(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マイクロ波が入力される磁気抵抗効果素子と、
前記磁気抵抗効果素子の磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、
前記磁気抵抗効果素子に直流バイアス電流を印加する直流バイアス電流印加部と、
前記磁気抵抗効果素子から生成される直流起電圧に伴う電流が流れ、前記直流バイアス電流印加部に至るフィードバックの信号線と、を有し、
前記磁気抵抗効果素子は磁化自由層、磁化固定層、および前記磁化自由層と前記磁化固定層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、
前記直流バイアス電流印加部は、前記フィードバックの信号線を経由し前記直流バイアス電流印加部に与えられる前記直流起電圧が一定を保つように、前記直流バイアス電流を調整することを特徴とするマイクロ波受信装置。
【請求項２】
前記マイクロ波はＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含み、
前記多値シンボル伝送信号と異なる周波数のローカル波を生成するローカル発振器を有し、
前記ローカル波は前記磁気抵抗効果素子に入力され、
前記磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記ローカル波との乗算信号を出力する際に直流起電圧を生成することを特徴とする請求項１に記載のマイクロ波受信装置。
【請求項３】
復調フィルタをさらに有し、
前記乗算信号は前記復調フィルタに入力され、
前記復調フィルタは、前記多値シンボル伝送信号と前記ローカル波との周波数差である第１の周波数のＩ相発振信号を生成する第１の中間周波発振器と、前記第１の周波数のＱ相発振信号を生成する第２の中間周波発振器と、第１の中間周波混合器と、第２の中間周波混合器とを備え、
前記第１の中間周波混合器は前記乗算信号における前記第１の周波数の信号と前記Ｉ相発振信号とを乗算したＩ相復調信号を出力し、
前記第２の中間周波混合器は前記乗算信号における前記第１の周波数の信号と前記Ｑ相発振信号とを乗算したＱ相復調信号を出力することを特徴とする請求項２に記載のマイクロ波受信装置。
【請求項４】
前記マイクロ波はＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含み、
前記多値シンボル伝送信号と異なる周波数のローカル波周波数のI相ローカル波と前記ローカル波周波数のＱ相ローカル波とを生成するローカル波生成部をさらに有し、
前記磁気抵抗効果素子を２つ有し、一方は第１の磁気抵抗効果素子であり、他方は第２の磁気抵抗効果素子であり、
前記直流バイアス電流印加部を２つ有し、一方は第１の直流バイアス電流印加部であり、他方は第２の直流バイアス電流印加部であり、
前記第１の直流バイアス電流印加部は前記第１の磁気抵抗効果素子に前記直流バイアス電流としての第１の直流バイアス電流を印加し、
前記第２の直流バイアス電流印加部は前記第２の磁気抵抗効果素子に前記直流バイアス電流としての第２の直流バイアス電流を印加し、
前記Ｉ相ローカル波は前記第１の磁気抵抗効果素子に入力され、
前記第１の磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記Ｉ相ローカル波とを乗算したＩ相復調信号を出力する際に直流起電圧を生成し、
前記Ｑ相ローカル波は前記第２の磁気抵抗効果素子に入力され、
前記第２の磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記Ｑ相ローカル波とを乗算したＱ相復調信号を出力する際に直流起電圧を生成し、
前記第１の直流バイアス電流印加部は、前記第１の磁気抵抗効果素子に接続された前記フィードバックの信号線を経由し、前記第１の直流バイアス電流印加部に与えられる前記第１の磁気抵抗効果素子から出力される直流起電圧が一定を保つように、前記第１の直流バイアス電流を調整し、
前記第２の直流バイアス電流印加部は、前記第２の磁気抵抗効果素子に接続された前記フィードバックの信号線を経由し、前記第２の直流バイアス電流印加部に与えられる前記第２の磁気抵抗効果素子から出力される直流起電圧が一定を保つように、前記第２の直流バイアス電流を調整することを特徴とする請求項１記載のマイクロ波受信装置。
【請求項５】
前記マイクロ波はＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含み 、
前記多値シンボル伝送信号は直角位相振幅変復調方式における情報伝送フレームに配置されたＢＰＳＫのパイロット・シンボルを含み、
前記多値シンボル伝送信号と異なる周波数のローカル波を生成するローカル発振器、復調フィルタおよびベースバンドコントローラー部を有し、
前記ローカル波は前記磁気抵抗効果素子に入力され、
前記磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記ローカル波との乗算信号を出力し、
前記乗算信号は前記復調フィルタに入力され、
前記復調フィルタは、前記多値シンボル伝送信号と前記ローカル波との周波数差である第１の周波数のＩ相発振信号を生成する第１の中間周波発振器と、前記第１の周波数のＱ相発振信号を生成する第２の中間周波発振器と、第１の中間周波混合器と、第２の中間周波混合器とを備え、
前記第１の中間周波混合器は前記乗算信号における前記第１の周波数の信号と前記Ｉ相発振信号とを乗算したＩ相復調信号を出力し、
前記第２の中間周波混合器は前記乗算信号における前記第１の周波数の信号と前記Ｑ相発振信号とを乗算したＱ相復調信号を出力し、
前記ベースバンドコントローラー部はアナログ・デジタル変換器とデジタル信号処理回路とを有し、
前記アナログ・デジタル変換器は前記Ｉ相復調信号と前記Ｑ相復調信号とをアナログ・デジタル変換し、
前記デジタル信号処理回路は、アナログ・デジタル変換された前記I相復調信号と前記Ｑ相復調信号とに基づいて前記パイロット・シンボルのＩ相振幅値を抽出してI相振幅値に対応した直流起電圧を出力し、
前記アナログ・デジタル変換器から出力された前記直流起電圧は、前記フィードバックの信号線を経由して前記直流バイアス電流印加部に与えられることを特徴とする請求項１に記載のマイクロ波受信装置。
【請求項６】
ベースバンドコントローラー部を有し、
前記マイクロ波はＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含み、
前記多値シンボル伝送信号は直角位相振幅変復調方式における情報伝送フレームに配置されたＢＰＳＫのパイロット・シンボルを含み、
前記多値シンボル伝送信号と異なる周波数のローカル波周波数のＩ相ローカル波と前記ローカル波周波数のＱ相ローカル波とを生成するローカル波発生部をさらに有し、
前記磁気抵抗効果素子を２つ有し、一方は第１の磁気抵抗効果素子であり、他方は第２の磁気抵抗効果素子であり、
前記直流バイアス電流印加部を２つ有し、一方は第１の直流バイアス電流印加部であり、他方は第２の直流バイアス電流印加部であり、
前記第１の直流バイアス電流印加部は前記第１の磁気抵抗効果素子に前記直流バイアス電流としての第１の直流バイアス電流を印加し、
前記第２の直流バイアス電流印加部は前記第２の磁気抵抗効果素子に前記直流バイアス電流としての第２の直流バイアス電流を印加し、
前記Ｉ相ローカル波は前記第１の磁気抵抗効果素子に入力され、
前記第１の磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記Ｉ相ローカル波とを乗算したＩ相復調信号を出力し、
前記Ｑ相ローカル波は前記第２の磁気抵抗効果素子に入力され、
前記第２の磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記Ｑ相ローカル波とを乗算したＱ相復調信号を出力し、
前記ベースバンドコントローラー部はアナログ・デジタル変換器とデジタル信号処理回路とを有し、
前記アナログ・デジタル変換器は前記Ｉ相復調信号と前記Ｑ相復調信号とをアナログ・デジタル変換し、
前記デジタル信号処理回路は、アナログ・デジタル変換された前記I相復調信号と前記Ｑ相復調信号とに基づいて前記パイロット・シンボルのＩ相振幅値を抽出して前記Ｉ相振幅値に対応した直流起電圧を出力し、
前記直流起電圧はフィードバックの信号線を経由して前記第１の直流バイアス電流印加部に与えられることを特徴とする請求項１に記載のマイクロ波受信装置。
【請求項７】
マイクロ波が入力される磁気抵抗効果素子と、
前記磁気抵抗効果素子の磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、
前記磁気抵抗効果素子に直流バイアス電流を印加する直流バイアス電流印加部と、
前記磁気抵抗効果素子から生成される直流起電圧に伴う電流が流れ、前記直流バイアス電流印加部に至るフィードバックの信号線と、を有し、
前記磁気抵抗効果素子は磁化自由層、磁化固定層、および前記磁化自由層と前記磁化固定層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、
前記直流バイアス電流印加部は、前記フィードバックの信号線を経由し前記直流バイアス電流印加部に与えられる前記直流起電圧が一定を保つように、前記直流バイアス電流を調整することを特徴とする磁気抵抗効果デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気抵抗効果素子を用いたマイクロ波受信装置および磁気抵抗効果デバイスに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＶＬＳＩシステムの超微細化・高速化に伴い、Ｇｂｐｓ台の高速な信号伝送技術、さらに複数の機能チップを積層した３次元ＬＳＩ技術がシステムの高性能化に不可欠な技術となっている。現在、マイクロプロセッサー内部ではＧｂｐｓ台の高速信号が用いられているのに対し、外部のメモリおよびその他のチップとのインターフェースは、依然としてプリント基板や配線を介して情報転送が行なわれるため、基板、配線等の伝送媒体の寄生素子（Ｒ抵抗、Ｌインダクタ、Ｃキャパシタ）に起因する帯域制限の影響を受けて高周波成分が失われたり、隣接する信号線が干渉したり、原信号を忠実に再現することができなくなっている。
【０００３】
そこで、多層に積層された半導体チップ間や積層されたプリント配線基板間を無線接続する技術として、半導体集積回路チップや電子回路基板の配線により形成されるアンテナ、コイル、キャパシタ等の何れかを設けて、それらを介して積層された半導体チップ間や基板間の電磁誘導結合によるデータ通信を行うことが提案されている。
【０００４】
例えば、複数の半導体フラッシュメモリチップを積層することで外部から１つの半導体メモリと同様に制御できる大容量の積層型半導体メモリ装置が開発されている。磁気ハードディスク代替として不揮発性メモリを用いたＳｏｌｉｄ  Ｓｔａｔｅ  Ｄｒｉｖｅ（ＳＳＤ）では、同一のフラッシュメモリチップを複数枚積層することで記憶容量を増大できる。そして、多層に積層された半導体フラッシュメモリチップ間を無線接続する技術開発がされているが、大容量情報を遅延なく送るためのデータ通信速度が十分ではなかった。データ通信はＧｂｐｓ台の信号伝送速度が望まれるが、そのため１０ＧＨｚを超える高周波搬送波を用いるか、アンテナなどの無線伝送部を複数設けて同時通信を行うか、或いは多値シンボルの通信方式を採用するなどが提案されているが、未だ将来の方向性が見えていないのである。
【０００５】
一方で、磁気抵抗効果素子として磁化固定層と磁化自由層との間に非磁性材料で形成されたスペーサー層を介在させて構成されたＴＭＲ（Tunnel Magnetoresistive）素子が知られている。このＴＭＲ素子では、電流を流したときにスピン偏極電子が流れて、磁化自由層内に蓄積されるスピン偏極電子の数に応じて磁化自由層の磁化の向き（電子スピンの向き）が変化する。一定の磁場内に配置された磁化自由層では、その磁化の向きを変更しようとしたときに、磁場によって拘束される安定な方向へ復元するように電子スピンに対してトルクが働き、特定の力で揺らされたときに、スピン歳差運動と呼ばれる振動が発生する。
【０００６】
近年、ＴＭＲ素子等の磁気抵抗効果素子に対して高い周波数の交流電流を流した場合において、磁化自由層に流れる交流電流の周波数と磁化の向きのスピン歳差運動の振動数とが一致したときに、強い共振が発生する現象（スピントルク強磁性共鳴）が発見された（非特許文献１参照）。また、磁気抵抗効果素子に外部から静磁界を印加し、かつこの静磁界の方向を磁化固定層の磁化の方向に対して層内で所定角度傾けた状態では、磁気抵抗効果素子は、ＲＦ電流（スピン歳差運動の振動数（共振周波数）と一致する周波数のＲＦ電流）が注入されたときに、注入されたＲＦ電流の振動の２乗に比例する直流電圧をその両端に発生させる機能、つまり、２乗検波機能（スピントルクダイオード効果）を発揮することが知られている。また、この磁気抵抗効果素子の２乗検波出力は、所定の条件下において半導体ＰＮ接合ダイオードの２乗検波出力を上回ることが知られている（非特許文献２参照）。
【０００７】
本願出願人は、磁気抵抗効果素子の２乗検波機能に着目して、低いローカルパワーで作動可能な混合器への用途を検討し、既に提案している（特許文献１、２参照）。さらに、本願出願人は磁気抵抗効果素子の２乗検波機能に、共振ピークに応じて乗算信号の出力が増減することを利用し、周波数選択フィルタの機能がある混合器を提案している（特許文献３参照）。
【０００８】
最近のスピントルクダイオードの研究において、外部磁界を膜面垂直方向から微小角度傾斜した状態で掛け、さらに直流バイアス電流を印加することにより、半導体を上回るダイオード特性が得られることが知られている（非特許文献３参照）。具体的に直流バイアス電流を印加した場合、スピントルクダイオードのダイオード感度は１２０００［ｍＶ／ｍＷ］］であり、半導体ダイオードのダイオード感度５００［ｍＶ／ｍＷ］を凌駕する。高周波応用において、上述のように磁気抵抗効果素子に直流バイアス電流を印加することで、ダイオード検波出力、混合器の乗算出力が大幅に向上できそうであり、工業的な応用が期待されていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００９−２４６６１５号公報
【特許文献２】特開２０１０−２７８７１３号公報
【特許文献３】特開２０１３−６５９８６号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】Nature, Vol.438, 17 November, 2005, pp.339-342
【非特許文献２】まぐね, Vol.2, No.6, 2007, pp.282-290
【非特許文献３】S Miwa et al Nat.mat.,10,1038,(2013)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記のような従来の磁気抵抗効果素子を応用したマイクロ波受信装置におけるスピントルクダイオードの検波出力またはスピントルクダイオードの混合器の乗算出力は、外乱要因等の影響によりその大きさにバラツキが生じることがあった。本発明は磁気抵抗効果素子に入力されたマイクロ波に振幅や位相の歪みがあっても、スピントルクダイオードの検波出力またはスピントルクダイオードの混合器の乗算出力を調整可能なマイクロ波受信装置および磁気抵抗効果デバイスを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成すべく本発明に係るマイクロ波受信装置は、マイクロ波が入力される磁気抵抗効果素子を有し、前記磁気抵抗効果素子は磁化自由層、磁化固定層、および前記磁化自由層と前記磁化固定層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、前記磁気抵抗効果素子に直流バイアス電流を印加する直流バイアス電流印加部とを有し、前記直流バイアス電流印加部は入力端子を備え、前記入力端子を介して前記直流バイアス電流印加部に印加する直流電圧を調整することで前記直流バイアス電流を可変できることを特徴とする。
【００１３】
上記特徴の本発明によれば、直流バイアス電流印加部が備える入力端子より印加する直流電圧を調整することで磁気抵抗効果素子に印加される直流バイアス電流を可変できるので、磁気抵抗効果素子のスピントルクダイオードの検波出力または磁気抵抗効果素子のスピントルクダイオード混合器の乗算出力を調整可能なマイクロ波受信装置を提供できる。
【００１４】
また、本発明に係るマイクロ波受信装置は、前記磁気抵抗効果素子が前記マイクロ波を検波して直流起電圧Ｖ１を生成し、前記Ｖ１に伴う電流が、インダクターおよびフィードバックの信号線を経由して前記直流バイアス電流印加部に注入される電流と、後段回路に出力される電流とに分流され、前記Ｖ１が前記インダクターおよび前記フィードバックの信号線を経由し前記直流バイアス電流印加部に与えられ、前記直流バイアス電流印加部が前記Ｖ１を一定に保つように前記直流バイアス電流を調整することを特徴とする。
【００１５】
上記特徴の本発明によれば、磁気抵抗効果素子がマイクロ波を検波して直流起電圧Ｖ１を生成し、Ｖ１が直流バイアス電流印加部に与えられ、Ｖ１を一定に保つように直流バイアス電流を調整することで、磁気抵抗効果素子に入力されるマイクロ波の大きさにバラツキがあっても、磁気抵抗効果素子の検波出力を一定にすることができる。
【００１６】
また、本発明に係るマイクロ波受信装置は、前記マイクロ波がI相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含み、前記多値シンボル伝送信号と異なる周波数のローカル波を生成するローカル発振器を有し、前記ローカル波は前記磁気抵抗効果素子に入力され、前記磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記ローカル波との乗算信号を出力する際に直流起電圧Ｖ２を生成し、前記乗算信号に伴う電流は、インダクターおよびフィードバックの信号線を経由して前記直流バイアス電流印加部に注入される電流と、後段回路に出力される電流に分流され、前記Ｖ２は前記インダクターおよび前記フィードバックの信号線を経由し前記直流バイアス電流印加部に与えられ、前記直流バイアス電流印加部は前記Ｖ２を一定に保つように前記直流バイアス電流を調整することを特徴とする。
【００１７】
上記特徴の本発明によれば、磁気抵抗効果素子が多値シンボル伝送信号とローカル波との乗算信号を出力する際に直流起電圧Ｖ２を生成し、Ｖ２が直流バイアス電流印加部に与えられ、Ｖ２を一定に保つように直流バイアス電流を調整することで、磁気抵抗効果素子に入力される多値シンボル伝送信号を含むマイクロ波の大きさにバラツキがあっても、磁気抵抗効果素子の乗算信号の出力を一定にすることができる。
【００１８】
また、本発明に係るマイクロ波受信装置は、復調フィルタをさらに有し、前記乗算信号は前記復調フィルタに入力され、前記復調フィルタは、前記多値シンボル伝送信号と前記ローカル波との周波数差である第１の周波数のＩ相発振信号を生成する第１の中間周波発振器と、前記第１の周波数のＱ相発振信号を生成する第２の中間周波発振器と、第１の中間周波混合器と、第２の中間周波混合器とを備え、前記第１の中間周波混合器は前記乗算信号における前記第１の周波数の信号と前記Ｉ相発振信号とを乗算したＩ相復調信号を出力し、前記第２の中間周波混合器は前記乗算信号における前記第１の周波数の信号と前記Ｑ相発振信号とを乗算したＱ相復調信号を出力することを特徴とする。
【００１９】
上記特徴の本発明によれば、乗算信号が復調フィルタに入力され、復調フィルタは第１及び第２の中間周波発振器と第１及び第２の中間周波混合器とを備えることでＩ相復調信号およびＱ相復調信号を出力することができ、さらに直流起電圧Ｖ２を利用して磁気抵抗効果素子の乗算信号の出力を一定にすることができることから、Ｉ相復調信号およびＱ相復調信号の出力も一定にすることができる。
【００２０】
また、本発明に係るマイクロ波受信装置は、復調フィルタを有し、前記マイクロ波はＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含み、前記復調フィルタは、前記多値シンボル伝送信号と異なる周波数のローカル波周波数のＩ相ローカル波と前記ローカル波周波数のＱ相ローカル波とを生成するローカル波生成部と、前記磁気抵抗効果素子としての第１の磁気抵抗効果素子と第２の磁気抵抗効果素子と、前記直流バイアス電流印加部としての第１の直流バイアス電流印加部と第２の直流バイアス電流印加部とを備え、前記第１の直流バイアス電流印加部は前記第１の磁気抵抗効果素子に前記直流バイアス電流としての第１の直流バイアス電流を印加し、前記第２の直流バイアス電流印加部は前記第２の磁気抵抗効果素子に前記直流バイアス電流としての第２の直流バイアス電流を印加し、前記Ｉ相ローカル波は前記第１の磁気抵抗効果素子に入力され、前記第１の磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記Ｉ相ローカル波とを乗算したＩ相復調信号を出力する際に直流起電圧Ｖ３を生成し、前記Ｑ相ローカル波は前記第２の磁気抵抗効果素子に入力され、前記第２の磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記Ｑ相ローカル波とを乗算したＱ相復調信号を出力する際に直流起電圧Ｖ４を生成し、前記I相復調信号に伴う電流は、第１のインダクターおよび第１のフィードバックの信号線を経由して前記第１の直流バイアス電流印加部に注入される電流と、後段回路に出力される電流とに分流され、前記Ｖ３は前記第１のインダクターおよび前記第１のフィードバックの信号線を経由して前記第１の直流バイアス電流印加部に与えられ、前記第１の直流バイアス電流印加部は前記Ｖ３を一定に保つように前記第１の直流バイアス電流を調整し、前記Ｑ相復調信号に伴う電流は、第２のインダクターおよび第２のフィードバックの信号線を経由して前記第２の直流バイアス電流印加部に注入される電流と、後段回路に出力される電流とに分流され、前記Ｖ４は前記第２のインダクターおよび前記第２のフィードバックの信号線を経由して前記第２の直流バイアス電流印加部に与えられ、前記第２の直流バイアス電流印加部は前記Ｖ４を一定に保つように前記第２の直流バイアス電流を調整することを特徴とする。
【００２１】
上記特徴の本発明によれば、復調フィルタが、Ｉ相ローカル波とＱ相ローカル波とを生成するローカル波生成部と、第１及び第２の磁気抵抗効果素子と、第１及び第２の直流バイアス電流印加部とを備えることで、Ｉ相復調信号を出力する際に直流起電圧Ｖ３を生成し、Ｑ相復調信号を出力する際に直流起電圧Ｖ４を生成することができ、Ｖ３及びＶ４がそれぞれ第１及び第２の直流バイアス電流印加部に与えられ、Ｖ３及びＶ４をそれぞれ一定に保つように第１及び第２の直流バイアス電流を調整することで、磁気抵抗効果素子に入力されるＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含むマイクロ波の大きさにバラツキがあっても、Ｉ相復調信号及びＱ相復調信号の出力を一定にすることができる。
【００２２】
また、本発明に係るマイクロ波受信装置は、前記マイクロ波がＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含み 、前記多値シンボル伝送信号は直角位相振幅変復調方式における情報伝送フレームに配置されたＢＰＳＫのパイロット・シンボルを含み、前記多値シンボル伝送信号と異なる周波数のローカル波を生成するローカル発振器、復調フィルタおよびベースバンドコントローラー部を有し、前記ローカル波は前記磁気抵抗効果素子に入力され、前記磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記ローカル波との乗算信号を出力し、前記乗算信号は前記復調フィルタに入力され、前記復調フィルタは、前記多値シンボル伝送信号と前記ローカル波との周波数差である第１の周波数のＩ相発振信号を生成する第１の中間周波発振器と、前記第１の周波数のＱ相発振信号を生成する第２の中間周波発振器と、第１の中間周波混合器と、第２の中間周波混合器とを備え、前記第１の中間周波混合器は前記乗算信号における前記第１の周波数の信号と前記Ｉ相発振信号とを乗算したＩ相復調信号を出力し、前記第２の中間周波混合器は前記乗算信号における前記第１の周波数の信号と前記Ｑ相発振信号とを乗算したＱ相復調信号を出力し、前記ベースバンドコントローラー部はアナログ・デジタル変換器とデジタル信号処理回路とを有し、前記アナログ・デジタル変換器は前記Ｉ相復調信号と前記Ｑ相復調信号とをアナログ・デジタル変換し、前記デジタル信号処理回路は、アナログ・デジタル変換された前記I相復調信号と前記Ｑ相復調信号とに基づいて前記パイロット・シンボルのＩ相振幅値を抽出して前記I相振幅値に対応した直流電圧Ｖ５を出力し、前記Ｖ５はフィードバックの信号線を経由して前記直流バイアス電流印加部に与えられ、前記直流バイアス電流印加部は前記Ｖ５を一定に保つように前記直流バイアス電流を調整することを特徴とする。
【００２３】
上記特徴の本発明によれば、復調フィルタが第１及び第２の中間周波発振器と第１及び第２の中間周波混合器とを備えることでＩ相復調信号およびＱ相復調信号を出力することができ、デジタル信号処理回路が、磁気抵抗効果素子に入力されるマイクロ波に含まれるパイロット・シンボルのＩ相振幅値を、アナログ・デジタル変換されたI相復調信号とＱ相復調信号とに基づいて抽出して、I相振幅値に対応した直流電圧Ｖ５を出力し、Ｖ５がフィードバックの信号線を経由して直流バイアス電流印加部に与えられ、Ｖ５を一定に保つように直流バイアス電流を調整することで、磁気抵抗効果素子に入力されるＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含むマイクロ波の大きさにバラツキがあっても、Ｉ相復調信号及びＱ相復調信号の出力を一定にすることができる。
【００２４】
また、本発明に係るマイクロ波受信装置は、復調フィルタおよびベースバンドコントローラー部を有し、前記マイクロ波はＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含み、前記多値シンボル伝送信号は直角位相振幅変復調方式における情報伝送フレームに配置されたＢＰＳＫのパイロット・シンボルを含み、前記復調フィルタは、前記多値シンボル伝送信号と異なる周波数のローカル波周波数のＩ相ローカル波と前記ローカル波周波数のＱ相ローカル波とを生成するローカル波生成部と、前記磁気抵抗効果素子としての第１の磁気抵抗効果素子と第２の磁気抵抗効果素子と、前記直流バイアス印加部としての第１の直流バイアス電流印加部と第２の直流バイアス電流印加部とを備え、前記第１の直流バイアス電流印加部は前記第１の磁気抵抗効果素子に前記直流バイアス電流としての第１の直流バイアス電流を印加し、前記第２の直流バイアス電流印加部は前記第２の磁気抵抗効果素子に前記直流バイアス電流としての第２の直流バイアス電流を印加し、前記Ｉ相ローカル波は前記第１の磁気抵抗効果素子に入力され、前記第１の磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記Ｉ相ローカル波とを乗算したＩ相復調信号を出力し、前記Ｑ相ローカル波は前記第２の磁気抵抗効果素子に入力され、前記第２の磁気抵抗効果素子は前記多値シンボル伝送信号と前記Ｑ相ローカル波とを乗算したＱ相復調信号を出力し、前記ベースバンドコントローラー部はアナログ・デジタル変換器とデジタル信号処理回路とを有し、前記アナログ・デジタル変換器は前記Ｉ相復調信号と前記Ｑ相復調信号とをアナログ・デジタル変換し、前記デジタル信号処理回路は、アナログ・デジタル変換された前記Ｉ相復調信号と前記Ｑ相復調信号とに基づいて前記パイロット・シンボルのＩ相振幅値を抽出して前記Ｉ相振幅値に対応した直流電圧Ｖ５を出力し、前記Ｖ５はフィードバックの信号線を経由して前記第１の直流バイアス電流印加部に与えられ、前記第１の直流バイアス電流印加部は前記Ｖ５を一定に保つように前記直流バイアス電流を調整し、前記第２の直流バイアス電流印加部は前記第１の直流バイアス電流に対応させて前記第２の直流バイアス電流を調整することを特徴とする。
【００２５】
上記特徴の本発明によれば、復調フィルタが、Ｉ相ローカル波とＱ相ローカル波とを生成するローカル波生成部と、第１及び第２の磁気抵抗効果素子と、第１及び第２の直流バイアス電流印加部とを備えることで、Ｉ相復調信号とＱ相復調信号を出力することができ、デジタル信号処理回路が、磁気抵抗効果素子に入力されるマイクロ波に含まれるパイロット・シンボルのＩ相振幅値を、アナログ・デジタル変換されたI相復調信号とＱ相復調信号とに基づいて抽出して、I相振幅値に対応した直流電圧Ｖ５を出力し、Ｖ５がフィードバックの信号線を経由して第１の直流バイアス電流印加部に与えられ、Ｖ５を一定に保つように第１の直流バイアス電流を調整し、第１の直流バイアス電流に対応させて第２の直流バイアス電流を調整することで、磁気抵抗効果素子に入力されるＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含むマイクロ波の大きさにバラツキがあっても、Ｉ相復調信号及びＱ相復調信号の出力を一定にすることができる。
【００２６】
また、本発明に係る磁気抵抗効果デバイスは、マイクロ波が入力される磁気抵抗効果素子を有し、前記磁気抵抗効果素子は磁化自由層、磁化固定層、および前記磁化自由層と前記磁化固定層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部と、前記磁気抵抗効果素子に直流バイアス電流を印加する直流バイアス電流印加部を有し、前記直流バイアス電流印加部は入力端子を備え、前記入力端子を介して前記直流バイアス電流印加部に印加する直流電圧を調整することで前記直流バイアス電流を可変できることを特徴とする。
【００２７】
さらに、前記磁気抵抗効果デバイスは、前記マイクロ波を検波して直流起電圧Ｖ６を生成し、前記直流起電圧Ｖ６に伴う電流は、インダクターおよびフィードバックの信号線を経由して前記直流バイアス電流印加部に注入される電流と、後段回路に出力される電流とに分流され、前記直流起電圧Ｖ６は前記インダクターおよび前記フィードバックの信号線を経由し前記直流バイアス電流印加部に与えられ、前記直流バイアス電流印加部は前記直流起電圧Ｖ６を一定に保つように前記直流バイアス電流を調整することを特徴としてもよい。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、磁気抵抗効果素子に入力されたマイクロ波に振幅や位相の歪みがあっても、スピントルクダイオードの検波出力またはスピントルクダイオードの混合器の乗算出力を調整可能なマイクロ波受信装置および磁気抵抗化デバイスを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第１の実施形態のマイクロ波受信装置の回路図。
【図２】磁気抵抗効果素子２の断面図。
【図３】電磁石コイルを磁気抵抗効果素子の上下に配置した磁場印加部の断面図。
【図４】磁場印加部と磁気抵抗効果素子との構成を示す構成図。
【図５】直流バイアス電流を重畳したときのダイオード感度を示す図。
【図６】本発明の第２の実施形態のマイクロ波受信装置の回路図。
【図７】本発明の第３の実施形態のマイクロ波受信装置の回路図。
【図８】本発明の第４の実施形態のマイクロ波受信装置の回路図。
【図９】本発明の第５の実施形態のマイクロ波受信装置の回路図。
【図１０】本発明の第５の実施形態の変形のマイクロ波受信装置の回路図。
【図１１】本発明の第６の実施形態のマイクロ波受信装置の回路図（ベースバンドコントローラ部を含む）。
【図１２】本発明の第７の実施形態のマイクロ波受信装置の回路図（ベースバンドコントローラ部を含む）。
【図１３】磁気抵抗効果素子２を実装した混合器評価治具と評価系装置の接続図。
【図１４】磁気抵抗効果素子２の混合特性。    （Ａ）２ＧＨｚマイクロ波信号Ｓ１と２．０５ＧＨｚローカル発振信号Ｓ２のスペクトル図。    （Ｂ）５０ＭＨｚ乗算信号Ｓ４のスペクトル図。
【図１５】位相偏移変調方式のＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫの星座図。
【図１６】直角位相振幅変調方式の１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの星座図
【図１７】１６ＱＡＭの振幅変動を表す星座図。
【図１８】１６ＱＡＭの位相角変動を表す星座図。
【図１９】１６ＱＡＭにおけるパイロット・シンボルのI軸、Ｑ軸の成分と位相角
【図２０】磁気抵抗効果素子２の混合特性の評価治具を使用し、ＯＦＤＭ波、５４Ｍｂｐｓ、６４ＱＡＭ直角位相振幅変調方式の信号波を与えたときの実験結果。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、図面を用いて本発明を実施するための形態の例を説明する。なお、以下の説明は本発明の実施形態の一部を例示するものであり、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではなく、形態が本発明の技術的思想を有するものである限り、本発明の範囲に含まれる。各実施形態における各構成及びそれらの組み合わせなどは一例であり、本発明の趣旨から逸脱しない範囲内で、構成の付加、省略、置換、およびその他の変更が可能である。また、各実施形態間で構成が同じものについては、同一の符号を用いてその説明を適宜省略する。
【００３１】
本発明の第１の実施形態において、図１はマイクロ波受信装置１００の回路図を示しているが、マイクロ波受信装置１００は、アンテナ素子１０１で受信したマイクロ波Ｓ１が入力される磁気抵抗効果素子２を有し、磁気抵抗効果素子２は磁化自由層２１、磁化固定層２３、および磁化自由層２１と磁化固定層２３との間に配設された非磁性スペーサー層２２を備え、磁化自由層２１に磁場を印加する磁場印加部３と、磁気抵抗効果素子２に直流バイアス電流ＤＣ１を印加する直流バイアス電流印加部１０を有し、直流バイアス電流印加部１０は入力端子７を備え、入力端子７を介して直流バイアス電流印加部１０に印加する直流電圧を調整することで直流バイアス電流ＤＣ１を変化させることができるようになっている。即ち、マイクロ波受信装置１００は、アンテナ素子１０１で受信したマイクロ波Ｓ１を検波または混合する磁気抵抗効果素子２と磁場印加部３と直流バイアス電流印加部１０とを備える。磁気抵抗効果素子２をスピントルクダイオード混合器として機能させる場合には、マイクロ波受信装置１００はローカル発振器１２およびキャパシタ５を備えるが、磁気抵抗効果素子２を検波器として機能させる場合はローカル発振器１２およびキャパシタ５は不要である。アンテナ素子１０１より受信したマイクロ波Ｓ１はキャパシタ４を経由し磁気抵抗効果素子２に入力される。磁気抵抗効果素子２をスピントルクダイオード混合器として機能させる場合には、ローカル発振器１２より生成されたローカル波がキャパシタ５を経由し磁気抵抗効果素子２に入力される。磁気抵抗効果素子２には、磁場印加部３により適切な磁場Ｈが印加され、マイクロ波Ｓ１の所望の周波数と磁気抵抗効果素子２の磁場Ｈに対する強磁性共鳴の周波数とが一致するように調整されたとき、大きな検波出力または乗算出力（いずれもＳ４）が得られる。さらにマイクロ波受信装置１００は、直流バイアス電流印加部１０と高周波カット用インダクター６を備え、磁気抵抗効果素子２に直流バイアス電流ＤＣ１がインダクター６を経由して印加することができる。磁気抵抗効果素子２は直流バイアス電流ＤＣ１を印加された場合、直流バイアス電流ＤＣ１が印加されないときと比べ、大きな検波出力または大きな乗算出力（いずれもＳ４）を出力することができる。直流バイス電流印加部１０は入力端子７を備え、入力端子７は直流電圧発生器８に繋がっている。直流電圧発生器８は任意の電圧を発生させることができ、入力端子７を介して直流バイアス電流印加部１０に印加する直流電圧を調整することができる。マイクロ波受信装置１００は、直流バイアス電流印加部１０に印加される直流電圧を調整することで直流バイアス電流ＤＣ１を変化させることができ、磁気抵抗効果素子２の検波出力または乗算出力（いずれもＳ４）を任意に変化させることができる。
【００３２】
本発明の第１の実施形態に係る磁気抵抗効果素子２（ＴＭＲ素子）の構成を図２に示しているが、磁気抵抗効果素子２は、磁化自由層２１、スペーサー層２２、磁化固定層２３を備える。さらに磁気抵抗効果素子２は、図２に示すように、キャップ層２５及びバッファ層２６を備え、各層が積層された状態で、上部電極２７と下部電極２８との間にあり、上部電極２７と下部電極２８はそれぞれ導電配線として左右に引き出された状態で配設されている。磁化自由層２１は膜面に対して法線方向に磁化され、磁化固定層２３は膜面に対して面内方向に磁化されている。この場合、磁化自由層２１は強磁性材料で感磁層として構成されている。スペーサー層２２は、非磁性スペーサー層であって、絶縁性を有する非磁性材料で構成されて、トンネルバリア層として機能する。なお、スペーサー層２２は、通常１ｎｍ以下の厚みで形成される。また、下部電極２８はグランドに接続されている。磁化自由層２１と磁化固定層２３の材料として、Ｆｅ（鉄）、Ｃｏ（コバルト）、Ｎｉ（ニッケル）、Ｃｒ（クロム）などの磁性金属と、その磁性合金からなるもので、さらに磁性合金にＢ（ボロン）を混入して飽和磁化を下げた合金などが挙げられる。
【００３３】
磁化固定層は磁化方向が固定された強磁性層（第２磁性層）２３ａ、Ｒｕ（ルテニウム）などの金属からなる非磁性層２３ｂ、および磁化方向が強磁性２３ａと逆向きとなるように固定された他の強磁性層（第１磁性層）２３ｃとを備え、強磁性層２３ｃがバッファ層２６の上部に接して位置するように各層が積層されて構成されている。一例として、磁化固定層２３の積層構成はＣｏＦｅ（コバルト鉄）−Ｒｕ（ルテニウム）−ＣｏＦｅ（コバルト鉄）の多層膜などが使用できる。
【００３４】
スペーサー層２２は単結晶ＭｇＯ層あるいは多結晶ＭｇＯｘ（０＜ｘ＜１）層（以下、「ＭｇＯ層」と称する。）により形成されていることが好ましい。
【００３５】
磁化自由層２１は、膜面に対して法線方向に高い保磁力を持つ磁性材料に対して、組成比の調整、不純物の添加、厚さの調整などを行って保磁力を下げて形成される。一例としてＣｏＦｅＢ（コバルト鉄ボロン）などの磁気異方性エネルギー密度が小さい磁性材料から構成してもよい。磁化自由層２１の共鳴運動をより大きく起こり易くするためには、その大きさを２００nm×２００nm角よりも小さくし、素子抵抗値も高周波伝送回路との整合を取るために、直流抵抗値において５０Ωに近付けることが好ましい。磁気抵抗効果素子２の一例としては、磁気自由層が等方性磁化状態（結晶磁気異方性の理由で、膜面方向より膜面法線方向に向かって磁化方向が４５°程度立ち上がっている）にあり、１２０nm×１２０nmほぼ円形で、無磁場の抵抗値が１２０Ω、MR変化率が約７０〜８０％程度であるものが挙げられる。
【００３６】
磁気抵抗効果素子２の膜面法線方向に磁場を印加する磁場印加部３の断面図を図３に示している。磁気抵抗効果素子２はその両端部に上部電極２７と下部電極２８を有し、磁場印加部３は、電磁石コイル３１ａ、電磁石コイル３１ｂが磁気抵抗効果素子２の上下に配置され、その周囲を磁気ヨーク３２ｂ、３２ｃが囲んで構成されている。電磁石コイル３１ａ、３１ｂはそのコイル通電電流を変えることで、磁気抵抗効果素子２に掛かる磁場の大きさを調整して磁気抵抗効果素子２の強磁性共鳴の中心周波数ｆ０を目的の周波数帯域に移動することができる。磁場印加部３は、電磁石コイル３１ａ、３１ｂの代わりに永久磁石を磁気抵抗効果素子２の上下に配置しても構成できる。
【００３７】
磁場印加部３の立体構造を図４に示している。図４では、電磁石コイル３１ａ、３１ｂを磁気抵抗効果素子２の上下に配置した磁場ヨーク３２と、磁場ヨーク３２を貫くように磁気抵抗効果素子２の上部電極２７、下部電極２８が存在しているが、隠れ線で磁気抵抗効果素子２と上部の電磁石コイル３１ａを示し、下部の電磁石コイル３１ｂは図示を省略している。上部電極２７には入力信号Ｓ３が印加され、上部電極２７から出力信号Ｓ４が取り出され、下部電極２８はグランドに結線されている。アンプ４０が、出力信号Ｓ４が取り出される後段回路に設けられている。後段回路のインピーダンスが高い場合は、アンプ４０はなくてもよい。例えば、磁気抵抗効果素子２の強磁性共鳴で生じた直流起電圧は、後段回路のインピーダンスが１０キロオーム以上ならば減衰は小さいが、１キロオーム以下になると急激に減衰する。
【００３８】
磁気抵抗効果素子２に直流バイアス電流を０．１ｍＡから０．３ｍＡまで印加したときのスピントルクダイオード効果のダイオード感度を図５に示している。ダイオード感度は任意スケールで表記しているが、上に行くほどダイオード感度が増加することを示している。ダイオード感度（単位：［Ｖ／Ｗ］）とは、（ダイオード感度＝スピントルクダイオード電圧（磁気抵抗効果素子が出力する直流電圧）／入力されたＲＦ電力）であり、ダイオード検波の特性指標になっている。例えば、直流バイアス電流を印加しないスピントルクダイオードのダイオード感度は６３０［ｍＶ／ｍＷ］］であり、直流バイアス電流を印加すると１２０００［ｍＶ／ｍＷ］］であり、１５〜２０倍ほどに増えることが知られている。また、ダイオード感度で得られる特性指標は、磁気抵抗効果素子２をスピントルクダイオード混合器として機能させる場合に磁気抵抗効果素子２が出力する乗算信号の大きさにも相関がある。
【００３９】
本実施形態によれば、直流バイアス電流印加部１０が備える入力端子７より印加する直流電圧を調整することで磁気抵抗効果素子２に印加される直流バイアス電流ＤＣ１を変化させることができるので、磁気抵抗効果素子２のスピントルクダイオードの検波出力または磁気抵抗効果素子２のスピントルクダイオード混合器の乗算出力を調整可能なマイクロ波受信装置１００を提供できる。
【００４０】
本発明の第２の実施形態において、図６はマイクロ波受信装置２００の回路図を示しているが、マイクロ波受信装置２００において、磁気抵抗効果素子２がマイクロ波Ｓ１を検波して直流起電圧Ｖ１を生成し、Ｖ１に伴う電流は、インダクター９およびフィードバックの信号線ＦＢを経由して直流バイアス電流印加部１０に注入される電流ＦＢｉと、後段回路に出力される電流Ｓ４ｏｕｔとに分流され、Ｖ１はインダクター９およびフィードバックの信号線ＦＢを経由し直流バイアス電流印加部１０に与えられ、直流バイアス電流印加部１０はＶ１を一定に保つように直流バイアス電流ＤＣ１を調整するようになっている。即ち、マイクロ波受信装置２００は、アンテナ素子１０１で受信したマイクロ波Ｓ１がキャパシタ４を経由し、さらに直流バイアス電流印加部１０より印加される直流バイアス電流ＤＣ１がインダクター６を経由し、マイクロ波Ｓ１と直流バイアス電流ＤＣ１とを合わせた信号Ｓ３が磁気抵抗効果素子２に入力され、マイクロ波Ｓ１を磁気抵抗効果素子２で検波し、検波出力Ｓ４を生成するが、検波出力Ｓ４に伴う電流はインダクター９およびフィードバックの信号線ＦＢを経由して直流バイアス電流印加部１０に注入する電流ＦＢｉと後段回路に出力する電流Ｓ４ｏｕｔとに分流される。検波出力Ｓ４はインダクター９を介して直流起電圧Ｖ１が抽出され、直流起電圧Ｖ１はフィードバックの信号線ＦＢを経由し、直流バイアス電流印加部１０に与えられる。直流バイアス電流印加部１０は直流起電圧Ｖ１を一定に保つように直流バイアス電流ＤＣ１を調整する。
【００４１】
そのため、磁気抵抗効果素子２は、アンテナ素子１０１で受信され磁気抵抗効果素子２に入力されるマイクロ波Ｓ１の信号レベルが外乱要因等でバラツキがあったとしても、磁気抵抗効果素子２は、常に一定の検波出力Ｓ４を出力することができ、オートゲイン制御を実現できる。
【００４２】
本発明の第３の実施形態において、図７はマイクロ波受信装置３００の回路図を示しているが、マイクロ波受信装置３００において、マイクロ波Ｓ１はＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含み、多値シンボル伝送信号の中心周波数の近傍の周波数のローカル波Ｓ２を生成するローカル発振器１２を有し、ローカル波Ｓ２は磁気抵抗効果素子２に入力され、磁気抵抗効果素子２は多値シンボル伝送信号とローカル波Ｓ２との乗算信号Ｓ４を出力する際に直流起電圧Ｖ２を生成し、乗算信号Ｓ４に伴う電流は、インダクター９およびフィードバックの信号線ＦＢを経由して直流バイアス電流印加部１０に注入される電流ＦＢｉと、後段回路に出力される電流Ｓ４ｏｕｔとに分流され、Ｖ２はインダクター９およびフィードバックの信号線ＦＢを経由し直流バイアス電流印加部１０に与えられ、直流バイアス電流印加部１０はＶ２を一定に保つように直流バイアス電流ＤＣ１を調整するようになっている。即ち、マイクロ波受信装置３００において、アンテナ素子１０１より受信した多値シンボル伝送信号を含むマイクロ波Ｓ１とローカル発振器１２より生成されたローカル波Ｓ２はそれぞれキャパシタ４，５を経由する。さらに直流バイアス電流印加部１０より印加される直流バイアス電流ＤＣ１はインダクター６を経由する。そして、マイクロ波Ｓ１とローカル波Ｓ２と直流バイアス電流ＤＣ１とを合わせた信号Ｓ３が磁気抵抗効果素子２に入力される。磁気抵抗効果素子２は磁場印加部３より磁場Ｈを受けて、所望の周波数帯域において強磁性共鳴を起こし、ＲＦ信号Ｓ１（周波数：ｆ１）とローカル信号Ｓ２（周波数：ｆ２）の乗算信号Ｓ４を出力するが、以下の理由で、乗算信号Ｓ４より（ｆ１−ｆ２）の中間周波信号を多く抽出することができる。磁気抵抗効果素子２は、乗算信号Ｓ４の周波数成分として、（ｆ１＋ｆ２）、（ｆ１−ｆ２）、２×ｆ１、２×ｆ２、３×ｆ１、３×ｆ２、・・・を生成するが、自己共振特性を持つキャパシタ４，５を適切に選ぶことにより、周波数的に高い成分ｆ１、ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）、２×ｆ１、２×ｆ２、３×ｆ１、３×ｆ２、・・・はＧＨｚ帯域のためキャパシタ通過を可能とし、周波数的に数１０ＭＨｚと低い成分（ｆ１−ｆ２）はキャパシタ遮断が起こり、周波数的に高い成分ｆ１、ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）、２×ｆ１、２×ｆ２、３×ｆ１、３×ｆ２、・・・は最終的に５０オームインピーダンスに到達し大きく減衰するのに対して、周波数的に低い成分（ｆ１−ｆ２）はほとんど減衰せずに後段回路に送ることができる。乗算信号Ｓ４は、周波数的に低い成分（ｆ１−ｆ２）の中間周波信号が相対的に大きく占める。
【００４３】
乗算信号Ｓ４に伴う電流はインダクター９およびフィードバックの信号線ＦＢを経由して直流バイアス電流印加部１０に注入する電流ＦＢｉと後段回路に出力する電流Ｓ４ｏｕｔとに分流される。乗算出力Ｓ４はインダクター９を介して直流起電圧Ｖ２が抽出され、直流起電圧Ｖ２はフィードバックの信号線ＦＢを経由し直流バイアス電流印加部１０に与えられる。直流バイアス電流印加部は直流起電圧Ｖ２を一定に保つように直流バイアス電流を調整する。そのため、磁気抵抗効果素子２は、アンテナ素子１０１で受信された磁気抵抗効果素子２に入力される多値シンボル伝送信号を含むマイクロ波Ｓ１の入力信号レベルが外乱要因等でバラツキがあったとしても、磁気抵抗効果素子２は、常に一定の乗算出力Ｓ４を出力することができ、オートゲイン制御を実現できる。
【００４４】
本発明の第４の実施形態において、図８はマイクロ波受信装置５００の回路図を示しているが、マイクロ波受信装置５００は、第３の実施形態のマイクロ波受信装置３００に加えて、復調フィルタ３５０をさらに有したものであり、マイクロ波受信装置３００で出力された乗算信号Ｓ４が後段の復調フィルタ３５０に入力される。復調フィルタ３５０は、Ｉ相発振信号Ｓ５を生成する第１の中間周波発振器１６と、Ｉ相発振信号Ｓ５の周波数と等しく、９０°位相が進んでいるＱ相発振信号Ｓ７を生成する第２の中間周波発振器１８と、第１の中間周波混合器１５と、第２の中間周波混合器１７とを備え、第１の中間周波混合器１５は乗算信号Ｓ４とＩ相発振信号Ｓ５とを乗算した Ｉ相復調信号Ｓ６を出力し、第２の中間周波混合器１７は乗算信号Ｓ４とＱ相発振信号Ｓ７とを乗算したＱ相復調信号Ｓ８を出力するようになっている。マイクロ波受信装置５００は、第３の実施形態と同じく磁気抵抗効果素子２がダウンコンバージョン型の混合器として機能し、磁気抵抗効果素子２が出力する乗算信号Ｓ４に伴う電流はインダクター９およびフィードバックの信号線ＦＢを経由して直流バイアス電流印加部１０に注入する電流ＦＢｉと後段の復調フィルタ３５０に入力する電流とに分流される。乗算信号Ｓ４は、周波数的に低い成分（ｆ１−ｆ２）の中間周波信号が相対的に大きく占め、さらに後段回路の復調フィルタ３５０の中のＩ相の中間周波混合器１５及びＱ相の中間周波混合器１７に入力される。さらに、復調フィルタ３５０は入力される乗算信号Ｓ４の大きさに比例してＩ相の復調信号Ｓ７、Ｑ相の復調信号Ｓ８を出力する。そのため、磁気抵抗効果素子２は、第３の実施形態と同じくフィードバック信号線ＦＢを経由して、常に一定の乗算信号Ｓ４を出力するように構成されているため、マイクロ波受信装置５００は、アンテナ素子１０１で受信された多値シンボル伝送信号を含むマイクロ波Ｓ１の入力信号レベルが外乱要因等でバラツキがあったとしても、常に一定のＩ相の復調信号Ｓ７、Ｑ相の復調信号Ｓ８を出力することができ、オートゲイン制御を実現できる。
【００４５】
本発明の第５の実施形態において、図９はマイクロ波受信装置６００の回路図を示しているが、マイクロ波受信装置６００は、磁気抵抗効果素子２ａ、２ｂが周波数ダウンコンバードとＩ相、Ｑ相の復調フィルタとしての機能を兼ね備える、即ちダイレクトコンバージョン型の混合器として動作させていることに特徴がある。マイクロ波受信装置６００において、マイクロ波Ｓ１はＩ相、Ｑ相の２つの直交搬送波で伝送されるが多値シンボル伝送信号を含み、マイクロ波Ｓ１はキャパシタ４ａ、４ｂを経由して、磁気抵抗効果素子２ａ、２ｂに入力され、さらに多値シンボル伝送信号の中心周波数の近傍の周波数のI相ローカル発振信号Ｓ２ａを生成するローカル波発振器１２ａと、Ｉ相ローカル発振信号Ｓ２ａの周波数が等しく、９０°位相が進んでいるＱ相ローカル発振信号Ｓ２ｂを生成するローカル波発振器１２ｂとを有し、Ｉ相ローカル発振信号Ｓ２ａ、Ｑ相ローカル発振信号Ｓ２ｂはキャパシタ５ａ、５ｂを経由して、磁気抵抗効果素子２ａ、２ｂに入力され、さらに直流バイアス電流ＤＣ１、ＤＣ２を生成する直流バイアス電流印加部１０ａ、１０ｂを有し、直流バイアス電流ＤＣａ、ＤＣｂはインダクター６ａ、６ｂを経由し、磁気抵抗効果素子２ａ、２ｂに入力される。マイクロ波Ｓ１とローカル発振信号Ｓ２ａと直流バイアス電流ＤＣａとを合わせた信号Ｓ３ａが、磁気抵抗効果素子２ａに入力されると乗算信号Ｓ４ａが発生し、マイクロ波Ｓ１とローカル発振信号Ｓ２ｂと直流バイアス電流ＤＣｂとを合わせた信号Ｓ３ｂが、磁気抵抗効果素子２ｂに入力されると乗算信号Ｓ４ｂが発生するが、乗算信号のそれぞれＳ４ａ、Ｓ４ｂは復調フィルタ３５０のＩ相復調信号の出力、Ｑ相復調信号の出力に相当している。尚、マイクロ波Ｓ１の伴う電流は、磁気抵抗効果素子２ａ、２ｂに流れ込むように分流されている。
【００４６】
乗算信号Ｓ４ａに伴う電流は、インダクター９ａおよびフィードバックの信号線ＦＢａを経由して直流バイアス電流印加部１０ａに注入される電流ＦＢａｉと、後段部に出力される電流とに分流される。乗算出力Ｓ４ａはインダクター９ａを介して直流起電圧Ｖ３が抽出され、直流起電圧Ｖ３はフィードバックの信号線ＦＢａを経由して直流バイアス電流印加部１０ａに与えられる。直流バイアス電流印加部１０ａはＶ３を一定に保つように直流バイアス電流ＤＣａを調整する。そのため、磁気抵抗効果素子２ａはアンテナ素子１０１で受信されて磁気抵抗効果素子２ａに入力される多値シンボル伝送信号を含むマイクロ波Ｓ１の入力信号レベルが外乱要因等でバラツキがあったとしても、磁気抵抗効果素子２ａは常に一定の乗算出力Ｓ４ａを出力することができ、オートゲイン制御が実現できる。
【００４７】
乗算信号Ｓ４ｂに伴う電流は、インダクター９ｂおよびフィードバックの信号線ＦＢｂを経由して直流バイアス電流印加部１０ｂに注入される電流ＦＢｂｉと、後段部に出力される電流とに分流される。乗算出力Ｓ４ｂはインダクター９ｂを介して直流起電圧Ｖ４が抽出され、直流起電圧Ｖ４はフィードバックの信号線ＦＢｂを経由して直流バイアス電流印加部１０ｂに与えられる。直流バイアス電流印加部１０ｂはＶ４を一定に保つように直流バイアス電流ＤＣｂを調整する。そのため、磁気抵抗効果素子２ｂはアンテナ素子１０１で受信されて磁気抵抗効果素子２ｂに入力される多値シンボル伝送信号を含むマイクロ波Ｓ１の入力信号レベルが外乱要因等でバラツキがあったとしても、磁気抵抗効果素子２ｂは常に一定の乗算出力Ｓ４ｂを出力することができ、オートゲイン制御が実現できる。
【００４８】
本発明の第５の実施形態の変形例であるが、図１０はマイクロ波受信装置７００の回路図を示している。マイクロ波受信装置は、第５の実施形態と同じく、磁気抵抗効果素子２ａ、２ｂが周波数ダウンコンバードとＩ相、Ｑ相の復調フィルタとしての機能を兼ね備える、即ちダイレクトコンバージョン型の混合器として動作させている。第５の実施形態との違いは、Ｉ相、Ｑ相のローカル発振器１２ａ、１２ｂの代わりに、１つのローカル発振器１２と９０度位相シフター１１に置き換えて使用していることであるが、１つの発振器がＩ相、Ｑ相のローカル発振信号Ｓ２ａ、Ｓ２ｂの信号源にすることで、周波数ズレ等がなくなり安定する。第５の実施形態と同じく、アンテナ素子１０１で受信されて磁気抵抗効果素子２ａ、２ｂに入力される多値シンボル伝送信号を含むマイクロ波Ｓ１の入力信号レベルが外乱要因等でバラツキがあったとしても、磁気抵抗効果素子２ａ、２ｂは常に一定の乗算出力Ｓ４ａ、Ｓ４ｂを出力することができ、オートゲイン制御が実現できる。
【００４９】
本発明の第６の実施形態において、図１１はマイクロ波受信装置８００の回路図を示しているが、マイクロ波受信装置８００は、第４の実施形態のＲＦレシーバと復調フィルタの混載回路５００の一部改良に加えて、ベースバンドコントローラ部４００をさらに有したものであり、復調フィルタ３５０で出力されたＩ相復調信号Ｓ７、Ｑ相復調信号Ｓ８が後段のベースバンドコントローラ部４００に入力される。第４の実施形態のＲＦレシーバと復調フィルタの混載回路５００の一部改良とは、磁気抵抗効果素子２より生成される乗算出力Ｓ４と、乗算出力Ｓ４に伴う電流の一部をインダクター９に導き、乗算出力Ｓ４の直流起電圧Ｖ２がインダクター９およびフィードバックの信号線ＦＢを経由し直流バイアス電流印加部１０に与えられていたところが変わり、ベースバンドコントローラ部４００より出力される直流電圧Ｖ５がフィードバックの信号線ＦＢを経由し直流バイアス電流印加部１０に与えられるように変更されている。また、マイクロ波Ｓ１はＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含み、多値シンボル伝送信号は直角位相振幅変復調方式（ＱＡＭ；quadrature amplitude modulation）における情報伝送フレームに配置されたＢＰＳＫ（binary phase-shift keying）のパイロット・シンボル４２を含んでいる。
【００５０】
ベースバンドコントローラー部４００はアナログ・デジタル変換器とデジタル信号処理回路（ＤＳＰ）とを有し、アナログ・デジタル変換器はＩ相復調信号とＱ相復調信号とを時系列毎にアナログ・デジタル変換し、Ｉ相振幅値Ｘ0、Ｘ1、Ｘ2、・・・、ＸtとＱ相振幅値Ｙ0、Ｙ1、Ｙ2、・・・、Ｙtとを抽出する。デジタル信号処理回路は、I相振幅値Ｘ0、Ｘ1、Ｘ2、・・・、ＸtとＱ相振幅値Ｙ0、Ｙ1、Ｙ2、・・・、Ｙtとを時系列に並べ、そこからガードインターバル等の特徴のあるパターン検出のため相関計算を行い、情報伝送フレームの開始位置を見つけ出し、情報伝送フレーム中のパイロット・シンボルと情報のデータ・シンボルとを分離抽出する。一般に、アンテナ素子１０１で受信されたマイクロ波Ｓ１には、何らかの外的要因により歪みが生じており、図１７に示すような振幅ずれ、図１８に示すような位相角ずれ、またはその両方が観測される。デジタル信号処理回路は、情報伝送フレーム中のパイロット・シンボルの抽出した直後に、パイロット・シンボルの瞬時のＩ相振幅値ＸtとＱ相振幅値Ｙtと用いて、以下の２つの計算を実行する。位相角ずれ：θpilot＝ａｒｃｔａｎ（Ｙt／Ｘt）を計算し、図１９に示すように位相角ずれθpilotを求める。現時点のパイロット・シンボルの振幅値：√（Ｘｔ＊Ｘｔ＋Ｙｔ＊Ｙｔ）を計算し、図１９に示すようにパイロット・シンボル点４２と原点との距離、即ち振幅ずれを含んだパイロット・シンボルのＩ相振幅値を求める。さらに、ゲインのフィードバックのため、パイロット・シンボルの振幅ずれ：√（Ｘｔ＊Ｘｔ＋Ｙｔ＊Ｙｔ）−（パイロット・シンボルのI相振幅値の規定値）を計算し、その値に比例した直流電圧Ｖ５を生成する。直流電圧Ｖ５はフィードバックの信号線ＦＢを経由し直流バイアス電流印加部１０に与えられる。直流バイアス電流印加部１０は直流電圧Ｖ５を一定に保つように直流バイアス電流ＤＣ１を調整するように構成される。そのため、磁気抵抗効果素子２は、アンテナ素子１０１で受信したマイクロ波の入力信号レベルが外乱要因でバラツキがあったとしても、常に一定のＩ相の復調信号Ｓ７及びＱ相の復調信号Ｓ８を出力することができ、オートゲイン制御を実現できる。
【００５１】
デジタル信号処理回路は、パイロット・シンボルの振幅ずれ及び位相角ずれθpilotを使い、情報のデータ・シンボルに対しても歪み補正を行うが、それにより直角位相振幅変復調方式（ＱＡＭ）で散在した情報のデータ・シンボル点が正しい位置に再配置される。デジタル信号処理回路は、直角位相振幅変復調方式（ＱＡＭ）を復調するために、確率密度を考慮する最尤検出を行うViterbi誤り訂正を実行し、多値の数値化処理を進めることができる。本発明のマイクロ波受信装置８００は、オートゲイン制御機能が可能であるため、直角位相振幅変復調方式（ＱＡＭ）における多値シンボル伝送の受信精度が安定し、通信速度を飛躍的に高めることができる。
【００５２】
本発明の第７の実施形態において、図１２はマイクロ波受信装置９００の回路図を示しているが、マイクロ波受信装置９００は第５の実施形態のＲＦレシーバと復調フィルタの混載回路６００の一部改良に加えて、第６の実施形態のベースバンドコントローラ部４００を有したものであり、復調フィルタ３５０で出力されたＩ相復調信号Ｓ４ａ、Ｑ相復調信号Ｓ４ｂが後段のベースバンドコントローラ部４００に入力される。第５の実施形態のＲＦレシーバと復調フィルタの混載回路６００の一部改良とは、磁気抵抗効果素子２ａ、２ｂより生成される乗算出力Ｓ４ａ、Ｓ４ｂにおいて、乗算出力Ｓ４ａ、Ｓ４ｂに伴う電流の一部をインダクター９ａ、９ｂに導き、乗算出力Ｓ４ａ、Ｓ４ｂの直流起電圧Ｖ３、Ｖ４がインダクター９ａ、９ｂおよびフィードバックの信号線ＦＢａ、ＦＢｂをそれぞれ経由し直流バイアス電流印加部１０ａ、１０ｂに与えられていたところが変わり、ベースバンドコントローラ部４００より出力される直流電圧Ｖ５がフィードバックの信号線ＦＢを経由し直流バイアス電流印加部１０ａ、１０ｂに与えられるように変更されている。また、マイクロ波Ｓ１はＩ相とＱ相の２つの直交搬送波で伝送される多値シンボル伝送信号を含み、多値シンボル伝送信号は直角位相振幅変復調方式（ＱＡＭ）における情報伝送フレームに配置されたＢＰＳＫのパイロット・シンボル４２を含んでいる。
【００５３】
マイクロ波受信装置９００は、磁気抵抗効果素子２ａ、２ｂが第５の実施形態と同じくダイレクトコンバージョン型の混合器として機能し、ベースバンドコントローラ部４００が第６の実施形態と同じく直流電圧Ｖ５を生成し、直流電圧Ｖ５はフィードバックの信号線ＦＢを経由し直流バイアス電流印加部１０に与えられる。直流バイアス電流印加部１０は直流電圧Ｖ５を一定に保つように直流バイアス電流ＤＣａ、ＤＣｂを調整するように構成される。そのため、磁気抵抗効果素子２は、アンテナ素子１０１で受信したマイクロ波Ｓ１の入力信号レベルが外乱要因でバラツキがあったとしても、常に一定のＩ相復調信号Ｓ４ａ及びＱ相復調信号Ｓ４ｂを出力することができ、オートゲイン制御を実現できる。本発明のマイクロ波受信装置９００は、オートゲイン制御機能が可能であるため、直角位相振幅変復調方式（ＱＡＭ）における多値シンボル伝送の受信精度が安定し、通信速度を飛躍的に高めることができる。
【００５４】
本発明の実施形態に係る評価治具を図１３に示しているが、磁気抵抗効果素子２はダウンコンバージョン型の混合器として混合特性を評価するため、マイクロ波Ｓ１、ローカル信号Ｓ２、乗算信号Ｓ４をそれぞれ観測した。マイクロ波Ｓ１はネットワークアナライザ（アジレント社：型名８７２０ＥＳ）５１で生成し、キャパシタ４（ＴＤＫ社製：１００５型チップキャパシタ）を経由し、ＳＭＡ端子５２に入力される。ローカル信号Ｓ２はローカル信号発生器（アジレント社製：型名８３６２０Ｂ）１２で生成し、キャパシタ５（同じくＴＤＫ社製：１００５型チップキャパシタ）を経由し、ＳＭＡ端子５２に入力される。さらに直流電流ＤＣ１は、直流電流源（アドバンテスト社製：型名Ｒ６１４４）１０は交流カット用インダクターを経由し、ＳＭＡ端子５２に入力される。入力された信号は、評価治具上のＳＭＡ端子５２を通じて、伝送線路Ｌ１及びＬｍのマイクロストリップラインに注入される。磁気抵抗効果素子２は伝送線路Ｌｍおよびグランドプレーン５３間にボンディングワイヤ５４によって接続される。さらに評価治具は、伝送路Ｌ１、Ｌｍに接続されたλ／４スタブライン５５およびこのλ／４スタブライン５５に接続された扇型のλ／４スタブ５６で所望の周波数カットフィルタを構成し、乗算信号の取り出し端Ｓ４に到達するまでに入力信号Ｓ１とＳ２を減衰させる。λは、ローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）の波長である。磁気抵抗効果素子２で発生する信号（ｆ１＋ｆ２）、（ｆ１−ｆ２）、２×ｆ１、２×ｆ２、３×ｆ１、３×ｆ２、・・・に対して、周波数成分ｆ１、ｆ２は他の周波数成分は非常に大きい信号であるため、十分に減衰させる必要がある。
【００５５】
本発明の実施形態に係る評価治具を用いた実験によれば、図１４（Ａ）に示すように、ＲＦ信号Ｓ１（周波数ｆ１＝２．０５ＧＨｚ）、およびローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝２．０ＧＨｚ）を入力したとき、磁気抵抗効果素子２は、図１４（Ｂ）に示すように、乗算信号Ｓ４（周波数（ｆ１−ｆ２）＝５０ＭＨｚ）を発生させることができる。さらに磁気抵抗効果素子２は、直流バイアス電流を０．１ｍＡ〜０．３ｍＡ程度印加するとこの乗算信号をさらに大きく増大させることができる。
【００５６】
本発明の実施形態において、磁気抵抗効果素子２は混合器として応用され、位相偏移変調方式を実現する方法を論じる。図１５は、位相偏移変調方式のＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫの星座図（Ｉ軸とＱ軸との直交座標）の例であるが、情報伝送の搬送波が周波数一定且つ振幅一定で、位相のみ変化させる必要がある。磁気抵抗効果素子２の混合器は、磁化自由層に印加される磁場強さにより共振周波数が決まるため、仮にアンテナ素子１０１で受信されたマイクロ波Ｓ１の高速な周波数の変化するような場合、磁場強さの調整が必要なため共振周波数が追従できないところがある。また位相偏移変調方式は振幅も一定であるため、磁気抵抗効果素子２の混合器として安定動作が期待できる。
【００５７】
本発明の実施形態において、磁気抵抗効果素子２は混合器として応用され、直角位相振幅変調方式を実現する方法を論じる。図１６は、直角位相振幅変調方式の１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの星座図（I軸とＱ軸との直交座標）であるが、黒丸で示される情報データ・シンボル４１と、白丸で示されるパイロット・シンボル４２が存在している。パイロット・シンボル４２は、情報を含まない特別なシンボルであり、伝送信号フレームの先頭に配置され、その後方にデータ・シンボル４１が配置される。パイロット・シンボルは伝送路歪みの状態を確認することが目的である。データ・シンボルは、パイロット・シンボル補正を活用することで精度よく多値の数値化を実現することができる。図１７及び図１８は直角位相振幅変調方式の１６ＱＡＭにおける伝送路歪みを表現する。図１７は、トンネルや障害物などが伝送路上に存在して振幅変動するような例を示しているが、パイロット・シンボル及びデータ・シンボルがグラフ上の原点から近くに寄ったり、遠く離れたり移動する。パイロット・シンボルの振幅ずれ（変動量）を定量的に知るために、Ｉ軸上Ｘ０、Ｘ１、Ｘ２をプロットし、パイロット・シンボルの元の位置（振幅規定値）より、どれだけ離れたか測定し計算処理する。図１８は、伝送路距離がビル建物の反射や迂回、ドップラー効果などの外的要因で位相角が変動してしまう例を示しているが、パイロット・シンボルがＩ相とＱ相の直交座標系を回転する。パイロット・シンボルの位相角ずれ（変動量）を定量的に知るために、Ｒ０、Ｒ１、Ｒ２をプロットし、パイロット・シンボルの元の位置より、どれだけ離れたか測定し計算処理する。図１９は、パイロット・シンボルのＩ相振幅値ＸtとＱ相振幅値Ｙtを抽出し、位相角のずれ：θpilot＝ａｒｃｔａｎ（Ｙt／Ｘt）を計算する様子を示している。位相角ずれに応じた直流電圧を生成し、フィードバック線路を用いて、ＶＣＯ（voltage control oscillator ）型のローカル発振器１２を備えることで、位相角ずれの修正が出来るが、詳細は省略する。
【００５８】
図２０は、本発明の実施形態において、磁気抵抗効果素子２を実装した評価治具を使用し、マイクロ波信号５４Ｍｂｐｓ、ＯＦＤＭ波、６４ＱＡＭ直角位相振幅変調方式による信号波を与えた時の実験結果を示している。４分割された画面は、ＥＶＭ評価装置（アジレント社：型名Ｎ９０２０Ａ）のモニタ画面であるが、左上が６４ＱＡＭ信号星座図の様子、右上が時間域のＯＦＤＭ波の様子、左下が周波数域のＯＦＤＭ波の様子、右下がＥＶＭ評価（ＥＶＭ；Error Vector Measurements）の算出値の様子を表示している。６４ＱＡＭ信号星座図は、６４個の情報データ・シンボルと、Ｉ軸上付近にハイライトで示される２個のパイロット・シンボルが観測できる。尚、実験に使用した測定機器は、スペシャルファンクション発振器（アジレント社：型名Ｎ５１８２Ａ）５１と、ローカル発振器（アジレント社：型名８３６２０Ｂ）１２と、直流電流源（アドバンテスト社製：型名Ｒ６１４４）１０と、図６で示したマイクロ波受信装置と、前記のＥＶＭ評価装置（アジレント社：型名Ｎ９０２０Ａ）である。スペシャルファンクション発振器５１はＯＦＤＭ波Ｓ１を生成し、ローカル信号発生器１２はローカル信号Ｓ２を生成し、直流電流源１０は直流バイアス電流ＤＣ１を生成している。それらは評価治具上のＳＭＡ端子５２を通じて、マイクロストリップラインＬ１及びＬｍに注入され、磁気抵抗効果素子２に印加される。磁気抵抗効果素子２はダウンコンバージョン型の混合器として機能し、乗算信号Ｓ４を生成する。乗算信号Ｓ４はＥＶＭ評価装置で読み取られて、ＥＶＭ評価装置内でＯＦＤＭ復調し、即ち、ガードインターバル抽出の相関処理とＦＦＴ変換計算とＩ相及びＱ相の復調フィルタ等を経て、ＸＹリサージュ図に投影される。この実験の結果、磁気抵抗効果素子２の混合器で６４ＱＡＭの信号星座図を再現できたが、ＥＶＭ値で−２０．５５ｄＢが得られた。磁気抵抗効果素子２の持つ変復調特性において、マイクロ波信号５４Ｍｂｐｓ、ＯＦＤＭ波、６４ＱＡＭ直角位相振幅変調方式による信号波の受信性能を初めて確認できた共に、位相追従性・振幅追従性の可能性が十分にあることを知ることができた。
【００５９】
上述の実施形態においてはマイクロ波受信装置について説明をしたが、本発明はマイクロ波受信装置に限定されない。例えば、上述の実施形態と同様の構成により、フィルタや周波数変換装置、ゲインコントローラ、発振器、ダイオード検波器などとして用いることのできる磁気抵抗効果デバイスを実現することが可能であることは、説明するまでもなく自明である。
【符号の説明】
【００６０】
２、２ａ、２ｂ  磁気抵抗効果素子
３、３ａ、３ｂ  磁場印加部
４、４ａ、４ｂ  アンテナ側インピーダンス回路
５、５ａ、５ｂ  ローカル発振器側インピーダンス回路
６、６ａ、６ｂ  高周波カット用インダクター
７、７ａ、７ｂ  入力端子
８  任意の直流電圧発生器
９、９ａ、９ｂ  高周波カット用インダクター
１０、１０ａ、１０ｂ  直流バイアス電流印加部
１０ａｂ  ２つの内部電流源を持つ直流バイアス電流印加部
１１  ９０度位相器
１２  ローカル用の発振器
１５  Ｉ相の中間周波混合器
１６  Ｉ相のローカル発振器
１７  Ｑ相の中間周波混合器
１８  Ｑ相のローカル発振器
２１  磁化自由層
２２  スペーサー層、トンネルバリア層
２３  磁化固定層
２３ａ  ＩＮＮＥＲ側強磁性層（第１磁性層）
２３ｂ  Ｒｕ（ルテニウム）などの非磁性層
２３ｃ  ＯＵＴＥＲ側強磁性層（第２磁性層）
２５  キャップ層
２６  バッファ層
２７  上部電極
２８  下部電極
３１、３１ａ、３１ｂ  電磁石コイル
３２、３２ａ、３２ｂ  磁気ヨーク筐体
４１  １６ＱＡＭのデータ・シンボル
４２  １６ＱＡＭのパイロット・シンボル
４６  ６４ＱＡＭのデータ・シンボル
４７  ６４ＱＡＭのパイロット・シンボル
５１  評価テスト用信号源
５２  基板コネクタ
５３  グランドプレーン
５４  磁気抵抗効果素子２を接続するための金線ワイヤーボンディング引き出し線
５５  λ／４長のストリップライン（ＲＦ入力信号除去のため）
５６  λ／４長の扇型スタブ（ＲＦ入力信号除去のため）
５８  混合器出力を取り出すためのストリップライン・パターン
１００、２００、３００  ＲＦレシーバーの回路
３５０  復調フィルターの回路
４００  ベースバンドコントローラ部
５００、６００、７００  ＲＦレシーバーと復調フィルタとの混載回路
８００、９００  ＲＦレシーバーと復調フィルタとの混載回路とベースバンドコントローラ部
ＤＣ１、ＤＣ２  直流バイアス電流
ＦＢ、ＦＢａ、ＦＢｂ  直流起電圧を伝えるフィードバック信号
ＦＢｉ、ＦＢａｉ、ＦＢｂｉ  フィードバック信号に流れる電流
Ｈ  磁場
Ｓ１  マイクロ波受信アンテナ（テスト用信号源）からのＲＦ信号
Ｓ２、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ  ローカル信号
Ｓ３、Ｓ３ａ、Ｓ３ｂ  ＤＣ電流の重畳したＳ１、Ｓ２の加算信号
Ｓ４、Ｓ４ａ、Ｓ４ｂ  磁気抵抗効果素子より出力された乗算信号
Ｓ５  Ｉ相ローカル信号
Ｓ６  Ｉ相の中間周波混合器より出力される中間周波信号
Ｓ７  Ｑ相ローカル信号
Ｓ８  Ｑ相の中間周波混合器より出力される中間周波信号  Ｘ０〜Ｘ２  パイロット・シンボルを使用した振幅調整時の変動量
Ｒ０〜Ｒ２  パイロット・シンボルを使用した位相調整時の変動量  
Ｘｔ  Ｉ相復調振幅値
Ｙｔ  Ｑ相復調振幅値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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