(57)【要約】【課題】モータをＶ／ｆ制御によりセンサレス正弦波駆動する。【解決手段】直流電源２を直流電力をインバータ回路３により交流電力に変換してモータ４を駆動しモータ負荷５を回転駆動し、電流検出手段６によりモータ電流のピーク値に応じた直流ピーク電流を検出し、直流ピーク電流に応じて制御手段７によりインバータ回路３の出力電圧を制御する。【選択図】図１
2008306808.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され永久磁石からなるロータより構成されるモータと、前記モータにより駆動される負荷と、前記直流電源の直流ピーク電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを所定周波数で正弦波駆動する制御手段よりなり、前記電流検出手段の出力電流に応じてインバータ回路出力電圧を制御するようにしたモータ駆動装置。
【請求項２】
制御手段は、インバータ回路出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記周波数設定手段の出力周波数に応じてインバータ回路出力電圧を設定する電圧制御手段と、電流検出手段の出力信号に応じてインバータ回路出力電圧を補正する電圧補正手段よりなり、負荷トルクに応じてインバータ回路出力電圧を補正するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
電圧補正手段は、周波数設定手段の出力周波数と電流検出手段の出力信号に応じてインバータ回路出力電圧を補正するようにした請求項２記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
制御手段は、インバータ回路出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記周波数設定手段の出力周波数を補正する周波数補正手段よりなり、直流ピーク電流を検出する電流検出手段の出力信号に応じて前記インバータ回路出力周波数を制御するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
周波数補正手段は、周波数設定手段の出力周波数と電流検出手段の出力信号に応じてインバータ回路出力周波数を補正し、出力周波数が高くなると補正ゲインを高くするようにした請求項４記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はモータ駆動装置に関するもので、特に永久磁石モータのＶ／ｆ制御によるモータ制御手段に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のモータ駆動装置は、シャント抵抗によりインバータ回路直流電流を検出し、直流電流よりモータ有効電流Ｉδを推定演算してモータ電流が所定値となるようにＶ／ｆ制御するようにしていた（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００５−２１８２７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかし、従来のモータ駆動装置はインバータ回路スイッチング状態に応じて変化するシャント抵抗電圧から直流平均電流を検出するために、フィルター回路と積分回路（平均回路）を用いるため回路が複雑となり、電流検知精度を高くすると電流検知応答性が悪くなる課題があった。さらに、永久磁石モータのＶ／ｆ制御はロータ位置を演算推定しないセンサレス制御方式のため乱調が発生し易く、制御応答性が悪いとさらに乱調が発生し易くなるので、検知精度と制御応答性がトレードオフとなる課題があった。
【０００４】
また、従来方式はモータ有効電流Ｉδを推定演算して駆動周波数を変更する方式なので、負荷トルクが増加すると回転数が低下し目標回転数に制御できない課題があった。
【０００５】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、モータピーク電流に相当する直流ピーク電流を検知し、直流ピーク電流に応じてインバータ回路出力電圧を制御するものであり、負荷変動による回転数変動がほとんどなく、電流検知精度と検知応答性に優れ、そのため制御応答性も良く、さらに負荷トルクに応じてモータ電流位相がほぼｑ軸と同相となるようにインバータ回路出力電圧を制御するので高効率運転が可能となる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路により永久磁石モータをセンサレス正弦波駆動し、モータ電流のピーク値に相当する直流電流ピーク値を検知してモータ電流位相がほぼモータ誘起電圧位相と同相となるようにインバータ回路出力電圧を制御するものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明のモータ駆動装置は、インバータ回路直流電流のピーク値を検知してモータ電流位相がほぼモータ誘起電圧位相と同相となるようにインバータ回路出力電圧を制御するものであり、座標変換無しでセンサレス正弦波駆動できるので制御プログラムが簡単となり、高速演算が不要の安価なプロセッサと電流検知手段により構成でき、モータピーク電流に等しい直流ピーク電流を直接検知するため制御応答性能に優れ、信頼性の高いモータ駆動装置を実現できる。さらに、モータ電流位相がほぼモータ誘起電圧位相と同相となるのでモータの高効率運転が可能となり、負荷トルクが変動しても常に安定動作が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
第１の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され永久磁石からなるロータより構成されるモータと、前記モータにより駆動される負荷と、前記直流電源の直流ピーク電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを所定周波数で正弦波駆動する制御手段よりなり、前記電流検出手段の出力電流に応じてインバータ回路出力電圧を制御するようにしたものであり、シャント抵抗１つの簡単な電流検知手段によりセンサレス正弦波駆動が可能であり、プロセッサとモータ制御プログラムが簡単になり、制御応答性に優れた安価で信頼性の高いモータ駆動装置を実現できる。
【０００９】
第２の発明は、第１の発明における制御手段は、インバータ回路出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記周波数設定手段の出力周波数に応じてインバータ回路出力電圧を設定する電圧制御手段と、電流検出手段の出力信号に応じてインバータ回路出力電圧を補正する電圧補正手段よりなり、負荷トルクに応じてインバータ回路出力電圧を補正するようにしたものであり、負荷トルクに応じてインバータ回路出力電圧を制御するので負荷変動に対しても安定動作が可能で、かつ、負荷トルクに応じたモータ電流となり、制御安定性に優れ、信頼性の高いモータ駆動装置を実現できる。
【００１０】
第３の発明は、第２の発明における電圧補正手段は、周波数設定手段の出力周波数と電流検出手段の出力信号に応じてインバータ回路出力電圧を補正するようにしたものであり、モータ電流位相とモータ誘起電圧位相がほぼ同相となるように制御することができ、モータ電流とインバータ回路電流を減らし、高効率運転が可能となる。
【００１１】
第４の発明は、第１の発明における制御手段は、インバータ回路出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記周波数設定手段の出力周波数を補正する周波数補正手段よりなり、直流ピーク電流を検出する電流検出手段の出力信号に応じて前記インバータ回路出力周波数を制御するようにしたものであり、ロータ磁石軸とインバータ回路出力電圧軸の位相差、すなわち、内部相差角を電流に応じて制御するのでトルク変動の大きい負荷においても安定な回転動作が得られ、乱調と回転数変動の少ないモータ駆動装置を実現できる。
【００１２】
第５の発明は、第４の発明における周波数補正手段は、周波数設定手段の出力周波数と電流検出手段の出力信号に応じてインバータ回路出力周波数を補正し、出力周波数が高くなると補正ゲインを高くするようにしたものであり、モータ起動時の波形歪みを減らして起動トルクを高くし、定常時には周波数補正ゲインを高くすることにより負荷トルク変動による乱調、あるいは回転数変動を減らすことができる。
【００１３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図を示すものである。
【００１４】
図１において、交流電源１より整流回路よりなる直流電源回路に交流電力を加えて直流電源２を構成し、３相フルブリッジインバータ回路３により直流電力を３相交流電力に変換して永久磁石より構成されたロータよりなるモータ４を駆動する。直流電源２は、全波整流回路２０の直流出力端子にコンデンサ２１ａ、２１ｂを直列接続し、コンデンサ２１ａ、２１ｂの接続点を交流電源入力の一方の端子に接続して倍電圧整流回路を構成し、インバータ回路３への印加電圧を高くし電流を減らしてインバータ回路損失を減らす。モータ４はファン、あるいはポンプなどのモータ負荷５を駆動する。インバータ回路３の負電圧側に電流検出手段６を接続し、インバータ回路３に流れる電流を検出することによりインバータ回路３の出力電流、すなわち、モータ４のピーク電流、あるいは、回転磁界に相当する駆動電流を検出する。
【００１５】
電流検出手段６は、いわゆる１シャント方式と呼ばれるもので、インバータ回路３の下アームトランジスタのエミッタ端子側に接続されたシャント抵抗６０と、シャント抵抗６０に流れるピーク電流を検知する増幅回路とピークホールド回路よりなる電流検知回路６１より構成される。ピークホールド回路をプロセッサ内部に構成し、最大値をプロセッサ内部のソフトウェアで比較する方式でも可能である。
【００１６】
１シャント方式は、キャリヤ周波数が高い場合や、変調度が大きくなった場合には電流検出不可能領域が出現するので、各位相に対応した瞬時電流を検出する場合には３シャント方式の方が優れているが、本発明においてはモータ正弦波電流のピーク値に対応した電流を検出するので、１シャント方式の方が回路構成が簡単となる。
【００１７】
制御手段７は、モータ４のピーク電流に相当する直流電流のピーク値を検出し、直流ピーク電流に応じてインバータ回路３の出力電圧と出力周波数を制御するもので、インバータ回路出力周波数を設定する周波数設定手段７０と、インバータ出力周波数にほぼ比例した電圧を生成する電圧制御手段７１と、電流検出手段６により検出された直流ピーク電流信号ｉｐに応じてインバータ回路出力電圧を補正する電圧補正手段７２と、周波数設定手段７０の周波数信号ωを積分して位相信号θを発生させる位相生成手段７３と、直流電流ピーク電流信号ｉｐに比例して周波数信号ωを補正する周波数補正手段７４と、電圧制御手段７１の電圧制御信号Ｖδから３相正弦波信号を生成してインバータ回路３にＰＷＭ制御信号を加えるインバータ制御手段７５より構成される。
【００１８】
電圧制御手段７１の出力信号Ｖδは、インバータ出力周波数ωにモータの誘起電圧定数Ｋｅを掛けた値、すなわち、モータ誘起電圧Ｅｍに対応した値に、電圧補正信号ΔＶδを加えた値となり、数式１より求められる。
【００１９】
【数１】
2008306808.tif 000003
【００２０】
ここで、Ｖｓは起動電圧であり、負荷の起動トルクと慣性モーメントに応じて決定される。正弦波ＰＷＭ制御手段７５は、位相生成手段７３からの位相信号θと電圧制御手段７１の出力信号Ｖδから３相正弦波信号を生成してＰＷＭ制御信号を発生させるもので、数式２より求められる。
【００２１】
【数２】
2008306808.tif 000004
【００２２】
電圧補正手段７２は、モータ電流ピーク値Ｉｐに応じてインバータ回路出力電圧を制御するもので、モータ電流位相をｑ軸とほぼ同相、すなわち、モータ誘起電圧位相とモータ電流位相がほぼ同相となるように電圧補正する。インバータ出力周波数ωと、直流電流ピーク値ｉｐに対応した所定の関数演算、あるいはルックアップテーブルにより電圧補正信号ΔＶδを発生させる。電流ピーク値Ｉｐ、モータコイルインダクタンスＬ、コイル抵抗Ｒ、モータ誘起電圧定数Ｋｅ、駆動周波数ωがわかれば、ほぼ正確にｑ軸と同相にすることができる。高回転数ではコイル抵抗Ｒは無視できるので、コイルインダクタンスＬと誘起電圧定数Ｋｅがモータパラメータとなり、位置推定するセンサレス駆動方式と比較して制御パラメータが少なくてよい特長がある。
【００２３】
図２は、本発明による表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）の制御ベクトル図であり、モータ誘起電圧ベクトルＥｍ、モータ印加電圧ベクトルＶａ、モータ電流ベクトルＩ、およびモータコイル電圧ベクトルωＬＩと、モータの磁石軸ｄ−ｑ座標とモータ印加電圧γ−δ座標の関係を示している。高速回転時にはモータコイルインピーダンスωＬに比較してコイル抵抗は非常に小さいのでコイル抵抗による電圧ベクトルは無視できる。Ｉδ、Ｉγはγ−δ座標へベクトル分解した電流、Ｉｑはｄ−ｑ座標へベクトル分解した値を示している。Ｉｄはほぼ零となるので表示していない。モータ印加電圧座標（γ−δ座標）はｄ−ｑ座標よりも負荷角（内部相差角）δ進角し、モータ印加電圧Ｖａはδ軸電圧と等しく、δ軸のみ制御するため、Ｖａ＝Ｖδ、Ｖγ＝０となるので座標逆変換は不要である。モータ誘起電圧Ｅｍはｑ軸上となり、モータ電流Ｉは、定格負荷でほぼｑ軸電流Ｉｑと等しくなるようにモータ印加電圧Ｖａを設定する。すなわち、誘起電圧ベクトルＥｍとコイル電圧ベクトルωＬＩがほぼ直角となるように印加電圧Ｖａを設定する。よって、モータピーク電流Ｉｐはｑ軸電流Ｉｑとほぼ等しくなる。図２において、モータ電流ベクトルＩはｑ軸より位相β遅れて表示している。モータ印加電圧Ｖａと電流Ｉの位相（力率角）はφで表示している。
【００２４】
永久磁石モータ４を電圧制御すると乱調が発生し制御安定性が悪いので、周波数制御を加えることにより、安定性を向上でき乱調を抑制できる。周波数補正手段７４は、図１に示すようにピーク電流信号ｉｐに比例した信号をインバータ出力信号ωにフィードバックするもので、比例部７４ａと減算部７４ｂより構成され、その出力信号ω１は数式３により与えられる。
【００２５】
【数３】
2008306808.tif 000005
【００２６】
図３は、インバータ出力電圧と周波数、及び周波数補正ゲインの起動制御方法を示すタイムチャートである。
【００２７】
起動開始してから目標回転数まで直線的に出力電圧Ｖδと設定周波数ωを増加させる、いわゆるＶ／ｆ制御を行い、周波数補正ゲインＫｆも周波数ωに比例して増加させる。周波数ωに応じて周波数補正ゲインＫｆを変更することにより、起動低速時におけるモータ回転数変動を低下させることができ、モータ電流を正弦波に近づけて起動電流を大きくすることができる特長がある。図に示すＫｆａは、周波数ωに比例して直線的に増加させる場合を示し、Ｋｆｂは所定周波数ωｂ（図示せず）に達してから直線的に定常時の周波数補正ゲインＫｆまで変更する実施例を示している。
【００２８】
目標回転数に達するまでの起動時間ｔｓは、負荷トルクと慣性モーメントに応じて変化させることにより乱調を減少させることができる。すなわち、慣性モーメントが大きいほど起動時間ｔｓを長くすると乱調を低くすることができる。
【００２９】
図３は、周波数補正ゲインを設定周波数ωに応じて制御する実施例を示したが、電圧補正ゲインも設定周波数ωに応じて制御するとよい。ただし、後ほど詳細に述べるように、補正電圧ΔＶδは、誘起電圧に比例して制御するので、実質的に設定周波数ωに比例して補正されていることとなる。
【００３０】
図４は、２相変調時のＰＷＭ信号とシャント抵抗電圧波形を示す。
【００３１】
図４において、ｖｃは三角波キャリヤ信号、ｖｕ、ｖｖはそれぞれｕ相、ｖ相の変調信号、ｕｐ、ｖｐ、ｗｐはＵＶＷ各相の上アーム制御信号、Ｖｓｈはシャント抵抗電圧波形を示す。ｗ相下アームトランジスタは強制的に導通させるので、ｗ相変調信号は示していない。
【００３２】
２相変調においてモータピーク電流が現れるパターンは、図４に示すように、１相の上アームのみオンしている区間（ｔ０〜ｔ２、ｔ４〜ｔ５）、あるいは２相の上アームがオンしている区間（ｔ５〜ｔ７）に現れる。２相変調は３相変調と異なり２相のみＰＷＭ制御されるのでピーク電流が現れる区間が広くなるのでピーク電流検出が容易となる。
【００３３】
図５は、ＵＶＷ各相の２変調信号波形と各相電流がシャント抵抗に現れる位相を示している。０から１／３πまでの区間はＷ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖ、１／３πから２／３πまでの区間はＵ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖ、２／３πからπまでの区間はＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗと、順次各相電流が現れる。電流ピーク値が現れる区間は図の矢印で示しているように、各相の中性点からの電圧がピークとなる位相から３０度遅れるので、２相変調の２つのピーク近傍で正と負の各相電流のピーク値が出現する。すなわち、区間０から１／３πはＩｗのピーク値、区間１／３πから２／３πはＩｖのピーク値、区間２／３πからπまではＩｕのピーク値と、１周期で計６回ピーク値が出現する。電流位相が電圧位相よりも３０度遅れた場合にはピーク電流の検出は容易であるが、６０度遅れるとパルス幅が狭くなって電流検出が困難となることを示している。しかしながら、ＩＰＭＳＭの場合には、電圧位相と電流位相の力率角φは小さくなるので、電流ピーク値の検出は容易であり、ＳＰＭＳＭの場合は進角の程度はわずかで、ほとんど誘起電圧位相となり力率角φが３０度以上大きくなる場合は非常にまれであり、実用上ほとんど問題は発生しない。
【００３４】
１シャント電流検知方式で、かつ、電圧増幅器とピークホールド回路より構成する方式は、ハードウェア構成が簡単なだけではなくプロセッサのソフトウェアにも負担が少なく簡単となる特長がある。また、電流検出するＡ／Ｄ変換タイミングは、インバータ回路のスイッチングトランジスタが全てオン又はオフしているキャリヤ信号の谷、あるいはピーク（図４のｔ０、ｔ３、ｔ６）でよく、電流検出が簡単で、かつ、ノイズにも強い特長がある。
【００３５】
以上２相変調時の波形について説明したが、２相変調の方が電流ピーク値となるパルス幅が広くなる以外、３相変調でも基本的に同じである。
【００３６】
以上述べたように、実施の形態１においては、モータ電流のピーク値に相当する直流電流ピーク値を検出し、直流電流ピーク値に応じてインバータ回路出力電圧を補正制御するものであり、座標変換、および逆変換無しで制御可能であり、さらに、高速Ａ／Ｄ変換手段や高速演算手段無しでも制御できるため、安価なプロセッサと簡単な制御プログラム、あるいは専用ＩＣでセンサレス正弦波駆動可能なモータ駆動装置を実現できる。また、１シャント方式の如き簡単で安価な電流センサによりモータピーク電流に相当する直流ピーク電流を検出すればよく、さらに、ピーク電流に応じてモータ誘起電圧とモータコイル電圧のベクトル和がインバータ出力電圧ベクトルとほぼ直角３角形となるように制御することによりモータ電流位相と誘起電圧位相をほぼ等しくできるので、ｑ軸電流追尾動作となり、負荷トルクに応じて最大効率運転が可能で、かつ、負荷トルクに応じてモータ電流が自動的に最適値となる。
【００３７】
なお、図２のベクトル図から明らかなように、モータ印加電圧Ｖａを調整することによりｑ軸からのモータ電流位相βを制御できる。モータ印加電圧Ｖａを小さく設定すると進み角制御となり、大きく設定すると遅れ角となる。遅れ角制御すると制御は安定となるが電圧飽和し易いので、高速運転する場合には進み角制御が一般に使用される。進み角制御すると乱調が発生し易く不安定となるので、周波数フィードバックにより安定化制御する。
【００３８】
また、本発明によるモータ駆動方式は非常にシンプルであり、プロセッサを使用せずに専用ＩＣでも実現できる。構成が簡単なため、チップサイズを小型化することができるので、パワー半導体と一体化、すなわち、１チップ化も可能となるので、モータ制御１チップインテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ）の実現が容易となり、モータに組み込むことにより従来必要であった位置センサ無しの正弦波駆動永久磁石モータを容易に実現できる。
【００３９】
（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施の形態について図６に示す制御ブロック図を用いて説明する。
【００４０】
図６は、本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図を示す。
【００４１】
図６に示す制御手段のブロック図は、図１に示す制御手段７から一部変更、あるいは細部ブロックを追加したものであり、以下、変更追加部のみ説明する。
【００４２】
電圧制御手段７１は、Ｖ／ｆ制御部７１ａと電圧加算部７１ｂより構成され、Ｖ／ｆ制御部７１ａは周波数設定手段７０の出力信号ωに比例した電圧、すなわち、ωに誘起電圧定数Ｋｅを掛けた電圧Ｖｆを出力し駆動周波数に対するインバータ回路出力電圧比を一定にする。電圧加算部７１ｂは電圧Ｖｆに補正電圧ΔＶδと起動電圧Ｖｓ（図示せず）を加算して電圧Ｖδを出力し、インバータ制御手段７５に電圧信号Ｖδを加える。電流検出手段６の出力信号ｉｐを電圧補正手段７２に加える。電圧補正手段７２は電流関数部７２ａにより電流ピーク信号ｉｐに対応した電圧係数Ｋｉを求め、ローパスフィルター７２ｂを介してインバータ周波数ωに誘起電圧定数Ｋｅを掛けた電圧Ｖｆと電圧補正係数Ｋｉを電圧掛け算器７２ｃに加え、電圧補正信号ΔＶδを発生させる。ローパスフィルター７２ｂは、電流ピーク値の変動を抑えるもので、カットオフ周波数は５０から１００Ｈｚ程度にするとよい。
【００４３】
誘起電圧ベクトルＥｍとモータコイル電圧ベクトルωＬＩを直角にすると、数式４よりインバータ出力電圧Ｖａが求められる。
【００４４】
【数４】
2008306808.tif 000006
【００４５】
ここで、Ｌはコイルインダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数、Ｉはモータ電流でピーク電流Ｉｐに等しい。数式４の近似式は数式５で表される。
【００４６】
【数５】
2008306808.tif 000007
【００４７】
数式５より、補正電圧ΔＶδは誘起電圧Ｅｍ（Ｋｅ・ω）に電圧補正係数Ｋｉを掛ければよいことがわかる。また、電圧補正係数Ｋｉは電流Ｉの自乗に電流係数ｋｉを掛けた値にほぼ等しいので、電流Ｉｐに対応した関数となることがわかる。
【００４８】
図７は、本発明による検知電流と電圧補正係数の関係を示すもので、ｑ軸位相と等しくするための誘起電圧とインバータ出力電圧比（Ｖａ／Ｅｍ）と電圧補正係数Ｋｉの関係を示す。ここで、１点鎖線は電圧比が１の値を示す。電圧比（Ｖａ／Ｅｍ）から１を引いた値が電圧補正係数Ｋｉとなることを示している。
【００４９】
モータが変更になった場合には、誘起電圧定数Ｋｅと電流関数部７２ａを変更するだけでよいので、チューニングが容易となる。電流関数部７２ａを演算部で構成するならば電流定数ｋｉのみ変更すればよい。演算を減らすためにはルックアップテーブルにし、テーブルを変更するだけでモータ変更に対応できる。従来のセンサレス正弦波駆動方式に比べ演算をほとんど必要としないので、簡単な８ビット、または１６ビットマイコン、あるいは専用ＩＣにより実現できる。専用ＩＣとする場合には、誘起電圧定数Ｋｅと電流定数ｋｉを外部端子の電圧信号、あるいは抵抗等により変更可能とすることによりモータ変更に対応できる。
【００５０】
周波数設定手段７０の出力信号ωと電流検知手段６の出力信号ｉｐは周波数補正手段７４に加えられる。周波数補正手段７４は、信号ｉｐに比例した信号を演算する比例部７４ａと、周波数設定信号ωの減算部７４ｂ、周波数設定信号ωの周波数比例演算部７４ｃ、比例部７４ａの出力信号（Ｋｆ・ｉｐ）と周波数比例演算部７４ｃの出力信号（Ｋ・ω）の積を演算する掛け算部７４ｄからの信号Δω０を周波数制限部７４ｅを介して減算部７４ｂに加える。比例部７４ａの比例定数Ｋｆは１〜１０程度に設定し、周波数比例演算部７４ｃの比例定数Ｋは、起動時に掛け算部７４ｄからの出力信号Δω０がほとんど零となり、定常時にＫｆ・ｉｐとなる１よりも小さな値を選ぶ。周波数補正手段７４の出力信号ω１は位相信号生成手段７３に加えられ、位相信号θはインバータ制御手段７５の正弦波生成部７５ａに加え３相正弦波信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを生成し、ＰＷＭ制御手段７５ｂを介して３相ＰＷＭ信号ｕｐ、ｕｎ、ｖｐ、ｖｎ、ｗｐ、ｗｎを発生させる。ＰＷＭ制御手段７５ｂは、図５に示したようにキャリヤ信号発生部、信号比較部、デッドタイム挿入部（いずれも図示せず）等より構成されるが詳細は省略する。
【００５１】
以上実施の形態２に述べたように、電圧補正手段７２に電圧掛け算器７２ｃを設け、周波数補正手段７４に周波数比例演算部７４ｃを設けることにより、モータ起動時等の低速回転時にはＰＷＭ制御信号は正弦波となるので波形歪みがなく、高速回転時には周波数制御による変動割合が少ないので乱調のみ防止できる。
【００５２】
以上述べたように、本発明によれば、永久磁石モータの駆動周波数にほぼ比例したインバータ出力電圧を印加するＶ／ｆ制御において、モータピーク電流に対応した直流電流のピーク値を検知して直流ピーク電流に応じた補正電圧を加えてインバータ出力電圧を制御するものであり、１シャント方式による簡単な電流検出手段と座標変換および座標逆変換無しで正弦波駆動するものであり、８ビットあるいは１６ビットのプロセッサで、かつ簡単な制御プログラムによりセンサレス正弦波駆動が可能となり、部品点数が少なく、安価で低騒音、高効率、高信頼性のモータ駆動装置を実現できる。
【００５３】
さらに、電流検知精度と検知応答性に優れ、制御応答性も優れているので負荷変動にも脱調することがなく、無負荷から定格負荷まで安定して動作する。また、モータ電流位相をｑ軸とほぼ同相に制御するので、負荷トルクに応じたｑ軸追尾動作により常に最大効率運転が可能となり、モータとインバータ回路の損失を減らすことができる。また、ロータ位置推定しないＶ／ｆ制御によるセンサレス正弦波駆動のため、モータパラメータと制御パラメータが少なく、ロバスト性に優れ、チューニング工数がほとんど不要となる特長がある。特に、１つのプロセッサにより複数モータを同時駆動する場合には、モータ制御プログラムと電流検知が簡単となるのでプロセッサの負担が軽くなるので、ヒートポンプ式洗濯乾燥機の如きヒートポンプ、洗濯モータ、乾燥ファンモータ同時正弦波駆動方式に適用することができ、安価で信頼性の高い複数モータ同時駆動装置を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
以上のように、本発明のモータ駆動装置は、、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路により永久磁石モータをセンサレス正弦波駆動し、モータ電流のピーク値あるいは回転磁界に相当するモータ電流を検知して設定値となるようにインバータ回路出力電圧とモータ駆動周波数を制御するものであるから、永久磁石モータを駆動するほとんどのモータ駆動装置に適用可能であり、食器洗い機の洗浄ポンプ駆動装置や洗濯機のモータ駆動装置、掃除機のモータ駆動装置、換気扇や燃焼機等のファンモータ駆動装置、空気調和機や冷蔵庫のヒートポンプモータ駆動装置に適用できる。さらに、ヒートポンプ式洗濯乾燥機や空気調和機の如き複数モータ同時駆動方式にも適用できる。
【００５５】
また、本発明によるセンサレス正弦波駆動方式は非常にシンプルであり、プロセッサ無しの専用集積回路でも実現可能であり、パワー半導体と制御ＩＣが一体となった正弦波駆動用のパワーモジュールとして具現化できる。正弦波駆動用パワーモジュールを実現するとモータ内部に実装することが容易となり、直流電流を与えると正弦波駆動される永久磁石モータモジュールの小型化が容易となる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図
【図２】同モータ駆動装置のモータ制御ベクトル図
【図３】同モータ駆動装置の起動制御を示すタイムチャート
【図４】同モータ駆動装置のシャント抵抗電圧波形と電流検知タイミング図
【図５】同モータ駆動装置の２相変調時の電流検知タイミング図
【図６】本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図
【図７】同モータ駆動装置の制御手段の電流と電圧補正係数の関係図
【符号の説明】
【００５７】
２  直流電源
３  インバータ回路
４  モータ
５  モータ負荷
６  電流検出手段
７  制御手段
７０  周波数設定手段
７１  電圧制御手段
７２  電圧補正手段
７４  周波数補正手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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