(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第１のフィルタと、
前記第１の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第２のフィルタと、
第２の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第３のフィルタと、
前記第２の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第４のフィルタと、
前記第１のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分と前記第３のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した水平方向の偏波成分を出力する第５のフィルタと、
前記第２のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分と前記第４のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した垂直方向の偏波成分を出力する第６のフィルタとを備え、
前記第１から第４のフィルタのそれぞれは、１つのタップを有する有限インパルス応答フィルタであり、
前記第５及び第６のフィルタのそれぞれは、４６個未満のタップを有する有限インパルス応答フィルタであり、
前記第１から第６のフィルタにおけるフィルタ係数のそれぞれが、定包絡線基準アルゴリズムに基づいて更新されることを特徴とする適応等化フィルタ。
【請求項２】
前記第５及び第６のフィルタのそれぞれは、２４個のタップを有する有限インパルス応答フィルタであることを特徴とする請求項１記載の適応等化フィルタ。
【請求項３】
局部発振光を用いて、第１の偏波及び第２の偏波が多重されている光信号のコヒーレント検波を実施することで、前記光信号から前記第１の偏波及び前記第２の偏波のそれぞれを抽出するコヒーレント受信器と、
前記コヒーレント受信器により抽出された第１の偏波及び第２の偏波におけるそれぞれの波形歪みを補償する適応等化フィルタとを備え、
前記適応等化フィルタは、
前記第１の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第１のフィルタと、
前記第１の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第２のフィルタと、
前記第２の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第３のフィルタと、
前記第２の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第４のフィルタと、
前記第１のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分と前記第３のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した水平方向の偏波成分を出力する第５のフィルタと、
前記第２のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分と前記第４のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した垂直方向の偏波成分を出力する第６のフィルタとを備え、
前記第１から第４のフィルタのそれぞれは、１つのタップを有する有限インパルス応答フィルタであり、
前記第５及び第６のフィルタのそれぞれは、４６個未満のタップを有する有限インパルス応答フィルタであり、
前記第１から第６のフィルタにおけるフィルタ係数のそれぞれを定包絡線基準アルゴリズムに基づいて更新する係数更新部を備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項４】
前記第５及び第６のフィルタのそれぞれは、２４個のタップを有する有限インパルス応答フィルタであることを特徴とする請求項３記載の信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、波形歪みを補償した偏波を出力する適応等化フィルタ及び信号処理装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
次世代の光アクセスシステムとして、１００Ｇｂ／ｓ級の受動光ネットワーク（ＰＯＮ：Ｐａｓｓｉｖｅ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムが検討されている。
ＰＯＮシステムにおいて、１波長で１００Ｇｂ／ｓ級の伝送容量を実現するためには、広帯域化を図る必要があり、広帯域化を実現する伝送方式として、コヒーレント伝送方式が知られている。【０００３】
コヒーレント伝送方式は、変調方式として、偏波多重４値位相変調方式（ＤＰ−ＱＰＳＫ：Ｄｕａｌ−Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）が適用される。
コヒーレント伝送方式は、光信号を受信する際、第１の偏波ｅｘ及び第２の偏波ｅｙが多重されている光信号と局部発振光とを混合干渉させることで、光信号のコヒーレント検波を実施する。これにより、光信号から第１の偏波ｅｘ及び第２の偏波ｅｙのそれぞれを抽出する。
次に、コヒーレント伝送方式は、抽出した第１の偏波ｅｘ及び第２の偏波ｅｙをアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号における波形歪の補償処理を実施する。【０００４】
デジタル信号の波形歪として、波長分散などの波形歪が考えられ、波長分散は、送信側の装置から送信された光信号のパルス幅と、受信側の装置で受信された光信号のパルス幅とが不一致になる波形歪である。
以下の特許文献１には、適応等化フィルタを用いて、デジタル信号における波形歪の補償処理を実施する信号処理装置が開示されている。【０００５】
この信号処理装置は、第１の偏波ｅｘを示すデジタル信号における波形歪の補償処理と、第２の偏波ｅｙを示すデジタル信号における波形歪の補償処理とを実施するために、以下の示す４つのフィルタを含む適応等化フィルタを備えている。
（１）第１の偏波ｅｘを示すデジタル信号から水平方向の偏波成分を抽出して、水平方向の偏波成分を補償する第１のフィルタ
（２）第１の偏波ｅｘを示すデジタル信号から垂直方向の偏波成分を抽出して、垂直方向の偏波成分を補償する第２のフィルタ
（３）第２の偏波ｅｙを示すデジタル信号から水平方向の偏波成分を抽出して、水平方向の偏波成分を補償する第３のフィルタ
（４）第２の偏波ｅｙを示すデジタル信号から垂直方向の偏波成分を抽出して、垂直方向の偏波成分を補償する第４のフィルタ【０００６】
また、この信号処理装置は、第１のフィルタにより補償された水平方向の偏波成分と、第３のフィルタにより補償された水平方向の偏波成分とを加算し、波形歪を補償した水平成分の偏波ｅ’ｘとして、２つの水平方向の偏波成分の加算結果を出力する加算器を備えている。
また、この信号処理装置は、第２のフィルタにより補償された垂直方向の偏波成分と、第４のフィルタにより補償された垂直方向の偏波成分とを加算し、波形歪を補償した垂直成分の偏波ｅ’ｙとして、２つの垂直方向の偏波成分の加算結果を出力する加算器を備えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１６−１１９６４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来の信号処理装置は、第１〜第４のフィルタを備えているので、第１の偏波ｅｘにおける波形歪の補償処理と、第２の偏波ｅｙにおける波形歪の補償処理とを実施することができる。
しかし、符号誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）が、所望の前方誤り訂正（ＦＥＣ：Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）の限界値よりも小さくなる条件の下で、入力電力が小さな第１の偏波ｅｘ及び第２の偏波ｅｙにも適用できるように構成するには、第１〜第４のフィルタとして、多くのタップを有する有限インパルス応答（ＦＩＲ：Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタをそれぞれ用いる必要があるという課題があった。
例えば、ＦＥＣの限界値が、２．０×１０−２のＢＥＲであるとき、入力電力が−３４（ｄＢｍ）程度の第１の偏波ｅｘ及び第２の偏波ｅｙにも適用できるように構成するには、第１〜第４のフィルタのそれぞれは、例えば、２４個のタップを有するＦＩＲフィルタを用いる必要がある。
第１〜第４のフィルタのそれぞれが、２４個のタップを有するＦＩＲフィルタを用いる場合には、第１〜第４のフィルタにおける全体のタップ数が９６個（＝２４×４個）となる。
第１〜第４のフィルタとして、多くのタップを有するＦＩＲフィルタをそれぞれ用いることで、消費電力が増加する。このため、消費電力の制限が厳しいＰＯＮシステムには、信号処理装置を適用することができないことがある。【０００９】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、第１〜第４のフィルタとして、２４個のタップを有する有限インパルス応答フィルタをそれぞれ用いる適応等化フィルタよりも、全体のタップ数が少ない適応等化フィルタを得ることを目的とする。
また、この発明は、第１〜第４のフィルタとして、２４個のタップを有する有限インパルス応答フィルタをそれぞれ用いる適応等化フィルタを備える信号処理装置よりも、消費電力を低減することができる信号処理装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明に係る適応等化フィルタは、第１の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第１のフィルタと、第１の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第２のフィルタと、第２の偏波から水平方向の偏波成分を抽出する第３のフィルタと、第２の偏波から垂直方向の偏波成分を抽出する第４のフィルタと、第１のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分と第３のフィルタにより抽出された水平方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した水平方向の偏波成分を出力する第５のフィルタと、第２のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分と第４のフィルタにより抽出された垂直方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した垂直方向の偏波成分を出力する第６のフィルタとを備え、第１から第４のフィルタのそれぞれが、１つのタップを有する有限インパルス応答フィルタであり、第５及び第６のフィルタのそれぞれが、４６個未満のタップを有する有限インパルス応答フィルタであり、第１から第６のフィルタにおけるフィルタ係数のそれぞれが、定包絡線基準アルゴリズムに基づいて更新される。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、第１から第４のフィルタのそれぞれが、１つのタップを有する有限インパルス応答フィルタであり、第５及び第６のフィルタのそれぞれが、４６個未満のタップを有する有限インパルス応答フィルタであるように構成したので、第１から第４のフィルタとして、２４個のタップを有する有限インパルス応答フィルタをそれぞれ用いる適応等化フィルタよりも、全体のタップ数を減らすことができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明の実施の形態１による信号処理装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による適応等化フィルタ４を示す構成図である。
【図３】図３Ａは、第１のフィルタ１１を示す構成図、図３Ｂは、第２のフィルタ１２を示す構成図、図３Ｃは、第３のフィルタ１３を示す構成図、図３Ｄは、第４のフィルタ１４を示す構成図である。
【図４】図４Ａは、第５のフィルタ１５を示す構成図、図４Ｂは、第６のフィルタ１６を示す構成図である。
【図５】光信号に多重されている第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎの入力電力とＢＥＲとの関係をシミュレーションした結果を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による信号処理装置を示す構成図である。
図１において、コヒーレント受信器１は、局部発振光を用いて、第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎが多重されている光信号のコヒーレント検波を実施することで、光信号から第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎのそれぞれを抽出する。
局部発振光は、第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎが多重されている光信号と同一波長の光である。
コヒーレント受信器１において、水平方向の偏波成分と、垂直方向の偏波成分とに完全に分離することは困難であるため、コヒーレント受信器１により抽出される第１の偏波ＥＨ，ｉｎは、水平方向の偏波成分のほかに、垂直方向の偏波成分を含んでいる。
また、コヒーレント受信器１により抽出される第２の偏波ＥＶ，ｉｎは、垂直方向の偏波成分のほかに、水平方向の偏波成分も含んでいる。
コヒーレント受信器１は、抽出した第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎのそれぞれをアナログデジタル変換器２に出力する。
【００１５】
アナログデジタル変換器２は、コヒーレント受信器１から出力された第１の偏波及び第２の偏波のそれぞれをアナログ信号からデジタル信号に変換し、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号と、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号とを適応等化器３に出力する。
適応等化器３は、適応等化フィルタ４及び係数更新部５を備えている。
【００１６】
適応等化フィルタ４は、図２示すように、第１のフィルタ１１〜第６のフィルタ１６を備えているデジタルフィルタである。
適応等化フィルタ４は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みと、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みとを補償する。
適応等化フィルタ４は、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔ及び波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔのそれぞれを出力する。
【００１７】
係数更新部５は、例えば、演算処理回路で実現される。
係数更新部５は、適応等化フィルタ４における第１〜第６のフィルタ係数のそれぞれを定包絡線基準アルゴリズム（ＣＭＡ：Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）に基づいて更新する処理を実施する。
【００１８】
図２は、この発明の実施の形態１による適応等化フィルタ４を示す構成図である。
図２において、第１のフィルタ１１は、１つのタップを有する有限インパルス応答（ＦＩＲ：Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタである。
第１のフィルタ１１は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分を抽出し、抽出した水平方向の偏波成分を第５のフィルタ１５に出力する。図２では、第１のフィルタ１１を「１−ｔａｐ  ｍＸＨ」のように表記している。
【００１９】
第２のフィルタ１２は、１つのタップを有するＦＩＲフィルタである。
第２のフィルタ１２は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分を抽出し、抽出した垂直方向の偏波成分を第６のフィルタ１６に出力する。図２では、第２のフィルタ１２を「１−ｔａｐ  ｍＹＨ」のように表記している。
【００２０】
第３のフィルタ１３は、１つのタップを有するＦＩＲフィルタである。
第３のフィルタ１３は、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分を抽出し、抽出した水平方向の偏波成分を第５のフィルタ１５に出力する。図２では、第３のフィルタ１３を「１−ｔａｐ  ｍＸＶ」のように表記している。
【００２１】
第４のフィルタ１４は、１つのタップを有するＦＩＲフィルタである。
第４のフィルタ１４は、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分を抽出し、抽出した垂直方向の偏波成分を第６のフィルタ１６に出力する。図２では、第４のフィルタ１４を「１−ｔａｐ  ｍＹＶ」のように表記している。
【００２２】
第５のフィルタ１５は、複数のタップを有するＦＩＲフィルタである。この実施の形態１では、第５のフィルタ１５は、２４個のタップを有している。
第５のフィルタ１５は、第１のフィルタ１１から出力された水平方向の偏波成分と、第３のフィルタ１３から出力された水平方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔを出力する。
図２では、第５のフィルタ１５を「２４−ｔａｐ  ｈＸ」のように表記している。
【００２３】
第６のフィルタ１６は、複数のタップを有するＦＩＲフィルタである。この実施の形態１では、第６のフィルタ１６は、２４個のタップを有している。
第６のフィルタ１６は、第２のフィルタ１２から出力された垂直方向の偏波成分と、第４のフィルタ１４から出力された垂直方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔを出力する。
図２では、第６のフィルタ１６を「２４−ｔａｐ  ｈＹ」のように表記している。
【００２４】
図３は、１つのタップを有するＦＩＲフィルタを示す構成図である。
図３Ａは、第１のフィルタ１１を示す構成図であり、図３Ｂは、第２のフィルタ１２を示す構成図である。
また、図３Ｃは、第３のフィルタ１３を示す構成図であり、図３Ｄは、第４のフィルタ１４を示す構成図である。
図３Ａにおいて、乗算器２１ａは、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力された第１のフィルタ１１のフィルタ係数ｍＸＨを乗算し、フィルタ係数ｍＸＨを乗算したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを遅延素子２２ａに出力する。
遅延素子２２ａは、乗算器２１ａから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを１サンプリング時間だけ遅延し、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを第５のフィルタ１５に出力する。
【００２５】
図３Ｂにおいて、乗算器２１ｂは、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力された第２のフィルタ１２のフィルタｍＹＨを乗算し、フィルタ係数ｍＹＨを乗算したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを遅延素子２２ｂに出力する。
遅延素子２２ｂは、乗算器２１ｂから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを１サンプリング時間だけ遅延し、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを第６のフィルタ１６に出力する。
【００２６】
図３Ｃにおいて、乗算器２１ｃは、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力された第３のフィルタ１３のフィルタ係数ｍＸＶを乗算し、フィルタ係数ｍＸＶを乗算したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを遅延素子２２ｃに出力する。
遅延素子２２ｃは、乗算器２１ｃから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを１サンプリング時間だけ遅延し、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを第５のフィルタ１５に出力する。
【００２７】
図３Ｄにおいて、乗算器２１ｄは、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力された第４のフィルタ１４のフィルタ係数ｍＹＶを乗算し、フィルタ係数ｍＹＶを乗算したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを遅延素子２２ｄに出力する。
遅延素子２２ｄは、乗算器２１ｄから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを１サンプリング時間だけ遅延し、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを第６のフィルタ１６に出力する。
【００２８】
図４は、２４個のタップを有するＦＩＲフィルタを示す構成図である。
図４Ａは、第５のフィルタ１５を示す構成図であり、図４Ｂは、第６のフィルタ１６を示す構成図である。
図４Ａにおいて、乗算器３１−１は、第１のフィルタ１１の遅延素子２２ａから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨと第３のフィルタ１３の遅延素子２２ｃから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶとを入力する。
乗算器３１−１は、入力したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨとデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶとの和の信号に相当する加算信号（ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶ）に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＸ１を乗算し、フィルタ係数ｈＸ１を乗算した加算信号を出力する。
遅延素子３２−１は、乗算器３１−１と同様に、第１のフィルタ１１の遅延素子２２ａから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨと第３のフィルタ１３の遅延素子２２ｃから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶとを入力する。
遅延素子３２−１は、入力したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨとデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶとの和の信号に相当する加算信号（ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶ）を１サンプリング時間だけ遅延する。
【００２９】
乗算器３１−ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２４）は、遅延素子３２−（ｎ−１）により１サンプリング時間だけ遅延された加算信号に、フィルタ係数ｈＸｎを乗算し、フィルタ係数ｈＸｎを乗算した加算信号を出力する。
遅延素子３２−ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２３）は、遅延素子３２−（ｎ−１）の出力信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
乗算器３１−１〜３１−２４の出力信号の総和が、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔとして出力される。
【００３０】
図４Ｂにおいて、乗算器４１−１は、第２のフィルタ１２の遅延素子２２ｂから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨと第４のフィルタ１４の遅延素子２２ｄから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶとを入力する。
乗算器４１−１は、入力したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨとデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶとの和の信号に相当する加算信号（ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶ）に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＹ１を乗算し、フィルタ係数ｈＹ１を乗算した加算信号を出力する。
遅延素子４２−１は、乗算器４１−１と同様に、第２のフィルタ１２の遅延素子２２ｂから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨと第４のフィルタ１４の遅延素子２２ｄから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶとを入力する。
遅延素子４２−１は、入力したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨとデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶとの和の信号に相当する加算信号（ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶ）を１サンプリング時間だけ遅延する。
【００３１】
乗算器４１−ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２４）は、遅延素子４２−（ｎ−１）により１サンプリング時間だけ遅延された加算信号に、フィルタ係数ｈＹｎを乗算し、フィルタ係数ｈＹｎを乗算した加算信号を出力する。
遅延素子４２−ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２３）は、遅延素子４２−（ｎ−１）の出力信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
乗算器４１−１〜４１−２４の出力信号の総和が、波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔとして出力される。
【００３２】
次に動作について説明する。
コヒーレント受信器１は、第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎが多重されている光信号を受けると、局部発振光を用いて、光信号のコヒーレント検波を実施することで、光信号から第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎのそれぞれを抽出する。局部発振光は、光信号と同一波長の光である。
コヒーレント受信器１は、抽出した第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎのそれぞれをアナログデジタル変換器２に出力する。
【００３３】
アナログデジタル変換器２は、コヒーレント受信器１から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎのそれぞれをアナログ信号からデジタル信号に変換する。
アナログデジタル変換器２は、変換した第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号と、変換した第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号とを適応等化器３に出力する。
適応等化器３の適応等化フィルタ４は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みと、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みとを補償する。
適応等化フィルタ４は、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔ及び波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔのそれぞれを出力する。
【００３４】
以下、適応等化器３の動作を具体的に説明する。
適応等化器３の適応等化フィルタ４における第１のフィルタ１１は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分を抽出する。第１のフィルタ１１は、抽出した水平方向の偏波成分を第５のフィルタ１５に出力する。
具体的には、第１のフィルタ１１の乗算器２１ａは、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｍＸＨを乗算し、フィルタ係数ｍＸＨを乗算したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを遅延素子２２ａに出力する。
第１のフィルタ１１の遅延素子２２ａは、乗算器２１ａから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを１サンプリング時間だけ遅延し、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨを第５のフィルタ１５に出力する。
【００３５】
適応等化器３の適応等化フィルタ４における第２のフィルタ１２は、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分を抽出する。第２のフィルタ１２は、抽出した垂直方向の偏波成分を第６のフィルタ１６に出力する。
具体的には、第２のフィルタ１２の乗算器２１ｂは、アナログデジタル変換器２から出力された第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｍＹＨを乗算し、フィルタ係数ｍＹＨを乗算したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを遅延素子２２ｂに出力する。
第２のフィルタ１２の遅延素子２２ｂは、乗算器２１ｂから出力されたデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを１サンプリング時間だけ遅延し、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨを第６のフィルタ１６に出力する。
【００３６】
適応等化器３の適応等化フィルタ４における第３のフィルタ１３は、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分を抽出する。第３のフィルタ１３は、抽出した水平方向の偏波成分を第５のフィルタ１５に出力する。
具体的には、第３のフィルタ１３の乗算器２１ｃは、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｍＸＶを乗算し、フィルタ係数ｍＸＶを乗算したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを遅延素子２２ｃに出力する。
第３のフィルタ１３の遅延素子２２ｃは、乗算器２１ｃから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを１サンプリング時間だけ遅延し、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている水平方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶを第５のフィルタ１５に出力する。
【００３７】
適応等化器３の適応等化フィルタ４における第４のフィルタ１４は、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分を抽出する。第４のフィルタ１４は、抽出した垂直方向の偏波成分を第６のフィルタ１６に出力する。
具体的には、第４のフィルタ１４の乗算器２１ｄは、アナログデジタル変換器２から出力された第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｍＹＶを乗算し、フィルタ係数ｍＹＶを乗算したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを遅延素子２２ｄに出力する。
第４のフィルタ１４の遅延素子２２ｄは、乗算器２１ｄから出力されたデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを１サンプリング時間だけ遅延し、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号に含まれている垂直方向の偏波成分として、遅延したデジタル信号ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶを第６のフィルタ１６に出力する。
【００３８】
第５のフィルタ１５は、第１のフィルタ１１から出力された水平方向の偏波成分と、第３のフィルタ１３から出力された水平方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔを出力する。
第５のフィルタ１５によって、第１の偏波ＥＨ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みが補償され、波形歪みが補償された水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔが第５のフィルタ１５から出力される。
以下、第５のフィルタ１５の動作を具体的に説明する。
【００３９】
第５のフィルタ１５の乗算器３１−１は、第１のフィルタ１１の出力信号と第３のフィルタ１３の出力信号との加算信号として、（ＥＨ，ｉｎ×ｍＸＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＸＶ）が入力されると、入力された加算信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＸ１を乗算し、フィルタ係数ｈＸ１を乗算した加算信号を出力する。
第５のフィルタ１５の遅延素子３２−１は、第１のフィルタ１１の出力信号と第３のフィルタ１３の出力信号との加算信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
【００４０】
第５のフィルタ１５の乗算器３１−ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２４）は、遅延素子３２−（ｎ−１）により１サンプリング時間だけ遅延された加算信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＸｎを乗算し、フィルタ係数ｈＸｎを乗算した加算信号を出力する。
第５のフィルタ１５の遅延素子３２−ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２３）は、遅延素子３２−（ｎ−１）の出力信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
乗算器３１−１〜３１−２４の出力信号の総和が、波形歪みを補償した水平成分の偏波成分ＥＸ，ｏｕｔとして、第５のフィルタ１５から出力される。
【００４１】
第６のフィルタ１６は、第２のフィルタ１２から出力された垂直方向の偏波成分と、第４のフィルタ１４から出力された垂直方向の偏波成分とを入力して、波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔを出力する。
第６のフィルタ１６によって、第２の偏波ＥＶ，ｉｎを示すデジタル信号における波形歪みが補償され、波形歪みが補償された垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔが第６のフィルタ１６から出力される。
以下、第６のフィルタ１６の動作を具体的に説明する。
【００４２】
第６のフィルタ１６の乗算器４１−１は、第２のフィルタ１２の出力信号と第４のフィルタ１４の出力信号との加算信号として、（ＥＨ，ｉｎ×ｍＹＨ＋ＥＶ，ｉｎ×ｍＹＶ）が入力されると、入力された加算信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＹ１を乗算し、フィルタ係数ｈＹ１を乗算した加算信号を出力する。
第６のフィルタ１６の遅延素子４２−１は、第２のフィルタ１２の出力信号と第４のフィルタ１４の出力信号との加算信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
【００４３】
第６のフィルタ１６の乗算器４１−ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２４）は、遅延素子４２−（ｎ−１）により１サンプリング時間だけ遅延された加算信号に、係数更新部５から出力されたフィルタ係数ｈＹｎを乗算し、フィルタ係数ｈＹｎを乗算した加算信号を出力する。
第６のフィルタ１６の遅延素子４２−ｎ（ｎ＝２，３，・・・，２３）は、遅延素子４２−（ｎ−１）の出力信号を１サンプリング時間だけ遅延する。
乗算器４１−１〜４１−２４の出力信号の総和が、波形歪みを補償した垂直成分の偏波成分ＥＹ，ｏｕｔとして、第６のフィルタ１６から出力される。
【００４４】
適応等化器３の係数更新部５は、第１のフィルタ１１〜第６のフィルタ１６におけるフィルタ係数のそれぞれをＣＭＡに基づいて更新する。
以下、係数更新部５によるフィルタ係数の更新処理を具体的に説明する。
まず、係数更新部５は、第１のフィルタ１１におけるフィルタ係数ｍＸＨ、第２のフィルタ１２におけるフィルタ係数ｍＹＨ、第３のフィルタ１３におけるフィルタ係数ｍＸＶ及び第４のフィルタ１４におけるフィルタ係数ｍＹＶを以下の式（１）〜（４）に従って更新する。
【００４５】
0006639753.tif 000002
0006639753.tif 000003
【００４６】
式（１）〜（４）において、
μは、更新ステップサイズである。更新ステップサイズμは、例えば、局部発振光のレーザ線幅によって決定され、０．５秒などの時間が設定される。
ｅＸ，ｏｕｔは、二乗振幅の誤差であり、ｅＸ，ｏｕｔ＝（１−｜ＥＸ，ｏｕｔ｜）２のように表される。
ｅＹ，ｏｕｔは、二乗振幅の誤差であり、ｅＹ，ｏｕｔ＝（１−｜ＥＹ，ｏｕｔ｜）２のように表される。
＊は、複素共役を示す記号である。
ＥバーＨ，ｉｎは、更新ステップサイズμに相当する時間における第１の偏波ＥＨ，ｉｎの平均値である。
ＥバーＶ，ｉｎは、更新ステップサイズμに相当する時間における第２の偏波ＥＶ，ｉｎの平均値である。
なお、明細書の文章中では、電子出願の都合上、“Ｅ”の文字の上に“−”の記号を付することができないので、“Ｅバー”のように表記している。
【００４７】
次に、係数更新部５は、第５のフィルタ１５におけるフィルタ係数ｈＸｎ（ｎ＝１，２，・・・，２４）及び第６のフィルタ１６におけるフィルタ係数ｈＹｎ（ｎ＝１，２，・・・，２４）を以下の式（７）〜（８）に従って更新する。
0006639753.tif 000004
【００４８】
この実施の形態１では、適応等化フィルタ４が、１つのタップを有する第１のフィルタ１１〜第４のフィルタ１４と、２４個のタップを有する第５のフィルタ１５及び第６のフィルタ１６とを備えている。このため、適応等化フィルタ４の全体のタップ数は、５２である。
特許文献１に記載されている適応等化フィルタは、２４個のタップを有する第１〜第４のフィルタを備えている。このため、特許文献１に記載されている適応等化フィルタの全体のタップ数は、９６である。
したがって、この実施の形態１の適応等化フィルタ４は、特許文献１に記載されている適応等化フィルタよりも、全体のタップ数が減少している。
この実施の形態１では、第５のフィルタ１５及び第６のフィルタ１６のそれぞれが有しているタップの数が２４個である例を示しているが、第５のフィルタ１５及び第６のフィルタ１６のそれぞれが有しているタップの数が４６個未満であれば、特許文献１に記載されている適応等化フィルタよりも、全体のタップ数が減少する。
【００４９】
ここで、図５は、光信号に多重されている第１の偏波ＥＨ，ｉｎ及び第２の偏波ＥＶ，ｉｎの入力電力とＢＥＲとの関係をシミュレーションした結果を示す説明図である。
図５におけるシミュレーションでは、アクセス系光通信にコヒーレント技術を適用することを仮定して、伝送速度が１００Ｇｂ／ｓであるＤＰ−ＱＰＳＫ信号を伝送し、８０ｋｍ伝送後のＤＰ−ＱＰＳＫ信号の最小受信感度を測定している。
図５において、横軸は、コヒーレント受信器１に入力される１チャネル当りの光パワー（入力電力）であり、縦軸は、誤り訂正前のＢＥＲである。
図５では、前方誤り訂正であるＦＥＣの限界値が、２．０×１０−２のＢＥＲである。
【００５０】
２４個のタップを有する第１〜第４のフィルタを備えている特許文献１の信号処理装置では、ＦＥＣの限界値を満足する最小受信感度が、約−３４ｄＢｍである。
適応等化フィルタ４を備えている実施の形態１の信号処理装置では、ＦＥＣの限界値を満足する最小受信感度が、約−３３．９ｄＢｍである。
したがって、この実施の形態１の適応等化フィルタ４は、特許文献１に記載されている適応等化フィルタよりも、全体のタップ数が減少しているのにもかかわらず、ＦＥＣの限界値を満足する最小受信感度の差分が０．１ｄＢｍ（＝|３４−３３．９｜）であり、概ね、特許文献１に記載されている適応等化フィルタと同様の受信性能が得られる。
【００５１】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、第１のフィルタ１１〜第４のフィルタ１４のそれぞれが、１つのタップを有するＦＩＲフィルタであり、第５のフィルタ１５及び第６のフィルタ１６のそれぞれが、４６個未満のタップを有するＦＩＲフィルタであるように構成したので、第１〜第４のフィルタとして、２４個のタップを有するＦＩＲフィルタをそれぞれ用いる適応等化フィルタよりも、全体のタップ数が少ない適応等化フィルタが得られる。
したがって、この実施の形態１は、第１〜第４のフィルタとして、２４個のタップを有するＦＩＲフィルタをそれぞれ用いる適応等化フィルタを備える信号処理装置よりも、消費電力を低減することができる信号処理装置が得られる。
【００５２】
なお、本願発明はその発明の範囲内において、実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
この発明は、波形歪みを補償した偏波を出力する適応等化フィルタ及び信号処理装置に適している。
【符号の説明】
【００５４】
１  コヒーレント受信器、２  アナログデジタル変換器、３  適応等化器、４  適応等化フィルタ、５  係数更新部、１１  第１のフィルタ、１２  第２のフィルタ、１３  第３のフィルタ、１４  第４のフィルタ、１５  第５のフィルタ、１６  第６のフィルタ、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ  乗算器、２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ  遅延素子、３１−１〜３１−２４  乗算器、３２−１〜３２−２３  遅延素子、４１−１〜４１−２４  乗算器、４２−１〜４２−２３  遅延素子。
【図１】
0006639753.tif 000005
【図２】
0006639753.tif 000006
【図３】
0006639753.tif 000007
【図４】
0006639753.tif 000008
【図５】
0006639753.tif 000009