(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端にインダクタを接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の接続点それぞれに変圧器の一方側を接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフすべく制御して、前記インダクタを介して前記直列回路に供給される直流を交流に変換して前記変圧器の他方側へ供給する制御部をさらに備える電力変換装置であって、
前記制御部は、
一方の直列回路の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がオンである第１制御状態にすべく制御し、
該第１制御状態から移行し、他方の直列回路の第１スイッチング素子及び前記一方の直列回路の第２スイッチング素子がオンである第２制御状態にすべく制御するようにしてあり、
さらに、前記第２制御状態に移行する前の前記第１制御状態の所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく制御するようにしてある電力変換装置。
【請求項２】
第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフすべく制御する制御部を備える電力変換装置であって、
前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の一端に接続されたインダクタと、
前記第１スイッチング素子の他端に一方側の巻線の一端を接続し、前記第２スイッチング素子の他端に前記一方側の巻線の他端を接続し、前記一方側の巻線の中途に接続点を有する変圧器と
を備え、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がオンである第１制御状態にすべく制御し、
該第１制御状態から移行し、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子のいずれか一方がオンである第２制御状態にすべく制御するようにしてあり、
さらに、前記第２制御状態に移行する前の前記第１制御状態の所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく制御するようにしてある電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記第２制御状態にて前記変圧器に流れる電流と同方向に電流が流れるように前記所定電圧を印加すべく制御するようにしてある請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の接続点それぞれに前記変圧器の他方側を接続してあり、
前記制御部は、
一方の直列回路の第３スイッチング素子及び他方の直列回路の第４スイッチング素子をオンにして前記所定電圧を印加すべく制御するようにしてある請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の接続点の少なくとも一方は、インダクタを介して前記変圧器の他方側に接続してあり、
前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子それぞれの両端にキャパシタを接続してある請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した直列回路を備え、
前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の接続点に前記変圧器の他方側の巻線の一端を接続してあり、
前記制御部は、
前記第３スイッチング素子又は第４スイッチング素子のいずれか一方をオンにして前記所定電圧を印加すべく制御するようにしてある請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項７】
第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端にインダクタを接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の接続点それぞれに変圧器の一方側を接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフして、前記インダクタを介して前記直列回路に供給される直流を交流に変換して前記変圧器の他方側へ供給する電力変換装置の制御方法であって、
一方の直列回路の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を制御部がオンにする第１制御ステップと、
該第１制御ステップから移行し、他方の直列回路の第１スイッチング素子及び前記一方の直列回路の第２スイッチング素子を制御部がオンにする第２制御ステップと、
該第２制御ステップに移行する前の前記第１制御ステップの所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく制御部が制御するステップと
を含む電力変換装置の制御方法。
【請求項８】
第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフすべく制御する制御部と、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の一端に接続されたインダクタと、前記第１スイッチング素子の他端に一方側の巻線の一端を接続し、前記第２スイッチング素子の他端に前記一方側の巻線の他端を接続し、前記一方側の巻線の中途に接続点を有する変圧器とを備える電力変換装置の制御方法であって、
前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を前記制御部がオンにする第１制御ステップと、
該第１制御ステップから移行し、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子のいずれか一方を前記制御部がオンにする第２制御ステップと、
該第２制御ステップに移行する前の前記第１制御ステップの所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく前記制御部が制御するステップと
を含む電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方に電力を変換する電力変換装置及び該電力変換装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
プラグインハイブリッド車（ＰＨＥＶ：Plugin Hybrid Electric Vehicle）及び電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）には、車載充電器（例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ）が搭載され、電力系統（ＡＣ側）から車載高圧バッテリ（ＤＣ側）を充電することができる。一方で、車載高圧バッテリを家庭用電源（Ｖ２Ｈ：Vehicle to Home）として、あるいは電力系統の安定化のためのバッファ（Ｖ２Ｇ：Vehicle to Grid）として利用するという期待が高まっている。そのためには、双方向に電力を変換することができる双方向充電器が必要となる。
【０００３】
このような双方向充電器は、充電時にはＰＦＣ（Power Factor Correction）機能を有し交流を直流に変換するとともに、放電時には直流を交流に変換するインバータ機能を有する交直変換回路、及びＤＣ／ＤＣコンバータなどを備える。
【０００４】
このようなＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、２つの単相ブリッジインバータと、単相ブリッジインバータ間を絶縁するトランスとを備え、単相ブリッジインバータは、２つのスイッチング素子を直列に接続した直列回路を並列に設けた構成をなしている（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１２−１９６０８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、特許文献１のＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、単相ブリッジを構成するスイッチング素子が所定の順序でオン／オフした場合、トランスには急峻な電流が流れる。その結果、トランスの漏れインダクタンスには、電流の時間的変化に対応する過大なサージ電圧が発生し、発生したサージ電圧は、オフ状態にあるスイッチング素子に印加されるため、スイッチング素子が破損する可能性がある。
【０００７】
本発明は、斯かる事情に鑑みてなされたものであり、サージ電圧の発生を抑制することができる電力変換装置及び該電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端にインダクタを接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の接続点それぞれに変圧器の一方側を接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフすべく制御する制御部をさらに備える電力変換装置であって、前記制御部は、一方の直列回路の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がオンである第１制御状態にすべく制御し、該第１制御状態から移行し、他方の直列回路の第１スイッチング素子及び前記一方の直列回路の第２スイッチング素子がオンである第２制御状態にすべく制御するようにしてあり、さらに、前記第２制御状態に移行する前の前記第１制御状態の所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく制御するようにしてある。
【０００９】
本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフすべく制御する制御部を備える電力変換装置であって、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の一端に接続されたインダクタと、前記第１スイッチング素子の他端に一方側の巻線の一端を接続し、前記第２スイッチング素子の他端に前記一方側の巻線の他端を接続し、前記一方側の巻線の中途に接続点を有する変圧器とを備え、前記制御部は、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がオンである第１制御状態にすべく制御し、該第１制御状態から移行し、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子のいずれか一方がオンである第２制御状態にすべく制御するようにしてあり、さらに、前記第２制御状態に移行する前の前記第１制御状態の所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく制御するようにしてある。
【００１０】
本発明の実施の形態に係る電力変換装置の制御方法は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端にインダクタを接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の接続点それぞれに変圧器の一方側を接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフする電力変換装置の制御方法であって、一方の直列回路の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を制御部がオンにする第１制御ステップと、該第１制御ステップから移行し、他方の直列回路の第１スイッチング素子及び前記一方の直列回路の第２スイッチング素子を制御部がオンにする第２制御ステップと、該第２制御ステップに移行する前の前記第１制御ステップの所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく制御部が制御するステップとを含む。
【００１１】
本発明の実施の形態に係る電力変換装置の制御方法は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフすべく制御する制御部と、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の一端に接続されたインダクタと、前記第１スイッチング素子の他端に一方側の巻線の一端を接続し、前記第２スイッチング素子の他端に前記一方側の巻線の他端を接続し、前記一方側の巻線の中途に接続点を有する変圧器とを備える電力変換装置の制御方法であって、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を前記制御部がオンにする第１制御ステップと、該第１制御ステップから移行し、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子のいずれか一方を前記制御部がオンにする第２制御ステップと、該第２制御ステップに移行する前の前記第１制御ステップの所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく前記制御部が制御するステップとを含む。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、サージ電圧の発生を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】第１実施形態の電力変換装置の回路構成の一例を示す説明図である。
【図２】双方向変換回路の動作の一例を示す説明図である。
【図３】双方向変換回路の動作状態の一例を示す説明図である。
【図４】双方向変換回路のトランジスタに発生するサージ電圧の一例を示すタイムチャートである。
【図５】第１実施形態の電力変換装置の動作状態の一例を示す説明図である。
【図６】第１実施形態の電力変換装置の各部の電圧・電流波形の一例を示すタイムチャートである。
【図７】第１実施形態の電力変換装置の回路構成の他の例を示す説明図である。
【図８】第２実施形態の電力変換装置の回路構成の一例を示す説明図である。
【図９】第２実施形態の双方向変換回路の動作の一例を示す説明図である。
【図１０】第２実施形態の双方向変換回路の動作状態の一例を示す説明図である。
【図１１】第２実施形態の双方向変換回路のトランジスタに発生するサージ電圧の一例を示すタイムチャートである。
【図１２】第２実施形態の電力変換装置の動作状態の一例を示す説明図である。
【図１３】第２実施形態の電力変換装置の各部の電圧・電流波形の一例を示すタイムチャートである。
【図１４】第３実施形態の電力変換装置の動作状態の一例を示す説明図である。
【図１５】第３実施形態の電力変換装置の各部の電圧・電流波形の一例を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
［本願発明の実施形態の説明］
（１）本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端にインダクタを接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の接続点それぞれに変圧器の一方側を接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフすべく制御する制御部をさらに備える電力変換装置であって、前記制御部は、一方の直列回路の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がオンである第１制御状態にすべく制御し、該第１制御状態から移行し、他方の直列回路の第１スイッチング素子及び前記一方の直列回路の第２スイッチング素子がオンである第２制御状態にすべく制御するようにしてあり、さらに、前記第２制御状態に移行する前の前記第１制御状態の所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく制御するようにしてある。
【００１５】
（７）本発明の実施の形態に係る電力変換装置の制御方法は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端にインダクタを接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の接続点それぞれに変圧器の一方側を接続してあり、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフする電力変換装置の制御方法であって、一方の直列回路の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を制御部がオンにする第１制御ステップと、該第１制御ステップから移行し、他方の直列回路の第１スイッチング素子及び前記一方の直列回路の第２スイッチング素子を制御部がオンにする第２制御ステップと、該第２制御ステップに移行する前の前記第１制御ステップの所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく制御部が制御するステップとを含む。
【００１６】
電力変換装置は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、各直列回路の一端にインダクタを接続してあり、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の接続点それぞれに変圧器の一方側を接続してあり、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフすべく制御する第１制御部をさらに備える。すなわち、各直列回路の第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子によりブリッジ回路を構成してある。
【００１７】
制御部は、一方の直列回路の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がオンである第１制御状態にすべく制御し、第１制御状態から移行し、他方の直列回路の第１スイッチング素子及び一方の直列回路の第２スイッチング素子がオンである第２制御状態にすべく制御する。第１制御状態では、一方の直列回路の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子をオンにするので、インダクタに電流が流れインダクタに電気エネルギーが蓄えられる。第２制御状態では、他方の直列回路の第１スイッチング素子及び一方の直列回路の第２スイッチング素子をオンにするので、インダクタに蓄えられたエネルギーに基づく急峻な電流が変圧器を流れる。この場合、変圧器の漏れインダクタンスと電流の時間的変化とに基づくサージ電圧が、オフ状態にある、他方の直列回路の第２スイッチング素子及び一方の直列回路の第１スイッチング素子に印加されるおそれがある。
【００１８】
そこで、制御部は、第２制御状態に移行する前の第１制御状態の所定期間に亘って、変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく制御する。変圧器に急峻な電流が流れる第２制御状態の開始前の所定期間に亘って、変圧器の他方側に所定電圧を印加することにより、変圧器に予め電流を流すことができ、第２制御状態に移行したときに変圧器に流れる電流の変化を緩やかにすることができ、サージ電圧の発生を抑制することができる。
【００１９】
（２）本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフすべく制御する制御部を備える電力変換装置であって、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の一端に接続されたインダクタと、前記第１スイッチング素子の他端に一方側の巻線の一端を接続し、前記第２スイッチング素子の他端に前記一方側の巻線の他端を接続し、前記一方側の巻線の中途に接続点を有する変圧器とを備え、前記制御部は、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がオンである第１制御状態にすべく制御し、該第１制御状態から移行し、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子のいずれか一方がオンである第２制御状態にすべく制御するようにしてあり、さらに、前記第２制御状態に移行する前の前記第１制御状態の所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく制御するようにしてある。
【００２０】
（８）本発明の実施の形態に係る電力変換装置の制御方法は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフすべく制御する制御部と、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の一端に接続されたインダクタと、前記第１スイッチング素子の他端に一方側の巻線の一端を接続し、前記第２スイッチング素子の他端に前記一方側の巻線の他端を接続し、前記一方側の巻線の中途に接続点を有する変圧器とを備える電力変換装置の制御方法であって、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を前記制御部がオンにする第１制御ステップと、該第１制御ステップから移行し、前記第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子のいずれか一方を前記制御部がオンにする第２制御ステップと、該第２制御ステップに移行する前の前記第１制御ステップの所定期間に亘って、前記変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく前記制御部が制御するステップとを含む。
【００２１】
電力変換装置は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を所定周波数でオン／オフすべく制御する制御部、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の一端に接続されたインダクタ、第１スイッチング素子の他端に一方側の巻線の一端を接続し、第２スイッチング素子の他端に一方側の巻線の他端を接続し、一方側の巻線の中途に接続点を有する変圧器を備える。すなわち、変圧器は、一方側が、いわゆるセンタータップ方式の変圧器であり、一方側の巻線の両端に第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を接続してある。
【００２２】
制御部は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がオンである第１制御状態にすべく制御し、第１制御状態から移行し、第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子のいずれか一方がオンである第２制御状態にすべく制御する。第１制御状態では、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子をオンにするので、インダクタに電流が流れインダクタに電気エネルギーが蓄えられる。第２制御状態では、第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子のいずれか一方がオンとなる状態、すなわち第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子のいずれか一方がオフとなるので、インダクタに蓄えられたエネルギーに基づく急峻な電流が変圧器を流れ、変圧器に流れる電流によりオン状態のスイッチング素子（例えば、第１スイッチング素子）が接続された変圧器の巻線の一端と接続点（センタータップ）との間に発生する過大なサージ電圧が、変圧器の巻線の他端に接続されたオフ状態のスイッチング素子（例えば、第２スイッチング素子）に印加されるおそれがある。
【００２３】
そこで、制御部は、第２制御状態に移行する前の第１制御状態の所定期間に亘って、変圧器の他方側に所定電圧を印加すべく制御する。変圧器に急峻な電流が流れる第２制御状態の開始前の所定期間に亘って、変圧器の他方側に所定電圧を印加することにより、変圧器に予め電流を流すことができ、第２制御状態に移行したときに変圧器に流れる電流の変化を緩やかにすることができ、サージ電圧の発生を抑制することができる。
【００２４】
（３）本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、前記制御部は、前記第２制御状態にて前記変圧器に流れる電流と同方向に電流が流れるように前記所定電圧を印加すべく制御するようにしてある。
【００２５】
制御部は、第２制御状態にて変圧器に流れる電流と同方向に電流が流れるように所定電圧を印加すべく制御する。予め第２制御状態の開始時に変圧器に流れる電流と同方向に所要の電流を第２制御状態の開始前の所定期間に亘って流すことにより、第２制御状態の開始時に変圧器に流れる電流の見かけの波高値を小さくすることができるので、オフ状態にあるスイッチング素子に印加される、第２制御状態の開始時のサージ電圧の発生を抑制することができる。
【００２６】
（４）本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の接続点それぞれに前記変圧器の他方側を接続してあり、前記制御部は、一方の直列回路の第３スイッチング素子及び他方の直列回路の第４スイッチング素子をオンにして前記所定電圧を印加すべく制御するようにしてある。
【００２７】
第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した直列回路を複数備え、各直列回路を並列に接続してあり、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の接続点それぞれに変圧器の他方側を接続してある。制御部は、一方の直列回路の第３スイッチング素子及び他方の直列回路の第４スイッチング素子をオンにして所定電圧を印加すべく制御する。一方の直列回路の第３スイッチング素子及び他方の直列回路の第４スイッチング素子をオンにすることにより、変圧器の他方側に所定電圧を印加し、第２制御状態にて変圧器に流れる電流と同方向に電流が流れるようにすることができる。これにより、オフ状態にあるスイッチング素子に印加される、第２制御状態の開始時のサージ電圧の発生を抑制することができる。
【００２８】
（５）本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の接続点の少なくとも一方は、インダクタを介して前記変圧器の他方側に接続してあり、前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子それぞれの両端にキャパシタを接続してある。
【００２９】
一方の直列回路の第３スイッチング素子及び他方の直列回路の第４スイッチング素子をオンにすることにより、変圧器の他方側に所定電圧を印加し、第２制御状態にて変圧器に流れる電流と同方向に電流が流れるようにすることができる。これにより、オフ状態にあるスイッチング素子に印加される、第２制御状態の開始時のサージ電圧の発生を抑制することができる。
【００３０】
（６）本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した直列回路を備え、前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の接続点に前記変圧器の他方側の巻線の一端を接続してあり、前記制御部は、前記第３スイッチング素子又は第４スイッチング素子のいずれか一方をオンにして前記所定電圧を印加すべく制御するようにしてある。
【００３１】
第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した直列回路を備え、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の接続点に変圧器の他方側の巻線の一端を接続してある。すなわち、変圧器の他方側は、いわゆるハーフブリッジ回路を構成してある。制御部は、第３スイッチング素子又は第４スイッチング素子のいずれか一方をオンにして所定電圧を印加すべく制御する。
【００３２】
第３スイッチング素子又は第４スイッチング素子のいずれか一方をオンにすることにより、変圧器の他方側に所定電圧を印加し、第２制御状態にて変圧器に流れる電流と同方向に電流が流れるようにすることができる。これにより、オフ状態にあるスイッチング素子に印加される、第２制御状態の開始時のサージ電圧の発生を抑制することができる。
【００３３】
［本願発明の実施形態の詳細］
（第１実施形態）
以下、本発明を実施の形態を示す図面に基づいて説明する。図１は第１実施形態の電力変換装置１の回路構成の一例を示す説明図である。本実施の形態の電力変換装置１は、例えば、プラグインハイブリッド車又は電気自動車に搭載され、交流電圧及び直流電圧を双方向に交直変換する絶縁型の変換装置である。電力変換装置１は、ノイズフィルタ４、ＰＦＣ（Power Factor Correction）機能を有する双方向変換回路５、双方向ＤＣ−ＤＣ変換回路（例えば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）を構成する双方向変換回路６、変圧器７及び双方向変換回路８、各変換回路を構成する後述のスイッチング素子のオン／オフの制御を行う制御部９などを備える。
【００３４】
双方向変換回路５は、トランジスタ５１、５２を直列に接続した直列回路及びトランジスタ５３、５４を直列に接続した直列回路それぞれを並列に接続した回路を有する。トランジスタ５１、５２、５３、５４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができるが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることもできる。また、トランジスタ５１、５２、５３、５４それぞれのコレクタ・エミッタ間には、ダイオード５５、５６、５７、５８が逆並列に接続（コレクタにカソードを、エミッタにアノードを接続）してある。
【００３５】
トランジスタ５１のエミッタとトランジスタ５２のコレクタとの接続点には、コイルＬ１の一端を接続してあり、トランジスタ５３のエミッタとトランジスタ５４のコレクタとの接続点には、コイルＬ２の一端を接続してあり、コイルＬ１、Ｌ２の他端は、ノイズフィルタ４を介して、交流入力端子Ｔ１、Ｔ２に接続してある。また、コイルＬ１、Ｌ２の他端間には、キャパシタＣ１を接続してある。コイルＬ１、Ｌ２及びキャパシタＣ１は、フィルタを構成する。交流入力端子Ｔ１、Ｔ２には、交流電源２が接続される。
【００３６】
双方向変換回路８は、第１スイッチング素子としてのトランジスタ８１及び第２スイッチング素子としてのトランジスタ８２を直列に接続した第１直列回路８０ａ、第１スイッチング素子としてのトランジスタ８３及び第２スイッチング素子としてのトランジスタ８４を直列に接続した第２直列回路８０ｂを備え、第１直列回路８０ａと第２直列回路８０ｂとを並列に接続してある。具体的には、トランジスタ８１のエミッタとトランジスタ８２のコレクタとを接続し、トランジスタ８３のエミッタとトランジスタ８４のコレクタとを接続してある。また、トランジスタ８１、８３のコレクタ同士を接続してあり、トランジスタ８２、８４のエミッタ同士を接続してある。トランジスタ８２、８４のエミッタは、直流出力端子Ｔ４に接続してある。すなわち、第１直列回路８０ａ及び第２直列回路８０ｂにより、ブリッジ回路を構成してある。
【００３７】
第１直列回路８０ａ及び第２直列回路８０ｂの一端、すなわち、トランジスタ８１、８３のコレクタには、インダクタＬ３の一端を接続してあり、インダクダＬ３の他端は直流出力端子Ｔ３に接続してある。直流出力端子Ｔ３、Ｔ４間にはキャパシタＣ３を接続してある。直流出力端子Ｔ３、Ｔ４間には、バッテリ３が接続される。
【００３８】
トランジスタ８１のエミッタとトランジスタ８２のコレクタとの接続点、及びトランジスタ８３のエミッタとトランジスタ８４のコレクタとの接続点には、トランス７の一方側を接続してある。また、各トランジスタ８１、８２、８３、８４のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオード８５、８６、８７、８８を逆並列に接続してある。
【００３９】
制御部９は、各トランジスタ８１、８２、８３、８４を所定周波数（例えば、５０ｋＨｚであるが、これに限定されない）でオン／オフすべく制御する。トランジスタ８１、８２、８３、８４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができるが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることもできる。
【００４０】
双方向変換回路６は、第３スイッチング素子としてのトランジスタ６１及び第４スイッチング素子としてのトランジスタ６２を直列に接続した第１直列回路６０ａ、第３スイッチング素子としてのトランジスタ６３及び第４スイッチング素子としてのトランジスタ６４を直列に接続した第２直列回路６０ｂを備え、第１直列回路６０ａと第２直列回路６０ｂとを並列に接続してある。具体的には、トランジスタ６１のエミッタとトランジスタ６２のコレクタとを接続し、トランジスタ６３のエミッタとトランジスタ６４のコレクタとを接続してある。また、トランジスタ６１、６３のコレクタ同士を接続してあり、トランジスタ６２、６４のエミッタ同士を接続してある。トランジスタ６２、６４のエミッタは、双方向変換回路５のトランジスタ５２、５４のエミッタに接続してあり、トランジスタ６１、６３のコレクタは、双方向変換回路５のトランジスタ５１、５３のコレクタに接続してある。すなわち、第１直列回路６０ａ及び第２直列回路６０ｂにより、ブリッジ回路を構成してある。
【００４１】
トランジスタ６１のエミッタとトランジスタ６２のコレクタとの接続点、及びトランジスタ６３のエミッタとトランジスタ６４のコレクタとの接続点には、トランス７の他方側を接続してある。また、各トランジスタ６１、６２、６３、６４のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオード６５、６６、６７、６８を逆並列に接続してある。
【００４２】
双方向変換回路６の双方向変換回路５側には、キャパシタＣ２を接続してある。すなわち、トランジスタ６１のコレクタとトランジスタ６２のエミッタ間に、キャパシタＣ２を接続してある。
【００４３】
制御部９は、各トランジスタ６１、６２、６３、６４を所定周波数（例えば、５０ｋＨｚであるが、これに限定されない）でオン／オフすべく制御する。トランジスタ６１、６２、６３、６４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができるが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることもできる。
【００４４】
充電時には、交流入力端子Ｔ１、Ｔ２間に印加された交流電源２からの交流が双方向変換回路５により力率改善されるとともに直流に変換され、変換された直流は双方向変換回路６により一旦交流に変換され、さらに双方向変換回路８により整流されてバッテリ３を充電する。
【００４５】
放電時には、バッテリ３からの直流が双方向変換回路８により一旦交流に変換され、さらに双方向変換回路６により整流されて直流に変換され、変換された直流は、双方向変換回路５により交流に変換されて、交流を出力する。
【００４６】
次に、双方向変換回路８の動作について説明する。図２は双方向変換回路８の動作の一例を示す説明図である。図２は、バッテリ３からの直流が交流に変換される様子を模式的に表すものである。以下、図２ＡからＤに基づいて説明する。図２Ａから図２Ｄまでの時間、すなわち、トランジスタ８１、８２、８３、８４のオン／オフの周期Ｔを、２０μｓとして説明するが、これに限定されるものではない。
【００４７】
図２Ａに示すように、制御部９は、トランジスタ８１、８２をオフにし、トランジスタ８３、８４をオンにする。図２Ａに示す状態の時間は、例えば、数μｓとすることができる。図２Ａに示す状態では、バッテリ３からの直流電流がトランジスタ８３、８４を流れ、インダクタＬ３に電気エネルギーが蓄積される。
【００４８】
次に、図２Ｂに示すように、制御部９は、トランジスタ８３、８２をオフにし、トランジスタ８１、８４をオンにする。図２Ｂに示す状態の時間は、例えば、（１０μｓ−数μｓ）程度とすることができる。図２Ｂに示す状態では、トランス７には、図示した方向に電流が流れる。また、この場合、インダクタＬ３に蓄えられた電気エネルギーが放出されるので、トランスから出力される電圧は昇圧される。
【００４９】
図２Ａの開始時点から半周期Ｔ／２が経過した時点で、図２Ｃに示すように、制御部９は、トランジスタ８１、８２をオンにし、トランジスタ８３、８４をオフにする。図２Ｃに示す状態の時間は、例えば、数μｓとすることができる。図２Ｃに示す状態では、バッテリ３からの直流電流がトランジスタ８１、８２を流れ、インダクタＬ３に電気エネルギーが蓄積される。
【００５０】
次に、図２Ｄに示すように、制御部９は、トランジスタ８１、８４をオフにし、トランジスタ８２、８３をオンにする。図２Ｄに示す状態の時間は、例えば、１０μｓ−数μｓ程度とすることができる。図２Ｄに示す状態では、トランス７には、図示した方向（図２Ｂとは反対方向）に電流が流れる。また、この場合、インダクタＬ３に蓄えられた電気エネルギーが放出されるので、トランスから出力される電圧は昇圧される。
【００５１】
次に、双方向変換回路８の動作で発生するサージ電圧について説明する。図３は双方向変換回路８の動作状態の一例を示す説明図であり、図４は双方向変換回路８のトランジスタに発生するサージ電圧の一例を示すタイムチャートである。図３の破線で示す電流は、図２Ａの状態に流れる電流を示し、図３の実線で示す電流は、図２Ｂの状態に流れる電流を示す。また、図４の上段のチャートは、トランジスタ８１、８２、８３、８４のベースに印加されるベース電圧を示し、ベース電圧がありの状態でトランジスタはオンする。
【００５２】
図４において、符号ｔ１で示す期間は、図３の破線で示す電流が流れる期間であり、トランジスタ８３、８４がオンとなっている。また、図４において、符号ｔ２で示す期間は、図３の実線で示す電流が流れる期間であり、トランジスタ８１、８４がオンとなっている。期間ｔ１は、一方の直列回路の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子（図３の例では、トランジスタ８３、８４）をオンにする第１制御状態であり、期間ｔ２は、第１制御状態から移行し、他方の直列回路の第１スイッチング素子及び一方の直列回路の第２スイッチング素子（図３の例では、トランジスタ８１、８４）をオンにする第２制御状態である。
【００５３】
図４に示すように、期間ｔ１から期間ｔ２に移行するとき、すなわち、トランジスタ８４がオンしている状態で、トランジスタ８１がオフからオンになると、トランス７に急峻な電流が流れる。このため、図３に示すように、トランス７の漏れインダクタンスを７１、７２で表すと、漏れインダクタンス７１に流れる急峻な電流Ｉｒ（図４中、符号Ｓで示す）の時間的変化に比例する電圧Ｖｚが、オフ状態のトランジスタ８２のコレクタ・エミッタ間にサージ電圧として発生する（図４中、符号Ｓで示す）。なお、オフ状態であるもう一方のトランジスタ８３のコレクタ・エミッタ間にも同様のサージ電圧が発生する。このようなサージ電圧に耐えるためには、高耐圧仕様のトランジスタを使用することは、あるいは、サージ吸収回路などを別途設ける必要があり、コスト上昇の要因となる。
【００５４】
そこで、以下に、本実施の形態の電力変換装置の制御方法について説明する。図５は第１実施形態の電力変換装置の動作状態の一例を示す説明図であり、図６は第１実施形態の電力変換装置の各部の電圧・電流波形の一例を示すタイムチャートである。図５において、符号７１は、トランス７の漏れインダクタンスである。また、図６には、トランジスタ８１、８２、８３、８４、６１、６２、６３、６４のベース電圧、オフ状態であるトランジスタ８２のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖｚ、漏れインダクタンス７１に流れる電流Ｉｒを模式的に図示している。
【００５５】
制御部９は、第２制御状態（図６の期間ｔ２）に移行する前の第１制御状態（図６の期間ｔ１）の所定期間（図６の期間ｔ３）に亘って、図５に示すように、トランス７の他方側に所定電圧を印加すべく制御する。
【００５６】
トランス７に急峻な電流が流れる期間ｔ２の開始前の所定期間（期間ｔ３）に亘って、トランス７の他方側に所定電圧を印加することにより、トランス７に予め電流を流すことができ、トランジスタ８１、８４がオンとなる期間ｔ２に移行したときにトランス７に流れる電流の変化を緩やかにすることができ、サージ電圧の発生を抑制することができる。
【００５７】
より具体的には、制御部９は、トランジスタ８１、８４がオンとなる期間ｔ２にてトランス７に流れる電流と同方向に電流が流れるように所定電圧を印加すべく制御する。予め期間ｔ２の開始時にトランス７に流れる電流と同方向に所要の電流を期間ｔ２の開始前の所定期間ｔ３に亘って流すことにより（図６の符号Ｉｒ１で示す電流）、期間ｔ２の開始時にトランス７に流れる電流の見かけの波高値を小さくすることができるので、漏れインダクタンス７１で発生する電圧を小さくすることができ、オフ状態にあるトランジスタ８２、８３に印加される、期間ｔ２の開始時のサージ電圧の発生を抑制することができる。
【００５８】
トランス７に所定電圧を印加するには、例えば、以下のようにすればよい。図５に示すように、制御部９は、一方の直列回路の第３スイッチング素子（図５の例では、トランジスタ６３）及び他方の直列回路の第４スイッチング素子（図５の例では、トランジスタ６２）をオンにして所定電圧を印加すべく制御する。一方の直列回路の第３スイッチング素子及び他方の直列回路の第４スイッチング素子をオンにすることにより、トランス７の他方側に所定電圧を印加し、期間ｔ２にてトランス７に流れる電流と同方向に電流が流れるようにすることができる。
【００５９】
これにより、オフ状態にあるスイッチング素子（図５の例では、トランジスタ８２、８３）に印加される、期間ｔ２の開始時のサージ電圧の発生を抑制することができ、高耐圧仕様のトランジスタを使用する必要がなく、あるいは、サージ吸収回路などを別途設ける必要がなく、コスト上昇を抑制することができる。
【００６０】
図７は第１実施形態の電力変換装置１の回路構成の他の例を示す説明図である。図６の例では、図１に例示した双方向変換回路６に、共振用キャパシタ及び共振用インダクタを追加した点が異なる。
【００６１】
すなわち、図７に示すように、双方向変換回路６は、第３スイッチング素子としてのトランジスタ６１及び第４スイッチング素子としてのトランジスタ６２を直列に接続した第１直列回路６０ａ、第３スイッチング素子としてのトランジスタ６３及び第４スイッチング素子としてのトランジスタ６４を直列に接続した第２直列回路６０ｂを備え、第１直列回路６０ａと第２直列回路６０ｂとを並列に接続してある。具体的には、トランジスタ６１のエミッタとトランジスタ６２のコレクタとを接続し、トランジスタ６３のエミッタとトランジスタ６４のコレクタとを接続してある。また、トランジスタ６１、６３のコレクタ同士を接続してあり、トランジスタ６２、６４のエミッタ同士を接続してある。すなわち、第１直列回路６０ａ及び第２直列回路６０ｂにより、ブリッジ回路を構成してある。
【００６２】
トランジスタ６１のエミッタとトランジスタ６２のコレクタとの接続点は、共振用のインダクタ６９を介して、トランス７の他方側を接続してある。また、トランジスタ６３のエミッタとトランジスタ６４のコレクタとの接続点には、トランス７の他方側を接続してある。また、各トランジスタ６１、６２、６３、６４のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオード６５、６６、６７、６８を逆並列に接続してある。また、各トランジスタ６１、６２、６３、６４のコレクタ・エミッタ間には、それぞれ共振用のキャパシタ６１１、６２１、６３１、６４１を接続してある。なお、図７の例では、トランジスタ６１のエミッタとトランジスタ６２のコレクタとの接続点にインダクタ６９の一端を接続しているが、これに代えて、トランジスタ６３のエミッタとトランジスタ６４のコレクタとの接続点にインダクタ６９の一端を接続してもよい。また、トランジスタ６１のエミッタとトランジスタ６２のコレクタとの接続点及びトランジスタ６３のエミッタとトランジスタ６４のコレクタとの接続点それぞれにインダクタの一端を接続し、２個のインダクタを用いるようにしてもよい。
【００６３】
双方向変換回路６を充電モードで動作させる場合、共振用のキャパシタ６１１、６２１、６３１、６４１及び共振用のインダクタ６９により、フェーズシフト制御を行ってトランジスタ６１、６２、６３、６４のスイッチング時の電圧と電流の重なりを少なくしてスイッチング損失を低減することができる。
【００６４】
なお、双方向変換回路６を放電モードで動作させる場合、図７に示す回路の動作は、図５、図６の例と同様であるので、説明を省略する。
【００６５】
上述の実施の形態では、図２Ａに示すように、制御部９は、トランジスタ８１、８２をオフにし、トランジスタ８３、８４をオンにし、また、図２Ｃに示すように、制御部９は、トランジスタ８１、８２をオンにし、トランジスタ８３、８４をオフにする構成であったが、これに限定されるものではない。例えば、図２Ａ及び図２Ｃにおいて、トランジスタ８１、８２、８３、８４をすべてオンにしてもよい。すなわち、期間ｔ１で示す第１制御状態において、一方の直列回路の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子（図３、図５の例では、トランジスタ８３、８４）をオンにするのに加えて、他方の直列回路の第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子（図３、図５の例では、トランジスタ８１、８２）をオンにしてもよい。トランジスタ８１、８２、８３、８４をすべてオンにすることにより、電流が分流し、トランジスタ８１、８２、８３、８４の導通損失を低減することができる。
【００６６】
（第２実施形態）
図８は第２実施形態の電力変換装置１の回路構成の一例を示す説明図である。第２実施形態では、トランス７に代えてトランス１１（変圧器）を備え、双方向変換回路８に代えて双方向変換回路１０を備える。なお、第１実施形態と同様の箇所は同一符号を付して説明を省略する。
【００６７】
双方向変換回路１０は、第１スイッチング素子としてのトランジスタ１０１、第２スイッチング素子としてのトランジスタ１０２、トランジスタ１０１、１０２の一端に接続されたインダクタＬ３、トランジスタ１０１の他端に一方側の巻線の一端を接続し、トランジスタ１０２の他端に一方側の巻線の他端を接続し、一方側の巻線の中途に接続点を有するトランス１１を備える。トランス１１は、一方側の巻線の中途に接続点を有する、いわゆるセンタータップ方式となっている。
【００６８】
より具体的には、トランジスタ１０１、１０２のコレクタ同士は接続され、インダクタＬ３の一端に接続してある。インダクタＬ３の他端は、直流出力端子Ｔ３に接続してある。トランジスタ１０１のエミッタは、トランス１１の一方側の巻線の一端に接続してある。トランジスタ１０２のエミッタは、トランス１１の一方側の巻線の他端に接続してある。また、トランス１１の一方側の巻線のセンタータップ（中途の接続点）は、直流出力端子Ｔ４に接続してある。また、トランジスタ１０１、１０２のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオード１０３、１０４を逆並列に接続してある。
【００６９】
制御部９は、各トランジスタ１０１、１０２を所定周波数（例えば、５０ｋＨｚであるが、これに限定されない）でオン／オフすべく制御する。トランジスタ１０１、１０２は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができるが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることもできる。
【００７０】
次に、双方向変換回路１０の動作について説明する。図９は第２実施形態の双方向変換回路１０の動作の一例を示す説明図である。図９は、バッテリ３からの直流が交流に変換される様子を模式的に表すものである。以下、図９ＡからＤに基づいて説明する。
【００７１】
図９Ａに示すように、制御部９は、トランジスタ１０１、１０２をオンにする。図９Ａに示す状態の時間は、例えば、数μｓとすることができる。図９Ａに示す状態では、バッテリ３からの直流電流がトランジスタ１０１、１０２を流れ、インダクタＬ３に電気エネルギーが蓄積される。
【００７２】
次に、図９Ｂに示すように、制御部９は、トランジスタ１０１をオンにしたまま、トランジスタ１０２をオフにする。図９Ｂに示す状態の時間は、例えば、（１０μｓ−数μｓ）程度とすることができるが、これに限定されるものではない。図９Ｂに示す状態では、トランス１１には、図示した方向に電流が流れる。また、この場合、インダクタＬ３に蓄えられた電気エネルギーが放出されるので、トランス１１から出力される電圧は昇圧される。
【００７３】
図９Ａの開始時点から半周期Ｔ／２が経過した時点で、図９Ｃに示すように、制御部９は、トランジスタ１０１をオンにしたまま、トランジスタ１０２をオンにする。図９Ｃに示す状態の時間は、例えば、数μｓとすることができる。図９Ｃに示す状態では、バッテリ３からの直流電流がトランジスタ１０１、１０２を流れ、インダクタＬ３に電気エネルギーが蓄積される。
【００７４】
次に、図９Ｄに示すように、制御部９は、トランジスタ１０２をオンにしたまま、トランジスタ１０１をオンにする。図９Ｄに示す状態の時間は、例えば、１０μｓ−数μｓ程度とすることができる。図９Ｄに示す状態では、トランス１１には、図示した方向（図９Ｂとは反対方向）に電流が流れる。また、この場合、インダクタＬ３に蓄えられた電気エネルギーが放出されるので、トランス１１から出力される電圧は昇圧される。
【００７５】
次に、双方向変換回路１０の動作で発生するサージ電圧について説明する。図１０は第２実施形態の双方向変換回路１０の動作状態の一例を示す説明図であり、図１１は第２実施形態の双方向変換回路１０のトランジスタに発生するサージ電圧の一例を示すタイムチャートである。図１０の実線で示す電流は、図９Ｂの状態に流れる電流を示す。また、図１１のチャートは、上段から順番にトランジスタ１０１のベースに印加されるベース電圧、トランジスタ１０２のベースに印加されるベース電圧、トランス１１に流れる電流、トランジスタ１０２のコレクタ・エミッタ間の電圧を示す。図１１のチャートの横軸は時間を示す。
【００７６】
図１１において、符号ｔ４で示す期間は、トランジスタ１０１、１０２がオンとなっている期間である。また、図１１において、符号ｔ５で示す期間は、図１０の実線で示す電流が流れる期間であり、トランジスタ１０１がオン、トランジスタ１０２がオフとなっている。期間ｔ４は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子（図１０の例では、トランジスタ１０１、１０２）をオンにする第１制御状態であり、期間ｔ５は、第１制御状態から移行し、第１スイッチング素子又は第２スイッチング素子のいずれか一方（図１０の例では、トランジスタ１０１）をオンにする第２制御状態である。
【００７７】
図１１に示すように、期間ｔ４から期間ｔ５に移行するとき、すなわち、トランジスタ１０１がオンしている状態で、トランジスタ１０２がオフからオンになると、インダクタＬ３に蓄えられたエネルギーに基づく急峻な電流がトランス１１を流れる。図１０に示すように、トランス１１の漏れインダクタンスを１１１、１１２で表すと、漏れインダクタンス１１１に流れる急峻な電流Ｉｒ（図１１中、符号Ｒで示す）の時間的変化に比例する電圧Ｖｚが発生する。すなわち、トランス１１に流れる急峻な電流Ｉｒにより、オン状態のトランジスタ１０１のエミッタが接続されたトランス１１の巻線の一端と、接続点（センタータップ）との間に過大なサージ電圧Ｖｚが発生する。
【００７８】
トランス１１の接続点（センタータップ）と、オフ状態のトランジスタ１０２のエミッタとは導通し、またトランジスタ１０１はオン状態であるので、トランジスタ１０１のコレクタ（すなわち、トランジスタ１０２のコレクタ）と、トランジスタ１０１のエミッタ（すなわち、トランス１１の巻線の一端）とはほぼ同電位となる。このため、トランス１１の巻線の他端に接続されたオフ状態のトランジスタ１０２のコレクタ・エミッタ間には、上述のサージ電圧Ｖｚが発生するおそれがある（図１１中、符号Ｒで示す）。
【００７９】
このようなサージ電圧に耐えるためには、高耐圧仕様のトランジスタを使用することは、あるいは、サージ吸収回路などを別途設ける必要があり、コスト上昇の要因となる。
【００８０】
そこで、以下に、第２実施形態の電力変換装置の制御方法について説明する。図１２は第２実施形態の電力変換装置１の動作状態の一例を示す説明図であり、図１３は第２実施形態の電力変換装置１の各部の電圧・電流波形の一例を示すタイムチャートである。図１２には、上段から順番に、トランジスタ１０１のベース電圧、トランジスタ１０２のベース電圧、トランジスタ６２、６３のベース電圧、トランジスタ６１、６４のベース電圧、トランス１１（漏れインダクタンス１１１）に流れる電流Ｉｒ、オフ状態であるトランジスタ１０２のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖｚを模式的に図示している。また、図１３において、横軸は時間を示す。
【００８１】
制御部９は、第２制御状態（図１３の期間ｔ５）に移行する前の第１制御状態（図１３の期間ｔ４）の所定期間（図１３の期間ｔ６）に亘って、図１２に示すように、トランス１１の他方側に所定電圧を印加すべく制御する。
【００８２】
トランス１１に急峻な電流が流れる期間ｔ５の開始前の所定期間（期間ｔ６）に亘って、トランス１１の他方側に所定電圧を印加することにより、トランス１１に予め電流を流すことができ、トランジスタ１０１がオンのままであり、トランジスタ１０２がオフとなる期間ｔ５に移行したときにトランス１１に流れる電流の変化を緩やかにすることができ、サージ電圧の発生を抑制することができる。
【００８３】
より具体的には、制御部９は、期間ｔ５にてトランス１１に流れる電流と同方向に電流が流れるように所定電圧を印加すべく制御する。予め期間ｔ５の開始時にトランス１１に流れる電流と同方向に所要の電流を期間ｔ５の開始前の所定期間ｔ６に亘って流すことにより（図１３の符号Ｉｒ１で示す電流）、期間ｔ５の開始時にトランス１１に流れる電流の見かけの波高値を小さくすることができるので、漏れインダクタンス１１１で発生する電圧を小さくすることができ、オフ状態にあるトランジスタ１０２のコレクタ・エミッタ間に印加される、期間ｔ５の開始時のサージ電圧の発生を抑制することができる。なお、トランス１１に所定電圧を印加する方法は第１実施形態と同様であるので説明は省略する。
【００８４】
（第３実施形態）
上述の第１実施形態及び第２実施形態では、双方向変換回路６は、第１直列回路６０ａ及び第２直列回路６０ｂを備える、いわゆるブリッジ回路で構成されていたが、これに限定されるものではない。例えば、双方向変換回路６をハーフブリッジ回路で構成することもできる。
【００８５】
図１４は第３実施形態の電力変換装置１の動作状態の一例を示す説明図であり、図１５は第３実施形態の電力変換装置１の各部の電圧・電流波形の一例を示すタイムチャートである。図１４に示すように、第３実施形態の双方向変換回路６は、第３スイッチング素子としてのトランジスタ１２１及び第４スイッチング素子としてのトランジスタ１２２を備える。より具体的には、トランジスタ１２１のエミッタとトランジスタ１２２のコレクタを接続し、トランジスタ１２１のコレクタとトランジスタ１２２のエミッタとの間には、キャパシタＣ４、Ｃ５を直列に接続した回路を接続してある。
【００８６】
トランジスタ１２１とトランジスタ１２２との接続点には、トランス１１の他方側の巻線の一端を接続してある。キャパシタＣ４とキャパシタＣ５との接続点には、トランス１１の他方側の巻線の他端を接続してある。すなわち、トランス１１の他方側は、いわゆるハーフブリッジ回路を構成してある。
【００８７】
図１５に示すように、制御部９は、トランジスタ１２１又はトランジスタ１２２のいずれか一方をオンにして所定電圧を印加すべく制御する。
【００８８】
トランジスタ１２１又はトランジスタ１２２のいずれか一方をオンにすることにより、トランス１１の他方側に所定電圧を印加し、第２制御状態にてトランス１１に流れる電流と同方向に電流が流れるようにすることができる。これにより、オフ状態にあるトランジスタ（図１５の例では、トランジスタ１０２）のコレクタ・エミッタ間に印加される、第２制御状態の開始時のサージ電圧Ｖｚの発生を抑制することができる。なお、図１５のチャートは、図１３の場合と同様であるので詳細な説明は省略する。
【００８９】
以上に開示された実施の形態及び実施例は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考慮されるべきである。本発明の範囲は、以上の実施の形態及び実施例ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての修正や変形を含むものと意図される。
【符号の説明】
【００９０】
５、６、８  双方向変換回路
７、１１  トランス
９  制御部
６０ａ、８０ａ  第１直列回路
６０ｂ、８０ｂ  第２直列回路
５１、５２、５３、５４  トランジスタ
５５、５６、５７、５８  ダイオード
６１、６２、６３、６４、８１、８２、８３、８４  トランジスタ
６５、６６、６７、６８、８５、８６、８７、８８  ダイオード
１０１、１０２、１２１、１２２  トランジスタ
Ｌ３  インダクタ
【図１】
0006710976.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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