(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動機の制御装置で作動する制御方法であって、前記制御装置は、
ＡＣ電圧を供給するために電気グリッドシステムに接続するよう設計される複数の入力位相と、
前記入力位相に接続され、少なくとも１つのインダクタンスを備えるコモン・モード・フィルタ（ＦＭＣ）と、
ＤＣ電圧を供給するよう配置されるＤＣ供給バスと、
前記ＤＣ供給バスに接続され、第１の変調信号と、基準キャリア信号として記述され、第１のチョッピング周波数で印加される第１のキャリア信号とを比較することによって得られる第１のパルス幅変調によって電動機に第１の電圧パルスエッジを印加するよう制御される第１のコンバータ（ＣＯＮＶ１、ＣＯＮＶ２０）と、
前記ＤＣ供給バスに接続され、第２の変調信号と、第２のチョッピング周波数で印加される第２のキャリア信号とを比較することによって得られる第２のパルス幅変調によって制御される第２のコンバータ（ＣＯＮＶ２、ＣＯＮＶ１０）とを備え、
前記第２のキャリア信号は、位相シフト角だけ前記基準キャリア信号と位相がずれるよう設計され、
前記制御方法は、前記第１のチョッピング周波数および前記第２のチョッピング周波数から最適位相シフト角を決定することを含み、前記最適位相シフト角は、前記コモン・モード・フィルタの前記インダクタンスによって受け取られる最大磁束が可能な限り小さくなる前記位相シフト角に対応することを特徴とする、制御方法。
【請求項２】
前記第１のチョッピング周波数と前記第２のチョッピング周波数との間の比率（ｋｉ）を決定するステップを備えることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記比率（ｋｉ）に対する複数の格納値と、各比率値に対して、最大磁束に対応する理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）とを含む所定のデータテーブルからの読み出しステップを備えることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記最適位相シフト角は、前記制御装置がグラウンドに関して対称的なアーキテクチャを有する場合、前記理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）に対応することを特徴とする、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記最適位相シフト角は、前記制御装置がグラウンドに関して非対称的なアーキテクチャを有する場合、補正値（Ｖｃｏｒｒ）を追加することで、前記理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）に対応することを特徴とする、請求項３に記載の方法。
【請求項６】
前記補正値（Ｖｃｏｒｒ）は、理論上の磁束（Φｉ＿ｔｈ）と、前記コモン・モード・フィルタの前記インダクタンスについて測定された実際の磁束（Φｍｅｓ）との間の差に基づいて決定されることを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
第１のキャリア信号（Ｐ１）による最小値の達成を検出するためのステップと、前記第１のキャリア信号に対して前記第２のキャリア信号（Ｐ２）を同期するステップとを備え、決定された最適位相シフト角（Ψｏｐｔ）を考慮することを特徴とする、請求項４から６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
前記最適位相シフト角は、前記制御装置内の前記第２のコンバータが能動整流器タイプである場合、１８０°の値を加えた場合の前記理論上の最適位相シフト角に対応することを特徴とする、請求項３に記載の方法。
【請求項９】
前記制御装置が、第３の変調信号と、第３のチョッピング周波数で印加される第３のキャリア信号とを比較することによって得られる第３のパルス幅変調によって制御される第３のコンバータを備える場合、前記方法は、
前記第１のキャリア信号の前記チョッピング周波数と前記第２のキャリア信号の前記チョッピング周波数との間の第１の比率を決定するステップと、
前記第１のキャリア信号の前記チョッピング周波数と前記第３のキャリア信号の前記チョッピング周波数との間の第２の比率を決定するステップと、
それにより決定される前記第１の比率および前記第２の比率によって形成される系列に関連する一連の２つの理論上の最適位相シフト角を決定するステップと、
を備えることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項１０】
請求項１から９のいずれか一項で定義される前記制御方法を作動させるよう設計される制御システムであって、前記システムは、少なくとも１つの制御ユニット（ＵＣ１、ＵＣ１０、ＵＣ２、ＵＣ２０）を備え、前記第１のチョッピング周波数および前記第２のチョッピング周波数から最適位相シフト角を決定するモジュールを備え、印加される前記最適位相シフト角が、前記コモン・モード・フィルタの前記インダクタンスによって受け取られる最大磁束が可能な限り小さくなる前記位相シフト角に対応することを特徴とする、制御システム。
【請求項１１】
前記第１のチョッピング周波数と前記第２のチョッピング周波数との間の比率（ｋｉ）を決定するモジュールを備えることを特徴とする、請求項１０に記載のシステム。
【請求項１２】
比率（ｋｉ）に対する複数の格納値と、各比率値に対して、それにより決定される前記最大磁束に対応する理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）とを含む所定のデータテーブルからの読み出しモジュールを備えることを特徴とする、請求項１１に記載のシステム。
【請求項１３】
前記最適位相シフト角は、前記制御装置がグラウンドに関して対称的なアーキテクチャを有する場合、前記理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）に対応することを特徴とする、請求項１２に記載のシステム。
【請求項１４】
前記最適位相シフト角は、前記制御装置がグラウンドに関して非対称的なアーキテクチャを有する場合、補正値（Ｖｃｏｒｒ）を追加することで、前記理論上の最適位相シフト角（Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈ）に対応することを特徴とする、請求項１２に記載のシステム。
【請求項１５】
前記補正値（Ｖｃｏｒｒ）は、理論上の磁束（Φｉ＿ｔｈ）と、前記コモン・モード・フィルタの前記インダクタンスについて測定された実際の磁束（Φｍｅｓ）との間の差に基づいて決定されることを特徴とする、請求項１４に記載のシステム。
【請求項１６】
第１のキャリア信号（Ｐ１）による最小値の達成を検出するためのモジュールと、前記第１のキャリア信号に対して前記第２のキャリア信号（Ｐ２）を同期するモジュールとを備え、そのようにして決定された前記最適位相シフト角（Ψｏｐｔ）を考慮することを特徴とする、請求項１２から１５のいずれか一項に記載のシステム。
【請求項１７】
前記最適位相シフト角は、前記制御装置内の前記第２のコンバータが能動整流器タイプである場合、１８０°の値を加えた場合の前記理論上の最適位相シフト角に対応することを特徴とする、請求項１２に記載のシステム。
【請求項１８】
前記制御装置が、第３の変調信号と、第３のチョッピング周波数で印加される第３のキャリア信号とを比較することによって得られる第３のパルス幅変調によって制御される第３のコンバータを備える場合、前記システムは、
前記第１のキャリア信号の前記チョッピング周波数と前記第２のキャリア信号の前記チョッピング周波数との間の第１の比率を決定するモジュールと、
前記第１のキャリア信号の前記チョッピング周波数と前記第３のキャリア信号の前記チョッピング周波数との間の第２の比率を決定するモジュールと、
それにより決定される前記第１の比率および前記第２の比率によって形成される系列に関連する一連の２つの理論上の最適位相シフト角を決定するモジュールと、
を備えることを特徴とする請求項１２に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機の制御装置（control installation）で作動する（deploy）制御方法、および前記方法を作動させるために前記装置で使用される制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
１つまたは複数の電動機を制御するために複数のコンバータ制御装置を使用することが知られている。したがって、異なるアーキテクチャ間で、以下のように区別が行われる。
【０００３】
−第１のアーキテクチャでは、上記装置は、コモンＤＣ供給バスに並列に接続された、インバータタイプの少なくとも２つのコンバータを備え、これらのインバータのそれぞれは、別々の電動機を制御するために設計されている。
【０００４】
−第２のアーキテクチャでは、上記装置は、グリッドシステムに接続された、能動整流器タイプの第１のコンバータと、電動機の制御用に設計されたインバータタイプの第２のコンバータとを備える。
【０００５】
従来、各コンバータ内のトランジスタのスイッチング時間は、パルス幅変調（以下、ＰＷＭ）によって判断される。交差型のＰＷＭは、対称または非対称三角波状キャリア信号と１つまたは複数の変調信号との比較を含む。コンバータのパワートランジスタでは、キャリア信号と１つまたは複数の変調信号との間の交差部が、トランジスタの開閉のスイッチング時間を規定する。
【０００６】
コンバータに印加されるチョッピング周波数が増加すると、コモンモード電流が増加することが知られている。生成されるコモンモード電流は、システムと各電動機との間のさまざまな経路を流れることができる。これらの経路は、以下で生成される容量結合によって生成される。
−各コンバータを電気負荷に接続するケーブルの導体の間、
−モータの巻線と固定子との間、および
−各コンバータのトランジスタと接地に接続された拡散器との間。
【０００７】
したがって、上記装置が前述の２つのアーキテクチャのうちの１つによる２つのコンバータを備える場合、総コモンモード電圧は、各コンバータによって生成される干渉の合計である。
【０００８】
慣習的に、生成される干渉を低減するためにフィルタが使用される。フィルタは、受動的な構成要素および／または能動的な構成要素から構成することができる。能動的な構成要素に基づくフィルタリングシステムでは、このシステムは、
−干渉の必要な減弱を達成するために、電磁干渉に対する標準的な所定の閾値に準拠するために、
−コモン・モード・インダクタンスが決して飽和しないことを保証するために、
ディメンション化する必要がある。
【０００９】
これらのコモンモード電圧のフィルタリングのために、入力側に配置されたＥＭＣフィルタは、これらの２つの制約を満たすためにしばしば過大寸法にされ、それにより、フィルタインダクタンスの磁心の飽和に対して最も好ましくないケースに対応する。
【００１０】
上述のタイプの能動整流器アーキテクチャに従って実行される装置では、コモンモード電流を低減するためのさまざまな解決策が開発されている。これらの解決策は、例えば、整流器およびインバータの制御機能での動作の実行を含む。
【００１１】
日本特許特開２００３−０１８８５３号では、例えば、整流器段の３つのパワートランジスタ（高または低）の閉（または開）のためのスイッチング機能を、インバータ段の３つの対応するトランジスタ（それぞれ、高または低）の閉（または、開）のためのスイッチング機能と同期することによって、変速装置におけるコモンモード電流を低減する方法を提案する。この解決策は、コモンモード電流のフィルタリングに使用されるフィルタの寸法の縮小を可能にし、それにより、コンバータのコストを低減する。
【００１２】
米国特許第６，１８５，１１５号はまた、整流器段のスイッチング機能と、インバータ段のスイッチング機能とを同期して、それにより、コモンモード電流を低減する方法を説明する。本方法は、インバータ段での単一スイッチングアームのスイッチングを、立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジで、整流器段での単一スイッチングアームのスイッチングを同期させることを含み、それにより、１つのチョッピング間隔で、１２の電圧パルスエッジから８つの電圧パルスエッジに、すべてのスイッチングアームで、低減することを可能にする。
【００１３】
欧州特許２４４２４３６Ａ２号はまた、整流器段とインバータ段との間でスイッチング機能を同期する方法を説明する。この方法は、整流器段のトランジスタでの各スイッチング動作と、インバータ段のスイッチング動作とを同期することを可能にし、それにより、生成される総コモンモード電流を低減することを可能にする。
【００１４】
しかしながら、これらの特許出願で説明される解決策は、必ずしも充分ではなく、コモンＤＣ供給バスに接続される少なくとも２つの並列インバータを備えるアーキテクチャを、制御装置に適用することができない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】日本特許特開２００３−０１８８５３号
【特許文献２】米国特許第６，１８５，１１５号
【特許文献３】欧州特許２４４２４３６Ａ２号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
したがって、本発明の目的は、コモンモード電圧生成の最大制限を可能にする制御方法を提案することであり、したがって、少なくとも２つのコンバータに組み込まれる制御装置に適合し、異なるトポロジーに従って配置することができる、適切な定格のコモン・モード・フィルタの使用を可能にする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
この目的は、電動機の制御のために装置で作動する制御方法によって達成され、前記制御装置は、
−ＡＣ電圧を供給するために電気グリッドシステムに接続するために設計された複数の入力位相と、
−入力位相に接続され、少なくとも１つのインダクタンスを備えるコモン・モード・フィルタと、
−ＤＣ電圧を供給するために配置されたＤＣ供給バスと、
−前記ＤＣ供給バスに接続され、第１の変調信号と、基準キャリア信号として記載され、第１のチョッピング周波数で印加される第１のキャリア信号とを比較することによって得られる第１のパルス幅変調により第１の電圧パルスエッジを電動機に印加するよう制御される第１のコンバータと、
−前記ＤＣ供給バスに接続され、第２の変調信号と、第２のチョッピング周波数で印加される第２のキャリア信号とを比較することによって得られる第２のパルス幅変調により制御される第２のコンバータとを備え、
前記第２のキャリア信号は、位相シフト角だけ基準キャリア信号と位相がずれているように設計される。
【００１８】
本発明による制御方法は、第１のチョッピング周波数および第２のチョッピング周波数から最適位相シフト角を決定することを含み、前記最適位相シフト角は、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束が可能な限り小さくなる位相シフト角に対応し、インダクタンスの磁気コアの何らかの飽和を避ける。
【００１９】
特定の特徴によれば、本方法は、第１のチョッピング周波数と第２のチョッピング周波数との間の比率を決定するステップを含む。
【００２０】
さらなる特定の特徴によれば、本方法は、所定のデータテーブルから比率値の数を読み出し、各比率値に対して、最大磁束に対応する理論上の（notional）最適位相シフト角を読み出すステップを含む。
【００２１】
実施形態の第１の変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置がグラウンドに関して対称的な構造を有する場合、前記理論上の最適位相シフト角に対応する。
【００２２】
実施形態の第２の変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置がグラウンドに関して非対称的な構造を有する場合、補正値を追加することで、前記理論上の最適位相シフト角に対応する。
【００２３】
特定の特徴によれば、補正値は、理論上の磁束と、コモン・モード・フィルタのインダクタンスについて測定された実際の磁束との間の差に基づいて決定される。
【００２４】
さらなる特定の特徴によれば、本方法は、第１のキャリア信号による最小値の達成を検出するためのステップと、第１のキャリア信号に対して第２のキャリア信号を同期するステップとを含み、決定された最適位相シフト角を考慮する。
【００２５】
実施形態のさらなる変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置内の第２のコンバータが能動整流器タイプである場合、１８０°の値を加えた場合の理論上の最適位相シフト角に対応する。
【００２６】
実施形態のさらなる変形例によれば、制御装置が、第３の変調信号と、第３のチョッピング周波数で印加される第３のキャリア信号との比較によって得られる第３のパルス幅変調によって制御される第３のコンバータを備える場合、本方法は、
−第１のキャリア信号のチョッピング周波数と第２のキャリア信号のチョッピング周波数との間の第１の比率の決定と、
−第１のキャリア信号のチョッピング周波数と第３のキャリア信号のチョッピング周波数との間の第２の比率の決定と、
−それにより決定される第１の比率および第２の比率によって形成される系列（series）と関連付けられる一連（series）の２つの理論上の最適位相シフト角の決定と、
を備える。
【００２７】
本発明はまた、上記の制御方法の導入のために設計される制御システムに関し、前記システムは、少なくとも１つの制御ユニットを備え、第１のチョッピング周波数および第２のチョッピング周波数から最適位相シフト角を決定するためのモジュールを備え、印加される前記最適位相シフト角は、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束が可能な限り小さくなる位相シフト角に対応する。
【００２８】
特定の特徴によれば、本システムは、第１のチョッピング周波数と第２のチョッピング周波数との間の比率を決定するモジュールを備える。
【００２９】
さらなる特定の特徴によれば、本システムは、所定のデータテーブルから比率値の数を読み出し、各比率値に対して、決定された最大磁束に対応する理論上の最適位相シフト角を読み出すモジュールを備える。
【００３０】
実施形態の第１の変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置がグラウンドに関して対称的な構造を有する場合、前記理論上の最適位相シフト角に対応する。
【００３１】
実施形態のさらなる変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置がグラウンドに関して非対称的なアーキテクチャを有する場合、補正値を追加することで、前記理論上の最適位相シフト角に対応する。
【００３２】
特定の特徴によれば、補正値は、理論上の磁束と、コモン・モード・フィルタのインダクタンスについて測定された実際の磁束との間の差に基づいて決定される。
【００３３】
さらなる特定の特徴によれば、本システムは、第１のキャリア信号による最小値の達成を検出するモジュールと、第１のキャリア信号に対して第２のキャリア信号を同期するモジュールとを備え、決定された最適位相シフト角を考慮する。
【００３４】
実施形態のさらなる変形例によれば、最適位相シフト角は、制御装置内の第２のコンバータが能動整流器タイプである場合、１８０°の値を加えた場合の理論上の最適位相シフト角に対応する。
【００３５】
実施形態のさらなる変形例によれば、制御装置が、第３のチョッピング周波数で印加される第３のキャリア信号と第３の変調信号との比較によって得られる第３のパルス幅変調によって制御される第３のコンバータを備える場合、本システムは、
−第１のキャリア信号のチョッピング周波数と第２のキャリア信号のチョッピング周波数との間の第１の比率を決定するためのモジュールと、
−第１のキャリア信号のチョッピング周波数と第３のキャリア信号のチョッピング周波数との間の第２の比率を決定するためのモジュールと、
−それにより決定される第１の比率および第２の比率によって形成される系列と関連付けられる一連の２つの理論上の最適位相シフト角の決定するためのモジュールと、
を備える。
【００３６】
さらなる特徴および利点は、添付の図面を参照して、以下に述べる詳細な説明から明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１Ａ】２つの並列インバータがコモンＤＣ供給バスに接続され、その各々が、別々の電動機を制御するために設計される、電動機のための制御装置のアーキテクチャを示す図である。
【図１Ｂ】２つの並列インバータがコモンＤＣ供給バスに接続され、その各々が、別々の電動機を制御するために設計される、電動機のための制御装置のアーキテクチャを示す図である。
【図１Ｃ】図１Ａおよび図１Ｂで示したタイプの装置によって生成されるコモンモード電圧を示す図である。
【図２】電動機に接続された能動整流器およびインバータを有する、電動機のための制御装置のアーキテクチャを示す図である。
【図３Ａ】２つのキャリア信号の間に印加される位相シフトの関数としての磁束の変化を示す図である。
【図３Ｂ】２つのキャリア信号の間に印加される位相シフトの関数としての磁束の変化を示す図である。
【図４】２つのキャリア信号の間に印加される位相シフト角の関数としての、コモン・モード・フィルタのインダクタンスから見た、最大磁束の変化に対する曲線を示す図である。
【図５】２つのチョッピング周波数の間の比率の関数としての、２つのキャリア信号の間に印加されるべき位相シフトを示すデータテーブルの一例を示す図である。
【図６】第１の動作ケースでの、本発明の原理の概略図を示す。
【図７】第２の動作ケースでの、本発明の原理の概略図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３８】
本発明は、電動機を制御するための装置の異なるアーキテクチャに適合させることができる制御方法を開示する。少なくとも２つのコンバータを組み込んだアーキテクチャに適合させることができる。
【００３９】
簡略化のために、２つのコンバータを有する装置に関して本発明を以下に説明するが、本原理は２つ以上のコンバータを有する装置に適用できることを理解されたい。２つ以上のコンバータを有する装置に関連する動作の特定の特徴は、その後詳細に説明される。
【００４０】
図１Ａには、２つのコンバータを備えた第１の装置アーキテクチャが示されており、以下を備える。
【００４１】
−三相システムに接続される場合の、電力供給システムＲに接続される入力位相の数、例えば、３つの入力位相。
【００４２】
−供給システムによって供給されるＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するための、例えば、ダイオードブリッジタイプの受動整流器ＲＥＣ。
【００４３】
−正電位の第１の供給ラインＬ１と負電位の第２の供給ラインＬ２との間にＤＣ電圧が印加されるＤＣ供給バス。
【００４４】
−第１の供給ラインＬ１と第２の供給ラインＬ２との間に接続され、バス上に一定のＤＣ電圧を維持するよう設計された、少なくとも１つのバスコンデンサＣｂｕｓ。
【００４５】
−ＤＣ供給バスに接続され、２つの供給ラインの間に並列に接続された複数のスイッチングアームを備える、インバータタイプの第１のコンバータＣＯＮＶ１。各スイッチングアームは、直列に接続された少なくとも２つのトランジスタ、例えば、ＩＧＢＴタイプを組み込んでいる。
【００４６】
−第１の出力位相Ｕ、Ｖ、Ｗであり、各第１の出力位相は、第１のコンバータの別々のスイッチングアーム内の２つのトランジスタの間の中間点に接続され、したがって、第１の電動機Ｍ１に接続される。
【００４７】
−第１のコンバータＣＯＮＶ２と並列のＤＣ供給バスに接続され、さらに２つの供給ラインの間に並列に接続された複数のスイッチングアームを備える、インバータタイプの第２のコンバータＣＯＮＶ２。各スイッチングアームは、直列に接続された少なくとも２つのトランジスタ、例えば、ＩＧＢＴタイプを組み込んでいる。
【００４８】
−第２の出力位相Ｘ、Ｙ、Ｚであり、各第２の出力位相は、第２のコンバータの別々のスイッチングアーム内の２つのトランジスタの間の中間点に接続され、したがって、第２の電動機Ｍ２に接続される。
【００４９】
図１Ｂでは、制御装置は、ＤＣ電圧源に直接接続され、したがって、整流器は不要である。しかしながら、図１Ａに示すように、２つのコンバータを組み込んだダウン回路アーキテクチャは同一のままであり、以下に説明する本発明による解決策は、ＡＣ電圧源（図１Ａ）およびＤＣ電圧源（図１Ｂ）に対して有効である。
【００５０】
共通の要素および同一の要素について図１Ａで使用されたものと同じ参照符号を使用して、第２の装置アーキテクチャを図２に示し、以下を備える。
【００５１】
−三相システムに接続される場合の、電力供給システムＲに接続される、入力位相の数、例えば、３つの入力位相。
【００５２】
−供給システムによって供給されるＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するための、能動整流器を備える第１のコンバータＣＯＮＶ１０。コンバータは、複数のスイッチングアームを有し、それぞれは、例えば、ＩＧＢＴタイプの、例えば、少なくとも２つのパワートランジスタを組み込んでいる。英語では、入力側に能動整流器段を備えたこのタイプのコンバータは、一般に“ａｃｔｉｖｅ  ｆｒｏｎｔ  ｅｎｄ”と呼ばれている。
【００５３】
−正電位の第１の供給ラインＬ１と負電位の第２の供給ラインＬ２との間にＤＣ電圧が印加されるＤＣ供給バス。
【００５４】
−第１の供給ラインと第２の供給ラインとの間に接続され、バス上に一定のＤＣ電圧を維持するよう設計された、少なくとも１つのバスコンデンサＣｂｕｓ。
【００５５】
−ＤＣ供給バスに接続され、バスの２つの供給ラインＬ１、Ｌ２の間に並列に接続された複数のスイッチングアームを有する、インバータの第２のコンバータＣＯＮＶ２０。各スイッチングアームは、直列に接続された少なくとも２つのトランジスタ、例えば、ＩＧＢＴタイプを組み込んでいる。
【００５６】
−出力位相Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１であって、それぞれが、インバータの別々のスイッチングアームにおける２つのトランジスタの間の中間点に接続され、電動機Ｍ３に接続されるよう設計される。
【００５７】
添付図面において、示されるコンバータは、３相電源に接続され、２レベルタイプのものであり、すなわち、スイッチングアームによって制御される２つのパワートランジスタを組み込んでいる。当然ながら、本発明は、３レベル以上のコンバータを組み込んだアーキテクチャに適用することができる。
【００５８】
従来の方法では、各コンバータＣＯＮＶ１、ＣＯＮＶ２、ＣＯＮＶ１０、ＣＯＮＶ２０のトランジスタ上のコマンド機能は、パルス幅変調（以下、ＰＷＭ）によって実行される。交差型のＰＷＭは、対称または非対称三角波状キャリア信号と１つまたは複数の変調信号との比較を含む。インバータ段または整流器段におけるパワートランジスタに対して、キャリア信号と１つまたは複数の変調信号との間の交差部が、トランジスタの開閉のスイッチング時間を規定する。
【００５９】
コンバータを制御するために、図１Ａまたは図２に示される装置は、適切な制御システムを組み込んでいる。制御システムは、すべてのコンバータ用の共通制御ユニット、または各コンバータに関連付けられた別々の制御ユニットを備えることができる。本説明の残りの部分では、限定するものではないが、別々の制御ユニットが特定のコンバータの制御専用であるという解決策を検討する。したがって、図１Ａに示されるアーキテクチャに従って、上記装置の第１のコンバータＣＯＮＶ１および第２のコンバータＣＯＮＶ２のそれぞれの制御のために、２つの別々の制御ユニットＵＣ１、ＵＣ２が使用される。したがって、図２に示されるアーキテクチャに従って、上記装置の第１のコンバータＣＯＮＶ１０および第２のコンバータＣＯＮＶ２０のそれぞれの制御のために、２つの別々の制御ユニットＵＣ１０、ＵＣ２０が使用される。
【００６０】
各制御ユニットＵＣ１、ＵＣ２、ＵＣ１０、ＵＣ２０は、パルス幅変調によってスイッチング時間を決定し、それに関連したコンバータのトランジスタに対応する制御コマンドを送出する。各トランジスタは、関連する制御ユニットから制御コマンドを受信する、グリッド制御デバイスと関連付けられている。各制御ユニットは、具体的には、マイクロプロセッサおよびメモリ機能を備える。
【００６１】
両方のアーキテクチャでは、コモン・モード・インダクタンスを組み込んだコモン・モード・フィルタＦＭＣが、コンバータのスイッチングによって発生する電磁干渉をフィルタリングするために、供給グリッドに接続された入力位相に配置される。このタイプのフィルタは周知であり、本出願では詳細には説明しない。既知の方法では、具体的には、その周りに３つの巻線が配置された磁気コアを有するインダクタンスを備え、それぞれが別々の入力位相に直列に接続される。
【００６２】
ＤＣ供給バスに接続された２つのコンバータを有するアーキテクチャでは、フロントエンドに配置されたコモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる磁束は、さまざまなコンバータによって生成されるコモンモード電圧の組合せの関数である。
【００６３】
本発明によれば、コモン・モード・インダクタンスによって受け取られる磁束は、コモンモード電圧の積分の関数であることを実証することが可能である。
【００６４】
図１Ａおよび図１Ｂに示されるアーキテクチャの簡略化された表現を示す図１Ｃを参照すると、インダクタンスから考えられるこのコモンモード電圧ＶＭＣ＿Ｌは、以下の関数である。
【００６５】
−システム内の２つのコンバータの各々によって生成されるコモンモード電圧ＶＭＣ１、ＶＭＣ２、
−浮遊容量Ｃ１、Ｃ２が電源導体と接地との間に存在する。
【００６６】
しかしながら、フィルタのインダクタンスで発生する最大磁束は、時間とともに、制御されていない方法で変化し、潜在的にその磁気コアの飽和をもたらす。インダクタンスの磁気コアが飽和する確率に対抗するために、最も簡単な解決法は、最も好ましくないケースに対応するためにフィルタの過剰寸法を必要とする。
【００６７】
図１Ａおよび図２では、コモンモード電流ＩＭＣに続く経路が破線で示されている。
【００６８】
しかしながら、以下に説明する本発明は、コモン・モード・フィルタＦＭＣのインダクタンスによって受け取られる磁束の制御を提案することによって、フィルタの過剰寸法を制限することを可能にする。
【００６９】
本発明は、図１Ａに示される装置のアーキテクチャを参照してより詳細に説明される。しかしながら、解決策は、図１Ｂに示された変形例および図２に示された装置の第２のアーキテクチャに対して同一であり、並列に接続された２つ以上のコンバータを組み込んだ任意のアーキテクチャに対して再現可能であることを理解すべきである。
【００７０】
この目的のために、本発明は、上記装置中のコンバータＣＯＮＶ１、ＣＯＮＶ２の各々の制御に用いられるキャリア信号の間の位相シフト角Ψに作用する。
【００７１】
第１のコンバータの各トランジスタを制御するために、第１の制御ユニットＵＣ１によって、第１のチョッピング周波数ｆｓｗ１で生成された少なくとも第１のキャリア信号と、第１の変調信号とを用いて、第１のパルス幅変調が実施される。
【００７２】
第２のコンバータの各トランジスタを制御するために、第２の制御ユニットＵＣ２によって、第２のチョッピング周波数ｆｓｗ２で生成された少なくとも第２のキャリア信号と、第２の変調信号とを用いて、第２のパルス幅変調が実施される。
【００７３】
図３Ａおよび図３Ｂは、第１のコンバータＣＯＮＶ１が第１のチョッピング周波数ｆｓｗ１で生成された第１のキャリア信号Ｐ１で制御され、第２のコンバータＣＯＮＶ２が第２のチョッピング周波数ｆｓｗ２で生成された第２のキャリア信号Ｐ２によって制御される場合に、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束Φｍａｘの変化を示し、２つのキャリア信号は、図３Ａと図３Ｂとで異なる位相シフト角Ψ１、Ψ２だけ位相変位される。図３Ａでは、位相シフト角はゼロではなく、図３Ｂでは、位相シフト角が、例えば、ゼロに選択される。これらの２つの図の間で、キャリア信号の間の位相シフト角がフィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束の値に及ぼす影響を観察することができる。図３Ａでは、実際に、検出される最大磁束は、図３Ｂの場合よりも低い。
【００７４】
したがって、本発明の目的は、第１のキャリア信号と第２のキャリア信号との間に印加される最適位相軸角Ψｏｐｔを決定することであり、その結果、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束Φｍａｘが、可能な限り低くなり、それによって、その磁気コアのどのような飽和も防止することが可能となる。２つのキャリア信号のうちの一方は、基準キャリア信号として定義され、一方、他方は、このようにして決定された最適位相シフト角Ψｏｐｔによって他方に対して位相変位される。
【００７５】
２つのキャリア信号の間に印加される最適位相シフト角Ψｏｐｔは、チョッピング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２の間の比率ｋｉに基づいて決定される。この比率は、第１のチョッピング周波数の値および第２のチョッピング周波数の値に応じて、複数の異なる値となる。これは、以下の関係によって任意に定義される。
【数１】
0006789841.tif 000002
ここで、
−ｉは１からｎの範囲であり、ｎは２以上である。
【００７６】
−ｆｓｗ１は第１のキャリア信号のチョッピング周波数である。
【００７７】
−ｆｓｗ２は第２のキャリア信号のチョッピング周波数である。
【００７８】
したがって、各チョッピング周波数によって仮定される値によれば、比率ｋｉの値は変化する。２つのチョッピング周波数の間の各比率に対して、２つのキャリア信号の間に複数の位相シフト角を適用することが可能である。これらの位相シフト角の各々に対して、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束は、潜在的に異なる。したがって、理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈは、アーキテクチャの構成がグラウンドに対して対称である場合、コモン・モード・インダクタンスによって受け取られる最大磁束が理論的に最小である比率ｋｉの各値と関連付けられる。
【００７９】
理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈは、例えば、所定のデータテーブル内の各比率ｋｉと関連して格納されることが好ましい。図５は、第１のチョッピング周波数と第２のチョッピング周波数との間の比率ｋｉの関数として、各位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈの間の関係を確立するデータテーブルを示す。
【００８０】
事前定義されたデータテーブルは、制御ユニットＵＣ１、ＵＣ２の１つまたは両方のメモリ装置に格納されることが好ましい。データテーブルは、メモリ装置にロードされる前に、学習フェーズ中またはシミュレーションによって確立してもよい。その確立のために、２つのチョッピング周波数間の比率ｋｉの各値に対して、このことは以下を含む。
【００８１】
−位相シフト角に対するさまざまな電位値の走査。
【００８２】
−各位相シフト角に対して、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる磁束の、測定または計算による決定。
【００８３】
−各位相シフト角に対して、コモン・モード・インダクタンスによって受け取られる最大磁束の決定。
【００８４】
−最大磁束が最小値であると仮定する理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈを格納。
【００８５】
これらの一般原理に基づいて、２つのケースの間に区別がある。
【００８６】
−第１のケースでは、浮遊容量Ｃ１とＣ２とが等しい、すなわち、配置がグラウンドに対して対称である。
【００８７】
−第２のケースでは、浮遊容量が異なる、すなわち、配置がグラウンドに対して非対称である。
【００８８】
第１のケースでは、ケーブル、電動機、およびグラウンドへの接続は、同一とみなされる。それに応じて、コモン・モード・フィルタＦＭＣのインダクタンスによって受け取られる磁束は、各コンバータＣＯＮＶ１、ＣＯＮＶ２によって生成されるコモンモード電圧の和の関数であり、２つの前述のキャリア信号に適用される２つのチョッピング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２の関数として変化する。
【００８９】
第１のケースでは、２つのキャリア信号の間に適用される最適位相シフト角Ψｏｐｔは、２つのチョッピング周波数の間で決定される比率ｋｉに関連する理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈに直接対応する。
【００９０】
したがって、この第１のケースでは、本発明による制御方法は、図６を参照して以下に説明するステップに従う。例えば、限定するものではないが、本方法のさまざまなステップが、第１のコンバータＣＯＮＶ１の制御に関連する第１の制御ユニットＵＣ１によって作動されると考えられる。しかしながら、この作動は、第２の制御ユニットによって行われてもよいことが理解されるべきである。したがって、第１のキャリア信号は、基準キャリア信号として任意に定義される。
【００９１】
−第１のコンバータＣＯＮＶ１に関連する第１の制御ユニットＵＣ１は、第１のコンバータの制御のために生成された第１のキャリア信号の第１のチョッピング周波数ｆｓｗ１の値を読み取って、第２のコンバータＣＯＮＶ２の制御のために第２の制御ユニットＵＣ２によって印加される第２のキャリア信号の第２のチョッピング周波数ｆｓｗ２の値の取得のために第２の制御ユニットＵＣ２に要求を送出するよう設計される、ソフトウェア読み取りモジュールを備える。要求を受信すると、第２の制御ユニットＵＣ２は、第２のチョッピング周波数ｆｓｗ２の値を第１の制御ユニットＵＣ１に送出する。
【００９２】
−第１の制御ユニットＵＣ１は、このようにして得られた２つのチョッピング周波数値の間の比率ｋｉに対する計算モジュールＭ１を作動させるように設計される。
【００９３】
−計算された比率ｋｉに基づいて、第１の制御ユニットＵＣ１は、基準キャリア信号を構成する第１のキャリア信号と第２のキャリア信号との間に印加される最適位相シフト角Ψｏｐｔを決定するモジュールＭ２を実行する。上述したように、最適位相シフト角Ψｏｐｔは、所定のデータテーブル（図５）からの直接読み出しによって得ることができる。
【００９４】
第１の制御ユニットＵＣ１は、２つのキャリア信号の間でこのようにして決定された最適位相シフト角Ψｏｐｔを印加するように設計される。この目的を達成するために、
−第１の制御ユニットＵＣ１は、第１のキャリア信号Ｐ１が最小値をとる時間を検出するよう設計された検出モジュールを作動させる。
【００９５】
−決定された時間に基づいて、第１の制御ユニットＵＣ１は、印加される最適位相シフト角Ψｏｐｔに対応する時間間隔の間、カウンタ機能を開始する。この時間間隔が達成されると、第１の制御ユニットＵＣ１は、第２の制御ユニットＵＣ２へ送信するために同期ビットＳｙｎｃを生成する同期モジュールを実行する。
【００９６】
−同期ビットＳｙｎｃの受信時に、第２の制御ユニットＵＣ２は、第２のキャリア信号Ｐ２をリセットするためのモジュールを実行し、このモジュールは、第２のキャリア信号Ｐ２を最小値にするよう設計される。
【００９７】
−２つのチョッピング周波数の間の比率ｋｉが変更された場合、上述のステップを再作動する必要がある。
【００９８】
図４は、キャリア信号の間に印加される最適位相シフト角Ψｉの関数として得られる最大磁束の変化を示す。したがって、キャリア信号の間の最適位相シフト角の１つまたは複数の値に対して最小磁束が存在すると理解することができる。
【００９９】
第２の前述のアーキテクチャに従って、すなわち、能動整流器タイプの第１のコンバータＣＯＮＶ１０と、電動機に接続されたインバータタイプの第２のコンバータＣＯＮＶ２０とによって実行される制御装置では、上述の方法によって決定される最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈは、１８０°の値で調節されなければならない。当然、これは、第１のコンバータＣＯＮＶ１０と第２のコンバータＣＯＮＶ２０が同一である場合に当てはまる。
【０１００】
上述の第２のケースでは、配置はもはやグラウンドに関して同一ではなく、２つのコンバータのモータおよび／またはケーブル接続が異なり、それにより、浮遊容量に対する別々の値が得られる。
【０１０１】
第２のケースでは、印加される最適位相シフト角Ψｏｐｔは、２つのチョッピング周波数の間の比率から直接推定される理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈとはならず、浮遊容量Ｃ１、Ｃ２が別々の値を有する。したがって、２つのチョッピング周波数の間の比率から推定される理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈに補正関数を適用しなければならない。この補正は、システムの動作中にリアルタイムで作動させることができ、またはこの動作の前にシミュレーションまたは学習フェーズの作動によって決定することができる。比率ｋｉの各値と補正された理論上の最適位相シフト角とを関連付けるための新しいデータテーブルは、例えば、制御ユニットのメモリ機能に確立され、格納される。
【０１０２】
印加される補正を決定するために、第１の制御ユニットＵＣ１は、コモン・モード・フィルタのインダクタンスに流れる実際の磁束を決定しなければならない。この実際の磁束は、以下のように決定することができる。
【０１０３】
−磁束センサを用いてインダクタンスを直接測定する。
【０１０４】
−コモン・モード・フィルタのインダクタンスの端子の電圧に基づいて間接的に測定する。三巻インダクタンスの場合、以下のようになる。
【数２】
0006789841.tif 000003
ここで、Ｖ１、Ｖ２、およびＶ３は、インダクタンスにおける各巻線の端子における電圧である。
【０１０５】
関連する磁束は、以下の関係から推定される。
【数３】
0006789841.tif 000004
【０１０６】
図７を参照すると、リアルタイムに実行される理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈの補正を考慮して、制御システムで作動する本発明による方法は、以下のステップを含む。
【０１０７】
−第１のコンバータＣＯＮＶ１に関連する第１の制御ユニットＵＣ１は、第１のコンバータＣＯＮＶ１の制御のために生成された第１のキャリア信号Ｐ１の第１のチョッピング周波数ｆｓｗ１の値を読み取って、第２のコンバータＣＯＮＶ２の制御のために第２の制御ユニットＵＣ２によって印加される第２のキャリア信号Ｐ２の第２のチョッピング周波数ｆｓｗ２の値の取得のために第２の制御ユニットＵＣ２に要求を送出するよう設計される、ソフトウェア読み取りモジュールを備える。要求を受信すると、第２の制御ユニットＵＣ２は、第２のチョッピング周波数の値を第１の制御ユニットに送出する。
【０１０８】
−第１の制御ユニットＵＣ１は、このようにして得られた２つのチョッピング周波数値の間の比率ｋｉに対する計算モジュールＭ１０を作動させるように設計される。
【０１０９】
−計算された比率ｋｉに基づいて、第１の制御ユニットＵＣ１は、２つのキャリア信号の間に印加される理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈを決定するモジュールを実行する。上述したように、理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈは、所定のデータテーブル（図５）からの直接読み出しによって得ることができる。この理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈは、例えば、データテーブルに格納され、第１の制御ユニットＵＣ１によって読み取られる、理論上の最小磁束Φｉ＿ｔｈに対応する。
【０１１０】
−同時に、第１の制御ユニットは、前述の方法のうちの１つによって決定された磁束に基づいて、すなわち、例えば、１秒に等しい所定の処理間隔にわたって、直接的または間接的な測定によって、実際の最小磁束Φｍｅｓを規定し、この間隔は、さまざまなコンバータのチョッピング周波数にかかわらず有効である。
【０１１１】
−第１の制御ユニットは、理論上の最小磁束Φｉ＿ｔｈと実際の最小磁束Φｍｅｓとを比較し、差分Ｄを決定するよう設計された比較モジュールＭ３０を実行する。例えば、差分Ｄは、例えば、比例積分補正タイプの補正モジュールＭ４０にロードされ、理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈに適用される補正Ｖｃｏｒｒをそれから減算する。補正値は、実際の最小磁束を実現するための最適位相シフト角Ψｏｐｔに対応する補正された位相シフト角を得るために、理論上の最適位相シフト角Ψｉ＿ｏｐｔ＿ｔｈに加えられる。
【０１１２】
次いで、第１の制御ユニットＵＣ１は、２つのキャリア信号Ｐ１、Ｐ２の間でこのようにして決定された最適位相シフト角Ψｏｐｔを印加する。この目的を達成するために、
−第１の制御ユニットＵＣ１は、第１のキャリア信号Ｐ１が最小値をとる検出時間を決定するよう設計された検出モジュールを作動させる。
【０１１３】
−このようにして決定された検出時間からの効果により、第１の制御ユニットＵＣ１は、印加される最適位相シフト角Ψｏｐｔに対応する時間間隔の間、カウンタ機能を開始する。この時間間隔が達成されると、第１の制御ユニットＵＣ１は、第２の制御ユニットＵＣ２へ送信するために同期ビットを生成する。
【０１１４】
−同期ビットの受信時に、第２の制御ユニットＵＣ２は、第２のキャリア信号Ｐ２をリセットするためのモジュールを実行し、第２のキャリア信号を最小値にするよう設計される。
【０１１５】
−２つのチョッピング周波数の間の比率が変更された場合、上述のステップを再作動する必要がある。
【０１１６】
上記の２つの方法は、グラウンドに関して対称的または非対称的な配置の場合、装置が２つ以上のコンバータを備える場合に、同様の方法で適用可能である。２つ以上のコンバータを組み込んだアーキテクチャでは、基準キャリア信号に関連して、各コンバータ上の各キャリア信号に適用される最適位相シフト角が決定されなければならない。最適位相角の結合系列は、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最小磁束値に対応する。この系列は一連の比に関連し、その系列の各比は、特定のコンバータに関連するキャリア信号のチョッピング周波数と基準キャリア信号のチョッピング周波数とに基づいて決定される。したがって、各一連の比に対して、最小磁束の達成のために印加されるべき一連の最適位相シフト角が存在する。各一連の比率と一連の最適位相シフト角との間の関連付けは、例えば、データテーブルに格納される。上述したように、このデータテーブルは、学習フェーズ中に、またはシミュレーションによって、さまざまなパラメータを走査し、磁束が最小であるデータ系列を選択することによって、確立することができる。
【０１１７】
したがって、本発明は、多数の利点を有する。これにより、以下のことが可能となる。
【０１１８】
−コモンＤＣ供給バスに並列に接続された複数のインバータを備える制御システムアーキテクチャにおいて、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束値の最適化。
【０１１９】
−１つの能動コンバータおよび１つのインバータを備える制御システムアーキテクチャにおいて、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束の最適化。
【０１２０】
−グラウンドに関して対称または非対称のアーキテクチャにおける、コモン・モード・フィルタのインダクタンスによって受け取られる最大磁束の最適化。
【０１２１】
−単発の本発明による方法の作動による、インダクタンスの飽和状態からの回復。
【０１２２】
−コモン・モード・フィルタの最適な寸法設定であり、これにより、コストまたはスペースの任意の問題を回避する。
【図１Ａ】
0006789841.tif 000005
【図１Ｂ】
0006789841.tif 000006
【図１Ｃ】
0006789841.tif 000007
【図２】
0006789841.tif 000008
【図３Ａ】
0006789841.tif 000009
【図３Ｂ】
0006789841.tif 000010
【図４】
0006789841.tif 000011
【図５】
0006789841.tif 000012
【図６】
0006789841.tif 000013
【図７】
0006789841.tif 000014