(57)【要約】【課題】位相調整により出力制御を行いつつ低出力時における出力制御の精度向上が図れるＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること。【解決手段】発電部１０から入力される直流電力を第一ブリッジ回路２により交流電力に変換し、その交流電力をトランス４により変圧し、変圧された交流電力をインダクタ５によって降圧した後、第二ブリッジ回路３により直流電力として出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、インダクタ５のインダクタンスを増減させて出力電力を調整する。第一ブリッジ回路２と第二ブリッジ回路３のスイッチング位相差を調整して出力制御を行うに際し、インダクタ５のインダクタンスを増加させて出力電力を低下させることができる。このため、単位位相あたりの出力電力の変化量を小さくでき低出力時において出力制御を精度よく行える。【選択図】  図１
2008312285.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換する第一変換回路と、
交流電力を直流電力に変換する第二変換回路と、
前記第一変換回路が一次側に接続され、前記第二変換回路が二次側に接続されるトランスと、
前記トランスと前記第二変換回路の間に配設されるインダクタと、
前記インダクタのインダクタンスを増減させて出力電力を調整する出力電力調整手段と、
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第一変換回路及び前記第二変換回路におけるスイッチング位相差を調整して出力制御を行う出力制御手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第一変換回路に入力される直流電力の電力量に応じて前記トランスの変圧比を調整する変圧調整手段を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両に搭載され、電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータとして、例えば特開２０００−５０４０２号公報に記載されるように、トランスの一次側にブリッジ回路を設け、トランスの二次側に整流回路を設け、ブリッジ回路及び整流回路を構成するスイッチング素子をオンオフ制御することにより電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。
【０００３】
また、図４に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１において、トランス１０２の一次側及び二次側にそれぞれブリッジ回路１０３、１０４を設け、それらのブリッジ回路１０３、１０４のスイッチング素子の切換の位相差を調整することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の出力電力を調整することが考えられる。このＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の出力電力は、図５に示すように、位相差を９０度とした場合に最大値となり、０度及び１８０度に近づくほど小さくなる。
【特許文献１】特開２０００−５０４０２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような位相調整により出力制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータ１０１にあっては、低出力時における電力制御の制御精度が低下するという問題点がある。すなわち、図５において、位相差が０度及び１８０度に近づくに連れて、単位位相当たりの出力変化が大きくなり、細かく出力電力を制御することが難しくなる。
【０００５】
そこで本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、位相調整により出力制御を行いつつ、低出力時における出力制御の精度向上が図れるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
すなわち、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電力を交流電力に変換する第一変換回路と、交流電力を直流電力に変換する第二変換回路と、前記第一変換回路が一次側に接続され、前記第二変換回路が二次側に接続されるトランスと、前記トランスと前記第二変換回路の間に配設されるインダクタと、前記インダクタのインダクタンスを増減させて出力電力を調整する出力電力調整手段とを備えて構成されている。
【０００７】
この発明によれば、インダクタのインダクタンスを増減させて出力電力を調整する出力電力調整手段を備えることにより、第一変換回路と第二変換回路のスイッチング位相差を調整して出力制御を行うに際し、インダクタのインダクタンスを増加させて出力電力を低下させることができる。その際、単位位相あたりの出力電力の変化量を小さくできるため、低出力時において出力制御を精度よく行える。
【０００８】
また本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第一変換回路及び前記第二変換回路におけるスイッチング位相差を調整して出力制御を行う出力制御手段を備えることが好ましい。
【０００９】
また本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第一変換回路に入力される直流電力の電力量に応じて前記トランスの変圧比を調整する変圧調整手段を備えることが好ましい。
【００１０】
この発明によれば、入力電力量に応じてトランスの変圧比を調整することにより、入力電力が大きく変動してもそれに対応して電圧変換が可能となる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、位相調整により出力制御を行いつつ、低出力時における出力制御の精度を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１３】
図１に実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路概要図を示す。図２は、図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける出力特性の説明図である。
【００１４】
本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、電圧変換を行う装置であって、例えば車両に搭載され、車両にて発電した電力を電圧変換する場合に用いられる。この場合、車両にて発電した電力は、ハイブリッド車両においてモータジェネレータにより発電されインバータにより整流された電力であってもよいし、また車両から発せられる熱によって発電する排熱発電器により発電された電力であってもよい。
【００１５】
図１に示すように、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１は、第一ブリッジ回路２、第二ブリッジ回路３、トランス４、インダクタ５、スイッチ６１、６２及び制御部７を備えて構成されている。
【００１６】
第一ブリッジ回路２は、発電部１０が出力する直流電力を入力し交流電力に変換する第一変換回路として機能するものであり、例えば四つのスイッチング素子２１〜２４を有するフルブリッジ回路により構成される。スイッチング素子２１〜２４としては、ＭＯＳ型ＦＥＴ（Field Effect Transistor）が用いられる。
【００１７】
また、スイッチング素子２１〜２４として、ドレイン端子とソース端子との間に逆方向にダイオードを内蔵したものを用いることが好ましい。各スイッチング素子２１〜２４は、制御部７に接続されており、制御部７から出力される制御信号に応じてスイッチング動作を行う。
【００１８】
第一ブリッジ回路２の出力側には、トランス４が配設されている。トランス４は、第一ブリッジ回路２の出力電力を第二ブリッジ側へ電送するものであり、第一ブリッジ回路２側に接続される一次巻線４１、第二ブリッジ回路３側に接続される二次巻線４２を備えている。また、二次巻線４２は、直列に接続される第一巻線部４２ａ、第二巻線部４２ｂを備えている。
【００１９】
トランス４と第二ブリッジ回路３との間には、インダクタ５が配設されている。インダクタ５は、第一インダクタ部５１と第二インダクタ部５２を直列に接続して構成されている。第一インダクタ部５１及び第二インダクタ部５２は、例えば所定のインダクタンスを有する巻線により構成される。
【００２０】
インダクタ５において、第一インダクタ部５１と第二インダクタ部５２の間の接続部分は、接続配線８１によりトランス４の第一巻線部４２ａ側の端部と接続されている。接続配線８１には、スイッチ６１が配設されている。スイッチ６１は、開閉することにより接続配線８１の遮断と導通を切り替えるものであり、制御部７から出力される制御信号により開閉制御されている。
【００２１】
インダクタ５において、第一インダクタ部側の端部は、接続配線８２によりトランス４の第一巻線部４２ａと第二巻線部４２ｂの間の接続部分に接続されている。接続配線８２には、スイッチ６２が配設されている。スイッチ６２は、開閉することにより接続配線８２の遮断と導通を切り替えるものであり、制御部７から出力される制御信号により開閉制御されている。
【００２２】
スイッチ６１及びスイッチ６２は、インダクタ５のインダクタンスを増減させてＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力を調整する出力電力調整手段として機能するものである。すなわち、スイッチ６１を閉じてオン状態とし、スイッチ６２を開いてオフ状態とすることにより、トランス４の出力電圧に対して作用するインダクタ５のイダクタンスが第二インダクタ部５２のインダクタンスのみとなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力を大きく調整することができる。
【００２３】
これに対し、スイッチ６１を開いてオフ状態とし、スイッチ６１を開いてオン状態とすることにより、トランス４の出力電圧に対して作用するインダクタ５のイダクタンスが第一インダクタ部５１及び第二インダクタ部５２のインダクタンスとなる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力を小さく調整することができる。
【００２４】
また、スイッチ６１及びスイッチ６２は、トランス４の巻数比を変更して変圧比を調整する変圧調整手段としても機能する。すなわち、スイッチ６１を閉じてオン状態とし、スイッチ６２を開いてオフ状態とすることにより、トランス４の変圧動作に作用する二次側の巻線が第一巻線部４２ａと第二巻線部４２ｂとなる。これに対し、スイッチ６１を開いてオフ状態とし、スイッチ６１を開いてオン状態とすることにより、トランス４の変圧動作に作用する二次側の巻線が第二巻線部４２ｂのみとなる。
【００２５】
このため、スイッチ６１を閉じてオン状態としスイッチ６２を開いてオフ状態とする場合には、トランス４の巻数比が小さくなり、変圧比を小さく調整することができる。一方、スイッチ６１を開いてオフ状態としスイッチ６１を開いてオン状態とすることにより、トランス４の巻数比が大きくなり、変圧比を大きく調整することができる。
【００２６】
このようにトランス４の巻数比を変更して変圧比を調整可能に構成することにより、第一ブリッジ回路２及び第二ブリッジ回路３のスイッチング周期を変更することなく、変圧比を変えることができる。
【００２７】
第二ブリッジ回路３は、トランス４から出力される交流電力を直流電力に変換する第二変換回路として機能するものであり、例えば四つのスイッチング素子３１〜３４を有するフルブリッジ回路により構成される。スイッチング素子３１〜３４としては、ＭＯＳ型ＦＥＴが用いられる。
【００２８】
また、スイッチング素子３１〜３４として、ドレイン端子とソース端子との間に逆方向にダイオードを内蔵したものを用いることが好ましい。各スイッチング素子３１〜３４は、制御部７に接続されており、制御部７から出力される制御信号に応じてスイッチング動作を行う。
【００２９】
第二ブリッジ回路３の出力側には、バッテリ１１が接続されている。バッテリ１１は、車両に搭載され、発電部１０により発電される電力を蓄電するための蓄電器である。
【００３０】
次に、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作について説明する。
【００３１】
図１において、まず、発電部１０から出力された直流電力は、第一ブリッジ回路２に入力される。第一ブリッジ回路２のスイッチング素子２１〜２４は、制御部７により所定の周期でスイッチング制御されている。
【００３２】
例えば、スイッチング素子２１及び２４がオン状態とされスイッチング素子２２及び２３がオフ状態とされ、その後スイッチング素子２１及び２４がオフ状態とされスイッチング素子２２及び２３がオン状態とされ、この動作が所定の周期で繰り返される。これにより、発電部１０から出力された直流電力は、第一ブリッジ回路２によって交流電力に変換される。
【００３３】
その交流電力は、トランス４に入力され変圧され、インダクタ５を通じて第二ブリッジ回路３に入力される。第二ブリッジ回路３のスイッチング素子３１〜３４は、制御部７により所定の周期でスイッチング制御されている。
【００３４】
例えば、スイッチング素子３１及び３４がオン状態とされスイッチング素子３２及び３３がオフ状態とされ、その後スイッチング素子３１及び３４がオフ状態とされスイッチング素子３２及び３３がオン状態とされ、この動作が第一ブリッジ回路２のスイッチング周期と同一周期で繰り返される。これにより、第二ブリッジ回路３に入力された交流電力は、第二ブリッジ回路３によって交流電力に変換される。
【００３５】
その際、制御部７からスイッチング素子２１〜２４及びスイッチング素子３１〜３４へ出力される制御信号によって、第二ブリッジ回路３のスイッチングタイミングを第一ブリッジ回路２のスイッチングのタイミングに対して遅らせることにより、第一ブリッジ回路２と第二ブリッジ回路３のスイッチングの位相差を生じさせることができる。この位相差を適宜調整することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力を制御することができる。
【００３６】
また、図２に示すように、発電部１０からのＤＣ−ＤＣコンバータ１への入力電力に応じてインダクタ５のインダクタンスを増減させることにより、出力電力を調整することができる。例えば、発電部１０の発電電力が所定値より大きい場合には、制御部７からスイッチ６１をオン状態としスイッチ６２をオフ状態とする制御信号が出力される。発電部１０の発電電力が所定値より大きいか否かは、例えば発電部１０の出力電圧を制御部７に入力しておき、その出力電圧値に基づいて判断すればよい。
【００３７】
スイッチ６１がオン状態とされスイッチ６２がオフ状態とされることにより、インダクタ５のインダクタンスが小さくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力を大きく調整することができる。
【００３８】
一方、発電部１０の発電電力が所定値より大きくない場合には、制御部７からスイッチ６１をオフ状態としスイッチ６２をオン状態とする制御信号が出力される。スイッチ６１がオフ状態とされスイッチ６２がオン状態とされることにより、インダクタ５のインダクタンスが大きくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力を小さく調整することができる。
【００３９】
また、スイッチ６１、スイッチ６２の開閉制御により、トランス４の変圧比を調整することができる。例えば、発電部１０の発電電力が所定値より大きい場合にスイッチ６１がオン状態とされスイッチ６２がオフ状態とされることにより、トランス４の巻数比を小さくすることができ、トランス４の変圧比を小さく調整することができる。一方、発電部１０の発電電力が所定値より大きくない場合にスイッチ６１がオフ状態とされスイッチ６２がオン状態とされることにより、トランス４の巻数比を大きくすることができ、トランス４の変圧比を大きく調整することができる。
【００４０】
このように入力電力に応じて変圧比を調整することにより、入力電力が増減して大きく変動する場合であっても、その変動に応じて電力変換を対応させることができる。
【００４１】
以上のように、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１によれば、インダクタ５のインダクタンスを増減させて出力電力を調整することにより、第一ブリッジ回路２と第二ブリッジ回路３のスイッチング位相差を調整して出力制御を行うに際し、インダクタ５のインダクタンスを増加させて出力電力を低下させることができる。その際、単位位相あたりの出力電力の変化量を小さくできるため、低出力時において出力制御を精度よく行える。
【００４２】
例えば、図２において、インダクタ５のインダクタンスを増減させることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力を切り替えられることが示されているが（図２の高出力、低出力）、低出力時の方が単位位相あたりの電力変化量を小さくでき、精密な電力制御を行えることとなる。具体的には、出力電力Ｐにおいて、低出力時における単位位相あたりの電力変化量をΔＰ１、高出力時における単位位相あたりの電力変化量をΔＰ２とすると、図２においてΔＰ２よりΔＰ１の方が小さくなり、細かく出力電力を制御できることがわかる。
【００４３】
また、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１によれば、入力電力量に応じてトランス４の変圧比を調整することにより、入力電力が大きく変動してもそれに対応して電圧変換ができる。このため、車両における発電部１０の発電量が大きく増減する場合であっても適切な電力の蓄電が可能となる。
【００４４】
なお、上述した実施形態は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一例を説明したものであり、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは本実施形態に記載したものに限定されるものではない。本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、各請求項に記載した要旨を変更しないように実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを変形し、又は他のものに適用したものであってもよい。
【００４５】
例えば、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力を二段階に調整する場合について説明したが、三段階又はそれ以上の段階で調整してもよい。図３に示すように、インダクタ５のインダクタの増減を三段階に切換可能とし、トランス４の変圧調整を三段階に切換可能としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路概要図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける出力特性の説明図である。
【図３】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの変形例を示す回路概要図である。
【図４】背景技術の説明図である。
【図５】背景技術の説明図である。
【符号の説明】
【００４７】
１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、２…第一ブリッジ回路、３…第二ブリッジ回路、４…トランス、５…インダクタ、７…制御部、１０…発電部、１１…バッテリ、２１〜２４…スイッチング素子、３１〜３４…スイッチング素子、６１、６２…スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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