(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ通信のための波形を設計する方法であって、
位相回転適用ユニットによって、データストリーム内の連続データシンボル間にコンステレーション固有位相回転を適用してコンステレーション回転データストリームを得る工程と、
反復ユニットによって、周波数領域内の前記コンステレーション回転データストリームから拡散信号を得る工程と、
サンプリングユニットによって、オーバーサンプリング係数を使用して線形化ガウス形パルスをサンプリングする工程と、
前記計算処理ユニットによって、前記サンプリングされた線形化ガウス形パルスのマルチポイント両側ＤＦＴを計算して周波数領域パルス整形フィルタを得る工程と、
計算処理ユニットによって、前記拡散信号に前記周波数領域パルス整形フィルタを適用する工程と、
前記計算処理ユニットによって、前記コンステレーション回転データストリームのマルチポイントＤＦＴを計算する工程と、
逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の副搬送波マッピング信号への適用を実行した後で、前記計算処理ユニットによって、周期的プリフィックスと周期的サフィックスの少なくとも１つを前記データストリームに追加する工程と、
を有する方法。
【請求項２】
前記位相回転適用ユニットによって、必要に応じて前記パルスを循環シフトする工程と、
前記周波数領域パルス整形フィルタによって、必要に応じて循環シフトされた前記パルスを切り捨てる工程と、
前記周波数領域パルス整形フィルタによって、前記拡散信号の前記変調データシンボル間にＩＳＩを導入する工程とを有する、請求項３に記載の方法。
【請求項３】
前記マルチポイント両側ＤＦＴが、オーバーサンプリング係数と変調データシンボルの数に基づいて計算される、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記オーバーサンプリング係数が、１以上である、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記周波数領域パルス整形フィルタは、前記オーバーサンプリング係数が１より大きいときに前記拡散信号の帯域幅を高める、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
ＩＦＦＴを実行した後で、前記計算処理ユニットによって、周期的プリフィックスと周期的サフィックスの少なくとも１つを前記データストリームに追加する工程と、
周期的プリフィックスと周期的サフィックスの少なくとも１つを追加した後で、デジタル−アナログ変換器によって、前記データストリームを前記ＩＦＦＴから得られたデジタル信号からアナログ信号に変換する工程とを更に有する、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記周期的プリフィックスと前記周期的サフィックスの少なくとも１つを前記データストリームに追加すると、窓適用ユニットによって、前記データストリームに窓関数を適用する工程を有する、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記データストリームが、局所的副搬送波と分散副搬送波の１つにマッピングされる、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記データストリームが、非重複副搬送波、部分重複副搬送波及び完全重複副搬送波のうちの１つを占有する複数ユーザの為に送信される、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
データ通信のための波形を設計するトランスミッタであって、
データストリーム内の連続データシンボル間にコンステレーション固有位相回転を適用してコンステレーション回転データストリームを得るように構成された位相回転適用ユニットと、
周波数領域内の前記コンステレーション回転データストリームから拡散信号を得るように構成された反復ユニットと、
オーバーサンプリング係数を使用して線形化ガウス形パルスをサンプリングするように構成されたサンプリングユニットと、を備え、
前記計算処理ユニットは、
前記サンプリングされた線形化ガウス形パルスのマルチポイント両側ＤＦＴを計算して周波数領域パルス整形フィルタを得える工程と、
前記拡散信号に周波数領域パルス整形フィルタを適用する工程であって、前記周波数領域パルス整形フィルタは、サンプリングされた線形化ガウス形パルスの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて得られ、前記サンプリングされた線形化ガウス形パルスは、オーバーサンプリング係数を使用して線形化ガウス形パルスをサンプリングすることによって得られる工程と、
前記コンステレーション回転データストリームのマルチポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を計算する工程と、
逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の前記データストリームへの適用を実行した後で、周期的プリフィックスと周期的サフィックスの少なくとも１つを前記データストリームに追加する工程と、を行うように構成されている、
トランスミッタ。
【請求項１１】
必要に応じて前記パルスを循環シフトするように構成された位相回転適用ユニットと、
必要に応じて循環シフトされた前記パルスを切り捨てるように構成された前記周波数領域パルス整形フィルタと、
前記拡散信号の前記変調データシンボル間にＩＳＩを導入するように構成された前記周波数領域パルス整形フィルタとを有する、請求項１０に記載のトランスミッタ。
【請求項１２】
前記マルチポイント両側ＤＦＴが、前記オーバーサンプリング係数と前記変調データシンボルの数に基づいて計算される、請求項１０に記載のトランスミッタ。
【請求項１３】
前記オーバーサンプリング係数が、１以上である、請求項１２に記載のトランスミッタ。
【請求項１４】
前記オーバーサンプリング係数が１より大きいときに、前記周波数領域パルス整形フィルタが、前記拡散信号の帯域幅を大きくする、請求項１０に記載のトランスミッタ。
【請求項１５】
ＩＦＦＴを実行した後で、周期的プリフィックスと周期的サフィックスの少なくとも１つを前記データストリームに追加するように更に構成された計算処理ユニットと、
周期的プリフィックスと周期的サフィックスの少なくとも１つを追加した後で、前記データストリームを前記ＩＦＦＴから得られたデジタル信号からアナログ信号に変換するように構成されたデジタル−アナログ信号コンバータを有する、請求項１０に記載のトランスミッタ。
【請求項１６】
前記トランスミッタが、前記周期的プリフィックスと前記周期的サフィックスの少なくとも１つを前記データストリームに追加すると、前記データストリームに窓関数を適用するように構成された、請求項１０に記載のトランスミッタ。
【請求項１７】
前記データストリームが、局所的副搬送波と分散副搬送波の１つにマッピングされる、請求項１０に記載のトランスミッタ。
【請求項１８】
前記データストリームが、非重複副搬送波、部分重複副搬送波及び完全重複副搬送波のうちの１つを占有するマルチユーザの為に送信される、請求項１０に記載のトランスミッタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信技術、及びより詳細にはデータ通信のための波形を設計する方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
広域セルラ用途のための有力な変調技術として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）技術が出現した。しかしながら、第５世代（５Ｇ）ワイヤレス標準は、高データレート広域セルラシステム、並びにマシン対マシン通信（Ｍ２Ｍ）、モノのインターネット（ＩｏＴ）として一般に知られるマシン型通信（ＭＴＣ）を含む低データレート用途に対応することが期待されている。５Ｇ  ＩｏＴの物理層は、大きいカバレッジ領域への対応、バッテリ寿命を高めるための高電力増幅器効率、物理層レベルでの超低遅延への対応、膨大な数の低スループット装置への対応、及びきわめて低い帯域外発射（ＯＢＥ）などの種々の要件を有する。低ＯＢＥは、主に、システムがダイナミックスペクトルアクセス原理を使用する状況又はコグニティブ無線技術に必要とされる。
【０００３】
ＯＦＤＭは、シングルキャリアシステムと比較してきわめて高いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）及び高いＯＢＥを有する。ＯＦＤＭの代替として、フィルタバンクマルチキャリア（ＦＢＭＣ）及び一般化周波数分割多重化（ＧＦＤＭ）が提案された。ピーク対平均電力比率（ＰＡＰＲ）を低くする為に、平方根二乗余弦（ＳＱＲＣ）周波数領域パルス整形フィルタ（ＦＤＰＳＦ）を特定の過剰帯域幅（ＢＷ）と共に使用する離散フーリエ変換（ＤＦＴ）プリコードＯＦＤＭが提案されたが、第４世代（４Ｇ）ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）アップリンクは、帯域幅効率の為に矩形ＦＤＰＳＦを使用していた。
【０００４】
したがって、ＤＦＴプリコードＯＦＤＭを提案し、既存のＯＦＤＭベースの技術と比べて大幅に低いＰＡＰＲを提供する波形を開発する必要がある。
【０００５】
以上の情報は、単に読者が本発明を理解し易くする背景情報として提供される。出願人は、以上の情報がいずれも本出願に関する先行技術として適用可能かどうかを決定するものではなく、断定するものでもない。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本明細書の実施形態の主な目的は、データ通信のための波形を設計する方法及びシステムを提供することである。
【０００７】
本発明の別の目的は、データストリーム内の連続データシンボル間にコンステレーション固有位相回転を適用してコンステレーション回転データストリームを得る機構を提供することである。
【０００８】
本発明の別の目的は、コンステレーション回転データストリームの変調データシンボル間にシンボル間干渉（ＩＳＩ）を導入する機構を提供することである。
【０００９】
本発明の別の目的は、データストリームに窓関数を適用する機構を提供することである。
【００１０】
従って、本発明は、データ通信のための波形を設計する方法を開示する。この方法は、位相回転適用ユニットによって、データストリーム内の連続データシンボル間にコンステレーション固有位相回転を適用してコンステレーション回転データストリームを得ることを含む。更に、方法は、周波数領域パルス整形フィルタによって、コンステレーション回転データストリームの変調データシンボル間にシンボル間干渉（ＩＳＩ）を導入し、ＩＳＩが、送信されるコンステレーション回転データストリームの波形を生成するようにすることである。
【００１１】
従って、本発明は、受信データストリームを処理する方法を開示する。受信データストリームは、周波数領域パルス整形フィルタによって設計された波形の形である。方法は、受信ユニットによって、データストリームを受信することを含む。データストリームは、周波数領域パルス整形フィルタによって導入される、データストリームの変調データシンボル間にシンボル間干渉（ＩＳＩ）を含む。更に、方法は、ベクトル／行列値フィルタによって、データストリーム内の変調データシンボル間のＩＳＩを除去することを含む。更に、方法は、ＩＳＩを除去した後で変換ユニットによって受信データストリームを信号検出のための時間領域に変換することを含む。
【００１２】
従って、本発明は、データ通信のための波形を設計するトランスミッタを提供する。このトランスミッタは、データストリーム内の連続データシンボル間にコンステレーション固有位相回転を適用して、コンステレーション回転データストリームを得るように構成された位相回転適用ユニットを含む。周波数領域パルス整形フィルタは、コンステレーション回転データストリームの変調データシンボル間にシンボル間干渉（ＩＳＩ）を導入して、ＩＳＩが、送信されるコンステレーション回転データストリームの波形を生成するように構成される。
【００１３】
従って、本発明は、受信データストリームを処理するレシーバを提供する。受信データストリームは、周波数領域パルス整形フィルタによって設計された波形の形である。レシーバは、データストリームを受信するように構成された受信ユニットを含む。データストリームは、フィルタのよって導入された、データストリームの変調データシンボル間にシンボル間干渉（ＩＳＩ）を含む。ベクトル／行列値フィルタは、データストリーム内の変調データシンボル間のＩＳＩを除去するように構成される。変換ユニットは、ＩＳＩを除去した後で受信データストリームを信号検出のための時間領域に変換するように構成される。
【００１４】
本明細書の実施形態の以上その他の態様は、以下の記述及び添付図面と共に検討されたときにより適切に評価され理解される。しかしながら、以下の記述は、好ましい実施形態及びその多数の詳細を示すが、限定ではなく実例として示されることを理解されたい。多くの変更及び修正が、本明細書の実施形態の範囲内でその趣旨から逸脱することなく可能であり、本明細書の実施形態は、そのような全ての修正を含む。
【００１５】
本発明は、添付図面に示されており、図面全体にわたって、様々な図面の類似の参照文字は対応する部分を示す。本明細書の実施形態は、図面に関する以下の記述から更によく理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本明細書に開示されたような実施形態による、データ通信のための波形を設計するように構成されたトランスミッタ内にある様々なユニットのブロック図である。
【図２】本明細書に開示されたような実施形態による、データ通信のための波形を設計する方法を示す流れ図である。
【図３ａ】本明細書に開示されたような実施形態による、線形化ガウス形パルス整形によってＢＰＳＫ変調Ｇ−ＤＦＴプリコードＯＦＤＭ信号を生成する際に従う一連のステップを示す図である。
【図３ｂ】本明細書に開示されたような実施形態による、任意のパルス整形フィルタによってＱＡＭシステムのための波形の設計に必要とされるステップを示す図である。
【図４ａ】本明細書に開示されたような実施形態による、線形化ガウス形パルスを使用する、周波数領域パルス整形フィルタの設計に必要とされる一連のステップを示す図である。
【図４ｂ】本明細書に開示されたような実施形態による、任意の時間領域パルスのための周波数領域パルス整形フィルタの設計に必要とされる一連のステップを示す図である。
【図５】本明細書に開示されたような実施形態による、レシーバ内にある様々なユニットのブロック図である、
【図６ａ】本明細書に開示されたような実施形態による、受信データストリームを処理する方法を示す流れ図である。
【図７】本明細書に開示されたような実施形態による、ＧＭＭＳＥレシーバ設計において信号受信中に必要とされる一連のステップを示す図である。
【図８】本明細書に開示されたような実施形態による、シングルユーザＭＭＳＥレシーバ設計において信号受信中に必要とされる一連のステップを示す図である。
【図９】本明細書に開示されたような実施形態による、シングルユーザＷＬ  ＭＭＳＥレシーバ設計において信号受信中の一連のステップを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本明細書の実施形態及びその様々な特徴及び有利な詳細は、添付図面に示され以下の説明で詳述される非限定的な実施形態に関してより詳しく説明される。周知の構成要素及び処理技術の記述は、本明細書の実施形態を無駄に不明瞭にしない為に省略される。また、本明細書に示された様々な実施形態は、必ずしも互いに排他的とは限らず、幾つかの実施形態を１つ以上の他の実施形態と組み合わせて新しい実施形態を構成できる。本明細書で使用される用語「又は」は、特に断らない限り非排他的な「又は」を指す。本明細書で使用される例は、単に、本明細書の実施形態を実施できる方法の理解を容易にし、かつ当業者が本明細書の実施形態を実施することを可能にするものである。従って、例は、本明細書の実施形態の範囲を限定すると解釈されるべきでない。
【００１８】
本明細書の実施形態は、データ通信のための波形を設計する方法及びシステムを実現する。この方法は、コンステレーション固有位相回転適用ユニットによって、データストリーム内の連続データシンボル間にコンステレーション固有位相回転を適用して、コンステレーション回転データストリームを得ることを含む。更に、方法は、周波数領域パルス整形フィルタ（ＦＤＰＳＦ）によって、コンステレーション回転データストリームの変調データシンボル間にシンボル間干渉（ＩＳＩ）を導入して、送信されるコンステレーション回転データストリームの波形がＩＳＩによって生成されるようにすることを含む。
【００１９】
従来のシステムと異なり、提案方法は、きわめて低いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）と小さいビット誤り率（ＢＥＲ）ペナルティを有する波形を設計できる。
【００２０】
本明細書の実施形態は、受信データストリームを処理する方法及びレシーバを実現する。受信データストリームは、周波数領域パルス整形フィルタによって設計された波形の形である。この方法は、受信ユニットによってデータストリームを受信することを含む。データストリームは、周波数領域パルス整形フィルタによって導入された、データストリームの変調データシンボル間のシンボル間干渉（ＩＳＩ）を含む。更に、方法は、ベクトル／行列値フィルタによって、データストリーム内の変調データシンボル間のＩＳＩを除去することを含む。更に、この方法は、ＩＳＩを除去した後で変換ユニットによって受信データストリームを信号検出のための時間領域に変換することを含む。
【００２１】
提案方法は、ＦＤＰＳＦによって引き起こされるＩＳＩ及び自己干渉を軽減できる。提案方法は、従来の広範囲線形周波数領域マルチユーザユーザ等化技術を実施して、ＩＳＩとＦＤＰＳＦによって導入される自己干渉を軽減する。
【００２２】
従来のシステムと異なり、提案された周波数領域マルチユーザユーザ等化器は、ＩＳＩ及び自己干渉緩和の両方を低い実施複雑さと共に実行する。提案されたＧＭＭＳＥ型のレシーバは、ＦＤＰＳＧによって導入される周波数領域信号構造における冗長性を利用し、したがって、きわめて効率的なマルチユーザ周波数領域等化器となる。
【００２３】
次に、図面全体にわたって常に類似の参照文字が対応する特徴を示す図面、より詳細には図１から図９を参照し、好ましい実施形態が示される。
【００２４】
図１は、本明細書に開示されたような実施形態による、データ通信のための波形を設計するように構成された、トランスミッタ１００内にある様々なユニットのブロック図である。トランスミッタ１００は、位相回転適用ユニット１０２、周波数領域パルス整形フィルタ１０４、計算処理ユニット１０６、反復ユニット１０８、サンプリングユニット１１０、デジタルアナログ変換器１１２、及び窓適用ユニット１１４を含む。位相回転適用ユニット１０２は、データストリーム内の連続データシンボル間にコンステレーション固有位相回転を適用してコンステレーション回転データストリームを得るように構成される。周波数領域パルス整形フィルタ１０４は、コンステレーション回転データストリームの変調データシンボル間にシンボル間干渉（ＩＳＩ）を導入して、ＩＳＩによって、伝送されるコンステレート回転データストリームの波形が生成されるように構成される。サンプリング係数が１つ以上のとき、周波数領域パルス整形フィルタ１０４は、拡散信号のスペクトルを成形するように構成される。
【００２５】
計算処理ユニット１０６は、コンステレーション回転データストリームのマルチポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を計算するように構成される。コンステレーション回転データストリームのマルチポイントＤＦＴを計算した後で、反復ユニット１０８は、周波数領域内でコンステレーション回転データストリームを繰り返して拡散信号を得るように構成される。
【００２６】
一実施形態では、サンプリングユニット１１０は、オーバーサンプリング係数を使用して線形化ガウス形パルスをサンプリングするように構成される。一実施形態では、オーバーサンプリング係数は１である。別の実施形態では、オーバーサンプリング係数は１より大きい。線形化ガウス形パルスをサンプリングした後、計算処理ユニット１０６は、サンプリングした線形化ガウス形パルスの多点両側ＤＦＴを計算して周波数領域パルス整形フィルタを得るように構成される。
【００２７】
一実施形態では、データストリームは、データストリームのデータシンボル間にＩＳＩを導入した後で局所的副搬送波にマッピングされる。別の実施形態では、データストリームは、分散副搬送波にマッピングされる。
【００２８】
計算処理ユニット１０６は、データストリームに逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行した後で、周期的プリフィックス、周期的サフィックス又はこれらの両方の組み合わせをデータストリームに追加するように構成される。別の実施形態では、計算処理ユニット１０６は、データストリームに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行した後で、周期的プリフィックス、周期的サフィックス又は両方の組み合わせをデータストリームに追加するように構成される。周期的プリフィックス、周期的サフィックス又はこの両方の組み合わせをデータストリームに追加した後で、デジタルアナログ変換器１１２が、データストリームをデジタル信号からアナログ信号に変換するように構成される。
【００２９】
周期的プリフィックス若しくは周期的サフィックス又は周期的プリフィックスと周期的サフィックスの組み合わせをデータストリームに追加した後で、窓適用ユニット１１４は、データストリームに窓関数を適用するように構成される。
【００３０】
提案されたトランスミッタ１００は、ＤＦＴプリコードＯＦＤＭとは異なる時間領域信号表現を利用する。提案されたトランスミッタ１００は、直交／非直交副搬送波マッピングによってユーザ間の特定量の自己干渉を可能にするＤＦＴプリコードＯＦＤＭ技術を利用する。提案されたトランスミッタ１００は、ユーザが等しくない帯域幅を有することを可能にするが、先行技術のＧＦＤＭはこのシナリオを可能にしない。
【００３１】
従来システムと異なり、トランスミッタ１００は、ＰＡＰＲを減少させる為に変調データシンボル間に制御された量のＩＳＩを導入するＦＤＰＳ技術を実現できる。バイナリ変調の特殊事例では、トランスミッタ１００は、ユーザの連続データシンボル間に９０度のコンステレーション回転を適用し、その後でＤＦＴプリコーディング、ユーザ固有周波数領域スプレッディング、及び周波数領域副搬送波レベルパルス整形フィルタリングを適用する。
【００３２】
以下の操作及び機能は、波形を詳細に設計するためのトランスミッタ１００の設計と機能について説明する。
【００３３】
一実施形態では、トランスミッタ１００は、シングルユーザの場合の波形を設計するように構成されうる。トランスミッタは、ゼロ平均と分散σ２を有するＭ個の独立共同分布（ｉ．ｉ．ｄ）実数／複素数値変調アルファベットのブロックを送信する。ａｔ（ｌ）は変調データを表すものとする。ここで、トランスミッタ１００は、コンスタレーション固有位相回転θ（ｌ）を適用してｘｔ（ｌ）＝ｅｊθ（ｌ）αｔ（ｌ）を得ることができる。データストリームｘｔ（ｌ）のＤＦＴプリコーディングは、次のようなＭポイントＤＦＴを使用して達成される。
【００３４】
【数１】
0006668454.tif 000002
【００３５】
ここで、ｌ，ｋはそれぞれ離散時間と副搬送波インデックスを示し、ｘ（Ｍ＋ｋ）＝ｘ（ｋ）．．．である。（１）の代わりに、次のような両側ＤＦＴ（two sided DFT）を取得できる。
【００３６】
【数２】
0006668454.tif 000003
【００３７】
ｘ（ｋ）のＬ倍周期的拡張を検討する。ここで、
【００３８】
【数３】
0006668454.tif 000004
【００３９】
ここで、ベクトル〜ｘ（ｍ）の要素は、範囲
【数４】
0006668454.tif 000005
及びＭＬ＝Ｎとし、Ｎは、使用される副搬送波の総数である。時間領域では、
【数５】
0006668454.tif 000006
、
【数６】
0006668454.tif 000007
、及び
【数７】
0006668454.tif 000008
である。ここで、
【数８】
0006668454.tif 000009
である。次式が得られる。
【００４０】
【数９】
0006668454.tif 000010
【００４１】
（１）のＤＦＴ演算は、範囲
【数１０】
0006668454.tif 000011
内で１の場合の両側ＤＦＴとして実施されうる。あるいは、ｘ（ｋ）の左半分と右半分を中間のゼロ周波数成分と交換する。ここで、次のような周波数領域パルス整形フィルタを検討する。
【００４２】
【数１１】
0006668454.tif 000012
【００４３】
ここで、ｑｔ（ｎ）は、時間領域パルス整形フィルタのサンプルである。特定の副搬送波ではｑ（ｍ）がゼロ値をとりうることに注意されたい。あるいは、Ｎ個全ての副搬送波をデータで変調しなくてもよい。場合により、バンド端にある幾つかの副搬送波がヌルアウトされうる。パルス波形を伝送データ〜ｘ（ｍ）に適用すると、提案方法は、ｘｑ（ｍ）＝ｑ（ｍ）〜ｘ（ｍ）を有する。逆離散時間フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を使用して時間領域ベースバンド信号ｓ（ｔ）が得られる。
【００４４】
【数１２】
0006668454.tif 000013
【００４５】
ここで、ＴはＯＦＤＭＡシンボルの有効部分、ＴＣＰは周期的プリフィックス（ＣＰ）の持続時間、Δｆ＝１／Ｔは副搬送波間隔である。システムがＣＰのみを使用するときはｂ＝１であり、システムが周期的サフィックスだけでなく周期的プリフィックスも使用するときはｂ＝２であることに注意されたい。（４）と（５）を使用すると、アナログ信号を次にように書き換えできる。
【００４６】
【数１３】
0006668454.tif 000014
【００４７】
ここで
【数１４】
0006668454.tif 000015
であり、ｔ∈［０，Ｔ＋ｂＴ］は時間領域パルス整形関数であり、ｘｔ（ｌ）＝ｅｊθ（ｌ）αｔ（ｌ）である。ｑｐ（ｔ）＝ｑｐ（ｔ＋ｒＴ）、ｒが整数であることに注意されたい。トランスミッタ１００は、連続データブロックを順次送信し、各データブロックは、Ｔ＋ｂＴＣＰ秒の持続時間に限定される。ここで、時間領域信号は、従来のＳＣ−ＦＤＭＡと類似の形を有し、ｑ（ｔ）はパルス整形関数である。
【００４８】
別の実施形態で、複数アクセスシナリオを検討する。このシナリオでは、マルチユーザが利用可能帯域幅を同時に共有する。したがって、非直交と直交両方のユーザ割り当てが検討されることがあり、ユーザは、異なる帯域幅要件を有する別個のパルス波形を使用できる。合計ｕ人のユーザがいると仮定し、ｉ番目のユーザのデータをｘｉ（ｋ）で表すものとする。
【００４９】
【数１５】
0006668454.tif 000016
【００５０】
ここで、Ｍｉはｉ番目のユーザのデータ長であり、θｉ（ｌ）はｉ番目のユーザデータｘｉ，ｔによって使用されるコンステレーション回転である。（１０）のＤＦＴ演算が、両側ＤＦＴを使用して次のように実施できることに注意されたい。
【００５１】
【数１６】
0006668454.tif 000017
【００５２】
〜Ｘｉ（ｍ）をｘｉ（ｋ）のＬｉ倍周期的拡張を表すものとし、ここで、ＬｉＭｉ＝Ｎであり、ｑｉ（ｌ）を次のように定義されたこのユーザと関連付けられたＦＤＰＳＦとする。
【００５３】
【数１７】
0006668454.tif 000018
【００５４】
ここで、ｑｉ，ｎ（ｔ）は、対応する時間領域サンプルである。ＦＤＰＳＦが−Ｍｉ個の副搬送波全体に非ゼロ値をとり、ここで、−Ｍｉ−Ｍｉが、ｉ番目のユーザに使用される副搬送波の過剰数であることに注意されたい。この場合、（〜Ｍｉ−Ｍｉ）Δｆは、ｉ番目のユーザによって使用される過剰帯域幅として示される。更に、ユーザは、次のように所定の対象帯域全体にわたって周波数分割多重される。
【００５５】
【数１８】
0006668454.tif 000019
【００５６】
ここで、ｍｉは、ｉ番目のユーザの周波数偏移である。提案方法は、ｍｉの値が−Ｍｉの整数倍数に設定された場合に、非直交多搬送信号を提供する。
【００５７】
一実施形態では、提案方法は、
【数１９】
0006668454.tif 000020
を選択する
【００５８】
別の実施形態では、ｍｉの値は、トランスミッタ１００によって使用される副搬送波マッピング方法に基づいて選択される。
【００５９】
伝送信号は、代替形式で次のように表されうる。
【００６０】
【数２０】
0006668454.tif 000021
【００６１】
ここで、
【数２１】
0006668454.tif 000022
は、ｉ番目のユーザによって使用される時間領域パルス整形関数である。ここで、ｑｉ，ｐ（ｔ）＝ｑｉ，ｐ（ｔ＋ｒＴ）であり、ｒは整数である。
【００６２】
【数２２】
0006668454.tif 000023
【００６３】
（１１）を使用し、（１５）にｍ−ｍｉ＝ｍｌを代入すると、ｑｉ（ｔ）は代替形式で次のように表わされる。
【００６４】
【数２３】
0006668454.tif 000024
【００６５】
【数２４】
0006668454.tif 000025
は、ｉ番目のユーザによって使用されるベースバンドパルス整形関数である。ここで、伝送信号は、次のように書き換えられうる。
【００６６】
【数２５】
0006668454.tif 000026
【００６７】
一実施形態で、副搬送波の総数はＮである。しかしながら、Ｎ個のうちＮｕ個の副搬送波しかトランスミッタ１００によって使用され得ない。残りの（Ｎ−Ｎｕ）個の副搬送波はデータを伝えない。更に、多くのユーザは、Ｎｕ個の副搬送波全体にわたって周波数分割多重される。伝送信号は、次の式で与えられる。
【００６８】
【数２６】
0006668454.tif 000027
【００６９】
ここで、伝送信号は、１組の副搬送波全体にわたり、その範囲は、ｉ番目のユーザの信号によって占有される副搬送波によって規定される。更に、ｍｉの値は、トランスミッタ１００によって導入される非直交量を制御する為に使用されうるシステム設計特性である。ｍｉの値は、Ｍｉ，−Ｍｉ又は任意の他の値に設定されうる。例えば、範囲［０  Ｍｉ］でｍｉの値を設定すると、システムのスペクトル効率が上昇する。別の選択肢は、ｍｉの値を範囲［Ｍｉ −Ｍｉ内で選択することである。特定の場合、マルチユーザ又は複数アンテナの信号が同じ時間周波数資源上で送信されうる場合は、ｍｉの値がゼロになるように設定できる。
【００７０】
シンボル窓処理：
伝送信号は、１つのＯＦＤＭシンボル持続時間の期間に制限されるので、実際にはＯＢＥが高くなる矩形窓関数を課す。ＯＢＥを小さくするため、提案技法は、ＯＦＤＭシンボル境界で滑らかな遷移を提供する代りの時間領域窓関数を使用する。提案方法は、持続時間ＴＣＰごとの周期的プリフィックス並びに周期的サフィックスを含む。アナログ信号は、次のように書き換えられうる。
【００７１】
【数２７】
0006668454.tif 000028
【００７２】
ここで、ｗ（ｔ）は、間隔ｔ∈［０，Ｔ＋ｂＴＣＰ］全体にわたって定義される提案窓関数である（ＯＦＤＭシンボルブロック持続時間として設計される）。窓ｗ（ｔ）は、周期的プリフィックス及びサフィックスを除くＯＦＤＭシンボルの持続時間に一定値をとるように選択される。窓は、周期的プリフィックス及び／又はサフィックスの一部分の間に一定値をとり、ブロック境界におけるゼロ値まで徐々に先細りする。ＳＱＲＣ，ＲＣ，ハミング，ハニング，バートレット窓などの標準的な時間領域窓関数を使用できる。一実施形態では、以下のＲＣ窓が使用され、ここでＷとβは設計パラメータである。
【００７３】
【数２８】
0006668454.tif 000029
【００７４】
ｄｃ副搬送波を回避する為に、伝送信号Ｓｉ（ｔ）は、更に、ｅｊπａΔｆ（ｔ−ＴＣＰ）又はｅ−ｊπａΔｆ（ｔ−ＴＣＰ）と乗算され、ここで、ａは、実数値数である。一実施形態ではａ＝１である。
【００７５】
一実施形態では、別個（分散）周波数資源全体にわたってマルチユーザの為に生成される信号が、同じユーザ機器から送信される。この場合、信号の低ＰＡＰＲ特性はそれ以上維持しないが、ユーザは、複数の分散された時間周波数資源を使用してより高いデータレートで伝送できる。
【００７６】
ユーザ機器によって送信される変調データシンボルは、通常、ブロックコード、畳み込みコード又はターボコードなどの誤り訂正コードによって符号化され、続いてスクランブラ、インターリーバによって符号化され、その後で所望の変調フォーマットにマッピングされる。
【００７７】
更に、ＦＤＰＳＦは、低ＰＡＰＲ波形設計を可能にする。ＰＡＰＲは、コンステレーション回転係数θ（１）、変調サイズＱ、及び式（５）で与えられたＦＤＰＳＦ  ｑ（ｍ）の適切な選択を使用して制御されうる。一実施形態では、実数コンステレーションでは
【数２９】
0006668454.tif 000030
になり、ＱＡＭなどのＱ元複素数コンステレーションでは
【数３０】
0006668454.tif 000031
となる。Ｑ＝２の特殊な場合、波形は、
【数３１】
0006668454.tif 000032
を選択し、変調指数０．５を有するバイナリＣＰＭ信号のＰＡＭ分解における主パルスとして得られた線形化ガウス形パルスに基づいてＦＤＰＳＦを選択することによって、ほぼ一定のエンベロープで設計されうる。ＦＤＰＳＦ  ｑｔ（ｎ）の時間領域サンプルは、次のように選択されうる。
【００７８】
【数３２】
0006668454.tif 000033
【００７９】
ここで、ｐ０（ｔ）は線形化ガウス形パルスであり、ｓはオーバーサンプリング係数であり、係数ＢＴは波形の特性を制御し、τ０は一定時間オフセットであり、ｎは整数である。パルスは時間制限されるので、ｎの値は、範囲
【数３３】
0006668454.tif 000034
でとられうる。
【００８０】
オーバーサンプリングレートがｓの場合、ｑｔ（ｎ）のフーリエ変換は、周期ｓ／Ｔの周期的である。ｓＭ副搬送波のスパンを有するＦＤＰＳＦは、式（１１）で定義されたようにｑｔ（ｎ）のｓＭポイントＤＦＴを行うことによって得られる。あるいは、最初にｓＭポイントＤＦＴを次のようにとることによってＦＤＰＳＦが得られる。
【００８１】
【数３４】
0006668454.tif 000035
【００８２】
更に、ＤＦＴ出力の左半分と右半分は、ゼロ周波数成分が真ん中になるように交換されうる。あるいは、両側ＤＦＴを使用して次のようにＦＤＰＳＧを得ることができる。
【００８３】
【数３５】
0006668454.tif 000036
【００８４】
シーケンスｑｔ（ｎ）は実数値なので、特定の場合、ｑｔ（ｎ）を特定量だけ適切に循環シフトした後でＤＦＴを行ってＤＦＴ出力を実現できる。また、ＦＤＰＳＦフィルタを両端で切り詰めることによって、ｓＭ未満の長さのＦＤＰＳＦを適用できる。
【００８５】
提案された設計手順の代わりに、ｑｔ（ｎ）のＭ０ポイントＤＦＴを検討でき（Ｍ０＞ｓＭかつ
【数３６】
0006668454.tif 000037
）、次にＤＦＴ出力をデシメートしてｑ（ｍ）を生成することによって、ＭｏポイントからｓＭポイントを収集できる。更に別の代替実施態様では、ｐ０（ｆ）のサンプルを取得することによってｑ（ｍ）の値が得られる（即ち、適切な間隔で行われたｐ０（ｔ）のフーリエ変換）。
【００８６】
ｓ＝１の特殊な場合、この方法は、過剰ＢＷなしにＰＤＰＳＦを設計できる。この場合、波形は、ＩＳＩを導入するが、マルチユーザ干渉がない。ｓ＝１の場合の時間領域サンプルを得る為に、この方法は、最初にｓ＝２に対応するサンプルを生成し、次に偶数又は奇数シンボル間隔のサンプルシーケンスを選択して必要なＦＤＰＳＦを生成できる。
【００８７】
ｑｔ（ｎ）の時間領域サンプルの値の幾つかの例が、表１及び２に示され、ここで、パルス応答は因果的にされ、即ち、ｑｔ（ｎ）の値は、ｎ≧０の場合に正であり、ｎ＜０の場合にゼロ値を取る。表では、ｑｔ（ｎ）の値はｎ＝０で始まる。
方法は、
【数３７】
0006668454.tif 000038
を定義する。
【００８８】
ＦＤＰＳＦｑ（ｍ）は、ｍ＝０でゼロ周波数成分となるように、ＤＦＴ出力〜ｑ（ｍ）の左半分と右半分が交換された後で得られる。あるいは、範囲０≦ｎ≦ｓＭ−１を検討すると、因果的応答ｑｔ（ｎ）は、ゼロ番目の時間サンプルがｎ＝０にあり負時間サンプルが左半分にあるように、左に特定量だけ循環シフトされうる。この場合、パルス応答は、実数かつ対称的であり、即ち、ｑｔ（ｎ）＝ｑｔ（ｓＭ−ｎ）である。また、このシーケンスのＤＦＴは、実数かつ対称的であり、即ち、〜ｑ（ｍ）＝〜ｑ（ｓＭ−ｍ）である。ＦＤＰＳＦｑ（ｍ）は、ゼロ周波数成分がｍ＝０になるように、ＤＦＴ出力〜ｑ（ｍ）の左半分と右半分が交換された後で得られる。
【００８９】
【表１】
0006668454.tif 000039
【００９０】
【表２】
0006668454.tif 000040
【００９１】
提案技法を使用してマルチユーザのデータを多重化でき、その場合、各ユーザは、近似された連続位相変調（ＣＰＭ）信号を送信する。近似ＣＰＭ信号は、ＣＰＭを表わすことにより得られ、複数ＰＡＭ信号とＧ−ＤＦＴプリコードＯＦＤＭ変調の重ね合せが、ＰＡＭ成分ごとに適用される。送信には支配的ＰＡＭ成分構成要素しか使用できない。そのような場合は、対応するレシーバを開発する必要がある。
【００９２】
主要パルスｐ０（ｔ）は、ローランの分解における主パルスであり、［９］は以下の式によって示される。
【００９３】
【数３８】
0006668454.tif 000041
【００９４】
ここで、
【００９５】
【数３９】
0006668454.tif 000042
【００９６】
パルスｑ（ｔ）は、次のように定義されたガウスフィルタ矩形パルス応答である。
【００９７】
【数４０】
0006668454.tif 000043
【００９８】
ここで、
【数４１】
0006668454.tif 000044
、ＢＴは、パルス波形を制御するパラメータであり、
【数４２】
0006668454.tif 000045
である。Ｌ１の値はパルス持続時間を決定する。典型的には、この値は、範囲４〜６になるように選択される。
【００９９】
図２は、本明細書に開示されたような実施形態による、データ通信のための波形を設計する方法２００を示す流れ図である。ステップ２０２で、方法は、データストリーム内の連続データシンボル間にコンステレーション固有位相回転を適用してコンステレーション回転データストリームを得ることを含む。一実施形態では、方法２００は、位相回転適用ユニット１０２が、データストリーム内の連続データシンボル間にコンステレーション固有位相回転を適用してコンステレーション回転データストリームを得ることを可能にする。
【０１００】
ステップ２０４で、方法２００は、コンステレーション回転データストリームの変調データシンボル間にＩＳＩを導入することを含む。一実施形態では、方法２００は、周波数領域パルス整形フィルタ１０４がコンステレーション回転データストリームの変調データシンボル間にＩＳＩを導入することを可能にする。
【０１０１】
方法２００の様々な操作、動作、ブロック、ステップなどは、示された順序で実行されてもよく、異なる順序で実行されてもよく、同時に実行されてもよい。更に、幾つかの実施形態では、幾つかの操作、動作、ブロック、ステップなどは、本発明の範囲から逸脱することなく、例えば省略されてもよく、追加されてもよく、修正されてもよく、スキップされてもよい。
【０１０２】
図３ａは、線形化ガウス形パルス整形によりＢＰＳＫ変調Ｇ−ＤＦＴプレコードＯＦＤＭ信号を生成する際に従う一連のステップを示す。ステップ３０２ａで、方法３００ａは、トランスミッタ１００によってＢＰＳＫ変調データを送信／伝送することを含む。ステップ３０４ａで、方法３００ａは、トランスミッタ１００を使用してＢＰＳＫ変調データにコンステレーション回転をπ／２だけ実行することを含む。ステップ３０６ａで、方法３００ａは、トランスミッタ１００によって、コンステレーション回転の実行後にＭｉポイントＤＦＴを実行することを含む。ステップ３０８ａで、方法３００ａは、トランスミッタ１００によって、ＭｉポイントＤＦＴの実行後にＤＦＴスプレッディングプロセスを実行することを含む。ステップ３１０ａで、方法３００ａは、トランスミッタ１００によって、ＤＦＴスプレッディングプロセスの実行後にユーザ固有パルス整形フィルタを取得することを含む。ステップ３１２ａで、方法３００ａは、トランスミッタ１００によって、ユーザ固有パルス整形フィルタの取得後に直交／非直交副搬送波マッピングを実行することを含む。ステップ３１４ａで、方法３００ａは、トランスミッタ１００によって、直交／非直交副搬送波マッピングの実行後に半副搬送波シフトを導入することを含む。
【０１０３】
方法３００ａの様々な操作、動作、ブロック、ステップなどは、示された順序で実行されてもよく、異なる順序で実行されてもよく、又は同時に実行されてもよい。更に、幾つかの実施形態では、幾つかの操作、動作、ブロック、ステップなどは、本発明の範囲から逸脱することなく、例えば省略されてもよく、追加されてもよく、修正されてもよく、スキップされてもよい。
【０１０４】
図３ｂは、任意のパルス整形フィルタによりＱＡＭシステムのための波形を設計する為に必要とされるステップを示す。ステップ３０２ｂで、方法３００ｂは、トランスミッタ１００によってＰＡＭ又はＱＡＭ変調データを提供することを含む。ステップ３０４ｂで、方法３００ｂは、トランスミッタ１００を使用して変調データにコンステレーション回転をπ／２だけ実行することを含む。ステップ３０６ｂで、方法３００ｂは、トランスミッタ１００によって、コンステレーション回転の実行後にＭｉポイントＤＦＴを実行することを含む。ステップ３０８ｂで、方法３００ｂは、トランスミッタ１００によって、ＭｉポイントＤＦＴの実行後にＤＦＴスプレッディングプロセスを実行することを含む。ステップ３１０ｂで、方法３００ｂは、トランスミッタ１００によって、ＤＦＴスプレッディングプロセスの実行後にユーザ固有パルス整形フィルタを取得することを含む。ステップ３１２ｂで、方法３００ｂは、トランスミッタ１００によって、ユーザ固有パルス整形フィルタの取得後に直交／非直交副搬送波マッピングを実行することを含む。ステップ３１４ｂで、方法３００ｂは、トランスミッタ１００によって、直交／非直交副搬送波マッピングの実行後に半副搬送波シフトを導入することを含む。
【０１０５】
方法３００ｂにおける様々な操作、動作、ブロック、ステップなどは、示された順序で実行されてもよく、異なる順序で実行されてもよく、同時に実行されてもよい。更に、幾つかの実施形態では、幾つかの操作、動作、ブロック、ステップなどは、本発明の範囲から逸脱することなく、例えば省略されてもよく、追加されてもよく、修正されてもよく、スキップされてもよい。
【０１０６】
図４ａは、線形化ガウス形パルスを使用する周波数領域パルス整形フィルタの設計に必要とされる一連のステップを示す。ステップ４０２ａで、方法４００ａは、トランスミッタ１００によって、ＧＭＳＫのローラントの分解を使用して線形化ガウス形パルスを取得することを含む。ステップ４０４ａで、方法４００ａは、トランスミッタ１００によって、線形化ガウス形パルスを取得後に係数「Ｓ」だけ線形化ガウス形パルスをオーバーサンプリングすることを含む。ステップ４０６ａで、方法４００ａは、トランスミッタ１００によって、シーケンスを「ｓＭ」ポイントに切り捨て、必要に応じてシーケンスを特定量循環シフトさせることを含む。ステップ４０８ａで、方法４００ａは、「ｓＭ」ポイントＤＦＴを計算することを含む。ステップ４１０ａで、方法４００ａは、トランスミッタ１００によって、「ｓＭ」ポイントＤＦＴの計算後に真ん中にあるゼロ周波数とシーケンスの左半分と右半分を交換することを含む。
【０１０７】
方法４００ａの様々な操作、動作、ブロック、ステップなどは、示された順序で実行されてもよく、異なる順序で実行されてもよく、同時に実行されてもよい。更に、幾つかの実施形態では、幾つかの操作、動作、ブロック、ステップなどは、本発明の範囲から逸脱することなく、例えば省略されてもよく、追加されてもよく、修正されてもよく、スキップされてもよい。
【０１０８】
図４ｂは、任意の時間領域パルスのための周波数領域パルス整形フィルタの設計に必要とされる一連のステップを示す。ステップ４０２ｂで、方法４００ｂは、トランスミッタ１００によって、時間領域パルス整形関数を提供することを含む。ステップ４０４ｂで、方法４００ｂは、トランスミッタ１００によって、時間領域パルス整形関数を取得後に、係数「ｓ」によってパルスをオーバーサンプリングすることを含む。ステップ４０６ｂで、方法４００ｂは、トランスミッタ１００によって、シーケンスを「ｓＭ」ポイントに切り捨て、必要に応じてシーケンスを特定量循環シフトさせることを含む。ステップ４０８ｂで、方法４００ｂは、「ｓＭ」ポイントＤＦＴを計算することを含む。ステップ４１０ｂで、方法４００ｂは、トランスミッタ１００によって、「ｓＭ」ポイントＤＦＴの計算後にシーケンスの左半分と右半分を真ん中にあるゼロ周波数と交換することを含む。
【０１０９】
方法４００ｂの様々な操作、動作、ブロック、ステップなどは、示された順序で実行されてもよく、異なる順序で実行されてもよく、同時に実行されてもよい。更に、幾つかの実施形態では、幾つかの操作、動作、ブロック、ステップなどは、本発明の範囲から逸脱することなく、例えば省略されてもよく、追加されてもよく、修正されてもよく、スキップされてもよい。
【０１１０】
一実施形態では、基地局は、セル境界にいるユーザ又は低信号対雑音比を有するユーザが、周波数領域パルス整形フィルタを送信出力ブースティングと一緒に使用するように、ユーザの予定を立てうる。基地局は、使用される周波数領域パルス整形フィルタのタイプ、割り当てられた副搬送波の数、時間周波数平面内の副搬送波の位置、コンステレーション回転及び変調タイプのうちの少なくとも１つをユーザに信号で伝える。周波数領域パルス整形フィルタが使用する過剰帯域幅はゼロでも非ゼロでもよい。基地局は、低信号対雑音比を有するユーザが、過剰帯域幅を有するか有していない狭帯域幅の周波数領域パルス整形を使用し、同時に隣接帯域内で予定を立てられたユーザが、高信号対雑音比と、場合によってはより広い帯域幅割り当てを有するようにユーザの予定を立てうる。更に、ユーザは、１人以上のユーザで使用される過剰帯域幅により重複した組の副搬送波を使用できる。基地局レシーバでは、非直交伝送によって引き起こされるユーザ間干渉は、高信号対雑音比ユーザと関連付けられた受信電力が高くなるので、大きな干渉を引き起こさないことがある。
【０１１１】
図５は、本明細書に開示されたような実施形態によるレシーバ５００内にある様々なユニットのブロック図である。レシーバ５００は、データストリームを受信する。データストリームは、周波数領域パルス整形フィルタ１０４によって設計された波形の形で受信される。レシーバ５００は、受信ユニット５０２、ベクトル／行列値フィルタ５０４、変換ユニット５０６及び除去ユニット５０８を含む。サンプリング、同期、周波数オフセット除去、Ｉ／Ｑ不均衡補正、ＤＣオフセット補正、クロック回復及びＣＰ（周期的プリフィックス及び／又はサフィックスを含む）除去及びチャネル推定動作などのレシーバフロントエンド動作は、従来のレシーバシステムと類似する。更に、任意の所定ユーザの伝搬チャネルによって導入されるメモリは、ＣＰ持続時間のものより少ないと仮定される。更に、レシーバは、パイロット及びＦＤＰＳＦの知識を使用して全チャネルインパルス応答を得る。
【０１１２】
受信ユニット５０２は、データストリームを受信するように構成される。データストリームを受信した後で、ベクトル／行列値フィルタ５０４は、データストリーム内の変調データシンボル間のＩＳＩを除去するように構成される。データストリーム内の変調データシンボル間のＩＳＩの除去に基づいて、変換ユニット５０６は、受信データストリームを信号検出のための時間領域に変換するように構成される。
【０１１３】
一実施形態では、除去ユニット５０８は、周波数領域内の受信データストリームをデロテーションすることによって、受信データストリーム内のコンステレーション回転を除去するように構成される。
【０１１４】
一実施形態では、除去ユニット５０８は、時間領域内の受信データストリームをデロテーションすることによって、受信データストリーム内のコンステレーション回転を除去するように構成される。一実施形態では、除去ユニット５０８は、受信データストリームをデロテーションした後で、受信データストリームから周期的プリフィックスと周期的サフィックスを除去するように構成される。
【０１１５】
ＣＰを除去した後の時間領域サンプリング受信信号は、次の式で与えられる。
【数４３】
0006668454.tif 000046
【０１１６】
ここで、ｓｉ，ｎ（ｎ）は、ｉ番目のユーザのアナログ信号のサンプリングバージョンに対応する。シンボル
【数４４】
0006668454.tif 000047
は、線形畳み込み演算を表す。ノイズベクトルｎｔ（ｎ）は、次元によりそれぞれゼロ平均と分散
【数４５】
0006668454.tif 000048
を有する独立同分布複素ガウスランダム変数である。ｈｉ，ｔ（ｎ）がｉ番目のユーザの時間制限チャネルであると仮定されることに注意されたい。ｙｔ（ｎ）のＮポイント両側ＤＦＴをとると、提案技法は、次の式を得る。
【０１１７】
【数４６】
0006668454.tif 000049
【０１１８】
提案技法は、−ｙ（ｍ）を次のように記述できる。
【０１１９】
【数４７】
0006668454.tif 000050
【０１２０】
マルチユーザシステムモデル：
マルチユーザ一般化ＭＭＳＥレシーバを開発する為に、提案技法が、ａ）全てのユーザが等しい数の副搬送波（即ち、Ｍｉ＝Ｍ）を使用し、またｂ）提案技法が、帯域端にいるユーザにゼロ過剰ＢＷを適用する（即ち、−Ｍ１＝−Ｍ２＝Ｍ）ことを仮定する。残りのユーザは−Ｍｉ＝−Ｍ（ｉ＝２，３，．．．，Ｌ−１）である。提案技法は、Ｌが１の最小値をとる場合に合計ｕ＝Ｌのユーザを有する。この場合、
【０１２１】
【数４８】
0006668454.tif 000051
と
【０１２２】
【数４９】
0006668454.tif 000052
である。その理由は、提案方法が、帯域端でゼロ過剰ＢＷを使用するからである。具体例として、提案技法は、−Ｍ≦３Ｍに制限し、即ち、周波数領域パルスは、どちかの側にいる最大１人のユーザに干渉を引き起こす。レシーバ５００は、ユーザが−Ｍｉの任意値を適用する場合に容易に一般化されうる。更に、この場合、提案技法は、Ｎ個の副搬送波が全てデータ伝送に利用されると仮定する。実際には、副搬送波の実数は、Ｎｕ＜Ｎに等しい。
【０１２３】
（２３）で、
【０１２４】
【数５０】
0006668454.tif 000053
、ｉ＝１，２，．．．，Ｌ。次の式が成り立つ。
【０１２５】
【数５１】
0006668454.tif 000054
及び
【０１２６】
【数５２】
0006668454.tif 000055
【０１２７】
ここで、ｈｉ（ｋ）は、ｉ番目のユーザの周波数領域チャネルであり、
【数５３】
0006668454.tif 000056
である。
【０１２８】
提案された検出器は共同で、一般化ＭＭＳＥ−ＤＦＥレシーバを同時に使用するＬ人のユーザを全て検出する。レシーバ５００は、信号に含まれる冗長性（過剰ＢＷ）を利用する。次のように受信信号の多数の複写を収集する。
【０１２９】
【数５４】
0006668454.tif 000057
【０１３０】
ここで、
【０１３１】
【数５５】
0006668454.tif 000058
【０１３２】
また、−Ｈ（ｋ）は、次の式で与えられる。
【０１３３】
【数５６】
0006668454.tif 000059
【０１３４】
ここで、提案技法は、最大２人のユーザが任意の所定ユーザと干渉する場合のチャネル行列を示す。このシナリオは、任意のユーザによって使用される過剰ＢＷが２００％未満である場合に対応する。
【０１３５】
マルチユーザ広範囲線形一般化ＭＭＳＥ等化器：
変調シンボルの実数値性質を利用するため、レシーバは、最初に、周波数領域演算を使用してコンステレーション回転を除去する。ＷＬレシーバにおける最初のステップは、受信信号を（Ｍ／４）サンプルだけデシフトして変調データを実数値信号にすることである。Ｍが４の整数倍でない場合、コンステレーションデロテーションステップを時間領域内で実行し、信号を周波数領域に変換しなければならないことに注意されたい。−ｙ（ｋ）を（Ｍ／４）サンプルだけシフトさせた後、提案技法は次の式を得る。
【０１３６】
【数５７】
0006668454.tif 000060
【０１３７】
ここで、
【０１３８】
【数５８】
0006668454.tif 000061
【０１３９】
提案技法は、
【数５９】
0006668454.tif 000062
であることを使用する。次に、レシーバ５００は、
【数６０】
0006668454.tif 000063
に複素共役及び周波数逆演算を適用して次の式を得る。
【０１４０】
【数６１】
0006668454.tif 000064
【０１４１】
ここで、
【０１４２】
【数６２】
0006668454.tif 000065
【０１４３】
（２５）と（２６）を列ベクトル形式で積み重ねると、
【数６３】
0006668454.tif 000066
【０１４４】
簡潔な行列形式では、
【０１４５】
【数６４】
0006668454.tif 000067
【０１４６】
提案されたＷＬ  ＧＭＭＳＥレシーバでは、受信信号が、行列値フィードフォワードフィルタＷ（ｋ）を使ってフィルタリングされて次の式が得られる。
【０１４７】
【数６５】
0006668454.tif 000068
【０１４８】
（１３），（１４）に示された手法に従って、提案技法は、誤差信号を次のように定義する。
【０１４９】
【数６６】
0006668454.tif 000069
【０１５０】
これは、時間領域内で次のように記述される。
【０１５１】
【数６７】
0006668454.tif 000070
【０１５２】
直交原理（１４）を適用すると、
【０１５３】
【数６８】
0006668454.tif 000071
【０１５４】
（３１）に（２９）を代入し、期待値を評価すると、ＦＦＦを次のように表わすことができる。
【０１５５】
【数６９】
0006668454.tif 000072
【０１５６】
ここで、
【０１５７】
【数７０】
0006668454.tif 000073
【０１５８】
及び
【０１５９】
【数７１】
0006668454.tif 000074
【０１６０】
ここで、
【０１６１】
【数７２】
0006668454.tif 000075
【０１６２】
ＦＦＦを代替形式で次のように表わすことができる。
【０１６３】
【数７３】
0006668454.tif 000076
【０１６４】
（３６）が行列反転補助定理の適用により得られることに注意されたい。
【数７４】
0006668454.tif 000077
とする。
【０１６５】
【数７５】
0006668454.tif 000078
【０１６６】
最適ＦＦＦを使用して、最小ＭＳＥは（１３），（１４）のように示されうる。ここで、
【０１６７】
【数７６】
0006668454.tif 000079
【０１６８】
個別ユーザのシンボルは、標準スライシング方法を使用する
【数７７】
0006668454.tif 000080
を使用して検出される。
【０１６９】
従来のＧＭＭＳＥレシーバ：
ＷＬ  ＧＭＭＳＥレシーバ設計は、以下のステップを実行することによって設計される。
【０１７０】
ステップ１：最初のステップとして、コンステレーションの除去が、実数コンステレーションの特別な場合にだけ行われる。複素数値コンステレーションの場合、システムは、−ｙ（ｋ）を直接処理する。
【０１７１】
ステップ２：ここで、ｓ＝１の特別な場合は、ユーザ間のマルチユーザ干渉がないので、提案された従来又はＷＬ  ＧＭＭＳＥレシーバは、複数のシングルユーザの従来又はＷＬ  ＭＭＳＥ等化器に分離されうることに注意されたい。
【０１７２】
従来のＧＭＭＳＥレシーバを使用して、受信信号（２５）は、行列値フィードフォワードフィルタＷ＾（ｋ）を使用してフィルタリングされ、
【数７８】
0006668454.tif 000081
が得られる。ＦＦＦの式は、次のように与えられる。
【０１７３】
【数７９】
0006668454.tif 000082
【０１７４】
また、ＭＭＳＥは、次のようになる。
【０１７５】
【数８０】
0006668454.tif 000083
【０１７６】
複素コンステレーションの場合、従来のＧＭＭＳＥレシーバを−ｙ（ｋ）に直接適用し、続いて周波数領域等化の後で時間領域コンステレーション除去ステップを適用できる。
【０１７７】
従来のシングルユーザ等化器：
マルチユーザ等化器は、サイズＬｘＬのチャネル行列の反転を含む。更に、マルチユーザユーザ等化器は、Ｍｉ＝Ｍの場合にのみ適用可能である。以下の方法を使用して、実数及び複素数コンステレーションの両方を検出できる。この場合、等化器は、信号モデル
【数８１】
0006668454.tif 000084
を修正し、ここで、
【数８２】
0006668454.tif 000085
の要素は、対象となる副搬送波を適切に収集することによって構成される。
【０１７８】
【数８３】
0006668454.tif 000086
【０１７９】
ユーザにＭｉが割り当てられたと仮定すると、受信信号モデル
【数８４】
0006668454.tif 000087
は、次のように修正されうる。
【０１８０】
【数８５】
0006668454.tif 000088
【０１８１】
これを使用してシングルユーザ等化器を生成できる。これを使用すると、従来の信号モデルの場合、提案技法は、
【数８６】
0006668454.tif 000089
を次のように書き換えできる。
【０１８２】
【数８７】
0006668454.tif 000090
【０１８３】
ここで、
【数８８】
0006668454.tif 000091
は、
【数８９】
0006668454.tif 000092
の第ｉ列であり、
ｈ−ｉ（ｋ）にゼロを含む特定行が除去される。受信信号（３８）は、ベクトル値フィードフォワードフィルタ
【数９０】
0006668454.tif 000093
を使用してフィルタリングされ、
【数９１】
0006668454.tif 000094
が得られる。
【０１８４】
ここで、−ｚｉ（ｋ）は、ｉ番目のユーザのスカラ値周波数領域均等化信号である。ＭＭＳＥ手法に従って、ＦＦＦの式は、次の式で与えられる。
【０１８５】
【数９２】
0006668454.tif 000095
【０１８６】
ここで、
【数９３】
0006668454.tif 000096
【０１８７】
ここで、σ２ａｉは、ｉ番目のユーザデータの分散である。ｉ番目のユーザのＭＳＥが、次の式によって与えられる。
【０１８８】
【数９４】
0006668454.tif 000097
【０１８９】
−ｚｉ（ｋ）のＩＤＦＴをとると、ｉ番目のユーザを検出するための時間領域決定変数が提供される。コンステレーションデロテーションは、−ｚｉ（ｋ）に実行されうる。
【０１９０】
シングルユーザＷＬ等価器：
シングルユーザＷＬ等化器は、信号（３８）とその列形式の複素共役及び逆複写を収集することによって設計される。
【０１９１】
【数９５】
0006668454.tif 000098
【０１９２】
簡略行列形式では、
【０１９３】
【数９６】
0006668454.tif 000099
【０１９４】
受信信号（４３）は、ベクトル値フィードフォワードフィルタ
【数９７】
0006668454.tif 000100
を使ってフィルタリングされて
【数９８】
0006668454.tif 000101
が得られる。ここで、〜ｚｉ（ｋ）は、ｉ番目のユーザのスカラ値周波数領域均等化信号である。ＭＭＳＥ手法に従って、ＦＦＦの式は、次の式によって与えられる。
【０１９５】
【数９９】
0006668454.tif 000102
【０１９６】
ここで、
【数１００】
0006668454.tif 000103
【０１９７】
ここで、σ２ａｉは、ｉ番目のユーザデータの分散である。ｉ番目のユーザのＭＳＥは、次の式によって与えられる。
【０１９８】
【数１０１】
0006668454.tif 000104
【０１９９】
−ｚｉ（ｋ）のＩＤＦＴをとると、ｉ番目のユーザを検出するための時間領域決定変数が得られる。コンステレーションデロテーションが、〜ｚｉ（ｋ）に実行されうる。
【０２００】
図６は、本明細書に開示されたような実施形態による、受信データストリームを処理するための方法６００を示す流れ図である。ステップ６０２で、方法６００は、データストリームを受信することを含む。一実施形態で、方法６００は、受信ユニット５０２がデータストリームを受信することを可能にする。一実施形態で、データストリームは、データストリームの変調データシンボル間にＩＳＩを含む。
【０２０１】
ステップ６０４で、方法６００は、データストリーム内の変調データシンボル間のＩＳＩを除去することを含む。一実施形態で、方法６００は、ベクトル／行列値フィルタ５０４が、データストリーム内の変調データシンボル間のＩＳＩを除去することを可能にする。
【０２０２】
ステップ６０６で、方法６００は、受信データストリームを、信号検出のための時間領域に変換することを含む。一実施形態で、方法６００は、変換ユニット５０６が、ＩＳＩを除去した後で、受信データストリームを信号検出のための時間領域に変換することを可能にする。
【０２０３】
ステップ６０８で、方法６００は、受信データストリーム内のコンステレーション回転を除去することを含む。ステップ６１０で、方法６００は、受信データストリームから周期的プリフィックス又は周期的サフィックスを除去することを含む。
【０２０４】
方法６００の様々な操作、動作、ブロック、ステップなどは、示された順序で実行されてもよく、異なる順序で実行されてもよく、同時に実行されてもよい。更に、幾つかの実施形態では、幾つかの操作、動作、ブロック、ステップなどは、本発明の範囲から逸脱することなく、例えば省略されてもよく、追加されてもよく、修正されてもよく、スキップされてもよい。
【０２０５】
図７は、ＧＭＭＳＥレシーバ設計において信号受信中に必要とされる一連のステップを示す。ステップ７０２で、方法７００は、各ユーザのＭ副搬送波を使用して周波数領域内のマルチユーザ信号のベクトル行列表現を提供することを含む。ステップ７０４で、方法７００は、周波数領域内のマルチユーザ信号のベクトル行列表現を提供した後で、マルチユーザＧＭＭＳＥレシーバを使用して信号の周波数領域フィルタリングを行なうことを含む。ステップ７０６で、方法７００は、レシーバによって、信号の周波数領域フィルタリングを実行した後、各ユーザデータを信号検出のための時間領域に変換することを含む。
【０２０６】
方法７００の様々な操作、動作、ブロック、ステップなどは、示された順序で実行されてもよく、異なる順序で実行されてもよく、同時に実行されてもよい。更に、幾つかの実施形態では、幾つかの操作、動作、ブロック、ステップなどは、本発明の範囲から逸脱することなく、例えば省略されてもよく、追加されてもよく、修正されてもよく、スキップされてもよい。
【０２０７】
図８は、シングルユーザＭＭＳＥレシーバ設計において信号受信中に必要とされる一連のステップを示す。ステップ８０２で、方法８００は、各ユーザのＭ副搬送波を使用する周波数領域内の干渉を有するシングルユーザ信号のベクトル行列表現を提供することを含む。ステップ８０４で、方法８００は、周波数領域内の干渉を有するシングルユーザ信号のベクトル行列表現を提供した後、シングルユーザＭＭＳＥレシーバを使用して信号の周波数ＭＭＳＥフィルタリングを実行することを含む。ステップ８０６で、方法８００は、信号の周波数ＭＭＳＥフィルタリングを行なった後、各ユーザデータを信号検出のための時間領域に変換することを含む。
【０２０８】
方法８００の様々な操作、動作、ブロック、ステップなどは、示された順序で実行されてもよく、異なる順序で実行されてもよく、同時に実行されてもよい。更に、幾つかの実施形態では、幾つかの操作、動作、ブロック、ステップなどは、本発明の範囲から逸脱することなく、例えば省略されてもよく、追加されてもよく、修正されてもよく、スキップされてもよい。
【０２０９】
図９は、シングルユーザＷＬ  ＭＭＳＥレシーバ設計における信号受信中の一連のステップを示す。ステップ９０２で、方法９００は、各ユーザのＭ副搬送波を使用して、周波数領域内の干渉を有するシングルユーザ信号のベクトル行列表現を提供することを含む。ステップ９０４で、方法９００は、周波数領域内の干渉を有するシングルユーザ信号のベクトル行列表現を提供した後、コンステレーションデロテーション周波数／時間領域を実行することを含む。ステップ９０６で、方法９００は、シングルユーザＷＬ  ＭＭＳＥレシーバを使用して信号の周波数ＷＬ  ＭＭＳＥフィルタリング及びその共役及び周波数逆複写を実行することを含む。ステップ９０８で、方法９００は、各ユーザデータを信号検出のための時間領域に変換することを含む。
【０２１０】
方法９００の様々な操作、動作、ブロック、ステップなどは、示された順序で実行されてもよく、異なる順序で実行されてもよく、同時に実行されてもよい。更に、幾つかの実施形態では、幾つかの操作、動作、ブロック、ステップなどは、本発明の範囲から逸脱することなく、例えば省略されてもよく、追加されてもよく、修正されてもよく、スキップされてもよい。
【０２１１】
特定の実施形態の以上の説明は、本明細書の実施形態の一般的本質を完全に明らかにするので、他者が、現在の知識を利用することによって、そのような特定の実施形態を、様々な用途の為に、一般概念から逸脱せずに容易に修正かつ／又は適応でき、そのような適応及び修正は、開示された実施形態の等価物の意味及び範囲内で理解されるものである。本明細書で使用される語法又は用語が制限ではなく説明のためであることを理解されたい。したがって、本明細書の実施形態を好ましい実施形態の観点から述べたが、当業者は、本明細書の実施形態を、本明細書に記述されたような実施形態の趣旨及び範囲内の修正で実施できることを理解されよう。
【符号の説明】
【０２１２】
１００  トランスミッタ
１０２  位相回転適用ユニット
１０４  周波数領域パルス整形フィルタ
１０６  計算処理ユニット
１０８  反復ユニット
１１０  サンプリングユニット
１１２  デジタルアナログ変換器
１１４  窓適用ユニット
【図１】
0006668454.tif 000105
【図２】
0006668454.tif 000106
【図３ａ】
0006668454.tif 000107
【図３ｂ】
0006668454.tif 000108
【図４ａ】
0006668454.tif 000109
【図４ｂ】
0006668454.tif 000110
【図５】
0006668454.tif 000111
【図６】
0006668454.tif 000112
【図７】
0006668454.tif 000113
【図８】
0006668454.tif 000114
【図９】
0006668454.tif 000115