(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流巻線と複数の結合巻線とが１つの磁性体に巻回され、前記直流巻線の一端が電圧源に接続され、前記直流巻線の他端に前記複数の結合巻線の各一端が接続され、前記複数の結合巻線の各他端がスイッチング素子からなる複数の上下アームの各中間接続点に接続され、前記直流巻線と前記結合巻線に流れる電流により発生する磁束が互いに同方向で合流するように構成されたリアクトル、
前記スイッチング素子を制御する制御装置を備え、
スイッチング動作のデューティが０．５より小さいとき、上アームまたは下アームを同相駆動とし、
前記デューティが０．５より大きいとき、前記上アームまたは前記下アームをインターリーブ駆動に切替えて制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記デューティが０．５より小さく、前記結合巻線の電流リプルを構成する交流電流リプルが直流電流リプルより大きい時に前記上アームまたは前記下アームを同相駆動とし、
前記デューティが０．５より大きく、前記結合巻線の電流リプルを構成する交流電流リプルが直流電流リプルより小さい時に、前記上アームまたは前記下アームをインターリーブ駆動するように制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記デューティが０．５より小さく、前記結合巻線の電流リプルを構成する交流電流リプルが直流電流リプルより大きくなることを前記電圧源の入力電圧の大きさ、又は位相に基づき判断して、前記上アームまたは前記下アームを同相駆動とし、
前記結合巻線の電流リプルを構成する交流電流リプルが直流電流リプルより小さくなることを前記入力電圧の大きさ、又は位相に基づき判断して、前記上アームまたは前記下アームをインターリーブ駆動するように制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記入力電圧に応じて、前記結合巻線の電流リプルを構成する直流電流リプルと交流電流リプルの大小関係が変化し、前記入力電圧が基準とした電圧より低い時は直流電流リプルの方が交流電流リプルより大きく、前記入力電圧が前記基準とした電圧より大きくなると直流電流リプルの方が交流電流リプルより小さくなることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記デューティが０．５より小さく、前記結合巻線の電流リプルを構成する交流電流リプルが直流電流リプルより大きくなることを前記電圧源からの入力電流の大きさ、又は位相に基づき判断して、前記上アームまたは前記下アームを同相駆動とし、
前記結合巻線の電流リプルを構成する交流電流リプルが直流電流リプルより小さくなることを前記入力電流の大きさ、又は位相に基づき判断して、前記上アームまたは前記下アームをインターリーブ駆動するように制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電圧源の電圧によって、前記結合巻線の電流リプルを構成する直流電流リプルと交流電流リプルの大小関係が変わり、前記入力電流が基準とした電流より低い時は直流電流リプルの方が交流電流リプルより大きく、前記入力電流が前記基準とした電流より大きくなると直流電流リプルの方が交流電流リプルより小さくなることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記電圧源は交流電圧源であり、前記交流電圧源の一端は前記直流巻線に接続され、他端は前記スイッチング素子の前記複数の上下アームと並列に接続された整流素子と接続されていることを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記電圧源は交流電圧源であり、正極時に前記上アームを同相駆動とし、負極時に前記下アームを同相駆動とするように制御することを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記電圧源は直流電圧源であることを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記電圧源は直流電圧源であり、電力伝送方向が前記直流電圧源から負荷の方向であるときに前記下アームを同相駆動とし、前記電力伝送方向が前記負荷から前記直流電圧源の方向であるときに前記上アームを同相駆動とするように制御することを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記直流電圧源は、交流電源と整流素子で構成されていることを特徴とする請求項９または１０に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記１つの磁性体は、コアの形状が３脚であり、中央脚にギャップを設け、中央脚には前記直流巻線を巻回し、前記中央脚を挟む２つの側脚には前記結合巻線を巻回することを特徴とする請求項１から１１のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
インターリーブ駆動するためのスイッチングレグをＮ相設け、デューティが０．５より大きい時に、３６０°／Ｎのタイミングで前記スイッチング素子を作動させることを特徴とする請求項１または９に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧と直流電圧、又は交流電圧と直流電圧を変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換器は、例えば、ブリッジレスＰＦＣ（Power  Factor  Correction）の回路構成で、スイッチングするレグの電流を２分配し、それぞれのレグにリアクトルを設け、インターリーブ動作させる構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。また、磁気統合回路の構成では、各々の直流磁束を互いにキャンセルする回路構成が知られている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許５２１０３３１号公報
【特許文献２】特許５１４４２８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に示す電力変換器のスイッチング電源装置は、スイッチングするレグをＮ相設け、位相を３６０度／Ｎずらしてスイッチングし、電流の分流機能による低損失化と入出力電流リプルの低減を実現する構成としていた。しかしながら、Ｎ相設けたリアクトルを統合して小型化すると共に、統合したリアクトルの巻線に流れるリプル電流の低減についてはなんら開示がない。また特許文献２には、磁気回路の統合について開示されているが、コアの巻線が、直流磁束が互いにキャンセルする方向に巻回されているため、直流磁束による磁束飽和の防止はできるが、直流インダクタンスが漏れ磁束でしか構成できない課題があった。この発明は、このような問題点を解消するために成されたものであって、複数のリアクトルを１つのコアに磁気統合し、電流リプルを抑制し、低損失化が可能となる電力変換装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この発明に係る電力変換装置において、直流巻線と複数の結合巻線とが１つの磁性体に巻回され、直流巻線の一端が電圧源に接続され、直流巻線の他端に複数の結合巻線の各一端が接続され、複数の結合巻線の各他端がスイッチング素子からなる複数の上下アームの各中間接続点に接続され、直流巻線と結合巻線に流れる電流により発生する磁束が互いに同方向で合流するように構成されたリアクトルと、スイッチング素子を制御する制御装置とを備え、スイッチング動作のデューティが０．５より小さいとき、上アームまたは下アームを同相駆動とし、デューティが０．５より大きいとき、上アームまたは下アームをインターリーブ駆動に切替えて制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
この発明の電力変換装置によれば、インターリーブ駆動と同相駆動とを切り替えて制御することで、直流巻線と結合巻線の均熱化が実現出来、放熱面でより小型化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成図である。
【図２】図１の回路の正極時の電流経路を説明する説明図である。
【図３】図１の回路の負極時の電流経路を説明する説明図である。
【図４Ａ】この発明の実施の形態１の統合磁気部品を磁気抵抗網で記した模式図である。
【図４Ｂ】図４Ａの磁気等価回路図である。
【図５】この発明の実施の形態１によるコア材のＢＨ特性が非線形であることを説明する説明図である。
【図６】図３に示した負極電流経路時の電流リプルの発生を模式的に説明する説明図である。
【図７】この発明の実施の形態１のインターリーブ駆動時と同相駆動時の電流リプルの発生を模式的に説明する説明図である。
【図８】図７の電流リプルを低減するためのインターリーブ駆動と同相駆動との切替え条件を説明する説明図である。
【図９】この発明の実施の形態１の交流電圧位相０からπの電流リプルの模式図である。
【図１０】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回路構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態３による電力変換装置の回路構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態４による電力変換装置の回路構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態４による電力変換装置の回路構成での電流リプルの模式図である。
【図１４】この発明の実施の形態１から４の制御回路のハードウエア構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成を示し、図２は図１の回路の正極時の電流経路を、図３は図１の回路の負極時の電流経路を模式的に示した説明図である。    
図１に示すように、交流電圧源１は、１端が統合磁気部品２を構成する第３の巻線２ｃの一端に接続され（Ａ点）、第３の巻線２ｃのもう一端は第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂが接続された点（Ｂ点）に接続される。第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂは、コンバータ回路３の上下アーム間にそれぞれ接続され（Ｃ点、Ｄ点）、コンバータ回路３の出力は、リンクコンデンサ４を経て負荷５に接続される。
コンバータ回路３の直列に接続された整流素子Ｄａ、Ｄｂの中点には交流電圧源１のもう１端が接続され、整流素子Ｄａのカソードはリンクコンデンサ４の正極に、整流素子Ｄｂのアノードはリンクコンデンサ４の負極に接続される。
制御回路１０は、電流センサ６からの入力電流情報１０ａと、交流電圧源１からの入力電圧情報１０ｂと、出力電圧であるリンクコンデンサ４の電圧情報１０ｃとから、コンバータ回路３を駆動する駆動信号１０ｄを生成し、目標出力電圧となるよう制御し、さらに交流電圧と交流電流位相が同期した高力率動作となるよう制御する。
なお、制御回路１０は、図１４に示すように、プロセッサ（ＭＰＵ）とメモリに格納されたコンピュータプログラムの組合せによって実現してもよいし、ＡＳＩＣ等の専用のハードウエアによって実現してもよいし、ＦＰＧＡのような再構成可能なゲートアレイによって実現してもよいし、これらの組合せによって実現してもよい。
【０００９】
図２に、図１で示された実施の形態１の電力変換器の回路の交流入力電圧が正極時の電流経路を示す（図中矢印）。
交流電圧源１からの電流は、コンバータ回路３の整流素子Ｄａからリンクコンデンサ４を経て、コンバータ回路３のオンしているスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄに分流され、統合磁気部品２にて電流が合成され、交流電圧源１に戻る。この時、コンバータ回路３のスイッチング素子Ｓａ、Ｓｃをスイッチング動作することで、統合磁気部品２を励磁し交流電圧源１の電圧を昇圧する。
【００１０】
図３に、図１で示された実施の形態１の電力変換器の回路の交流入力電圧が負極時の電流経路を示す（図中矢印）。
交流電圧源１からの電流は、統合磁気部品２に入り、コンバータ回路３のオンしているスイッチング素子Ｓａ、Ｓｃに分流され、リンクコンデンサ４に入り、コンバータ回路３の整流素子Ｄｂを経て交流電圧源１に戻る。この時、コンバータ回路３のスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄの位相を１８０度ずらしてスイッチング動作させることで、統合磁気部品２を励磁し交流電圧源１の電圧を昇圧する。
【００１１】
次に、上述した統合磁気部品２の構成について説明し、統合磁気部品２の直流インダクタンスと交流インダクタンスと、電流リプルの式を記す。以下、図３の負極時の電流経路の例で、下アームを構成するスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄの制御を説明するが、図２の正極時の電流経路でスイッチング素子Ｓａ、Ｓｃを制御することにより、同様な動作及び効果を奏する。
図４Ａは実施の形態１の統合磁気部品２を磁気抵抗網で記した模式図、図４Ｂは図４Ａの磁気等価回路である。図中の記号の意味は以下の通りである。
Ｎｏ：第１の巻線２ａ、第２の巻線２ｂの巻数
Ｎｃ：第３の巻線２ｃの巻数
ｉｃ：第３の巻線２ｃの電流
ｉ１：第１の巻線２ａの電流
ｉ２：第２の巻線２ｂの電流
Ｒｏ：コアの第１の側脚２ｉ、第２の側脚２ｊの磁気抵抗
Ｒｃ：コアの中央脚２ｈの磁気抵抗
φ１：コアの第１の側脚２ｉの磁束
φ２：コアの第２の側脚２ｊの磁束
φｃ：コアの中央脚２ｈの磁束
図４Ａにおいて、統合磁気部品２のコア形状としては、例えば、ＥＥ型もしくはＥＩ型等の３脚を有する形状であって、第１の巻線２ａはコアの第１の側脚２ｉに、第２の巻線２ｂはコアの第２の側脚２ｊに互いに直流磁束を打ち消すように巻回して結合リアクトルを形成する。第３の巻線２ｃはコアの中央脚２ｈに第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂの磁束を強め合う方向に巻回し、直流リアクトルを構成する。コアの中央脚２ｈには直流の磁束飽和を防止するためのギャップが設けられている。ギャップは、結合リアクトルの結合度、及び結合リアクトルと直流リアクトルとの結合度の調整も行い、ギャップから漏れる交流磁束をキャンセルする構造としてもよい。
【００１２】
直流の磁束は、コアの中央脚２ｈに合流するように生じ、電力伝送方向が変わらない限り向きは変わらず、一方、交流磁束はコアの側脚２ｉ、２ｊを循環するようにスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄがスイッチングする度に向きが変わる。コアの中央脚２ｈでは、この循環する交流磁束は常に向きが逆であるため打ち消される。
この統合磁気部品２のインダクタンスが自己インダクタンスと相互インダクタンスと漏れインダクタンスで構成されていることを次に示す。
巻線に生じる磁束φ１、φ２、φｃは、コアの側脚２ｉ、２ｊと中央脚２ｈのそれぞれのコアの起磁力の関係から（式１）で表わされる
【数１】
0006636179.tif 000002
【００１３】
第１の巻線２ａに生じる電圧をＶ１、第２の巻線２ｂに生じる電圧をＶ２、第３の巻線２ｃに生じる電圧をＶｃとすると、
Ｖ１＝Ｎｏｄφ１／ｄｔ、Ｖ２＝Ｎｏｄφ２／ｄｔ、Ｖｃ＝Ｎｃｄφｃ／ｄｔより、
（式１）を変形すると、Ｖ１、Ｖ２、Ｖｃは（式２）と（式３）で表わされ
【数２】
0006636179.tif 000003
【数３】
0006636179.tif 000004
第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂ、コアの第１の側脚２ｉと第２の側脚２ｊは対称であるため、
第１の側脚２ｉ、第２の側脚２ｊの自己インダクタンスをＬｏ、
中央脚２ｈの自己インダクタンスをＬｃ
第１の側脚２ｉ、第２の側脚２ｊの相互インダクタンスをＭｏ、
中央脚２ｈと、第１の側脚２ｉ、第２の側脚２ｊとの相互インダクタンスをＭｃとすると、
（式２）は（式４）のように表わされる。
【数４】
0006636179.tif 000005
ｉｃ＝ｉ１＋ｉ２より、（式４）を変形すると（式５）が得られる。
【数５】
0006636179.tif 000006
また、（式２）、（式３）と（式４）の比較により、Ｌｏ、Ｌｃ、Ｍｏ、Ｍｃはそれぞれ以下で（式６）から（式９）で示される。
【数６】
0006636179.tif 000007
【数７】
0006636179.tif 000008
【数８】
0006636179.tif 000009
【数９】
0006636179.tif 000010
【００１４】
また、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂの結合度をｋｏ、第１の巻線２ａ、第２の巻線２ｂと第３の巻線２ｃとの結合度をｋｃとすると、ｋｏ、ｋｃはそれぞれ（式１０）、（式１１）で表わされる。
【数１０】
0006636179.tif 000011
【数１１】
0006636179.tif 000012
第３の巻線２ｃと第１の巻線２ａとの間の電圧をＶ１ｅ（Ａ−Ｃ間）、第３の巻線２ｃと第２の巻線２ｂとの間の電圧をＶ２ｅ（Ａ−Ｄ間）とすると、それぞれ（式１２）、（式１３）で表わされる。
【数１２】
0006636179.tif 000013
【数１３】
0006636179.tif 000014
この（式１２）、（式１３）において、
入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔとすると、
例えば、図３の電流経路において、巻線に接続されるスイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオフする場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ
巻線に接続されるスイッチング素子Ｓｄがオン、スイッチング素子Ｓｂがオフする場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ
巻線に接続されるスイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオフする場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ
巻線に接続されるスイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオンする場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ
となる。
【００１５】
（式１２）、（式１３）に（式５）を代入すると、Ｖ１ｅ、Ｖ２ｅは（式１４）で表わされる。
【数１４】
0006636179.tif 000015
電流ｉ１、ｉ２は（式１５）のように直流成分ｉｄｃと交流成分ｉａｃで表わされる。
【数１５】
0006636179.tif 000016
これら電流の直流成分と交流成分について、（式１４）と（式１５）を用いると（式１６）（式１７）で表わされる。
【数１６】
0006636179.tif 000017
【数１７】
0006636179.tif 000018
また（式１６）、（式１７）の、
【数１８】
0006636179.tif 000019
を（式６）から（式９）を用いて表わすと（式１８）、（式１９）で表わされる。
【数１９】
0006636179.tif 000020
【数２０】
0006636179.tif 000021
【００１６】
例えば、スイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオフの時、（式１８）、（式１９）、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔを用いて表わすと、（式２０）、（式２１）で表わされ、交流成分（交流電流リプル）ｉａｃは入力電圧によって変化せず、直流成分（直流電流リプル）ｉｄｃは入力電圧が高くなると増加することがわかる。
【数２１】
0006636179.tif 000022
【数２２】
0006636179.tif 000023
一般に、コアの磁気抵抗Ｒと透磁率μの関係は、透磁率μ、コア断面積Ａｅ、コアの周長をｌとすると、（式２２）に示すように反比例の関係にあるため、
【数２３】
0006636179.tif 000024
コア材のＢＨ特性が図５に示すように非線形の場合、透磁率μが電流増加によって低下すると磁気抵抗Ｒが増加し、（式２０）、（式２１）で表わされる直流電流リプルｉｄｃ、交流電流リプルｉａｃは増加する。
中央脚２ｈにギャップを設けた構造等のようにＲｃ＞＞Ｒｏであると、電流増加に対する電流リプルの増加分は直流電流リプルｉｄｃより交流電流リプルｉａｃの方が大きくなり、電流が小さいところでは、例えば、直流電流リプルｉｄｃ＞交流電流リプルｉａｃであっても、電流の大きいところでは直流電流リプルｉｄｃ＜交流電流リプルｉａｃとなり得ることを示す。
直流インダクタンスＬｄｃ、交流インダクタンスＬａｃとすると、（式１８）、（式１９）よりそれぞれ（式２３）、（式２４）で表わされる。
【数２４】
0006636179.tif 000025
【数２５】
0006636179.tif 000026
【００１７】
次に、インダクタンスに着目すると、（式２３）の直流インダクタンスは、第３の巻線２ｃの自己インダクタンス２Ｌｃに、結合リアクトルを形成する第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂの漏れインダクタンスＬｏ−Ｍｏと、第３の巻線２ｃと第１の巻線２ａ、及び第３の巻線２ｃと第２の巻線２ｂの相互インダクタンス４Ｍｃとが加算されており、磁気統合により、別体構成と比べて高インダクタンスが得られること、巻数や結合度により直流インダクタンスの調整ができることがわかる。
【００１８】
このように本発明の実施の形態１の統合磁気部品２は、直流インダクタンスが、直流リアクトルを形成する第３の巻線２ｃの自己インダクタンスに加え、交流リアクトルの第１の巻線２ａ、第２の巻線２ｂとの相互インダクタンスと、結合リアクトルの漏れインダクタンスとを用いて形成できるため、小型で高インダクタンスなリアクトルが実現できる。
さらにコアの形状をＥＥ、若しくはＥＩのように３脚を有するコア形状とした場合、中央脚２ｈのギャップから漏れ磁束が生じず、中央脚２ｈに巻回する第３の巻線２ｃに渦電流損が発生せずにインダクタンス、及び漏れインダクタンスを構成でき、電源のフィルタとしての機能分担も可能となる。
【００１９】
このような統合磁気部品２を用いた電流リプルの低減について、スイッチング素子の制御との関係で以下に説明する。
まず、図６において、スイッチング素子駆動時の電流リプルの発生の一例を模式的に説明する。図６は、図３に示した負極電流経路時の第１の巻線２ａの電流ｉ１（電流リプル）について、直流電流リプルｉｄｃと交流電流リプルｉａｃに分けて説明した説明図である。図６（１）が、Ｄ（デューティ）＜０．５の時であり、図６（２）が、Ｄ＞０．５の時である。
また、本図は、結合巻線の電流リプルに含まれる直流電流リプルが、交流電流リプルより小さい例（ｉｄｃ＜ｉａｃ）である。デューティＤは、周期Ｔに対するオン時間の比率を表す。
動作モードとしてはスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄの動作状態により状態（ａ）、状態（ｂ）、状態（ｃ）、状態（ｄ）の４モードを繰り返す動きとなる。なお、スイッチング素子Ｓａ、Ｓｃは同期整流用としてそれぞれスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄと相補的に動作する。
【００２０】
（１）Ｄ＜０．５の時
状態（ａ）は、スイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオフであり、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、第１の巻線２ａ、スイッチング素子Ｓｂ、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
この時、第１の巻線２ａと第２の巻き線２ｂが磁気的に結合した結合リアクトルを形成しているため、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂには交流電流リプルｉａｃが生じ、結合巻線には直流電流リプルｉｄｃと交流電流リプルｉａｃが加算された電流リプルが生じる。ここでは直流電流リプルｉｄｃが交流電流リプルｉａｃより小さい例であるため、仮に結合巻線の直流電流変化量を２、交流電流変化量を６とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため８となる。
直流巻線である第３巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では４となる。
【００２１】
状態（ｂ）は、スイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオフであり、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、第１の巻線２ａ、スイッチング素子Ｓａ、負荷のリンクコンデンサ４、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
統合磁気部品２の結合巻線である第１の巻線２ａ、第２の巻線２ｂ間に電圧変化が生じないため交流電流リプルｉａｃは変化せず、交流電圧源１とリンクコンデンサ４の出力電圧にて励磁がリセットされて、第１の巻線２ａの直流電流リプルｉｄｃのみが減少する。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を−２、交流電流変化量を０とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−２となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−４となる。
【００２２】
状態（ｃ）は、スイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオンであり、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、スイッチング素子Ｓｄ、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
この時、第１の巻線２ａと第２の巻き線２ｂが磁気的に結合した結合リアクトルを形成しているため、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂには交流電流変化が生じ、その結果、第１の巻線２ａには直流電流リプルｉｄｃとマイナスの傾きを持った交流電流リプルｉａｃが加算された電流が流れ、状態（ａ）のモードよりもリプル電流は小さくなる。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を２、交流電流変化量を−６とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−４となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では４となる。
【００２３】
状態（ｄ）は、状態（ｂ）と同様、スイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオフであり、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、第１の巻線２ａ、スイッチング素子Ｓａ、負荷のリンクコンデンサ４、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
統合磁気部品２の結合巻線である第１の巻線２ａ、第２の巻線２ｂ間に電圧変化が生じないため交流電流リプルｉａｃは変化せず、交流電圧１とリンクコンデンサ４の出力電圧にて励磁がリセットされて、第１の巻線２ａの直流電流リプルｉｄｃのみが減少する。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を−２、交流電流変化量を０とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−２となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−４となる。
以上４モードの中で、結合巻線の電流リプルが最大となる期間は状態（ａ）のモードであり、この例では傾きが８である。
【００２４】
（２）Ｄ＞０．５の時
状態（ａ）は、スイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオンであり、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄ、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
この時、第１の巻線２ａと第２の巻き線２ｂには磁気的に結合した結合リアクトルが形成されず、第１の巻線２ａに交流電流リプルに変化はなく、直流電流リプルｉｄｃのみが増加する。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を２、交流電流変化量を０とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため２となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では４となる。
【００２５】
状態（ｂ）は、スイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオフであり、第１の巻線２ａと第２の巻き線２ｂには磁気的に結合した結合リアクトルが形成されて交流電流リプルｉａｃが増加し、第１の巻線２ａの直流電流リプルｉｄｃは励磁がリセットされるため減衰する。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を−２、交流電流変化量を６とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため４となる。
直流巻線である第３巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−４となる。
【００２６】
状態（ｃ）は、状態（ａ）と同様、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄ、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
この時、第１の巻線２ａと第２の巻き線２ｂには磁気的に結合した結合リアクトルが形成されず、第１の巻線２ａに交流電流リプルｉａｃに変化はなく、直流電流リプルｉｄｃが増加する。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を２、交流電流変化量を０とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため２となる。
直流巻線である第３巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では４となる。
【００２７】
状態（ｄ）は、スイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオンであり、第１の巻線２ａと第２の巻き線２ｂには磁気的に結合した結合リアクトルが形成され、第1の巻線２ａには減少する交流電流リプルｉａｃと、同じく減衰する直流電流リプルｉｄｃは減衰し、これら交流電流リプルｉａｃと直流電流リプルｉｄｃの加算された電流リプルが生じることになる。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を−２、交流電流変化量を−６とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−８となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−４となる。
以上４モードの中で、結合巻線の電流リプルが最大となる期間は（ｄ）のモードであり、この例では、傾きは−８である。
【００２８】
次に図７において、インターリーブ駆動と同相駆動の際の電流リプルの発生につき、図６同様、模式的に説明する。図７（１）は、Ｄ＜０．５で、直流電流リプルが交流電流リプルより小さい（ｉｄｃ＜ｉａｃ）条件の、インターリーブ駆動した電流波形の模式図である。これは、図６（１）と同じである。図７（２）は、Ｄ＜０．５で同相駆動をした時の電流波形の模式図を記す。
両者の結合巻線電流である、電流ｉ１の電流変化量を比較すると、この例ではインターリーブ駆動は最大８、同相駆動では４となり、同相駆動により結合巻線電流の電流変化量が小さくなることを示している。
例えば、状態（ａ）において、インターリーブ駆動と同相駆動とを比較すると、同相駆動をすると結合巻線の交流電流リプルｉａｃは発生せず、同相駆動のインダクタンスをＬｄｃ’とすると、相互インダクタンスが無くなり（式２５）で表わされ、電流傾きは入力電圧だけが関係する（式２６）で表わされる
【数２６】
0006636179.tif 000027
【数２７】
0006636179.tif 000028
このため、同相駆動時の直流電流リプルはインターリーブ駆動時より大きくなり、ここで簡単のため、ＶｏｕｔがＶｉｎに近い低昇圧であって、相互インダクタンス４Ｍｃ−Ｍｏの有無による影響が無いと仮定すると、直流リプルはインターリーブ動作時に２であったものが約２倍の４となるが、結合巻線の電流リプルは、ｉｄｃ＋ｉａｃで構成され、インターリーブ駆動時にｉｄｃ＜ｉａｃの関係であるため、同相駆動により８から４に低下する。
【００２９】
ここで直流巻線電流を比較すると、インターリーブ駆動時は、結合巻線の直流電流リプルの２倍であり４となる。同相駆動時は、直流電流リプルの２倍である８となり、直流巻線の電流リプルにおいては、インターリーブ駆動から同相駆動により増加する。しかし、直流巻線は交流磁束がキャンセルされる脚に巻線するため、巻線の交流抵抗が低く、リプル電流が増加しても交流銅損の増加は抑制される。
これに対し、結合巻線は交流磁束が通過する脚に巻線しているため、巻線の交流抵抗が高く、インターリーブ駆動をすると直流電流リプルと交流電流リプルが加算されるため磁気統合したリアクトルは直流巻線より結合巻線の損失が大きい場合が殆どである。
【００３０】
従って、インターリーブ駆動では、発熱の不均一による最大許容温度が、結合巻線の損失と冷却に左右されるが、上述したような特性を考慮して、インターリーブ駆動と同相駆動とを切り替えて制御すれば、直流巻線と結合巻線の均熱化が実現出来、放熱面で、より小型化が可能となる。
【００３１】
図８は、図７の結合巻線の電流リプルが最大となる、状態（ａ）のモード時において、電流リプルを低減するための、インターリーブ駆動と同相駆動との切り替え条件を説明する説明図である。図８（１）は入力電圧と電流リプルとの関係を示し、図８（２）は回路入力電流と電流リプルとの関係を示す。
（式２３）（式２４）で示したように、交流電流リプルｉａｃは入力電圧によらず一定であり、直流電流リプルｉｄｃは入力電圧増加につれて減少し、ｉｄｃ＜ｉａｃ、かつＤ＜０．５の両条件を満たした入力電圧時にインターリーブ駆動から同相駆動に切り替えることで、結合巻線の電流リプルを低減できる。条件を満たす入力電圧の検出は、入力電圧情報１０ｂにより、入力電圧の大きさ（レベル）または位相を検出することにより行う。
【００３２】
また、図８（２）に示すように、ｉｄｃ＜ｉａｃ、かつＤ＜０．５となる回路入力電流により、インターリーブ駆動から同相駆動に切り替える。すなわち、図５に示すように回路入力電流増加により透磁率μが低下するようなコア材を用いると、インダクタンスが低下し、電流リプルが増加するが、先の説明の通り、Ｒｃ＞＞Ｒｏの時は、直流電流リプルｉｄｃより交流電流リプルｉａｃの増加のほうが大きく、電流リプルの大小関係が反転する入力電流以降でインターリーブ駆動から同相駆動に切り替えることで結合巻線の電流リプルを低減できることによる。なお、図５に示すようなコア材を用いないのであれば、Ｄ＜０．５のタイミングだけでインターリーブ駆動から同相駆動に切替えれば図７で説明した通り、損失の低減を図ることができる。電流リプルの大小関係が反転する入力電流の検出は、入力電流情報１０ａにより、入力電流の大きさ（レベル）または位相を検出することにより行う。
【００３３】
図９は、上記を適用した場合の交流電圧位相０からπの電流リプルの模式図である。交流電圧の全位相区間をインターリーブ駆動するよりも、交流入力電圧が高くなり、Ｄ＜０．５で交流電流リプルが直流電流リプルより大きい時に同相駆動に切替えると電流リプルが減少していることがわかる。また、インターリーブ駆動時は結合巻線発熱＞直流巻線発熱であるのに対し、同相駆動しているＤ＜０．５の区間は結合巻線発熱が低下するため、巻線の均熱化が可能である。
【００３４】
以上のように本発明の実施の形態１では、統合磁気部品２を用いた電力変換装置において、Ｄ＜０．５の時にインターリーブ駆動から同相駆動に切り替えることで結合巻線の電流リプルの低減が可能となる。また、Ｄ＞０．５の際は、インターリーブ駆動するため、直流巻線の電流リプル周波数は、例えば２相インターリーブ駆動時はスイッチング周波数の２倍となり、電源と負荷のコンデンサの電流リプルが低減し、電源のフィルタの小型化が可能となる。なお、回路入力電流増加により透磁率μが低下するようなコア材を用いる場合は、統合磁気部品２を用いた電力変換装置において、Ｄ＜０．５でｉｄｃ＜ｉａｃの時にインターリーブ駆動から同相駆動に切り替えることで結合巻線の電流リプルの低減と、直流巻線と結合巻線の均熱化ができる。また、Ｄ＞０．５でｉｄｃ＞ｉａｃの際に、インターリーブ駆動するようにしてもよい。
【００３５】
実施の形態２．
図１０は、この発明の実施の形態２による電力変換器の回路構成を示した図である。
交流電圧源１の交流電圧をブリッジダイオード７により整流し、整流後の直流電圧を直流端子に出力する昇圧型のＰＦＣコンバータである。整流後のブリッジダイオード７の正極端子は、図１で説明した、結合リアクトルと直流リアクトルを統合した統合磁気部品２の直流リアクトルの巻線である第３の巻線２ｃの一端に接続され（Ａ点）、直流リアクトルの第３の巻線２ｃの他端には結合リアクトルの巻き線である第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂの一端が接続される（Ｂ点）。第１の巻線２ａの他端および第２の巻線２ｂの他端には、上下アームを有するブリッジ型のコンバータ回路を構成するスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄの交流端がそれぞれ接続される（Ｃ点、Ｄ点）。コンバータ回路の直流端には負荷であるリンクコンデンサ４が接続される。整流後の負極端子は、コンバータ回路の直流端の負極と、リンクコンデンサ４の負極に接続された構成である。
電流リプルについては実施の形態１にて図６、及び図７を用いて説明した内容と同じであり、同様な効果が得られる。この場合、電力伝送方向がブリッジダイオード７からリンクコンデンサ４の方向では、下アームのスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄを同相駆動とし、電力伝送方向がリンクコンデンサ４から電圧源への方向では上アームのスイッチング素子Ｓａ、Ｓｃを同相駆動とする。
【００３６】
実施の形態３．
図１１は、この発明の実施の形態３による電力変換器の回路構成を示した図である。
直流電圧源８の直流電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータであって、直流電圧源８の正極端子は、結合リアクトルと直流リアクトルを統合した統合磁気部品２の直流リアクトルの巻線である第３の巻線２ｃの一端に接続され（Ａ点）、直流リアクトルの第３の巻線２ｃの他端には結合リアクトルの巻き線である第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂの一端が接続される（Ｂ点）。第１の巻線２ａの他端Ｃおよび第２巻線２ｂの他端には、上下アームを有するブリッジ型のコンバータ回路Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄの交流端がそれぞれ接続される（Ｃ点、Ｄ点）。コンバータ回路の直流端には負荷であるリンクコンデンサ４が接続される。直流電圧源１の負極端子は、コンバータ回路の直流端の負極と、リンクコンデンサ４の負極に接続された構成である。
電流リプルについては実施の形態１にて図６、及び図７を用いて説明した内容と同じであり、同様な効果が得られる。この場合、電力伝送方向が直流電圧源８からリンクコンデンサ４の方向では、下アームのスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄを同相駆動とし、電力伝送方向がリンクコンデンサ４から直流電圧源８への方向では上アームのスイッチング素子Ｓａ、Ｓｃを同相駆動とする。
【００３７】
実施の形態４．
図１２は、この発明の実施の形態４による電力変換器の回路構成を示した図である。
実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インターリーブを行うレグをＮ相で構成したものであり、この回路構成での電流リプルの模式図を図１３に示す。３６０°／Ｎのタイミングで各レグをスイッチング動作するだけであり、それにつれて電流リプルの周波数が比例して上がり、オン時間が短くなるので電流リプルの値そのものを小さくすることができる。これにより、入出力のコンデンサの低容量化と、電源と負荷の電流リプル周波数がスイッチング周波数のＮ倍となるため、電源フィルタの小型化が可能となる。同相駆動にした結合巻線の電流リプルが低減する効果については、実施の形態１で説明した動作と同様であり、同様な効果が得られる。
【００３８】
なお、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
図中、同一符号は、同一または相当する構成、機能を有する部分を示す。
【符号の説明】
【００３９】
１  交流電圧源、２  統合磁気部品、２ａ  第１の巻線、２ｂ  第２の巻線、２ｃ  第３の巻線、２ｎ  第ｎの巻線、２ｉ  第１の側脚、２ｊ  第２の側脚、２ｈ  中央脚、３  コンバータ回路、Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ、ＳｎＰ、ＳｎＮ  スイッチング素子、Ｄａ、Ｄｂ  整流素子、４  リンクコンデンサ、５  負荷、６  電流センサ、７  ブリッジダイオード、８  直流電圧源、１０  制御回路、１０ａ  入力電流情報、１０ｂ  入力電圧情報、１０ｃ  直流出力電圧情報、１０ｄ  駆動信号。
【図１】
0006636179.tif 000029
【図２】
0006636179.tif 000030
【図３】
0006636179.tif 000031
【図４Ａ】
0006636179.tif 000032
【図４Ｂ】
0006636179.tif 000033
【図５】
0006636179.tif 000034
【図６】
0006636179.tif 000035
【図７】
0006636179.tif 000036
【図８】
0006636179.tif 000037
【図９】
0006636179.tif 000038
【図１０】
0006636179.tif 000039
【図１１】
0006636179.tif 000040
【図１２】
0006636179.tif 000041
【図１３】
0006636179.tif 000042
【図１４】
0006636179.tif 000043