(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第１の多相インバータおよび第２の多相インバータと、
外部からの制御指令に基づいて第１の多相インバータおよび第２の多相インバータが負荷を駆動するための第１の多相駆動電圧指令および第２の多相駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、
前記第１の多相駆動電圧指令を第１のオフセット電圧で調整した値を第１の多相電圧指令として出力して前記第１の多相インバータを制御する第１平均電圧調節部と、
前記第２の多相駆動電圧指令を第２のオフセット電圧で調整した値を第２の多相電圧指令として出力して前記第２の多相インバータを制御する第２平均電圧調節部と、
前記直流電源の直流電圧をＶｄｃとし、
前記第１の多相インバータおよび前記第２の多相インバータのＰＷＭ信号の周波数をｆｃとし、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数をｆｒとしたとき、
前記第１の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第１の多相電圧指令の各相の平均値である第１平均電圧と、前記第２の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第２の多相電圧指令の各相の平均値である第２平均電圧との差である差電圧の絶対値が下記式(１)以下
ｋ２・ｆｃ／ｆｒ・Ｖｄｃ［Ｖ］      (１)
ただし、ｋ２は１以上の奇数、
になるように前記第１平均電圧調節部および前記第２平均電圧調節部を制御する電圧調整制御部と、
を備えた電力変換装置。
【請求項２】
前記電圧調整制御部は、前記電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数をｆｈとしたとき、前記差電圧の絶対値が、下記(２)式以上
ｋ２・ｆｃ／ｆｈ・Ｖｄｃ［Ｖ］      (２)
になるように前記第１平均電圧調節部および前記第２平均電圧調節部を制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電圧調整制御部は、前記差電圧の絶対値が、前記ＰＷＭ信号の半周期に対し正の整数倍の時間毎に、上記(１)式以下かつ上記(２)式以上の範囲で変動するように前記第１平均電圧調節部および前記第２平均電圧調節部を制御する、請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
直流電源から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第１の多相インバータおよび第２の多相インバータと、
外部からの制御指令に基づいて第１の多相インバータおよび第２の多相インバータが負荷を駆動するための第１の多相駆動電圧指令および第２の多相駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、
前記第１の多相駆動電圧指令を第１のオフセット電圧で調整した値を第１の多相電圧指令として出力して前記第１の多相インバータを制御する第１平均電圧調節部と、
前記第２の多相駆動電圧指令を第２のオフセット電圧で調整した値を第２の多相電圧指令として出力して前記第２の多相インバータを制御する第２平均電圧調節部と、
前記直流電源の直流電圧をＶｄｃとし、
前記第１の多相インバータおよび前記第２の多相インバータのＰＷＭ信号の周波数をｆｃとし、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数をｆｒとしたとき、
前記第１の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第１の多相電圧指令の各相の平均値である第１平均電圧と、前記第２の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第２の多相電圧指令の各相の平均値である第２平均電圧との差である差電圧の絶対値が下記式(３)
ｋ２・Ｖｄｃ／ｎ［Ｖ］      (３)
ただし、
ｎはｆｒをｆｃで除して得た除算値ｆｒ／ｆｃ以上の整数値、
ｋ２は１以上の奇数
になるように前記第１平均電圧調節部および前記第２平均電圧調節部を制御する電圧調整制御部と、
を備えた電力変換装置。
【請求項５】
前記電圧調整制御部は、前記電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数をｆｈとしたとき、上記(３)式における前記ｎを、ｆｈをｆｃで除して得た除算値ｆｈ／ｆｃ以下の整数値とする、請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電圧調整制御部は、前記差電圧として、ＰＷＭ信号の半周期に対し正の整数倍の時間毎に、前記ｎを変動させることより前記差電圧の絶対値を変動させるように前記第１平均電圧調節部および前記第２平均電圧調節部を制御する、請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
直流電源から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第１の多相インバータおよび第２の多相インバータと、
外部からの制御指令に基づいて第１の多相インバータおよび第２の多相インバータが負荷を駆動するための第１の多相駆動電圧指令および第２の多相駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、
前記第１の多相駆動電圧指令を第１のオフセット電圧で調整した値を第１の多相電圧指令として出力して前記第１の多相インバータを制御する第１平均電圧調節部と、
前記第２の多相駆動電圧指令を第２のオフセット電圧で調整した値を第２の多相電圧指令として出力して前記第２の多相インバータを制御する第２平均電圧調節部と、
前記直流電源の直流電圧をＶｄｃとし、
前記第１の多相インバータおよび前記第２の多相インバータのＰＷＭ信号の周波数が２０ｋＨｚ、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数を１５０ｋＨｚとした場合に、
前記第１の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第１の多相電圧指令の各相の平均値である第１平均電圧と、前記第２の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第２の多相電圧指令の各相の平均値である第２平均電圧との差である差電圧が下記式(４)
Ｖｄｃ／８［Ｖ］      (４)
を含めて、正の整数倍の時間毎に切り替わるように前記第１平均電圧調節部および前記第２平均電圧調節部を制御する電圧調整制御部と、
を備えた電力変換装置。
【請求項８】
前記電圧調整制御部は、前記差電圧として、下記式(５)
−Ｖｄｃ／８［Ｖ］      (５)
を含める、請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記電圧調整制御部は、前記差電圧として、下記式(６)、(７)
Ｖｄｃ／１２［Ｖ］      (６)、
−Ｖｄｃ／１２［Ｖ］      (７)
の少なくとも一方を含める、請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１から９までのいずれか１項に記載の電力変換装置と、
前記第１の多相インバータおよび前記第２の多相インバータによる前記交流電圧の印加により、運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する交流回転機と、
を備える電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置、および電動パワーステアリング装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、以下のような電動機の制御装置がある。複数の電動機にそれぞれ対応して設けられた、
複数の電力変換器、
複数のモータ指令演算部、
複数のキャリア発生部を備え、
複数のキャリア発生部は複数のキャリア信号をそれぞれ発生し、
キャリア周波数制御部は、複数のキャリア信号の周波数を制御し、複数のキャリア信号の周波数を、複数のキャリア信号に対応した複数の予め定められた設定周波数範囲内で変動させるように制御する。そして、複数の設定周波数範囲は、それぞれの周波数範囲が互いに重ならないように予め設定させることによって、電力変換器のスイッチングによって生じる騒音を抑制する(特許文献１参照)。【０００３】
また、従来から以下のような電力変換装置がある。２つのインバータを有する電力変換器において、
一方のインバータ部においては、３相の電圧指令信号のうち最も小さい電圧指令信号が設定された下限値となるように、最も小さい相の電圧指令信号から前記設定された下限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する「下べた二相変調処理」を行い、
他方のインバータ部においては、３相の電圧指令信号のうち最も大きい電圧指令信号が設定された上限値となるように、最も大きい相の電圧指令信号から前記設定された上限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する「上べた二相変調処理」を行う、
ことにより、有効電圧ベクトル発生期間の重複を回避することができ、コンデンサのリップル電流を低減することができる(特許文献２参照)。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第５６４４８５４号明細書(段落００１２)
【特許文献２】特許第５０４５７９９号明細書(段落００１５)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１にあるような、インバータのＰＷＭ(Pulse Width Modulation：パルス幅変調)搬送波の周波数を複数用意して、その複数の周波数から１つを変動させながら選択するような方法においては、ＰＷＭ搬送波を複数記憶する必要があるため、メモリ容量が膨大となり、廉価なマイコン(ＣＰＵ)への実装が困難、といった課題がある。
また、制御装置を一度マイコン等のＣＰＵに実装してしまうと、インバータのＰＷＭ搬送波の変更には、膨大な時間を要するという課題がある。これにより、例えば、製品が完成した後にノイズを計測したところ、ある周波数成分のノイズレベルが基準値を超えており、更なるノイズ低減が必要となった、等という場合には、更にもう１つや２つの異なる周波数のＰＷＭ搬送波を追加することでノイズレベルを調整する必要があるが、このような場合には、マイコンへの追加プログラムの設計や実装に膨大な時間を要することになり、またマイコンのメモリ容量の不足を招く可能性もある。【０００６】
また、特許文献２にあるような、一方のインバータにおいては「下べた二相変調処理」、もう一方のインバータにおいては「上べた二相変調処理」とする手法では、有効ベクトルが重複することを避けるために、一方のインバータにおける電圧指令信号をシフト可能な限り上にシフトし、かつ、他方のインバータにおける電圧指令信号を可能な限り下にシフトすることによって、幅広い変調率範囲でコンデンサ電流を低減するには有効であるが、この手法では、２つのインバータから生じるノイズについては考慮されておらず、ノイズ低減に好適ではない。【０００７】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、広義には、２つの多相インバータを有する電力変換装置において、インバータのＰＷＭ搬送波の周波数を変動させることなく、ノイズ規格の周波数帯のノイズの抑制が可能な電力変換装置、および電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明は、直流電源から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第１の多相インバータおよび第２の多相インバータと、外部からの制御指令に基づいて第１の多相インバータおよび第２の多相インバータが負荷を駆動するための第１の多相駆動電圧指令および第２の多相駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、前記第１の多相駆動電圧指令を第１のオフセット電圧で調整した値を第１の多相電圧指令として出力して前記第１の多相インバータを制御する第１平均電圧調節部と、前記第２の多相駆動電圧指令を第２のオフセット電圧で調整した値を第２の多相電圧指令として出力して前記第２の多相インバータを制御する第２平均電圧調節部と、前記直流電源の直流電圧をＶｄｃとし、前記第１の多相インバータおよび前記第２の多相インバータのＰＷＭ信号の周波数をｆｃとし、電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数をｆｒとしたとき、前記第１の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第１の多相電圧指令の各相の平均値である第１平均電圧と、前記第２の多相インバータが出力する前記交流電圧の指令値である前記第２の多相電圧指令の各相の平均値である第２平均電圧との差である差電圧の絶対値が下記式(１)以下
ｋ２・ｆｃ／ｆｒ・Ｖｄｃ［Ｖ］      (１)
ただし、ｋ２は１以上の奇数、
になるように前記第１平均電圧調節部および前記第２平均電圧調節部を制御する電圧調整制御部と、を備えた電力変換装置等にある。
【発明の効果】
【０００９】
この発明では、電力変換装置の２つの多相インバータのＰＷＭ搬送波の周波数を変動させることなく、ノイズ規格の周波数帯のノイズの抑制が可能な電力変換装置、電動パワーステアリング装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。
【図２】この発明における電力変換装置の交流回転機の巻線の構成の一例を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１における電力変換装置の第１の３相インバータの動作を説明するための図である。
【図４】この発明の実施の形態１における電力変換装置の第２の３相インバータの動作を説明するための図である。
【図５】この発明の実施の形態１に係る第１および第２の３相インバータから直流電源側へ伝搬される伝導ノイズを説明するための実測波形図である。
【図６】この発明の実施の形態１に係る第１および第２の３相インバータから直流電源側へ伝搬される伝導ノイズを説明するための実測波形図である。
【図７】図６のノイズを近似波形で示した図である。
【図８】この発明の実施の形態１によるノイズを低減する第１平均電圧と第２平均電圧との差である差電圧を説明するための図である。
【図９】この発明の実施の形態１に係る第１と第２のオフセット電圧の差がそれぞれの(ａ)で示す関係にある時のノイズの実測結果のアベレージとピークをそれぞれ(ｂ)と(ｃ)に示した図である。
【図１０】この発明の実施の形態１に係る第１と第２のオフセット電圧の差がそれぞれの(ａ)で示す関係にある時のノイズの実測結果のアベレージとピークをそれぞれ(ｂ)と(ｃ)に示した図である。
【図１１】この発明の実施の形態１に係る第１と第２のオフセット電圧の差がそれぞれの(ａ)で示す関係にある時のノイズの実測結果のアベレージとピークをそれぞれ(ｂ)と(ｃ)に示した図である。
【図１２】この発明の実施の形態１に係る第１と第２のオフセット電圧の差がそれぞれの(ａ)で示す関係にある時のノイズの実測結果のアベレージとピークをそれぞれ(ｂ)と(ｃ)に示した図である。
【図１３】この発明の実施の形態１に係る第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１と第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２の差の絶対値|Voffset1−Voffset2|とノイズを低減したい周波数の関係を示した図である。
【図１４】この発明の実施の形態２における電動パワーステアリング装置の全体構成を示す図である。
【図１５】この発明による電力変換装置および電動パワーステアリング装置の制御部のハードウェア構成の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
この発明によれば、電力変換装置の第１の多相インバータおよび第２の多相インバータが出力する交流電圧の指令値である第１の電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)の各相の平均値である第１平均電圧(Vave1)と、第２の多相インバータが出力する交流電圧の指令値である第２の電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)の各相の平均値である第２平均電圧(Vave2)との差である差電圧(Vave_dif)の絶対値(Vave_dif_abs)を下記の式以下になるように設定する。
ｋ２・ｆｃ／ｆｒ・Ｖｄｃ［Ｖ］      (１)
但し、
Ｖｄｃ：電力変換装置のための直流電源からの直流電圧
ｆｃ：第１の多相インバータおよび第２の多相インバータが出力するＰＷＭ信号(Vu1、Vv1、Vw1)の周波数
ｆｒ：準拠すべきノイズ規格の下限周波数
ｋ２：１以上の奇数である。
すなわち、第１の平均電圧と第２の平均電圧との差である差電圧の絶対値を上記の式以下とする構成としたことで、ノイズ規格の下限周波数ｆｒ以上の周波数成分のノイズを、ＰＷＭ信号の周波数ｆｃを変動させることなく、抑制することが可能である。よって、マイコン等のＣＰＵのメモリを大幅に削減でき、マイコン等のＣＰＵのメモリ容量が少ない廉価なマイコン(ＣＰＵ)への実装が可能となり、コスト削減に寄与できる。
【００１２】
以下、この発明による電力変換装置、電動パワーステアリング装置を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、また重複する説明は省略する。
【００１３】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。
交流回転機１は、２組の３相巻線を有する交流回転機であり、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１および第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を有する。交流回転機１では、図２に示すように、(ａ)に示す第１の３相巻線Ｕ１−Ｖ１−Ｗ１と、(ｂ)に示す第２の３相巻線Ｕ２−Ｖ２−Ｗ２が電気角で同相に配置されており、それぞれの中性点Ｎ１、Ｎ２が電気的に接続されない。
直流電源２は、第１の３相インバータ３ａおよび第２の３相インバータ３ｂに直流電圧Ｖｄｃを出力する。この直流電源２として、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器を含む。直流電源２の正極側電位をＶｐ、負極側電位をＶｎとする。
【００１４】
第１の３相インバータ３ａは、後述する第１の３相電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ’、Ｖｖ１＿ｒｅｆ’、Ｖｗ１＿ｒｅｆ’に基づき、周波数ｆｃであるＰＷＭ搬送波との比較によりＰＷＭ変調することによって、直流電源２から入力した直流電圧Ｖｄｃを直流から交流への変換である逆変換して交流回転機１の第１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を印加する。スイッチＳｕｐ１〜Ｓｗｐ１，Ｓｕｎ１〜Ｓｗｎ１として、ＩＧＢＴ，バイポーラトランジスタ，ＭＯＳパワートランジスタ等のいずれか１つからなる半導体スイッチとダイオードを逆並列に接続したものを用いる。
【００１５】
第２の３相インバータ３ｂは、後述する第２の３相電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ’、Ｖｖ２＿ｒｅｆ’、Ｖｗ２＿ｒｅｆ’に基づき、周波数ｆｃであるＰＷＭ搬送波との比較によりＰＷＭ変調することによって、直流電源２から入力した直流電圧Ｖｄｃを直流から交流への変換である逆変換して交流回転機１の第２の３相巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に交流電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を印加する。スイッチＳｕｐ２〜Ｓｗｐ２，Ｓｕｎ２〜Ｓｗｎ２として、ＩＧＢＴ，バイポーラトランジスタ，ＭＯＳパワートランジスタ等のいずれか１つからなる半導体スイッチとダイオードを逆並列に接続したものを用いる。
【００１６】
駆動電圧指令演算部４ａは、制御指令ＣＣＯに基づいて交流回転機１を駆動するための第１の３相駆動電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ、Ｖｖ１＿ｒｅｆ、Ｖｗ１＿ｒｅｆおよび第２の３相駆動電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ、Ｖｖ２＿ｒｅｆ、Ｖｗ２＿ｒｅｆを演算する。
第１の３相駆動電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ、Ｖｖ１＿ｒｅｆ、Ｖｗ１＿ｒｅｆおよび第２の３相駆動電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ、Ｖｖ２＿ｒｅｆ、Ｖｗ２＿ｒｅｆの演算方法としては、以下の公知技術を使用する。
１つの例として、図１における制御指令ＣＣＯとして交流回転機１の、速度指令または周波数指令ｆを設定した上で、第１の３相駆動電圧指令および第２の３相駆動電圧指令の振幅を決定とするＶ／Ｆ制御がある。
また別の例として、制御指令ＣＣＯとして交流回転機１の電流指令を設定し、この電流指令と第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１を流れる電流との偏差に基づいてその偏差を零とすべく比例積分制御によって第１の３相駆動電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ、Ｖｖ１＿ｒｅｆ、Ｖｗ１＿ｒｅｆを演算すると共に、
電流指令と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を流れる電流との偏差に基づいてその偏差を零とすべく比例積分制御によって第２の３相駆動電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ、Ｖｖ２＿ｒｅｆ、Ｖｗ２＿ｒｅｆを演算する電流フィードバック制御、などを使用する。
【００１７】
第１平均電圧調節部５ａは、駆動電圧指令演算部４ａより出力された、第１の３相駆動電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ、Ｖｖ１＿ｒｅｆ、Ｖｗ１＿ｒｅｆに第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を等しく加算した値を第１の３相電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ’、Ｖｖ１＿ｒｅｆ’、Ｖｗ１＿ｒｅｆ’として出力する。
【００１８】
＜第１平均電圧Ｖａｖｅ１の調節＞
以下、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を調節することにより、第１の３相電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ’、Ｖｖ１＿ｒｅｆ’、Ｖｗ１＿ｒｅｆ’の平均電圧である第１平均電圧Ｖａｖｅ１が調節できることについて述べる。
第１の３相駆動電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ、Ｖｖ１＿ｒｅｆ、Ｖｗ１＿ｒｅｆは、下記式(１−１)から(１−３)のように３相交流電圧で表せる。ただし、Ｖａｍｐ１は第１の３相駆動電圧指令の振幅、θｖ１は第１の３相駆動電圧指令の位相である。
【００１９】
Ｖｕ１＿ｒｅｆ＝Ｖａｍｐ１・ｓｉｎ(θｖ１)              (１−１)
Ｖｖ１＿ｒｅｆ＝Ｖａｍｐ１・ｓｉｎ(θｖ１−２π／３)    (１−２)
Ｖｗ１＿ｒｅｆ＝Ｖａｍｐ１・ｓｉｎ(θｖ１＋２π／３)    (１−３)
【００２０】
次に、第１の３相電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ’、Ｖｖ１＿ｒｅｆ’、Ｖｗ１＿ｒｅｆ’は、第１の３相駆動電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ、Ｖｖ１＿ｒｅｆ、Ｖｗ１＿ｒｅｆに第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を加算したものであるから、下記式(１−４)から(１−６)のように表せる。
【００２１】
Ｖｕ１＿ｒｅｆ’＝Ｖｕ１＿ｒｅｆ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１
＝Ｖａｍｐ１・ｓｉｎ(θｖ１)＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１
(１−４)
Ｖｖ１＿ｒｅｆ’＝Ｖｖ１＿ｒｅｆ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１
＝Ｖａｍｐ１・ｓｉｎ(θｖ１−２π／３)
＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１                    (１−５)
Ｖｗ１＿ｒｅｆ’＝Ｖｗ１＿ｒｅｆ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１
＝Ｖａｍｐ１・ｓｉｎ(θｖ１＋２π／３)
＋Ｖｏｆｆｓｅｔ１                    (１−６)
【００２２】
そして、第１平均電圧Ｖａｖｅ１は式(１−７)のように表せる。
【００２３】
Ｖａｖｅ１＝(Ｖｕ１＿ｒｅｆ’＋Ｖｖ１＿ｒｅｆ’＋Ｖｗ１＿ｒｅｆ’)
／３
＝Ｖｏｆｆｓｅｔ１                            (１−７)
以上より、第１平均電圧Ｖａｖｅ１が第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１に一致することから、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を調整することにより、第１平均電圧Ｖａｖｅ１の調整が行える。
【００２４】
第２平均電圧調節部５ｂは、駆動電圧指令演算部４ａより出力された、第２の３相駆動電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ、Ｖｖ２＿ｒｅｆ、Ｖｗ２＿ｒｅｆに第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を等しく加算した値を第２の３相電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ’、Ｖｖ２＿ｒｅｆ’、Ｖｗ２＿ｒｅｆ’として出力する。
【００２５】
＜第２平均電圧Ｖａｖｅ２の調節＞
以下、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を調節することにより、第２の３相電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ’、Ｖｖ２＿ｒｅｆ’、Ｖｗ２＿ｒｅｆ’の平均電圧である第２平均電圧Ｖａｖｅ２が調節できることについて述べる。
第２の３相駆動電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ、Ｖｖ２＿ｒｅｆ、Ｖｗ２＿ｒｅｆは、式(１−８)から(１−１０)のように３相交流電圧で表せる。ただし、Ｖａｍｐ２は第２の３相駆動電圧指令の振幅、θｖ２は第２の３相駆動電圧指令の位相である。
【００２６】
Ｖｕ２＿ｒｅｆ＝Ｖａｍｐ２・ｓｉｎ(θｖ２)              (１−８)
Ｖｖ２＿ｒｅｆ＝Ｖａｍｐ２・ｓｉｎ(θｖ２−２π／３)    (１−９)
Ｖｗ２＿ｒｅｆ＝Ｖａｍｐ２・ｓｉｎ(θｖ２＋２π／３)    (１−１０)
【００２７】
次に、第２の３相電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ’、Ｖｖ２＿ｒｅｆ’、Ｖｗ２＿ｒｅｆ’は、第２の３相駆動電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ、Ｖｖ２＿ｒｅｆ、Ｖｗ２＿ｒｅｆに第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を加算したものであるから、式(１−１１)から式(１−１３)のように表せる。
【００２８】
Ｖｕ２＿ｒｅｆ’＝Ｖｕ２＿ｒｅｆ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２
＝Ｖａｍｐ２・ｓｉｎ(θｖ２)＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２
(１−１１)
Ｖｖ２＿ｒｅｆ’＝Ｖｖ２＿ｒｅｆ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２
＝Ｖａｍｐ２・ｓｉｎ(θｖ２−２π／３)
＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２                    (１−１２)
Ｖｗ２＿ｒｅｆ’＝Ｖｗ２＿ｒｅｆ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２
＝Ｖａｍｐ２・ｓｉｎ(θｖ２＋２π／３)
＋Ｖｏｆｆｓｅｔ２                    (１−１３)
【００２９】
そして、第２平均電圧Ｖａｖｅ２は式(１−１４)のように表せる。
【００３０】
Ｖａｖｅ２＝(Ｖｕ２＿ｒｅｆ’＋Ｖｖ２＿ｒｅｆ’＋Ｖｗ２＿ｒｅｆ’)
／３
＝Ｖｏｆｆｓｅｔ２                            (１−１４)
【００３１】
以上より、第２平均電圧Ｖａｖｅ２が第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２に一致することから、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を調整することにより、第２平均電圧Ｖａｖｅ２の調整が行える。
【００３２】
＜交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１の生成＞
続いて、第１の３相インバータ３ａにおいて、第１の３相インバータ３ａから出力される交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１の指令値である第１の３相電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ’、Ｖｖ１＿ｒｅｆ’、Ｖｗ１＿ｒｅｆ’に基づいた、交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１の生成法について述べる。図３は、この発明の実施の形態１による交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１の生成法を説明する図である。
なお、図３は第１の３相インバータ３ａの正極側のスイッチＳｕｐ１，Ｓｖｐ１，Ｓｗｐ１の動作を示しているが、負極側のスイッチＳｕｎ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｎ１の動作は正極側のスイッチの動作と反対の動作をするため、図示を省略している。
【００３３】
第１の３相電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ’は周期Ｔｃ(＝１／ｆｃ)のＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣと比較され、Ｖｕ１＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより大きければ、スイッチＳｕｐ１を「１」(オン)とし、かつ、図３では図示を省略したスイッチＳｕｎ１を「０」(オフ)に設定することで、交流電圧Ｖｕ１として、直流電源２の正極側電位Ｖｐが出力される。
一方、Ｖｕ１＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより小さければ、スイッチＳｕｐ１を「０」(オフ)とし、かつ、スイッチＳｕｎ１を「１」(オン)に設定することで、交流電圧Ｖｕ１として、直流電源２の負極側電位Ｖｎが出力される。
なお、上記説明では相電圧指令とＰＷＭＣとの比較で、「より大きい」「より小さい」とし、双方が同じ場合を除外している。実際には各３相インバータのスイッチのオンオフは、直列接続されたスイッチ同士が共にオンまたはオフにならないように切替えに緩衝帯を設けている。詳細は省略する。
【００３４】
第１の３相電圧指令Ｖｖ１＿ｒｅｆ’は周期Ｔｃ(＝１／ｆｃ)のＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣと比較され、Ｖｖ１＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより大きければ、スイッチＳｖｐ１を「１」(オン)とし、かつ、図３では図示を省略したスイッチＳｖｎ１を「０」(オフ)に設定することで、交流電圧Ｖｖ１として、直流電源２の正極側電位Ｖｐが出力される。
一方、Ｖｖ１＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより小さければ、スイッチＳｖｐ１を「０」(オフ)とし、かつ、スイッチＳｖｎ１を「１」(オン)に設定することで、交流電圧Ｖｖ１として、直流電源２の負極側電位Ｖｎが出力される。
【００３５】
第１の３相電圧指令Ｖｗ１＿ｒｅｆ’は周期Ｔｃ(＝１／ｆｃ)のＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣと比較され、Ｖｗ１＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより大きければ、スイッチＳｗｐ１を「１」(オン)とし、かつ、図３では図示を省略したスイッチＳｗｎ１を「０」(オフ)に設定することで、交流電圧Ｖｗ１として、直流電源２の正極側電位Ｖｐが出力される。
一方、Ｖｗ１＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより小さければ、スイッチＳｗｐ１を「０」(オフ)とし、かつ、スイッチＳｗｎ１を「１」(オン)に設定することで、交流電圧Ｖｗ１として、直流電源２の負極側電位Ｖｎが出力される。
【００３６】
以上により、第１の３相インバータ３ａより出力される交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１は周期がＴｃ、従って周波数がｆｃであるＰＷＭ電圧となる。この周波数ｆｃのＰＷＭ電圧をＰＷＭ信号とも呼び、その周期はＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周期Ｔｃ(＝１／ｆｃ)と一致するので、周波数もＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周波数ｆｃと一致する。
【００３７】
＜交流電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の生成＞
続いて、第２の３相インバータ３ｂにおいて、第２の３相インバータ３ｂから出力される交流電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の指令値である第２の３相電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ’、Ｖｖ２＿ｒｅｆ’、Ｖｗ２＿ｒｅｆ’に基づいた、交流電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の生成法について述べる。図４は、この発明の実施の形態１による交流電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の生成法を説明する図である。
なお、図４は第２の３相インバータ３ｂの正極側のスイッチＳｕｐ２，Ｓｖｐ２，Ｓｗｐ２の動作を示しているが、負極側のスイッチＳｕｎ２，Ｓｖｎ２，Ｓｗｎ２の動作は正極側のスイッチの動作と反対の動作をするため、図示を省略している。
【００３８】
第２の３相電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ’は周期Ｔｃ(＝１／ｆｃ)のＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣと比較され、Ｖｕ２＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより大きければ、スイッチＳｕｐ２を「１」(オン)とし、かつ、図４では図示を省略したスイッチＳｕｎ２を「０」(オフ)に設定することで、交流電圧Ｖｕ２として、直流電源２の正極側電位Ｖｐが出力される。
一方、Ｖｕ２＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより小さければ、スイッチＳｕｐ２を「０」(オフ)とし、かつ、スイッチＳｕｎ２を「１」(オン)に設定することで、交流電圧Ｖｕ２として、直流電源２の負極側電位Ｖｎが出力される。
【００３９】
第２の３相電圧指令Ｖｖ２＿ｒｅｆ’は周期Ｔｃ(＝１／ｆｃ)のＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣと比較され、Ｖｖ２＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより大きければ、スイッチＳｖｐ２を「１」(オン)とし、かつ、図４では図示を省略したスイッチＳｖｎ２を「０」(オフ)に設定することで、交流電圧Ｖｖ２として、直流電源２の正極側電位Ｖｐが出力される。
一方、Ｖｖ２＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより小さければ、スイッチＳｖｐ２を「０」(オフ)とし、かつ、スイッチＳｖｎ２を「１」(オン)に設定することで、交流電圧Ｖｖ２として、直流電源２の負極側電位Ｖｎが出力される。
【００４０】
第２の３相電圧指令Ｖｗ２＿ｒｅｆ’は周期Ｔｃ(＝１／ｆｃ)のＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣと比較され、Ｖｗ２＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより大きければ、スイッチＳｗｐ２を「１」(オン)とし、かつ、図４では図示を省略したスイッチＳｗｎ２を「０」(オフ)に設定することで、交流電圧Ｖｗ２として、直流電源２の正極側電位Ｖｐが出力される。
一方、Ｖｗ２＿ｒｅｆ’がＰＷＭＣより小さければ、スイッチＳｗｐ２を「０」(オフ)とし、かつ、スイッチＳｗｎ２を「１」(オン)に設定することで、交流電圧Ｖｗ２として、直流電源２の負極側電位Ｖｎが出力される。
【００４１】
以上により、第２の３相インバータ３ｂより出力される交流電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２は周波数がｆｃであるＰＷＭ電圧となる。
【００４２】
第１の３相インバータ３ａから出力される交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１および第２の３相インバータ３ｂから出力される交流電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２は周波数がｆｃであるＰＷＭ波形の電圧であることから、第１の３相インバータ３ａおよび第２の３相インバータ３ｂから直流電源２側へ伝導ノイズが流出する。
【００４３】
図５は、Ｖｕ１＿ｒｅｆとＶｕ２＿ｒｅｆがほぼ等しく、かつ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１とＶｏｆｆｓｅｔ２を等しく設定した場合の、交流電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２、および直流電源２の正極側電位Ｖｐに重畳されたノイズＮＩＺの実測波形である。ただし、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周波数は２０ｋＨｚであり、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣは第１の３相インバータ３ａと第２の３相インバータ３ｂで同相としている。この場合、交流電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２がほぼ等しいので、交流電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２のオン時刻、すなわち電位がＶｎからＶｐへ変動する時刻、はほぼ等しく、かつ、交流電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２のオフ時刻、すなわち電位がＶｐからＶｎへ変動する時刻、もほぼ等しい。ノイズ波形ＮＩＺに着目すると、オン時刻であるｔｏｎ近傍およびオフ時刻であるｔｏｆｆ近傍にて、脈動が生じている。
【００４４】
図６は、Ｖｕ１＿ｒｅｆとＶｕ２＿ｒｅｆがほぼ等しく、かつ、Ｖｏｆｆｓｅｔ１に比べＶｏｆｆｓｅｔ２を大きく設定した場合の交流電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２、および直流電源２の正極側電位Ｖｐに重畳されたノイズＮＩＺの実測波形である。ただし、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周波数は２０ｋＨｚであり、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣは第１の３相インバータ３ａと第２の３相インバータ３ｂで同相としている。この場合、交流電圧Ｖｕ１に比べ交流電圧Ｖｕ２の方がオン時間、すなわち電位がＶｐである時間、が長いので、交流電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２のオン時刻、および、交流電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２のオフ時刻は異なる。ノイズ波形ＮＩＺに着目すると、交流電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２のオン時刻であるｔｏｎ＿１、ｔｏｎ＿２において、図５に示したｔｏｎ時のノイズと比べると振幅が小さい脈動が生じている。また、交流電圧Ｖｕ１、Ｖｕ２のオフ時刻であるｔｏｆｆ＿１、ｔｏｆｆ＿２において、図５に示したｔｏｆｆ時のノイズと比べると振幅が小さい脈動が生じている。
【００４５】
＜第１および第２平均電圧の差の調節によるノイズ抑制＞
以下、Ｖｏｆｆｓｅｔ１とＶｏｆｆｓｅｔ２との差、即ち、第１平均電圧Ｖａｖｅ１と第２平均電圧Ｖａｖｅ２との差の調節による、ノイズ抑制手法について述べる。
【００４６】
図６におけるＰで示した点線内の２つのノイズを図７のような近似波形で表す。
Ｖ：ノイズの高さ
Ｙ：ノイズの幅
Ｘ：２つのノイズの発生間隔
とする。ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周期をＴｃとしているので、この近似波形は周期Ｔｃで繰り返される。よって、図７をフーリエ級数展開すると、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周波数ｆｃに対するｎ次成分ａｎは、式(１−１５)のように表される。ただし、
ｆ(ｘ)：近似波形
２π：ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周期Ｔｃ
としている。
【００４７】
【数１】
0006768157.tif 000002
【００４８】
式(１−１５)において、Ｖｏｆｆｓｅｔ１とＶｏｆｆｓｅｔ２との差で調節が可能なのは、２つのノイズの発生間隔Ｘである。よって、Ｘを用いて式(１−１５)を零に調節するには、式(１−１６)を満たせばよい。
【００４９】
【数２】
0006768157.tif 000003
【００５０】
ただし、ｋ１は、奇数の整数であり、具体的には、ｋ１＝…−９，−７，−５，−３，−１，１，３，５，７，９…、などである。式(１−１６)をＸについて解くと、式(１−１７)となる。
【００５１】
【数３】
0006768157.tif 000004
【００５２】
ここで、図８の例より、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣと比較される２つの電圧Ｖ１、Ｖ２のオフ間隔をＸとするＶｏｆｆｓｅｔ＿ｄｉｆは、式(１−１８)で表される。
【００５３】
【数４】
0006768157.tif 000005
【００５４】
よって、式(１−１７)を式(１−１８)に代入してＶｏｆｆｓｅｔ＿ｄｉｆについて解くと、式(１−１９)となる。
【００５５】
【数５】
0006768157.tif 000006
【００５６】
以上より、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周波数ｆｃに対するｎ次成分のノイズを低減する第１平均電圧Ｖａｖｅ１と第２平均電圧Ｖａｖｅ２との差である差電圧は式(１−１９)で表されるＶｏｆｆｓｅｔ＿ｄｉｆのように設定すればよい。また、第１平均電圧Ｖａｖｅ１と第２平均電圧Ｖａｖｅ２はどちらが大きくてもよいので、第１平均電圧Ｖａｖｅ１と第２平均電圧Ｖａｖｅ２との差である差電圧Ｖａｖｅ＿ｄｉｆの絶対値Ｖａｖｅ＿ｄｉｆ＿ａｂｓについて、式(１−１９)にて、ｋ１をｋ２に置き換えた下記の式(１−２０)に一致すれば、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周波数ｆｃに対するｎ次成分のノイズを低減することができる。ここで、ｋ２は、１以上の奇数であり、具体的にはｋ２＝１，３，５，７，９，…、などである。
【００５７】
【数６】
0006768157.tif 000007
【００５８】
＜式(１−２０)における整数の場合のｎの設定＞
以下、式(１−２０)におけるｎの設定方法について述べる。
【００５９】
図１に示されるような電力変換装置においては、例えばＣＩＳＰＲ(国際無線傷害特別委員会)等の規格によるノイズ規制の対象となっている。そのうち、伝導ノイズは、一般に１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの範囲で規制されている。そこで、電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数をｆｒとするとき、ｎを「ｆｒをｆｃで除して得た除算値以上の整数値」に設定することで、ｆｒ以上の周波数帯域におけるノイズを抑制することができる。
例えば、ｆｒを１５０ｋＨｚ、ｆｃを２０ｋＨｚにそれぞれ設定した場合、「ｆｒをｆｃで除して得た除算値以上の整数値」における最小値は８であるので、式(１−２０)においてｋ２を１に設定し、第１の平均電圧と第２の平均電圧との差である差電圧Ｖａｖｅ＿ｄｉｆがＶｄｃ／８を満たすようにＶｏｆｆｓｅｔ１、Ｖｏｆｆｓｅｔ２を設定すると、１６０ｋＨｚ成分のノイズが抑制できる。
例えば、直流電圧Ｖｄｃを１２Ｖに設定する場合、図９の(ａ)に示すように、Ｖｏｆｆｓｅｔ１とＶｏｆｆｓｅｔ２との差を常に零に設定すると、図９の(ｂ)、(ｃ)のようにノイズの１６０ｋＨｚ成分は、(ｂ)のアベレージでＸａｖｅ１だけ生じｘ５より大きく、(ｃ)のピークではＸｐｅａｋ１だけ生じｘ５より大きい。
【００６０】
ここで図９から図１２は、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１と第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２の差がそれぞれの(ａ)で示す関係にある時のノイズの実測結果のアベレージとピークをそれぞれ(ｂ)と(ｃ)に示したものである。
【００６１】
図９から図１２における(ｂ)、(ｃ)の縦軸においては、上側に向かってノイズレベルが増大することを意味する。よって、ｘ０、ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４、ｘ５、ｘ６の順にノイズレベルが増大することを意味する。よって、
ｘ６に比べｘ５の方がノイズレベルが低く、
ｘ５に比べｘ４の方がノイズレベルが低く、
ｘ４に比べｘ３の方がノイズレベルが低く、
ｘ３に比べｘ２の方がノイズレベルが低く、
ｘ３に比べｘ２の方がノイズレベルが低く、
ｘ２に比べｘ１の方がノイズレベルが低く、
ｘ１に比べｘ０の方がノイズレベルが低い
ことを意味する。
【００６２】
一方、図１０の(ａ)ように、Ｖｏｆｆｓｅｔ１とＶｏｆｆｓｅｔ２との差が１．５Ｖ(＝Ｖｄｃ／８＝１２／８)一定となるように設定した場合、図１０の(ｂ)のように、ノイズのアベレージの１６０ｋＨｚ成分はｘ２より小さいＸａｖｅ２まで低減し、図１０の(ｃ)のように、ノイズのピークの１６０ｋＨｚ成分はｘ３より小さいＸｐｅａｋ２まで改善する。
【００６３】
更に、図１１の(ａ)に示すように、Ｖｏｆｆｓｅｔ１とＶｏｆｆｓｅｔ２との差の絶対値が１．５Ｖ(＝Ｖｄｃ／８＝１２／８)となるように、Ｖｏｆｆｓｅｔ１からＶｏｆｆｓｅｔ２を減算した値が１００μｓ毎にＶｄｃ／８と−Ｖｄｃ／８の間で切換えられて繰り返すように設定すると、ノイズの１６０ｋＨｚ成分は、(ｂ)に示すアベレージでｘ１より小さいＸａｖｅ３ａ、(ｃ)に示すピークで図１０の(ｃ)に示すＸｐｅａｋ２より小さいＸｐｅａｋ３ａまで低減できる。更に、電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数をｆｈとするとき、ｎを「ｆｈをｆｃで除して得た除算値以下の整数値」に設定することにより、ノイズ規格の下限周波数ｆｒ以上かつノイズ規格の上限周波数ｆｈ以下の範囲でノイズを抑制することができる。
【００６４】
また、式(１−２０)におけるｎを、「ｆｒをｆｃで除して得た除算値以上の整数値」から「ｆｈをｆｃで除して得た除算値以下の整数値」の範囲で、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの半周期(Ｔｃ／２)の正の整数倍(１，２，３，…)の時間毎に変動させて出力することで、ノイズ規格の下限周波数ｆｒ以上かつノイズ規格の上限周波数ｆｈ以下のより幅広い範囲でノイズを抑制することができる。例えば、図１１の(ａ)に示したＶｏｆｆｓｅｔ１とＶｏｆｆｓｅｔ２との差の絶対値が１．５Ｖ(＝Ｖｄｃ／８)とした場合に対し、２００ｋＨｚから３００ｋＨｚにおけるノイズを改善するために、図１２の(ａ)に示すように、Ｖｏｆｆｓｅｔ１からＶｏｆｆｓｅｔ２を減算した値が
−１．５Ｖ(−Ｖｄｃ／８)→１．５Ｖ(Ｖｄｃ／８)→−１Ｖ(−Ｖｄｃ／１２)→１Ｖ(Ｖｄｃ／１２)→−１．５Ｖ(−Ｖｄｃ／８)
のように１００μｓで変動するように設定すると、図１２の(ｂ)のように１５０ｋＨｚから３００ｋＨｚにおけるノイズがアベレージでバランスよく低減され、その範囲の最悪値を、図１１の(ｂ)におけるＸ４とＸ５の間に位置するＸａｖｅ３ｂから、図１２の(ｂ)のＸ３とＸ４の間に位置するＸａｖｅ４ｂまで改善できる。また、図１２の(ｃ)に示すように、ピークノイズにおいても、図１１の(ｃ)におけるＸ５にほぼ等しいＸｐｅａｋ３ｂから、図１２の(ｃ)のＸ４とＸ５の間に位置するＸｐｅａｋ４ｂまで改善できる。
【００６５】
＜式(１−２０)における整数に限定されない場合のｎの設定＞
以上の説明においては、ｎが整数の場合について述べたが、ｎは整数でない場合も考えられる。そこで、以下の説明では、ｎを整数に限定せずにノイズを抑制する手法について説明する。式(１−２０)において、電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数ｆｒ以上の成分を低減するには、ｎは次式を満たす必要がある。
【００６６】
【数７】
0006768157.tif 000008
【００６７】
式(１−２１)を式(１−２０)に代入すると式(１−２２)を得る。
【００６８】
【数８】
0006768157.tif 000009
【００６９】
よって、第１平均電圧と第２平均電圧との差である差電圧の絶対値Ｖａｖｅ＿ｄｉｆ＿ａｂｓが式(１−２２)を満たすように第１平均電圧Ｖａｖｅ１と第２平均電圧Ｖａｖｅ２を設定することで、電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数ｆｒ以上のノイズ成分を低減することができる。更に、式(１−２０)において、電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数ｆｈ以下の成分を低減するには、ｎは式(１−２３)を満たす必要がある。
【００７０】
【数９】
0006768157.tif 000010
【００７１】
式(１−２３)を式(１−２０)に代入すると式(１−２４)を得る。
【００７２】
【数１０】
0006768157.tif 000011
【００７３】
よって、第１平均電圧と第２平均電圧との差である差電圧の絶対値Ｖａｖｅ＿ｄｉｆ＿ａｂｓが式(１−２４)を満たすように第１平均電圧Ｖａｖｅ１と第２平均電圧Ｖａｖｅ２を設定することで、電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数ｆｈ以下の成分を低減することができる。更に、式(１−２２)、式(１−２４)の両方を満たす範囲にて、第１平均電圧と第２平均電圧との差である差電圧の絶対値Ｖａｖｅ＿ｄｉｆ＿ａｂｓを、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの半周期(Ｔｃ／２)の正の整数倍(１，２，３，…)の時間毎に変動させて出力することで、先に述べた、図１１の(ｂ)に対する図１２の(ｂ)の効果と同ように、より幅広い周波数範囲のノイズを低減することが可能となる。より具体的には、ノイズを低減したい周波数に対応する、第１平均電圧Ｖａｖｅ１と第２平均電圧Ｖａｖｅ２との差である差電圧の絶対値Ｖａｖｅ＿ｄｉｆ＿ａｂｓを図１３のように描き、ノイズを低減したい周波数範囲で差電圧の絶対値を変動させればよい。
図１３はＶｄｃ＝１２Ｖ、ｆｃ＝２０ｋＨｚの場合の、縦軸の第１平均電圧Ｖａｖｅ１と第２平均電圧Ｖａｖｅ２との差である差電圧Ｖａｖｅ＿ｄｉｆの絶対値Ｖａｖｅ＿ｄｉｆ＿ａｂｓと、横軸のノイズを低減したい周波数の関係を示している。
【００７４】
以上より、本実施の形態１においては、第１平均電圧と第２平均電圧との差である差電圧の調節のみでノイズを抑制することができる。この発明は、第１のインバータと第２のインバータに関するＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣが同相の場合にも実施できるため、第１のインバータと第２のインバータとでＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの位相をずらすような操作は必要なく、実装が容易である。また、特許文献１のように、複数のＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周波数を変動させるような操作も必要ないことからも、容易な実装であるといえる。
また、製品が完成した後に、異なる周波数帯のノイズを低減したい場合において、特許文献１ではＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣを変更させる必要があり、調整に時間がかかる課題があるのに対し、この発明においては、例えば図１３を参照して、第１平均電圧と第２平均電圧との差である差電圧の調節のみでノイズを抑制が可能であるため、変更が容易であり、調整にかかる時間を短縮できる効果を奏する。例えば、図１３において、２００ｋＨｚのノイズを低減したければ、第１平均電圧と第２平均電圧との差である差電圧の絶対値を１．２Ｖに設定すればよい。同様に、例えば、１２０ｋＨｚのノイズを低減したければ、第１平均電圧と第２平均電圧との差である差電圧の絶対値を２Ｖに設定すればよい。
【００７５】
また、本実施の形態１においては、第１の３相インバータと第２の３相インバータを用いた例について述べたが、３相に限定されるものではなく、２相以上を有する第１の多相インバータと第２の多相インバータについても同様の効果が得られことは言うまでもない。その場合、３相駆動電圧指令、３相電圧指令等は全て多相駆動電圧指令、多相電圧指令等となる。
【００７６】
また、本実施の形態１においては、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を調節することによって、第１平均電圧Ｖａｖｅ１と第２平均電圧Ｖａｖｅ２との差である差電圧Ｖａｖｅ＿ｄｉｆの絶対値Ｖａｖｅ＿ｄｉｆ＿ａｂｓを調節する例について述べた。
【００７７】
しかしながら、ＰＷＭ信号の生成法として、空間ベクトル変調を採用する場合には、
第１の多相インバータ(３ａ)に対する２つの零電圧ベクトル
(Ｖ０(全相において直流電源負極側スイッチＳｕｎ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｎ１がオンとなるスイッチパターン。図３に示した３相の例では、スイッチＳｕｐ１＝０(オフ)かつスイッチＳｖｐ１＝０(オフ)かつスイッチＳｗｐ１＝０(オフ))、
Ｖ７(全相において直流電源正極側スイッチＳｕｐ１，Ｓｖｐ１，Ｓｗｐ１がオンとなるスイッチパターン。図３に示した３相の例では、スイッチＳｕｐ１＝１(オン)かつスイッチＳｖｐ１＝１(オン)かつスイッチＳｗｐ１＝１(オン))の生成割合と、
第２の多相インバータ(３ｂ)に対する２つの零電圧ベクトル
(Ｖ０(全相において直流電源負極側スイッチＳｕｎ２，Ｓｖｎ２，Ｓｗｎ２がオンとなるスイッチパターン。図４に示した３相の例では、スイッチＳｕｐ２＝０(オフ)かつスイッチＳｖｐ２＝０(オフ)かつスイッチＳｗｐ２＝０(オフ))、
Ｖ７(全相において直流電源正極側スイッチＳｕｐ２，Ｓｖｐ２，Ｓｗｐ２がオンとなるスイッチパターン。図４に示した３相の例においては、スイッチＳｕｐ２＝１(オン)かつスイッチＳｖｐ２＝１(オン)かつスイッチＳｗｐ２＝１(オン))
の生成割合を調節することによって、第１平均電圧Ｖａｖｅ１と第２平均電圧Ｖａｖｅ２を調整すればよい。
【００７８】
また、本実施の形態１においては、第１の３相インバータと第２の３相インバータに接続される負荷として、２組の３相巻線を有する交流回転機について述べたが、負荷はこれに限定されるものではない。例えば、第１の３相インバータと第２の３相インバータでそれぞれに別々に交流回転機を接続してもよいことは言うまでもない。
【００７９】
以上の第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を調節することによって、第１平均電圧Ｖａｖｅ１と第２平均電圧Ｖａｖｅ２との差である差電圧Ｖａｖｅ＿ｄｉｆの絶対値Ｖａｖｅ＿ｄｉｆ＿ａｂｓを調節する制御等は、電圧調整制御部６ａによって行なわれる。また電圧調整制御部６ａは、例えば図１３に従って外部から入力されるノイズを低減したい周波数ｆに従って第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２の調節を行うことができる。
【００８０】
実施の形態２．
図１４はこの発明の実施の形態２に係る電動パワーステアリング装置の全体構成図である。
運転手は，ハンドル９０１を左右に回転させて前輪９０２の操舵を行う。トルク検出器９０３は，ステアリング系の操舵トルクＴｓを検出し，検出トルクＴｓを後述する制御指令生成部９０５に出力する。交流回転機１は、ギア９０４を介して運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生するものであり、そのロータがギア９０４と機械的に接続されている他は図１の交流回転機１と同じである。
【００８１】
制御指令生成部９０５は、トルクセンサ９０３から出力された運転者の操舵トルクＴｓに基づいて、交流回転機１を所望の状態に制御するための制御指令ＣＣＯを演算する。出力する制御指令ＣＣＯとして、式(２−１)のようにトルク電流指令Ｉ＿ｔａｒｇｅｔを演算する。
【００８２】
Ｉ＿ｔａｒｇｅｔ＝ｋａ・Ｔｓ          (２−１)
【００８３】
ここで、ｋａは定数であるが、操舵トルクＴｓや自動車の走行速度に応じて変動させるように設定してもよい。ここでは式(２−１)でトルク電流指令Ｉ＿ｔａｒｇｅｔを決定するが、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいて設定してもよい。
【００８４】
続いて、電流検出器２０１ａは、第１の３相インバータ３ａの出力側を流れる電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１をそれぞれ電流信号Ｉｕ１＿ｃ，Ｉｖ１＿ｃ，Ｉｗ１＿ｃとして、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣのピーク近傍にて検出する。ここで、ピークとはＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの最小値(−Ｖｄｃ／２)または最大値(Ｖｄｃ／２)のことである。なお、本実施の形態においては、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周期Ｔｃ(＝１／Ｆｃ)は一定とする。
【００８５】
電流検出器２０１ｂは、第２の３相インバータ３ｂの出力側を流れる電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２をそれぞれ電流信号Ｉｕ２＿ｃ，Ｉｖ２＿ｃ，Ｉｗ２＿ｃとして、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣのピーク近傍にて検出する。
【００８６】
駆動電圧指令演算部４ａは、
制御指令ＣＯＯ(Ｉ＿ｔａｒｇｅｔ)、
電流検出器２０１ａにて検出した電流信号Ｉｕ１＿ｃ，Ｉｖ１＿ｃ，Ｉｗ１＿ｃ、
電流検出器２０１ｂにて検出した電流信号Ｉｕ２＿ｃ，Ｉｖ２＿ｃ，Ｉｗ２＿ｃ、
に基づいて、交流回転機１を駆動するための
第１の３相駆動電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ、Ｖｖ１＿ｒｅｆ、Ｖｗ１＿ｒｅｆおよび
第２の３相駆動電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ、Ｖｖ２＿ｒｅｆ、Ｖｗ２＿ｒｅｆを演算する。
第１の３相駆動電圧指令Ｖｕ１＿ｒｅｆ、Ｖｖ１＿ｒｅｆ、Ｖｗ１＿ｒｅｆは、
電流信号Ｉｕ１＿ｃ，Ｉｖ１＿ｃ，Ｉｗ１＿ｃを交流回転機１の回転位置または公知の回転位置推定手法を用いて座標変換した回転二軸電流と、トルク電流指令Ｉ＿ｔａｒｇｅｔおよび励磁電流指令との偏差を比例・積分制御して得た回転二軸上の電圧を静止三相軸上の電圧指令に座標変換することによって求める。
また、第２の３相駆動電圧指令Ｖｕ２＿ｒｅｆ、Ｖｖ２＿ｒｅｆ、Ｖｗ２＿ｒｅｆは、電流信号Ｉｕ２＿ｃ，Ｉｖ２＿ｃ，Ｉｗ２＿ｃを交流回転機１の回転位置または公知の回転位置推定手法を用いて座標変換した回転二軸電流と、制御指令Ｉ＿ｔａｒｇｅｔおよび励磁電流指令との偏差を比例・積分制御して得た回転二軸上の電圧を静止三相軸上の電圧指令に座標変換することによって求める。
【００８７】
以下、本実施の形態２における効果について説明する。電動パワーステアリング装置においては，電流検出器２０１ａ，２０１ｂの安定性が第一に重要である。電流制御の安定性を確保するには，モータ電流、すなわち電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１、Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２、の検出間隔を一定とする必要がある。そこで，本実施の形態２では，ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周期を単一周期の三角波とし，そのピーク近傍でモータ電流を検出する。ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周期を単一周期としたことによって，ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣのピーク近傍と次の周期のＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣのピーク近傍の周期は常に一定となり，一定周期でのモータ電流の検出が可能となり，電流検出器２０１ａ，２０１ｂの安定性が確保できる。
【００８８】
次に，電動パワーステアリングの制御においては，交流回転機１を流れる電流を高精度に検出することが求められる。これは，検出した電流にその基本波に対する誤差が生じると，誤差をもつ電流を電流指令値に一致させるように比例・積分制御が行われ，その結果、交流回転機１よりトルクリップルが生じ，それがギア９０４を介して，ハンドル１へと伝わり，運転者の操舵感を悪化させてしまう。
そこで、本実施の形態２では，電流検出のタイミングをＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣのピーク近傍とすることによって，ＰＷＭ信号に起因するリップル成分を含む電流からその基本波を検出することが可能となる。よって、電流を高精度に検出することが可能となり、交流回転機１により生じるトルクリップルが増大せず、運転者の良好なハンドルの操舵感が得られる。
【００８９】
一方，特許文献１のように，ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周期を変動させる方式においては，駆動電圧指令演算部の安定性を確保するため、電流の検出間隔を一定すると，常にＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣのピーク近傍で電流を検出することができず，検出した電流にＰＷＭ信号によるリップル成分に起因した誤差が生じ、結果としてハンドル操舵感を悪化させる。また、高精度なモータ電流の検出を行うため、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣのピーク近傍のタイミングでモータ電流を検出すると、ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣ周期が変動することにより，電流の検出間隔が一定間隔ではなくなり、安定した制御を実現することができない。特にＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣ周期が長くなる場合に，モータ電流の検出間隔が長くなり電流制御が不安定となる。以上より、特許文献１の手法では、ノイズ低減と高精度で安定な電流制御との両立ができない。
【００９０】
以上より，本実施の形態２においては，ＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣの周期を単一周期の三角波とし、電流検出器によるモータ電流の検出のタイミングをＰＷＭ搬送波ＰＷＭＣのピーク近傍に設定し、そのタイミングにて検出された電流に基づいて駆動指令電圧演算部にて、電圧指令を演算する構成としたことによって、電流の制御の安定性とハンドル操舵感を維持したまま，実施の形態１で述べたノイズ低減効果を得るといった従来にない顕著な効果を奏する。
【００９１】
なお上記各実施の形態において、図１および図１４に示された各機能からなる制御部１００は、別々の制御回路で構成してもよく、また１つの制御回路でまとめて構成してもよい。
この点に関し、これらの機能を実現する処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵ(Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰともいう)であっても構成可能である。
【００９２】
図１５の(ａ)はこれらの機能をハードウェアで構成した場合、(ｂ)はソフトウェアで構成した場合の、ハードウェア構成を概略的に示す。
上記各部の機能を図１５の(ａ)に示すハードウェアで構成した場合、処理回路１０００は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、またはこれらを組み合わせたものが該当する。上記各部の機能それぞれを処理回路で実現してもよいし、各部の機能をまとめて処理回路で実現してもよい。
【００９３】
上記各部の機能を図１５の(ｂ)に示すＣＰＵで構成した場合、上記各部の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアやファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ２１００に格納される。処理回路であるプロセッサ２０００は、メモリ２１００に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各部の機能を実現する。これらのプログラムは、上記各部の手順や方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。ここで、メモリ２１００とは、例えば、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリや、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ等が該当する。
【００９４】
なお、上記各部の機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。
【００９５】
このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述の各機能を実現することができる。
また処理に必要な各種情報は、ハードウェア構成の場合は回路に予め設定され、またソフトウェア構成の場合にはメモリに予め記憶させておく。
【００９６】
以上のようにこの発明による電力変換装置では、
直流電源(２)から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第１の多相インバータ(３ａ)および第２の多相インバータ(３ｂ)と、
外部からの制御指令(ＣＣＯ)に基づいて第１の多相インバータ(３ａ)および第２の多相インバータ(３ｂ)が負荷を駆動するための第１の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)および第２の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を演算する駆動電圧指令演算部(４ａ)と、
前記第１の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)を第１のオフセット電圧(Voffset1)で調整した値を第１の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)として出力して前記第１の多相インバータ(３ａ)を制御する第１平均電圧調節部(５ａ)と、
前記第２の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を第２のオフセット電圧(Voffset2)で調整した値を第２の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)として出力して前記第２の多相インバータ(３ｂ)を制御する第２平均電圧調節部(５ｂ)と、
前記直流電源(２)の直流電圧をＶｄｃとし、
前記第１の多相インバータ(３ａ)および前記第２の多相インバータ(３ｂ)のＰＷＭ信号(Vu1、Vv1、Vw1,Vu2、Vv2、Vw2)の周波数をｆｃとし、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数をｆｒとしたとき、
前記第１の多相インバータ(３ａ)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第１の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)の各相の平均値である第１平均電圧(Vave1)と、前記第２の多相インバータ(３ｂ)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第２の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)の各相の平均値である第２平均電圧(Vave2)との差である差電圧(Vave_dif)の絶対値(Vave_dif_abs)が下記式(１)以下
ｋ２・ｆｃ／ｆｒ・Ｖｄｃ［Ｖ］      (１)
ただし、ｋ２は１以上の奇数、
になるように前記第１平均電圧調節部(５ａ)および前記第２平均電圧調節部(５ｂ)を制御する電圧調整制御部(６ａ)と、
を備える。
また、前記電圧調整制御部(６ａ)は、前記電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数をｆｈとしたとき、前記差電圧の絶対値(Vave_dif_abs)が、下記(２)式以上
ｋ２・ｆｃ／ｆｈ・Ｖｄｃ［Ｖ］      (２)
になるように前記第１平均電圧調節部(５ａ)および前記第２平均電圧調節部(５ｂ)を制御する。
また、前記電圧調整制御部(６ａ)は、前記差電圧の絶対値(Vave_dif_abs)が、前記ＰＷＭ信号の半周期に対し正の整数倍の時間毎に、上記(１)式以下かつ上記(２)式以上の範囲で変動するように前記第１平均電圧調節部(５ａ)および前記第２平均電圧調節部(５ｂ)を制御する。
【００９７】
またこの発明による電力変換装置では、
直流電源(２)から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第１の多相インバータ(３ａ)および第２の多相インバータ(３ｂ)と、
外部からの制御指令(ＣＣＯ)に基づいて第１の多相インバータ(３ａ)および第２の多相インバータ(３ｂ)が負荷を駆動するための第１の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)および第２の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を演算する駆動電圧指令演算部(４ａ)と、
前記第１の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)を第１のオフセット電圧(Voffset1)で調整した値を第１の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)として出力して前記第１の多相インバータ(３ａ)を制御する第１平均電圧調節部(５ａ)と、
前記第２の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を第２のオフセット電圧(Voffset2)で調整した値を第２の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)として出力して前記第２の多相インバータ(３ｂ)を制御する第２平均電圧調節部(５ｂ)と、
前記直流電源(２)の直流電圧をＶｄｃとし、
前記第１の多相インバータ(３ａ)および前記第２の多相インバータ(３ｂ)のＰＷＭ信号(Vu1、Vv1、Vw1,Vu2、Vv2、Vw2)の周波数をｆｃとし、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の下限周波数をｆｒとしたとき、
前記第１の多相インバータ(３ａ)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第１の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)の各相の平均値である第１平均電圧(Vave1)と、前記第２の多相インバータ(３ｂ)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第２の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)の各相の平均値である第２平均電圧(Vave2)との差である差電圧(Vave_dif)の絶対値(Vave_dif_abs)が下記式(３)
ｋ２・Ｖｄｃ／ｎ［Ｖ］      (３)
ただし、
ｎはｆｒをｆｃで除して得た除算値(ｆｒ／ｆｃ)以上の整数値、
ｋ２は１以上の奇数
になるように前記第１平均電圧調節部(５ａ)および前記第２平均電圧調節部(５ｂ)を制御する電圧調整制御部(６ａ)と、
を備える。
また、前記電圧調整制御部(６ａ)は、前記電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数をｆｈとしたとき、上記(３)式における前記ｎを、ｆｈをｆｃで除して得た除算値(ｆｈ／ｆｃ)以下の整数値とする。
また、前記電圧調整制御部(６ａ)は、前記差電圧として、ＰＷＭ信号の半周期に対し正の整数倍の時間毎に、前記ｎを変動させることより前記差電圧の絶対値(Vave_dif_abs)を変動させるように前記第１平均電圧調節部(５ａ)および前記第２平均電圧調節部(５ｂ)を制御する。
【００９８】
またこの発明による電力変換装置では、
直流電源(２)から出力される直流電圧の供給を受けて電力変換を行い交流電圧を出力する第１の多相インバータ(３ａ)および第２の多相インバータ(３ｂ)と、
外部からの制御指令(ＣＣＯ)に基づいて第１の多相インバータ(３ａ)および第２の多相インバータ(３ｂ)が負荷を駆動するための第１の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)および第２の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を演算する駆動電圧指令演算部(４ａ)と、
前記第１の多相駆動電圧指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)を第１のオフセット電圧(Voffset1)で調整した値を第１の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)として出力して前記第１の多相インバータ(３ａ)を制御する第１平均電圧調節部(５ａ)と、
前記第２の多相駆動電圧指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)を第２のオフセット電圧(Voffset2)で調整した値を第２の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)として出力して前記第２の多相インバータ(３ｂ)を制御する第２平均電圧調節部(５ｂ)と、
前記直流電源(２)の直流電圧をＶｄｃとし、
前記第１の多相インバータ(３ａ)および前記第２の多相インバータ(３ｂ)のＰＷＭ信号の周波数が２０ｋＨｚ、
電力変換装置が準拠すべきノイズ規格の上限周波数を１５０ｋＨｚとした場合に、
前記第１の多相インバータ(３ａ)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第１の多相電圧指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)の各相の平均値である第１平均電圧(Vave1)と、前記第２の多相インバータ(３ｂ)が出力する前記交流電圧の指令値である前記第２の多相電圧指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)の各相の平均値である第２平均電圧(Vave2)との差である差電圧(Vave_dif)が下記式(４)
Ｖｄｃ／８［Ｖ］      (４)
を含めて、正の整数倍の時間毎に切り替わるように前記第１平均電圧調節部(５ａ)および前記第２平均電圧調節部(５ｂ)を制御する電圧調整制御部(６ａ)と、
を備える。
また、前記電圧調整制御部(６ａ)は、前記差電圧(Vave_dif)として、下記式(５)
−Ｖｄｃ／８［Ｖ］      (５)
を含める。
また、前記電圧調整制御部(６ａ)は、前記差電圧(Vave_dif)として、下記式(６)、(７)
Ｖｄｃ／１２［Ｖ］      (６)、
−Ｖｄｃ／１２［Ｖ］      (７)
の少なくとも一方を含める。
【００９９】
またこの発明による電動パワーステアリング装置では、
上記いずれかの電力変換装置と、
前記第１の多相インバータ(３ａ)および前記第２の多相インバータ(３ｂ)による前記交流電圧の印加により、運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する交流回転機(１)と、
を備える。
【産業上の利用の可能性】
【０１００】
この発明による電力変換装置、電動パワーステアリング装置は、多くの機種の電力変換装置、電動パワーステアリング装置に適用することができる。
【符号の説明】
【０１０１】
１    交流回転機、２  直流電源、３ａ，３ｂ  ３  相インバータ、４ａ  駆動電圧指令演算部、５ａ  第１平均電圧調節部、５ｂ  第２平均電圧調節部、６ａ  電圧調整制御部、１００  制御部、２０１ａ，２０１ｂ  電流検出器、９０１  ハンドル、９０２  前輪、９０３  トルクセンサ、９０３  トルク検出器、９０４  ギア、９０５  制御指令生成部、１０００  処理回路、２０００  プロセッサ、２１００  メモリ、Ｓｕｐ２，Ｓｖｐ２，Ｓｗｐ２  直流電源正極側スイッチ、Ｓｕｎ２，Ｓｖｎ２，Ｓｗｎ２  直流電源負極側スイッチ、Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２  相巻。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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