(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変サンプリングビームフォーミングを使用して超音波イメージングを行う方法であって、
選択されたＡラインに沿って超音波素子のアレイからビームフォーミングされた送信パルスを送信することと、
前記超音波素子のアレイを用いて、超音波信号を受信することと、
各超音波素子について、前記受信された超音波信号のサンプリングをトリガして、複数のサンプル時間で、それぞれが前記選択されたＡラインに沿ったそれぞれの画素位置に対応するサンプリングされた信号を取得することであって、それぞれの送信時間に対する所与の超音波素子について選択されたＡラインに沿った第１のサンプル時間は、前記所与の超音波素子と前記選択されたＡライン上の第１の画素位置との間の往復飛行時間遅延を算出することによって決定され、前記選択されたＡラインに沿った連続する画素位置に対応する連続するサンプルは、隣接するサンプルが、前記ビームフォーミングされた送信パルスの奇数個の波長の４分の１に対応する時間間隔で離間し、及び隣接するサンプルが、ビームフォーミングされた送信パルスのパルスエンベロープをサンプリングするために適した時間的間隔を有することと、
各画素について、前記超音波素子のアレイからのサンプリングされた信号を結合して、ビームフォーミングされたサンプリングされた信号を取得することと、
前記ビームフォーミングされたサンプリングされた信号を処理して、前記選択されたＡラインに関連する波形を生成し、各画素について、隣接する画素に関連する前記ビームフォーミングされたサンプリング信号からそれぞれの直交値を取得することと、を含み、
前記選択されたＡラインに沿って受信された超音波信号の各超音波素子に対するサンプリングのトリガは、
低速クロックによってトリガされる粗カウンタを使用して、前記選択されたＡラインに沿って前記超音波素子と前記第１の画素との間の飛行時間遅延に関連する粗遅延を生成することと、
高速クロックによってトリガされる複数の連続的状態を含む高速有限状態マシンを繰り返し使用して、前記サンプルの取得をトリガするためのトリガパルスを生成することであって、前記サンプルは、前記選択されたＡラインに沿った連続画素位置に対応し、前記トリガパルスは、隣接するサンプル間の遅延が、前記高速有限状態マシンに関連する量子化誤差内で、前記ビームフォーミングされた送信パルスの奇数個の波長の１／４に等しくなるように生成されることと、
によって行われる、方法。
【請求項２】
前記各画素について、前記サンプリングされた信号を結合することは、ビームフォーミング遅延の挿入なしに前記サンプリングされた信号を加算することを含む請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記超音波素子のアレイからサンプリングされた信号は、ビームフォーミング遅延の挿入なしに処理及び結合され、画素毎に前記ビームフォーミングされたサンプリングされた信号が生成される請求項１記載の方法。
【請求項４】
位相コヒーレンス重み付け法を用いて、画素毎に前記超音波素子のアレイからのビームフォーミングされたサンプリングされた信号を処理し、結合する請求項３記載の方法。
【請求項５】
フィルタリング、アポダイゼーション、並びにログ圧縮及びドップラ処理のうちの１つ以上を使用して前記サンプリングされた信号を処理する請求項３記載の方法。
【請求項６】
前記選択されたＡラインに沿ったそれぞれの画素位置は、各素子の連続するサンプル間の時間遅延が前記ビームフォーミングされた送信パルスの波長の３／４に対応するように分離される請求項１乃至５何れか１項記載の方法。
【請求項７】
それぞれが更なるＡラインのそれぞれに対応する１つ以上の更なる波形を生成することと、
前記波形を処理して画像を生成することと、
を更に含む請求項１乃至６何れか１項記載の方法。
【請求項８】
前記ビームフォーミングされた送信パルスを送信する前に、各超音波素子の前記サンプル時間が決定され、保存される請求項１乃至７何れか１項記載の方法。
【請求項９】
前記高速有限状態マシンは、素子毎に使用され、前記粗カウンタによって提供される粗遅延に関連するタイミング誤差を補正する複数の連続状態から初期状態を選択することによって、第１のトリガパルスを生成する前に、前記超音波素子及び前記選択されたＡラインに関連する位相補正遅延を生成する請求項１記載の方法。
【請求項１０】
前記高速有限状態マシンは、微遅延パラメータを用いて、複数のＡラインの画素毎に、前記複数の連続状態のうちの適切な状態の数を選択し、素子毎、Ａライン毎、及び画素毎にトリガパルスのタイミングを制御する請求項１又は９記載の方法。
【請求項１１】
前記複数の連続状態の第１のサブセットは、前記高速有限状態マシンが実行されるたびに実行され、前記微遅延パラメータは、素子毎、Ａライン毎、及び画素毎にトリガパルスのタイミングを制御するために実行する前記複数の連続状態の第２のサブセットの状態数を指定する請求項１０記載の方法。
【請求項１２】
前記微遅延パラメータは、トランスデューサ素子、選択されたＡライン、及び現在処理されている画素に基づいて、微遅延ＲＯＭアレイから選択される請求項１０記載の方法。
【請求項１３】
前記状態の第２のサブセットは、単一の状態を含み、前記微遅延パラメータは、単一ビットである請求項１１記載の方法。
【請求項１４】
粗遅延ＲＯＭアレイを使用して、各超音波素子及び複数のＡラインに対して粗遅延を生成するための粗遅延カウントを指定する請求項１乃至１３何れか１項記載の方法。
【請求項１５】
前記粗遅延ＲＯＭアレイは、更に、各超音波素子及び複数のＡラインについて、前記高速有限状態マシンの適切な状態を指定し、前記粗カウンタによって提供される粗遅延に関連するタイミング誤差を補正する請求項１４記載の方法。
【請求項１６】
プログラム可能なコンピュータハードウェアを使用して、前記受信された超音波信号のサンプリングのトリガを制御する請求項１乃至１５何れか１項記載の方法。
【請求項１７】
前記プログラム可能なコンピュータハードウェアは、フィールドプログラマブルゲートアレイである請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
特定用途向け集積回路を使用して、前記受信された超音波信号のサンプリングのトリガを制御する請求項１乃至１５何れか１項記載の方法。
【請求項１９】
超音波イメージングシステムであって、
超音波素子のアレイと、
前記超音波素子のアレイに動作可能に接続された送信ビームフォーマと、
前記超音波素子のアレイに動作可能に接続された受信ビームフォーマと、を備え、
前記受信ビームフォーマは、コンピュータハードウェアを備え、前記コンピュータハードウェアは、
各超音波素子について、受信した超音波信号のサンプリングをトリガし、複数のＡラインについての複数のサンプル時間でサンプリングされた信号を取得し、各超音波素子及び各Ａラインについて、各サンプリング信号が、Ａラインに沿ったそれぞれの画素位置に対応し、それぞれの送信時間に対する所与の超音波素子について選択されたＡラインに沿った第１のサンプル時間は、所与の超音波素子と前記Ａライン上の第１の画素との間の予めプログラムされた往復飛行時間遅延に基づいて決定され、前記選択されたＡラインに沿った連続する画素位置に対応する連続するサンプルは、隣接するサンプルが、前記ビームフォーミングされた送信パルスの奇数個の波長の４分の１に対応する時間間隔で離間し、及び隣接するサンプルが、ビームフォーミングされた送信パルスのパルスエンベロープをサンプリングするために適した時間的間隔を有するように構成され、
前記受信ビームフォーミングされた受信ビームは、更に、
各Ａラインについて、前記超音波素子のアレイからの前記サンプリングされた信号を結合して、各Ａラインの各画素についてビームフォーミングされたサンプリングされた信号を取得し、
前記ビームフォーミングされたサンプリングされた信号を処理して、各Ａラインに関連する波形を生成し、各画素について、隣接する画素に関連する前記ビームフォーミングサンプリング信号からそれぞれの直交値を取得するように構成され、
前記コンピュータハードウェアは、各超音波素子について、
低速クロックによってトリガされ、各Ａラインに沿って前記超音波素子と前記第１の画素との間の往復飛行時間遅延に関連する粗遅延を生成する粗カウンタと、
高速クロックによってトリガされる複数の連続的状態を含み、前記サンプルの取得をトリガするためのトリガパルスを生成する高速有限状態マシンであって、前記サンプルは、各Ａラインに沿った連続画素位置に対応し、前記トリガパルスは、隣接するサンプル間の遅延が、前記高速有限状態マシンに関連する量子化誤差内で、前記ビームフォーミングされた送信パルスの奇数個の波長の１／４に等しくなるように生成される高速有限状態マシンと、を実現するようにプログラムされる超音波イメージングシステム。
【請求項２０】
前記高速有限状態マシンは、素子毎に、前記粗カウンタによって提供される粗遅延に関連するタイミング誤差を補正する複数の連続状態から初期状態を選択することによって、第１のトリガパルスを生成する前に、前記超音波素子及び選択されたＡラインに関連する位相補正遅延を生成するように構成される請求項１９記載の超音波イメージングシステム。
【請求項２１】
前記コンピュータハードウェアは、前記高速有限状態マシンに微遅延パラメータを提供するための微遅延ＲＯＭアレイを備え、前記高速有限状態マシンは、複数のＡラインの画素毎に、前記複数の連続状態のうちの適切な状態の数を選択し、素子毎、Ａライン毎、及び画素毎にトリガパルスのタイミングを制御する請求項１９又は２０記載の超音波イメージングシステム。
【請求項２２】
前記高速有限状態マシンは、前記複数の連続状態の第１のサブセットが、前記高速有限状態マシンが実行されるたびに実行され、前記微遅延パラメータが、素子毎、Ａライン毎、及び画素毎にトリガパルスのタイミングを制御するために実行する前記複数の連続状態の第２のサブセットの状態数を指定するように構成される請求項２１記載の超音波イメージングシステム。
【請求項２３】
前記状態の第２のサブセットは、単一の状態を含み、前記微遅延パラメータは、単一ビットである請求項２２記載の超音波イメージングシステム。
【請求項２４】
前記コンピュータハードウェアは、各超音波素子及び前記複数のＡラインについて前記粗遅延を生成するための粗遅延カウントを指定するように構成された粗遅延ＲＯＭアレイを備える請求項１９乃至２３何れか１項記載の超音波イメージングシステム。
【請求項２５】
前記粗遅延ＲＯＭアレイは、更に、各超音波素子及び複数のＡラインについて、前記高速有限状態マシンの適切な状態を指定し、前記粗カウンタによって提供される粗遅延に関連するタイミング誤差を補正する請求項２４記載の超音波イメージングシステム。
【請求項２６】
前記コンピュータハードウェアは、フィールドプログラマブルゲートアレイである請求項１９乃至２５何れか１項記載の超音波イメージングシステム。
【請求項２７】
前記コンピュータハードウェアは、特定用途向け集積回路である請求項１９乃至２５何れか１項記載の超音波イメージングシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願との相互参照
本出願は、２０１５年５月７日に出願された「SYSTEMS AND METHODS FOR BEAMFORMING USING VARIABLE SAMPLING」と題された米国仮出願第６２／１５８，４０９号及び２０１５年１月２３日に出願された「SYSTEMS AND METHODS FOR BEAMFORMING USING VARIABLE SAMPLING」と題された米国仮出願第６２／１０７，１９２号に対する優先権を主張し、これらの内容の全体は、参照により本明細書に援用される。
【０００２】
本開示は、超音波イメージング及び画像ビームフォーミングのためのシステム及び方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
従来の低周波、大侵入超音波イメージングシステムは、トランスデューサアレイと呼ばれる小型の送受信素子の大規模なアレイに基づいている。多くの個別にアドレス指定される変換素子からなるトランスデューサアレイを使用することにより、開口の有効曲率を電子的に変更することができ、この結果、画質が向上する。これは、超音波エネルギが集束され、異なる角度に操縦されるためである。一方、高周波超音波は、診断イメージングにおいて現在使用されている従来の超音波システムよりも一桁高い分解能を有する微細加工画像アレイを使用する比較的新しい技術である。超音波周波数を高めると、これに伴って分解能は向上するが、トランスデューサアレイ及び電子ハードウェアの製造が困難になる。これは、変換素子のサイズが微小になり、電子ハードウェアにおいて必要なアナログ周波数とデジタル周波数が増加するためである。
【０００４】
パルスエコー超音波イメージングは、無線周波数（ＲＦ）音波の短いバーストを出射し、小さな電気機械変換素子でこれを受信し、検出されたエコーを用いて、音波が反射された組織の音響特性をマッピングする技術である。画像は、合計されたエコー振幅にグレースケール値を割り当て、受信した情報をスキャンされた距離に亘ってマッピングすることによって生成される。
【０００５】
高品質の高解像度画像を生成するためには、通常、送信及び受信中に超音波エネルギを収束させ、操縦する能力が要求される。１次元アレイは、変換素子の線形の行から構成される。これらの素子のそれぞれは、送信時に独立して励起され、受信時にデジタル化される。アレイが「ビームフォーミング（beamformed）」されると、波面が、ラインに沿って特定の角度で建設的に干渉し、他の場所で破壊的に干渉するように、各素子の励起パルスに時間遅延が適用される。
【０００６】
この後、個々の素子を介して受信されたエコーをデジタル的に捕捉し、遅延させることによって、受信時に所与の操縦角度で建設的な干渉を生成することができる。これにより、収束された視線又は「Ａライン」が提供される。多数の平行なＡラインを収集してプロットすることによって、完全な２Ｄ画像が生成される。大部分の医療診断に必要な画質レベルを達成するためには、通常、送信ビームフォーミングと受信ビームフォーミングの両方が必要である。「線形フェーズドアレイ（linear phased array）」トランスデューサでは、このようにして、各角度の集束遅延を変更することによって、扇形の画像が生成される。図１は、１Ｄフェーズドアレイがアジマス（又はラテラル）方向全体に亘って超音波ビームをどのように操縦及び集束するかを幾何学的に示している。
【０００７】
高周波超音波は、超小型の超音波トランスデューサを使用して、従来の超音波イメージングシステムよりも数桁高い、数十ミクロンのイメージング解像度を達成する比較的新しい技術である。しかしながら、周波数を高めることによって、サウンドバーストの波長が短くなり、これにより、信号の減衰が大きくなり、適用される構造が（内視鏡検査に理想的な）プローブの表面に比較的近い構造に限定される。電子的な側面では、通常３０ＭＨｚを超えると定義される高周波超音波は、遙かに高いアナログ／デジタルサンプリングレートとデータ捕捉レートを必要とする。一般的に許容される性能ベンチマークは、適切なビームフォーミング精度及び画像品質を達成するために、波長あたり約３０サンプルが必要であることを規定している。波長毎にこの数のサンプルが存在しない場合、デジタルサンプルの量子化のために受信ビームフォーミングの品質が低下する。
【０００８】
図２は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によって捕捉された後の、アレイの２つのチャンネルのデジタル量子化されたサンプルを示すことによって、この効果を示している。この例では、チャンネル「ｎ」及び「ｎ−２」に対して挿入される受信遅延は、エコーの飛行時間（time-of-flight：ＴＯＦ）到着時間の差を補償することにより、これら２つのチャンネル間のエコーを再整列するように選択される。これらのパルスを整列させる精度は、デジタルサンプル点の量子化によって制限されるため、パルスを適切に整列させることができず、これらの素子間で完全な建設的干渉を達成することは不可能である。
【０００９】
超音波の周波数を高くすると、要求されるデータサンプリング／転送レートのために、量子化誤差を回避するために十分なサンプルを波長毎に得ることが更に困難になる。例えば、５０ＭＨｚ６４素子フェーズドアレイのような高周波数では、波長ベンチマークあたり３０サンプルを達成するために１．５ＧＨｚの実効サンプリングレートが必要となる。システムが６４個のアレイ素子を使用し、各サンプルが通常１２ビット幅であると仮定すると、このシステムに必要なデータ捕捉レートは、１．１Ｔｂ／ｓ又は１４０ＧＢ／ｓになる。これは非現実的な程に高いデータ捕捉レートであり、８０作のＤＶＤ品質の映画の全編を毎秒転送することに等しい。しかしながら、実際には、データ捕捉レートが高いのみでなく、市販のイメージングシステムに６４個のパラレル１２ビット１．５ＧＨｚＡＤＣチャンネルを実装することはコストが高すぎるため、このような強引な手法（brute force approach）は採用されていない。
【００１０】
従来、より低い周波数を用いる手法では、超音波中心周波数の約４〜１５倍でデジタル化を行い、続いて捕捉された実際のデータ点の間の値を補間することによってアップサンプリングを行ってきた［１］、［２］。波形を補間によって波長毎に最大３０個のサンプルにアップサンプリングすることにより、パルスは、高品質ビームフォーミングのために必要な精度でデジタル的に遅延される［１］。しかしながら、必要な処理能力と、実際のデータポイント間に必要な補間サンプルの数との間にはトレードオフの関係がある。例えば、中心周波数の１０〜１５倍のデジタル化が実装されている場合、連続するデータポイント間の線形補間に必要な処理能力は僅かである。一方、遙かに低いサンプリングレートでデータを捕捉する場合、非線形畳み込み補間が必要であり、これは、膨大な演算リソースを使用し、リアルタイムのフレームレートが非常に困難になる。更に、報告されている最も低いサンプリングレートでも、５０ＭＨｚアレイは、２００ＭＨｚ以上でデジタル化する必要がある。最後に、補間によって１波長あたり３０サンプルになるため、大量の未使用データをホスト又はＧＰＵに転送する必要があり、フレームレートが制限されやすい［３］。
【００１１】
また、最近では、非実用的な程に速いサンプリング／転送レートと、演算負荷が高いアップサンプリングの両方を回避することができる代替技術が開発されている。この技術は、「圧縮センシング」と呼ばれ、周波数領域にビームフォーミング遅延を挿入することによって、高精度サンプリングの必要性を回避する［４−６］。この手法を使用すると、データ捕捉／転送レートを非常に低くできるが、ビームフォーミングの前に各素子のＲＦ信号に対するＦＦＴが必要である。６４パラレルＲＦ信号にＦＦＴを実行することもリアルタイムフレームレートを達成するために相当量の処理能力を必要とする。更に、この技術を有効にするためには、信号を受信する際に、チャンネル毎に微調整されたアナログフィルタが必要である。これにより、チャンネル間の変動による更なる位相遅延誤差が導入される可能性がある。
【００１２】
以前より低周波数［７］、［８］及び高周波数［９］の環状アレイトランスデューサに導入されている他の手法では、データ捕捉率が非常に低くなり、処理要求が最小限に抑制される。この技術は、ビームフォーミングの「可変サンプリング（variable sampling）」法と呼ばれる。この技術では、この名称が示唆するように、サンプリングレートは、一定ではなく、実際に、Ａラインの深さ全体に亘って、ＡＤＣ毎に異なるパターンで独立して変化する。フェーズドアレイトランスデューサでは、これらのパターンは、操縦角度によっても変化する。サンプリングのパターンを決定するために、一定の音速を前提として、送信パルスが画素位置に至り及びこれに続いて個々のアレイ素子に戻る往復ＴＯＦが予め算出される。
【００１３】
図３Ａは、所与のＡラインにおける画素番号３のアレイ内の２つの素子のＴＯＦ経路を示している。個々のアレイ素子のＡＤＣの「エンコード」がＴＯＦパス遅延時間で正確にトリガされる場合、ビームフォーミング遅延は、実際にはデジタル化の前に既に挿入されており、したがって、この手法は、量子化誤差を回避することができる。各画素の深さに対して適切なＴＯＦパス遅延を有するサンプルを収集することにより、素子に亘って連続サンプルを単純に追加することによって、収束されたＡラインが生成される。なお、ＴＯＦパス遅延は、Ａライン全体で一定の増分で変化しないため、サンプリングレートは、深さ全体で一定ではなく、各素子及び操縦角度に対して異なるレートで変化する。
【００１４】
また、図３Ａに示すように、この手法は、実際には、１画素につき２つのサンプルを捕捉し、これらのサンプルは、同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）と呼ばれる。ＲＦ信号を復調するためには、位相情報が必要であるので、復調の演算速度を高めるために、通常、１／４λ間隔の２つのサンプルが使用される。エンベロープ又はヒルベルト変換は、最小限の処理リソースで√（Ｉ２＋Ｑ２）によって近似できる。
【００１５】
２次元（２Ｄ）画像を作成するためには、ビームフォーマを使用して（又はトランスデューサを横方向に機械的にステッピングさせて）関心領域全体に亘って多くの隣接するＡスキャンを収集する必要がある。各Ａスキャンから収集された電子信号を復調し又はエンベロープを検出することによって、反射エネルギの振幅マップが提供される。エンベロープ信号は、信号を整流してフィルタリングすることによって、又は直交サンプリングと呼ばれる技術を使用して生成することができる。この技術の理論的基礎を以下に説明する。大部分の超音波画像は、グレースケールマップを用いて表示され、エンベロープ信号の振幅は、黒色（最小信号）から白色（最大信号）の範囲のグレーレベルとして符号化される。復調されたＡスキャン及び対応するグレースケールマップの一例を図３Ｂに示す。グレースケールマップは、以前は、輝度モード又はＢモードイメージングと呼ばれていた。しかしながら、数年を経て、「Ｂモードイメージング」という用語は、輝度モードＡスキャンの２Ｄ収集を意味するように進化した。
【００１６】
図３Ｂは、受信された超音波信号ｖ（ｔ）をエンベロープ関数ａ（ｔ）と共に示している。信号ｖ（ｔ）は、搬送波を乗じたエンベロープ関数（式１）で表すことができる。
【００１７】
【数１】
0006779886.tif 000002
【００１８】
式１において、余弦関数は、周波数ｆ及び相対位相φを有する搬送波信号である。式１は、基本三角関数恒等式の１つを使用して次のように展開することができる［１６］。
【００１９】
【数２】
0006779886.tif 000003
【００２０】
式２の周波数に依存しない項は、以下のようにグループ化できる。
【００２１】
【数３】
0006779886.tif 000004
【００２２】
ここで、Ｉ（ｔ）は、同相信号成分と呼ばれ、Ｑ（ｔ）は、直交信号成分と呼ばれる。Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）は、次の式によってエンベロープ関数ａ（ｔ）に関連付けられる。
【００２３】
【数４】
0006779886.tif 000005
【００２４】
Ｂモード画像を生成するためには、復調されたエンベロープ関数ａ（ｔ）が必要であるため、式４は、同相信号成分及び直交位相信号成分を直接サンプリングすることによってエンベロープを得る手段を提供する。これらの２つの直交する正弦関数及び余弦関数は、それぞれ同相成分及び直交成分によって重み付けされる。
【００２５】
従来、直交サンプリングは、２つのチャンネル間で信号を分割することを含み、この１つは、他のチャンネルに対して１／４波長（１／４λ）遅延されている。正弦波は、１／４λのみ遅れた余弦波であるため、２つの信号は、ｖ（ｔ）の同相成分と直交成分を提供する。これにより、φへの依存性がなくなり、ｖ（ｔ）からａ（ｔ）の直接的な測定が可能になる。
【００２６】
図３Ｃは、このエンベロープ検出方法を示している。各チャンネルからの信号を直接サンプリングすることにより、エンベロープの振幅は、平方和の平方根をとることによって決定することができる（式４）。但し、この復調方法は、近似にすぎない。元のパルスは、広帯域であるため、１／４波長遅延は、パルスの中心周波数に対してのみ正確である。他の全ての周波数成分は、正確に１／４λ遅延することなはなく、したがって、「Ｉ」成分と「Ｑ」成分は、完全には分離されない。直交サンプリングは、通常、良好な近似であり、市販のシステムで一般的に使用されている。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００２７】
本開示は、修正された可変サンプリングビームフォーミング技術を使用する超音波イメージングのためのシステム及び方法を提供する。各画素位置について同相サンプル及び直交サンプルを取得する従来の可変サンプリングビームフォーミング法とは異なり、本開示の様々な例示的な実施形態では、画素位置は、各サンプル点に対して、Ａラインに沿った隣接画素位置に略対応する隣接するサンプル点が直交サンプルとして使用されるように、直交間隔で配置（quadrature-spaced）される。例示的な一実施形態では、各アレイ素子のサンプルは、第１の画素位置とアレイ素子の位置との間の飛行時間に基づいてトリガしてもよく、これにより、選択されたＡラインに沿った連続する画素位置に対応する連続するサンプルが得られ、隣接するサンプルは、ビームフォーミングされた送信パルスの奇数個の波長の４分の１に対応する時間間隔（time interval）のみ離間され、画素毎に１つのサンプルのみが取得される。ここに開示するシステム及び方法を用いることにより、データ転送レートを低減し、少ないサンプル取得数による高周波超音波イメージングを達成することができる。
【００２８】
したがって、第１の側面として、可変サンプリングビームフォーミングを使用して超音波イメージングを行う方法を提供し、この方法は、
選択されたＡラインに沿って超音波素子のアレイからビームフォーミングされた送信パルスを送信することと、
超音波素子のアレイを用いて超音波信号を受信することと、
各超音波素子について、受信された超音波信号のサンプリングをトリガして、複数のサンプル時間で、それぞれが選択されたＡラインに沿ったそれぞれの画素位置に対応するサンプリングされた信号を取得することであって、それぞれの送信時間に対する所与の超音波素子について選択されたＡラインに沿った第１のサンプル時間は、所与の超音波素子と選択されたＡライン上の第１の画素位置との間の往復飛行時間遅延を算出することによって決定され、選択されたＡラインに沿った連続する画素位置に対応する連続するサンプルは、隣接するサンプルが、ビームフォーミングされた送信パルスの奇数個の波長の４分の１に対応する時間間隔（time interval）で離間し、及び隣接するサンプルが、ビームフォーミングされた送信パルスのパルスエンベロープをサンプリングするために適した時間的間隔（temporal spacing）を有することと、
各画素について、超音波素子のアレイからのサンプリングされた信号を結合して、ビームフォーミングされたサンプリングされた信号を取得することと、
ビームフォーミングされたサンプリングされた信号を処理して、選択されたＡラインに関連する波形を生成し、各画素について、隣接する画素に関連するビームフォーミングされたサンプリング信号からそれぞれの直交値を取得することと、を含む。
【００２９】
他の側面として提供される超音波イメージングシステムは、
超音波素子のアレイと、
超音波素子のアレイに動作可能に接続された送信ビームフォーマと、
超音波素子のアレイに動作可能に接続された受信ビームフォーマと、を備え、
受信ビームフォーマは、コンピュータハードウェアを備え、コンピュータハードウェアは、
各超音波素子について、受信した超音波信号のサンプリングをトリガし、複数のＡラインについての複数のサンプル時間でサンプリングされた信号を取得し、各超音波素子及び各Ａラインについて、各サンプリング信号が、Ａラインに沿ったそれぞれの画素位置に対応し、それぞれの送信時間に対する所与の超音波素子について選択されたＡラインに沿った第１のサンプル時間は、所与の超音波素子とＡライン上の第１の画素との間の予めプログラムされた往復飛行時間遅延に基づいて決定され、選択されたＡラインに沿った連続する画素位置に対応する連続するサンプルは、隣接するサンプルが、ビームフォーミングされた送信パルスの奇数個の波長の４分の１に対応する時間間隔（time interval）で離間し、及び隣接するサンプルが、ビームフォーミングされた送信パルスのパルスエンベロープをサンプリングするために適した時間的間隔（temporal spacing）を有するように構成され、
受信ビームフォーミングされた受信ビームは、更に、
各Ａラインについて、超音波素子のアレイからのサンプリングされた信号を結合して、各Ａラインの各画素についてビームフォーミングされたサンプリングされた信号を取得し、
ビームフォーミングされたサンプリングされた信号を処理して、各Ａラインに関連する波形を生成し、各画素について、隣接する画素に関連するビームフォーミングサンプリング信号からそれぞれの直交値を取得するように構成される。
【００３０】
本開示の機能的及び有利な側面は、以下の詳細な説明及び図面を参照することによって明らかとなる。
【００３１】
以下の実施形態は、例示のみを目的として、図面を参照して説明される。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】フェーズドアレイセクタスキャンを示す図である。
【図２】遅延量子化誤差を示す、超音波素子のアレイからの受信信号のサンプリングを説明する図である。
【図３Ａ】可変サンプリングビームフォーミング方法を示す図である。
【図３Ｂ】エンベロープ検出を示す図である。記録されたエコー信号は、振幅をグレースケール画素のラインにマッピングする前に、整流及びフィルタリングする必要がある。輝度モード（Ｂモード）ラインは、２Ｄ組織画像において１つのラインを構成する。
【図３Ｃ】エンベロープ検出の従来の直交サンプリング法を示す図である。元の信号ｖ（ｔ）は、位相が１／４λのみ異なる２つのチャンネルに分割される。これにより、同相成分と直交成分が分離される。
【図４Ａ】３／４λ「１サンプル／画素」法の例を示す図である。
【図４Ｂ】３／４λ「１サンプル／画素」法の例を示す図である。
【図５Ａ】送信パルスの相対帯域幅に依存する異なるサンプリング構成を示す図である。
【図５Ｂ】送信パルスの相対帯域幅に依存する異なるサンプリング構成を示す図である。
【図５Ｃ】送信パルスの相対帯域幅に依存する異なるサンプリング構成を示す図である。
【図６Ａ】「１サンプル／画素」法を使用する可変サンプリングビームフォーミング方法を示すフローチャートである。
【図６Ｂ】エンベロープ検出の従来の直交サンプリング法を示す図である。所与の画素からの信号及び隣接する画素からの信号は、それぞれ同相成分及び直交成分として使用される。
【図７】本開示の実施形態を実施するための内視鏡イメージングシステムの例を示す図である。
【図８】パッケージされた内視鏡の写真図である。
【図９】マザーボード及び８ｘＡＤＣドーターボードを備える受信ビームフォーマの一例を示す図である。
【図１０】本明細書に開示する方法に従ってビームフォーミングを実行するための例示的なＦＰＧＡアーキテクチャの概略図である。
【図１１】低周波カウンタ及び高周波状態マシンを使用する可変サンプリングＡ／Ｄエンコードコントローラのアーキテクチャの例を示す図である。
【図１２】高速有限状態マシンによって実施できる例示的な状態図である。
【図１３Ａ】１／４λ復調と３／４λ復調の比較のための画像を示す図である。
【図１３Ｂ】１／４λ復調と３／４λ復調の比較のための画像を示す図である。
【図１４】超音波アレイの単一チャンネルについて、サンプル番号の関数としての測定されたサンプリング時間誤差のプロットを示す図である。
【図１５】超音波アレイの単一チャンネルの測定されたサンプリング時間誤差のヒストグラムであって、全てのサンプルに亘って、タイミング誤差が−１と＋１ｎｓとの間であることを示す図である。
【図１６】エンベロープ振幅損失を帯域幅及びサンプリングレートの関数として示すシミュレーション結果のプロットを示す図である。
【図１７】一具体例による出力パルスのタイミングを示すタイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本開示の実施形態及び側面について、詳細を参照して説明する。以下の説明及び図面は、本開示を例示するものであり、限定するものではない。本明細書の様々な実施形態を明瞭に説明するために、多くの特定の詳細事項について記述する。但し、幾つかの例では、本発明の実施形態を明瞭にするために、周知の又は従来から知られている詳細については記述しない。
【００３４】
ここで使用する「備える」、「有する」、「含む」等の表現は、排他的ではなく、包括的で非限定的な表現として解釈される。具体的には、本明細書及び特許請求の範囲において用いられる「備える」、「有する」、「含む」等及びこれらの活用形は、特定の特徴、ステップ又は要素が含まれることを意味する。これらの表現は、他の特徴、ステップ又は要素の存在を除外するようには解釈されない。
【００３５】
ここで用いる「例示的な」という用語は、「具体例、例証又は例示に使用される」ことを意味し、他の構成に比べて好ましい又は有利であるということは意味しない。
【００３６】
ここで用いる「約」、「略」等の用語は、特性、パラメータ及び寸法等に関連して用いられる場合、数値の上限及び下限における僅かな差異が許容されることを意味する。特に明記しない限り、「約」及び「略」の用語は、±２５％以内を意味する。
【００３７】
なお、特に明記しない限り、ここに特定する範囲又はグループは、その範囲又はグループに含まれるそれぞれ及び全てのメンバを簡潔に言及しているものと解釈さると共に、ここに含まれる可能な下位範囲又はサブグループのそれぞれ及び全て、及び同様にその下位範囲又はサブグループに関する言及であるとも解釈される。特に明記しない限り、本開示は、下位範囲又はサブグループのそれぞれ及び全ての特定のメンバ及び組み合わせに関連し、これらが明示的に組み入れられているものとする。
【００３８】
また、本明細書において、量又はパラメータと併せて使用される「〜の桁」といった表現は、記載された量又はパラメータの約１０分の１から１０倍に亘る範囲を指す。
【００３９】
本明細書において、「波長」という用語は、パルスを指す場合、パルスに関連する帯域幅内の任意の波長を指す。例えば、「波長」という用語は、パルスの中心波長、又は例えば−３ｄＢ又は−６ｄＢのパルス帯域幅内の波長、又は他の適切に定義された任意のパルス帯域幅の波長を指すことができる。
【００４０】
上述したように、可変サンプリング技術は、本質的にデータ要求及び処理要求が低いが、各素子／深さ／操縦に対して、要求されるサブナノ秒の精度で、これらの絶え間なく変化するサンプリングパターンを制御することは、設計上、多くの困難を伴う。更に、「１／４λ直交」サンプリングは、ＡＤＣサンプリングレートの下限に制約を導入する。例えば、５０ＭＨｚのアレイの場合、２００ＭＨｚより低いＡＤＣサンプリング限界が要求される。残念ながら、２００ＭＨｚのサンプリング能力を有するＡＤＣコンバータは、現在、特にビームフォーマにおいて＞６４素子を必要とする場合には非常に高価である。これまでの高周波実装［９］では、チャンネル毎に、一方が「Ｉ」用であり、他方が「Ｑ」用である２つのＡＤＣを実装することで、サンプリングレートの問題を回避していた。この設計は、素子数が少ない環状アレイには適するが、＞６４素子のフェーズドアレイでは、嵩張って高価になり、データ捕捉のために２倍のＡＤＣとＦＰＧＡＩＯが必要になる。
【００４１】
図３Ａに示すように、可変サンプリング技術によれば、隣接するサンプルのＩ−Ｑ間隔は、Ｑ−Ｉ間隔とは異ならせることができきる。Ｉ−Ｑ間隔は、１／４λに固定されているが、画素間隔（Ｉ−Ｉ間隔）は、トランスデューサの帯域幅／応答に基づいて選択される。これは、不要なデータ収集を最小限（画素毎に１つのＩ／Ｑペア）に抑えるために意図的に行われる。典型的には、画素は、軸分解能の約半分の間隔で配置される（軸分解能は、パルスエコーエンベロープの半値全幅（full width half maximum：ＦＷＨＭ）として定義される）。例えば、内視鏡の軸方向解像度が約５０ミクロンである場合、約２５ミクロンの画素間隔が必要とされる。
【００４２】
本開示の様々な例示的な実施形態は、従来のビームフォーミングよりも低いサンプリングレートを達成し、処理要求を低減することができる改善された可変サンプリングシステム及びビームフォーミング方法を提供する。
【００４３】
１つの例示的かつ非限定的な実施形態では、連続する画素は、図４Ａに示すように、隣接する画素に関連するサンプル間の時間遅延が３／４λに対応するように、任意の所与のＡライン（画像ライン）に沿って離間させる。サンプルは、画素−素子毎の往復ＴＯＦで収集する。但し、上述した従来の可変サンプリング法とは異なり、１／４λ直交位相サンプルは、画素毎に取得せず、これに代えて、各連続するサンプル（画素）を、直交（Ｑ）サンプル及び次の画素の同相（Ｉ）サンプルの両方として使用し、これにより、画素位置毎に単一のサンプルを得る。パルスエンベロープのＦＷＨＭがサンプリング間隔に対して十分大きい場合、サンプリングされた信号は、１／４λの代わりに３／４λ間隔のＩ−Ｑサンプルによって復調することができる。一具体例では、エンベロープは、３／８λの２倍よりも大きくてもよく、これにより、３／８λ間隔に亘るエンベロープの変動が小さくなる。パルスエンベロープは、例えば、−３ｄＢポイント、−６ｄＢポイント、又は（例えば、パルス帯域幅に基づく）任意の他の適切な方法に基づいて定義することができる。
【００４４】
図４Ｂは、ビームフォーミング中の合計時に量子化誤差が顕著に生じないようにした、異なる素子間のサンプリングの整列を示す。
【００４５】
また、図４Ｂは、Ａラインに沿った３／８λの隣接画素間隔に基づいてサンプルを取得した場合、隣接サンプル間の実際の往復遅延が３／４λに近似することを示している。往復のＴＯＦを３／４λとする近似は、素子がアレイの中心から遠くなり、操縦角度が大きくなり、及び深度が浅くなる（Ｆ値が低くなる）ほど精度が悪くなる。したがって、幾つかの実施形態では、隣接する画素の間隔が略３／８λとなるように隣接する画素間の時間的間隔（temporal spacing）を３／４λとすることができる。
【００４６】
例示的なフェーズドアレイ内視鏡を使用する一応用例では、Ａラインから最も離れた素子（ｅｌ１又はｅｌ６４）、最大角度（±４０°）、最小ｆ値（ｆ−１．８）の最悪の場合のシナリオにおいて、連続する画素間の３／４λ往復ＴＯＦ差の近似における誤差は、±１．４％以内に収まる。Ｉ−Ｑ復調における誤差がこれほど小さければ、Ａラインエンベロープの検出に顕著な影響はない。
【００４７】
この例示的な手法は、超音波イメージングシステムの処理要求及びコストを低減するために有効である。この例示的な手法は、捕捉されたデータの総量を半分にするのみでなく、低周波数のＡＤＣをＩ−Ｑサンプルに使用することを可能にする。例えば、サンプルは、３／４λ（又は、より一般化して言えば、後述するように、１／４λの奇数倍）毎に対応する回数だけ収集されるので、５０ＭＨｚアレイの所要平均サンプリングレートは、５０／０．７５＝６６．７ＭＨｚとなる。したがって、この例示的な手法では、画質や解像度を損なうことなく、（１素子につき）１画素あたり１サンプルのみを収集すればよく、ＡＤＣサンプリング周波数を１／３に削減できる。なお、収集を１画素あたり１サンプル未満にしたり、又は画素の間隔をより粗くしたりすると（３／８λ画素間隔は、本例の軸解像度の半分であるため）、同等の画像品質又は解像度を達成することは事実上不可能である。
【００４８】
図４Ａ及び図４Ｂは、隣接画素間の連続間隔が３／８λである例示的な実施形態を示しているが、これは一例に過ぎず、他の実施形態では、パルスエンベロープをサンプリングするために十分な間隔であれば、他の間隔を使用してもよい。
【００４９】
図５Ａ〜図５Ｃは、幾つかの代表的で非限定的な具体例を示しており、これらは、それぞれ中間的な帯域幅、狭い帯域幅及び広い帯域幅を有するパルスについて、３／８λ、５／８λ及び１／８λの画素間隔（それぞれ３／４λ、５／４λ及び１／４λのサンプリング間隔に対応する。）を使用しており、それぞれの場合において、間隔は、パルスエンベロープをサンプリングするために十分に小さく、復調によってパルスエンベロープを再構成することができる。何れの場合も、サンプルは、画素−素子毎の往復ＴＯＦで収集している。但し、上述した従来の可変サンプリング法とは異なり、画素毎に直交位相サンプルを取得するのではなく、これに代えて、各連続するサンプル（画素）を、直交（Ｑ）サンプル及び次の画素の同相サンプル（Ｉ）の両方として使用している。本開示の実施例３及び図１６は、１／４λ、３／４λ及び５／４λのサンプリングについて、帯域幅の関数としてサンプル間のエンベロープ振幅損失（最大エンベロープ推定誤差として定量化される）を比較するシミュレーション結果を示している。
【００５０】
図６Ａは、この修正された可変サンプリングビームフォーミング法を使用してビームフォーミングを実行する例示的な方法を示すフローチャートである。ステップ４００では、送信パルスをビームフォーミングし、超音波素子のアレイからＡライン（画像ライン）に沿って送信する。ステップ４１０では、超音波素子のアレイが反射された音響信号を受信し、各素子について受信信号を取得する。
【００５１】
ステップ４２０では、各超音波素子からの受信信号をサンプリングする。このサンプリングは、サンプリングされた各信号が、選択されたＡラインに沿ったそれぞれの画素位置に対応するように実行される。所与の超音波素子について、選択されたＡラインに沿った第１のサンプル時間は、所与の超音波素子と、選択されたＡライン上の第１の画素位置との間の飛行時間遅延（time-of-flight delay）を算出することによって決定される。ステップ４２５では、隣接するサンプルが、ビームフォーミングされた送信パルスの奇数個の波長の４分の１に相当する時間間隔（time interval）のみ離間するように、選択されたＡラインに沿った連続する画素位置に対応する連続サンプルをトリガする。隣接するサンプルは、ビームフォーミングされた送信パルスのパルスエンベロープをサンプリングするために適した時間的間隔（temporal spacing）を有する。
【００５２】
各素子及び各画素位置に対する飛行時間の遅延は、事前に算出してもよい。飛行時間に基づくこのサンプリングによって、ビームフォーミング遅延を挿入する必要がなくなる。次に、ステップ４３０において、アレイ素子からのサンプリングされた信号を合計する。
【００５３】
ステップ４４０では、直交検波を使用して波形を検出し、ここで、所与のサンプル点（同相サンプル点に対応する）についての直交サンプルは、隣接するサンプル点から得られ、直交サンプルポイントを別々にサンプリングする必要はない。この処理を複数のＡラインで繰り返すことによって、２次元画像を生成することができる。
【００５４】
上述のように、直交サンプリングは、１／４λ以外で取得してもよく、位相遅延は、より一般化してｎλ／４と表現でき、ここで、ｎは、奇数である（例えば、更なる遅延又は位相オフセットは、３／４λ、１．２５λ、１．７５λ等を含む）。このような他の位相遅延によっても直交（クワドラチャ）成分（理論的には単一周波数波）が得られる。図６Ｂは、このエンベロープ検出方法を示している。
【００５５】
上述した例示的な実施形態は、隣接画素間の奇数個の１／４波長の間隔に基づくサンプリング及びエンベロープ検出を含む。なお、他の実施形態では、他の画素間隔を採用してもよい。
【００５６】
上述の方法を実行する例示的な内視鏡イメージングシステムを図７に示す。この例示的なシステムは、以下のコンポーネントを含む。
【００５７】
１）フェーズドアレイ内視鏡３０５（例えば、５０ＭＨｚ、６４素子）。
【００５８】
２）パルサ−レシーバ回路３２０を有する送信ビームフォーマ３００（例えば、５０ＭＨｚ、６４素子）。
【００５９】
３）受信ビームフォーマ３１０（例えば、５０ＭＨｚ、６４素子）。
【００６０】
４）制御及び処理ユニット２００（例えば、コントローラ、コンピュータ又はコンピューティングシステム）。制御及び処理ユニットは、スキャン変換ソフトウェア（例えば、リアルタイムスキャン変換ソフトウェア）を含み、実行することができる。
【００６１】
フェーズドアレイ内視鏡３０５の例は、［１０］、［１１］に開示されている。簡潔に説明すると、この内視鏡の例は、非常に高い周波数（４０〜５０ＭＨｚ）で動作する高分解能線形フェーズドアレイを含む。線形フェーズドアレイ変換器は、小さな開口から大きな視野を生成できるという利点を有するので、このような高周波フェーズドアレイは、小型化された内視鏡的形状因子（断面寸法が３ｍｍ未満）にパッケージングされ、低侵襲性の臨床的処置に適する。このプローブの開発により、このような小さな領域に、６４個の微小な送受信素子を微細加工及びパッケージングすることに関連する多くの課題が克服された。このような高解像度内視鏡は、以下に限定されるわけではないが、腹腔鏡検査、聴覚検査、神経検査、心臓内イメージング［１２〜１５］、胎児前画像診断、腎画像検査及び尿道造影等を含む多くの潜在的な内視鏡用途を有する。これらの用途では、この技術は、画像を得るために取得及び処理する必要のあるサンプル数が削減され及びＡＤＣのコストが削減されるという利点がある。パッケージングされた６４素子内視鏡の写真を図８に示す。
【００６２】
一具体例では、以下の設計基準に従って、リアルタイムイメージングに適した受信ビームフォーマを提供することができる。第１に、上述のように「１画素あたり１サンプル」の可変サンプリング技術では、６４個の素子の全てに対して一意的な可変遅延パターンを作成し、約１００の操縦角を必要とする場合、ＡＤＣサンプリングクロックは、サブナノ秒の精度を有する必要がある。例えば、深度方向に５１２画素（３／８λ画素間隔で３〜１０ｍｍ）を使用すると、１２８個の他のイメージング角度に必要な正確にタイミングされたＡＤＣクロックトリガの数は、６４＊５１２＊１２８＝４．１９Ｍである。これは、例えば、必要なＡＤＣサンプリングパターン（クロックトリガ）を達成することができる次世代フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）を使用して実現することができる。
【００６３】
例示的な受信ビームフォーマの第２の設計基準は、データを並列的に捕捉することである。上述した方法を使用した場合、平均サンプリングレートは、大幅に緩和されるが（３／４λサンプリングを使用して約６５ＭＨｚのサンプリングレートを達成できる）、依然として高いデータ捕捉レートが必要である（例えば、６５ＭＨｚのサンプリングレートの場合、６５ＭＨｚ×１２ビット幅×６４チャンネル＝６．４ＧＢ／ｓ）。
【００６４】
したがって、一具体例では、受信ビームフォーマは、以下を含む。
【００６５】
１）６４チャンネル及び１２８操縦角度の可変ＡＤＣクロックトリガを生成することができるオンボードＦＰＧＡを備えたマザーボード。
【００６６】
２）マザーボードにプラグインされ、可変クロックトリガを受け取り、最高１．５ＧＢ／ｓの速度でデータを捕捉する８チャンネルデータ取得カードの修正バージョン。
【００６７】
３）マザーボードにプラグインされ、例えば、最高１２ＧＢ／ｓ（例えば、「１サンプル／画素」技術を使用した場合、上述した６．４ＧＢ／ｓ以上）のデータ捕捉レートを実現する更なる８チャンネルデータ取得カード。
【００６８】
図９は、例示的な６４チャンネル可変サンプリング受信ビームフォーマを完成するための９つの回路基板の統合の具体例を示す。外部の局所的適用に限定されている現在の同等の技術とは対照的に、このような高周波、小型（例えば、３ｍｍ未満の断面寸法）イメージング内視鏡及び関連する電子ハードウェア及びソフトウェアにより、この技術を身体内の組織を視覚化するためのツールとして使用することができる。このような高解像度内視鏡の潜在的な用途には、腹腔鏡検査、聴覚検査、心臓内イメージング、神経イメージング等が含まれる。現在のところ、小型の前方視型内視鏡的形状因子にこのような高解像度を組み合わせた他の超音波技術は存在しない。
【００６９】
再び図７を参照して説明すると、制御及び処理ユニット２００は、送信ビームフォーマ３００及び受信ビームフォーマ３１０を制御し、ビームフォーミングされた信号を処理するために使用される。
【００７０】
図７に示すように、一実施形態では、制御及び処理ユニット２００は、プロセッサ２１０、メモリ２２０、システムバス２０５、１つ又は複数の入出力デバイス２３０、及び複数のオプションの追加的デバイス、例えば、通信インタフェース２６０、データ取得インタフェース２９０、ディスプレイ２４０、及び外部記憶装置２５０を含む。
【００７１】
なお、図示された例示的なシステムは、所与の具体例で使用できる構成要素を限定する意図はない。例えば、システムは、１つ以上の追加のプロセッサを含むことができる。
【００７２】
制御及び処理ユニット２００の１つ又は複数のコンポーネントは、処理デバイスにインタフェースされる外部コンポーネントとして提供してもよい。例えば、図に示すように、送信ビームフォーマ３００及び受信ビームフォーマ３１０は、（破線内に示すように）制御及び処理ユニット２００の構成要素として含まれてもよく、又は１つ又は複数の外部装置として提供されてもよい。送信ビームフォーマ３００、受信ビームフォーマ３１０及び画像処理エンジン２８０は、本明細書で説明する方法を実行するためのアルゴリズムを実行するように構成又はプログラムすることができる。
【００７３】
本開示の実施形態は、プロセッサ２１０及び／又はメモリ２２０によって実現してもよい。例えば、以下に説明する機能の一部をプロセッサ２１０内のハードウェアロジックによって実現し、他の部分は、メモリ２２０に格納された命令を使用してもよい。幾つかの実施形態は、追加の命令をメモリ２２０に格納することなく、プロセッサ２１０を用いて実現される。また、幾つかの実施形態は、１つ又は複数の汎用マイクロプロセッサがメモリ２２０に格納された命令を実行することによって実現される。したがって、本開示は、ハードウェア及び／又はソフトウェアの特定の構成に限定されない。
【００７４】
幾つかの実施形態は、完全に機能するコンピュータ及びコンピュータシステムによって実現でき、様々な実施形態は、様々な形式のコンピュータ製品として提供でき、実際の提供に使用されるあらゆるタイプの機械可読媒体又はコンピュータ可読媒体に適用することができる。
【００７５】
ここに開示した幾つかの側面は、少なくとも部分的に、ソフトウェアで実現してもよい。すなわち、この技術は、コンピュータシステム又は他のデータ処理システムのプロセッサ、例えば、マイクロプロセッサによって実行してもよく、プロセッサは、メモリ、例えばＲＯＭ、揮発性ＲＡＭ、不揮発性メモリ、キャッシュ又は遠隔ストレージデバイスに格納された命令のシーケンスを実行する。
【００７６】
コンピュータ可読ストレージ媒体を用いて、データ処理システムが実行することによって、システムに様々な方法を実行させるソフトウェア及びデータを格納することができる。実行可能ソフトウェア及びデータは、様々な媒体、例えば、ＲＯＭ、揮発性ＲＡＭ、不揮発性メモリ及び／又はキャッシュに格納することができる。このソフトウェア及び／又はデータの一部は、これらのストレージデバイスの何れに保存してもよい。
【００７７】
本開示の以下のセクションでは、上述した可変サンプリング法に基づいて、受信ビームフォーミング（及び必要に応じて、送信ビームフォーミング及び更なる信号処理等の追加機能）を実行する特定用途向け集積回路（application specific integrated circuit：ＡＳＩＣ）及びフィールドプログラマブルゲートアレイ（field-programmable gate array：ＦＰＧＡ）等のコンピュータハードウェアを採用する様々な具体例を説明する。
【００７８】
上述のように、サブナノ秒の精度を有する可変サンプリングパターンを生成することは、高周波フェーズドアレイシステムにおいて非常に困難である。例えば、Ａスキャンライン１本あたり５１２画素及び画像ライン（Ａライン）１２８本を使用する６４チャンネルシステムの場合、合計４，１９４，３０４個のサンプリング時間を事前較正する必要がある。このシステム要求を満たすためには、取得中にサンプリング時間を動的に制御することができる並列プラットフォームを利用しなければならない。ここで、４，１９４，３０４個のサンプリング時間をシステムに予め較正する必要があるために、更なる固有の問題、すなわち、使用リソースの増加の問題が生じる。ＡＳＩＣ及びＦＰＧＡは、限られたリソースしか有していないため、可変サンプリング法の高いリソース要求に対して、リソース使用率の低いソリューションは、非常に魅力的である。更に、サブナノ秒のサンプリング精度によって、密集度が高く及びファンアウトが多い環境にタイミング問題が加わる。したがって、システム要求を満たすためには、システムアーキテクチャは、比較的低いチップ密集度、低減されたファンアウトネット、及び動的に再構成可能な遅延を有することが望ましい。
【００７９】
これまでの可変サンプリングアーキテクチャは、電圧制御発振器（voltage controlled oscillator：ＶＣＯ）及びフリップフロップチェーンモデルを含む。第１に、ＶＣＯクロック制御は、制御電圧を調整して、連続する各立ち上がりエッジの位置を動的に調整することを必要とする。この手法は、連続する各サンプルの間隔が高周波超音波システムの間隔よりも一桁大きい低周波超音波に使用することができる。しかしながら、高周波システムの場合、必要な時間にＶＣＯ電圧を正確に制御することは実際には不可能であり、この手法ではこのアプリケーションのＡ／Ｄクロックを動的に調整することができない。
【００８０】
フリップフロップチェーン法を使用して、高周波フェーズドアレイシステムに必要な正確なタイミングを生成することも考えられる。この手法は、これまで、各素子が１つのラインにのみに集束する高周波環状アレイシステムで使用されてきた。しかしながら、環状アレイシステムとは異なり、フェーズドアレイシステムは、十分な画像を生成するために多くの画像ラインに収束する必要があり、したがって、出力を生成するために多くのフリップフロップチェーンが必要であり、又は複数のマルチプレクサ及び／又は論理ゲートが必要である。このような短所のために、ＦＰＧＡ／ＡＳＩＣプラットフォームに必要なリソースの数が著しく多く、非現実的となり、既存のハードウェアを使用して実装することは不可能である可能性が高い。更に、画像ラインの数を増加させるために使用される出力ロジックの増加は、ＦＰＧＡ内のデータ経路遅延を大幅に増加させ、これにより、複数のタイミング問題が生じる可能性がある。
【００８１】
従来使用されている可変サンプリング法とは異なり、ここに開示する方法及びデバイスによれば、ＦＰＧＡ及び／又はＡＳＩＣアーキテクチャ等のコンピュータハードウェアを用いて可変サンプリング法を好適に実現できる。以下で更に詳細に説明するように、本実施形態は、従来の可変サンプリング法を改善し、タイミング分解能を維持しながら、オンチップリソースの数を減少させる。これは、サポートのための周辺機器と共に高周波有限状態マシンアーキテクチャを実装することによって実現される。
【００８２】
本実施形態は、個々のチャンネルを個別にサポートすることができるカスタマイズ可能なモジュール式並列アーキテクチャを提供するトポロジを採用した１つ又は複数のＡＳＩＣ又はＦＰＧＡ等のコンピュータハードウェアを使用して実現することができる。
【００８３】
一具体例によれば、コンピュータハードウェアは、別個のカウンタ及び状態マシンを用いて各チャンネルのサンプリング時間を個別にアドレス指定するように構成され、カウンタを用いて粗遅延（coarse delay）を生成し、状態マシンを用いて微遅延（fine delay）を制御することによって、サンプリングのためのトリガパルスを生成する。この構成により、グローバルカウンタに接続されるファンアウトネットの数が削減され、チャンネル同期用のグローバルタイミング制御の必要性が低減される。
【００８４】
ＦＰＧＡ実装の非限定的な例であるシステムの具体例を図１０に示す。ＦＰＧＡ５００アーキテクチャは、それぞれが所与のチャンネル５２０（超音波素子）専用の可変サンプリングエンコードコントローラである可変サンプリングエンコードコントローラのネットワーク５１０を含む。出力サンプリングクロック５３０は、適切なアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器５４０を用いて外部ハードウェアに接続されている。
【００８５】
ＦＰＧＡアーキテクチャ５００は、本設計の可変サンプリングエンコード制御ユニット５１０及び取得／ビームフォーミング部５５０の両方によって使用されるシステムクロックを管理するクロック管理及びシステムコントローラ５４５を含む。可変サンプリングＡ／Ｄエンコード制御に使用される出力クロック５３０は、ＦＰＧＡアーキテクチャ５００全体の非同期タイミング問題を防止するために、同じクロックドメインから導出される。取得及びサンプルビームフォーミング部５５０は、可変サンプリングＡ／Ｄエンコード制御に同期させずに実行することもできるが、これは実現の複雑さの観点から好ましくない。
【００８６】
外部Ａ／Ｄ変換器５４０は、例えば一組の先入れ先出し（first-in-first-out：ＦＩＦＯ）メモリモジュール５５５によって取得されるデータを供給する。本開示は、ＦＩＦＯモジュールに限定されるものではなく、これに加えて又はこれに代えて、デュアルポートＲＡＭのような他のメモリブロックを採用してもよい。
【００８７】
取得されたサンプルは、オプションとして、信号改善のためにデジタル信号処理（digital signal processing：ＤＳＰ）ユニット５６０によって処理してもよい。システムＤＳＰは、ＦＰＧＡ  ＤＳＰプリミティブ又は基本的なコンポーネントから導出することができ、このアプリケーションは、フィルタリング、アポダイゼーション、ログ圧縮、ドップラ、及び位相コヒーレンス重み付けを含むことができるが、これらに限定されない。
【００８８】
処理されたデータは、ビームフォーミングステージ５６５によってビームフォーミングされた後、ＲＡＭ又はメモリユニットに格納される。なお、ビームフォーミング後のデータに付加的な信号処理を適用してもよい。この段階において、データは、システムデータ及びフレームレート要求を満たし、インタフェース５７５を介して、ホスト（例えば、ＰＣ、又は図７に示す制御及び処理ユニット２００等の他のコンピューティングシステム）に転送される準備が整う。
【００８９】
本明細書に開示する具体例は、主として、受信ビームフォーマ（図７の構成要素３１０）及び測定信号のデータ経路を含む。更なる構成要素は、例えば、図７に示されている。なお、外部Ａ／Ｄ変換器５４０は、超音波プローブ、より広義には、センサユニット又はネットワークに接続されており又はこれに接続可能である。図８及び図１１に示すように、超音波アプリケーションに同期送信ビームフォーマ３００を使用する。これに代えて、送信ビームフォーマ３００を受信ビームフォーマと同じＦＰＧＡに統合し、より小型化又は統合された設計を実現してもよい。
【００９０】
図１１は、低周波カウンタ及び高周波状態マシンを使用する可変サンプリングＡ／Ｄエンコードコントローラのアーキテクチャの具体例を示している。図に示すように、各コントローラ６００…６００Ｎは、センサアレイの固有のチャンネル（例えば、固有の超音波アレイ素子）に関連付けられている。本具体例では（各チャンネル用の）各コントローラのモジュールは、低周波カウンタ６０５と、比較器６１０と、高速有限状態マシン６１５と、粗遅延ＲＯＭ６２０と、微遅延ＲＯＭ６２５と、制御ユニット６３０とを含む。
【００９１】
例示的な可変サンプリングＡ／Ｄエンコードコントローラは、チャンネル毎に以下のように動作するように構成又はプログラムされている。粗低周波カウンタ６０５は、６０２においてイネーブルされると、それぞれの素子についての各画像ライン（各Ａライン）に対して、送信イベントと第１の受信サンプルとの間の往復飛行時間についての粗遅延を制御する。カウンタ６０５の出力は、低周波クロック（図示せず）に対してインクリメントされ、予め計算された粗遅延と比較される。カウンタが飛行時間遅延に関連する予め選択されたカウント値に達すると、高速有限状態マシン６１５が開始される。以下で説明するように、高速有限状態マシン６１５は、制御された数の連続状態間を循環し、状態間の各遷移は、これに関連する量子化された微遅延を有し、各サイクルの完了時にトリガパルス６３５が生成される。高速有限状態マシンによってサイクル毎に実施される状態の数の制御は、チャンネル毎、Ａライン毎、及び画素毎にインプリメントしてもよい。以下に説明するように、高速有限状態マシンの各サイクルの状態に関連する時間遅延は、高速有限状態マシンに関連する量子化誤差内で、可変サンプリングのための適切な時間遅延に等しくなるように制御してもよい。
【００９２】
この具体例では、予め算出された粗遅延に対する比較は、比較器６１０を使用して行われる。カウンタ６０５の値が粗遅延ＲＯＭからの現データ（図１１の「ｃｏａｒｓｅ＿ｄｅｌａｙ＿ｃｏｎｔｒｏｌ」６０４として示される）と一致すると、高速有限状態マシン６１５が初期化されてサンプリングが開始される。
【００９３】
タイミング精度を維持するために、高速有限状態マシン６１５は、低周波カウンタと高速有限状態マシンとの間の相対的なタイミング誤差、例えば、低周波カウンタと高速状態マシンとの間のクロックドメインクロッシング（crock domain crossing）等を補償するように構成することができる。例えば、高速有限状態マシンを使用して位相補償遅延を実施するための位相補償値を予め算出して、（例えば、粗遅延と共に粗遅延ＲＯＭ６２０に）保存することができる。位相補償は、高速有限状態マシン内の所定の数の状態をスキップすることによって、各画像ライン（Ａライン）の第１のサンプルに対して、素子毎に適用することができる。
【００９４】
例えば、１．６ｎｓのクロック周期を有する高速有限状態マシン内で所与のライン／素子の第１の出力サンプルが１６ｎｓである一構成例では、位相補正を用いて高速有限状態マシンによって提供される初期遅延を短縮し、低周波クロックと高周波クロックとの間のタイミング変動を補正する。例えば、低周波クロックの変動が６．４ｎｓ以内であれば、高速状態マシンは、１個〜３個の状態をスキップし、初期遅延を１４．４ｎｓ、１２．８ｎｓ又は１１．２ｎｓに短縮する。このように、第１のサンプルのトリガパルス５３５が生成されるまでの時間を短縮することによって、低周波クロックのタイミング変動を（高速有限状態マシンの量子化誤差内で）取り除くことができる。このようなタイミングスキームの具体例として、位相補償を使用して出力パルスのタイミングを制御する例示的なタイミング図を図１７に示す。
【００９５】
一具体例では、高周波クロックは、低周波クロックの４倍になるように選択することができるが、他の多くの変形例を実施してもよい。クロック周波数の他の整数倍を採用してもよいが、これに応じて、低周波クロックの変動を取り除くように、有限状態マシンの内部の位相補償を変更する必要がある。
【００９６】
高速有限状態マシン６１５は、初期化されると、ＡＤＣのための連続トリガパルスを生成する。上述した実施形態のように、高速有限状態マシンは、高速有限状態マシンの量子化誤差内に収まる連続するパルス間の遅延がｎ＊１／４λに対応するように構成することができ、ここで、ｎは、奇数である（例えば、ｎ＝１、パルス遅延は、３／４λである）。なお、高速有限状態マシン６１５は、所定のクロック周波数で動作し、各連続サンプルは、最も近いクロック周波数に量子化される。
【００９７】
図１１に示すように、高速有限状態マシンは、サンプル毎（すなわち、素子毎、Ａライン毎、及びサンプル／画素毎）に、微遅延パラメータ（例えば、微遅延制御情報：fine_delay_control）を受信し、これは、高速有限状態マシンによって実行される状態の数を示す（及び／又はこれを判定するために処理される）。所与のサイクルで実行される状態の数を制御することにより、各サンプリングトリガパルスに微遅延タイミング補正を効率的に適用することができる。
【００９８】
一実施形態では、状態の第１のサブセットは、高速有限状態マシンサイクルが実行されるたびに実行され、状態の第２のサブセットから実行される状態の数は、微遅延パラメータに基づいて決定される。
【００９９】
一具体例では、クロック周期の数は、単一ビットを使用して、素子毎、Ａライン毎、及び画素毎に選択することができ、ここで、単一ビットは、単一のクロックステップ（状態）が含まれているか否かを判定するために使用される。例えば、単一ビットを使用して、所与のサンプルが（Ｎ）又は（Ｎ＋１）クロックサイクルでトリガされるか否かを判定することができる。１．６ｎｓの期間を実装する上述したシステムの場合、結果のサンプリング時間は、１６ｎｓ又は１７．６ｎｓになる。この特徴は、各サンプルを制御するために１ビットしか必要としないため、微遅延ＲＯＭの要求を大幅に低減できる。各出力サンプルは、ＲＯＭモジュールのアドレッシングを管理する制御ユニットを駆動するために使用される。次に、高速有限状態マシンのための１ビット制御は、次のサンプル時間に対応して更新される。この具体例では、状態の第１のサブセットは、Ｎ個の状態（Ｎ個のクロックサイクル）であり、状態の第２のサブセットは、単一の状態（Ｎ＋１クロックサイクルに対応する）である。単一ビットは、単一のＮ＋１番目の状態を実行するか否かを決定する。
【０１００】
他の具体例では、２つ以上のビットを用いて、実行する状態（すなわち、微遅延に組み込む可変クロックサイクルの数）を選択してもよい。例えば、２ビットを使用して、４つの状態のサブセットから、４つの状態のうち、実行される１つの状態を選択することができる。更なる制御ビットを含む他の変形も可能であり、この場合、システムは、更なる離散サンプル間隔でサンプリングを行う。
【０１０１】
上述の実施形態の更なる変形例は、複数のチャンネルに対して任意の数の低周波カウンタ又はメモリモジュールを組み合わせることを含む。例えば、２つの低周波カウンタは、１つのメモリモジュールに記憶されたデータによって制御することができ、結果として得られる出力によって４つの出力チャンネルを制御することができる。しかしながら、ファンアウトネットの数を減らし、メモリ衝突を防止するという観点から、このような手法よりも先に説明した手法が好ましい場合もある
図１２は、高速有限状態マシンの動作例を示すフローチャートである。高速有限状態マシンは、（例えば、比較器から入力を受け取った後に）イネーブルにされるまで「アイドル」状態７００を維持する。
【０１０２】
高速有限状態マシンは、イネーブルされると、パルス幅又はデューティサイクルを定義する第１のアクティブ状態７１０に移動する。このパルス幅制御ブロック（７１０）は、所定数のクロックサイクルでカウントを行い、予め選択された合計時間（例えば、８ｎｓ；デューティサイクルの約５０％）の間、パルスがアサートを続けるように構成（例えば、ハードワイヤード）されている。この状態は、カウンタが選択されたパルス幅又はデューティサイクルに対応する所定の値に達するまでアクティブのままである。この例示的な機能は、状態の数を減らして速度を最適化するために導入されているが、より多くの状態又はレジスタを含むように拡張することもできる。状態を追加すると、組み合わせ論理が追加され、高速設計でタイミングクロージャを達成する問題が生じる可能性がある。このため、パルス幅又はデューティサイクルを定義するには、状態数を減らすことが望ましい。アプリケーション要求を満たすために適切なパルス幅を達成した後、状態マシンは、状態７２０において、上述のように、粗遅延を補償するためにパルスの位相を調整すべきか否かをチェックする。この状態では、高速有限状態マシンは、幾つかの可能な状態７３０〜７６０の１つ（例えば、上述の例の４つの状態のうちの１つ）に遷移し、これに応じて出力パルスの立ち上がりエッジを進め、低周波クロックによって導入されるタイミング変動を除去する（すなわち、タイミング変動を高周波クロックの量子化誤差よりも小さい値に低減する）。高速有限状態マシンが進める状態は、位相補償値に基づいて決定され、この値は、（例えば、図１１の粗遅延ＲＯＭ６２０によって）各素子についてＡライン毎に提供してもよい。この後、高速有限状態マシンは、各クロックサイクルによって残りの状態を進める。このプロセスは、図１２の「微遅延補正」７６０によって表され、これは、高速有限状態マシンの複数の連続状態を表す。
【０１０３】
最後に、単一ビット微遅延補正を含む本発明の非限定的な例では、単一ビット微遅延ＲＯＭデータは、出力パルスの立ち上がりエッジが最後から２番目又は最後の状態で発生するか否かを判定し（７７０）、これは、立ち上がりエッジが（Ｎ）又は（Ｎ＋１）クロックサイクルで出現するか否かに対応する。次に、状態マシンは、トリガパルスを生成し（７８０又は７８５）、アイドル状態に戻り、制御ユニットによってディスエーブルされるまでループを続ける。
【０１０４】
本開示は、医療用超音波イメージング以外の多くの用途にも適用可能である。パルス（音響、電磁気等）によるエコー位置を使用し、及び動的受信ビームフォーミングを使用する他の例示的な用途には、音波非破壊検査、水中アレイベースのソナー及び従来のレーダが含まれる。
実施例
当業者が本開示の実施形態を理解し、実施することを可能にするために以下に実施例を記す。これらは、開示の範囲を限定するものではなく、単に開示を例示及び代表するものであると解釈される。
【０１０５】
実施例１−従来の可変サンプリング法との比較
この例示的な実施形態の検証では、プロトタイプのフェーズドアレイを使用し、市販のデータ収集カード（acquisition card）を使用して、アレイ素子を多重化することによって１．５ＧＨｚにアップサンプリングされた全てのチャンネルでＲＦデータラインを収集した。可変サンプリング法では、細かくサンプリングされた大きなデータセットから完全なＴＯＦサンプルを選択し、これらを加算した。
【０１０６】
図１３Ａ及び図１３Ｂは、従来の可変サンプリング及び復調（隣接するＩ−Ｑサンプル間が１／４λ）と、３／４λサンプリング及び復調を含む例示的な方法との間の組織ファントムの比較画像を示しており、画質に顕著な差異は、生じていない。
【０１０７】
実施例２−ＦＰＧＡを用いて実現された受信ビームプロセッサを用いたタイミング精度の検証
上述した実施形態の具体例をＦＰＧＡプラットフォーム上で開発し、検査した。予備的検査では、６４チャンネルＦＰＧＡアーキテクチャ上の６２５ＭＨｚの高速有限状態マシンと１５６．２５ＭＨｚの低周波クロックを使用し、１ラインあたり５１２画素、６４ラインの場合、サンプリング精度＜１ｎｓとなった。チャンネル間の変動は、無視できる程度であり、−３１度におけるチャンネル４８のサンプリング誤差を図１４及び図１５に示す。
【０１０８】
実施例３−パルス幅と振幅減衰損失との間の関係
この例では、パルス帯域幅と振幅減衰との間の関係の定量分析を示す。まず、超音波パルスの帯域幅を導出する。ｐ（ｔ）と定義される超音波パルスは、正弦波成分とガウス成分の両方からなる。それぞれの成分は、フーリエ変換、Ｓ（ｊｗ）及びＲ（ｊｗ）を有する。
【０１０９】
【数５】
0006779886.tif 000006
【０１１０】
ｐ（ｔ）からのフーリエ変換Ｐ（ｊｗ）は、この各成分Ｓ（ｊｗ）及びＲ（ｊｗ）のフーリエ変換の畳み込みによって算出される。
【０１１１】
【数６】
0006779886.tif 000007
【０１１２】
信号帯域幅を抽出するために、Ｐ（ｊｗ）の正の周波数を分離する。
【０１１３】
【数７】
0006779886.tif 000008
【０１１４】
帯域幅は、ここでは周波数スペクトルの半値全幅として定義される。周波数スペクトルのガウス成分が１／２に等しいｗｃを取り囲むｗの範囲について解くと、角周波数の帯域幅が算出される。そして、帯域幅をｗｃで除算することによって、中心周波数に正規化することができる。
【０１１５】
【数８】
0006779886.tif 000009
【０１１６】
次に、最大エンベロープ推定誤差を算出するために、連続サンプル間のエンベロープ振幅減衰を定義する。このために、超音波パルスｒのガウス成分を組み替えてｔを解く。次に、低減されたエンベロープ振幅ｒにおけるパルスピークを中心とする２つの点間の差によって連続サンプル間の時間Δｔを推定する。
【０１１７】
【数９】
0006779886.tif 000010
【０１１８】
上記の式を操作して、有効サンプリングレートを表現することができる。次に、式を組み替えて、標準偏差σｗとサンプリングレートｆｓとの関係で減衰ｒを表現する。
【０１１９】
【数１０】
0006779886.tif 000011
【０１２０】
便宜上、σｗについて「Ｅｒｒｏｒ！  Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  ｓｏｕｒｃｅ  ｎｏｔ  ｆｏｕｎｄ」が組み替えられ、「Ｅｒｒｏｒ！  Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  ｓｏｕｒｃｅ  ｎｏｔ  ｆｏｕｎｄ」に置き換えられる前に、この式をｄＢに変換してもよい。
【０１２１】
【数１１】
0006779886.tif 000012
【０１２２】
上の式を使用すると、ある範囲のサンプリング周波数に亘ってエンベロープの振幅損失をプロットすることができる。図１６は、帯域幅の関数として、１／４λ、３／４λ及び５／４λサンプリングのサンプル間のエンベロープ振幅損失を示している。当然ながら、帯域幅が増加すると、パルスの時間的持続時間が短くなり、信号は、サンプリングされる前に減衰し始める。
【０１２３】
このようにして得られた曲線は、復調のために超音波信号をスパースサンプリングすることの限界を理解するために重要である。例えば、エンベロープを３ｄＢ以内で抽出する必要がある場合、３／４及び５／４サンプリング方式の最大パルス帯域幅は、それぞれ８３．０％及び４９．８％である。
【０１２４】
上述の特定の実施形態は、例示的なものであり、これらの実施形態を様々に修正及び変形できることは明らかである。更に、特許請求の範囲は、ここに開示した特定の形式に限定されず、ここに開示した思想及び範囲に含まれる全ての修正、均等物及び変形を包含することは明らかである。
【０１２５】
参考文献
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【図１】
0006779886.tif 000013
【図２】
0006779886.tif 000014
【図３Ａ】
0006779886.tif 000015
【図３Ｂ】
0006779886.tif 000016
【図３Ｃ】
0006779886.tif 000017
【図４Ａ】
0006779886.tif 000018
【図４Ｂ】
0006779886.tif 000019
【図５Ａ】
0006779886.tif 000020
【図５Ｂ】
0006779886.tif 000021
【図５Ｃ】
0006779886.tif 000022
【図６Ａ】
0006779886.tif 000023
【図６Ｂ】
0006779886.tif 000024
【図７】
0006779886.tif 000025
【図８】
0006779886.tif 000026
【図９】
0006779886.tif 000027
【図１０】
0006779886.tif 000028
【図１１】
0006779886.tif 000029
【図１２】
0006779886.tif 000030
【図１３Ａ】
0006779886.tif 000031
【図１３Ｂ】
0006779886.tif 000032
【図１４】
0006779886.tif 000033
【図１５】
0006779886.tif 000034
【図１６】
0006779886.tif 000035
【図１７】
0006779886.tif 000036