(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧直流電流変換器を制御する制御回路であって、当該制御回路は、
演算増幅器と、
フィードバック要素と、
直流電圧源と、
基準抵抗器と、を備え、
前記基準抵抗器は定電流源とし、
前記演算増幅器の非反転入力が、前記制御回路の第１入力であり、
前記フィードバック要素の入力が、前記制御回路の第２入力であり、
前記演算増幅器の反転入力が、前記フィードバック要素の出力に接続され、かつ、直列に接続している前記基準抵抗器および前記直流電圧源に接続され、前記直列に接続している前記基準抵抗器および前記直流電圧源の他端は、共通線に接続されており、
前記演算増幅器の出力が、前記制御回路の出力である、
直流電圧直流電流変換器を制御する制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
提案する設計は、電気工学に関し、負荷を流れる直流の調整器を提供するために使用することが可能であり、調整器は低レベルの消費電力を有する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、負荷を流れる直流の調整器についてhttp://radiobooka.ru/radionach/163-regulyatory-napryazhenuiya-i-toka.htmlにて公表された情報に見られるように、同等の設計が知られており、その調整器は以下を備える。
―直流電圧（１〜２Ｖ）源と、可変抵抗器の端子のうちの一つにより、直流電圧源の正端子に接続される可変抵抗器とを含む、負荷を流れる出力電流の設定器
―直流電圧直流電流変換器の第１（制御）端子により、負荷を流れる出力電流の設定器の出力に接続され、変換器はトランジスタを含み、トランジスタのエミッタが、直流電圧直流電流変換器の第１（制御）端子であり、トランジスタのコレクタが、直流電圧直流電流変換器の出力である一方、トランジスタのベースが、直流電圧直流電流変換器の第２入力である、直流電圧直流電流変換器
―正端子により、直流電圧直流電流変換器の第２入力と、負荷を流れる出力電流の設定器の入力とに接続される、入力直流電圧源
―一端子により直流電圧直流電流変換器の出力に、および別の端子により入力直流電圧源の負端子に接続される負荷
【０００３】
提案する設計および上記を特徴とする設計に共通する機能は、以下の通りである。
―負荷を流れる出力電流の設定器
―第１（制御）端子により、負荷を流れる出力電流の設定器の出力に接続する、直流電圧直流電流変換器
―一端子により、直流電圧直流電流変換器の出力に接続される負荷
―一端子により負荷の別の端子に、および別の端子により直流電圧直流電流変換器の第２入力に接続される、入力直流電圧源
【０００４】
また同等の設計も知られており、U. TietzeおよびC. Schenk, Moscowによる「Electronic Circuits: Handbook for Design and Application」（モスクワ、『Mir』（１９８２年）、図１２．１１ａ）を参照すると、負荷を流れる直流の調整器が提示され、以下を備える、最も近いアナログ試作品として選択される。
―直流可変電圧源を含む、負荷を流れる出力電流の設定器
―コレクタが直流電圧直流電流変換器の出力であるトランジスタと、非反転入力が定電圧定電流変換器の第１入力である演算増幅器と、トランジスタのエミッタに接続される演算増幅器の反転入力と、トランジスタのベースに接続される演算増幅器の出力と、一端子がトランジスタのエミッタに接続され、別の端子が直流電圧直流電流変換器の第２入力である、測定抵抗器とを含む、直流電圧直流電流変換器
―端子のうちの一つにより、直流電圧直流電流変換器の出力に接続される負荷
―正端子により負荷の別の端子に、および負端子により直流電圧直流電流変換器の第２入力に接続される入力直流電圧源
【０００５】
提案する設計および設計試作品に共通する機能は、以下の通りである。
―負荷を流れる出力電流の設定器
―第１（制御）入力により、負荷を流れる出力電流の設定器の出力に接続される、直流電圧直流電流変換器
―端子のうちの一つにより、直流電圧直流電流変換器の出力に接続される負荷
―正端子により負荷の別の端子に、および負端子により直流電圧直流電流変換器の第２入力に接続される、入力直流電圧源
【０００６】
上記の設計のいずれによっても達成できない技術的結果は、直流負荷電流を調整する際に消費電力が低減することである。この技術的結果が達成できない理由は、従来技術の設計において、負荷を流れる直流は、測定抵抗器の端子から演算増幅器の反転入力へフィードバック信号を印加するだけでなく、演算増幅器の反転入力に直流バイアス電圧を印加し、その電圧は、従来の演算増幅器に対して実質的に大きく、これによって、実質的な電力消費をもたらすためである。
【０００７】
上で議論した従来技術の設計の機能および品質を考慮に入れて、有意でない電力消費を有しながら、負荷を流れる直流の調整器を提供するものが、今日に至るまで妥当なものと結論を下され得る。
【発明の概要】
【０００８】
上で特定した技術的結果は、負荷を流れる直流の調整器を提供することによって達成される。調整器は、負荷を流れる出力電流の設定器と、直流電圧直流電流変換器の第１（制御）入力により、負荷を流れる出力電流の設定器の出力に接続される直流電圧直流電流変換器と、負荷の端子のうちの一つにより、直流電圧直流電流変換器の出力に接続される負荷と、入力直流電圧源の正端子により、負荷の別の端子に接続される入力直流電圧源とを備える。直流電圧直流電流変換器は、コレクタが直流電圧直流電流変換器の出力であるトランジスタと、測定抵抗器の端子のうちの一つによりトランジスタのエミッタに、および測定抵抗器の別の端子により直流電圧直流電流変換器の第２入力に接続される測定抵抗器と、フィードバック要素の入力によりトランジスタのエミッタに接続されるフィードバック要素（例えば、固定値抵抗器を含む）と、演算増幅器とを備える。演算増幅器は、反転入力によりフィードバック要素の出力に、および基準抵抗器の第２端子により基準電圧源の正端子に接続される、基準抵抗器の第１端子に接続され、ならびに出力によりトランジスタのベースに接続され、演算増幅器の非反転入力は、直流電圧直流電流変換器の第１（制御）入力であり、基準電圧源の負端子が、直流電圧直流電流変換器の第２入力に接続される。
【０００９】
上記の直流電圧直流電流変換器の実装および接続により、直流電圧直流電流変換器に直流電圧を印加すると、ついには、入力直流電圧を、負荷を流れる出力電流の設定器の出力電圧によって値が決まる、不変の直流に変換することが可能になる。
【００１０】
出力電流が直流電圧直流電流変換器の測定抵抗器を流れると、フィードバック要素を経由するフィードバック信号として、直流電圧直流電流変換器の演算増幅器の反転入力に利用される測定抵抗器に、電圧の低下が現れる。
【００１１】
同時に、演算増幅器の演算モードを可能にするバイアス電圧が、直流電圧直流電流変換器の基準電圧源から、基準抵抗器を通って、同じ演算増幅器の反転入力に印加される。実際は、このバイアス電圧は、出力電流または測定抵抗器のいずれかの値によって決まるわけではない。フィードバック要素の出力から、演算増幅器の反転入力に印加されるフィードバック信号電圧の下、出力電流は安定化し、安定した出力電流の値は、演算増幅器の非反転入力に（直流電圧直流電流変換器の負荷を流れる出力電流の設定器の出力から）印加される電圧によって定まる。
【００１２】
したがって、提案する設計では試作品とは異なり、演算増幅器の演算モードを可能にするバイアス電圧を演算増幅器の反転入力で形成することは、設定レベルで出力電流値を安定化するフィードバック信号の形成とは関係しない。結果として、合理的に小さい値の測定抵抗器を選ぶことができ、したがって、負荷の直流電圧直流電流変換器を流れる直流の提案する調整器によって消費される電力を、実質的に削減し得る。
【００１３】
これは自明の計算によって説明し得る。
【００１４】
演算増幅器の反転入力で必要とされるバイアス（ｂｉａｓ）電圧Ｕｂｉａｓ（演算増幅器の演算モードを可能にする電圧）は、Ｕｂｉａｓ＝２．０Ｖであると仮定する。負荷を流れる直流の調整器の出力（output）電流の三つの値は、安定化されるべきであると仮定する：Ｉｏｕｔ＝０．１Ａ、１．０Ａおよび１０．０Ａ。
【００１５】
試作品については、電流０．１Ａで２．０Ｖに等しいバイアス電圧を形成するための、測定抵抗器（measuring resistor）の値Ｒｍｓｒは、Ｒｍｓｒ＝Ｕｂｉａｓ／Ｉｏｕｔ＝２．０：０．１＝２０オームとなるであろう。
【００１６】
その後、電流０．１Ａで試作品（prototype）の消費電力Ｐｐｔｔは、Ｐｐｔｔ＝Ｉｏｕｔ２・Ｒｍｓｒ＝０．１２・２０＝０．２Ｗｔとなるであろう。
【００１７】
試作品では、電流１．０Ａで２．０Ｖに等しいバイアス電圧を形成するために、測定抵抗器の値Ｒｍｓｒは、Ｒｍｓｒ＝Ｕｂｉａｓ／Ｉｏｕｔ＝２．０：１．０＝２．０オームとなるであろう。
【００１８】
その後、電流１．０Ａで消費電力Ｐｐｔｔは、Ｐｐｔｔ＝Ｉｏｕｔ２・Ｒｍｓｒ＝１．０２・２．０＝２Ｗｔとなるであろう。
【００１９】
そして、電流１０Ａでは、試作品に対する測定抵抗器の値Ｒｍｓｒは、Ｒｍｓｒ＝Ｕｂｉａｓ／Ｉｏｕｔ＝２．０：１０．０＝０．２オームであり、電流１０．０Ａで消費電力Ｐｐｔｔは、Ｐｐｔｔ＝Ｉｏｕｔ２・Ｒｍｓｒ＝１０．０２・０．２＝２０Ｗｔである。
【００２０】
提案する設計ではそれとは反対に、測定抵抗器の値は、必要とされるバイアス電圧に関係なく、任意の小さい、例えば、０．１オームが選ばれ得る。
【００２１】
その後、電流０．１Ａで、提案する設計（proposed design）において測定抵抗器で消費される電力は、Ｐｐｒｏｐｄｅｓ＝Iｏｕｔ２・Ｒｍｓｒ＝０．１２・０．１＝０．００１Ｗｔとなるであろう。
【００２２】
電流１．０Ａで、提案する設計において測定抵抗器で消費される電力は、Ｐｐｒｏｐｄｅｓ＝Ｉｏｕｔ２・Ｒｍｓｒ＝１．０２・０．１＝０．１Ｗｔとなるであろう。
【００２３】
電流１０．０Ａで、提案する設計において測定抵抗器で消費される電力は、Ｐｐｒｏｐｄｅｓ＝Ｉｏｕｔ２・Ｒｍｓｒ＝１０．０２・０．１＝１０Ｗｔとなるであろう。
【００２４】
だが、提案する設計におけるさらなる電力は、フィードバック要素および基準電圧源の中で消散されることに留意すること。フィードバック（feedback）要素は、実際に提案する設計に従い作製される装置の信頼性の高い動作を確保する、抵抗器Ｒｆｅ＝３．９ｋオームであると想定する。
【００２５】
その後、フィードバック要素の消費電力は、Ｐｆｅ＝Ｕｂｉａｓ２／Ｒｆｅ＝０．４２：３９００＝０．００００４Ｗｔとなるであろう。
【００２６】
提案する設計における基準電圧源の消費電力は、おおよそ同じ値である。これらの値を上で計算した値に加算して、比較表に結果を示すと、以下を示すであろう。
【００２７】
【表１】
0006703088.tif 000002
【００２８】
表から、消費電力の倍数表示による利得は、多数および何百を超え得ると言える。演算モードを確保する、演算増幅器の反転入力におけるバイアス電圧Ｕｂｉａｓは、演算増幅器のタイプによって決まり、０．４Ｖもしくは１．０Ｖもしくは４．０Ｖまたはそれ以上である場合があり、直流調整器の出力電流は、ごく少数ミリアンペアから最大で多数のアンペアであり得ることを、当業者は理解するであろう。これらの所与の場合にはすべて、提案する設計において測定抵抗器、フィードバック要素および基準電圧源を正しく選択することによって、試作品と比較して何倍およびさらに何百倍も、消費電力を削減することを可能にする。上で言及した技術的結果がそれを示している。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
負荷を流れる直流の提案する調整器について、負荷を流れる直流の調整器の機能回路を提示する図を参照しながら、以下で説明し、回路は下記を備える。
【図１】―直流電圧源２と、第１端子４により直流電圧源２の正端子５に、および第２端子６により直流電圧源２の負端子７に接続される可変抵抗器３ととして作製される、負荷を流れる直流の値の設定器１  ―トランジスタ９と、端子１１のうちの一つによりトランジスタ９のエミッタ１２に接続される測定抵抗器１０と、反転入力１４によりフィードバック要素１６の出力１５に、および基準抵抗器１８の第１端子１７に接続される演算増幅器１３ととして作製される直流電圧直流電流変換器８であって、基準抵抗器１８は、その第２端子１９により基準直流電圧源２１の正端子２０に接続される
【００３０】
その上、直流電圧直流電流変換器８の第１（制御）入力２３を経由する、直流電圧直流電流変換器８の演算増幅器１３の非反転入力２２が、負荷を流れる出力電流の設定器１の出力２５である、可変抵抗器３の第３端子２４に接続され、演算増幅器１３の出力２６が、トランジスタ９のベース２７に接続され、直流電圧源２１の負端子２８が、測定抵抗器１０の第２端子２９に接続され、かつ直流電圧直流電流変換器８の第２出力３０である。
―端子のうちの一つ３２により、直流電圧直流電流変換器８の出力３４である、トランジスタ９のコレクタ３３に接続される負荷３１
―入力直流電圧源３５の負端子３８が、負荷を流れる出力電流の設定器１の端子３９を経由して、負荷を流れる出力電流の設定器１の直流電圧源２の負端子７にだけでなく、負荷３１を流れる直流の提案する調整器のフレーム（構造要素を接続するための共通線）に、および直流電圧直流電流変換器８の第２入力３０を経由して、直流電圧直流電流変換器８に組込まれる測定抵抗器１０の他方の端子２９にも接続される一方、正端子３６により負荷３１の別の端子３７に接続される入力直流電圧源３５
【００３１】
負荷を流れる直流の提案する調整器は、以下の通り動作する。
【００３２】
負荷３１を流れる出力電流の設定器１の出力２５から、直流電圧直流電流変換器８の第１（制御）入力２３へ（演算増幅器１３の非反転入力２２へ）、負荷３１を流れる事前設定値の電流を生成するために必要とされる電圧が印加される。
【００３３】
この電圧は、例えば、直流電圧源２、および第２直流電圧源１４の正端子５と負端子７端子との間をそれぞれ接続する可変抵抗器３を提供することによって取得し得る。可変抵抗器１７の第３端子２４から、必要とされる制御電圧が、負荷３１を流れる出力電流の設定器１の出力２５に印加される。
【００３４】
直流電圧直流電流変換器８の測定抵抗器１０を横切る電圧は、例えば、測定抵抗器１０を通る電流の流れをもたらす、演算増幅器１３、トランジスタ９およびフィードバック要素１６を備える電圧安定器を用いて安定化され、直流電圧直流電流変換器８または負荷３１の出力でのいずれの電圧からも独立し、電流の値は、測定抵抗器１０の値、および負荷３１を流れる出力電流の設定器１の出力電圧により定められる。この場合、直流電圧直流電流変換器２３の演算増幅器１３の非反転入力２２に接続される、負荷３１を通る出力電流の設定器１の出力電圧が、フィードバック要素１６を経由して、トランジスタ９のエミッタ１２に、および直流電圧直流電流変換器８の測定抵抗器１０に接続される、演算増幅器１３の反転入力１４における電圧より高い場合、トランジスタ９のベース２７に接続される演算増幅器１３の出力２６に印加されるのは、トランジスタ９が開くような電圧であり、測定抵抗器１０を横切る電圧は、演算増幅器１３の反転入力１４における電圧が、負荷３１を流れる出力電流の設定器１の出力電圧の値に到達する瞬間まで増加するであろう。
【００３５】
このとき、演算増幅器１３の出力２６における電圧は上昇を止め、トランジスタ９のエミッタ１２における電圧も上昇を止めて、トランジスタ９のエミッタ１２および測定抵抗器１０の接点における電圧が、演算増幅器１３の非反転入力２２における電圧と等しくなるような値となり（第２端子１９により第１基準電圧源２１の正端子２０に接続される、基準抵抗器１８の第１端子１７における電圧だけでなく、フィードバック要素１６における電圧低下も考慮に入れる）、この状態が負荷３１の変動の下に維持されるであろう。
【００３６】
結果的に、負荷３１の値が変化すると、そこを流れる直流は安定化し、その値は、負荷３１を流れる出力電流の設定器１の出力電圧の値、および測定抵抗器１０の値によって定められる。
【００３７】
だが、演算増幅器１３の演算モードは、基準電圧源２１の端子２０から基準抵抗器１８を経由して、演算増幅器１３の反転入力１４に来るバイアス電圧によって定められる。そのため、測定抵抗器１０の値は、充分に小さい値を選択することができ、必要とされるバイアス電圧がどんな値であろうとも、抵抗器の消散電力もまた充分に小さくなる。
【００３８】
結果として、負荷を流れる直流の提案する調整器において、演算増幅器１３の反転入力１４におけるバイアス電圧と、フィードバック要素１６を経由して同じ入力に来るフィードバック信号とを別個に形成するために、動的に消費電力を削減することが可能になる。
【００３９】
提案する設計は、多くの方法で実装し得ることに留意されたい。例えば、トランジスタ９は、双極のものだけでなく、ＭＯＳトランジスタ、ＩＧＢＴおよび実際にはいかなる線形制御要素でもあり得る。
【００４０】
負荷を流れる出力電流の設定器１の出力電圧はまた、上に開示した手法と比較して、パルス幅変調の制御電圧への変換、または制御プロトコル（例えば、ＤＡＬＩ）コードの制御電圧への変換、もしくはいかなる他の制御動作から制御電圧への変換など、様々な方法で形成し得る。
【００４１】
共通の電力回路が、負荷を通る出力電流の設定器１を供給し、基準電圧源２１を確立するのに使用され得る。電流源は、基準電圧源２１および基準抵抗器１８などとして機能し得る。
【００４２】
提案する設計を実装するこれらすべての様々な方法によって、最終的に同じ技術的結果、すなわち、バイアス電圧（演算増幅器の反転入力における）およびフィードバック信号（測定抵抗器からフィードバック要素を経由して同じ入力へ来る）を別個に形成することによる、消費電力の削減を得る。
【図１】
0006703088.tif 000003