(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入出力端子間に直列接続されたチョークコイル及び整流ダイオードと、前記チョークコイルと整流ダイオードとの接続点とグランドとの間に接続された主スイッチング素子と、前記整流ダイオードのカソード側に接続され前記主スイッチング素子が断続されることにより生じる昇圧電圧を平滑化するコンデンサと、を備えて構成されている非絶縁型昇圧スイッチング電源装置であって、
前記主スイッチング素子のターンオン時に前記主スイッチング素子に逆方向電流を供給する部分共振回路が、前記主スイッチング素子と並列に接続され、
前記部分共振回路は、前記主スイッチング素子と並列に接続され第１共振ダイオードと第２コンデンサとを含む第１直列回路と、前記第２コンデンサと並列に接続され第２共振ダイオードとリアクトルと副スイッチング素子とを含む第２直列回路とで構成されている非絶縁型昇圧スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記副スイッチング素子を前記主スイッチング素子のターンオンの直前にターンオンする制御回路を備えている請求項１記載の非絶縁型昇圧スイッチング電源装置。
【請求項３】
前記チョークコイルが高周波トランスの一次側巻線で構成され、前記リアクトルが前記高周波トランスの二次側巻線で構成されている請求項１または２記載の非絶縁型昇圧スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非絶縁型昇圧スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１，２には、非絶縁昇圧型のスイッチング電源装置が開示されている。
図１０に示すように、従来の非絶縁昇圧型のスイッチング電源装置は、入出力端子間に直列接続されたチョークコイルＬ１及び整流ダイオードＤ１と、チョークコイルＬ１と整流ダイオードＤ１との接続点とグランドとの間に接続された主スイッチング素子Ｑｍと、整流ダイオードＤ１のカソード側に接続され主スイッチング素子Ｑｍが断続されることにより生じる昇圧電圧を平滑化するコンデンサＣ０と、を備えて構成されていた。
【０００３】
入力端子に入力電圧Ｖｉｎが印加された状態で、主スイッチング素子ＱｍがオンされるとチョークコイルＬ１に電流が流れてエネルギーが蓄積され、その後主スイッチング素子ＱｍがオフされるとチョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーが入力電圧Ｖｉｎに重畳して整流ダイオードＤ１を流れ、コンデンサＣ０で平滑化されて負荷ＲＬに供給される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開１９９６−２０５５２８号公報
【特許文献２】特開２０１４−１２８０２７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図１１には、上述した従来の非絶縁型昇圧スイッチング電源装置をＰｏｗｅｒＳｉｍ社により開発された回路シミュレータＰＳＩＭで解析したときの各部の波形図が示されている。
【０００６】
主スイッチング素子ＱｍとしてＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられ、ゲート電圧ＶＧｍに正の制御電圧が印加されるとドレインソース間が導通してドレイン電流ＩＤｍが流れ、ドレインソース間電圧が出力電圧Ｖｏから０Ｖに低下する。
【０００７】
この間にチョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギーが、主スイッチング素子Ｑｍのオフ時に開放され、入力電圧Ｖｉｎに重畳して出力電圧ＶｏとなってコンデンサＣ０に供給される。
【０００８】
例えばＰＷＭ制御によって主スイッチング素子Ｑｍのオン／オフのデューティ比を調整することにより所望の出力電圧Ｖｏが得られる。
【０００９】
図１２には、主スイッチング素子Ｑｍのターンオン時の波形が拡大表示されている。主スイッチング素子Ｑｍにゲート電圧ＶＧｍが印加されてターンオンする際に、図中破線で囲まれた領域で電流が流れるため、スイッチング損失が発生していることが判る。
【００１０】
図１３には、主スイッチング素子Ｑｍのターンオフ時の波形が拡大表示されている。主スイッチング素子Ｑｍに印加されていたゲート電圧ＶＧｍが低下してターンオフする際に、図中破線で囲まれた領域で電流が流れるため、同様にスイッチング損失が発生していることが判る。そして、このようなスイッチング時に発生する損失は、スイッチング周波数が高いほど大きくなる。
【００１１】
このようなスイッチング損失が発生すると昇圧効率が低下するばかりか、回路の温度上昇を招き、そのため放熱部品の増加等によるコストの上昇をもたらすという問題があった。
【００１２】
本発明の目的は、上述した問題点に鑑み、極めて簡単な回路を付加することでスイッチング時に発生する損失を効果的に低減することができる非絶縁型昇圧スイッチング電源装置を提供する点にある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上述の目的を達成するため、本発明による非絶縁型昇圧スイッチング電源装置の第一の特徴構成は、特許請求の範囲の書類の請求項１に記載した通り、入出力端子間に直列接続されたチョークコイル及び整流ダイオードと、前記チョークコイルと整流ダイオードとの接続点とグランドとの間に接続された主スイッチング素子と、前記整流ダイオードのカソード側に接続され前記主スイッチング素子が断続されることにより生じる昇圧電圧を平滑化するコンデンサと、を備えて構成されている非絶縁型昇圧スイッチング電源装置であって、前記主スイッチング素子のターンオン時に前記主スイッチング素子に逆方向電流を供給する部分共振回路が、前記主スイッチング素子と並列に接続され、前記部分共振回路は、前記主スイッチング素子と並列に接続され第１共振ダイオードと第２コンデンサとを含む第１直列回路と、前記第２コンデンサと並列に接続され第２共振ダイオードとリアクトルと副スイッチング素子とを含む第２直列回路とで構成されている点にある。
【００１４】
上述の構成によれば、主スイッチング素子のターンオン時に入力端子から主スイッチング素子に流入する電流に抗して、主スイッチング素子と並列に接続された部分共振回路から主スイッチング素子に逆方向電流が供給されるようになり、両電流が略相殺されるようになり、スイッチング損失がほぼゼロになる。
【００１５】
主スイッチング素子のオフ時に整流ダイオードに向けて流れる電流の一部が第１共振ダイオードを介して第２コンデンサに流れ込み、略出力電圧と同レベルまで充電される。この状態で副スイッチング素子がターンオンすると、第２コンデンサの充電電荷が第２共振ダイオード、リアクトル及び副スイッチング素子を介して放電される。第２コンデンサの充電電荷が放電され、その放電電流がピークから減少に転じた時点で、リアクトルに発生する逆起電力により主スイッチング素子には所定時間負方向の電流が流れる。このときに主スイッチング素子がターンオンすると、当該負方向の電流が主スイッチング素子に流入するので、ターンオン時にスイッチング損失が発生しない。また、副スイッチング素子も共振動作によってスイッチング損失が低減されるようになる。更に主スイッチング素子がターンオフする際には、第２コンデンサに充電電荷が無いので第２コンデンサの両端電圧はその後緩やかに上昇する。その結果、主スイッチング素子の電圧の立上りが緩やかになってスイッチング損失は低減するようになり、副スイッチング素子にスイッチング損失が発生することがない。
【００１６】
同第二の特徴構成は、同請求項２に記載した通り、上述の第一の特徴構成に加えて、前記副スイッチング素子を前記主スイッチング素子のターンオンの直前にターンオンする制御回路を備えている点にある。
【００１７】
主スイッチング素子のターンオン時のスイッチング損失の発生を確実に回避することができるようになる。
【００１８】
同第三の特徴構成は、同請求項３に記載した通り、上述の第二の特徴構成に加えて、前記チョークコイルが高周波トランスの一次側巻線で構成され、前記リアクトルが前記高周波トランスの二次側巻線で構成されている点にある。
【００１９】
チョークコイル及びリアクトルを高周波トランスで構成することにより、部品占有空間を低減でき、小型化を図ることができるようになる。
【発明の効果】
【００２０】
以上説明した通り、本発明によれば、極めて簡単な回路を付加することでスイッチング時に発生する損失を効果的に低減することができる非絶縁型昇圧スイッチング電源装置を提供することができるようになった。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明によるスイッチング電源装置の回路図
【図２】本発明によるスイッチング電源装置に入力電源及び負荷素子を接続した回路図
【図３】本発明によるスイッチング電源装置の各部に印加される電圧及び流れる電流の説明図
【図４】本発明によるスイッチング電源装置に対するシミュレーション結果を示す各部の波形図
【図５】本発明によるスイッチング電源装置に対するシミュレーション結果を示す要部の波形図
【図６】本発明によるスイッチング電源装置にて主スイッチング素子のターンオン時のシミュレーション結果を示す要部の拡大波形図
【図７】本発明によるスイッチング電源装置にて主スイッチング素子のターンオフ時のシミュレーション結果を示す要部の拡大波形図
【図８】本発明によるスイッチング電源装置にて副スイッチング素子の信号入力時のシミュレーション結果を示す要部の拡大波形図
【図９】本発明の回路と従来の回路の特性の比較図
【図１０】従来のスイッチング電源装置の回路図
【図１１】従来のスイッチング電源装置に対するシミュレーション結果を示す要部の波形図
【図１２】従来のスイッチング電源装置にて主スイッチング素子のターンオン時のシミュレーション結果を示す要部の拡大波形図
【図１３】従来のスイッチング電源装置にて主スイッチング素子のターンオフ時のシミュレーション結果を示す要部の拡大波形図
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明による非絶縁型昇圧スイッチング電源装置を図面に基づいて説明する。図１には本発明による非絶縁型昇圧スイッチング電源装置１００が示されている。
【００２３】
非絶縁型昇圧スイッチング電源装置１００は、入出力端子間に直列接続されたチョークコイルＬ１及び整流ダイオードＤ１と、チョークコイルＬ１と整流ダイオードＤ１との接続点とグランドとの間に接続された主スイッチング素子Ｑｍと、整流ダイオードＤ１のカソード側に接続され主スイッチング素子Ｑｍが断続されることにより生じる昇圧電圧を平滑化するコンデンサＣｏと、を備えて構成されている非絶縁型昇圧スイッチング電源装置であって、主スイッチング素子Ｑｍのターンオン時に主スイッチング素子Ｑｍに逆方向電流を供給する部分共振回路が、主スイッチング素子Ｑｍと並列に接続されている。
【００２４】
スイッチング素子Ｑｍのゲートには非絶縁型昇圧スイッチング電源装置１００の出力電圧を制御する為のＰＷＭ信号がフィードバック制御回路１０から入力される。また、副スイッチング素子Ｑｓのゲートには主スイッチング素子Ｑｍのターンオンの直前にパルス信号を発生させる制御回路２０が接続されている。
【００２５】
部分共振回路は、主スイッチング素子Ｑｍと並列に接続され第１共振ダイオードＤ２と第２コンデンサＣｓとを含む第１直列回路と、第２コンデンサＣｓと並列に接続され第２共振ダイオードＤ３とリアクトルＬ２と副スイッチング素子Ｑｓとを含む第２直列回路とで構成されている。
【００２６】
チョークコイルＬ１が高周波トランスＴの一次側巻線で構成され、リアクトルＬ２が高周波トランスＴの二次側巻線で構成されている。
【００２７】
図２は図１の本発明の非絶縁型昇圧スイッチング電源装置１００の入力端子に入力電源Ｖｉｎと出力端子に負荷抵抗ＲＬを接続した回路である。入力電源Ｖｉｎは図１の非絶縁型昇圧スイッチング電源装置１００の入力端子に接続され、非絶縁型昇圧スイッチング電源装置１００を動作させる事により昇圧された電圧を出力端子に接続された負荷ＲＬに供給する事ができる。
【００２８】
本発明の絶縁型昇圧スイッチング電源装置１００を動作させた時に各部に発生する電圧と流れる電流を図３に示す。
【００２９】
符号Ｖｉｎは入力端子に接続される電源の電圧を示す。Ｖ１はチョークコイルＬ１の電流変化量に応じて発生する電圧である。ＶＧｍは図１のフィードバック制御回路１０から主スイッチング素子Ｑｍのゲート電極に印加されるＰＷＬ信号の電圧を示し、ＶＧｓは図１のタイミング制御回路２０から副スイッチング素子Ｑｓのゲート電極に印加されるパルス信号の電圧を示す。ＶＤＳｍは主スイッチング素子Ｑｍのソースとドレイン間に発生する電圧を示し、ＶＤＳｓは副スイッチング素子Ｑｓのソースとドレイン間に発生する電圧を示す。
【００３０】
ＩＤｍは主スイッチング素子Ｑｍのドレインとソース間に流れる電流を示し、ＩＤｓは副スイッチング素子Ｑｓのドレインとソース間に流れる電流を示す。ＩＳは第２コンデンサに充電される電流を示し、ＶＣＳは第２コンデンサに充電される電流により第２コンデンサＣｓの端子間に発生する電圧を示す。Ｖ２はリアクトルＬ２に流れる電流により発生する電圧を示す。ＶＤ１は整流ダイオードＤ１のアノード端子とカソード端子の間に発生する電圧を示し、Ｖｏは負荷抵抗ＲＬに出力端子から供給される電圧を示す。
【００３１】
図４には、本発明の絶縁型昇圧スイッチング電源装置１００をＰｏｗｅｒＳｉｍ社により開発された回路シミュレータＰＳＩＭで解析したときの各部の波形図が示されている。
【００３２】
以下本発明による絶縁型昇圧スイッチング電源装置１００の特性を説明する。図５には、上述したシミュレーション結果の中で本発明の非絶縁型昇圧スイッチング電源装置において要部と考えられる信号の波形図が示されている。
【００３３】
主スイッチング素子ＱｍにはＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられ、そのゲートにはフィードバック制御回路１０により生成された信号ＶＧｍが印加される。副スイッチング素子ＱｓにはＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられ、そのゲートにはタイミング制御回路２０で生成された信号ＶＧｓが印加される。
【００３４】
主スイッチング素子Ｑｍのゲートに正の入力電圧が印加されることによりドレインソース間が導通してドレイン電流ＩＤｍが流れ、ドレインソース間の電圧ＶＤＳｍが出力電圧Ｖｏから０Ｖに低下する。副スイッチング素子Ｑｓのゲートに正の入力電圧が印加されることによりドレインソース間が導通してドレイン電流ＩＤｓが流れ、ドレインソース間の電圧ＶＤＳｓが入力電圧Ｖｉｎから０Ｖに低下する。図４より、副スイッチング素子Ｑｓのゲートに正の電圧ＶＧｓにパルス信号が入力され副スイッチング素子Ｑｓのドレインソース間が導通した時、リアクトルＬ２にかかる電圧Ｖ２は一瞬０Ｖになっている。これにより、副スイッチング素子Ｑｓのドレインソース間が導通した瞬間に、第２コンデンサＣｓの初期電荷は放電され０Ｖになる。また、リアクトルＬ２にかかる電圧Ｖ２はダイオードＤ３があるために、副スイッチング素子Ｑｓのゲートに正の電圧ＶＧｓが０Ｖになり、副スイッチング素子Ｑｓのドレインソース間が非導通になってもその両端に電圧は印加されない。そのために図４に示すようにＶＤＳｓの状態が維持し続ける。
【００３５】
この間にチョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギーが主スイッチング素子Ｑｍのオフ時に開放され、入力電圧Ｖｉｎに重畳して出力電圧Ｖｏとなり平滑化コンデンサＣｏに供給される事は従来の非絶縁昇圧型のスイッチング電源装置と同じである。
【００３６】
まず、図８を用いて、副スイッチング素子Ｑｓのゲートにパルス信号ＶＧｓが印加された後に主スイッチング素子Ｑｍのゲート電圧ＶＧｍがターンオンする時のシミュレーション結果を拡大表示してその回路動作の詳細を説明する。
【００３７】
本発明の非絶縁型部分共振回路では、チョークコイルＬ１にエネルギーが蓄えられるとともに、主スイッチング素子Ｑｍのターンオン時に入力端子から主スイッチング素子Ｑｍに流入する電流に抗して、主スイッチング素子Ｑｍと並列に接続された部分共振回路の副スイッチング素子Ｑｓが主スイッチング素子Ｑｍのターンオンに先立ち、ターンオンする事からリアクトルＬ２を通じて主スイッチング素子Ｑｍに逆方向電流が供給され、両電流が略相殺されるようになり、スイッチング損失がほぼゼロになる。
【００３８】
次に、図６を用いて主スイッチング素子Ｑｍのターンオン時の波形が拡大表示してその回路動作の詳細を説明する。主スイッチング素子Ｑｍのオフ時に整流ダイオードＤ１に向けて流れる電流の一部が第１共振ダイオードＤ２を介して第２コンデンサＣｓに流れ込み、略出力電圧と同レベルまで充電される。この状態で副スイッチング素子Ｑｓがターンオンすると、第２コンデンサＣｓの充電電荷が第２共振ダイオードＤ３、リアクトルＬ２及び副スイッチング素子Ｑｓを介して放電される。
【００３９】
第２コンデンサＣｓの充電電荷が放電され、その放電電流がピークから減少に転じた時点で、リアクトルＬ２に発生する逆起電力により主スイッチング素子Ｑｍには所定時間負方向の電流が流れる。このときに主スイッチング素子Ｑｍがターンオンすると、当該負方向の電流が主スイッチング素子Ｑｍに流入するので、ターンオン時にスイッチング損失が発生しない。また、副スイッチング素子Ｑｓも共振動作によってスイッチング損失が低減されるようになる。
【００４０】
このようにして、主スイッチング素子Ｑｍのターンオン時のスイッチング損失の発生を確実に回避することができるようになる。
【００４１】
図７を用いて主スイッチング素子Ｑｍのターンオフ時の波形を拡大表示して主その回路動作の詳細を説明する。主スイッチング素子Ｑｍがターンオフする際には、第２コンデンサＣｓに充電電荷が無いので第２コンデンサＣｓの両端電圧はその後緩やかに上昇する。その結果、主スイッチング素子Ｑｍの電圧の立上りが緩やかになってスイッチング損失は低減するようになり、副スイッチング素子Ｑｓにスイッチング損失が発生することがない。
【００４２】
図６から図８で説明したように、本発明の非絶縁型昇圧スイッチング電源装置によれば、スイッチング動作に伴うスイッチング損失が低減され或いは発生しない事がわかる。
【００４３】
更に、チョークコイルＬ１及びリアクトルＬ２を高周波トランスで構成することにより、部品占有空間を低減でき、小型化を図ることができるようになる。
【００４４】
以上のように従来の昇圧チョッパー回路と本発明による非絶縁型部分共振回路の特性を図９に比較する。電力損失は従来の昇圧チョッパー回路が従来技術で説明したようにスイッチング素子のスイッチング動作時に発生するのに対して、本発明の非絶縁型部分共振回路ではスイッチング素子のスイッチング動作時，大幅に低減される。また、回路動作に高周波信号が従来の回路に比べて少ない為に、高周波の電磁波ノイズが発生しにくい。
【００４５】
但し、従来の回路には無かった副スイッチング素子Ｑｓのゲートに入力する信号を主スイッチング素子Ｑｍに入力する信号と同期してタイミング制御回路２０にて発生させる必要がある為、従来の回路に比べて制御部品点数等が増えている。
【００４６】
しかし、上述したように電磁ノイズが発生しにくい為に、従来の回路では必要だった電磁ノイズ対策の部品点数は本発明の回路では低減できる。
【００４７】
以下に本発明の別実施形態を説明する。
上述の実施例では昇圧電源回路の回路構成にて説明したが、スイッチング素子の構成を変更する事により、降圧電源回路や極性の異なる電圧を発生させる、他の他励式スイッチング電源装置に適用が可能である。
【００４８】
また、上述の実施例ではインダクタとして高周波トランスＴを用いたが、高周波トランスＴを用いずに個別のインダクタでチョークコイルＬ１及びリアクトルＬ２を構成する事も可能である。
【００４９】
上述した実施形態に示した共振回路を構成する共振用コイルのインダクタンス、共振用コンデンサ容量は特に限定されるものではなく、本発明の作用効果を奏する範囲において適宜適切な値を選択できることは言うまでもない。
【符号の説明】
【００５０】
１０：フィードバック制御回路
２０：タイミング制御回路
Ｑｍ：主スイッチング素子
Ｑｓ：副スイッチング素子
Ｌ１：チョークコイル
Ｌ２：リアクトル
Ｃｏ：平滑化コンデンサ
Ｃｓ：第２コンデンサ
Ｄ１：整流ダイオード
Ｄ２：第１共振ダイオード
Ｄ３：第２共振ダイオード
【図１】
0006662641.tif 000002
【図２】
0006662641.tif 000003
【図３】
0006662641.tif 000004
【図４】
0006662641.tif 000005
【図５】
0006662641.tif 000006
【図６】
0006662641.tif 000007
【図７】
0006662641.tif 000008
【図８】
0006662641.tif 000009
【図９】
0006662641.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
0006662641.tif 000012
【図１２】
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【図１３】
0006662641.tif 000014