(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータと、
前記モータを駆動するインバータ部と、
力率を目標力率に合わせる制御を伴って電源から供給される交流電力を前記インバータ部へ供給される直流電力に変換するコンバータ部と、
前記電源の角周波数と前記コンバータ部の制御信号から求められる前記電源の推定角周波数とのズレを計算するズレ計算部と、
を備える射出成形機。
【請求項２】
前記ズレに基づいて前記コンバータ部の状態変化として回路異常を判断する異常判断部をさらに備える請求項１記載の射出成形機。
【請求項３】
前記ズレに基づいて前記コンバータ部の状態変化として力率低下を判断する力率低下判断部をさらに備える請求項１又は請求項２に記載の射出成形機。
【請求項４】
前記ズレが所定期間、基準範囲から外れた場合に前記状態変化を判断する請求項２又は請求項３に記載の射出成形機。
【請求項５】
前記コンバータ部はＰＷＭ方式で駆動される構成である請求項１〜請求項４の何れか一項に記載の射出成形機。
【請求項６】
前記電源の電圧位相を検出する電圧位相検出部を備え、
前記電源の角周波数は、前記電圧位相検出部の検出に基づいて求められる請求項１〜請求項５の何れか一項に記載の射出成形機。
【請求項７】
前記推定角周波数は、前記交流電力が伝達される前記コンバータ部の電流経路で検出された電流値に基づいて計算される請求項１〜請求項６の何れか一項に記載の射出成形機。
【請求項８】
力率を目標力率に合わせる制御を伴って電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、
前記電源の角周波数と前記コンバータ部の制御信号から求められる前記電源の推定角周波数とのズレを計算するズレ計算部と、
を備えるコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率を目標力率に合わせる制御を伴って電力を変換するコンバータ部を有する射出成形機およびコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には力率改善機能および回生機能を備えたコンバータ部を有する射出成形機が開示されている。さらに、特許文献１には、コンバータ部に設けられた電源ラインの断線の検出機能について開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−１５４４９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来のコンバータ部に設けられた断線検出機能は、コンバータ部に入力される交流電流値をｄ−ｑ変換し、変換された電流値の列をフィルタ回路に通し、フィルタ演算された値によって断線の検出を行うものであった。
【０００５】
力率改善機能を有するコンバータ部は、整流素子としてトランジスタを用いたブリッジ回路を備え、ブリッジ回路のトランジスタを駆動して直流電力から交流電力へ或いはその逆の変換を行う。ブリッジ回路の制御部は、コンバータ部の交流電流をｄ−ｑ変換して制御信号を生成する。よって、上記従来の断線検出に必要なｄ−ｑ変換は、ブリッジ回路の制御部のｄ−ｑ変換と流用できる。しかしながら、上記従来の断線検出機能では、さらに、一次遅れフィルタ等の演算を行うフィルタ回路が必要であった。
【０００６】
本発明は、フィルタ回路が不要であり、より簡単な構成でコンバータ部の状態変化を監視できる射出成形機、並びにそのコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る射出成形機は、
モータと、
前記モータを駆動するインバータ部と、
力率を目標力率に合わせる制御を伴って電源から供給される交流電力を前記インバータ部へ供給される直流電力に変換するコンバータ部と、
前記電源の角周波数と前記コンバータ部の制御信号から求められる前記電源の推定角周波数とのズレを計算するズレ計算部と、
を備える構成とした。
【０００８】
本発明に係るコンバータは、
力率を目標力率に合わせる制御を伴って電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、
前記電源の角周波数と前記コンバータ部の制御信号から求められる前記電源の推定角周波数とのズレを計算するズレ計算部と、
を備える構成とした。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、フィルタ回路が不要であり、より簡単な構成でコンバータ部の状態変化を監視できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態の射出成形機の一部を示す構成図である。
【図２】図１の電流制御部の詳細を示す構成図である。
【図３】実施の形態のコンバータの出力を利用した応用例を示す図である。
【図４】回路異常が発生した際の推定角周波数のズレΔωを時系列に示したグラフの一例である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００１２】
図１は、本発明の実施の形態の射出成形機の一部を示す構成図である。
【００１３】
本発明の実施の形態の射出成形機１００は、コンバータ部１２０と、ＤＣリンク１３０と、インバータ部１４０と、モータ１５０と、制御部１６０とを備えている。コンバータ部１２０と制御部１６０とを組み合わせた構成が、本発明に係るコンバータの一例に相当する。射出成形機１００は、力率改善機能と回生機能とを有するコンバータ部１２０により、力率の向上と省エネルギー化とが図られている。電源１１０は、例えば、工場設備などの、射出成形機１００の外部に設けられた交流電源である。
【００１４】
モータ１５０は、射出成形機１００で使用されるモータであって、モータ１５０の減速時に回生電力が発生するものである。モータ１５０の具体例としては、型開閉用サーボモータが挙げられる。型開閉用サーボモータは、型締め装置を駆動し、可動プラテンを開閉することができる。可動プラテンの開閉によって、金型を閉じる型閉工程、金型を開く型開工程、金型を締め付ける型締め工程が行われる。
【００１５】
モータ１５０は、射出用サーボモータでもよいし、エジェクタ用サーボモータでもよい。射出用サーボモータは、その作動によって、加熱シリンダ内のスクリュを前進移動させることができる。スクリュの前進移動によって、スクリュ前方に溜まった溶融材料を金型キャビティ内に射出する射出工程が行われる。エジェクタ用モータは、その作動によって、エジェクタ軸を移動させることができる。エジェクタ軸の移動によって、成形品を金型から押し出す成形品突き出し工程が行われる。また、モータ１５０は、互いに並列に接続された複数のモータでもよい。
【００１６】
インバータ部１４０は、コンバータ部１２０からＤＣリンク１３０を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力によりモータ１５０を駆動する。具体的には、インバータ部１４０は、コンバータ部１２０から出力されＤＣリンク１３０を介して供給される直流電流を、三相交流電流に変換する。また、インバータ部１４０は、モータ１５０によって発生した交流の回生電力を直流の回生電力に変換し、変換した直流の回生電力をＤＣリンク１３０およびコンバータ部１２０に供給する。具体的には、インバータ部１４０は、モータ１５０から供給される三相交流電流を、直流電流に変換する。インバータ部１４０は、例えば６個のパワートランジスタで構成される三相ブリッジ回路を含むものであるとよい。
【００１７】
ＤＣリンク１３０は、コンバータ部１２０の直流出力側とインバータ部１４０の直流入力側との間に設けられた直流電力の経路であって、一対の直流電源ライン１３１と、平滑コンデンサ１３２とを備えている。直流電源ライン１３１は、コンバータ部１２０とインバータ部１４０と平滑コンデンサ１３２との間を流れる直流電流の伝達経路である。平滑コンデンサ１３２は、直流電源ライン１３１の直流電圧を平滑させるキャパシタである。平滑コンデンサ１３２の具体例としては、電解コンデンサが挙げられる。ＤＣリンク１３０のＤＣリンク電圧Ｖｄｃは、平滑コンデンサ１３２の両端電圧に相当する。
【００１８】
コンバータ部１２０は、力率改善機能と回生機能とを有し、交流電力から直流電力への変換或いは直流電力から交流電力への変換を行う。具体的には、モータ１５０の力行時、コンバータ部１２０は電源１１０から供給される交流電力を直流電力へ変換し、この直流電力をＤＣリンク１３０を介してインバータ部１４０へ送る。一方、モータ１５０の回生時、コンバータ部１２０はＤＣリンク１３０を介してインバータ部１４０から戻される直流の回生電力を交流の回生電力に変換し、この回生電力を電源１１０へ戻す。これらの電力変換の処理は、コンバータ部１２０の力率を目標力率（例えば「１」）に合わせる制御を伴って行われる。具体的には、コンバータ部１２０は、電源１１０から入力する電流の波形、或いは回生時に電源１１０へ出力する電流の波形が、電源１１０の交流電圧に位相を合せた正弦波になるように制御される。
【００１９】
コンバータ部１２０は、ヒューズ１２１と、ＬＣフィルタ１２２と、電流センサ１２３と、ブリッジ回路１２４と、電源ライン１２５とを有している。
【００２０】
ヒューズ１２１は、電源ライン１２５の各相に直列に挿入されている。ヒューズ１２１が溶断することによって、電源ライン１２５に過電流が流れることを防止できる。
【００２１】
ＬＣフィルタ１２２は、電源ライン１２５に流れる電流の高調波成分を抑制する。ＬＣフィルタ１２２は、例えば、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に直列に挿入された複数のリアクトルの間にコンデンサ（キャパシタ）が接続されて構成される。ＬＣフィルタ１２２は、例えば各相に一端が接続された複数のコンデンサが中性点で共通接続されるＹ結線構成を有している。なお、ＬＣフィルタ１２２は、図１の構成に限られず、例えば、各相間にコンデンサが挿入されるΔ結線構成でもよいし、各相に直列にリアクトルのみが挿入される構成でもよい。
【００２２】
電流センサ１２３は、電源ライン１２５に流れる交流電流の電流値を検出する。電流センサ１２３は、三相の電源ライン１２５のうち二相の電源ラインで検出される各電流値に応じた検出信号を出力し、例えば、Ｕ相で検出されるＵ相電流ＩｕｆｂおよびＶ相で検出されるＶ相電流Ｉｖｆｂに応じた各検出信号を出力する。
【００２３】
ブリッジ回路１２４は、モータ１５０の力行時、電源ライン１２５に流れる交流電流を直流電流に変換し、変換した直流電流をＤＣリンク１３０に供給する。一方、ブリッジ回路１２４は、モータ１５０の回生時、ＤＣリンク１３０から供給される直流電流を交流電流に変換し、変換した交流電流を電源ライン１２５に供給する。ブリッジ回路１２４は、例えば図示のように、６個のパワートランジスタを整流素子として含む三相ブリッジ回路を含み、制御部１６０の制御により各パワートランジスタがオン／オフされることで、上述した変換の処理を行う。
【００２４】
電源ライン１２５は、電源１１０とブリッジ回路１２４との間を接続する電力ラインであって、ブリッジ回路１２４から供給される交流電力が伝達する。電源ライン１２５は、例えば、Ｕ、Ｖ、Ｗの三相の電流経路から構成されている。
【００２５】
なお、コンバータ部１２０の力行時の電流経路と回生時の電流経路は共通しているが、コンバータ部１２０の力行時の電流経路と回生時の電流経路とは別個に設けられ、これらが並列された構成としてもよい。この場合、ヒューズは両方の電流経路に挿入される。また、力行時と回生時との両方で力率改善を行う場合には、両方の電流経路にトランジスタによるブリッジ回路が挿入される。
【００２６】
制御部１６０は、例えば、マイクロコンピュータを中心に構成された演算制御回路である。制御部１６０は、例えば、ＣＰＵ、制御プログラムを格納するＲＯＭ等の補助記憶装置、演算結果等を格納するＲＡＭ等の読み書き可能な主記憶装置、タイマ、カウンタ、入力インターフェース、出力インターフェースを有している。
【００２７】
制御部１６０は、コンバータ部１２０の力率を目標力率（例えば「１」）に近づけるように、具体的には、電源ライン１２５に流れる交流電流の波形が、電源１１０の交流電圧の位相に同期した正弦波になるように、ブリッジ回路１２４を制御する。より具体的には、コンバータ部１２０はＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式で駆動される。すなわち、制御部１６０は、ＰＷＭ信号生成部１６５によって生成されるＰＷＭ信号によってブリッジ回路１２４を制御する。
【００２８】
制御部１６０は、ブリッジ回路１２４を動作させる構成として、電圧位相検出部１６１と、積分器１６１ｂと、ｄ−ｑ変換部１６２と、電圧制御部１６３と、電流制御部１６４と、ＰＷＭ信号生成部１６５とを有している。また、制御部１６０は、コンバータ部１２０の状態変化を監視するための構成として、角周波数推定部１７０と、ズレ計算部としての減算器１８０とを有している。
【００２９】
ｄ−ｑ変換部１６２は、電流センサ１２３によって検出されたＵ相電流ＩｕｆｂおよびＶ相電流Ｉｖｆｂをｄ−ｑ変換することによって、ｄ−ｑ変換結果であるｄ軸成分の電流値Ｉｄｆｂおよびｑ軸成分の電流値Ｉｑｆｂを出力する。なお、電流センサ１２３は、Ｗ相電流Ｉｗｆｂを検出し、ｄ−ｑ変換部１６２は、Ｗ相電流Ｉｗｆｂ（図２）を加えてｄ−ｑ変換してもよい。
【００３０】
電圧制御部１６３は、所定の電圧指令値ＵｃｍｄとＤＣリンク１３０で検出されたＤＣリンク電圧Ｖｄｃとの誤差に基づいて、この誤差をゼロに収束させるように、ｄ軸成分の電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆを生成する。電圧指令値Ｕｃｍｄは、例えば一定の電圧値に設定される。電圧指令値Ｕｃｍｄは、上位のコントローラから供給されるようにしてもよいし、制御部１６０が生成するようにしてもよい。モータ１５０の力行時には、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが電圧指令値Ｕｃｍｄに対して正負の一方に振れることが多くなる。これにより、電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆが正の値となってインバータ部１４０へ電流が出力される。モータ１５０の回生時には、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが電圧指令値Ｕｃｍｄに対して逆方に振れることが多くなる。これにより、電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆが負の値となってインバータ部１４０からコンバータ部１２０へ電流が戻される。
【００３１】
電流制御部１６４は、ｄ−ｑ変換部１６２から供給されるｄ軸成分の電流値Ｉｄｆｂおよびｑ軸成分の電流値Ｉｑｆｂと、電圧制御部１６３から供給される電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆとを入力する。そして、これらに基づいて、電流制御部１６４は、ｄ軸成分の電圧指令値ｖｄｃとｑ軸成分の電圧指令値ｖｑｃとを生成する。ｑ軸成分の電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆは、力率が「１」になるようにゼロに設定される。電流制御部１６４の詳細は後述する。
【００３２】
電圧位相検出部１６１は、電源ライン１２５の各相の電圧位相を検出することによって交流電圧の角周波数ωを出力する。
【００３３】
積分器１６１ｂは、電圧位相検出部１６１から出力された角周波数ωの値を時間で積分し、電源１１０の位相角θを出力する。
【００３４】
ＰＷＭ信号生成部１６５は、積分器１６１ｂから送られた位相角θと、電流制御部１６４から供給されるｄ−ｑ軸の電圧指令値ｖｄｃ、ｖｑｃとに基づいて、ブリッジ回路１２４内のパワートランジスタのゲートを駆動する３相のＰＷＭ信号を生成する。
【００３５】
図２は、電流制御部の詳細を示す構成図である。
【００３６】
電流制御部１６４は、ｄ軸成分の演算を行うＰＩ演算器６４１、乗算器６４３、および加算器６４５と、ｑ軸成分の演算を行うＰＩ演算器６４２、乗算器６４４、および加減算器６４６とを備える。
【００３７】
ＰＩ演算器６４１は、検出されたｄ軸成分の電流値Ｉｄｆｂと電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆとの差をゼロに近づけるため、この差に比例ゲイン演算と積分演算とを行って演算結果ｖｄｃ＿ＰＩを出力する。
【００３８】
乗算器６４３は、検出されたｑ軸成分の電流値Ｉｑｆｂに値”ωＬ”を乗算して加算器６４５へ出力する。値”ωＬ”は、電圧位相検出部１６１により検出された電源１１０の各相電圧の角周波数”ω”と、電源ライン１２５の各相に設けられたリアクトルのインダクタンス値”Ｌ”とを乗算した値である。
【００３９】
加算器６４５は、ＰＩ演算器６４１の出力と乗算器６４３の出力と参照電圧値Ｖｄとを加算して、ｄ軸成分の最終的な電圧指令値ｖｄを生成する。参照電圧値Ｖｄは、電源１１０の電圧をｄ−ｑ変換したｄ軸成分の電圧を示し、電源１１０の電圧実効値に該当する。
【００４０】
他方のＰＩ演算器６４２は、検出されたｑ軸成分の電流値Ｉｑｆｂと電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆとの差をゼロに近づけるために、この差に比例ゲイン演算と積分演算とを行って、演算結果ｖｑｃ＿ＰＩを出力する。
【００４１】
乗算器６４３は、検出されたｄ軸成分の電流値Ｉｄｆｂに値”ωＬ”を乗算して加算器６４５へ出力する。値”ωＬ”は上記の説明の通りである。
【００４２】
加減算器６４６は、ＰＩ演算器６４２の出力と参照電圧値Ｖｑとを加算し、この加算の結果から乗算器６４４の出力を減算して、ｑ軸成分の最終的な電圧指令値ｖｑを生成する。参照電圧値Ｖｑは、電源１１０の電圧をｄ−ｑ変換したｑ軸成分の電圧を示し、この実施の形態ではゼロとなる。
【００４３】
ＰＷＭ信号生成部１６５は、図２に示すように、ＵＶＷ変換部６５１と、ＰＷＭコンバータ６５２とを有する。ＵＶＷ変換部６５１は、積分器１６１ｂから入力された電源１１０の位相角θに応じて電圧指令値ｖｄｃ、ｖｑｃをＵ、Ｖ、Ｗの各相の電圧指令値に変換する。ＰＷＭコンバータ６５２は、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電圧指令値に応じてブリッジ回路１２４のパワートランジスタのゲートを駆動するＰＷＭ信号を生成する。
【００４４】
続いて、制御部１６０によるコンバータ部１２０の駆動制御処理について説明する。
【００４５】
先ず、コンバータ部１２０の電源ライン１２５の電圧方程式は、次式（１）のように表わされる。この式は、電源ライン１２５のＵ、Ｖ、Ｗの三相の入力電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）、電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）の変化によるＬＣフィルタ１２２の電圧降下、および電源ライン１２５の出力電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）の各瞬時値の関係を、ｄ−ｑ変換したものである。
【００４６】
【数１】
0006656954.tif 000002
ここで、ＲはＬＣフィルタ１２２の各相のリアクトルの抵抗値、ＬはＬＣフィルタ１２２の各相のインダクタンス値、ωは電源１１０の角周波数である。また、ｖｄ、ｖｑはブリッジ回路１２４へ供給される三相の出力電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗをｄ−ｑ変換した値を示す。ｉｄ、ｉｑは三相の電源ライン１２５の電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄ−ｑ変換した値を示す。Ｖｄは電源１１０から入力される電圧をｄ−ｑ変換したｄ軸成分を示す。Ｖｄは電源１１０の電圧の実効値と同値である。理論上のｄ−ｑ軸は、電源１１０の角周波数と合致しているため、右辺第４項のｑ軸成分の電圧値（実効値Ｖｑ）はゼロとなっている。
【００４７】
式（１）の電圧方程式において、容量成分による電圧降下の項が省略されているのは、ＬＣフィルタ１２２のコンデンサが電源周波数帯域で非常に小さなインピーダンスしか持たず無視できることによる。
【００４８】
また、式（１）において、リアクトルの抵抗成分ＲはインピーダンスωＬに比べて非常に小さい。また、ｄ軸およびｑ軸の電流成分の変化量は他項に比べて非常に小さい。このため、式（１）の右辺第１項と右辺第２項とは無視できる。よって、電源ライン１２５の電圧方程式は、次式（２）のように表わすことができる。
【数２】
0006656954.tif 000003
【００４９】
一方、電流制御部１６４は、式（２）に従って、電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ、Ｉｑ＿ｒｅｆを電圧指令値ｖｄｃ、ｖｑｃに変換する。電流制御部１６４の各入出力値を、図２の回路に従って加減算すると、次式（３）のようになる。
【数３】
0006656954.tif 000004
ここで、Ｉｄｆｂ、Ｉｑｆｂは、電源ライン１２５から検出された電流Ｉｕｆｂ、Ｉｖｆｂをｄ−ｑ変換した値、ｖｄｃ＿ＰＩ、ｖｑｃ＿ＰＩはＰＩ演算器６４１、６４２の出力、ωは電圧位相検出部１６１により検出された電源１１０の角周波数である。また、右辺第３項の｛Ｖｄ、０｝は、電流制御部１６４の外部から与えられる参照電圧である。
【００５０】
式（３）において、検出された電流値Ｉｄｆｂ、Ｉｑｆｂが、実際の電流値ｉｄ、ｉｑと同値となり、出力電圧ｖｄ、ｖｑが電圧指令値ｖｄｃ、ｖｑｃと同値となったとする。この条件で、式（３）と式（２）とを比較すると、ＰＩ演算器６４１、６４２の出力ｖｄｃ＿ＰＩ、ｖｑｃ＿ＰＩがゼロであるときに、両式が一致することがわかる。
【００５１】
ＰＩ演算器６４１、６４２は、ＰＩ（比例・積分）演算により、電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ、Ｉｑ＿ｒｅｆに追従して、出力ｖｄｃ＿ＰＩ、ｖｑｃ＿ＰＩが速やかにゼロに収束するように演算を行う。出力ｖｄｃ＿ＰＩ、ｖｑｃ＿ＰＩがゼロとなれば、電流制御部１６４が出力する電圧指令値ｖｄｃ、ｖｑｃは、電圧方程式（２）の出力電圧ｖｄ、ｖｑに合致した値となる。電圧指令値ｖｄｃ、ｖｑｃは、ＰＷＭ信号生成部１６５へ出力され、ＰＷＭ信号生成部１６５は、電圧指令値ｖｄｃ、ｖｑｃを満たすようにブリッジ回路１２４を駆動する。
【００５２】
このような制御処理により、検出された電流値Ｉｄｆｂ、Ｉｑｆｂが速やかに電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆ、Ｉｑ＿ｒｅｆに収束するようなコンバータ部１２０の駆動が実現する。電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆがゼロに設定されていることで、力率が目標力率「１」になるようにコンバータ部１２０が動作する。
【００５３】
続いて、制御部１６０の角周波数推定部１７０と減算器１８０について説明する。
【００５４】
角周波数推定部１７０は、電流制御部１６４の制御信号から電源１１０の推定角周波数ωＳを演算する。角周波数推定部１７０は、演算器１７１と、比例増幅器１７２と、加算器１７３と、積分器１７４とを有する。
【００５５】
演算器１７１は、電流制御部１６４のＰＩ演算器６４１、６４２の出力ｖｄｃ＿ＰＩ、ｖｑｃ＿ＰＩから、推定角周波数ωＳの変化量Δθを演算する。この演算方法の詳細は後述する。
【００５６】
比例増幅器１７２は、角周波数推定部１７０の動作周波数に基づいて、変化量Δθを角周波数の単位に換算する比例演算を行って、推定角周波数の補正量ΔωＳを出力する。
【００５７】
加算器１７３は、１回の演算ステップ前に保持された補正前の推定角周波数ωＳ＊に、補正量ΔωＳを加算して補正後の推定角周波数ωＳを計算する。補正後の推定角周波数ωＳは、後段へ出力される一方、次の演算ステップの補正前の推定角周波数ωＳ＊として保持される。
【００５８】
積分器１７４は、推定角周波数ωＳを時間で積分して、推定される位相角θＳを計算する。
【００５９】
減算器１８０は、電圧位相検出部１６１が検出した電源１１０の角周波数ωと、角周波数推定部１７０の推定角周波数ωＳとのズレΔωを算出し、これを外部の上位のコントローラ等へ出力する。
【００６０】
続いて、演算器１７１の演算処理の内容について説明する。
【００６１】
上述した式（１）、（２）の電圧方程式を、制御部１６０の値を用いて表すと、次式（４）、（５）のようになる。
【００６２】
【数４】
0006656954.tif 000005
【００６３】
制御部１６０が推定したｄ軸およびｑ軸の位相角は、電源１１０の実際のｄ軸およびｑ軸の位相角と僅かな差が生じる。このため、式（４）、（５）の右辺最後の項は、位相角の差Δθを反映した入力電圧を表わしている。
【００６４】
ここで、式（５）をΔθについてまとめると、次式（６）が得られる。また、式（６）を式（３）に従って出力ｖｄｃ＿ＰＩ、ｖｑｃ＿ＰＩを用いて表すと、続く式（７）が得られる。
【００６５】
【数５】
0006656954.tif 000006
【００６６】
制御部１６０は、電源１１０のｄ軸およびｑ軸の位相角が実際値と一致するように制御することから、位相角の差Δθは、推定角周波数ωＳの変化量を表わす値となる。
【００６７】
演算器１７１は、式（７）に従って、ＰＩ演算器６４１、６４２の出力ｖｄｃ＿ＰＩ、ｖｑｃ＿ＰＩと、電源１１０の電圧実効値Ｖｄとを用いて、推定角周波数ωＳの変化量Δθを計算する。具体的には、演算器１７１は、ルックアップテーブルを用いることで、式（７）の演算を行うことができる。
【００６８】
制御部１６０は、電源１１０の角周波数ωに対して高速で動作するので、推定角周波数ωＳの変化量Δθは十分に小さくなる。この条件を、式（６）、（７）に適応すると、次式（８）、（９）のように表わすことができる。
【数６】
0006656954.tif 000007
【００６９】
よって、演算器１７１は、式（７）の代わりに、式（９）を用いて推定角周波数ωＳの変化量Δθを計算するようにしてもよい。この場合、ルックアップテーブルを用いずに、より簡単な回路の構成で演算を行うことができる。
【００７０】
図３は、実施の形態のコンバータを用いた応用例を示す図である。図４は、回路異常が発生した際の推定角周波数ωＳのズレΔωを時系列に示したグラフの一例である
【００７１】
減算器１８０が計算した推定角周波数ωＳと実際値ωとのズレΔωは、コンバータ部１２０の様々な状態変化を監視する用途に利用できる。例えば、図３のように、減算器１８０は、計算したズレΔωを、コンバータ部１２０の電源ライン１２５の断線を判断する断線判断部１８１と、力率の低下を判断する力率低下判断部１８２とへ出力する構成としてもよい。断線判断部１８１は、本発明に係る異常判断部の一例に相当する。断線判断部１８１と力率低下判断部１８２とは上位のコントローラに含まれる構成としても、制御部１６０に含まれる構成としてもよい。
【００７２】
図４の前半部に示すように、コンバータ部１２０が標準的な動作をしていれば、ズレΔωはゼロの近傍を推移する。一方、コンバータ部１２０では、例えば、電源ライン１２５の断線、或いは、素子破壊によるＬＣフィルタ１２２の一部の抵抗増大など、潜在的に回路異常が生じる可能性を有している。このようにコンバータ部１２０に回路異常が生じると、図４の後半部に示すように、ズレΔωが大きくなって、閾値ｔｈ１、ｔｈ２を超えることになる。
【００７３】
断線判断部１８１は、例えばズレΔωに基づいて電源ライン１２５の断線の有り又は無しを判断する。具体的には、断線判断部１８１は、ズレΔωと第１閾値ｔｈ１および第２閾値ｔｈ２とを比較して、ズレΔωが第１閾値ｔｈ１を上回るか、第２閾値ｔｈ２を下回るかした場合に、電源ライン１２５の断線と判断すればよい。また、第１閾値ｔｈ１から第２閾値ｔｈ２までを基準範囲として、断線判断部１８１は、ズレΔωが所定期間、基準範囲を外れた場合に、断線と判断するようにしてもよい。
【００７４】
力率低下判断部１８２は、ズレΔωに基づいてコンバータ部１２０の力率低下の有り又は無しを判断する。具体的には、力率低下判断部１８２は、ズレΔωと図示略の第３閾値ｔｈ３および第４閾値ｔｈ４とを比較して、ズレΔωが第３閾値ｔｈ３を上回るか、第４閾値ｔｈ４を下回るかした場合に、力率低下と判断すればよい。なお、第３閾値ｔｈ３から第４閾値ｔｈ４を基準範囲として、断線判断部１８１は、所定期間、ズレΔωが基準範囲を外れた場合に、力率低下と判断するようにしてもよい。
【００７５】
このような制御処理によって、上位のコントローラは、電源ライン１２５の断線或いはコンバータ部１２０の力率低下などの状態変化が生じたときに、これを速やかに検出して、例えば、コンバータ部１２０に供給されている電源１１０を切断したり、射出成形機１００の異常が波及する部位を停止させたりするなど、異常に対処することができる。
【００７６】
以上のように、この実施の形態の射出成形機１００およびコンバータによれば、角周波数推定部１７０と減算器１８０が推定角周波数ωＳと実際値ωとのズレΔωを計算する。コンバータ部１２０に断線または力率低下などの状態変化が生じた場合、ズレΔωの値はこのような状態変化を反映して速やかに変化する。このため、制御部１６０に接続された上位コントローラは、計算されたズレΔωの値を用いて、コンバータ部１２０の状態変化を速やかに判定することができる。さらに、角周波数推定部１７０と減算器１８０とはフィルタ回路を要さない簡単な回路構成により実現できる。よって、ズレΔωの演算機能は容易に制御部１６０へ追加できる。
【００７７】
さらに、この実施の形態の射出成形機１００およびコンバータによれば、コンバータ部１２０がＰＷＭ方式で駆動される。よって、コンバータ部１２０を駆動制御するための制御値を流用して、ズレΔωの計算を簡単に行うことができる。具体的には、電流制御部１６４のＰＩ演算器６４１、６４２の出力ｖｄｃ＿ＰＩ、ｖｑｃ＿ＰＩを流用して、推定角周波数ωＳを簡単に求めることができる。
【００７８】
また、この実施の形態の射出成形機１００およびコンバータによれば、電源１１０の電圧位相の検出から求められる電源１１０の角周波数ωと推定角周波数ωＳとの差を、推定角周波数ωＳのズレΔωとして計算する。よって、簡単な構成でズレΔωを計算し、コンバータ部１２０の状態変化を正確に判定することができる。
【００７９】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明は上記の実施の形態に限られるものではない。例えば、上記実施の形態では、電源の角周波数ωから推定角周波数ωＳを減算してズレΔωを求めている。しかしながら、電源１１０の位相角θとブリッジ回路１２４を駆動する位相角とは同期するように制御されることから、推定角周波数ωＳのズレは位相角θのズレとなって表れる。従って、位相角θ、θＳの差を推定角周波数ωＳのズレΔωとして求めてもよい。
【００８０】
また、コンバータ部の制御方式は、ＰＷＭ方式に限られず、例えばＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）方式としてもよい。さらに、本発明に係る射出成形機において、モータの種類は上述の種類に制限されることはなく、様々な種類のモータを適用してもよい。また、本発明に係るコンバータは、交流電力と直流電力とを変換するものであれば、どのような装置に適用されてもよい。
【符号の説明】
【００８１】
１００  射出成形機
１１０  電源
１２０  コンバータ部
１２１  ヒューズ
１２２  ＬＣフィルタ
１２３  電流センサ
１２４  ブリッジ回路
１２５  電源ライン
１３０  ＤＣリンク
１４０  インバータ部
１５０  モータ
１６０  制御部
１６１  電圧位相検出部
１６１ｂ、１７４  積分器
１６２  ｄ−ｑ変換部
１６３  電圧制御部
１６４  電流制御部
１６５  ＰＷＭ信号生成部
１７０  角周波数推定部
１７１  演算器
１７２  比例増幅器
１７３  加算器
１８０  減算器（ズレ計算部）
６４１、６４２  ＰＩ演算器
６４３、６４４  乗算器
ω  角周波数
ωＳ  推定角周波数
Δω  ズレ
Ｉｄ＿ｒｅｆ、Ｉｑ＿ｒｅｆ  電流指令値
ｖｄｃ、ｖｑｃ  電圧指令値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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