(57)【要約】【課題】  ビットレート及びＱｏＳが異なる信号を１本のＯＦＤＭ回線で多重化して伝送可能な直交周波数分割多重変復調回路を提供する。【解決手段】  入力信号はそれぞれシリアルパラレル変換器１０１，１０２，１０３で複素パラレル信号に変換され、サブキャリアと変調方式とが通信チャンネル毎に割り当てられる。その信号はランドマイザ１０４で並び方の順序が入れ替えられ、離散的逆フーリエ変換器１０５で処理され、パラレルシリアル変換器１０６でシリアル信号に変換され、送信機１０７で直交変調されてアンテナ１１５から出力される。アンテナ１１６で受信された信号は受信機１０８で直交復調され、シリアルパラレル変換器１０９でパラレル信号に変換され、離散的フーリエ変換器１１０で処理され、ランドマイザ１０４で元のサブキャリアの順序に戻され、パラレルシリアル変換器１１２，１１３，１１４で復号されて出力される。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブキャリアを用いて通信を行い、かつ複数の通信チャンネルを送受信する直交周波数分割多重変復調回路であって、
前記複数のサブキャリアが複数の群に分割された各サブキャリア群を前記複数の通信チャンネルの各々に割り当てるようにし、前記各サブキャリア群に施される変調方式は、対応する通信チャンネルに必要とされるＱｏＳ（Quality of Service）に応じて変化させるようにし、
前記各サブキャリアの送信電力は、前記変調方式にかかわらず同一になるように、変調シンボルの波高値が決められている
ようにしたことを特徴とする直交周波数分割多重変復調回路。
【請求項２】
複数のサブキャリアを用いて通信を行い、かつ複数の通信チャンネルを送受信する直交周波数分割多重変復調回路であって、
前記複数のサブキャリアが複数の群に分割された各サブキャリア群を前記複数の通信チャンネルの各々に割り当てるようにし、
前記各サブキャリアの周波数軸上の並び方をランダム化する手段を送信側に含み、
前記並び方がランダム化された信号を元に戻す手段を受信側に含み、
前記サブキャリアの位置をランダム化する処理は、シンボル毎に更新されるようにしたことを特徴とする直交周波数分割多重変復調回路。
【請求項３】
前記シンボル毎のランダム化パターンを決定して前記受信側に伝達する手段を前記送信側に含み、前記ランダム化パターンの送受間の同期を取る手段を含むことを特徴とする請求項２記載の直交周波数分割多重変復調回路。
【請求項４】
前記ランダム化パターンの送受間の同期を取る手段として、所定の通信チャンネル及びそれに対応するサブキャリアが割り当てられていることを特徴とする請求項３記載の直交周波数分割多重変復調回路。
【請求項５】
前記所定の通信チャンネル及びそれに対応するサブキャリアは、前記ランダム化のプロセスから除外されていることを特徴とする請求項４記載の直交周波数分割多重変復調回路。
【請求項６】
前記個々の通信チャンネルへのサブキャリア群の割り当てが前記通信チャンネルの少なくともビットレート及びＱｏＳ（Quality of Service）に応じて適応的に行われることを特徴とする請求項１−５のいずれか１つに記載の直交周波数分割多重変復調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直交周波数分割多重変復調回路に関し、特に複数の異なるチャンネルを伝送するＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）変復調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、放送のディジタル化が推進されており、その変調方式としてはＯＦＤＭ方式が採用される予定である。また、５ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）においてもＯＦＤＭ方式が変調方式として採用されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は伝送信号を分割し、非常に多数のサブキャリアにそれぞれ変調をかけて伝送する方式であり、周波数利用効率が高く、しかもマルチパスフェーディングに強いという特徴がある。このＯＦＤＭ方式については、例えば、特開平８-３３１０９３号公報（特許文献1）等に記載されている。
【０００４】
図１０に従来例による直交周波数分割多重変復調回路の構成例を示す。この図１０を用いて上記のＯＦＤＭ方式の原理について説明する。まず、伝送信号Ｘは、例えばディジタルハイビジョン放送の信号であり、２０Ｍｂｐｓのデータ信号と、１０．７２Ｍｂｐｓのオーバヘッド（誤り訂正や同期制御のための信号）とからなる。すなわち、合計で３０．７２Ｍｂｐｓである。
【０００５】
この信号をシリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１０１に通して４×５１２ビットのパラレルデータを生成し、さらに４ビット毎に区切り、これによって１６値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）ベースバンド信号Ａを発生する。
【０００６】
１６値ＱＡＭベースバンド信号Ａは実数部（Ｒｅ）と虚数部（Ｉｍ）とを持つ複素データであり、複素平面上の各信号点と４ビット単位の入力信号との対応を図１１に示す。
【０００７】
これによって、シンボルレートが３０．７２／４／５１２Ｍｓｐｓ＝１５ｋｓｐｓの複素１６値ＱＡＭの信号Ａが５１２個出力される。これら５１２個の複素数を離散的逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０５にかけると、５１２ペアの変換結果Ｂが得られる。この結果Ｂをパラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）１０６でシリアル信号Ｃに変換する。
【０００８】
変換前の実数部をＩ信号、虚数部をＱ信号として、サンプルレート１５ｋｓｐｓ×５１２＝７．６８Ｍｓｐｓの速度で送信機（ＴＸ）１０７に出力する。送信機１０７はＩ，Ｑベースバンド信号を直交変調してアンテナ１１５から出力する。
【０００９】
図１２に送信信号におけるサブキャリアの配置を示す。図１２に示すように、サブキャリア間の間隔はシンボルレートである１５ｋＨｚに等しく、サブキャリア数は５１２本である。したがって、帯域幅は１５ｋＨｚ×５１２＝７．６８ＭＨｚである。
【００１０】
次に、受信側の構成について述べる。受信側では、アンテナ１１６で送信側から送信された高周波信号を受信し、受信機（ＲＸ）１０８で直交復調を行い、ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）Ｄを生成する。これをそれぞれシリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１０９で７．６８Ｍｓｐｓの速度でサンプリングし、５１２組のＩ（実数部），Ｑ（虚数部）信号で構成されるパラレル信号Ｅを生成する。これを離散的フーリエ変換器（ＦＦＴ）１１０にかけると、５１２個の複素数が得られる。
【００１１】
これらのデータＦは対応するサブキャリアの複素平面状の信号点を表している．この信号点から対応する４ビット（１６値ＱＡＭの場合）のデータを再生し、パラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）１１２によって元の信号Ｙに復号して出力する。
【００１２】
上述したように、ＯＦＤＭ方式においては伝送されるビットレートが、例えば３０．７２Ｍｂｐｓと非常に高速である。これらを多数のサブキャリアにわけて送信する。サブキャリア数が５１２本で、変調方式が１６値ＱＡＭの場合には、サブキャリア当りのシンボルレートが僅か１５ｋｓｐｓとなる。１シンボル当りの継続時間は約６７μｓｅｃであり、これは通常のマルチパスの通路差に比べて十分大きい値（換算すると、２０ｋｍに相当する）である。したがって、ＯＦＤＭ方式はマルチパス伝送に対して強力な耐性がある。
【特許文献１】特開平８-３３１０９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
現在計画されているＯＦＤＭ方式はそれぞれディジタルテレビジョン放送や高速無線ＬＡＮ等の単体の利用を前提としたものであるが、ＯＦＤＭ方式は本質的にマルチパス伝送に強いという特徴があり、この特徴はその他の移動体通信においても魅力的なものである。
【００１４】
したがって、当然の帰結として、ＯＦＤＭ方式を移動体通信にも使いたいという要求がでてくると考えられる。しかしながら、ＯＦＤＭ方式は数百本以上の非常に沢山のサブキャリアを使い、全体でみれば大変な伝送容量を実現するものであるから、１種類だけの移動体通信で独占的に使うことは許されない。
【００１５】
そのため、数種類の通信、例えば、ディジタルＴＶ、無線ＬＡＮ、インタネット、携帯電話等のさまざまな通信を１つのＯＦＤＭ回線で伝送することが考えられる。これら複数の種類の異なる通信信号はそれぞれ異なるビットレートであり、また情報のタイプによって必要とする伝送品質（ＱｏＳ：Ｑｕａｌｉｔｙ  ｏｆ  Ｓｅｒｖｉｃｅ）が異なる。
【００１６】
つまり、データ通信ではさまざまな伝送速度（例えば、２８．８ｋｂｐｓ、１．４４Ｍｂｐｓ、１０Ｍｂｐｓ）があり、誤り率は１０Ｅ−６以下が要求される。これに対して、電話等の音声通信では１３ｋｂｐｓ程度であり、誤り率１０Ｅ−３程度でも十分な品質である。
【００１７】
そこで、本発明の目的は上記の問題点を解消し、ビットレート及びＱｏＳが異なる信号を１本のＯＦＤＭ回線で多重化して伝送することができる直交周波数分割多重変復調回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明による直交周波数分割多重変復調回路は、複数のサブキャリアを用いて通信を行い、かつ複数の通信チャンネルを送受信する直交周波数分割多重変復調回路であって、前記複数のサブキャリアが複数の群に分割された各サブキャリア群を前記複数の通信チャンネルの各々に割り当てるようにしている。
【００１９】
すなわち、本発明の直交周波数分割多重変復調回路は、ビットレート及びＱｏＳ（Ｑｕａｌｉｔｙ  ｏｆ  Ｓｅｒｖｉｃｅ）が異なる複数の通信チャンネルを１本のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）回線で多重化して伝送する方法を提供するものである。
【００２０】
これを実現するために、本発明の第１の直交周波数分割多重変復調回路では、複数のサブキャリアを用いて通信を行い、かつ複数の通信チャンネルを送受信するＯＦＤＭ方式において、前記複数のサブキャリアが複数の群に分割されており、前記各サブキャリア群が前記複数の通信チャンネルの各々に割り当てられていることを特徴としている。
【００２１】
本発明の第２の直交周波数分割多重変復調回路では、個々の通信チャンネルへのサブキャリア群の割り当てが適応的に行われることを特徴としている。
【００２２】
本発明の第３の直交周波数分割多重変復調回路では、各サブキャリア群に施される変調方式が対応する通信チャンネルに必要とされるＱｏＳ（Ｑｕａｌｉｔｙｏｆ  Ｓｅｒｖｉｃｅ）に応じて変化することを特徴としている。
【００２３】
本発明の第４の直交周波数分割多重変復調回路では、送信側に各サブキャリアの周波数軸上の並び方をランダム化する手段を備え、受信側に元に戻す手段を有することを特徴としている。
【００２４】
本発明の第５の直交周波数分割多重変復調回路では、必要と有れば、すべてのサブキャリアを単一のチャンネルに割り当て、その間、他のチャンネルの通信を休止することを特徴としている。
【００２５】
本発明の第６の直交周波数分割多重変復調回路では、上記の変化する変調方式がＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ），ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ），ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の位相変調であり、ＱｏＳに応じて位相平面上のシンボルポイントを変化させるものであることを特徴としている。
【００２６】
本発明の第７の直交周波数分割多重変復調回路では、各サブキャリアの送信電力が一様であることが望ましいので、各サブキャリアの送信電力が変調方式の如何によらず同一になるように、変調シンボルの波高値が決められていることを特徴としている。
【００２７】
本発明の第８の直交周波数分割多重変復調回路では、周波数選択性フェーディングによって特定のサブキャリアが抑圧されることがあるため、これを防止する手立てとして、サブキャリアの位置をランダム化する処理がシンボル毎に更新されることを特徴としている
【００２８】
本発明の第９の直交周波数分割多重変復調回路では、シンボル毎のランダム化パターンを送信側で決定して受信側に伝達する手段と、ランダム化パターンの送受間の同期を取る手段とを有することを特徴としている。
【００２９】
本発明の第１０の直交周波数分割多重変復調回路では、シンボル毎のランダム化パターンを送信側で決定して受信側に伝達する手段を有し、ランダム化パターンの送受間の同期を取る手段として、所定の通信チャンネル及びそれに対応するサブキャリアが割り当てられていることを特徴としている。
【００３０】
本発明の第１１の直交周波数分割多重変復調回路では、所定の通信チャンネル及びそれに対応するサブキャリアがランダム化のプロセスから除外されていることを特徴としている。
【００３１】
上記のような構成及び処理動作とすることで、本発明の直交周波数分割多重変復調回路では、１つのＯＦＤＭ回線を用いて、ビットレート及びＱｏＳが異なる通信チャンネルを伝送することが可能となる。
【発明の効果】
【００３２】
このように本発明によれば、複数のサブキャリアを用いて通信を行い、かつ複数の通信チャンネルを送受信する直交周波数分割多重変復調回路において、複数のサブキャリアが複数の群に分割された各サブキャリア群を複数の通信チャンネルの各々に割り当てることによって、ビットレート及びＱｏＳが異なる信号を１本のＯＦＤＭ回線で多重化して伝送することができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例による直交周波数分割多重変復調回路の構成を示すブロック図である。図１において、本発明の一実施例による直交周波数分割多重変復調回路はシリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１０１，１０２，１０３と、ランドマイザ（Ｒａｎｄｏｍｉｚｅ）１０４と、離散的逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０５と、パラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）１０６と、送信機（ＴＸ）１０７とからなる送信側と、受信機（ＲＸ）１０８と、シリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１０９と、離散的フーリエ変換器（ＦＦＴ）１１０と、デランドマイザ（Ｄｅ−Ｒａｎｄｏｍｉｚｅ）１１１と、パラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）１１２，１１３，１１４とからなる受信側とによって構成されている。
【００３４】
図２は図１のシリアルパラレル変換器１０１の構成例を示すブロック図である。図２において、シリアルパラレル変換器１０１はシフトレジスタ６０１と、１６値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）発生回路６０２，６０３，６０４，６０５とから構成されている。
【００３５】
図３は図１のシリアルパラレル変換器１０２の構成例を示すブロック図である。図３において、シリアルパラレル変換器１０２はシフトレジスタ７０１と、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）発生回路７０２，７０３，７０４，７０５とから構成されている。
【００３６】
図４は図１のランドマイザ１０４を説明するための図であり、図５は図１のデランドマイザ１１１を説明するための図であり、図６は図２のシリアルパラレル変換器１０１の動作を示すタイムチャートであり、図７は図３のシリアルパラレル変換器１０２の動作を示すタイムチャートであり、図８は複素平面上のシンボル点を示す図である。これら図１〜図８を参照して本発明の一実施例による直交周波数分割多重変復調回路の動作について説明する。
【００３７】
本発明の一実施例による直交周波数分割多重変復調回路では、図１０に示す従来例の直交周波数分割多重変復調回路と異なり、送信側が複数のデータ入力Ｘ１，Ｘ２，…，Ｘｎを有しており、受信側もこれに対応する複数のデータ出力Ｙ１，Ｙ２，…，Ｙｎを有している。
【００３８】
入力信号Ｘ１，Ｘ２，…、Ｘｎはそれぞれシリアルパラレル変換器１０１，１０２，１０３で複素パラレル信号Ａに変換される。例えば、入力信号Ｘ１はビットレート２４０ｋｂｐｓが入力される。入力信号Ｘ１のＱｏＳが中程度であれば、サブキャリアを４つ割り当て、変調方式を１６値ＱＡＭとすると、シリアルパラレル変換器１０１の出力は１５ｋｓｐｓの４個（４つのサブキャリアに対応した）の複素数になる。
【００３９】
１６値ＱＡＭを発生するシリアルパラレル変換器１０１においては、図２に示すように、データレートに等しい周波数のクロックで駆動されるシフトレジスタ６０１にデータが入力される。シフトレジスタ６０１のパラレル出力は４ビットずつ組になっており，それぞれ１６値ＱＡＭ発生回路６０２，６０３，６０４，６０５に入力され、シンボルレートに等しいクロック（Ｓｙｍｂｏｌ  ＣＬＯＣＫ）で取り込まれる。
【００４０】
取り込まれた４ビットの値に応じて、図１１に示すような複素平面上のシンボル点が選択され、それぞれの実数部（Ｒｅ）、虚数部（Ｉｍ）が出力される。その動作のタイミングチャートを図６に示す。
【００４１】
入力信号Ｘ２はビットレートが１２０ｋｂｐｓでＱｏＳが高い場合、サブキャリアを４つ割り当て、変調方式を誤り率が低いＱＰＳＫを使う。この場合、シリアルパラレル変換器１０２の出力も１５ｋｓｐｓの４個（４つのサブキャリアに対応した）の複素数になる。
【００４２】
シリアルパラレル変換器１０２においては、図３に示すように、データレートに等しい周波数のクロックで駆動されるシフトレジスタ７０１にデータが入力される。シフトレジスタ７０１のパラレル出力は２ビットずつ組になっており，それぞれＱＰＳＫ発生回路７０２，７０３，７０４，７０５に入力され、シンボルレートに等しいクロック（Ｓｙｍｂｏｌ  ＣＬＯＣＫ）で取り込まれる。
【００４３】
取り込まれた２ビットの値に応じて、図８に示すような複素平面上のシンボル点が選択され、それぞれの実数部（Ｒｅ）、虚数部（Ｉｍ）が出力される。その動作のタイミングチャートを図７に示す。
【００４４】
同様に、入力信号ＸｎはそれほどＱｏＳが高くなく、ビットレートが９０ｋｂｐｓの場合、サブキャリアを１つ割り当て、変調方式を６４値ＱＡＭとすると、シリアルパラレル変換器１０３の出力も１５ｋｓｐｓの１個（１つのサブキャリアに対応した）の複素数になる。
【００４５】
以上のように、ビットレートとＱｏＳとから適正な変調方式と割り当てるサブキャリア数とを決定することができ、すべてのサブキャリアのシンボルレートを同一の１５ｋＨｚとすることができる。
【００４６】
以上のようにして、サブキャリアと変調方式とを通信チャンネル毎に割り当てて、合わせて５１２個の複素シンボル（シンボルレート１５ｋｂｐｓ）が得られる。この場合、通信チャンネルが足らず、サブキャリアがあまれば、そのキャリアは無変調、すなわち複素数（０＋ｊ０）とすればよい。
【００４７】
このようにして得られ５１２個のパラレル複素データを、ランドマイザ１０４で並び方の順序を入れ替える。この動作はシンボル単位で実行する。ランドマイザ１０４においては、図４に示すように、制御信号（例えば、８ビット）でシンボル単位に順序の入れ替えを行う。制御信号が８ビットであれば、２５６通りの入れ替えを行うことができる。図４においてはＸ５１０とＸ５１１とをそのままＹ５１０，Ｙ５１１につないでいるが、これは制御チャンネルを想定している。
【００４８】
制御チャンネルはシンボル同期やランドマイズのパターンの通知を受信側に伝送するものであり、ランドマイズせずにそのまま伝送したほうが、初期アクセスが容易である。
【００４９】
ランドマイズされた５１２個のパラレル複素データＡ’を離散的逆フーリエ変換器１０５で処理し、５１２組のＩ，ＱパラレルデータＢを得る。この結果をパラレルシリアル変換器１０６でシリアル信号Ｃに変換する。パラレルシリアル変換器１０６からは変換前の実数部がＩ信号、虚数部がＱ信号として、サンプルレート１５ｋｓｐｓ×５１２＝７．６８Ｍｓｐｓの速度で送信機１０７に出力される。送信機１０７はＩ，Ｑベースバンド信号を直交変調し、アンテナ１１５から出力する。
【００５０】
図１２に送信信号におけるサブキャリアの配置を示す。図１２に示すように、サブキャリア間の間隔はシンボルレートである１５ｋＨｚに等しく、サブキャリア数は５１２本である。したがって、帯域幅は１５ｋＨｚ×５１２＝７．６８ＭＨｚである。
【００５１】
次に、受信側の動作について述べる。受信側ではアンテナ１１６で送信側から送信された高周波信号を受信し、受信機１０８で直交復調を行い、ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）Ｄを生成する．これをそれぞれシリアルパラレル変換器１０９で７．６８Ｍｓｐｓの速度でサンプリングし、５１２組のＩ（実数部），Ｑ（虚数部）信号で構成されるパラレル信号Ｅを生成する。これを離散的フーリエ変換器１１０にかけると、５１２個の複素数が得られる。
【００５２】
これらのデータＦ’は対応するサブキャリアの複素平面状の信号点を表している．この結果をデランドマイザ１１１にかけて、ランドマイザ１０４で入れ換えられたサブキャリアの順序を元に戻す。
【００５３】
デランドマイザ１１１においては、図５に示すように、制御信号（例えば、８ビット）でシンボル単位に順序の入れ替えを行う。制御信号が８ビットであれば、２５６通りの入れ替えを行うことができる。図５においてはＹ５１０とＹ５１１とをそのままＸ５１０，Ｘ５１１につないでいるが、これは制御チャンネルを想定している。
【００５４】
制御チャンネルはシンボル同期やランドマイズのパターンの通知を受信側に伝送するものであり、ランドマイズせずにそのまま伝送したほうが、初期アクセスが容易である。
【００５５】
デランドマイズした結果Ｆは対応するサブキャリアの複素平面状の信号点を表している。この信号点と各サブキャリアの変調方式とから対応するビットデータを復元し、パラレルシリアル変換器１１２，１１３，１１４で元の信号Ｙ１，Ｙ２，…，Ｙｎに復号して出力する。
【００５６】
このように、上記のような処理動作を行うことによって、複数のビットレートとＱｏＳとが異なる通信チャンネルを、１つのＯＦＤＭ回線で伝送することが可能となる。
【００５７】
図９は本発明の他の実施例による直交周波数分割多重変復調回路の構成を示すブロック図である。図９においてはチャネルが単一の場合の直交周波数分割多重変復調回路の構成を示している。
【００５８】
つまり、本発明の他の実施例による直交周波数分割多重変復調回路はシリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１０１と、ランドマイザ（Ｒａｎｄｏｍｉｚｅ）１０４と、離散的逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０５と、パラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）１０６と、送信機（ＴＸ）１０７とからなる送信側と、受信機（ＲＸ）１０８と、シリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１０９と、離散的フーリエ変換器（ＦＦＴ）１１０と、デランドマイザ（Ｄｅ−Ｒａｎｄｏｍｉｚｅ）１１１と、パラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）１１２とからなる受信側とによって構成されている。
【００５９】
本発明の他の実施例による直交周波数分割多重変復調回路では、異なるビットレートとＱｏＳとを持つ複数の通信チャンネルを１つのＯＦＤＭ回線で伝送することを主眼としている。しかしながら、場合によっては１つの通信チャンネルだけを優先的に通す場合もありうる。
【００６０】
例えば、ディジタルハイビジョンＴＶの中継を行なう必要が生じたような場合、すべてのサブキャリアをこれに割り当てる必要が生じる。このような場合に、他の優先度の低い通信チャンネルを一時的に休止して、すべてのサブキャリアを１つの優先チャンネルで使うことも考えられるので、本発明の他の実施例による直交周波数分割多重変復調回路では上記のような構成としている。
【００６１】
このように、サブキャリアの割り当て及び変調方式の決定を通信チャンネルの優先度、ビットレート、ＱｏＳに応じて適応的に決定することも本発明の内に含まれる。
【００６２】
また、変調方式が異なるサブキャリア間で、平均信号電力に差異が生じることは好ましくない。シンボルの波高値を調整して、すべてのサブキャリアの平均電力が均一になるようにすることも本発明に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の一実施例による直交周波数分割多重変復調回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のシリアルパラレル変換器の構成例を示すブロック図である。
【図３】図１のシリアルパラレル変換器の構成例を示すブロック図である。
【図４】図１のランドマイザを説明するための図である。
【図５】図１のデランドマイザを説明するための図である。
【図６】図２のシリアルパラレル変換器の動作を示すタイムチャートである。
【図７】図３のシリアルパラレル変換器の動作を示すタイムチャートである。
【図８】複素平面上のシンボル点を示す図である。
【図９】本発明の他の実施例による直交周波数分割多重変復調回路の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来例による直交周波数分割多重変復調回路の構成を示すブロック図である。
【図１１】複素平面上の各信号点と４ビット単位の入力信号との対応を示す図である。
【図１２】送信信号におけるサブキャリアの配置を示す図である。
【符号の説明】
【００６４】
１０１，１０２，１０３  シリアルパラレル変換器
１０４  ランドマイザ
１０５  離散的逆フーリエ変換器
１０６  パラレルシリアル変換器
１０７  送信機
１０８  受信機
１０９  シリアルパラレル変換器
１１０  離散的フーリエ変換器
１１１  デランドマイザ
１１２，１１３，１１４  パラレルシリアル変換器
６０１  シフトレジスタ
６０２，６０３，６０４，６０５  １６値ＱＡＭ発生回路
７０１  シフトレジスタ
７０２，７０３，７０４，７０５  ＱＰＳＫ発生回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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