(57)【要約】【課題】  太陽電池の発電を効率的に低コストで高速応答可能なＭＰＰＴ制御する昇圧型最大電力点追従装置及び制御法。【解決手段】  ＭＰＰＴ制御するための出力電力パラメータとしてスイッチングされるコイルの逆起電圧パルスのパルス幅を検出比較し、電流検出を行わずに出力電力を最大点に制御する装置及び制御法。  また動作中の誘起パルスの状態から制御の異常を検出して正常に修正し、ＰＷＭ周波数を可変として入力電力量を徴小電力から大電力まで広い範囲で高分解能な電力パラメータとして高精度制御を行う昇圧型最大電力点追従装置。  及び、コイル二次電圧が最大電力点となる設定閾値電圧に上昇時にスイッチング信号とする高速PWMロジック制御法及び昇圧型最大電力点追従装置。【選択図】図７
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
コイルの逆起電力にて入力電圧を昇圧し、出力電圧とする最大電力点追従装置にあって、電力の検出を出力電圧より逆起電圧が高くなった時間によって最大電力点追従調整のパラメータとする昇圧型最大電力点追従制御法。 
【請求項２】
請求項1の出力電圧より逆起電力が高くなった時間を計測する手段として、コイル二次電圧を分圧し、逆起電圧上昇にてデジタル入力オンとなるマイコンにおいて、入力オンの時間により最大電力調整のパラメータとする昇圧型最大電力点追従装置。 
【請求項３】
請求項1の出力電圧より逆起電力が高くなった時間を計測する手段として、電圧比較器を用い、比較値出力時間またはその電流を積分した電圧により最大電力調整のパラメータとする昇圧型最大電力点追従装置。
【請求項４】
請求項1の出力電圧より逆起電力が高くなった時間を計測する手段として、電圧比較器を用い、逆起電力の立ち上がりから立ち下がりの時間により最大電力調整のパラメータとする昇圧型最大電力点追従装置。
【請求項５】
請求項1の出力電圧より逆起電力が高くなった時間を計測する手段として、入力電圧より高く、出力電圧より低いツェナー電圧ダイオードを用い、ツェナー電圧より高い逆起電圧の電流の流れた時間、またはその電流を積分した電圧により最大電力調整のパラメータとする昇圧型最大電力点追従装置。
【請求項６】
請求項1の最大電力調整のパラメータを高分解能とする手段として、逆起電力の発生周波数を調節して、一回当たりの逆起電力の発生時間を長くして検出する昇圧型最大電力点追従装置。
【請求項７】
請求項1の最大電力調整のパラメータが最大となった時の入力電圧を目標値として入力電圧調整する昇圧型最大電力点追従装置。
【請求項８】
コイルの逆起電力にて入力電圧を昇圧し、出力電圧とする最大電力点追従装置にあって、コイル二次電圧のコイルの電力飽和による二次電圧の上昇とスイッチングによる逆起電力の立ち上がり間隔の差異により、コイルの電力飽和を検出し、逆起電力の立ち上がりがコイルの飽和による電圧上昇より時間の遅れる時にパルス幅を短く制御して、飽和を防止する昇圧型最大電力点追従制御法。 
【請求項９】
コイルの逆起電力にて入力電圧を昇圧し、出力電圧とする最大電力点追従装置にあって、 スイッチングオン時にコイルの二次電圧の上昇が設定閾値に達した時点でスイッチングをオフにしてコイルに逆起電力を生じさせる昇圧型最大電力点追従制御法。 
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽電池及び風力発電機等の不安定な発電力を最大効率となる様に調整する電力機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来，最大電力点追従装置の入力パラメータとして、電力の現在値を求めて調整パラメータとするものは以下の制御方法があった。
【０００３】
１  発生電力を直接計測し、最大になるように調整する方法。 
規定の抵抗に出力電流を流してその電圧差により電力換算するか、電流による磁界から電流を検出する方法であるが、簡易に抵抗を用いる場合は検出精度を上げるか抵抗値を上がるかしないと精度の高い検出が出来無い欠点があり、抵抗値が大きいとそのまま電力の損失となる。また、電流検出センサーを用いることは回路のコストがかった。
（たとえば特許文献１）   
【０００４】
２  太陽電池にあっては、発生電圧より推測した最大効率電圧に調整する方法。
電流測定が不要なため簡単な回路で実現できるため低コストで有るが、予め発電素子の性状が判明していなければならず、高効率な運転をするには制御が複雑となり、性状の判明した太陽電池以外の適用は困難であった。
また、太陽電池の解放電圧を測定している間はその太陽電池からの電力は利用できないと言う欠点もあった。 
（たとえば特許文献２）   
【０００５】
３  入力側の電圧脈動を計測して調整パラメータとする方法。
検出演算方法が複雑であり、高性能な演算装置を必要とした。 
（たとえば特許文献３）     
【０００６】
４  入力と出力側の電力平衡と不平衡を検出して調整パラメータとする方法。
リミットサイクルと呼ばれる手法で電力計測手段は簡略されるが２段のインバーターが必要である。
また１段のインバーターで行う場合は電流センサーを必要としていた。 
（たとえば特許文献４）     
【０００７】
【特許文献１】特開２００１−１６９５３５号公報      最大電力運転コンバーター制御装置
【特許文献２】特開２００６−３２６１２号公報      太陽電池モジュールの出力制御方法
【特許文献３】特開２００５−２５１０３９号公報      太陽電池の最大電力制御方法及びその制御装置
【特許文献４】特開２００６−２５２３２０号公報      電力制御方法ならびに電力制御装置および電力システム
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
解決しようとする問題点は、複雑な演算処理及び直接電流を検出することなく、簡易な回路で応答性の良い電力調整パラメータを得る方法である。 
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、スイッチングによりコイル二次側に生じる逆起電圧の発生時間の変化より電力量を検出し、簡易な回路で応答性がよく高精度に電力調整パラメータを得ることが出来るものである。
【００１０】
請求項１において、コイル６の逆起電力にて入力電圧を昇圧し、出力電圧とする最大電力点追従装置にあって、電力の検出を出力電圧より逆起電圧が高くなった時間によって最大電力調整のパラメータとして制御するものである。
逆起電力が出力電圧以上になった時は出力電圧×出力時間が出力電力となり出力電圧が大きく変動しなければ出力時間は出力電力に比例する。
【００１１】
この時間の計測をもって電力の比較が可能となり、この時間が最大になるようにスイッチング素子７のパルス幅を増減して制御する。
出力電圧の変動は出力側にバッテリー等の一定電圧で利用するものであれば、出力電圧は一定であると見なすことが出来、変動が有ったとしても逆起電パルスの時間間隔が短いためコンデンサーによる平滑で一定と見なすことが出来る。
【００１２】
請求項２において、出力電圧より逆起電圧が高くなった時間を計測する手段として、逆起電力による電圧で制御マイコンのデジタル入力がオンになり、通常はオフとなるようにコイルの二次電圧を分圧し、制御マイコン９に直接デジタル入力する。
制御マイコン９にはオンーオフのデジタル値が入力されればよいので、必要によりフォトカプラなどの入力保護を付加しても良く、このときの入力オンの時間により最大電力調整のパラメータとし、オン-オフの間隔さえ判断できればよいので伝達に遅れが生じても制御には影響が少ない。
【００１３】
請求項３において、出力電圧より逆起電圧が高くなった時間を計測する手段として、電圧比較器１０を用い、比較値を制御マイコン９に直接デジタル入力し出力時間として計測する。または比較値の出力の電流を積分した電圧により最大電力調整のパラメータとする。
電圧比較器１０の入力には、必要に応じて保護の為の抵抗、アナログフォトカプラ等の手段により絶縁等の保護手段を取ることが出来、電圧比較も微弱電圧変化ではないため高精度の部品を使う必要もない。 
【００１４】
請求項４において、出力電圧より逆起電圧が高くなった時間を計測する手段として、電圧比較器１０を用い、瞬時電圧と積分電圧の比較値が出力符号の変化より逆起電力の立ち上がりか立ち下がりを判断して、その時間を最大電力調整のパラメータとする。
逆起電圧の立ち上がり及び立ち下がりは急峻なパルス状となり、立ち上がり及び立ち下がりの状態から出力電圧より逆起電圧が高くなったと判断することが出来、一本の信号電圧から瞬時電圧と積分電圧（遅延電圧）の比較値により判断可能で瞬時電圧が高くなったとき立ち上がり、逆に低くなったときが立ち下がりとなる。
【００１５】
請求項５において、出力電圧より逆起電圧が高くなった時間を計測する手段として、入力電圧より高く、出力電圧より低いツェナー電圧のツェナーダイオード１１を用い、ツェナー電圧より高い逆起電圧の電流の流れた時間を制御マイコン９に直接デジタル入力し出力時間として計測する。
またはツェナーダイオード１１の電流を積分した電圧により最大電力調整のパラメータとする。
【００１６】
検出電圧時間が逆起電圧の出力電圧以上に高くならなくとも、逆起電圧の立ち上がりと立ち下がりの間隔が検出できれば良いので、出力電圧が一定の場合は出力電圧から整流ダイオード８の電圧降下分を差し引いた電圧でデジタルオンの状態になる様にツェナー電圧を設定すれば、簡単な構成で回路を構成することが出来る。
【００１７】
請求項６において、最大電力調整のパラメータを高分解能とする手段として、スイッチング素子７のＰＷＭ周波数を増減しても、発生電力は変化しないので同じ電力値であっても周波数を高くすればパルス当たりの逆起電力の発生時間は短くなり、低くすれば長くなる。
【００１８】
これにより制御マイコン９の動作周波数を高速にすることなく、必要時にパラメータの分解能をスイッチング素子７による逆起電力の発生周波数を調節して、一回当たりの逆起電力の発生時間を長くして検出しパラメータの分解能を高くすることが出来る。
またコイル６に蓄積できる電力容量が足りない場合は、周波数を高くしてパルス毎の電力量を低く抑え、徴小入力から大入力まで広い範囲で効率的に制御可能となる。
【００１９】
請求項７において、スイッチング素子７による逆起電力のパルス幅を調節して最大電力調整のパラメータが最大となった時の入力電圧を目標値として一時的に記憶して、最大電力調整のパラメータのゆらぎ変化が一定の時、この目標値に対して一次電圧が一致するように入力電圧を調整し、ゆらぎ変化による入力電圧の脈動を小さくする。 
電力のパラメータから制御する場合は山登り法と呼ばれる常に電力下降点を探査して制御が揺らぐので、ゆらぎが一定幅にあるときの入力電圧の平均値を目標値とするとゆらぎの中心値に最適制御することが可能となる。
【００２０】
請求項８において、スイッチング素子７によるパルス幅が電力に対して必要以上に長いとき、コイル二次電圧はスイッチング素子７による短絡状態で電圧が上昇して飽和状態になり、飽和する以前にコイルの電力を放出しなければ、効率が悪くなるだけでなく電力に比例したパラメータが得られなくなり、適正な制御も不能となる。
【００２１】
飽和に至ったときは二次電圧がコイル二次電圧の立ち上がりと逆起電力の立ち上がりが同期しなくなるので、その同期を検出するためコイル二次電圧が一次電圧までの上昇を検出し、逆起電圧の立ち上がりがコイル二次電圧の一次電圧までの立ち上がりとスイッチングによる逆起電圧の立ち上がりに遅れが生じた場合にパルス幅を短く制御して、飽和を防止する制御法である。
【００２２】
コイル二次電圧が一次電圧までの上昇を検出する手段は、スイッチング素子７による短絡となるとコイル二次電圧はグランド電位まで下降し、飽和すればスイッチングと無関係に電圧上昇し後にスイッチングによる逆起電圧が生じ、飽和していなければスイッチングと共に逆起電圧が生じる。
コイル二次電圧飽和検出信号はグランド電位から一次電圧の間で検出できればよいので、制御マイコン９のデジタルI/Oに入力して、オフからオンに変化した時にスイッチングによる逆起電圧のタイミングが同期しているかどうか、またはＰＷＭ周期のカウンターにて出力パルスが下がった時との同期を計ればよい。
【００２３】
この制御を行っているときは、逆起電圧の立ち上がりの検出をＰＷＭ出力パルスが下がった時と同期するとして制御しても良い。
【００２４】
請求項９において、スイッチングオン時にはコイルの二次電圧は徐々に上昇し電力の飽和する電圧まで達するが、最大電力点のスイッチングタイミングは電圧の急上昇が始まる直前付近に存在する。
最大電力点にある時の二次電圧を閾値として設定して、二次電圧の上昇が設定閾値に達した時点でスイッチングをオフにしてコイルに逆起電力を生じさせることで容易に最大電力点追従が可能となる制御法である。
【００２５】
再度スイッチングオンに切り換えるタイミング信号はタイマーにより一定ＰＷＭ周波数として設定するか、コイルの蓄積電力の放出の完了となる逆起電力の立ち下がりをタイミング信号として再度オンとする。
このとき、最大電力になる閾電圧を二次電圧の５〜１０％程度の平均電圧とすることにより、入力が変化してもほぼ最大電力に共振して作動する。
【００２６】
このときのＰＷＭの周波数は入力電力量とコイル容量に依存して、いずれとも増加したとき周波数は低下する。
また最大電力になる閾電圧はそれぞれの条件により変動するが、簡易的には固定値でも大きな効率の低下は見られない。
【００２７】
二次電圧の閾値は、前記逆起電圧の時間によって最大になった時の電圧としてフィードバックしても良いし、一次電圧または二次電圧を最適分圧した平均電圧との比較値によっても良く、マイコンからＤ/Ａ出力する電圧値と比較してより高精度の制御を行うことも出来、またはマイコンからＰＷＭにて抵抗のオンーオフによって分圧比率を調整することも可能である。
【発明の効果】
【００２８】
昇圧インバーターのコイル６に発生する逆起電力による突出した電圧は、電圧の立ち上がり立ち下がりが急峻でほぼパルス状の波形であり、電圧の整合性をとればそのままデジタル出力となるので直接発生時間の計測が出来る。
【００２９】
また回路に電流が流れたかどうかは、整流ダイオード８による電圧降下を伴って出力端子＋３に出力され、コイル６の起電力は出力端子＋３より大きいときのみ電力としてパルス的に流れるので、このパルスの発生時間は電力と比例することとなる。
このパルスは電圧差が大きく検出が容易で、電流の流れた時間を検出するには少なくとも整流ダイオード８にて生じる電圧降下分の検出が可能であればよく、構成部品精度も不要で、回路が簡素化され制御も容易になる。
【００３０】
また、発生電圧は急峻でほぼパルス状の波形のため、実際に出力端子＋３より大きい電圧を検出しなくとも、電圧の立ち上がり立ち下がりの電圧変化を流れた時間としても誤差は殆ど無く、電力が増加方向または減少方向の比較値として容易に高精度のパラメータとして用いることが出来る。
【００３１】
請求項１において、一次側から最大電力を取り出す為に、スイッチング素子７を制御マイコン９にてＰＷＭ制御して最適値に制御するためのパラメータは出力電力の増減が判断できるものでよく、正確な出力電力値に換算の必要もなく、コイル６に誘起される突出した逆起電圧の電圧発生時間が長いほど発生電力が大きく、この時間を最長となるようにＰＷＭ値を制御すれば容易に行うことが出来、精密な電流、電圧検出が不要となる。
また、パルス状の電圧波形の時間計測なので、瞬間電力の変動が検出でき入力パラメータとして応答性が良く制御性が良くなる。
【００３２】
請求項２において、二次電圧に逆起電圧が発生しているとき制御マイコン９のデジタル入力値がＯＮになるように、分圧抵抗１５にて電圧調整し、デジタル入力値がＯＮになっている時間を計測するだけで、制御パラメータとすることが出来、パラメータ検出回路の要素は抵抗だけでよく、直接デジタル検出されるため誤差も少なく、容易に検出でき検出に関わる電力損失もない。
【００３３】
請求項３において、電圧比較器１０にて電圧を比較した比較値の時間出力を積分して制御マイコン９のＡ／Ｄコンバーター１６にて計測、または積分用コンデンサー１４の電圧が入力電圧閾値まで充電される時間を判別して、制御パラメータとすると、パラメータ検出回路の要素は電圧比較器１０だけで検出電圧に関わらずに検出可能となり、同一回路で幅広い入力と出力電圧に対応が可能で、検出に関わる電力損失も少ない。
【００３４】
また比較出力の積分値の電圧を計測すれば制御マイコン９の動作周波数を遅くすることが可能で制御マイコン９の消費電力を低減することが可能となる。
電圧比較による検出では、入出力の電圧に拘わらず制御出来るので、入力電圧が出力電圧より低い状態からも制御が可能となり、低電圧入力から高電圧入力まで効率よく制御することが出来る。
【００３５】
請求項４において、二次電圧の比較をしなくとも、逆起電力による電圧変化は急峻となるので、短時間に電圧上昇したときの瞬時二次電圧と積分電圧の比較値により、立ち上がりと短時間に電圧降下したときの立ち下がりの時間を制御パラメータとすると、検出電圧に関わらずに検出可能となり、検出信号線が一本にて同一回路で幅広い入力と出力電圧に対応が可能となる。
【００３６】
請求項５において、一次電圧より高く、出力電圧より低いツェナー電圧ダイオードを用いて、突出電圧の時のみツェナーダイオード１１より流れる電流電圧の時間出力を積分して制御マイコン９のＡ／Ｄコンバーターにて計測、または積分用コンデンサー１４の電圧が入力電圧オン-オフ閾値まで充電される時間を判別して、制御パラメータとすると、パラメータ検出回路の要素はツェナーダイオード１１だけでよく、入出力電流に関係なく、容易に検出でき検出に関わる電力損失も少ない。
【００３７】
請求項６において、制御マイコン９の計測可能な時間に対して検出パラメータである逆起電力発生時間が短いと精度良く制御することが出来なくなり、制御不能に陥ることになることがある。
これを防止するため、制御不安定となる逆起電力発生時間より短くなる場合は、ＰＷＭの周波数を低くして一回当たりのコイル６の逆起電力を大きく長くして検出させる。
入力電力が小さい時でも、高分解能でパラメータを取得でき、大電力となったときはＰＷＭ周波数を高くしてコイルの磁気飽和を防ぎ効率の低下を防ぐことが出来る。
これらにより入力電力が広範囲にて変化しても高効率にて制御が可能となった。
【００３８】
請求項７において、逆起電力の発生時間の最長時の一次電圧を最大電力制御電圧として一次電圧を制御することで、山登り法による制御で生じる脈動を少なくすることが可能となり入力の効率を高めることが出来る。
また、風力発電の様な機械的な制御系の遅れが有る場合など、応答時間を任意に遅延させたり方向性を持たせた制御する時にも制御性が向上する。
【００３９】
請求項８において、コイルの電力飽和による効率の低下が起こり、効率の低下と共に検出パラメータが不安定となり、制御不能になるので、パルス幅を短く制御して飽和を防止しすることで、効率の低下を防ぎ、確実な制御を行う事が可能となる。
これにより負荷の急変動が生じても適正制御不能になることが無く、幅広い入出力電力で安定した高速応答が可能となり、コスト増加もない。
【００４０】
請求項９において、コイルの二次電圧の比較だけで制御が可能なので、回路が簡易であり、演算の必要もなく高速に制御が可能であり、構成部品は電圧比較器１０とパルス周期を作るタイマーの組み合わせにて可能でマイコン等を利用するよりコストが低く低消費電力にて構成できる。
【００４１】
逆起電力の立ち下がりをスイッチングオンの信号とするときは、さらにタイマーも不要となり、より高速での作動が可能となり、高速にすることにより、本発明で一番大きいコスト要因であるコイル及びコンデンサーの容量を小さくすることが出来、より小型化低コスト化が図れる。
【００４２】
山登り法等のように制御が揺らぐことがないので、入力インピーダンスを一定に保ち入力装置の効率が改善される。
制御に演算を必要としないのでロジックのみのハードウェアにより簡単に構成でき、高速応答処理が容易である。
【００４３】
これら方法によれば、電力の大きさに関わらず検出制御回路は同じで良く、大電力用であってもコストの増加分は最小となる。
また、電流の通過経路の抵抗が小さくでき電力損失も最小とすることが出来る。
個々の太陽電池パネルの逆流防止機能もあるので、逆流防止ダイオードの置き換えとしても定格照度発電時損失は同等であり、低照度発電時には格段の高率向上が望め、照度不均衡、温度のばらつきによる出力の低下が防げる。
実際の太陽電池パネルによる発電では、定格に至ることはなく、晴天あっても定格以下の発電しかできないので実用効率は相当量の向上が見込める。
【００４４】
また、制御するための電源も入力側より取ることが出来、入力電圧が制御マイコン９の動作電圧に達した時に作動開始して外部電力を消費しない独立した部品として接続することが出来る。
制御用の電圧が不安定であってもアナログ回路を必要としないので誤動作を起こしにくく、より低電圧で作動させることが出来る。   
【００４５】
以上の様な利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４６】
図１の回路１は本発明の１実施形態を示すものであり、基本的構成である。
発電装置からの電力プラス側を入力端子＋１に接続し、発電電力のマイナス側を入力端子−２に接続する。
発電装置より入力端子＋１に入力された電力は平滑コンデンサー５により入力側の電圧脈動を平均化しコイル６を介して制御マイコン９にてオンーオフ制御されるスイッチング素子７でコイル６の２次側をグランドと断続し、整流ダイオード８を介して平滑コンデンサーと５出力端子＋３に出力される。
【００４７】
整流ダイオード８はコイル６の二次側から出力端子＋３の方向に電流が流れ、その両極から電圧比較器１０に比較入力し出力を制御マイコン９の入力に接続する。
出力端子−４はグランドとして入力端子−２及びスイッチング素子７にそれぞれが接続され昇圧型最大電力点追従装置を構成する。
これが作動するとき、入力端子＋１よりコイル６に流れた電流は、制御マイコン９にてＰＷＭ制御されるスイッチング素子７によりコイル６二次側をグランドから切断した時に一次側より高い逆起電圧を発生し、その電圧が出力端子＋３の電圧より高電位となるとき整流ダイオード８を通過して出力電流となる。
【００４８】
電流が整流ダイオード８を通過できるときは、電圧比較器１０のコイル６側が出力端子＋３より高電圧となり、電流が出力された時間は電圧比較器１０の出力が反転され、制御マイコン９の動作クロックにてカウントし、電力に比例した時間のパラメータとなる。
このときスイッチング素子７の断続時間割合を変化させるとコイル６の一次側インピーダンスが変化し、このインピーダンスを時間のパラメータが最大電力となるように調整する。
以下にその各要素を実施例において説明する。
【実施例１】
【００４９】
図２に回路２を示し、出力電流を検出する手段として、コイル６二次側より分圧抵抗１５にて逆起電力による突出電圧で制御マイコン９のデジタル入力がオンになり、通常はオフとなるようにコイル６の二次電圧を分圧し、制御マイコン９に直接デジタル入力し、このデジタル入力の値がオンの時間を電力に比例した時間のパラメータとしてスイッチング素子７を制御する。
【実施例２】
【００５０】
図３に回路３を示し、出力電流を検出する手段として、整流ダイオード８の両極を電圧比較器１０に比較入力し、出力は電流制限抵抗１２を介して積分用抵抗１３と積分用コンデンサー１４に接続し制御マイコン９の入力に接続する。
出力電流の流れる時間は電圧比較器１０の出力が電流制限抵抗１２を介して積分用コンデンサー１４に充電され、制御マイコン９出力を一端Ｌｏにして積分用コンデンサー１４の電荷を放電させたのち、入力に切り替え充電電圧がデジタル入力オンの電位になるまでの時間を電力に比例した時間のパラメータとしてスイッチング素子７を制御する。
【００５１】
あるいは、積分用抵抗１３と積分用コンデンサー１４より得られる電圧をＡ/Ｄコンバーターにて電圧値として電力に比例した電圧のパラメータとしてスイッチング素子７を制御する。
【実施例３】
【００５２】
図４に回路４を示し、出力電流を検出する手段として、コイル６二次側より電流制限抵抗１２を介して両端を電圧比較器１０の比較入力に接続した電流制限抵抗１２を積分用抵抗１３と積分用コンデンサー１４に接続し、電圧比較器１０の出力を制御マイコン９に入力する。
この電圧比較器１０の比較値は、コイル６二次側の瞬時電圧と積分用コンデンサー１４に変動電圧が充電される時間差によって比較出力が変化し、コイル６二次側の逆起電電圧の急峻な電圧の立ち上がりと立ち下がりが検出され、立ち上がりと立ち下がりの経過時間を電力に比例した時間のパラメータとしてスイッチング素子７を制御する。
【実施例４】
【００５３】
図５に回路５を示し、出力電流を検出する手段として、コイル６二次側よりツェナーダイオード１１と電流制限抵抗１２を介して積分用抵抗１３と積分用コンデンサー１４に接続し制御マイコン９の入力に接続する。
ツェナーダイオード１１のツェナー電圧は一次電圧より高く、出力電圧より低くい設定として突出電圧の時のみツェナーダイオード１１より電流が流れる。
【００５４】
出力電流の流れる時間は二次電圧がツェナー電圧を越えたときとほぼ同期しているので   ツェナーダイオード１１より流れる電流は電流制限抵抗１２を介して積分用コンデンサー１４に充電され、制御マイコン９出力を一端Ｌｏにして積分用コンデンサー１４の電荷を放電させたのち、入力に切り替え充電電圧がデジタル入力オンの電位になるまでの時間を電力に比例した時間のパラメータとしてスイッチング素子７を制御する。
あるいは、積分用抵抗１３と積分用コンデンサー１４より得られる電圧をＡ/Ｄコンバーターにて電圧値として電力に比例した電圧のパラメータとしてスイッチング素子７を制御する。        
また、積分用コンデンサー１４の容量を小さくして、直接電流の流れた時の電圧上昇をデジタルオンとして時間計測しても良い。
【実施例５】
【００５５】
図６に回路６を示し、電力パラメータを一時保持し、入力一次電圧を電圧制御する方法を説明する。
入力電圧を分圧抵抗１５にて分圧してＡ/Ｄコンバーター１６より制御マイコン９に入力し、実施例４あるいは実施例1から３の手段にて電力のパラメータを取得し、スイッチング素子７の制御パルス幅をスイープして最大電力のパラメータを最大値とし、その時の一次入力電圧を最大電力時の電圧として入力電圧を制御する。
【００５６】
このとき、電力のパラメータが変動しないときは一時保持した最大電力電圧に電圧制御され、電力のパラメータに変動が有った場合は再度制御パルス幅をスイープして最大電力のパラメータを求め電圧目標値を再設定する。
または、電力パラメータによる山登り法にて、ゆらぎが一定幅にあるときのサンプリング入力電圧の加重平均値を目標値としてスイッチング素子７を制御する。 
【実施例６】
【００５７】
図７に回路６を示し、コイル６の電力飽和による効率の低下及び検出パラメータが不安定になることを防ぐ手段を説明する。
コイル６二次電圧から電流制限抵抗１２を介して制御マイコン９のデジタル入力に接続し、 さらに二次電圧を分圧抵抗１５により分圧して電圧比較器１０のー側に入力する。
【００５８】
整流ダイオード８より出力側を分圧抵抗１５より分圧して電圧比較器１０の＋側に入力し比較出力を制御マイコン９にデジタル入力する。
分圧抵抗１５の比率は抵抗の精度ばらつきを考慮して、整流ダイオード８の電圧降下を加味して二次電圧が逆起電力により突出したときはー側が電圧大、突出しないときは＋側が電圧大となるようにヒステリシスを設けて確実に検出できる様にする。
【００５９】
これにより、二次電圧の直接電圧による制御マイコン９のデジタル入力値と整流ダイオード８両端の電圧比較値がデジタル入力され、この２つのデジタル値のオン-オフのタイミングにより電力飽和が起こっているかどうかを判断する。
【００６０】
図８に二次電圧１の線図にて正常に制御されている状態を表し、スイッチングパルスがオンの時に二次電圧はグランド電位となっており、スイッチングパルスがオフになった瞬間に二次電圧が高電位に立ち上がり出力電圧を上回り出力される。
このときは、スイッチングパルス幅に応じた制御が可能であり、逆起電力が小さいときはパルス周期を長くするとパルス当たりの逆起電力も大きくなり安定した制御が継続できる。
【００６１】
図９に二次電圧２の線図にて異常を起し制御不能になっている状態を表し、スイッチングパルスがオフになる前に二次電圧が上昇して、その後スイッチングパルスがオフになっても小さい逆起電力しか発生せず、その量も不安定で正常な制御が困難となる。
【００６２】
このとき、二次電圧の直接電圧による制御マイコン９のデジタル入力値がオンになるタイミングと整流ダイオード８両端の電圧比較値がデジタル入力の立ち上がりオンのタイミングに時間差を生じ、この時間差が検出された場合はこの時間差が無くなるまでパルス幅を短くして正常な制御可能な状態にする。
この同期タイミングは逆起電力の立ち上がりとスイッチングパルス立ち下がりと同じ事であり、このときは制御マイコン９のＰＷＭ制御はスイッチングパルス立ち下がりから逆起電圧の立ち下がりの時間から制御可能である。
【実施例７】
【００６３】
図１１に代表的な制御フローを示して、制御マイコン９による制御方法を説明する。
【００６４】
１・電源電圧が動作可能なったとき、制御動作を開始し、予め設定されたＰＷＭ周波数、パルス幅でスイッチング素子７を駆動し始め二次電圧に逆起電力を発生させる。
【００６５】
２・二次電圧が飽和しているかどうか、入力値のタイミングを検出し、タイミングが遅延していればパルス幅を短く制御して飽和を回避する。
【００６６】
３・スイッチングパルス幅を増加しながら電力パラメータ最高値から減少に変化するまで、増加と検出を繰り返す。
【００６７】
４・スイッチングパルス幅を減少しながら電力パラメータ最高値から減少に変化するまで、減少と検出を繰り返す。
【００６８】
５・パルス幅の増加方向及び減少方向の探査が終わり、電力最大値付近となったところで電力パラメータが制御に十分な値になっている時は二次電圧飽和検出に戻り、パラメータが過大の場合はパルス周期を短くし、過小の場合はパルス周期を長くして電力パラメータが制御に最適となるようにパルス周期を制御する。
【００６９】
図１０に電力曲線を示し、制御フローを状態に対応させる。
１．  初期設定でＰＷＭ値は制御応答の良い急勾配の山麓当たりから始める。
２．  二次電圧飽和判断は電力線図の緩慢勾配付近を制御して制御不能になっているか判断。
３．  パルス幅増加方向探査にて急勾配でなければ緩慢勾配を頂上まで登る。
４．  パルス幅減少方向探査にて緩慢勾配でなければ急勾配を頂上まで登る。
５．  最大電力となる頂上では昇圧側電力下降点と降圧側電力下降点の間を行き来する動作となる。
【００７０】
さらに昇圧側電力下降点と降圧側電力下降点の時の入力サンプリング電圧を平均した電圧に入力電圧制御に切り替えると最大電力となる頂上に制御を留めることが出来、電力パラメータに変動に応じて再サンプリングする。
【００７１】
実証として、図７の回路にて、コイル６の容量１２０μＨ許容電流２Ａを使用し、入力を太陽電地（解放電圧公称４Ｖ、短絡電流公称２５０ｍＡ）にて入力電圧より直接制御用電源を取ったマイコンを８ＭＨｚにて動作させた。
【００７２】
ＰＷＭ周波数は３２ｋＨｚから１．６ｋＨｚ可変としたプログラムで１２Ｖの鉛バッテリーに充電させたところ、初春の太陽光直射にて４０ｍＡ、雲に隠れたときで１０ｍＡ程度の充電が可能であった。
【００７３】
同じ条件で解放電圧の８０％に比率固定した電圧制御に比較して、１０〜２０％の効率の上昇が測定でき、バッテリーに充電可能な出力最小電流は０．１ｍＡ程度まで良好な制御性を示した。
【００７４】
また追従速度は平滑コンデンサーの容量にも依存するが、オシロスコープ波形変化でみると照度５０％変化時も目測０．１秒程度での追従性能を示した。
また太陽電地（解放電圧公称２Ｖ、短絡電流公称２５０ｍＡ）に入力電圧を下げても、マイコンの動作電圧に入力電圧が足る限りは微少電流でも１２Ｖの鉛バッテリーに充電が可能であった。
【００７５】
入力電圧を出力電圧以下にして作動させた時においても、太陽電池から整流ダイオード８を経由して出力した電力と変わらず、入力電圧が下がると正常に制御され幅広い入出力電圧に対して安定に動作することが確認できた。
【００７６】
比較対象として単純電圧制御と比較した場合、光源としてハロゲンランプを使用して近距離照射において太陽電池の温度上昇が大きく発電高率の低下が著しい場合においても電圧制御に比較して効率の低下割合が少なく全般的な効率が改善された。
【００７７】
これの制御に用いたマイコンは低価格であると共に、動作電圧は仕様範囲外であるが１．２Ｖ程度で動作し、作動温度はー５５度から＋１２５度が保証されるので、屋外の炎天下及び極寒の環境でも十分に仕様に耐えることが可能であり、太陽電池が使用できる環境であれば太陽電池パネルに組み込んでも問題はない。
【００７８】
また、８Ｗ蛍光灯下３０ｃｍでニッケル水素充電池４本直列（公称電圧４．８Ｖ）に充電して０．２ｍＡ程度の充電電流が確保できた。
これは２０００ＬＵＸ程度なので、室内で比較的明るい照明があれば徴小電力でも利用できるようになった。
【実施例８】
【００７９】
図１２に回路８を示して、コイル二次電圧の閾電圧比較によりスイッチング制御する方法を説明する。
【００８０】
コイル６二次側に分圧抵抗１５にて分圧した電圧は積分用コンデンサー１４により平均化されて電圧比較器１０の＋に入力され、コイル６二次側から保護のための電流制限抵抗１２を介して電圧比較器１０のーに入力される。
電力最大点の閾電圧となるように分圧抵抗１５は比率調整され、二次電圧の分圧後平均化された電圧と現在値の電圧の比較されたデジタル値は制御マイコン９に入力され、制御マイコン９はタイマーにより周期的にスイッチング素子７をオンに切り替えると二次電圧は一旦下がり徐々に上昇はじめ二次電圧の分圧後平均化された電圧を閾値として現在値の電圧比較値が閾値に至り電圧比較器１０の出力が反転するとスイッチング素子７をオフに切り替える。
【００８１】
スイッチング素子７のオフにより二次電圧は逆起電力を生じ整流ダイオード８を通過して出力端子＋３に出力電力となる。オフ状態のスイッチング素子７は再度タイマーによりオンとなり、連続したＰＷＭ制御がなされる。 
【００８２】
図１３に二次電圧３の線図にて、動作における各電圧の変化を説明する。
【００８３】
まず、タイマーによりオンとなったスイッチングパルスは二次電圧を立ち下げ、二次電圧は閾値より低い電圧状態となり、時間と共に電圧が閾値に達するとスイッチングパルスはオフに切り替わり、同時に逆起電圧が上昇する。
上昇した二次電圧は整流ダイオード８を通過して出力され、オフとなったスイッチングパルスはタイマーにより一定間隔でオンを繰り返す。
【００８４】
また、逆起電力の立ち下がりをスイッチングオンの信号とした場合は、逆起電圧が二次電圧平均の１１０％から１５０％程度を立ち下がり閾としてスイッチングをオンに切り換えればスイッチングにより二次電圧はグランドまで降下しサイクルを繰り返す。
尚、立ち下がりの検出方法は前述実施例のものでも良い。
【００８５】
このとき、二次電圧の変化は上限と下限のパルス状態となり、二次電圧の立ち下がりは逆起電圧からグランド電圧まで直線降下する。
【００８６】
この動作を実施例６にて示した飽和防止手段だけによると、右の線図の様になり二次電圧は徐々に上がり始め後段にて急上昇となる。
このとき連続した上昇曲線を描くときは電力飽和限界までで、その後は制御不能に陥る。
よってこの方法によれば制御不能に陥る前に制御されるので簡単な制御でありながら確実な制御法となる。
【００８７】
実証として、制御マイコン９に簡単なロジック回路タイマーと出力のロジックのみの簡単な動作プログラムを組み、分圧抵抗１５として可変抵抗を用いて容易に調整可能とした回路で作動させた。
重複する構成部品は前述と同じでタイマーは３２ｋＨｚに固定し、光源としてハロゲンランプを使用して近距離照射において前記の手段と比較した。
【００８８】
閾値電圧の調整は出力電圧一定で電流最大となるよう可変抵抗で手動調節して行い、最大電流値となったときの二次電圧平均が２．２５Ｖ／分圧電圧２１５ｍVであった。
この分圧比は約１０：１で照度の変化に対しても大きな変化はなく、追従速度はリアルタイムで遅れは目測では測定不能で脈動も無くタイマーで波形を出しているものと見分け不能なほど安定していた。
【００８９】
また、閾値電圧の調整は電力パラメータよりＤ/Ａコンバーターにてアナログ出力した電圧を用いてより高精度のフィードバック制御が可能であり、低速のマイコンを利用して高速高精度なＰＷＭ制御が可能となり、フィードバック制御を付加してもコストは殆ど変わらない。
【００９０】
光源から太陽電池を５０ｍｍの距離の同条件において回路別に比較すると、単純電圧制御にて出力電流１８．６ｍＡ、図７の回路にて２１.０ｍＡ、本回路にて１９．５ｍＡとなり、電力パラメータによる制御には及ばなかったが、単純電圧制御以上の出力を得ることが出来た。 
【００９１】
図１３の回路は簡単な制御にマイコンを用いたが、同等の動作はＣＭＯＳデジタル回路でタイマーの組み合わせだけで構成できマイコンを用いなければさらに低消費電力とすることが可能であり、小型軽量化が可能で超小型太陽電池によるアプリケーションに適応できる。
【００９２】
また、逆起電力の立ち下がりをスイッチングオンの信号プログラムにおいても同様の効果が確認でき、この場合ＰＷＭの周波数は変動するが、動作ロジックが複数の電圧比較器１０を組み合わせにて回路が実現でき回路構成がより簡単になる。
【００９３】
この時のＰＷＭ周波数はコイルの充放電による共振と言えるので、周波数を調整する場合はコイルの容量を変える事で対応が出来き、発電電力の増加により周数は低くなり、発電量が少なくなれば周波数は高くなるので電力量の目安としても利用可能である。
【００９４】
以上のように実施例を複合して最適システムを構成する。
【産業上の利用可能性】
【００９５】
本発明により構成された装置は、構造が簡単で製造コストは少なく、大電力を制御する場合でも検出制御系は同じであり、アナログによる精密な部品も使用しないのでノイズにも強く、温度変化による精度劣化も起きない。
構成部品点数も少ないため小型で耐久性に優れる。
【００９６】
利用可能用途別に以下に列記する。
【００９７】
１  太陽電池パネルまたはセルに分散配置が低コストで組み込めるので照度不均衡によるシステムの効率が低下を防ぎ、個々のユニットの送電を高電圧により行えるので送電ロスが低減でき合わせて送電線を細くすることも出来、ユニット毎の逆流防止ダイオードも不要となる。
【００９８】
２  独立系の小型太陽電池パネルの徴小電力で有っても制御が可能で、ソーラーカーのような照度の変化が激しい移動体に設置しても高速な追従で発電効率が改善される。
また入出力の電圧が限定されないので多くの機器に設定変更なしで対応可能である。
３  電力による制御のため、風力発電、水力発電などにも利用可能であり、バッテリー充電コントローラー機能を持たせることも容易で、発電しない時は電力を消費しないのでバッテリーの利用効率も上昇する。
【００９９】
４  制御に関わるプログラムが小さく、僅かなデジタルＩ/Ｏ使用で構成されるので 充放電コントローラー等のユニットに組み込みも容易である。
【０１００】
５  小型軽量で徴小電力から制御できるので、衣服、鞄、帽子に取り付けた小面積の太陽電池であっても２次電池に充電することが効率よくでき、直射光から室内照明における幅広い照度で利用できる。 
【図面の簡単な説明】
【０１０１】
【図１】回路１
【図２】回路２（実施例１）
【図３】回路３（実施例２）
【図４】回路４（実施例３）
【図５】回路５（実施例４）
【図６】回路６（実施例５）
【図７】回路７（実施例６）
【図８】二次電圧１
【図９】二次電圧２
【図１０】電力曲線
【図１１】制御フロー
【図１２】回路８（実施例７）
【図１３】二次電圧３
【符号の説明】
【０１０２】
１  入力端子＋
２  入力端子−
３  出力端子＋
４  出力端子−
５  平滑コンデンサー
６  コイル
７  スイッチング素子
８  整流ダイオード
９  制御マイコン
１０  電圧比較器
１１  ツェナーダイオード
１２  電流制限抵抗
１３  積分用抵抗
１４  積分用コンデンサー
１５  分圧抵抗
１６  A/Dコンバーター
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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