(57)【要約】【課題】電圧制御型インバータ、および電流制御型のインバータの両方に対応可能なモータ模擬装置を提供する。【解決手段】モータ模擬運転制御部１１に入力される回転速度指令ωから模擬モータの回転子角度θを算出し、被試験体のインバータ１の出力電流ｉｕ、ｉｗと角度θを基に、ｄ、ｑ軸上の電流ｉｄ、ｉｑを求める。また、インバータ１の出力電圧Ｖｕ、Ｖｗと角度θとを基に、ｄ、ｑ軸上の電圧Ｖｄ、Ｖｑを求める。そして、電圧Ｖｄ、Ｖｑと、模擬モータの電圧・電流方程式により、模擬モータに流れるべき電流を電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊として求め、この電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊と電流ｉｄ、ｉｑとをそれぞれ比較し、ｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊を生成し、この電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊を基に、模擬負荷用インバータ２の出力電圧の制御信号Ｖｏｕ＊、Ｖｏｖ＊、Ｖｏｗ＊を生成する。【選択図】図１
2008118797.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被試験体であるモータ駆動用インバータの出力に、模擬負荷装置を接続し、前記模擬負荷装置を前記モータ駆動用インバータの模擬モータ負荷とするモータ模擬装置であって、
前記モータ駆動用インバータの出力電流を検出する電流検出部と、
前記モータ駆動用インバータの出力電圧を検出する電圧検出部と、
模擬モータ負荷について設定された運転条件及び模擬モータの特性のパラメータを保持すると共に、
前記電圧検出部により検出したモータ駆動用インバータの出力電圧を基に、前記模擬モータの電圧・電流方程式に従い、模擬モータとして流れるべき電流の電流指令を算出し、
前記電流指令と、前記電流検出部で検出した電流とが一致するように前記模擬負荷装置の出力電圧を制御するモータ模擬運転制部と、
を備えることを特徴とするモータ模擬装置。
【請求項２】
前記模擬負荷装置は、
模擬負荷となる模擬負荷用インバータと、
前記模擬負荷用インバータの交流出力側に接続されるリアクトルと、を有し、
前記模擬負荷用インバータの交流出力側と前記モータ駆動用インバータの交流出力側とを前記リアクトルを介して接続して構成されること
を特徴とする請求項１に記載のモータ模擬装置。
【請求項３】
前記模擬負荷用インバータは、３相のモータ模擬負荷となるように構成されており、
前記モータ模擬運転制御部は、
前記モータ模擬運転制御部に入力される回転速度指令信号ωから模擬モータの回転子角度θを算出するモータ角度算出回路と、
前記モータ駆動用インバータの３相出力電流と前記回転子角度θとを基に、前記３相出力電流を回転子のｄ、ｑ軸上の電流ｉｄ、ｉｑに変換する第１の３相−２相変換回路と、
前記モータ駆動用インバータの３相出力電圧と前記回転子角度θとを基に、前記３相出力電圧を回転子のｄ、ｑ軸上の電圧Ｖｄ、Ｖｑに変換する第２の３相−２相変換回路と、
前記電圧Ｖｄ、Ｖｑと、模擬モータの電圧・電流方程式とを基に、模擬モータに流れるべき電流を、ｄ、ｑ軸上の電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊として求める電流指令演算回路と、
前記電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊と前記電流ｉｄ、ｉｑをそれぞれ比較し、ｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊を生成する誤差増幅回路と、
前記ｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊を基に、前記模擬負荷用インバータの３相出力電圧の制御指令信号Ｖｏｕ＊、Ｖｏｖ＊、Ｖｏｗ＊を生成する２相−３相変換回路と、
を備えることを特徴とする請求項２に記載のモータ模擬装置。
【請求項４】
前記モータ角度算出回路に換えて、
前記モータ駆動用インバータから、出力電圧の位相の情報を含む信号を取得し、該信号を基に、模擬モータの回転子の角度θおよび回転速度信号ωを生成する位相・周波数検出部を
備えることを特徴とする請求項３に記載のモータ模擬装置。
【請求項５】
前記モータ角度算出回路から得られる模擬モータの回転子角度θを基に、回転子角度センサの模擬信号を生成して前記モータ駆動用インバータに出力する角度センサ模擬制御部を
備えることを特徴とする請求項３に記載のモータ模擬装置。
【請求項６】
前記模擬モータとしてＰＭモータを模擬する場合に、前記電流指令演算回路により、次式
【数１】
2008118797.tif 000010
ここで、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω：角回転速度、φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｌ：モータ駆動用インバータと模擬負荷用インバータとの間に接続されるインダクタンス、ｐ：微分演算子、
により、前記モータ駆動用インバータの出力電圧Ｖｄ、Ｖｑからｉｄ、ｉｑを求め、これを前記電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊とするように求めるように構成されたことを特徴とする請求項３から５のいずれかに記載のモータ模擬装置。
【請求項７】
前記模擬モータとしてＰＭモータを模擬する場合に、前記電流指令演算回路により、前記モータ駆動用インバータの出力電圧Ｖｄ、Ｖｑから前記電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を求める際に、
ｉｄ＊＝｛Ｒ・Ｖｄ＋ω・Ｌｑ（Ｖｑ−ω・φａ）｝／（Ｒ２＋ω２・Ｌｄ・Ｌｑ）、
ｉｑ＊＝｛−ω・Ｌｄ・Ｖｄ＋Ｒ（Ｖｑ−ω・φａ）｝／（Ｒ２＋ω２・Ｌｄ・Ｌｑ）、
ここで、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω：角回転速度、φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束、
として求めるように構成されたこと
を特徴とする請求項３から５のいずれかに記載のモータ模擬装置。
【請求項８】
前記第１の３相−２相変換回路で求めたｄ、ｑ軸上の電流ｉｄ、ｉｑを基に、前記誤差増幅器により生成されたｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊のそれぞれに加算するための補償信号Ｖｄ´、Ｖｑ´を生成するフィードフォワード演算部を
さらに備えることを特徴とする請求項３から７のいずれかに記載のモータ模擬装置。
【請求項９】
前記フィードフォワード演算部により、電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊のそれぞれに加算する補償信号Ｖｄ´、Ｖｑ´を、
【数２】
2008118797.tif 000011
ここで、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω：角回転速度、φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｌ：モータ駆動用インバータと模擬負荷用インバータとの間に接続されるインダクタンス、ｐ：微分演算子、
により求めるように構成されたことを特徴とする請求項８に記載のモータ模擬装置。
【請求項１０】
前記フィードフォワード演算部により、電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊のそれぞれに加算する補償信号Ｖｄ´、Ｖｑ´を、
Ｖｄ´＝Ｒ・ｉｄ−ω（Ｌｑ−Ｌ）ｉｑ、
Ｖｑ´＝ω・（Ｌｄ―Ｌ）・ｉｄ＋Ｒ・ｉｑ＋ω・φａ、
ここで、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω：角回転速度、φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｌ：モータ駆動用インバータと模擬負荷用インバータとの間に接続されるインダクタンス、
により求めるように構成されたこと
を特徴とする請求項８に記載のモータ模擬装置。
【請求項１１】
前記第２の３相−２相変換回路により、ｄ、ｑ軸上の電圧信号Ｖｄ、Ｖｑを生成する際に、
前記モータ駆動用インバータの３相線間電圧と、
前記模擬モータの回転子角度に３０°加算した位相信号と、
を入力信号として、
前記ｄ、ｑ軸上の電圧信号Ｖｄ、Ｖｑを算出するように構成されたこと
を特徴とする請求項３から１０のいずれかに記載のモータ模擬装置。
【請求項１２】
被試験体であるモータ駆動用インバータの出力に、模擬負荷装置を接続し、前記模擬負荷装置を前記モータ駆動用インバータの模擬モータ負荷とするモータ模擬装置におけるモータ模擬方法であって、
前記モータ駆動用インバータの出力電流を検出する電流検出手順と、
前記モータ駆動用インバータの出力電圧を検出する電圧検出手順と、
模擬モータ負荷について設定された運転条件及び模擬モータの特性のパラメータを保持すると共に、前記電圧検出部により検出したモータ駆動用インバータの出力電圧を基に、前記模擬モータの電圧・電流方程式に従い、模擬モータとして流れるべき電流の電流指令を算出する電流指令演算手順と、
前記電流指令と、前記電流検出部で検出した電流とが一致するように前記模擬負荷装置の出力電圧を制御する出力電圧制御手順と、
を含むことを特徴とするモータ模擬方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを模擬した模擬負荷装置によって、被試験体のインバータの試験を行うモータ模擬装置、およびモータ模擬方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータを負荷とするインバータの試験において、制御の自由度に制約があり、構成が複雑になりがちなＬ（インダクタ）、Ｒ（抵抗）並びにスイッチ群の組み合わせからなる擬似負荷に代わり、インバータをもう一系統設けて、それを模擬負荷として出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転した状態を作り出し、任意の運転条件で任意の負荷におけるインバータの試験を行うことができるシステムが開発されている（例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３を参照）。
【０００３】
ところで、インバータには、オープンループの（電流フィードバック系が無い）電圧制御型のインバータ（例えば、Ｖ／Ｆ制御型の汎用インバータ）と、クローズドループを設けてモータに流す電流を制御する電流制御型のインバータ（例えば、ベクトル制御インバータ）とがある。
【０００４】
上述した従来のインバータの試験装置においては、電流制御型のインバータに対しては、図４に示すような構成のインバータ試験装置が使用され、電圧型のインバータに対しては、図６に示すような構成のインバータ試験装置が使用されていた（特許文献２）。なお、上記従来技術のインバータ試験装置は、本発明のモータ模擬装置（インバータ試験装置）の構成と共通する部分が多いため、その概要について説明しておく。
【０００５】
図４に示す電流制御型のインバータのインバータ試験装置において、商用交流電源３からの交流電圧はトランス４を介して整流回路５で直流電圧に変換され、試験電圧調整用のチョッパ回路６で調整された後、被試験体のインバータ１に供給される。また、上記直流電圧は模擬負荷用のインバータ２にも供給される。
【０００６】
インバータ１の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ１信号が出力される。このＰＷＭ１信号は、リアクトル（インダクタンスＬ）からなるフィルタ７により正弦波に変換されてトランス４１の１次側に加えられる。インバータ２の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ２信号が出力される。このＰＷＭ２信号は、インダクタンスＬ、コンデンサＣ、抵抗Ｒからなるフィルタ４２を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス４１の２次側に加えられる。なお、フィルタ７のインダクタンスＬは、インバータ１の実負荷となるモータのインダクタンスに略等しいものとする。
【０００７】
インバータ１から出力される上記ＰＷＭ１信号のＵ相及びＷ相の各電流ｉｕ、ｉｗ（電流制御方式により所定の値に制御される）が変流器８で検出されて、ｉｕ´、ｉｗ´としてモータ模擬運転制御部１１Ｃに加えられる。また、上記ＰＷＭ１信号をフィルタ７を通じて得られる正弦波の電圧Ｖｕ´、Ｖｗ´が検出されてモータ模擬運転制御部１１Ｃに加えられる。
【０００８】
モータ模擬運転制御部１１Ｃには、模擬モータ負荷としてのモータの運転条件とモータ特性が入力され設定される。運転条件としては、所望のモータ回転速度Ｎ、トルク（負荷）、制御モード等である。モータ特性としては、モータ定数や電圧・電流方程式である。モータ定数は、モータ等価回路の各構成要素である。ＰＭモータ（磁石型同期モータ）の場合のモータ定数としては、モータの電機子抵抗Ｒ、モータ回転子上のｄ、ｑ座標軸におけるｄ軸上のモータインダクタンＬｄと、ｑ軸上のモータインダクタンスＬｑ、永久磁石による電機子鎖交磁束φａ（モータ誘起電圧定数）、及びフィルタ７のインダクタンスＬが入力される。また、モータ模擬運転制御部１１Ｃには、角度センサ模擬制御部１２Ａが設けられている。
【０００９】
図４に示すインバータ試験装置により、電流制御方式によるインバータ１の試験を行う場合は、インバータ１の出力電流ｉｕ、ｉｗは、インバータ２の出力電圧に関わらず所定の値に制御される。モータ模擬運転制御部１１Ｃには、前述した運転条件であるＮとモータ定数であるＲ、Ｌｄ、Ｌｑ、Ｌ、φａがオペレータにより入力設定される。角度セン  サ模擬制御部１２Ａは、Ｎに応じた模擬角度センサ信号Ｓθを出力し、インバータ１はこの模擬角度センサ信号Ｓθに基づいて出力電流が所定の値に制御される。
【００１０】
また、モータ模擬運転制御部１１Ｃは、運転条件Ｎ、モータ定数Ｒ、Ｌｄ、Ｌｑ、Ｌ、φａに基づいてインバータ２をスイッチングするゲート信号を生成して出力し、インバータ２はこのゲート信号に応じて動作する。即ち、インバータ２は、インバータ１の動作に応じた電圧・電流の振幅・位相となるように制御されることになる。モータ模擬運転制御部１１Ｃは、インバータ１の出力電流ｉｕ、ｉｗ及び出力電圧Ｖｕ´、Ｖｗ´を見ながら制御を行う。出力電圧Ｖｕ´、Ｖｗ´の振幅・位相は、負荷により決まる。
【００１１】
即ち、インバータ１の出力電流が一定の状態において、出力電圧の振幅、位相が所望となるようにインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、インバータ１にあたかもモータが接続されているかのような状態でインバータ１の試験を行うことができる。以上により、モータの任意の運転条件に応じて任意の力率、負荷のインピーダンスを設定して、インバータ１の試験を行うことができる。なお、トランス４１を設けることにより、インバータ１とインバータ２は絶縁されている。
【００１２】
また、インバータ１、２の各出力電圧はＰＷＭ波形であり、遅れなしでインバータ１の基本波電圧の振幅と位相を検出することが難しいため、フィルタ７によりＰＷＭ波形を正弦波状にして、トランス４１の１次側の電圧Ｖｕ´、Ｖｗ´を検出する。ここで、フィルタ７のインダクタンスは実負荷となるモータのインダクタンスに略等しく設定されているので、フィルタ７からトランス４１の１次側に供給される電圧（Ｖｕ´、Ｖｗ´等）は実際のモータに与えられる波形に等しくなり、負荷に供給されるべき波形を忠実に再現することが可能になる。このトランス４１の１次側の電圧と電流ｉｕ、ｉｗに基づいてインバータ１の出力電圧Ｖｕを次式により算出する。
【００１３】
Ｖｕ＝Ｌ・ｉｕ＋Ｖｕ´、
【００１４】
負荷がＰＭモータの場合は、
【００１５】
【数１】
2008118797.tif 000003
【００１６】
による電圧・電流方程式を満足するように制御が行われる。（１）式において、Ｖｄ，Ｖｑ：ｄ、ｑ軸の電機子電圧、ｉｄ，ｉｑ：ｄ，ｑ軸の電機子電流、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω：角回転速度（Ｎに対応）、Ｐ：ｄ／ｄｔ、φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束である。
【００１７】
図５は、上記（１）式による電圧・電流方程式をハード構成で実現した場合のモータ模擬運転制御部１１Ｃを示すもので、加算器、乗算器、補正回路、微分回路、２／３回路（３相−２相変換回路）、ＰＷＭ回路４３等により図示のように構成されている。（１）式におけるｐは微分演算子であり、ｐＬｄ、ｐＬｑは過度項であり、実際の運転においては値が小さいので、図５に示す例では無視される。
【００１８】
図５において、上記入力されたＲ、Ｌｄ、Ｌｑ、θｍ（模擬角度センサ信号Ｓθが示す角度：Ｎに対応）、φａ、Ｌ、及び電圧Ｖｕ´、Ｖｗ´、電流ｉｕ、ｉｗを用いて図示の各演算が行われる。これにより、相電圧指令Ｖｏｕ＊、Ｖｏｖ＊、Ｖｏｗ＊を生成し、これに基づいてＰＷＭ回路４３よりインバータ２のゲート信号が生成される。
【００１９】
また、図６は、電圧制御方式のインバータの試験装置の構成例を示している。図６において、制御回路５１は、電圧指令と周波数指令に応じて被試験インバータ１を出力電圧を所定の値に制御する。
【００２０】
また、モータ模擬運転制御部１１Ｄにおいて、インバータ１の出力電圧Ｖｕ、Ｖｗから電圧位相検出回路５２により電圧位相θを検出する。また、出力電流ｉｕ、ｉｗをθに基づいて３相→２相変換してｉｄ、ｉｑを得る。このｉｄ、ｉｑと、負荷指令に基づいて決定される電流の振幅位相を持つｉｄ＊、ｉｑ＊とが比較されて電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊が得られる。このＶｄ＊、Ｖｑ＊がθに基づいて２相→３相変換されることにより、Ｖｏｕ＊、Ｖｏｖ＊、Ｖｏｗ＊が得られる。そして、この相電圧指令に基づいてＰＷＭ回路５３によりインバータ２のゲート信号を生成することができる。
【００２１】
図６に示す構成によりインバータ１の出力電圧が所定の値の状態において、インバータ２の出力電流の振幅・位相を制御することにより、インバータ１にモータが接続されているのと同等の状態でインバータ１の試験を行うことができ、モータの任意の運転条件に応じて任意の負荷インピーダンスを設定して、インバータ１の試験を行うことができる。
【００２２】
また、図７は、図４に示す構成の主回路部分を、変形した例を示している。図７において、インバータ１、２間は／／／で３相を示し、インバータ１の入力側にはチョッパ回路６及びコンデンサＣ１を介してＡＣ／ＤＣコンバータとしての回生コンバータ（正弦波コンバータ）６２が接続され、インバータ２の入力側にはコンデンサＣ２を介してＡＣ／ＤＣコンバータとしての回生コンバータ６３が接続されている。
【００２３】
回生コンバータ６２には、商用交流電源３からの３相交流電圧がトランス４、リアクトル（インダクタンス）６４を通じて加えられ、コンデンサＣ１に得られるＤＣ（直流）電圧がチョッパ回路６で調整された後、インバータ１に供給される。また、回生コンバータ６３には、商用交流電源３からの３相交流電圧がトランス４、トランス６１及びリアクトル（インダクタンス）６５を通じて加えられ、コンデンサＣ２に得られるＤＣ電圧がインバータ２に供給される。
【００２４】
上記のように図７に示す構成例おいては、図４に示す絶縁用のトランス４１に代えてトランス６１を用い、このトランス６１によりインバータ１とインバータ２を交流電源側において分離し、直流的に絶縁するようにしている。また、回生コンバータ６２、６３はインバータ１、２に対して直流（ＤＣ）電圧を供給するために設けられる。この回生コンバータ６２、６３の動作については、本発明の実施の形態の項で説明する。また、インバータ１の出力電圧の検出には、ＰＷＭ波形の電圧を検出する技術（特願２００３−４０９３１５）の利用を前提としている。
【００２５】
以上、従来技術のインバータ試験装置について説明したが、図４、図６、および図７に示した構成例では、ＰＭモータを負荷とするだけでなく、電圧方程式があれば、ＩＭモータ（誘導電動機）等々どのようなモータでも模擬運転可能である。
【特許文献１】特開２００３−１５３５４６号公報
【特許文献２】特開２００３−１５３５４７号公報
【特許文献３】特開２００５−３１２２６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
上述したように、従来のインバータの負荷試験装置では、被試験体となるインバータが、電圧制御型のインバータ（電圧源）である場合と、電流制御型のインバータ（電流源）である場合には、異なる構成のインバータ試験装置となっていた。例えば、電流制御型のインバータでは、図４に示すインバータ試験装置であり、電圧制御型のインバータでは、図６に示すインバータ試験装置であった。すなわち、被試験体のインバータの制御装置に対応して、異なるインバータ試験装置を用意する必要があった。
【００２７】
このため、被試験体のインバータの制御方法に依存しないモータ模擬装置（インバータ試験装置）の提供が望まれた。また、近時、オープンループの電圧制御、クローズドループによる電流制御のいずれにも属さない制御方法のインバータの開発も行われており、これらを含めて、将来の新しい制御方法にも対応可能なモータ模擬装置の提供が望まれていた。
【００２８】
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、その目的は、オープンループの電圧制御型（電流制御なし）のインバータ、クローズドループを持つ電流制御型のインバータの両方に、また、いずれにも属さない制御方法のインバータにも対応可能なモータ模擬装置、およびモータ模擬方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、本発明のモータ模擬装置は、被試験体であるモータ駆動用インバータの出力に、模擬負荷装置を接続し、前記模擬負荷装置を前記モータ駆動用インバータの模擬モータ負荷とするモータ模擬装置であって、前記モータ駆動用インバータの出力電流を検出する電流検出部と、前記モータ駆動用インバータの出力電圧を検出する電圧検出部と、模擬モータ負荷について設定された運転条件及び模擬モータの特性のパラメータを保持すると共に、前記電圧検出部により検出したモータ駆動用インバータの出力電圧を基に、前記模擬モータの電圧・電流方程式に従い、模擬モータとして流れるべき電流の電流指令を算出し、前記電流指令と、前記電流検出部で検出した電流とが一致するように前記模擬負荷装置の出力電圧を制御するモータ模擬運転制部と、を備えることを特徴とする。
このような構成により、被試験体のモータ駆動用インバータの出力電圧と出力電流を検出する。そして、このモータ駆動用インバータの出力電圧を基に、模擬モータの電流・電圧方程式（状態方程式）に従い、模擬モータとして流れるべき電流の電流指令を算出する。そして、算出した電流指令と、被試験体のモータ駆動用インバータの出力電流とを比較し、モータ駆動用インバータから流れる電流が電流指令に一致するように模擬負荷装置の出力電圧を制御する。
これにより、オープンループ（電流制御なし）の電圧制御型のインバータ、およびクローズドループによる電流制御型のインバータの両方に、また、いずれにも属さない制御方法のインバータにも対応可能なモータ模擬装置を提供することができる。
【００３０】
また、本発明のモータ模擬装置は、前記模擬負荷装置は、模擬負荷となる模擬負荷用インバータと、前記模擬負荷用インバータの交流出力側に接続されるリアクトルと、を有し、前記模擬負荷用インバータの交流出力側と前記モータ駆動用インバータの交流出力側とを前記リアクトルを介して接続して構成されることを特徴とする。
このような構成により、模擬負荷装置をインバータとリアクトルで構成し、模擬負荷用インバータの交流出力側とモータ駆動用インバータの交流出力側とをリアクトルを介して接続する。
これにより、模擬負荷装置の出力電圧の振幅、位相を容易に制御することができる。また、リアクトルにより、２つのインバータ間の出力電圧差、位相差が大きい場合の突入電流を抑制することができる。
【００３１】
また、本発明のモータ模擬装置は、前記模擬負荷用インバータは、３相のモータ模擬負荷となるように構成されており、前記モータ模擬運転制御部は、前記モータ模擬運転制御部に入力される回転速度指令信号ωから模擬モータの回転子角度θを算出するモータ角度算出回路と、前記モータ駆動用インバータの３相出力電流と前記回転子角度θとを基に、前記３相出力電流を回転子のｄ、ｑ軸上の電流ｉｄ、ｉｑに変換する第１の２／３相変換回路と、前記モータ駆動用インバータの３相出力電圧と前記回転子角度θとを基に、前記３相出力電圧を回転子のｄ、ｑ軸上の電圧Ｖｄ、Ｖｑに変換する第２の２／３相変換回路と、前記電圧Ｖｄ、Ｖｑと、模擬モータの電圧・電流方程式とを基に、模擬モータに流れるべき電流を、ｄ、ｑ軸上の電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊として求める電流指令演算回路と、前記電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊と前記電流ｉｄ、ｉｑをそれぞれ比較し、ｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊を生成する誤差増幅回路と、前記ｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊を基に、前記模擬負荷用インバータの３相出力電圧の制御指令信号Ｖｏｕ＊、Ｖｏｖ＊、Ｖｏｗ＊を生成する第３の２／３相変換回路と、を備えることを特徴とする。
このような構成により、モータ模擬運転制御部に入力される回転速度指令信号ωから模擬モータの回転子角度θを算出し、被試験体であるモータ駆動用インバータの３相出力電流と回転子角度θとを基に、ｄ、ｑ軸上の電流ｉｄ、ｉｑを求める。また、モータ駆動用インバータの３相出力電圧と回転子角度θとを基に、ｄ、ｑ軸上の電圧Ｖｄ、Ｖｑを求める。そして、電圧Ｖｄ、Ｖｑと、模擬モータの電流・電圧方程式（状態方程式）により、模擬モータに流れるべき電流を、ｄ、ｑ軸上の電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊として求める。この電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊と電流ｉｄ、ｉｑのそれぞれを比較し、ｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊を生成する。このｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊を基に、模擬負荷用インバータの３相出力電圧の制御指令信号Ｖｏｕ＊、Ｖｏｖ＊、Ｖｏｗ＊を生成する。
これにより、オープンループ（電流制御なし）の電圧制御型のインバータ、およびクローズドループを持つ電流制御型のインバータの両方に、また、いずれにも属さない制御方法のインバータにも対応可能なモータ模擬装置を提供することができる。
【００３２】
また、本発明のモータ模擬装置は、前記モータ角度算出回路に換えて、前記モータ駆動用インバータから、出力電圧の位相の情報を含む信号を取得し、該信号を基に、模擬モータの回転子の角度θおよび回転速度信号ωを生成する位相・周波数検出部を備えることを特徴とする。
このような構成により、例えば、被試験体であるモータ駆動用インバータが電圧型インバータである場合に、該インバータから出力電圧の位相情報を含む信号（電圧指令信号など）を取得し、これを基に、模擬モータの回転子の角度θおよび回転速度信号ωを生成する。
これにより、被試験体であるモータ駆動用インバータと、モータ模擬装置とを容易に同期して運転することができる。
【００３３】
また、本発明のモータ模擬装置は、前記モータ角度算出回路から得られる模擬モータの回転子角度θを基に、回転子角度センサの模擬信号を生成して前記モータ駆動用インバータに出力する角度センサ模擬制御部を備えることを特徴とする。
このような構成により、モータ角度算出回路から得られる模擬モータの回転子角度θを基に、例えば、回転子の回転角度検出用のレゾルバと同様な出力信号を生成する。
これにより、モータ模擬装置を回転子角度センサ付きの模擬モータとし機能させることができる。
【００３４】
また、本発明のモータ模擬装置は、前記模擬モータとしてＰＭモータを模擬する場合に、前記電流指令演算回路により、次式
【数２】
2008118797.tif 000004
ここで、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω：角回転速度、φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｌ：モータ駆動用インバータと模擬負荷用インバータとの間に接続されるインダクタンス、ｐ：微分演算子、
により、前記モータ駆動用インバータの出力電圧Ｖｄ、Ｖｑからｉｄ、ｉｑを求め、これを前記電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊とするように求めるように構成されたことを特徴とする。
これにより、周知のＰＭモータの電圧・電流方程式により、ｄ、ｑ軸上の電圧Ｖｄ、Ｖｑから模擬モータに流れるべき電流を、ｄ、ｑ軸上の電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊として容易に求めることができる。
【００３５】
また、本発明のモータ模擬装置は、前記模擬モータとしてＰＭモータを模擬する場合に、前記電流指令演算回路により、前記モータ駆動用インバータの出力電圧Ｖｄ、Ｖｑから前記電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を求める際に、ｉｄ＊＝｛Ｒ・Ｖｄ＋ω・Ｌｑ（Ｖｑ−ω・φａ）｝／（Ｒ２＋ω２・Ｌｄ・Ｌｑ）、ｉｑ＊＝｛−ω・Ｌｄ・Ｖｄ＋Ｒ（Ｖｑ−ω・φａ）｝／（Ｒ２＋ω２・Ｌｄ・Ｌｑ）、ここで、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω：角回転速度、φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束、として求めるように構成されたことを特徴とする。
これにより、周知のＰＭモータの電圧・電流方程式により、ｄ、ｑ軸上の電圧Ｖｄ、Ｖｑから模擬モータに流れるべき電流を、ｄ、ｑ軸上の電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊として容易に求めることができる。
【００３６】
また、本発明のモータ模擬装置は、前記第１の２／３相変換回路で求めたｄ、ｑ軸上の電流ｉｄ、ｉｑを基に、前記誤差増幅器により生成されたｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊のそれぞれに加算するための補償信号Ｖｄ´、Ｖｑ´を生成するフィードフォワード演算部をさらに備えることを特徴とする。
このような構成により、模擬負荷用インバータのｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊にフィードフォワード信号を加算し、模擬負荷用インバータの出力電圧の応答を早める。
これにより、モータ模擬装置の応答性を改善することができる。特に、被試験体であるモータ駆動用インバータが電流制御型のインバータである場合に効果がある。
【００３７】
また、本発明のモータ模擬装置は、前記フィードフォワード演算部により、電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊のそれぞれに加算する補償信号Ｖｄ´、Ｖｑ´を、
【数３】
2008118797.tif 000005
ここで、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω：角回転速度、φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｌ：モータ駆動用インバータと模擬負荷用インバータとの間に接続されるインダクタンス、ｐ：微分演算子、
により求めるように構成されたことを特徴とする。
これにより、モータ駆動用インバータと模擬負荷用インバータと間に接続されたフィルタのリアクトル（インダクタンスＬ）の影響を考慮して、モータ模擬装置の応答性を改善することができる。
【００３８】
また、本発明のモータ模擬装置は、前記フィードフォワード演算部により、電圧指令Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊のそれぞれに加算する補償信号Ｖｄ´、Ｖｑ´を、Ｖｄ´＝Ｒ・ｉｄ−ω（Ｌｑ−Ｌ）ｉｑ、Ｖｑ´＝ω・（Ｌｄ―Ｌ）・ｉｄ＋Ｒ・ｉｑ＋ω・φａ、ここで、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ω：角回転速度、φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｌ：モータ駆動用インバータと模擬負荷用インバータと間に接続されるインダクタンス、により求めるように構成されたことを特徴とする。
これにより、モータ駆動用インバータと模擬負荷用インバータと間に接続されたフィルタのリアクトル（インダクタンスＬ）の影響を考慮して、モータ模擬装置の応答性を改善することができる。
【００３９】
また、本発明のモータ模擬装置は、前記第２の２／３相変換回路により、ｄ、ｑ軸上の電圧信号Ｖｄ、Ｖｑを生成する際に、前記モータ駆動用インバータの３相線間電圧と、前記模擬モータの回転子角度に３０°加算した位相信号と、を入力信号として、前記ｄ、ｑ軸上の電圧信号Ｖｄ、Ｖｑを算出するように構成されたことを特徴とする。
このような構成により、入力した３相線間電圧を３０°位相を進めることにより、相電圧として扱うようにする。
これにより、被試験体であるモータ駆動用インバータの線間電圧を基に、電圧信号Ｖｄ、Ｖｑを生成することができる。すなわち、線間電圧から相電圧を生成する回路が不要となる。
【００４０】
また、本発明のモータ模擬方法は、被試験体であるモータ駆動用インバータの出力に、模擬負荷装置を接続し、前記模擬負荷装置を前記モータ駆動用インバータの模擬モータ負荷とするモータ模擬装置におけるモータ模擬方法であって、前記モータ駆動用インバータの出力電流を検出する電流検出手順と、前記モータ駆動用インバータの出力電圧を検出する電圧検出手順と、模擬モータ負荷について設定された運転条件及び模擬モータの特性のパラメータを保持すると共に、前記電圧検出部により検出したモータ駆動用インバータの出力電圧を基に、前記模擬モータの電圧・電流方程式に従い、模擬モータとして流れるべき電流の電流指令を算出する電流指令演算手順と、前記電流指令と、前記電流検出部で検出した電流とが一致するように前記模擬負荷装置の出力電圧を制御する出力電圧制御手順と、を含むことを特徴とする。
このような手順により、被試験体のモータ駆動用インバータの出力電圧と出力電流を検出する。そして、このモータ駆動用インバータの出力電圧を基に、模擬モータの電流・電圧方程式（状態方程式）に従い、模擬モータとして流れるべき電流の電流指令を算出する。そして、算出した電流指令と、被試験体のモータ駆動用インバータの出力電流とを比較し、モータ駆動用インバータから流れる電流が電流指令に一致するように模擬負荷装置の出力電圧を制御する。
これにより、オープンループ（電流制御なし）の電圧制御型のインバータ、およびクローズドループによる電流制御型のインバータの両方に、また、いずれにも属さない制御方法のインバータにも対応可能なモータ模擬装置を提供することができる。
【発明の効果】
【００４１】
本発明のモータ模擬装置においては、オープンループの電圧制御（電流制御なし）のインバータ、クローズドループによる電流制御のインバータの両方に、また、いずれにも属さない制御方法のインバータにも対応可能なモータ模擬装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
次に本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
【００４３】
［第１の実施の形態］
図１は本発明によるモータ模擬装置の第１の実施の形態の構成例を示す図である。
【００４４】
図１に示すモータ模擬装置の主回路の構成は、図７に示した従来技術の構成例と同じである。すなわち、被試験体のモータ駆動用インバータであるインバータ１の電源入力側にはチョッパ回路６及びコンデンサＣ１を介してＡＣ／ＤＣコンバータとしての回生コンバータ（正弦波コンバータ）６２が接続され、模擬負荷用インバータであるインバータ２の電源入力側にはコンデンサＣ２を介してＡＣ／ＤＣコンバータとしての回生コンバータ６３が接続されている。
【００４５】
回生コンバータ６２には、商用交流電源３からの３相交流電圧がトランス４、リアクトル（インダクタンス）６４を通じて加えられ、コンデンサＣ１に得られるＤＣ（直流）電圧がチョッパ回路６で調整された後、インバータ１に供給される。また、回生コンバータ６３には、商用交流電源３からの３相交流電圧がトランス４、トランス６１及びリアクトル（インダクタンス）６５を通じて加えられ、コンデンサＣ２に得られるＤＣ電圧がインバータ２に供給される。このトランス６１によりインバータ１とインバータ２を交流電源側において分離し、直流的に絶縁するようにしている。
【００４６】
また、回生コンバータ６２、６３はインバータ１、２に対して直流（ＤＣ）電圧を供給するために設けられる。即ち、回生コンバータ６２、６３は入力交流電圧をＡＣ／ＤＣ変換してコンデンサＣ１、Ｃ２に蓄積する。
【００４７】
モータの力行運転を模擬する場合は、回生コンバータ６２を制御して交流電源電圧より振幅が大きく、かつ位相の遅れた電圧を発生させることにより、その差の電圧がインダクタンス６４にかかり、交流電圧と同相の電流が流れ、コンデンサＣ１にエネルギーが蓄積され、チョッパ回路６を介してインバータ１に供給される。即ち、インバータ１が交流電源からエネルギーを供給されることになる。
【００４８】
一方、インバータ２はインバータ１から供給されたエネルギーをコンデンサＣ２に蓄積し、また、回生コンバータ６３を制御して交流電源電圧より振幅が大きく、かつ位相の進んだ電圧を発生させることにより、コンデンサＣ２からインダクタンス６５にかかる交流電圧と逆相の電流が流れ、この電流はトランス６１を通じて交流電源側に戻される。
【００４９】
モータの回生運転を模擬する場合は、上記と逆に回生コンバータ６２により交流電源電
圧より振幅が大きく、かつ位相の進んだ電圧を発生させることにより、インダクタンス６４にかかる交流電圧と逆向きの電流が流れる。また、インバータ２は回生コンバータ６３からのエネルギーをコンデンサＣ２に蓄積し、これをインバータ２からインバータ１に供給することになる。
【００５０】
上述したモータの力行運転、および回生運転は、インバータ１とモータ模擬負荷装置の運転状態によって決まる。
【００５１】
次に、本発明の特徴部分となるモータ模擬運転制御部１１の構成と動作について説明する。
モータ模擬装置１０中のモータ模擬運転制御部１１には、インバータ１から出力されるＰＷＭ１信号のＵ相及びＷ相の各電流ｉｕ、ｉｗが変流器８で検出されてモータ模擬運転制御部１１に加えられる。また、上記ＰＷＭ１信号をＹ（スター）接続抵抗１５と絶縁アンプ１４を通じて相電圧Ｖｕ、Ｖｗが検出されてモータ模擬運転制御部１１に取り込まれる。
【００５２】
また、モータ模擬運転制御部１１には、負荷としてのモータの運転条件とモータ特性が入力され設定される。運転条件としては、所望のモータ回転速度ω、トルク（負荷）である。モータ特性としては、モータ定数や電圧・電流方程式（状態方程式）である。モータ定数は、モータ等価回路の各構成要素である。ＰＭモータの場合のモータ定数としては、モータの電機子抵抗Ｒ、モータ回転子上のｄ、ｑ軸におけるｄ軸上のモータインダクタンＬｄとq軸上のモータインダクタンスＬｑ、モータ誘起電圧定数φａ、及びフィルタ７のリアクトルのインダクタンスＬが入力される。
【００５３】
モータ模擬運転制御部１１中の２／３相変換回路（第１の２／３相変換回路）１６Ａでは、変流器８から取り込まれる電流信号ｉｕ、ｉｗを基に、３相→２相変換を行い、ｄ軸、ｑ軸の直交座標系における電流ｉｄ、ｉｑを算出する。なお、３相→２相変換の演算に必要な模擬モータの回転子の回転角度θ（模擬角度信号）は、回転速度指令ωをモータ角度算出器１７で積分することにより得られる。ここで、回転速度指令ωは例えば、特願２００４−１２９４２８の図７に示す構成で決定される。
【００５４】
同様にして、２／３相変換回路（第２の２／３相変換回路）１６Ｂでは、絶縁アンプ１４から取り込まれる電圧信号Ｖｕ、Ｖｗを基に、３相→２相変換を行い、ｄ、ｑ軸の直交座標系における電圧Ｖｄ、Ｖｑを算出する。なお、３相→２相変換の演算に必要な模擬モータの回転子の回転子角度θは、回転速度指令ωをモータ角度算出器１７で積分することにより得られる。このｄ、ｑ軸における電圧Ｖｄ、Ｖｑの信号は電流指令演算部１８に出力される。
【００５５】
また、ｄ軸、ｑ軸で表されるモータの電圧・電流方程式は、ＰＭモータの場合、以下のように表される。
【００５６】
【数４】
2008118797.tif 000006
【００５７】
ここで、Ｖｄ，Ｖｑ：ｄ，ｑ軸の電機子電圧、ｉｄ，ｉｑ：ｄ，ｑ軸の電機子電流、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ,Ｌｑ：ｄ,ｑ軸インダクタンス、ω：角回転速度（Ｎに対応）、Ｐ：ｄ／ｄｔ、φａ：永久磁石による電機子鎖交磁束である。
【００５８】
また、簡単のために過渡項を無視する（微分演算子Ｐの項を無視する）と、以下の式となる。
【００５９】
【数５】
2008118797.tif 000007
【００６０】
上式を変形すると、以下の式により、電圧Ｖｄ、Ｖｑより、電流ｉｄ、ｉｑを求めることができる。
【００６１】
【数６】
2008118797.tif 000008
【００６２】
すなわち、モータの電圧Ｖｄ、Ｖｑが分かれば、モータのパラメータおよびモータの運転条件（例えば、回転数）を基に、モータ（実際には模擬モータとなるインバータ２）に流れるべき電流を決めることができる。
【００６３】
従って、電流指令演算部１８では上記（３）式を基に、電圧Ｖｄ、Ｖｑから、モータに流れるべき電流を電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊として求める。
【００６４】
また、電流指令演算部１８で算出された電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊は、２／３相変換回路１６Ａにより検出された実電流ｉｄ、ｉｑと比較され、誤差増幅器１９Ａ、１９Ｂにより増幅されて、ｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、およびＶｑｏ＊となる。この、ｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、およびＶｑｏ＊は２／３相変換回路（第３の２／３相変換回路）１６Ｃに出力される。
【００６５】
２／３相変換回路１６Ｃでは、ｄ、ｑ軸上の電圧指令Ｖｄｏ＊、およびＶｑｏ＊に対し、２相→３相変換を行い、各相の電圧指令Ｖｏｕ＊、Ｖｏｖ＊、Ｖｏｗ＊を生成し、この電圧指令Ｖｏｕ＊、Ｖｏｖ＊、Ｖｏｗ＊に従い、インバータ２をＰＷＭ制御する。なお、３相→２相変換の演算に必要な回転子の回転角度θは、回転速度指令ωをモータ角度算出器１７で積分することにより得られる。
【００６６】
このように、モータ模擬装置１０では、モータ模擬負荷として動作する場合に、モータ電圧（インバータ１の出力電圧）を検出し、この電圧におけるモータ（インバータ２）に流れるべき電流を（３）式の電圧・電流方程式（状態方程式）により求め、この電流を流すように、インバータ２の出力電圧を制御する。
【００６７】
また、図１に示す構成例では、角度センサ模擬制御部１２を備えている。この角度センサ模擬制御部１２は、モータの回転軸と共に回転する回転角度検出用のレゾルバの機能を模擬するものであり、インバータ１内の角度センサＩ／Ｆからの励振信号に応答して、帰還信号（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）を出力するように構成されている。これにより、モータ模擬装置１０をレゾルバ付きの模擬モータ負荷として機能させることができる。
【００６８】
［第２の実施の形態］
また、図２は本発明の第２の実施の形態を示す図である。図２に示す構成例は、モータ模擬装置１０Ａが、被試験体のインバータ１Ａから出力電圧の位相θの情報を含む信号を受け取るように構成した例である。
【００６９】
図２に示す被試験体のインバータ１Ａは、電圧型のインバータを示しており、ごく一般的な構成のものである。このインバータ１Ａでは、周波数指令Ｆに対し、乗算器３１により回転方向（正転：１または逆転：−１）を乗算し、これを積分器３２により積分し電圧信号の位相θを求め、ｓｉｎ信号発生器３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃにより各相のｓｉｎ信号（２π／３の位相差を持つ信号）を生成する。そして、乗算器３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃにより、各相のｓｉｎ信号と電圧指令とを乗算し、各相の電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成し、この電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ回路３５によりＰＷＭ変調し、主回路３６のスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴなど）をＯＮ・ＯＦＦ制御する。
【００７０】
そして、インバータ１Ａは、ｓｉｎ信号発生器３３Ａから生成されたＵ相のｓｉｎθ信号を、モータ模擬運転制御部１１Ａ内の位相・周波数検出部１３に出力する。また、インバータ１Ａは、回転方向信号生成回路３７により回転方向信号（０：正転、１：逆転）を生成し、この回転方向信号を位相・周波数検出部１３に出力する。
【００７１】
位相・周波数検出部１３では、インバータ１Ａから受け取ったＵ相のｓｉｎθ信号と回転方向の信号（０：正転、１：逆転）を基に、回転子の角度を模擬する回転子角度θと周波数ωの信号を生成する。なお、モータ模擬運転制御部１１Ａの他の構成部分は図１に示したものと同様である。
【００７２】
このように、被試験体となるインバータ１Ａから位相θの情報を含む信号を得られる場合には、これを基に、モータ模擬運転制御部１１Ａとインバータ１Ａの同期を取って、インバータの負荷シミュレータを行うことができる。
【００７３】
［第３の実施の形態］
また、図３は本発明のモータ模擬装置の第３の実施の形態を示す図である。図３に示す構成例は、図１に示す構成例と比較して、モータ模擬運転制御部１１Ｂに、ＦＦ（フィードフォワード）演算部２０を新たに追加した例であり、被試験体のインバータが電流制御型のインバータなどの場合に、模擬モータとしての応答性を改善するようにしたものである。また、２／３相変換回路１６Ｂに入力する電圧信号を線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｗｕとし、かつモータ角度算出器１７から得られる位相θ（模擬モータの回転子角度信号）に３０°を加算し、線間電圧の位相を相電圧の位相に一致させるようにして、Ｙ接続抵抗１５（図１を参照）を省略した構成としている。
【００７４】
上記ＦＦ演算部２０では、電流フィードバック信号ｉｄ、ｉｑより、以下の式に従い、フィードフォワード補償信号Ｖｄ´、Ｖｑ´を生成し、このフィードフォワード補償信号Ｖｄ´、Ｖｑ´を電圧指令信号Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊に加算する。
【００７５】
【数７】
2008118797.tif 000009
【００７６】
すなわち、ｄ，ｑ軸のインダクタンスＬｄ、ＬｑのそれぞれからフィルタのインダクタンスＬを引いた（４）式によりフィードフォワード補償信号Ｖｄ´、Ｖｑ´を生成し、これを電圧指令信号Ｖｄｏ＊、Ｖｑｏ＊に加算することにより、インバータ２の出力電圧の応答を早め、これにより、モータ模擬負荷としての応答性を改善することができる。
【００７７】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明のモータ模擬装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
本発明においては、オープンループ（電流制御なし）の電圧制御型のインバータ、クローズドループによる電流制御型のインバータの両方に対応可能なモータ模擬負荷を提供することができるので、本発明はモータ模擬装置等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】本発明のモータ模擬装置の第１の実施の形態の構成例を示す図である。
【図２】本発明のモータ模擬装置の第２の実施の形態の構成例を示す図である。
【図３】本発明のモータ模擬装置の第３の実施の形態の構成例を示す図である。
【図４】電流制御型インバータを試験するための従来のインバータ試験装置の構成例を示す図である。
【図５】電圧変換方程式をハード構成で実現した場合の例を示す図である。
【図６】電圧型インバータを試験するための従来のインバータ試験装置の構成例を示す図である。
【図７】従来のインバータ試験装置の他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００８０】
１、１Ａ  インバータ（被試験体のモータ駆動用インバータ）
２  インバータ（模擬負荷用インバータ）
３  商用交流電源
４  トランス
５  整流回路
６  チョッパ回路
７  フィルタ
８  変流器
１０、１０Ａ  モータ模擬装置
１１、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄ  モータ模擬運転制御部
１２、１２Ａ  角度センサ模擬制御部
１３  位相・周波数検出部
１４  絶縁アンプ
１５  Ｙ接続抵抗
１６Ａ、１６Ｂ、１６Ｃ  ２／３相変換回路
１７  モータ角度算出器
１８  電流指令演算部
１９Ａ、１９Ｂ  誤差増幅器
２０  、ＦＦ（フィードフォワード）演算部
３１  乗算器
３２  積分器
３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ  ｓｉｎ信号発生器
３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃ  乗算器
３５  ＰＷＭ回路
３６  主回路
３７  回転方向信号生成回路
６１  トランス
６２  回生コンバータ
６３  回生コンバータ
６４  リアクトル（インダクタンス）
６５  リアクトル（インダクタンス）
【図１】
2008118797.tif 000012
【図２】
2008118797.tif 000013
【図３】
2008118797.tif 000014
【図４】
2008118797.tif 000015
【図５】
2008118797.tif 000016
【図６】
2008118797.tif 000017
【図７】
2008118797.tif 000018