(57)【要約】【課題】４シンボルの処理遅延防止のために全キャリアを用いた伝送路特性推定では、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）の長さがガードインターバル（ＧＩ）長の２倍必要となり、雑音成分が多くなる問題を解決する。【解決手段】ＯＦＤＭ受信において、ＦＦＴ信号のパイロットキャリア信号を内挿補間することによる第一の伝送路特性推定手段と、第一の伝送路特性推定手段の信号を用いてＦＦＴ信号の全キャリア信号から伝送路特性を推定する第二の伝送路特性推定手段と、ガードインターバル長が通過帯域であるＬＰＦを備え、第一の伝送路特性推定手段の信号から主波の位置を検出し、主波の位置をＬＰＦの通過域の所定位置となるように補正し、ＬＰＦを通過したフィルタ伝送路特性推定信号を用いてＦＦＴ信号を等化する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅及び位相が既知であるパイロットキャリアが配置されたＯＦＤＭ変調信号を受信し受信信号をＦＦＴする手段を有する装置において、前記ＦＦＴ手段から得られる信号に含まれるパイロットキャリア信号を内挿補間することによる第一の伝送路特性推定手段と、前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号を用いて前記ＦＦＴ手段から得られる信号の全キャリア信号とから伝送路特性を推定する第二の伝送路特性推定手段と、前記第二の伝送路特性推定手段から得られる信号に対してガードインターバル長が通過帯域である低域通過フィルタと、前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号から主波の位置を検出し主波の位置を前記低域通過フィルタの通過域の所定位置となるように補正する手段とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定手段と補正手段。
【請求項２】
振幅及び位相が既知であるパイロットキャリアが配置されたＯＦＤＭ変調信号を受信し受信信号をＦＦＴする手段を有する装置において、前記ＦＦＴ手段から得られる信号に含まれるパイロットキャリア信号を内挿補間することによる第一の伝送路特性推定手段と、前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号を用いて前記ＦＦＴ手段から得られる信号の全キャリア信号とから伝送路特性を推定し低域通過フィルタを通過させる第二の伝送路特性推定手段と、前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号を用いて前記ＦＦＴ手段から得られる信号を等化し変調誤差比を算出する第一の変調誤差比の演算手段と、前記低域通過フィルタから得られる信号を用いて前記ＦＦＴ手段から得られる信号を等化し変調誤差比を算出する第二の変調誤差比の演算手段と、前記第一の変調誤差比の演算手段から得られる信号と前記第二の変調誤差比の演算手段から得られる信号とを比較する手段と、前記比較手段結果から前記第一の変調誤差比の演算器から得られる信号のほうが良好な場合は前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号を選択し前記第二の変調誤差比の演算手段から得られる信号のほうが良好な場合は前記低域通過フィルタから得られる信号を選択する手段とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定手段と補正手段。
【請求項３】
請求項２記載のＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定部及び補正手段において、前記第二の伝送路特性推定手段から得られる信号に対してガードインターバル長が通過帯域である低域通過フィルタと、前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号から主波の位置を検出し主波の位置を前記低域通過フィルタの通過域の所定位置となるように補正する手段とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定手段と補正手段。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３記載のＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定手段と補正手段を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項５】
請求項１乃至請求項３記載のＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定手段と補正手段を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号中継機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、振幅、位相が既知のパイロットキャリアを挿入したＯＦＤＭ信号を受信する装置の伝送路特性推定手段と補正手段及びそれを用いた装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体向けディジタル伝送や、地上系ディジタルテレビジョン放送への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴のある直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing以下ＯＦＤＭ）方式が注目を浴びている。ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の一種であって、互いに直交する数十本〜数百本の搬送波(以下キャリア)にそれぞれディジタル変調を施した伝送方式である。これらの各キャリアのI軸成分、Q軸成分には、各々に被変調信号として離散的な符号を割り当て、シンボル周期（数μsec〜msec）毎にその符号を更新する。これらのキャリアは互いに直交関係を保つように加算され、ＯＦＤＭ時間軸波形が生成される。この加算処理は、各キャリアに対し逆フーリエ変換(Inverse Fast Fourie Transform以下ＩＦＦＴ)処理を行うことで実現できる。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号のシンボル構成は、図７に示すように、上記ＩＦＦＴ処理後の時間軸波形である有効シンボルと、有効シンボルの一部を複写して有効シンボルの前に付加したガードインターバルからＯＦＤＭシンボルが構成される。ガードインターバルを付加することでにより、ガードインターバル期間内の遅延時間の遅延波に対しては、シンボル間干渉による劣化を避けることが出来るため、マルチパスフェージングに対して、強い耐性を有することができる。
【０００４】
上記処理により生成されたＯＦＤＭ信号は、高周波(ＲＦ)に周波数変換（アップコンバート）された後、アンテナから送信され、受信側アンテナで受信され、中間（ＩＦ）信号に周波数変換（ダウンコンバート）され，ＯＦＤＭ信号に戻る。
【０００５】
変調誤差比(Modulation Error Ratio以下ＭＥＲ)は、デジタル放送波のデータシンボル座標のばらつきを数値化した値であり、ノイズや歪みの影響が少なく受信状態が良好であるほど大きな値となる。具体的には、復調したコンスタレーションにおいて理想コンスタレーションポイントからのベクトル誤差の電力換算値と理想コンスタレーションの電力比として定義された値であり、等価Ｃ／Ｎを表す。地上デジタル放送の場合、ＭＥＲはＯＦＤＭ復調後のＱＡＭ信号の値であり、通常の放送で使用されている６４ＱＡＭの場合には、およそ２０ｄＢ以上あることが受信の最低条件となる。しかし実際には、フェージングや妨害波などによる受信状態の悪化に対して十分なマージンを見込んでおくことが必要であるので、２５ｄＢ以上を確保することが望ましいといわれている。
【０００６】
地上デジタルテレビ放送方式では、振幅・位相が既知であるパイロットシンボルを挿入しており、受信したパイロットキャリアを時間及び周波数方向に内挿補間を行うことで伝送路特性の推定を行う。パイロットキャリアは周波数方向で１２キャリアごとに挿入され、挿入されるキャリアの位置は時間とともに３キャリアずつずらして配置され離散パイロット(Scattered Pilot：以下ＳＰと略す)と呼ばれている。
【０００７】
時間ごとに見ると、パイロットキャリアの挿入される周波数は異なっているので、最初に時間方向の補間を行えば、３キャリアごとの伝送路特性を得られることができる。その後、周波数方向の内挿によって、パイロットキャリアの挿入されていないキャリアの伝送路特性を推定する。この方法を４シンボル推定方式と呼ぶ。また、高速フーリエ変換（以下ＦＦＴ）時間窓を固定的に設定し、ガードインターバル期間内の遅延波と先行波を等化するためには、周波数方向の内挿フィルタの通過域を２倍のガードインターバル長とする方式が良く用いられている。
【０００８】
映像信号を伝送する場合には、パイロットキャリアを同一キャリアに時間連続的に配置させた連続パイロット（Continuous Pilot：以下ＣＰと略す）も使用されている。
【特許文献１】特開２００５−２６０３３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、４シンボル推定方式では時間方向に内挿補間を行うために４シンボルの処理遅延が生じてしまい、時変動への追従が困難になるという問題点がある。
【００１０】
上記問題点を解決するために全キャリアを用いた伝送路特性推定を用いるが、低域通過フィルタの長さがガードインターバル長の２倍必要となり、不必要な範囲までフィルタを適用することとなり、雑音成分が多くなるという問題点がある。
【００１１】
本発明は、このような従来の問題を解決しようとするもので、高精度かつ高速な伝送路特性推定技術を有するＯＦＤＭ信号受信装置および中継装置を提供することができる。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明では上記課題を解決するため、振幅及び位相が既知であるパイロットキャリアが配置されたＯＦＤＭ変調信号を受信し受信信号をＦＦＴする手段を有する装置において、前記ＦＦＴ手段から得られる信号に含まれるパイロットキャリア信号を内挿補間することによる第一の伝送路特性推定手段と、前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号を用いて前記ＦＦＴ手段から得られる信号の全キャリア信号とから伝送路特性を推定する第二の伝送路特性推定手段と、前記第二の伝送路特性推定手段から得られる信号に対してガードインターバル長が通過帯域である低域通過フィルタと、前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号から主波の位置を検出し主波の位置を前記低域通過フィルタの通過域の所定位置となるように補正する手段とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定手段と補正手段を提供する。
【００１３】
または、振幅及び位相が既知であるパイロットキャリアが配置されたＯＦＤＭ変調信号を受信し受信信号をＦＦＴする手段を有する装置において、前記ＦＦＴ手段から得られる信号に含まれるパイロットキャリア信号を内挿補間することによる第一の伝送路特性推定手段と、前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号を用いて前記ＦＦＴ手段から得られる信号の全キャリア信号とから伝送路特性を推定し低域通過フィルタを通過させる第二の伝送路特性推定手段と、前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号を用いて前記ＦＦＴ手段から得られる信号を等化し変調誤差比を算出する第一の変調誤差比の演算手段と、前記低域通過フィルタから得られる信号を用いて前記ＦＦＴ手段から得られる信号を等化し変調誤差比を算出する第二の変調誤差比の演算手段と、前記第一の変調誤差比の演算手段から得られる信号と前記第二の変調誤差比の演算手段から得られる信号とを比較する手段と、前記比較手段結果から前記第一の変調誤差比の演算器から得られる信号のほうが良好な場合は前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号を選択し前記第二の変調誤差比の演算手段から得られる信号のほうが良好な場合は前記低域通過フィルタから得られる信号を選択する手段とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定手段と補正手段を提供する。
【００１４】
上記のＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定部及び主波の位置補正手段において、前記第二の伝送路特性推定手段から得られる信号に対してガードインターバル長が通過帯域である低域通過フィルタと、前記第一の伝送路特性推定手段から得られる信号から主波の位置を検出し主波の位置を前記低域通過フィルタの通過域の所定位置となるように補正する手段とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定手段と補正手段を提供する。
【００１５】
さらに、上記のＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定手段と補正手段を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置を提供する。
または、上記のＯＦＤＭ信号の伝送路特性推定手段と補正手段を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号中継機を提供する。
【発明の効果】
【００１６】
以上説明したように、本発明によれば、伝送路特性推定方式に全キャリア方式を用い、低域通過フィルタの範囲を従来の１／２にすることで、不要な雑音成分を軽減でき、高速かつ高精度な伝送路特性推定を行うことができる。また、４シンボル推定方式と全キャリア方式を変調誤差比（ＭＥＲ）の比較により、伝送路の状況に応じた伝送路特性推定方式を選択することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、この発明の実施の形態について図８と図９とを参照して全体を説明してから、各部について、図１から図７を用いて説明する。
【００１８】
図８は本発明の実施例のＯＦＤＭ信号受信装置の全体構成を示すブロック図で、図９は本発明の実施例のＯＦＤＭ信号中継装置の全体構成を示すブロック図である。図８と図９において、アンテナ１に受信した高周波信号はダウンコンバータ２でＩＦ信号に変換され，アナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ）３でデジタル信号になり高速フーリエ変換(ＦＦＴ) 部４で周波数成分に変換され、伝送路特性推定部６と等化部５で、伝送路劣化を補正される。図８のＯＦＤＭ信号受信装置では、等化部５の補正出力を、復調部７でトランスポートストリーム（ＴＳ）信号に戻される。図９のＯＦＤＭ信号中継装置では、逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)部８で時間軸成分に変換され、デジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）９でＩＦ信号となり、アップコンバータ１０で高周波信号となり、アンテナ１１から再送信される。
【００１９】
図１は本発明の第一の実施例のＯＦＤＭ信号受信装置の伝送路特性推定部６の構成を示すものである。図２は４シンボル推定方式のフィルタ通過域とフィルタ通過域に含まれる雑音を示す模式図であり、図３はガードインターバル長ＤＧＩの２倍のかつ最適化処理を適用しない従来の場合の低域通過フィルタと雑音を示す模式図であり、図４はガードインターバル長ＤＧＩの低域通過フィルタと雑音を示す模式図である。図５はガードインターバル長ＤＧＩの低域通過フィルタと雑音と主波の時間的な位置Ｄｍと帯域端ＤＧＩ／２から最短かつフィルタの減衰がないＤαを示す模式図である。図６は、本発明の第二の実施例における伝送路特性推定部のブロック図であり、図６は第一の実施例において伝送路特性推定部の構成を変更したものである。
【００２０】
図１において、伝送路特性推定部６はパイロットキャリア（Ｐ）抽出・仮推定器１３と等化処理器１４と判定処理器１５と除算器１６とＬＰＦ１７とＬＰＦ最適化制御部１８とを備える。ＬＰＦ最適化制御部１８はＩＦＦＴ部５１と主波検出器５２と位置検出器５３と位置制御器５４とを備える。
【００２１】
補正部（ＬＰＦ最適化ローテータ）１２はＬＰＦ最適化制御部１８からの出力信号ＤCONTに基づき、最適化位置補正を行う。ＦＦＴ部４は入力された信号に対してＦＦＴ演算を行う。
【００２２】
出力信号ＲはＰ抽出・仮推定部器１３と等化処理器１４と除算器１６に接続される。Ｐ抽出・仮推定器１３は入力された信号Ｒから離散パイロット(ＳＰ)を抽出し、最初に時間方向の補間を行い３キャリアごとの伝送路特性を得られる。その後、周波数方向の内挿によって、パイロットキャリアの挿入されていないキャリアの伝送路特性の仮推定を行い、等化処理器１４とＬＰＦ最適化制御部１８に信号Ｈ1’を出力する。
【００２３】
等化処理器１４は入力された信号Ｒと信号Ｈ1’との複素除算を行い、等化後信号Ｒ／Ｈ1’を判定処理器１５に出力する。等化後の信号Ｒ／Ｈ1’は６４ＱＡＭや１６ＱＡＭ等で変調された信号を受信した受信のコンスタレーションを示している。また、地上デジタルテレビ放送方式では、キャリア毎に変調方式が異なる方式が採用されている。
【００２４】
判定処理器１５は入力された等化後信号Ｒ／Ｈ1’に対して、キャリア毎の変調方式に基づいた判定を行い、判定信号Ｘ’を除算器１６に出力する。ＦＦＴ部４の出力信号ＲはＨで与えられる伝送路の影響によって歪みを受けている。出力信号Ｒにおいて希望キャリア成分Ｘは伝送路特性Ｈの影響による振幅・位相歪みを受けている。これを式で表すとＲ＝Ｈ・Ｘと書ける。伝送路特性Ｈについて書き直すとＨ＝Ｒ／Ｘと表される。判定誤りが少ない環境では判定信号Ｘ’はＸ≒Ｘ’となるものであり、判定信号Ｘ’の算出は希望キャリア成分の理想値の算出である。
【００２５】
除算器１６では入力された信号Ｒと判定信号Ｘ’との複素除算を行うことにより、伝送路特性Ｈを遅延なく算出することができる。
【００２６】
ＬＰＦ１７はガードインターバル長ＤＧＩとしたときフィルタ通過域が−ＤＧＩ／２〜ＤＧＩ／２であるような低域通過フィルタであり、入力された信号Ｈ２’から雑音等不要な成分を取り除いた信号ＨＬＰＦを出力する。図２は４シンボル推定方式のフィルタ通過域とフィルタ通過域に含まれる雑音を示したものである。図３はフィルタ通過域が−ＤＧＩ〜ＤＧＩかつ最適化処理を適用しない従来の場合の低域通過フィルタ適用例である。図３より実際に必要なフィルタ通過域長はＤあれば良いことが分かる。また、図４はフィルタ通過域が−ＤＧＩ／２〜ＤＧＩ／２である低域通過フィルタ適用例の例である。フィルタ通過域を従来の１／２とすることで雑音成分による影響を半減させることが可能である。
【００２７】
ＬＰＦ最適化制御部１８はＬＰＦ処理を最適にする位置補正制御処理を行い、その補正情報ＤCONTをＬＰＦ最適化ローテータ１２へ出力する。
【００２８】
ＩＦＦＴ部５１は伝送路特性の仮推定信号Ｈ1’に対してＩＦＦＴ(逆高速フーリエ変換)演算を行い、図３に示すような伝送路の遅延プロファイルを算出し、主波検出器５２に出力する。図３に示す遅延プロファイルは右端パスが時間的に最も先行して到来したパスを示し、左端が最遅延パスを示している。
【００２９】
主波検出器５２はＩＦＦＴ部５１からの遅延プロファイル信号から主波成分を検出し、位置検出器５３に出力される。主波検出器５２の動作について説明する。図３に示す遅延プロファイルにおいて、到来パス信号と雑音を混同しないように設けた閾値を超えたパスで尚且つ最も時間的に先行して到来したパスを主波として検出する。
【００３０】
位置検出器５３は主波検出器５２の出力に基づき、主波の時間的な位置Ｄｍを検出し、その位置情報を位置制御器５４に出力する。
【００３１】
位置制御器５４は対象波選択器５４から出力されたＤｍの情報に基づきＤｍ＝ＤＧＩ／２−Dα（Dα＞0）となるような位置補正情報ＤCONTをＬＰＦ最適化ローテータ１２に出力する。最適化ローテータ１２ではＦＦＴ部４からの出力信号に対して、ＬＰＦ最適化制御部１８からの制御情報に基づき複素周波数軸上で回転演算を行い、等価的に遅延プロファイル信号の時間位置補正を行う。
【００３２】
遅延プロファイル信号の主波の位置Ｄｍは帯域端ＤＧＩ／２から最短かつフィルタの減衰がないDα離れた位置とする。このような位置を保つことで、図５のように通過域内にできるだけ多くの主波から遅延波を配置することができる。
【００３３】
以上説明した第一の実施例により、全キャリアを用いた伝送路特性の推定を行うことにより、時間変動への追従が可能となり、ＬＰＦの通過域を従来の１／２とすることで雑音の影響を軽減することが可能となり、高速かつ高精度な伝送路特性の推定を行うことができる。
【００３４】
次に第二の実施例について説明する。第二の実施例は伝送路特性推定部の構成を図６にしたものであり、全キャリアを用いた伝送路特性推定方式と、４シンボル推定方式とを変調誤差比（ＭＥＲ)値の比較により選択可能とするものである。それ以外の構成は第一の実施例と同一であるので、詳細説明は省略する。
【００３５】
図６は第一の実施例において伝送路特性推定部の構成を変更したものであり、図１の構成に等化処理器７１とＭＥＲ演算器７２および７３と伝送路推定選択処理器７４を付け加えたものである。
【００３６】
等化処理器７１は入力された信号Ｒと信号Ｈ’ＬＰＦとの複素除算を行い、等化後信号Ｒ／Ｈ’ＬＰＦをＭＥＲ演算器７２に出力する。ＭＥＲ演算器７２は等化処理器７１の出力信号Ｒ／Ｈ’ＬＰＦからＭＥＲ値を算出し、選択処理器６３にＭＥＲ[Ｒ／Ｈ’ＬＰＦ]を出力する。ＭＥＲ[α]はαのＣ／Ｎを出力する関数である。ＭＥＲ演算器７３は等化処理器１４の出力信号Ｒ／Ｈ1’からＭＥＲ値を算出し、選択処理器７３にＭＥＲ[Ｒ／Ｈ1’]を出力する。伝送路推定選択処理器７４は入力されたＭＥＲ[Ｒ／Ｈ’ＬＰＦ]とＭＥＲ[Ｒ／Ｈ1’]の比較を行う。比較の結果、ＭＥＲ[Ｒ／Ｈ’ＬＰＦ]が大きければ入力されたＨ’ＬＰＦを選択し、ＭＥＲ[Ｒ／Ｈ1’]が大きければ入力されたＨ1’を選択し、選択信号Ｈ’ＳＥＬを出力する。
【００３７】
以上説明した第二の実施例により、伝送路の変動が極端に激しくＲ／Ｈ1’の判定が誤る等の理由により、ＭＥＲ[Ｒ／Ｈ’ＬＰＦ]の劣化が激しい場合は、ＭＥＲ値を比較することにより４シンボル推定方式の伝送路特性推定結果を選択する。つまり、伝送路の状況に応じ、より良い伝送路特性推定結果を選択する。
【００３８】
以上説明した第二の実施例の伝送路特性推定部の構成の図６において、最適化ローテータ１２とＬＰＦ最適化前制御部１８を省略し、ＬＰＦ１７をガードインターバル長の２倍とした簡易方式も可能である。
【００３９】
以上の説明は、パイロットキャリアを時間及び周波数方向に分散配置した地上デジタルテレビ放送方式を中心に説明したが、パイロットキャリアを同一キャリアに時間連続的に配置させた連続パイロット（ＣＰ）方式においても、本発明で伝送路特性を推定することが可能である。図１と図６のＰ抽出・仮推定部１３において、内挿補間が周波数方向のみで、パイロットキャリアの挿入されていないキャリアの伝送路特性の仮推定を行う以外は、同様の動作であるので、詳細説明は省略する。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の第一の実施例における伝送路特性推定部のブロック図
【図２】４シンボル推定方式のフィルタ通過域と雑音を示す模式図
【図３】ガードインターバル長ＤＧＩの２倍の低域通過フィルタと雑音を示す模式図
【図４】ガードインターバル長ＤＧＩの低域通過フィルタと雑音を示す模式図
【図５】ガードインターバル長ＤＧＩの低域通過フィルタと雑音と主波の時間的な位置Ｄｍと帯域端ＤＧＩ／２から最短かつフィルタの減衰がないＤαを示す模式図
【図６】本発明の第二の実施例における伝送路特性推定部のブロック図
【図７】ＯＦＤＭ信号のシンボル構成を示す模式図
【図８】本発明の実施例のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施例のＯＦＤＭ中継装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【００４１】
１，１１：アンテナ、２：ダウンコンバータ、
３：アナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ）、
４：高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部
５：等化部、６：伝送路特性推定部、７：復調部、
８，５１：逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ) 部、
９：デジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）、１０：アップコンバータ
１２：補正部（ＬＰＦ最適化ローテータ）、１３：Ｐ抽出・仮推定部、
１４：等化処理器、１５：判定処理器、１６：除算器
１７：低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１８：ＬＰＦ最適化制御部
５２：主波検出器、５３：主波位置検出器、５４：主波位置制御器
７１：等化処理器、７２：ＭＥＲ演算器、７３：ＭＥＲ演算器
７４：伝送路特性推定手段選択器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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