(57)【要約】【課題】ベクトル制御のｄ軸弱め界磁制御時に、要求仕様を満足する範囲内でできるだけ小さいｄ軸電流を設定するように、所望出力特性及び角速度並びにモータ及び操舵補助力の伝達方向に基づいて電流指令値を制限することによって、ハンドルの急速な切り返し操舵の際にもモータの高速領域におけるトルクリップルを抑え、ハンドルに振動が発生せず、しかもハンドル操作に違和感のない電動パワーステアリング装置を提供する。【解決手段】モータを制御すると共に、操舵トルク等に基づいて演算された電流指令値によってモータを駆動し、車両の操舵系に操舵補助力を付与するようになっている電動パワーステアリング装置において、所望出力特性及び角速度並びにモータ及び操舵補助力の伝達方向に基づいて電流指令値を制限する制限機能部を設ける。【選択図】図１１
2008068666.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータを制御すると共に、操舵トルク等に基づいて演算された電流指令値によって前記モータを駆動し、車両の操舵系に操舵補助力を付与するようになっている電動パワーステアリング装置において、所望出力特性及び角速度並びに前記モータ及び操舵補助力の伝達方向に基づいて前記電流指令値を制限する制限機能部を具備したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【請求項２】
前記制限機能部は、ＣＷ用ルックアップテーブル及びＣＣＷ用ルックアップテーブルと、前記伝達方向に従って前記ＣＷ用ルックアップテーブル又はＣＣＷ用ルックアップテーブルに切替えるスイッチとで構成されている請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項３】
前記制限機能部は更に前軸重を考慮して設定されている請求項１又は２に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項４】
前記制限機能部は更にバッテリ電圧の変化を考慮して設定されている請求項３に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項５】
前記モータをベクトル制御によって駆動するようになっている請求項１乃至４のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項６】
前記モータが永久磁石型ブラシレスDCモータである請求項５に記載の電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石型ブラシ付きＤＣモータ及びブラシレスDCモータを用いて、ＰＷＭ制御で操舵系に操舵保助力を付与する電動パワーステアリング装置に関し、特にモータや操舵補助力伝達機構の左右制御系に効率の差がある場合においてもＰＷＭデューティが飽和せず、操舵音の悪化もなく、運転者に違和感を与えることもない電動パワーステアリング装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両のハンドルを軽く操作できるように、モータの回転力で補助力付勢する電動パワーステアリング装置が広く用いられている。この電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力付勢するようになっている。
【０００３】
このような電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１５に示す。操向ハンドル３０１のコラム軸３０２は減速ギア３０３、ユニバーサルジョイント３０４ａ及び３０４ｂ、ピニオンラック機構３０５を経て操向車輪のタイロッド３０６に連結されている。コラム軸３０２には，操向ハンドル３０１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３０７が設けられており、操向ハンドル３０１の操舵力を補助するモータ３０８が減速ギア３０３を介してコラム軸３０２に連結されている。
【０００４】
このような構成の電動パワーステアリング装置において、操向ハンドル３０１から伝達された運転者のハンドル操作による操舵トルクをトルクセンサ３０７で検出し、当該トルク信号や車速に基づいて算出される電流指令値のＰＷＭ制御によってモータ３０８は駆動制御され、この駆動が運転者のハンドル操作の補助力となり、運転者は軽い力でハンドル操作を行うことができる。つまり、ハンドル操作によって出力された操舵トルクから、どのような電流指令値を算出し、当該電流指令値に基づきモータ３０８をどのように制御するかによって、ハンドル操舵におけるフィーリングの善し悪しが決まり、電動パワーステアリング装置の性能が大きく左右される。
【０００５】
そこで、このような観点から電動パワーステアリング装置における望ましいモータ制御を実現するための課題を説明する前に、電動パワーステアリング装置に用いられるモータの一般的なモータ特性及びモータのトルク制御について説明する。
【０００６】
先ず、モータ特性について説明する。モータの通常動作領域は、モータ出力方程式から導かれるトルク−速度特性（Ｔ−ｎ特性）で定義できる。そこで、３相ブラシレスDCモータ（ＢＬＤＣモータ）に関するモータ出力方程式は数１のように示すことができる。
（数１）
ｖ＝ＥＭＦ＋Ｒ・ｉ＋Ｌ・ｄｉ／ｄｔ
ここで、ｖはモータの相電圧、ｉはモータの相電流、ＥＭＦは相逆起電圧、Ｒはモ
ータの相当たりの抵抗値、Ｌは相当たりのインダクタンス値である。
ここで、飽和状態（ＰＷＭのデューティが１００％）であるならば、モータ駆動のためのバッテリ電圧Ｖｂａｔがモータの２巻線に印加されるので、数１は数２のように表現し直すことができる。
（数２）
Ｖｂａｔ＝ＥＭＦＬＬ＋２Ｒ・Ｉ
ここで、ＥＭＦＬＬは２相間で測定される逆起電圧、Ｉはモータ電流である。
次に、逆起電圧ＥＭＦの方程式である数３とトルク方程式である数４を用いて数２を演算すると、数５を導くことができる。
（数３）
ＥＭＦＬＬ＝Ｋｅ・ω
ここで、Ｋｅは逆起電圧定数、ωは角速度（回転速度）である。
（数４）
Ｔ＝Ｋｔ・Ｉ
ここで、Ｋｔはトルク定数である。
（数５）
ω＝ω０（１−（Ｉ／Ｉ０））＝ω０（１−（Ｔ／Ｔ０））［ｒａｄ／ｓ］
ここで、ω０＝Ｖｂａｔ／Ｋｅは無負荷（トルクが零）時の角速度であり、Ｉ０
＝Ｖｂａｔ／２Ｒは拘束電流（ｓｔａｌｌ  ｃｕｒｒｅｎｔ）（角速度０）であり
、Ｔ０＝Ｋｔは拘束トルク（ｓｔａｌｌ  ｔｏｒｑｕｅ）である。
上記数５を、単位をｒｐｍにして書き直すと数６のようになる。
（数６）
ｎ＝ｎ０（１−（Ｉ／Ｉ０））＝ｎ（１−（Ｔ／Ｔ０））［ｒｐｍ］
上記数６は、直線のトルク−速度特性（Ｔ−ｎ特性）を表わしている。
【０００７】
ここにおいて、実際のブラシレスDCモータのトルク−速度特性（Ｔ−ｎ特性）は数６と僅かに異なり、下記数７のように表わすことができる。
（数７）
ｎ＝ｎ０−（ｎ０−ｎｒａｔｅｄ）・Ｔ／Ｔｒａｔｅｄ
ここで、ｎ０は無負荷回転数、ｎｒａｔｅｄは定格回転数、Ｔｒａｔｅｄは定格
トルクである。
数６と数７を図に示すと図１６のようになる。なお、図１６においてＡ点は定格を示す点で、Ｂ点は無負荷を示す点である。数６が示す破線は理想の直線であるのに対し、数７が示す実特性（実線）は僅かに理想の直線とは異なる。これは、モータのインダクタンス値Ｌの影響によるものである。大きな電流が通電するほど、実特性は理想の直線から離れた線になる。
【０００８】
ここで、図１６のＴ−ｎ特性が示す意味は、モータの限界を示すものである。図１６のＴ−ｎ特性の下領域で、モータは熱的及び電気的限界を超えることなく、停止状態から最大角速度まで動作し、最大トルクを出力できる。
【０００９】
図１７において、特性１は出力の小さいモータのＴ−ｎ特性、特性３は出力の大きいモータ特性を表わしている。また、特性２が電動パワーステアリング装置のモータ負荷特性を表わすとすると、特性３で表わす大出力のモータを使用できれば、特性２の負荷特性を全領域でカバーすることができるが、モータのコストや外形が大型になる問題がある。そこで、特性１の出力の小さいモータで特性２の負荷特性をカバーしようとすると、高速回転領域でカバーできなくなる。そのため、特性１のモータで特性２の負荷特性をカバーする方法として、モータのベクトル制御における弱め界磁制御を用いて、特性１のモータのＴ−ｎ特性を特性４のＴ−ｎ特性に変更する方法が考えられる。
【００１０】
弱め界磁制御も考慮したベクトル制御によって電動パワーステアリング装置のモータを制御することは、従来良く知られている。例えば特開２００１−１８８２２号公報（特許文献１）においても、ベクトル制御を用いて電動パワーステアリング装置のモータを制御している。
【００１１】
図１８は、特許文献１のベクトル制御を用いた電動パワーステアリング装置の基本的構成を示している。
【００１２】
トルク指令値Ｔｒｅｆを基に指令電流決定手段３２４でｄ軸、ｑ軸の電流指令値ｉｄｒｅｆ、ｉｑｒｅｆが算出される。一方、モータ３０８のモータ電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃはそれぞれ電流検出手段３４１，３４２，３４３で検出され、検出された電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃは３相／２相変換手段３４５でｄ−ｑ２軸の電流ｉｄ，ｉｑに変換される。減算部３２５，３２６でｄ軸、ｑ軸の電流指令値ｉｄｒｅｆ，ｉｑｒｅｆとフィードバックされた電流ｉｄ，ｉｑとの偏差電流が算出される。偏差電流はＰＩ制御手段３２８に入力され、偏差電流を０とするような電圧指令値ｖｄ，ｖｑが算出される。モータ３０８は３相モータであり、電圧指令値ｖｄ、ｖｑは２相／３相変換手段３３６によって３相の電圧指令値ｖａ，ｖｂ，ｖｃに変換される。
【００１３】
ＰＷＭ制御手段３３７は、３相の電圧指令値ｖａ，ｖｂ，ｖｃに基づいてＰＷＭ制御されたゲート信号を生成する。インバータ３３８はＰＷＭ制御手段３３７で生成されたゲート信号によって駆動され、モータ３０８には偏差電流が０になるような電流が供給される。なお、レゾルバ３１６によってモータ３０８の角度（回転位置）θが検出され、角度θから角速度変換手段３４８で角速度（回転速度）ωが算出され、ベクトル制御に使用される。
【００１４】
このようなベクトル制御では、モータの高速回転領域では、弱め界磁制御が用いられる。
【００１５】
ここで、トルクセンサ３０７で検出された操舵トルク（や車速等）を基に算出される操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆに基づき、モータ３０８はベクトル制御される。このベクトル制御を数式で表現すると、下記数８或いは数９のようになる。数８は弱め界磁制御が無い場合（Ｉｄ＝０）で、数９は弱め界磁制御を実行している（Ｉｄ≠０）場合である。
（数８）
Ｉｑ＝Ｉｒｅｆ
Ｉｄ＝０
（数９）
Ｉｑ＝Ｉｒｅｆ
Ｉｄ≠０
一方、モータ電流Ｉｓをｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑで表現すると、下記数１０のようになる。
（数１０）
Ｉｓ＝√（Ｉｑ２＋Ｉｄ２）
このような電流関係を条件としてモータのベクトル制御において、ハンドルを急速に切り返しすると、モータは必要とするトルクを出力できず、弱め界磁制御を実行する領域となる。つまり、高速回転領域では、モータ電流Ｉｓが飽和状態（デューティ＝１００％）に陥ってしまう可能性がある。
【００１６】
モータ電流が飽和すると、電流波形が歪んでモータのトルクリップルが大きくなり、その結果ハンドルに振動が発生したり、モータから異常音が発生する。
【００１７】
このように、定トルク出力の限界を越えて制御しようとすると、モータ電流が飽和してトルクリップルが大きくなり、運転者はハンドル操作に振動や違和感を感じることになる。
【００１８】
そこで、このような不具合に対応する制御方式として、特開平８−１４２８８６号公報（特許文献２）のような制御方式が知られている。即ち、操舵系の操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、操舵系に対して操舵補助力を発生するモータと、少なくとも操舵トルク検出手段のトルク検出値に基づいて操舵補助力目標値を算出し、該操舵補助力目標値から積分演算を含むフィードバック制御の演算によって操舵補助力指令値を算出し、該操舵補助力指令値を出力する制御手段と、該制御手段の出力に応じた駆動電流をモータに供給する駆動手段とを備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、制御手段の操舵補助力指令値をモータの駆動電流の上下限値等に対応した所定の範囲に制限して駆動手段に出力する制限手段と、該制限手段の出力値と操舵補助力指令値との差に基づく補正値で積分演算における積分量を補正する補正手段とを設けている。
【００１９】
このように、特許文献２に示される装置ではモータ電流が強制的に制限されるため、モータ電流の飽和を防止することができるため、振動の発生を防止することができる。
【特許文献１】特開２００１−１８８２２号公報
【特許文献２】特開平８−１４２８８６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかし、特許文献２に記載の装置では、ＰＷＭ回路への出力値がリミッタで制限されることになるため、運転者に対するハンドル操作の違和感を取り除くことはできない。
【００２１】
ここにおいて、永久磁石型ブラシレスDCモータの弱め界磁制御には、３つの概念が存在する。即ち、定電圧定電力制御、定電流定電力制御及び定電流定電圧制御である。最初の２つの概念は比較的簡易なものであるが、定電力条件は広範囲な速度において保持されるものではない。第３番目の概念はリミット条件が考慮されるために、より正確なものである。しかしながら、モータ抵抗はしばしば無視され、特に小型モータに対して顕著な計算誤差を与え、モータ抵抗はインダクタンスに関して比較的大きいものである。つまり、モータ抵抗は勿論、インダクタンスの影響も考慮する必要がある。
【００２２】
電動パワーステアリングシステムにおいては、操舵補助トルクは操舵トルクの関数となっている。ハンドルが非常に早く切り返されたときには要求される操舵補助トルクが大きく、モータが直ちに追従できないので正確な補助トルクを付与することができない。これは、モータ電流を制限する上述のようなシステム（制限されたモータ電力、デューティの飽和）では、要求されるトルクに直接比例する電流指令値（基準電流）を良く流すことができない。この状態ではトルクリップルが発生し、それによってハンドル操作の違和感や騒音を引き起こすことになる。
【００２３】
また、電動パワーステアリングシステムにおいては、減速ギア効率の左回転と右回転での違い、或いは前軸にかかる軸重の違いがあった場合等には、操舵方向により操舵力が異なるという問題がある。
【００２４】
本発明は上述のような事情からなされたものであり、本発明の目的は、ベクトル制御のｄ軸弱め界磁制御時に、要求仕様を満足する範囲内でできるだけ小さいｄ軸電流を設定するように、所望出力特性及び角速度並びにモータ及び操舵補助力の伝達方向に基づいて電流指令値を制限することによって、ハンドルの急速な切り返し操舵の際にもモータの高速領域におけるトルクリップルを抑え、ハンドルに振動が発生せず、しかもハンドル操作に違和感のない電動パワーステアリング装置を提供することにある。弱め界磁制御をモータ性能の限界近くで使用すると、トルクリップル等によって騒音が大きくなってしまう問題があるからである。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明は、モータを制御すると共に、操舵トルク等に基づいて演算された電流指令値によって前記モータを駆動し、車両の操舵系に操舵補助力を付与するようになっている電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、所望出力特性及び角速度並びに前記モータ及び操舵補助力の伝達方向に基づいて前記電流指令値を制限する制限機能部を設けることにより達成される。
【００２６】
本発明の上記目的は、前記制限機能部を、ＣＷ用ルックアップテーブル及びＣＣＷ用ルックアップテーブルと、前記伝達方向に従って前記ＣＷ用ルックアップテーブル又はＣＣＷ用ルックアップテーブルに切替えるスイッチとで構成することにより、或いは前記制限機能部は更に前軸重を考慮して設定されていることにより、或いは前記制限機能部は更にバッテリ電圧の変化を考慮して設定されていることにより、或いは前記モータをベクトル制御によって駆動するようになっていることにより、或いは前記モータが永久磁石型ブラシレスDCモータであることにより、より効果的に達成される。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、過度の基準電流に起因する電流誤差を軽減することによって、高速領域における動作ノイズ及びトルクリップルを軽減でき、また、正確な電流指令値の制限値を計算することによって、デューティの飽和を防止することができ、その結果、モータ電流波形の歪みによるトルクリップルの発生を抑制できるので、急速なハンドルの切り返し操舵を行ってもモータから異常音が発生せず、ハンドル操作に違和感を感じない電動パワーステアリング装置を提供することができると共に、減速ギア効率の左回転と右回転での違い、前軸にかかる軸重の違いがある場合でも、制限特性を、減速機の左回転、右回転の効率、前軸の左右輪にかかる軸重の違いを考慮して設定することで、操舵方向に拘わらず操舵力が同じという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
モータ性能の限界近くで使用すると、ＰＷＭデューティの飽和によって騒音が大きくなってしまう問題がある。そのため、本出願人は、デューティが飽和しないように電流指令値を制限する手法を提案している（特願２００５−７６５３７）。また、ｄ軸電流制御時は、要求仕様を満足する範囲内でできるだけ小さいｄ軸電流を設定するように電流指令値を制限している。これにより、ハンドルの急速な切り返し操舵の際にも、モータの高速領域におけるトルクリップルを抑え、その結果、ハンドルに振動が発生せず、しかもハンドル操作に違和感のないものなる。
【００２９】
先ず、本発明の前提となる操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆに制限を加える電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍの算出原理を説明する。定格出力特性として最大出力特性を用いた場合の電流制限値の算出について、以下に説明する。
【００３０】
モータの定格出力Ｐｎは、モータの表示値として数１１のように算出できる。
（数１１）
Ｐｎ＝Ｔｎ・ωｎ
ただし、Ｔｎは定格トルク、ωｎは定格角速度である。
また、モータの最大出力Ｐｍａｘは常時動作可能である最大出力を意味しており、モータのメーカによって与えられる特性である。一般的に、最大出力Ｐｍａｘと定格出力Ｐｎには下記数１２のような関係がある。
（数１２）
Ｐｍａｘ＞Ｐｎ
数１２は、モータの最大出力Ｐｍａｘの点がモータの定格動作点とは異なっていることを意味しており、このことはモータ駆動の回路構成にも依存する事柄である。電動パワーステアリング装置のモータでは、最大出力Ｐｍａｘは定格角速度ωｎより高速回転の領域において発生している。
【００３１】
モータの定格出力Ｐｎの特性２と最大出力Ｐｍａｘの特性４を同一図面上に表示すると、図１のようになる。この図１から、最大出力Ｐｍａｘを示す特性４が、定格出力Ｐｎを示す特性２を回転数軸（縦軸）方向にｎ−ｏｆｆｓｅｔ（“ｎｏｓ”と記す）だけシフトした関係となっていることが分かる。回転数ｎ（ｒｐｍ）表示に対応する角速度ω（ｒａｄ／ｓ）にて表示すると、オフセットｎｏｓは角速度“ωｏｓ”と表示できる。つまり、角速度ωｏｓは回転軸方向に関し、オフセットｎｏｓだけシフトしている。ここで、最大出力角速度を（ωｎ＋ωｏｓ）と定義し、この関係を式で表わすと下記数１３のようになる。
（数１３）
Ｐｍａｘ＝Ｔｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）
定格出力特性である最大出力Ｐｍａｘに基づいている。つまり、モータは、定常状態において、絶対に最大出力Ｐｍａｘを越えて出力してはならないことが条件である。これを式に表現すると、下記数１４になる。
（数１４）
Ｐ＜Ｐｍａｘ
また、パワーＰはトルクＴと角速度ωとの積（Ｐ＝Ｔ・ω）であるから、トルクＴのリミットＴｌｉｍは数１４を用いて表現し直すと、数１５のように表現できる。
（数１５）
Ｔｌｉｍ＜Ｐｍａｘ／ωｍ
ここで、ωｍはモータの機械的角速度である。
そして、数１３を数１５に代入すると、数１６が得られる。
（数１６）
Ｔｌｉｍ＜Ｔｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）／ωｍ
数１６から電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍが決定され、数１７のように表現することができる。
（数１７）
Ｉｒｅｆｌｉｍ＝Ｔｌｉｍ／Ｋｔ  ＜  （Ｔｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）／ωｍ）／Ｋｔ
数１７の意味するところは、モータの定格出力特性である最大出力特性を基に、モータの回転数（角速度ωｍ）から電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍを求め、求められた電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍに基づいてモータ駆動電流を制限することである。
【００３２】
そして、数４と数１７とから、下記数１８が得られる。
（数１８）
Ｉｒｅｆｌｉｍ  ＜  Ｉｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）／ωｍ
ここで、Ｉｎはモータの定格電流値である。
数１８を用いれば、モータのトルク定数Ｋｔは不要である。角速度ωから電流指令値を制限する場合は、上記数１７又は数１８が基本式となる。
次に、本発明を適用し得るベクトル制御の一例であるＰＶＣ制御について、図２を参照して説明する。
【００３３】
一般的にベクトル制御は、３相モータを制御するときに電流指令値をｄ軸（励磁成分）及びｑ軸（トルク成分）の２軸成分に分離して演算し、モータのフィードバック電流も３相からｄ軸、ｑ軸成分に分解してＰＩ制御を実行し、最後にインバータにゲート信号を与える段階で２相／３相変換をして３相モータを制御している。このようなベクトル制御に対して、ＰＶＣ制御は、ｄ軸とｑ軸の成分での演算を、３相の電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを演算する段階まで使用し、モータ電流をフィードバックしてＰＩ制御する段階では３相で制御することに特徴がある。
【００３４】
電流指令値演算部（図示せず）は操舵トルクT、車速等を基に操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆを演算で求め、操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆはベクトル制御相指令値算出部１００内の換算部１０６、ｑ軸電流基準値算出部１０３及びｄ軸電流基準値算出部１０５に入力される。なお、操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆの代わりに、トルク換算したトルク指令値Ｔｒｅｆ（＝Ｋｔ・Ｉｒｅｆ）としても良い。レゾルバ２０９でモータ２０８の角度θｅが検出され、角度θｅを入力とする微分回路２４で角速度ωｅが算出される。操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆ、角度θｅ及び角速度ωｅはベクトル制御相指令値算出部１００に入力され、ベクトル制御相指令値算出部１００で各相電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが算出され、電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆはそれぞれ減算部２０−１，２０−２，２０−３を経てＰＩ制御部２１に入力される。
【００３５】
ベクトル制御相指令値算出部１００では、ｄ軸電流基準値算出部１０５において下記数１９に示されるｄ軸電流基準値Ｉｄｒｅｆが算出される。なお、ベース角速度ωｂは、換算部１０６で操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆを換算して得られる。
（数１９）
Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｉｒｅｆ｜・ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））
数１９中の（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）から分かるように、モータの角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になったとき、ｄ軸電流基準値Ｉｄｒｅｆが値として現れる。即ち、モータの角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になったとき、弱め界磁制御が実行される。
【００３６】
一方、換算部１０１で角度θｅ及び角速度ωｅを入力としてモータ２０８の各相逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃが算出され、３相／２相変換部１０２でｄ軸、ｑ軸の逆起電圧ｅｄ，ｅｑがそれぞれ算出される。そして、ｑ軸電流基準値算出部１０３はｄ軸、ｑ軸の逆起電圧ｅｄ，ｅｑ及び角速度ωｅ，ｄ軸電流基準値Ｉｄｒｅｆ、更に操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆを入力して、下記数２０に従ってｑ軸電流基準値Ｉｑｒｅｆを算出する。
（数２０）
Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｉｒｅｆ×ωｍ−ｅｄ×Ｉｄｒｅｆ）／ｅｑ
よって、弱め界磁制御が実行されない時はＩｄｒｅｆ＝０なので、Ｉｑｒｅｆ＝Ｉｒｅｆとなる。２相／３相変換部１０４はｄ軸電流基準値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流基準値Ｉｑｒｅｆを入力し、３相の電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを算出する。
【００３７】
３相の電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが２相／３相変換部１０４で算出された後の制御は、一般的なフィードバック制御と全く同一である。つまり、モータ２０８の各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３で検出し、減算部２０−１，２０−２，２０−３で３相の電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとの偏差電流をそれぞれ算出し、その偏差電流をＰＩ制御部２１に入力する。ＰＩ制御部２１では、偏差電流を零にするように電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを算出してフィードバック制御を実行する。電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを入力としてＰＷＭ制御部３１ではインバータ３１へのＰＷＭのゲート信号が算出され、インバータ３１はそのゲート信号によってＰＷＭ制御され、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとの偏差がそれぞれ０になるようにインバータ３１は電流制御される。
【００３８】
以上が、ＰＶＣ制御の説明であるが、上述したようにｄ軸電流基準値Ｉｄｒｅｆは、モータ２０８の角速度ωｅがベース角速度ωｂ以下である時は０である、つまり、弱め界磁制御を実行しないのでＩｑｒｅｆ＝Ｉｒｅｆであり、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは飽和（デューティ＝１００％）することがないので問題はない。しかし、モータ２０８の角速度ωｅがベース角速度ωｂを越えると、ｄ軸電流基準値Ｉｄｒｅｆはもはや０ではなく、√（Ｉｑ２＋Ｉｄ２）が最大出力時の電流Ｉｎをオーバーする恐れがある。モータ電流が最大出力時の電流Ｉｎ以上を出力しようとするとデューティ＝１００％となり、トルクリップルが大きくなり、モータ２０８の異常音の発生などの問題が発生する。そのため、モータ２０８の角速度ωｅが高速になって、弱め界磁制御が実行される角速度以上においては、操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆは数１８で示す可変の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍによって制限する必要が出てくる。また、弱め界磁制御をモータ性能の限界近くで使用すると、トルクリップル等によって騒音が大きくなってしまう問題がある。
【００３９】
そこで、モータの最大条件（Ｖｍａｘ，Ｉｍａｘ）（なお、Ｖｍａｘ，Ｉｍａｘは数１２における最大出力Ｐｍａｘ時の電圧、電流）からベース速度（Ｉｄ＝０のとき）における電流指令値のリミットを計算し、高速領域（負のｄ軸電流指令値Ｉｄが制御システムに入力されるとき）における電流指令値のリミットを計算する。顧客から要求された性能仕様から要求仕様のモータトルク−速度（Ｔ−ｎ）特性を確立し、操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆ、モータ角速度ωｅ及びバッテリ電圧Ｖｄｃを入力し、最大条件（Ｖｍａｘ，Ｉｍａｘ）を用いて弱め界磁制御のためのｄ軸電流指令値Ｉｄを計算する。上記各計算はマイコン等での演算を高速化するため予め設計されたルックアップテーブル等によって実行され、バッテリ電圧Ｖｄｃの変化は、モータ速度の変化及び電圧変化に起因する電流を計算することによって適用され得る。これら変化信号の計算も、付加的なルックアップテーブル等によって実行される。
【００４０】
その場合の電流指令値算出部の構成は図３に示すようになっており、操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆは比較部１３及び１４に入力され、推定若しくは検出された角速度ωｅはルックアップテーブル１１及び１２に入力されると共に、ルックアップテーブル１５に入力され、更に角速度ωｅがベース角速度ωｂ以上であるかを検出してスイッチ１６の接点ｃ１、ｃ２を切替える検出切替え部１７に入力される。ルックアップテーブル１１で算出された電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍは比較部１３に入力され、ルックアップテーブル１２で算出された電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅは比較部１４に入力される。本例では、バッテリ電圧Ｖｄｃは不要となっている。比較部１３から出力される電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍはスイッチ１６の接点ｃ２に与えられ、比較部１４から出力される電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆ＿ｂａｓｅはスイッチ１６の接点ｃ１に与えられる。
【００４１】
次に、操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆの演算について説明する。
【００４２】
３相モータ５のａ−ｂ−ｃ相における式を示すと、例えばａ相に対する相電圧ｖａｎは、ｉａを相電流、Ｒａを相抵抗、Ｌａを相インダクタンス、ｅａを相逆起電圧として数２１で表わされる。
（数２１）
ｖａｎ＝ｉａ・Ｒａ＋Ｌａ・ｄｉａ／ｄｔ＋ｅａ
そして、各相の特性が同じであるバランスモータに対して、１相では、数２１は通常下記数２２のように表わされる。
（数２２）
ｖ＝ｉ・Ｒ＋Ｌ・ｄｉ／ｄｔ＋ｅ
ここで、Ｒ＝Ｒａ＝Ｒｂ＝Ｒｃはモータの相抵抗であり、Ｌ＝Ｌａ＝Ｌｂ＝Ｌｃ
はモータ相インダクタンスであり、ｅは相逆起電圧である。
また、ｄ−ｑ軸上における電圧ｖｄ及びｖｑはそれぞれ下記数２３及び数２４で示される。
（数２３）
ｖｄ＝ｉｄ・Ｒ＋Ｌｄ・ｄｉｄ／ｄｔ−ωｅ・Ｌｄ・ｉｑ
（数２４）
ｖｑ＝ｉｑ・Ｒ＋Ｌｑ・ｄｉｑ／ｄｔ＋ωｅ・Ｌｑ・ｉｄ＋ωｅ・Ψ
ここで、Ｌｄはモータのｄ軸インダクタンス、Ｌｑはモータのｑ軸インダクタン
スであり、ＳＰＭ(Surface  PM)モータに対してＬｄ＝Ｌｑ＝Ｌである。また、Ψ
はｄ軸に作用する磁束であり、一般的にはΨ＝４／３・Ｋｅ／（２×ｐ）である
（なお、Ｋｅは逆起電圧定数、ｐは極対数）。
正弦波モータに対してｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは直流的に変化し、それらの微分はゼロであり、それ故、数２３及び数２４はそれぞれ下記数２５及び数２６のような定常状態で表わされる。
（数２５）
ｖｄ＝ｉｄ・Ｒ−ωｅ・Ｌｄ・ｉｑ
（数２６）
ｖｑ＝ｉｑ・Ｒ＋ωｅ・Ｌｑ・ｉｄ＋ωｅ・Ψ
これに対し、矩形波モータにおけるｑ軸電流ｉｑは直流ではなく、その変化及び微分は定常状態において、Δｉｑ＝０及びｄｉｑ／ｄｔ≠０を考慮に入れるべきである。従って、下記数２７のように定義できる。
（数２７）
ｉｑ＝Ｉｒｅｆ＋Δｉｑ
ここで、Ｉｒｅｆは電流指令値であり、Δｉｑはｑ軸電流ｉｑ（Δｉｑ＝ｉｑ
−Ｉｒｅｆ）の変化分である。
よって、数２５及び数２６に数２６を代入することにより、それぞれ下記数２８及び数２９が得られる。
（数２８）
ｖｄ＝ｉｄ・Ｒ−ωｅ・Ｌｄ・（Ｉｒｅｆ＋Δｉｑ）
（数２９）
ｖｑ＝（Ｉｒｅｆ＋Δｉｑ）・Ｒ＋Ｌｑ・ｄｉｑ／ｄｔ＋ωｅ・Ｌｑ・ｉｄ
＋ωｅ・Ψ
数２９における微分Lｑ・ｄｉｑ／ｄｔは、速度と電流の関数における大きな変数に基づいて計算することは困難であるが、もし最大電流定数を保持すれば、Lｑ・ｄｉｑ／ｄｔのピークは下記数３０の速度関数に置き換えることができる。
（数３０）
Lｑ・ｄｉｑ／ｄｔ＝Lｑ・ｄｉｑ／ｄθ・ｄθ／ｄｔ＝Ｌｑ・ｄｉｑ／ｄθ・ωｅ
＝ｋ・ωｅ
ここで、ｋは、ｑ軸電流ｉｑと角速度ωｅの微分の間の線形関係を表わす係数である。
それ故、下記数３１及び数３２が成り立つ。
（数３１）
ｖｄ＝ｉｄ・Ｒ−ωｅ・Ｌｄ・Ｉｒｅｆ−ωｅ・Ｌｄ・Δｉｑ
（数３２）
ｖｑ＝ｉｒｅｆ・Ｒ＋ωｅ・Ｌｑ・ｉｄ＋ωｅ・Ψ＋ｋ・ωｅ＋Δｉｑ・R
数３１の“ωｅ・Ｌｄ・Δｉｑ”と、数３２の“ｋ・ωｅ＋Δｉｑ・R”が矩形波モータの付加項である。
【００４３】
矩形波モータに対して、制御は前述したPVC法（図２参照）によって実現され得る。電流及び他の変数が正弦波でないため、矩形波モータを解析するためにｄ−ｑ式を用いることはできない。しかしながら、他の変化分Δｉｑ及び係数ｋを導入することによって、ｄ−ｑ軸上における解析が可能となる。
【００４４】
正弦波モータの逆起電圧波形と電流波形は正弦波であり、３相／ｄ−ｑ軸変換するとｄ軸成分（励磁成分）、ｑ軸成分（トルク成分）共に直流値（一定値）になる。これに対して、矩形波モータでは逆起電圧波形と電流波形は擬似矩形波であり、１次成分の正弦波に加えて３，5，７，…次成分の正弦波が重畳されている。３相／ｄ−ｑ軸変換するとｄ軸成分及びｑ軸成分がいずれも直流値（一定値）にならず、電気角の関数となる。具体的には、３相での５，７次成分がｄ−ｑ軸上では６次成分として現れ、同様に３相での１１，１３次成分がｄ−ｑ軸上では１２次成分として現れ、３，９，…次成分は零相であるため消えてしまう。電気角の関数のままだと制限値を算出するための計算が複雑なので、簡素化する必要があると共に、制限値を求めることが目的なので、ここでは振動する成分の最大値を取扱う。変化分Δｉｑ及び係数ｋは電気角に依存した値の最大値を表わすパラメータであり、電気角の関数でないこれらのパラメータを導入することにより、矩形波モータでも正弦波モータと同様に制限値を算出することができる。
【００４５】
ｑ軸電流ｉｑの最大値は下記数３３で表わされ、ｑ軸電流ｉｑの理論値は下記数３４で表わされる。
（数３３）
ｉｑ＝Ｉｒｅｆ＋Δｉｑ
（数３４）
ｉｑ＝Ｉｒｅｆ＋（ｉ３＋ｉ５）ｓｉｎ６θ＋（ｉ１１＋ｉ１３）ｓｉｎ１２θ
＋…
次に、電流指令値算出部における電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ及びｄ軸電流指令値Ｉｄの計算を説明する。先ず電圧及び電流の制限条件は下記の通りである。
（１）電圧定数は下記の通りである。
【００４６】
【数３５】
2008068666.tif 000003
又は
（数３６）
ｖｄ２＋ｖｑ２≦Ｖｍａｘ２
ここで、Ｖｄｃはコントローラの入力で測定されるバッテリ電圧であり、ｋｓはモ
デュレーション技術(modulation  technique)を示す安全係数である。
（２）電流定数は下記の通りである。
（数３７）
ｉｄ２＋ｉｑ２≦Ｉｍａｘ２
ここで、Ｉｍａｘはモータ又はインバータの最大電流であり、定常時は小さい。
数３１及び数３２を数３６に代入することによって、下記数３８を得る。
（数３８）
Ｖｍａｘ２＝（ｉｄ・Ｒ−ωｅ・Ｌ・Ｉｒｅｆｌｉｍ−ωｅ・Ｌ・Δｉｑ）２
＋（Ｉｒｅｆｌｉｍ・Ｒ＋ωｅ・Ｌ・Ｉｄ＋ωｅ・Ψ＋ｋ・ωｅ＋Δｉｑ・Ｒ）２
そして、ｄ軸電流指令値Ｉｄは数３８から次のように導かれる。
【００４７】
【数３９】
2008068666.tif 000004
ただし、Ａ１及びＢ１はそれぞれ下記数４０及び数４１である。
【００４８】
【数４０】
2008068666.tif 000005
【００４９】
【数４１】
2008068666.tif 000006
また、数３７を数３９に代入して電流指令値Ｉｒｅｆについて解くと、下記数４２となる。
【００５０】
【数４２】
2008068666.tif 000007
これが電流指令値Ｉｒｅｆの制限値であり、ｄ軸電流指令値Ｉｄが最大電流のケースでは下記数４３を使用する。
【００５１】
【数４３】
2008068666.tif 000008
なお、正弦波モータの場合にはΔＩｑ＝０であり、ｋ＝０である。また、ΔＩｑ及びｋは数４２の計算では定数に保持される。
【００５２】
上記各式から次のことがいえる。もしモータパラメータ及びバッテリ電圧Ｖｄｃが一定であれば、電流指令値Ｉｒｅｆは速度だけの関数であり、下記数４４のように表わされる。
（数４４）
Ｉｒｅｆｌｉｍ＝ｆ（ωｅ）
もしバッテリ電圧Ｖｄｃが変化すれば、その変化値が考慮されるので次のようになる。
（数４５）
Ｉｒｅｆｌｉｍ＝ｆ（ωｅ，Ｖｄｃ）
また、アルゴリズムは数４２を用いて、電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍを下記のように計算する。
【００５３】
（１）Ｉｒｅｆ＞Ｉｒｅｆｌｉｍの場合
Ｉｒｅｆ＝Ｉｒｅｆｌｉｍ、Ｉｄ＝Ｉｄｍａｘ
（２）Ｉｒｅｆ≦Ｉｒｅｆｌｉｍの場合
Ｉｒｅｆ＝Ｉｒｅｆ、Ｉｄ＝Ｉｄ
図４はｄ軸電流指令値Ｉｄ及び電流指令値Ｉｒｅｆとモータ回転速度の特性例（３領域）を示しており、特性Ａのデータがルックアップテーブル１１に格納され、特性Ｂのデータがルックアップテーブル１２に格納されている。また、特性Ｃのデータがルックアップテーブル１５に格納されている。同様に、図５はｄ軸電流指令値Ｉｄ及び電流指令値Ｉｒｅｆとモータ回転速度の特性例（４領域）の特性例を示しており、特性Ａのデータがルックアップテーブル１１に格納され、特性Ｂのデータがルックアップテーブル１２に格納され、特性Ｃのデータがルックアップテーブル１５に格納されている。
【００５４】
このような構成において、その動作例を図６のフローチャートを参照して説明する。
【００５５】
先ず、操舵トルクや車速に基づいて操舵補助電流指令値算出部は操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆを演算し（ステップＳ１）、モータ５の角速度ωｅを入力する（ステップＳ２）。この順番は任意である。次に、入力された角速度ωｅに基づいてルックアップテーブル１１は、図４又は図５の特性Ａに基づいて電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍを算出し（ステップＳ３）、ルックアップテーブル１２は図４又は図５の特性Ｂに基づいて電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅを算出し（ステップＳ４）、電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍは比較部１３に入力され、電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅは比較部１４に入力される。なお、電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍと電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅの算出の順番は任意である。
【００５６】
比較部１３は操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆと電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍの比較に基づいて電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍを算出し（ステップＳ５）、比較部１４は操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆと電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅの比較に基づいて電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｂａｓｅ及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＝０を算出する（ステップＳ６）。電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍはスイッチ１６の接点ｃ２に入力され、電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅ及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＝０はスイッチ１６の接点ｃ１に入力される。ルックアップテーブル１５は角速度ωｅ及び電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍに基づいて、図４又は図５の特性Ｃに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄを算出する（ステップＳ７）。
【００５７】
その後、検出切替え部１７は角速度ωｅがベース角速度ωｂ以上であるか否かを判定し（ステップＳ１０）、角速度ωｅがベース角速度ωｂ以上であれば弱め界磁制御のためにスイッチ１６の接点をｃ１に切替え（ステップＳ１１）、比較部１４からの電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆ＿ｂａｓｅ及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＝０を制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍとして出力する（ステップＳ１３）。また、角速度ωｅがベース角速度ωｂよりも小さければスイッチ１６の接点をｃ２に切替え（ステップＳ１２）、比較部１３からの電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｌｉｍをそのまま電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍとして出力する（ステップＳ１３）。
次に、バッテリ電圧Ｖｄｃ変化への対応を説明する。
【００５８】
もしｑ軸電流指令値Ｉｑ及びｄ軸電流指令値Ｉｄを一定に保持すれば、バッテリ電圧Ｖｄｃの変化分ΔＶｄｃは角速度ωｅの変化となる。つまり、ｄ軸電流制限値を角速度ωｅのみの関数にすることができる。バッテリ電圧Ｖｄｃと角速度ωの２変数の関数だと十分な精度を持ったルックアップテーブルの容量が大きく、ＲＯＭ容量を浪費してしまう。また、アシストマップのように複数のマップを補完して求めると、演算時間がかかってしまう。そこで、バッテリ電圧Ｖｄｃの変化を角速度ωの変化として表わし、ｄ軸電流制限値を角速度ωのみの関数にする。
【００５９】
数２５の電圧がＶ→Ｖ＋ΔＶに変化し、数２６の角速度ωがω→ω＋Δωに変化したとすると、下記数４６及び数４７が得られる。
（数４６）
ｖｄ＋Δｖｄ＝ｉｄ・Ｒ−（ωｅ＋Δωｅ）Ｌｄ・ｉｑ
（数４７）
ｖｑ＋Δｖｑ＝ｉｑ・Ｒ＋（ωｅ＋Δωｅ）Ｌｑ・ｉｄ＋（ωｅ＋Δωｅ）Ψ
そして、数４６及び数４７からそれぞれ数２５及び数２６を減算すると、下記数４８及び数４９が得られる。
（数４８）
Δｖｄ＝−ωｅ・Ｌｄ・ｉｑ
（数４９）
Δｖｑ＝Δωｅ・Ｌｑ・ｉｄ＋Δωｅ・Ψ
数４８及び数４９は電圧ΔV、角速度Δωの変化分の関係式である。電圧ΔV、角速度Δωの変化分の関係式（ルックアップテーブル）と角速度ωのみの関数のｄ軸電流制限値近似式や補完計算は必要ない。
そして、下記数５０が成立する。
（数５０）
Δｖｄ２＋Δｖｑ２＝ΔＶ２
ただし、
（数５１）
ΔＶ＝（Ｖｄｃ−Ｖｄｃｎ）／２
【００６０】
【数５２】
2008068666.tif 000009
【００６１】
【数５３】
2008068666.tif 000010
である。数５３はΔωの変化がルックアップテーブルで計算され、ΔＶで乗算されることを意味している。
【００６２】
以上の演算を装置化すると図７に示す構成となり、図３の電流指令値算出部にバッテリ電圧変化適合部６０と加算部１８を付加した構成となっている。バッテリ電圧変化適合部６０はパラメータＶｄｃｎを出力する設定部６２と、バッテリ電圧ＶｄｃとパラメータＶｄｃｎの減算部６３と、電流指令値算出部からのｄ軸電流指令値Ｉｄ及び電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍを入力して適合演算値を出力するルックアップテーブル６１と、減算部６３からの電圧ΔＶとルックアップテーブル６１からの適合演算値とを乗算して角速度変化分Δωｅを出力する乗算部６４とを具備している。ルックアップテーブル６１には、電流指令値算出部で算出されたｄ軸電流指令値Ｉｄ及び電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍが入力され、減算部６３にはバッテリ電圧Ｖｄｃが入力されてΔＶ（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃｎ）が求められる。乗算部６４で求められた角速度変化分Δωｅは加算部１８に入力され、角速度ωｅと加算された（ωｅ＋Δωｅ）が電流指令値算出部に入力される。
【００６３】
このような構成において、その動作例を図８のフローチャートを参照して説明する。
【００６４】
先ず、操舵トルクや車速に基づいて操舵補助電流指令値算出部は操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆを演算し（ステップＳ２０）、モータ５の角速度ωｅをバッテリ電圧変化適合部６０からの角速度変化分Δωｅを入力して変化量（ωｅ＋Δωｅ）を計算する（ステップＳ２１）。この順番は任意である。次に、計算された変化量（ωｅ＋Δωｅ）に基づいてルックアップテーブル１１は電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍを算出し（ステップＳ２２）、ルックアップテーブル１２は電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅを算出し（ステップＳ２３）、電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍは比較部１３に入力され、電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅは比較部１４に入力される。なお、電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍと電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅの算出の順番は任意である。
【００６５】
比較部１３は操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆと電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍの比較に基づいて電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍを算出し（ステップＳ２４）、比較部１４は操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆと電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅの比較に基づいて電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｂａｓｅ及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＝０を算出する（ステップＳ２５）。電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍはスイッチ１６の接点ｃ２に入力され、電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅ及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＝０はスイッチ１６の接点ｃ１に入力される。ルックアップテーブル１５は変化量（ωｅ＋Δωｅ）及び電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄを算出する（ステップＳ２６）。
【００６６】
その後、検出切替え部１７は変化量（ωｅ＋Δωｅ）がベース角速度ωｂ以上であるか否かを判定し（ステップＳ３０）、変化量（ωｅ＋Δωｅ）がベース角速度ωｂ以上であれば弱め界磁制御のためにスイッチ１６の接点をｃ１に切替え（ステップＳ３１）、比較部１４からの電流指令値のベース制限値Ｉｒｅｆ＿ｂａｓｅ及びｄ軸電流指令値Ｉｄ＝０を制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍとして出力する（ステップＳ３３）。また、変化量（ωｅ＋Δωｅ）がベース角速度ωｂよりも小さければスイッチ１６の接点をｃ２に切替え（ステップＳ３２）、比較部１３からの電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｌｉｍをそのまま電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍとして出力する（ステップＳ３３）。
【００６７】
バッテリ電圧変化適合部６０はバッテリ電圧Ｖｄｃを入力し（ステップＳ３４）、予め設定されているパラメータＶｄｃｎとの差電圧ΔＶ（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃｎ）を算出して乗算部６４に入力する（ステップＳ３５）。一方、ルックアップテーブル６１には電流指令値算出部１０からｄ軸電流指令値Ｉｄ及び電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍが入力され（ステップＳ３６）、ルックアップテーブル６１はｄ軸電流指令値Ｉｄ及び電流指令値の制限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍに基づいて適合演算値を算出し（ステップＳ３７）、適合演算値を乗算部６４に入力する。乗算部６４は適合演算値及び差電圧ΔＶに基づいて角速度変化分Δωｅを算出して加算部１８に入力する（ステップＳ３８）。
【００６８】
ここにおいて、ステアリング装置には、減速ギア効率の左回転と右回転での違い、前軸にかかる軸重の違いにより、操舵方向により操舵力が異なるという問題がある。しかし、上述した制限特性には、減速ギア等の効率での操舵方向によって操舵力が異なることが考慮されていないため、運転者に違和感を与えるという問題がある。
【００６９】
そのため、本発明は制限特性を減速機等の機械系の左回転（ＣＣＷ）、右回転（ＣＷ）の効率、前軸の左右輪にかかる軸重の違いを考慮して設定することで、操舵方向により操舵力が異なるという問題を解決し、運転者に違和感を与えないようにする。
【００７０】
以下に本発明を説明する。
【００７１】
減速機の左回転、右回転の効率は、例えば機械的摩擦がＣＷ＞ＣＣＷのとき、電流制限値Ｉｒｅｆｌｉｍについては図９のようにＣＷ用ルックアップテーブルのデータを大きくし、電流制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅについても図１０のようにＣＷ用ルックアップテーブルのデータを大きくする。従って、本発明では同じ回転数のとき、ＣＷ方向の電流制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ及びＩｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅが大きくなるようにルックアップテーブル１１及び１２が設定されているため、ＣＷ方向及びＣＣＷ方向で同じ特性を得ることができる。このようにＣＷ用とＣＣＷ用のデータを設定しないと、ＣＷのときにＣＣＷに比べて操舵力が必要となり、運転者がハンドルを重く感じ、左右差として感じてしまう。
【００７２】
以上より、本発明では図１１及び図１２に示すように、電流指令値の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍ及びＩｒｅｆｌｉｍ＿ｂａｓｅを演算するルックアップテーブル１１及び１２に、ＣＷ又はＣＣＷを示す回転方向ＲＤを入力して出力を切替えるようにしている。ルックアップテーブル１１及び１２の構成は図１３及び図１４のようになっており、ルックアップテーブル１１はＣＷ用のルックアップテーブル１１−１と、ＣＣＷ用のルックアップテーブル１１−２と、回転方向信号ＲＤによってルックアップテーブル出力を切替えるスイッチ１１−３とで構成されている。また、ルックアップテーブル１２はＣＷ用のルックアップテーブル１２−１と、ＣＣＷ用のルックアップテーブル１２−２と、回転方向信号ＲＤによってルックアップテーブル出力を切替えるスイッチ１２−３とで構成されている。
所望出力特性及び角速度並びにモータ及び操舵補助力の伝達方向に基づいて電流指令値を制限しているので、ハンドルの急速な切り返し操舵の際にもモータの高速領域におけるトルクリップルを抑え、ハンドルに振動が発生せず、しかもＣＷ方向及びＣＣＷ方向のハンドル操作にも違和感を生じることがない。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の前提となる原理を説明するための図である。
【図２】本発明を適用できる疑似ベクトル制御の構成例を示すブロック図である。
【図３】電流指令値算出部の構成例を示すブロック図である。
【図４】ｄ軸電流指令値及び電流指令値とモータ回転速度の特性例（３領域）を示す図である。
【図５】ｄ軸電流指令値及び電流指令値とモータ回転速度の特性例（４領域）を示す図である。
【図６】本発明の前提技術の動作例を示すフローチャートである。
【図７】本発明の前提技術の他の例を示すブロック構成図である。
【図８】その動作例を示すフローチャートである。
【図９】操舵方向による特性例を示す図である。
【図１０】操舵方向による特性例を示す図である。
【図１１】本発明の構成例を示すブロック構成図である。
【図１２】本発明の他の構成例を示すブロック構成図である。
【図１３】本発明のルックアップテーブルの構成例を示すブロック構成図である。
【図１４】本発明のルックアップテーブルの構成例を示すブロック構成図である。
【図１５】一般的な電動パワーステアリング装置の構成図である。
【図１６】モータのＴ−ｎ特性を示す図である。
【図１７】モータ特性とモータ負荷特性を重ねて示す図である。
【図１８】従来のベクトル制御装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７４】
１１，１２、１５    ルックアップテーブル
１３，１４          比較部
１６                スイッチ
１７                検出切替え部
２１                ＰＩ制御部
２４                微分回路
３０                ＰＷＭ制御部
３１                インバータ
６０                バッテリ電圧変化適合部
６１                ルックアップテーブル
６４                乗算部
１００              ベクトル制御相指令値算出部
１０１、１０６      換算部
１０２              ３相／２相変換部
１０３              ｑ軸電流基準値算出部
１０４              ２相／３相変換部
１０５              ｄ軸電流基準値算出部
２０８、３０８      モータ
２０９              レゾルバ
３０１              操向ハンドル
３０３              減速ギア
３０７              トルクセンサ
３２４              指令電流決定手段
【図１】
2008068666.tif 000011
【図２】
2008068666.tif 000012
【図３】
2008068666.tif 000013
【図４】
2008068666.tif 000014
【図５】
2008068666.tif 000015
【図６】
2008068666.tif 000016
【図７】
2008068666.tif 000017
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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