(57)【要約】【課題】フィルタ回路などの対ノイズ部品を設けることなくノイズを低減できるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】２次電流オン期間検出回路４が、スイッチング素子１がターンオフしてから２次巻線１１２を流れ始める２次電流が流れている第１期間を検出し、２次電流オンデューティ制御回路５が、前記第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比が一定値に維持されるようにスイッチング素子１をターンオンさせるためのクロック信号ｓｅｔを発振する一方で、２次電流オンデューティ変調回路６が、前記オンデューティ比に変調成分を付与して、前記オンデューティ比を周期的に変調し、スイッチング素子１の発振周波数を周期的に変調する。【選択図】図１
2008312359.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線と２次巻線を有するトランスと、
スイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記１次巻線を介して前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記２次巻線に発生する電圧を第２の直流電圧に変換して、前記第２の直流電圧を負荷に供給する出力電圧生成部と、
を備えるスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、
前記スイッチング素子がターンオフしてから前記２次巻線を流れ始める２次電流が流れている第１期間を検出する２次電流オン期間検出回路と、
前記第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比が一定値に維持されるように前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振する２次電流オンデューティ制御回路と、
前記オンデューティ比に変調成分を付与する２次電流オンデューティ変調回路と、を備え、前記オンデューティ比を周期的に変調する
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記２次電流オンデューティ制御回路は、容量と、前記第１期間と前記第２期間に同期して前記容量を充放電する充放電回路と、前記容量の電圧を設定電圧により検出したタイミングで、前記スイッチング素子をターンオンさせる信号を生成する比較回路と、を備え、前記２次電流オンデューティ変調回路は、前記容量の充電電流もしくは放電電流のうちの一方に変調成分を付与することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記２次電流オンデューティ制御回路は、容量と、前記第１期間と前記第２期間に同期して前記容量を充放電する充放電回路と、前記容量の電圧を設定電圧により検出したタイミングで、前記スイッチング素子をターンオンさせる信号を生成する比較回路と、を備え、前記２次電流オンデューティ変調回路は、前記設定電圧に変調成分を付与することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記２次電流オン期間検出回路は、前記スイッチング素子がターンオフするタイミングを検出するとともに、前記２次電流が流れ終わるタイミングとして、前記スイッチング素子がターンオフした後に前記トランスの各巻線に最初に現れる、電圧の極性反転のタイミングを検出して、前記第１期間を検出することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記２次電流オン期間検出回路は、前記２次電流が流れ終わるタイミングとして、前記１次巻線に現れる、電圧の極性反転のタイミングを検出することを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記トランスは、さらに補助巻線を有し、前記２次電流オン期間検出回路は、前記２次電流が流れ終わるタイミングとして、前記補助巻線に現れる、電圧の極性反転のタイミングを検出することを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
スイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する電圧を第２の直流電圧に変換して、前記第２の直流電圧を負荷に供給する出力電圧生成部と、
を備えるスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、
前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振するとともに、前記クロック信号の周波数を、前記第２の直流電圧が一定値で維持されるように、前記第２の直流電圧に応じて変化させるＰＦＭ制御回路と、
前記クロック信号の周波数に変調成分を付与するＰＦＭ周波数変調回路と、を備え、前記クロック信号の周波数を周期的に変調する
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記ＰＦＭ周波数変調回路は、前記第２の直流電圧に応じて、前記クロック信号の周波数の変調幅を変化させることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記ＰＦＭ周波数変調回路は、前記第２の直流電圧に応じて、前記クロック信号の周波数の変調周期を変化させることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
１次巻線と２次巻線を有するトランスと、
スイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記１次巻線を介して前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記２次巻線に発生する電圧を第２の直流電圧に変換して、前記第２の直流電圧を負荷に供給する出力電圧生成部と、
を備えるスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、
前記スイッチング素子をターンオンさせる第１のクロック信号を発振するとともに、前記第１のクロック信号の周波数を、前記第２の直流電圧が一定値で維持されるように、前記第２の直流電圧に応じて変化させるＰＦＭ制御回路と、
前記スイッチング素子がターンオフしてから前記２次巻線を流れ始める２次電流が流れている第１期間を検出する２次電流オン期間検出回路と、
前記第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比が一定値に維持されるように前記スイッチング素子をターンオンさせる第２のクロック信号を発振する２次電流オンデューティ制御回路と、
前記第１と第２のクロック信号のうち周波数の低い方のクロック信号を選択し、その選択したクロック信号により前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号選択回路と、
前記第１のクロック信号の周波数に変調成分を付与するとともに、前記オンデューティ比に変調成分を付与する変調回路と、を備え、前記第１のクロック信号の周波数と前記オンデューティ比を、それぞれに付与した変調成分により周期的に変調する
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項１１】
スイッチング素子と、
前記スイッチング素子の入力端子となり、外部に設けたトランスが有する第１巻線に接続する第１の端子と、
前記スイッチング素子の出力端子となる第２の端子と、
前記トランスが有する各巻線のうちのいずれか１つに接続する第３の端子と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記第１の端子を介して前記スイッチング素子に入力される直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、
を備えるレギュレーション回路であって、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、
前記第３の端子に接続し、前記スイッチング素子がターンオフしてから前記トランスの２次巻線を流れ始める２次電流が流れ終わるタイミングとして、前記スイッチング素子がターンオフした後に前記トランスの各巻線に最初に現れる、電圧の極性反転のタイミングを検出するとともに、前記スイッチング素子がターンオフするタイミングを検出して、前記２次電流が流れている第１期間を検出する２次電流オン期間検出回路と、
前記第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比が一定値に維持されるように前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振する２次電流オンデューティ制御回路と、
前記オンデューティ比に変調成分を付与する２次電流オンデューティ変調回路と、を備え、前記オンデューティ比を周期的に変調する
ことを特徴とするレギュレーション回路。
【請求項１２】
スイッチング素子と、
前記スイッチング素子の入力端子となる第１の端子と、
前記スイッチング素子の出力端子となる第２の端子と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記第１の端子を介して前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、
外部に設けた負荷に供給する第２の直流電圧に応じた電圧が入力される第３の端子と、
を備えるレギュレーション回路であって、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、
前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振するとともに、前記クロック信号の周波数を、前記第２の直流電圧が一定値で維持されるように、前記第３の端子に入力される電圧に応じて変化させるＰＦＭ制御回路と、
前記クロック信号の周波数に変調成分を付与するＰＦＭ周波数変調回路と、を備え、前記クロック信号の周波数を周期的に変調する
ことを特徴とするレギュレーション回路。
【請求項１３】
スイッチング素子と、
前記スイッチング素子の入力端子となり、外部に設けたトランスが有する第１巻線に接続する第１の端子と、
前記スイッチング素子の出力端子となる第２の端子と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記第１の端子を介して前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、
外部に設けた負荷に供給する第２の直流電圧に応じた電圧が入力される第３の端子と、
前記トランスが有する各巻線のうちのいずれか１つに接続する第４の端子と、
を備えるレギュレーション回路であって、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、
前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振するとともに、前記クロック信号の周波数を、前記第２の直流電圧が一定値で維持されるように、前記第３の端子に入力される電圧に応じて変化させるＰＦＭ制御回路と、
前記第４の端子に接続し、前記スイッチング素子がターンオフしてから前記トランスの２次巻線を流れ始める２次電流が流れ終わるタイミングとして、前記スイッチング素子がターンオフした後に前記トランスの各巻線に最初に現れる、電圧の極性反転のタイミングを検出するとともに、前記スイッチング素子がターンオフするタイミングを検出して、前記２次電流が流れている第１期間を検出する２次電流オン期間検出回路と、
前記第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比が一定値に維持されるように前記スイッチング素子をターンオンさせる第２のクロック信号を発振する２次電流オンデューティ制御回路と、
前記第１と第２のクロック信号のうち周波数の低い方のクロック信号を選択し、その選択したクロック信号により前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号選択回路と、
前記第１のクロック信号の周波数に変調成分を付与するとともに、前記オンデューティ比に変調成分を付与する変調回路と、を備え、前記第１のクロック信号の周波数と前記オンデューティ比を、それぞれに付与した変調成分により周期的に変調する
ことを特徴とするレギュレーション回路。
【請求項１４】
前記スイッチング素子と前記制御回路とが同一半導体基板上に形成された集積回路からなることを特徴とする請求項１１ないし１３のいずれかに記載のレギュレーション回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば充電器用の電源装置などに使用されるスイッチング電源装置、並びにスイッチング電源装置に用いるレギュレーション回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、充電器用の電源装置には、２次側に出力電圧検出回路と定電流制御回路とフォトカプラを設けて、定電圧制御と定電流垂下特性を実現した小型のスイッチング電源装置が一般的に用いられている。
【０００３】
また、２次側に出力電圧検出回路と定電流制御回路とフォトカプラを設けずに、１次側でこれらの機能を実現することで、さらなる小型化を図ったスイッチング電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。このスイッチング電源装置は、定電圧領域では、トランスの補助巻線に発生する電圧を検出して、その電圧が一定になるようにスイッチング素子のオフ時間を調整する、いわゆるＰＦＭ制御を実行している。また、定電流領域では、トランスの２次巻線を流れる２次電流のデューティレシオが一定になるようにスイッチング素子の発振周波数を制御することで、定電流垂下特性を実現している。
【０００４】
しかしながら、従来のスイッチング電源装置には、負荷が一定の場合、スイッチング動作を安定させればさせるほどスイッチング素子の発振周波数が安定してノイズ（電気的雑音）が発生しやすくなるという問題があった。そのため、そのノイズ対策のためにフィルタ回路などの対ノイズ部品が必要になり、電源の小型化の妨げになっていた。
【特許文献１】欧州特許出願公開第１２１１７９４号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、上記問題点に鑑み、スイッチング素子の発振周波数に変調成分を与えることにより、低ノイズ化を図ることができるスイッチング電源装置、並びにレギュレーション回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の請求項１記載のスイッチング電源装置は、１次巻線と２次巻線を有するトランスと、スイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記１次巻線を介して前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記２次巻線に発生する電圧を第２の直流電圧に変換して、前記第２の直流電圧を負荷に供給する出力電圧生成部と、を備えるスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、前記スイッチング素子がターンオフしてから前記２次巻線を流れ始める２次電流が流れている第１期間を検出する２次電流オン期間検出回路と、前記第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比が一定値に維持されるように前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振する２次電流オンデューティ制御回路と、前記オンデューティ比に変調成分を付与する２次電流オンデューティ変調回路と、を備え、前記オンデューティ比を周期的に変調することを特徴とする。
【０００７】
また、本発明の請求項２記載のスイッチング電源装置は、請求項１記載のスイッチング電源装置であって、前記２次電流オンデューティ制御回路は、容量と、前記第１期間と前記第２期間に同期して前記容量を充放電する充放電回路と、前記容量の電圧を設定電圧により検出したタイミングで、前記スイッチング素子をターンオンさせる信号を生成する比較回路と、を備え、前記２次電流オンデューティ変調回路は、前記容量の充電電流もしくは放電電流のうちの一方に変調成分を付与することを特徴とする。
【０００８】
また、本発明の請求項３記載のスイッチング電源装置は、請求項１記載のスイッチング電源装置であって、前記２次電流オンデューティ制御回路は、容量と、前記第１期間と前記第２期間に同期して前記容量を充放電する充放電回路と、前記容量の電圧を設定電圧により検出したタイミングで、前記スイッチング素子をターンオンさせる信号を生成する比較回路と、を備え、前記２次電流オンデューティ変調回路は、前記設定電圧に変調成分を付与することを特徴とする。
【０００９】
また、本発明の請求項４記載のスイッチング電源装置は、請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記２次電流オン期間検出回路は、前記スイッチング素子がターンオフするタイミングを検出するとともに、前記２次電流が流れ終わるタイミングとして、前記スイッチング素子がターンオフした後に前記トランスの各巻線に最初に現れる、電圧の極性反転のタイミングを検出して、前記第１期間を検出することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明の請求項５記載のスイッチング電源装置は、請求項４記載のスイッチング電源装置であって、  前記２次電流オン期間検出回路は、前記２次電流が流れ終わるタイミングとして、前記１次巻線に現れる、電圧の極性反転のタイミングを検出することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明の請求項６記載のスイッチング電源装置は、請求項４記載のスイッチング電源装置であって、前記トランスは、さらに補助巻線を有し、前記２次電流オン期間検出回路は、前記２次電流が流れ終わるタイミングとして、前記補助巻線に現れる、電圧の極性反転のタイミングを検出することを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の請求項７記載のスイッチング電源装置は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって発生する電圧を第２の直流電圧に変換して、前記第２の直流電圧を負荷に供給する出力電圧生成部と、を備えるスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振するとともに、前記クロック信号の周波数を、前記第２の直流電圧が一定値で維持されるように、前記第２の直流電圧に応じて変化させるＰＦＭ制御回路と、前記クロック信号の周波数に変調成分を付与するＰＦＭ周波数変調回路と、を備え、前記クロック信号の周波数を周期的に変調することを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の請求項８記載のスイッチング電源装置は、請求項７記載のスイッチング電源装置であって、前記ＰＦＭ周波数変調回路は、前記第２の直流電圧に応じて、前記クロック信号の周波数の変調幅を変化させることを特徴とする。
【００１４】
また、本発明の請求項９記載のスイッチング電源装置は、請求項７記載のスイッチング電源装置であって、前記ＰＦＭ周波数変調回路は、前記第２の直流電圧に応じて、前記クロック信号の周波数の変調周期を変化させることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の請求項１０記載のスイッチング電源装置は、１次巻線と２次巻線を有するトランスと、スイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記１次巻線を介して前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記２次巻線に発生する電圧を第２の直流電圧に変換して、前記第２の直流電圧を負荷に供給する出力電圧生成部と、を備えるスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、前記スイッチング素子をターンオンさせる第１のクロック信号を発振するとともに、前記第１のクロック信号の周波数を、前記第２の直流電圧が一定値で維持されるように、前記第２の直流電圧に応じて変化させるＰＦＭ制御回路と、前記スイッチング素子がターンオフしてから前記２次巻線を流れ始める２次電流が流れている第１期間を検出する２次電流オン期間検出回路と、前記第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比が一定値に維持されるように前記スイッチング素子をターンオンさせる第２のクロック信号を発振する２次電流オンデューティ制御回路と、前記第１と第２のクロック信号のうち周波数の低い方のクロック信号を選択し、その選択したクロック信号により前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号選択回路と、前記第１のクロック信号の周波数に変調成分を付与するとともに、前記オンデューティ比に変調成分を付与する変調回路と、を備え、前記第１のクロック信号の周波数と前記オンデューティ比を、それぞれに付与した変調成分により周期的に変調することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の請求項１１記載のレギュレーション回路は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子の入力端子となり、外部に設けたトランスが有する第１巻線に接続する第１の端子と、前記スイッチング素子の出力端子となる第２の端子と、前記トランスが有する各巻線のうちのいずれか１つに接続する第３の端子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記第１の端子を介して前記スイッチング素子に入力される直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、を備えるレギュレーション回路であって、前記制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、前記第３の端子に接続し、前記スイッチング素子がターンオフしてから前記トランスの２次巻線を流れ始める２次電流が流れ終わるタイミングとして、前記スイッチング素子がターンオフした後に前記トランスの各巻線に最初に現れる、電圧の極性反転のタイミングを検出するとともに、前記スイッチング素子がターンオフするタイミングを検出して、前記２次電流が流れている第１期間を検出する２次電流オン期間検出回路と、前記第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比が一定値に維持されるように前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振する２次電流オンデューティ制御回路と、前記オンデューティ比に変調成分を付与する２次電流オンデューティ変調回路と、を備え、前記オンデューティ比を周期的に変調することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の請求項１２記載のレギュレーション回路は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子の入力端子となる第１の端子と、前記スイッチング素子の出力端子となる第２の端子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記第１の端子を介して前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、外部に設けた負荷に供給する第２の直流電圧に応じた電圧が入力される第３の端子と、を備えるレギュレーション回路であって、前記制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振するとともに、前記クロック信号の周波数を、前記第２の直流電圧が一定値で維持されるように、前記第３の端子に入力される電圧に応じて変化させるＰＦＭ制御回路と、前記クロック信号の周波数に変調成分を付与するＰＦＭ周波数変調回路と、を備え、前記クロック信号の周波数を周期的に変調することを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の請求項１３記載のレギュレーション回路は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子の入力端子となり、外部に設けたトランスが有する第１巻線に接続する第１の端子と、前記スイッチング素子の出力端子となる第２の端子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記第１の端子を介して前記スイッチング素子に入力される第１の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、外部に設けた負荷に供給する第２の直流電圧に応じた電圧が入力される第３の端子と、前記トランスが有する各巻線のうちのいずれか１つに接続する第４の端子と、を備えるレギュレーション回路であって、前記制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流が設定値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流制限回路と、前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号を発振するとともに、前記クロック信号の周波数を、前記第２の直流電圧が一定値で維持されるように、前記第３の端子に入力される電圧に応じて変化させるＰＦＭ制御回路と、前記第４の端子に接続し、前記スイッチング素子がターンオフしてから前記トランスの２次巻線を流れ始める２次電流が流れ終わるタイミングとして、前記スイッチング素子がターンオフした後に前記トランスの各巻線に最初に現れる、電圧の極性反転のタイミングを検出するとともに、前記スイッチング素子がターンオフするタイミングを検出して、前記２次電流が流れている第１期間を検出する２次電流オン期間検出回路と、前記第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比が一定値に維持されるように前記スイッチング素子をターンオンさせる第２のクロック信号を発振する２次電流オンデューティ制御回路と、前記第１と第２のクロック信号のうち周波数の低い方のクロック信号を選択し、その選択したクロック信号により前記スイッチング素子をターンオンさせるクロック信号選択回路と、前記第１のクロック信号の周波数に変調成分を付与するとともに、前記オンデューティ比に変調成分を付与する変調回路と、を備え、前記第１のクロック信号の周波数と前記オンデューティ比を、それぞれに付与した変調成分により周期的に変調することを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の請求項１４記載のレギュレーション回路は、請求項１１ないし１３のいずれかに記載のレギュレーション回路であって、前記スイッチング素子と前記制御回路とが同一半導体基板上に形成された集積回路からなることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の好ましい形態によれば、ＰＦＭ制御される定電圧領域では、クロック信号の周波数を変調することで、スイッチング素子の発振周波数に変調成分を与え、２次電流が流れている第１期間と前記２次電流が流れていない第２期間とからなる第３期間に対する前記第１期間のオンデューティ比（２次電流のオンデューティ）を固定制御する定電流領域では、２次電流のオンデューティを変調することで、スイッチング素子の発振周波数に変調成分を与えるので、フィルタ回路などの対ノイズ部品を設けることなく、低ノイズ化を図ることができる。よって、スイッチング電源の小型化、低コスト化を図ることができ、充電器用のスイッチング電源に有用である。
【００２１】
また、定電流領域では、２次電流のオンデューティを変調することで、スイッチング素子の発振周波数に変調成分を与えるので、負荷が変動してスイッチング素子の発振周波数が変化しても、その発振周波数の変化に伴い、２次電流のオンデューティの変調幅が変化する。よって、定電流制御の精度を損なうことなく、ノイズを低減することができる。
【００２２】
また、定電圧領域では、クロック信号の周波数の変調幅を第２の直流電圧の変化に応じて変化させることにより、負荷が変動してスイッチング素子の発振周波数が変化した場合に、その発振周波数の変化に伴って、クロック信号の周波数の変調幅を変化させることができ、定電圧制御の精度を損なうことなく、ノイズを低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置について、図面を参照しながら説明する。
【００２４】
図１は本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。このスイッチング電源装置は、ある負荷範囲において出力電流を一定に制御する定電流制御機能を備え、定電流垂下特性を実現している。なお、定電圧制御機能は備えていない。
【００２５】
図１において、スイッチング電源制御用の半導体装置（レギュレーション回路）１００は、内部に、パワーＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１と、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する制御回路を備える。また、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ端子（第１の端子））、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ端子）、２次電流オフタイミング検出端子（ＴＲ端子（第３の端子））、スイッチング素子１の出力端子でもある制御回路のＧＮＤ端子（ＳＯＵＲＣＥ端子（第２の端子））の４端子を備える。
【００２６】
トランス１１０は、１次巻線１１１と、２次巻線１１２と、補助巻線１１３とを備える。１次巻線１１１と２次巻線１１２は極性が逆であり、当該スイッチング電源装置はフライバック型となっている。また、補助巻線１１３と２次巻線１１２は極性が同じであり、補助巻線１１３には、スイッチング素子１のスイッチング動作によって２次巻線１１２に発生する交流電圧（２次側交流電圧）に比例する交流電圧（補助側交流電圧）が発生する。
【００２７】
１次巻線１１１は半導体装置１００のＤＲＡＩＮ端子に接続しており、制御回路は、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御して、１次巻線１１１を介してスイッチング素子１に入力される第１の直流電圧（入力電圧）ＶＩＮをスイッチング制御し、２次巻線１１２および補助巻線１１３に交流電圧を発生させる。第１の直流電圧ＶＩＮは、例えば商用の交流電源が整流且つ平滑化されたものである。
【００２８】
２次巻線１１２には、ダイオード１２１とコンデンサ１２２とからなる出力電圧生成部が接続している。出力電圧生成部は、スイッチング素子１のスイッチング動作によって２次巻線１１２に発生する２次側交流電圧を整流且つ平滑化して第２の直流電圧（出力電圧）Ｖｏに変換し、その電圧Ｖｏを負荷１３０に供給する。
【００２９】
補助巻線１１３には、ダイオード１４１とコンデンサ１４２とからなる整流平滑化回路が接続している。この整流平滑化回路は、スイッチング素子１のスイッチング動作によって補助巻線１１３に発生する補助側交流電圧を整流且つ平滑化して補助電源電圧ＶＣＣに変換し、その電圧ＶＣＣを半導体装置１００のＶＣＣ端子に供給する。すなわち、この整流平滑化回路は、半導体装置１００の補助電源部として活用される。
【００３０】
また補助巻線１１３には、２つの抵抗器１５１、１５２が接続しており、抵抗器１５１、１５２の接続点には半導体装置１００のＴＲ端子が接続している。したがって、ＴＲ端子には、補助側交流電圧を分圧した電圧（ＴＲ端子電圧ＶＴＲ）が印加される。後述するように、半導体装置１００は、ＴＲ端子電圧ＶＴＲを基に、スイッチング素子１がターンオフしてから２次巻線１１２を流れ始める電流（２次電流）が流れ終わるタイミング（２次電流のオフタイミング）を検出する。
【００３１】
続いて、半導体装置１００が備える制御回路について説明する。この制御回路は、２次電流が流れている第１期間（２次電流のオン期間）と２次電流が流れていない第２期間（２次電流のオフ期間）とからなる第３期間に対する２次電流のオン期間のオンデューティ比（２次電流のオンデューティ）が一定となるようにスイッチング素子１のスイッチング動作を制御して、当該スイッチング電源装置の出力電流を、ある負荷範囲において一定に制御する一方で、２次電流のオンデューティを周期的に変調してノイズを低減させる。
【００３２】
ドレイン電流検出回路２はＤＲＡＩＮ端子に接続しており、スイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤを検出し、その電流値に応じた電圧となるドレイン電流検出信号ＶＣＬを生成する。
【００３３】
ドレイン電流制限回路３は、予め設定された基準電圧（過電流保護基準電圧）ＶＬＩＭＩＴとドレイン電流検出信号ＶＣＬとを比較して、ドレイン電流検出信号ＶＣＬが過電流保護基準電圧ＶＬＩＭＩＴに達すると、スイッチング素子１をターンオフさせるためのリセット信号を生成し、フリップフロップ回路７をリセット状態にして、スイッチング素子１をターンオフさせる。
【００３４】
このように、ドレイン電流制限回路３は、ドレイン電流ＩＤが過電流保護基準電圧ＶＬＩＭＩＴで決まる設定値に達すると、スイッチング素子１をターンオフさせる信号を生成する。よって、ドレイン電流ＩＤのピーク値は、過電流保護基準電圧ＶＬＩＭＩＴで決まる設定値で一定となる。
【００３５】
２次電流オン期間検出回路４はＴＲ端子に接続しており、ＴＲ端子電圧ＶＴＲおよび制御回路内部で生成される信号を基に２次電流のオン期間を検出し、その２次電流のオン期間を示す検出信号Ｄ２＿ＯＮを生成する。ここでは、検出信号Ｄ２＿ＯＮは、２次電流のオン期間に信号レベルがハイレベルとなる論理信号である。
【００３６】
具体的には、制御回路内部で生成される信号を基に、２次電流が流れ始めるタイミング（２次電流のオンタイミング）を検出し、ＴＲ端子電圧ＶＴＲを基に２次電流のオフタイミングを検出する。
【００３７】
すなわち、フライバック型のスイッチング電源装置では、スイッチング素子１のオン期間に、トランス１１０の１次巻線１１１に電流が流れてトランス１１０にエネルギが蓄えられ、スイッチング素子１のオフ期間に、トランス１１０に蓄えられたエネルギが放出されてトランス１１０の２次巻線１１２に電流（２次電流）が流れる。その後、２次電流がゼロになると、トランス１１０のインダクタンスとスイッチング素子１の寄生容量による共振現象が起こる。この共振現象がトランス１１０の各巻線に現れるので、本実施の形態１では、ＴＲ端子を補助巻線１１３に接続して、２次電流オン期間検出回路４において、２次電流のオフタイミングとして、スイッチング素子１がターンオフした後に補助側交流電圧の波形に最初に現れる立ち下がりのタイミング（電圧の極性反転のタイミング）を検出する。なお、例えばＴＲ端子を１次巻線１１１に接続して、１次巻線に最初に現れる、電圧の極性反転のタイミングを検出してもよい。
【００３８】
また、２次電流はスイッチング素子１がターンオフすると流れ始めるので、２次電流オン期間検出回路４は、２次電流のオンタイミングとして、スイッチング素子１がターンオフするタイミングを検出する。ここでは、後述するゲートドライバ９が生成する駆動信号の立ち下りを検出する。
【００３９】
２次電流オンデューティ制御回路５は、２次電流のオン期間を示す検出信号Ｄ２＿ＯＮを基に、２次電流のオンデューティが所定値（一定値）に維持されるようにスイッチング素子１をターンオンさせるためのクロック信号ｓｅｔを発振する。このクロック信号ｓｅｔが立ち上がる毎に、フリップフロップ回路７はセット状態となり、スイッチング素子１はターンオンする。よって、このクロック信号ｓｅｔによりスイッチング素子１の発振周波数が決まる。このクロック信号ｓｅｔの周波数は、負荷１３０に流れる電流が大きくなり２次電流のオン期間が長くなるにつれて低くなる。
【００４０】
２次電流オンデューティ変調回路６は、スイッチング素子１の発振周波数よりも十分に低い周波数で発振する低周波発振器を備え、その低い周波数を持った電流信号Ｉｊｉｔ（変調信号）を生成し、その電流信号Ｉｊｉｔを２次電流オンデューティ制御回路５に入力して、所定値（一定値）に維持される２次電流のオンデューティに低周波の変調成分を付与することで、２次電流のオンデューティを周期的に変調する。
【００４１】
フリップフロップ回路７は、セット端子に入力されるクロック信号ｓｅｔが立ち上がるとセット状態になる。また、リセット端子に、ＡＮＤ回路１１を介してリセット信号が入力されるとリセット状態になる。フリップフロップ回路７は、セット状態およびリセット状態に応じて、信号レベルがハイレベルとローレベルとの間で遷移する出力信号（第１論理信号）を生成する。すなわち、出力信号の信号レベルは、フリップフロップ回路７がセット状態になるとハイレベルとなり、リセット状態になるとローレベルとなる。
【００４２】
ＮＡＮＤ回路８は、フリップフロップ回路７からの第１論理信号と、後述するレギュレータ１２からの第２論理信号とを演算した結果を示す演算信号を生成する。後述するように、レギュレータ１２からの第２論理信号はスイッチング素子１がスイッチング動作している間は信号レベルがハイレベルであるので、演算信号は、第１論理信号の信号レベルに応じて、すなわちフリップフロップ回路７の状態に応じて、信号レベルがハイレベルとローレベルとの間で遷移する。つまり、フリップフロップ回路７がセット状態になると演算信号はローレベルとなり、リセット状態になるとハイレベルになる。
【００４３】
ゲートドライバ９は、ＮＡＮＤ回路８からの演算信号を基に、スイッチング素子１の制御端子（ゲート端子）を駆動する駆動信号を生成する。具体的には、ゲートドライバ９は、演算信号がローレベルになると、駆動信号の電圧レベルを第１レベルにして、スイッチング素子１をターンオンさせ、演算信号がハイレベルになると、駆動信号の電圧レベルを第１レベルよりも低い第２レベルにして、スイッチング素子１をターンオフさせる。
【００４４】
このように、制御回路は、クロック信号ｓｅｔとリセット信号により、スイッチング素子１のゲート端子を駆動する駆動信号の信号レベルを、スイッチング素子１をターンオンさせるターンオンレベル（第１レベル）と、スイッチング素子１をターンオフさせるターンオフレベル（第２レベル）との間で遷移させる。
【００４５】
スイッチング素子１は、ゲートドライバ９からの駆動信号に従ってオン・オフ動作を繰り返し（スイッチング動作）、トランス１１０の１次巻線１１１へ入力される第１の直流電圧ＶＩＮをスイッチング制御して、２次巻線１１２に２次側交流電圧を発生させるとともに補助巻線１１３に補助側交流電圧を発生させる。
【００４６】
本実施の形態１では、フリップフロップ回路７、ＮＡＮＤ回路８、ゲートドライバ９によりスイッチング制御回路が構成される。スイッチング制御回路は、フリップフロップ回路７のセット／リセット状態に応じてスイッチング素子１のスイッチング動作（オン・オフ動作の繰り返し）を制御する。
【００４７】
また、オン時ブランキングパルス発生回路１０は、ゲートドライバ９が生成する駆動信号が立ち上がってから（ターンオンレベルとなってから）設定時間の期間、ＡＮＤ回路１１に入力する信号の信号レベルをローレベルにする。よって、スイッチング素子１がターンオンしてから設定時間の間は、ドレイン電流制限回路３においてリセット信号が生成されても、フリップフロップ回路７はリセットされず、ターンオン時のスパイク電流による誤検出動作を防止することができる。
【００４８】
また、レギュレータ１２は、ＤＲＡＩＮ端子もしくはＶＣＣ端子のいずれか一方の端子から半導体装置１００の内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給し、内部回路用電源ＶＤＤの電圧を一定値に安定化させる。
【００４９】
具体的には、レギュレータ１２は、スイッチング素子１のスイッチング動作開始前は、ＤＲＡＩＮ端子から内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給するとともに、ＶＣＣ端子を介して補助電源部のコンデンサ１４２へも電流を供給して、補助電源電圧ＶＣＣおよび内部回路用電源ＶＤＤの電圧を上昇させる。また、この間、レギュレータ１２は、ＮＡＮＤ回路８に入力する第２論理信号の信号レベルをローレベルにして、スイッチング素子１がターンオンしないようにしている。
【００５０】
内部回路用電源ＶＤＤの電圧が一定値に達すると、レギュレータ１２は、第２論理信号の信号レベルをハイレベルにして、スイッチング素子１のスイッチング動作を許可する。一方、内部回路用電源ＶＤＤの電圧が上昇すると、２次電流オンデューティ制御回路５は、信号レベルがハイレベルのワンパルス信号を生成する。このワンパルス信号により、フリップフロップ回路７がセット状態となる。したがって、内部回路用電源ＶＤＤの電圧が一定値に達すると、スイッチング素子１がターンオンして、スイッチング動作が開始される。
【００５１】
スイッチング素子１のスイッチング動作開始後は、補助電源電圧ＶＣＣの値によって内部回路用電源ＶＤＤへの電流供給端子が決まる。つまり、補助電源電圧ＶＣＣが一定値以上になると、レギュレータ１２はＶＣＣ端子から内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給して、半導体装置１００の消費電力を削減する。一方、補助電源電圧ＶＣＣが一定値を下回ると、レギュレータ１２はＤＲＡＩＮ端子から内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給する。このようにして、レギュレータ２は、内部回路用電源ＶＤＤを一定値に安定化する。
【００５２】
図２は、本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の半導体装置１００の一部を構成する２次電流オン期間検出回路４と、２次電流オンデューティ制御回路５と、２次電流オンデューティ変調回路６の一構成例を示すブロック図である。
【００５３】
２次電流オン期間検出回路４は、ワンパルス信号発生回路２１、２３、コンパレータ２２、およびフリップフロップ回路２４からなり、図２に示すように各素子が接続されている。
【００５４】
ワンパルス信号発生回路２１は、ゲートドライバ９が生成する駆動信号を入力し、その駆動信号の立ち下りを検出したタイミング、すなわちスイッチング素子１のターンオフのタイミングでワンパルス信号を発生し、そのワンパルス信号をフリップフロップ回路２４のセット端子に入力して、フリップフロップ回路２４をセット状態にする。
【００５５】
また、コンパレータ２２は、ＴＲ端子電圧ＶＴＲと、予め設定された基準電圧とを比較して、２次電流のオフタイミングを検出する。ワンパルス信号発生回路２３は、コンパレータ２２において２次電流のオフタイミングが検出されるとワンパルス信号を発生し、そのワンパルス信号をフリップフロップ回路２４のリセット端子に入力して、フリップフロップ回路２４をリセット状態にする。よって、２次電流のオフタイミングにおいて、フリップフロップ回路２４の出力信号と反転出力信の信号レベルが反転する。
【００５６】
以上説明した構成により、スイッチング素子１がターンオフしてから２次電流が流れ終わるまでの期間、すなわち２次電流のオン期間、フリップフロップ回路２４の出力信号（検出信号）Ｄ２＿ＯＮの信号レベルはハイレベルとなり、反転出力信号の信号レベルはローレベルとなる。そして、２次電流のオフタイミングにおいて出力信号Ｄ２＿ＯＮと反転出力信号の信号レベルが反転し、２次電流のオフタイミングからスイッチング素子１がターンオフするまでの期間、すなわち２次電流のオフ期間、フリップフロップ回路２４の出力信号Ｄ２＿ＯＮの信号レベルはローレベルとなり、反転出力信号の信号レベルはハイレベルとなる。
【００５７】
２次電流オンデューティ制御回路５は、スイッチ３１、３２、コンデンサ（容量）３３、定電流源３４、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ３５、３６、コンパレータ（比較回路）３７、基準電圧源３８、ＡＮＤ回路３９、およびワンパルス信号発生回路４０からなり、図２に示すように各素子が接続されている。
【００５８】
スイッチ３１は、２次電流オン期間検出回路４内のフリップフロップ回路２４からの出力信号Ｄ２＿ＯＮの信号レベルがハイレベルになるとオンし、ローレベルになるとオフする。また、スイッチ３２は、２次電流オン期間検出回路４内のフリップフロップ回路２４からの反転出力信号の信号レベルがハイレベルになるとオンし、ローレベルになるとオフする。よって、このスイッチ３１ 、３２からなる充放電回路は、２次電流のオン期間とオフ期間に同期してオン・オフ動作して、コンデンサ３３を充放電する。
【００５９】
すなわち、スイッチング素子１がターンオフして２次電流が流れ始めると、出力信号Ｄ２＿ＯＮの信号レベルがハイレベルとなり、反転出力信号の信号レベルがローレベルとなるので、スイッチ３１がオンし、スイッチ３２がオフして、定電流源３４の定電流によりコンデンサ３３が充電され、コンデンサ３３の電圧ＶＣが上昇する。
【００６０】
一方、２次電流が流れ終わると、出力信号Ｄ２＿ＯＮの信号レベルがローレベルとなり、反転出力信号の信号レベルがハイレベルとなるので、スイッチ３１がオフし、スイッチ３２がオンして、コンデンサ３３は放電され、コンデンサ３３の電圧ＶＣが減少する。このときの放電電流は、定電流源３４の定電流およびＮｃｈＭＯＳＦＥＴ３５、３６からなるカレントミラー回路により決定される。
【００６１】
コンパレータ３７は、減少するコンデンサ３３の電圧ＶＣを、基準電圧源３８にて発生する基準電圧（設定電圧）Ｖｒｅｆにより検出したタイミングで、スイッチング素子１をターンオンさせるための信号を生成して、ワンパルス信号発生回路４０にワンパルス信号を発生させる。このワンパルス信号がクロック信号ｓｅｔとなる。ＡＮＤ回路３９は、２次電流オン期間検出回路４内のフリップフロップ回路２４からの反転出力信号がハイレベルの間、すなわち２次電流のオフ期間にのみ、ワンパルス信号発生回路４０においてワンパルス信号が発生するようにしている。
【００６２】
このように、２次電流オンデューティ制御回路５は、２次電流のオン期間にコンデンサ３３を充電し、２次電流のオフ期間が開始するとコンデンサ３３を放電し、コンデンサ３３の電圧ＶＣを基準電圧Ｖｒｅｆにより検出すると、スイッチング素子１をターンオンさせる。また、スイッチング素子１がターンオンした後も、ドレイン電流ＩＤのピーク値が一定値に達してスイッチング素子がターンオフするまでは、コンデンサ３３を放電し続ける。
【００６３】
以上説明した構成により、２次電流オンデューティ制御回路５は、２次電流のオンデューティが所定値に維持されるようにスイッチング素子１をターンオンさせるためのクロック信号（ワンパルス信号）ｓｅｔを発振する。
【００６４】
すなわち、負荷１３０が変動して２次電流のオン期間が変化すると、その変化に伴いコンデンサ３３の電圧ＶＣの最大値も変化するので、２次電流のオフ期間も変化する。例えば２次電流のオン期間が長くなると、コンデンサ３３の電圧ＶＣの最大値が大きくなり、２次電流のオフタイミングから減少を始める電圧ＶＣを基準電圧Ｖｒｅｆにより検出するまでの期間が長くなり、その結果、２次電流のオフ期間が長くなるので、２次電流のオンデューティは一定に維持される。
【００６５】
２次電流オンデューティ変調回路６は、低周波発振器４１、Ｖ−Ｉコンバータ４２、およびスイッチ４３からなり、図２のように各素子が接続されている。低周波発振器４１は１００Ｈｚから数ｋＨｚ程度の、スイッチング素子１の発振周波数よりも十分に低い周波数の電圧信号Ｖｊｉｔを発振し、Ｖ−Ｉコンバータ４２は、その電圧信号Ｖｊｉｔを電流信号Ｉｊｉｔに変換する。よって、電流信号（変調信号）Ｉｊｉｔの周波数は、スイッチング素子１の発振周波数よりも十分に低い。
【００６６】
スイッチ４３は、２次電流オン期間検出回路４内のフリップフロップ回路２４からの反転出力信号によりオン・オフする。すなわち、反転出力信号の信号レベルがハイレベルとなる２次電流のオフ期間にオンする。スイッチ４３がオンすると、電流信号Ｉｊｉｔは、２次電流オンデューティ制御回路５内の定電流源３４の定電流に重畳される。したがって、コンデンサの放電電流にのみ変調成分が付与される。
【００６７】
以上説明した構成により、２次電流オンデューティ変調回路６は、コンデンサ３３の放電時間、すなわち２次電流のオフ期間を周期的に変調して、２次電流のオンデューティを周期的に変調することで、スイッチング素子１の発振周波数に変調成分を与える。
【００６８】
例えば、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ３５、３６からなるカレントミラー回路のミラー比が１であり、電流信号Ｉｊｉｔが、コンデンサ３３の放電電流を、充電電流に対して１００％から１２０％まで変化させる場合、２次電流のオンデューティは、４５．５％から５０％の間で変化することになる。この変化は、低周波発振器４１で設定された周期（変調周期）で周期的に繰り返される。
【００６９】
なお、コンデンサ３３の充電電流にのみ電流信号Ｉｊｉｔを重畳して、コンデンサ３３の充電電流に変調成分を付与してもよい。この場合、コンデンサ３３の充電時間、すなわち２次電流のオン期間が周期的に変化して、２次電流のオンデューティが周期的に変化する。
【００７０】
以上のように、制御回路は、ドレイン電流ＩＤのピーク値を、過電流保護基準電圧ＶＬＩＭＩＴで決まる設定値で一定にするとともに、スイッチング素子１がターンオフしてからトランス１１０の２次巻線１１２を流れ始める２次電流のオンデューティが所定値（一定値）に維持されるようにスイッチング素子１のスイッチング動作を制御して、ある負荷範囲において出力電流を一定に制御する一方で、電流信号（変調信号）Ｉｊｉｔにより２次電流のオンデューティを変調して、スイッチング素子１の発振周波数に変調成分を与えることで、低ノイズ化を図っている。
【００７１】
また、２次電流オンデューティ変調回路は、２次電流のオンデューティに対して変調成分を付与するので、２次側の負荷が変動してスイッチング素子１の発振周波数が変化しても、その発振周波数の変化に伴い、２次電流のオンデューティの変調幅が変化する。よって、その変調幅がスイッチング素子１の発振周波数に対して大きくなりすぎて、定電流制御の精度に影響を与えたり、小さくなりすぎて、ノイズ低減効果がなくなったりすることはない。
【００７２】
また、スイッチング素子１とその制御回路とを同一半導体基板上に形成して集積回路化することで、当該スイッチング電源装置を構成するための部品点数を削減することができ、容易に小型化および軽量化さらにコスト低減を実現することができる。
【００７３】
続いて、本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の他の例について説明する。このスイッチング電源装置では、２次電流オンデューティ変調回路６が生成する電流信号（変調信号）Ｉｊｉｔを、２次電流オンデューティ制御回路５内の定電流源３４の定電流に重畳するのではなく、２次電流オンデューティ制御回路５内の基準電圧源３８へ入力して、基準電圧（設定電圧）Ｖｒｅｆに変調成分を付与することで、２次電流のオフ期間を変調し、２次電流のオンデューティを変調する。
【００７４】
図３に、本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の他の例における半導体装置１００の一部を構成する２次電流オン期間検出回路４と、２次電流オンデューティ制御回路５と、２次電流オンデューティ変調回路６の一構成例を示す。
【００７５】
図３に示すように、２次電流オンデューティ制御回路５内の基準電圧源３８に電流信号Ｉｊｉｔを入力して、基準電圧Ｖｒｅｆに低周波の変調成分を付与することで、２次電流のオフ期間を変調する。これにより、所定値に維持される２次電流のオンデューティが低周波の変調成分を持つことになり、スイッチング素子１の発振周波数に変調成分を与えることができる。
【００７６】
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置について、図面を参照しながら説明する。但し、前述した実施の形態１において説明した部材と同一の部材には同一符号を付して、説明を省略する。
【００７７】
図４は本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。このスイッチング電源装置は、ＰＦＭ制御による定電圧制御機能を備える。但し、定電流制御機能は備えていない。
【００７８】
図４に示すように、本実施の形態２では、半導体装置１００は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ端子（第１の端子））、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ端子（第３の端子））、スイッチング素子１の出力端子でもある制御回路のＧＮＤ端子（ＳＯＵＲＣＥ端子（第２の端子））の３端子を備える。
【００７９】
また、補助巻線１１３にはダイオード１４１とコンデンサ１４２からなる整流平滑化回路のみが接続されている。この整流平滑化回路は、半導体装置１００の補助電源部として活用されるとともに、出力電圧検出部としても活用される。
【００８０】
続いて、半導体装置１００が備える制御回路について説明する。この制御回路は、ＰＦＭ制御によりスイッチング素子１のスイッチング動作を制御して、当該スイッチング電源装置の出力電圧を一定に制御する一方で、スイッチング素子１の発振周波数を決めるクロック信号ｓｅｔの周波数を周期的に変調して、ノイズの低減を図る。
【００８１】
ＶＣＣ端子に入力される補助電源電圧ＶＣＣは、負荷１３０に供給する第２の直流電圧Ｖｏに比例しており、誤差増幅器１３は、補助電源電圧ＶＣＣと安定化用基準電圧とを比較して、その差から誤差電圧信号ＶＥＡＯを生成する。具体的には、負荷１３０が大きくなり、出力電圧Ｖｏが小さくなると、誤差電圧信号ＶＥＡＯの信号レベル（電圧）は大きくなる。逆に、負荷１３０が小さくなり、出力電圧Ｖｏが大きくなると、誤差電圧信号ＶＥＡＯの信号レベル（電圧）は小さくなる。
【００８２】
ＰＦＭ制御回路１４は、内部にクロック信号ｓｅｔを発振する発振器を備え、スイッチング素子１をターンオンさせるためのクロック信号ｓｅｔを発振する一方で、そのクロック信号の周波数を、出力電圧Ｖｏが一定値で維持されるように、誤差電圧信号ＶＥＡＯ（出力電圧Ｖｏ）に応じて変化させる。具体的には、誤差電圧信号ＶＥＡＯが大きくなると、クロック信号ｓｅｔの周波数を高くする。逆に、誤差電圧信号ＶＥＡＯが小さくなると、クロック信号ｓｅｔの周波数を低くする。クロック信号ｓｅｔはスイッチング素子１のターンオンのタイミングを制御しており、この機能により、当該スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが一定に保たれる。
【００８３】
ＰＦＭ周波数変調回路１５は、スイッチング素子１の発振周波数（クロック信号ｓｅｔの周波数）よりも十分に低い周波数で発振する低周波発振器を備え、その低い周波数を持った電流信号（変調信号）Ｉｊｉｔを生成し、その電流信号ＩｊｉｔをＰＦＭ制御回路１４に入力して、クロック信号ｓｅｔの周波数を周期的に変調する。よって、負荷の変動に応じて変化するクロック信号ｓｅｔの周波数に低周波の変調成分が付与される。
【００８４】
図５は、本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置の半導体装置１００の一部を構成するＰＦＭ制御回路１４と、ＰＦＭ周波数変調回路１５の一構成例を示すブロック図である。
【００８５】
ＰＦＭ制御回路１４は、Ｖ−Ｉコンバータ５１、定電流源５２、および発振器５３からなり、図５に示すように各素子が接続されている。Ｖ−Ｉコンバータ５１は、誤差電圧信号ＶＥＡＯを電流信号ＩＶＥＡＯ１、ＩＶＥＡＯ２、ＩＶＥＡＯ３に変換する。電流信号ＩＶＥＡＯ１は、定電流源５２の定電流に重畳される。この定電流源５２の定電流に電流信号ＩＶＥＡＯ１を重畳した電流信号が、ＰＦＭ制御信号として、クロック信号ｓｅｔを発振する発振器５３に入力される。発振器５３は、ＰＦＭ制御信号の電流値に応じた周波数で発振する。したがって、クロック信号ｓｅｔの周波数が負荷１３０の変動に応じて変化するので、当該スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏは一定に保たれる。
【００８６】
ＰＦＭ周波数変調回路１５は、定電流源６１、コンデンサ６２、コンデンサ６２への充放電を制御する充放電制御回路６３、コンパレータ６４、６５、充放電制御回路６３に接続されたフリップフロップ回路６６、およびＶ−Ｉコンバータ６７からなり、図５に示すように各素子が接続されている。
【００８７】
ＰＦＭ制御回路１４内のＶ−Ｉコンバータ５１により生成された電流信号ＩＶＥＡＯ２は抵抗Ｒｈに入力され、この抵抗Ｒｈに発生する電圧と電圧源Ｖｔｒ１の電圧により基準電圧Ｖｈが生成される。すなわち、基準電圧Ｖｈは、
Ｖｈ＝Ｒｈ×ＩＶＥＡＯ２＋Ｖｔｒ１
となる。
【００８８】
また、ＰＦＭ制御回路１４内のＶ−Ｉコンバータ５１により生成された電流信号ＩＶＥＡＯ３は定電流源６１の定電流に重畳される。この定電流源６１の定電流に電流信号ＩＶＥＡＯ３を重畳した電流信号は充放電制御回路６３に入力され、コンデンサ６２の充放電電流となる。
【００８９】
充放電制御回路６３は、フリップフロップ回路６６の状態に応じてコンデンサ６２を充放電する。すなわち、フリップフロップ回路６６がセット状態となって、フリップフロップ回路６６の出力信号の信号レベルがハイレベルになると、コンデンサ６２を放電して、コンデンサ６２の電圧Ｖｊｉｔを減少させる。一方、フリップフロップ回路６６がリセット状態となって、フリップフロップ回路６６の出力信号の信号レベルがローレベルになると、コンデンサ６２を充電して、コンデンサ６２の電圧Ｖｊｉｔを上昇させる。
【００９０】
コンパレータ６４は、上昇するコンデンサ６２の電圧Ｖｊｉｔを基準電圧Ｖｈにより検出すると、フリップフロップ回路６６をセット状態にして、コンデンサ６２の放電を開始させる。一方、コンパレータ６５は、減少するコンデンサ６２の電圧Ｖｊｉｔを基準電圧ＶＩにより検出すると、フリップフロップ回路６６をリセット状態にして、コンデンサ６２の充電を開始させる。したがって、コンデンサ６２の電圧Ｖｊｉｔは、電圧Ｖｈと電圧ＶＩを上下限とする三角波の電圧信号となる。
【００９１】
以上のように、定電流源６１、コンデンサ６２、充放電制御回路６３、コンパレータ６４、６５、およびフリップフロップ回路６６により低周波発振器が構成される。この低周波発振器は、ＰＦＭ制御回路１４内の発振器５３の発振周波数（クロック信号ｓｅｔの周波数）よりも十分に低い周波数の電圧信号Ｖｊｉｔを発振する。
【００９２】
Ｖ−Ｉコンバータ６７は、電圧信号Ｖｊｉｔを電流信号Ｉｊｉｔに変換する。したがって、電流信号Ｉｊｉｔの周波数は、クロック信号ｓｅｔの周波数（スイッチング素子１の発振周波数）よりも十分に低い。
【００９３】
電流信号Ｉｊｉｔは、ＰＦＭ制御回路１４内で生成されるＰＦＭ制御信号に重畳され、クロック信号ｓｅｔの周波数に微小な変調成分を付与する。したがって、クロック信号ｓｅｔの周波数を周期的に変調して、ノイズの低減を図ることができる。
【００９４】
また、本実施の形態２では、負荷１３０が変動して出力電圧Ｖｏ（誤差電圧信号ＶＥＡＯ）が変化するのに応じて、コンデンサ６２への充放電電流および電圧信号Ｖｊｉｔの上限を決める基準電圧Ｖｈが変化する構成としたので、負荷１３０が変動してスイッチング素子１の発振周波数ｆｏｓｃが変化すると、クロック信号ｓｅｔの周波数の変調幅（周波数変調幅Δｆｏｓｃ）も変化する。
【００９５】
よって、電流信号ＩＶＥＡＯ１、ＩＶＥＡＯ２、ＩＶＥＡＯ３の比を適当に設定すれば、定電圧制御の精度およびノイズ低減の効果に対して適切な周波数変調幅Δｆｏｓｃを保持することができる。すなわち、スイッチング素子１の発振周波数ｆｏｓｃの変化に対して周波数変調幅Δｆｏｓｃが大きくなりすぎて、定電圧制御の精度に影響を与えたり、逆に小さくなりすぎて、ノイズ低減効果がなくなったりすることを防止できる。
【００９６】
図６に、本実施の形態２に係るスイッチング電源装置におけるＰＦＭ周波数変調回路１５内で生成される電圧信号Ｖｊｉｔおよびスイッチング素子１の発振周波数ｆｏｓｃの一例を示す。
【００９７】
例えば、図６（ａ）に示すように、負荷の変動に対して電圧信号Ｖｊｉｔの周期（変調周期）ＴＭを一定にし、負荷が重くなるに連れて電圧信号Ｖｊｉｔの上限値Ｖｈが大きくなるようにして、図６（ｂ）に示すように、スイッチング素子１の平均周波数が１００ｋＨｚとなる重負荷時に周波数変調幅Δｆｏｓｃが１０ｋＨｚとなり、スイッチング素子１の平均周波数が５０ｋＨｚとなる軽負荷時に周波数変調幅Δｆｏｓｃが５ｋＨｚとなるようにすれば、定電圧制御の精度およびノイズ低減の効果に対して適切な周波数変調幅Δｆｏｓｃを保持することができる。
【００９８】
なお、図６には、変調周期ＴＭを固定した場合を示しているが、電流信号ＩＶＥＡＯ１、ＩＶＥＡＯ２、ＩＶＥＡＯ３の比を変更すれば、負荷の変動、すなわち誤差電圧信号ＶＥＡＯ（出力電圧Ｖｏ）の変化に対して、変調周期ＴＭを変化させることも可能であり、また、変調周波数Δｆｏｓｃを固定させることも可能である。
【００９９】
また、前述した実施の形態１と同様に、スイッチング素子１とその制御回路とを同一半導体基板上に形成して集積回路化することで、当該スイッチング電源装置を構成するための部品点数を削減することができ、容易に小型化および軽量化さらにコスト低減を実現することができる。
【０１００】
（実施の形態３）
以下、本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置について、図面を参照しながら説明する。但し、前述した実施の形態１、２において説明した部材と同一の部材には同一符号を付して、説明を省略する。
【０１０１】
図７は本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。このスイッチング電源装置は、前述した実施の形態１、２を組み合わせたものであり、ある負荷範囲において出力電流を一定に制御する定電流制御機能およびＰＦＭ制御による定電圧制御機能を備える。
【０１０２】
図７に示すように、本実施の形態３では、半導体装置１００は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ端子（第１の端子））、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ端子（第３の端子））、２次電流オフタイミング検出端子（ＴＲ端子（第４の端子））、スイッチング素子１の出力端子でもある制御回路のＧＮＤ端子（ＳＯＵＲＣＥ端子（第２の端子））の４端子を備える。
【０１０３】
また、半導体装置１００内の周波数変調回路１６は、ＰＦＭ制御回路１４において発振される第１のクロック信号ｓｅｔ＿１の周波数に変調成分を付与する第１の電流信号（第１の変調信号）Ｉｊｉｔ＿１と、２次電流のオンデューティに変調成分を付与する第２の電流信号（第２の変調信号）Ｉｊｉｔ＿２とを生成し、第１のクロック信号ｓｅｔ＿１の周波数と２次電流オンデューティを、それぞれに付与した変調成分により周期的に変調する。その構成は、例えば図３に示す２次電流オンデューティ変調回路６において、Ｖ−Ｉコンバータ４２を、２つのミラー回路が並列接続した構成にする。このように構成すれば、Ｖ−Ｉコンバータ４２を構成する２つのミラー回路のミラー比を調整することで、第１のクロック信号ｓｅｔ＿１の周波数と２次電流オンデューティのそれぞれに適した変調幅を設定することが可能となる。
【０１０４】
クロック信号選択回路１７は、ＰＦＭ制御回路１４が発振する第１のクロック信号ｓｅｔ＿１と、２次電流オンデューティ制御回路５が発振する第２のクロック信号ｓｅｔ＿２のうち、周波数の低い方、つまり周期の長い方の信号を選択してフリップフロップ回路７のセット端子へ入力する。
【０１０５】
図８にクロック信号選択回路１７の一構成例を示す。クロック信号選択回路１７は、ワンパルス信号発生回路７１、７５、フリップフロップ回路７２、７３、およびＡＮＤ回路７４からなり、図８に示すように各素子が接続されている。
【０１０６】
ワンパルス信号発生回路７１は、ゲートドライバ９が生成する駆動信号を入力し、その駆動信号の立ち下りを検出したタイミング、すなわちスイッチング素子１のターンオフのタイミングでワンパルス信号を発生し、そのワンパルス信号をフリップフロップ回路７２、７３のリセット端子に入力して、フリップフロップ回路７２、７３をリセット状態にする。
【０１０７】
フリップフロップ回路７２は、セット端子にＰＦＭ制御回路１４からのクロック信号ｓｅｔ＿１を入力し、フリップフロップ回路７３は、セット端子に２次電流オンデューティ制御回路５からのクロック信号ｓｅｔ＿２を入力する。
【０１０８】
ＡＮＤ回路７４は、フリップフロップ回路７２、７３の出力信号を入力し、フリップフロップ回路７２、７３の出力信号が共にハイレベルとなるタイミングで、ワンパルス信号発生回路７５にワンパルス信号を発生させる。このワンパルス信号がクロック信号ｓｅｔとなり、スイッチング素子１の発振周波数を決定する。
【０１０９】
したがって、クロック信号選択回路１７は、２次電流のオンデューティが一定値に達していない定電圧領域では、第１のクロック信号ｓｅｔ＿１の周波数の方が第２のクロック信号ｓｅｔ＿２の周波数よりも低いため、第１のクロック信号ｓｅｔ＿１を選択する。一方、２次電流のオンデューティが一定値に達している定電流領域では、第２のクロック信号ｓｅｔ＿２の周波数の方が第１のクロック信号ｓｅｔ＿１の周波数よりも低くなるため、第２のクロック信号ｓｅｔ＿２を選択する。
【０１１０】
このように、本実施の形態３によれば、定電圧制御から定電流制御までを一次側で制御できる。また、各制御領域でスイッチング素子の発振周波数に変調成分を与えて、ノイズを抑制することができる。よって、定電圧特性、定電流特性、低ノイズ特性を備えた充電器用スイッチング電源を構成できる。
【０１１１】
また、前述した実施の形態１と同様に、スイッチング素子１とその制御回路とを同一半導体基板上に形成して集積回路化することで、当該スイッチング電源装置を構成するための部品点数を削減することができ、容易に小型化および軽量化さらにコスト低減を実現することができる。
【０１１２】
（実施の形態４）
以下、本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置について、図面を参照しながら説明する。但し、前述した実施の形態１ないし３において説明した部材と同一の部材には同一符号を付して、説明を省略する。
【０１１３】
図９は本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。図９において、スイッチング電源制御用の半導体装置（レギュレーション回路）１００は、前述した実施の形態２において説明した半導体装置１００と同一であり、ＰＦＭ制御による定電圧制御機能およびスイッチング素子の発振周波数変調機能を備える。
【０１１４】
当該スイッチング電源装置は、降圧型チョッパ電源となっており、第１の直流電圧（入力電圧）ＶＩＮを、第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧（出力電圧）Ｖｏに変換する。
【０１１５】
すなわち、半導体装置１００のＤＲＡＩＮ端子には、直接、第１の直流電圧ＶＩＮが入力され、制御回路は、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御して、第１の直流電圧ＶＩＮをスイッチング制御して、ＳＯＵＲＣＥ端子に方形波の電圧を発生させる。この方形波の電圧をチョークコイル１６１と出力平滑コンデンサ１６２とからなるフィルタ（出力電圧生成部）で平均化して出力電圧Ｖｏに変換する。フリーホイールダイオード１６３は、スイッチング素子１のオン期間にチョークコイル１６１に蓄積されたエネルギを、スイッチング素子１のオフ期間に放出する。出力電圧検出回路１６４は、出力電圧Ｖｏを半導体装置１００のＶＣＣ端子へフィードバックする。
【０１１６】
このように、前述した実施の形態２において説明した半導体装置（レギュレーション回路）１００は、フライバック型以外のスイッチング電源装置にも適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
本発明にかかるスイッチング電源装置、並びにレギュレーション回路は、フィルタ回路などの対ノイズ部品を設けることなくノイズを低減でき、スイッチング電源の小型化、低コスト化を図ることができ、携帯機器の充電器や、その他の電気機器の電源回路に用いられるスイッチング電源として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１１８】
【図１】本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の半導体装置の一部を構成する２次電流オン期間検出回路、２次電流オンデューティ制御回路、および２次電流オンデューティ変調回路の一構成例を示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の他の例における半導体装置の一部を構成する２次電流オン期間検出回路、２次電流オンデューティ制御回路、および２次電流オンデューティ変調回路の一構成例を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置の半導体装置の一部を構成するＰＦＭ制御回路およびＰＦＭ周波数変調回路の一構成例を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置におけるＰＦＭ周波数変調回路内で生成される電圧信号Ｖｊｉｔおよびスイッチング素子の発振周波数ｆｏｓｃの一例を示す模式図
【図７】本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置の半導体装置の一部を構成するクロック信号選択回路の一構成例を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【符号の説明】
【０１１９】
１      スイッチング素子
２      ドレイン電流検出回路
３      ドレイン電流制限回路
４      ２次電流オン期間検出回路
５      ２次電流オンデューティ制御回路
６      ２次電流オンデューティ変調回路
７      フリップフロップ回路
８      ＮＡＮＤ回路
９      ゲートドライバ
１０      オン時ブランキングパルス発生回路
１１      ＡＮＤ回路
１２      レギュレータ
１３      誤差増幅器
１４      ＰＦＭ制御回路
１５      ＰＦＭ周波数変調回路
１６      周波数変調回路
１７      クロック信号選択回路
２１、２３      ワンパルス信号発生回路
２２      コンパレータ
２４      フリップフロップ回路
３１、３２      スイッチ
３３      コンデンサ
３４      定電流源
３５、３６      ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
３７      コンパレータ
３８      基準電圧源
３９      ＡＮＤ回路
４０      ワンパルス信号発生回路
４１      低周波発振器
４２      Ｖ−Ｉコンバータ
４３      スイッチ
５１      Ｖ−Ｉコンバータ
５２      定電流源
５３      発振器
６１      定電流源
６２      コンデンサ
６３      充放電制御回路
６４、６５      コンパレータ
６６      フリップフロップ回路
６７      Ｖ−Ｉコンバータ
７１、７５      ワンパルス信号発生回路
７２、７３      フリップフロップ回路
７４      ＡＮＤ回路
１００      半導体装置
１１０      トランス
１１１      １次巻線
１１２      ２次巻線
１１３      補助巻線
１２１、１４１      ダイオード
１２２、１４２      コンデンサ
１３０      負荷
１５１、１５２      抵抗器
１６１      チョークコイル
１６２      出力平滑コンデンサ
１６３      フリーホイールダイオード
１６４      出力電圧検出回路
【図１】
2008312359.tif 000003
【図２】
2008312359.tif 000004
【図３】
2008312359.tif 000005
【図４】
2008312359.tif 000006
【図５】
2008312359.tif 000007
【図６】
2008312359.tif 000008
【図７】
2008312359.tif 000009
【図８】
2008312359.tif 000010
【図９】
2008312359.tif 000011