(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｄｑ回転座標を用いて、周期的な負荷トルク脈動を有する機械装置に接続された交流電動機の駆動を制御する電動機駆動装置であって、
電圧指令に基づいて直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を前記交流電動機に出力する電力変換部と、
前記交流電動機に流れる相電流を検出する電流検出部と、
前記交流電動機の磁極位置および回転速度を特定する位置速度特定部と、
周期的なｑ軸電流脈動または周期的なｑ軸電流脈動指令に基づいて、前記ｑ軸電流脈動または前記ｑ軸電流脈動指令に同期し、前記電圧指令の振幅の増減を抑えるｄ軸電流脈動指令を生成するｄ軸電流脈動発生部と、
前記磁極位置と、前記回転速度と、前記相電流と、前記ｑ軸電流脈動または前記ｑ軸電流脈動指令と、前記ｄ軸電流脈動指令とを用いて、前記磁極位置に同期して回転するｄｑ回転座標上で前記相電流を制御する前記電圧指令を生成するｄｑ軸電流制御部と、
を備え、
前記ｄ軸電流脈動発生部は、前記電圧指令のベクトルの軌跡が規定された半径の電圧制限円の円周方向または接線方向に維持されるように、前記ｄ軸電流脈動指令を生成することを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項２】
前記ｄ軸電流脈動発生部は、電圧進角の平均値のタンジェントと、前記ｑ軸電流脈動または前記ｑ軸電流脈動指令との乗算結果に基づいて、前記ｄ軸電流脈動指令を生成する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。
【請求項３】
前記ｑ軸電流脈動または前記ｑ軸電流脈動指令より低い周波数であって、前記交流電動機の平均速度を制御するｑ軸電流指令を生成する第一の速度制御部と、
前記負荷トルク脈動に起因する速度脈動を抑制する前記ｑ軸電流脈動指令を生成する第二の速度制御部と、
前記ｄ軸電流脈動指令より低い周波数であって、前記電圧指令の振幅を規定された値以下に保つためのｄ軸電流指令を生成する弱め磁束制御部と、
を備え、
前記ｄ軸電流脈動発生部は、前記ｑ軸電流脈動指令に基づいて、前記ｑ軸電流脈動指令に同期し、前記電圧指令の振幅の増減を抑える前記ｄ軸電流脈動指令を生成し、
前記ｄｑ軸電流制御部は、前記磁極位置と、前記回転速度と、前記相電流と、前記ｑ軸電流指令と、前記ｑ軸電流脈動指令と、前記ｄ軸電流脈動指令と、前記ｄ軸電流指令とを用いて、前記電圧指令を生成する、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電動機駆動装置。
【請求項４】
さらに、
前記ｄｑ軸電流制御部の制御に基づいて、前記ｄ軸電流脈動指令、または前記交流電動機での損失を低減可能な第一の値を選択して前記ｄｑ軸電流制御部に出力するｄ軸電流脈動指令選択部、
を備え、
前記ｄｑ軸電流制御部は、前記電力変換部の出力電圧が最大値に達していない場合、前記ｄ軸電流脈動指令選択部から前記第一の値を出力させる、
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の電動機駆動装置。
【請求項５】
さらに、
前記電圧指令と前記電圧指令として出力可能な最大電圧を示す電圧制限値とに基づいて、前記ｄ軸電流脈動指令に対するオフセット補正量を算出するオフセット補正部と、
前記ｄ軸電流脈動発生部から出力された前記ｄ軸電流脈動指令に、前記オフセット補正量を加算して前記ｄｑ軸電流制御部に出力する加算部と、
を備えることを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の電動機駆動装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１つに記載の電動機駆動装置を備えることを特徴とする圧縮機駆動装置。
【請求項７】
請求項６に記載の圧縮機駆動装置を備えることを特徴とする冷凍サイクル装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機を駆動する電動機駆動装置、圧縮機駆動装置および冷凍サイクル装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、交流電動機は、様々な機械装置の動力源として利用されている。機械装置の中には、負荷トルクに周期的な変動が発生するもの、すなわち周期的な負荷トルク脈動を持つものが多い。交流電動機、機械装置などでは、負荷トルク脈動によって、振動、騒音などが発生することがある。そのため、振動抑制制御に関する様々な技術が検討されている。【０００３】
負荷トルク脈動の情報が既知であれば、フィードフォワードで振動を抑制することは難しくないが、通常、負荷トルク脈動の振幅、位相などは機械装置の動作条件によって変化する。負荷トルク脈動の情報を事前に収集するのは煩雑であり、また、事前に収集したデータと異なる脈動が生じるとフィードフォワード制御は効果を発揮しない。そのため、振動、速度脈動などの特徴的な情報を検知してフィードバックする手法が検討されている。フィードバックに基づく手法では、振動、速度脈動などを低減できるような制御指令値を制御器側で自動的に決定する。【０００４】
多くの振動抑制制御技術は、交流電動機に電力を供給するための電力変換器が線形に動作する領域での動作を前提にしたものである。特許文献１には、インバータの線形領域では振動抑制制御を行い、過変調領域では電圧位相制御による弱め磁束制御を行うよう、制御を連続的に切り替える技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１７−５５４６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記従来の技術によれば、高速回転時に振動抑制制御を行おうとすると、ｄ軸電流を平均的に多く流して変調率に大きく余裕を取る必要がある。そのため、交流電動機の駆動装置の効率が損なわれてしまう、という問題があった。【０００７】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、過変調領域において振動抑制制御を行いつつ、効率の低下を抑制可能な電動機駆動装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ｄｑ回転座標を用いて、周期的な負荷トルク脈動を有する機械装置に接続された交流電動機の駆動を制御する電動機駆動装置である。電動機駆動装置は、電圧指令に基づいて直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を交流電動機に出力する電力変換部と、交流電動機に流れる相電流を検出する電流検出部と、交流電動機の磁極位置および回転速度を特定する位置速度特定部と、周期的なｑ軸電流脈動または周期的なｑ軸電流脈動指令に基づいて、ｑ軸電流脈動またはｑ軸電流脈動指令に同期し、電圧指令の振幅の増減を抑えるｄ軸電流脈動指令を生成するｄ軸電流脈動発生部と、磁極位置と、回転速度と、相電流と、ｑ軸電流脈動またはｑ軸電流脈動指令と、ｄ軸電流脈動指令とを用いて、磁極位置に同期して回転するｄｑ回転座標上で相電流を制御する電圧指令を生成するｄｑ軸電流制御部と、を備える。ｄ軸電流脈動発生部は、電圧指令のベクトルの軌跡が規定された半径の電圧制限円の円周方向または接線方向に維持されるように、ｄ軸電流脈動指令を生成することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、電動機駆動装置は、過変調領域において振動抑制制御を行いつつ、効率の低下を抑制できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施の形態１に係る電動機駆動装置の構成例を示すブロック図
【図２】実施の形態１に係る電動機駆動装置の制御対象の埋込型永久磁石同期電動機である交流電動機が高速領域で回転しているときの交流電動機にかかる電圧の状態を表す電圧ベクトルを示す図
【図３】実施の形態１に係る振動抑制制御を実施しなかった場合の比較対象としての電圧指令ベクトルを示す第１の図
【図４】実施の形態１に係る振動抑制制御を実施しなかった場合の比較対象としての電圧指令ベクトルを示す第２の図
【図５】実施の形態１に係る振動抑制制御を実施しなかった場合の比較対象としての電圧指令ベクトルを示す第３の図
【図６】実施の形態１に係る振動抑制制御を実施した場合の電圧指令ベクトルを示す図
【図７】実施の形態１に係るｄ軸電流脈動発生部における簡便なｄ軸電流脈動の計算方法を示す第１の図
【図８】実施の形態１に係るｄ軸電流脈動発生部における簡便なｄ軸電流脈動の計算方法を示す第２の図
【図９】実施の形態１に係る振動抑制制御を実施しなかった場合の比較例としての動作波形の例を示す図
【図１０】実施の形態１に係る振動抑制制御を実施した場合の動作波形の例を示す図
【図１１】実施の形態１に係る電動機駆動装置の動作を示すフローチャート
【図１２】実施の形態２に係る電動機駆動装置のハードウェア構成の例を示す図
【図１３】実施の形態３に係る電動機駆動装置の構成例を示すブロック図
【図１４】実施の形態３に係る電動機駆動装置の動作を示すフローチャート
【図１５】実施の形態４に係る電動機駆動装置の構成例を示すブロック図
【図１６】実施の形態４に係る電動機駆動装置において電圧非飽和時の電圧ベクトル軌跡の例を示す図
【図１７】実施の形態４に係る電動機駆動装置の動作を示すフローチャート
【図１８】実施の形態５に係る電動機駆動装置の構成例を示すブロック図
【図１９】実施の形態５に係る電動機駆動装置が行うオフセット補正の必要性を説明するための第１の図
【図２０】実施の形態５に係る電動機駆動装置が行うオフセット補正の必要性を説明するための第２の図
【図２１】実施の形態５に係る電動機駆動装置におけるオフセット補正量の計算方法の一例を示す図
【図２２】実施の形態５に係る電動機駆動装置の動作を示すフローチャート
【図２３】実施の形態６に係る圧縮機駆動装置の構成例を示す図
【図２４】実施の形態６に係る圧縮機駆動装置が備える圧縮室の詳細な構成例を示す模式図
【図２５】実施の形態６に係る冷媒圧縮機の負荷トルクの波形の例を示す図
【図２６】実施の形態７に係る冷凍サイクル装置の構成例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下に、本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置、圧縮機駆動装置および冷凍サイクル装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１２】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電動機駆動装置１０５の構成例を示すブロック図である。電動機駆動装置１０５は、交流電動機１に接続される。交流電動機１は、機械装置２と機械的に接続されている。交流電動機１は、機械装置２の動力源である。電動機駆動装置１０５が交流電動機１に交流電圧を出力することで、機械装置２が動作する。
【００１３】
本実施の形態において、交流電動機１は、埋込型永久磁石同期電動機を想定するが、表面型永久磁石同期電動機、巻線界磁式同期電動機、誘導電動機、リラクタンス同期電動機などであってもよい。説明の都合上、交流電動機１は三相モータであるとして説明するが、二相モータ、五相モータなど他の相数のモータであってもよい。
【００１４】
本実施の形態において、機械装置２は、周期的な負荷トルク脈動を有するものとする。このような特性を持つ機械装置２は様々考えられるが、代表例として有名なのは圧縮機である。圧縮機は、空気、冷媒などの物質を圧縮し、圧縮された物質を吐出する装置である。物質を圧縮する工程では電動機に大きなトルクが要求され、吐出する工程では電動機に要求されるトルクが低下する。このことから、圧縮機は周期的な負荷トルク脈動を持つことが知られている。
【００１５】
圧縮機において、負荷トルク脈動の周期は、圧縮機構の構造によって決定される。例えば、シングルロータリー圧縮機と呼ばれるタイプの圧縮機では、圧縮室を１個有する圧縮機構が１回転する間に圧縮工程および吐出工程が１回ずつ行われる。従って、シングルロータリー圧縮機の負荷トルク脈動の角周波数は、圧縮機構の回転角速度に等しい。また、ツインロータリー圧縮機と呼ばれるタイプの圧縮機では、圧縮室を２個有する圧縮機構が１回転する間に圧縮工程および吐出工程が２回ずつ行われる。従って、ツインロータリー圧縮機の負荷トルク脈動の角周波数は、圧縮機構の回転角速度の２倍となる。他にも、レシプロ圧縮機、スクロール圧縮機、スクリュー圧縮機など、様々な圧縮機がある。負荷トルク脈動の角周波数は、圧縮機構の回転角速度のＮ倍であることが多い。なお、Ｎは正の実数である。
【００１６】
なお、機械装置２の代表例として圧縮機を挙げたが、一例であり、これに限定されない。負荷トルクが周期的に脈動する機械装置であれば、どのような機械装置であっても本実施の形態の制御を適用可能である。また、交流電動機１および機械装置２が構造的に一体化していた場合、交流電動機１自身が持つトルクリップルも負荷トルク脈動と考えることができるため、交流電動機１のトルクリップルに対して本実施の形態の制御を適用することも可能である。
【００１７】
電動機駆動装置１０５は、ｄｑ回転座標を用いて、機械装置２に接続された交流電動機１の駆動を制御する。ｄｑ回転座標は、電動機などの制御において用いられる一般的なベクトル制御の手法である。電動機駆動装置１０５の構成について説明する。図１に示すように、電動機駆動装置１０５は、電力変換部３と、電流検出部４と、位置速度特定部５と、ｄ軸電流脈動発生部６と、ｄｑ軸電流制御部７と、を備える。
【００１８】
電力変換部３は、不図示の電力源から入力される電力を規定された形態の電力に変換して出力する。電力変換部３は、交流電動機１を駆動できるものであれば構成は問わない。ここでは、電力変換部３は、汎用的な電圧形インバータであるとして説明する。電圧形インバータは、直流電圧源から供給される直流電圧をスイッチングして所望の交流電圧に変換する装置である。具体的には、電力変換部３は、ｄｑ軸電流制御部７から出力される電圧指令に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換する。電力変換部３は、変換後の交流電圧を交流電動機１に出力する。なお、電力変換部３は、交流電動機１に所望の交流電力を供給できるのであれば、電流形インバータ、マトリックスコンバータといった別種の回路であってもよいし、マルチレベル変換器であってもよい。
【００１９】
電流検出部４は、交流電動機１に流れる相電流を検出する。電流検出部４の種類、配置などは特に問わない。電流検出部４は、ＣＴ（Current  Transformer）と呼ばれる変圧器を用いたタイプの電流センサであってもよいし、シャント抵抗を用いるタイプの電流センサであってもよいし、ＣＴおよびシャント抵抗を組み合わせて使用してもよい。電流検出部４は、図１では交流電動機１と電力変換部３との間の配線に配置され、交流電動機１に流れる相電流を計測しているが、他の箇所に配置されてもよい。例えば、電流検出部４は、電力変換部３の内部に配置されてもよい。
【００２０】
電流検出部４を電力変換部３の内部に配置する場合、インバータの直流母線のＮ側にシャント抵抗を配置する１シャント電流検出方式、インバータの下アームと直列にシャント抵抗を挿入する下アームシャント電流検出方式などを用いることができる。１シャント電流検出方式および下アームシャント電流検出方式は、ＣＴを使う場合と比較して、電流検出可能なタイミングに制約はあるが、部品コストを下げることができる。
【００２１】
また、電力変換部３が三相モータの場合、電動機駆動装置１０５では、いずれか二相に電流センサを配置すればもう一相の電流はキルヒホッフの電流則で計算可能であるので、三相全てに電流センサを配置しなくてもよい。
【００２２】
交流電動機１をベクトル制御するためには、交流電動機１の磁極位置および回転速度を検出または推定する必要がある。位置速度特定部５は、交流電動機１の磁極位置および回転速度を特定する。具体的には、位置速度特定部５は、ｄｑ軸電流制御部７から出力される電圧指令、および電流検出部４で検出される交流電動機１の相電流に基づいて、交流電動機１が有する不図示の回転子の磁極位置、および交流電動機１の回転速度を推定する。回転子の磁極位置については、回転子位置とも言う。
【００２３】
なお、電動機駆動装置１０５では、交流電動機１に位置センサ５ａを取り付けられるのであれば、位置センサ５ａを位置速度特定部５として用いてもよい。位置センサ５ａは、ロータリーエンコーダでもよいし、レゾルバであってもよい。また、位置センサ５ａの代わりにタコジェネレータという速度センサを用いてもよい。ただし、使用環境、コストなどの制約によって、位置センサ５ａ、速度センサなどが使用できない場合もある。そのため、本実施の形態では、電動機駆動装置１０５が位置センサレス制御を行うことを前提として説明する。ただし、これには発明を限定する意図は無く、位置センサ５ａや速度センサを用いて本願の電動機駆動装置を構成しても良いことは自明である。
【００２４】
交流電動機１の位置センサレス制御に関しては様々な手法が提案されているが、基本的にどの手法を用いてもよい。例えば、状態観測器によって交流電動機１の状態量を推定し、状態量の推定誤差を用いて回転速度を適応同定する速度推定手法が公知である。この方法は適応オブザーバと呼ばれる方法であり、誘起電圧定数の変化にロバストな速度推定ができるという長所がある。適応オブザーバを用いない場合、単に速度起電力のアークタンジェントから磁極位置推定を行ってもよい。この方法はアークタンジェント法と呼ばれている。アークタンジェント法は、誘起電圧定数に誤差があると、速度推定誤差が生じるという欠点はあるが、計算が適応オブザーバよりも簡単である。他にも多くの位置センサレス制御法が提案されているが、交流電動機１の回転速度および磁極位置を推定できるのであれば、どの手法を使ってもよい。
【００２５】
ｄ軸電流脈動発生部６は、電動機駆動装置１０５において特徴的な動作を行う最重要なポイントであるため、詳細については後述するが、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣからｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を決定、すなわち生成する。ここで、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣは、指令値であってもよいし、交流電動機１に実際に流れている電流値であってもよい。すなわち、ｄ軸電流脈動発生部６は、周期的なｑ軸電流脈動ｉｑＡＣまたは実施の形態３で後述する周期的なｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊に基づいて、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣまたはｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊に同期し、電圧指令の振幅の増減を抑えるｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を生成する。実施の形態１において、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣは、不図示の速度脈動抑制制御部または振動抑制制御部から与えられるものとする。機械装置２の振動を低減するためには、周期的な負荷トルク脈動に同期して交流電動機１のモータトルクを脈動させる必要があるため、この種の電動機駆動装置１０５においてｑ軸電流が脈動していることは珍しくない。なお、速度脈動抑制制御部、振動抑制制御部などの構成は特に問わない。例えば、特開平１−３０８１８４号公報に記載されているようなフィードバック制御を行う制御部を用いてもよいし、負荷トルク脈動の振幅、位相などを事前に調べておいてフィードフォワード補償する制御部を用いてもよい。また、交流電動機１の速度脈動を観測し、速度脈動を打ち消す制御を行う制御部であってもよいし、機械装置２に不図示の加速度センサを取り付け、加速度センサによって観測された加速度脈動を打ち消す制御を行う制御部であってもよい。不図示の歪ゲージなどの力センサを利用して、機械装置２にかかる繰り返し応力の脈動を低減する制御を行う制御部であってもよい。
【００２６】
ｄｑ軸電流制御部７は、交流電動機１に流れる相電流を制御する。ｄｑ軸電流制御部７として、ｄｑ回転座標上でのベクトル制御部を用いるのが好適である。一般的なベクトル制御部は、回転子磁極を基準としたｄｑ回転座標上で電流制御を行う。相電流をｄｑ回転座標上の値に変換すると、交流量が直流量となり制御が容易となるためである。座標変換には磁極位置情報が必要であるため、位置速度特定部５で磁極位置を推定している。ｄｑ軸電流制御部７は、少なくともｑ軸電流脈動ｉｑＡＣおよびｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊の２つの情報を用いて、ｄｑ軸電流指令を計算する。ｄｑ軸電流制御部７は、この２つの情報に加えて、不図示の速度制御部、弱め磁束制御部など、他の制御部から与えられる情報を用いて、ｄｑ軸電流指令を決定してもよい。ｄｑ軸電流制御部７は、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を含むｄｑ軸電流指令とｄｑ軸電流とが一致するように制御を行い、電力変換部３に対する電圧指令を決定する。具体的には、ｄｑ軸電流制御部７は、位置速度特定部５で特定された磁極位置および回転速度と、電流検出部４で検出された相電流と、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣまたはｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊と、ｄ軸電流脈動発生部６で生成されたｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊とを用いて、磁極位置に同期して回転するｄｑ回転座標上で相電流を制御する電圧指令を生成する。ｄｑ回転座標における電流制御法として、ｄ軸およびｑ軸の各軸にＰＩ（Proportional  Integral）制御部を配置するとともに、ｄｑ軸の干渉成分をフィードフォワードで補償する非干渉化制御部を併用する手法が一般的である。しかしながら、ｄｑ軸電流指令にｄｑ軸電流が適切に追従するのであれば、他のどの手法を用いてもよい。ｄｑ軸電流制御部７は、ｄｑ回転座標上の電圧指令を決定し、磁極位置情報を用いてｄｑ回転座標上の電圧指令を三相静止座標の値に座標変換して、電力変換部３に出力する。
【００２７】
つづいて、ｄ軸電流脈動発生部６の必要性および動作について説明する。図２は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１０５の制御対象の埋込型永久磁石同期電動機である交流電動機１が高速領域で回転しているときの交流電動機１にかかる電圧の状態を表す電圧ベクトルを示す図である。高速領域では、交流電動機１の巻線抵抗による電圧降下を無視できる場合が多いので、図２では巻線抵抗による電圧降下を省略している。また、図２は、定常状態における電圧ベクトルを示す図であり、過渡項は省略している。交流電動機１では、電気角速度ωｅが上昇していくと、速度起電力ωｅΦａが増加していく。ここで、Φａはｄｑ軸磁束鎖交数であり、モータ固有の値である。速度起電力ωｅΦａは、ｑ軸方向に発生する。永久磁石同期電動機では、ｑ軸電流とモータのマグネットトルクとは比例する。通常、機械装置２は何らかの力学的な仕事をするものであるから、交流電動機１は、何らかのトルクを出力しなければならない。交流電動機１にはｑ軸電流ｉｑが流れており、ｑ軸電流ｉｑの電機子反作用によってωｅＬｑｉｑという電圧がｄ軸方向に発生する。ここで、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。一方、ｄ軸電流ｉｄは、トルクへの寄与度が低いので、交流電動機１の回転速度が高速領域のときよりも遅い低中速領域では、高速領域に比べて小さな値に制御される。低中速領域のｄ軸電流指令決定法としては、ｉｄ＝０制御、最大トルク／電流制御（ＭＴＰＡ：Maximum  Torque  Per  Ampere  control）などが公知である。一方、高速領域では、速度起電力ωｅΦａおよび電圧ωｅＬｑｉｑのベクトル和が電力変換部３の最大出力電圧を超える場合があり、弱め磁束制御と呼ばれる手法を用いる必要がある。
【００２８】
一般的に、電力変換部３が交流電動機１に出力できる交流電圧の最大電圧には制限があるので、ｄｑ軸電圧の制限値をＶｏｍとした場合、高速領域では制限値Ｖｏｍに対し、（１）式の近似式の関係が成り立つ。なお、電力変換部３の出力限界範囲は厳密に言えば六角形状であるが、ここでは円で近似して考えている。本実施の形態では、円で近似することを前提として議論するが、厳密に六角形を考えて議論してもよいことは言うまでも無い。
【００２９】
【数１】
0006723479.tif 000002
【００３０】
本実施の形態では、原点を中心とする半径が制限値Ｖｏｍの円のことを電圧制限円２１と呼ぶ。なお、制限値Ｖｏｍは電力変換部３がＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）インバータであった場合、直流母線電圧の値により変動することは公知である。
【００３１】
高速領域では速度起電力ωｅΦａが非常に大きくなるから、ｑ軸電流ｉｑを大きくするためにはｄ軸電流ｉｄをマイナス方向に流し、電圧指令ベクトルν＊の振幅を電圧制限円２１の範囲内に収める必要がある。このように、ｄｑ軸磁束鎖交数Φａと逆方向にｄ軸固定子磁束Ｌｄｉｄを発生させて電圧振幅を減少させる制御手法は、一般に弱め磁束制御と呼ばれている。ここで、Ｌｄはｄ軸インダクタンスである。特許文献１に記載されている電圧位相制御も、一種の弱め磁束制御である。
【００３２】
弱め磁束制御として最も単純な方法は、電圧方程式に基づいてｄ軸電流指令を決定する方法である。（１）式をｄ軸電流ｉｄについて解くと（２）式が得られる。
【００３３】
【数２】
0006723479.tif 000003
【００３４】
しかしながら、（２）式で示されるｄ軸電流ｉｄが得られる弱め磁束制御は、モータ定数の変化、バラツキなどに弱いという欠点があり、産業界ではあまり利用されていない。
【００３５】
（２）式で示されるｄ軸電流ｉｄが得られる弱め磁束制御の代わりに利用されているのは、積分型の弱め磁束制御である。例えば、電圧指令ベクトルの振幅｜ν＊｜と制限値Ｖｏｍとの差分を積分制御することでｄ軸電流指令ｉｄ＊を決定する手法が公知である。この手法では、電圧指令ベクトルの振幅｜ν＊｜が制限値Ｖｏｍよりも大きい場合はｄ軸電流指令ｉｄ＊をマイナス方向に増やし、逆に、電圧指令ベクトルの振幅｜ν＊｜が制限値Ｖｏｍよりも小さい場合はｄ軸電流指令ｉｄ＊を減らす。一般論として、ｄ軸電流指令ｉｄ＊には適宜、リミッタが挿入される。これは、ｄ軸電流指令ｉｄ＊が過大になって、交流電動機１が減磁するのを防ぐためである。また、交流電動機１の回転速度が低中速領域で正のｄ軸電流ｉｄが流れるのを防ぐため、プラス方向のリミッタを挿入してもよい。プラス方向のリミット値は、ゼロまたは「最大トルク／電流制御の電流指令値」とするのが普通である。
【００３６】
特許文献１のように、積分制御の出力を制御位相に加え、電圧位相を進めることで、等価的に弱め磁束制御を行う手法も公知である。
【００３７】
しかしながら、積分型の弱め磁束制御は、交流電動機１の定数変動に強い半面、ｑ軸電流ｉｑが高周波変化する場合には適していない。積分制御の制御応答を高くできないからである。一般的な位置センサレス制御における電流制御応答は、三千〜四千ｒａｄ／ｓ程度である。弱め磁束制御は、電流制御のアウターループとして構成されるから、制御上の安定性を考慮すると、弱め磁束制御応答は電流制御応答の１／１０程度にしか設計できない。従って、弱め磁束制御応答は、三百〜四百ｒａｄ／ｓが限界である。これに対して、速度脈動抑制制御および振動抑制制御に要求される性能は年々高まっており、外乱角周波数で言うと千〜二千ｒａｄ／ｓの振動を抑制することが求められている。すなわち、要求スペックに対して弱め磁束制御応答の上限値が低すぎるため、従来の積分型の弱め磁束制御では高周波の振動抑制制御を実現できないと言える。位置センサ５ａを用いて電動機駆動装置を構成する場合においても、数字の違いはあれど、同様の制御応答設計の問題は起こり得る。例えば、高速領域において外乱周波数が二千ｒａｄ／ｓの振動を位置センサ付き制御で抑え込もうとした場合、電流制御応答を二万ｒａｄ／ｓ以上、弱め磁束制御応答を二千ｒａｄ／ｓ以上のハイゲインに設定する必要がある。装置コストと制御性能のバランスを考えると、位置センサ付き制御であったとしても制御応答をここまで高く設定できないケースも多い。よって、位置センサ５ａの有無に関わらず、従来の積分型の弱め磁束制御では高周波の振動抑制制御を実現できないと言える。
【００３８】
電力変換部３が交流電動機１に出力する交流電圧で電圧飽和が生じる高速領域において、高応答なトルク制御を実現するのは難しいと言われているのに加え、弱め磁束制御の制御応答の問題があっては、高速領域での振動抑制制御は困難であると言わざるを得ない。例えば、特許文献１では、高速領域では振動抑制制御を行っておらず、スムーズに振動抑制制御を停止させる方法について議論されている。
【００３９】
なお、特許文献１で言及されているように、モータ効率を度外視すれば、必要以上のｄ軸電流ｉｄを常に流しておくことで高速領域でも振動抑制制御を行うことができるはずである。しかしながら、現実的ではない。例えば、空調用の圧縮機は、厳しい省エネ規制が課されているため、必要以上のｄ軸電流ｉｄを常に流しておくことはできない。省エネ以外の観点から考えてみても、過剰なｄ軸電流ｉｄによる銅損増加は機械装置２の放熱設計にも悪影響を与えるなど、様々な問題を引き起こす可能性が容易に想像できる。
【００４０】
これに対して、本実施の形態は、従来極めて困難であった高速領域および高周波領域での振動抑制制御を実現するものである。具体的には、ｑ軸電流を「直流分を含む低周波成分」と「外乱角周波数を含む高周波成分」とに分解し、高周波のｑ軸電流脈動ｉｑＡＣに対して必要最小限の弱め磁束制御を行うことによって、高速領域および高周波領域での振動抑制制御を実現する。
【００４１】
本実施の形態における効果を、具体的に図を用いて説明する。図３は、実施の形態１に係る振動抑制制御を実施しなかった場合の比較対象としての電圧指令ベクトルを示す第１の図である。図４は、実施の形態１に係る振動抑制制御を実施しなかった場合の比較対象としての電圧指令ベクトルを示す第２の図である。図５は、実施の形態１に係る振動抑制制御を実施しなかった場合の比較対象としての電圧指令ベクトルを示す第３の図である。図６は、実施の形態１に係る振動抑制制御を実施した場合の電圧指令ベクトルを示す図である。ここでは、説明の都合上、積分型の弱め磁束制御部およびフィードバック型の振動抑制制御部を用いているものとする。図３において、振動抑制制御を行うため、高周波のｑ軸電流脈動ｉｑＡＣ１を発生させたいとする。ただし、平均速度を変化させないために、直流分を含む低周波のｑ軸電流ｉｑＤＣ１を常に流しておく必要があるとする。このとき、ｄ軸電流ｉｄに大きな変化がなければ、電圧指令ベクトルν＊の先端の軌跡はｄ軸と平行な向きで揺動することになる。電圧指令ベクトルν＊が常に電圧制限円２１の範囲内であれば問題は無いが、高速領域または大負荷領域では、ｑ軸電流の総和ｉｑＤＣ１＋ｉｑＡＣ１が大きくなった瞬間に電圧制限円２１の範囲を超えてしまう。電圧が飽和すると、所望のｑ軸電流が流せなくなる。ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣ１が流せなかった場合、フィードバック型の振動抑制制御部は、図４に示すように、より振幅の大きいｑ軸電流脈動ｉｑＡＣ２を流そうとする。ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣ１よりｑ軸電流脈動ｉｑＡＣ２の方が大きいから、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣ２を流そうとすればより大きな電圧が必要となる。ここで、電圧指令ベクトルの振幅｜ν＊｜を小さくするため、積分型の弱め磁束制御部は、ｄ軸電流ｉｄをマイナス方向に大きくする。このような操作が行われた結果、最終的に流れるｑ軸電流脈動はｉｑＡＣ３となる。仮にｑ軸電流脈動ｉｑＡＣ１が正弦波信号であったとしても、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣ３は電圧飽和の影響により歪んでしまい、非正弦波信号となる。
【００４２】
負荷トルク脈動が小さい場合、本実施の形態に係る振動抑制制御を用いずとも、多少振動を減少させることができる。しかしながら、図４のように動作した場合、モータトルクに歪が生じて異音が発生し、また、ｄｑ軸電流指令を必要以上に大きくしてしまって銅損が増加する。また、負荷トルク脈動が大きい場合、意図した通りにｑ軸電流脈動ｉｑＡＣを発生させることができなくなることがあり、却って振動を増加させてしまう場合がある。
【００４３】
図５は、電圧飽和が生じないようにｄ軸電流ｉｄを十分に大きくした上で、高周波のｑ軸電流脈動ｉｑＡＣ１を発生させようとした場合の状態を示したものである。ｄ軸電流ｉｄを十分に大きくすれば図４で示したような問題は発生しないが、前述のように、図５の方法は省エネの点で問題がある。
【００４４】
一方、本実施の形態に係る振動抑制制御を実施した状態を示す図６は、高周波のｑ軸電流脈動ｉｑＡＣを流すのに適した電圧指令ベクトルの軌跡を表している。ここで、高周波のｑ軸電流脈動ｉｑＡＣを（３）式のように表せるとする。
【００４５】
【数３】
0006723479.tif 000004
【００４６】
ここで、ｆｄは機械装置２が交流電動機１に加える外乱の周波数であり、ＩｑＡＭＰは高周波ｑ軸電流脈動の振幅であり、δは位相補正量である。外乱周波数ｆｄは、不図示の速度制御部またはフィードバック型弱め磁束制御部の設計応答と比較して十分に高いものとする。高周波ｑ軸電流脈動の振幅ＩｑＡＭＰおよび位相補正量δは、電動機駆動装置１０５の設計者が決めてよいパラメータである。通常は、電動機駆動装置１０５の振動を抑え込むように高周波ｑ軸電流脈動の振幅ＩｑＡＭＰおよび位相補正量δを決めるが、他の基準で決めてもよい。高周波ｑ軸電流脈動の振幅ＩｑＡＭＰおよび位相補正量δは、試行錯誤的な実機評価によって決定してもよいし、前述の特開平１−３０８１８４号公報などに記載の振動抑制制御を用いて決定してもよい。
【００４７】
外乱周波数ｆｄが不図示の速度制御部の設計応答と比較して十分に高く、かつ、交流電動機１を一定速度で回転させようとしている場合、直流分を含む低周波のｑ軸電流ｉｑＤＣは（４）式に示すように、ほぼ一定と見なせる。
【００４８】
【数４】
0006723479.tif 000005
【００４９】
同様に、外乱周波数ｆｄが不図示のフィードバック型弱め磁束制御部の設計応答と比較して十分に高く、かつ、交流電動機１を一定速度で回転させようとしている場合、直流分を含む低周波のｄ軸電流ｉｄＤＣも（５）式に示すように、ほぼ一定と見なせる。なお、ｄ軸電流ｉｄＤＣは手動で調整してもよいし、ｄ軸電流ｉｄＤＣを（２）式に代入して計算してもよいため、必ずしもフィードバック型弱め磁束制御部を持つ必要はない。
【００５０】
【数５】
0006723479.tif 000006
【００５１】
図６では、直流分を含む低周波のｄ軸電流ｉｄＤＣを流している状態において、電圧指令ベクトルの先端の軌跡が電圧制限円２１と一致するようなｄ軸電流脈動ｉｄＡＣを与えている。ｄ軸電流ｉｄＤＣを流す方法としては、前述の積分型の弱め磁束制御が公知である。ｑ軸電流の総和ｉｑＤＣ＋ｉｑＡＣが大きいときはより大きな負のｄ軸電流が必要であり、ｑ軸電流の総和ｉｑＤＣ＋ｉｑＡＣが小さいときは負のｄ軸電流を減らして銅損を減少させるべきであるから、本実施の形態では、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣに同期してｄ軸電流脈動ｉｄＡＣを変化させる。これにより、トルク歪も小さくなり、積分型弱め磁束制御部の応答の問題も解決できる。詳細は後述するが、（２）式の弱め磁束制御と比べても、モータ定数の変動に強いというメリットがある。
【００５２】
このような理由から、本実施の形態では、ｄ軸電流脈動発生部６が、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣからｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を決定するという構造を取っている。
【００５３】
ｄ軸電流脈動発生部６における具体的なｄ軸電流脈動ｉｄＡＣの計算方法について説明する。電圧指令ベクトルの先端の軌跡を電圧制限円２１に完全に一致させるような計算式を立ててもよいのだが、ここでは、より簡単で実用的な方法を考える。図７は、実施の形態１に係るｄ軸電流脈動発生部６における簡便なｄ軸電流脈動ｉｄＡＣの計算方法を示す第１の図である。図８は、実施の形態１に係るｄ軸電流脈動発生部６における簡便なｄ軸電流脈動ｉｄＡＣの計算方法を示す第２の図である。電圧ωｅＬｑｉｑＤＣ、電圧ωｅＬｄｉｄＤＣ、および速度起電力ωｅΦａのベクトル和を平均電圧指令ベクトルとしたとき、平均電圧指令ベクトルと電圧制限円２１の交点から電圧制限円２１に対して接線を引く。ここで、平均電圧指令ベクトルとｑ軸のなす角を平均電圧位相角θνａｖｅと呼ぶことにする。電圧指令ベクトルの軌跡をこの接線と一致させようとした場合、図７に示す２つの直角三角形に着眼すると、簡単にｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を決定することができる。図８は、図７中の２つの直角三角形を拡大したものである。初等的な幾何学計算により、これらの直角三角形の１つの角はθνａｖｅに等しいことは自明である。そして図８から、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣと平均電圧位相角θνａｖｅが既知であれば、（６）式に示すｄ軸電流脈動ｉｄＡＣを流すことができれば、所望の電圧指令ベクトル軌跡を得ることができるとわかる。なお、平均電圧位相角θνａｖｅはほぼ一定であると見なせるとき、（６）式はｑ軸電流脈動ｉｑＡＣの１次関数と考えることができる。
【００５４】
【数６】
0006723479.tif 000007
【００５５】
すなわち、ｄ軸電流脈動発生部６は、電圧進角の平均値のタンジェントと、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣまたはｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊との乗算結果に基づいて、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を生成するとも言える。図７に示すように、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣが比較的小さい条件では、円軌跡と接線軌跡の差は小さい。そのため、実用上は接線軌跡で十分だと思われるが、振動が非常に大きい場合では近似誤差が無視しづらくなる。より円軌跡に近づけたい場合は（６）式にｑ軸電流脈動ｉｑＡＣの二乗項、三乗項、四乗項などを追加して近似の次数を上げ、ｄ軸電流脈動ｉｄＡＣを若干歪ませればよい。動作点近傍では、四次近似程度でかなり円軌跡に近い軌跡が得られる。このように、ｄ軸電流脈動発生部６は、電圧指令のベクトルの軌跡が規定された半径、ここでは半径が制限値Ｖｏｍの電圧制限円２１の円周方向または接線方向に維持されるように、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を生成する。
【００５６】
（６）式は（２）式と比較すると、計算に用いるモータ定数の数が減少している。（２）式ではｄｑ軸磁束鎖交数Φａを計算に用いているが、（６）式では用いていない。そのため、（６）式はΦａの変動にロバストである。また、（２）式と（６）式はいずれもｄｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑを計算に用いているものの、（６）式の方がインダクタンス誤差の影響が少ない。また、（２）式では低周波成分と高周波成分の両方がインダクタンス誤差の影響を受けるが、（６）式では高周波成分しかインダクタンス誤差の影響を受けない。これらのことから、本実施の形態の弱め磁束制御は（２）式の従来法と比較してモータ定数変動に強いと言える。
【００５７】
図９は、実施の形態１に係る振動抑制制御を実施しなかった場合の比較例としての動作波形の例を示す図である。図１０は、実施の形態１に係る振動抑制制御を実施した場合の動作波形の例を示す図である。図９および図１０は、同じスケールで描かれている。いずれも機械装置２をロータリー圧縮機とし、高速運転させた場合の波形であり、条件の違いは本実施の形態の振動抑制制御の適用有無だけである。ロータリー圧縮機では、圧縮室の数にもよるが、交流電動機１が１回転する間に１周期からＭ周期の負荷トルク脈動が発生する。なお、Ｍは２以上の整数とする。ここでは、フィードバック型の振動抑制制御を用い、負荷トルクおよびモータトルクの基本波成分を一致させる制御を行っている。また、直流分を含む低周波成分の弱め磁束制御として、積分型の弱め磁束制御を行っている。
【００５８】
最初にトルク波形を比較すると、図９および図１０の両方で負荷トルクおよびモータトルクの基本波がおおよそ一致しているが、図９の方がトルクの歪が大きくなっていることが分かる。このトルクの歪は意図したものではなく、騒音、振動などの発生要因となるので好ましくない。
【００５９】
次に電圧振幅を比較すると、図９では乱高下しているが、図１０ではおおよそ一定に制御されていることが分かる。図９では電圧振幅を積分型の弱め磁束制御で一定に制御しようとしているが、積分型の弱め磁束制御部は高周波のｑ軸電流脈動ｉｑＡＣに対して十分な応答性を持っていない。従って、高周波のｑ軸電流脈動ｉｑＡＣが加わると電圧振幅を一定に制御できない。この傾向は、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣが大きいときに顕著である。一方、図１０では、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣに対する弱め磁束制御を別個に実施していることから、電圧振幅を一定にすることができる。
【００６０】
最後に、ｄ軸電流およびｑ軸電流について比較する。前述の図３から図５の際に説明したことだが、電圧が飽和すると所望のｑ軸電流が流せなくなる。所望のｑ軸電流が流せないと、フィードバック型の振動抑制制御部はｑ軸電流指令の脈動をより大きくしようとする。その結果、図９ではｑ軸電流指令が非常に大きくなっている。しかしながら、大きなｑ軸電流を流すためにはより大きな電圧が必要となる。ここで、積分型の弱め磁束制御部は電圧指令ベクトルの振幅｜ν＊｜を小さくするため、ｄ軸電流ｉｄをマイナス方向に大きくする。その結果、図９および図１０のｄ軸電流の絶対値平均を比べると、図９の方が絶対値平均が大きくなっている。しかし、ｄ軸電流の絶対値平均を増加させたにも関わらず、ｑ軸電流は指令値に追従できず、波形の頂点部分で歪が生じる。このｑ軸電流の歪がトルクの歪を引き起こす原因となっている。図９は、電圧飽和の影響でｑ軸電流指令の振幅が増えてしまったことにプラスして、ｄ軸電流の絶対値平均も増加しているため、不図示の銅損が増加し効率的な運転ができていない。一方、図１０では、適切なｄ軸電流脈動ｉｄＡＣを計算しているので、ｑ軸電流指令の振幅が増大せず、ｄ軸電流の絶対値平均が増加することもない。そのため、図９と比較して、図１０は、銅損が減少しており、効率的な振動抑制制御が実現できる。
【００６１】
これらの理由から、振動抑制制御を行う場合、低周波成分と高周波成分を分離して弱め磁束制御を行うことは、理にかなった方法であると言える。
【００６２】
電動機駆動装置１０５の動作を、フローチャートを用いて説明する。図１１は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１０５の動作を示すフローチャートである。電流検出部４は、交流電動機１の相電流を検出する（ステップＳ１）。位置速度特定部５は、ｄｑ軸電流制御部７から出力される電圧指令、および電流検出部４で検出される交流電動機１の相電流に基づいて、交流電動機１の磁極位置および回転速度を特定する（ステップＳ２）。ｄ軸電流脈動発生部６は、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣを用いてｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を生成する（ステップＳ３）。ｄｑ軸電流制御部７は、位置速度特定部５で特定された交流電動機１の磁極位置および回転速度と、電流検出部４で検出される交流電動機１の相電流と、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣと、電動機駆動装置１０５で生成されたｄ軸電流脈動ｉｄＡＣとを用いて、ｄｑ軸電流指令を決定し、磁極位置に同期して回転するｄｑ回転座標上で交流電動機１に流れる電流を制御する電圧指令を生成する（ステップＳ４）。
【００６３】
以上説明したように、本実施の形態によれば、電動機駆動装置１０５において、ｄ軸電流脈動発生部６は、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣに同期し、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣによる電圧指令ベクトルの振幅の増減を抑えるｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を生成する。ｄｑ軸電流制御部７は、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を用いて、電力変換部３への電圧指令を生成することとした。これにより、電動機駆動装置１０５は、過変調領域において、少ないｄ軸電流ｉｄで効率的に振動抑制制御を行いつつ、効率の低下を抑制できる。電動機駆動装置１０５は、電圧指令の振幅の増減を抑えることで、高速領域での振動抑制制御が可能となる。
【００６４】
実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明した電動機駆動装置１０５の具体的なハードウェア構成について説明する。
【００６５】
図１２は、実施の形態２に係る電動機駆動装置１０５のハードウェア構成の例を示す図である。図１２において、図１に示した構成と各々同一又は相当部分にはそれぞれ同一の符号を付けて説明する。
【００６６】
電動機駆動装置１０５において、ｄ軸電流脈動発生部６、およびｄｑ軸電流制御部７は、制御回路１０１により実現される。制御回路１０１は、ハードウェアとして、プロセッサ１０２およびメモリ１０３を備える。メモリ１０３は、図示していないが、ランダムアクセスメモリなどの揮発性記憶装置と、フラッシュメモリなどの不揮発性の補助記憶装置とを備えている。なお、メモリ１０３は、図示していないが、ランダムアクセスメモリなどの揮発性記憶装置と、不揮発性の補助記憶装置の代わりにハードディスクなどの補助記憶装置とを備えていてもよい。プロセッサ１０２は、メモリ１０３から入力されたプログラムを実行する。メモリ１０３が補助記憶装置と揮発性記憶装置とを具備するため、プロセッサ１０２に、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプログラムが入力される。また、プロセッサ１０２は、演算結果などのデータをメモリ１０３の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。
【００６７】
電力変換部３および電流検出部４については、様々な方式が検討されているが、基本的にはどの方式を用いてもよい。また、位置速度特定部５として、位置センサ５ａを有していてもよいが、これも基本的にはどの方式のセンサでもよい。ここでは図示していないが、電動機駆動装置１０５は、さらに電力変換部３の入出力電圧、直流母線電圧などを検出する電圧検出部を有していてもよい。
【００６８】
各構成要素の間のデータの送受信方法は、基本的にどのような方式でもよい。各構成要素は、デジタル信号でデータを送信してもよいし、アナログ信号でデータを送信してもよい。デジタル信号は、パラレル通信でもシリアル通信でもよい。アナログ信号およびデジタル信号は、不図示の変換器によって適宜、変換されてもよい。例えば、電流検出部４が検出した相電流をアナログ信号で表現する場合、不図示のＤ／Ａ（Digital  to  Analog）変換器によってアナログ信号をデジタル信号に変換してプロセッサ１０２へデータを送信する。不図示のＤ／Ａ変換器は、制御回路１０１の内部にあってもよいし、電流検出部４の内部にあってもよい。同様に、プロセッサ１０２が電力変換部３へ送信する電圧指令の信号は、アナログ信号であってもよいし、デジタル信号であってもよい。また、プロセッサ１０２は、キャリア比較変調部、空間ベクトル変調部などの変調部を有していてもよく、変調を行ったあとのパルス列を電圧指令としてプロセッサ１０２から電力変換部３へ送信してもよい。
【００６９】
位置センサ５ａ、電圧検出部、および制御回路１０１との間の通信方法に関しても同様である。
【００７０】
プロセッサ１０２は、交流電動機１のｑ軸電流脈動ｉｑＡＣをもとに（６）式の計算を行って、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を計算する。そして、プロセッサ１０２は、ｄｑ軸の電流脈動をもとに電流制御を実施し、電圧指令を決定することで、高速領域での振動抑制制御を実現する。なお、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣは、指令値であってもよいし、検出値であってもよい。ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣは、不図示の別のコンピュータから与えられるものであってもよいし、プロセッサ１０２内部で計算されるものであってもよい。また、計算能力に余裕があるのであれば、プロセッサ１０２は、他の計算処理を行ってもよい。つまり、プロセッサ１０２は、図１および図１２では不図示の速度制御演算、振動抑制制御演算、積分型の弱め磁束制御演算など、他の制御演算処理を行ってもよい。
【００７１】
実施の形態３．
実施の形態１で説明した図１に示す電動機駆動装置１０５の構成は、最小限の構成であった。実施の形態３では、より実用に適した電動機駆動装置の構成例を具体的に説明する。実施の形態１と異なる部分について説明する。
【００７２】
図１３は、実施の形態３に係る電動機駆動装置１０５ａの構成例を示すブロック図である。電動機駆動装置１０５ａは、図１に示す実施の形態１の電動機駆動装置１０５に、減算部８、第一の速度制御部９、第二の速度制御部１０、減算部１１、および弱め磁束制御部１２を追加したものである。なお、位置速度特定部５は、どのような構成であってもよいが、ここでは、電流検出部４で検出される交流電動機１の相電流、および電力変換部３に入力される電圧指令から、交流電動機１の磁極位置および回転速度を推定する。
【００７３】
減算部８は、交流電動機１の回転速度を示す速度指令と位置速度特定部５で推定された回転速度である推定速度との差分を算出し、差分を速度偏差ｅωとして出力する。
【００７４】
第一の速度制御部９は、速度偏差ｅωを用いて、交流電動機１の平均速度を制御する。第一の速度制御部９は、ｑ軸電流脈動ｉｑＡＣまたはｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊より低い周波数であって、交流電動機１の平均速度を制御するｑ軸電流指令ｉｑＤＣ＊を生成する。第一の速度制御部９は、フィードバック制御を行うことが一般的であるが、フィードフォワード制御を行ってもよい。第一の速度制御部９は、速度偏差ｅωがゼロになるように、直流分を含む低周波側のｑ軸電流指令ｉｑＤＣ＊を決定する。第一の速度制御部９としてＰＩ制御部を用いると、ステップ応答に対する定常速度偏差がゼロとなることが知られている。ＰＩ制御部はゲイン設計も簡単であるが、他の制御則を使ってもよい。ただし、第一の速度制御部９には応答設計上の制約があり、第一の速度制御部９単体では高周波の速度脈動を抑え込むことができないとされる。
【００７５】
一般的な位置センサレス制御における電流制御応答は、三千〜四千ｒａｄ／ｓ程度である。第一の速度制御部９は、電流制御のアウターループとして構成されるから、制御上の安定性を考慮すると、第一の速度制御部９の速度制御応答は電流制御応答の１／１０程度にしか設計できない。従って、第一の速度制御部９の速度制御応答は三百〜四百ｒａｄ／ｓが限界である。機械装置２の負荷トルク脈動の角周波数が速度制御応答よりも高い場合、第一の速度制御部９単体では速度脈動を抑え込むことができないため、第二の速度制御部１０が必要となる。
【００７６】
第二の速度制御部１０は、負荷トルク脈動に起因する速度脈動を抑制するｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊を生成する。第二の速度制御部１０は、振動抑制制御部または速度脈動抑制制御部などと呼ばれるものであり、これらについては既に様々な方法が提案されている。ここでは説明の都合上、前述の特開平１−３０８１８４号公報に記載されているフィードバック型の振動抑制技術を例に挙げて説明する。なお、負荷トルク脈動の特性を事前に評価しておき、事前評価の結果に基づいてフィードフォワード補償を行ってもよいが、フィードバック型の方が調整が少ないので、フィードバック型を用いるものとして説明する。
【００７７】
第二の速度制御部１０は、前述の特開平１−３０８１８４号公報の方法では、周期外乱の周波数が既知であるという条件で、速度偏差ｅωを周期外乱の周波数でフーリエ級数展開し、余弦成分Ｅωｃｏｓおよび正弦成分Ｅωｓｉｎを抽出する。例えば、機械装置２がロータリー圧縮機であった場合、速度偏差ｅωの余弦成分Ｅωｃｏｓおよび正弦成分Ｅωｓｉｎは（７）式および（８）式で計算される。なお、当業者であれば自明のことであるが、（７）式および（８）式の積分演算および除算処理は、ローパスフィルタによる近似積分で代用してもよい。
【００７８】
【数７】
0006723479.tif 000008
【００７９】
【数８】
0006723479.tif 000009
【００８０】
（７）式および（８）式において、ｋは圧縮室の数を表している。例えば、シングルロータリー圧縮機はｋ＝１であり、ツインロータリー圧縮機はｋ＝２である。
【００８１】
次に、第二の速度制御部１０は、余弦成分Ｅωｃｏｓおよび正弦成分Ｅωｓｉｎをそれぞれ積分制御する。余弦成分Ｅωｃｏｓおよび正弦成分Ｅωｓｉｎは直流量なので、制御が簡単である。第二の速度制御部１０は、積分制御の結果をそれぞれＩｑｃｏｓ＊およびＩｑｓｉｎ＊とした場合、これらを交流量に復元することでｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊を決定することができる。その演算式は例えば（９）式のようになる。
【００８２】
【数９】
0006723479.tif 000010
【００８３】
以上が前述の特開平１−３０８１８４号公報の振動抑制制御の方法であるが、この方法は簡単で効果が高いので、産業界で広く用いられている。
【００８４】
なお、当業者であれば自明のことではあるが、制御ブロック図は適宜、変形可能である。例えば、永久磁石同期電動機においてｑ軸電流とモータトルクはおおよそ比例するため、第一の速度制御部９および第二の速度制御部１０の出力をｑ軸電流の次元ではなく、トルクの次元にしてもよい。
【００８５】
電力変換部３が交流電動機１に出力する交流電圧で電圧が飽和していない低中速領域では、第一の速度制御部９および第二の速度制御部１０の２つがあれば十分であるが、電圧が飽和する高速領域では弱め磁束制御を行わないと、所望のｑ軸電流を流すことができない。そこで、弱め磁束制御部１２が必要となる。弱め磁束制御部１２は、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊より低い周波数であって、電圧指令の振幅を規定された値以下に保つためのｄ軸電流指令ｉｄＤＣ＊を生成する。弱め磁束制御についても、これまで様々な提案がなされており、基本的にどのような方法を使ってもよいが、例えば、実施の形態１で詳しく説明した積分型の弱め磁束制御を用いるとよい。この方法では、まず、減算部１１が、電圧制限値と電圧指令の振幅との電圧偏差を計算する。弱め磁束制御部１２は、減算部１１で算出された電圧偏差を入力として、積分制御を行う。なお、電圧指令のベクトルから電圧指令の振幅を計算するブロックは不図示である。弱め磁束制御部１２は、直流分を含む低周波側のｄ軸電流指令ｉｄＤＣ＊を決定する。弱め磁束制御部１２も第一の速度制御部９と同様に制御応答の制約があるため、弱め磁束制御応答は三百〜四百ｒａｄ／ｓが限界である。機械装置２の負荷トルク脈動の角周波数が弱め磁束制御応答よりも高い場合、弱め磁束制御部１２単体では第二の速度制御部１０が発生するｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊による電圧変化に追従しきれないので、適切な振動抑制制御ができなくなる。
【００８６】
そこで、電動機駆動装置１０５ａは、ｄ軸電流脈動発生部６を用いて、ｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊からｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を計算する。ｄ軸電流脈動発生部６は、ｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊に基づいて、ｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊に同期し、電圧指令の振幅の増減を抑えるｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を生成する。電動機駆動装置１０５ａは、ｑ軸電流の脈動に合わせてｄ軸電流を増減させることで、電圧指令ベクトルの先端の軌跡を電圧制限円２１の接線方向または円周方向に維持する。これにより、電動機駆動装置１０５ａは、高効率で高性能な振動抑制制御が可能となる。
【００８７】
ｄｑ軸電流制御部７は、磁極位置、回転速度、相電流、ｄ軸電流指令ｉｄＤＣ＊、ｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊、ｑ軸電流指令ｉｑＤＣ＊、ｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊からｄｑ軸電流指令を決定する。ｄｑ軸電流制御部７は、その後、ｄｑ回転座標上において電流制御を行い、ｄｑ軸電圧指令を決定する。ｄｑ軸電流制御部７は、ｄｑ軸電圧指令を三相座標上の指令値に座標変換して電圧指令を生成し、電力変換部３に出力することで、交流電動機１を駆動する。
【００８８】
電動機駆動装置１０５ａの動作を、フローチャートを用いて説明する。図１４は、実施の形態３に係る電動機駆動装置１０５ａの動作を示すフローチャートである。電流検出部４は、交流電動機１の相電流を検出する（ステップＳ１１）。位置速度特定部５は、ｄｑ軸電流制御部７から出力される電圧指令、および電流検出部４で検出される交流電動機１の相電流に基づいて、交流電動機１の磁極位置および回転速度を特定する（ステップＳ１２）。第一の速度制御部９は、速度偏差ｅωを用いてｑ軸電流指令ｉｑＤＣ＊を生成する（ステップＳ１３）。第二の速度制御部１０は、負荷トルク脈動に起因する速度脈動を抑制するｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊を生成する（ステップＳ１４）。ｄ軸電流脈動発生部６は、ｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊を用いてｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を生成する（ステップＳ１５）。弱め磁束制御部１２は、電圧指令の振幅を規定された値以下に保つためのｄ軸電流指令ｉｄＤＣ＊を生成する（ステップＳ１６）。ｄｑ軸電流制御部７は、位置速度特定部５で特定された交流電動機１の磁極位置および回転速度と、電流検出部４で検出される交流電動機１の相電流と、ｑ軸電流指令ｉｑＤＣ＊と、ｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊と、ｄ軸電流脈動ｉｄＡＣと、ｄ軸電流指令ｉｄＤＣ＊とを用いて、ｄｑ軸電流指令を決定し、磁極位置に同期して回転するｄｑ回転座標上で交流電動機１に流れる電流を制御する電圧指令を生成する（ステップＳ１７）。
【００８９】
なお、電動機駆動装置１０５ａのハードウェア構成について、減算部８、第一の速度制御部９、第二の速度制御部１０、減算部１１、および弱め磁束制御部１２は、実施の形態１の電動機駆動装置１０５のｄ軸電流脈動発生部６およびｄｑ軸電流制御部７と同様、制御回路１０１により実現される。
【００９０】
以上説明したように、本実施の形態によれば、電動機駆動装置１０５ａにおいて、第一の速度制御部９がｑ軸電流指令ｉｑＤＣ＊を生成し、第二の速度制御部１０がｑ軸電流脈動指令ｉｑＡＣ＊を生成し、弱め磁束制御部１２がｄ軸電流指令ｉｄＤＣ＊を生成することとした。この場合においても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
【００９１】
実施の形態４．
実施の形態１から実施の形態３では、ｄ軸電流脈動発生部６は、電圧指令ベクトルの先端の軌跡を電圧制限円２１とできる限り一致させるようにｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を決定していた。しかしながら、電圧非飽和状態では、そもそも弱め磁束制御が必要ないのでｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊はゼロにしておいた方が交流電動機１の銅損を少なくできる。実施の形態４では、電圧非飽和状態において、交流電動機１の銅損を少なくする場合について説明する。
【００９２】
図１５は、実施の形態４に係る電動機駆動装置１０５ｂの構成例を示すブロック図である。また、図１６は、実施の形態４に係る電動機駆動装置１０５ｂにおいて電圧非飽和時の電圧ベクトル軌跡の例を示す図である。なお、図１６は、ｄ軸と電圧指令ベクトルの先端の軌跡が平行になるように描かれているが、実際には完全に平行になるのは稀である。実運用上は、ある程度の傾きをもった軌跡となる。電圧指令ベクトルの先端の軌跡は、ｄ軸とおおよそ平行に揺動する。
【００９３】
電動機駆動装置１０５ｂは、図１３に示す実施の形態３の電動機駆動装置１０５ａに、ｄ軸電流脈動指令選択部１３を追加したものである。実施の形態４では、ｄｑ軸電流制御部７は、内部に電圧飽和状態および電圧非飽和状態を判別する不図示の構成要素を設け、判別結果を電圧非飽和フラグとして、ｄ軸電流脈動指令選択部１３に出力する。ｄ軸電流脈動指令選択部１３は、電圧非飽和状態である場合、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊をゼロに強制的に変更する。図１５では、ｄ軸電流脈動指令選択部１３の片方の入力をゼロとしているが、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊が微小量になれば余分なｄ軸電流脈動ｉｄＡＣを発生させないという目的は達せられることから、ゼロの代わりに規定された微小量を入力としてもよい。微小量を第一の値と称することがある。すなわち、ｄ軸電流脈動指令選択部１３は、ｄｑ軸電流制御部７の制御に基づいて、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊、または交流電動機１での損失を低減可能な第一の値を選択してｄｑ軸電流制御部７に出力する。ｄｑ軸電流制御部７は、電力変換部３の出力電圧が最大値に達していない場合、ｄ軸電流脈動指令選択部１３から第一の値を出力させる。
【００９４】
このように、電動機駆動装置１０５ｂは、電圧非飽和状態および電圧飽和状態でｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を切り替えることで、どちらの状態でも高効率な振動抑制制御を実現できる。
【００９５】
電動機駆動装置１０５ｂの動作を、フローチャートを用いて説明する。図１７は、実施の形態４に係る電動機駆動装置１０５ｂの動作を示すフローチャートである。図１７のフローチャートにおいて、ステップＳ２１以外の動作は、図１４に示す実施の形態３のフローチャートと同様である。電動機駆動装置１０５ｂにおいて、ｄ軸電流脈動指令選択部１３は、ｄｑ軸電流制御部７からの電圧非飽和フラグに基づいて、ｄｑ軸電流制御部７への出力値としてｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊または第一の値を選択する（ステップＳ２１）。
【００９６】
なお、電動機駆動装置１０５ｂのハードウェア構成について、ｄ軸電流脈動指令選択部１３は、実施の形態１の電動機駆動装置１０５のｄ軸電流脈動発生部６およびｄｑ軸電流制御部７と同様、制御回路１０１により実現される。
【００９７】
以上説明したように、本実施の形態によれば、電動機駆動装置１０５ｂにおいて、ｄ軸電流脈動指令選択部１３は、ｄｑ軸電流制御部７からの電圧非飽和フラグに基づいて、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊または第一の値を選択して出力する。ｄｑ軸電流制御部７は、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊または第一の値を用いて電圧指令を生成することとした。これにより、電動機駆動装置１０５ｂは、実施の形態１から実施の形態３までの場合と比較して、電圧非飽和時の電動機駆動効率を向上することができる。
【００９８】
実施の形態５．
実施の形態４では、ｄ軸電流脈動指令選択部１３によって電圧非飽和状態と電圧飽和状態とでｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を切り替えていた。ここで、切り替え処理については、シームレスに行われた方が望ましい。実施の形態５では、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊をシームレスに切り替える場合について説明する。
【００９９】
図１８は、実施の形態５に係る電動機駆動装置１０５ｃの構成例を示すブロック図である。電動機駆動装置１０５ｃは、図１３に示す実施の形態３の電動機駆動装置１０５ａに、オフセット補正部１４および加算部１５を追加したものである。オフセット補正部１４は、電圧指令と電圧制限値を入力とし、オフセット補正量を出力する。すなわち、オフセット補正部１４は、電圧指令と電圧指令として出力可能な最大電圧を示す電圧制限値とに基づいて、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊に対するオフセット補正量を算出する。加算部１５は、ｄ軸電流脈動発生部６から出力されるｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊にオフセット補正量を加算する。加算部１５は、加算結果を新たなｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊として、ｄｑ軸電流制御部７に出力する。ｄｑ軸電流制御部７は、不図示の電流リミッタを備え、新たなｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊が正の値になった場合、また、不図示の最大トルク／電流制御部で計算される指令値を上回った場合、ｄ軸電流指令を適切な値に制限する。
【０１００】
ここで、電動機駆動装置１０５ｃにおいて、オフセット補正を行う理由について説明する。図１９は、実施の形態５に係る電動機駆動装置１０５ｃが行うオフセット補正の必要性を説明するための第１の図である。図２０は、実施の形態５に係る電動機駆動装置１０５ｃが行うオフセット補正の必要性を説明するための第２の図である。実施の形態１から実施の形態４では、振動抑制制御に適した電圧指令ベクトルの先端の軌跡について説明してきた。電圧飽和時には、円周軌跡または接線軌跡が振動抑制制御に適しており、電圧非飽和時にはｄ軸平行軌跡が適していることは既に述べた通りである。この２つの事柄から、電圧がわずかに飽和するような場合では、円周軌跡とｄ軸平行軌跡とを組み合わせたものが振動抑制制御に適した軌跡となることが想像される。具体的には、図１９に示される軌跡である。このときのｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊は、前述の電流制限処理によって非正弦波波形となっている。低中速領域のｄ軸電流指令決定法として、ｉｄ＝０制御、最大トルク／電流制御などが広く使われている。これらの制御部が決定した指令値よりも、ｉｄＤＣ＊＋ｉｄＡＣ＊が正方向に大きくなれば銅損が増えてしまうことは自明である。そのため、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊に対して制限をかけるものである。その結果、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊は非正弦波化する。一見、単純に電流制限処理をかけるだけでよさそうに思われるが、そのような場合は図２０に示される軌跡となってしまい、図１９のような軌跡は得られない。これは、（６）式において、電圧指令ベクトルの振幅を考慮しなかったためである。νａｖｅ＊を電圧指令ベクトルの振幅平均値とした場合、図２０の軌跡は半径が振幅平均値νａｖｅ＊の円２２の接線と重なる。図１９の軌跡と比較して、図２０の軌跡は電圧に余裕があることから余分なｄ軸電流を流していると言える。言い換えれば、電圧の余裕量の分だけｄ軸電流を減らさなければ、図１９の軌跡は実現できないということである。本実施の形態では、このｄ軸電流を減らす処理のことをオフセット補正と呼ぶ。
【０１０１】
オフセット補正の手段は様々考えられるが、ここでは幾何学的な厳密性よりも計算の簡単さを重視した手法を説明する。図２１は、実施の形態５に係る電動機駆動装置１０５ｃにおけるオフセット補正量の計算方法の一例を示す図である。電圧制限円２１の半径である制限値Ｖｏｍに対して電圧指令ベクトルの振幅平均値νａｖｅ＊に余裕があるときのオフセット補正量ｉｄｏｆｆについて考える。ｑ軸方向の電圧余裕量をωｅＬｄｉｄｏｆｆとすると、図２１より（１０）式の関係が導ける。
【０１０２】
【数１０】
0006723479.tif 000011
【０１０３】
考え方にもよるが、（１０）式ではわざと電圧余裕量を小さめに見積もっている。これは、接線軌跡における端部の近似誤差を相殺するための処置である。もう少し厳密に計算をしたいのであれば、図２１中の「未考慮分による軌跡のズレ」の基になる「未考慮分」と書かれた箇所の分も考えて計算をしてもよい。
【０１０４】
（１０）式をオフセット補正量ｉｄｏｆｆについて解くと（１１）式が得られる。
【０１０５】
【数１１】
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【０１０６】
オフセット補正量ｉｄｏｆｆの分だけｄ軸電流脈動ｉｄＡＣを平行移動させた後、電流制限処理を行うと、ωｅＬｑｉｑＡＣに対するｑ軸方向の電圧変化ωｅＬｄ（ｉｑＡＣ＋ｉｄｏｆｆ）は正弦波信号の下方向の頂点付近だけを残して、あとは制限値一定となる。この処理によって、図１９に近い軌跡を得ることができる。その結果、低中速領域と高速領域のいずれにおいても、高効率で高性能な振動抑制制御を実現できる。
【０１０７】
電動機駆動装置１０５ｃの動作を、フローチャートを用いて説明する。図２２は、実施の形態５に係る電動機駆動装置１０５ｃの動作を示すフローチャートである。図２２のフローチャートにおいて、ステップＳ３１およびステップＳ３２以外の動作は、図１４に示す実施の形態３のフローチャートと同様である。電動機駆動装置１０５ｃにおいて、オフセット補正部１４は、電圧指令と電圧制限値とに基づいて、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊に対するオフセット補正量を算出する（ステップＳ３１）。加算部１５は、ｄ軸電流脈動発生部６から出力されるｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊にオフセット補正量を加算して、ｄｑ軸電流制御部７に出力する（ステップＳ３２）。
【０１０８】
なお、電動機駆動装置１０５ｃのハードウェア構成について、オフセット補正部１４および加算部１５は、実施の形態１の電動機駆動装置１０５のｄ軸電流脈動発生部６およびｄｑ軸電流制御部７と同様、制御回路１０１により実現される。
【０１０９】
以上説明したように、本実施の形態によれば、電動機駆動装置１０５ｃにおいて、オフセット補正部１４は、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊に対するオフセット補正量を算出する。加算部１５は、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊にオフセット補正量を加算してｄｑ軸電流制御部７に出力することとした。これにより、電動機駆動装置１０５ｃは、実施の形態４と同様の効果を得ることができ、さらに、ｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊をシームレスに切り替えることができる。
【０１１０】
実施の形態６．
実施の形態６では、実施の形態１で説明した電動機駆動装置１０５を備える圧縮機駆動装置について説明する。なお、電動機駆動装置１０５を用いて説明するが、実施の形態３から実施の形態５で説明した電動機駆動装置１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃを適用することも可能である。
【０１１１】
図２３は、実施の形態６に係る圧縮機駆動装置２００の構成例を示す図である。圧縮機駆動装置２００は、電動機駆動装置１０５と、冷媒圧縮機２ａと、を備える。冷媒圧縮機２ａは、一例として、ローリングピストン式と呼ばれるロータリー圧縮機とするが、他の種類の圧縮機であってもよい。冷媒圧縮機２ａは、交流電動機１と、シャフト２０１と、圧縮室２０２と、吸入パイプ２０３と、吐出パイプ２０４と、を備える。吸入パイプ２０３から吸入された冷媒は、圧縮室２０２内で交流電動機１によって圧縮され、吐出パイプ２０４から吐出される。冷媒圧縮機２ａでは、交流電動機１が冷媒に浸かる構造を取る場合が多いが、温度変化が激しいことから交流電動機１に位置センサ５ａを取り付けることは難しい。そのため、冷媒圧縮機２ａの用途では、交流電動機１を位置センサレス駆動しなければならない。なお、交流電動機１は電動機駆動装置１０５によって駆動される。
【０１１２】
冷媒圧縮機２ａの構造および負荷トルクについて説明する。図２４は、実施の形態６に係る圧縮機駆動装置２００が備える圧縮室２０２の詳細な構成例を示す模式図である。圧縮室２０２は、シャフト２０１、ピストン２０５、吐出弁２０８、ベーン２１０、バネ２０９、吐出口２０７、および吸入口２０６により構成される。シャフト２０１は、交流電動機１とピストン２０５とを接続するものである。圧縮室２０２は、ピストン２０５、ベーン２１０、およびバネ２０９によって２つに仕切られている。ピストン２０５は、偏心しており、回転角度によって、吐出側と吸入側の容積が変化するようになっている。吸入側から吸入された冷媒は、ピストン２０５によって圧縮される。圧縮室２０２内の圧力が高まると、吐出弁２０８が開き、吐出口２０７から冷媒が吐出される。冷媒が吐出されると同時に、吸入側には冷媒が流れ込む。交流電動機１を回し続けると、冷媒圧縮機２ａの機械角１回転につき１度、冷媒が吐出される。  
【０１１３】
図２５は、実施の形態６に係る冷媒圧縮機２ａの負荷トルクの波形の例を示す図である。図２３に示す冷媒圧縮機２ａは、圧縮室２０２を１つしか図示していないが、複数の圧縮室を備えてもよい。ここでは、圧縮室の数をｋとする。圧縮室が１つしかない場合（ｋ＝１）、負荷トルクは機械角周期で大きく振動している。二次、三次の高調波も負荷トルク波形には含まれるが、１次の振動が最も大きい。冷媒圧縮機２ａに複数の圧縮室を設ける場合、ピストン２０５の角度をずらして設置することで、負荷トルク脈動を小さくすることができる。圧縮室の数を増やすほど脈動の小さい波形が得られるが、構造的に複雑になり高コスト化する。負荷トルク脈動の周期は圧縮室の数に反比例して短くなる。圧縮室が２個の場合（ｋ＝２）、二次高調波成分が大きくなる。また、圧縮室が３個の場合（ｋ＝３）、三次高調波成分が大きくなる。
【０１１４】
冷媒圧縮機２ａの負荷トルク脈動は、交流電動機１に対して周期外乱となるため、速度脈動の要因となる。速度脈動が大きいと、騒音、振動などが大きくなることが一般に知られている。
【０１１５】
ただし、負荷トルク脈動、速度脈動などの周波数は、冷媒圧縮機２ａの構造によって決まるため既知である。このことを利用して、フィードバック型の振動抑制制御を構築した事例が公知である。さらに、本実施の形態では、電動機駆動装置１０５は、ｄ軸電流脈動発生部６によりｑ軸電流脈動ｉｑＡＣに同期したｄ軸電流脈動指令ｉｄＡＣ＊を発生させる。これにより、電動機駆動装置１０５は、高速領域および過変調領域での高効率かつ高性能な振動抑制制御を実現することができる。また、電動機駆動装置１０５ｃを適用する場合、オフセット補正部１４が電圧の余裕量を管理することにより、低速領域から高速領域まで広い範囲での高効率な振動抑制制御を実現できる。圧縮機駆動装置２００に電動機駆動装置１０５，１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃを適用することで、様々な条件で冷媒圧縮機２ａの振動、騒音などを低減することができる。
【０１１６】
実施の形態７．
実施の形態７では、実施の形態６で説明した圧縮機駆動装置２００を備える冷凍サイクル装置について説明する。
【０１１７】
図２６は、実施の形態７に係る冷凍サイクル装置３００の構成例を示す図である。冷凍サイクル装置３００は、圧縮機駆動装置２００と、凝縮器３０１と、受液器３０２と、膨張弁３０３と、蒸発器３０４と、を備える。圧縮機駆動装置２００の冷媒圧縮機２ａと、凝縮器３０１と、受液器３０２と、膨張弁３０３と、蒸発器３０４との間は配管で接続され、冷媒が循環するようになっている。冷凍サイクル装置３００は、冷媒が蒸発、圧縮、凝縮、膨張の各工程を循環して、液体から気体へ、気体から液体へと相変化を繰り返しながら、熱の移動を行うものである。
【０１１８】
各機器の役割について説明する。蒸発器３０４は、低圧の状態で冷媒液を蒸発させ、周囲より熱を奪い、冷却作用を行う。冷媒圧縮機２ａは、冷媒を凝縮させるために冷媒ガスを圧縮して高圧のガスにする。冷媒圧縮機２ａは、電動機駆動装置１０５によって駆動される。凝縮器３０１は、熱を放出して高圧の冷媒ガスを凝縮して、冷媒液にする。膨張弁３０３は、冷媒を蒸発させるため、冷媒液を絞り膨張して低圧の液にする。受液器３０２は、循環する冷媒の量の調節のために設けられ、小型の装置では省略してもよい。
【０１１９】
冷媒圧縮機２ａが発する振動は、冷媒配管の折損、騒音などの原因となるため、振動が極力小さくなるように交流電動機１を制御する必要がある。低中速領域でのフィードバック型振動抑制制御技術が広く研究されて徐々に確立、普及していくにつれて、高速領域での振動抑制制御が求められるようになってきた。高速領域では電力変換部３の出力電圧が飽和するため、適切なトルク制御ができなくなる。高速領域で振動抑制制御を行うためには、弱め磁束制御を併用する必要がある。しかしながら、前述のように、既存の弱め磁束制御方式はロバスト性に難があり、制御応答性が低いという問題があった。このことから、高速領域での振動駆制制御は困難であると見られていた。「振動抑制制御のための電圧マージンを確保しておくために、余分なｄ軸電流を常時流しておく」という方法も考えられるが、冷凍サイクル装置３００では省エネ性能も重視されるため、非現実的である。
【０１２０】
これらのことから、高速領域での振動抑制制御を実現するためには、振動抑制制御の技術だけではなく、弱め磁束制御に関しても改めて方式を見直す必要がある。電動機駆動装置１０５〜１０５ｃは、上記の課題を解決するものである。電動機駆動装置１０５〜１０５ｃは、振動抑制制御部が発するｑ軸電流脈動に同期してｄ軸電流を脈動させる仕組みを有する。電動機駆動装置１０５〜１０５ｃは、ｑ軸電流を「直流分を含む低周波成分」と「高周波成分」とに分離し、別個に弱め磁束制御を行う。これにより、電動機駆動装置１０５〜１０５ｃは、これまで困難であった高速領域における高効率、かつ高性能な振動抑制制御を実現することができる。その結果、冷媒配管の折損、騒音などの対策コストを下げることができ、冷凍サイクル装置３００の低コスト化を実現することができる。
【０１２１】
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【０１２２】
１  交流電動機、２  機械装置、２ａ  冷媒圧縮機、３  電力変換部、４  電流検出部、５  位置速度特定部、５ａ  位置センサ、６  ｄ軸電流脈動発生部、７  ｄｑ軸電流制御部、８，１１  減算部、９  第一の速度制御部、１０  第二の速度制御部、１２  弱め磁束制御部、１３  ｄ軸電流脈動指令選択部、１４  オフセット補正部、１５  加算部、１０１  制御回路、１０５，１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ  電動機駆動装置、２００  圧縮機駆動装置、３００  冷凍サイクル装置。
【要約】
ｄｑ回転座標を用いて、周期的な負荷トルク脈動を有する機械装置（２）に接続された交流電動機（１）の駆動を制御する電動機駆動装置（１０５）であって、電圧指令に基づいて直流電圧を交流電圧に変換し、交流電動機（１）に出力する電力変換部（３）と、交流電動機（１）の相電流を検出する電流検出部（４）と、交流電動機（１）の磁極位置および回転速度を特定する位置速度特定部（５）と、ｑ軸電流脈動またはｑ軸電流脈動指令に基づいて、ｑ軸電流脈動またはｑ軸電流脈動指令に同期し、電圧指令の振幅の増減を抑えるｄ軸電流脈動指令を生成するｄ軸電流脈動発生部（６）と、磁極位置と、回転速度と、相電流と、ｑ軸電流脈動またはｑ軸電流脈動指令と、ｄ軸電流脈動指令とを用いて、磁極位置に同期して回転するｄｑ回転座標上で相電流を制御する電圧指令を生成するｄｑ軸電流制御部（７）と、を備える。【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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