(57)【要約】【課題】より小さな回路面積で温度特性に優れた定電流源及び近接センサ用集積回路装置を提供する。【解決手段】集積回路化された定電流源は、一方をコレクタ及びベースの接続されたマスター側トランジスタＱ０とし他方をスレーブ側トランジスタＱ１とするカレントミラー回路１１で構成される。カレントミラー回路は、マスター側トランジスタのエミッタ及びスレーブ側トランジスタのエミッタが、それぞれインプラ抵抗ＲＨ及びベース拡散抵抗ＲＢを介して第１の所定電圧の供給される第１電源線Ｘ１に接続され、インプラ抵抗ＲＨの抵抗値が、ベース拡散抵抗ＲＢの抵抗値よりも大きく設定され、マスター側トランジスタのコレクタが、その流れる電流を制限するための制限用インプラ抵抗ＲＨ０を介して第２の所定電圧の供給される第２電源線Ｘ２に接続され、定電流源の供給電流を、スレーブ側トランジスタに流れる電流Ｉ１とした。【選択図】図１
2008009710.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
集積回路化された定電流源において、
前記定電流源は、一対のトランジスタの一方をコレクタ及びベースの接続されたマスター側トランジスタとし他方をスレーブ側トランジスタとするカレントミラー回路で構成され、
前記カレントミラー回路は、
前記マスター側トランジスタのエミッタ及び前記スレーブ側トランジスタのエミッタが、それぞれインプラ抵抗及びベース拡散抵抗を介して第１の所定電圧の供給される第１電源線に接続され、
前記インプラ抵抗の抵抗値が、前記ベース拡散抵抗の抵抗値よりも大きく設定され、
前記マスター側トランジスタのコレクタが、該マスター側トランジスタに流れる電流を制限するための制限用インプラ抵抗を介して第２の所定電圧の供給される第２電源線に接続され、
前記定電流源の供給電流を、前記スレーブ側トランジスタに流れる電流としたことを特徴とする定電流源。
【請求項２】
請求項１に記載の定電流源を備えた近接センサ用集積回路装置において、
検出コイルを発振要素とする発振回路を備え、
前記発振回路のバイアス電流は、前記定電流源の供給電流に基づき生成されることを特徴とする近接センサ用集積回路装置。
【請求項３】
請求項２に記載の近接センサ用集積回路装置において、
前記発振回路の発振振幅に基づく検出電圧と、所定の基準電圧との比較によって被検出対象物を検出する検出手段を備え、
前記所定の基準電圧は、前記定電流源の供給電流に基づき生成されることを特徴とする近接センサ用集積回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、定電流源及び近接センサ用集積回路装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば高周波発振型の近接センサ用集積回路装置として、図３に示すものが知られている。すなわち、この集積回路装置は、カレントミラー回路を備えており、ベース−コレクタ間の接続されたトランジスタＱ９１には、マスターとなる定電流源９１が接続されている。そして、定電流源９１の供給する電流Ｉ９１をカレントミラーで折り返したスレーブ電流は、トランジスタＱ９２に接続された基準電圧源９２の基準電圧生成用電流Ｉ９２として、あるいはトランジスタＱ９３に接続された発振回路９３のバイアス電流Ｉ９３として供給される。なお、基準電圧源９２は、基準電圧生成用電流Ｉ９２に基づいて所定の基準電圧Ｖｔｈを生成する。また、発振回路９３は、バイアス電流Ｉ９３に基づいてそのＬＣ共振回路９３ａで発振する正弦波電圧Ｖｏｓｃを電圧シフトするためのバイアス電圧Ｖoffsetを生成する。発振回路９３は、このバイアス電圧Ｖoffset分だけ電圧シフトされ正弦波電圧Ｖｏｓｃに基づいて検出電圧Ｖｓを生成する。
【０００３】
ここで、基準電圧Ｖｔｈの生成に係る基準電圧生成用電流Ｉ９２や、バイアス電圧Ｖoffsetの生成に係るバイアス電流Ｉ９３の温度による変動は、近接センサの温度特性（検出特性）に及ぼす影響が大きい。そこで、前記定電流源９１として抵抗を採用する場合には、例えば特許文献１に記載されるように集積回路装置で適用し得るベース拡散抵抗又はインプラ抵抗のうち、安定度のより優れた温度特性を有するベース拡散抵抗を採用することが好ましい。
【０００４】
すなわち、図４にスレーブ電流（Ｉ９２，Ｉ９３）の温度特性を示したように、定電流源９１としてベース拡散抵抗ＲＢを採用した場合には、インプラ抵抗ＲＨを採用した場合に比べて、スレーブ電流が温度変化に対しより安定していることが確認される。つまり、スレーブ電流をその折り返しとするベース拡散抵抗ＲＢの供給する電流（Ｉ９１）は、温度変化に対しより安定していることが確認される。そして、この場合には、基準電圧源９２及び発振回路９３において、温度による変動の抑制された基準電圧Ｖｔｈ及びバイアス電圧Ｖoffsetがそれぞれ生成される。
【特許文献１】特開平１１−１２２１９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、前記定電流源９１としてベース拡散抵抗ＲＢを採用する場合には、該定電流源９１の供給する電流Ｉ９１の温度変化に対する安定度が優れるものの、インプラ抵抗ＲＨに比べて該ベース拡散抵抗ＲＢの作り込みに非常に大きな面積を必要とする。具体的には、同一抵抗値で比較した場合、ベース拡散抵抗ＲＢのサイズは、インプラ抵抗ＲＨのサイズの１０倍程度となることが知られている。この場合、集積回路装置としてのチップサイズの大型化を余儀なくされる。
【０００６】
本発明の目的は、より小さな回路面積で温度特性に優れた定電流源及び近接センサ用集積回路装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、集積回路化された定電流源において、前記定電流源は、一対のトランジスタの一方をコレクタ及びベースの接続されたマスター側トランジスタとし他方をスレーブ側トランジスタとするカレントミラー回路で構成され、前記カレントミラー回路は、前記マスター側トランジスタのエミッタ及び前記スレーブ側トランジスタのエミッタが、それぞれインプラ抵抗及びベース拡散抵抗を介して第１の所定電圧の供給される第１電源線に接続され、前記インプラ抵抗の抵抗値が、前記ベース拡散抵抗の抵抗値よりも大きく設定され、前記マスター側トランジスタのコレクタが、該マスター側トランジスタに流れる電流を制限するための制限用インプラ抵抗を介して第２の所定電圧の供給される第２電源線に接続され、前記定電流源の供給電流を、前記スレーブ側トランジスタに流れる電流としたことを要旨とする。
【０００８】
同構成によれば、前記定電流源の供給電流は、前記スレーブ側トランジスタに流れる電流、即ち前記ベース拡散抵抗に流れる電流とされる。このベース拡散抵抗に流れる電流は、前記マスター側トランジスタに流れる電流、即ち前記インプラ抵抗に流れる電流をカレントミラーで折り返してなるものの、その温度特性は該ベース拡散抵抗の温度特性が支配的になっていることが本出願人により確認されている。従って、前記定電流源の供給電流を、温度変化に対しより安定化することができる。また、前記インプラ抵抗の抵抗値を、前記ベース拡散抵抗の抵抗値よりも大きく設定したことで、定電流源（カレントミラー回路）全体として必要な面積増加の一因である前記ベース拡散抵抗の抵抗値を小さくした分、該定電流源の回路面積を小さくすることができる。そして、定電流源の集積回路としてのチップサイズをより小型化することができる。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の定電流源を備えた近接センサ用集積回路装置において、検出コイルを発振要素とする発振回路を備え、前記発振回路のバイアス電流は、前記定電流源の供給電流に基づき生成されることを要旨とする。
【００１０】
同構成によれば、前記定電流源の供給電流、即ち前記発振回路のバイアス電流を温度変化に対しより安定化することができるため、近接センサとしての検出特性をより安定化させることができる。また、前記定電流源の回路面積を小さくすることができるため、近接センサ用集積回路装置としてのチップサイズをより小型化することができる。
【００１１】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の近接センサ用集積回路装置において、前記発振回路の発振振幅に基づく検出電圧と、所定の基準電圧との比較によって被検出対象物を検出する検出手段を備え、前記所定の基準電圧は、前記定電流源の供給電流に基づき生成されることを要旨とする。
【００１２】
同構成によれば、前記所定の基準電圧は、前記定電流源の供給電流に基づき生成されるため、該基準電圧を温度変化に対しより安定化することができる。そして、前記検出手段による被検出対象物の検出特性を温度変化に対しより安定化させることができる。
【発明の効果】
【００１３】
請求項１乃至３に記載の発明では、より小さな回路面積で温度特性に優れた定電流源及び近接センサ用集積回路装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態に係る近接センサ用集積回路装置の電気的構成を示す回路図である。同図に示されるように、この近接センサ用集積回路装置は、定電流源を構成するカレントミラー回路１１を備えるとともに、該カレントミラー回路１１は、コレクタ及びベースの接続（いわゆるダイオード接続）されたＮＰＮ型のマスター側トランジスタＱ０と、該マスター側トランジスタＱ０と同等の特性を有するＮＰＮ型のスレーブ側トランジスタＱ１とを備えて構成される。そして、このカレントミラー回路１１は、前記マスター側トランジスタＱ０のエミッタ及び前記スレーブ側トランジスタＱ１のエミッタが、それぞれインプラ抵抗ＲＨ及びベース拡散抵抗ＲＢを介して第１電源線Ｘ１に接続されている。この第１電源線Ｘ１は、グランドＧＮＤに接地されて、低電位側となる第１の所定電圧（例えば０Ｖ）が供給される。なお、本実施形態では、前記インプラ抵抗ＲＨの抵抗値は、前記ベース拡散抵抗ＲＢの抵抗値よりも大きく設定されている。具体的には、前記インプラ抵抗ＲＨの抵抗値（例えば１０ｋΩ）は、前記ベース拡散抵抗ＲＢの抵抗値（例えば５ｋΩ）の２倍程度に設定されている。
【００１５】
また、前記マスター側トランジスタＱ０及びスレーブ側トランジスタＱ１のベース同士は接続されている。そして、マスター側トランジスタＱ０のコレクタは、制限用インプラ抵抗ＲＨ０を介して高電位側となる第２の所定電圧（例えば３．５Ｖ）ＶＲＥＧが供給される第２電源線Ｘ２に接続されている。この制限用インプラ抵抗ＲＨ０は、前記インプラ抵抗ＲＨの抵抗値に対し十分に大きな抵抗値（例えば９２ｋΩ）を有しており、前記マスター側トランジスタＱ０に流れる電流を制限する。
【００１６】
このカレントミラー回路１１では、元となる制限用インプラ抵抗ＲＨ０を通じてインプラ抵抗ＲＨに電流Ｉ０が供給されるとともに、該電流Ｉ０をカレントミラーで折り返した電流Ｉ１がベース拡散抵抗ＲＢに流れる。このベース拡散抵抗ＲＢ（スレーブ側トランジスタＱ１）を流れる電流Ｉ１は、定電流源（カレントミラー回路１１）の供給電流となっている。
【００１７】
前記スレーブ側トランジスタＱ１のコレクタには、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１１のコレクタが接続されるとともに、該トランジスタＱ１１のエミッタが前記第２電源線Ｘ２に接続され、更に該トランジスタＱ１１のコレクタ及びベースが接続されている。
【００１８】
また、前記第１電源線Ｘ１には、基準電圧発生回路１２を介してＰＮＰ型のトランジスタＱ１２のコレクタが接続されるとともに、該トランジスタＱ１２のエミッタが前記第２電源線Ｘ２に接続されている。さらに、前記第１電源線Ｘ１には、発振回路１３を介してＰＮＰ型のトランジスタＱ１３のコレクタが接続されるとともに、該トランジスタＱ１３のエミッタが前記第２電源線Ｘ２に接続されている。
【００１９】
そして、トランジスタＱ１１〜Ｑ１３のベース同士は接続されている。従って、これらトランジスタＱ１１〜Ｑ１３は、カレントミラー回路を構成しており、前記カレントミラー回路１１の供給電流である電流Ｉ１をカレントミラーで折り返したスレーブ電流が、トランジスタＱ１２に接続された基準電圧発生回路１２の基準電圧生成用電流Ｉ２として、あるいはトランジスタＱ１３に接続された発振回路１３のバイアス電流Ｉ３として供給される。これら基準電圧生成用電流Ｉ２及びバイアス電流Ｉ３は、互いに同等の大きさ及び温度特性を有する。
【００２０】
前記基準電圧発生回路１２は、基準電圧生成用電流Ｉ２に基づいて所定の基準電圧Ｖｔｈを生成する。すなわち、この基準電圧発生回路１２は、前記トランジスタＱ１２のコレクタに一端の接続された抵抗Ｒを備えるとともに、該抵抗Ｒの他端には前記第１電源線Ｘ１との間で順方向になるように２つのダイオードＤ２が直列接続されている。なお、各ダイオードＤ２は、例えばＮＰＮ型のトランジスタのコレクタ及びベースを接続することで構成されており、基準電圧生成用電流Ｉ２が流れるときに該トランジスタのベース及びエミッタ間の電圧はＰＮ接合によるシフト電圧である所定電圧Ｖｂｅとなる。従って、基準電圧発生回路１２は、トランジスタＱ１２及び抵抗Ｒの接続点Ｃ２において、基準電圧生成用電流Ｉ２に抵抗Ｒの抵抗値を乗じた電圧と、所定電圧Ｖｂｅを２倍にした電圧とを加算してなる基準電圧Ｖｔｈ（＝Ｉ２×（Ｒの抵抗値）＋２Ｖｂｅ）を生成・出力する。
【００２１】
前記発振回路１３は、その発振要素となるＬＣ共振回路１３ａにおいて正弦波電圧Ｖｏｓｃを生成するとともに、バイアス電流Ｉ３に基づいて該正弦波電圧Ｖｏｓｃを電圧シフトするためのバイアス電圧Ｖoffsetを生成する。すなわち、この発振回路１３は、前記トランジスタＱ１３のコレクタ及びＬＣ共振回路１３ａ間で順方向になるように２つのダイオードＤ３が直列接続されるとともに、ＬＣ共振回路１３ａにおいて第１電源線Ｘ１と接続されている。そして、トランジスタＱ１３及び一方のダイオードＤ３の接続点Ｃ３１と、他方のダイオードＤ３及びＬＣ共振回路１３ａの接続点Ｃ３２との間は、発振電流帰還回路１３ｂを介して接続されている。
【００２２】
従って、検出コイルＬｏｓｃ及び検出コンデンサＣｏｓｃを並列接続することで構成されるＬＣ共振回路１３ａは、発振電流帰還回路１３ｂを通じて帰還電流が供給されることでそれらのインダクタンス及び容量に応じた共振周波数の正弦波電圧Ｖｏｓｃを生成する。また、各ダイオードＤ３は、前記ダイオードＤ２と同等の特性を有するＮＰＮ型のトランジスタのコレクタ及びベースを接続することで構成されており、バイアス電流Ｉ３が流れるときに該トランジスタのベース及びエミッタ間の電圧は前記所定電圧Ｖｂｅとなる。従って、発振回路１３は、正弦波電圧Ｖｏｓｃに、所定電圧Ｖｂｅを２倍にした電圧（＝２Ｖｂｅ）をバイアス電圧Ｖoffsetとして加算してなる電圧（＝Ｖｏｓｃ＋Ｖoffset）を生成する。そして、前記発振電流帰還回路１３ｂは、バイアス電圧Ｖoffset分だけ電圧シフトされた正弦波電圧Ｖｏｓｃを、例えば整流・平滑化することで検出電圧Ｖｓを生成・出力する。なお、正弦波電圧Ｖｏｓｃの発振振幅は所定振幅に設定されており、例えば前記検出コイルＬｏｓｃに金属製の被検出対象物Ｗが近接すると、該被検出対象物Ｗ中に誘導電流が生じて熱損失が発生することで、前記正弦波電圧Ｖｏｓｃの発振振幅が減衰し検出電圧Ｖｓのレベルが低下する。つまり、検出電圧Ｖｓのレベルは、検出コイルＬｏｓｃに被検出対象物Ｗの近接がないときに所定レベルに設定されており、検出コイルＬｏｓｃに被検出対象物Ｗが近接するに従い低下するように変動する。この検出電圧Ｖｓに設定された所定レベルは、前記基準電圧Ｖｔｈのレベルよりも大きく設定されている。
【００２３】
前記基準電圧発生回路１２の接続点Ｃ２は、検出手段としての比較器１４の非反転入力端子（＋）に接続されるとともに、該比較器１４の反転入力端子（−）は前記発振回路１３の発振電流帰還回路１３ｂに接続される。比較器１４は、これら入力端子から入力した基準電圧Ｖｔｈ及び検出電圧Ｖｓの両レベルを比較するとともに、これらレベルの比較結果に応じた検出信号を出力する。具体的には、検出コイルＬｏｓｃに被検出対象物Ｗの近接がなく、検出電圧Ｖｓが所定レベルにあるときには、比較器１４は、検出電圧Ｖｓのレベルが基準電圧Ｖｔｈのレベルよりも大きくなることで、オフ状態となる検出信号を出力する。一方、検出コイルＬｏｓｃへの被検出対象物Ｗの近接に伴い、検出電圧Ｖｓのレベルが低下して基準電圧Ｖｔｈのレベルを下回ると、オン状態となる検出信号を出力する。
【００２４】
ここで、前記基準電圧Ｖｔｈ及び検出電圧Ｖｓの生成に係るスレーブ電流（基準電圧生成用電流Ｉ２及びバイアス電流Ｉ３）の温度特性について説明する。図２は、前記カレントミラー回路１１に同一のベース拡散抵抗ＲＢを接続した状態で前記インプラ抵抗ＲＨの抵抗値を±２５％の範囲でばらつかせたときのスレーブ電流の温度特性を求めたグラフである。なお、同図では、第２の所定電圧ＶＲＥＧを３．５Ｖ、制限用インプラ抵抗ＲＨ０、インプラ抵抗ＲＨ及びベース拡散抵抗ＲＢの各抵抗値を９２ｋΩ、１０ｋΩ及び５ｋΩとして、５０μＡ程度のスレーブ電流を流す場合の特性を示している。すなわち、ベースエミッタ間の所定電圧Ｖｂｅを０．７Ｖとして、スレーブ電流は下式により求まる。
【００２５】
Ｉ０＝（３．５−０．７）／（９２ｋ＋１０ｋ）
Ｉ１＝１０ｋ・Ｉ０／５ｋ＝５５μＡ≒スレーブ電流
同図に示されるように、スレーブ電流の温度特性は、インプラ抵抗ＲＨの抵抗値のばらつきに関わらず、ベース拡散抵抗ＲＢの温度特性が支配的になっていることが確認される。つまり、このスレーブ電流の元となるベース拡散抵抗ＲＢに流れる電流Ｉ１（カレントミラー回路１１の供給電流）は、前記マスター側トランジスタＱ０に流れる電流、即ち前記インプラ抵抗ＲＨに流れる電流Ｉ０をカレントミラーで折り返してなるものの、その温度特性は該ベース拡散抵抗ＲＢの温度特性が支配的になっていることが間接的に確認される。そして、同図から明らかなように、ベース拡散抵抗ＲＢの温度特性が支配的であるスレーブ電流は、温度変化に対しより安定化されている。従って、基準電圧発生回路１２及び発振回路１３において、このスレーブ電流（基準電圧生成用電流Ｉ２及びバイアス電流Ｉ３）に基づき、温度による変動の抑制された基準電圧Ｖｔｈ及びバイアス電圧Ｖoffsetがそれぞれ生成される。
【００２６】
ちなみに、定電流源（９１）としてベース拡散抵抗ＲＢを採用した従来形態（図３参照）において５０μＡ程度のスレーブ電流を流す場合には、該ベース拡散抵抗ＲＢの抵抗値を５６ｋΩ程度の大きさに設定する必要がある。
【００２７】
Ｉ９１＝（３．５−０．７）／（５６ｋ）＝５０μＡ≒スレーブ電流
つまり、本実施形態では、従来形態に比べて極めて小さな抵抗値を有するベース拡散抵抗ＲＢを備えるカレントミラー回路１１にて、その供給電流（Ｉ１）及びスレーブ電流の温度変化に対する安定度を向上することができる。
【００２８】
以上詳述したように、本実施形態によれば、以下に示す効果が得られるようになる。
（１）本実施形態では、定電流源としてのカレントミラー回路１１の供給電流は、前記スレーブ側トランジスタＱ１に流れる電流、即ち前記ベース拡散抵抗ＲＢに流れる電流Ｉ１とされる。このベース拡散抵抗ＲＢに流れる電流Ｉ１は、前記マスター側トランジスタＱ０に流れる電流、即ち前記インプラ抵抗ＲＨに流れる電流Ｉ０をカレントミラーで折り返してなるものの、その温度特性は該ベース拡散抵抗ＲＢの温度特性が支配的になっている。従って、カレントミラー回路１１の供給電流を、温度変化に対しより安定化することができる。また、前記インプラ抵抗ＲＨの抵抗値を、前記ベース拡散抵抗ＲＢの抵抗値よりも大きく設定したことで、定電流源（カレントミラー回路１１）全体として必要な面積増加の一因である前記ベース拡散抵抗ＲＢの抵抗値を小さくした分、カレントミラー回路１１の回路面積を小さくすることができる。そして、近接センサ用集積回路装置としてのチップサイズをより小型化することができ、ひいてはコストの削減を図ることができる。
【００２９】
（２）本実施形態では、カレントミラー回路１１の供給電流（Ｉ１）、即ちこれに基づくスレーブ電流である前記発振回路１３のバイアス電流Ｉ３を温度変化に対しより安定化することができるため、バイアス電圧Ｖoffset及び正弦波電圧Ｖｏｓｃの発振振幅を安定化させ、近接センサとしての検出特性（温度特性）をより安定化させることができる。また、カレントミラー回路１１の回路面積を小さくすることができるため、近接センサ用集積回路装置としてのチップサイズをより小型化することができる。
【００３０】
（３）本実施形態では、カレントミラー回路１１の供給電流（Ｉ１）、即ちこれに基づくスレーブ電流である基準電圧生成用電流Ｉ２を温度変化に対しより安定化することができるため、該基準電圧生成用電流Ｉ２に基づき生成される基準電圧Ｖｔｈを温度変化に対しより安定化することができる。そして、前記比較器１４による被検出対象物Ｗの検出特性を温度変化に対しより安定化することができる。
【００３１】
（４）本実施形態では、前記基準電圧Ｖｔｈの電圧シフト分（２Ｖｂｅ）を、発振回路１３のバイアス電圧Ｖoffsetを生成するＮＰＮ型のトランジスタからなるダイオードＤ３と同等の特性を有するダイオードＤ２にて生成したため、例えば温度変化などでダイオードＤ２，Ｄ３の特性が変動したとしても、これによる基準電圧Ｖｔｈ及び検出電圧Ｖｓの各電圧シフト分は互いに同等とされる。従って、ダイオードＤ２，Ｄ３の特性変動によって、比較器１４による比較結果、即ち被検出対象物Ｗの検出精度の変動を抑制することができる。
【００３２】
なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・前記実施形態において、検出コイルを発振要素とするのであれば、発振回路１３の回路構成を適宜変更してもよい。
【００３３】
・前記実施形態において、カレントミラー回路１１のマスター側トランジスタ及びスレーブ側トランジスタを、ＰＮＰ型の一対のトランジスタで構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の一実施形態の電気的構成を示す回路図。
【図２】スレーブ電流の温度特性を示すグラフ。
【図３】従来形態の電気的構成を示す回路図。
【図４】スレーブ電流の温度特性を示すグラフ。
【符号の説明】
【００３５】
Ｌｏｓｃ…検出コイル、Ｑ０…マスター側トランジスタ、Ｑ１…スレーブ側トランジスタ、ＲＢ…ベース拡散抵抗、ＲＨ…インプラ抵抗、ＲＨ０…制限用インプラ抵抗、Ｗ…被検出対象物、Ｘ１…第１電源線、Ｘ２…第２電源線、１１…定電流源を構成するカレントミラー回路、１２…基準電圧発生回路、１３…発振回路、１４…検出手段としての比較器。
【図１】
2008009710.tif 000003
【図２】
2008009710.tif 000004
【図３】
2008009710.tif 000005
【図４】
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