(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光線治療システムの作動方法であって、
前記光線治療システムは、
複数の発光ダイオード（ＬＥＤ）のストリングを含むＬＥＤパッドであって、前記ＬＥＤのストリングは、連続して直列に接続された１組のＬＥＤであり、前記ＬＥＤパッドは、対象にＬＥＤ光が入射するように配置されるべく適合された、該ＬＥＤパッドを含み、
前記作動方法は、
前記システムが、前記ＬＥＤのストリング及び前記ストリングを構成する各ＬＥＤから放射される前記ＬＥＤ光の強度を、正弦波関数に従って変化させるステップであって、前記正弦波関数が少なくとも１周期の連続した正弦波を含む、該ステップを含む、作動方法。
【請求項２】
前記正弦波関数が、単一の正弦波から成ることを特徴とする請求項１に記載の作動方法。
【請求項３】
前記正弦波関数の周波数が、音声周波数帯域内の周波数であることを特徴とする請求項２に記載の作動方法。
【請求項４】
前記ＬＥＤ光が、前記正弦波の周波数以外は、２０ＫＨｚ未満の周波数は含まないことを特徴とする請求項３に記載の作動方法。
【請求項５】
前記正弦波関数の周波数が、複数の正弦波を含むことを特徴とする請求項１に記載の作動方法。
【請求項６】
前記複数の正弦波に含まれる各周波数は全て２０ＫＨｚ未満であることを特徴とする請求項５に記載の作動方法。
【請求項７】
前記ＬＥＤ光が、前記複数の正弦波の各周波数以外は、２０ＫＨｚ未満の周波数は含まないことを特徴とする請求項６に記載の作動方法。
【請求項８】
前記ＬＥＤパッドは、前記ＬＥＤのストリングに直列に接続されたＭＯＳＦＥＴを含み、
前記作動方法は、
前記ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を前記正弦波関数に従って駆動するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の作動方法。
【請求項９】
光線治療システムであって、
ＬＥＤのストリングを含むＬＥＤパッドと、
前記ＬＥＤのストリングに直列に接続されたＭＯＳＦＥＴと、
前記ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を正弦波関数に従って駆動する駆動手段とを含み、
前記駆動手段が、基準電流と、前記基準電流を正弦波関数に従って振動させる振動手段とを含む、システム。
【請求項１０】
前記駆動手段が、前記基準電流を、前記ＭＯＳＦＥＴを流れる電流と比較する比較手段を含むことを特徴とする請求項９に記載のシステム。
【請求項１１】
前記振動手段が、ＬＣ発振器、ＲＣ発振器、ウィーンブリッジ発振器、及びツインＴ発振器から成る群より選択される装置を含むことを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
【請求項１２】
光線治療システムであって、
ＬＥＤのストリングを含むＬＥＤパッドと、
前記ＬＥＤのストリングに直列に接続されたＭＯＳＦＥＴと、
前記ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を正弦波関数に従って駆動する駆動手段とを含み、
前記駆動手段が、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器と、予め定められた時間に前記正弦波関数の代表値を入力するために前記Ｄ／Ａ変換器の入力端に接続されたレジスタとを含む、システム。
【請求項１３】
光線治療システムであって、
ＬＥＤのストリングを含むＬＥＤパッドと、
前記ＬＥＤのストリングに直列に接続されたＭＯＳＦＥＴと、
前記ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を正弦波関数に従って駆動する駆動手段とを含み、
前記駆動手段が、前記正弦波関数の成分波形を組み合わせるためのアナログミキサを含む、システム。
【請求項１４】
前記ＬＥＤパッドは、前記ＬＥＤのストリングに直列に接続されたＭＯＳＦＥＴを含み、
前記作動方法は、
前記ＭＯＳＦＥＴのゲートにパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を供給するステップを含み、
前記ＰＷＭ信号の各パルスのデューティファクタは、ある時間間隔をおける前記正弦波関数の値を表すことを特徴とする請求項１に記載の作動方法。
【請求項１５】
前記システムが、ＰＷＭラッチとＰＷＭカウンタとを含み、
前記ＰＷＭカウンタの出力端は、前記ＰＷＭラッチの入力端に接続されていることを特徴とする請求項１４に記載の作動方法。
【請求項１６】
前記システムが、前記ＭＯＳＦＥＴのオン期間の代表値を保持するためのレジスタをさらに含み、
前記レジスタが前記ＰＷＭカウンタに接続されていることを特徴とする請求項１５に記載の作動方法。
【請求項１７】
前記システムが、前記ＰＷＭラッチ及び前記ＰＷＭカウンタに接続されたｆｓｙｎｃ出力端と前記ＰＷＭカウンタに接続されたｆθ出力端とを有するタイミング源及びクロック生成回路を含むことを特徴とする請求項１６に記載の作動方法。
【請求項１８】
前記タイミング源及び前記クロック生成回路は、Ｔｓｙｎｃカウンタをさらに含み、
前記Ｔｓｙｎｃカウンタの入力端は、前記ｆθ出力端に接続されており、
前記Ｔｓｙｎｃカウンタの出力端は、前記ｆθ出力端に接続されていることを特徴とする請求項１７に記載の作動方法。
【請求項１９】
前記システムが、カウンタと、前記ＭＯＳＦＥＴのオン期間の代表値を保持するためのｔｏｎレジスタと、前記ＭＯＳＦＥＴのオフ期間の代表値を保持するためのφレジスタとを含み、
前記ｔｏｎレジスタの出力端は、前記カウンタの第１の入力端に接続されており、
前記φレジスタの出力端は、前記カウンタの第２の入力端に接続されていることを特徴とする請求項１４に記載の作動方法。
【請求項２０】
前記システムが、前記ＭＯＳＦＥＴの電流の代表値を保持するためのＩＬＥＤレジスタと、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）レジスタとをさらに含み、
前記ＩＬＥＤレジスタの出力端は、前記Ｄ／Ａ変換器の入力端に接続されていることを特徴とする請求項１５に記載の作動方法。
【請求項２１】
前記正弦波関数の周波数が、２０Ｈｚ〜２００００Ｈｚの範囲内であることを特徴とする請求項３に記載の作動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光生物学的変調、光線治療及び生物共振を含む医学的適用のためのバイオテクノロジーに関する。
【背景技術】
【０００２】
導入
【０００３】
バイオフォトニクス（Biophotonics）は、光子（フォトン）すなわち光の電子制御及び光子と生きた細胞及び組織との相互作用に関連する生物医学分野である。バイオフォトニクスには、手術、イメージング、バイオメトリクス、疾患検出、光線治療が含まれる。光線治療は、損傷、疾患、及び免疫系の苦痛との闘いを含む医学的治療を目的とした光量子、通常は赤外光、可視光及び紫外光の制御された適用である。より具体的には、光線治療は、生きた細胞及び組織のエネルギーの移動及び吸収挙動を制御するべく、治療を受ける細胞及び組織を、連続的または繰り返し不連続パルスのいずれかである特定の光波長の光子の流れにさらすステップを含む。
【０００４】
パルス光線治療技術の歴史
【０００５】
１世紀以上の間、医師、研究者及びアマチュア実験者たちが、紫外可視光、赤外光、熱、マイクロ波、電波、交流（特に微弱電流）、超音波及び音波を含む非電離エネルギーに対する生きた細胞及び組織の応答にわずかばかり取り組んできた。多くの場合、エネルギー源は振動またはパルスで変調され、エネルギーの安定利用によって生じる効果とは異なる「生物学的変調」効果を生じさせると報告されている。有名な科学者であり交流の父であるニコラ・テスラでさえも、ＡＣ技術及び振動エネルギーの想定される利益を見せるための芝居がかった公開デモンストレーションにおいて自分自身を高周波数変調された電気ショックまたは「落雷」にさらしていたことが知られている。残念ながら、全ての興味及び活動にもかかわらず、これらの大々的に扱われた制御不良の実験の結果は、一定の振動指向エネルギーを用いた細胞間相互作用の総合的体系的知識を生むのではなく、科学、疑似科学、神秘主義及び宗教の混沌とした自己矛盾さえする融合体を生み出した。これらの相反する、時には膨大な主張、今日の出版物、論文及びウェブサイトを広めることは、ハードサイエンス及びバイオテクノロジー研究からホリスティック医学及びスピリチュアリズムに及び、多くの場合、単に顧客の気を引いて商品の販売を促進するためのセンセーショナルな疑似科学（技術的な根拠を欠いている）である。
【０００６】
局所的には、今日の指向性エネルギー治療への最も大きな興味は治癒（すなわち光線治療）のための低レベルのパルス光に集中しているが、動物及びヒト組織の治癒プロセスに与える振動エネルギーの影響に関する最も初期の研究は、光を利用しておらず、代わりに正弦波微弱電流で組織を刺激することを必要としていた。１９５０年代半ばに鍼師ポール・ノジェ博士によって行われた、この十分に立証されていない実験に基づく研究は、特定の周波数が他の周波数よりも速く治癒を促進しかつ組織特異性を示すと結論付けた。これらの研究は、０（ＤＣ）ないし２０ｋＨｚの可聴域周波数範囲で行われた。
【０００７】
用いられた治療条件及び装置の明確な文書はなく、出願人らの知る限りでは、ノジェ博士の実験及びその結果の検証の正確な科学的再現は起こっておらず、引用された公開論文に科学技術的報告は現れていない。よって、疾患を治療しかつ痛みに対処する特別な方法を構成するのではなく、報告されているノジェ博士の観察は、当分野の後続の調査及び開発において、ロードマップ、すなわち、次の前提を含む一連の指針としての役割を果たした。
・ヒト患者においては、負傷または病変組織及び患者の感知される痛みの治癒は、電気刺激の発振周波数（特に２９２Ｈｚまたは音名「Ｄ」）によって変化する。
・２０ｋＨｚ及びそれ以下の可聴範囲にある特定の周波数が、その他の周波数よりも、様々な組織及び器官を促進するようである。すなわち、組織特異性は周波数に依存している。
・所与の周波数を２倍にした場合、組織特異性、効果、有効性において、元の周波数と同じように振る舞うようである。
最後の箇条書きにおいて、周波数の偶数倍が同じように振る舞うことが細胞生物学及び生理学的プロセスにおける高調波の挙動を暗示していることに言及しているのは興味深い。そのような高調波の挙動は、ピアノ及びその鍵盤のデザインに類似しており、ここで、周波数を２倍または半分にすることは、音楽的に、元の音名よりも１オクターブすなわち８音高いかまたは低い同じ音名と等しい。また、「偶数次」高調波の報告された利益は、偶数次高調波が、奇数次高調波を示す回路またはシステムよりも、エネルギーをより効率的に結合し、かつより予想通りに振る舞うことを示す物理系の数学的解析と一致する。
【０００８】
ノジェ博士の観察は、（特に光線治療への適用性において）医学研究者の間で本格的な研究テーマとなったが、ノジェ博士の観察には、生命が１つの純周波数を含み、当該周波数を妨げる何かが疾患や損傷を表し、これらの悪い周波数を排除または相殺することで何らかの形で健康を回復するという、非常に疑わしい形而上学的かつ宗教的原理を助長する過熱気味の狂信的な主張も含まれている。健康を維持するためのそのような懐疑的な主張が科学的に覆されてきたにもかかわらず、この理論の提案者たちは、より健康でより長寿命のためにいわゆる「生物共振」を用いて人々の健康的な周波数を「強化」するための利益のある製品やサービスを提供し続けている。
【０００９】
本願の文脈の中で、本明細書における生物共振の検討は、言葉のこの形而上学的な解釈に言及するものではなく、代わりに、光生物学的変調によって生じる細胞及び組織における十分に定義された生化学プロセスに言及する。実際には、科学的測定値は、１つではなく多数の周波数が人体に同時に共存することを明らかにしている。これらの測定された周波数は、ランダムなもの、固定周波数、時間的に変化するものがあるが、大部分は音声スペクトル内、すなわち２０ｋＨｚ以下に存在する。これらの自然発生の周波数には、心機能を制御するＥＣＧ信号、思考を制御する脳内のＥＥＧ信号、視神経によって運ばれる可視信号、末梢筋肉において時間的に変化する筋肉刺激、腸及び子宮における蠕動筋肉収縮、中枢神経系及び脊髄によって運ばれる触感覚からの神経インパルス、及びさらに多くのものが含まれる。同様の信号は、ヒト、他の哺乳類及び鳥類において観察される。よって、明らかに、生活のための健康状態を一様に説明する１つの周波数は存在しない。
【００１０】
１９６０年代後半を起点として、ロシア人とチェコ人が先駆者となり医学的関心が微弱電流から光線治療へ変わり、その後１９８０年代には米国でＮＡＳＡの委託研究が行われた。低レベル光治療（ＬＬＬＰ）としても知られている光線治療を研究する過程で、変調周波数の同じ疑問が生じ、光線治療のためのパルス光と連続照射を比較した。数々の努力は、主として可聴範囲内、すなわち２０ｋＨｚ以下の周波数の赤色及び赤外パルス光に集中した。
【００１１】
数多くの研究及び臨床試験において、光線治療のための連続波治療と様々なパルス赤外レーザ法が比較されてきた。論文誌Lasers Surg. Med. August 2010, volume 42(6), pp. 450-466の"Effect of Pulsing in Low-Level Light Therapy"（非特許文献１）において、マサチューセッツ総合病院、ハーバード大学医学大学院及び他の病院に属する著者及び医師ハシミら（Hashmi et al.）は、９つのパルス波（ＰＷ）及び連続波（ＣＷ）試験の直接比較試験を批評的にレビューした。これらの試験のうち、６つの研究はパルス治療が連続照射よりも優れていることを示しており、２つの事例においてのみ連続波治療が光パルスよりも優れていた。しかし、これらの公開された研究では、治療効果のための最適パルス条件を定義する同意または合意には至っていない。
【００１２】
パルス光による光線治療が連続光よりも優れていることを示す１つのそのような研究である、２０１１年９月１０日に発行されたレーザ・メディカル・サイエンス（Laser Medical Science）のＸ．ウーら（X. Wu et al.）による "Comparison of the Effects of Pulsed and Continuous Wave Light on Axonal Regeneration in a Rat Model of Spinal Cord Injury" （非特許文献２）は、神経修復のテーマに取り組んでいる。抜粋すると、その導入において、「光療法（ＬＴ）は、動物試験及び臨床試験の両方において損傷及び疾患並びに中枢神経系の疾患の実行可能な治療として研究されてきた。インビボ研究に基づき、ＬＴは、脊髄損傷（ＳＣＩ）、外傷性脳損傷、脳卒中及び神経変性疾患の治療に有益な効果があった。」と述べられている。
【００１３】
この研究は、このとき、その効果を、ＳＣＩに対する連続波（ＣＷ）光療法対パルス波（ＰＷ）治療の比較に集中させていた 。ラットに対して、ＳＣＩ手術から１５分間以内に、８０８ｎｍの（赤外）ダイオードレーザを５０分間経皮的に照射し、その後も毎日、連続１４日間にわたって照射した。長い検討の後、著者らは、「結論として、ＣＷ及びパルスレーザ光は、ＳＣＩ後の軸索再生及び機能回復を支援する。パルスレーザ光は、損傷部位から離れて位置する脊髄セグメントに対する軸索再生を支援する可能性がある。したがって、パルス光の使用は、ＳＣＩにとって有望な非侵襲性療法である。」と報告した。
【００１４】
これらの研究の大部分はパルスレーザを用いていたが、デジタルパルス発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いる同様のシステムがその後開発された。これらの研究（例えばLaser Med. Sci., 2009（非特許文献３））は、全てが等しいならば、ＬＥＤ光線治療はレーザ光線治療に匹敵するかまたはレーザ光線治療に優ることを示していた。さらに、ＬＥＤ治療のソリューションは、レーザ法及び装置よりも実装コストが安く、本質的により優れた安全性を提供する。これらの考察を所与として、本願は、ＬＥＤに基づくシステムに重点を置くが、開示されている独創性がある方法の多くがＬＥＤまたは半導体レーザに基づくソリューションの両方に等しく適用可能であることも念頭に置いておく。
【００１５】
パルスＬＥＤ光線治療システム
【００１６】
図１は、連続光またはパルス光での運転が可能な光線治療システムの要素を示しており、患者の組織５上にＬＥＤパッド２から発する光子３の源としてＬＥＤを制御しかつ駆動するＬＥＤドライバ１を含む。組織５としてヒトの脳が示されているが、光線治療を用いて、任意の器官、組織または生理系を治療することができる。治療の前後または治療中に、医師または臨床医７は、モニタ観察に従ってＬＥＤドライバ１の設定を制御することによって、治療を調整することができる。
【００１７】
図２に示すような多くの可能なメカニズムが存在するが、植物及び動物、例えば、鳥類、哺乳類、馬及びヒトを含むあらゆる真核細胞２０に存在する細胞小器官であるミトコンドリア２１内において、光線治療中に光生物学的変調に関与する支配的な光生物学的プロセス２２が発生することが通常認められる。今日までの理解では、光生物学的プロセス２２は、光子２３がとりわけ分子シトクロムｃオキシダーゼ（ＣＣＯ）２４に衝突するステップを含み、ＣＣＯ２４は、アデノシン一リン酸（ＡＭＰ）をより高いエネルギー分子アデノシン二リン酸（ＡＤＰ）に変換し、ＡＤＰをさらに高いエネルギー分子アデノシン三リン酸（ＡＴＰ）に変換することによって細胞エネルギー含有量を増加させる充電器として働く。ＡＭＰ→ＡＤＰ→ＡＴＰ充電シーケンス２５において貯蔵エネルギーを増加させるプロセスでは、シトクロムｃオキシダーゼ２４は充電器と同様に働き、ＡＴＰ２６はエネルギーを貯蔵する携帯電池として働き、このプロセスは動物の「光合成」と見なすことができる。シトクロムｃオキシダーゼ２４は、食物の消化により得られるグルコースからＡＴＰ充電シーケンス２５における燃料へ、または消化及び光合成の組み合わせによって、エネルギーを変換することもできる。
【００１８】
細胞代謝に力を与えるべく、ＡＴＰ２６は、ＡＴＰ→ＡＤＰ→ＡＭＰ放電プロセス２８を通してエネルギー２９を放出することができる。エネルギー２９は、その後、触媒、酵素、ＤＮＡポリメラーゼ、及び他の生体分子の形成を含むタンパク質合成を駆動するために用いられる。
【００１９】
光生物学的プロセス２２の別の側面は、シトクロムｃオキシダーゼ２４が、ニューロン伝達及び血管新生、新たな動脈及び毛細血管の成長における重要なシグナル伝達分子である一酸化窒素（ＮＯ）２７のスカベンジャーであることである。光線治療中に治療される細胞におけるシトクロムｃオキシダーゼ２４の照射は、負傷または感染組織付近においてＮＯ２７を放出し、被治療組織への血流及び酸素の送達を増加させて、治癒、組織修復、及び免疫応答を促進する。
【００２０】
光線治療を行い、シトクロムｃオキシダーゼ２４を刺激して光子２３からのエネルギーを吸収するために、光源と光を吸収する組織との間の介在組織は、光を遮断または吸収することができない。ヒト組織の電磁放射線（ＥＭＲ）分枝吸収スペクトルが、図３に示す吸収係数対電磁放射線の波長λ（ｎｍで測定）のグラフ４０に示されている。図３は、酸化ヘモグロビン（曲線４４ａ）、脱酸素化ヘモグロビン（曲線４４ｂ）、シトクロムｃ（曲線４１ａ，４１ｂ）、水（曲線４２）及び脂肪及び脂質（曲線４３）の相対吸収係数を光の波長の関数として示している。図に示すように、脱酸素化ヘモグロビン（曲線４４ｂ）及び同様に酸化ヘモグロビン、すなわち血液（曲線４４ａ）は、可視スペクトルの赤色部分、特に６５０ｎｍよりも短い波長に対して光を強く吸収する。可視スペクトルの赤外部分におけるより長い波長、すなわち、９５０ｎｍ以上では、ＥＭＲは水（Ｈ２Ｏ）によって吸収される（曲線４２）。６５０−９５０ｎｍの波長では、ヒト組織は、透明な光の窓４５によって示されるように本質的に透明である。
【００２１】
脂肪及び脂質（曲線４３）による吸収を除いて、透明な光の窓４５内における波長λの光子２３を含むＥＭＲは、シトクロムｃオキシダーゼ（曲線４１ａ、４１ｂ）によって直接吸収される。具体的には、シトクロムｃオキシダーゼ２４は、水や血液に妨げられない曲線４１ｂによって表されるスペクトルの赤外部分を吸収する。可視スペクトルの赤色部分の光によって照射されるシトクロムｃオキシダーゼのための二次吸収テール（曲線４１ａ）は、脱酸素化ヘモグロビンの吸収特性によって部分的に阻害され（曲線４４ｂ）、深部組織に対する光生物学的反応を制限しているが、上皮組織及び細胞においては尚も活性化されている。図３は、したがって、皮膚並びに内部器官及び組織のための光線治療が、異なる治療及び光の波長（皮膚には赤、内部組織及び器官には赤外）を必要とすることを示している。
【００２２】
現在の光子デリバリーシステム
【００２３】
光線治療中に組織内への最大エネルギー結合を達成するために、組織を光子により一貫して均一に照射するための一貫したデリバリーシステムを考案することが重要である。初期の試みではフィルタ付きランプが用いられていたが、ランプは非常に熱く、患者にとって不快であり、患者及び医師を火傷させるおそれがあり、長時間の治療中に均一な照射を維持することが非常に困難である。ランプはまた、寿命が短く、希薄気体を用いて構成されている場合には、定期的な交換の費用が高くつくこともある。フィルタのせいで、ランプを非常に高温で作動させることにより、妥当な治療期間で効率的な治療を達成するために必要な光子束を達成しなければならない。フィルタの付いていないランプは、太陽のように、実際に広範すぎるスペクトルを与え、特に電磁スペクトルの紫外部分において、一部が有害な光線を含むような、有用な化学反応及び望ましくない化学反応の両方を同時に刺激することによって光子の効果を制限する。
【００２４】
代替案として、光線治療を行うためにレーザが用いられ、依然として用いられている。ランプと同様に、レーザは、強い高濃度の光パワーに組織をさらすことで、加熱によらず、患者に火傷を負わせるリスクがある。当該問題を防止するために、レーザ光のパワー出力が制限されていること及び危険な光レベルを生み出す過度に高い電流が誤って生じることがないことに特別な注意を払わなければならない。第２の、より現実的な問題は、レーザの照射面積である「スポットサイズ」が小さいことに起因する。レーザは小さな集光領域を照射するので、大きな器官、筋肉や組織を治療することは困難であり、過電力状態が発生することの方がずっと容易である。
【００２５】
レーザ光に関連する別の問題は、その「コヒーレンス」により生じ、光の特性は、光が広がることを阻止し、治療中に広い面積を網羅することをより困難にする。種々の研究は、コヒーレント光を用いた光線治療から得られる固有の追加利益が存在しないことを示している。一例を挙げると、コヒーレント光は任意の既知の光源から自然発生しないので細菌、動植物の生命は、進化し、コヒーレント光ではなく散乱光を自然に吸収する。第二に、上皮組織の最初の２つの層は既に任意の光学コヒーレンスを破壊しているので、コヒーレンスの存在は明らかに、光の吸収ではなく光のデリバリーに格下げされる。
【００２６】
さらに、レーザの光学スペクトルは、効果の高い光線治療を達成するのに必要な有用な化学及び分子遷移の全てを完全に引き起こすには狭すぎる。レーザの限られたスペクトルは、通常はレーザの中心波長値±３ｎｍの範囲であり、光線治療に必要な全ての有用な化学反応を適切に引き起こすことを困難にさせる。或る範囲の周波数を狭い帯域幅の光源で網羅することは困難である。例えば、再び図３を参照すると、疑いもなく、ＣＣＯ吸収スペクトル（曲線４１ｂ）の生成に関わる化学反応は、吸収テール（曲線４１ａ）を生じさせる反応とは明らかに異なる。両領域の吸収スペクトルが有用であることが分かっていると仮定すれば、波長スペクトルが６ｎｍ幅しかない光源を用いてこの広い範囲を網羅することは困難である。
【００２７】
よって、太陽光が、多くの競合する化学反応を多くのＥＭＲ波長で光生物学的に励起する過度に広範なスペクトルであるのと同じように、いくつかの有害ですらあるレーザ光は、狭すぎて、光線療法治療における完全な効果に到達するのに十分な化学反応を促進しない。この主題は、ウィリアムズらによる「Phototherapy System And Process Including Dynamic LED Driver With Programmable Waveform」と題する関連出願（米国特許出願第１４／０７３，３７１号明細書（特許文献１））においてより詳細に議論されており、該文献は、引用を以って本明細書の一部となす。
【００２８】
透明な光の窓４５内の波長の全範囲、すなわち約６５０−９５０ｎｍの全幅を励起することによって光線治療を与えるために、当該範囲に及ぶように４つの異なる波長光源が用いられるとしても、各光源は、ほぼ８０ｎｍの帯域幅を必要とすることになる。これは、レーザ光源の帯域幅よりも１桁分以上広い。この範囲は、実際的にレーザが網羅するには全く広すぎる。今日では、電磁スペクトルの遠赤外から紫外部分までの広範囲の光スペクトルを放射するＬＥＤが市販されている。±３０ｎｍないし±４０ｎｍの帯域幅では、スペクトルの赤、長い赤、短い近赤外（ＮＩＲ）及び中間ＮＩＲ部分、例えば、６７０ｎｍ、７５０ｎｍ、８２５ｎｍ及び９００ｎｍに位置する中心周波数で所望のスペクトルを網羅する方がずっと容易である。
【００２９】
図４は、光デリバリー問題の好適なソリューションがフレキシブルＬＥＤパッドの使用であることを示しており、フレキシブルＬＥＤパッドは、ピクトグラム５９で示されるように患者の身体に沿って湾曲している。図のように、フレキシブルＬＥＤパッド５０は、身体の手足等の付属器官、この場合は組織６１を含む脚部に適合するように意図的に曲がっており、ベルクロ（登録商標）ストラップ５７によってぴんと引っ張られている。すべりを防止するために、フレキシブルＬＥＤパッド５０は、その表面に接着されたベルクロ（登録商標）ストリップ５８を含む。使用時には、パッドの周りに巻かれたベルクロ（登録商標）ストラップ５７をベルクロ（登録商標）ストリップ５８に留めて、組織６１を含む、患者の脚、腕、首、背中、肩、膝、または任意の他の付属器官、あるいは身体部分に合わせて、フレキシブルＬＥＤパッド５０をしっかりと適所に保持する。
【００３０】
結果として得られる利益も図４に示されており、フレキシブルパッド５０を含むＬＥＤ５２から皮下組織６２内への結果として得られる光浸透深さ６３が、被治療組織の横方向の広がりに沿って完全に均一であることが示されている。被治療組織の上方に保持された高剛性ＬＥＤワンドやフレキシブルでないＬＥＤパネルが光源であるデバイスと異なり、この例では、フレキシブルＬＥＤパッド５０は、患者の皮膚、すなわち上皮６１と接触する。ＬＥＤパッド５０との接触により毒性因子が不用意に広がることを防止するため、光パッド５０と組織６２の間に、使い捨ての無菌衛生バリア５１、通常はきれいな低刺激性の生体適合性プラスチック層が挿入されている。デバイスを手で適所に保持するには長すぎる間隔である２０分間ないし１時間を超える持続時間にわたって一貫した照射を維持するためには、ＬＥＤ５２と組織６２間の密接な接触は不可欠である。これは、ブラシ、櫛、ワンド、懐中電灯の明かりを含む携帯型ＬＥＤデバイス及び装置が光線治療のための医療上の利益をほとんどまたは全く提供しないことを示した１つの理由である。
【００３１】
今日利用可能であり、図５のピクトグラムに示されている、制御された光デリバリーのための従来技術の光線治療システムには、電子ドライバ７０が含まれており、該ドライバ７０はケーブル７２ａ及び７２ｂを介して１組以上のフレキシブルＬＥＤパッド７１ａ−７１ｅに接続されており、フレキシブルＬＥＤパッドは短い電気コネクタ７３ａ−７３ｄを介して互いに接続されている。
【００３２】
具体的には、電子ＬＥＤドライバ７０の１つの電気出力が電気ケーブル７２ａによって中央フレキシブルＬＥＤパッド７１ａに接続され、中央フレキシブルＬＥＤパッド７１ａは、今度は、電気コネクタ７３ａ及び７３ｂを介して関連する付随するフレキシブルＬＥＤパッド７１ｂ及び７１ｃにそれぞれ接続されている。電子ドライバ７０の第２の電気出力に接続された第２の組のＬＥＤパッドは、電気ケーブル７２ｂによって中央フレキシブルＬＥＤパッド７１ｃに接続され、中央フレキシブルＬＥＤパッド７１ｃは、今度は、電気ケーブル７２ｂが取り付けられた縁部に垂直なＬＥＤパッド７１ｃの縁部に位置する電気コネクタ７３ｃ及び７３ｄを介して関連する付随するフレキシブルＬＥＤパッド９１ｄ及び９１ｅにそれぞれ接続されている。フレキシブルＬＥＤパッドの使用と、各々が３つ１組のパッドを含む２組のＬＥＤパッドを最大９００ｍＡの電流で個々に駆動する電子ＬＥＤドライバ７０の能力とによって、光線治療システムは、今日提供されているそのクラスで最高の製品になっている。
【００３３】
従来技術の光線治療システムには、その技術的優位性にもかかわらず、ＬＥＤパッド全体にわたるＬＥＤパッドに対する不十分な信頼性、ＬＥＤ電流（したがって光の均一性）の制御不能、ＬＥＤを駆動する励起パターンの限定的な制御、限られた安全性及び診断機能、インターネットを介しての、無線での、またはクラウドサービスによる、通信または更新の受信の不能を含む、数々の制限及び難点があった。これらの様々な不備には、多くの関連特許が注意を向けている。
【００３４】
フレキシブルＬＥＤパッドの信頼性を向上させることは、Ｒ．Ｋ．ウィリアムズら（R.K. Williams et. al.）による「Improved Flexible LED Light Pad for Phototherapy」と題する関連出願（米国特許出願第ＸＸ／ＸＸＸ，ＸＸＸ号，出願日２０１４年ＹＹ月ＹＹ日）に詳細に記載されており、該文献は、引用を以って本明細書の一部となす。図６Ａは、全てのディスクリートワイヤ及びＬＥＤパッド内のＰＣＢに直接はんだ付けされた電線（中央ケーブル８２と関連しているものを除く）を実質的に排除しているが、光線治療を受けている患者上のフレキシブルＬＥＤパッドの配置及び配列におけるかなり大きな柔軟性を可能にしている、改良されたフレキシブルＬＥＤパッドセットの図を示している。
【００３５】
図のように、ＬＥＤパッドセットには、中央フレキシブルＬＥＤパッド８０ａと、２つの付随するフレキシブルＬＥＤパッド８０ｂ及び８０ｃとを含む３つのフレキシブルＬＥＤパッドが、関連する電気ケーブル８２とともに含まれている。３つのＬＥＤパッド８０ａ−８０ｃは全て、パッド間ケーブル８５ａ及び８５ｂを接続するための２つのコネクタソケット８４を含む。コネクタソケット８４はこの斜視図では見えていないが、その存在は、ポリマー製フレキシブルＬＥＤパッド８０ｂ及び同様にフレキシブルＬＥＤパッド８０ａ及び８０ｃにおける隆起部８６によって容易に識別される。パッド間ケーブル８５ａ及び８５ｂは、中央ＬＥＤパッド８０ａをＬＥＤパッド８０ｂ及び８０ｃにそれぞれ電気的に接続する。
【００３６】
業界基準ＵＳＢコネクタは、安定した大量のサプライチェーンを通じて製造され、競争力のあるコストで高性能かつ一貫した品質を維持しており、プリント基板にしっかりと取り付けられたソケット８４と、ＵＳＢケーブル８５ａ及び８５ｂとを用いており、それによって、電気シールド及び成形プラグを一体化し、かつ繰り返される屈曲や曲げによる破損に耐える。さらに、ＵＳＢコネクタケーブル８５ａ及び８５ｂは、最大で１Ａの電流を確実に伝導することができ、長時間の使用中の過剰な電圧降下やエレクトロマイグレーション故障を回避する。ＵＳＢケーブルを除いて、他のコネクタ及びケーブルセットオプションには、ミニＵＳＢ、ＩＥＥＥ−１３９４などが含まれる。図６Ａに示した例では、その耐久性、強度及び普遍性のために、８ピン矩形ＵＳＢコネクタフォーマットが選択された。
【００３７】
図６Ａに示した実施形態では、中央フレキシブルＬＥＤパッド８０ａは矩形であり、ケーブル８２に接続するための張力緩和部８１と、２つのＵＳＢソケット８４とを含み、これらは全て、ｘ軸に平行なパッドエッジとして示されている中央ＬＥＤパッド８０ａの同じ縁部に位置している。同様に、付随するＬＥＤパッド８０ｂ及び８０ｃの各々も矩形であり、同様に同じ縁部に位置する２つのＵＳＢソケットを含む。この接続スキームは、図５に示した従来技術のデバイスと著しく異なっている。ここで、コネクタソケットは独占所有権のあるものであり、ＬＥＤパッド７１ａ−７１ｃ及び７１ｃ−７１ｅの互いに向かい合う縁部に配置されている。
【００３８】
この設計変更の利益は、被治療患者におけるＬＥＤパッドの配置における医師または臨床医の選択を大いに向上させる。コネクタソケットは従来技術のデバイスのように互いに向かい合っていないので、ＬＥＤパッドを近づけて配置するためにコネクタケーブル８５ａ及び８５ｂを短くすることを必要としない。事実、図の例では、長いケーブルが用いられるとしても、どのようなものであれケーブル８５ａ及び８５ｂに何らかのストレスを加えることなく、ＬＥＤパッド８０ａ、８０ｂ及び８０ｃは、必要に応じて、実際に互いに隣接することができる。ＬＥＤパッドの接触により、開示されているフレキシブルＬＥＤパッドセットの多用途性は、最小の治療領域で最多数のＬＥＤを使用する能力を医師に提供する。
【００３９】
あるいは、フレキシブルＬＥＤパッドを例えば肩を横切って腕まで離して配置することができ、または２つのパッドをまとめて近接して配置し第３のパーツを遠くに離して配置することができる。ケーブル８５ａ及び８５ｂにおける電気シールドにより、既に示した従来技術のソリューションで悩まされていたノイズ感度に悩まされることなく、パッドを離れて配置することができる。
【００４０】
図６Ａに示したデザインはまた、臨床医がフレキシブルＬＥＤパッド８０ａ−８０ｃを患者の身体、例えば胃及び腎臓の周りにフィットするように曲げて配置し、その後、ＬＥＤパッド８０ａ−８０ｃにしっかりと取り付けられたベルクロ（登録商標）ストラップ９２に付着するベルクロ（登録商標）ベルト９３によって、パッド８０ａ−８０ｃを固定することを容易にする。個々のフレキシブルＬＥＤパッド８０ａ−８０ｃ及びベルクロ（登録商標）ベルト９３を一緒に曲げることは、図６Ｂに示されており、ここでは、ベルト９３及びパッド８０ａ−８０ｃが、ｘ軸の方向に曲率を有する曲面にぴったり合うように曲げられている。ｘ軸の方向に曲げるために、ｘ軸に平行に向けられた高剛性ＰＣＢをＬＥＤパッド８０ａ−８０ｃのいずれかに埋め込むことはできない。
【００４１】
今日診療所や病院で稼働している既存のＬＥＤコントローラとの後方互換性を保存し、維持するために、中央ＬＥＤパッド８０ａにおいて、ケーブル８２及びＲＪ４５コネクタ８３が、ＬＥＤパッド８０ａ−８０ｃをＬＥＤコントローラに電気的に接続するために用いられている。ＲＪ４５コネクタ８３をＵＳＢコネクタに変換するためのアダプタが含まれている場合、中央接続部を第３のＵＳＢソケット８４に置き換えかつ、ケーブル８２を、ＵＳＢケーブル８５ａに類似しているが通常は長さがより長い別のＵＳＢケーブルに置き換える代わりに、フレキシブルＬＥＤパッド８０ａを、ケーブル８２及び張力緩和部８１をなくすように変更することができる。
【００４２】
光の均一性を向上させるための、ＬＥＤ励起パターンの制御を高めつつ強化された安全性及び自己診断機能を提供するＬＥＤ電流を制御する方法が、上記の米国特許出願第１４／０７３，３７１号明細書（特許文献１）に記載されている。
【００４３】
ＬＥＤ励起パターンの制御
【００４４】
光パルスの励起パターンを正確に制御するためには、高度な電子制御部を含むより洗練された光線治療システムが必要である。そのような回路は、既存のドライバエレクトロニクス、例えばＨＤＴＶ  ＬＥＤバックライトシステムに用いられるものから適合させ、光線治療に適用するために再利用することができる。
【００４５】
図７に示すように、ＬＥＤ  ＴＶ駆動回路から適合させた１つのそのような高度な電子ドライブシステムは、ＬＥＤ順方向伝導電圧にかかわらず全てのＬＥＤストリング内の電流を一致させることを確実にするために、個々のチャンネル電流制御を用いる。図のように、電流シンク９６ａ、９６ｂ、...、９６ｎが、Ｎ個のＬＥＤストリング９７ａ、９７ｂ、...、９７Ｎにそれぞれ電力を供給するために結合され、伝導時にプログラム可能な電流並びに任意の個々のチャンネルまたはそれらの組み合わせを、それぞれデジタル信号９８ａ、９８ｂ、...、９８Ｎの制御下で同時にオン及びオフにする能力を有する切替型定電流デバイスとして作動する。数字Ｎは、実用的である任意のチャンネル数であってよい。
【００４６】
図のように、電流シンク９６ａにおける制御ＬＥＤ電流は、或る大きさＩｒｅｆにおける基準電流９９を基準に設定されかつ、Ｍ個の直列接続ＬＥＤ９７ａのストリングにおける電流ＩＬＥＤａを維持するために、フィードバック回路をモニタリングしかつ回路のバイアスをそれに応じて調整することによって維持される。数字Ｍは、実用的である任意のＬＥＤ数であってよい。電流制御フィードバックは、ループ及び関連する矢印の電流シンク９６ａへのフィードバックによって象徴的に表される。その後、デジタルイネーブル信号を用いて、制御されたデューティファクタにおいて、また上記の米国特許出願第１４／０７３，３７１号明細書（特許文献１）に開示されているように、可変パルス周波数において、ＬＥＤ電流をオン及びオフに「切断」またはパルス状にする。ＬＥＤコントローラ１０３は、低ドロップアウト（ＬＤＯ）線形レギュレータ１０２によって電力を供給され、ＳＰＩデジタルインタフェース１０５を介してマイクロコントローラ１０４によって指示される。スイッチモード電力供給装置１００が、固定または動的に変化させられ得る高電圧＋ＶＬＥＤにおいてＬＥＤストリング９７ａ−９７Ｎに電力を供給する。
【００４７】
アナログ電流制御を用いるにもかかわらず、得られた波形及びＰＷＭ制御は、本質的にデジタル波形であり、すなわち図８Ａに示した一連のパルスのストリング、繰り返し率及びＬＥＤのオン期間を調整することによって平均ＬＥＤ輝度を制御しかつ励起周波数を設定する。図８Ａの簡略化したタイミング図に示したように、各々が異なる時間及び異なる期間照射される波長λａ、λｂ及びλｃの異なる波長ＬＥＤを含み得るＬＥＤ光の連続波形を生成するために、クロックパルスのストリングが用いられる。
【００４８】
図８Ａの説明のための波形１１０及び１１１によって示されるように、ＬＥＤコントローラ１０３内のパルス発生器が間隔Ｔθでクロックパルスを生成し、波形１１１の生成に関連するＬＥＤコントローラ１０３内に位置するカウンタが９クロックパルスをカウントし、その後、特定のチャンネルの電流シンク及びλａＬＥＤストリングを、再びオフにする前に４パルスの持続時間にわたってオンにする。波形１１２によって示されるように、同様にＬＥＤコントローラ１０３内に位置する第２のカウンタが、１クロックパルスの直後に８クロックパルスの持続時間にわたってλｂチャンネルをオンにし、その後、４クロックパルスの持続時間（λａＬＥＤストリングがオンである間）にわたってチャンネルのＬＥＤストリングをオフにし、その後、さらに３クロックパルスにわたってλｂＬＥＤストリングを再びオンにする。波形１１３によって示されるように、ＬＥＤコントローラ１０３内の第３のカウンタは、λｃＬＥＤストリングをオンにする前に４パルスの持続時間にわたって２２パルスを待ち、その後再びオフにする。
【００４９】
この順序立てた方法では、λｂＬＥＤストリングが持続時間Δｔ１（８クロックパルス）にわたって伝導し、その後、λａＬＥＤストリングが持続時間Δｔ２（４クロックパルス）にわたって伝導し、その後、オフにしたら、λｂＬＥＤストリングが持続時間Δｔ３（３クロックパルス）にわたって伝導し、持続時間Δｔ４にわたって待機し、このときはどのＬＥＤストリングも伝導しておらず、続いて、λｃＬＥＤストリングが持続時間Δｔ５（４クロックパルス）にわたって伝導する。タイミング図１１０−１１３は、ＬＥＤ波長及び励起パターン周波数を変える際の新たな制御システムの柔軟性を示している。
【００５０】
改良されたＬＥＤシステムは、各ＬＥＤストリングλａ，λｂ及びλｃによって放射される各光パルスの持続時間の精密制御を可能にする。しかし、実際には、生きた細胞などの生体系は単一の１秒以下の光パルスに反応することができないので、代わりに、パルスの１つの波長及び１つのパターン周波数を含む１つのパターンが、別のＬＥＤ波長及び励起パターン周波数への切り替え前に、長時間にわたって繰り返される。より現実的なＬＥＤ励起パターンを図８Ｂに示す。ここで、合成パターン周波数ｆｓｙｎｔｈを有する１つのλａ波長光の固定周波数励起パターン１１６を合成する、すなわち生成するために同じクロック信号（波形１１０）が用いられており、
ｆｓｙｎｔｈ＝１／ｎＴθ
である。ここで、時間Ｔθは連続クロックパルスが生成される時間間隔であり、「ｎ」は合成波形の各周期におけるクロックパルスの数である。波形１１６に示されているように、時間ｔ１まで、ＬＥＤストリングは、時間の５０％がオンであるので、デューティファクタＤは５０％であり、ＬＥＤの輝度は、常にオンであるとした場合の輝度の半分に等しい。時間ｔ２の後、デューティファクタは７５％に増加されており、平均ＬＥＤ輝度は増加するが同じ合成パターン周波数ｆｓｙｎｔｈを維持している。
【００５１】
タイミング図１１７は、時間ｔ１までの固定輝度及びデューティファクタＤ＝５０％における１つのλａ波長光の同様の合成波形を示している。しかし、時間ｔ２で輝度を変更する代わりに、合成パターン周波数は、ｆｓｙｎｔｈ１＝１／ｎＴθからより高い周波数ｆｓｙｎｔｈ２＝１／ｍＴθに変化した（ｍはｎより小さい）。よって、時間ｔ２では、デューティファクタ（５０％）及びＬＥＤの輝度は一定であるが、合成周波数はｆｓｙｎｔｈ１からｆｓｙｎｔｈ２に増加している。要約すれば、改良したＬＥＤドライブシステムは、輝度と、持続時間と、デジタル繰り返し率、すなわち励起またはパターン周波数が制御された、複数の様々な波長のＬＥＤの任意のパルスストリングの制御されたシーケンシングを可能にする。
【００５２】
混乱を避けるために、パターン周波数ｆｓｙｎｔｈはＬＥＤの光の周波数ではないことに留意されたい。光の周波数、すなわち放射光の色は、光の速さを光の波長λで除した値に等しく、数学的には
νＥＭＲ＝ｃ／λ≒（３×１０８ｍ／ｓ）／（０．８×１０−６ｍ）＝３．８×１０１４サイクル／ｓ＝３８０ＴＨｚ
として表される。明確にするために、示した光の周波数は、ギリシャ文字ニューすなわち「ν」で表し、小文字ｆまたはｆｓｙｎｔｈでは表さない。計算すると、光の電磁周波数は数百ＴＨｚ（すなわちテラヘルツ）に等しいが、デジタルパルスの合成パターン周波数ｆｓｙｎｔｈは一般的に音声または「可聴」範囲（最大限でも超音波範囲）にあり、すなわち１００ｋＨｚ以下であり、少なくとも９桁小さい。例外を示されない限り、本願の残りの部分を通して、光の「色」はその波長によってのみ言及され、その周波数によって言及されないものとする。逆に、パルスレートまたは励起パターン周波数ｆｓｙｎｔｈは、周波数としてのみ説明し、波長によって説明しないものとする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００５３】
【特許文献１】米国特許出願第１４／０７３，３７１号明細書
【非特許文献】
【００５４】
【非特許文献１】Hashmi et al. "Effect of Pulsing in Low-Level Light Therapy" published in Lasers Surg. Med. August 2010, volume 42(6), pp. 450-466
【非特許文献２】X. Wu et al. "Comparison of the Effects of Pulsed and Continuous Wave Light on Axonal Regeneration in a Rat Model of Spinal Cord Injury" Laser Medical Science, 10 September 2011
【非特許文献３】Laser Med. Sci., 2009
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００５５】
従来技術の光線治療の限界の要約
【００５６】
従来技術の光線治療装置は、その設計及び実現において、例えば次の問題を含む数々の根本的問題によって制約を受けたままである。
・光生物学的刺激を最大化しかつ医学的効果を最適化するために必要な所要範囲の化学反応を同時に促進することができない放射光の本質的に狭い帯域幅によって制限されたレーザ（ＬＥＤの代わりに）の使用
・レーザの使用における安全上の懸念
・治療領域に適合することができない剛性ハウジング内に設置されたＬＥＤ
・光線治療励起パターンの不十分、不適切、または効果のない変調
【００５７】
最後の主題である光線治療励起パターンの効果のない変調は、光生物学的変調及び治効を向上させるための主たる課題及び機会を示しており、本開示の焦点を示すものである。
【課題を解決するための手段】
【００５８】
本発明によれば、光線治療に用いられる光の強度は、ＯＮまたはＯＦＦのいずれかである一連の矩形波パルスとして与えられるのではなく、規則的な周期性を以って次第にかつ繰り返し変化させられる。多くの実施形態では、光は発光ダイオード（ＬＥＤ）のストリングによって発生されるが、他の実施形態では、他の種類の光源、例えば半導体レーザなどを用いてもよい。好適実施形態では、光は、時として、１つの正弦状関数、または成分として２つ以上の正弦波を有する「コード」に従って変化させられるが、本明細書に記載の技術を用いて無限の様々な強度パターン及び関数を生成することができることが明らかになるであろう。
【００５９】
１つの実施形態群では、ＬＥＤのストリングが放射する光の強度は、ＬＥＤに直列に接続された電流シンクＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を類推制御することによって変化させられる。ゲートドライバが、ＬＥＤストリングを流れる電流を正弦基準電圧と比較し、ＬＥＤ及び基準電流が一致しかつＬＥＤ電流が所望の値になるまで、ＭＯＳＦＥＴドライバ内の回路によって電流シンクＭＯＳＦＥＴのゲート電圧が自動的に調整される。このような方法で、ＬＥＤ電流は正弦基準電圧を模倣する。正弦基準電圧は、様々な方法で、例えば、ＬＣまたはＲＣ発振器、ウィーンブリッジ発振器またはツインＴ発振器を用いて発生させることができる。
【００６０】
これらの実施形態の別のバージョンでは、電流シンクＭＯＳＦＥＴのゲート電圧は、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器を用いて変化させられる。Ｄ／Ａ変換器に対して、所定の瞬間における正弦波の値を表す一連のデジタル値、例えば全３６０°サイクルにおける２４個の値が供給される。デジタル値は、正弦波を表すことができるだけではなく、ＣＤやＤＶＤによって、あるいはＣＤやＤＶＤから生成することができる。
【００６１】
第２の実施形態群では、ＬＥＤ電流が、好適にはパルス幅変調（ＰＷＭ）を用いて、デジタル的に制御される。前の実施形態と同様に、正弦波は、特定の時間間隔におけるそのレベルを表す一連のデジタル値に分解される。これらの間隔は、本明細書においては、持続時間Ｔｓｙｎｃを有するものとして参照される。各Ｔｓｙｎｃ間隔に対してパルスが生成され、その幅は当該間隔における正弦波の値を表す。これを行うために、各Ｔｓｙｎｃ間隔が複数のより短い間隔（各間隔は、本明細書においてＴθと呼ばれる持続時間を有する）にさらに分解され、正弦波の値を表す多くのこれらのより短いＴθ間隔中にＬＥＤ電流が流れるように電流シンクＭＯＳＦＥＴのゲートが制御される。このようにして電流シンクＭＯＳＦＥＴが各Ｔｓｙｎｃ間隔の一部の間にオンにされ、各Ｔｓｙｎｃ間隔の残りの間にオフにされる。結果として、ＬＥＤ電流のレベルが正弦波の形態に平均化される（均される）。
【００６２】
電流シンクＭＯＳＦＥＴのゲートは、基準電流源から基準電流を受け取りかつデジタルシンセサイザからイネーブル信号を受信する精密ゲートバイアス及び制御回路によって制御することができる。デジタルシンセサイザは、電流シンクＭＯＳＦＥＴがオンにされる短いＴθ間隔の数を代表する数にセットされたカウンタを含む。電流シンクＭＯＳＦＥＴはＯＮにされ、カウンタはゼロまでカウントダウンする。カウンタがゼロに到達したら、電流シンクＭＯＳＦＥＴがオフにされる。電流シンクＭＯＳＦＥＴは、電流シンクＭＯＳＦＥＴがオンにされたＴθ間隔の数よりも少ないＴｓｙｎｃ間隔におけるＴθ間隔の総数に等しいＴθ間隔の数にわたって、オフのままである。
【００６３】
次のＴｓｙｎｃ間隔の最初に、正弦波の次の値を代表する新たな数が精密ゲートバイアス及び制御回路内のカウンタにロードされ、このプロセスが繰り返される。
【００６４】
正弦状関数に従ってＬＥＤを制御することで、高調波が排除される。高調波は、ＬＥＤがＯＮ及びＯＦＦパルスを発するときに矩形波関数に従って生成され、その多くが「音声」スペクトル（通常は２０，０００Ｈｚ未満）内に入り得るものであり、光線治療に有害な効果を及ぼし得る。本発明の技術を用いて、正弦状関数を生成するのに用いられるより短い間隔の周波数（１／Ｔｓｙｎｃ及び１／Ｔθ）は、通常、２０，０００Ｈｚ以上に設定することができ、これでは通常光線治療への効果がほとんどない。
【００６５】
成分正弦波の値を足し合わせることによって、複数の正弦状関数を含むコードを生成することができる。アナログ技術では、アナログミキサを用いて正弦波を足し合わせることができ、あるいは、発振器の代わりに和音（ポリフォニック）アナログ音源を用いてコードを生成することができる。デジタル技術では、算術論理演算ユニット（ＡＬＵ）を用いて、成分正弦波を表す数値を足し合わせることができる。コードを作成する別の方法は、ストローブ周波数においてアナログ波形をＯＮ及びＯＦＦに「ストロビング（strobing）」することによって、アナログ合成波形を第２のデジタルパルス周波数と組み合わせることである。ストローブ周波数は、アナログ波形の周波数よりも高くても低くてもよい。ストローブパルスは、アナログ正弦波を２、４または８つのカウンタによる除算に入力することによりアナログ正弦波よりもそれぞれ１、２または３オクターブ上の第２の波形を作り出すことによって生成することができる。
【００６６】
アナログ電圧を生成するためにＤ／Ａ変換器を用いたりデジタル技術を用いたりすることの利点は、治療シーケンス（例えば、特定の器官や組織に対するもの）を、医師や他の臨床医が検索して使用するのに便利であるように、メモリ（例えばＥＰＲＯＭ）内にデジタル的に格納することができることである。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】光線治療の簡略化した図である。
【図２】細胞ミトコンドリアの光生物学的変調の簡略化した図である。
【図３】シトクロムｃ（ＣＣＯ）、血液（Ｈｂ）、水及び脂質の吸収スペクトルを示すグラフである。
【図４】光線治療に用いられるＬＥＤパッドの写真による例及び略図である。
【図５】１つのコントローラ及び６つのフレキシブルなポリマー製ＬＥＤパッドを含む光線治療システムの図である。
【図６Ａ】互いに接続されかつベルクロ（登録商標）ストラップに取り付けられた３つのフレキシブルなポリマー製ＬＥＤパッドのセットの略図である。
【図６Ｂ】図６Ａに示したフレキシブルなポリマー製ＬＥＤパッドのセットの略図であるが、患者の身体に適合するようにわずかに曲がっている。
【図７】電流制御されたＬＥＤパルス光線治療システムの電気配線図である。
【図８Ａ】様々な持続時間での複数の波長ＬＥＤの一連のパルス励起を示す例示的なタイミング図である。
【図８Ｂ】デューティファクタ及び周波数の様々な組み合わせでの複数の波長ＬＥＤの一連のパルス励起を示す例示的なタイミング図である。
【図９Ａ】デジタル（矩形波）パルスの時間領域及びフーリエ周波数領域を示す図である。
【図９Ｂ】様々な数の合成された正弦波を用いた離散フーリエ変換を示す図である。
【図９Ｃ】デジタル的にパルス化された電源の測定された電流高調波成分を示す図である。
【図９Ｄ】振幅高調波の測定されたフーリエスペクトルを示す図である。
【図９Ｅ】短期間のサンプルにより生成された周波数「スプール（spur）」を表す測定された振幅データの限られた時間のサンプルのフーリエ変換を示す図である。
【図９Ｆ】奇数次及び偶数次高調波の大きさと、デジタル（矩形波）パルスの連続的フーリエ変換のスペクトルに蓄積されたエネルギーを示す図である。
【図１０】２つの共振周波数を有する振動系の周波数応答を示すグラフである。
【図１１】可変周波数の２つの同期されたデジタルパルスの合成を示す図である。
【図１２Ａ】音声スペクトルを汚染する２９２Ｈｚのデジタルパルスのスペクトル成分と、同じ範囲のＤ４の理想的なオクターブとを示すグラフである。
【図１２Ｂ】超音波スペクトルを主に汚染する４、６７２Ｈｚのデジタルパルスのスペクトル成分を示すグラフである。
【図１３】光生物学的変調の様々な物理的メカニズムを示す図である。
【図１４】電流制御を有する単一チャンネルＬＥＤドライバの２つの同等の回路を示す図である。
【図１５】基準電流及びイネーブル信号と、その結果生成されたＬＥＤ電流波形との組み合わせの様々な例を示す図である。
【図１６Ａ】単一の基準電流からの複数のロード間での電流の共有の問題を示す図である。
【図１６Ｂ】複数のロード間で基準電流を分配するための相互コンダクタンス増幅器の使用を示す図である。
【図１６Ｃ】高電圧ＭＯＳＦＥＴ及びＭＯＳＦＥＴドライバ回路を含む電流シンクの抵抗トリミングによる制御の一実施を示す図である。
【図１６Ｄ】高電圧ＭＯＳＦＥＴ及びＭＯＳＦＥＴドライバ回路を含む電流シンクのＭＯＳＦＥＴトリミングによる制御の一実施を示す図である。
【図１７Ａ】振動基準電流を生成するための固定電圧源の使用を示す図である。
【図１７Ｂ】振動基準電流を生成するための調節可能な電圧源の使用を示す図である。
【図１７Ｃ】振動基準電流の生成に使用される、ウィーンブリッジ発振器を含む周波数及び電圧を調節可能な電圧源を示す図である。
【図１７Ｄ】抵抗ラダーを使用したプログラム可能なレベルシフト回路を示す図である。
【図１８Ａ】基準電流を生成するためにＤ／Ａ変換器を使用した、単一チャンネル電流制御式ＬＥＤドライバの一実施を示す図である。
【図１８Ｂ】抵抗ラダーを使用したＤ／Ａ変換器の一実施を示す図である。
【図１９Ａ】Ｄ／Ａ変換器から合成された２９２Ｈｚの正弦波を示す図である。
【図１９Ｂ】Ｄ／Ａ変換器により生成した基準電流を使用して合成された２９２Ｈｚの正弦波の高調波スペクトルを示す図である。
【図１９Ｃ】Ｄ／Ａ変換器により生成した基準電流から合成された２９２Ｈｚの正弦波において存在するデジタルステップの拡大図である。
【図１９Ｄ】Ｄ／Ａ変換器のクロック周波数で発生する電圧変化のシーケンスを含む１８．２５Ｈｚの正弦波の一部を示す図である。
【図１９Ｅ】Ｄ／Ａ変換器により生成した基準電流を使用して合成された１８．２５Ｈｚの正弦波の高調波スペクトルを示す図である。
【図２０】正弦波基準電流と、その結果生成されたＬＥＤ電流波形との様々な組み合わせを示す図である。
【図２１】２つの正弦波波形の合成と、その結果生成された波形とを示す図である。
【図２２Ａ】光線治療ＬＥＤ駆動のための和音振動基準電流を生成するためのアナログミキサの使用を示す図である。
【図２２Ｂ】光線治療ＬＥＤ駆動のための和音振動基準電流を生成するためのアナログ音源の使用を示す図である。
【図２２Ｃ】光線治療ＬＥＤ駆動のための和音振動基準電流を生成するためのデジタル音源の使用を示す図である。
【図２３Ａ】正弦波基準電流及び高周波数デジタルパルスから生成された、合成された和音波形を示す図である。
【図２３Ｂ】２９２Ｈｚの正弦波基準電流及び４、６７２Ｈｚのデジタルパルスから生成された和音高調波スペクトルを示す図である。
【図２３Ｃ】２９２Ｈｚの正弦波基準電流及び９、３４４Ｈｚのデジタルパルスから生成された和音高調波スペクトルを示す図である。
【図２３Ｄ】２９２Ｈｚの正弦波基準電流及び超音波デジタルパルスから生成された和音高調波スペクトルを示す図である。
【図２３Ｅ】２９２Ｈｚの正弦波基準電流及び１８、６８８Ｈｚのデジタルパルスから生成された和音高調波スペクトルを示す図である。
【図２４】正弦波基準電流及び低周波数デジタルパルスから生成された、合成された和音波形を示す図である。
【図２５Ａ】９、３４４Ｈｚの正弦波基準電流及び４、６７２Ｈｚのデジタルパルスから生成された和音高調波スペクトルを示す図である。
【図２５Ｂ】５８４Ｈｚの正弦波基準電流及び２９２Ｈｚのデジタルパルスから生成された和音高調波スペクトルを示す図である。
【図２６】単一の発振器からの光線治療のための和音ＬＥＤ電流駆動の実施を示す図である。
【図２７Ａ】複数の対応するＬＥＤドライバを制御する複数のデジタルシンセサイザを概略的に示す。
【図２７Ｂ】複数のＬＥＤドライバを別々に制御する集中型デジタルシンセサイザを概略的に示す。
【図２７Ｃ】複数のＬＥＤドライバを共通信号で制御する１つのデジタルシンセサイザを概略的に示す。
【図２８Ａ】デジタルシンセサイザの回路図を示す。
【図２８Ｂ】デジタルシンセサイザ動作のタイミング図を示す。
【図２８Ｃ】固定周波数及び可変デューティファクタの合成パルスを示す。
【図２９Ａ】固定周波数ＰＷＭ合成正弦曲線を含むＬＥＤドライブ波形を示す。
【図２９Ｂ】デジタル的に合成された正弦曲線の例を示す。
【図２９Ｃ】１つの時間間隔にわたるＤ／Ａ変換器対ＰＷＭ制御の出力波形の比較を示す。
【図２９Ｄ】必要なカウンタクロック周波数に対する、ＰＷＭビット分解能、時間間隔の数、及び合成される最大周波数の相互関係をグラフで示す。
【図３０】クロック発生回路を概略的に示す。
【図３１】合成される最大周波数への全デジタル合成分解能及びＰＷＭビット分解能の依存をグラフで示す。
【図３２Ａ】デジタル的に合成された４，６７２Ｈｚ正弦曲線の周波数スペクトルを示す。
【図３２Ｂ】デジタル的に合成された２９２Ｈｚ正弦曲線の周波数スペクトルを示す。
【図３２Ｃ】合成周波数への同期及びＰＷＭカウンタ周波数の依存をグラフで示す。
【図３３】開示されているデジタル合成法を用いた正弦波形生成のフローチャートを示す。
【図３４Ａ】間隔１５°を用いた２９２Ｈｚ（Ｄ４）正弦波のデジタル合成をグラフで示す。
【図３４Ｂ】間隔２０°を用いた２９２Ｈｚ（Ｄ４）正弦波のデジタル合成をグラフで示す。
【図３４Ｃ】間隔２０°を用いた２９２Ｈｚ（Ｄ４）正弦波のデジタル合成に用いたＰＷＭ間隔をグラフで示す。
【図３４Ｄ】間隔２０°を用いた１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦波のデジタル合成をグラフで示す。
【図３４Ｅ】間隔２０°を用いた４，６７２Ｈｚ（Ｄ６）正弦波のデジタル合成をグラフで示す。
【図３５Ａ】振幅５０％の１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦波のデジタル合成をグラフで示す。
【図３５Ｂ】振幅５０％、オフセット＋２５％の１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦波のデジタル合成をグラフで示す。
【図３５Ｃ】振幅２０％、オフセット＋６０％の１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦波のデジタル合成をグラフで示す。
【図３５Ｄ】振幅２０％、オフセット＋６０％のデジタル的に合成された１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦曲線の周波数スペクトルを示す。
【図３６】間隔２０°を用いた４サイクル分の４，４７２Ｈｚ（Ｄ８）正弦波のデジタル合成をグラフで示す。
【図３７Ａ】４Ｘオーバーサンプリングを用いた１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦波のデジタル合成をグラフで示す。
【図３７Ｂ】４Ｘオーバーサンプリングを用いた１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦波のデジタル合成のためのパターンファイルを示す。
【図３８】振幅が等しい４，４７２Ｈｚ（Ｄ８）及び１，１６７２Ｈｚ（Ｄ６）正弦曲線のコードのデジタル合成をグラフで示す。
【図３９】振幅が等しい４，４７２Ｈｚ（Ｄ８）及び１，１６７２Ｈｚ（Ｄ６）正弦曲線のデジタル的に合成されたコードの周波数スペクトルを示す。
【図４０】振幅が異なる４，４７２Ｈｚ（Ｄ８）及び１，１６７２Ｈｚ（Ｄ６）正弦曲線のコードのデジタル合成をグラフで示す。
【図４１】合成パターンファイルを生成するためのアルゴリズムを示す。
【図４２Ａ】パターンライブラリに格納するための２つ以上の正弦曲線のコードをリアルタイムで、または前もって生成するためのアルゴリズムを示す。
【図４２Ｂ】図４１で説明したアルゴリズムを利用して、正規化された数学関数により個々の正弦波パターンファイルを生成するためにコードを作成する別の方法を示す。
【図４３】互いの整数倍である周波数の正弦曲線を示す。
【図４４】互いの分数倍である周波数の正弦曲線を示す。
【図４５】周波数比が１１．５である正弦曲線からなるコードを生成するための、ミラー位相対称性の使用を示す。
【図４６】互いに対して不規則な比（１．８７３）である周波数を有する正弦曲線からなるコードを生成するための、補間されたギャップフィルの使用を示す。
【図４７】基準電流αＩｒｅｆを変化させながらのＰＷＭを用いた正弦曲線の生成を示す。
【図４８】ＬＥＤストリングを駆動するために用いた従来技術のデジタルパルス回路を、どのようにして正弦波形の合成のために再利用することができるかを示す。
【図４９】光線治療による治療に適しているであろう様々な生理学的構造及び状態を、ＬＥＤを照射するために用いた正弦波電流の振幅、周波数及びＤＣ成分の関数として示す。
【発明を実施するための形態】
【００６８】
合成されたパターンの高調波スペクトル
【００６９】
前述したように、従来技術の光線治療における前述の周波数での光のパルス化は、パルス化されたレーザ光は痛み軽減及び組織治癒において連続光よりも良く作用するという経験的証拠及び医師の所見に基づいて行われる。また、前述したように、この一般的な結論は信憑性があるように思われるが、どのデジタルパルスが最良の結果及び最高の治療効果をもたらすかについては意見の一致がない。これまで、レーザ光線治療の研究は、任意の波形（例えば、正弦波、ランプ波、のこぎり波など）を考慮しておらず、連続波（ＣＷ）レーザ動作とパルス波（ＰＷ）レーザ動作（すなわち矩形波）と間の直接的な比較に限定されていた。ほとんどのレーザ装置は、おそらくはただ単に、デジタル的にオン／オフすることにより動作するように設計されているからである。使用されるパルスレートは、特定の経験的に観察される光生物学的プロセスの時定数（すなわち、２０ｋＨｚ未満の音声帯域）に近いレートで動作するように選択される。
【００７０】
これらの研究では、実験者は、デジタルパルスレートを報告し、光の変調に使用されるこの矩形波パルス周波数がテスト中に存在する唯一の周波数であると誤って仮定している。しかしながら、伝達理論、物理学、電磁気学、及びフーリエ数学により、デジタルパルスはデジタルパルス周波数のみを示すのではなく、実際には周波数の全スペクトルを示すことがよく知られている。したがって、固定クロックレートで動作するデジタルパルスが単一の周波数でのみ放射及び伝達されるという仮定は合理的に見えるかもしれないが、基本スイッチング周波数、この自明の真理は、実際は誤りである。
【００７１】
実際、スイッチ式デジタルシステムでの高周波成分は、エネルギー及びスペクトルの両方において重要であり、高周波は、基本周波数の桁違いに高い周波数で生じるいくつかの高調波を汚染する。電磁気学では、これらの高調波は、望ましくない伝導及び放射ノイズの原因となる場合が多く、回路動作信頼性に悪影響を及ぼす可能性がある。より高い周波数では、これらの高調波は、周囲に放射される電磁干渉（ＥＭＩ）を発生させることが知られている。
【００７２】
数学的な分析により、デジタルオン／オフ遷移の速度（任意の可能性のあるリンギングまたはオーバーシュートと共に）が、生成された高調波スペクトルの波形を決定することが明らかになった。光線治療システムで使用されるＬＥＤやレーザドライバなどの電力電子システムでは、この問題は、前記システムに伝達される高電流、高電圧、及び高電力により悪化する。より大きなエネルギーが制御されるためである。実際、デジタルパルスのストリングの正確な立ち上がり時間及び立ち下がり時間が正確に記録されているにも関わらず、パルスのストリングにより生成される周波数スペクトルは未知である。
【００７３】
これらの予期せぬ周波数の原因及び大きさは、数学的に最もよく理解できるであろう。任意の物理系または電気回路の分析は、時間をキー変数として全てを測定及び言及する「時間領域」分析か、または全ての時間依存性波形または関数を正弦波発信周波数の合計として見なす「周波数領域」分析により行うことができる。工学では、時間領域分析及び周波数領域分析の両方が互換的に用いられる。基本的に、或る問題は時間領域においてより容易に解決することができ、他の問題は周波数としてより良好に分析することができるからである。
【００７４】
時間と周波数の間のこの変換を行うための１つの手段は、一般関数は、単純な三角関数の合計、通常は正弦波形及び余弦波形（余弦波形は、位相を９０度シフトした正弦波形と見なすことができる）により表せることを明らかにした、フランスの数学者兼物理学者であるジャン・フーリエの１８世紀の業績に基づいている。この方法論は双方向性であり、フーリエ分析は、関数をより単純な要素に分解または「変換」すること、またはその逆に、それらの単純な要素から関数を合成することを含む。工学の専門用語では、フーリエ分析という用語は、両方の操作の研究及び適用を意味するのに用いられる。
【００７５】
連続フーリエ変換は、連続的な実変数から連続的な周波数分布への、またはその反対への変換を意味する。理論的には、連続フーリエ変換における、時間的に変化する波形を正確な等価周波数領域に変換する能力は、様々な周波数の無数の正弦波を合計することと、時間依存性波形を無限の時間に渡って収集することとを必要とする。この変換の例は、図９Ａに示す、繰り返し型の時間依存性波形１１８を示すグラフｇ（ｔ）に示されている。等価周波数領域スペクトルは、グラフＧ（ｆ）に示されており、このグラフＧ（ｆ）は、単純な矩形波が、基本周波数ｆ＝０を中心とした様々な大きさの周波数の連続的なスペクトル１１９に変換されること示している。
【００７６】
当然ながら、データサンプルを無限の時間に渡って収集することや、無数の正弦波を合計することは、両方とも理想的なものであり現実的には不可能である。数学及び制御理論では、「無限」という用語は、「非常に大きな数」、または工学ではより具体的に「分析された数と比べて非常に大きな数」という意味に安全に翻訳することができる。このような、「離散した」正弦波の限られた数の級数和の近似化は、離散フーリエ変換または「フーリエ級数」と呼ばれている。実際には、規則的に繰り返される時間領域波形の２〜５周期の測定は、様々な周波数の正弦波の５０個未満の合計により、非常に正確に模倣することができる。さらに、元の時間領域波形がシンプルであり、規則的であり、かつ長時間繰り返される場合は、数個の正弦波を合計するだけで妥当な近似値を得ることができる。
【００７７】
この原理は、図９Ｂに示す、信号（この場合はＬＥＤ電流）の大きさと時間との関係を示すグラフに示されている。このグラフは、離散フーリエ変換法を用いて、矩形波１１７を近似する互いに異なる４つの場合について示している。この４つの場合は、変換に使用される様々な正弦波Ｋの数を、Ｋ＝１からＫ＝４９まで変化させた場合を示している。明らかに、Ｋ＝１の場合では、単一の正弦波は、矩形波１１７に曖昧にしか似ていない。変換に使用される様々な周波数の正弦波の数をＫ＝５に増加させた場合、その結果生成された波形１２１の矩形波１１７に対する一致度は、劇的に向上する。Ｋ＝１１では、波形１２１は、元の波形１１７に対して非常に密接に一致し、Ｋ＝４９では、変換され再構成させた波形１２２は、元の波形１１７とほとんど見分けがつかない。
【００７８】
したがって、フーリエ分析を用いることにより、物理学者は、構成成分及び各成分において存在するエネルギー量を見ることによって、時間的に変化する系または回路においてどの周波数が存在するかを観察することができる。この原理は、図９Ｃのグラフに例示されており、図９Ｃのグラフには、１５０Ｈｚの矩形波を含む電力回路の電流の測定されたスペクトル成分が示されている。ＦＦＴ（高速フーリエ変換）と呼ばれる実時間分析アルゴリズムを用いた測定装置によりフーリエ変換を行い、最小限のデータサンプルから測定スペクトルを即座に推定した。スパイク１２５により示すように、基本パルス周波数は１５０Ｈｚであり、１．２Ａの振幅を有している。基本周波数は、基本周波数の３次、５次、７次、９次の各高調波に対応する、４５０Ｈｚ、７５０Ｈｚ、１０５０Ｈｚ、１３５０Ｈｚの一連の高調波を伴う。９次の高調波１２７は、低い基本パルスレートにも関わらず、ｋＨｚの範囲に十分入る周波数を有する。また、３次高調波１２６は、システムを流れる電流の大部分である０．３Ａの電流の波形の原因となることに留意されたい。図示のように、回路はまた、２．５Ａの電流ＤＣ成分１２８を含む（すなわち、０Ｈｚの周波数で）。不変ＤＣ成分は、スペクトル分布に寄与しないので、フーリエ分析において無視することができる。
【００７９】
図９Ｄは、ＦＦＴの別の例を示す。この例では、信号の振幅は、デシベル（ｄＢ）の単位で測定されている。図示のように、１ｋＨｚの基本波は、３ｋＨｚでかなり大きな３次高調波１３１を伴い、マイナス３０ｄＢよりも大きく２０ｋＨｚを超えたスペクトル分布１３２を含む。対照的に、図９Ｅは、２５０Ｈｚの基本周波数１３５、７５Ｈｚの３次高調波１３６、３７５０Ｈｚの１５次高調波１３７を有する、２５０Ｈｚの矩形波の非理想的に見えるＦＦＴ出力を示す。各主要周波数の付近のローブ１３８及び周波数の不正確さが、信号のジッタを含み得る短い不十分な時間に基づくサンプル測定、または通常のオシロスコープ波形では現れないが波形を歪ませる高周波数高速過渡現象の存在の、２つの現象として発生する。この場合、図示した全ての上記の例のように、矩形波のＦＦＴ、すなわち繰り返されるデジタルパルスは、基本周波数の奇数の高調波のみを示す。
【００８０】
デジタルパルスの矩形波またはストリングの挙動は、図９Ｆに示す矩形波の離散フーリエ変換計算に要約される。基本周波数１４０は、３次、５次、７次、...、１９次の高調波に対応する奇数の高調波１４１、１４２、１４３、...、１４４のみを伴う。基本周波数ｆ１の全ての偶数の高調波１４５は、エネルギーを搬送せず、そのため、それらのフーリエ係数はゼロである（すなわち、それらは存在しない）。ｙ軸が基本周波数及び各高調波成分の累積電流またはエネルギーも示す場合、全電流が最初の２０個の高調波に存在し、他の高調波がフィルタ除去されると仮定すると、基本波だけでは、曲線１４６で示される合計電流の４７％しか示さない。このことは、所望の周波数では、電流の半分未満が振動していることを意味する。３次高調波を含むと、合計電流は６３％であり、５次高調波、７次高調波を含むと、合計電流はそれぞれ７２％、７９％に増加する。
【００８１】
偶数次の高調波、例えば２次、４次、６次、...、２ｎ次の高調波は、基本周波数を強化する傾向があるが、奇数次の高調波は、基本周波数を阻害する（すなわち、互いに妨害する）傾向があることが知られている。例えば、音声スペクトルでは、真空管増幅器は、人間の耳には良い音として聞こえる音である、偶数次の高調波のひずみを生成する。一方、バイポーラトランジスタは、互いに干渉する奇数次の高調波（音声スペクトルでは耳障りな不快な音である）生成し、エネルギーを無駄にする。これらの周波数は、オーディオ膜（例えばスピーカトランスデューサ、マイクトランスデューサ）や人間の鼓膜を刺激する場合でも、または、分子または分子群を刺激する場合でも結果は同じである。すなわち、偶数次の高調波の規則的な振動は、振動を強化する建設的干渉を示し、奇数次の高調波のランダムな振動と競合して破壊的な波形干渉をもたらすランダムで均一な時間依存性波形を生成するものの、系において非常に非効率的なエネルギー結合をもたらし、場合によっては系を不安定な状態にすることすらある。
【００８２】
このことは、エネルギーを動力学的に放出するのではなく、エネルギーを吸収して一時的に貯蔵することができる任意の物理系にも当てはまる。このような物理系での、周波数スペクトルで励起される相互作用を理解するためには、振動挙動と共振の概念を考慮する必要がある。その後は、同一の物理法則に従う化学系及び生物学系の挙動を、より完全に理解することができるであろう。
【００８３】
振動及び共振の原理
【００８４】
動力学的エネルギー（すなわち、運動エネルギー）とポテンシャルエネルギー（すなわち、貯蔵エネルギー）の両方が現れることが可能な任意の物理系では、振動挙動と「共振」の可能性が存在する。振動は、エネルギーがポテンシャルエネルギーの或る形態から他の形態に繰り返し遷移したときに発生する。機械的な例では、ばねの圧縮及び伸張が振動系を表し、ばねの張力が貯蔵エネルギーを表す。また、ドアの開閉動作は運動エネルギーを表し、それに関連する摩擦はエネルギー損失をもたらす。同様の例は、ブランコでの振り子運動または子供のスイング運動であり、毎回、そのスイングの円弧（運動エネルギーがゼロになり、ポテンシャルエネルギーが最大になる位置）の頂部で毎回止まり、その後、ブランコは、そのスイング円弧の底部（ポテンシャルエネルギーが最小となり、スイングの速度及び運動エネルギーが最大になる位置）に向かうように地面に向かって落下する。このような例では、ポテンシャルエネルギーは、重力に起因する力に貯蔵される。同様の現象は建物及び橋においても発生し、風及び地震振動の両方の影響を受け易い。物体が振動するたびに、摩擦によりエネルギーの一部が除去され、系はその合計エネルギーを損失する。エネルギーが補充されない限り、最終的には系はそのエネルギーを全て失い、振動が終わる。
【００８５】
振動挙動のメカニズムは磁気素子及び容量素子を有する電気回路においても現れ、エネルギーは、磁界、電界、またはそれらの組み合わせに貯蔵される。誘導素子及び容量素子における電流及び電圧は、本質的に位相不一致であり、一旦印加されると、インダクタからコンデンサに（またはその逆に）再分配される貯蔵エネルギーにより自然発生的に振動する。振動中は、電流がエネルギー貯蔵素子間を流れるたびに、電気抵抗により、系のエネルギーの一部が熱として失われる。
【００８６】
しかし、十分に高い振動周波数では、電界及び磁界は、もはや回路素子に貯蔵されない。発生した電磁界は、「進行」波（電磁放射またはＥＭＲとしても知られている）として、空間を伝搬する。振動周波数に応じて、ＥＭＲは、電波、マイクロ波、赤外線、光、紫外線、Ｘ線、またはガンマ線を含む。真空空間では、ＥＭＲは、無限に進むことができる。対照的に、任意のＥＭＲ伝搬物質では、機械系における摩擦に起因するエネルギー損失または電気回路における抵抗に起因するエネルギー損失と同様の態様で、波は次第に減衰し、波が進むにしたがってエネルギーが失われる。
【００８７】
振動挙動を示すことができる任意の系では、系にエネルギーを入力するタイミングにより、その応答が決定される。ブランコの例では、ブランコがその高さの頂点まで完全に戻る前に大人により押された場合、その押す力がブランコのスイング動作に対して作用してそのエネルギーを低下させ、それにより、次回のスイングサイクルでブランコが到達する最大高さは低くなる。タイミングが早すぎるブランコを押す動作は、スイング動作を妨げるかまたは干渉し、このことは、相殺的干渉と呼ばれる、逆に、ブランコがそのピーク高さ（ブランコのスイング方向が反対になる位置）に達する後まで大人が待ち、その時点で押すと、ブランコにエネルギーが入力されて振動が強化され、次回の振動サイクルでブランコが到達する高さをより高くすることができる。ブランコを押す動作を適切なタイミングで行うことにより、ブランコのスイング動作を強化することができ、このことは、建設的干渉と呼ばれる。ブランコを押す動作を適切なタイミングで周期的に行うと、ブランコは各サイクルでより高い位置までスイングすることができ、また、ブランコの振動に変換されるエネルギーを最大にすることができる。ブランコは、その「共振」周波数の近傍での振動と言われている。
【００８８】
電気系においても同じことが言える。ＲＬＣ発振回路またはＲＬＣ「タンク」の系では、エネルギーは、インダクタＬとコンデンサＣとの間で行ったり来たり「スロッシュ（slosh）」する（水が「タンク」に出たり入ったりスロッシュすることの比ゆである）。ネットワークを駆動するエネルギーの発振源、例えばＡＣ電圧源などが、１／ＳＱＲＴ（ＬＣ）の値に達する周波数で振動する場合、振動はその最大大きさに達し、ＡＣ電源からタンク回路に結合されるエネルギーは最大となる。抵抗Ｒの存在により、タンク回路においてエネルギー損失が生じる。共振周波数よりも小さいまたは大きい任意の励起周波数により、エネルギーはタンク回路に共振周波数よりも非効率的に結合される。
【００８９】
この挙動をより良く理解するために、発振タンク回路を励起する発振電圧源の周波数を、共振周波数よりも低い低周波数からスイープを開始し、より高い値まで一定の割合で増加させた。非常に低い周波数（ＤＣ付近）では、タンク回路は全く反応しなかった。周波数を大きくすると、エネルギーは系に結合され、電流はインダクタとコンデンサとの間で振動を開始した。駆動周波数を増加させ続けると、励起に対するタンク回路の応答、及びそれに対応する振動の大きさは、最初は一定の割合で徐々に増加し、その後、共振周波数に達すると急激に増加する。駆動電圧源が回路の共振周波数に達すると、振動はそのピーク値に達し、エネルギー変換は最も効率的になる。周波数を、共振周波数を超えて増加させ続けると、振動の大きさは減少する。
【００９０】
前述の例では単一の共振周波数を有する系について説明したが、系は、しばしば、２以上のエネルギー貯蔵素子、状態、またはメカニズムを有し、それ故に、２以上の固有共振周波数を有し得る。２以上の共振周波数を有する系の例が、図１０のグラフに示されている。このグラフでは、振動の大きさＧ（ｆ）をｙ軸に、周波数ｆをｘ軸にプロットしている。図示のように、応答曲線１５１は、周波数ｆ１での低周波数共振ピーク１５２と、周波数ｆ２での高周波数共振ピーク１５３とを有している。図示のように、共振ピーク１５２は共振ピーク１５３よりも、周波数の大きさ及び幅が大きい。すなわち、共振ピーク１５３は、共振ピーク１５２よりも周波数の大きさが小さく、かつ鋭い感度を示す。この２つの共振ピーク間でのこの系の応答の大きさは、決してゼロにはならない。これは、エネルギー貯蔵素子の全系はこれらの励起周波数で相互作用することを意味する。
【００９１】
したがって、従来の分析方法を用いて、単一のＡＣ電圧源を低周波数から高周波数までスイープすると、Ｇ（ｆ）が周波数ｆ１での共振ピーク１５２に達するまで増加し、その後、より小さい大きさまで減少して平坦になり、そこから駆動周波数として周波数ｆ２での共振ピーク１５３に達するまで再び増加し、それを超えると減少する曲線１５１を描くことができる。多くの場合、物理系は、通常状態では決して励起されないので、決して観察されることのない共振ピークを含む。この挙動の典型的な例は、風の固定周波数では無害に揺れるが、地震では低周波数で大きく共振して崩壊するおそれがある建物である。したがって、任意の振動系において共振周波数が未知の場合、励起、特に意図せぬ励起に対する系の応答を分析することは困難である。
【００９２】
さらに悪いことに、励起を提供するエネルギー源自体が幅広くかつ未知の周波数スペクトルを有している場合は、系の応答を予測、理解、または解釈することは困難である。これが、複数の共振周波数を有する振動系のデジタルパルス励起に関する問題である。各デジタルパルスが基本周波数及び高調波スペクトルを生成するので、様々な周波数が、未知の、望ましくない、またはさらには有害の可能性がある高調波を励起する恐れがある。
【００９３】
他の場合では、いくつかの特定の共振周波数だけを意図的に励起することが望ましい。このような場合、高調波が周波数の範囲をカバーして望ましくない共振を励起するので、デジタルパルスは望ましくない。したがって理想的には、このような環境では、２つの目標周波数（例えば、ｆ１とｆ２）での振動を生成することが好ましい。しかし残念ながら、高調波の問題を無視できたとしても、所望の周波数またはその近傍でパルスを生成するためのデジタルパルス制御の別の限界は、基本励起周波数が本質的にモノラルであること、すなわち、単一の周波数、ピッチまたは音を含むことである。
【００９４】
例えば、図１１に示すように、系が、６０Ｈｚのデジタルパルス１５５を連続的に生成し、その後、元の６０Ｈｚのデジタルパルス１５５に１２０Ｈｚの第２のデジタルパルス１５６を重ねて同期させた場合、その結果得られた波形１５７は、６０Ｈｚの成分を有していない１２０Ｈｚのデジタルパルス１５６と全く一致する。これは、同期されたデジタルパルスの偶数倍については、より高い倍数の周波数のみが現れることを意味する。要するに、所望の周波数またはその近傍の周波数に変調されたデジタルパルスを使用する場合、電気回路またはエネルギー変換装置（例えば、レーザ装置またはＬＥＤ）は単一の基本周波数でしか励起することができない。すなわち、現在の光線治療装置に用いられるデジタル技術及び方法では、コードまたは複数の周波数を同時に生成することができない。
【００９５】
パルス式光線治療の限界
【００９６】
結論として、デジタルパルスを使用して、光線治療システムにおいて使用されるＬＥＤやレーザ装置などの電気負荷の明るさや周波数パターンを制御する場合は、エネルギー変換装置を駆動するのに使用される基本周波数を大幅に超える周波数スペクトルが生成されることが、フーリエ分析により明らかになった。生成された高調波スペクトルは、奇数の高調波を含み、エネルギーを無駄にし、かつ、光線治療における、電気回路またはエネルギー変換装置（例えば、レーザ装置またはＬＥＤ）の特定の駆動周波数を正確に制御及び送達する能力を損なわせる恐れがある
【００９７】
振動及び共振の原理を光線治療に適用すると、ＬＥＤまたはレーザ光のデジタル変調は、様々な化学的及び光生物学的プロセスを未制御の状態で励起する可能性のある幅広い周波数スペクトルを生成する。治療プロセスにおいて特定の化学反応を励起するのに必要とされる周波数は正確に分かっていないので、未制御の高調波スペクトルによる組織の刺激は、有益なキー周波数の識別及び分離をもたらし、治療効果の体系的な向上は不可能となる。
【００９８】
試験状態の不十分な報告による曖昧な始まりと共に、光線治療実験中の光源の矩形波パルシングにより生じた高調波スペクトル汚染は、少なくとも一部には、光線治療のパルス波の最適化を図る発表された研究において報告された観察結果と矛盾する結果及び有効性の原因となる、未制御の変数を示す。ほとんどの光生物学的プロセスが音声スペクトルにおいて、すなわち２０ｋＨｚ未満で発生すると仮定すると、分析は、パルス動作によるスペクトル汚染の影響は低周波数のデジタルパルスにおいて最悪となることを示す。望ましくない高調波スペクトルは、より大きなオーバーラップを生成し、光生物学的刺激に対する周波数感度に影響を与えるからである。
【００９９】
例えば、２９２Ｈｚ矩形波パルスの高調波スペクトルは、音声スペクトルの大部分を汚染するが、５ｋＨｚの矩形波パルスから生成された大きな高調波は、超音波帯域（＞２０ｋＨｚ）で発生し、そのような高速周波数に対する細胞の反応能力を超える。
【０１００】
この点を詳細に説明するために、図１２Ａのグラフは、ノジェの治療研究で推奨されているように、２９２Ｈｚのデジタルパルスの高調波成分、すなわちＤの４オクターブ（Ｄ４）と、この周波数の偶数倍とを対比する。純音を用いた、２９２Ｈｚの基本周波数１６１は、音声スペクトル１６３におけるＤの他の倍数の高調波、例えば５８４Ｈｚ、１１６８Ｈｚ、２３３６Ｈｚ、４６７２Ｈｚの周波数に対応するＤ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８と混合させたときに、建設的干渉及びエネルギー変換の向上を示す。一方、２９２Ｈｚの繰り返し型のデジタルパルス１６２は、そのどれもが生理学的研究により推奨される偶数次の高調波周波数と全く一致しない、８７６Ｈｚ、１４６０Ｈｚ、２０４４Ｈｚ、２６２８Ｈｚ、３２１２Ｈｚ、３７９６Ｈｚ、４３８０Ｈｚ...での３次、５次、７次、９次、１１次、１３次、１５次...の周波数を含む奇数次の高調波１６４を生成する。一方、２９２Ｈｚのデジタルパルス１６２により生成された奇数次の高調波１６４の結果として生じるスペクトル成分は音声スペクトルの大部分を汚染し、様々な生化学プロセスとの有害なまたは非有益な相互作用の発生、及び所望の光生物学的変調（Photobiomodulation）の阻害をもたらす。
【０１０１】
デジタルパルスは望ましくない高調波を生成するが、全てのパルス周波数が、生化学プロセス及び光生物学的変調（フォトバイオモジュレーション）に対して等しく大きな影響を与えるわけではない。図１２Ｂは、４６７２Ｈｚのデジタルパルス１７２及びその奇数次の高調波１７４を、４６７２Ｈｚの周波数を有する８オクターブの純音Ｄ１７１（Ｄ８）及び純音Ｄ８の偶数次の高調波１７３と比較する。具体的には、８オクターブの純音Ｄ１７１は、ほとんどの光生物学的変調が起こる音声帯域内に、この周波数の偶数倍、９３４４Ｈｚ及び１８６８８ＨｚでのＤ９及びＤ１０を含む。対照的に、３７３７６Ｈｚでは音Ｄ１１は超音波スペクトルの範囲内であり、この周波数を超える音の範囲、すなわち、聞くのにもほとんどの細胞及び組織が化学的に反応するのにも高すぎる範囲は、線１７５で示す。このグラフの重要な点は、４６７２Ｈｚのデジタルパルス１７２が奇数次の高調波１７４の全てのスペクトルを生成するという事実にも関わらず、１４０１６Ｈｚでの３次高調波の単一の高調波だけが、音声スペクトル帯域に入り、かつ線１７５によって特定された周波数よりも低くなることである。他の全ての高調波は、ほとんどの組織が有意に応答または反応するには、周波数が高すぎる。
【０１０２】
結論として、デジタルパルスにより発生するスペクトル汚染は、低周波数ではより重要である。５ｋＨｚパルスレートを超えると、発生する望ましくない奇数次の高調波の大部分は、音声周波数帯域を超える超音波帯域に入り、かつ周波数が高すぎて有益な光生物学的変調に悪影響を及ぼす周波数になるからである。
【０１０３】
また、望ましくない高調波の生成に加えて、所望の周波数範囲のパルスのデジタル励起パターンによるレーザ装置またはＬＥＤのアレイの制御は、コードまたは複数の周波数を同時に生成することはできなかった。そのため、細胞、組織、または器官へのエネルギー結合を制御または最適化するための、光線治療装置の可能性が制限されていた。
【０１０４】
望ましくない及び未制御の高調波によるスペクトル汚染、特に音声スペクトル（すなわち、２０ｋＨｚ未満）の汚染を発生することなく、特定の望ましい周波数または周波数のグループ（コード）を合成するために、レーザ装置またはＬＥＤアレイの励起パターン動作を制御する方法が求められている。
【０１０５】
高調波制御による光生物学的変調の向上
【０１０６】
光線治療（低レベル光治療：ＬＬＬＴ）中の光生物学的変調の完全な制御を提供するために、本明細書で説明する本開示のシステムは、連続的かつ時間依存性の変調パターン、周波数、及び占有率を含み、望ましくない高調波またはスペクトル汚染を含まない、ユーザが選択可能な任意波形（及び波形のシーケンス）により、様々な波長のＬＥＤアレイまたはレーザ装置を体系的に駆動することができる。時変波形は、デジタルパルス、正弦波、パルス化された正弦波、連続動作、ユーザが定義した波形、及び数学的関数を含む。
【０１０７】
この向上した制御の目標は、細胞、組織、器官、及び生理学的系に特異的な特定の生化学的プロセスの固有周波数に同期するように装置動作を調節することにより、治療効果を向上させることである。エネルギー送達のタイミングを調節し、その周波数及び高調波を制御することにより、組織特異性を高めることができる。これらの動作パラメータを究明するために、光生物学的変調の周波数依存性の生化学的及び細胞学的な原因をまず考慮する必要があり、現在の知識及び入手可能な技術文献から始める。
【０１０８】
光生物学的変調の周波数依存性の原因
【０１０９】
光生物学的変調の周波数依存性と、それの光線治療への影響は、生きている細胞、組織、器官、及び生理学的系における物理学的機構に相関する。
【０１１０】
前述の論文「Effect of Pulsing in Low-Level Light Therapy" published in Lasers Surg. Med. August 2010, volume 42(6), pp. 450-466」によれば、パルス光の効果向上の生物学的説明があるとすれば、それは、生物系に存在する数十または数百Ｈｚの範囲の或る基本周波数に起因するか、または数ミリ秒（ｍｓ）の時間スケールを有する生物系プロセスに起因する。
【０１１１】
この論文には、生きている器官において生じる固有振動数が記載されており、脳波の４つの個別のクラス、すなわち、８−１３Ｈｚでのアルファ波、１４−４０Ｈｚでのベータ波、１−３Ｈｚでのデルタ波、４−７Ｈｚでのシータ波を同定する脳波記録研究を含む。これらの様々な波は、睡眠、安静、瞑想、視認、認識精神活動などの様々な状態中に存在し、病気、脳震とう、外傷性脳損傷、年齢の影響を受ける。この論文の著者は、「光パルスの周波数と脳波の周波数との間で発生する共振の可能性は、パルス光を用いた経頭蓋ＬＬＬＴの結果のいくつかを説明できるであろう」と推測している。
【０１１２】
同様の見解が、心電図の信号及び心臓機能の調整に関して、他の著者によりなされている。安静時の心拍数は、その人の年齢及び健康状態に応じて、一般的に６０−１００拍／分、あるいは大体１−２Ｈｚである。腸の蠕動性収縮は、１Ｈｚ以下の周波数で生じる。これらの系及びそれらの最適な応答状態は、それら自体の時間制御（一般に、固有の電気化学的な）を有するクロック系として動作するので、シンプルな化学的または電気的反応速度を表さない。例えば、電気化学的プロセスを通じて、カリウムは、人間の心臓の固有パルスレートの設定に密接に関与する。
【０１１３】
細胞内に存在する機構の別の完全に異なるクラスと、光生物学的変調周波数依存性の関与の可能性は、化学またはイオン反応速度及びイオン輸送に関連するように見える。Ｈａｓｈｍｉ他による上記の論文は、ミトコンドリアにおけるカリウム及びカルシウムイオンチャンネルを含む、０．１−１００ｍｓ、すなわち１００−１０Ｈｚの範囲のイオンチャンネルについての時定数を示した参照文献とともに、「イオンチャンネルの開閉動作の時間スケールは約数ｍｓである」と続けている。他の論文は、筋線維鞘、すなわち筋細胞を包む脂質二重層細胞膜が、光生物学的変調周波数依存性に関与していることを示唆している。脂質二重層細胞膜は、多くの場合、イオンポンプの役割を果たすからである。
【０１１４】
細胞レベルでの、光生物学的変調の周波数依存性に関与する別の機構は、シトクロムｃオキシダーゼ（ＣＣＯ）において見られるタンパク質結合部位（ヘムまたはカッパ）からの一酸化窒素（ＮＯ）の光分解である。ＣＣＯは、ＮＯスカベンジャー分子としての役割を果たし、負フィードバックとＮＯ調節を提供する。図２を参照して前述したように、光生物学的変調の存在下では、ＮＯは、光線治療が施される部分、おそらくは病変または損傷組織の部分にのみ放出される。パルス光線治療の観察された利益は、パルス光が複数の光分解事象をトリガーすることができるために得られると推定される。一方、連続波（ＣＷ）モードでは、固定された低いレートではＮＯ放出は安定するが、ＮＯ放出はＮＯ再付着のカウンタ反応によりバランスが取られる。
【０１１５】
図１３は、光生物学的変調の物理的メカニズムを図式的に要約する。図示のように、光子１９０は、分子１９１により吸収され相互作用し、新しい結合を形成するかまたは結合を破壊する。衝突光のエネルギーは、その波長に依存し、アインシュタインの関係式：Ｅ＝ｈｃ／λ、または便宜上Ｅ＝１．２４ｅＶ−μｍ／λ（λはμｍで測定される）により与えられる。光子あたりのエネルギーは、６５０ｎｍの赤色光ではＥ＝１．９１ｅＶであり、９５０ｎｍのＮＩＲ光ではＥ＝１．３１ｅＶである。水素結合、イオン結合、及び大部分の共有結合を含む大部分の化学結合の結合エネルギーは０．２−１０ｅＶの範囲であるが、光子のエネルギーによる化学結合の形成または破壊は、分子、特に結晶が、集団的に機能する多数の結合手を有する原子群を含むという事実により複雑である。これは、単一の結合の破壊が、必ずしも結合変換を誘導しないことを意味する。さらに、反応に応じて、複数のエネルギー源及び酵素により、化学変換の誘導において、光子を支援することができる。例えば、単一のＡＴＰ分子は最大で０．６ｅＶのエネルギーを放出することができ、これにより、光化学反応の提供において単独でまたは集団的に支援することができる。
【０１１６】
分子１９１の光生物学的変調の結果は、いくつかの機構、すなわち、電子伝導１９２、化学的変換１９３、イオン伝導１９４、熱振動１９５のうちの１つにおいて現れる。イオン化中の自由電子の放出１９２は、光生物学的変調の純粋な電気成分を示す。時定数τｃで生じる電子輸送は、比較的速く、ｋＨｚから最大で数十ｋＨｚまでの刺激に応答することが可能である。電子放出による電気伝導を誘導する光生物学的変調は、バイオ光電伝導と呼ぶことができる。
【０１１７】
それぞれ時定数τｃ及び時定数τＱを有する化学的変換１９３及びイオン伝導１９４は、比較的遅く、１０Ｈｚ−１ｋＨｚの範囲の光生物学的変調に応答する。化学プロセスは複雑であり、影響を受ける分子１９８の構造変換及びそれに対応する化学反応性及び貯蔵されたポテンシャルエネルギー（ＰＥ）の変化を伴う。イオン化プロセス１９４は、単純な電子伝導１９２よりも大幅に遅い。伝導イオン１９７は、大きな分子である場合が多く、拡散（濃度勾配ｄＮｑ／ｄｘにより駆動される）または電子伝導（空間中に不均一に分布したイオンにより生成された細胞内及び細胞間電界により誘導された力ｑＥにより駆動される）により伝導されるからである。イオン輸送による電子伝導を誘導する光生物学的変調は、バイオ光イオン伝導と呼ぶことができる。同様に、分子の構造変換を誘導する光生物学的変調は、バイオ光化学変換と呼ぶことができる。
【０１１８】
他の機構、熱振動１９５は熱の拡散であり、典型的な運動エネルギーまたは量子化された光子の伝導により、分子１９６はその周囲よりも高いレベルで振動する。エネルギーは光子で励起された分子を逃がし、その周囲に熱的に拡散させるからである。過渡熱効果、すなわち組織全体への振動の拡散は、１−１０Ｈｚで発生させることができる。一方、定常状態伝導は、安定させるのに数分を要する、すなわちサブＨｚの周波数に応答する。熱振動は、光生物学的変調における別の重要な機構である。熱励起は、溶液中で化学反応物を攪拌するかのように、イオン及び分子をより周期的かつより迅速に互いに衝突させることにより、反応速度を速めるからである。分子間での熱の拡散を誘導する光生物学的変調は、「バイオ光熱」伝導、すなわち熱振動と呼ぶことができる。
【０１１９】
周波数依存性光生物学的変調は、入射光子の変調またはパルス周波数と相互作用する上記の物理的プロセスにより生じる。デジタルパルスレートまたは光変調周波数がそれに対する物理プロセスの応答能力よりも速い場合に、過剰刺激が生じる。このような場合、細胞または分子は、単純に刺激に遅れずについていくことができないので、応答は減少する。これは、混雑した高速道路の進入ランプの信号機の信号が変わらないと、高速道路上で車がますます渋滞し、どの車が動けなくなることに似ている。デジタルパルスレートまたは光変調周波数が、細胞の吸収能力よりもはるかに遅く、光生物学的変調がほとんど起こらない場合に、低刺激が生じる。この状態は、信号機が高速道路への進入をほとんど誰にも許可しない場合、すなわち誰もどこにも行けない場合に似ている。光生物学的変調周波数が、系の固有応答周波数と一致した場合にのみ、最適な結果及び効率的なエネルギー伝達がなされる。例えば、高速道路の侵入ランプの信号機が時間的に正確である場合、最適な数の車が高速道路上に存在することができ、交通渋滞を発生することなく、目的地に速やかに向かうことができる。
【０１２０】
詳細には、非常に低い周波数での低刺激と、非常に高い周波数での過剰刺激は、光生物学的変調応答を低下させ、それらの間の最適なパルスレートまたは励起周波数でのみ、光生物学的変調応答及び光線治療効果を最大化することができる。特定の周波数で発生するこのピーク応答状態は、図１０の応答曲線に非常によく似ていると思われる。とりわけ、上述の分析により、どの細胞、組織、器官にも、それぞれ特定の電子的、イオン的、化学的、熱的機構を誘導するように最適化された複数の時定数が存在することが明らかになったからである。
【０１２１】
そのため、この様々なピーク応答状態は、その機構はエネルギー貯蔵及び持続放出を伴わないが、上述した共振系の場合と同様に、生物共振と呼ぶことができる。これらの選択された共振周波数を、制御された態様で、かつスペクトル汚染を生じることなく励起することが重要であり、特に、相殺的干渉及び効果損失を引き起こす周波数が不用意に生成されるのを避けることが重要である。さらに、現在のデジタルパルスに基づく光線治療システムを使用して、複数の生物共振機構を同時に駆動することは不可能ではない。本明細書で説明する本開示の新規な電子駆動システムは、従来技術では開示も示唆もされていない、光線治療のための正弦波駆動及びＬＥＤまたはレーザ光の任意の波形合成を実現するための、発明的な装置と新規な方法との両方を含む。
【０１２２】
光線治療のための波形合成システム
【０１２３】
ＬＥＤ及び半導体レーザ装置を制御された周波数及び高調波で駆動する際の重要点は、ＬＥＤデバイス等の波形、パターン、及び駆動状態を生成するのに使用される電気回路及びアルゴリズムである。以下、直列に接続されたＬＥＤの複数のストリングのアレイの駆動手段（電気回路）について詳細に説明するが、この電気回路は、１または複数の半導体レーザ装置にも適用可能である。
【０１２４】
ＬＥＤの光出力は電流に依存し、ＬＥＤの明るさはＬＥＤの順電圧にほとんど相関しないため、定電圧駆動よりも、制御された定電源（及び電流シンク）を使用することが好ましい。例えば、直列接続されたＬＥＤストリングを、直列抵抗を介して接続された電圧源により駆動する場合、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤは、全ＬＥＤの直列順電圧降下Ｖｆの合計により、不回避的に変化する。電力供給電圧＋ＶＬＥＤがＬＥＤストリングの順電圧降下Ｖｆよりも高いという条件で（すなわち、＋ＶＬＥＤ＞Ｖｆ）、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤは、ＩＬＥＤ＝（＋ＶＬＥＤ−Ｖｆ）／Ｒの関係式で与えられる。これは、ＬＥＤ電圧の変化により、ＬＥＤ電流が変化し、したがってＬＥＤの明るさも変化することを示す。各ＬＥＤストリングが全電圧に一致するように選別されたＬＥＤを含まない限り、ＬＥＤ電圧は正確に制御または一致させることができないので、どのＬＥＤストリングも、必ず前回よりも明るくなるかまたは暗くなる。
【０１２５】
図１４は、直列接続されたＬＥＤのストリング２０５ａを流れる電流を制御する電流シンクの２つの同等の回路２００ａ、２００ｂを示す。回路２００ａでは、電流シンク２０１ａは、ＬＥＤストリング２０５ａにおいて予め定められた電流ＩＬＥＤａを維持するように設計されたセンシング及びフィードバックを有する理想的な電流制御デバイスを示す。図示のように、ＬＥＤストリング２０５ａは、アノード・カソード間に直列接続された「ｍ」個のＬＥＤを含む。ｍは数学的な変数であり、アルファベットの１３番目の文字を表すことを意図していない。回路要素１９９ａは、電流ＩＬＥＤａの値のセンシングからのフィードバックを表す。このフィードバックにより、電流シンク２０１ａの電圧が変化した場合でも、電流が一定に保たれることを確実にする。
【０１２６】
伝導時は、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤａの値は、低電圧電流源２０２ａにより定められたアナログ入力電流αＩｒｅｆに比例する。電流シンク２０１ａが伝導されていない場合、すなわち電流源２０２ａがイネーブルでない場合、ＬＥＤの電圧は最小となり、電流シンク２０１ａの電圧は、＋Ｖｌｏｇｉｃの低電圧（例えば、３−５Ｖ）と比べると比較的高い電圧である（例えば４０Ｖ）＋ＶＬＥＤに達する。電流シンク２０１ａは、デジタルシンセサイザ２０３ａに接続されたデジタルイネーブルピン「イネーブル」を介して、デジタル的にオンとオフ、すなわち伝導と非伝導を切り替えることができる。添字の「ａ」は、ＬＥＤパッドにおける直列接続されたＬＥＤストリングを個別に駆動する複数のチャンネルのうちの１つを表すことに留意されたい。ＬＥＤパッドは、多数の独立的に制御されるＬＥＤストリング、すなわち、ＬＥＤ出力チャンネルａ、ｂ、ｃ、...、ｎを含んでいる。ｎは数学的な変数であり、アルファベットの１４番目の文字を表すことを意図していない。
【０１２７】
回路２００ｂでは、直列接続された「ｍ」個のＬＥＤは、ＬＥＤデバイス内に文字「ｍ」が付された単一のＬＥＤに象徴的に置き換えられている。また、ＬＥＤの電圧として、＋Ｖｆａが付されている。図示のように、電流シンク２０１ａは、高電圧ＭＯＳＦＥＴ２１６ａのゲートを駆動するＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａを含むアナログフィードバック回路をさらに詳細に示している。動作中は、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａは、電流シンクＭＯＳＦＥＴ２１６ａのゲートに電圧を提供し、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａに含まれるセンシング回路を通じてグランドへ電流ＩＬＥＤａを流す。この電流は、その後、低電圧電流源２０２ａにより定められた様々なアナログ入力αＩｒｅｆと比較され、電流シンクＭＯＳＦＥＴ２１６ａのゲート電圧は、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａ内の回路により、電流αＩｒｅｆと電流ＩＬＥＤａとが互いに一致し、電流ＩＬＥＤａが所望の値になるまで自動的に調節される。アナログ閉ループ回路のために、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａからのフィードバックはほぼ瞬間的に行われ、変動する電圧は動的に調節され、電流源２０２ａから入力される基準電流はプログラム的に変化させられる。
【０１２８】
電流源２０２ａから入力される基準電流αＩｒｅｆは、固定された時間依存性のまたは調節可能な参照電圧と、正確な電圧を正確な基準電流に変換するために正確にトリム（調節）された直列抵抗とにより実現される。正確な電圧源は、固定値のツェナーダイオードまたはバンドギャップ電圧、電圧制御発振器（ＶＣＯ）、または電流源２０２ａから出力されるアナログ電流値のデジタル制御を容易にするデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）を含み得る。デジタルシンセサイザ２０３ａからの出力は、カウンタ及びクロック回路、プログラム可能な論理アレイ（ＰＬＡ）、またはファームウェア若しくはソフトウェア命令を実行するマイクロプロセッサにより実現することができる。
【０１２９】
上述した回路のいくつかの実施は、前述した特許文献の米国特許出願第１４／０７３，３７１号（特許文献１）に記載されている、他の例示的な及び新規な、アナログ、デジタル、または混合モードの回路も本明細書で後述する。
【０１３０】
図１５は、上述の駆動回路で合成される様々な種類の波形を示す。グラフ２４０ａは、デジタルシンセサイザ２０３ａからのデジタルイネーブル信号出力と、電流源２０２ａからの基準電流αＩｒｅｆ出力とを含む電流シンク２０１ａの入力波形を示す。グラフ２４０ｂは、生成されたＬＥＤ電流伝導波形を示す。グラフ２４０ａ及びグラフ２４０ｂは、互いの比較を容易にするために、同一の時間基準ｔ１、ｔ２...を含む。生成された波形は、例示のためのものであり、光線治療システムにおける望ましくない高調波を避けるための特定の動作状態の暗示を意図するものではなく、ただ単に、デジタルパルス化とアナログ電流制御との組み合わせがＬＥＤ励起のほぼ無制限の制御を提供することを示すものである。
【０１３１】
グラフ２４０ａに示すように、デジタルイネーブル信号は区間２４１−２４５を含み、基準電流αＩｒｅｆは曲線２５１−２５８を含む。グラフ２４０ｂの対応するＬＥＤ電流の出力では、瞬間的なＬＥＤ電流は曲線２６０−２６９で表され、利用可能な平均ＬＥＤ電流は線分２７１−２７５で示される破線で表される。
【０１３２】
ＬＥＤ励起のアナログ制御とデジタル制御との間の相互作用を理解するために、この２つのグラフを、互いに対応する時間間隔で比較した。具体的には、時間ｔ１以前は、イネーブル信号２４１は論理ゼロであり、基準電流２５１はある公称値αＩｒｅｆ、例えば２０ｍＡの出力電流ＩＬＥＤａに対応する入力電流でバイアスされている。デジタルイネーブル信号２４１は論理ゼロであり、ＬＥＤ電流２６０はゼロであり、ＬＥＤストリングは、基準電流αＩｒｅｆが非ゼロ値であるにも関わらずオフのままだからである。
【０１３３】
時間ｔ１と時間ｔ２との間では、デジタルイネーブル信号２４２は論理ゼロ状態から論理１状態にジャンプするが、基準電流２５１の値はαＩｒｅｆの値（例えば、２０−３０ｍＡ）にバイアスされたままである。この結果、ＬＥＤ電流２６１は、基準電流２５１の値にジャンプする。時間ｔ１でのＬＥＤ状態のオフからＯＮへの遷移は、アナログ回路シンクをデジタル的に「トグリングした（切り替えた）」結果を示す。
【０１３４】
デジタルイネーブル信号２４２はオンのままであるが、時間ｔ２では、基準電流２５２のアナログ値αＩｒｅｆはより高い値にジャンプし、その後、元の値２５１と同一である値２５３に達するまで、特定の、しかしユーザ設定可能な態様で減少する。ＬＥＤ電流２６２は基準電流２５２と同様に変化し、２０ｍＡからそれよりも高い値（例えば２７ｍＡ）にジャンプし、その後、時間ｔ３で２０ｍＡ（ＬＥＤ電流２６３）に戻る。ＬＥＤ電流２６２及び２６３の出力波形は、基準電流を用いることにより、デジタルパルス化を全く行うことなく、ＬＥＤ電流及び明るさのアナログ制御を容易に行うことができることを示す。
【０１３５】
時間ｔ４では、曲線２５４で示すように、基準電流は、ゼロ値ではない平均ＤＣ値に重畳された、制御された小信号の正弦波振動を開始する。基準電流のゆらぎは小信号と見なすことができる。振動の大きさは、電流αＩｒｅｆの平均値と比べると小さいからである。合成振動では、平均電流は、振動開始前に存在した基準電流のＤＣ値（曲線２５３）から変化しないままである。任意の振動周波数が可能であると考えられるが、光線治療における振動波形の実際の考察及び値は、動作周波数は２０ｋＨｚ以下にすべきであると示唆している。グラフ２４０ｂの対応するＬＥＤ電流（曲線２６４）は、時間ｔ４で開始され、曲線２５４で示した基準電流と同様に変化し、２０ｍＡの平均電流値（破線２７１）を有し、平均ＬＥＤ電流を中心にして所定の一定量（例えば±１ｍＡ）で対称的に変化する。このことは、ＬＥＤ電流が、１９ｍＡから２１ｍＡの範囲のピークピーク値を有する正弦波的に変化することを意味する。
【０１３６】
時間ｔ５では、その前の時間区間ｔ４―ｔ５中の基準電流の小信号振動（曲線２５５）は、その前の時間区間ｔ４―ｔ５と同じ振動周波数を有する大信号振動に変化する。この図示した例では、最小基準電流αＩｒｅｆはゼロ（またはほぼゼロ）に達し、ピーク基準電流は平均値に２回達する（すなわち、曲線２５３で示される基準電流の値に２回達する）。前述したように、デジタルイネーブル信号の値（線分２４２）は論理１状態に保たれるので、ＬＥＤ電流（曲線２６５）は、周波数及び波形の両方において基準電流（曲線２５５）の倍数の値をたどり、約±２０ｍＡのピークピーク振動を有する２０ｍＡの平均ＬＥＤ電流（破線２７１）を有する。これは、ＬＥＤ電流は、０ｍＡから４０ｍＡへ正弦波的に変化し、２０ｍＡの平均値を有することを意味する。
【０１３７】
時間ｔ６からは、基準電流（曲線２５５）とそれに対応するＬＥＤ電流（曲線２８５）の振動周波数が低振動周波数まで意図的に減少することを除いては（基準電流については曲線２６５で示し、対応するＬＥＤ電流については曲線２６６で示す）、時間区間ｔ５−ｔ６で存在したのと同じ振動動作状態を持続し、出力は、振動ＬＥＤ電流（曲線２６４及び２６５）において以前に生じたのと同じ平均値である、２０ｍＡの平均ＬＤ電流７１に保たれる。
【０１３８】
時間ｔ６では、デジタルイネーブル信号と基準電流αＩｒｅｆの役割は逆になり、基準電流の値が所定の最小値で一定となり（線分２５７）、デジタルイネーブル信号がパルス動作を開始する。具体的には、時間ｔ７では、デジタルイネーブル信号（曲線２４３）は、５０％の占有率でパルス動作を開始し、１／Ｔ１のデジタルクロック周波数でパルス化する（Ｔ１は、各繰り返しサイクルのパルス周期を示す）。時間ｔ８では、曲線２４４で示すようにデジタルイネーブル信号のパルスオン期間が増加するが、パルス周期Ｔ１及びそれに対応するパルス周波数はそれまでと同じに保たれる。この結果、占有率５０％の２０ｍＡのパルスＬＥＤ電流（曲線２６７で示す）は、占有率７５％のＬＥＤ電流（曲線２６８で示す）となる。この動作モードは、ＬＥＤ電流が２０ｍＡの平均ＬＥＤ電流の５０％、すなわち１０ｍＡの平均ＬＥＤ電流（破線２７２で示す）から、時間ｔ８で２０ｍＡまたは１５ｍＡの平均ＬＥＤ電流の７５％（破線２７３で示す）に変化する、固定周波数ＰＷＭ（パルス幅変調）制御を含む。
【０１３９】
時間ｔ９では、基準電流の値は変化しないままであるが（曲線２５７）、曲線２４５に示すように、デジタルイネーブル信号のパルス周期、したがってパルスオン期間も、値Ｔ２まで増加する。これは、ＬＥＤ電流の波形に反映される（曲線２６９）。図示のように、合計周期Ｔ２で割られたデジタルイネーブル信号の占有率、パルスオン期間（曲線２４５）も増加し、占有率の９０％への増加に相当するより高い平均値（破線２７４で示す）を有するＬＥＤ電流が生成される。その後のｔ７−ｔ９区間中での動作周波数の１／Ｔ１からそれよりも低い動作周波数１／Ｔ２への減少は、可変周波数ＰＷＭ制御の一例であり、ＰＷＭ占有率をデジタルパルス周波数とは独立して変更できることを明らかにする。
【０１４０】
図１５に示す最後の波形において、時間ｔ１０では、基準電流の値はより高い値に増加する（曲線２５７から曲線２５８への遷移により示される）が、デジタルイネーブル信号の波形は、ｔ９−ｔ１０区間と同じ波形に保たれる。この結果、ＬＥＤ出力電流の瞬時値が増加し（曲線２６９から曲線２７０への遷移により示される）、平均ＬＥＤ電流も増加する（破線２７４から破線２７５への遷移により示される）。ＬＥＤ明るさの平均的及び瞬間的な増加にも関わらず、ＬＥＤ電流の占有率及びパルス周波数は、ｔ９−ｔ１０の時間区間の対応する値から変化しないままである。
【０１４１】
結論として、ＬＥＤ電流の瞬間的及び時間平均値は、基準電流のアナログ制御や、図１４に示した電流シンクのイネーブル信号のデジタルパルス制御を用いる様々なフレキシブルな方法により制御することができる。電流シンク２０１ａ、基準電流源２０２ａ、及びデジタルシンセサイザ２０３ａの実現は様々な方法で達成することができる。これらの回路の正確な実現には、正確さ、再現性、及び拡張性の問題を、マルチチャンネルシステムに適用する必要がある。このような回路は、アナログＬＥＤ制御及びデジタル合成の２つの広義のカテゴリに分けることができる。
【０１４２】
アナログＬＥＤ電流制御
【０１４３】
図１４を再び参照して、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤａの制御には、アナログ制御による、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａ内のセンス及びＬＥＤ駆動回路、並びに正確な基準電流２０２ａの実施を必要とする。
【０１４４】
電流シンク２０１ａは、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤａを制御するようにバイアスされた高電圧ＭＯＳＦＥＴ２１６ａと、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤａを検出して望ましい基準電流αＩｒｅｆと比較し、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤａが基準電流２０２ａの予め定められたスカラー倍に一致するまで高電圧ＭＯＳＦＥＴ２１６ａのゲート電圧を動的に調節するＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａとを含む。測定及びフィードバックは、高電圧ＭＯＳＦＥＴ２１６ａの相互コンダクタンス及びチャンネル間マッチングに影響を与える高電圧ＭＯＳＦＥＴ２１６ａの任意の製造上のばらつき、例えば閾値電圧及びゲート酸化物の厚さに適応するために、閉ループ態様で行う必要がある。
【０１４５】
基準電流αＩｒｅｆは、制御された電流として図式的に表されているが、図１６Ａに示すように、正確な電流を複数のチャンネルに分配することには問題がある。電流源２０６の合計電流ｎαＩｒｅｆは、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａ−２１５ｎの入力に、必ずしも均等に分配されないからである。すなわち、Ｉａ、Ｉｂ、...、Ｉｎは互いに等しくない。この問題の解決策は、図１６Ｂに概念的に示すように、基準電圧源２０７を用いて各チャンネルに電流ではなく電圧Ｖｒｅｆを分配し、その電圧を各チャンネルに設けた相互コンダクタンス増幅器２０８ａ、２０８ｂ、...、２０８ｎを用いて同一の電流に変換することである。例えば、相互コンダクタンス増幅器２０８ａは、ＶｒｅｆをＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａに供給されるＩａに変換し、相互コンダクタンス増幅器２０８ｂは、ＶｒｅｆをＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ｂに供給されるＩｂに変換する（以下同様）。
【０１４６】
しかし実際は、ＭＯＳＦＥＴドライバの回路内に電圧変換機能を予め設けることができるので、各チャンネルに対応するｎ個の相互コンダクタンス増幅器を用いる必要はない。例えば、図１６Ｃに示すように、基準電圧源２０７から提供されＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａに供給される電流Ｉａは、バイアス抵抗器２１２及びトリム抵抗器２１３ａ−２１３ｘの並列ネットワークを介して電流ミラーＭＯＳＦＥＴ２１０をバイアスするのに用いられる。添字ｘは数学的な変数であり、アルファベットの２４番目の文字を表すことを意図していない。ＭＯＳＦＥＴ２１０のゲートはそのドレインに接続されているので、すなわちＭＯＳＦＥＴ２１０は「閾値接続」されているので、ＭＯＳＦＥＴ２１０のゲート電圧は、直列抵抗器２１２と、抵抗器２１３ａ−２１３ｇを含む並列トリムネットワーク２２０とにより設定されたようにして、望ましい基準電流Ｉａを伝導するのに十分な電圧ＶＧ２に自然にバイアスされる。ＭＯＳＦＥＴ２１０と、直列抵抗器２１２及びトリムネットワーク２２０の並列組み合わせとにより電圧ドライバが形成され、ミラーＭＯＳＦＥＴ２１０の両端間の電圧は、Ｖｐｉｌｏｔ＝Ｖｒｅｆ−Ｉａ・Ｒｅｑｕｉｖとなる（ただし、１／Ｒｅｑｕｉｖ＝１／Ｒｍａｘ＋１／Ｒｔ１＋１／Ｒｔ２＋...＋１／Ｒｔｘとする）。抵抗器ネットワーク２２０の抵抗値を変化させることにより、Ｖｐｉｌｏｔは、ドレイン電流と一致するＭＯＳＦＥＴ２１０のゲート電圧ＶＧ２を生成するように調節される（すなわち、ＶＧＳ＝Ｖｐｉｌｏｔ）。ＭＯＳＦＥＴ２１０のゲート電圧ＶＧ２は、その閾値電圧よりもわずかに大きいので、「閾値接続」されることとなる。
【０１４７】
この同一のゲート電圧ＶＧ２は、より大きなＭＯＳＦＥＴ２１１を、電流ミラーＭＯＳＦＥＴ２１０及び２１１を流れる公称動作電流の比率が、電流ミラーＭＯＳＦＥＴ２１０及び２１１のゲート幅の比率と等しくなるように、同一の駆動状態にバイアスする。例えば、基準電流Ｉａが公称的には２μＡに設定され、かつＩＬＥＤａを２０ｍＡにすることを目的としている場合、ＭＯＳＦＥＴ２１０及び２１１間のサイズ比率は、２０ｍＡ／２μＡ＝１０、０００に選択されるべきである。これは、電流ミラーＭＯＳＦＥＴ２１１のゲート幅を、電流ミラーＭＯＳＦＥＴ２１０のゲート幅よりも１０、０００倍大きくするべきであることを意味する。これらの共通のゲートバイアス及び一定サイズの比率のために、電流ミラーＭＯＳＦＥＴ２１１が２０ｍＡを伝導する場合にのみ、ドレイン・ソース電圧ＶｓｅｎｓｅがＶｐｉｌｏｔと等しくなる。ＬＥＤストリング２０５ａの照明中、一定の電圧ゲインＡｖを有する閉ループでバイアスされる差動増幅器２１４は、ＭＯＳＦＥＴ２１６ａ及び２１１を流れる電流ＩＬＥＤａによりＶｓｅｎｓｅとＶｐｉｌｏｔとの差がゼロになるまで（すなわち、Ｖｓｅｎｓｅ−Ｖｐｉｌｏｔ＝０）、ゲート電圧ＶＧ１を有する高圧ＭＯＳＦＥＴ２１６ａのゲートを駆動する。このようにして、基準電流Ｉａは、ＭＯＳＦＥＴ２１１において「ミラーされ（mirrored）」、ＬＥＤ供給電圧＋ＶＬＥＤが変化した場合でも、制御された一定の電流がＬＥＤストリング２０５ａを流れる。
【０１４８】
製造中は、固定抵抗器２１２に並列な抵抗ネットワーク２２０は、正確な出力電流を生成するために機能的に調節（トリム）され、それにより、ＭＯＳＦＥＴ２１０の相互コンダクタンスに由来するばらつき、または抵抗器２１２の抵抗値Ｒｍａｘのばらつきを除去する。図示した例では、トリムは、電流ＩＬＥＤａを測定し、その後、ＩＬＥＤａの測定値がその目標値に達するまでヒューズリンクをブローさせることにより行われ。増幅器２１４はＭＯＳＦＥＴ２１６ａ（したがって、電流ＩＬＥＤａ）を制御してＭＯＳＦＥＴ２１０及び２１１のサイズ、そしてエラー電圧を等しくするため、電流ＩａとＩＬＥＤａとが互いに等しくなったときに、ＶｓｅｎｓｅとＶｐｉｌｏｔとの差はゼロになる。ＭＯＳＦＥＴ２１１のゲート幅がＭＯＳＦＥＴ２１０のゲート幅よりも大きく、かつエラー電圧がゼロである場合、ＭＯＳＦＥＴの幅の比率により、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤａは基準電流Ｉａよりも大きくなる。
【０１４９】
例えば、製造の直後及びトリムの直前に、抵抗器ネットワーク２２０の全ての抵抗器が依然として抵抗器２１２と電気的に並列に接続されている場合、抵抗器ネットワーク２２０の全抵抗はその最大値となり、電流Ｉａはその目標値よりも高くなるため、ＩＬＥＤａの値も非常に高い値、例えば２２ｍＡ（２０ｍＡの目標値よりも１０％高い）になる。集積回路（または、印刷回路基板）において、プローブが、共通の金属トリムパッド２２１、及び特定の抵抗器トリムパッド２２２の全てに電気的に接続されている。明瞭にするために、トリム抵抗器２１３ｂに直列接続されたトリムパッド２２２ｂのみに符号を付している。その後、共通トリムパッド２２２と特定チャンネルのトリムパッド、例えばトルムパッド２２２ｂとの間にテスターから高電流を印可し、金属ヒューズリンク２２３ｂの薄い部分を融解させて電気的にオープンな回路にし、抵抗器２１３ｂをトリムネットワーク２２０から切断する。並列抵抗の減少により合計抵抗が増加し、それにより、基準電流の値が低下する。そして、ＬＥＤストリング２０５ａを流れるＬＥＤ電流は、一定量減少する。
【０１５０】
この測定及びリンクブロープロセスは、目標値の電流ＩＬＥＤａが得るために適切な数の金属ヒューズリンクをブローさせるまで繰り返される。全てのヒューズリンクがブローされた場合、ＭＯＳＦＥＴ２１０に直列な抵抗（抵抗器２１２の抵抗）はその最大値Ｒｍａｘに増加し、基準電流Ｉａはその最小値になる。その電流が目標値よりも依然として大きい場合、その特定の集積回路は、生産収率を低下させ製造コストを増加させる欠陥品として却下される。したがって、抵抗器ネットワーク２２０に使用される抵抗値Ｒｔ１、Ｒｔ２、...、Ｒｔｘは、集積回路の製造における通常の確率的なばらつきに適合するように、注意深く選択する必要がある。ヒューズリンク２２３ｂは、図１６Ｃに示した他のコンダクタよりも細い線で図示されていることに注意されたい。
【０１５１】
また、ＭＯＳＦＥＴ２１５ａのデジタルイネーブル機能を示すために、単極・双投スイッチ２１７が示されている。ＭＯＳＦＥＴ２１６ａが伝導され、ＬＥＤストリング２０５ａが照明されたとき、デジタルゲートバッファ（インバータ記号で示されている）２１８へのデジタル入力は、「高」または論理１となる。イネーブル信号が論理ゼロ状態にバイアスされた場合、スイッチ２１７は、高電圧ＭＯＳＦＥＴ２１６ａのゲートをグランドに接続する。これにより、ＶＧ１＝０となり、ＭＯＳＦＥＴ２１６ａはオフになり、ＬＥＤストリング２０５ａへの電流を遮断する。この機能は、機械的スイッチとして示されているが、実際には、当業者にはよく知られているように、アナログスイッチまたは増幅器として構成されたトランジスタのネットワークにより実現される。また、特定のチャンネルがイネーブルでない期間は、差動増幅器２１４は電圧を中断するかまたは固定するように動作して、ＭＯＳＦＥＴ２１１のセンス電流を増加させようとする無益な出力電圧を増加させないようにする必要がある。
【０１５２】
抵抗器のトリムは一般的であるが、トランジスタのネットワークのサイズ、すなわちゲート幅のトリムは、抵抗器を使用する場合よりもより容易でかつより正確である。そのような回路が図１６Ｄに示されている。図１６Ｄの回路は、抵抗器２１２はトリム抵抗器の並列ネットワークを有しておらず、その代わりに、電流ミラーＭＯＳＦＥＴ２１０がトリムＭＯＳＦＥＴ２２５ａ、２２５ｂ、...、２２５ｘの並列ネットワーク２３０を有している。抵抗器トリムではなくＭＯＳＦＥＴトリムを用いることの別の利点は、ネットワーク２３０が図１６Ｃに示したネットワーク２２０よりも小さいことである。抵抗器トリム方法と同様に、ヒューズリンク２３３ｘがブローされて切断されたとき、すなわちオフにされたとき、１または複数のＭＯＳＦＥＴ２２５ａ...２２５ｘが、電流ミラーＭＯＳＦＥＴ２１０と並列になる。例えば、製造の直後及びトリムの直前に、全てのＭＯＳＦＥＴ２１０及び２２５ａ...２２５ｘが依然として電気的に並列に接続されている場合、ＭＯＳＦＥＴ２１１と、電流ミラーＭＯＳＦＥＴ２１０及びトリムネットワーク２３０の並列組み合わせとの間のサイズ比率は最少となり、電流ＩＬＥＤａはその目標値よりも低くなる（例えば、２０ｍＡの目標値よりも１０％低い１８ｍＡとなる）。例えば、共通トリムパッド２３１と特定のチャンネルのトリムパッド２３２ｘとの間に高電流を印加することによりヒューズリンク２３３ｘをブローさせ、それにより、トリムＭＯＳＦＥＴ２２５ｘのゲートとＭＯＳＦＥＴ２１０のゲートとの間の接続を切断することができる。あるいはその代わりに、抵抗器２２６ｘのゲートを切断することにより、ＭＯＳＦＥＴ２２５ｘをオフにバイアスすることができる。ＭＯＳＦＥＴトリムネットワークの並列ゲート幅を減少させることにより電流ミラー比率は増加、その分だけ基準電流Ｉａも増加し、それに伴いＬＥＤ電流ＩＬＥＤａが増加する。
【０１５３】
図１６Ｄでは、ＭＯＳＦＥ２１０及び２１１のゲートは、ＭＯＳＦＥトリムネットワーク２３０のゲートと共に、電圧源２２４によりバイアスされ、電流ミラーＭＯＳＦＥＴ２１０のゲートとそのドレインとの接続によりバイアスされないことに留意されたい。この方法の利点は、電流ミラーＭＯＳＦＥＴ２１１が、より低いドレイン電圧Ｖｓｅｎｓｅにより動作することである。この方法を用いることによりいくつかの初期の正確さが失われるかもしれないが、その欠失を修正するための機能的なトリムが可能となる。有益なことに、ＭＯＳＦＥ２１１の両端でのより低い電圧降下は電力損失を減少させ、それにより、ＬＥＤドライバ２１５ａのシステム全体の効率を向上させる。
【０１５４】
また、基準電流の代わりに基準電圧を用いるのには、アナログ回路が必要となる。固定値の基準電圧源を製造する方法は公知であり、温度による電圧のばらつきを最小限に抑える手段を含む。そのような方法は、バンドギャップ電圧基準（en.wikipedia.org/wiki/bandgap_voltage_referenceを参照）と、ツェナーダイオード電圧基準（en.wikipedia.org/wiki/Zener_diodeを参照）とを含む。これらの技術は、当業者には公知であるので、ここでは説明を省略する。
【０１５５】
アナログ正弦波合成
【０１５６】
後述するように正弦波波形はデジタル的に生成することができるが、本開示に係る発明的手段では、光線治療システムにおいてＬＥＤを駆動するための正弦波波形の生成は、アナログ合成を用いて行う。上述したように、デジタル合成は、正弦波（または、複数の周波数の正弦波のコード）を合成するために、ＬＥＤ電流のオン／オフを一定の変化間隔で繰り返してパルシングすること（すなわちパルス幅変調）を含むが、アナログ合成は、基準電流、すなわちＬＥＤ電流制御回路にバイアスする電流を正弦波的に変化させること（すなわち、ＬＥＤストリングの電流ミラー駆動）、要するに、基準電流を発振器に入力することを含む。図１５に示した例示的な波形を参照して、アナログ波形合成は、時間ｔ４、ｔ５、ｔ６で生じる正弦曲線２４５、２５５、２５６、並びに、任意の制御機能を実施する能力を表す任意の時間依存性波形である時間ｔ２での波形２５２により示される。
【０１５７】
図１７Ａに示すように、アナログ正弦波合成を行うために、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａをバイアスする基準電圧は、固定周波数の正弦波または正弦波的に発振する基準電圧源２３５（線形または「高調波」発振器としても知られている）に置き換えられる。音声帯域の高調波発振器は、インダクタコンデンサ回路、すなわちＬＣ発振器、または、抵抗コンデンサ回路、すなわちＲＣ発振器、ＲＣ相シフト発振器、ウィーンブリッジ発振器、ツインＴ発振器を用いて作製することができる（wikieducator.org/sinusoidal_oscillatorを参照）。製造中は、発振基準電圧源２３５の出力電圧は、抵抗器またはトランジスタのアレイを用いて、前述したＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａのトリムと同様の方法でトリムする必要がある。一方、単純な弛緩発振器を含むクロック生成のためによく使用される他の一般的なＲＣ回路は、高調波発振器ではなく、望ましくない広範囲のスペクトラム成分を含むのこぎり歯形または三角形の波形を生成するので、使用することはできない。
【０１５８】
図１７Ｂでは、発振基準電圧源２３５が、周波数及び電圧を調節可能な制御された発振基準電圧源２３６に置き換えられている。このような発振基準の一例は、図１７Ｃに示されている。図１７Ｃに含まれるウィーンブリッジ発振器２８０は、電圧フォロワ２８１と、トリム可能な可変電圧出力バッファ２８２とを含んでいる。ウィーン発振器２８０は、２つの互いに一致した可変コンデンサ２８４ａ及び２８４ｂと、２つの互いに一致したプログラム可能な抵抗器２８３ａ及び２８３ｂとを含む。この２つのＲＣネットワークは、分圧器と、高ドレイン差動増幅器２８５の出力からの信号をその正入力に戻すフィードバックネットワークを形成する。抵抗器２８６ａ及び２８６ｂを含む減衰ネットワークは、発振を安定化させるために回路のゲイン及び安定性を設定する。
【０１５９】
発振周波数は、プログラム可能な抵抗器２８３ａ及び２８３ｂの抵抗ＲＯＳＣを変更することにより、あるいは、可変コンデンサ２８４ａ及び２８４ｂのキャパシタンスＣＯＳＣを変更することにより調節することができる。可変抵抗は、その線形動作領域においてバイアスされるＭＯＳＦＥＴのゲート電圧及び抵抗を変更することにより、あるいは、離散抵抗器を含むデジタルポテンショメータを様々な抵抗器をショートさせることができる並列ＭＯＳＦＥＴと共に使用することにより実現することができる。様々なキャパシタンスは、その内の１つが接合容量を生成すべく固定電圧に逆バイアスされるバックツーバックｐｎ接合ダイオードを含むバラクタにより実現することができる。抵抗またはキャパシタンスの一方を変更することにより、ウィーン発振器２８０の発振周波数を調節することができる。
【０１６０】
トリム可能な可変電圧出力バッファ２８２による負荷がウィーン発振器２８０の発振周波数に影響を与えないことを確実にするために、抵抗器２８８を介しての負のフィードバックを有する差動増幅器２８７を含む電圧フォロワ２８１はバッファリングを提供する。電圧フォロワ２８１の電圧Ｖｂｕｆは、その後、抵抗値Ｒ１を有する固定抵抗器２９２及び抵抗値Ｒ２を有する可変抵抗器２９１を含む抵抗器ドライバにより調節される。可変抵抗器２９１は、上述したように、トリムネットワーク及びデジタルポテンショメータを含み得る。抵抗器２９１及び抵抗器２９２間に位置し、差動増幅器２８９の正入力に接続されたタップ点での電圧は、電圧フォロワ２８１の出力電圧Ｖｒｅｆｏｕｔと等しく、次の式で表せる。
Ｖｒｅｆｏｕｔ＝（Ｖｂｕｆ・Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）
その出力が導線２９０により負入力に接続されているので、差動増幅器は、その入力の電圧波形を正確に再生する電圧フォロワとして動作するとともに、その出力Ｖｒｅｆｏｕｔに接続された電気負荷に必要とされる電流を送達する。
【０１６１】
出力波形２９５により示すように、この出力電圧Ｖｒｅｆｏｕｔは、ゼロからそのピーク値＋ＶＡＣ（ｔ）まで及びＶＡＣ（ｔ）／２の平均値を有するＡＣ成分ＶＡＣ（ｔ）を含み、追加的なＤＣオフセットは含まない（正弦波の固有ＤＣ平均値を除いて）。電圧成分はＡＣだけ、具体的には高調波発振器２８０により生成された正弦波＋ＶＡＣ（ｔ）だけなので、正弦波は大信号ＡＣ挙動を示すと言える。ＤＣオフセットも含むことが望ましい場合、発振基準電圧源２３６の出力は、図１７Ｄに示す回路によってさらに調節することができる。この回路では、図１７Ｃに示した回路の出力Ｖｒｅｆｏｕｔは、ＡＣ結合コンデンサ３０３を介して、差動増幅器３０２（または他のタイプの電圧フォロワ回路）を含む電圧フォロワ３００に供給される。差動増幅器３０２は、導線３０１を介した負のフィードバックによりその出力がその負入力に接続されるので、電圧フォロワとして動作する。ＡＣ結合コンデンサ３０３の目的は、発振基準電圧源２３６の出力に存在するＤＣオフセットを遮断することである。オフセットが存在しない場合、コンデンサ３０３は除去してもよい。
【０１６２】
演算増幅器３０２は、論理電源＋Ｖｌｏｇｉｃにより駆動されるが、その負の供給経路はグランドに接続されておらず、その代わりに、電圧バイアス回路３０９により生成された生成電圧＋Ｖｎｅｇ、差動増幅器３０２のための負の供給経路の役割を果たすアバブグランド電圧に接続されている。負の供給経路のこの再基準により、差動増幅器３０２の出力電圧Ｖｒｅｆｏｕｔ２は、その電圧レベルはグランドからそれよりも大きい正の値にシフトされる。この結果、出力電圧Ｖｒｅｆｏｕｔ２の波形は、その入力Ｖｒｅｆの波形と同じに見えるが、Ｖｒｅｆｏｕｔ２は生成電圧＋Ｖｎｅｇと等しいＤＣ電圧によりオフセットされる。このことは数学的には次のように表される。
Ｖｒｅｆｏｕｔ２＝ＶＤＣ＋ＶＡＣ（ｔ）＝＋Ｖｎｅｇ＋Ｖｒｅｆｏｕｔ２＜＋Ｖｌｏｇｉｃ
【０１６３】
この回路は、ＤＣバイアス（＋ＶＮＥＧ）及び正弦波入力信号ＡＣ（ｔ）の合計が供給電圧＋Ｖｌｏｇｉｃを超えない限り、入力を正確に再生する。さもなければ、正弦波の頂部は、「クリップされる」、すなわち、＋Ｖｎｅｇ＋Ｖｒｅｆｏｕｔ２?＋Ｖｌｏｇｉｃである任意の期間中に、＋Ｖｌｏｇｉｃで一定の最大出力電圧に達する。波形のクリップは、出力波形のゆがみ（変形）をもたらし、デジタルパルスを用いたＬＥＤ駆動と同様に（またはさらに悪化した）、望ましくない高調波及びスペクトラル汚染を生成する。電圧の差（＋Ｖｌｏｇｉｃ−＋Ｖｎｅｇ）が非常に小さい場合、つまり、レベルシフトされたバイアスが非常に高い場合、差動増幅器３０２は正確に機能できないことに留意されたい。
【０１６４】
ＤＣ電圧＋Ｖｎｅｇの生成は、トリムされたバンドギャップ電圧及びそれに続く可変ゲイン増幅器、電圧が制御された増幅器、または可変抵抗器もしくはスイッチトキャパシタ電圧ドライバネットワークなどの様々な方法により行うことができる。そのような分圧方法の１つが、抵抗分圧電圧技術を用いた電圧生成回路３０９として図１７Ｄに示されている。図示のように、論理供給電圧＋Ｖｌｏｇｉｃは、抵抗器３０４ａ−３０４ｘを含む直列抵抗ストリングに接続されている。ｘは数学的な変数であり、アルファベットの２４番目の文字を表すことを意図していない。抵抗器３０４ａ−３０４ｘのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴ３０５ｂ−３０５ｘと並列に接続されている。抵抗器の数は、一般的に、要求精度に応じて、実現すべき電圧の８ビット、１２ビット、１６ビットの様々な組み合わせを可能にする９、１３、１７であり得る。抵抗器の数は、要求される精度のビット数よりも１大きい数にする必要がある。例えば、要求精度が８ビットである場合、９個の抵抗器により、２５６レベルの出力電圧が提供される。
【０１６５】
抵抗器３０４ａ及び抵抗器３０４ｂ間の電圧タップ点から取得される出力電圧＋Ｖｎｅｇは、ＭＯＳＦＥＴ３０５ｂ−３０５ｘを様々な組み合わせでオン／オフして様々な抵抗器をショートさせることにより変化させることができる。例えば、ＭＯＳＦＥＴ３０５ｂ−３０５ｘの全てをオンにし、それらの抵抗値が抵抗器３０４ａの抵抗値Ｒ１よりも小さい値に設定されている場合は、出力電圧＋Ｖｎｅｇはグランド付近となる。また、トランジスタ３０５ｎ−３０５ｘの全てをオフにした場合は、出力電圧＋Ｖｎｅｇは＋Ｖｌｏｇｉｃとなり、様々な他の組み合わせについては、中間の電圧が選択される。抵抗器ネットワーク３０４ａ−３０４ｘは、供給範囲の一部のみから電圧を選択するために、さらに調節することができる。例えば、Ｖｌｏｇｉｃよりも低い電圧を使用して、抵抗器ストリングに電力を供給することもできる。抵抗器３０４ａ−３０４ｘの直列ラダー回路は、デジタル／アナログ変換器の一種を形成する。様々なＭＯＳＦＥＴのオン／オフは、本質的にデジタル的な機能であり、その結果、量子化されてはいるがアナログ電圧が生成されるからである。分解度を高めるためには、最下位ビット（ＬＥＢ）がより小さい電圧階調を示すように、抵抗器の数を増加させるか、あるいは電圧範囲を減少させるとよい。
【０１６６】
電圧発生機能は別として、並列抵抗器３１１ａ−３１１ｘを含む抵抗器トリムネットワーク３１０は、高電流を一時的にＩＣ上のトリムパッドに印加してヒューズリンクをブローすることにより製造中に電圧精度をトリムする手段を提供するために、抵抗器３０４ａに対して並列に配置される。例えば、共通トリムパッド３１２とトリムパッドとの間に高電流を流すことにより、薄い金属線３１３はヒューズのように作用して融解する。これにより、電気的な開回路が形成され、トリムネットワーク３１０の抵抗器の並列ネットワークから抵抗器３１１ｂが除去される。
【０１６７】
結論として、図１７Ｄに示したＤＣオフセット回路は、図１７Ｃの発振基準電圧回路と共に、ＤＣ電圧による可変周波数の正弦波ＡＣ（ｔ）の電気的生成及び大きさのオフセットを可能とする。供給電圧＋Ｖｌｏｇｉｃを超えない限り、この新規に開示された発振基準電圧の出力電圧は、
Ｖｒｅｆｏｕｔ２＝ＶＤＣ±ＶＡＣ（ｔ）／２＝＋Ｖｎｅｇ±Ｖｒｅｆｏｕｔ２
となり、ＶＤＣ＋ＶＡＣ（ｔ）／２のピーク電圧、ＶＤＣ−ＶＡＣ（ｔ）／２の最少出力電圧、及びＶＤＣの平均出力電圧を有する。ＡＣ結合コンデンサ３０３を除去した場合、出力の平均値は正弦波の平均電圧ＶＡＣ（ｔ）／２により増加し、差動増幅器３０２の使用可能な動作電圧範囲を減少させる。
【０１６８】
Ｖｒｅｆｏｕｔ２波形３０８により示すように、図１７Ｄの回路または同様の回路を使用することにより、信号のＡＣ成分は、ＤＣオフセット電圧よりも小さくなる（すなわち、ＶＡＣ（ｔ）＜ＶＤＣ）。電圧の主成分はＤＣであり正弦波でないので、正弦波は小信号ＡＣ挙動を示すと言える。光線治療の用途では、Ｖｒｅｆｏｕｔ２の電圧値は実際には、ＬＥＤストリングがイネーブルにされて導電されているときは常に、ＬＥＤの明るさを決定する基準電流を示す。本発明に係る回路の小信号動作は、光線治療のための完全に新規な動作モードを示し、ＬＥＤストリングが固定電流で連続的に照明され、その後、バイアス条件で正弦波的に変調されて電流を若干増加または減少させ、それに対応して明るさを変化させる。
【０１６９】
図１８Ａに示すように、基準電流を変化させる別の方法は、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器機３１５からＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａに、基準電流αＩｒｅｆを生成するのに用いられた基準電圧を供給することである。任意のビット数を正確さの制御に用いることができるが、一般的に入手可能な変換器、例えば、ＨＤＴＶに使用される変換器は、８ビット（２５６レベル）、１２ビット（４０９６レベル）、または１６ビット（６５、５３６レベル）を含む。光線治療に必要とされる最高周波数は２０ｋＨｚであり、ほとんどの場合は５ｋＨｚに過ぎないので、変換器の速度は高速ではない。動作中は、変換器がそのロード入力ピンにデジタルクロックパルスを受け取るたびに、すなわち、望ましくは５ｋｈｚと２０ｋｈｚとの間で、データがラッチまたはスタティックメモリ、具体的にはＩＬＥＤレジスタ３１６に書き込まれ、Ｄ／Ａ変換器にロードされる。
【０１７０】
スイッチトキャパシタ、抵抗ラダー、及び他の種類のＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）を含む様々な方法が存在するが、光線治療用途には音声周波数帯（具体的には２０Ｈｚ〜２００００Ｈｚの範囲）のみが必要とされるので、低コストのソリューションが使用され得る。そのような回路の１つは、図１８Ｂに示す８ビットの抵抗ラダー変換器３１５であり、この変換器３１５は、正確な基準電圧源３２０と、抵抗器３２１ａ−３２１ｘを有するＤＡＣ抵抗ラダーと、デコーダ３２３により制御されるＭＯＳＦＥＴ３２２ｂ−３２２ｘを有するＤＡＳスイッチとを含む。ＭＯＳＦＥＴ３２２ｂ−３２２ｘはそれぞれ、抵抗器３２１ｂ−３２１ｘと並列に接続されている。動作中は、デコーダ３２３は、そのデジタルロード入力（デジタルインバータ３４４で示す）がクロックパルスを受信したときに、その入力ライン８ｂから８ビットワードをロードし、その８ビットワードを、抵抗器３２１ａ及び３２１ｂ間のＤＡＣラダータップ点で線形出力電圧を生成するためにＭＯＳＦＥＴ３２２ｂ−３２２ｘを様々な組み合わせでオンにする命令に変換する。ゼロからＶｒｅｆの範囲のＤＡＣラダー電圧は、その後、電圧フォロアとして構成された差動増幅器３３５の正入力に供給される。抵抗器３２４ａ−３２４ｘ、トリムパッド（例えば、３２６及び３２８）、及びヒューズリンク３２７を含む抵抗器トリムネットワーク３２５は、製造中に出力電圧をトリムするために、抵抗器３１２ａに対して並列に配置される。あるいは、基準電圧源３２０から提供される内部基準電圧Ｖｒｅｆが、要求される精度を提供するためにトリムされる。
【０１７１】
発明的要素として、出力電圧Ｖｒｅｆｏｕｔのリップルをフィルタするために、または、フィルタイネーブル入力（デジタルインバータ３４３で示す）に入力されるデジタル制御信号に基づいてフィルタを無効にするために高速過渡が求められる場合は、スイッチドフィルタコンデンサ３４２が任意選択で含まれる。動作中にＭＯＳＦＥＴ３４０がオンにされてＭＯＳＦＥＴ３４１が無効になった場合、コンデンサ３４２はバッファ増幅器３３５の出力に並列に接続され、抵抗ラダー変換器３１５の出力はフィルタされて高周波数ノイズは除去される。ＭＯＳＦＥＴ３４０がオフにされてＭＯＳＦＥＴ３４１が有効になった場合、コンデンサ３４２はバッファ増幅器３３５の出力から切断され、バッファ増幅器３３５の出力及び抵抗ラダー変換器３１５の出力はフィルタされない。ＭＯＳＦＥＴ３４１を有効にすることにより、繰り返し動作に起因する電圧の蓄積を防止するために、コンデンサ３４２の荷電は放出される。所望であれば、抵抗ラダー変換器３１５の代わりに、他のＤ／Ａ変換器を使用してもよい。
【０１７２】
本開示の方法により生成された、任意の追加的なＤＣオフセットを含まない２９２Ｈｚ（Ｄ４）発振基準電圧の例として、３．４２ｍｓの周期と０．６Ｖの平均電圧出力を有する１．２Ｖの正弦波３５０が図１９Ａに示されている。ピーク電圧は、低温度係数またはゼロ付近の「ｔｅｍｐｃｏ」にトリムされたバンドギャップの出力と同様になるように適切に選択される。なお、ＬＥＤドライバ２１５ａへの所望の入力電流を生成するために、他の電圧を用いてもよい。
【０１７３】
ここに開示された正弦波３５０は、合成されており、プログラム可能であり、低電圧であり、かつ回転式の電磁発電機または発電所でのＡＣ発電に使用される交流機のアーチファクトではないことを強調しておく。住宅及び商業施設の照明用途に使用されるＬＥＤは、少なくとも理論上は６０ＨｚＡＣ線間電圧から直接的に駆動することができるので、一般照明におけるＡＣ線間電圧の正弦波特性及びその用途は、本開示で提案された光線治療に適用可能な合成された正弦波によるＬＥＤ励起とは完全に異なる。
【０１７４】
第１に、ＡＣ線間電圧は、一般的に１１０ＶＡＣまたは２２０ＶＡＣの高電圧なので、装置、この場合はＬＥＤアレイ及びパッドが皮膚に接触する医療用途では、容認できないほど危険である。光線治療用のＬＥＤ駆動では、直列接続されるＬＥＤの総数は、アンダーライター研究所（Underwriter Laboratories：ＵＬ）により消費者及び医療用途に安全と判断された電圧である４０Ｖ未満の最大電圧で動作するように制限される。
【０１７５】
第２に、ＡＣ線間電圧の周波数は大口消費者の負荷により変化し、それにより、様々な望ましくないスペクトル高調波により汚染され、正弦波の純度に影響を与えるので、光線治療用途に不適切なものとなる。
【０１７６】
第３に、ＡＣ線間電圧の周波数、すなわち６０Ｈｚ及びその高調波１２０Ｈｚは、光線治療に有益であると知られている周波数（例えば、２９２ｈｚの倍数）を示さない。実際、６０Ｈｚは、光生物学的変調に使用される任意の純音または半音階音ではない。
【０１７７】
第４に、ローディングによる変化が制御されていないことは別にして、ＡＣ線間電圧の周波数は固定されており、プログラム可能でも調節可能でもない。また、動的に調節及び変更することも、天然の生化学プロセスの時定数及びそれに関連する時定数に一致させることもできない。また、複数の周波数の正弦波のコードの生成に使用することも、エネルギー密度及びスペクトル成分を制御すること（すなわち、複数の周波数の正弦波の混合）もできない。
【０１７８】
第５に、ＡＣ主線間電圧を１１０ＶＡＣまたは２２０ＶＡＣから安全レベル（すなわち、４０Ｖ）へ減少させるのには、６０Ｈｚで動作するように設計された大きくて重い鉄心変圧器を必要とする。
【０１７９】
第６に、光線治療に使用されるＬＥＤは、必然的に、スペクトルの赤色、近赤外線、または青色部分において、比較的狭いスペクトル波長を含む。トンネル放射の量子力学的プロセスにより放射されるＬＥＤ光（一般的に±３５のスペクトル幅を有する）は、製造中にＬＥＤの実現に使用される人工水晶のバンドギャップ工学により測定される。照明に使用されるＬＥＤは、虹の様々な色を含む広範囲スペクトルの光、すなわち白色光を放射するように設計される。光線治療に使用されるＬＥＤとは異なり、白色光ＬＥＤは、青色またはＵＶ光を吸収するように調整された蛍光体を含有するレンズキャップを有する。青色またはＵＶＬＥＤを含む。動作中は、ＬＥＤ半導体材料から放射された光は、レンズキャップ中の蛍光体原子により吸収され、太陽光と同様であるが、太陽光よりも白くかつ黄色さが薄い、広範囲スペクトルの「白色」光に変換される。
【０１８０】
最後に、一般照明用途におけるＡＣ正弦波を用いたＬＥＤの直接駆動は、実際には、電力効率の悪さ、力率の悪さ、感電の危険性、ちらつき（フリッカー）などの様々な解決困難な技術的な問題のため、現在は商業的に一般的ではない。現在のＬＥＤバルブは、力率補正及び電圧制御のために、多段式ＰＷＭスイッチング電源を使用している。そのため、ＬＥＤの明るさは、正弦波の使用によってではなく、デジタルパルスにより制御される。
【０１８１】
したがって、ＡＣにより駆動されるＬＥＤ照明は、光線治療に適用することはできない。
【０１８２】
Ｄ／Ａ変換器３１５の動作中は、デコーダ３２３へのデジタル入力は、任意の調節可能な周波数を有する正弦波を生成するために一定の時間間隔で発生するロードピン（すなわち、インバータ３４４への入力）のクロッキング中に、繰り返しロードされる。下記の表は、波形合成に用いられる様々な時点の例を示す。
【０１８３】
【表１】
0006659587.tif 000002
【０１８４】
図示のように、８ビットのＤ／Ａ変換器は、そのゼロ状態よりも大きい２５６の出力状態または２５６の段階を示す（すなわち、２進数では００００−００００、１６進数では００からＦＦ）。これらの状態を３６０度の円狐角度に都合よくマップするために、Ｄ／Ａ変換器の２４０のステップ（すなわち、２４１の状態）のみを用いた。したがって、２４０のステップは３６０°またはＤＡＣステップあたり１．５°に相当する。ＤＡＣの残りのステップ２４１−２５５（１６進数におけるＦ０−ＦＦのＤＡＣ入力コードに相当）は、意図的にスキップされ、正弦波の生成には使用されない。前述したように、ＤＡＣ値は、３つの均等な方法で示される。
・上記の表の３番目の欄に「１６進数コード」で示す１６進数のデジタルコード、または図１８Ｂのデコーダ３２３への入力により、
・上記の表の２番目の欄に示す、抵抗分圧ネットワークの比率を動的に変更するための図１８ＢのＭＯＳＦＥＴＳ３２２ｂ−３２２ｘのオン／オフの様々な組み合わせを示す、２進数のデジタルコードにより、
・上記の表の一番右側の欄に示すＤＡＣ３１５及びバッファ３５５から出力されるアナログ出力電圧により、あるいは、ＤＡＣにより制御された電流を生成するために抵抗器により電圧が分圧される場合は電流により
【０１８５】
動作中は、増加デジタルコードの配列が、一定の時間間隔でＤＡＣに供給され、出力電圧を上昇させる。逆に、減少デジタルコードの配列は、ＤＡＣの出力電圧を低下させるのに使用される。この増加及び減少コードの配列が繰り返して連続的に実施される場合は、任意の周期関数をＤＡＣ３１５の出力として合成することができる。コードが、角度の固定ステップ、例えば１５°についての正弦関数の評価に従って、ＤＡＣに一定の時間間隔で入力される場合、前記配列はＤＡＣ３１５からの正弦波出力となる。
【０１８６】
Ｔ＝約３．４２ｍｓの周期を有する２９２Ｈｚの正弦波を合成するためには、２４０のステップの各ステップは０．０１４２６９４ｍｓを含む。そのため、ＤＡＣデコーダ３２３をロードするのに使用される最小限の対応する信号は、２９２Ｈｚ・２４０状態／Ｈｚまたは７０、０８０Ｈｚである必要がある。発振基準電圧による生成スペクトルは図１９Ｂに示されており、ここでは、Ｄ／Ａ変換器を使用して、純粋な正弦波Ｄ４周波数３５０に対応する周波数ｆｓｙｎｔｈ＝ｆｒｅｆ＝２９２Ｈｚを有する正弦波発振基準電圧３５１を合成した。７０ｋＨｚを超えると、クロック周波数３５４は超音波範囲に十分に入るために、望ましくないスペクトル汚染の原因にならない。図１２に示すように従来技術の矩形波スペクトルで２９２Ｈｚ（すなわち、パルスＤ４）を生成した場合と比較して、２９２Ｈｚ正弦波の３倍、５倍、７倍、...、１３倍の高調波スペクトル３５３のエネルギーは全てゼロである。これは、音声帯域においてスペクトル汚染が完全に除去されたことを意味する（表３５５を参照）。
【０１８７】
音声帯域外は別にして、クロック周波数３５４により生成されるノイズの大きさは小さい。図１９Ｃに示した正弦波３５０の拡大図３５２はノイズの原因を明らかにし、Ｄ／Ａ変換器の出力が電圧を変化させるたびに、生成された波形３５８に存在する電圧３５９の増分ステップが生じる。図示のように、これらの遷移は、ＤＡＣのデコーダをロードするのに使用されるクロックの発振周波数で発生する。この周波数は、周波数ｆｃｌｏｃｋ＝ｆｒｅｆ・（ＤＡＣステップの＃）で発生する。「ＤＡＣステップの＃」は、Ｄ／Ａ変換器のビット分解度（任意の都合のよいステップ数に丸められる）に対応する。なお、このクロック周波数よりも高いクロック周波数を使用することも可能である。
【０１８８】
より高いクロック周波数を意図的に使用しない限り、クロック周波数、それ故に、クロックにより生成されるノイズの周波数は、生成された正弦波の周波数によりスケールすることができる。したがって、生成された正弦波が低周波数である場合、クロックのノイズスペクトルは、それに対応して低周波数で発生し、音声スペクトルと重なる可能がある。例えば、図１９Ｄに示したグラフ３６０ａは、１８．２５Ｈｚの正弦波３６１の一部が、Ｄ／Ａ変換器のクロック周波数（具体的には４、３８０Ｈｚ）で発生する一連の小電圧変化３６２を含むことを示している。
【０１８９】
同じ時間スケールで、図１９Ｄのグラフ３６０ｂは、各ステップでのΔＶｒｅｆの電圧の変化を、発振周波数の１．２Ｖのピークツーピーク大きさの割合として、ヒストグラム３６３で示す。１３．７ｍｓまでは、出力電圧Ｖｒｅｆは依然として増加し、ΔＶｒｅｆの値は正である。１３．７ｍｓでは、電圧変化はほぼゼロにまで減少し、その後、電圧変化の極性は負になる。正弦波がその平均電圧の０．６Ｖを通過する約２７．４ｍｓ（時点３６４）では、ΔＶｒｅｆの大きさはその最大負値に達し、その後、大きさの減少が始める。このピーク大きさは、正弦波自体の振幅の１．３％未満を示す。
【０１９０】
この結果生じたスペクトルが図１９Ｅに示されている。図１９Ｅは、クロック周波数４、３８０Ｈｚ（柱３６７で示す）で発生する電圧遷移の振幅（大きさ）は、１８．２５Ｈｚ（柱３６６で示す）での発振基準電圧の振幅と比べると小さいことを示している。同様に、これらのデジタル遷移の高調波は、相対振幅において、無視できるほど小さい。例えば、クロック周波数の３次高調波の振幅は、柱３６８で示される。クロック及びその３次及び５次高調波が音声スペクトル内に含まれる、すなわち線１７５で示される２２、０００Ｈｚより低いのにも関わらず、たとえ低周波数であっても、これらの小さい振幅により、合成された発振基準電圧のわずかなスペクトル汚染が生じる。必要ならば、ＭＯＳＦＥＴ３４０をオンにすることによりコンデンサ３４２を出力Ｖｒｅｆに接続するようにバイアスされたフィルタイネーブル機能により、残りのリップル（小さいが）をさらにフィルタ除去することができる。
【０１９１】
ここに開示したように、アナログ合成を用いることにより、音声スペクトルにおける様々な正弦波励起パターンを生成し、高調波汚染を生じることなく光線治療用途のＬＥＤアレイを駆動することができる。本開示のアナログ正弦波合成方法及び装置を用いることにより、ピークの独立的制御及び平均電流制御を含む、周波数及び振幅の両方における波形の動的な制御を実現することができる。
【０１９２】
図２０に示すように、様々な組み合わせが、イネーブル信号３７１及び基準電流波形３７５−３７９を示すグラフ３７０ａと、生成されたＬＥＤ電流の波形３８５−３８９を示すグラフ３７０ｂに例示されている。下記の表に要約されたこれらの正弦波の波形は、特定の治療または手順を示すものではなく、単に、アナログ合成を使用して合成可能な様々な電流波形の組み合わせを示すものである。
【０１９３】
【表２】
0006659587.tif 000003
【０１９４】
グラフ３７０ａ及び３７０ｂは、波形例が互いに異なる５つの時間区間に分割される。時間ｔ３の前の区間では、ＬＥＤ電流がピークツーピーク変動で振動する大信号挙動を示し（ピークアベイラブル供給電流のかなりの割合を示す）、ｔ３の後の区間ではピークアベイラブル供給電流及び平均ＤＣ電流（ＩＬＤＣ＋ΔＩＬ３）と比較して電流の小変動を示す。さらに、ｔ１の前とｔ３−ｔ４間の区間の周波数ｆｒｅｆ０及びｆｒｅｆ３が、他の区間の波形の周波数と比較すると大きいことが示されている。
【０１９５】
具体的には、０−ｔ１及びｔ１−ｔ２の区間では、基準電流波形３７５及び３７６の振幅は、ゼロとピーク電流値Ｉｒ１との間で振動し、Ｉｒ５＝Ｉｒ１／２の平均電流（破線３８０で示す）、及び各周波数ｆｒｅｆ０＞ｆｒｅｆ１有する。この基準電流は、平均ＬＥＤ電流ΔＩＬ１（破線３９０で示す）、ピーク電流２ΔＩＬ１、及びゼロの最小値電流を有するＬＥＤ電流ΔＩＬ１±ΔＩＬ１を生成する。その後のｔ２−ｔ３の区間では、大信号基準電流波形３７７は、それ以前の区間と比べるとピーク大きさが減少するが、依然として大信号を維持し、ゼロからＩｒ２の範囲の基準電流、及び平均値Ｉｒ６＝Ｉｒ２／２（破線３８１で示す）を有する。その結果、ＬＥＤ電流３８７は、振幅ΔＩＬ２の平均電流（破線３９１で示す）を中心にして、ゼロからピーク電流２ΔＩＬ２まで正弦波的に振動する。波形３７７及び３７８の周波数ｆｒｅｆ２は任意の値に選択することができるが、図示のように、それ以前の区間ｔ１−ｔ２と同じ値に保たれる（すなわち、ｆｒｅｆ２＝ｆｒｅｆ１）。
【０１９６】
ｔ３及びそれ以降は、基準電流波形３７８及び３７９の振幅は著しく減少し、波形３７８及び３８９は平均電流Ｉｒ３（破線３８２で示す）を中心にして電流Ｉｒ２及びＩｒ４間の範囲で対称的になり、一定のＤＣオフセットＩｒ４と組み合わされた周波数ｆｒｅｆ３＞ｆｒｅｆ４で振動する。この結果生成されたＬＥＤ電流３８８及び３８９はそれぞれ、周波数ｆｒｅｆ３及びｆｒｅｆ４で正弦波的に振動し、両方とも、２ΔＩＬ３のピークツーピーク範囲と破線３９２で示す平均電流を有する。平均電流３９２は、ＤＣオフセットＩＬＤＣに、波形３８８及び３８９のピークツートラフ範囲２ΔＩＬ３の２分の１を足した値（すなわち、ＩＬＤＣ＋ΔＩＬ３）と等しい。したがって、生成された小信号波形は、ＩＬＤＣ＋ΔＩＬ３±ΔＩＬ３の最大値と最小値との間で正弦波的に振動する電流を示す。これは、ＬＥＤが連続的に照明され、かつＬＥＤの明るさが正弦波的に変化することを意味する。
【０１９７】
結論として、光線治療用の一定周期の時変電流を生成するためには、制御された電圧源でＬＥＤストリングを駆動する代わりに、制御された電流源または制御された電流シンクを使用してＬＥＤ電流を変化させることが好ましい。ＬＥＤの明るさは、電流に比例して一定の割合で変化するためである。対照的に、ＬＥＤ電圧は、明るさとは独立的に変化し、主にＬＥＤダイ製造のばらつき結果として変化する。そのため、電圧駆動を使用してＬＥＤの明るさを一定及び均一に維持することには依然として問題が残り、ＬＥＤ駆動の各チャンネルの正確なトリムが必要となる。
【０１９８】
前述したように、制御された電流シンクを実施するためには、プログラム可能な電圧を抵抗器及びトランジスタのネットワークに供給して基準電流を生成し、その基準電流を、個別のＬＥＤストリングを駆動する１または複数のチャンネルにミラーする必要がある。基準電流の値は、所定の電圧入力に対する電流の正確な値を設定するために、図１６Ｃを参照して前述したように抵抗器ネットワークをトリムすることにより、または図１６Ｄを参照して前述したようにトランジスタネットワークをトリムすることにより、製造中に能動的にトリムすることができる。トランジスタは、バイポーラ型またはＭＯＳＦＥＴ型を含む。
【０１９９】
電流ミラーまたは相互コンダクタンス増幅器の駆動に使用される電圧を、一定周期で経時的に変化させることにより、時間依存性または振動性ＬＥＤ電流を生成することができる。電圧は、発振回路において電圧基準を操作することにより、正弦波的にまたは任意の他の一定周期の関数により変化させられる。あるいは、電圧は、電圧出力型ＤＡＣのデジタル制御を使用して、所望の波形が「合成」されるように常に変化させることができる。
【０２００】
制御された電圧を生成する別の方法は、プログラム可能な時変電圧を、電圧をそれに対応する電流に自然に変換する相互コンダクタンス増幅器に供給することである。しかし、相互コンダクタンス増幅器は、電流ミラーを使用する実施と比べて、サイズが大きく、かつ高価である。
【０２０１】
さらなる別の方法は、少なくとも理論的には、各電流シンクＭＯＳＦＥＴを一定電流の動作レジメで動作させるようにバイアスし、各所望のドレイン電流について適切なゲート電圧で正確に駆動させることである。この目標を実現するためには、製造時にゲート駆動回路を較正する必要がある。一旦較正した後は、電圧の時変シーケンスによってＭＯＳＦＥＴゲートを駆動させることにより、所望の周期的な電流波形を生成することができる。しかし、閾値電圧は製造工程だけではなく温度によっても変化するので、ＬＥＤドライバの複数のチャンネルを流れる制御されたかつ良好に一致した電流を生成するための較正方法は、依然として問題がある。したがって、電流ミラーは、依然として非常に優れている。２以上のミラートランジスタは、製造工程及び温度によって同じように変化し、トランジスタの電流比及び生成されたＬＥＤ電流は、一定に保たれるからである。
【０２０２】
最後に、プログラム可能な電流モードのＤＡＣを使用して周期的な時変電流を合成することもできるが、複数のＬＥＤストリングを駆動するためには、ＤＡＣ出力電流をトランジスタ電流ミラーに供給して、電流を高い値にバッファするだけでなく、良好に一致したＬＥＤドライバの複数のチャンネルを都合よく形成することが依然として有益である。
【０２０３】
コードのアナログ正弦波合成
【０２０４】
図１０の共振グラフを再び参照して、ほとんどではないにしても多くの物理系が２以上の共振周波数を示すことがよく実証されている。生き物の解剖学的及び細胞学的プロセスに存在する多数の時定数を考えると、自然界にも複数の生物共振周波数が存在することは明らかである。複数の生物共振周波数の同時励起が治療効果に対して有益な影響を与えるかどうかは証明されていないが、従来のシステムはＬＥＤの励起にデジタルパルスを使用している。図１１及び図１２に示すように、そのような純粋にデジタル的な矩形波ＬＥＤ駆動方法は、望ましくない高調波を除いては、複数の周波数を同時に生成することはできない。
【０２０５】
極めて対照的に、アコースティックピアノにおける複数音の「和音コード」の存在により証明されているように、正弦波周波数は、無制限に代数的に足し合わせることができることがよく知られている。数学的には、正弦波の合計は、様々な振幅Ａｘ、周波数ωｘ、及び持続時間（または減衰率）を有する複数の正弦波の級数和により表すことができる。
Ｇ（ｔ）＝Ａ１（ｔ）・ｓｉｎ（ω１）＋Ａ２（ｔ）・ｓｉｎ（ω２）＋...＋Ａｘ（ｔ）・ｓｉｎ（ωｘ）
図２１のグラフに示すように、１９２Ｈｚの正弦波４０１及び１２０Ｈｚの正弦波４０２が互いに組み合わされ、波形４０３で示される２音のコードが生成される。和音励起によるＬＥＤ駆動は、エネルギーを同等の生体共振周波数に効果的に結合させる能力を有する複数の周波数を同時に発生させることができる。
【０２０６】
和音コードを合成する手法の１つが図２２Ａに示されている。図２２Ａに示す手法はアナログミキサ回路４０５を含み、このアナログミキサ回路４０５は、発振器２３６ａ及び２３６ｂによりそれぞれ生成された発振基準電圧Ｖｒｅｆａ及びＶｒｅｆｂを合計することにより、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａの入力として発振基準電流αＩｒｅｆを生成する時変電圧を生成する。多種多様なアナログミキサ回路が存在し、そのようなアナログミキサ回路には、例えば、調節可能な抵抗器ドライバを使用して個々の入力のゲインを変化させる多重入力増幅器が含まれる。互いに異なる発振周波数を有する発振器２３６ａ及び２３６ｂは、望ましくない周波数ドリフト及びエイリアシングを防止するために同期させられる。
【０２０７】
別のアナログ音源を使用して、１またはそれ以上のコードまたは音楽を含む和音基準電流を生成してもよい。例えば、図２２Ｂに示すように、音楽シンセサイザ、ラジオデコーダ、またはオーディオ録音プレーヤーなどの任意の和音音源４０８のアナログ出力を使用して、基準電流αＩｒｅｆを生成してもよい。ただし、信号ひずみを防止するために、音源４０８のアナログ電圧出力及び回路の直列抵抗器が、αＩｒｅｆのピーク値をＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａの許容可能な入力範囲に制限するように調節されていることが条件である。概念上は、音源４０８のアナログ電圧出力は、時変電流αＩｒｅｆを生成するために、抵抗器４０７ａ及び４０７ｂを含む電圧ドライバにより、続いて可聴周波前置増幅器４０６により電圧がスケールされる。そのような回路を実施する方法の１つは、αＩｒｅｆの値の固定基準電流を使用し、この電流を、電流ゲインαを有する電流増幅器によって、より高いまたはより低い電流にスケールすることである。ゲインαは、アナログ音源４０８のアナログ出力に応じて調節される。アナログ音源４０８は、テーププレーヤー、デジタルオーディオプレーヤー、ＣＤプレーヤー、またはデジタル的にストリーム配信された音楽を含む。
【０２０８】
別の方法が図２２Ｃに示されている。図２２Ｃに示す方法は、アナログ音源を、デジタル音源４１３、例えばデジタル的にストリーム配信された音楽、デジタル的にエンコードされたデータ、またはＣＤ音声に直接的に変換する、及び、音声コーデック４１２のフォーマット変換を用いて、特定のデータエンコードフォーマットを、並列または直列のデジタルデータに変換する。この１ビットデータのストリームまたは１６ビットの並列ワードの配列はその後、所望の時変基準電流αＩｒｅｆを生成するために、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）４１１においてカスタムアルゴリズムを用いて処理され、一定の間隔でＤ／Ａ変換器４１０にロードされる。音声スペクトル全体を維持する場合は、音のひずみを防止するために、デジタルワードは４４ｋＨｚの最小周波数でＤ／Ａ変換器４１０にロードされるべきである。
【０２０９】
混乱する一般的な点の１つは、例えばＣＤプレーヤーやインターネットストリーム配信されたデジタル音声などのデジタル音源は、音声情報が「ビット」、具体的には、ＰＣＭまたはパルスコード変調と一般的に呼ばれるオーディオボリュームの配列を示すデジタルワードで格納されているため、デジタルと見なされる場合が多いことである。しかしながら、アナログ音声信号の再構成中は、デジタルＰＣＭ源は、Ｄ／Ａ変換器を駆動して時変アナログ信号を生成するのに使用される。したがって、信号の再構成は、図２２Ｃに示した方法と同様の方法の「アナログ」合成を含む。
【０２１０】
これらの類似点は別にして、デジタルオーディオプレーヤーの機能は、光を生成するのではなく、空気を振動させて音を生成する磁気コイルまたは圧電性結晶を駆動する音声信号を再生することである。スピーカまたはトランスデューサの質量は、天然のフィルタの役割を果たし、その慣性ダンピングは望ましくない周波数及びスパイクの除去に関与する。例えば、フィルタのキャパシタと組み合わされて、スピーカのインダクタンスは、単純なローパスフィルタを自然に形成する。要するに、音声の再生は低周波数の方を好み、高周波数音を正確に再生するためには、電力増幅器によって生成した高電流で駆動する必要がある。多くの場合、例えばギター増幅器のように、増幅器は、高調波音が「良い」音に聞こえる限り、音をひずませるように意図的に駆動される。
【０２１１】
対照的に、光子は質量ゼロであり、慣性ダンピングまたはフィルタリングを受けない。ＬＥＤの応答時間はナノ秒（ｎｓ）の精度で生じ、駆動波形の全ての高調波を、たとえそれが光線治療の目的に望ましくないまたは有害だったとしても、正確に再生する。これらの違いの結果として、光線治療のための波形の生成にアナログ合成またはデジタル合成のいずれを使用するかに関わらず、光線治療におけるＬＥＤの駆動に使用される高調波スペクトル成分は、特定の生物物理学プロセス（例えば、電子伝導、イオン輸送、分子結合、熱伝導、過渡熱伝導、細胞、組織または器官の定常状態加熱など）との生物共振を実現するためのキーである。
【０２１２】
例えば、ＬＥＤ駆動のために音源または音楽が用いられたとき、ＤＳＰ４１１は、音声ストリームから特定の周波数及び音を選択的にフィルタするとともに、光線治療に有害な他の音、例えばシンバルの衝突により生成された奇数次の高調波を抑制する。そのため、Ｄ／Ａ変換器４１０に新しいデータをロードするデータ速度は、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａによるＬＥＤ電流変調として再生された一番高い周波数の２倍以上にするべきである。便宜上、Ｄ／Ａ変換器４１０、ＤＳＰ変換器４１１、及び音声コーデック４１２は、大抵は水晶（ｘｔａｌ）発振回路の発振を分割することにより生成される共通クロック信号４１４により同期化されている。デジタルフィルタリングは、スピーカまたはヘッドホンに再生された音楽及び音を人間の耳には聞こえなくするが、光線治療におけるＬＥＤ駆動波形から望ましくない高調波及びスペクトル成分を除去することは、光線治療中の組織特異性及び高治療効率を実現する上で重要である。
【０２１３】
音のコードを生成するためのアナログ信号処理、デジタルフィルタリング、または音声ミキシングの複雑化及びコスト増大を避けるための本開示の別の発明的方法は、アナログ合成された波形に第２のデジタルパルス周波数を組み合わせることであり、アナログ発振波形をデジタル的に「ストロビング（strobing）」することにより実現される。図１７Ｂの回路を再び参照して、そのような方法は、単一周波数発振器２３６を用いて、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａの基準電流入力を供給するとともに、デジタルシンセサイザ２０３ａを使用してＭＯＳＦＥＴドライバのオン／オフをストロビングする。２つの可能性のある方法が存在する。すなわち、
・デジタルストロビング周波数ｆｃｌｏｃｋを、発振基準電流の周波数ｆｒｅｆよりも高く設定する（すなわち、ｆｃｌｏｃｋ＞ｆｒｅｆ）
・発振基準電流の周波数ｆｒｅｆをデジタルストロビング周波数ｆｃｌｏｃｋよりも高く設定する（すなわち、ｆｒｅｆ＞ｆｃｌｏｃｋ）
これらの２つの方法を用いて生成された波形は、互いに異なるスペクトル特性を有する。そのため、これらの２つの方法は、双周波数ＬＥＤ駆動を実施するために相互互換的に用いることはできない。
【０２１４】
図２３Ａは、クロック信号の周波数ｆｃｌｏｃｋが、正弦波発振基準電流の周波数ｆｒｅｆよりも大きい場合、すなわち上記の１番目の方法を示す。グラフ４２０ａに示すように、Ｔｒｅｆ＝３．４２ｍｓの周期及び平均値４２２を有する２９２Ｈｚの正弦波基準電圧４２１（Ｄ４）は、明らかに、クロック周期Ｔｃｌｏｃｋを有するイネーブル信号４２３のデジタルパルスよりも長い周期及び低い周波数を有する。この説明の目的のために、イネーブル信号４２３のデジタルパルスの特定の周波数ｆｃｌｏｃｋは、正弦波周波数ｆｒｅｆの２倍以上という条件で、任意の値であり得る。動作中は、イネーブル４２３が論理ゼロであり、発振基準電流４２１が論理１または「高」状態であるときは常に、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５は、ゼロボルト、すなわちグランドを出力する。その結果生成された波形は、デジタル乗算器により各時点についてアナログ正弦波に「１」または「０」を乗算したものと等しい（実質的に、正弦波を小片に「切断（chopping）」することとなる）。
【０２１５】
グラフ４２０ｂに示したＬＥＤ電流の波形は、様々な高さの電流の小パルスを含む。このパルスの集合により、発振基準電流４２１と同一の周波数及び位相を有するエンベローブ４２５ａ、４２５ｂ、４２５ｃ、または４２５ｄ（集合的には４２５と称する）が形成される。これらのエンベローブの違いは、イネーブル信号４２３のｔｏｎのＴｃｌｏｃｋに対する割合に依存する振幅の差異のみである。イネーブル信号４２３の占有率（すなわちｔｏｎ／Ｔｃｌｏｃｋ）はＰＷＭ明るさ制御の役割を果たし、正弦波基準電圧４２１の周波数または位相を変化させることなく、パルス幅変調により正弦波エンベローブ４２５の平均電流（すなわちＬＥＤ明るさ）を制御する。
【０２１６】
和音コードにおける２つの周波数のうちの高い方の周波数が「デジタル的に」生成されるので、この周波数成分は、望ましくないスペクトル汚染の原因となる上述した矩形波の高調波を示す。この点は図２３Ｂに示されており、周波数ｆｒｅｆ（線４３１で示す）において２９２Ｈｚの基準電流４２１が発生し、周波数ｆｃｌｏｃｋ（線４３２で示す）において発生した４、６７２Ｈｚのデジタル的にパルス化されたイネーブル信号４２３と組み合わされる。イネーブル信号４２３は、矩形波であるため、音声スペクトルにおける１４、０１６Ｈｚでの３次高調波と、超音波スペクトル（すなわち、線１７５で示した周波数を超える範囲）における残りの高調波とを含む高調波４３４を生成する。したがって、この方法を使用することにより、ミキサまたは２つのアナログ発振器を必要とすることなく、望ましくない３次高調波が音声帯域に依然として存在するというデメリットのみを有する、２９２Ｈｚ（Ｄ４）及び４、６７２Ｈｚ（Ｄ８）のコードを生成することができる。この結果得られたスペクトルを、Ｄの他のオクターブを参照のために含む表４３５に要約した。
【０２１７】
デジタルパルス率がＤ９または約７ｋＨｚよりも高い任意の他の音まで増加した場合、音声スペクトルに高調波は生じない。この例は図２３Ｃに示されており、２９２Ｈｚの基準電流（線４３１で示す）が、周波数ｆｃｌｏｃｋ（Ｄ９）で９、３４４Ｈｚのデジタル的にパルス化されたイネーブル信号４４１（線４４０で示す）と組み合わされる。この結果得られたスペクトルを、Ｄの他のオクターブを参照のために含む表４４５に要約した。
【０２１８】
図２３Ｄに示すように、線４５０で示すクロック周波数ｆｃｌｏｃｋは超音波スペクトルに押し込むことができ、その場合は、表４５１に示すように、懸念となる高調波は存在しないことに留意されたい。この方法は、コードの第２の音を除去するため、和音合成のための方法ではなく、イネーブル信号を連続的に残すことに対する優位性は提供しない。別の方法として、図２３Ｅに実線４５２で示すように、クロックを１８、６８８Ｈｚ（Ｄ１０）で実行することにより、全ての高調波を除去することができるが、ｆｒｅｆの１オクターブの第２の周波数を依然として提供する。
【０２１９】
要約すると、ｆｃｌｏｃｋ＞ｆｒｅｆの２つの音を和音合成するためには、ｆｒｅｆの値に制限はないが、デジタルパルスにより生成された周波数ｆｃｌｏｃｋは、音声帯域での大幅なスペクトル汚染を避けるように選択される必要がある。
【０２２０】
図２４は、イネーブル信号が、正弦波発振基準電流の周波数ｆｒｅｆよりも低い周波数ｆｃｌｏｃｋ（すなわち、ｆｃｌｏｃｋ＜ｆｒｅｆ）で、デジタル的にストロボされる場合を示す。
【０２２１】
グラフ４６０ａに示すように、周期Ｔｒｅｆ及び平均値４６４を有し、固定周波数により常に発振される基準電流４６２は、クロック周期Ｔｃｌｏｃｋを有するイネーブル信号４６１のデジタルパルスよりも長い周期及び低い周波数で振動する。各クロック周期Ｔｃｌｏｃｋは、２つの区間、イネーブル信号４６１が論理ゼロになるまたは「オフ」状態にバイアスされるｔｏｆｆ区間と、イネーブル信号４６１が論理１または「高」状態にバイアスされるｔｏｎ区間とにさらに分割される。動作中は、イネーブル信号４６１が論理ゼロである場合は常に、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａは、ゼロボルト、すなわちグランドを出力する。逆に、イネーブル信号４６１が論理１または「高」である場合は常に、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５は、発振基準電流４６２の時変アナログ値を出力する。
【０２２２】
このｔｏｎ区間中は、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａの出力は、単一の一定のＬＥＤ電流を生成しないが、電圧及び電流の正弦波振動のどの部分もこの区間に発生する。その結果生成された波形は、デジタル乗算器により各時点についてアナログ正弦波を「１」または「０」を乗算したものと等しい（実質的に、正弦波を、振動の短い区間または「小片（snippet）」に「切断」することとなる）。グラフ４６０ｂに示したＬＥＤ電流波形は、同じ持続期間のｔｏｎを含む。ＬＥＤ電流４６６は、線４６７に示すように区間ｔｏｆｆでオフにされる前に、１回または数回の振動サイクルを完了し、その後、全サイクルを繰り返す。
【０２２３】
グラフ４６０ａに示すように、基準電流波形４６３が平均値４６５を有するＤＣオフセットを含む場合、グラフ４６０ｂに示すように、生成されたＬＥＤ電流波形４６８は、振動の大きさが減少したことを除いては同一のＡＣ発振挙動を示す。これにより、その伝導及び小信号振動が再開される前に、ｔｏｎ期間において繰り返された後にｔｏｆｆ区間において一時的に中断される、ＬＥＤストリングの明るさの振動性のゆらぎが生じる。発振基準電流におけるＤＣオフセットの存在の有無は、２つの音のコードの高調波スペクトルに影響を与えないことに留意されたい。
【０２２４】
この本開示の方法を用いて生成されたＤ８及びＤ９のコードについてのスペクトルが図２５Ａに示されている。図２５Ａでは、９、３４４Ｈｚの周波数ｆｒｅｆ（Ｄ９）での正弦波基準電圧（実線４７２で示す）が、４、６７２Ｈｚ（Ｄ８）の周波数ｆｃｌｏｃｋでデジタル的にパルス化されたイネーブル信号（実線４２３で示される）と組み合わされている。イネーブル信号はデジタル的にパルス化されるので、音声スペクトルにおける１４、０１６Ｈｚでの３次高調波と、超音波スペクトル（すなわち、線１７５で示した周波数を超える範囲）における高周波数の高調波とを含む高調波４３４が生成される。したがって、この方法を使用することにより、ミキサまたは２つのアナログ発振器を必要とすることなく、望ましくない３次高調波が音声帯域に依然として存在するというデメリットのみを有する、Ｄ８及びＤ９のコードを生成することができる。この結果得られたスペクトルを、Ｄの他のオクターブを参照のために含む表４７３に要約した。
【０２２５】
この方法は、高周波数コードには良好に働くが、高調波ノイズ及びスペクトル汚染の原因となるデジタルクロックが２音の和音コードの低周波数で生じるので、低周波数が生成されたときは、その動作は問題となる。この問題を図２５Ｂに示した。図２５Ｂは、５８４Ｈｚ（Ｄ５）の基準電流（線４７６）に、２９２Ｈｚ（Ｄ４）のデジタル的にパルス化されたイネーブル信号（線１６１）を組み合わせた結果を示す。２９２Ｈｚの矩形波のイネーブル信号により、図１２に示した表と同一の表４７７に示すように、音声スペクトルの全体に渡って高調波１６４のスペクトル汚染が発生する。そのため、このような方法は、光線治療用途でのＬＥＤ駆動のための、低周波数の和音コードの生成には有用でない。
【０２２６】
高周波数の和音コードを生成するためには、図２６に示すように、この方法を低コストで実施することができる。正弦波の生成に使用される発振器２３６は、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａへのイネーブル信号入力として必要なデジタルクロックパルスを単純に生成するための、２、４、または８で単純に分割するカウンタ４８２の駆動にも使用できるからである。発振基準２３６は、トリガーカウンタ４８２をクリーニングするには非常に遅い正弦波的遷移を示すため、ヒステリシス及び高出力インピーダンスを有する介在型のシュミットトリガーまたは比較器４８１が、発振器２３６とカウンタ４８２との間に挿入される。カウンタ４８２により実施された周波数分割における２の各倍数は、音階音のオクターブを示す。例えば、２で割られたＤ８はＤ７であり、４で割られたＤ８はＤ６である（以下同様）。
【０２２７】
パルス幅変調デジタルＬＥＤ制御
【０２２８】
上記のアナログ正弦波合成に加えて、光線治療システム内のＬＥＤを駆動させるための制御された高調波含有量を有する正弦波形を合成するための本明細書に開示されている別の独創性がある手段は、デジタル合成の使用によるものである。アナログ合成は、ＬＥＤ電流制御回路への基準電流またはバイアス電流を正弦曲線的に変化させるステップを含むが、デジタル合成は、持続時間を絶えず変化させる際にＬＥＤ電流をオン及びオフのパルス状にすることによって正弦波（または正弦波の複数の周波数のコード）を合成するステップを含む。パルス変調技術には、固定周波数「パルス幅変調」（pulse width modulation；通常はその頭文字をとってＰＷＭと呼ばれる）と、可変周波数「パルス周波数変調」（pulse frequency modulation；通常はその頭文字をとってＰＦＭと呼ばれる）とが含まれる。ＰＷＭ及びＰＦＭ変調技術はともに、電圧レギュレータなどの電子回路において平均電流または電圧を制御するために用いることができるが、ＰＦＭの可変クロックレートは波形合成を複雑にする。さらに、ＰＦＭは、望ましくない無線周波数ノイズ及び電磁妨害（ＥＭＩ）を生じさせることがあり、これは、周波数が変化し、したがって、フィルタリングやシールドが困難である。病院や診療所において他のライフクリティカルな医療機器に危険なほどに障害を発生させるおそれがあるＥＭＩはＦＤＡやＦＣＣなどの政府機関によって厳しく禁止されているため、ＥＭＩは医療機器において特に問題である。結果として、本願のデジタル合成のセクションは、代わりに、そのように望ましい波形合成において、一連のＰＦＭ制御されたパルスを用いることができるという理解を持って、主としてＰＷＭ制御技術に焦点を当てている。
【０２２９】
図１５に示した波形の例に戻ると、パルスデジタル波形２４３−２５８は、デジタル正弦波合成を具体的に示してはいないが、単にＬＥＤ電流パルス幅２６７をより長いパルス幅２６８に増加させることによって、破線２７２で示されているレベルからより高いレベル２７３へ平均ＬＥＤ電流を変化させる能力を示している。パルス２６７及び２６８の周波数はともに１／Ｔ１に等しいので、これは、正弦波合成をデジタル的に行うための１つの手段である「パルス幅変調」（固定周波数ＰＷＭとしても知られている）の原理を表している。デジタル合成の別法である「パルス周波数変調」すなわち「ＰＦＭ」は、ＬＥＤのオン期間及び周波数を変化させることによって破線２７３で示されているレベルからレベル２７４へ平均ＬＥＤ電流を増加させるために用いられる時間ｔ８及びｔ９におけるパルス２６８及び２６９を比較することによって裏付けられ、すなわちＴ２はＴ１よりも大きいので、パルス２６８の周波数（１／Ｔ１）はパルス２６９の周波数（１／Ｔ２）よりも大きい。可変周波数ＰＦＭ法は、固定オン期間または固定オフ期間変調スキームを含み得る。フィルタリングすることが困難なノイズを生じさせる動的に変化する電磁妨害に寄与する時変信号の懸念があるので、可変周波数ＰＦＭ法は多くの場合に回避される。
【０２３０】
性能及び回路安定性が出力の電気装荷の影響を受けやすいアナログ回路とは異なり、デジタル合成では、デジタルシンセサイザ回路によって生み出されるイネーブル信号は、大きなデジタル「ファンアウト」を有し、このことは、１つのデジタルシンセサイザを用いて多くのチャンネル及びＭＯＳＦＥＴドライバを制限することができることを意味する。大きなファンアウトの一例を図２７Ｃに示す。ここでは、デジタルシンセサイザ２０３が１つの出力を有しかつ多数のＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａ−２１５ｎ（ここで、ｎは変数であり、必ずしも英語のアルファベットの１４番目の文字を表すものではない）のイネーブル入力を駆動するために用いられる。この例では、デジタルシンセサイザ２０３が１つの出力を有する場合、ＬＥＤドライバの全てのチャンネルは、同じデジタル波形を示しかつ同じ正弦曲線を同期的に合成することになる。この集中型アプローチは、電線か、導電性プリント基板（ＰＣＢ）トレースか、データバスかの共有の導電性信号パスを用いて、１つのデジタルシンセサイザを全てのＭＯＳＦＥＴドライバに接続することを可能にする。
【０２３１】
図２７Ａ、図２７Ｂ及び図２７Ｃは、デジタルシンセサイザとＬＥＤドライブの独立したチャンネルとの様々な組み合わせを示しかつ対比している。図２７Ａでは、各ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａ−２１５ｎは、自身の対応するデジタルシンセサイザ２０３ａ−２０３ｎ（集合的にデジタルシンセサイザ２０３）によって制御される。ここで、下付き文字「ｎ」は数学的変数を表しており、英語のアルファベットの１４番目の文字を表すものではない。図示されているこれらの様々なデジタルシンセサイザは、集中型、クラスタ化、または完全分散型システムのいずれかを表す１つの、幾つかの、または完全に独立した集積回路を占有し得る。各ＬＥＤチャンネル及び関連ＭＯＳＦＥＴドライバは、自身の専用のデジタルシンセサイザによって制御されるので、この実装形態は、望ましい場合は、チャンネル固有の周波数、大きさ及び持続時間の正弦曲線を合成する際に完全な柔軟性を提供する。したがって、複数のチャンネルを１つの共通クロック基準に同期させることが重要であり、さもないと、チャンネル間相互作用及びエイリアシングからノイズが生じ得る。この独立した自律的なアプローチでは、デジタルシンセサイザ２０３ａ−２０３ｎの各々は、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａ−２１５ｎのうちの対応する１つに、専用の電線または導電性ＰＣＢトレースにより接続しなければならない。
【０２３２】
柔軟性を犠牲にすることなく回路の重複を最小限に抑えかつＩＣリアルエステートを最小限に抑える別の方法は、複数の独立的に制御される出力を有する１つのデジタルシンセサイザ２０３を含む図２７Ｂに示した集中型制御方法である。この手法では、集中型デジタルシンセサイザ２０３は、別体をなしかつ他とはっきり区別できる電線または導体により、全てのＭＯＳＦＥＴドライバを一意にアドレス指定しなければならない。ディスクリートワイヤまたは導電性ＰＣＢトレースを用いる場合、デジタルシンセサイザは、ＭＯＳＦＥＴドライバの近傍、すなわち物理的に近くに配置されなければならず、そうでなければ、多数の長い導体が必要となる。あるいは、データバスを用いて全てのチャンネルに対してデータを分配してもよいが、このとき、各チャンネルは、その特定の制御信号を他から一意に識別するためのデコーダ回路を必要とする。
【０２３３】
図２７Ａのデジタルシンセサイザ２０３ａの１つの実装形態であって、デジタルカウンタ５０３と、ラッチ５０６と、インバータ５０７ａ及び５０７ｂを含むデジタルバッファストリングとを含み、デジタルシンセサイザ２０３ａの出力が、マイクロコントローラμＣ５００によって生成されるクロック信号５０１及びパラレルデータバス５０２によって制御される実装形態を図２８Ａに概略的に示す。１つ以上のＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａの入力キャパシタンスを駆動するために、及びデジタルシンセサイザ２０３ａと電流シンク回路２０１ａによって表される電気負荷との間の導電性相互接続に存在する任意の寄生抵抗及びキャパシタンスを補償するために、最小サイズの論理トランジスタを含むラッチ５０６の出力をバッファリングしなければならないことを示すために、インバータ５０７ａ及び５０７ｂが示されている。したがって、イネーブルラインを必要な速度で駆動するために、インバータ５０７ｂに用いられるＭＯＳＦＥＴの電流駆動能力及び対応するゲート幅をそれに応じてサイズ決定すべきである。
【０２３４】
図には、ラッチ５０６のバッファリングされていない出力と高電流インバータ５０７ｂへの入力との間に電気的に挿入された１つのインバータ５０７ａが示されているが、実際には、連続的に増加するゲート幅の多くの中間インバータ（図示せず）を用いて、 各インバータの出力電流を次のインバータの容量性負荷にスケールすることができる。一連のインバータ（第１のインバータ５０７ａ及び最後のインバータ５０７ｂを含む）に含まれるインバータの総数が偶数、例えば２、４、６、...である限り、デジタルカウンタ５０３及びラッチ５０６の出力はデジタルシンセサイザ２０３ａの出力とともにデジタル位相にとどまるべきである。既に説明したシーケンシャルバッファストリングを用いる結果は、著しく大きくなったファンアウトと、信号伝搬遅延のごくわずかな変化に寄与しつつ広範囲のデータラインを絶えず駆動する能力である。本開示を通して、この同じ技術は、高速ゲートが長いライン、高いキャパシタンス、または重い負荷を高速で駆動する必要があるときはいつでも用いることができるので、再度説明しない。
【０２３５】
運転中に、μＣ５００は、そのパターンＥＰＲＯＭからパラレル出力ライン５０２へデータを書き込む。μＣ５００はまた、同期パルス及びクロック信号θを含むライン５０１上のクロック信号を生成する。運転中に、同期パルスはラッチ５０６の出力を論理「１」にセットし、これは、インバータ５０７ａ及び５０７ｂによりバッファリングされてＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａをイネーブルにしてオン状態にし、ＭＯＳＦＥＴ２１６ａのゲートを駆動してプログラムされた電流ＩＬＥＤを生じさせ、かつＬＥＤストリング２０５ａを固定輝度に照射する。同時に、同期パルスは、デジタルカウンタ５０３をしてパラレルデータバス５０２上に存在するデータを例として８ビットワードとして示されているカウンタのレジスタ５０４にロードさせる。クロック信号θのパルスは、デジタルカウンタ５０３をして線形にカウントダウンさせ、各パルスとともに残りのカウントを１デクリメントする。カウントがゼロに到達したら、デジタルカウンタ５０３は出力ライン５０５上でパルスを生成し、ラッチ５０６の出力を「０」にリセットし、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａをディセーブルにする。
【０２３６】
図２８Ｂのタイミング図は、グラフ５１０ａにおいてデジタルカウンタ５０３のデジタルシンセサイザ動作を示し、グラフ５１０ｂにおいてラッチ５０６の動作を示している。図のように、デジタルカウンタ５０３は、クロック信号ライン５０１のうちの１本上の同期パルスによってロード命令５１１がトリガーされた時点でデータ５１２をロードする。クロック信号θの繰り返しパルスは、その後、各間隔Ｔθにつき１回カウンタレジスタ５０４をデクリメントし、最終的に時間５１３においてゼロカウントまでカウントダウンする。この時間の間、デジタルシンセサイザ２０３ａの出力は、波形５１６で示されている論理「１」状態を出力する。デジタルカウンタ５０３内のカウントの値がゼロに到達したら、出力はリセットされ（線５１７）、ＬＥＤストリングは時間５１３においてオフにする。次のロードパルス（線５１１）まで、デジタルカウンタ５０３におけるカウントは０のままである（線５１４）か、あるいはカウントし続けたとしても無視される。
【０２３７】
図に示すように、デジタルカウンタ５０３はバイナリであり、リップルカウンタまたは同期カウンタを含むことができる。あるいは、カウンタ５０３は、μＣ５００内のソフトウェアによって実現することができ、その場合ハードウェアカウンタ及びラッチを不要にするが尚も同様の機能を実行する。結論として、デジタルシンセサイザ２０３ａ内のＰＷＭカウンタ機能は、離散的に、またはμＣ５００内の専用のタイマ機能を用いて、またはμＣ５００内のソフトウェアで実装することができる。しかしながら、ソフトウェアタイマを用いる場合には、インタラプトが規則的なカウンタ動作を一時停止または遅延させないことを確実にするように注意を払わなければならない。さもなければ、誤った周波数が合成されるであろう。
【０２３８】
開示されているＬＥＤドライブシステムの結果として得られるＬＥＤ電流波形は、固定クロックレートで繰り返される制御された幅及び様々な持続時間のパルスを含む。固定クロック周期Ｔｓｙｎｃを維持しながら時間ｔｏｎを変化させることによって、ＬＥＤストリングの平均電流をデジタル制御することができる。そのような方法は、固定周波数パルス幅変調またはＰＷＭ制御と呼ばれ得る。可変オン期間のパルスの固定周波数ＰＷＭ生成の例を図２８Ｃに示す。光線治療用途では、図８Ｂに示したように、また既に引用した米国特許出願第１４／０７３，３７１号明細書（特許文献１）に記載されているように、ＰＷＭ平均電流制御をデジタルパルスＬＥＤ電流の動的輝度調整のために用いることができる。あるいは、本明細書に開示されているそのようなＰＷＭ法を正弦波形のデジタル合成に用いて、音声スペクトルにおけるスペクトル汚染がない独創的な方法でＬＥＤストリングを駆動することができる。
【０２３９】
前のセクションで説明したアナログ合成では、正弦基準電圧を用いて伝導ＬＥＤ電流を変更することによって平均ＬＥＤ電流が変えられるが、それとは異なり、デジタル正弦波合成では、パルス自体を生成するために用いられるクロックレートをはるかに下回る周波数で正弦波形を再現するために、指示された方法で変化する一連のパルス幅が用いられる。図２８Ｃに示したように、パルス５２０は、クロック周期Ｔｓｙｎｃの半分であるオン期間ｔｏｎ５０を含み、具体的には波形の部分５２０にわたってデジタル値「１」、Ｔｓｙｎｃ周期の残りの部分５２１にわたってデジタル値「０」である。したがって、オン期間ｔｏｎ＝５０％・Ｔｓｙｎｃ、オフ期間ｔｏｆｆ＝１−ｔｏｎ＝５０％・Ｔｓｙｎｃであり、この特定の事例ではｔｏｎ＝ｔｏｆｆである。
【０２４０】
任意のＰＷＭパルス中の平均電流は、そのデューティファクタによって決定され、デューティファクタは、Ｄ≡ｔｏｎ／Ｔｓｙｎｃとして定義される。したがって、この例では、デューティファクタは、Ｄ＝ｔｏｎ５０／Ｔｓｙｎｃ＝５０％によって与えられ、ここで、破線５２２は、波形の平均値を視覚的に表すデューティファクタをグラフで示している。波形５２３から始まり、図２８Ｃに示した上の行の波形は、５０％より大きなデューティファクタ、具体的には６１％、７１％、７９％、８２％及び９９％のデューティファクタを有するパルス５２４を示している。９９％波形では、線分５２５によって示されるオフ期間及び平均値を表しており、変数をより良好に示すために、破線５２６は縮尺通りに描かれていない。同様に、波形５２７から始まり、図２８Ｃに示した下の行の波形は、５０％未満のデューティファクタ、具体的には３９％、２９％、２１％、１８％及び１％のデューティファクタを有するパルスを示している。１％波形では、パルス５２８によって示されるオン期間及び平均値を表しており、変数をより良好に示すために、破線５２９は縮尺通りに描かれていない。上の行における各例は、下の行のその相補的波形の上に位置し、すなわち５０％状態を中心に鏡像状態である。例えば、オン期間ｔｔｏｎ６１を有しかつデューティファクタが６１％である波形５２４は、５０％中心値よりも１１％上回るデューティファクタを有するが、オン期間ｔｔｏｎ３９を有しかつデューティファクタが３９％である波形５２７は、５０％中心値よりも１１％下回るデューティファクタを有する。
【０２４１】
デューティファクタが可変でかつ周期が固定の一連のパルスを特別な方法でつなぎ合わせる、すなわちシーケンシングすることによって、ＰＷＭ変調されたデジタルパルスから、正弦波形を含む任意の数学関数を生成することができる。例えば、図２９Ａでは、固定周期Ｔｓｙｎｃで発生する例えば、ｔｏｎ５０、ｔｏｎ８２、ｔｏｎ２１などの可変幅の一連のデジタルパルス５９０は、純正弦波５９２を合成する時間的に変化する平均値をもたらす。このデジタル合成中、アナログ基準電流５９１の値は一定のままであり、正弦波の生成に寄与しない。この方法では、クロック周波数１／Ｔｓｙｎｃが合成される最高周波数１／Ｔｓｙｎｔｈよりも高いならば、クロック周波数１／Ｔｓｙｎｃと無関係である任意の周波数及び周期を有するように正弦波５９２を合成することができる。
【０２４２】
クロック周波数ｆｓｙｎｃ＝１／Ｔｓｙｎｃが２２ｋＨｚに近いかまたはそれよりも大きいように選択されるならば、音声スペクトルにはデジタルクロック周波数もその高調波も存在せず、結果として得られるデジタル合成は、光線治療効果に悪影響を及ぼし得るようなスペクトル汚染を生み出さない。例えば、２１，０２４Ｈｚのクロックを用いて、２４個の独立したＴｓｙｎｃ時間間隔を有する１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦波を合成することができる。そのような手法は、図２９Ｂに示すデジタルシンセサイザの正規化された大きさ対時間のグラフ６００に示すように、３６０°正弦波を、各々が１５°かつ３５．７マイクロ秒（μｓ）である２４個の要素に分けることに等しい。正弦波６０１の平均値を、固定１５°角度増分６０２で表される経過時間に対してプロットすると、生成された正弦曲線６０２の周波数ｆｓｙｎｔｈ＝１／Ｔｓｙｎｔｈを含むスペクトルが、それを生成するために用いられたクロック周波数ｆｓｙｎｃ＝１／Ｔｓｙｎｃとともに得られる。パルス幅変調では、ＰＷＭのデューティファクタによって決定される各パルスの大きさは、同じ分解能を有するＤ／Ａ変換器のものと同じ平均振幅を有する。
【０２４３】
しかし、Ｄ／Ａ変換器とは異なり、ＰＷＭ制御では実際のアナログ値は、波形の振幅には存在しないが、電流または電圧の時間平均値によって決まるその持続時間には存在する。この持続時間は、０°、９０°、１５０°及び３３０°の円弧角にそれぞれ対応する５０％、１００％、７５％及び２５％のＰＷＭデューティファクタを有する波形６０４ａ−６０４ｄによって示されている。任意の１５°時間増分の平均値６０２は、出力が１００％のフルスケールであるときの時間の一部と、出力が０％であるときの周期の残りとを含む。正弦曲線６００として示されている平均値は、中間にあり、各時間部分のデューティファクタに比例して変化する。
【０２４４】
実際問題として、デジタル回路を用いる正弦波合成においては、負電圧は、デュアル電力供給電圧、例えば±０．６Ｖを必要とするので問題であり、ここで、信号は、グラウンド電圧を上回る電圧からこれらの「グラウンド電圧を下回る」電圧までの幅があるものでなければならない。負電圧すなわちグラウンド電圧を下回る電圧は、特別な電気的絶縁技術を必要とし、デジタル回路においてはほとんど知られていないので、集積回路ではめったに見られず、組み入れるのが困難である。正の供給電圧のみを用いて正弦曲線を実現するためには、正弦波の平均値がグラウンドよりも上に現れなければならない。例えば、１．２Ｖ論理を用いて正弦波６０１が実現される場合、１．２Ｖのピークトゥピーク電圧範囲すなわち±０．６Ｖを有する正弦曲線の場合、正弦波の平均電圧は０．６Ｖで発生する。デジタル合成では、この中心電圧は、Ｄ＝５０％で発生し、０°、１８０°及び３６０°で発生する正弦波のゼロ状態に等しい。
【０２４５】
正弦曲線のアナログ合成と固定周波数ＰＷＭデジタル合成の直接比較を図２９Ｃに示す。ここで、縦軸は、所与の間隔における合成正弦波の振幅を示しており、横軸は、当該間隔内の時間を示している。Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）を用いるアナログ合成では、ＤＡＣ出力によって制御されるグラフ６２０ａに示されている信号の振幅が、全期間Ｔｓｙｎｃにわたって一定電圧にとどまる。任意の所与の間隔において、正規化されたＤＡＣ出力は、０−１００％の値Ｖｏｎ／１．２Ｖを有し、次の時間増分において大きさの変化６２２だけ変化し得る。これらの大きさ変化は通常、８ビットＤＡＣには２５６のレベル、１２ビットＤＡＣには４０９６のレベル、１６ビットＤＡＣには６５，５３６のステップを含む任意の所望の分解能に従って、±ΔＶ、±２ΔＶなどの線形ステップを含む。波形の瞬間電圧はＤＡＣによってセットされ、ＰＷＭカウンタによってセットされないので、このときアナログ合成を実現するための最高必要クロック周波数は１／Ｔｓｙｎｃであり、周期Ｔｓｙｎｃは、忠実度で再現される最高周波数に従って調整される。
【０２４６】
対照的に、ＰＷＭデジタル合成を用いて、グラフ６００ｂに示されている電圧対時間のプロットにおいて、各時間間隔の最初に、電圧が０％から最大１００％まで遷移を除いて中間値なしで上昇し、Ｔｓｙｎｃ周期６２７のいくつかの少部分のｔｏｎ時間６２５にわたってこの電圧にとどまる。オン期間ｔｏｎは、利用可能なクロック周波数によって別な方法で制限されない限り、所望の分解能に従って、それぞれ２５６、４０９６または６５，５３６ステップの分解能を有する８ビット、１２ビットまたは１６ビットカウンタによって定められる±Δｔ、±２Δｔなどの時間の線形増分において、動的に調整される。正弦曲線の平均値は、クロックカウント時間によって確定されるので、グラフ６６０ｂに示されているパルスをさらに細かく分け、その後、Ｄ／Ａ変換器を用いるときに必要であるよりも高いクロックレートが、正弦波を合成するために必要とされる。よって、アナログ合成はその分解能を電圧のステップで達成するが、ＰＷＭデジタル合成はその分解能を時間のステップにより達成する。したがって、ＰＷＭデジタル合成に必要なクロックの最大周波数は１／Ｔθであり、この周波数は同期クロック周波数１／Ｔｓｙｎｃに所望の分解能を乗じたものである。ＰＷＭ合成では、各時間間隔、例えば６０４ａは、ＬＥＤを流れる時間電流の一部と、駆動電流が０である時間の一部とを含む。クロック周波数ｆｓｙｎｃが音声スペクトルを超えるほど十分に高いならば、生体組織の細胞はこの高周波数の存在に反応することができない。というのも、特に、それが１つの間隔から次の間隔への平均電流における小さな信号を表しているからである。本質的には、細胞は天然のフィルタリングを提供する。駆動電流波形エッジを不可避的に軟らかくし、高周波数ノイズ、特に音声スペクトルを超える高調波をフィルタリングするようなＬＥＤ及びＭＯＳＦＥＴドライブ回路におけるキャパシタンスのため、別のフィルタリング効果が現れる。最後に、必要に応じて、ＬＥＤドライブチャンネルに追加のキャパシタンスを加えることができる。
【０２４７】
良好な忠実度での正弦波再構成、すなわち数学的に理想的な形状から波形の歪みからの最小の高調波での正弦波合成は、再現される最高正弦波周波数ｆｓｙｎｔｈ（ｍａｘ）の十分な数の間隔を必要とする。アナログ合成の場合、このクロック周波数ｆｓｙｎｃは、関係式
ｆｓｙｎｃ＝１／Ｔｓｙｎｃ＝（＃間隔）・ｆｓｙｎｔｈ（ｍａｘ）
によって与えられる。ここで、変数「＃間隔」は、合成された最高周波数波形に対する３６０°当たりの時間間隔の数であり、ｆｓｙｎｔｈ（ｍａｘ）は、合成された最高周波数波形である。＃間隔を選択することができる１つの手段は、次の関係式：＃間隔≡３６０°／（各時間間隔の円弧角）用いた各時間間隔の所望の幅［°］によるものである。例えば、各円弧角が３６°である場合、＃間隔＝１０であり、各円弧角が２０°である場合、＃間隔＝１８であり、各円弧角が１５°である場合、間隔＝２４であり、各円弧角が６°である場合、＃間隔＝６０である等々である。１つの全３６０°サイクル分の正弦波を説明するためにより小さな角度がより多くの時間間隔を必要とするというこの双曲関係は、ＰＷＭ合成において、より高い分解能がより高速なクロックを必要とすることを意味する。
【０２４８】
比較を要約すると、各時間間隔Ｔｓｙｎｃはより小さな持続時間Ｔθの断片にさらに細分されなければならず、これはデジタルＰＷＭ合成の場合にビット分解能が同じであればアナログ合成よりも高いクロック周波数を必要とすることを意味するので、デジタルＰＷＭ合成はアナログ合成よりも高い周波数クロックｆθを必要とする。このより高速なクロックの必要周波数ｆθは、オン期間の増分をカウントしかつデューティファクタをセットするために用いられ、合成される１サイクル分の最高周波数を再構成するためにいくつの固定時間間隔の細い長方形が用いられるかを本質的に説明する関係式
ｆθ＝１／Ｔθ＝（ビット分解能）・ｆｓｙｎｃ＝（ビット分解能）／Ｔｓｙｎｃ
＝（ビット分解能）・（＃間隔）・ｆｓｙｎｔｈ（ｍａｘ）
によって与えられる。このより高速なＰＷＭクロック信号ｆθは、好適にはドリフトを最小限に抑えるように一定または動的に調整可能な周波数比を用いて温度補償されたさらに高い固定周波数発振器ｆｏｓｃから生成することができる。合成正弦波形を、固定持続時間及び関数の大きさに等しい高さの複数の小さな長方形に分割するプロセスは、微積分学において「積分」と呼ばれる数学的方法に類似している。微積分学では、時間増分「ｄｔ」が無限に細くなるので、合成波形は正確に再現され、光線治療励起の曲線下面積、エネルギー及び高調波含有量は正確に制御される。アナログ合成及びデジタル合成の両方に対してＴｓｙｎｃの値が同一であることも留意されたい。例えば、１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦曲線を合成するための各々２０°の１８個の間隔を用いて、アナログ合成におけるＤ／Ａ変換器のロードまたはデジタルＰＷＭ合成におけるデジタルカウンタのロードに用いられる同期クロックは、それ及び全てのその高調波が可聴域周波数範囲の最も高い方の範囲及びそれを超えて発生するような十分に高い周波数である２１，０２４Ｈｚの周波数ｆｓｙｎｃを有する。
【０２４９】
図２９Ｄのグラフ６４０ａは、システムに必要なクロック周波数のプロットを、Ｄ４からＤ８までの、合成される最大周波数正弦波の関数として示している。ｙ軸は、最高周波数クロックを表しており、これは、アナログ合成の場合は、線６４１によって表される、周波数ｆｓｙｎｃでＤ／Ａ変換器をロードするのに用いられる同期パルスであり、デジタルＰＷＭ合成の場合は、周波数ｆθを有するデジタルカウンタクロックである。同じ１，１６８Ｈｚ波形のデジタル合成を用いて、線６４２及び６４３によって示される８ビット及び１０ビット分解能のためのＰＷＭデジタルカウンタのデジタルクロックレートは、それぞれ約５．３８ＭＨｚ及び２１，５２９ＭＨｚの対応するクロック周波数ｆθを必要とする。１２ビット分解能の場合、デジタルカウンタクロックはｆｓｙｎｃの４，０９６倍、すなわち８６ＭＨｚ超であり、高すぎてグラフに示されていない。
【０２５０】
図２９Ｄに示されているグラフ６４０ｂもまた、３６０°の生成される最高周波数正弦波を合成するために用いられる時間間隔の数を増加させることの線形的な影響を示しており、間隔の数は８から３０まで変化する。線６４５によって示されるように、２，３３６Ｈｚ（Ｄ７）正弦波を合成するために必要なクロックレートは、１．２Ｖ正弦波のための６４の大きさを提供する６ビットカウンタを用いるための５ＭＨｚ以下にとどまっており、すなわち各ステップは信号の１８．８ｍＶすなわち１．６％増分を表している。線６４６は、２５６のステップを提供する８ビットカウンタを示しており、２０ＭＨｚを超えない全範囲にわたって４．６９ｍＶの精度すなわち０．４％ステップ増分を達成することができる。
【０２５１】
通常１０−２５ＭＨｚのクロック周波数で作動する実用的な市販のマイクロコントローラを考慮すれば、線６４７は、８以下の少数の間隔を有する１０ビットのＰＷＭカウンタのみを用いることができるが、２５ＭＨｚ以下にとどまっていることを示している。３６０°当たり１２よりも少ない間隔を用いると、より高いビット精度によって補償されない合成正弦曲線の歪みがもたらされ、これは、１２ビットまたはそれより大きなＰＷＭカウンタを用いることによって所与の時間間隔における平均電圧をより正確に定めることの利益を意味し、正弦曲線を作成するために用いられる時間間隔の数を犠牲にする価値がない。望ましくない音声スペクトル高調波がない正弦曲線の高忠実度合成のために、実施を考慮した時間間隔の数は、各々が幅３０°の１２個の時間間隔から１５°の２４個の間隔に及ぶ。様々な大きさのＰＷＭカウンタを用いて４，６７２Ｈｚ（Ｄ８）正弦曲線を合成するために必要なクロック周波数を下表に列挙する。
【０２５２】
【表３】
0006659587.tif 000004
【０２５３】
上記条件のうち、クロック周波数が２５ＭＨｚを超えているかまたは時間間隔の数が少なすぎるかのいずれかの理由で、網掛けボックスは実行可能ではない。この解析は、最適条件が、各々が幅２０°の１８個の時間間隔から４，６７２Ｈｚ（Ｄ８）正弦曲線を合成するべく８ビットＰＷＭカウンタを駆動する２１．５ＭＨｚのＰＷＭクロックであることを示唆している。対応するＰＷＭクロックは、周期Ｔθ＝１／ｆθ＝１／（２１．５２９ＭＨｚ）＝４６．５ｎｓ及び同期周期Ｔｓｙｎｃ＝２５６／ｆθ＝１１．９μｓを有し、対応する周波数はｆｓｙｎｃ＝８３．９ｋＨｚである。
【０２５４】
ディスクリート発振器ソリューションを利用することができるが、多くのそのようなソリューションが開発されたことを考慮すれば、多くの場合、特に無線通信の場合、精度及びコストが保証されていない。他方では、２５ＭＨｚ発振器は、離散的に、または共通マイクロコントローラとともに製造することが比較的容易であり、その理由は、この発振周波数がイーサネット（登録商標）通信において一般に用いられているためである。本発明に従って製造される１つのタイミングソース及びクロック発生回路６６０であって、図２８Ａに示したデジタルシンセサイザ２０３ａを駆動するために用いられるクロック信号５０１を発生させるために、発振器６６１、デジタルカウンタ６６２及び６６４、並びにトリムレジスタ６９３を含む回路を図３０に示す。
【０２５５】
発振器６６１は、水晶発振器、ＲＣ弛張発振器、リング発振器、またはシリコンＭＥＭ発振器を用いて実現することができる。特定の周波数を共振させるように機械的に調整された水晶の結晶の破片を含む水晶発振器は、温度不依存であるため有利であるが、残念ながら半導体と比べて相対的に脆弱である。ＲＣ弛張発振器は、抵抗器−コンデンサネットワークを用いることにより、コンデンサを規定のレートで充電し、コンパレータまたはシュミットトリガーしきい値に到達後にコンデンサを急速に放電させ、このプロセスを延々と繰り返す。多くの場合、タイミングソース６６０を実装するための回路素子は、μＣ５００（図２８Ａに示されている）に完全に一体化されており、ファームウェアまたはソフトウェアにおいて完全にユーザがプログラム可能である。
【０２５６】
クロック精度は、ＲＣ発振器内の抵抗器をトリミングすることによって、及び／または比較的温度非依存である材料を用いて達成される。別の代替形態は、ループまたはリングを形成するために、ヘッドとテール、すなわち出力と入力が接続された多数のインバータを用いて、タイムソースを作り出すことである。電力を供給されたとき、信号は、インバータの伝搬遅延に従って、所定周波数でインバータリング周りを伝搬する。振動が続くことを確実にするために、奇数のインバータが必要とされる。今日利用可能な最新のソリューションは、容量性結合またはピエゾ抵抗の変化によって電子的にモニタリングされる小型の振動するバネまたはダイビングボード（カンチレバー）を作製するために用いられかつその特定の質量に従って共振するように調整されるような、シリコン超小型デバイスまたはＭＥＭＳの使用である。
【０２５７】
用いられる技術にかかわらず、発振器６６１は２５ＭＨｚの発振信号を発生させ、これはその後、デジタルカウンタ６６２によって任意のより低い所望の周波数、例えば２１．５ＭＨｚまで調整される。製造中に発振器６６１がトリミングされる場合には、ソフトウェアによってカウンタ６６２を固定値にプリセットすることができる。しかし、発振器６６１の周波数が製造時に変化する場合には、通常、製造中にトリムレジスタ６６３を用いた機能トリミングが行われる。機能トリミングでは、トリムレジスタ６６３に格納されたデジタル値によってカウンタ６６２にロードされているカウントが、所望の周波数が達成されるまで調整され、かつ周波数源が較正される間、周波数ｆθの測定が繰り返し行われる。
【０２５８】
このＰＷＭクロック周波数は、デジタルシンセサイザと、プログラム可能なカウンタ６６４の入力とにも供給され、ＰＷＭクロック周波数ｆθを、図のようにｆθの２５６分の１である周波数ｆｓｙｎｃを有する同期パルスに変換する。カウンタ６６４のための因数による除算は、ＰＷＭ出力の所望の分解能、例えば、８ビット、１０ビットなどに一致するべきである。このようにして、ＰＷＭデジタルカウンタ６６４が周波数ｆθに対応するパルスをカウントすることになり、後で２５６のパルスを生じさせる同期パルスが、ＬＥＤドライバをリセットし、カウントを再開することになる。
【０２５９】
光線治療におけるＬＥＤドライブに適用されるときに、本発明を用いる正弦波生成の有効分解能は、正弦曲線を作成する際に用いられる時間間隔の数に、可能なＰＷＭデューティファクタの数、すなわちＰＷＭカウンタのビット分解能を乗ずることによって推定することができる。４ビット精度にほぼ等しい１８個の時間増分に、最大５，４２５Ｈｚの正弦曲線の８ビットカウンタ平均から生成された２５６の可能なＤ値を乗ずると、総分解能は、１２ビットすなわち４０９６の組み合わせにほぼ等しい。クロック周波数がｆｓｙｎｔｈ（ｍａｘ）に比例して増加するのでない限り、この周波数を上回る正弦曲線を合成するためにＰＷＭ法を用いることは、総分解能を大いに低下させなければならないこと、すなわちｆｏｓｃ／ｆｓｙｎｔｈ（ｍａｘ）が、ビット分解能または時間間隔の数のいずれかを減らすことによって、忠実度を犠牲にすることを意味する。この合成された最大周波数とその総分解能とのトレードオフを次表に示す。
【０２６０】
【表４】
0006659587.tif 000005
【０２６１】
上表は、最大約５．４ｋＨｚの正弦曲線を合成するために、デジタルシンセサイザの全分解能は４６０８の組み合わせであり、１２ビット分解能よりも大きいことを示している。この周波数（本明細書ではシンセサイザの「帯域幅」と呼ぶ）を上回ると、デジタルシンセサイザの分解能は正弦曲線の周波数に比例して低下し、９，３４４Ｈｚ（Ｄ９）で１１ビット精度に低下し、少なくとも１０ビットの分解能を音声スペクトルの上方エッジまでずっと維持する。帯域幅制限及びその影響を図３１にグラフで示す。ここで、曲線６７１は、可能な組み合わせの数及びそれらのビット同値の両方におけるシンセサイザ総分解能対最大合成周波数ｆｓｙｎｔｈ（ｍａｘ）を示している。図のように、デジタルシンセサイザの帯域幅である５．４２５ｋＨｚの周波数に到達するまで（線６７３）、デジタルシンセサイザ２０３ａの精度は１２ビットを超える値で一定のままであり、それを上回ると分解能がｆｓｙｎｔｈ（ｍａｘ）とともに比例して減少する。超音波スペクトルのエッジ（線１７５）では、デジタルシンセサイザ２０３ａは尚も１０ビットの全分解能を維持している。最高周波数正弦波を合成するために用いられる時間間隔の数が＃間隔＝１８に維持される場合には、総分解能６７１の低下は、線６７２によって示されるようにＰＷＭカウンタ分解能の減少を伴わざるを得ない。シンセサイザ２０３ａの帯域幅より上、最大で超音波スペクトルのエッジ１７５で作動する場合であっても、ＰＷＭカウンタ分解能は尚も６ビットを超える。
【０２６２】
シンセサイザ２０３ａの帯域幅よりも明らかに上では、分解能が低下するにつれて合成正弦波の忠実度が劣る。音楽を聴くオーディオ愛好家にとっては、デジタル音声再現プロセスの微妙な歪み及び位相アーチファクトは、訓練された耳につくであろうが、光線治療のためのＬＥＤドライブでは、エネルギーがほとんどなくかつ音声スペクトル外の高調波周波数において発生する結果として得られる歪みは、本質的に重要ではない。この周波数範囲では悪影響は予期されない。
【０２６３】
既に説明したように、７ｋＨｚよりもわずかに高い周波数においては、矩形波の最低高調波ですら音声スペクトル外にあり、光生物学的変調及び光線治療効果に影響を及ぼすと予想されていない。よって、図３１の線６７３で示されているしきい値周波数よりも上の周波数では、開示されている発明は、低忠実度でＰＷＭ合成を続行するか、デジタル操作に切り替えるか、または既に説明したアナログ合成に切り替えることができる。図３２Ａに示す結果として得られた高調波スペクトルは、正弦曲線のＰＷＭデジタル合成を用いると、可聴範囲において線６７５によって表される合成周波数のみをもたらすことを示している。線６７６によって表される、データ流をＰＷＭデジタルカウンタにロードするために用いる同期周波数ｆｓｙｎｃは、音声スペクトルの上限（線１７５）を超えた超音波スペクトルの高い周波数において発生する。ＰＷＭのオン期間を制御するために用いられるクロックパルス（線６７８）及びそれを生成するために用いられるクロックパルス（線６７７）はＭＨｚ範囲に発生し、どのようなものであれＬＥＤドライブ励起波形には存在しない。
【０２６４】
同じ手法を用いて、より低い周波数正弦波、例えば図３２Ｂの線６８１で示されるｆｓｙｎｔｈ＝２９２Ｈｚ（Ｄ４）を合成する場合には、潜在的に深刻なノイズ問題が起こる。２９２Ｈｚの合成周波数が最低限必要な同期クロック周波数（線６８２）を用いて生成される場合、結果として得られるクロック周波数ｆｓｙｎｃは、音声スペクトルの真ん中に比較的高エネルギー含有量を有する７，０７８Ｈｚで発生する。さらに、図３２Ｂの表６７９に示すように、同期クロックの第３の高調波（線６８３）もまた、音声スペクトルの上部における超音波スペクトルの下限（線１７５）以下の周波数まで低下する。よって、高周波数波形を合成する際には最小可能クロック周波数を用いることが有用であるが、より低周波数の正弦波を生成する際には有利ではない。
【０２６５】
図３２Ｃに示すように、ＰＷＭクロック周波数ｆθの上限が好適な発振器周波数２５ＭＨｚを超えず、同期パルス周波数ｆｓｙｎｃの下限が音声スペクトル内に入らないことを要件とすることは、既に説明した固定クロック比を用いて合成可能な周波数ｆｓｙｎｔｈの範囲に実用的制約を課す、すなわち、
ｆθ＝（ビット分解能）・ｆｓｙｎｃ＝（ビット分解能）・（＃間隔）・ｆｓｙｎｔｈ（ｍａｘ）
となる。２４個の１５°時間間隔または１８個の２０°時間間隔から形成されている合成正弦波のためのＰＷＭクロック周波数を水平線６８０に示される２５ＭＨｚまたはそれ以下にとどめるために、最大周波数正弦波ｆｓｙｎｔｈ（ｍａｘ）は、点６８２ａ及び６８２ｂによって示されるように４，０６９Ｈｚ及び図３１と一致する５，４２５Ｈｚにそれぞれ制限される。その一方で、上記関係式に従って、時間間隔１５°で９１７Ｈｚ以下または時間間隔２０°で１，２２２Ｈｚ以下の周波数ｆｓｙｎｔｈを有する任意の正弦波を合成することは、同期クロックパルス周波数ｆｓｙｎｃが、線１７５によって表される周波数を下回り具体的には点６８４ａ及び６８４ｂとして示される可聴帯域に入るほど十分に低くなり、光線治療効果に影響を及ぼす望ましくないスペクトル汚染の可能性を生じさせることを意味する。結果として得られる範囲は、下端で同期クロックｆｓｙｎｃの音声スペクトルの限界に、上端（２０°合成例の場合、網掛け領域６８５によって示されている）でＰＷＭクロック周波数ｆθの発振器の２５ＭＨｚ周波数の実用限界に制約されている。発振器周波数及び音声境界が固定されていると仮定すれば、許容された範囲外での動作は、高正弦波周波数を合成するための分解能を犠牲にしなければならないことを意味し、かつその一方で、低周波数正弦波を合成するときに、最小よりも高い、すなわち「オーバーサンプリングされた」同期クロック周波数が維持されなければならない。
【０２６６】
結論として、ＰＷＭデジタル合成に必要なクロック周波数が非実際的に高い場合には、本発明を用いる利用可能な選択肢には、
・合成正弦波の最大周波数を制限する
・ＰＷＭビット分解能を制限すること、すなわちデューティファクタの分解能を低下させることによって、合成波形の調波忠実度を損なう
・より大きな時間間隔を用いることによって合成波形の調波忠実度を損ない、それによってＴｓｙｎｔｈ当たりの時間間隔の数を減少させる
・アナログ、デジタル及びＰＣＭ源に従ってＬＥＤ電流の大きさを変化させるためのものを含む既に説明したようなＤ／Ａ変換器を用いて、或るクロック周波数以上でデジタル合成からアナログ合成に切り替える
・上記方法の組み合わせ
が含まれる。逆に、合成される正弦波の周波数が低すぎる場合には、最大同期クロック周波数を設定周波数限界以上に維持しなければならず、合成周波数に比例してスケールすることができない。したがって、本明細書に開示されている独創性がある方法を用いて、音声スペクトルにおいて望ましくない高調波のスペクトル汚染がないデジタル合成を用いて、ＬＥＤ光線治療のための制御されかつ動的に調整可能な周波数の正弦曲線を生成することができる。
【０２６７】
デジタル正弦波合成
【０２６８】
ＬＥＤ電流、周波数、及び輝度のパルス幅変調制御の装置及び方法の前述の説明を前提として、任意の正弦曲線、一連の正弦曲線、または複数の正弦曲線のコードを動的に合成することができる。
【０２６９】
再び図２８Ａの装置を参照すると、正弦波合成では、特定の制御シーケンス、すなわち特定の一連のＰＷＭカウントが、μＣ５００などの任意のデジタルコントローラからデジタルシンセサイザ２０３ａのレジスタ５０４内に連続的にロードされる。本明細書で説明されている方法に従う正弦曲線のデジタル合成は、光線治療に用いられる１つ以上のＬＥＤストリングの高調波含有量及び輝度を制限する。これらの命令の源としてマイクロコントローラμＣ５００が示されているが、任意のプログラム可能な論理または論理アレイ、カスタムデジタル回路またはカスタム集積回路を用いて制御シーケンスを生成することもできる。
【０２７０】
ハードウェア、ソフトウェアまたはそれらの組み合わせによって、デジタル合成の実行は、図３３に示すような一連のステップを含む。「パターンを選択する」ステップ（ステップ７００）から始まり、ＬＥＤ波長、チャンネル、及び駆動アルゴリズムが選択される。「条件をロードする」（ステップ７０１）では、ｆｓｙｎｃ、ｆθ、ｔｏｎ、Ｔｓｙｎｃ、Ｔｓｙｎｔｈ、及び様々な合成パターンを含むこれらの設定が、μＣ５００内及び関連するハードウェア内、カウンタ内、バッファ内などの適切なレジスタにロードされる。単一周波数正弦波ｆｓｙｎｔｈ１を合成するのであれば、必要な一連のデジタル符号が不揮発性メモリファイルから呼び出され、その後データレジスタまたはスタックに保存される。これらの符号は、Ｔｓｙｎｃパルスが発生するたびにＰＷＭカウンタに連続的にロードされたカウントを表している。複数の正弦曲線ｆｓｙｎｔｈ１＋ｆｓｙｎｔｈ１＋...＋ｆｓｙｎｔｈｘのコードを合成するのであれば、異なる一連のデジタル符号が、データレジスタまたはスタックを含みかつ該データレジスタまたはスタックにロードされた不揮発性メモリファイルから呼び出される。データレジスタは、静的または動的メモリ、すなわちＳＲＡＭまたはＤＲＡＭを含むことができるが、これらは合成中に頻繁にかつ迅速に変更される、すなわち「書き込まれる」ので、データレジスタは、光線治療パターン及びアルゴリズムを格納するために用いられるＥＰＲＯＭ、Ｅ２ＰＲＯＭまたはフラッシュメモリなどの不揮発性メモリに対して高すぎる周波数で作動する。
【０２７１】
「Ｔｓｙｎｃカウンタにロードする」（ステップ７０２ａ）において条件が迅速なアクセスのためにレジスタまたはスタックにロードされた後、第１の時間間隔Ｔｓｙｎｃを表すデータを含むレジスタ７０５が、図３０Ｔｓｙｎｃに示したカウンタ６６４にロードされる。並行して、「ＰＷＭカウンタにロードする」（ステップ７０２ｂ）において、時間間隔Ｔｓｙｎｃ以内のパルスのオン期間を表すレジスタ７０６内のデータが、図２８Ａに示したＰＷＭカウンタ５０３にロードされる。「ラッチをセットし、ＬＥＤをイネーブルにし、カウントを開始する」と題するステップ（ステップ７０２ｃ）では、ＰＷＭラッチ５０６の出力が「高」にセットされ、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａをイネーブルし、ＬＥＤストリング２０５ａを照射する。同時に、Ｔｓｙｎｃカウンタ６６４及びＰＷＭカウンタ５０３が、ｆθクロックからのパルスをカウントし始める。「ＰＷＭカウンタをゼロにデクリメントする」と題するステップ（ステップ７０２ｄ）では、ＰＷＭカウンタ５０３はゼロまでカウントダウンするが、Ｔｓｙｎｃカウンタは減少することなく続く。ＰＷＭカウンタ５０３がゼロに到達したら、ＰＷＭラッチ５０６の出力が「低」にセットされ、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａをディセーブルにし、「ラッチをリセットし、ＬＥＤをディセーブルにし、Ｔｓｙｎｃカウントを続行する」と題するステップ（ステップ７０２ｃ）によって記述されるように、ＬＥＤストリング２０５ａオフにする。その名が示す通り、Ｔｓｙｎｃカウンタは、「Ｔｓｙｎｃカウンタをゼロにデクリメントする」と題するステップを通して、Ｔｓｙｎｃカウントがゼロに到達するまでカウントし続ける。
【０２７２】
Ｔｓｙｎｃカウンタ６６４がゼロに到達したら、「パターンを選択する」ステップ７００中に元々ロードされたファイルによって指示されたアルゴリズムに従ってプログラム決定（ステップ７０３）はなされる。「パターン完了」の事例（矢印７０４ａ）でパターンが完了した場合、シーケンスが終了し、持続する新たなパターンを選択しなければならない。さもなければ、「パターン未完了」（矢印７０４ｂ）の事例では、新たな時間間隔Ｔｓｙｎｃ７０５を表すレジスタ７０５内のデータを含む新たなカウントセットと、時間間隔Ｔｓｙｎｃ内のパルスのオン期間を表すレジスタ７０６内のデータとが、Ｔｓｙｎｃカウンタ６６４及びＰＷＭカウンタ５０３にそれぞれロードされ、ステップ７０２ａないし７０２ｆが繰り返される。このプロセスは、決定７０３がパターンの完了を判定するまで続き、それによってプログラムの実行が終了し、一連の正弦曲線または正弦波コードのデジタル合成が完了する。
【０２７３】
ソフトウェア実装では、カウンタ７０２ａ及び７０２ｂのサイズが調整可能であり、１サイクルまたは複数サイクル分の正弦曲線を合成することができる。所与のパルスのデューティファクタを、レジスタ７０６に格納されたカウント及びレジスタ７０５に格納されたＴｓｙｎｃ時間間隔によって決定されるオン期間の比として計算することができる。固定周波数ＰＷＭ合成において、レジスタ７０５内のＴｓｙｎｃ時間間隔は一定のままであるが、デューティファクタを制御するべくレジスタ７０６内のオン期間が調整され、任意の周波数ｆｓｙｎｔｈの任意の所与の正弦曲線を合成するべくＴｓｙｎｃ周期が調整され得る。図３３に示したアルゴリズムは、合成される正弦曲線の周波数に従って、かつ所望の分解能を維持するべく、Ｔｓｙｎｃの値を変化させることを提供する。例えば、合成される正弦曲線の最大周波数ｆｓｙｎｔｈ（ｍａｘ）に比例してｆｓｙｎｃを減少させることができる。あるいは、必要とされるよりも高いｆｓｙｎｃ値を用いてもよい。
【０２７４】
例えば、前述の可聴域周波数ノイズ問題を除いて、８ビットＰＷＭカウンタ及び２４個または１８個のいずれかの時間間隔を用いて２９２Ｈｚ（Ｄ４）正弦曲線を合成することができる。図３４Ａのグラフ７３０では、各々が１５°の円弧に相当しかつ１４０．７μｓの持続時間を有する２４個の等間隔を用いて、正弦曲線７３１ａが合成されている。各間隔は、テーブル７３２にまとめられた２５６の持続時間を有する８ビットＰＷＭカウンタによって決定されるステップ７３１ｂに示す平均値を有する。ＰＷＭカウンタに、テーブルの７３３「ＰＷＭカウント」欄の１０進数の２進数相当値または「ｈｅｘ」欄の１６進数を連続してロードすることによって、正弦波形７３１ａが生じることになる。運転中に、０°を表す第１の時点において、ＰＷＭカウンタに５０％のｈｅｘ数８０、５０°の正弦がロードされる。カウンタの量子化誤差、すなわち１２８／２５５のせいで、最も近いデューティファクタは５０．２％であり、シンセサイザはその理想平均出力からのわずかな相違を示している。１つのＴｓｙｎｃ時間間隔である１４０μｓの後、ＰＷＭカウンタに新たな値Ａ０  ｈｅｘ（１６０の１０進数）がロードされ、デューティファクタを６２．７％に変更する。
【０２７５】
このプロセスは、ＰＷＭカウンタにＦＦ  ｈｅｘがロードされて１００％のデューティファクタに到達する０．８６ｍｓまで平均大きさをより高く連続的に誘導し続ける。その後、ＰＷＭのデューティファクタが低下し、２７０°の正弦に対応する０の２．５７ｍｓにおいて最小値に到達する。その後、このプロセスの繰り返しで追加サイクル分の正弦曲線を合成する。この正弦波合成の主要な負の側面は、テーブル７３２に示されるｆｓｙｎｃ＝７，００８Ｈｚによって生成されるノイズである。これは、可聴帯域において意図的に作動する今日のデジタルパルスシステムに存在する可聴域周波数高調波のスペクトル全体を含まないが、尚も音声スペクトル汚染を表している。
【０２７６】
図３４Ｂのグラフ７３０では、各々が２０°の円弧に相当しかつ１９０．３μｓの持続時間を有する１８個の等間隔を用いて、正弦曲線７３６ａが合成されている。各間隔は、ステップ７３６ｂによって示される、テーブル７３７にまとめられた２５６の持続時間を有する８ビットＰＷＭカウンタによって決定される平均値を有する。ＰＷＭカウンタに、テーブル７３８の「ＰＷＭカウント」欄の１０進数の２進数相当値または「ｈｅｘ」欄の１６進数を連続してロードすることによって、正弦波形７３６ａが生じることになる。１つの正弦波を２０°の時間間隔に分けることの利点は、１５°の時間間隔に分ける場合よりに比べて、より低い分解能で、クロック周波数ｆθを有するより高周波数の正弦波を合成できることである。２０°間隔を用いることの短所は、９０°及び２７０°における正弦曲線上の最大値及び最小値への最近点が、８０°、１００°、２６０°及び２８０°において発生し、合成正弦波の平坦化を生じさせて、あたかも波形が「切り揃え」られたかのようにわずかな歪みが現れることである。この正弦波合成の別の負の側面は、テーブル７３７に示されているｆｓｙｎｃ＝５，２５６Ｈｚによって生成されるノイズである。これは、可聴帯域において意図的に作動する今日のデジタルパルスシステムに存在する可聴域周波数高調波のスペクトル全体を含まないが、尚も音声スペクトル汚染を表している。
【０２７７】
正弦曲線７３６ａ及びその連続する平均値ステップ７３６ｂを合成するために用いたＰＷＭパルス７３９の時間グラフを、より詳細に図３４Ｃに示す。明確にするために、各ステップ７３６ｂの平均値を各間隔についての割合として、８ビットＰＷＭカウンタにロードされた２進数カウントに相当する対応する１０進数とともに載せている。
【０２７８】
図３４Ｄは、２０°の１８個の時間間隔を含む、ステップ７４１ｂによって示されるＰＷＭ平均値を有する１サイクル分の１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦曲線７４１ａの合成を示している。この場合、テーブル７４２にまとめられたように、ＰＷＭクロック周波数ｆθ及び同期間隔Ｔｓｙｎｃは、ｆθ＝１．３４６−５．１９８ＭＨｚ、Ｔｓｙｎｃ＝１９０．３−４９．３μｓに調整され、合成正弦曲線の周期の３．４２ｍｓから０．８６ｍｓへの減少と等しい。正弦曲線７４１ａを合成するために用いたＰＷＭカウンタシーケンスが、テーブル７４３に１６進数形式及びその１０進数相当値で記載されている。同期周波数はｆｓｙｎｃ＝２０，３０４Ｈｚであるので、音声スペクトルノイズは生成されない。
【０２７９】
図３４Ｅは、テーブル７４８に示すＰＷＭカウントシーケンス及びテーブル７４７に示すクロック周期に従って形成されたステップ７４６ｂを含む、グラフに示された４，６７２Ｈｚ（Ｄ８）正弦曲線７４６ａを合成するための同じデータを示している。これらの条件と、より低周波数の正弦波の合成との比較は、ＰＷＭクロックｆθのための最小周波数クロックレート要件が、合成精度、すなわち正弦曲線（＃間隔）を合成するために用いた時間間隔の数と、合成される正弦曲線の周波数ｆｓｙｎｔｈとともに変化することを示している。
【０２８０】
【表５】
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【０２８１】
上表が示すように、ＰＷＭクロック周波数ｆθは、合成される周波数に比例して増加し、１５°増分での合成は、２０°分解能と比較して追加されたクロックレートにおいて３３％のオーバヘッドを持っている。２８．７ＭＨｚはマイクロコントローラ及びイーサネット（登録商標）に用いられる一般的なクロック周波数２５ＭＨｚを超えているので、上記の追加された精度は、４，６７２Ｈｚ（Ｄ８）周波数またはそれよりも高い周波数を合成する場合には制限になるだけである。上表はまた、最小周波数ｆｓｙｎｃを用いた２９２Ｈｚ正弦波の合成が約５ｋＨｚ及び７ｋＨｚで音声スペクトルにおいてノイズをもたらすことを明らかにしている。この問題は、後述するオーバーサンプリングを用いて回避することができる。
【０２８２】
前述の波形は、デジタルスケールの１００％を表すピークトゥピーク振幅を有する正弦曲線を含んでいたが、図３５Ａのテーブル７５３に示す一連のＰＭＷ符号を変更するだけで合成正弦波の大きさを減少させることができる。グラフ７５０に示したデジタル合成波形７５１では、関数の平均値は＋２５％であり、全体で０％から５０％までの±２５％の振幅７５４、すなわち２５％±２５％の正弦波出力により変化する。テーブル７３２において既に特定したフルスケール正弦曲線のものからテーブル７５２における動作条件を変えることなく、単に大きさの数を小さくするようにテーブル７５３の「Ｈｅｘ」と表示されたＰＭＷ符号シーケンスを調整することによって、デジタル的に合成された正弦曲線の大きさ及び平均値を制御することができる。
【０２８３】
図３５Ａに示したこの大きさが小さくなった正弦波は、図３５Ｂに示すように、線７６４によって示される±２５％の大きさが小さくなった正弦曲線であるとしても、その最小値で０％まで下方に拡張されたが、曲線全体をＤＣオフセット７６５だけ、この例では＋２５％だけ上方にシフトすることによって、ＤＣバイアスオフセットを有する結果として得られるオフセット正弦曲線７６１を得ることができる。光線治療では、この波形は、常にいくらかの照射を維持するようにＬＥＤ輝度を調整する。シフトは平均値であり、より小さな振動の大きさは、テーブル７６３で説明されている一連のＰＭＷ符号の変化を最小限に抑えることによって完全に達成される。
【０２８４】
図３５Ｃが示すように、テーブル７７３に示すようなＰＭＷ符号の変更を用いて、ＡＣ振幅を小さな信号レベル、例えば±１０％のばらつきにさらに制限することができる。このＡＣ成分７７４は、正弦曲線全体において＋６０％のオフセット７６５を含む波形７７１のＤＣ成分７６５と比較して小さな信号を考える事ができる。得られたスペクトルを図３５Ｄに示す。図３５Ｄでは、１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）の周波数（線７８０）における限られた振幅（線７８１）の正弦曲線を示している。グラフで示されているように、限られた振幅（線７８１）の正弦曲線がＤＣオフセット（線７８２）の上に位置する。定義上、直流すなわちＤＣは、０ヘルツの周波数を有する。同期クロックは、音声スペクトルの十分外側にある２８ｋＨｚの周波数（線７８３）を有する。
【０２８５】
コードのデジタル正弦波合成
【０２８６】
本発明に従って製造されたＬＥＤ光線治療駆動システムも、ＬＥＤストリングを駆動するための複数の周波数のコードをデジタル的に合成することができる。２つ以上の周波数パターン、例えば周期Ｔｓｙｎｔｈ１のより高周波数の正弦波と、周期Ｔｓｙｎｔｈ２のより低周波数の正弦波とが存在するとき、当該パターンの持続時間は、少なくとも１サイクル分のより低い周波数を合成するように選択される。これは、パターンの全期間が少なくともＴｓｙｎｔｈ２の持続時間を有し、かつ同じ間隔にわたって２つ以上の３６０°サイクル分のより高周波数の正弦波が必然的に発生することになることを意味している。簡単にするために、正弦曲線の比が整数である、すなわちＴｓｙｎｔｈ２＝βＴｓｙｎｔｈ１であると仮定すれば、１サイクル分のみのより低周波数の正弦波が発生するのと同時にβサイクル以上のより高周波数の正弦波が発生することになる。例えば、３６０°を完了するのに１サイクル分の１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦波は０．８５６ｍｓを要するが、４，６７２Ｈｚ（Ｄ８）正弦波は０．２１４ｍｓしか要しない。したがって、両者の正弦波周期の比はβ＝４であり、これは、１サイクル分のみの１，１６８Ｈｚ正弦曲線が完了するのと同じ時間間隔で４全サイクル分の４，６７２Ｈｚ（Ｄ８）正弦波が完了することを意味している。
【０２８７】
このより高い周波数成分の一例を図３６に示す。図３６では、周期Ｔｓｙｎｔｈ１＝０．２１４ｍｓを有する個々のサイクル分の４，５７２Ｈｚ正弦曲線が４サイクル繰り返され、βＴｓｙｎｔｈ１＝４Ｔｓｙｎｔｈ＝４・０．２１４ｍｓ＝０．８５６ｍｓの合成されたパターンのための全周期を有する。グラフ８００に示されている得られた曲線８０１は、同じパターンの合成デューティファクタ及びテーブル８０３ａで説明されている０−０．２１４ｍｓの持続時間のデジタルＰＭＷ符号を含み、その後、カラム８０３ｂ、８０３ｃ及び８０３ｄで０．２１４−０．４２８ｍｓ、０．４２８−０．６４２ｍｓ及び０．６４２−０．８５６ｍｓの対応する時間間隔にわたって繰り返す。合計で、４サイクル分の４，６７２Ｈｚ正弦曲線合成は、完了するのに４×０．２１４＝０．８５６ｍｓを要し、４×１８＝７２の時間間隔が含まれている。
【０２８８】
本明細書に開示されているデジタル合成において２つ以上の波形を正確に足しあわせてコードを形成するために、他の時点から値を補間しなければならないとしても、各関数は、同じ時点において規定値を有していなければならない。例えば、１，１６８Ｈｚ正弦波の値を４サイクル分の４，６７２Ｈｚ正弦波８０１の値とともに足し合わせるために、両正弦波は、０．２１４ｍｓの各時間増分において対応する値を有していなければならない。よって、１つの３６０°サイクル分のより高周波数の正弦波８０１の合成は１８個の時間間隔しか含まないことになるが、より低周波数の正弦波は、その高忠実度合成のために必要とされるよりも多い７２個の時間間隔を含むことになる。高忠実度再現に実際的に必要とされるよりも多い時間間隔を有する波形の合成は、本明細書において、「オーバーサンプリング」と呼ばれる。
【０２８９】
オーバーサンプリングされた正弦曲線の一例を図３７Ａに示す。これには、７２個の異なる時間間隔のＰＷＭ平均値８１２から生成された１，１６８Ｈｚ正弦曲線８１１が含まれ、正弦曲線８１１を高忠実度で忠実に合成するために必要とされる数の４Ｘである。オーバーサンプリングの利点には、
・出力リップルを低下させること
・高周波数クロック信号のフィルタリングを単純化すること
・低周波数正弦波を合成するときに同期クロック周波数が音声スペクトルに入ることを防止すること
・周波数が異なる２つ以上の正弦曲線の振幅を加算することによって周波数のコードをデジタル的に合成することができるような共通時点を含むように分解能を増加させること
が含まれる。例えば、正弦曲線８１１を合成するために用いられるＰＷＭカウントを規定する図３７Ｂに示すパターンテーブル８１５ａ、８１５ｂ及び８１５ｃにおいて、網掛けの行のみが、忠実度を有する波形を合成するのに必要である。ＰＷＭカウントの残りは、オーバーサンプリングされたデータを表している。所望の正弦波を正確に生成するために４つに１つのＰＷＭカウントしか必要とされないので、ドライブデータは４Ｘであり、すなわち４倍オーバーサンプリングされる。
【０２９０】
この場合、そのような波形を図３６の正弦曲線８０１に直接足し合わせることによって２つの正弦波のコードを含む新たな波形を得ることができる。２つの成分周波数のコードを含む新たな波形を得るための波形を加えるプロセスは、図３８にグラフで示されており、ここで、グラフ８２０ａは、コードの２つの成分周波数、すなわち、１サイクル分の１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦曲線８１１及び４サイクル分の４，６７２Ｈｚ（Ｄ８）正弦曲線８０１を示しており、各々は振幅が等しく、１００％のピークトゥピーク振幅及び５０％の平均デューティファクタを有している。４サイクル分の正弦曲線８０１は、線８２１によって示される周期Ｔｓｙｎｔｈ１＝０．２１ｍｓを有しているが、より低周波数の正弦波８１１は、Ｔｓｙｎｔｈ１よりも４倍長い、線８２２によって示される周期Ｔｓｙｎｔｈ２＝０．８６を有している。２つの曲線は互いの整数倍であるので、オーバーサンプリングは、２つの音名のコードを合成するために各時間間隔におけるＰＷＭカウントを加算することを容易にする。
【０２９１】
成分周波数のコードを表す得られた複合周波数は、図３８のグラフ８２０ｂにおいて波形８２３で示されている。グラフ８２０ｂに示した時間波形からは、波形の正弦波特性及びその成分周波数が容易に識別されない。しかし、図３９に示す周波数スペクトルでは、Ｄの６番目及び８番目のオクターブに等しい線８２８及び８２７によって表される合成周波数が等振幅でありかつ音声スペクトルの上限（線１７５）以下の合成周波数のみであることが容易に分かる。同期クロックは、最高周波数の１８倍の周波数、すなわち超音波スペクトルに十分に達した１８×４，６７２Ｈｚ＝８４，０９６Ｈｚ（線８２９）で発生する。
【０２９２】
より多くの音名がコードに加えられるとき、あるいは成分周波数が異なる振幅を有する場合、波形は視覚的にさらに一層複雑になる。周波数及び振幅が異なる正弦曲線の混合の一例を図４０のグラフ８３０ａに示す。ここでは、５０％平均値を中心に±５０％のピークトゥピーク振幅を有する１，１６８Ｈｚ（Ｄ６）正弦曲線８１１が、±７．５％の減衰されたＡＣの大きさ８５２を有する４サイクル分の４，６７２Ｈｚ正弦曲線８３１に混合され、すなわち代数的に加算され、正弦曲線８３１は＋１７．５％のＤＣオフセット８３３の上に位置し、これは正弦曲線８３１が１７．５％の低値から１５％の上限値に及ぶことを意味している。光線治療では、ＤＣオフセットを、ＬＥＤがそれよりも下回らない最小電流及び対応する輝度と解釈することができる。２つの正弦曲線をコードに加算して得られた波形８３４を図４０のグラフ８３０ｂに示す。図３８の波形８３４及び波形８２３はともに、同一周波数成分及び高調波スペクトル、具体的には音名Ｄ６及びＤ８を含むという事実にもかかわらず、時間波形は完全に異なっているように見える。
【０２９３】
或るプロセスによって正弦波合成のために用いられるパターンテーブル、例えば図４１に示すアルゴリズムまたはその変更形態を含むテーブル８１５ａ−８１５ｃが作成される。この方法では、時間間隔の数、例えば＃間隔＝１８から始まり、その後、固定角度すなわちΦ＝３６０／１８＝２０°を用いてデータの弧度の欄が計算される。弧度Φの欄と、合成波形の周波数ｆｓｙｎｔｈ、例えばｆｓｙｎｔｈ＝４，６７２Ｈｚとの組み合わせにより、計算された時間間隔Ｔｓｙｎｃ＝１／Ｔｓｙｎｔｈ＝（２０°／３６０°）／４，６７２Ｈｚ＝０．０１２ｍｓが得られる。上記の内容を前提として、サイクルの数がβ＝１であれば、全周期βＴｓｙｎｔｈはβＴｓｙｎｔｈ １×（１８×０．０１２ｍｓ）＝０．２１４ｍｓである。結果は、角度対対応する時点の欄を含む時間間隔テーブル８４３である。２サイクルが望ましい、すなわちサイクルの数がβ＝２である場合は、時間間隔テーブル８４３の高さが２倍になり、ここで、時間の欄は増分０．０１２ｍｓで０ｍｓから０．４２８ｍｓまで延び、対応する円弧角は増分２０°で０°から７２０°までである。
【０２９４】
次に、時間対円弧角Φの時間間隔テーブル８４３は、正規化された数学関数８４０によって、この例では正弦曲線関数［Ａ・（ｓｉｎ（Φ）＋１）＋Ｂ］≦１００％によって、１行毎に処理される。図のように、関数は正規化され、すなわち０−１００％のパーセンテージとして表される。Ａは振幅、Ｂは正弦波のオフセットを表す。振幅Ａは、正弦波のピークトゥピーク値間の垂直中点から計算され、オフセットＢは、正弦波の最小値から計算される。よって、０＞Ａ≦０．５かつ０≦Ｂ＜１であり、Ａ＝０．５であるときＢ＝０である。結果は、時間の欄と、対応する円弧角Φ及び正規化された数学関数８４０の出力、各円弧角における正弦関数の正規化された厳密値（ただし、該関数は１００％を超えない）を含むアナログサインテーブル８４４である。
【０２９５】
例えば、図３４Ｄに示したＤＣオフセットなしのスケールされていない正弦波では、正規化された数学関数８４０の出力が、０％から１００％に及ぶ値であって、平均値が５０％である値を有する［０．５・（ｓｉｎ（Φ）＋１）＋０］となるように、乗算器Ａ＝０．５かつＢ＝０である。図３５Ａのグラフ７５０に示すようなスケールされた振幅Ａ＝０．２５かつＤＣオフセットＢ＝０である減衰された正弦波の事例では、正規化された数学関数８４０の出力は［０．２５・ｓｉｎ（Φ）＋１）＋０］であり、０％から５０％に及び、平均値は２５％である。図３５Ｂのグラフ７５０に示すようなＤＣオフセットを有するＡ＝０．２５かつＢ＝０．２５である減衰された正弦波の事例では、正規化された数学関数８４０の出力が、２５％から７５％に及ぶ値であって、平均値が５０％である値を有する［０．２５・（ｓｉｎ（Φ）＋１）＋０．２５］である。図３５Ｃのグラフ７７０に示す例では、大きなＤＣオフセットを有するＡ＝０．１０かつＢ＝０．６０である高度に減衰された正弦波を示し、それによって、正規化された数学関数８４０の出力が、６０％から８０％に及ぶ値であって、平均値が７０％である値を有する［０．１０・（ｓｉｎ（Φ）＋１）＋０．６０］によって与えられる。
【０２９６】
正規化された数学関数８４０の計算値が１００％を超える場合、例えば［（Ａ・ｓｉｎ（Φ）＋１）＋Ｂ］＞１００％である場合には、数学関数８４０の出力は、該関数の最大値である１００％で固定される。そのような事例では、波形の上部が最大値１００％で「切り揃え」られることになり、結果として得られる波形の歪みが不当な高調波及びスペクトル汚染を生み出すであろう。スペクトル制御及び望ましくない高調波の防止が重要であるような光線治療において治癒を促進するために、好適なＬＥＤ励起パターンは、偶数次高調波を有する歪みのない正弦波形である。光線力学的治療、すなわち光子を用いて化学化合物または薬剤を励起すなわち化学的に活性化させる他の事例、または細菌またはウイルスの細胞破壊を目的にするなどの試みにおいては、他の波形も有用であり得る。したがって、正規化された数学関数８４０によって行われる数学演算は、任意の時変関数、好適には循環関数を表すことができ、正弦曲線に限定されない。関数にかかわらず、この演算のアナログ出力を０％から１００％までの範囲の「厳密値」、すなわち正規化されたデータにスケールすることが便利である。正規化は実際には必要ではないが、スケーリング及び正規化によってデータ範囲を０−１００％の範囲に制限することは、任意の後続の数学演算の入力範囲よりも大きい信号を回避する際に後続のアナログテーブル８４４のデータ処理をより便利なものにする。
【０２９７】
「厳密値」なる語は、本明細書において、パターン生成プロセスの後続ステップにおけるデジタル化プロセスのＬＳＢ、すなわち最下位ビットよりも高い精度を意味する。結果として得られる出力には、０−１００％のアナログデューティファクタが含まれる。正弦曲線が減衰された振幅Ａ＜５０％を有する場合、例えばＡ＝２５％場合には、フルスケール未満のデューティファクタの範囲に限定された出力がもたらされる。
【０２９８】
再び図４１を参照すると、次にアナログサインテーブル８４４がアナログ／デジタル変換器８４１に入力され、ここで、関数（Ａ?ｓｉｎ（Φ）＋１）＋Ｂの各パーセント値は、同等のデジタルデューティファクタに変換され、後でＰＷＭカウンタにおいて正弦曲線を生成するために用いられる。変換プロセスは、意図されたＰＷＭカウンタのビット分解能に一致するように選択される。例えば、正規化された数学関数８４０のアナログ出力を、８ビットカウンタで用いる８ビット変換を用いてデジタル化する際に、デューティファクタは、デジタル化されたサインテーブル８４５に示されている１０進数形式の０から２５５までのデジタル化された値またはカウントである。データをこのカウントの１６進数相当値である００からＦＦまでで表すこともできるが、実際の使用では、ＰＷＭカウンタは２進数（base-2）ブール論理を用いてデジタル的に作動する。デジタル化のプロセスは、正確なアナログ値（厳密値）をその最も近いデジタル相当値に必然的に丸め、ＰＷＭカウントは、アナログ／デジタル変換器８４１に入力された元のアナログ値に最も近いアナログ値を有する。
【０２９９】
その後、アナログサインテーブル８４４に格納されているアナログ値の１０進数相当値がＰＷＭカウンタエミュレータ８４２にロードされて、リアルタイムで正弦曲線を合成するために用いられるパターンテーブル８４６の主要な要素である量子化出力「合成デューティファクタ」が生成される。パターンテーブル８４６の合成デューティファクタの欄は、アナログサインテーブル８４４における元の厳密値に最も近いアナログ合成値を表しており、小さな相違は、アナログ／デジタル変換器８４１の変換プロセスによって生じるデジタル化誤差である。この誤差を、パターンテーブル８４６を作成するときに再検討することにより、元の値との一致が許容可能であるかどうかを判定することができる。否であれば、より高い分解能データ変換を用いることによって合成正弦曲線の最大周波数を低下させることができることを念頭に置いて、より高いビット分解能を用いることができる。ＬＥＤドライブを制御するＰＷＭカウンタを駆動するためにデューティファクタの１０進数相当値が用いられるが、パターンテーブル８４６内のアナログ値はディスプレイグラフィクスを駆動するのに有用である。
【０３００】
図４１に示したパターンファイルを生成するためのアルゴリズム的プロセスは、リアルタイム「オンザフライ」で、または前もって実行することができるが、よく使われる周波数に対してプロセスを前もって実行すること、及び光線治療における通常の機械操作中に便利なアクセスのためにパターンファイルの集まりを「パターンライブラリ」に格納することが有用である。
【０３０１】
同じ方法で、図４２Ａのアルゴリズムに示すように、２つ以上の正弦曲線のコードをリアルタイムで生成するか、前もって生成してパターンライブラリに格納することができる。このプロセスでは、周波数ｆｓｙｎｔｈＡを有する正弦曲線Ａ及び周波数ｆｓｙｎｔｈＢを有する正弦曲線Ｂの両方に対する入力条件から時間間隔テーブルが生成される。より高周波数の正弦波上の間隔の最小許容可能数に合うように、時間間隔の数と、それゆえに円弧角Φの漸次的変化とを選択しなければならない。異なる周波数正弦波の振幅を加えるために、２つの正弦波は同じ時間スケールを有するものとする。結果として、図３７Ａに示したような、高忠実度での合成に必要なものよりも多くの時間間隔の数及び円弧角Φのより微細な漸次的変化を有する、より低周波数の正弦波がオーバーサンプリングされることになる。各時間間隔テーブルは、その後、正規化された数学関数８５０ａ及び８５０ｂと、それらの対応するアナログサインテーブル（図示せず）における出力を用いて、異なる周波数の２つの正弦波に対応する
ＧＡ（Φ）＝［Ａ・（ｓｉｎ（Φ）＋１）＋Ｂ］Ａ
ＧＢ（Φ）＝［Ａ・（ｓｉｎ（Φ）＋１）＋Ｂ］Ｂ
によって、大きさＧ（Φ）の厳密値に変換される。
【０３０２】
これらの振幅値は、その後、スカラー乗算器８５１ａ及び８５１ｂ  ＣＡ及びＣＢによってスケールされる。スケーリング後に、正規化された数学関数ジェネレータ８５０ａ及び８５０ｂから出力された成分アナログ波形データの加重和加算を促進するべく、算術論理演算ユニット（ＡＬＵ）８５１または同等のプログラムを用いて、任意のＤＣオフセットＣＤＣを有する大きさが算術的に足し合わせられる。ＡＬＵ８５２内のこれらの波形の加重平均は、
加重平均＝｛ＣＡ・ＧＡ（Φ）＋ＣＢ・ＧＢ（Φ）＋ＣＤＣ｝／（ＣＡ＋ＣＢ＋ＣＤＣ）
によって与えられる。ＣＡ＝ＣＢ＝１かつＣＤＣ＝０である場合には、加重平均＝｛ＧＡ（Φ）＋ＧＢ（Φ）｝／２であり出力は２つの値の平均である。加重平均の場合、例えばＣＡ＝２かつＣＢ＝１である場合、正弦曲線Ａは、正弦曲線Ｂよりもコードに２倍寄与し、その場合、
加重平均＝｛２ＧＡ（Φ）＋ＧＢ（Φ）｝／３
である。信号に対して最大振幅の４分の１を含むＤＣオフセットが加えられる場合には、上式は、
加重平均＝｛２ＧＡ（Φ）＋ＧＢ（Φ）＋１｝／４
となる。混合後に、ＡＬＵ８５２の出力がその後、アナログ／デジタル変換器８５３を用いてデジタル化されて、ＰＷＭカウンタのオン期間を制御するために用いられるデジタル符号によって表される信号の大きさが得られる。コードパターンテーブル８５５を完成させるために、デジタル符号はＰＷＭカウンタエミュレータ８５４によって変換されてデューティファクタを表すアナログ値に戻される。このプロセスによって導入される唯一の誤差は、ＡＬＵ８５２の加重平均出力を丸めることによって生じる１つのデジタル化誤差である。
【０３０３】
数値誤差は、一度だけ、すなわちコードパターンファイルを生成するときに引き起こされるので、図４２Ａのアルゴリズムは優れた精度を提供する。この精度は、パターンライブラリへの参入のために複雑なパターンファイルを合成するときに特に有用であり、後で後続の再生に用いられる。上記アルゴリズムの１つの短所は、複数のアナログ値の数学的加重平均によって導入される複雑さと、後続のデジタル化を必要とすることであり、それを完全デジタル信号再構成法よりもコードのリアルタイム合成に適していないものにする。
【０３０４】
図４２Ｂに示すような、完全デジタル再構成を用いてコードを作成する別の手法は、図４１で説明したアルゴリズムを利用して、正規化された数学関数Ａ  ８６０ａ及びアナログ／デジタル変換器８６１ａを用いて個々の正弦波パターンファイルを生成することによって正弦曲線Ａパターンテーブル８６２ａを作成し、かつ同様に正規化された数学関数Ｂ  ８６０ｂ及びアナログ／デジタル変換器８６１ｂを用いて正弦曲線Ｂパターンファイル８６２ｂを作成する。これらの個々のパターンテーブルをデジタル形式でパターンライブラリにセーブし、後でコードを生成するために用いることができる。
【０３０５】
図４２Ｂに示したように、コードを生成するために、個々の正弦曲線パターンテーブル８６２ａ及び８６２ｂはスケールされ、すなわち、ＥＡデジタル乗算器８６０ａ及びＥＢデジタル乗算器８６０ｂによってそれぞれデジタル的に乗算される。これらのスケールされたファイルは、その後、デジタルＥＤＣ ＤＣオフセット８６３ｃにデジタル的に加算され、ＡＬＵ８６４においてブール代数を用いて加算され、その出力がＰＷＭカウンタエミュレータ８５４によって合成コードパターンに変換される。あるいは、ＬＥＤのリアルタイム制御を提供するべくデータを直接ＰＷＭカウンタに入力することができる。
【０３０６】
デジタルコード合成の１つの複雑さは、１つのパターンの最後及び次のパターンの最初から、複合波形の数学関数が振幅及び傾き、すなわちその一次導関数において連続しているファイルを作成することである。この目標は、図４３の例に示すような、互いの整数倍である複合周波数を有する、すなわちβが整数である正弦曲線によって、最も容易に対処される。全ての例において、より低周波数の正弦波８７０が、正弦曲線８７０の周波数の整数β倍であるより高い周波数、具体的にはβが２、３、４、５、６及び８にそれぞれ等しい場合を表すより高周波数の正弦波８７２、８７３、８７４、８７５、８７６及び８７８と組み合わされる。
【０３０７】
正弦曲線８７２、８７３、８７４、８７５、８７６及び８７８の周波数は、正弦曲線８７０の周波数の整数倍であるので、各正弦曲線は、同じ値すなわちＤ＝５０．２％で始まって同じ値で終わる。デューティファクタが５０％ではなく５０．２％である理由は、デジタル化プロセスのアーチファクトである。たとえＰＷＭカウンタがゼロ符号のための０ボルトを含む２５６のレベルを有しているとしても、最大間隔の数は２５５ステップであり、すなわち当該２５５は１００％を表す。よって、符号１２８は２５５ステップのちょうど半分ではないが、代わりに１２８／２５５＝５０．２％である。
【０３０８】
したがって、これら２つの成分周波数の任意の混合を含むコードは、合成パターンの最初と最後で同じ振幅を有することになり、連続的に繰り返されたときに振幅及びその一次導関数において区分的に連続波形を形成することになる。偶数次高調波及び光線治療効果におけるその重要性の従来の議論に従って、複数の正弦曲線８７２、８７４、８７６及び８７８でさえも好ましい。正弦曲線８７２、８７４及び８７８は、具体的には正弦曲線８７０の周波数のうちの２つの周波数の倍数であり、基本波のオクターブを表している。
【０３０９】
コードの成分周波数が非整数である比を有する場合には、１サイクル分のより低い基本周波数を含むパターンを用いても、繰り返されるパターン全域で連続関数を達成することにはならない。任意の不連続部はＬＥＤ電流の急上昇を引き起こし、望ましくない高調波をもたらす。単一パターンのシーケンシングが３分間ないし２０分間超の持続時間にわたって繰り返されるので、高調波は常に存在する。
【０３１０】
β＞１の小数値において不連続性を克服するための１つの簡単なソリューションは、２サイクル分以上のより低い基本周波数ｆｓｙｎｔｈ２＝１／Ｔｓｙｎｔｈ２を用いて、パターンβＴｓｙｎｔｈ２の全周期を画定することである。必要なサイクルの最小数は、最小公分母を用いて１０進数比を小数に変換することによって決定することができる。この最小公分母は、パターンにおけるより低い周波数基本波のサイクルの数を規定し、一方で、分子は、より高い周波数の全サイクルの数を規定する。
【０３１１】
例えば、β＝１．５＝３／２と表示されている図４４の一番上のグラフの例では、１．５すなわち分数では３／２の周波数比を有する２つの正弦曲線は、開始及び終了の値が互いに同じであるような、曲線８８０によって示される２サイクル分のより低周波数の正弦波ｆｓｙｎｔｈ２と、曲線８８１によって示される３サイクル分の高周波数正弦波ｆｓｙｎｔｈ１とを含む。成分正弦曲線は同じ値で始まって同じ値で終わるので、２つの正弦曲線を組み合わせた任意のコードも、繰り返されるパターン全域で、大きさ及びその傾きにおいて、すなわちその一次導関数において連続していることになる。この分数の整数倍、例えば、６／４、１２／８または２４／１６を含むパターンを格納することもできるが、データセットは、追加的な情報を加えたり分解能を向上させたりすることなく、実質的により大きい。したがって、最小公分母に基づく分数のスカラー倍を含むパターンは、同じ全パターン持続時間を有するパターンライブラリにおける他のパターンに一致させる際にのみ有用であり、それらの忠実度または高調波含有量に関してではない。
【０３１２】
最小公分母を含む分数は、全パターン持続時間及び基本的なデータファイルが管理可能である任意の周波数に適用可能である。例えば、β＝２．３３３３３＝７／３と表示されている図４４の一番下のグラフの例は、２．３３３３３すなわち分数では７／３の周波数比を有する２つの正弦曲線を含む。この例では、コードの成分は、開始及び終了の値が互いに同じであるような、曲線８８２によって示される３サイクル分のより低周波数の正弦波ｆｓｙｎｔｈ２と、曲線８８３によって示される７サイクル分の高周波数正弦波ｆｓｙｎｔｈ１とを含む。成分正弦曲線は同じ値で始まって同じ値で終わるので、２つの正弦曲線を組み合わせた任意のコードも、繰り返されるパターン全域で、大きさ及びその傾きにおいて、すなわちその一次導関数において連続していることになる。β＝１．５の例よりも、初めから終わりまで連続性を維持する繰り返しパターンを作成するために必要なサイクルが多いので、そのようなパターンのデータファイルは必然的により大きくかつより長い。長い持続時間においてさえ、パターンは、管理可能なファイルサイズを有しているが、新たな組み合わせの作成において柔軟性に劣る。
【０３１３】
ファイルサイズ及びパターン長さを減少させるための別の手段は、ミラー位相対称性の原理を利用することである。例えば、β＝１１．５と表示されている図４５の一番上の波形において、周期Ｔｓｙｎｔｈ２の１サイクル分のより低周波数の正弦波が、１１．５倍高い周波数を有する正弦曲線８８６と組み合わされている。正弦曲線８８６は、欠けている部分８８７によって示されるように、１２の全正弦波サイクルの半サイクルが不足している。両正弦波がパターンの最初と最後で同じ振幅を有するにもかかわらず、パターンの最後で正弦曲線８８６の傾きが負であり、このことは、関数が正であり、パターンの最後で大きさが減少することを意味している。パターンを繰り返すことで、正弦波に２つの正の「ハンプ（こぶ）」が生じることになり、望ましくない、より高い高調波スペクトル成分が生成される。
【０３１４】
この問題を回避するためにパターンの長さを２倍にしてその最小公分母分数β＝２３／２にするよりもむしろ、別の選択肢は、ミラー位相パターンを数値的に合成することである。本明細書に開示されているこの独創性がある方法は、図４５の一番下のグラフに示されており、それによって基本正弦波８８５はノーマル位相パターン及びミラー位相パターンの両方において同じ状態のままであるが、ノーマル位相パターンに示されているより高周波数の正弦波８８６は、反転されてミラー位相における正弦曲線８８８を形成する。ノーマル位相パターンとミラー位相パターンの交互の組み合わせは、長いて柔軟性のないパターンをパターンライブラリに格納する必要なく、大きさ及びその傾きにおいて、すなわちその一次導関数において連続している正弦曲線をもたらす。
【０３１５】
不規則な分数の周波数が組み合わせられる場合には、２つ以上の全サイクルの正弦曲線を作成するための便利な分数を探すことは非現実的であり得る。例えば、図４６は、正弦曲線８９１の周波数が基本正弦波８９０の周波数の整数倍でなく、分数倍でさえないことを示している。代わりに、正弦曲線８９１は、パターンの最初と最後の値間の振幅８９２のギャップ（隔たり）を示している。このパターンを繰り返すと、１つのパターンの最後と次のパターンの最初の間の遷移において振幅及び傾きの重大な不連続性が生じることになる。さらに、周波数の非整数分数倍β＝１．８７３のため、多数のサイクルでさえ、不連続性のない遷移に収束しない。１つのブルートフォースソリューションは、補間されたギャップフィル８９４を用いることであり、ここでは、正弦曲線８９１が、手動でまたは或る数学的手段によって作成された、補間された線分８９５が作成された曲線８９３に変更される。補間された線分８９５の形状は、パターンの振幅における不連続性のなさ及び傾きにおける最小の不連続性をもたらす。この編集は高調波を作成するが、それは、フーリエ解析を用いて高調波スペクトルの何らかの悪影響を最小限に抑えるように設計することができる。
【０３１６】
デジタル合成を用いて光線治療システムにおけるＬＥＤドライブのために正弦波及びコード励起パターンを合成するための開示されている装置及び方法について、ＬＥＤドライブ回路に用いた基準電流が様々なパターンの生成を通して一定のままであるという背景において説明した。周波数、振幅及びＤＣオフセットの変化は全て、アナログ合成を用いずに完全にデジタル領域内で生成することができる。本願の文脈の中で、純デジタル合成とは、ＰＣＭ音声法を含まないＰＷＭ合成の使用を意味する。対照的に、時変アナログ出力を出力するデジタル／アナログ変換を用いているので、パルス符号変調はここではアナログ合成と考えられる。本開示の前のセクションは、完全アナログ法及びそのようなＰＣＭ及び他のデジタル化されたアナログ合成法の両方を用いてＬＥＤドライブを生成するための選択肢の範囲についても説明している。本願では、正弦曲線及びそのコードを生成するための、デジタル及びアナログ合成の両方の使用の組み合わせを妨げない。
【０３１７】
そのような混合モード合成の議論は、本願の範囲を超えており、デジタルＰＷＭ合成を用いて生成された正弦曲線のフルスケール値を調整するための手段として基準電流を用いるという状況を除いて、これ以上の説明はしない。この点の一例を図４７に示す。ここで、一番上の波形は、既に開示した方法に従って可変パルス幅のパルス９０１を用いてＰＷＭで生成した正弦波９０３を示している。図のように、基準電流αＩｒｅｆは、時間ｔ１においてより高い電流９０３ｂに増加する値９０３ａを有する。この基準電流の変化の結果は、説明した合成波形によって生じるＬＥＤ電流を示す図４７の一番下のグラフに示されている。
【０３１８】
基準電流が電流９０３ａにおいてバイアスされるような時間ｔ１以前の間隔では、ＬＥＤドライバのフルスケール出力電流は線９０５ａで示されている。基準電流を電流９０３ｂに増加させた時間ｔ１の後では、それに応じてＬＥＤドライバのフルスケール出力電流が電流レベル９０５ａに増加する。デジタル合成はドライバのＬＥＤイネーブル信号のみを制御するので、ＬＥＤドライバが伝導しているときに流れる実際の電流は、基準電流値により定められる。結果として、時間ｔ１より前には正弦曲線９０６のピークトゥピーク値は０から電流レベル９０５ａに及ぶが、時間ｔ１後には正弦曲線９０７のピークトゥピーク値は０からレベル９０５ｂに及び、それによって、正弦波合成に用いられるデジタルパターン符号を変えずに出力の大きさを増加させる。時間ｔ１の遷移において不連続部９０８が生じ得るが、不連続部９０８は、ＬＥＤドライブ回路に存在するキャパシタンスとともに、フィルタリングされて遷移９０９になるようである。基準電流の変更は光線治療では稀な出来事であるので、非繰り返し遷移はＬＥＤドライブの周波数スペクトルに著しい影響を与えない。
【０３１９】
バスアーキテクチャに基づく制御
【０３２０】
図２７Ａを参照すると、分散型ＬＥＤドライバシステムは、ＭＯＳＦＥＴドライバ２１５ａ−２１５ｎのイネーブル入力を介してＬＥＤの複数のチャンネルにおける電流を個々に制御する別々のデジタルシンセサイザ２０３ａ−２０３ｎを含む。専用のカウンタ及びラッチを用いて構成されているので、これらのデジタルシンセサイザは、独立的に作動することができるが、所望の正弦曲線を合成するためにカウンタに繰り返しロードされるように適切な連続するＰＭＷ符号を必要とする。この関連で、集合的にデジタルシンセサイザ２０３は、したがって、各デジタルシンセサイザ２０３ａ−２０３ｎに一意に高速でアクセスすることができる集中制御を必要とする。この種の制御及び通信を行うための１つのそのような手段は、高速デジタルバスによるものである。
【０３２１】
既に引用した米国特許出願第１４／０７３，３７１号明細書（特許文献１）に説明されているように、プログラム可能矩形波パルスを生成するために、バス制御されるＬＥＤドライバが用いられる。本明細書において開示されている方法を利用することによって、ＬＥＤドライブに用いたデジタルパルス駆動回路を正弦波合成のために再利用することができる。例えば、図４８の回路は、ＩＬＥＤレジスタ９３１ａに格納された８ビットデジタルワードを、２５６レベルに量子化されたアナログ電流αＩｒｅｆに変換するような、Ｄ／Ａ変換器９３２ａを含むバス−プログラム可能基準電流源９３０ａを含むＬＥＤドライバの１つのそのような実装形態を示している。より大きな分解能が必要である場合には、より大きなビット数、例えば、４０９６の量子化レベルでは１２ビット、６５，５３６の量子化レベルでは１６ビットを用いることができる。
【０３２２】
図のように、電流αＩｒｅｆを決めるデータは、中央コントローラまたはマイクロプロセッサ９２０に存在するソフトウェアまたはファームウェアプログラムからＩＬＥＤレジスタ９３１ａのラッチにロードされ、デジタル通信バス９２３を介してＩＬＥＤレジスタ９３１ａに伝えられる。２つ以上のチャンネルが同じマイクロコントローラ９２０によって制御されかつ同じ共通データバス９２３に接続されているので、デコーダ９２５ａは、「チャンネル−ａ」アナログ情報のみを検出してデジタルレジスタ９３１ａに（レジスタ９２７ａ及び９２８ａのためのデジタル合成データとともに）格納し、それによって、他のチャンネルのためのデータを無視するために含まれている。
【０３２３】
バスの制御は、マイクロコントローラ９２０内に含まれるバス制御回路９２０ｂを通じて管理される。この情報は、データバス９２１によって、通常はＳＰＩ（シリアル・ペリフェラル・インタフェース）などの標準的なプロトコルまたは他の高速な代替手段を用いて、バスに接続された様々なＩＣに伝達される。各ＩＣは、ＳＰＩインタフェース９２２を介してバスと通信し、シリアル情報を、集積回路内部での通信用に特にフォーマットされたシリアルまたはパラレルデータに変換し、内部バス９２３を介して情報をデコーダ９２５ａ及び他のチャンネルに届ける。内部バス９２３などの内部バスデータ構造は通常、多数の導体を必要とするパラレルデータを含むが、様々なＩＣを一緒に接続するために用いられるＳＰＩバス９２１などのシステムバスプロトコルは通常、接続用電線の数を最小にするために高速シリアルデータを含む。情報は、マイクロコントローラ９２０からＳＰＩバス９２１を通ってＳＰＩインタフェース９２２へ伝えられるが、アルゴリズム情報及びプログラムを含むことができ、通常は、例えばデータレジスタ９２７ａ、９２８ａ及び９３０ａのためのレジスタデータなどの、ＬＥＤをどのように駆動するかをＬＥＤドライバＩＣに指示するのに必要な動作設定のみを含む。これらの設定は、マイクロコントローラ９２０内に含まれるパターンＥＰＲＯＭ９２０ａに表形式で格納することができる。
【０３２４】
ＩＬＥＤレジスタ９３１ａにデジタルデータを伝達することに加えて、デコーダ９２５ａ内の復号されたデータが、オン期間データをｔｏｎレジスタ９２７ａに、位相遅延データをレジスタ９２８ａにロードする。各特定のチャンネルに対してプログラム可能電流制御がどのように達成されるかにかかわらず、ＬＥＤの複数のストリングのアレイの独立制御は、開示されているＬＥＤ電流ドライバの複数のチャンネルを組み合わせるかまたは統合し、かつそれらを中央コントローラまたはマイクロプロセッサから制御することによって、達成することができる。
【０３２５】
例えば、マイクロコントローラ９２０は、そのパターンライブラリ９２０ａ内に、精密ゲートバイアス及び制御回路９３５ａ及び高電圧ＭＯＳＦＥＴ９３６ａによって示されるようなＬＥＤドライバチャンネルによって実行される波形合成アルゴリズムを含む。マイクロコントローラ９２０によって生成されるこの波形パターン情報は、その内部バスインタフェース９２０ｂから１つ以上のＬＥＤドライバＩＣへ高速ＳＰＩバス９２１を用いて伝えられる。他のデジタルインタフェースを用いてもよいが、ＳＰＩバスは、ＬＣＤ及びＨＤＴＶバックライティングシステムにおける業界基準及び大型ディスプレイにおける（しかし、携帯型エレクトロニクスに用いられる小型ディスプレイにおける、ではない）ＬＥＤドライバＩＣのための共通インタフェースになった。したがって、このドライブエレクトロニクスを光線治療におけるＬＥＤドライブに再利用することができ、そのようなＩＣがそのような目的を意図したものではないという事実にもかかわらず、本明細書に開示されている方法に従って正弦波合成に適合させることができる。
【０３２６】
ＳＰＩプロトコルを用いて、各ＬＥＤドライバＩＣは、その固有のチップＩＤコードを有している。ＳＰＩバス９２１上のマイクロコントローラ９２０から送信される全てのデータパケットは、データ流のヘッダにこの固有のチップＩＤを一種のアドレス、すなわち唯一のＬＥＤドライバＩＣに用いられるアドレスとして含んでおり、すなわち標的ＬＥＤドライバＩＣにデータを向ける。全てのドライバＩＣが同じデータ放送を受信するにもかかわらず、特定のチップＩＤに一致するデータのみが、対応する標的ＬＥＤドライバＩＣによって処理されることになる。チップＩＤは通常、１つまたは２つのピンを有する各ＬＥＤドライバＩＣに対してハードウェアでプログラムされたものである。各ピンが接地されているか、Ｖｌｏｇｉｃに関連付けられているか、開いたままになっているか、抵抗器を通して接地されているかのいずれかであり得る４状態入力を用いて、多状態アナログコンパレータがアナログレベルを解釈し、２ビットデジタル符号を出力する。２つのピンを用いて、４ビットバイナリワード（すなわちバイナリニブル）が４２すなわち１６個のチップＩＤのうちの１つを一意に識別する。任意の特定のＬＥＤドライブのチップＩＤに一致するＳＰＩバス９２１上でデータ放送を受信する、すなわち特定ＩＤが「選択」されたときはいつでも、特定のＬＥＤドライバＩＣが送信命令及び設定に対応することを意味している。データヘッダが特定のＬＥＤドライバＩＣのチップＩＤと一致しないデータ放送は無視される。要約すれば、一連の「ｎ」チャンネル駆動回路を含む各ＬＥＤドライバチャンネルは、通常、マイクロコントローラ９２０からの命令を直接的に当該特定ＩＣ及び内部に含まれるＬＥＤドライブチャンネルに向けるために用いられる固有の「チップＩＤ」とともに１つの集積回路として実現される。マイクロコントローラ９２０からの同じ通信は、一致するチップＩＤなしに集積回路内で作られた全ての他のＬＥＤドライバに無視される。
【０３２７】
選択されたＬＥＤドライバＩＣ内で、ＳＰＩインタフェース９２２はＳＰＩバス９２１から命令を受け取り、その後、この情報を解釈し、個々のＬＥＤドライバチャンネルに駆動条件（各チャンネルに対応したタイミング及びＬＥＤバイアスを含む）を指示する内部デジタルバス９２３を通して、デコーダ９２５ａ及び他のチャンネルデコーダに分配する。最小数の相互接続での高速データ送信の場合、内部デジタルバス９２３は、いくつかのシリアル及びパラレル通信の組み合わせを含む。バス９２３は専用のものでかつＬＥＤパッドのＬＥＤドライバ内部にあるので、バス９２３は独自の定義された規格に準拠し得るが、任意の事前に確立されたプロトコルに従わない。
【０３２８】
デジタルバス９２３からのデジタル情報は、デコーダ９２５ａ及び他のチャンネルによって復号されたら、次に、各々の個々のＬＥＤドライバチャンネル内に存在するデジタルデータレジスタに伝えられる。識別の明確化のため、所与のチャンネル内のそれぞれの要素はチャンネルと同じ文字指示子を用い、例えば、カウンタ２２７はチャンネル−ａでは２２７ａ、チャンネル−ｂ（図示せず）では２２７ｂと称される。これらのレジスタは、当業者に知られているＳタイプまたはＤタイプフリップフロップ、静的ラッチ回路、あるいはＳＲＡＭセルによって実現することができる。
【０３２９】
図の特定のドライバＩＣでは、各チャンネルのための復号されたデータは、チャンネルのオン期間ｔｏｎを定義する１２ビットワードと、位相遅延φを定義する１２ビットワードと、ＬＥＤ電流を定義する８ビットワードとを含み、これらはそれぞれ、ｔｏｎレジスタ９２７ａ、φレジスタ９２８ａ及びＩＬＥＤレジスタ９３１ａ、並びに他のチャンネルの対応するｔｏｎ、φ及びＩＬＥＤレジスタ（図示せず）に格納されている。例えば、チャンネル−ａのためのｔｏｎ、φ及びＩＬＥＤデータを含むデコーダ９２５ａの復号された出力が、レジスタ９２７ａ、９２８ａ及び９３１ａにそれぞれロードされる。
【０３３０】
既に説明したように、ＬＥＤストリング９４０ａのオン期間ｔｏｎは、クロックライン９２４上のＣｌｋ  θ信号及び同期信号とともに、結合することにより、対応するＰＷＭのデューティファクタＤによりＬＥＤの輝度を設定し、かつ波形合成において光励起の合成パターンのパルス周波数ｆｓｙｎｔｈを設定する。パルス合成時には、各々対応するレジスタにロードされたｔｏｎ、φ及びＩＬＥＤデータは、稀に変化するが、正弦波合成時には、全ての同期パルスで更新され、新たなＰＷＭ値をカウンタ９２９ａにロードする。
【０３３１】
同様に、チャンネル−ｂに対するｔｏｎ、φ及びＩＬＥＤデータを含むデコーダ９２５ｂ（図示せず）の復号された出力が、その対応するレジスタ９２７ｂ、９２８ｂ及び９３１ｂ（図示せず）にそれぞれロードされ、チャンネル−ｎ対するｔｏｎ、φ及びＩＬＥＤデータを含むデコーダ９２５ｎの復号された出力が、レジスタ９２７ｎ、９２８ｎ及び９３１ｎ（同様に図示せず）にそれぞれロードされる。
【０３３２】
これらのデータレジスタは、所定の時間のみデータをロードするクロックドラッチとして作動することができ、例えば、同期パルスが発生したときはいつでも、またはリアルタイムで、連続的に変更され得る。データロード及び実行とクロックパルスの同期をとることは、本明細書においては「同期」または「ラッチ」動作として識別されるが、データをいつでも動的に変更することができるラッチ及びカウンタの動作は、「非同期」または「非ラッチ」動作と呼ばれる。ラッチ動作は、最大動作周波数を制限するが、非同期動作よりも大きなノイズ排除性を示す。本発明の開示では、ＬＥＤドライブによって行われる正弦波形合成は、いずれかの方法によって、すなわちラッチまたは非同期法のいずれかを用いて、実現することができる。しかし、ディスプレイ用途では、ノイズに対するＬＣＤ画像の感度が深刻であるので、ラッチ動作のみが用いられる。
【０３３３】
非ラッチまたは非同期動作では、チャンネル−ａ用のＳＰＩバス９２１で受信したデータが復号され、チャンネル−ｎのレジスタ９２７ｎ、９２８ｎ及び９３１ｎを介して、ｔｏｎレジスタ９２７ａ、φレジスタ９２８ａ及びＩＬＥＤレジスタ９３１ａ、並びに他のチャンネルの対応するレジスタに即座にロードされる。ＬＥＤドライバＩＣの実装に応じて、その後に２つの可能なシナリオが起こり得る。第１の事例では、カウンタ９２９ａにおいて実行されているカウントは、新たなデータがカウンタ９２９ａにロードされて新たなカウントが始まる前に、その動作を完了することができる。
【０３３４】
例として、非ラッチ動作では、デコーダ９２５ａからｔｏｎ、φ及びＩＬＥＤレジスタ９２７ａ、９２８ａ及び９３１ａへ新たにロードされたデータは、カウンタ９２９ａにおける進行中のカウントが完了するまで待つことになる。カウントが完了した後、レジスタ９２７ａ及び９２８ａ内のｔｏｎ及びφの更新されたデータがカウンタ９２９ａにロードされ、同時に、レジスタ９３１ａ内の更新されたＩＬＥＤデータがＤ／Ａ変換器９３２ａにロードされて、精密ゲートバイアス及び制御回路９３５ａへのバイアス条件を変更する 。データロード後に、カウンタ９２９ａは、先ずＬＥＤストリング９４０ａがオンであればそれをオフにし、次に、精密ゲートバイアス及び制御回路９３５ａ及びＭＯＳＦＥＴ９３６ａをオンに戻すように切り替える前にφレジスタ９２８ａ内のパルスの数をカウントすることによって、クロックライン９２４のＣｌｋ  θライン上のパルスを即座にカウントし始める。ＬＥＤストリング９４０ａをオンに戻した後、カウンタ９２９ａはその後、ＬＥＤストリング９４０ａを再びオフにする前に、Ｃｌｋ  θライン上のｔｏｎレジスタ９２７ａからロードされたカウントの数をカウントする。カウンタ９２９ａはその後、別の命令を待つ。
【０３３５】
非ラッチまたは非同期動作のための第２の代替手段では、システムは、既に説明した非ラッチ動作と全く同じ振る舞いをするが、例外的に、ＳＰＩバス９２１上で送信により命令を受け取ったときはいつでも、ラッチは即座に書き換えられかつ同時に再始動される。レジスタデータが書き換えられたときに進行中のカウントサイクルを短縮する以外は、動作順序は同一である。どちらの非同期法が用いられるかにかかわらず、ありとあらゆるチャンネルについて１つずつ送信し、復号し、動作を開始するには時間を要する。ディスプレイ用途では、ＬＣＤパネルの最初と最後のチャンネル間における新たなデータの書き込み（ＬＥＤストリングの動作状態の変更）の遅延が、フリッカー及びジッタをもたらし得る。したがって、非同期動作は、ＬＣＤバックライティングにおいて実行可能な選択肢ではない。しかし、固定状態が数分間維持され得るＬＥＤ光線治療では、より高周波数のＬＥＤ励起パターン、すなわちより高いｆｓｙｎｔｈ値を生成する場合は特に、非ラッチ動作は実行可能な選択肢である。
【０３３６】
データが絶えず更新される非同期動作とは異なり、ラッチまたは同期動作においては、ＬＥＤ動作条件は、所定の機会にのみ、指示されたイベントまたは固定時間に同期されたときのいずれかにおいて更新される。図４８に示した回路のラッチ動作では、ライン９２４上で同期パルスが発生したときはいつでも、ｔｏｎレジスタ９２７ａ及びφレジスタ９２８ａに直前にロードされたデータがカウンタ９２９ａにロードされる。カウンタ９２９ａはその後、精密ゲートバイアス及び制御回路９３５ａをオンに切り替える前に、φレジスタ９２８ｂに格納された数に等しいＣｌｋ  θライン９２４上のパルスの数をカウントし始める。カウントを完了した後、カウンタ９２９ａは精密ゲートバイアス及び制御回路９３５ａをオンに切り替え、指示された量の電流ＩＬＥＤａを伝導するように電流シンクＭＯＳＦＥＴ９３６ａのゲートをバイアスし、それによってＬＥＤストリング９４０ａを所望の輝度レベルまで照射する。カウンタ９２９ａは、その後、ｔｏｎレジスタ９２７ａからロードされたＣｌｋ  θパルスの数をカウント完了までカウントし、その後、精密ゲートバイアス及び制御回路９３５ａを切り替えることにより電流シンクＭＯＳＦＥＴ９３６ａをオフにし、照射を終了する。この時点で、ＬＥＤドライバＩＣのデザインにもよるが、ＬＥＤストリング９４０ａは、Ｔｓｙｎｃ周期の残りの期間にわたって、すなわちクロックライン９２４上に次の同期パルスが現れるまでオフのままであり得るか、あるいは、ライン２２３ａ上に次の同期パルスが発生するまで、ｔｏｎレジスタ９２７ａにロードされた値で繰り返しオン・オフを切り替える。
【０３３７】
ラッチシステムでは、同期パルスは幾つかの目的を果たす。第一に、同期パルスは、ｔｏｎレジスタ９２７ａ及びφレジスタ９２８ａからプログラム可能デジタルカウンタ２２７ａへデータをロードする命令である。第二に、同期パルスは、カウンタ９２９ａにおいてカウンタ９２９ａをリセットしてカウントし始め、先ず、位相遅延φに対応する期間を過ごし、次に、対応するｔｏｎレジスタ９２７ａにロードされたクロックカウントの数にわたってＬＥＤストリング９４０ａをオンにする命令である。第三に、同期パルスは、ＩＬＥＤレジスタ９３１ａ内の値をＤ／Ａ変換器９３２ａにロードし、電流αＩｒｅｆのアナログ値を正確に定める命令である。同様の動作が、他のチャンネルの対応するカウンタ、Ｄ／Ａ変換器、並びにｔｏｎ、φ及びＩＬＥＤレジスタ内で行われる。最後に、同期パルスは、カウントを支離滅裂にする途中のレジスタ９２７ａ、９２８ａ及び９３１ａ内のデータがノイズによって上書きされることを防止する。
【０３３８】
光線療法戦略
【０３３９】
光線治療用途のための照射パターン及びＬＥＤドライブの正弦波合成を容易にするための本明細書で説明した発明を用いて、組織修復及び免疫応答における光生物学的プロセスを、パルスＬＥＤドライブに存在するスペクトル汚染なしの、より高い精度、制御及び組織特異性により促進することができる。正弦波駆動波形の生成は、アナログ合成、デジタル制御されたアナログ合成（ＰＣＭ）を用いて、または完全デジタル合成法によって、好適には固定周波数ＰＷＭ技術を用いて行うことができる。ＬＥＤ駆動波形は、可聴域周波数矩形波パルス、正弦波、正弦曲線のコード、及び任意の他の時変波形、例えばランプ波及び三角波、フィルタリングされた音源、またはそれらの組み合わせの同時混合及び／またはプログラムされた順序を含むことができる。
【０３４０】
開示されている方法は、長い赤外光、近赤外光、可視光、例えば、濃赤色、赤色、青色及び紫色を含む任意の波長ＬＥＤまたはレーザダイオードを駆動するため及び近紫外ＬＥＤを駆動するために用いることができる。遠紫外及びそれを超えるものは、電離放射線の有害な健康リスクがあるので除外される。
【０３４１】
上記したように、本発明の方法及び装置は、光線治療のための主要パラメータ、すなわち、
・振動ＬＥＤ電流駆動の大きさ（ＡＣ振幅）
・ＬＥＤドライブにおける合成正弦波振動の周波数
・連続ＬＥＤ電流駆動の大きさ（ＤＣオフセット）
・複数の正弦波周波数のコード
の制御を容易にする。制御は、動的に行うか、または、使用に先立って作成されてパターンライブラリに格納された所定のパターンで行うことができる。特に奇数次高調波多重の望ましくない可聴域周波数高調波の潜在的な悪影響なしに、上記の変数を制御することによって、生物共振及び光生物学的時定数の原則と一致する戦略を実現することができる。
【０３４２】
光線療法戦略の一例を図４９に３次元的にグラフで示す。ここで、ｘ軸は、０−３０ｍＡの振動ＬＥＤ電流のピークトゥピーク振幅を表し、ｙ軸は、０−３０ｍＡのＬＥＤ電流の一定のＤＣ成分を表し、ｚ軸は、０．１Ｈｚ（ほぼＤＣ）から１０ｋＨｚ超に及ぶ正弦波振動のＡＣ周波数を表している。符号９６０−９８３で示される様々な生理学的構造の位置及び状態は、ＬＥＤストリングを照射するために用いられる電流の振幅、正弦波周波数及びＤＣ成分の特定の組み合わせによる可能な最大の有益な効果の領域を示している。グラフは、大まかに言えば、電子輸送９６０が、より高周波数、ｋＨｚ及びそれを超える範囲で発生することができ、イオン輸送９６１が数十ないし数百Ｈｚで発生し、化学変換９６２が１桁のＨｚ範囲で発生するという従前の観察を示している。１桁の範囲においても、具体的にはより高いＤＣ電流またはより高い低周波数ＡＶ電流であるが、一過性の熱効果は明白である。０．１ＨｚないしＤＣ、すなわち０Ｈｚの周波数におけるさらなる加熱からの高ＤＣ電流においてさえ、定常状態の熱プロセス９６４が発生する。
【０３４３】
また、図のように、器官全体９６７を刺激するためにはより高い大きさＡＣが必要であり、組織９６６の一画を治療するのに必要な電流はそれより少なく、細胞９６５の高濃度の一群に影響を及ぼすのに必要な電流はさらに少ない。高すぎるＡＣ振幅を用いると、特定の光生物学的プロセスが吸収または使用することができるよりも高いレートでエネルギーを導入することによって効果を実際に減少させることがある。図４９に例示的に示した治療の中で、筋肉９７０及び温熱療法９６９は、より多くの加熱から恩恵を受けるので、より高い連続ＬＥＤ照射、すなわちより大きなＤＣオフセットが必要である。
【０３４４】
神経９８２や弛緩９８１などの神経学的応答は、最小のＤＣオフセットを有するより高い周波数及び中程度のＡＣ電流から恩恵を受ける。光化学プロセスを促進または活性化するために光子が用いられる光線力学的治療９８０や、エネルギーが正常細菌代謝を妨げようとする抗菌治療は、高励起周波数及び高ＡＣのＬＥＤ電流の組み合わせを必要とする。光線力学的治療も高い全光強度から恩恵を受けるが、これは、より明るく、したがってより高いＤＣ電流がより良いことを意味している。
【０３４５】
中程度の周波数及びＤＣ容量がほとんどまたは全くないＡＣ電流レベルでは、細胞レベル及び組織レベルでの治療メカニズムを示す、血液循環及び血管新生９７４、免疫系及びホルモン刺激９７３及び皮膚９７２のための治療療法を含む様々な治療法が存在する。肺９７１、心臓、腎臓、肝臓、膵臓及び他の主要な身体の器官は、組織レベル及び器官レベルの両方において、ＡＣ電流の増加を引き起こすメカニズムから恩恵を受ける。
【０３４６】
特定の治療が、描写されている３Ｄグラフと一致する効果を提供するかにかかわらず、スペクトル汚染を伴う従前のパルス光実験が尚もパルス周波数の大きな影響及び治効のＬＥＤの輝度を明らかにする。本明細書で開示されているアナログ及びデジタル合成方法を用いて、ＬＥＤの正弦波励起の周波数及び振幅を生成しかつ制御する本装置、方法の能力が、光線治療の制御及び効果を従来技術のデジタルパルスＬＥＤまたはレーザシステム以上に大いに向上させると期待される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図９Ｄ】
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【図９Ｅ】
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【図９Ｆ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６Ａ】
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【図１６Ｂ】
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【図１６Ｃ】
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【図１６Ｄ】
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【図１７Ａ】
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【図１７Ｂ】
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【図１７Ｃ】
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【図１７Ｄ】
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【図１８Ａ】
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【図１８Ｂ】
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【図１９Ａ】
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【図１９Ｂ】
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【図１９Ｃ】
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【図１９Ｄ】
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【図１９Ｅ】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２Ａ】
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【図２２Ｂ】
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【図２２Ｃ】
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【図２３Ａ】
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【図２３Ｂ】
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【図２３Ｃ】
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【図２３Ｄ】
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【図２３Ｅ】
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【図２４】
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【図２５Ａ】
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【図２５Ｂ】
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【図２６】
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【図２７Ａ】
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【図２７Ｂ】
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【図２７Ｃ】
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【図２８Ａ】
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【図２８Ｂ】
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【図２８Ｃ】
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【図２９Ａ】
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【図２９Ｂ】
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【図２９Ｃ】
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【図２９Ｄ】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２Ａ】
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【図３２Ｂ】
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【図３２Ｃ】
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【図３３】
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【図３４Ａ】
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【図３４Ｂ】
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【図３４Ｃ】
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【図３４Ｄ】
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【図３４Ｅ】
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【図３５Ａ】
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【図３５Ｂ】
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【図３５Ｃ】
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【図３５Ｄ】
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【図３６】
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【図３７Ａ】
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【図３７Ｂ】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２Ａ】
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【図４２Ｂ】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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