(57)【要約】【課題】      逆特性等化と同様の効果とパスダイバーシチ効果を同時に行う受信等化を実現する伝送システム等を提供する。【解決手段】  フィルタ１の受信機初段に設置するＨＨ部３はＨＨが伝送路行列Ｈの随伴行列であるから伝送路最大比合成回路を意味し、パス捕捉漏洩のないパスダイバーシチを実現する。伝送路行列Ｈで表される伝送路２を通過した受信信号であるベクトルＹはＨＨ部３によって伝送路最大比合成され、後続のＶＨ部５を通過することによりＶの直交する列ベクトルによって直交分解がなされ、その出力は分解後の分解係数を与える。各分解係数はさらにΛ−１部７により固有値の逆数で重み付けが行なわれ、最終段のＶ部１１では重み付け後の係数より前記直交ベクトル群を再び重み付け加算し信号が再合成される。再合成された信号であるベクトルＲは有限時間Ｎの範囲において歪を受ける前の送信信号（変調ブロック信号）であるベクトルＸと相似な波形となる。【選択図】  図１
2008118483.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
長さＮの時系列信号であるブロック変調信号Ｘを生成する送信装置と、前記ブロック変調信号Ｘが歪伝送路を経由した後の長さＭの時系列信号である歪ブロック変調信号Ｙとし、当該歪ブロック変調信号Ｙを等化する受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、
前記受信フィルタは、並列配置されたＮ個の要素フィルタＥＦ＿ｉ（ｉ＝０〜Ｎ−１）からなり、入力された前記歪ブロック変調信号Ｙについて、前記各要素フィルタＥＦ＿ｉの出力シンボルｒ＿ｉがそれぞれ前記歪ブロック変調信号Ｙの等化後の長さＮの時系列信号シンボルＲ＝（ｒ＿０，ｒ＿１，・・・，ｒ＿Ｎ−１）となるように並列直列変換を行なうことを特徴とする伝送システム。
【請求項２】
前記各要素フィルタＥＦ＿ｉをそれぞれＭ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列ＨＬＩ（Ｎ行Ｍ列の行列）を定め、前記歪伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈ（Ｍ行Ｎ列の行列）とした場合に、行列ＨＬＩが下記第１式、第２式及び第３式から導かれる第４式の行列ＨＬＩによって設定された前記受信フィルタを有することを特徴とする請求項１記載の伝送システム。
ＨＬＩＨ＝Ｉ                          （１）
（但し、Ｉは単位行列）
Ｈ＝ＵΛ１／２ＶＨ                      （２）
（但し、Ｕ、ＶはそれぞれＨＨＨ、ＨＨＨの規格化された固有ベクトルを列ベクトルとするユニタリ行列、ΛはＨＨＨの固有値を対角成分にもつ対角行列）
ＵΛ１／２＝ＨＶ                        （３）
ＨＬＩ＝ＶΛ−１ＶＨＨＨ                  （４）
【請求項３】
前記各要素フィルタＦ＿ｉをそれぞれＭ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列Ｇ（Ｎ行Ｍ列の行列）を定め、前記ブロック変調信号Ｘとして受信側で既知の信号系列ＸＫを伝送し、前記時系列信号シンボルＲと前記信号系列ＸＫの誤差の自乗平均が最小となるように行列Ｇの各要素を制御することを特徴とする請求項１記載の伝送システム。
【請求項４】
前記各要素フィルタＦ＿ｉをそれぞれＭ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列Ｇ（Ｎ行Ｍ列の行列）を定め、等化後の前記時系列信号シンボルＲの系列を復号し、得られる復号信号系列Ｒ＿Ｈと前記時系列信号シンボルＲの系列との誤差の自乗平均が最小となるように行列Ｇの各要素を制御することを特徴とする請求項１記載の伝送システム。
【請求項５】
送信装置が長さＮの時系列信号であるブロック変調信号Ｘを生成して送信し、前記ブロック変調信号Ｘが歪伝送路を経由した後の長さＭの時系列信号である歪ブロック変調信号Ｙとし、受信装置が当該歪ブロック変調信号Ｙを等化する受信フィルタを有して受信する伝送方法において、
前記受信フィルタは、並列配置されたＮ個の要素フィルタＥＦ＿ｉ（ｉ＝０〜Ｎ−１）からなり、入力された前記歪ブロック変調信号Ｙについて、前記各要素フィルタＥＦ＿ｉの出力シンボルｒ＿ｉがそれぞれ前記歪ブロック変調信号Ｙの等化後の長さＮの時系列信号シンボルＲ＝（ｒ＿０，ｒ＿１，・・・，ｒ＿Ｎ−１）となるように並列直列変換を行なうことを特徴とする伝送方法。
【請求項６】
前記歪伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈ（Ｍ行Ｎ列の行列）とした場合に、行列ＨＬＩが下記第１式、第２式及び第３式から導かれる第４式の行列ＨＬＩによって設定された前記受信フィルタを有することを特徴とする請求項５記載の伝送方法。
ＨＬＩＨ＝Ｉ                          （１）
（但し、Ｉは単位行列）
Ｈ＝ＵΛ１／２ＶＨ                      （２）
（但し、Ｕ、ＶはそれぞれＨＨＨ、ＨＨＨの規格化された固有ベクトルを列ベクトルとするユニタリ行列、ΛはＨＨＨの固有値を対角成分にもつ対角行列）
ＵΛ１／２＝ＨＶ                        （３）
ＨＬＩ＝ＶΛ−１ＶＨＨＨ                  （４）
【請求項７】
長さＮＴ＊Ｎのブロック変調信号Ｘを長さＮの部分ブロック変調信号Ｘ＿ｉ（それぞれ長さＮの時系列信号、ｉ＝０〜ＮＴ−１）に分割し、当該部分ブロック変調信号Ｘ＿ｉをそれぞれ複数の送信アンテナから出力する送信装置と、前記部分ブロック変調信号Ｘ＿０〜Ｘ＿ＮＴ−１が歪伝送路を経由した後にＮＲ個の複数の受信アンテナによって受信される歪部分ブロック変調信号をＹ＿ｊ(それぞれ長さＭの時系列信号、ｊ＝０〜ＮＲ−１)とし、歪部分ブロック変調信号を従属に接続することで歪ブロック変調信号Ｙ＝（Ｙ＿０、Ｙ＿１、・・・、Ｙ＿ＮＲ−１）（長さＮＲ＊Ｍ）を生成し、当該歪ブロック変調信号Ｙを等化する受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、
前記受信フィルタは並列配置されたＮＴ＊Ｎ個の要素フィルタＥＦ＿ｋ（ｋ＝０〜ＮＴ＊Ｎ−１）からなり、前記歪ブロック変調信号Ｙが各要素フィルタＥＦ＿ｋに入力され、各要素フィルタＥＦ＿ｋの出力シンボルｒ＿ｋがそれぞれ前記歪ブロック変調信号Ｙの等化後のシンボルＲ＝（ｒ＿０，ｒ＿１，・・・，ｒ＿ＮＴ＊Ｎ−１）（長さＮＴ＊Ｎの時系列信号）となるように並列直列変換を行なうことを特徴とする伝送システム。
【請求項８】
前記各要素フィルタＥＦ＿ｉをそれぞれＮＲ＊Ｍ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜ＮＲ＊Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列ＨＭ,ＬＩ（（ＮＴ＊Ｎ）行（ＮＲ＊Ｍ）列の行列）を定め、前記歪伝送路のインパルス応答行列を行列ＨＭ（（ＮＲ＊Ｍ）行（ＮＴ＊Ｎ）列の行列）とした場合に、行列ＨＭ,ＬＩが下記第１式、第２式及び第３式から導かれる第４式の行列ＨＭ,ＬＩによって設定された前記受信フィルタを有することを特徴とする請求項７記載の伝送システム。
ＨＭ,ＬＩＨＭ＝Ｉ                          （１）
（但し、Ｉは単位行列）
ＨＭ＝ＵΛ１／２ＶＨ                      （２）
（但し、Ｕ、ＶはそれぞれＨＭＨＭＨ、ＨＭＨＨＭの規格化された固有ベクトルを列ベクトルとするユニタリ行列、ΛはＨＭＨＨＭの固有値を対角成分にもつ対角行列）
ＵΛ１／２＝ＨＭＶ                        （３）
ＨＭ,ＬＩ＝ＶΛ−１ＶＨＨＭＨ                  （４）
【請求項９】
前記各要素フィルタＥＦ＿ｉをそれぞれＮＲ＊Ｍ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜ＮＲ＊Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列Ｇ（（ＮＴ＊Ｎ）行（ＮＲ＊Ｍ）列の行列）を定め、前記ブロック変調信号Ｘとして受信側で既知の信号系列ＸＫを伝送し、前記時系列信号シンボルＲと前記信号系列ＸＫの誤差の自乗平均が最小となるように行列Ｇの各要素を制御することを特徴とする請求項７記載の伝送システム。
【請求項１０】
前記各要素フィルタＥＦ＿ｉをそれぞれＮＲ＊Ｍ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜ＮＲ＊Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列Ｇ（（ＮＴ＊Ｎ）行（ＮＲ＊Ｍ）列の行列）を定め、等化後の前記時系列信号シンボルＲの系列を復号し、得られる復号信号系列Ｒ＿Ｈと前記時系列信号シンボルＲの系列との誤差の自乗平均が最小となるように行列Ｇの各要素を制御することを特徴とする請求項７記載の伝送システム。
【請求項１１】
前記ブロック変調信号Ｘが、複数の時間ブロック符号にそれぞれに異なる情報信号を乗じて時間軸上で加算による多重により与えられることを特徴とする請求項１から４と７から１０のいずれかに記載の伝送システム。
【請求項１２】
前記情報信号に誤り訂正符号を適用し、当該誤り訂正符号を適用した後の信号系列を新たな情報信号とすることを特徴とする請求項１１に記載の伝送システム。
【請求項１３】
請求項１から４と７から１０のいずれかの伝送システムに用いられる受信フィルタ。
【請求項１４】
送信装置が長さＮの時系列信号であるブロック変調信号Ｘを生成して送信し、前記ブロック変調信号Ｘが歪伝送路を経由した後の長さＭの時系列信号である歪ブロック変調信号Ｙとし、受信装置が当該歪ブロック変調信号Ｙを等化する受信フィルタを有して受信する伝送方法における復号方法であって、
前記受信フィルタは、並列配置されたＮ個の要素フィルタＥＦ＿ｉ（ｉ＝０〜Ｎ−１）からなり、入力された前記歪ブロック変調信号Ｙについて、前記各要素フィルタＥＦ＿ｉの出力シンボルｒ＿ｉがそれぞれ前記歪ブロック変調信号Ｙの等化後の長さＮの時系列信号シンボルＲ＝（ｒ＿０，ｒ＿１，・・・，ｒ＿Ｎ−１）となるように並列直列変換を行なうことを特徴とし、
前記受信装置は、受信した歪ブロック変調信号Ｙを記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各歪ブロック変調信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、
新たな歪ブロック変調信号Ａが受信されると、当該歪ブロック変調信号Ａを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記歪ブロック変調信号Ａの直前に受信された歪ブロック変調信号Ｂの復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記歪ブロック変調信号Ａが歪ブロック変調信号Ｂから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記歪ブロック変調信号Ａから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の歪ブロック変調信号のうち２番目に新しい歪ブロック変調信号を再復号対象歪ブロック変調信号に設定する第１ステップと、
当該再復号対象歪ブロック変調信号の直前に受信された歪ブロック変調信号の最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前置干渉成分を求め、当該再復号対象歪ブロック変調信号の直後に受信された歪ブロック変調信号の最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで後置干渉成分を求め、再復号対象歪ブロック変調信号から前記前置干渉成分と前記後置干渉線分とを除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象歪ブロック変調信号の直前に受信された歪ブロック変調信号を新たな再復号対象歪ブロック変調信号に設定する第２ステップと、
前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、
を含む、復号方法。
【請求項１５】
送信装置が、長さＮＴ＊Ｎのブロック変調信号Ｘを長さＮの部分ブロック変調信号Ｘ＿ｉ（それぞれ長さＮの時系列信号、ｉ＝０〜ＮＴ−１）に分割し、当該部分ブロック変調信号Ｘ＿ｉをそれぞれ複数の送信アンテナから出力し、前記部分ブロック変調信号Ｘ＿０〜Ｘ＿ＮＴ−１が歪伝送路を経由した後に、受信装置が、ＮＲ個の複数の受信アンテナによって受信される歪部分ブロック変調信号をＹ＿ｊ(それぞれ長さＭの時系列信号、ｊ＝０〜ＮＲ−１)とし、歪部分ブロック変調信号を従属に接続することで歪ブロック変調信号Ｙ＝（Ｙ＿０、Ｙ＿１、・・・、Ｙ＿ＮＲ−１）（長さＮＲ＊Ｍ）を生成し、当該歪ブロック変調信号Ｙを等化する受信フィルタを有して受信する伝送方法における復号方法であって、
前記受信フィルタは並列配置されたＮＴ＊Ｎ個の要素フィルタＥＦ＿ｋ（ｋ＝０〜ＮＴ＊Ｎ−１）からなり、前記歪ブロック変調信号Ｙが各要素フィルタＥＦ＿ｋに入力され、各要素フィルタＥＦ＿ｋの出力シンボルｒ＿ｋがそれぞれ前記歪ブロック変調信号Ｙの等化後のシンボルＲ＝（ｒ＿０，ｒ＿１，・・・，ｒ＿ＮＴ＊Ｎ−１）（長さＮＴ＊Ｎの時系列信号）となるように並列直列変換を行なうことを特徴とし、
前記受信装置が前記複数の受信アンテナにより並列に受信された各歪部分ブロック変調信号をそれぞれ記録するアンテナ毎の受信変調ブロックバッファと、前記歪ブロック変調信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファとを有し、
新たな歪部分ブロック変調信号Ａ＿ｉ(ｉはアンテナ番号)が受信されると、その直前に受信された歪部分ブロック変調信号Ｂ＿ｉに対応する歪ブロック変調信号の最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることでＡ＿ｉそれぞれに対する前置干渉成分を求め、前記歪部分ブロック変調信号Ａ＿ｉから当該前置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉成分が除去された各Ａ＿ｉを従属に接続することで得られる歪ブロック変調信号に対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の歪部分ブロック変調信号のうち２番目に新しい歪部分ブロック変調信号を再復号対象歪部分ブロック変調信号に設定する第１ステップと、
各受信アンテナ毎の再復号対象歪部分ブロック変調信号の直前に受信された歪部分ブロック変調信号に対応する歪ブロック変調信号の最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各受信アンテナ毎の再復号対象歪部分ブロック変調信号のそれぞれに対する前置干渉成分を求め、再復号対象歪部分ブロック変調信号の直後に受信された各受信アンテナ毎の歪部分ブロック変調信号に対応する歪ブロック変調信号の最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各アンテナ毎の再復号対象歪部分ブロック変調信号に対する後置干渉成分を求め、各再復号対象歪部分ブロック変調信号から前置干渉成分ならびに後置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉ならびに後置干渉成分が除去された各再復号対象歪部分ブロック変調信号を従属に接続して得られる歪ブロック変調信号に対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の前記再復号対象歪部分ブロック変調信号の直前に受信された各歪部分ブロック変調信号を新たな再復号対象歪部分ブロック変調信号に設定する第２ステップと、
前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、
を含む、復号方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、伝送システム、伝送方法、受信フィルタ、及び復号方法に関し、特にブロック変調信号の等化についての伝送システム、伝送方法、受信フィルタ、及び復号方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図２８は一般的な符号分割多重伝送システムの様子を示した図である。以下簡単に説明する。
【０００３】
システムの説明を行う前に、符号分割多重伝送について簡単に説明する。マルチコード多重による直接拡散スペクトラム変調（ＭＣ−ＤＳＳＳ）は伝送する情報信号を複数ビット単位でブロック化し、１ブロック内の各ビットをそれぞれ直交する拡散符号で拡散し、時間軸上で多重して伝送する手法である。各ビットの拡散処理は、ブロック符号化とも捉えられるため、以下ではＭＣ−ＤＳＳＳにおける拡散符号のことを時間ブロック符号と呼ぶことにし、またＭＣ−ＤＳＳＳ変調と同様に、複数の時間ブロック符号に情報信号を乗じて並列多重伝送する変調方式を総称して符号分割多重変調と呼ぶことにする。
【０００４】
図２８を参照して、符号分割多重伝送システム１００は、送信機１００ａと受信機１００ｂとを備え、送信機１００ａから送信された信号は伝送路１０９を介して受信機１００ｂに受信される。情報信号Ｓ［ｎ］は変調処理部１０１により変調処理され、その変調信号ｘ（ｔ）は、アップコンバータ１０３による処理後にＲＦ１０５によって無線周波数（高周波）処理されて送信アンテナ１０７から送信される。送信された信号は、伝送路１０９を介して受信アンテナ１１１により受信される。受信された信号は、ＬＮＡ＆受信フィルタ１１３により低雑音増幅処理とフィルタ処理され、ダウンコンバータ１１５により処理される。そして、受信信号ｒ［ｔ］が復調処理部１１７により処理され、復号信号Ｓ＾［ｎ］が得られる。
【０００５】
ところで、ブロック変調における各変調ブロックは有限時間に制限された信号である。このような有限時間信号に対する逆特性等化（Frequency  Domain  Inverse  Filter,  ＦＤＩＦ）の議論においては、被等化信号を時間軸上で繰り返し出現する周期信号とみなすことや（これを周期信号仮定と呼ぶことにする）、ブロック外はすべて０とすること（これをゼロ充填仮定と呼ぶことにする）から議論が展開される。このような仮定を行なう目的は、元来有限時間信号である被等化信号を無限に続く信号と捉えることで周波数軸上での議論に置き換えるためである。言うまでもなく、周期信号仮定ではフーリエ級数もしくは離散フーリエ変換（ＤＦＴ）が用いられ、ゼロ充填仮定ではフーリエ変換もしくは離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）が用いられる。
【０００６】
図２９は図２８の復調処理部１１７のためにＬＮＡ＆受信フィルタ１１３等において用いられる通常の周波数軸上での逆特性等化（ＦＤＩＦ）を説明するための図である。
【０００７】
ブロック変調信号をベクトルＸで表す。フィルタ２００は、トランスバーサルフィルタ２０１によって回路が実現され、ベクトルＲで表される受信信号が得られる（非特許文献１参照）。フィルタ２００のように、通常の逆特性等化では各受信シンボルｒ＿ｉは等しいＦＩＲフィルタが施された結果の信号となる。
【０００８】
【非特許文献１】Proakis編,″DigitalCommunications, 4th edition,″McGraw-Hill ,pp.616-618,2001
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、逆特性等化（ＦＤＩＦ）は周波数軸上で逆特性となるようなフィルタ伝達特性を実現するために、等化対象の伝送路のある周波数成分に深い落ち込みが存在する場合、これを等化しようと雑音成分を強調してしまい伝送特性が劣化する問題があった。既知の信号を伝送し、これと等化後の信号との誤差の自乗平均を最小にするようにフィルタ係数を制御する手法を適用すれば、雑音強調を抑制できることが知られているが、一方でこの場合、伝送路歪を受けた信号を完全に等化することができなくなり、等化後の信号に歪成分が残ってしまう。さらに逆特性等化は、歪成分を分解し合成するパスダイバーシチとは正反対に歪成分を無くするように働くため、パスダイバーシチ効果は得られず、前記自乗誤差を最小にするフィルタ係数制御を行なった場合でもパスダイバーシチと等化とが相反する効果として現れ、両者の両立は行えなかった。
【００１０】
本発明は、Ｎの有限時間長のブロック変調信号に対して、逆特性等化と同様の効果とパスダイバーシチ効果を同時に行う受信等化を実現する伝送システム、伝送方法、受信フィルタ及び復号方法を提供することを目的とする。Ｎの有限時間長のブロック変調信号に対して、周波数軸上への議論の置き換えを行なうことなく、当該有限時間内で時間軸のままで等化することを特徴とする伝送システム、伝送方法、受信フィルタ及び復号方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
請求項１に係る発明は、長さＮの時系列信号であるブロック変調信号Ｘを生成する送信装置と、前記ブロック変調信号Ｘが歪伝送路を経由した後の長さＭの時系列信号である歪ブロック変調信号Ｙとし、当該歪ブロック変調信号Ｙを等化する受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、前記受信フィルタが、並列配置されたＮ個の要素フィルタＥＦ＿ｉ（ｉ＝０〜Ｎ−１）からなり、入力された前記歪ブロック変調信号Ｙについて、前記各要素フィルタＥＦ＿ｉの出力シンボルｒ＿ｉがそれぞれ前記歪ブロック変調信号Ｙの等化後の長さＮの時系列信号シンボルＲ＝（ｒ＿０，ｒ＿１，・・・，ｒ＿Ｎ−１）となるように並列直列変換を行なうことを特徴とするものである。
【００１２】
請求項２に係る発明は、請求項１において、前記各要素フィルタＥＦ＿ｉをそれぞれＭ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列ＨＬＩ（Ｎ行Ｍ列の行列）を定め、前記歪伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈ（Ｍ行Ｎ列の行列）とした場合に、行列ＨＬＩが下記第１式、第２式及び第３式から導かれる第４式の行列ＨＬＩによって設定された前記受信フィルタを有することを特徴とするものである。
ＨＬＩＨ＝Ｉ                          （１）
（但し、Ｉは単位行列）
Ｈ＝ＵΛ１／２ＶＨ                      （２）
（但し、Ｕ、ＶはそれぞれＨＨＨ、ＨＨＨの規格化された固有ベクトルを列ベクトルとするユニタリ行列、ΛはＨＨＨの固有値を対角成分にもつ対角行列）
ＵΛ１／２＝ＨＶ                        （３）
ＨＬＩ＝ＶΛ−１ＶＨＨＨ                  （４）
【００１３】
請求項３に係る発明は、請求項１において、前記各要素フィルタＦ＿ｉをそれぞれＭ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列Ｇ（Ｎ行Ｍ列の行列）を定め、前記ブロック変調信号Ｘとして受信側で既知の信号系列ＸＫを伝送し、前記時系列信号シンボルＲと前記信号系列ＸＫの誤差の自乗平均が最小となるように行列Ｇの各要素を制御することを特徴とするものである。
【００１４】
請求項４に係る発明は、請求項１において、前記各要素フィルタＦ＿ｉをそれぞれＭ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列Ｇ（Ｎ行Ｍ列の行列）を定め、等化後の前記時系列信号シンボルＲの系列を復号し、得られる復号信号系列Ｒ＿Ｈと前記時系列信号シンボルＲの系列との誤差の自乗平均が最小となるように行列Ｇの各要素を制御することを特徴とするものである。
【００１５】
請求項５に係る発明は、送信装置が長さＮの時系列信号であるブロック変調信号Ｘを生成して送信し、前記ブロック変調信号Ｘが歪伝送路を経由した後の長さＭの時系列信号である歪ブロック変調信号Ｙとし、受信装置が当該歪ブロック変調信号Ｙを等化する受信フィルタを有して受信する伝送方法において、前記受信フィルタが、並列配置されたＮ個の要素フィルタＥＦ＿ｉ（ｉ＝０〜Ｎ−１）からなり、入力された前記歪ブロック変調信号Ｙについて、前記各要素フィルタＥＦ＿ｉの出力シンボルｒ＿ｉがそれぞれ前記歪ブロック変調信号Ｙの等化後の長さＮの時系列信号シンボルＲ＝（ｒ＿０，ｒ＿１，・・・，ｒ＿Ｎ−１）となるように並列直列変換を行なうことを特徴とする。
【００１６】
請求項６に係る発明は、請求項５において、前記歪伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈ（Ｍ行Ｎ列の行列）とした場合に、行列ＨＬＩが下記第１式、第２式及び第３式から導かれる第４式の行列ＨＬＩによって設定された前記受信フィルタを有することを特徴とする。
ＨＬＩＨ＝Ｉ                          （１）
（但し、Ｉは単位行列）
Ｈ＝ＵΛ１／２ＶＨ                      （２）
（但し、Ｕ、ＶはそれぞれＨＨＨ、ＨＨＨの規格化された固有ベクトルを列ベクトルとするユニタリ行列、ΛはＨＨＨの固有値を対角成分にもつ対角行列）
ＵΛ１／２＝ＨＶ                        （３）
ＨＬＩ＝ＶΛ−１ＶＨＨＨ                  （４）
【００１７】
請求項７に係る発明は、長さＮＴ＊Ｎのブロック変調信号Ｘを長さＮの部分ブロック変調信号Ｘ＿ｉ（それぞれ長さＮの時系列信号、ｉ＝０〜ＮＴ−１）に分割し、当該部分ブロック変調信号Ｘ＿ｉをそれぞれ複数の送信アンテナから出力する送信装置と、前記部分ブロック変調信号Ｘ＿０〜Ｘ＿ＮＴ−１が歪伝送路を経由した後にＮＲ個の複数の受信アンテナによって受信される歪部分ブロック変調信号をＹ＿ｊ(それぞれ長さＭの時系列信号、ｊ＝０〜ＮＲ−１)とし、歪部分ブロック変調信号を従属に接続することで歪ブロック変調信号Ｙ＝（Ｙ＿０、Ｙ＿１、・・・、Ｙ＿ＮＲ−１）（長さＮＲ＊Ｍ）を生成し、当該歪ブロック変調信号Ｙを等化する受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、前記受信フィルタが並列配置されたＮＴ＊Ｎ個の要素フィルタＥＦ＿ｋ（ｋ＝０〜ＮＴ＊Ｎ−１）からなり、前記歪ブロック変調信号Ｙが各要素フィルタＥＦ＿ｋに入力され、各要素フィルタＥＦ＿ｋの出力シンボルｒ＿ｋがそれぞれ前記歪ブロック変調信号Ｙの等化後のシンボルＲ＝（ｒ＿０，ｒ＿１，・・・，ｒ＿ＮＴ＊Ｎ−１）（長さＮＴ＊Ｎの時系列信号）となるように並列直列変換を行なうことを特徴とするものである。
【００１８】
請求項８に係る発明は、請求項７において、前記各要素フィルタＥＦ＿ｉをそれぞれＮＲ＊Ｍ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜ＮＲ＊Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列ＨＭ,ＬＩ（（ＮＴ＊Ｎ）行（ＮＲ＊Ｍ）列の行列）を定め、前記歪伝送路のインパルス応答行列を行列ＨＭ（（ＮＲ＊Ｍ）行（ＮＴ＊Ｎ）列の行列）とした場合に、行列ＨＭ,ＬＩが下記第１式、第２式及び第３式から導かれる第４式の行列ＨＭ,ＬＩによって設定された前記受信フィルタを有することを特徴とする。
ＨＭ,ＬＩＨＭ＝Ｉ                          （１）
（但し、Ｉは単位行列）
ＨＭ＝ＵΛ１／２ＶＨ                      （２）
（但し、Ｕ、ＶはそれぞれＨＭＨＭＨ、ＨＭＨＨＭの規格化された固有ベクトルを列ベクトルとするユニタリ行列、ΛはＨＭＨＨＭの固有値を対角成分にもつ対角行列）
ＵΛ１／２＝ＨＭＶ                        （３）
ＨＭ,ＬＩ＝ＶΛ−１ＶＨＨＭＨ                  （４）
【００１９】
請求項９に係る発明は、請求項７において、前記各要素フィルタＥＦ＿ｉをそれぞれＮＲ＊Ｍ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜ＮＲ＊Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列Ｇ（（ＮＴ＊Ｎ）行（ＮＲ＊Ｍ）列の行列）を定め、前記ブロック変調信号Ｘとして受信側で既知の信号系列ＸＫを伝送し、前記時系列信号シンボルＲと前記信号系列ＸＫの誤差の自乗平均が最小となるように行列Ｇの各要素を制御することを特徴とする。
【００２０】
請求項１０に係る発明は、請求項７において、前記各要素フィルタＥＦ＿ｉをそれぞれＮＲ＊Ｍ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜ＮＲ＊Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列Ｇ（（ＮＴ＊Ｎ）行（ＮＲ＊Ｍ）列の行列）を定め、等化後の前記時系列信号シンボルＲの系列を復号し、得られる復号信号系列Ｒ＿Ｈと前記時系列信号シンボルＲの系列との誤差の自乗平均が最小となるように行列Ｇの各要素を制御することを特徴とする。
【００２１】
請求項１１に係る発明は、請求項１から４と７から１０のいずれかにおいて、前記ブロック変調信号Ｘが、複数の時間ブロック符号にそれぞれに異なる情報信号を乗じて時間軸上で加算による多重により与えられることを特徴とする。
【００２２】
請求項１２に係る発明は、請求項１１において、前記情報信号に誤り訂正符号を適用し、当該誤り訂正符号を適用した後の信号系列を新たな情報信号とすることを特徴とする。
【００２３】
請求項１３に係る発明は、請求項１から４と７から１０のいずれかの伝送システムに用いられる受信フィルタである。
【００２４】
請求項１４に係る発明は、送信装置が長さＮの時系列信号であるブロック変調信号Ｘを生成して送信し、前記ブロック変調信号Ｘが歪伝送路を経由した後の長さＭの時系列信号である歪ブロック変調信号Ｙとし、受信装置が当該歪ブロック変調信号Ｙを等化する受信フィルタを有して受信する伝送方法における復号方法であって、前記受信フィルタが、並列配置されたＮ個の要素フィルタＥＦ＿ｉ（ｉ＝０〜Ｎ−１）からなり、入力された前記歪ブロック変調信号Ｙについて、前記各要素フィルタＥＦ＿ｉの出力シンボルｒ＿ｉがそれぞれ前記歪ブロック変調信号Ｙの等化後の長さＮの時系列信号シンボルＲ＝（ｒ＿０，ｒ＿１，・・・，ｒ＿Ｎ−１）となるように並列直列変換を行なうことを特徴とし、前記受信装置が、受信した歪ブロック変調信号Ｙを記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各歪ブロック変調信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、新たな歪ブロック変調信号Ａが受信されると、当該歪ブロック変調信号Ａを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記歪ブロック変調信号Ａの直前に受信された歪ブロック変調信号Ｂの復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記歪ブロック変調信号Ａが歪ブロック変調信号Ｂから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記歪ブロック変調信号Ａから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の歪ブロック変調信号のうち２番目に新しい歪ブロック変調信号を再復号対象歪ブロック変調信号に設定する第１ステップと、当該再復号対象歪ブロック変調信号の直前に受信された歪ブロック変調信号の最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前置干渉成分を求め、当該再復号対象歪ブロック変調信号の直後に受信された歪ブロック変調信号の最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで後置干渉成分を求め、再復号対象歪ブロック変調信号から前記前置干渉成分と前記後置干渉線分とを除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象歪ブロック変調信号の直前に受信された歪ブロック変調信号を新たな再復号対象歪ブロック変調信号に設定する第２ステップと、前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、を含むものである。
【００２５】
請求項１５に係る発明は、送信装置が、長さＮＴ＊Ｎのブロック変調信号Ｘを長さＮの部分ブロック変調信号Ｘ＿ｉ（それぞれ長さＮの時系列信号、ｉ＝０〜ＮＴ−１）に分割し、当該部分ブロック変調信号Ｘ＿ｉをそれぞれ複数の送信アンテナから出力し、前記部分ブロック変調信号Ｘ＿０〜Ｘ＿ＮＴ−１が歪伝送路を経由した後に、受信装置が、ＮＲ個の複数の受信アンテナによって受信される歪部分ブロック変調信号をＹ＿ｊ(それぞれ長さＭの時系列信号、ｊ＝０〜ＮＲ−１)とし、歪部分ブロック変調信号を従属に接続することで歪ブロック変調信号Ｙ＝（Ｙ＿０、Ｙ＿１、・・・、Ｙ＿ＮＲ−１）（長さＮＲ＊Ｍ）を生成し、当該歪ブロック変調信号Ｙを等化する受信フィルタを有して受信する伝送方法における復号方法であって、前記受信フィルタが並列配置されたＮＴ＊Ｎ個の要素フィルタＥＦ＿ｋ（ｋ＝０〜ＮＴ＊Ｎ−１）からなり、前記歪ブロック変調信号Ｙが各要素フィルタＥＦ＿ｋに入力され、各要素フィルタＥＦ＿ｋの出力シンボルｒ＿ｋがそれぞれ前記歪ブロック変調信号Ｙの等化後のシンボルＲ＝（ｒ＿０，ｒ＿１，・・・，ｒ＿ＮＴ＊Ｎ−１）（長さＮＴ＊Ｎの時系列信号）となるように並列直列変換を行なうことを特徴とし、前記受信装置が前記複数の受信アンテナにより並列に受信された各歪部分ブロック変調信号をそれぞれ記録するアンテナ毎の受信変調ブロックバッファと、前記歪ブロック変調信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファとを有し、新たな歪部分ブロック変調信号Ａ＿ｉ(ｉはアンテナ番号)が受信されると、その直前に受信された歪部分ブロック変調信号Ｂ＿ｉに対応する歪ブロック変調信号の最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることでＡ＿ｉそれぞれに対する前置干渉成分を求め、前記歪部分ブロック変調信号Ａ＿ｉから当該前置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉成分が除去された各Ａ＿ｉを従属に接続することで得られる歪ブロック変調信号に対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の歪部分ブロック変調信号のうち２番目に新しい歪部分ブロック変調信号を再復号対象歪部分ブロック変調信号に設定する第１ステップと、各受信アンテナ毎の再復号対象歪部分ブロック変調信号の直前に受信された歪部分ブロック変調信号に対応する歪ブロック変調信号の最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各受信アンテナ毎の再復号対象歪部分ブロック変調信号のそれぞれに対する前置干渉成分を求め、再復号対象歪部分ブロック変調信号の直後に受信された各受信アンテナ毎の歪部分ブロック変調信号に対応する歪ブロック変調信号の最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各アンテナ毎の再復号対象歪部分ブロック変調信号に対する後置干渉成分を求め、各再復号対象歪部分ブロック変調信号から前置干渉成分ならびに後置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉ならびに後置干渉成分が除去された各再復号対象歪部分ブロック変調信号を従属に接続し��得られる歪ブロック変調信号に対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の前記再復号対象歪部分ブロック変調信号の直前に受信された各歪部分ブロック変調信号を新たな再復号対象歪部分ブロック変調信号に設定する第２ステップと、前記第２ステップを所望の回数繰り返して行う第３ステップと、を含むものである。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、送信側で伝送路情報を有する必要がなく、回路構成が簡単で且つ変動する伝送路にも高い適合性がある受信等化が可能になる。有限時間Ｎの範囲において例えばＦＤＩＦと同様に元の送信波形に比例する等化後信号を得られると同時にパスダイバーシチの効果も得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
図１は本発明が開示する時間軸相似等化（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｗａｖｅｆｏｒｍ  Ｐｒｅｓｅｒｖａｔｉｏｎ  Ｆｉｌｔｅｒ,  ＦＷＰＦ)と呼ぶ等化を実現するフィルタを説明するための図である。以下、まず、発明の原理について説明する。
【００２８】
時間軸相似等化によるフィルタ１は、具体的には、タップ数Ｋの伝送路歪を受けた長さＮ＋Ｋ−１の歪変調ブロック波形が等化後に長さＮに渡り元の波形と相似な波形となるようなフィルタリングを行うものである。ここで元波形と等化後の波形が相似の関係にあるとは、等化後の波形が、元波形に固定の複素スカラー係数を掛けたもので与えられる関係を意味し、これを時間軸相似等化（ＦＷＰＦ）と呼ぶ。上記の周波数軸上での逆特性等化（ＦＤＩＦ）との違いは、逆特性等化が−∞〜∞の全ての時間において元波形と等化後の波形とが相似となることを要求するのに対して、時間軸相似等化では有限時間Ｎ内でのみこれを要求する点である。すなわち、時間軸相似等化における等化の要件は、逆特性等化に比べて緩い。以下、図１に示したフィルタについてさらに詳しく説明するとともに、時間軸相似等化と逆特性等化のそれぞれの等化要件の違いが両者の回路構成そのものに相違を生じさせることを明らかにし、さらに時間軸相似等化がパスダイバーシチの効果を生じさせることを示す。また、時間軸相似等化のこの特性を計算機シミュレーションによって明らかにする。
【００２９】
以下、伝送路行列を定義し、時間軸相似等化を実現する図１のフィルタ１を導出する。導出された時間軸相似等化によりパスダイバーシチ効果が得られることを明らかにする。
【００３０】
送信変調ブロックがＮ次の列ベクトルＸで与えられているものとする。タップ長Ｋの伝送路が与えられたとき、Ｍ行Ｎ列の伝送路行列Ｈは数１の（１）式のように定義される。
【００３１】
【数１】
2008118483.tif 000003
【００３２】
ここで、ここでＭ＝Ｎ＋Ｋ−１である。変調信号ベクトルＸが伝送路Ｈを通過後に受信される信号ベクトルＹは、数２の（２）式で与えられる。
【００３３】
【数２】
2008118483.tif 000004
【００３４】
ここで、ベクトルＹはＭ次の列ベクトルとなる。
【００３５】
各ブロック変調信号はガードインターバルによって変調ブロック間干渉（Inter  Modulation  Block  Interference，ＩＢＩ）が十分抑制されているものとする。このようなブロック変調信号ベクトルＸが伝送路Ｈを通過した後の受信信号は（２）式で与えられるように有限時間長の信号ベクトルＹで与えられる。Ｈの左逆行列をＨＬＩとすると、ＨＬＩは（３）式を満たせばよい。
ＨＬＩＨ＝Ｉ                          （３）
ここで、ＩはＮ行Ｎ列の単位行列を表す。
【００３６】
Ｈを特異値分解し、（４）式で表すとする。
Ｈ＝ＵΛ１／２ＶＨ                      （４）
ここで、Ｕ、ＶはそれぞれＨＨＨ、ＨＨＨの規格化された固有ベクトルを列ベクトルとするユニタリ行列、ΛはＨＨＨ（或いはＨＨＨでも可）の固有値を対角成分にもつＮ行Ｎ列の対角行列である。
【００３７】
また、ＵとＶは（５）式の関係があり、（３）式に（４）式及び（５）式を代入すれば、（６）式が導かれる。
ＵΛ１／２＝ＨＶ                        （５）
ＨＬＩ＝ＶΛ−１ＶＨＨＨ                  （６）
【００３８】
図１のフィルタ１は、（６）式で与えられる等化回路がブロック図で示されたものであり、受信機初段に設置するＨＨ部３はＨＨが伝送路行列Ｈの随伴行列であるから伝送路最大比合成回路を意味し、パス捕捉漏洩のないパスダイバーシチを実現する（本願の発明者が既に提案している特願２００６−１６５２４９号（古川氏の論文”符号の直交分離とパスダイバーシチを同時に実現する符号分割多重伝送,”  信学技法,  RCS2006-52,  pp.101-106,  June  2006.参照））。伝送路行列Ｈで表される伝送路２を通過した受信信号であるベクトルＹは、ＨＨ部３によって伝送路最大比合成され、後続のＶＨ部５を通過することによりＶの直交する列ベクトルによって直交分解がなされ、その出力は分解後の分解係数を与える。各分解係数はさらにΛ−１部７により固有値の逆数で重み付けが行なわれ、最終段のＶ部１１では重み付け後の係数より前記直交ベクトル群を再び重み付け加算し信号が再合成される。再合成された信号であるベクトルＲは、有限時間Ｎの範囲において歪を受ける前の送信信号（変調ブロック信号）であるベクトルＸと相似な波形（複素定数倍の波形）となる。なお、図１においてベクトルｎはノイズを表す。
【００３９】
以上のように、（６）式で与えられる時間軸相似等化により、各変調ブロックの時間Ｎ内において逆特性等化と全く同一の等化作用が得られると同時に、パスダイバーシチの効果も得られる。送信側で事前の伝送路情報（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｓｔａｔｅ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ，ＣＳＩ）すなわち伝送路行列Ｈも必要としない。
【００４０】
図２は図１のフィルタを用いた伝送システムの概略を示す図である。図３は図１のフィルタ１の構成をさらに具体的に示すブロック図である。
【００４１】
伝送システム１３は、ＭＣ−ＤＳＳＳによるシステムであり、送信機１４と、受信機１５とを備え、送信機１４から送信された信号は伝送路２を介して受信機１５に受信される。なお、ＲＦ処理部は後述の図２０と異なり図示を省略した。情報信号Ｓ［ｎ］は、変調処理されるため、Ｓ／Ｐ変換部１６により各情報信号Ｓｉに変換され、乗算部１７により変調符号ベクトルｅｉが乗算される。そして、総和部１９により乗算後の総和が行われ、送信信号（変調ブロック信号）であるベクトルＸが送信される。送信信号は、伝送路２を介して歪後のベクトルＹとなり、ノイズ（ベクトルｎ）が加わった後、受信信号として受信機１５のフィルタ１に受信される。フィルタ１後の処理は復調処理部２１で復調され、Ｐ／Ｓ変換部２３によって復号信号Ｓ＾［ｎ］が得られる。ここで、拡散符号は、Ｗａｌｓｈ符号等の直交符号が適用される。直交符号の一種であるインパルス符号も適用可能であるが、パスダイバーシチ効果が最も発揮される変調ブロック内の両端付近のシンボルではＩＢＩに対する耐性が低く、時間軸拡散されないインパルス符号は、そのままでは時間軸相似等化の本来の性能を発揮できない。一方で、インパルス符号の低ＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ、送信信号の平均電力とピーク電力の比で与えられる）特性は送信機に要求される送信アンプの設計基準を緩和させるため、その点において有効である。そこで、後述するように誤り訂正符号の適用を行なうことにより時間軸上で情報信号を分散させて伝送することによってインパルス符号適用時にも上記の問題を解決可能となる。
【００４２】
図３を用いて、フィルタ１について説明する。時間軸相似等化を表す行列ＨＬＩは（１）式で与えられる伝送路行列ＨのようないわゆるToeplitz型のマトリクスとはならない。Toeplitz型のマトリクスならば図２９に示すようなひとつのトランスバーサルフィルタによって回路を実現できるが、ＨＬＩのような非Toeplitz型のマトリクスの場合、チップ毎に異なるトランスバーサルフィルタを用意せねばならない。すなわち、フィルタ１は、チップ毎に異なるトランスバーサルフィルタＥＦ０〜ＥＦＮ-１を有し、ＨＬＩ＝（eij）とすると、左逆行列ＨＬＩによるフィルタ１は図３に示すようなフィルタバンク、具体的にはＦＩＲアレイフィルタによって構成される。図３に示すフィルタでは受信信号ベクトルＹとし、図２９に示すフィルタ２００ではベクトルＸとし、その点での相違は図１に示しているが、図２９に示す逆特性等化と図３に示す時間軸相似等化から、両者の構成は大きく相違し、時間軸相似等化回路における直並列変換器は時間Ｎ毎に実行され、出力ベクトルＲが出力される。繰り返しになるが、逆特性等化ではいずれのチップにおいても等しいＦＩＲフィルタが適用されるが、時間軸相似等化ではチップ毎に異なるＦＩＲフィルタが適用され、時間軸相似等化はＦＩＲアレイフィルタ構成をとる。直並列変換器は変調ブロック時間毎に出力され、r_0,r_1,..,r_N-1の順に時間軸上でシリーズに出力される。当該ＦＩＲアレイフィルタの各係数は逆拡散後の出力シンボル（図２におけるhat(S_i)のこと）の判定前と判定後の誤差成分の自乗を最小化するように適応制御することが可能である。これにより特異値分解等のマトリクス処理が不要となり回路構成が大幅に簡素化できる。
【００４３】
図４は計算機シミュレーションの結果を示す図であって、図３及び図２９の各場合の各ＦＩＲフィルタのエネルギー伝達関数を示した図である。図４（Ａ）は伝送路のエネルギー伝達関数を示し、図４（Ｂ）は図２９の場合の逆特性等化フィルタのエネルギー伝達関数を示し、図４（Ｃ）は図３の場合の時間軸相似等化における各ＦＩＲフィルタのエネルギー伝達関数を示す。なお、伝送路は３２パスの指数減衰型遅延プロファイルモデルを採用した。１次変調はＱＰＳＫ、受信機における伝送路推定は誤差なく実施できるものとした。Ｎ＝３２とした。
【００４４】
図４において、逆特性等化では伝送路の逆特性となるフィルタが構成されるのに対して、時間軸相似等化の各ＦＩＲフィルタはチップ位置によって異なっている。なお、厳密にはチップｋとチップＮ−１−ｋのエネルギー伝達関数は等しい。変調ブロックの前後端付近のチップに対応するＦＩＲフィルタでは、逆特性等化のように伝送路の深い落ち込みを補正するようにゲインを持たせるのではなく、整合フィルタのように伝送路伝達特性に整合するフィルタの伝達特性を示している。変調ブロックの中央付近で、前後端から離れるシンボルに対するフィルタほどＺＦ等化のエネルギー伝達特性に近いフィルタとなっている。さらに説明すると、逆特性等化では伝送路の周波数特性上のノッチを等化するため、当該周波数成分に高いゲインを与えている様子が分かる。これは通常雑音強調を起こし、ＢＥＲ特性を劣化させる要因となる。これに対して本発明によるアレイフィルタの各ＦＩＲフィルタは、ノッチ部分を無理に等化しようとせず、整合フィルタ的な伝達特性を与えることでパスダイバーシチを実現する。
【００４５】
次に、時間軸相似等化の拡散符号種による特性差について検討する。拡散符号にはＷａｌｓｈ符号とインパルス符号を適用する。後者のインパルス符号とは、拡散符号ベクトルｓｉを図５で与える符号と定義し、当該符号を用いた拡散後の信号は無拡散変調のそれと一致する。チップ周期は50nsecとし、誤り訂正符号は適用しない。
【００４６】
図６は遅延スプレッド５０ｎｓｅｃとした場合、図７は遅延スプレッド２５０ｎｓｅｃとした場合の結果を示した図である。符号長Ｎ＝８とし、ＧＩ＝∞すなわちＩＢＩが無視できる場合とＧＩ＝１の場合を示した。いずれの図においてもＧＩ＝∞の場合はインパルス符号がＷａｌｓｈ符号に比べて若干良い特性を示しているが、ＧＩ＝１としＩＢＩが無視できない場合には両者の関係は逆転する。遅延スプレッドが大きいほどＩＢＩの影響が顕著となるため、ＧＩ＝∞とＧＩ＝１との特性差が大きく表れる。
【００４７】
図８は、Ｎ＝８のＷａｌｓｈ符号、ＧＩ＝∞とする場合に、遅延スプレッドを変化させて平均ＢＥＲ特性を調べた結果を示した図である。遅延スプレッドが大きくなるほどパスダイバーシチ効果により特性が向上する様子が分かる。さらに拡散符号長Ｎを変化させた場合の特性を評価する。
【００４８】
図９は、ＧＩ＝∞の場合と、伝送効率８／９となるようにＧＩを設定した場合の結果を示した図である。Ｎ＝８、１６、３２の場合について調べ、ＧＩ＝∞の場合のみＮ＝２と４の場合も加えて表示した。Ｗａｌｓｈ符号を用いた。ＧＩ＝∞の場合、拡散符号長Ｎを小さくするほどパスダイバーシチ効果が顕著となり特性が向上する。ところが、ＧＩを有限とする場合、逆にＮが小さいほど特性は劣化する。伝送効率を一定に保つ場合、Ｎが小さいほどＧＩ長は短くなるため、ＩＢＩマージンが減り、変調ブロック間の激しいＩＢＩにより特性が劣化するのである。以上の見てきたように、Ｎが小さいほどパスダイバーシチの効果が顕著になることが分かった。しかし、ＩＢＩが無視できない実環境ではその効果が損なわれてしまうことが分かった。
【００４９】
上記したように、Ｎが小さいほどパスダイバーシチの効果が顕著となるため、ＩＢＩを除去することができればパスダイバーシチ効果により高い伝送特性を達成可能であると考えられる。以下、本願の発明者が既に提案している特願２００６−１６５２４９号に記載のＩＢＩ除去を可能にする干渉キャンセラを示す（本願の発明者である古川氏の論文”符号の直交分離とパスダイバーシチを同時に実現する符号分割多重伝送,”  信学技法,  RCS2006-52,  pp.101-106,  June  2006.参照）。
【００５０】
以下に、提案している手法を説明する。これまではＮ次の孤立した変調ブロックを前提にして説明を進めてきた。しかし、一つの変調ブロックは、通常、伝送路のひずみにより隣接変調ブロックへ干渉を及ぼす。ここで、ひとつの変調ブロックから発生する伝送路歪による当該変調ブロック区間外への遅延波成分を干渉ｔａｉｌと定義する。干渉ｔａｉｌの長さは伝送路の歪の程度に依存し、符号長Ｎには依存しない。すなわち、Ｎが長ければ長いほど相対的な変調ブロック間の干渉は減らすことができる。そこで、Ｎを干渉ｔａｉｌが次隣接ブロックまでのみ影響し、次々隣接ブロック以降は影響を及ぼさない程度に長く設定するものとすれば、図１０に示すように、ＩＢＩは、各変調ブロックに関し、ひとつ前の変調ブロックからの前置干渉（Ｐｒｅ  ＩＦ）とひとつ後の変調ブロックからの後置干渉（Ｐｏｓｔ  ＩＦ）のみを受ける。
【００５１】
これらの干渉を軽減するためには、変調ブロック間にＯＦＤＭのようなガードインターバルを緩衝区間として設ける手法が考えられるが、ガードインターバルの区間は情報信号を伝送できないためデータ伝送効率の低下が生じる。そこで、ガードインターバルを設けず、復号前信号からその前後の変調ブロックの復号結果を再変調して干渉成分を差し引く手法を説明する。干渉除去の性能を高めるため、変調ブロックを受信する都度、数ブロック前に遡って復号を繰り返し行なうことで、より高い干渉除去性能を引き出す復号法となる。
【００５２】
図１１は、復調処理における干渉キャンセラの原理を説明するための図である。
【００５３】
図１１を参照して、時刻ｔ1において信号ブロックＳＣが受信されたとする。受信機は直ちにＳＣの復号を行ない、復号結果ＳＣ＿１を得る。このとき、ＳＣがその直前の受信ブロックＳＢから受けるＰｒｅ  ＩＦ成分をすでに復号済みの結果ＳＢ＿１を用いて除去する。具体的にはＳＢ＿１を再変調し、受信機側で把握している伝送路行列を用いてＰｒｅ  ＩＦ成分を推定し、ＳＣの復号前信号から差し引く。ＳＣ＿１の復号後、ただちにＳＢの再復号を行なう。その際、ＳＢに隣接するブロックの復号結果ＳＡ＿２及びＳＣ＿１を用いる。具体的には、ＳＡ＿２からＰｒｅ  ＩＦ成分、ＳＣ＿１からＰｏｓｔ  ＩＦ成分を求め、ＳＢの復号前信号からそれぞれ差し引いた後、復号しＳＢ＿２を得る。同様にＳＡの再々復号をその隣接するブロックに対する復号結果から実施しＳＡ＿３を得る。図１１では、以上の処理を４つ前の変調ブロックまで遡って実施した様子を示している。
【００５４】
ＳＣ＿１復号時にはその直前の変調ブロックＳＢからのＰｒｅ  ＩＦ成分のみが除去されるが、ＳＣの２回目の復号時ＳＣ＿２では、前後の変調ブロックからのＰｒｅ  ＩＦ成分ならびにＰｏｓｔ  ＩＦ成分が除去された上で復号が行なわれるため、ＳＣ＿１復号時よりも干渉が低減される。さらにＳＣ＿３復号時には、ＳＣ＿２復号時に用いられた復号結果（ＳＤ＿１及びＳＢ＿２）よりも誤りが低減された復号結果（ＳＤ＿２及びＳＢ＿３）が干渉除去に用いられるため、ＳＣ＿２復号時よりさらに正確な干渉除去が可能になる。これを繰り返すことで復号誤りが低減すると考えられる。
【００５５】
なお、上述のようなガードインターバル（ＧＩ）を挿入せずに繰り返し復号による干渉除去をＯＦＤＭへ適用することは困難である。なぜなら、ＯＦＤＭにとってＧＩは、ＩＢＩを抑制するためだけでなく、ＧＩ内へＣＰを充填することで同一ブロック内のサブキャリア間の直交性を維持するために必須であり、ＣＰ充填を行わないと同一ブロック内でもサブキャリア間干渉（Ｉｎｔｅｒ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，  ＩＣＩ）が発生するからである。
【００５６】
図１２は拡散符号に対して平均ＢＥＲ特性がどのように変化するかを調べた結果を示す図である。
【００５７】
拡散符号としてＷａｌｓｈ符号及びインパルス符号を用い、Ｎ＝８、ＧＩ＝１とした。図６及び図７で示したように、ＧＩ＝∞としＩＢＩが無視できる場合、インパルス符号のほうがＷａｌｓｈ符号より若干低いＢＥＲ特性が得られていた。それに対し、図１２に示したＩＢＩが発生する下で干渉キャンセラを適用する場合、Ｗａｌｓｈ符号を適用したほうが良い特性が得られている。ＩＢＩの影響は変調ブロックの前後端に集中する。Ｗａｌｓｈ符号を用いる場合、逆拡散処理時に全ての符号に均等にＩＢＩが分散されるが、インパルス符号の場合、特定の符号、すなわち変調ブロックの前後端付近の符号にＩＢＩが集中する。悪しくもこれらの符号は、ＩＢＩを最も受ける符号であると同時に隣接する変調ブロックへＩＢＩを最も与える符号でもある。干渉キャンセラが良好に機能するためにはもっとも正確に生成されなければならない符号群である。以上の理由によりインパルス符号を適用する場合には干渉キャンセラの効果が小さくなると考えられる。
【００５８】
図１３〜図１５は、Ｗａｌｓｈ符号を適用した場合に拡散符号長を変化させて干渉キャンセラの特性を調べた結果を示す図である。図１３はＮ＝８、Ｗａｌｓｈ  ｃｏｄｅの場合の干渉キャンセラの平均ＢＥＲ特性を示した図であり、図１４はＮ＝１６、Ｗａｌｓｈ  ｃｏｄｅの場合の干渉キャンセラの平均ＢＥＲ特性を示した図であり、図１５はＮ＝３２、Ｗａｌｓｈ  ｃｏｄｅの場合の干渉キャンセラの平均ＢＥＲ特性を示した図である。ここで、ＧＩ長が８／９となるように適宜設定した。遅延スプレッドはいずれも５０ｎｓｅｃである。各図には、比較のためＩＢＩが無視できる場合とＩＢＩが無視できずかつ干渉キャンセラを適用しない場合とを示した。
【００５９】
図１３〜図１５に示すように、干渉キャンセラを適用することによっていずれの拡散符号長Ｎの場合にもＩＢＩが無視できる場合の特性に近い特性が達成されていることが分かる。Ｎが大きいほど干渉キャンセラの特性はＩＢＩが無視できる場合に近い特性が達成されている。干渉キャンセラを適用しない場合の平均ＢＥＲ特性はＮが小さいほど高いが、これは伝送効率を８／９と一定にしたためにＮが小さいほどＧＩ長が短くなりＩＢＩの影響が顕著となったためである。
【００６０】
図１６は遅延スプレッドを２５０ｎｓｅｃとした場合の干渉キャンセラの特性を調べた結果を示す図である。なお、Ｎ＝３２、ＧＩ＝４のＷａｌｓｈ符号を適用した。
【００６１】
干渉キャンセラを適用することでＩＢＩが無視できる場合の特性に近い特性が達成されていることが分かる。図１３〜図１５の結果と図１６の結果を比較すると、後者のほうがより低い平均ＢＥＲ特性を達成していることが分かる。これは遅延スプレッドが長くなったことによりパスダイバーシチの効果がより高く表れた結果を表している。
【００６２】
図１７は、ＯＦＤＭとの比較のため、拡散符号Ｎを変化させた場合のＷａｌｓｈ符号を適用した時間軸相似等化とＮ＝３２、ＧＩ＝４のＯＦＤＭとを比較した結果を示した図である。なお、時間軸相似等化はいずれも干渉キャンセラを適用し、ＧＩは伝送効率が８／９となるように各Ｎに対して適宜設定を行なった。遅延スプレッドは５０ｎｓｅｃである。
【００６３】
図１７のように、Ｎ＝８の時間軸相似等化が最もよい特性を示している。ＩＢＩが無視できないにもかかわらず、このような結果が得られたことは、干渉キャンセラによってＩＢＩがよく抑制され、Ｎが小さい場合のパスダイバーシチの効果が発揮された結果と考えられる。ＯＦＤＭとの比較においては、平均ＢＥＲ＝１ｅ−３の所要Ｅｂ／Ｎ０を比較すると、Ｎ＝８の提案方式はＯＦＤＭに比べておよそ９ｄＢの所要Ｅｂ／Ｎ０の低減を達成している。
【００６４】
図１８は上記動作を行うキャンセラの内部構成を示した図である。図１９は図１８のキャンセラの動作を説明するためのフロー図である。以下、図１１を用いて説明した原理についてハード及びソフトの面から説明をさらに行う。
【００６５】
キャンセラ２９は、図１におけるフィルタ１よりも伝送路（Ｈ）２側に配置され、Ｍシンボルサンプリング部からの受信信号を受信する受信部２９ａと、再復号部２９ｂと、制御部２９ｃと、ブロックバッファ部２９ｄとを備える。ブロックバッファ部２９ｄは、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有する。受信変調ブロックバッファは復号前の受信したアナログ信号をバッファリングする。復号ブロックバッファは受信変調ブロックからディジタル復号ビットを格納する。以下、図１９を用いて、動作を説明する。
【００６６】
ステップＳＴ１において、新たな変調ブロックが受信されたことが受信部２９ａにより判定される。受信されると、ステップＳＴ２において、当該受信された変調ブロックＡが受信変調ブロックバッファに格納され、復号ブロックバッファに記録済みである変調ブロックＡの直前に受信された変調ブロックＢの最新の復号結果が再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで変調ブロックＡが変調ブロックＢから受ける前置干渉成分が求められ、当該前置干渉成分が変調ブロックＡから除去されて復号された復号結果が復号ブロックバッファに格納され、受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち２番目に新しい変調ブロックが再復号対象変調ブロックに設定される。ステップＳＴ３において、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果が復号ブロックバッファから読み出されて再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果が復号ブロックバッファから読み出されて再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分が除去されて復号された復号結果が復号ブロックバッファに格納される。そして、ステップＳＴ５において、受信変調ブロックバッファに格納されている再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックが新たな再復号対象変調ブロックに設定される更新処理が行われる。このステップＳＴ４及びステップＳＴ６の処理は、所望の回数繰り返して行われる。
【００６７】
図２０は本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ形式の符号分割多重伝送システムを示す図である。
【００６８】
このＭＩＭＯ形式の符号分割多重伝送システム３０は、送信機３０ａに、変調処理部３１と、アップコンバータ３３−１〜３３−ｎと、ＲＦ３５−１〜３５−ｎと、送信アンテナＴＸ＿ＡＮＴ−１〜ＴＸ＿ＡＮＴ−ＮＴとを備える。また、符号分割多重伝送システム３０は、受信機３０ｂに、受信アンテナＲＸ＿ＡＮＴ−１〜ＲＸ＿ＡＮＴ−ＮＲと、ＬＮＡ＆受信フィルタ３７−１〜３７−ｎと、ダウンコンバータ３９−１〜３９−ｎと、復調処理部４０とを備える。送信機３０ａから送信された信号は、伝送路４１を介して受信機３０ｂにより受信される。
【００６９】
図２１は図２０の伝送路４１の伝送路行列Ｈを説明するための図である。
【００７０】
伝送路４１は歪ＭＩＭＯ伝送路であり、全体の伝送路行列は送信アンテナＴＸ＿ＡＮＴ−１〜ＴＸ＿ＡＮＴ−ＮＴと受信アンテナＲＸ＿ＡＮＴ−１〜ＲＸ＿ＡＮＴ−ＮＲ間のそれぞれの伝送路行列Ｈijにより形成され、伝送路行列ＨijはＭ行Ｎ列の伝送路行列である。（１）式の伝送路行列Ｈに対応するＭＩＭＯの全体の伝送路行列ＨＭは図２２に示すようになる。
【００７１】
図２３は図２０の変調処理部３１の内部構成を示した図である。
【００７２】
変調処理部３１は、Ｓ／Ｐ変換部３１１と、乗算部３１３と、総和部３１５と、波形整形フィルタ３１７−１〜３１７−ｎとを備える。乗算部３１３では、Ｓ［ｉ］にＷａｌｓｈ符号などの直交符号が拡散符号ＥＭ＿ｉ(ただしｉ＝０〜ＮＴ＊Ｎ−１)として選択されて乗算される。ここで、ＥＭ＿ｉはＤ＝ＨＭＨＨＭの固有ベクトルであり、Ｄは（Ｎ＊ＮＴ）行（Ｎ＊ＮＴ）列の正方行列である。総和部３１５により得られるＸＭ［ｎ］は下記の（７）式で与えられる。
【００７３】
【数３】
2008118483.tif 000005
【００７４】
ＸＭ＿ｉは、ｉ番目アンテナの出力シンボル系列を表すＮ次の行ベクトルである。この変調処理部３１により、情報信号に時間ブロック符号を乗じて送信アンテナのそれぞれに割り当てが行われ、並列送信が可能になっている。
【００７５】
図２４は図２０の復調処理部４０の内部構成を示した図である。
【００７６】
復調処理部４０は、Ｍシンボルサンプリング部４０１−１〜４０１−ｎと、結合部（Ｃｏｍｂｉｎｅｒ）４０３と、フィルタ４０５と、内積部４０７とを備える。ここで、Ｒ＿ｉ（ｉ＝１〜ＮＲ）はＭ次の行ベクトルであり、ＲＭはＭ＊ＮＲ次の行ベクトルである。ＲＭはＨＭ＊ＸＭで与えられる。ここでＸＭは（ＸＭ＿１Ｔ，ＸＭ＿２Ｔ，・・・，ＸＭ＿ＮＴＴ）Ｔである。ＲＭ＿ｆは、図２５に示す随伴行列ＨＭＨを用い、さらに（６）式による左逆行列としたＨＭ，ＬＩによるフィルタ４０５により得られ、Ｎ＊ＮＴ次の行ベクトルである。そして、内積部４０７において、入力されるＩＮベクトルは、すべてＮ＊ＮＴ次ベクトルである。ここで、結合部４０３は、各送信アンテナが送信した情報を受信アンテナが別々に受信しており、その並列に受信した受信信号を順番並べて統合している。
【００７７】
なお、上記したキャンセラがＭＩＭＯの場合にも導入されたときは、図２４のＭシンボルサンプリング部４０１−１〜４０１−ｎと、結合部（Ｃｏｍｂｉｎｅｒ）４０３との間に、各Ｍシンボルサンプリング部４０１−１〜４０１−ｎに対応して配置される。すなわち、各アンテナが受信した受信変調ブロックから前置干渉成分ならびに後置干渉成分をキャンセラにより除去する。前置干渉成分ならびに後置干渉成分の推定による干渉除去は、受信ブロックバッファに対して行われる。そのため、受信変調ブロックバッファは各アンテナに必要とされる。干渉が除去された後に、結合部４０３によって統合され、復号が行われる。
【００７８】
図２６は上記実施の形態に対して自乗誤差最小規範に基づく適応フィルタ係数制御を行う発明を説明するためのブロック図である。当該適応フィルタ制御は、図１〜図１９で説明した非ＭＩＭＯ型の本願発明（キャンセラの有無を問わない）、また図２０〜図２５で説明したＭＩＭＯ型の本願発明（キャンセラの有無を問わない）、いずれにも適用される。
【００７９】
ここでは、自乗誤差最小規範に基づく適応フィルタ係数制御を行うべく、制御部５０は、例えば図３に示したフィルタ１に対応するＦＩＲアレイフィルタ５１の出力の値を判定する判定部５３と、ＦＩＲアレイフィルタ５１の出力と判定部５３の判定結果との誤差を演算する自乗誤差部５５と、係数制御部５７とを備える。ＦＩＲアレイフィルタ出力の判定結果と判定前結果との自乗誤差が自乗誤差部５５により計算され、係数制御部５７が当該自乗誤差を最小とするようにＦＩＲフィルタアレイの各フィルタ重みを制御する。当該適応制御機構により、上記したＨ、Ｖ、Λの事前把握の必要なくＦＩＲアレイフィルタの係数を設定可能となり、動的伝送路環境にも適用可能となり、ハードウェア規模を大幅に削減できる。
【００８０】
さらに説明する。制御部５０は、各要素フィルタＥＦ＿ｉをそれぞれＮＲ＊Ｍ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜ＮＲ＊Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列Ｇ（（ＮＴ＊Ｎ）行（ＮＲ＊Ｍ）列の行列）を定め、ブロック変調信号Ｘとして受信側で既知の信号系列ＸＫを伝送し、時系列信号シンボルＲと信号系列ＸＫの誤差の自乗平均が最小となるように行列Ｇの各要素を制御する。或いは、制御部５０は、各要素フィルタＥＦ＿ｉをそれぞれＮＲ＊Ｍ次のＦＩＲフィルタで与え、当該ＦＩＲフィルタの各タップ係数をｆ＿ｉ，ｊ（ｊ＝０〜ＮＲ＊Ｍ−１）とし、ｆ＿ｉ，ｊをｉ行ｊ列の要素とする行列Ｇ（（ＮＴ＊Ｎ）行（ＮＲ＊Ｍ）列の行列）を定め、等化後の時系列信号シンボルＲの系列を復号し、得られる復号信号系列Ｒ＿Ｈと時系列信号シンボルＲの系列との誤差の自乗平均が最小となるように行列Ｇの各要素を制御する。
【００８１】
図２７は符号化と復号化の処理を含む伝送の全体を説明する図であって誤り訂正符号の適用も説明するための図である。
【００８２】
時間軸相似等化において、直交符号の一種であるインパルス符号を適用する場合、パスダイバーシチ効果が最も発揮される変調ブロック内両端付近のシンボルではＩＢＩに対する耐性が低く、時間軸拡散されないインパルス符号は、そのままでは時間軸相似等化の本来の性能を発揮できない。一方で、インパルス符号の低ＰＡＰＲ（Peak  to  Average  Power  Ratio)特性は送信機に要求される送信アンプの設計基準を緩和させるため、その点において有効である。そこで、誤り訂正符号の適用を行なうことにより時間軸上で情報信号を分散させて伝送することでインパルス符号適用時にも上記の問題を解決可能となる。図２７では、この場合の伝送系のブロック図が示され、符号化された情報信号はＭＣ−ＤＳＳＳ変調が行なわれた後送信され、伝送路を経由し受信した信号は時間軸相似等化を経て、復号処理がなされる。ＭＣ−ＤＳＳＳにおける拡散符号には、インパルス符号のみならずＷａｌｓｈ符号等、他の拡散符号を用いることも可能である。
【００８３】
最後に、簡単にまとめる。通常、有限時間信号に対する等化問題は、周期関数近似やゼロ充填近似によって無限時間信号に置き換えることで検討がなされるが、本発明では時間軸上のマトリクス展開によって議論を進め、その結果、変調ブロックの各チップ毎に異なるフィルタ回路を設置するバンクフィルタによってこの目的が達せられることを示した。この当該フィルタバンクによってパスダイバーシチの効果が得られる。計算機シミュレーションによりパスダイバーシチの効果も確認された。ブロック変調信号が時間的に連続して伝送される場合、伝送路歪による干渉ｔａｉｌによってブロック間干渉が発生するが、これを除去するための干渉キャンセラを提案し、その有効性も明らかにした。また、ＭＩＭＯへの適用や適応フィルタ係数制御、インパルス符号の場合の誤り符合を適用することによる工夫も示した。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】時間軸相似等化（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｗａｖｅｆｏｒｍ  Ｐｒｅｓｅｒｖａｔｉｏｎ  Ｆｉｌｔｅｒ,  ＦＷＰＦ)と呼ぶ等化を実現するフィルタを説明するための図である。
【図２】図１のフィルタを用いた伝送システムの概略を示す図である。
【図３】図１のフィルタ１の構成をさらに具体的に示すブロック図である。
【図４】計算機シミュレーションの結果を示す図であって、図３及び図２９の各場合の各ＦＩＲフィルタのエネルギー伝達関数を示した図である。
【図５】拡散符号ベクトルｓｉの定義を示した図である。
【図６】計算機シミュレーションの結果を示す図であって、遅延スプレッド５０ｎｓｅｃとした場合の平均ＢＥＲを示した図である。
【図７】計算機シミュレーションの結果を示す図であって、遅延スプレッド２５０ｎｓｅｃとした場合の平均ＢＥＲを示した図である。
【図８】計算機シミュレーションの結果を示す図であって、Ｎ＝８のＷａｌｓｈ符号、ＧＩ＝∞とする場合に、遅延スプレッドを変化させて平均ＢＥＲ特性を調べた結果を示した図である。
【図９】計算機シミュレーションの結果を示す図であって、ＧＩ＝∞の場合と、伝送効率８／９となるようにＧＩを設定した場合の結果を示した図である。
【図１０】ＩＢＩが、各変調ブロックに関し、ひとつ前の変調ブロックからの前置干渉（Ｐｒｅ  ＩＦ）とひとつ後の変調ブロックからの後置干渉（Ｐｏｓｔ  ＩＦ）のみを受ける状態について説明する図である。
【図１１】復調処理における干渉キャンセラの原理を説明するための図である。
【図１２】拡散符号に対して平均ＢＥＲ特性がどのように変化するかを調べた結果を示す図である。
【図１３】Ｗａｌｓｈ符号を適用した場合に拡散符号長を変化させて干渉キャンセラの特性を調べた結果を示す図であって、Ｎ＝８、Ｗａｌｓｈ  ｃｏｄｅの場合の干渉キャンセラの平均ＢＥＲ特性を示した図である。
【図１４】Ｗａｌｓｈ符号を適用した場合に拡散符号長を変化させて干渉キャンセラの特性を調べた結果を示す図であって、Ｎ＝１６、Ｗａｌｓｈ  ｃｏｄｅの場合の干渉キャンセラの平均ＢＥＲ特性を示した図である。
【図１５】Ｗａｌｓｈ符号を適用した場合に拡散符号長を変化させて干渉キャンセラの特性を調べた結果を示す図であって、Ｎ＝３２、Ｗａｌｓｈ  ｃｏｄｅの場合の干渉キャンセラの平均ＢＥＲ特性を示した図である。
【図１６】遅延スプレッドを２５０ｎｓｅｃとした場合の干渉キャンセラの特性を調べた結果を示す図である。
【図１７】ＯＦＤＭとの比較のため、拡散符号Ｎを変化させた場合のＷａｌｓｈ符号を適用した時間軸相似等化とＮ＝３２、ＧＩ＝４のＯＦＤＭとを比較した結果を示した図である。
【図１８】図１１に示した原理の動作を行うキャンセラの内部構成を示した図である。
【図１９】図１８のキャンセラの動作を説明するためのフロー図である。
【図２０】本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ形式の符号分割多重伝送システムを示す図である。
【図２１】図２０の伝送路４１の伝送路行列Ｈを説明するための図である。
【図２２】伝送路行列Ｈに対応するＭＩＭＯの全体の伝送路行列ＨＭを示した図である。
【図２３】図２０の変調処理部３１の内部構成を示した図である。
【図２４】図２０の復調処理部４０の内部構成を示した図である。
【図２５】図２０に示す伝送行列ＨＭに対する随伴行列ＨＭＨを示す図である。
【図２６】自乗誤差最小規範に基づく適応フィルタ係数制御を行う発明を説明するためのブロック図である。
【図２７】符号化と復号化の処理を含む伝送の全体を説明する図であって誤り訂正符号の適用も説明するための図である。
【図２８】一般的な符号分割多重伝送システムの様子を示した図である。
【図２９】図２８のＬＮＡ＆受信フィルタ１１３等において用いられる通常の周波数軸上での逆特性等化（Frequency  Domain  Inverse  Filter,  ＦＤＩＦ）を説明するための図である。
【符号の説明】
【００８５】
１、４０５  フィルタ
１３、３０  伝送システム
５０  制御部
【図１】
2008118483.tif 000006
【図２】
2008118483.tif 000007
【図３】
2008118483.tif 000008
【図５】
2008118483.tif 000009
【図１０】
2008118483.tif 000010
【図１８】
2008118483.tif 000011
【図１９】
2008118483.tif 000012
【図２０】
2008118483.tif 000013
【図２１】
2008118483.tif 000014
【図２２】
2008118483.tif 000015
【図２３】
2008118483.tif 000016
【図２４】
2008118483.tif 000017
【図２５】
2008118483.tif 000018
【図２６】
2008118483.tif 000019
【図２７】
2008118483.tif 000020
【図２８】
2008118483.tif 000021
【図２９】
2008118483.tif 000022
【図４】
2008118483.tif 000023
【図６】
2008118483.tif 000024
【図７】
2008118483.tif 000025
【図８】
2008118483.tif 000026
【図９】
2008118483.tif 000027
【図１１】
2008118483.tif 000028
【図１２】
2008118483.tif 000029
【図１３】
2008118483.tif 000030
【図１４】
2008118483.tif 000031
【図１５】
2008118483.tif 000032
【図１６】
2008118483.tif 000033
【図１７】
2008118483.tif 000034