二次端電流を減少すると、補助巻線抵抗器Ｎａの誘導電流にも小さい電流を誘導し、保持コンデンサＣ２８に対する充電電流が小さくなる（即ち、低下）。従って、従来方法の電源供給回路により、制御装置１０８に供することは、省エネルギーを解決するには、既存の技術限定を受けることは言うまでもない。
【考案の開示】
【考案が解決しようとする課題】
【０００７】
このような問題に鑑て、本考案のスイッチング式の自己接続補助電源装置はトランスにおいて一セット高電圧補助巻線抵抗器を更に増加すると共に、従来の回路における一次端回路において、更に制御回路とエネルギー伝達回路を有する。負荷が低すぎると、制御回路は負荷の変化によりエネルギー伝達回路の動作を制御する。高電圧補助巻線抵抗の誘導電圧を、エネルギー伝達回路により制御回路の使用に供させる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本考案は電源供給装置として使用され、保持コンデンサに対して充電し、制御回路操作を必要とする電源を提供する。本考案が使用されたトランスは、一回巻線抵抗、二回巻線抵抗、補助巻線抵抗及び高電圧補助巻線抵抗により同一鉄芯を取囲み構成される。トランスの一回巻線抵抗、二回巻線抵抗について、電源供給装置を一次端回路及び二次端回路に分けられ、補助巻線抵抗が当該保持コンデンサに接続される。本考案制御回路を利用し、電源供給装置の負荷信号を獲得し、更に負荷信号に従って制御信号を出力可能である。同時に本考案はエネルギー伝達回路を使用し、当該制御回路、当該保持コンデンサ及び当該高電圧補助巻線抵抗に接続される。当該エネルギー伝達回路、当該制御信号の制御を受け、当該高電圧補助巻線抵抗における電圧が切替えられ、当該保持コンデンサ充電をする。
【０００９】
前記したように、負荷信号が高負荷或いは正常負荷となる場合は、当該補助巻線抵抗の電圧が当該保持コンデンサに充電をし、負荷信号が低負荷となる場合は、当該補助巻線抵抗の電圧と当該補助巻線の電圧が同時に当該保持コンデンサに充電をする。
【考案の効果】
【００１０】
従って、本考案は電源供給装置が低負荷の供給下で、トランスの補助巻線抵抗が制御装置の正常操作より小さい電圧が生じたパルス出力電圧の欠点を誘導することを解決することができる。前記したことと後述する詳細な説明は例示であり、本考案の請求項をより一層説明するために行った。本考案に係る別の目的と利点について、後述する説明と添付図面により説明する。
【考案を実施するための最良の形態】
【００１１】
図４乃至図６を参照して本考案に係る第一実施例の回路概略図を説明する。スイッチング式の自己接続補助電源装置は、電源供給装置に使用される。保持コンデンサＣ２８に充電し、制御装置１０８を必要とする電源に提供される。それが、マスター巻線抵抗ＮＰ及び一回巻線抵抗ＮＳがあり、当該電源供給装置を一次端回路１０及び二次端回路２０に分けられるトランスであり、その補助巻線抵抗Ｎａは保持コンデンサＣ２に接続され、当該トランスＴｒが更に高電圧補助巻線抵抗Ｎｂがあるものと、検知コンデンサＣ１８により力率調整装置１０６に接続され、当該力率調整装置１０６は回路負荷の大きさに従って当該負荷信号を制御回路１０２に出力する制御回路１０２とを含む。制御回路１０２負荷信号に従って制御信号を出力する。当該制御回路１０２、保持コンデンサＣ２８及び当該高電圧の補助巻線抵抗ＮＢに接続され、当該制御信号を受け、当該高電圧の補助巻線抵抗ＮＢにおける電圧を切替え、保持コンデンサＣ２８に充電をするエネルギー伝送回路１０４。エネルギー伝送回路１０４はダイオードＤ１５、第二スイッチ素子Ｑ１３及び少なくとも一つの抵抗器Ｒ８５、Ｒ８１により構成される。
【００１２】
前記したように、力率調整装置１０６の負荷出力はハイ負荷或いは正常負荷となる場合は、当該補助巻線抵抗Ｎａにおける電圧は当該保持コンデンサＣ２８に充電し、負荷信号がロー負荷となる場合は当該高電圧の補助巻線抵抗Ｎｂにおける電圧は当該保持コンデンサＣ２８に充電をする。
【００１３】
図４乃至図６を参照し、補助巻線抵抗Ｎａの電圧が不安定となる場合は（即ち、出力負荷が低すぎ）、保持コンデンサＣ２８における電圧は制御装置１０８を必要とする安定な操作電圧に提供できない。また、保持コンデンサＣ２８に接続されるジーナーダイオードＺ１３は動作（即ち、中断）できなく、抵抗器Ｒ７７の電圧を低下させない。従って、トランジスタＱ１６はオフとなり、トランジスタＱ１７はオンとなる。トランジスタＱ１７のオンは力率スイッチＱ１５の制御端電圧をアースさせるので、力率スイッチＱ１５がオフとなる。力率スイッチＱ１５のオフにより、コンデンサＣ５５上に蓄積される電圧を、検知コンデンサＣ１８へ伝送させられず、力率調整装置１０６をオフさせてしまう。
【００１４】
本考案はジーナーダイオードＺ１２、抵抗器Ｒ７８、及び第一スイッチ素子Ｑ１４からなる制御回路１０２により、力率調整装置１０６の状態を感知する（即ち、検知コンデンサＣ１８上にある電圧）。制御回路１０２は検知コンデンサＣ１８上にある電圧がロー電圧を感知する場合は、制御回路１０２が制御信号をエネルギー伝送回路１０４へ出力しく新しい高電圧補助巻線抵抗Ｎｂにあるエネルギーを保持コンデンサＣ２８へ伝送するようにする。こうして保持コンデンサＣ２８を十分な電圧とし、制御装置１０８の動作に供給できる。新しい高電圧補助巻線抵抗Ｎｂが、補助巻線抵抗Ｎａによりもより高い電圧を誘導でき（即ち、高電圧補助巻線抵抗Ｎｂの巻線抵抗の巻数は補助巻線抵抗Ｎａより多い）、制御装置１０８を必要とする電圧を十分に保持する。
【００１５】
制御信号の取り出しの方に、我々は一次端或いは二次端回路にその制御信号を取り出すことができる。ここでは一次端回路の制御信号を例として、力率調整装置１０６のオン（ハイ電圧）或いはオフ（ロー電圧）を信号とし、検知コンデンサＣ１８に電圧の信号を検知した場合は力率調整装置１０６がオンとなり、検知コンデンサＣ１８に電圧がない信号を検知した場合は力率調整装置１０６がオフとなる。現在の設計では、電源変換装置が少ない負荷を出力する場合は力率調整装置１０６が自動的にオフとなる。従って、検知コンデンサＣ１８がロー電圧を検知した場合は出力が少ない負荷であり、ジーナーダイオードＺ１２がオンできず、第一スイッチ素子Ｑ１４のゲートでは電位がないのでオンできない。第二スイッチ素子Ｑ１３のチャンネルＤ−Ｓの間をオンさせ、新しい高電圧補助巻線抵抗Ｎｂにおける電圧を保持コンデンサＣ２８へ伝送することが可能であり、（Ｃ２８上の電圧が新しい高電圧補助巻線抵により供給し）、保持コンデンサＣ２８に十分な電圧を有し、制御装置１０８に供させる。
【００１６】
逆に、保持コンデンサＣ２がハイ電圧となる場合は、ジーナーダイオードがオンし、第一スイッチ素子Ｑ１４のゲートに電位をさせ、第二スイッチ素子Ｑ１３のゲートの電位をゼロに近接させ、第二スイッチ素子Ｑ１３のチャンネルＤ−Ｓの間をオフさせ、こうして、新しい高電圧補助巻線抵抗Ｎｂを保持コンデンサＣ２８へ伝送する電位がない（即ち、保持コンデンサＣ２８の電位は補助巻線抵抗Ｎａによりなる）。
【００１７】
このスイッチング方式により負荷が少ない或いは負荷が多い場合でも制御装置１０８は正常に動作できる。制御装置１０８の動作電圧が新しい高電圧補助巻線抵抗Ｎｂにより供給する場合は、負荷の出力が少なくても電位の供給に問題がなく、負荷の出力が増加すると、新しい高電圧補助巻線抵抗Ｎｂが誘導された電圧は従来の補助巻線抵抗Ｎａ電圧より高くなる（電圧の高さはコイルの巻線数の多少により決めるから）。従って、負荷の出力が多くなると、保持コンデンサＣ２８における電圧は制御装置１０８の操作電圧のピーク値を超えて制御装置１０８の損害を起こす可能性がある。
【００１８】
図７乃至図９を参照して本考案に係る第二実施例回路の概略図を説明する。第二実施例の回路では第一実施例と異なる点は当該制御回路１０２が負荷信号のソースを取ることにある。第二実施例回における制御回路１０２はフォトカプラ２０４により二次端回路２０の一比較装置２０２に接続され、当該比較装置２０２は当該二次端回路２０の負荷電流を捕獲く負荷電流の大きさに従って負荷信号を出力する。
【００１９】
電流の出力が保持コンデンサＣ２８にある電圧供給により制御装置１０８を正常に動作させられない場合は、比較装置２０２が負荷信号をフォトカプラ２０４に伝送し、一次端制御回路１０２におけるジーナーダイオードＺ１２をオフさせ、第一スイッチ素子Ｑ１４のチャンネルＤ−Ｓの間をオフさせ、ハイの制御信号をエネルギー伝送回路１０４へ伝送し、第二スイッチ素子Ｑ１３のチャンネルＤ−Ｓの間をオンさせ、かつ新しい高電圧補助巻線抵抗Ｎｂを経由し、保持コンデンサＣ２８の電圧に接続し、十分な操作電圧を得る。負荷電流があるレベルまで大きく、従来の補助巻線抵抗Ｎａが供給される電圧が制御装置１０８に十分に供給される場合は、フォトカプラ２０４は負荷信号を、一次端制御回路１０２におけるジーナーダイオードＺ１２へ出力し、かつジーナーダイオードＺ１２をオンさせ、保持コンデンサＣ２８の電圧を従来の補助巻線抵抗Ｎａに供給するだけである。
【００２０】
故に、本考案は実用新案特許の進歩性要件に完全に合うので、特許法に従って出願する。審査官に詳細にご審査して本願特許を許可し、発明人の権利を保護するようにお願いします。貴特許庁の審査官が何か質問があるならば、遠慮なくご教示ください。
【００２１】
前記した考案は、本考案の単に最良の具体実施例だけであり、本考案の特徴に限定されることはない。この分野を熟知する者は本考案の範囲内で簡易に考える変化或いは補正であれば、以上の請求項が含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】従来の電源変換装置の回路概略図を示す。
【図２】従来の電源変換装置の回路概略図を示す。
【図３】従来の電源変換装置の回路概略図を示す。
【図４】本考案に係る第一実施例の回路概略図を示す。
【図５】本考案に係る第一実施例の回路概略図を示す。
【図６】本考案に係る第一実施例の回路概略図を示す。
【図７】本考案に係る第二実施例の回路概略図を示す。
【図８】本考案に係る第二実施例の回路概略図を示す。
【図９】本考案に係る第二実施例の回路概略図を示す。
【符号の説明】
【００２３】
Ｔ        トランス
１０      一次端回路
２０      二次端回路
１０８    制御装置
Ｑ１０    パワースイッチ
ＶＩＮ    入力電圧
Ｎａ      補助巻線抵抗
Ｃ２８    保持コンデンサ
Ｃ２８  保持コンデンサ
１０８  制御装置
Ｔｒ    トランス
１０    一次端回路
２０    二次端回路
Ｎａ    補助巻線抵抗
１０２  制御回路
Ｃ１８  検知コンデンサ
１０６  力率調整装置
１０４  エネルギー伝送回路
Ｎｂ    高電圧補助巻線抵抗
Ｄ１５  ダイオード
Ｑ１３  第二スイッチ素子
Ｒ８５、Ｒ８１  抵抗器
Ｚ１２、Ｚ１３  ジーナーダイオード
Ｒ７７、Ｒ７８  抵抗器
Ｑ１６、Ｑ１７  トランジスタ
Ｑ１５  力率スイッチ
Ｃ５５  コンデンサ
Ｑ１４  第一スイッチ素子
２０４  フォトカプラ
２０２  比較装置
【図１】
0003113548.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
0003113548.tif 000008
【図７】
0003113548.tif 000009
【図８】
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【図９】
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