(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
注入同期型のローカル発振回路で発振したローカル信号を、送信用ベースバンド信号とミキシングして送信高周波信号を生成する、差動構成のミキサ回路を備えた通信装置において、
前記ミキサ回路は、非反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された第１のトランジスタと、前記非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された第２のトランジスタと、反転入力端子と前記非反転出力端子との間に接続された第３のトランジスタと、前記反転入力端子と前記反転出力端子との間に接続された第４のトランジスタを備え、前記第１及び前記第４のトランジスタが前記ローカル信号でオン／オフ制御され、前記第２及び前記第３のトランジスタが前記ローカル信号の反転信号でオン／オフされるよう構成され、
かつ、前記非反転入力端子と電源端子の間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第１のスイッチと第１の抵抗の直列回路が接続され、前記反転入力端子と接地との間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第２のスイッチが接続され、前記ローカル信号の周波数補正時に、前記第１の抵抗に発生する電圧を前記ローカル信号の周波数に対応したＦＶ電圧として取り出すことを特徴とする通信装置。
【請求項２】
注入同期型のローカル発振回路で発振したローカル信号を、受信した高周波信号とミキシングして受信用ベースバンド信号を生成する、差動構成のミキサ回路を備えた通信装置において、
前記ミキサ回路は、非反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された第１１のトランジスタと、反転入力端子と前記非反転出力端子との間に接続された第１２のトランジスタと、前記非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された第１３のトランジスタと、前記反転入力端子と前記反転出力端子との間に接続された第１４のトランジスタを備え、前記第１１及び前記第１４のトランジスタが前記ローカル信号でオン／オフ制御され、前記第１２及び前記第１３のトランジスタが前記ローカル信号の反転信号でオン／オフされるよう構成され、
かつ、前記非反転出力端子と電源端子の間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第３のスイッチと第１３の抵抗の直列回路が接続され、前記反転出力端子と接地との間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第４のスイッチが接続され、前記ローカル信号の周波数補正時に、前記第１３の抵抗に発生する電圧を前記ローカル信号の周波数に対応したＦＶ電圧として取り出すことを特徴とする通信装置。
【請求項３】
注入同期型のローカル発振回路で発振したローカル信号を、受信した高周波信号とミキシングして受信用ベースバンド信号を生成する、差動構成のミキサ回路を備えた通信装置において、
前記ミキサ回路は、非反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された第１１のトランジスタと、反転入力端子と前記非反転出力端子との間に接続された第１２のトランジスタと、前記非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された第１３のトランジスタと、前記反転入力端子と前記反転出力端子との間に接続された第１４のトランジスタと、コモンモードフィードバック回路を備え、前記第１１及び前記第１４のトランジスタが前記ローカル信号でオン／オフ制御され、前記第１２及び前記第１３のトランジスタが前記ローカル信号の反転信号でオン／オフされるよう構成され、
前記コモンモードフィードバック回路は、前記非反転出力端子と前記反転出力端子の間に第１１の抵抗が前記非反転出力端子側となるように直列接続された前記第１１及び第１２の抵抗と、前記非反転出力端子と電源端子との間に接続された第１５のトランジスタと、前記反転出力端子と電源端子との間に接続された第１６のトランジスタと、前記第１１及び前記第１２の抵抗の共通接続点が電源電圧の中間電圧になるよう前記第１５及び前記第１６のトランジスタを制御するオペアンプとを備え、
かつ、前記第１１及び前記第１２の抵抗の共通接続点と電源端子の間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第５のスイッチが接続され、前記反転出力端子と接地との間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第４のスイッチが接続され、前記ローカル信号の周波数補正時に、前記第１１の抵抗に発生する電圧を前記ローカル信号の周波数に対応したＦＶ電圧として取り出すことを特徴とする通信装置。
【請求項４】
請求項１に記載の通信装置において、
前記非反転入力端子にゲートが接続されドレインが第２の抵抗を介して前記電源端子に接続されソースが接地された第５のトランジスタが接続され、該第５のトランジスタのドレインから前記ＦＶ電圧が取り出されることを特徴とする通信装置。
【請求項５】
請求項２又は３に記載の通信装置において、
前記非反転出力端子にゲートが接続されドレインが第１４の抵抗を介して前記電源端子に接続されソースが接地された第１９のトランジスタが接続され、該第１９のトランジスタのドレインから前記ＦＶ電圧が取り出されることを特徴とする通信装置。
力端子に置き換えたことを特徴とする通信装置。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか１つに記載の通信装置において、
前記非反転入力端子を反転入力端子に置き換え、前記反転入力端子を非反転入力端子に置き換え、前記非反転出力端子を反転出力端子に置き換え、前記反転出力端子を非反転出力端子に置き換えたことを特徴とする通信装置。
【請求項７】
請求項１乃至６の何れか１つに記載の通信装置において、
前記ローカル発振回路はＬＣタンク回路を備え、前記ＦＶ電圧に応じて前記ＬＣタンクのキャパシタが切り替えられることを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信機、受信機あるいはトランシーバ等の通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば６０ＧＨｚ帯の周波数を用いたトランシーバでは、一般的にはローカル信号生成手段として、例えば３６ＭＨｚや４０ＭＨｚの基準周波数信号を用いたＰＬＬ（Phase Locked Loop）が使用されている（非特許文献１）。
【０００３】
トランシーバでは、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ等の多値化に対応するためには、ローカル信号の位相雑音特性が非常に重要となる。ローカル信号を生成するＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）の発振周波数を決めるために、ＬＣタンク回路が用いられるが、そのＬＣタンク回路を構成するインダクタのＱ値は周波数特性を持っており、高周波域でのＱ値が劣化してしまう。
【０００４】
一般的に、ＬＣタンクをＩＣ内に集積すると、キャパシタのＱ値がインダクタのＱ値よりも大きくなるので、共振器としてのＱ値はインダクタのＱ値が支配的となる。位相雑音特性は次の式（１）に示すように、Ｑ値と相関があるため、Ｑ値の劣化は位相雑音特性の劣化を招くのである（非特許文献２）。
0006630544.tif 000002
ただし、Ｌ{Δω}：位相雑音特性、Ｐｓ：発振電力、Ｆ：増幅器の雑音指数、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：温度、ω０：発振周波数、ＱＬ：共振器としてのＱ値、ω１／ｆ３：フリッカ雑音
【０００５】
そのため、６０ＧＨｚ帯以上のトランシーバにおいては、ダブルコンバージョン方式と呼ばれる４８ＧＨｚのローカル信号と１２ＧＨｚのローカル信号で２度にわたって周波数変換を行って位相雑音特性を満足させるものもある（非特許文献３）。しかし、この方式は消費電力とチップサイズの増大を招く。
【０００６】
消費電力とチップサイズの増大を回避する観点からは、ダイレクトコンバージョン方式を用いることが挙げられるが、そのためにはローカル信号生成手段としてのＶＣＯを６０ＧＨｚ帯で発振させる必要があるためＱ値とトレードオフがある。
【０００７】
そこで、位相雑音特性を改善する手段として注入同期を用いたＶＣＯをローカル信号生成手段として使用する方法が知られている（非特許文献４）。この注入同期の手法は、ＶＣＯのフリーラン周波数の整数分の１、あるいは整数倍の周波数信号を電気的にＶＣＯに注入することによって、ＶＣＯで発生されるローカル信号のゼロクロス点で位相を注入同期信号に同期させる方法である。この方式の利点はＶＣＯの位相雑音特性によらず、注入した信号の位相雑音特性に同期させることができる点であり、ＶＣＯの位相雑音問題を解決できる（非特許文献５）。
【０００８】
図７に従来の６０ＧＨｚ帯の周波数を用いたトランシーバのフロントエンド部分の構成を示す。ここでは、ローカル発振回路として注入同期型のものを備えている。
【０００９】
送信側では、入力するベースバンド信号ＢＢ＿ＩＮの差動のＩ成分（Ｉ＋，Ｉ−）は、ベースバンド増幅器５ＴＩで増幅されて、ミキサ回路４ＴＩにおいて差動のＩ成分用ローカル信号とミキシングされて６０ＧＨｚの高周波信号にアップコンバートされ、さらに高周波増幅器３ＴＩで増幅されバラン（平衡／不平衡）回路２Ｔに入力する。また、入力するベースバンド信号ＢＢ＿ＩＮの差動のＱ成分（Ｑ＋，Ｑ−）は、ベースバンド増幅器５ＴＱで増幅されて、ミキサ回路４ＴＱにおいて差動のＱ成分用ローカル信号とミキシングされて６０ＧＨｚの高周波信号にアップコンバートされ、さらに高周波増幅器３ＴＱで増幅されバラン回路２Ｔに入力する。そして、バラン回路２Ｔで合成されたＩ成分とＱ成分の高周波信号は、パワー増幅器１Ｔで増幅されてアンテナ（図示せず）から放射される。
【００１０】
受信側では、アンテナ（図示せず）で受信された６０ＧＨｚの電波は、低雑音増幅器１Ｒで増幅されてバラン回路２Ｒで差動のＩ成分とＱ成分に分離され、それぞれ高周波増幅器３ＲＩ，３ＲＱで増幅される。そして、６０ＧＨｚの差動のＩ成分はミキサ回路４ＲＩにおいて差動のＩ成分用ローカル信号とミキシングされてベースバンド信号にダウンコンバートされ、ベースバンド増幅器５ＲＩで増幅されて、ベースバンド信号ＢＢ＿ＯＵＴの差動のＩ成分として出力する。また、６０ＧＨｚの差動のＱ成分はミキサ回路４ＲＱにおいて差動のＱ成分用ローカル信号とミキシングされてベースバンド信号にダウンコンバートされ、ベースバンド増幅器５ＲＱで増幅されて、ベースバンド信号ＢＢ＿ＯＵＴの差動のＱ成分として出力する。
【００１１】
６Ｔは送信側の注入同期型のローカル発振回路，６Ｒは受信側の注入同期型のローカル発振回路であり、ＰＬＬ回路７において３６ＭＨｚの基準周波数信号Ｆｒｅｆを入力してを生成した２０ＧＨｚの信号が注入されることにより、それぞれ６０ＧＨｚのローカル信号を生成する。送信側のローカル発振回路６Ｔで生成されたローカル信号の差動のＩ成分用はミキサ回路４ＴＩに、差動のＱ成分用はミキサ回路４ＴＱに入力される。また、受信側のローカル発振回路６Ｒで生成されたローカル信号の差動のＩ成分用はミキサ回路４ＲＩに、差動のＱ成分用はミキサ回路４ＲＱに入力される。
【００１２】
図８に送信側のＩ成分についてのミキサ回路４ＴＩの内部構成を示す。このミキサ回路４ＴＩはパッシブ型である。入力するベースバンド信号ＢＢ＿Ｉ＿ＩＮの非反転Ｉ成分と反転Ｉ成分は、送信側のローカル発振回路６Ｔから入力する非反転Ｉ成分のローカル信号と反転Ｉ成分のローカル信号によりスイッチングされるトランジスタＭ１、Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４によって乗算され、ＲＦ信号ＲＦ＿Ｉ＿ＯＵＴの非反転Ｉ成分、反転Ｉ成分として出力する。送信側のＱ成分についてのミキサ回路４ＴＱも、図示しないが同様な構成で同様に動作する。
【００１３】
図９に受信側のＩ成分についてのミキサ回路４ＲＩの内部構成を示す。このミキサ回路４ＲＩはアクティブ型である。入力するＩ成分のＲＦ信号ＲＦ＿Ｉ＿ＩＮは、入力トランジスタＭ１７，Ｍ１８で増幅されてから、受信側のローカル発振回路６Ｒから入力するローカル信号の非反転Ｉ成分と反転Ｉ成分によりスイッチングされるトランジスタＭ１１，Ｍ１２，Ｍ１３，Ｍ１４によって乗算される。そして、オペアンプＯＰ１とトランジスタＭ１５，Ｍ１６と抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とで構成されるコモンモードフィードバック回路によって、Ｉ成分のベースバンド信号のＤＣ成分が制御される。つまり、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の共通接続点が中間電圧ＶＣＯＭと同電位となるようにオペアンプＯＰ１がトランジスタＭ１５，Ｍ１６を制御する。これにより、出力するＩ成分のベースバンド信号ＢＢ＿Ｉ＿ＯＵＴはそのＤＣ成分が一定電圧となる。受信側のＱ成分についてのミキサ回路４ＲＱも、図示しないが同様な構成で同様に動作する。
【００１４】
図１０に送信側の注入同期型のローカル発振回路６Ｔの内部構成を示す。差動対を構成するトランジスタＭ２１とＭ２２、Ｍ２３とＭ２４、Ｍ２５とＭ２６、Ｍ２７とＭ２８が入力側を構成し、ゲートとドレインがたすき掛け接続されたトランジスタＭ２９とＭ３０、Ｍ３１とＭ３２が出力側を構成する。バラクタダイオードＤ１，Ｄ２とインダクタＬ１はＩ成分側のタンク回路を、バラクタダイオードＤ３，Ｄ４とインダクタＬ２はＱ成分側のタンク回路を、それぞれ構成し、バラクタダイオードＤ１〜Ｄ４にはコントロール電圧ＶＣが抵抗Ｒ２１を介して印加されている。抵抗Ｒ２２、Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２５はバイアス電圧ＶＢ１をトランジスタＭ２１，Ｍ２４，Ｍ２５，Ｍ２８に印加するバイアス用、抵抗Ｒ２６，Ｒ２７，Ｒ２８，Ｒ２９はバイアス電圧ＶＢ２をトランジスタＭ２２，Ｍ２３，Ｍ２６，Ｍ２７に印加するバイアス用である。正帰還ループに挿入されたキャパシタＣ１〜Ｃ８はＤＣカット用である。
【００１５】
この注入同期型のローカル発振回路６Ｒは、ＰＬＬ回路７から出力する２０ＧＨｚの注入信号の非反転信号ＶＩＮＪ＋をトランジスタＭ２１のゲートに入力し、注入信号の反転信号ＶＩＮＪ−をトランジスタＭ２４のゲートに入力し、コントロール電圧ＶＣを適宜設定することにより、６０ＧＨｚで位相同期が確立されると、６０ＧＨｚにロックされた差動の直交ローカル信号（Ｉ成分の差動信号Ｉ＋，Ｉ−と、Ｑ成分の差動信号Ｑ＋，Ｑ−）を出力して、送信側のミキサ回路４ＴＩ，４ＴＱに入力する。なお、図示しないが、受信側の注入同期型のローカル発振回路６Ｒも同様に構成され、同様に動作する。
【００１６】
図１０で説明した注入同期型のローカル発振回路６Ｔは、位相同期幅（所謂ロックレンジ）が従来のＰＬＬと比較して非常に狭く、フリーラン周波数の周波数補正を正確に行う必要がある。一般的には、ＶＣＯの発振周波数を分周しそのパルス信号をカウンタで測定することでフリーラン周波数を検出して、その補正を行う方法（特許文献１）がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２０１３−６２５７４号公報
【非特許文献１】“A 60GHz Fully Integrated CMOS Transceiver with Amplitude/Phase Imbalance Cancellation Technique” RFIT2011 IEEE International Symposium on Radio-Frequency Integration Technology Nov.30-Dec.2,2011,Beijing,China Junji Sato,et.al, Communication Core Devices Development Center,Tokyo R&D Center Panasonic Corporation.
【非特許文献２】“THE_DESIGN OF LOW NOISE_OSCILATORS”Authors:Ali Hajimiri,Thomas H.Lee ISBN: 978-0-7923-8455-7
【非特許文献３】“A Fully Integrated Single-Chip 60GHz CMOS Transceiver with Scalable Power Consumption for Proximity Wireless Communication ISSCC2014 SESSION20 WIRELESS SYSTEM”,Shigehito Sigusa,et.al, Toshiba Corporation,Kawasaki,Japan
【非特許文献４】「６０ＧＨｚ無線機に向けた直交局部発振器の研究」、電子情報通信学会、ＬＳＩとシステムのワークショップ、福岡、２０１２年５月、竹内康揚  他。
【非特許文献５】“A58-63.6GHz Quadrature PLL Frequency Synthesizer Using Dual-Injection Technique” IEEE/ACM Asia South Pacific Design Automation Conference(ASP-DAC),Yokohama,Japan,pp101-102,Jan.2011,Ahmed Musa,et.al,Dept.Physical Electroics,Tokyo Institute of Technology.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、上記特許文献１の手法を６０ＧＨｚ帯のローカル発振回路へ適用するには、ＶＣＯ信号を分周するための分周回路が別途必要となるため、回路規模の増大を招く問題があった。
【００１９】
本発明の目的は、注入同期型のローカル発振回路のロック検出をミキサ回路で行うことでそのローカル発振回路の周波数を簡単に補正できるようにした通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、注入同期型のローカル発振回路で発振したローカル信号を、送信用ベースバンド信号とミキシングして送信高周波信号を生成する、差動構成のミキサ回路を備えた通信装置において、前記ミキサ回路は、非反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された第１のトランジスタと、前記非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された第２のトランジスタと、反転入力端子と前記非反転出力端子との間に接続された第３のトランジスタと、前記反転入力端子と前記反転出力端子との間に接続された第４のトランジスタを備え、前記第１及び前記第４のトランジスタが前記ローカル信号でオン／オフ制御され、前記第２及び前記第３のトランジスタが前記ローカル信号の反転信号でオン／オフされるよう構成され、かつ、前記非反転入力端子と電源端子の間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第１のスイッチと第１の抵抗の直列回路が接続され、前記反転入力端子と接地との間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第２のスイッチが接続され、前記ローカル信号の周波数補正時に、前記第１の抵抗に発生する電圧を前記ローカル信号の周波数に対応したＦＶ電圧として取り出すことを特徴とする。
【００２１】
請求項２にかかる発明は、注入同期型のローカル発振回路で発振したローカル信号を、受信した高周波信号とミキシングして受信用ベースバンド信号を生成する、差動構成のミキサ回路を備えた通信装置において、前記ミキサ回路は、非反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された第１１のトランジスタと、反転入力端子と前記非反転出力端子との間に接続された第１２のトランジスタと、前記非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された第１３のトランジスタと、前記反転入力端子と前記反転出力端子との間に接続された第１４のトランジスタを備え、前記第１１及び前記第１４のトランジスタが前記ローカル信号でオン／オフ制御され、前記第１２及び前記第１３のトランジスタが前記ローカル信号の反転信号でオン／オフされるよう構成され、かつ、前記非反転出力端子と電源端子の間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第３のスイッチと第１３の抵抗の直列回路が接続され、前記反転出力端子と接地との間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第４のスイッチが接続され、前記ローカル信号の周波数補正時に、前記第１３の抵抗に発生する電圧を前記ローカル信号の周波数に対応したＦＶ電圧として取り出すことを特徴とする。
【００２２】
請求項３にかかる発明は、注入同期型のローカル発振回路で発振したローカル信号を、受信した高周波信号とミキシングして受信用ベースバンド信号を生成する、差動構成のミキサ回路を備えた通信装置において、前記ミキサ回路は、非反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された第１１のトランジスタと、反転入力端子と前記非反転出力端子との間に接続された第１２のトランジスタと、前記非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された第１３のトランジスタと、前記反転入力端子と前記反転出力端子との間に接続された第１４のトランジスタと、コモンモードフィードバック回路を備え、前記第１１及び前記第１４のトランジスタが前記ローカル信号でオン／オフ制御され、前記第１２及び前記第１３のトランジスタが前記ローカル信号の反転信号でオン／オフされるよう構成され、前記コモンモードフィードバック回路は、前記非反転出力端子と前記反転出力端子の間に第１１の抵抗が前記非反転出力端子側となるように直列接続された前記第１１及び第１２の抵抗と、前記非反転出力端子と電源端子との間に接続された第１５のトランジスタと、前記反転出力端子と電源端子との間に接続された第１６のトランジスタと、前記第１１及び前記第１２の抵抗の共通接続点が電源電圧の中間電圧になるよう前記第１５及び前記第１６のトランジスタを制御するオペアンプとを備え、かつ、前記第１１及び前記第１２の抵抗の共通接続点と電源端子の間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第５のスイッチが接続され、前記反転出力端子と接地との間に前記ローカル信号の周波数補正時にオンになる第４のスイッチが接続され、前記ローカル信号の周波数補正時に、前記第１１の抵抗に発生する電圧を前記ローカル信号の周波数に対応したＦＶ電圧として取り出すことを特徴とする。
【００２３】
請求項４にかかる発明は、請求項１に記載の通信装置において、前記非反転入力端子にゲートが接続されドレインが第２の抵抗を介して前記電源端子に接続されソースが接地された第５のトランジスタが接続され、該第５のトランジスタのドレインから前記ＦＶ電圧が取り出されることを特徴とする。
【００２４】
請求項５にかかる発明は、請求項２又は３に記載の通信装置において、前記非反転出力端子にゲートが接続されドレインが第１４の抵抗を介して前記電源端子に接続されソースが接地された第１９のトランジスタが接続され、該第１９のトランジスタのドレインから前記ＦＶ電圧が取り出されることを特徴とする。
【００２５】
請求項６にかかる発明は、請求項１乃至５のいずれか１つに記載の通信装置において、前記非反転入力端子を反転入力端子に置き換え、前記反転入力端子を非反転入力端子に置き換え、前記非反転出力端子を反転出力端子に置き換え、前記反転出力端子を非反転出力端子に置き換えたことを特徴とする。
【００２６】
請求項７にかかる発明は、請求項１乃至６の何れか１つに記載の通信装置において、前記ローカル発振回路はＬＣタンク回路を備え、前記ＦＶ電圧に応じて前記ＬＣタンクのキャパシタが切り替えられることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、注入同期型のローカル発振回路のロック検出をミキサ回路で行うことができるので、それに基づきローカル発振回路の周波数補正を行うことができ、このときミキサ回路への追加回路はわずかであり、回路規模を小さくできる。また、高周波帯ではＦＶ変換用のキャパシタとして寄生容量を利用することができるので、特別なキャパシタを付加する必要が無くさらに回路規模を小さくできる。さらに、ＦＶ変換用の回路は通常動作ではミキサ回路から分離されるので、通常の動作に影響を与えることはない。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の第1実施例のトランシーバの送信側のＩ成分用のミキサ回路の回路図である。
【図２】本発明の第1実施例のトランシーバの送信側の注入同期型のローカル発振回路の制御電圧に対する周波数変換電圧の特性図である。
【図３】本発明の第1実施例のトランシーバの送信側の注入同期型のローカル発振回路の発振周波数の補正処理のフローチャートである。
【図４】本発明の第１実施例のトランシーバの送信側の注入同期型のローカル発振回路のタンク回路部分の回路図である。
【図５】本発明の第２実施例のトランシーバの受信側のＩ成分用のミキサ回路の回路図である。
【図６】本発明の第３実施例のトランシーバの受信側のＩ成分用のミキサ回路の回路図である。
【図７】従来のトランシーバのフロントエンド部分のブロック図である。
【図８】従来のトランシーバの送信側のＩ成分用のミキサ回路の回路図である。
【図９】従来のトランシーバの受信側のＩ成分用のミキサ回路の回路図である。
【図１０】従来のトランシーバの送信側のローカル発振回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
＜第１実施例＞
図１に本発明の第１実施例の送信側のＩ成分用のミキサ回路４ＴＩを示す。図１において、図８で説明した要素と同じ要素には同じ符号をつけて、それらを再度説明することは避ける。ここでは、図８で説明した構成に加えて、トランジスタＭ１とＭ２の共通ソースであるＩ信号の非反転入力端子と電源端子ＶＤＤとの間に、スイッチＳＷ１と抵抗Ｒ１の直列回路を接続している。トランジスタＭ１とＭ２の共通ソースには、さらにトランジスタＭ５のベースを接続し、そのトランジスタＭ５のソースは接地に接続しドレインは抵抗Ｒ２を介して電源端子ＶＤＤに接続し、そのドレインからＦＶ変換電圧ＦＶ＿ＯＵＴが取り出されるようにしている。また、トランジスタＭ３と４の共通ソースであるＩ信号の反転入力端子と接地との間にスイッチＳＷ２を接続している。トランジスタＭ１，Ｍ２の共通ドレインであるＩ信号の非反転出力端子と接地との間には、寄生容量Ｃａが寄生している。
【００３０】
送信側の注入同期型のローカル発振回路６ＴＩから入力するＩ成分の非反転ローカル信号がハイレベルのとき、トランジスタＭ１とＭ４がオンすると共にトランジスタＭ２とＭ３がオフし、Ｉ成分の反転ローカル信号がハイレベルのとき、トランジスタＭ１とＭ４がオフすると共にトランジスタＭ２とＭ３がオンする。
【００３１】
そこで、スイッチＳＷ１とＳＷ２をオンにした状態でトランジスタＭ１とＭ３に着目すると、トランジスタＭ１がオンのときに、抵抗Ｒ１からスイッチＳＷ１とトランジスタＭ１を経由して、トランジスタＭ１，Ｍ３の共通ドレインと接地間に寄生しているキャパシタＣａに流れる電流により、そのキャパシタＣａが充電される。また、トランジスタＭ３がオンのときに、キャパシタＣａの電荷がトランジスタＭ３とスイッチＳＷ２を経由して放電される。
【００３２】
このように、トランジスタＭ１とＭ３がローカル発振回路６ＴＩから入力するローカル信号のＩ成分によって交互にオン／オフを繰り返すので、そのトランジスタＭ１とＭ３及びキャパシタＣａによって、スイッチトキャパシタ回路が構成される。そのスイッチトキャパシタ回路は、トランジスタＭ１とＭ３のスイッチングの周波数をｆ０とし、キャパシタＣａの容量値をＣａとすると、
Ｚ１＝１／（ｆ０×Ｃａ）                            （２）
のインピーダンスを示す。
【００３３】
そして、このインピーダンスＺ１と抵抗Ｒ１の共通接続点（トランジスタＭ１，Ｍ２の共通ソースであるＩ成分の非反転入力端子）に、インピーダンスＺ１に対応した電圧が発生する。この電圧はトランジスタＭ５で検出され、そのトランジスタＭ５のドレインと抵抗Ｒ２の共通接続点から、スイッチング周波数ｆ０に対応した電圧、つまりＦＶ変換電圧ＦＶ＿ＯＵＴを取り出すことができる。
【００３４】
図２に送信側の注入型のローカル発振回路６Ｔのコントロール電圧ＶＣとＦＶ変換電圧ＦＶ＿ＯＵＴ（発振周波数ｆ０相当）との関係の特性図を示す。注入型のローカル発振回路６Ｔはコントロール電圧ＶＣを掃引すると、それに応じた周波数で発振を行うが、ＰＬＬ回路７からの２０ＧＨｚの注入信号に対する同期が始まると、発振周波数は６０ＧＨｚに固定され、コントロール電圧ＶＣに関係なくなる。つまり、このコントロール電圧ＶＣに関係のない「不感帯」の範囲において、ローカル発振回路６Ｔの６０ＧＨｚの発振周波数が２０ＧＨｚの注入信号に対して位相ロックした状態となる。よって、コントロール電圧ＶＣが「不感帯」に入ったときにＦＶ変換電圧ＦＶ＿ＯＵＴが変化しないことを検出することによって、注入型のローカル発振回路６Ｔが注入信号に位相同期したことを検出することができる。このようにして、コントロール電圧ＶＣを掃引しながらＦＶ変換電圧ＦＶ＿ＯＵＴを監視することによって、注入型のローカル発振回路６Ｔの位相同期を検出することができる。
【００３５】
図３にその周波数補正処理のフローチャートを示す。コントロール電圧ＶＣを掃引して所定の値にしたとき（ステップＳ１）のＦＶ電圧ＦＶ＿ＯＵＴを取り込み（ステップＳ２）、次に前回のコントロール電圧ＶＣのときのＦＶ電圧ＦＶ＿ＯＵＴを取り込んで（ステップＳ３）、両者を比較する（ステップＳ４）。この比較の結果、一致すれば（ステップＳ５−Ｙｅｓ）、ＦＶ電圧ＦＶ＿ＯＵＴは図２の目標値にあってローカル発振器６Ｔが位相同期した状態となっていることを示すので、コントロール電圧ＶＣをその値に固定する。不一致のとき（ステップＳ５−Ｎｏ）は、コントロール電圧ＶＣを一段高くして、それが上限値に達しない（ステップＳ６−Ｎｏ）ときはさらに掃引を繰り返して再度同様な処理を行うが、コントロール電圧ＶＣが予め設定した上限値に達したとき（ステップＳ７−Ｙｅｓ）は、ローカル発振器６Ｔのキャパシタバンクの容量値を切り替えて、同様な処理を繰り返し、最終的にステップＳ５で一致すれば（ステップＳ５−Ｙｅｓ）、発振周波数が６０ＧＨｚにロックしたことになる。
【００３６】
図４にローカル発振器６ＴのＩ成分ローカル信号出力側のキャパシタバンク６１の構成を示す。このキャパシタバンク６１は、図１０で説明したバラクタダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路にキャパシタを並列接続するものである。このキャパシタバンク６１は、キャパシタとスイッチの直列回路をｎ組（キャパシタＣ６１１とＣ６２１とスイッチＳＷ６１の組、キャパシタＣ６１２とＣ６２２とスイッチＳＷ６２の組、・・・、キャパシタＣ６１ｎとＣ６２ｎとスイッチＳＷ６ｎの組）だけ、バラクタダイオードＤ１，Ｄ２に並列接続して構成したものである。前記したＦＶ電圧に応じて、スイッチＳＷ６１〜ＳＷ６ｎの何れか１つ以上をオンさせることによって、バラクタダイオードＤ１，Ｄ２とキャパシタバンク６１とインダクタＬ１とで構成されるＬＣタンクの共振周波数を変更することができる。
【００３７】
なお、ローカル発振器６ＴのＱ成分のローカル信号出力側についても同様のキャパシタバンクが構成され、前記したＦＶ電圧に応じて、Ｉ成分出力側のキャパシタバンク６１のスイッチに対応したスイッチが切り替えられ（図示せず）、ＬＣタンク回路が同様の共振周波数に設定される。
【００３８】
以上の結果、第１実施例では、送信側のＩ成分用のミキサ回路４ＴＩを利用して、送信側の注入型のローカル発振回路６Ｔの発振周波数を、６０ＧＨｚにロックさせることができる。
【００３９】
上記したローカル発振回路６Ｔの発振周波数の補正操作時は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオンに設定されるが、通常のミキシング動作時はスイッチＳＷ１，ＳＷ２はオフに設定される。このため、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が通常動作に影響を与えることはない。
【００４０】
なお、Ｉ成分側のミキサ回路４ＴＩと同様に構成されるＱ成分側のミキサ回路４ＴＱの同様なトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ４相当）と追加スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２相当）と抵抗（Ｒ１相当）を使用してＦＶ電圧を検出し、同様に注入型のローカル発振回路６Ｔの発振周波数を、６０ＧＨｚにロックさせることもできる。この場合、Ｉ成分側のミキサ回路４ＴＩでのＦＶ電圧検出は不要である。
【００４１】
また、以上ではＦＶ電圧の検出のために、ミキサ回路４ＴＩのトランジスタＭ１，Ｍ３のスイッチングを利用したが、これに限られるものはなく、トランジスタＭ２，Ｍ４のスイッチングと、そのトランジスタＭ２，Ｍ４の共通ドレインと接地間の寄生容量を利用し、さらに追加スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２相当）と抵抗（Ｒ１相当）を使用して、上記と同様にＦＶ電圧を取り出して、注入型のローカル発振回路６Ｔの発振周波数を、６０ＧＨｚにロックさせることもできる。
【００４２】
＜第２実施例＞
上記した第１実施例では、送信側のＩ成分用のミキサ回路４ＴＩを利用してＦＶ電圧を取得して送信側のローカル発振回路６Ｔの発振周波数を補正したが、第２実施例では、受信側のＩ成分用のミキサ回路４ＲＩを利用してＦＶ電圧を取得して受信側のローカル発振回路６Ｒの発振周波数を補正する場合について説明する。
【００４３】
図５において、図９で説明した要素と同じ要素には同じ符号をつけて、それらを再度説明することは避ける。ここでは、トランジスタＭ１１，Ｍ１２の共通ドレインであるＩ成分の非反転出力端子と電源端子ＶＤＤとの間にスイッチＳＷ３と抵抗Ｒ１３の直列回路を接続すると共に、トランジスタＭ１３，Ｍ１４の共通ドレインであるＩ成分の反転出力端子と接地間にスイッチＳＷ４を接続する。また、トランジスタＭ１１，Ｍ１２の共通ドレインにトランジスタＭ１９のゲートを接続し、そのトランジスタＭ１９のドレインと電源端子ＶＤＤとの間に抵抗Ｒ１４を接続し、そのトランジスタＭ１９のドレインと抵抗Ｒ１４の共通接続点からＦＶ変換電圧ＦＶ＿ＯＵＴを取り出すようにしている。
【００４４】
受信側の注入同期型のローカル発振回路６ＲＩから入力するＩ成分の非反転ローカル信号がハイレベルのとき、トランジスタＭ１１とＭ１４がオンすると共にトランジスタＭ１２とＭ１３がオフし、Ｉ成分の反転ローカル信号がハイレベルのとき、トランジスタＭ１１とＭ１４がオフすると共にトランジスタＭ１２とＭ１３がオンする。
【００４５】
そこで、スイッチＳＷ３とＳＷ４をオンにした状態でトランジスタＭ１１とＭ１２に着目すると、トランジスタＭ１１がオンのときに、抵抗Ｒ１３、スイッチＳＷ３、トランジスタＭ１１を経由して、トランジスタＭ１１，Ｍ１２の共通ソースであるＩ成分の非反転入力端子と接地間に寄生しているキャパシタＣｂに流れる電流により、そのキャパシタＣｂが充電される。また、トランジスタＭ１３がオンのときに、キャパシタＣｂの電荷がトランジスタＭ１３とスイッチＳＷ４を経由して放電される。
【００４６】
このように、トランジスタＭ１１とＭ１３がローカル発振回路６ＲＩから入力するローカル信号のＩ成分によって交互にオン／オフを繰り返すので、そのトランジスタＭ１１とＭ１３及びキャパシタＣｂによって、スイッチトキャパシタ回路が構成される。そのスイッチトキャパシタ回路は、トランジスタＭ１１とＭ１３のスイッチングの周波数をｆ０とし、キャパシタＣｂの容量値をＣｂとすると、
Ｚ２＝１／（ｆ０×Ｃｂ）                            （３）
のインピーダンスを示す。
【００４７】
そして、このインピーダンスＺ２と抵抗Ｒ１１の共通接続点（トランジスタＭ１１，Ｍ１２の共通ドレイン）である非反転出力端子に、インピーダンスＺ２に対応した電圧が発生する。この電圧はトランジスタＭ１９で検出され、そのトランジスタＭ１９のドレインから、スイッチング周波数ｆ０に対応した電圧、つまりＦＶ変換電圧ＦＶ＿ＯＵＴを取り出すことができる。
【００４８】
位相同期の周波数を検出する周波数補正処理は図３で説明したフローチャートと同様の処理で行うことができる。そのとき、受信側のローカル発振回路４ＲＩのＩ成分用のＬＣタンク回路に、図４で説明したキャパシタバンク回路６１と同様のキャパシタバンク回路を設けておけば、そのローカル発振回路４ＲＩの発振周波数を余裕をもって目標の６０ＧＨｚにロックさせることができる。
【００４９】
なお、ローカル発振器６ＲのＱ成分用のＬＣタンク回路についても同様のキャパシタバンクが構成され（図示せず）、検出したＦＶ電圧に応じて、Ｉ成分側のキャパシタバンクのスイッチに対応したスイッチが同時に切り替えられ（図示せず）、そのＬＣタンク回路が同様の目標周波数に設定される。
【００５０】
以上の結果、第２実施例では、受信側のＩ成分用のミキサ回路４ＲＩを利用して、受信側の注入型のローカル発振回路６Ｒの発振周波数を、６０ＧＨｚにロックさせることができる。
【００５１】
上記したローカル発振回路６Ｒの発振周波数の補正操作時は、スイッチＳＷ３，ＳＷ４がオンに設定されるが、通常のミキシング動作時はスイッチＳＷ３，ＳＷ４はオフに設定される。このため、このスイッチＳＷ３，ＳＷ４が通常動作に影響を与えることはない。
【００５２】
なお、Ｉ成分側のミキサ回路４ＲＩと同様に構成されるＱ成分側のミキサ回路４ＲＱの同様なトランジスタ（Ｍ１１〜Ｍ１４相当）と追加スイッチ（ＳＷ３，ＳＷ４相当）と抵抗（Ｒ１３相当）を使用してＦＶ電圧を検出し、同様に注入型のローカル発振回路６Ｒの発振周波数を、６０ＧＨｚにロックさせることもできる。この場合、Ｉ成分側のミキサ回路４ＲＩでのＦＶ電圧検出は不要である。
【００５３】
また、以上ではＦＶ電圧の検出のために、ミキサ回路４ＲＩのトランジスタＭ１１，Ｍ１３のスイッチングを利用したが、これに限られるものはなく、トランジスタＭ１２，Ｍ１４のスイッチングと、そのトランジスタＭ１２，Ｍ１４の共通ソースと接地間の寄生容量を利用し、さらに追加スイッチ（ＳＷ３，ＳＷ４相当）と抵抗（Ｒ１３相当）を使用して、上記と同様にＦＶ電圧を取り出して、注入型のローカル発振回路６Ｒの発振周波数を、６０ＧＨｚにロックさせることもできる。
【００５４】
＜第３実施例＞
図６に第３実施例のミキサ回路４ＲＩを示す。ここでも、第２実施例と同様に、受信側のＩ成分用のミキサ回路４ＲＩを利用してＦＶ電圧を取得して、受信側のローカル発振回路６Ｒの発振周波数を補正する。図５で説明したミキサ回路４ＲＩとの違いは、寄生容量Ｃｂに直列接続される抵抗として、コモンモードフィードバック回路を構成する抵抗Ｒ１１を兼用した点にある。この抵抗Ｒ１１にＦＶ検出電流を流すため、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の共通接続点と電源端子ＶＤＤとの間にスイッチＳＷ５を接続している。
【００５５】
第３実施例では、トランジスタＭ１１がオンしたときに寄生容量Ｃｂに流れる充電電流は、電源端子ＶＤＤからスイッチＳＷ５、抵抗Ｒ１１、トランジスタＭ１１を経由して流れる。
【００５６】
その他の動作や変形例は、第２実施例で説明したものと同様であるので、詳しい説明は省略する。
【００５７】
本実施例では、コモンモードフィードバック回路を構成する抵抗Ｒ１１をＦＶ電圧検出用の抵抗として兼用するので、図５で説明したような抵抗Ｒ１３が必要なく、回路構成を簡素化できる。
【符号の説明】
【００５８】
１Ｔ：パワー増幅器、１Ｒ：低雑音増幅器
２Ｔ，２Ｒ：バラン回路
３ＴＩ，３ＴＱ，３ＲＩ，３ＲＱ：高周波増幅器
４ＴＩ，４ＴＱ，４ＲＩ，４ＲＱ：ミキサ回路
５ＴＩ，５ＴＱ，５ＲＩ，５ＲＱ：ベースバンド増幅器
６Ｔ，６Ｒ：ローカル発振回路
７：ＰＬＬ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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