(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を昇圧するチャージポンプ回路において、
入力端子と出力端子との間に直列に接続され、バックゲートが接地電位に接続された複数のトランジスタと、
１段目のトランジスタのドレイン又はソースに入力電圧が印加され、前記トランジスタのソース又はドレインにそれぞれ一方の端子を接続し、他方の端子にはクロック信号が印加される容量素子を複数備え、
前記トランジスタは、入力端子側からみて１段目のトランジスタはデプレッション型で、後段のトランジスタはエンハンスメント型であり、
前記入力端子側からみて１段目のトランジスタのゲートと、入力端子側からみて偶数番目の前記容量素子の前記他方の端子に互いに逆相関係のクロック信号の一方の信号が印加され、入力端子側からみて奇数番目の前記容量素子の前記他方の端子に前記互いに逆相関係のクロック信号の他方の信号が印加されるように構成され、
前記エンハンスメント型のトランジスタはそれぞれダイオード接続されているチャージポンプ回路において、
前記入力端子側からみて１段目のトランジスタは、バックゲートに接地電位が接続される代わりにバックゲートに入力電圧が印加されるように結線されていることを特徴とするチャージポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力された電圧を複数段の昇圧ステージで順次昇圧して出力するチャージポンプ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のチャージポンプ回路の一例を図４に示す。図４に示すチャージポンプ回路は、例えば電源電圧（ＶＤＤ）のラインと出力端子ＶＯＵＴとの間に接続され、直列接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）のダイオードＤ１〜Ｄｎと、ダイオードＤ１〜Ｄｎのカソードのそれぞれに容量素子Ｃ１〜Ｃｎを備え、互いに逆相のクロック信号ＣＬＫと反転クロック信号ｘＣＬＫが容量素子を介して供給される。図４に示す例では、奇数番目の容量素子にクロック信号ＣＬＫが供給され、偶数番目の容量素子に反転クロック信号ｘＣＬＫが供給される。
【０００３】
次に、このチャージポンプ回路の動作について説明する。クロック信号は、Ｈレベルが電源電圧ＶＤＤ、Ｌレベルが接地電圧０Ｖであり、位相が相互に１８０度ずれている。入力端子ＶＩＮには電源電圧ＶＤＤが供給され、クロック信号ＣＬＫがＬレベル（＝０Ｖ）、反転クロック信号ｘＣＬＫがＨレベル（＝ＶＤＤ）となると、容量素子Ｃ１はＶＤＤ−Ｖｆまで充電され点Ａの電位はＶＤＤ−Ｖｆとなる。ここで、ＶｆはダイオードＤ１〜Ｄｎの各々の順方向電圧である。
【０００４】
次にクロック信号ＣＬＫがＨレベルとなり、反転クロック信号ｘＣＬＫがＬレベルとなると、容量素子Ｃ１の電荷が保持されるため点Ａの電位は２×ＶＤＤ−Ｖｆとなり、ダイオードＤ２が容量素子Ｃ１の電荷を容量素子Ｃ２に転送して点Ｂの電位は２×ＶＤＤ−２×Ｖｆとなる。
再びクロック信号ＣＬＫがＬレベルとなり、反転クロック信号ｘＣＬＫがＨレベルとなると、点Ｂの電位は３×ＶＤＤ−２×Ｖｆとなり、ダイオードＤ３が容量素子Ｃ２の電荷を容量素子Ｃ３に転送して点Ｃの電位は３×ＶＤＤ−３×Ｖｆとなる。
【０００５】
以上の動作を繰り返すことにより、段数ｎに応じて出力端子ＶＯＵＴに昇圧電圧ｎ×ＶＤＤ−ｎ×Ｖｆを得ることができる。
なお、ダイオードＤ１〜Ｄｎは、ゲートとドレインを接続しダイオード接続されたＭＯＳトランジスタで構成されることも多い。その場合、ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧をＶｔｈとすると、出力端子ＶＯＵＴに得られる昇圧電圧はｎ×ＶＤＤ−ｎ×Ｖｔｈとなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許４７９０９４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図４に示す従来のチャージポンプ回路では、ダイオードあるいはダイオード接続されたＭＯＳトランジスタが容量素子に電荷を転送する際、ダイオードの順方向電圧（Ｖｆ）分あるいはしきい値電圧（Ｖｔｈ）分の電圧降下が発生し、電圧変換効率が低下するという問題がある。段数ｎで構成されたチャージポンプ回路では、ｎ×Ｖｆ分あるいはｎ×Ｖｔｈ分の電圧降下が発生することになる。このような電圧変換効率の低下は、所望の出力電圧を得るためにチャージポンプ回路の段数の増加、つまり集積回路のチップ面積の増大を招くことになる。
【０００８】
上記のような問題を解決するため、特許文献１には、ダイオード接続された全てのＭＯＳトランジスタをデプレッション型とし、しきい値電圧分の電圧降下を発生させず電圧変換効率を改善した技術が開示されている。しかし、特許文献１に触れられているように、前段にデプレッション型ＭＯＳトランジスタを使用するとデプレッション型のしきい値電圧がＶｔｈＤ＜０Ｖであるために入力端子側に逆流する電荷が存在してしまう。そのため前段のＭＯＳトランジスタのゲート長を大きくして逆流する電荷を低減しているが、それでも電圧損失分が発生してしまう。本発明は上記問題点を解消することで電圧変換効率を改善し、少ないチャージポンプ回路の段数で所望の昇圧電圧を得ることができるチャージポンプ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、入力電圧を昇圧するチャージポンプ回路において、入力端子と出力端子との間に直列に接続され、バックゲートが接地電位に接続された複数のトランジスタと、１段目のトランジスタのドレイン又はソースに入力電圧が印加され、前記トランジスタのソース又はドレインにそれぞれ一方の端子を接続し、他方の端子にはクロック信号が印加される容量素子を複数備え、前記トランジスタは、入力端子側からみて１段目のトランジスタはデプレッション型で、後段のトランジスタはエンハンスメント型であり、前記入力端子側からみて１段目のトランジスタのゲートと、入力端子側からみて偶数番目の前記容量素子の前記他方の端子に互いに逆相関係のクロック信号の一方の信号が印加され、入力端子側からみて奇数番目の前記容量素子の前記他方の端子に前記互いに逆相関係のクロック信号の他方の信号が印加されるように構成され、前記エンハンスメント型のトランジスタはそれぞれダイオード接続されているチャージポンプ回路において、前記入力端子側からみて１段目のトランジスタは、バックゲートに接地電位が接続される代わりにバックゲートに入力電圧が印加されるように結線されていることを特徴とする。 
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、入力端子側からみて１段目のトランジスタをデプレッション型のトランジスタとし、ゲートとドレインを接続せず（ダイオード接続とせず）にゲートにＨレベルのクロック信号を供給することでゲート−ソース間電圧が０ＶでもトランジスタはＯＮ状態を継続するため、入力端子側からみて１段目の容量素子Ｃ１に入力端子ＶＩＮと等しい電圧であるＶＤＤまで充電可能となり、電圧変換効率を改善することができる。
【００１１】
また、入力端子側からみて１段目のデプレッション型のトランジスタのゲートにＬレベルのクロック信号を供給することでゲート−ソース間電圧がしきい値以下となってＯＦＦ状態となり、ダイオードで構成した場合と同様に入力端子側に逆流する電荷を阻止できるため、電圧変換効率を改善することができる。
【００１２】
さらに、入力端子側からみて１段目のデプレッション型のトランジスタのバックゲートに入力電圧を印加することで、ソース−バックゲート間に電圧差が発生しないため、デプレッション型のトランジスタのしきい値が基板バイアス効果により上昇することがなく、電圧変換効率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第１の実施例のチャージポンプ回路の電気回路図である。
【図２】クロック信号を示す波形図である。
【図３】本発明の第２の実施例のチャージポンプ回路の電気回路図である。
【図４】従来のチャージポンプ回路の一例を示す電気回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施例について詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施例を示す回路図である。なお、以下の説明では、入力端子側からみて１段目のＭＯＳトランジスタＭ１のドレインが入力端子ＶＩＮに接続し、ソースが後段のＭＯＳトランジスタＭ２のドレインに接続している場合について説明する。トランジスタに接続される電位によっては、ドレインとソースが逆になる場合があるが、以下の説明では一方のみの説明を行うことにする。図１に示すように、本実施例では入力端子側からみて１段目のＭＯＳトランジスタＭ１はデプレッション型のＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ドレインは入力端子ＶＩＮに接続され、ゲートには反転クロック信号ｘＣＬＫが入力され、ソースは次段のＭＯＳトランジスタのドレインと接続されている。２段目以降のトランジスタは各々がそのドレインとゲートをダイオード接続され、前段のＭＯＳトランジスタのソースに接続するとともにソースを後段のＭＯＳトランジスタのドレインに接続して多段に縦続接続されたエンハンスメント型のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２〜Ｍｎで構成されている。さらにＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍｎのソースにそれぞれ接続された容量素子Ｃ１〜Ｃｎを備え、入力端子側からみて奇数番目の容量素子にはクロック信号ＣＬＫが、偶数番目の容量素子には反転クロック信号ｘＣＬＫがそれぞれ供給される。なお、入力端子側からみて１段目のデプレッション型ＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに供給されるクロック信号と、入力端子側からみて１段目の容量素子Ｃ１に供給されるクロック信号が互いに逆相の信号であればよく、ＣＬＫとｘＣＬＫを逆に接続してもよい。このようにチャージポンプ回路を構成し、最終段のＭＯＳトランジスタＭｎのソースから昇圧された電圧ＶＯＵＴを得る。
【００１５】
次に、第１の実施例の動作について、図１と図２を参照しながら説明する。従来例と同様に、クロック信号はＨレベルが電源電圧ＶＤＤ、Ｌレベルが接地電圧であり、位相が相互に１８０度ずれている。入力端子ＶＩＮに電源電圧ＶＤＤが供給され、クロック信号ＣＬＫがＬレベル（＝０Ｖ）、反転クロック信号ｘＣＬＫがＨレベル（＝ＶＤＤ）となると、入力端子側からみて１段目のＭＯＳトランジスタＭ１がＯＮし、容量素子Ｃ１への充電が始まる。入力端子側からみて１段目のＭＯＳトランジスタＭ１はデプレッション型でしきい値電圧がＶｔｈＤ＜０Ｖであるため、ゲート−ソース間電圧が０ＶでもＯＮ状態が継続する。つまり、ソース電位である点Ａの電位がＶＤＤまで充電されてもＯＮ状態は継続するため、容量素子Ｃ１は電圧降下が発生せずＶＤＤまで充電される。
【００１６】
次に、クロック信号ＣＬＫがＨレベル、反転クロック信号ｘＣＬＫがＬレベルとなると、入力端子側からみて１段目のデプレッション型ＭＯＳトランジスタＭ１はゲート−ソース間電圧がしきい値以下となるためＯＦＦ状態となり、入力端子側へ電荷が逆流しない。このため容量素子Ｃ１の電荷は保持され点Ａの電位は２×ＶＤＤとなり、２段目のエンハンスメント型ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２が容量素子Ｃ１の電荷を容量素子Ｃ２に転送して、点Ｂの電位は２×ＶＤＤ−Ｖｔｈとなる。ここで、Ｖｔｈはエンハンスメント型ＮチャネルＭＯＳトランジスタのしきい値電圧である。
再びクロック信号ＣＬＫがＬレベル、反転クロック信号ｘＣＬＫがＨレベルとなると、点Ｂの電位は３×ＶＤＤ−Ｖｔｈとなり、３段目のエンハンスメント型ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３が容量素子Ｃ２の電荷を容量素子Ｃ３に転送して、点Ｃの電位は３×ＶＤＤ−２×Ｖｔｈとなる。
【００１７】
以上の動作を繰り返すことにより、段数ｎに応じて出力端子ＶＯＵＴに昇圧電圧ｎ×ＶＤＤ−（ｎ−１）×Ｖｔｈを得ることができる。すなわち、入力端子側からみて１段目のＭＯＳトランジスタＭ１をデプレッション型とし、ゲートをドレインと接続せずに反転クロック信号ｘＣＬＫを供給しているため、反転クロック信号ｘＣＬＫがＨレベルの時にはゲートーソース間電圧が０ＶでもＯＮ状態を継続し、入力端子側からみて１段目の容量素子Ｃ１に入力端子ＶＩＮと等しい電圧であるＶＤＤまで充電可能となり、電圧変換効率を改善することができる。
【００１８】
また反転クロック信号ｘＣＬＫがＬレベルの時はゲート−ソース間電圧がしきい値以下となってＯＦＦ状態となり、入力端子側に逆流する電荷を阻止できるため、電圧変換効率を改善することができる。
【００１９】
さらに、バックゲートをソースと接続するとソースに接続した容量素子に電荷を転送する際にバックゲート−ドレイン間の寄生ダイオードがＯＮして電荷の逆流による電圧降下が発生するが、ｎ段すべてのＭＯＳトランジスタのバックゲートをＬレベルである接地電圧とすることで電荷が逆流せず、電圧変換効率を改善することができる。
【００２０】
図３は本発明の第２の実施例を示す回路図である。図１との違いは、入力端子側からみて１段目のデプレッション型ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のバックゲートが入力端子ＶＩＮに接続されているとともにドレインに接続されていることであり、チャージポンプ回路としての動作は図１に示す第１の実施例と同じである。
【００２１】
先に説明した図１に示す第１の実施例では、入力端子側からみて１段目のデプレッション型ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のバックゲートは接地電位に接続されており、固定電位である。そのため、チャージポンプ回路が動作して容量素子Ｃ１へ充電されるに従い、ソース−バックゲート間に電位差が発生し、基板バイアス効果によりデプレッション型ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のしきい値電圧ＶｔｈＤは上昇する。一般的にデプレッション型のＭＯＳトランジスタのしきい値電圧はＶｔｈＤ＜０Ｖであるが、ソース−バックゲート間電圧差が大きくなるほどしきい値電圧は上昇し、ＶＩＮ端子に入力される電源電圧ＶＤＤによってはＶｔｈＤ≧０Ｖとなる場合がある。この場合は、点Ａの電位はＶＤＤまで充電されず、しきい値電圧による電圧降下が発生してしまう。
【００２２】
そこで、図３に示す第２の実施例では、入力端子側からみて１段目のデプレッション型ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のバックゲートを入力端子ＶＩＮに接続することで、上記のような基板バイアス効果によるしきい値電圧の上昇がなく、入力端子ＶＩＮに供給される電源電圧ＶＤＤによらず点Ａの電位はＶＤＤまで充電されるため、より電圧変換効率を改善することができる。
【００２３】
以上のように、本発明によるチャージポンプ回路では電圧変換効率を改善することができるため、少ない段数で所望の昇圧電圧を得ることができ、集積回路のチップ面積が縮小できるという効果も得られる。なお、本発明は上記実施例に限定されず、種々変更することが可能である。例えば、入力端子と出力端子との間に直列に接続されるトランジスタはＭＯＳトランジスタに限定されない。また、２段目以降に接続されるエンハンスメント型トランジスタは、ダイオードに代えることも可能である。
【符号の説明】
【００２４】
Ｍ１：デプレッション型のトランジスタ
Ｍ２〜Ｍｎ：エンハンスメント型のトランジスタ
Ｃ１〜Ｃｎ：容量素子
Ｄ１〜Ｄｎ：ダイオード
ＶＩＮ：入力端子
ＶＯＵＴ：出力端子
【図１】
0006637695.tif 000002
【図２】
0006637695.tif 000003
【図３】
0006637695.tif 000004
【図４】
0006637695.tif 000005