(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
演算器と、
異なる複数の周波数帯域に周波数変換される複数の入力信号を歪補償する複数の歪補償器と、
複数の前記歪補償器から出力された複数の歪補償信号を異なる複数の周波数帯域に周波数変換する複数の変換器と、
複数の前記変換器の出力を合成した合成信号を増幅する増幅器と、
を備え、
前記演算器は、複数の前記周波数帯域間の周波数差及び複数の前記変換器の出力信号における位相差を用いて、複数の前記入力信号から前記合成信号の推定エンベロープを演算し、
複数の前記歪補償器は、それぞれ、前記推定エンベロープに基づいて歪補償する
増幅回路。
【請求項２】
前記推定エンベロープは、複数の周波数帯域の周波数差に対応したサンプリング周波数よりも低いサンプリング周波数の信号である
請求項１に記載の増幅回路。
【請求項３】
前記演算器によって演算される前記推定エンベロープは、複数の歪補償器に入力される複数の前記入力信号のサンプリング周波数のうち、最も高いサンプリング周波数と同じサンプリング周波数の信号である
請求項１又は請求項２に記載の増幅回路。
【請求項４】
複数の前記入力信号は、複数の歪補償器に入力される複数の前記入力信号のサンプリング周波数のうち最も高いサンプリング周波数である第１サンプリング周波数の第１入力信号と、第１サンプリング周波数よりも低い第２サンプリング周波数の第２信号と、を含み、
前記演算器は、前記第１サンプリング周波数にアップサンプリングされた前記第２信号を含む複数の前記入力信号から、前記推定エンベロープを演算する
請求項３に記載の増幅回路。
【請求項５】
請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の増幅回路を備えた無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅回路及び無線通信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に開示されているように、無線通信装置をマルチバンドに対応させることの要求が高まっている。マルチバンド対応の無線通信装置は、複数の周波数帯域の信号を、共通の増幅器によって増幅して送信する。
【０００３】
増幅器は、非線形特性を有するため、信号の歪を発生させる。そのような歪は、前置歪補償によって補償される。特許文献１は、複数の周波数帯域の信号それぞれに対して歪補償をする複数の歪補償演算部を開示している。
【０００４】
特許文献１において、複数の歪補償演算部から出力された歪補償信号それぞれは、別々の直交変調部によって変調される。直交変調部から出力された信号は合成され、合成された信号は増幅器によって増幅される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】国際公開第２０１３／１１８３６７号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
増幅器による歪は、増幅器に入力される電力の大きさに依存して変化するため、十分な歪補償性能を得るには、増幅器に入力される電力の大きさを考慮した歪補償が望まれる。この観点において、特許文献１の歪補償では、十分な歪補償性能が得られないことがある。特許文献１において、複数の歪補償器それぞれには、周波数帯毎の信号しか入力されない。このため、各歪補償器における歪補償は、周波数帯毎の入力電力しか考慮することができない。
【０００７】
しかし、マルチバンド対応の増幅回路において、増幅器に入力される電力は、複数帯域の信号の合成電力である。複数帯域の信号の合成電力は、帯域間の周波数差によって変化する。このため、増幅器に入力される電力の大きさを正確に考慮するには、帯域間の周波数差を考慮することが望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一の態様は、増幅器を備える増幅回路である。実施形態において、増幅回路は、異なる複数の周波数帯域に周波数変換される複数の入力信号を歪補償する複数の歪補償器と、複数の歪補償器から出力された複数の歪補償信号を異なる複数の周波数帯域に周波数変換する複数の変換器と、を備える。増幅器は、複数の変換器の出力を合成した合成信号を増幅する。
【０００９】
前記演算器は、複数の前記周波数帯域間の周波数差を用いて、複数の前記入力信号から前記合成信号の推定エンベロープを演算する。複数の前記歪補償器は、それぞれ、前記推定エンベロープに基づいて歪補償する。
【００１０】
本発明の他の態様は、前記信号処理装置を備えた通信装置である。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、帯域間の周波数差を考慮して歪補償をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】増幅回路を備えた無線通信装置のブロック図である。
【図２Ａ】２入力信号のための合成電力演算器の構成図である。
【図２Ｂ】２つの周波数帯域の説明図である。
【図３Ａ】３入力信号のための合成電力演算器の構成図である。
【図３Ｂ】３つの周波数帯域の説明図である。
【図４Ａ】推定エンベロープ演算の変形例の説明図である。
【図４Ｂ】２つの周波数帯域の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
［１．実施形態の概要］
（１）実施形態に係る増幅回路は、演算器と、異なる複数の周波数帯域に周波数変換される複数の入力信号を歪補償する複数の歪補償器と、複数の前記歪補償器から出力された複数の歪補償信号を異なる複数の周波数帯域に周波数変換する複数の変換器と、複数の前記変換器の出力を合成した合成信号を増幅する増幅器と、を備える。前記演算器は、複数の前記周波数帯域間の周波数差を用いて、複数の前記入力信号から前記合成信号の推定エンベロープを演算する。複数の前記歪補償器は、それぞれ、前記推定エンベロープに基づいて歪補償する。この場合、複数の歪補償器は、それぞれ、複数の周波数帯域間の周波数差を用いて演算された推定エンベロープを演算に基づいて歪補償を行うため、周波数帯域間の周波数差を考慮した適切な歪補償が行われる。
【００１４】
（２）前記演算器は、複数の前記変換器の出力信号における位相差を更に用いて、前記推定エンベロープを演算するのが好ましい。位相差を考慮することより適切な歪補償となる。
【００１５】
（３）前記推定エンベロープは、複数の周波数帯域の周波数差に対応したサンプリング周波数よりも低いサンプリング周波数の信号であるのが好ましい。この場合、サンプリング周波数の増大を抑制できる。
【００１６】
（４）前記演算器によって演算される前記推定エンベロープは、複数の歪補償器に入力される複数の前記入力信号のサンプリング周波数のうち、最も高いサンプリング周波数と同じサンプリング周波数の信号であるのが好ましい。この場合、サンプリング周波数が適正化される。
【００１７】
（５）複数の前記入力信号は、複数の歪補償器に入力される複数の前記入力信号のサンプリング周波数のうち最も高いサンプリング周波数である第１サンプリング周波数の第１入力信号と、第１サンプリング周波数よりも低い第２サンプリング周波数の第２信号と、を含み、前記演算器は、前記第１サンプリング周波数にアップサンプリングされた前記第２信号を含む複数の前記入力信号から、前記推定エンベロープを演算するのが好ましい。この場合、入力信号のサンプリング周波数が異なっていても、推定エンベロープを演算できる。
【００１８】
（６）実施形態に係る無線通信装置は、（１）〜（５）のいずれか１項に記載の増幅回路を備える。
【００１９】
［２．実施形態の詳細］
図１は、無線通信装置１０を示している。無線通信装置１０は、例えば、無線基地局又は無線基地局との間で通信をする移動端末である。無線通信装置１０は、増幅回路１００を備える。増幅回路１００によって増幅された信号はアンテナ３００から無線送信される。
【００２０】
増幅回路１００は、マルチバンド対応であり、複数の入力信号ｘ１，ｘ２が入力される。入力信号ｘ１，ｘ２は、例えば、デジタルベースバンド信号であり、図示しないベースバンドプロセッサによって生成される。複数の入力信号ｘ１，ｘ２は、それぞれ、異なる周波数帯域用の信号である。
【００２１】
実施形態において、入力信号ｘ１は、周波数帯域ｆ１の無線通信信号に周波数変換される複素ベースバンド信号であり、入力信号ｘ２は、周波数帯域ｆ１とは異なる周波数帯域ｆ２の無線通信信号に周波数変換される複素ベースバンド信号である。周波数周波数帯域ｆ１は、例えば、１ＧＨｚ帯であり、周波数帯域ｆ２は、例えば、１．５ＧＨｚ帯である。実施形態の入力信号ｘ１，ｘ２はデジタル信号である。この場合、両周波数帯域ｆ１，ｆ２には、０．５ＧＨｚの周波数差がある。
【００２２】
入力信号ｘ１は、入力信号ｘ１用の信号処理が行われる回路２００ａに与えられ、入力信号ｘ２は、入力信号ｘ２用の信号処理が行われる回路２００ｂに与えられる。回路２００ａは、入力信号ｘ１に対する前置歪補償を行う歪補償器２１０ａ及び周波数変換器２５０ａを備え、回路２００ｂは、入力信号ｘ２対する前置歪補償を行う歪補償器２１０ｂ及び周波数変換器２５０ｂ備える。
【００２３】
実施形態の歪補償器２１０ａは、入力信号ｘ１に対してデジタル前置歪補償（Digital Pre-Distortion(DPD)）をし、歪補償信号ｙ１を出力する。歪補償信号ｙ１は、デジタルの複素信号である。歪補償信号ｙ１は、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）２３０ａを介して、周波数変換器２５０ａに与えられる。実施形態の周波数変換器２５０ａは、直交変調器である。直交変調器２５０ａは、歪補償信号ｙ１に対して直交変調をし、周波数帯域ｆ１の直交変調信号を出力する。
【００２４】
歪補償器２１０ｂ及び周波数変換器２５０ｂは、歪補償器２１０ａ及び周波数変換器２５０ａと同様の構成を有する。すなわち、歪補償器２１０ｂは、入力信号ｘ２に対してデジタル前置歪補償をし、歪補償信号ｙ２を出力する。歪補償信号ｙ２は、デジタルの複素信号である。歪補償信号ｙ２は、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）２３０ｂを介して、周波数変換器２５０ｂに与えられる。周波数変換器２５０ｂは、直交変調器である。直交変調器２５０ｂは、歪補償信号ｙ２に対して直交変調をし、周波数帯域ｆ２の直交変調信号を出力する。
【００２５】
直交変調器２５０ａ，２５０ｂは、直交変調のためのローカル信号を周波数シンセサイザ５００から取得する。周波数シンセサイザ５００は、直交変調器２５０ａのためのローカル信号（周波数ｆＬ１）及び直交変調器２５０ｂのためのローカル信号（周波数ｆＬ２）を生成する。周波数シンセサイザ５００が生成するローカル信号の周波数は、制御器４００によって制御される。
【００２６】
周波数シンセサイザ５００は、複数のローカル信号を共通の基準発振器５１０を用いて生成する。このため、複数のローカル信号間における位相差の経時的変化が防止される。この結果、複数の直交変調信号間における位相差の経時的変化も防止される。
【００２７】
複数の直交変調信号は、合成器１２０によって合成される。合成器１２０が出力した合成信号は、増幅器１３０によって増幅される。
【００２８】
以下の式（１−１）は、歪補償器２１０ａによる歪補償信号ｙ１の生成式の例を示し、式（１−２）は、歪補償器２１０ｂによる歪補償信号ｙ２の生成式の例を示している。
【数１】
0006642267.tif 000002
【００２９】
ここで、＊［ｎ］は、サンプリング間隔をＴ（秒）としたときの、時刻ｎ×Ｔにおけるデジタル信号を示す。ｘ１［ｎ］，ｘ２［ｎ］は、入力信号ｘ１，ｘ２のデジタル信号表現であり、ｙ１［ｎ］，ｙ２［ｎ］は、歪補償信号ｙ１，ｙ２のデジタル信号表現である。
【００３０】
式（１−１）及び式（１−２）において、Δｆは、周波数帯域ｆ２（ｆ２は当該帯域の中心周波数）と、周波数帯域ｆ１（ｆ１は当該帯域の中心周波数）の周波数差（ｆ２−ｆ１）を示す。Δθは、周波数帯域ｆ２の信号の位相θ２と、周波数帯域ｆ１の信号の位相θ１と、の差(θ２−θ１)を示す。
【００３１】
式（１−１）中の記号の意味は以下のとおりである。
Ｍ１，１：相対的な先行サンプル数の最大値
Ｍ１，２：相対的な遅延サンプル数の最大値
Ｋ１，ｍ：増幅器１３０の特性の最大次数
ｈ１，ｋ，ｍ：歪補償係数
【００３２】
式（１−２）中の記号の意味は以下のとおりである。
Ｍ２，１：相対的な先行サンプル数の最大値
Ｍ２，２：相対的な遅延サンプル数の最大値
Ｋ２，ｍ：増幅器１３０の特性の最大次数
ｈ２，ｋ，ｍ：歪補償係数
【００３３】
式（１−１）に示すように、歪補償器２１０ａは、入力信号ｘ１［ｎ−ｍ］に対して、歪補償係数ｈ１，ｋ，ｍを用いた歪補償をして歪補償信号ｙ１［ｎ］を生成する。式（１−２）に示すように、歪補償器２１０ｂは、入力信号ｘ２［ｎ−ｍ］に対して、歪補償係数ｈ２，ｋ，ｍを用いた歪補償をして歪補償信号ｙ２［ｎ］を生成する。
【００３４】
式（１−１）及び式（１−２）において、”ｘ１［ｎ−ｍ］＋ｘ２［ｎ−ｍ］・ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）”の部分Ｐは、増幅器１３０に入力される合成信号の推定エンベロープである。推定エンベロープＰは、増幅器１３０に入力される電力の大きさを示す。増幅器１３０による信号の歪み方は、増幅器１３０に入力される電力の大きさによって決まる。式（１−１）及び式（１−２）から明らかなように、本実施形態の歪補償器２１０ａ，２１０ｂは、推定エンベロープＰに基づいて歪補償をする。このため、歪補償の際に、推定エンベロープＰが示す増幅器入力電力が考慮され、歪補償性能が向上する。
【００３５】
歪補償器２１０ａ，２１０ｂは、推定エンベロープＰに基づいて、ｈ１，ｋ，ｍ｜ｘ１［ｎ−ｍ］＋ｘ２［ｎ−ｍ］・ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）｜ｋ−１及びｈ２，ｋ，ｍ｜ｘ１［ｎ−ｍ］＋ｘ２［ｎ−ｍ］・ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）｜ｋ−１をリアルタイムに演算する。歪補償器２１０ａ，２１０ｂは、ルックアップテーブルを参照して、ｈ１，ｋ，ｍ｜ｘ１［ｎ−ｍ］＋ｘ２［ｎ−ｍ］・ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）｜ｋ−１及びｈ２，ｋ，ｍ｜ｘ１［ｎ−ｍ］＋ｘ２［ｎ−ｍ］・ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）｜ｋ−１を求めても良い。ルックアップテーブルは、推定エンベロープＰと、ｈ１，ｋ，ｍ｜ｘ１［ｎ−ｍ］＋ｘ２［ｎ−ｍ］・ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）｜ｋ−１及びｈ２，ｋ，ｍ｜ｘ１［ｎ−ｍ］＋ｘ２［ｎ−ｍ］・ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）｜ｋ−１と、の値を対応付けたものとする。歪補償器２１０ａ，２１０ｂは、推定エンベロープＰに基づいて、ルックアップテーブルを参照することで、ｈ１，ｋ，ｍ｜ｘ１［ｎ−ｍ］＋ｘ２［ｎ−ｍ］・ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）｜ｋ−１及びｈ２，ｋ，ｍ｜ｘ１［ｎ−ｍ］＋ｘ２［ｎ−ｍ］・ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）｜ｋ−１を求めることができる。
【００３６】
推定エンベロープＰは、演算器１１０によって演算される。演算器１１０は、複数の入力信号ｘ１［ｎ−ｍ］，ｘ２［ｎ−ｍ］から、増幅器１３０に入力される合成信号の推定エンベロープを推定する。図２Ａに示すように、演算器１１０は、加算器１１２と乗算器１１４とを有する。乗算器１１４は、入力信号ｘ２［ｎ−ｍ］にｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）を乗じる。加算器１１２は、入力信号ｘ１［ｎ−ｍ］に、乗算器１１４の出力ｘ２［ｎ−ｍ］・ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）を加算する。加算器１１２の出力が推定エンベロープである。
【００３７】
実施形態において、推定エンベロープＰは、入力信号ｘ１［ｎ−ｍ］とｘ２［ｎ−ｍ］とが単に加算されて生成されるのではなく、入力信号ｘ１［ｎ−ｍ］，ｘ２［ｎ−ｍ］が周波数変換されたときの周波数差Δｆ（図２Ｂ参照）が反映されるように生成される。周波数変換された合成信号の電力は、周波数差Δｆによって変化するが、ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ）を入力信号ｘ２［ｎ−ｍ］に乗じる演算によって、周波数差Δｆが反映された推定エンベロープＰが生成される。演算器１１０は、周波数差Δｆを制御器４００から取得する。なお、ｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ）を乗じる演算は、入力信号ｘ２［ｎ−ｍ］ではなく、入力信号ｘ１［ｎ−ｍ］に対して行われても良い。
【００３８】
実施形態においては、推定エンベロープＰは、直交変調器２５０ａ，２５０ｂから出力された直交変調信号の位相差Δθをも用いて生成される。すなわち、乗算器１１４は、入力信号ｘ２［ｎ−ｍ］にｅ−ｊ（２πΔｆ・ｎ＋Δθ）を乗じる。位相差Δθも増幅器１３０に入力される電力の大きさに影響するため、位相差Δθをも考慮することで、歪補償性能をより向上させることができる。
【００３９】
複数の直交変調信号の位相差Δθは、例えば、一方の直交変調信号の位相を第１位相θ１に固定しておき、他方の直交変調信号の位相θ２を３６０°回転させたときに、増幅器１３０による歪が最小となるときのθ２−θ１として求めることができる。位相差Δθを求める演算は、例えば、制御器４００によって行われる。この場合、演算器１１０は、位相差Δθを制御器４００から取得する。
【００４０】
なお、本実施形態は、共通の基準発振器５１０の採用により、複数の直交変調信号間における位相差Δθの経時的変化が防止されているため、位相差Δθは初期位相差でよい。
【００４１】
［３．変形例］
【００４２】
［３．１  歪補償信号生成式］
以下の式（２−１）は、式（１−１）変形例を示し、式（２−２）は、式（１−２）の変形例を示している。式（２−１）（２−２）は、増幅器１３０がエンベロープトラッキング増幅器（ＥＴ増幅器）である場合に適した式である。式（２−１）（２−２）を用いると、増幅器の入力ポートから出力ポートに至る経路で発生するメモリ効果だけでなく、増幅器の電源ポートから出力ポートに至る経路で発生するメモリ効果も補償することができる。
【数２】
0006642267.tif 000003
【００４３】
式（２−１）中の記号の意味は以下のとおりである。
Ｍ１，１：増幅器の入力ポートから出力ポートに至る経路で発生するメモリ効果を考慮するための、相対的な先行サンプル数の最大値
Ｍ１，２：増幅器の入力ポートから出力ポートに至る経路で発生するメモリ効果を考慮するための、相対的な遅延サンプル数の最大値
Ｌ１，ｍ，１：増幅器の電源ポートから出力ポートに至る経路で発生するメモリ効果を考慮するための、相対的な先行サンプル数の最大値
Ｌ１，ｍ，２：増幅器の電源ポートから出力ポートに至る経路で発生するメモリ効果を考慮するための、相対的な遅延サンプル数の最大値
Ｋ１，ｍ，ｌ：増幅器１３０の特性の最大次数
ｈ１，ｋ，ｌ，ｍ：歪補償係数
【００４４】
式（２−２）中の記号の意味は以下のとおりである。
Ｍ２，１：増幅器の入力ポートから出力ポートに至る経路で発生するメモリ効果を考慮するための、相対的な先行サンプル数の最大値
Ｍ２，２：増幅器の入力ポートから出力ポートに至る経路で発生するメモリ効果を考慮するための、相対的な遅延サンプル数の最大値
Ｌ２，ｍ，１：増幅器の電源ポートから出力ポートに至る経路で発生するメモリ効果を考慮するための、相対的な先行サンプル数の最大値
Ｌ２，ｍ，２：増幅器の電源ポートから出力ポートに至る経路で発生するメモリ効果を考慮するための、相対的な遅延サンプル数の最大値
Ｋ２，ｍ，ｌ：増幅器１３０の特性の最大次数
ｈ２，ｋ，ｌ，ｍ：歪補償係数
【００４５】
［３．２  ３つの周波数帯域］
図１，２は、２つの周波数帯域ｆ１，ｆ２に対応したものであるが、対応可能な周波数帯域の数は、２つに限られず、３又は３以上であってもよい。図３Ａは、３つの周波数帯域ｆ１，ｆ２，ｆ３（図３Ｂ参照）に対応した演算器１１０を示している。図３Ａの演算器１１０は、図２Ａに示す加算器１１２及び乗算器１１４に加えて、加算器１１６及び乗算器１１８を備えている。
【００４６】
乗算器１１４は、入力信号ｘ２［ｎ−ｍ］にｅ−ｊ（２πΔｆａ・ｎ＋Δθａ）を乗じる。図３Ｂに示すように、Δｆａは、周波数帯域ｆ２と周波数帯域ｆ１との周波数差である。Δθａは、周波数帯域ｆ２の信号の位相θ２と、周波数帯域ｆ１の信号の位相θ１と、の差(θ２−θ１)である。加算器１１２は、入力信号ｘ１［ｎ−ｍ］に、乗算器１１４の出力ｘ２［ｎ−ｍ］・ｅ−ｊ（２πΔｆａ・ｎ＋Δθａ）を加算する。
【００４７】
乗算器１１８は、入力信号ｘ３［ｎ−ｍ］にｅ−ｊ（２πΔｆｂ・ｎ＋Δθｂ）を乗じる。図３Ｂに示すように、Δｆｂは、周波数帯域ｆ３と周波数帯域ｆ１との周波数差である。Δθｂは、周波数帯域ｆ３の信号の位相θ３と、周波数帯域ｆ１の信号の位相θ１と、の差(θ３−θ１)である。加算器１１６は、加算器１１２の出力に、乗算器１１８の出力を加算する。加算器１１６の出力が推定エンベロープＰである。
【００４８】
なお、３つの周波数帯域に対応すべく、増幅回路１００においては、周波数帯域ｆ３の入力信号ｘ３用の信号処理（歪補償及び周波数変換）が行われる回路が設けられる。合成器１２０は、入力信号ｘ３用の信号処理が行われる回路からの出力信号（周波数帯域ｆ３の直交変調信号）もあわせて合成する。
【００４９】
［３．３  サンプリング周波数変換］
複数の周波数帯域ｆ１，ｆ２の帯域幅は異なることがある。図４Ａは、複数の周波数帯域ｆ１，ｆ２の帯域幅が異なる場合に適した増幅回路１００（の一部）を示している。ここでは、一例として、図４Ｂに示すように、周波数帯域ｆ１の帯域幅ＢＷ１は２０ＭＨｚであり、周波数帯域ｆ２の帯域幅ＢＷ２は１０ＭＨｚであるものとする。この場合、周波数帯域ｆ１に周波数変換される入力信号ｘ１の帯域幅ＢＷ１は２０ＭＨｚであり、周波数帯域ｆ２に周波数変換される入力信号ｘ２の帯域幅ＢＷ２は１０ＭＨｚである。
【００５０】
歪補償器２１０ａ，２１０ｂは、歪補償を適切に行うため、入力信号ｘ１，ｘ２の帯域幅ＢＷ１，ＢＷ２の数倍の帯域幅で処理を行う。ここでは、歪補償器２１０ａ，２１０ｂは、入力信号ｘ１，ｘ２の帯域幅ＢＷ１，ＢＷ２の５倍の帯域幅で動作するものとする。この場合、歪補償器２１０ａは２０ＭＨｚ×５＝１００ＭＨｚで動作し、歪補償器２１０ｂは１０ＭＨｚ×５＝５０ＭＨｚで動作することになる。したがって、歪補償器２１０ａに入力される入力信号ｘ１のサンプリング周波数は１００ＭＨｚとなり、歪補償器２１０ｂに入力される入力信号ｘ２のサンプリング周波数は５０ＭＨｚとなる。
【００５１】
演算器１１０が、異なるサンプリング周波数の入力信号ｘ１，ｘ２を扱えるように、入力信号ｘ２は、アップサンプラ１５０によって１００ＭＨｚにアップサンプリングされる。アップサンプリングにより、複数の入力信号ｘ１，ｘ２のサンプリング周波数が揃う。
【００５２】
演算器１１０は、推定エンベロープＰを１００ＭＨｚの信号として出力する。１００ＭＨｚの推定エンベロープＰは、１００ＭＨｚで動作する歪補償器２１０ａにとっては適切であるが、５０ＭＨｚで動作する歪補償器２１０ｂにとっては適切ではない。そこで、推定エンベロープＰは、歪補償器２１０ｂに入力される手前で、ダウンサンプラ１６０によって５０ＭＨｚにダウンサンプリングされる。推定エンベロープＰがダウンサンプリングされることで、歪補償器２１０ｂは低いサンプリング周波数で動作できる。歪補償器２１０ｂが低いサンプリング周波数で動作できるため、歪補償器２１０ｂの後段のＤＡＣ２３０ｂも低速でよくコスト低減が可能である。
【００５３】
図４Ａでは、演算器１１０が出力する推定エンベロープＰは、複数の歪補償器２１０ａ，２１０ｂに入力される複数の入力信号ｘ１，ｘ２のサンプリング周波数のうち、最も高いサンプリング周波数と同じサンプリング周波数（１００ＭＨｚ）の信号であるが、これに限られない。例えば、推定エンベロープＰは、複数の周波数帯域ｆ１，ｆ２の周波数差Δｆ（例えば、５００ＭＨｚ）に対応したサンプリング周波数よりも低いサンプリング周波数の信号であってもよい。推定エンベロープＰが、周波数差Δｆに対応したサンプリング周波数よりも高いサンプリング周波数の信号であると、歪補償器２１０ａ，２１０ｂ及びそれらの後段のＤＡＣ２３０ａ，２３０ｂの動作速度も、それに合わせて高速で動作する必要がありコスト高を招く。特に、ＤＡＣ２３０ａ，２３０ｂを、周波数差Δｆに対応したサンプリング周波数よりも高いサンプリング周波数で動作させると、複数の回路２００ａ，２００ｂに分けたメリットが失われ易いので、サンプリング周波数は可能な範囲で低いのが好ましい。
【００５４】
［４．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００５５】
１０    無線通信装置
１００  増幅回路
１１０    演算器
１１２  加算器
１１４  乗算器
１１６  加算器
１１８  乗算器
１２０  合成器
１３０  増幅器
１５０  アップサンプラ
１６０  ダウンサンプラ
２００ａ  回路
２００ｂ  回路
２１０ａ  歪補償器
２１０ｂ  歪補償器
２３０ａ  ＤＡＣ
２３０ｂ  ＤＡＣ
２５０ａ  直交変調器（周波数変換器）
２５０ｂ  直交変調器（周波数変換器）
３００    アンテナ
４００  制御器
５００  周波数シンセサイザ
５１０  基準発振器
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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