(57)【要約】【課題】構成がより簡単となるＩＣ化に適した受信装置を提供する。【解決手段】複素ＢＰＦ１６は、直交位相関係にある２つの中間周波信号である入力信号Ｉｉｎ、Ｑｉｎを入力してイメージ妨害波を除去する。制御部２１は、複素ＢＰＦ１６において直交位相関係にある入力信号Ｉｉｎと出力信号Ｑｏｕｔとの位相差に基づいて複素ＢＰＦ１６の中心周波数と入力信号Ｉｉｎの周波数とが一致するように中心周波数のずれ分を補正するように制御する。複素ＢＰＦ１６は、複素ＢＰＦにおける周波数シフタ１７を構成するトランスコンダクタンスアンプを備え、制御部２１は、位相差を直流信号に変換し、中心周波数のずれ分を補正するようにトランスコンダクタンスアンプに対して直流信号を供給する。トランスコンダクタンスアンプは、直流信号によってコンダクタンスを調整して中心周波数のずれ分を補正する。【選択図】図１
2008167000.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交位相関係にある第１および第２の中間周波信号を入力してイメージ妨害波を除去する複素ＢＰＦと、
前記複素ＢＰＦにおける直交位相関係にある入力信号と出力信号との位相差に基づき、前記複素ＢＰＦの中心周波数と前記入力信号の周波数との一致に向けて中心周波数のずれ分を補正するように前記複素ＢＰＦを制御する制御部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記複素ＢＰＦは、前記複素ＢＰＦにおける周波数シフタを構成するトランスコンダクタンスアンプを備え、
前記制御部は、前記位相差を直流信号に変換し、前記中心周波数のずれ分を補正するように前記トランスコンダクタンスアンプに対して前記直流信号を供給することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記入力信号と前記出力信号との位相を比較する位相比較器と、
前記位相比較器の比較結果である前記位相差を前記直流信号として出力する低域通過フィルタと、
前記直流信号を前記トランスコンダクタンスアンプに対して供給する増幅器と、
を備え、
前記トランスコンダクタンスアンプは、前記直流信号によってコンダクタンスを調整して前記中心周波数のずれ分を補正することを特徴とする請求項２記載の受信装置。
【請求項４】
前記位相比較器は、前記入力信号と前記出力信号とを混合するミキサで構成されることを特徴とする請求項３記載の受信装置。
【請求項５】
前記増幅器は、前記低域通過フィルタが出力する前記直流信号を元に前記トランスコンダクタンスアンプにおけるバイアス電流を制御することを特徴とする請求項３記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置に関し、特に、Ｌｏｗ−ＩＦ方式等に対応する複素バンドパスフィルタを用いる受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＩＳＭ（industrial, scientific and medical）帯あるいは特定小電力無線などの通信機器は、小型化、低消費電力化が求められ、多くの機能がＩＣ化されている。これらの通信機器に用いられる受信機も同様に、ＬＮＡ（低雑音増幅器、Low Noise Amplifier）、ミキサ、ＩＦフィルタ、発振器、ＰＬＬ周波数シンセサイザ、復調器などの機能回路のＩＣ内蔵化が進んでいる。特に、リモートキーレスエントリ（ＲＫＥ）／タイヤ空気圧センサ（ＴＰＭＳ）を主な用途とした受信機では、ＩＦフィルタの内蔵化が急速に進み、ＩＦ周波数は、外付けセラミックフィルタを用いた従来の１０．７ＭＨｚから数１００ｋＨｚのＬｏｗ−ＩＦへ移行している。Ｌｏｗ−ＩＦ方式では、受信信号とイメージ信号の周波数同士が近接するため、イメージ信号を除去する方法が受信装置を構成する場合の課題の一つとなっている。
【０００３】
このようなＬｏｗ−ＩＦ方式に好適な受信装置として、受信装置を構成するＩＦフィルタに複素バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を用いる方法が知られている。図４は、複素ＢＰＦの構成を示す回路図である。図４において、複素ＢＰＦは、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０１ａ、１０１ｂ、周波数シフタ１０２から構成される。ＬＰＦ１０１ａは、電圧電流変換係数に相当するｇｍ（コンダクタンス）を有するトランスコンダクタンスアンプＴａと容量素子Ｃａからなり、ＬＰＦ１０１ｂは、ｇｍを有するトランスコンダクタンスアンプＴｂと容量素子Ｃｂからなる。また、周波数シフタ１０２は、トランスコンダクタンスアンプＴｃ、Ｔｄ、容量素子Ｃａ、Ｃｂを含む。容量素子Ｃａは、ＬＰＦ１０１ａと周波数シフタ１０２とで兼用とされ、容量素子Ｃｂは、ＬＰＦ１０１ｂと周波数シフタ１０２とで兼用とされる。トランスコンダクタンスアンプＴｃは、負となる−ｇｍを有し、トランスコンダクタンスアンプＴｄは、ｇｍを有する。
【０００４】
トランスコンダクタンスアンプＴａは、信号Ｉｉｎを入力し、出力端を、他端が接地された容量素子Ｃａの一端、トランスコンダクタンスアンプＴｃの出力端、およびトランスコンダクタンスアンプＴｄの入力端に接続し、信号Ｉｏｕｔを出力する。トランスコンダクタンスアンプＴｂは、信号Ｑｉｎを入力し、出力端を、他端が接地された容量素子Ｃｂの一端、トランスコンダクタンスアンプＴｃの入力端、およびトランスコンダクタンスアンプＴｄの出力端に接続し、信号Ｑｏｕｔを出力する。
【０００５】
次に、以上のような構成の複素ＢＰＦの動作原理について説明する。図５は、複素ＢＰＦの動作原理を説明する図である。図５において、容量Ｃである容量素子に、直交信号ｊｖ（ｊは虚数）をコンダクタンスがｇｍであるトランスコンダクタンスアンプを介して与えると、容量素子のサセプタンスは、
ｊωＣ−ｊ・ｇｍ＝ｊωＣ−ｊω０Ｃ＝ｊ（ω−ω０）Ｃ
ただし、ｇｍ＝ω０Ｃ
となる。すなわち、ＢＰＦにおける周波数ωが実効的にω−ω０にシフトされたようになる。したがって、複素ＢＰＦにおいて、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）をベースにトランスコンダクタンスアンプと容量を用いることで、正負非対称な周波数シフトが行われ、ＢＰＦとして機能する。
【０００６】
図６は、複素ＢＰＦにおける周波数シフトを示す図である。周波数シフトによって、図６に示すように、受信信号が存在する正周波数領域でバンドパス特性を示し、イメージ信号が存在する負周波数領域では減衰特性を示す。このようにして、複素ＢＰＦは、直交位相関係にある信号Ｉｉｎ、Ｑｉｎを入力し、イメージ信号を除去して直交位相関係にある信号Ｉｏｕｔ、Ｑｏｕｔを出力するように動作する。
【０００７】
以上のような構成の複素ＢＰＦは、複素フィルタ回路におけるトランスコンダクタンス（ｇｍ）および容量値（Ｃ）の双方を小さくすることが可能であり、通信機器のさらなる低消費電力化や小型化の要求に対して効果的である。例えば、特許文献１には、小型化を目的とし、イメージ妨害波を除去する複素バンドパスフィルタを備える受信装置が記載されている。
【０００８】
ところで、容量素子の容量値の製造ばらつき、あるいは温度変動、電源電圧変動によるトランスコンダクタンスアンプのｇｍの変動などは、素子値を小さくすることによって増大する虞がある。この場合、複素フィルタ回路におけるＩ信号処理系およびＱ信号処理系の間で相対する素子のミスマッチであるＩＱミスマッチが増大し、複素フィルタ回路のイメージ除去比が劣化してしまう。しかしながら、特許文献１に記載の複素ＢＰＦは、フィルタのパラメータが固定であり、変動への対応が困難である。
【０００９】
そこで、特許文献２には、素子値が変更可能な可変素子によって構成される複素フィルタ回路が開示されている。さらに、このような複素フィルタ回路を用い、受信信号を直交復調する直交復調器と、直交復調器によって直交復調された直交位相関係にある信号を受ける複素フィルタ回路と、実信号および実信号に含まれるイメージ信号を模擬した模擬イメージ信号のいずれか一方を、選択的に、受信回路に入力する信号切り替え器と、複素フィルタ回路を通過した信号の振幅を検出する振幅検出部と、振幅検出部によって検出された振幅に基づいて、複素フィルタ回路における素子値制御部を制御するフィルタ制御部とを備え、フィルタ制御部は、信号切り替え器によって受信回路に模擬イメージ信号が入力されている状態で、振幅検出部によって検出される振幅が小さくなるように、素子値制御部を制御する受信回路が開示されている。
【００１０】
そして、具体的な複素フィルタ回路の実現にあたって、素子値制御部は、素子値の制御情報を保持するレジスタ群で構成される。そして、可変素子である容量素子は、レジスタ群に保持される情報を元にスイッチの切り替えによって複数の容量素子を選択的に接続するように構成される。また、可変素子であるトランスコンダクタンスアンプは、レジスタ群に保持される情報を元にバイアスを変更するように構成される。
【００１１】
なお、関連する技術として、ＩＦフィルタや検波回路の移相器をＩＣに内蔵しても、ＩＦフィルタや移相器の中心周波数を中間周波数に合わせることが可能な受信回路が特許文献３に記載されている。
【００１２】
【特許文献１】特開２００３−２４９８６６号公報
【特許文献２】特開２００６−１５７８６６号公報
【特許文献３】特開平８−７０２６１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ところで、リモートキーレスエントリ（ＲＫＥ）／タイヤ空気圧センサ（ＴＰＭＳ）を主な用途とした受信機等では、より一層の低消費電力化や小型化が求められている。これに対し、特許文献２に記載の受信回路は、実信号に含まれるイメージ信号を模擬した模擬イメージ信号を発生させ、複素フィルタ回路を通過した信号の振幅を検出し、この振幅によって複素フィルタ回路における可変素子を変更するように構成されている。また、可変素子を変更する際に、レジスタ群に保持される情報を元に変更している。このように構成される受信機では、前述の低消費電力化や小型化の要求に対して十分とはいえない。したがって、より構成の簡単な受信回路が求められていた。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の１つのアスペクトに係る受信装置は、直交位相関係にある第１および第２の中間周波信号を入力してイメージ妨害波を除去する複素ＢＰＦと、複素ＢＰＦにおける直交位相関係にある入力信号と出力信号との位相差に基づき、複素ＢＰＦの中心周波数と入力信号の周波数との一致に向けて中心周波数のずれ分を補正するように複素ＢＰＦを制御する制御部と、を備える。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、直交位相関係にある入力信号と出力信号との位相差に基づいて複素ＢＰＦの中心周波数のずれ分を補正するように構成されるので、構成がより簡単となる受信装置を実現することができる。したがって、より低消費電流化が図られ、チップレイアウト面積を小さくでき、ＩＣに好適である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
本発明の実施形態に係る受信装置は、直交位相関係にある第１および第２の中間周波信号（図１のＩｉｎ、Ｑｉｎ）を入力してイメージ妨害波を除去する複素ＢＰＦ（図１の１６）と、複素ＢＰＦにおける直交位相関係にある入力信号と出力信号（図１のＩｉｎとＱｏｕｔまたはＱｉｎとＩｏｕｔ）との位相差に基づき、複素ＢＰＦの中心周波数と入力信号の周波数との一致に向けて中心周波数のずれ分を補正するように複素ＢＰＦを制御する制御部（図１の２１）と、を備える。
【００１７】
複素ＢＰＦ（図１の１６）は、複素ＢＰＦにおける周波数シフタ（図１の１７）を構成するトランスコンダクタンスアンプを備え、制御部は、位相差を直流信号に変換し、中心周波数のずれ分を補正するようにトランスコンダクタンスアンプに対して直流信号を供給するようにしてもよい。
【００１８】
また、制御部（図１の２１）は、入力信号と出力信号との位相を比較する位相比較器（図１の１８）と、位相比較器の比較結果である位相差を直流信号として取り出す低域通過フィルタ（図１の１９）と、直流信号をトランスコンダクタンスアンプに対して供給する増幅器（図１の２０）と、を備え、トランスコンダクタンスアンプは、直流信号によってコンダクタンスを調整して中心周波数のずれ分を補正するようにしてもよい。
【００１９】
さらに、位相比較器（図１の１８）は、入力信号と出力信号とを混合するミキサで構成されてもよい。
【００２０】
また、増幅器（図１の２０）は、低域通過フィルタが出力する直流信号を元にトランスコンダクタンスアンプにおけるバイアス電流を制御してもよい。
【００２１】
以上のように構成される受信装置において、複素ＢＰＦにおける直交位相関係にある入力信号と出力信号との位相差に基づき、複素ＢＰＦの中心周波数と入力信号の周波数とが一致するように中心周波数のずれ分を補正するようにフィードバックされ、中心周波数が入力信号周波数に一致するよう調整される。したがって、何らかの影響（製造ばらつき、温度変動、電源電圧変動等）によって複素ＢＰＦの中心周波数が入力信号周波数に対してずれた場合には、自動的に複素ＢＰＦの中心周波数を入力信号周波数に合わせこむことができ、受信装置は、常に安定に受信可能となる。また、構成が簡単であって、より低消費電流化が図られ、チップレイアウト面積を小さくできる。したがって、ＩＣに好適である。以下、実施例に即し、図面を参照して詳しく説明する。
【実施例１】
【００２２】
図１は、本発明の実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、受信装置は、初段の低雑音増幅器１１と、ミキサ１２、１３と、移相器１４と、局部発振器１５と、周波数シフタ１７を含む複素ＢＰＦ１６と、制御部２１を備える。また、制御部２１は、位相比較器１８と、フィルタ１９と、増幅器２０とを含む。
【００２３】
低雑音増幅器１１は、受信信号である入力信号Ｒｆを増幅し、出力信号をミキサ１２、１３に分配する。
【００２４】
局部発振器１５は、発振信号を移相器１４に与える。移相器１４は、発振信号を元に０度と９０度の位相を有する２つの信号を出力する。ここで、移相器１４は、２分周器によって構成されてもよい。ＲＫＥ或いはＴＰＭＳの主な動作周波数は、３１５ＭＨｚ、４３４ＭＨｚ付近であるため、移相器１４として２分周器を使う場合、局部発振器１５の発振周波数を動作周波数の２倍の６３０ＭＨｚ、８６８ＭＨｚにすることができる。このような周波数は、ＩＣチップ内部に実現可能なスパイラルインダクタ及びバラクタダイオードで扱える値であり、局部発振器１５がＩＣに容易に内蔵可能となる。
【００２５】
ミキサ１２、１３は、低雑音増幅器１１の２つの出力信号と移相器１４の各々位相が９０度シフトした２つの信号とから、それぞれ入力信号Ｉｉｎ、Ｑｉｎを生成する。
【００２６】
複素ＢＰＦ１６は、図４で説明したような構成を有し、入力信号Ｉｉｎ、Ｑｉｎを入力してフィルタリングし、出力信号Ｉｏｕｔ、Ｑｏｕｔを出力する。ここで複素ＢＰＦ１６は、２次のＢＰＦの入出力伝達特性を有する。
【００２７】
式（１）に、２次のＢＰＦの入出力伝達特性Ｈ（ｓ）を示す。
Ｈ（ｓ）＝ｓ・２πΔｆ／（ｓ２＋ｓ・２πΔｆ＋２πｆ０２）  −−−−−  式（１）
ただし、Δｆ：帯域幅、ｆ０：中心周波数である。
【００２８】
式（１）より、ＢＰＦの通過による入出力信号の位相差Δφは、式（２）で表される。
Δφ（２πｆ）＝ｔａｎ−１｛（（２πｆ０）２−（２πｆ）２）／（２πΔｆ・２πｆ）｝  −−−−−  式（２）
ただし、ｓ＝ｊ・２πｆである。
【００２９】
図２に示すようにｆ＝ｆ０の時、即ち入力信号周波数ｆｉｎとＢＰＦの中心周波数ｆ０が一致した時、位相差Δφ＝０となる。
【００３０】
一方、以下に示す複素ＢＰＦの入力信号Ｉｉｎ信号と出力信号Ｑｏｕｔ信号が位相比較器１８に入力される。なお、
複素ＢＰＦの入力信号Ｉｉｎ：ｃｏｓ（２πｆ・ｔ）、ｆ：入力信号周波数
複素ＢＰＦの出力信号Ｑｏｕｔ：ｓｉｎ（２πｆ・ｔ＋Δφ）
である。
【００３１】
位相比較器１８は、入力信号Ｉｉｎと出力信号Ｑｏｕｔとの積である式（３）で表される出力信号を生成する（Ｑｉｎ信号とＩｏｕｔ信号であっても同様に表される）。
位相比較器出力信号：ｃｏｓ（２πｆ・ｔ）×ｓｉｎ（２πｆ・ｔ＋Δφ）＝１／２×｛ｓｉｎΔφ＋ｓｉｎ（２π・２ｆ・ｔ＋Δφ）｝  −−−−−  式（３）
【００３２】
式（３）を参照するならば、位相比較器１８の出力信号は、ＤＣ成分ΔＤＣ＝１／２×ｓｉｎΔφと、入力信号周波数の２倍の周波数成分１／２×ｓｉｎ（２π・２ｆ・ｔ＋Δφ）との和で表される。フィルタ１９は、低域通過フィルタであって、位相比較器１８の出力信号に含まれる入力信号周波数の２倍の周波数成分ｓｉｎ（２π・２ｆ・ｔ＋Δφ）をカットし、複素ＢＰＦの入力信号と出力信号の位相差Δφに応じたＤＣ成分ΔＤＣ＝１／２×ｓｉｎΔφを出力する。なお、入力信号周波数と複素ＢＰＦの中心周波数が一致している場合、Δφ＝０なので、ΔＤＣ＝０となる。
【００３３】
位相比較器１８は、一般的な位相比較器あるいはミキサタイプの位相比較器で構成される。ミキサタイプの位相比較器は、−９０度〜＋９０度の範囲に限って位相比較が可能であり、回路構成は単純である。一方、ＰＬＬシンセサイザ等で使われる一般的な位相比較器は、−１８０度〜＋１８０度まで位相比較可能ではあるが、回路構成が複雑である。ここでは、製造ばらつき、温度変動、電源電圧変動等の影響を受けてフィルタ特性の中心周波数がずれた場合を想定しているので、位相が−９０度〜＋９０度を外れてずれることはなく、構成の簡単なミキサタイプの位相比較器がより好ましい。
【００３４】
増幅器２０は、フィルタ１９が出力するＤＣ成分ΔＤＣを元に周波数シフタ１７のトランスコンダクタンスアンプ（図４のＴｃ、Ｔｄに相当）のｇｍを制御する。すなわち、増幅器２０は、ＤＣ成分ΔＤＣを電流に変換し、複素ＢＰＦの中心周波数を決める周波数シフタのｇｍを変化させる。例えば、トランスコンダクタンスアンプ（図４のＴｃ、Ｔｄに相当）におけるバイアス電流を制御し、ｇｍを変化させる。これによって、複素ＢＰＦ１６は、入力信号周波数と複素ＢＰＦ１６の中心周波数とを合わせこむように動作する。なお、増幅器２０は、トランスコンダクタンスアンプなどで構成されるようにしてもよい。
【００３５】
次に、複素ＢＰＦ１６の中心周波数が調整される様子について説明する。図３は、複素ＢＰＦ１６の中心周波数が入力信号周波数に対して低周波側にずれた場合の中心周波数の調整のメカニズムを模式的に示す図である。
【００３６】
（Ａ）製造ばらつき、或いは温度変動、電源電圧変動等の影響によって複素ＢＰＦ１６の中心周波数ｆ０が入力信号周波数ｆｉｎに対して低周波側にずれた場合、複素ＢＰＦ１６の出力信号は、入力信号周波数と複素ＢＰＦの中心周波数のずれ分に相当する分だけ位相が遅れ、入力信号と出力信号に位相差Δφが発生する。
【００３７】
（Ｂ）位相比較器１８およびフィルタ１９によって、位相差Δφに相当するＤＣ成分ΔＤＣが出力される。
【００３８】
（Ｃ）増幅器２０であるトランスコンダクタンスアンプによって電流変換され、ＤＣ成分ΔＤＣに比例した電流変化分ΔＩが周波数シフタ１７に供給される。
【００３９】
（Ｄ）電流変化分ΔＩの増加に伴って周波数シフタ１７におけるｇｍが大きくなり（−ｇｍは負の方向に大きくなり）、フィルタ特性は、高周波側にシフトする。以上により、複素ＢＰＦ１６の中心周波数ｆ０が入力信号周波数ｆｉｎに一致するように調整される。
【００４０】
以上の説明では、中心周波数ｆ０が入力信号周波数ｆｉｎに対して低周波側にずれた場合を説明した。他方、中心周波数ｆ０が入力信号周波数ｆｉｎに対して高周波側にずれた場合には、正の位相差Δφが発生し、ＤＣ成分ΔＤＣが負となって電流変化分ΔＩが減少するように制御され、周波数シフタ１７におけるｇｍが小さくなって（−ｇｍは負の方向に小さくなり）、フィルタ特性は、低周波側にシフトする。
【００４１】
以上のように、複素ＢＰＦ１６の中心周波数ｆ０のずれ分が補正されるので、製造ばらつき、温度変動、電源電圧変動等の影響を受けにくいフィルタ特性が実現され、安定に受信可能な受信装置が提供される。
【００４２】
また、本発明の受信装置では、連続的な電流値による制御のため調整精度が高くなる。さらに、従来技術では、レジスタ等の論理回路を組み込んでいるため回路構成が複雑であり、バイポーラプロセスでは実現困難であってＣＭＯＳプロセスに限られる。これに対し、本発明の受信装置は、論理回路を組み込んでいないため回路構成が単純であり、バイポーラプロセスでも、ＣＭＯＳプロセスでも実現可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】入力信号周波数ｆｉｎとＢＰＦの中心周波数ｆ０が一致した時の位相差を表す図である。
【図３】複素ＢＰＦの中心周波数が入力信号周波数に対して低周波側にずれた場合の中心周波数の調整のメカニズムを模式的に示す図である。
【図４】複素ＢＰＦの構成を示す回路図である。
【図５】複素ＢＰＦの動作原理を説明する図である。
【図６】複素ＢＰＦにおける周波数シフトを示す図である。
【符号の説明】
【００４４】
１１  低雑音増幅器
１２、１３  ミキサ
１４  移相器
１５  局部発振器
１６  複素ＢＰＦ
１７  周波数シフタ
１８  位相比較器
１９  フィルタ
２０  増幅器
２１  制御部
Ｉｉｎ、Ｑｉｎ、Ｒｆ  入力信号
Ｉｏｕｔ、Ｑｏｕｔ  出力信号
【図１】
2008167000.tif 000003
【図２】
2008167000.tif 000004
【図３】
2008167000.tif 000005
【図４】
2008167000.tif 000006
【図５】
2008167000.tif 000007
【図６】
2008167000.tif 000008