(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に基準周波数信号を混合して出力信号を生成する周波数変換回路であって、
ゲート端に前記入力信号を受けるトランジスタと、
一端に前記基準周波数信号を受け、他端が前記トランジスタのドレイン端及びソース端のうちの一方に接続されている結合コンデンサと、
前記トランジスタの前記ドレイン端及びソース端のうちの他方に接続されている出力ラインと、
前記出力ラインの信号を前記出力信号として出力する出力端子と、
第１の入力端に前記周波数変換回路の動作を停止するか否かを指定するイネーブル信号を受け、第２の入力端に前記基準周波数信号を受け、出力端が前記結合コンデンサの前記一端に接続されているナンドゲート又はノアゲートと、を有することを特徴とする周波数変換回路。
【請求項２】
前記出力ラインにバイアス電位を印加するバイアス電位印加部を有することを特徴とする請求項１に記載の周波数変換回路。
【請求項３】
前記バイアス電位印加部は、一端に前記バイアス電位を受け、他端が前記出力ラインに接続されているインピーダンス素子を含むことを特徴とする請求項２に記載の周波数変換回路。
【請求項４】
前記インピーダンス素子は、抵抗素子又はインダクタを含むことを特徴とする請求項３に記載の周波数変換回路。
【請求項５】
前記バイアス電位は、前記基準周波数信号の振幅における最大電位及び最小電位の中間電位を有することを特徴とする請求項２〜４のいずれか１に記載の周波数変換回路。
【請求項６】
一端が前記出力ラインに接続されており他端に接地電位が印加されている容量素子を有することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１に記載の周波数変換回路。
【請求項７】
互いに位相が反転している第１及び第２の入力信号に基準周波数信号を混合して第１及び第２の出力信号を生成する周波数変換回路であって、
ゲート端に前記第１の入力信号を受けるｎチャネルＭＯＳ型の第１のトランジスタと、
ゲート端に前記第２の入力信号を受けるｐチャネルＭＯＳ型の第２のトランジスタと、
ゲート端に前記第２の入力信号を受けるｎチャネルＭＯＳ型の第３のトランジスタと、
ゲート端に前記第１の入力信号を受けるｐチャネルＭＯＳ型の第４のトランジスタと、
一端に前記基準周波数信号を受け、他端が前記第１〜第４のトランジスタ各々のドレイン端及びソース端のうちの一方に接続されている結合コンデンサと、
前記第１及び第２のトランジスタ各々のドレイン端及びソース端のうちの他方と接続されている第１の出力ラインと、
前記第３及び第４のトランジスタ各々のドレイン端及びソース端のうちの他方と接続されている第２の出力ラインと、
前記第１の出力ラインの信号を前記第１の出力信号として出力する第１の出力端子と、
前記第２の出力ラインの信号を前記第２の出力信号として出力する第２の出力端子と、
第１の入力端に前記周波数変換回路の動作を停止するか否かを指定するイネーブル信号を受け、第２の入力端に前記基準周波数信号を受け、出力端が前記結合コンデンサの前記一端に接続されているナンドゲート又はノアゲートと、を有することを特徴とする周波数変換回路。
【請求項８】
前記第１及び第２の出力ラインにバイアス電位を印加するバイアス電位印加部を有することを特徴とする請求項７に記載の周波数変換回路。
【請求項９】
アンテナが受信した受信信号を増幅して搬送波信号を得る高周波増幅器と、局部発振信号を生成する局部発振部と、前記搬送波信号に前記局部発振信号を混合することにより中間周波数信号を得るミキサと、を含む通信装置であって、
前記ミキサは、
ゲート端に前記搬送波信号を受けるトランジスタと、
一端に前記局部発振信号を受け、他端が前記トランジスタのドレイン端及びソース端のうちの一方に接続されている結合コンデンサと、
前記トランジスタの前記ドレイン端及びソース端のうちの他方に接続されている出力ラインと、
前記出力ラインの信号を前記中間周波数信号として出力する出力端子と、
第１の入力端に前記ミキサの動作を停止するか否かを指定するイネーブル信号を受け、第２の入力端に前記局部発振信号を受け、出力端が前記結合コンデンサの前記一端に接続されているナンドゲート又はノアゲートと、を有することを特徴とする通信装置。
【請求項１０】
前記第１及び第２の出力ラインにバイアス電位を印加するバイアス電位印加部を有することを特徴とする請求項９に記載の通信装置。
【請求項１１】
アンテナが受信した受信信号を増幅して搬送波信号を得る高周波増幅器と、局部発振信号を生成する局部発振部と、前記搬送波信号に前記局部発振信号を混合することにより中間周波数信号を得るミキサと、を含む通信装置が形成されている半導体装置であって、
前記ミキサは、
ゲート端に前記搬送波信号を受けるトランジスタと、
一端に前記局部発振信号を受け、他端が前記トランジスタのドレイン端及びソース端のうちの一方に接続されている結合コンデンサと、
前記トランジスタの前記ドレイン端及びソース端のうちの他方に接続されている出力ラインと、
前記出力ラインの信号を前記中間周波数信号として出力する出力端子と、
第１の入力端に前記ミキサの動作を停止するか否かを指定するイネーブル信号を受け、第２の入力端に前記局部発振信号を受け、出力端が前記結合コンデンサの前記一端に接続されているナンドゲート又はノアゲートと、を有することを特徴とする半導体装置。
【請求項１２】
前記第１及び第２の出力ラインにバイアス電位を印加するバイアス電位印加部を有することを特徴とする請求項１１に記載の半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号の周波数を他の周波数に変換する周波数変換回路、当該周波数変換回路を有するミキサを含む通信装置、及び当該通信装置が形成されている半導体装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信波を受信する受信器には、周波数変換回路として、搬送波信号の周波数をそれよりも低い周波数帯域の中間周波数信号に変換するミキサ回路が搭載されている（例えば、特許文献１参照）。当該ミキサ回路は、電源電位が印加されており且つ互いに位相が異なる一対の局部発振信号を夫々受ける差動部と、搬送波信号に対応した動作電流を差動対に流す電流変換部と、を有する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−１９４８８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記したミキサ回路の差動部及び電流変換部には、電源電位の供給ライン及び接地ライン間で直流の電流が貫通して流れる信号経路が存在する。よって、この信号経路には、搬送波信号に対応した交流の電流に直流電流が重畳した比較的大きな電流が流れるので、電力消費量が大きくなるという問題があった。また、差動部及び電流変換部を形成するＭＯＳ（metal-oxide-semiconductor）トランジスタに流れる電流の量が大きくなるので、フリッカ雑音も大きくなるという問題があった。
【０００５】
そこで、本発明は、電力消費量及びフリッカ雑音を低減させることが可能な周波数変換回路、通信装置及び半導体装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係る周波数変換回路は、入力信号に基準周波数信号を混合して出力信号を生成する周波数変換回路であって、ゲート端に前記入力信号を受けるトランジスタと、一端に前記基準周波数信号を受け、他端が前記トランジスタのドレイン端及びソース端のうちの一方に接続されている結合コンデンサと、前記トランジスタの前記ドレイン端及びソース端のうちの他方に接続されている出力ラインと、前記出力ラインの信号を前記出力信号として出力する出力端子と、第１の入力端に前記周波数変換回路の動作を停止するか否かを指定するイネーブル信号を受け、第２の入力端に前記基準周波数信号を受け、出力端が前記結合コンデンサの前記一端に接続されているナンドゲート又はノアゲートと、を有する。
【０００７】
また、本発明に係る周波数変換回路は、互いに位相が反転している第１及び第２の入力信号に基準周波数信号を混合して第１及び第２の出力信号を生成する周波数変換回路であって、ゲート端に前記第１の入力信号を受けるｎチャネルＭＯＳ型の第１のトランジスタと、ゲート端に前記第２の入力信号を受けるｐチャネルＭＯＳ型の第２のトランジスタと、ゲート端に前記第２の入力信号を受けるｎチャネルＭＯＳ型の第３のトランジスタと、ゲート端に前記第１の入力信号を受けるｐチャネルＭＯＳ型の第４のトランジスタと、一端に前記基準周波数信号を受け、他端が前記第１〜第４のトランジスタ各々のドレイン端及びソース端のうちの一方に接続されている結合コンデンサと、前記第１及び第２のトランジスタ各々のドレイン端及びソース端のうちの他方と接続されている第１の出力ラインと、前記第３及び第４のトランジスタ各々のドレイン端及びソース端のうちの他方と接続されている第２の出力ラインと、前記第１の出力ラインの信号を前記第１の出力信号として出力する第１の出力端子と、前記第２の出力ラインの信号を前記第２の出力信号として出力する第２の出力端子と、第１の入力端に前記周波数変換回路の動作を停止するか否かを指定するイネーブル信号を受け、第２の入力端に前記基準周波数信号を受け、出力端が前記結合コンデンサの前記一端に接続されているナンドゲート又はノアゲートと、を有する。
【０００８】
本発明に係る通信装置は、アンテナが受信した受信信号を増幅して搬送波信号を得る高周波増幅器と、局部発振信号を生成する局部発振部と、前記搬送波信号に前記局部発振信号を混合することにより中間周波数信号を得るミキサと、を含む通信装置であって、前記ミキサは、ゲート端に前記搬送波信号を受けるトランジスタと、一端に前記局部発振信号を受け、他端が前記トランジスタのドレイン端及びソース端のうちの一方に接続されている結合コンデンサと、前記トランジスタの前記ドレイン端及びソース端のうちの他方に接続されている出力ラインと、前記出力ラインの信号を前記中間周波数信号として出力する出力端子と、第１の入力端に前記ミキサの動作を停止するか否かを指定するイネーブル信号を受け、第２の入力端に前記局部発振信号を受け、出力端が前記結合コンデンサの前記一端に接続されているナンドゲート又はノアゲートと、を有する。
【０００９】
本発明に係る半導体装置は、アンテナが受信した受信信号を増幅して搬送波信号を得る高周波増幅器と、局部発振信号を生成する局部発振部と、前記搬送波信号に前記局部発振信号を混合することにより中間周波数信号を得るミキサと、を含む通信装置が形成されている半導体装置であって、前記ミキサは、ゲート端に前記搬送波信号を受けるトランジスタと、一端に前記局部発振信号を受け、他端が前記トランジスタのドレイン端及びソース端のうちの一方に接続されている結合コンデンサと、前記トランジスタの前記ドレイン端及びソース端のうちの他方に接続されている出力ラインと、前記出力ラインの信号を前記中間周波数信号として出力する出力端子と、第１の入力端に前記ミキサの動作を停止するか否かを指定するイネーブル信号を受け、第２の入力端に前記局部発振信号を受け、出力端が前記結合コンデンサの前記一端に接続されているナンドゲート又はノアゲートと、を有する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明においては、入力信号の周波数を基準周波数信号に基づく周波数に変換するにあたり、入力信号をゲート端で受けるトランジスタのドレイン端及びソース端のうちの一方に結合コンデンサを介して基準周波数信号を供給し、当該トランジスタのドレイン端及びソース端のうちの他方から、周波数変換された出力信号を出力するようにしている。かかる構成には、直流の電流が流れる信号経路が存在しないので、直流電流が流れない分だけ電力消費量及びフリッカ雑音の低減を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明に係る周波数変換回路としてのミキサ１２Ａ及び１２Ｂを有する通信装置１００の構成を示すブロック図である。
【図２】局部発振信号ＬｏＡ及びＬｏＢの波形の一例を示す図である。
【図３】搬送波信号Ｒｐ及びＲｐの波形の一例を示す図である。
【図４】ミキサ１２Ａ及び１２Ｂの内部構成の一例を示す回路図である。
【図５】ラインＬ０の電位が接地電位ＧＮＤ（０ボルト）近傍となる期間、及び電源電位ＶＤＤ近傍となる期間各々でのトランジスタＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１及びＭＰ２各々の動作を示す図である。
【図６】ミキサ１２Ａ及び１２Ｂによる周波数変換後の周波数帯域の一例を表す図である。
【図７】ミキサ１２Ａ及び１２Ｂの内部構成の変形例を示す回路図である。
【図８】ミキサ１２Ａ及び１２Ｂの内部構成の他の変形例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施例について図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００１３】
図１は、本発明に係る周波数変換回路としてのミキサ１２Ａ及び１２Ｂを有する通信装置１００の構成を示すブロック図である。図１に示すアンテナ２００は、例えばＦＳＫ（frequency shift keying)変調が施された通信波を受信して得た高周波数の受信信号ＲＦを通信装置１００に供給する。尚、通信装置１００は、例えば半導体装置としての半導体チップに形成されている。
【００１４】
図１において、局部発振部１１は、例えば図２に示すように、接地電位ＧＮＤの状態及び電源電位ＶＤＤの状態を、周期的に且つ約５０パーセントのデューティ比で交互に繰り返す局部発振信号ＬｏＡを生成し、これをミキサ１２Ａに供給する。更に、局部発振部１１は、局部発振信号ＬｏＡの位相を９０度だけ移相した局部発振信号ＬｏＢを生成し、これをミキサ１２Ｂに供給する。
【００１５】
高周波増幅器１３は、受信信号ＲＦを増幅することにより、図３に示すように、電源電位ＶＤＤと接地電位ＧＮＤとの中間の電位（ＶＤＤ／２）を中心にそのレベルが変化する搬送波信号Ｒｐと、この搬送波信号Ｒｐの位相を反転させた搬送波信号Ｒｎとを夫々生成する。尚、搬送波信号Ｒｐ及びＲｎの中心電位としては、必ずしも（ＶＤＤ／２）である必要はなく、電源電位ＶＤＤよりも低い（ＶＤＤ／２）近傍の電位であれば良い。高周波増幅器１３は、これら搬送波信号Ｒｐ及びＲｎをミキサ１２Ａ及び１２Ｂの各々に供給する。
【００１６】
ミキサ１２Ａは、搬送波信号Ｒｐ及びＲｎに局部発振信号ＬｏＡを混合、つまりＲｐ及びＲｎにＬｏＡを乗算することにより、搬送波信号の周波数を中間周波数帯域に変換した中間周波信号ＩＡｐ及びＩＡｎを生成し、復調部１４に供給する。尚、中間周波信号ＩＡｐ及びＩＡｎは互いに位相が反転している。
【００１７】
ミキサ１２Ｂは、搬送波信号Ｒｐ及びＲｎに局部発振信号ＬｏＢを混合、つまりＲｐ及びＲｎにＬｏＢを乗算することにより、搬送波信号の周波数を中間周波数帯域に変換した中間周波信号ＩＢｐ及びＩＢｎを生成し、復調部１４に供給する。尚、中間周波信号ＩＢｐ及びＩＢｎは互いに位相が反転している。
【００１８】
復調部１４は、中間周波信号ＩＡｐ、ＩＡｎ、ＩＢｐ及びＩＢｎの各々から所望帯域のベースバンド信号を抽出することにより、互いに９０度位相の異なるＩ信号及びＱ信号を得る。そして、復調部１４は、Ｉ信号及びＱ信号に対してＦＳＫ復調処理を施すことにより、送信側（図示せぬ）から無線送信されてきた、音声、文字、映像等を表す情報データＤＡＴを得る。
【００１９】
図４は、ミキサ１２Ａ及び１２Ｂの内部構成の一例を示す回路図である。尚、ミキサ１２Ａ及び１２Ｂは同一の回路構成を有する。
【００２０】
図４において、結合コンデンサＣ０の一端には図２に示す局部発振信号ＬｏＡ（ＬｏＢ）を受ける端子ｌｏが接続されている。結合コンデンサＣ０の他端は、ラインＬ０を介して、ｎチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＮ１及びＭＮ２各々のソース端と、ｐチャネルＭＯＳ型のトランジスタＭＰ１及びＭＰ２各々のソース端とに接続されている。
【００２１】
トランジスタＭＮ１及びＭＰ２各々のゲート端には、上記した搬送波信号Ｒｐを受ける端子ｉｎ１が接続されている。トランジスタＭＮ２及びＭＰ１各々のゲート端には、搬送波信号Ｒｎを受ける端子ｉｎ２が接続されている。
【００２２】
トランジスタＭＮ１及びＭＰ１各々のドレイン端は、出力ラインＬ１を介してコンデンサＣ１の一端、インピーダンス素子Ｚ１の一端、及び出力端子ｏｕ１に接続されている。コンデンサＣ１の他端には接地電位ＧＮＤが印加されている。
【００２３】
トランジスタＭＮ２及びＭＰ２各々のドレイン端は、出力ラインＬ２を介してコンデンサＣ２の一端、インピーダンス素子Ｚ２の一端、及び出力端子ｏｕ２に接続されている。コンデンサＣ２の他端には接地電位ＧＮＤが印加されている。
【００２４】
インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２各々の他端は、バイアス電位ＶＢＳを受ける端子Ｖｂに接続されている。バイアス電位ＶＢＳは、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）の振幅における最大電位と最小電位との中間の電位、例えば電源電位ＶＤＤ及び接地電位ＧＮＤの１／２の電位（ＶＤＤ／２）、或いは電位（ＶＤＤ／２）近傍の電位を有する。
尚、バイアス電位ＶＢＳの電位としては、必ずしも（ＶＤＤ／２）である必要はなく、電源電位ＶＤＤよりも低い（ＶＤＤ／２）近傍の電位であれば良い。
【００２５】
インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２の各々は、直流を通過させ、交流の信号成分の通過を阻む特性を有する、例えば高抵抗（例えば１０キロオーム）の抵抗素子、或いはインダクタ等からなる。
【００２６】
図４に示すミキサ１２Ａ（１２Ｂ）では、出力ラインＬ１及び出力端子ｏｕ１を介して中間周波信号ＩＡｐ（ＩＢｐ）が出力されると共に、出力ラインＬ２及び出力端子ｏｕ２を介して中間周波信号ＩＡｎ（ＩＢｎ）が出力される。
【００２７】
以下に、図４に示すミキサ１２Ａ（１２Ｂ）の回路動作について説明する。
【００２８】
先ず、端子ｌｏに図２に示す局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）が供給されると、当該局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）は、結合コンデンサＣ０を介してラインＬ０に供給される。よって、ラインＬ０の電位は、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）と同様に、電源電位ＶＤＤ近傍の電位と、接地電位ＧＮＤ近傍の電位との間で周期的に変化する。
【００２９】
ここで、ラインＬ０の電位が接地電位ＧＮＤ近傍となる期間、及び電源電位ＶＤＤ近傍となる期間各々でのトランジスタＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１及びＭＰ２各々の動作について、図５を参照しつつ説明する。
【００３０】
図５に示すように、ラインＬ０の電位が接地電位ＧＮＤ近傍の電位となる期間（以降、低電位期間とも称する）では、トランジスタＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１及びＭＰ２各々のゲート端に印加されている電位よりも、夫々のソース端の電位、つまりラインＬ０の電位の方が低くなる。よって、この際、ｐチャネル型のトランジスタＭＰ１及びＭＰ２は共にオフ状態となり、ｎチャネル型のトランジスタＭＮ１及びＭＮ２はオン状態となる。これにより、トランジスタＭＮ１及びＭＮ２の各々はソース接地アンプとして動作する。従って、トランジスタＭＮ１は、端子ｉｎ１に供給された搬送波信号Ｒｐのレベルに対応した信号を、出力ラインＬ１を介して出力端子ｏｕ１に送出する。また、トランジスタＭＮ２は、端子ｉｎ２に供給された搬送波信号Ｒｎのレベルに対応した信号を、出力ラインＬ２を介して出力端子ｏｕ２に送出する。
【００３１】
一方、ラインＬ０の電位が電源電位ＶＤＤ近傍の電位となる期間（以降、高電位期間とも称する）では、トランジスタＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１及びＭＰ２各々のゲート端に印加されている電位よりも、夫々のソース端の電位、つまりラインＬ０の電位の方が高くなる。よって、この際、ｐチャネル型のトランジスタＭＰ１及びＭＰ２は共にオン状態となり、ｎチャネル型のトランジスタＭＮ１及びＭＮ２はオフ状態となる。これにより、トランジスタＭＰ１及びＭＰ２の各々はソース接地アンプとして動作する。従って、トランジスタＭＰ１は、端子ｉｎ２に供給された搬送波信号Ｒｎのレベルに対応した信号を、出力ラインＬ１を介して出力端子ｏｕ１に送出する。また、トランジスタＭＰ２は、端子ｉｎ１に供給された搬送波信号Ｒｐのレベルに対応した信号を、出力ラインＬ２を介して出力端子ｏｕ２に送出する。
【００３２】
ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）では、上記したような低電位期間での動作と、高電位期間での動作とを交互に実施し、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）の基準周波数で周期的に繰り返される。
【００３３】
図４に示す構成では、トランジスタＭＮ１及びＭＮ２が、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）の基準周波数で、活性状態と非活性状態とを交互に繰り返す。これにより、搬送波信号Ｒｐに局部発振信号ＬｏＡ（ＬｏＢ）を乗算した結果に対応した信号が、周波数変換の施された中間周波信号ＩＡｐ（ＩＢｐ）として、出力ラインＬ１及び出力端子ｏｕ１を介して出力される。更に、搬送波信号Ｒｎに局部発振信号ＬｏＡ（ＬｏＢ）を乗算した結果に対応した信号が、周波数変換の施された中間周波信号ＩＡｎ（ＩＢｎ）として、出力ラインＬ２及び出力端子ｏｕ２を介して出力される。
【００３４】
一方、トランジスタＭＰ１及びＭＰ２では、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）の基準周波数で、トランジスタＭＮ１及びＭＮ２とは逆相にて活性状態と非活性状態とを交互に繰り返す。つまり、ＭＮ1及びＭＮ２が活性状態のときはＭＰ１及びＭＰ２が非活性状態となり、ＭＮ1及びＭＮ２が非活性状態のときはＭＰ１及びＭＰ２が活性状態となる。これにより、搬送波信号Ｒｐに局部発振信号ＬｏＡ（ＬｏＢ）を乗算した結果に対応した信号が、周波数変換の施された中間周波信号ＩＡｎ（ＩＢｎ）として、出力ラインＬ２及び出力端子ｏｕ２を介して出力される。更に、搬送波信号Ｒｎに局部発振信号ＬｏＡ（ＬｏＢ）を乗算した結果に対応した信号が、周波数変換の施された中間周波信号ＩＡｐ（ＩＢｐ）として、出力ラインＬ１及び出力端子ｏｕ１を介して出力される。
【００３５】
かかる動作により、図６に示すように、周波数ｆｉｎを中心とした帯域を有する搬送波信号Ｒｐ及びＲｎの周波数帯域が、基準周波数ｆ０を有する局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）に基づき、周波数（ｆｉｎ−ｆ０）を中心とした周波数帯域ＢＤ１と、周波数（ｆｉｎ＋ｆ０）を中心とした周波数帯域ＢＤ２とに変換される。この際、通信装置１００の復調部１４では、中間周波信号（ＩＡｐ、ＩＡｎ、ＩＢｐ、ＩＢｎ）の周波数帯域ＢＤ１及びＢＤ２のうちから低い方の周波数帯域ＢＤ１の信号成分をベースバンド信号として抽出する。尚、図４に示すミキサ１２Ａ（１２Ｂ）を送信装置の周波数変換器として用いる場合には、中間周波信号（ＩＡｐ、ＩＡｎ、ＩＢｐ、ＩＢｎ）の周波数帯域ＢＤ１及びＢＤ２のうちから高い方の周波数帯域ＢＤ２を抽出する。
【００３６】
ここで、図４に示す回路構成では、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）の成分は、トランジスタ（ＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１、ＭＰ２）を介して出力ラインＬ１及びＬ２側に漏れ込むが、当該出力ラインＬ１及びＬ２に夫々接続されているコンデンサＣ１及びＣ２によって減衰する。よって、容量素子としてのコンデンサＣ１及びＣ２により、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）の成分が出力端子ｏｕ１及びｏｕ２に表れる量は微量となる。また、インピーダンス素子Ｚ１及びＺ２によるアイソレーションのため、端子Ｖｂに局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）成分が漏れ込む量も微量となる。
【００３７】
また、図４に示す回路構成では、電源電位ＶＤＤの１／２の電位を有するバイアス電位ＶＢＳが出力ラインＬ１及びＬ２に印加されている。これにより、出力ラインＬ１（Ｌ２）及び出力端子ｏｕ１（ｏｕ２）を介して出力される中間周波信号ＩＡｐ（ＩＢｐ）及びＩＡｎ（ＩＢｎ）各々の動作点は、バイアス電位ＶＢＳの電位に設定される。ところで、バイアス電位ＶＢＳは、出力ラインＬ１及びＬ２、トランジスタＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１、ＭＰ２を介してラインＬ０にも印加される。ただし、当該ラインＬ０及び端子ｌｏ間には結合コンデンサＣ０が直列に接続されている為、固定電位としてのバイアス電位ＶＢＳが端子ｌｏに印加されることはない。つまり、図４に示す回路構成では、電位固定のバイアス電位ＶＢＳが印加されるものの、当該バイアス電位ＶＢＳの印加に伴う電流は、トランジスタ（ＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１、ＭＰ２）、結合コンデンサＣ０及び端子ｌｏからなる信号経路には流れない。
【００３８】
よって、図４に示す回路では、トランジスタＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１及びＭＰ２の各々には、動作点の設定に伴う直流電流は流れず、周波数変換の対象となる搬送波信号（Ｒｐ、Ｒｎ）に対応した交流の電流のみが流れることになる。
【００３９】
従って、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）として図４に示す回路を採用すれば、搬送波信号（Ｒｐ、Ｒｎ）に対応した交流電流に、直流電流を加えた電流が流れることになる従来のミキサ回路に比べて、直流電流が流れない分だけ電力消費量を低減させることが可能となる。この際、搬送波信号（Ｒｐ、Ｒｎ）に対応した交流の電流に比べて、動作点の設定に伴って流れる直流電流の電流量は大きいので、図４に示す回路を採用することにより、その電力消費量を大幅に下げることが可能となる。
【００４０】
ところで、上記したようなトランジスタＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１及びＭＰ２が動作すると、以下の数式で示されるようなフリッカ雑音が発生する。
フリッカ雑音＝（Ｋf・Ｉds）／（Ｃox・Ｌ2・ｆ）
Ｋf：製造プロセスに依存する定数
Ｉds：トランジスタのドレイン・ソース間電流
Ｃox：トランジスタのゲート酸化膜の容量
Ｌ：  トランジスタのチャネル長
ｆ：  周波数
しかしながら、図４に示す回路では、トランジスタＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１及びＭＰ２各々のドレイン・ソース間には、上述したように動作点の設定に伴う直流電流は流れない。よって、直流電流が流れない分だけ、フリッカ雑音を生じさせる要因の１つである、トランジスタのドレイン・ソース間電流Ｉdsが小さくなるので、フリッカ雑音が低減する。
【００４１】
従って、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）によれば、電力消費量を大幅に低減させることが出来ると共に、フリッカ雑音の低減を図ることが可能となる。
【００４２】
図７は、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）の内部構成の変形例を示す回路図である。尚、図７に示される構成では、イネーブル信号ＥＮを受ける端子ｅｘ及びナンドゲートＮＤを新たに追加した以外の他の構成は図４に示される構成と同一である。
【００４３】
図７に示す構成では、周波数変換動作を行う場合には電源電位ＶＤＤを有する一方、周波数変換動作を停止する場合には接地電位ＧＮＤを有するイネーブル信号ＥＮが、端子ｅｘを介してナンドゲートＮＤに供給される。また、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）は、端子ｌｏを介してナンドゲートＮＤに供給される。
【００４４】
ナンドゲートＮＤは、電源電位ＶＤＤを有するイネーブル信号ＥＮが供給されている間は、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）の位相を反転させた信号を結合コンデンサＣ０の一端に供給する。これにより、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）は、搬送波信号Ｒｐ及びＲｎに、局部発振信号ＬｏＡ（ＬｏＢ）を乗算した乗算結果に対応した信号を、周波数変換の施された中間周波信号（ＩＡｐ、ＩＡｎ、ＩＢｐ、ＩＢｎ）として出力する。
【００４５】
一方、接地電位ＧＮＤを有するイネーブル信号ＥＮが供給されている間は、ナンドゲートＮＤは、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）に拘わらず、電源電位ＶＤＤを有する直流信号を結合コンデンサＣ０の一端に供給する。これにより、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）は、上記した周波数変換動作を停止する。
【００４６】
すなわち、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）による周波数変換動作中に大きなノイズが発生している場合には、正確な変換処理が為されなくなり、復調部１４が誤動作する虞が生じる。そこで、図７に示す構成では、イネーブル信号ＥＮにより、外部からミキサ１２Ａ（１２Ｂ）の周波数変換動作を強制的に停止できるようにしたのである。これにより、所定量以上のノイズが発生している場合には、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）の周波数変換動作を強制的に停止させることができるので、誤動作の防止、並びに当該誤動作中に消費される無効な電力消費の低減を図ることが可能となる。
【００４７】
また、図７に示す構成によれば、局部発振信号ＬｏＡ（ＬｏＢ）の送信元の出力バッファ（図示せず）は、２入力のナンドゲートＮＤを構成する２つのＭＯＳトランジスタのゲート端を駆動すれば良い。よって、図４に示すように、結合コンデンサＣ０を介して４つのトランジスタ（ＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１、ＭＰ２）の信号端（ソース端）を駆動する構成に比べて、当該出力バッファの電流駆動能力を下げることが可能となる。
【００４８】
尚、図７に示すナンドゲートＮＤに代えてノアゲートを採用しても良い。
【００４９】
図８は、かかる点に鑑みて為された、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）の内部構成の他の変形例を示す回路図である。尚、図８に示される構成では、図７に示されるナンドゲートＮＤに代えてノアゲートＮＲを採用した点を除く他の構成は図７に示される構成と同一である。
【００５０】
図８に示す構成では、ノアゲートＮＲは、接地電位ＧＮＤを有するイネーブル信号ＥＮが供給されている間は、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）の位相を反転させた信号を結合コンデンサＣ０の一端に供給する。これにより、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）は、搬送波信号Ｒｐ及びＲｎに、局部発振信号ＬｏＡ（ＬｏＢ）を乗算した乗算結果に対応した信号を、周波数変換の施された中間周波信号（ＩＡｐ、ＩＡｎ、ＩＢｐ、ＩＢｎ）として出力する。一方、電源電位ＶＤＤを有するイネーブル信号ＥＮが供給されている間は、ノアゲートＮＲは、局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）に拘わらず、接地電位ＧＮＤを有する直流信号を結合コンデンサＣ０の一端に供給する。これにより、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）は、上記した周波数変換動作を停止する。
【００５１】
このように、図７に示すナンドゲートＮＤを、図８に示すようにノアゲートＮＲに置き換えた場合にも、イネーブル信号ＥＮにより、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）の周波数変換動作を強制的に停止させることができる。これにより、ミキサ１２Ａ（１２Ｂ）内部でのノイズ発生に伴う復調部１４の誤動作を防止できるようになると共に、当該誤動作中に消費される無効な電力消費の低減を図ることが可能となる。
【００５２】
更に、図８に示す構成によれば、局部発振信号ＬｏＡ（ＬｏＢ）の送信元の出力バッファ（図示せず）は、２入力のノアゲートＮＲを構成する２つのＭＯＳトランジスタのゲート端を駆動すれば良い。よって、図４に示すように、結合コンデンサＣ０を介して４つのトランジスタ（ＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１、ＭＰ２）の信号端（ソース端）を駆動する構成に比べて、当該出力バッファの電流駆動能力を下げることが可能となる。
【００５３】
尚、図４、図７又は図８に示す実施例では、トランジスタＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１及びＭＰ２各々のソース端をラインＬ０に接続し、夫々のドレイン端を出力ライン（Ｌ１、Ｌ２）に接続しているが、ＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１及びＭＰ２各々のドレイン端をラインＬ０に接続し、夫々のソース端を出力ライン（Ｌ１、Ｌ２）に接続するようにしても良い。
【００５４】
つまり、トランジスタＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１及びＭＰ２各々のゲート端には搬送波信号Ｒｐ又はＲｎが供給されており、夫々のソース端及びドレイン端のうちの一方がラインＬ０を介して結合コンデンサＣ０に共通に接続されており、ソース端及びドレイン端のうちの他方が出力ラインＬ１又はＬ２に接続されていれば良いのである。
【００５５】
また、上記した実施例において、ミキサ（１２Ａ、１２Ｂ）は、搬送波信号（Ｒｐ、Ｒｎ）を周波数変換の対象とし、当該搬送波信号を局部発振信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）に乗算することにより、当該搬送波信号の周波数を局部発振信号に基づく周波数に変換した信号を、中間周波信号（ＩＡｐ、ＩＢｐ、ＩＡｎ、ＩＢｎ）として出力している。
【００５６】
しかしながら、本発明に係る周波数変換回路としては、周波数変換の対象とする信号は搬送波信号には限定されず、また、周波数変換を行う為に搬送波信号に乗算する周波数信号は局部発振信号に限定されない。
【００５７】
つまり、本発明に係る周波数変換回路（１２Ａ、１２Ｂ）は、互いに位相が反転している第１及び第２の入力信号（Ｒｐ、Ｒｎ）に基準周波数信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）を混合することにより、周波数変換が施された第１及び第２の出力信号（ＩＡｐ、ＩＢｐ、ＩＡｎ、ＩＢｎ）を生成するもので有れば良いのである。また、かかる周波数変換を行うにあたり、本発明に係る周波数変換回路としては、以下の第１〜第４のトランジスタ、結合コンデンサ、第１及び第２の出力ライン、第１及び第２の出力端子を含むものであれば良い。
【００５８】
すなわち、ｎチャネルＭＯＳ型の第１のトランジスタ（ＭＮ１）は、自身のゲート端に第１の入力信号（Ｒｐ）を受け、ｐチャネルＭＯＳ型の第２のトランジスタ（ＭＰ１）は、自身のゲート端に第２の入力信号（Ｒｎ）を受ける。また、ｎチャネルＭＯＳ型の第３のトランジスタ（ＭＮ２）は、自身のゲート端に第２の入力信号（Ｒｎ）を受け、ｐチャネルＭＯＳ型の第４のトランジスタ（ＭＰ２）は、自身のゲート端に第１の入力信号（Ｒｐ）を受ける。結合コンデンサ（Ｃ０）は、その一端に基準周波数信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）を受け、他端が第１〜第４のトランジスタ各々のドレイン端及びソース端のうちの一方に接続されている。ここで、第１及び第２のトランジスタ各々のドレイン端及びソース端のうちの他方が第１の出力ライン（Ｌ１）に共通に接続されており、第３及び第４のトランジスタ各々のドレイン端及びソース端のうちの他方が第２の出力ライン（Ｌ２）に共通に接続されている。そして、第１の出力ラインの信号を第１の出力信号（ＩＡｐ、ＩＢｐ）として第１の出力端子（ｏｕ１）から出力すると共に、第２の出力ラインの信号を第２の出力信号（ＩＡｎ、ＩＢｎ）として第２の出力端子（ｏｕ２）から出力するのである。
【００５９】
また、上記実施例では、周波数変換の対象とする信号として、互いに位相が反転している一対の周波数信号（Ｒｐ、Ｒｎ）を入力対象としているが、単一の周波数信号を周波数変換の対象としても良い。
【００６０】
要するに、本発明に係る周波数変換回路としては、入力信号に基準周波数信号を混合することにより周波数変換の施された出力信号を得る為に、少なくとも以下のトランジスタ、結合コンデンサ、出力ライン及び出力端子を含むものであれば良いのである。つまり、当該トランジスタ（例えばＭＮ１）は、自身のゲート端に入力信号（例えばＲｐ）を受ける。結合コンデンサ（Ｃ０）は、自身の一端に基準周波数信号（ＬｏＡ、ＬｏＢ）を受ける。当該結合コンデンサの他端は、上記トランジスタのドレイン端及びソース端のうちの一方に接続されている。そして、このトランジスタのドレイン端及びソース端のうちの他方には出力ライン（例えばＬ１）が接続されており、当該出力ラインの信号を、出力端子（例えばｏｕ１）を介して出力信号（例えばＩＡｐ、ＩＢｐ）として出力するのである。つまり、周波数変換回路として、入力信号をゲート端に受けるトランジスタのドレイン端及びソース端のうちの一方に、結合コンデンサを介して基準周波数信号を供給し、当該トランジスタのドレイン端及びソース端のうちの他方から出力信号を出力する構成を採用しているのである。
【００６１】
よって、かかる回路構成によれば、その回路内に直流電流が流れる信号経路が存在しないので、直流電流が流れない分だけ電力消費量及びフリッカ雑音の低減を図ることが可能となる。
【符号の説明】
【００６２】
１１                            局部発振部
１２Ａ、１２Ｂ                  ミキサ
１００                          通信装置
Ｃ０                            結合コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２                      コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２                      出力ライン
ＭＮ１、ＭＮ２、ＭＰ１、ＭＰ２  トランジスタ
ＮＤ                            ナンドゲート
ＮＲ                            ノアゲート
Ｚ１、Ｚ２                      インピーダンス素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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