(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入出力端子間とグランドとの間を繋ぐ経路に直列接続し、共振周波数及び反共振周波数を有する共振子と、
前記共振子に直列接続されたキャパシタンス回路と、
を含む共振回路を備えた、可変フィルタ回路であって、
前記キャパシタンス回路は、
制御可能なキャパシタンスを有する可変キャパシタンス素子と、
インダクタンスを有するインダクタンス素子、を備え、
前記インダクタンス素子は、前記可変キャパシタンス素子に並列接続されており、
さらに、前記可変キャパシタンス素子のキャパシタンスと前記インダクタンス素子のインダクタンスとは、前記キャパシタンス回路における前記可変キャパシタンス素子と前記インダクタンス素子との合成インピーダンスが誘導性にならず、容量性となるように設定されている、
可変フィルタ回路。
【請求項２】
前記可変キャパシタンス素子と前記インダクタンス素子との共振角周波数をωr、前記インダクタンス素子のインダクタンスをL、前記可変キャパシタンス素子のキャパシタンスをCとした場合に、L > 1 / ( ωr2 × C )の条件式を満足する、
請求項１に記載の可変フィルタ回路。
【請求項３】
前記共振子に対して直列に接続され、かつ、前記キャパシタンス回路に対して直列に接続されている第１のインダクタンス回路を更に備えた、請求項１または請求項２に記載の可変フィルタ回路。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の可変フィルタ回路を基板に構成した高周波モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィルタ特性における通過帯域や減衰極の周波数を可変にした可変フィルタ回路、および、高周波モジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の通信装置は、様々な周波数帯域での通信を行うために複数のフィルタを備え、求められる周波数帯域に応じて使用するフィルタを切替えるようにしている。このため、一般的に、通信装置において通信を行う周波数帯域を増やすためには、より多くのフィルタを備える必要がある。しかしながら、多くのフィルタを備えようとすると、その分、多くの回路素子を必要とするので、回路が複雑化し、大型化してしまうことになる。そこで、比較的少ない回路素子で複数の周波数帯域に対応するために、通過帯域や減衰極の周波数を可変にした可変フィルタ回路が各種考案されている（例えば、特許文献１および２参照。）。
【０００３】
特許文献１および２に記載の可変フィルタ回路は、入出力端間にラダー型に接続した複数の共振子と、各共振子に直列または並列に接続した複数の可変キャパシタと、を備えている。各共振子に可変キャパシタを接続してなる共振回路では、可変キャパシタを制御することによって共振周波数や反共振周波数を調整することができる。このため、可変キャパシタを制御することにより、可変フィルタ回路における通過帯域や減衰極の周波数も調整することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−１３０８３１号公報
【特許文献２】特許第４０５３５０４号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来の可変フィルタ回路では、各共振回路における共振周波数や反共振周波数を調整することができる周波数範囲（以下、可変幅という。）は、共振子の単体での共振周波数と反共振周波数との間の周波数範囲に限定される。この理由は、共振器に直列キャパシタを付加した場合は、共振点が高周波側へシフトし（ただし、反共振点より高周波になることはない）、共振器に並列キャパシタを付加した場合は、反共振点が低周波側へシフトする（ただし、共振点より低周波になることはない）からである。また、可変キャパシタ自体の制御可能なキャパシタンスの範囲も限定的である。この理由は、可変フィルタの可変幅は可変キャパシタの容量比によるところが大きいが、可変キャパシタの容量比は、Ｑ値、耐電圧等とトレードオフの関係にあるからである。これらのことにより、従来の可変フィルタ回路では、可変キャパシタの制御によって調整することができる通過帯域や減衰極の周波数範囲が比較的狭いという問題があった。
【０００６】
そこで、この問題への対処として、共振周波数と反共振周波数との間隔が広い共振子を可変フィルタ回路で用いることが考えられる。しかしながら、そのような共振子を可変フィルタ回路に用いると、共振子の共振Ｑが低いために、フィルタ特性において急峻な減衰性を実現することが難しくなる。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、通過帯域や減衰極の可変幅を広くする場合でも、フィルタ特性において急峻な減衰性を実現することができる可変フィルタ回路、および、高周波モジュールを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明の可変フィルタ回路は、上述の目的を達成するために以下の構成を備える。また、この発明の高周波モジュールは、上述の目的を達成するために以下の構成と同等な構成を基板に備える。
【０００９】
この発明に係る可変フィルタ回路は、共振周波数及び反共振周波数を有する共振子と、前記共振子に接続されたキャパシタンス回路と、を含む共振回路を備えている。前記キャパシタンス回路は、制御可能なキャパシタンスを有する可変キャパシタンス素子と、インダクタンスを有するインダクタンス素子と、を備えている。そして、キャパシタンス回路における可変キャパシタンス素子とインダクタンス素子との合成インピーダンスが容量性となるように、可変キャパシタンス素子のキャパシタンスとインダクタンス素子のインダクタンスとが設定されている。
【００１０】
この構成では、キャパシタンス回路を共振子に接続した共振回路において、可変キャパシタンス素子の制御によって、共振周波数や反共振周波数を周波数調整することができる。そして、可変キャパシタンス素子にインダクタンス素子を接続することで、可変キャパシタンス素子をそのまま共振子に接続する場合と比べて、共振子に接続されるキャパシタンスの制御可能な範囲を変化させることができる。そして、このことにより、共振周波数や反共振周波数の可変幅を拡げることが可能になる。このように共振周波数や反共振周波数の可変幅を拡げる場合でも、共振周波数と反共振周波数との間隔が広い共振子を可変フィルタ回路に用いる必要が無いので、急峻な減衰性を有するフィルタ特性が得られる。
【００１１】
上記可変フィルタ回路において、前記キャパシタンス回路は前記共振子に直列接続され、前記インダクタンス素子は前記可変キャパシタンス素子に並列接続されていてもよい。
【００１２】
この構成では、第１の共振回路において、可変キャパシタンス素子の制御によって、共振周波数を周波数調整することができる。そして、インダクタンス素子を可変キャパシタンス素子に並列接続したキャパシタンス回路では、可変キャパシタンス素子自体よりも、キャパシタンスをより小さくできる。このことにより、該キャパシタンス回路を共振子に接続した共振回路では、共振周波数の可変幅を拡げられる。
【００１３】
また、上記可変フィルタ回路において、前記可変キャパシタンス素子と前記インダクタンス素子との共振角周波数をωr、前記インダクタンス素子のインダクタンスをL、前記可変キャパシタンス素子のキャパシタンスをCとした場合に、L > 1 / ( ωr2 ×C )の条件式を満足することが好ましい。この条件式は、キャパシタンス回路における可変キャパシタンス素子とインダクタンス素子との合成インピーダンスが誘導性ではなく容量性を有する条件を示すものである。
【００１４】
また、上記可変フィルタ回路において、前記共振回路は、入出力端子間とグランドとの間を繋ぐ経路に直列接続してもよい。
【００１５】
この構成では、入出力端子間のフィルタ特性において、共振回路の共振周波数の近傍に周波数調整が可能な減衰極を設けることができる。また、共振回路の反共振周波数の近傍に通過帯域を設けることができる。
【００１６】
また、上記可変フィルタ回路において、前記キャパシタンス回路は前記共振子に並列接続され、前記インダクタンス素子を前記可変キャパシタンス素子に直列接続されていてもよい。
【００１７】
この構成では、共振回路において、可変キャパシタンス素子の制御によって、反共振周波数を周波数調整することができる。そして、インダクタンス素子を可変キャパシタンス素子に直列接続したキャパシタンス回路では、可変キャパシタンス素子自体よりも、制御可能なキャパシタンスの範囲を広げられる。このことにより、該キャパシタンス回路を接続した共振回路では、反共振周波数の可変幅を拡げられる。
【００１８】
また、上記可変フィルタ回路において、前記可変キャパシタンス素子と前記インダクタンス素子との共振角周波数をωr、前記インダクタンス素子のインダクタンスをL、前記可変キャパシタンス素子のキャパシタンスをCとした場合に、L < 1 / ( ωr2 ×C )の条件式を満足することが好ましい。この条件式は、キャパシタンス回路における可変キャパシタンス素子とインダクタンス素子との合成インピーダンスが誘導性ではなく容量性を有する条件を示すものである。
【００１９】
また、前記インダクタンス素子のインダクタンスLが、L > 0.2［nH］の条件式を満足することが好ましい。この条件式は、コイルパターン電極やインダクタンス素子を一般的な工法を用いて形成する場合に、実用的なばらつきの範囲で実現できるインダクタンスの条件を示すものである。
【００２０】
また、上記可変フィルタ回路において、前記共振回路は、入出力端子間を繋ぐ経路に直列接続されていてもよい。
【００２１】
この構成では、入出力端子間のフィルタ特性において、共振回路の反共振周波数の近傍に周波数調整が可能な減衰極を設けることができる。また、共振回路の共振周波数の近傍に通過帯域を設けることができる。
【００２２】
また、上記可変フィルタ回路は、前記共振子に対して直列に接続され、かつ、前記キャパシタンス回路に対して直列に接続されている第１のインダクタンス回路を備えてもよい。
【００２３】
この構成では、共振子単体での共振周波数からより低周波数側に共振周波数を移すことができる。すなわち、共振子における共振周波数と反共振周波数との間隔を等価的に拡げることができる。このことにより、キャパシタンス回路と第１のインダクタンス回路とを共振子に接続した共振回路において、共振周波数や反共振周波数の可変幅を更に拡げることが可能になる。
【００２４】
また、上記可変フィルタ回路は、前記共振子に対して並列に接続され、かつ、前記キャパシタンス回路に対して直列に接続されている第２のインダクタンス回路を備えてもよい。
【００２５】
この構成では、共振子単体での反共振周波数からより高周波数側に反共振周波数を移すことができる。すなわち、共振子における共振周波数と反共振周波数との間隔を等価的に拡げることができる。このことにより、キャパシタンス回路と第２のインダクタンス回路とを共振子に接続した共振回路において、共振周波数や反共振周波数の可変幅を更に拡げることが可能になる。
【発明の効果】
【００２６】
この発明によれば、通過帯域や減衰極の可変幅を広くする場合でも、フィルタ特性において急峻な減衰性を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】第１の実施形態に係る高周波モジュールの回路図と、一部の回路素子の機能を説明する特性図である。
【図２】第１の実施形態に係る可変キャパシタンスと共振周波数との関係を示す図である。
【図３】第１の実施形態と比較例とに係るインピーダンス特性を比較する図である。
【図４】第１の実施形態と比較例とに係るフィルタ特性を比較する図である。
【図５】第１の実施形態に係るキャパシタンス回路の特性を説明する図である。
【図６】第２の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。
【図７】第２の実施形態に係る可変キャパシタンスと共振周波数との関係を示す図である。
【図８】第２の実施形態と比較例とに係るフィルタ特性を比較する図である。
【図９】第２の実施形態に係るキャパシタンス回路の特性を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
≪第１の実施形態≫
図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波モジュール１を示す回路図である。高周波モジュール１は、プリント配線基板等として構成される基板２を備える。基板２は、図示していない内蔵部品や表面実装部品、内部配線パターンを備え、それらにより可変フィルタ回路１０を構成している。
【００２９】
可変フィルタ回路１０は、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１と、並列腕１２，１３とを備えている。ポートP1，P2は、可変フィルタ回路１０の入出力端である。ポートP3は、可変フィルタ回路１０のグランド接続端である。直列腕１１は、ポートP1とポートP2との間に直列に接続されている。並列腕１２は、共振回路を構成していて、ポートP1とポートP3との間に直列に接続されている。並列腕１３は、共振回路を構成していて、ポートP2とポートP3との間に直列に接続されている。
【００３０】
直列腕１１は、インダクタLs1を備えている。インダクタLs1は、ポートP1とポートP2との間に設けられ、その一端は並列腕１２の一端に接続され、他端は並列腕１３の一端に接続されている。
【００３１】
並列腕１２は、共振子Re_p1、キャパシタンス回路１４、第２のインダクタ（第１のインダクタンス回路）Ls_p1、および、第３のインダクタ（第２のインダクタンス回路）Lp_p1、を備えている。キャパシタンス回路１４は、可変容量Cs_p1と第１のインダクタ（インダクタンス素子）Lp1とを備えている。第１のインダクタLp1と可変容量Cs_p1とは並列に接続されている。キャパシタンス回路１４は、ポートP1に一端が接続され、他端が第２のインダクタLs_p1の一端に接続されている。共振子Re_p1はポートP3に一端が接続され、他端が第２のインダクタLs_p1の他端に接続されている。第３のインダクタLp_p1は、共振子Re_p1と並列に接続されており、一端を第２のインダクタLs_p1と共振子Re_p1との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。
【００３２】
並列腕１３は、共振子Re_p2、キャパシタンス回路１５、第２のインダクタ（第１のインダクタンス回路）Ls_p2、および、第３のインダクタ（第２のインダクタンス回路）Lp_p2、を備えている。キャパシタンス回路１５は、可変容量Cs_p2と第１のインダクタ（インダクタンス素子）Lp2とを備えている。第１のインダクタLp2と可変容量Cs_p2とは並列に接続されている。キャパシタンス回路１５は、ポートP2に一端が接続され、他端が第２のインダクタLs_p2の一端に接続されている。共振子Re_p2はポートP3に一端が接続され、他端が第２のインダクタLs_p2の他端に接続されている。第３のインダクタLp_p2は、共振子Re_p2と並列に接続されており、一端を第２のインダクタLs_p2と共振子Re_p2との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。
【００３３】
以下、並列腕１２における、第１乃至第３のインダクタの機能について説明する。
【００３４】
図１（Ｂ）は、第２のインダクタLs_p1の概略の機能を説明するインピーダンス特性図である。
【００３５】
図１（Ｂ）中に示す破線は、共振子Re_p1の単体でのインピーダンス波形を示す。また、図１（Ｂ）中に示す一点鎖線は、第２のインダクタLs_p1の単体でのインピーダンス波形を示す。図１（Ｂ）中に示す実線は、共振子Re_p1と第２のインダクタLs_p1との合成のインピーダンス波形を示す。
【００３６】
共振子Re_p1のインピーダンス波形は、周波数の増加にしたがってマイナスの無限大からプラスの無限大にかけてインピーダンスが繰り返し変化し、マイナスおよびプラスの無限大の近傍では変化が急峻であり、インピーダンスが零の近傍では比較的なだらかに変化する。第２のインダクタLs_p1のインピーダンス波形は、周波数の増加にしたがってインピーダンスがプラスの領域で直線状に増加する。これらの波形において、インピーダンスが零となる周波数は共振周波数にあたり、インピーダンスが無限大となる周波数は反共振周波数にあたる。
【００３７】
これらの共振子Re_p1と第２のインダクタLs_p1とは直列接続されているために、共振子Re_p1と第２のインダクタLs_p1との合成のインピーダンス波形は、共振子Re_p1のインピーダンス波形と第２のインダクタLs_p1のインピーダンス波形との単純な足し合わせとなる。このため、共振子Re_p1と第２のインダクタLs_p1との合成のインピーダンス波形は、共振子Re_p1の単体でのインピーダンス波形と比べてインピーダンスがプラス側にシフトする波形となる。
【００３８】
したがって、共振子Re_p1と第２のインダクタLs_p1との合成のインピーダンス波形では、共振周波数が、共振子Re_p1の単体での共振周波数から低周波数側にシフトする。一方、反共振周波数は、共振子Re_p1の単体での反共振周波数から変化しない。また、反共振周波数の高周波数側では、共振子Re_p1の単体では生じていなかった副共振周波数が生じる。
【００３９】
このように、第２のインダクタLs_p1は、並列腕１２において、共振子Re_p1の共振周波数を低周波数側にシフトさせる機能と、共振子Re_p1の反共振周波数の高周波数側に副共振周波数を生じさせる機能と、を有している。なお、並列腕１３においては、第２のインダクタLs_p2が同様の機能を有している。
【００４０】
図１（Ｃ）は、第３のインダクタLp_p1の概略の機能を説明するアドミタンス特性図である。
【００４１】
図１（Ｃ）中に示す破線は、共振子Re_p1の単体でのアドミタンス波形を例示している。また、図１（Ｃ）中に示す一点鎖線は、第３のインダクタLp_p1の単体でのアドミタンス波形を例示している。図１（Ｃ）中に示す実線は、共振子Re_p1と第３のインダクタLp_p1との合成のアドミタンス波形を例示している。
【００４２】
共振子Re_p1のアドミタンス波形も、周波数の増加にしたがってマイナスの無限大からプラスの無限大にかけてアドミタンスが繰り返し変化し、マイナスおよびプラスの無限大の近傍では変化が急峻であり、アドミタンスが零の近傍では比較的なだらかに変化する。第３のインダクタLp_p1のアドミタンス波形は、アドミタンスがマイナスの領域において、周波数の増加にしたがってアドミタンスの絶対値が急峻に減少し、アドミタンスがマイナスの一定値に近づくにつれ、変化がなだらかになる。これらの波形において、アドミタンスが零となる周波数は反共振周波数にあたり、アドミタンスが無限大となる周波数は共振周波数にあたる。
【００４３】
これらの共振子Re_p1と第３のインダクタLp_p1とは並列接続されているために、共振子Re_p1と第３のインダクタLp_p1との合成のアドミタンス波形は、共振子Re_p1のアドミタンス波形と第３のインダクタLp_p1のアドミタンス波形との単純な足し合わせとなる。このため、共振子Re_p1と第３のインダクタLp_p1との合成のアドミタンス波形は、共振子Re_p1の単体でのアドミタンス波形と比べて、アドミタンスがマイナス側にシフトする波形となる。
【００４４】
したがって、共振子Re_p1と第３のインダクタLp_p1との合成のアドミタンス波形では、反共振周波数は共振子Re_p1の単体での反共振周波数から高周波数側にシフトする。一方、共振周波数は、共振子Re_p1の単体での共振周波数から変化しない。また、共振周波数の低周波数側には、共振子Re_p1の単体では生じていなかった副反共振周波数が生じる。
【００４５】
このように、第３のインダクタLp_p1は、並列腕１２において、共振子Re_p1の反共振周波数を高周波数側にシフトさせる機能と、共振子Re_p1の共振周波数の低周波数側に副反共振周波数を生じさせる機能と、を有している。なお、並列腕１３においては、第３のインダクタLp_p2が同様の機能を有している。
【００４６】
以下、第１のインダクタLp1の機能を概略的に説明する。図２（Ａ）は、共振子Re_p1とキャパシタンス回路１４とからなる共振回路３の回路図である。
【００４７】
可変容量Cs_p1が制御によって取りうるキャパシタンスは、理想的には零から無限大までであるが、現実的には、例えば２〜５ｐＦ程度の限定的な範囲でしか制御できない。そこで、ここでは、可変容量Cs_p1に対して第１のインダクタLp1を並列接続してキャパシタンス回路１４を構成し、このキャパシタンス回路１４を、共振子Re_p1に直列接続することにより、キャパシタンス回路１４が取りうるキャパシタンスの値の範囲を、可変容量Cs_p1単体で取りうるキャパシタンスの値の範囲から変換する。
【００４８】
図２（Ｂ）は、共振回路３における共振周波数とキャパシタンスとの関係を例示するグラフである。なお、ここでは、キャパシタンスの制御範囲に限界が無いものと仮定したシミュレーションの結果をプロットしている。
【００４９】
ここで示すように、共振回路３における共振周波数は、キャパシタンス回路１４のキャパシタンスの値に対して反比例するような非線形の変化を示す。すなわち、キャパシタンスの値が小さい領域では、キャパシタンスの増加に従い共振周波数が急峻に減少し、逆にキャパシタンスの値が大きい領域では、キャパシタンスの増加に従い共振周波数が緩やかに減少する。
【００５０】
ここでは、キャパシタンス回路１４のキャパシタンスが取りうる値の範囲を、可変容量Cs_p1が単体で取りうる値の範囲から、より小さい値の側にずらす。すなわち、共振回路３の共振周波数がキャパシタンスの変化に対してより高感度に変化する領域を、キャパシタンス回路１４におけるキャパシタンスの制御範囲とする。このようにすることで、共振回路３における共振周波数の可変幅を拡げることができる。したがって、この共振回路３によれば、共振周波数の可変幅を拡げながらも、共振子Re_p1として共振Ｑが高いものを利用することが可能になり、可変フィルタ回路１０のフィルタ特性において高い急峻性を得ることが可能になる。
【００５１】
図３は、共振回路３、および、比較例に係る共振回路３Ａ，３Ｂの実施例に係るインピーダンス波形図である。図３（Ａ）中には、比較例に係る共振回路３Ａとして、共振子Re_p1に単体の可変容量Cs_p1を直列接続した回路構成でのインピーダンス波形を例示している。図３（Ｂ）中には、比較例に係る共振回路３Ｂとして、共振子Re_p1に可変容量Cs_p1と第２のインダクタLs_p1とを直列接続した構成でのインピーダンス波形を例示している。図３（Ｃ）には、本実施形態に係る共振回路３でのインピーダンス波形を例示している。
【００５２】
なお、図３（Ａ）乃至図３（Ｃ）のそれぞれには、可変容量Cs_p1のキャパシタンスを、10［pF］に設定した場合と、2［pF］に設定した場合とでのインピーダンス波形の変化を示している。
【００５３】
共振回路３，３Ａ，３Ｂのいずれにおいても、可変容量Cs_p1の制御によって、反共振周波数は替えずに共振周波数のみを周波数調整することができている。ただし、共振回路３，３Ａ，３Ｂのいずれのインピーダンス特性も、可変容量Cs_p1を同じように制御しているにもかかわらず、共振周波数の可変幅、および、共振周波数−反共振周波数間の周波数間隔、（急峻性と等価）が相違している。
【００５４】
具体的には、可変幅の観点からは、可変容量Cs_p1のみ直列接続した共振回路３Ａ（fr'-fr=26MHz）が最も可変幅が狭く、可変容量Cs_p1とともに第２のインダクタLs_p1を直列接続した共振回路３Ｂ（fr'-fr=49MHz）、および、本実施形態に係る共振回路３（fr'-fr=34MHz）は比較的、可変幅が広い。
【００５５】
一方、急峻性の観点からは、可変容量Cs_p1とともに第２のインダクタLs_p1を直列接続した共振回路３Ｂ（fa-fr｜fa-fr'=50〜99MHz）が最も急峻性が低く、可変容量Cs_p1のみ直列接続した共振回路３Ａ（fa-fr｜fa-fr'=38〜64MHz）、および、本実施形態に係る共振回路３（fa-fr｜fa-fr'=29〜63MHz）は比較的、急峻性が高い。なお、ここでの急峻性とは、共振点（fr ，fr’）と反共振点（fa）の間隔幅をいう。
【００５６】
すなわち、可変容量Cs_p1のみ直列接続した共振回路３Ａにおいては、高い急峻性が得られる一方で、可変容量Cs_p1の制御による共振周波数の可変幅が狭くなっている。また、可変容量Cs_p1とともに第２のインダクタLs_p1を直列接続した共振回路３Ｂにおいては、共振回路３Ａと比べて、可変容量Cs_p1の制御による共振周波数の可変幅を拡げられるが、その一方で、急峻性が劣化している。一方、本実施形態に係る共振回路３においては、共振回路３Ａと比べ、急峻性がほとんど劣化することなく、可変容量Cs_p1の制御による共振周波数の可変幅を拡げられている。
【００５７】
つまり、本実施形態において、急峻性はほとんど劣化することなく、可変容量の制御による共振周波数の可変幅を拡げられている理由は、以下である。キャパシタンス回路１４においてキャパシタンスの可変幅を変えるために、本実施形態では、可変容量Cs_p1に第１のインダクタLp1を並列接続している。可変容量Cs_p1に第１のインダクタLp1を並列接続した共振回路３では、共振点は動きやすく、反共振点は動きにくくなる。そのため、共振点を従来よりも反共振点の方向に近づければ、可変幅が広がり、急峻性は高まる。共振点を従来よりも反共振点の方向に近づけるための条件は、可変容量Cs_p1と第１のインダクタLp1とを合成インピーダンス化することと、合成インピーダンスが容量性となるように設定することである。可変容量Cs_p1と第１のインダクタLp1とを合成インピーダンス化することで、従来よりも可変幅が広がる。さらに、合成インピーダンスが容量性となるように設定することで、共振点を反共振点に近づけることができるからである。
【００５８】
このように、本実施形態に係る共振回路３では、共振周波数の可変幅を拡げつつ、高い急峻性を得ることができる。
【００５９】
図４（Ａ）は、比較例（可変フィルタ回路１０Ａ）のフィルタ特性を例示する特性図である。可変フィルタ回路１０Ａは、図１に示した可変フィルタ回路１０から第１のインダクタLp1，Lp2を省いた回路である。図４（Ｂ）は、図１に示した可変フィルタ回路１０のフィルタ特性を例示する特性図である。なお、ここでは、可変フィルタ回路１０，１０Ａそれぞれのフィルタ特性において、並列腕１２，１３における共振周波数を利用して減衰極を形成し、副反共振周波数を利用して通過帯域を形成した。したがって、可変フィルタ回路１０，１０Ａそれぞれのフィルタ特性は、通過帯域の高周波数側に急峻な減衰極が形成されるローパスフィルタ型の特性を有している。
【００６０】
可変フィルタ回路１０，１０Ａそれぞれにおいて、可変容量Cp_p1，Cp_p2を制御して、それぞれのキャパシタンスを2pFと10pFとに調整し、3dB fHの変化量を可変幅と見做し、3dB fHと15fB fHの周波数差を急峻性と見做し、各々の回路における可変幅と急峻性とを測定した。
【００６１】
その結果、図４中に示すように可変フィルタ回路１０においては、可変フィルタ回路１０Ａからの急峻性の劣化は確認されず、一方で、可変幅については可変フィルタ回路１０Ａからの改善（拡大）が確認された。
【００６２】
このように、本実施形態に係る可変フィルタ回路１０においては、各並列腕１２，１３に設けた共振子Re_p1，Re_p2に対して、可変容量Cp_p1，Cp_p2を単体で直列接続するのではなく、可変容量Cp_p1，Cp_p2に第１のインダクタLp1，Lp2を並列接続したキャパシタンス回路１４，１５として直列接続することにより、急峻性の劣化を抑えつつ、可変幅を拡大することができる。
【００６３】
次に、第１のインダクタLp1，Lp2の具体的な設定例について詳細に説明する。図５（Ａ）は、キャパシタンス回路１４のアドミタンス特性図である。
【００６４】
各図中に示す破線は、可変容量Cs_p1（キャパシタンスＣ１，Ｃ２）や第１のインダクタLp1（インダクタンスＬ）の単体での特性を例示している。また、各図中に示す実線は、キャパシタンス回路１４の特性を例示している。
【００６５】
可変容量Cs_p1のアドミタンス波形（Ｃ１，Ｃ２）は、異なるキャパシタンスに可変容量Cs_p1を設定した場合のアドミタンス波形である。可変容量Cs_p1のアドミタンス波形（Ｃ１，Ｃ２）は、周波数の増加にしたがってアドミタンスがプラスの領域で増加する直線状である。一方、第１のインダクタLp1のアドミタンス波形（Ｌ）は、アドミタンスがマイナスの領域において、周波数の増加にしたがってアドミタンスの絶対値が急峻に減少し、アドミタンスがマイナスの一定値に近づくにつれ、変化がなだらかになる。
【００６６】
これらの可変容量Cs_p1と第１のインダクタLp1とは並列接続されているために、可変容量Cs_p1と第１のインダクタLp1との合成のアドミタンス波形（Ｌ＋Ｃ１，Ｌ＋Ｃ２）は、可変容量Cs_p1のアドミタンス波形（Ｃ１，Ｃ２）と第１のインダクタLp1のアドミタンス波形（Ｌ）との単純な足し合わせとなる。このため、可変容量Cs_p1と第１のインダクタLp1との合成のアドミタンス波形（Ｌ＋Ｃ１，Ｌ＋Ｃ２）は、第１のインダクタLp1の単体でのアドミタンス波形（Ｌ）と比べて、アドミタンスがプラス側にシフトし、所定の周波数でアドミタンスが零となって反共振が生じている。
【００６７】
また、図５（Ｂ）は、キャパシタンス回路１４のインピーダンス特性図である。このキャパシタンス回路１４のインピーダンス波形（Ｌ＋Ｃ１，Ｌ＋Ｃ２）において、反共振周波数よりも低周波数側では、キャパシタンス回路１４のインピーダンスはプラスとなって誘導性を持ち、反共振周波数よりも高周波数側では、キャパシタンス回路１４のインピーダンスがマイナスとなって容量性を持っている。
【００６８】
ここで、キャパシタンス回路１４の反共振の共振角周波数をωr、第１のインダクタLp1のインダクタンスをL、可変容量Cs_p1のキャパシタンスをCとすると、キャパシタンス回路１４の合成インピーダンスZは、
1 / Z = 1 / ( j×ω×L ) + j×ω×C =（ 1 - ω2×L×C ）/ ( j×ω×L )
とあらわすことができる。この合成インピーダンスが容量性となる条件は、
Z < 0
である。このため、キャパシタンス回路１４においては、
L > 1 / ( ωr2 ×C )
の条件式を満足する範囲内に、共振角周波数ωr、第１のインダクタLp1のインダクタンスL、可変容量Cs_p1のキャパシタンスCを設定することにより、キャパシタンス回路１４が全体としても容量性のインピーダンスを有することになる。このようなインピーダンスをキャパシタンス回路１４が有することにより、先に図２（Ｂ）で説明したように、キャパシタンス回路１４のキャパシタンスが取りうる値の範囲を、可変容量Cs_p1が単体で取りうる値の範囲から、より小さい値の側にずらし、共振周波数の可変幅を拡げつつ、フィルタ特性において高い急峻性を得ることが可能になる。
【００６９】
なお、図５（Ｃ）は、キャパシタンス回路１４を共振子Re_p1に直列接続した共振回路３のインピーダンス特性図である。また、図５（Ｄ）は、比較対象に係る共振回路３Ａのインピーダンス特性図である。なお、比較対象に係る共振回路３Ａは、共振子Re_p1に可変容量Cs_p1のみを直列接続した回路である。
【００７０】
先に示した図５（Ｂ）の、キャパシタンス回路１４のインピーダンス波形（Ｌ＋Ｃ１，Ｌ＋Ｃ２）は、反共振周波数よりも高周波数側の近傍周波数においては、インピーダンスがマイナスの無限大から急峻に立ちあがっている。そして、反共振周波数よりも高周波数側の近傍周波数においては、２つのインピーダンス波形（Ｌ＋Ｃ１，Ｌ＋Ｃ２）のインピーダンスの差分が、２つのインピーダンス波形（Ｃ１，Ｃ２）のインピーダンスの差分に比べて、より大きくなっている。
【００７１】
このため、図５（Ｃ）に示す共振回路３のインピーダンス波形（Ｒｅ＋Ｌ＋Ｃ１，Ｒｅ＋Ｌ＋Ｃ２）でも、キャパシタンス回路１４の反共振周波数よりも高周波数側の近傍周波数において、一方のインピーダンス波形が緩やかに立ち上がり、他方のインピーダンス波形が急峻に立ち上がるようになる。このことにより、２つのインピーダンス波形（Ｒｅ＋Ｌ＋Ｃ１，Ｒｅ＋Ｌ＋Ｃ２）でインピーダンスが零になる周波数の差、すなわち、共振周波数の可変幅が広がることになる。
【００７２】
このように、インピーダンス波形およびアドミタンス波形の観点からも、本実施形態に係る共振回路３のように、可変容量Cs_p1に第１のインダクタLp1を並列接続する構成の方が、可変容量Cs_p1単体を用いる構成よりも、共振周波数の可変幅を拡げられることがわかる。
【００７３】
≪第２の実施形態≫
図６は、本発明の第２の実施形態に係る可変フィルタ回路５０の回路図である。
【００７４】
可変フィルタ回路５０は、ポートP1，P2，P3と、並列腕５１と、直列腕５２，５３とを備えている。ポートP1，P2は、可変フィルタ回路５０の入出力端である。ポートP3は、可変フィルタ回路５０のグランド接続端である。直列腕５２，５３は、ポートP1とポートP2との間に直列に接続されていて、それぞれ共振回路を構成している。並列腕５１は、直列腕５２，５３の接続点ＡとポートP3との間に直列に接続されている。並列腕５１は、インダクタLp1を備えている。
【００７５】
直列腕５２は、共振子Re_s1、キャパシタンス回路５４、第２のインダクタ（第１のインダクタンス回路）Ls_s1、および、第３のインダクタ（第２のインダクタンス回路）Lp_s1、を備えている。キャパシタンス回路５４は、可変容量Cp_s1と第１のインダクタ（インダクタンス素子）Ls1とを備えている。第１のインダクタLs1と可変容量Cp_s1とは直列に接続されている。キャパシタンス回路５４は、ポートP1に一端が接続され、他端が直列腕５２，５３の接続点Ａに接続されている。共振子Re_s1と第３のインダクタLp_s1とは並列に接続され、それぞれの一端がポートP1に接続され、それぞれの他端が第２のインダクタLs_s1の一端に接続されている。第２のインダクタLs_s1の他端は、直列腕５２，５３の接続点Ａに接続されている。
【００７６】
直列腕５３は、共振子Re_s2、キャパシタンス回路５５、第２のインダクタ（第２のインダクタンス回路）Ls_s2、および、第３のインダクタ（第３のインダクタンス回路）Lp_s2、を備えている。キャパシタンス回路５５は、可変容量Cp_s2と第１のインダクタ（インダクタンス素子）Ls2とを備えている。第１のインダクタLs2と可変容量Cp_s2とは直列に接続されている。キャパシタンス回路５５は、ポートP2に一端が接続され、他端が直列腕５２，５３の接続点Ａに接続されている。共振子Re_s2と第３のインダクタLp_s2とは並列に接続され、それぞれの一端がポートP2に接続され、それぞれの他端が第２のインダクタLs_s2の一端に接続されている。第２のインダクタLs_s2の他端は、直列腕５２，５３の接続点Ａに接続されている。
【００７７】
なお、第２のインダクタLs_s1，Ls_s2、および、第３のインダクタLp_s1，Lp_s2の機能は、第１の実施形態で説明した第２のインダクタLs_p1，Ls_p2や、第３のインダクタLp_p1，Lp_p2と同様であるため、ここでは説明は省く。
【００７８】
以下、第１のインダクタLs1の機能を概略的に説明する。図７（Ａ）は、共振子Re_s1とキャパシタンス回路５４とからなる共振回路４の回路図である。
【００７９】
ここでは、可変容量Cp_s1に対して第１のインダクタLs1を直列接続してキャパシタンス回路５４を構成し、このキャパシタンス回路５４を、共振子Re_s1に並列接続することにより、キャパシタンス回路５４が取りうるキャパシタンスの値の範囲を、可変容量Cp_s1単体で取りうるキャパシタンスの値の範囲から変換する。
【００８０】
図７（Ｂ）は、共振回路４における反共振周波数とキャパシタンスとの関係を例示するグラフである。なお、第１の実施形態において図２（Ｂ）で例示したものは、反共振周波数ではなく共振周波数とキャパシタンスとの関係である。
【００８１】
ここで示すように、共振回路４における反共振周波数は、キャパシタンス回路５４のキャパシタンスの値に対して反比例するような非線形の変化を示す。すなわち、キャパシタンスの値が小さい領域では、キャパシタンスの増加に従い反共振周波数が急峻に減少し、逆にキャパシタンスの値が大きい領域では、キャパシタンスの増加に従い反共振周波数が緩やかに減少する。
【００８２】
ここでは、キャパシタンス回路５４のキャパシタンスが取りうる値の範囲を、可変容量Cp_s1が単体で取りうる値の範囲から、より大きい値の側にずらす。このため、共振回路４の反共振周波数がキャパシタンスの変化に対してより低い感度でしか変化しない領域を、キャパシタンス回路５４におけるキャパシタンスの制御範囲とする。ただし、キャパシタンス回路５４の場合には、キャパシタンス回路５４のキャパシタンスが取りうる値の範囲が、可変容量Cp_s1が単体で取りうる値の範囲よりも格段に広範囲になるため、このことにより、共振回路４における反共振周波数の可変幅を拡げることができる。したがって、この共振回路４によれば、反共振周波数の可変幅を拡げながらも、共振子Re_s1として共振Ｑが高いものを利用することが可能になり、可変フィルタ回路５０のフィルタ特性において高い急峻性を得ることが可能になる。
【００８３】
図８（Ａ）は、比較例（可変フィルタ回路５０Ａ）のフィルタ特性を例示する特性図である。可変フィルタ回路５０Ａは、図６に示した可変フィルタ回路５０から第１のインダクタLs1，Ls2を省いた回路である。図８（Ｂ）は、図６に示した可変フィルタ回路５０のフィルタ特性を例示する特性図である。なお、ここでは、可変フィルタ回路５０，５０Ａそれぞれのフィルタ特性において、直列腕５２，５３における反共振周波数を利用して減衰極を形成し、副共振周波数を利用して通過帯域を形成した。したがって、可変フィルタ回路５０，５０Ａそれぞれのフィルタ特性は、通過帯域の低周波数側に急峻な減衰極が形成されるハイパスフィルタ型の特性を有している。
【００８４】
可変フィルタ回路５０，５０Ａそれぞれにおいて、可変容量Cp_s1，Cp_s2を制御して、それぞれのキャパシタンスを2pFと10pFとに調整し急峻性と可変幅とを測定した。その結果、図８中に示すように可変フィルタ回路５０においては、可変フィルタ回路５０Ａからの急峻性の劣化は確認されず、一方で、可変幅については可変フィルタ回路５０Ａからの改善（拡大）が確認された。
【００８５】
このように、本実施形態に係る可変フィルタ回路５０においては、各直列腕５２，５３に設けた共振子Re_s1，Re_s2に対して、可変容量Cp_s1，Cp_s2を単体で並列接続するのではなく、可変容量Cp_s1，Cp_s2に第１のインダクタLs1，Ls2を直列接続したキャパシタンス回路５４，５５として並列接続することにより、急峻性の劣化を抑えつつ、可変幅を拡大することができる。
【００８６】
つまり、本実施形態において、急峻性はほとんど劣化することなく、可変容量の制御による共振周波数の可変幅を拡げられている理由は、以下である。キャパシタンス回路５４においてキャパシタンスの可変幅を変えるために、本実施形態では、可変容量Cp_s1に第１のインダクタLs1を直列接続している。可変容量Cp_s1に第１のインダクタLs1を直列接続した直列腕５２の共振回路では、反共振点は動きやすく、共振点は動きにくくなる。そのため、反共振点を従来よりも共振点の方向に近づければ、可変幅が広がり、急峻性は高まる。反共振点を従来よりも共振点の方向に近づけるための条件は、可変容量Cp_s1と第１のインダクタLs1とを合成インピーダンス化することと、合成インピーダンスが容量性となるように設定することである。可変容量Cp_s1と第１のインダクタLs1とを合成インピーダンス化することで、従来よりも可変幅が広がる。さらに、合成インピーダンスが容量性となるように設定することで、反共振点が共振点に近づく方向に動くからである。
【００８７】
次に、第１のインダクタLs1，Ls2の具体的な設定例について詳細に説明する。図９（Ａ）は、キャパシタンス回路５４のインピーダンス特性図である。
【００８８】
各図中に示す破線は、可変容量Cp_s1（キャパシタンスＣ１，Ｃ２）や第１のインダクタLs1（インダクタンスＬ）の単体での特性を例示している。また、各図中に示す実線は、キャパシタンス回路５４の特性を例示している。
【００８９】
第１のインダクタLs1のインピーダンス波形（Ｌ）は、周波数の増加にしたがってインピーダンスがプラスの領域で増加する直線状である。可変容量Cp_s1のインピーダンス波形（Ｃ１，Ｃ２）は、異なるキャパシタンスに可変容量Cp_s1を設定した場合のインピーダンス波形である。可変容量Cp_s1のインピーダンス波形（Ｃ１，Ｃ２）は、インピーダンスがマイナスの領域において、周波数の増加にしたがってインピーダンスの絶対値が急峻に減少し、インピーダンスがマイナスの一定値に近づくにつれ、変化がなだらかになる。
【００９０】
これらの可変容量Cp_s1と第１のインダクタLs1とは直列接続されているために、可変容量Cp_s1と第１のインダクタLs1との合成のインピーダンス波形（Ｌ＋Ｃ１，Ｌ＋Ｃ２）は、可変容量Cp_s1のインピーダンス波形（Ｃ１，Ｃ２）と第１のインダクタLs1のインピーダンス波形（Ｌ）との単純な足し合わせとなる。このため、可変容量Cp_s1と第１のインダクタLs1との合成のインピーダンス波形（Ｌ＋Ｃ１，Ｌ＋Ｃ２）は、可変容量Cp_s1のインピーダンス波形（Ｃ１，Ｃ２）と比べて、インピーダンスがプラス側にシフトし、所定の周波数でインピーダンスが零となって共振が生じている。
【００９１】
また、図９（Ｂ）は、キャパシタンス回路５４のアドミタンス特性図である。このキャパシタンス回路５４のアドミタンス波形（Ｌ＋Ｃ１，Ｌ＋Ｃ２）において、共振周波数よりも低周波数側では、キャパシタンス回路５４のアドミタンスはプラスとなって容量性を持ち、共振周波数よりも高周波数側では、キャパシタンス回路５４のアドミタンスがマイナスとなって誘導性を持っている。
【００９２】
ここで、キャパシタンス回路５４の共振の共振角周波数をωr、第１のインダクタLs1のインダクタンスをL、可変容量Cp_s1のキャパシタンスをCとすると、キャパシタンス回路５４の合成インピーダンスZは、
1 / Z = 1 / ( j×ω×L ) + j×ω×C =（ 1 - ω2×L×C ）/ ( j×ω×L )
とあらわすことができる。この合成インピーダンスが容量性となる条件は、
Z > 0
である。このため、キャパシタンス回路５４においては、
L < 1 / ( ωr2 ×C )
の条件式を満足する範囲内に、共振角周波数ωr、第１のインダクタLs1のインダクタンスL、可変容量Cp_s1のキャパシタンスCを設定することにより、キャパシタンス回路５４が全体としても容量性のインピーダンスを有することになる。このようなインピーダンスをキャパシタンス回路５４が有することにより、先に図７（Ｂ）で説明したように、キャパシタンス回路５４のキャパシタンスが取りうる値の範囲を、可変容量Cp_s1が単体で取りうる値の範囲から、より大きい値の側にずらし、共振周波数の可変幅を拡げつつ、フィルタ特性において高い急峻性を得ることが可能になる。なお、第１のインダクタLs1のインダクタンスLは、L > 0.2［nH］とするとより好ましく、これによりコイルパターン電極やインダクタンス素子を一般的な工法を用いて第１のインダクタLs1を形成する場合に、ばらつきを抑制してインダクタンスＬを実現できる。
【００９３】
図９（Ｃ）は、キャパシタンス回路５４を共振子Re_s1に並列接続した共振回路４のインピーダンス特性図である。また、図９（Ｄ）は、比較対象に係る共振回路４Ａのインピーダンス特性図である。なお、比較対象に係る共振回路４Ａは、共振子Re_s1に可変容量Cp_s1のみを並列接続した回路である。
【００９４】
先に示した図９（Ｂ）の、キャパシタンス回路５４の単体でのアドミタンス波形（Ｌ＋Ｃ１，Ｌ＋Ｃ２）は、共振周波数よりも低周波数側の近傍周波数においては、インピーダンスが無限大に向かって急峻に立ちあがっている。そして、共振周波数よりも低周波数側の近傍周波数においては、２つのアドミタンス波形（Ｌ＋Ｃ１，Ｌ＋Ｃ２）のアドミタンスの差分が、２つのアドミタンス波形（Ｃ１，Ｃ２）のアドミタンスの差分に比べて、より大きくなっている。
【００９５】
このため、図９（Ｃ）に示す共振回路４のアドミタンス波形（Ｒｅ＋Ｌ＋Ｃ１，Ｒｅ＋Ｌ＋Ｃ２）でも、キャパシタンス回路５４の共振周波数よりも低周波数側の近傍周波数において、一方のアドミタンス波形が緩やかに立ち上がり、他方のアドミタンス波形が急峻に立ち上がるようになる。このことにより、２つのアドミタンス波形（Ｒｅ＋Ｌ＋Ｃ１，Ｒｅ＋Ｌ＋Ｃ２）でアドミタンスが零になる周波数の差、すなわち、反共振周波数の可変幅が広がることになる。
【００９６】
このように、インピーダンス波形およびアドミタンス波形の観点からも、本実施形態に係る共振回路４のように、可変容量Cp_s1に第１のインダクタLs1を直列接続する構成の方が、可変容量Cp_s1単体を用いる構成よりも、反共振周波数の可変幅を拡げられることを確認することができる。
【００９７】
以上の各実施形態や各実施例に説明したように本発明は実施することができる。なお、本発明は、特許請求の範囲に記載に該当する構成であれば、上述の各実施形態や実施例で示した構成の他のどのような構成であっても実施することができる。
【００９８】
例えば、高周波モジュールは、可変フィルタ回路のみが基板に形成された可変フィルタ回路モジュールとして構成してもよく、その他の高周波信号処理に関する回路、例えばデュプレクサや、ダイプレクサ、アンプ等と一体に構成したアナログ信号処理モジュールとして構成してもよい。また、本発明の可変フィルタ回路は、基板に一体に形成してモジュール構成とする他、複数の部品間を接続して構成される信号処理装置とすることもできる。
【符号の説明】
【００９９】
Cs_p１，Cs_p２，Cp_s１，Cp_s２…可変容量
Lp1，Lp2，Ls1，Ls2…第１のインダクタ
Ls_p1，Ls_p2，Ls_s1，Ls_s2…第２のインダクタ
Lp_p1，Lp_p2，Lp_s1，Lp_s2…第１のインダクタ
Re_p1，Re_p2，Re_s1，Re_s2…共振子
１…高周波モジュール
２…基板
３，４…共振回路
１０，５０…可変フィルタ回路
１２，１３，５１…並列腕
１１，５２，５３…直列腕
１４，１５，５４，５５…キャパシタンス回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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