(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力供給システム（５）に電流を供給するためのグリッドタイインバータ（２）であって、
−  パルス幅変調器（２４１）を介して駆動される出力ブリッジ配置（２３０）であって、前記出力ブリッジ配置（２３０）の切替時間は周期的な補助信号を使用することによって決定され、前記周期的な補助信号の周波数は定められた周期的なウォブル信号（Ｕｍｏｄ）に従って変化する出力ブリッジ配置（２３０）と、
−  前記電力供給システム（５）への前記補助信号の位相同期のための同期ユニット（２４３）であって、前記同期ユニット（２４３）は前記電力供給システム（５）の位相に対して前記周期的な補助信号の定められた位相オフセット（ΔΦ０）を調整するように設定される同期ユニット（２４３）と、
を有する、グリッドタイインバータ（２）において、
−  前記電力供給システム（５）への前記周期的なウォブル信号（Ｕｍｏｄ）の位相同期のために設定される、さらなる同期ユニット（２４５）が存在し、
−  前記同期ユニット（２４３）および前記さらなる同期ユニット（２４５）は、各々ＰＬＬ回路を備え、
−  前記周期的なウォブル信号（Ｕｍｏｄ）は、発振を抑制する目的で補正信号発生器（２１６）および加算器（２０３）を介して前記同期ユニット（２４３）の前記ＰＬＬ回路の制御器システムに送られる
ことを特徴とする、グリッドタイインバータ（２）。
【請求項２】
請求項１に記載のグリッドタイインバータにおいて、前記パルス幅変調器（２４１）はサイン−デルタ変調器であり、前記周期的な補助信号は三角波形信号（ＵΔ）であることを特徴とするグリッドタイインバータ。
【請求項３】
請求項１または２に記載のグリッドタイインバータにおいて、前記ＰＬＬ回路は、前記周期的な補助信号または前記周期的なウォブル信号（Ｕｍｏｄ）をより低い周波数の位相ロック正弦電圧に変換するために、変換テーブルおよびＤ／Ａコンバータを有する周波数コンバータ（２０１、２１１）をそれぞれ備えることを特徴とするグリッドタイインバータ。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れか１項に記載のグリッドタイインバータにおいて、前記周期的なウォブル信号（Ｕｍｏｄ）は三角波形信号であることを特徴とするグリッドタイインバータ。
【請求項５】
請求項１乃至３の何れか１項に記載のグリッドタイインバータにおいて、前記周期的なウォブル信号（Ｕｍｏｄ）は前記周期的な補助信号を２つの異なる周波数（ｆ−、ｆ＋）に調整する矩形波信号であることを特徴とするグリッドタイインバータ。
【請求項６】
請求項５に記載のグリッドタイインバータにおいて、前記２つの周波数（ｆ−、ｆ＋）は前記補助信号用の補助信号発生器（２００）の最小の調整可能な周波数差分に対応する周波数だけ異なることを特徴とするグリッドタイインバータ。
【請求項７】
請求項６に記載のグリッドタイインバータにおいて、前記矩形波形状の周期的なウォブル信号（Ｕｍｏｄ）は、平均すると、前記２つの周波数（ｆ−、ｆ＋）の間に位置する定められた周波数ｆが前記補助信号に対して生じる、デューティ比を有することを特徴とするグリッドタイインバータ。
【請求項８】
ＡＣ側で互いに結合される少なくとも２つのグリッドタイインバータ（２ａ、２ｂ）を有するインバータ配置において、前記インバータ（２ａ、２ｂ）は請求項１乃至７の何れか１項に記載のように具現化されることを特徴とするインバータ配置。
【請求項９】
請求項８に記載のインバータ配置において、各々のインバータ（２ａ、２ｂ）はＡＣ側に下流の出力電流フィルタ（３ａ、３ｂ）を有し、前記出力電流フィルタ（３ａ、３ｂ）はそれぞれの出力によって互いに接続されることを特徴とするインバータ配置。
【請求項１０】
請求項９に記載のインバータ配置において、前記出力電流フィルタ（３ａ、３ｂ）は第１のインダクタンス（３１ａ、３１ｂ）と第２のインダクタンス（３２ａ、３２ｂ）とを有するＬＣＬフィルタであり、前記第２のインダクタンス（３２ａ、３２ｂ）は前記第１のインダクタンス（３１ａ、３１ｂ）より低いインダクタンス値を有することを特徴とするインバータ配置。
【請求項１１】
請求項９に記載のインバータ配置において、前記出力電流フィルタ（３ａ、３ｂ）はただ１つのインダクタンス（３１ａ、３１ｂ）を有するＬＣフィルタとして具現化されることを特徴とするインバータ配置。
【請求項１２】
請求項９乃至１１の何れか１項に記載のインバータ配置において、前記出力電流フィルタ（３ａ、３ｂ）の前記互いに接続された出力は変圧器（４）を介して電力供給システムに接続されることを特徴とするインバータ配置。
【請求項１３】
ＡＣ側で互いに結合される少なくとも２つのインバータ（２ａ、２ｂ）を有する電力供給システム（５）に電力を供給するためのインバータ配置を動作させる方法において、前記少なくとも２つのインバータ（２ａ、２ｂ）の各々は、それぞれの周期的なウォブル信号（Ｕｍｏｄ）で周波数変調される周期的な補助信号を使用してパルス幅変調方式で駆動される出力ブリッジ配置（２３０）を有し、前記それぞれの周期的な補助信号は前記電力供給システム（５）に位相同期され、
前記２つの結合されたインバータ（２ａ、２ｂ）の前記周期的なウォブル信号（Ｕｍｏｄ）は前記電力供給システム（５）に位相同期され、したがって前記２つの結合されたインバータ（２ａ、２ｂ）のそれぞれの前記周期的なウォブル信号（Ｕｍｏｄ）同士の位相が同期され、前記周期的なウォブル信号（Ｕｍｏｄ）は、発振を抑制する目的で補正信号発生器（２１６）および加算器（２０３）を介して前記周期的な補助信号を同期させるためのＰＬＬ回路の制御システムに送られる
ことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力供給システムに電流を供給するためのグリッドタイインバータに関し、インバータは、パルス幅変調器を介して駆動される出力ブリッジ配置を有し、出力ブリッジ配置の切替時間は、周期的な補助信号を使用することによって決定され、周期的な補助信号の周波数は、定められた周期的なウォブル信号に従って変化する。インバータは、電力供給システムへの補助信号の位相同期のための同期ユニットをさらに備え、同期ユニットは、電力供給システムの位相に対して周期的な補助信号の定められた位相オフセットを調整するように設定される。本発明はさらに、少なくとも２つのこのようなインバータを有する配置に関し、また、このようなインバータ配置を動作させる方法に関する。
【０００２】
グリッドタイインバータは、電力供給設備、例えば太陽光発電設備および風力エネルギー設備で使用される。グリッドタイインバータの場合、インバータの出力において出力される電圧または電流特性は、電力供給システム内の対応する特性に従う。電力供給設備で、発電機、例えば直列および／または並列接続の太陽電池モジュールは、−場合によってはステップアップコンバータによる電圧変化の後に−ＤＣリンク回路に供給されるＤＣ電圧を作り出す。ＤＣリンク回路からの直流は、インバータによって、その周波数および電圧が電力供給システムへの供給に適した交流に変換される。この変換は、この場合、単相交流または多相交流、特に三相交流への変換とすることができる。このために、インバータは、供給を受けるように意図される電力供給システムの位相の数に応じて、電力半導体スイッチを通常装備している１つまたは複数の切替ブリッジを有する、出力ブリッジ回路を有する。
【０００３】
電力半導体スイッチは、この場合、インバータと電源供給システムとの間に配置されるフィルタと連携して、好ましくは正弦波の出力電流が作り出されるように、特定の変調パターンに従って駆動される。頻用されるパルス幅変調（ＰＷＭ）方法の場合、電力半導体スイッチは、電力供給システムにおけるＡＣ電圧の周波数より明らかに高いスイッチング周波数（例えば、５０または６０Ｈｚの主電源周波数と比較して３から３０ｋＨｚのスイッチング周波数）でオンおよびオフに切り替えられる。主電源周波数の１つの期間にわたって、デューティ比と呼ばれる、スイッチを入れられた時間とスイッチを切られた時間との間の比率は、出力電流の好ましくは正弦波の特性が取得されるように、この場合１つのスイッチング周波数期間の中で変更される。デューティ比または切替時間を決定するための既知の構成は、例として、「サイン−デルタ変調法」、「空間ベクトル変調（ＳＶＭ）法」または例えば「３次高調波注入サイン−デルタ変調法」として知られる修正されたサイン−デルタ変調法である。これらのＰＷＭ方法の場合、周期的な補助信号または搬送波信号、例えば「サイン−デルタ変調法」の場合の三角波形状信号、または「ＳＶＭ法」の場合のクロック信号が、切替時間を決定するために使用される。
【０００４】
しかしながら、より複雑な変調方法の場合でさえ、インバータブリッジの出力において作り出される電圧は、一般に純粋な正弦信号ではなく、むしろ、例えば変調方法による電力半導体スイッチのスイッチング周波数における周波数成分を呈する。
【０００５】
高い電力を獲得するために、特により大きい太陽光発電設備、例えば野外の設備の場合、２つ以上のインバータが並列に使用されることが多い。多数のインバータが並列に動作するとき、個々のインバータの出力ブリッジ配置内の非同期の切替時間のために望ましくない循環電流または均等化電流が生じ得る。これは、個々のインバータの出力ブリッジ配置の切替時間を決定するために使用される周期的な補助信号が互いに対して高度に位相シフトされるとき特に起こる。これはインバータ間の短い電圧差につながる非同期の切替プロセスをもたらし、それは、今度は高周波の均等化電流を引き起こす。これらの均等化電流は、インバータが出力電圧側で互いに完全に絶縁されないとき特に生じる。それらは、例えばＡＣフィルタコンデンサなどの、影響を受ける電子部品に対する望ましくない追加の電流負荷であり、この電流負荷はこれらの構成部品の有効寿命に悪影響を与えることがある。
【０００６】
文献米国特許出願公開第２００８／０２６５６８０Ａ１号明細書は、それらの出力で直接結合される多数のインバータの配置を説明する。インバータはＰＷＭ方法によって制御され、そこで使用される補助信号は、主電源電圧に基づいて同期させられる。この同期によって達成される効果は、結合されたインバータの電力半導体スイッチが同時に切り替えられることである。
【０００７】
文献国際公開第２０１２／１２３５５９Ａ２号パンフレットは、誘導結合された、例えば変圧器結合された、インバータに適した方法を開示する。この方法は、ＰＷＭ方法で半導体電力スイッチに対する動作信号を作り出すために使用される補助信号が主電源電圧に基づいて同期されるように備えており、異なるインバータの補助信号間に位相差分が設けられる。
【０００８】
文献米国特許出願公開第２０１０／０１５６１９２Ａ１号明細書および論文“Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｉｎ  ａ  Ｂａｔｔｅｒｙ−Ｏｐｅｒａｔｅｄ  Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ  Ｐｕｌｓｅ−Ｗｉｄｔｈ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ（ＳＰＷＭ）Ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ”，Ａｆｒｉｃｏｎ，１９９９  ＩＥＥＥ，Ｖｏｌｕｍｅ  ２，ｐａｇｅｓ  ７１９−７２４は、同様に、主電源電圧に基づいて同期される半導体電力スイッチを駆動するために使用される補助信号を伴うＰＷＭ方法を説明する。同期はＰＬＬ（位相ロックループ）回路を使用して獲得される。
【０００９】
出力側で、インバータは、出力側ＡＣ信号を形づくり特に出力電流特性が好ましくは正弦波であることを確実にする、ＡＣ電圧フィルタを通常備えている。この理由で、フィルタは正弦フィルタとも呼ばれることが多い。例えば、位相線路に直列に接続された２つのインダクタンスを有し、インダクタンス間のセンタタップとさらなる位相、中性線、またはインバータの出力ＡＣ信号のＡＣブリッジのセンタタップのうちの１つとの間に配置されるコンデンサを有する、ＬＣＬフィルタとして知られているものを使用して効果的な信号整形が可能である。このようなフィルタは、ブリッジ電圧のスイッチング周波数成分を軽減するのに特に効果的に適している。しかしながら、それは材料集中的であり、したがって高価である。出力ブリッジ配置の半導体電力スイッチの切替時間を決定するための補助信号のしっかりと定められた周波数の代わりに、変化する周波数を有する周期的な補助信号がインバータに対して使用される場合、特に電力供給システム側でのこのような出力電流フィルタのインダクタンスは、そのインダクタンス値を減少させることができ、または必要ならば完全になくなってもよいことが見いだされた。その理由は、変化する周波数を有する補助信号が使用されるとき、上に概説したように、パルス変調されたブリッジ電圧のために生じる電磁干渉がより広い周波数範囲にわたって広がり、したがって電磁界のそれぞれの振幅は特定の周波数値に対して明らかにより低いことがわかるからである。スプリアス信号のスペクトル強度に対して電力供給会社によって作られる条件は、そのとき出力電流フィルタにより小さいインダクタンスを使用して同様に満たすことができ、特に出力側インダクタンスを減少させることが可能であるが、ときどき同様に入力インダクタンスを減少させることが可能である。必要ならば、電力供給システム側のインダクタンスは完全に省略することさえできる。
【００１０】
可変周波数を有する補助信号を作り出すために、ウォブル信号として知られているものが通常使用され、その特性は補助信号の周波数を変調する。この場合使用される電圧特性は、好ましくは三角波形特性である。
【００１１】
可変パルス周波数でＰＷＭ方法を使用するインバータは、例えば、文献独国特許発明第１９７４８４７９Ｃ１号明細書から知られている。この方法の場合、パルス周波数は作り出される交流の特性に依存し、パルス周波数は、交流の最大振幅の領域におけるよりも交流のゼロ交差において倍数だけ高い。この方法は、インバータの電力半導体スイッチに対するスイッチング損失を最小化し、同時に、作り出される交流の電流特性に対する高調波を最小化する。
【００１２】
定数でなくむしろ可変周波数を有する補助信号のさらなる目的は、補助信号を作り出す信号発生器の周波数分解能が望ましい周波数を調整するのに十分でないときでも、補助信号の特に定められた望ましい周波数を調整することを可能にすることである。この場合、望ましい周波数が少なくとも平均で取得されるように、特定の定められたデューティ比で周期的な補助信号の２つの調整可能な周波数間を往復してホップすることが可能である。補助周波数に対する前述のウォブル信号は、この場合矩形波信号である。
【００１３】
ウォブルされた、すなわち周波数が変化する、補助電圧信号を使用する、２つ以上のインバータが相互接続されるとき、周期的な補助信号を主電源周波数に同期させるために上に概説された方法を使用することはできない。したがって、周知の方法を使用して均等化電流を抑制することはできない。
【発明の概要】
【００１４】
したがって、周波数が変化するウォブルされた補助電圧信号においても、相互接続されたインバータ間の均等化電流が効果的に防止される、インバータまたは多数のこのようなインバータの配置および同様に多数のインバータの配置のための動作方法を提供することが本発明の目的である。
【００１５】
この目的は、独立請求項に記載されたそれぞれの特徴を有する、インバータ、インバータ配置およびインバータ配置を動作させる方法によって達成される。有利な構成および展開は従属請求項に明記される。
【００１６】
冒頭で述べたタイプの本発明のグリッドタイインバータは、電力供給システムへの周期的なウォブル信号の位相同期のために設定される、さらなる同期ユニットが存在するという点で区別される。
【００１７】
したがって、周期的な補助信号それ自体だけでなく、周期的な補助信号の周波数に影響を与えるウォブル信号もまた電力供給システムに同期される。これは、すべてのインバータの周期的な補助信号が同じようにそれらの周波数を変更することを確実にする。インバータ配置のすべての相互結合されたインバータについて、したがって電力供給システムを使用して、周期的な補助信号が同じ周波数および同じ位相を有することを確実にする。したがって、すべてのインバータの出力インバータブリッジの半導体電力スイッチが等しい基準で駆動され、したがってインバータ間の均等化電流は防止される。
【００１８】
この場合、同期ユニットおよびさらなる同期ユニットは、各々ＰＬＬ（位相ロックループ）回路を備える。このように、補助信号およびウォブル信号は通常、電力供給システムの周波数より何倍も高い周波数を有するけれども、補助信号およびウォブル信号をともに電力供給システムに同期させることは、単純な問題である。好ましくは、ＰＬＬ回路は、周期的な補助信号または周期的なウォブル信号をより低い周波数の位相ロック正弦電圧に変換するために、変換テーブルおよびＤ／Ａ（デジタル／アナログ）コンバータを有する周波数コンバータをそれぞれ備える。
【００１９】
加えるに、周期的なウォブル信号は、発振を抑制する目的で補正信号発生器および加算器を介して同期ユニットのＰＬＬ回路の制御システムに送られる。このように、補助信号の周波数を調節するとき発振傾向を抑制することが可能である。
【００２０】
インバータの１つの有利な構成で、パルス幅変調器はサイン−デルタ変調器であり、周期的な補助信号は三角波形信号である。
【００２１】
インバータのさらなる有利な構成で、周期的なウォブル信号は三角波形信号である。半導体電力スイッチのクロッキングのためにインバータによって放出される電磁干渉は、周期的な補助信号の周波数と相関する周波数にある。補助信号の周波数を変化させるために三角波形ウォブル信号が使用されるとき、取り込まれる電磁干渉はより広い周波数範囲にわたって分散される。電磁干渉のそれぞれの振幅はそのとき、特定の周波数値に対して明らかにより低いことがわかる。
【００２２】
インバータのさらなる有利な構成で、周期的なウォブル信号は、周期的な補助信号を２つの異なる周波数に調整する矩形波信号である。好ましくは、２つの周波数は、補助信号用の補助信号発生器の最小の調整可能な周波数差分に対応する周波数だけ異なる。特に好ましくは、矩形波形状の周期的なウォブル信号は、平均すると、２つの周波数の間に位置する定められた周波数が補助信号に対して生じる、デューティ比を有する。このように、周期的な補助信号用の発生器の周波数分解能が、不十分な周波数分解能のためにこの望ましい周波数の調整を許さない場合でも、補助信号の周波数をインバータに対して調整することができる。この矩形波形状のウォブル信号を使用して、補助信号が平均して望ましい周波数で発生するように、隣接する離散的で調整可能な周波数間を往復してホップすることが可能である。
【００２３】
ＡＣ側で互いに結合される少なくとも２つのグリッドタイインバータを有する本発明のインバータ配置は、インバータが上述したような形であるという点で区別される。インバータに関連して言及した利点が取得される。
【００２４】
特に有利には、このようなインバータ配置の各々のインバータはＡＣ側に下流の出力電流フィルタを有し、出力電流フィルタはそれぞれの出力によって互いに接続される。好ましくは、出力電流フィルタは第１のインダクタンスと第２のインダクタンスとを有するＬＣＬフィルタであり、第２のインダクタンスは第１のインダクタンスより低いインダクタンス値を有する。あるいは、出力電流フィルタはただ１つのインダクタンスを有するＬＣフィルタとして具現化することができる。
【００２５】
インバータ配置のさらなる有利な構成で、出力電流フィルタの相互接続された出力は変圧器を介して電力供給システムに接続される。
【００２６】
このようなインバータ配置を有する多数のＰＶ設備が太陽光発電所に設けられる場合、それぞれのインバータ配置のインバータが上述したように補助信号およびウォブル信号に対して同期されるように備えることができる。個々のＰＶ設備は、しかしながら、それらの補助信号に対して、定められた、非ゼロの、相対的に異なる位相オフセットを使用して動作させられる。例として、偶数のＰＶ設備が電力供給システムの主電源アクセスポイントと相互接続されるとき、ＰＶ設備のそれぞれの、ある正弦波特性からの電圧特性の相違が、好ましくは逆位相（１８０°の位相シフト）であり、したがってそれらが互いに相殺し合うように、ＰＶ設備が各々対になって同期されるように備えることができる。奇数のＰＶ設備で、好ましくは、これらは、好ましくは異なり全体の位相空間（０から２πまたは０〜３６０°）にわたって可能な限り均等に分散される、定められた非ゼロの位相オフセットで動作する。
【００２７】
本発明のさらなる実施態様は、ＡＣ側で互いに結合される少なくとも２つのインバータを有する電力供給システムに電力を供給するためのインバータ配置を動作させる方法に関する。これらの少なくとも２つのインバータは、それぞれの周期的なウォブル信号で周波数変調される周期的な補助信号を使用してパルス幅変調方式で駆動される出力ブリッジ配置を各々有する。それぞれの周期的な補助信号は、電力供給システムに位相同期される。動作の方法は、２つの結合されたインバータの周期的なウォブル信号が電力供給システムに位相同期され、したがって互いの間で位相同期されるという点で区別される。周期的なウォブル信号は、発振を抑制する目的で補正信号発生器および加算器を介して周期的な補助信号を同期させるためのＰＬＬ回路の制御システムに送られる。再び、インバータに関連して言及した利点が取得される。
【００２８】
本発明は、図を参照して例示的な実施形態を使用して、以下により詳細に解説される。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】図１は、２つ以上のインバータを有するインバータ配置を有する電源装置の概略ブロック図を示す。
【図２】図２は、概略ブロック図における概略の概観描写の中のインバータの一部を示す。
【図３】図３は、補助信号およびウォブル信号のために図２に描かれたインバータのために使用可能な同期デバイスをより詳細な概略ブロック図で示す。
【図４】図４は、周期的な補助信号およびウォブル信号に対する時間特性を２つのグラフで示す。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
図１は、太陽光発電設備を電力供給設備として概略ブロック図で示す。後に略してＰＶ設備と呼ばれる、太陽光発電設備は、インバータ２ａ、２ｂに各々接続される２つの太陽光発電機（ＰＶ発電機）１ａ、１ｂを有する。インバータ２ａ、２ｂの各々は、それぞれのインバータ２ａ、２ｂの出力信号用の信号整形のために使用される、下流の出力電流フィルタ３ａ、３ｂを有する。出力電流フィルタ３ａ、３ｂは、パルス電流信号から好ましくは正弦波の出力電流特性を形成する。図示した例示的な実施形態で、出力電流フィルタ３ａ、３ｂの各々は、第１のインダクタンス３１ａまたは３１ｂおよび第２のインダクタンス３２ａまたは３２ｂを備えた直列接続を有し、インダクタンス３１ａ、３２ａ間および３１ｂ、３２ｂ間のセンタタップは、コンデンサ３３ａ、３３ｂを介して中性電位に接続される。このような出力電流フィルタ３ａ、３ｂは、使用される構成部品のためにＬＣＬフィルタとも呼ばれる。
【００３１】
出力側で、出力電流フィルタ３ａ、３ｂは相互接続され、それでインバータ２ａ、２ｂは出力電流フィルタ３ａ、３ｂを介して同様に結合される。
【００３２】
出力側で互いに結合されたインバータ２ａ、２ｂは、変圧器４を介して電力供給システム５に接続される。この目的で、変圧器４は、一次巻線４１および二次巻線４２を有する。図に示されるように、図示した２つのインバータ２ａ、２ｂより多くのものもまた、同じように出力側に結合することができる。
【００３３】
象徴的に、ＰＶ発電機１ａ、１ｂは、単独の太陽電池セルに対する図形記号によってのみ、図で各々描かれる。ＰＶ発電機１ａ、１ｂは、図示されたＰＶ設備の実装で、直列におよび／または並列に相互接続される複数の太陽電池モジュール（ＰＶモジュール）から各々構築することができる。明確化するために、ＰＶ設備のさらなる要素、例えばＤＣ（直流）側またはＡＣ（交流）側の切替エンティティ、例えば設備絶縁装置またはヒューズエンティティは、さらに図で再現されない。
【００３４】
図示した例示的な実施形態で、インバータ２ａ、２ｂは、リンク回路２２ａ、２２ｂを介してＤＣ／ＡＣコンバータ２３ａ、２３ｂに各々接続される入力側ＤＣ／ＤＣコンバータ２１ａ、２１ｂを各々備える。本出願によるインバータが入力側ＤＣ／ＤＣコンバータなしで同様に構成され得ることは留意される。ＤＣリンク回路は、ＤＣリンク回路電圧Ｕｚを平滑化するために使用され、ＤＣ／ＡＣコンバータ２３ａ、２３ｂによるＤＣリンク回路電圧Ｕｚの電圧ディップなしでパルス電流抽出を可能にする、ＤＣリンク回路の中に配置されたそれぞれのコンデンサ２２１ａ、２２１ｂを有する。インバータ２ａ、２ｂは、とりわけＤＣ／ＤＣコンバータ２１ａ、２１ｂおよびＤＣ／ＡＣコンバータ２３ａ、２３ｂを制御するために、制御デバイス２４ａ、２４ｂを各々有する。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１ａ、２１ｂの制御は、例えば、最大電力の動作点においてＰＶ発電機１ａ、１ｂを動作させるために使用される、ＭＰＰ（最大電力点）追従法として知られているものを同様に含み得る。
【００３５】
ＰＶ設備は、三相で電力供給システム５に電力を供給するために構成される。したがって、この例示的な実施形態におけるインバータ２ａ、２ｂは、三相出力を有し、出力電流フィルタ３ａおよび３ｂならびに変圧器４は、三相構成となっている。より明確化するために、個々の位相の具体的な描写は、図では省略されている。三相の前述の数は、ただ例として理解されるように意図されており、本出願によるインバータおよびそれに基づくインバータ配置は、任意の数の位相での動作、特に単相動作に同様に適し得る。
【００３６】
インバータ２ａ、２ｂは、それらのＤＣ／ＡＣコンバータ２３ａ、２３ｂの中に、ＰＷＭ方法を使用して駆動される半導体電力スイッチを備えた出力ブリッジ回路を備える。ＤＣ／ＡＣコンバータ２３ａ、２３ｂからの出力信号はしたがってクロックＤＣ信号であり、クロック周波数、すなわち秒あたりの切替周期の数は、１キロヘルツから１００キロヘルツを超える範囲にあることが可能である。
【００３７】
図２は、図１からのインバータ２ａ、２ｂの１つの詳細な部分をブロック図で同様に示す。続く説明は、図１に描かれた例示的な実施形態で同じ構成である、両方のインバータ２ａ、２ｂに関連する。したがって、参照記号に対してインデックスａ、ｂによる区別はない。
【００３８】
インバータ２のＤＣ／ＡＣコンバータ２３は、出力ブリッジ配置２３０を有し、出力ブリッジ配置２３０に対して１つのブリッジ経路が象徴的に図示される。インバータ２の三相実施形態で、通常３つのこのようなブリッジ経路があり、それらは図では省略符号で示される。しかしながら、他の回路接続形態が必ず同様に考えられる。
【００３９】
図示した実施形態で、各々のブリッジ経路は、２つの半導体電力スイッチ２３１、２３２を有する。例として、反平行に接続された保護ダイオードを各々備える、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）スイッチが図示される。しかしながら、他の適当な半導体スイッチ、例えばＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）またはＳｉＣ（炭化ケイ素）トランジスタを使用することが同様に可能である。スイッチ２３１、２３２は、制御デバイス２４によって駆動される。制御デバイス２４は、パルス幅変調器２４１、基準電圧発生器２４２、同期ユニット２４３、制御ユニット２４４およびさらなる同期ユニット２４５を備える。
【００４０】
パルス幅変調器２４１は、前記パルス幅変調器に対して定められる、基準電圧Ｕｒｅｆの特性が再現されるように、切替要素２３１、２３２に対する動作信号を発生させる。基準電圧Ｕｒｅｆは、基準電圧発生器２４２に供給される、電力供給システム５の主電源電圧特性から基準電圧発生器２４２によって形成される。したがって、インバータ２の出力において出力される電圧特性は主電源電圧の電圧特性に従い、インバータはグリッド結合される。基準電圧発生器２４２は、基準電圧Ｕｒｅｆのより低い電圧レベルに直接、後に主電源電圧Ｕｍａｉｎｓと呼ばれる、電力供給システムの位相の１つの電圧をマッピングすることによって、または位相同期回路（ＰＬＬ−位相ロックループ）を用いて定められた主電源電圧Ｕｍａｉｎｓに同期される基準電圧正弦発生器の介在を同様に利用することによって、基準電圧Ｕｒｅｆを提供することができる。
【００４１】
周期的な補助信号、すなわちこの場合使用される三角波形信号ＵΔの周波数は、この場合、信号Ｕｍｏｄの形でさらなる同期ユニット２４５によって、同期ユニット２４３に送信される。この場合、本出願によれば、信号Ｕｍｏｄは一定ではなく、むしろ時間とともに変化する。それは後にウォブル信号Ｕｍｏｄとも呼ばれる。例として、周期的な補助信号の周波数が一定の限度の範囲内で線形にかつ場合によっては連続的に変化する場合、ウォブル信号Ｕｍｏｄは三角波形または鋸波形信号とすることができる。周期的な補助信号の２つの別々の周波数の間の変化が設けられる場合、ウォブル信号Ｕｍｏｄは同様に矩形波信号とすることができる。
【００４２】
インバータ配置を動作させるために、この場合三角波形信号ＵΔである周期的な補助信号と基準電圧Ｕｒｅｆによって表される主電源電圧Ｕｍａｉｎｓとの間の位相は、２つの結合されたインバータの補助信号が互いに同位相であるように、インバータ配置の各々のインバータに対して調整される。この目的で、同期ユニット２４３は、基準電圧Ｕｒｅｆを供給される。
【００４３】
本出願によれば、主電源電圧Ｕｍａｉｎｓに同様に同期されるウォブル信号Ｕｍｏｄがさらに設けられる。この目的で、さらなる同期ユニット２４５は、基準電圧Ｕｒｅｆを同様に供給される。
【００４４】
図３は、図２からの同期ユニット２４３およびさらなる同期ユニット２４５の構成をより詳細にブロック図で示す。初めに、図３はＰＷＭ用の補助信号またはウォブル信号の位相のためのアナログ制御ループを有する同期ユニットを描くことが指摘される。同期ユニットがデジタル方式で動作する制御部を同様に有し得ることは、言うまでもない。
【００４５】
同期ユニット２４３は、電圧制御周波数発生器として具現化される三角波形電圧発生器２００を有し、三角波形電圧発生器２００の周波数ｆは、入力電圧信号Ｕｆを用いて制御される。出力において三角波形電圧発生器２００によって出力される電圧信号は、三角波形信号ＵΔとしてパルス幅変調器２４１に提供される。
【００４６】
同期ユニット２４３の中で、三角波形信号ＵΔは、周波数コンバータ２０１に供給される。三角波形信号ＵΔの周波数ｆは、通常、電力供給システム５の主電源周波数ｆ０の整数倍である。２つの周波数間の周波数比ｆ／ｆ０は、現在使用されている方法に対しておよそ１０から１０００までの範囲にある。三角波形信号ＵΔおよびより低い周波数の主電源電圧特性の位相の比較を行うために、周波数コンバータ２０１は、言及した係数で三角波形信号ＵΔに対して周波数分割を行い、同様に正弦波信号への波形変換を行う。変換のための１つの可能性は、通過する三角波形信号ＵΔの期間ごとに値１でカウンタ内容が増分される、回転式カウンタを設定することである。カウンタが周波数比ｆ／ｆ０に対応するカウントに到達するとき、カウンタは１の初期値にリセットされる。カウンタはしたがって周期的にｆ／ｆ０の異なる値を通過し、各々の周期的な通過は主電源電圧Ｕｍａｉｎｓの正弦信号の周期期間に対応する。周波数コンバータ２０１は、各々のカウントに対して主電源周波数ｆ０の周期期間とともに正弦電圧の対応する値を格納する、変換テーブルを格納する。周波数コンバータ２０１の出力において、デジタル／アナログコンバータを用いて作り出された電圧信号は、このテーブルの値に従って出力される。周波数コンバータ２０１はしたがって、その出力において正弦波電圧信号を提供し、この電圧信号は、三角波形発生器２００の三角波形信号ＵΔに位相ロック方式で結合され、主電源電圧Ｕｍａｉｎｓの周波数に対応する周波数を有する。この信号は、主電源電圧に位相ロックされている、基準電圧発生器２４２（同様に図２参照）によって提供される基準信号Ｕｒｅｆのように、位相比較器２０２に同じく供給される。位相比較器２０２の出力において、２つの入力信号の位相差に比例する信号ＵΔΦが出力される。
【００４７】
加算器２０３で、この信号は、任意選択のオフセット調整器２０４によって作り出され、調整される位相オフセットΔΦ０に対応する、この信号に加算される電圧を同様に有し、その電圧は、ＤＣ結合されたインバータの場合好ましくはゼロである。しかしながら、例えば、異なるインバータ２ａ、２ｂの出力電流において、異なる出力電流フィルタ３ａ、３ｂの値における相違と、これらによってもたらされる位相シフトとを考慮に入れるために、ゼロでない位相オフセットΔΦ０を同様に設けてもよい。合計された信号は、例えば、比例／積分制御器（ＰＩ制御器）として具現化され得る、閉ループ制御モジュールチップ２０５に制御変数として供給される。
【００４８】
閉ループ制御モジュール２０５の出力は、前に説明したように、三角波形発生器２００を制御し、したがって三角波形補助信号ＵΔの周波数ｆを制御する、制御電圧Ｕｆを作り出すために、基本周波数調整器２０７によって出力される基本周波数電圧Ｕｆ０に、およびウォブル信号Ｕｍｏｄに、さらなる加算器２０６で加算される。
【００４９】
同期ユニット２４３はこのように、一定の位相関係が三角波形信号ＵΔと基準電圧Ｕｒｅｆとの間に行き渡るように、閉ループ制御モジュール２０５を介して三角波形発生器２００の周波数ｆを継続的に補正する位相ロックループ（ＰＬＬ）を備える。この場合、この位相関係は、オフセット調整器２０４を介して調整することができ、あるいは制御デバイスによって定めることができる。三角波形信号ＵΔと主電源電圧Ｕｍａｉｎｓとの間の周波数比ｆ／ｆ０は、分周器２０１および分周器２０１に格納される変換テーブルを介して決定される。
【００５０】
同等のやり方で、ウォブル信号Ｕｍｏｄは、さらなる同期ユニット２４５によって、基準電圧Ｕｒｅｆで表される主電源電圧Ｕｍａｉｎｓに合わせられる、ウォブル信号Ｕｍｏｄの位相を同様に有する。この目的で、さらなる同期ユニット２４５は、ウォブル信号Ｕｍｏｄに対する三角波形電圧発生器２１０を備え、それは周波数ｆ‘が入力電圧信号Ｕｆ‘によって制御される電圧制御周波数発生器として具現化される。ウォブル信号Ｕｍｏｄの周波数は、一般に補助信号ＵΔの周波数より低いが、主電源周波数より高い。
【００５１】
さらなる同期ユニット２４５の中で、三角波形ウォブル信号Ｕｍｏｄは、周波数コンバータ２１１に供給される。ウォブル信号Ｕｍｏｄおよび、基準電圧Ｕｒｅｆで表される、より低い周波数の主電源電圧特性の位相の比較を行うために、周波数コンバータ２１１は、適当な係数で三角波形信号Ｕｍｏｄに対して周波数分割を行い、正弦波信号への波動変換を行う。再び、補助信号ＵΔに対して同期ユニット２４３に関連して説明したように、回転式カウンタと、各々のカウントに対する正弦電圧の対応する値を格納する変換テーブルとを使用して、変換を行うことができる。分周器２１１によって出力される正弦波信号は、位相比較器２１２で基準電圧信号Ｕｒｅｆと比較される。位相比較器２１２の出力は、２つの入力信号による位相差に比例する信号ＵΔΦ‘を出力する。位相差は、例えば、比例／積分制御器（ＰＩ制御器）として再び具現化され得る、閉ループ制御モジュール２１５に供給される。ウォブル信号Ｕｍｏｄを作り出すために、閉ループ制御モジュール２１５はその出力を使用して三角波形電圧発生器２１０に対する入力信号Ｕｆ‘を出力する。
【００５２】
任意選択で、三角波形信号ＵΔの周波数ｆの制御に対する発振傾向を抑制するために、ウォブル信号Ｕｍｏｄを取得し、加算器２０３を介して閉ループ制御モジュール２０５の入力に供給される補正信号を作り出す、補正信号発生器２１６を設けることができる。特に周波数ホップの場合、発振傾向を軽減する制御部品によって制御をこのように拡張することができる。補正信号発生器２１６は、例えば、積分器を備え得る。
【００５３】
図３に描かれた実施例の場合、三角波形ウォブル信号Ｕｍｏｄが使用される。半導体電力スイッチのクロッキングのためにインバータによって放出される電磁干渉は、周期的な補助信号の周波数と相関する周波数にある。補助信号の周波数を変化させるために三角波形ウォブル信号が使用されるとき、取り込まれる電磁干渉はより広い周波数範囲にわたって分散される。電磁干渉のそれぞれの振幅はそのとき、特定の周波数値に対して明らかにより低いことがわかる。干渉の振幅に対して定められた限界値があるとき、三角波形ウォブル信号Ｕｍｏｄの使用は、インバータブリッジからの出力信号のそれほど複雑でないフィルタリングが行われることを含み得る。特に、図１における例示的な実施形態の場合、出力電流フィルタ３ａ、３ｂの第２のインダクタンス３２ａ、３２ｂは、そのインダクタンス値を減少させることができ、法律上の条件または規制上の条件に応じて、場合によっては第２のインダクタンス３２ａ、３２ｂを完全に省略することさえできる。この結果、材料の使用量が少なくなり、それは、コスト、重量および設置空間を節約できることを意味する。
【００５４】
周波数が時間とともに変化する補助信号に対する別の適用例が図４に関連して描かれる。
【００５５】
図４の下部は、グラフを使用して矩形波信号Ｕｍｏｄに対する時間特性６０（グラフのｘ軸上の時間ｔに対してグラフの右側のｙ軸）を示す。変調信号Ｕｍｏｄのこのような特性６０で、補助信号の周波数は、グラフの左側のｙ軸上に示される、２つの周波数ｆ−、ｆ＋間でホップする。
【００５６】
上部のグラフは、周期的な補助信号の時間特性６１を図示し、この時間特性は、変調信号Ｕｍｏｄの特性６０に起因する。ウォブル信号Ｕｍｏｄが一方の値または他方の値に留まる時間は、この場合、図示した例示的な実施形態でウォブル信号Ｕｍｏｄの周期期間内の高い方の周波数ｆ＋における期間および低い方の周波数ｆ−における期間を補助信号がそれぞれ通過するように選択される。代替の構成で、より高い周波数ｆ＋および／またはより低い周波数ｆ−が多数の期間のためにそれぞれ保持されるように備えることができる。
【００５７】
平均で、周波数ｆ−とｆ＋との間の変化は、図４の下部で破線の形で示される、平均有効周波数ｆｅｆｆを生じさせる。図４の上部で、補助信号の特性６２は、同じく破線で示され、補助信号は、この場合常に周波数ｆｅｆｆである。時間特性６１、６２の比較は、平均で変調補助信号の周波数が有効周波数ｆｅｆｆに対応することを示す。
【００５８】
説明された方法は、例として、発生器、例えば図３の三角波形発生器２００の周波数分解能が、望ましい有効周波数ｆｅｆｆを周期的な補助信号のために調整することを許さないとき、使用することができる。図示したように、平均して補助信号が望ましい周波数ｆｅｆｆで発生するように、矩形波ウォブル信号Ｕｍｏｄを使用して、隣接する離散的で調整可能な周波数ｆ−とｆ＋との間を往復してホップすることがそのとき可能である。
【符号の説明】
【００５９】
１  太陽光発電機（ＰＶ発電機）
２  インバータ
２１  ＤＣ／ＤＣコンバータ
２２  ＤＣリンク回路
２２１  コンデンサ
２３  ＤＣ／ＡＣコンバータ
２３０  出力ブリッジ配置
２３１、２３２  半導体電力スイッチ
２４  制御デバイス
２４１  パルス幅変調器
２４２  基準電圧発生器
２４３  同期ユニット
２４４  制御ユニット
２４５  さらなる同期ユニット
３  フィルタ
４  変圧器
４１  一次巻線
４２  二次巻線
５  電力供給システム
２００  補助信号発生器
２０１  分周器
２０２  位相比較器
２０３  加算器
２０４  オフセット調整器
２０５  ＰＩ制御器
２０６  加算器
２０７  基本周波数調整器
２１０  ウォブル信号発生器
２１１  分周器
２１２  位相比較器
２１５  ＰＩ制御器
２１６  補正信号発生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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