(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２のＤＣリンク導体と、
前記第１及び第２のＤＣリンク導体に接続されるとともに、交流電圧を、前記第１及び第２のＤＣリンク導体にかかるＤＣリンク電圧に変換するように構成された三相３レベルＡＣ−ＤＣ整流回路と、
第１組及び第２組の出力端子、前記第１及び第２のＤＣリンク導体に接続された第１及び第２の入力端子、前記第１組の出力端子のうちの一方に接続された第１スイッチ、及び、前記第２組の出力端子のうちの一方に接続された第２スイッチを有する３レベルＤＣ−ＤＣコンバータと、
バッテリに対する負荷の関数として、前記ＤＣリンク電圧を変化させるように構成されたコントローラと、を含み、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１スイッチが閉じており、前記第２スイッチが開いている場合、前記ＤＣリンク電圧の関数として、前記第１組の出力端子に接続されたバッテリを充電するための直流電流を出力し、前記第１スイッチが開いており、前記第２スイッチが閉じている場合、前記ＤＣリンク電圧の関数として、前記第２組の出力端子に接続されたバッテリを充電するための直流電流を出力するように構成されており、
前記コントローラは、
前記バッテリの過充電を防止し、負荷要件の関数として変化する基準直流電圧を出力するように構成されたバッテリ定電圧／定電流コントローラと、
前記バッテリ定電圧／定電流コントローラから前記基準直流電圧を受信し、前記基準直流電圧と前記ＤＣリンク電圧との間の差異の関数である基準電流を出力するように構成されたＤＣリンク電圧・平衡コントローラと、
前記基準電流を前記ＤＣリンク電圧・平衡コントローラから受信し、次に、ＡＣ−ＤＣ整流回路に対してパルス幅変調電流を出力し、三相交流負荷における電流を基準信号に従わせるように構成された相電流コントローラと、を含むバッテリ充電器。
【請求項２】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、前記第１スイッチが閉じており、前記第２スイッチが開いている場合、共振コンバータモードで動作し、前記第１スイッチが開いており、前記第２スイッチが閉じている場合、バックコンバータモードで動作するように構成されている、請求項１に記載のバッテリ充電器。
【請求項３】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１及び第２の入力端子に跨って、直列に接続された複数の電力スイッチをさらに含む、請求項１に記載のバッテリ充電器。
【請求項４】
前記電力スイッチは、窒化ガリウム系トランジスタである、請求項３に記載のバッテリ充電器。
【請求項５】
前記ＡＣ−ＤＣ整流回路は、昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路を含む、請求項１に記載のバッテリ充電器。
【請求項６】
前記ＡＣ−ＤＣ整流回路は、
第１、第２、及び第３の入力端子と、
中点ノードと、
前記第１及び第２のＤＣリンク導体にそれぞれ接続された第１及び第２のジャンクションと、
第１インダクタ、及び、閉じた状態において前記第１の入力端子を前記中点ノードに接続するように構成された第１組の高電力スイッチと、
第２インダクタ、及び、閉じた状態において前記第２の入力端子を前記中点ノードに接続するように構成された第２組の高電力スイッチと、
第３インダクタ、及び、閉じた状態において前記第３の入力端子を前記中点ノードに接続するように構成された第３組の高電力スイッチと、
前記中点ノードに接続された端子、及び、前記第１ジャンクションに接続された別の端子を有する第１コンデンサと、
前記中点ノードに接続された端子、及び、前記第２ジャンクションに接続された別の端子を有する第２コンデンサと、を含む、請求項１に記載のバッテリ充電器。
【請求項７】
前記第１組、第２組、及び第３組の前記高電力スイッチは、窒化ガリウム系トランジスタである、請求項６に記載のバッテリ充電器。
【請求項８】
第１及び第２のＤＣリンク導体と、
前記第１及び第２のＤＣリンク導体に接続されるとともに、交流電圧を、前記第１及び第２のＤＣリンク導体にかかるＤＣリンク電圧に変換するように構成されたＡＣ−ＤＣ整流回路と、
第１組及び第２組の出力端子、前記第１及び第２のＤＣリンク導体に接続された第１及び第２の入力端子、前記第１組の出力端子のうちの一方に接続された第１スイッチ、及び、前記第２組の出力端子のうちの一方に接続された第２スイッチを有するＤＣ−ＤＣコンバータと、を含み、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１スイッチが閉じており、前記第２スイッチが開いている場合、前記ＤＣリンク電圧の関数として、前記第１組の出力端子に接続されたバッテリを充電するための直流電流を出力し、さらに前記第１スイッチが開いており、前記第２スイッチが閉じている場合、前記ＤＣリンク電圧の関数として、前記第２組の出力端子に接続されたバッテリを充電するための直流電流を出力するように構成されており、
前記第２組の出力端子のうちの他方は前記第２の入力端子に接続しており、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、
前記第１及び第２の入力端子に跨って、直列に接続された第１から第４の電力スイッチと、
前記第２及び第３電力スイッチ間の中点に接続されたインダクタと、
前記第２スイッチに前記インダクタを接続する一次巻線、及び、第１の二次巻線を有する変圧回路と、
前記第４の電力スイッチに前記一次巻線を接続させる第１のコンデンサと、を含むバッテリ充電器。
【請求項９】
前記変圧回路は、前記第１の二次巻線に直列に接続された第２の二次巻線をさらに含み、前記第１組の出力端子の他方は、前記第１及び第２の二次巻線間の中点に接続されている、請求項８に記載のバッテリ充電器。
【請求項１０】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、
前記第１スイッチが閉じている場合に、前記第１組の出力端子のうちの前記一方に接続する第１ジャンクションと、
閉じている場合に、前記第１ジャンクションを前記第１の二次巻線に接続させる第３スイッチと、
閉じている場合に、前記第１ジャンクションを前記第２の二次巻線に接続させる第４スイッチと、を含む、請求項９に記載のバッテリ充電器。
【請求項１１】
前記第３及び第４のスイッチは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタである、請求項１０に記載のバッテリ充電器。
【請求項１２】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、
前記第１スイッチと前記第１組の出力端子のうちの前記一方との間に設けられた第２ジャンクションと、
前記第１組の出力端子のうちの他方と、前記第１及び第２の二次巻線間の前記中点との間に設けられた第３ジャンクションと、
前記第２及び第３ジャンクションとの間に設けられた第２コンデンサと、を含む、請求項１０に記載のバッテリ充電器。
【請求項１３】
第１及び第２のＤＣリンク導体と、
前記第１及び第２のＤＣリンク導体に接続されるとともに、交流電圧を、前記第１及び第２のＤＣリンク導体にかかるＤＣリンク電圧に変換するように構成された昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路と、
第１組及び第２組の出力端子、前記第１及び第２のＤＣリンク導体に接続された第１及び第２の入力端子、前記第１組の出力端子のうちの一方に接続された第１スイッチ、及び、前記第２組の出力端子のうちの一方に接続された第２スイッチを有する３レベルＤＣ−ＤＣコンバータと、を含み、
前記３レベルＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１スイッチが閉じており、前記第２スイッチが開いている場合、共振コンバータモードで動作可能であり、前記第１スイッチが開いており、前記第２スイッチが閉じている場合、バックコンバータモードで動作可能であり、
バッテリに対する負荷の関数として、ＤＣリンク電圧を変化させるように構成されたコントローラは、
前記バッテリの過充電を防止し、負荷要件の関数として変化する基準直流電圧を出力するように構成されたバッテリ定電圧／定電流コントローラと、
前記バッテリ定電圧／定電流コントローラから前記基準直流電圧を受信し、前記基準直流電圧と前記ＤＣリンク電圧との間の差異の関数である基準電流を出力するように構成されたＤＣリンク電圧・平衡コントローラと、
前記基準電流を前記ＤＣリンク電圧・平衡コントローラから受信し、次に、ＡＣ−ＤＣ整流回路に対してパルス幅変調電流を出力し、三相交流負荷における電流を基準信号に従わせるように構成された相電流コントローラと、を含むバッテリ充電器。
【請求項１４】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１及び第２の入力端子に跨って、直列に接続された複数の窒化ガリウム系トランジスタをさらに含む、請求項１３に記載のバッテリ充電器。
【請求項１５】
前記昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路は、
第１、第２、及び第３の入力端子と、
中点ノードと、
前記第１及び第２のＤＣリンク導体にそれぞれ接続された第１及び第２のジャンクションと、
第１インダクタ、及び、閉じた状態において前記第１の入力端子を前記中点ノードに接続するように構成された第１組の高電力スイッチと、
第２インダクタ、及び、閉じた状態において前記第２の入力端子を前記中点ノードに接続するように構成された第２組の高電力スイッチと、
第３インダクタ、及び、閉じた状態において前記第３の入力端子を前記中点ノードに接続するように構成された第３組の高電力スイッチと、
前記中点ノードに接続された端子、及び、前記第１ジャンクションに接続された別の端子を有する第１コンデンサと、
前記中点ノードに接続された端子、及び、前記第２ジャンクションに接続された別の端子を有する第２コンデンサと、を含み、
前記第１組、第２組、及び第３組の前記高電力スイッチは、窒化ガリウム系トランジスタである、請求項１３に記載のバッテリ充電器。
【請求項１６】
第１組の出力端子と、
第１及び第２の入力端子と、
前記第１組の出力端子のうちの一方に接続された第１スイッチと、
前記第１及び第２の入力端子に跨って、直列に接続された複数の電力スイッチと、
それぞれの導電体により、直列接続された前記電力スイッチのうちの最後の１つ、前記第２の入力端子、及び、前記第１組の出力端子のうちの一方に接続された第１ジャンクションと、
前記電力スイッチのうちの２つを接続する導電体に沿って設けられた第２ジャンクションと、
インダクタ、変圧回路の一次巻線、及び、第１コンデンサを有するとともに、前記第１及び第２のジャンクションを接続する直列接続部と、
それぞれの導電体により、前記第１コンデンサ、前記第１スイッチ、及び、前記変圧回路の前記一次巻線に接続された第３ジャンクションと、
前記第１組の出力端子のうちの第１の出力端子を、前記第１組の出力端子のうちの第２の出力端子に接続する第２コンデンサと、
第２組の出力端子と、
第４ジャンクションと、
前記第４ジャンクションと、前記第２組の出力端子のうちの第１の出力端子との間に設けられた第２スイッチと、
直列に接続された前記変圧回路の第１及び第２の二次巻線と、
前記第１の二次巻線と前記第４ジャンクションとの間に設けられた第１トランジスタと、
前記第２の二次巻線と前記第４ジャンクションとの間に設けられた第２トランジスタと、を備えるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第１スイッチは、前記第３ジャンクションと、前記第１組の出力端子のうちの前記第２の出力端子との間に設けられており、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１スイッチが閉じ、且つ、前記第２スイッチが開いている場合、バックコンバータモードで動作し、前記第１スイッチが開き、且つ、前記第２スイッチが閉じている場合、共振コンバータモードで動作するように構成された、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１７】
前記電力スイッチは、窒化ガリウム系トランジスタである、請求項１６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１８】
前記第２組の出力端子のうちの第２の出力端子は、前記第１及び第２の二次巻線間の中点に接続されている、請求項１６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１９】
前記第２スイッチと、前記第２組の出力端子のうちの前記第１の出力端子との間に設けられた第５ジャンクションと、
前記第２組の出力端子のうちの前記第２の出力端子と、前記第１及び第２の二次巻線間の中点との間に設けられた第６ジャンクションと、
前記第５ジャンクションを前記第６ジャンクションに接続する第３コンデンサと、
をさらに含む、請求項１８に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、バッテリのための充電装置に関し、特に、航空機において用いられるバッテリのための充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
民間航空機は、様々な技術のバッテリ及びそれに対応するバッテリ充電器を利用する。各充電器は、特定のバッテリ技術に対応する充電アルゴリズム、及び、特定の入力電力に適した電力変換アーキテクチャを採用している。かつての商用航空機産業においては、入力電力は、常に１１５Ｖの交流電流で４００Ｈｚの一定周波数であったが、充電器のバッテリ出力の範囲は、利用する低電圧バッテリ技術に応じて常に直流２４Ｖと３２Ｖとの間であった。例えば、三相１１５Ｖの交流電力を２８Ｖの直流電力に変換する従来の充電器は、８７〜８９％の範囲内の電力変換効率で用いられていた。充電器の出力電圧における変化が微々たるものであり、入力電力の標準が１つであるため、特定のバッテリ技術に適合するように充電ロジックを微調整すれば従来の充電器設計を使い回すことができる。
【０００３】
近年の航空宇宙産業においては、燃料の燃焼、ＣＯ2の排出、及び重量を削減して全体的に効率を向上させようとする傾向が強まってきており、このため、可変周波（ＶＦ）電力にもなる新たな高電圧の入力電力が導入されてきている。また、バッテリ技術の向上、及び、軽量化のために高い直流電圧を用いる当業界の傾向により、多くの用途において高電圧バッテリ（７６Ｖ、２７０Ｖ、５４０Ｖなど）が用いられるようになってきた。当業界におけるこれらの変化は、パワーエレクトロニクス素子の飛躍的な進歩（例えば、ワイドバンドギャップのＳｉＣ及びＧａＮ系電力スイッチが商業的に利用可能であること）とも相まって、従来のバッテリ充電器の設計を見直して、従来の充電器設計よりも軽量で高効率な新しいユニバーサル充電器のアーキテクチャを設計することにつながった。さらに、コスト効率のために、このような充電器は、従来（直流２４Ｖ又は３２Ｖ）のバッテリや近年の高電圧（直流２００Ｖ及び３２０Ｖ）バッテリを含む様々なバッテリを充電する一方で、全ての標準の航空機用入力電圧電源（交流１１５Ｖで一定周波数、又は、交流２３０Ｖで可変周波数）を利用可能でなければならない。
【０００４】
近年の航空機のアーキテクチャにおける可変周波電力、高電圧、及び、様々なバッテリ技術を考慮すると、全ての共通電力システムにおいて動作可能であって、且つ、従来型或いは高電圧型を問わず全てのバッテリを充電可能な新たなユニバーサルバッテリ充電器を設計すれば有利であろう。
【発明の概要】
【０００５】
以下に詳細に開示される要旨は、窒化ガリウム系トランジスタ（以降「ＧａＮ系電力スイッチ」）を用いるバッテリ充電器のための、軽量且つ高効率なシステムに関する。提案されたシステムは、電力変換のための能動的なパワーエレクトロニクス回路を利用して、入力側において力率を補正するための制御を行い、出力側において定電流／定電圧に調整するための制御を行う。具体的には、本開示は、電力品質や電磁干渉（ＥＭＩ）に関する厳しい航空宇宙業界の要件を満たす一方で、三相２３０Ｖの可変周波数、又は、三相１１５Ｖで４００Ｈｚの定周波の交流入力電力から低電圧又は高電圧のバッテリを充電するためのユニバーサルＧａＮ系バッテリ充電器のアーキテクチャを提案する。
【０００６】
本開示のユニバーサルバッテリ充電器は、全ての航空機電力システムアーキテクチャで動作可能であり、従来の電圧であるか高電圧であるかに関わらず全てのバッテリを充電することができる。これに加えて、本開示の新たな充電器は、高周波スイッチングが可能なワイドバンドギャップのＧａＮ系電力スイッチを用いており、これにより、フィルタ及び変圧回路の小型化及び軽量化を実現している。
【０００７】
本明細書で提案される解決法は、ＧａＮ系電力スイッチを用いることにより、機能性の向上、バッテリ充電器の軽量化及び小型化、並びに、効率化を実現するとともに、様々な航空機用バッテリアーキテクチャに対応する１つの共通した部品を用いることにより低コスト化を実現している。より具体的には、本明細書で提案されるバッテリ充電器は、従来型の電力システムアーキテクチャ及び従来型のバッテリとの互換性を保ちつつ、三相２３０Ｖの交流でＶＦ入力電力の高電圧バッテリなどの高度な電力システムアーキテクチャを採用することにより、軽量化及び小型化を実現している。さらに、提案されたバッテリ充電器は、ＧａＮ系の電力素子を用いることにより、電力変換効率を９５〜９６％まで向上させている。ＧａＮ系電力スイッチのさらなる利点としては、従来のＳｉ素子と比較して遥かに高い周波数でのスイッチングが可能なことがあり、これにより、充電器の入力用及び出力用のＥＭＩフィルタで用いられる磁性体（magnetics）の大幅な軽量化を図ることができる。
【０００８】
以下に詳細に開示する要旨の一側面は、第１及び第２のＤＣリンク導体と、前記第１及び第２のＤＣリンク導体に接続されるとともに、交流電圧を、前記第１及び第２のＤＣリンク導体にかかるＤＣリンク電圧に変換するように構成されたＡＣ−ＤＣ整流回路と、第１組及び第２組の出力端子、前記第１及び第２のＤＣリンク導体に接続された第１及び第２の入力端子、前記第１組の出力端子のうちの一方に接続された第１スイッチ、及び、前記第２組の出力端子のうちの一方に接続された第２スイッチを有するＤＣ−ＤＣコンバータと、を含み、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１スイッチが閉じており、前記第２スイッチが開いている場合、前記ＤＣリンク電圧の関数として、前記第１組の出力端子に接続された低電圧バッテリを充電するための直流電流を出力し、前記第１スイッチが開いており、前記第２スイッチが閉じている場合、前記ＤＣリンク電圧の関数として、前記第２組の出力端子に接続された高電圧バッテリを充電するための直流電流を出力するように構成されている、バッテリ充電器である。開示の実施形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、前記第１スイッチが閉じており、前記第２スイッチが開いている場合、共振コンバータモードで動作し、前記第１スイッチが開いており、前記第２スイッチが閉じている場合、バックコンバータモードで動作するように構成されている。ＡＣ−ＤＣ整流回路は、昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路を含む。好ましくは、ＡＣ−ＤＣ整流回路及びＤＣ−ＤＣコンバータは、両方とも、複数の窒化ガリウム系トランジスタを含む。
【０００９】
別の側面は、第１及び第２のＤＣリンク導体と、前記第１及び第２のＤＣリンク導体に接続されるとともに、交流電圧を、前記第１及び第２のＤＣリンク導体にかかるＤＣリンク電圧に変換するように構成された昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路と、第１組及び第２組の出力端子、前記第１及び第２のＤＣリンク導体に接続された第１及び第２の入力端子、前記第１組の出力端子のうちの一方に接続された第１スイッチ、及び、前記第２組の出力端子のうちの一方に接続された第２スイッチを有するＤＣ−ＤＣコンバータと、を含み、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１スイッチが閉じており、前記第２スイッチが開いている場合、共振コンバータモードで動作可能であり、前記第１スイッチが開いており、前記第２スイッチが閉じている場合、バックコンバータモードで動作可能な、バッテリ充電器である。
【００１０】
以下に開示する要旨のさらなる側面は、第１組の出力端子と、第１及び第２の入力端子と、前記第１組の出力端子の一方に接続された第１スイッチと、前記第１及び第２の入力端子に跨って直列に接続された複数の電力スイッチと、それぞれの導電体により、直列接続された前記電力スイッチのうちの最後の１つ、前記第２の入力端子、及び、前記第１組の出力端子のうちの一方に接続された第１ジャンクションと、前記電力スイッチのうちの２つを接続する導電体に沿って設けられた第２ジャンクションと、インダクタ、変圧回路の一次巻線、及び、第１コンデンサを有するとともに、前記第１及び第２のジャンクションを接続する直列接続部と、それぞれの導電体により、前記第１コンデンサ、前記第１スイッチ、及び、前記変圧回路の前記一次巻線に接続された第３ジャンクションと、前記第１組の出力端子のうちの第１出力端子を、前記第１組の出力端子のうちの第２出力端子に接続する第２コンデンサと、を備え、前記第１スイッチは、前記第３ジャンクションと、前記第１組の出力端子のうちの前記第２出力端子との間に設けられており、前記第１スイッチが閉じている場合、バックコンバータモードで動作が行われる、ＤＣ−ＤＣコンバータである。以下に開示する実施形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータは、第２組の出力端子と、第４ジャンクションと、前記第４ジャンクションと、前記第２組の出力端子のうちの第１出力端子との間に設けられた第２スイッチと、直列に接続された前記変圧回路の第１及び第２の二次巻線と、前記第１の二次巻線と前記第４ジャンクションとの間に設けられた第１トランジスタと、前記第２の二次巻線と前記第４ジャンクションとの間に設けられた第２トランジスタと、をさらに含み、前記第１スイッチが開いており、且つ、前記第２スイッチが閉じている場合、共振コンバータとして動作するように構成されている。
【００１１】
様々なタイプの航空機用バッテリに適したバッテリ充電器のアーキテクチャの他の側面は、以下に開示されている。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】あるアーキテクチャによるユニバーサルバッテリ充電器の主要コンポーネントを示すブロック図である。
【図２】一実施形態によるユニバーサルなＧａＮ系バッテリ充電回路のトポロジーを示す回路図である。
【図３】従来の２８Ｖの直流バッテリを充電するためにバッテリ充電器が用いられる場合の、図２に示すユニバーサルなＧａＮ系バッテリ充電回路のトポロジーの状態を示す回路図である。
【図４】２７０Ｖの高電圧直流バッテリを充電するためにバッテリ充電器が用いられる場合の、図２に示すユニバーサルなＧａＮ系バッテリ充電回路のトポロジーの状態を示す回路図である。
【図５】一実施形態による、図２に示すユニバーサルなＧａＮ系バッテリ充電回路のトポロジーの一部、及び、ＧａＮ系バッテリ充電回路を制御するための制御アーキテクチャを示すブロックを示すハイブリッド図である。
【図６】図５に示すバッテリ充電回路のトポロジー及び制御アーキテクチャを用いて、バッテリを充電するために、三相交流電力を直流に変換するためのプロセスのステップを示すフロー図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下では図面を参照するが、これらの図面において、異なる図面においても同様の要素には同じ参照符号が付されている。
【００１４】
バッテリ充電システムの例示的な実施形態について、以下に詳しく説明する。ただし、実際の実施形態の特徴の全てを本明細書において説明するわけではない。当業者であれば理解するように、このような実際の実施形態のいずれの開発においても、システム関連及びビジネス関連の制約の遵守など開発者固有の目的を達成するために、その実施態様固有の多くの決定を行わなければならず、そのような決定は、実施態様によって異なるものである。さらに、このような開発努力は、複雑で時間がかかるかもしれないが、それでも本開示の利益を有する当業者にとっては、日常的な作業となるであろう。
【００１５】
本開示は、航空宇宙の用途に適したユニバーサルバッテリ充電器のためのシステムアーキテクチャを提案する。提案されたバッテリ充電器は、能動型電力電子回路を利用して、当該充電器の出力電圧及び電流を能動的に調整するための制御を行うことにより、バッテリ充電要件を満たすような電圧及び電流の調整を細かく行うことができる。提案されたユニバーサルバッテリ充電器は、従来の２４Ｖ及び３２Ｖの直流バッテリや高電圧の２００Ｖ〜３２０Ｖの直流バッテリに用いることができる。充電器は、入力電力が交流１１５Ｖで４００Ｈｚの三相一定周波数である従来の航空機や、入力電力が三相交流２２０Ｖ〜２６０Ｖであって可変周波数（３６０〜８００Ｈｚ）である航空機用バッテリのアーキテクチャにおいて利用可能である。このような多用途性により、様々な種類の航空機間での共用化が可能となり、コストを削減することができる。この充電器は、高いスイッチング周波数で高効率に動作することが可能なＧａＮ系電力素子を用いているため、ＥＭＩフィルタの小型化及び軽量化が可能である。提案されたバッテリ充電器は、電力品質及びＥＭＩを含む全ての航空宇宙産業における要件を満たす。
【００１６】
本明細書で提案されるアーキテクチャは、アクティブフロントエンドと、入力電圧及び出力電圧の範囲が広く、厳しい効率要件を満たすＤＣ−ＤＣコンバータとで構成される２段電力方式を採用している。より具体的には、提案された２段電力方式のトポロジーは、３レベルＤＣ−ＤＣコンバータにカスケード接続された３レベルＡＣ−ＤＣ昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路（Vienna boost rectifier）として実現可能である。さらに、制御方法が提案される。この制御方法によれば、ＤＣリンク電圧の制御により充電電流を制御するためにフロントエンド電力段が用いられる。この目的は、バッテリに対する負荷の関数として、ＤＣリンク電圧を変化させることである。
【００１７】
ＤＣ−ＤＣコンバータの主な機能は、直流電圧及び電流レベルの変換を、理想的には１００％の効率で行うことである。この機能は、理想的な直流変圧回路のモデルで示すことができる。この直流変圧回路モデルは、静止電圧変換比（quiescent voltage conversion ratio）に等しい効率的な巻数比（turns ratio）を有する。この変圧回路モデルは、直流の電圧及び電流を通過させることを除いては、変圧回路の一般的な特性の全てに従ったものである。したがって、本明細書に開示されるＤＣ−ＤＣコンバータは、最適な動作点（operation point）で動作するＤＣ変圧回路として機能する。ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧利得は調節可能であり、バッテリの所定の電圧変化の範囲内において最小閾値よりも高いＤＣリンク電圧を維持することができる。共振コンバータモードにおける３レベルＤＣ−ＤＣコンバータを等価な２倍の周波数を用いて変調することにより、スイッチング損失を低減したり、受動的な体積及び重量（passive volume and weight）を低減したりすることができる。「等価な２倍の周波数」の意味は、各電力素子は、ある特定のスイッチング周波数（例えば、１ＭＨｚ）で動作するが、全てのスイッチが接続する変圧回路の周波数は、個々の電力素子の動作スイッチング周波数の２倍であるということである。したがって、変圧回路の高い等価周波数により、当該変圧回路を小型化することができる一方で、個々の電力素子はあまり高い周波数で動作する必要がない。
【００１８】
図１は、上述した２段電力方式のトポロジーを有するユニバーサルバッテリ充電器１０の一般的なアーキテクチャを示す。バッテリ充電器１０は、共通基準に対して同じ周波数及び電圧振幅である交流Ａ、Ｂ、及びＣを、周期の３分の１の位相差でそれぞれ受信する３つの入力端子と、交流Ａ、Ｂ、及びＣをフィルタリングするとともに、電力品質及びＥＭＩ要件を満たす交流ａ、ｂ、及びｃを出力する入力フィルタ１２と、バッテリ充電器の力率（power factor）を１に近づける３レベルＡＣ−ＤＣ昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路１４（以降「昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路１４」）と、ＤＣリンク１６と、バッテリ２０のための充電電圧及び充電電流を調整する３レベルＤＣ−ＤＣコンバータ１８とを含む。（調整された出力電圧及び充電電流は、以下に説明するように、図６において、Ｖout及びＩbatのパラメータで示される。）昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路１４の温度は、部分的にはヒートシンク２２への熱伝導により、所望レベルに維持される。同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８の温度も、部分的にはヒートシンク２４の熱伝導により、所望レベルに維持される。
【００１９】
昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路の構造及び動作は、よく知られている。Ｖｉｅｎｎａ整流回路は、一方向性三相３スイッチ３レベルのパルス幅変調（ＰＷＭ）整流回路である。これは、力率が１である一体型の昇圧コンバータを有する三相ダイオードブリッジとみなすことができ、当該コンバータは、無効電力の消費を低減することにより高いエネルギー効率を確保して電流高調波（current harmonics）を供給するとともに、一定のＤＣ−バス電圧（以降「ＤＣリンク電圧」）を維持するためのインターフェースとして動作する。
【００２０】
図２は、図１に示すアーキテクチャを有する一実施形態によるバッテリ充電器の回路トポロジーを概略的に示す。図２に示す回路は、重量を最小限に抑えるとともに、効率を最大限に高めるように設計されたものである。図２に示すバッテリ充電器のフロントエンドは、昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路１４であり、当該整流回路は、図２に示すように接続された、３つの入力インダクタ４２と、６つのダイオード４４と、３組のＧａＮ系電力スイッチからなるスイッチネットワーク４０と、２つのコンデンサ４６及び４８と、を含む。バックエンドは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８を含む。ＤＣ−ＤＣコンバータ１８の入力端子３２及び３４は、図１に示すＤＣリンク１６を形成するＤＣリンク導体３０ａ及び３０ｂに、それぞれ接続されている。
【００２１】
図２に示すように、ＤＣリンク３０ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８の入力端子３２と、昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路１４内のジャンクション（junction）２６とを接続する。ＤＣリンク３０ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８の入力端子３４と、昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路１４のジャンクション２８とを接続する。コンデンサ４６の複数の端子は、それぞれ、ジャンクション２６及び中点ノードＭに接続しており、コンデンサ４８の複数の端子は、それぞれ、ジャンクション２８及び中点ノードＭに接続されている。
【００２２】
図２に示す実施形態においては、スイッチネットワーク４０において直列接続されたＧａＮ系電力スイッチの各組により、各入力インダクタ４２を選択的に中点ノードＭに接続することができる。各入力インダクタ４２をスイッチネットワーク４０におけるＧａＮ系電力スイッチの各組に接続する各導電体は、図２に示すそれぞれのダイオード４４によりジャンクション２６及び２８に接続されている。この３レベルのトポロジーにより、スイッチネットワーク４０のＧａＮ系電力スイッチに対する電圧ストレスを低減し、入力インダクタ４２の値及びサイズを低減し、電磁干渉を抑えて効率よく整流を行うことができる。
【００２３】
引き続き図２を参照すると、ＤＣリンク導体３０ａ及び３０ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８の入力端子３２及び３４に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、直列に接続された高出力（例えば、６００〜６５０Ｖ）のＧａＮ系電力スイッチ６０ａ〜６０ｄからなるスイッチネットワーク６０を含み、ＧａＮ系電力スイッチ６０ａの一方の端子は、入力端子３２に接続されており、ＧａＮ系電力スイッチ６０ｄの一方の端子は、ジャンクション８２を介して入力端子３４に接続されている。
【００２４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、当該コンバータが共振コンバータモード（図３を参照して以下で説明する）で動作している際に、コンバータの入力と出力との間の直流分離（DC isolation）を行う高周波変圧回路６８をさらに含む。図２に示す実施形態においては、変圧回路６８は、一次巻線と、直列に接続された二重二次巻線とを有する。シャントインダクタ（shunt inductor）６５は、一次巻線と並列に接続されている。高周波変圧回路６８の一次巻線の一方の端子は、インダクタ６４を介して、ＧａＮ系電力スイッチ６０ｂと６０ｃとの間のジャンクションに接続されている。高周波変圧回路６８の一次巻線の他方の端子は、図２に示すように、ジャンクション８４及びコンデンサ６６を介して、ジャンクション８２に接続されている。スイッチＫ2が閉じている場合、ジャンクション８２及び８４は、スイッチＫ2及びコンデンサ８６を介しても互いに接続されている。一組の出力端子８８及び９０は、高電圧（例えば、２７０Ｖ）のバッテリ（図２には示されていない）への接続用に設けられている。出力端子８８は、ジャンクション８２とコンデンサ８６との間に設けられており、出力端子９０は、コンデンサ８６とスイッチＫ2との間に設けられている。
【００２５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、低電圧（例えば、２８Ｖ）バッテリ（図２には示していない）に接続するための一組の出力端子７６及び７８と、一組のＭＯＳＦＥＴトランジスタ７０及び７２とをさらに含み、これらのトランジスタは、ジャンクション７４と、高周波変圧回路６８において直列接続された二次巻線の互いに反対側に位置する端子との間に設けられている。ＭＯＳＦＥＴトランジスタ７０及び７２は、変圧回路６８の二次巻線における交流信号を同期して整流するように制御される。スイッチＫ1は、ジャンクション７４と出力端子７６との間に設けられており、出力端子７８は、直列接続された二次巻線間に設けられたジャンクション９２に接続されている。これに加えて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、コンデンサ８０を含み、当該コンデンサの一方の端子は、スイッチＫ1と出力端子７６との間に設けられたジャンクション９４に接続されており、他方の端子は、ジャンクション９２と出力端子７８との間に設けられたジャンクション９６に接続されている。コンデンサ８０は、ローパスフィルタとして機能する。
【００２６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、スイッチＫ1及びＫ2によって再構成可能である。スイッチＫ1が閉じており、且つ、スイッチＫ2が開いている場合、充電器は、従来型のバッテリを充電するように構成される。より具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、高周波変圧回路６８を用いて、ＤＣリンク電圧（すなわち、入力端子３２及び３４にかかる電圧）を、出力端子７６及び７８にかかる調整直流電圧に変換する。これとは逆に、スイッチＫ1が開いており、且つ、スイッチＫ2が閉じている場合、充電器は、高電圧バッテリを充電するように構成される。より具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、ＤＣリンク電圧を、出力端子８８及び９０にかかる調整直流電圧に変換する（高周波変圧回路は、この構成では用いられない）。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、スイッチＫ1が閉じており、スイッチＫ2が開いている場合、出力端子７６及び７８に接続された２８Ｖバッテリを充電するために、５０Ａの充電電流を生成することができ、スイッチＫ1が開いており、スイッチＫ2が閉じている場合、出力端子８８及び９０に接続された２７０Ｖバッテリを充電するために、５．５Ａの充電電流を生成することができる。
【００２７】
図３は、従来型のバッテリを充電するための２８ＶＤＣ／５０Ａの出力用に構成されたバッテリ充電器を示す回路図である。この構成において（すなわち、スイッチＫ1が閉じており、スイッチＫ2が開いている）、充電器は、共振コンバータ１８ａとして動作する。当該共振コンバータは、ゼロ電圧スイッチング（zero-voltage switching）を行うことにより、素子のスイッチング損失を低減するとともに変換効率を向上させることができる。ゼロ電圧スイッチングにおいては、スイッチにかかる電圧がゼロの時に、各電力スイッチ６０ａ〜６０ｄがＯＮ状態からＯＦＦ状態、又は、ＯＦＦ状態からＯＮ状態に遷移するため、ＥＭＩも低減することができる。共振コンバータの構成では、出力電圧に対して入力電圧の比が高いため、高周波変圧回路６８が必要である。高周波変圧回路６８は、投影面積（footprint）を低減できる平面設計（すなわち、巻線が多層プリント回路基板にプリントされており、その上にコアが設けられている設計）であることが望ましい。高周波変圧回路６８の二次巻線は、高電流を出力することができる。したがって、２つの二次巻線を利用して、効率を高めるとともに熱的制約を最小限に抑えることができる。変圧回路のコアは、高いスイッチング周波数において、コア損失を最小限に抑えるものが選択される。高周波変圧回路６８の二次巻線においては、さらに損失を低減するために同期整流が用いられる。
【００２８】
共振ＤＣ−ＤＣコンバータ１８ａは、ＤＣリンク電圧に依存して動作する。ＤＣリンク電圧は、昇圧整流回路１４により三相交流システムから生成される。このように、共振ＤＣ−ＤＣコンバータ１８ａは、三相交流電圧に依存している。
【００２９】
共振コンバータにおいては、直列に接続されたインダクタ６４及びコンデンサ６６の共振回路を用いて、コンバータの電力素子のゼロ電圧スイッチングが行われる。スイッチング電力損失（及び、これに起因する効率低下及び発熱）は、電力素子が、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移した場合、或いは、その逆の場合に発生する。しかしながら、ＯＮとＯＦＦとの間の遷移中に素子にかかる電圧がゼロである場合、スイッチング電力損失もゼロになる。これは、電力が、電圧と電流との積（Ｐ＝Ｖ×Ｉ）に等しいためである。したがって、Ｖ＝０であれば、Ｐ＝０であるので、スイッチング損失は発生しない。これを実現するための取り組みが全ての共振コンバータにおいて行われている。しかしながら、ゼロ電圧スイッチングは理想的な状況であり、実際には、（全電圧よりはるかに低いものの）ゼロではない。コンバータの負荷の変化により理想的な共振動作点が常に移動するため、コンバータは理想的な動作点で動作することがほとんどない。共振コンバータの「理想的な」動作範囲は、（特定の巻回技術を用いて）変圧回路の一次巻線における漏れインダクタンスを小さくすることにより、拡張可能である。結果として、共振コンバータは、大抵の場合、好適でほぼ理想的な共振状態で動作することができる。
【００３０】
共振ＤＣ−ＤＣコンバータ１８ａは、変圧回路６８の一次側に接続された全部で４つのスイッチ６０ａ〜６０ｄを含む。スイッチが４つである理由は、ＤＣリンク電圧が高いため、１つの横型ＧａＮ素子ではこの高電圧を処理できない場合があるからである。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８ａは、枝（leg）毎に直列に接続された２つのＧａＮ素子を有しており、このため、ＤＣリンク電圧の全体がこれら全ての素子で分割される。このように、一次側において３レベルトポロジーが用いられている。正電圧とゼロとの間、及び、ゼロと負電圧との間で電力素子が切り替わると、当該素子にかかる電圧ストレスも低減される。
【００３１】
さらなる特徴によれば、変圧回路６８の二次側の共振ＤＣ−ＤＣコンバータ１８ａは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ７０及び７２を用いて同期整流を行う。このようにすればダイオードを用いるよりも効率的であるため、有利である。ダイオードは、ｐ−ｎ接合を有しているため、固定値の電圧降下が生じる。これは、ダイオードの電力損失につながる。ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、チャネルを有する。このチャネルでは、固定値の電圧降下は生じないが、チャネルがＯＮの際にはレジスタとして機能する。したがって、並列のＭＯＳＦＥＴの数を増やすと、チャネルの抵抗を低減して、一般のダイオードと比べて損失を改善することができる。これが、同期整流を用いる理由である。しかしながら、同期整流は、ＭＯＳＦＥＴ素子のアクティブ制御を要するため、制御の複雑性は、ダイオードを用いる場合に比べて高い。
【００３２】
図４は、高電圧バッテリを充電するための２７０ＶＤＣ／５．５Ａの出力用に構成されたバッテリ充電器を示す回路図である。この構成において（すなわち、スイッチＫ1が開いており、スイッチＫ2が閉じている）、充電器は、バックコンバータ（buck converter）１８ｂとして動作する。バックコンバータは、電圧逓減・電流逓増コンバータ（voltage step-down and current step-up converter）である。バックコンバータ１８ｂは、電圧の直流成分を低減するためにＰＷＭにより制御されるスイッチネットワーク６０と、高い周波数のスイッチング高調波を除去するローパスフィルタ（すなわち、インダクタ６４及びコンデンサ６６）とを含む。この場合、出力電圧に対する入力電圧の比があまり高くないため、高周波変圧回路６８は必要ない。
【００３３】
バックコンバータ１８ｂは、デューティーサイクルにより大きさが制御可能な直流出力電圧Ｖoutを生成する。変換比Ｍbuckは、定常状態下において、直流入力電圧（すなわち、Ｖdc）に対する直流出力電圧（すなわち、Ｖout）の比として定義される。直流出力電圧Ｖは、デューティーサイクルを調節することにより制御可能である。コンバータの出力電圧ｖ（ｔ）は、スイッチデューティーサイクルの関数であるので、出力電圧が所定の基準に従うようにデューティーサイクルを変化させる制御方式を用いることができる。
【００３４】
図５は、一実施形態による、図２に示すユニバーサルなＧａＮ系バッテリ充電回路のトポロジーの一部（スイッチＫ1及びＫ2は図が煩雑になるのを避けるため図示していない）、及び、当該バッテリ充電回路を制御するための制御アーキテクチャを示すブロックを示すハイブリッドな回路ブロック図である。制御方法は以下の通りである。
【００３５】
バッテリの充電中、バッテリ定電圧（ＣＶ）／定電流（ＣＣ）コントローラ５４は、バッテリの過充電を防止するように構成されている。充電は間欠的に行われるが、充電システムは、航空機に搭載されたバッテリに常に接続されている。定電圧は、充電器の電圧が一定に保たれている場合の充電器動作モードであり、定電流は、充電器の電流が一定に保たれている場合の充電器動作モードである。バッテリＣＶ／ＣＣコントローラ５４は、ＤＣリンク電圧・平衡コントローラ５２に対して基準直流電圧Ｖdc_refを出力する。平衡コントローラ５２は、中点Ｍ電圧の平衡を維持する（すなわち、上方のコンデンサ４６と下方のコンデンサ４８とにかかる電圧が同レベルに維持される）。基準直流電圧Ｖdc_refは、負荷要件の関数として変化する。ＤＣリンク電圧・平衡コントローラ５２は、相電流コントローラ５０に対して基準電流Ｉd_refを出力する。基準電流は、基準直流電圧Ｖdc_refと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８の入力端子３２及び３４にかかるＤＣリンク電圧Ｖdcとの間の差異の関数である。相電流コントローラ５０は、次に、スイッチネットワーク４０のＧａｎ系電力スイッチに接続されたトランジスタゲートドライバ（不図示）に対してパルス幅変調（ＰＷＭ）電流（図５において、矢印ＰＷＭによって示される）を出力し、三相交流負荷における電流を基準信号に従わせる。コマンドと、測定された相電流の瞬間値とを比較することにより、相電流コントローラ５０は、ＤＣリンク電圧Ｖdcを制御するためのスイッチネットワーク４０のＧａＮ系電力スイッチのスイッチング状態を生成する。これに加えて、フロントエンド段は、充電器の入力電流を調整して力率の補正を行う。
【００３６】
パルス幅変調は、電気素子に供給される電力を制御するために利用可能な変調技術である。負荷に供給される電圧（及び電流）の平均値は、供給源と負荷との間でスイッチのＯＮ／ＯＦＦを高速で切り替えることにより制御される。スイッチのＯＮ状態がＯＦＦ期間と比較して長ければ、それだけ負荷に供給される総電力も高くなる。「デューティーサイクル」との用語は、一定の間隔又は「期間」に対するＯＮ時間の比率であり、低いデューティーサイクルは低い電力に対応する。これは、低いデューティーサイクルにおいては、ほとんどの間電力がＯＦＦであることを理由とする。ＰＷＭの主な利点は、スイッチング素子における電力損失が非常に低いことである。スイッチがＯＦＦの場合には実質的に電流は流れておらず、スイッチがＯＮであって電力が負荷に送られている場合には、スイッチでの電圧降下はほとんど生じない。電力損失は、電圧及び電流の積であるため、両方の場合においてゼロに近い。
【００３７】
本明細書に開示の２段階バッテリ充電器の一実施形態によれば、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）が用いられている。空間ベクトルパルス幅変調は、多相交流を発生させるためのＰＷＭ制御アルゴリズムであり、当該アルゴリズムにおいては、基準信号が定期的にサンプリングされる。各サンプリングの後、使用されたベクトルの平均として基準信号を合成するために、サンプリング期間の適切な区間において、基準ベクトルに隣接する非ゼロアクティブスイッチングベクトル、及び、１つ又は複数のゼロスイッチングベクトルが選択される。
【００３８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、ＤＣ変圧回路（ＤＣＸ；Ｘは、等価な直流変圧回路の巻数比（電圧利得）を表す）として動作する。スイッチネットワーク６０の状態は、変圧回路６８を最適な動作点で動作させる調整可能な電圧変換比を生成するために、ＤＣＸモードでプログラムされたＤＣＸコントローラ５６により制御される。より具体的には、ＤＣＸコントローラ５６は、スイッチネットワーク６０のスイッチ６０ａ〜６０ｄに接続されたトランジスタゲートドライバ（不図示）に対してＰＷＭ電流（図５に矢印ＰＷＭで示される）を出力する。
【００３９】
本明細書において開示されるバッテリ充電器の実施形態においては、回路及び制御アルゴリズムの利点を最大限に発揮させるために、ＧａＮ系ワイドバンドギャップ素子が用いられる。例えば、スイッチネットワーク４０のＧａＮ系電力スイッチを高速でスイッチングすることにより、入力インダクタ４２及びＥＭＩフィルタ１２（図１を参照）のサイズ及び重量を低減することができる。ＧａＮ系電力素子に関連する低いスイッチング損失により、高いスイッチング速度で高い効率を実現することができる。ＧａＮ系電力スイッチネットワーク４０は、入力インダクタ４２を介して電流レベルを低減する昇圧回路を利用可能な３レベル回路トポロジーにおいて用いられる。これにより、ユニバーサル充電器の重量、サイズ及びコストを低減することができる。スイッチネットワーク４０におけるＧａＮ系電力スイッチの高いスイッチング周波数により、高電力回路において、アクティブ高調波相殺技術を用いることができる。
【００４０】
図６は、図５に示すバッテリ充電回路のトポロジー及び制御アーキテクチャを用いてバッテリを充電するために、三相交流電力を直流電流Ｉbatに変換するためのプロセス１００のステップを示すフロー図である。バッテリＣＶ／ＣＣコントローラ５４（図５に示す）内の第１加算器１０２は、バッテリ充電直流電流Ｉ_batの反転値と、基準充電電流Ｉcc_refとを合計する。この合計は、電流値を電圧値に変換する比例積分コントローラ１０４に入力される。バッテリＣＶ／ＣＣコントローラ５４内の第２加算器１０８は、比例積分コントローラ１０４の出力と、バッテリＣＶ／ＣＣコントローラ５４にフィードフォワード（fed forward）される整流回路の入力電圧１０６（Ｖforward）とを合計する。第２加算器１０８の出力は、昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路により出力されるＤＣリンク電圧Ｖdcのための基準信号として機能する基準直流電圧Ｖdc_refである。
【００４１】
中間ＤＣ電圧は、基準直流電圧Ｖdc_refを出力するためにＤＣリンク制御方式１１０を実行するＤＣリンク電圧・平衡コントローラ５２（図５を参照）に入力される。ＤＣリンク電圧・平衡コントローラ５２は、基準直流電圧Ｖdc_refとＤＣリンク電圧Ｖdcとを合計する加算器１１２を含む。この合計は、電圧値を、昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路１４の基準ｄ軸電流を示す基準電流値Ｉd_refに変換する比例積分コントローラ１１４に入力される。図５に示すように、基準電流値Ｉd_refは、相電流コントローラ５０に入力される。
【００４２】
ここで、参考のために、「ｄ軸」及び以下で用いられる関連する用語について説明する。電気工学において、直接直交変換（direct-quadrature transformation）とは、三相回路の解析を容易にするために、三相システムの基準系（reference frame）を回転させる数学的変換である。平衡三相回路の場合、直接直交変換を適用することにより、３つの交流量（同様の電圧及び電流）を２つの直流量に変換することができる。逆変換を行う前にこれらの直流量に対して簡易計算を行うことにより、実際の三相交流電流の結果を復元することができる。直接直交変換を用いることにより、昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路に対する三相入力の制御を行うための計算を容易にすることができる。直接直交変換は、感知した全ての交流変数を、リアルタイムで直接直交領域に変換するＤＣリンク電圧・平衡コントローラ５２の一部として実現される。したがって、図６において、ｄdは、ｄ軸コントローラのデューティーサイクルであり、ｄqは、ｑ軸コントローラのデューティーサイクルであり、Ｉdは、ｄ軸電流であり、Ｉqは、ｑ軸電流（本願においてはゼロに等しい）であり、Ｇid（ｓ）は、ｄ軸デューティーサイクルのＰＷＭをｄ軸電流に変換する伝達関数（transfer function）であり、Ｇv_id(s)は、ｄ軸電流ＩdをＤＣリンク電圧Ｖdcに変換する伝達関数である。
【００４３】
以下では、図６を参照しながら、ＤＣリンク電圧・平衡コントローラ５２から基準電流値Ｉd_refを受信する相電流コントローラ５０のコンポーネントについて説明する。相電流コントローラ５０は、基準電流値Ｉd_refとｄ軸電流Ｉdとを合計する加算器１１６を含む。この合計は、電流値をデューティーサイクルｄdに変換する比例積分コントローラ１１８に入力される。空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）ブロック１２０は、スイッチネットワーク４０（図１を参照）のＧａＮ系電力スイッチに対してパルス幅変調（ＰＷＭ）電流を出力して、三相交流負荷における電流を基準信号に従わせる。より具体的には、ＳＶＰＷＭブロック１２０は、デューティーサイクルｄd、ｄq、及び位相ロックループ（ＰＬＬ：phase locked loop）からの信号を受信し、デューティーサイクル出力を生成する。この出力は、伝達関数Ｇid（ｓ）に送られ、当該関数において、ｄ軸電流ｉdが生成される。この場合、ｑ軸電流Ｉqは、ゼロに設定される。このためｑ軸分枝（branch）（ｄ軸分枝に類似）は、図６に示されていない。デューティーサイクルｄqは、ゼロに設定されており、ｑ軸電流Ｉqは、力率を制御する。Ｉq（又はｄq）がゼロに設定されている場合、力率を１にすることができる。その後、伝達関数Ｇv_id（ｓ）により、ｄ軸電流ＩdがＤＣリンク電圧Ｖdcに変換される。相電流コントローラ５０は、コマンドと測定された相電流の瞬間値とを比較することにより、ＤＣリンク電圧Ｖdcを制御するためのスイッチネットワーク４０のＧａＮ系電力スイッチのスイッチング状態を生成する。ＤＣリンク電圧Ｖdcは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８のＤＣＸ制御方式１２６により用いられる。
【００４４】
コントローラは以下のように動作する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１８は、一定のデューティーサイクルで動作する。すなわち、当該コンバータは、入力ＤＣリンク電圧Ｖdcを一定の割合で低減してバッテリ電圧Ｖoutを出力する。当該コンバータは、バッテリ電流Ｉbatの制御を行わない。その代わりに、当該バッテリ電流Ｉbatは、定電圧モード又は定電流モードのいずれかの伝達関数を表すバッテリモード１２８に基づいている。バッテリに充電すべき充電電流はＩcc_refである。この電流は、ＤＣリンク電圧Ｖdcを制御することにより制御される。ＤＣリンク電圧が低いほど、バッテリ充電電流は低くなる。したがって、必要な充電電流に基づいて、ＤＣリンク電圧Ｖdc_refのための基準が計算され、これが、実際のＤＣリンク電圧Ｖdcと比較される。コントローラは、必要なバッテリ充電電流に基づいて、昇圧Ｖｉｅｎｎａ整流回路により出力されるＤＣリンク電圧の出力を調節し、これと同時に、ｑ軸電流をゼロに設定することにより、整流回路の入力を力率１に維持する。
【００４５】
一例として、一実施形態による制御方式を説明する。制約事項は、以下の通りである：（ａ）ＤＣ出力：２８Ｖ／５０Ａ（範囲：２０〜３３．６Ｖ）及び２７０Ｖ／５．５Ａ（範囲：１８０〜３０２Ｖ）；（ｂ）ＡＣ入力：１１５Ｖ又は２３５Ｖ相電圧。公称条件は、以下の通りである：（ａ）整流回路は、下限６０６Ｖ且つ上限８００ＶのフレキシブルＤＣリンク電圧を制御し、（ｂ）ＤＣ−ＤＣコンバータは、固定変換比が共振２８ＶモードにおいてＭresonantであって、且つ、バック２７０ＶモードにおいてＭbuckであるＤＣ変圧回路として動作する。
【００４６】
２８Ｖ共振モードにおいて２０Ｖ〜３３．６Ｖの変動を容易にするために、基準直流電圧Ｖdc_ref＞６０６Ｖの場合、Ｍresonantを公称値として固定することにより共振モードの最大効率を維持する。基準直流電圧Ｖdc_refが６０６Ｖに近い場合、ＤＣリンク電圧Ｖdcが降下しないように、電圧変換比であるＭresonanntを低減する。周波数は、共振点からずれる。同期整流の損失は僅かに増大する。
【００４７】
２７０Ｖバックモードにおいて１８０Ｖ〜３０２Ｖの変動を容易にするために、基準直流電圧Ｖdc_ref＞６０６Ｖの場合、Ｍbuckを公称値として固定することによりバックモードの最大効率を維持する。基準直流電圧Ｖdc_refが６０６Ｖに近い場合、ＤＣリンク電圧Ｖdcが６０６Ｖを上回るように、バックモードのデューティーサイクルを短縮する。
【００４８】
要約すると、２段電力型バッテリ充電器システムのための制御方式が提案される。フロントエンド段は、ＤＣリンク電圧を制御することにより充電電流を制御するために用いられる。ＤＣ−ＤＣコンバータ段は、単にＤＣ変圧回路として機能し、最適な動作点で動作する。ＤＣ−ＤＣコンバータ段の電圧利得を調節することにより、バッテリの所定の電圧変化の範囲内において最小閾値よりも高いＤＣリンク電圧を維持することができる。共振コンバータモードにおける３レベルＤＣ−ＤＣコンバータを等価な２倍の周波数で変調することにより、スイッチング損失を低減したり、受動的な体積及び重量を低減したりすることができる。
【００４９】
昇圧整流回路１４は、ＭＨｚ周波数の範囲でスイッチング可能なＧａＮ電力素子を用いる。これにより、インダクタ、変圧回路、及び、コンデンサの軽量化や小型化が可能となる。しかしながら、ＭＨｚ周波数でスイッチングを行うには多くの課題がある。これらの課題は、僅か数十ｋＨｚのスイッチングのみしか行うことができない従来型のＳｉ電力素子設計には存在しない。ＧａＮ素子の切替時間は非常に短いため（ナノ秒の範囲）、これらの素子は、遥かに高いスイッチング周波数でのスイッチングが可能である。したがって、スイッチング損失を大幅に低減することができ、結果として、変換効率を大幅に向上させることができる。スイッチング損失は、ちょうどＯＮ状態からＯＦＦ状態、及び、ＯＦＦ状態からＯＮ状態へ素子が遷移する際に発生する。この遷移が長くかかる場合、スイッチング損失は大きくなる。ＧａＮ素子は、スイッチング損失を最小限に抑える。
【００５０】
高速スイッチングによりもたらされる問題として、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移する時間が短いことによりｄＩ／ｄｔが高くなり、ハードウェアの機械的パッケージングが非常に困難になることが挙げられる。素子パッケージ、すなわち、プリント基板において、全ての寄生インダクタンスは、ＧａＮ素子を損傷しうる非常に高い電圧スパイクを生成する。これは、Ｖ＝Ｌ×ｄＩ／ｄｔであることを理由とする。したがって、高いｄＩ／ｄｔにより、素子がＯＮからＯＦＦに遷移する際に高電圧スパイクが生成される。これを克服するために、寄生インダクタンスを最小限に抑えるようにプリント回路基板を設計すべきである。インダクタンスは、配線の長さに比例する。したがって、インダクタンスを最小限に抑えるために、ゲートドライバを素子の近傍に配置したり、変圧回路を素子の近傍に配置したりして、配線の長さを最小限に抑えなければならない。インダクタンスを最小限に抑えるために、非常に密なパッケージに全てを詰め込めるようにＰＣＢのレイアウトを設計することは困難である。
【００５１】
本開示の回路の他の特有な側面は、結果として得られる充電器が、ユニバーサルであり、高電圧バッテリ及び低電圧バッテリの両方を充電できることである。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ用に再構成可能な回路トポロジーが必要となる。このトポロジーにより、バックコンバータトポロジーと共振コンバータトポロジーとの間での再構成及びスイッチングを行うことができる。スイッチＫ1及びＫ2は、これを支援する。再構成は、マニュアルで行ってもよいし、バッテリの出力電圧を感知した際やピンプログラミング（pin programming）を行う際などに自動で行ってもよい。
【００５２】
ソフトウェア及び制御方式は、ＧａＮ素子の高周波スイッチングを実現するために設計されている。高周波であるため、アナログからデジタルへの変換やデジタルからアナログへの変換、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）における制御信号の計算及び処理など全てを大幅に高速化して処理しなければならない。デュアルコアＤＳＰプロセッサなどの市販のＤＳＰハードウェアを用いることも可能である。また、制御コードの効率にも留意しなければならない。すなわち、制御コードを効率的に書き込むことにより、当該コードが、センサの読み取りとゲートドライバへの制御信号の出力との間の１サイクルの間で高速に動作を実行するようにしなければならない。
【００５３】
ソフトウェアの他の側面は、充電器の「再構成可能性（reconfigurability）に関する。現在、ピンプログラミング、或いは、感知されたバッテリ電圧レベルのいずれかに応じてスイッチＫ1及びＫ2を再構成するために、ソフトウェアの複雑化が求められている。他の側面としては、ソフトウェアが、充電器の入力電圧レベル（１１５Ｖ又は２３０Ｖ）に応じたＰＦＣ制御を調整することが可能なことである。
【００５４】
本開示の充電システムの他の側面としては、ＤＣ−ＤＣコンバータが、共振コンバータモード又はバックコンバータモードで動作可能なことである。回路がユニバーサルな特性を有しているため、次の新たな航空機毎に特定の充電器用ハードウェアを開発するためのコストを低減することができる。その代わりに、バッテリや動作用の電圧レベルに関わらず、１つのユニバーサル充電器を共通して用いることができる。
【００５５】
ユニバーサルバッテリ充電器について特定の実施形態を参照して説明したが、当業者であれば分かるように、以下に記載の請求の範囲から逸脱することなく、様々な変更を行い、構成要素をその均等物で代替することが可能である。さらに、本明細書の開示を特定の状況に適用するために、請求の範囲から逸脱することなく多くの改変を行うことが可能である。
【００５６】
なお、以下の各項は、本開示のさらなる側面を記載している。
【００５７】
Ａ１．第１組の出力端子と、
第１及び第２の入力端子と、
前記第１組の出力端子の一方に接続された第１スイッチと、
前記第１及び第２の入力端子に跨って直列に接続された複数の電力スイッチと、
それぞれの導電体により、直列接続された前記電力スイッチのうちの最後の１つ、前記第２の入力端子、及び、前記第１組の出力端子のうちの一方に接続された第１ジャンクションと、
前記電力スイッチのうちの２つを接続する導電体に沿って設けられた第２ジャンクションと、
インダクタ、変圧回路の一次巻線、及び、第１コンデンサを有するとともに、前記第１及び第２のジャンクションを接続する直列接続部と、
それぞれの導電体により、前記第１コンデンサ、前記第１スイッチ、及び、前記変圧回路の前記一次巻線に接続された第３ジャンクションと、
前記第１組の出力端子のうちの第１出力端子を、前記第１組の出力端子のうちの第２出力端子に接続する第２コンデンサと、を備え、
前記第１スイッチは、前記第３ジャンクションと、前記第１組の出力端子のうちの前記第２出力端子との間に設けられており、前記第１スイッチが閉じている場合、バックコンバータモードで動作が行われる、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【００５８】
Ａ２．前記電力スイッチは、窒化ガリウム系トランジスタである、項Ａ１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【００５９】
Ａ３．第２組の出力端子と、
第４ジャンクションと、
前記第４ジャンクションと、前記第２組の出力端子のうちの第１出力端子との間に設けられた第２スイッチと、
直列に接続された前記変圧回路の第１及び第２の二次巻線と、
前記第１の二次巻線と前記第４ジャンクションとの間に設けられた第１トランジスタと、
前記第２の二次巻線と前記第４ジャンクションとの間に設けられた第２トランジスタと、をさらに含み、
前記第１スイッチが開いており、且つ、前記第２スイッチが閉じている場合、共振コンバータとして動作するように構成されている、項Ａ１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【００６０】
Ａ４．前記第２組の出力端子のうちの第２出力端子は、前記第１及び第２の二次巻線間の中点に接続されている、項Ａ３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【００６１】
Ａ５．前記第２スイッチと、前記第２組の出力端子の前記第１出力端子との間に設けられた第５ジャンクションと、
前記第２組の出力端子の前記第２出力端子と、前記第１及び第２の二次巻線間の中点との間に設けられた第６ジャンクションと、
前記第５ジャンクションを前記第６ジャンクションに接続する第３コンデンサと、をさらに含む、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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