(57)【要約】【課題】本発明の目的は、２つの遠隔端末間の距離が非常に長く、かつ／又は信号対雑音比が極めて小さいときにもロバストな通信が可能な、２つの遠隔端末間で通信するための通信システムを提供することにある。【解決手段】本発明に係るパルス位置変調技術及び対応する光通信システムを提案することによって上述の目的を達成する。本発明に係るシステム及び方法は、例えば宇宙空間の衛星との通信に特に適する。【選択図】図７
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
−光チャンネルの送信側において、上記光チャンネルを介して伝送するための複数のビットを提供するステップと、
−上記複数のビットの複数のＰＰＭシンボルへのマッピングを提供するために、ビットツーシンボルマッピングを実行することにより上記複数のビット（ｂｎ）を処理するステップとを含む方法であって、
・各ＰＰＭシンボルは、Ｄ×Ｍ個のタイムスロットと、ブランク時間持続時間（ＴＢＬＡＮＫ）を有するブランク時間とを含むシンボル持続時間（ＴＳＹＭＢ）を有し、
・各タイムスロットはスロット持続時間（ＴＳＬＯＴ）を有し、
・上記ブランク時間持続時間（ＴＢＬＡＮＫ）は上記スロット持続時間（ＴＳＬＯＴ）のＤ×Ｂ倍であり、Ｂは１以上の整数であり、
・パラメータＤは、Ｄ（Ｍ＋Ｂ）個のタイムスロットのうちのＤに位置づけられるパルスの数を定義する２以上の整数であり、
・Ｍは各ＰＰＭシンボルのタイムスロットの数を定義する４以上の整数であり、
・各パルス（１１）はパルス持続時間（ＴＰＵＬＳＥ）を有し、
・上記スロット持続時間（ＴＳＬＯＴ）は、各ＰＰＭシンボル内に理論的にオーバーラップする複数のパルスを提供するように、上記パルス持続時間（ＴＰＵＬＳＥ）より短く、
・上記複数のＰＰＭシンボルの各々に含まれる、異なるパルスパターンの数Ｐは、
【数１】
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によって定義される方法。
【請求項２】
−上記光チャンネルを介する上記複数のビット（ｂｎ）の伝送に関する増大された生データ率を提供するために、上記理論的にオーバーラップする複数のパルスは各ＰＰＭシンボル内に提供され、
−オーバーラップ比はＴＰＵＬＳＥ／ＴＳＬＯＴで定義され、上記比は好ましくは２又は３に等しい請求項１記載の方法。
【請求項３】
ＰＰＭシンボルの上記各パルス（１１）が異なるＡ個の振幅レベルをとることができるように振幅変調（ＡＭ）が適用され、
Ａは利用可能な複数の振幅レベルの数であり、
上記振幅変調（ＡＭ）が適用されることにより上記生データ率はさらに増大し、
上記複数のＰＰＭシンボルの各々に含まれる、異なるパルスパターンの数Ｐは
【数２】
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で定義される請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
上記ＰＰＭシンボルの連続する２つのパルスの間には少なくとも１つのブランク時間（ＴＢＬＡＮＫ）が存在し、上記各ＰＰＭシンボルの最後のパルス（１１）は上記各ＰＰＭシンボルの終わりから少なくとも１つのブランク時間（ＴＢＬＡＮＫ）だけ離れている先行する１つ又は複数の請求項記載の方法。
【請求項５】
上記シンボル持続時間（ＴＳＹＭＢ）は一定でありかつデータに対して独立である先行する１つ又は複数の請求項記載の方法。
【請求項６】
送信側において、上記ビットツーシンボルマッピングの実行の前に、非対称のＦＥＣ符号化技術が用いられる先行する１つ又は複数の請求項記載の方法。
【請求項７】
ベースラインＰＰＭ技術を用いることにより同期ワードが発生される先行する１つ又は複数の請求項記載の方法。
【請求項８】
上記同期ワードは複数の上記ＰＰＭシンボルと共に上記光チャンネルを介して受信側に伝送される請求項７記載の方法。
【請求項９】
上記受信側では、上記受信される複数のＰＰＭシンボルを処理するために整合フィルタリング手法が用いられる請求項８記載の方法。
【請求項１０】
整合フィルタの複数のサンプルは各スロット時間（ＴＳＬＯＴ）において生成され、上記整合フィルタの複数のサンプルは、上記受信される複数のＰＰＭシンボルにおける複数のパルスの正しい位置に対応するように順序づけられる請求項８記載の方法。
【請求項１１】
上記受信側では、上記受信される複数のＰＰＭシンボルからの複数のデータビットは複数のシンボル位置にマッピングされ、上記同期ワードは上記受信側を上記送信側に対して同期させるように用いられる請求項８記載の方法。
【請求項１２】
複数の整合フィルタ（４１）の整合フィルタインパルス応答ｈΔｔ（ｎ）及び複数の位相検出器（４４）の位相検出器インパルス応答ｇΔｔ（ｎ）は線形近似され、これにより、上記複数の位相検出器（４４）の極めて効率的な実装及び４つのフィルタだけを用いる上記複数の整合フィルタ（４１）をもたらす請求項８記載の方法。
【請求項１３】
第１の送受信機（２０）と第２の送受信機（３０）とを備えた、上記第１及び第２の送受信機の間に２つの光チャンネル（Ａ，Ｂ）を確立するためのレーザ通信システム（１０）において、
−上記第１の送受信機（２０）は、光パルス（１１）の位置変調された複数の信号を上記光チャンネルのうちの第１のチャンネル（Ａ）に送信するためのレーザ光源（２２）を有する第１の送信機（Ｔ１）を備え、
上記第１の送信機（Ｔ１）は、ビットインタリーバ（２１）と、インタリーブされた複数の符号化されたデータビット（ｃπ（ｎ））をＰＰＭシンボルアルファベット（｛０，１，…，Ｓ−１｝）からの複数の変調シンボル（ｓｉ）にマッピングする、上記ビットインタリーバの後段のシンボルマッパ（２３）とを備え、
上記シンボルマッパ（２３）は、各変調シンボル（ｓｉ）にアナログ波形（ｓ（ｔ））が割り当てられるように、後段にパルス整形器（２５）を備えたフレーム発生器（２４）に信号を入力し、
上記パルス整形器（２５）は上記レーザ光源（２２）を変調するように上記アナログ波形（ｓ（ｔ））を提供し、
−上記第２の送受信機（３０）は、
・上記パルス位置変調された複数のシンボルを受信するための受信機（Ｒ２）を備え、
上記受信機（Ｒ２）は、高速アナログ／デジタル変換器（３１）と、上記高速アナログ／デジタル変換器の後段のフレーム及びシンボル検出器（３２）及び受信されたパルス位置変調された複数のシンボルを複数のデータビット（Ｌｎ）にマッピングするシンボルデマッパ（３３）とを有するオールデジタルＰＰＭ検出器（４０’）を備え、
上記シンボルデマッパ（３３）は上記複数のデータビット（Ｌｎ）をビットデインタリーバ（３４）に転送するレーザ通信システム（１０）。
【請求項１４】
上記第１の送信機（Ｔ１）はさらに、複数のデータビット（ｂｎ）を複数の符号ビット（ｃｎ）に符号化する前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号器（２６）を備え、上記複数の符号ビット（ｃｎ）は上記ビットインタリーバ２１に入力される請求項１３記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項１５】
上記ビットインタリーバ（２１）はインデックス置換関数π（ｎ）を用いて上記複数の符号ビット（ｃｎ）をシャッフルする請求項１３記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項１６】
上記フレーム発生器（２４）は、ＰＰＭフレームのペイロードセクションの前後に別のシンボルを追加するように上記複数の変調シンボル（ｓｉ）を処理し、上記別のシンボルは上記受信機（Ｒ２）が各ＰＰＭフレームを検出及び識別することを援助するために追加される請求項１３乃至１５のうちのいずれか１つに記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項１７】
上記受信機（Ｒ２）はアバランシェフォトダイオード受信機（３５’）を備え、上記アバランシェフォトダイオードはトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）に結合されるアバランシェフォトダイオードを備えた請求項１３乃至１５のうちのいずれか１つに記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項１８】
上記受信機（Ｒ２）はさらに低雑音増幅器（３６）と可変利得増幅器（３７）とを備え、これらの増幅器（３６，３７）は上記アバランシェフォトダイオード受信機（３５’）と上記高速アナログ／デジタル変換器（３１）との間に位置づけられる請求項１７記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項１９】
上記受信機（Ｒ２）はさらに、上記可変利得増幅器（３７，３８）と上記アナログ／デジタル変換器（３１）との間に配置される低域通過フィルタ（３９）を備えた請求項１８記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項２０】
上記シンボルデマッパ（３３）のみならず上記フレーム及びシンボル検出器（３２）は、
ＦＰＧＡを用いてデジタル領域で実装される請求項１３乃至１９のうちのいずれか１つに記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項２１】
上記フレーム及びシンボル検出器（３２）は複数の整合フィルタ（４１）を備えた請求項２０記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項２２】
上記フレーム及びシンボル検出器（３２）は、受信される複数の信号が上記高速アナログ／デジタル変換器（３１）の動作範囲に適合する所定の電圧範囲内であることを保証するように、上記可変利得増幅器（３７）の利得を制御できるようにされた請求項２０又は２１記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項２３】
上記フレーム及びシンボル検出器（３２）は、上記第１の受信機（Ｒ２）が、受信されるＰＰＭフレームのプリアンブルを発見し上記第１の送信機（Ｔ１）と上記第１の受信機（Ｒ２）との間の粗いスロット時間同期を実行できるようにするプリアンブル検出アルゴリズムを実施するプリアンブル検出器（４２）を備えた請求項１３乃至２２のうちのいずれか１つに記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項２４】
上記フレーム及びシンボル検出器（３２）は、上記第１の受信機（Ｒ２）が受信されるＰＰＭフレームの同期ワードを発見できるようにする同期ワード検出フィルタ（４３）を備えた請求項１３乃至２３のうちのいずれか１つに記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項２５】
上記第１の送信機（Ｔ１）は宇宙船又は衛星に搭載された請求項１３から２４における任意の請求項記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項２６】
上記宇宙船又は衛星には、上記第１の送信機（Ｔ１）に伝送されるべきユーザデータを提供するためにユーザデータインタフェース（５１）が提供される請求項２５記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項２７】
上記第１の送信機（Ｔ１）の制御及び信号処理機能が実装されるＦＰＧＡを備えた請求項２５記載のレーザ通信システム（１０）。
【請求項２８】
シードレーザダイオードとして機能する上記レーザ光源（２２）を含むレーザダイオードモジュール（５２）を備え、光ファイバ増幅器ポンプモジュール（５４）及び光ファイバ増幅器（５３）を備えた請求項２記載のレーザ通信システム（１０）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス位置変調（Pulse Position Modulation）技術及び光通信システムに関する。本明細書に提示するシステム及び方法は、例えば、深宇宙における衛星との通信に極めて適したものである。
【背景技術】
【０００２】
現在のところ、地上局と深宇宙における衛星に搭載される端末との通信を提供するために、主に高周波（ＲＦ）リンクが用いられている。このような通信システムでは、典型的には、一方の端末は衛星側に取り付けられ、他方の端末は地上をベースとする端末又は地球により近い軌道上の第２の衛星に搭載される端末の何れかである。
【０００３】
しかしながら、様々な研究者及び開発者は現在、光リンクを開発することにより、衛星への深宇宙通信をサポートしている。
【０００４】
これらの２つの通信端末間の距離が長いほど、リンクバジェットはより慎重に設計されなければならない。特に、ダウンリンクバジェット、すなわち深宇宙における衛星と地上ベースの端末又はより低い軌道にある端末との間のリンクのバジェットは、多大な注意を払って設計されなければならない。
【０００５】
しかしながら、光チャンネルを例えば霧や雲によって妨害されても高いデータ率で確実に伝送できる光リンクが必要とされる状況が、他にも多く存在する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、２つの遠隔端末間の距離が非常に長く、かつ／又は信号対雑音比が極めて小さいときにもロバストな通信が可能な、２つの遠隔端末間で通信するための通信システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明によれば、２つの光学端末間で通信するための光通信システムが提供され、両方の端末では、十分なエネルギーを有する光信号を放射できるようにパワーレーザ光源が用いられる。
【０００８】
光電力変換（Opto-electrical power conversion）の物理学によって、受信される光パワーＰＯＰＴは、光検出器の出力部においてＰＯＰＴに比例する電流ＩＥＬに変えられる。電流ＩＥＬは、情報信号の復調に利用できる電気信号パワー
［数１］
ＰＥＬ≒（ＩＥＬ）２
をもたらす。光電力変換のこの「二乗則」の性質は、パルスのピークパワーが大きい場合に特に功を奏する。持続時間ＴＳＬＯＴを有する狭いパルスにおける大きい帯域幅ＢＷＥＬ
【数１】
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に起因する大きな電気雑音パワーが存在しても、電気信号パワーは、電気雑音パワーの線形の増大に勝る二乗則によって増大する。例えば、パルススロットの持続時間を１０分の１に短縮すれば、帯域幅ＢＷＥＬも同様に同じくほぼ１０倍になり、その結果生じる電気雑音パワーの量は１０倍になる。一方、電気信号パワーＰＥＬは１００倍になり、この結果、電気的なＳＮＲの全体の利得は１０倍になる。ＲＦ技術においては、より狭いスロット内でＲＦ信号のパルスのピークパワーを増大するときには、電気信号パワーは単に線形に増大するだけであり、より大きい帯域幅が必要とされることに起因して電気雑音パワーも同量だけ増大するので、結果的にＳＮＲ利得は得られない。
【０００９】
本発明によれば、生データ率の増大を促進し、妨害される光チャンネルにおいて従来のＰＰＭチャンネルにおいて伝送可能なデータに比較してより多くのデータを伝送できるようにする新規のパルス位置変調（ＰＰＭ）技術が提供される。
【００１０】
適正に設計されれば、この新規のＰＰＭ技術を用いて、オン−オフキーイング（ＯＯＫ（On-Off-Keying））の場合に可能であるデータ率より大きいデータ率でデータを伝送できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明及びそのさらなる目的及び優位点をより完全に記述するために、添付の図面に関連して説明を行なう。
【００１２】
本明細書に関連して用いられる用語は、関連の公報及び特許でも用いられている。しかしながら、これらの用語の使用は単により良い理解のためのものである点は留意されるべきである。本発明に係る考案及びクレームの保護範囲は、これらの用語の特定の選択によってその解釈を制限するものではない。本発明は、別の構成要素を追加することなく、他の概念体系及び／又は専門分野に移行されてもよい。他の専門分野では、これらの用語は適宜適用されるべきである。
【００１３】
本明細書を通じて、同一及び同様の構成要素又は特徴のみならず、機能的に同様の構成要素又は特徴には同じ参照数字が用いられる。
【００１４】
本明細書において光チャンネル（optical channels）というとき、これは無誘導の（unguided）チャンネルを意味する。チャンネルは、リンク又は接続である。アップリンク及びダウンリンクのみならず、第１、第２、等々の用語は単に、読者が本発明をより良くかつより容易に理解できるようにするために用いられる。これらの表現及び用語は、保護の範囲を制限するためのものではない。
【００１５】
本発明は、１つのアップリンク送信機が、１つの入力部及び１つの出力部を有するチャンネルを介して、１つのアップリンク受信機と通信するポイントツーポイントの通信システムに関する。本システムは、１つのダウンリンク受信機にデータを通信で送信する１つのダウンリンク送信機をまた備えてもよい。しかしながら、本システムは１つの送信機のみに限定されない。例えば、波長分割多重によってマルチチャンネルの伝送が実現される場合もある。
【００１６】
以下の各項目において、本発明の基礎を成す概念を提示する。
【００１７】
光通信技術．
光チャンネルリンクの性能を、選択された技術の向上によって如何に改善できるかを決定する評価が行われている。リンク性能の向上に関する基準は、従来技術において達成されているリンクマージンと同じリンクマージンを引き続き維持したままで光チャンネルリンクによってサポートされ得るリンク容量の増大（すなわち、増大されたデータ率及び／又は距離）である。リンク容量を増大させると考えられるオプションについて以下の細目で説明する。
【００１８】
本発明は、新規かつ極めて強力なパルス位置変調技術に関する。以下、これらの様々な技術を明らかにする。
【００１９】
短縮されたブランク時間とアルファベットサイズ．
パルス位置変調（ＰＰＭ）技術におけるブランク時間ＴＢＬＡＮＫ及び／又はアルファベットサイズＭを短縮することにより、シンボル周期
［数２］
ＴＳＹＭＢ＝ＴＢＬＡＮＫ＋Ｍ・ＴＳＬＯＴ
を短縮できる。これにより、光チャンネルリンクを介して転送され得る生データ率
［数３］
ＲＲＡＷ＝ｌｏｇ２（Ｍ）／ＴＳＹＭＢ
は増大する。しかしながら、ピーク対平均電力比（peak-to-average power ratio）ＴＳＹＭＢ／ＴＳＬＯＴも低減される。これにより、当面の光チャンネルの許容可能な光伝送電力及び経路損失を鑑みると、光チャンネルリンクを介する確実な通信が不可能にされる場合がある（負のリンクマージン）。
【００２０】
短縮されたスロット時間．
ＰＰＭ技術におけるスロット時間ＴＳＬＯＴを短縮すれば、シンボル周期
［数４］
ＴＳＹＭＢ＝ＴＢＬＡＮＫ＋Ｍ・ＴＳＬＯＴ
が短縮される。これにより、光チャンネルリンクを介して転送され得る生データ率
［数５］
ＲＲＡＷ＝ｌｏｇ２（Ｍ）／ＴＳＹＭＢ
は増大し、一方、ピーク対平均電力比ＴＳＹＭＢ／ＴＳＬＯＴは、ＴＢＬＡＮＫとＭ・ＴＳＬＯＴとの比に依存して増大する。しかしながら、光チャンネルリンクの、１／ＴＳＬＯＴに比例する信号帯域幅の増加は、受信機におけるより大きい信号対雑音比（ＳＮＲ）を必要とする。これにより、また、光チャンネルリンクを介する確実な通信が不可能にされる場合がある（負のリンクマージン）。信号帯域幅１／ＴＳＬＯＴの増加による受信機におけるＳＮＲの増大は、Ｍ・ＴＳＬＯＴより小さいブランク時間ＴＢＬＡＮＫに関するピーク対平均電力比ＴＳＹＭＢ／ＴＳＬＯＴの増大に勝る。すなわち、ＴＳＬＯＴを短縮するとリンクマージンは減少する。ＴＢＬＡＮＫがＭ・ＴＳＬＯＴに比較して大きいときは、ＴＳＬＯＴを短縮するとリンクマージンは増大する。何れの場合も、短縮されたスロット時間ＴＳＬＯＴを実施する場合の主たる問題点は、光チャンネルリンクのハードウェアの構成要素が、増大された信号帯域幅１／ＴＳＬＯＴをサポートしないことにある。
【００２１】
Ｄ次元のＰＰＭ．
特別のＰＰＭビットツーシンボルマッピングを定義することにより、光チャンネルリンクを介して転送され得る生データ率ＲＲＡＷを増大してもよい。例えば、差動ＰＰＭ（Diff-PPM）を用いるときは、連続する２つのパルス間の遅延はＴＢＬＡＮＫからＴＢＬＡＮＫ＋Ｍ・ＴＳＬＯＴまでの範囲であり、変調シンボルｓｍは時間ギャップを符号化する。これにより、非一定のシンボル周期ＴＳＹＭＢは平均して
［数６］
ＴＢＬＡＮＫ＋Ｍ／２・ＴＳＬＯＴ
に等しくなる。達成可能な生のビットレートは、
［数７］
ＲＲＡＷ，ＰＰＭ＝ｌｏｇ２（Ｍ）／（ＴＢＬＡＮＫ＋Ｍ・ＴＳＬＯＴ）
から
［数８］
ＲＲＡＷ，Ｄｉｆｆ−ＰＰＭ＝ｌｏｇ２（Ｍ）／（ＴＢＬＡＮＫ＋Ｍ／２・ＴＳＬＯＴ）
に著しく大きくなる。ブランク時間ＴＢＬＡＮＫが小さくなるとき、ＲＲＡＷ，Ｄｉｆｆ−ＰＰＭとＲＲＡＷ，ＰＰＭとの間の比は、２まで大きくなり得る。しかしながら、データ依存のシンボル周期ＴＳＹＭＢは、光チャンネルリンクの送信機及び受信機におけるより複雑な符号化及び復号化をそれぞれ必要とする。また、Ｄｉｆｆ−ＰＰＭ復号器は典型的に誤り伝搬に弱いので、Ｄｉｆｆ−ＰＰＭを用いてデータを確実に通信するために必要とされる受信機におけるＳＮＲは、ＰＰＭを用いる場合より大きい。最後に、フレームを構成する複数のパルスの大部分は互いにかなり近接して位置づけられる可能性があり（クラスタリング）、光チャンネルの送信機における増幅器を過負荷にする可能性がある。
【００２２】
上記ＰＰＭ技術に関して説明したこれらの問題点は、概念的には従来のＰＰＭと差動ＰＰＭとの間にあるＰＰＭ技術を選択することによって回避することができる。図１は、従来の通信リンクの解決方法に用いられるＰＰＭ技術（ベースラインＰＰＭと呼ばれる）を示し、持続時間ＴＳＹＭＢを有するＰＰＭシンボルは、持続時間ＴＳＬＯＴを有するＭ個のタイムスロットと、持続時間ＴＢＬＡＮＫを有するブランク時間とから構成される。ＰＰＭシンボルは、Ｍ個のタイムスロットのうちの何れか１つに位置づけられるパルス１１を正確に１つ伝送する。従って、光チャンネルリンクの生データ率ＲＲＡＷは、
［数９］
ＲＲＡＷ＝ｌｏｇ２（Ｐ）／ＴＳＹＭＢ
になる。ここで、ＰはＰＰＭシンボルに組み込まれる異なるパルスパターンの数である。明らかに、このようなパターンはＭ個存在し、すなわち、パルス１１は１番目のタイムスロット、２番目のタイムスロット，…又はＭ番目のタイムスロットに位置づけられる。従って、生データ率ＲＲＡＷは
［数１０］
ｌｏｇ２（Ｍ）／ＴＳＹＭＢ
に等しくなる。
【００２３】
図２は、Ｄ＝３のときのＤ次元のＰＰＭ技術を示す。この技術におけるＰＰＭシンボルは持続時間ＴＳＹＭＢを有し、持続時間ＴＳＬＯＴを有するＳ＝Ｄ・（Ｍ＋Ｂ）個のタイムスロットから構成される。ここで、ＴＢＬＡＮＫはＴＳＬＯＴの倍数、すなわち
［数１１］
ＴＢＬＡＮＫ＝Ｂ・ＴＳＬＯＴ
であると仮定されている。但し、Ｂ＝０，１，…である。ＰＰＭシンボルは、可能なＳ個のタイムスロットのうちのＤ個に位置づけられる正確にＤ個のパルスを伝送する。ハイパワーの光通信装置等の所定の通信装置は、連続する２つのパルス間の時間が少なくともＴＢＬＡＮＫでなければならず、最後のパルス１１はＰＰＭシンボルの終わりから少なくともＴＢＬＡＮＫは離れていなければならないという制約を受ける。長い距離をブリッジするために、又は妨害が生じた場合に受信機側で十分な光パワーが受信されることを保証するためにハイパワーのレーザが用いられるので、この制約は本発明に係る送信機にも与えられる。従って、光チャンネルリンクの生データ率ＲＲＡＷは、
［数１２］
ＲＲＡＷ＝ｌｏｇ２（Ｐ）／ＴＳＹＭＢ
になる。但し、
【数２】
2008193701.tif 000004
及び
［数１３］
ＴＳＹＭＢ＝Ｄ・（Ｍ＋Ｂ）・ＴＳＬＯＴ
である。
【００２４】
Ｄ＝１を選択すると、図１に示す通信リンクのベースラインの解決方法であるＰＰＭ技術になり、Ｐ＝Ｍである。次元Ｄを大きくすると、生データ率ＲＲＡＷはＤに対して単調増加する。最終的に、差動ＰＰＭ技術の生のビットレートは、Ｄが無限大に近づくときに達成される。このＰＰＭ技術の明らかな優位点は、ＰＰＭシンボルが一定でデータに対して独立のシンボル持続時間ＴＳＹＭＢを有すること及び復号器が誤り伝搬に害されないことにある。連続する複数のパルスのクラスタリングは、パラメータＤ及びＢを正しく選択することによって完全に制御される。最後に、光チャンネルリンクの信号帯域幅は変更されず、すなわち、データ率の増大はリンクハードウェアを変更することなく、かつさらには上記リンクを介して確実に通信するために必要な受信機のＳＮＲを大幅に大きくすることなく達成される。
【００２５】
オーバーラップするパルスと組み合わせられたＰＰＭ．
上述したように、ＰＰＭ技術におけるスロット時間ＴＳＬＯＴを短縮すると、シンボル周期
［数１４］
ＴＳＹＭＢ＝ＴＢＬＡＮＫ＋Ｍ・ＴＳＬＯＴ
が短くなり、光チャンネルリンクを介して転送され得る生データ率
［数１５］
ＲＲＡＷ＝ｌｏｇ２（Ｍ）／ＴＳＹＭＢ
は増大する。しかしながら、光チャンネルリンクの信号帯域幅の増大は、光チャンネルリンクに用いられるパルスの幅ＴＰＵＬＳＥを一定に保つことによって回避することができる。これにより、図３に示すように、持続時間ＴＳＹＭＢを有するＰＰＭシンボルにおけるＭ個のタイムスロットのうちの何れかに属する複数のパルス１１の形状は、互いにオーバーラップする。この例示的なＰＰＭシンボルでは、ＴＳＬＯＴとＴＰＵＬＳＥとの間の比は１／３である。ＴＰＵＬＳＥより小さいスロット時間ＴＳＬＯＴを用いる光チャンネルリンクの生データ率ＲＲＡＷは、やはりｌｏｇ２（Ｍ）／ＴＳＹＭＢである。データ率の増大は、最大で上記割合ＴＰＵＬＳＥ／ＴＳＬＯＴに等しい。この最大値は、ＴＢＬＡＮＫ＝０のときに達成される。従って、オーバーラップするパルスと組み合わせられたＰＰＭ技術を用いることは、同じシステム帯域幅の光チャンネルリンクにおいて生データ率を途方もなく増大させ、すなわち、ハードウェアは、より大きい信号帯域幅をサポートするより強力な構成要素で置き換えられてはならない。従って、オーバーラップするパルスと組み合わせられたＰＰＭ技術は、本発明の目的にとって好ましいＰＰＭ技術である。本明細書に提示している他のＰＰＭ技術及び実施形態は何れも、オーバーラップするパルスと組み合わせられたこのＰＰＭ技術の上に構築されるもの、又は上記ＰＰＭ技術から導出されるものである。
【００２６】
しかしながら、特定のタイムスロットに対応するパルス１１は、当該タイムスロットに隣接するスロットとオーバーラップするので、リンクを介して確実に通信するために必要な受信機のＳＮＲは大きくなる。隣接するパルスの正確な位置の検出において誤りの発生を克服する方法は、非対称の前方誤り訂正（ＦＥＣ（Forward Error Correction））符号化技術（集合分割（set partitioning）、マルチレベル符号化）の適用であり、これは、ＰＰＭシンボルにおける特定のパルスの近傍のパルスをラベリングするビットを、より遠く離れたタイムスロット内のパルスをラベリングするビットより強く保護するものである。従って、本発明の好ましい一実施形態では、オーバーラップするパルスと組み合わせられたＰＰＭ技術は非対称のＦＥＣ符号化技術と共に用いられる。
【００２７】
オーバーラップするパルスと組み合わせられたＤ次元のＰＰＭ．
別の実施形態では、オーバーラップするパルスを用いるＰＰＭ技術が上述のＤ次元のＰＰＭと組み合わされる。この組合せを図４に示す。これにより、生データ率はさらに増大する。
【００２８】
振幅変調と組み合わせられたＰＰＭ．
本発明のさらに別の実施形態は、別の方策を用いて実施される。この方策は、光チャンネルリンクの容量を高めるために提案されるものであり、すなわち、前の項目で紹介したオーバーラップするパルスと組み合わせられたＰＰＭ技術に振幅変調（ＡＭ）を組み合わせるものである。ここで、ＰＰＭシンボル内の各パルス１１は、Ａ＝１，２，…の振幅レベルをとることができる。図５は、Ａ＝２の振幅変調（ＡＭ）と組み合わせられた、通信リンクのベースラインの解決方法に用いられるＰＰＭ技術を示す。従って、光チャンネルリンクの生データ率ＲＲＡＷは、
［数１６］
ＲＲＡＷ＝ｌｏｇ２（Ａ・Ｍ）／ＴＳＹＭＢ
になる。
【００２９】
しかしながら、上述したオーバーラップパルス技術と組み合わせられたＰＰＭと同様に、振幅変調されたパルスは検出誤りが生じやすいので、リンクを介して確実に通信するために必要な受信機におけるＳＮＲは高まる。先の手法と同様に、隣接するパルスの正確な位置の検出において誤りの発生を克服する方法は、非対称の前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号化技術の適用であり、これは、ＰＰＭシンボルにおける特定のパルスの近傍のパルスをラベリングするビットを、より遠く離れたタイムスロット内のパルスをラベリングするビットより強く保護するものである。
【００３０】
振幅変調と組み合わせられたＤ次元のＰＰＭ．
図６に示すように、上述したＤ次元のＰＰＭも同じく、振幅変調（ＡＭ）と組み合わせることができる。図６は、Ａ＝２のときのＡＭと組み合わせられた３次元のＰＰＭを示す。従って、光チャンネルリンクの生データ率ＲＲＡＷは、
［数１７］
ＲＲＡＷ＝ｌｏｇ２（Ｐ）／ＴＳＹＭＢ
になる。但し、
【数３】
2008193701.tif 000005
及び
［数１８］
ＴＳＹＭＢ＝Ｄ・（Ｍ＋Ｂ）・ＴＳＬＯＴ
である。
【００３１】
Ｄ＝Ａ＝１を選択すると、図１に示す通信リンクの従来の解決方法であるＰＰＭ技術がもたらされ、Ｐ＝Ｍである。このＰＰＭ技術は、Ｄ次元のＰＰＭの優位点（一定のシンボル持続時間ＴＳＹＭＢ、誤り伝搬がないこと、パルス１１の制御されたクラスタリング、一定の信号帯域幅）と振幅変調によるデータ率の向上とを組み合わせる。
【００３２】
以下、これらの考慮事項の一部として、別の適切な本発明に係るＰＰＭ変調技術を提示する。
【００３３】
振幅変調及びオーバーラップするパルスと組み合わせられたＤ次元のＰＰＭ．
図７に示すように、現時点で好ましい一実施形態では、振幅変調と組み合わせられたＤ次元のＰＰＭと、オーバーラップするパルスと組み合わせられたＰＰＭとの組み合わせが用いられ、これにより、生データ率がさらに大きくなる。
【００３４】
本発明に基づく手法の利点の一例として、通常の一次元のＰＰＭではなく、Ａ＝４のときの振幅変調及びＴＰＵＬＳＥ／ＴＳＬＯＴ＝４のときのオーバーラップするパルスと組み合わせられたＤ次元のＰＰＭを用いた結果としてもたらされる光チャンネルリンクの生データ率の改善は、１７５Ｍｂｐｓ／４０Ｍｂｐｓ−１＝３３７％と計算することができる。これは、生データ率の３倍以上の改善を達成できることを意味する。
【００３５】
この本発明に係るＰＰＭ変調技術による様々な効果的な方法は、請求項１から１３までに記載されている。
【００３６】
実施例（実施形態）．
次に、本発明の基本的な機能を第１の実施形態のコンテキストにおいて説明する。図８は、レーザ通信システムの実施形態を概略的に示す。本図から分かるように、レーザ通信システム１０は、第１及び第２の送受信機２０，３０の間に当２つの光チャンネルＡ，Ｂを確立するために、第１の送受信機２０と第２の送受信機３０とを備える。
【００３７】
図９は、上記レーザ通信システムを詳述したものである。本発明によれば、第１の送受信機２０は、符号器２９により符号化された複数の光パルス位置変調信号を上記光チャンネルのうちの第１のチャンネルＡに送信するためのレーザ光源２２を有する第１の送信機Ｔ１を備える。さらに、第１の送受信機２０は、フォトダイオード等の光子検出器３５と、ＰＰＭ復調器とＰＰＭ検出器４０とを含む、複数のＰＰＭシンボルを受信するための受信機Ｒ１を備える。また、図８が示す第２の送受信機３０は、符号器２９’により符号化された複数の光パルス位置変調信号を第２の光チャンネルＢに送信するためのレーザ光源２２’を有する第２の送信機Ｔ２を備える。さらに、第２の送受信機３０は、フォトダイオード等の光子検出器３５’と、ＰＰＭ復調器と、ＰＰＭ検出器４０’とを含むＰＰＭシンボルを受信するための受信機Ｒ２を備える。
【００３８】
以下、システム１０の主要な構成要素について説明する。
【００３９】
ＰＰＭ符号器２９／２９’の実装．
図１０は、送信機Ｔ１／Ｔ２におけるＰＰＭ符号器２９／２９’の一般的な実装を示す。複数のデータビットをグループ分けすることにより、一連のインデックス（インデックス列）ｃを生じさせる。ビットインタリーバ２１において、各インデックスｃは、置換関数ｐ（・）を用いて新しいインデックス値ｐ（ｃ）にマッピングされる。最後に、置換された各インデックスｐ（ｃ）は、Ｄ次元のＰＰＭシンボル内のＤ個のパルス位置を示すシンボルインデックス集合｛ｓ１，ｓ２，…，ｓＤ｝にマッピングされる。このマッピングは、シンボルマッパ２３によって実現される。
【００４０】
本発明によれば、ＰＰＭシンボル内のパルス１１の位置（タイムスロット）の総数はＳ＝Ｄ・（Ｍ＋Ｂ）である。但し、Ｂはブランクタイムスロットの数である。従って、シンボルインデックスｓｉはアルファベット｛０，１，…，Ｓ−１｝からの値をとることになる。ここで、位置のカウントは０から始まる。パルス１１の位置の配置として可能性のあるものの数Ｐは、
【数４】
2008193701.tif 000006
である。
【００４１】
従って、インデックスｃのみならずｐ（ｃ）は、アルファベット｛０，１，…，Ｐ−１｝からの値をとることになる。実際には、光チャンネルの送信機は、ｃのアルファベットサイズのみならずｐ（ｃ）のアルファベットサイズを２の累乗であるように制限する。この場合、複数のデータビットはインデックスｃに、容易にマッピングされる。
【００４２】
ＰＰＭがＡＭと組み合わされる場合、Ａ個の振幅レベルを符号化する最も容易な方法は、単に符号化されるべき複数のデータビットのうちの幾つかを取り込んで、振幅レベルを直接的に変調するというものである。この方法は、Ａが２の累乗である限り効果がある。
【００４３】
ＰＰＭ検出器４０／４０’の実装．
図１１は、光チャンネルの受信機におけるＰＰＭ検出器４０／４０’の一般的な実装を示す。このオールデジタル検出器は、光チャンネルの送信機においてＰＰＭ符号器により符号化された複数のビットに関する複数の対数尤度比（ＬＬＲｓ（log-likelihood ratios））を提供する。下記の項目では、その構成要素について説明する。この検出器を本発明に係る任意のＰＰＭ技術へ適用できる点は、留意されるべきである。
【００４４】
通信リンクのアルゴリズム的記述．
本項では、レーザ通信システム１０の通信サブシステムの機能ブロックをアルゴリズムレベルで説明する。完全なシステム１０の機能ブロックについては、先項で紹介した。図１２及び１３は、通信リンクの機能ブロックをアルゴリズムレベルで示している。
【００４５】
通信サブシステムはポイントツーポイントの通信を実行する。すなわち、１つの送信機Ｔ１又はＴ２は、データを、１つの入力と１つの出力とを有するチャンネルＡ又はＢを介して１つの受信機Ｒ１又はＲ２に通信で送信する。通信送信電子回路は、アルファベット｛０，１｝からの複数のデータビットｂｎをアルファベット｛０，１，…，Ｓ−１｝からの複数のシンボルｓｉにマッピングし、各シンボルｓｉにアナログ波形ｓ（ｔ）を割り当てる。このマッピングには、ＦＥＣ符号器２６、ビットインタリーバ２１、シンボルマッパ２３及びフレーム発生器２４が関与する。波形ｓ（ｔ）はレーザ変調器電子回路上のレーザドライバ回路を変調し、これにより、レーザダイオードマウント上のレーザダイオード２２／２２’が駆動される。レーザダイオード２２／２２’の出力信号は光ファイバ増幅器（ＯＦＡ（Optical Fiber Amplifier））によって増幅され、これにより最終的に通信リンクの光出力信号が提供される。
【００４６】
通信リンクで情報を伝送するためのこの変調技術は、本願の先行する項目で説明した様々な本発明に係るパルス位置変調（ＰＰＭ）技術のうちの１つである。
【００４７】
送信機の機能ブロック．
本項では、本発明に係るレーザ通信システムの通信リンクの送信機セクションの主要な機能ブロックについて、図１２を参照して説明する。
【００４８】
ＦＥＣ符号器２６．
本通信リンクは、データストリームに冗長性を加えることによって複数のデータビットｂｎを複数の符号ビットｃｎに符号化する前方誤り訂正（ＦＥＣ）技術を実施する。これにより、受信機Ｒ１又はＲ２における伝送誤りを検出し補正できるようになる。本発明によれば、設計の時間及びリスクを最小限に抑えるターボプロダクトコード（Turbo product code）のＩＰコアが好ましい。図１４は、ＦＥＣ技術におけるこのクラスの符号器の一例を示す。
【００４９】
ビットインタリーバ２１．
レーザ通信システムの送信機Ｔ１／Ｔ２と受信機Ｒ１／Ｒ２との間の光チャンネルは、例えば、空気中の乱気流に起因する大気フェージング（atmospheric fades）による被害を受ける。すなわち、受信機におけるＳＮＲは、確実な通信に必要な最低レベルより小さくなりうる。振幅のフェージングは、光リンクバジェットがこのフェージングを十分に考慮していない限り、通信リンクの性能をひどく損なう可能性がある。しかしながら、利用可能な光伝送パワーの場合はそうはならない。そうではなく、フェージングは、十分な長さの符号ビットシーケンス｛ｃｎ｝をインデックス置換関数π（ｎ）を用いてシャッフルするビットインタリーバ２１を用いて平均される。すなわち、インタリーブの後、符号化されたビットは順序を変えられて、シーケンス｛ｃπ（ｎ）｝にされる。
【００５０】
シンボルマッピング２３．
図１２に示す通信リンクの送信機ブロックにおけるシンボルマッパ２３は、アルファベット｛０，１｝からのインタリーブされた複数の符号化されたビットｃπ（ｎ）を、アルファベット｛０，１，…，Ｓ−１｝からの複数のシンボルｓｉにマッピングする。シンボルｓｉは、シンボル周期ＴＳＹＭＢ内のレーザパルス１１の位置を示す。
【００５１】
フレーム発生器２４．
図１２に示す通信リンクブロック図の送信機におけるフレーム発生器２４のブロックは、ｉ＝１，２，…，ＬＤＡＴＡであるシンボルｓｉのシーケンスを取り込み、フレームの、長さＬＤＡＴＡを有するペイロードセクションの前後に別のシンボルを追加することにより、受信機が当該フレームを検出及び識別することを援助する。図１５は、光チャンネルリンクに適用されるフレームフォーマットを示す。
【００５２】
受信機の複数の機能ブロック．
本項では、図１３に示すレーザ通信システムの受信機の主要な機能ブロックについて説明する。
【００５３】
アバランシェフォトダイオード３５／３５’．
図１３における受信機チェーンの第１の構成要素は、受信機フロントエンド電子回路上のＡＤＰ−ＴＩＡモジュール３５／３５’である。ＡＤＰ−ＴＩＡモジュール３５／３５’は、トランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ（trans-impedance amplifier））と結合されたアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ（avalanche photo diode））である。ＡＰＤ−ＴＩＡモジュールは、受信される光パワーを電力に変換する。
【００５４】
低雑音増幅器３６及び可変利得増幅器３７．
受信機フロントエンド電子回路上の低雑音増幅器（ＬＮＡ）３６及び可変利得増幅器（ＶＧＡ）３７は、受信信号の電圧を増幅する。ＶＧＡの増幅（又は減衰）は、受信機デジタル電子回路のフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）上で実行されるソフトウェアを介して制御可能である。このソフトウェアは、受信信号を、当該受信信号をサンプリングするアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）３１のダイナミックレンジに適応させる。
【００５５】
アンチエイリアシングフィルタ３９及びアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）３１．
ＶＧＡ３７とＡＤＣ３１との間には、サンプリング中に生じるエイリアシングを最小限に抑えるアンチエイリアシングフィルタ３９が存在する。ＡＤＣ３１のサンプル周波数は、光チャンネルリンクのスロット時間ＴＳＬＯＴに関連するものである必要はなく、受信信号の信号帯域幅の少なくとも２倍であるだけでよい。
【００５６】
フレーム及びシンボル検出器３２，３３．
図１１は、受信機プロセスチェーン（図１３参照）におけるフレーム及びシンボル検出器３２及びシンボルデマッパ３３のブロック図を示す。このブロック３２がなければ、受信信号を適正かつ確実に処理することは不可能であると思われるので、フレーム及びシンボル検出器３２は本発明の必須の構成要素である。この２つのブロック３２及び３３は、受信機デジタル電子回路のＦＰＧＡ上のデジタル領域に完全に実装される。フレーム及びシンボル検出器ブロック３２の出力信号ｒ（ｉ）は、時間ｉ・ＴＳＬＯＴのタイムスロットにおいて受信された信号がパルス１１を含んでいたかどうかの尤度に関する情報を含む。シンボルデマッパ３３の出力における対数尤度比（ＬＬＲ）Ｌｎは、受信された信号が情報を含むときの、インデックスｎを有する符号ビットｃｎが各々０又は１であった尤度の対数の比である。
【００５７】
パルス検出及びスロット時間回復アルゴリズム．
フレーム及びシンボル検出器ブロック３２の最も重要なタスクは、パルス１１の検出及びスロット時間回復のアルゴリズムにある。この機能部分の目的は、受信されるパルス１１を最小の誤り確率で検出できるように整合フィルタリングを実行し、ローカルなスロット時間が送信機のスロット時間と等しくなるように、受信されるパルスと整合フィルタパルステンプレートとの位相差（この場合は時間遅延）を追跡することにある。図１１は、複数の整合フィルタ４１と、複数の位相検出器４４と、複数のダウンサンプラと、複数のサンプル合成器と、低域通過フィルタと、積分器と、最後のサンプル制御ブロックとから構成される最も重要なパルス検出及びスロット時間回復アルゴリズムブロックを示す。フレーム及びシンボル検出器ブロックに実装されるこのパルス検出及びパルススロット時間回復アルゴリズムは、整合フィルタのインパルス応答ｈ（ｎ）及び位相検出器のインパルス応答ｇ（ｎ）をＡＤＣ３１のサンプル周期より遙かに短い遅延分解能Δｔでシフトできることを要求する。この機能を実装するものとして考えられる１つの方法は、インパルス応答ｈΔｔ（ｎ）及びｇΔｔ（ｎ）有する整合フィルタ４１及び位相検出器４４のバンクを、様々なΔｔに関してインスタンス化（事例化）することである。サンプリングされた受信信号をフィルタバンク内の全てのフィルタで濾波した後、所望されるΔｔに従って正しい出力が選ばれる。しかしながら、ＡＤＣサンプル周期の約１０分の１であるべき要求される遅延分解能でこのフィルタバンクを実装することは、消費されるハードウェアリソースが大量であるので極めて困難である。代わりに、フィルタバンクはインパルス応答ｈΔｔ（ｎ）及びｇΔｔ（ｎ）線形近似を用いて実装される。
[数１９]
ｈΔｔ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｂ（ｎ）Δｔ
[数２０]
ｇΔｔ（ｎ）＝ｃ（ｎ）＋ｄ（ｎ）Δｔ
この近似は、整合フィルタのインパルス応答ａ（ｎ）及びｂ（ｎ）及び位相検出器のインパルス応答ｃ（ｎ）及びｄ（ｎ）を有する４つのフィルタの実装を必要とするだけである。達成可能な遅延分解能Δｔは任意の小ささであり、フレーム及びシンボル検出器ブロック３２のＦＰＧＡ実装における有限ワード幅演算（finite word width arithmetic）によってのみ制限される。
【００５８】
利得制御アルゴリズム．
フレーム及びシンボル検出器ブロック３２の第１のタスクは、受信機電子回路上のＶＧＡ３７の利得の制御である。この機能部分の目的は、受信信号のピークがＡＤＣ３１の動作範囲に適合する所定の電圧範囲内にあると確認することにある。
【００５９】
プリアンブル検出アルゴリズム．
プリアンブル検出アルゴリズムの目的は、受信信号サンプル内の伝送フレームのプリアンブル１２を発見し送信機Ｔ１／Ｔ２と受信機Ｒ１／Ｒ２との間の粗いスロット時間同期を確立することにある。図１１は、プリアンブルフィルタバンクとプリアンブル検出器とを備えた最も重要なプリアンブル検出アルゴリズムのブロックを示す。
【００６０】
シンクワード（syncword。同期ワードともいう。）検出アルゴリズム．
シンクワード検出アルゴリズムの目的は、受信信号サンプル内の伝送フレームのシンクワード１３を発見することにある。図１１は、このシンクワード検出アルゴリズムを単一のブロックとして示す。
【００６１】
シンボルデマッパ３３．
図１１は、図１３に提示する受信機プロセスチェーンの一部であるシンボルデマッパ３３を示す。シンボルデマッパ３３は、時間ｉ・ＴＳＬＯＴのタイムスロットにおける受信信号がパルス１１を含んでいたかどうかの尤度に関する情報を含むフレーム及びシンボル検出器ブロック３２の出力サンプルｒ（ｉ）を処理する。複数のサンプルｒ（ｉ）のインデックスカウンタｉ＝０，１，…，は、ヘッダ１４の受信直後のフレームのペイロード１５の受信とともに開始する。
【００６２】
ビットデインタリーバ３４及びＦＥＣ復号器．
図１３に示された受信機プロセスチェーンにおけるビットデインタリーバ３４は、シンボルデマッパ３３から提供される複数のＬＬＲであるＬｎを、置換関数π−１（ｎ）に従って順序付ける。この関数は、光チャンネルリンクの送信機内のビットインタリーバ１１によって用いられる置換関数π（ｎ）の逆数である。
【００６３】
図１３の受信機プロセスチェーンにおけるＦＥＣ復号器は、ターボプロダクトコード（ＴＰＣ（Turbo Product Code））符号化された複数のデータビットｂｎを繰り返し復号して復号された複数のデータビットｖｎをもたらすための、「商用オフザシェルフ」（ＣＯＴＳ（Commercial-Off-The-Shelf））ソフトウェアのＩＰコアであってもよい。実行に当たって、上記コアは、シンボルデマッパ３３によって（デインタリーブの後に）提供される、複数の符号ビットｃｎに関する複数のＬＬＲを要求する。
【００６４】
適用可能性の分野．
本発明に係る通信システムは、衛星間リンク、空対空又は深宇宙通信等の異なる種類のリンクに用いられてもよい。
【００６５】
宇宙船への適用．
本項では、光通信システムの送信機の宇宙船における実装について説明する。宇宙船の電子回路は飛行に適したものでなければならないので、この実装は地上での適用とは異なる。何れにしても、宇宙船の送信機に実装されるアルゴリズム的機能は同じである。本発明の一実施形態によれば、光通信リンクの受信機は地上に位置づけられる。図１６は、光通信システムのための宇宙船電子回路を示すブロック図である。
【００６６】
電源（ＰＳ）５５は、宇宙船により供給される供給電圧を、通信送信電子回路（ＣＴＥ）５７及びレーザ変調器電子回路（ＬＭＥ）５６に必要な電圧に変換する。光リンクにより伝送されるべきデータは、リンク送信機の要求を満たすのに十分なデータ率（数十Ｍｂｐｓ）をもたらすユーザデータインタフェース５１を介して送信機に提供される。送信機は、ターミナルコントロール（ＴＥＣＯ（TErminal COntrol））インタフェース５８を介して構成される。
【００６７】
ＣＴＥ５７は、送信機Ｔ１／Ｔ２の制御及び信号処理機能の全てを実装するＦＰＧＡを含む。ＦＰＧＡは、シリアル送信データストリームを送信データインタフェース５９を介してＬＭＥ５６に転送する。これは、レーザダイオードモジュール５２上のシードレーザダイオード２２／２２’を駆動することによって行われ、これにより、マルチワットの複数のレーザパルスを出力する光ファイバ増幅器（ＯＦＡ）５３を駆動する。ＬＭＥ５６は、ＣＴＥ５７上のＦＰＧＡにより、レーザ変調器制御インタフェース６０を介して制御され、モニタリングされる。
【００６８】
他の応用分野．
本発明によれば、アップリンクのレーザビーコンが深宇宙の衛星によって追跡されるアクティブなビーコンアシストの捕獲／追跡アプローチが用いられてもよい。
【００６９】
また本明細書に提示している本発明は、とりわけ惑星間リンク、編隊飛行（空対空）、惑星軌道と衛星＜−＞地上との間の衛星間リンク、衛星＜−＞空中輸送手段の各シナリオを含む太陽系における宇宙通信にも極めて適している。この場合の「地上」とは、地上における固定局及び移動局の両方を含む。
【００７０】
また本発明は、チャンネルが雲又は霧により乱される状況においても極めてロバストであるので、大気圏内又は大気圏を横断する通信に用いられることも可能である。
【００７１】
本発明に係る装置のこれらの態様又は他の態様は、装置クレームである請求項１４から２８に網羅されている。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】通信リンクに用いられる従来のパルス位置変調技術である。
【図２】本発明に係る、Ｄ＝３の場合のＤ次元のパルス位置変調技術である。
【図３】本発明に係る、オーバーラップする複数のパルスと組み合わせられたパルス位置変調技術である。
【図４】本発明に係る、ＴＰＵＬＳＥ／ＴＳＬＯＴ＝２のときのオーバーラップする複数のパルスと組み合わせられた３次元のパルス位置変調である。
【図５】本発明に係る、Ａ＝２のときの振幅変調と組み合わせられたパルス位置変調技術である。
【図６】本発明に係る、Ａ＝２のときの振幅変調と組み合わせられた３次元のパルス位置変調である。
【図７】本発明に係る、Ａ＝２のときの振幅変調及びＴＰＵＬＳＥ／ＴＳＬＯＴ＝２のときのオーバーラップする複数のパルスと組み合わせられた３次元のパルス位置変調である。
【図８】本発明の第１の実施形態に係る通信システムを示す概略図である。
【図９】本発明の第１の実施形態に係る通信システムを示す概略図である。
【図１０】本発明に係るパルス位置変調符号器の一般的な実装である。
【図１１】本発明に係るフレーム及びシンボル検出器を示すブロック図である。
【図１２】本発明に係る通信リンクの送信側のアルゴリズムレベルの機能ブロックである。
【図１３】本発明に係る通信リンクの受信側のアルゴリズムレベルの機能ブロックである。
【図１４】本発明に係る符号器の基本的な構成である。
【図１５】本明細書で用いられるフレームの定義である。
【図１６】本発明に係る、宇宙空間への適用で用いられる光通信システムのための宇宙船電子回路を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
2008193701.tif 000010
【図３】
2008193701.tif 000011
【図４】
2008193701.tif 000012
【図５】
2008193701.tif 000013
【図６】
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【図７】
2008193701.tif 000015
【図８】
2008193701.tif 000016
【図９】
2008193701.tif 000017
【図１０】
2008193701.tif 000018
【図１１】
2008193701.tif 000019
【図１２】
2008193701.tif 000020
【図１３】
2008193701.tif 000021
【図１４】
2008193701.tif 000022
【図１５】
2008193701.tif 000023
【図１６】
2008193701.tif 000024
【外国語明細書】
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