(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一逆流防止素子と、第二逆流防止素子と、第一スイッチング素子と、第二スイッチング素子とが順に直列に接続された直列接続体と、
前記第二逆流防止素子と前記第一スイッチング素子との接続点に一端が接続されたリアクトルと、
前記直列接続体の前記第一逆流防止素子の側の端部である第一端部と、前記直列接続体の前記第二スイッチング素子の側の端部である第二端部との間に接続された第一出力コンデンサと、
前記第一スイッチング素子と前記第二スイッチング素子との接続点と前記第一逆流防止素子と前記第二逆流防止素子との接続点との間に接続された第二出力コンデンサとを備え、
前記リアクトルの他端と前記直列接続体の前記第二端部との間に直流を入力し、前記第一スイッチング素子および前記第二スイッチング素子のオン・オフ状態を制御することにより、
前記第一出力コンデンサの両端に接続された第一の負荷に第一直流電圧を印加し、前記第二出力コンデンサの両端に接続された第二の負荷に第二直流電圧を印加することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記第二直流電圧は、前記第一直流電圧以下であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第一スイッチング素子および前記第二スイッチング素子を、それぞれＰＷＭ動作させることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第一スイッチング素子および前記第二スイッチング素子を制御する制御系は、前記第一出力コンデンサの電圧制御系と前記第二出力コンデンサの電圧制御系と前記リアクトルの電流制御系とで構成されたフィードバック制御系であり、前記第一出力コンデンサの電圧制御系と前記リアクトルの電流制御系のフィードバックループは、前記第一出力コンデンサの電圧制御系がメジャーループ、前記リアクトルの電流制御系がマイナーループを構成し、前記リアクトルの電流制御系の出力から前記第二出力コンデンサの電圧制御系の出力を減算した出力に基づいて前記第一スイッチング素子の前記ＰＷＭ動作のオンデューティを決定し、前記リアクトルの電流制御系の出力と前記第二出力コンデンサの電圧制御系の出力を加算した出力に基づいて前記第二スイッチング素子の前記ＰＷＭ動作のオンデューティを決定することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記リアクトルの他端と前記直列接続体の前記第二端部との間に入力される直流は、直流電源から、オン・オフ状態を制御される第三スイッチング素子を介して供給される直流であることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第一スイッチング素子、前記第二スイッチング素子、および前記第三スイッチング素子のいずれかは、一つの動作モードにおいて、常時オフまたは常時オンとすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第三スイッチング素子を常時オンとし、前記第一スイッチング素子および前記第二スイッチング素子を、それぞれＰＷＭ動作させることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第一スイッチング素子および前記第二スイッチング素子を制御する制御系は、前記第一出力コンデンサの電圧制御系と前記第二出力コンデンサの電圧制御系と前記リアクトルの電流制御系とで構成されたフィードバック制御系であり、前記第一出力コンデンサの電圧制御系と前記リアクトルの電流制御系のフィードバックループは、前記第一出力コンデンサの電圧制御系がメジャーループ、前記リアクトルの電流制御系がマイナーループを構成し、前記リアクトルの電流制御系の出力から前記第二出力コンデンサの電圧制御系の出力を減算した出力に基づいて前記第一スイッチング素子の前記ＰＷＭ動作のオンデューティを決定し、前記リアクトルの電流制御系の出力と前記第二出力コンデンサの電圧制御系の出力を加算した出力に基づいて前記第二スイッチング素子の前記ＰＷＭ動作のオンデューティを決定することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第一スイッチング素子を常時オフとし、前記第二スイッチング素子および前記第三スイッチング素子を、それぞれＰＷＭ動作させることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記第二スイッチング素子を制御する制御系は、前記第二出力コンデンサの電圧制御系で構成され、前記第二出力コンデンサの電圧制御系の出力に基づいて前記第二スイッチング素子の前記ＰＷＭ動作のオンデューティを決定し、前記第三スイッチング素子を制御する制御系は、前記第一出力コンデンサの電圧制御系をメジャーループ、前記リアクトルの電流制御系をマイナーループとするフィードバック制御系であり、前記リアクトルの電流制御系の出力に基づいて前記第三スイッチング素子の前記ＰＷＭ動作のオンデューティを決定することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記第一スイッチング素子を常時オフとし、前記第二スイッチング素子を常時オンとし、前記第三スイッチング素子をＰＷＭ動作させることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記第三スイッチング素子を制御する制御系は、前記第一出力コンデンサの電圧制御系をメジャーループ、前記リアクトルの電流制御系をマイナーループとするフィードバック制御系であり、前記リアクトルの電流制御系の出力に基づいて前記第三スイッチング素子の前記ＰＷＭ動作のオンデューティを決定することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置
【請求項１３】
請求項１から１２のいずれか１項に記載の電力変換装置に、前記第一の負荷として直流を交流に変換する第一インバータが接続され、前記第二の負荷として直流を交流に変換する第二インバータが接続されたことを特徴とする電力変換システム。
【請求項１４】
前記第一インバータまたは前記第二インバータは、並列に接続された複数のインバータで構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の電力変換システム。
【請求項１５】
請求項１から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置に、前記第一の負荷として直流を交流に変換する第一インバータが接続され、前記第二の負荷として直流を交流に変換してモータを駆動する第二インバータが接続され、前記第二直流電圧を、前記モータの回転数に対応して設定することを特徴とする電力変換システム。
【請求項１６】
請求項１から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置に、前記第一の負荷として直流を交流に変換する第一インバータが接続され、前記第二の負荷として直流を交流に変換する第二インバータが接続され、前記第二直流電圧を、前記第二インバータの変調率を一定にするように設定することを特徴とする電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、複数の負荷に異なる電圧の電力を供給できる電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
空気調和装置の圧縮機を駆動する電力変換回路として、三相整流回路を用いて直流電圧を生成し、インバータで圧縮機を駆動する方式が一般的である。さらに室外機のファンモータをインバータで駆動し、電力変換回路を複数のインバータで構成することが多くなってきている。例えばインバータを２台駆動させる場合、全ての部品を２つずつ備えることが考えられる。しかしながら２つずつ備えるとすると割高であるため、部品を兼用することで、部品点数を削減し、低コスト化することが求められる。例えば特許文献１では、コンバータ部と平滑コンデンサを共有化し、２つのインバータに給電することで部品点数を削減している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平８−３５７１３号公報
【特許文献２】特開昭６１−９２１６２号公報
【特許文献３】国際公開第２０１２／０１４９１２号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に記載の電力変換装置では、昇圧回路と平滑コンデンサを用いたコンバータにより複数台のインバータを駆動する構成において、母線電圧が高くなる場合では、第二のインバータ、第二のモータは高電圧になることから、第二のインバータと第二のモータの部品耐圧を超えてしまう恐れがある。また、第二のインバータのスイッチング損失の増加と第二のモータの鉄損の増加が問題となり、効率が低下してしまう。そこでコンバータを複数の独立した回路にして、複数台のインバータを駆動する方式も考えられるが、部品点数が増えてしまい大型化してしまう。【０００５】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、コンバータの数を増加させることなく、複数の負荷に異なる電圧の電力を供給でき、負荷の効率を改善できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係わる電力変換装置は、第一逆流防止素子と、第二逆流防止素子と、第一スイッチング素子と、第二スイッチング素子とが順に直列に接続された直列接続体と、第二逆流防止素子と第一スイッチング素子との接続点に一端が接続されたリアクトルと、直列接続体の第一逆流防止素子の側の端部である第一端部と、直列接続体の第二スイッチング素子の側の端部である第二端部との間に接続された第一出力コンデンサと、第一スイッチング素子と第二スイッチング素子との接続点と第一逆流防止素子と第二逆流防止素子との接続点との間に接続された第二出力コンデンサとを備え、リアクトルの他端と直列接続体の第二端部との間に直流を入力し、第一スイッチング素子および第二スイッチング素子のオン・オフ状態を制御することにより、第一出力コンデンサの両端に接続された第一の負荷に第一直流電圧を印加し、第二出力コンデンサの両端に接続された第二の負荷に第二直流電圧を印加するものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、それぞれの負荷に給電するために、コンバータの数を増加させることなく、第二の負荷にも電力を給電することができ、また第二の負荷の電圧を負荷の動作状態に応じて低くできるため損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す主回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１による電力変換装置のスイッチング制御器を含む構成図である。
【図３】本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作モードＡのスイッチング制御器の構成を示す制御ブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作モードＡの動作の一例を示す波形図である。
【図５】本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作モードＢのスイッチング制御器の構成を示す制御ブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作モードＢの動作の一例を示す波形図である。
【図７】本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作モードＣのスイッチング制御器の構成を示す制御ブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作モードＣの動作の一例を示す波形図である。
【図９】本発明の実施の形態２による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す主回路構成図である。
【図１０】本発明の実施の形態３による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す主回路構成図である。
【図１１】本発明の実施の形態３による電力変換装置を含む電力変換システムの別の概略構成を示す主回路構成図である。
【図１２】本発明の実施の形態４による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す主回路構成図である。
【図１３】本発明の実施の形態５による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す主回路構成図である。
【図１４】本発明の実施の形態５による電力変換装置の動作を説明するための模式的な線図である。
【図１５】本発明の実施の形態６による電力変換装置を含む電力変換システムの概略構成を示す主回路構成図である。
【図１６】本発明の実施の形態６による電力変換装置の動作を説明するための模式的な線図である。
【図１７】従来の電力変換装置の動作を説明するための模式的な線図である。
【図１８】この発明の電力変換装置のスイッチング制御器のハードウエア構成の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による電力変換装置１００を含む電力変換システム全体の構成を示す主回路構成図である。この電力変換システムの電源は三相交流電源１であり、三相整流器２を用いて交流から直流に電力変換する。電力変換された直流を電力変換装置１００の入力として、降圧回路３、リアクトル４、マルチレベル昇圧回路５を用いて、第一出力コンデンサ６の直流電圧を昇降圧させる。第一出力コンデンサ６の電圧である第一直流電圧を、第一出力コンデンサ６の両端に接続された第一の負荷に印加する。ここでは、第一の負荷はモータを駆動する第一インバータ７であり、第一インバータ７は直流から交流に電力変換し、第一モータ８を可変速駆動する。また、マルチレベル昇圧回路５の内の第二コンデンサ６０の両端には第二の負荷が接続されており、第二コンデンサ６０の電圧である第二直流電圧が第二の負荷に印加される。ここでは、第二の負荷はモータを駆動する第二インバータ９であり、第二インバータ９は直流から交流に電力変換し、第二モータ１０を可変速駆動する。
【００１０】
降圧回路３は第三スイッチング素子３１、第三ダイオード３２とリアクトル４から構成され、三相整流器２直後の直流電圧を基準とし、第一出力コンデンサ６の電圧を降圧する機能を持つ。降圧回路３は、いわゆる降圧チョッパ回路となっている。マルチレベル昇圧回路５は、第一ダイオード５１、第二ダイオード５２と第一スイッチング素子５３、第二スイッチング素子５４、リアクトル４と第二出力コンデンサ６０から構成される。ここで、降圧回路３を構成するリアクトルとマルチレベル昇圧回路５を構成するリアクトルは、同一のリアクトル４を共用している。マルチレベル昇圧回路５は、第一出力コンデンサ６の電圧である第一直流電圧を昇圧する機能を持つとともに、第二出力コンデンサ６０に第一出力コンデンサ６の電圧以下の電圧である第二直流電圧を発生させる、すなわち電圧レベルが３レベルとなるのが特徴である。この特徴を有するため、符号５で示す部分の構成をマルチレベル昇圧回路と称すことにする。
【００１１】
図１のリアクトル４、第一スイッチング素子５３、第二スイッチング素子５４、第一ダイオード５１、第二ダイオード５２、第一出力コンデンサ６、第二出力コンデンサ６０の接続関係は、例えば特許文献２の第１図に示された回路における各部品の接続関係と同じであるが、本発明における直流電力の出力方法は特許文献２とは全く異なる。特許文献２のコンデンサＣ１は、図１の第二出力コンデンサ６０と同じ接続関係にあるが、特許文献２のコンデンサＣ１から負荷には電力を取り出すことはない。特許文献２のコンデンサＣ１は、単に第一出力コンデンサ６と同じ接続関係にあるコンデンサＣ０に電荷を送り込む充放電コンデンサとして動作しているだけである。特許文献２では、第一出力コンデンサと同様の接続関係にあるコンデンサＣ０からのみ負荷に電力を取り出す構成となっている。その他、例えば特許文献３においても、第一出力コンデンサ６と接続関係が同様のコンデンサからのみ負荷に電力を取り出す構成となっている。このように、従来は、図１の第二出力コンデンサ６０と同様の接続関係にあるコンデンサは、負荷に直接電力を供給するように接続されておらず、第一出力コンデンサ６と同様の接続関係にあるコンデンサに電荷を供給するための充放電コンデンサとして動作させていた。これに対し、本発明においては、第一出力コンデンサ６から第一の負荷である第一インバータに電力を供給するとともに、第二出力コンデンサから第一の負荷とは別の第二の負荷である第二インバータに電力を供給する構成としていることに特徴がある。また、第一出力コンデンサ６に発生する直流電圧である第一直流電圧と第二出力コンデンサ６０に発生する直流電圧である第二直流電圧を異なる電圧とすることができる。このため、それぞれのコンデンサに接続された異なる負荷に、負荷の状態に合わせて異なる電圧の電力を供給できることができることを特徴としている。
【００１２】
第二出力コンデンサ６０の電圧である第二直流電圧Ｖｍを、第一出力コンデンサ６の電圧である第一直流電圧Ｖｄｃの半分である１／２Ｖｄｃに制御すると、マルチレベル昇圧回路５は０、１／２Ｖｄｃ、Ｖｄｃの３レベルが出力できる。スイッチング損失を小さくでき、リアクトルのキャリアリプル電流が小さくなるため高効率となるのが特徴である。
【００１３】
降圧回路３やマルチレベル昇圧回路５に用いられるスイッチング素子３１、５３、５４はＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴのような半導体素子で構成できる。スイッチング素子３１、５３、５４とダイオード３２、５１、５２は、材料がＳｉ（シリコン）の他、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）の半導体でも構成できることは言うまでもない。また、第一モータ８、第二モータ１０は誘導機、同期機のどちらでも本発明を適用できる。なお、第一ダイオード５１および第二ダイオード５２は、並列に寄生ダイオードを備えるとともにスイッチング機能を有するＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴのような半導体素子でも構成できるが、以下で説明する各動作モードにおいては、負荷から電流が逆流するのを防止するように動作しなければならない。この意味で、第一ダイオード５１を第一逆流防止素子５１、第二ダイオード５２を第二逆流防止素子５２と称することもある。例えば、以下で説明する動作以外において、負荷から電力を回生する回生動作をさせる必要がある場合、第一逆流防止素子５１および第二逆流防止素子５２を、回生動作時は逆流の電流を流すように制御することができるＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴのようなスイッチング機能を有する半導体素子で構成する必要がある。本発明の特徴は、回生動作には関係しないので、以下の説明では、第一逆流防止素子５１および第二逆流防止素子５２共にダイオードとして説明する。
【００１４】
図１のように、電力変換装置１００を、直流入力から、降圧回路３、マルチレベル昇圧回路５の順番で構成することで、第一出力コンデンサ６の電圧を降圧昇圧どちらにも変化させることができる。さらに、第二出力コンデンサ６０を介して第二インバータ９に給電することで、第二出力コンデンサ６０に接続された第二インバータ９の母線電圧を、第一出力コンデンサ６に接続された第一インバータ７の母線電圧以下の異なる母線電圧にすることが可能となる。
【００１５】
図２は本発明の実施の形態１による電力変換装置１００を含む電力変換システムの構成を、制御系を含めて示す回路構成図である。降圧回路３とマルチレベル昇圧回路５のスイッチング制御器１１とその入出力部分を抽出している。まずスイッチング制御器１１の入力部について説明する。リアクトル４の電流値を電流センサ１２により取得し、スイッチング制御器１１に入力する。また第二出力コンデンサ６０の電圧値を第二電圧センサ１３により取得し、スイッチング制御器１１に入力する。さらに第一出力コンデンサ６の電圧を第一電圧センサ１４により取得し、スイッチング制御器１１に入力する。
【００１６】
これら３つの要素、リアクトル電流、第一出力コンデンサ電圧、第二出力コンデンサ電圧を任意の値に制御するために、降圧回路３の第三スイッチング素子３１とマルチレベル昇圧回路５の第一スイッチング素子５３、第二スイッチング素子５４を制御する。従ってスイッチング制御器１１の出力部は、マルチレベル昇圧回路５の第一スイッチング素子５３の制御信号１６と第二スイッチング素子５４の制御信号１７、および降圧回路３の第三スイッチング素子３１の制御信号１５、となる。第一インバータ７、第二インバータ９についてはＶ／f制御、ベクトル制御等一般的なモータ制御手法を用いればよい。
【００１７】
なお、スイッチング制御器１１は、具体的には、図１８に示すように、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置２０１、演算処理装置２０１とデータをやり取りする記憶装置２０２、演算処理装置２０１と外部の間で信号を入出力する入出力インターフェース２０３などを備えている。演算処理装置２０１としてＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、および各種の信号処理回路等が備えられても良い。また、演算処理装置２０１として、同じ種類のもの、または異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置２０２として、演算処理装置２０１からデータを読み出しおよび書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置２０１からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入出力インターフェース２０３は、例えば、電流センサ１２、第二電圧センサ１３、第一電圧センサ１４などから出力される信号を演算処理装置２０１に入力するＡ／Ｄ変換器、各スイッチング素子に信号を出力するための駆動回路などから構成される。
【００１８】
そして、スイッチング制御器１１が備える各機能は、演算処理装置２０１がＲＯＭ等の記憶装置２０２に記憶されたソフトウエア（プログラム）を実行し、記憶装置２０２、入出力インターフェース２０３などの他のハードウエアと協働することにより実現される。
【００１９】
次に詳細な制御方式について説明する。整流器２の直後の電圧を降圧回路３の入力電圧とすると、この入力電圧、第一出力コンデンサ６の電圧指令値および第二出力コンデンサ６０の電圧指令値の大小関係によって、３つの動作モードＡ、Ｂ、Ｃが存在する。以下、これら３つの動作モードの動作をそれぞれ詳細に説明する。
【００２０】
（１）動作モードＡ：入力電圧＜第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃの場合
本動作は入力電圧を昇圧する場合に適用する。降圧回路３の第三スイッチング素子３１を常時オンにして、マルチレベル昇圧回路５の第一スイッチング素子５３および第二スイッチング素子５４をＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅変調）動作させる。この動作モードＡのスイッチング制御器１１内の制御ブロック図を図３に示す。第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃの電圧制御系１１１のフィードバックループとマイナーループとしてリアクトル電流ＩＬの電流制御系１１２、さらに第二出力コンデンサ電圧Ｖｍの電圧制御系１１３から構成される。
【００２１】
第一出力コンデンサ６の電圧制御系１１１は、第一出力コンデンサの出力電圧指令Ｖｄｃ＊を入力とし、減算器１８とＰＩＤ制御１９から構成される。ＰＩＤ制御１９は、比例制御と積分制御と微分制御の制御器である。この制御器の制御は、比例制御と積分制御のみでも、比例制御のみでも良く、比例制御と積分制御と微分制御いずれかの組み合わせであればよい。
【００２２】
リアクトル４の電流制御系１１２は、ＰＩＤ制御１９の出力であるリアクトル電流指令ＩＬ＊を入力とし、減算器２０とＰＩＤ制御２１から構成される。もちろん電流制御系１１２のＰＩＤ制御２１も、比例制御、積分制御、および微分制御いずれかの組み合わせであればよい。
【００２３】
第二出力コンデンサ６０の電圧制御系１１３は、第二出力コンデンサ電圧指令Ｖｍ＊を入力とし、減算器２２とＰＩＤ制御２３から構成される。ＰＩＤ制御２３は、比例制御、積分制御、および微分制御いずれかの組み合わせであればよい。
【００２４】
リアクトル４の電流制御系１１２より得られたデューティＤから、第二出力コンデンサ６０の電圧制御系１１３の出力を減算器２４により減算して、第一スイッチング素子５３をオンする割合、すなわちＰＷＭ動作のオンデューティＤ１を算出する。またリアクトル４の電流制御系１１２より得られたデューティＤと、第二出力コンデンサ６０の電圧制御系１１３の出力とを加算器２５により加算して、第二スイッチング素子５４のオンデューティＤ２を算出する。なお降圧回路３のスイッチング素子３１は常時オンするためオンデューティはＤ３＝１とする。ここで、各制御系の出力そのものは必ずしもデューティの値そのものでは無い場合もあるが、その場合であっても、上記で説明した各制御系の出力に基づいて各スイッチング素子のオンデューティの値を決定できる。後述の動作モードＢおよび動作モードＣにおいても同様である。
【００２５】
最後にスイッチング信号発生部２６によってＰＷＭ動作させるためのＰＷＭ信号と比較し、オンデューティＤ１、Ｄ２、Ｄ３から各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３を生成する。
【００２６】
シミュレーション動作波形を図４に示す。図４は、第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃを６６０Ｖに制御し、第二出力コンデンサ電圧Ｖｍを３３０Ｖに制御した場合である。それぞれのモータ負荷の電力は、第一モータが１０ｋＷ、第二モータが２ｋＷとした。第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃと第二出力コンデンサ電圧Ｖｍが指令通りになっており、昇降圧回路は正しく動作しており、それぞれのインバータに電力を給電できていることが解る。
【００２７】
以上の例では、第二出力コンデンサ電圧Ｖｍを第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃの１／２としたが、１／２に限らず、第一インバータ７と第二インバータ９には、０＜Ｖｍ＜Ｖｄｃの関係で給電することが可能である。
【００２８】
（２）動作モードＢ：入力電圧＞第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃ＝第二出力コンデンサ電圧Ｖｍの場合
本動作は入力電圧を降圧する場合に適用する。降圧回路３の第三スイッチング素子３１をＰＷＭ動作させて、マルチレベル昇圧回路５の第一スイッチング素子５３を常時オフとし、第二スイッチング素子５４を常時オンとする。本動作の場合、第一出力コンデンサ６と第二出力コンデンサ６０の電圧は等しくなる。スイッチング制御器１１内の制御ブロック図を図５に示す。
【００２９】
図５に示すように、動作モードＢの制御系は、第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃの電圧制御系１１１のフィードバックループと、マイナーループとしてリアクトル電流ＩＬの電流制御系１１２から構成される。第二出力コンデンサ電圧Ｖｍは制御系を必要としない。
【００３０】
第一出力コンデンサ６の電圧制御系１１１は、第一出力コンデンサの出力電圧指令Ｖｄｃ＊を入力とし、減算器１８とＰＩＤ制御１９から構成される。ＰＩＤ制御１９は、比例制御と積分制御と微分制御の制御器である。この制御器の制御は、比例制御と積分制御のみでも、比例制御のみでも良く、比例制御、積分制御、および微分制御いずれかの組み合わせであればよい。
【００３１】
リアクトル４の電流制御系１１２は、リアクトル電流指令ＩＬ＊を入力とし、減算器２０とＰＩＤ制御２１から構成される。ＰＩＤ制御２１は、比例制御、積分制御、および微分制御いずれかの組み合わせであればよいのはいうまでもない。
【００３２】
リアクトル４の電流制御系１１２の出力から第三スイッチング素子３１のオンデューティＤ３を得ることができる。なおマルチレベル昇圧回路５の第一スイッチング素子５３は常時オフさせるためＤ１＝０とする。第二スイッチング素子５４は常時オンさせるためＤ２＝１とする。
【００３３】
最後にスイッチング信号発生部２６によってＰＷＭ動作させるためのＰＷＭ信号と比較し、オンデューティＤ１、Ｄ２、Ｄ３から各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３を生成する。
【００３４】
シミュレーション動作波形を図６に示す。第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃを２５０Ｖに制御し、それぞれのモータ負荷の電力は、第一モータが１ｋＷ、第二モータが１ｋＷとした。第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃと第二出力コンデンサ電圧Ｖｍが２５０Ｖになっていることから、昇降圧回路は正しく動作しており、それぞれのインバータに電力を給電できていることが解る。
【００３５】
（３）動作モードＣ：入力電圧＞第一出力コンデンサ電圧＞第二出力コンデンサ電圧の場合
第二インバータと第二モータの損失をさらに低減したい場合、第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃより第二出力コンデンサ電圧Ｖｍを小さくすることもできる。降圧回路３の第三スイッチング素子３１をＰＷＭ動作させて、マルチレベル昇圧回路５の第一スイッチング素子５３を常時オフとし、第二スイッチング素子５４はＰＷＭ動作させる。スイッチング制御器１１内の制御ブロック図を図７に示す。第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃの電圧制御系１１１のフィードバックループとマイナーループとしてリアクトル電流ＩＬの電流制御系１１２、さらに第二出力コンデンサ電圧Ｖｍの電圧制御系１１３から構成される。
【００３６】
第一出力コンデンサ６の電圧制御系１１１は、第一出力コンデンサの出力電圧指令Ｖｄｃ＊を入力とし、減算器１８とＰＩＤ制御１９から構成される。ＰＩＤ制御１９は、比例制御と積分制御と微分制御の制御器である。比例制御と積分制御のみでも、比例制御のみでも良く、比例制御、積分制御、および微分制御いずれかの組み合わせであればよい。
【００３７】
リアクトル４の電流制御系１１２は、リアクトル電流指令ＩＬ＊を入力とし、減算器２０とＰＩＤ制御２１から構成される。もちろんＰＩＤ制御２１も、比例制御、積分制御、および微分制御いずれかの組み合わせであればよい。
【００３８】
第二出力コンデンサ６０の電圧制御系１１３は、第二出力コンデンサの電圧指令Ｖｍ＊を入力とし、減算器２２とＰＩＤ制御２３から構成される。ＰＩＤ制御２３は、比例制御、積分制御、および微分制御いずれかの組み合わせであればよい。
【００３９】
リアクトル４の電流制御系１１２より得られたデューティは降圧回路の第三スイッチング素子３１のオンデューティＤ３となり、第二出力コンデンサ６０の電圧制御系１１３より得られたデューティはマルチレベル昇圧回路５の第二スイッチング素子５４のオンデューティＤ２となる。なお第一スイッチング素子５３は常時オフのためＤ１＝０となる。
【００４０】
最後にスイッチング信号発生部２６によってＰＷＭ信号と比較し、オンデューティＤ１、Ｄ２、Ｄ３から各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３を生成する。
【００４１】
シミュレーション動作波形を図８に示す。図８は、第一出力コンデンサ電圧Ｖｄｃを３００Ｖに制御し、第二出力コンデンサ電圧Ｖｍを２５０Ｖに制御した場合である。それぞれのモータ負荷の電力は、第一モータが２ｋＷ、第二モータが２ｋＷとした。第一出力コンデンサ電圧と第二出力コンデンサ電圧が指令通りになっており、降圧回路および昇圧回路は正しく動作しており、それぞれのインバータに電力を給電できていることが解る。
【００４２】
例えば、図１における第一モータ８および第二モータ１０が空調機のモータであり、例えば第二モータ１０が、能力を可変させるモータであるとすると、第二モータ１０の能力に対応して、スイッチング制御器１１が、以上説明した動作モードＡ、Ｂ、Ｃを切替えて動作するように構成すればよい。このように構成することで、第二モータ１０の能力を変化させても、その能力に対応して、第二モータ１０および第二インバータ９を効率が高くなるよう動作させることができる。
【００４３】
以上のように、実施の形態１によれば、第二出力コンデンサ６０を介して第二インバータ９に給電することで、第一インバータ７と第二インバータ９の母線電圧を変化させることができる。特に第二インバータ９の母線電圧を低くすることで、第二インバータ９のスイッチング損失、第二モータ１０の鉄損を低減することができ、効率が高い動作をさせることができる。また、第二インバータ９の給電を第二出力コンデンサ６０からすることで、部品の追加等なく、小型かつ低価格な構成で、第二インバータ９へ電力を供給することができる。
【００４４】
実施の形態２．
図９は、本発明の実施の形態２による電力変換装置１００を含む電力変換システムの構成を示す主回路構成図である。実施の形態１と比較して、降圧回路３を削除した構成となる。この場合、第一出力コンデンサ電圧は入力電圧に対して降圧することはできないが、第二出力コンデンサ６０の電圧を降圧して、第二インバータ９に給電することはできる。そのため動作モードは、実施の形態１で説明した動作モードＡ：入力電圧＜第一出力コンデンサ電圧の場合、の１つになる。動作モードＡの詳細な説明は実施の形態１と同一であるため省略する。
【００４５】
本実施の形態２によれば、第二出力コンデンサ６０を介して第二インバータ９に給電することで、第一インバータ７と第二インバータ９の母線電圧を変化させることができる。特に第二インバータ９の母線電圧を低くすることで、インバータのスイッチング損失、モータの鉄損を低減することができる。第二出力コンデンサ６０を介して第二インバータ９へ給電することで、部品の追加等なく、小型かつ低価格な構成で、第一インバータ７へ電力を給電するとともに、第二インバータ９へも電力を給電することができる。
【００４６】
実施の形態３．
図１０は、本発明の実施の形態３による電力変換装置１００を含む電力変換システムの構成を示す主回路構成図である。電源が直流電源２７となっているのが特徴である。直流電源２７から直流が入力される以降の回路は実施の形態１と同一構成である。また、図１１のように、直流電源２７から降圧回路を介さず直接マルチレベル昇圧回路５に入力させ、降圧回路を用いない構成としてもよい。ただし、降圧回路を介さない場合は、実施の形態２で説明したのと同様、動作モードＡのみの動作となる。なお直流電源２７はバッテリーを用いた構成にすることもできる。
【００４７】
本実施の形態３によれば、第二出力コンデンサ６０を介して第二インバータ９に電力を給電することで、第一インバータ７と第二インバータ９の母線電圧を変化させることができる。特に第二インバータ９の母線電圧を低くすることで、インバータのスイッチング損失、モータの鉄損を低減することができる。第二出力コンデンサを介して第二インバータ９へ給電することで、部品の追加等なく、小型かつ低価格な構成で、第一インバータ７へ電力を給電するとともに、第二インバータへも電力を給電することができる。
【００４８】
実施の形態４．
図１２は本発明の実施の形態４による電力変換装置１００を含む電力変換システムの構成を示す主回路構成図である。本実施の形態４では第一出力コンデンサ６に接続される負荷としてのインバータ、および第二出力コンデンサ６０に接続される負荷としてのインバータを、それぞれ並列に接続された複数のインバータで構成している。第一出力コンデンサ６には、第一インバータ７に加え、第三モータ２９を駆動する第三インバータ２８が並列に接続される、また第二出力コンデンサ６０には、第二インバータ９に加え、第四モータ４１を駆動する第四インバータ４０が並列に接続される。
【００４９】
このように各出力コンデンサに接続されるインバータを増加することも可能である。図１２の構成では２個ずつインバータが接続されているが、数を幾つにでも増やすことは可能である。
【００５０】
図１２では、１個のインバータに対して１個のモータを接続しているが、電力供給元のコンデンサが同一である第一インバータ７と第三インバータ２８の二台のインバータで１個のモータを駆動することも可能である。このように、複数台のインバータを用いて、１個モータを駆動することもできる。
【００５１】
また、実施の形態２で説明したように降圧回路３を削除することもできるし、実施の形態３で説明したように入力側の直流として、直流電源またはバッテリーを適用することができる。
【００５２】
本実施の形態４によれば、第二出力コンデンサ６０から、第二インバータ９、第四インバータ４０へ給電をすることで、第二出力コンデンサ６０から供給するインバータの母線電圧と第一出力コンデンサ６から供給するインバータの母線電圧を変化させることができる。特に第二出力コンデンサ６０から給電されるインバータの母線電圧を低くすることで、第二インバータ９、第四インバータ４０のスイッチング損失、モータの鉄損を低減することができる。第二インバータ９、第四インバータ４０の給電を第二出力コンデンサ６０からすることで部品の追加等なく、小型かつ低価格で構成で、第二インバータ９、第四インバータ４０の電力を給電することができる。
【００５３】
以上の各実施の形態では、第一出力コンデンサ６に接続される第一の負荷、および第二出力コンデンサ６０に接続される第二の負荷として、それぞれモータを駆動するインバータを例に説明したが、接続される負荷は直流負荷としてどのようなものであっても良いのは言うまでもない。
【００５４】
実施の形態５．
本実施の形態５では、第二の負荷が、これまでの実施の形態の負荷の例として示した第二モータを駆動する第二インバータの場合であって、負荷と協働して制御する電力変換システムの実施の形態である。実施の形態５による電力変換システムの構成は、例えば図１３に示す構成である。図１３の電力変換システムの構成は、図１とほぼ同じであるが、スイッチング制御器１１に、第二モータ１０から第二モータ１０の実回転数に対応した信号を入力する。スイッチング制御器１１はこの信号を用いて、第二出力コンデンサ６０の電圧、すなわち第二直流電圧を第二モータの回転数に対応して変化させる。第二モータの実回転数は、第二モータ１０に設置されている位置検出器からの信号により算出できる。また、位置検出器を用いない、位置センサレス制御を適用した場合でも、位置・速度推定手段を有しているので、速度の推定値を用いて、第二出力コンデンサ電圧指令Ｖｍ*を設定することができる。
【００５５】
図１４にこの制御を模式的に示す。一般的に、モータを駆動するインバータでは、図１４の破線で示すように、インバータの入力電圧は一定であり、インバータが例えばＰＷＭ制御のインバータであれば、ＰＷＭのパルス幅を変化させてモータの回転数を制御する。これに対し、実施の形態５による制御方式では図１４の実線で示すように、モータの回転数に対応してインバータの入力電圧を変化させる制御を行うことになる。
【００５６】
このように、実施の形態５による電力変換システムでは、第二インバータ９の入力電圧となる第二直流電圧を第二モータの回転数に対応して変化させる。すなわち、第二直流電圧を第二モータ１０を駆動できる最小限の電圧値に設定し、運転状況によって、第二直流電圧を変化させる。これにより、第二モータ１０のリプル電流が小さくなり、モータ鉄損を低減できる。さらに第二直流電圧を小さくすることで、第二インバータ９のスイッチング損失を小さくすることができ、第二インバータ９および第二モータ１０共に高効率化することができる。
【００５７】
実施の形態６．
本実施の形態６では、第二の負荷がインバータであって、負荷と協働して制御する電力変換システムの実施の形態である。第二の負荷としてのインバータの出力に接続される負荷は、いかなるものであっても良い。ここでは、インバータの出力に接続される負荷がモータである場合を例に説明する。実施の形態６による電力変換システムの構成は、例えば図１５に示す構成である。図１５の電力変換システムの構成は、図１とほぼ同じであるが、スイッチング制御器１１に、第二インバータ９から第二インバータ９の変調率を認識するための信号として、例えば第二インバータの出力電圧を入力する。スイッチング制御器１１はこの信号を用いて、第二インバータ９の変調率が一定となるよう第二出力コンデンサ６０の電圧、すなわち第二直流電圧を設定する。
【００５８】
インバータの変調率とは、インバータの入力直流電圧に対するインバータの出力交流電圧の比である。電圧利用率１００％にするための変調率は、三次高調波重畳しない構成のインバータの場合は１であり、三次高調波重畳する構成のインバータの場合は１．１５が一般的である。変調率＝１．１５の場合、第二インバータの出力電圧の実効値をＶｉｎｖとした場合、第二出力コンデンサ電圧指令Ｖｍ*は次式で与えられる。
Ｖｍ*＝√２×Ｖｉｎｖ
ここで、Ｖｉｎｖは第二インバータ９が出力している電圧であるため、第二インバータからの信号によりスイッチング制御器１１において認識することができ、Ｖｍ*を計算することができる。例えば図１に示す電力変換装置１００において、このＶｍ*を用いて図３に示す制御系で制御すればよい。
【００５９】
図１６に、実施の形態６による第二インバータ９の動作例を模式的に示す。第二インバータ９の出力電圧に対応して、破線で示すように第二インバータ９の変調率が一定になるよう第二インバータ９の入力電圧、すなわち第二出力コンデンサ６０の電圧である第二直流電圧を実線で示すように設定する。このように、第二インバータ９の出力に対応して第二インバータ９の変調率が一定となるように第二直流電圧を設定することで、第二インバータ９を高効率に運転させる電力変換システムが実現できる。一方、従来のインバータの動作は、図１７に示すように、インバータの入力電圧が一定であり、インバータの変調率によってインバータの出力電圧を制御していたので、実施の形態６の第二インバータに比べて、効率が低くかった。
【００６０】
なお、実施の形態５および実施の形態６の制御方法は、実施の形態１で説明した動作モードのうち、動作モードＡおよび動作モードＣで有効であり、図５に示した制御系による、第二出力コンデンサ電圧Ｖｍを単独で制御しない動作モードＢには通常適用できない。
【００６１】
本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
【符号の説明】
【００６２】
１  三相交流電源、２  三相整流器、３  降圧回路、４  リアクトル、５  マルチレベル昇圧回路、６  第一出力コンデンサ、７  第一インバータ（第一の負荷）、８  第一モータ、９  第二インバータ（第二の負荷）、１０  第二モータ、１１  スイッチング制御器、１２  電流センサ、１３  第二電圧センサ、１４  第一電圧センサ、１５、１６、１７  制御信号、１８、２０、２２、２４  減算器、１９、２１、２３  ＰＩＤ制御、２５  加算器、２６  スイッチング信号発生部、２７  直流電源、２８  第三インバータ、２９  第三モータ、３１  第三スイッチング素子、３２  第三ダイオード、４０  第四インバータ、４１  第四モータ、５１  第一ダイオード（第一逆流防止素子）、５２  第二ダイオード（第二逆流防止素子）、５３  第一スイッチング素子、５４  第二スイッチング素子、６０  第二出力コンデンサ、１００  電力変換装置、１１１  第一出力コンデンサの電圧制御系、１１２  リアクトルの電流制御系、１１３  第二出力コンデンサの電圧制御系
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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