(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
・一次巻線および二次巻線を有するフライバック変圧器（４）と、
・バッファコンデンサ（７）の出力電圧（Ｖout）を提供するように前記二次巻線と直列に接続された、ダイオード（６）およびバッファコンデンサ（７）と、
・前記出力電圧（Ｖout）を表すフィードバック信号に応じて制御回路（８）によって決定される速度およびデューティサイクルで前記一次巻線の一次電流（Ｉprim）のオン・オフを切り替えるように構成されたスイッチングトランジスタ（５）と、
・前記一次巻線と並列に配設され、前記一次電流（Ｉprim）がオフになったときに、前記フライバック変圧器（４）の漏れインダクタンスに貯蔵されたエネルギを蓄積するためのスナバコンデンサ（２３）を含むスナバ回路と、
を備えた、電動アクチュエータシステム用の電源装置で使用されるフライバックコンバータ（２１）であって、
前記スナバ回路がさらに、
・前記一次電流（Ｉprim）がオフになったときに、前記フライバック変圧器（４）の二次巻線から一次巻線へ反射される電圧レベルを表す基準電圧を提供するように構成された電圧基準（２５）と、
・前記スナバコンデンサ（２３）の電圧が前記基準電圧を超えたときに制御可能なスイッチング素子（２４；３４）が通電モードになるように、前記スナバコンデンサ（２３）と直列に配設され、かつ前記電圧基準に接続された制御端子を有する、制御可能なスイッチング素子（２４；３４）と、を含むことを特徴とするフライバックコンバータ。
【請求項２】
前記基準電圧は、前記一次電流（Ｉprim）がオフになったときに前記フライバック変圧器（４）の二次巻線から一次巻線へ反射される電圧レベルに略等しいことを特徴とする、請求項１に記載のフライバックコンバータ。
【請求項３】
前記電圧基準は、直列抵抗（２６）を介して前記フライバック変圧器（４）の一次巻線の両端に接続されたコンデンサ（２５）を含むことを特徴とする、請求項２に記載のフライバックコンバータ。
【請求項４】
前記制御可能なスイッチング素子（２４；３４）は電界効果トランジスタを含むことを特徴とする、請求項１ないし３のいずれか一項に記載のフライバックコンバータ。
【請求項５】
前記制御可能なスイッチング素子（２４；３４）は、前記電界効果トランジスタのドレイン端子とソース端子との間に接続されたダイオードをさらに含むことを特徴とする、請求項４に記載のフライバックコンバータ。
【請求項６】
・前記スナバコンデンサ（２３）は、前記電界効果トランジスタ（２４；３４）のソース端子と、前記フライバック変圧器（４）の一次巻線の一端および前記スイッチングトランジスタ（５）を接続するノードとの間に接続されており、
・前記電界効果トランジスタ（２４；３４）のドレイン端子は、前記フライバック変圧器（４）の一次巻線の他端に接続されており、
・前記電圧基準は、前記電界効果トランジスタ（２４；３４）のゲート端子と前記フライバック変圧器（４）の一次巻線および前記スイッチングトランジスタ（５）を接続するノードとの間に接続されたコンデンサ（２５）と、前記ゲート端子と前記フライバック変圧器（４）の一次巻線の前記他端との間に接続された直列抵抗（２６）と、を含むことを特徴とする、請求項５に記載のフライバックコンバータ。
【請求項７】
前記スナバ回路は前記電界効果トランジスタ（２４；３４）のゲート端子とソース端子との間に接続されたツェナーダイオード（２７）をさらに含み、前記ツェナーダイオード（２７）は、前記フライバックコンバータの初期起動時に電圧基準コンデンサ（２５）を充電するように構成されることを特徴とする、請求項６に記載のフライバックコンバータ。
【請求項８】
整流ブリッジ（３２）と、バッファコンデンサ（３５）と、請求項１ないし７のいずれか一項に記載の少なくとも一つのフライバックコンバータ（２１）と、を含む電源装置（３１）。
【請求項９】
少なくとも一つの電動アクチュエータ（３６、４７、７５）と、請求項８に記載の少なくとも一つの電源装置（３１）と、を含むアクチュエータシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動アクチュエータシステム用の電源装置で使用されるスナバ回路を含むフライバックコンバータに関し、電源装置は整流ブリッジと、バッファコンデンサと、少なくとも一つのそのようなフライバックコンバータとを含み、アクチュエータシステムは少なくとも一つの電動アクチュエータと少なくとも一つのそのような電源装置とを含む。
【背景技術】
【０００２】
スイッチモード電源装置は多くの用途で、例えばＡＣ商用幹線網またはＤＣ電圧源から、通常調整された電圧の供給を必要とする電気または電子装置に電力を供給するために使用される。そのような装置の一例として、複数のリニア電動アクチュエータを備えたアクチュエータシステムがある。そのようなアクチュエータシステムは通常、調整可能なテーブル、ベッド、および椅子などの調整可能な家具で使用されるが、リニア電動アクチュエータは幾つかの他の工業製品にも使用され、その場合、それらは機械的可動部品の調整のための機械的構造内に組み込むことができる。これらの用途において、スイッチモード電源装置は低損失および小型構造の点から有利である。
【０００３】
これらの用途に使用される多くのスイッチモード電源装置は、入力と出力との間にガルバニック絶縁が設けられたタイプのコンバータであってＡＣ／ＤＣ変換およびＤＣ／ＤＣ変換の両方に使用することのできる、フライバックコンバータに基づいている。フライバックコンバータがＡＣ／ＤＣ変換に使用される場合、ブリッジ整流器およびコンデンサはＡＣ商用電源とコンバータ自体との間に配設される。フライバックコンバータの主構成部品はフライバック変圧器であり、その一次側は、変圧器の一次電流のオン／オフを切り替えるように構成された、通常はＭＯＳＦＥＴトランジスタの形の制御可能なスイッチング素子に接続される。変圧器の二次巻線は、ダイオードを介して、負荷（すなわち電源装置によって給電される装置）と並列にコンデンサに接続される。
【０００４】
スイッチングトランジスタが通電状態にあるときに、エネルギが変圧器に蓄積されるように、変圧器の一次側は入力電圧に接続される一方、二次側ではダイオードが逆バイアスされ、こうして二次電流が流れることが防止される。スイッチングトランジスタが非通電状態にあるときに、一次電流は流れることができない一方、二次側ではダイオードが順バイアスされ、こうして二次電流が流れることが可能になる。この段階で、その前の段階中に変圧器に蓄積されたエネルギは次に、変圧器から二次側に伝送される。
【０００５】
出力電圧は通常、出力電圧に関係するガルバニック絶縁されたフィードバック信号に基づいて、特定の速度および特定のデューティサイクルでスイッチングトランジスタのオン／オフを切り替えることによって給電される装置で消費される電力に応じて、パルス幅変調制御回路によって制御される。
【０００６】
フライバック変圧器は理想的なものではないので、特定の漂遊インダクタンスまたは漏れインダクタンスを有し、それは一次巻線と直列の小さい誘導子とみなすことができる。スイッチングトランジスタが通電しているときに変圧器に蓄積されたエネルギは、スイッチングトランジスタがオフになったときに一次側から二次側へ伝送されるが、漏れインダクタンスに蓄積された少量のエネルギは伝送されない。したがってスイッチングトランジスタの開放は、誘導子がＤＣ電流から突然切り離されたときにいつもそうであるように、トランジスタの高くかつ先鋭な電圧ピークをもたらす。実際、漏れインダクタンスはスイッチングトランジスタの寄生ソース‐ドレイン容量を持つ直列共振回路を形成し、減衰高周波振動を引き起こす。
【０００７】
この高周波振動は他の回路における電磁干渉の発生源となり得、したがってそれをそのような干渉から保護する必要がある。さらに、スイッチングトランジスタの電圧は、スイッチングトランジスタを損傷または破損させるほど高レベルに達することがあり得、あるいはこの高い電圧レベルを超える電圧定格を有する、より高価なタイプのトランジスタを使用しなければならない。
【０００８】
これらの問題は、漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギの量を除去することによって漏れインダクタンスをより安全に放電することができるように、スイッチングトランジスタの周りに短期の代替的電流経路を提供する、いわゆるスナバ回路によって対処することができる。
【０００９】
そのようなスナバ回路の公知の例は、スナバコンデンサと抵抗との並列組合せと直列に配置されたスナバダイオードから成る。漏れインダクタンス電流は次に、漏れインダクタンスエネルギがスナバコンデンサに伝送され、かつ次いで抵抗内で消散するように、スナバダイオードおよびスナバコンデンサを通過する低インピーダンス経路を見つけることができる。
【００１０】
そのようなスナバ回路はスイッチングトランジスタの高電圧スパイクが発生することを防止するので、抵抗内で消散するエネルギにより回路内で失われる電力は、フライバックコンバータの全体的効率を低減させる。
【００１１】
スナバコンデンサに貯蔵されたエネルギを変圧器の一次巻線に再循環させることのできる無損失スナバ回路も公知である。一例はＦＳＰ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｉｎｃ．の米国特許出願公開第2009268489号明細書に開示されている。通常、公知の無損失スナバ回路は変化する負荷状況に適応できることが必要であり、それは、パルス幅変調制御回路の周波数およびデューティサイクルに同期したタイマ回路を用いることによって達成される。しかし、そのような回路の実現は、高い部品数およびしたがって高コストのため、極めて複雑である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】米国特許出願公開第2009268489号明細書
【発明の概要】
【００１３】
したがって、本発明の実施形態の目的は、漏れインダクタンスエネルギを蓄積し、かつそれを無損失で変圧器に戻すことができ、こうして電力効率を高めると共に、少数の部品により低コストで実現することのできる、スナバ回路を備えたフライバックコンバータを提供することである。
【００１４】
本発明の実施形態によれば、この目的は、電動アクチュエータシステム用の電源装置で使用されるフライバックコンバータで達成され、フライバックコンバータは、一次巻線および二次巻線を有するフライバック変圧器と、バッファコンデンサの出力電圧を提供するように前記二次巻線と直列に接続されたダイオードおよびバッファコンデンサと、前記出力電圧を表すフィードバック信号に応じて制御回路によって決定される速度およびデューティサイクルで、前記一次巻線を流れる一次電流のオン／オフを切り替えるように構成されたスイッチングトランジスタと、前記一次電流がオフになったときに、前記フライバック変圧器の漏れインダクタンスに貯蔵されたエネルギを蓄積するためのスナバコンデンサを含み、前記一次巻線と並列に配設されたスナバ回路とを含む。目的は、スナバ回路がさらに、前記一次電流がオフになったときに前記フライバック変圧器の二次巻線から一次巻線へ反射される電圧レベルを表す基準電圧を提供するように構成された電圧基準と、前記スナバコンデンサの電圧が前記基準電圧を超えたときに制御可能なスイッチング素子が通電モードになるように前記電圧基準に接続された制御端子を有する、前記スナバコンデンサと直列に配設された制御可能なスイッチング素子とを含む場合に達成される。
【００１５】
スナバコンデンサと直列の制御可能なスイッチング素子を有し、かつスナバコンデンサの電圧が反射電圧に対応する基準電圧を超えている限りスイッチング素子がオンであるようにそれを制御することによって、漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギの量は、高い電圧ピークが回避されるように最初にスナバコンデンサに蓄積され、次いで変圧器内に戻されることを確実にする。このようにして、漏れインダクタンスのエネルギは、スナバ回路の抵抗内で消散する代わりに、二次側に伝送することができる。これはコンバータの電力効率を高める。同時に、この解決策は非常に単純であり、したがってパルス幅変調制御回路の周波数およびデューティサイクルの同期が不要なので、低コストで実現することができる。
【００１６】
一部の実施形態では、基準電圧は、前記一次電流がオフになったときに前記フライバック変圧器の二次巻線から一次巻線へ反射される電圧レベルに略等しい。その場合、電圧基準は、直列抵抗を介して前記フライバック変圧器の一次巻線の両端に接続されるコンデンサを含んでよい。これは電圧基準を実現する非常に単純な方法であるので、スナバコンデンサ電圧が二次巻線からの反射電圧を超えたときに、制御可能なスイッチング素子がオンになるようにそれを直接制御するために使用することができる。
【００１７】
一部の実施形態では、制御可能なスイッチング素子は電界効果トランジスタを含む。さらに、制御可能なスイッチング素子は、前記電界効果トランジスタのドレイン端子とソース端子との間に接続されたダイオードを含んでよい。電界効果トランジスタは市販されている低価格の部品であり、それが一体型ダイオードを含む場合、別個のスナバダイオードの使用を回避することができる。
【００１８】
フライバックコンバータの実施形態では、スナバコンデンサは、前記電界効果トランジスタのソース端子と、前記フライバック変圧器の一次巻線の一端および前記スイッチングトランジスタを接続するノードとの間に接続され、前記電界効果トランジスタのドレイン端子は前記フライバック変圧器の一次巻線の別の端部に接続され、電圧基準は、前記電界効果トランジスタのゲート端子と前記フライバック変圧器の一次巻線および前記スイッチングトランジスタを接続するノードとの間に接続されたコンデンサ、および前記ゲート端子と前記フライバック変圧器の一次巻線の前記他端との間に接続された直列抵抗を含む。
【００１９】
スナバ回路はさらに、前記電界効果トランジスタのゲート端子とソース端子との間に接続されたツェナーダイオードを含んでよく、前記ツェナーダイオードは、フライバックコンバータの初期起動時に電圧基準コンデンサを充電するように構成される。これは、回路がスイッチオンされたときに、電圧基準が非常に迅速にその意図された値になることを確実にする。
【００２０】
電源装置は、上述の通り、整流ブリッジと、バッファコンデンサと、少なくとも一つのフライバックコンバータとを含んでよい。このようにして、電源装置はＡＣ商用幹線網から給電することができ、それはフライバックコンバータの上記利点から有利である。
【００２１】
アクチュエータシステムは、上述の通り、少なくとも一つの電動アクチュエータと、少なくとも一つの電源装置とを含んでよい。これは、小型かつ電力効率の高いアクチュエータシステムを設計することを可能にする。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
次に、本発明の実施形態について以下で図面を参照しながら、より詳細に説明する。
【００２３】
【図１】周知のフライバックコンバータの略図を示す。
【図２】図１のフライバックコンバータの電圧および電流の波形の例を示す。
【図３】漏れインダクタンスによる高周波振動を含む、図１のフライバックコンバータの電圧波形の例を示す。
【図４】公知のスナバ回路の第一例を備えたフライバックコンバータの略図を示す。
【図５】図４のフライバックコンバータの電圧波形の例を示す。
【図６】公知のスナバ回路の第二例を備えたフライバックコンバータの略図を示す。
【図７】改善されたスナバ回路の実施形態をそなえたフライバックコンバータの略図を示す。
【図８】図７のフライバックコンバータの電圧波形の実施例を示す。
【図９】図７に係る変形フライバックコンバータの測定電圧波形の例を示す。
【図１０】図７のフライバックコンバータを備えた電源装置の略図を示す。
【図１１】電動リニアアクチュエータを示す。
【図１２】図１１の電動リニアアクチュエータの縦断面図を示す。
【図１３】駆動装置として電動リニアアクチュエータを含む第一実施形態の昇降柱を示す。
【図１４】図１３の昇降柱の分解斜視図を示す。
【図１５】第一実施形態における病院用ベッドの概略図を示す。
【図１６】第二実施形態における病院用ベッドの概略図を示す。
【図１７】駆動装置として電動リニアアクチュエータを含む第二実施形態における昇降柱を示す。
【図１８】伸縮自在に構成されたプロファイルが取り外された状態の図１７の昇降柱を示す。
【図１９】昇降柱により高さ調整可能なテーブルの概略斜視図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
図１は、本発明を使用することのできる周知のフライバックコンバータ１の略図を示す。最初に、フライバックコンバータの基本的構造および機能を説明する。
【００２５】
フライバックコンバータ１は、入力と出力との間にガルバニック絶縁が設けられ、電圧源２の入力電圧Ｖinを負荷３に供給される出力電圧Ｖoutに変換するように構成された、スイッチモード電源装置である。図１では電圧源２はＤＣ電圧として示される。コンバータがＡＣ／ＤＣ変換に使用される場合、入力電圧は、ブリッジ整流器およびコンデンサによって例えばＡＣ商用電源から提供されてよい。
【００２６】
フライバックコンバータ１の主構成部品はフライバック変圧器４であり、その一次側は、変圧器４の一次電流のオン／オフを切り替えるように構成された、通常はＭＯＳＦＥＴトランジスタ５の形の制御可能なスイッチング素子に接続される。変圧器４の二次巻線は、ダイオード６を介して、負荷３と並列なコンデンサ７に接続される。
【００２７】
スイッチングトランジスタ５がその閉（すなわち導通）状態にあるときに、変圧器４の一次側は入力電圧源２に直接接続されるので、エネルギは変圧器４に蓄積される。二次側では、変圧器の極性のため、ダイオード６が逆バイアスされ、こうして二次電流が流れることを防止する。この段階で、コンデンサ７はエネルギを負荷３に供給する。スイッチングトランジスタ５がその開（すなわち非導通）状態にあるときに、一次電流は変圧器４に流れることができない。二次側では、ダイオード６は順バイアスされ、こうして二次電流が変圧器から流れることが可能になる。この段階で、その前の段階中に変圧器４に蓄積されたエネルギは次に、変圧器４からコンデンサ７および負荷３に伝送される。したがって、通常の変圧器とは対照的に、電流は変圧器の両方の巻線に同時には流れないので、フライバック変圧器４は二巻線誘導子とみなすこともできる。変圧器４は巻回比ｎ1：ｎ2を有し、それはフライバックコンバータの用途に応じて広範囲の出力電圧が可能になるように選択することができる。
【００２８】
出力電圧の平均値は、負荷３によって消費される電力に応じて、パルス幅変調制御回路８によって制御される。これは、特定の速度および特定のデューティサイクルで、スイッチングトランジスタ５のオン／オフを切り替えることによって行われる。デューティサイクルとは、スイッチングトランジスタ５がオン状態にある全期間（すなわちパルス幅変調制御回路によって定められる周期的機能の期間）の割合であり、デューティサイクルが高ければ高いほど、負荷３に供給される総電力は高くなる。この調整を実行するために、パルス幅変調制御回路８は出力電圧に関するフィードバック信号を必要とする。このフィードバック信号は、一次側と二次側との間の絶縁を維持する様々な方法で生成することができる。一つの方法は、二次側に光結合素子を使用して制御回路８に信号を送るものである。別の方法は、フライバック変圧器４で別個の巻線を使用し、第三の巻線で、スイッチングトランジスタ５がオフ状態の期間中に一次側に反射される電圧振幅をサンプリングするものである。本発明はこのフィードバック信号には関係しないので、フィードバック信号の生成は図１には示されていない。
【００２９】
図２は、スイッチングトランジスタ５のオンおよびオフ状態中の電圧および電流の波形の例を示すことによって、フライバックコンバータ１の機能を示す。図示する実施例では、入力電圧Ｖinは３００Ｖとすることができ、出力電圧Ｖoutは４０Ｖとすることができ、巻回比ｎ1：ｎ2は４とすることができる。ここでは、フライバック変圧器は通常の変圧器として働かないので、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの間の関係は必ずしも巻回比ｎ1：ｎ2と等しくないことが注目される。
【００３０】
時間ｔ0にスイッチングトランジスタ５はオンに切り替わる。コンバータはすでに作動しているので、コンデンサ７は通常の出力電圧Ｖoutに充電されると想定される。電流Ｉprimは一次巻線に流れ始め、それは二次巻線に電圧を誘導する。しかし、二次巻線の極性のため、ダイオード６は逆バイアスされ、二次電流Ｉsecは流れない。したがって二次巻線は切断されているとみなすことができるので、負荷電流がコンデンサ７から供給され、変圧器４の一次側はまさしく誘導子とみなすことができる。誘導子の電流は急速に変化することができず、したがって一次電流Ｉprimは図２に示すように直線的に増加し始め、その結果、エネルギは変圧器４に蓄積される。この段階で、スイッチングトランジスタ５の電圧ＶFETは、一次電流の増加によって生じるそのオン抵抗における小さい電圧降下を除いては、ゼロに維持される。この段階中に二次巻線に誘導される電圧は、入力電圧Ｖinを巻回比ｎ1：ｎ2で割った値になる。
【００３１】
時間ｔ1にスイッチングトランジスタ５はオフに切り替わり、一次電流Ｉprimは遮断される。時間（ｔ1−ｔ0）を期間Ｔで割った値は、パルス幅変調制御回路８によって決定されるデューティサイクルに対応する。変圧器４は磁束を維持しようとし、一次電流Ｉprimは遮断されるので、これは、二次電流Ｉsecが流れ始めるようにダイオード６を順バイアスさせるのに充分な高さの電圧を、二次巻線に誘導することによってのみ行うことができる。時間ｔ1に変圧器４に蓄積されたエネルギは次に、回路の二次側に伝送される。二次電流Ｉsecの開始値は、時間ｔ1の直前の一次電流Ｉprimに巻回比ｎ1：ｎ2を掛けた値となる。二次巻線に誘導される電圧は、ダイオード６の電圧降下を除外すると、Ｖoutに等しく、この電圧は一次側に反射されるので、電圧Ｖoutに巻回比ｎ1：ｎ2を掛けた値が次に一次巻線に生じる。変圧器の極性のため、これは、スイッチングトランジスタ５の全電圧ＶFETが、図２に示す通り、この電圧＋入力電圧Ｖinまで急速に増大することを意味する。したがって、スイッチングトランジスタ５の電圧定格はこの電圧レベルを超えなければならない。
【００３２】
その間にスイッチングトランジスタ５が再びオンに切り替わらない限り、変圧器４に蓄積されたエネルギが全部コンデンサ７および負荷３に伝送されてしまうまで、この状況は続く。その時間ｔ2に、二次電流Ｉsecはゼロになり、二次側から反射された一次巻線の電圧は消滅する。しかし、スイッチングトランジスタ５の電圧ＶFETは、予想できる通り、入力電圧Ｖinのレベルまで直接降下することはない。スイッチングトランジスタ５は寄生ソース‐ドレイン容量を有し、それは時間ｔ2にスイッチングトランジスタ５の電圧ＶFETまで、すなわち入力電圧Ｖin＋反射電圧まで充電される。また、変圧器自体も小さい寄生容量を有することがある。したがって、一次巻線のインダクタンスは次に、この充電されたコンデンサと直列共振回路を形成し、その結果、図２に示す通り、減衰振動が生じる。減衰は、一次巻線の不可避の小さい抵抗によって生じる。
【００３３】
時間ｔ3にスイッチングトランジスタ５は再びオンに切り替わり、直列共振回路の残留エネルギはスイッチングトランジスタ内に消散するので、減衰振動は停止する。上述した通り、電流Ｉprimは再び一次巻線に流れ始め、波形が繰り返される。
【００３４】
ｔ2からｔ3までの減衰振動期間は、パルス幅変調制御回路８のデューティサイクルに応じて変化することが注目される。デューティサイクルが高ければ高いほど、ｔ0からｔ1までの時間は長くなるので、より多くのエネルギが変圧器４に蓄積される。したがって、エネルギが二次側に伝送されるｔ1からｔ2までの時間もまた長くなるので、図２と比較して、ｔ2は、期間Ｔによって定められるｔ3に近づいていく。ｔ2がｔ3に等しくなると、減衰振動は発生せず、デューティサイクルがさらに高くなると、スイッチングトランジスタ５が再びオンに切り替わっても二次電流が流れ続けるので、一次電流は図２のようにゼロから始まらない。したがって、フライバックコンバータは連続モードで動作する。
【００３５】
しかし、図２に示すスイッチングトランジスタ５の電圧ＶFETの波形は完全に正確ではない。変圧器４は理想的なものではない。それは、変圧器４の一次巻線と直列の小さい誘導子とみなすことのできる、特定の漂遊インダクタンスまたは漏れインダクタンスを有する。変圧器に蓄積されたエネルギは、上述した通り、スイッチングトランジスタ５がオフに切り替わったときに一次側から二次側へ伝送されるが、漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギの量が小さい場合には、これは当てはまらない。したがって、スイッチングトランジスタ５の開放は、誘導子がＤＣ電流から突然切り離されたときにはいつもそうであるように、高く先鋭な電圧ピークをもたらす。実際、漏れインダクタンスは、上述の通り、スイッチングトランジスタ５の寄生ソース‐ドレイン容量と直列共振回路を形成し、したがって図３に示す通り、減衰高周波振動を引き起こす。小さいサイズの漏れインダクタンスのため、この振動は、蓄積された全てのエネルギが二次側に伝送された時間ｔ2に発生する振動より、ずっと高い周波数を有し、より大きく減衰する。この高周波振動は少なくとも二つの問題を引き起こす。一つは、それが他の回路の電磁干渉の発生源になることであり、したがってそれらをそのような干渉から保護する必要がある。もう一つは、スイッチングトランジスタ５の電圧ＶFETが、図２よりずっと高い電圧レベルに達することである。したがって、スイッチングトランジスタ５は、その電圧定格がこの高電圧レベルを超えない限り、損傷または破損するおそれがある。
【００３６】
これらの問題は、漏れインダクタンスをより安全に放電することができるように、スイッチングトランジスタ５の周りに短期の代替的電流経路を提供する、いわゆるスナバ回路によって対処することができる。そのようなスナバ回路の公知の例を、図４のフライバックコンバータ１１に示す。
【００３７】
図４では、スナバ回路は、スナバコンデンサ１３と抵抗１４との並列組合せと直列に配置されたスナバダイオード１２から成る。漏れインダクタンス電流は次に、スナバダイオード１２およびスナバコンデンサ１３を通過する低インピーダンス経路を見つけることができる。ｔ1からｔ2までの期間中、すなわちエネルギが一次側から二次側へ伝送されているとき、スナバダイオード１２は、スナバダイオード１２の電圧降下を除いて、スナバコンデンサ１３が反射二次電圧に近い電圧まで、すなわち出力電圧Ｖout×巻回比ｎ1：ｎ2まで充電されることを確実にする。より高い電位を有するのはスナバコンデンサ１３のダイオード端であるので、このノード、すなわち図４のノードＡの電圧は（再びダイオードの電圧降下を除いて）スイッチングトランジスタ５の電圧ＶFET、すなわち入力電圧Ｖin＋スナバコンデンサ電圧に等しくなることが注目される。
【００３８】
二つの他の期間中、すなわちｔ0からｔ1まで、およびｔ2からｔ3まで、スナバダイオード１２は逆バイアスされるので、スナバコンデンサ１３はこれらの期間中、その電荷を維持する。
【００３９】
スイッチングトランジスタ５がオフに切り替わる時間ｔ1で、スイッチングトランジスタ５の電圧ＶFETは、図３にあるように、急速に増大する。しかし、電圧が入力電圧Ｖin＋スナバコンデンサ電圧、すなわちおおよそ出力電圧Ｖout×巻回比ｎ1：ｎ2を超えるやいなや、スナバダイオード１２は順バイアスされ、スナバコンデンサ１３を充電し始める。これは、スナバコンデンサ１３が今や、スイッチングトランジスタ５の寄生ソース‐ドレイン容量および漏れインダクタンスによって形成される直列共振回路で、この容量と並列に結合されているとみなすことができることを意味する。スナバコンデンサ１３が寄生ソース‐ドレイン容量よりかなり高い容量を持つように選択された場合、図３に示す高周波振動のような振動は依然として発生するが、それは今ではずっと低い周波数およびずっと低い振幅を有するようになる。これを図５に示す。
【００４０】
したがって、電圧ＶFETは、図５に示すように、この振動に応じて増大する。依然として、スナバダイオード１２の電圧降下を無視できるほど電圧レベルが充分に高いと仮定すると、スナバコンデンサ１３は漏れインダクタンスからのエネルギによって充電されるので、ノードＡの電圧はこの電圧に従う。時間ｔ4で振動の最初の頂点に達したとき、直列共振電流は方向が変化し、スナバダイオード１２は再び逆バイアスされる。したがって、スナバコンデンサ１３は再び、寄生ソース‐ドレイン容量および漏れインダクタンスによって形成された直列共振回路から切り離され、直列共振回路は以前の高い周波数で振動し続ける。しかし、エネルギの大部分は今やスナバコンデンサ１３にダンプされてしまったので、振幅は以前よりずっと低くなり、それもまた図５に見ることができる。
【００４１】
スナバダイオード１２は今、逆バイアスされているので、スナバコンデンサ電圧はもはや振動に従わず、充電された電圧を維持する。過度の電圧がスナバコンデンサ１３で蓄積されるのを防止するために、その両端に抵抗１４が設けられる。この抵抗の目的は、漏れインダクタンスからスナバコンデンサ１３にダンプされたエネルギを消散させることであり、したがってそれは、一期間Ｔに漏れインダクタンスからダンプされたエネルギの量を、次の期間Ｔに新しい量のエネルギがダンプされる前に消散できることを確実にするように、充分に小さいもの（すなわち低い抵抗値）を選択する必要がある。一方で、より多くのエネルギが消散されると、スナバコンデンサ電圧は、二次側から反射される電圧より下まで降下し、そうするとスナバダイオード１２が順バイアスになるのが早すぎるので、二次側に伝送されるはずであったエネルギの一部分もまたスナバコンデンサ１３で消散される。図５に示す実施例では、次の期間の時間ｔ1に電圧が入力電圧Ｖin＋反射電圧に達するようにエネルギは抵抗１４で消散されるので、時間ｔ4からノードＡの電圧は徐々に低下することが示される。
【００４２】
図６は、図４のものに非常によく似たスナバ回路を持つフライバックコンバータ１５を示す。唯一の相違は、スナバダイオード１２が入力電圧Ｖinに接続され、かつスナバコンデンサ１３がスイッチングトランジスタ５のドレイン端子に接続されるように、直列接続におけるスナバダイオード１２の位置とスナバコンデンサ１３および抵抗１４の並列組合せの位置が入れ替わっていることである。この回路の機能は上述と同じであり、スナバコンデンサ電圧もまた上述と同じである。しかし、スナバコンデンサ１３の他端が今は、入力電圧Ｖinではなく、スイッチングトランジスタ５のドレイン端子に接続されているので、図６のノードＢにおける電圧は、図４のノードＡのそれとは異なる。
【００４３】
図４および図６に示すスナバ回路は、上述の通り、図３に示す高い電圧ピークの発生を防止するが、エネルギが抵抗１４で消散されることによる回路内の電力損失は、フライバックコンバータの全体的効率を低減させる。
【００４４】
この欠点に煩わされない改善されたスナバ回路の実施形態を以下に記載し、図７に示す。図６のフライバックコンバータ１５と同様に、図７のフライバックコンバータ２１のスナバ回路は、変圧器４の一次巻線の両端に直列に結合されたスナバダイオード２２およびスナバコンデンサ２３を有する。ｎチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４の形の制御可能なスイッチング素子は、スナバダイオード２２とスナバコンデンサ２３との間のノードＤに接続されたソース端子と入力電圧Ｖinに接続されたドレイン端子とを持つ、スナバダイオード２２と並列に結合される。ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、スナバダイオード２２に取って代わることのできる一体型のいわゆるボディダイオードを有することが注目される。しかし、以下では、スナバダイオード２２およびＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４は、機能の説明を容易にするために、別個の部品として示されるが、実際にはダイオードを別個の部品とする必要はない。ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４のゲート端子は、下述する通り、基準電圧として働くように構成されたコンデンサ２５に接続される。さらに、抵抗２６はコンデンサ２５と入力電圧Ｖinとの間に接続され、ツェナーダイオード２７はＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４のゲート端子とソース端子との間に接続される。
【００４５】
スナバダイオード２２およびスナバコンデンサ２３の機能は、図４および図６に関連して上述したものと原則的に同じであり、したがって、大部分の時間に、スナバコンデンサ２３の電圧Ｖcは、変圧器４の一次巻線に反射される電圧、すなわち出力電圧Ｖout×巻回比ｎ1：ｎ2に近い。最初に、コンバータがオンに切り替えられると、電圧基準として作用するコンデンサ２５は、ツェナーダイオード２７を介してスナバコンデンサ２３からエネルギが供給され、次いで入力電圧Ｖinに接続された高オーム抵抗２６によって、反射電圧、すなわち出力電圧Ｖout×巻回比ｎ1：ｎ2に対応する電圧レベルに安定化する。この基準電圧は、下述する通り、スナバコンデンサ２３の電圧が基準電圧を超えるとＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４がオンに切り替わることを確実にする。
【００４６】
スイッチングトランジスタ５がオフに切り替わる時間ｔ1付近で、このスナバ回路は図４および図６の回路と同様に機能する。これは、時間ｔ1でスイッチングトランジスタ５の電圧ＶFETが、図５にあるように、急速に増大することを意味する。このスナバ回路の波形を図８に示す。電圧ＶFETが入力電圧Ｖin＋スナバコンデンサ電圧、すなわち出力電圧Ｖout×巻回比ｎ1：ｎ2を超えると、スナバダイオード２２は順バイアスされ、スナバコンデンサ２３の充電を開始する。したがって、ここでもまた、スナバコンデンサ２３は今や、スイッチングトランジスタ５の寄生ソース‐ドレイン容量および漏れインダクタンスによって形成される直列共振回路で、この容量と並列に結合されているとみなすことができる。図５の場合と同様に、再び、より低い周波数およびより低い振幅の振動が発生する。
【００４７】
したがって電圧ＶFETは、図８に示す通り、この振動に応じて増大する。スナバコンデンサ２３の電圧Ｖcはそれに応じて増大する。この電圧がコンデンサ２５の基準電圧を超えるやいなや、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４はオンに切り替わり、そのゲート端子の電圧はソース端子の電圧より高くなるので、スナバダイオード２２と並列に導電する。しかし、この時点で、スナバダイオード２２が依然としてトランジスタと並列に導通しているので、導通状態のＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４は変化を生じない。
【００４８】
時間ｔ4に振動の最初の頂点に達すると、直列共振電流は方向を変え、スナバダイオード２２は再び逆バイアスされる。しかし、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４は導通し続け、したがってスナバコンデンサ２３は、寄生ソース‐ドレイン容量および漏れインダクタンスによって形成される直列共振回路に接続されたままであり、直列共振回路はより低い周波数で振動し続ける。これは、ｔ1からｔ4までスナバコンデンサ２３にダンプされた漏れインダクタンスからのエネルギが、今や変圧器４の一次巻線に戻ることができることを意味する。変圧器は今や、電流が両方の巻線に同時に流れる通常の変圧器として作用し、したがってエネルギは、スナバ回路で失われるのではなく、二次側に伝送される。
【００４９】
時間ｔ5で、スナバコンデンサ２３の電圧は再びコンデンサ２５の基準電圧に達し、その結果、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４はオフに切り替えられるので、スナバコンデンサ２３は再び、寄生ソース‐ドレイン容量および漏れインダクタンスによって形成される直列共振回路から切り離される。したがって、直列共振回路はここで以前の高い周波数で振動し続け、スイッチングトランジスタ５の電圧ＶFETにこの周波数の負の半サイクルが発生する。しかし、エネルギのかなりの部分は今や変圧器の二次側に伝送されてしまっているので、振幅は、図８でも見ることができるように、図３に示された元の振動より低くなる。スナバダイオード２２およびＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４はどちらも導通していないので、スナバコンデンサ２３の電圧にこの負のスパイクは発生しない。負のスパイクの終わりに電圧ＶFETが再び入力電圧Ｖin＋スナバコンデンサ電圧、すなわちＶin＋（出力電圧Ｖout×巻回比ｎ1：ｎ2）に達すると、スナバダイオード２２は順バイアスされ、時間ｔ1からの状況が繰り返される。したがって、図８に示す通り、漏れインダクタンスからのエネルギは再びスナバコンデンサ２３に伝送されるが、振幅は以前より低くなり、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４は、エネルギが再び変圧器４に戻ることができることを確実にする。これは、全エネルギが伝送されるまで、または時間ｔ2またはｔ3のいずれかの発生が先に起きる場合にはそれが発生するまで、さらに低い振幅で繰り返される。
【００５０】
こうして、スナバコンデンサ２３と基準電圧コンデンサ２５との間の電圧差によって制御されるＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４は、漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギの量が、図４および図６に示したスナバ回路ではいつもそうであったように抵抗内で消散するのではなく、今や二次側に伝送されることを確実にする。同時に、この解決策は非常に単純であり、したがって低コストで実現することができる。
【００５１】
上に提案したスナバ回路の効果を示すため、電動アクチュエータに通常使用されているタイプの標準的なスイッチモード電源装置を新しいスナバ回路により改良した。スイッチングトランジスタのドレイン端子の電圧を測定した。スナバ回路が無い場合、測定されたピーク電圧は約７００ボルトであった。それは、スイッチングトランジスタの損傷または破損を回避するために、トランジスタの定格をおそらく８００または９００ボルトにする必要があることを意味する。そのような定格を持つトランジスタは入手可能であるが、部品コストは明らかに増大する。図９は、提案するスナバ回路が設置されたスイッチングトランジスタのドレイン端子の電圧の測定波形を示す。スイッチングトランジスタがオフに切り替えられたときの最大電圧が、約４５０ボルトに低減されることが確認できる。この瞬間後の期間の前半は、スナバ回路が意図された通りに働くことを示す。すなわち、最初に漏れインダクタンスエネルギをスナバコンデンサに充電し、次いで損失無くそれを一次巻線に戻し、そこから二次巻線に伝送することによって、高い電圧ピークは回避される。これは図８と比較することによっても確認することができる。
【００５２】
図７では、スナバダイオード２２およびＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４は、提案するスナバ回路の機能の説明を容易にするために、別個の部品として示されることが注目される。しかし、実際には、ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、スナバダイオードの機能を果たすことのできるいわゆるボディダイオードを含む。換言すると、スナバダイオードはＭＯＳＦＥＴトランジスタに組み込まれているとみなすことができるので、必要な部品は一つだけである。これは、ＡＣ電圧、例えば商用電源を電動アクチュエータ用のＤＣ電圧に変換するための電源装置３１を示す、図１０のＭＯＳＦＥＴトランジスタ３４でも示される。したがって、図１０では、負荷は電動アクチュエータ３３で表される。商用電源からのＡＣ電圧は、図７に示したように、フライバックコンバータに供給される前に、ブリッジ整流器３２で整流され、コンデンサ３５にバッファされる。フライバックコンバータの出力は次いで電動アクチュエータ３３に供給される。
【００５３】
直列接続におけるスナバダイオード１２の位置とスナバコンデンサ１３および抵抗１４の並列組合せの位置とが入れ替わった図４および図６と全く同様に、図７および図１０の提案するスナバ回路もまた、ＭＯＳＦＥＴトランジスタがスイッチングトランジスタ５のドレイン端子に接続され、かつスナバコンデンサが入力電圧Ｖinに接続されるように、スナバコンデンサ２３の位置とスナバダイオードを含むＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４または３４の位置とを交換することによって、改良することができる。その場合、ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、図７および図１０に示すｎチャネルＭＯＳＦＥＴではなく、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴとする必要がある。それ以外では、機能は上述と同じである。
【００５４】
上述した実施形態では、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２４または３４は、改善されたスナバ回路の効果を達成する制御可能なスイッチング素子として使用される。しかし、制御可能なスイッチング素子は他のタイプの部品でも実現することができる。一つの例として、ＭＯＳＦＥＴトランジスタの代わりに絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴを使用することができる。しかし、その場合、ＩＧＢＴは一体化されたボディダイオードを持たないので、別個のスナバダイオードが依然として必要である。
【００５５】
電圧基準は、図７に示したコンデンサ２５を用いる方法とは別の方法で実現することもできる。コンデンサの利点はそれを非常に簡単に実現できることであるが、一次電流がオフのときに二次側から一次側に反射される電圧に略等しい基準電圧を提供することのできる、他の電子回路も同様に使用することができる。
【００５６】
図１１は、駆動ロッドを含むタイプのリニアアクチュエータ３６を示す。駆動ロッドはインナーチューブ３７としても知られる。リニアアクチュエータ３６はアウターチューブ３８およびモータハウジング３９を含む。リニアアクチュエータ３６はさらに、インナーチューブ３７の外側端部における前装着部４０およびモータハウジング３９における後装着部４１を含む。図１２は図１１のリニアアクチュエータの断面図を示す。リニアアクチュエータ３６は、スピンドルナット４３が配設されたスピンドル４２から成るスピンドルユニットを含む。スピンドルナット４３は回転しないように固定することができる。インナーチューブ３７はスピンドルナット４３に固定され、したがってスピンドル４２の回転方向に応じて、それをアウターチューブ３８に出し入れすることができる。スピンドル４２は伝動装置を介して可逆電動モータ４４によって駆動される。ここでは伝動装置は、電動モータ４４の駆動軸と連続して配設されたウォームのみならず、スピンドル４２に固定されたウォームホイール４５をも含む。さらに軸受４６がスピンドル４２に固定される。軸受４６は例えば玉軸受またはころ軸受とすることができる。ここではリニアアクチュエータ３６の主構成部品だけを記載する。しかし、リニアアクチュエータ３６は例えば制動装置、追加の軸受、クイックリリース機構等を備えることもできる。
【００５７】
図１３は、完全に後退した位置に描かれた、昇降柱４７として実現された別のリニアアクチュエータを示す。図１４は、図１３の昇降柱４７の縮小分解組立図を示す。昇降柱４７は下部部材４８と、下部部材４８から伸縮自在に延長させることのできる中間部材４９と、下部部材４８からの中間部材４９の延長と同期して中間部材４９から延長させることのできる最内部部材５０とを含む。図１４から分かる通り、昇降柱４７は、スピンドル５３を駆動する、ギヤ５２を有する可逆ＤＣモータ付きのリニアアクチュエータ５１を含む。昇降柱４７はさらに、スピンドルナットを介してスピンドル５３と駆動連結されるチェーンユニット５４を含む。スピンドル５３の回転方向に応じて、昇降柱は延長または後退することができる。
【００５８】
図１５は、駆動輪５７を備えた下部フレーム５６と、上部フレーム５８とを持つ病院用ベッド５５を示す。上部フレーム５８には、マットレス（図示せず）用の調整可能な担持面５９が取り付けられている。担持面５９は背もたれ部６０と、関着脚載せ部６１と、それらの間の固定中間部６２とを含む。背もたれ部６０および脚載せ部６１は、担持面５９が様々な輪郭を取ることができるように、それぞれリニアアクチュエータ６３、６４によって調整することができる。上部フレーム５８は、各端部のリンク機構６５、６６により下部フレーム５６に接続される。上部フレーム５８は、リンク機構６５、６６に接続された一対のリニアアクチュエータ６７、６８によって昇降させることができる。全てのリニアアクチュエータ６３、６４、６７、６８は、制御装置が収容された制御ボックス６９に接続される。制御ボックス６９は図１０に示された電源装置３１によって容易に給電することができ、それにより消費電力を低減することができる。制御ボックス６９は、ベッド５５のヘッドボードに組み込まれたハンドコントロール７０および操作パネル７１のような、一つ以上の操作ユニットのみならず、可能な周辺装置にも接続される。アクチュエータ６３、６４、６７、６８、制御ボックス６９、および操作ユニット７０、７１を含むアクチュエータシステムは、リニアアクチュエータシステムとして公知である。
【００５９】
図１６は、図１５のベッドとは異なる実施形態の病院用および介護用ベッド７２の概略図を示す。ここでは、下部フレーム５６および上部フレーム５８はリンク機構によって接続されず、代わりに、図１３および図１４に示した昇降柱７３、７４として設計された二つのリニアアクチュエータを介して接続される。
【００６０】
図１７は、相互に入れ子状に配設された三つの伸縮部材７６、７７、７８を有する昇降柱７５の形のリニアアクチュエータを示す。最外部部材７６はその下端を例えば脚に固定するように意図される。最内部部材７８の上端には、昇降柱７５の伸縮部材７６、７７、７８の広幅の側面に対し直角に位置するハウジング７９が存在する。伸縮部材７６、７７、７８と同じ高さのハウジング７９の側面および端部には、例えば昇降柱７５をテーブル天板／テーブル天板を担持するフレームに取り付けるために、ねじ穴８０が設けられる。図面の図１８は、アウターチューブ８１を含み、その下端が最外部部材７６の底部に保持された、昇降柱７５のスピンドルユニットを示す。チューブ８１の頂部には、中空スピンドル８２のための雌ねじを持つ連結器が固定され、頂部には同様に中実スピンドル８３のための雌ねじを持つ連結器も取り付けられる。中実スピンドル８３の最外端はハウジング７９内のモータユニットに接続される。
【００６１】
図１９は、高さ調整可能なテーブル８４の斜視図を示す。ここでテーブル天板８５は透明なものとして描かれている。テーブル天板８５が取り付けられている担持フレーム８６は、二つの平行な長手部材８７および二つの平行な横部材８８を含む。図１７および図１８に描かれたタイプの二つの昇降柱８９は、高さ調整可能なテーブル８４の安定性を高めるために、ここでは台輪９０によって相互接続される。昇降柱のモータハウジング９１および制御ボックス９２は、これらの長手部材８７および横部材８８によって画定される寸法内、すなわち長さ、幅、および高さの範囲内に取り付けることが望ましい。各昇降柱８９の下端は、高さ調整可能なテーブル８４がその上に立設される脚９２を含む。昇降柱は制御ボックス９２に接続され、それはここでもまた操作ユニット９３に接続される。高さ調整可能なテーブル８４は、操作ユニット９３を操作することによって調整される。消費電力を低減するために、制御ボックス９２は図１０に示した電源装置３１によって給電することができる。
【００６２】
換言すると、電動アクチュエータシステム用の電源装置で使用されるフライバックコンバータが開示される。フライバックコンバータは、一次巻線および二次巻線を有するフライバック変圧器と、バッファコンデンサの出力電圧を提供するように、前記二次巻線と直列に接続されたダイオードおよびバッファコンデンサと、前記出力電圧を表すフィードバック信号に応じて、制御回路によって決定される速度およびデューティサイクルで、前記一次巻線を流れる一次電流のオン／オフを切り替えるように構成されたスイッチングトランジスタと、前記一次巻線と並列に配設され、前記一次電流がオフになったときに前記フライバック変圧器の漏れインダクタンスに貯蔵されるエネルギを蓄積するためのスナバコンデンサを含むスナバ回路とを含む。スナバ回路はさらに、前記一次電流がオフになったときに、前記フライバック変圧器の二次巻線から一次巻線へ反射される電圧レベルを表す基準電圧を提供するように構成された電圧基準と、前記スナバコンデンサと直列に配設され、前記スナバコンデンサの電圧が前記基準電圧を超えたときに制御可能なスイッチング素子が通電モードになるように前記電圧基準に接続された制御端子を有する制御可能なスイッチング素子とを含む。
【００６３】
スナバコンデンサと直列の制御可能なスイッチング素子を有し、かつスナバコンデンサ電圧が反射電圧に対応する基準電圧を超える限り、スイッチング素子がスイッチオンされるようにそれを制御することによって、高い電圧ピークが回避されるように、漏れインダクタンスに蓄積されるエネルギの量が最初にスナバコンデンサに蓄積され、次いでそれを変圧器に戻すことができることが確実になる。このようにして、漏れインダクタンスエネルギを、スナバ回路の抵抗内で消散させる代わりに、二次側に伝送することができる。これはコンバータの電力効率を高める。同時に、パルス幅変調制御回路の周波数およびデューティサイクルへの同期が不要であるため、この解決策は非常に単純であり、したがって低コストで実現することができる。
【００６４】
一部の実施形態では、基準電圧は、前記一次電流がオフになったときに、前記フライバック変圧器の二次巻線から一次巻線へ反射される電圧レベルに略等しい。その場合、電圧基準は、直列抵抗を介して前記フライバック変圧器の一次巻線の両端に接続されたコンデンサを含んでよい。これは、電圧基準を実現する非常に単純な方法であるので、スナバコンデンサ電圧が二次巻線からの反射電圧を超えたときに、制御可能なスイッチング素子がスイッチオンされるように制御するために、直接使用することができる。
【００６５】
一部の実施形態では、制御可能なスイッチング素子は電界効果トランジスタを含む。さらに、制御可能なスイッチング素子は、前記電界効果トランジスタのドレイン端子とソース端子との間に接続されたダイオードを含んでよい。電界効果トランジスタは市販されている低価格の部品であり、それが一体型ダイオードを含む場合、別個のスナバダイオードの使用を回避することができる。
【００６６】
フライバックコンバータの実施形態では、スナバコンデンサは、前記電界効果トランジスタのソース端子と、前記フライバック変圧器の一次巻線の一端と前記スイッチングトランジスタとを接続するノードとの間に接続され、前記電界効果トランジスタのドレイン端子は前記フライバック変圧器の一次巻線の別の端部に接続され、電圧基準は、前記電界効果トランジスタのゲート端子と、前記フライバック変圧器の一次巻線と前記スイッチングトランジスタとを接続するノードとの間に接続されたコンデンサ、および前記ゲート端子と前記フライバック変圧器の一次巻線の前記他端との間に接続された直列抵抗を含む。
【００６７】
スナバ回路はさらに、前記電界効果トランジスタのゲート端子とソース端子との間に接続されたツェナーダイオードを含んでよく、前記ツェナーダイオードは、フライバックコンバータの初期起動時に電圧基準コンデンサを充電するように構成される。これは、回路がスイッチオンされたときに、電圧基準が非常に迅速にその意図された値になることを確実にする。
【００６８】
電源装置は上述の通り、整流ブリッジと、バッファコンデンサと、少なくとも一つのフライバックコンバータとを含んでよい。このようにして、電源装置はＡＣ商用幹線網から給電することができ、それはフライバックコンバータの上記利点から有利である。
【００６９】
アクチュエータシステムは、上述の通り、少なくとも一つの電動アクチュエータおよび少なくとも一つの電源装置を含んでよい。これは、小型かつ電力効率の高いアクチュエータシステムを設計することを可能にする。
【００７０】
本発明の様々な実施形態を記載しかつ示したが、本発明はそれらに限定されず、以下の特許請求の範囲で定義する対象の範囲内で他の方法で実現することもできる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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