(57)【要約】【課題】ソフトウェア制御により力率改善を行って低コスト化を図りつつ、リアクトルを小さくしたり昇圧率を低くしたりしても安定した制御ができる電力変換装置を提供する。【解決手段】リアクトル１３とトランジスタ１４を有するチョッパ回路を備えたチョッパ型の電力変換装置において、入力交流電圧を整流することにより直流電圧に変換してチョッパ回路に出力するダイオードブリッジ１２と、ダイオードブリッジ１２から出力される直流電流を検出する電流センサ１６と、電流センサ１６により検出された直流電流をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１７と、トランジスタ１４とＡ／Ｄ変換器１７を制御するマイクロコンピュータを用いた力率改善制御部１８を備える。力率改善制御部１８は、キャリア信号に基づいてＡ／Ｄ変換器１７をキャリア周期毎にスタートさせて、Ａ／Ｄ変換器１７によりＡ／Ｄ変換された直流電流に基づいて、トランジスタ１４をオンオフ制御する。【選択図】図１
2008312278.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトル(１３)とスイッチング素子(１４)を有するチョッパ回路を備え、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するチョッパ型の電力変換装置であって、
上記入力交流電圧を直流電圧に整流して上記チョッパ回路に出力する整流回路(１２)と、
上記整流回路(１２)から出力される直流電流を検出する電流検出部(１６)と、
上記電流検出部(１６)により検出された上記直流電流をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器(１７)と、
予め設定されたプログラムおよびキャリア信号に基づいて、上記スイッチング素子(１４)と上記Ａ／Ｄ変換器(１７)を制御するマイクロコンピュータを用いた力率改善制御部(１８)と
を備え、
上記力率改善制御部(１８)は、上記キャリア信号に基づいて上記Ａ／Ｄ変換器(１７)をキャリア周期毎にスタートさせることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
上記力率改善制御部(１８)は、上記Ａ／Ｄ変換器(１７)のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、次のキャリア周期における上記スイッチング素子(１４)のオン動作タイミングを演算する処理を行うことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力変換装置としては、専用の力率改善コントロールＩＣを使用せずにソフトウェアでチョッパ回路を制御するものがある(例えば、特許第３４０４８２６号(特許文献１)参照)。上記電力変換装置では、マイクロコンピュータを用いたソフトウェア処理により直流電圧を制御すると同時に、入力の直流電流波形を直流電圧波形と位相ずれのない正弦波に近づけることによって力率を改善している。
【０００３】
しかしながら、上記ソフトウェアで制御する電力変換装置では、入力電流をＡ／Ｄ変換器でサンプリングして制御結果を出力に反映するまでのサンプリング遅れが大きくなる。また、上記電力変換装置では、Ａ／Ｄ変換器の入力電流のサンプリングタイミングとキャリア周期とが非同期であったため、入力電流の波形変化とサンプリングタイミングにずれが生じて、入力電流の変化を正確に取り込むことができない。このため、上記電力変換装置では、専用の力率改善コントロールＩＣで制御する場合に比べて制御安定性が悪く、リアクトルを小型化したり、昇圧率を下げて効率を向上させたりすると、制御が不安定になるという問題がある。
【特許文献１】特許第３４０４８２６号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
そこで、この発明の課題は、ソフトウェア制御により力率改善を行って低コスト化を図りつつ、リアクトルを小さくしたり昇圧率を低くしたりしても安定した制御ができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するため、この発明の電力変換装置は、
リアクトルとスイッチング素子を有するチョッパ回路を備え、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するチョッパ型の電力変換装置であって、
上記入力交流電圧を直流電圧に整流して上記チョッパ回路に出力する整流回路と、
上記整流回路から出力される直流電流を検出する電流検出部と、
上記電流検出部により検出された上記直流電流をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
予め設定されたプログラムおよびキャリア信号に基づいて、上記スイッチング素子と上記Ａ／Ｄ変換器を制御するマイクロコンピュータを用いた力率改善制御部と
を備え、
上記力率改善制御部は、上記キャリア信号に基づいて上記Ａ／Ｄ変換器をキャリア周期毎にスタートさせることを特徴とする。
【０００６】
上記構成の電力変換装置によれば、予めプログラムが設定されたマイクロコンピュータを用いた力率改善制御部は、キャリア信号に基づいてＡ／Ｄ変換器をキャリア周期毎にスタートさせて、そのＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換された上記直流電流に基づいて、スイッチング素子をオンオフ制御して、リアクトルのエネルギー蓄積効果を利用して力率を改善する。上記マイクロコンピュータを用いた力率改善制御部は、キャリア信号に基づいてＡ／Ｄ変換器をキャリア周期毎にスタートさせることによって、直流電流の波形変化とサンプリングタイミングがずれることなく直流電流の変化を正確に取り込むことができると共に、Ａ／Ｄ変換器でサンプリングされた直流電流を、スイッチング素子を制御する出力に反映するまでのサンプリング遅れを小さくして、応答性を向上できる。したがって、ソフトウェア制御により力率改善を行って低コスト化を図りつつ、リアクトルを小さくしたり昇圧率を低くしたりしても安定した制御を行うことができる。この電力変換装置において、リアクトルを小さくすることにより小型化が図れ、昇圧率を低くすることにより変換効率が向上する。
【０００７】
また、一実施形態の電力変換装置では、上記力率改善制御部は、上記Ａ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、次のキャリア周期における上記スイッチング素子のオン動作タイミングを演算する処理を行う。
【０００８】
上記実施形態によれば、上記力率改善制御部によって、Ａ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、次のキャリア周期におけるスイッチング素子のオン動作タイミングを演算する処理を行うことによって、サンプリング遅れを１キャリア周期分に短縮でき、応答性がさらに向上する。
【発明の効果】
【０００９】
以上より明らかなように、この発明の電力変換装置によれば、ソフトウェア制御により力率改善を行って低コスト化を図りつつ、リアクトルを小さくしたり昇圧率を低くしたりしても安定した制御ができる電力変換装置を実現することができる。
【００１０】
また、一実施形態の電力変換装置によれば、Ａ／Ｄ変換が終了する毎に、次のキャリア周期におけるスイッチング素子のオン動作タイミングを演算する処理を行うことによって、サンプリング遅れを１キャリア周期分に短縮することが可能となり、応答性がさらに向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、この発明の電力変換装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００１２】
〔第１実施形態〕
図１はこの発明の第１実施形態の電力変換装置の構成図を示している。
【００１３】
この電力変換装置は、図１に示すように、上記交流電源１１からの交流電圧を全波整流する整流回路の一例としてのダイオードブリッジ１２と、上記ダイオードブリッジ１２の正極側に一端が接続されたリアクトル１３と、上記リアクトル１３の他端にコレクタが接続され、エミッタがダイオードブリッジ１２の負極側に接続されたスイッチング素子の一例としてトランジスタ１４と、上記リアクトル１３の他端にアノードが接続されたダイオード１５と、上記ダイオード１５のカソードに一端が接続され、他端がダイオードブリッジ１２の負極側に接続された平滑用コンデンサＣとを備えている。また、上記電力変換装置は、ダイオードブリッジ１２の負極側とトランジスタ１４のエミッタとの間に設けられた電流検出部の一例としての電流センサ１６と、上記電流センサ１６により検出された直流電流をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１７と、上記Ａ／Ｄ変換器１７からの直流電流を表す信号に基づいて、トランジスタ１４にＰＷＭパルスを出力するの力率改善制御部一例としてのコンバータ制御部１８とを備えている。上記平滑用コンデンサＣの両端に負荷２０が接続される。なお、この電力変換装置は、ダイオードブリッジ１２の両端の直流電圧(全波整流波形)を検出する電圧センサ１９を備え、その電圧センサ１９により検出された直流電圧をＡ／Ｄ変換器１７によりＡ／Ｄ変換する。このＡ／Ｄ変換器１７は、電流センサ１６により検出された直流電流と電圧センサ１９により検出された直流電圧の夫々をＡ／Ｄ変換する２組のＡ／Ｄ変換部を有するものであってもよいし、１つのＡ／Ｄ変換器で時系列にＡ／Ｄ変換するものであってもよい。
【００１４】
上記リアクトル１３とトランジスタ１４とダイオード１５でチョッパ回路を構成している。
【００１５】
上記コンバータ制御部１８は、マイクロコンピュータと入出力回路などからなり、キャリア信号を生成するキャリアタイマ１８aと、Ａ／Ｄ変換器１７からの入力電流を表す信号に基づいて、ＰＷＭパルス幅を演算するＰＷＭパルス幅演算部１８bと、上記ＰＷＭパルス幅演算部１８bにより演算されたＰＷＭパルス幅を一時的に記憶するバッファレジスタ１８cと、上記バッファレジスタ１８cに記憶されたＰＷＭパルス幅が設定されるタイマレジスタ１８dと、上記タイマレジスタ１８dに設定されたＰＷＭパルス幅に応じたＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス出力部１８eとを有している。上記ＰＷＭパルス幅演算部１８bの演算は、マイクロコンピュータを用いたソフトウェア処理により実行される。
【００１６】
なお、Ａ／Ｄ変換器１７は、コンバータ制御部１８に用いられるマイクロコンピュータに内蔵されたものでもよいし、別に設けられたものでもよい。
【００１７】
上記構成の電力変換装置において、キャリアタイマ１８aによるキャリア周期毎にＡ／Ｄ変換器１７をスタートさせて、そのＡ／Ｄ変換器１７からの入力電流を表す信号に基づいて、ＰＷＭパルス幅演算部１８bによりＰＷＭパルス幅を演算処理する。そうして、次のキャリア周期において、演算されたＰＷＭパルス幅でトランジスタ１４をオンするように、ＰＷＭパルス出力部１８eからＰＷＭパルスを出力する。このコンバータ制御部１８では、直流電流波形が直流電圧波形と位相ずれのない正弦波に近づくようにＰＷＭパルス幅を演算することによって、力率を改善する。
【００１８】
図２は上記電力変換装置のコンバータ制御部１８の処理を説明するためのタイミング図を示している。図２に示すように、三角波のキャリア信号の頂点のタイミングでＡ／Ｄ変換器１７(図１に示す)をキャリア周期毎にスタートさせる(図２では△印のＡＤサンプリング)。そして、そのキャリア周期の終了時にキャリアタイマ１８a(図１に示す)による終了割り込みが発生したときにＰＷＭパルス幅演算部１８b(図１に示す)によりＰＷＭパルス幅の演算処理を行う。この演算処理で得られたＰＷＭパルス幅をバッファレジスタ１８c(図１に示す)に設定する。このキャリア周期の終了時に同時に、前のキャリア周期で設定されたバッファレジスタ１８cの内容をタイマレジスタ１８dに設定する。そうして、次のキャリア周期では、タイマレジスタ１８dのＰＷＭパルス幅に応じたＰＷＭパルスをＰＷＭパルス出力部１８eから出力する。
【００１９】
このように、サンプリング遅れを２キャリア周期分(キャリア周波数２５ｋＨzでは８０μsec)に短縮でき、応答性を向上できる。したがって、ソフトウェア制御により力率改善を行って低コスト化を図りつつ、リアクトルを小さくしたり昇圧率を低くしたりしても安定した制御ができる電力変換装置を実現することができる。
【００２０】
〔第２実施形態〕
この発明の第２実施形態の電力変換装置の構成図を示している。この第２実施形態の電力変換装置は、コンバータ制御部のソフトウェア処理を除いて第１実施形態の電力変換装置と同一の構成をしており、図１を援用する。
【００２１】
図３はこの第２実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図を示している。図３に示すように、三角波のキャリア信号の頂点のタイミングでＡ／Ｄ変換器１７(図１に示す)をキャリア周期毎にスタートさせる(図２では△印のＡＤサンプリング)。そして、そのＡ／Ｄ変換の終了時にＡ／Ｄ変換器１７による終了割り込みが発生したときにＰＷＭパルス幅演算部１８b(図１に示す)によりＰＷＭパルス幅の演算処理を行う。この演算処理で得られたＰＷＭパルス幅をバッファレジスタ１８c(図１に示す)に設定する。このＰＷＭパルス幅の演算処理とバッファレジスタ１８cへの設定を、同一キャリア周期内に行う。
【００２２】
そして、そのキャリア周期の終了時に、設定されたバッファレジスタ１８cの内容をタイマレジスタ１８dに設定する。次のキャリア周期では、タイマレジスタ１８dのＰＷＭパルス幅に応じたＰＷＭパルスをＰＷＭパルス出力部１８eから出力する。
【００２３】
上記第２実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を有する。
【００２４】
また、上記Ａ／Ｄ変換器１７のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、次のキャリア周期におけるトランジスタ１４のオン動作タイミングを演算する処理を行うことによって、サンプリング遅れを１キャリア周期分(キャリア周波数２５ｋＨzでは４０μsec)に短縮でき、応答性がさらに向上する。
【００２５】
〔第３実施形態〕
この発明の第３実施形態の電力変換装置の構成図を示している。この第３実施形態の電力変換装置は、コンバータ制御部のソフトウェア処理とキャリア信号を除いて第１実施形態の電力変換装置と同一の構成をしており、図１を援用する。
【００２６】
図４はこの第３実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図を示している。図４に示すように、のこぎり波のキャリア信号のタイミングでＡ／Ｄ変換器１７(図１に示す)をキャリア周期毎にスタートさせる(図２では△印のＡＤサンプリング)。このＡ／Ｄ変換器１７のスタートは、キャリアタイマ１８aがオーバーフローしたときのタイミングで行う。
【００２７】
そして、そのキャリア周期の終了時にキャリアタイマ１８a(図１に示す)の終了割り込み(オーバーフロー)が発生したときにＰＷＭパルス幅演算部１８b(図１に示す)によりＰＷＭパルス幅の演算処理を行う。この演算処理で得られたＰＷＭパルス幅をバッファレジスタ１８c(図１に示す)に設定する。このキャリア周期の終了時に同時に、前のキャリア周期で設定されたバッファレジスタ１８cの内容をタイマレジスタ１８dに設定する。
【００２８】
このキャリア周期の終了時にＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスを立ち上げる。そうして、次のキャリア周期において、タイマレジスタ１８dのＰＷＭパルス幅に応じて、ＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスの立ち下がりを制御する。
【００２９】
上記第３実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を有する。
【００３０】
〔第４実施形態〕
この発明の第４実施形態の電力変換装置の構成図を示している。この第４実施形態の電力変換装置は、コンバータ制御部のソフトウェア処理とキャリア信号を除いて第２実施形態の電力変換装置と同一の構成をしており、図１を援用する。
【００３１】
図５はこの第４実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図を示している。図５に示すように、のこぎり波のキャリア信号のタイミングでＡ／Ｄ変換器１７(図１に示す)をキャリア周期毎にスタートさせる(図２では△印のＡＤサンプリング)。このＡ／Ｄ変換器１７のスタートは、キャリアタイマ１８aがオーバーフローしたときのタイミングで行う。
【００３２】
そして、そのＡ／Ｄ変換の終了時にＡ／Ｄ変換器１７による終了割り込みが発生したときにＰＷＭパルス幅演算部１８b(図１に示す)によりＰＷＭパルス幅の演算処理を行う。この演算処理で得られたＰＷＭパルス幅をバッファレジスタ１８c(図１に示す)に設定する。このＰＷＭパルス幅の演算処理とバッファレジスタ１８cへの設定を、同一キャリア周期内に行う。
【００３３】
そして、キャリア周期の終了時に、設定されたバッファレジスタ１８cの内容をタイマレジスタ１８dに設定する。
【００３４】
このキャリア周期の終了時にＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスを立ち上げる。そうして、次のキャリア周期において、タイマレジスタ１８dのＰＷＭパルス幅に応じて、ＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスの立ち下がりを制御する。
【００３５】
上記第４実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を有する。
【００３６】
また、上記Ａ／Ｄ変換器１７のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、次のキャリア周期におけるトランジスタ１４のオン動作タイミングを演算する処理を行うことによって、サンプリング遅れを１キャリア周期分(キャリア周波数２５ｋＨzでは４０μsec)に短縮でき、応答性がさらに向上する。
【００３７】
〔第５実施形態〕
この発明の第５実施形態の電力変換装置の構成図を示している。この第５実施形態の電力変換装置は、バッファレジスタからタイマレジスタへの転送を除いて第４実施形態の電力変換装置と同一の構成をしており、図１を援用する。
【００３８】
図６はこの第５実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図を示している。図６に示すように、のこぎり波のキャリア信号のタイミングでＡ／Ｄ変換器１７(図１に示す)をキャリア周期毎にスタートさせる(図２では△印のＡＤサンプリング)。このＡ／Ｄ変換器１７のスタートは、キャリアタイマ１８aがオーバーフローしたときのタイミングで行う。
【００３９】
そして、そのＡ／Ｄ変換の終了時にＡ／Ｄ変換器１７による終了割り込みが発生したときにＰＷＭパルス幅演算部１８b(図１に示す)によりＰＷＭパルス幅の演算処理を行う。この演算処理で得られたＰＷＭパルス幅をバッファレジスタ１８c(図１に示す)に設定する。このＰＷＭパルス幅の演算処理とバッファレジスタ１８cへの設定を、同一キャリア周期内に行う。
【００４０】
そして、設定されたバッファレジスタ１８cの内容を、ＤＭＡ転送によりタイマレジスタ１８dに設定する。
【００４１】
このキャリア周期の終了時にＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスを立ち上げる。そうして、同一キャリア周期において、タイマレジスタ１８dのＰＷＭパルス幅に応じて、ＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスの立ち下がりを制御する。
【００４２】
上記第４実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を有する。
【００４３】
また、上記Ａ／Ｄ変換器１７のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、次のキャリア周期におけるトランジスタ１４のオン動作タイミングを演算する処理を行うことによって、サンプリング遅れを１キャリア周期分(キャリア周波数２５ｋＨzでは４０μsec)に短縮でき、応答性がさらに向上する。
【００４４】
上記第１〜第５実施形態では、リアクトル１３とトランジスタ１４とダイオード１５でチョッパ回路を備えた電力変換装置について説明したが、チョッパ回路の構成はこれに限らず、少なくともリアクトルとスイッチング素子を有するものであればよい。
【００４５】
この発明の電力変換装置を空気調和機の室外機に用いることによって、リアクトルの容量を小さくできることにより、筐体の構造設計の自由度が広がり、コストを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】図１はこの発明の第１実施形態の電力変換装置の構成図である。
【図２】図２は上記電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図である。
【図３】図３はこの発明の第２実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図である。
【図４】図４はこの発明の第３実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図である。
【図５】図５はこの発明の第４実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図である。
【図６】図６はこの発明の第５実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図である。
【符号の説明】
【００４７】
１１…交流電源
１２…ダイオードブリッジ
１３…リアクトル
１４…トランジスタ
１５…ダイオード
１６…電流センサ
１７…Ａ／Ｄ変換部
１８…コンバータ制御部
１８a…キャリアタイマ
１８b…ＰＷＭパルス幅演算部
１８c…バッファレジスタ
１８d…タイマレジスタ
１８e…ＰＷＭパルス出力部
１９…電圧センサ
２０…負荷
Ｃ…平滑用コンデンサ
【図１】
2008312278.tif 000003
【図２】
2008312278.tif 000004
【図３】
2008312278.tif 000005
【図４】
2008312278.tif 000006
【図５】
2008312278.tif 000007
【図６】
2008312278.tif 000008
【手続補正書】
【提出日】平成20年10月6日(2008.10.6)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトル(１３)とスイッチング素子(１４)を有するチョッパ回路を備え、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するチョッパ型の電力変換装置であって、
上記入力交流電圧を直流電圧に整流して上記チョッパ回路に出力する整流回路(１２)と、
上記整流回路(１２)から出力される直流電流を検出する電流検出部(１６)と、
上記電流検出部(１６)により検出された上記直流電流をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器(１７)と、
予め設定されたプログラムおよびキャリア信号に基づいて、上記スイッチング素子(１４)と上記Ａ／Ｄ変換器(１７)を制御するマイクロコンピュータを用いた力率改善制御部(１８)と
を備え、
上記力率改善制御部(１８)は、上記キャリア信号に基づいて上記Ａ／Ｄ変換器(１７)をキャリア周期毎にスタートさせ、そのＡ／Ｄ変換器(１７)のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、上記Ａ／Ｄ変換器(１７)の終了割り込みまたは上記キャリア信号を生成するキャリアタイマの終了割り込みにより、次のキャリア周期における上記スイッチング素子(１４)のオン動作タイミングを演算する処理を開始することを特徴とする電力変換装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力変換装置としては、専用の力率改善コントロールＩＣを使用せずにソフトウェアでチョッパ回路を制御するものがある(例えば、特許第３４０４８２６号(特許文献１)参照)。上記電力変換装置では、マイクロコンピュータを用いたソフトウェア処理により直流電圧を制御すると同時に、入力の直流電流波形を直流電圧波形と位相ずれのない正弦波に近づけることによって力率を改善している。
【０００３】
しかしながら、上記ソフトウェアで制御する電力変換装置では、入力電流をＡ／Ｄ変換器でサンプリングして制御結果を出力に反映するまでのサンプリング遅れが大きくなる。また、上記電力変換装置では、Ａ／Ｄ変換器の入力電流のサンプリングタイミングとキャリア周期とが非同期であったため、入力電流の波形変化とサンプリングタイミングにずれが生じて、入力電流の変化を正確に取り込むことができない。このため、上記電力変換装置では、専用の力率改善コントロールＩＣで制御する場合に比べて制御安定性が悪く、リアクトルを小型化したり、昇圧率を下げて効率を向上させたりすると、制御が不安定になるという問題がある。
【特許文献１】特許第３４０４８２６号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
そこで、この発明の課題は、ソフトウェア制御により力率改善を行って低コスト化を図りつつ、リアクトルを小さくしたり昇圧率を低くしたりしても安定した制御ができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するため、この発明の電力変換装置は、
リアクトルとスイッチング素子を有するチョッパ回路を備え、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するチョッパ型の電力変換装置であって、
上記入力交流電圧を直流電圧に整流して上記チョッパ回路に出力する整流回路と、
上記整流回路から出力される直流電流を検出する電流検出部と、
上記電流検出部により検出された上記直流電流をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
予め設定されたプログラムおよびキャリア信号に基づいて、上記スイッチング素子と上記Ａ／Ｄ変換器を制御するマイクロコンピュータを用いた力率改善制御部と
を備え、
上記力率改善制御部は、上記キャリア信号に基づいて上記Ａ／Ｄ変換器をキャリア周期毎にスタートさせ、そのＡ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、上記Ａ／Ｄ変換器の終了割り込みまたは上記キャリア信号を生成するキャリアタイマの終了割り込みにより、次のキャリア周期における上記スイッチング素子のオン動作タイミングを演算する処理を開始することを特徴とする。
【０００６】
上記構成の電力変換装置によれば、予めプログラムが設定されたマイクロコンピュータを用いた力率改善制御部は、キャリア信号に基づいてＡ／Ｄ変換器をキャリア周期毎にスタートさせて、そのＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換された上記直流電流に基づいて、スイッチング素子をオンオフ制御して、リアクトルのエネルギー蓄積効果を利用して力率を改善する。上記マイクロコンピュータを用いた力率改善制御部は、キャリア信号に基づいてＡ／Ｄ変換器をキャリア周期毎にスタートさせることによって、直流電流の波形変化とサンプリングタイミングがずれることなく直流電流の変化を正確に取り込むことができると共に、Ａ／Ｄ変換器でサンプリングされた直流電流を、スイッチング素子を制御する出力に反映するまでのサンプリング遅れを小さくして、応答性を向上できる。したがって、ソフトウェア制御により力率改善を行って低コスト化を図りつつ、リアクトルを小さくしたり昇圧率を低くしたりしても安定した制御を行うことができる。この電力変換装置において、リアクトルを小さくすることにより小型化が図れ、昇圧率を低くすることにより変換効率が向上する。
【０００７】
【０００８】
また、上記力率改善制御部によって、Ａ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、Ａ／Ｄ変換器の終了割り込みまたはキャリア信号を生成するキャリアタイマの終了割り込みにより、次のキャリア周期におけるスイッチング素子のオン動作タイミングを演算する処理を開始することによって、サンプリング遅れを１キャリア周期分に短縮でき、応答性がさらに向上する。
【発明の効果】
【０００９】
以上より明らかなように、この発明の電力変換装置によれば、ソフトウェア制御により力率改善を行って低コスト化を図りつつ、リアクトルを小さくしたり昇圧率を低くしたりしても安定した制御ができる電力変換装置を実現することができる。
【００１０】
また、Ａ／Ｄ変換が終了する毎に、Ａ／Ｄ変換器の終了割り込みまたはキャリア信号を生成するキャリアタイマの終了割り込みにより、次のキャリア周期におけるスイッチング素子のオン動作タイミングを演算する処理を開始することによって、サンプリング遅れを１キャリア周期分に短縮することが可能となり、応答性がさらに向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、この発明の電力変換装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００１２】
〔第１実施形態〕
図１はこの発明の第１実施形態の電力変換装置の構成図を示している。
【００１３】
この電力変換装置は、図１に示すように、上記交流電源１１からの交流電圧を全波整流する整流回路の一例としてのダイオードブリッジ１２と、上記ダイオードブリッジ１２の正極側に一端が接続されたリアクトル１３と、上記リアクトル１３の他端にコレクタが接続され、エミッタがダイオードブリッジ１２の負極側に接続されたスイッチング素子の一例としてトランジスタ１４と、上記リアクトル１３の他端にアノードが接続されたダイオード１５と、上記ダイオード１５のカソードに一端が接続され、他端がダイオードブリッジ１２の負極側に接続された平滑用コンデンサＣとを備えている。また、上記電力変換装置は、ダイオードブリッジ１２の負極側とトランジスタ１４のエミッタとの間に設けられた電流検出部の一例としての電流センサ１６と、上記電流センサ１６により検出された直流電流をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１７と、上記Ａ／Ｄ変換器１７からの直流電流を表す信号に基づいて、トランジスタ１４にＰＷＭパルスを出力するの力率改善制御部一例としてのコンバータ制御部１８とを備えている。上記平滑用コンデンサＣの両端に負荷２０が接続される。なお、この電力変換装置は、ダイオードブリッジ１２の両端の直流電圧(全波整流波形)を検出する電圧センサ１９を備え、その電圧センサ１９により検出された直流電圧をＡ／Ｄ変換器１７によりＡ／Ｄ変換する。このＡ／Ｄ変換器１７は、電流センサ１６により検出された直流電流と電圧センサ１９により検出された直流電圧の夫々をＡ／Ｄ変換する２組のＡ／Ｄ変換部を有するものであってもよいし、１つのＡ／Ｄ変換器で時系列にＡ／Ｄ変換するものであってもよい。
【００１４】
上記リアクトル１３とトランジスタ１４とダイオード１５でチョッパ回路を構成している。
【００１５】
上記コンバータ制御部１８は、マイクロコンピュータと入出力回路などからなり、キャリア信号を生成するキャリアタイマ１８aと、Ａ／Ｄ変換器１７からの入力電流を表す信号に基づいて、ＰＷＭパルス幅を演算するＰＷＭパルス幅演算部１８bと、上記ＰＷＭパルス幅演算部１８bにより演算されたＰＷＭパルス幅を一時的に記憶するバッファレジスタ１８cと、上記バッファレジスタ１８cに記憶されたＰＷＭパルス幅が設定されるタイマレジスタ１８dと、上記タイマレジスタ１８dに設定されたＰＷＭパルス幅に応じたＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス出力部１８eとを有している。上記ＰＷＭパルス幅演算部１８bの演算は、マイクロコンピュータを用いたソフトウェア処理により実行される。
【００１６】
なお、Ａ／Ｄ変換器１７は、コンバータ制御部１８に用いられるマイクロコンピュータに内蔵されたものでもよいし、別に設けられたものでもよい。
【００１７】
上記構成の電力変換装置において、キャリアタイマ１８aによるキャリア周期毎にＡ／Ｄ変換器１７をスタートさせて、そのＡ／Ｄ変換器１７からの入力電流を表す信号に基づいて、ＰＷＭパルス幅演算部１８bによりＰＷＭパルス幅を演算処理する。そうして、次のキャリア周期において、演算されたＰＷＭパルス幅でトランジスタ１４をオンするように、ＰＷＭパルス出力部１８eからＰＷＭパルスを出力する。このコンバータ制御部１８では、直流電流波形が直流電圧波形と位相ずれのない正弦波に近づくようにＰＷＭパルス幅を演算することによって、力率を改善する。
【００１８】
図２は上記電力変換装置のコンバータ制御部１８の処理を説明するためのタイミング図を示している。図２に示すように、三角波のキャリア信号の頂点のタイミングでＡ／Ｄ変換器１７(図１に示す)をキャリア周期毎にスタートさせる(図２では△印のＡＤサンプリング)。そして、そのキャリア周期の終了時にキャリアタイマ１８a(図１に示す)による終了割り込みが発生したときにＰＷＭパルス幅演算部１８b(図１に示す)によりＰＷＭパルス幅の演算処理を行う。この演算処理で得られたＰＷＭパルス幅をバッファレジスタ１８c(図１に示す)に設定する。このキャリア周期の終了時に同時に、前のキャリア周期で設定されたバッファレジスタ１８cの内容をタイマレジスタ１８dに設定する。そうして、次のキャリア周期では、タイマレジスタ１８dのＰＷＭパルス幅に応じたＰＷＭパルスをＰＷＭパルス出力部１８eから出力する。
【００１９】
このように、サンプリング遅れを２キャリア周期分(キャリア周波数２５ｋＨzでは８０μsec)に短縮でき、応答性を向上できる。したがって、ソフトウェア制御により力率改善を行って低コスト化を図りつつ、リアクトルを小さくしたり昇圧率を低くしたりしても安定した制御ができる電力変換装置を実現することができる。
【００２０】
〔第２実施形態〕
この発明の第２実施形態の電力変換装置の構成図を示している。この第２実施形態の電力変換装置は、コンバータ制御部のソフトウェア処理を除いて第１実施形態の電力変換装置と同一の構成をしており、図１を援用する。
【００２１】
図３はこの第２実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図を示している。図３に示すように、三角波のキャリア信号の頂点のタイミングでＡ／Ｄ変換器１７(図１に示す)をキャリア周期毎にスタートさせる(図２では△印のＡＤサンプリング)。そして、そのＡ／Ｄ変換の終了時にＡ／Ｄ変換器１７による終了割り込みが発生したときにＰＷＭパルス幅演算部１８b(図１に示す)によりＰＷＭパルス幅の演算処理を行う。この演算処理で得られたＰＷＭパルス幅をバッファレジスタ１８c(図１に示す)に設定する。このＰＷＭパルス幅の演算処理とバッファレジスタ１８cへの設定を、同一キャリア周期内に行う。
【００２２】
そして、そのキャリア周期の終了時に、設定されたバッファレジスタ１８cの内容をタイマレジスタ１８dに設定する。次のキャリア周期では、タイマレジスタ１８dのＰＷＭパルス幅に応じたＰＷＭパルスをＰＷＭパルス出力部１８eから出力する。
【００２３】
上記第２実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を有する。
【００２４】
また、上記Ａ／Ｄ変換器１７のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、次のキャリア周期におけるトランジスタ１４のオン動作タイミングを演算する処理を行うことによって、サンプリング遅れを１キャリア周期分(キャリア周波数２５ｋＨzでは４０μsec)に短縮でき、応答性がさらに向上する。
【００２５】
〔第３実施形態〕
この発明の第３実施形態の電力変換装置の構成図を示している。この第３実施形態の電力変換装置は、コンバータ制御部のソフトウェア処理とキャリア信号を除いて第１実施形態の電力変換装置と同一の構成をしており、図１を援用する。
【００２６】
図４はこの第３実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図を示している。図４に示すように、のこぎり波のキャリア信号のタイミングでＡ／Ｄ変換器１７(図１に示す)をキャリア周期毎にスタートさせる(図２では△印のＡＤサンプリング)。このＡ／Ｄ変換器１７のスタートは、キャリアタイマ１８aがオーバーフローしたときのタイミングで行う。
【００２７】
そして、そのキャリア周期の終了時にキャリアタイマ１８a(図１に示す)の終了割り込み(オーバーフロー)が発生したときにＰＷＭパルス幅演算部１８b(図１に示す)によりＰＷＭパルス幅の演算処理を行う。この演算処理で得られたＰＷＭパルス幅をバッファレジスタ１８c(図１に示す)に設定する。このキャリア周期の終了時に同時に、前のキャリア周期で設定されたバッファレジスタ１８cの内容をタイマレジスタ１８dに設定する。
【００２８】
このキャリア周期の終了時にＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスを立ち上げる。そうして、次のキャリア周期において、タイマレジスタ１８dのＰＷＭパルス幅に応じて、ＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスの立ち下がりを制御する。
【００２９】
上記第３実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を有する。
【００３０】
〔第４実施形態〕
この発明の第４実施形態の電力変換装置の構成図を示している。この第４実施形態の電力変換装置は、コンバータ制御部のソフトウェア処理とキャリア信号を除いて第２実施形態の電力変換装置と同一の構成をしており、図１を援用する。
【００３１】
図５はこの第４実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図を示している。図５に示すように、のこぎり波のキャリア信号のタイミングでＡ／Ｄ変換器１７(図１に示す)をキャリア周期毎にスタートさせる(図２では△印のＡＤサンプリング)。このＡ／Ｄ変換器１７のスタートは、キャリアタイマ１８aがオーバーフローしたときのタイミングで行う。
【００３２】
そして、そのＡ／Ｄ変換の終了時にＡ／Ｄ変換器１７による終了割り込みが発生したときにＰＷＭパルス幅演算部１８b(図１に示す)によりＰＷＭパルス幅の演算処理を行う。この演算処理で得られたＰＷＭパルス幅をバッファレジスタ１８c(図１に示す)に設定する。このＰＷＭパルス幅の演算処理とバッファレジスタ１８cへの設定を、同一キャリア周期内に行う。
【００３３】
そして、キャリア周期の終了時に、設定されたバッファレジスタ１８cの内容をタイマレジスタ１８dに設定する。
【００３４】
このキャリア周期の終了時にＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスを立ち上げる。そうして、次のキャリア周期において、タイマレジスタ１８dのＰＷＭパルス幅に応じて、ＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスの立ち下がりを制御する。
【００３５】
上記第４実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を有する。
【００３６】
また、上記Ａ／Ｄ変換器１７のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、次のキャリア周期におけるトランジスタ１４のオン動作タイミングを演算する処理を行うことによって、サンプリング遅れを１キャリア周期分(キャリア周波数２５ｋＨzでは４０μsec)に短縮でき、応答性がさらに向上する。
【００３７】
〔第５実施形態〕
この発明の第５実施形態の電力変換装置の構成図を示している。この第５実施形態の電力変換装置は、バッファレジスタからタイマレジスタへの転送を除いて第４実施形態の電力変換装置と同一の構成をしており、図１を援用する。
【００３８】
図６はこの第５実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図を示している。図６に示すように、のこぎり波のキャリア信号のタイミングでＡ／Ｄ変換器１７(図１に示す)をキャリア周期毎にスタートさせる(図２では△印のＡＤサンプリング)。このＡ／Ｄ変換器１７のスタートは、キャリアタイマ１８aがオーバーフローしたときのタイミングで行う。
【００３９】
そして、そのＡ／Ｄ変換の終了時にＡ／Ｄ変換器１７による終了割り込みが発生したときにＰＷＭパルス幅演算部１８b(図１に示す)によりＰＷＭパルス幅の演算処理を行う。この演算処理で得られたＰＷＭパルス幅をバッファレジスタ１８c(図１に示す)に設定する。このＰＷＭパルス幅の演算処理とバッファレジスタ１８cへの設定を、同一キャリア周期内に行う。
【００４０】
そして、設定されたバッファレジスタ１８cの内容を、ＤＭＡ転送によりタイマレジスタ１８dに設定する。
【００４１】
このキャリア周期の終了時にＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスを立ち上げる。そうして、同一キャリア周期において、タイマレジスタ１８dのＰＷＭパルス幅に応じて、ＰＷＭパルス出力部１８eから出力されるＰＷＭパルスの立ち下がりを制御する。
【００４２】
上記第４実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置と同様の効果を有する。
【００４３】
また、上記Ａ／Ｄ変換器１７のＡ／Ｄ変換が終了する毎に、次のキャリア周期におけるトランジスタ１４のオン動作タイミングを演算する処理を行うことによって、サンプリング遅れを１キャリア周期分(キャリア周波数２５ｋＨzでは４０μsec)に短縮でき、応答性がさらに向上する。
【００４４】
上記第１〜第５実施形態では、リアクトル１３とトランジスタ１４とダイオード１５でチョッパ回路を備えた電力変換装置について説明したが、チョッパ回路の構成はこれに限らず、少なくともリアクトルとスイッチング素子を有するものであればよい。
【００４５】
この発明の電力変換装置を空気調和機の室外機に用いることによって、リアクトルの容量を小さくできることにより、筐体の構造設計の自由度が広がり、コストを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】図１はこの発明の第１実施形態の電力変換装置の構成図である。
【図２】図２は上記電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図である。
【図３】図３はこの発明の第２実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図である。
【図４】図４はこの発明の第３実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図である。
【図５】図５はこの発明の第４実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図である。
【図６】図６はこの発明の第５実施形態の電力変換装置のコンバータ制御部の処理を説明するためのタイミング図である。
【符号の説明】
【００４７】
１１…交流電源
１２…ダイオードブリッジ
１３…リアクトル
１４…トランジスタ
１５…ダイオード
１６…電流センサ
１７…Ａ／Ｄ変換部
１８…コンバータ制御部
１８a…キャリアタイマ
１８b…ＰＷＭパルス幅演算部
１８c…バッファレジスタ
１８d…タイマレジスタ
１８e…ＰＷＭパルス出力部
１９…電圧センサ
２０…負荷
Ｃ…平滑用コンデンサ