(57)【要約】【課題】負荷により発生する高調波を精度よく補償し、かつ、系統電流に残留する高調波電流を低減することで、高調波電流の補償率を向上する。【解決手段】負荷電流Ｉｌｏａｄから高調波成分を抽出し、この高調波電流をアクティブフィルタの高調波補償電流指令値Ｉｒｅｆにして高調波成分を補償する回路（５１〜５５）に加えて、系統電源に残留する系統高調波電流の高調波成分を、次数別に離散フーリエ変換と逆離散フーリエ変換により抽出し、各次数の高調波の合成波形に対し、一周期分の時間波形における各サンプルの偏差を蓄積した値を積分項として高調波補償電流指令値から減算する残留高調波電流補償回路（６０〜６４）を設ける。残留高調波電流補償演算での演算無駄時間による遅れを補償する手段、負荷により発生する高調波電流が急峻に減少したときに偏差蓄積部６４をリセットすることを含む。【選択図】図１
2008306829.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
系統電源に接続された負荷により発生する高調波電流を抽出し、この高調波電流をアクティブフィルタの高調波補償電流指令値にして系統の高調波成分を補償する高調波補償装置において、
系統電源に残留する系統高調波電流の高調波成分を、次数別に離散フーリエ変換と逆離散フーリエ変換により抽出する高調波成分抽出手段と、
前記抽出手段で抽出した各次数の高調波の合成波形に対し、一周期分の時間波形における各サンプルの偏差を蓄積した値を積分項として前記高調波補償電流指令値に加減算する残留高調波電流補償手段を備えたことを特徴とする高調波電流補償装置。
【請求項２】
前記逆離散フーリエ変換に用いる正弦波、余弦波の位相θ（ｉ）を進め、残留高調波電流補償演算での演算無駄時間による遅れを補償する手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の高調波電流補償装置。
【請求項３】
負荷により発生する高調波電流が急峻に減少したことを系統電源の高調波電流の歪みを該高調波電流の整流値から歪みピークとして検出し、このピーク検出時には前記積分項として蓄積している値をリセットして高調波歪みを回避する手段を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の高調波電流補償装置。
【請求項４】
負荷により発生する高調波電流が急峻に減少したことを系統電源の高調波電流の歪みを該高調波電流の瞬時実効値から歪みピークとして検出し、このピーク検出時には前記積分項として蓄積している値をリセットして高調波歪みを回避する手段を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の高調波電流補償装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、系統電源に接続された負荷により発生する高調波電流を抽出して、系統の高調波成分を補償する高調波補償装置（アクティブフィルタ）、またはアクティブフィルタ機能を持つ並列型瞬低補償装置における高調波電流補償制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電力系統においては、系統電源に接続された負荷が発生する高調波電流を補償するアクティブフィルタや、アクティブフィルタ機能を併せ持つ並列型瞬低補償装置などが用いられている。
【０００３】
アクティブフィルタ機能を併せ持つ並列型瞬低補償装置の主回路構成例を図４に示す。平常時は、高速スイッチ１０を介して電力系統から負荷に電力を供給する。この状態では、インバータ等で構成される交直双方向変換装置２０は、アクティブフィルタ機能により負荷から発生する高調波電流を補償、電気二重層キャパシタ３０を浮動充電、または停止状態で待機する。また、交直双方向変換装置２０は、電力系統の停電時には、高速スイッチ１０が切り離されたときに、電気二重層キャパシタ３０に蓄積された直流電力を交流電力に変換し、負荷へ無瞬断で電力を供給する。
【０００４】
次に、平常時のアクティブフィルタ機能の制御について記述する。図５に、アクティブフィルタ機能を有する並列型瞬低補償装置の制御装置の回路構成を示す。平常時において、負荷が発生する高調波電流を検出する検出手段と、高調波成分を抽出して系統の高調波成分を補償する電流を供給する自励式変換装置とを備える。
【０００５】
制御装置４０には、系統電圧Ｖｓ、系統電流Ｉｓ、負荷電流Ｉｌｏａｄ、インバータ出力電流Ｉｉｎｖの各検出器４１〜４４を持つ。検出した系統電圧Ｖｓは、ＰＬＬ回路４５により系統電源の位相θが検出され、正弦波発生器４６により位相θのｓｉｎθ成分及びｃｏｓθ成分を生成する。指令値作成ブロック４７では、検出した系統電圧Ｖｓ、系統電流Ｉｓ、負荷電流Ｉｌｏａｄ、インバータ出力電流Ｉｉｎｖから電圧指令値を作成する。そして、パルス幅変調ブロック（ｐｕｌｓｅ  ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）４８により高調波補償電流指令値をＰＷＭ変調し、交直双方向変換装置２０のインバータの高調波補償電流出力を制御する。
【０００６】
負荷が発生する高調波電流の補償を行う電流指令生成手段（指令値作成ブロック４７）としては、負荷電流検出型一括高調波検出による補償方法があり、その一例を図６のブロック図に示す（例えば、特許文献１参照）。検出した負荷電流Ｉｌｏａｄに対して、検出した電源位相θのｓｉｎθ成分及びｃｏｓθ成分を使用して３φ／ｄｑ座標変換部５１でｄｑ軸への座標変換を行い、この変換したｄ軸、ｑ軸成分からローパスフィルタ５２，５３によって検出する基本波成分を引き算することで高調波成分のみを抽出し、さらにｄｑ／３φ座標変換部５４によって逆ｄｑ座標変換を行い、高調波を補償する電流指令値Ｉｒｅｆを得る。そして、電流指令値Ｉｒｅｆがインバータ出力電流Ｉｉｎｖに一致するようにＡＣＲ（自動電流制御）５５で電流制御演算を行い、このＡＣＲ出力に系統に同期した基準電圧指令値を加算して電圧指令値を得る。
【特許文献１】特開平０９−０３７４６９
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
前記したようなアクティブフィルタの電流制御方式では、負荷電流Ｉｌｏａｄに発生する高調波電流を抑制できるが、電力系統の電流に高調波が残留している場合、それを検出し、補償をする機能を持たない。なお、系統電流に高調波が残留する原因としては、電流／電圧検出系や高調波電流補償制御系の遅延などの影響に起因する場合である。
【０００８】
本発明の目的は、負荷により発生する高調波を精度よく補償し、かつ、系統電流に残留する高調波電流を低減することで、高調波電流の補償率を向上する高調波電流補償装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、アクティブフィルタによる高調波補償後に、系統電流に残留する高調波電流に対し、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）と逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により各次数の高調波成分を抽出する。そして、抽出した各次数の高調波の合成波形に対し、一周期分の時間波形における各サンプルの偏差を蓄積し、高調波補償電流指令の積分項として用いることで、系統電流に残留する高調波電流を補償し、補償率の向上を得るようにしたもので、以下の方式を特徴とする。
【００１０】
（１）系統電源に接続された負荷により発生する高調波電流を抽出し、この高調波電流をアクティブフィルタの高調波補償電流指令値にして系統の高調波成分を補償する高調波補償装置において、
系統電源に残留する系統高調波電流の高調波成分を、次数別に離散フーリエ変換と逆離散フーリエ変換により抽出する高調波成分抽出手段と、
前記抽出手段で抽出した各次数の高調波の合成波形に対し、一周期分の時間波形における各サンプルの偏差を蓄積した値を積分項として前記高調波補償電流指令値から減算する残留高調波電流補償手段を備えたことを特徴とする。
【００１１】
（２）前記逆離散フーリエ変換に用いる正弦波、余弦波の位相θ（ｉ）を進め、残留高調波電流補償演算での演算無駄時間による遅れを補償する手段を備えたことを特徴とする。
【００１２】
（３）負荷により発生する高調波電流が急峻に減少したことを系統電源の高調波電流の歪みを該高調波電流の整流値から歪みピークとして検出し、このピーク検出時には前記積分項として蓄積している値をリセットして高調波歪みを回避する手段を備えたことを特徴とする。
【００１３】
（４）負荷により発生する高調波電流が急峻に減少したことを系統電源の高調波電流の歪みを該高調波電流の瞬時実効値から歪みピークとして検出し、このピーク検出時には前記積分項として蓄積している値をリセットして高調波歪みを回避する手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
以上のとおり、本発明によれば、アクティブフィルタによる高調波補償後に、系統電流に残留する高調波電流に対し、離散フーリエ変換と逆離散フーリエ変換により各次数の高調波成分を抽出し、抽出した各次数の高調波の合成波形に対し、一周期分の時間波形における各サンプルの偏差を蓄積し、高調波補償電流指令の積分項として用いることで、系統電流に残留する高調波電流を補償し、補償率の向上を得るようにしたため、負荷により発生する高調波を精度よく補償し、かつ、系統電流に残留する高調波電流を低減することで、高調波電流の補償率を向上することができる。
【００１５】
また、逆離散フーリエ変換に用いる正弦波、余弦波の位相θ（ｉ）を進め、残留高調波電流補償演算での演算無駄時間による遅れを補償することができる。
【００１６】
また、負荷により発生する高調波電流が急峻に減少したことを系統電源の高調波電流の歪みを該高調波電流の整流値または瞬時実効値から歪みピークとして検出し、このピーク検出時には積分項として蓄積している値をリセットして高調波歪みを回避することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
（実施形態１）
図１は、本発明の実施形態を示す高調波電流補償指令値作成ブロック図であり、５１〜５５は図６のブロックと同様の構成とし、この構成に６０〜６４の残留高調波電流補償ブロックを追加している。
【００１８】
ＤＦＴ演算部６０は、Ｍ次の高調波成分の抽出を行うために、アクティブフィルタによる高調波補償後の系統のＵ相、Ｖ相、Ｗ相電流Ｉｓ＿Ｕ（ｉ）、Ｉｓ＿Ｖ（ｉ）、Ｉｓ＿Ｗ（ｉ）が入力される。これらの電流をＩｓとして示す。さらに、ＤＦＴ演算部６０において、系統電流Ｉｓ＿Ｕ、Ｉｓ＿Ｖ、Ｉｓ＿ＷのＤＦＴ演算に用いる正弦波、余弦波は、系統電流の各相のＭ倍の周波数ｓｉｎＭθ，ｃｏｓＭθが入力され、位相θ（ｉ）は系統電圧からＰＬＬ回路４５によって算出されるものを利用する。また、ＤＦＴ演算を行うためには、基本周波数の一周期分のサンプル数Ｎ個の値を保持する必要がある。そこで、セレクタｉを０から（Ｎ−１）まで順次切り替え、（Ｎ−１）の次には（０）に戻るループ動作でＤＦＴ演算を行う。
【００１９】
以上から、Ｍ次のＤＦＴ演算による出力の実数部Ｉｓ＿ｄｆｔ＿ｒｅ＿Ｍ、虚数部Ｉｓ＿ｄｆｔ＿ｉｍ＿Ｍは（１）〜（６）式のように表せる。
【００２０】
【数１】
2008306829.tif 000003
【００２１】
次に、ＩＤＦＴ演算部６１は、ＤＦＴ演算により抽出されたＭ次の高調波成分を時間波形に変換する。ＩＤＦＴ演算出力Ｉｓ＿ｉｄｆｔ＿ＵM、Ｉｓ＿ｉｄｆｔ＿ＶM、Ｉｓ＿ｉｄｆｔ＿ＷMは（７）〜（９）式のように表せる。
【００２２】
【数２】
2008306829.tif 000004
【００２３】
Ｍ次のＤＦＴ演算出力Ｉｓ＿ｉｄｆｔ＿ＵM、Ｉｓ＿ｉｄｆｔ＿ＶM、Ｉｓ＿ｉｄｆｔ＿ＷMは、増幅器６２により増幅され、リミッタ６３により上限値、下限値が制限される。そして、偏差蓄積部６４では、積分項として基本周波数１周期あたりのサンプル数Ｎ個を保持して、フィードバック加算を行う。
【００２４】
リミッタ６３に得られるＭ次の高調波成分は、座標変換部５４に得る補償電流指令値Ｉｒｅｆから減算することで、系統電流に残留する高調波の除去を行う電流指令値を得る。
【００２５】
同様に、次数Ｍを変えることによって、他の次数における高調波成分の抽出も同時に行い、５次、７次、１１次、１３次のように複数の高調波を除去する。
【００２６】
したがって、本実施形態によれば、アクティブフィルタによる高調波補償後に、系統電流に残留する高調波電流に対し、ＤＦＴ、ＩＤＦＴを用いて残留高調波成分を抽出し、抽出した各次数の高調波の合成波形に対し、一周期分の時間波形における各サンプルの偏差を蓄積し、積分項として高調波電流指令値Ｉｒｅｆから減算することで、系統電流に残留する高調波電流を補償し、補償効率の向上を図ることができる。
【００２７】
（実施形態２）
本実施形態は、実施形態１において、演算無駄時間を考慮するために、ＩＤＦＴ演算に用いる正弦波、余弦波の位相θ（ｉ）を進めることで、高調波補償効率を向上させる。
【００２８】
すなわち、前記の（４）〜（６）式において、ＩＤＦＴ演算に用いる正弦波、余弦波の位相θ（ｉ）を、演算無駄時間を考慮する場合はθ（ｉ＋１）とする。その他は実施形態１と同様である。
【００２９】
本実施形態によれば、ＩＤＦＴ演算に用いる正弦波、余弦波の位相θ（ｉ）を進めることにより、残留高調波電流補償演算での演算無駄時間による遅れを補償することができる。
【００３０】
（実施形態３）
実施形態１、実施形態２に共通して、負荷により発生する高調波電流が急峻に減少した場合、積分項として蓄積している値が、制御の性質上、すぐには負荷に追従できないという問題がある。このとき、インバータ電流は負荷により発生する高調波を過補償しているため、系統電流は高調波電流により歪み、ピークが生じる。
【００３１】
そこで、本実施形態は、検出した系統電流に対して三相全波整流を行うことで、このピークを検出し、積分項として蓄積している値のリセットを行うことで、過補正による高調波電流の増加を回避する。
【００３２】
図２に系統電流三相全波整流値のピーク検出による積分項リセット部６５を追加したブロック図を示す。図２において、系統電流ピーク検出部Ａは、検出した系統電流Ｉｌｏａｄを三相全波整流し、ピーク検出信号として０，１の２値信号を生成する。例えば、闘値より小さい場合は０、大きい場合は１を出力する。立ち上がり検出部Ｂでは、ピーク検出信号の立ち上がりを検出する。そして、ワンショットタイマＣは、立ち上がり検出信号を基本周波数１周期時間Ｔのパルスに変換し、周期Ｔの期間だけピーク検出信号として１を出力する。論理和回路Ｄは、Ａのピーク検出信号とＣの出力とを論理和演算し、演算出力の０，１に応じてスイッチＥを切り替え、リミッタ６３の制御を行う。
【００３３】
リミッタ６３の制御は、ピークが検出されていない場合では、スイッチＥに入力される値は０であり、ＬＩＭＩＴが上限値、−ＬＩＭＩＴが下限値に設定される。また、ピークを検出した場合は、Ｔの期間、スイッチＥに入力される値は１となり、リミッタ６３の上限値、下限値は共に０となる。この動作により、偏差蓄積部６４に積分項として蓄積している基本周波数１周期あたりのサンプル数Ｎ個分の積分項をリセットする。
【００３４】
本実施形態によれば、実施形態１．２において、負荷により発生する高調波電流が急峻に減少して系統電流に高調波電流により歪み、ピークが生じたとき、検出した系統電流に対して三相全波整流を行うことで、高調波電流の歪みピークとして検出し、このピーク検出時には偏差蓄積部６４に積分項として蓄積している値のリセットを行ことで、過補償による高調波電流の増加を回避することができる。
【００３５】
（実施形態４）
本実施形態は、ｄｑ座標変換による系統電流の瞬時実効値により、高調波過補償に起因する系統電流のピークを検出し、積分項として蓄積している値のリセットを行ことで、過補正による高調波電流の増加を回避する。
【００３６】
本実施形態では、図２における積分項リセット部６５の系統電流ピーク検出信号生成ブロック（Ａ〜Ｄ）に代えて、ｄｑ座標変換による系統電流の瞬時実効値により行う。
【００３７】
このｄｑ座標変換を用いた瞬時実効値による系統電流ピーク検出のブロック図を図３に示す。３φ／ｄｑ座標変換部６６は、検出した系統電流Ｉｓに対してｄｑ座標変換を施す。そして、演算部６７〜６９でｄ軸Ｉｓ＿ｄとｑ軸Ｉｓ＿ｑの二乗和の平方根を演算することで、瞬時実効値Ｉｓ＿ｒｍｓを求める。これら演算式を（１０）〜（１２）式に示す。そして、判定部７０では系統電流の瞬時実効値が閾値より小さい場合は０、大きい場合は１をピーク検出信号として出力する。その他は実施形態３と同様である。
【００３８】
【数３】
2008306829.tif 000005
【００３９】
本実施形態によれば、検出した系統電流に対してｄｑ座標変換によるｄ軸、ｑ軸の瞬時実効値を用いて、ピークを検出し、積分項として蓄積している値のリセットを行うことで、過補償による高調波電流の増加を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の実施形態１を示す高調波電流補償指令値作成ブロック図。
【図２】本発明の実施形態３を示す高調波電流補償指令値作成ブロック図。
【図３】本発明の実施形態４における系統電流ピーク検出ブロック図。
【図４】並列型瞬低補償装置の主回路構成例。
【図５】並列型瞬低補償装置の制御装置回路構成。
【図６】従来の指令値作成ブロック図。
【符号の説明】
【００４１】
１０  高速スイッチ
２０  交直双方向変換装置
３０  電気二重層キャパシタ
４０  制御装置
５１、５４  座標変換部
５２，５３  ローパスフィルタ
５５  自動電流制御部（ＡＣＲ）
６０  離散フーリエ変換演算部
６１  逆離散フーリエ変換演算部
６３  リミッタ
６４  偏差蓄積部
６５  積分項リセット部
【図１】
2008306829.tif 000006
【図２】
2008306829.tif 000007
【図３】
2008306829.tif 000008
【図４】
2008306829.tif 000009
【図５】
2008306829.tif 000010
【図６】
2008306829.tif 000011