(57)【要約】【課題】本発明は、過負荷や負荷急増などの過渡状態において、電流検出回路を不要としながら不連続モードを維持することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。【解決手段】上記の目的を達成するために、本発明では、直流入力電圧を供給され、スイッチ５とインダクタ４と整流手段と平滑手段とを有し、前記スイッチ５のオンオフ動作によって前記インダクタ４に発生する電圧を前記整流手段と前記平滑手段によって整流平滑して出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記出力を制御するために前記スイッチをオンオフするとともに、前記インダクタの電圧を検出し、少なくとも前記整流手段の導通時には前記スイッチをオフとする制御部を有する。この構成により、過負荷や負荷急増などの過渡状態において、電流検出回路を不要としながら不連続モードを維持することができる。【選択図】図１
2008228417.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を供給され、スイッチとインダクタと整流手段と平滑手段とを有し、前記スイッチのオンオフ動作によって前記インダクタに発生する電圧を前記整流手段と前記平滑手段によって整流平滑して出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記出力を制御するために前記スイッチをオンオフするとともに、前記インダクタの電圧を検出し、少なくとも前記整流手段の導通時には前記スイッチをオフとする制御部を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記インダクタの一端に前記直流入力電圧が印加され、前記インダクタの他端と接地電位間に前記スイッチが接続され、前記スイッチの両端電圧を整流平滑するように前記整流手段と前記平滑手段が構成された昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記制御部は、
前記インダクタと前記スイッチとの接続点の電位が、前記平滑手段からの出力電圧より小さく前記直流入力電圧以上の範囲に設定された所定値以下になるとオン許可信号を出力する検出回路と、
前記オン許可信号がアクティブの時にのみ前記スイッチをオンする駆動回路と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、
前記駆動パルスの立下りに同期したワンショットパルスを出力する立下り検出回路と、
前記インダクタと前記スイッチとの接続点の電位が、前記平滑手段からの出力電圧より小さく前記直流入力電圧以上の範囲に設定された所定値以下の時にアクティブとなる信号を出力する比較回路と、
前記比較回路の出力でセットされ、前記ワンショットパルスでリセットされて前記オン許可信号を出力するラッチ回路を備え、
前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンすることを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、
前記インダクタと前記スイッチとの接続点の電位を積分した積分信号を出力する積分回路と、
前記積分信号が前記平滑手段からの出力電圧より小さく前記直流入力電圧以上の範囲に設定された所定値以下の時にアクティブとなるオン許可信号を生成する比較回路を備え、
前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンすることを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記スイッチの一端に前記直流入力電圧を印加され、前記スイッチの他端と接地電位間に前記インダクタが接続され、前記スイッチのオフ期間中の前記インダクタの両端電圧を整流平滑するように前記整流手段と前記平滑手段が構成された反転型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記制御部は、
前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位が、前記平滑手段からの出力電圧より高く接地電位以下の範囲に設定された所定値以上になるとオン許可信号を出力する検出回路と、
前記オン許可信号がアクティブの時にのみ前記スイッチをオンする駆動回路と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、
前記駆動パルスの立下りに同期したワンショットパルスを出力する立下り検出回路と、
前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位が、前記平滑手段からの出力電圧より高く接地電位以下の範囲に設定された所定値以上の時にアクティブとなる信号を出力する比較回路と、
前記比較回路の出力でセットされ、前記ワンショットパルスでリセットされて前記オン許可信号を出力するラッチ回路を備え、
前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンすることを特徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、
前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位を積分した積分信号を出力する積分回路と、
前記積分信号が前記平滑手段からの出力電圧より高く接地電位以下の範囲に設定された所定値以上の時にアクティブとなるオン許可信号を生成する比較回路を備え、
前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンすることを特徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記スイッチの一端に前記直流入力電圧を印加され、前記スイッチの他端と接地電位間に前記整流手段が接続され、前記スイッチと前記整流手段の接続点に前記インダクタの一端が接続され、前記インダクタの他端の電位を平滑するように前記平滑手段が接続された降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記制御部は、
前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位が、接地電位より高く前記平滑手段からの出力電圧以下の範囲に設定された所定値以上になるとオン許可信号を出力する検出回路と、
前記オン許可信号がアクティブの時にのみ前記スイッチをオンする駆動回路と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、
前記駆動パルスの立下りに同期したワンショットパルスを出力する立下り検出回路と、
前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位が、接地電位より高く前記平滑手段からの出力電圧以下の範囲に設定された所定値以上の時にアクティブとなる信号を出力する比較回路と、
前記比較回路の出力でセットされ、前記ワンショットパルスでリセットされて前記オン許可信号を出力するラッチ回路を備え、
前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンすることを特徴とする請求項８記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、
前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位を積分した積分信号を出力する積分回路と、
前記積分信号が接地電位より高く前記平滑手段からの出力電圧以下の範囲に設定された所定値以上の時にアクティブとなるオン許可信号を生成する比較回路を備え、
前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンすることを特徴とする請求項８記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
直流入力電圧を供給され、スイッチとインダクタと整流手段と平滑手段と制御部を有し、前記スイッチのオンオフ動作によって前記インダクタに発生する電圧を前記整流手段と前記平滑手段によって整流平滑して出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記出力を制御するために前記スイッチをオンオフする制御部は、
前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路と、前記駆動パルスの立下りに同期したワンショットパルスを出力する立下り検出回路と、前記整流手段が非導通である時にアクティブとなる信号を出力する検出回路と、前記検出回路の出力でセットされて前記ワンショットパルスでリセットされるラッチ回路と、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンする駆動回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器に直流電圧を供給する電源回路に関し、特に不連続モードで動作するスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、高効率な電力変換特性から多くの電子機器の電源回路として用いられている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータの一例として、入力電圧より高い出力電圧を生成することができる昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を図７に示す。図７において、１は入力端子であって入力電圧Vinが印加される。２は出力端子であって出力電圧Voutを負荷３に供給する。４はインダクタであり、一端を入力端子に接続される。インダクタ４のインダクタンスをLとする。５はスイッチであり、オン時にインダクタ４の他端を接地電位に短絡する。スイッチ５はスイッチング周期Tでオンオフ動作を繰り返し、オン時間をTonとする。６はダイオードであり、アノードをインダクタ４の他端に接続される。７は出力キャパシタであり、ダイオード６のカソード電位を平滑し、出力端子２へ出力電圧Voutを供給する。８は抵抗対であり、出力電圧Voutを抵抗分割した出力検出電圧を出力する。９は誤差増幅器であり、出力検出電圧Vsoと基準電圧Vrefとの誤差を増幅した誤差電圧Veを出力する。１０はPWM回路であり、誤差電圧Veを所定の周期と振幅を有する発振電圧OSCと比較し、駆動パルスを生成する。昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチ５が駆動パルスに従ってオンオフ動作を繰り返すことによって、インダクタ４に磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返す。即ち、スイッチ５のオン時にインダクタ４に蓄積されたエネルギーが、スイッチ５のオフ時にダイオード６を介して出力キャパシタ７を充電電流として放出される。この充電電流の平均値が出力端子２から負荷３へ供給される出力電流Ioとなる。
【０００４】
スイッチ５のオン時には、インダクタ４及びスイッチ５に増加する電流が流れ、スイッチ５のオフ時には、インダクタ４及びダイオード６に減少する電流が流れる。スイッチ５のオフ時間中に、インダクタ電流がゼロに至らずにスイッチ５がターンオンする動作を連続モード（ＣＣＭ：Continuous Conductive Mode）という。スイッチ５の１スイッチング周期Tに占めるオン時間Tonの割合をデューティ比δ（＝Ton／T）と呼び、連続モードにおける昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧の関係は、各構成部品の抵抗成分を無視すると、次式で表される。
【０００５】
Vout＝Vin／(1−δ)                                                    （１）
出力電圧Voutは抵抗対８で検出され、誤差増幅器９で基準電圧Vrefと比較増幅される。誤差増幅器９が出力する誤差信号Veは出力検出電圧Vsoが基準電圧Vrefより高いと低下し、低いと上昇する。従ってPWM回路１０から出力される駆動パルスは、出力検出電圧Vsoが基準電圧Vrefより高いとパルス幅が短くなり、低いと長くなる。スイッチ５はこの駆動パルスに従ってオンオフするので、出力検出電圧Vsoが基準電圧Vrefより高いとデューティ比δが小さくなり、低いと大きくなる。結果、出力電圧Voutは、出力検出電圧Vsoが基準電圧Vrefと等しくなるように制御される。
【０００６】
一方、スイッチ５のオフ時間中に、インダクタ電流がゼロに至る動作を不連続モード（ＤＣＭ：Discontinuous Conductive Mode）という。不連続モードにおいては、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧の関係は次式で表される。
【０００７】
Vout＝Vin＋(δ・Vin)2・T／(2L・Io)                                    （２）
デューティ比δが大きくなると出力電圧Voutが上昇する傾向は連続モード同様なので、出力電圧Voutが、出力検出電圧Vsoと基準電圧Vrefが等しくなるように制御される動作も同様である。
【０００８】
昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータに限らずスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記のように、出力電流が大きいと連続モードで動作し、出力電流が小さくなると不連続モードで動作するのが一般的である。この２つのモードをもし同じ電力容量で動作させる場合、連続モードに比べてインダクタ電流のピーク値が大きくなる不連続モードは、抵抗成分による導通損失が大きいので効率面で不利である。しかし、電力容量の小さな出力仕様では、全負荷領域を不連続モードで動作するように設計する場合がある。詳細な説明は省略するが、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータのようなスイッチ５のオフ時間にのみ出力キャパシタを充電するような場合、連続モードより不連続モード動作の方が、出力安定化のための帰還系の位相補償が容易であり、安定性に優れることが知られている。さらには、スイッチ５に過電流保護を施す場合に、連続モードでは必要な電流検出が不連続モードでは不要になるといった利点がある。これは、インダクタ電流がスイッチ５のターンオン時にゼロから増加するため、インダクタ４に流れる電流のピーク値Ipはスイッチ５のオン時間Tonによって次式のように一義的に決定されるからである。
【０００９】
Ip＝Vin・Ton／L                                                       （３）
即ち、不連続モードでは、オン時間Tonを制限することによってインダクタ４に流れる電流のピーク値Ipの制限ができるため、電流検出をすることなく過電流保護を施すことができる。
【００１０】
さて、全負荷領域を不連続モードで動作するように設計する場合に問題となるのが、過負荷や負荷急増などの過渡状態において、不連続モードを維持することが困難なことである。スイッチ５のオフ時間におけるインダクタ電流ILoffは、式（４）のように表され、ピーク値Ipから傾き(Vout−Vin)／Lで減少する。インダクタ電流ILoffは、過負荷や負荷急増などで出力電圧Voutが低下すると、傾き(Vout−Vin)／Lが緩やかになり、スイッチ５のオフ時間内にゼロに至らなくなる可能性がある。
【００１１】
ILoff＝Ip−(Vout−Vin)・t／L                                          （４）
不連続モードを維持するために、インダクタ電流ILoffがゼロになるまではスイッチ５のターンオンを許さないようにする技術がある。例えば、特許文献１で開示されているＤＣ−ＤＣコンバータは、ダイオード６の電流がゼロになった後にスイッチ５をオンさせている。このダイオード６の電流を検出する技術を用い、ダイオード６に電流が流れている時はスイッチ５のオンを許さないＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を図８に示す。図８において、図７と同様の構成のものには同じ番号を付与し、その説明は省略する。図７の構成と異なるのは、ダイオード６のアノードに一端が接続された抵抗８０と、抵抗８０の他端にエミッタを接続され、ダイオード６のカソードにベースを接続されたPNPトランジスタ８１と、PNPトランジスタ８１のコレクタと接地間に接続された抵抗８２と、抵抗８２の電圧を所定値（接地電位）と比較するコンパレータ８３を有し、PWM回路１０Aが、コンパレータ８３の出力がLレベルの場合にはLを出力する機能を有する点である。
【００１２】
以下に、図８に示した従来のＤＣ−ＤＣコンバータが、不連続モードを維持する動作を説明する。まず、通常動作において、スイッチ５のオフ時間内にダイオード電流がゼロに至ると、ダイオード６の順方向電圧降下が無くなり、PNPトランジスタ８１がオフする。PNPトランジスタ８１がオフすると、抵抗８２には電流が流れなくなるので電圧は低下して所定値を下回り、コンパレータ８３はHレベルを出力してPWM回路１０Aをイネーブルにする。即ち、図７と同様の動作をする。
【００１３】
次に過負荷などで出力電圧Voutが低下し、ダイオードを流れるインダクタ電流の傾きが鈍化した場合の動作を説明する。インダクタ電流が流れ続けている限り、ダイオード６の順方向電圧降下はPNPトランジスタ８１のVbe以上に発生する。ダイオード６の順方向電圧降下とPNPトランジスタ８１のVbeとの電圧差に応じた電流が抵抗８０、トランジスタ８１、抵抗８２と流れ、コンパレータ８３はLレベルを出力する。コンパレータ８３の出力がLレベルであると、PWM回路１０Aの出力もLレベルを維持するので、スイッチ５はターンオンできない。スイッチ５がターンオンできるのは、インダクタ電流がゼロに至り、PNPトランジスタ８１がオンし、コンパレータ８３がHレベルを出力してPWM回路１０Aをイネーブルにするまでである。以上のような動作により、スイッチ５のオフ状態においては、インダクタ電流ILoffがゼロになるまではスイッチ５のターンオンを許さないようにすることによって、不連続モードを維持できる。
【特許文献１】特開平７−１７７７３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成は、インダクタ電流がゼロになるまでスイッチのターンオンを許さないようにすることによって不連続モードを維持するため、ダイオードを流れるインダクタ電流を検出するための電流検出回路が必要になる。インダクタ電流を直接検出するには検出抵抗が必要になり、損失が増大するといった問題がある。特許文献１のように間接的に電流を検出する方法は、ダイオードや同期整流回路も含む整流回路の種類によって、電流検出回路を適宜選択設計する必要がある。これでは過電流保護のための電流検出が不要という不連続モードの利点が損なわれる。
【００１５】
本発明は上記問題点を解決するもので、過負荷や負荷急増などの過渡状態において、電流検出回路を不要としながら不連続モードを維持することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記の目的を達成するために、本発明では、直流入力電圧を供給され、スイッチとインダクタと整流手段と平滑手段とを有し、前記スイッチのオンオフ動作によって前記インダクタに発生する電圧を前記整流手段と前記平滑手段によって整流平滑して出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記出力を制御するために前記スイッチをオンオフするとともに、前記インダクタの電圧を検出し、少なくとも前記整流手段の導通時には前記スイッチをオフとする制御部を有する。この構成により、過負荷や負荷急増などの過渡状態において、電流検出回路を不要としながら不連続モードを維持することができる。
【００１７】
具体的には、前記インダクタの一端に前記直流入力電圧が印加され、前記インダクタの他端と接地電位間に前記スイッチが接続され、前記スイッチの両端電圧を整流平滑するように前記整流手段と前記平滑手段が構成された昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記制御部は、前記インダクタと前記スイッチとの接続点の電位が、前記平滑手段からの出力電圧より小さく前記直流入力電圧以上の範囲に設定された所定値以下になるとオン許可信号を出力する検出回路と、前記オン許可信号がアクティブの時にのみ前記スイッチをオンする駆動回路を有する。
【００１８】
ここで、前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、前記駆動パルスの立下りに同期したワンショットパルスを出力する立下り検出回路と、前記インダクタと前記スイッチとの接続点の電位が、前記平滑手段からの出力電圧より小さく前記直流入力電圧以上の範囲に設定された所定値以下の時にアクティブとなる信号を出力する比較回路と、前記比較回路の出力でセットされ、前記ワンショットパルスでリセットされて前記オン許可信号を出力するラッチ回路を備え、前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンする構成としてもよい。
【００１９】
また、前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、前記インダクタと前記スイッチとの接続点の電位を積分した積分信号を出力する積分回路と、前記積分信号が前記平滑手段からの出力電圧より小さく前記直流入力電圧以上の範囲に設定された所定値以下の時にアクティブとなるオン許可信号を生成する比較回路を備え、前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンする構成としても同様の効果が得られる。
【００２０】
また、前記スイッチの一端に前記直流入力電圧を印加され、前記スイッチの他端と接地電位間に前記インダクタが接続され、前記スイッチのオフ期間中の前記インダクタの両端電圧を整流平滑するように前記整流手段と前記平滑手段が構成された反転型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記制御部は、前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位が、前記平滑手段からの出力電圧より高く接地電位以下の範囲に設定された所定値以上になるとオン許可信号を出力する検出回路と、前記オン許可信号がアクティブの時にのみ前記スイッチをオンする駆動回路を有する構成でもよい。
【００２１】
ここで、前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、前記駆動パルスの立下りに同期したワンショットパルスを出力する立下り検出回路と、前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位が、前記平滑手段からの出力電圧より高く接地電位以下の範囲に設定された所定値以上の時にアクティブとなる信号を出力する比較回路と、前記比較回路の出力でセットされ、前記ワンショットパルスでリセットされて前記オン許可信号を出力するラッチ回路を備え、前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンする構成としてもよい。
【００２２】
また、前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位を積分した積分信号を出力する積分回路と、前記積分信号が前記平滑手段からの出力電圧より高く接地電位以下の範囲に設定された所定値以上の時にアクティブとなるオン許可信号を生成する比較回路を備え、前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンする構成としても同様の効果が得られる。
【００２３】
また、前記スイッチの一端に前記直流入力電圧を印加され、前記スイッチの他端と接地電位間に前記整流手段が接続され、前記スイッチと前記整流手段の接続点に前記インダクタの一端が接続され、前記インダクタの他端の電位を平滑するように前記平滑手段が接続された降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記制御部は、前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位が、接地電位より高く前記平滑手段からの出力電圧以下の範囲に設定された所定値以上になるとオン許可信号を出力する検出回路と、前記オン許可信号がアクティブの時にのみ前記スイッチをオンする駆動回路を有する構成でもよい。
【００２４】
ここで、前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、前記駆動パルスの立下りに同期したワンショットパルスを出力する立下り検出回路と、前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位が、接地電位より高く前記平滑手段からの出力電圧以下の範囲に設定された所定値以上の時にアクティブとなる信号を出力する比較回路と、前記比較回路の出力でセットされ、前記ワンショットパルスでリセットされて前記オン許可信号を出力するラッチ回路を備え、前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンする構成としてもよい。
【００２５】
また、前記制御部は、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路を備え、前記検出回路は、前記スイッチと前記インダクタとの接続点の電位を積分した積分信号を出力する積分回路と、前記積分信号が接地電位より高く前記平滑手段からの出力電圧以下の範囲に設定された所定値以上の時にアクティブとなるオン許可信号を生成する比較回路を備え、前記駆動回路は、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンする構成としても同様の効果が得られる。
【００２６】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、制御部が、前記平滑手段からの出力と所望値との誤差に応じた誤差信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じてパルス幅を調整された駆動パルスを生成するPWM回路と、前記駆動パルスの立下りに同期したワンショットパルスを出力する立下り検出回路と、前記整流手段が非導通である時にアクティブとなる信号を出力する検出回路と、前記検出回路の出力でセットされて前記ワンショットパルスでリセットされるラッチ回路と、前記ラッチ回路の出力と前記駆動パルスがともにアクティブである時に前記スイッチをオンする駆動回路を備えた構成としてもよい。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インダクタ電圧を検出することによって、インダクタ電流がゼロになるまでスイッチのターンオンを禁止するため、インダクタ電流の検出を不要としながら不連続モードを維持することが可能である。このことは、電流検出が必要な従来の技術では、整流回路の種類によって、電流検出回路を適宜選択設計する必要があったが、本発明では、整流回路の種類は不問であるという効果も奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【００２９】
図１において、１は入力端子であって、入力電圧Vinが印加される。２は出力端子であって出力電圧Voutを負荷３に供給する。４はインダクタであり、一端を入力端子に接続される。５はスイッチであり、オン時にインダクタ４の他端を接地電位に短絡する。スイッチ５はスイッチング周期Tでオンオフ動作を繰り返し、オン時間をTon、オフ時間をToffとする。インダクタ４の他端とスイッチ５の接続点の電圧をVLxとする。６は整流手段であるダイオードであり、アノードをインダクタ４の他端に接続される。７は平滑手段である出力キャパシタであり、ダイオード６のカソード電位を平滑し、出力端子２へ出力電圧Voutを出力する。８は抵抗対であり、出力電圧Voutを抵抗分割した出力検出電圧Vsoを出力する。９は誤差増幅器であり、出力検出電圧Vsoと基準電圧Vrefとの誤差を増幅した誤差電圧Veを出力する。１０はPWM回路であり、誤差電圧Veを所定の周期と発振を有する発振電圧OSCと比較し、駆動パルスを生成する。１１は抵抗対であり、インダクタ４の他端の電圧を抵抗分割したインダクタ検出電圧Vsxを出力する。抵抗対１１の抵抗分割比は抵抗対８と等しく設定されているものとする。１２はコンパレータであり、インダクタ検出電圧Vsxと、出力検出電圧Vsoを比較する。１３はＲＳラッチであり、コンパレータ１２の出力でセットされる。１４は立下り検出回路であり、PWM回路１０が出力する駆動パルスの立下りに同期したワンショットパルスを出力し、ＲＳラッチ１３をリセットする。１５はANDゲートであり、RSラッチ１３の出力とPWM回路１０が出力する駆動パルスと論理積を生成してスイッチ５を駆動する。
【００３０】
図２はその要部動作波形図であり、インダクタ電流、インダクタ検出電圧Vsx、誤差電圧Ve、発振電圧OSC、PWM回路１０の出力、コンパレータ１２の出力、立下り検出回路１４の出力、ＲＳラッチ１３の出力、ANDゲート１５の出力を示す。以下に、図１と図２を用いて本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
【００３１】
まず、スイッチ５がオン状態にある時、インダクタ４には入力電圧Vinが印加されて電流が流れる。スイッチ５を流れるインダクタ電流の増加とともにインダクタ４にエネルギーが蓄積される。この時、PWM回路１０からの駆動パルスとRSラッチ１３の出力はともにHレベルである。PWM回路１０に入力される発振電圧OSCが誤差信号Veを上回ると、駆動パルスがLレベルになり、スイッチ５はターンオフする。この時、駆動パルスの立下りを検出した立下り検出回路１４はワンショットパルスを生成し、RSラッチ１３をリセットし、RSラッチ１３の出力はLレベルとなる。立下り検出回路１４において、ワンショットパルスのパルス幅を決める多段インバータの遅延時間は、RSラッチ１３のリセットを確定するのに十分な時間に設定されている。
【００３２】
スイッチ５がオフ状態にある時、インダクタの電流はダイオード６を介して減少しながら出力へ流れることにより、インダクタ４のエネルギーは放出されていく。この時、インダクタ４の電圧VLxは出力電圧Voutにダイオード６の順方向電圧が加算された電位となっており、コンパレータ１２はインダクタ検出電圧Vsxの方が出力検出電圧Vsoより高く、Lレベルを出力している。通常動作において、スイッチ５のオフ時間内にこのインダクタ電流がゼロになってダイオード６がオフすると、インダクタ４の電圧VLxは、出力電圧Voutとほぼ同電位の状態を初期条件として、インダクタ４のインダクタンスと寄生キャパシタンスとの共振状態に移行する。このVLxの共振は、減衰しながら入力電圧Vinに近づく。この共振状態の時、インダクタ検出電圧Vsxは、出力検出電圧Vsoより低くなるので、コンパレータ１２はHレベルを出力してRSラッチ１３をセットする。RSラッチ１３はHレベルを出力するので、ANDゲート１５から出力されるのは、PWM回路１０の出力する駆動パルスとなる。駆動パルスがHレベルになったときに、スイッチ５がターンオンし、インダクタ４にエネルギーが蓄えられる。
【００３３】
次に、過負荷などで出力電圧Voutが低下し、インダクタ電流の傾きが鈍化した場合の動作を説明する。ダイオード６にインダクタ電流が流れ続けている限り、VLxの電圧はVoutにダイオード６の順方向電圧が加算された電位であるので、コンパレータ１２は、Lレベルを出力し続ける。RSラッチ１３はスイッチ５をターンオフさせた駆動パルスの立下り時にリセットされているので、コンパレータ１２の出力がLレベルであると、RSラッチ１３の出力もLレベルを維持する。このため、PWM回路１０からの駆動パルスの立ち上がりはANDゲート１５で遮断され、スイッチ５はターンオンできない。スイッチ５がターンオンできるのは、インダクタ電流がゼロに至り、VLxが共振状態に移行して、Voutの電位より低くなり、コンパレータ１２がHレベルを出力して、RSラッチ１３をセットした後である。以上のような動作により、VLxが共振状態になるまでは、スイッチ５のターンオンを許さないようにすることによって、ダイオード６の電流を検出することなく、ダイオード６の電流がゼロに至るまでスイッチ５のオフ状態を維持する。即ち、不連続モードを維持できる。
【００３４】
尚、上記第１の実施形態ではコンパレータ１２は電圧VLxを抵抗分割した電圧と出力電圧Voutを抵抗分割した電圧を比較することによって、電圧VLxと出力電圧Voutを比較しているが、本発明はこの構成に限定されるものではない。既に説明したように、ダイオード６がオフした後には電圧VLxは入力電圧Vinを基準とした減衰振動を起こす。この振動の初期における電圧VLxの低下を検出することが本発明の要諦である。従って電圧VLxが比較されるのは、出力電圧Voutより低く入力電圧Vin以上の電圧であればよい。起動前の電圧VLxが入力電圧Vinであることから、起動開始時にスイッチ５がオンさせるために検出比較レベルを入力電圧Vin以上とした。
【００３５】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、図面を参照しながら説明する。図３は本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図３において、図１と同様の構成については同じ番号を付与し、その説明は省略する。図１の構成と異なるのは、抵抗対１１の代わりに抵抗対とコンデンサとからなる積分回路２１を設け、RSラッチ１３と立下り検出回路１４を省き、積分回路２１の出力をコンパレータ１２に入力して、コンパレータ１２の出力とPWM回路１０の出力をANDゲート１５に入力している点である。
【００３６】
図４は図３のＤＣ−ＤＣコンバータの要部波形図であり、インダクタ電流、積分回路２１の出力、PWM回路１０の入力、PWM回路１０の出力、コンパレータ１２の出力、ANDゲート１５の出力を示す。以上のような図３の構成としても、ダイオード６の電流がゼロに至るまでスイッチ５のオフ状態を維持することができることを図３及び図４を用いて以下に説明する。
【００３７】
まず、スイッチ５がオン状態にある時、スイッチ５を流れるインダクタ電流の増加とともにインダクタ４にエネルギーが蓄積される。この時、インダクタ４の電圧VLxはほぼ０Vなので、積分回路２１の出力もゼロ近辺にあり、コンパレータ１２の出力はHレベルである。
【００３８】
駆動パルスがLレベルになってスイッチ５はターンオフすると、インダクタ４の電圧VLxは出力電圧Voutにダイオード６の順方向電圧が加算された電位となるので、積分回路２１の出力も積分時定数で決まる傾きで上昇し、やがて出力電圧Voutに対応するレベルへ至る。この電位は抵抗対８からの出力検出電圧Vsoより高く、コンパレータ１２はLレベルを出力する。通常動作において、スイッチ５のオフ時間内にこのインダクタ電流がゼロになってダイオード６がオフすると、電圧VLxは、出力電圧Voutとほぼ同電位の状態を初期条件とした減衰振動をしながら入力電圧Vinに近づく。積分回路２１のカットオフ周波数はスイッチング周波数より高く、上記の共振周波数より低く設定しておくと、積分回路２１の出力は、すぐに出力検出電圧Vsoより低くなるので、コンパレータ１２はHレベルを出力する。従ってANDゲート１５から出力されるのは、PWM回路１０の出力する駆動パルスとなる。駆動パルスがHレベルになったときに、スイッチ５がターンオンし、インダクタ４にエネルギーが蓄えられる。
【００３９】
次に、過負荷などで出力電圧Voutが低下し、インダクタ電流の傾きが鈍化した場合の動作を説明する。ダイオード６にインダクタ電流が流れ続けている限り、VLxの電圧はVoutにダイオード６の順方向電圧が加算された電位であるので、積分回路２１の出力もこれに応じた高レベルとなっており、コンパレータ１２はLレベルを出力し続ける。このため、PWM回路１０からの駆動パルスの立ち上がりはANDゲート１５で遮断され、スイッチ５はターンオンできない。スイッチ５がターンオンできるのは、インダクタ電流がゼロに至り、VLxが共振状態に移行して、Voutの電位より低くなり、コンパレータ１２がHレベルを出力した後である。以上のような動作により、第１の実施形態同様、電圧VLxが共振状態になるまでは、スイッチ５のターンオンを許さないようにすることによって、ダイオード６の電流を検出することなく、ダイオード６の電流がゼロに至るまでスイッチ５のオフ状態を維持する。即ち、不連続モードを維持できる。
【００４０】
また、本第２の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは積分回路２１を設け、ダイオード６のオフ後の振動を平均化することによって、第１の実施形態で用いたラッチ回路を不要とした。
【００４１】
尚、上記第２の実施形態ではコンパレータ１２は電圧VLxを抵抗分割して積分した電圧と出力電圧Voutを抵抗分割した電圧を比較することによって、電圧VLxの積分値と出力電圧Voutを比較しているが、本発明はこの構成に限定されるものではない。第１の実施形態で説明したように、電圧VLxの積分値が比較されるのは、出力電圧Voutより低く入力電圧Vin以上の電圧であればよい。
【００４２】
（第３の実施形態）
以上の各実施形態では昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを例にとって説明してきたが、本発明はこのコンバータに限定されるものではない。例えば図５は本発明の第３の実施形態として、反転型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した回路構成図である。
【００４３】
図５において、１は入力端子であって、入力電圧Vinが印加される。２は出力端子であって入力電圧Vinとは逆極性の出力電圧Voutを負荷３に供給する。３４はスイッチであり、一端を入力端子に接続される。３５はインダクタであり、スイッチ３４の他端と接地電位との間に接続される。スイッチ３４はスイッチング周期Tでオンオフ動作を繰り返し、オン時間をTon、オフ時間をToffとする。スイッチ３４とインダクタ３５の接続点の電圧をVLxとする。３６はダイオードであり、カソードをスイッチ３４の他端に接続される。３７は出力キャパシタであり、ダイオード３６のアノード電位を平滑し、出力端子２へ出力電圧Voutを出力する。３８は抵抗対であり、出力電圧Voutと基準電圧Vrefの間を抵抗分割した電圧を出力する。３９は誤差増幅器であり、抵抗対３８の電圧と接地電位との誤差を増幅した誤差電圧Veを出力する。３０はPWM回路であり、誤差電圧Veを所定の周期と発振を有する発振電圧OSCと比較し、駆動パルスを生成する。３１は抵抗対であり、インダクタ３５の電圧を抵抗分割したインダクタ検出電圧Vsxを出力する。４１は抵抗対であり、出力電圧Voutを抵抗分割した出力検出電圧Vsoを出力する。３２はコンパレータであり電圧をインダクタ検出電圧Vsxと出力検出電圧Vsoを比較する。３３はＲＳラッチであり、コンパレータ３２の出力でセットされる。４４は立下り検出回路であり、PWM回路３０が出力する駆動パルスの立下りに同期したワンショットパルスを出力し、ＲＳラッチ３３をリセットする。４５はANDゲートであり、RSラッチ３３の出力とPWM回路３０が出力する駆動パルスと論理積を生成してスイッチ３４を駆動する。
【００４４】
以上のような図５の構成としても、ダイオード３６の電流がゼロに至るまでスイッチ３４のオフ状態を維持することができることを以下に説明する。
【００４５】
まず、スイッチ３４がオン状態にある時、インダクタ３５には入力電圧Vinが印加され、インダクタ電流の増加とともにインダクタ３５にエネルギーが蓄積される。この時、PWM回路３０からの駆動パルスとRSラッチ３３の出力はともにHレベルである。PWM回路３０に入力される発振電圧OSCが誤差信号Veを上回ると、駆動パルスがLレベルになり、スイッチ３４はターンオフする。この時、駆動パルスの立下りを検出した立下り検出回路４４はワンショットパルスを生成し、RSラッチ３３をリセットし、RSラッチ３３の出力はLレベルとなる。
【００４６】
スイッチ３４がオフ状態にある時、インダクタ３５の電流はダイオード３６を介して減少しながら出力へ流れる。この時、スイッチ３４の電圧VLxは出力電圧Voutからダイオード３６の順方向電圧が減算された電位となっており、コンパレータ３２はLレベルを出力している。通常動作において、スイッチ３４のオフ時間内にこのインダクタ電流がゼロになってダイオード３６がオフすると、インダクタ３５の電圧VLxは、出力電圧Voutとほぼ同電位の状態を初期条件として、インダクタ４のインダクタンスと寄生キャパシタンスとの共振状態に移行する。この電圧VLxの共振は、減衰しながら接地電位に近づく。この共振状態の時、電圧VLxは出力電圧Voutより高くなるので、コンパレータ３２はHレベルを出力してRSラッチ３３をセットする。RSラッチ３３はHレベルを出力するので、ANDゲート４５から出力されるのは、PWM回路３０の出力する駆動パルスとなる。駆動パルスがHレベルになったときに、スイッチ３４がターンオンし、インダクタ３５にエネルギーが蓄えられる。
【００４７】
次に、過負荷などで出力電圧Voutが上昇し、インダクタ電流の傾きが鈍化した場合の動作を説明する。ダイオード３６にインダクタ電流が流れ続けている限り、VLxの電圧はVoutにダイオード６の順方向電圧が減算された電位であるので、コンパレータ３２は、Lレベルを出力し続ける。RSラッチ３３はスイッチ３４をターンオフさせた駆動パルスの立下り時にリセットされているので、コンパレータ３２の出力がLレベルであると、RSラッチ３３の出力もLレベルを維持する。このため、PWM回路３０からの駆動パルスの立ち上がりはANDゲート４５で遮断され、スイッチ３４はターンオンできない。スイッチ３４がターンオンできるのは、インダクタ電流がゼロに至り、VLxが共振状態に移行して、出力電圧Voutより高くなり、コンパレータ３２がHレベルを出力して、RSラッチ３３をセットした後である。以上のような動作により、VLxが共振状態になるまでは、スイッチ３４のターンオンを許さないようにすることによって、ダイオード３６の電流を検出することなく、ダイオード３６の電流がゼロに至るまでスイッチ３４のオフ状態を維持する。即ち、不連続モードを維持できる。
【００４８】
尚、上記第３の実施形態ではコンパレータ３２は電圧VLxを抵抗分割した電圧と出力電圧Voutを抵抗分割した電圧を比較しているが、本発明はこの構成に限定されるものではない。既に説明したように、ダイオード３６がオフした後には電圧VLxは接地電位を基準とした減衰振動を起こす。この振動の初期における電圧VLxの上昇を検出することが本発明の要諦である。従って電圧VLxが比較されるのは、出力電圧Voutより高く接地電位以下の電圧であればよい。
【００４９】
尚、上記は本発明の第１の実施形態で説明した制御部を反転型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用したものであるが、同様に第２の実施形態の制御部も反転型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用できることは自明であろう。また、本発明による不連続モードの維持機能はインダクタの電圧を検出すればよいのであるから、上記で示した以外の全てのスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータに適用できるし、同期整流回路のようなダイオード以外の整流手段であっても構わないことも自明であろう。
【００５０】
（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータとして、降圧型に適用した場合の回路構成図を図６に示す。この場合、電圧VLxもしくはその積分値が比較されるのは、接地電位より高く出力電圧Vout以下の電圧であればよい。以下、図６を用いて本発明の第４の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作を説明する。
【００５１】
図６において、１は入力端子であって、入力電圧Vinが印加される。２は出力端子であって出力電圧Voutを負荷３に供給する。６４はスイッチであり、一端を入力端子に接続される。６６はダイオードであり、カソードをスイッチ６４の他端に接続され、アノードは接地される。６５はインダクタであり、一端をスイッチ６４の他端に接続される。スイッチ６４はスイッチング周期Tでオンオフ動作を繰り返し、オン時間をTon、オフ時間をToffとする。スイッチ６４とダイオード６６のカソードの接続点の電圧をVLxとする。６７は出力キャパシタであり、インダクタ６５の他端の電圧を平滑し、出力端子２へ出力電圧Voutを出力する。６８は抵抗対であり、出力電圧Voutを抵抗分割した電圧を出力する。６９は誤差増幅器であり、抵抗対６８の電圧と基準電圧Vrefとの誤差を増幅した誤差電圧Veを出力する。６０はPWM回路であり、誤差電圧Veを所定の周期と発振を有する発振電圧OSCと比較し、駆動パルスを生成する。６１は抵抗対であり、インダクタ６５の一端の電圧VLxを抵抗分割したインダクタ検出電圧Vsxを出力する。６２はコンパレータであり、インダクタ検出電圧Vsxと接地電位を比較する。６３はＲＳラッチであり、コンパレータ６２の出力でセットされる。７４は立下り検出回路であり、PWM回路６０が出力する駆動パルスの立下りに同期したワンショットパルスを出力し、ＲＳラッチ６３をリセットする。７５はANDゲートであり、RSラッチ６３の出力とPWM回路６０が出力する駆動パルスと論理積を生成してスイッチ６４を駆動する。
【００５２】
以上のような図６の構成としても、ダイオード６６の電流がゼロに至るまでスイッチ６４のオフ状態を維持することができることを以下に説明する。
【００５３】
まず、スイッチ６４がオン状態にある時、インダクタ６５には入出力電圧差（Vin−Vout）が印加され、インダクタ電流の増加とともにインダクタ６５にエネルギーが蓄積される。この時、PWM回路６０からの駆動パルスとRSラッチ６３の出力はともにHレベルである。PWM回路６０に入力される発振電圧OSCが誤差信号Veを上回ると、駆動パルスがLレベルになり、スイッチ６４はターンオフする。この時、駆動パルスの立下りを検出した立下り検出回路７４はワンショットパルスを生成し、RSラッチ６３をリセットし、RSラッチ６３の出力はLレベルとなる。
【００５４】
スイッチ６４がオフ状態にある時、インダクタ６５の電流はダイオード６６を介して減少しながら出力へ流れる。この時、インダクタ６５の一端の電圧VLxは接地電位からダイオード３６の順方向電圧が減算された電位となっており、コンパレータ６２はLレベルを出力している。通常動作において、スイッチ６４のオフ時間内にこのインダクタ電流がゼロになってダイオード６６がオフすると、インダクタ６５の電圧VLxは、接地電位とほぼ同電位の状態を初期条件として、インダクタ６５のインダクタンスと寄生キャパシタンスとの共振状態に移行する。この電圧VLxの共振は、減衰しながら出力電圧Voutに近づく。この共振状態の時、電圧VLxは接地電位より高くなるので、コンパレータ６２はHレベルを出力してRSラッチ６３をセットする。RSラッチ６３はHレベルを出力するので、ANDゲート７５から出力されるのは、PWM回路６０の出力する駆動パルスとなる。駆動パルスがHレベルになったときに、スイッチ６４がターンオンし、インダクタ６５にエネルギーが蓄えられる。
【００５５】
次に、過負荷などで出力電圧Voutが低下し、インダクタ電流の傾きが鈍化した場合の動作を説明する。ダイオード６６にインダクタ電流が流れ続けている限り、VLxの電圧はVoutにダイオード６６の順方向電圧が減算された電位であるので、コンパレータ６２は、Lレベルを出力し続ける。RSラッチ６３はスイッチ６４をターンオフさせた駆動パルスの立下り時にリセットされているので、コンパレータ６２の出力がLレベルであると、RSラッチ６３の出力もLレベルを維持する。このため、PWM回路６０からの駆動パルスの立ち上がりはANDゲート７５で遮断され、スイッチ６４はターンオンできない。スイッチ６４がターンオンできるのは、インダクタ電流がゼロに至り、VLxが共振状態に移行して、接地電位より高くなり、コンパレータ６２がHレベルを出力して、RSラッチ６３をセットした後である。以上のような動作により、VLxが共振状態になるまでは、スイッチ６４のターンオンを許さないようにすることによって、ダイオード６６の電流を検出することなく、ダイオード６６の電流がゼロに至るまでスイッチ６４のオフ状態を維持する。即ち、不連続モードを維持できる。
【００５６】
尚、上記第４の実施形態ではコンパレータ６２は電圧VLxを抵抗分割した電圧と接地電位を比較しているが、本発明はこの構成に限定されるものではない。既に説明したように、ダイオード６６がオフした後には電圧VLxは出力電圧を基準とした減衰振動を起こす。この振動の初期における電圧VLxの上昇を検出することが本発明の要諦である。従って電圧VLxが比較されるのは、接地電位より高く出力電圧Vout以下の電圧であればよい。
【００５７】
尚、上記は本発明の第１の実施形態で説明した制御部を降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用したものであるが、同様に第２の実施形態の制御部も降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用できることは自明である。また、同期整流回路のようなダイオード以外の整流手段であっても構わない。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明は、出力電力の小さなＤＣ−ＤＣコンバータに有用であり、例えば、デジタルカメラや携帯電話等の電子機器の電源回路に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
【図２】本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの要部動作波形図
【図３】本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
【図４】本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの要部動作波形図
【図５】本発明の第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
【図６】本発明の第４の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
【図７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
【図８】従来の不連続ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
【符号の説明】
【００６０】
１  入力端子Vin
２  出力端子Vout
３  負荷
４  インダクタ
５  スイッチ
６  ダイオード
７  出力キャパシタ
８  抵抗対
９  誤差増幅器
１０  PWM回路
１０Ａ  PWM回路
１１  抵抗対
１２  コンパレータ
１３  RSラッチ
１４  立下り検出回路
１５  ANDゲート
２１  積分回路
３０  PWM回路
３１  抵抗対
３２  コンパレータ
３３  RSラッチ
３４  スイッチ
３５  インダクタ
３６  ダイオード
３７  出力キャパシタ
３８  抵抗対
３９  誤差増幅器
４１  抵抗対
４４  立下り検出回路
４５  ANDゲート
６０  PWM回路
６１  抵抗対
６２  コンパレータ
６３  RSラッチ
６４  スイッチ
６５  インダクタ
６６  ダイオード
６７  出力キャパシタ
６８  抵抗対
６９  誤差増幅器
７４  立下り検出回路
７５  ANDゲート
８０  抵抗
８１  PNPトランジスタ
８２  抵抗
８３  コンパレータ
【図１】
2008228417.tif 000003
【図２】
2008228417.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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