(57)【要約】【課題】サイズの小型化を実現するとともに特性のばらつきを防止することの可能な複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器を提供する。【解決手段】複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−１は、ＲＦ信号の入力端子に接続され、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波を励振する双方向性変換器２００と、弾性表面波に対し偶関数および奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部および虚数部を生成する４相一方向性変換器３００とからなり、複素係数トランスバーサルフィルタと複素ミキサ１３０との間に個別にゲイン調整が可能な増幅器１５１、１５２を備える。複素係数トランスバーサルフィルタをフロントエンドモジュール側に取り込むことができるため、従来の構成より小型、低価格が実現できる。【選択図】図１
2008166956.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号を周波数変換する周波数変換器であって、
ＲＦ信号の入力端子に接続されており、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波を励振する第１のすだれ状電極からなる第１のＳＡＷ変換器と、前記弾性表面波に対し偶関数および奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部および虚数部を生成する第２のＳＡＷ変換器と、からなる複素係数トランスバーサルフィルタと、
所定の周波数を有するローカル信号を出力する局部発振器と、
前記複素係数トランスバーサルフィルタと前記局部発振器とに接続され、前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される前記複素ＲＦ信号と前記局部発振器から出力される前記ローカル信号とを乗算して周波数変換する複素ミキサと、
前記複素係数トランスバーサルフィルタと前記複素ミキサとの間に前記複素ＲＦ信号の実数部および虚数部に対応してそれぞれ配置され、個別にゲイン調整が可能であり、前記複素ＲＦ信号を増幅する２つの増幅器と、
を備え、
前記第１、第２のＳＡＷ変換器の少なくとも一つは、４相一方向性変換器で構成されることを特徴とする、周波数変換器。
【請求項２】
前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を双方向に励振する双方向性変換器であり、
前記第２のＳＡＷ変換器は、前記双方向性変換器が励振する弾性表面波の一方を受信できる位置に設けられた４相一方向性変換器であることを特徴とする、請求項１に記載の周波数変換器。
【請求項３】
前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を一方向に励振する単相一方向性変換器であり、
前記第２のＳＡＷ変換器は、前記単相一方向性変換器が励振する弾性表面波を受信できる位置に設けられた４相一方向性変換器であることを特徴とする、請求項１に記載の周波数変換器。
【請求項４】
前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を双方向に励振する双方向性変換器であり、
前記第２のＳＡＷ変換器は、前記双方向性変換器が双方向に励振する弾性表面波を各々受信できる位置に設けられた２つの４相一方向性変換器であることを特徴とする、請求項１に記載の周波数変換器。
【請求項５】
前記４相一方向性変換器は、１周期内位相が９０度ずつ異なるように配置された４本の電極で構成される４相変換器であることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項６】
前記４相一方向性変換器は、グループタイプ変換器であることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項７】
前記２つの増幅器と、前記複素ミキサとの間にポリフェーズフィルタを備えたことを特徴とする、請求項１〜６のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項８】
前記複素ミキサの出力に基づいて前記２つの増幅器をフィードバック制御するフィードバック制御部を備えたことを特徴とする、請求項１〜７のいずれかに記載の周波数変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高性能無線通信端末に使用するダブル・クオドラチャ（Double Quadrature）周波数変換器等に用いられる複素係数トランスバーサルフィルタにかかり、特に、高い周波数の複素係数フィルタの実現に適した弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）フィルタを用いた複素係数トランスバーサルフィルタおよびこれを用いた周波数変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
高性能無線通信端末に使用するダブル・クオドラチャ（Double Quadrature）周波数変換器は、複素係数フィルタによってＲＦ信号を９０度の位相差を持たせて複素化させ、その複素信号をダブル・クオドラチャミキサによって周波数ダウンコンバートするもので、高いイメージ抑圧を実現させることができる。複素係数フィルタは、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタを用いて実現できる（以下、複素係数トランスバーサルフィルタという）。複素係数フィルタはＳＡＷフィルタのほかにスイッチドキャパシタ回路、電荷領域素子等によっても実現できるが、高い周波数の複素係数フィルタの実現にはトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを用いた複素係数トランスバーサルフィルタが適している（例えば、本件出願人により出願された特願２００５−１１７４５８参照）。
【０００３】
図２６は、特願２００５−１１７４５８に記載された複素係数トランスバーサルフィルタの構造を示す説明図である。複素係数トランスバーサルフィルタ１０は、圧電基板１１と、圧電基板１１上に設けられた交差幅が場所ごとに異なるすだれ状電極（以下、ＩＤＴ：Inter-digital Transducer：インターデジタルトランスデューサ）１２〜１５によって構成されている。各すだれ状の部分は電極指とも呼ばれる。ＩＤＴ１２、１４は、入力端子に接続されており、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）が励振され、圧電基板１１の左右方向に伝搬することになる。ＩＤＴ１３は、実数軸の成分を出力する出力端子Ｉに接続され、ＩＤＴ１２からの弾性表面波を受信できる位置に設けられている。また、ＩＤＴ１５は虚数軸の成分を出力する出力端子Ｑに接続され、ＩＤＴ１４からの弾性表面波を受信できる位置に設けられている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記構成からなる複素係数トランスバーサルフィルタ１０は、複素信号ＩおよびＱを得るために、それぞれ、独立したＳＡＷの伝搬トラックで構成していた。すなわち、複素信号Ｉを得るためにＩＤＴ１２、１３で一の伝搬トラックを構成し、複素信号Ｑを得るためにＩＤＴ１４、１５で他の伝搬トラックを構成していた。しかしながらかかる構成では、２つのＳＡＷトランスバーサルフィルタが必要になってしまい、サイズが大きくなってしまうという問題があった。また、伝搬トラックが独立しているため、トラック間での製造のばらつきによる特性のばらつきが大きくなってしまう問題もあった。
【０００５】
このような問題を解決するため、本件出願人により、１つの複素係数トランスバーサルフィルタからなる周波数変換器が創作された（本件出願人により出願された特願２００６−２５６８３０参照）。図２７は、かかる周波数変換器の構成を示す説明図である。かかる周波数変換器によれば、サイズの小型化、特性の良化および広帯域の実現等に効果がある。
【０００６】
図２７に示した全複素周波数変換器５０では、複素係数トランスバーサルフィルタ１０の挿入損失が良くないため、所望のＮＦ（Noise Figure：雑音指数）を確保するために、複素係数トランスバーサルフィルタ１０がＬＮＡ２０と全複素ミキサ３０との間に置かれている。このため、複素係数トランスバーサルフィルタ１０を、ＬＮＡ２０と全複素ミキサ３０等からなるＣＭＯＳ−ＩＣの外付け部品として実装しなければならず、この点において、小型化（集積化）および低価格化する上でさらなる改善の余地があった。
【０００７】
本発明は、上記背景技術に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、特性のばらつきを防止するとともに、サイズの小型化（集積化）および低価格化を実現することの可能な、新規かつ改良された複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明の第１の観点によれば、ＲＦ信号を周波数変換する周波数変換器が提供される。本発明の周波数変換器（１００）は、ＲＦ信号の入力端子に接続されており、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波を励振する第１のすだれ状電極（ＩＤＴ：Inter-digital Transducer）からなる第１のＳＡＷ変換器と、前記弾性表面波に対し偶関数および奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部および虚数部を生成する第２のＳＡＷ変換器と、からなる複素係数トランスバーサルフィルタ（１２０）と；所定の周波数を有するローカル信号を出力する局部発振器（１３７）と；前記複素係数トランスバーサルフィルタと前記局部発振器とに接続され、前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される前記複素ＲＦ信号と前記局部発振器から出力される前記ローカル信号とを乗算して周波数変換する複素ミキサ（１３０）と；前記複素係数トランスバーサルフィルタと前記複素ミキサとの間に前記複素ＲＦ信号の実数部および虚数部に対応してそれぞれ配置され、個別にゲイン調整が可能であり、前記複素ＲＦ信号を増幅する２つの増幅器（１５１、１５２）と；を備える。そして、前記第１、第２のＳＡＷ変換器の少なくとも一つは、４相一方向性変換器で構成されることを特徴とする（請求項１）。
【０００９】
かかる構成によれば、複素係数トランスバーサルフィルタを、一つの伝搬トラックで構成し、一つの伝搬トラック上に配置されるＳＡＷ変換器の少なくとも一つを４相一方向性変換器で構成することにより、イメージ抑圧度の良好な特性が得られる。さらに、１トラックで構成されているためサイズも非常に小さい。
【００１０】
さらに、４相一方向性変換器を用いた低損失の複素係数トランスバーサルフィルタに、フロントエンドのバンドパスフィルタの機能も兼用させることで、複素係数トランスバーサルフィルタの位置をアンテナとＬＮＡの間とすることができるため、増幅器と複素ミキサ等からなるＣＭＯＳ−ＩＣの外付け部品となっていた複素係数トランスバーサルフィルタをフロントエンドモジュール側に取り込むことができるため、従来の構成より小型、低価格が実現できる。
【００１１】
また、増幅器を実数部と虚数部でそれぞれ一つずつ用いる。そして、増幅器のゲインのデバイス間ばらつきを補償するために、増幅器はそれぞれ独立にゲインの制御ができるように設計する。これによって、フロントエンドのバンドパスフィルタが省略できる。また、ＣＭＯＳ−ＩＣにとって外付け部品が必要なくなるため、集積化が可能となる。これにより、従来の構成より小型、低価格なイメージ周波数抑圧型ダウンコンバータを提供できる。
【００１２】
なお上記において、構成要素に付随して括弧書きで記した参照符号は、説明の便宜のために、後述の実施形態および図面における対応する構成要素を一例として記したに過ぎず、本発明がこれに限定されるものではない。以下も同様である。
【００１３】
本発明の応用例としては様々なものが考えられるが、いくつかの応用例を挙げれば以下の通りである。
【００１４】
例えば、前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を双方向に励振する双方向性変換器（２００）であり、前記第２のＳＡＷ変換器は、前記双方向性変換器が励振する弾性表面波を効率よく受信できるように、方向性が前記第1のＳＡＷ変換器方向に向けられた４相一方向性変換器（３００）として構成することが可能である（請求項２）。双方向性変換器を用いることで、単相一方向性変換器を用いる場合に比べて広帯域を実現可能である。
【００１５】
また例えば、前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を一方向に励振する単相一方向性変換器（４００）であり、前記第２のＳＡＷ変換器は、前記単相一方向性変換器が励振する弾性表面波を効率よく受信できるように、方向性が前記第1のＳＡＷ変換器方向に向けられた４相一方向性変換器（３００）として構成することも可能である（請求項３）。単相一方向性変換器は、双方向性変換器と比較して狭帯域であるが、一方向にのみ弾性表面波を励振してそのすべてを４相一方向性変換器で受信できることから、信号損失を少なくすることが可能である。
【００１６】
また例えば、前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を双方向に励振する双方向性変換器（２００）であり、前記第２のＳＡＷ変換器は、前記双方向性変換器が双方向に励振する弾性表面波を各々効率よく受信できるように、方向性が前記第1のＳＡＷ変換器方向に向けられた２つの４相一方向性変換器（３００）として構成することも可能である（請求項４）。かかる構成によれば、双方向性変換器を用いることで、単相一方向性変換器を用いる場合に比べて広帯域を実現可能である。さらに、双方向に弾性表面波を励振してそのすべてを４相一方向性変換器で受信できることから、信号損失を少なくすることが可能である。
【００１７】
また、前記４相一方向性変換器は、例えば、１周期内位相が９０度ずつ異なるように配置された４本の電極で構成される４相変換器（３１０）とすることが可能である（請求項５）。
【００１８】
また例えば、前記４相一方向性変換器は、グループタイプ変換器（３２０）とすることも可能である（請求項６）。複素ＲＦ信号の虚数部Ｉと実数部Ｑのインバランスを補償することが可能である。
【００１９】
また、前記２つの増幅器と、前記複素ミキサとの間にポリフェーズフィルタ（１６０）を備えることも可能である（請求項７）。複素ＲＦ信号の虚数部Ｉと実数部Ｑのインバランスを、さらに高精度に補償することが可能である。
【００２０】
また、前記複素ミキサの出力に基づいて前記２つの増幅器をフィードバック制御するフィードバック制御部を備えることも可能である（請求項８）。
【００２１】
上記課題を解決するため、本発明の第２の観点によれば、高性能無線通信端末に使用するダブル・クオドラチャ（Double Quadrature）周波数変換器等に用いられる複素係数トランスバーサルフィルタが提供される。本発明の複素係数トランスバーサルフィルタ（１２０）は、ＲＦ信号の入力端子に接続され、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波を励振する第１のすだれ状電極（ＩＤＴ：Inter-digital Transducer）からなるＳＡＷ変換器と；前記弾性表面波に対し偶関数および奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部および虚数部を生成する第２のＳＡＷ変換器と；からなる。そして、前記第１、第２のＳＡＷ変換器の少なくとも一つは、４相一方向性変換器で構成されることを特徴とする。
【００２２】
本発明の第２の観点にかかる複素係数トランスバーサルフィルタについても、上記本発明の第１の観点にかかる周波数変換器と同様に、様々な応用例が考えられる。
【発明の効果】
【００２３】
以上のように、本発明によれば、特性のばらつきを防止するとともに、サイズの小型化（集積化）および低価格化を実現することの可能な、新規かつ改良された複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器が提供される。なお、本発明の他の効果等については、以下の発明を実施するための最良の形態において説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下に添付図面を参照しながら、本発明にかかる周波数変換器の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、本明細書および図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００２５】
まず、以下に説明する各実施形態に共通の概念について説明する。
以下の実施形態では、複素係数トランスバーサルフィルタを、４相一方向性ＳＡＷ変換器を用いて低損失化させ、フロントエンドのバンドパスフィルタの機能も兼用させることで、アンテナとＣＭＯＳ−ＩＣとの間のフロントエンドモジュール側に取り込む。また、ＬＮＡはＩとＱでそれぞれ一つずつ用いる。ＬＮＡのＧａｉｎのＤｅｖｉｃｅ間ばらつきを補償するために、ＬＮＡはそれぞれ独立にＧａｉｎの制御ができるように設計する。よって、フロントエンドのバンドパスフィルタが省略できる。また、ＣＭＯＳ−ＩＣにとって外付け部品が必要なくなるため、集積化が可能となる。これにより、従来の構成より小型、低価格なイメージ周波数抑圧型ダウンコンバータを提供できる。
【００２６】
（第１〜第３の実施形態）
まず、本発明の第１〜第３の実施形態について説明する。
【００２７】
＜全複素周波数変換器（図１）＞
図１は、本実施形態にかかる全複素周波数変換器１００の概略構成を示す説明図である。
全複素周波数変換器１００は、図１に示したように、アンテナ１１１と、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０と、全複素ミキサ１３０と、ＬＰＦ１４１、１４４と、ＡＧＣ１４２、１４５と、ＡＤＣ１４３、１４６と、ＬＮＡ１５１、１５２から構成されている。
【００２８】
上記構成要素のうち、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０はフロントエンドモジュールとして構成され、全複素ミキサ１３０と、ＬＰＦ１４１、１４４と、ＡＧＣ１４２、１４５と、ＡＤＣ１４３、１４６と、ＬＮＡ１５１、１５２はＣＭＯＳ−ＩＣとして構成される。なお、図１は本実施形態の説明に必要な構成部分のみを示したものであり、その他の構成要素については図示および説明を省略する。
【００２９】
フロントエンドモジュールとして構成される複素係数トランスバーサルフィルタ１２０は、アンテナ１１１から入力されたＲＦ信号の正の周波数または負の周波数成分を抑圧するためのフィルタである。本実施形態では、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０を構成するＳＡＷ変換器の少なくとも一つを４相一方向性変換器で構成することを特徴としている。このため、フロントエンドのバンドパスフィルタが省略できる。複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の詳細については、図３を参照しながらさらに後述する。
【００３０】
全複素ミキサ１３０は、周波数変換するためのものであり、乗算器であるミキサ１３１１３２、１３３、１３４と、加算器（または減算器）１３５、１３６とから構成される。全複素ミキサ１３０には、ローカル信号生成器１３７から実数軸ローカル信号（ｃｏｓ）が入力され、また、ローカル信号生成器１３７から虚数軸ローカル信号（−ｓｉｎ）が入力される。全複素ミキサ１３０は、ローカル信号生成器１３７から入力された複素信号に対して周波数ゼロまたはゼロ近くの周波数となる周波数変換を行い、複素信号を出力する。
【００３１】
ＬＰＦ１４１は複素信号の高周波成分の除去を行う。そして、高周波成分が除去された複素信号は、ＡＧＣ（Auto Gain Control）１４２およびＡＤＣ（Analog/Digital Converter）１４３を介して、複素ベースバンド信号の実数軸成分として出力端子Ｉから出力される。同様に、ＬＰＦ１４４は複素信号の高周波成分の除去を行う。そして、高周波成分が除去された複素信号は、ＡＧＣ１４５およびＡＤＣ１４６を介して、複素ベースバンド信号の虚数軸成分として出力端子Ｑへ出力される。
【００３２】
ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１５１、１５２は、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０と全複素ミキサ１３０との間に配置され、複素ＲＦ信号の実数部および虚数部に対応してそれぞれ個別に配置され、複素ＲＦ信号を増幅する増幅器である。
【００３３】
図２は、全複素ミキサ１３０の入力端でのイメージ減衰量を示す説明図である。イメージ減衰量３０ｄＢを満足させるためには、ＬＮＡ１５１、１５２の誤差は、振幅で約０．５ｄＢ以内、位相で約３°以内に抑える必要がある。ＬＮＡ１５１、１５２で位相を制御することは難しいので、位相誤差が３°以内になるような設計をし、振幅は可変振幅制御を行い誤差０．５ｄＢ以内に制御する。
【００３４】
本実施形態では、後述するように、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０を構成するＳＡＷ変換器の少なくとも一つを４相一方向性変換器で構成することを特徴としている。このため、フロントエンドのバンドパスフィルタが省略できる。また、ＬＮＡ１５１、１５２を複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の後段に配置することができる。このようにして、ＣＭＯＳ−ＩＣの外付け部品が必要なくなるため、集積化が可能となる。これにより、特性のばらつきを防止するとともに、サイズの小型化（集積化）および低価格化を実現することが可能である。
【００３５】
以上、本実施形態にかかる全複素周波数変換器１００について説明した。次いで、全複素周波数変換器１００の構成要素のうち、本実施形態に特徴的な構成要素である複素係数トランスバーサルフィルタ１２０について説明する。
【００３６】
＜複素係数トランスバーサルフィルタ＞
まず、複素係数トランスバーサルフィルタの原理について説明する。インパルス電気信号が印加された場合に弾性表面波として出力されるＳＡＷ信号のインパルス応答は、各電極指での重み関数（交差幅）Ｗｉ、各電極指からの距離ｘｉ、弾性表面波の位相速度ｖによって算出され、インパルス応答の周波数伝達関数Ｈ（ω）は、下記数式によって示される。下記数式は、重み関数Ｗｉの線形結合であり、トランスバーサルフィルタの基本原理と同じものになる。
【００３７】
【数１】
2008166956.tif 000003
【００３８】
当該周波数伝達関数Ｈ（ω）を有するトランスバーサルフィルタは、Ｗｉとｘｉを設計することで振幅特性と位相特性を独立に制御することができる。そのため、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタのＷｉとｘｉを設計することで所望の特性の複素係数トランスバーサルフィルタを実現することができる。実数軸の成分を出力する出力端子Ｉに接続されたトランデューサは、実数部のインパルス応答、すなわち偶対称インパルス応答に対応した重み付け（伝達関数ＨI（ω）に対応した重み付け）を行うため、包絡線の中心に対して偶対称となるように各電極指が設けられる。虚数軸の成分を出力する出力端子Ｉに接続されたトランデューサは、虚数部のインパルス応答、すなわち奇対称インパルス応答に対応した重み付け（伝達関数ＨQ（ω）に対応した重み付け）を行うため、包絡線の中心に対して奇対称となるように各電極指が設けられる。この構成によって、実ＲＦ信号を実数部と虚数部で９０°の位相差を有する複素ＲＦ信号へ変換することが可能となる。
【００３９】
本発明の目的は、高性能無線通信端末に使用するダブル・クオドラチャ（Double Quadrature）周波数変換器等において、サイズの小型化を実現するとともに特性のばらつきを防止することにある。そこで、本発明の周波数変換器において、複素係数トランスバーサルフィルタは伝達関数ＨI（ω）と伝達関数ＨQ（ω）を一つの伝搬トラックで構成される。そして、一つの伝搬トラック上に配置されるＳＡＷ変換器の少なくとも一つを４相一方向性変換器で構成することを特徴としている。以下では、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の具体的構成例として、複素係数バーサルフィルタ１２０−１（第１の実施形態）、１２０−２（第２の実施形態）、１２０−３（第３の実施形態）について順に説明する。
【００４０】
（第１の実施形態）
本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−１は、図３に示したように、入力側に設けられた双方向性変換器２００と、出力側に設けられた４相一方向性変換器３００とにより構成される。双方向性変換器２００は、弾性表面波を双方向に励振する。４相一方向性変換器３００は、実数軸の成分を出力する出力端子Ｉ＋、Ｉ−および虚数軸成分を出力する出力端子Ｑ＋、Ｑ−に接続され、双方向性変換器２００からの弾性表面波を効率よく受信できるように、方向性が前記第１のＳＡＷ変換器方向に向けられる。本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−１は、図３に示したように、１トラックで構成されているため、上記背景技術で説明した構成（図２６）と比べて非常に小さい。以下、双方向性変換器２００の構成および４相一方向性変換器３００の構成について、順に説明する。
【００４１】
＜双方向性変換器２００、２０５＞
双方向性変換器は、図４Ａ、図４Ｂに示したように、圧電基板上に設けられた対称に配置された正負電極指からなるすだれ状電極（ＩＤＴ：Inter-digital Transducer）からなる。正負電極指は一般に１本ずつの組か２本ずつ組で構成され、それぞれ、シングル電極（図４Ａ）、ダブル電極（図４Ｂ）と呼ばれている。また、重み付けを行うために交差幅が場所ごとに異なるように設計されることがある。
【００４２】
図４Ａに示したＩＤＴ２１０は、入力端子２２０および接地端子（グランド）２３０に接続されており、入力されるＲＦ信号に対し、インパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号を生成する。ＩＤＴ２１０にインパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、ＩＤＴ２１０に弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）２５０、２６０が励振され、圧電基板の左右方向（図４Ａの紙面左右方向）、双方向に伝搬する。
【００４３】
同様に、図４Ｂに示したＩＤＴ２１５は、入力端子２２５および接地端子（グランド）２３５に接続されており、入力されるＲＦ信号に対し、インパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号を生成する。ＩＤＴ２１５にインパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、ＩＤＴ２１５に弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）２５５、２６５が励振され、圧電基板の左右方向（図４Ｂの紙面左右方向）、双方向に伝搬する。
【００４４】
＜４相一方向性変換器３００＞
一方、図３に示した４相一方向性変換器３００は、１周期内位相が９０度ずつ異なるように配置された４本の電極で構成する４相変換器や、グループタイプ変換器などを用いることができる。以下、順に説明する。
【００４５】
（１）４相変換器
図５は、図３の４相一方向性変換器３００の一実施例として、４相変換器３１０を示す説明図である。図６は、図５に示した参照符号Ａの部分を拡大して示す説明図である。図６は、１周期内位相が９０度ずつ異なるように配置された４本の電極３１０ａ、３１０ｂ、３１０ｃ、３１０ｄを示している。電極３１０ａは出力端子Ｉ−に接続され、電極３１０ｂは出力端子Ｑ＋に接続され、電極３１０ｃは出力端子Ｉ＋に接続され、電極３１０ｂ出力端子Ｑ−に接続される。４相変換器３１０は、図５、図６に示したように、この４本の電極３１０ａ、３１０ｂ、３１０ｃ、３１０ｄを一単位として繰り返し配列されたものである。電極にそれぞれ位相が９０度異なる電界を印加して、弾性表面波を励振・受信することにより、一方向性を得るものである。
【００４６】
このとき、出力端子Ｑ−に接続される電極３１０ｄは、出力端子Ｑ＋との間で立体的に交差する（図６の参照符号Ｂ）。このため、出力端子Ｑ＋は、電極３１０ｄと交差する箇所においてブリッジ状に立体的に形成される。図７は、出力端子Ｑ＋、Ｉ−に形成されるブリッジ形状を示す説明図である。なお図７では、説明の便宜のためブリッジ形状を誇張して表現している。同様に、出力端子Ｉ＋に接続される電極３１０ｃは、出力端子Ｉ−との間で立体的に交差する。このため、出力端子Ｉ−は、電極３１０ｃと交差する箇所においてブリッジ状に立体的に形成される。
【００４７】
（２）グループタイプ変換器
図８は、図３の４相一方向性変換器３００の他の実施例として、グループタイプ変換器３２０を示す説明図である。図９は、図８に示した参照符号Ｃの部分を拡大して示す説明図である。図９は、このグループタイプ変換器３２０を構成する一グループである２対の電極３２０ａ、３２０ｂ、３２０ｃ、３２０ｄ、３２０ｅ、３２０ｆ、３２０ｇ、３２０ｈを示している。電極３２０ａ、３２０ｂ、３２０ｅ、３２０ｆは出力端子Ｉ−に接続され、電極３２０ｃ、３２０ｄ、３２０ｇ、３２０ｈは接地端子ＧＮＤに接続される。なお、他の出力端子Ｑ−、Ｉ＋、Ｑ＋についても同様に、２対の電極から構成される。グループタイプ変換器３２０は、一グループを一単位として、各グループ間を１／４波長離して繰り返し配列されたものである。この場合、一グループを２対としたが、設計によって対数は変えられる。
【００４８】
（第１の実施形態の動作）
次に、本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−１の動作について説明する。最初に、入力端子ｉｎ＋、ｉｎ−に実ＲＦ信号が入力されると、双方向性変換器２００において弾性表面波が励振され、弾性表面波の基づくＳＡＷ信号が伝搬される。双方向性変換器２００から伝搬されるＳＡＷ信号は、弾性表面波の伝搬方向に設けられた４相一方向性変換器３００によって受信され、インパルス応答に基づくたたみ込み積分が行われつつ再び電気信号に変換される。
【００４９】
このとき、４相一方向性変換器３００では、ＲＦ信号の実数成分が出力端子Ｉ＋、Ｉ−から出力され、ＲＦ信号の虚数成分が出力端子Ｑ＋、Ｑ−から出力される。これにより、負の周波数を抑圧しつつ、目的信号が存在する周波数側において目的信号の周波数帯域外を高い抑圧比で抑圧するフィルタが得られる。
【００５０】
＜複素係数トランスバーサルフィルタの特性（図１０〜図１２）＞
図１０は、本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の周波数−振幅特性を示す説明図である。Ｓ２１（ＲＦ端子からＩ端子への通過特性）とＳ３１（ＲＦ端子からＱ端子への通過特性）において、周波数−振幅特性がほぼ一致しており、良好な特性が得られたことが分かる。
【００５１】
図１１は、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の周波数−位相特性を示す説明図である。Ｓ２１（ＲＦ端子からＩ端子への通過特性）とＳ３１（ＲＦ端子からＱ端子への通過特性）において、任意の周波数に対して９０度の位相差が生じており、良好な特性が得られたことが分かる。
【００５２】
図１２は、本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０のイメージ抑圧特性（負の周波数領域の減衰特性）を示す説明図である。ここで、ＵＳＢは正の周波数領域での特性で、ＬＳＢは負の周波数領域での特性を示し、周波数の絶対値を取って同時に示してある。図１２より明らかなように、負の周波数領域における抑圧比（イメージ抑圧度）６８ｄＢの良好な特性が得られたことが分かる。
【００５３】
（第１の実施形態の効果）
以上のように、本実施形態によれば、図１０〜図１２に示したように、イメージ抑圧度６８ｄＢの良好な特性が得られる。さらに、サイズも１トラックで構成されているため非常に小さい。さらにまた、双方向性変換器２００を用いることで、単相一方向性変換器を用いる場合に比べて広帯域を実現可能である。
【００５４】
（第２の実施形態）
本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−２は、図１４に示したように、入力側に設けられた単相一方向性変換器４００と、４相一方向性変換器３００とにより構成される。単相一方向性変換器４００は、弾性表面波を一方向に励振する。４相一方向性変換器３００は、単相一方向性変換器４００からの弾性表面波を効率よく受信できるように、方向性が単相一方向性変換器４００方向に向けられて設けられる。なお、４相一方向性変換器３００の構成については、上記第１の実施形態と同様の構成（図５〜図９）のものを採用することができる。本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−２は、図１４に示したように、１トラックで構成されているため、上記背景技術で説明した構成（図２６）と比べて非常に小さい。以下では、単相一方向性変換器４００の構成について説明する。
【００５５】
＜単相一方向性変換器４００＞
単相一方向性変換器４００は、内部反射を用いたもの、バンク型の反射器を用いたもの、電気機械結合係数の大きさの差を用いたもの、結晶の異方性によるものなどが上げられ、おもに電極指構造の非対称性を利用している。一例として、図１３に示したように、圧電基板上に設けられた１周期（＝波長）に２本の１／８波長電極指と１本の３／８波長電極指からなるすだれ状電極（これをＳＰＵＤＴ：Single Phase Unidirectional Transducerと呼ばれる）４１０と、入力端子４２０と、接地端子４３０とによって構成されている。また、重み付けを行うために交差幅が場所ごとに異なるように設計されることがある。
【００５６】
SPUDT４１０は、入力端子４２０および接地端子（グランド）４３０に接続されており、入力されるＲＦ信号に対し、インパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号を生成する。トランデューサ４１０にインパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、トランデューサ４１０に弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）４５０が励振され、太い電極の反射により圧電基板の右方向（図１３の紙面右方向）に伝搬する。一方向性が得られる帯域幅はこの太い電極の反射係数に依存し、一般には広帯域化することは難しく、そのため、比較的帯域幅の狭いシステムで利用されている。
【００５７】
（第２の実施形態の動作）
次に、本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−２の動作について説明する。最初に、入力端子ｉｎ＋、ｉｎ−に実ＲＦ信号が入力されると、単相一方向性変換器４００において弾性表面波が励振され、弾性表面波の基づくＳＡＷ信号が伝搬される。単相一方向性変換器４００から伝搬されるＳＡＷ信号は、弾性表面波の伝搬方向に設けられた４相一方向性変換器３００によって受信され、インパルス応答に基づくたたみ込み積分が行われつつ再び電気信号に変換される。
【００５８】
このとき、４相一方向性変換器３００では、ＲＦ信号の実数成分が出力端子Ｉ＋、Ｉ−から出力され、ＲＦ信号の虚数成分が出力端子Ｑ＋、Ｑ−から出力される。これにより、負の周波数を抑圧しつつ、目的信号が存在する周波数側において目的信号の周波数帯域外を高い抑圧比で抑圧するフィルタが得られる。
【００５９】
（第２の実施形態の効果）
以上のように、本実施形態によれば、上記第１の実施形態と同様に、イメージ抑圧度６８ｄＢの良好な特性が得られる。さらに、サイズも１トラックで構成されているため非常に小さい。さらにまた、単相一方向性変換器４００は双方向性変換器と比較して狭帯域であるが、一方向にのみ弾性表面波を励振して、そのすべてを４相一方向性変換器３００で受信できることから、信号損失を少なくすることが可能である。
【００６０】
（第３の実施形態）
本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−３は、図１５、図１６に示したように、入力側に設けられた双方向性変換器２００と、２つの４相一方向性変換器３００−１、３００−２とにより構成される。双方向性変換器２００は、弾性表面波を双方向に励振する。４相一方向性変換器３００−１、３００−２は、双方向性変換器２００が双方向に励振する弾性表面波を各々効率よく受信できるように、方向性が双方向変換器方向に向けられる。なお、双方向性変換器２００および４相一方向性変換器３００−１、３００−２の構成については、上記第１の実施形態と同様の構成のものを採用することができる。本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−３は、図１５、図１６に示したように、１トラックで構成されているため、上記背景技術で説明した構成（図２６）と比べて非常に小さい。
【００６１】
（第３の実施形態の効果）
本実施形態では、２つの４相一方向性変換器３００−１、３００−２を備える。上記第１の実施形態（図３）において、双方向性変換器２００から４相一方向性変換器３００の反対側に出力されたＳＡＷ信号については、必ずしも有効に利用できてはいなかった。この点、本実施形態の構成によれば、かかる双方向のＳＡＷ信号を有効に利用することができる。そして、上記第１の実施形態と同様に、イメージ抑圧度６８ｄＢの良好な特性が得られる。さらに、サイズも１トラックで構成されているため非常に小さい。
【００６２】
（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態について説明する。本実施形態では、上記第１〜第３の実施形態の応用例として、複素ＲＦ信号の虚数部Ｉと実数部Ｑのインバランスを補償するための手段を設けた構成について説明する。なお、上記実施形態との相違点を中心に説明することとし、上記実施形態と実質的に同様の構成等については重複説明を省略する。
【００６３】
本実施形態にかかる全複素周波数変換器５００は、図１７に示したように、上記実施形態にかかる全複素周波数変換器１００（図１）に加えて、さらに、２つのＬＮＡ１５１、１５２と全複素ミキサ１３０との間にポリフェーズフィルタ１６０を備えて構成される。他の構成については上記第１〜第３の実施形態と実質的に同様である。すなわち、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０については、第１〜第３の実施形態のいずれの構成を採用してもよい。
【００６４】
（ポリフェーズフィルタ１６０）
ポリフェーズフィルタ１６０は、複素係数フィルタの一種であり、イメージ周波数成分を除去するためのフィルタである。図１８は、ポリフェーズフィルタ１６０の構成例を示す説明図であり、図１８（ａ）は１段構成のポリフェーズフィルタを示し、図１８（ｂ）は２段構成のポリフェーズフィルタを示す。
【００６５】
ポリフェーズフィルタ１６０は、図１８に示したように、入力が４端子、出力も４端子のブリッジ構造になり、受信は４端子をＩ＋，Ｉ−，Ｑ＋，Ｑ−としたときに、Ｉ＋とＩ−に入力し（Ｑ＋，Ｑ−は接地）、Ｉ＋とＩ−からＩ、Ｑ＋とＱ−からＱを得る。送信は、ＩをＩ＋とＩ−に入力し、ＱをＱ＋とＱ−に入力し、出力のＩ＋とＩ−のＩと、Ｑ−とＱ＋の−ＱからＩ−ｊＱを求めることで実信号を得る。図１８において、Ｃはコンデンサ（キャパシタ）を表し、静電容量は例えば０．２ｐＦ程度である。また、Ｒは抵抗を表し、抵抗値は例えば７９６ｏｈｍ程度である。
【００６６】
かかる構成からなるポリフェーズフィルタ１６０は、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０から出力される複素ＲＦ信号の虚数部Ｉと実数部Ｑのインバランスが生じたときに補償できる。すなわち、ＬＮＡ１５１、１５２だけだと振幅だけしか補償できないが、ポリフェーズフィルタ１６０だと位相も補償できる。また、ポリフェーズフィルタ１６０は、図１７に示したように、容易にＩＣ−ＭＯＳ上にインテグレーションできる。
【００６７】
一般にポリフェーズフィルタは、ばらつき等の問題により、ＲＦ信号のインバランス補償に向いているとは言えない。しかし、本実施形態の構成では、ＬＡＮ１５１、１５２で劣化した部分（例えば、２０ｄＢ程度）だけ補償すれば足りるため、ポリフェーズフィルタを用いることが可能である。
【００６８】
また、ポリフェーズフィルタの構成も、図１８（ａ）に示したように、１段程度の簡単な構成とすることができる。このため、挿入損失による影響も非常に少ない。図１９は、図１８（ａ）に示した１段構成のポリフェーズフィルタの挿入損失（ＩＬ）を示す説明図である。図１９（ａ）のグラフおよび図１９（ｂ）の表に示したように、挿入損失は１．６ｄＢと非常に少ない。
【００６９】
（第４の実施形態の効果）
以上のように、本実施形態によれば、２つのＬＮＡ１５１、１５２と全複素ミキサ１３０との間にポリフェーズフィルタ１６０を備えて構成することにより、複素ＲＦ信号の虚数部Ｉと実数部Ｑのインバランスを補償することが可能である。
【００７０】
（特性比較）
以下に、上記実施形態の特性についてさらに説明する。
【００７１】
図２０は、ポリフェーズフィルタを用いない場合（第３の実施形態）の特性を示す説明図である。ポリフェーズフィルタを用いない場合のイメージ減衰量（Image Rejection
Ratio：ＩＭＲＲ）は、図２０（ａ）のグラフおよび図２０（ｂ）の表に示したように、７２．５ｄＢである。なお、図２０（ｂ）の表に示した例によれば、挿入損失が−６．８ｄＢとなっているが、これを利得で表現すれば６．８ｄＢとなる。この例では、ＬＮＡ１５１、１５２の利得１０ｄＢ、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−３（第３の実施形態）の挿入損失３．２ｄＢにより、６．８ｄＢの利得となる。
【００７２】
図２１は、ポリフェーズフィルタ１６０を用いた場合（第４の実施形態）であって、ＬＮＡ１５１、１５２の誤差がないときのポリフェーズフィルタ１６０入力前の特性を示す説明図である。この場合のイメージ減衰量は、図２１（ａ）のグラフおよび図２１（ｂ）の表に示したように、７２．５ｄＢである。
【００７３】
図２２は、ポリフェーズフィルタ１６０を用いた場合（第４の実施形態）であって、ＬＮＡ１５１、１５２の誤差があるときのポリフェーズフィルタ１６０入力前の特性を示す説明図である。ここで、ＬＮＡ１５１、１５２のゲインは１０ｄＢであり、振幅誤差は１．５ｄＢであり、位相誤差は７°とする。この場合のイメージ減衰量は、図２２（ａ）のグラフおよび図２２（ｂ）の表に示したように、１９．５ｄＢに劣化している。
【００７４】
図２３は、ポリフェーズフィルタ１６０を用いた場合（第４の実施形態）であって、ＬＮＡ１５１、１５２の誤差があるときのポリフェーズフィルタ１６０入力後の特性を示す説明図である。ここで、ＬＮＡ１５１、１５２の誤差は図２２の場合と同様であり、また、ポリフェーズフィルタは一段構成のものとする。この場合のイメージ減衰量は、図２３（ａ）のグラフおよび図２３（ｂ）の表に示したように、５５．０ｄＢに改善している。
【００７５】
このように、ＬＮＡ１５１、１５２を用いることにより、ＬＮＡ１５１、１５２の誤差の影響でイメージ周波数が劣化するものの、ポリフェーズフィルタ１６０を用いることにより、イメージ周波数を改善することが可能である。また、ポリフェーズフィルタ１６０の挿入損失（ＩＬ）の劣化は１ｄＢ程度と非常に少ない。
【００７６】
図２４は、ポリフェーズフィルタを用いない場合と用いる場合の比較を示す説明図であり、図２４（ａ）はポリフェーズフィルタを用いない場合、図２４（ｂ）はポリフェーズフィルタで補正した場合である。図２４に示したように、大きな誤差があっても、５０ｄＢ以上のイメージ減衰量が実現できる。
【００７７】
（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態について説明する。本実施形態では、上記第１〜第４の実施形態の応用例として、全複素ミキサ１３０の出力に基づいて２つのＬＮＡ１５１、１５２をフィードバック制御するための手段を設けた構成について説明する。なお、上記実施形態との相違点を中心に説明することとし、上記実施形態と実質的に同様の構成等については重複説明を省略する。
【００７８】
本実施形態にかかる全複素周波数変換器６００は、図２５に示したように、上記実施形態にかかる全複素周波数変換器１００（図１）に加えて、さらに、全複素ミキサ１３０の出力に基づいて２つのＬＮＡ１５１、１５２をフィードバック制御するためのフィードバック制御部１７０を備えて構成される。
【００７９】
他の構成については上記第１〜第４の実施形態と実質的に同様である。すなわち、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０については、第１〜第３の実施形態のいずれの構成を採用してもよい。また、第４の実施形態で説明したポリフェーズフィルタ１６０をさらに備えるようにしてもよい。
【００８０】
（フィードバック制御部１７０）
フィードバック制御部１７０は、図２５に示したように、全複素ミキサ１３０の出力である複素ＲＦ信号の虚数部Ｉおよび実数部Ｑと、２つのＬＮＡ１５１、１５２に接続されており、全複素ミキサ１３０の出力ＩおよびＱに基づいて、２つのＬＮＡ１５１、１５２をフィードバック制御する。
【００８１】
ＬＮＡ１５１、１５２で劣化した部分が５ｄＢ程度で有れば、上記第４の実施形態のように、ポリフェーズフィルタで十分吸収できる。本実施形態のフィードバック制御は、ＬＮＡ１５１、１５２による劣化が、ポリフェーズフィルタでは補償し得ないことが想定される場合に特に有効である。
【００８２】
また、上記第４の実施形態のポリフェーズフィルタ１６０と、本実施形態のフィードバック制御部１７０とを組み合わせて用いることも可能である。すなわち、ＬＮＡ１５１、１５２による劣化を、まずポリフェーズフィルタ１６０で補償する。さらに、ポリフェーズフィルタ１６０で補償しきれない分があれば、その分をフィードバック制御部１７０で補償する。かかる制御によれば、フィードバック制御部１７０による複雑な制御を緩和することができる。
【００８３】
（第５の実施形態の効果）
以上のように、本実施形態によれば、全複素ミキサ１３０の出力に基づいて２つのＬＮＡ１５１、１５２をフィードバック制御するためのフィードバック制御部１７０を備えて構成することにより、複素ＲＦ信号の虚数部Ｉと実数部Ｑのインバランスを、さらに高精度に補償することが可能である。
【００８４】
以上、添付図面を参照しながら本発明にかかる複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器の好適な実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【００８５】
例えば、上記実施形態では、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の具体的構成例として、複素係数バーサルフィルタ１２０−１（第１の実施形態）、１２０−２（第２の実施形態）、１２０−３（第３の実施形態）について説明したが、本発明はかかる構成例に限定されない。すなわち、弾性表面波を励振する第１のＳＡＷ変換器と、その弾性表面波に対しインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部および虚数部を生成する第２のＳＡＷ変換器とからなる複素係数トランスバーサルフィルタにおいて、第１、第２のＳＡＷ変換器の少なくとも一つが４相一方向性変換器で構成されるあらゆる複素係数トランスバーサルフィルタとこれを用いた周波数変換器に対して、本発明を適用することができる。
【００８６】
また、上記実施形態では、４相一方向性変換器３００の具体的構成例として、４相変換器３１０とグループタイプ変換器３２０について説明したが、本発明はこれに限定されず、あらゆる構成の４相一方向性変換器を採用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００８７】
本発明は、高性能無線通信端末に使用する複素係数トランスバーサルフィルタおよびこれを用いた周波数変換器に利用可能であり、特に、高い周波数の複素係数フィルタの実現に適した弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）フィルタを用いた複素係数トランスバーサルフィルタおよびこれを用いた周波数変換器に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】全複素周波数変換器の説明図である。
【図２】全複素ミキサの入力端でのイメージ減衰量を示す説明図である。
【図３】第１の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。
【図４Ａ】双方向性変換器（シングル電極）の構成を示す説明図である。
【図４Ｂ】双方向性変換器（ダブル電極）の構成を示す説明図である。
【図５】４相一方向性変換器の構成を示す説明図である。
【図６】図５を部分的に拡大した説明図である。
【図７】４相一方向性変換器の構成を示す斜視図である。
【図８】グループタイプ変換器の構成を示す説明図である。
【図９】図８を部分的に拡大した説明図である。
【図１０】複素係数トランスバーサルフィルタの周波数−振幅特性を示す説明図である。
【図１１】複素係数トランスバーサルフィルタの周波数−位相特性を示す説明図である。
【図１２】複素係数トランスバーサルフィルタのイメージ抑圧特性を示す説明図である。
【図１３】単相一方向性変換器の構成を示す説明図である。
【図１４】第２の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。
【図１５】第３の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。
【図１６】第３の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。
【図１７】第４の実施形態にかかる全複素周波数変換器の説明図である。
【図１８】ポリフェーズフィルタの構成を示す説明図である。
【図１９】１段構成のポリフェーズフィルタの特性を示す説明図である。
【図２０】ポリフェーズフィルタを用いない場合の特性を示す説明図である。
【図２１】ＬＮＡの誤差がないときのポリフェーズフィルタ入力前の特性を示す説明図である。
【図２２】ＬＮＡの誤差があるときのポリフェーズフィルタ入力前の特性を示す説明図である。
【図２３】ＬＮＡの誤差があるときのポリフェーズフィルタ入力後の特性を示す説明図である。
【図２４】ポリフェーズフィルタを用いない場合と用いる場合の比較を示す説明図である。
【図２５】第５の実施形態にかかる全複素周波数変換器の説明図である。
【図２６】従来の複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。
【図２７】１つの複素係数トランスバーサルフィルタからなる周波数変換器の構成を示す説明図である。
【符号の説明】
【００８９】
１００  全複素周波数変換器
１２０  複素係数トランスバーサルフィルタ
１２０−１  複素係数トランスバーサルフィルタ
１２０−２  複素係数トランスバーサルフィルタ
１２０−３  複素係数トランスバーサルフィルタ
１３０  全複素ミキサ
１５１、１５２  ＬＮＡ
１６０  ポリフェーズフィルタ
１７０  フィードバック制御部
２００  双方向性変換器
３００  ４相一方向性変換器
３００−１  ４相一方向性変換器
３００−２  ４相一方向性変換器
３１０  ４相変換器
３２０  グループタイプ変換器
４００  一方向性変換器
【図１】
2008166956.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2008166956.tif 000012
【図９】
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【図１０】
2008166956.tif 000014
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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