(57)【要約】【課題】降圧チョッパ型同期整流回路方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、出力停止のための専用放電回路等を必要とせず、簡単安価な構成により制御信号に応じてコンデンサに蓄積された電荷を安全に放電し出力を停止できるようにする。【解決手段】負荷６への給電出力をオンオフする機能を有する降圧チョッパ型同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御信号ＶｏＥＮＢに応じて、ＰＷＭ変調信号により制御され直流リアクトル４および出力コンデンサ５への直流入力をスイッチングするスイッチング手段（８ａ、８ｂ）を駆動するＰＷＭ変調信号のデューティ比を変化させ、負荷６への給電出力を遮断する。出力遮断時には、誤差増幅器１０８〜フリップフロップ回路１０９〜ラッチ回路１１０の経路により、出力コンデンサ５から直流リアクトル４及びスイッチング手段を介して接地電位へ放電される放電電流を制限する。【選択図】図１
2008160967.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部からの制御信号に応じて負荷への給電出力をオンオフする機能を有する降圧チョッパ型同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
ＰＷＭ変調信号により制御され直流リアクトルおよび出力コンデンサへの直流入力をスイッチングするスイッチング手段と、
前記制御信号に応じて前記スイッチング手段を駆動するＰＷＭ変調信号のデューティ比を変化させることにより負荷への給電出力を遮断する制御手段と、
前記出力遮断時に前記出力コンデンサから前記直流リアクトル及び前記スイッチング手段を介して接地電位へ放電される放電電流を制限する放電電流制限手段を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記スイッチング手段のスイッチング動作をソフトスタートさせるソフトスタート制御手段を含み、前記制御手段が前記制御信号に応じて前記ソフトスタート制御手段のソフトスタート制御電位を変化させることにより負荷への給電を開始することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、外部からの制御信号に応じて負荷への給電出力をオンオフする機能を有する降圧チョッパ型同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、ＤＣ／ＤＣコンバータは、特に異なる直流電源電圧が複数必要な場合等で、たとえばプリンタのような電子機器の電源部として広く用いられている。
【０００３】
図４に従来の基本的な降圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す。図４において符号１は直流電源、８はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ、３は還流ダイオード、４は直流リアクトル、５は出力コンデンサ、６は負荷、７は出力電圧フィードバック回路、９はスイッチング制御回路である。
【０００４】
図４のＤＣ／ＤＣコンバータは次のように動作する。出力電圧フィードバック回路７は、出力コンデンサ５の電圧を入力し、あらかじめ設定されている出力電圧基準値との誤差を増幅する。出力電圧フィードバック回路７の出力はスイッチング制御回路９に入力され、スイッチング制御回路９で出力電圧が所定の値になるようにＰＷＭ（パルス幅変調）されたパルス列が生成される。このスイッチング制御回路９の出力パルスによりＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８がＯＮ／ＯＦＦ駆動され、還流ダイオード３、直流リアクトル４、出力コンデンサ５を介して平滑された所定のＤＣ電圧が負荷６に供給される。
【０００５】
このように、従来の基本構成では、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ８のＯＮ／ＯＦＦを制御することにより、直流リアクトル４が励磁エネルギーの蓄積と放出とを繰り返す。このような構成上、その大きさは出力コンデンサ５の容量にもよるが、出力には電圧変動がいわゆるリップル電圧として現れる。このリップル電圧を所望の範囲内に抑える手段としては、出力コンデンサ５の容量を大きくする方法や、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ８のＯＮ／ＯＦＦ周期を短くする方法が用いられている。
【０００６】
また、電子機器内で使用する電圧は、通常１種類ではなく、多数の電圧が必要とされており、装置が必要とする電圧の種類と同数の直流出力がある。たとえば、インクジェットプリンターの場合、ロジック制御回路系では５Ｖや３．３Ｖの電圧が使われ、インクを吐出するヒーターボードには２０Ｖ前後の電圧、モーター系には３０Ｖ弱の電圧を供給しなければならない。
【特許文献１】特開２００２−３６９５０５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記のようなＤＣ／ＤＣコンバータから成る電源部は、負荷となる装置内外の制御部からの制御信号によって出力をオンオフする機能を有するものがある。たとえば、電子機器内で複数の電源が用いられる場合、各電源のオンオフシーケンスを考慮しないとデバイスがコントロール不能になるラッチアップ現象を起こす不具合や、ユーザーメンテナンス時に感電しないよう出力オンオフの機能が必要となる。このため、ＤＣ−ＤＣ制御ＩＣの動作を停止するとともに、出力コンデンサに蓄積された電荷を放電する必要が生じる。
【０００８】
たとえばインクジェットプリンタでは、図３のようにＡＣ／ＤＣコンバータ１３０（図４の直流電源１に対応）で商用ライン１００から直流を得、ロジック基板１３１に電圧出力Ｖｃｃ、モーター及びモータドライバ１３２に電圧ＶＭが供給される。なお上記モータには、キャリッジモーター、紙搬送系のモーター等が含まれる。
【０００９】
また、インク液滴を吐出するヒーターボード１３５への電圧ＶＨはＤＣ／ＤＣコンバータ１３４により供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１３４は、たとえば記録ヘッドを搬送するキャリッジ（不図示）に塔載されたキャリッジ基板１３３上のヒーターボード近傍等の位置に設置される。
【００１０】
このような分散型の電圧供給形態を取り、ヒーターボード１３５のごく近傍にＤＣ／ＤＣコンバータ１３４を配置するのは、配線抵抗による電圧変動の影響を無くし、均一な液滴の吐出制御を行なえるよう高精度な電圧を確保するためである。
【００１１】
さらにヒーターボード１３５の近傍にはユーザーが交換可能なインクタンクがあるため、たとえばキャリッジ走査範囲を覆うカバー等の開放に応じて、ユーザーが感電等しないようにＤＣ／ＤＣコンバータ１３４の出力をオンオフする機能が必要となる。
【００１２】
しかしながら、図４のような降圧チョッパ型ＭＯＳＦＥＴでは、出力コンデンサに蓄えられた電荷を放電する経路は負荷電流しかないので、軽負荷時、たとえば負荷電流０Ａの時に出力をオフするには、コンデンサの電荷を放電する経路が無い。
【００１３】
このため、図４のような構成では、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を制御するために破線で示すような付加回路を設ける必要が出てくる。すなわち、制御回路である負荷６の制御信号によって出力コンデンサ電荷を放電する電力抵抗２０１、通電能力の大きな放電素子２０２が必要となり、これによりコストアップや実装面積の増大を招くという問題があった。
【００１４】
なお、降圧チョッパ型同期整流方式の回路では、ローサイドＭＯＳのＤｕｔｙリミッタを外し、ローサイドＭＯＳＦＥＴを用いてリアクトルを介して出力コンデンサ電荷を放電することによって出力電圧を低下させる構成も提案されている（上記の特許文献１）。しかし、このような構成では次のような問題がある。
【００１５】
たとえば、ＣＰＵ等の低電圧負荷ではなく、たとえばサーマルインクジェットのヒーターボード等の負荷への電力供給では出力電圧は２０Ｖ前後の高い電圧が必要とされる。また、サーマルインクジェットのヒーターボード等の負荷では、出力リップル電圧や負荷変動による電圧変動が少ない直流電圧精度も要求されるため、数千μＦクラスの大容量の出力コンデンサを使う構成になっている。
【００１６】
ここで、一定の出力電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータでオンオフ信号によって出力をＧＮＤレベルにまで低下させる際、負荷電流が０Ａとすれば出力コンデンサに蓄えられている電荷量ＱはＱ＝ＣＶとなる（出力コンデンサ容量：Ｃ、出力電圧値：Ｖ）。このため、上記のように大容量の出力コンデンサが用いられていれば、非常に大きな電荷を放電しなくてはならない。また、リアクトルを介して出力コンデンサの連続放電を行うとリアクタンス電流が飽和し、ローサイドＭＯＳＦＥＴを破壊する危険がある。さらに、安全動作領域内で使用できるドレイン電流定格、及びドレインソース間耐圧量のある許容電力損失の大きなパッケージとなり、またコストも上昇してしまう。
【００１７】
以上のように、出力電圧が高く（たとえば２０Ｖ前後）、さらに出力電圧精度を求められる負荷への供給は、出力コンデンサ容量も大きく（たとえば数千μＦ程度に）なる。負荷電流が軽い（たとえば０Ａ）状態で出力ＯＦＦさせる場合、上記特許文献１のように降圧チョッパ型同期整流方式のローサイドＭＯＳＦＥＴのＤｕｔｙリミッタを外して行なう放電では、回路定格の逸脱、あるいは回路破損の危険がある。すなわち、出力電圧を低下させる過程で放電電流がリアクトルの飽和電流定格値を超えたり、過剰な放電電流と放電時間によりローサイドＭＯＳＦＥＴが安全動作領域を越え、ショート破壊するような危険がある。あるいは、通常コンバータ動作では必要とならない、出力ＯＦＦ時の放電電流のために安全動作領域を越えない定格の大きなＭＯＳＦＥＴを使う構成となり、コストが上昇するとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化を図る上で支障をきたす。
【００１８】
本発明の課題は、降圧チョッパ型同期整流回路方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、出力停止のための専用放電回路等を必要とせず、簡単安価な構成により制御信号に応じてコンデンサに蓄積された電荷を安全に放電し出力を停止できるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するため、本発明においては、外部からの制御信号に応じて負荷への給電出力をオンオフする機能を有する降圧チョッパ型同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、ＰＷＭ変調信号により制御され直流リアクトル及び出力コンデンサへの直流入力をスイッチングするスイッチング手段と、前記制御信号に応じて前記スイッチング手段を駆動するＰＷＭ変調信号のデューティ比を変化させることにより負荷への給電出力を遮断する制御手段と、前記出力遮断時に前記出力コンデンサから前記直流リアクトル及び前記スイッチング手段を介して接地電位へ放電される放電電流を制限する放電電流制限手段を有する構成を採用した。
【発明の効果】
【００２０】
上記構成によれば、降圧チョッパ型同期整流回路のスイッチング手段を出力コンデンサの放電素子として兼用するようにしているので、出力コンデンサの電荷をディスチャージする専用の電力抵抗、放電素子等の放電回路を設ける必要がない。さらに出力遮断時には、出力コンデンサの放電電流を検出し、放電電流制限を行なうようにしているので、直流リアクトルの飽和による急激な電流増加、放電素子として用いるＭＯＳＦＥＴなどの破損を防止できる。また、スイッチング手段を安全動作領域内で使用することが可能となり、素子の定格、サイズを無用に大きくする必要がなく、簡単安価に回路を構成できる。すなわち、制御信号に応じて出力コンデンサに蓄積された電荷を安全に放電し出力を停止できる簡単安価な降圧チョッパ型同期整流回路方式のＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態の一例として降圧チョッパ型同期整流式ＤＣ−ＤＣコンバータにおける実施例を詳細に説明する。
【実施例】
【００２２】
図１は、本発明を採用した降圧チョッパ型同期整流式ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示している。本実施例では、図４に示した回路部材と同一ないし相当する部材については同一の符号を用い、その説明は簡略化ないし省略するものとする。
【００２３】
図１において、符号１は直流電源、２は入力コンデンサ、８ａ、８ｂはハイ／ローサイドのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、３は還流ダイオード、４は直流リアクトル、５は出力コンデンサ、６は負荷である。
【００２４】
負荷６は、たとえばインクジェットプリンタ等におけるキャリッジ基板、あるいはさらにプリンタエンジンの制御回路を含む回路を１ブロックで示したものである。図示のＤＣ−ＤＣコンバータから負荷６への給電は、負荷６側からの制御信号（後述のＶｏＥＮＢ）により機器のカバー開閉などに応じてオンオフする必要があるものとする。
【００２５】
符号７は負荷６への出力電圧を検出する出力電圧フィードバック回路、９はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ａ、８ｂのスイッチングを制御するスイッチング制御回路である。
【００２６】
符号１５ａはハイサイドＭＯＳＦＥＴ用ドライバ回路、１５ｂはローサイドＭＯＳＦＥＴ用ドライバ回路、９１は三角波を発生する発振器（ＯＳＣ）、９２は発振器（ＯＳＣ）９１の三角波と基準値を比較することによりＰＷＭ変調を行なうＰＷＭ比較器である。
【００２７】
さらに、本実施例では、次のような出力制御系が設けられている。符号１０１は負荷６側から出力される出力制御用のＶｏＥＮＢ信号、１０２、１０５はＡＮＤ回路、１０３、１０４はＯＲ回路、７３、１０８は誤差増幅器、１０７はバイアス電源である。また、符号１０９はフリップフロップ回路、１１０はラッチ回路、１１３は基準電圧、１１７はコンデンサ、１１４は出力オンオフを制御するスイッチ素子、１２０はクロック回路、１２１はソフトスタート用の定電流源である。
【００２８】
特に、誤差増幅器１０８〜フリップフロップ１０９までの回路は、後述の出力遮断時、出力コンデンサ５から直流リアクトル４、さらに下記のローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂ経由で放電される放電電流を制限するよう動作する。
【００２９】
図１において、直流電源１と入力コンデンサ２は並列に接続され、直流電源１と入力コンデンサの正極は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ａのドレインに接続される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ａのソースは直流リアクトル４の一方の端子とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ｂのドレイン、及びダイオード３のカソードに接続される。
【００３０】
直流リアクトル４のもう一方は、抵抗１０６を介して出力コンデンサ５の正極に接続されている。出力コンデンサ５の負極と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ｂのソース、直流電源１の負極、及びダイオード３のアノードはＧＮＤレベル（接地電位）にあり同電位である。
【００３１】
負荷６には不図示のＤＣ出力端子からロジック電源及びロジック信号が供給される。当然ながら、負荷６へのロジック電源供給は、後述の出力制御により本ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が遮断（オフ）される期間においても維持される。
【００３２】
負荷６から出力されるＶｏＥＮＢ信号１０１は、本ＤＣ−ＤＣコンバータの出力制御を行なうもので、スイッチ素子１１４及びＡＮＤ回路１０２の一方の入力端子に入力され、またＯＲ回路１０３の一方の入力端子に反転信号として入力される。
【００３３】
次に上記構成における動作につき説明する。以下では、図１及び図２を参照して、通常給電時の動作、ＶｏＥＮＢ信号をＨｉｇｈ⇒Ｌｏｗとして、本ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を遮断（オフ）する時の動作を説明する。また、ＶｏＥＮＢ信号をＬｏｗ⇒Ｈｉｇｈとし、通常給電に復帰する時の動作についても説明する。
【００３４】
＜＜通常給電時の動作（ＶｏＥＮＢ信号：Ｈｉｇｈ状態）＞＞
負荷６に給電する際の動作は次のようになる。
【００３５】
図１において、抵抗１１１、抵抗１１２はＤＣ―ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏを分圧しており、抵抗分圧点は誤差増幅器７３の反転端子に接続されている。誤差増幅器７３は、出力電圧Ｖｏと基準電圧との差を増幅し、この誤差増幅器７３の出力はＰＷＭ比較器９２の非反転入力端子に接続されている。
【００３６】
ＰＷＭ比較器９２は、１つの反転入力と２つの非反転入力を持つ電圧比較器で、誤差増幅器７３からの入力電圧に応じて出力パルス幅のＯＮ時間を制御する電圧パルス幅変換器として動作する。
【００３７】
ＰＷＭ比較器９２の非反転入力の１つはソフトスタート制御電位を入力するＳＳ（ソフトスタート）端子となっている。ＳＳ端子には、定電流源１２１でプルアップされたコンデンサ１１７の端子電圧が接続されている。
【００３８】
ＰＷＭ比較器９２は、三角波発振器９１からの三角波の電圧を、誤差増幅器７３からの信号及びＳＳ端子に入力されるコンデンサ１１７に印加される電圧と比較し、三角波の電圧が前記２つの入力電圧のいずれかよりも低い期間の時にＯＮ状態となる。ＰＷＭ比較器９２の出力信号は、ＡＮＤ回路１０２及びＯＲ回路１０３の一方の入力端子に供給される。
【００３９】
抵抗１０６は出力コンデンサ５と直流リアクトル４の間を流れる電流値を検出する。抵抗１０６は出力コンデンサ５側の端子が誤差増幅器１０８の非反転端子に接続されるとともに、直流リアクトル４側の端子がバイアス電源１０７を介して誤差増幅器１０８の反転端子に接続されている。
【００４０】
誤差増幅器１０８は、抵抗１０６の端子電圧とバイアス電源１０７により設定される基準値を比較する。誤差増幅器１０８の出力ＣＬＭは、クロック回路１２０に同期するラッチ回路１１０の入力端子に接続され、ラッチ回路１１０の出力はクロック回路１２０に同期するフリップフロップ回路１０９の入力に接続される。フリップフロップ回路１０９の出力はＯＲ回路１０４の一方の入力端子に接続され、またＡＮＤ回路１０５の一方の入力端子に反転した信号として接続される。
【００４１】
上記の通り、ＶｏＥＮＢ信号１０１は負荷６が出力する制御信号でＤＣ／ＤＣコンバータの出力をＯＮ／ＯＦＦする信号で、ハイアクティブな信号である。
【００４２】
負荷６を通常動作させる期間では、ＶｏＥＮＢ信号１０１がＨｉｇｈレベル（たとえば３．３Ｖ）に制御され、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力も設定された所望の出力電圧が負荷６に供給される。
【００４３】
一方、負荷６への給電を遮断する場合は、ＶｏＥＮＢ信号１０１がＬｏｗ（たとえば０Ｖ）に制御され、これによりＤＣ／ＤＣコンバータの出力がＧＮＤレベルとなり、負荷６への給電が停止される。
【００４４】
また、ソフトスタート用コンデンサ１１７の電位は、起動時から定電流源１２１からの電流により徐々に上昇し、発振器（ＯＳＣ）９１から出力される三角波電位よりも十分に高い出力となっているものとする。
【００４５】
バイアス電源１０７は、出力コンデンサ５から直流リアクトル４の方向へ流れる放電電流の上限値を決定する。バイアス電源１０７は、負荷への供給電流とは逆方向の電流値により抵抗１０６の両端に発生する電圧差によって、出力コンデンサ５から直流リアクトル４の方向への逆方向電流の電流値を検出し、誤差増幅器１０８の出力電圧をＨｉｇｈレベルにする。
【００４６】
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータの通常動作時は、ＤＣ／ＤＣコンバータ側から負荷へ電流を供給するため、負荷変動時に逆方向の電流が流れる事がある。しかしながら、バイアス電源１０７で設定されたリミット値は、通常動作で予想される範囲の逆起電力では誤差増幅器１０８の出力はＨｉｇｈレベルとなることが無いように設定される。
【００４７】
また、通常動作時には、ＶｏＥＮＢ信号１０１はＨｉｇｈレベルの信号が入力されるため、ＡＮＤ回路１０２の出力はＰＷＭ比較器９２の制御信号がそのまま出力される。また、ＯＲ回路１０３の入力にはＶｏＥＮＢ信号１０１の反転信号が入力されるため、ＰＷＭ比較器９２の信号の反転信号がそのまま出力される。
【００４８】
さらに、通常動作時には、出力コンデンサ５から直流リアクトル４へ流れる逆方向電流が無いか、あるいは負荷急変時に抵抗１０６及びバイアス電源１０７、誤差増幅器１０８で検出されない程度の逆方向電流しか発生しない。これにより、誤差増幅器１０８の出力ＣＬＭはＬｏｗレベルを維持し、ラッチ回路１１０、フリップフロップ回路１０９への入力もローレベルを維持する。
【００４９】
これにより、フリップフロップ回路１０９からＯＲ回路１０４へローレベルが、ＡＮＤ回路１０５へは反転されたＨｉｇｈレベル信号が入力される。そして、ＯＲ回路１０４はＰＷＭ比較器９２の制御信号を通過させ、また、ＡＮＤ回路１０５は、ＰＷＭ比較器９２の制御信号の反転信号を出力することになる。
【００５０】
ここで、ＯＲ回路１０４から出力される制御信号は、出力電圧Ｖｏと入力電圧ＶｉによるＶｏ／ＶｉのＤｕｔｙ信号であり、ＡＮＤ回路１０５から出力される制御信号は、１−（aＶｏ／Ｖｉ）のＤｕｔｙ制御信号である。
【００５１】
ＯＲ回路１０４の出力は、バッファ回路となるドライバ回路１５ａを介して、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ａを駆動する。また、ＡＮＤ回路１０５の出力は、バッファ回路となるドライバ回路１５ｂを介して、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂを駆動する。
【００５２】
このようにして、通常給電時には、フィードバックループで設定された出力電圧に定電圧制御されるＰＷＭ降圧チョッパ型同期整流動作が行なわれる。
【００５３】
上記の動作は、図２の区間Ｔ１（通常動作／ＶｏＥＮＢオン）に示されている。この区間Ｔ１では、負荷電流が０Ａの時の各部の動作波形を示している。
【００５４】
なお、便宜上、以上では、ハイサイドＭＯＳとローサイドＭＯＳは交互にスイッチング動作を繰り返すものとした。しかし、実際には、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ａはローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂがオフされた後にオンされる。一方、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ａがオンされる前に、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂはオフするよう動作する。従って、直流電源１からハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ａ、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂを通してＧＮＤへ貫通電流が流れることが無いように制御が行われる。
【００５５】
＜＜出力遮断（ＶｏＥＮＢ信号：Ｈｉｇｈ⇒Ｌｏｗ）＞＞
次に、上記の通常動作時から、ＶｏＥＮＢ信号１０１により本ＤＣ―ＤＣコンバータの出力電圧をオフする際の動作を説明する。
【００５６】
負荷６からのＶｏＥＮＢ信号１０１が、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベル変化すると、スイッチ素子１１４を通して、ソフトスタート用コンデンサ１１７をディスチャージする。これにより、フィードバック回路７によって出力される信号よりも、ソフトスタート用コンデンサ１１７の電位が優先され、ＰＷＭ制御自体を出力電圧０Ｖに制御するように働く。
【００５７】
また、ＶｏＥＮＢ信号１０１がＬｏｗレベルの際に、ソフトスタート用コンデンサ１１７をディスチャージしておくことで、再度出力電圧を立ち上げる際に入力電源からの突入電流を低減するソフトスタート回路を利用することが可能となる。これにより、再起動時に直流電源１からの突入電流による素子破壊も無くなる。なお、起動時のソフトスタート回路の時定数は、定電流源の電流値とコンデンサ容量により設定できる。
【００５８】
ＶｏＥＮＢ信号１０１をＬｏｗレベルにすることで、ソフトスタート回路をＰＷＭ制御の０％Ｄｕｔｙに制御が変わるため、ＰＷＭ比較器の出力はＤｕｔｙ０％の制御信号となる。また、Ｄｕｔｙ０％の信号とＬｏｗレベルのＶｏＥＮＢ信号が入力されるＡＮＤ回路１０２の出力はＤｕｔｙ０％の制御信号となる。また、Ｄｕｔｙ０％の反転信号であるＤｕｔｙ１００％の制御信号とＬｏｗレベルのＶｏＥＮＢ信号の反転信号が入力されるＯＲ回路１０３の出力は、Ｄｕｔｙ１００％の制御信号となる。
【００５９】
ここで、出力コンデンサ５から直流リアクトル４に向かう逆方向電流値が、検出抵抗１０６、バイアス電源１０７、及び誤差増幅器１０８で設定された値（ＣＬＭ設定値：図２）に達していなければ、ＯＲ回路１０４の出力はＡＮＤ回路１０２の出力と同じになる。これにより、ＡＮＤ回路１０５の出力はＯＲ回路１０３の出力と同じになる。
【００６０】
従って、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ａは０％Ｄｕｔｙで制御され、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂは１００％Ｄｕｔｙで制御される。これにより、直流電源１からの電力供給は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ａによって遮断され、出力コンデンサ及び、負荷にある容量の電荷をローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂが直流リアクトル４を介して、ＧＮＤへ放電する動作となる。
【００６１】
以上の動作は、図２の区間Ｔ２１（連続放電区間の動作波形）に示されている。この区間Ｔ２１の直流リアクトル放電電流の傾きは、出力電圧Ｖｏと、リアクトル４のインダクタンス値Ｌ、及びローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂの通電時間ｔｏｎ（８ｂ）からＶｏ／Ｌ×ｔｏｎ（８ｂ）により定まる。また、導通時間に比例して出力コンデンサ５から、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂへと流れる直流リアクトル電流が漸時増加していく。
【００６２】
しかしながら、出力電圧が２０Ｖ前後あり、出力コンデンサ５及び図示しない負荷が持つコンデンサ容量が数１０００μオーダである場合には、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂによってディスチャージしなければならない電荷量ＱはＱ＝ＣＶと大きな値となる。
【００６３】
また、放電すべき電荷Ｑ（＝Ｉ×ｔｏｎ（８ｂ））が大きければ、放電電流量、放電時間も増加することになる。従って、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂを連続通電すると、直流リアクトル４を流れる逆方向電流は通電時間に比例して増加していくため、直流リアクトル４の飽和電流を超え急激に増加するので、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂの安全動作領域を越えてしまう。
【００６４】
そこで、本実施例においては、ＶｏＥＮＢ信号がＬｏｗ状態となった時に、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂの放電電流を検出し、放電電流を制限しながら出力コンデンサ５の電荷を放電しながら、出力コンデンサ５の電圧を低下させる。
【００６５】
以下、出力コンデンサ５から直流リアクトル４の方向へ流れる逆方向電流を検出して放電電流制限を行なう動作につき説明する。
【００６６】
抵抗１０６は、出力コンデンサ５と直流リアクトル４の間に接続され、出力コンデンサ５と接続される側を誤差増幅の非反転端子に、直流リアクトル４と接続される端子はバイアス電源１０７を介して誤差増幅器１０８の反転端子側に接続されている。
【００６７】
誤差増幅器１０８の出力ＣＬＭは、ラッチ回路を介してフリップフロップ回路１０９に接続され、フリップフロップ回路１０９の出力は、ＡＮＤ回路１０２及び、ＯＲ回路１０３の入力端子の一方に接続される。抵抗１０６は、ＶｏＥＮＢ信号１０１がＬｏｗ状態となったときの出力コンデンサ５の電荷をローサイドＭＯＳが放電する放電電流を検出する低抵抗である。
【００６８】
これら抵抗１０６、バイアス電源１０７、誤差増幅器１０８で図２のＣＬＭ設定値を超える（すなわち、放電電流量が大きくなる）ことを検出すると、誤差増幅器１０８の出力ＣＬＭはＨｉｇｈレベルになる。そして、クロック回路１２０に同期したラッチ回路１１０によって誤差増幅器１０８が過電流を検知している区間ラッチ信号（図２のＣＬＭラッチ）が出される。図２では、リアクタンス電流がＣＬＭ値より下側にきた場合、放電電流量が大きくなっていることを示す。
【００６９】
フリップフロップ回路１０９は、クロック信号に同期しラッチ回路１１０から出された信号を放電過電流信号として、ＯＲ回路１０４、及び、反転信号としてＡＮＤ回路１０５の一方の入力端子に入力する（図２のＱ）。
【００７０】
ＡＮＤ回路１０５の前段にあるＯＲ回路１０３の一方の入力端子には、ＶｏＥＮＢ信号の反転信号が入力されるため、Ｈｉｇｈレベル信号が入力されている。また、ＯＲ回路１０３のもう一方の入力端子にはＶｏＥＮＢ信号がＬｏｗレベルになりＳＳ回路をＤｕｔｙ０％のレベルまで落としているため、ＰＷＭ比較器９２によってＤｕｔｙ０％の反転信号（Ｄｕｔｙ１００％）が入力されている。そして、ＡＮＤ回路１０５の出力はＤｕｔｙ０％の反転信号（Ｄｕｔｙ１００％）と放電過電流信号の反転信号のＡＮＤとなり、ドライバ回路１５ｂでローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂを駆動する。これにより、放電過電流信号が入力したときにローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂがＯＦＦするように働く。
【００７１】
ＯＲ回路１０４の前段にあるＡＮＤ回路１０２の一方の入力端子はＶｏＥＮＢ信号のＬｏｗ信号であり、またもう一方の入力端子はＳＳ回路をＤｕｔｙ０％のＬｏｗレベルに落としているため、ＰＷＭ比較器９２からＤｕｔｙ０％の制御信号が入力されている。ＯＲ回路１０４の出力はＬｏｗ信号と放電過電流信号のＨｉｇｈレベルのＯＲとなり、放電過電流信号によってハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ａがＯＮされるようになる。
【００７２】
以上のように放電過電流を検出すると、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ａが導通状態となり、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂがＯＦＦ状態となる。これにより、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ａのソース側電位は入力電圧レベルとなり、リアクタンス電流は出力コンデンサ５からの放電電流と逆方向の向きとなり、放電電流を減少させる方向にリアクタンス電流が切り替わる。
【００７３】
放電電流が減少し、過電流検出信号が解除されると、再度Ｄｕｔｙ０％の制御に切り替わるため、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂはＯＦＦ状態に切り替わる。また、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８ａは導通状態となり、Ｖｏ／Ｌ×Ｔｏｎ（８ｂ）の傾きでマイナス方向に増加し、出力コンデンサの電荷を放電する動作となる。
【００７４】
以上の動作は、図２の区間Ｔ２２（放電電流過電流保護区間）に示されている。
【００７５】
すなわち、ＶｏＥＮＢ信号１０１で出力オフが指令されると出力コンデンサ５から直流リアクトル４の方向へ流れる電流は抵抗１０６、バイアス電源１０７、誤差増幅器１０８、さらにラッチ回路１１０、及びフリップフロップ回路１０９によって検出される。そして、出力コンデンサ５から直流リアクトル４へ流れる逆方向の電流が上限値に達するまでは、出力コンデンサの電荷をローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂにより連続放電する。そして、逆方向電流の上限値を検出したときには、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ａをオンさせることでローサイドＭＯＳ８ｂが放電する電流値を制限するパルス・バイ・パルスの放電電流制限の動作となる。
【００７６】
このようにして、リアクタンス電流の飽和しない電流値近辺でコンデンサ電荷を放電可能となりローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂによる放電によって出力電圧Ｖｏは、徐々に低下する。そして、最終的にはＳＳ端子で設定された目標電圧であるＤｕｔｙ０％のＧＮＤ電位にまで低下し、ＶｏＥＮＢ信号がＬｏｗレベル信号が入っている限り、出力電圧はＧＮＤレベルにあり出力ＯＦＦ状態を保つ。
【００７７】
なお、上記の過電流検出レベルはリアクタンスの飽和電流近辺に設定するのが良いが、出力電圧、出力コンデンサ容量値、ローサイドＭＯＳＦＥＴの能力によっては、リアクタンスが飽和する領域に過電流検出レベルを設定しても、素子破壊等の問題を生じずに動作させることができる。
【００７８】
以上のように本実施例によれば、スイッチング手段としてのローサイドＭＯＳＦＥＴ８ｂを出力コンデンサ５の放電素子として兼用するようにしているので、出力コンデンサ５の電荷をディスチャージする専用の電力抵抗、放電素子等の放電回路を設ける必要がない。さらに出力遮断時には、出力コンデンサ５の放電電流を検出し、放電電流制限を行なうようにしているので、直流リアクトル４の飽和による急激な電流増加、放電素子として用いるＭＯＳＦＥＴなどの破損を防止できる。また、スイッチング手段としてのＭＯＳＦＥＴを安全動作領域内で使用することが可能となり、素子の定格、サイズを無用に大きくする必要がなく、簡単安価に回路を構成できる。すなわち、制御信号に応じて出力コンデンサ５に蓄積された電荷を安全に放電し出力を停止できる簡単安価な降圧チョッパ型同期整流回路方式のＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
【００７９】
＜＜通常給電動作に復帰（ＶｏＥＮＢ信号  Ｌｏｗ⇒Ｈｉｇｈ時）＞＞
次に、ＶｏＥＮＢ信号１０１をＬｏｗ状態からＨｉｇｈ状態に切り替え、通常給電動作に復帰する時の動作につき説明する。
【００８０】
ＶｏＥＮＢ信号１０１がＬｏｗ状態の際には、ＰＷＭ比較器９２のＳＳ端子のレベルは、Ｄｕｔｙ０％の制御となっている。また、ＡＮＤ回路１０２に入力されるＶｏＥＮＢ信号１０１はＬｏｗレベル状態、ＯＲ回路１０３の入力端子には、ＶｏＥＮＢ信号１０１の反転信号が入力されるためＨｉｇｈレベル状態の信号が入力されている。
【００８１】
従って、ＶｏＥＮＢ信号１０１がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り替わる際には、ＳＳ端子をＬｏｗレベルにしていたスイッチ素子１１４はＯＦＦ状態となり、定電流回路１２１によって、ＳＳ端子電位は徐々に上昇していく。これにより、発振器（ＯＳＣ）９１の三角波電位レベルと比較するＰＷＭ比較器９２の出力はハイサイドＭＯＳＦＥＴ８ａのオンＤｕｔｙを０％からフィードバック回路７によって決まる目標電圧値まで徐々に立ち上げていく制御となる。
【００８２】
また、ＡＮＤ回路１０２に入力されるＶｏＥＮＢ信号１０１はＨｉｇｈ状態となり、ＡＮＤ回路１０２の出力はＰＷＭ比較器９２の出力がそのままＡＮＤ回路１０２の出力となり、ＯＲ回路１０３に入力されるＶｏＥＮＢ信号は反転される。これにより、Ｌｏｗ状態とのＯＲを取るためにＰＷＭ比較器９２の出力がそのまま出力となるため、通常の起動時のようなソフトスタート回路からの電圧上昇に応じたオンＤｕｔｙ時間幅の拡大によって、目標電圧まで出力電圧が徐々に立ち上がっていく。
【００８３】
以上のようにして、出力オフ時から再度オン時に移行する場合でも、スイッチ素子等を破壊するような入力電圧源からの突入電流が増大することはない。
【産業上の利用可能性】
【００８４】
本発明は、インクジェットプリンタのキャリッジヒータボード塔載用のＤＣ／ＤＣコンバータなど、外部からの制御信号に応じて負荷への給電出力をオンオフする機能を必要とする降圧チョッパ型同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータに実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】本発明を採用した降圧チョッパ型同期整流式のＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図である。
【図２】図１の装置における各部の信号波形を示した波形図である。
【図３】ＤＣ／ＤＣコンバータのプリンタにおける実装例を示した説明図である。
【図４】降圧チョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータの従来構成を示したブロック図である。
【符号の説明】
【００８６】
１  直流電源
３  還流ダイオード
４  直流リアクトル
５  出力コンデンサ
６  負荷
７  出力電圧フィードバック回路
８（８ａ、８ｂ）  ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
９  出力スイッチング制御回路
７３  誤差増幅器
９１  発振器（ＯＳＣ）
９２  ＰＷＭ比較器
１０６  抵抗
１０７  バイアス電源
１０８  誤差増幅器
１０９  フリップフロップ回路
１１０  ラッチ回路
１１４  スイッチ素子
１１７  コンデンサ
１２０  クロック回路
１２１  定電流源
【図１】
2008160967.tif 000003
【図２】
2008160967.tif 000004
【図３】
2008160967.tif 000005
【図４】
2008160967.tif 000006