(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流巻線と結合巻線とが１つの磁性体に巻回され、前記直流巻線の一端が電圧源に接続され、前記直流巻線の他端に前記結合巻線を構成するＮ個（Ｎは２以上の自然数）の巻線の各一端が接続され、前記Ｎ個の巻線の各他端が、スイッチング素子からなる並列するＮ個の直列に接続された上アームと下アームの中間接続点にそれぞれ接続され、前記直流巻線と前記結合巻線に流れる電流により発生する磁束が互いに同方向で合流するように構成されたリアクトル、
前記結合巻線を構成するＮ個の巻線のうちの１つの巻線に流れる電流の電流リプルは直流電流リプルおよび交流電流リプルで構成され、
前記スイッチング素子を制御する制御装置を備え、
前記Ｎ個の上アーム同士または前記Ｎ個の下アーム同士を互いに３６０／Ｎ度ずらしてスイッチング動作させるとともに、スイッチング動作のデューティの大きさ、および前記結合巻線を構成するＮ個の巻線のうちの１つの巻線に流れる直流電流リプルのスイッチング周期内の最大値と最小値との差の絶対値で表される直流電流リプルの大きさと前記１つの巻線に流れる交流電流リプルのスイッチング周期内の最大値と最小値との差の絶対値で表される交流電流リプルの大きさとの大小に応じて前記上アームまたは前記下アームのスイッチングを制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記Ｎが２の場合、スイッチング動作のデューティが０．５より小さく、前記１つの巻線に流れる前記直流電流リプルの大きさが前記１つの巻線に流れる前記交流電流リプルの大きさより小さいとき、
スイッチング周期の半周期で、２つの上アーム同士または２つの下アーム同士を相補的にオンする際は、前記１つの巻線に流れる前記直流電流リプルと前記交流電流リプルの和である前記電流リプルの傾きは正となり、前記２つの上アーム同士または前記２つの下アーム同士をともにオフする際は、前記電流リプルの傾きは負となり、
次の半周期で、前記２つの上アーム同士または前記２つの下アーム同士を相補的にオンする際は、前記電流リプルの傾きは負となり、前記２つの上アーム同士または前記２つの下アーム同士をともにオフする際は、前記電流リプルの傾きは負となることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記Ｎが２の場合、スイッチング動作のデューティが０．５より大きく、前記１つの巻線に流れる前記直流電流リプルの大きさが前記１つの巻線に流れる前記交流電流リプルの大きさより小さいとき、
スイッチング周期の半周期で２つの上アーム同士または２つの下アーム同士をともにオンする際は、前記１つの巻線に流れる前記直流電流リプルと前記交流電流リプルの和である前記電流リプルの傾きは正となり、前記２つの上アーム同士または前記２つの下アーム同士を相補的にオンする際は、前記電流リプルの傾きは正となり、次の半周期で、前記２つの上アーム同士または前記２つの下アーム同士をともにオンする際は、前記電流リプルの傾きは正であり、前記２つの上アーム同士または前記２つの下アーム同士を相補的にオンする際は、前記電流リプルの傾きは負となることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記Ｎが２の場合、スイッチング動作のデューティが０．５より小さく、前記１つの巻線に流れる前記直流電流リプルの大きさが前記１つの巻線に流れる前記交流電流リプルの大きさより大きいとき、
スイッチング周期の半周期で２つの上アーム同士または２つの下アーム同士を相補的にオンする際は、前記１つの巻線に流れる前記直流電流リプルと前記交流電流リプルの和である前記電流リプルの傾きは正となり、前記２つの上アーム同士または前記２つの下アーム同士をともにオフする際は、前記電流リプルの傾きは負となり、
次の半周期で、前記２つの上アーム同士または前記２つの下アーム同士を相補的にオンする際は、前記電流リプルの傾きは正となり、前記２つの上アーム同士または前記２つの下アーム同士をともにオフする際は、前記電流リプルの傾きは負となることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記Ｎが２の場合、スイッチング動作のデューティが０．５より大きく、前記１つの巻線に流れる前記直流電流リプルの大きさが前記１つの巻線に流れる前記交流電流リプルの大きさより大きいとき、
スイッチング周期の半周期で２つの上アーム同士または２つの下アーム同士をともにオンする際は、前記１つの巻線に流れる前記直流電流リプルと前記交流電流リプルの和である前記電流リプルの傾きは正となり、前記２つの上アーム同士または前記２つの下アーム同士を相補的にオンする際は、前記電流リプルの傾きは負となり、
次の半周期で、前記２つの上アーム同士、または前記２つの下アーム同士をともにオンする際は、前記電流リプルの傾きは正となり、前記２つの上アーム同士または前記２つの下アーム同士を相補的にオンする際は、前記電流リプルの傾きは負となることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電圧源の電流に応じて前記１つの巻線に流れる前記直流電流リプルの大きさと前記１つの巻線に流れる前記交流電流リプルの大きさとの大小関係が変化することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記電圧源の電流が基準値より小さい時は、前記１つの巻線に流れる前記直流電流リプルの大きさが前記１つの巻線に流れる前記交流電流リプルの大きさより大きく、前記電圧源の電流が基準値より大きい時は、前記１つの巻線に流れる前記直流電流リプルの大きさより前記１つの巻線に流れる前記交流電流リプルの大きさが大きくなることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧と直流電圧、又は交流電圧と直流電圧を変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換器は、例えば、ブリッジレスＰＦＣ（Power  Factor  Correction）の回路構成で、スイッチングするレグの電流を２分配し、それぞれのレグにリアクトルを設け、インターリーブ動作させる構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。また、磁気統合回路の構成では、各々の直流磁束を互いにキャンセルする回路構成が知られている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許５２１０３３１号公報
【特許文献２】特許５１４４２８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に示す電力変換器のスイッチング電源装置は、スイッチングするレグをＮ相設け、位相を３６０度／Ｎずらしてスイッチングし、電流の分流機能による低損失化と入出力電流リプルの低減を実現する構成としていた。しかしながら、Ｎ相設けたリアクトルを統合して小型化すると共に、統合したリアクトルの巻線に流れるリプル電流の低減についてはなんら開示がない。また特許文献２には、磁気回路の統合について開示されているが、コアの巻線が、直流磁束が互いにキャンセルする方向に巻回されているため、直流磁束による磁束飽和の防止はできるが、直流インダクタンスが漏れ磁束でしか構成できない課題があった。この発明は、このような問題点を解消するために成されたものであって、複数のリアクトルを１つのコアに磁気統合し、電流リプルを抑制し、電源フィルタの小型化を可能とする電力変換装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この発明に係る電力変換装置において、直流巻線と結合巻線とが１つの磁性体に巻回され、前記直流巻線の一端が電圧源に接続され、前記直流巻線の他端に前記結合巻線を構成するＮ個（Ｎは２以上の自然数）の巻線の各一端が接続され、前記Ｎ個の巻線の各他端が、スイッチング素子からなる並列するＮ個の直列に接続された上アームと下アームの中間接続点にそれぞれ接続され、前記直流巻線と前記結合巻線に流れる電流により発生する磁束が互いに同方向で合流するように構成されたリアクトル、前記結合巻線を構成するＮ個の巻線のうちの１つの巻線に流れる電流の電流リプルは直流電流リプルおよび交流電流リプルで構成され、前記スイッチング素子を制御する制御装置を備え、前記Ｎ個の上アーム同士または前記Ｎ個の下アーム同士を互いに３６０／Ｎ度ずらしてスイッチング動作させるとともに、スイッチング動作のデューティの大きさ、および前記結合巻線を構成するＮ個の巻線のうちの１つの巻線に流れる直流電流リプルのスイッチング周期内の最大値と最小値との差の絶対値で表される直流電流リプルの大きさと前記１つの巻線に流れる交流電流リプルのスイッチング周期内の最大値と最小値との差の絶対値で表される交流電流リプルの大きさとの大小に応じて前記上アームまたは前記下アームのスイッチングを制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
この発明の電力変換装置によれば、結合巻線の直流電流リプルと交流電流リプルの大小に応じてスイッチング制御することにより、結合巻線の損失を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成図である。
【図２】図１の回路の正極時の電流経路を説明する説明図である。
【図３】図１の回路の負極時の電流経路を説明する説明図である。
【図４Ａ】この発明の実施の形態１の統合磁気部品を磁気抵抗網で記した模式図である。
【図４Ｂ】図４Ａの磁気等価回路図である。
【図５】この発明の実施の形態１によるコア材のＢＨ特性が非線形であることを説明する説明図である。
【図６】図３に示した負極電流経路時の電流リプルの発生を模式的に説明する説明図である。
【図７】負極電流経路時の電流リプルの発生を模式的に説明する別の説明図である。
【図８】結合巻線と直流巻線の特性を説明する説明図である。
【図９】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回路構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態３による電力変換装置の回路構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態４による電力変換装置の回路構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態４による電力変換装置の回路構成での電流リプルの模式図である。
【図１３】この発明の実施の形態１から４の制御回路のハードウエア構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成を示し、図２は図１の回路の正極時の電流経路を、図３は図１の回路の負極時の電流経路を模式的に示した説明図である。    
図１に示すように、交流電圧源１は、１端が統合磁気部品２を構成する第３の巻線２ｃの一端に接続され（Ａ点）、第３の巻線２ｃのもう一端は第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂが接続された点（Ｂ点）に接続される。第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂは、コンバータ回路３の上下アーム間にそれぞれ接続され（Ｃ点、Ｄ点）、コンバータ回路３の出力は、リンクコンデンサ４を経て負荷５に接続される。
コンバータ回路３の直列に接続された整流素子Ｄａ、Ｄｂの中点には交流電圧源１のもう１端が接続され、整流素子Ｄａのカソードはリンクコンデンサ４の正極に、整流素子Ｄｂのアノードはリンクコンデンサ４の負極に接続される。
制御回路１０は、電流センサ６からの入力電流情報１０ａと、交流電圧源１からの入力電圧情報１０ｂと、出力電圧であるリンクコンデンサ４の電圧情報１０ｃとから、コンバータ回路３を駆動する駆動信号１０ｄを生成し、目標出力電圧となるよう制御し、さらに交流電圧と交流電流位相が同期した高力率動作となるよう制御する。
なお、制御回路１０は、図１３に示すように、プロセッサ（ＭＰＵ）とメモリに格納されたコンピュータプログラムの組合せによって実現してもよいし、ＡＳＩＣ等の専用のハードウエアによって実現してもよいし、ＦＰＧＡのような再構成可能なゲートアレイによって実現してもよいし、これらの組合せによって実現してもよい。
【０００９】
図２に、図１で示された実施の形態１の電力変換器の回路の交流入力電圧が正極時の電流経路を示す（図中矢印）。
交流電圧源１からの電流は、コンバータ回路３の整流素子Ｄａからリンクコンデンサ４を経て、コンバータ回路３のオンしているスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄに分流され、統合磁気部品２にて電流が合成され、交流電圧源１に戻る。この時、コンバータ回路３のスイッチング素子Ｓａ、Ｓｃをスイッチング動作することで、統合磁気部品２を励磁し交流電圧源１の電圧を昇圧する。
【００１０】
図３に、図１で示された実施の形態１の電力変換器の回路の交流入力電圧が負極時の電流経路を示す（図中矢印）。
交流電圧源１からの電流は、統合磁気部品２に入り、コンバータ回路３のオンしているスイッチング素子Ｓａ、Ｓｃに分流され、リンクコンデンサ４に入り、コンバータ回路３の整流素子Ｄｂを経て交流電圧源１に戻る。この時、コンバータ回路３のスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄの位相を１８０度ずらしてスイッチング動作させることで、統合磁気部品２を励磁し交流電圧源１の電圧を昇圧する。
【００１１】
次に、上述した統合磁気部品２の構成について説明し、統合磁気部品２の直流インダクタンスと交流インダクタンスと、電流リプルの式を記す。以下、図３の負極時の電流経路の例で下アームを構成するスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄの制御を説明するが、図２の正極時の電流経路でスイッチング素子Ｓａ、Ｓｃを制御することにより、同様な動作及び効果を奏する。
図４Ａは実施の形態１の統合磁気部品２を磁気抵抗網で記した模式図、図４Ｂは図４Ａの磁気等価回路である。図中の記号の意味は以下の通りである。
Ｎｏ：第１の巻線２ａ、第２の巻線２ｂの巻数
Ｎｃ：第３の巻線２ｃの巻数
ｉｃ：第３の巻線２ｃの電流
ｉ１：第１の巻線２ａの電流
ｉ２：第２の巻線２ｂの電流
Ｒｏ：コアの第１の側脚２ｉ、第２の側脚２ｊの磁気抵抗
Ｒｃ：コアの中央脚２ｈの磁気抵抗
φ１：コアの第１の側脚２ｉの磁束
φ２：コアの第２の側脚２ｊの磁束
φｃ：コアの中央脚２ｈの磁束
図４Ａにおいて、統合磁気部品２のコア形状としては、例えば、ＥＥ型もしくはＥＩ型等の３脚を有する形状であって、第１の巻線２ａはコアの第１の側脚２ｉに、第２の巻線２ｂはコアの第２の側脚２ｊに互いに直流磁束を打ち消すように巻回して結合リアクトルを形成する。第３の巻線２ｃはコアの中央脚２ｈに第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂの磁束を強め合う方向に巻回し、直流リアクトルを構成する。コアの中央脚２ｈには直流の磁束飽和を防止するためのギャップが設けられている。ギャップは、結合リアクトルの結合度、及び結合リアクトルと直流リアクトルとの結合度の調整も行い、ギャップから漏れる交流磁束をキャンセルする構造としてもよい。
【００１２】
直流の磁束は、コアの中央脚２ｈに合流するように生じ、電力伝送方向が変わらない限り向きは変わらず、一方、交流磁束はコアの側脚２ｉ、２ｊを循環するようにスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄがスイッチングする度に向きが変わる。コアの中央脚２ｈでは、この循環する交流磁束は常に向きが逆であるため打ち消される。
この統合磁気部品２のインダクタンスが自己インダクタンスと相互インダクタンスと漏れインダクタンスで構成されていることを次に示す。
巻線に生じる磁束φ１、φ２、φｃは、コアの側脚２ｉ、２ｊと中央脚２ｈのそれぞれのコアの起磁力の関係から（式１）で表わされる。
【数１】
0006745911.tif 000002
【００１３】
第１の巻線２ａに生じる電圧をＶ１、第２の巻線２ｂに生じる電圧をＶ２、第３の巻線２ｃに生じる電圧をＶｃとすると、
Ｖ１＝Ｎｏｄφ１／ｄｔ、Ｖ２＝Ｎｏｄφ２／ｄｔ、Ｖｃ＝Ｎｃｄφｃ／ｄｔより、
（式１）を変形すると、Ｖ１、Ｖ２、Ｖｃは（式２）と（式３）で表わされ
【数２】
0006745911.tif 000003
【数３】
0006745911.tif 000004
第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂ、コアの第１の側脚２ｉと第２の側脚２ｊは対称であるため、
第１の側脚２ｉ、第２の側脚２ｊの自己インダクタンスをＬｏ、
中央脚２ｈの自己インダクタンスをＬｃ
第１の側脚２ｉ、第２の側脚２ｊの相互インダクタンスをＭｏ、
中央脚２ｈと、第１の側脚２ｉ、第２の側脚２ｊとの相互インダクタンスをＭｃとすると、
（式２）は（式４）のように表わされる。
【数４】
0006745911.tif 000005
ｉｃ＝ｉ１＋ｉ２より、（式４）を変形すると（式５）が得られる。
【数５】
0006745911.tif 000006
また、（式２）、（式３）と（式４）の比較により、Ｌｏ、Ｌｃ、Ｍｏ、Ｍｃはそれぞれ以下で（式６）から（式９）で示される。
【数６】
0006745911.tif 000007
【数７】
0006745911.tif 000008
【数８】
0006745911.tif 000009
【数９】
0006745911.tif 000010
【００１４】
また、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂの結合度をｋｏ、第１の巻線２ａ、第２の巻線２ｂと第３の巻線２ｃとの結合度をｋｃとすると、ｋｏ、ｋｃはそれぞれ（式１０）、（式１１）で表わされる。
【数１０】
0006745911.tif 000011
【数１１】
0006745911.tif 000012
第３の巻線２ｃと第１の巻線２ａとの間の電圧をＶ１ｅ（Ａ−Ｃ間）、第３の巻線２ｃと第２の巻線２ｂとの間の電圧をＶ２ｅ（Ａ−Ｄ間）とすると、それぞれ（式１２）、（式１３）で表わされる。
【数１２】
0006745911.tif 000013
【数１３】
0006745911.tif 000014
この（式１２）、（式１３）において、
入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔとすると、
例えば、図３の電流経路において、巻線に接続されるスイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオフする場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ
巻線に接続されるスイッチング素子Ｓｄがオン、スイッチング素子Ｓｂがオフする場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ
巻線に接続されるスイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオフする場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ
巻線に接続されるスイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオンする場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ
となる。
【００１５】
（式１２）、（式１３）に（式５）を代入すると、Ｖ１ｅ、Ｖ２ｅは（式１４）で表わされる。
【数１４】
0006745911.tif 000015
電流ｉ１、ｉ２は（式１５）のように直流成分ｉｄｃと交流成分ｉａｃで表わされる。
【数１５】
0006745911.tif 000016
これら電流の直流成分と交流成分について、（式１４）と（式１５）を用いると（式１６）（式１７）で表わされる。
【数１６】
0006745911.tif 000017
【数１７】
0006745911.tif 000018
また（式１６）、（式１７）の、
【数１８】
0006745911.tif 000019
を（式６）から（式９）を用いて表わすと（式１８）、（式１９）で表わされる。
【数１９】
0006745911.tif 000020
【数２０】
0006745911.tif 000021
【００１６】
一般に、コアの磁気抵抗Ｒと透磁率μの関係は、透磁率μ、コア断面積Ａｅ、コアの周長をｌとすると、（式２０）に示すように反比例の関係にあるため、
【数２１】
0006745911.tif 000022
コア材のＢＨ特性が図５に示すように非線形の場合、透磁率μが電流増加によって低下すると磁気抵抗Ｒが増加し、（式１８）、（式１９）で表わされる直流電流リプルｉｄｃ、交流電流リプルｉａｃは増加する。
中央脚２ｈにギャップを設けた構造等のようにＲｃ＞＞Ｒｏであると、電流増加に対する電流リプルの増加分は直流電流リプルｉｄｃより交流電流リプルｉａｃの方が大きくなり、電流が小さいところでは、例えば、直流電流リプルｉｄｃ＞交流電流リプルｉａｃであっても、電流の大きいところでは直流電流リプルｉｄｃ＜交流電流リプルｉａｃとなり得ることを示す。
直流インダクタンスＬｄｃ、交流インダクタンスＬａｃとすると、（式１８）、（式１９）よりそれぞれ（式２１）、（式２２）で表わされる
【数２２】
0006745911.tif 000023
【数２３】
0006745911.tif 000024
電流リプルは、（式１８）、（式１９）にコアの形状、及び巻線電流によって決まる磁気抵抗と、入力と出力の電圧関係、及びスイッチング時間を代入すれば求めることができる。
【００１７】
次に、インダクタンスに着目すると、（式２１）の直流インダクタンスは、第３の巻線２ｃの自己インダクタンス２Ｌｃに、結合リアクトルを形成する第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂの漏れインダクタンスＬｏ−Ｍｏと、第３の巻線２ｃと第１の巻線２ａ、及び第３の巻線２ｃと第２の巻線２ｂの相互インダクタンス４Ｍｃとが加算されており、磁気統合により、別体構成と比べて高インダクタンスが得られること、巻数や結合度により直流インダクタンスの調整ができることがわかる。
【００１８】
このように本発明の実施の形態１の統合磁気部品２は、直流インダクタンスが、直流リアクトルを形成する第３の巻線２ｃの自己インダクタンスに加え、交流リアクトルの第１の巻線２ａ、第２の巻線２ｂとの相互インダクタンスと、結合リアクトルの漏れインダクタンスとを用いて形成できるため、小型で高インダクタンスなリアクトルが実現できる。
さらにコアの形状をＥＥ、若しくはＥＩのように３脚を有するコア形状とした場合、中央脚２ｈのギャップから漏れ磁束が生じず、中央脚２ｈに巻回する第３の巻線２ｃに渦電流損が発生せずにインダクタンス、及び漏れインダクタンスを構成でき、電源のフィルタとしての機能分担も可能となる。
【００１９】
このような統合磁気部品２を用いた電流リプルの低減について、スイッチング素子の制御との関係で以下に説明する。
まず、図６において、スイッチング素子駆動時の電流リプルの発生の一例を模式的に説明する。図６は、図３に示した負極電流経路時の第１の巻線２ａの電流ｉ１（電流リプル）について、直流電流リプルｉｄｃと交流電流リプルｉａｃに分けて説明した説明図である。図６（１）が、Ｄ（デューティ）＜０．５の時であり、図６（２）が、Ｄ＞０．５の時である。
また、本図は、結合巻線の電流リプルに含まれる直流電流リプルの大きさが、交流電流リプルの大きさより小さい例（ｉｄｃ＜ｉａｃ）である。デューティＤは、周期Ｔに対するオン時間の比率を表す。
動作モードとしてはスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄの動作状態により状態（ａ）、状態（ｂ）、状態（ｃ）、状態（ｄ）の４モードを繰り返す動きとなる。なお、スイッチング素子Ｓａ、Ｓｃは同期整流用としてそれぞれスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄと相補的に動作する。
【００２０】
（１）Ｄ＜０．５の時
状態（ａ）は、スイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオフであり、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、第１の巻線２ａ、スイッチング素子Ｓｂ、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
この時、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂが磁気的に結合した結合リアクトルを形成しているため、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂには交流電流リプルｉａｃが生じ、結合巻線には直流電流リプルｉｄｃと交流電流リプルｉａｃが加算された電流リプルが生じる。ここでは直流電流リプルｉｄｃの大きさが交流電流リプルｉａｃの大きさより小さい例であるため、仮に結合巻線の直流電流変化量を４、交流電流変化量を６とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため１０となる。
直流巻線である第３巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では８となる。
【００２１】
状態（ｂ）は、スイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオフであり、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、第１の巻線２ａ、スイッチング素子Ｓａ、負荷のリンクコンデンサ４、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
統合磁気部品２の結合巻線である第１の巻線２ａ、第２の巻線２ｂ間に電圧変化が生じないため交流電流リプルｉａｃは変化せず、交流電圧源１とリンクコンデンサ４の出力電圧にて励磁がリセットされて、第１の巻線２ａの直流電流リプルｉｄｃのみが減少する。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を−４、交流電流変化量を０とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−４となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−８となる。
【００２２】
状態（ｃ）は、スイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオンであり、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、スイッチング素子Ｓｄ、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
この時、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂが磁気的に結合した結合リアクトルを形成しているため、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂには交流電流変化が生じ、その結果、第１の巻線２ａには直流電流リプルｉｄｃとマイナスの傾きを持った交流電流リプルｉａｃが加算された電流が流れ、状態（ａ）のモードよりもリプル電流は小さくなる。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を４、交流電流変化量を−６とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−２となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では８となる。
【００２３】
状態（ｄ）は、状態（ｂ）と同様、スイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオフであり、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、第１の巻線２ａ、スイッチング素子Ｓａ、負荷のリンクコンデンサ４、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
統合磁気部品２の結合巻線である第１の巻線２ａ、第２の巻線２ｂ間に電圧変化が生じないため交流電流リプルｉａｃは変化せず、交流電圧１とリンクコンデンサ４の出力電圧にて励磁がリセットされて、第１の巻線２ａの直流電流リプルｉｄｃのみが減少する。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を−４、交流電流変化量を０とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−４となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−８となる。
以上４モードの中で、結合巻線の電流リプルが最大となる期間は状態（ａ）のモードであり、この例では傾きが１０である。
【００２４】
スイッチング素子Ｓｂがオンしている時、状態（ａ）の区間では、結合巻線である第１の巻線２ａの電流ｉ１の傾きは正であり、それ以外の１周期内の残りの期間である、状態（ｂ）、状態（ｃ）、状態（ｄ）では負の傾きとなり、電流ｉ１の電流リプル周波数は、スイッチング周波数となる。
【００２５】
（２）Ｄ＞０．５の時
状態（ａ）は、スイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオンであり、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄ、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
この時、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂには磁気的に結合した結合リアクトルが形成されず、第１の巻線２ａに交流電流リプルに変化はなく、直流電流リプルｉｄｃのみが増加する。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を４、交流電流変化量を０とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため４となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では８となる。
【００２６】
状態（ｂ）は、スイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオフであり、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂには磁気的に結合した結合リアクトルが形成されて交流電流リプルｉａｃが増加し、第１の巻線２ａの直流電流リプルｉｄｃは励磁がリセットされるため減衰する。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を−４、交流電流変化量を６とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため２となる。
直流巻線である第３巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−８となる。
【００２７】
状態（ｃ）は、状態（ａ）と同様、交流電圧源１から第３の巻線２ｃ、スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄ、整流素子Ｄｂを通り交流電圧源１へ戻る電流ループが形成される。
この時、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂには磁気的に結合した結合リアクトルが形成されず、第１の巻線２ａに交流電流リプルｉａｃに変化はなく、直流電流リプルｉｄｃが増加する。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を４、交流電流変化量を０とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため４となる。
直流巻線である第３巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では８となる。
【００２８】
状態（ｄ）は、スイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオンであり、第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂには磁気的に結合した結合リアクトルが形成され、第1の巻線２ａには減少する交流電流リプルｉａｃと、同じく減衰する直流電流リプルｉｄｃは減衰し、これら交流電流リプルｉａｃと直流電流リプルｉｄｃの加算された電流リプルが生じることになる。
結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を−４、交流電流変化量を−６とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−１０となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量がキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−８となる。
以上４モードの中で、結合巻線の電流リプルが最大となる期間は（ｄ）のモードであり、この例では、傾きは−１０である。
【００２９】
スイッチング素子Ｓｂがオンしている時、状態（ａ）、状態（ｂ）、状態（ｃ）の区間では、結合巻線である第１の巻線２ａの電流ｉ１の傾きは正であり、それ以外の１周期内の残りの期間である、状態（ｄ）では負の傾きとなり、電流ｉ１の電流リプル周波数は、スイッチング周波数となる。
【００３０】
次に図７に、スイッチング素子駆動時の電流リプル発生の別の一例を模式的に示す。図６同様、図３に示した負極電流経路時の第１の巻線２ａの電流ｉ１（電流リプル）について、直流電流リプルｉｄｃと交流電流リプルｉａｃに分けて説明した説明図である。
図６との違いは、図６では直流電流リプルｉｄｃの大きさが交流電流リプルｉａｃの大きさより小さい場合であって、結合巻線の電流周波数がスイッチング周波数であるのに対し、図７は、直流電流リプルｉｄｃの大きさが交流電流リプルｉａｃの大きさより大きい場合の例であり、結合巻線の電流周波数がスイッチング周波数の２倍となることを説明する説明図である。
回路としての動作は図６と同じで、モード毎に、直流電流リプルｉｄｃと交流電流リプルｉａｃの関係から、結合巻線である第１の巻線２ａ、および直流巻線である第３の巻線２ｃについて説明する。
ここでは理解容易のため交流巻線の直流電流リプルの変化量を６、交流電流リプルの変化量を４として電流波形を説明する。
【００３１】
（１）Ｄ＜０．５の時
状態（ａ）では、結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量は６、交流電流変化量は４であり、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため１０となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では１２となる
【００３２】
状態（ｂ）では、結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量は−６、交流電流変化量は０であり、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−６となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−１２となる
【００３３】
状態（ｃ）では、結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量は６、交流電流変化量は−４であり、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため２となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では１２となる
【００３４】
状態（ｄ）では、結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量は−６、交流電流変化量は０であり、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−６となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−１２となる
【００３５】
結合巻線である第１の巻線２ａの電流の傾きは、コンバータの下アームのスイッチング素子Ｓｂ、またはスイッチング素子Ｓｄのいずれかがオンの時は正であり、両方ともオフの時の電流の傾きは負となり、電流リプル周波数はスイッチング周波数の２倍となる。
以上４モードの中で、結合巻線の電流リプルが最大となる期間は（ａ）のモードであり、この例では傾きは１０である。
【００３６】
（２）Ｄ＞０．５の時
状態（ａ）では、結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量は６、交流電流変化量は０であり、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため６となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では１２となる
【００３７】
状態（ｂ）では、結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量は−６、交流電流変化量は２であり、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−２となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−１２となる
【００３８】
状態（ｃ）では、結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量は６、交流電流変化量は０であり、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため６となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では１２となる。
【００３９】
状態（ｄ）では、結合巻線である第１の巻線２ａの直流電流変化量を−６、交流電流変化量は−４であり、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため−１０となる。
直流巻線である第３の巻線２ｃの電流変化量は、結合巻線の交流電流変化量はキャンセルされ、結合巻線の直流電流変化量の２倍となるため、この場合では−１２となる。
以上４モードの中で、結合巻線の電流リプルが最大となる期間は（ｄ）のモードであり、この例では傾きは−１０である。
る。
【００４０】
スイッチング素子Ｓｂ、スイッチング素子Ｓｄがともにオンしている期間である状態（ａ）、状態（ｃ）の結合巻線の第１の巻線２ａの電流の傾きは正であり、スイッチング素子Ｓｂもしくはスイッチング素子Ｓｄのどちらか片方のみがオンする期間の電流の傾きは負となり、電流リプル周波数はスイッチング周波数の２倍となる。
【００４１】
以上のように図６、図７の比較において、直流電流リプルｉｄｃの大きさ＜交流電流リプルｉａｃの大きさの条件のときも、直流電流リプルｉｄｃの大きさ＞交流電流リプルｉａｃの大きさのときも、結合巻線の第１の巻線の２ａの電流リプルの大きさは１０で同じである。しかし、直流巻線である第３の巻線２ｃの電流リプルの大きさは直流電流リプルｉｄｃの大きさ＜交流電流リプルｉａｃの大きさの時は８、直流電流リプルｉｄｃの大きさ＞交流電流リプルｉａｃの大きさの時は１２であり、このことは、結合巻線の電流リプルの大きさが同じでも、直流電流リプルｉｄｃの大きさ＜交流電流リプルｉａｃの大きさの関係とすれば直流巻線の電流リプルの大きさを小さくすることが可能であることを示している。従って、直流巻線の電流リプルの大きさを小さくできるので、直流巻線の交流銅損低減はもとより、回路の入力および出力コンデンサの低容量化およびフィルタの簡素化が可能となることがわかる。
【００４２】
次に統合磁気部品２に使用するコア材のＢＨ特性が非線形である場合、つまり回路の入力電流によって結合巻線および直流巻線の電流リプルが変化する場合の、結合巻線と直流巻線の特性について図８を用いて説明する。
図８（１）は、使用する電流範囲内において、結合巻線の直流電流リプルｉｄｃと交流電流リプルｉａｃの大小関係が変わる図で、図８（２）は使用する電流範囲内において結合巻線の直流電流リプルｉｄｃと交流電流リプルｉａｃの大小関係が変わらない図である。
ともに回路の入力電流に対して、結合巻線の合計電流リプルの傾きを１０として同じとしてある。
【００４３】
図８（１）のように、使用する電流範囲内で、電流増加につれて直流電流リプルｉｄｃの大きさ＜交流電流リプルｉａｃの大きさが、直流電流リプルｉｄｃの大きさ＞交流電流リプルｉａｃの大きさのように、大小関係が逆転するようにすれば、結合巻線の合計電流は同じでも、電流増加時に結合巻線の電流波形がスイッチング周波数と同じとなり、交流銅損の低減ができる。
また上記構成とすれば、直流巻線の交流銅損は、結合巻線の直流電流リプルｉｄｃが回路の入力電流増加に対して抑えられるため低減できる。
以上、回路の電流によって、結合巻線の直流電流リプルｉｄｃと交流電流リプルｉａｃの大小関係が変わる構成にした場合の特長を表１にまとめる。
【表１】
0006745911.tif 000025
回路の電流が大きくなる時に、巻線の直流銅損や、コア材の透磁率の低下による電流リプルの増加すること、それに伴う交流銅損が増加することは致し方ないが、大電流時において、結合巻線の電流リプルの大きさの関係が、直流電流リプルｉｄｃの大きさ＞交流電流リプルｉａｃの大きさから、直流電流リプルｉｄｃの大きさ＜交流電流リプルｉａｃの大きさの関係に変化する特性を利用すれば、結合巻線の電流周波数が２ｆｓｗからｆｓｗへと下がるため、結合巻線の交流銅損の増加を抑制することが出来る。
直流巻線には結合巻線の２倍の直流電流が流れるため、大電流時には直流銅損の増加による影響が顕著であるが、結合巻線の電流リプルの大きさの関係が直流電流リプルｉｄｃの大きさ＞交流電流リプルｉａｃの大きさから、直流電流リプルｉｄｃの大きさ＜交流電流リプルｉａｃの大きさの関係に変化する特性を利用すれば、直流巻線の交流銅損の増加が抑えられ、巻線の損失増加を抑制することができる。
【００４４】
実施の形態２．
図９は、この発明の実施の形態２による電力変換器の回路構成を示した図である。
交流電圧源１の交流電圧をブリッジダイオード７により整流し、整流後の直流電圧を直流端子に出力する昇圧型のＰＦＣコンバータである。整流後のブリッジダイオード７の正極端子は、図１で説明した、結合リアクトルと直流リアクトルを統合した統合磁気部品２の直流リアクトルの巻線である第３の巻線２ｃの一端に接続され（Ａ点）、直流リアクトルの第３の巻線２ｃの他端には結合リアクトルの巻き線である第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂの一端が接続される（Ｂ点）。第１の巻線２ａの他端および第２の巻線２ｂの他端には、上下アームを有するブリッジ型のコンバータ回路を構成するスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄの交流端がそれぞれ接続される（Ｃ点、Ｄ点）。コンバータ回路の直流端には負荷であるリンクコンデンサ４が接続される。整流後の負極端子は、コンバータ回路の直流端の負極と、リンクコンデンサ４の負極に接続された構成である。
電流リプルについては実施の形態１にて図６、及び図７を用いて説明した内容と同じであり、同様な効果が得られる。この場合、電力伝送方向がブリッジダイオード７からリンクコンデンサ４の方向では、下アームのスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄを実施の形態１のように制御し、電力伝送方向がリンクコンデンサ４から電圧源への方向では、上アームのスイッチング素子Ｓａ、Ｓｃを実施の形態１と同様に制御する。
【００４５】
実施の形態３．
図１０は、この発明の実施の形態３による電力変換器の回路構成を示した図である。
直流電圧源８の直流電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータであって、直流電圧源８の正極端子は、結合リアクトルと直流リアクトルを統合した統合磁気部品２の直流リアクトルの巻線である第３の巻線２ｃの一端に接続され（Ａ点）、直流リアクトルの第３の巻線２ｃの他端には結合リアクトルの巻き線である第１の巻線２ａと第２の巻線２ｂの一端が接続される（Ｂ点）。第１の巻線２ａの他端Ｃおよび第２巻線２ｂの他端には、上下アームを有するブリッジ型のコンバータ回路Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄの交流端がそれぞれ接続される（Ｃ点、Ｄ点）。コンバータ回路の直流端には負荷であるリンクコンデンサ４が接続される。直流電圧源１の負極端子は、コンバータ回路の直流端の負極と、リンクコンデンサ４の負極に接続された構成である。
電流リプルについては実施の形態１にて図６、及び図７を用いて説明した内容と同じであり、同様な効果が得られる。この場合、電力伝送方向が直流電圧源８からリンクコンデンサ４の方向では、下アームのスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄを実施の形態１のように制御し、電力伝送方向がリンクコンデンサ４から直流電圧源８への方向では、上アームのスイッチング素子Ｓａ、Ｓｃを実施の形態１と同様に制御する。
【００４６】
実施の形態４．
図１１は、この発明の実施の形態４による電力変換器の回路構成を示した図である。
実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インターリーブを行うレグをＮ相で構成したものであり、この回路構成での電流リプルの模式図を図１２に示す。３６０°／Ｎのタイミングで各レグをスイッチング動作するだけであり、それにつれて電流リプルの周波数が比例して上がり、オン時間が短くなるので電流リプルの値そのものを小さくすることができる。これにより、入出力のコンデンサの低容量化と、電源と負荷の電流リプル周波数がスイッチング周波数のＮ倍となるため、電源フィルタの小型化が可能となる。電流リプルが低減する効果については、実施の形態１で説明した動作と同様であり、同様な効果が得られる。
【００４７】
なお、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
図中、同一符号は、同一または相当する構成、機能を有する部分を示す。
【符号の説明】
【００４８】
１  交流電圧源、２  統合磁気部品、２ａ  第１の巻線、２ｂ  第２の巻線、２ｃ  第３の巻線、２ｎ  第ｎの巻線、２ｉ  第１の側脚、２ｊ  第２の側脚、２ｈ  中央脚、３  コンバータ回路、Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ、ＳｎＰ、ＳｎＮ  スイッチング素子、Ｄａ、Ｄｂ  整流素子、４  リンクコンデンサ、５  負荷、６  電流センサ、７  ブリッジダイオード、８  直流電圧源、１０  制御回路、１０ａ  入力電流情報、１０ｂ  入力電圧情報、１０ｃ  直流出力電圧情報、１０ｄ  駆動信号。
【図１】
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【図２】
0006745911.tif 000027
【図３】
0006745911.tif 000028
【図４Ａ】
0006745911.tif 000029
【図４Ｂ】
0006745911.tif 000030
【図５】
0006745911.tif 000031
【図６】
0006745911.tif 000032
【図７】
0006745911.tif 000033
【図８】
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【図９】
0006745911.tif 000035
【図１０】
0006745911.tif 000036
【図１１】
0006745911.tif 000037
【図１２】
0006745911.tif 000038
【図１３】
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