(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の電圧に応じて電流性の出力信号を出力する電圧電流変換回路と、
前記電流性の出力信号を入力して駆動される自励式のＤ級増幅回路と、
前記前記Ｄ級増幅回路から出力された出力信号を前記電圧電流変換回路に帰還する帰還回路と
を備えることを特徴とするＤ級増幅器。
【請求項２】
前記電圧電流変換回路は、前記帰還回路により帰還される信号が供給される第１端子と、前記入力信号が供給される第２端子とを含み、前記第１端子と前記第２端子との間の電圧に応じた電流性の出力信号を出力する
請求項１のＤ級増幅器。
【請求項３】
前記電圧電流変換回路は、前記入力信号と前記帰還回路により帰還される信号とが供給される第１端子と、接地された第２端子とを含み、前記第１端子と前記第２端子との間の電圧に応じた電流性の出力信号を出力する
請求項１のＤ級増幅器。
【請求項４】
入力信号の電圧に応じて電流性の出力信号を出力する電圧電流変換回路と、
接地された非反転入力端子と、前記電流性の出力信号が供給される反転入力端子との間の電圧を比較して、パルス幅変調信号を出力する比較器と、
前記比較器から出力されるパルス幅変調信号を電力増幅するスイッチング回路と、
電力増幅されたパルス幅変調信号から出力信号を生成するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力された出力信号を前記比較器の反転入力端子に帰還する第１帰還回路と、
前記ローパスフィルタから出力された出力信号を前記電圧電流変換回路に帰還する第２帰還回路と
を備えることを特徴とするＤ級増幅器。
【請求項５】
第１入力信号が供給される第１端子と第２入力信号が供給される第２端子との間の電圧に応じて電流性の第１信号および電流性の第２信号を出力する電圧電流変換回路と、
前記第１信号が供給される第３端子と前記第２信号が供給される第４端子との間の電圧を比較してパルス幅変調信号を出力する比較器と、
前記比較器から出力されたパルス幅変調信号を電力増幅する第１スイッチング回路と、
前記第１スイッチング回路による電力増幅後の信号から第１出力信号を生成する第１ローパスフィルタと、
前記比較器から出力されたパルス幅変調信号を反転する反転回路と、
前記反転後の信号を電力増幅する第２スイッチング回路と、
前記第２スイッチング回路による電力増幅後の信号から第２出力信号を生成する第２ローパスフィルタと、
前記第１出力信号を前記第４端子に帰還し、前記第２出力信号を前記第３端子に帰還する第１帰還回路と、
前記第１出力信号を前記第１端子に帰還し、前記第２出力信号を前記第２端子に帰還する第２帰還回路と
を備えることを特徴とするＤ級増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、自励式のＤ級増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、オーディオ信号等を電力増幅する増幅器の１つとしてＤ級増幅器が知られている。【０００３】
下記特許文献１には、積分器と比較器とスイッチング回路とローパスフィルタ（ＬＰＦ）と第１帰還回路と第２帰還回路とを備えた自励式Ｄ級増幅器が開示されている。積分器は、入力されたオーディオ信号を積分する。比較器は、積分器の出力と第１帰還回路からの帰還出力とを比較し、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号を出力する。スイッチング回路は、比較器からのＰＷＭ信号を電力増幅して出力する。ＬＰＦは、スイッチング回路から出力されるＰＷＭ信号からキャリア成分を除去して、電力増幅されたオーディオ信号を復調する。第１帰還回路は、ＬＰＦからの出力を比較器の反転入力端子に帰還する。第２帰還回路は、ＬＰＦからの出力を積分器の反転入力端子に帰還する。比較器からＬＰＦに至りＬＰＦから第１帰還回路で比較器入力に帰還するループ回路は、当該ループ回路の位相遅れが１８０度となる周波数ｆｏで自励発振する。第１帰還回路の遅延を変更して、自励発振の周波数ｆｏを調整することができる。第２帰還回路の帰還経路により、楽音または音声等の可聴音を含むオーディオ帯域に負帰還がかかり、増幅器のオーディオ帯域のゲインが決まる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特公昭６１−２１００７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記従来技術では、第２帰還回路により積分器の入力側に負帰還をかけることで、歪み特性および周波数特性の改善を図っているが、オーディオ信号の増幅器としては、これらの特性をさらに改善するため、低い周波数帯域（オーディオ帯域）での負帰還量をさらに増加させたいという要求がある。【０００６】
本発明の目的は、自励式Ｄ級増幅器において、出力側から入力側への負帰還量を増加させ、歪み特性および周波数特性の改善を図ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明の好適な態様に係るＤ級増幅器は、入力信号の電圧と自励式のＤ級増幅回路からの帰還信号の電圧とに応じて電流性の出力信号を出力する電圧電流変換回路と、前記電流性の出力信号を入力して駆動される自励式のＤ級増幅回路とを備えることを特徴とする。
本発明の他の態様に係るＤ級増幅器は、入力信号の電圧に応じて電流性の出力信号を出力する電圧電流変換回路と、接地された非反転入力端子と、前記電流性の出力信号が供給される反転入力端子との間の電圧を比較して、パルス幅変調信号を出力する比較器と、前記比較器から出力されるパルス幅変調信号を電力増幅するスイッチング回路と、電力増幅されたパルス幅変調信号から出力信号を生成するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタから出力された出力信号を前記比較器の反転入力端子に帰還する第１帰還回路と、前記ローパスフィルタから出力された出力信号を前記電圧電流変換回路に帰還する第２帰還回路とを備えることを特徴とする。
本発明の他の態様に係るＤ級増幅器は、第１入力信号が供給される第１端子と第２入力信号が供給される第２端子との間の電圧に応じて電流性の第１信号および電流性の第２信号を出力する電圧電流変換回路と、前記第１信号が供給される第３端子と前記第２信号が供給される第４端子との間の電圧を比較してパルス幅変調信号を出力する比較器と、前記比較器から出力されたパルス幅変調信号を電力増幅する第１スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路による電力増幅後の信号から第１出力信号を生成する第１ローパスフィルタと、前記比較器から出力されたパルス幅変調信号を反転する反転回路と、前記反転後の信号を電力増幅する第２スイッチング回路と、前記第２スイッチング回路による電力増幅後の信号から第２出力信号を生成する第２ローパスフィルタと、前記第１出力信号を前記第４端子に帰還し、前記第２出力信号を前記第３端子に帰還する第１帰還回路と、前記第１出力信号を前記第１端子に帰還し、前記第２出力信号を前記第２端子に帰還する第２帰還回路とを備えることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１実施形態に係る増幅器の回路図である。
【図２】増幅器の特性を示すボード線図である。
【図３】本発明の第２実施形態に係る増幅器の回路図である。
【図４】本発明の第３実施形態に係る増幅器の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。
【００１０】
＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態である増幅器１０ａの回路図を示す。増幅器１０ａは、入力１（例えば入力端子）に供給されるオーディオ信号を自励発振により増幅して出力２（例えば出力端子）から出力する自励式のＤ級増幅器である。オーディオ信号は、楽音または音声等の音を表すアナログ信号である。図１に例示される通り、増幅器１０ａは、トランス・コンダクタンス・アンプ（以下、ＴＣＡと呼ぶ）１２、比較器１４、スイッチング回路１６、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１８、第１帰還回路２０、および第２帰還回路２２を備える。
【００１１】
ＴＣＡ１２は、非反転入力端子Ｔ１（第１端子の例示）と反転入力端子Ｔ２（第２端子の例示）とを有する。ＴＣＡ１２の反転入力端子Ｔ２には、入力１に入力されたオーディオ信号が供給される。ＴＣＡ１２の非反転入力端子Ｔ１には、後述する第２帰還回路２２からの帰還信号が入力される。ＴＣＡ１２は、非反転入力端子Ｔ１と反転入力端子Ｔ２との差動電圧に応じた電流性の出力信号（出力電流）を出力端Ｐから出力する電圧電流変換回路である。具体的には、非反転入力端子Ｔ１と反転入力端子Ｔ２との差動電圧に比例した電流値の電流信号が出力される。この出力信号は、出力端Ｐにどのような負荷が接続されていたとしても、入力に応じた電流値となる電流性の信号（すなわち電流信号）であり、出力端Ｐの出力インピーダンスは見かけ上は無限大である。この電流性の出力信号は、入力１に供給されるオーディオ信号に対して逆相となる。出力端Ｐからの電流性の出力信号により、比較器１４以降の増幅器部分が駆動される。
【００１２】
比較器１４は、入力１に供給されるオーディオ信号をパルス幅変調したＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成する。具体的には、比較器１４の非反転入力端子は接地され、比較器１４の反転入力端子には、ＴＣＡ１２から電流性の出力信号が供給される。比較器１４は、ＴＣＡ１２の出力信号に第１帰還回路２０による帰還信号を加算した信号を基準電圧と比較することでＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成し出力する。基準電圧は、例えば接地電圧である。比較器１４は、主としてオペアンプから構成されており、その入力インピーダンスは高い。
【００１３】
スイッチング回路１６は、スイッチ駆動回路１６１と２個のスイッチ１６２とからなり、比較器１４からのＰＷＭ信号を電力増幅して出力する。具体的には、２個のスイッチ１６２がＰＷＭ信号に応じて択一的にオン状態に制御される。ＬＰＦ１８は、インダクタ１８１とキャパシタ１８２とからなり、電力増幅されたＰＷＭ信号からキャリア成分（すなわち自励発振の周波数成分）を除去することで、電力増幅されたオーディオ信号を復調する。復調後のオーディオ信号は、増幅器１０ａの出力２から出力される。
【００１４】
第１帰還回路２０は、出力２に出力されるオーディオ信号を遅延して、比較器１４の反転入力端子に帰還する。この帰還により、増幅器１０ａは、自励式Ｄ級増幅器として自励発振する。従来技術と同様に、この遅延量に応じて発振周波数ｆｏを制御できる。比較器１４からＬＰＦ１８に至り第１帰還回路２０で帰還するループ回路は、全体として反転型の自励式Ｄ級増幅回路１００を構成している。すなわち、自励式Ｄ級増幅回路１００は、比較器１４とスイッチング回路１６とＬＰＦ１８と第１帰還回路２０とを具備する。前述の通り、ＴＣＡ１２からの出力信号は、入力１に供給されるオーディオ信号に対して逆相となる。したがって、増幅器１０ａの全体としては、入力１に供給されるオーディオ信号に対して同相の出力信号を出力２から出力する非反転型の増幅器として機能する。
【００１５】
第１帰還回路２０からの帰還信号は、ＴＣＡ１２の出力インピーダンスが無限大と見なせるため、比較器１４への帰還量は１００％となる。このように帰還量を増やすことで、増幅器１０ａのオーディオ帯域における歪み特性および周波数特性が改善される。
【００１６】
第２帰還回路２２は、キャパシタ２２１と抵抗器２２２と抵抗器２２３とからなる微分回路である。第２帰還回路２２は、出力２に出力されるオーディオ信号の位相を補正して、ＴＣＡ１２の非反転入力端子Ｔ１に帰還する。キャパシタ２２１の容量値と抵抗器２２２および抵抗器２２３の抵抗値とに応じて、第２帰還回路２２によりオーディオ信号の位相が調整される。
【００１７】
図１の回路によれば、比較器１４の非反転入力端子を接地しており、また、比較器１４の反転入力端子の電圧も、基準電圧を中心にしてそれほど大きく振れない。従って、比較器１４を高耐圧（±３０Ｖ以上）にする必要がなく、通常の低耐圧（±２〜２０Ｖ）の半導体素子を使用できる。
【００１８】
図２は、増幅器１０ａの周波数特性（ゲイン特性および位相特性）を示すボード線図である。図２に図示されたゲイン特性Ｇ０および位相特性Ｐ０は、第１帰還回路２０がない状態における比較器１４の入力から出力２までの周波数特性である。ゲイン特性Ｇ０においては、ＬＰＦ１８の共振特性の影響により周波数Ｆａの付近でゲインが局所的に高い数値となる。また、位相特性Ｐ０においては、周波数Ｆａの付近で位相が０度から−１８０度に急峻に変化する。
【００１９】
図２に図示されたゲイン特性Ｇ１および位相特性Ｐ１は、自励式Ｄ級増幅回路１００単独（第１帰還回路２０がある状態）での周波数特性である。図２から理解される通り、自励式Ｄ級増幅回路１００の単独では、ゲイン特性Ｇ１は、周波数Ｆａの付近で共振特性が制御されて概略的には平坦な特性となるが、ゲインの局所的な変化は完全には排除されない。位相特性Ｐ１は、位相特性Ｐ０と比較してなだらかに変化する。周波数Ｆａは、例えば３０ｋＨｚ以上かつ１００ｋＨｚ以下の範囲内の適切な数値である。
【００２０】
自励式Ｄ級増幅回路１００に第２帰還回路２２およびＴＣＡ１２を追加することで、増幅器１０ａの全体としては図２のゲイン特性Ｇ２および位相特性Ｐ２が実現される。すなわち、第２帰還回路２２およびＴＣＡ１２により、増幅器１０ａ全体としての特性（例えば仕上がりゲイン）が決定される。なお、自励発振の発振周波数Ｆｏは、例えば２００ｋＨｚ以上かつ１ＭＨｚ以下の範囲内の適切な数値である。
【００２１】
ゲイン特性Ｇ２および位相特性Ｐ２から理解される通り、第２帰還回路２２およびＴＣＡ１２を追加した第１実施形態によれば、自励式Ｄ級増幅回路１００の単独の場合（ゲイン特性Ｇ１および位相特性Ｐ１）と比較して、周波数Ｆａ以下の周波数の広い範囲（特にオーディオ帯域）にわたりゲインおよび位相の変動が抑制されてゲイン特性および位相特性が均一化される。すなわち、前述の通り、第１実施形態によれば、ＴＣＡ１２により帰還量を確保することで、増幅器１０ａのオーディオ帯域における歪み特性および周波数特性を改善することが可能である。
【００２２】
また、ゲイン特性Ｇ０およびゲイン特性Ｇ１に破線で併記した通り、自励式Ｄ級増幅回路１００の単独では、出力２に接続される負荷（例えばスピーカ）のインピーダンスに応じてゲイン特性Ｇ０およびゲイン特性Ｇ１が変動する。他方、図２に例示される通り、第２帰還回路２２およびＴＣＡ１２を含む増幅器１０ａの全体では、負荷のインピーダンスに起因したゲイン特性Ｇ２の変動が低減されるという利点もある。
【００２３】
＜第２実施形態＞
本発明の第２実施形態について説明する。なお、以下に例示する各態様において作用または機能が第１実施形態と同様である要素については、第１実施形態の説明で使用した符号を流用して各々の詳細な説明を適宜に省略する。
【００２４】
図３は、第２実施形態に係る増幅器１０ｂの回路図である。第１実施形態では、非反転型の増幅器１０ａを例示した。図３に例示された第２実施形態の増幅器１０ｂは、入力１に供給されるオーディオ信号を反転した出力信号を出力２から出力する反転型の増幅器である。増幅器１０ｂのうち自励式Ｄ級増幅回路１００の構成は第１実施形態と同様である。また、第２帰還回路２２の構成も第１実施形態と同様である。
【００２５】
図３に例示される通り、入力１に供給されるオーディオ信号と第２帰還回路２２からの帰還信号とがＴＣＡ１２の非反転入力端子Ｔ１に供給される。ＴＣＡ１２の反転入力端子Ｔ２は接地される。ＴＣＡ１２から出力される電流性の出力信号は、入力１に供給されるオーディオ信号に対して同相となる。第１実施形態と同様に自励式Ｄ級増幅回路１００は反転型であるから、増幅器１０ｂの全体としては、入力１に供給されるオーディオ信号を反転した出力信号を出力２から出力する反転型の増幅器として機能する。第２実施形態においても第１実施形態と同様の効果が実現される。
【００２６】
＜第３実施形態＞
図４は、第３実施形態に係る増幅器１０ｃの回路図である。図４に例示される通り、第３実施形態の増幅器１０ｃは、ＴＣＡ１２ａ、比較器１４ａ、スイッチング回路１６ａおよび１６ｂ，ＬＰＦ１８ａおよび１８ｂ、帰還部２０ａおよび２０ｂ、帰還部２２ａおよび２２ｂ、ならびに反転回路２４を具備するフルバランス型の増幅器である。
【００２７】
差動形式のオーディオ信号（第１入力信号および第２入力信号の対）が入力１ａおよび１ｂに供給される。具体的には、正極性の第１入力信号が入力１ａ（第１入力端子の例示）に供給され、負極性の第２入力信号が入力１ｂ（第２入力端子の例示）に供給される。増幅器１０ｃにより増幅された差動形式のオーディオ信号（第１出力信号および第２出力信号）が出力２ａおよび２ｂから出力される。具体的には、負極性の第１出力信号が出力２ａから出力され、正極性の第２出力信号が出力２ｂから出力される。
【００２８】
ＴＣＡ１２ａは、非反転入力端子Ｔ１（第１端子の例示）および反転入力端子Ｔ２（第２端子の例示）と、反転出力端子（−）および非反転出力端子（＋）とを有する差動型の電圧電流変換回路である。非反転入力端子Ｔ１には入力１ａから第１入力信号が供給される。反転入力端子Ｔ２には入力１ｂから第２入力信号が供給される。ＴＣＡ１２ａは、非反転入力端子Ｔ１と反転入力端子Ｔ２との間の差動電圧に応じた電流性の第１信号および電流性の第２信号を出力する。具体的には、反転出力端子から負極性の第１信号が出力され、非反転出力端子から正極性の第２信号が出力される。反転出力端子および非反転出力端子の見かけ上の出力インピーダンスは無限大である。
【００２９】
比較器１４ａは、入力１ａおよび１ｂに供給されるオーディオ信号をパルス幅変調したＰＷＭ信号を生成する。具体的には、比較器１４ａは、非反転入力端子Ｔ３（第３端子の例示）と反転入力端子Ｔ４（第４端子の例示）とを具備する。非反転入力端子Ｔ３にはＴＣＡ１２ａの反転出力端子から電流性の第１信号が供給される。反転入力端子Ｔ４にはＴＣＡ１２ａの非反転出力端子から電流性の第２信号が供給される。比較器１４ａは、非反転入力端子Ｔ３と反転入力端子Ｔ４との間の電圧を比較することでＰＷＭ信号を出力する。
【００３０】
スイッチング回路１６ａおよび１６ｂの各々の構成は、第１実施形態のスイッチング回路１６と同様である。ＬＰＦ１８ａおよび１８ｂの各々の構成は、第１実施形態のＬＰＦ１８と同様である。また、帰還部２０ａおよび２０ｂの各々の構成は、第１実施形態の第１帰還回路２０と同様である。帰還部２２ａおよび２２ｂの各々の構成は、第１実施形態の第２帰還回路２２と同様である。
【００３１】
比較器１４ａから出力されるＰＷＭ信号は、スイッチング回路１６ａと反転回路２４とに供給される。反転回路２４は、比較器１４ａから出力されるＰＷＭ信号のレベルを反転する。反転回路２４による反転後のＰＷＭ信号はスイッチング回路１６ｂに供給される。
【００３２】
スイッチング回路１６ａ（第１スイッチング回路の例示）は、比較器１４ａから供給されるＰＷＭ信号を電力増幅して出力する。ＬＰＦ１８ａ（第１ローパスフィルタの例示）は、電力増幅後のＰＷＭ信号からキャリア成分を除去することで第１出力信号を出力する。ＬＰＦ１８ａが出力する第１出力信号が出力２ａから出力される。帰還部２０ａは、出力２ａに出力される第１出力信号を遅延して比較器１４ａの反転入力端子Ｔ４に帰還する。帰還部２２ａは、出力２ａに出力される第１出力信号の位相を補正してＴＣＡ１２ａの非反転入力端子Ｔ１に帰還する。
【００３３】
スイッチング回路１６ｂ（第２スイッチング回路の例示）は、反転回路２４から供給されるＰＷＭ信号を電力増幅して出力する。ＬＰＦ１８ｂ（第２ローパスフィルタの例示）は、電力増幅後のＰＷＭ信号からキャリア成分を除去することで第２出力信号を出力する。ＬＰＦ１８ｂが出力する第２出力信号が出力２ｂから出力される。帰還部２０ｂは、出力２ｂに出力される第２出力信号を遅延して比較器１４ａの非反転入力端子Ｔ３に帰還する。帰還部２２ｂは、出力２ｂに出力される第２出力信号の位相を補正してＴＣＡ１２ａの反転入力端子Ｔ２に帰還する。
【００３４】
以上に説明した通り、帰還部２０ａおよび２０ｂは、出力２ａに供給される第１出力信号を比較器１４ａの反転入力端子Ｔ４に帰還し、出力２ｂに供給される第２出力信号を比較器１４ａの非反転入力端子Ｔ３に帰還する第１帰還回路として機能する。比較器１４ａからスイッチング回路１６ａとＬＰＦ１８ａと帰還部２０ａとを介して比較器１４ａに帰還するループ回路は、自励式のＤ級増幅回路を構成する。比較器１４ａから反転回路２４とスイッチング回路１６ｂとＬＰＦ１８ｂと帰還部２０ｂとを介して比較器１４ａに帰還するループ回路も同様に、自励式のＤ級増幅回路を構成する。また、帰還部２２ａおよび２２ｂは、出力２ａに供給される第１出力信号をＴＣＡ１２ａの非反転入力端子Ｔ１に帰還し、出力２ｂに供給される第２出力信号をＴＣＡ１２ａの反転入力端子Ｔ２に帰還する第２帰還回路として機能する。
【００３５】
第３実施形態においても第１実施形態と同様の効果が実現される。また、第３実施形態では、差動形式のオーディオ信号が増幅されるから、電源電圧の変動やノイズに影響され難いという利点がある。
【００３６】
なお、前述の各実施形態では比較器１４以降を反転型の自励式Ｄ級増幅回路１００としているが、反転型である必要はない。ＴＣＡを利用して電流性の出力で自励式Ｄ級増幅回路１００を駆動することで、オーディオ帯域における歪み特性および周波数特性の改善が見込める。
【００３７】
また、前述の各実施形態における具体的な回路構成は、説明したものに限ることなく、適宜改変して実施可能である。例えば、第１帰還回路２０または第２帰還回路２２などの構成は、図に示したものに限られない。
【００３８】
＜付記＞
以上に例示した形態から、例えば以下の構成が把握される。
［態様１］
本発明の好適な態様（態様１）に係るＤ級増幅器は、入力信号の電圧と自励式のＤ級増幅回路からの帰還信号の電圧とに応じて電流性の出力信号を出力する電圧電流変換回路と、
前記電流性の出力信号を入力して駆動される自励式のＤ級増幅回路とを備える。以上の態様によれば、出力側から入力側への負帰還量を増加させ、歪み特性および周波数特性の改善を図ることができる。
［態様２］
態様１の好適例（態様２）において、前記電圧電流変換回路は、前記Ｄ級増幅回路からの帰還信号が供給される第１端子と、前記入力信号が供給される第２端子とを含み、前記第１端子と前記第２端子との間の電圧に応じた電流性の出力信号を出力する。
［態様３］
態様１の好適例（態様３）において、前記電圧電流変換回路は、接地された第１端子と、前記入力信号と前記Ｄ級増幅回路からの帰還信号とが供給される第２端子とを含み、前記第１端子と前記第２端子との間の電圧に応じた電流性の出力信号を出力する。
［態様４］
本発明の好適な態様（態様４）に係るＤ級増幅器は、入力信号の電圧に応じて電流性の出力信号を出力する電圧電流変換回路と、接地された非反転入力端子と、前記電流性の出力信号が供給される反転入力端子との間の電圧を比較して、パルス幅変調信号を出力する比較器と、前記比較器から出力されるパルス幅変調信号を電力増幅するスイッチング回路と、電力増幅されたパルス幅変調信号から出力信号を生成するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタから出力された出力信号を前記比較器の反転入力端子に帰還する第１帰還回路と、前記ローパスフィルタから出力された出力信号を前記電圧電流変換回路に帰還する第２帰還回路とを備える。以上の態様によれば、出力側から入力側への負帰還量を増加させ、歪み特性および周波数特性の改善を図ることができる。
［態様５］
本発明の好適な態様（態様５）に係るＤ級増幅器は、第１入力信号が供給される第１端子と第２入力信号が供給される第２端子との間の電圧に応じて電流性の第１信号および電流性の第２信号を出力する電圧電流変換回路と、前記第１信号が供給される第３端子と前記第２信号が供給される第４端子との間の電圧を比較してパルス幅変調信号を出力する比較器と、前記比較器から出力されたパルス幅変調信号を電力増幅する第１スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路による電力増幅後の信号から第１出力信号を生成する第１ローパスフィルタと、前記比較器から出力されたパルス幅変調信号を反転する反転回路と、前記反転後の信号を電力増幅する第２スイッチング回路と、前記第２スイッチング回路による電力増幅後の信号から第２出力信号を生成する第２ローパスフィルタと、前記第１出力信号を前記第４端子に帰還し、前記第２出力信号を前記第３端子に帰還する第１帰還回路と、前記第１出力信号を前記第１端子に帰還し、前記第２出力信号を前記第２端子に帰還する第２帰還回路とを具備する。以上の態様によれば、出力側から入力側への負帰還量を増加させ、歪み特性および周波数特性の改善を図ることができる。
【符号の説明】
【００３９】
１，１ａ，１ｂ…入力端子、２，２ａ，２ｂ…出力端子、１０…増幅器、１００…自励式Ｄ級増幅回路、１２，１２ａ…トランス・コンダクタンス・アンプ（ＴＣＡ）、１４，１４ａ…比較器、１６，１６ａ，１６ｂ…スイッチング回路、１８，１８ａ，１８ｂ…ＬＰＦ、２０…第１帰還回路、２０ａ，２０ｂ…帰還部、２２…第２帰還回路、２２ａ，２２ｂ…帰還部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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