(57)【要約】【課題】トルクリップル及び各種ノイズを低減可能な車両用交流モータ装置を提供すること。【解決手段】それぞれ分布巻きされた第１、第２の３相巻線３１、３２からなるステータコイルを有するモータ３の駆動に際して、第１の３相インバータ１が第１の３相巻線３１に第１の３相電圧を印加し、第２の３相インバータ２が第２の３相巻線３２に第２の３相電圧を印加する。３相巻線３１、３２の各相巻線はπ／６離れて巻装されている。  制御回路４は、第１、第２の３相インバータ１、２のスイッチング素子をPWM駆動制御するためのＰＷＭ駆動信号を形成するが、π／６離れた２つの相巻線に印加される２つのＰＷＭ駆動信号の一方の状態遷移と他方の逆の状態遷移とがオーバーラップするように、ＰＷＭ駆動信号が形成される。これにより、ノイズを低減することができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ分布巻きされた第１、第２の３相巻線からなるステータコイルを有するモータと、前記第１、第２の３相巻線に第１、第２の３相電圧を個別に印加する第１、第２の３相インバータと、前記第１、第２の３相インバータのスイッチング素子をPWM駆動制御することにより前記第１、第２の３相電圧を発生させる制御回路とを備える車両用交流モータ装置において、
前記第１の３相巻線の１つの相巻線と前記第２の３相巻線の１つの相巻線とは、空間的にπ／６離れて巻装され、
前記第１の３相巻線の一つの相巻線に印加する相電圧Uと、前記相電圧Ｕが印加される前記相巻線に対してπ／６離れた前記第２の３相巻線の一つの相巻線に印加する相電圧Xとは、０〜π／６の間の位相角差を有することを特徴とする車両用交流モータ装置。
【請求項２】
請求項１記載の車両用交流モータ装置において、
前記制御回路は、
前記相電圧Uを形成するためのＰＷＭ駆動信号Upwmの状態遷移と、前記相電圧Xを形成するためのＰＷＭ駆動信号Xpwmの逆の状態遷移とをオーバーラップさせる車両用交流モータ装置。
【請求項３】
請求項２記載の車両用交流モータ装置において、
前記制御回路は、
前記ＰＷＭ駆動信号Xpwmのパルス幅は、直前のＰＷＭ駆動信号Upwmのパルス幅に等しく設定される車両用交流モータ装置。
【請求項４】
請求項２記載の車両用交流モータ装置において、
前記制御回路は、
電圧が急上昇した後次第に低下する鋸波電圧からなる第１のキャリア信号を発生する第１キャリア信号発生器と、  
U相の相電圧の振幅に比例する電圧と前記第１のキャリア信号とを比較してU相のＰＷＭ駆動信号を形成する第１のコンパレータと、
電圧が次第に上昇した後急低下する鋸波電圧からなる第２のキャリア信号を発生する第２のキャリヤ信号を発生する第２のキャリア信号発生器と、
U相の相電圧に対して約π／６だけ位相が離れたX相の相電圧の振幅に比例する電圧と前記第２のキャリア信号とを比較してX相のＰＷＭ駆動信号を形成する第２のコンパレータと、
有する車両用交流モータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両用交流モータ装置に関し、一対の３相インバータが出力する合計６相の相電圧を車両用モータの一対の３相巻線に個別に印加する車両用交流モータ装置の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
ステータコイルを構成する各相巻線に異なる位相の相電圧を印加することによりステータ回転磁界を形成する交流モータでは、ステータ回転磁界の円滑な回転がトルクリップル低減等のために重要である。ステータコイルの巻装法としては集中巻きと分布巻きとが知られているが、分布巻きの空間電流分布は集中巻きのそれよりも円滑に形成されるためステータ回転磁界の円滑な回転を行うことができる。３相を例に取ると、分布巻きでは、隣接する電流間の位相角差が６０度であるIu、ーIw、Iv、ーIu、Iw、ーIvの空間電流分布とそれに応じたステータ回転磁界が形成されるが、集中巻きでは１２０度の相電流磁界を合成したステータ回転磁界が形成される。
【０００３】
下記の特許文献１は、互いに電気角π離れて集中巻きされた２組の３相巻線に相間位相角が６０度の６相電圧を発生させるに際して、ＰＷＭ信号形成用の第１の三角波電圧（第１キャリヤ電圧）を用いて第１の３相電圧を発生させ、この第１キャリヤ電圧と逆位相の第２キャリヤ電圧（以下、位相反転キャリヤ電圧とも言う）を用いて第２の３相電圧を発生させることを提案している。また、第１の３相駆動電圧の上アームと下アームで入れ替えて第２の３相駆動電圧とすることを提案している。
【特許文献１】特開２００４−６４８９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
この特許文献１の駆動法によれば、２組の３相電圧のうち互いに電気角π離れた２つの相電圧を形成するためのPWM駆動信号は逆位相でオンオフするため種々のノイズ電圧を低減できる。
【０００５】
しかしながら、上記した特許文献１では、ステータコアに２組の３相巻線を巻装し、かつ、互いに独立動作する３相インバータを２つ設ける必要があり、回路配線やステータコイル巻装構造が複雑化するという問題点がある。
【０００６】
更に、特許文献１のダブル３相駆動法は、従来の分布巻きステータコイルを３相駆動する場合と同じく、電気角２πの間に６０度ずつ離れた合計６つ相電流を分布させるものであるため、複雑な回路及び駆動動作を行うにもかかわらず従来の分布巻きステータコイルの３相駆動法と同等のトルクリップルを有していた。
【０００７】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、従来よりトルクリップルを大幅に低減可能な車両用交流モータ装置を提供することをその目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するこの発明の車両用交流モータ装置は、それぞれ分布巻きされた第１、第２の３相巻線からなるステータコイルを有するモータと、前記第１、第２の３相巻線に第１、第２の３相電圧を個別に印加する第１、第２の３相インバータと、前記第１、第２の３相インバータのスイッチング素子をPWM駆動制御することにより前記第１、第２の３相電圧を発生させる制御回路とを備える車両用交流モータ装置において、前記第１の３相巻線の１つの相巻線と前記第２の３相巻線の１つの相巻線とは、空間的にπ／６離れて巻装され、前記第１の３相巻線の一つの相巻線に印加する相電圧Uと、前記相電圧Ｕが印加される前記相巻線に対してπ／６離れた前記第２の３相巻線の一つの相巻線に印加する相電圧Xとは、０〜π／６の間の位相角差を有することを特徴としている。このようにすれば、実質的に合計１２相の空間電流分布により構成された回転ベクトル電流により回転磁界を形成することができるため、上記した特許文献１のダブル３相インバータ構成に比べてトルクリップルや磁気騒音の低減が可能となる。
【０００９】
この発明の車両用交流モータ装置は、永久磁石ロータ型同期機、リラクタンスモータなどに好適であるが、それ以外の交流モータにも適用することができる。
【００１０】
好適な態様において、前記制御回路は、前記相電圧Uを形成するためのＰＷＭ駆動信号Upwmの状態遷移と、前記相電圧Xを形成するためのＰＷＭ駆動信号Xpwmの逆の状態遷移とをオーバーラップさせる。
【００１１】
好適な態様において、前記制御回路は、前記第１の３相電圧の１つの相電圧に対して相間位相角がπ／６離れた前記第２の３相電圧の１つの相電圧を形成するためのPWM駆動信号の状態遷移と、前記第１の３相電圧の１つの相電圧を形成するためのPWM駆動信号の状態遷移とをオーバーラップさせる。これにより、PWM駆動信号の状態遷移による３相インバータのスイッチング素子の断続により生じる種々のノイズ電圧たとえばスイッチングノイズやコモンモードノイズを良好に低減することができる。
【００１２】
好適な態様において、前記制御回路は、前記ＰＷＭ駆動信号Xpwmのパルス幅は、直前のＰＷＭ駆動信号Upwmのパルス幅に等しく設定される。このようにすれば、簡素な回路構成により位相が近接し、状態遷移がオーバーラップするする２つのＰＷＭ駆動信号を形成することができる。
【００１３】
好適な態様において、前記制御回路は、電圧が急上昇した後次第に低下する鋸波電圧からなる第１のキャリア信号を発生する第１キャリア信号発生器と、U相の相電圧の振幅に比例する電圧と前記第１のキャリア信号とを比較してU相のＰＷＭ駆動信号を形成する第１のコンパレータと、電圧が次第に上昇した後急低下する鋸波電圧からなる第２のキャリア信号を発生する第２のキャリヤ信号を発生する第２のキャリア信号発生器と、U相の相電圧に対して約π／６だけ位相が離れたX相の相電圧の振幅に比例する電圧と前記第２のキャリア信号とを比較してX相のＰＷＭ駆動信号を形成する第２のコンパレータとを有する。このようにすれば、簡素な回路構成により、互いにπ／６離れたU相のＰＷＭ駆動信号のパルス幅に続けてX相のＰＷＭ駆動信号のパルス幅を発生させることができるため、分布巻きにて実質的に１２相の空間電流分布を形成できるとともに、各種ノイズを低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明の車両用交流モータ装置の好適な実施形態を図面を参照して具体的に説明する。
【００１５】
（回路構成）
この実施形態の車両用交流モータ装置の回路構成を図１に示す。１は第１の３相インバータ回路、２は第２の３相インバータ回路、３は車両用走行モータをなす界磁巻線型の３相同期発電電動機（以下、単にモータと称する）、４はコントローラ（制御部）である。
【００１６】
３相インバータ回路１、２は、IGBTと環流ダイオードとのペア又はパワーＭＯＳトランジスタをスイッチング素子とする通常の３相インバータ回路であって、周知の構成であるので詳細な説明は省略する。３相インバータ回路１、２は図示しないバッテリ又はDCDCコンバータから直流電力を給電されている。
【００１７】
モータ３は、第１の３相巻線３１と、第２の３相巻線３２とを有しており、３相巻線３１は３相インバータ回路１により駆動され、３相巻線３２は３相インバータ回路２により駆動されている。３相巻線３１は相巻線３１１、３１２、３１３を星形接続して構成されており、３相巻線３２は相巻線３２１、３２２、３２３を星形接続して構成されている。
【００１８】
図２に３相巻線３１、３２の配置を模式図示する。３相巻線３１、３相巻線３２は、図２に示すように分布波巻き方式（分布巻きであれば他の巻装方式でもよい）により電機子鉄心のスロットに巻装されている。ただし、図２では、各相巻線３１１〜３２３はそれぞれ電気角２π当たり１ターンだけが図示されている。相巻線３１１〜３１３は互いにπ／３離れて配置されている。相巻線３２１〜３２３も互いにπ／３離れて配置されている。相巻線３１１は相巻線３２１に対して電気角π／６進んだ位置に配置されている。相巻線３１２は相巻線３２２に対して電気角π／６進んだ位置に配置されている。相巻線３１３は相巻線３２３に対して電気角π／６進んだ位置に配置されている。結局、ステータコイルの各スロット内導体部分は電気角π／６の相間位相角だけ離れて配置されている。
【００１９】
相巻線３１１に印加される相電圧Uは相巻線３２１に印加される相電圧Xよりも電気角π／６だけ進んでいる。相巻線３１２に印加される相電圧Vは相巻線３２２に印加される相電圧Yよりも電気角π／６だけ進んでいる。相巻線３１３に印加される相電圧Wは相巻線３２３に印加される相電圧Zよりも電気角π／６だけ進んでいる。結局、電気角２πの間に配置される合計１２本のスロット導体に流れる相電圧は、図３に示すように位相角が順次電気角π／６だけ離れている。
【００２０】
（効果）
上記したように、この実施形態では、二つの３相巻線３１、３２に印加する２つの３相電圧の位相差がπ／６だけずれているため、合計１２相の空間電流分布を作成することができ、トルクリップルを良好に低減することができる。
【００２１】
（PWM駆動信号UpwmとPWM駆動信号Xpwm）
この実施例の特徴をなすPWM駆動信号UpwmとPWM駆動信号Xpwmとの位相関係を図４、図５を参照して説明する。なお、PWM駆動信号UpwmとはU相のハーフインバータの上アーム側スイッチング素子を開閉するための信号であり、PWM駆動信号XpwmとはX相のハーフインバータの上アーム側スイッチング素子を開閉するための信号である。同様に、PWM駆動信号VpwmとPWM駆動信号YpwmがV相のハーフインバータの上アーム側スイッチング素子とY相のハーフインバータの上アーム側スイッチング素子を開閉するために形成され、PWM駆動信号WpwmとPWM駆動信号ZpwmがW相のハーフインバータの上アーム側スイッチング素子とZ相のハーフインバータの上アーム側スイッチング素子を開閉するために形成されるが、それらは位相角が２π／３離れているだけで基本的にPWM駆動信号UpwmとPWM駆動信号Xpwmと同じであるため説明を省略する。なお、３相インバータ１、２の各ハーフインバータの下アーム側スイッチング素子は上アーム側スイッチング素子に対してデッドタイムをはさんで逆動作するものとする。図４、図５では過変調はしていないが過変調を行ってもよい。
【００２２】
図４は相電圧Uが正の所定値であり、PWM駆動信号Upwmのデューティ比（Tp/T）が５０％より大きい場合を示し、図５は相電圧Uが負の所定値であり、PWM駆動信号Upwmのデューティ比（Tp/T）が５０％より小さい場合を示す。
【００２３】
図４、図５では、コントローラ４の回路構成を簡素化するため、相電圧U及び相電圧Xは等しいデューティ比をもち、相電圧V及び相電圧Yは等しいデューティ比をもち、相電圧W及び相電圧Zは等しいデューティ比をもつものとする。つまり、相電圧Uと相電圧Xとの位相角差、相電圧Vと相電圧Yとの位相角差、相電圧Wと相電圧Zとの位相角差はほぼ０とされている。
【００２４】
もちろん、高速演算回路を用いて、相電圧Uと相電圧Xとにπ／６の位相差に等しいデューティ比の差を設け、相電圧Vと相電圧Yとにπ／６の位相差に等しいデューティ比の差を設け、相電圧Wと相電圧Zとにπ／６の位相差に等しいデューティ比の差を設けてもよい。
【００２５】
この実施形態の特徴は、PWM駆動信号Upwmがハイレベル状態HからローレベルLとなるタイミングとオーバーラップしてPWM駆動信号Xpwmがローレベル状態LからハイレベルHとなるようにそれらの状態遷移をオーバーラップさせた点にある。このようにすることにより、PWM駆動信号UpwmがHからかLへ状態遷移する際に発生する各種ノイズ電圧と、PWM駆動信号XpwmがLからHへ状態遷移する際に発生する各種ノイズ電圧とが相殺するため車両用交流モータ装置のノイズ低減に有効である。この各種ノイズ電圧とはたとえばスイッチングサージ電圧やコモンモード電圧を含む。もちろん、上記したPWM駆動信号UpwmとPWM駆動信号Xpwmとの間の状態遷移のオーバーラップと同様に、PWM駆動信号VpwmとPWM駆動信号Ypwmも、PWM駆動信号WpwmとPWM駆動信号Zpwmも同様のオーバーラップしており、同様の効果を奏することができる。
【００２６】
（コントローラ４）
コントローラ４は、３相インバータ１、２の各スイッチング素子に印加するPWM駆動電圧S1〜S６、S1’〜S６’を形成する回路である。コントローラ４は、外部から入力されるトルク指令に基づいて決定される電流値及びそれに対応する各相のPWM駆動電圧S1〜S６、S1’〜S６’の最大デューティ比を決定する。この種の回路は従来のモータ制御回路と同じであり、この発明の要旨ではないため説明を省略する。
【００２７】
図６は、PWM駆動電圧S１〜S６、S１’〜S６’のうちPWM駆動電圧S1、S1’を形成するためのPWM駆動信号Upwmと、Xpwmを形成するための回路を示す。PWM駆動信号Upwmは図示しないバッファ回路により電力増幅され基準電位レベル変更を実施されてPWM駆動電圧S１となり、PWM駆動信号Xpwmは図示しないバッファ回路により電力増幅され基準電位レベル変更を実施されてPWM駆動電圧S１’となる。なお、３相インバータ１，２の各ハーフブリッジの上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とは短いデッドタイムを挟んで逆位相にて導通される。
【００２８】
図６の回路によるPWM駆動信号UpwmとPWM駆動信号Xpwmとの形成動作を以下に説明する。
【００２９】
所定のキャリヤ周波数の三角波電圧であるキャリヤ電圧Vcがキャリア信号発生器１０からコンパレータ１００に出力され、コンパレータ１００はデューティに比例するアナログ電圧Vdutyとキャリヤ電圧Vcとを比較してPWM駆動信号Upwmを出力する。
【００３０】
コンパレータ１００の出力電圧はモノマルチバイブレータ（又はシュミットトリガ）１０１によりワンパルス電圧に変換されて第１カウンタ１０２のリセット端子Rに入力され、第１カウンタ１０２は時点toにてリセットされてカウントを開始する。コンパレータ１００の出力電圧は高周波数のクロック信号CLKとともにアンドゲート１０３を通じて第１カウンタ１０２に入力される。第１カウンタ１０２は、コンパレータ１００の出力電圧すなわちPWM駆動信号UpwmがＬからＨに状態遷移するタイミングtoからカウントを開始する。コンパレータ１００の出力電圧がＨからＬに状態遷移するタイミングｔ１にてアンドゲート１０３が閉じてカウントが終了し、第１カウンタ１０２はPWM駆動信号Upwmのパルス幅TPに比例するカウント値を保持する。
【００３１】
コンパレータ１００の出力電圧はインバータ回路１０４で反転された後、モノマルチバイブレータ（又はシュミットトリガ）１０５に入力される。モノマルチバイブレータ（又はシュミットトリガ）１０５から出力されたワンパルス電圧は第２カウンタ１０６のリセット端子Rに入力され、第２カウンタ１０６は時点t１にてリセットされてカウントを開始する。第２カウンタ１０６には高周波数のクロック信号CLKが入力される。したがって、第２カウンタ１０６は、コンパレータ１００の出力電圧すなわちPWM駆動信号UpwmがHからLに状態遷移するタイミングｔ１からカウントを開始する。
【００３２】
モノマルチバイブレータ（又はシュミットトリガ）１０５から出力されたワンパルス電圧はラッチ１０７のセット端子Ｓに入力され、ラッチ１０７はコンパレータ１００の出力電圧すなわちPWM駆動信号UpwmがHからLに状態遷移するタイミングｔ１からPWM駆動信号Ｘpwmのハイレベルを出力する。
【００３３】
時点t１からクロック信号ＣＬＫをカウントする第２カウンタ１０６のカウント値が第１カウンタ１０２がホールドするカウント値に一致すると、一致回路１０８がハイレベルをラッチ１０７のリセット端子Ｒに出力する。これにより、ラッチ１０７はリセットされてラッチ１０７から出力されるPWM駆動信号Ｘpwmをローレベルに遷移させる。
【００３４】
上記した図６の回路構成によりPWM駆動信号Upwmとそのハイレベル継続時間Ｔpと等しい時間だけハイレベルが継続するPWM駆動信号Ｘpwmが形成される。図６の回路と同じ回路を２つ追加することにより、PWM駆動信号Ｖpwm及びPWM駆動信号Ｙpwm、PWM駆動信号Ｗpwm及びPWM駆動信号Ｚpwmが形成される。
【００３５】
この実施例では、３相インバータ回路１、２は、パルスタイミングがずれているものの、実質的に同一位相の３相電圧を出力することになる。したがって、この実施例では、３相巻線３１の相巻線３１１と３相巻線３２の相巻線３２１との周方向中間位置に唯一の３相巻線のU相巻線が存在し、３相巻線３１の相巻線３１２と３相巻線３２の相巻線３２２との周方向中間位置に唯一の３相巻線のV相巻線が存在し、３相巻線３１の相巻線３１３と３相巻線３２の相巻線３２３との周方向中間位置に唯一の３相巻線のｗ相巻線が存在するものと見なして、ロータ角度位置を補正することが好ましい。この場合には、第１の３相電圧の各相電圧と第２の３相電圧の各相電圧は、それぞれ最適位置から１５度だけ前後にずれていることになるが、それらの和として実質的に相電圧とロータ位置との位相ずれをほぼ無視することができる。この種のロータ角度位置の補正は簡単である。もちろん、第２の３相電圧を形成するためのPWM駆動信号Xpwm、Ypwm、Zpwmのハイベルの時間を正確に決定するように更に複雑な回路を形成してもよい。
【００３６】
（その他の実施形態）
その他の実施形態を図７、図８を参照して説明する。
【００３７】
この実施形態では、キャリヤ信号発生器（本発明で言う第２キャリア信号発生器）２００と、コンパレータ２０１、２０２と、アナログ反転回路２０４が用いられる。アナログ反転回路２０４の代わりに、キャリヤ信号発生器２００とは逆波形の電圧を出力するもう一つのキャリヤ信号発生器（第１キャリア信号発生器）を設けてその出力電圧をコンパレータ２０１に入力しても良い。
【００３８】
図７において、キャリヤ信号発生器２００は、出力電圧が次第に上昇した後急低下する鋸波電圧からなる第２のキャリア信号を、コンパレータ２０２のマイナス入力端に入力し、更に、第２のキャリア信号をアナログ反転回路２０を通じてコンパレータ２０１のマイナス入力端に入力する。したがって、コンパレータ２０１のマイナス入力端には、電圧が急上昇した後次第に低下する鋸波電圧からなる第１のキャリア信号が入力される。コンパレータ２０１の＋入力端にはU相の相電圧S1を形成するためのアナログ電圧Vduty―Uが入力され、コンパレータ２０２の＋入力端にはX相の相電圧S1‘を形成するためのアナログ電圧Vduty―Xが入力される。
【００３９】
このようにすれば、図８に示すように、ＰＷＭ駆動信号Upwmがハイレベルからローレベルとなる状態遷移期間と、ＰＷＭ駆動信号Xpwmがローレベルからハイレベルとなる状態遷移期間とをオーバーラップさせることができるとともに、各相のＰＷＭ駆動信号のデューティ比を正確に形成することができるため、分布巻きにおいて、対称１２相の電流空間分布を正確に形成することができ、トルクリップル及びスイッチングノイズの両方を良好に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の車両用交流モータ装置を示す回路図である。
【図２】図１のモータの各相巻線に印加する各相電圧の位相を示す電圧ベクトル図である。
【図３】図１のモータに分布波巻きにて巻装される２つの３相巻線の状態を示す配線図である。
【図４】図１に示す２つの３相インバータのハーフブリッジの上アーム側のスイッチング素子を断続制御するためのPWM駆動信号を形成する状態を示す波形図である。
【図５】図１に示す２つの３相インバータのハーフブリッジの上アーム側のスイッチング素子を断続制御するためのPWM駆動信号を形成する状態を示す波形図である。
【図６】時間的に連続する２つのPWM駆動信号を形成するための回路を示す回路図である。
【図７】他の実施形態の時間的に連続する２つのPWM駆動信号を形成するための回路を示す回路図である。
【図８】図７の回路の各部波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００４１】
１      ３相インバータ
２      ３相インバータ
３      モータ
４      コントローラ（制御回路）
１０      キャリア信号発生器
３１      ３相巻線
３２      ３相巻線
１００      コンパレータ
１０２      カウンタ
１０３      アンドゲート
１０４      インバータ回路
１０６      カウンタ
１０７      ラッチ
１０８      一致回路
３１１〜３１３      相巻線
３２１〜３２３      相巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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