(57)【要約】【課題】ＩＱ間の誤差特性に優れた受信装置、送信装置を提供すること。【解決手段】実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する低雑音可変増幅器１０２と、レベル可変された実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタ１０４と、複素ＲＦ信号を複素ＩＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサ１４０と、複素ＩＦ信号を帯域制限するローパス・フィルタ１２２、１２４と、帯域制限された複素ＩＦ信号を所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器１２６、１２８と、を備えることを特徴とする、受信装置が提供される。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した実ＲＦ信号から複素ＩＦ信号を生成する受信装置であって、
前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する低雑音可変増幅器と、
前記低雑音可変増幅器によりレベル可変された前記実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、
前記複素ＲＦ信号を複素ＩＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、
前記複素ＩＦ信号を帯域制限するフィルタと、
前記フィルタにより帯域制限された前記複素ＩＦ信号を段階的に所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、
を備えることを特徴とする、受信装置。
【請求項２】
受信した実ＲＦ信号から複素ＩＦ信号を生成する受信装置であって、
前記実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、
前記複素ＲＦ信号を複素ＩＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、
前記複素ＩＦ信号を帯域制限するフィルタと、
前記フィルタにより帯域制限された前記複素ＩＦ信号を段階的に所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、
前記利得切替型増幅器によりレベル可変された前記複素ＩＦ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
ディジタル信号に変換された前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、
を備えることを特徴とする、受信装置。
【請求項３】
さらに、前記利得切替型増幅器によりレベル可変された前記複素ＩＦ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
ディジタル信号に変換された前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、
を備えることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
前記所定の利得幅は、前記低雑音可変増幅器又は前記可変増幅器のレベル可変幅であることを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載の受信装置。
【請求項５】
前記利得切替型増幅器の利得毎に予め算出されたＩＱインバランスの補正値に基づいて、前記複素ＩＦ信号のＩＱインバランスを補正する直交性補正処理部をさらに備えることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の受信装置。
【請求項６】
前記ＩＱインバランスの補正値は、
所定の信号を受信して前記利得切替型増幅器の利得毎に測定された前記複素ＩＦ信号のＩ信号とＱ信号との各レベルに基づいて予め作成されることを特徴とする、請求項５に記載の受信装置。
【請求項７】
入力された複素ＩＦ信号から実ＲＦ信号を生成する送信装置であって、
前記複素ＩＦ信号を段階的に所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、
前記複素ＩＦ信号を複素ＲＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、
前記複素ＲＦ信号を実ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、
前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、
を備えることを特徴とする、送信装置。
【請求項８】
入力されたディジタルの複素ＩＦ信号から実ＲＦ信号を生成する送信装置であって、
前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、
レベル可変された前記複素ＩＦ信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、
前記複素ＩＦ信号を段階的に所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、
前記複素ＩＦ信号を複素ＲＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、
前記複素ＲＦ信号を実ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、
を備えることを特徴とする、送信装置。
【請求項９】
さらに、前記複素係数フィルタから出力された前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器を備えることを特徴とする、請求項７に記載の送信装置。
【請求項１０】
前記所定の利得幅は、前記低雑音可変増幅器又は前記可変増幅器のレベル可変幅であることを特徴とする、請求項７〜９のいずれかに記載の送信装置。
【請求項１１】
前記利得切替型増幅器の利得毎に予め算出されたＩＱインバランスの補正値に基づいて、前記複素ＩＦ信号のＩＱインバランスを補正する直交性補正処理部をさらに備えることを特徴とする、請求項７〜１０のいずれかに記載の送信装置。
【請求項１２】
前記ＩＱインバランスの補正値は、
所定の信号を受信して前記利得切替型増幅器の利得毎に測定された前記複素ＩＦ信号のＩ信号とＱ信号との各レベルに基づいて予め作成されることを特徴とする、請求項１１に記載の送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置、及び送信装置に関し、特に、ＩＱ間の誤差特性に優れた受信装置、送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線装置においてＩ信号とＱ信号との間に生じる直交性の誤差（ＩＱインバランス）を低減させるために、ダブルクオドラチャ・ミキサ（ＤＱＭ；Ｄｏｕｂｌｅ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｍｉｘｅｒ）を用いた無線装置が提案されている。例えば、下記の特許文献１又は非特許文献１に記載の無線装置を用いると、良好なＩＱインバランスを実現することが可能である。
【０００３】
上記のＩＱインバランスは、イメージ周波数抑圧度（ＩＭＲＲ；ＩＭａｇｅ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ）により求められる。例えば、ダウンコンバータにおけるＩＱインバランスの値をＩＭＲＲにより求めるならば、ＲＦ、ローカル、ＩＦの各ポートにおける振幅誤差比をそれぞれΔＡｒｆ、ΔＡｌｏ、ΔＡｉｆとし、ＲＦ、ローカル、ＩＦの各ポートにおける位相誤差をそれぞれΔΦｒｆ、ΔΦｌｏ、ΔΦｉｆとしたとき、各ポートの誤差が互いに打ち消さないものと仮定すると、その理論値は下式（１）により表現される。
【０００４】
【数１】
2008166957.tif 000003
【０００５】
上式（１）を参照すると、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いた受信装置におけるＩＭＲＲは、ＲＦのＩＱインバランスとローカルのＩＱインバランスとの積、及びＩＦのＩＱインバランスにより表現されることが分かる。まず、ＲＦのＩＱインバランスとローカルのＩＱインバランスとの積に注目する。上式（１）のＩＭＲＲは、ＩＦのＩＱインバランスを無視して考えると、ＲＦのＩＱインバランスとローカルのＩＱインバランスとの積の対数であるから、ＲＦのＩＭＲＲとローカルのＩＭＲＲとの和となる。つまり、ＲＦのＩＭＲＲ又はローカルのＩＭＲＲのいずれかより良好なＩＭＲＲが得られることになる。しかし、上式（１）のＩＭＲＲは、ＩＦのＩＱインバランスと、ＲＦのＩＱインバランスとローカルのＩＱインバランスとの積と、の和の対数であることから、ＩＦのＩＱインバランスに対してはＲＦのＩＭＲＲとローカルのＩＭＲＲとの間に生じるような改善効果は得られない。つまり、ＩＦのＩＱインバランスが大きい場合には、ＲＦ又はローカルのＩＭＲＲが良好であったとしても、ＩＦのＩＱインバランスにより上式（１）のＩＭＲＲは悪化してしまう。そのため、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いたとしても、受信装置のＩＭＲＲを改善するためにはＩＦのＩＱインバランスを低減させる必要がある。
【０００６】
そこで、ＩＦのＩＱインバランスの発生原因に注目すると、周波数が低いＩＦにおいては位相誤差が発生しにくいため、振幅誤差がＩＱインバランスの主な劣化原因であると考えられる。特に、制御電圧によってその利得が可変される増幅器（ＶＧＡ；Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を用いる場合、可変増幅器間の利得のばらつきと、可変増幅器間の利得差の環境変動とによって変動するため、ＩＦ側のＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）増幅器に可変増幅器を用いることによってＩＦにおける直交性が大きく劣化してしまうという問題がある。そこで、可変増幅器を複素係数フィルタの前段、又はＩＱ間の誤差が発生しないディジタル部に配置することにより、上記の直交性の劣化を回避する手段が考案されている。
【０００７】
【特許文献１】特願２００５−１１７４５８号公報
【非特許文献１】岸孝彦、佐藤隆裕、杉浦毅、李ウヨン、「ミキサのＩＱインバランスを改善するための一検討」，信学技報，ＳＲ２００６−５２，Ｎｏｖ．２００６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、複素係数フィルタの前段におけるＲＦ周波数では、大きなレベル可変幅を実現することが難しいという問題がある。その上、大きなレベル可変幅を実現できたとしても、帯域幅がチャンネル帯域に制限されていないため、利得が大きなときに、チャンネル帯域外の信号がチャンネル帯域内の目的信号よりも強い場合には、可変増幅器又はその後段において飽和が発生するという問題が生じる。
【０００９】
また、ディジタル部の可変増幅器で利得を可変する場合、ディジタル可変増幅器の可変範囲分だけアナログ／ディジタル変換器に広いダイナミックレンジが要求されるため、消費電力の増大とコストアップが生じるという問題がある。なお、送信側においても、ＲＦ側の可変増幅器における利得の可変範囲を確保することが難しく、また、利得が低い周波数の可変増幅器よりも安定ではないことと、ディジタル可変増幅器を用いた場合には、ディジタル／アナログ変換器に大きなダイナミックレンジが要求される等の問題が生じる。
【００１０】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、優れたＩＱ間の誤差特性を実現可能な、新規かつ改良された受信装置、及び送信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明の第１の観点によれば、受信した実ＲＦ信号から複素ＩＦ信号を生成する受信装置が提供される。当該受信装置は、前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する低雑音可変増幅器と、レベル可変された前記実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、前記複素ＲＦ信号を複素ＩＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、前記複素ＩＦ信号を帯域制限するローパス・フィルタと、帯域制限された前記複素ＩＦ信号を所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、を備えることを特徴とする。
【００１２】
上記のように、ＲＦの可変増幅器とＩＦの利得切替型増幅器とを併用することにより、アナログ／ディジタル変換器に要求されるダイナミックレンジを増加させることなく、良好なＩＱ間の直交特性を実現することができる。また、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いることによって位相誤差が低減され、振幅の補償だけを実行すればよいため、簡易な方法でＩＱインバランスのキャリブレーションが可能になる。
【００１３】
また、上記課題を解決するために、本発明の第２の観点によれば、受信した実ＲＦ信号から複素ＩＦ信号を生成する受信装置が提供される。当該受信装置は、前記実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、前記複素ＲＦ信号を複素ＩＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、前記複素ＩＦ信号を帯域制限するローパス・フィルタと、帯域制限された前記複素ＩＦ信号を所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、レベル可変された前記複素ＩＦ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、ディジタル信号に変換された前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、を備えることを特徴とする。
【００１４】
上記のように、ＲＦの可変増幅器とＩＦの利得切替型増幅器とを併用すると共に、ディジタルの可変増幅器を用いるため、アナログ／ディジタル変換器に要求されるダイナミックレンジを増加させることなく、より安定したレベル可変が実現され、さらに良好なＩＱ間の直交特性を実現することができる。また、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いることによって位相誤差が低減され、振幅の補償だけを実行すればよいため、簡易な方法でＩＱインバランスのキャリブレーションが可能になる。
【００１５】
また、上記の受信装置は、前記利得切替型増幅器によりレベル可変された前記複素ＩＦ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、ディジタル信号に変換された前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、をさらに備えていてもよい。このように、アナログ／ディジタル変換器の後段にＲＦの可変増幅器を設けることで、アナログ／ディジタル変換器に要求されるダイナミックレンジを小さくしつつ、安定したレベル可変を実現することができる。
【００１６】
また、前記所定の利得幅は、前記低雑音可変増幅器又は前記可変増幅器のレベル可変幅となるように構成されていてもよい。このように、利得切替型増幅器の利得幅（切り替えステップ）と可変増幅器のレベル可変幅とを一致させることにより、連続したレベル可変を実現することができる。
【００１７】
また、前記利得切替型増幅器の利得毎に予め算出されたＩＱインバランスの補正値に基づいて、前記複素ＩＦ信号のＩＱインバランスを補正する直交性補正処理部をさらに備えていてもよい。但し、前記ＩＱインバランスの補正値は、所定の信号を受信して前記利得切替型増幅器の利得毎に測定された前記複素ＩＦ信号のＩ信号とＱ信号との各レベルに基づいて予め作成される。かかる構成により、ＩＱインバランスが安定するため、一般的な補償処理のようにリアルタイムでの更新又は比較的短い時間間隔での更新が不要になる。
【００１８】
また、上記課題を解決するために、本発明の第３の観点によれば、入力された複素ＩＦ信号から実ＲＦ信号を生成する送信装置が提供される。当該送信装置は、前記複素ＩＦ信号を所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、前記複素ＩＦ信号を複素ＲＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、前記複素ＲＦ信号を実ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、を備えることを特徴とする。
【００１９】
上記のように、ＩＦの利得切替型増幅器とＲＦの可変増幅器とを併用することで、ディジタル／アナログ変換器に要求されるダイナミックレンジを増加させることなく、良好なＩＱ間の直交特性を実現することができる。また、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いることによって位相誤差が低減され、振幅の補償だけを実行すればよいため、簡易な方法でＩＱインバランスのキャリブレーションが可能になる。
【００２０】
また、上記課題を解決するために、本発明の第４の観点によれば、入力されたディジタルの複素ＩＦ信号から実ＲＦ信号を生成する送信装置が提供される。当該送信装置は、前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、レベル可変された前記複素ＩＦ信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、前記複素ＩＦ信号を所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、前記複素ＩＦ信号を複素ＲＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、前記複素ＲＦ信号を実ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、を備えることを特徴とする。
【００２１】
上記のように、ＲＦの可変増幅器とＩＦの利得切替型増幅器とを併用すると共に、ディジタルの可変増幅器を用いるため、ディジタル／アナログ変換器に要求されるダイナミックレンジを増加させることなく、より安定したレベル可変が実現され、さらに良好なＩＱ間の直交特性を実現することができる。また、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いることによって位相誤差が低減され、振幅の補償だけを実行すればよいため、簡易な方法でＩＱインバランスのキャリブレーションが可能になる。
【００２２】
また、上記の送信装置は、前記複素係数フィルタから出力された前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器をさらに備えていてもよい。このように、ディジタル／アナログ変換器の前段にＲＦの可変増幅器を設けることで、ディジタル／アナログ変換器に要求されるダイナミックレンジを小さくしつつ、安定したレベル可変を実現することができる。
【００２３】
また、前記所定の利得幅は、前記低雑音可変増幅器又は前記可変増幅器のレベル可変幅となるように構成されていてもよい。このように、利得切替型増幅器の利得幅（切り替えステップ）と可変増幅器のレベル可変幅とを一致させることにより、連続したレベル可変を実現することができる。
【００２４】
また、前記利得切替型増幅器の利得毎に予め算出されたＩＱインバランスの補正値に基づいて、前記複素ＩＦ信号のＩＱインバランスを補正する直交性補正処理部をさらに備えていてもよい。但し、前記ＩＱインバランスの補正値は、所定の信号を受信して前記利得切替型増幅器の利得毎に測定された前記複素ＩＦ信号のＩ信号とＱ信号との各レベルに基づいて予め作成される。
【発明の効果】
【００２５】
以上説明したように本発明によれば、優れたＩＱ間の誤差特性を実現することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００２７】
＜概要＞
まず、本発明の好適な実施形態について詳細に説明するに先立ち、本発明に係る技術的事項について、その概要を簡単に述べる。
【００２８】
一般的な無線装置におけるＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号とＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号との間に発生する直交性の劣化は、主に、ミキサにおいて発生することが知られている。そして、中間周波数（ＩＦ；Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）におけるＩ信号とＱ信号との間の位相誤差及び振幅誤差の発生が問題となる。
【００２９】
上記問題に鑑み、まず、上記のミキサとして、ダブルクオドラチャ・ミキサ（Ｄｏｕｂｌｅ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｍｉｘｅｒ）を用いる。これは、上記の式（１）からも明らかなように、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いた場合のＩＱインバランスの値は、ＲＦ信号とローカル信号のＩＭＲＲのＬｏｇ値の加算であるため、良好なＩＭＲＲが得られやすく、ＲＦ信号とローカル信号とのＩＱインバランスを問題とする必要がなくなるためである。従って、ミキサのＩＦポート以降のＩＱインバランスに注目すると、ＩＦ信号の周波数が低いためにＩＦ信号の位相誤差が発生しにくい良好な特性を有している。その結果、ダブルクオドラチャ・ミキサを併用することによってＩＱ間の位相誤差をあまり考慮する必要がなくなる。しかし、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いたとしても、ＩＦ信号のＩＱインバランスの問題がある。このＩＱインバランスの問題は、主に振幅誤差に起因することから、以下では、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いた上でＩＱ間の振幅誤差を低減する手段を提案し、これについて説明する。
【００３０】
なお、上記のＩＱ間の振幅誤差は、複素ＩＦ信号のレベル可変を行う際にＩ信号とＱ信号とをレベル可変する各ＡＧＣ増幅器間に環境変動による誤差、又は制御電圧に対する利得のばらつきによる誤差に起因して増大する。そこで、本件出願人は、複素ＩＦ信号をレベル可変するためのＡＧＣ増幅器に、環境変動による影響及び制御電圧に対する利得のばらつきによる影響が小さい利得切替型の増幅器を採用することによって、ある程度ＩＱ間の振幅誤差を一定にし、所定の補正値に基づいてＩＱインバランスの補正を行うことで、より良好な直交特性を得る手段を考案した。上記の補正値は、所定の信号を受信してＩ信号とＱ信号との振幅レベルの差を算出することにより生成することが可能である。
【００３１】
＜本発明の第１実施形態＞
以下、本発明の第１実施形態について詳細に説明するが、これに先立ち、本実施形態に係る受信装置の構成と一般的な受信装置の構成との相違点を明確にするため、一般的な受信装置の構成について図１を参照しながら簡単に説明する。図１は、一般的な受信装置１０の構成を示す説明図である。
【００３２】
［一般的な受信装置１０の構成］
図１を参照すると、受信装置１０は、主に、バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ；Ｂａｎｄ−Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）１２と、低雑音増幅器（ＬＮＡ；Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１４と、乗算器１８、２０と、ローカル信号発生器４０と、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ；Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）２２、２６と、可変増幅器（ＶＧＡ；Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２８、３０と、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ；Ａｎａｌｏｇ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）３２、３４と、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ；Ｄｉｇｉｔａｌ  Ａｎａｌｏｇ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）３８と、直交性補正処理部３６と、により構成される。
【００３３】
まず、ＲＦ端子から入力された実ＲＦ信号は、バンドパス・フィルタ１２により所定の周波数帯域の信号が抽出される。そして、帯域制限された実ＲＦ信号は、低雑音増幅器１４に入力された後、半複素ミキサ（Ｈａｌｆ  Ｃｏｍｐｌｅｘ  Ｍｉｘｅｒ）５０に入力される。半複素ミキサ５０は、入力された信号の周波数変換をするための回路であり、Ｉ側の乗算器１８と、Ｑ側の乗算器２０とにより構成される。半複素ミキサ５０には、ローカル信号生成器４０から実数軸ローカル信号（ｃｏｓ）と虚数軸ローカル信号（−ｓｉｎ）とが入力される。実数軸ローカル信号は、Ｉ側の乗算器１８に入力されてＩ信号の周波数変換に用いられる。一方、虚数軸ローカル信号は、Ｑ側の乗算器２０に入力されてＱ信号の周波数変換に用いられる。
【００３４】
半複素ミキサ５０により周波数変換されて生成された複素ＩＦ信号は、それぞれ、Ｉ側のローパス・フィルタ２２とＱ側のローパス・フィルタ２６とに入力されて帯域制限された後、Ｉ側の可変増幅器２８とＱ側の可変増幅器３０とにそれぞれ入力される。Ｉ側の可変増幅器２８及びＱ側の可変増幅器３０には、ディジタル／アナログ変換器３８によりディジタル信号に変換された８ビットのＡＧＣデータが入力されて利得が制御される。そして、複素ＩＦ信号は、それぞれＩ側の可変増幅器２８及びＱ側の可変増幅器３０によりレベル可変を受けた後、Ｉ側のアナログ／ディジタル変換器３２とＱ側のアナログ／ディジタル変換器３４とによりディジタル信号に変換され、直交性補正処理部３６に入力される。直交性補正処理部３６は、入力されたＩ信号とＱ信号との間に生じた直交性の誤差を補正してＩＦ端子に出力する。
【００３５】
以上説明したように、一般的な受信装置１０は、半複素ミキサ５０により生成された複素ＩＦ信号の各直交成分をそれぞれ可変増幅器により増幅し、ディジタル信号に変換した後でＩ信号とＱ信号との間に発生した直交性の誤差を補正する処理を実行する。上記の構成によると、ＩＦの可変増幅器において制御電圧に対する利得のばらつきや環境変動による影響を受けてＩＱインバランスが増大する。
【００３６】
［第１実施形態に係る受信装置１００の構成］
次いで、図２を参照しながら、本発明の第１実施形態に係る受信装置１００の構成について説明する。図２は、本実施形態に係る受信装置１００の構成を示す説明図である。本実施形態は、複素ＲＦ信号をダブルクオドラチャ・ミキサによりＩＦに周波数変換し、生成された複素ＩＦ信号を利得切替型の増幅器を用いてレベル可変する構成と、利得切替型増幅器の利得毎に算出されたレベル補正値に基づいてＩＱ間のレベル補正を実行する構成とに特徴を有する。
【００３７】
図２を参照すると、受信装置１００は、主に、低雑音可変増幅器（ＬＮＶＧＡ；Ｌｏｗ−Ｎｏｉｓｅ  Ｖａｒｉａｂｌｅ−Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１０２と、複素係数フィルタ１０４と、乗算器１０６、１０８、１１０、１１２、１３４と、減算器１１６と、加算器１１８と、ローカル信号生成器１２０と、ローパス・フィルタ１２２、１２４と、利得切替型増幅器（ＳＧＡ；Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１２６、１２８と、アナログ／ディジタル変換器１３０、１３２と、補正処理部１３６と、ディジタル／アナログ変換器１３８と、により構成される。なお、補正処理部１３６は、ＩＱ間のレベル補正値が格納された補正テーブルを有する。
【００３８】
まず、ＲＦ端子から入力された実ＲＦ信号は、低雑音可変増幅器１０２に入力されて最大２０ｄＢから３０ｄＢ程度のレベル可変を受ける。なお、低雑音可変増幅器１０２は、例えば、８ビットのＡＧＣデータの上位５ビットをディジタル／アナログ変換器１３８を通じてアナログ信号に変換して得られた制御電圧により実ＲＦ信号をレベル可変させる。この例では、最大１９．３７５ｄＢのレベル可変を受けることになる。
【００３９】
レベル可変された実ＲＦ信号は、複素係数フィルタ１０４に入力されて複素ＲＦ信号に変換される。複素係数フィルタ１０４として、例えば、複素係数ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ）フィルタを用いることが可能である。複素係数フィルタ１０４から出力された複素ＲＦ信号は、それぞれ全複素ミキサ１４０に入力されてＩＦに周波数変換され、複素ＩＦ信号が生成される。全複素ミキサ１４０は、主に、ＩＩ成分を生成する乗算器１０６と、ＱＱ成分を生成する乗算器１０８と、ＱＩ成分を生成する乗算器１１０と、ＩＱ成分を生成する乗算器１１２と、減算器１１６と、加算器１１８とを含んでおり、ダブルクオドラチャ・ミキサを構成する。
【００４０】
複素係数フィルタ１０４から出力されたＩ信号は、乗算器１０６（ＩＩ）及び乗算器１１２（ＩＱ）に入力される。また、複素係数フィルタ１０４から出力されたＱ信号は、乗算器１０８（ＱＱ）及び乗算器１１０（ＱＩ）に入力される。さらに、全複素ミキサ１４０には、ローカル信号生成器１２０から実数軸ローカル信号（ｃｏｓ）及び虚数軸ローカル信号（−ｓｉｎ）が入力される。実数軸ローカル信号は、乗算器１０６（ＩＩ）及び乗算器１１０（ＱＩ）に入力され、虚数軸ローカル信号は、乗算器１０８（ＱＱ）及び乗算器１１２（ＩＱ）に入力されて複素信号の周波数変換に用いられる。乗算器１０６（ＩＩ）及び乗算器１０８（ＱＱ）から出力された信号は減算器１１６に入力されて減算処理される。一方、乗算器１１０（ＱＩ）及び乗算器１１２（ＩＱ）から出力された信号は加算器１１８に入力されて加算処理される。
【００４１】
減算器１１６及び加算器１１８から出力された信号は、それぞれローパス・フィルタ１２２、１２４に入力されて帯域制限された後、利得切替型増幅器１２６、１２８によって２０ｄＢから３０ｄＢステップのレベル可変を受ける。なお、利得切替型増幅器１２６、１２８は、例えば、８ビットのＡＧＣデータの下位３ビットのデータに基づいて信号をレベル可変させる。例えば、２０ｄＢステップ（０，２０，４０，６０，８０，１００，１２０，１４０）のレベル可変が行われる。
【００４２】
利得切替型増幅器１２６、１２８によって荒くレベル可変された信号は、アナログ／ディジタル変換器１３０、１３２によりディジタル信号に変換された後、補正処理部１３６によりＩＱ間のレベル補正が行われる。このとき、ＩＱ間のレベル補正は、利得切替型増幅器１２６、１２８の利得毎に設定された補正値に基づいて行われる。この補正値は、例えば、予め測定されたデータに基づいて算出されたデータであり、補正処理部１３６が有する補正テーブルに記録されている。具体的には、所定のタイミング（例えば、工場出荷時等）で、所定の信号（例えば、無変調信号等）を受信装置１００のアンテナ端子から受信し、測定されたＩ信号とＱ信号との間の振幅レベル差に基づいて補正値が算出される。
【００４３】
以上、本発明の第１実施形態に係る受信装置１００の構成について説明した。上記の通り、本実施形態に係る受信装置１００は、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いて複素ＲＦ信号を周波数変換した後、複素ＩＦ信号をレベル可変する際に利得切替型増幅器（利得切替型増幅器１２６、１２８）を用いてレベル可変し、利得切替型増幅器の利得毎に設定されたレベル補正値に基づいてＩＱ間のレベル補正を行うことを特徴とする。
【００４４】
［第１実施形態に係る送信装置２００の構成］
次に、図３を参照しながら、本発明の第１実施形態に係る送信装置２００の構成について説明する。図３は、本実施形態に係る送信装置２００の構成を示す説明図である。なお、送信装置２００においても、上記の受信装置１００と基本コンセプトは実質的に同一であり、複素ＩＦ信号に対して利得切替型の増幅器を用いてレベル可変する構成、及び当該利得切替型増幅器の利得毎に設定された補正値を用いてＩＱ間のレベル補正をする構成に特徴がある。
【００４５】
図３を参照すると、送信装置２００は、主に、乗算器２０２、２２０、２２２、２２４、２２６と、補正処理部２０４と、ディジタル／アナログ変換器２０６、２０８、２１４と、ローパス・フィルタ２１０、２１２と、利得切替型増幅器２１６、２１８と、減算器２２８と、加算器２３０と、複素係数フィルタ２３４と、可変増幅器２３６と、により構成される。なお、補正処理部２０４は、ＩＱ間のレベル補正値が格納された補正テーブルを有する。
【００４６】
まず、ＩＦ端子から入力された複素ＩＦ信号のＩ信号は、乗算器２０２に入力され、補正処理部２０４により、利得切替型増幅器２１６、２１８の利得毎に設定された補正値に基づいてＩＱ間のプリレベル補正が行われる。この補正値は、Ｉ成分のみの信号とＱ成分のみの信号とを複素ＩＦ信号として用い、各成分の信号が送信される際にアンテナ端子に出力される信号振幅の検波を行うことにより、その振幅差に基づいて作成される。そして、作成された補正値は、補正処理部２０４が有する補正テーブルに記録される。
【００４７】
プリレベル補正された複素ＩＦ信号は、ディジタル／アナログ変換器２０６、２０８に入力されてアナログ信号に変換された後、ローパス・フィルタ２１０、２１２により帯域制限される。帯域制限された複素ＩＦ信号は、利得切替型増幅器２１６、２１８にそれぞれ入力されてレベル可変を受ける。利得切替型増幅器２１６、２１８は、ＡＧＣデータに基づいて複素ＩＦ信号をレベル可変する。例えば、利得切替型増幅器２１６、２１８は、８ビットのＡＧＣデータの上位３ビットを用いて制御され、複素ＩＦ信号に対して２０ｄＢステップで荒くレベル可変を行う。
【００４８】
利得切替型増幅器２１６、２１８によりレベル可変された複素ＩＦ信号は、全複素ミキサ２４０に入力されてＲＦに周波数変換される。全複素ミキサ２４０は、主に、ＩＩ成分を生成する乗算器２２０と、ＱＱ成分を生成する乗算器２２２と、ＱＩ成分を生成する乗算器２２４と、ＩＱ成分を生成する乗算器２２６と、減算器２２８と、加算器２３０とを含んでおり、ダブルクオドラチャ・ミキサを構成する。全複素ミキサ２４０に入力された複素ＩＦ信号のＩ成分は、乗算器２２０（ＩＩ）及び乗算器２２６（ＩＱ）に入力される。同様に、複素ＩＦ信号のＱ成分は、乗算器２２２（ＱＱ）及び乗算器２２４（ＱＩ）に入力される。
【００４９】
さらに、全複素ミキサ２４０には、ローカル信号生成器２３２から実数軸ローカル信号（ｃｏｓ）及び虚数軸ローカル信号（−ｓｉｎ）が入力される。実数軸ローカル信号は、乗算器２２０（ＩＩ）及び乗算器２２４（ＱＩ）に入力され、虚数軸ローカル信号は、乗算器２２２（ＱＱ）及び乗算器２２６（ＩＱ）に入力されて複素信号の周波数変換に用いられる。乗算器２２０（ＩＩ）及び乗算器２２２（ＱＱ）から出力された信号は減算器２２８に入力されて減算処理される。一方、乗算器２２４（ＱＩ）及び乗算器２２６（ＩＱ）から出力された信号は加算器２３０に入力されて加算処理される。
【００５０】
減算器２２８及び加算器２３０から出力された信号は、複素係数フィルタ２３４に入力され、正又は負の周波数成分が抑制された後に実ＲＦ信号に変換される。複素係数フィルタ２３４から出力された実ＲＦ信号は、可変増幅器２３６に入力されてレベル可変される。例えば、可変増幅器２３６は、８ビットのＡＧＣデータの下位５ビットに基づいて制御され、実ＲＦ信号に対して最大で１９．３７５ｄＢのレベル可変を行う。レベル可変を受けた実ＲＦ信号はＲＦ端子に出力される。
【００５１】
以上、本発明の第１実施形態に係る送信装置２００の構成について説明した。本実施形態に係る送信装置２００は、利得切替型増幅器の利得毎に設定されたレベル補正値に基づいてＩＱ間のレベル補正をした後、複素ＩＦ信号をレベル可変する際に利得切替型増幅器（利得切替型増幅器２１６、２１８）を用いてレベル可変し、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いてＲＦに周波数変換することで、比較的単純なキャリブレーションにより得られた良好な直交性を有する複素ＩＦ信号に基づいて実ＲＦ信号を生成することが可能である。
【００５２】
＜本発明の第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。上記の第１実施形態と実質的に同一の構成要素については同一の符号を付することにより重複する説明を省略し、相違する構成要素についてのみ詳細に説明する。
【００５３】
［第２実施形態に係る受信装置１５０の構成］
まず、図４を参照しながら、本発明の第２実施形態に係る受信装置１５０の構成について説明する。図４は、本実施形態に係る受信装置１５０の構成を示す説明図である。本実施形態は、アナログＩＦ信号をレベル可変する可変増幅器と、ディジタルＩＦ信号にレベル可変を施す可変増幅器とを併用してレベル可変する構成に特徴を有する。但し、アナログ側の可変増幅器とディジタル側の可変増幅器とは、ＡＧＣデータの下位数ビットと上位数ビットとに基づいて制御電圧がコントロールされている。さらに、上記の第１実施形態と同様に補正テーブルに記録された補正値に基づいてＩＱ間のレベル補正が行われる。
【００５４】
図４を参照すると、受信装置１５０は、主に、低雑音増幅器１５２と、複素係数フィルタ１０４と、乗算器１０６、１０８、１１０、１１２、１３４と、減算器１１６と、加算器１１８と、ローカル信号生成器１２０と、ローパス・フィルタ１２２、１２４と、可変増幅器１５４、１５６、１５８、１６０と、アナログ／ディジタル変換器１３０、１３２と、補正処理部１３６と、により構成される。従って、上記の第１実施形態に係る受信装置１００との相違点は、主に、ＲＦ信号が入力される低雑音増幅器１５２と、アナログの複素ＩＦ信号が入力される可変増幅器１５４、１５６と、ディジタルの複素ＩＦ信号が入力される可変増幅器１５８、１６０とにある。
【００５５】
まず、ＲＦ端子から入力された実ＲＦ信号は、複素係数フィルタ１０４に入力されて複素ＲＦ信号に変換される。複素係数フィルタ１０４から出力された複素ＲＦ信号は、ダブルクオドラチャ・ミキサを構成する全複素ミキサ１４０に入力されてＩＦに周波数変換される。全複素ミキサ１４０により周波数変換されて生成された複素ＩＦ信号は、ローパス・フィルタ１２２、１２４により帯域制限された後、可変増幅器１５４、１５６に入力される。可変増幅器１５４、１５６は、例えば、８ビットのＡＧＣデータの上位２ビットにより制御され、３０ｄＢステップ（０，３０，６０，９０）のレベル可変を行う。
【００５６】
可変増幅器１５４、１５６によりレベル可変された信号は、アナログ／ディジタル変換器１３０、１３２によりディジタル信号に変換された後、可変増幅器１５８、１６０に入力される。可変増幅器１５８、１６０は、例えば、８ビットのＡＧＣデータの下位６ビットにより制御され、ディジタル処理により最大２９．５３１２５ｄＢのレベル可変を行う。可変増幅器１５８、１６０によりレベル可変された複素ＩＦ信号は、補正処理部１３６が有する補正テーブルに基づいてＩＱ間のレベル補正が行われ、ＩＦ端子に出力される。
【００５７】
以上、本発明の第２実施形態に係る受信装置１５０の構成について説明した。本実施形態に係る受信装置１５０は、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いて周波数変換した後、複素ＩＦ信号をレベル可変する際に可変利得増幅器（可変増幅器１５８、１６０）を用いてレベル可変し、ディジタル信号に変換した上で可変利得増幅器（可変増幅器１５８、１６０）を用いてレベル可変を行う。さらに、レベル可変されたディジタルの複素ＩＦ信号にＩＱ間のレベル補正を実行するため、比較的単純なキャリブレーションにより良好な直交性を有する複素ＩＦ信号を得ることが可能である。
【００５８】
［第２実施形態に係る送信装置２５０の構成］
次に、図５を参照しながら、本発明の第２実施形態に係る送信装置２５０の構成について説明する。図５は、本実施形態に係る送信装置２５０の構成を示す説明図である。なお、送信装置２５０においても、上記の受信装置１５０と基本コンセプトは実質的に同一であり、ディジタル側とアナログ側とでＩＦ信号に可変利得増幅器を用いてレベル可変する構成、及び利得切替型増幅器の利得毎に設定された補正値を用いてＩＱ間のレベル補正をする構成に特徴がある。
【００５９】
図５を参照すると、送信装置２５０は、主に、乗算器２０２、２２０、２２２、２２４、２２６と、補正処理部２０４と、可変増幅器２５２、２５４と、ディジタル／アナログ変換器２０６、２０８と、ローパス・フィルタ２１０、２１２と、利得切替型増幅器２１６、２１８と、減算器２２８と、加算器２３０と、複素係数フィルタ２３４と、増幅器２５４と、により構成される。
【００６０】
まず、ＩＦ端子から入力された複素ＩＦ信号のＩ信号は、乗算器２０２に入力され、補正処理部２０４により、利得切替型増幅器２１６、２１８の利得毎に設定された補正値に基づいてＩＱ間のプリレベル補正が行われる。この補正値は、上記の第１実施形態に係る送信装置２００と同様の方法により作成され、補正処理部２０４が有する補正テーブルに記録されている。プリレベル補正された複素ＩＦ信号は、可変増幅器２５２、２５４に入力されてレベル可変を受ける。可変増幅器２５２、２５４は、例えば、８ビットのＡＧＣデータの下位６ビットに基づいて利得が制御される可変増幅器であり、最大で２９．５３１２５ｄＢのレベル可変を行うことが可能である。
【００６１】
レベル可変を受けた複素ＩＦ信号は、ディジタル／アナログ変換器２０６、２０８に入力されてアナログ信号に変換された後、ローパス・フィルタ２１０、２１２により帯域制限される。帯域制限された複素ＩＦ信号は、利得切替型増幅器２１６、２１８にそれぞれ入力されてレベル可変を受ける。利得切替型増幅器２１６、２１８は、ＡＧＣデータに基づいて複素ＩＦ信号をレベル可変する。例えば、利得切替型増幅器２１６、２１８は、８ビットのＡＧＣデータの上位２ビットを用いて制御され、複素ＩＦ信号に対して３０ｄＢステップで荒くレベル可変を行う。
【００６２】
利得切替型増幅器２１６、２１８によりレベル可変された複素ＩＦ信号は、ダブルクオドラチャ・ミキサを構成する全複素ミキサ２４０に入力されてＲＦに周波数変換される。全複素ミキサ２４０から出力された複素ＲＦ信号は、複素係数フィルタ２３４に入力され、正又は負の周波数成分が抑制された後に実ＲＦ信号に変換される。複素係数フィルタ２３４から出力された実ＲＦ信号は増幅器２５４に入力されてレベル可変される。
【００６３】
以上、本発明の第２実施形態に係る送信装置２５０の構成について説明した。本実施形態に係る送信装置２５０は、利得切替型増幅器の利得毎に設定されたレベル補正値に基づいてＩＱ間のレベル補正をした後、ディジタルＩＦ信号を可変増幅器にてレベル変換してからアナログＩＦ信号に変換する。そして、複素ＩＦ信号をレベル可変する際に利得切替型増幅器（利得切替型増幅器２１６、２１８）を用いてレベル可変した上で、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いてＲＦに周波数変換することで、比較的単純なキャリブレーションにより得られた良好な直交性を有する複素ＩＦ信号に基づいてＲＦ信号を生成することが可能である。
【００６４】
以上説明したように、上記の各実施形態によれば、複素ＩＦ信号に対してＡＧＣ増幅器に利得切り替え型の増幅器を用いることにより、制御電圧に起因する利得のばらつきや環境変動によって、増幅器間の利得変動に起因する問題を回避することができる。また、利得の切り替えにより変化するレベルの補間は、ＩＱ間の振幅誤差が発生しないディジタル領域、又はＲＦのレベル可変増幅器を用いて行われる。可変増幅器のレベル可変範囲を利得切替型増幅器の補間にすることで可変増幅器のレベル可変範囲を小さく抑えることが可能になり、受信の際に飽和が発生したり、アナログ／ディジタル変換器又はディジタル／アナログ変換器に対して広いダイナミックレンジが要求されるといった問題を回避することができる。
【００６５】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【００６６】
例えば、上記の各実施形態においては、ディジタル処理を最小化するため、ＩＱ間のレベル補正の際に、差分による補正値を用いてＩ信号のみを補償しているが、利得切替型増幅器の利得の変化量を求めて補正データを作成し、この直線性の補正値と直交性の補正値とを用いてＩＱ間のレベル補正を実行することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】一般的な受信装置の構成例を示す説明図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る受信装置の構成例を示す説明図である。
【図３】同実施形態に係る送信装置の構成例を示す説明図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係る受信装置の構成例を示す説明図である。
【図５】同実施形態に係る送信装置の構成例を示す説明図である。
【符号の説明】
【００６８】
１００    受信装置
１０２    低雑音可変増幅器（ＬＮＶＧＡ）
１０４    複素係数フィルタ
１０６、１０８、１１０、１１２、１３４    乗算器
１１６、１１８    加算器
１２０    ローカル信号生成器（Ｌｏｃａｌ）
１２２、１２４    ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）
１２６、１２８    利得切換型増幅器（ＳＧＡ）
１３０、１３２    アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
１３６    補正テーブル
１３８    デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）
１４０    ダブルクオドラチャ・ミキサ
１５２    低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１５４、１５６、１５８、１６０    可変増幅器（ＶＧＡ）
２００    送信装置
２０２、２２０、２２２、２２４、２２６    乗算器
２０４    補正テーブル
２０６、２０８    アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
２１０、２１２    ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）
２１４    デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）
２１６、２１８    利得切替型増幅器（ＳＧＡ）
２２８、２３０    加算器
２３２    ローカル信号生成器（Ｌｏｃａｌ）
２３４    複素係数フィルタ
２３６    可変増幅器（ＶＧＡ）
２４０    ダブルクオドラチャ・ミキサ
２５２、２５４    可変増幅回路（ＶＧＡ）
２５６、２５８    アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
２６０    増幅器（ＡＭＰ）
ＲＦ    ＲＦ信号端子
ＩＦ    ＩＦ信号端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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