(57)【要約】【課題】  本発明は、ＯＦＤＭ無線通信システムで固有コヒーレンス帯域幅を導出する際に関与する処理量及びシグナリングのオーバーヘッドを低減する。【解決手段】  受信機はＳＩＳＯチャンネルの平均ｒｍｓ遅延拡散を固有コヒーレンス帯域幅の指標として用い、固有コヒーレンス帯域幅自体を明示的に計算しない。この技術は、チャンネル推定が逆方向回線で行われるＴＤＤ方式にも適用できるので、フィードバックの必要がなくなる。ＴＤＤ送信機は、平均ｒｍｓ遅延拡散に基づき固有コヒーレンス帯域幅を推定でき、従って計算量を節約する。【選択図】  図４
2008306715.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＭＩＭＯ無線通信方法であって、
ＭＩＭＯ信号を少なくとも送信機から受信機へ送信する段階、
ｒｍｓ遅延拡散に基づき、ＭＩＭＯチャンネルの固有コヒーレンス帯域幅を推定する段階、及び
前記送信する段階を繰り返す前に、前記固有コヒーレンス帯域幅に基づき、前記送信機で用いられる１又は複数のパラメーターを調整する段階、を有する方法。
【請求項２】
前記方法は閉ループＦＤＤ無線通信方法であって、前記推定する段階は前記受信機で実行され、前記受信機は、前記固有コヒーレンス帯域幅を表す値（Ｋ）を含むフィードバック信号を前記送信機へ供給する、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記送信機は前記ＭＩＭＯ信号を複数（Ｌ個）の周波数フィンガで送信する段階、及び
前記受信機はチャンネル利得及び遅延時間をＳＩＳＯチャンネルのＬ個の周波数フィンガのそれぞれに対し及び前記ＭＩＭＯ信号から導出された複数のＳＩＳＯチャンネルのそれぞれに対し検出する段階、を更に有し、
前記推定する段階は、
チャンネル応答を時間領域に変換し、チャンネル利得及び遅延時間をＳＩＳＯチャンネル毎に生成する段階、及び
前記ＳＩＳＯチャンネルの平均ｒｍｓ遅延拡散を前記チャンネル利得及び前記遅延時間から計算する段階を有する、請求項２記載の方法。
【請求項４】
前記送信機は、前記フィードバック信号に基づき前記複数（Ｌ個）の周波数フィンガで送信される信号に適用されるべきプリコードを調整し、固有コヒーレンス帯域幅を表す値（Ｋ）は同一のプリコードが適用される隣接周波数フィンガの数として用いられ、前記フィードバック信号はＫ個の周波数フィンガ毎の固有ベクトルを表す情報を更に有する、請求項３記載の方法。
【請求項５】
前記方法は開ループＴＤＤ無線通信方法であって、前記推定する段階は、前記受信機から前記送信機へ返送されたＭＩＭＯ信号から導出された前記固有コヒーレンス帯域幅を表す値（Ｋ）に基づき前記送信機で実行される、請求項１記載の方法。
【請求項６】
チャンネル特性の変化を周期的に検査する段階、及び変化が生じると前記推定する段階を繰り返す段階、を更に有する請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記検査する段階は、チャンネルのコヒーレンス時間に基づき実行される、請求項６記載の方法。
【請求項８】
受信機であって、閉ループＦＤＤ無線通信システムで用いられ、送信機から信号を受信し、
前記信号を受信する複数のアンテナ、
受信した信号に対しチャンネル推定を実行しｒｍｓ遅延拡散に基づき前記チャンネルの固有コヒーレンス帯域幅を決定する推定手段、及び
前記固有コヒーレンス帯域幅を表すフィードバック信号を前記送信機へ送信するフィードバック手段、を有する受信機。
【請求項９】
複数のチャンネルのそれぞれの複数の周波数フィンガへのチャンネル応答を検出する手段を更に有し、
前記推定手段は、前記チャンネル応答を時間領域に変換し、チャンネル利得及び遅延時間をチャンネル毎に生成し、前記チャンネル利得及び前記遅延時間からｒｍｓ遅延拡散を計算する、請求項８記載の受信機。
【請求項１０】
前記フィードバック手段は、前記フィードバック信号内に、Ｋ個の周波数フィンガ毎の固有ベクトルを表す情報を含める、請求項９記載の受信機。
【請求項１１】
チャンネル特性の変化を周期的に調べる検査手段を更に有し、前記検査手段は決定された変化に応答する、請求項８記載の受信機。
【請求項１２】
前記検査手段は、チャンネルのコヒーレンス時間を決定する手段を有する、請求項１１記載の受信機。
【請求項１３】
送信機であって、開ループＴＤＤ無線通信システムで用いられ、受信機へ第１の信号を送信し、前記受信機から戻ってくる第２の信号を受信し、
前記第１の信号を送信し且つ前記第２の信号を受信する複数のアンテナ、
前記第２の信号に対しチャンネル推定を実行しｒｍｓ遅延拡散に基づき前記チャンネルの固有コヒーレンス帯域幅を決定する推定手段、及び
決定された前記固有コヒーレンス帯域幅に基づき前記第１の信号をプリコードする手段、を有する送信機。
【請求項１４】
ＭＩＭＯ  ＦＤＤ無線通信システムであって、前記フィードバック信号を受信し前記フィードバック信号に基づき前記送信信号の１又は複数の特性を調整する少なくとも１つの送信機と組み合わされた請求項８記載の受信機を有するシステム。
【請求項１５】
ＭＩＭＯ  ＴＤＤ無線通信システムであって、前記第１の信号を前記システムの下り回線で受信し前記第２の信号を前記システムの上り回線で送信する少なくとも１つの受信機と組み合わされた請求項１３記載の送信機を有するシステム。
【請求項１６】
コンピューター可読記録媒体であって、無線ネットワークの移動局のプロセッサーにより実行されると請求項８記載の受信機を提供するソフトウェアを格納するコンピューター可読記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信システムに関し、より詳細にはＭＩＭＯ機能を有する無線通信システム、特にＯＦＤＭシステムに関するがこれに限定されない。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）に基づく通信方式は、送信されるべきデータ・シンボルを、周波数が等間隔である多数の副搬送波（周波数フィンガとも称される）に分割し、周波数分割多重を行う。各副搬送波で少量のデータのみを伝達することにより、副搬送波当たりのビット・レートは低く保たれ、従ってシンボル間干渉が低減される。データは、位相、振幅、又は位相と振幅の両方を調整することにより副搬送波に変調される。
【０００３】
フェージングは無線通信システム、特に送信機及び／又は受信機が移動体である場合に共通の問題である。用語「フェージング」は、それぞれ固有の経路損失、遅延時間、及びドップラー偏移を有する複数の伝搬経路に沿って重ね合わされた信号が受信されることにより生じる、受信機における信号強度の変化（多重反射）を表す。ＯＦＤＭシステムは、副搬送波により占有される全帯域幅がフェージング・チャンネルの「コヒーレンス帯域幅」より大きいことを保証することにより、フェージングに対し耐性を示すよう作られる。このように、いくつかの副搬送波がマルチパス・フェージングによる影響を受けても、他の副搬送波は依然として正しく受信される。
【０００４】
コヒーレンス帯域幅はチャンネルの統計的平均帯域幅である。当該統計的平均帯域幅に渡り、信号伝搬特性が相互に関連付けられる。コヒーレンス帯域幅は、正式には、信号振幅の自己共分散が極端な場合に１から０．５に低減する帯域幅として定義される（自己共分散はゼロ平均プロセスで生じる自己相関を表す）。
【０００５】
名称ＯＦＤＭの「直交」の部分は、副搬送波の間隔が数学的意味で他の副搬送波と直交するよう特に選択されることを表す。より詳細には、隣接する副搬送波の側波帯が重なり合うが一般にＩＣＩとして表される副搬送波間干渉を受けずに受信され得るよう、それらの副搬送波は周波数軸に沿って配置される。数学的用語では、各副搬送波の正弦波形は線形チャンネルの固有関数と称される。各正弦関数の頂点は全ての他の正弦関数のゼロ点と同時に生じる。これは、シンボル期間の逆数の倍数だけ副搬送波の間隔を空けることにより達成され得る。
【０００６】
個々の副搬送波又は副搬送波のセットが無線通信システムの異なるユーザーに割り当てられた場合、結果としてＯＦＤＭＡと称される多重アクセス・システムになる（本願明細書では、用語ＯＦＤＭは以下ではＯＦＤＭＡを含む）。周波数ホッピングを利用することにより、つまり各ユーザーに周期的に、例えばシンボル毎に割り当てられる副搬送波のセットを切り替えることにより、如何なるユーザーへのフェージングの影響も更に低減され得る。
【０００７】
多重反射のために、受信したＯＦＤＭ信号は、図２に示されるように特定の遅延時間を有する続いて生じる低エネルギーの一連のピークを含む。当該遅延時間の指標として、図示されるようにｒｍｓ（二乗平均平方根）遅延拡散が一般的に用いられる。ｒｍｓ遅延拡散は、パワー遅延特性（本願明細書で後に記載される式（１）を参照）の第２の中心積率の二乗平方根として定義される。ｒｍｓ遅延拡散は、無線通信チャンネルの拡散量として教示され、チャンネルで用いられるシンボル期間に影響を与える。現実のマルチパス条件下のチャンネル特性に関する更なる情報を提供するために、散布図がしばしば用いられ、チャンネル測定の結果を示す。
【０００８】
基本的なＯＦＤＭ方式の更なる変形は、ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭと称される。ＭＩＭＯは多入力多出力の略である。この方式は、送信機及び受信機の両方で複数のアンテナを利用する。例えば、４×４ＭＩＭＯチャンネルでは、送信機及び受信機はそれぞれ４個のアンテナを用い互いに通信する。アンテナが十分に空間的に離れている限り、当該アンテナはフェージングにより異なる影響を受け、データ・シンボルを一層容易に回復し得る。因みに、送信機及び受信機が同一数のアンテナを利用する必要はない。例えば、無線通信システムの基地局は、パワー及びび大きさの制限が異なるので、移動体ハンドセットと比較してより容易に多くのアンテナを備え得る。
【０００９】
ＭＩＭＯチャンネルは、送信機と受信機との間の無線接続の周波数（又は同等の時間遅延）応答である。ＭＩＭＯチャンネルは、Ｌ個全てのフィンガ又は副搬送波を有し、全伝送帯域幅に渡る。ＭＩＭＯチャンネルは、多くの個々の無線接続を含み、従ってＮ個のＳＩＳＯチャンネル（しばしば副チャンネルと称される）を有する。例えば、図１に示された２×２ＭＩＭＯは４つのリンクを有し、従って４ＳＩＳＯチャンネルを有する。
【００１０】
ＭＩＭＯ伝送方式は、所謂、非適応型及び適応型構成を含む。非適応型の場合には、送信機はチャンネル特性に関する如何なる知識も有さない。送信機が条件（チャンネルの特徴）を考慮できないので、これは性能を制限する。適応型方式は、受信機から送信機へのフィードバック情報（チャンネル状態情報又はＣＳＩ）に頼るか、又はローカルでＣＳＩを導出し、送信信号を変化する条件に適応させ、そしてデータ・スループットを最大化する。
【００１１】
閉ループ・システムはＦＤＤ（周波数分割複信）システムで必要である。ＦＤＤでは、上り回線（移動体から基地局へ）及び下り回線（基地局から移動体へ）は２つの異なる搬送波周波数を利用する。周波数の変化により、上り回線及び下り回線はチャンネルが異なり、チャンネル情報（例えばこの場合にはコヒーレンス帯域幅）をフィードバックする必要がある。ＴＤＤ（時分割複信）システムでは、上り回線及び下り回線は同一周波数の２つの隣接するタイム・スロットで送信される。２つのタイム・スロットはチャンネルのコヒーレンス時間内にあるので（チャンネルは変化しない）、チャンネル情報をフィードバックする必要がない。送信機は逆方向の回線で受信した信号からチャンネルを推定できる。
【００１２】
図１は単純な２×２閉ループＭＩＭＯ構成を示す。図１では、送信機１０はデータ・シンボルｄ１、ｄ２を取り込み、プリコード及び他の信号処理を行い、送信信号ｓ１、ｓ２を得て、そして当該送信信号を複数のアンテナ１２を介し受信機２０へ送信する。受信機２０は受信信号ｒ１、ｒ２を自身の複数のアンテナ２２から取り込み、チャンネル推定及びシンボル検出を行い、回復データ・シンボルｄ１＾、ｄ２＾を導出する。受信機から送信機へのフィードバック経路２４は、送信機にチャンネル特性を知らせるためにフィードバック信号を伝達する。
【００１３】
標準的に、ＭＩＭＯ構成は送信機でのプリコードを含み、それにより送信されるべきデータ・シンボルは各副搬送波の固有ベクトルを用い重み付けされる。これは、ＭＩＭＯチャンネルを並列ＳＩＳＯチャンネルのセットに分解可能にする。所謂、固有モード・シグナリングである。しかしながら、閉ループ構成では、送信機で完全なチャンネル知識を得るためにフィードバックされる必要のある（固有ベクトルを更新する必要のある）情報量は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭでは多数のアンテナ又は多くのマルチパス遅延により瞬時に非常に大きくなり、結果としてコヒーレンス帯域幅が小さくなる。
【００１４】
開ループ構成でも、情報が送信機へフィードバックされる必要はないものの、依然として送信機では相当の計算負荷がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
何れの構成でも、各周波数帯域のプリコードの重み付けは常に更新する必要がある。この帯域の幅はＭＩＭＯチャンネルの固有空間モードのコヒーレンス帯域幅に依存する。このコヒーレンス帯域幅の計算は、ＯＦＤＭ周波数スペクトラムに渡るＭＩＭＯチャンネル・マトリックスからの固有値の取得、及び自己共分散関数の観察に基づく。多くのチャンネル・マトリックスの固有分解は多くの計算量を必要とする。これは、（閉ループ構成の）受信機又は（開ループ構成の）送信機の複雑性、価格、及び電力消費を増大してしまう。
【００１６】
従って、ＯＦＤＭ無線通信システムで固有コヒーレンス帯域幅を導出する際に関与する処理量及びシグナリングのオーバーヘッドを低減する必要がある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明のある態様によると、ＭＩＭＯ無線通信方法が提供される。当該方法は、ＭＩＭＯ信号を送信機から受信機へ送信する段階、ｒｍｓ遅延拡散に基づき、ＭＩＭＯチャンネルの固有コヒーレンス帯域幅を推定する段階、及び前記送信する段階の前に、前記固有コヒーレンス帯域幅の推定に基づき、前記送信機で用いられる１又は複数のパラメーターを調整する段階、を有する。
【００１８】
上述の方法は、２つの基本構成を有する。第１の構成は、上述のＭＩＭＯチャンネルが送信機から受信機への下り回線で送信される信号を伝達する閉ループＦＤＤ方法である。
【００１９】
この方法では、望ましくは、推定する段階は受信機で実行され、受信機は上り回線で固有コヒーレンス帯域幅を表す値を有するフィードバック信号を送信機へ提供する。
【００２０】
更に、望ましくは、前記送信機は下り回線信号をＬ個の周波数フィンガ（副搬送波）で送信し、前記受信機はチャンネル利得及び遅延時間をＳＩＳＯチャンネルのＬ個の周波数フィンガ毎に、及び前記ＭＩＭＯ信号から導出された複数のＳＩＳＯチャンネル毎に検出する。前記推定する段階は、チャンネル応答を時間領域に変換し、チャンネル利得及び遅延時間をＳＩＳＯチャンネル毎に生成する段階、及び前記ＳＩＳＯチャンネルの平均ｒｍｓ遅延拡散を前記チャンネル利得及び前記遅延時間から計算する段階を有する。
【００２１】
第２の基本構成は開ループＴＤＤ方法である。この方法では、上述のＭＩＭＯチャンネルは上り回線であり、受信機から送信機へ返送される信号を伝達する。換言すると、上り回線はチャンネル推定に用いられ、推定する段階は送信機で実行される。
【００２２】
何れの場合にも、方法は望ましくはＯＦＤＭシステム（ＯＦＤＭＡを含む）に適用される。
【００２３】
本発明の更なる態様は、ＭＩＭＯ  ＦＤＤ無線通信システムで用いられる受信機、ＭＩＭＯ  ＴＤＤ無線通信システムで用いられる送信機、及び無線通信システムの移動局若しくは基地局のプロセッサーで実行可能であり受信機及び／又は送信機として動作するソフトウェアを提供する。
【００２４】
例として、添付の図面を参照する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
上述のように、適応型ＭＩＭＯ方式は、ＯＦＤＭに基づくＦＤＤ（周波数分割複信）システムに、非適応型ＭＩＭＯ方式に勝る有意な性能向上を提供し得る。しかしながら、各周波数帯に対するプリコード重み付け（固有ベクトル）を更新する必要がある。これは特別なオーバーヘッドを追加する。同一のプリコード重み付けを用いることができる隣接副搬送波の数（以下では周波数フィンガと表す）は、固有空間モードのコヒーレンス帯域幅により支配される。固有コヒーレンス帯域幅が特定の他の方法により決定され得る場合、重み付けは当該帯域を通じて使用できるので、固有ベクトルはコヒーレンス帯域に対し１度だけ計算すれれば良い。また、これはフィードバック情報の量を低減する。
【００２６】
チャンネルが逆方向回線を通じて推定でき且つフィードバックの必要がないＭＩＭＯ  ＯＦＤＭ  ＴＤＤ（時分割複信）システムでも、固有コヒーレンス帯域幅が特定の単純な方法で決定され得る場合、送信機での計算量は有意に低減され得る。
【００２７】
これを更に説明するため、隣接フィンガはＬ個全ての副搬送波のサブセットであり、周波数が近いとする。各サブセットはＫ個の副搬送波（固有コヒーレンス帯域幅により決定される）を含み、Ｌ／Ｋ個のサブセットがある。Ｌ個全ての副搬送波は無線チャンネルを構成する。従ってこれらのサブセットはチャンネルの部分を表す。
【００２８】
留意すべき点は、固有コヒーレンス帯域幅が結合ＭＩＭＯチャンネルに対してのみ推定でき、また（パイロット・ビットを通じて）受信信号から推定されることである。ＭＩＭＯチャンネル・マトリックスは固有値の推定に必要である。例えば２×２ＭＩＭＯチャンネルでは、このチャンネル・マトリックスは（２×２構成で）単一周波数フィンガのチャンネル利得を考慮することにより形成される。Ｌ個の周波数フィンガに渡るこれら固有値の変化は、固有コヒーレンス帯域幅を与える。ｒｍｓ遅延拡散は、しかしながら、結合ＭＩＭＯチャンネルの構成要素であるＳＩＳＯチャンネルに対してのみ計算され得る。チャンネルは時間領域に変換され、ｒｍｓ遅延拡散は以下に示される式（１）を用いて計算される。２×２ＭＩＭＯチャンネルでは、４個のＳＩＳＯチャンネル及び平均に対するｒｍｓ遅延拡散を計算する必要がない。
【００２９】
従って、本発明はＳＩＳＯチャンネルの平均ｒｍｓ遅延拡散を固有コヒーレンス帯域幅の指標として用い、固有コヒーレンス帯域幅自体を明示的に計算しない。１対１の関係が固有コヒーレンス帯域幅とｒｍｓ遅延拡散との間にあることが示される。
【００３０】
本発明の利点は、固有コヒーレンス帯域幅の計算を回避する際に計算量を有意に節約することである。ＭＩＭＯチャンネル・マトリックスは固有値分解される必要があり、周波数帯に亘る固有値の変化が追跡される必要がある。ｒｍｓ遅延拡散の計算は、有意に少ない計算量しか必要としない単純な線形計算である。２つのパラメーターの間の関係はルックアップ・テーブルに格納され得る。
【００３１】
従って、本発明はｒｍｓ遅延拡散を固有コヒーレンス帯域幅の推定手段として用いる。伝統的なチャンネル帯域幅とｒｍｓ遅延拡散との間の逆線形関係に関する文書は、例えば、W.C.Jakes、Microwave  Mobile  Communications、IEEE  classics  re-issue、IEEE出版、米国ニュージャージー、１９９４年であり、当該文献の全体の内容は参照されることにより本願明細書に組み込まれる。本発明の発明者等は、当該関係が固有空間に拡張するかを研究し、明らかにした。
【００３２】
Ｎ×Ｎチャンネル・マトリックスの固有値を求めるには、Ｎ次多項式である特性方程式を解く必要がある。ｒｍｓ遅延拡散（ｒｒｍｓ）の計算は以下の式（１）により示されるように非常に簡単に計算される。Ｌ個の周波数フィンガ（ＯＦＤＭシステムではＬ個の副搬送波）へのチャンネル応答は、逆フーリエ変換を通じ遅延領域に変換され、チャンネル利得ｈｉを生成する。τｉはチャンネル利得ｈｉ毎の遅延であり、τｍは平均遅延拡散である。
【数１】
2008306715.tif 000003
【００３３】
図３は、３種類の異なる受信アンテナについて得られた、測定されたチャンネル・データの分析結果を示す。これらのアンテナ種類（特にＰＤＡのアンテナ及びラップトップのアンテナ）は、無線通信システムの下り回線の技術を用いることを想定しているが、上り回線、つまり送信機として動作する移動局及び受信機として動作する基地局又は中継局にも適用できる。４×４ＭＩＭＯチャンネル・マトリックスの最大固有値の固有コヒーレンス帯域幅は、構成要素である１６個のＳＩＳＯチャンネルの平均ｒｍｓ遅延拡散に対し示される。最適な反比例のパワー曲線もこれらの散布図に含まれる。
【００３４】
反比例パワーの関係は、ｙ＝ａ．ｘｂ＋ｃの形式で表される。係数ａ、ｂ、ｃ及び調整されたＲ２（Ａｄｊ．Ｒ２）により与えられる適合度は、以下の表の通りである。Ａｄｊ．Ｒ２＝１のとき最適である。
【００３５】
［表１］固有コヒーレンス帯域幅に対するｒｍｓ遅延拡散の関係の最適曲線のパラメーター
【表１】
2008306715.tif 000004
【００３６】
所与のパラメーターのセットに対し、ｙ＝ａ．ｘｂ＋ｃの関係が増分値ｘ（τｒｍｓ）のルックアップ・テーブルに格納され得る。
【００３７】
図４は、本発明に組み込まれる閉ループＦＤＤ  ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムに含まれる手順を示す。望ましくは、ここに示される全ての段階は受信機で実行される。送信機が処理を行う場合、チャンネル・マトリックス内の全ての係数は受信機によりフィードバックされる必要があり、多くのオーバーヘッドを消費する。
【００３８】
図２から明らかなように、処理は先ず、受信機が各ＳＩＳＯチャンネルに対し、時間（又は遅延）領域でＬ個全てのフィンガのｒｍｓ遅延拡散から平均ｒｍｓ遅延拡散を計算する。平均ｒｍｓ遅延拡散はＮ個のＳＩＳＯチャンネルに渡り求められる。計算により、又は望ましくはＬＵＴを用い、受信機は平均ｒｍｓ遅延拡散を固有コヒーレンス帯域幅Ｋに変換する。固有コヒーレンス帯域幅Ｋの単位は、この場合には周波数フィンガ数であるが、特定の他の所定の単位でも良い。これは（又は、相対値若しくは絶対値であって良い、これを示す値は）送信機へ返送されるフィードバック信号に含まれる。図２に示されないが、送信機は送信信号に適用されるプリコードを適切に調整し、同一のプリコードをＫ個の周波数フィンガの各セットに適用する。周期的に、受信機はチャンネル特性の変化を調べる。ここで、「チャンネル特性」はチャンネルのインパルス応答を表し、各遅延タップのチャンネル係数、又は同等に周波数応答を示す。チャンネル特性の変化は、チャンネルのコヒーレンス時間、つまりチャンネル相関が閾値の０．７（又は他の特定の分数）より下に降下するのに要する時間を監視することにより判断される。標準的に、屋外環境のチャンネルのコヒーレンス時間は、約５ｍｓ乃至５０ｍｓで変化するので、この検査を５ｍｓ毎に実行するのが適当である。チャンネル特性が変化した場合、処理の流れは始めに戻り、ｒｍｓ遅延拡散を再計算する。
【００３９】
上述のように、本発明は閉ループ構成に限定されず、標準的にＴＤＤ  ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムに見られるような開ループの場合にも適用して良い。図５はこの場合の動作の流れを示す。ＴＤＤシステムでは、全ての処理は送信機で行われる。明らかなように、図４と比較して異なる点は、受信機が特別なフィードバック情報を上り回線に送信する段階が、送信機が上り回線で通常受信される信号から検出されたＫ値を用いて下り回線に適用されるべきプリコードを決定する段階に置き換えられていることである。
【００４０】
従って、ＴＤＤ  ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムの場合に、本発明を組み込むことは依然として有利である。送信機自身は、ｒｍｓ遅延拡散をＳＩＳＯチャンネルから計算し、ルックアップ・テーブル内のこの情報を用い固有コヒーレンス帯域幅を決定する。同一の固有ベクトルは、当該コヒーレンス帯域幅の中の周波数フィンガに適用され得る。このような構成では、本発明は従来通り同一の計算上の利益をもたらす。唯一の違いは、本発明では計算が送信機自体で行われ、フィードバックする必要がないことである。
【００４１】
本発明の実施例は、ハードウェア、又は１つ以上のプロセッサーで若しくはそれらの組み合わせで作動するソフトウェアモジュールとして実施されて良い。つまり、当業者は、上述の動作の一部又は全ての機能を実施するために、マイクロプロセッサー又はデジタル信号プロセッサー（ＤＳＰ）が実際に使用されて良いことを理解するだろう。
【００４２】
マイクロプロセッサー又はＤＳＰ等は、無線通信システムの移動局若しくは基地局、又は好適にはそれら両方に存在して良い。上述のＦＤＤの実施例では、少なくともシステムの移動局は受信機の機能を含むことが望ましい。上述のＴＤＤの実施例では、少なくとも基地局は送信機の機能を含むことが望ましい。標準的に、移動局と基地局の両方は請求されるように受信機又は送信機の何れとしても動作可能である。中継局を利用する無線通信システムでは、各中継局は本発明による受信機及び／又は送信機の機能を含むことが望ましい。
【００４３】
本発明はまた、本願明細書に記載された方法の一部又は全てを実行する、１又は複数の素子又は装置のプログラム（例えば、コンピュータープログラム及びコンピュータープログラム製品）として実施されて良い。このような本発明を実施するプログラムは、コンピューター可読媒体に格納されて良く、又は例えば１つ以上の信号の形式であって良い。このような信号は、インターネットウェブサイトからダウンロード可能な、又は搬送信号により提供される、又は任意の他の形式のデータ信号であって良い。
【００４４】
（付記１）  ＭＩＭＯ無線通信方法であって、
ＭＩＭＯ信号を少なくとも送信機から受信機へ送信する段階、
ｒｍｓ遅延拡散に基づき、ＭＩＭＯチャンネルの固有コヒーレンス帯域幅を推定する段階、及び
前記送信する段階を繰り返す前に、前記固有コヒーレンス帯域幅に基づき、前記送信機で用いられる１又は複数のパラメーターを調整する段階、を有する方法。
（付記２）  前記方法は閉ループＦＤＤ無線通信方法であって、前記推定する段階は前記受信機で実行され、前記受信機は、前記固有コヒーレンス帯域幅を表す値（Ｋ）を含むフィードバック信号を前記送信機へ供給する、付記１記載の方法。
（付記３）  前記送信機は前記ＭＩＭＯ信号を複数（Ｌ個）の周波数フィンガで送信する段階、及び
前記受信機はチャンネル利得及び遅延時間をＳＩＳＯチャンネルのＬ個の周波数フィンガのそれぞれに対し及び前記ＭＩＭＯ信号から導出された複数のＳＩＳＯチャンネルのそれぞれに対し検出する段階、を更に有し、
前記推定する段階は、
チャンネル応答を時間領域に変換し、チャンネル利得及び遅延時間をＳＩＳＯチャンネル毎に生成する段階、及び
前記ＳＩＳＯチャンネルの平均ｒｍｓ遅延拡散を前記チャンネル利得及び前記遅延時間から計算する段階を有する、付記２記載の方法。
（付記４）  前記送信機は、前記フィードバック信号に基づき前記複数（Ｌ個）の周波数フィンガで送信される信号に適用されるべきプリコードを調整し、固有コヒーレンス帯域幅を表す値（Ｋ）は同一のプリコードが適用される隣接周波数フィンガの数として用いられ、前記フィードバック信号はＫ個の周波数フィンガ毎の固有ベクトルを表す情報を更に有する、付記３記載の方法。
（付記５）  前記方法は開ループＴＤＤ無線通信方法であって、前記推定する段階は、前記受信機から前記送信機へ返送されたＭＩＭＯ信号から導出された前記固有コヒーレンス帯域幅を表す値（Ｋ）に基づき前記送信機で実行される、付記１記載の方法。
（付記６）  チャンネル特性の変化を周期的に検査する段階、及び変化が生じると前記推定する段階を繰り返す段階、を更に有する付記１記載の方法。
（付記７）  前記検査する段階は、チャンネルのコヒーレンス時間に基づき実行される、付記６記載の方法。
（付記８）  受信機であって、閉ループＦＤＤ無線通信システムで用いられ、送信機から信号を受信し、
前記信号を受信する複数のアンテナ、
受信した信号に対しチャンネル推定を実行しｒｍｓ遅延拡散に基づき前記チャンネルの固有コヒーレンス帯域幅を決定する推定手段、及び
前記固有コヒーレンス帯域幅を表すフィードバック信号を前記送信機へ送信するフィードバック手段、を有する受信機。
（付記９）  複数のチャンネルのそれぞれの複数の周波数フィンガへのチャンネル応答を検出する手段を更に有し、
前記推定手段は、前記チャンネル応答を時間領域に変換し、チャンネル利得及び遅延時間をチャンネル毎に生成し、前記チャンネル利得及び前記遅延時間からｒｍｓ遅延拡散を計算する、付記８記載の受信機。
（付記１０）  前記フィードバック手段は、前記フィードバック信号内に、Ｋ個の周波数フィンガ毎の固有ベクトルを表す情報を含める、付記９記載の受信機。
（付記１１）  チャンネル特性の変化を周期的に調べる検査手段を更に有し、前記検査手段は決定された変化に応答する、付記８記載の受信機。
（付記１２）  前記検査手段は、チャンネルのコヒーレンス時間を決定する手段を有する、付記１１記載の受信機。
（付記１３）  送信機であって、開ループＴＤＤ無線通信システムで用いられ、受信機へ第１の信号を送信し、前記受信機から戻ってくる第２の信号を受信し、
前記第１の信号を送信し且つ前記第２の信号を受信する複数のアンテナ、
前記第２の信号に対しチャンネル推定を実行しｒｍｓ遅延拡散に基づき前記チャンネルの固有コヒーレンス帯域幅を決定する推定手段、及び
決定された前記固有コヒーレンス帯域幅に基づき前記第１の信号をプリコードする手段、を有する送信機。
（付記１４）  ＭＩＭＯ  ＦＤＤ無線通信システムであって、前記フィードバック信号を受信し前記フィードバック信号に基づき前記送信信号の１又は複数の特性を調整する少なくとも１つの送信機と組み合わされた付記８記載の受信機を有するシステム。
（付記１５）  ＭＩＭＯ  ＴＤＤ無線通信システムであって、前記第１の信号を前記システムの下り回線で受信し前記第２の信号を前記システムの上り回線で送信する少なくとも１つの受信機と組み合わされた付記１３記載の送信機を有するシステム。
（付記１６）  コンピューター可読記録媒体であって、無線ネットワークの移動局のプロセッサーにより実行されると請求項８記載の受信機を提供するソフトウェアを格納するコンピューター可読記録媒体。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】送信機及び受信機の単純なＭＩＭＯ構成を示す。
【図２】ｒｍｓ遅延拡散を示すパワー／遅延時間曲線を示す。
【図３】固有コヒーレンス帯域幅に対するｒｍｓ遅延拡散の散布図を示す。
【図４】本発明を組み込んだ閉ループＭＩＭＯシステムのフローチャートである。
【図５】本発明を組み込んだ開ループＭＩＭＯシステムのフローチャートである。
【符号の説明】
【００４６】
１０  送信機
１２、２２  アンテナ
２０  受信機
２４  フィードバック経路
ｄ１＾、ｄ２＾  回復データ・シンボル
ｒ１、ｒ２  受信信号
ｓ１、ｓ２  送信信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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