(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
エネルギー蓄積要素と複数の半導体素子とを有する変換器セルを複数直列して備える一対のアームが互いに直列接続されたレグ回路を交流の各相にそれぞれ備え、該レグ回路が正負の直流端子間に並列接続されて、複数相の交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、該電力変換器を制御する制御部と、を備えた電力変換装置において、
前記制御部は、
前記電力変換器の交流電圧を制御する交流電圧指令値を、設定された振幅および位相を有する零相電圧指令値により補正し、該補正された交流電圧指令値と、前記電力変換器の直流電圧を制御する直流電圧指令値と、に基づいて、前記アームに対するアーム変調指令を生成して前記アーム内の各前記変換器セルを制御し、
前記アームにおける電気エネルギー変動に基づいて、前記アーム変調指令を、各前記アーム内の各前記エネルギー蓄積要素の電圧に基づいた前記アーム変調指令の限度値により除した値が１未満となるように、前記零相電圧指令値の前記振幅、前記位相の少なくとも一方を調整する調整制御を行う、
電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記アーム変調指令の最大値が、脈動する前記限度値と干渉しないように、前記電気エネルギー変動に基づいて前記零相電圧指令値の前記振幅、前記位相の少なくとも一方を調整して前記アーム変調指令の最大値の位相をシフトさせることで、前記アーム変調指令の前記限度値により、前記アーム変調指令を除した値を１未満とする前記調整制御を行う、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記アーム変調指令の最大値と前記限度値の上限値との第１偏差と、
前記アーム変調指令の最小値と前記限度値の下限値との第２偏差とが、それぞれ、［（前記第１偏差の値＋前記第２偏差の値）／２＋第１設定値以内］の値となるように前記調整制御を行い、
前記第１設定値は、前記半導体素子のスイッチングによる電圧脈動分以上の値に設定される、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、
前記アームにおける前記電気エネルギー変動に基づいて、脈動する前記限度値の上限値のピーク位相を導出し、導出された前記ピーク位相に基づいて、前記アーム変調指令の前記限度値により、前記アーム変調指令を除した値を１未満とする前記調整制御を行う、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、
前記調整制御において、前記アームにおける瞬時電力を導出し、前記瞬時電力を用いて、脈動する前記限度値の上限値の前記ピーク位相の導出を行う、
請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、
前記調整制御において、前記アームにおける瞬時電圧に対する瞬時電流の位相角φ、前記交流の交流電圧Ｖａｃ、前記交流の交流電流Ｉａｃ、前記直流端子を流れる直流電流Ｉｄｃ、正負の前記直流端子間の直流電圧Ｖｄｃ、を変数として含む、前記アームの瞬時電力を示す関係式ｆ（φ、Ｖａｃ、Ｉａｃ、Ｉｄｃ、Ｖｄｃ）を導出し、
前記関係式ｆ（φ、Ｖａｃ、Ｉａｃ、Ｉｄｃ、Ｖｄｃ）＝０となる各前記変数を演算することで、脈動する前記限度値の上限値がピークとなる位相における、各前記変数を導出する、
請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、
前記アーム変調指令の限度値により、前記アーム変調指令を除した値が１未満となる、前記零相電圧指令値の前記振幅、前記位相の少なくとも一方が複数記録され、
記録された複数の前記振幅、前記位相の少なくとも一方に対応する、前記電力変換器の有効電力Ｐ、前記電力変換器の無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃ、が記録され、
前記調整制御において、
検出された、前記電力変換器の有効電力Ｐ、前記電力変換器の無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃ、の少なくとも一つに基づいて、前記アーム変調指令の限度値により、前記アーム変調指令を除した値が１未満となる、記録された前記振幅、位相の少なくとも一方を選出して前記調整制御に用いる、
請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御部は、
記録された前記電力変換器の有効電力Ｐ、前記電力変換器の無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃ、に対応する、記録された前記振幅、前記位相の少なくとも一方の変化率を示す近似式を導出し、前記近似式に従って、前記調整制御を行う、
請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御部は、
前記調整制御において、前記交流電圧Ｖａｃの振幅、位相、前記電力変換器の直流電圧を制御する直流電圧指令値、の少なくとも一つを用いる、
請求項７または請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記制御部は、
各相の前記レグ回路間を循環する循環電流を、複数相の前記交流の基本波の周波数に対して偶数倍、且つ３の倍数でない周波数成分を有する循環電流指令値に基づいて制御し、
前記循環電流指令値に基づいた前記アームにおける電気エネルギー変動に基づいて、前記調整制御を行う、
請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本願は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】  近年、電力系統などの高圧用途に用いられる電力変換装置においては、エネルギー蓄積要素をそれぞれ備える複数台の変換器セルを直列多重接続して構成するマルチレベル変換器の実用化が図られている。これらの変換器はモジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式、または、カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ：Ｃａｓｃａｄｅｄ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式などと呼ばれる。【０００３】  ところで、上記のような複数台の変換器セルを直列多重接続する構成ではない一般的なインバータ、コンバータを用いて多相交流を変換する、特定的には三相交流を変換する電力変換装置では、その電圧利用率を大きくしつつ、平滑コンデンサの小型化を図ることを目的として、以下のように、出力電圧指令値に零相電圧指令値を重畳している。【０００４】  即ち、従来の電力変換装置としての電動機制御装置は、ｐ側スイッチング素子およびｎ側スイッチング素子を含む各相アームを備える。各アームは、正極線と負極線との間に並列接続される。各アームのｐ側スイッチング素子と下側スイッチング素子の中間点は、モータジェネレータの各相に接続される。電動機制御装置は、モータジェネレータの動作を規定する相電圧指令信号に対して三次高調波信号を加算する（例えば、特許文献１参照）。【０００５】  しかしながら、上記特許文献１と同様の制御を、エネルギー蓄積要素をそれぞれ備える複数台の変換器セルを直列多重接続して構成するマルチレベル変換器に適用した場合、電圧利用率を向上できない場合があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】国際公開番号ＷＯ２０１５／０２５４３７
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】  本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、エネルギー蓄積要素をそれぞれ備える複数台の変換器セルを直列多重接続して構成される変換器を用いる場合においても電圧利用率を向上できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本願に開示される電力変換装置は、
エネルギー蓄積要素と複数の半導体素子とを有する変換器セルを複数直列して備える一対のアームが互いに直列接続されたレグ回路を交流の各相にそれぞれ備え、該レグ回路が正負の直流端子間に並列接続されて、複数相の交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、該電力変換器を制御する制御部と、を備えた電力変換装置において、
前記制御部は、
前記電力変換器の交流電圧を制御する交流電圧指令値を、設定された振幅および位相を有する零相電圧指令値により補正し、該補正された交流電圧指令値と、前記電力変換器の直流電圧を制御する直流電圧指令値と、に基づいて、前記アームに対するアーム変調指令を生成して前記アーム内の各前記変換器セルを制御し、
前記アームにおける電気エネルギー変動に基づいて、前記アーム変調指令を、各前記アーム内の各前記エネルギー蓄積要素の電圧に基づいた前記アーム変調指令の限度値により除した値が１未満となるように、前記零相電圧指令値の前記振幅、前記位相の少なくとも一方を調整する調整制御を行う、
ものである。
【発明の効果】
【０００９】  本願に開示される電力変換装置によれば、エネルギー蓄積要素をそれぞれ備える複数台の変換器セルを直列多重接続して構成される変換器を用いる場合においても電圧利用率を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施の形態１による電力変換装置が適用される電力系統の一例の概略構成を示す図である。
【図２】実施の形態１による変換器セルの構成の一例を示す回路図である。
【図３】実施の形態１による変換器セルの構成の一例を示す回路図である。
【図４】実施の形態１による変換器セルの構成の一例を示す回路図である。
【図５】実施の形態１による制御装置の前段側部分の構成を示す図である。
【図６】実施の形態１による制御装置の後段側部分の構成を示す図である。
【図７】実施の形態１による交流制御部の構成を示す図である。
【図８】実施の形態１による零相電圧指令値生成部の構成を示す図である。
【図９】参考例１の電力変換装置における動作波形を示す図である。
【図１０】参考例２の電力変換装置における動作波形を示す図である。
【図１１】参考例３の電力変換装置における動作波形を示す図である。
【図１２】参考例４の電力変換装置における動作波形を示す図である。
【図１３】実施の形態１による電力変換装置の動作波形を示す図である。
【図１４】実施の形態１による電力変換装置の動作波形を示す図である。
【図１５】実施の形態１による電力変換装置の動作波形を示す図である。
【図１６】実施の形態１による電力変換装置の制御余裕を説明するための図である。
【図１７】実施の形態１による電力変換装置の制御余裕を説明するための図である。
【図１８】実施の形態１による電力変換装置の制御余裕を説明するための図である。
【図１９】実施の形態１による電力変換装置の制御余裕を説明するための図である。
【図２０】実施の形態１による電力変換装置の制御余裕を説明するための図である。
【図２１】実施の形態１による電力変換装置の制御余裕を説明するための図である。
【図２２】実施の形態２による制御装置の前段側部分の構成を示す図である。
【図２３】実施の形態２による電力変換装置の動作波形を示す図である。
【図２４】実施の形態２による電力変換装置の動作波形を示す図である。
【図２５】実施の形態２による電力変換装置の動作波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】実施の形態１．  図１は実施の形態１による電力変換装置１００が適用される電力系統の一例の概略構成を示す図である。  図１に示すように、電力変換装置１００は、主回路である電力変換器１と、この電力変換器１を制御する制御部としての制御装置５０と、を備える。  電力変換器１は、交流と直流との間で相互に電力変換を行うものであり、その交流側が変圧器３を介して複数相交流としての三相交流系統である交流電源２に接続され、その直流側が正側直流端子６Ｐ、負側直流端子６Ｎを介して図示しない直流系統に接続される。  直流系統は、例えば、大規模太陽光発電システム、産業用ＵＰＳ（Ｕｎｉｎｔｅｒｒｐｔｉｂｌｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ：無停電電源装置）のような直流電源、または他の電力変換器等である。
【００１２】  電力変換器１は、三相交流のｕ相、ｖ相、ｗ相のそれぞれに対応して備えられる３個のレグ回路９ｕ、９ｖ、９ｗを、正側直流端子６Ｐ、負側直流端子６Ｎ間に並列接続して備える。  レグ回路９ｕは、一対のアームとしての正側アーム１０ｕＰと負側アーム１０ｕＮとを有し、これら正側アーム１０ｕＰと負側アーム１０ｕＮとは互いに直列接続される。  正側アーム１０ｕＰの一端は正側直流端子６Ｐに接続され、負側アーム１０ｕＮの一端は負側直流端子６Ｎに接続される。また、正側アーム１０ｕＰと負側アーム１０ｕＮとの接続点４ｕは変圧器３のｕ相端子に接続される。
【００１３】  レグ回路９ｖは、一対のアームとしての正側アーム１０ｖＰと負側アーム１０ｖＮとを有し、これら正側アーム１０ｖＰと負側アーム１０ｖＮとは互いに直列接続される。  正側アーム１０ｖＰの一端は正側直流端子６Ｐに接続され、負側アーム１０ｖＮの一端は負側直流端子６Ｎに接続される。また、正側アーム１０ｖＰと負側アーム１０ｖＮとの接続点４ｖは変圧器３のｖ相端子に接続される。
【００１４】  レグ回路９ｗは、一対のアームとしての正側アーム１０ｗＰと負側アーム１０ｗＮとを有し、これら正側アーム１０ｗＰと負側アーム１０ｗＮとは互いに直列接続される。  正側アーム１０ｗＰの一端は正側直流端子６Ｐに接続され、負側アーム１０ｗＮの一端は負側直流端子６Ｎに接続される。また、正側アーム１０ｗＰと負側アーム１０ｗＮとの接続点４ｗは変圧器３のｗ相端子に接続される。
【００１５】  以下、各レグ回路９ｕ、９ｖ、９ｗの構成について説明する。  ｖ相、ｗ相のレグ回路９ｖ、９ｗは、ｕ相のレグ回路９ｕと同様の構成を有しているため、代表してｕ相のレグ回路９ｕを用いて説明する。  レグ回路９ｕの正側アーム１０ｕＰは、直列接続された複数の変換器セル１１と、リアクトル１５ｕＰとを有し、これら複数の変換器セル１１とリアクトル１５ｕＰとが互いに直列接続されて構成される。  同様に、レグ回路９ｕの負側アーム１０ｕＮは、直列接続された複数の変換器セル１１と、リアクトル１５ｕＮを有し、これら変換器セル１１とリアクトル１５ｕＮとが互いに直列接続されて構成される。
【００１６】  なお、リアクトル１５ｕＰは正側アーム１０ｕＰ内であればいずれの位置であってもよく、同様にリアクトル１５ｕＮも負側アーム１０ｕＮ内であればいずれの位置であってもよい。リアクトル１５ｕＰ、１５ｕＮのインダクタンス値は互いに異なってもよく、他の相のリアクトルと結合されたものでも良い。さらに、正側アーム１０ｕＰ内にのみリアクトル１５ｕＰを設ける構成でもよく、もしくは、負側アーム１０ｕＮ内にのみリアクトル１５ｕＮを設ける構成でもよい。  なお、以降の説明において、正側アーム１０ｕＰ、１０ｖＰ、１０ｗＰ、負側アーム１０ｕＮ、１０ｖＮ、１０ｗＮのそれぞれを区別する必要がない場合は、アーム１０あるいは、正側アーム１０Ｐ、負側アーム１０Ｎと称して用いる。
【００１７】  以下、各レグ回路９ｕ、９ｖ、９ｗを構成する変換器セル１１の構成について説明する。  図２は、実施の形態１による変換器セル１１の構成の一例を示す回路図である。  図３は、実施の形態１による変換器セル１１の、図２とは異なる構成例を示す回路図である。  図４は、実施の形態１による変換器セル１１の、図２、図３とは異なる構成例を示す回路図である。  なお、変換器セル１１は、図２〜図４に示すいずれの回路構成を用いても良く、正側アーム１０ｕＰ、負側アーム１０ｕＮ内で各回路構成を組み合わせても良い。
【００１８】  図２に示す変換器セル１１は、互いに直列接続された半導体スイッチング素子１２Ｕ、１２Ｌの直列体と、これら直列体に並列接続されたエネルギー蓄積要素としての直流コンデンサ１３と、直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐを検出する電圧センサ１４とを有する。半導体スイッチング素子１２Ｕと１２Ｌとの接続点は正側の入出力端子１２ａに接続され、半導体スイッチング素子１２Ｌと直流コンデンサ１３との接続点は負側の入出力端子１２ｂに接続される。
【００１９】  この図２に示す構成の変換器セル１１において、半導体スイッチング素子１２Ｕ、１２Ｌは、一方がオン状態となり、他方がオフ状態になるように制御される。半導体スイッチング素子１２Ｕがオン状態であり、半導体スイッチング素子１２Ｌがオフ状態の時、入出力端子１２ａと１２ｂとの間には直流コンデンサ１３の両端電圧が印加される。なお、入出力端子１２ａ側に正側電圧、１２ｂ側に負側電圧が印加される。
【００２０】  また、図３に示す変換器セル１１は、互いに直列接続された半導体スイッチング素子１２Ｕ、１２Ｌの直列体と、この直列体に並列接続されたエネルギー蓄積要素としての直流コンデンサ１３と、直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐを検出する電圧センサ１４とを有する。半導体スイッチング素子１２Ｕと１２Ｌの接続点は負側の入出力端子１２ｂに接続され、半導体スイッチング素子１２Ｕと直流コンデンサ１３との接続点は正側の入出力端子１２ａに接続される。
【００２１】  この図３に示す構成の変換器セル１１において、半導体スイッチング素子１２Ｕ、１２Ｌは、一方がオン状態となり、他方がオフ状態になるように制御される。半導体スイッチング素子１２Ｕがオフ状態であり、半導体スイッチング素子１２Ｌがオン状態の時、入出力端子１２ａと１２ｂとの間には直流コンデンサ１３の両端電圧が印加される。なお、入出力端子１２ａ側に正側電圧、１２ｂ側に負側電圧が印加される。
【００２２】  また、図４に示す構成の変換器セル１１は、互いに直列接続された半導体スイッチング素子１２Ｕ１、１２Ｌ１の直列体と、同じく互いに直列接続された半導体スイッチング素子１２Ｕ２、１２Ｌ２の直列体と、エネルギー蓄積要素としての直流コンデンサ１３と、直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐを検出する電圧センサ１４とを有する。そして、これら、半導体スイッチング素子１２Ｕ１、１２Ｌ１の直列体と、半導体スイッチング素子１２Ｕ２、１２Ｌ２の直列体と、直流コンデンサ１３とが、並列接続される。
【００２３】  この図４に示す構成の変換器セル１１において、半導体スイッチング素子１２Ｕ１、１２Ｌ１は、一方がオン状態となり、他方がオフ状態になるように制御される。同様に半導体スイッチング素子１２Ｕ２、１２Ｌ２は、一方がオン状態となり、他方がオフ状態になるように制御される。半導体スイッチング素子１２Ｕ１がオン状態であり、半導体スイッチング素子１２Ｌ１がオフ状態の時、かつ半導体スイッチング素子１２Ｕ２がオフ状態であり、半導体スイッチング素子１２Ｌ２がオン状態の時入出力端子１２ａと１２ｂとの間には直流コンデンサ１３の両端電圧が印加される。なお、入出力端子１２ａ側に正側電圧、１２ｂ側に負側電圧が印加される。
【００２４】  さらに、電力変換装置１００は、上記の直流コンデンサ電圧値Ｖｃａｐを検出する電圧センサ１４以外に、電力変換器１の電圧、電流を検出する複数の検出器を備える。  図１に示すように、制御装置５０には、これらの検出器により検出された、電力変換器１の交流端の相電圧Ｖａｃｕ、Ｖａｃｖ、Ｖａｃｗ、交流端の電流Ｉａｃｕ、Ｉａｃｖ、Ｉａｃ、正側直流端子６Ｐと負側直流端子６Ｎとの間の直流電圧Ｖｄｃ、正側直流端子６Ｐまたは負側直流端子６Ｎを流れる直流電流Ｉｄｃ、正側アーム１０ｕＰ、ｖＰ、ｗＰを流れる電流ＩｕＰ、ＩｖＰ、ＩｗＰ、負側アーム１０ｕＮ、１０ｖＮ、１０ｗＮを流れる電流ＩｕＮ、ＩｖＮ、ＩｗＮ、直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐ、がそれぞれ制御装置５０に入力される。  以下、制御装置５０の構成について説明する。
【００２５】  図５は、実施の形態１による制御装置５０の前段側部分の構成を示す図である。  図６は、実施の形態１による制御装置５０の後段側部分の構成を示す図である。  図７は、図５に示す制御装置５０内の交流制御部５２の構成を示す図である。  図８は、図７に示す交流制御部５２内の零相電圧指令値生成部５２ｂの構成を示す図である。  なお、制御装置５０は、専用回路によって構成しても良いし、その一部または全部を、ＦＰＧＡ（Ｆｅｉｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）、マイクロプロセッサの少なくとも一方を用いて構成しても良い。  以下、図５〜図８を参照して、制御装置５０の構成と、各要素の概略動作について説明する。
【００２６】  制御装置５０は、各検出器により検出された検出値に基づいて、電力変換器１の各々の変換器セル１１内の各々の半導体スイッチング素子１２Ｕ、１２Ｌを駆動するゲート信号Ｇを生成する。  図５に示すように、制御装置５０は、その前段部分において、直流制御部５１と、交流制御部５２と、正側アーム変調指令生成部５３ｐと、負側アーム変調指令生成部５３ｎと、循環電流制御部５４と、を備える。
【００２７】  直流制御部５１には、電力変換器１の正側直流端子６Ｐと負側直流端子６Ｎとの間の直流電圧Ｖｄｃと、正側直流端子６Ｐまたは負側直流端子６Ｎを流れる直流電流Ｉｄｃとが入力される。直流制御部５１は、この入力された直流電圧Ｖｄｃと直流電流Ｉｄｃとに基づいて、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を生成する。生成された直流電圧指令値Ｖｄｃ＊は、正側アーム変調指令生成部５３ｐと負側アーム変調指令生成部５３ｎとに入力される。  ここで、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊は、正側アーム１０Ｐ内に含まれるすべての変換器セル１１および負側アーム１０Ｎ内に含まれるすべての変換器セル１１が出力すべき直流電圧成分を表している。
【００２８】  交流制御部５２は、図７にその内部構成を示すように、交流電圧指令値生成部５２ａと、零相電圧指令値生成部５２ｂと、を備える。  交流制御部５２には、電力変換器１の交流端の相電圧Ｖａｃｕ、Ｖａｃｖ、Ｖａｃｗ（総称する場合、交流電圧Ｖａｃと称して用いる）および交流端の電流Ｉａｃｕ、Ｉａｃｖ、Ｉａｃｗ（総称する場合、交流電流Ｉａｃと称して用いる）とが入力される。  交流制御部５２は、この入力された交流電圧Ｖａｃと交流電流Ｉａｃとに基づいて、交流電圧指令値生成部５２ａにより、ｕ相、ｖ相、ｗ相それぞれの交流電圧を制御する交流電圧指令値Ｖａｃｕ＊、Ｖａｃｖ＊、Ｖａｃｗ＊（総称する場合、交流電圧指令値Ｖａｃ＊と称して用いる）を生成する。
【００２９】  そして交流制御部５２は、生成された交流電圧指令値Ｖａｃ＊に対して、零相電圧指令値生成部５２ｂから出力された各相共通の値である零相電圧指令値Ｖо＊を加算することで交流電圧指令値Ｖａｃ＊を補正し、補正交流電圧指令値Ｖａｃｕо＊、Ｖａｃｖｏ＊、Ｖａｃｗｏ＊（総称する場合、補正交流電圧指令値Ｖａｃо＊と称して用いる）を生成する。  この補正交流電圧指令値Ｖａｃｏ＊は、正側アーム１０ｕＰ内に含まれるすべての変換器セル１１および負側アーム１０ｕＮ内に含まれるすべての変換器セル１１が出力すべき交流電圧成分を表している。なお、零相電圧指令値Ｖо＊の詳細に関しては後述する。
【００３０】  生成された補正交流電圧指令値Ｖａｃо＊（Ｖａｃｕо＊、Ｖａｃｖｏ＊、Ｖａｃｗｏ＊）は、図５に示すように、交流制御部５２から出力され、正側アーム変調指令生成部５３ｐと負側アーム変調指令生成部５３ｎとに入力される。
【００３１】  図５に示す循環電流制御部５４は、循環電流Ｉｚを、各アーム１０に含まれる直流コンデンサ１３の電圧をアーム１０間でバランスさせるための循環電流指令値Ｉｚ＊に追従させる制御のための循環電圧指令値Ｖｚ＊を出力する。出力された循環電圧指令値Ｖｚ＊は、正側アーム変調指令生成部５３ｐと負側アーム変調指令生成部５３ｎとに入力される。  ここで、循環電流Ｉｚは電力変換器１において、交流端および直流端には流れず、各相レグ９ｕ、９ｖ、９ｗ間で流れる電流を示す。
【００３２】  図５に示す正側アーム変調指令生成部５３ｐは、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と循環電圧指令値Ｖｚ＊とを加算し、補正交流電圧指令値Ｖａｃｏ＊を減算することで、各相の正側アーム１０ｕＰ、１０ｖＰ、１０ｗＰの出力電圧を指令する正側アーム出力電圧指令値Ｖａｒｍｐ＊（図示せず）を生成する。正側アーム変調指令生成部５３ｐは、この正側アーム出力電圧指令値Ｖａｒｍｐ＊を、対応する正側アーム１０ｕＰ、１０ｖＰ、１０ｗＰに含まれる直流コンデンサ１３の電圧値合計に相当する値Ｖｃｐで除することによって、正側変調指令ｋａｒｍｐ＊を生成する。
【００３３】  同様に、負側アーム電圧指令値生成部４０３ｎは、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と循環電圧指令値Ｖｚ＊とを加算し、補正交流電圧指令値Ｖａｃｏ＊を加算することで、各相の負側アーム１０ｕＮ、１０ｖＮ、１０ｗＮの出力電圧を指令する負側アーム出力電圧指令値Ｖａｒｍｎ＊（図示せず）を生成する。負側アーム電圧指令値生成部４０３ｎは、この負側アーム出力電圧指令値Ｖａｒｍｎ＊を、対応する負側アーム１０ｕＮ、１０ｖＮ、１０ｗＮに含まれる直流コンデンサ１３の電圧値合計に相当する値Ｖｃｎで除することによって、負側変調指令ｋａｒｍｎ＊を生成する。  なお、正側アーム出力電圧指令値Ｖａｒｍｐ＊、負側アーム出力電圧指令値Ｖａｒｍｎ＊をそれぞれ区別しない場合は、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊と称して用いる。  また、正側変調指令ｋａｒｍｐ＊と負側変調指令ｋａｒｍｎ＊をそれぞれ区別しない場合は、変調指令ｋａｒｍ＊と称して用いる。
【００３４】  生成された変調指令ｋａｒｍ＊は、図６に示す制御装置５０の後段側部分に送られる。  図６に示すように、制御装置５０は、その後段側部分において、対応するアーム１０が有する全ての変換器セル１１に含まれる半導体スイッチング素子１２Ｕ、１２Ｌを駆動するゲート信号Ｇ（Ｇ１Ｕ、Ｇ１Ｌ、Ｇ２Ｕ、Ｇ２Ｌ、Ｇ３Ｕ、Ｇ３Ｌ・・・）を生成する複数のゲート信号生成部５５を備える。  なお、ゲート信号生成部５５は、制御装置５０に含まれるものとして説明したが、各ゲート信号生成部５５は、それぞれ変換器セル１１に含まれる構成としてもよい。
【００３５】  ゲート信号生成部５５は、例えば、入力された変調指令ｋａｒｍ＊と搬送波との大小比較によってゲート信号Ｇを得るＰＷＭ方式が用いられる。また、マルチレベル変換器のように複数の変換器セル１１が接続されるような構成の場合、アーム１０内において、３６０度をアーム１０内に含まれる変換器セル１１の数で割った値でそれぞれの搬送波の位相をシフトする位相シフトＰＷＭ方式が用いられる。
【００３６】  ここで、「アーム１０に含まれる直流コンデンサ１３の電圧値合計に相当する値」とは、一つのアーム１０に含まれる変換器セル１１の有する電圧センサ１４から得た直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐの値を全て合計することで得てもよい。あるいは、図６のゲート信号生成部５５のゲート信号生成において位相シフトＰＷＭを用いる場合は、変換器セル１１の直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐの一部を合計し、その値に［（アーム１０内の変換器セル１１の数）÷（アーム１０内の直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐの検出に用いた変換器セル数）］を掛けて得てもよい。  こうして生成されたゲート信号Ｇにより、電力変換器１の各アーム１０内の各変換器セル１１が出力制御される。
【００３７】  以下、交流制御部５２内の零相電圧指令値生成部５２ｂにおいて生成される零相電圧指令値Ｖо＊の詳細について説明する。  零相電圧指令値Ｖｏ＊は、交流電圧指令値Ｖａｃ＊を三相平衡した基本波の角周波数ωの正弦波とすると、交流電圧指令値Ｖａｃ＊の基本波の角周波数ωに対して、交流電源２の相数の奇数倍（３×（２Ｎ−１）倍、但し、Ｎは１以上の整数）の周波数で振動する周波数を有する正弦波である。  さらに、零相電圧指令値Ｖｏ＊は、その振幅の初期値が、交流電圧指令値Ｖａｃ＊の振幅Ｖｐの１／６に制御され、その位相の初期値が、各交流電圧指令値Ｖａｃ＊の位相０に合わせて制御される。
【００３８】  すなわち、ｕ相交流電圧指令値Ｖａｃｕ＊を、  Ｖａｃｕ＊  ＝  Ｖｐ  ×  ｓｉｎ（ωｔ）  ・・・（式１）とし、零相電圧指令値Ｖｏ＊の周波数が交流電圧指令値Ｖａｃ＊の基本波の角周波数ωに対して３倍の周波数を有するとすると、零相電圧指令値Ｖｏ＊は、  Ｖｏ＊  ＝  Ｖｐ／６  ×  ｓｉｎ（３ωｔ）  ・・・（式２）となる。
【００３９】  ここで、本実施の形態の電力変換装置１００は、以下（式３）に示すように、零相電圧指令値生成部５２ｂが、零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅の初期値、位相の初期値、の少なくとも一方を調整する調整制御を行う。  Ｖｏ＊  ＝  ＸＶｐ／６  ×  ｓｉｎ（３×（ωｔ＋θ））  ・・・（式３）  但し、Ｘ：振幅調整係数、θ：調整角
【００４０】  以下、零相電圧指令値生成部５２ｂによる調整制御について説明する。  図８に示すように、零相電圧指令値生成部５２ｂは、内部にテーブルデータ５２ｂＣが格納された振幅位相計算部５２ｂＡと、零相電圧計算部５２ｂＢとを有する。  テーブルデータ５２ｂＣには、交流電圧指令値Ｖａｃ＊、電力変換器１の有効電力Ｐ、無効電力Ｑ、直流電圧Ｖｄｃ、交流端子の線間電圧の実効値Ｖａｃｒｍｓ、に対応する最適な零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅調整係数Ｘ、位相の調整角θが予め記録されている。
【００４１】  そして零相電圧指令値生成部５２ｂは、入力される交流電圧指令値Ｖａｃ＊、電力変換器１の有効電力Ｐ、無効電力Ｑ、直流電圧Ｖｄｃ、交流端子の線間電圧の実効値Ｖａｃｒｍｓ、に応じた最適な振幅調整係数Ｘ、調整角θを読み出して、零相電圧計算部５２ｂＢに出力する。
【００４２】  零相電圧計算部５２ｂＢは、入力される振幅調整係数Ｘ、調整角θを用いて、上記（式３）に示されるように、零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅の初期値、位相の初期値、の少なくとも一方を調整する調整制御を行う。  以下、この調整制御において用いたテーブルデータ５２ｂＣの詳細について、参考例の電力変換装置を用いて説明する。
【００４３】  まずは仮に、直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐの合計を示す電圧値合計相当値Ｖｃが一定である参考例の電力変換装置を用いて場合を考える。  なお、以降の説明において用いる電圧値合計相当値Ｖｃは、各相の正側アーム１０Ｐ、負側アーム１０Ｎ内の直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐ値の合計に相当する値Ｖｃｐ、Ｖｃｎを総称した値とする。
【００４４】  図９は、交流電圧指令値Ｖａｃ＊の交流変調率ｋａｃが小さく、交流電圧指令値Ｖａｃ＊を零相電圧指令値Ｖｏ＊により補正しない構成の参考例１の電力変換装置におけるアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の波形を示す図である。  本図に示す「Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌ」における「Ｎｃｅｌｌ」は、正側アーム１０Ｐ内の変換器セル１１の個数Ｎｐ、あるいは、負側アーム１０Ｎ内の変換器セル１１の個数Ｎｎを示す。  また、本図に示す「Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌ」における「Ｖｃ−ｃｅｌｌ」は、正側アーム１０Ｐ内の直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐの合計に相当する値Ｖｃｐ（電圧値合計相当値Ｖｃ）を、正側アームの変換器セル１１の個数Ｎｐにより除算した値を示す。あるいは、Ｖｃ−ｃｅｌｌは、負側アーム１０Ｎ内の直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐの合計に相当する値Ｖｃｎ（電圧値合計相当値Ｖｃ）を、負側アームの変換器セル１１の個数Ｎｎにより除算した値、を示す。  即ち、図における「Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌ」は、各アーム１０内の各直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐの合計に基づいて導出される、各変換器セル１１を制御するアーム変調指令の限度値の上限値を示し、０は下限値を示す。
【００４５】  ここで、交流変調率ｋａｃは、以下（式４）により与えられる。  ｋａｃ  ＝    Ｖｐ÷（２×Ｖｃ）  ・・・（式４）
【００４６】  直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐの合計を示す電圧値合計相当値Ｖｃが一定、即ち、図９に示すように「Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌ」（以降、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌと称す）が一定である条件下において、交流変調率ｋａｃが小さい場合、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊はコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌを上回らず、０も下回らない。従って、この参考例１の電力変換装置では、対応するアームは、設定されたアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊通りの電圧を出力できる。
【００４７】  図１０は、交流電圧指令値Ｖａｃ＊の交流変調率ｋａｃが小さく、交流電圧指令値Ｖａｃ＊を零相電圧指令値Ｖｏ＊により補正しない構成の参考例２の電力変換装置におけるアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の波形を示す図である。  図１０に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌが一定である条件下であっても、交流変調率ｋａｃが大きい場合では、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊がコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌを上回る部分が存在し、０を下回る部分も存在する。従って、この参考例２の電力変換装置では、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊は、対応するアームが出力できる電圧を上回る、または下回る。そのため、実際には、この参考例２の電力変換装置は、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊通りの値を出力することができない。これにより電力変換器の各制御に悪影響を及ぼす。
【００４８】  図１１は、図１０に示した参考例２の電力変換装置と同じ交流変調率ｋａｃを有する交流電圧指令値Ｖａｃ＊を用いる参考例３の電力変換装置におけるアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の波形を示す図である。さらに、この参考例３では、上記（式２）に示す零相電圧指令値Ｖо＊により交流電圧指令値Ｖａｃ＊を補正している。
【００４９】  図１１に示すように、この参考例３の電力変換装置では、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌが一定である条件下において、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊はコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌを上回らず、０を下回らない。各アームの電圧指令値Ｖａｒｍ＊は基本波周波数ｆの３倍の周波数で歪むが、三相全てに共通する零相電圧指令値Ｖｏ＊を与えているため、線間で出力される電圧は等しく、交流端に影響を与えない。このように、（式２）に示す交流電圧指令値Ｖａｃ＊の基本波周波数ｆの３倍（３×（２Ｎ−１）倍）の周波数の正弦波の零相電圧指令値Ｖｏ＊を与えることで、系統側に影響を与えることなく、対応するアームはアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊通りの値を出力できる。すなわち必要とする電圧値合計相当値Ｖｃを小さくでき、直流コンデンサを小型化できる。
【００５０】  しかしながら、直流コンデンサをそれぞれ備える複数の変換器セルを直列多重接続して構成するマルチレベル変換器では、各アームには、基本波一周期内で電力脈動が生じる。電力脈動が引き起こされると、該アーム含まれる直流コンデンサの電圧に脈動が生じる。直流コンデンサを小型化しようとした場合、静電容量を低減させることが一つの課題として挙げられているが、静電容量を低減すると、電力脈動に伴う直流コンデンサの電圧脈動が大きくなる。したがってコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌは一定ではなくなり、脈動が生じる。
【００５１】  図１２は、図１１の参考例３の電力変換装置と同じ交流電圧指令値Ｖａｃ＊と、零相電圧指令値Ｖｏ＊とを用いた場合で、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌに電圧脈動が生じる条件構成の参考例４の電力変換装置におけるアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の波形を示す図である。  なお、図に示すＶｃｄｃは、電圧脈動分を除いた時のコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌであり、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの時間平均を示す。  図１２では、脈動するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌを、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊が上回る部分が存在する。したがって、実際には、この参考例４の電力変換装置は、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊通りの値を出力することができない。これにより、電力変換器の各制御に悪影響を及ぼす。
【００５２】  まずアーム１０全体で出力する電圧Ｖａｒｍを考える。ここではｕ相を基準に考える。  ｕ相正側のアーム出力電圧Ｖａｒｍｐｕは、そのｕ相正側のアーム電圧指令値Ｖａｒｍｐｕ＊と同等である。ここで、循環電流Ｉｚを制御するための電圧Ｖｚを考えないとすると、ｕ相正側アーム出力電圧Ｖａｒｍｐｕは、以下（式５）で表される。  Ｖａｒｍｐｕ＝−Ｖａｃｕ＋Ｖｄｃ／２＋Ｖｏ  ・・・（式５）  但し、Ｖｏ：零相電圧
【００５３】  また、ｕ相正側アーム１０ｕＰを流れる電流Ｉａｒｍｐｕは、以下（式６）で表される。  Ｉａｒｍｐｕ＝−Ｉａｃｕ／２＋Ｉｄｃ／３  ・・・（式６）
【００５４】  ここで、  Ｖａｃｕ＝√（２／３）×Ｖａｃｒｍｓ×ｓｉｎ（ωｔ）、  Ｉａｃｕ＝√２×Ｉａｃｒｍｓ×ｓｉｎ（ωｔ＋φ）      但し、Ｖａｃｒｍｓ：交流側端子の線間電圧の実効値、      φ：力率がｃоｓφとなるφ（電圧に対する電流の位相角）、とすると、正側ｕ相のアーム１０ｕＰ内で融通される、即ち、正側ｕ相のアーム１０において流入出する瞬時電力ｐａｒｍｐｕは、以下（７）式で表される。
【００５５】  ｐａｒｍｐｕ＝Ｖａｒｍｐｕ×Ｉａｒｍｐｕ＝Ｖａｃｕ×Ｉａｃｕ／２−Ｖａｃｕ×Ｉｄｃ／３−Ｖｄｃ×Ｉａｃｕ／２＋Ｖｄｃ×Ｉｄｃ／６＋Ｖｏ×（−Ｉａｃｕ／２＋Ｉｄｃ／３）＝２／√３×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉａｃｒｍｓ×ｓｉｎ（ωｔ＋φ）×ｓｉｎ（ωｔ）−１／３×√（２／３）×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉｄｃ×ｓｉｎ（ωｔ）−１／√２×Ｖｄｃ×Ｉａｃｒｍｓ×ｓｉｎ（ωｔ＋φ）＋Ｖｄｃ×Ｉｄｃ／６  ・・・（式７）  但し、零相電圧Ｖｏによる瞬時電力の影響は小さいため、無視する。
【００５６】  上記（式７）を積分することにより、正側ｕ相のアームの電気エネルギー変動値ΔＷａｒｍｐｕを導出できる。  ここで、各アーム１０内の直流コンデンサ１３の電圧脈動が最大値となる時は、アーム１０にて融通される電気エネルギーが最大となる時であり、その脈動が最小値となる時がアーム１０にて融通される電気エネルギーが最小となる時である。
【００５７】  図１３は、本実施の形態の電力変換装置１００における、ｕ相正側アーム１０ｕＰを流れる電流Ｉｕｐ、ｕ相正側アーム出力電圧Ｖａｒｍｐｕ、ｕ相正側アーム１０ｕＰにおける瞬時電力ｐａｒｍｐｕ、ｕ相正側アーム１０ｕＰにおける電気エネルギー変動値ΔＷａｒｍｐｕ、を示す図である。  図１３に示すように、ｕ相正側アーム１０ｕＰの電気エネルギー変動値ΔＷａｒｍｐｕが最小値となる位相ωｔ１は、瞬時電力ｐａｒｍｐｕが負から正となる零クロス位相である。  また、電気エネルギー変動値ΔＷａｒｍｐｕが最大値をとる位相ωｔ２は、瞬時電力ｐａｒｍｐｕが正から負になる零クロス位相である。
【００５８】  従って、正側ｕ相のアームの電気エネルギー変動値ΔＷａｒｍｐｕの最大値及び最小値となる位相を導出するには、ｐａｒｍｐｕが０になる時の解を導出すればよい。即ち、上記（７）式にて示される、瞬時電圧に対する瞬時電流の位相角φ、交流電圧Ｖａｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃ、直流電圧Ｖｄｃ、を変数として含む、アーム１０の瞬時電力ｐａｒｍｐｕを示す関係式ｆ（φ、Ｖａｃ，Ｉａｃ，Ｉｄｃ，Ｖｄｃ）＝０になる時の各変数の解を導出すればよい。そして、力率ｃоｓφ、その位相ずれ分のベクトル方向の大きさを決めている電力変換器１において融通される有効電力Ｐ、及び無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃの各変数の値によって、一周期内において瞬時電力ｐａｒｍｐｕが０になる時の解は異なる。
【００５９】  したがって、基本波一周期におけるｕ相正側アーム１０ｕＰの電気エネルギー変動値ΔＷａｒｍｐｕの最大、最小の値をとりうる位相も、力率ｃоｓφ、有効電力Ｐ、及び無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃのそれぞれの各変数の値によって異なり、それに伴ってコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの大きさ、最大および最小の値をとりうる位相も変化する。
【００６０】  図８に示した零相電圧指令値生成部５２ｂが有するテーブルデータ５２ｂＣは、力率ｃоｓφ、有効電力Ｐ、無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ（交流端子の線間電圧の実効値Ｖａｃｒｍｓ）、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃの各値に対応する、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの電圧脈動の振幅の大きさ、脈動が最大、最小の値となる位相が、数値解析、シミュレーション、実験等により導出されて予め記録されている。  更に、テーブルデータ５２ｂＣには、このように導出されたコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動に対して、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊（アーム変調指令）が干渉しない適切な零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅調整係数Ｘ、調整角θが記録されている。
【００６１】  こうして制御装置５０は、電力変換装置１００の動作中において検出された、力率ｃоｓφ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃ、のそれぞれの値に基づき、最適な振幅調整係数Ｘ、調整角θの少なくとも一方をテーブルデータ５２ｂＣから読み出して、零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅、位相の少なくとも一方を調整する調整制御を行う。
【００６２】  ここで、脈動するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌに対してアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊（アーム変調指令）が干渉しない最適な振幅調整係数Ｘ、調整角θとは、当該振幅調整係数Ｘ、調整角θにより補正されたアーム変調指令を、対応するアームに含まれる直流コンデンサの電圧値合計に相当する値であるコンデンサ電圧Ｖｃｐ、Ｖｃｎ（アーム変調指令の限度値に相当）より除した値が１未満となることを示す。  また、変調指令の限度値の下限値である０に対してアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊（アーム変調指令）が干渉しない最適な振幅調整係数Ｘ、調整角θは、当該アーム変調指令をコンデンサ電圧Ｖｃｐ、Ｖｃｎ（アーム変調指令の限度値に相当）により除した値が０より上の値となることである。
【００６３】  図１４は、本実施の形態の電力変換装置１００における、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の波形を示す図である。  本図では、図１１と同様にコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動があり、図１１と同様の交流電圧指令値Ｖａｃ＊を用いる場合で、更に、初期値である零相電圧指令値Ｖｏ’＊が零相電圧指令値Ｖｏ＊となるように、零相電圧指令値Ｖｏ＊の位相を調整角θ分早くする調整制御が行われている。
【００６４】  この調整制御においては、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の最大値が、脈動するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌと干渉しないように、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の最大値の位相がシフトされている。こうして、脈動するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌに対してもアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊は上回らない。これにより、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌに電圧脈動が生じるマルチレベル変換器においても、対応するアーム１０はアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊通りの値を出力できる。
【００６５】  図１５は、本実施の形態の電力変換装置１００におけるアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の波形を示す図である。  本図では、図１１と同様にコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動があり、図１１と同様の交流電圧指令値Ｖａｃ＊を用いる場合で、更に、初期値である零相電圧指令値Ｖｏ’が零相電圧Ｖｏとなるように零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅を半分の大きさとする調整制御が行われている。
【００６６】  本図に示すように、零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅を減らした場合も、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の最大値が、脈動するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌと干渉しないように、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の最大値の位相がシフトされている。  こうして、脈動するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌに対してもアーム電圧指令ｋａｒｍ＊は上回らない。これにより、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌに電圧脈動が生じるマルチレベル変換器においても、対応するアーム１０はアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊通りの値を出力できる。
【００６７】  このように、有効電力Ｐ、及び無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃの値に応じて、零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅、位相を適切な値に調整することで、各参考例と比較してそれぞれのアーム１０の出力可能な電圧を大きくできる。
【００６８】  なお、上記図１４、図１５に示した調整制御では、零相電圧指令値Ｖｏ＊の位相の調整、あるいは振幅の調整の一方のみを行った例を示したが、これに限定するものではない。調整制御は、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動の性質に応じて、零相電圧指令値Ｖｏ＊の位相調整および振幅調整の両方を行ってもよい。
【００６９】  なお、零相電圧指令値生成部５２ｂが有するテーブルデータ５２ｂＣは以下のような構成としてもよい。  例えば、アーム１０における電気エネルギー変動に基づいて導出された、最適な零相電圧指令値の振幅、位相の少なくとも一方を複数点記録しておく。そして、有効電力Ｐ、無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃに対応するこれらの記録された複数の振幅、位相の変化の近似式を導出してテーブルデータ５２ｂＣに記録しておく。そして制御装置５０は、この近似式に従って、調整制御を行うものでもよい。  また、制御装置５０は、アーム１０における電気エネルギー変動に基づいて変化するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌを、交流電源２の１周期分モニターしてテーブルデータ５２ｂＣに記録しておき、この記録されたＶｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの電圧脈動に従って調整制御を行っても良い。
【００７０】  以下、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌに対する変調指令ｋａｒｍ＊の制御余裕について説明する。  図１６は、本実施の形態１の各アーム１０の変調指令ｋａｒｍ＊を変調補正した後の変調指令ｋａｒｍ＊を示す。  前述のように、変調指令ｋａｒｍ＊は、アーム毎に、以下（８）式で与えられる。  ｋａｒｍ＊  ＝  Ｖａｒｍ＊  ／  Ｖｃ  ・・・（式８）
【００７１】  変換器セル１１が、図２、図３に示されるようなハーフブリッジセル構成である場合、０≦ｋａｒｍ＊≦１で過変調にならない。  図１６を参照して、ある瞬時における制御余裕σを以下のように定める。  σｕ  ＝  １−ｍａｘ（ｋａｒｍｐｕ＊，ｋａｒｍｎｕ＊，・・・，ｋａｒｍｎｗ＊）  ・・・（式９）  σｌ  ＝  ｍｉｎ（ｋａｒｍｐｕ＊，ｋａｒｍｎｕ＊，・・・，ｋａｒｍｎｗ＊）  ・・・  （式１０）  σ  ＝  ｍｉｎ（σｕ，σｌ）    （式１１）  但し、ｍａｘ（）とｍｉｎ（）はそれぞれ括弧内の変数の最大値と最小値をとる関数である。
【００７２】  図１７は、本実施の形態１の電力変換装置１００におけるアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊を示す波形図である。  図において、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の最大値と、変調指令の上限値であるコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌとの第１偏差としての制御余裕を、制御余裕ｕｐｐｅｒ（＝（Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌ）−ｋａｒｍ）とする。  また、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の最小値と、変調指令の限度値の下限値である０との第２偏差としての制御余裕を、制御余裕ｌｏｗｅｒ（＝ｋａｒｍ）とする。  図１７に示す波形図において、交流電源２の交流電圧の一周期内における制御余裕ｕｐｐｅｒの最小値と、制御余裕ｌｏｗｅｒの最小値とを比較すると、制御余裕ｕｐｐｅｒ＜制御余裕ｌｏｗｅｒとなる。
【００７３】  図１８は、本実施の形態１の電力変換装置１００におけるアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊を示す波形図であり、図１７に示す零相電圧指令値Ｖｏ＊の位相をずらした場合である。  この場合、制御余裕ｕｐｐｅｒの最小値と、制御余裕ｌｏｗｅｒの最小値とを比較すると、制御余裕ｕｐｐｅｒ＞制御余裕ｌｏｗｅｒとなる。  これら図１７、図１８に示すように、零相電圧指令値Ｖｏ＊の位相をずらす調整制御を行うことで、制御余裕ｕｐｐｅｒ、制御余裕ｌｏｗｅｒの大小が逆転する場合がある。
【００７４】  複数の変換器セルを直列多重接続して構成するマルチレベル変換器では、各変換器セル内の半導体スイッチング素子に起因するスイッチングノイズが大きくなる場合がある。そのため、マルチレベル変換器では、制御余裕ｕｐｐｅｒおよび制御余裕ｌｏｗｅｒは、共にできるだけ大きく確保する必要がある。制御余裕ｕｐｐｅｒと制御余裕ｌｏｗｅｒの両方に最も余裕が確保される条件は、制御余裕ｕｐｐｅｒ＝制御余裕ｌｏｗｅｒとなる場合である。  よって、本実施の形態の電力変換装置１００の制御装置５０は、制御余裕ｕｐｐｅｒ＝制御余裕ｌｏｗｅｒとなるように調整制御を行う。即ち、制御装置５０は、制御余裕ｕｐｐｅｒの値と制御余裕ｌｏｗｅｒの値とを加算した値を、２により除算した値［（ｕｐｐｅｒ＋ｌｏｗｅｒ）／２］に、制御余裕ｕｐｐｅｒと制御余裕ｌｏｗｅｒとがそれぞれ追従するように調整制御を行う。
【００７５】  図１９は、本実施の形態１の電力変換装置１００におけるアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊を示す波形図であり、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の直流電圧成分が大きい場合を示す。  図２０は、本実施の形態１の電力変換装置１００におけるアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊を示す波形図であり、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の直流電圧成分が小さい場合を示す。  図１９、図２０に示すように、変調指令ｋａｒｍ＊の直流電圧成分の大きさによって、制御余裕ｕｐｐｅｒ＝制御余裕ｌｏｗｅｒとなるように調整制御を行えない場合もある。よって、上記（ｕｐｐｅｒ＋ｌｏｗｅｒ）／２に対しては、設定されたマージン（第１設定値）を含ませて、制御余裕ｕｐｐｅｒ、制御余裕ｌｏｗｅｒが、それぞれ、上記［（ｕｐｐｅｒ＋ｌｏｗｅｒ）／２＋第１設定値］以内の値に追従するように調整制御を行ってもよい。  ここで、各々の変換器セル１１のコンデンサ電圧は、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動分に加えて、スイッチング素子のスイッチングによる脈動も重畳される。よって、マージンである第１設定値は、その分を考慮したマージンに設定される必要がある。例えば、第１設定値は、少なくとも、スイッチング素子による電圧脈動分の以上の値に設定される。
【００７６】  このような制御とすることで、制御余裕ｕｐｐｅｒと、制御余裕ｌｏｗｅｒに対して、最大幅の制御余裕を得られるようになる。前述の通り、「零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅、位相を適切な値に調整することで、参考例と比較してそれぞれのアーム１０の出力可能な電圧を大きくすること」、というのは、このようなσが大きくなることと同義である。  上記のような制御により、電力変換装置１００の信頼性を向上させ、動作安定化を図ることができる。
【００７７】  なお、上記調整制御で用いる有効電力、無効電力は、これら有効電力、無効電力の指令値を用いてもよい。  また、上記調整制御で用いる交流電圧として、交流電圧の振幅及び位相の情報を用いてもよい。交流電圧が変化すると、コンデンサ電圧も変化し、アーム電圧指令値も変化する。そのため、交流電圧の振幅及び位相に合わせた零相電圧の調整制御を行うことで、より適切に調整制御を行えるため、大きな制御効果を得ることが可能となる。
【００７８】  また、上記調整制御では、電力変換器の直流電圧を制御するための直流電圧指令値を用いてもよい。このように、アーム電圧指令における直流電流成分を考慮して調整制御を行うことで、より適切な制御余裕の調整が可能となる。
【００７９】  上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、エネルギー蓄積要素と複数の半導体素子とを有する変換器セルを複数直列して備える一対のアームが互いに直列接続されたレグ回路を交流の各相にそれぞれ備え、該レグ回路が正負の直流端子間に並列接続されて、複数相の交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、該電力変換器を制御する制御部と、を備えた電力変換装置において、前記制御部は、前記電力変換器の交流電圧を制御する交流電圧指令値を、設定された振幅および位相を有する零相電圧指令値により補正し、該補正された交流電圧指令値と、前記電力変換器の直流電圧を制御する直流電圧指令値と、に基づいて、前記アームに対するアーム変調指令を生成して前記アーム内の各前記変換器セルを制御し、前記アームにおける電気エネルギー変動に基づいて、前記零相電圧指令値の前記振幅、前記位相の少なくとも一方を調整する調整制御を行う、ものである。
【００８０】  このように、それぞれエネルギー蓄積要素を有する変換器セルを複数直接して備えるマルチレベル変換器において、アームにおける電気エネルギー変動に基づき、零相電圧指令値の前記振幅、前記位相の少なくとも一方を調整する調整制御を行う。これにより、変調指令の限度値を示すコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌに電圧脈動が生じた場合においても、対応するアームは、変調指令通りの値を出力でき、エネルギー蓄積要素を小型化できると共に電圧利用率を向上できる。
【００８１】  また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、前記制御部は、各前記アーム内の各前記エネルギー蓄積要素の電圧に基づいて導出される、前記アーム変調指令の限度値により、前記アーム変調指令を除した値が１未満となるように前記調整制御を行う、ものである。
【００８２】  このように、変調指令の限度値により、前記変調指令を除した値が１未満となるように調整制御を行うことで、脈動するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌに対するアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の干渉を確実に防止でき、電力変換装置の動作安定性を確保できる。
【００８３】  また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、前記制御部は、前記アーム変調指令の最大値が、脈動する前記限度値と干渉しないように、前記電気エネルギー変動に基づいて前記零相電圧指令値の前記振幅、前記位相の少なくとも一方を調整して前記アーム変調指令の最大値の位相をシフトさせることで、前記アーム変調指令の前記限度値により、前記アーム変調指令を除した値を１未満とする前記調整制御を行う、ものである。
【００８４】  このように制御装置は、変調指令ｋａｒｍ＊が最大値となる位相をシフトさせることで、脈動するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌに対してアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の最大値が干渉することを確実に防止できる。これにより、電力変換装置の更なる動作安定性を確保できる。
【００８５】  また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、前記制御部は、前記アーム変調指令の最大値と前記限度値の上限値との第１偏差と、前記アーム変調指令の最小値と前記限度値の下限値との第２偏差とが、それぞれ、［（前記第１偏差の値＋前記第２偏差の値）／２＋第１設定値以内］の値となるように前記調整制御を行い、前記第１設定値は、前記半導体素子のスイッチングによる電圧脈動分以上の値に設定される、ものである。
【００８６】  このように、第１偏差と第２偏差とを、［（前記第１偏差の値＋前記第２偏差の値）／２＋第１設定値以内］の値、即ち、制御余裕ｕｐｐｅｒ＝制御余裕ｌｏｗｅｒとなるように制御を行う。このように、制御余裕ｕｐｐｅｒと制御余裕ｌｏｗｅｒとが共に最も大きい余裕を確保できる制御とすることで、複数の変換器セルを直列多重接続して構成するマルチレベル変換器におけるスイッチングノイズの影響を抑制でき、電力変換装置の更なる動作安定性を確保できる。
【００８７】  また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、前記制御部は、前記アームにおける前記電気エネルギー変動に基づいて、脈動する前記限度値の上限値のピーク位相を導出し、導出された前記ピーク位相に基づいて、前記アーム変調指令の前記限度値により、前記アーム変調指令を除した値を１未満とする前記調整制御を行う、ものである。
【００８８】  アームの直流コンデンサの電圧脈動が最大値となる時は、アームにて融通される電気エネルギーが最大となる時であり、その脈動が最小値となる時は、アームにて融通される電気エネルギーが最小となる時である。  よって、このように、電気エネルギー変動に基づいて、脈動するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌのピーク位相を導出することで、制御装置は、導出されたコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動に対して、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊が干渉しない適切な零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅調整係数Ｘ、調整角θを選出することができる。
【００８９】  また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、前記制御部は、前記調整制御において、前記アームにおける瞬時電力を導出し、前記瞬時電力を用いて、脈動する前記限度値の上限値の前記ピーク位相の導出を行う、ものである。
【００９０】  アームの電気エネルギー変動値が最大値及び最小値となる位相を導出するには、瞬時電力が０となる時の電力変換器の動作状態を検出すればよい。このように、アームの瞬時電力に基づいてコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動のピーク位相を導出することで、導出されたコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動に対して、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊が干渉しない適切な零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅調整係数Ｘ、調整角θの選出が可能になる。
【００９１】  また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、前記制御部は、前記調整制御において、前記アームにおける瞬時電圧に対する瞬時電流の位相角φ、前記交流の交流電圧Ｖａｃ、前記交流の交流電流Ｉａｃ、前記直流端子を流れる直流電流Ｉｄｃ、正負の前記直流端子間の直流電圧Ｖｄｃ、を変数として含む、前記アームの瞬時電力を示す関係式ｆ（φ、Ｖａｃ、Ｉａｃ、Ｉｄｃ、Ｖｄｃ）を導出し、前記関係式ｆ（φ、Ｖａｃ、Ｉａｃ、Ｉｄｃ、Ｖｄｃ）＝０となる各前記変数を演算することで、脈動する前記限度値の上限値がピークとなる位相における、各前記変数を導出する、ものである。
【００９２】  このように、アームの瞬時電力を関係式ｆ（φ、Ｖａｃ、Ｉａｃ、Ｉｄｃ、Ｖｄｃ）として導出し、この関係式ｆ（φ、Ｖａｃ、Ｉａｃ、Ｉｄｃ、Ｖｄｃ）＝０となる各変数を演算することで、脈動するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの上限値がピークとなる位相における各変数を導出できる。こうして、電力変換装置を実際に動作させた際に検出される各変数に基づいて、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動を推定でき、精度良い調整制御が可能となる。
【００９３】  また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、前記制御部は、前記アーム変調指令の限度値により、前記アーム変調指令を除した値が１未満となる、前記零相電圧指令値の前記振幅、前記位相の少なくとも一方が複数記録され、記録された複数の前記振幅、前記位相の少なくとも一方に対応する、前記電力変換器の有効電力Ｐ、前記電力変換器の無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃ、が記録され、前記調整制御において、検出された、前記電力変換器の有効電力Ｐ、前記電力変換器の無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃ、の少なくとも一つに基づいて、前記アーム変調指令の限度値により、前記アーム変調指令を除した値が１未満となる、記録された前記振幅、位相の少なくとも一方を選出して前記調整制御に用いる、ものである。
【００９４】  このように、制御装置には、変調指令の限度値により変調指令を除した値が１未満となる、零相電圧指令値の振幅、位相が複数記録されている。そして、これら記録された複数の振幅、位相に対応する、有効電力Ｐ、無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃとが記録されている。  こうして、電力変換装置を実際に動作させた際に検出された、有効電力Ｐ、無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃ、の少なくとも一つに基づいて、記録された最適な振幅、位相を選出して調整制御に用いることが可能となる。
【００９５】  また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、前記制御部は、記録された前記電力変換器の有効電力Ｐ、前記電力変換器の無効電力Ｑ、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、交流電流Ｉａｃ、直流電流Ｉｄｃ、に対応する、記録された前記振幅、前記位相の少なくとも一方の変化率を示す近似式を導出し、前記近似式に従って、前記調整制御を行う、ものである。
【００９６】  このように、電力変換装置を実際に動作させた際に検出される各検出値に対応する振幅、前記位相の変化率を示す近似式を導出しておく。そしてこの近似式に基づいた調整制御を行うことで、精度良い調整制御が可能となる。
【００９７】  また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、前記制御部は、前記調整制御において、前記交流電圧Ｖａｃの振幅、位相、前記電力変換器の直流電圧を制御する直流電圧指令値、の少なくとも一つを用いる、ものである。
【００９８】  このように、交流電圧の振幅及び位相に合わせた零相電圧の調整制御を行うことで、交流電圧が変化に応じたコンデンサ電圧の変化に基づいて、より精度良い調整制御が可能となる。  また、電力変換器の直流電圧を制御するための直流電圧指令値を用いることで、変調指令における直流電流成分を考慮して調整制御を行うことで、より適切な制御余裕の調整が可能となる。
【００９９】  また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、前記零相電圧指令値は、前記複数相の交流の基本波の周波数に対して、前記複数相の交流の相数の奇数倍の周波数で振動する周波数を有する、ものである。
【０１００】  このような周波数を有する零相電圧指令値とすることで、電圧利用率を向上できると共に、零相電圧指令値による補正を行った場合の系統側への影響を防止できる。
【０１０１】実施の形態２．  以下、本願の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。  図２２は、実施の形態２による制御装置２５０の前段側部分の構成を示す図である。  実施の形態１では、循環電流制御部５４において、各レグ９間を循環する循環電流Ｉｚを循環電流指令値Ｉｚ＊に追従させる制御を行った。  本実施の形態２では、循環電流制御部２５４において、循環電流指令値Ｉｚ＊と新たな循環電流指令値Ｉｚ２＊とを足し合わせたものに循環電流Ｉｚを追従させる制御を行う。
【０１０２】  新たな循環電流指令値Ｉｚ２＊は、交流電源２の基本波周波数ｆの偶数倍の周波数成分を有する正弦波である。本実施の形態では代表して交流電源２の基本波周波数ｆの２倍の周波数成分を有する正弦波である循環電流指令値Ｉｚ２＊とする。循環電流Ｉｚが循環電流指令値Ｉｚ２＊に完全に追従する場合、即ち、Ｉｚ＊を０とする場合を考えると、循環電流Ｉｚは以下（式１２）で表される。Ｉｚ  ＝  Ｉｚｐ  ×  ｃоｓ（２ωｔ）  ・・・（式１２）
【０１０３】  すると、ｕ相正側アーム１０ｕＰの瞬時電力ｐａｒｍｐｕは、（式６）から以下のように変形される。ｐａｒｍｐｕ＝Ｖａｒｍｐｕ×（Ｉａｒｍｐｕ＋Ｉｚｕ）＝Ｖａｃｕ×Ｉａｃｕ／２−Ｖａｃｕ×Ｉｄｃ／３−Ｖｄｃ×Ｉａｃｕ／２＋Ｖｄｃ×Ｉｄｃ／６＋Ｖｏ×（−Ｉａｃｕ／２＋Ｉｄｃ／３）＋Ｖａｃｕ×Ｉｚｕ＋Ｖｏ×Ｉｚｕ＋Ｖｄｃ×Ｉｚｕ／２＝２／√３×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉａｃｒｍｓ×ｓｉｎ（ωｔ＋φ）×ｓｉｎ（ωｔ）−１／３×√（２／３）×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉｄｃ×ｓｉｎ（ωｔ）−１／√２×Ｖｄｃ×Ｉａｃｒｍｓ×ｓｉｎ（ωｔ＋φ）＋Ｖｄｃ×Ｉｄｃ／６＋２／√３×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉｚｐ×ｓｉｎ（ωｔ）×ｃоｓ（２ωｔ）＋１／２×Ｖｄｃ×Ｉｚｐ×ｃоｓ（２ωｔ）＝１／√３×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉａｃｒｍｓ×（ｃоｓφ−ｃоｓ（２ωｔ＋φ））−１／３×√（２／３）×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉｄｃ×ｓｉｎ（ωｔ）−１／√２×Ｖｄｃ×Ｉａｃｒｍｓ×ｓｉｎ（ωｔ＋φ）＋Ｖｄｃ×Ｉｄｃ／６＋１／√３×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉｚｐ×（ｓｉｎ（３ωｔ）−ｓｉｎ（ωｔ））＋１／２×Ｖｄｃ×Ｉｚｐ×ｃоｓ（２ωｔ）＝１／√３×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉａｃｒｍｓ×（ｃоｓφ−ｃоｓ（２ωｔ＋φ））−（１／３×√（２／３）×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉｄｃ＋１／√３×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉｚｐ）×ｓｉｎ（ωｔ）−１／√２×Ｖｄｃ×Ｉａｃｒｍｓ×ｓｉｎ（ωｔ＋φ）＋Ｖｄｃ×Ｉｄｃ／６＋１／√３×Ｖａｃｒｍｓ×Ｉｚｐ×ｓｉｎ（３ωｔ）＋１／２×Ｖｄｃ×Ｉｚｐ×ｃоｓ（２ωｔ）  ・・・（式１３）
【０１０４】  上記（式１３）に示されるように、交流電源２の基本波周波数ｆの２倍の周波数成分を有する正弦波を含む循環電流Ｉｚによって、正側ｕ相のアーム瞬時電力ｐａｒｍｐｕ内の基本周波数の１倍の周波数成分、２倍の周波数成分、３倍の周波数成分のそれぞれに影響が及ぶことが判る。こうして、交流電源２の基本波周波数ｆの２倍の周波数成分を有する正弦波を含む循環電流Ｉｚが各レグ９間に流れることで、各アーム９内の直流コンデンサ１３の電圧値Ｖｃａｐの脈動が低減する。しかしながら、循環電流Ｉｚを増やすことでアーム電流Ｉａｒｍの実効値が増えるため、各スイッチング素子の損失が大きくなる。そのため、このような循環電流Ｉｚを増やすことのみにより、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動にアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊が干渉しないようにすることには限界がある。
【０１０５】  このように交流電源２の基本波周波数ｆの２倍の循環電流をある程度入れて直流コンデンサ１３の電圧脈動は低減させる場合は、直流コンデンサの電圧脈動の最大値および最小値が出現する位相も変化する。  そこで、制御装置２５０は、アーム１０における電気エネルギー変動値ΔＷａｒｍｐｕに基づき導出されテーブルデータ５２ｂＣ内に記録された、交流電源２の基本波周波数ｆの２倍の循環電流を流した際における最適な振幅調整係数Ｘ、調整角θの少なくとも一方を用いて、零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅、位相の少なくとも一方を調整する調整制御を行う。  以下、本実施の形態２の調整制御の効果について、参考例の電力変換装置を用いて説明する。
【０１０６】  図２３は、交流電源２の基本波周波数の２倍の循環電流Ｉｚを流さず、調整制御による零相電圧指令値Ｖｏ＊による補正を行う、実施の形態１の電力変換装置１００のアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の波形を示す図である。  図２３は、実施の形態１にて説明したように、零相電圧指令値Ｖｏ＊を適切な振幅、位相にすることで、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊はコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌを上回らないことを示している。この条件において、交流電源２の基本波周波数ｆの２倍の循環電流Ｉｚを流した場合を以下図２４にて示す。
【０１０７】  図２４は、図２３に示す実施の形態１の電力変換装置１００に対して、交流電源２の基本波周波数ｆの２倍の周波数成分を有する循環電流Ｉｚを流す構成の参考例５の電力変換装置におけるアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の波形を示す図である。  本図において、上記循環電流Ｉｚを流さない場合のコンデンサ電圧をＶｃ’−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌとして示し、上記循環電流Ｉｚを流す場合のコンデンサ電圧はＶｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌとして示す。  図２４に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ’−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌに比較して、上記循環電流Ｉｚを流す場合のコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動の大きさは低減されていることが判る。しかしながら、前述のように循環電流Ｉｚが流されたことにより、コンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動の山谷（最大値および最小値）の位相は変化している。そのため、実施の形態１と同様の調整制御では、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊がコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌを超えてしまう部分が存在する。
【０１０８】  図２５は、本実施の形態２の電力変換装置におけるアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊の波形を示す図である。本図では、図２４に示した参考例５の電力変換装置１００と同様の循環電流Ｉｚを流している。更に、調整制御において、交流電源２の基本波周波数ｆの２倍の循環電流を流した際における、記録された最適な振幅調整係数Ｘ、調整角θの少なくとも一方を用いている。  このように、循環電流Ｉｚ、あるいはその指令値Ｉｚ＊、Ｉｚ２＊に対してその振幅および位相に合わせて、最適な振幅調整係数Ｘ、調整角θを用いて、零相電圧指令値Ｖｏ＊を変化させる。これにより、循環電流Ｉｚを流した場合でも、アーム電圧指令Ｖａｒｍ＊はコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌを上回らない。したがって、対応するアーム１０はアーム電圧指令Ｖａｒｍ＊通りの値を出力できる。
【０１０９】  なお、本実施の形態ではコンデンサ電圧脈動の低減を目的とした循環電流の指令値として、交流電源２の基本波の２倍の周波数を有する正弦波を含む循環電流指令値Ｉｚ２＊のみを用いた。しかしながら、この制限波の波形の周期性と各アーム１０の構成から、交流電源２の基本波の偶数倍且つ３の倍数でない値の周波数の循環電流Ｉｚであれば、すべてのアーム１０の直流コンデンサ１３の電圧脈動は位相が異なるだけですべて同じ波形となる。  したがって、基本波の偶数倍且つ３の倍数でない値の周波数の循環電流Ｉｚになるような循環電流指令値Ｉｚ２＊を用いて制御してもよく、それに合わせて零相電圧指令値Ｖｏ＊の振幅および位相を変化させてもよい。
【０１１０】  上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、前記制御部は、各相の前記レグ回路間を循環する循環電流を、複数相の前記交流の基本波の周波数に対して偶数倍、且つ３の倍数でない周波数成分を有する循環電流指令値に基づいて制御し、前記循環電流指令値に基づいた前記アームにおける電気エネルギー変動に基づいて、前記調整制御を行う、ものである。
【０１１１】  このような周波数を有する循環電流を流し、この循環電流によるコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動に応じた調整制御を行うことにより、直流コンデンサ１３の電圧リプルを抑制すると共に、スイッチング損失の増大を抑制しつつ十分な制御余裕を確保して、電圧利用率を向上できる。
【０１１２】  また、調整制御において用いる循環電流は、循環電流指令値の振幅及び位相の情報を用いてもよい。これにより、循環電流により変化するコンデンサ電圧Ｖｃ−ｃｅｌｌ×Ｎｃｅｌｌの脈動に応じて行う調整制御を更に精度良く行うことが可能となる。
【０１１３】  本願は、例示的な実施の形態が記載されているが、実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。  従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合が含まれるものとする。
【符号の説明】
【０１１４】１  電力変換器、９ｕ，９ｖ，９ｗ  レグ回路、１０，１０ｕＰ，１０ｖＰ，１０ｗＰ，１０ｕＮ，１０ｖＮ，１０ｗＮ  アーム、１１  変換器セル、１２Ｕ，１２Ｌ  半導体スイッチング素子（半導体素子）、１３  直流コンデンサ（エネルギー蓄積要素）、５０，２５０  制御装置（制御部）。
【要約】エネルギー蓄積要素（１３）と複数の半導体素子（１２）とを有する変換器セルを複数直列して備える一対のアーム（１０）が互いに直列接続されたレグ回路（９）を交流の各相にそれぞれ備え、該レグ回路が正負の直流端子間に並列接続されて、複数相の交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器（１）と制御部（５０）と、を備えた電力変換装置（１００）において、前記制御部（５０）は、前記電力変換器（１）の交流電圧を制御する交流電圧指令値を、設定された振幅および位相を有する零相電圧指令値により補正し、前記アーム（１０）における電気エネルギー変動に基づいて、前記零相電圧指令値ｖｏ＊の前記振幅、前記位相の少なくとも一方を調整する調整制御を行うものである。【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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