(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コイルと、前記コイルとそれぞれ直列に接続され、かつ相互に並列接続される複数のコンデンサとで構成する共振器と、前記コンデンサの導通をそれぞれ制御する複数のスイッチ素子と、前記コイルに接続される駆動トランジスタを備え、
前記複数のコンデンサは、主容量を有する１つの主コンデンサと、主容量より少ない補正容量を有する１または複数の補正コンデンサからなり、
各スイッチ素子は、各コンデンサと接地との間に設けられるトランジスタと、前記トランジスタの導通時の電流方向に対する逆電流方向電流を流すダイオードとからなり、
各スイッチ素子が容量制御信号を受けて開閉することで、各スイッチ素子の導通により活性化する主コンデンサおよび付加する補正コンデンサを選択し、主コンデンサと選択された補正コンデンサの容量により前記共振器の共振周波数を調整することを特徴とする多周波数送受信回路。
【請求項２】
前記スイッチ素子が、バイポーラトランジスタと、前記バイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間にコレクタ逆電流を流す前記ダイオードとからなることを特徴とする請求項１記載の多周波数送受信回路。
【請求項３】
前記スイッチ素子が、ＭＯＳトランジスタと、前記ＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間にドレイン逆電流を流す前記ダイオードとからなることを特徴とする請求項１記載の多周波数送受信回路。
【請求項４】
各補正コンデンサの補正容量が、最小の補正容量を有する補正コンデンサの容量に対してそれぞれ２のｎ乗（ｎは自然数）倍となることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の多周波数送受信回路。
【請求項５】
制御装置および測定装置をさらに備え、前記共振器を流れる共振信号の電流値または位相を前記測定装置が測定し、前記電流値または前記位相が所定の値になるように前記制御装置が前記容量制御信号を自動制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の多周波数送受信回路。
【請求項６】
出力停止動作において、前記ダイオードに前記逆電流方向電流が流れるタイミングで前記スイッチ素子を遮断することにより、前記共振器のエネルギーを主コンデンサおよび補正コンデンサに保存し、出力再開時に、主コンデンサおよび補正コンデンサを制御するスイッチ素子を同調状態になるように選択的にオンにした後、前記スイッチ素子がオンしたタイミングから９０度遅れて前記駆動トランジスタの駆動信号を入力させて出力動作させることにより、出力停止時に保存した前記エネルギーを放出して出力を再開することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の多周波数送受信回路。
【請求項７】
主容量をなす主コンデンサの導通を制御するスイッチ素子にスプリアス抑制のためのコンデンサと抵抗の直列回路を前記ダイオードと並列に設けたことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の多周波数送受信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波同調容量スイッチ回路を備える多周波数送受信回路に関し、複数の周波数の信号を選択して送受信し、かつスプリアスを低減する技術に係るものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の多周波数送受信回路は、共振周波数を選択できる共振器を備え、選択した共振周波数に対応する共振信号を出力し、また選択した共振周波数に対応する励起信号を受信して検出信号を出力するものであり、共振器は一つのコイルと複数のコンデンサを有し、高周波同調容量スイッチ回路により共振周波数を選択する。
【０００３】
また、受信回路の場合は、励起信号を受信した場合に所定の動作をすることもできる。例えば、セキュリティタグに多周波数送受信回路を組み込んだ場合には、多周波数送受信回路で励起信号を検出し、さらに共振器の同一コイルによって駆動信号を発生させてブザー等の警告を発する構成が実現できる。
【０００４】
以下に、従来の多周波数送受信回路の構成を図９の回路図で説明する。図９に示すように、従来の多周波数送受信回路には、微弱励起信号を受信するための共振器２０がコンデンサ２２とタップ付きコイル２１とを並列接続して構成されている。この共振器２０には、さらにコンデンサ２３がコンデンサ２２と並列接続されており、コンデンサ２３はブザー等の低い周波数の駆動信号を発生する。
【０００５】
共振器２０は、互いに逆方向に接続されたダイオード２４およびダイオード２５を有しており、ダイオード２４およびダイオード２５の順方向電圧降下を利用して、微弱な励起信号の受信に対しては、コンデンサ２３に流れる電流を阻止してコイル２１とコンデンサ２２とで共振回路を形成し、大振幅の駆動信号に対しては、コンデンサ２３により共振容量を追加して動作する。
【０００６】
なお、コンデンサ２３として容量の特性を示す圧電ブザーを用いれば、この回路でブザーを鳴らすことが可能になる。
この共振器２０には直流電源２６から電源が供給される。また、共振器２０はタップ付きコイル２１の左端からトランジスタ２７のコレクタ端子に接続しており、トランジスタ２７は、ベース端子に抵抗２８を介して駆動信号を入力し、駆動信号の入力値によって活性化させる。さらに、共振器２０はコンデンサ２９を介してアンプ３０に接続しており、励起信号を受信するとアンプ３０が共振信号を受信して検出信号を出力する。
【０００７】
このような従来の多周波数送受信回路では、トランジスタ２７に入力する駆動信号によって、送信状態または受信状態に切り換える。つまり、トランジスタ２７が活性状態のときは送信状態となり、トランジスタ２７が非活性状態のときは受信状態となる。受信する信号の共振周波数は、共振器２０を構成するコンデンサ２２によって、送信信号に対しては、さらにコンデンサ２３が追加されて調整される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００８−９００７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、図９に示した回路では、二つの共振周波数を取り扱うだけであり、ダイオードの電圧降下に起因して効率が悪くなる。送受信回路において高周波電力を効率よく取り扱うためには、共振容量を調整して同調を取る必要がある。共振容量は、扱う周波数が中波以上で高ければ、トリマーコンデンサで調整可能であるが、長波帯を使う店舗防犯システムのゲート信号や非接触給電では、数十ｎＦもの容量が必要となる。この場合には、たとえば、容量値が２のべき乗倍の異なる複数のコンデンサを用意しておき、その接続をジャンパーピン等で配線を切り替えて行う必要があった。また、信号の立ち上がりと停止時に、きれの良い間歇出力高周波信号を効率よく発生させることが困難であり、更に、短時間に周波数を変化させながら高周波信号を発生させることも困難であった。
【００１０】
本発明は、効率よく共振容量を調整して同調を取ることができ、さらにはスプリアス発振を低減できる多周波数送受信回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明の多周波数送受信回路は、コイルと、前記コイルとそれぞれ直列に接続され、かつ相互に並列接続される複数のコンデンサとで構成する共振器と、前記コンデンサの導通をそれぞれ制御する複数のスイッチ素子と、前記コイルに接続される駆動トランジスタを備え、
前記複数のコンデンサは、主容量を有する１つの主コンデンサと、主容量より少ない補正容量を有する１または複数の補正コンデンサからなり、
各スイッチ素子は、各コンデンサと接地との間に設けられるトランジスタと、前記トランジスタの導通時の電流方向に対する逆電流方向電流を流すダイオードとからなり、
各スイッチ素子が容量制御信号を受けて開閉することで、各スイッチ素子の導通により活性化する主コンデンサおよび付加する補正コンデンサを選択し、主コンデンサと選択された補正コンデンサの容量により前記共振器の共振周波数を調整することを特徴とする。
【００１２】
本発明の多周波数送受信回路は、前記スイッチ素子が、バイポーラトランジスタと、前記バイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間にコレクタ逆電流を流す前記ダイオードとからなることを特徴とする。
【００１３】
本発明の多周波数送受信回路は、前記スイッチ素子が、ＭＯＳトランジスタと、前記ＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間にドレイン逆電流を流す前記ダイオードとからなることを特徴とする。
【００１４】
本発明の多周波数送受信回路は、各補正コンデンサの補正容量が、最小の補正容量を有する補正コンデンサの容量に対してそれぞれ２のｎ乗（ｎは自然数）倍となることを特徴とする。
本発明の多周波数送受信回路は、制御装置および測定装置をさらに備え、前記共振器を流れる共振信号の電流値または位相を前記測定装置が測定し、前記電流値または前記位相が所定の値になるように前記制御装置が前記容量制御信号を自動制御することを特徴とする。
【００１５】
本発明の多周波数送受信回路は、出力停止動作において、前記ダイオードに前記逆電流方向電流が流れるタイミングで前記スイッチ素子を遮断することにより、前記共振器のエネルギーを主コンデンサおよび補正コンデンサに保存し、出力再開時に、主コンデンサおよび補正コンデンサを制御するスイッチ素子を同調状態になるように選択的にオンにした後、前記スイッチ素子がオンしたタイミングから９０度遅れて前記駆動トランジスタの駆動信号を入力させて出力動作させることにより、出力停止時に保存した前記エネルギーを放出して出力を再開することを特徴とする。
【００１６】
本発明の多周波数送受信回路は、主容量をなす主コンデンサの導通を制御するスイッチ素子にスプリアス抑制のためのコンデンサと抵抗の直列回路を前記ダイオードと並列に設けたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
以上のように、本発明の高周波同調容量スイッチ回路を備える多周波数送受信回路によると、効率よく共振容量を調整して同調を取ることができる。また、多周波数送受信回路の送信動作停止時に発生するスプリアスを効率よく押さえることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態における多周波数送受信回路の構成を説明する回路図
【図２】本発明の高周波同調容量スイッチ回路に用いるスイッチ素子の構成を例示する回路図
【図３】本発明の高周波同調容量スイッチ回路に用いるスイッチ素子の構成を例示する回路図
【図４】本発明の多周波数送受信回路における出力停止時の動作を説明する図
【図５】本発明の多周波数送受信回路における出力再開時の動作を説明する図
【図６】本発明の他の実施形態における多周波数送受信回路の構成を説明する回路図
【図７】本発明の多周波数送受信回路における出力停止時の動作を説明するグラフ図
【図８】多周波数送受信回路におけるスプリアス発生の様子を例示するグラフ図
【図９】従来の多周波数送受信回路の構成を説明する回路図
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の実施の形態における高周波同調容量スイッチ回路を備える多周波数送受信回路について説明する。
（実施の形態１）
図１は多周波数送受信回路の構成を説明する図、図２、図３は高周波同調容量スイッチ回路に用いるスイッチ素子の構成を例示する図である。
【００２０】
図１に示すように、本実施の形態の多周波数送受信回路は、共振器１と、共振器１を駆動する駆動トランジスタをなすインバータ２０からなる。共振器１は、コイル２と、コイル２に接続される容量の異なる複数のコンデンサ５からなり、各コンデンサ５はコイル２とそれぞれ直列に接続され、かつ相互に並列接続されている。
【００２１】
複数のコンデンサ５は、共振器１を特定の周波数に同調させるために、１つの主容量を有する主コンデンサ５１と、主容量より小さい容量の補正容量を有する補正コンデンサ５２からなり、必要に応じて複数個が設けられており、補正容量として同調の微調整に用いる。なお、同調の取れた主容量を選ぶことができれば、補正容量は不要である。
【００２２】
駆動トランジスタは、インバータ２０の他に、駆動信号が入力されることにより活性化され、一端が接地され、他端がコイル２に接続されるトランジスタでも良いが、図１に示すように、プッシュプル回路をなすインバータ２０とすることが効率的である。
【００２３】
インバータ２０は、Ｐｃｈトランジスタ８とＮｃｈトランジスタ９のドレインどうしを接続し、Ｐｃｈトランジスタ８とＮｃｈトランジスタ９とのゲート端子に駆動信号を入力する相補トランジスタからなるプッシュプル回路構成であり、ここでは駆動信号をゲートドライバ１１を介して入力する。インバータ２０の出力端子には共振器１のコイル２を接続している。インバータ２０は、同じ種類のトランジスタを用いてプッシュプル回路を構成した駆動回路でもよい。ここで、ダイオード１３は回路保護のために入れているが、原理的には無くても良い。
【００２４】
通常、同等の電流電圧特性を持つＰｃｈトランジスタ８とＮｃｈトランジスタ９を用いたプッシュプル回路では、回路が低出力に変化するとき、Ｐｃｈトランジスタ８の応答時間が遅いことに起因して、一時的に両トランジスタが導通状態になり、損失を生じ、トランジスタに悪影響を与え、ノイズを発生する。
【００２５】
しかし、ゲートドライバ１１とＮｃｈトランジスタ９のゲートとの間に配置した抵抗３１と、Ｎｃｈトランジスタ９のゲートに一方を接続し他方を接地したコンデンサ３２とからなる構成の時定数回路は、Ｎｃｈトランジスタ９の動作を遅延させ、上述した両トランジスタが導通状態となる動作を回避できる。Ｎｃｈトランジスタ９の応答遅延は、Ｎｃｈトランジスタ９に専用のゲートドライバを組み込み、それに遅延回路を組み込んでも実現できる。
【００２６】
高周波同調容量スイッチ回路１２は、共振器１と、各コンデンサ５（５１、５２）と接地との間にそれぞれ設けられる複数のスイッチ素子７とで構成されており、各スイッチ素子７でそれぞれのコンデンサ５（５１、５２）の導通を制御する。共振器１は、導通されるコンデンサ５（５１、５２）の組み合わせにより共振容量を設定し、共振容量を調整することにより各種の周波数に対応して同調を取ることができる。
【００２７】
主コンデンサ５１の主容量は同調に必要な容量より少し小さな容量にしておき、補正コンデンサ５２の補正容量は主容量に対して相対的に小さい容量とする。各スイッチ素子７を選択的に制御して必要な補正容量を有する補正コンデンサ５２を導通させることにより、１つの補正コンデンサ５２の補正容量を主コンデンサ５１の主容量に追加し、あるいは複数の補正コンデンサ５２の補正容量を組み合わせることで同調に必要な補正容量に最も近づけた容量を主容量に追加して周波数の同調を行う。
【００２８】
この補正容量としては、最小の補正容量と、その２倍、４倍となる２のべき乗の補正容量を採用し、選択した補正容量の総和が不足する容量の２倍程度になるように各補正容量を組み合わせることで、容量制御信号の導通状態を表した２進数に比例した補正容量を主容量に加えて同調を取ることが可能になり、同調させる周波数を効率的に調整できる。
【００２９】
また、高周波同調容量スイッチ回路１２は、補正コンデンサ５２の一つを圧電ブザーに置き換えることも可能であり、圧電ブザーは回路部品として見ると容量として取り扱うことができるのでブザー制御回路にもできる。
【００３０】
さらに、高周波同調容量スイッチ回路１２は、その特徴的な構成として、スイッチ素子７に、図２に示す、ドレイン−ソース間にドレイン逆電流を流すダイオード３を備えるＭＯＳトランジスタ４を用いることや、図３に示す、コレクタ−エミッタ間にコレクタ逆電流を流すダイオード３を備えるバイポーラトランジスタ６を用いている。
【００３１】
本実施の形態ではＭＯＳトランジスタ４を使用しており、ダイオード３はＭＯＳトランジスタ４の導通時の電流方向に対する逆電流方向電流を流すものである。スイッチ素子７はそれぞれ容量制御信号により制御されるが、ここでは容量制御信号がゲートドライバ１０を介して入力される。
【００３２】
なお、本実施の形態において、高周波同調容量スイッチ回路１２は、共振器１を流れる電流を測定するために、スイッチ素子７のソース側が共通接続されており、電流測定抵抗１４を通じて接地されているが、この構成は限定的なものではない。
【００３３】
電流測定抵抗１４を流れる電流の大きさ、または共振器１を流れる共振信号の位相は、測定器やマイクロコンピュータ１５のＡＤ変換器またはタイマー等を用いて測定することができる。
【００３４】
すなわち、共振が取れた時には、多周波数送受信回路の共振回路に流れる電流が最大になることから、電流測定抵抗１４に流れる電流値を測定し、異なる同調容量を有する複数のコンデンサ５の接続、非接続を制御して多周波数送受信回路の最大出力に最も近づけることで共振信号の自動同調が可能になる。
【００３５】
あるいは、共振が取れた時には、駆動トランジスタの駆動信号と電流測定抵抗１４に流れる共振器１の正弦波出力電流の電流波形が同位相になり、共振器１の正弦波出力電圧の位相が駆動トランジスタの駆動信号に対して９０度遅れるので、電流測定抵抗１４に流れる電流波形や電圧波形の位相をマイクロコンピュータ１５等で測定しながら、スイッチ素子７を順次開閉し、所定の位相に最も近くなるように調整することにより共振信号の電流波形や電圧波形の位相の自動同調が可能になる。
【００３６】
電流測定抵抗１４は低抵抗の抵抗を使い、抵抗の両端に生じる電圧を小さくし、スイッチ素子７の動作への影響を小さくしている。また、共振器１を流れる共振信号の電流の大きさの測定または位相の測定は、電流測定抵抗１４および測定器を設けることなく、その他の測定装置で測定しても良い。自動同調しない単なる高周波同調容量スイッチ回路１２の場合は、電流測定抵抗１４や測定装置は不要である。
【００３７】
駆動信号や、同調容量の容量制御信号は、効率の良い動作のためにタイミングを調整する必要があるので、マイクロコンピュータ１５等の制御装置により発生させており、マイクロコンピュータ１５が備えるタイマーにより制御される。
【００３８】
共振器１の出力電圧はインバータ２０の駆動信号のパルス幅で調整することが可能で、デューティサイクルが５０％の時に最大になり、５０％より大きくなっても小さくなっても出力は小さくなる。
【００３９】
上述の高周波同調容量スイッチ回路１２では、高周波の１周期以内に高速に制御できる。このため、間歇的高周波出力動作において、出力停止時に、高周波同調容量スイッチ回路１２は、トランジスタ４に並列接続されたダイオード３、またはトランジスタ８に並列接続されたダイオード３に電流が流れている半周期の期間に、トランジスタ４またはトランジスタ８をオフすると、電流の方向が変わるまでダイオード３に電流が流れ続け、電流の向きが変わるタイミングでスイッチ素子７のトランジスタ４が遮断し、スイッチ素子７が遮断する。
【００４０】
その瞬間には、共振器１のエネルギーは総てコンデンサ５（５１、５２）の電荷として存在され、コンデンサ５（５１、５２）に高周波出力の正の最大電圧でクランプした状態に溜めて保存され、各コンデンサ５（５１、５２）はその状態で即座に出力動作を停止する。出力再開時には、スイッチ素子７と共振器１の駆動信号のタイミングを制御することにより、この保存された電荷を利用して、定常状態に近い振幅で出力を立ち上げることが可能になる。さらに、短時間に周波数を変化させながら高周波信号を発生させることが可能となる。なお、同調に不用な補正コンデンサ５２は、常時遮断状態であり、電流は流れることは無い。
【００４１】
以上の動作を利用した高効率制御法を、図１、図４、図５を用いて説明する。図４は本実施の形態の多周波数送受信回路における出力停止時の動作を説明する図、図５は本実施の形態の多周波数送受信回路における出力再開時の動作を説明する図である。
【００４２】
容量制御信号は、共振容量として使っている総てのコンデンサ５（５１、５２）のそれぞれを個別に制御する容量制御用のスイッチ素子７の制御信号である。容量制御信号が高レベルの時、同調容量として使うコンデンサ５（５１、５２）を制御するスイッチ素子７が選択的にオンにされて同調を取る。出力停止時には、図４に示すように、容量制御用のスイッチ素子７に負の電流が流れている間に駆動トランジスタであるインバータ２０の出力を遮断すれば良く、駆動トランジスタを制御する制御信号の入力タイミングに半周期の時間的余裕があることを示している。そして、出力が停止すると、共振器１のコンデンサ５にエネルギーが蓄積される。
【００４３】
さらに、出力再開時に、コンデンサ５（５１、５２）に溜めたエネルギーを利用して、図５に示すように、信号出力は最初からほぼ定常状態の振幅で振動を始め、立ち上がりの良い高周波信号を発生させることも可能になる。即ち、コンデンサ５（５１、５２）を制御するスイッチ素子７を同調状態になるように選択的にオンにした後、そのタイミングから９０度遅れた駆動信号で多周波数送受信回路は動作させられる。このような制御を行って高周波間歇出力を発生させる多周波数送受信回路は、電源効率の良い装置になるだけでなく、瞬時に出力を停止できる。
【００４４】
高周波励磁信号と同等の周波数の共振器を備える店舗防犯システムでは、セキュリティタグが高周波励磁信号が無くなった後にも、暫く減衰振動波を出し続ける特性を利用しており、その減衰信号を検知してセキュリティタグの存在を検知している。このため、上述した構成を用いることにより、店舗防犯システムにおけるセキュリティタグの減衰振動波検出の信頼性を高めることができる。
【００４５】
以上説明したように、本実施の形態の高周波同調容量スイッチ回路１２では、異なる同調容量からなる複数のコンデンサ５（５１、５２）の接続、非接続を制御して組み合わせることにより、多周波数送受信回路の最大出力を得て同調させることが可能になり、電流波形、電圧波形を利用しても同調を取ることが可能になる。スイッチ素子７を制御して、高周波の１周期以内にコンデンサ５（５１、５２）の接続，開放制御が可能となるので、効率が良く切れの良い間歇出力の高周波信号を発生させることが可能になる。
（実施の形態２）
次に、本発明の他の実施の形態について説明する。上述した多周波数送受信回路は、送信動作させた場合に、出力停止時に、設定周波数より高い周波数で減衰振動を起こしてスプリアスを発生することがある。本実施の形態はこのスプリアスを抑制するものである。
【００４６】
図４に示すように、多周波数送受信回路では、出力動作中においてほぼ正弦波状に電圧、電流波形は推移し、互いの位相は９０度ずれている。出力を停止させる場合、容量制御信号を電流出力が負の期間に切ることによって、次に電流の正の期間に入ったところで出力動作を停止させることができ、出力動作中の殆どのエネルギーを同調用コンデンサに保存できる。
【００４７】
この動作を可能にするのは、スイッチ素子７として利用したトランジスタ４、６に付加したダイオード３である。即ち、電流出力が負となる期間にはダイオード３に負の電流が流れており、スイッチ素子７に対して共振容量を導通させる制御信号が無くても負の電流は流すことができるからである。
【００４８】
しかし、負の電流が０になった時点で即座に遮断できるのは理想的ダイオードであり、通常のダイオードは正の順方向電流が流れている時にダイオードの接合に電荷が蓄積され、その電荷は時間と共に結晶内で再結合により漸次消滅する。しかし、ダイオードに逆方向電圧が印加されれば、蓄積された電荷を引き抜く電流として電荷が無くなるまで暫く流れることになり、これがスプリアス発生の原因になる。
【００４９】
実際のスプリアスが発生している動作波形を図８に示す。図８の下部に示す波形は図１の回路の電圧計測点の波形であり、上部に示す波形は主制御ＭＯＳトランジスタのドレインにおける電圧波形で、高い周波数で減衰振動を起こしている。この減衰振動はスプリアスとして不要輻射を起こすだけでなく、最初の跳ね返り電圧が極端に高い電圧になっており、トランジスタの耐圧もこの電圧に耐えるものでなければならなくなる。
【００５０】
しかしながら、トランジスタの最大動作電流と同等の電流を流す組み込みダイオードは、それまで流れているダイオード順方向電流のために、かなりの蓄積電荷を貯めており、逆方向の遮断回復は時間がかかることになる。図８の動作停止動作時の波形を詳しく見ると以下のことが考えられる。
【００５１】
本来停止動作は、図４に示すように、電圧波形の最小値になった時点で完結する。しかし、図８の下部に示す実際の電圧波形では、最小値から暫くして電圧が急激に正の方向に跳ね上がっている。この時点で逆方向ダイオード３の蓄積電荷が無くなったことになり、容量を制御するトランジスタ４とダイオード３が完全に遮断される時間である。
【００５２】
しかし、図１に示す構成では、遮断するまではダイオード３が導通してコイル２に正の電流を流していたことになる。そうするとコイル２は、それまで流れていた電流を維持しようとするために、制御するトランジスタ４のドレイン−ソース（コレクタ−エミッタ）間の容量ならびに配線の浮遊容量とコイルとでできた共振回路を励振し、高い電圧で高い周波数で動作するようになる。
【００５３】
この振動動作が始まるとトランジスタ４に組み込まれたダイオード３には、引き続き順方向と逆方向の電圧が交互にかかることになり順方向で電荷を貯め、逆方向で溜まった電荷を使って導通状態を維持しながら振動を続ける。この時、順方向で貯められた電荷だけでは、同等の逆方向の導通状態を維持できないし、さらに、共振回路の損失により振動は減衰していくことになる。
【００５４】
このため、以下の対策が望まれる。
（１）逆方向ダイオードの蓄積電荷を少なくする。
（２）逆方向ダイオードの蓄積電荷による減衰振動のエネルギーを速やかに吸収する。
【００５５】
（１）の方法は、順方向電圧降下が小さく蓄積電荷の小さいダイオード、例えばショトキーバリアダイオードを利用して改善する方法がある。図３に示すバイポーラトランジスタ６を使った制御回路ではダイオード３としてショトキーバリアダイオードを使用すればよい。しかし、図２に示すＭＯＳトランジスタ４の場合には、最初からダイオード３が組み込まれている。この場合には、ショトキーバリアダイオードの順方向電圧降下が、接合型ダイオードより低いので、ＭＯＳトランジスタ４のドレインとソースの間に並列にショトキーバリアダイオードを接続することにより、順方向電流を殆どショトキーバリアダイオードに流すことで蓄積電荷を少なくできる。
【００５６】
しかし、現状のショトキーバリアダイオードは、順方向電圧降下が小さいが、逆方向耐電圧が低く、また逆方向漏れ電流が大きい。このため、大出力化が難しくて動作時の損失も増えることになり、特性の良いダイオードの開発が望まれる。
【００５７】
本実施の形態は、（２）の方法に係り、停止動作でダイオードに蓄積された電荷により暫く高い周波数で減衰振動しているエネルギーを、容量Ｃと抵抗Ｒの直列回路により消費させて早く減衰振動を終了させるものである。
【００５８】
図６は、本実施の形態を示す多周波数送受信回路のスプリアス抑制のための構成であり、スプリアス抑制のための適値の容量Ｃと適値の抵抗Ｒの直列回路、すなわちコンデンサ５１１と抵抗５１２の直列回路をダイオード３と並列に設けてスイッチ素子７に付加したものである。なお、多周波数送受信回路は、同調を取るために、主容量のコンデンサ５１の他に微調整を取るための複数の小さい補正容量の補正コンデンサ５２をスイッチ素子７で制御している。このような回路においても、スプリアス抑制のために容量Ｃと抵抗Ｒの直列回路は、主容量の主コンデンサ５１を制御する回路をなすスイッチ素子７にだけに付ければよい。
【００５９】
なぜなら、これらの主コンデンサ５１および補正コンデンサ５２は同調を果たしたときには結ばれており、スプリアスの高い周波数に対しては、それらの容量により充分低いインピーダンスで結合されているからである。
【００６０】
この主容量をなす主コンデンサ５１の導通を制御するスイッチ素子７にコンデンサ５１１と抵抗５１２の直列回路を設けた多周波数送受信回路においては、図７に示すようにスプリアスが抑えられた動作となる。
【００６１】
すなわち、ダイオード３の蓄積電荷が無くなった時点でトランジスタ４は遮断し、その電圧は急速に跳ね上がる。この時に流れる電流を、コンデンサ５１１と抵抗５１２の直列回路に流し、抵抗５１２の抵抗Ｒでそのエネルギーを吸収することにより以後の振動を抑えることができる。
【００６２】
図７においては、停止動作の最初でスパイク状の電圧があるが、この動作の時に、振動を起こすエネルギーを吸収し、即座に安定化していることが分かる。なお、このように、出力停止時にダイオード３の蓄積電荷によって減衰振動を起こすエネルギーは、スプリアスを発生させても、また、それを抵抗５１２とコンデンサ５１１の直列回路で抑えても、回路の損失になる。このことが、出力再開初期に、振幅が少し小さく始まり数サイクルで定常振幅に漸近していく動作の要因になっている。
【符号の説明】
【００６３】
１    共振器
２    コイル
３    ダイオード
４    バイポーラトランジスタ
５    コンデンサ
６    ＭＯＳトランジスタ
７    スイッチ素子
８    Ｐｃｈトランジスタ
９    Ｎｃｈトランジスタ
１０    ゲートドライバ
１１    ゲートドライバ
１２    高周波同調容量スイッチ回路
１３    ダイオード
１４    電流測定抵抗
１５    マイクロコンピュータ
２０    共振器
２１    コイル
２２    コンデンサ
２３    コンデンサ
２４    ダイオード
２５    ダイオード
２６    直流電源
２７    トランジスタ
２８    抵抗
２９    コンデンサ
３０    アンプ
３１    抵抗
３２    コンデンサ
５１    主コンデンサ
５２    補正コンデンサ
５１１  コンデンサ
５１２  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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