(57)【要約】【課題】過電流保護回路を備えた電圧出力回路において、簡素な構成でフの字特性を実現すること。【解決手段】電圧発生部と、電圧発生部から出力される出力電流の通過により該出力電流に応じた第１の電圧を発生する電流検出部と、第１の電圧が所定の電圧値に達したか否かの検出結果を生成する保護開始状態検出部と、第１の電圧が所定の電圧値に達したことの検出結果に応じて出力電流を強制的に絞るように電圧発生部を制御する電流制御部と、電圧発生部の出力電圧に応じた第２の電圧を検出する出力電圧検出部と、出力電圧が減少するに応じて、保護開始状態検出部における所定の電圧値を該所定の電圧値より小さな電圧値にシフトするように該保護開始状態検出部を制御する電圧値シフト制御部とを具備する。【選択図】図１
2008257490.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧発生部と、
前記電圧発生部から出力される出力電流の通過により該出力電流に応じた第１の電圧を発生する電流検出部と、
前記第１の電圧が所定の電圧値に達したか否かの検出結果を生成する保護開始状態検出部と、
前記第１の電圧が前記所定の電圧値に達したことの検出結果に応じて前記出力電流を強制的に絞るように前記電圧発生部を制御する電流制御部と、
前記電圧発生部の出力電圧に応じた第２の電圧を検出する出力電圧検出部と、
前記出力電圧が減少するに応じて、前記保護開始状態検出部における前記所定の電圧値を該所定の電圧値より小さな電圧値にシフトするように該保護開始状態検出部を制御する電圧値シフト制御部と
を具備することを特徴とする電圧出力回路。
【請求項２】
前記保護開始状態検出部が、前記検出結果として、前記第１の電圧が前記所定の電圧値に達しない場合には正の電流出力、前記第１の電圧が前記所定の電圧値に達した場合には負の電流出力をそれぞれ行うことを特徴とする請求項１記載の電圧出力回路。
【請求項３】
前記保護開始状態検出部における前記正の電流出力および前記負の電流出力が、ＮＰＮトランジスタのコレクタとＰＮＰトランジスタのコレクタとの接続ノードからなされ、
前記電圧値シフト制御部が、前記ＮＰＮトランジスタおよび前記ＰＮＰトランジスタのバイアス電流を減少させることにより、前記保護開始状態検出部における前記所定の電圧値を該所定の電圧値より小さな電圧値にシフトすること
を特徴とする請求項２記載の電圧出力回路。
【請求項４】
前記電圧値シフト制御部が、前記出力電圧が減少するに応じて飽和状態に移行する第２のＮＰＮトランジスタを有し、
前記保護開始状態検出部が、前記ＮＰＮトランジスタおよび前記ＰＮＰトランジスタを駆動するダイオード接続の第３のＮＰＮトランジスタを有し、該第３のＮＰＮトランジスタが、前記第２のＮＰＮトランジスタとベース同士およびエミッタ同士で共通接続されていること
を特徴とする請求項３記載の電圧出力回路。
【請求項５】
前記第２のＮＰＮトランジスタのエミッタのサイズが、前記第３のＮＰＮトランジスタのエミッタのサイズより大きいことを特徴とする請求項４記載の電圧出力回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、定電圧を出力する電圧出力回路に係り、特に、過電流保護回路を備えた電圧出力回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
バッテリー電源から電力を受けてその電圧を適当に降圧し一定の電圧で出力する電圧出力回路が、種々の電子機器などの電源回路として使われている。このような電圧出力回路では、負荷側での短絡や過負荷の場合に電圧出力回路内部の素子が破壊されるのを防止するため過電流保護機能を有するのが普通である。
【０００３】
例えば、過電流保護機能は、あらかじめ設定された規定の電流（Ipeak）に出力電流が達すると、出力電圧、出力電流がともに減少するような電流電圧特性を電圧出力回路に持たせることで実現できる。このような電流電圧特性は、電流（横軸）対電圧（縦軸）のグラフ上の形状からフの字特性と呼ばれている。
【０００４】
電圧出力回路にフの字特性を持たせるには、出力電流がIpeakに達したことの検出を行う電流検出回路と、その後出力電圧および出力電流を減少させていくフの字保護回路とを設ける必要がある。このため、例えば、電流検出用のトランジスタ、電流センス抵抗、オフセット付きコンパレータなどが必要になり、部品点数の上でコスト的な負担になる。また、特性の合わせ込みに要する設計も簡単でない。
【０００５】
なお、従来のフの字特性保護回路に関する文献には、例えば下記特許文献１、２がある。両者とも本願が開示するものとは構成が大きく異なる。
【特許文献１】特開２００６−３０１８６９号公報
【特許文献２】特開２００６−５０８６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、過電流保護回路を備えた電圧出力回路において、簡素な構成でフの字特性を実現することが可能な電圧出力回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様に係る電圧出力回路は、電圧発生部と、前記電圧発生部から出力される出力電流の通過により該出力電流に応じた第１の電圧を発生する電流検出部と、前記第１の電圧が所定の電圧値に達したか否かの検出結果を生成する保護開始状態検出部と、前記第１の電圧が前記所定の電圧値に達したことの検出結果に応じて前記出力電流を強制的に絞るように前記電圧発生部を制御する電流制御部と、前記電圧発生部の出力電圧に応じた第２の電圧を検出する出力電圧検出部と、前記出力電圧が減少するに応じて、前記保護開始状態検出部における前記所定の電圧値を該所定の電圧値より小さな電圧値にシフトするように該保護開始状態検出部を制御する電圧値シフト制御部とを具備する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、過電流保護回路を備えた電圧出力回路において、簡素な構成でフの字特性を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本発明の一態様に係る電圧出力回路によれば、保護開始状態検出部は、第１の電圧が所定の電圧値に達したか否かの検出結果を生成する。ここで、第１の電圧は、電圧発生部から出力される出力電流の通過により該出力電流に応じて発生している電圧である。そして、電流制御部は、第１の電圧が所定の電圧値に達したことの検出結果に応じて、出力電流を強制的に絞るように電圧発生部を制御する。これにより保護が開始される。
【００１０】
保護が開始されると負荷側への電流が減少し電圧発生部の出力電圧も減少することになる。電圧シフト制御部は、出力電圧が減少するに応じて、保護開始状態検出部における所定の電圧値を該所定の電圧値より小さな電圧値にシフトするように該保護開始状態検出部を制御する。これにより、保護開始状態検出部は、所定の電圧値に達したことの検出結果をより小さな値の所定の電圧値で出力するようになるので、電流制御部は出力電流を絞る制御を増し、その結果、電圧発生部の出力電圧をますます減少させる。以下同様の因果により、出力電圧および出力電流が減少していきフの字特性の実現となる。特に、電圧値シフト制御部は、構成次第で簡素な回路とすることができる。
【００１１】
実施態様としては、前記保護開始状態検出部が、前記検出結果として、前記第１の電圧が前記所定の電圧値に達しない場合には正の電流出力、前記第１の電圧が前記所定の電圧値に達した場合には負の電流出力をそれぞれ行う、とすることができる。
【００１２】
ここで、前記保護開始状態検出部における前記正の電流出力および前記負の電流出力が、ＮＰＮトランジスタのコレクタとＰＮＰトランジスタのコレクタとの接続ノードからなされ、前記電圧値シフト制御部が、前記ＮＰＮトランジスタおよび前記ＰＮＰトランジスタのバイアス電流を減少させることにより、前記保護開始状態検出部における前記所定の電圧値を該所定の電圧値より小さな電圧値にシフトする、とすることができる。
【００１３】
さらにここで、前記電圧値シフト制御部が、前記出力電圧が減少するに応じて飽和状態に移行する第２のＮＰＮトランジスタを有し、前記保護開始状態検出部が、前記ＮＰＮトランジスタおよび前記ＰＮＰトランジスタを駆動するダイオード接続の第３のＮＰＮトランジスタを有し、該第３のＮＰＮトランジスタが、前記第２のＮＰＮトランジスタとベース同士およびエミッタ同士で共通接続されている、とすることができる。第２のＮＰＮトランジスタが飽和状態になると、これとベース、エミッタがそれぞれ共通接続されている第３のＮＰＮトランジスタにおいて等価的にそのエミッタサイズが増大する。したがって、第３のＮＰＮトランジスタに駆動されているＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰトランジスタのバイアス電流は減少する。
【００１４】
さらにここで、前記第２のＮＰＮトランジスタのエミッタのサイズが、前記第３のＮＰＮトランジスタのエミッタのサイズより大きい、とすることができる。第２のＮＰＮトランジスタのエミッタのサイズが、第３のＮＰＮトランジスタのエミッタのサイズより大きいほど、第２のＮＰＮトランジスタが飽和状態に移行したときに、第３のＮＰＮトランジスタに駆動されているＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰトランジスタのバイアス電流の減少は顕著になる。したがって、保護開始状態検出部における所定の電圧値を該所定の電圧値より小さな電圧値にシフトする作用が大きくなり、保護の程度がより大きなフの字特性が得られる。
【００１５】
また、実施態様として、前記電流制御部が、前記負の電流出力をベース端子で受けるＰＮＰトランジスタを有し、該負の電流出力により該ＰＮＰトランジスタがオンして該ＰＮＰトランジスタのエミッタの電位が強制的に低下し、前記電圧発生部が、前記ＰＮＰトランジスタの前記エミッタの電位の低下を受けて前記出力電流が強制的に絞られる、とすることができる。このような電流制御部の構成は、ほぼＰＮＰトランジスタひとつで済ますことができコスト的に有利である。
【００１６】
以上を踏まえ、以下では本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る電圧出力回路の構成を示す回路図である。図１に示すように、この電圧出力回路は、電圧発生部１、電流検出部２、保護開始状態検出部３、電流制御部４、出力電圧検出部５、電圧値シフト制御部６を有する。図中、Ｖ０は、例えばバッテリー電源であり、その出力電圧は名目で例えば１０Ｖである。また、ＲＥＦｉｎは、高精度に一定電圧に保たれている基準電圧源（不図示；例えばバンドギャップレファレンスを利用した電圧源）からの電圧の入力端子であり、その電圧は例えば１．２Ｖ程度である。
【００１７】
電圧発生部１は、図示するように、出力端子の電圧を所定に分圧した電圧が得られるＲ８とＲ９との接続ノードの電圧と、端子ＲＥＦｉｎからの電圧とが等しい電圧になるように比較増幅を行う誤差増幅器Ａ１を有している。この結果として、出力端子の電圧（電圧出力回路としての出力電圧）は、ＲＥＦｉｎの電圧を（Ｒ８＋Ｒ９）／Ｒ９倍した電圧になる。すなわち、Ｒ８、Ｒ９の値を設計することで、ＲＥＦｉｎの電圧に所定係数を掛けた電圧値を出力できる。
【００１８】
ＮＰＮトランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７で構成される回路は、出力ＰＮＰトランジスタＱ１４のベース電圧を所定に設定するためのドライブ回路である。出力トランジスタＱ１４は、そのコレクタ電圧が上記の出力電圧になるようにベース電圧が設定される。すなわち、出力端子に接続される負荷のインピーダンスがより小さくなれば、そのベース電圧が下げられてエミッタからコレクタに通過する電流が増加するようになっている。
【００１９】
出力トランジスタＱ１４のエミッタ電流は、ごく低い抵抗値を有する例えばアルミニウムからなる抵抗Ｒ１０（＝電流検出部２）を介してバッテリーＶ０から供給される。これにより、トランジスタＱ１４のエミッタと抵抗Ｒ１０との接続ノードには、出力電流に応じた電圧（抵抗Ｒ１０による、バッテリーＶ０電圧からの電圧降下）が発生する。
【００２０】
保護開始状態検出部３は、トランジスタＱ１４のエミッタと抵抗Ｒ１０との接続ノードの電圧が所定の電圧値に達したか否かを監視し、その検出結果を生成している。保護開始状態検出部３のＰＮＰトランジスタＱ５、Ｑ６には、トランジスタＱ５、Ｑ６のベース電流を補償するためＰＮＰトランジスタＱ７が付加接続されている。Ｑ５、Ｑ６は、抵抗Ｒ２、Ｒ３がＲ２＞Ｒ３の関係でアンバランスに設定されていることにより、通常は、Ｒ３を通過しＱ６のエミッタからコレクタへさらにＱ７のエミッタからコレクタへ通過する電流が、Ｒ２を通過しＱ５のエミッタからコレクタへ通過する電流より大きくなるようになっている（例えばＲ２はＲ３の２倍の抵抗値として以下説明する）。
【００２１】
Ｑ５のエミッタからコレクタへ通過する電流は、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタからエミッタを経てＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタにより引かれている。Ｑ２のこの作用は、これとカレントミラー回路を構成するダイオード接続のＮＰＮトランジスタＱ１との接続関係により生じている。Ｑ１のベース・コレクタからエミッタへ至る電流は、ＲＥＦｉｎの電圧値と抵抗Ｒ１の値とによって設定されている。この電流とほぼ同じ電流がトランジスタＱ２のコレクタ電流として流れる。また、トランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ３との関係もカレントミラー回路になっているので、Ｑ２とＱ３とはコレクタ電流がほぼ同じである。
【００２２】
Ｑ５、Ｑ７、Ｑ２、Ｑ３のそれぞれコレクタ電流の上記のような関係から、Ｑ７、Ｑ３のそれぞれコレクタ同士の接続ノードは、通常は、正の電流出力を行うノードになる。すなわち、Ｑ２からＱ４、Ｑ５、Ｑ６を介して駆動されているＱ７のバイアス電流の方がＱ３のバイアス電流より大きい。この正の電流出力は容量Ｃ１の充電に供され、その電流の向きからＰＮＰトランジスタＱ８のベースから電流を引かないのでこれをオンさせることはない。
【００２３】
今、トランジスタＱ１４のエミッタと抵抗Ｒ１０との接続ノードの電圧が、出力電流の増加により、抵抗Ｒ２の中点電位より下がった場合を考えると、この場合にはＲ３を流れる電流の方がＲ２を流れる電流より小さくなる。この結果、Ｑ７、Ｑ３のそれぞれコレクタ同士の接続ノードは、トランジスタＱ２、Ｑ３との関係から、今度は、負の電流出力を行うノードになる。この負の電流出力は容量Ｃ１を放電させさらにトランジスタＱ８のベースから電流を引くのでＱ８をオン状態にする。
【００２４】
トランジスタＱ８がオン状態になると、そのエミッタにより誤差増幅器Ａ１の出力ノードが低電圧にクランプされ、Ｑ１１、Ｑ１３を介してＱ１４のベース電圧は上昇する。これにより、トランジスタＱ１４のエミッタからコレクタへ至る電流は減少し、出力電流が減少し始める。すなわち、過電流保護が開始された状態である。以上のように、トランジスタＱ８と容量Ｃ１とは、トランジスタＱ１４のエミッタと抵抗Ｒ１０との接続ノードの電圧が所定の電圧値（＝Ｒ２の中点電圧）に達したことの検出結果に応じて出力電流を強制的に絞るように電圧発生部１を制御する電流制御部４として機能する。
【００２５】
このような過電流保護が開始された状態になると、負荷側には必要な電流が供給されないので出力端子の電圧は低下する。すなわち、抵抗Ｒ８、Ｒ９により構成される出力電圧検出部５では、Ｒ８とＲ９との接続ノードの電圧が低下し、これによりＮＰＮトランジスタＱ１０のエミッタ電圧が低下する。ここで、その低下によりトランジスタＱ１０がオフしその結果ＮＰＮトランジスタＱ９が飽和状態になるように抵抗Ｒ８、Ｒ９の値を設定しておく。このため、抵抗Ｒ８、Ｒ９は、電圧発生部１における誤差増幅器Ａ１へのフィードバック入力のための分圧回路とは別に設けてもよい。この実施形態ではこれらは兼用されている。
【００２６】
トランジスタＱ９が飽和しトランジスタＱ１０から電流が供給されない状態になると、Ｑ９はそのベース、エミッタが、それぞれアノード、カソードとなるダイオードとして振舞う。この状態は、Ｑ９が、トランジスタＱ１と、ベース同士およびエミッタ同士でそれぞれ共通接続されているため、Ｑ１のエミッタサイズが増加したのと等価である。ここで、ＲＥＦｉｎから抵抗Ｒ１を経てＱ１、Ｑ９に流れる電流はほとんどＲ１で決定されているので、結局、Ｑ１のみで考えるとそのエミッタでの電流密度は減少する。
【００２７】
この結果、Ｑ１とカレントミラー回路を構成しているＱ２、Ｑ３においてもそれらが発生するコレクタ電流が減少する。すなわち、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７で構成されている回路部分でバイアス電流が減少し、抵抗Ｒ２の中点電圧が上昇する。よって、トランジスタＱ１４のエミッタと抵抗Ｒ１０との接続ノードの電圧が所定の電圧値（＝Ｒ２の中点電圧）に達したことの検出結果（＝Ｑ７、Ｑ３のそれぞれコレクタ同士の接続ノードが、負の電流出力を行うこと）は、出力電流がより小さい状態でも発生することになる。
【００２８】
これにより、電流制御部４はさらに出力電流を絞るように電圧発生部１に対して制御を行う。以下同様の因果により、出力電圧および出力電流が減少していきフの字特性の実現となる。以上のように、トランジスタＱ９、Ｑ１０は、出力電圧が減少するに応じて、保護開始状態検出部３における所定の電圧値を該所定の電圧値より小さな電圧値にシフトするように保護開始状態検出部３を制御する電圧値シフト制御部６として機能する。
【００２９】
本実施形態によれば、電圧値シフト制御部６として、図示するように非常に簡素な構成にすることができる。また、上記説明からわかるように、実現できるフの字特性は、電圧値シフト制御部６のＮＰＮトランジスタＱ９のエミッタサイズを大きくするほど、保護開始状態検出部３における所定の電圧値を該所定の電圧値より小さな電圧値にシフトする作用が大きくなり、保護の程度がより大きなフの字特性になる（さらに後述する）。
【００３０】
なお、各構成要素として使用されているトランジスタについて補足すると、ＰＮＰトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ１４は、集積回路として構成の場合は周波数特性のよさからＶ−ＰＮＰトランジスタとするのがより好ましい。また、Ｑ１４は、出力トランジスタなので、そのエミッタサイズは、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７のそれより相当に（例えば１万倍程度）大きくする。ＰＮＰトランジスタＱ８は、相対的に周波数特性のよさが求められないのでＬ−ＰＮＰトランジスタでもよい。さらに、ＮＰＮトランジスタＱ９は、他のＮＰＮトランジスタと異なり飽和させる使い方をするので、飽和電圧を下げかつ寄生トランジスタのｈＦＥを下げるためプロセス的に考慮がされたトランジスタを採用する。
【００３１】
図２は、図１中に示した誤差増幅器Ａ１の内部構成例を示している。図２中の＋入力、−入力、出力の各端子は、図１中に示したシンボル表示の誤差増幅器Ａ１の入出力端子にそれぞれ相当している。これらの端子のほか、電源電圧端子、バイアス電圧入力端子、位相補償入力端子があるが、図示するように、それぞれ、Ｖ０から、Ｑ１のベースおよびコレクタから、Ｑ１４のコレクタから接続を受けるようにすればよい。この誤差増幅器Ａ１は、基本的に、＋−両入力の電圧差を高利得で増幅する演算増幅器であり、動作原理自体はよく知られているので詳細な動作説明は省略する。
【００３２】
図３は、図１に示した電圧出力回路において、その出力電圧を外部から強制的に変化させて得た電流電圧特性（フの字特性）を示している（回路シミュレーションによる）。図４は、図３に示した特性において、保護が働いたときの最終の出力電流の値を読み取って示している。図３、図４において、Ｎは、Ｑ９のエミッタサイズ（Ｑ１のそれとの相対比）である。
【００３３】
図３に示すように、電圧出力回路として設定された出力電圧（１．５Ｖ強）は、出力電流が、ゼロから２．５Ａ弱（＝規定電流Ipeak）になるまでの間は維持される。ここでIpeakは、保護が開示される出力電流値でありすでに行った説明から次式のようになる。
Ipeak≒（Ｒ２−Ｒ３）（ＶREFin−ＶｂｅQ1）／（Ｒ１・Ｒ１０）
式中、ＶREFinはＲＥＦｉｎ端子の電圧、ＶｂｅQ1はトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧である。規定電流Ipeakが出力された状態から、出力電圧を外部からの作用で強制的に下げていくと（これは負荷側での短絡や過負荷の場合に相当している）、出力電圧とともに出力電流も減少する。この動作のしくみはすでに述べた通りである。そして、Ｑ９のエミッタサイズが大きいほど保護の程度がより大きなフの字特性になっている。
【００３４】
つまり、保護が開始されてから至る最終的な出力電流（出力短絡電流）は、図４に示すごとくＱ９のエミッタサイズを設定することで決めることができる。出力短絡電流の値は、動作原理から言って非常に概略的にはIpeak／（１＋Ｎ）に従う値になる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の一実施形態に係る電圧出力回路の構成を示す回路図。
【図２】図１中に示した誤差増幅器の内部構成例を示す回路図。
【図３】図１に示した電圧出力回路において、その出力電圧を外部から強制的に変化させて得た電流電圧特性（フの字特性）を示すグラフ（回路シミュレーションによる）。
【図４】図３に示した特性において、保護が働いたときの最終の出力電流の値を読み取って示すグラフ。
【符号の説明】
【００３６】
１…電圧発生部、２…電流検出部、３…保護開始状態検出部、４…電流制御部、５…出力電圧検出部、６…電圧値シフト制御部。
【図１】
2008257490.tif 000003
【図２】
2008257490.tif 000004
【図３】
2008257490.tif 000005
【図４】
2008257490.tif 000006