(57)【要約】【課題】局発光を用いずに、光信号の振幅変化量と位相変化量を測定可能とする。【解決手段】光測定装置１００は、被測定光を２つに分岐する光分岐素子３と、その分岐された被測定光の一方に対し、所定の時間遅延を与える時間遅延処理部４と、時間遅延が施された被測定光に対し、所定ビット時間毎に抽出する処理を施す光時間ゲート処理部５と、光時間ゲート処理部５による処理が施された被測定光を参照基準光とし、光分岐素子３により分岐された被測定光の他方と参照基準光との干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分を出力する光位相ダイバーシティ回路９と、前記同相信号成分と前記直交信号成分に基づいて、被測定光の振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を算出するデータ処理回路１２と、を備える。【選択図】図１
2008039759.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定光を複数に分岐する光分岐素子と、
前記分岐された被測定光の一方に対し、所定の時間遅延を与える時間遅延処理部と、
前記分岐された被測定光の他方又は前記時間遅延処理部による処理が施された被測定光を参照基準光とし、相対時間差が前記時間遅延で与えられた時間となる被測定光と参照基準光との干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分を出力する光位相ダイバーシティ回路と、
前記同相信号成分と前記直交信号成分に基づいて、被測定光の振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を算出するデータ処理回路と、
を備えることを特徴とする光測定装置。
【請求項２】
前記分岐された被測定光の一方に対し、光キャリア周波数をシフトする周波数シフターを備えることを特徴とする請求項１に記載の光測定装置。
【請求項３】
前記光分岐素子から前記光位相ダイバーシティ回路への経路上に設けられ、前記分岐された被測定光の少なくとも一方に対し、所定ビット時間毎に抽出する処理を施す光時間ゲート処理部を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の光測定装置。
【請求項４】
前記被測定光を所定ビット時間毎に抽出する処理を施し、前記光分岐素子へ出力する光時間ゲート処理部を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の光測定装置。
【請求項５】
前記同相信号成分と前記直交信号成分に対し、所定ビット時間毎に抽出する処理を施し、前記データ処理回路に出力する電気時間ゲート処理部を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の光測定装置。
【請求項６】
前記光分岐素子から前記光位相ダイバーシティ回路への経路上に設けられ、前記分岐された被測定光の少なくとも一方に対し、光キャリア周波数を所定ビット時間毎に切り替える処理を施す光時間ゲート処理部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の光測定装置。
【請求項７】
前記被測定光に同期したクロック信号を生成する光クロック再生回路を備えることを特徴とする請求項１〜６の何れか一項に記載の光測定装置。
【請求項８】
前記被測定光として、擬似ランダムな符号を重畳した光信号を用い、
前記データ処理回路は、前記擬似ランダムな符号の繰り返し周波数に同期したフレーム信号を用いてデータ処理を行うことを特徴とする請求項１〜６の何れか一項に記載の光測定装置。
【請求項９】
前記分岐された被測定光の他方と、前記時間遅延が施された被測定光とを合波し、前記光時間ゲート処理部に出力する合波器を備え、
前記光時間ゲート処理部は、前記合波器により合波された被測定光に対し、所定ビット時間毎に抽出する処理を施すことを特徴とする請求項３に記載の光測定装置。
【請求項１０】
前記光時間ゲート処理部は、前記分岐された被測定光の各々に対し、所定ビット時間毎に抽出する処理を施し、
前記光位相ダイバーシティ回路は、前記光時間ゲート処理部で処理された被測定光を干渉させることを特徴とする請求項３に記載の光測定装置。
【請求項１１】
前記光時間ゲート処理部は、前記分岐された被測定光の各々に対し、光キャリア周波数を所定ビット時間毎に切り替える処理を施し、
前記光位相ダイバーシティ回路は、前記光時間ゲート処理部で処理された各被測定光を干渉させることを特徴とする請求項６に記載の光測定装置。
【請求項１２】
前記被測定光を、互いに直交する複数の偏光成分に分離する偏波分離素子を備え、
前記偏波分離素子により分離された偏光成分の各々について、前記光分岐素子、前記時間遅延処理部、前記光位相ダイバーシティ回路による処理を実行することを特徴とする請求項１〜６の何れか一項に記載の光測定装置。
【請求項１３】
前記被測定光と前記参照基準光の少なくとも一方の強度を測定する測定手段を備えることを特徴とする請求項１〜６の何れか一項に記載の光測定装置。
【請求項１４】
前記データ処理回路での処理結果に基づいて、前記被測定光の振幅・位相分布を表示する表示部を備えることを特徴とする請求項１〜１３の何れか一項に記載の光測定装置。
【請求項１５】
被測定光を複数に分岐する工程と、
前記分岐された被測定光の一方に対し、所定の時間遅延を与える工程と、
前記分岐された被測定光の他方又は前記時間遅延が施された被測定光を参照基準光とし、相対時間差が前記時間遅延で与えられた時間となる被測定光と参照基準光との干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分を出力する工程と、
前記同相信号成分と前記直交信号成分に基づいて、被測定光の振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を算出する工程と、
を含むことを特徴とする光測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光信号の振幅と位相の少なくとも一方を測定する光測定装置と光測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、光通信で用いられる伝送信号として、従来からの強度変調方式以外に、光の位相に情報を付加する位相変調方式が提案されている。デジタル位相変調方式としては、例えば、光位相の０、πに２値のデジタル値を対応させるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift-Keying）や、隣り合うビット間の位相差でデジタル値を判別するＤＰＳＫ（Differential Phase Shift-Keying）等がある。また、振幅と位相の双方にデジタル値を付加するＡＰＳＫ（Amplitude Phase Shift-Keying）等の多値変調方式も提案されている。このような位相変調方式に関する研究が進むにつれ、光位相を定量的に測定する装置及び手法についての要求が高まってきている。
【０００３】
図３３〜図３５を参照して、非特許文献１において提案されている測定手法について説明する。非特許文献１に示された光測定システムは、図３３に示すように、サンプリング光を生成するサンプリングレーザ３０１、被測定光を生成する光信号生成装置３０２、トリガ信号生成器３０３、光バンドパスフィルタ３０４、被測定光の偏波を調整する偏波制御器３０５、光位相ダイバーシティ回路３０６、差動受光器３０７、３０８、ＡＤ変換器３０９により構成されている。トリガ信号生成器３０３は、サンプリングレーザ３０１とＡＤ変換器３０９を同期させるためのトリガ信号を生成する。
【０００４】
図３３に示す２０６を用いて、安定発振しているサンプリング光の振幅と位相を基準として、被測定光の振幅と位相を順次サンプリング、プロットしていくものである。図３４に、光位相ダイバーシティ回路３０６の構成を示す。光位相ダイバーシティ回路３０６に入力されたサンプリング光、被測定光は、それぞれ、スプリッタＳS、ＳDにより分岐され、結合器ＣA、ＣBにより合波される。スプリッタＳSにより分岐されたサンプリング光の一方に対し、位相調整器３１０によりπ／２の位相差を付加することにより、サンプリング光の振幅と位相を基準として、入力被測定光電場の同相信号成分、直交信号成分に相当する干渉信号をそれぞれ、差動受光器ＳA、ＳBで取得する。
【０００５】
被測定光の光電場をｅD(t)、サンプリング光の光電場をｅS(t)とすると、それぞれ、式（１）、式（２）のように表される。
【数１】
2008039759.tif 000003
【数２】
2008039759.tif 000004
ここで、ωDは被測定光の光キャリア周波数であり、ωSはサンプリング光の光キャリア周波数である。式（１）において、ＥD(t)は被測定光の光電場の包絡線を示し、φ(t)は搬送波の時間的な位相変化を示し、Ψは初期位相（サンプリング光との相対位相）を示す。被測定光が位相変調信号の場合には、φ(t)がビット毎に異なる値となり、φ(t)の変化が測定対象である。式（２）において、ＥS(t)はサンプリング光の光電場の包絡線を示す。
【０００６】
光位相ダイバーシティ回路３０６を用いて得られた干渉信号ｓA、ｓBについて、周期Ｔ
毎にサンプリングされたＮ番目の取得サンプリングデータは、式（３）、式（４）のようになる。
【数３】
2008039759.tif 000005
【数４】
2008039759.tif 000006
ここで、サンプリング光はデルタ関数に近似している。また、Ｐは、サンプリング光の強度である。
【０００７】
従って、干渉信号の大きさは、被測定光のサンプリング点での振幅ＥD(t)と位相φ(t)を反映したものとなる。式（３）及び式（４）で表される取得サンプリングデータを解析することにより、被測定光の振幅変化量及び位相変化量（ＥD(t)の変化量及びφ(t)の変化量）を測定することができる。
【０００８】
図３５に、振幅変化量及び位相変化量を極座標表示した振幅・位相分布の一例を示す。振幅・位相分布は、図３５に示すように、各サンプリング点での同相信号成分の大きさｓA(NT)をｘ座標、直交信号成分ｓB(NT)の大きさをｙ座標としてプロットすることで得られる。
【非特許文献１】C. Dorrer, Christopher Richard Doerr, I. Kang, Roland Ryf, J. Leuthold, P.J. Winzer, “Measurement of Eye Diagrams and Constellation Diagrams of Optical Sources Using Linear Optics and Waveguide Technology,” Journal of Lightwave Technology, Vol.23, No.1, January 2005, pp.178-186.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述の従来の測定手法は、サンプリングの手法を用いているが、基本的には光ヘテロダイン計測に準じたものとなっている。一般に、光ヘテロダイン計測に基づく光位相測定手法では、局発光（サンプリング光）の波長揺らぎの影響を受けやすく、フィードバック機構を設けたような安定な光源を用意する必要がある。また、光位相ダイバーシティ回路により干渉信号を得るためには、被測定光と局発光の波長は同程度である必要があり、従来の測定手法では、光源により測定波長範囲が限定されている。
【００１０】
また、光信号の強度変化量（振幅変化量）は、光オシロスコープ等の波形測定器を利用することにより測定可能であるが、位相変化量の測定は容易ではない。位相変化量を測定する手法として、上述のように光位相ダイバーシティ回路を用いる手法は有効であると思われるが、従来の手法は局発光を用意する必要があり、光源の性能に測定対象や測定精度が強く依存している。
【００１１】
本発明の課題は、局発光を用いずに、光信号の振幅変化量と位相変化量を測定可能にすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、
被測定光を複数に分岐する光分岐素子と、
前記分岐された被測定光の一方に対し、所定の時間遅延を与える時間遅延処理部と、
前記分岐された被測定光の他方又は前記時間遅延処理部による処理が施された被測定光を参照基準光とし、相対時間差が前記時間遅延で与えられた時間となる被測定光と参照基準光との干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分を出力する光位相ダイバーシティ回路と、
前記同相信号成分と前記直交信号成分に基づいて、被測定光の振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を算出するデータ処理回路と、を備えることを特徴としている。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の光測定装置において、  
前記分岐された被測定光の一方に対し、光キャリア周波数をシフトする周波数シフターを備えることを特徴としている。
【００１４】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の光測定装置において、
前記光分岐素子から前記光位相ダイバーシティ回路への経路上に設けられ、前記分岐された被測定光の少なくとも一方に対し、所定ビット時間毎に抽出する処理を施す光時間ゲート処理部を備えたことを特徴としている。
【００１５】
請求項４に記載の発明は、請求項１又は２に記載の光測定装置において、
前記被測定光を所定ビット時間毎に抽出する処理を施し、前記光分岐素子へ出力する光時間ゲート処理部を備えたことを特徴としている。
【００１６】
請求項５に記載の発明は、請求項１又は２に記載の光測定装置において、
前記同相信号成分と前記直交信号成分に対し、所定ビット時間毎に抽出する処理を施し、前記データ処理回路に出力する電気時間ゲート処理部を備えたことを特徴としている。
【００１７】
請求項６に記載の発明は、請求項１に記載の光測定装置において、
前記光分岐素子から前記光位相ダイバーシティ回路への経路上に設けられ、前記分岐された被測定光の少なくとも一方に対し、光キャリア周波数を所定ビット時間毎に切り替える処理を施す光時間ゲート処理部を備えたことを特徴としている。
【００１８】
請求項７に記載の発明は、請求項１〜６の何れか一項に記載の光測定装置において、前記被測定光に同期したクロック信号を生成する光クロック再生回路を備えることを特徴としている。
【００１９】
請求項８に記載の発明は、請求項１〜６の何れか一項に記載の光測定装置において、前記被測定光として、擬似ランダムな符号を重畳した光信号を用い、
前記データ処理回路は、前記擬似ランダムな符号の繰り返し周波数に同期したフレーム信号を用いてデータ処理を行うことを特徴としている。
【００２０】
請求項９に記載の発明は、請求項３に記載の光測定装置において、前記分岐された被測定光の他方と、前記時間遅延が施された被測定光とを合波し、前記光時間ゲート処理部に出力する合波器を備え、
前記光時間ゲート処理部は、前記合波器により合波された被測定光に対し、所定ビット時間毎に抽出する処理を施すことを特徴としている。
【００２１】
請求項１０に記載の発明は、請求項３に記載の光測定装置において、前記光時間ゲート処理部は、前記分岐された被測定光の各々に対し、所定ビット時間毎に抽出する処理を施し、
前記光位相ダイバーシティ回路は、前記光時間ゲート処理部で処理された被測定光を干渉させることを特徴とする。
【００２２】
請求項１１に記載の発明は、請求項６に記載の光測定装置において、前記光時間ゲート処理部は、前記分岐された被測定光の各々に対し、光キャリア周波数を所定ビット時間毎に切り替える処理を施し、
前記光位相ダイバーシティ回路は、前記光時間ゲート処理部で処理された各被測定光を干渉させることを特徴としている。
【００２３】
請求項１２に記載の発明は、請求項１〜６の何れか一項に記載の光測定装置において、
前記被測定光を、互いに直交する複数の偏光成分に分離する偏波分離素子を備え、
前記偏波分離素子により分離された偏光成分の各々について、前記光分岐素子、前記時間遅延処理部、前記光位相ダイバーシティ回路による処理を実行することを特徴としている。
【００２４】
請求項１３に記載の発明は、請求項１〜６の何れか一項に記載の光測定装置において、  前記被測定光と前記参照基準光の少なくとも一方の強度を測定する測定手段を備えることを特徴としている。
【００２５】
請求項１４に記載の発明は、請求項１〜１３の何れか一項に記載の光測定装置において、前記データ処理回路での処理結果に基づいて、前記被測定光の振幅・位相分布を表示する表示部を備えることを特徴としている。
【００２６】
請求項１５に記載の発明は、被測定光を複数に分岐する工程と、
前記分岐された被測定光の一方に対し、所定の時間遅延を与える工程と、
前記分岐された被測定光の他方又は前記時間遅延が施された被測定光を参照基準光とし、相対時間差が前記時間遅延で与えられた時間となる被測定光と参照基準光との干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分を出力する工程と、
前記同相信号成分と前記直交信号成分に基づいて、被測定光の振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を算出する工程と、を含むことを特徴としている。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、局発光を用いずに、被測定光の振幅変化量と位相変化量が測定可能となる。特に、光時間ゲート処理部または電気時間ゲート処理部を用いることで、動作周波数帯域の低いＡＤ変換器及びデータ処理回路により、被測定光の振幅変化量と位相変化量が測定可能となる。
【００２８】
特に、光クロック生成回路により、被測定光に同期したクロック信号を生成するようにしたことにより、外部から入力されるクロック信号を用いることなく、被測定光の振幅変化量と位相変化量を測定することが可能となる。
【００２９】
また、被測定光として擬似ランダムな符号を重畳した光信号を用いた場合、擬似ランダムな符号の繰り返し周波数に同期したフレーム信号を用いてデータ処理を行うことにより、被測定光のビット毎の振幅変化又は位相変化の様子を測定することが可能となる。
【００３０】
更に、分岐された被測定光と、時間遅延が施された被測定光とを合波し、その合波された被測定光に対して、光時間ゲート処理部による処理を一括して施すことにより、データ取得に必要な信号のみを光位相ダイバーシティ回路に入力するため、受光時の雑音の低減を図ることが可能となる。
【００３１】
また、分岐された被測定光の各々に対し、異なるビットを抽出する処理を施すことによっても、データ取得に必要な信号のみを光位相ダイバーシティ回路に入力するため、受光時の雑音の低減を図ることが可能となる。
【００３２】
また、分岐された被測定光の各々に対し、光キャリア周波数を所定ビット時間毎に切り
替える処理を施すことにより、光位相ダイバーシティ回路内で干渉させる各信号の周波数差を大きくとることができるため、光キャリア周波数の変化量が小さい場合においても所望ビットの干渉信号の取得が可能となる。
【００３３】
更に、偏波分離素子を用いて、被測定光を互いに直交する複数の偏光成分に分離し、各偏光成分について独立に振幅測定、位相測定を行うことが可能となる。
【００３４】
また、被測定光又は参照基準光の強度を別途（振幅・位相測定とは別に）測定し、データ処理に用いることで、測定精度を向上させることが可能となる。
【００３５】
更に、被測定光の振幅・位相分布を表示することにより、被測定光の品質を評価することが可能となる。
【００３６】
また、周波数シフターを用いることにより、光位相ダイバーシティ回路から余弦的（正弦的）な振動を伴う電気信号が定常的に得られるため、電気回路に低周波数特性の悪い（ＤＣ成分に対応しない）部品の利用が可能となる。また、利用部品の選択肢が増えるため、測定精度、測定感度といった性能の向上が期待される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態１〜実施形態５を説明する。
【００３８】
[実施形態１]
図１〜図１６を参照して、本発明の実施形態１について説明する。
図１に、実施形態１に係る光測定装置１００の内部構成の一例と、発振器１及び光信号生成装置２を示す。
【００３９】
発振器１は、光信号生成装置２で生成される被測定光に同期した電気クロック信号を、光信号生成装置２と、光測定装置１００の駆動回路６に出力する。
【００４０】
光信号生成装置２は、実際の伝送路を伝播するデータの重畳された光信号を想定し、発振器１から入力された電気クロック信号に同期して、ランダムなデータを重畳した被測定光を生成する。ランダムなデータを重畳した被測定光としては、例えば、ＤＰＳＫ方式で変調された光信号がある。
【００４１】
光測定装置１００は、図１に示すように、光分岐素子３、時間遅延処理部４、光時間ゲート処理部５、駆動回路６、偏波制御器７、８、光位相ダイバーシティ回路９、ＡＤ変換器１０、１１、データ処理回路１２、表示部１３により構成される。
【００４２】
光分岐素子３は、光信号生成装置２から入力された被測定光を２つに分岐する。
時間遅延処理部４は、可変光遅延線４ａを有し、光分岐素子３により分岐された被測定光の一方に時間遅延を与える。時間遅延処理部４は、光位相ダイバーシティ回路９に入力される被測定光と参照基準光（後述）との相対時間差がｍビット時間（ｍは整数）となるように、可変光遅延線４ａを調整する。
【００４３】
光時間ゲート処理部５は、光変調器５ａ（例えば、電界吸収型光変調器）により構成され、光分岐素子３により分岐された被測定光の一方に対し、ｎビット時間（ｎは整数）毎に抽出する処理を行う。以下では、光時間ゲート処理部５により処理された光信号を参照基準光（又は、分割被測定光）と呼ぶ。なお、図１の光測定装置１００では、時間遅延処理部４を光時間ゲート処理部５の前段に配置し、時間遅延処理部４により時間遅延が与えられた被測定光に対し、光時間ゲート処理が施される場合を示しているが、時間遅延処理部４を光時間ゲート処理部５の後段に配置するようにしてもよい。
【００４４】
駆動回路６は、発振器１から入力された電気クロック信号に基づいて、被測定光の繰返し周期よりも長い周期の駆動信号を生成し、その駆動信号によって、光時間ゲート処理部５が有する光変調器５ａを駆動させる。また、駆動回路６は、駆動信号を更にＡＤ変換器
１０及び１１に出力する。
【００４５】
偏波制御器７は、光分岐素子３により分岐された被測定光の他方の偏波を調整する。偏波制御器８は、参照基準光の偏波を調整する。
【００４６】
光位相ダイバーシティ回路９は、９０°光ハイブリッド（Optical Hybrid）とも呼ばれ、入力された被測定光と参照基準光の干渉により、当該被測定光の同相信号成分と直交信号成分を、それぞれ、ＡＤ変換器１０、１１に出力する。
【００４７】
図２に、光位相ダイバーシティ回路９の内部構成の一例を示す。図２に示す光位相ダイバーシティ回路９は、被測定光入力ポート９０ａ、参照基準光入力ポート９０ｂ、電圧駆動の位相調整器９１、方向性結合器９２ａ、９２ｂ、受光素子９３ａ、９３ｂ、９３ｃ、９３ｄ、差動出力回路９４ａ、９４ｂ、同相信号出力ポート９５ａ、直交信号出力ポート９５ｂにより構成される。
【００４８】
被測定光入力ポート９０ａを介して入力された被測定光は２つに分岐され、参照基準光入力ポート９０ｂを介して入力された参照基準光も２つに分岐される。分岐された被測定光の一方は、方向性結合器９２ａに入力されて２つに分岐され、それぞれ、受光素子９３ａ、９３ｂに入力される。また、分岐された参照基準光の一方も、方向性結合器９２ａに入力されて２つに分岐され、それぞれ、受光素子９３ａ、９３ｂに入力される。
【００４９】
受光素子９３ａ及び９３ｂでは、入力された光信号が電気信号に変換される。このとき、受光素子９３ａに入力された被測定光と参照基準光は干渉するため、双方の相対的な位相差φに応じた干渉信号（直流成分を含む。）が、受光素子９３ａから出力される。受光素子９３ｂにおいても、同様の干渉信号が得られるが、方向性結合器９２ａの特性から、受光素子９３ａの出力信号とは強弱の反転した干渉信号が得られる。
【００５０】
差動出力回路９４ａは、２つの受光素子９３ａ及び９３ｂの出力信号の差を算出して出力する。これにより、２つの干渉信号から直流成分が除去され、位相差φに応じた干渉信号のみが電気信号として同相信号出力ポート９５ａから出力される。
【００５１】
一方、分岐された他方の参照基準光は、位相調整器９１によりπ／２の位相差が付加された後、方向性結合器９２ｂに入力される。また、分岐された他方の被測定光も方向性結合器９２ｂに入力される。方向性結合器９２ｂにより分岐された被測定光と参照基準光は、受光素子９３ｃ及び９３ｄに入力され、差動出力回路９４ｂにより、双方の相対的な位相差φ＋π／２に応じた干渉信号が電気信号として得られ、直交信号出力ポート９５ｂから出力される。
【００５２】
差動出力回路９４ａからの出力信号と、差動出力回路９４ｂからの出力信号は、被測定光の光位相に対して互いに直交した信号成分となるため、一方が同相信号成分、他方が直交信号成分として取得され、デジタル信号に変換後、データ処理回路１２においてデータ処理が行われる。
【００５３】
図３に、光信号生成装置２で生成される被測定光ｘ１、時間遅延処理部４で時間遅延が与えられた被測定光ｘ２、駆動回路６から出力される駆動信号（駆動電圧パルス）ｘ３、光時間ゲート処理部５から出力される参照基準光ｘ４、光位相ダイバーシティ回路９から出力される被測定光の同相信号成分ｘ５、直交信号成分ｘ６のタイムチャートを示す。
【００５４】
図３に示すように、被測定光ｘ１として、１０Gbit/s（繰り返し周波数１０GHz）のＲ
Ｚ−ＤＰＳＫ信号を用い（図３（ａ））、この被測定光ｘ１を１０００ビット時間（ｎ＝１０００）で抽出する場合（図３（ｄ））、光変調器５ａの駆動信号は、１０MHz（１００ns間隔）の繰り返しパルス列となる（図３（ｃ））。また、１０Gbit/sの被測定光ｘ１に対し、被測定光ｘ１と参照基準光ｘ４との相対時間差を１ビット時間（ｍ＝１）とすると、１００psの相対時間差となる（図３（ｂ））。このようにすると、光位相ダイバーシティ回路９からは、図３（ｅ）、（ｆ）に示すように、被測定光の異なるｍビット間での干渉信号（ビート信号）ｘ５、ｘ６が電気信号として得られる。
【００５５】
ＡＤ変換器１０、１１は、それぞれ、光位相ダイバーシティ回路９から入力された被測定光の同相信号成分、直交信号成分をデジタル信号に変換し、データ処理回路１２に出力する。
【００５６】
データ処理回路１２は、ＡＤ変換器１０及び１１から入力されたデータを解析することにより、被測定光の異なるｍビット間での振幅変化量と位相変化量の少なくとも一方を、参照基準光の繰り返し周期（ｎビット時間）で逐次的に算出する。また、データ処理回路１２は、得られた測定値から振幅・位相分布を作成し、作成された振幅・位相分布の表示データを表示部１３に出力する。
【００５７】
表示部１３は、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）等の表示ディスプレイ等により構成され、データ処理回路１２での処理結果を表示する。具体的に、表示部１３は、データ処理回路１２で作成された振幅・位相分布を表示する。図４に、ＲＺ−ＤＰＳＫ信号の振幅・位相分布の例を示す。振幅・位相分布のプロットデータのばらつきから、被測定光の振幅変化量及び位相変化量の統計分布を得ることができ、光信号の品質評価が可能となる。
【００５８】
以上のように、実施形態１の光測定装置１００は、光時間ゲート処理により被測定光を所定ビット毎に抽出し、分岐された被測定光の一方を参照基準光として用いており、この参照基準光をサンプリング光に見立てた従来手法の類似した構成となっている。しかしながら、被測定光自身を参照基準光として用いた自己ホモダインの干渉計となっているため、被測定光の波長に因らずに常に干渉信号が得られ、定常的に振幅測定及び位相測定が可能となる。また、従来のように局発光（サンプリング光）を用意する必要がないため、局発光の安定度に起因する測定誤差を生じることがない。
【００５９】
更に、光測定装置１００は、自己ホモダインの干渉計であるため、測定値はビット間の相対値であるが、数値計算により絶対値を見積もることも可能となる。また、光測定装置１００は、遅延干渉計に準じた構成となっているため、遅延干渉計を信号受信器として用いる差動位相変調方式との整合性が良く、差動位相変調信号のＱ値測定やビット・エラー・レートの測定が可能となる。
【００６０】
なお、実施形態１における記述内容は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【００６１】
例えば、光時間ゲート処理部で用いる光変調器として、LiNbO3結晶を用いた導波路型マッハ・ツェンダ変調器も利用可能である。また、光変調器の代わりに、高速な光スイッチ（光の干渉を利用したもの、光パワーの吸収・透過を利用したもの、光パワーの反射・透過を利用したものなど）も利用可能である。更に、光時間ゲート処理部には、外部光制御型の変調器・スイッチ（光カー・シャッターや過飽和吸収体を用いたもの）も利用可能である。また、光変調器による処理が不十分な場合には、使用デバイスを多段構成にすることも可能である。
【００６２】
また、図２では、導波路型の光位相ダイバーシティ回路９を示したが、空間系の光学素
子を用いることも可能である。図５〜図７に、空間系の光学素子を用いた光位相ダイバーシティ回路の内部構成例を示す。
【００６３】
図５の光位相ダイバーシティ回路９ａは、入力ポート（コリメータ）２１ａ、２１ｂ、光分岐素子２２、λ／２板２３ａ、２３ｂ、λ／４板２４、偏光ビームスプリッタ２５ａ、２５ｂ、受光素子２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄ、差動出力回路２７ａ、２７ｂにより構成される。
【００６４】
入力ポート（コリメータ）２１ａを介して入力された被測定光は、光分岐素子２２により２つに分岐される。このとき、光分岐素子２２に入力される被測定光は、偏波制御器７により水平軸方向（又は垂直軸方向）の直線偏波に調整されている。光分岐素子２２で分岐された被測定光の双方について、半波長板（λ／２板２３ａ及び２３ｂ）を用いることで、それぞれ、偏波の向きが斜め４５°（又は１３５°）に調整される。斜め４５°（又は１３５°）の直線偏波となった被測定光は、それぞれ、偏光ビームスプリッタ２５ａ、２５ｂにより２つに分岐され、受光素子２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄに入力される。
【００６５】
一方、入力ポート（コリメータ）２１ｂを介して入力された参照基準光は、被測定光と同様に光分岐素子２２により２つに分岐される。このとき、光分岐素子２２に入力する参照基準光は、偏波制御器８により、被測定光と直交する垂直軸方向（又は水平軸方向）の直線偏波に調整されている。光分岐素子２２により分岐された参照基準光の双方は、半波長板（λ／２板２３ａ及び２３ｂ）により、それぞれ、斜め１３５°（又は４５°）の直線偏波となる。斜め直線偏波となった参照規準光の一方は、偏光ビームスプリッタ２５ａにより２つに分岐され、受光素子２６ａ、２６ｂに入力される。λ／４板２４を、その軸方向が参照基準光の直線偏波の向きに一致するように配置することにより、λ／２板２３ｂにより斜め直線偏波となった参照規準光は、λ／４板２４によって位相がπ／２ずれ、偏光ビームスプリッタ２５ｂにより２つに分岐され、受光素子２６ｃ、２６ｄに入力される。
【００６６】
受光素子２６ａ及び２６ｂに入力される被測定光及び参照基準光は干渉し、相対的な位相差φに応じた干渉信号（直流成分を含む。）が各々の受光素子の出力信号として得られる。偏光ビームスプリッタ２５ａからの２つの出力に対し、受光素子２６ａで得られる干渉信号と、受光素子２６ｂで得られる干渉信号は、互いに強弱の反転した干渉信号となる。そのため、差動出力回路２７ａにより、双方の干渉信号から直流成分が除去され、被測定光と参照基準光の位相差φに応じた干渉信号のみが電気信号として得られる。
【００６７】
λ／４板２４の作用により、受光素子２６ｃ及び２６ｄに入力される被測定光及び参照基準光の相対的な位相差はφ＋π／２となり、その位相差に応じた干渉信号が差動出力回路２７ｂから得られる。差動出力回路２７ａからの出力信号と、差動出力回路２７ｂからの出力信号は、被測定光の光位相に対して互いに直交した信号成分となるため、一方が同相信号成分、他方が直交信号成分として取得され、デジタル信号に変換後、データ処理回路１２においてデータ処理が行われる。
【００６８】
図６の光位相ダイバーシティ回路９ｂは、入力ポート（コリメータ）２１ａ、２１ｂ、λ／４板３０、光分岐素子３１、偏光ビームスプリッタ３２、３３、受光素子３４ａ、３４ｂ、３４ｃ、３４ｄ、差動出力回路３５ａ、３５ｂにより構成される。図６の光位相ダイバーシティ回路９ｂは、図５の光位相ダイバーシティ回路９ａからλ／２板が除去され、受光素子の配置が異なる構成となっている。光位相ダイバーシティ回路９ｂは、原理的には光位相ダイバーシティ回路９ａと同様であり、λ／４板３０により参照基準光に位相差を付加している。また、被測定光と参照基準光の双方を、斜め４５°（又は１３５°）の直線偏波として入力している。
【００６９】
図７の光位相ダイバーシティ回路９ｃは、図５の光位相ダイバーシティ回路９ａの入力ポート２１ａ及び２１ｂを一つにまとめた形になっている。予め偏波を調整することにより、同一経路内を伝播する被測定光と参照基準光を用意し、被測定光と参照基準光が直交偏波で一つの入力ポート４０を介して入力される。
【００７０】
以下、実施形態１の光測定装置１００の変形例について説明する。
〈変形例１〉
図１の光測定装置１００では、光分岐素子３で分岐された被測定光の一方に対し、時間遅延処理及び光時間ゲート処理を施す場合を示したが、図８の光測定装置１０１に示すように、光分岐素子３で分岐された被測定光の一方に対し、可変光遅延線１４ａを有する時間遅延処理部１４により時間遅延を与え、分岐された被測定光の他方に対し、光変調器１５ａを有する光時間ゲート処理部１５により光時間ゲート処理を施すようにしてもよい。
【００７１】
〈変形例２〉
図９に示す光測定装置１０２の光時間ゲート処理部１６は、モードロックレーザ１６ａにより光時間ゲート処理を行う。これは、被測定光をレーザ発振のトリガとして用いる光注入同期の手法を用いたものである。光注入同期により得られるレーザ光は、トリガである被測定光の位相と同位相状態であるため、参照基準光として用いることができる。
【００７２】
〈変形例３〉
図１０に示す光測定装置１０３では、偏波制御器５０で偏波調整され、コリメータ５１を介して入力された被測定光が、光分岐素子５２（偏光ビームスプリッタ）により２つに分岐される。分岐された被測定光の一方は、４つのミラーを有する時間遅延処理部５４により時間遅延処理が施された後、合波器５３により、分岐された被測定光の他方と合波され、その後、光変調器５５ａを有する光時間ゲート処理部５５により、一括して光時間ゲート処理が施される。
【００７３】
光測定装置１０３では、合波された被測定光と時間遅延が与えられた参照基準光は、同一の偏波保持ファイバ内を伝播する。偏波保持ファイバは、一般的なシングルモードファイバと異なり、ファイバの長手方向をＺ軸として、Ｚ軸と直交するＸ軸とＹ軸で異なる伝播特性を有する光ファイバである。直線偏波の光の偏波軸を光ファイバのＸ軸（又はＹ軸）に合わせて入力すると、偏波状態が保たれたまま光ファイバ中を伝播し、出射端においてもＸ偏波（又はＹ偏波）の光を得ることができる。光測定装置１０３では、例えば、被測定光をＸ偏波、時間遅延が与えられた参照基準光をＹ偏波として同一の偏波保持ファイバ内を伝播することが可能である。
【００７４】
光測定装置１０３では、光時間ゲート処理部５５において、被測定光と、時間遅延が与えられた参照基準光を同時に抽出し、データ取得に必要な光信号のみを光位相ダイバーシティ回路９に入力するため、受光時の雑音が低減されると考えられる。
【００７５】
〈変形例４〉
図１１に示す光測定装置１０４では、光時間ゲート処理部８２において２台の光変調器８２ａ、８２ｂを並列に配置し、光分岐素子３により２つに分岐された被測定光の各々に対し、異なるビットを抽出する処理を施し、光位相ダイバーシティ回路９において、異なるビット間での干渉信号を得る構成となっている。この変形例４においても、変形例３と同様に、データ取得に必要な光信号のみを光位相ダイバーシティ回路９に入力するため、受光時の雑音が低減されると考えられる。
【００７６】
〈変形例５〉
図１２に示す光測定装置１０６では、光時間ゲート処理部５の後段に光分岐素子６０を配置し、光分岐素子６０により分岐された参照基準光の一方を受光素子６１において電気信号に変換し、この電気信号（アナログ信号）をＡＤ変換器６２によりデジタル信号に変換し、このデジタル信号をデータ処理回路１２に出力する構成となっている。このような構成により、参照基準光の強度を別途（振幅・位相測定とは別に）測定し、データ処理に用いることで、測定精度を向上させることが可能となる。また、光信号の強度（振幅）成分にデジタル値が付加された変調信号（例えば、ＡＰＳＫ方式で変調された信号）も測定することが可能となる。なお、本発明の測定手段は、受光素子６１及びＡＤ変換器６２に対応する。また、図１２では、参照基準光の強度を測定する構成としているが、参照基準光の強度ではなく、被測定光の強度を測定し、データ処理に用いる構成としてもよい。即ち、参照基準光又は被測定光の少なくとも一方の強度をデータ処理に用いる構成であればよい。
【００７７】
〈変形例６〉
図１３に示す光測定装置１０７では、光信号生成装置７０により、ランダムなデータを重畳した被測定光（例えば、ＤＰＳＫ方式で変調された光信号）が生成され、その生成された被測定光が光分岐素子６３により分岐される。光クロック再生回路６５では、光分岐素子６３により分岐された被測定光の一方に同期した電気クロック信号を生成し、駆動回路６６に出力する。駆動回路６６は、光クロック再生回路６５から入力された電気クロック信号に基づいて、被測定光の繰り返し周期より長い周期の駆動信号を生成し、その生成された駆動信号によって、光時間ゲート処理部５が有する光変調器５ａを駆動させる。光分岐素子６３により分岐された被測定光の他方は、光分岐素子６４により更に分岐され、その分岐された被測定光の一方に対し、時間遅延処理、光時間ゲート処理が施される。
【００７８】
このように、光測定装置１０７は、光クロック再生回路６５を備えることにより、被測定光に同期した電気クロック信号を生成する発振器が不要となる。なお、クロック抽出に用いる光信号は、光分岐素子６４の後段から取り出してもよい。
【００７９】
〈変形例７〉
図１４に示す光測定装置１０８では、被測定光として、擬似ランダムなデータを重畳した光信号（擬似ランダム変調信号）を用いる。図１４において、擬似ランダム信号発生器７１は、擬似ランダムな符号に対応する信号（擬似ランダム信号）を光信号生成装置７２に出力する。また、擬似ランダム信号発生器７１は、擬似ランダムな符号の繰り返し周波数に同期したフレーム信号を発生し、光測定装置１０８のデータ処理回路１２１に出力す
る。光信号生成装置７２は、擬似ランダム信号発生器７１から入力された擬似ランダム信号に基づいて、被測定光としての擬似ランダム変調信号を生成する。
【００８０】
データ処理回路１２１は、擬似ランダム信号発生器７１から入力されたフレーム信号を基準に、ＡＤ変換器１０及び１１からの取得データを並び替えることにより、被測定光のビット毎の振幅変化量及び位相変化量を算出する。表示部１３においては、振幅・位相分布の表示を工夫することで、図１５に示すように、被測定光の振幅変化及び位相変化の軌跡を表示したり、その動きを動的に（アニメーションとして）表示することが可能となる。
【００８１】
〈変形例８〉
図１６に示す光測定装置１０９は、被測定光を、偏波分離素子７３を用いて互いに直交する２つの偏光成分に分離した後、図１の光測定装置１００と同様の原理で、それぞれの偏光成分について、独立に振幅測定及び位相測定を行う構成となっている。一方の偏光成分については、光分岐素子７４、可変光遅延線４００ａを有する時間遅延処理部４００、光変調器５００ａを有する光時間ゲート処理部５００、偏波制御部７００ａ、８００ａ、光位相ダイバーシティ回路９００ａ、ＡＤ変換器１０ａ、１１ａを用いて、その偏光成分の同相信号成分、直交信号成分を得る。他方の偏光成分についても同様に、光分岐素子７５、可変光遅延線４０１ａを有する時間遅延処理部４０１、光変調器５０１ａを有する光時間ゲート処理部５０１、偏波制御部７００ｂ、８００ｂ、光位相ダイバーシティ回路９００ｂ、ＡＤ変換器１０ｂ、１１ｂを用いて、その偏光成分の同相信号成分、直交信号成分を得る。
【００８２】
データ処理回路１２２では、ＡＤ変換器１０ａ、１１ａ、１０ｂ、１１ｂからの取得データを解析することにより、被測定光の偏波状態を算出することができる。表示部１３では、偏波に応じた２種類の振幅・位相分布を得ることができる。変形例８の光測定装置１０９を応用することで、入力偏波状態に依存しない測定（偏波ダイバーシティ化）が可能となる。
【００８３】
［実施形態２］
図１７〜図２０を参照して、本発明の実施形態２について説明する。
実施形態２では、光キャリア周波数（波長）変換器を用いる。
【００８４】
図１７に、実施形態２に係る光測定装置２００の内部構成の一例を示す。なお、実施形態２において、実施形態１の光測定装置１００と同一の構成要素には同一符号を付す。以下、実施形態１の光測定装置１００と異なる点のみを説明する。
【００８５】
光測定装置２００は、図１７に示すように、光分岐素子３、時間遅延処理部４、光時間ゲート処理部８０、駆動回路６、偏波制御器７、８、光位相ダイバーシティ回路９、ＡＤ変換器１０、１１、データ処理回路１２、表示部１３により構成される。
【００８６】
駆動回路６は、発振器１から入力された電気クロック信号に基づいて、被測定光の繰返し周期よりも長い周期の駆動信号を生成し、その駆動信号によって、光時間ゲート処理部８０が有する光キャリア周波数変換器８０ａを駆動させる。また、駆動回路６は、駆動信号を更にＡＤ変換器１０及び１１に出力する。
【００８７】
光時間ゲート処理部８０は、光キャリア周波数変換器８０ａ（例えば、光ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）変調器）により構成される。光キャリア周波数変換器８０ａは、光強度は変化させずに、光信号（被測定光）の光キャリア周波数（又は波長）を変化させるデバイスであり、図１８に示すように、駆動回路６からの駆動信号により、異なる光キャリア周波数を相互変換可能（ω0とω1）である。具体的に、光キャリア周波数変換器８０ａは、被測定光の繰返し周期よりも長い周期の駆動信号にて動作することで、被測定光の光キャリア周波数をｎビット時間（ｎは整数）毎に切り替える処理を行う。以下、光キャリア周波数変換器８０ａの出力信号を参照基準光（又は、キャリア変換光）と呼ぶ。
【００８８】
時間遅延処理部４は、例えば、光位相ダイバーシティ回路９に入力される被測定光と参照基準光との相対時間差がｍビット時間（ｍは整数）となるように、可変光遅延線４ａを調整する。なお、図１７の光測定装置２００では、時間遅延処理部４を光時間ゲート処理部８０の前段に配置した場合を示しているが、時間遅延処理部４を光時間ゲート処理部８０の後段に配置するようにしてもよい。
【００８９】
図１９に、光信号生成装置２で生成される被測定光ｙ１、時間遅延処理部４で時間遅延が与えられた被測定光ｙ２、駆動回路６から出力される駆動信号ｙ３、光キャリア周波数変換器８０ａから出力される参照基準光ｙ４、光位相ダイバーシティ回路９から出力される被測定光の同相信号成分ｙ５、直交信号成分ｙ６のタイムチャートを示す。
【００９０】
被測定光の光キャリア周波数はω0であり、信号のビットに依らず一定であるものとす
る。また、光キャリア周波数変換器８０ａでは、ｎビット時間毎の所望ビットの光キャリア周波数をω0、他のビットの光キャリア周波数をω1に変換するものとする。図１９に示すように、被測定光ｙ１として、１０Gbit/s（繰り返し周波数１０GHz）のＲＺ−ＤＰＳ
Ｋ信号を用い（図１９（ａ））、この被測定光ｙ１の光キャリア周波数を１０００ビット時間（ｎ＝１０００）で切り替えた場合（図１９（ｃ）、（ｄ））、１０MHz（１００ns間隔）毎に光キャリア周波数がω0である被測定光となる。また、１０Gbit/sの被測定光ｙ１に対し、光位相ダイバーシティ回路９に入力する被測定光ｙ１と参照基準光ｙ４との相対時間差を１ビット時間（ｍ＝１）とすると、１００psの相対時間差となる（図１９（ｂ））。光位相ダイバーシティ回路９において、入力された被測定光ｙ１と参照基準光ｙ４とを干渉させ、光位相ダイバーシティ回路９内の受光素子及び差動出力回路により、図１９（ｅ）、（ｆ）に示すように、干渉信号（ビート光）ｙ５、ｙ６が電気信号として得られる。
【００９１】
被測定光と参照基準光の光キャリア周波数が異なる場合には、周波数差（ω0−ω1）に応じて振動する干渉信号となるため、周波数差（ω0−ω1）が大きくなると、得られる干渉信号も高周波成分となる。光位相ダイバーシティ回路９では、差動出力回路のカットオフ周波数以上の信号成分は出力されないため、干渉信号の高周波成分は除去される。このことから、十分な周波数差となるように光キャリア周波数変換器８０ａを動作させることにより、被測定光と参照基準光の光キャリア周波数が等しいビット時刻にのみ干渉信号が出力される。
【００９２】
以上の動作原理により、光位相ダイバーシティ回路９からは、被測定光の異なるｍビット間での干渉信号が、光キャリア周波数変換器８０ａの動作周期（ｎビット時間）で逐次的に得られる。その後、実施形態１と同様に、光位相ダイバーシティ回路９からの同相信号出力と直交信号出力を、信号周期に同期してデータ取得し、取得されたデータをデータ処理回路１２で解析することで、被測定光の異なるｍビット間での振幅変化量及び位相変化量を逐次的に得ることができる。また、得られた測定値から振幅・位相分布を作成し、表示部１３で表示する。この振幅・位相分布のプロットデータのばらつきから、被測定光の振幅変化量及び位相変化量の統計分布を得ることができ、光信号の品質評価が可能となる。
【００９３】
以上のように、実施形態２の光測定装置２００によれば、実施形態１と同様に、局発光
（サンプリング光）を用いずに、光信号の振幅変化量及び位相変化量が測定可能となる。
【００９４】
実施形態１では、被測定光に対する光時間ゲート処理を光強度のＯＮ／ＯＦＦにより行っていたため、使用するデバイスの消光比により測定精度が決定されていた。被測定光の振幅変化量及び位相変化量を高精度に測定しようとした場合には、光時間ゲート処理部で用いるデバイスへの要求仕様が高くなるため、使用可能なデバイスが制限される。実施形態２では、光キャリア周波数変換器を用いて、光強度のＯＮ／ＯＦＦとは全く異なる原理により、被測定光の振幅変化量及び位相変化量の測定が可能となることにより、周辺デバイス（受光素子等）も含め、使用可能なデバイスの選択肢が広がるため、より柔軟な測定システムの構築が可能となる。このように、システム設計が柔軟になることにより、測定対象の拡大や、測定精度の向上を図ることができる。
【００９５】
なお、実施形態２における記述内容は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【００９６】
例えば、図２０に示す光測定装置２０１の光時間ゲート処理部８１のように、２台の光キャリア周波数変換器８１ａ、８１ｂを並列に配置し、光分岐素子３により２つに分岐された被測定光の各々を異なる光キャリア周波数（ω1とω2）に変換することにより、信号処理の効果を倍増することが可能となる。このような構成により、光位相ダイバーシティ回路９内で干渉させる２信号間の周波数差（ω2−ω1）を大きくとることができるため、光キャリア周波数の変化量が小さい場合においても所望ビットの干渉信号の取得が可能となる。
【００９７】
また、例えば、光時間ゲート処理部で用いる光キャリア周波数変換器として、相互利得変調（ＸＧＭ：Cross Gain Modulation）の原理に基づく半導体光増幅器（ＳＯＡ：Semiconductor Optical Amplifier）も利用可能である。
【００９８】
更に、光キャリア周波数変換器として、相互位相変調（ＸＰＭ：Cross Phase Modulation）の原理に基づくファイバ型波長変換スイッチも利用可能である。
【００９９】
また、光キャリア周波数変換器として、和周波発生（ＳＦＧ：Sum Frequency Generation）や差周数発生（ＤＦＧ：Differential Frequency Generation）、四光波混合（ＦＷＭ：Four Wave Mixing）等の非線形光学効果に基づく原理を利用した波長変換スイッチも利用可能である。
【０１００】
更に、光キャリア周波数変換器による処理が不十分な場合には、使用デバイスを多段構成にすることも可能である。
【０１０１】
また、実施形態２においても、光位相ダイバーシティ回路９として、図２、図５〜図７に示した内部構成を適用することが可能である。更に、実施形態２の光測定装置２００においても、実施形態１の各変形例で示した構成を適用することが可能である。この場合、実施形態１の光時間ゲート処理部を、実施形態２の光時間ゲート処理部に置き換えればよい。
【０１０２】
［実施形態３］
図２１〜図２３を参照して、本発明の実施形態３について説明する。
実施形態３では、実施形態１における光分岐素子と光時間ゲート処理部との配置が異なる。
【０１０３】
図２１に、実施形態３に係る光測定装置３００の内部構成の一例を示す。なお、実施形態３において、実施形態１の光測定装置１００と同一の構成要素には同一符号を付す。以下、実施形態１の光測定装置１００と異なる点のみを説明する。
【０１０４】
光測定装置３００は、図２１に示すように、光時間ゲート処理部５６、分岐素子５７、時間遅延処理部５８、駆動回路６、編波制御器７，８、光位相ダイバーシティ回路９、ＡＤ変換器１０，１１、データ処理回路１２、表示部１３により構成される。
【０１０５】
駆動回路６は、発振器１から入力された電気クロック信号に基づいて、被測定光の繰り返し周期よりも長い周期の駆動信号を生成し、その駆動信号によって、光時間ゲート処理部５６が有する光変調器５６ａを駆動させる。また、駆動回路６は、駆動信号を更にＡＤ変換器１０及び１１に出力する。
【０１０６】
光時間ゲート処理部５６は、光変調器５６ａにより構成され、光信号生成装置から入力された被測定光をｎビット時間（ｎは整数）毎に抽出する処理を行う。
【０１０７】
光分岐素子５７は、光時間ゲート処理部５６により処理された被測定光を２つに分岐する。以下、分岐された一方の被測定光を参照基準光と呼ぶ。
【０１０８】
時間遅延処理部５８は、可変光遅延線５８ａを有し、光分岐素子３により分岐された被測定光の一方に時間遅延を与える。時間遅延処理部５８は、光位相ダイバーシティ回路９に入力される被測定光と参照基準光との相対時間差がｎビット時間となるように、可変光遅延線５８ａを調整する。
【０１０９】
図２２に、光信号生成装置２で生成される被測定光Ａ１、駆動回路６から出力される駆動信号Ａ２、光時間ゲート処理部５６による処理が施された被測定光Ａ３、時間遅延処理部５８により時間遅延が与えられた参照基準光Ａ４、光位相ダイバーシティ回路９から出力される被測定光の同相信号成分Ａ５、直交信号成分Ａ６のタイムチャートを示す。
【０１１０】
図２２に示すように、被測定光Ａ１として、１０Ｇｂｉｔ／ｓ（繰り返し周波数１０ＧＨｚ）のＲＺ−ＤＰＳＫ信号を用い（図２２（ａ））、光変調器５６ａを１０ＭＨｚ（１００ｎｓ間隔）の繰り返しパルス列で駆動すると（図２２（ｂ））、被測定光Ａ１は１０００ビット時間（ｎ＝１０００）毎に抽出される（図２２（ｃ））。この光時間ゲート処理後の被測定光Ａ３に対し、光位相ダイバーシティ回路９に入力する被測定光Ａ３と参照基準光Ａ４との相対時間差を１０００ビット時間（１００ｎｓ）とする（図２２（d））。光位相ダイバーシティ回路９において、入力された被測定光A3と参照基準光Ａ４とを干渉させ、光位相ダイバーシティ回路９内の受光素子及び差動出力回路により、図２２（ｅ）、（ｆ）に示すように、干渉信号Ａ５、Ａ６が電気信号として得られる。
【０１１１】
以上の動作により、光位相ダイバーシティ回路９からは、被測定光の異なるｎビット間での干渉信号が、光変調器５６ａの動作周期（ｎビット時間）で逐次的に得られる。その後、実施形態１と同様に、光位相ダイバーシティ回路９から同相信号出力と直行信号出力を、信号周期に同期してデータを取得し、取得されたデータをデータ処理回路１２で解析することで、被測定光の異なるｎビット間での振幅変化量及び位相変化量を逐次的に得ることができる。また、得られた測定値から極座標上に振幅・位相分布を作成し、表示部１３で表示する。この振幅・位相分布のプロットデータのばらつきから、被測定光の振幅変化量及び位相変化量の統計分布を得ることができ、光信号の品質評価が可能となる。
【０１１２】
以上のように、実施形態３の光測定装置によれば、実施形態１と同様に、局発光（サンプリング光）を用いずに、光信号の振幅変化量及び位相変化量が測定可能となる。
実施形態３では、データ取得に必要な光信号のみを光位相ダイバーシティ回路９に入力するため、受光時の雑音が低減されると考えられる。
【０１１３】
なお、実施形態３における記述内容は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【０１１４】
例えば、時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の代わりに、図２３に示すような両者の機能を併せ持つ素子を利用することも可能である。なお、図２３に示す時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の両者の機能を併せ持つ素子９Ａにおいて、図２の光位相ダイバーシティ回路９と同一構成には同一符号を付す。以下、図２の光位相ダイバーシティ回路９と異なる点のみを説明する。
【０１１５】
図２３に示す時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の両者の機能を併せ持つ素子９Ａは、被測定光入力ポート９０ａ、位相調整器９１ａ、９１ｂ、方向性結合器９２ａ、９２ｂ、受光素子９３ａ、９３ｂ、９３ｃ、９３ｄ、差動出力回路９４ａ、９４ｂ、同相信号出力ポート９５ａ、直交信号出力ポート９５ｂ、遅延導波路９６ａ、９６ｂにより構成される。また、遅延干渉計９７ａは、位相調整器９１ａ、遅延導波路９６ａにより構成される。同様に、遅延干渉計９７ｂは、位相調整器９１ｂ、遅延導波路９６ｂにより構成される。また、差動受光器９８ａは、受光素子９３ａ、９３ｂ、差動出力回路９４ａにより構成される。同様に、差動受光器９８ｂは、受光素子９３ｃ、９３ｄ、差動出力回路９４ｂにより構成される。
【０１１６】
被測定光入力ポート９０ａを介して入力された被測定光は２つに分岐される。分岐された被測定光の一方である被測定光ａは、さらに分岐される。被測定光ａから分岐された被測定光の一方は、遅延導波路９６ａに導かれて位相調整器９１ａを介して方向性結合器９２ａに入力される。この遅延導波路９６ａに導かれて位相調整器９１ａを介して方向性結合器９２ａに入力された光は、図２の参照基準光に該当する。また、被測定光ａから分岐された他方の被測定光も、方向性結合器９２ａに入力される。この被測定光ａから分岐された他方の被測定光は、図２の被測定光に該当する。
【０１１７】
方向性結合器９２ａに入力された光は、２つに分岐され、それぞれ、受光素子９３ａ、９３ｂに入力される。受光素子９３ａ及び９３ｂでは、入力された光信号が電気信号に変換される。このとき、受光素子９３ａに入力された被測定光と参照基準光は干渉するため、双方の相対的な位相差φに応じた干渉信号（直流成分を含む。）が、受光素子９３ａから出力される。受光素子９３ｂにおいても、同様の干渉信号が得られるが、方向性結合器９２ａの特性から、受光素子９３ａの出力信号とは強弱の反転した干渉信号が得られる。
【０１１８】
差動出力回路９４ａは、２つの受光素子９３ａ及び９３ｂの出力信号の差を算出して出力する。これにより、２つの干渉信号から直流成分が除去され、位相差φに応じた干渉信号のみが電気信号として同相信号出力ポート９５ａから出力される。
【０１１９】
一方、分岐された他方の被測定光ｂは、さらに分岐される。被測定光ｂから分岐された被測定光の一方は、遅延導波路９６ｂに導かれて位相調整器９１ｂによりπ／２の位相差が付加された後、方向性結合器９２ｂに入力される。この遅延導波路９６ｂに導かれて位相調整器９１ｂによりπ／２の位相差が付加された後、方向性結合器９２ｂに入力された光は、図２の参照基準光に該当する。また、被測定光ｂから分岐された他方の被測定光も方向性結合器９２ｂに入力される。この被測定光ｂから分岐された他方の被測定光は、図２の被測定光に該当する。
【０１２０】
方向性結合器９２ｂに入力された光は、２つに分岐され、それぞれ受光素子９３ｃ、９３ｄに入力される。受光素子９３ｃ、９３ｄに入力された光は、差動出力回路９４ｂにより、双方の相対的な位相差φ＋π／２に応じた干渉信号が電気信号として得られ、直交信号出力ポート９５ｂから出力される。
【０１２１】
差動出力回路９４ａからの出力信号と、差動出力回路９４ｂからの出力信号は、被測定光の光位相に対して互いに直交した信号成分となるため、一方が同相信号成分、他方が直交信号成分として取得され、デジタル信号に変換後、データ処理回路１２においてデータ処理が行われる。
【０１２２】
また、実施形態３においても、光位相ダイバーシティ回路９として図２、図５〜図７に示した内部構成を適用することが可能である。更に、実施形態３の光測定装置３００においても、実施形態１の変形例５〜８で示した構成を適用することが可能である。
【０１２３】
［実施形態４］
図２４及び図２５を参照して、本発明の実施形態４について説明する。
実施形態４では、電気時間ゲート処理部を用いる。
【０１２４】
図２４に、実施形態４に係る光測定装置５００の内部構成の一例を示す。なお、実施形態４において、実施形態１の光測定装置１００と同一の構成要素には同一符号を付す。以下、実施形態１の光測定装置１００と異なる点のみを説明する。
【０１２５】
光測定装置５００は、図２４に示すように、光分岐素子８６、時間遅延処理部８７、偏波制御器７，８、光位相ダイバーシティ回路９０、電気時間ゲート処理部８８、駆動回路８９、ＡＤ変換器１０，１１、データ処理回路１２、表示部１３により構成される。
【０１２６】
光分岐素子８６は、光信号生成装置２から入力された被測定光を２つに分岐する。以下、分岐された一方の被測定光を参照基準光と呼ぶ。
【０１２７】
時間遅延処理部８７は、可変光遅延線８７ａを有し、光分岐素子８６により分岐された被測定光の一方に時間遅延を与える。時間遅延処理部８７は、光位相ダイバーシティ回路９０に入力される被測定光と参照基準光との相対時間差がｍビット時間（ｍは整数）となるように、可変光遅延線８７ａを調整する。
【０１２８】
光位相ダイバーシティ回路９０の内部構成は、図２に示す実施形態１における光位相ダイバーシティ９と同様であるが、受光素子と差動出力回路は、被測定光の繰り返し周波数に追従するものを用いる。
【０１２９】
電気時間ゲート処理部８８は、電気サンプラ８８ａと８８ｂにより構成され、光位相ダイバーシティ回路から入力された同相信号成分と直交信号成分をｎビット時間（ｎは整数）毎に抽出する処理を行う。
【０１３０】
駆動回路８９は、発信器１から入力された電気クロック信号に基づいて、被測定光の繰り返し周期よりも長い周期の駆動信号を生成し、その駆動信号によって、電気時間ゲート処理部８８が有する電気サンプラ８８ａと８８ｂを駆動させる。また、駆動回路８９は、駆動信号を更にＡＤ変換器１０及び１１に出力する。
【０１３１】
図２５に、光信号生成装置２で生成される被測定光Ｃ１、時間遅延処理部８７により時間遅延が与えられた参照基準光Ｃ２、光位相ダイバーシティ回路９０から出力される被測定光の同相信号成分Ｃ３、直交信号成分Ｃ４、駆動回路８９から出力される駆動信号Ｃ５、電気時間ゲート処理部８８による処理が施された同相信号成分Ｃ６、直交信号成分Ｃ７のタイムチャートを示す。
【０１３２】
図２５に示すように、被測定光Ｃ１として、１０Ｇｂｉｔ／ｓ（繰り返し周波数１０ＧＨｚ）のＲＺ−ＤＰＳＫ信号を用い、（図２５（ａ））、光位相ダイバーシティ回路９０に入力する被測定光Ｃ１と参照基準光Ｃ２との相対時間差を１ビット時間（ｍ＝１）、１００ｐｓとする（図２５（ｂ））。光位相ダイバーシティ回路９０内の受光素子及び差動出力回路により、図２５（ｃ），（ｄ）に示すように、干渉信号Ｃ３，Ｃ４が電気信号として得られる。この干渉信号（同相信号成分と直交信号成分）に対し、電気サンプラ８８ａと８８ｂを１０ＭＨｚ（１００ｎｓ間隔）の繰り返しパルス列で同時に駆動すると（図２５（ｅ））、同相信号成分Ｃ３と直交信号成分Ｃ４は１０００ビット時間（ｎ＝１０００）毎に抽出（サンプリング）される（図２５（ｆ），（ｇ））。
【０１３３】
以上の動作により、電気時間ゲート処理部８８からは、被測定光の異なるｍビット間での干渉信号が、電気サンプラ８８ａと８８ｂの動作周期（ｎビット時間）で逐次的に得られる。その後、実施形態１と同様に、同相信号出力と直交信号出力を、信号周期に同期してデータ取得し、取得されたデータをデータ処理回路１２で解析することで、被測定光の異なるｎビット間での振幅変化量及び位相変化量を逐次的に得ることができる。また、得られた測定値から極座標上に振幅・位相分布を作成し、表示部１３で表示する。この振幅・位相分布のプロットデータのばらつきから、被測定光の振幅変化量及び位相変化量の統計分布を得ることができ、光信号の品質評価が可能となる。
【０１３４】
以上のように、実施形態４の光測定装置５００によれば、実施形態１と同様に、局発光（サンプリング光）を用いずに、光信号の振幅変化量及び位相変化量が測定可能となる。
【０１３５】
また、光変調器を用いずに、光信号の振幅変化量及び位相変化量が測定可能となる。
【０１３６】
なお、実施形態４における記述内容は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【０１３７】
例えば、実施形態３の場合と同様に、時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の代わりに、図２３に示すような両者の機能を併せ持つ素子を利用することも可能である。
【０１３８】
また、実施形態４においても、光位相ダイバーシティ回路９０として、図２、図５〜図７に示した内部構成を適用することが可能である。更に、実施形態４の光測定装置５００においても、実施形態１の変形例５〜８で示した構成を適用することが可能である。
【０１３９】
［実施形態５］
図２６〜図３２を参照して、本発明の実施形態５について説明する。
実施形態５では、周波数シフターを用いる。
【０１４０】
実施形態４の手法では、遅延自己ホモダインの手法を用いているため、光位相ダイバーシティ回路９０により得られる光電変換後の電気信号（同相信号成分と直交信号成分）は直流（ＤＣ）成分を含む信号となる。変調がほとんどされていない、一定信号に近い被測定光ほどＤＣ付近の低周波数成分を多く含むため、正確な測定を行うためには、光位相ダイバーシティ回路９０以後の電気回路に低周波特性の良い（ＤＣ成分に対応する）部品が必要である。例えば、被測定光強度が微弱である場合など、光位相ダイバーシティ回路９０からの電気信号を増幅したい場合には、光位相ダイバーシティ回路９０の後方に増幅器（アンプ）を挿入することが考えられるが、実施形態４に示す系で利用が想定される増幅器は、高周波成分の増幅を主としたものであり、ＤＣ成分を含む低周波数成分の信号増幅が困難である。
【０１４１】
そこで、局発光を用いずに、光信号の振幅変化量と位相変化量を測定する手法において、遅延自己ホモダインの手法でなく、遅延自己ヘテロダインの手法を用いることで、電気回路に低周波数特性の悪い（ＤＣ成分に対応しない）部品の利用を可能とした手法を本実施形態に示す。
【０１４２】
図２６に、実施形態５に係る光測定装置６００の内部構成の一例と、発振器１及び光信号生成装置２を示す。なお、実施形態５において、実施形態１の光測定装置１００と同一の構成要素には同一符号を付す。以下、実施形態１の光測定装置１００と異なる点のみを説明する。
【０１４３】
発振器１は、光信号生成装置２で生成される被測定光に同期したクロック信号を、光信号生成装置２と、光測定装置６００の駆動回路６０５及び駆動回路６１０に出力する。
【０１４４】
光測定装置６００は、図２６に示すように、光分岐素子３、時間遅延処理部４、駆動回路６０５、周波数シフター６０６、偏波制御器７、８、光位相ダイバーシティ回路９０、駆動回路６１０、電気時間ゲート処理部６１１、ＡＤ変換器１２、１３、データ処理回路１４、表示部１３により構成される。
【０１４５】
周波数シフター６０６は、被測定光または参照基準光のどちらか一方の光キャリア周波数をシフトさせる。周波数シフター６０６としては音響光学素子などが考えられる。駆動回路６０５は、発信器１から入力された電気クロック信号ｆｃを分周してＦｓ＝ｆｃ／ｋ（ｋは整数）となるようにシフト量Ｆｓを制御する。このとき周波数シフター６０６透過後の光キャリア周波数は、元の信号の光キャリア周波数をνｏとしてνｏ−Ｆｓとなる。光位相ダイバーシティ回路９内で用いる電気部品（受光素子等）は、被測定光の繰り返し周波数に追従するものを用いる。電気時間ゲート処理部６１１は、電気サンプラ６１１ａと６１１ｂにより構成され、光位相ダイバーシティ回路９０から入力された同相信号成分と直交信号成分をｎビット時間（ｎは整数）毎に抽出する処理を行う。駆動回路６１０は、発信器１から入力された電気クロック信号に基づいて、被測定光の繰り返し周期よりも長い周期の駆動信号を生成し、その駆動信号によって電気時間ゲート処理部１１が有する電気サンプラ６１１ａと６１１ｂを駆動させる。また、駆動回路６１０は、駆動信号を更にＡＤ変換器１０及び１１に出力する。
【０１４６】
光位相ダイバーシティ回路９０に入力する被測定光の光電場をＥｓｉｇ（ｔ）、参照基準光の光電場をＥｒｅｆ（ｔ）とするとそれぞれ式（５）、式（６）のように表される。
【数５】
2008039759.tif 000007
【数６】
2008039759.tif 000008
ここで、ｓ（ｔ）は被測定光の振幅の時間変化を示し、Ｔは時間遅延処理部４により与えられる遅延量を示す。νｏは被測定光の光キャリア周波数、Ｆｓは周波数シフター６０６によるシフト量である。φ（ｔ）は、被測定光の位相変調量を示し、信号ビット毎に異なる値となる。式（５）、式（６）で示される被測定光と参照基準光を用いて、光位相ダイバーシティ回路９０より出力される同相信号成分Ｉ（ｔ）、直交信号成分Ｑ（ｔ）とするとそれぞれ式（７）、式（８）のように表される。
【数７】
2008039759.tif 000009
【数８】
2008039759.tif 000010
ここで、Ψ＝２π（νｏ−Ｆｓ）Ｔの定数である。式（７）、式（８）より、同相信号成分Ｉ（ｔ）、直交信号成分Ｑ（ｔ）は、被測定光の位相変化量φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔ）に関わらず、周波数シフター６０６によるシフト量Ｆｓで振動する信号が得られる。このことから、被測定光として、変調がほとんどされていない一定信号に近い（低周波数成分を多く含む）信号の場合においても、光位相ダイバーシティ回路９０より出力される電気信号は、シフト量Ｆｓだけ高い周波数成分を持つ信号として得られる。
【０１４７】
図２７に、光信号生成装置２で生成される被測定光ｓ１、時間遅延処理部４及び周波数シフター６０６を透過した参照基準光ｓ２、光位相ダイバーシティ回路９０から出力される光電変換後の同相信号成分ｓ３、直交信号成分ｓ４のタイムチャート（概略図）を示す。図２７に示すように、被測定光ｓ１として１０Ｇｂｉｔ／ｓ（繰り返し周波数１０ＧＨｚ）のＲＺ−ＤＰＳＫ信号を用い（図２７（ａ））、光位相ダイバーシティ回路９０に入力する被測定光ｓ１と参照基準光ｓ２との相対時間差を１ビット時間（ｍ＝１）、１００ｐｓ（図２７（ｂ））とする。このとき、電気クロック信号を１０ＧＨｚ（ｆｃ＝１０ＧＨｚ）、駆動回路６０５で用いる分周比を１００００（ｋ＝１００００）とすると、参照基準光の光キャリア周波数は１ＭＨｚ（Ｆｓ＝１ＭＨｚ）シフトされる。このことから、光位相ダイバーシティ回路９０から出力される同相信号成分ｓ３（図２７（ｃ））、直交信号成分ｓ４（図２７（ｄ））は、１ＭＨｚの余弦的（正弦的）な変化と被測定信号の位相変化に応じた振動信号となる。この同相信号成分、直交信号成分に対し、電気サンプラ１１ａと１１ｂを１０ＭＨｚ（１００ｎｓ間隔）の繰り返し周波数で振動すると、各信号は１０００ビット時間（ｎ＝１０００）毎に抽出（サンプリング）される。
【０１４８】
以上の動作により、電気時間ゲート処理部１１からは、被測定光の異なるｍビット間での干渉信号が、周波数Ｆｓの余弦的（正弦的）な振動を伴いながら、電気サンプラ１１ａと１１ｂの動作周期（ｎビット時間）で逐次的に得られる。その後、同相信号出力と直交信号出力を、信号周期に同期してデータ取得し、取得されたデータをデータ処理回路１２で解析する。このとき、同相信号成分のデータをｘ座標、直交信号成分のデータをｙ座標としてプロットすると、周波数Ｆｓに対応する一定の角速度で回転する分布として得られる。周波数シフター６０６によるシフト量Ｆｓは既知であるため、図２８に示すように、取得データの処理によって所望の振幅・位相分布が得られる。得られた分布を表示部１３で表示し、また、この振幅位相分布のプロットデータのばらつきから、被測定光の振幅変化量及び位相変化量の統計分布を得ることができ、光信号の品質評価が可能となる。以上のように、実施形態５の光測定装置６００によれば、実施形態１と同様に、局発光（サンプリング光）を用いずに、光信号の振幅変化量及び位相変化量が測定可能となる。
【０１４９】
さらに、実施形態５の光測定装置６００によれば、光位相ダイバーシティ回路９０から余弦的（正弦的）な振動を伴う電気信号が定常的に得られるため、電気回路に低周波数特性の悪い部品（ＤＣ成分に対応しない）部品の利用が可能となる。また、利用部品の選択肢が増えるため、測定精度、測定感度といった性能の向上が期待される。
【０１５０】
なお、実施形態５における記述内容は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【０１５１】
例えば、光測定装置６００において、時間遅延処理部４、周波数シフター６０６は、光分岐素子３で分岐した経路のどちらに配置してもよい。
【０１５２】
また、光測定装置６００において、電気時間ゲート処理部６１１の代わりに、光時間ゲート処理部５、５６を用いる構成としてもよい。このとき、光時間ゲート処理部５、５６はそれぞれ図１、図２１に示す位置に配置される。
また、実施形態３の場合と同様に、時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の代わりに、図２３に示すような両者の機能を併せ持つ素子を利用することも可能である。
また、実施形態５においても、光位相ダイバーシティ回路９０として、図２、図５〜図７に示した内部構成を適用することが可能である。更に、実施形態５の光測定装置６００においても、実施形態１の変形例５〜８に示した構成を適用することが可能である。
【０１５３】
以下、実施形態５の光測定装置６００の変形例について説明する。
【０１５４】
＜変形例１＞
図２９に示す光測定装置６０１では、光分岐素子６２０を配置し、光分岐素子６２０により分岐された被測定光の一方を受光素子６２１において電気信号に変換し、電気サンプラ６２２、ＡＤ変換器６２３によりデジタル信号に変換し、このデジタル信号をデータ処理回路１２に出力する構成となっている。このような構成により、被測定光の強度を受光素子６２１、電気サンプラ６２２及びＡＤ変換器６２３を用いて別途（振幅位相測定とは別に）測定し、データ処理に用いることで、測定精度を向上させることが可能である。また、光信号の強度（振幅）成分にデジタル値が付加された変調信号（例えばＡＰＳＫ方式で変調された信号）も測定することが可能となる。なお、被測定光の強度の測定は、光分岐素子３の後段の被測定光または参照基準光を用いてもよい。
【０１５５】
＜変形例２＞
図３０に示す光測定装置６０２では、図２６に示す発振器１の代わりに、光クロック再生回路６３０を用いる。光クロック再生回路６３０では、光分岐素子６３１により分岐された被測定光に同期した電気クロック信号を生成し、駆動回路６０５及び駆動回路６１０に出力する。光クロック再生回路６３０を備えることにより、被測定光に同期した電気クロック信号を生成する発振器が不要となる。なお、クロック再生に用いる光信号は、光分岐素子３の後段から取り出してもよい。また、光クロック再生回路６３０の代わりに電気クロック信号を生成する電気クロック再生回路を光位相ダイバーシティ回路９０の後段に配置してもよい。
【０１５６】
＜変形例３＞
図３１に示す光測定装置６０３では、被測定光として、擬似ランダムなデータを重畳した光信号（擬似ランダム変調信号）を用いる。図３１において、擬似ランダム信号発生器６４０は、擬似ランダムな符号に対応する信号（擬似ランダム信号）を光信号生成装置２に出力する。また、擬似ランダム信号発生器６４０は、擬似ランダムな符号の繰り返し周波数に同期したフレーム信号を発生し、光測定装置６０３のデータ処理回路１２に出力する。光信号生成装置２は、擬似ランダム信号発生器６４０から入力された擬似ランダム信号に基づいて、被測定光としての擬似ランダム変調信号を生成する。データ処理回路１２は、擬似ランダム信号発生器６４０から入力されたフレーム信号を基準に、取得データを並び替えることにより、被測定光のビット毎の振幅変化量及び位相変化量を算出する。表示部１３は、振幅・位相分布の表示を工夫することで被測定光の振幅変化及び位相変化の軌跡を表示し、また、その動きを動的に表示することが可能となる。
【０１５７】
＜変形例４＞
図３２に示す光測定装置６０４は、被測定光を、偏波分離素子６５０を用いて互いに直交する２つの偏波成分に分離した後、図２６の光測定装置６００と同様の原理で、それぞれの偏光成分について、独立に振幅変化量または位相変化量を測定する構成となっている。一方の偏光成分については、光分岐素子６５３、可変光遅延線６５４ａを有する時間遅延処理部６５４、駆動回路６５５、周波数シフター６５６、偏波制御器６５７、６５８、光位相ダイバーシティ回路６５９、駆動回路６５１０、電気サンプラ６５１１ａと６５１１ｂとを有する電気時間ゲート処理部６５１１、ＡＤ変換器６５１２、６５１３を用いて、その偏光成分の同相信号成分、直交信号成分を得る。他方の偏光成分についても同様に、光分岐素子６６３、可変光遅延線６６４ａを有する時間遅延処理部６６４、周波数シフター６６６、偏波制御器６６７、６６８、光位相ダイバーシティ回路６６９、電気サンプラ６６１１ａ、６６１１ｂを有する電気時間ゲート処理部６６１１、ＡＤ変換器６６１２、６６１３を用いて、その偏光成分の同相信号成分、直交信号成分を得る。データ処理回路１２では、ＡＤ変換器６５１２、６５１３、６６１２、６６１３からの取得データを解析することにより、被測定光の偏波状態を算出することができる。表示部１３は、偏波に応じた２種類の振幅・位相分布を得ることができる。この光測定装置６０４により、入力偏波状態に依存しない測定（偏波ダイバーシティ化）が可能となる。
【０１５８】
なお、上記各実施形態における記述内容は、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【０１５９】
例えば、上記各実施形態の光測定装置において、光時間ゲート処理部、電気時間ゲート処理部を用いない構成としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１６０】
【図１】本発明の実施形態１に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図２】導波路型の光位相ダイバーシティ回路の内部構成の一例を示す図。
【図３】実施形態１の光測定装置の動作を示すタイムチャートを示す図。
【図４】ＤＰＳＫ信号の振幅・位相分布の一例を示す図。
【図５】空間系の光学素子を用いた光位相ダイバーシティ回路の内部構成の一例を示す図。
【図６】空間系の光学素子を用いた光位相ダイバーシティ回路の内部構成の一例を示す図。
【図７】空間系の光学素子を用いた光位相ダイバーシティ回路の内部構成の一例を示す図。
【図８】実施形態１の変形例１に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図９】実施形態１の変形例２に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図１０】実施形態１の変形例３に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図１１】実施形態１の変形例４に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図１２】実施形態１の変形例５に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図１３】実施形態１の変形例６に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図１４】実施形態１の変形例７に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図１５】光の振幅及び位相変化の軌跡を動的に表示する場合の振幅・位相分布の表示例を示す図。
【図１６】実施形態１の変形例８に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図１７】本発明の実施形態２に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図１８】光キャリア周波数変換器の動作を示す図。
【図１９】実施形態２の光測定装置の動作を示すタイムチャートを示す図。
【図２０】実施形態２の変形例に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図２１】本発明の実施形態３に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図２２】実施形態３の光測定装置の動作を示すタイムチャートを示す図。
【図２３】時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の機能を併せ持つ素子の例を示す図。
【図２４】本発明の実施形態４に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図２５】実施形態４の光測定装置の動作を示すタイムチャートを示す図。
【図２６】本発明の実施形態５に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図２７】実施形態５の光測定装置の動作を示すタイムチャート図。
【図２８】データ処理による振幅位相分布の取得を示した図。
【図２９】実施形態５の変形例１に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図３０】実施形態５の変形例２に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図３１】実施形態５の変形例３に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図３２】実施形態５の変形例４に係る光測定装置の内部構成を示すブロック図。
【図３３】従来の光測定システムの構成を示す図。
【図３４】図３３の光位相ダイバーシティ回路の構成を示す図。
【図３５】振幅・位相分布の一例を示す図。
【符号の説明】
【０１６１】
１  発振器
２  光信号生成装置
３、５２、６２０、６３１、６５０、６５３、６６３  光分岐素子
４、１４、５４、５８、８７、４００、４０１、６５４、６６４  時間遅延処理部
４ａ、１４ａ、５８ａ、８７ａ、４００ａ、４０１ａ、６５４ａ、６６４ａ  可変光遅延線
５、１５、１６、５５、５６、５００、５０１  光時間ゲート処理部
５ａ、１５ａ、５５ａ、５６ａ、５００ａ、５０１ａ  光変調器
１６ａ  モードロックレーザ
６、８９、６０５、６１０、６５５、６５１０  駆動回路
８８、６１１、６５１１、６６１１  電気時間ゲート処理部
８８ａ、８８ｂ、６１１ａ、６１１ｂ、６２２、６５１１ａ、６５１１ｂ、６６１１ａ、６６１１ｂ  電気サンプラ
７、８、７００ａ、７００ｂ、７００ａ、８００ｂ、６５７、６５８、６６７、６６８  偏波制御器
９、９ａ、９ｂ、９ｃ、９０、９００ａ、９００ｂ、６５９、６６９  光位相ダイバーシティ回路
９Ａ  時間遅延処理部と光位相ダイバーシティ回路の機能を併せ持つ素子
１０、１１、１０ａ、１０ｂ、１１ａ、１１ｂ、６２３、６５１２、６５１３、６６１２、６６１３  ＡＤ変換器
１２、１２１、１２２  データ処理回路
１３  表示部
５３  合波器
６５、６３０  光クロック再生回路
７３  偏波分離素子
８０  光時間ゲート処理部
８０ａ  光キャリア周波数変換器
１００〜１０９、２００、２０１、３００、５００、６００、６０１〜６０４  光測定装置
６０６、６５６、６６６  周波数シフター
６２１  受光素子
擬似ランダム信号発生器  ６４０
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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