(57)【要約】【課題】ＮＭＲ装置の計測装置において、デジタルＩＱ検波する場合に検波回路の複雑化やＡＤ変換器などによりスプリアスノイズが発生する恐れがある。【解決手段】送信信号ｆ０と同期したＡＤ変換器１４のサンプリング信号（周波数ｆｓ）を用い、ダウンコンバータ１０にてＩＦ信号周波数をｆｓ／・４に変換する。ＩＱ検波器１５は、ＮＣＯの代わりに１，０，−１からなる信号と乗算する検波回路とする。さらにＩＦ信号に、信号発生器１３から中心周波数ｆｓ／２で一定の帯域幅を持つランダム信号を加算し、その後にＡＤ変換器１４でＡ／Ｄ変換することで、ＩＦ信号の奇数時高調波を主因とするノイズを抑制することが出来る。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
静磁場内の被測定試料に高周波磁場を与えるためにコイルに高周波信号を送信し、被測定試料から放射される核磁気共鳴スペクトルをコイルにより受信してスペクトル分布を測定する核磁気共鳴装置において、
前記コイルが受信した受信信号の中心周波数をアナログデジタル変換器のサンプリング周波数の１／４に周波数変換してアナログデジタル変換器に入力し、アナログデジタル変換した出力信号を検波してスペクトル分析することを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項２】
請求項１において、前記アナログデジタル変換器の出力信号に０，１，０，−１の信号列と、１，０，−１，０の信号列を時系列に乗算して検波することを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項３】
請求項２において、前記アナログデジタル変換器のサンプリング周波数の１／４に周波数変換した前記アナログデジタル変換器の入力に中心周波数が前記サンプリング周波数の１／２の信号を加算し、この加算された信号を前記アナログデジタル変換器の入力信号としたことを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項４】
請求項３において、前記アナログデジタル変換器の入力に加算する信号の帯域幅は前記サンプリング周波数の１／１００より狭くすることを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項５】
静磁場内の被測定試料に高周波磁場を与えるためにコイルに高周波信号を送信し、被測定試料から放射される核磁気共鳴スペクトルをコイルにより受信しスペクトル分布を測定する核磁気共鳴装置において、
前記コイルが受信した受信信号にアナログデジタル変換器のサンプリング周波数の１／２の中心周波数を持つ信号を加算し、この加算された信号をアナログデジタル変換器の入力信号と、アナログデジタル変換器の出力信号を検波してスペクトル分析することを特徴とする核磁気共鳴装置。
【請求項６】
請求項５において、前記受信信号に加算する信号の帯域幅は前記サンプリング周波数の１／１００より狭くすることを特徴とする核磁気共鳴装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は核磁気共鳴（ＮＭＲ）を利用して被測定試料の化学的結合状態等を計測する核磁気共鳴装置に係わり、特にデジタル検波回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
核磁気共鳴装置では、被測定試料を静磁場内に配置し、その周囲に配置した送受信コイルを介して共鳴周波数を持つ高周波磁場をパルス的に送信する。その結果送受信コイルに誘起された共鳴信号は自由誘導減衰信号（ＦＩＤ信号）として受信される。このＦＩＤ信号をフーリェ変換することでＮＭＲスペクトルが得られ、計測されたスペクトルの周波数、強度から被測定試料の化学的結合状態等を分析することができる。
【０００３】
送信される高周波信号は分析する核種及びマグネットにより与えられる静磁場により異なるが、数十ＭＨｚから数百ＭＨｚの周波数となる。受信信号には送信周波数の近傍の周波数を持つ複数のスペクトルが存在し、送信周波数から数ｋＨｚから数百ｋＨｚ離れた範囲に分布する。このように、中心周波数となる送信周波数は高いが、観測帯域幅は中心周波数に比べると非常に狭い。
【０００４】
このため、受信信号をミキサ(ダウンコンバータ)に入力し中心周波数を低い周波数に変換し、さらにＩＱ検波器により中心周波数をＤＣ成分に変換する。従って、ＩＱ検波後の信号は最大数ｋＨｚから数百ｋＨｚの成分を持つ信号に変換される。その信号をＡ／Ｄ変換し、ＦＦＴ処理して、ＦＩＤ信号のスペクトル分布を検出する。
【０００５】
このように、Ａ／Ｄ変換する前の処理はアナログ回路であるため、素子の計年変化やアナログフィルタ等の回路調整に時間を要するなどの問題があり、ＡＤ変換器のサンプリング周波数の高速化に伴い、ダウンコンバータで周波数変化した後のＩＦ信号をＡ／Ｄ変換し、デジタル検波してデジタルフィルタする方式が広く採用されている。特許文献１や非特許文献１にはデジタル検波回路の構成が記載されている。
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−７８２４６号公報
【特許文献２】特開２００５−１３１１０２号公報
【非特許文献１】A high performance digital receiver for for home-built nuclear magnetic resonance spectrometer, REVIEW OF SCIENTIFIC INSTRUMENTS, vol.73 No.3 2002
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ＩＦ信号の中心周波数はＡＤ変換器のサンプリング周波数ｆｓの１／２以下であるが、ＩＦ信号の奇数時高調波があるとスプリアスノイズとなり、ＩＦ信号周波数の近くにノイズが発生する恐れがある。このため、ＡＤ変換器の前段にアナログＬＰＦを設けて、奇数時高調波がＡＤ変換器に入力しないように対策されている。しかし、ＡＤ変換器内部のアンプによる歪、量子化誤差による高調波の発生する恐れがあり、このためサンプリング周波数ｆｓの１／１０以下のＩＦ信号をＡＤ変換器に入力し、仮に高調波ノイズが発生してもデジタルＬＰＦにより除去する対策が取られている。
【０００８】
デジタル検波器では、ＡＤ変換したデジタル信号とＩＦ信号周波数を持つデジタル発信器ＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator）出力を乗算し、検波信号とする。しかし、ＮＣＯ自体に信号歪があるとノイズが発生する恐れがあるためＮＣＯは非常に高価である。また、送信信号と受信ＦＩＤ信号との位相差は一定にする必要があるため、ＮＣＯの位相を制御する必要がある。
【０００９】
本発明の目的は、蒸気従来技術の問題点に鑑み、ＮＣＯを使わない簡便な構成のデジタル検波回路を実現し、デジタル処理によって発生するノイズを抑えることにより、低コストで高性能なＮＭＲ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のＮＭＲ装置は、送信信号と同期したサンプリング信号（周波数ｆｓ）を用い、ダウンコンバータにてＩＦ信号周波数をｆｓ／４に変換し、ＮＣＯの代わりに１，０，−１からなる信号列と乗算する検波回路とする。
【００１１】
あるいは、ＩＦ信号に中心周波数ｆｓ／２で一定の帯域幅を持つランダム信号を加算した後にＡ／Ｄ変換することで、ＩＦ信号の奇数時高調波を主因とするノイズを抑制する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ＮＣＯ無しに検波処理を実現することが可能である。また、本検波処理により発生する恐れのあるノイズもランダム信号を加算することで抑制できる。このため、低コストで高性能な核磁気共鳴装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明は、静磁場内の被測定試料に高周波磁場を与えるためにコイルに高周波信号を送信し、被測定試料から放射される核磁気共鳴スペクトルをコイルにより受信してスペクトル分布を測定する核磁気共鳴装置における計測装置に関するものである。以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【実施例１】
【００１４】
図１は本発明の一実施例である核磁気共鳴（ＮＭＲ）装置の全体構成である。図２は本発明のＩＦ信号、ＡＤサンプリング信号、及び発生するノイズの周波数の関係を示したものである。
【００１５】
図１において、ＮＭＲ装置のユーザがパソコン１から送信周波数、位相、強度、送信幅、送信間隔などのパルスシーケンスや、受信観測幅等を設定する。それらの情報はタイミング制御回路２及びデジタル検波回路１１に送られる。その情報に従って周波数・位相可変発信器３で信号が生成される。その出力信号の周波数は、送受信コイル７に送信される周波数（ｆ０）より低い周波数であり、安定度の高い基準発信器８からの信号（サンプリングクロックｆｓ）を周波数シンセサイザ９aで高周波に変換した信号を用い、アップコンバータ４にてユーザより指定された送信周波数ｆ０に変換する。ここで、ｆｓとｆ０は基準発信器８の出力を用いて生成されるため、両者は同期関係にある。さらに、可変アンプ５a、パワーアンプ６により所定の強度の送信信号を送受信コイル７に送信する。送信信号の送信幅は数μsecから数百μsecと短くパルス的な送信となる。
【００１６】
送信終了後に、送受信コイル７から出力される受信信号（ＦＩＤ）は可変アンプ５ｂを経たのち、ダウンコンバータ１０で受信信号の周波数をＡＤ変換器１４のサンプリング周波数の１／４に周波数変換し、デジタル検波回路１１の入力信号ＩＦとなって、ＡＤ変換器１４に入力される。
【００１７】
さらに、ＡＤ変換器１４でデジタル値に変換されたＩＦ信号は、周波数ｆｓ／４のsin及びcos信号とそれぞれ乗算されてIQ検波される。周波数ｆｓ／４のsin， cos信号はサンプリング周波数がｆｓのため、１周期に４点からなる信号である。すなわち、sin， cos信号は（１），（２）式の値となる。
Sin（2*π*fs/4）＝[０，１，０，−１]      …（１）
Cos（2*π*fs/4）＝[１，０，−１，０]      …（２）
ＩＱ検波器１５では、ＩＦ信号とsin、cos信号との乗算を行う。sin、cos信号は１，０、−１の値であるため乗算器の代わりに、符号反転器と切替回路で実現することが出来る。すなわち、sin信号が１の場合にはＩＦ信号をそのまま出力し、−１の場合にはＩＦ信号を符号反転して出力し、０の場合には出力を０として、サンプリングクロックに合わせて切替ることにより検波処理を実現する。乗算器はサンプリング周波数で動作する必要が有り、高速性が要求されるため乗算器を削除できる効果は大きい。
【００１８】
また、上述したようにsin、cos信号は４点での近似であり、従来のようにＮＣＯで出力させる必要が無い。ＮＣＯでは１／４周期の正弦波信号をメモリ上に格納し、サンプリングクロックをカウントすることにより時間を算出し、メモリからその時点の信号を取り出すものである。それと比較すると、本発明では格段に簡単な構成で実現でき、コスト低減の効果も大きい。
【００１９】
ところで、送信信号とＦＩＤ受信信号との位相差を一定に保つことは、特にＮＭＲ装置で複数回の測定を繰り返し、得られるＦＩＤ信号を積算処理する場合に重要である。本発明においては、サンプリング周波数とsin、cos信号の周波数比は整数倍であり、サンプリング信号が送信、受信動作において連続的に動作しているため、送受信での位相差は発生しない。このため、sin、cos信号の位相補正の必要は無い。
【００２０】
図２は、本発明の構成におけるＩＦ信号、ＡＤサンプリング信号、及び発生するノイズの周波数の関係を示したものである。ＦＩＤ信号は送信周波数ｆ０の数kHzから数百kHzのところに離れて複数分布している。ｆｓ／４が中心周波数となるようにＦＩＤ信号を周波数変換した場合、ｆｓ／４からα離れたところにＮＭＲスプクトルが存在したとすると、ＡＤ変換器１４をはじめとする回路の非線形歪、量子化ノイズ等により奇数時高調波が発生する。ｆｓ／４＋αの３次高調波はナイキスト周波数ｆｓ／２より大きいため、スプリアスノイズとなり、図示のようにｆｓ／４−３αの周波数に発生する。同様に、５次高調波はｆｓ／４＋5αに発生し、本来の信号周波数ｆｓ／４＋αとは、４α離れた位置に発生する。このようなノイズの強度は小さく、ＮＭＲ計測で常に１本のスペクトルのみが観測されるのであれば、ノイズと判断することは可能である。しかし、ＮＭＲ装置で分析する試料からは複数のスペクトルが観測され、その強度も大きく異なるため、それぞれのスペクトルから奇数次高調波が発生するとノイズとの識別は不可能で、周波数が特定できないためデジタルフィルタで除去することも出来ない。
【００２１】
ＡＤ変換後に発生するスプリアスノイズを抑制するために、ＡＤの量子化幅以下の振幅を持つランダムノイズを印加するとノイズが拡散することが知られているが、ランダムノイズは全ての周波数成分を持つためノイズフロアを上昇させる恐れがある。
【００２２】
図３はＦＩＤ信号と従来のランダムノイズとの周波数スペクトラムを示す。ランダムノイズは周波数に拠らず一様な強度分布であるため、ＦＩＤ信号が存在する周波数ｆｓ／４近傍にも一様にノイズが印加されるため、上述したようなノイズフロアの上昇が発生する。
【００２３】
そこで、本実施例では図１の信号発生器１３から中心周波数ｆｓ／２で帯域幅Δｆを持つノイズ信号を発生させ、ＩＦ信号と加算器１２で加算してＡＤ変換器１４に入力する。その結果は、図３に示すように、ノイズ周波数がＩＦ信号周波数ｆｓ／４と大きく離れているため、ＩＦ信号近傍のノイズフロアを上昇させることがない。そして本実施例でのノイズは中心周波数ｆｓ／２で帯域幅Δｆであるため、ｆｓ／２より高い周波数成分はＤＣ成分に折り返して観測されるが、Δｆを広くしなければ周波数ｆｓ／４近傍に影響することは無い。本実施例のようにＩＦ入力信号に中心周波数ｆｓ／２のノイズ信号を加算すれば、検波時に発生するスプリアスノイズを抑制することが出来る。
【００２４】
図４は本発明の効果を実験的に確認した例である。ｆｓ＝５０MHz、ＩＦ信号周波数１２．５MHz＋500Hzである。図４（a）はノイズ信号を加算しない場合のＦＦＴ解析結果であり、ＩＦ信号から±２kHz離れた地点にスプリアスノイズ（４倍ノイズ）が観測されている。これに対し、同図（ｃ）に示す中心周波数２５MHz、帯域幅２００kHzのノイズ信号を加算してＦＦＴ解析した結果が、同図（ｂ）である。スプリアスノイズ（４倍ノイズ）が非常に小さくなっているのが分かる。また、ランダム信号の周波数が２５MHz近傍にのみ発生するため、ＦＦＴ処理した結果からもわかるようにノイズフロアの上昇も見られない。以上説明したように、本発明によれば周波数ｆｓ／２近傍に成分を持つランダム信号を加算することにより、ノイズフロアの上昇無くスプリアスノイズを抑制できる。
【００２５】
図５，６に信号発生器１３の構成例を示す。図５は、電圧同調発信器ＶＣＯにランダム信号を印加することで信号を発生する方式である。ＶＣＯも温度安定性が高いものは高価である。このため、図６に示すように広い帯域に発生するランダム信号を生成し、ＢＰＦにてｆｓ／２（＝25MHz）近傍成分だけ取り出し増幅することで、ランダム信号を生成することも可能である。
【００２６】
図７はランダム信号の帯域幅とノイズ強度の関係を実測した例で、帯域幅にも最適値が存在することが分かる。横軸の帯域幅は実際の１／２の数字であり、帯域幅が中心周波数の約１／５０より狭くなるとノイズ強度が低下し、帯域幅約２５０kHzと中心周波数の約１／１００程度が帯域幅としては最適であること分かる。
【実施例２】
【００２７】
図８は本発明の他の実施例による核磁気共鳴装置の計測装置の構成を示している。本発明のスプリアスノイズの抑制方法はサンプリング周波数ｆｓの１／２の中心周波数のノイズを入力信号に加算してＡＤ変換することであり、ＮＣＯを用いた一般的なデジタル検波回路にも当然のことながら適用することが可能である。
【００２８】
図８において、実施例１の図１と異なる点は、ＮＣＯ１７から参照信号を発生させて検波する点にある。このため、ＩＦ周波数とサンプリング周波数の比は１／４でなくても良く、通常はＩＦ周波数の１０倍以上のサンプリング周波数が選ばれる。この場合、スプリアスノイズはＡＤ変換後にデジタルフィルタにより抑制することも可能であるが、フィルタ演算処理が増えるため、ノイズ信号加算によりスプリアスノイズを抑制できる本発明が有利となる。
【００２９】
本発明は上記したＮＭＲ装置の他、AD変換器を用いるスプリアスノイズ抑制に効果があることから、NMR以外の他の回路にも応用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の一実施例である核磁気共鳴装置の計測装置の構成図。
【図２】デジタル検波回路で発生する信号とノイズの周波数関係を示す説明図。
【図３】本実施例の信号発生器で発生させるノイズ信号と一般的なランダムノイズのスペクトラムの周波数関係を示す説明図。
【図４】ランダム信号の有無によるスプリアスノイズの変化を測定した実験結果図。
【図５】一実施例のランダム信号発生器の構成図。
【図６】他の実施例のランダム信号発生器の構成図。
【図７】ランダム信号の印加時の帯域幅とノイズ強度の関係を測定した実験結果図。
【図８】本発明の他の実施例である核磁気共鳴装置の計測装置の構成図。
【符号の説明】
【００３１】
１…パソコン、２…タイミング制御回路、３…周波数、位相可変発信器、４…アップコンバータ、５…可変アンプ、６…パワーアンプ、７…送受信コイル、８…基準発信器、９…周波数シンセサイザ、１０…ダウンコンバータ、１１…デジタル検波回路、１２…加算回路、１３…信号発生器、１４…A/D変換器、１５…ＩＱ検波処理部、１６…間引きフィルタ、１７…ＮＣＯ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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