(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に対する電力供給の制御を位相制御によって行い、前記負荷に供給された出力電圧又は出力電流の実効値を測定する機能を有する交流電力調整器であって、
サンプリングタイミングにて、前記負荷に供給された出力電圧又は出力電流の瞬時値を測定する測定部と、
前記測定された瞬時値に基づいて、出力電圧又は出力電流の実効値を算出する実効値算出部と、
前記瞬時値を測定するサンプリング点を、位相制御におけるトリガ点と同時期となるように定める補正部と、
を備えることを特徴とする交流電力調整器。
【請求項３】
前記サンプリング点を、前記トリガ点から、予め設定されているマージン値分遅らせることを特徴とする請求項１に記載の交流電力調整器。
【請求項４】
前記実効値算出部が、前記測定された瞬時値に基づいて台形近似計算を実行することにより、前記出力電圧又は出力電流の実効値を算出することを特徴とする請求項１又は３に記載の交流電力調整器。
【請求項５】
前記台形近似計算による出力電圧の実効値の算出を、以下の式に基づいて行うことを特徴とする請求項４に記載の交流電力調整器。
【数１】
0006666575.tif 000014
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に対する交流電源からの電力供給の制御を位相制御によって行う交流電力調整器に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用の交流電源の電圧（実効値）が所定の値（例えば200Ｖ）であるのに対し、種々の電気機器（負荷）では動作状態に応じて必要な電力が変化するものがあるため、商用の交流電源の電圧を調整して負荷に供給する交流電力調整器が利用されている。
このような電力調整器では、その制御方法として、位相制御方式や時分割制御方式、振幅制御方式などがある。
これらの制御方式に関し、位相制御方式における、負荷に対する出力電圧又は出力電流の実効値の測定に関する従来技術が特許文献１によって開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１２−１７８０３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
交流電力調整器における、負荷に供給された出力電圧又は出力電流の実効値の測定は、サンプリング周期に基づいて得られる瞬時値である電圧又は電流の測定値（ＡＤ変換瞬時値）を、一つの制御サイクル中にわたって取得し、これに基づいて出力電圧又は出力電流の実効値を算出している。
図３は、この出力電圧の実効値の算出に関する説明をするための図であり、図中の波形は電圧値を２乗したものの１制御サイクル分（電源の半サイクル分）を示している。ここでは簡単化のため、１制御サイクルにおいて１０回サンプリングするものを例としている（一点鎖線で示されるタイミングが各サンプリング点を示す）。出力電圧の実効値は、図中の波形のトリガ角の範囲の面積の平方根に該当する。実際の装置としては、サンプリング点で得られる各瞬時値に基づいて図中の波形の面積の近似値を算出し、これの平方根をとることで、実効値を算出しているものである。なお、トリガ角（φ）とは、サイリスタ等の電力制御素子がオンしている時間の１制御サイクルの時間に対する割合を示す値である（０＜φ＜１）。ここにおける、電力制御素子がオンしている時間とは、制御サイクルの中で電力制御素子がオンしてから、その制御サイクルが終了するゼロ点（オフ点）までの時間のことである。
ここで、従来、サンプリング点は、ゼロクロス点を基準として定められている。従って、図に示されるごとく、サンプリング点と、トリガ角に対応したトリガ点が一致しないことが生じる。この場合、図に示したハッチングの部分（トリガ点と、サンプリング点の差分）が誤差要因となってしまう。
図からも理解されるように、波形の両端部分における面積は小さいため、トリガ角が１（１００％）若しくは０（０％）に近い場合にはこの誤差要因は小さいものであるが、トリガ角が０．５（５０％）付近である場合には、この誤差要因は大きくなる。
また、トリガ点とサンプリング点のずれ量は、０〜サンプリング周期の間となり、ずれ量がサンプリング周期に近くなると、上記誤差要因が最大化するものである。
このような誤差要因は、装置として求められる精度によっては、看過できない問題となるものであった。【０００５】
本発明は、上記の点に鑑み、負荷に対する交流電源からの電力供給の制御を位相制御によって行う交流電力調整器に関し、出力電圧又は出力電流の実効値をより正確に測定することが可能な交流電力調整器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
（構成１）
負荷に対する電力供給の制御を位相制御によって行い、前記負荷に供給された出力電圧又は出力電流の実効値を測定する機能を有する交流電力調整器であって、サンプリングタイミングにて、前記負荷に供給された出力電圧又は出力電流の瞬時値を測定する測定部と、前記測定された瞬時値に基づいて、出力電圧又は出力電流の実効値を算出する実効値算出部と、位相制御におけるトリガ点と、前記瞬時値を測定するサンプリング点とのずれに基づく差分を補正する補正部と、を備えることを特徴とする交流電力調整器。【０００７】
（構成２）
前記補正部が、前記サンプリング点を、前記トリガ点と同時期となるように定めるものであることを特徴とする構成１に記載の交流電力調整器。【０００８】
（構成３）
前記サンプリング点を、前記トリガ点から、予め設定されているマージン値分遅らせることを特徴とする構成２に記載の交流電力調整器。【０００９】
（構成４）
前記実効値算出部が、前記測定された瞬時値に基づいて台形近似計算を実行することにより、前記出力電圧又は出力電流の実効値を算出することを特徴とする構成１から３の何れかに記載の交流電力調整器。【００１０】
（構成５）
前記台形近似計算による出力電圧の実効値の算出を、以下の式に基づいて行うことを特徴とする構成４に記載の交流電力調整器。【００１１】
【数１】
0006666575.tif 000002
Ｅｅは前記出力電圧の実効値、Ｅｍ、Ｅｎ、Ｅｉは前記出力電圧の瞬時値（Ｅｍはトリガ直後の測定電圧値、Ｅｎは実効値測定中の制御サイクルの最後の電圧測定点の瞬時電圧値、ＥｉはＥｍからＥｎまでの間の任意の測定点の瞬時電圧値）、ｎは電源の半サイクルにおけるサンプリング回数、をそれぞれ表わし、ｍとΔθはそれぞれ以下の式（数２、数３）によって算出される値。以下の式におけるφはトリガ角であり、ここではオン比率（サイリスタ等の電力制御素子がオンしている時間の１制御サイクルの時間に対する割合）を前提としており、０≦φ≦１である。【００１２】
【数２】
0006666575.tif 000003
【００１３】
【数３】
0006666575.tif 000004
【発明の効果】
【００１４】
本発明の交流電力調整器によれば、位相制御におけるトリガ点と、瞬時値を測定するサンプリング点とのずれに基づく差分を補正することができるため、出力電圧又は出力電流値の実効値をより正確に測定することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係る実施形態の交流電力調整器の構成を示す概略ブロック図
【図２】実施形態の交流電力調整器の本発明に関する処理動作の概略を示すフローチャート
【図３】電圧値を２乗した波形を示す図
【図４】本発明と従来方式における誤差を対比するための説明図
【図５】台形近似と長方形近似について説明するための図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施態様について、図面を参照しながら具体的に説明する。なお、以下の実施態様は、本発明を具体化する際の一形態であって、本発明をその範囲内に限定するものではない。
【００１７】
図１は、本発明に係る実施形態の交流電力調整器の構成の概略を示すブロック図である。本実施形態の交流電力調整器１００は、負荷に対する電力供給の制御を位相制御によって行う交流電力調整器であり、外部装置である温度調節器（図示せず）から入力される目標負荷率（０〜１（０％〜１００％））に基づいて、負荷２であるヒーターに対する交流電源３からの電力供給の制御を行うものである。
本実施形態の交流電力調整器１００は、
温度調節器（図示せず）から与えられた目標負荷率に基づいて、位相制御のためのトリガ角φを算出する制御目標入力処理部１１０と、
トリガ角φに基づいてサイリスタ１３０を制御するサイリスタ位相制御部１２０と、
サイリスタ位相制御部１２０が出力するトリガ信号により交流電源３から負荷２への電力供給をスイッチングするサイリスタ１３０と、
カレントトランス１４０と、
Ａ／Ｄ変換タイミング割り込み処理部１５０と、
ゼロ点割り込み処理部１６０と、を備える。
なお、トリガ角とは、サイリスタ等の交流電力を制御する半導体素子をオンするタイミングであるトリガ点から、当該素子がオフになる交流電圧の０Ｖ点までの区間の、交流電圧の半サイクルに対する比率の事である。
【００１８】
Ａ／Ｄ変換タイミング割り込み処理部１５０は、
サンプリングタイミングのコントロール等の処理を行うＡ／Ｄ変換タイミングコントロール部１５１と、
負荷２に対する出力電圧値をＡ／Ｄ変換する出力電圧Ａ／Ｄ変換１５２１と、負荷２に対する出力電流を検知するカレントトランス１４０からの出力（電圧値）をＡ／Ｄ変換する出力電流Ａ／Ｄ変換１５２２と、を備えるＡ／Ｄ変換部１５２と、
Ａ／Ｄ変換部１５２から得られる電圧（又は電流）の瞬時値を二乗して積算する処理を行う自乗値積算部１５３と、を備える。
Ａ／Ｄ変換タイミングコントロール部１５１は、サンプリングタイミングをコントロールすることにより、位相制御におけるトリガ点と、前記瞬時値を測定するサンプリング点とのずれに基づく差分を補正する補正部として機能する。
また、出力電圧Ａ／Ｄ変換１５２１（又は出力電流Ａ／Ｄ変換１５２２）は、Ａ／Ｄ変換タイミングコントロール部１５１から指示されたサンプリングタイミングにて、負荷２に供給された出力電圧（又は出力電流）の瞬時値を測定する測定部として機能する。
【００１９】
ゼロ点割り込み処理部１６０は、
交流電源３のゼロクロス点を検知するゼロ点検知部１６１と、
自乗値積算部１５３によって算出された値を記憶する自乗積算値記憶部１６２と、
自乗積算値記憶部１６２に記憶されている値、即ち、出力電圧（又は出力電流）の瞬時値を二乗して積算した値に基づいて、負荷２に供給された出力電圧（又は出力電流）の実効値を制御サイクル毎（ゼロ点毎）に算出する実効値算出部１６３と、を備える。
【００２０】
なお、上記各構成は、それぞれ専用回路等でハード的に構成されるものであってもよいし、マイコン等の汎用的な回路上でソフトウェア的に実現されるものであってもよい。
【００２１】
以上の構成を備える本実施形態の交流電力調整器１００は、位相制御におけるトリガ点と、瞬時値を測定するサンプリング点とのずれに基づく差分を補正することにより、出力電圧（又は出力電流）の実効値をより正確に測定するものである。
前述したごとく、従来、サンプリング点は、トリガ点がどのタイミングであるかに関係なく、ゼロクロス点を基準としてサンプリング周期に基づいて決定されるものであった（電源周期とサンプリング周期に変化がなければ、サンプリング点は固定のものとなる）。従って、図３に示されるように、基本的に固定の各サンプリング点と、変動するトリガ点との間にずれが生じ、図に示したハッチングの部分が誤差要因となってしまう。サンプリング周期は基本的に短い期間（１００μ秒程度以下）であるため、従来は上記のような誤差要因に対する問題意識さえ無い状態であった。しかしながら、図から理解されるように、トリガ点がサンプリング点の直後となるような場合には、トリガ点とサンプリング点とのずれ量が最大化し、且つ、波形の中央付近（トリガ角が０．５程度）の場合に、ハッチングの部分の面積即ち誤差量が最大化する。このような誤差は、交流電力調整器１００においてより精度の高い制御を行うためには、無視できない値となり得る。
本実施形態の交流電力調整器１００は、このような誤差要因の影響を低減し、出力電圧（又は出力電流）の実効値をより正確に測定することを可能としたものである。具体的には、サンプリング点をトリガ点と同時期（サンプリング点がトリガ点の直後）となるように制御することで、トリガ点とサンプリング点とのずれに基づく誤差要因を最小化しているものである。
【００２２】
本発明における実効値計算の近似計算方式について説明する。
まず、前提条件として、サイリスタがトリガされオンになった点をトリガ点として、そのトリガ点と、位相制御した半サイクル（電源の半サイクル）の終わりのゼロ点の位相差をトリガ角φとする。但し、トリガ角φは半サイクルの周期Ｔに対する割合を表わす数値とする。よって、０≦φ≦１となる。上述のごとく、瞬時電圧の測定タイミングであるサンプリング点をトリガ点と同期させ、それ以降（若しくはそれ以前）の瞬時電圧の測定を半サイクルの周期Ｔのｎ分の１ごとに実施するものとする。即ち、サンプリング周期はＴ／ｎとなる。
その結果、位相制御した半サイクルの瞬時電圧の測定点（サンプリング点）は、θ１からθｎのｎ個となる。なお、位相制御した半サイクルの初めのゼロ点をθ０、半サイクルの終わりのゼロ点をθｎ+１とする。θ０及びθｎ+１の瞬時電圧は、ゼロ点なので０Ｖであり、瞬時電圧の測定を行う必要は無い。また、トリガ点をθｍ、その点の瞬時電圧をＥｍとする。
この時、トリガ点の位相角φは、測定間隔Ｔ／ｎと、φ・Ｔを測定間隔Ｔ／ｎで割った値と、ｎ・φの小数点以下を切り捨てた値（以下の式では切り捨てを意味するガウス記号を使用）を使った数４で表わせる。
【００２３】
【数４】
0006666575.tif 000005
【００２４】
ここで、初めのゼロ点から測定間隔Ｔ／ｎの（ｍ−１）倍とｍ倍の間にトリガ点があるとすると、数５となる。
【００２５】
【数５】
0006666575.tif 000006
【００２６】
また、数６によって定義されるΔθを用い、サンプリング点の一般式（θｉ）を書くと数７となる。
【００２７】
【数６】
0006666575.tif 000007
【００２８】
【数７】
0006666575.tif 000008
ここでｉは、１≦ｉ≦ｎの範囲の整数
【００２９】
ここで、電圧の関数をｆ（θ）とすると、各瞬時電圧測定点の電圧Ｅｉは数８となる。
【００３０】
【数８】
0006666575.tif 000009
ｉは、１≦ｉ≦ｎの範囲の整数だが、１≦ｉ≦ｍ−１ではサイリスタはオフなので、測定点の電圧は０となるため、以下の電力計算、実効値計算では省略した。
【００３１】
以上の瞬時電圧測定値から、トリガ角φで位相制御した時の半サイクルの平均電力を、台形近似計算に基づいて計算する近似式は数９となり、これをまとめると数１０となる。
【００３２】
【数９】
0006666575.tif 000010
【００３３】
【数１０】
0006666575.tif 000011
【００３４】
ここで、Ｅｎ+１は半サイクルの終わりのゼロ点の瞬時電圧であり、従ってＥｎ+１＝０である。また、ＰＲ＝Ｅｅ２／Ｒなので、これらからＥｅの一般式は数１１となる。
【００３５】
【数１１】
0006666575.tif 000012
【００３６】
数１１は、測定された電圧の瞬時値に基づいて台形近似計算を実行することにより、出力電圧の実効値を算出するための一般式である。サンプリング点をトリガ点と同時期となるように制御し、台形近似計算に基づいた計算をすることによって、出力電圧の実効値をより正確に測定することを可能としている。
【００３７】
また、ｎを大きな値にすると、Ｅｎ２はＥｅと比較して非常に小さな値になるため、必要な測定精度に対して十分に小さな値である場合には省略して数１２としても良い。
【００３８】
【数１２】
0006666575.tif 000013
【００３９】
次に、本実施形態の交流電力調整器１００における、出力電圧の実効値の算出処理の概略を、図２に基づいて説明する。
図２は、出力電圧の実効値を算出する処理の概略を示すフローチャートであり、ステップ２０１〜ステップ２１０の処理によって、半サイクル（電源の半サイクル）における出力電圧の実効値を算出するものである。
【００４０】
先ず、Ａ／Ｄ変換タイミングコントロール部１５１において、サイリスタ位相制御部１２０からトリガ点を取得し（ステップ２０１）、サンプリング点をトリガ点と同時期となるように定める（ステップ２０２）。図３における、トリガ点とサンプリング点が同時期（サンプリング点がトリガ点の直後）となるように、サンプリングのタイミングを決定し、これを基準点とし、その前後でサンプリング周期ごとに各サンプリング点が配されるように、各サンプリング点を決定するものである。なお、トリガ点より前においては基本的にはサンプリングの必要は無いため、トリガ点の直後にサンプリング点を設定し、その後にサンプリング周期ごとにサンプリング点とするものであってもよい。
【００４１】
続くステップ２０３では、トリガ点の直後のサンプリング点（ステップ２０１でトリガ点と同時期とされたサンプリング点）に至ったか否かを判別し、トリガ点の直後のサンプリング点に至った場合には、ステップ２０４へと移行し、その時点で出力電圧Ａ／Ｄ変換部１５２１から得られる出力電圧瞬時値を変数Ｅ１に代入する処理と、変数Ｓに０を代入（Ｓの初期化）する処理を行う。なお、Ｓの初期化処理については、これ以前の何れのタイミングで行ってもよい。
【００４２】
続くステップ２０５〜ステップ２０６のループ処理は、各サンプリング点、若しくはゼロクロス点に至ったか否かを判別する処理である。
サンプリング点に至った場合には、変数Ｅ１の値を変数Ｅ２に代入した上で、その時点で出力電圧Ａ／Ｄ変換部１５２１から得られる出力電圧瞬時値を変数Ｅ１に代入する処理を行う（ステップ２０６：Ｙｅｓ→ステップ２０７）。これにより、台形近似計算に必要な台形の両辺の値の元になる数値が変数Ｅ１とＥ２に代入されたことになる。
ステップ２０８では、自乗値積算部１５３において、電圧の瞬時値の２乗の波形（図３）における、１測定区間の面積を台形近似計算にて算出し、これを積算する処理が行われる。即ち、Ｅ１２とＥ２２を加算し、これにサンプリング周期（Ｔ／ｎ）を乗算して２で割ったもの（１測定区間の面積を台形近似計算にて算出したもの）を、変数Ｓに積算しているものである。なお、変数Ｓは、自乗積算値記憶部１６２に記憶される。
ステップ２０５〜ステップ２０６のループ処理に基づき、各サンプリング点が到来するごとに、ステップ２０７〜ステップ２０８の処理が実行されることで、電圧の瞬時値の２乗の波形の面積（即ち積分値）の近似値が変数Ｓに代入される。
【００４３】
ゼロ点検知部１６１によって判別されるゼロクロス点が到来した場合には、電圧の瞬時値の２乗の波形の最期の測定区間の面積を変数Ｓに積算し、自乗積算値記憶部１６２に記憶する処理を行う（ステップ２０５：Ｙｅｓ→ステップ２０９）。
前述のごとく、本実施形態におけるサンプリング点は、トリガ点に同期しており、ゼロクロスを基準とするものではないため、最期の測定区間はサンプリング周期と同じでは無い（同じ場合もあり得る）。最期の測定区間はΔθ／ｎで表わされ（Δθは数６による）、且つ、ゼロクロス点では当然に電圧値（瞬時値）もゼロとなるため、Ｅ１２と０２を加算し、これにΔθ／ｎ乗算して２で割ったものを変数Ｓに積算しているものである。
最後に、自乗積算値記憶部１６２に記憶されているＳに基づいて、これの平方根を算出することで、出力電圧の実効値Ｅｅを算出する処理を、実効値算出部１６３にて行う（ステップ２１０）。
以上の処理（ステップ２０１〜ステップ２１０）により、半サイクル（電源の半サイクル）における出力電圧の実効値が算出され、当該処理（ステップ２０１〜ステップ２１０）を半サイクルごとに繰り返すことにより、各半サイクルの出力電圧の実効値が算出されるものである。
【００４４】
なお、図２のフローチャートに基づく説明では、上記説明した数１１をそのままの形で使用して実効値Ｅｅを算出しているものではないが、処理内容から明らかなように、実質的に数１１に基づいて算出されているものである。（各測定値（瞬時値）をログしておいて、数１１を直接的に使用して実効値Ｅｅを算出するような処理としても構わない。）
【００４５】
図４は、本発明と従来方式においてそれぞれ算出される実効値の、理論値に対する誤差を対比するための説明図である。
図の左側のグラフが本発明を適用した場合の一例を示すものであり、Ｘ´１〜Ｘ´９が、各サンプリング点を示している。即ち、サンプリング周期τを、電源の半サイクルの１０分の１としているものである（なお、図４におけるＸ´１〜Ｘ´９及びＸ１〜Ｘ９は、Ｅ２（それぞれのサンプリングタイミングにおける電圧の瞬時値の２乗）を示すものである）。この例では、Ｘ´６がトリガ点と同時期となるように定められ、これを基準点として、サンプリング周期τで各サンプリング点が定められているものである。最後の区間の幅ΔφをΔθで表わすと、Δθ／ｎである。
一方、これと同じ状況において、従来の手法を適用した場合を示しているものが、右側のグラフである。従来手法においては、サンプリング点がゼロクロス点に同期されており、その結果、トリガ点とサンプリング点Ｘ６の間にΔφのずれが生じる。即ち、トリガ点からΔφだけ遅れたサンプリング点Ｘ６で初めて出力電圧を検知することができるものであり、トリガ点からＸ６の間の区間は検出不能な期間として誤差要因になるものである。
【００４６】
図の中央の上側のグラフは、本発明と従来方式について、理論値に対する誤差を示すグラフであり、中央の下側のグラフは、理論値に対する誤差の割合をグラフ化したものである。
図からも理解されるように、従来方式においては、トリガ点とサンプリング点のずれ量Δφが大きくなるに従って誤差も大きくなり、ずれ量Δφがサンプリング周期τに近づくに従って最大化する。
これに対し、本発明においては、図からも明らかなように、誤差が非常に小さい値におさえられており（台形近似の近似による誤差のみ）、従来方式において生じていた誤差が大きく改善されていることがわかる。
【００４７】
以上のごとく、本実施形態の交流電力調整器１００によれば、位相制御におけるトリガ点と、瞬時値を測定するサンプリング点とのずれに基づく差分を補正することができるため、出力電圧の実効値をより正確に測定することが可能となる。
【００４８】
また、本実施形態の交流電力調整器１００によれば、台形近似計算を用いているため、より誤差を小さくすることができる。
瞬時値の２乗の波形の積分値を求める際に、長方形近似を用いた場合、図５（ａ）に示されるように、波形の積分値（面積）に対する誤差が大きくなる。図５（ａ）に示されるごとく、半サイクル分をすべて積分する場合（即ちトリガ角が１である場合）には、ピークの前後で誤差が相殺されて、全体としての誤差はほぼ無くなるが、トリガ角が１未満であると、相殺されない誤差が生じ、トリガ角が０．５程度である場合にこの誤差は最大となってしまう。
これに対し、図５（ｂ）に示されるごとく、台形近似を用いることにより、誤差を低減することができるものである。
【００４９】
なお、本実施形態においては、出力電圧の実効値を測定する場合を例として説明してきたが、出力電流の実効値を測定する場合においても同様の概念にて適用することができる（ただし、カレントトランス１４０を使って電流瞬時値を測定する場合等においては、回路特性に基づく位相遅れや進みを考慮する必要がある）。
【００５０】
本実施形態においては、位相制御におけるトリガ点と、瞬時値を測定するサンプリング点とのずれに基づく差分（図３のハッチング部分）の補正を、サンプリング点をトリガ点と同時期となるように定めることによって行うものを例として説明したが、その他の方法によって補正するものであってもよい。例えば、測定自体は従来の方式（図４の右側の図）によって行い、これによって得られた値に対して、瞬時値を測定するサンプリング点とのずれに基づく差分（図３のハッチング部分）を減算する補正をする等してもよい。
【００５１】
本実施形態においては、最後の測定区間（図４の左側のグラフにおけるΔφの区間）についても積分することにより、より正確な値を求めるものを例としているが、図４の左側のグラフからも理解されるように、Δφの区間の面積は相対的には小さいので、この部分を積算しなくても必要な精度が得られる場合は、Δφの区間の積算を省略（図２のステップ２０９を省略）して、計算量の低減を図るようにしてもよい。
【００５２】
なお、本発明における「サンプリング点をトリガ点と同時期となるように定める」とは、厳密にサンプリング点をトリガ点の直後となるものに限定するものではなく、実質的にサンプリング点がトリガ点に同期されるものを示すものである。
例えば、回路特性等により、負荷における電圧の立ち上がりがトリガ点より少し遅れる或いはバラつくような場合においては、サンプリング点をトリガ点と同時にするのではなく、電圧の立ち上がり直後にサンプリング点が来るようにする必要がある。電圧の測定を確実なものとするためである。このような場合には、例えば電圧の立ち上がりが遅れる分やバラつく分の最悪値をマージン値として予め設定しておき、サンプリング点をトリガ点からマージン値だけ遅らせるようにするものであるが、これもサンプリング点がトリガ点を基準として同期されていることに変わりなく、本発明の概念としては、このようなものも、「サンプリング点をトリガ点と同時期となるように定める」に該当するものである。
【符号の説明】
【００５３】
１００．．．交流電力調整器
１３０．．．サイリスタ
１５０．．．Ａ／Ｄ変換タイミング割り込み処理部
１５１．．．Ａ／Ｄ変換タイミングコントロール部
１５２．．．Ａ／Ｄ変換部
１５３．．．自乗値積算部
１６０．．．ゼロ点割り込み処理部
１６１．．．ゼロ点検知部
１６２．．．自乗積算値記憶部
１６３．．．実効値算出部
２．．．負荷
３．．．交流電源
【図１】
0006666575.tif 000015
【図２】
0006666575.tif 000016
【図３】
0006666575.tif 000017
【図４】
0006666575.tif 000018
【図５】
0006666575.tif 000019