(57)【要約】【課題】大きな巻数比の昇圧トランスを要求しないインバータ回路を提供する。【解決手段】昇圧トランスと、昇圧トランスの一次巻線の一方の引出端子に接続された第１直流電圧変換回路と、昇圧トランスの一次巻線の他方の引出端子に接続された第２直流電圧変換回路と、を備える。そして、第１直流電圧変換回路の直流出力電圧に重畳された正弦波と、第２直流電圧変換回路の直流出力電圧に重畳された正弦波とは、互いに１８０°の位相差を有するように構成する。【選択図】図１
2008160899.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
昇圧トランスを含み、該昇圧トランスの二次巻線に接続される冷陰極放電管を駆動するインバータ回路において、
前記昇圧トランスの一次巻線の一方の引出端子に接続された第１直流電圧変換回路と、
前記昇圧トランスの前記一次巻線の他方の引出端子に接続された第２直流電圧変換回路と、を備え、
前記昇圧トランスは、前記第１および第２直流電圧変換回路から出力され、正弦波が重畳された直流出力電圧で駆動される、ことを特徴とするインバータ回路。
【請求項２】
前記第１および第２直流電圧変換回路は、それぞれ出力段がＤ級で動作するトランジスタ回路を備え、それぞれ前記正弦波が重畳された直流出力電圧を出力するように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
【請求項３】
前記第１直流電圧変換回路から出力される前記直流出力電圧に重畳された正弦波と、前記第２直流電圧変換回路から出力される前記直流出力電圧に重畳された正弦波とは、互いに１８０°の位相差を有する、ことを特徴とする請求項２に記載のインバータ回路。
【請求項４】
前記第１および第２直流電圧変換回路のそれぞれの前記トランジスタ回路は、それぞれチョッパ回路として動作する、ことを特徴とする請求項２または３に記載のインバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、蛍光灯等の冷陰極放電管の点灯を制御するインバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
よく知られているように、蛍光灯等の冷陰極放電管は、インバータ回路で発生させた高周波駆動電圧に駆動されて発光する。この種の冷陰極放電管は照明用として用いることは勿論、最近は液晶表示パネルのバックライト用の光源として多く使用されている。インバータ回路は昇圧トランスを含み、冷陰極放電管は、この昇圧トランスの二次巻線側にコネクタを介して接続される構成となっている。
【０００３】
特に、液晶表示パネルのバックライト用として冷陰極放電管を使用する場合には、複数の冷陰極放電管を使用し、しかも複数の冷陰極放電管を均一に発光させる必要がある。液晶表示パネルのバックライトに用いられるインバータ回路は、通常、入力直流電圧が１２Ｖ〜２４Ｖで入力され、冷陰極放電管の長さにより駆動する電圧値が変わる。
【０００４】
一例として、冷陰極放電管には、点灯する前の、いわゆる開放電圧として１８００Ｖ程度の高周波駆動電圧を印加することで冷陰極放電管が点灯し、点灯後の通常点灯時には、いわゆる管電圧として８００Ｖ程度の高周波駆動電圧で駆動する。したがって、たとえば入力直流電圧１２Ｖを、高周波駆動電圧として点灯開始時の１８００Ｖまで昇圧させるためには、昇圧トランスの巻数比が１：１５０等の巻数比がかなり大きい昇圧トランスを使用する必要がある。
【０００５】
しかしながら、通常、巻数比の大きい昇圧トランスを使用する場合、昇圧トランスの変換効率が悪くなってしまう。また、従来の回路では、昇圧トランスの一次巻線にフルブリッジ回路やハーフブリッジ回路を接続しているがいずれも、矩形波の電圧で昇圧トランスを駆動させるため、効率が悪くなる傾向にある。
【０００６】
以上で説明した課題を解決するため、特許文献１に開示されたように、昇圧トランスの駆動側に、出力段としてＤ級で駆動されるスイッチング素子と、低域通過フィルタで構成されたインバータ回路が提案されている。特許文献１に開示された発明によれば、昇圧トランスの一次巻線には矩形波でなく正弦波が重畳された直流電圧を印加することが可能となり、そのため、昇圧トランスの変換効率を高めることが可能とされている。
【特許文献１】特開２００２−３５９９６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の技術である特許文献１に開示された発明は、圧電トランスを開示しているが、巻線型の昇圧トランスに置き換えることも通常の技術者は容易に想定できる。しかしながら、巻線型の昇圧トランスに置き換えたとしても巻数比が大きいため変換効率が一定以上は良くはならない。
【０００８】
また昇圧トランスの巻数比が大きいと、昇圧トランスの形状が大きくなると共に、なるべく昇圧トランスの形状を小さく構成するため、昇圧トランスの二次巻線を細い線で巻く傾向にある。しかしながら、昇圧トランスの二次巻線を細い線で巻くと、当然にして、二次巻線の断線の危険性が高くなる。
【０００９】
冷陰極放電管の管寿命の関係から、正弦波電流を流す必要があるが、従来の多励方式では、昇圧トランスの一次巻線側に矩形波インバータを接続し、昇圧トランスの１次２次結合を低く設定してリーケージインダクタンスを設けていた。さらに二次巻線側にコンデンサを接続し共振特性を利用して正弦波に変換していた。
【００１０】
しかし、昇圧トランスの結合が低いために共振周波数付近以外では効率が悪くなる。そのため、昇圧トランスの二次巻線側の共振回路特性の設定が難しい問題があった。又、二次巻線側にコンデンサを設けるために無効電流が増加し、インバータの効率が悪くなっていた。さらに、一次巻線側は矩形波によるＰＷＭ制御により出力電力の調整をするため、ＯＮ−ＤＵＴＹが低いと、冷陰極放電管に流れる電流波形の歪みが大きくなる。また、二次巻線側の出力電圧を更に高く設定する場合、昇圧トランスの巻数比を大きくする必要があり、そのために効率が悪化していた。
【００１１】
したがって本発明の目的は、大きな巻数比の昇圧トランスを要求しないインバータ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、本発明の実施形態におけるインバータ回路は、
昇圧トランスを含み、該昇圧トランスの二次巻線に接続される冷陰極放電管を駆動するインバータ回路において、
前記昇圧トランスの一次巻線の一方の引出端子に接続された第１直流電圧変換回路と、
前記昇圧トランスの前記一次巻線の他方の引出端子に接続された第２直流電圧変換回路と、を備え、
前記昇圧トランスは、前記第１および第２直流電圧変換回路から出力され、正弦波が重畳された直流出力電圧で駆動される、ことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、巻数比の小さい昇圧トランスを使用することが可能となり、昇圧トランスの二次巻線側で共振特性による正弦波発生によらず昇圧トランスの効率を向上することが可能となる。また、広範囲な駆動条件において歪みの少ないインバータ回路を提供することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
＜実施形態１＞
図１は、本発明の実施形態１に係るインバータ回路の基本的な構成を示し、図２は、図１に示す本発明の実施形態１に係るインバータ回路の具体的な回路図を示す。
【００１５】
図１に示す本発明の実施形態１に係るインバータ回路おいて、例えば１２Ｖの直流電圧Ｖｉｎが電源端子１および２間に供給される。この場合、電源端子２は接地ＧＮＤに接続されている。
【００１６】
図１のインバータ回路は、第１および第２直流電圧変換回路４および５を備える。この第１および第２直流電圧変換回路４および５はそれぞれチョッパ回路を内臓する所謂チョッパ型直流電圧変換回路を使用することが出来る。そのため、チョッピング信号として発振回路３からの発振出力信号が、それぞれ第１および第２直流電圧変換回路４、５に供給される。
【００１７】
第１直流電圧変換回路４からは、正弦波が重畳された正の直流出力電圧が得られ、第２直流電圧変換回路５からは、正弦波が重畳された負の直流出力電圧が得られる。この場合、第１直流電圧変換回路４の直流出力電圧に重畳された正弦波と、第２直流電圧変換回路５の直流出力電圧に重畳された正弦波とは、互いに位相が１８０度の位相差となるように第１直流電圧変換回路４および第２直流電圧変換回路５が設定される。
【００１８】
第１直流電圧変換回路４の直流出力電圧および第２直流電圧変換回路５の直流出力電圧は、昇圧トランス６の一次巻線６−１の異なる引出端子に接続される。昇圧トランス６の二次巻線６−２には、冷陰極放電管７が接続される。
【００１９】
以上の構成により、本発明に実施形態１に係るインバータ回路は、昇圧トランス６の一次巻線６−１に印加される直流電圧の電圧値を上げることで、巻数比をあげることなく十分な電圧の駆動信号を冷陰極放電管７に供給することが可能となる。
【００２０】
更に、第１直流電圧変換回路４と第２直流電圧変換回路５は、それぞれＤ級で動作する出力段のトランジスタ回路を含む。そして直流出力電圧として正弦波が重畳された直流電圧の出力を可能としている。
【００２１】
また、第１直流電圧変換回路４と第２直流電圧変換回路５から出力される直流出力電圧は、それぞれ１８０°の位相差をもった正弦波が重畳されている。この直流出力電圧を昇圧トランスの一次巻線６−１に印加することにより、昇圧トランス６の一次巻線６−１の一方の引出端子と他方の引出端子との間には、２倍の電圧を印加することが可能となる。
【００２２】
更に、第１および第２直流電圧変換回路４、５を昇圧チョッパ回路として機能する構成とすることで、更に昇圧トランス６の一次巻線６−１に印加される電圧を上げることが可能となる。したがって、昇圧トランス６での昇圧比、即ち巻数比を低くすることが可能となる。そのようにすることで、変換効率を上げることが可能となり、回路の効率を上げることが可能となる。
【００２３】
図２は、図１に示すインバータ回路の、より具体的な回路図を示す。図２において、例えば１２Ｖの直流電圧Ｖｉｎが電源端子２１および２２間に供給される。この場合、電源端子２２は接地ＧＮＤに接続されている。直流電圧Ｖｉｎは、それぞれ発振回路２３および２チャンネル制御ＩＣ（集積回路）２４に動作電源電圧として供給される。発振回路２３の出力は、２チャンネル制御ＩＣ２４に与えられる。
【００２４】
２チャンネル制御ＩＣ２４からの一方の出力は、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）された３００ＫＨｚのパルス信号として抵抗２６および２７の接続中点からスイッチングトランジスタ２５のベース電極に与えられる。また、２チャンネル制御ＩＣ２４からの他方の出力は、ＰＷＭ変調された３００ＫＨｚのパルス信号として抵抗２９および３０の接続中点からスイッチングトランジスタ２８のベース電極に与えられる。スイッチングトランジスタ２５および２８のそれぞれのエミッタ電極には直流電圧Ｖｉｎが与えられる。
【００２５】
また、Ｄ級で動作する出力段のスイッチングトランジスタ２５および２８のそれぞれのコレクタ電極には、３００ＫＨｚのパルスでチョッピングされ、略４０ＫＨｚの周波数でＰＷＭ変調を受けた正および負のパルス状の直流出力電圧が得られる。この正のパルス状の直流出力電圧はダイオード３１、チョーク３２およびコンデンサ３３により、略４０ＫＨｚの周波数の正弦波が重畳された正の直流出力電圧となる。また、この負のパルス状の直流出力電圧はコイル３４、ダイオード３６、およびコンデンサ３５により、略４０ＫＨｚの周波数の正弦波が重畳された負の直流出力電圧となる。
【００２６】
なお、夫々重畳された正弦波の位相は、互いに１８０度異なる位相とされ、それぞれ昇圧トランス３７の一次巻線３７−１の引出端子に与えられる。昇圧トランス３７の二次巻線３７−２には冷陰極放電管３８が接続され、二次巻線３７−２に発生する駆動信号で駆動されることになる。
【００２７】
なお、図示の例では、抵抗３９および４０の接続中点から、正の直流出力電圧が２チャンネル制御ＩＣ２４にフィードバックされ、これによりＰＷＭ変調の動作が制御されて、安定した出力が発生するように制御されている。
【００２８】
なお、図１および２の実施形態において、発振回路３および２３の発振出力信号は、例えば３００ＫＨｚであると説明した。さらに昇圧トランス６の一次巻線６−１および昇圧トランス３７の一次巻線３７−１に印加される直流出力電圧に重畳される正弦波は、例えば４０ＫＨｚであると説明した。しかしながら、必ずしもこれらの値でなくてもよい。なおチョッパ回路の型式としては、昇圧型、降圧型、反転型の何れでもよく、また、それらを組み合わせて使用することも可能である。これらの設定は、以下に説明する実施形態２にも適用される。
【００２９】
＜実施形態２＞
図３は、本発明の実施形態２に係るインバータ回路を示す。図３において、例えば１２Ｖの直流電圧Ｖｉｎが電源端子５１および５２間に供給される。この場合、電源端子５２は接地ＧＮＤに接続されている。直流電圧Ｖｉｎは、それぞれ発振回路５３および２チャンネル制御ＩＣ５４に動作電源電圧として供給される。発振回路５３の出力は２チャンネル制御ＩＣ５４に与えられる。
【００３０】
２チャンネル制御ＩＣ５４からの一方の出力は、ＰＷＭ変調された３００ＫＨｚのパルス信号として、出力段がＤ級で動作するスイッチングトランジスタ５５のベース電極に与えられる。また、２チャンネル制御ＩＣ５４からの他方の出力は、ＰＷＭ変調された３００ＫＨｚのパルス信号としてスイッチングトランジスタ５９のベース電極に与えられる。スイッチングトランジスタ５５および５９のそれぞれのエミッタ電極は接地ＧＮＤに接続される。
【００３１】
スイッチングトランジスタ５５のコレクタ電極はチョーク５６を介して直流電圧Ｖｉｎが供給され、一方、スイッチングトランジスタ５９のコレクタ電極はチョーク６０を介して直流電圧Ｖｉｎが供給される。スイッチングトランジスタ５５のコレクタ電極とチョーク５６との接続中点は、ダイオード５７を介して昇圧トランス６３の一次巻線６３−１の一方の引出端子に接続される。また、スイッチングトランジスタ５９のコレクタ電極とチョーク６０との接続中点は、ダイオード６１を介して昇圧トランス６３の一次巻線６３−１の一方の引出端子に接続される。
【００３２】
また、ダイオード５７と昇圧トランス６３の一次巻線６３−１の一方の引出端子との接続中点と接地ＧＮＤの間にはコンデンサ５８が接続される。さらにダイオード６１と昇圧トランス６３の一次巻線６３−１の一方の引出端子との接続中点と接地ＧＮＤとの間にはコンデンサ６２が接続される。また、昇圧トランス６３の二次巻線６３−２には冷陰極放電管６４が接続されて、本発明の実施形態２に係るインバータ回路が構成されている。
【００３３】
この実施形態２に係るインバータにおいても、Ｄ級で動作する出力段のスイッチングトランジスタ５５および５９は、チョッピングトランジスタとして機能する。そして、それぞれのコレクタ電極には、互いに位相が１８０度異なる位相を有する正弦波でＰＷＭ変調された直流出力が得られるものである。
【００３４】
したがって、ダイオード５７および６１の出力には、ＰＷＭ変調波が平滑されて互いに位相が１８０度異なる位相の正弦波が重畳された直流出力電圧が得られる。この直流電圧出力が昇圧トランス６３の一次巻線６３−１に供給され、その結果、二次巻線６３−２に冷陰極放電管６４を駆動する駆動信号が得られ、本発明の実施形態１と同様に動作するものである。
【００３５】
＜実施形態１、２の変形例＞
図４は、図３で説明したインバータ回路の一部を変更して構成された本発明の実施形態２の変形例を示す。図４においては、１つの昇圧トランス６３に替えて直列に接続された２つの昇圧トランス７０および７５が設けられる。即ち、昇圧トランス７０および７５の一次巻線７０−１、７５−１が直列に接続される。昇圧トランス７０および７５の二次巻線７０−２、７５−２には、冷陰極放電管８０および８５がそれぞれ接続される。本発明の実施形態２の変形例によれば、従来の巻数比を備える昇圧トランスを使用しても十分高い駆動電圧が得られる。したがって、図示するように、昇圧トランス７０および７５を直列に接続しても、各昇圧トランス７０、７５の二次巻線７０−２、７５−２には、問題なく冷陰極放電管８０および８５を駆動できる駆動電圧が得られるものである。この実施形態２の変形例は、図１および２で説明した実施形態１に対しても適用が可能である。
【００３６】
上記で説明した本発明の実施形態に係るインバータ回路においては、昇圧トランスのインダクタンスの調整が不要となり、巻数比の設定および結合度の設定のみ行えばよいので、昇圧トランスの設定を簡略化することが可能となる。
【００３７】
また、一次巻線側に正弦波を入力できるため、二次巻線側の共振回路が不要となるため、昇圧トランスの結合を高く設定でき、伝送効率が向上するだけでなく二次巻線側にコンデンサが不要となる。したがって、無効電流がなくなることでインバータ回路としての効率が向上することになる。また、出力電力調整は、一次側に入力する正弦波レベルで行なうことが可能であるため、広範囲な駆動条件において管電流の歪みが少なくなり、冷陰極放電管の寿命短くするようなことはない。さらに、２次出力電圧を更に高く設定する場合、一次巻線側に入力する正弦波レベルで行なうことが可能であるため、昇圧トランスの巻数比を大きくする必要がなく効率が悪化しない。
【００３８】
さらに、理論上チョッパ回路として機能するトランジスタ回路の出力の正弦波のレベルは、チョッパを構成する回路方式やその設定により自由に設計することが可能である。したがって、使用する昇圧トランスの構成の自由度を高くすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の実施形態１に係るインバータ回路の、基本的なブロック回路図を示す。
【図２】図１に示す本発明の実施形態１に係るインバータ回路の、具体的な回路図を示す。
【図３】本発明の実施形態２に係るインバータ回路の、具体的なブロック回路の図を示す。
【図４】本発明の実施形態１および２に係るインバータ回路に適用可能な変形例の図を示す。
【符号の説明】
【００４０】
１、２、２１、２２、５１、５２  電源端子
３、２３、５３  発振回路
４  第１直流電圧変換回路
５  第２直流電圧変換回路
６、３７、６３、７０、７５  昇圧トランス
６−１、３７−１、６３−１、７０−１、７５−１  一次巻線
６−２、３７−２、６３−２、７０−２、７５−２  二次巻線
７、３８、６４、８０、８５  冷陰極放電管
２４、５４、２チャンネル制御ＩＣ
２５、２８、５５、５９  スイッチングトランジスタ
【図１】
2008160899.tif 000003
【図２】
2008160899.tif 000004
【図３】
2008160899.tif 000005
【図４】
2008160899.tif 000006