(57)【要約】【課題】ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの発熱に耐え得るように一対のスイッチング素子を設計しなければならず、ひいてはハイサイドスイッチング素子ＳＷｕを冗長設計する必要が生じること。【解決手段】ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのエミッタ及びゲート間には、コンデンサ３６が接続されている。コンデンサ３６には、ダイオード３８を介して、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの駆動電源である電源３０の電圧が印加される。コンデンサ３６の電圧は、ツェナ−ダイオード５０により電源３０の電圧にクランプされた後、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのゲートに印加される。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハイサイド整流手段と並列接続されるハイサイドスイッチング素子及びローサイド整流手段と並列接続されるローサイドスイッチング素子の接続点を介してインダクタをバッテリの正極側又は負極側と導通させるべく、前記一対のスイッチング素子を駆動する駆動回路であって且つ、前記一対のスイッチング素子のスイッチング制御時に前記ローサイドスイッチング素子を駆動する電源の電力を前記接続点と接続される蓄電手段に充電することで、該蓄電手段の電力を前記ハイサイドスイッチング素子の駆動電力として用いるスイッチング素子の駆動回路において、
前記ハイサイドスイッチング素子は、前記バッテリ側から前記インダクタ側へと向かう方向を順方向として逆方向の電流の流れを規制するものであり、
前記ローサイドスイッチング素子は、前記インダクタ側から前記バッテリ側へと向かう方向を順方向として逆方向の電流の流れを規制するものであり、
前記ハイサイドスイッチング素子に電流が流れ得る領域において前記ハイサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される駆動電圧と前記電源の電圧との差が、前記蓄電手段に前記電源の電力を充電する際の前記ローサイド整流手段を含む閉ループ回路における電圧降下の変動量よりも小さくなるようにする抑制手段を備えることを特徴とするスイッチング素子の駆動回路。
【請求項２】
前記抑制手段は、前記ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧を前記電源電圧以上の電圧でクランプする手段であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング素子の駆動回路。
【請求項３】
前記抑制手段は、前記ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧を前記電源電圧にクランプする手段であることを特徴とする請求項２記載のスイッチング素子の駆動回路。
【請求項４】
前記抑制手段は、前記電源の電圧及び前記蓄電手段間並びに前記ハイサイドスイッチング素子の導通制御端子及び前記蓄電手段間の少なくとも一方において電圧を降下させる手段を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング素子の駆動回路。
【請求項５】
前記抑制手段は、前記ハイサイドスイッチング素子を介して電流が流れ得る領域において前記ハイサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される駆動電圧の平均値と前記ローサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される駆動電圧とを均等化することを特徴とする請求項４記載のスイッチング素子の駆動回路。
【請求項６】
前記インダクタが回転機のインダクタであり、
前記一致のスイッチング素子が前記回転機及び前記バッテリ間での電力の授受に際して該電力を変換する電力変換回路を構成するスイッチング素子であることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング素子の駆動回路。
【請求項７】
前記スイッチング素子が絶縁ゲートバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のスイッチング素子の駆動回路。
【請求項８】
ハイサイド整流手段と並列接続されるハイサイドスイッチング素子及びローサイド整流手段と並列接続されるローサイドスイッチング素子の接続点を介してインダクタをバッテリの正極側又は負極側と導通させるべく、前記一対のスイッチング素子を駆動する駆動回路であって且つ、前記一対のスイッチング素子のスイッチング制御時に前記ローサイドスイッチング素子を駆動する電源の電力を前記接続点と接続される蓄電手段に充電することで、該蓄電手段の電力を前記ハイサイドスイッチング素子の駆動電力として用いるスイッチング素子の駆動回路において、
前記ハイサイドスイッチング素子を介して電流が流れる領域において前記ハイサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される駆動電圧の平均値と前記ローサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される駆動電圧とを均等化する均等化手段を備えることを特徴とするスイッチング素子の駆動回路。
【請求項９】
前記均等化手段は、前記ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧をクランプする手段であることを特徴とする請求項８記載のスイッチング素子の駆動回路。
【請求項１０】
前記均等化手段は、前記電源の電圧及び前記蓄電手段間並びに前記ハイサイドスイッチング素子の導通制御端子及び前記蓄電手段間の少なくとも一方において電圧を降下させる手段を備えることを特徴とする請求項８記載のスイッチング素子の駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに直列接続された一対のスイッチング素子を駆動するスイッチング素子の駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
３相モータ及びバッテリ間の電力の授受に際し、同電力を変換するインバータのスイッチング素子を駆動する駆動回路が周知である。ここで、インバータの各相の下側のスイッチング素子（ローサイドスイッチング素子）と上側のスイッチング素子（ハイサイドスイッチング素子）とでは、駆動される電位が異なるため、各別の駆動電源が必要とされる。ただし、これら一対のスイッチング素子のそれぞれに各別の駆動電源を設ける場合には、駆動回路の回路規模の増大やコストアップの要因となりかねない。
【０００３】
そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、一対のスイッチング素子の接続点と接続されるコンデンサに、ローサイドスイッチング素子の電源の電力を充電することで、ハイサイドスイッチング素子の駆動電力を取得するものも提案されている。これにより、駆動回路の回路規模を低減したり、コストを削減したりすることができる。
【特許文献１】特開２００２−８４７６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記駆動回路では、ハイサイドスイッチング素子と比較してローサイドスイッチング素子の発熱量が多くなることが発明者らによって見出されている。このため、ローサイドスイッチング素子の発熱に耐え得るように一対のスイッチング素子を設計しなければならず、ひいてはハイサイドスイッチング素子を冗長設計することとなっていた。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子の発熱量の差を好適に抑制することのできるスイッチング素子の駆動回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００７】
請求項１記載の発明は、前記ハイサイドスイッチング素子は、前記バッテリ側から前記インダクタ側へと向かう方向を順方向として逆方向の電流の流れを規制するものであり、前記ローサイドスイッチング素子は、前記インダクタ側から前記バッテリ側へと向かう方向を順方向として逆方向の電流の流れを規制するものであり、前記ハイサイドスイッチング素子に電流が流れ得る領域において前記ハイサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される駆動電圧と前記電源の電圧との差が、前記蓄電手段に前記電源の電力を充電する際の前記ローサイド整流手段を含む閉ループ回路における電圧降下の変動量よりも小さくなるようにする抑制手段を備えることを特徴とする。
【０００８】
ローサイド整流手段を介して電流が流れる際には、電源の電力の蓄電手段への充電時において蓄電手段に印加される電圧が、上記ローサイド整流手段を含む閉ループ回路における電圧降下の変動量だけ電源の電圧に対して上昇することがある。このため、ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧とローサイドスイッチング素子の駆動電圧とには、上記変動量に起因する差が生じることがあり、ひいてはこれらの発熱量に差が生じるおそれがある。この点、上記発明では、ハイサイドスイッチング素子に電流が流れ得る領域における駆動電圧と電源の電圧との差が、上記ローサイド整流手段を含む閉ループ回路の電圧降下の変動量よりも小さくなるように抑制することで、発熱量の差を抑制することができる。
【０００９】
なお、上記発明は、前記ハイサイドスイッチング素子に電流が流れ得る領域において、前記ローサイド整流手段に電流が流れるように設定されてなることを特徴とすることが望ましい。
【００１０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記抑制手段は、前記ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧を前記電源電圧以上にクランプする手段であることを特徴とする。
【００１１】
上記発明では、ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧を電源電圧以上の所定電圧にクランプする手段を備えることで、ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧がローサイドスイッチング素子の駆動電圧よりも過度に高くなることを回避することができる。このため、抑制手段を適切に構成することができる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記抑制手段は、前記ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧を前記電源電圧にクランプする手段であることを特徴とする。
【００１３】
上記発明では、ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧を電源電圧にクランプすることで、ハイサイドスイッチング素子に電流が流れているときの駆動電圧とローサイドスイッチング素子の駆動電圧とを好適に均一化することができる。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記抑制手段は、前記電源の電圧及び前記蓄電手段間並びに前記ハイサイドスイッチング素子の導通制御端子及び前記蓄電手段間の少なくとも一方において電圧を降下させる手段を備えることを特徴とする。
【００１５】
上記発明では、電源の電圧を蓄電手段に印加するに際しその電圧を低下させることや、蓄電手段の電圧がハイサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される際にこれを低下させることで、ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧がローサイドスイッチング素子の駆動電圧よりも過度に高くなることを回避することができる。このため、抑制手段を適切に構成することができる。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記抑制手段は、前記ハイサイドスイッチング素子を介して電流が流れ得る領域において前記ハイサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される駆動電圧の平均値と前記ローサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される駆動電圧とを均等化することを特徴とする。
【００１７】
上記発明では、ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧の平均値と、ローサイドスイッチング素子の駆動電圧（電源電圧）とを均等化する。このため、これら一対のスイッチング素子を電流が流れる際の発熱量を均一化することができる。
【００１８】
なお、上記「駆動電圧の均等化」とは、２つの値を同一とするものに限らず、一対のスイッチング素子を電流が流れる際の発熱量を均一化するものを意味するものとする。
【００１９】
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の発明において、前記インダクタが回転機のインダクタであり、前記一致のスイッチング素子が前記回転機及び前記バッテリ間での電力の授受に際して該電力を変換する電力変換回路を構成するスイッチング素子であることを特徴とする。
【００２０】
上記発明では、蓄電手段の電圧が、電力変換回路の出力電流波形を模擬する傾向にある。このため、出力電流がその振幅中心に対して正であるときには、蓄電手段の電圧は高くなることがあり、また、出力電流がその振幅中心に対して負であるときには、蓄電手段の電圧は低くなることがある。ここで、ハイサイドスイッチング素子に電流が流れ得る期間は、特に出力電流がその振幅中心に対して正である期間である。そしてこの期間においては、蓄電手段の電圧がローサイド整流手段の電圧降下に起因して電源の電圧よりも高くなり得る。このため、上記発明では、抑制手段の作用効果を好適に奏することができる。
【００２１】
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の発明において、前記スイッチング素子が絶縁ゲートバイポーラトランジスタであることを特徴とする。
【００２２】
上記発明では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いるために、スイッチング素子の電流の流れは一方向となる。このため、ハイサイドスイッチング素子に電流が流れるときにインダクタを流れる電流の方向と同一の方向にインダクタに電流が流れる領域を、上記ハイサイドスイッチング素子を介して電流が流れ得る領域として定義することができる。
【００２３】
請求項８記載の発明において、前記ハイサイドスイッチング素子を介して電流が流れる領域において前記ハイサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される駆動電圧の平均値と前記ローサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される駆動電圧とを均等化する均等化手段を備えることを特徴とする。
【００２４】
スイッチング素子を電流が流れる際の抵抗値は、スイッチング素子の導通制御端子に印加される電圧（駆動電圧）が上昇するほど小さくなる。このため、導通制御端子に印加される駆動電圧が高いほど、スイッチング素子を電流が流れる際の発熱量が減少する。ここで、上記発明では、均等化手段により、ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧の平均値と、ローサイドスイッチング素子の駆動電圧（電源電圧）とを均等化する。このため、これら一対のスイッチング素子を電流が流れる際の発熱量を均一化することができる。
【００２５】
なお、上記「駆動電圧の均等化」とは、２つの値を同一とするものに限らず、一対のスイッチング素子を電流が流れる際の発熱量を均一化するものを意味するものとする。
【００２６】
請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記均等化手段は、前記ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧をクランプする手段であることを特徴とする。
【００２７】
上記発明では、ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧をクランプする手段を備えることで、ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧がローサイドスイッチング素子の駆動電圧よりも過度に高くなることを回避することができる。このため、均等化手段を適切に構成することができる。
【００２８】
請求項１０記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記均等化手段は、前記電源の電圧及び前記蓄電手段間並びに前記ハイサイドスイッチング素子の導通制御端子及び前記蓄電手段間の少なくとも一方において電圧を降下させる手段を備えることを特徴とする。
【００２９】
上記発明では、電源の電圧を蓄電手段に印加するに際しその電圧を低下させることや、蓄電手段の電圧がハイサイドスイッチング素子の導通制御端子に印加される際にこれを低下させることで、ハイサイドスイッチング素子の駆動電圧がローサイドスイッチング素子の駆動電圧よりも過度に高くなることを回避することができる。このため、均等化手段を適切に構成することができる。
【００３０】
なお、請求項８〜１０のいずれかに記載の発明は、前記インダクタが回転機のインダクタであり、前記一致のスイッチング素子が前記回転機及び前記バッテリ間での電力の授受に際して該電力を変換する電力変換回路であることを特徴とすることが望ましい。更に、前記スイッチング素子が絶縁ゲートバイポーラトランジスタであることを特徴とすることが望ましい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかるスイッチング素子の駆動回路を車載空調装置のインバータの駆動回路に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００３２】
図１に、上記空調装置に内蔵されるモータの制御システムの全体構成を示す。
【００３３】
図示されるように、モータ１０の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１２が接続されている。このインバータ１２は、３相インバータであり、高圧バッテリ１４の電圧をモータ１０の３つの相に適宜印加する。詳しくは、インバータ１２は、３つの相のそれぞれと高圧バッテリ１４の正極側又は負極側とを導通させるべく、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２（Ｕ相アーム）とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４（Ｖ相アーム）とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６（Ｗ相アーム）との並列接続体を備えて構成されている。そして、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ２を直列接続する接続点がモータ１０のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４を直列接続する接続点がモータ１０のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子ＳＷ５及びスイッチング素子ＳＷ６を直列接続する接続点がモータ１０のＷ相と接続されている。これらスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。
【００３４】
上記インバータ１２は、更に、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に逆並列に接続されたフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。一方、制御部２０は、駆動回路１８ｕ，１８ｄを介してスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を操作することで、モータ１０の出力を制御する。この際、モータ１０の各相を流れる電流を正弦波形状の電流とするようにスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を操作する。
【００３５】
図２に、駆動回路１８ｕ，１８ｄの構成を示す。なお、図２においては、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３，ＳＷ５をハイサイドスイッチング素子ＳＷｕとし、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６をローサイドスイッチング素子ＳＷｄとして表記する。また、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５をハイサイドダイオードＤｕとし、ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６をローサイドダイオードＤｄとして表記する。
【００３６】
上記駆動回路１８ｕ，１８ｄは、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄを駆動する際にそのゲート（導通制御端子）に電荷を充電する電源３０を備えている。電源３０は、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄのエミッタ及びゲート間に並列接続されている。詳しくは、電源３０の一対の電極間には、スイッチング素子３２，３４の直列接続体が接続されており、これらスイッチング素子３２，３４の接続点にローサイドスイッチング素子ＳＷｄのゲートが接続されている。これにより、スイッチング素子３２がオフ状態且つスイッチング素子３４がオン状態となることで、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄのゲートに電源３０の電圧が印加される。一方、スイッチング素子３２がオン状態且つスイッチング素子３４がオフ状態となることで、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄのゲートがエミッタと同電位とされる。
【００３７】
また、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのエミッタには、コンデンサ３６（蓄電手段）の一方の端子が接続されている。コンデンサ３６の他方の端子には、ダイオード３８を介して電源３０の電圧が印加されている。これにより、コンデンサ３６の他方の端子は、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのエミッタの電位に対して電源３０の電圧程度高い電位となる。この電位は、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのエミッタの電位の変動によって変動するフローティング電位となる。なお、ダイオード３８及び電源３０間には、抵抗体３９が接続されている。この抵抗体３９は、コンデンサ３６とともにＲＣフィルタ回路を構成するものであり、電源３０からコンデンサ３６へ流れる電流が過大となることを回避する。
【００３８】
コンデンサ３６は、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのエミッタ及びゲート間に並列接続されている。詳しくは、コンデンサ３６の一対の電極間には、スイッチング素子４０，４２の直列接続体が接続されており、これらスイッチング素子４０，４２の接続点にハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのゲートが接続されている。これにより、スイッチング素子４０がオフ状態且つスイッチング素子４２がオン状態となることで、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのゲートにコンデンサ３６の電圧が印加される。一方、スイッチング素子４０がオン状態且つスイッチング素子４２がオフ状態となることで、ハイサイドスイッチング素子Ｓｗｕのゲートがエミッタと同電位とされる。
【００３９】
こうした構成によれば、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕを駆動するための電源を、コンデンサ３６によって構成することができるため、電源３０と同等の部材をハイサイドスイッチング素子ＳＷｕにも設ける場合と比較して、回路規模の低減やローコスト化が可能となる。
【００４０】
図３に、スイッチング制御に伴うコンデンサ３６の充電態様を示す。ここでは、インバータ１２側からモータ１０側に電流が流れる領域を領域Ａとし、モータ１０側からインバータ１２側に電流が流れる領域を領域Ｂとする。図示されるように、領域Ａにおいてハイサイドスイッチング素子ＳＷｕがオン状態であるときには（領域Ａ：アーム上側オン）、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕを介して上記バッテリ１４側からモータ１０側へと電流が流れる。このときには、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのエミッタの電位がバッテリ１４の正極電位程度となり、電源３０の正極電位よりも高いために、コンデンサ３６は充電されない。
【００４１】
一方、領域Ａにおいてハイサイドスイッチング素子ＳＷｕがオフ状態に切り替えられると（領域Ａ：アーム下側オン）、モータ１０のインダクタを流れる電流が急激に減少することを打ち消すように逆起電力が生じる。このため、ローサイドダイオードＤｄを介してインバータ１２側からモータ１０側へ電流が流れる。このとき、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのエミッタの電位よりも電源３０の正極電位の方が高いために、コンデンサ３６が充電される。このとき、コンデンサ３６の電圧ＶＤＨは、電源３０の電圧ＶＤ、ダイオード３８による電圧降下量Ｖｆ２、ローサイドダイオードＤｄによる電圧降下量Ｖｆ１を用いて、「ＶＤＨ＝ＶＤ−Ｖｆ２＋Ｖｆ１」となる。
【００４２】
これに対し、領域Ｂにおいては、モータ１０側からインバータ１２側へと電流が流れる。ここで、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄがオン状態となるときには（領域Ｂ：アーム下側オン）、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのエミッタの電位が電源３０の負極電位程度となるため、コンデンサ３６が充電される。このとき、コンデンサ３６の電圧ＶＤＨは、電源３０の電圧ＶＤ、ダイオード３８による電圧降下量Ｖｆ２、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄによる電圧降下量Ｖｃｅを用いて、「ＶＤＨ＝ＶＤ−Ｖｆ２−Ｖｃｅ」となる。
【００４３】
一方、領域Ｂにおいて、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄがオフ状態に切り替えられると（領域Ｂ：アーム上側オン）、モータ１０のインダクタを流れる電流が急激に減少することを打ち消すように逆起電力が生じる。このため、ハイサイドダイオードＤｕを介してインバータ１２側からモータ１０側へ電流が流れる。このときには、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのエミッタの電位は、バッテリ１４の正極電位程度となるため、コンデンサ３６は充電されない。
【００４４】
ところで、インバータ１２の出力電流（モータ１０の相電流）の絶対値が大きくなるほど、また、ダイオードの温度が高くなるほど、領域Ａにおけるコンデンサ３６の電圧が上昇する。これは、ダイオードを流れる電流とダイオードによる電圧降下量と間に、図４に示す関係があることによる。すなわち、ダイオードを流れる電流Ｉｆが多くなるほど、電圧降下量Ｖｆが増大する。
【００４５】
このため、インバータ１２の出力電流が増大するときには、ローサイドダイオードＤｄの電圧降下量Ｖｆ１がダイオード３８の電圧降下量Ｖｆ２を大きく上回ることとなり、コンデンサ３６の充電電圧が上昇する。このため、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧がローサイドスイッチング素子ＳＷｄの駆動電圧（電源電圧ＶＤ）を上回ることとなる。
【００４６】
一方、図５に示されるように、エミッタ及びゲート間の電圧が高いほど、ＩＧＢＴのコレクタ及びエミッタ間の電圧降下量は低下する。ちなみに、図５では、ＩＧＢＴのコレクタ及びエミッタ間を流れる電流が多いほど、コレクタ及びエミッタ間の電圧が高くなり得ることも示している。この図から分かるように、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧が高いほど、エミッタ及びコレクタ間の電圧が低下する。これは、上記電圧降下量Ｖｆ２が増大することでハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧が高くなるほど、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕによる損失が減少し、ひいては発熱量が減少することを意味する。
【００４７】
ただし、この場合であっても、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの駆動電圧は電源３０の電圧ＶＤで固定されている。このため、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの発熱量は、インバータ１２の出力電流が大電流となるときに、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの発熱量よりも多くなる。ここで、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの発熱量を低減するために電源３０の電圧ＶＤを上昇させることも考えられるが、この場合、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのゲートに印加可能な電圧を越えるおそれがある。このため、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの駆動電圧（電源３０の電圧ＶＤ）には、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのゲート耐圧からの制約が生じる。そして、この制約のもとでは、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの方が発熱量が多くなるおそれがある。そして、インバータ１２の出力電流が大電流となるときは、ＩＧＢＴの発熱量が最大となるときであるため、このときの発熱に耐え得るように上記ローサイドスイッチング素子ＳＷｄを設計しなければならない事態が生じ得る。しかし、こうしてローサイドスイッチング素子ＳＷｄの発熱量を基準として、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕ及びローサイドスイッチング素子ＳＷｄを設計したのでは、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕが冗長設計されることとなる。
【００４８】
そこで、本実施形態では、先の図２に示すように、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕに電流が流れ得る領域において、そのゲートに印加される駆動電圧を電源３０の電圧と等しくすべく、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕに印加される電圧を電源３０の電圧でクランプするツェナーダイオード５０を備えている。具体的には、ツェナーダイオード５０は、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのゲート及びエミッタ間に接続されている。これにより、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕに電流の流れ得る領域（領域Ａ）において、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧とローサイドスイッチング素子ＳＷｄの駆動電圧（電源３０の電圧ＶＤ）とを同一とすることができる。
【００４９】
図６に、モータ１０に大電流が流れるときにおける本実施形態にかかるハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧の推移を示す。詳しくは、図６（ａ）に、モータ１０の相電流の推移を示し、図６（ｂ）に、コンデンサ３６の電圧の推移を示し、図６（ｃ）に、駆動電圧の推移を示す。
【００５０】
図示されるように、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の操作によってモータ１０に正弦波形状の電流が流れるに伴い、コンデンサ３６の電圧は、電源３０の電圧ＶＤを振幅中心として、振動する。詳しくは、相電流が正であるとき（インバータ１２側からモータ１０側に電流が流れるとき）、コンデンサ３６の電圧は電圧ＶＤよりも高くなる。この領域は、先の図３の領域Ａと対応している。一方、相電流が負であるとき、コンデンサ３６の電圧は電圧ＶＤよりも低くなる。この領域は、先の図３の領域Ｂと対応している。
【００５１】
ただし、上記ツェナ−ダイオード５０に電源３０の電圧ＶＤよりも高い電圧が印加されるときには、ツェナ−ダイオード５０を電流が流れるために、駆動電圧は電圧ＶＤで一定となる。このため、本実施形態では、相電流が正である領域、換言すればハイサイドスイッチング素子ＳＷｕに電流が流れ得る領域において、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧が電圧ＶＤとなる。
【００５２】
こうした構成を有する本実施形態によれば、ツェナ−ダイオード５０を設けなかった場合（図７（ａ））と比較して電源３０の電圧ＶＤを上昇させることができる。なお、図７（ａ）において、先の図２に示した部材と対応する部材については便宜上、同一の符号を付している。この場合には、図７（ｂ）に示すように、電源３０の電圧ＶＤ´を、本実施形態における電圧ＶＤよりも、ローサイドダイオードＤｄの電圧降下の変動量の最大値、すなわちモータ１０の相電流の振幅が最大となるときにおいて最大の電流が流れるときのローサイドダイオードＤｄの電圧降下量程度低く設定する必要がある。こうすることで、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧の最大値を電圧ＶＤ以下とすることができるためである。
【００５３】
これに対し、本実施形態では、ツェナ−ダイオード５０を設けることで、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの駆動電圧を上昇させることができる。これにより、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの発熱量を低減することができ、ひいては、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕ及びローサイドスイッチング素子ＳＷｄを小型化することができる。
【００５４】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５５】
（１）ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕに電流が流れ得る領域においてハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧と電源３０の電圧ＶＤとの差が、同領域においてコンデンサ３６に充電する際のローサイドダイオードＤｄを含む閉ループ回路内の電圧降下の変動量よりも小さくなるようにした。これにより、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕ及びローサイドスイッチング素子ＳＷｄの発熱量の差を抑制することができる。
【００５６】
（２）ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧をクランプするツェナ−ダイオード５０を備えた。これにより、上記変動量を好適に低減することができる。
【００５７】
（３）ツェナ−ダイオード５０により、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧を電源３０の電圧ＶＤにクランプした。これにより、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕに電流が流れているときの駆動電圧とローサイドスイッチング素子ＳＷｄの駆動電圧とを好適に均一化することができる。
【００５８】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５９】
図８に、本実施形態にかかるツェナ−ダイオード５０のクランプ電圧ＶＺの設定態様を示す。なお、図８（ａ）〜図８（ｃ）は、先の図６（ａ）〜図６（ｃ）と対応している。
【００６０】
本実施形態では、モータ１０の相電流の振幅値が最大となるときにおけるハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧と電源３０の電圧ＶＤとの差が、ローサイドダイオードＤｄの電圧降下量Ｖｆ１とダイオード３８の電圧降下量Ｖｆ２との和「Ｖｆ１−Ｖｆ２」の最大値よりも小さくなるように、クランプ電圧ＶＺを設定する。詳しくは、クランプ電圧ＶＺを、「ＶＤ−Ｖｆ２＋Ｖｆ１」の最大値よりも小さくて且つ、電圧ＶＤよりも大きくなるように設定する。
【００６１】
このような設定の場合、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの駆動電圧はハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧よりも低いため、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの発熱量の方がハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの発熱量よりも多くなる。しかし、この場合であっても、先の図７（ａ）に示した構成と比較すれば、ローサイドスイッチング素子ＳＷｄの発熱量を低減することができる。
【００６２】
更に、本実施形態によれば、ツェナ−ダイオード５０による損失を、上記第１の実施形態の場合と比較して低減することができる。
【００６３】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）の効果を得ることができる。
【００６４】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６５】
図９に、本実施形態にかかる駆動回路の構成を示す。なお、図９において、先の図２に示した部材と同一の部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００６６】
本実施形態では、ツェナ−ダイオード５２をコンデンサ３６と並列に接続した。これにより、ローサイドダイオードＤｄの電圧降下量にかかわらず、コンデンサ３６の電圧を電源３０の電圧ＶＤとすることができ、ひいてはハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧を電圧ＶＤとすることができる。
【００６７】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）の効果と同様の効果を得ることができる。
【００６８】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６９】
図１０に、本実施形態にかかる駆動回路の構成を示す。なお、図１０において、先の図２に示した部材と同一の部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００７０】
図示されるように、本実施形態では、ダイオード３８と直列に、これとは逆方向が順方向となるツェナ−ダイオード５４を備える。このツェナ−ダイオード５４は、クランプ電圧が電源３０の電圧よりもかなり低い値に設定されている。このため、ツェナ−ダイオード５４は、電源３０によるコンデンサ３６の充電に際して、コンデンサ３６に印加される電圧を、ツェナ−ダイオード５４による電圧降下量Ｖｚだけ低下させる機能を有する。
【００７１】
図１１に、本実施形態にかかるコンデンサ３６の電圧等の推移を示す。なお、図１１（ａ）〜図１１（ｃ）は、先の図６（ａ）〜図６（ｃ）と対応している。
【００７２】
図示されるように、本実施形態によれば、コンデンサ３６の電圧は、相電流が正であるときにおいて、電圧ＶＤよりも小さい値から大きい値へと漸増した後、電圧ＶＤよりも小さい値へと漸減する。このため、電源３０の電圧ＶＤを、先の図７に示した場合の電源３０の電圧ＶＤ´よりも高くすることが可能となる。すなわち、電源ＶＤの電圧を高くすることに起因したコンデンサ３６に印加される電圧の上昇分は、ツェナ−ダイオード５４による電圧降下によって補償される。
【００７３】
特に本実施形態では、相電流が正である期間、換言すればハイサイドスイッチング素子ＳＷｕに電流が流れ得る期間において、コンデンサ３６の電圧の平均値と電圧ＶＤとを均等化する。これは、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕによる電力損失（発熱量）を、電圧ＶＤにて駆動されるローサイドスイッチング素子ＳＷｄの電力損失（発熱量）と均一化するための設定である。
【００７４】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００７５】
（４）電源３０及びコンデンサ３６間にツェナ−ダイオード５４を備えた。これにより、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧がローサイドスイッチング素子ＳＷｄの駆動電圧よりも過度に高くなることを回避することができる。
【００７６】
（５）ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕを介して電流が流れ得る領域においてハイサイドスイッチング素子ＳＷｕの駆動電圧の平均値とローサイドスイッチング素子ＳＷｄの駆動電圧（電源３０の電圧ＶＤ）とを均等化した。これにより、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕ及びローサイドスイッチング素子ＳＷｄを電流が流れる際の発熱量を均一化することができる。
【００７７】
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７８】
図１２に、本実施形態にかかる駆動回路の構成を示す。なお、図１２において、先の図１０に示した部材と同一の部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００７９】
図示されるように、本実施形態では、コンデンサ３６とハイサイドスイッチング素子ＳＷｕのゲートとの間に、ダイオード５６を設けた。これにより、コンデンサ３６の電圧をゲートに印加する際に、その電圧を低下させることができる。
【００８０】
以上説明した本実施形態によっても、先の第４の実施形態の上記（４），（５）に準じた効果を得ることができる。
【００８１】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００８２】
・上記第３の実施形態におけるツェナ−ダイオード５２のクランプ電圧の設定を、上記第２の実施形態と同様としてもよい。
【００８３】
・上記第４の実施形態のツェナ−ダイオード５４を、逆方向を順方向とするダイオードに代えてもよい。
【００８４】
・上記第５の実施形態において、ダイオード５６を、これとは逆方向を順方向とするツェナ−ダイオードに代えてもよい。
【００８５】
・上記第４〜第５の実施形態に示した構成において、ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕに電流が流れ得る期間におけるコンデンサ３６の電圧の平均値と電圧ＶＤとを均等化するものに限らず、上記期間におけるコンデンサ３６の電圧の変動範囲内に電圧ＶＤが包含される設定としてもよい。
【００８６】
・ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕ及びローサイドスイッチング素子ＳＷｄとしては、ＩＧＢＴに限らず、導通制御端子の印加電圧に応じてオン状態となるときに入力端子及び出力端子が一義的に定まるもの、換言すれば、電流の流れとして一方向を許容し逆方向を規制するものであればよい。
【００８７】
・ハイサイド整流手段やローサイド整流手段としては、上記実施形態で例示したダイオードに限らない。例えばサイリスタ等であってもよい。
【００８８】
・モータ１０としては、車載空調装置に搭載されるものに限らず、例えば車載原動機として用いられるものであってもよい。
【００８９】
・回転機としては、電動機に限らず、発電機であってもよい。
【００９０】
・ハイサイドスイッチング素子ＳＷｕ及びローサイドスイッチング素子ＳＷｄを備える回路としては、インバータ１２に限らず、例えば特開２００５−５１９９４号公報に見られるような２つのトランスを備える同期整流式ＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】第１の実施形態にかかるモータの制御装置の全体構成を示す図。
【図２】同実施形態にかかる駆動回路を示す回路図。
【図３】同実施形態にかかるコンデンサの充電態様を示す図。
【図４】ダイオードを流れる電流と電圧降下との関係を示す図。
【図５】ＩＧＢＴのエミッタ及びコレクタ電圧とゲート及びエミッタ電圧との関係を示す図。
【図６】上記実施形態にかかる駆動電圧波形を示すタイムチャート。
【図７】従来の駆動回路とその動作特性とを示す図。
【図８】第２の実施形態にかかる駆動電圧波形を示すタイムチャート。
【図９】第３の実施形態にかかる駆動回路を示す回路図。
【図１０】第４の実施形態にかかる駆動回路を示す回路図。
【図１１】同実施形態にかかる駆動電圧波形を示すタイムチャート。
【図１２】第５の実施形態にかかる駆動回路を示す回路図。
【符号の説明】
【００９２】
１０…モータ、１２…インバータ（電力変換回路）、ＳＷｕ…ハイサイドスイッチング素子、ＳＷｄ…ローサイドスイッチング素子ＳＷｄ、Ｄｕ…ハイサイドダイオード、Ｄｄ…ローサイドスイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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