(57)【要約】【課題】部品点数が削減され、消費電力の小さい省電力回路を提供する。【解決手段】省電力回路において、交流電源ＣＮ１の交流端子に整流ブリッジＢ１を接続して整流し、この電流をスイッチング回路１０のスイッチング素子Ｑ１を利用してスイッチングし、このスイッチング素子Ｑ１に対しては、パルス発振回路ＩＣ７１によってスイッチング信号を出力するように構成する。更に、交流端子ＣＮ１に対して直列コンデンサＣ６を直列接続し、この直列コンデンサＣ６の他端に半波整流手段Ｂ２を接続する。この半波整流手段Ｂ２は、単一交流極と直流正極の間に第１ダイオードＤ７１を配置し、単一交流極と直流負極の間に第２ダイオードＤ７２を配置して、この半波整流手段Ｂ２の直流正極と直流負極の間にパルス発振回路ＩＣ７１を接続する。更に半波整流手段Ｂ２の直流負極に整流ブリッジＢ１の直流負極を接続した。【選択図】図１
2008118755.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の交流端子に接続されて交流を直流に整流する整流ブリッジと、
前記整流ブリッジで整流された電流を、スイッチング素子を利用してスイッチングするスイッチング回路と、
前記スイッチング素子に対してスイッチング信号を出力するパルス発振回路と、
前記交流端子に対して自身の一端が接続される直列コンデンサと、
前記直列コンデンサの他端に自身の単一交流極が接続される半波整流手段と、を備え、
前記半波整流手段は、
前記単一交流極と直流正極の間に配置されて、前記単一交流極から前記直流正極に電流を流す第１ダイオードと、
前記単一交流極と直流負極の間に配置されて、前記直流負極から前記単一交流極に電流を流す第２ダイオードと、を有して構成され、
前記半波整流手段の前記直流正極と前記直流負極の間に前記パルス発振回路が接続されると共に、前記半波整流手段の前記直流負極に前記整流ブリッジの直流負極が接続されることを特徴とする省電力回路。
【請求項２】
前記スイッチング回路でスイッチングされた電流によって、電圧を昇圧又は降圧するトランスを更に備え、
前記トランスの補助巻線の両端間に前記パルス発振回路が接続されていることを特徴とする請求項１記載の省電力回路。
【請求項３】
更に、前記スイッチング回路のパルス出力を検出し、前記パルス出力の状態に基づいて抵抗を利用して抵抗値を変化させ、前記パルス発振回路における前記スイッチング信号の周波数を切替える周波数切替手段を備えることを特徴とする請求項１又は２記載の省電力回路。
【請求項４】
前記周波数切替手段が、
前記スイッチング回路の前記パルス出力を検出する出力検出回路と、
前記出力検出回路で検出された前記パルス出力を直流信号レベルに変換する直流信号レベル変換回路と、
前記直流信号レベル変換回路で変換された前記直流信号レベルを基準電圧と比較する比較回路と、
前記比較回路の比較結果に基づいて抵抗の抵抗値を変化させて、前記パルス発振回路における前記スイッチング信号の周波数を切替させる抵抗値変更回路と、
を備えることを特徴とする請求項３記載の省電力回路。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか記載の省電力回路を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気機器の待機電力や起動時電力を低減する省電力回路、及びこの省電力回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気機器の待機電力等を低減するための省電力回路は、例えばスイッチング電源装置に広く用いられている。従来のスイッチング電源装置の回路を図６に示す。このスイッチング電源装置は、交流電源ＣＮ１、交流電源ＣＮ１に接続される第１整流ブリッジＤ１、主スイッチング素子Ｑ１、第１次巻線及び第２次巻線を備えて変圧回路として機能するトランスＴ１、主スイッチング素子Ｑ１にスイッチング信号を出力するパルス発振回路ＩＣ１等を備える。
【０００３】
トランスＴ１の第１次巻線の一端にはスイッチング素子Ｑ１のドレインが直列接続される。第１次巻線の他端は第１整流ブリッジＤ１の直流正極に接続される。また第１整流ブリッジＤ１の直流負極は、スイッチング素子Ｑ１のソースに接続される。第１整流ブリッジＤ１の直流正極・直流負極間には、平滑コンデンサＣ４が接続されており、平滑化により直流電源の役割をするようになっている。
【０００４】
交流電源ＣＮ１側には、更に、第２整流ブリッジＤ２が接続されており、この第２整流ブリッジＤ２の直流極間には、整流コンデンサＣ５及びパルス発振回路ＩＣ１がそれぞれ接続される。また、交流電源ＣＮ１の各端子と第２整流ブリッジＤ２の交流極の間には、直列コンデンサＣ２、Ｃ３がそれぞれ直列接続されており、交流電流を第２整流ブリッジＤ２に導くようにしている。この結果、第２整流ブリッジＤ２で整流された電流が整流コンデンサＣ５に充電され、これによりパルス発振回路ＩＣ１に電圧が供給されて起動する。また、トランスＴ１の第３巻線の両端は、パルス発振回路ＩＣ１に接続されており、このトランスＴ１からも電力が供給されるようになっている。
【０００５】
主スイッチング素子Ｑ１のゲートには、スイッチング信号の状態を検出するためのパルス検出回路Ｐが設けられている。このパルス検出回路Ｐは、スイッチング信号の電荷を蓄積するコンデンサＣ８及びこのコンデンサＣ８に並列接続される抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を備えており、このパルス検出回路Ｐがスイッチング信号を直流信号レベルに変換する。この直流信号レベルをパルス発振回路ＩＣ１のＶＩＮ端子に導入することで、スイッチング信号の周波数が決定される。
【０００６】
パルス発振回路ＩＣ１の出力端子ＯＵＴは、スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されており、また、パルス発振回路ＩＣ１の電流検出端子ＩＳＮＦは、スイッチング素子Ｑ１のソースに接続される。
【特許文献１】特開２００５−１５１６５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の省電力回路では、第２整流ブリッジＤ２が４つのダイオードで構成されている為に、部品点数が増大し、回路サイズが大きくなるという問題があった。また、この第２整流ブリッジＤ２に交流電流を導入するために２個の直列コンデンサＣ２、Ｃ３を必要とするため、これによっても部品点数が増大するという問題があった。また、これらの各部品が電力を消費するという問題があった。
【０００８】
更に、この省電力回路では、パルス発振回路ＩＣ１のスイッチング信号の周波数が高周波からスタートして、目的の周波数に収束するので、待機モード時の消費電力が増大するという問題があった。具体的に起動時は、コンデンサＣ８に電荷が蓄積されていないので、パルス検出回路Ｐにおける時定数が低くなり、高周波スタートとなる。省電力回路では、待機モード（省電力モード）時に、パルス発振回路ＩＣ１が一定の間隔でＯＮ（起動）・ＯＦＦ（停止）を繰り返すように設定されるので、起動する度に高周波スタートすると、電力消費が増大してしまうという問題があった。
【０００９】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、部品点数を削減し、且つ消費電力の小さい省電力回路、及びこの省電力回路を用いたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的は、以下の手段によって達成されるものである。
【００１１】
（１）交流電源の交流端子に接続されて交流を直流に整流する整流ブリッジと、前記整流ブリッジで整流された電流を、スイッチング素子を利用してスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング素子に対してスイッチング信号を出力するパルス発振回路と、前記交流端子に対して自身の一端が接続される直列コンデンサと、前記直列コンデンサの他端に自身の単一交流極が接続される半波整流手段と、を備え、前記半波整流手段は、前記単一交流極と直流正極の間に配置されて、前記単一交流極から前記直流正極に電流を流す第１ダイオードと、前記単一交流極と直流負極の間に配置されて、前記直流負極から前記単一交流極に電流を流す第２ダイオードと、を有して構成され、前記半波整流手段の前記直流正極と前記直流負極の間に前記パルス発振回路が接続されると共に、前記半波整流手段の前記直流負極に前記整流ブリッジの直流負極が接続されることを特徴とする省電力回路。
【００１２】
（２）前記スイッチング回路でスイッチングされた電流によって、電圧を昇圧又は降圧するトランスを更に備え、前記トランスの補助巻線の両端間に前記パルス発振回路が接続されていることを特徴とする上記（１）記載の省電力回路。
【００１３】
（３）更に、前記スイッチング回路のパルス出力を検出し、前記パルス出力の状態に基づいて抵抗を利用して抵抗値を変化させ、前記パルス発振回路における前記スイッチング信号の周波数を切替える周波数切替手段を備えることを特徴とする上記（１）又は（２）記載の省電力回路。
【００１４】
（４）前記周波数切替手段が、前記スイッチング回路の前記パルス出力を検出する出力検出回路と、前記出力検出回路で検出された前記パルス出力を直流信号レベルに変換する直流信号レベル変換回路と、前記直流信号レベル変換回路で変換された前記直流信号レベルを基準電圧と比較する比較回路と、前記比較回路の比較結果に基づいて抵抗の抵抗値を変化させて、前記パルス発振回路における前記スイッチング信号の周波数を切替させる抵抗値変更回路と、を備えることを特徴とする上記（３）記載の省電力回路。
【００１５】
（５）上記（１）乃至（４）のいずれか記載の省電力回路を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、半波整流手段によって、省電力回路が部品点数の少ない簡易な構成で実現できるので、製造コストを低減することが可能になる。また、一つの直流コンデンサが単一交流極を介して第１ダイオードに電流を導入して半波整流を行なうと共に、第２ダイオードによってこの直流コンデンサを放電させて次の半波整流の準備を短時間に行なうので、効率が良く且つ時定数の小さい立ち上がりが可能となる。また、周波数切替手段が、抵抗によって抵抗値を変化させて周波数を切り替えるので、起動時において低周波スタートが可能となり、パルス発振回路ＩＣ１の繰り返し起動時において、消費電力を低減することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１８】
図１は本発明の実施の形態に係る省電力回路を用いたスイッチング電源装置１の回路図である。このスイッチング電源装置１は、交流電源ＣＮ１、交流電源ＣＮ１に接続されて交流を直流に整流する全波整流ブリッジＢ１、全波整流ブリッジＢ１で整流された電流をスイッチングするスイッチング回路１０、スイッチング回路１０でスイッチングされた直流電流によって電圧を昇圧又は降圧するトランスＴ１、スイッチング回路１０に対してスイッチング信号を出力するパルス発振回路ＩＣ７１、交流電源ＣＮ１に接続されて交流を直流に半波整流して、この直流をパルス発振回路ＩＣ７１に供給する半波整流手段Ｂ２、パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号の周波数を切り替える周波数切替手段１５を備える。なお図中の記号において、ＰＣはフォトカプラ、Ｃはコンデンサ、Ｄはダイオード、Ｒは抵抗である。
【００１９】
スイッチング回路１０は、ＥＦＴとなる主スイッチング素子Ｑ１を備えており、この主スイッチング素子Ｑ１によって全波整流ブリッジＢ１の直流電流をスイッチングする。また、パルス発振回路ＩＣ７１の出力端子ＯＵＴは、主スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。また、このパルス発振回路ＩＣ７１の電流検出端子ＩＳは、主スイッチング素子Ｑ１のソースに接続されている。
【００２０】
トランスＴ１は、第１次巻線、第２次巻線及び補助巻線（第３巻線）を備えており、第１巻線と第２巻線間が絶縁状態となっている。トランスＴ１の第１次巻線の一端は、主スイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、このスイッチング素子Ｑ１のソースは、全波整流ブリッジＢ１の直流負極ＭＴに接続される。トランスＴ１の第１次巻線の他端は、全波整流ブリッジＢ１の直流正極ＰＴに接続される。
【００２１】
全波整流ブリッジＢ１の２つの交流極Ｋ１、Ｋ２は、交流電源ＣＮ１の交流極１、３に夫々接続される。また、全波整流ブリッジＢ１の直流極ＰＴ−ＭＴ間には、平滑コンデンサＣ５が接続される。この結果、交流電源ＣＮ１の電流が、全波整流ブリッジＢ１で整流され、更に平滑化されて直流電源として機能するようになっている。
【００２２】
トランスＴ１の第２次巻線側のプラス極には、整流用のダイオードＤ２１及びリップルを平滑するリアクタンスＬ２１が直列接続されている。また、第２次巻線のプラス極・マイナス極間には、コンデンサＣ２１等が配置されて、電流の蓄積・放出を繰り返すようになっている。この結果、スイッチング電源装置１はフライバック式コンバータとして機能する。
【００２３】
交流電源ＣＮ１の交流極１、３の一方（ここでは交流極１）には、直列コンデンサＣ６の一端が接続され、この直列コンデンサＣ６の他端には、半波整流手段Ｂ２の単一交流極Ｋ１が接続される。
【００２４】
この半波整流手段Ｂ２は、交流電源ＣＮ１に対して全波整流ブリッジＢ１と並列状態で配置されているが、４つのダイオードによるブリッジ構成ではなく、第１ダイオードＤ７１及び第２ダイオードＤ７２によって構成される。従って、この半波整流手段Ｂ２は単一交流極Ｋ１を備えており、既に述べたように、この単一交流極Ｋ１が直列コンデンサＣ６を介して交流電源ＣＮ１の一方の交流極１側に接続される。この結果、直列コンデンサＣ６は、交流電源ＣＮ１からの交流電流によって充放電を繰り返しながら、その電流を半波整流手段Ｂ２側に導入する機能を有する。
【００２５】
半波整流手段Ｂ２の単一交流極Ｋ１には、直列コンデンサＣ６からの交流電流のみを流す第１ダイオードＤ７１が接続されている。従って、この第１ダイオードＤ７１における単一交流極Ｋ１の反対側端は直流正極ＰＴとなる。換言すると、単一交流極Ｋ１と直流正極ＰＴの間に第１ダイオードＤ７１が配置されることになり、第１ダイオードＤ７１が単一交流極Ｋ１から直流正極ＰＴに電流Ｓ１を流す。第２ダイオードＤ７２は、半波整流手段Ｂ２の上記単一交流極Ｋ１と直流負極ＭＴの間に配置され、直流負極ＭＴから単一交流極Ｋ１側に電流を流す。従って、この第２ダイオードＤ７２は、直列コンデンサＣ６の残留電荷を交流電源ＣＮ１側に放出する（矢印Ｅ１参照）。このように、直列コンデンサＣ６が、半波整流毎の残留電荷を放出することで、次の半波電流の充電に備えることができるので、効率的な整流が出来る。
【００２６】
半波整流手段Ｂ２の直流負極ＭＴは、全波整流ブリッジＢ１の直流負極ＭＴに接続される。従って、この半波整流手段Ｂ２で半波整流されて、パルス発振回路ＩＣ７１に導入された電流は、矢印Ｓ２示されるように、半波整流手段Ｂ２の直流負極ＭＴ、及び全波整流ブリッジＢ１の直流負極ＭＴをこの順に経て、交流電流ＣＮ１側に流れることになる。
【００２７】
半波整流手段Ｂ２の直流正極ＰＴには、制限抵抗Ｒ７１が直列接続される。この制限抵抗Ｒ７１は、交流電源ＣＮ１から直列コンデンサＣ６及び第１ダイオードＤ７１を流れる電流を制限する。半波整流手段Ｂ２の直流正極ＰＴと直流負極ＭＴの間には、平滑コンデンサＣ７１が接続されており、半波整流手段Ｂ２の整流作用により充電され、直流電源の役割をするようになっている。更に半波整流手段Ｂ２の直流正極ＰＴと直流負極ＭＴの間には、パルス発振回路ＩＣ７１が接続される。具体的には、半波整流手段Ｂ２の直流正極ＰＴがパルス発振回路ＩＣ７１の電源入力端子ＶＣＣに、半波整流手段Ｂ２の直流負極ＭＴがパルス発振回路ＩＣ７１のＧＮＤ端子に、夫々接続される。従って、抵抗等を用いることなく、直列コンデンサＣ６、半波整流手段Ｂ２、平滑コンデンサＣ７１を介して生成された直流電圧がパルス発振回路ＩＣ７１に印加される。この半波整流手段Ｂ２は、２個のダイオードＤ７１、Ｄ７２で構成されるので、電力消費量が極めて小さくできる。また、直列コンデンサＣ６及び平滑コンデンサＣ７１の容量等を設定することで、電力の立ち上がりの時定数を自在に調整できる。また、ブリッジ構成と比較して部品点数も少なくて済み、製造コストを削減できる。
【００２８】
トランスＴ１の補助巻線の一端は、ダイオードＤ３を介して半波整流手段Ｂ２の直流正極ＰＴに接続され、トランスＴ１の補助巻線の他端は、半波整流手段Ｂ２の直流負極ＭＴに接続される。従って、補助巻線によって発生する電流は、平滑コンデンサＣ７１に充電されることになる。補助巻線の電流は、負荷ＣＮ２の出力に比例するので、出力が高まるにつれて、補助巻線がパルス発振回路ＩＣ７１の電源として機能し、半波整流手段Ｂ２からの電力供給が自動的に停止する。
【００２９】
周波数切替手段１５は、スイッチング回路１０のパルス出力を検出し、パルス出力の状態に基づいて抵抗値を変化させて、パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号周波数を切替制御する。具体的に周波数切替手段１５は、出力検出回路２０、直流信号レベル変換回路３０、比較回路４０、抵抗値変更回路５０、外部制御回路６０を備える。
【００３０】
出力検出回路２０は、抵抗Ｒ８３を備えており、入力側がパルス発振回路ＩＣ７１の出力端子ＯＵＴに接続されている。従って、この出力検出回路２０は、パルス発振回路ＩＣ７１から供給されるスイッチング信号（パルス出力）を検出することができる。一方、この出力検出回路２０の出力側は直流信号レベル変換回路３０に接続される。
【００３１】
直流信号レベル変換回路３０は、抵抗Ｒ８２及びコンデンサＣ７６が並列接続されて構成される。既に述べたように、この直流信号レベル変換回路３０には、出力検出回路２０で検出されたパルス出力が入力されるので、そのパルス出力を、コンデンサＣ７６及び抵抗Ｒ８２によって直流信号レベルに変換する。実際には、パルス信号に基づくコンデンサＣ７６の充放電によって、図２（Ａ）に示されるような、鋸歯形状の波形となる直流信号レベルが生成される。なお、抵抗Ｒ８２やコンデンサＣ７６の回路配置、各素子の抵抗値、容量を任意に設定することにより、直流信号レベルの検出値を任意に設定することができる。この直流信号レベルは、後述する比較回路４０に出力される。
【００３２】
比較回路４０は、比較器ＩＣ７２、基準抵抗Ｒ８１、バイアス回路として機能するバイアス抵抗Ｒ７９を備える。比較器ＩＣ７２は、直流信号レベル変換回路３０から入力された直流信号レベルと、基準抵抗Ｒ８１で生成された基準電圧と比較し、基準電圧よりも直流信号レベルが大きい場合にはＯＮ信号を出力する。比較回路４０の出力側は、ダイオードＤ７３を介して、抵抗値変更回路５０（詳細にはスイッチング素子Ｑ７１のベース）に接続されているので、上記ＯＮ信号がスイッチング素子Ｑ７１に出力される。一方、直流信号レベルが基準電圧よりも小さい場合は、ＯＦＦ信号（無出力）となり、抵抗値変更回路５０のスイッチング素子Ｑ５０に所定のベース電流が流れないようになっている。
【００３３】
バイアス回路となるバイアス抵抗Ｒ７９は、比較器ＩＣ７２の出力側と直流信号レベル入力側に両端が連結されており、比較器ＩＣ７２がＯＮ信号を出力すると、それと同時に入力側の直流信号レベルにバイアス電圧を印加して電圧レベルを高める。この結果、一端、ＯＮ信号を出力すると、図２（Ｂ）に示されるように直流信号レベルが上昇することによって基準電圧よりも大きく上回る。この結果、バイアス回路によって、鋸歯形状の直流信号レベルによる比較器ＩＣ７２のチャタリング（ＯＮ、ＯＦＦが頻繁に繰り返される状況）を回避することが可能になる。
【００３４】
抵抗値変更回路５０は、スイッチング素子Ｑ７１と、２つの抵抗Ｒ７４、Ｒ７６を備えている。スイッチング素子Ｑ７１のベースには、比較回路４０のＯＮ・ＯＦＦ信号が入力される。抵抗Ｒ７６とスイッチング素子Ｑ７１（コレクタ・エミッタ）は直列接続されており、この抵抗Ｒ７６とスイッチング素子Ｑ１の直列回路に対して、もう一つの抵抗Ｒ７４が並列接続されている。
【００３５】
従って、スイッチング素子Ｑ７１のベースにＯＦＦ信号が入力され、コレクタ・エミッタ間に電流が流れない場合、並列接続される抵抗Ｒ７６が機能しないので、抵抗Ｒ７４が独立した単体として作用する。一方、同スイッチング素子Ｑ７１のベースにＯＮ信号が入力され、コレクタ・エミッタ間に電流が流れる場合は、抵抗Ｒ７６が機能して、抵抗Ｒ７４及び抵抗Ｒ７６が並列状態になり、合成抵抗値が下がる。従って、スイッチング素子Ｑ７１のスイッチング状態に応じて、この抵抗値変更回路５０の抵抗値を抵抗によって変化させて、ＲＴ端子に印加する電圧レベルを切り替えることができる。パルス発振回路ＩＣ７１では、ＲＴ端子の電圧レベルによってスイッチング信号の周波数が一義的に決定するので、ここでは周波数が２段階で制御できることになる。
【００３６】
外部制御回路６０は直流信号レベル変換回路３０に対して並列接続されており、外部信号を受信して、直流信号レベル変換回路３０のコンデンサＣ７６を短絡するようになっている。具体的には、外部制御回路６０はスイッチング素子Ｑ９０を備えており、そのコレクタ・エミッタ間にコンデンサＣ７６が接続され、ゲートに外部信号が入力されるように構成される。ゲートに信号が入力されると、コレクタ・エミッタ間が導通し、コンデンサＣ７６を短絡する。これにより、強制的に直流信号レベルが零になるので、後述するようにパルス発振回路ＩＣ７１が低周波状態に移行し、省電力モード又は待機モードに移行させることができる。
【００３７】
比較回路４０の出力がＯＦＦ信号となって、抵抗値変更回路５０のスイッチング素子Ｑ７１に電流が流れない場合、パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号が低周波に設定され、具体的には１７ｋＨｚ以上、２５ｋＨｚ以下の周波数に設定される。比較回路４０の出力がＯＮ信号となって、抵抗値変更回路５０のスイッチング素子Ｑ７１に電流が流れる場合、パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号が高周波に設定され、具体的に７０ｋＨｚ以上１００ｋＨｚ以下に設定される。以上のように、周波数切替手段１５によれば、２段階の抵抗値変化によって、２種類の周波数を固定的に利用することが可能になる。
【００３８】
また、抵抗値変更回路５０は、抵抗Ｒ７４、Ｒ７６の組み合わせによる抵抗値変化を利用しているので、スイッチング電源装置１の起動時において、パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号を低周波から開始させることができる。また、負荷側の電力上昇によって直流信号レベルが高まると、比較回路４０の出力と略同タイミングで抵抗値を切り替えることができ、すばやく高周波に移行可能になる。
【００３９】
以上のように構成されるスイッチング電源装置１は以下のように作用する。
【００４０】
交流電源ＣＮ１がＯＮとなって交流電圧が印加されると、まず、全波整流ブリッジＢ１において全波整流がなされ、その直流電流によって平滑コンデンサＣ５が充電される。これと同時に、交流電流が直列コンデンサＣ６を介して半波整流手段Ｂ２に流れ、この半波整流手段Ｂ２で半波整流を行う。このコンデンサＣ６の充放電及び半波整流手段Ｂ２の半波整流工程の繰り返しを経て、平滑コンデンサＣ７１が充電される。この平滑コンデンサＣ７１の両端間電圧が、パルス発振回路ＩＣ７１の起動電圧を上回った時点で、パルス発振回路ＩＣ７１が起動してスイッチング信号を出力する。この結果、スイッチング回路１０の主スイッチング素子Ｑ１が導通状態となる。全波整流ブリッジＢ１を経て平滑コンデンサＣ５に充電された直流電力は、この主スイッチング素子Ｑ１によって断続する一次電流となり、トランスＴ１の第１次巻線、主スイッチング素子Ｑ１及び一次電流検出抵抗Ｒ８の直列回路に沿って流れる。一次電流によってトランスＴ１の第２次巻線が誘起される。誘起された第２次巻線は、その後、エネルギーを放出することでコンデンサＣ２１等に電荷を蓄積し、更に、コンデンサＣ２１が電荷を放出することで、負荷ＣＮ２側に直流電源を印加する。なお、トランスＴ１の第２次巻線のプラス極側には、抵抗Ｒ２１を介してフォトカプラＰＣ２１Ｂが接続されており、このフォトカプラＰＣ２１Ｂによって、出力側の過電圧状態を検出するようになっている。この検出出力は、フォトカプラＰＣ２１Ａを介してパルス発振回路ＩＣ７１の過電圧制御端子ＣＳに入力されている。同様に第２次巻線のプラス極側には、抵抗Ｒ２２を介してフォトカプラＰＣ２２Ｂが接続されており、このフォトカプラＰＣ２２Ｂによって、電圧出力状態を検出するようになっている。この電圧出力は、フォトカプラＰＣ２２Ａを介してパルス発振回路ＩＣ７１の電圧フィードバック端子ＦＢに入力されるので、スイッチング信号の導通制御によって電圧を安定させることが可能になる。また、負荷ＣＮ２の出力が高まると、トランスＴ１の補助巻線に誘導される電流が、ダイオードＤ３で整流されて平滑コンデンサＣ７１を充電する。トランスＴ１の第３巻線側の出力が、半波整流手段Ｂ２の出力よりも上回ると、半波整流手段Ｂ２はその整流機能を停止する。これにより定常モードとなる。
【００４１】
一方、出力ＣＮ２側の負荷が零或いは極小さくなると、これに比例してトランスＴ１の補助巻線の出力が略零になり、この補助巻線による平滑コンデンサＣ７１の充電が停止する。この結果、直列コンデンサＣ６及び半波整流手段Ｂ２による、交流電源ＣＮ１を利用した平滑コンデンサＣ７１の充電が再び開始され、この電圧によってパルス発振回路ＩＣ７１が動作することになる。これが待機モードとなる。
【００４２】
パルス発振回路ＩＣ７１の起動電圧と停止電圧には差が設けられている。具体的には起動電圧が高く設定され、停止電圧が低く設定される。従って、待機モードでは、図３に示されるように、コンデンサＣ６及び半波整流手段Ｂ２によって平滑コンデンサＣ７１が充電されてその電圧が高まり、起動電圧Ｖ１を上回ると、パルス発振回路ＩＣ７１が起動してスイッチング信号を発する。同時に、パルス発振回路ＩＣ７１の起動後はそれにより電力が消費されて、平滑コンデンサＣ７１の電圧が停止電圧Ｖ２を下回ると、パルス発振回路ＩＣ７１が停止する。停止後、再びコンデンサＣ６及び半波整流手段Ｂ２によって平滑コンデンサＣ７１が次第に充電されてその電圧が高まり、起動電圧Ｖ１を上回ると、パルス発振回路ＩＣ７２が起動してスイッチング信号を発する。これらの動作を繰り返すことで、パルス発振回路ＩＣ７１が断続的にＯＮ・ＯＦＦを繰り返すことになる。特に本実施形態では、半波整流手段Ｂ２は、交流極として単一交流極Ｋ１しか存在しない。従って、半波整流によって平滑コンデンサＣ７１を充電することから、コンデンサＣ６を適宜調整することにより、平滑コンデンサＣ７１の充電速度をより遅く設定することが出来、その時定数の調整範囲が広がる。この結果、パルス発振回路ＩＣ７１のＯＦＦ期間を長くすることが出来るので、待機モードの消費電力を極めて小さくすることが出来る。また、半波整流手段Ｂ２自体も、２個のダイオードＤ７１、Ｄ７２によって動作することから、その電力消費量が小さい。また後述するように、パルス発振回路ＩＣ７１は低周波スタートするようになっているので、繰り返し起動時の消費電力を小さくすることが可能になる。
【００４３】
パルス発振回路ＩＣ７１が断続的に起動・停止を繰り返す待機モードにおいて、任意のタイミングで負荷ＣＮ２が大きくなると、次回の起動タイミングでトランスＴ１が立ち上がって補助巻線によるパルス発振回路ＩＣ７１への電力供給が再開され、定常モードに移行する。
【００４４】
パルス発振回路ＩＣ７１の出力端子ＯＵＴから出力されるパルス出力は、周波数切替手段１５における出力検出回路２０によって検出され、この回路２０の抵抗Ｒ８３を経て、直流信号レベル変換回路３０側に出力される。直流信号レベル変換回路３９では、送信されたパルス出力を直流信号レベルに変換する。具体的には、スイッチング信号となる矩形波信号の電荷が、コンデンサＣ７６に充電される。この際、パルス発振回路ＩＣ７１のオン時間が比較的長い場合（高デューティー比の場合）は、コンデンサＣ７６に電荷が充分に充電されるため、直流信号レベルが高くなる。一方、パルス発振回路ＩＣ７１のオン時間が比較的短い場合（低デューティー比の場合）は、コンデンサＣ７６に電荷が充分充電されないので、直流信号レベルが低くなる。直流信号レベルに変換された信号は、比較回路４０に出力される。
【００４５】
比較回路４０の比較器ＩＣ７２では、上記直流信号レベルと基準電圧を比較し、直流信号レベルの方が大きい場合はＯＮ信号を発する。一方、直流信号レベルが基準電圧よりも小さい場合はＯＦＦ信号を発する。スイッチング電源装置１の起動時は、必ず、直流信号レベルが低い状態からスタートするので、この比較回路４０もＯＦＦ信号からスタートすることになる。
【００４６】
比較回路４０から出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号は、抵抗値変更回路５０のスイッチング素子Ｑ７１のベースに入力される。ＯＮ信号の場合は、スイッチング素子Ｑ７１のコレクタ・エミッタ間が導通されることで、２つの抵抗Ｒ７４、Ｒ７６が並列状態となって抵抗値が低下する。一方、ＯＦＦ信号の場合は、スイッチング素子Ｑ７１のコレクタ・エミッタ間が非導通状態になるので、抵抗Ｒ７４のみとなって抵抗値が増大する。既に述べたように、このスイッチング電源装置１においては、起動時はＯＦＦ信号からスタートすることから、抵抗値変更回路５０は抵抗値が大きい状態から必ずスタートし、ＯＮ信号に切り替わることで抵抗値が小さくなる。
【００４７】
パルス発振回路ＩＣ７１のスイッチング信号の周波数は、周波数変更端子ＲＴの入力電圧に対応して設定されるが、抵抗値変更回路５０の抵抗値が高い場合は低周波となり、抵抗値が低い場合は高周波となる。従って、起動時は、スイッチング信号が低周波から必ずスタートする。一方、負荷ＣＮ２が大きい場合は、消費電力の上昇にともなって直流信号レベルが高くなり、素早く高周波に切り替わる。つまり、図４に示されるように、このスイッチング電源装置１では、起動時のスイッチング信号は必ず低周波Ｌからスタートする。一方、負荷が高まってくると高周波Ｈに移行して電力を上げるようにする。この結果、出力電圧も滑らかに上昇させることができる。更に、周波数切替を抵抗で行うことから、切替タイミングの時間的な遅れが低減され、上昇途中の設定電圧に達した時点で、素早く高周波に切り替えることができる。この結果、定格電圧等の高電圧状態における周波数切替が回避され、定格電圧の落ち込みを抑制することができる。一方、その後に負荷が低くなれば、自動的に低周波に移行して電力を下げる。従って、待機モードを考えると、常に低周波状態を維持できることになる。
【００４８】
図５のグラフには、このスイッチング電源装置１の出力と効率の関係が示されている。低出力時は、常に一定の低い周波数Ｌ、例えば２０ｋＨｚの周波数Ｌに維持されることから、高い効率を維持することができる。また、高出力時においても、常に一定の高い周波数Ｈ、例えば８０ｋＨｚの周波数Ｈに維持されることから、常に高い効率を維持することができる。このように、低周波Ｌ側を１７ｋＨｚ以上、且つ２５ｋＨｚ以下の所定の範囲内に設定し、且つ高周波を７０ｋＨｚ以上且つ１００ｋＨｚ以下の所定の範囲内に設定していることで、点線に示されるように出力に応じて周波数を数ｋＨｚから１００ｋＨｚ程度にまで無段階制御する場合と比較して、結果として効率を高めることが可能になる。特に、起動時や省電力モード（待機モード）等における低周波側（低出力側）の効率が大幅に高められていることから、半波整流手段Ｂ２が高効率であることも相乗的に作用し、装置全体としても消費電力を小さくすることができる。
【００４９】
また、周波数を出力に応じて無段階制御する場合は、低周波を１７ｋＨｚ未満に移行してノイズ音が発生してしまうが、本実施形態では、２段階（或いは多段階）によって、低周波側を望みの周波数で固定することができるので、待機モード等におけるノイズ音の発生を回避することも可能になる。
【００５０】
更に本実施形態では、低周波側の周波数、高周波側の周波数の双方を、抵抗値変更回路５０の抵抗を適宜選択することによって、容易に設定変更できるため、負荷側の要求に応じて、低格出力時（定常モード時）の周波数を２段階で柔軟に決定することができる。また、その切替タイミングも、比較回路４０の基準抵抗Ｒ８１や、直流信号レベル変換回路３０の抵抗Ｒ８２及びコンデンサＣ７６を設定変更することで柔軟に設定することが可能になる。従って、このスイッチング電源装置１では、負荷側の要求仕様に対応した設計変更が極めて容易となる。
【００５１】
なお、本実施形態では、変圧回路として、第１次巻線・第２次巻線間が絶縁されたトランスＴ１を用いているが、必ずしも絶縁型のスイッチング電源回路である必要はなく、変圧回路としてチョッパ方式等を採用した非絶縁型のスイッチング電源回路に応用することができる。
【００５２】
また、本実施形態では、スイッチング電源装置１がフライバック式コンバータとして機能する場合に限って示したが、本発明はそれに限定されず、フォワードコンバータに応用することも可能である。この場合は、トランスＴ１の第２次巻線側のプラス極には、整流用のダイオードＤ２１及びエネルギーを蓄積するリアクタンスＬ２１が直列接続すると共に、このリアクタンスＬ２１を挟み込むようにして、第２次巻線のプラス極・マイナス極間には、フライホイール電流を導通させるダイオード及び電流を蓄積するコンデンサを配置することが好ましい。また、本実施形態では、省電力回路をスイッチング電源装置に適用した場合に限って示したが、本発明はそれに限定されず、他の用途に利用することも可能である。
【００５３】
なお、本発明の省電力回路及びスイッチング電源装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明の省電力回路及びスイッチング電源装置は、省電力化が要求される電子機器等に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の実施形態に係る省電力回路を用いたスイッチング電源装置を示す回路図
【図２】同スイッチング電源の直流信号レベルの状態を示すグラフ
【図３】同スイッチング電源の待機モードにおけるパルス発振回路の起動・停止状態を示すグラフ
【図４】同スイッチング電源の起動時の電圧の立ち上がり及び周波数状態を示すグラフ
【図５】同スイッチング電源の効率を示すグラフ
【図６】従来のスイッチング電源装置の回路図
【符号の説明】
【００５６】
Ｑ１      主スイッチング素子
Ｔ１      トランス
ＩＣ７１  パルス発振回路
Ｂ１      全波整流ブリッジ
Ｂ２      半波整流手段
１５      周波数切替手段
２０      出力検出回路
３０      直流信号レベル変換回路
４０      比較回路
５０      抵抗値変更回路
６０      外部制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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