(57)【要約】【課題】本発明は、受信電波の電界強度の連続的な細かい変化と、不連続的で急峻な変化と、のどちらの変化に対しても適切に対応して、受信処理する信号の強度に対して最適な増幅度を選択することができる受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。【解決手段】本発明における受信装置１は、ベースバンド信号の信号強度と所望の信号強度とを比較して、その信号強度比較信号の高周波成分を遮断してチューナ部２にフィードバックをすることで所望の信号強度を得るＡＧＣ回路６を備えている。また、ＡＧＣ回路６は、等化処理部５から入力される信号によって、受信電波に不連続的で急峻な変化が発生したか否かを検出し、この検出結果が不連続的で急峻な変化を含んでいることを示すものである場合、チューナ部２に高周波成分を含んだ信号をフィードバックする。【選択図】図１
2008312027.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線によって伝送されて入力される信号を選局し、所定の増幅度で前記信号を増幅するチューナ部と、
当該チューナ部より出力される前記信号の強度を所定の強度と比較して比較信号を生成するとともに、当該比較信号を前記チューナ部に入力することで前記増幅度を制御する自動ゲイン制御部と、を備える受信装置において、
前記自動ゲイン制御部が、
前記比較信号を生成する比較部と、
当該比較部から出力される前記比較信号に対して、所定の遮断周波数以上の高周波成分を遮断して通過させるフィルタ部と、
前記信号の無線による伝送経路の変化に基づいて当該フィルタ部の前記遮断周波数の値を制御するフィルタ制御部と、
を備え、
前記伝送経路が急激に変化したことを確認した場合に、前記フィルタ制御部が、前記フィルタ部の前記遮断周波数を大きくすることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記フィルタ部が、第一フィルタと第二フィルタとを備え、
前記伝送経路が急激に変化したことを確認しない場合には、前記第一フィルタ及び前記第二フィルタを前記比較信号が通過するように、前記フィルタ制御部によって制御され、
前記伝送経路が急激に変化したことを確認した場合には、前記第一フィルタのみを前記比較信号が通過するように、前記フィルタ制御部によって制御されることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記チューナ部より出力される前記信号から、前記無線による伝送によって生じた歪を除去する等化処理を行なう等化処理部を更に備え、
前記フィルタ制御部が、前記信号に等化処理を行なうために用いられる処理信号を前記等化処理部から得るとともに、当該処理信号に基づいて、前記伝送経路が急激に変化したか否かを確認する請求項１または請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記処理信号が、前記信号に含まれる時間軸方向に周期的に配置される基準信号を用いて前記信号を時間軸方向に補間する補間処理に用いられる信号であることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
【請求項５】
前記処理信号が、前記信号の時間軸方向におけるずれの状況を示す遅延プロファイル信号から得られるものであることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
【請求項６】
前記伝送経路が急激に変化したことを確認した場合に設定される前記遮断周波数が、前記伝送経路が急激に変化したことを確認しない場合に設定される前記遮断周波数の、二倍以上の大きさであることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の受信装置。
【請求項７】
無線によって伝送される信号を受信して選局する第一ステップと、
前記第一ステップによって選局される前記信号を所定の増幅度で増幅するとともに出力する第二ステップと、
前記第二ステップで増幅される前記信号の強度を所定の強度と比較して比較信号を出力する第三ステップと、
前記第三ステップによって得られる前記比較信号に対して、所定の遮断周波数以上の高周波成分を遮断して通過させる第四ステップと、
前記信号の無線による伝送経路が急激に変化したか否かを確認するとともに、前記伝送経路が急激に変化したことを確認した場合、前記第四ステップにおける前記所定の遮断周波数を大きくする第五ステップと、
前記第四ステップにおいて遮断されずに通過した前記比較信号に基づいて、前記第二ステップにおける前記所定の増幅度を変化させる第六ステップと、
を備えることを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動体通信を行う受信装置、特に、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式で変調された信号を受信して復調する受信装置及び受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、デジタル圧縮符号化技術や高速通信技術の発展に伴い、衛星及び地上波による放送通信におけるデジタル化や、携帯電話などの移動体通信におけるデジタル化が実現されている。そして、放送信号や移動体通信におけるデジタル化の実現に伴い、このデジタル通信技術が、車載デジタル放送受信、携帯移動体通信、無線ＬＡＮ及びBluetoothなどの様々な方面で利用されている。
【０００３】
又、移動体通信の分野においては、受信する伝送路の状態が時々刻々と変化することに伴う受信電波の電界強度変化が問題となる。この電界強度変化には２つの大きな要因があり、一つは、建物などによって伝送路が遮断または開通されるために発生する伝送路数の増減である。もう一つは、ドップラー効果や、直接波及び反射波の干渉によるフェージングである。そして、このような受信電波の電界強度の変化の影響を低減させて良好な受信を継続するための装置が、受信装置に備えられることがある。
【０００４】
この受信電波の電界強度の変化の影響を低減させる装置の一例について、図１０の受信装置のブロック図を用いて説明する。図１０に示すように、従来の受信装置１００は、アンテナ１２０より所望の帯域のデジタル放送信号を選局してベースバンド信号に変換するとともに受信処理する信号の強度の増幅を行なうチューナ部１０１と、チューナ部１０１で選局して得られたベースバンド信号に等化処理を施すことで伝送中に受けた歪みを補正する復調部１０２と、復調部１０２から出力される歪みが除去されたベースバンド信号をデジタル変調方式に基づいて復調するデジタル復調部１０３と、デジタル復調部１０３で復調されて得られたＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）符号化信号をＭＰＥＧ圧縮方式に基づいて復号化して映像信号を出力するＭＰＥＧデコーダ１０４と、を備える。
【０００５】
又、復調部１０２は、入力されるベースバンド信号をデジタル化するＡ／Ｄ変換部１０５と、Ａ／Ｄ変換部１０５によってデジタル化されたべースバンド信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）するＦＦＴ部１０６と、ＦＦＴ部１０６から出力されたベースバンド信号に等化処理を施して伝送中に受けた歪みを補正する等化処理部１０７と、を備えるとともに、チューナ部１０１における増幅度をベースバンド信号の強度に基づいて自動的に変化させる自動ゲイン制御（ＡＧＣ：Auto Gain Control）回路１０８と、を備えている。このＡＧＣ回路１０８は、Ａ／Ｄ変換部１０５から出力される信号強度と所望の信号強度とを比較して信号強度比較信号を出力する信号強度比較部１０９と、信号強度比較部１０９から出力される信号強度比較信号から特定の周波数以上の高周波成分を遮断して出力するＬＰＦ（Low Pass Filter）１１０と、ＬＰＦ１１０から出力される高周波成分が遮断された信号強度比較信号をアナログ化してＡＧＣ信号として出力するＤ／Ａ変換部１１１と、を備えており、ＡＧＣ信号をチューナ部１０１にフィードバックすることによって、チューナ部１０１における増幅度を変化させる。
【０００６】
そして、このようにチューナ部１０１における増幅度を復調部１０２で処理されるベースバンド信号の強度に基づいて変化させることによって、受信電波の電界強度が変化した場合にもその変化に追随して増幅度を変化させることが可能となり、受信処理する信号の強度を所望の値に近づけることができるようになる。又、ＬＰＦ１１０を用いて、ＡＧＣ回路１０８からチューナ部１０１にフィードバックさせる信号の高周波成分を遮断するため、主にフェージングに起因する細かな強度変化に敏感に反応して増幅度が変化することにより生じるオーバーシュートやアンダーシュートを抑制することが可能となり、受信処理する信号の強度を安定させて増幅することができるようになる。
【０００７】
さらに、移動体の移動速度をＡＧＣ回路の時定数（遮断する周波数）に反映させて可変とすることで、どのような動作環境においても適切な増幅度を選択することができる受信装置も提案されている（特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−６０６１３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上述したような従来の受信装置１００では、フェージングに起因して連続的に細かく生じる電界強度変化に対しては良好に反応して適切な増幅度を設定することは可能であるが、オーバーシュートやアンダーシュートを抑制するためにチューナ部１０１にフィードバックさせる信号の高周波成分を遮断する構成としているため、受信する伝送路数の増減などによる伝送経路の急激な変化によって受信電波の電界強度が不連続的で急峻に変化する場合には、この変化に即座に追随して反応することができないという問題がある。そして、このような不連続的で急峻な変化に即座に追随して反応できないことにより、設定される増幅度が最適値から大きく乖離し続けることとなり、場合によっては受信処理が継続不能となる。
【０００９】
この問題について、図１１の時間と信号の強度変化との関係を示すグラフを用いて説明する。図１１（ａ）では、フェージングによる電界強度変化の影響を常に受けている中で、伝送路数が増加して受信電波の電界強度が急激に大きくなった場合について示している。なお、図１１（ａ）、（ｂ）のグラフ中の破線は電界強度の目標値を表すものとする。また、図１１（ａ）に示すように、フェージングに起因する電界強度の変化は連続的なものとなるが、伝送路数の増減に起因する電界強度の変化は、不連続的で急峻なものとなる。
【００１０】
又、図１１（ａ）に示すような電波が受信されると、電界強度の目標値と比較することによって図１１（ｂ）に示すような信号強度比較信号が得られる。このとき、受信処理するベースバンド信号の強度が小さい、即ち、受信電波の電界強度が小さいときは、信号強度比較信号の強度が大きくなる。又、反対に受信電波の電界強度が大きいときは、信号強度比較信号の強度が小さくなる。
【００１１】
そして、このようにして得られた信号強度比較信号に対して、ＬＰＦ１１０を用いて高周波成分を遮断するとともにＤ／Ａ変換部１１１でアナログ化することによって図１１（ｃ）に示すようなＡＧＣ信号が得られる。上述のように、フェージングに起因する連続的かつ小さな電界強度変化に対しては、変化に対して細かく反応することが抑制されるため、オーバーシュートやアンダーシュートの発生も抑制される。しかしながら、伝送路数の増減に起因するような急激な変化に対しても細かく反応することができないため、この変化に即座に追随して最適な増幅度を設定することは困難となる。
【００１２】
つまり、図１１（ｃ）に示す例の場合では伝送路が増加して急激に電波の電界強度が大きくなるためにチューナ部１０１の増幅度を急峻に下げる必要が生じても、増幅度が適切な値に下がりきるまでに時間を要してしまう。そのため、不適切な増幅度で増幅し続けることとなり、その結果、受信処理を継続することが困難となる場合が生じることがある。
【００１３】
このような問題を鑑みて、本発明は、受信電波の電界強度の連続的な細かい変化と、不連続的で急峻な変化と、のどちらの変化に対しても適切に対応して、受信処理する信号の強度に対して最適な増幅度を選択することができる受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するために、本発明における受信装置は、無線によって伝送されて入力される信号を選局し、所定の増幅度で前記信号を増幅するチューナ部と、当該チューナ部より出力される前記信号の強度を所定の強度と比較して比較信号を生成するとともに、当該比較信号を前記チューナ部に入力することで前記増幅度を制御する自動ゲイン制御部と、を備える受信装置において、前記自動ゲイン制御部が、前記比較信号を生成する比較部と、当該比較部から出力される前記比較信号に対して、所定の遮断周波数以上の高周波成分を遮断して通過させるフィルタ部と、前記信号の無線による伝送経路の変化に基づいて当該フィルタ部の前記遮断周波数の値を制御するフィルタ制御部と、を備え、前記伝送経路が急激に変化したことを確認した場合に、前記フィルタ制御部が、前記フィルタ部の前記遮断周波数を大きくすることを特徴とする。
【００１５】
また、上記構成の受信装置において、前記フィルタ部が、第一フィルタと第二フィルタとを備え、前記伝送経路が急激に変化したことを確認しない場合には、前記第一フィルタ及び前記第二フィルタを前記比較信号が通過するように、前記フィルタ制御部によって制御され、前記伝送経路が急激に変化したことを確認した場合には、前記第一フィルタのみを前記比較信号が通過するように、前記フィルタ制御部によって制御されることとしても構わない。
【００１６】
このように構成することで、遮断周波数の制御をフィルタの段数を用いて行なうことが可能となる。そのため、フィルタの遮断周波数を変更するよりも単純な動作となり、計算量の低減化を図ることが可能となる。
【００１７】
また、上記構成の受信装置において、前記第二フィルタが、前記第一フィルタから出力される前記比較信号が一端に入力される抵抗と、当該抵抗の他端が一端に接続される一回路一接点のスイッチと、当該スイッチの他端に一端が接続されるとともに他端が接地されるコンデンサと、を備え、抵抗とスイッチとの接続ノードがチューナ部に接続されるとともに、前記伝送経路が急激に変化したことを確認した場合、前記スイッチが前記抵抗と前記コンデンサとを接続しないように制御することとしても構わない。
【００１８】
また、上記構成の受信装置において、前記チューナ部より出力される前記信号から、前記無線による伝送によって生じた歪を除去する等化処理を行なう等化処理部を更に備え、
前記フィルタ制御部が、前記信号に等化処理を行なうために用いられる処理信号を前記等化処理部から得るとともに、当該処理信号に基づいて、前記伝送経路が急激に変化したか否かを確認することとしても構わない。
【００１９】
このように構成することによって、等化処理に必要な処理信号を用いて伝送経路に急激な変化が生じたか否かを確認することが可能となるため、別途伝送経路の急激な変化を検出する装置などを配置することなく、最小限の装置及び演算で伝送経路の急激な変化を検出することが可能となる。
【００２０】
また、上記構成の受信装置において、前記処理信号が、前記信号に含まれる時間軸方向に周期的に配置される基準信号を用いて前記信号を時間軸方向に補間する補間処理に用いられる信号であることとしても構わない。さらに、前記補間処理に用いられる信号が、前記基準信号における補間曲線の二次導関数であっても構わない。
【００２１】
また、上記構成の受信装置において、前記処理信号が、前記信号の時間軸方向におけるずれの状況を示す遅延プロファイル信号から得られるものであることとしても構わない。さらに、前記遅延プロファイル信号から得られる前期処理信号が、遅延プロファイル信号に含まれる伝送経路の数を示す信号であっても構わないし、伝送経路を示す信号の強度であっても構わない。
【００２２】
また、上記構成の受信装置において、前記伝送経路が急激に変化したことを確認した場合に設定される前記遮断周波数が、前記伝送経路が急激に変化したことを確認しない場合に設定される前記遮断周波数の、二倍以上の大きさであることとしても構わない。
【００２３】
また、上記構成の受信装置において、受信装置が移動体に搭載されるものである場合、前記移動体の速度に基づいて、前記伝送経路に急激な変化が生じたか否かを判断する基準を決定することとしても構わない。特に、移動体の速度が速いほど、急激な変化が生じたと判断する場合の基準値を大きくして、より急激な変化が生じない限り、伝送経路に急激な変化が生じたとは判断させないこととしても構わない。
【００２４】
また、本発明における受信方法は、無線によって伝送される信号を受信して選局する第一ステップと、前記第一ステップによって選局される前記信号を所定の増幅度で増幅するとともに出力する第二ステップと、前記第二ステップで増幅される前記信号の強度を所定の強度と比較して比較信号を出力する第三ステップと、前記第三ステップによって得られる前記比較信号に対して、所定の遮断周波数以上の高周波成分を遮断して通過させる第四ステップと、前記信号の無線による伝送経路が急激に変化したか否かを確認するとともに、前記伝送経路が急激に変化したことを確認した場合、前記第四ステップにおける前記所定の遮断周波数を大きくする第五ステップと、前記第四ステップにおいて遮断されずに通過した前記比較信号に基づいて、前記第二ステップにおける前記所定の増幅度を変化させる第六ステップと、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によると、チューナ部における増幅度を設定する比較信号に対して、伝送経路が急激に変化したことを確認しない場合には所定の遮断周波数以上の高周波成分を遮断することとし、伝送経路が急激に変化したことを確認した場合は、遮断周波数を大きくすることができる。このように構成することによって、伝送経路に急激な変化が生じるような場合には、遮断周波数を大きくして高周波成分もチューナ部にフィードバックすることができる。そのため、伝送経路の急激な変化による受信電波の電界強度の不連続的で急峻な変化に即座に追随して増幅度を変化させることが可能となり、安定した受信処理を継続して行なうことができるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
＜基本構成＞
まず、本発明の実施形態における受信装置の基本構成について、その一例を図面を参照して説明する。図１は、基本構成となる受信装置の内部構成を示すブロック図であり、従来の受信装置について示した図１０に相当するものである。尚、以下では、ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting for Terrestrial）方式の地上波デジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明するが、他の通信方式のものであっても構わない。
【００２７】
図１に示す受信装置１は、デジタル放送信号を受信するアンテナ１０より所望の帯域のデジタル放送信号を選局してベースバンド信号に変換するとともに増幅を行なうチューナ部２と、チューナ部２で選局して得られたベースバンド信号をデジタル化するＡ／Ｄ変換部３と、Ａ／Ｄ変換部３によってデジタル化されたべースバンド信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部４と、ＦＦＴ部４から出力されたベースバンド信号に等化処理を施して伝送中に受けた歪みを補正する等化処理部５と、チューナ部２における増幅度をベースバンド信号の強度に基づいて自動的に変化させるＡＧＣ回路６と、等化処理部５で伝送中にうけた伝送路歪みが補正されたベースバンド信号をデジタル変調方式に基づいて復調するデジタル復調部７と、デジタル復調部７で復調されて得られたＭＰＥＧ符号化信号をＭＰＥＧ圧縮方式に基づいて復号化するＭＰＥＧデコーダ８と、を備えている。
【００２８】
又、Ａ／Ｄ変換部３と、ＦＦＴ部４と、等化処理部５と、ＡＧＣ回路６と、で復調部９が構成されており、この復調部９において、ＯＦＤＭ伝送方式に基づく復調処理を行う。なお、以下に受信装置１の一連の受信動作について説明するが、ＡＧＣ回路６の構成及び動作の詳細については、後述する実施形態において説明する。
【００２９】
このデジタル放送信号受信用の受信装置１では、まず、ＯＦＤＭ伝送方式によるデジタル放送をアンテナ１０より受信する。尚、ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。この際、チューナ部２において、所望するチャンネルの高周波信号であるＯＦＤＭ信号（デジタル放送信号）を選局し、選局したＯＦＤＭ信号をＩＦ（Intermediate Frequency）信号であるベースバンド信号に周波数変換（ダウンコンバート）するとともに増幅を行なう。そして、得られたベースバンド信号がＡ／Ｄ変換部３においてデジタル化された後にＦＦＴ部４に与えられると、ＦＦＴ処理によって、時間軸の信号となるベースバンド信号から周波数軸の信号となるベースバンド信号に変換される。
【００３０】
尚、ＦＦＴ部４においてＦＦＴ処理を施す際、シンボル同期、搬送波周波数同期、及び、標本化周波数同期が確立される。即ち、伝送中に生じる、シンボル長（各シンボルの時間長）、搬送波周波数、及び、標本化周波数（サブキャリア間隔の周波数）のオフセットを補正する。このとき、シンボルの後半の一部と同一の信号よりなるとともにシンボル毎に設けられたガードインターバルが用いられることにより、シンボル同期及び搬送波周波数同期が確立される。又、後述するパイロットシンボルにより周波数オフセットの推定を行うことで、標本化周波数同期が確立される。尚、搬送波周波数同期の確立が、パイロットシンボルによる周波数オフセットの推定によって行われるものとしても構わない。
【００３１】
このＦＦＴ部４でＦＦＴ処理されたベースバンド信号は、図２に示すように、周波数方向及び時間方向に配列されたデータシンボルとパイロットシンボルとから成り、これを総称してＯＦＤＭシンボル列と呼ぶ。尚、ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、パイロットシンボルとして、スキャッタードパイロットシンボル（以下において、「ＳＰシンボル」と呼ぶ。）が用いられる。又、周波数方向及び時間方向はそれぞれ、キャリア方向及びシンボル方向とも呼ばれる。尚、図２において、時間方向に対応する時間番号（シンボル番号）をｔ（ｔ≧０の整数）で表し、周波数方向に対応するキャリア番号をｌ（０≦ｌ≦（Ｌ−１）の整数、Ｌ：サブキャリアの総本数）で表す。又、ｔは、ＯＦＤＭ信号のシンボル長を単位としたときの時刻を表すものである。更に、ｔとｌを一意に定めることによって一意に定まる、ＯＦＤＭシンボル列内の位置をキャリア位置と呼び、このキャリア位置を（ｔ，ｌ）にて表すものとする。
【００３２】
そして、ＳＰシンボルは、ｌ＝３×（ｔ mod 4）＋１２ｐ、を満たすキャリア位置に配置される。尚、modは剰余演算を表し、ｐは整数である。即ち、図２に示すように、ある時刻ｔにおける信号を注目したとき、ＳＰシンボルは周波数軸上に１２サブキャリア毎に配置されることとなる。そして、時刻ｔが１シンボル分だけ進むごとにＳＰ信号は、３サブキャリア分だけ周波数方向にシフトされる。換言すると、あるサブキャリアｌの信号を注目したとき、ＳＰシンボルが時間軸上に４シンボル毎に配置されることとなる。よって、例えば、時刻ｔ＝０では、キャリア位置（０，０）、（０，１２）、（０，２４）、（０，３６）、・・・にＳＰシンボルが配置され、時刻ｔ＝１では、キャリア位置（１，３）、（１，１５）、（１，２７）、（１，３９）、・・・にＳＰシンボルが配置される。又、このＳＰシンボルが配置されたキャリア位置以外のキャリア位置には、データシンボルが配置される。
【００３３】
ＦＦＴ部４からのベースバンド信号が等化処理部５に与えられると、図２のように周波数軸方向及び時間軸方向それぞれに配置されたＳＰシンボルによって、各サブキャリアのシンボル毎、即ち、キャリア位置毎の伝送路特性が推定され、設定された伝送路特性に基づいて、等化処理が成される。このとき、まず、各ＳＰシンボルによって、そのＳＰシンボルのキャリア位置に対する伝送路特性が推定される。即ち、等化処理部５内で生成したＳＰシンボルによって、受信信号より得られたＳＰシンボルを複素除算することで、ＳＰシンボルのキャリア位置に対する伝送路特性を推定する。
【００３４】
そして、サブキャリア毎に、同一サブキャリアに４シンボル毎に配置された各ＳＰシンボルのキャリア位置に対する伝送路特性を利用して、時間軸方向に対する補間を行う。これにより、ＳＰシンボルを４シンボル毎に有するサブキャリアの全てのシンボルのキャリア位置に対して、その伝送路特性を推定する。即ち、時間軸方向に対して並ぶＳＰシンボルの間に配列されたデータシンボルに対して補間処理が成されることで、各データシンボルおける伝送路特性が推定される。この時間軸方向の伝送路特性の補間を行う際、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）型の低域通過フィルタにより、ＳＰシンボルより推定された伝送路特性の平均化処理が行われる。
【００３５】
また、このとき三次のスプライン補間を適用してＳＰシンボルの補間を行なう場合について、図３を用いて以下に説明する。図３は、三次のスプライン補間を用いて時間軸方向に補間を行なった場合の補間曲線を示したグラフであり、例としてｉ−１〜ｉ＋２番目のＳＰシンボルについてそれぞれ補間する場合を示している。また、これらのＳＰシンボル間の補間曲線をそれぞれＳi-1、Ｓi、Ｓi+1として、以下、補間曲線Ｓiを導出するための計算方法について説明する。
【００３６】
まず、補間曲線Ｓiは時間ｔの関数であり、本方法では三次式と仮定されるために、
Ｓi（ｔ）＝ａi（ｔ−ｔi）3＋ｂi（ｔ−ｔi）2＋ｃi（ｔ−ｔi）＋ｄi
で表すことができる。そして、この係数ａi〜ｄiをそれぞれ求めることで補間曲線Ｓiを得ることができる。また、この補間曲線Ｓiを導出するための条件として、これらの関数がそれぞれ境界において連続する、即ち、これらの補間曲線の境界点における一次導関数及び二次導関数の値が等しい値をとることとする。
【００３７】
最初に、ｔ＝ｔiにおける二次導関数の値をｕiとすると、補間曲線Ｓiについて、
ｕi＝６ａi（ｔi−ｔi）＋２ｂi＝２ｂi
となることから、ｕi＝２ｂi、即ち、ｂi＝ｕi／２を求めることができる。なお、ｔ＝ｔiの点は補間曲線ＳiとＳi-1とに共通する点であるが、上述した二次導関数がそれぞれの境界点において等しいとする条件より、どちらの曲線から二次導関数の値を求めてもｕiとなる。
【００３８】
また、同様にｔ＝ｔi+1における二次導関数の値をｕi+1とすると、補間曲線Ｓiについて、
ｕi+1＝６ａi（ｔi+1−ｔi）＋２ｂi＝６ａi（ｔi+1−ｔi）＋ｕi
が得られ、この式をａiについて解くと、
ａi＝（ｕi+1−ｕi）／６（ｔi+1−ｔi）
となる。
【００３９】
また、ｔ＝ｔiのときのＳＰシンボルの値がｙiであり、Ｓiにｔi及びｙiを代入することによって、ｙi＝ｄiが求められる。同様に、ｔ＝ｔi+1のときの値がｙi+1であるため、それぞれをＳiに代入することによって、
ａi（ｔi+1−ｔi）3＋ｂi（ｔi+1−ｔi）2＋ｃi（ｔi+1−ｔi）＋ｄi＝ｙi+1
が求められる。また、ａi、ｂi、ｄiに上述した式を代入するとｃiについてｕi、ｕi+1で表すことができる。したがってｃiは、
ｃi＝（ｙi+1−ｙi）／（ｔi+1−ｔi）−１／６（ｔi+1−ｔi）（２ｕi＋ｕi+1）
と表すことができる。
【００４０】
したがって、補間曲線Ｓiは、ａi〜ｃiを二次導関数ｕi、ｕi+1を用いた式で表すことが可能となり、この二次導関数ｕi、ｕi+1を求めることによって補間曲線Ｓiを求めることができる。なお、補間曲線Ｓiは、（ｔi+1−ｔi）＝Δｔとして、以下の式（
I）のように表すことができる。
【００４１】
【数１】
2008312027.tif 000003
【００４２】
この式のうち、ｔi、ｔi+1、Δｔ、ｙi及びｙi+1は既知の値であるため、二次導関
数ｕi、ｕi+1の値が求められれば補間曲線Ｓiが求められる。このとき、上述した一次導関数がそれぞれの境界点において等しい値をとるという条件を加えることによって、二次導関数の値を求めることとする。この条件式について、以下の式（II）に示す。
【００４３】
【数２】
2008312027.tif 000004
【００４４】
上式（II）に含まれるｃi+1は、ｃiと同様に、ｔi+1、ｔi+2、ｙi+1、ｙi+2、ｕi+1及びｕi+2を用いて表すことができ、ｔi+1、ｔi+2、ｙi+1、ｙi+2は既知の値であるため、未知数はｕi+1及びｕi+2となる。また、上述したようにａi〜ｃiに含まれる未知数はｕi及びｕi+1となる。したがって、上式（II）は、ｕi、ｕi+1及びｕi+2の３つの未知数を含んだ方程式となっている。
【００４５】
このとき、この方程式を解くためには二つの条件が必要となるが、この２つの条件として、例えば、補間曲線全体における端の一次導関数の値、即ち、図３の例におけるｔ＝ｔi―1、ｔi+2の二点の一次導関数の値を指定しても構わないし、この二点における二次導関数の値を０としても構わない。そして、このように適宜条件を定めることによって、それぞれ点における二次導関数の値と、それぞれの点の間における補間曲線と、を求めることができる。
【００４６】
以上のようにして得られる式（I）によって、ＳＰシンボルの時間軸方向における補間を行なうことで伝送路特性を推定する。そして、次に図２に示すように、シンボル毎に周波数軸方向の内挿を行う。図２では、例として時間軸方向の４シンボル目において、周波数軸方向の内挿を行なう場合について示している。なお、図２では、簡単のために上述した方法によって時間軸方向に補間される補間ＳＰシンボルについて、内挿を行う４シンボル目の補間ＳＰシンボルのみを示している。
【００４７】
このような方法により、ＳＰシンボルより直接、又は、時間軸補間により３サブキャリア毎に推定された伝送路経路により、ＳＰシンボルの配置されていないサブキャリア全てのシンボルのキャリア位置に対して、その伝送路特性が推定される。即ち、周波数軸方向に対してＳＰシンボルを有するサブキャリア間に配列されたサブキャリアにおいて、そのデータシンボルにおける伝送路特性が推定される。この周波数軸方向の伝送路特性の補間を行う際、例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）型の低域通過フィルタに、ＳＰシンボルを有するサブキャリアに対して推定された伝送路特性が入力されることで、ＳＰシンボルの配置されていないサブキャリアの伝送路特性が推定される。
【００４８】
また、以上のようにＳＰシンボルに基づいて全てのデータシンボルの伝送路特性が推定されると、ＦＦＴ部４からの周波数軸の信号から得られるデータシンボルそれぞれに対して、推定された伝送路特性が複素除算されることにより、等化処理が成されて、伝送路が複数あることによる影響などによる振幅や位相における歪みが除去される。この等化処理として、例えば、推定された伝送路特性を直接除算するゼロ・フォーシング等化方式が用いられる。尚、このゼロ・フォーシング等化処理によると、雑音強調の問題があるため、この雑音強調の問題を軽減するものとして、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）等化方式がある。このＭＭＳＥ等化方式の場合、伝送路上で付加された雑音（付加雑音）の平均電力の値の推定も必要とされる。
【００４９】
このようにして、シンボル毎に等化処理がなされたベースバンド信号は、デジタル復調部７において、サブキャリア毎に設定されているデジタル変調方式によって復調される。尚、このデジタル変調方式としては、例えば、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）などがある。そして、デジタル復調部７で復調されて得られたＭＥＰＧ符号化信号がＭＥＰＧデコーダ８に与えられると、ＭＰＥＧ圧縮方式に基づいて復号化されて、映像信号が受信装置１から出力される。そして、この出力される映像信号が更にディスプレイなどの表示装置（不図示）に与えられることで、映像が再生される。
【００５０】
又、ＡＧＣ回路６は、Ａ／Ｄ変換部３によってデジタル化されたベースバンド信号の強度に基づいてＡＧＣ信号を作成するとともにＡＧＣ信号をチューナ部２にフィードバックする。チューナ部２は、フィードバックされたＡＧＣ信号に基づいて増幅度を決定し、ベースバンド信号の増幅を行なう。これによって、受信する電波の電界強度が低下する場合には増幅度を大きくし、電界強度が増大する場合には増幅度を小さくすることができる。そのため、受信処理を行なうために最適な信号強度を得ることが可能となり、不適切な増幅度を選択するために受信処理が継続不能となることを防ぐことができる。
【００５１】
なお、上述した基本構成において、ＡＧＣ回路はＡ／Ｄ変換部３によってデジタル化されたベースバンド信号の強度に基づいてチューナ部２にフィードバックする構成としているが、ＦＦＴ部４から出力されるベースバンド信号の強度に基づいてチューナ部２にフィードバックすることとしても構わない。又、以下の第一〜第三実施形態においても、Ａ／Ｄ変換部３によってデジタル化されたベースバンド信号がＡＧＣ回路６に入力される場合を例に挙げて説明するが、ＦＦＴ部４によってＦＦＴ処理が施された後のベースバンド信号を、ＡＧＣ回路６に入力させる構成としても構わないものとする。
【００５２】
＜第一実施形態＞
上述の基本構成を備えた第一実施形態における受信装置について、図面を参照して説明する。図４は、本実施形態における受信装置の内部構成を示すブロック図であり、基本構成について示した図１や、従来の受信装置について示した図１０に相当するものである。なお、図１と同様の部分については同じ符号を付し、その詳細な説明については省略する。
【００５３】
図４に示すように、本実施形態における受信装置１ａは、チューナ部２と、Ａ／Ｄ変換部３と、ＦＦＴ部４と、等化処理部５ａと、ＡＧＣ回路６ａと、デジタル復調部７と、ＭＰＥＧデコーダ８と、を備えており、Ａ／Ｄ変換部３と、ＦＦＴ部４と、等化処理部５ａと、ＡＧＣ回路６ａと、で復調部９ａが構成される。
【００５４】
等化処理部５ａは、ＦＦＴ部４から出力される周波数軸のベースバンド信号に基づいて上述したＳＰシンボルの補間を行い伝送路特性の推定を行なうＳＰ補間部５１と、ＦＦＴ部４から入力される周波数軸のベースバンド信号に逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）を施して時間軸の信号である遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出部５２と、ＦＦＴ部４から得られる周波数軸のベースバンド信号に対してＳＰ補間部５１によって推定される伝送路特性と遅延プロファイル算出部５２より得られる遅延プロファイルとに基づいて等化処理を施し伝送路において発生した歪みを除去する等化器５３と、を備える。
【００５５】
又、ＡＧＣ回路６ａは、Ａ／Ｄ変換部３から出力されるベースバンド信号の強度と所望の信号強度とを比較して信号強度比較信号を出力する信号強度比較部６１と、信号強度比較部６１から出力される信号強度比較信号に対して特定の周波数以上の高周波成分を遮断して出力するＬＰＦ６２と、ＬＰＦ６２から出力される信号強度比較信号をアナログ化してＡＧＣ信号として出力するＤ／Ａ変換部６３と、等化処理部５ａに備えられるＳＰ補間部５１によって推定される伝送路特性に基づいてＬＰＦ６２が遮断する高周波成分の周波数を設定する不連続変化検出部６４ａと、を備える。
【００５６】
一連の受信動作については上述した基本構成に述べた通りであり、以下に説明するような受信動作を行なう。受信装置１ａは、アンテナ１０から受信したデジタル放送をチューナ部２によって選局し、ベースバンド信号にダウンコンバートする。そして、チューナ部２はＡＧＣ回路６ａから入力されるＡＧＣ信号に基づいて増幅度を決定し、増幅されたベースバンド信号をＡ／Ｄ変換部３に出力する。Ａ／Ｄ変換部３では、入力されたベースバンド信号をデジタル化してＦＦＴ部４に入力し、ＦＦＴ部４において周波数軸のベースバンド信号に変換する。
【００５７】
ＦＦＴ部４によって周波数軸に変換されたベースバンド信号は、等化処理を施すために等化器５３に入力されるとともに、等化処理を施す際に必要となる伝送路特性の推定を行なうためにＳＰ補間部５１に入力される。また、周波数軸のベースバンド信号は、遅延プロファイル算出部５２にも入力され、遅延プロファイル算出部５２によって時間軸に変換された遅延プロファイルが得られる。そして、この遅延プロファイルと推定された伝送路特性とに基づいて、等化器５３において等化処理が施されるとともにノイズ成分が除去され、伝送路において発生した歪みが除去される。また、等化処理されたベースバンド信号は、デジタル復調部７においてデジタル変調方式によって復調される。そして、デジタル復調部７で復調されて得られたＭＥＰＧ符号化信号がＭＥＰＧデコーダ８に与えられると、ＭＰＥＧ圧縮方式に基づいて復号化されて映像信号となり、受信装置１ａから出力されて表示装置（不図示）に与えられる。
【００５８】
また、この一連の受信動作において、チューナ部２の増幅度を決定するＡＧＣ信号はＡＧＣ回路６ａから出力される。具体的には、まず、ＡＧＣ回路６ａに備えられる信号強度比較部６１が、Ａ／Ｄ変換部３から出力されるベースバンド信号の信号強度と、所望の信号強度と、を比較して信号強度比較信号を出力する。このとき、出力される信号強度比較信号は、入力されるベースバンド信号の信号強度が小さい場合に大きく、信号強度が大きい場合には小さくなる。
【００５９】
そして、信号強度比較部６１から出力される信号強度比較信号がＬＰＦ６２に入力され、ＬＰＦ６２は、不連続変化検出部６４ａから入力される信号によって決定される周波数以上の高周波成分を遮断して出力する。そして、Ｄ／Ａ変換部６３が、高周波成分が遮断された信号強度比較信号をアナログ化してＡＧＣ信号としてチューナ部２に出力し、このＡＧＣ信号によってチューナ部２における増幅度が決定される。
【００６０】
ここで、フェージングなどに起因する連続的で細かく小さい受信電波の電界強度の変動については、ＬＰＦ６２が高周波成分を遮断することで、細かな変動に鈍感に反応することが可能となる。即ち、ＡＧＣ信号及びチューナ部２の増幅度が敏感に変動することによって発生するベースバンド信号のオーバーシュートやアンダーシュートを低減させることができる。
【００６１】
しかしながら、上述したように伝送路数の増減のような急激な変化に対しては、このＬＰＦ６２が高周波成分を遮断してしまうために対応することができない。即ち、受信電波の電界強度の不連続的で急峻な変化に対して即座に追随して対応することは困難である。そこで、本実施形態における受信装置１ａは、伝送路数の増減のような急激な変化による電界強度の不連続的で急峻な変化に対応するために不連続変化検出部６４ａが以下のように動作する。
【００６２】
この不連続変化検出部６４ａは、ＳＰ補間部５１が上式（I）に示すＳＰシンボルの補間曲線を導出する際に用いる二次導関数ｕi-1、ｕi、ｕi+1を利用して、伝送路数の増減などによる不連続的で急峻な受信電波の電界強度変化を検出する。そして、不連続変化検出部６４ａが不連続的で急峻な変化を検出した場合には、ＬＰＦ６２の遮断動作を停止或いは軟化させて高周波成分を通過させることで、不連続的で急峻な変化に即座に追随できるようにする。なお、このとき通過させる高周波成分の周波数が、通常の動作中に遮断する周波数の二倍以上となる大きさとしても構わない。
【００６３】
また、この検出方法と、検出結果に基づくＬＰＦ６２の動作の詳細について、以下に図５を用いて説明する。図５は、従来技術について説明した図１１に相当するグラフであり、図１１と同様の受信電波の電界強度変化が本発明の受信機においても生じた場合について示している。そのため、受信電波の電界強度変化を示した図５（ａ）及び信号強度比較信号の強度変化を示した図５（ｂ）を、それぞれ図１１（ａ）及び図１１（ｂ）と同様のものとしている。
【００６４】
図５（ａ）に示すように受信電波の強度が変化すると、それに伴い図５（ｂ）に示すような信号強度比較信号が信号強度比較部６１からＬＰＦ６２に出力される。このとき、不連続変化検出部６４ａは、ＳＰ補間部５１から、上式（I）に示すＳＰシンボルの補間曲線を導出するために用いた二次導関数ｕi-1、ｕi、ｕi+1の値を得ており、これを用いて電界強度の不連続的で急峻な変化の検出を行なっている。
【００６５】
検出方法として、例えば、
Ｕi＝ｕi+1−２ｕi＋ｕi-1  …（III）
の式によって定まるＵiの絶対値を用いることができる。この場合、Ｕiの絶対値が所定の閾値Ｕthを超えた場合に、受信電波の電界強度に不連続的で急峻な変化が発生したとみなすことができる。
【００６６】
ここで、図５では、図１１と同様に伝送路数が増えて急激に受信電波の電界強度が大きくなった場合について示しており、このような場合に不連続変化検出部６４ａが演算するＵiの絶対値が大きくなる。そして、図５（ｃ）に示すようにＵiが閾値Ｕthを超えたことを不連続変化検出部６４ａが検出することによって、受信電波の電界強度に不連続的で急峻な変化が生じたことを検出する。そして、ＬＰＦ６２に、不連続的で急峻な変化を検出したことを通知することによって、ＬＰＦ６２が高周波成分を通すように制御される。
【００６７】
なお、以下の式（IV）ではＬＰＦ６２がＦＩＲ型のローパスフィルタであり、時間的にサンプリングされたｉ番目の信号強度比較信号をＣi、ＬＰＦ６２から出力される信号をＬi、サンプリング点をｋ（サンプリング数を２ｋ−１）とする場合について示しており、この式（IV）を用いてＬＰＦ６２の具体的な動作について説明する。
【００６８】
【数３】
2008312027.tif 000005
【００６９】
この式（IV）において、ａkは不連続変化検出部の出力によって変化する重み係数を示しており、ａkの総和は１となる。また、この重み係数ａkと信号強度比較信号Ｃi+kとを積和演算することによって、信号強度比較信号Ｃに対する重み付け平均が行なわれる。その結果、ＬＰＦ６２から出力される信号Ｌの高周波成分が遮断される。
【００７０】
ここで、通常の連続的な変化では、重み係数ａkは所定の値をとり、所定の高周波成分が遮断される。これに対し、不連続変化検出部６４ａによって不連続的で急峻な変化が検出されるとともにＬＰＦ６２に通知されると、ＬＰＦ６２は重み係数を、ａ0＝１、ａk＝０（ｋは０ではない整数）とする。
【００７１】
この動作について、ｋ＝２（即ち、サンプリング数５）の場合を例に挙げて説明する。以下の式（V）〜（VII）は、ｋ＝２でありｒ番目の信号を処理する場合において不連続的で急峻な変化が検出され、通知された場合を示している。また、式（V）がｒ−１番目、式（VI）がｒ番目、式（VII）がｒ＋１番目のＬＰＦ６２の出力信号Ｌについて示している。
【００７２】
【数４】
2008312027.tif 000006
【００７３】
上式（V）、（VII）では、受信電波の電界強度が連続的で小さく変化をする場合の処理について示している。即ち、所定の重み係数ａkと、信号強度比較信号Ｃi+kと、が積和演算されており、これによって重み付け平均が行なわれている。これに対し、上式（VI）では不連続的で急峻な変化が通知されたｒ番目の処理について示しており、この場合はａ0＝１、ａ-2＝ａ-1＝ａ1＝ａ2＝０となるため、ＬＰＦ６２を信号強度比較信号Ｃrが通過する。
【００７４】
そのため、図５（ｄ）に示すように、ＡＧＣ信号が伝送経路の急激な変化に沿って即座に追随することが可能となる。したがって、受信電波の電界強度の連続的で細かい変化と、不連続的で急峻な変化と、のどちらの変化に対しても適切に対応して、チューナ部２において最適な増幅度を選択することができるようになる。
【００７５】
また、受信電波の電界強度の不連続的で急峻な変化を検出するために、上式（I）のＳＰシンボルの補間曲線を導出するために求めた二次導関数ｕi-1、ｕi、ｕi+1の値を流用することができる。そのため、このように構成した場合には、演算数や回路素子の増大を防ぐことができる。
【００７６】
なお、この受信装置１ａの構成は一例であり、適宜変更することができる。例えば、遅延プロファイル作成部５２が、ＳＰ補間部５１が推定した伝送路特性に対してＩＦＦＴ処理を行ない遅延プロファイルを作成するものであるとしても構わない。また、得られた遅延プロファイルの結果に基づいて、ＦＦＴ部４におけるＯＦＤＭデータシンボルの同期を制御することとしても構わない。このような構成とすることで、ガードインターバルに基づいた同期の後に、遅延プロファイルを用いた同期を更に行なうことができるため、より正確な同期を行なうことが可能となる。
【００７７】
また、不連続変化検出部６４ａにおいて、受信電波の電界強度に不連続的で急峻な変化が生じたことを検出するために用いる閾値Ｕthが、移動体の速度によって変化することとしても構わない。特に、移動体が高速になればなるほど、フェージングによる変化も大きくなる。そのため、これらの変化と伝送路数の増減による不連続的で急峻な変化とを明確にするために、移動体の速度に応じて閾値Ｕthを大きくすることとしても構わない。また、移動体の速度に応じて、不連続的で急峻な変化を検出しない場合、即ち、通常の動作をする場合のＬＰＦ６２の重み係数ａkの値を変化させることとしても構わない。
【００７８】
また、上式（V）〜（VII）の例においては、不連続的で急峻な変化を検出していない（V）、（VII）における動作を通常のＬＰＦ６２の動作と同様のものとしているが、不連続的で急峻な変化を検出した場合の処理を行なった直後の場合である上式（VII）の場合においては、特異点であるＣrと積算される重み係数ａ-1の重みを通常動作をする場合よりも増大させることとしても構わない。また、上式（VII）の場合において、特異点であるＣrより前の信号強度比較信号Ｃr-1と積算されるａ-2の重み係数を０としても構わない。
【００７９】
このように構成することによって、ＡＧＣ信号が伝送経路の急激な変化に追随して急峻に変化した後に、変化前の信号の値が平均化の計算に加わることを防ぎ、変化後の信号に基づいた平均化を行うことができる。そのため、変化前の信号の値によって、急峻に変化した効果が薄れてしまうことを防ぐことができる。
【００８０】
＜第二実施形態＞
次に、第二実施形態について、図６及び図７を用いて説明する。図６は、第一実施形態について示した図４に相当するものであり、図７は、図６の遅延プロファイル算出部によって求められる遅延プロファイルの一例を示したものである。なお、本実施形態について示した図５において、第一実施形態について示した図４と同様の部分においては同じ符号を付しており、その詳細な説明については以下において省略する。
【００８１】
図６に示すように、本実施形態における受信装置１ｂは第一実施形態と同様の構成であり、一連の受信動作においても同様の動作となる。しかしながら、ＳＰ補間部５１から得られる信号を利用して伝送経路の急激な変化を検出する第一実施形態とは異なり、本実施形態では、遅延プロファイル算出部５２から得られる遅延プロファイルに基づいて伝送経路の急激な変化を検出する。
【００８２】
伝送経路の急激な変化、即ち、受信電波の電界強度の不連続的で急峻な変化を検出するために用いる遅延プロファイルについて、その一例を図７に示す。図７（ａ）に示すように、遅延プロプロファイルは、周波数軸の信号から時間軸の信号へと変換する遅延プロファイル算出部５２によって算出されることで得られる。図７（ａ）に示す遅延プロファイルは、直接受信装置１ｂに届く直接波成分と、建物を反射するなどして受信装置１ｂに届いた遅延波成分とから成っており、送信元が一つである場合は、直接波が先に受信され、反射などして到達する遅延波は直接波から遅れて受信される。
【００８３】
また、図７（ｂ）は、図７（ａ）の受信状態が変化して、直接波が得られなくなった場合について示している。これは、例えばビルなどの建物によって受信装置１ｂと送信元とが遮断される場合に発生し、上述したように、受信電波の電界強度が不連続的で急峻に変化する要因となるものである。また、図７（ｃ）は、図７（ａ）の受信状況が変化して、新たに遅延波の伝送路が確立された場合について示している。また、図７（ｄ）は、図７（ａ）の受信状況が変化して、直接波の強度のみが大きくなった場合について示している。これは、障害物が少なくなるなどして直接波の伝送路が良好なものとなることによって生じる。
【００８４】
このように、遅延プロファイルには伝送路に関する情報が含まれている。特に、図７（ｂ）や図７（ｃ）に示すように、伝送路の数が増減すると、遅延プロファイルに表されるピークの数も増減する。そのため、例えば、遅延プロファイルのピークサーチを行なうことで、伝送路数の増減、即ち、受信電波の電界強度変化の不連続的で急峻な変化の発生を検出することができる。
【００８５】
また、他の検出方法としては、例えば、直接波と遅延波との強度比であるＤ／Ｕ比に基づいて検出する方法や、直接波のピークの信号強度の変動量に基づいて決定する方法、さらに、直接波及び遅延波のそれぞれのピークの信号強度を平均化した値に基づいて決定する方法がある。これらの方法では、それぞれの値がある閾値以上の急激な変化をしたか否かを監視することで、受信電波の電界強度に不連続的で急峻な変化が発生したか否かを検出することができる。
【００８６】
以上の方法によって、遅延プロファイルを用いて、受信電波の電界強度に不連続的で急峻な変化が発生したことを確認すると、第一実施形態と同様に上式（V）〜（VII）に示すようなＬＰＦ６２の重み係数ａkの制御を行う。そのため、第一実施形態と同様に、不連続的で急峻な変化が生じた場合にのみＬＰＦ６２が高周波成分を通すことが可能となり、図５（ｄ）に示すように、受信電波の不連続的で急峻な電界強度変化に追随したＡＧＣ信号を出力することが可能となる。したがって、受信電波の電界強度の連続的で細かい変化と、不連続的で急峻な変化と、のどちらの変化に対しても適切に対応して、チューナ部２において最適な増幅度を選択することができるようになる。
【００８７】
また、等化器５３で用いる遅延プロファイルを流用することができるため、第一実施形態と同様に、演算数や回路素子の増大を防ぐことができる。
【００８８】
なお、遅延プロファイルから受信電波の電界強度の不連続的で急峻な変化を検出するために、ピーク数、Ｄ／Ｕ比、直接波のピークの信号強度、直接波及び遅延波のピークの信号強度の平均値を用いることを例示したが、これらを組み合わせて判断することとしても構わない。例えば、ピーク数が減り、かつ、ピークの信号強度の平均値がある閾値以上減少した場合に、不連続的で急峻な変化が発生したことを検出することとしても構わない。
【００８９】
また、この受信装置１ｂの構成は一例であり、適宜変更することができる。例えば、遅延プロファイル算出部５２が、ＳＰ補間を施した後のベースバンド信号に対して遅延プロファイルを作成することとしても構わない。また、得られた遅延プロファイルの結果に基づいて、ＦＦＴ部４におけるＯＦＤＭデータシンボルの同期を制御することとしても構わない。このような構成とすることで、ガードインターバルに基づいた同期の後に、遅延プロファイルを用いた同期を更に行なうことができるため、より正確な同期を行なうことが可能となる。
【００９０】
また、不連続変化検出部６４ｂにおいて不連続的で急峻な変化を検出するためのそれぞれの閾値が、移動体の速度によって変化することとしても構わない。特に、移動体が高速になればなるほど、フェージングによる変化も大きくなる。そのため、これらの変化と伝送路数の増減による不連続的で急峻な変化とを明確にするために、速度に応じてそれぞれの閾値を大きくすることとしても構わない。
【００９１】
また、第一実施形態と同様に、移動体の速度に応じて、不連続的で急峻な変化を検出しない場合、即ち、通常の動作を行なう場合の上式（IV）〜（VII）におけるＬＰＦ６２の重み係数ａkの値を変化させることとしても構わない。また、不連続的で急峻な変化を検出しない上式（V）、（VII）における動作について、不連続的で急峻な変化を検出した処理を行なった直後である（VII）の場合においては、特異点であるＣrと積算されるａ-1の重みを通常動作時よりも増大させることとしても構わない。また、上式（VII）の場合において、特異点であるＣrより前の信号強度比較信号Ｃr-1と積算されるａ-2の重み係数を０に近い値としても構わない。
【００９２】
このように構成することによって、ＡＧＣ信号が伝送経路の急激な変化に追随して急峻に変化した後に、変化前の信号が平均化の計算に加わることを防ぎ、変化後の信号に基づいた平均化を行うことができる。そのため、変化前の信号の値によって、急峻に変化した効果が薄れてしまうことを防ぐことができる。
【００９３】
＜第三実施形態＞
次に、第三実施形態について図８を用いて説明する。図８は、第一実施形態について示した図４及び第二実施形態について示した図６に相当するブロック図である。なお、図８では、図４及び図６のＡＧＣ回路６ａ、６ｂに相当する部分について示しており、ＡＧＣ回路６ｃ以外の構成については省略しているが、他の構成については図４または図６と同様である。また、図４及び図６と同様の部分については同じ符号を付し、その詳細な説明については省略する。
【００９４】
なお、本実施形態における受信装置の一連の受信動作についても第一及び第二実施形態における受信装置１ａ、１ｂと同様のものであるため、詳細な動作の説明については省略する。また、本実施形態における受信電波の電界強度の不連続的で急峻な変化の検出方法については、第一または第二実施形態に示した方法を用いることとする。
【００９５】
図８に示すように、本実施形態における受信装置のＡＧＣ回路６ｃは、Ａ／Ｄ変換部３から出力されるベースバンド信号の強度と所望の信号強度とを比較して信号強度比較信号を出力する信号強度比較部６１と、信号強度比較部６１から出力される信号強度比較信号から特定の周波数以上の高周波成分を遮断して出力する第一ＬＰＦ６２ｃと、第一ＬＰＦ６２ｃから出力される信号強度比較信号をアナログ化してＡＧＣ信号として出力するＤ／Ａ変換部６３と、Ｄ／Ａ変換部６３から出力されたＡＧＣ信号の高周波成分を遮断する第二ＬＰＦ６５と、第二ＬＰＦ６５から出力されるＡＧＣ信号と第一ＬＰＦ６２ｃから出力されるＡＧＣ信号とから選択してチューナ部２に入力する切替部６６と、ＳＰ補間部（不図示）または遅延プロファイル算出部（不図示）から出力される信号によって制御されるとともに切替部６６の切替動作を制御する不連続変化検出部６４ｃと、を備える。
【００９６】
このＡＧＣ回路６ｃは、第一及び第二実施形態で示した場合と同様に、伝送経路に急激な変化、即ち、受信電波の電界強度に不連続的で急峻な変化が発生した場合に高周波成分を通過させるものである。しかしながら、本実施形態は上述した第一及び第二実施形態のようにデジタル信号を処理するＬＰＦ６２の重み付け係数ａkを変化させるものとは異なり、アナログ信号であるＡＧＣ信号に対してアナログのＬＰＦ６５を適用するか否かで、高周波成分を遮断するか否かを決定する。
【００９７】
以下に、本実施形態における受信装置のＡＧＣ回路６ｃの具体的な動作について図８を用いて説明する。まず、第一及び第二実施形態と同様に、信号強度比較部６１がＡ／Ｄ変換部３より入力されるベースバンド信号と所望の信号強度とを比較して信号強度比較信号を出力する。そして、第一ＬＰＦ６２ｃが信号強度比較信号から特定の周波数以上の高周波成分を遮断して出力する。このとき、第一ＬＰＦ６２ｃは、第一及び第二実施形態に示したＬＰＦ６２のように状況によって遮断する周波数を可変するということをせずに、一定の遮断動作を継続して行なう。具体的には、後段で再度第二ＬＰＦ６５によって高周波成分が遮断されることとなるため、第一ＬＰＦ６２ｃでは、例えばノイズのような著しい高周波成分を遮断する。そして、Ｄ／Ａ変換部６３に入力されることでアナログ化されてＡＧＣ信号となり、切替部６６及び第二ＬＰＦ６５に入力される。
【００９８】
一方、不連続変化検出部６４ｃは、第一実施形態と同様にＳＰ補間部において上式（I）の補間曲線を導出するために求めた二次導関数ｕi-1、ｕi、ｕi+1を用いる方法や、第二実施形態と同様に遅延プロファイル算出部から得られた遅延プロファイルのピーク数などを用いる方法によって、受信電波の電界強度の不連続的で急峻な変化を検出する。そして、不連続変化検出部６２ｃは、不連続的で急峻な変化を検出しない場合には、第二ＬＰＦ６５から出力されるＡＧＣ信号がチューナ部２に入力されるように切替部６６を制御する。また、不連続変化検出部６４ｃが不連続的で急峻な変化を検出した場合には、第一ＬＰＦ６２ｃから出力されたＡＧＣ信号が直接チューナ部２に入力されるように切替部６６を制御する。
【００９９】
このように構成することで、不連続的で急峻な変化を検出しない場合には、第二ＬＰＦ６５を通過させて高周波成分を遮断した上でチューナ部２に入力するため、受信電波の電界強度の連続的で細かい変化に鈍感に対応することができる。即ち、ＡＧＣ信号及びチューナ部２の増幅度が敏感に変動することによるベースバンド信号のオーバーシュートやアンダーシュートを防ぐことができる。
【０１００】
また、不連続変化検出部６４ｃが不連続的で急峻な変化を検出した場合は、第二ＬＰＦ６５を通過しないＡＧＣ信号をチューナ部２に入力するため、ノイズなどの著しい高周波成分以外の高周波成分を遮断せずにチューナ部２に入力することが可能となる。そのため、図５（ｄ）に示すように、ＡＧＣ信号が伝送経路の急激な変化に沿って即座に追随することが可能となる。
【０１０１】
また、このように構成することによって、第一及び第二実施形態と同様に、ＳＰ補間部で上式（I）導出するために用いた二次導関数ｕi-1、ｕi、ｕi+1や、等化器（不図示）で用いる遅延プロファイルを流用することが可能であり、かつ、第一ＬＰＦ６２ｃの重み係数ａkを変更すること無くアナログの第二ＬＰＦ６５を新たにＡＧＣ信号が通過する回路上に設置するだけであるため、計算数が増大することを抑制することができる。
【０１０２】
なお、この第二ＬＰＦ６５及び切替部６６を、図９のブロック図に示すように構成することも可能である。図９は図８に相当するものであり、切替部６５と第二ＬＰＦ６６との具体例について示したものである。
【０１０３】
図９に示すように、第二ＬＰＦ６５及び切替部６６は、一端がＤ／Ａ変換部６３に接続される抵抗６５ｂと、抵抗６５ｂの他端が一端に接続されるとともに不連続変化検出部６４ｃによって制御される一回路一接点のスイッチ６６ａと、スイッチ６６ａの他端に一端が接続されるとともに他端が接地されるコンデンサ６５ａと、を備え、抵抗６６ｂとスイッチ６６ａとの接続ノードがチューナ部２に接続される。
【０１０４】
この構成において、不連続的で急峻な変化が検出されない場合は、スイッチ６６ａが継続してＯＮとなるため、ＡＧＣ信号は抵抗６５ｂとコンデンサ６５ａとで構成されるアナログのＬＰＦ６５を通過してチューナ部２に入力されることとなる。即ち、高周波成分が十分遮断されたＡＧＣ信号がチューナ部２に入力される。
【０１０５】
一方、不連続的で急峻な変化が検出される場合は、スイッチ６６ａが即座にＯＦＦとなり、ＡＧＣ信号は抵抗６５ｂのみを通過してチューナ部２に入力されることとなる。即ち、ＡＧＣ信号が、高周波成分を遮断されずにチューナ部２に入力される。
【０１０６】
なお、図８及び図９では、第一及び第二ＬＰＦ６２ｃ、６５を備えることとしているが、必ずしもＬＰＦを二つ備える必要はない。例えば、第一ＬＰＦ６２ｃを備えない構成として、高周波成分の遮断を第二ＬＰＦ６５のみで行なうこととしても構わない。このように構成することによって、素子数を減少させることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１０７】
本発明は、移動体通信を行う受信装置、特に、ＯＦＤＭ方式で変調された信号を受信して復調する受信装置及び受信方法に関する。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１】は、本発明の基本構成となる受信装置の内部構成を示すブロック図である。
【図２】は、ＯＦＤＭシンボル列におけるパイロットシンボルとデータシンボルの関係を示す図である。
【図３】は、スプライン補間を用いて時間軸方向に補間を行なった場合の補間曲線を示すグラフである。
【図４】は、本発明の第一施形態における受信装置の内部構成を示すブロック図である。
【図５】は、本発明の受信装置における時間と信号の強度変化との関係を示すグラフである。
【図６】は、本発明の第二実施形態における受信装置の内部構成を示すブロック図である。
【図７】は、遅延プロファイルの一例について示すグラフである。
【図８】は、本発明の第三実施形態における受信装置のＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。
【図９】は、本発明の第三実施形態における受信装置のＡＧＣ回路の構成の具体例を示すブロック図である。
【図１０】は、従来の受信装置の内部構成を示すブロック図である。
【図１１】は、従来の受信装置における時間と信号の強度変化との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【０１０９】
１    受信装置
２    チューナ部
３    Ａ／Ｄ変換部
４    ＦＦＴ部
５    等化処理部
６    ＡＧＣ回路
７    デジタル復調部
８    ＭＰＥＧデコーダ
９    復調部
１０    アンテナ
５１    ＳＰ補間部
５２    遅延プロファイル算出部
５３    等化器
６１    信号強度比較部
６２    ＬＰＦ
６３    Ｄ／Ａ変換部
６４    不連続変化検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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