(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも第１及び第２の別個のガルバニック絶縁出力と少なくとも１つの入力とを有し、その機械的共振周波数と等しい周波数を有する変調キャリア信号を発生させる機械的統合圧電トランスフォーマ装置と、
変調キャリア信号を引き起こす前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の前記第１ガルバニック絶縁出力に結合した第１入力を有し、変調回路出力信号を発生させるためにソース電圧信号を受信して前記変調キャリア信号を用いて当該ソース電圧信号を変調し、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の少なくとも１つの入力に接続して前記変調回路出力信号を送信し、それにより前記圧電トランスフォーマ装置を含む内部自励発振回路を形成する変調回路と、
前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の１以上の出力に結合し、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置が、前記変調キャリア信号により変調された前記ソース電圧信号に比例する圧電トランスフォーマ装置信号を出力する１以上の復調器と、を具備する電圧センサ。
【請求項２】
前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置は、コモン１次側を共有する第１及び第２ガルバニック絶縁サブトランスフォーマを少なくとも含み、前記第１サブトランスフォーマは、前記内部自励発振回路の一部を形成しキャリア信号を供給するために前記変調回路に結合され、前記第２サブトランスフォーマは、前記復調器の１つに結合している請求項１の電圧センサ。
【請求項３】
前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の前記コモン１次側は、前記変調回路の出力に結合した第１及び第２電極を備えた容量性部分を含み、前記第２サブトランスフォーマの２次側は、前記復調器の入力に結合した第１及び第２電極を有する容量性部分を含み、前記第１サブトランスフォーマの２次側は、前記変調回路の入力に結合した第１及び第２電極を有する容量性部分を含む請求項２の電圧センサ。
【請求項４】
少なくとも第１及び第２の別個のガルバニック絶縁出力と少なくとも１つの入力とを有し、その機械的共振周波数と等しい周波数を有する変調キャリア信号を発生させる機械的統合圧電トランスフォーマ装置と、
トランスフォーマ動作を開始するために前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置に動作的に結合したスタート回路と、
前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の前記第１ガルバニック絶縁出力に結合した第１入力を有し且つ前記変調キャリア信号を受信し、変調回路出力信号を発生させるためにソース電圧信号を受信して前記変調キャリア信号を用いて当該ソース電圧信号を変調し、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の少なくとも１つの入力に接続して前記変調回路出力信号を送信し、それにより前記圧電トランスフォーマ装置との組合せを含む内部自励発振回路を形成する変調回路と、
前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の１以上の出力に結合し、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置が、変調された前記ソース電圧信号に比例する圧電トランスフォーマ装置信号を出力する１以上の復調器と、を具備する電圧センサ。
【請求項５】
前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置は、コモン１次側を有する第１及び第２ガルバニック絶縁サブトランスフォーマを少なくとも含み、前記スタート回路は前記１次側に接続され、前記第１サブトランスフォーマは前記変調回路に接続され、前記第２サブトランスフォーマは前記復調器の１つに結合している請求項４の電圧センサ。
【請求項６】
前記コモン１次側は、前記変調回路の出力に結合した第１及び第２電極を備えた容量性部分を含み、前記第２サブトランスフォーマの２次側は、前記復調器の入力に結合した第１及び第２電極を有する容量性部分を含み、前記第１サブトランスフォーマの２次側は、
前記変調回路の入力に結合した第１及び第２電極を有する容量性部分を含む請求項５の電圧センサ。
【請求項７】
前記変調回路は、前記ソース電圧信号を受信する周波数発生スイッチサブ回路と、前記変調キャリア信号を受信する接続信号調整サブ回路と、を含む請求項６の電圧センサ。
【請求項８】
前記変調回路が、
前記ソース電圧信号を受信する周波数発生スイッチサブ回路と、
前記第１サブトランスフォーマの前記２次側に結合した入力と、前記周波数発生スイッチサブ回路の１以上の入力に接続された出力と、を有する受動回路と、
前記周波数発生スイッチサブ回路の出力と前記圧電トランスフォーマ装置の前記コモン１次側とに接続した入力を有する受動反応回路と、を含む請求項６の電圧センサ。
【請求項９】
前記受動回路は短絡回路であり、前記受動反応回路はインダクタである請求項８の電圧センサ。
【請求項１０】
前記周波数発生スイッチサブ回路は、ハーフブリッジ回路を含む請求項９の電圧センサ。
【請求項１１】
前記受動回路は短絡回路であり、前記受動反応回路は短絡回路であり、前記周波数発生スイッチサブ回路はハーフブリッジ回路を含む請求項８の電圧センサ。
【請求項１２】
前記変調回路が、
前記ソース電圧信号を受信する周波数発生スイッチサブ回路と、
前記第１ガルバニック絶縁出力の一方の出力と、前記第１ガルバニック絶縁出力の他方の出力であってグラウンドに接続されている他方の出力とに結合した入力と、前記周波数発生スイッチサブ回路の入力に接続された出力と、を有し、入力された信号を調整しキャリア信号として前記周波数発生スイッチサブ回路に出力する信号調整回路と、
前記周波数発生スイッチサブ回路の出力に接続された入力と、前記コモン１次側に結合した出力と、を有する受動反応回路と、を含む請求項４の電圧センサ。
【請求項１３】
前記信号調整回路は、前記ソース電圧信号及び外部電源のいずれかによって電力を与えられる請求項１２の電圧センサ。
【請求項１４】
前記受動反応回路はインダクタであり、前記周波数発生スイッチサブ回路はハーフブリッジ回路を含む請求項１２の電圧センサ。
【請求項１５】
少なくとも第１及び第２の別個のガルバニック絶縁出力と少なくとも１つの入力とを有し、その機械的共振周波数と等しい周波数を有する変調キャリア信号を発生させる機械的統合圧電トランスフォーマ装置と、
ソース電圧信号を受信し、当該ソース電圧信号を増幅する線形昇圧回路と、
トランスフォーマ動作を開始するために前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置に動作的に結合したスタート回路と、
前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の前記第１ガルバニック絶縁出力に結合した第１入力を有し且つ前記変調キャリア信号を受信し、変調回路出力信号を発生させるために増幅ソース電圧信号を発生させ前記変調キャリア信号を用いて当該増幅ソース電圧信号を変調し、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の少なくとも１つの入力に接続して前記変調回路出力信号を送信し、それにより前記圧電トランスフォーマ装置を含む内部自励発振回路を形成する変調回路と、
前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の１以上の出力に結合し、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置が、変調された前記増幅ソース電圧信号に比例する圧電トランスフォーマ装置信号を出力する１以上の復調器と、を具備する電圧センサ。
【請求項１６】
前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置は、コモン１次側を有する第１及び第２ガルバニック絶縁サブトランスフォーマを少なくとも含み、前記スタート回路は前記１次側に接続され、前記第１サブトランスフォーマは前記変調回路に接続され、前記第２サブトランスフォーマは前記復調器の１つに結合している請求項１５の電圧センサ。
【請求項１７】
前記コモン１次側は、第１及び第２電極を備えた容量性部分を含み、前記第２サブトランスフォーマの２次側は、前記復調器の入力に結合した第１及び第２電極を有する容量性部分を含み、前記第１サブトランスフォーマの２次側は、前記変調回路に結合した第１及び第２電極を有する容量性部分を含む請求項１６の電圧センサ。
【請求項１８】
前記変調回路が、
前記増幅ソース電圧信号を受信する周波数発生スイッチサブ回路と、
前記第１サブトランスフォーマの前記２次側の前記第１及び第２電極のいずれかと結合した入力と、前記周波数発生スイッチサブ回路の入力に接続した出力と、を有する受動回路と、
前記周波数発生スイッチサブ回路の出力と前記第１トランスフォーマの前記２次側の前記第１及び第２電極のいずれかとに接続された入力と、前記コモン１次側の前記第１及び第２電極のいずれかに接続された出力と、を有する受動反応回路と、を含む請求項１７の電圧センサ。
【請求項１９】
前記変調回路が、
前記増幅ソース電圧信号を受信する周波数発生スイッチサブ回路と、
前記第１サブトランスフォーマの前記２次側の前記第１及び第２電極のいずれかと結合した入力と、前記周波数発生スイッチサブ回路の入力に接続された出力と、を有し、入力された信号を調整しキャリア信号として前記周波数発生スイッチサブ回路に出力する信号調整回路と、
前記周波数発生スイッチサブ回路の出力に接続された入力と、前記コモン１次側の他方の入力がアースされているところの当該コモン１次側の一方の入力端子に接続されている出力と、を有する受動反応回路と、を含む請求項１６の電圧センサ。
【請求項２０】
前記信号調整回路は、前記ソース電圧信号及び外部電源のいずれかによって電力を与えられる請求項１９の電圧センサ。
【請求項２１】
前記スタート回路は、一旦トランスフォーマ動作が開始されると自動的に停止する手段を含む請求項４の電圧センサ。
【請求項２２】
前記スタート回路は、前記自励発振回路を起動するために自動的にオンになり、一旦トランスフォーマ動作が開始されると自動的に停止する請求項４の電圧センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、２０１４年４月１日に出願され、参照によりここに取り入れられた米国仮出願シリアル番号６１／９７３，５８３の利益を主張している。
【０００２】
本発明は、アナログ型又は低周波数デジタル型の電圧波形を監視、記録、又は送信することが可能なガルバニック絶縁装置に関する。
【背景技術】
【０００３】
ガルバニック絶縁を要するアプリケーションには、産業センサ、医療トランスデューサ、補助変換器、充電器、チョッパ、及び商用電源式スイッチモード電源などがある。作業者安全性及び信号品質は、絶縁された相互接続により保証される。この絶縁された相互接続は、電圧レベルを監視することができる性能を提供するために、しばしば絶縁アンプを組み入れる。
【０００４】
ある計器及びセンサにおいては、低レベルな直流及び交流電圧レベルは、高コモンモードノイズが存在しても正確に監視されなければならない。電圧センサは、電気システム内の電圧レベルの監視を容易にする。また、電圧センサは、不足電圧又は過電圧問題を特定し、その絶縁特性は、監視されている電圧レベルに接続された電子装置の他の部分を保護するために使用することができる。これら装置は、公称電圧からのあらゆる逸脱の発生を検知し、電圧記録及び性能のデータロギングを提供し、電気システム内での２つの電気的に接続されたサブ回路間又はコンポーネント間の電気的絶縁を提供し、欠相状態を特定し、診断を補助するために過電圧／不足電圧状態を監視し、ソフトスタートコンポーネント（ＳＳＣ）にストレス又はダメージを与える場合がある電圧状態を示すために、一般に使用される。また、交流電圧レベルを測定するこれら装置は、電力デマンド制御、停電検知、荷重検出、安全スイッチング、及び、モータ過負荷制御などのアプリケーションで使用される。直流電圧を測定する電圧センサは、エネルギー管理制御システム（ＥＭＣＳ）、鉄道監視システム、ビル管理システム（ＢＣＳ）、異常検出、データ取得、及び、温度制御において使用される。また、当該装置は、電力の測定、分析、制御においても使用される。
【０００５】
非絶縁電圧アンプ／センサを設計することは、複雑ではない。従来技術では、電圧ディバイダネットワーク又はキャパシタディバイダネットワークのいずれかを使用して（主に低電流アプリケーションのために）、交流又は直流電圧から直流電圧に変換する非絶縁電圧レベルを獲得するシンプルな方法が教示されている。例えば、あるレジスタディバイダネットワークは、監視される可能性のあるアノード及びカソードに直接結合させることができる。このアプローチにおいて、電圧ディバイダの適切に選択された２次脚部の出力電圧は、例えば、ローパスフィルタに流れ込む電圧フォロワ設計のオペアンプで構成されたアナログ−デジタル変換器に流れ込む。このより複雑なバージョンが、一般化されたグラウンドループ設計の参照［１］で提供されている。これらのデザインが掲げる１つの問題は、非絶縁アンプ／センサを使用する際に、重大な機器問題、及び／又は、ヒューマンセーフティーチャレンジが存在し得ることである。このような懸念によって、エレクトロニクス設計者は、装置が電気的に絶縁されていることを保証するために、絶縁ステージを追加してしまう。電気的絶縁を提供することは、グラウンドループを削除し、またデータ取得システムのコモンモード範囲を拡げることができ、単一システムグラウンドへの信号接地基準のレベルシフトが可能になる。更に、電気的絶縁を提供することは、電気システムが、その境界からより敏感な電子装置に、又は、ユーザーにも伝わる高電圧な過渡電圧を防ぐ能力を高めることもできる。例えば、電圧信号と抵抗ディバイダとの間にトランスフォーマ絶縁カップリングを追加したり、オペアンプのレールピンにおいてグラウンドや電源に保護ダイオードを追加することによってである。このような絶縁トランスフォーマは、巻線間の高電圧の発生に耐えるため、しばしば、１次及び２次の間の絶縁を有するように設計される。
【０００６】
このような絶縁電圧監視／レベルシフトを可能にするには、より複雑な方法論が要求される。既存の方法論は、電圧充電変換器である第１ステージと、充電検出器である第２ステージと、を有する。このような絶縁電圧トランスフォーマにおいては、参照［２］のような磁気結合絶縁ステージや、参照［３］のようなスイッチキャパシタ（ＳＣ）カップリング回路が、絶縁電圧感知を提供するために選択されてもよい。
【０００７】
一般に使用される電圧センサは、「インライン」電圧センサ型、又は、非侵入型の２種類がある。この電圧センサの両タイプは、磁気カップリング効果を用いることで、電流を測定するために使用することできる。また、通常、これらの電圧センサは、ホール効果を用いることに基づいている。これらセンサは、監視される対象の電圧源によって引き起こされるような、ギャップ付磁気トランスフォーマの１次巻線における電流を介する１次及び２次回路間のガルバニック絶縁を伴う直流電圧、交流電圧、インパルス電圧の測定を可能にする。これにより、今度は磁気回路（の１次巻線）に磁束が発生する。ギャップ付磁気トランスフォーマは、当該磁束の流れを方向づける。当該エアギャップに配置されたホール効果プローブは、当該磁束に比例する、すなわち、対象の電圧源に比例する電圧を提供する。
【０００８】
参照［４］及び参照［５］で開示されるような従来技術は、スイッチキャパシタ（ＳＣ）カップリング回路を使用して得られる絶縁電圧センサを提供する第２の方法を記載している。従来技術は、適正なキャパシタの充電及び放電を制御するゲートによって、キャパシタへの比例した充電に変換される入力差動信号を利用している。そして、当該充電は、高入力抵抗を有する差動アンプによって検知される。絶縁バリアは、キャパシタの構成及びゲートスイッチの配列によって確立される。参照［６］は、このような回路の簡略化したバージョンを記載している。
【０００９】
光アイソレータは、電圧を絶縁するために一般的に使用されてきたが、このような光学装置は、自らを劣化させる温度について確立された問題を有する。また、自らが生み出す測定信号が非線形になり得るという更なる問題もある。所望の線形パフォーマンスを得るために、線形化フィードバックを絶縁された側に追加することもできるが、これは、出力側のオペアンプを作動させるために絶縁された電源を必要とする。光アイソレータは、フォトニック起因の測定悪化を被りやすいという点で、ミサイル及び宇宙アプリケーションにおいて更なる問題を有する。
【００１０】
また、圧電効果を利用した別のアプローチが、公開されている。圧電性光学電圧アイソレータは、圧電デバイスをファイバ光学ケーブルに強固に固定することによって、実証されてきた。参照［７］において、ＡＢＢ社は、ブラッグ格子光学ファイバが従来の圧電ディスクの径方向に沿って機械的に固定されたセンシング高電圧フローに対するアプローチを導入している。一対の電極に印加されたソース電圧の作用としての逆圧電効果の結果として、波長シフト変調が得られる。復調方式は、電圧波形振幅を得るために、ソース分光特性に基づいた付属のファイバブラッグセンサに導入される。当該従来技術は、ファイバ光学ケーブルに強固に結合し、かつ、測定される高電場に晒される圧電デバイスにおいて誘導された歪みの作用としての当該ケーブル特性の変化によって電圧レベルを推定する一例である。参照［８］，［９］，［１０］を参照されたい。圧電光学電圧アイソレータは、電圧センサとして多くの深刻な欠点を有する。すなわち、それらは、ファイバと圧電デバイスとの密接な接合の保証に依存し、圧電デバイスが絶縁されていることを要求し、高電場の状況における電圧のみしか測定することができない。高電圧（ＨＶ）源と電気歪みゲージとの間のノイズ結合による不正確さが存在し得て、これらのデバイスは、予め生成された歪み結合挙動のモデルを有することに依存する。最大の問題は、これらのファイバ光学結合電圧センサは、低周波数を測定できるだけで、かつ、高電圧用のみであるため、大多数のアプリケーションにとって有用でないことである。
【００１１】
参照［１１］は、ファイバ光学ケーブルの必要性を省いた絶縁電圧センサとしての圧電トランスフォーマを導入している。磁気トランスフォーマと同様に、圧電トランスフォーマは、非電極化領域によって分離された１次電極化キャパシタ及び２次電極化キャパシタを有する。当該デバイスは、監視又は送信される電圧信号の情報を得るために、トランスフォーマの出力側電気信号を処理し、この電圧信号は、当該トランスフォーマの１次側の駆動電圧として作用する。１次及び２次キャパシタは、非電極化領域で分離されているため、入力及び出力信号は、ガルバニック絶縁である。実際、このようなセラミック絶縁は、電圧センサに基づく同等の磁気トランスフォーマよりも大きな絶縁を有するように設計することができる。
【００１２】
参照［１１］では、共振デバイスとして作動するようにこのような圧電トランスフォーマを設計することは、いくつかの重大な欠点をもたらすことが明示されている。低周波数では、電圧信号は、共振時に作動するように設計された圧電トランスフォーマを刺激するのに充分にはならず、トランスフォーマが物理的に大きくなってしまう（長波長で指令されるため）。また、参照［１１］では、共振圧電トランスフォーマは、高い機械的クオリティ値を有するために、その共振周波数付近の周波数の範囲における電圧信号を単に感知又は送信することができる狭いバンドトランスフォーマであるという欠点が明示されている。共振圧電トランスフォーマは高い周波数を有するため、このような電圧センサは、単純に低周波数及び直流付近の電圧信号を測定することができない。更に、参照［１１］では、このような共振圧電電圧センサは、１次及び２次間の正確なゲインを要するという欠点が明示されている。これらの理由のため、重大な欠点が存在するにも関わらず、直接的に結合した圧電トランスフォーマに基づく電圧センサの従来技術は、「オフ共鳴」設計に焦点を当てている。
【００１３】
非共振圧電トランスフォーマに基づく電圧センサの問題の１つは、低エネルギー効率及び低ゲイン性能のみを実証することである。また、それらは、機械的プレストレスを適用するハウジングを必要とする。このようなハウジングは、出力における電気的負荷の変化を埋め合わせるべく、予め加えられた負荷状態を調整する手段を必要とするため、非常に複雑になり得る。当該トランスフォーマの挙動は、プレストレスに対する剛性に依存するようになるため、当該ハウジングは、力測定能力を取り入れる必要がある。これを踏まえた電圧センサは、低エネルギー効率及び低ゲイン性能が可能になるだけで、更にはその応用性は制限される。
【発明の概要】
【００１４】
本発明の少なくとも１つの態様の目的は、光学的、磁気的トランスフォーマもスイッチ容量性結合コンポーネントも必要としない絶縁様式において、アナログ又はデジタル電圧信号情報を監視又は送信することができる圧電トランスフォーマ回路を提供することである。
【００１５】
本発明の少なくとも１つの態様の別の目的は、光学的、磁気的トランスフォーマもスイッチ容量性結合コンポーネントも必要としない絶縁様式において、アナログ又はデジタル電圧信号情報を監視又は送信することができるアナログ圧電トランスフォーマ回路を提供することである。
【００１６】
本発明の少なくとも１つの態様の追加的な目的は、いかなる追加的なコンポーネントも補助電源も必要とせずに、下限で直流付近と同じくらい低くなり、上限でＭＨｚレンジになり得る広いバンド幅での絶縁様式において、アナログ電圧信号情報を監視又は送信することができる圧電トランスフォーマ回路を提供することである。
【００１７】
本発明の少なくとも１つの態様の更なる目的は、いかなる追加的なコンポーネントも補助電源も必要とせずに、２ＭＨｚ未満のバンド幅の絶縁様式において、デジタル電圧信号情報を監視又は伝えることができる圧電トランスフォーマ回路を提供することである。
【００１８】
本発明の少なくとも１つの態様の更なる別の目的は、絶縁様式において、非常に低い電源電圧信号を正確に監視又は送信することができる絶縁圧電トランスフォーマ回路を提供することである。
【００１９】
本発明の少なくとも１つの態様の更なる別の目的は、非常に高いガルバニック絶縁及び無視可能な容量性結合を伴う電圧信号を正確に監視又は送信することができる圧電トランスフォーマ回路を提供することである。
【００２０】
本発明の少なくとも１つの態様の別の目的は、専用の測定、絶縁、フィードバック電気回路のいずれも取り入れることなく、高効率である絶縁電圧波形監視を提供することである。
【００２１】
本発明の少なくとも１つの態様の別の目的は、高い周囲温度まで含めることができる低い周囲温度間の非常に広い温度範囲で作動することができる圧電トランスフォーマ回路を提供することである。
【００２２】
本発明の少なくとも１つの態様の更なる目的は、低い周囲温度まで含むことができる非常に広い温度範囲で作動することができる電圧アイソレータ、モニタ、又はトランスミッタの少なくとも１つの圧電トランスフォーマ回路の態様である。
【００２３】
本発明の別の目的は、極めて放熱耐性が高い電圧アイソレータ又は絶縁電圧センサを提供する少なくとも１つの圧電トランスフォーマ回路の態様である。
【００２４】
少なくとも１つの態様において、ガルバニック絶縁電圧センサは、少なくとも第１及び第２の別個のガルバニック絶縁出力と少なくとも１つの入力とを有する機械的統合圧電トランスフォーマ装置を有する。前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置は、その機械的共振周波数と等しい周波数を有する変調キャリア信号を発生させる。そして、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の前記第１ガルバニック絶縁出力に結合した第１入力を有し、前記変調キャリア信号を受信する変調回路が提供される。更に、前記変調回路は、変調回路出力信号を発生させるために、ソース電圧信号を受信し、前記変調キャリア信号と共に当該ソース電圧信号を変調する。前記変調回路は、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の少なくとも１つの入力に接続して前記変調回路出力信号を送信し、それにより前記圧電トランスフォーマ装置内に内部自励発振回路を形成する。１以上の復調器が、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の１以上の出力に結合し、そこで、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置が、前記変調電圧ソース信号に比例する圧電トランスフォーマ装置信号を出力する。
【００２５】
１つの態様において、ガルバニック絶縁電圧センサは、少なくとも第１及び第２の別個のガルバニック絶縁出力と少なくとも１つの入力とを有する機械的統合圧電トランスフォーマ装置を有する。スタート回路は、トランスフォーマ動作を開始するために、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置に動作的に結合している。前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置は、その機械的周波数と等しい周波数を有する変調キャリア信号を発生させる。そして、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の前記第１ガルバニック絶縁出力に結合した第１入力を有し、前記変調キャリア信号を受信する変調回路が提供される。更に、前記変調回路は、変調回路出力信号を発生させるために、ソース電圧信号を受信し、前記変調キャリア信号と共に当該ソース電圧信号を変調する。前記変調回路は、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の少なくとも１つの入力に接続して前記変調回路出力信号を送信し、それにより前記圧電トランスフォーマ装置内に内部自励発振回路を形成する。１以上の復調器が、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の１以上の出力に結合し、そこで、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置が、前記変調電圧ソース信号に比例する圧電トランスフォーマ装置信号を出力する。
【００２６】
本発明の更に別の態様において、電圧センサは、少なくとも第１及び第２の別個のガルバニック絶縁出力と少なくとも１つの入力とを有する機械的統合圧電トランスフォーマ装置を含む。前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置は、その機械的共振周波数と等しい周波数を有する変調キャリア信号を発生させる。また、ソース電圧信号を受信し、当該ソース電圧信号を増幅する線形昇圧回路が提供される。スタート回路は、トランスフォーマ動作を開始するために、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置に動作的に結合している。変調回路は、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の前記第１ガルバニック絶縁出力に結合した第１入力を有し、前記変調キャリア信号を受信する。前記変調回路は、変調回路出力信号を発生させるために、前記線形昇圧回路から前記増幅ソース電圧信号を受信し、前記変調キャリア信号と共に当該増幅ソース電圧信号を変調する。前記変調回路は、前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の少なくとも１つの入力に接続して前記変調回路出力信号を送信し、それにより前記圧電トランスフォーマ装置内に内部自励発振回路を形成する。１以上の復調器が、前記変調電圧ソース信号に比例する圧電トランスフォーマ装置信号を出力する前記機械的統合圧電トランスフォーマ装置の１以上の出力に結合している。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】図１は、本発明のある態様に従った絶縁電圧センサを示している。
【図２Ａ】図２Ａは、圧電サブトランスフォーマを使用する本発明のある態様に従った絶縁電圧センサを示している。
【図２Ｂ】図２Ｂは、圧電サブトランスフォーマを使用する本発明のある態様に従った絶縁電圧センサを示している。
【図３】図３は、絶縁電圧センサがスタート回路を含む本発明の絶縁電圧センサの更なる態様を示している。
【図４】図４は、変調回路のコンポーネントを描写している本発明の絶縁電圧センサの更なる態様を示している。
【図５】図５は、本発明の絶縁電圧センサの更なる別の態様を描写している。
【図６】図６は、本発明の絶縁電圧センサの更なる態様を描写している。
【図７Ａ】図７Ａは、本発明の絶縁電圧センサの更なる別の態様を描写している。
【図７Ｂ】図７Ｂは、本発明の絶縁電圧センサの追加的な態様を描写している。
【図８】図８は、本発明の絶縁電圧センサの別の態様を描写している。
【図９】図９は、本発明の絶縁電圧センサの更なる態様を描写している。
【図１０】図１０は、本発明の絶縁電圧センサの別の態様を描写している。
【図１１】図１１は、本発明の絶縁電圧センサの更なる別の態様を描写している。
【図１２】図１２は、本発明の絶縁電圧センサの更なる態様を示している。
【図１３】図１３は、本発明の絶縁電圧センサの別の態様を描写している。
【図１４】図１４は、本発明の絶縁電圧センサの別の態様を描写している。
【図１５】図１５は、本発明の絶縁電圧センサのいくつかの態様で使用されるスタート回路の一例を描写している。
【図１６】図１６は、本発明の絶縁電圧センサのいくつかの態様で使用される復調器の一例を描写している。
【図１７】図１７は、本発明の絶縁電圧センサのいくつかの態様で使用される圧電トランスフォーマ装置の一例を描写している。
【図１８】図１８は、本発明の絶縁電圧センサのいくつかの態様で使用される圧電トランスフォーマ装置の別の例を描写している。
【図１９】図１９は、本発明の絶縁電圧センサのいくつかの態様で使用される圧電トランスフォーマ装置の別の例を示している。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
本発明は、ガルバニック絶縁様式において監視又は送信される外部電圧信号を変調するために、内部自励発振圧電トランスフォーマ回路を利用する電圧センサ５０に関する。図２Ａについて、圧電トランスフォーマ装置１００は、コモン１次側として作用するコモン入力側１を全て共有する２以上の別個のガルバニック絶縁サブトランスフォーマを組み入れた単一の機械的統合装置である。図２Ａについて、圧電トランスフォーマ装置１００の領域１０２は、このようなサブトランスフォーマを形成する。送信されるガルバニック絶縁信号は、出力サブトランスフォーマと通常呼ばれる１以上のサブトランスフォーマの２次側で復調される。図２Ｂについて、圧電トランスフォーマ装置１００の領域１０３は、このようなサブトランスフォーマを形成する。図２及び図６について、１以上のこれらサブトランスフォーマは、内部自励発振圧電トランスフォーマ回路の統合部分である。内部自励発振圧電トランスフォーマ回路のサブトランスフォーマは、出力サブトランスフォーマとは別個である。全ての圧電材料に示される逆効果は、圧電トランスフォーマ装置１００のサブトランスフォーマの全ての２次側で、機械的統合圧電トランスフォーマ装置１００の共振周波数であるコモン共振周波数で正弦反応を生み出す。このコモン正弦周波数は、温度、ローディング、又は圧力に対してどれくらい変化するかについて依存しない圧電トランスフォーマ装置１００の共振周波数で常になければならない。図１について、当該コモン共振周波数は、外部電圧信号２１を変調するために、変調回路１８によって使用される。シャノンの定理によれば、外部電圧信号２１は、そのバンド幅が変調周波数の１／２０未満であれば、正確に再現されることができる。図１１について、自励発振変調回路１８は、自励発振サブトランスフォーマを含むために、低いＧＨｚの変調バンド幅を提供するためのワイドバンドギャップスイッチを用いることによって実施することができる。そのため、本発明は、ＭＨｚレンジであり得る圧電トランスフォーマ装置１００の機械的共振によって単独に命令された絶縁電圧センシングを実施することができる。
【００２９】
図１は、初めに外部電圧信号２１を変調し、当該変調された信号を、圧電トランスフォーマ装置１００の複数別個で相互に絶縁された圧電サブトランスフォーマのコモン入力側の電気励起信号３３として使用する電圧センサ５０の態様を描写している。これらサブトランスフォーマの１以上は、復調フィルタステージ４０に接続した外部電極１０ａ及び１０ｂを有する。圧電トランスフォーマ装置１００内の自励発振サブトランスフォーマの１以上は、自励発振回路の一部を形成するために変調回路１８に接続された外部電極５ａ及び５ｂを有する。この態様においては、電極１０ａ，１０ｂ，５ａ，及び５ｂのいずれもコモングラウンド２２には接続されていない。変調回路１８は、前記自励発振サブトランスフォーマの２次タップで発生するガルバニック絶縁正弦信号を用いて外部電圧２１を変調するように振る舞う。前述したように、この正弦信号は、どのサブトランスフォーマが自励発振サブトランスフォーマとして使用されるかに関係なく、圧電トランスフォーマ装置１００の機械的周波数において存在する。電圧信号２１による当該正弦信号を変調することで、又、１００の機械的共振を有することで、ハイサイド３３及びローサイド３５の発生した変調した信号は、サブトランスフォーマの全てのコモン１次側の電極７ａ及び７ｂにそれぞれ接続される。典型的には、変調出力信号ローサイド３５は、コモングラウンド２２に接続されるが、これはある態様には該当しない場合がある。機械的共振においてであるため、出力サブトランスフォーマの全てのコモン１次側に適用された電源は、前記サブトランスフォーマの２次側への最大付近電源移送を有する。材質の選択、電極形状、及び、配置などの圧電トランスフォーマ装置１００のデザインは、３５に対する変調信号３３と、電極１０ｂの出力電位に対する電極１０ａの出力電位と、の間の固定伝送ゲインを決定する。そして、ゲインを伴う伝送された変調信号は、復調フィルタステージ４０への入力として振舞う。復調フィルタステージ出力電圧信号１０７は、入力電圧信号２１からガルバニック絶縁された固定ゲインに供される外部電圧信号２１の複製である。
【００３０】
図２Ａ及び図２Ｂは、トランスフォーマ装置１００が自励発振サブトランスフォーマ１０２及び出力サブトランスフォーマ１０３を含む図１の態様を提供している。この態様においては、前記サブトランスフォーマのコモン入力（１次）側は、電気（電極化）端子７ａ及び７ｂを伴う圧電材料で製造されたキャパシタ１であり、これは、圧電トランスフォーマ装置１００の全てのサブトランスフォーマのコモン１次側として振る舞う。出力サブトランスフォーマ１０３の２次側は、電気（電極化した）端子１０ａ及び１０ｂを伴う圧電材料で製造されたキャパシタ２である。自励発振サブトランスフォーマ１０２の２次側は、電気（電極化した）端子５ａ及び５ｂを伴う圧電材料で製造されたキャパシタ３である。ある設定及びポーリングスキームでは、同一極性を有するために７ａ及び５ａを必要とすることをもたらし得るが、通常の状況下では、これらは、逆極性を同様に有するために、逆極性力７ｂ及び５ｂを有するべきである。１０ａ及び１０ｂの極性の一方の選択は、外部電圧信号２１の極性を維持し、他方の選択は、外部電圧信号２１の極性を反転する。ここで議論される態様では、トランスフォーマ装置は、セラミック材料で構成される。しかしながら、当業者であれば、当該トランスフォーマ装置が他の圧電材料で構成されてもよいことは、理解されるであろう。
【００３１】
電極５ａ及び５ｂは、変調回路１８の入力３０及び３４に接続される。当該電圧入力は、圧電トランスフォーマの２次側から取り入れられるので、当該電圧入力は、どちらの圧電トランスフォーマ装置１００の機械的モーダル周波数が７ｂに関する駆動信号７ａによって主に励起されていようともそれに対応する周波数で必ずなければならない。圧電トランスフォーマ装置１００の配置においては、その機械的共振周波数が、ソース電圧信号２１のバンド幅よりも著しく大きくなる。これによって、そのローサイド信号５ｂに対する自励発振サブトランスフォーマ３のハイサイド出力電圧信号５ａは、ここで変調キャリア信号と呼称されるソース電圧信号２１のバンド幅よりも著しく大きい周波数の正弦波となる。啓発的な例として、２２に対するソース電圧波形２１は、４００Ｈｚの最大バンド幅を有する場合があり、圧電トランスフォーマ装置１００の特性は、１００ＫＨｚの第１機械的共振周波数を有するように選択される。いくつかの態様においては、変調回路１８は、ガルバニック絶縁で記録又は伝送される外部電圧信号２１のグラウンドに共通したグラウンド２２を伴う３入力ポート回路である。信号５ａ及び５ｂの対は、外部電圧信号２１のための変調キャリア信号として使用されるために充分な周波数である。変調回路１８は、２出力ポート回路であり、これら出力３３及び３５の電位差は、圧電トランスフォーマ装置１００のコモン入力１の正負端子に接続されている。変調回路１８のコモン入力１における電圧波形出力電圧ΔＶｄｒｉｖｅ＝３３−３５（ここでは変調回路出力信号と呼称する）の周波数は、変調キャリア周波数ΔＶｍｏｄｕｌａｔｅ＝５ａ−５ｂによって決定され、これは、物理法則によって、圧電トランスフォーマ装置１００の機械的周波数において正確でなければならない。そのため、キャパシタ１の駆動周波数は、時間、温度、圧力、又は負荷条件に依存しない圧電トランスフォーマ装置１００の機械的周波数と常に同一である。従って、当該変調回路は、適度に高く、圧電トランスフォーマ装置１００の機械的挙動によって完全に決定され、圧電トランスフォーマ装置１００の機械的共振におけるキャリア信号を伴う外部電圧２１を変調するように振る舞う。物理法則により、出力圧電トランスフォーマの電極７ａ及び７ｂに現れる当該正弦変調信号（変調回路出力信号）は、出力トランスフォーマゲインに供される出力サブトランスフォーマ２の２次側の電極１０ａ及び１０ｂで再現される。標準復調器４０は、典型的には付加されたフィルタを伴い、同一の出力サブトランスフォーマゲインに供される外部電圧信号２１を再現する。
【００３２】
ある状況において、典型的には非常に低い強度の電圧信号を記録する際に、信号ソース２１は、変調プロセスを開始させるために充分でない場合があり、電圧センサ５０をスタートアップすることを期待できない。図３は、絶縁電圧センサが作動していることを保証する方法を提供する。監視される電圧ソース信号２１から電源を取り入れるスタート回路２０が付加されている。スタート回路出力は、コモン入力１で初期非ゼロポテンシャルΔＶｄｒｉｖｅを誘導するために、コモン入力１の正電極終端７ａに接続している。７ａがコモン参照７ｂを伴う１組の電極を含んでいる圧電トランスフォーマ１００の多層構成にとっては、スタート回路２０の出力は、単に１つのこのような電極に接続されていることを必要とする。スタート回路によって発生した電圧は、絶縁電圧センサ装置５０の動作を開始させるために、電極５ａ又は電極１０ａに二者択一的に接続することができる。スタート回路２０は、正弦電圧波形ΔＶｍｏｄｕｌａｔｅ＝５ａ−５ｂがポテンシャルΔＶｄｒｉｖｅをコモン入力１で発生させるのに充分となるような満足するエネルギーを圧電トランスフォーマ１００に供給する。具体的な機械的モード、すなわち、装置５０の作動用共振周波数は、２０の駆動信号出力波形が、近くの共振モードと結合しないように選択された共振に適度に近い周波数を有することを単に保証することによって、選択されてよい。装置５０の大抵のアプリケーションにとって、選択される周波数は、基本周波数であるが、デジタル信号ソース２１の絶縁伝送などのアプリケーション用の変調回路１８に対してより高い周波数正弦変調入力を展開させる目的で、より高いモードが選択されてもよい。
【００３３】
図４に記載された本発明のある態様に従って、変調回路１８は、周波数発生スイッチサブ回路３２と接続信号調整サブ回路１９との２つの相互接続したサブ回路で構成されてよい。絶縁様式で監視又は記録される外部電圧信号２１は、周波数発生サブ回路３２に接続され、コモングラウンド２２を共有する。信号調整サブ回路１９は、ポート３０及び３４に流入する正弦信号ΔＶｍｏｄｕｌａｔｅを調整し、その調整された信号は、ΔＶｍｏｄｕｌａｔｅとして同一周波数となる。そして、調整された信号は、グラウンド２２に対して、周波数発生スイッチ回路３２に駆動キャリア信号として導入される。周波数発生スイッチ回路３２の出力は、コモン入力１の端子７ａ及び７ｂに接続される前に、接続信号調整サブ回路１９の別の部分によって更に調整される。
【００３４】
図５は、接続信号調整サブ回路１９が、５ｂに接続した入力ポート３４を伴う受動回路７４から構成される第１部分と、７ａと周波数発生スイッチサブ回路３２の非グラウンド出力との両方に接続した入力ポート３０を伴う第２部分７３と、を有する図４の装置のある態様である。この配置によって、受動回路７４は、丁度圧電トランスフォーマ１００の機械的共振周波数で、その入力ポート３１において周波数発生スイッチサブ回路３２への高周波数注入信号を提供する。スタート回路２０は、装置５０のスタートアップに引き続き、ノード３３で見られるように、スタート回路２０の電圧寄与が冗長になるため、除去されることができるように設定される。スタート回路２０として機能するのに適切で、一旦自励発振内部ソースフォロワがアクティブになると自動的に停止する回路の例が、更に下記に記載される。
【００３５】
図６は、接続信号調整サブ回路１９が、端子５ｂ及び端子１１ｂと、周波数発生スイッチサブ回路３２の各入力ポート３１ｂ及び３１ａと、の間にそれぞれ配置された受動回路７４ａ及び７４ｂから構成される第１部分を有する図４の装置のある態様である。この配置によって、受動回路１９は、圧電トランスフォーマ１００の機械的共振周波数で正弦周波数を共に有する入力ポート３１ａ及び３１ｂにおいて、周波数発生スイッチサブ回路３２への高周波数注入信号を提供する。接続信号調整サブ回路１９は、入力ポート３０ａ及び３０ｂと、コモン１次側１のハイサイド７ａ及びローサイド７ｂと、の間に配置された受動回路７３ａ及び７３ｂから構成される第２部分を有する。前述の回路及び図面と同様に、図６は、説明の目的のために最も簡潔な形式で提示されているが、これは、スイッチングフルブリッジ回路から構成される周波数発生スイッチサブ回路３２の最も単純な態様と同程度であるためである。スタート回路２０は、装置５０のスタートアップに引き続き、ノード３３ａで見られるように、スタート回路２０の電圧寄与が冗長になるため、除去されることができるように設定される。スタート回路２０として機能するのに適切で、一旦自励発振内部ソースフォロワがアクティブになると自動的に停止する回路の例が、更に下記に記載される。
【００３６】
図７Ａは、（ｉ）受動回路７４と入れ替わっている信号調整回路７５は、周波数発生スイッチ回路３２の入力ポート３１と自励発振サブトランスフォーマ３のロー側出力５ｂとの間に配置され、（ｉｉ）自励発振サブトランスフォーマ３の３次５ｂのハイサイド出力がコモングラウンド２２に接続されている、という特徴を有する図５に記載の発明のある態様を提供する。この構成において、電子フローロープ２２，５ａ，５ｂ，３１，３３，７ａ，７ｂ，２２は、共振選択が、スタート回路２０によって決定されるか、又は、このようなスタート回路２０が欠落する場合に、デフォルト値が圧電トランスフォーマ１００の基礎的第１共振になる圧電トランスフォーマ１００の機械的共振周波数で共振する閉じた自励発振サブ回路を形成する。信号調整回路７５は、その電源を電圧ソース信号２２から得ている。
【００３７】
図７Ｂは、外部電源ソース５５が電源を信号調整回路７５に供給するために使用されていることを除いて、図７Ａに記載されたものと同一の図５による記載の発明のある態様である。
【００３８】
図８は、ソース電圧波形２１の信号強度が装置５０の動作を開始又は維持するには低過ぎる状況のために設計された図１の改変を提供する。この態様は、図１に記載のものと同一であるが、線形昇圧回路８１がソース電圧波形２１と変調回路１８との間に配置されるという特徴がある。当該線形昇圧回路は、その電源を外部電圧ソース８２から得ている。スタート回路２０は、線形昇圧回路８１によって昇圧されてもよい。
【００３９】
図９は、スイッチ回路３１における電子フローを可能にするために、スタート回路２０を正確に機能させるにはソース電圧２１が不充分な場合がある小さい又は非常に小さい信号電圧波形の監視に適用可能な本発明のある態様を提供する。スタート回路２０は、外部電圧ソース８２によって電源を供給される線形昇圧回路８１などの追加的な増幅プレステージによって昇圧される。線形昇圧回路８１のノード８３における出力は、自励発振サブトランスフォーマ３の出力５ｂにおいて充分な電源を生み出すため、スタート回路２０がコモンサブトランスフォーマ入力１を電気的に刺激することができるような充分なエネルギーを供給するように選択される。線形昇圧回路８１は、図５に記載されるような自己駆動動作を維持するために充分な電流を供給し続けることを補助すべく、外部電圧信号入力２１を昇圧し続けてもよい。
【００４０】
図１０は、スタート回路２０が５０の自励発振サブ回路を開始させることを可能にするためには、外部電圧信号２１が不充分な場合がある小さい又は非常に小さい信号電圧波形の監視に適用可能な本発明のある態様を提供する。スタート回路２０は、外部電圧ソース８２によって供給された追加的な増幅プレステージ８１によって昇圧される。８１の出力ポート８３は、５０の自励発振サブ回路を開始させることができるように、充分に強い電源特性を供給する。線形昇圧回路８１は、自励発振サブ回路の適切な動作を維持するために充分な電流を供給し続けることを補助すべく、センサ入力２１を昇圧し続けるように使用されてもよい。信号調整回路７５は、その電源を増幅プレステージ８１から得てもよいし、又は、バッテリやスーパーキャパシタなどの独立した電源１９から得てもよい。
【００４１】
図１１は、図５で記載されるようなガルバニック絶縁電圧センサ５０のある態様を提供する。この態様において、受動回路７４は短絡回路で構成され、受動反応回路７３はインダクタで構成される。この態様は、周波数発生スイッチ回路３２のハーフブリッジ実行と導通している。ガルバニック絶縁電圧センサ５０の類似する第２の態様は、図６に記載されるような受動回路装置７４ａ及び７４ｂと受動反応回路７３ａ及び７３ｂとのための同一の第２サブ回路選択をすることによって得ることができる。このような態様は、周波数発生スイッチ回路３２のフルブリッジ実行と導通している。
【００４２】
図１２は、図１で記載されるようなガルバニック絶縁電圧センサ５０の低部品点数のある態様を提供する。この態様において、受動回路７４は短絡回路で構成され、受動反応回路７３はインダクタで構成される。また、この態様において、周波数発生スイッチ回路３２は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ装置４１ｂとｐチャネルＭＯＳＦＥＴ装置４１ｂとで構成されるハーフブリッジトランジスタ回路である。その入力電源は、外部電圧信号入力２１であり、そのゲート駆動は、自励発振サブトランスフォーマ１０２の２次側３のローサイド出力５ｂをポート３１のゲートへ接続することにより供給され、その出力は、自励発振サブトランスフォーマ１０２の２次側のハイサイド出力５ａとコモン１次側１のハイサイド７ａとの間に配置されるインダクタ７３に接続されている。トランジスタ装置の他の選択は、代わりの態様を提供する。
【００４３】
図１３は、受動反応回路７３が短絡回路で構成され、サブトランスフォーマのコモン入力側の駆動キャリア波励起が、電源ハーフブリッジによって発生したノード５６における（電圧ソース信号）変調方形波パルス列波形であることを除いて、図１２と同一なガルバニック絶縁電圧センサ５０の低部品点数の態様を提供する。方形波パルス列を伴うサブトランスフォーマの入力（１次）側を駆動することによるセラミックのクラック発生の可能性のため、当該態様は、短期間又は低デューティーサイクルアプリケーションのために、単に採用されるべきである。
【００４４】
図１４は、（ｉ）短絡回路７４と入れ替わるアクティブ信号調整回路７５が、自励発振サブトランスフォーマのローサイド電気端子５ｂとトランジスタハーフブリッジ３２のゲート信号ポート３１との間に配置され、（ｉｉ）自励発振サブトランスフォーマのハイサイド端子５ａがコモングラウンド２２に接続されている、という特徴を有する図１１及び図１２に記載されたものと同様に機能するガルバニック絶縁電圧センサ５０の低部品点数の態様を提供する。アクティブ信号調整回路７５は、その電源を電圧信号ソース２１、線形昇圧回路８１（図示なし）、又は、バッテリやスーパーキャパシタなどの独立した電源１９から得てもよい。ガルバニック絶縁電圧センサ５０の第２の低部品点数なフルブリッジの態様は、図６の７４ａ及び７４ｂと図６に記載されるような周波数発生スイッチ回路３２のフルブリッジ実行と入れ替わる信号調整回路７５と同様な接続をすることにより得ることができる。
【００４５】
図１５は、低部品点数である図３のスタート回路２０の例を提供する。この態様において、ＭＯＳＦＥＴ２０３は、デプレションｎチャネル又はデプレションｐチャネルのどちらかとして選択される。ＭＯＳＦＥＴ２０３は、ノード２１で外部電圧信号に接続しているソース端子２０５を有し、そのドレイン端子２０６がノード３３に接続されている。２０３のゲート端子２０４は、レジスタ２０１と、外部信号２１のハイサイド電圧とコモングラウンド２２との間にそれ自体で配置されたキャパシタ２０２と、によって形成された一連のＲＣ回路の２つの構成間の接続において終結している。デプレションモードＭＯＳＦＥＴ装置は、チャネルがゲート端子２０４とソース端子２０６との間でゼロ電圧ＶＧＳでさえ存在するように、ドープされる。チャネルを制御するために、負電圧がｎチャネル装置のゲートに印加され、当該チャネルは減損し、これにより当該装置内の電子フローがピンチオフされる。同様に、正電圧がｐチャネル装置のゲートに印加される。スタートアップに際し、電圧信号２１とグラウンド２２との間でチャージフローはなく、そのため、当該ＭＯＳＦＥＴ装置は、電荷がＶｃｃからトランスフォーマサブ回路１０２の区画１の第１端子７ａに接続されたノード３３に直接流れることを可能にするように閉じている。これにより、コモングラウンド２２に対する自励発振サブトランスフォーマの２次のハイサイド端子７ａでパルス電圧波形が発生する。トランスフォーマサブ回路１０２は圧電材料で構成されるため、波形３３は、トランスフォーマ１０２の出力側で非ゼロ正弦電圧波形を引き起こさなければならない。この波形の電源は、供給に完全に依存しており、当該供給は、信号２１、すなわち、Ｖｃｃ＝Ｖｓｉｇｎａｌ（２１）であるか、又は不十分であれば外部電源ソース８２により供給される。スタート回路のＲＣ時定数により決定されるため、Ｖｇは、装置のゲートでの電圧を高める。正確に選択されたＲＣ要素は、Ｖｃｃとノード３３との間で、非常に小さいサブ閾値漏れとは別に、ノード３３への更なる電流を防ぐために、デプレションＭＯＳＦＥＴ装置をオープンにするのに充分な正電圧を供給する。
【００４６】
図１６は、図１の発明の適切な復調フィルタ回路４０の例を提供する。当該態様は、最小の数の要素を伴う発明の復調／フィルタを実施するための受動的要素ソリューションを提供している。当該復調／フィルタの態様は、全波ダイオード整流器やＲＣフィルタなどを使用する。当該態様において、第１端子１０ａ及び第２端子１０ｂは、２つのワイヤ出力がキャパシタ１６及びレジスタ１７によって形成された並行ＲＣ回路に渡って接続された全波ダイオードブリッジ１５の２ワイヤ入力にノーダル入力で接続されている。負端子１０ｂは浮いており、電圧センサの高ガルバニック絶縁を保証するために、コモングラウンド２２には接続されていない。電圧センサの有効なバンド幅は、要素１６及び１７の選択によって決定される。最初の外部電圧信号２１の絶縁コピーは、Ｖ（ｍｅａｓ）１０７によって付与される。２１を複製する際における１０７の正確性は、トランスフォーマのゲインに供されるが、静電容量が測定波形信号を破棄しないように選択されるべきこと、更に、ＲＣ定数がそのカットオフ周波数（＝１／ＲＣ）未満の最小減衰を保証すべきことを要求する。要素の同一の最小数を要求する自明な改変では、全波整流器１５の出力に接続されたＲＣディバイダネットワークを使用する。従来技術の他の復調／フィルタサブ回路の態様は、例えば、追加的な信号ゲイン及び阻止帯域特性を導入するためにアクティブローパスフィルタデザインを取り入れるなど、圧電トランスフォーマ装置１００の出力交流信号の復調／フィルタのために使用することができる。
【００４７】
図１７は、電極化領域と非電極化領域とを互い違いにする同心円状のリングで構成される圧電トランスフォーマ装置１００の上面平坦状の態様を提供する。圧電トランスフォーマ装置１００は、下部がその上部（図示あり）と同一であるように対称的に電極化されている。円盤として図示されたその平面形状は、環状、四角形、楕円、又は、他の平面形状を有することもでき、いずれも、交互に電極化及び非電極化された同様の一連の入れ子領域を特徴とする。
【００４８】
図１８は、モノリス又は多層であり、第３圧電体３と非導電層６ａ及び６ｂとにより分離された２つの圧電装置１及び２で構成される圧電トランスフォーマ装置１００のある態様を提供する。略同一な平面形状を共有する圧電装置及び非導電層は、捕捉圧電体１，２，及び３に固定又は可変のプレロードを引き起こすハウジング４００に収められている。
【００４９】
図１９は、断面が切断Ａ−Ａで示される厚い円形ワッシャで構成される圧電トランスフォーマ装置１００のある態様を提供している。コモン入力１は１つのモノリス圧電体で構成され、出力２は多層圧電体で構成され、自励発振装置３は非導電リング６ａ及び６ｂによって１及び２から分離された単一層圧電体３で構成される。圧電装置及び非導電層は、略同一な平面形状を共有する。
【００５０】
図１から図１９に示される装置及びその態様は、別の装置又は回路に分離した基準信号を供給するため、図６で例示されるように、１以上の追加的なガルバニック絶縁自励発振電極化サブトランスフォーマを更に取り入れてもよい。図１から図１９に示される装置とその態様は、複数の基準信号又は制御信号を複数の装置に供給するため、１以上の追加的なガルバニック絶縁出力サブトランスフォーマを更に取り入れてもよい。
【００５１】
図１から図１９に示される装置及びその態様は、ＭＯＳＦＥＴ（ソースゲートドレイントポロジー）装置が、高電圧な測定及び／又は記録のために通常使用されるのに対し、小さい信号（低電力）の電圧測定及び／又は記録のための低電力トランジスタ（エミッタゲインコレクタトポロジー）装置で構成される周波数発生スイッチ回路を有してもよい。低入力電圧線形性を高めるためのスーパーソースフォロワ回路や、向上した安定性を提供する他の設計回路アーキテクチャなどの代替周波数発生回路３２が使用されてもよい。小さな信号電圧を監視及び／又は記録するために、低電力なトランジスタ装置を使用する際には、サブ回路の変更があってもよい。図２Ａ／２Ｂの自己駆動サブ回路の自明な改変及びその態様に従って、直流電圧変動の監視は、交流電圧測定とは対照的に、１つのトランジスタスイッチ装置を単に用いることにより達成することができる。
【００５２】
添付の図面は、発明の態様及び模範的な例を記載している。本開示に基づき、当業者であれば、「ｓａｍｅ」、「ｉｄｅｎｔｉｃａｌ」、及び、他の同様な語句の使用は、当該タイプの製品に対する一般的な許容を反映するために製造中に起こる相違点を含むことは、理解されるだろう。
【００５３】
上記「ｓｕｂｓｔａｎｔｉａｌｌｙ」、「ｇｅｎｅｒａｌｌｙ」、及び、程度の他の語句は、大きく変更された特徴からの許容可能な変動を示すことを意図した相対的な修飾語句である。変更する絶対的な数値や特徴に限定されることが意図されるのではなく、その反対に、物理的又は機能的特徴を有することが意図され、好ましくは、物理的又は機能的特徴に近づけるか又は近似することが意図される。また、「ｓｕｂｓｔａｎｔｉａｌｌｙ」は、製造部品のために存在する製造許容の存在を反映するために用いられる。
【００５４】
しかしながら、本発明は、多くの異なる形式で実施されてよく、上記した態様や模範的な例に限定されて解釈されるべきではないことは注意されたい。寧ろ、上記した態様は、本開示が徹底的且つ完全であり、当業者に発明の範囲を充分に伝えるために提供されている。添付の図面は、発明の態様及び模範的な例を記載している。本開示に基づき、当業者であれば、「ｓａｍｅ」、「ｉｄｅｎｔｉｃａｌ」、及び、他の同様な語句の使用は、当該タイプの製品に対する一般的な許容を反映するために製造中に起こる相違点を含むことは、理解されるだろう。
【００５５】
参照
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［２］  Ｐａｕｌ  Ｈｏｒｏｗｉｔｚ  ａｎｄ  Ｗｉｎｆｉｅｌｄ  Ｈｉｌｌ，  “Ｔｈｅ  Ａｒｔ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  ２ｎｄ  Ｅｄ．，”  （１９８９）
［３］  Ｘｕｅｕｉｎｇ  Ｑｕｉ，  ＵＳ  Ｐａｔｅｎｔ  ｎｕｍｂｅｒ  ５，３６１，０３７  （１９９４）
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［６］  Ｐｅｎｔｔｉ  Ｍａｎｎｏｎｅｎ，  ＵＳ  Ｐａｔｅｎｔ  ｎｕｍｂｅｒ  ６，５４９，０５６  （２００３）
［７］  Ｍ  Ｐａｃｈｅｃｏ，  Ｆ．  Ｍｅｎｄｏｚａ  Ｓａｎｔｏｙｏ，  Ａ  Ｍｅｎｄｅｚ  ａｎｄ  Ｌ  Ａ  Ｚｅｎｔｅｎｏ，  “Ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  ｏｐｔｉｃａｌ  ｆｉｂｒｅ  Ｂｒａｇｇ  ｇｒａｔｉｎｇ  ｈｉｇｈ−ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｅｎｓｏｒ，”  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  Ｓｃｉｅｎｃｅ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｖｏｌｕｍｅ  １０，  Ｎｕｍｂｅｒ  ９  （１９９９）
［８］  Ｋ  Ｋａｗａｍｕｒａ  ｅｔ  ａｌ，  “Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ  ｏｆ  ａ  ｈｉｇｈ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｅｎｓｏｒ  ｕｓｉｎｇ  ａ  ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ  ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ  ａｎｄ  ａ  ｓｔｒａｉｎ  ｇａｇｅ，”  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｉｎｓｔｒｕｍ．  Ｍｅａｓ．  ３７  ５６４−８
［９］  Ｍ  Ｐａｃｈｅｃｏ  ｅｔ  ａｌ，  “Ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  ｏｐｔｉｃａｌ  ｆｉｂｒｅ  Ｂｒａｇｇ  ｇｒａｔｉｎｇ  ｈｉｇｈ−ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｅｎｓｏｒ，”  Ｍｅａｓ．  Ｓｃｉｅｎｃｅ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  ０９／１９９９；  １０：７７７−７８２
［１０］  Ｍ  Ｍｏｚａｆａｒｉ  ｅｔ  ａｌ，  “Ｄｅｓｉｇｎ  ａｎｄ  ｆａｂｒｉｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｐｉｅｚｏ−ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆａｂｒｙ−Ｐｅｒｏｔ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｓｅｎｓｏｒ，”  Ａｖｉｏｎｉｃｓ，  Ｆｉｂｅｒ−Ｏｐｔｉｃｓ  ａｎｄ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，  ２００８
［１１］  Ａ  Ｃａｒａｚｏ，  “Ｎｏｖｅｌ  Ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒｓ  ｆｏｒ  Ｈｉｇｈ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ，”  Ｐｈ．Ｄ．  Ｔｈｅｓｉｓ，  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔａｔ  Ｐｏｌｉｔｅｃｎｉｃａ  Ｄｅ  Ｃａｔａｌｕｎｙａ，  ２０００
［１２］  Ｓｖｅｔｌａｎａ  Ｂｒｏｎｓｔｅｉｎ  ａｎｄ  Ｓａｍ  Ｂｅｎ−Ｙａａｋｏｖ，  “Ｄｅｓｉｇｎ  Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ  ｆｏｒ  Ａｃｈｉｅｖｉｎｇ  ＺＶＳ  ｉｎ  ａ  Ｈａｌｆ  Ｂｒｉｄｇｅ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ  ｔｈａｔ  Ｄｒｉｖｅｓ  ａ  Ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ  ｗｉｔｈ  Ｎｏ  Ｓｅｒｉｅｓ  Ｉｎｄｕｃｔｏｒ，”  ＤＯＩ  ：  １０．１１０９／ＰＳＥＣ．２００２．１０２２５１６  Ｉｎ  ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ  ｏｆ：  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，  ２００２．  ｐｅｓｃ  ０２．  ２００２  ＩＥＥＥ  ３３ｒｄ  Ａｎｎｕａｌ，  Ｖｏｌｕｍｅ  ２，  （２０１２）
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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