(57)【要約】【課題】この発明は、受信状態が悪くなった場合でも信頼性の高い変調誤差を算出することができる変調誤差算出装置を提供することを目的とする。【解決手段】有効データキャリア毎に、受信データのＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値のそれぞれが、受信データに最も近い理想信号点のＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値より大きい場合にのみ、そのキャリアを変調誤差算出対象のキャリアと判定する手段、ならびに所定期間内の全ての有効データキャリアのうち、算出対象であると判定された有効データキャリアに対して算出される、距離Ｚの総和および距離Ｄの総和に基づいて、変調誤差を算出する手段を備えている。【選択図】図８
2008177852.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多値のデジタル変調信号を受信・復調し、受信信号の各有効データキャリアにおける受信データのＩＱ平面上での位置と、上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置との間の距離Ｚを求める第１手段、
上記有効データキャリア毎に、上記受信データのＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値のそれぞれが、上記受信データに最も近い理想信号点のＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値より大きい場合にのみ、そのキャリアを変調誤差算出対象のキャリアと判定する第２手段、ならびに
所定期間内の全ての有効データキャリアのうち、上記第２手段によって算出対象であると判定された有効データキャリアに対して、上記第１手段によって算出される距離Ｚの総和に基づいて、変調誤差を算出する第３手段、
を備えていることを特徴とする変調誤差算出装置。
【請求項２】
多値のデジタル変調信号を受信・復調し、受信信号の各有効データキャリアにおける受信データのＩＱ平面上での位置と、上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置との間の距離Ｚを求める第１手段、
上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置とＩＱ平面の原点との間の距離Ｄを求める第２手段、
上記有効データキャリア毎に、上記受信データのＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値のそれぞれが、上記受信データに最も近い理想信号点のＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値より大きい場合にのみ、そのキャリアを変調誤差算出対象のキャリアと判定する第３手段、ならびに
所定期間内の全ての有効データキャリアのうち、上記第３手段によって算出対象であると判定された有効データキャリアに対して、上記第１手段によって算出される距離Ｚの総和および上記第２手段によって算出される距離Ｄの総和に基づいて、変調誤差を算出する第４手段、
を備えていることを特徴とする変調誤差算出装置。
【請求項３】
多値のデジタル変調信号を受信・復調し、受信信号の各有効データキャリアにおける受信データのＩＱ平面上での位置と、上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置との間の距離Ｚを求める第１ステップ、
上記有効データキャリア毎に、上記受信データのＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値のそれぞれが、上記受信データに最も近い理想信号点のＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値より大きい場合にのみ、そのキャリアを変調誤差算出対象のキャリアと判定する第２ステップ、ならびに
所定期間内の全ての有効データキャリアのうち、上記第２ステップによって算出対象であると判定された有効データキャリアに対して、上記第１ステップによって算出される距離Ｚの総和に基づいて、変調誤差を算出する第３ステップ、
を備えていることを特徴とする変調誤差算出方法。
【請求項４】
多値のデジタル変調信号を受信・復調し、受信信号の各有効データキャリアにおける受信データのＩＱ平面上での位置と、上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置との間の距離Ｚを求める第１ステップ、
上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置とＩＱ平面の原点との間の距離Ｄを求める第２ステップ、
上記有効データキャリア毎に、上記受信データのＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値のそれぞれが、上記受信データに最も近い理想信号点のＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値より大きい場合にのみ、そのキャリアを変調誤差算出対象のキャリアと判定する第３ステップ、ならびに
所定期間内の全ての有効データキャリアのうち、上記第３ステップによって算出対象であると判定された有効データキャリアに対して、上記第１ステップによって算出される距離Ｚの総和および上記第２ステップによって算出される距離Ｄの総和に基づいて、変調誤差を算出する第４ステップ、
を備えていることを特徴とする変調誤差算出方法。
【請求項５】
請求項１乃至２に記載の変調誤差算出装置を備えていることを特徴とするデジタル放送受信機。
【請求項６】
請求項１乃至２に記載の変調誤差算出装置を備えていることを特徴とするるデジタル放送波用測定装置。
【請求項７】
受信・復調部をそれぞれ有する複数系統のブランチを備えたダイバーシティ方式のデジタル放送受信機において、各ブランチは請求項１乃至２に記載の変調誤差算出装置を備えており、各ブランチ内の変調誤差算出装置によって測定された変調誤差を用いて各ブランチの性能を比較する性能比較手段および性能比較手段の比較結果に基づいてシングル受信モード時に動作させるブランチを決定する手段を備えていることを特徴とするデジタル放送受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、デジタル変調信号の変調誤差比（MER: Modulation Error Ratio)等の変調誤差を測定する変調誤差測定装置、デジタル放送受信機およびデジタル放送波用測定装置に関する。なお、デジタル放送波用測定装置は、地上デジタル放送の受信機の評価や受信エリアの確認などの目的で、主に受信・送信装置開発メーカや放送事業者が使用するものであり、ＭＥＲ、Ｃ／Ｎ、ＢＥＲの測定、電界強度測定、伝搬遅延プロファイル測定等を行なう。
【背景技術】
【０００２】
デジタル変調では、搬送波の基本的なパラメータを数段階に変化させて、数段階の各々にデジタル信号の１つの情報を割り当てている。例えば、数段階に変化させるパラメータが搬送波の位相である場合には、送信するデジタル信号が”０”、”１”の２値であれば、図１に示すように、デジタル信号”０”は位相０に、デジタル信号”１”は位相πに割り当てられる。送信するデジタル信号が”０”〜”３”の４値であれば、図２に示すように、信号”０”は位相π／４に、信号”１”は位相３π／４に、信号”２”は位相５π／４に、信号”３”は位相７π／４に、割り当てられる。
【０００３】
復調では、搬送波のパラメータの値を認識し、これに対応するデジタル値を得る。デジタル多値変調方式には、搬送波の周波数の高低にデジタル値を割り当てるデジタル周波数変調（FSK: Frequency Shift Keying)方式、搬送波の振幅の高低にデジタル値を割り当てるデジタル振幅変調（ASK: Amplitudey Shift Keying) 方式、搬送波の位相にデジタル値を割り当てるデジタル位相変調（PSK: Phase Shift Keying)方式や、直交する２つの搬送波を利用することにより、振幅と位相の両方にデジタル値を割り当てる直交振幅変調（QAM: Quadraturc Amplitude Modulation) 方式がある。
【０００４】
変調誤差比（MER: Modulation Error Ratio)は、デジタル多値変調されたデジタル信号を受信・復調する回路における受信性能を表す指標であり、デマッピング可能な形式まで復調すれば求めることができる。変調誤差比は、ＢＥＲやＣ／Ｎと比例関係にあるため、受信・復調部の性能評価をはじめ、複数の受信・復調部を備えたダイバーシティ方式のデジタル放送受信機におけるダイバーシティ合成などにも利用できる。
【０００５】
変調誤差比は、デジタル多値変調された信号の伝送状態を把握するための指標として広く知られており、例えば、特開２００４−１４０６９７号公報などにもその算出方法が記載されている。
【０００６】
図３を参照して、変調誤差比の従来の算出方法について説明する。図３において、黒丸はキャリアｎにおけるＱＰＳＫ( Quandrature  Phase Shift Keying)の理想信号点を表し、白丸はキャリアｎにおける受信データを示している。所定の期間内における受信信号の全ての有効データキャリアを対象として、復調して得られるデータのＩＱ平面上での位置と、データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置との距離をＺｎとする。また、復調して得られるデータに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での大きさ、つまり、復調して得られるデータに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置とＩＱ平面上での座標原点（０，０）との距離をＤｎとする。
【０００７】
Ｄｎの対象キャリアでの総和をΣＤｎとし、Ｚｎの対象キャリアでの総和をΣＺｎとすると、ｄＢ単位の変調誤差比（MER)は、次式（１）で表される。
【０００８】
ＭＥＲ（ｄＢ）＝１０＊ｌｏｇ10（ΣＤｎ／ΣＺｎ）    …（１）
【特許文献１】特開２００４−１４０６９７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記方法によってＭＥＲを算出すると、図４に示すように、受信状態が悪くなって、送信時において右上の理想信号点に対応する受信データであっても、当該理想信号点からのデータのばらつきが大きくなると、送信時とは異なる理想信号点を、データに最も近い理想信号点であると誤判定する場合が発生する。そうすると、データに最も近い理想信号点に誤りが発生するとともに、誤判定した理想信号点とデータとの距離Ｚを算出するため、Ｚの値にも誤差が生じることとなり、これによって得られたＭＥＲの値は性能を表す指標としての信頼性が低くなるとともに、Ｃ／ＮやＢＥＲとの比例関係も成り立たなくなる。
【００１０】
図５の白抜きの三角（△）は、上記方法によってＭＥＲを算出した場合のＭＥＲとＣ／Ｎとの関係を示している。破線で示すように、Ｃ／Ｎが小さいときには、ＭＥＲはＣ／Ｎとの比例関係が保たれていないことがわかる。
【００１１】
この発明は、受信状態が悪くなった場合でも信頼性の高い変調誤差を算出することができる変調誤差算出装置および方法、デジタル放送受信機ならびにデジタル放送波用測定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１に記載の発明は、変調誤差算出装置において、多値のデジタル変調信号を受信・復調し、受信信号の各有効データキャリアにおける受信データのＩＱ平面上での位置と、上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置との間の距離Ｚを求める第１手段、上記有効データキャリア毎に、上記受信データのＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値のそれぞれが、上記受信データに最も近い理想信号点のＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値より大きい場合にのみ、そのキャリアを変調誤差算出対象のキャリアと判定する第２手段、ならびに所定期間内の全ての有効データキャリアのうち、上記第２手段によって算出対象であると判定された有効データキャリアに対して、上記第１手段によって算出される距離Ｚの総和に基づいて、変調誤差を算出する第３手段を備えていることを特徴とする。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、変調誤差算出装置において、多値のデジタル変調信号を受信・復調し、受信信号の各有効データキャリアにおける受信データのＩＱ平面上での位置と、上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置との間の距離Ｚを求める第１手段、上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置とＩＱ平面の原点との間の距離Ｄを求める第２手段、上記有効データキャリア毎に、上記受信データのＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値のそれぞれが、上記受信データに最も近い理想信号点のＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値より大きい場合にのみ、そのキャリアを変調誤差算出対象のキャリアと判定する第３手段、ならびに所定期間内の全ての有効データキャリアのうち、上記第３手段によって算出対象であると判定された有効データキャリアに対して、上記第１手段によって算出される距離Ｚの総和および上記第２手段によって算出される距離Ｄの総和に基づいて、変調誤差を算出する第４手段を備えていることを特徴とする。
【００１４】
請求項３に記載の発明は、変調誤差算出方法において、多値のデジタル変調信号を受信・復調し、受信信号の各有効データキャリアにおける受信データのＩＱ平面上での位置と、上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置との間の距離Ｚを求める第１ステップ、上記有効データキャリア毎に、上記受信データのＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値のそれぞれが、上記受信データに最も近い理想信号点のＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値より大きい場合にのみ、そのキャリアを変調誤差算出対象のキャリアと判定する第２ステップ、ならびに所定期間内の全ての有効データキャリアのうち、上記第２ステップによって算出対象であると判定された有効データキャリアに対して、上記第１ステップによって算出される距離Ｚの総和に基づいて、変調誤差を算出する第３ステップを備えていることを特徴とする。
【００１５】
請求項４に記載の発明は、変調誤差算出方法において、多値のデジタル変調信号を受信・復調し、受信信号の各有効データキャリアにおける受信データのＩＱ平面上での位置と、上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置との間の距離Ｚを求める第１ステップ、上記受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置とＩＱ平面の原点との間の距離Ｄを求める第２ステップ、上記有効データキャリア毎に、上記受信データのＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値のそれぞれが、上記受信データに最も近い理想信号点のＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値より大きい場合にのみ、そのキャリアを変調誤差算出対象のキャリアと判定する第３ステップ、ならびに所定期間内の全ての有効データキャリアのうち、上記第３ステップによって算出対象であると判定された有効データキャリアに対して、上記第１ステップによって算出される距離Ｚの総和および上記第２ステップによって算出される距離Ｄの総和に基づいて、変調誤差を算出する第４ステップを備えていることを特徴とする。
【００１６】
請求項５に記載の発明は、デジタル放送受信機において、請求項１乃至２に記載の変調誤差算出装置を備えていることを特徴とする。
【００１７】
請求項６に記載の発明は、デジタル放送波用測定装置において、請求項１乃至２に記載の変調誤差算出装置を備えていることを特徴とする。
【００１８】
請求項７に記載の発明は、受信・復調部をそれぞれ有する複数系統のブランチを備えたダイバーシティ方式のデジタル放送受信機において、各ブランチは請求項１乃至２に記載の変調誤差算出装置を備えており、各ブランチ内の変調誤差算出装置によって測定された変調誤差を用いて各ブランチの性能を比較する性能比較手段および性能比較手段の比較結果に基づいてシングル受信モード時に動作させるブランチを決定する手段を備えていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
請求項１乃至４に記載の発明によれば、受信状態が悪くなった場合でも信頼性の高い変調誤差を算出することができるようになる。
【００２０】
請求項２または４に記載の発明によれば、受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置とＩＱ平面の原点との間の距離Ｄがキャリア毎に変化する場合であっても、変調誤差を正確に算出することができる。
【００２１】
請求項５に記載の発明によれば、受信状態が悪くなった場合でも信頼性の高い変調誤差を算出することができるようになるデジタル放送受信機が得られる。
【００２２】
請求項６に記載の発明によれば、受信状態が悪くなった場合でも信頼性の高い変調誤差を算出することができるようになるデジタル放送波用測定装置が得られる。
【００２３】
請求項７に記載の発明によれば、ダイバーシティ受信モードからシングルモード受信モードに切り替える時、シングルモード受信モードで動作させるブランチの選択を、従来のＭＥＲを用いるより正確に行なうことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、図面を参照して、この発明の実施例について説明する。
【実施例１】
【００２５】
〔１〕本願発明の考え方についての説明
従来方法では、受信状態が悪くなって、理想信号点からのデータのばらつきが大きくなると、送信時とは異なる信号点を、データに最も近い理想信号点であると誤判定する場合が発生する。このような誤判定は、Ｉ軸方向若しくはＱ軸方向に隣り合う理想信号点間で起こりやすい現象である。
【００２６】
図６の白丸はＱＰＳＫ( Quandrature  Phase Shift Keying)の理想信号点を示し、図７の黒丸および白丸は１６ＱＡＭの理想信号点を示している。なお、図７の白丸は、１６ＱＡＭの理想信号点のうち、ＩＱともに絶対値が最大となる理想信号点を示している。
【００２７】
ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭのように、ＩＱ平面上に等間隔に理想信号点が配置されるような変調方式では、Ｉ座標値およびＱ座標値ともに絶対値が最大となる理想信号点Ｐ１〜Ｐ４が４点ある。
【００２８】
図６および図７に斜線部で示すように、各理想信号点Ｐ１〜Ｐ４それぞれに対して、Ｉ座標値およびＱ座標値それぞれの絶対値がその理想信号点のＩ座標値およびＱ座標値の絶対値より大きくなる領域内のデータに関しては、当該理想信号点からの距離に比べて、他の理想信号点からの距離が大きくなるため、誤判定が発生しにくくなる。本願発明では、有効データキャリアのうち、これらの領域に該当するキャリアのみを変調誤差比の算出対象データとして用いることにより、信頼性の高い変調誤差比を算出する。
【００２９】
〔２〕変調誤差比算出回路を備えたデジタル放送受信機の構成についての説明
【００３０】
図８は、変調誤差比算出回路を備えたデジタル放送受信機の電気的構成を示している。      
【００３１】
チューナ１１は、ＯＦＤＭ( Orthogonal Frequency Divisional Multiplexing) 変調方式により変調されたＲＦ信号を、アンテナ１０を介して受信し、ベースバンド信号にダウンコンバータする。ＡＧＣ部１２は、後段の復調部１６において測定される信号の電力に基づいて生成される制御信号に応じて、チューナ１１によって得られた受信信号を所望の電力値に設定する。
【００３２】
Ａ／Ｄ変換部１３は、ＡＧＣ部１２から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するとともに、ヒルベルト変換などを用いて実軸（Ｉ軸）成分の信号と、虚軸（Ｑ軸）成分の信号とを生成する。同期部１４が同期処理を行ない、ＦＦＴ部１５が高速フーリェ変換を行なうことにより、Ａ／Ｄ変換部１３によって得られた時間軸データが周波数データに変換される。
【００３３】
復調部１６は、変調方式に対応した差動復調などの各種復調処理を行なう。伝送路推定部１７は伝送路特性を推定する。等化部１８は、等化処理によって、受信データのＩ軸成分およびＱ軸成分と、伝達関数を求める。
【００３４】
デマッピング部１９は、伝達関数を基に全理想信号点のＩＱ平面上での位置を求め、これと受信データとを比較して受信データに最も近い理想信号点を求める（ビタビ硬判定処理）。また、デマッピング部１９は、その理想信号点から見た受信データのＩ、Ｑ軸方向それぞれの向きおよび大きさを求めてビタビ軟判定処理可能な形式に変換した値を求める。ビタビ軟判定処理とは、受信データに最も近い理想信号点と受信データとの間の距離を求める処理をいう。
【００３５】
デインタリーブ部２０は、周波数デインタリーブ処理、時間デインタリーブ処理、エネルギー逆拡散処理、ビタビ軟判定処理など、ＯＦＤＭ信号をデジタル復調するのに必要な処理を行なう。
【００３６】
デマッピング部１９によって得られたデータは、変調誤差比算出回路５０に送られる。変調誤差比算出回路５０は、Ｄ算出部５１、Ｚ算出部５２、変調誤差比算出対象キャリア判定部５３、ΣＤ算出部５４、ΣＺ算出部５５およびＭＥＲ算出部５６を備えている。
【００３７】
Ｄ算出部５１は、有効データキャリア毎に、デマッピング部１９で求められたデータに基づいて、受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置とＩＱ平面上での座標原点（０，０）との距離Ｄを算出する。Ｄ算出部５１によって算出された距離Ｄは、ΣＤ算出部５４に与えられる。
【００３８】
Ｚ算出部５２は、有効データキャリア毎に、デマッピング部１９で求められたデータに基づいて、受信データのＩＱ平面上での位置と、受信データに最も近い理想信号点のＩＱ平面上での位置との距離Ｚを算出する。Ｚ算出部５２によって算出された距離Ｚは、ΣＺ算出部５５に与えられる。
【００３９】
変調誤差比算出対象キャリア判定部５３は、有効データキャリア毎に、デマッピング部１９で求められたデータに基づいて、受信データのＩ軸成分の絶対値およびＱ軸成分の絶対値のそれぞれが、当該データに最も近い理想信号点のＩ座標値の絶対値およびＱ座標値の絶対値より大きいという算出対象条件を満たしているか否かを判定し、その判定結果をΣＤ算出部５４およびΣＺ算出部５５に与える。
【００４０】
ΣＤ算出部５４は、変調誤差比算出対象キャリア判定部５３によって算出対象条件を満たしていると判定されたキャリアに対して算出された距離Ｄを累積加算していき、所定時間毎にその総和ΣＤを求める。ΣＺ算出部５５は、変調誤差比算出対象キャリア判定部５３によって算出対象条件を満たしていると判定されたキャリアに対して算出された距離Ｚを累積加算していき、所定時間毎にその総和ΣＺを求める。
【００４１】
ＭＥＲ算出部５６は、所定時間毎に、ΣＤ算出部５４によって所定時間毎に算出されるΣＤと、ΣＺ算出部５５によって所定時間毎に算出されるΣＺとに基づいて、次式（２）により、ｄＢ単位の変調誤差比（MER)を算出する。
【００４２】
ＭＥＲ（ｄＢ）＝１０＊ｌｏｇ10（ΣＤ／ΣＺ）    …（２）
【００４３】
なお、ＭＥＲを単に性能の指標として使用する場合には、次式（３）に示すように、ｄＢ単位でない値を算出する方が演算回路を単純化することができる。
【００４４】
ＭＥＲ＝ΣＤ／ΣＺ      …（３）
【００４５】
また、ＭＥＲから等価Ｃ／Ｎを求める場合には、ｄＢ単位のＭＥＲに約２．３ｄＢを加算すればよいので、次式（４）に示すように、等価Ｃ／Ｎを求めて出力してもよい。ただし、上記２．３ｄＢの値は、復調器の伝送路等価回路の雑音により変化する値である。
【００４６】
等価Ｃ／Ｎ（ｄＢ）＝ＭＥＲ（ｄＢ）＋２．３（ｄＢ）    …（４）
【００４７】
図５の黒塗りの三角（▲）は、本実施例による手法によってＭＥＲを算出した場合のＭＥＲとＣ／Ｎとの関係を示している。Ｃ／Ｎが小さいときにおいても、ＭＥＲはＣ／Ｎとの比例関係が保たれていることがわかる。
【００４８】
本実施例の手法によってＭＥＲを算出した場合には、受信状態に係わらず、得られたＭＥＲはＣ／ＮやＢＥＲとの比例関係が成立するので、Ｃ／ＮやＢＥＲを測定しなくても、従来手法より高い精度で受信性能を知ることができる。
【００４９】
上記実施例では、変調誤差比（ＭＥＲ）を算出しているが、ΣＺのみに基づいて変調誤差（例えば、１／ΣＺ）を求め、これを性能の指標として使用してもよい。
【実施例２】
【００５０】
以下、この発明をダイバーシティ方式のデジタル放送受信機に応用した場合の実施例について説明する。
【００５１】
図９は、ダイバーシティ方式のデジタル放送受信機の電気的構成を示している。
【００５２】
１０１、２０１はアンテナである。１０２は、アンテナ１０１に接続されたブランチＡ側の受信・復調部であり、実施例１における図８のチューナ１１からデマッピング部１９までの回路と変調誤差比算出回路５０とを含んでいる。２０２は、アンテナ２０１に接続されたブランチＢ側の受信・復調部であり、実施例１における図８のチューナ１１からデマッピング部１９までの回路と変調誤差比算出回路５０とを含んでいる。
【００５３】
１０３は、ダイバーシティ合成部であり、ブランチＡ側の受信・復調部１０２で復調されたデータとブランチＢ側の受信・復調部２０２で復調されたデータとを合成して出力するか、一方を選択して出力する。１０４は、ダイバーシティ合成部１０３によって得られたシンボルに対してデインターリーブ、ビタビ復号等を行なう復調部である。
【００５４】
１１０は、シームレス切替制御部である。シームレス切替制御部１１０は、性能比較部１１１および切替判定部１１２を備えている。
【００５５】
性能比較部１１１は、ブランチＡ側の受信・復調部１０２によって算出されるＭＥＲ（実施例１の手法によって算出されるＭＥＲ）と、ブランチＢ側の受信・復調部２０２によって算出されるＭＥＲ（実施例１の手法によって算出されるＭＥＲ）とに基づいて、両受信・復調部の性能を比較する。
【００５６】
切替判定部１１２は、復調部１０４内のビタビ復号部によって算出されるＢＥＲ（ビットエラーレート）に基づいて、シングル受信モードまたはダイバー受信モードのいずれかを選択する。ＢＥＲが閾値より小さいときにはシングル受信モードを選択し、ＢＥＲが閾値以上のときにはダイバーシティ受信モードを選択する。ダイバーシティ受信モードを選択した場合には、両受信・復調部１０２、２０２を動作させるとともに、ダイバーシティ合成部１０３に両受信・復調部１０２、２０２からのデータを合成させる。
【００５７】
シングル受信モードを選択した場合には、ブランチＡ側およびＢ側の受信・復調部１０２、２０２のうち、性能比較部１１１によって性能が高いと判定されている方のブランチ側受信・復調部を動作させ、他方のブランチ側の受信・復調部の動作を停止させる。
【００５８】
図１０は、図９のデジタル放送受信機の動作を示している。
【００５９】
まず、停止中のブランチの受信・復調部の動作をオンさせるとともに、ダイバーシティ受信合成をオンさせる（ステップＳ１）。つまり、両受信・復調部１０２、２０２を動作状態にさせるとともに、ダイバーシティ合成部１０３に両受信・復調部１０２、２０２からのデータを合成するように指示する。この場合には、ダイバーシティ受信が行なわれる。
【００６０】
次に、ダイバーシティ受信モードからシングル受信モードへの切り替えが発生したか否かを判別する（ステップＳ２）。つまり、ダイバーシティ受信モード時において、切替判定部１１２によって、シングル受信モードが選択されたか否かを判定する。
【００６１】
ダイバーシティ受信モードからシングル受信モードへの切り替えが発生していない場合には、ステップＳ１に戻る。ダイバーシティ受信モードからシングル受信モードへの切り替えが発生した場合には、性能比較部１１１の判定結果に基づいて、ブランチＡの性能がブランチＢの性能より高いか否かを判別する（ステップＳ３）。ブランチＡの性能が高い場合には、ブランチＢ側の受信・復調部２０２の動作を停止させる（ステップＳ４）。これにより、ブランチＡによるシングル受信が行なわれる。そして、シングル受信モードからダイバーシティ受信モードへの切り替えが発生したか否かを判別する（ステップＳ５）。
【００６２】
シングル受信モードからダイバーシティ受信モードへの切り替えが発生しない場合には、ステップＳ４に戻る。シングル受信モードからダイバーシティ受信モードへの切り替えが発生した場合には、ステップＳ１に戻る。
【００６３】
上記ステップＳ３において、ブランチＢの性能が高い場合には、ブランチＡ側の受信・復調部１０２の動作を停止させる（ステップＳ６）。これにより、ブランチＢによるシングル受信が行なわれる。そして、シングル受信モードからダイバーシティ受信モードへの切り替えが発生したか否かを判別する（ステップＳ７）。
【００６４】
シングル受信モードからダイバーシティ受信モードへの切り替えが発生しない場合には、ステップＳ６に戻る。シングル受信モードからダイバーシティ受信モードへの切り替えが発生した場合には、ステップＳ１に戻る。
【００６５】
実施例２おいてブランチＡ側およびＢ側の受信・復調部１０２、２０２で得られるＭＥＲは実施例１と同様に精度の高いＭＥＲである。このため、ブランチＡとブランチＢの性能を比較するのに、Ｃ／ＮやＢＥＲを用いることなく、ＭＥＲを用いることができる。この結果、Ｃ／ＮやＢＥＲを算出するために必要な、デインターリーブ、ビタビ復号等を行なう復調部１０４を１系統だけ設ければよく、構成が簡単となる。
【００６６】
なお、受信・復調部１０２、２０２は変調誤差比（ＭＥＲ）を算出しているが、ΣＺのみに基づいて変調誤差（例えば、１／ΣＺ）を算出して、性能比較部１１１に与えるようにしてもよい。
【００６７】
今回開示された実施の形態は全ての点で例示であって制限的なものではないと考えるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および均等の範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】数段階に変化させるパラメータが搬送波の位相であり、送信するデジタル信号が”０”、”１”の２値である場合に、各値か割り当てられる位相を示す模式図である。
【図２】数段階に変化させるパラメータが搬送波の位相であり、送信するデジタル信号が”０”〜”３”の４値である場合に、各値が割り当てられる位相を示す模式図である。
【図３】変調誤差比の従来の算出方法を説明するための模式図である。
【図４】従来方法の問題点を説明するための模式図である。
【図５】従来方法によってＭＥＲを算出した場合のＭＥＲとＣ／Ｎとの関係と、本願発明手法によってＭＥＲを算出した場合のＭＥＲとＣ／Ｎとの関係とを示すグラフである。
【図６】ＱＰＳＫの理想信号点を示す模式図である。
【図７】１６ＱＡＭの理想信号点を示す模式図である。
【図８】変調誤差比算出回路を備えたデジタル放送受信機の電気的構成を示すブロック図である。
【図９】ダイバーシティ方式のデジタル放送受信機の電気的構成を示すブロック図である。
【図１０】図９のデジタル放送受信機の動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００６９】
５０  変調誤差比算出回路
５１  Ｄ算出部
５２  Ｚ算出部
５３  変調誤差比算出対象キャリア判定部
５４  ΣＤ算出部
５５  ΣＺ算出部
５６  ＭＥＲ算出部
１０２、２０２  受信・復調部
１１０  シームレス切替制御部
１１１  性能比較部
１１２  切替判定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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