(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される交流を直流に整流する整流器と、
前記整流器からの直流を交流に変換するインバータと、
一次側に入力された交流を二次側に接続される負荷に出力するトランスと、
インダクタンス手段及び互いに容量が異なる２つのキャパシタが直列に接続された回路であり、前記インバータが変換した交流が入力され、容量が小さい方の前記キャパシタの両端に発生する交流を前記トランスの前記一次側に入力する共振回路と、
を備え、
前記インバータは、前記変換した交流により、容量が大きい方の前記キャパシタと前記インダクタンス手段とが共振状態となるようにスイッチングすることを特徴とする交流出力電源。
【請求項２】
前記インバータは、パルス幅制御又はパルス位相シフト制御で前記トランスを介して負荷に電圧が印加される時間又は前記負荷に電流が流れる時間を調整することを特徴とする請求項１に記載の交流出力電源。
【請求項３】
入力される交流を直流に整流する整流器と、
前記整流器からの直流を交流に変換するインバータと、
一次側に入力された交流を二次側に接続される負荷に出力するトランスと、
インダクタンス手段及び互いに容量が異なる２つのキャパシタが直列に接続された回路であり、前記インバータが変換した交流が入力され、容量が小さい方の前記キャパシタの両端に発生する交流を前記トランスの前記一次側に入力する共振回路と、
を備え、
前記インバータは、前記変換した交流の周波数が容量が大きい方の前記キャパシタと前記インダクタンス手段との共振周波数からずれるようにスイッチングし、前記負荷への電力を、前記変換した交流の周波数が容量が大きい方の前記キャパシタと前記インダクタンス手段との共振周波数であるときの前記負荷への電力より低減することを特徴とする交流出力電源。
【請求項４】
入力される交流を直流に整流する整流器と、
前記整流器からの直流を交流に変換するインバータと、
一次側に入力された交流を二次側に接続される負荷に出力するトランスと、
インダクタンス手段及び互いに容量が異なる２つのキャパシタが直列に接続された回路であり、前記インバータが変換した交流が入力され、容量が小さい方の前記キャパシタの両端に発生する交流を前記トランスの前記一次側に入力する共振回路と、
を備え、
前記インバータは、前記変換した交流により、容量が小さい方の前記キャパシタと前記インダクタンス手段とが共振状態となるようにスイッチングする、起動動作を行うことを特徴とする交流出力電源。
【請求項５】
前記インバータは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタでスイッチング素子が構成されていることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の交流出力電源。
【請求項６】
前記インバータの出力電圧、前記トランスの前記二次側の電圧、前記トランスの前記一次側の電流、又は前記トランスの前記二次側の電流を判定値として検出する検出器と、
前記判定値が第１閾値に達した場合、前記インバータに対して前記起動動作をさせ、前記判定値が第２閾値に達した場合、前記インバータに対してスイッチングを停止させる制御回路と、
をさらに備えることを特徴とする請求項４、又は請求項４を引用する請求項５に記載の交流出力電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、負荷に交流電力を供給する交流出力電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＵＶランプのような負荷に交流電力を供給する交流出力電源が知られている（例えば、特許文献１を参照。）。図１は特許文献１に記載される交流出力電源を説明する図である。なお、本明細書では、１００Ｈｚ以下を低周波、１００〜１ｋＨｚを中周波、１ｋＨｚ以上を高周波としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平０７−１０６０８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１のような交流出力電源は、商用交流を直流に変換する整流器１１、その直流を高周波の交流に変換するインバータ１２、その交流を昇圧するための絶縁トランス１３、その出力を再度直流に変換する整流器１４、及びその直流を所望周波数の矩形波の交流に変換するインバータ１５を備えている。このように、従来の交流出力電源は、多くの回路を多段に接続する構成のため、コスト、サイズ、重量、価格、及び制御の面で課題があった。
【０００５】
そこで、本発明は、前記課題を解決するために、回路段数を低減できる交流出力電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、本発明に係る交流出力電源は、整流器及びインバータをトランスの商用電源側のみに配置することとした。
【０００７】
具体的には、本発明に係る交流出力電源は、
入力される交流を直流に整流する整流器と、
前記整流器からの直流を交流に変換するインバータと、
一次側と二次側とが絶縁しており、前記一次側に入力された交流を前記二次側に接続される負荷に出力するトランスと、
インダクタンス手段及び互いに容量が異なる２つのキャパシタが直列に接続された回路であり、前記インバータが変換した交流が入力され、容量が小さい方の前記キャパシタの両端に発生する交流を前記トランスの前記一次側に入力する共振回路と、
を備える。
【０００８】
また、本発明に係る他の交流出力電源は、
入力される交流を直流に整流する整流器と、
前記整流器からの直流を交流に変換するインバータと、
一次側に入力された交流を二次側に接続される非接地の負荷に出力する単巻巻線型のトランスと、
インダクタンス手段及び互いに容量が異なる２つのキャパシタが直列に接続された回路であり、前記インバータが変換した交流が入力され、容量が小さい方の前記キャパシタの両端に発生する交流を前記トランスの前記一次側に入力する共振回路と、
を備える。
【０００９】
本交流出力電源は、トランスの１次側とインバータとの間に共振回路を有し、インバータが出力する交流の周波数を調整することで負荷へ供給する電圧、電流及び電力を制御する。このため、本交流出力電源は、負荷側の整流器及びインバータを廃止することができ、コスト、サイズ、重量、価格、及び制御の面を改善することができる。従って、本発明は、回路段数を低減できる交流出力電源を提供することができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明は、接続する回路段数を低減できる交流出力電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明に関連する交流出力電源を説明する図である。
【図２】本発明に係る交流出力電源を説明する図である。
【図３】本発明に係る交流出力電源が備えるインバータの回路を説明する図である。
【図４】本発明に係る交流出力電源を説明する図である。
【図５】定常時の負荷を流れる電流又は負荷に印加される波形を説明する図である。
【図６】ＰＷＭ又はＰＰＭを行った時の負荷を流れる電流又は負荷に印加される波形を説明する図である。
【図７】ＰＦＭを行った時の負荷を流れる電流又は負荷に印加される波形を説明する図である。
【図８】本発明に係る交流出力電源を説明する図である。
【図９】本発明に係る交流出力電源の動作を説明する図である。
【図１０】本発明に係る交流出力電源の動作を説明する図である。
【図１１】本発明に係る交流出力電源を説明する図である。
【図１２】本発明に係る交流出力電源が備える検出器が有する閾値を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。
【００１３】
［実施形態１］
図２は、本実施形態の交流出力電源を説明する図である。本交流出力電源は、
入力される交流１０を直流に整流する整流器１１と、
整流器１１からの直流を交流に変換するインバータ１２と、
一次側と二次側とが絶縁しており、前記一次側に入力された交流を前記二次側に接続される負荷２２に出力するトランス１３と、
インダクタンス手段Ｌ及び互いに容量が異なる２つのキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）が直列に接続された回路であり、インバータ１２が変換した交流が入力され、容量が小さい方のキャパシタＣ２の両端に発生する交流をトランス１３の前記一次側に入力する共振回路２１と、
を備える。
【００１４】
交流１０は、例えば５０Ｈｚ、１００Ｖの商用電源である。整流器１１は、交流１０を直流に変換してインバータ１２へ出力する。インバータ１２は、直流を交流に変換して出力する。図３はインバータ１２の回路を説明する図である。インバータ１２は、４つのスイッチ（ＳＷ  Ａ〜Ｄ）がブリッジ接続され、これらのスイッチを所定のタイミングでオン又はオフすることで直流から交流に変換することができる。
【００１５】
ＵＶランプ等のランプ負荷は、電極の磨耗を避けるために直流より交流で駆動することが好ましい。そして、交流の波形がゼロボルト（ゼロアンペア）を継続するとランプの立ち消え（消灯）が発生することがあり、これを防止するためにゼロクロスのある交流波形は矩形波、台形波、三角波、又は正弦波が良いとされる。図３のインバータ１２は、インダクタンス手段Ｌを有する回路２１に接続されており、４つのスイッチ（ＳＷ  Ａ〜Ｄ）を駆動することで交流を容易に形成できる。
【００１６】
また負荷２２のＵＶランプが地絡している場合、もしくは対接地抵抗が低い場合、商用電源１０と出力する交流１９とを絶縁する必要がある。このため、トランス１３は複巻巻線のトランスとする。なお、負荷２２のＵＶランプがアースに対して十分に絶縁されている（非接地の）場合、トランス１３は単巻巻線のトランスでもよい。
【００１７】
共振回路２１は、１つのインダクタンス手段Ｌと２つのキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）をもつため、２つの共振周波数を持つ。そして、インダクタンス手段Ｌと２つのキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）の値を負荷２２に応じて設定し、インバータ１２が出力する交流の周波数を共振回路２１の共振周波数やその近傍周波数に切り換えることで、負荷２２の動作に応じた電力を負荷２２に供給することができる。
【００１８】
以下に、具体例として負荷２２がＵＶランプである場合を説明する。共振回路２１を構成するインダクタンス手段Ｌと２つのキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）を、例えば、次の値とする。
Ｌ＝１ｍＨ
Ｃ１＝１５８μＦ
Ｃ２＝２８ｎＦ
【００１９】
（定常時の動作）
次に、ＵＶランプが点灯してから時間が経過し、定常状態（定格時）になっているときのインバータ１２の動作について説明する。インバータ１２は、前記変換した交流により、容量が大きい方のキャパシタＣ１とインダクタンス手段Ｌとが共振状態となるようにスイッチングすることを特徴とする。具体的には、インバータ１２は、前記変換した交流の周波数ｆｓが容量が大きい方のキャパシタＣ１とインダクタンス手段Ｌとの共振周波数（第１の共振周波数）ｆｒ１又はその近傍周波数となるようにスイッチングする。本例の場合、第１の共振周波数ｆｒ１は４００Ｈｚとなる。
【００２０】
なお、「共振周波数の近傍周波数」とは次を意味する（以降の説明において同じ。）。
実際の交流出力電源では、キャパシタＣ１、キャパシタＣ２及びインダクタンス手段Ｌの設計値に基づいて共振周波数を計算してインバータ１２の動作を制御する。しかし、キャパシタの実際のキャパシタンスとインダクタンス手段の実際のインダクタンスは製造誤差などにより設計値からずれていることがある。例えば、その誤差はキャパシタの場合、０〜±２０％、インダクタンス手段の場合、０〜±１５％である。さらに、共振回路２１自体やトランス１３にもキャパシタンスやインダクタンスの成分が存在する。このため、設計値から計算した共振周波数が必ずしも装置全体の共振点（共振周波数ｆｒ１）に一致しているわけではないので「共振周波数の近傍周波数」と表現している。
なお、事前に交流出力電源を動作させて共振点を測定し、その周波数でインバータ１２の動作を制御するように設定してもよい。
【００２１】
インバータ１２が周波数ｆｓ＝４００Ｈｚの交流を出力すると、インダクタンス手段Ｌと２つのキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）は次のインピーダンスとなる。
インダクタンス手段Ｌ：
ＺＬ＝ｊωＬ＝ｊ２πｆｓ１×Ｌ＝ｊ２π×４００Ｈｚ×１ｍＨ＝ｊ２．５Ω
キャパシタＣ１：
ＺＣ１＝１／（ｊωＣ１）＝１／（ｊ２π×４００Ｈｚ×１５８μＦ）＝−ｊ２．５Ω
キャパシタＣ２：
ＺＣ２＝１／（ｊωＣ２）＝１／（ｊ２π×４００Ｈｚ×２８ｎＦ）＝−ｊ１４ｋΩ
このとき、インダクタンス手段ＬとキャパシタＣ１は理想的な直列共振回路（Ｚｒ＝０Ω）となり、本交流出力電源は図４の等価回路となる。
なお、キャパシタＣ２のインピーダンスは１４ｋΩと高インピーダンスとなり無視できる値となるため、定常時の動作には関与しない。
【００２２】
図５は、定常時の負荷２２を流れる電流又は負荷２２に印加される波形を説明する図である。定格時の波形は、共振状態なので図５のような正弦波波形となる。
【００２３】
（軽負荷時）
ＵＶランプ消灯時など負荷側への電力が定常時より小さくてよい場合、インバータ１２はＰＷＭ（パルス幅制御）、ＰＰＭ（パルス位相シフト制御）、又はＰＦＭ（パルス周波数制御）を行う。図６は、ＰＷＭ又はＰＰＭを行った時の負荷２２を流れる電流又は負荷２２に印加される電圧の波形を説明する図である。インバータ１２のスイッチング周波数ｆｓはｆｒ１のままであるが、電流が負荷２２を流れる時間又は電圧が負荷２２に印加される時間を調整して負荷２２への電力を低減する。例えば、図６のように負荷２２を流れる電流又は負荷２２に印可される電圧を一時的にスイッチングで強制的にゼロとする。図７は、ＰＦＭを行った時の負荷２２を流れる電流又は負荷２２に印加される波形を説明する図である。例えば、ＰＦＭでｆｓ＞ｆｒ１とすると共振回路２１のインピーダンスが上昇するため振幅がｆｓ＝ｆｒ１のときより低下し、負荷２２への電力が低減する。
【００２４】
（起動時の動作）
続いて、ＵＶランプを点灯するときのインバータ１２の動作について説明する。インバータ１２は、前記変換した交流により、容量が小さい方のキャパシタＣ２とインダクタンス手段Ｌとが共振状態となるようにスイッチングする、起動動作を行うことを特徴とする。具体的には、インバータ１２は、変換した交流の周波数ｆｓが容量が小さい方のキャパシタＣ２とインダクタンス手段Ｌとの共振周波数ｆｒ２又はその近傍周波数となるようにスイッチングする起動動作を行う。本例の場合、第２の共振周波数ｆｒ２は３０ｋＨｚとなる。
【００２５】
インバータ１２が周波数ｆｓ＝３０ｋＨｚの交流を出力すると、インダクタンス手段Ｌと２つのキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）は次のインピーダンスとなる。
インダクタンス手段Ｌ：
ＺＬ＝ｊωＬ＝ｊ２πｆｓ１×Ｌ＝ｊ２π×３０ｋＨｚ×１ｍＨ＝ｊ１８８Ω
キャパシタＣ１：
ＺＣ１＝１／（ｊωＣ１）＝１／（ｊ２π×３０ｋＨｚ×１５８μＦ）＝−ｊ３４ｍΩ
キャパシタＣ２：
ＺＣ２＝１／（ｊωＣ２）＝１／（ｊ２π×３０ｋＨｚ×２８ｎＦ）＝−ｊ１８８Ω
このとき、キャパシタＣ１のインピーダンスは他に比べて非常に小さく無視できるので、インダクタンス手段ＬとキャパシタＣ２は、負荷側から見ると並列共振回路（Ｚｒ＝∞Ω）となり、本交流出力電源は図８の等価回路となる。この場合、キャパシタＣ２の電圧はインバータ１２の出力電圧の最大約２倍程度まで上昇する。
【００２６】
ＵＶランプが冷えている場合、ＵＶランプを点灯（着火＝イグニッション）させるために定常時より高電圧が必要となる。例えば、定常時トランス１３の二次側で８００Ｖの出力電圧が必要である場合、点灯時には１５００Ｖが必要となる。本交流出力電源は、ＵＶランプの点灯時に、インバータ１２に周波数ｆｓ＝３０ｋＨｚの交流を出力させることで、インバータ１２の出力電圧を上げたり、トランス１３の巻数比を変えずＵＶランプの着火電圧を得ることができる。
【００２７】
［実施形態２］
商用周波数（低周波  ５０  ｏｒ  ６０Ｈｚ）の電源には、通常ＴＨＹ（サイリスタ）による位相制御が採用されている。ＴＨＹは耐量が高く破損しにくいが、電流が流れている最中にはターンオフできない特性があり瞬時過渡応答には不向きである。このため、本実施形態のインバータ１２は、ＴＨＹではなく絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）又は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）でスイッチング素子が構成されている。図９及び図１０を用いて本実施形態の交流出力電源の瞬時過渡応答について説明する。図９及び図１０も（Ａ）は回路図、（Ｂ）は負荷に印加される電圧波形、（Ｃ）はトランスの２次側の電流波形である。
【００２８】
［１］負荷短絡
図９は、負荷のインピーダンスが急激に低下した場合（負荷短絡時）の動作を説明する図である。負荷短絡が発生すると負荷２２の印加電圧が低下あるいはトランス１３の２次側電流の増加が発生する。検出器などでＬＶ（低電圧）もしくはＯＣ（過電流）を検出した場合、負荷２２へのダメージを軽減するためにインバータ１２の動作を停止しなければならない。ここで、従来のようにインバータ１２のスイッチング素子がＴＨＹで構成されている場合、電流がゼロになるまでスイッチング素子が動作することになり、最大で半周期、負荷２２に電流が流れ続けることになる（図９（Ｃ））。一方、本実施形態のようにインバータ１２のスイッチング素子がＩＧＢＴ又はＦＥＴで構成されている場合、ＬＶ又はＯＣを検出してから高速にスイッチング素子を停止することができる。このため、本実施形態の交流出力電源は、ＴＨＹのように最大で半周期、負荷２２に電流が流れ続けることがなく、負荷２２へのダメージを軽減することができる。
【００２９】
［２］負荷開放
図１０は、ＵＶランプの立ち消えなど負荷のインピーダンスが急激に上昇した場合（負荷開放時）の動作を説明する図である。負荷開放が発生すると負荷２２の印加電圧が上昇あるいはトランス１３の２次側電流の低下が発生する。検出器などでＯＶ（過電圧）もしくはＬＣ（低電流）を検出した場合、負荷２２へのダメージを軽減するためにインバータ１２の動作を停止しなければならない。ここで、従来のようにインバータ１２のスイッチング素子がＴＨＹで構成されている場合、電圧がゼロになるまでスイッチング素子が動作することになり、最大で半周期、負荷２２に電圧が印加されることになる（図１０（Ｂ））。一方、本実施形態のようにインバータ１２のスイッチング素子がＩＧＢＴ又はＦＥＴで構成されている場合、ＯＶ又はＬＣを検出してから高速にスイッチング素子を停止することができる。このため、本実施形態の交流出力電源は、ＴＨＹのように最大で半周期、負荷２２に電圧が印加され続けることがなく、負荷２２へのダメージを軽減することができる。
【００３０】
（実施形態３）
図１１は、本実施形態の交流出力電源を説明する図である。本交流出力電源は、図２の交流出力電源に、
インバータ１２の出力電圧、トランス１３の前記二次側の電圧、トランス１３の前記一次側の電流、又はトランス１３の前記二次側の電流を判定値として検出する検出器３１と、
前記判定値が第１閾値に達した場合、インバータ１２に対して前記起動動作をさせ、前記判定値が第２閾値に達した場合、インバータ１２に対してスイッチングを停止させる制御回路３２と、
をさらに備える。
【００３１】
ＵＶランプの立消えの際、フル点弧の状態から負荷インピーダンスが急激に上昇するので負荷印加電圧が図１０（Ｂ）のように急激に上昇する。このとき、検出器３１が負荷印加電圧の上昇を検知したとしても、制御回路３２がすぐにインバータ１２を異常電圧アラームとしてエラー停止するのではなく、次のようにリトライを行うことが望ましい。
【００３２】
制御回路３２は、図１２のように検出器３１の検出値（本例では負荷印加電圧）に対する２段階の閾値を持っている。制御回路３２は、負荷印加電圧が定格電圧から上昇して第１の閾値（ＯＶ１）以上に第２の閾値（ＯＶ２）以下となったとき、すぐにインバータ１２を異常電圧アラームとしてエラー停止するのではなく、コンパレータ等により高速に負荷印加電圧の上昇を抑え（リミット制御）、インバータ１２にリトライ（再イグニッション）動作をさせる。ここで、リトライ動作とは、実施形態１で説明した「起動時の動作」である。
【００３３】
また、制御回路３２は、負荷印加電圧が定格電圧から上昇して第２の閾値（ＯＶ２）以上となったとき、実施形態２で説明したようにすぐにインバータ１２を停止する。
例えば、ＯＶ１を定格Ｖｎの１０５％の値、ＯＶ２を定格の１１０％の値とすることができる。
【００３４】
本実施形態では、検出器３１が検出する対象が負荷印加電圧（トランス１３の二次側の電圧）で説明したが、インバータ１２の出力電圧、トランス１３の一次側の電流、又はトランス１３の二次側の電流を検出値としてもよい。
【符号の説明】
【００３５】
１０：入力される交流
１１：整流器
１２：インバータ
１３：トランス
１４：整流器
１５：インバータ
１９：出力される交流
２１：共振回路
２２：負荷
２４：電源出力端
３１：検出器
３２：制御回路
【要約】
【課題】回路段数を低減できる交流出力電源を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係る交流出力電源は、入力される交流１０を直流に整流する整流器１１と、整流器１１からの直流を入力される交流１０より周波数が高い交流に変換するインバータ１２と、一次側と二次側とが絶縁しており、インダクタンス手段Ｌを有する回路２１を介して前記一次側に入力されたインバータ１２が変換した交流を、前記二次側に接続される負荷２２に出力するトランス１３と、を備える。
【選択図】図２【図１】
0006736205.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
0006736205.tif 000011
【図１１】
0006736205.tif 000012
【図１２】
0006736205.tif 000013