(57)【要約】      （修正有）【課題】低消費電力であるインダクティブリンクが提供される。【解決手段】インダクティブリンク１５では、スイッチングアンプ２１の出力２１ｂにクラスＦ回路３１が接続される。結合キャパシタ２３の一端２３ａは、スイッチングアンプ２１の出力２１ｂからの信号を受ける。タンク回路２５は、送信用コイル３３とキャパシタ３５とを含む。送信用コイル３３は、レシーバ１３の受信用コイル１７と誘導結合により結合する。タンク回路２５において、送信用コイル３３のインダクタンスおよびキャパシタ３５のキャパシタンスは、キャリア信号の基本周波数ω０に共振するように決定される。フィルタリング回路２７はタンク回路２５と結合キャパシタ２３の他端２３ｂとの間に直列に接続される。フィルタリング回路２７は、一または複数のフィルタを含んでおり、各フィルタは、基本周波数の奇数次高調波のいずれかに対応した周波数成分を濾波する。【選択図】図１
2008182458.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクティブリンクであって、
入力および出力を有するスイッチングアンプと、
前記スイッチングアンプの前記出力からの信号を受ける一端および他端を有する結合キャパシタと、
誘導結合によりレシーバの受信用コイルに結合される送信用コイルとキャパシタとを含んでおり、キャリア信号の基本周波数に共振する第１のタンク回路と、
前記第１のタンク回路と前記結合キャパシタの前記他端との間に接続されており、一または複数のフィルタを含むフィルタリング回路と
を備え、
前記第１のタンク回路、前記結合キャパシタおよび前記フィルタリング回路の前記フィルタは、直列に接続されており、
各フィルタは、前記基本周波数の奇数次高調波のいずれかに対応した周波数成分を濾波する、ことを特徴とするインダクティブリンク。
【請求項２】
各フィルタは、インダクタおよびキャパシタを有する第２〜第ｉのタンク回路を含み、
前記第２〜第ｉのタンク回路の各々は、前記基本周波数の奇数次高調波のいずれかに対応する共振周波数を有する、ことを特徴とする請求項１に記載されたインダクティブリンク。
【請求項３】
前記スイッチングアンプはＣＭＯＳインバータを含む、ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載されたインダクティブリンク。
【請求項４】
前記スイッチングアンプは、ｐチャネルＭＩＳ型トランジスタおよびｎチャネルＭＩＳ型トランジスタを含み、
前記ｐチャネルＭＩＳ型トランジスタは、前記スイッチングアンプの前記入力からの信号を受けるゲート、高電位側電源線に接続されたソース、および前記スイッチングアンプの前記出力に接続されたドレインを含み、
前記ｎチャネルＭＩＳ型トランジスタは、前記スイッチングアンプの前記入力からの信号を受けるゲート、低電位側電源線に接続されたソース、および前記スイッチングアンプの前記出力に接続されたドレインを含む、ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載されたインダクティブリンク。
【請求項５】
前記スイッチングアンプは、負荷回路およびｎチャネルＭＩＳ型トランジスタを含み、
前記負荷回路は、高電位側電源線に接続された一端および前記スイッチングアンプの前記出力に接続された他端を含み、
前記ｎチャネルＭＩＳ型トランジスタは、前記スイッチングアンプの前記入力からの信号を受けるゲート、低電位側電源線に接続されたソース、および前記スイッチングアンプの前記出力に接続されたドレインを含む、ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載されたインダクティブリンク。
【請求項６】
前記スイッチングアンプの前記出力と前記結合キャパシタの前記一端との間に接続された抵抗を更に備える、ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載されたインダクティブリンク。
【請求項７】
前記フィルタリング回路は、前記基本周波数の３、５、７、９次高調波をそれぞれ濾波するための第１〜第４のフィルタを含む、ことを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれか一項に記載されたインダクティブリンク。
【請求項８】
前記送信用コイルは、前記フィルタリング回路からの信号に応じた交流磁界を発生しており、
前記送信用コイルと前記受信用コイルとの結合係数は０．０１以下である、ことを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれか一項に記載されたインダクティブリンク。
【請求項９】
前記スイッチングアンプの前記入力に変調信号を提供する変調回路を更に備え、
前記変調回路の変調方式は、ＡＳＫ、ＢＰＳＫ、およびＱＰＳＫのいずれかである、ことを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれか一項に記載されたインダクティブリンク。
【請求項１０】
ディジタル回路で構成され、前記スイッチングアンプの前記入力に変調信号を提供する変調回路を更に備え、
前記変調回路の変調方式は、ＡＳＫ、ＢＰＳＫ、およびＱＰＳＫのいずれかである、ことを特徴とする請求項３または請求項４に記載されたインダクティブリンク。
【請求項１１】
前記変調回路の入力にセンサ信号を提供するセンサ回路を更に備える、ことを特徴とする請求項９または請求項１０に記載されたインダクティブリンク。
【請求項１２】
前記センサ回路は、対象物の情報をセンスするためのセンシング素子と、該センシング素子からの信号を処理する信号処理回路とを含み、
前記スイッチングアンプ、前記変調回路、および前記信号処理回路は、シリコンマイクロチップ上に集積されている、ことを特徴とする請求項１１に記載されたインダクティブリンク。
【請求項１３】
前記シリコンマイクロチップには、前記センシング素子がさらに集積されている、ことを特徴とする請求項１２に記載されたインダクティブリンク。  
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インダクティブリンクに関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、マイクロ波カードが記載されている。マイクロ波カードは、マイクロ波を利用する非接触識別／情報伝送システムに使用されると共に、送信用の発振器を内部に持たず受信・変調・送信の機能を併せ持つ。マイクロ波カードは、アンテナ手段を含む。このアンテナ手段では、カード形状の筐体の一方の側にマイクロストリップアンテナが設けられると共に、カード形状の筐体の他方の側にスロットアンテナが設けられている。マイクロストリップアンテナは、スロットアンテナに結合されている。
【０００３】
特許文献２には、高周波増幅器が記載されている。高周波増幅器のバイポーラトランジスタは、このトランジスタに直列に接続された基本波整合回路を介して負荷に電力を供給する。基本波整合回路は、該トランジスタに直列に接続され第３次高調波に共振する並列共振回路を含み、トランジスタには基本波の１／４波長（λ／４）の伝送路を介して電源に供給される。伝送路の一端は、トランジスタの出力に接続されると共に、他端は高周波的に接地されている。
【特許文献１】特開平５−１４３７９９号公報
【特許文献２】特開平１１−２３４０６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
パワーアンプの重要な設計パラメーターの一つに電力効率がある。高い効率をもった高周波通信を実現するために、パワーアンプにおける動作クラスの決定は重要である。
【０００５】
方絡線(エンベローブ)が一定信号の場合、トランジスタを高周波スイッチとして用いることによって、クラスＤ、Ｅ増幅では電力効率の高いパワーアンプが得られる。クラスＤ増幅では、直列に接続された２個のトランジスタを交互のターンオン・オフさせて、スイッチング周波数と等しい矩形波電圧信号を発生させると共に、パワーアンプからの信号を受ける同調回路において基本波成分を抜き出している。同調回路の周波数はスイッチング周波数と等しい。クラスＥ増幅では、電源側のトランジスタを高周波コイル（ＲＦＣ）に置き換えると共に、パワーアンプの出力と接地との間にキャパシタを設けている。このため、負荷抵抗を流れる電流は、キャパシタに流れる電流成分とトランジスタに流れる電流の交流成分である。クラスＥ増幅では、トランジスタのオン抵抗が電力効率の損失Ｐｄｉｓｓ（ドレイン電圧とドレイン電流の積）に関係する。クラスＤ増幅およびクラスＥ増幅では、時間軸上においてドレイン電圧とドレイン電流との積はゼロであるが、実際には種々の理由によりゼロはない。したがって、この積を小さくすることが求められる。
【０００６】
一方、データ転送の視点では、近距離のデータ転送において電磁結合を用いるインダクティブリンクにおいて受信用コイルと送信用コイルとの間の接合係数は０．０１〜０．００１程度であり、非常に小さい。二次側コイルから負荷のために取り出される電力は一次側からの電力に比べて極めて少ない。このため、電磁結合を用いた信号電力伝達では、パワーアンプの負荷は、誘導性の負荷である。二次側において信号電力が取り出されないとき、一次側の電力は送信用コイルから反射してパワーアンプヘ戻り、パワーアンプのスイッチトランジスタにおいて熱となる。この結果、損失が増加する。
【０００７】
したがって、インダクティブリンクにおける通信では、トランスミッタの効率を上げるために、過剰な信号電力の投入を抑えると共に、スイッチングトランジスタにおける損失を抑えることが求められる。これが満たされれば、電磁結合を用いるインダクティブリンクは、放射アンテナを用いるリンクに比べて、消費電力性において有利である。
【０００８】
本発明は、このような事情を鑑みて成されたものであり、低消費電力であるインダクティブリンクを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る一側面は、クラスＦ増幅を用いるインダクティブリンクである。インダクティブリンクは、（ａ）入力および出力を有するスイッチングアンプと、（ｂ）前記スイッチングアンプの前記出力からの信号を受ける一端および他端を有する結合キャパシタと、（ｃ）誘導結合によりレシーバの受信用コイルに結合するための送信用コイルとキャパシタとを含んでおり、キャリア信号の基本周波数に共振する第１のタンク回路と、（ｄ）前記第１のタンク回路と前記結合キャパシタの前記他端との間に接続されており、一または複数のフィルタを含むフィルタリング回路とを備え、前記第１のタンク回路、前記結合キャパシタおよび前記フィルタリング回路の前記フィルタは、直列に接続されており、各フィルタは、前記基本周波数の奇数次高調波のいずれかに対応した周波数成分を濾波する。
【００１０】
このインダクティブリンクによれば、レシーバへのデータの伝達は、レシーバの受信コイルと送信用コイル間の電磁結合によりを行われる。インダクティブリンクの初期応答において、並列共振回路は容量性の負荷となるので、インダクティブリンクの負荷へ電源から電流が供給される。共振状態においては、送信されるべきディジタルデータを示す送信シンボルの変化がないとき、スイッチングアンプの負荷はハイインピーダンスとなり、負荷へ流れ込むエネルギが制限される。送信シンボルの切り替わるとき、電力が消費される。このため、電力効率の良いインダクティブリンクが提供される。
【００１１】
本発明に係るインダクティブリンクでは、各フィルタは、インダクタおよびキャパシタを有する第２〜第ｉのタンク回路を含み、前記第２〜第ｉのタンク回路の各々は、前記基本周波数の奇数次高調波のいずれかに対応する共振周波数を有する（「ｉ」は２以上の自然数）。
【００１２】
このインダクティブリンクによれば、これらのタンク回路は、スイッチングアンプの出力信号の奇数次の周波数成分に対して高いインピーダンスを持つ並列共振回路（負荷）として動作すると共に、スイッチングアンプの出力信号の基本波成分は、第１のタンク回路に到達する。
【００１３】
本発明に係るインダクティブリンクでは、前記スイッチングアンプはＣＭＯＳインバータを含むことが好ましい。
【００１４】
このインダクティブリンクでは、ＣＭＯＳインバータは、変調キャリアコードに応答した実質的な矩形波をフィルタリング回路および第１のタンク回路に提供できる。
【００１５】
本発明に係るインダクティブリンクでは、前記スイッチングアンプは、ｐチャネルＭＩＳ型トランジスタおよびｎチャネルＭＩＳ型トランジスタを含むことができる。前記ｐチャネルＭＩＳ型トランジスタは、前記入力からの信号を受けるゲート、高電位側電源線に接続されたソース、および前記出力に接続されたドレインを含み、前記ｎチャネルＭＩＳ型トランジスタは、前記入力からの信号を受けるゲート、低電位側電源線に接続されたソース、および前記出力に接続されたドレインを含む。
【００１６】
このインダクティブリンクによれば、スイッチングアンプがｐチャネルＭＩＳ型トランジスタおよびｎチャネルＭＩＳ型トランジスタを含むので、スイッチングアンプが半導体集積回路により実現される。
【００１７】
本発明に係るインダクティブリンクでは、前記スイッチングアンプは、負荷回路およびｎチャネルＭＩＳ型トランジスタを含み、前記負荷回路は、高電位側電源線に接続された一端および前記出力に接続された他端を含み、前記ｎチャネルＭＩＳ型トランジスタは、前記入力からの信号を受けるゲート、低電位側電源線に接続されたソース、および前記出力に接続されたドレインを含む。
【００１８】
このインダクティブリンクによれば、ｎチャネルＭＩＳ型トランジスタが変調キャリアコードに応答して動作する。
【００１９】
本発明に係るインダクティブリンクでは、前記スイッチングアンプの前記出力と前記結合キャパシタの前記一端との間に接続された抵抗を更に備えることができる。このインダクティブリンクによれば、抵抗は、送信用コイルに提供される電流を調整することができる。
【００２０】
本発明に係るインダクティブリンクでは、前記フィルタリング回路は、前記基本周波数の３、５、７、９次高調波をそれぞれ濾波するための第１〜第４のフィルタを含むことができる。
【００２１】
このインダクティブリンクによれば、フィルタリング回路は、スイッチングアンプの出力信号に含まれる３、５、７、９次高調波成分に対して高いインピーダンスを示す。
【００２２】
本発明に係るインダクティブリンクでは、前記送信用コイルは、前記フィルタリング回路からの信号に応じた交流磁界を発生しており、前記送信用コイルと前記受信用コイルとの結合係数は０．０１以下である。このインダクティブリンクは、近距離および小電力の無線通信システムに好適である。
【００２３】
本発明に係るインダクティブリンクでは、前記スイッチングアンプの入力に変調信号を提供する変調回路を更に備えることができる。前記変調回路の変調方式は、ＡＳＫ、ＢＰＳＫ、およびＱＰＳＫのいずれかである。これらの変調方式は、いずれも単一のキャリア周波数を用いるので、送信シンボルの切り替わりときに電力を消費する。
【００２４】
本発明に係るインダクティブリンクでは、前記スイッチングアンプの入力に変調信号を提供する変調回路を更に備えることができる。前記変調回路の変調方式は、ＡＳＫ、ＢＰＳＫ、およびＱＰＳＫのいずれかであり、前記変調回路はディジタル回路で構成される。
【００２５】
このインダクティブリンクによれば、スイッチングアンプだけでなく変調回路も、ディジタル回路で構成されるので、リニアアンプを必要としない。また、スイッチングアンプおよび変調回路は、ディジタル半導体集積回路により形成される。このため、消費電力の低減だけでなく、回路素子の実現のための半導体集積回路の面積を縮小できる。
【００２６】
本発明に係るインダクティブリンクは、前記変調回路の入力にセンサ信号を提供するセンサ回路を更に備えることが好ましい。このインダクティブリンクによれば、センサ信号を伝送するための電磁誘導方式のデータトランスミッタが提供される。
【００２７】
本発明に係るインダクティブリンクでは、前記センサ回路は、対象物の情報をセンスするためのセンシング素子と、該センシング素子からの信号を信号処理回路とを含むことができる。前記スイッチングアンプ、前記変調回路、および前記信号処理回路は、シリコンマイクロチップ上に集積されている。このインダクティブリンクによれば、ディジタル無線通信システムのための電磁誘導方式のデータトランスミッタが提供される。
【００２８】
本発明に係るインダクティブリンクでは、前記シリコンマイクロチップには、前記センシング素子がさらに集積されていることが好ましい。このインダクティブリンクによれば、ディジタル無線通信システムのための電磁誘導方式の小型データトランスミッタが提供される。
【００２９】
本発明の上記の目的および他の目的、特徴、並びに利点は、添付図面を参照して進められる本発明の好適な実施の形態の以下の詳細な記述から、より容易に明らかになる。
【発明の効果】
【００３０】
以上説明したように、本発明によれば、低消費電力であるインダクティブリンクが提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
本発明の知見は、例示として示された添付図面を参照して以下の詳細な記述を考慮することによって容易に理解できる。引き続いて、添付図面を参照しながら、本発明のインダクティブリンクに係る実施の形態を説明する。可能な場合には、同一の部分には同一の符号を付する。
【００３２】
図１は、電磁誘導方式を用いて信号伝送を行うディジタル無線通信システムを概略的に示す図面である。ディジタル無線通信システム１１は、レシーバ１３およびインダクティブリンク（データトランスミッタ）１５を含む。レシーバ１３は、受信用コイル１７および復調回路１９を含むことができる。
【００３３】
インダクティブリンク１５は、スイッチングアンプ２１と、結合キャパシタ２３と、第１のタンク回路２５と、フィルタリング回路２７とを備える。スイッチングアンプ２１は、入力２１ａおよび出力２１ｂを有する。スイッチングアンプ２１の出力２１ｂには、クラスＦ回路３１が接続されている。結合キャパシタ２３は、スイッチングアンプ２１の出力２１ｂからの信号を受ける一端２３ａおよび他端２３ｂを有する。第１のタンク回路２５は、送信用コイル３３とキャパシタ３５とを含む。送信用コイル３３は、レシーバ１３の受信用コイル１７と誘導結合により結合するように設けられている。第１のタンク回路２５において、送信用コイル３３のインダクタンスＬ１およびキャパシタ３５のキャパシタンスＣ１は、キャリア信号の基本周波数ω０（ω０２＝１／（Ｌ１×Ｃ１））に共振するように決定されている。第１のタンク回路２５のＱ値は、「Ｑ」で表される。フィルタリング回路２７は、第１のタンク回路２５と結合キャパシタ２３の他端２３ｂとの間に直列に接続されている。フィルタリング回路２７は、一または複数のフィルタを含んでおり、各フィルタは、共振周波数を有する。この共振周波数は、基本周波数の奇数次高調波のいずれかに対応しており、このため各フィルタは、共振周波数成分を濾波する。インダクティブリンク１５において、フィルタの共振周波数は互いに異なっている。
【００３４】
このインダクティブリンク１５によれば、レシーバ１３へのデータの伝達は、レシーバ１３の受信コイル１７と送信用コイル３３との間の電磁結合によりを行われる。インダクティブリンク１５の初期応答においては、並列共振回路は容量性の負荷となるので、スイッチングアンプ２１の負荷へ電源から電流が供給される。共振状態においては、送信されるべきディジタルデータを示す送信シンボルの変化がないとき、スイッチングアンプ２１の負荷はハイインピーダンスとなり、負荷へ流れ込むエネルギが制限されるように働く。電力は、送信シンボルの切り替わりにおいて消費される。このため、電力効率の良いインダクティブリンク１５が提供される。
【００３５】
アンテナを用いる無線通信では、アンテナはパワーアンプの抵抗性負荷として動作する。しかしながら、インダクティブリンク２１では、送信用コイル３３は、フィルタリング回路２７からの信号に応じた交流磁界を発生する。電磁結合を用いた信号電力伝達モデルにおいて、パワーアンプの出力の負荷は、誘導性の負荷として近似でき、抵抗性の負荷を含まない。
【００３６】
送信用コイル３３と受信用コイル１７との結合係数は、例えば０．０１以下であり、このインダクティブリンク１５は、近距離および小電力の無線通信システム１１に好適である。このように結合係数が小さいので、インダクティブリンク１５において二次側（レシーバ）の負荷で取り出される電力は、一次側（トランスミッタ）の電力に比べて極めて小さい値である。二次側において信号電力が取り出されなかった場合、一次側の電力はスイッチング回路といったスイッチングアンプヘ反射し、スイッチングアンプ内のスイッチトランジスタにおいて熱となる。つまり、損失となる。したがって、電磁結合を用いた通信を行う場合において、本実施の形態のように、過剰な信号電力の投入を抑えスイッチングトランジスタでの損失を抑えることが好適である。これによって、トランスミッタの効率が向上される。
【００３７】
インダクティブリンク１５は、変調回路３７を更に含むことができる。変調回路３７は、入力３７ａに受けた信号に応答して変調信号ＳＭＯＤを生成する。変調回路３７の出力３７ｂは、スイッチングアンプ２１の入力２１ａに変調信号ＳＭＯＤを提供する。変調回路３７の変調方式は、ＡＳＫ、ＢＰＳＫ、およびＱＰＳＫのいずれかであることが好ましい。これらの変調方式は、いずれも単一のキャリア周波数を用いるものであり、スイッチングアンプ２１およびクラスＦ回路３１は、送信シンボルの切り替わりときに電力を消費する。
【００３８】
変調回路３７の変調方式がＡＳＫ、ＢＰＳＫ、およびＱＰＳＫのいずれかであるとき、変調回路３７をディジタル回路で構成することができる。このインダクティブリンク１５によれば、スイッチングアンプ２１だけでなく変調回路３７も、ディジタル回路で構成されるので、リニアアンプが必要でない。また、スイッチングアンプ２１および変調回路３７は、ディジタル半導体集積回路により形成される。このため、消費電力の低減だけでなく、回路素子の実現のための半導体集積回路の面積を縮小できる。
【００３９】
好適な実施例では、インダクティブリンク１５はセンサ回路３９を更に備えることが好ましい。センサ回路３９の出力３９ａは、変調回路３７の入力３７ａにセンサ信号ＳＳＥＮを提供する。このインダクティブリンク１５によれば、センサ信号ＳＳＥＮを伝送するための電磁誘導方式のデータトランスミッタが提供される。
【００４０】
インダクティブリンク１５では、センサ回路３９は、対象物４１の状態をセンスするためのセンシング素子４３と、信号処理回路４５とを含むことができる。センシング素子４３としては、例えばイメージセンサ、生体信号センサ等を用いることができる。信号処理回路４５は、該センシング素子４３からの信号ＳＤＥＴを処理する。センシング素子からの信号を送信する送信器を必要とする近距離および小電力の無線通信システムのために、このインダクティブリンク１５は便利である。
【００４１】
スイッチングアンプ２１、変調回路３７、および信号処理回路４５は、シリコンマイクロチップ上に集積されることができる。このインダクティブリンク１５によれば、ディジタル無線通信システムのための電磁誘導方式のデータトランスミッタが提供される。
【００４２】
インダクティブリンク１５では、スイッチングアンプ２１、変調回路３７および信号処理回路４５に加えて、シリコンマイクロチップにはセンシング素子４３がさらに集積されることが好ましい。センシング素子４３としては、例えばイメージセンサ、生体信号センサ等を用いることができる。このインダクティブリンク１５によれば、ディジタル無線通信システムのための電磁誘導方式の小型データトランスミッタが提供される。図１に示されるように、送信用コイル３３としては、例えば、複数回のターン（Ｎターン）により比較的小さなサイズ（例えば半径ａ）を用いることができ、受信コイル１７としては、例えば、単一ループの比較的大きなサイズ（例えば半径ｂ）を用いて受信感度を高めることができる。例えば、送信用コイル３３が、図１に示されるように受信コイル１７から距離ｘだけ離れているとき、距離ｘにおける磁場Ｈおよび距離ｘに位置する受信用コイルに誘起される磁束Φは、共に図１に示されている。
【００４３】
図２は、スイッチングアンプ２１、クラスＦ回路３１を概略的に示す図面である。図２（ａ）に示されるように、クラスＦ回路３１はフィルタリング回路２７および第１のタンク回路２５を含む。クラスＦ回路３１には、図２（ｂ）に示される波形の信号が入力される。この入力信号に応答して、クラスＦ回路３１は、図２（ｃ）に示される波形の信号を生成する。この波形は、キャリアの基本周波数成分に対応する実質的な正弦波である。このため、第１のタンク回路２５には、キャリアの基本周波数成分に対応する正弦波の振幅成分が大きい信号が入力される。
【００４４】
このために、クラスFスイッチング動作を用いたフィルタリング回路２７は以下のような回路を含む。フィルタリング回路２７において、各フィルタは、奇数次の高調波成分にインピーダンスを持つようにチューニングした複数のブロッキングフィルタである。これらのブロッキングフィルタは、例えば、それぞれ、複数のＬＣタンク回路（例えば、３次高調波に共振するＬＣタンク回路５３、５次高調波に共振するＬＣタンク回路５５、（２Ｎ−１）次高調波に共振するＬＣタンク回路５７等）である。ＬＣタンク回路５３は互いに並列に接続されたキャパシタ４７ａ（キャパシタンスＣ２＝Ｃ１／３）およびインダクタ（インダクタンスＬ２＝Ｌ１／３）４９ａを含み、キャパシタ４７ａおよびインダクタ４９ａから成る並列共振回路は、図２（ｄ）に示されるような３次高調波に共振する。ＬＣタンク回路５５は互いに並列に接続されたキャパシタ（キャパシタンスＣ３＝Ｃ１／５）４７ｂおよびインダクタ（インダクタンスＬ３＝Ｌ１／５）４９ｂを含み、キャパシタ４７ｂおよびインダクタ４９ｂから成る並列共振回路は、図２（ｅ）に示されるような５次高調波に共振する。ＬＣタンク回路５７は互いに並列に接続されたキャパシタ（キャパシタンスＣＮ＝Ｃ１／（２Ｎ−１））４７ｃおよびインダクタ（インダクタンスＬＮ＝Ｌ１／（２Ｎ−１））４９ｃを含み、キャパシタ４７ｃおよびインダクタ４９ｃから成る並列共振回路は、図２（ｆ）に示されるような（２Ｎ−１）次高調波に共振する。このフィルタリング回路３１によれば、これらのタンク回路５３、５５、５７は、スイッチングアンプ２１の出力信号の奇数次の周波数成分に対して高いインピーダンスを持つ並列共振回路（負荷）として動作すると共に、スイッチングアンプ２１の出力信号の基本波成分は、第１のタンク回路２５に到達する。
【００４５】
例えば、インダクティブリンク１５では、フィルタリング回路２７は基本周波数の３、５、７、９次高調波をそれぞれ濾波するための４つのフィルタを含むことができる。フィルタリング回路は、スイッチングアンプの出力信号に含まれる３、５、７、９次高調波成分に対して高いインピーダンスを示し、これらの周波数成分を濾波する。このため、第１のタンク回路２５は、３、５、７、９次高調波成分を含まず、９次高調波成分よりも高次周波数成分および基本周波数成分を含む信号を受けるけれども、９次高調波成分よりも高次周波数成分の振幅は非常に小さい。しかしながら、必要な場合には、フィルタリング回路２７は、１１次以降の高周波成分のためのフィルタを含むことができる。
【００４６】
スイッチングアンプ２１は、理想的には完全にオン／オフ・スイッチング動作をする非線形の増幅器である。好適な実施例では、スイッチングアンプ２１は、図２（ａ）に示されるように、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ２０ａおよびｎチャネルＭＯＳトランジスタ２０ｂを含むＣＭＯＳインバータを含むことが好ましい。このＣＭＯＳインバータは、変調キャリアコードに応答した実質的な矩形波をフィルタリング回路２７およびタンク回路２５に提供できる。
【００４７】
インダクティブリンク１５では、スイッチングアンプ２１として、ＣＭＯＳインバータに替えて、以下の接続を含む非線形増幅器を用いることができる。この非線形増幅器は、負荷回路およびｎチャネルＭＩＳ型トランジスタを含み、この負荷回路の一端は高電位側電源線に接続されると共に、その他端はスイッチングアンプ２１の出力２１ｂに接続される。ｎチャネルＭＩＳ型トランジスタのゲートは、スイッチングアンプ２１の入力２１ａからの信号を受け、そのソースは低電位側電源線に接続され、そのドレインは出力２１ｂに接続される。ｎチャネルＭＩＳ型トランジスタが変調キャリアコードに応答して動作する。
【００４８】
或いは、インダクティブリンク１５では、スイッチングアンプ２１として、ＣＭＯＳインバータに替えて、以下の接続を含む非線形増幅器を用いることができる。この非線形増幅器は、ｐチャネルＭＩＳ型トランジスタおよびｎチャネルＭＩＳ型トランジスタを含む。ｐチャネルＭＩＳ型トランジスタのゲートは、スイッチングアンプ２１の入力２１ａからの信号を受け、そのソースは高電位側電源線に接続され、そのドレインは、スイッチングアンプ２１の出力２１ｂに接続される。ｎチャネルＭＩＳ型トランジスタのゲートは、スイッチングアンプ２１の入力２１ｂからの信号を受け、そのソースは低電位側電源線に接続され、そのドレインは、スイッチングアンプ２１の出力２１ｂに接続される。スイッチングアンプ２１がｐチャネルＭＩＳ型トランジスタおよびｎチャネルＭＩＳ型トランジスタを含むので、スイッチングアンプ２１を半導体集積回路により実現できる。
【００４９】
必要な場合には、インダクティブリンク１５は、スイッチングアンプ２１の出力２１ｂと結合キャパシタ２３の一端２３ａとの間に接続された抵抗５１を更に含むことができる。この抵抗５１は、送信用コイルに供給される電流を調整するために用いられ、送信用コイル３３に流れ込む電流値の上限を定める。しかしながら、抵抗５１として、スイッチングアンプ２１に含まれるトランジスタのオン抵抗を利用できる。
【００５０】
既に説明したように、インダクティブリンク１５では、パワーアンプであるスイッチングアンプがクラスF動作を行うことにより、スイッチングアンプにおける損失を効率的に改善できる。スイッチングアンプ２１およびクラスＦ回路３１の初期応答において、フィルタリング回路２７の並列共振回路は容量性の負荷となるので、該負荷へ電源から電流が供給される。スイッチングアンプ２１およびクラスＦ回路３１の定常状態では、送信シンボルの変化がない共振状態においてはクラスＦ回路３１はハイインピーダンスとなるので、負荷へ流れ込むエネルギが制限される。
【００５１】
好適な実施例として、図２（ａ）に示されるように、インダクティブリンク１５は送信コイル３３をディジタルＣＭＯＳ出力バッファを用いてフィルタリング回路２７を介して駆動する。通信に必要な周波数変調回路および増幅回路のすべてをディジタル基本素子で構成できる。リニアアンプを必要としないので、上記のような消費電力だけでなく、回路面積においても大幅な削減を達成できる。
【００５２】
図３は、インダクティブリンク内の主要な回路ノードにおける信号波形を示す図面である。コイルドライバアンプとして用いられるＣＭＯＳインバータのゲート電圧に、変調回路におけるディジタル演算で生成された変調キャリアコード信号（例えば、図３（ａ）に示されるように、デューティー比５０：５０を持つ矩形波）を入力する。送信用コイルから受信用コイルに誘導結合により送信される送信信号は、キャリアの基本波に共振周波数を持つＬＣタンク回路を用いたフィルタリングによって、矩形波に含まれる高調波成分から正弦波として取り出される。ＣＭＯＳインバータは、図３（ｂ）に示されるように、ほぼ矩形波をドレインに生成する。このドレイン電圧の位相は、ゲート電圧の位相と反転している。理想的な矩形波信号をゲートに与えると共に電源電圧ＶＤＤとするとき、ドレイン電圧Ｖｄは、フーリエ級数を用いて図４における式（１）で表される。ＣＭＯＳインバータのｐチャネルトランジスタおよびｎチャネルトランジスタを流れる電流は、それぞれ、図３（ｄ）および図３（ｅ）に示される。結合キャパシタ２３の一端２３ａにおける波形は、図３（ｃ）に示される。送信用コイルを含むＬＣタンク回路における電圧および電流の波形は、図３（ｆ）に示されており、また図４の式（２）および式（３）により表される。図３（ｂ）、図３（ｄ）および図３（ｅ）から理解されるように、トランジスタがオンしている時のドレイン電圧はゼロに近い値であるので、トランジスタスイッチング中には電力損失はほとんどない。したがって、リンクの消費電力は抵抗Rで失われるエネルギであり、図４において式（４）として表される。ノードＶ１における電圧波形は、（２Ｎ−１）次高調波成分までの和として、図４における式（５）で表され、入力された矩形波信号を提供するアンプに対して、奇数次高調波成分に対して高いインピーダンスを持つ負荷を直列に接続することにより、スイッチングアンプの電力ロスを制限できる。ノードＶ１における電圧波形は、フィルタリング回路における高次フィルタの段数を増加することによって矩形波に近づけることができ、これによってインダクティブリンクの電力損失を改善できる。
【００５３】
次いで、スイッチングアンプの電力ロスについて説明する。これまでの説明から理解されるように、矩形波信号を生成するスイッチングアンプの出力に、奇数次の高調波成分に対して高いインピーダンスを持つ負荷を直列に付加することにより、スイッチングアンプの電力ロスを制限できる。引き続く説明では、クラスF動作を用いたインダクティブリンクにおいて、基本波のみを処理する回路の電力効率とフィルタリング回路におけるフィルタを様々な段数に変更させた回路の電力効率において、消費電力の改善がどの程度あるかをシミュレーションにより見積もる。
【００５４】
図５は、様々な段数の奇数次高調波フィルタを有するフィルタリング回路において抵抗Rに流れる電流波形を示す図面である。図５（ａ）に示されるように、奇数次高調波フィルタを持たない回路における電流値波形（ＤＣ成分のみの基準電流波形）を示しており、図7に示されるグラフの横軸（時間軸）は、キャリア周波数1サイクル当たりの時間によって正規化されており、縦軸（電流軸）は、抵抗Ｒの最大電流値
Ｉｍａｘ＝ＶＤＤ／２Ｒ        （６）
によって正規化されている。図５（ｂ）は、基本周波数成分に共振する共振回路を含むリンクにおける電流波形を示す。図５（ｃ）は、基本周波数成分ｆ１と３次高周波成分ｆ３に共振する共振回路を含むリンクにおける電流波形を示す。図５（ｄ）は、基本周波数成分ｆ１並びに３次及び５次高周波成分ｆ３、ｆ５に共振する共振回路を含むリンクにおける電流波形を示す。図５（ｅ）は、基本周波数成分ｆ１並びに３次、５次及び７次高周波成分ｆ３、ｆ５、ｆ７に共振する共振回路を含むリンクにおける電流波形を示す。図５（ｆ）は、基本周波数成分ｆ１並びに３次、５次、７次及び９次高周波成分ｆ３、ｆ５、ｆ７、ｆ９に共振する共振回路を含むリンクにおける電流波形を示す。図５によれば、高調波フィルタの追加により、負荷Rに流れる電流が制限されることが示されている。
【００５５】
図６は、単位時間当たりの消費電力の改善効果がブロッキングフィルタの段数に応じて変化する様子を示す。基本波のみのＬＣタンク回路用いたリンクでは、約８１％の消費電力改善効果が得られる。基本波成分から９次高調波成分までの奇数次成分をチューニングするリンクでは、インダクティブリンクの電力ロスは約９６％削減できる。
【００５６】
これまでの説明から理解されるように、インダクティブリンクの消費電力は、抵抗Ｒにおいて熱となって失われる電力におおよそ相当する。その平均消費電力は抵抗Ｒに流れる電流成分を次の２種類の成分に分けてことで計算できる。これらの２種類の成分は、無変調キャリアの送信時に流れる定常電流成分と、シンボルの切り替わり時に流れる過渡電流成分である。
【００５７】
まず、定常電流成分を見積もる。無変調キャリアを送信する場合、インダクティブリンクの平均消費電力は、既出の式
ＰＬｏｓｓ＝（Ｖｄ−Ｖ１）２／Ｒ＝ＩＲ２×Ｒ      （４）
Ｉｍａｘ＝ＶＤＤ／２Ｒ        （６）
および図７（ａ）に示される式（７）で表される。
【００５８】
次いで、過渡電流成分を見積もる。シンボルの切り替わる時に流れる過渡電流成分は、各ＬＣ共振回路がもつキャパシタヘの充放電に伴う電流である。遷信シンボルが「０」から「１」及び「１」から「０」へと変化するときにエネルギが必要とされる。このエネルギは、各キャパシタに蓄えられるエネルギと負荷Ｒで熱として消費された電力との時間積分によって表される。このため、１シンボルの変化で消費するエネルギは、図７（ｂ）に示される式（８）で表される。このエネルギは、m段目（ｍ：自然数）において
Ｃｍ＝Ｃ１／（２ｍ−１）
で表されるキャパシタンスを
−２×ＶＤＤ／（（２ｍ−１）×π）
から
＋２×ＶＤＤ／（（２ｍ−１）×π）
まで充電するエネルギに関して１段目からｍ段目までの総和をとって得られる。シンボルの遷移による平均消費電力は、図７（ｃ）に示される式（９）で表される。
【００５９】
したがって、平均消費電力の全体は静的な平均消費電力と動的な平均消費電力との和であり、これは図７（ｄ）に示される式（１０）で表される。図７（ｅ）は、ブロッキングフィルタの段数と平均消費電力の詳細な値との関係を示す。
【００６０】
以上本実施の形態に示されるように、クラスＦスイッチング増幅器を用いたインダクティブリンクは、超低消費電力の無線データトランスミッタを提供する。このインダクティブリンクでは、送信用コイルの駆動には、オン・オフのスイッチング動作をする非線形増幅器を用いると共に、非線形増幅器の入力にディジタル演算で生成された変調キャリアコードを入力する。送信信号は、基本波に共振周波数を持つＬＣタンク回路によってフィルタリングすることよって、矩形波に含まれる高調波成分から取り出される。このときパワーアンプにクラスF動作をさせるために、奇数次の高調波成分に対して高いインピーダンスを持つ負荷を送信用コイルの前段に直列に接続する。インダクティブリンクの初期応答において並列共振回路は容量性の負荷となるので、電源から負荷へと電流が供給される。しかしながら、インダクティブリンクの定常応答では、フィルタリング回路の共振周波数においては非線形増幅器の負荷はハイインピーダンスとなり、この負荷へ流れ込むエネルギが制限される。したがって、クラスF回路とＬＣタンク回路の組み合わせにより、キャリア周波数のサイクルではなくシンボルの切り替わりの瞬間にだけ電力が消費される。
【００６１】
好適な実施の形態において本発明の原理を図示し説明してきたが、本発明は、そのような原理から逸脱することなく配置および詳細において変更され得ることは、当業者によって認識される。本発明は、本実施の形態に開示された特定の構成に限定されるものではない。したがって、特許請求の範囲およびその精神の範囲から来る全ての修正および変更に権利を請求する。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
本実施の形態は、ＡＳＫ、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫのような単一のキャリア周波数を用いた変調方式を用いる場合において、極めて電力効率の良いインダクティブリンクを構成できる。また、送信用コイルを駆動する非線形増幅器に、ＣＭＯＳインバータといったスイッチングアンプを矩形波で駆動すれば、回路面積の大幅な削減も達成できる。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】図１は、電磁誘導方式を用いて信号伝送を行うディジタル無線通信システムを概略的に示す図面である。
【図２】図２は、スイッチングアンプおよびクラスＦ回路を概略的に示す図面である。
【図３】図３は、インダクティブリンク内の主要な回路ノードにおける信号波形を示す図面である。
【図４】図４は、インダクティブリンクの主要なノードにおける信号波形を説明するための図面である。
【図５】図５は、様々な段数の奇数次高調波フィルタを有するフィルタリング回路における抵抗Rに流れる電流波形を示す図面である。
【図６】図６は、単位時間当たりの消費電力の改善効果がブロッキングフィルタの段数に応じて変化する様子を示す。
【図７】図７は、ブロッキングフィルタの段数と平均消費電力の詳細な値との関係を説明するための図面である。
【符号の説明】
【００６４】
１１…ディジタル無線通信システム、１３…レシーバ、１５…インダクティブリンク（データトランスミッタ）、１７…受信用コイル、１９…復調回路、２１…スイッチングアンプ、２３…結合キャパシタ、２５…第１のタンク回路、２７…フィルタリング回路、３３…送信用コイル、３１…クラスＦ回路、３５…キャパシタ、３７…変調回路、３９…センサ回路、４１…対象物、４３…センシング素子、４５…信号処理回路、４７ａ、４７ｂ、４７ｃ…キャパシタ、４９ａ、４９ｂ、４９ｃ…インダクタ、５３、５５、５７…ＬＣタンク回路  
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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