(57)【要約】【課題】簡単な回路構成により、小出力時の歪みとオフセットを改善できるようにしたインバータ電力増幅器を提案すること。【解決手段】自励発振インバータ三相電力増幅器１においては、三角波発振器を使わずに、インバータ出力５ｓ〜７ｓを積分器１１〜１３に接続して三角波１１ｓ〜１３ｓを生成し、この三角波１１ｓ〜１３ｓをヒステリシスコンパレータ１４〜１６で閾値と比較してオンオフ２値信号２ｓ〜４ｓを生成し、この信号２ｓ〜４ｓでインバータ５〜７を駆動するようにしている。この場合、インバータ出力端から積分器１１〜１３およびヒステリシスコンパレータ１４〜１６を通ってインバータ入力端に入る信号がインバータ出力５ｓ〜７ｓを反転させる極性で接続される。【選択図】図１
2008228530.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に基づきＰＷＭ変調されたスイッチング信号を生成して出力するＰＷＭ変調回路と、前記スイッチング信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子により直流電圧を交流電圧に変換して矩形波状の出力信号を生成して出力するインバータとを有し、
前記ＰＷＭ変調回路は、積分器とヒステリシスコンパレータとを備えており、
前記積分器のマイナス入力端には、前記入力信号と前記インバータの矩形波状の出力信号との和信号が入力され、当該積分器の出力端からは当該和信号を積分して得られる三角波状の積分信号が出力され、
前記ヒステリシスコンパレータのマイナス入力端には前記積分信号が入力され、当該ヒステリシスコンパレータからは前記積分信号とヒステリシスを持った閾値とを比較することにより生成されたオンオフ２値信号が前記スイッチング信号として出力されることを特徴とする自励発振インバータ電力増幅器。
【請求項２】
モータ駆動用のインバータ電力増幅器であって、
請求項１に記載の自励発振インバータ電力増幅器が各相分備わっていることを特徴とするモータ駆動用のインバータ電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動装置などに用いられるインバータを用いた電力増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４には、３相モータの駆動装置に用いられている一般的な三角波比較ＰＷＭインバータを用いた三相電力増幅器の一例を示してある。この三相電力増幅器２０は、各相に対応して配置されたＰＷＭ変調回路２１〜２３と、これらから出力されるスイッチング信号によってオンオフ制御されるスイッチング素子を備えたインバータ２４〜２６とを備えている。
【０００３】
各ＰＷＭ変調回路２１〜２３では、三角波発振器２７から供給される三角波とモータ電流指令(入力信号)とをコンパレータ２８〜３０において比較することによりオンオフ２値信号からなるスイッチング信号を生成して出力する。インバータ２４〜２６では、入力されるスイッチング信号によりスイッチング素子をオンオフ制御することにより、直流電圧を交流電圧に変換して、各相のモータ駆動電流として用いるインバータ出力信号を出力する。
【０００４】
ここで、かかる三角波比較ＰＷＭインバータを用いた電力増幅器では、インバータ出力の実際の状態がＰＷＭ変調回路２１〜２３の動作に影響しない。したがって、インバータ出力信号の出力波形が入力波形と相似である保証がない。実際、インバータに必要となるデッドタイムに起因して出力のゼロクロス点付近に歪みが発生することが一般に知られている。ゼロクロス点付近の歪みなので、出力が小さい時ほど歪み率が大きくなる。
【０００５】
また入力信号が零でも出力が零でない値になるオフセットが発生しやすい。これは電力増幅器の前段部分に使われるアナログ増幅器のオフセットだけでなく、インバータを構成するハイサイドスイッチとローサイドスイッチのスイッチングディレイタイムに違いがあることも原因となって起こる。
【０００６】
三相電力増幅器の大きな用途であるモータ駆動装置においては、これらの問題は、特にモータ低速回転時において回転ムラの原因となる。このような弊害を防止するために、従来においては、出力から入力に負帰還をかける方法が採用されることが多い。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の課題は、簡単な回路構成により、小出力時の歪みとオフセットを改善できるようにしたインバータ電力増幅器を提案することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題を解決するために、本発明のインバータ電力増幅器においては、三角波発振器を使わずに、インバータ出力を積分器に接続して三角波を生成し、この三角波をヒステリシスコンパレータで閾値と比較してオンオフ２値信号を生成し、この信号でインバータを駆動するようにしている。この場合、インバータ出力端から積分器およびヒステリシスコンパレータを通ってインバータ入力端に入る信号がインバータ出力を反転させる極性で接続される。
【０００９】
すなわち、本発明の自励発振インバータ電力増幅器は、入力信号に基づきＰＷＭ変調されたスイッチング信号を生成して出力するＰＷＭ変調回路と、前記スイッチング信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子により直流電圧を交流電圧に変換して矩形波状の出力信号を生成して出力するインバータとを有し、前記ＰＷＭ変調回路は、積分器とヒステリシスコンパレータとを備えており、前積分器のマイナス入力端には、前記入力信号と前記インバータの矩形波状の出力信号との和信号が入力され、当該積分器の出力端からは当該和信号を積分して得られる三角波状の積分信号が出力され、前記ヒステリシスコンパレータのマイナス入力端には前記積分信号が入力され、当該ヒステリシスコンパレータからは前記積分信号とヒステリシスを持った閾値とを比較することにより生成されたオンオフ２値信号が前記スイッチング信号として出力されることを特徴としている。
【００１０】
本発明の自励発振インバータ電力増幅器は、モータ駆動用のインバータ電力増幅器として用いることができる。この場合には、自励発振インバータ電力増幅器を相数分配置した構成とすればよい。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の自励発振インバータ電力増幅器は、矩形波状のインバータ出力と入力信号との和を積分して三角波状の信号を得る積分器と、この三角波状の信号とヒステリシスを持った閾値と比較してオンオフ２値信号を生成するヒステリシスコンパレータと、このコンパレータ出力に同期して直流電源をスイッチングし、その出力を入力側の積分器に接続したインバータとを有している。
【００１２】
この構成によれば、インバータのハイサイドスイッチとローサイドスイッチのスイッチングディレイタイムの違いが、インバータ出力波形のデューティ比に影響しない。よって、ディレイタイムの違いに起因してインバータ出力に生ずるオフセットを回避できる。また、積分器の働きによって、出力の平均値が入力に等しくなるように制御されているので、三角波比較ＰＷＭインバータに比べてインバータ出力に生ずる歪みも抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下に、図面を参照して、本発明を適応した自励発振インバータ三相電力増幅器を説明する。
【００１４】
図１は自励発振インバータ三相電力増幅器を示す概略構成図である。この図に示すように、自励発振インバータ三相電力増幅器１は、各相の入力信号Ｉｕｏ、Ｉｖｏ、Ｉｗｏに基づきスイッチング信号２ｓ〜４ｓを生成して出力するＰＷＭ変調回路２〜４と、スイッチング信号２ｓ〜４ｓによりオンオフ制御されるスイッチング素子により直流電圧を交流電圧に変換して矩形波状の出力信号５ｓ〜７ｓを生成して出力するインバータ５〜７とを有している。
【００１５】
ＰＷＭ変調回路２〜４のそれぞれは、積分器１１〜１３と、ヒステリシスコンパレータ１４〜１６とを備えている。積分器１１〜１３のマイナス入力端には、入力信号Ｉｕｏ〜Ｉｗｏとインバータ５〜７の矩形波状の出力信号５ｓ〜７ｓとの和信号が入力される。積分器１１〜１３の出力端からは当該和信号を積分して得られる三角波状の積分信号１１ｓ〜１３ｓが出力される。ヒステリシスコンパレータ１４〜１６のマイナス入力端にはそれぞれ積分信号１１ｓ〜１３ｓが入力され、当該ヒステリシスコンパレータ１４〜１６の出力端からは積分信号１１ｓ〜１３ｓとヒステリシスを持った閾値とを比較することにより生成されたオンオフ２値信号がスイッチング信号２ｓ〜４ｓとして出力される。
【００１６】
図２は、入力信号Ｉｕｏ〜Ｉｗｏが零の場合において各回路部分に表れる信号のタイミングチャートである。この図に示すように、入力信号が零の場合には、インバータ５〜７のローサイドのスイッチングディレイタイムｔ１とハイサイドのスイッチングディレイタイムｔ２が異なった場合でも、インバータ出力５ｓ〜７ｓのデューティは５０％となる。したがって、ディレイタイムの違いがインバータ出力５ｓ〜７ｓのオフセットの原因にならない。
【００１７】
また、入力信号Ｉｕｏ〜Ｉｗｏが零で無い場合でも、積分器１１〜１３の働きによって出力の平均値が入力に等しくなるように制御される。したがって、図３に示す従来の三角波比較方式の場合に比べて、インバータ出力５ｓ〜７ｓの歪みが少ない。
【００１８】
次に、図３は、上記の自励発振インバータ三相電力増幅器を用いた永久磁石同期モータの駆動制御装置の一例を示す概略ブロック図である。永久磁石同期モータ１０１は３相モータであり、永久磁石１０２が120度間隔で取り付けられた回転子１０３と、各相Ｕ、Ｖ、Ｗの電機子巻線１０４Ｕ、１０４Ｖ、１０４Ｗを備えた固定子とを備えている。
【００１９】
永久磁石同期モータ１０１には、界磁磁極の回転位置を検出するために、磁気センサとして２個のホール素子１０５Ｕ、１０５Ｖが取り付けられている。これらのホール素子１０５Ｕ、１０５Ｖは、位相差が120度の正弦波状の検出信号が得られるように配置されている。
【００２０】
駆動制御装置１１０は、モータ要求トルクあるいはモータ要求速度に対応する電流指令に応じた制御電流Ｉｈをホール素子１０５Ｕ、１０５Ｖに供給するホール素子駆動回路１１１を備えている。各ホール素子１０５Ｕ、１０５Ｖの正弦波状の検出信号Ｓ(１０５Ｕ)、Ｓ(１０５Ｖ)は、Ｕ相およびＶ相の電流指令として減算器１１２、１１３に供給される。減算器１１２、１１３には、電流センサ１１４、１１５によって検出された電機子巻線１０４Ｕ、１０４Ｖに流れている電機子電流が電流フィードバックループを介してフィードバックされている。減算器１１２において、Ｕ相電流指令とＵ相電流フィードバックとの差が算出され、減算器１１３において、Ｖ相電流指令とＶ相電流フィードバックとの偏差が算出される。また、減算器１１２、１１３で算出されたＵ相およびＶ相の偏差に基づき、演算器１１６においてＷ相電流指令が生成される。
【００２１】
これらの偏差および電流指令が、それぞれ、図１に示す構成の自励発振インバータ三相電力増幅器１を介して増幅されて、Ｕ相電機子電流Ｉｕ、Ｖ相電機子電流Ｉｖ、およびＷ相電機子電流Ｉｗが生成される。各相の電機子電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗが各相の電機子巻線１０４Ｕ、１０４Ｖ、１０４Ｗに供給され、回転子１０２が回転駆動される。
【００２２】
ホール素子１０５Ｕ、１０５Ｖの制御電流Ｉｈは、ホール素子駆動回路１１１において、電流指令Ｉｏに比例するように生成される。電流指令Ｉｏが増減すると、それに比例してホール素子１０５Ｕ、１０５Ｖの制御電流Ｉｈも増減する。この結果、これらの検出信号Ｓ(１０５Ｕ)、Ｓ(１０５Ｖ)の振幅も比例して増減する。なお、電機子電流の極性を逆転するには電流指令を負としてもよいし、指令値はそのままとしてホール素子１０５Ｕ、１０５Ｖの制御電流を負に切り替える構成としてもよい。
【００２３】
このように、本例では、各ホール素子１０５Ｕ、１０５Ｖの検出信号Ｓ(１０５Ｕ)、Ｓ(１０５Ｖ)に基づき生成される各相の電機子電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは電流指令に比例して増減したものとなる。これは、従来において可変増幅度のアナログ乗算器を介して得られた信号と同一のものである。したがって、一定増幅度の自励発振インバータ三相電力増幅器１のみを用いて各相の電機子電流を発生させることができる。また、本例の自励発振インバータ三相電力増幅器１は、従来における三角波比較方式のものに比べて回路構成を簡単かつ小規模のものとすることができる。よって、本例によれば、廉価で小規模な回路構成を備えたモータの駆動制御装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明を適用した自励発振インバータ三相電力増幅器の概略ブロック図である。
【図２】図１の各回路部分に表れる信号のタイミングチャートである。
【図３】図１の増幅器を備えた３相の永久磁石同期モータおよび駆動制御装置を示す概略ブロック図である。
【図４】従来の三角波比較方式のインバータ電力増幅器を示す概略ブロック図である。
【符号の説明】
【００２５】
１    自励発振インバータ三相電力増幅器
２、３、４  ＰＷＭ変調回路
２ｓ、３ｓ、４ｓ  スイッチング信号
５、６、７  インバータ
５ｓ、６ｓ、７ｓ  インバータ出力
１１、１２、１３  積分器
１１ｓ、１２ｓ、１３ｓ  積分信号
１４、１５、１６  ヒステリシスコンパレータ
【図１】
2008228530.tif 000003
【図２】
2008228530.tif 000004
【図３】
2008228530.tif 000005
【図４】
2008228530.tif 000006