(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と、インダクタおよびコンデンサを含む出力段と、を備えるスイッチング電源装置であって、
出力電圧に基づく帰還電圧を用いて前記スイッチング素子をスイッチング制御する帰還制御部と、
前記スイッチング素子のスイッチングにより略入力電圧と略接地電位を繰り返すパルス状のスイッチング電圧の平均電圧と、出力電圧との差分を所定の閾値と比較し、比較結果に応じた検出信号を出力する比較部と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング電圧をフィルタリングしてフィルタ出力電圧を出力するローパスフィルタを更に備え、
前記比較部は、前記フィルタ出力電圧と前記帰還電圧に基づいて前記検出信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記比較部は、前記フィルタ出力電圧に基づく電圧が印加される比較対象入力電圧端と、前記帰還電圧が印加される下限電圧入力端と、前記帰還電圧を所定電圧だけ上昇させた電圧が印加される上限電圧入力端と、を含むウィンドウコンパレータを有することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記帰還制御部に含まれるフリップフロップから出力されるドライブ信号をフィルタリングしてフィルタ出力電圧を出力するローパスフィルタと、
前記フィルタ出力電圧を所定の増幅率で増幅して増幅電圧を出力する増幅器と、を更に備え、
前記比較部は、前記増幅電圧と前記帰還電圧に基づいて前記検出信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記帰還制御部は、ドライブ信号を生成するフリップフロップと、前記ドライブ信号に基づいて前記スイッチング素子の制御端に印加する制御信号を生成するドライバと、を含む請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、
前記制御信号のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルを反転させた変換信号を生成するレベル変換部と、
前記変換信号をフィルタリングしてフィルタ出力電圧を出力するローパスフィルタと、
前記フィルタ出力電圧を所定の増幅率で増幅して増幅電圧を出力する増幅器と、を更に備え、
前記比較部は、前記増幅電圧と前記帰還電圧に基づいて前記検出信号を生成することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記比較部は、前記増幅電圧に基づく電圧が印加される比較対象入力電圧端と、前記帰還電圧が印加される下限電圧入力端と、前記帰還電圧を所定電圧だけ上昇させた電圧が印加される上限電圧入力端と、を含むウィンドウコンパレータを有することを特徴とする請求項４または請求項５に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記増幅率は、前記入力電圧に応じて可変であることを特徴とする請求項４〜請求項６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記比較部は、前記検出信号を外部のホストコンピュータへ出力することを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記帰還制御部は、ＰＷＭ制御による帰還制御を行うことを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記帰還制御部と前記比較部とを集積化して構成される半導体装置を更に備えることを特徴とする請求項１〜請求項９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
請求項１〜請求項１０のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置を備えることを特徴とする車載用電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、様々なスイッチング電源装置が開発されており、その中には、降圧ＤＣ／ＤＣコンバータなどのように出力段にインダクタ（コイル）とコンデンサを備えたものがある。
【０００３】
そして、従来、上記のようなスイッチング電源装置において、インダクタが完全に破壊されてオープンかショートとなった場合に、これを検出して保護を行うものがあった。
【０００４】
なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−９９５１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記従来のスイッチング電源装置では、インダクタのＥＳＲ（Equivalent Series Resistance；等価直列抵抗）が増大するようなインダクタの半壊状態を検出することは困難であった。
【０００７】
例えばスイッチング電源装置が車載用である場合、自動車の電気／電子に関する機能安全についての国際規格であるＩＳＯ２６２６２なども策定されている状況では、より安全性を重視するため、素子の完全な破壊のみならず、半壊状態をも検出できることが望ましい。
【０００８】
上記状況に鑑み、本発明は、インダクタの半壊状態を検出することが可能となるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子と、インダクタおよびコンデンサを含む出力段と、を備えるスイッチング電源装置であって、
出力電圧に基づく帰還電圧を用いて前記スイッチング素子をスイッチング制御する帰還制御部と、
前記スイッチング素子のスイッチングにより略入力電圧と略接地電位を繰り返すパルス状のスイッチング電圧の平均電圧と、出力電圧との差分を所定の閾値と比較し、比較結果に応じた検出信号を出力する比較部と、を備える構成としている（第１の構成）。
【００１０】
また、上記第１の構成において、前記スイッチング電圧をフィルタリングしてフィルタ出力電圧を出力するローパスフィルタを更に備え、
前記比較部は、前記フィルタ出力電圧と前記帰還電圧に基づいて前記検出信号を生成することとしてもよい（第２の構成）。
【００１１】
また、上記第２の構成において、前記比較部は、前記フィルタ出力電圧に基づく電圧が印加される比較対象入力電圧端と、前記帰還電圧が印加される下限電圧入力端と、前記帰還電圧を所定電圧だけ上昇させた電圧が印加される上限電圧入力端と、を含むウィンドウコンパレータを有することとしてもよい（第３の構成）。
【００１２】
また、上記第１の構成において、前記帰還電圧制御部に含まれるフリップフロップから出力されるドライブ信号をフィルタリングしてフィルタ出力電圧を出力するローパスフィルタと、
前記フィルタ出力電圧を所定の増幅率で増幅して増幅電圧を出力する増幅器と、を更に備え、
前記比較部は、前記増幅電圧と前記帰還電圧に基づいて前記検出信号を生成することとしてもよい（第４の構成）。
【００１３】
また、前記帰還電圧制御部は、ドライブ信号を生成するフリップフロップと、前記ドライブ信号に基づいて前記スイッチング素子の制御端に印加する制御信号を生成するドライバと、を含む上記第１の構成のスイッチング電源装置であって、
前記制御信号のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルを反転させた変換信号を生成するレベル変換部と、
前記変換信号をフィルタリングしてフィルタ出力電圧を出力するローパスフィルタと、
前記フィルタ出力電圧を所定の増幅率で増幅して増幅電圧を出力する増幅器と、を更に備え、
前記比較部は、前記増幅電圧と前記帰還電圧に基づいて前記検出信号を生成することとしてもよい（第５の構成）。
【００１４】
また、上記第４または第５の構成において、前記比較部は、前記増幅電圧に基づく電圧が印加される比較対象入力電圧端と、前記帰還電圧が印加される下限電圧入力端と、前記帰還電圧を所定電圧だけ上昇させた電圧が印加される上限電圧入力端と、を含むウィンドウコンパレータを有することとしてもよい（第６の構成）。
【００１５】
また、上記第４〜第６のいずれかの構成において、前記増幅率は、前記入力電圧に応じて可変であることとしてもよい。（第７の構成）
【００１６】
また、上記第１〜第７のいずれかの構成において、前記比較部は、前記検出信号を外部のホストコンピュータへ出力することとしてもよい（第８の構成）。
【００１７】
また、上記第１〜第８のいずれかの構成において、前記帰還制御部は、ＰＷＭ制御による帰還制御を行うこととしてもよい（第９の構成）。
【００１８】
また、上記第１〜第９のいずれかの構成において、前記帰還制御部と前記比較部とを集積化して構成される半導体装置を更に備えることとしてもよい（第１０の構成）。
【００１９】
また、本発明の別態様に係る車載用電子機器は、上記第１〜第１０のいずれかの構成のスイッチング電源装置を備えることとしている。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によると、インダクタの半壊状態を検出することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成図である。
【図２】比較部の一構成例を示す図である。
【図３】コイルが半壊した場合のスイッチング電圧の挙動を説明するための波形図である。
【図４】上側スイッチング素子が半壊した場合のスイッチング電圧の挙動を説明するための波形図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成図である。
【図６】本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成図である。
【図７】本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成図である。
【図８】車載用電子機器が搭載される車両の一例を示す外観図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
【００２３】
＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成を示す図である。図１に示すスイッチング電源装置１５は、入力電圧Ｖｉｎを降圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、負荷Ｚ１へ供給する降圧ＤＣ／ＤＣコンバータである。スイッチング電源装置１５は、半導体装置１０と、コイル（インダクタ）Ｌ１と、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２と、を備えている。
【００２４】
半導体装置１０は、エラーアンプ１と、スロープ電圧生成部２と、コンパレータ３と、発振器４と、ＲＳフリップフロップ５と、ドライバ６と、フィルタ７と、比較部８と、上側スイッチング素子Ｑ１と、下側スイッチング素子Ｑ２と、を集積化して成るＩＣである。ディスクリートな素子であるコイルＬ１、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１、および抵抗Ｒ２から出力段が構成される。
【００２５】
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ電界効果トランジスタ）で構成される上側スイッチング素子Ｑ１のソースには、入力電圧Ｖｉｎが印加される。上側スイッチング素子Ｑ１のドレインは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成される下側スイッチング素子Ｑ２のドレインに接続され、下側スイッチング素子Ｑ２のソースは接地端に接続される。
【００２６】
上側スイッチング素子Ｑ１と下側スイッチング素子Ｑ２との接続点Ｐは、コイルＬ１の一端に接続される。コイルＬ１の他端は、コンデンサＣ１の一端と共に出力端子Ｔｏに接続される。コンデンサＣ１の他端は、接地端に接続される。
【００２７】
出力電圧Ｖｏｕｔが生じる出力端子Ｔｏと接地端との間で、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２は直列に接続される。出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧して生成される帰還電圧ＦＢがエラーアンプ１の反転入力端（−）に印加される。エラーアンプ１の非反転入力端（＋）には、参照電圧Ｖｒｅｆ１が印加される。
【００２８】
エラーアンプ１は、帰還電圧ＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆ１との差分を増幅して誤差電圧ＳＥを生成する。エラーアンプ１の出力端は、コンパレータ３の反転入力端に接続される。
【００２９】
スロープ電圧生成部２は、鋸歯状波または三角波のスロープ電圧ＳＬＰを生成・出力する。スロープ電圧ＳＬＰは、コンパレータ３の非反転入力端に印加される。
【００３０】
コンパレータ３は、誤差電圧ＳＥとスロープ電圧ＳＬＰとを比較し、比較結果である比較信号ＳＣ１をＲＳフリップフロップ５のリセット端子に出力する。発振器４は、所定周波数のパルス状のクロック信号ＣＬＫを生成する。クロック信号ＣＬＫは、ＲＳフリップフロップ５のセット端子に入力される。
【００３１】
ＲＳフリップフロップ５は、クロック信号ＣＬＫと比較信号ＳＣ１とに基づいてパルス状のドライブ信号ＤＲＶ_ＬＧＣを生成し、ドライバ６に出力する。ドライバ６は、ドライブ信号ＤＲＶ_ＬＧＣに基づいてゲート信号Ｇ１およびゲート信号Ｇ２を生成し、ゲート信号Ｇ１を上側スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加すると共に、ゲート信号Ｇ２を下側スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加する。ゲート信号Ｇ１およびＧ２は、いずれもパルス状の信号となる。
【００３２】
以上のようなエラーアンプ１、スロープ電圧生成部２、コンパレータ３、ＲＳフリップフロップ５、およびドライバ６から成る帰還制御部により、帰還電圧ＦＢおよびクロック信号ＣＬＫを用いて上側スイッチング素子Ｑ１および下側スイッチング素子Ｑ２をスイッチング制御する帰還制御を行い、出力電圧Ｖｏｕｔは一定に制御される。即ち、ドライブ信号ＤＲＶ_ＬＧＣは、ＰＷＭ（pulse width modulation）制御によりオンデューティを調整される。
【００３３】
ここで、上側スイッチング素子Ｑ１と下側スイッチング素子Ｑ２との接続点Ｐに発生するスイッチング電圧ＳＷは、上側スイッチング素子Ｑ１と下側スイッチング素子Ｑ２が相補的にスイッチングされるため、ほぼ入力電圧ＶｉｎであるＨｉｇｈレベルとほぼ接地電位であるＬｏｗレベルが繰り返されるパルス状の波形となる。
【００３４】
スイッチング電圧ＳＷと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係は、コイルＬ１のＥＳＲによる電圧降下に基づき下記の（１）式のようになる。
Ｖａｖ−ＥＳＲ×Ｉｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ    （１）
但し、Ｖａｖ：スイッチング電圧ＳＷの平均電圧、ＥＳＲ：コイルＬ１のＥＳＲ、Ｉｏｕｔ：負荷Ｚ１に流れる出力電流
【００３５】
ここで、Ｖａｖ＝Ｖｉｎ×Ｄｕｔｙ（Ｄｕｔｙ：ＰＷＭのオンデューティ）となる。コイルＬ１が正常である場合のスイッチング電圧ＳＷの波形例を図３の上段に示す。この場合、ＥＳＲは小さい値であるので、Ｄｕｔｙ（即ちスイッチング電圧ＳＷのパルス幅）は小さくなる。このとき、ＶａｖとＶｏｕｔとの差分であるΔＶ、即ちＥＳＲ×Ｉｏｕｔの値は小さくなる。例えば、ＥＳＲが５ｍΩで、Ｉｏｕｔが１Ａであるとすると、ΔＶ＝５ｍＶとなる。
【００３６】
これに対し、コイルＬ１が半壊した場合のスイッチング電圧ＳＷの波形例を図３の下段に示す。コイルＬ１がオープンの状態へ向けて半壊すると、ＥＳＲが増大する。すると、帰還制御により出力電圧Ｖｏｕｔを一定に維持する正常なレギュレーションにより、Ｄｕｔｙ（即ちスイッチング電圧ＳＷのパルス幅）は大きくなる。このとき、ＥＳＲ×Ｉｏｕｔの値、即ちΔＶが大きくなり、ＶａｖとＶｏｕｔとの乖離が大きくなる。例えば、ＥＳＲが増大して５Ωとなり、Ｉｏｕｔが１Ａであれば、ΔＶ＝５Ｖとなる。
【００３７】
従って、スイッチング電圧ＳＷの平均電圧Ｖａｖと出力電圧Ｖｏｕｔとの差分であるΔＶの大きさに基づいてコイルＬ１の半壊状態を検出することが可能となる。このような原理に基づきコイルＬ１の半壊を検出するために、スイッチング電源装置１５にはフィルタ７および比較部８を設けている。
【００３８】
フィルタ７は、例えばＲＣ回路で構成されるローパスフィルタであり、入力されるスイッチング電圧ＳＷに対してフィルタリングを行ってフィルタ出力電圧Ｖｆを比較部８へ出力する。フィルタ出力電圧Ｖｆは、スイッチング電圧ＳＷの平均電圧Ｖａｖに相当する。
【００３９】
比較部８には、フィルタ出力電圧Ｖｆと帰還電圧ＦＢとが入力される。図２は、比較部８の一構成例を示す図である。図２に示す比較部８は、定電圧源８０１と、ウィンドウコンパレータ８０２と、インバータ８０３と、分圧用の抵抗Ｒ８１、Ｒ８２と、を有している。
【００４０】
フィルタ出力電圧Ｖｆは、抵抗Ｒ８１およびＲ８２によって分圧され、分圧後の電圧Ｖｆｒがウィンドウコンパレータ８０２の比較対象電圧入力端ｖｉｎに印加される。帰還電圧ＦＢは、ウィンドウコンパレータ８０２の下限電圧入力端ｖｌに印加される。帰還電圧ＦＢを定電圧源８０１に生じる電圧分だけレベルを高くした電圧ＦＢＵは、ウィンドウコンパレータ８０２の上限電圧入力端ｖｕに印加される。
【００４１】
ウィンドウコンパレータ８０２は、比較対象電圧入力端ｖｉｎに印加される電圧と、上限電圧および下限電圧を比較する回路であり、電圧ＶｆｒがＦＢ＜Ｖｆｒ＜ＦＢＵの関係である場合にＨｉｇｈレベルである比較信号Ｃｐを出力し、そうでない場合はＬｏｗレベルである比較信号Ｃｐを出力する。インバータ８０３は、比較信号Ｃｐを反転し、検出信号ＤＥＴとして出力する。検出信号ＤＥＴは、スイッチング電源装置１５外部に配されるホストコンピュータ２０に出力される（図１）。
【００４２】
ここで、コイルＬ１が正常である場合は、ΔＶ＝Ｖａｖ−Ｖｏｕｔは下記の（２）式を満たす。
０＜Ｖａｖ−Ｖｏｕｔ＜ΔＶｔｈ      （２）
但し、ΔＶｔｈは所定の閾値
【００４３】
抵抗Ｒ１およびＲ２による分圧率と、抵抗Ｒ８１およびＲ８２による分圧率を同じ分圧率αであるとすると、（２）式は下記（３）式に書き換えられる。
０＜Ｖａｖ・α−Ｖｏｕｔ・α＜ΔＶｔｈ・α    （３）
【００４４】
上記（３）式は、即ち、Ｖａｖ・α＞Ｖｏｕｔ・α、且つＶａｖ・α＜Ｖｏｕｔ・α＋ΔＶｔｈ・αであることを示す。
【００４５】
フィルタ出力電圧ＶｆはＶａｖに相当し、Ｖｏｕｔ・αは帰還電圧ＦＢのことである。従って、コイルＬ１が正常である場合、Ｖｆｒ＞ＦＢ、且つＶｆｒ＜ＦＢ＋ΔＶｔｈ・αを満たすこととなり、定電圧源８０１に生じる電圧にΔＶｔｈ・αを設定すれば、Ｖｆｒ＞ＦＢ、且つＶｆｒ＜ＦＢＵとなる。このとき、ウィンドウコンパレータ８０２からはＨｉｇｈレベルである比較信号Ｃｐが出力されることとなる。
【００４６】
一方、コイルＬ１が半壊してＥＳＲが増大した場合、ΔＶ＝Ｖａｖ−Ｖｏｕｔは下記の（４）式を満たす。
Ｖａｖ−Ｖｏｕｔ≧ΔＶｔｈ    （４）
【００４７】
（４）式は、下記（５）式に書き換えられる。
Ｖａｖ・α−Ｖｏｕｔ・α≧ΔＶｔｈ・α    （５）
【００４８】
従って、コイルＬ１が半壊した場合、Ｖｆｒ≧ＦＢＵを満たすこととなり、ウィンドウコンパレータ８０２からはＬｏｗレベルである比較信号Ｃｐが出力されることとなる。
【００４９】
以上から、コイルＬ１が正常である場合に検出信号ＤＥＴはＬｏｗレベルとなり、コイルＬ１が半壊状態である場合に検出信号ＤＥＴはＨｉｇｈレベルとなる。このように、検出信号ＤＥＴによってコイルＬ１が正常であるか半壊したかを検出できる。
【００５０】
コイルＬ１が半壊した場合、検出信号ＤＥＴによってホストコンピュータ２０にその旨を報知することができる。このとき、ホストコンピュータ２０は、例えばスイッチング電源装置１５のイネーブル信号を無効とする制御を行うことで、上側スイッチング素子Ｑ１と下側スイッチング素子Ｑ２のスイッチングを停止させることが可能である。これにより、コイルＬ１の半壊によりＥＳＲが増大したことによってコイルＬ１での異常発熱が生じることを抑止できる。なお、スイッチングを停止させる制御は、ホストコンピュータ２０を介さずに半導体装置１０内部にて行うようにしてもよい。
【００５１】
また、本実施形態によれば、フィルタ７および比較部８を半導体装置１０内部に設けることでコイルＬ１の半壊を検出することが可能となり、半導体装置１０外部に部品を追加する必要が無い。
【００５２】
また、本実施形態によれば、コンデンサＣ１が破壊によりショートとなった場合に、出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、スイッチング電圧ＳＷの平均電圧Ｖａｖと出力電圧Ｖｏｕｔとの乖離が大きくなるので、コイルＬ１の半壊と同様にコンデンサＣ１の破壊を検出信号ＤＥＴにより検出することができる。
【００５３】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図５は、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置１５２の全体構成を示す図である。スイッチング電源装置１５２の第１実施形態（図１）との構成の相違点としては、スイッチング電圧ＳＷではなくＲＳフリップフロップ５の出力であるドライブ信号ＤＲＶ_ＬＧＣが入力されるフィルタ７２と、増幅器９２と、比較部８２と、を半導体装置１０２に設けたことである。
【００５４】
フィルタ７２は、入力されるドライブ信号ＤＲＶ_ＬＧＣに対してフィルタリングを行うことによりフィルタ出力電圧Ｖｆを出力するローパスフィルタである。増幅器９２は、フィルタ出力電圧Ｖｆを所定の増幅率で増幅し、増幅後の増幅電圧Ｖｆａを比較部８２へ出力する。
【００５５】
比較部８２には、増幅電圧Ｖｆａと帰還電圧ＦＢとが入力される。比較部８２の構成自体は図２に示した構成と同様であり、比較部８２ではフィルタ出力電圧Ｖｆではなく、増幅電圧Ｖｆａが抵抗Ｒ８１およびＲ８２によって分圧される。
【００５６】
ここで、パルス状のドライブ信号ＤＲＶ_ＬＧＣと、スイッチング電圧ＳＷの平均電圧Ｖａｖとの関係は次式となる。
Ｖａｖ＝Ａｄｒｖ×Ｄｕｔｙ×（Ｖｉｎ／Ａｄｒｖ）    （６）
但し、Ａｄｒｖ：ドライブ信号ＤＲＶ_ＬＧＣの振幅
【００５７】
上記（６）式のうちＡｄｒｖ×Ｄｕｔｙは、フィルタ７２の出力であるフィルタ出力電圧Ｖｆに相当する。そして、増幅器９２の増幅率を上記（６）式における（Ｖｉｎ／Ａｄｒｖ）の値に設定すれば、増幅器９２の出力である増幅電圧Ｖｆａ＝Ｖａｖとなり、Ｖａｖが比較部８２に入力されることになるので、結果的に第１実施形態と同等の構成となる。従って、本実施形態によっても、第１実施形態と同様にコイルＬ１の半壊を検出信号ＤＥＴにより検出することが可能となる。また、第１実施形態と同様に、コイルＬ１の半壊のみならず、コンデンサＣ１のショートも検出信号ＤＥＴにより検出できる。
【００５８】
また、本実施形態において、上側スイッチング素子Ｑ１が半壊した場合、スイッチング電圧ＳＷのＨｉｇｈレベル側が入力電圧Ｖｉｎよりも小さくなることが生じる。その状態の一例を図４の下段に示す（上段は正常状態）。この場合、帰還制御により出力電圧Ｖｏｕｔを一定に維持しようとしてＰＷＭのオンデューティＤｕｔｙが正常時よりも大きくなるよう制御される。
【００５９】
従って、上側スイッチング素子Ｑ１が半壊した場合に、増幅器９２の出力である増幅電圧Ｖｆａが正常時よりも高くなるので、ウィンドウコンパレータ８０２から出力される比較信号ＣｐがＬｏｗレベルとなって、検出信号ＤＥＴはＨｉｇｈレベルとなる。これにより、本実施形態であれば、コイルＬ１の半壊のみならず、上側スイッチング素子Ｑ１の半壊をも検出可能となる。
【００６０】
なお、増幅器９２における増幅率は固定値、即ち（Ｖｉｎ／Ａｄｒｖ）の値は固定値としてもよいし、入力電圧Ｖｉｎは変動する場合があるので、増幅率を入力電圧Ｖｉｎに応じて可変としてもよい。
【００６１】
＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態について説明する。図６は、本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置１５３の全体構成を示す図である。スイッチング電源装置１５３の第２実施形態（図５）との構成の相違点としては、上側スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるゲート信号Ｇ１が入力されるレベル変換部１３と、フィルタ７３と、増幅器９３と、比較部８３を半導体装置１０３に設けていることである。
【００６２】
ゲート信号Ｇ１は、上側スイッチング素子Ｑ１がオンのときにＬｏｗレベルとなり、上側スイッチング素子Ｑ１がオフのときにＨｉｇｈレベルとなるパルス状の信号である。レベル変換部１３は、ゲート信号Ｇ１のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルを反転させたパルス状の変換信号Ｇｌｔを生成・出力する。
【００６３】
フィルタ７３は、入力される変換信号Ｇｌｔに対してフィルタリングを行うことによりフィルタ出力電圧Ｖｆを出力するローパスフィルタである。増幅器９３は、フィルタ出力電圧Ｖｆを所定の増幅率で増幅し、増幅後の増幅電圧Ｖｆａを比較部８３へ出力する。
【００６４】
比較部８３には、増幅電圧Ｖｆａと帰還電圧ＦＢとが入力される。比較部８３の構成自体は図２に示した構成と同様であり、比較部８３ではフィルタ出力電圧Ｖｆではなく、増幅電圧Ｖｆａが抵抗Ｒ８１およびＲ８２によって分圧される。
【００６５】
増幅器９３の増幅率を入力電圧Ｖｉｎと変換信号Ｇｌｔの振幅との比に設定すれば、増幅器９３の出力である増幅電圧Ｖｆａは次式となる。
Ｖｆａ＝Ａｇｌｔ×Ｄｕｔｙ×（Ｖｉｎ／Ａｇｌｔ）    （７）
但し、Ａｇｌｔ：変換信号Ｇｌｔの振幅
【００６６】
従って、増幅電圧Ｖｆａはスイッチング電圧ＳＷの平均電圧Ｖａｖに相当するので、結果的に本実施形態は第１実施形態と同等の構成となる。よって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様にコイルＬ１の半壊を検出信号ＤＥＴにより検出することが可能となる。また、本実施形態であれば、第２実施形態と同様に、コイルＬ１の半壊のみならず、コンデンサＣ１のショートおよび上側スイッチング素子Ｑ１の半壊をも検出可能である。
【００６７】
＜第４実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態について説明する。図７は、本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置１５４の全体構成を示す図である。スイッチング電源装置１５４では、レベル変換部１４、フィルタ７４、増幅器９４、および比較部８４を半導体装置１０４に設ける構成としている。
【００６８】
レベル変換部１４には、下側スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されるゲート信号Ｇ２が入力される。ゲート信号Ｇ２は、上側スイッチング素子Ｑ１がオンのときにＬｏｗレベルとなり、上側スイッチング素子Ｑ１がオフのときにＨｉｇｈレベルとなるパルス状の信号である。レベル変換部１４は、ゲート信号Ｇ２のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルを反転させたパルス状の変換信号Ｇｌｔを生成・出力する。
【００６９】
本実施形態では、第３実施形態と同様の原理により、増幅器９４の出力である増幅電圧Ｖｆａがスイッチング電圧ＳＷの平均電圧Ｖａｖに相当することとなり、結果的に第１実施形態と同等の構成となる。従って、本実施形態によっても、第１実施形態と同様にコイルＬ１の半壊を検出信号ＤＥＴにより検出することが可能となる。また、本実施形態であれば、第２実施形態と同様に、コイルＬ１の半壊のみならず、コンデンサＣ１のショートおよび上側スイッチング素子Ｑ１の半壊をも検出可能である。
【００７０】
＜車両への適用＞
図８は、スイッチング電源装置を搭載した車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、バッテリＸ１０と、バッテリＸ１０から入力電圧Ｖｉｎの供給を受けて動作する種々の電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８と、を搭載している。なお、図８におけるバッテリＸ１０および電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８の搭載位置については、図示の便宜上、実際とは異なる場合がある。
【００７１】
電子機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、および、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。
【００７２】
電子機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。
【００７３】
電子機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。
【００７４】
電子機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power steering］制御、電子サスペンション制御など）を行うボディコントロールユニットである。
【００７５】
電子機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。
【００７６】
電子機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、ダンパー（ショックアブソーバー）、電動サンルーフ、および、電動シートなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。
【００７７】
電子機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、および、ＥＴＣ［electronic toll collection system］など、ユーザオプション品として任意で車両Ｘに装着される電子機器である。
【００７８】
電子機器Ｘ１８は、車載ブロア、オイルポンプ、ウォーターポンプ、バッテリ冷却ファンなど、高耐圧系モータを備えた電子機器である。
【００７９】
なお、先に説明したスイッチング装置１５、１５２〜１５４は、負荷Ｚ１への電力供給手段として、電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８のいずれにも組み込むことが可能である。特に車載に関するＩＳＯ２６２６２などの規定を満たすには、本実施形態のような素子の半壊状態を検出する機能が重要となる。
【００８０】
＜その他＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
【００８１】
例えば、上記実施形態ではＰＷＭ制御によるスイッチング電源装置について説明したが、これに限らず、本発明は、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御などによるスイッチング電源装置に適用してもよい。
【００８２】
また、本発明は、下側スイッチング素子Ｑ２をダイオードとした非同期整流型の降圧コンバータに適用することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００８３】
本発明は、例えば車載用のスイッチング電源装置に利用することができる。
【符号の説明】
【００８４】
１  エラーアンプ
２  スロープ電圧生成部
３  コンパレータ
４  発振器
５  ＲＳフリップフロップ
６  ドライバ
７、７２、７３、７４  フィルタ
８  比較部
８０１  定電圧源
８０２  ウィンドウコンパレータ
８２、８３、８４  比較部
８０３  インバータ
９２、９３、９４  増幅器
１０、１０２、１０３、１０４  半導体装置
１３、１４  レベル変換部
１５、１５２、１５３、１５４  スイッチング電源装置
２０  ホストコンピュータ
Ｌ１  コイル
Ｃ１  コンデンサ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ８１、Ｒ８２  抵抗
Ｚ１  負荷
Ｘ  車両
Ｘ１０  バッテリ
Ｘ１１〜Ｘ１８  電子機器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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