(57)【要約】【課題】  従来のエコーキャンセラは、エコー経路変動とダブルトークとを識別し、それぞれの場合に応じたステップサイズにより、フィルタ係数を更新していた。しかし、上記識別を素早く確実に行うことは困難である。【解決手段】  本願発明に係るエコーキャンセラは、主適応フィルタと副適応フィルタとを備え、副適応フィルタが生成する残留エコーのパワーに基づいて、主適応フィルタのステップサイズを制御する。【選択図】  図２
2008312199.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スピーカに供給される供給信号が該スピーカからマイクロホンへ回り込むことによって生成されるエコー信号を、該マイクロホンの出力信号から除去するエコーキャンセラであって、
該供給信号を参照信号として入力し、出力信号として疑似エコー信号を生成するフィルタ係数更新可能なＦＩＲ型の主適応フィルタと、
該マイクロホンの出力信号から該主適応フィルタが生成した疑似エコー信号を差し引くことによって主誤差信号を生成する主減算器と、
該供給信号を参照信号として入力して出力信号を生成するフィルタ係数更新可能なＦＩＲ型の副適応フィルタと、
副誤差信号を生成する副減算器とを備え、
該主適応フィルタは、適応アルゴリズムによって、該供給信号と該主誤差信号とに基づいて、該主誤差信号のパワーが最小化されるようにフィルタの係数を更新し、
該副適応フィルタは、適応アルゴリズムによって、該供給信号と該副誤差信号とに基づいて、該副誤差信号のパワーが最小化されるようにフィルタの係数を更新し、
該副適応フィルタのフィルタタップ数Ｉ１は、該主適応フィルタのフィルタタップ数Ｉよりも小さく、
該副減算器は、該マイクロホンの出力信号から、該主適応フィルタの後半タップ出力値と該副適応フィルタのタップ出力値との加算値を差し引くことによって該副誤差信号を生成し、
該主適応フィルタの後半タップ出力値は、該主適応フィルタにおいて、入力された参照信号を順次遅延させる遅延ライン上のＩ１番目よりも後段の各信号に、対応するフィルタタップ係数を乗ずることによって得られる乗算値の総和であり、
該副適応フィルタのタップ出力値は、該副適応フィルタにおいて、入力された参照信号を順次遅延させる遅延ライン上の各信号に、対応するフィルタタップ係数を乗ずることによって得られる乗算値の総和であり、
該主適応フィルタは、そのフィルタ係数更新におけるステップサイズを、該副誤差信号に基づいて更新する、エコーキャンセラ。
【請求項２】
該主適応フィルタの適応アルゴリズムと該副適応フィルタの適応アルゴリズムとがいずれも学習同定法である、請求項１記載のエコーキャンセラ。
【請求項３】
該主適応フィルタは、そのフィルタ係数更新におけるステップサイズを、所定値と該供給信号ベクトルの加算ノルムとの乗算値を、該副誤差信号の平均パワーと該主適応フィルタのフィルタタップ数Ｉとの乗算値で除した値に更新する、請求項１又は２記載のエコーキャンセラ。
【請求項４】
該主適応フィルタの適応アルゴリズムと該副適応フィルタの適応アルゴリズムとが、いずれもブロック実行型の学習同定法である、請求項１記載のエコーキャンセラ。
【請求項５】
該主適応フィルタは、そのフィルタ係数更新におけるステップサイズを、所定値と該供給信号ベクトルの加算ノルムとの乗算値を、該副誤差信号の平均パワーと該主適応フィルタのフィルタタップ数Ｉとの乗算値で除した値に更新し、
該加算ノルムは、該ブロック実行型の学習同定法のブロック長Ｊにおける加算ノルムであり、
該平均パワーは、該ブロック長Ｊにおける平均パワーである、請求項４記載のエコーキャンセラ。
【請求項６】
該副適応フィルタのフィルタタップ数Ｉ１が、該主適応フィルタのフィルタタップ数Ｉの略４分の１である、請求項１乃至５のいずれか一の項に記載のエコーキャンセラ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願発明は、適応フィルタを用いたエコーキャンセラに関し、特に、エコー経路変動とダブルトークとの識別を行うことなく、適応フィルタのフィルタ係数を高速に収束させることができるエコーキャンセラに関する。
【背景技術】
【０００２】
音響エコーキャンセラにおいて音響エコーの低減量が変動する要因は二つある。一つは参照信号として働く遠端話者音声のパワー変動、あと一つは外乱となる近端話者音声の重畳(ダブルトークと呼ばれる) である。このうち、前者の問題は適応アルゴリズムにブロ
ック長制御を適用することによって解決される[非特許文献１]。この適用によって適応フィルタの係数は無音声となる区間においても更新され、音響エコーの素早い低減が可能になる。問題は後者にあって、その解決の難しさは、マイクロホンに入力する近端話者音声と音響エコーの識別が難しいことと、その両入力に対して正反対の制御が必要となることにある。一般には、この両入力の識別は遠端話者音声との相関強度の差を利用して行われる[非特許文献２]。問題は、その相関の強弱が確率現象として現れるために識別誤りが避けられないこと、その正確な識別に時間がかかることである。そこで、この識別を素早く、また正確に行う手法として、識別パラメータを２次元に配置する方法も提案されている[非特許文献３]。しかし、その手順は識別の正確さを期するあまり複雑になっており、また、小さなエコー経路変動の識別に要する時間が長いという問題もある。この識別の難しさに対して、その識別を要しない制御法も解の一つとなり得る。しかし、[非特許文献４], [非特許文献５] では、大きなエコー経路変動に対して対応が遅れるという問題があり、識別を完全に不要とするまでには至っていない[非特許文献５]。さらに、この識別を行わない手法として係数を半固定とした適応フィルタを併用する方法も検討されている[非特許文献６]。これは係数を常時更新する適応フィルタと、係数が半固定のフィルタによって得られる残留エコーの大きさを監視し、前者による残留エコーが小さいと判断される場合に、その係数を半固定フィルタに転送することによって安定したエコー消去量を確保する方法である。問題は、ダブルトークのときに係数が更新されないこと、そのために収束が遅れることである。音響エコーキャンセラではダブルトークは常態であり、ダブルトークのときも適応フィルタの係数が更新されることが望ましい。
【０００３】
なお、[１６ビット固定少数点型ＤＳＰによる音響エコーキャンセラ]を示したものに[
非特許文献７]があり、[トリクオンタイズドＸ−ＮＬＭＳアルゴリズムの収束特性]を示
したものに[非特許文献８]があり、[ノーマライズドリーストミーンＥＥ’アルゴリズム
とその収束条件]を示したものに[非特許文献９]があり、[適応デジタルフィルタのブロック型実行]を示したものに[非特許文献１０]があり、[ＥＥ’法の収束条件の導出と解析]
を示したものに[非特許文献１１]がある。
【非特許文献１】藤井健作, 大賀寿郎, “音響エコーキャンセラに有用な無音声雑音区間における適応フィルタ係数の更新継続法,” 電子情報通信学会論文誌(A), vol. J78-A, no. 11, pp. 1403- 1409, Nov. (1995).
【非特許文献２】藤井健作, 大賀寿郎, “エコー経路変動検出を併用するダブルトーク検出法,” 電子情報通信学会論文誌(A), vol. J78-A, no. 3, pp. 314-322(1995).
【非特許文献３】張若愚，藤井健作, 棟安実治, “ダブルトークとエコー経路変動検出に関する一検討,” 電子情報通信学会技術研究報告, EA2003-146, Jan. (2004).
【非特許文献４】藤井健作, 大賀寿郎, “加算正規化LMS 法におけるブロック長制御における収束時間の短縮,” 電子情報通信学会論文誌(A), vol. J80-A, no. 1, pp. 27-35, Jan. (1997).
【非特許文献５】藤井健作，大賀寿郎, “音響エコーキャンセラのための推定誤差を所要値に保つ方法,” 電子情報通信学会論文誌(A), vol. J83-A, no. 2, pp. 141-151, Feb. (2000).
【非特許文献６】羽田陽一，牧野昭二，田中雅史，島内末廣，小島順治, “音響エコーキャンセラ用デュオフィルタコントロールシステム,” 1995 電子情報通信学会総合大会, A-350, March (1995).
【非特許文献７】J. Sakaguchi, T. Hoshino, K. Fujii and J. Ohga, “Acoustic echo canceller system materialized with a 16-bit fixed point processing type DSP,” IEICE Trans. Fundamentals, vol. E82-A, no. 12, pp. 2818-2821, Dec. 1999.
【非特許文献８】K. Fujii and Y. Tanaka, “Convergence property of triquantized-x NLMS algorithm,” IEICE Trans. Fundamentals, vol. E83-A, no. 12, pp. 2739-2742, Dec. 2000.
【非特許文献９】K. Fujii, M. Muneyasu, T. Hinamoto, and Y. Tanaka, “Normalizedleast mean EE' algorithm and its convergnec condition,” IEICE Trans. Fundamentals, vol. E84-A, no. 4, pp. 984-990, April 2001.
【非特許文献１０】G. A. Clark, S. K. Mitra, and S. R. Parker, “Block implementation of adaptive digital filter,” IEEE Trans. Circuits & Syst., vol. CAS-28, no. 6, pp. 584-592, June 1981.
【非特許文献１１】岩松祐輔，藤井健作, 棟安実治, “EE' 法の収束条件の導出と解析,” 電子情報通信学会技術研究報告, EA2006-99, Jan. (2007).
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述したとおり、エコー経路変動とダブルトークとを識別するタイプのエコーキャンセラにおいて問題となるのは、識別を素早く確実に行うのが困難であること、ダブルトークのときに係数が更新されないこと、そのために収束が遅れることである。音響エコーキャンセラではダブルトークは常態であり、ダブルトークのときも適応フィルタの係数が更新されることが望ましい。
【０００５】
本願発明の目的は、このような問題を解決することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本願発明に係るエコーキャンセラは、スピーカに供給される供給信号が該スピーカからマイクロホンへ回り込むことによって生成されるエコー信号を、該マイクロホンの出力信号から除去するエコーキャンセラであって、該供給信号を参照信号として入力し、出力信号として疑似エコー信号を生成するフィルタ係数更新可能なＦＩＲ型の主適応フィルタと、該マイクロホンの出力信号から該主適応フィルタが生成した疑似エコー信号を差し引くことによって主誤差信号を生成する主減算器と、該供給信号を参照信号として入力して出力信号を生成するフィルタ係数更新可能なＦＩＲ型の副適応フィルタと、副誤差信号を生成する副減算器とを備え、該主適応フィルタは、適応アルゴリズムによって、該供給信号と該主誤差信号とに基づいて、該主誤差信号のパワーが最小化されるようにフィルタの係数を更新し、該副適応フィルタは、適応アルゴリズムによって、該供給信号と該副誤差信号とに基づいて、該副誤差信号のパワーが最小化されるようにフィルタの係数を更新し、該副適応フィルタのフィルタタップ数Ｉ１は、該主適応フィルタのフィルタタップ数Ｉよりも小さく、該副減算器は、該マイクロホンの出力信号から、該主適応フィルタの後半タップ出力値と該副適応フィルタのタップ出力値との加算値を差し引くことによって該副誤差信号を生成し、該主適応フィルタの後半タップ出力値は、該主適応フィルタにおいて、入力された参照信号を順次遅延させる遅延ライン上のＩ１番目よりも後段の各信号に、対応するフィルタタップ係数を乗ずることによって得られる乗算値の総和であり、該副適応フィルタのタップ出力値は、該副適応フィルタにおいて、入力された参照信号を順次遅延させる遅延ライン上の各信号に、対応するフィルタタップ係数を乗ずることによって得られる乗算値の総和であり、該主適応フィルタは、そのフィルタ係数更新におけるステップサイズを、該副誤差信号に基づいて更新する。このエコーキャンセラにおいて、例えば、副適応フィルタのフィルタタップ数Ｉ１を１２８とし、主適応フィルタのフィルタタップ数Ｉを５１２としてもよい。そしてこの場合は、主適応フィルタの後半タップ出力値を得るために、まず、主適応フィルタにおける１２９番目から５１２番目までの各遅延信号に、対応するフィルタタップ係数を乗ずることにより、３８４個の乗算値を得る。そして、これら３８４個の乗算値を総和することにより主適応フィルタの後半タップ出力値を得ることができる。また、副適応フィルタのタップ出力値を得るためには、まず、副適応フィルタにおける１番目から１２８番目までの各遅延信号に、対応するフィルタタップ係数を乗ずることにより、１２８個の乗算値を得る。そして、これら１２８個の乗算値を総和することにより副適応フィルタのタップ出力値を得ることができる。
【０００７】
上記エコーキャンセラにおいて、該主適応フィルタの適応アルゴリズムと該副適応フィルタの適応アルゴリズムとがいずれも学習同定法であってもよい。
【０００８】
また、上記エコーキャンセラにおいて、該主適応フィルタは、そのフィルタ係数更新におけるステップサイズを、所定値と該供給信号ベクトルの加算ノルムＰｎとの乗算値を、該副誤差信号の平均パワーと該主適応フィルタのフィルタタップ数Ｉとの乗算値で除した値ρｎに更新するようにしてもよい。ここで、所定値は適宜決定すればよいのであるが、所要推定誤差Ｃ０が決定されている場合は、その値（Ｃ０）を２倍した値（２Ｃ０）を該所定値としてもよい。
【０００９】
また、上記エコーキャンセラにおいて、該主適応フィルタの適応アルゴリズムと該副適応フィルタの適応アルゴリズムとが、いずれもブロック実行型の学習同定法であってもよい。
【００１０】
また、上記エコーキャンセラにおいて、該主適応フィルタは、そのフィルタ係数更新におけるステップサイズを、所定値と該供給信号ベクトルの加算ノルムＰｎとの乗算値を、該副誤差信号の平均パワーと該主適応フィルタのフィルタタップ数Ｉとの乗算値で除した値ρｎに更新するようにし、該加算ノルムは、該ブロック実行型の学習同定法のブロック長Ｊにおける加算ノルムであり、該平均パワーは、該ブロック長Ｊにおける平均パワーであってもよい。ここで、所定値は適宜決定すればよいのであるが、所要推定誤差Ｃ０が決定されている場合は、その値（Ｃ０）を２倍した値（２Ｃ０）を該所定値としてもよい。
【００１１】
また、上記エコーキャンセラにおいて、該副適応フィルタのフィルタタップ数Ｉ１が、該主適応フィルタのフィルタタップ数Ｉの略４分の１であってもよい。例えば、副適応フィルタのフィルタタップ数Ｉ１を１２８とし、主適応フィルタのフィルタタップ数Ｉを５１２としてもよい。
【発明の効果】
【００１２】
本願のエコーキャンセラによれば、副適応フィルタを別に用意し、そのフィルタ出力を用いて計算される残留エコーのパワーで主適応フィルタのステップサイズを制御することによって、エコー経路変動とダブルトークとを識別することなく、主適応フィルタのフィルタ係数を高速に収束させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本願発明の一実施形態たるエコーキャンセラを図面を参照しつつ説明する。
（1. 概要）
ここでは、[非特許文献６] と[非特許文献５] に示されている手法に以下の修正を加えることで、エコー経路変動とダブルトークの識別を要しないエコーキャンセラを実現する。本エコーキャンセラでは[非特許文献５] で提案されている、残留エコーを外乱とみな
してステップサイズを制御する主適応フィルタと、ステップサイズを収束が最も早くなる値に固定した、タップ数が少ない副適応フィルタの二つを用意する。さらに、その副適応フィルタによって得られる残留エコーでステップサイズを制御する。これによってステップサイズは素早く減少する残留エコーで制御されることとなり、前者の適応動作が高速化される。一方、ダブルトークでは残留エコーは後者においても急増し、それによってステップサイズが小さく設定されて係数の乱れは防止される。
（2. 従来の制御法）
図1. は[非特許文献５] で提案されている制御法を適用した音響エコーキャンセラの構造である。本検討は、この制御法を基本とする。また、この構造において適応フィルタの係数はブロック実行型学習同定法[非特許文献１０] を用いて
【００１４】
【数１】
2008312199.tif 000003
【００１５】
と更新される。ここで、Ｈn はｎ番目のブロックにおいて更新される適応フィルタの係数ベクトル、ρn はステップサイズ、j は時刻(sample time index：サンプルタイムインデックス)、Ｊ はブロック長、ｅj は残留エコー、Ｘj は参照信号ベクトルである。この係数更新アルゴリズムに対してブロック長Ｊ とステップサイズρn を制御することにより、推定誤差は参照信号のパワー変動やダブルトークに関係なく係数を常時更新しても所要の値Ｃ0 に向かって減少する[非特許文献５]。
（2. 1 ブロック長制御）
[非特許文献５] では、ブロック長Ｊ を次のように制御する。すなわち、定数Ｐ0 を定め、加算ノルム
【００１６】
【数２】
2008312199.tif 000004
【００１７】
が
【００１８】
【数３】
2008312199.tif 000005
【００１９】
となるまでブロック長Ｊ を延長してから適応フィルタの係数を更新する。この制御が推
定誤差を所要値Ｃ0 に維持する原理は、学習同定法において導かれている、推定誤差を規定する式
【００２０】
【数４】
2008312199.tif 000006
【００２１】
にある。この式は、参照信号対外乱のパワー比が σX2／Ｑ0 であるときにステップサイ
ズを μ0 と定めれば推定誤差は上式から計算されるＣ0 まで減少することを示している
。このことは同時に、外乱の平均パワーＱ0 が一定でも参照信号の平均パワーσX2 が変
動すれば推定誤差も反比例して変動することを表している。
【００２２】
[非特許文献５] では、この参照信号のパワーが変動しても推定誤差を一定に保つ制御
法を見出すために、上式を
【００２３】
【数５】
2008312199.tif 000007
【００２４】
と近似している。このように近似しても、ステップサイズを通常選ばれる
【００２５】
【数６】
2008312199.tif 000008
【００２６】
の範囲に限定すれば、最大でも 1/ 2(3dB) 程度の差しか生じない。[非特許文献５] で
はさらに学習同定法のステップサイズとブロック長Ｊ0 との間に
【００２７】
【数７】
2008312199.tif 000009
【００２８】
なる関係があることを導いている。ここで、この関係を式(5) に代入すれば
【００２９】
【数８】
2008312199.tif 000010
【００３０】
が得られる。但し、上式において σX2Ｊ0Ｉ は式(1) のブロック長をＪ0 としたときの
加算ノルムＰn の平均である。また、Ｉ は適応フィルタのタップ数である。この式は、
参照信号のパワーが想定した σX2 よりも小さくなってもブロック長Ｊ0 を延ばし、加算ノルムＰn が
【００３１】
【数９】
2008312199.tif 000011
【００３２】
に等しくなったときに係数を更新すれば推定誤差は
【００３３】
【数１０】
2008312199.tif 000012
【００３４】
あるいは
【００３５】
【数１１】
2008312199.tif 000013
【００３６】
とおいて一定のＣ0 に維持されることを表している。
【００３７】
ここで、このブロック長制御を実システムに適用するにあたって以下の注意が必要である。それは、静かな環境の下で音声が採取された場合に無音声となる区間で参照信号のパワーが小さくなり、エコーがマイクロホンに達しないこともあり得ることである。この状態で係数更新を強行すれば適応フィルタの係数は乱れる[非特許文献７], [非特許文献８]。この乱れを防ぐ一つの方法は参照信号の標本値ごとにその大きさを調べ、一定値以下のときは係数更新に利用しない制御を行うことである[非特許文献７], [非特許文献８]。もう一つの方法は、最長ブロック長を定め、その最長ブロック長においても上記関係が満たされないときは、エコーがマイクロホンに達しないと判断して係数を更新しないことである。本ブロック長制御を実際のシステムに適用する際には、このいずれかの方法を適用する必要がある。
（2. 2 ステップサイズ制御）
次に、音響エコーキャンセラによって低減される音響エコーの量が変動するもう一つの要因であるダブルトークの発生時における制御法について説明する。本研究では式(9) に着目し、
【００３８】
【数１２】
2008312199.tif 000014
【００３９】
と変形する。ここで、ダブルトークが発生し、外乱のパワーがＱ0 からＱn へと増加したとする。このときも推定誤差をＣ0 に維持するためにはステップサイズは
【００４０】
【数１３】
2008312199.tif 000015
【００４１】
と小さくする必要がある。すなわち、このようにステップサイズを制御すれば推定誤差として所要値Ｃ0 が維持される。さらに、加算ノルムは実際にはＰ0 に一致するとは限らない。実際には係数更新を実行するときの加算ノルムはＰn となることからステップサイズは
【００４２】
【数１４】
2008312199.tif 000016
【００４３】
と計算する必要がある。
【００４４】
問題は、このステップサイズ制御のためには外乱のパワーＱn を知る必要があることである。[非特許文献５] では、その外乱のパワーを
【００４５】
【数１５】
2008312199.tif 000017
【００４６】
と近似している。図1. は、この近似に従ってステップサイズを計算する構造を示してい
る。しかし、この近似は、消し残ったエコーのパワーをＱn に含む結果となり、エコー経路変動においてはステップサイズを必要以上に小さく与え、係数の収束を大きく遅らせる結果となる。本検討では、この問題を解決する方
策の一つを提案する。
【００４７】
また、ブロック長制御と同様、このステップサイズ制御を適用する際にも注意すべき点がある。それは外乱対参照信号の平均パワー比が所要の推定誤差Ｃ0 よりも小さくなった場合に上式から計算されるステップサイズが大きくなることである。例えば、加算ノルムが正確にＰ0 となったときに係数が更新されたとして、ステップサイズは
【００４８】
【数１６】
2008312199.tif 000018
【００４９】
と計算される。このうち、Ｑn／σX2 は外乱対参照信号のパワー比である。従って、その外乱パワーＱn が想定した以上に小さくなった場合は、Ｃ0σX2／Ｑn が極端に大きくな
る可能性がある。例えば、所要推定誤差をＣ0 ＝ ０.００１(−３０dB)と設計しているときに外乱対参照信号の平均パワー比が−４０dB に減少したとすると、上式から計算され
るステップサイズは２０Ｊ0 となる。一方、学習同定法において設定されるステップサイズの上限は１であり、ブロック実行型学習同定法においては、その上限はＪ0 である。すなわち、ρ＞Ｊ0 となる場合に適応フィルタの係数は発散する。本制御においては設定ステップサイズに上限を設けておく必要がある。
（3. 提案制御法）
エコー経路変動に際してステップサイズを大きく与え、収束を高速化するためには、外乱のパワーに近似するＱn から消し残ったエコーのパワー分を素早く排出する必要がある。ここでは、その排出を高速に行うために、収束を最速化する値にステップサイズを固定した適応フィルタを副適応フィルタとして別に用意し、その副適応フィルタが生成する残留エコー
【００５０】
【数１７】
2008312199.tif 000019
【００５１】
のパワー
【００５２】
【数１８】
2008312199.tif 000020
【００５３】
を用いてステップサイズを制御する方法を提案する。その構造を図2 に示す。但し、この構造において主適応フィルタのタップは前半と後半に分けられ、副適応フィルタのタップ数は主適応フィルタの前半のタップ数Ｉ1 として短く与えることにより、収束をさらに早めるようにしている。また、主適応フィルタの後半のタップ出力ｕjb を副適応フィルタ
の出力ｕjC に加えて減算することにより、残留エコー
【００５４】
【数１９】
2008312199.tif 000021
【００５５】
が早い時期に飽和することを防いでいる。
【００５６】
この構造において、タップ数を少なく設定した副適応フィルタの係数を、収束が最速となるステップサイズで更新すれば、主適応フィルタが生成する残留エコーｅj よりも、副適応フィルタの残留エコー
【００５７】
【数２０】
2008312199.tif 000022
【００５８】
の方が早く減少することになる。この特性を利用し、その残留エコー
【００５９】
【数２１】
2008312199.tif 000023
【００６０】
から
【００６１】
【数２２】
2008312199.tif 000024
【００６２】
を計算してステップサイズを
【００６３】
【数２３】
2008312199.tif 000025
【００６４】
と制御すれば、収束の高速化が期待できる。
（3. 1 収束特性の比較）
図3 は収束特性の比較である。但し、このシミュレーションでは以下の条件を設定している。
(1) 未知系のインパルス応答の標本値：指数減衰する正規乱数
(2) 同標本数：512．
(3) 主適応フィルタのタップ数：Ｉ＝512
(4) 副適応フィルタのタップ数：Ｉ1 ＝128
(5) 参照信号と外乱：白色雑音
(6) 参照信号対外乱のパワー比：−４０dB
(7) 係数更新アルゴリズム：ブロック実行型学習同定法
(8) ブロック長：Ｊ0 ＝１６(固定)
(9) 副適応フィルタの係数更新ステップサイズ：ρ0 ＝１６(固定)
(10) 主適応フィルタの係数更新ステップサイズの上限：ρ0 ＝１６
(11) 所要推定誤差：Ｃ0 ＝０.００１（−３０dB）
図3(a) は副適応フィルタを用いない[非特許文献５] の方法で得られた収束特性である。当然ながら、(a) では収束初期において残留エコーが大きいためにステップサイズは小さく設定され、係数の収束は最も遅くなっている。
【００６５】
同図(b) はｕjb を用いず、副適応フィルタの出力ｕjC だけから残留エコーを
【００６６】
【数２４】
2008312199.tif 000026
【００６７】
として生成し、そのパワーでステップサイズを制御したときの収束特性である。この場合、
【００６８】
【数２５】
2008312199.tif 000027
【００６９】
は急速に減少して大きなステップサイズが設定され、その収束初期において収束が早まる。しかし、その後はタップ数が少なく設定されているために
【００７０】
【数２６】
2008312199.tif 000028
【００７１】
の減少が早くに飽和し、ステップサイズは小さい値に固定される。そのために収束速度は図(b) のように固定される。但し、ステップサイズが小さい値に固定されるために推定誤差は大きく減少する。
【００７２】
同図(c) はこの
【００７３】
【数２７】
2008312199.tif 000029
【００７４】
の減少が早くに飽和することを防ぐために主適応フィルタの後半のタップ出力ｕjb を副
適応フィルタの出力ｕjC に加えて残留エコーがさらに減少するように構成したときの収
束特性である。この構成によって残留エコー
【００７５】
【数２８】
2008312199.tif 000030
【００７６】
は小さくなることができ、収束がさらに加速される。この結果から収束時間が約１／７ 
に減少していることが分かる。
【００７７】
最後に、同図(d) は残留エコーのパワーＱn と
【００７８】
【数２９】
2008312199.tif 000031
【００７９】
を比較して小さい方を使ってステップサイズを制御した(図2) ときの収束特性である。このときの収束特性は(c) に一致する。それは残留エコーのパワーが
【００８０】
【数３０】
2008312199.tif 000032
【００８１】
となるまで主適応フィルタのステップサイズは常に１よりも小さいこと、そのために主適応フィルタの収束が遅れ、また、その収束まで
【００８２】
【数３１】
2008312199.tif 000033
【００８３】
となることがなく、そのためにｅj が選択されることがないからである。
（3. 2 所要推定誤差と参照信号対外乱パワー比）
本シミュレーションでは所要推定誤差を−３０dB とし、参照信号対外乱のパワー比を
−４０dB としている。また、ブロック長を１６としているので、推定誤差が−３０dB まで減少したときに計算されるステップサイズは上限の１６に達する。従って、以後はステップサイズは１６に固定されるために推定誤差は参照信号対外乱のパワー比−４０dB で飽和することになる。また、このステップサイズを上限の１６に固定する処理によって主適応フィルタが与える残留エコーｅj と副適応フィルタが与える残留エコー
【００８４】
【数３２】
2008312199.tif 000034
【００８５】
が一致し、Ｑn と
【００８６】
【数３３】
2008312199.tif 000035
【００８７】
を比較して小さい方を選択する(iv) においても(iii) と同じステップサイズが計算され
ることになる。これによって両収束特性が一致する。
【００８８】
これに対して図4 は所要推定誤差をＣ0 ＝０.０００１(−４０dB) としたときの収束特性である。このように所要推定誤差をＣ0 ＝０.０００１ と小さくすれば式(9) から計算されるステップサイズはさらに小さくなって収束が図3 の結果よりも遅れる。一方、係数の収束後の推定誤差の大きさに(iii) と(iv) で差が生じている。この原因は残留エコー
のパワーの分散にある。すなわち、副適応フィルタのステップサイズは1 に固定されてお
り、主適応フィルタのステップサイズは制御されている。さらに、所要推定誤差をＣ0 ＝０.０００１ とおき、参照信号対外乱のパワー比を−４０dB とおいているので、そのス
テップサイズは平均を１６として制御される。その一方で、ステップサイズの上限を１６とおいているので、その制御されたステップサイズの平均は１６よりも小さくなる。これによって残留エコーｅj の方が小さくなり、ステップサイズの計算値は
【００８９】
【数３４】
2008312199.tif 000036
【００９０】
とｅj の小さい方を選択する場合に大きくなる。そのために推定誤差は小さくならず、
【００９１】
【数３５】
2008312199.tif 000037
【００９２】
だけで制御するときにステップサイズが小さく与えられるので、推定誤差はさらに減少する。この点では(iii) の方が(iv) よりも望ましい制御法と言える。
（4. ダブルトーク時の特性）
最適なステップサイズ制御法を見出す上で、ダブルトークのときにその制御法で確保されるエコー消去量の大きさも判断材料の一つになる。ITU-T G.167 ではダブルトークのときにエコー消去量の１５dB までの減少が許容される。この場合、所要推定誤差をＣ0 ＝
０.０３１６ とおける。図5 はＣ0 ＝０.０３１６、Ｃ0 ＝０.０１（エコー消去量２０dB
に相当)、Ｃ0 ＝０.００１（エコー消去量３０dB に相当) とおいた制御法(iv) で得ら
れた収束特性と、ステップサイズを１６と固定して得られた収束特性との比較である。この収束特性が理想の収束速度を与える。ここで、制御法を前述で望ましいとした(iii) ではなく(iv) を用いてシミュレーションを行った理由は、所要推定誤差を外乱対参照信号
のパワー比以上と設定する場合においては両者で収束特性が一致するため、どちらを用いても同じ結果が得られるためである。
【００９３】
この図5 に示す結果によれば、収束に要する時間は提案法(iv) のＣ0 ＝０.００１ の
場合で、ステップサイズを１６と固定した理想の特性の約３.５、Ｃ0 ＝０.０１ で約１.５ 倍、Ｃ0 ＝０.０３１６ で約１.２ 倍となっている。この結果から、提案法(iv) はITU-T G.167 の規格に従えばエコー経路変動に対して理想特性にかなり近い特性を与えることが分かる。ここでは、この収束の最も遅いＣ0 ＝０.００１ の場合について、その収束のさらなる高速化について検討を加える。
【００９４】
問題はダブルトークのときの動作である。図6 はステップサイズを１６と固定し、推定誤差が−２０dB まで減少した時点で参照信号対外乱比が一時的に−１０dB と増加したときも係数を更新し続けたときの収束特性である。当然ながら、係数を更新し続けたために推定誤差は−１０dB まで増加している。この増加を防ぐためには、このステップサイズ
を１６と固定する方法ではダブルトーク発生時点でエコー経路変動とダブルトークを識別し、ダブルトークならば係数更新を停止するか、その残留エコーに含まれる外乱の割合に合わせたステップサイズの制御が必要である。しかし、その割合が見出されるならばエコー経路変動とダブルトークの識別は不要である。ここでの提案は、その識別を不要とする制御法の提案である。
【００９５】
これに対して図7 は提案法(iv) を適用して得られた収束特性である。但し、所要推定
誤差をＣ0 ＝０.００１（エコー消去量３０dB に相当) とおいている。但し、外乱を図6 と同様、推定誤差が−２０dB まで減少した時点で参照信号対外乱比が一時的に−１０dB となるように増加させている。明らかに、この提案法(iv) によればダブルトークの区間
においても推定誤差は減少を続け、推定誤差−３０dB で飽和している。これは所要推定
誤差を−３０dB としたためである。その後、ダブルトークの終了とともに再び推定誤差
が外乱対参照信号のパワー比−４０dB まで素早く減少している。このことから、本提案
法によれば係数の収束中にダブルトークが発生する場合にも柔軟に対応できることが分かる。実システムではダブルトークが係数の収束後にしか起こらないという保証はない。このように係数の収束中に起こるダブルトークにも自動的に対処できる本提案法は、この点においてより実用的であると言える。
【００９６】
図8 は提案法(iii) について図7と同様の条件で行ったシミュレーションの結果である
。このようにダブルトークが発生したとき、副適応フィルタの係数は大きく乱れ、その係数の乱れ分だけｅj よりも
【００９７】
【数３６】
2008312199.tif 000038
【００９８】
の方が大きく増加する。提案法(iv) では
【００９９】
【数３７】
2008312199.tif 000039
【０１００】
とｅj の小さい方を選択してステップサイズを制御するため、ステップサイズは(iv) よ
りも(iii) で小さくなり、ダブルトークの区間における収束速度は(iv)よりも低下する。このｅj と
【０１０１】
【数３８】
2008312199.tif 000040
【０１０２】
の差は係数の収束後のダブルトークにおいても同様に生じる。すなわち、係数の収束後にダブルトークが発生したとき、係数の乱れによって
【０１０３】
【数３９】
2008312199.tif 000041
【０１０４】
の方がｅj よりも大きくなり、ステップサイズは小さく設定される。その結果、(iii) では推定誤差がさらに減少することになる。これは一見、望ましい特性のように思える。しかし、ダブルトークにおいて必要なエコー消去量は所要推定誤差Ｃ0 として設計されており、これ以上にエコーを低減する必要はない。実システムにとってダブルトークにおけるエコー消去量が設計値以上になることよりも、収束速度の向上の方が有用である。そこで、ここでは(iv) を提案法として以後の考察を行う。
（5. 音声による検証）
ここでは、音声を参照信号として提案法(iv) の有効性を検証する。このように参照信
号を音声とした場合は、その自己相関の影響を小さく抑えるために最短ブロック長は短く設定して係数更新の頻度を高める必要がある。その一方で、ステップサイズ制御に必要となる外乱パワーＱn の算定を精度よく行うためにはブロック長を長く選ぶ必要がある。本検証では、外乱パワーＱn の算定精度を優先して
(1) 最短ブロック長：Ｊ0 ＝１６ とする。
【０１０５】
次に、適応アルゴリズムを学習同定法とした場合、ステップサイズμはできるだけ１に近い値とすることが望ましい。しかし、音声を参照信号とした場合は、その自己相関の影響を無視できず、とくに学習同定法をブロック実行型とする場合はステップサイズを小さく設定する必要がある。[非特許文献３] によれば、ステップサイズμは０.１程度とする必要がある。ここでは提案法の有効性を
(2) ステップサイズの上限：μ0 ＝１／８(ρ0 ＝μ0Ｊ0 ＝２.０ に相当)として検証す
る。
【０１０６】
本制御のために設定が必要な残る定数は所要推定誤差Ｃ0 、参照信号対外乱の平均パワー比、係数更新を決定する閾値Ｐ0 である。本検証ではまず、
(3) 所要推定誤差：Ｃ0 ＝０.００１（エコー消去量３０dB に相当)
(4) 参照信号：CD-ROM から読み出した音声＋白色雑音(対音声のパワー比で−３０ に相
当)
(5) 外乱：白色雑音
(6) 参照信号対外乱の平均パワー比：３０dB
とする。次に、これらを式(10) の変形式
【０１０７】
【数４０】
2008312199.tif 000042
【０１０８】
に代入すれば。上の条件(6) からＱ0 ＝０.００１σx2 となるので
【０１０９】
【数４１】
2008312199.tif 000043
【０１１０】
と得られる。すなわち、
(7) 更新決定閾値Ｐ0 ＝σx2Ｉ
とする。その他の条件は図3 と同じである。
【０１１１】
図9 はステップサイズを最速のρ0 ＝２ に固定した、理想とする収束特性と提案法(iv) で得られる収束特性の比較である。図10 の上段に参照信号として用いた音声波形を示
す。この結果によれば、提案法は収束特性は理想特性と比べてわずかに遅い程度である。その理由は[非特許文献１] に示されているように参照信号を音声とした場合、推定誤差
の減少は遅れてもエコー消去量は素早く増加することにある。すなわち、図11 から分か
るように残留エコー
【０１１２】
【数４２】
2008312199.tif 000044
【０１１３】
は音声の場合に素早く減少し、そのことによって計算されるステップサイズが大きくなる。
【０１１４】
図12 は、この残留エコーから計算されるステップサイズである。この結果を見れば収
束の初期においてこそ音声区間でステップサイズが小さく設定されているものの、急速に大きくなっていることが分かる。また、無音声区間において残留エコーが小さくなり、ステップサイズも上限の２となっていることも収束の高速化に効果的となっている。これはブロック長制御によって無音声となる区間においても係数を更新することに利点でもある。
【０１１５】
図13 は本提案法(iv) がダブルトークに対しても安定して推定誤差を減少させ得ることを確認するシミュレーションの結果である。明らかに、本提案法では推定誤差はダブルトークのときも安定して減少していることが分かる。図10 の下段の波形はダブルトークと
して付加した近端話者音声の波形である。
（6. まとめ）
ここではタップ数の少ない副適応フィルタを別に用意し、そのフィルタ出力を用いて計算される残留エコーのパワーでステップサイズを制御することによって従来の手法[非特
許文献５] よりも収束を高速化できることを示した。また、音声を参照信号とする場合は収束を最速化するステップサイズを与えた場合とほぼ同様の収束特性が得られることをシミュレーションで確認した。これによって音響エコーキャンセラの実現の障害となっていたエコー経路変動とダブルトークの識別問題が解決されたことになる。
【０１１６】
今後は実際にシステムを構築して本提案法の有効性を実証する予定である。また、この収束のさらなる高速化に向けて提案されている適応アルゴリズム[非特許文献９] を適用
し、その効果もまた確認する予定である。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
本願のエコーキャンセラによれば、エコー経路変動とダブルトークとを識別することなく、主適応フィルタのフィルタ係数を高速に収束させることができるので、電気通信装置の技術分野において利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１１８】
【図１】従来の制御法を適用した音響エコーキャンセラの構造図である。
【図２】本発明に係るシステムの構造図である。
【図３】収束特性の比較を示す図である。
【図４】収束特性の比較を示す図である。
【図５】ステップサイズを16 と固定したときの収束特性との比較を示す図である。
【図６】ダブルトークが収束特性に与える影響を示す図である。
【図７】ダブルトークが収束特性に与える影響を示す図である。
【図８】ダブルトークが収束特性に与える影響を示す図である。
【図９】音声を参照信号としたときの本件発明との比較を示す図である。
【図１０】遠端話者音声と近端話者音声の波形図である。
【図１１】音響エコーと残留エコーの波形図である。
【図１２】ステップサイズρの推移を示す図である。
【図１３】ダブルトークのときの収束特性を示す図である。
【図１】
2008312199.tif 000045
【図２】
2008312199.tif 000046
【図３】
2008312199.tif 000047
【図４】
2008312199.tif 000048
【図５】
2008312199.tif 000049
【図６】
2008312199.tif 000050
【図７】
2008312199.tif 000051
【図８】
2008312199.tif 000052
【図９】
2008312199.tif 000053
【図１０】
2008312199.tif 000054
【図１１】
2008312199.tif 000055
【図１２】
2008312199.tif 000056
【図１３】
2008312199.tif 000057