(57)【要約】【課題】広帯域性と良好なＩＱ間のインバランス特性との両立を図ることの可能な周波数変換器を提供する。【解決手段】信号受信用の周波数変換器１００において、実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換するポリフェーズフィルタ１３０と、実ローカル信号を複素ローカル信号に変換する分周器１４０，１５０と、全入出力信号が複素信号であり、複素ＲＦ信号と複素ローカル信号とが入力されるクオドラクチャ・ミキサ１６０と、を備え、ポリフェーズフィルタが最もよい特性を示す周波数帯と、分周器が最もよい特性を示す周波数帯とが異なることを特徴とする。周波数特性を、ＲＦ信号とＬＯ信号とでお互いの特性の悪い周波数帯域を補完し合うように予め設定しておくことで、４００ＭＨｚ〜６ＧＨｚのような広い周波数帯域で受信することができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変換器において、
実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換するＲＦ信号変換部と、
実ローカル信号を複素ローカル信号に変換するローカル信号変換部と、
全入出力信号が複素信号であり、前記複素ＲＦ信号と前記複素ローカル信号とが入力されるダブルクオドラクチャ・ミキサと、
を備え、
前記ＲＦ信号変換部が最もよい特性を示す周波数帯と、前記ローカル信号変換部が最もよい特性を示す周波数帯とが異なることを特徴とする、周波数変換器。
【請求項２】
前記ＲＦ信号変換部は、ポリフェーズフィルタを含むことを特徴とする、請求項１に記載の周波数変換器。
【請求項３】
前記ＲＦ信号変換部は、ポリフェーズフィルタと、複素係数トランスバーサルフィルタと、前記ポリフェーズフィルタと前記複素係数トランスバーサルフィルタとを切り替えるスイッチと、を含むことを特徴とする、請求項１に記載の周波数変換器。
【請求項４】
前記ローカル信号変換部は、高周波数用の第１の分周器と、低周波数用の第２の分周器とを含むことを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項５】
前記ダブルクオドラクチャ・ミキサを構成するミキサに、前記実ローカル信号の２倍波との混合波を出力する偶高調波ミキサを用いることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項６】
周波数変換器において、
実ローカル信号を複素ローカル信号に変換するローカル信号変換部と、
全入出力信号が複素信号であり、前記複素ローカル信号が入力されて、複素ＲＦ信号を出力するダブルクオドラクチャ・ミキサと、
前記複素ＲＦ信号を実ＲＦ信号に変換するＲＦ信号変換部と、
を備え、
前記ＲＦ信号変換部が最もよい特性を示す周波数帯と、前記ローカル信号変換部が最もよい特性を示す周波数帯とが異なることを特徴とする、周波数変換器。
【請求項７】
前記ＲＦ信号変換部は、ポリフェーズフィルタを含むことを特徴とする、請求項６に記載の周波数変換器。
【請求項８】
前記ＲＦ信号変換部は、ポリフェーズフィルタと、複素係数トランスバーサルフィルタと、前記ポリフェーズフィルタと前記複素係数トランスバーサルフィルタとを切り替えるスイッチと、を含むことを特徴とする、請求項６に記載の周波数変換器。
【請求項９】
前記ローカル信号変換部は、高周波数用の第１の分周器と、低周波数用の第２の分周器とを含むことを特徴とする、請求項６〜８のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項１０】
前記ダブルクオドラクチャ・ミキサを構成するミキサに、前記実ローカル信号の２倍波との混合波を出力する偶高調波ミキサを用いることを特徴とする、請求項６〜９のいずれかに記載の周波数変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は周波数変換器にかかり、特に、ダウンコンバータ／アップコンバータの広帯域化技術における、広帯域性と良好なＩＱ間のインバランス（Imbalance）特性との両立が可能な広帯域周波数変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動通信の発展に伴い、一つの端末機で複数の帯域に対応することが求められており、特に、携帯端末においては４００ＭＨｚから６ＧＨｚに対応することが要求されている。ここで、実信号を入力して複素信号を得る直交検波器（直交復調器）や、複素信号を入力して実信号を得る直交変調器においては、一般的な構成としては、２つの乗算器にローカル信号に複素信号を注入することで実現する。
【０００３】
この直交変調器と直交復調器において、乗算器間の位相と振幅の差や複索ローカル信号の実部：Ｉと虚部：Ｑ（偶対称信号：ｃｏｓと奇対称信号：ｓｉｎ）間の位相と振幅の差によりＩＱ間のインバランスが生じ、ホモダイン（ZeroIF）においては信号歪が生じ、ヘテロダインにおいてはイメージ信号が生じる。これを改善するためにさまざまな試みが行われているが、これを広帯域に、例えば４００ＭＨｚ〜６ＧＨｚを一つの回路で実現しようとすると、回路動作の広帯域化だけでなくＩＱ間のインバランスを所定の範囲内に収めるための難易度は一段と高まる。
【０００４】
上記の改善策として、例えば、“０．８−５．２ＧＨｚマルチバンド／マルチモードダイレクトコンバージョン送信機用ＳｉＧｅ−ＭＭＩＣ直交変調器”、電子情報通信学会技術報告SR2005-36、pp．105-108、2005（非特許文献１）に記載の技術がある。以下、図９を参照しながら概説する。直交変調器のＬＯ信号を、１／２分周器（９０°分周器）１０とエミッタフォロア回路２０とポリフェーズフィルタ（Poly Phase Filter：ＰＰＦ）３０との直列接続からなる回路に入力すると、１／２分周器１０の出力がポリフェーズフィルタ３０でバランスを崩して位相誤差を発生することにより、出力周波数が高くなるにつれて位相誤差を低減させることができる。この結果、ポリフェーズフィルタ３０が存在しない場合と比較して、広い周波数帯域でＬＯ出力のＩＱ間のインバランス特性（直交精度）を改善することができる。
【０００５】
また他の改善策として、“A single-Chip 900MHz CMOS Receiver Front-End with a High Performance Low-IF Topology”，IEEE J． of solid-State Circuits，vo1．30，no．12，pp1483-1492, Dec．1995（非特許文献２）に記載の技術がある。以下、図１０を参照しながら概説する。ＲＦ信号とＬＯ信号とをそれぞれ複素係数フィルタからなる直交変換器４０，５０を介してダブルクオドラチャ・ミキサ（Double Quadrature Mixer：ＤＱＭ）６０に入力する。ダブルクオドラチャ・ミキサ６０は、直交変換器４０，５０からの実部Ｉ、虚部Ｑの組み合わせがそれぞれ入力される４つの乗算器６１〜６４と、減算器６５と、加算器６６からなる。
【０００６】
このダブルクオドラチャ・ミキサ６０のミキサ出力のＩＱ間のインバランスをＩＭＲＲ（イメージリジェクト比）で表すとき、ミキサ出力での誤差が無いものとすると、ＩＭＲＲ＝ＩＭＲＲ＿ＲＦ＋ＩＭＲＲ＿ｌｏｃａｌとなる。ここで、ＩＭＲＲ＿ＲＦはＲＦ入力のＩＭＲＲであり、ＩＭＲＲ＿ｌｏｃａｌはローカル入力のＩＭＲＲである。このことから、ＲＦまたはローカルのどちらかのＩＭＲＲが良好であれば、ＩＱ間のインバランスのイメージリジェクト比を良好にすることができる。以下、このようなダブルクオドラチャ・ミキサによる効果を「足し合わせ効果」という。
【０００７】
【非特許文献１】蔭山千恵美、中島健介、堤恒次、谷口英司、末松憲治、村上圭司、“０．８−５．２ＧＨｚマルチバンド／マルチモードダイレクトコンバージョン送信機用ＳｉＧｅ−ＭＭＩＣ直交変調器”、電子情報通信学会技術報告SR2005-36、pp．105-108、2005
【非特許文献２】Jan Crols，Michel s．J．Steyaert,“A single-Chip 900MHz CMOS Receiver Front-End with a High Performance Low-IF Topology”,IEEE J．of solid-State Circuits,vo1．30,no．12,pp1483-1492,Dec．1995
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記非特許文献１の構成では、周波数分周器とポリフェーズフィルタとが直列接続されているため、ＬＯ出力が、周波数分周器での位相安定化状態と、ポリフェーズフィルタでのＩＭＲＲ（イメージリジェクト比）の良好な状態とが加わることになる。このＬＯ出力信号はポリフェーズフィルタを通過しているため、９０°位相差しか対応できない。このため、ＬＯ出力信号の２倍波との混合波を出力する偶高調波ミキサ（イーブンハーモニックミキサ）を用いることができない。また、ＲＦ信号との関係ではＩＭＲＲが良好とはならない場合がある。
【０００９】
また、上記非特許文献２の構成では、ＲＦ信号とＬＯ信号とで周波数特性が一致しているため、ＩＱ間のインバランス特性は良好となるが、広帯域性に関して全く開示しておらず、広帯域に良好な特性を持つことは困難であると考えられる。例えば、４００ＭＨｚ〜６ＧＨｚのような広い周波数帯域でのＩＱ間のインバランス特性を改善することは困難である。
【００１０】
本発明は、上記背景技術が有する上記問題点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、広帯域性と良好なＩＱ間のインバランス特性との両立を図ることの可能な、新規かつ改良された周波数変換器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するため、本発明の第１の観点にかかる周波数変換器（１００）は、実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換するＲＦ信号変換部（１３０）と、実ローカル信号を複素ローカル信号に変換するローカル信号変換部（１４０，１５０）と、全入出力信号が複素信号であり、前記複素ＲＦ信号と前記複素ローカル信号とが入力されるダブルクオドラクチャ・ミキサ（１６０）と、を備える。そして、前記ＲＦ信号変換部が最もよい特性を示す周波数帯と、前記ローカル信号変換部が最もよい特性を示す周波数帯とが異なることを特徴とする（請求項１）。なお上記において、構成要素に付随して括弧書きで記した参照符号は、説明の便宜のために、後述の実施形態および図面における対応する構成要素を一例として記したに過ぎず、本発明がこれに限定されるものではない。以下も同様である。
【００１２】
かかる構成によれば、ＲＦ信号変換部（複素係数フィルタなどを含んで構成される）の周波数特性を、ＲＦ信号とＬＯ信号とでお互いの特性の悪い周波数帯域を補完し合うように予め設定しておく。例えば、ポリフェーズフィルタを設計する場合においても、ＲＦ側に複数段のポリフェーズフィルタを挿入するとインサーションロスの増大によるロスが増大することになるので、一段とし、一段ではカバーできない周波数帯域をローカル側で補完する。この結果、ＲＦ信号とＬＯ信号とをそれぞれ複素係数フィルタを介してダブルクオドラチャ・ミキサに入力させると、４００ＭＨｚ〜６ＧＨｚのような広い周波数帯域で受信することができる。
【００１３】
本発明の周波数変換器において、前記ＲＦ信号変換部は、ポリフェーズフィルタを含む構成を採用することができる（請求項２）。あるいは、前記ＲＦ信号変換部は、ポリフェーズフィルタと、複素係数トランスバーサルフィルタ（１９０）と、前記ポリフェーズフィルタと前記複素係数トランスバーサルフィルタとを切り替えるスイッチと、を含む構成とすることも可能である（請求項３）。ポリフェーズフィルタは広帯域の位相分配器としては最も優れているが、ＲとＣとで構成するフィルタなので高い周波数ではロスが増大し、精度も低下する。この点、複素係数トランスバーサルフィルタによれば、高感度と高いＩＭＲＲを必要とする周波数においても適用が可能である。
【００１４】
また、前記ローカル信号変換部は、高周波数用の第１の分周器と、低周波数用の第２の分周器とを含む構成とすることも可能である（請求項４）。同一の発振器に対する分周比を切り替えることで、発振器の周波数可変範囲を抑えつつ、ミキサに入力する周波数範囲を拡大することが出来るなどの効果がある。例えば、分周器を１／２、１／４、１／８、・・・で構成すると、それぞれの分周器の分担はオクターブ単位になる。第１の分周器が１／２、第２の分周器が１／４とすると、第１の分周器の出力周波数である低い周波数が４００ＭＨｚ〜８００ＭＨｚだとすると、第２の分周器の出力周波数は８００ＭＨｚ〜１．６ＧＨｚ、それぞれの入力周波数＝ローカル発振器の周波数は１．６ＧＨｚ〜３．２ＧＨｚとなる。
【００１５】
また、前記ダブルクオドラクチャ・ミキサを構成するミキサに、前記実ローカル信号の２倍波との混合波を出力する偶高調波ミキサ（イーブンハーモニックミキサ）を用いることも可能である（請求項５）。実ローカル信号の位相差を４５°とし、ミキサ内部で２逓倍されることで、９０°の位相差のローカル信号となる。
【００１６】
上記課題を解決するため、本発明の第２の観点にかかる周波数変換器（２００）は、実ローカル信号を複素ローカル信号に変換するローカル信号変換部（２４０，２５０）と、全入出力信号が複素信号であり、前記複素ローカル信号が入力されて、複素ＲＦ信号を出力するダブルクオドラクチャ・ミキサ（２６０）と、前記複素ＲＦ信号を実ＲＦ信号に変換するＲＦ信号変換部（２３０）と、を備える。そして、前記ＲＦ信号変換部が最もよい特性を示す周波数帯と、前記ローカル信号変換部が最もよい特性を示す周波数帯とが異なることを特徴とする（請求項６）。
【００１７】
かかる構成によれば、ＲＦ信号変換部（複素係数フィルタなどを含んで構成される）の周波数特性を、ＲＦ信号とＬＯ信号とでお互いの特性の悪い周波数帯域を補完し合うように予め設定しておく。例えば、ポリフェーズフィルタを設計する場合においても、ＲＦ側に複数段のポリフェーズフィルタを挿入するとインサーションロスの増大によるロスが増大することになるので、一段とし、一段ではカバーできない周波数帯域をローカル側で補完する。この結果、ＲＦ信号とＬＯ信号とをそれぞれ複素係数フィルタを介してダブルクオドラチャ・ミキサに入力させると、４００ＭＨｚ〜６ＧＨｚのような広い周波数帯域で受信することができる。
【００１８】
本発明の周波数変換器において、前記ＲＦ信号変換部は、ポリフェーズフィルタを含む構成を採用することができる（請求項７）。あるいは、前記ＲＦ信号変換部は、ポリフェーズフィルタと、複素係数トランスバーサルフィルタ（２９０）と、前記ポリフェーズフィルタと前記複素係数トランスバーサルフィルタとを切り替えるスイッチと、を含む構成とすることも可能である（請求項８）。ポリフェーズフィルタは広帯域の位相分配器としては最も優れているが、ＲとＣとで構成するフィルタなので高い周波数ではロスが増大し、精度も低下する。この点、複素係数トランスバーサルフィルタによれば、高感度と高いＩＭＲＲを必要とする周波数においても適用が可能である。
【００１９】
また、前記ローカル信号変換部は、高周波数用の第１の分周器と、低周波数用の第２の分周器とを含む構成とすることも可能である（請求項９）。同一の発振器に対する分周比を切り替えることで、発振器の周波数可変範囲を抑えつつ、ミキサに入力する周波数範囲を拡大することが出来るなどの効果がある。例えば、分周器を１／２、１／４、１／８、・・・で構成すると、それぞれの分周器の分担はオクターブ単位になる。第１の分周器が１／２、第２の分周器が１／４とすると、第１の分周器の出力周波数である低い周波数が４００ＭＨｚ〜８００ＭＨｚだとすると、第２の分周器の出力周波数は８００ＭＨｚ〜１．６ＧＨｚ、それぞれの入力周波数＝ローカル発振器の周波数は１．６ＧＨｚ〜３．２ＧＨｚとなる。
【００２０】
また、前記ダブルクオドラクチャ・ミキサを構成するミキサに、前記実ローカル信号の２倍波との混合波を出力する偶高調波ミキサ（イーブンハーモニックミキサ）を用いることも可能である（請求項１０）。実ローカル信号の位相差を４５°とし、ミキサ内部で２逓倍されることで、９０°の位相差のローカル信号となる。
【発明の効果】
【００２１】
以上のように、本発明によれば、広帯域性と良好なＩＱ間のインバランス特性との両立が可能な周波数変換器（広帯域周波数変換器）を提供することが可能である。
【００２２】
すなわち、ローカル信号は高い周波数で位相誤差が増大し、ＲＦ信号は低い周波数で位相誤差が増大するが、ダブルクオドラチャ・ミキサ出力でのＩＭＲＲは両者の和であることから、位相誤差の増大は抑圧され、高い周波数でも低い周波数でも良好なＩＭＲＲが得られる非特許文献１と同等の効果が得られる。
【００２３】
さらに、非特許文献１ではポリフェーズフィルタが９０°位相差の信号を出力するために９０°位相差にしか対応できなかったが、本発明ではイーブンハーモニックミキサを用いることで、４５°位相差にも対応出来る。よって、歪とダウンコンバータでのＤＣオフセットに優れた偶高調波を用いることが出来る効果がある。
【００２４】
さらにダブルクオドラチャ・ミキサでは、ミキサとローカル信号に対してＩＱ間のインバランスの発生要因に対するクリティカルな要求が緩和されるので、ミキサに用いるトランジスタのサイズを大きくすることでＩＱ間のインバランス特性を改善するような、回路動作の広帯域化の妨げとなるような対策も不要となる。
【００２５】
また、非特許文献１の広帯域周波数変換器より良好なＩＱ間のインバランス特性を実現できるので、ホモダインだけでなく高いＩＭＲＲが要求されるＬｏｗＩＦの周波数変換器としても適切な性能をもち、アナログ部では荒い周波数ステップでの周波数変換を行い、ディジタル部で細かいステップの周波数変換を行うディジタル無線機やソフトウェア無線機のような無線機への応用も可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下に添付図面を参照しながら、本発明にかかる周波数変換器の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、本明細書および図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００２７】
まず、以下で説明する各実施形態の基本的な概念について説明する。
【００２８】
以下の実施形態では、ＩＱ間のインバランスが良好なダブルクオドラチャ・ミキサを用いて広帯域性と高性能性の両立を図る。ダブルクオドラチャ・ミキサは、図１を参照して後述するように、ミキサの全ポートを複素信号とする。このときのミキサ出力のＩＱ間のインバランスをＩＭＲＲ（イメージリジェクト比）で表すとき、ミキサ出力での誤差が無いものとすると、ＩＭＲＲ＝ＩＭＲＲ＿ＲＦ＋ＩＭＲＲ＿ｌｏｃａｌとなる。ここで、ＩＭＲＲ＿ＲＦはＲＦ入力のＩＭＲＲであり、ＩＭＲＲ＿ｌｏｃａｌはローカル入力のＩＭＲＲである。
【００２９】
このことから、ＩＱ間のインバランスのイメージリジェクト比を良好にするためには、ＲＦまたはローカルのどちらかのＩＭＲＲが良好であればよいことが分かる。そこで、ダブルクオドラクチャ・ミキサに入力する信号を以下のように生成する。
【００３０】
まず、実ＲＦ信号より複数ＲＦ信号を得る手段、もしくは、複素ＲＦ信号より実ＲＦ信号を得る手段には、ポリフェーズフィルタなどの広帯域な複素係数フィルタを用いる。ここで、ポリフェーズフィルタによって良好な９０°位相差が得られる周波数は、高い周波数に設定する。
【００３１】
一方、実ローカル信号より複素ローカル信号を得る手段、もしくは、複素ローカル信号より実ローカル信号を得る手段としては、発振器出力を分周して９０°または４５°の位相差を得るものとしたとき、高い周波数では１／２分周出力を用い、低い周波数では１／４分周を用いる。これにより高い周波数では位相誤差が大きくても、低い周波数では位相誤差が改善される。
【００３２】
そして、複素係数フィルタの周波数特性がＲＦ信号とＬＯ信号とで互いにずれるように予め設定しておく。すなわち、ＲＦ信号を変換する手段が最もよい特性を示す周波数帯と、ローカル信号を変換する手段が最もよい特性を示す周波数帯とを異なるものとする。この結果、ＲＦ信号とＬＯ信号とをそれぞれ複素係数フィルタを介してダブルクオドラチャ・ミキサに入力させると、４００ＭＨｚ〜６ＧＨｚのような広い周波数帯域で受信することができる。
【００３３】
以上、本実施形態の基本的な概念について説明した。
以下では、この基本的な概念を実現するための具体的な構成について、第１〜第４の実施形態として説明する。
【００３４】
（第１の実施形態：受信用周波数変換器）
図１は、４００ＭＨｚから２．１ＧＨｚと２．５ＧＨｚの実ＲＦ信号を複素係数フィルタにより複素ＲＦ信号に変換した信号と、目的とするＲＦ信号と同じ周波数の実ローカル信号を分周器により複素ローカル信号に変換した信号とを、４つの乗算器と加算器と減算器とにより構成されるダブルクオドラチャ・ミキサ（全複素ミキサ）に入力して、複素ベースバンド信号（複素零ＩＦ信号）を得る周波数変換器の実施例である。
【００３５】
本実施形態にかかる受信用周波数変換器１００は、図１に示したように、ＲＦ信号側に、帯域制限を目的とするバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１０と、低雑音増幅回路（ＬＮＡ）１２０と、ポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）１３０とを備える。さらに、ローカル信号発振器側（ＬＯ）に、１／２分周期１４０と、１／４分周期１５０と、これら２つの分周器を切り替えるためのスイッチＳ１、Ｓ２とを備える。ＲＦ信号側からの複素ＲＦ信号とローカル信号発振器側からの複素ローカル信号は、後段のダブルクオドラチャ・ミキサ１６０に入力される。ダブルクオドラチャ・ミキサ１６０からの複素ベースバンド信号（複素零ＩＦ信号）は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７０を介して実信号Ｉとして出力され、また、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８０を介して複素信号Ｑとして出力される。
【００３６】
以下に、各構成要素について詳細に説明する。
【００３７】
（ＲＦ信号側）
ＲＦ信号側には、帯域制限を目的とするバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１０と、低雑音増幅回路（ＬＮＡ）１２０と、ポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）１３０とを備える。バンドパスフィルタ１１０は、周波数に応じてバンドパスフィルタを切り替えるフィルタバンクである。低雑音増幅回路（Low Noise Amplifier：ＬＮＡ）１２０は、受信機初段に適用される雑音指数の小さい増幅器である。
【００３８】
ポリフェーズフィルタ１３０は、広帯域の複素係数フィルタの一種であり、９０°の位相差を広帯域に実現する。図２は、ポリフェーズフィルタ１３０の一例を示す説明図である。ポリフェーズフィルタは、図２に示したように、入力が４端子、出力も四端子のブリッジ構造になり、受信は４端子をＩ＋，Ｉ−，Ｑ＋，Ｑ−としたときに、Ｉ＋とＩ−に入力し（Ｑ＋，Ｑ−は接地）、Ｉ＋とＩ−からＩ、Ｑ＋とＱ−からＱを得る。送信は、ＩをＩ＋とＩ−に入力し、ＱをＱ＋とＱ−に入力し、出力のＩ＋とＩ−のＩと、Ｑ−とＱ＋の−ＱからＩ−ｊＱを求めることで実信号を得る。
【００３９】
ここで、９０°の位相差が得られる周波数範囲外においても、振幅特性に大きな変動が無いことが重要である。たとえ位相差が０°であっても、振幅レベルに変動が無ければ従来の周波数変換器と同等の動作をするだけであるが、バンドパスフィルタのように所定の周波数範囲外ではレベルが下がってしまう場合には、目的とする感度が得られなくなるからである。なお、ポリフェーズフィルタ１３０以外の広帯域の複素係数フィルタには、ＲＣやＬＣによるオールパスフィルタを用いた２つの位相器間の位相差によって９０°の位相差を広帯域に実現する手段がある。
【００４０】
そして本実施形態では、複素係数フィルタであるポリフェーズフィルタ１３０の周波数特性が、ＲＦ信号とＬＯ信号とで互いにずれるように予め設定しておく。この結果、ＲＦ信号とＬＯ信号とをそれぞれポリフェーズフィルタ１３０を介してダブルクオドラチャ・ミキサ１６０に入力させると、ダブルクオドラチャ・ミキサ１６０での足し合わせ効果で、４００ＭＨｚ〜６ＧＨｚのような広い周波数帯域で受信することができる。
【００４１】
（ローカル信号側）
ローカル信号発振器ＬＯ側には、１／２分周期１４０と、１／４分周期１５０と、これら２つの分周器１４０、１５０を切り替えるためのスイッチＳ１、Ｓ２とを備える。スイッチＳ１とＳ２はＲＦ周波数に応じて分周器１４０、１５０の分周比を切り替える。高い周波数では、１／２分周とし、低い周波数では１／４分周とする。
【００４２】
１／２分周器１４０は入力信号のポジティブエッジとネガティブエッジを用いることで９０°位相差を持つ出力を得るが、入力信号のデューティが完全に５０％でなければ完全な９０°位相差を持つ出力を得ることが出来ない。完全なデューティ５０％を実現することは困難なので、１／２分周器１４０の出力には位相誤差の存在が避けられない。
【００４３】
これに対して、１／４分周器１５０ではポジティブエッジかネガティブエッジのどちらかだけを用いることで９０°位相差を持つ出力を得ることが出来るので、良好な複素信号出力を得ることが出来る。また一般に、同一の発振器に対する分周比を切り替えることで、発振器の周波数可変範囲を抑えつつ、ミキサに入力する周波数範囲を拡大することが出来る。
【００４４】
スイッチＳ１、Ｓ２の切り替えによる分周器１４０、１５０の選択をまとめると、図３に示した表のようになる。図３に示したように、ＲＦ周波数が４００ＭＨｚ〜１ＧＨｚ（低周波数）の場合は、１／４分周器１５０を選択し、ＲＦ周波数が１ＧＨｚ〜２．１ＧＨｚ、２．５ＧＨｚ（高周波数）の場合は、１／２分周器１４０を選択する。そして、ポリフェーズフィルタ１３０の極を１ＧＨｚ以上に設計することで、ポリフェーズフィルタ１３０のＩＭＲＲと分周器１４０、１５０のＩＭＲＲがお互いに補うように設定され、広帯域で良好なＩＭＲＲが得られる。
【００４５】
（ダブルクオドラチャ・ミキサ）
ダブルクオドラチャ・ミキサ１６０は、図１に示したように、４つの乗算器１６１〜１６４と減算器１６５と加算器１６６とにより構成されている。
【００４６】
乗算器１６１は、ポリフェーズフィルタ１３０の出力とスイッチＳ１の出力とを入力とし、乗算結果を減算器１６５へ出力する。乗算器１６２は、ポリフェーズフィルタ１３０の出力とスイッチＳ２の出力とを入力とし、乗算結果を減算器１６５へ出力する。乗算器１６３は、ポリフェーズフィルタ１３０の出力とスイッチＳ１の出力とを入力とし、乗算結果を加算器１６６へ出力する。乗算器１６４は、ポリフェーズフィルタ１３０の出力とスイッチＳ２の出力とを入力とし、乗算結果を加算器１６６へ出力する。
【００４７】
４５°の位相差の入力信号に対応するため、乗算器１６１〜１６１には、入力信号の２倍波との混合波を出力する偶高調波ミキサ（イーブンハーモニックミキサ）を用いることができる。４５°の位相差の入力信号に対し、乗算器内部で２逓倍されることで、９０°の位相差の信号となる。
【００４８】
減算器１６５は、乗算器１６１の出力と乗算器１６２の出力とを入力とし、減算結果を後段のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７０へ出力する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７０の出力が実部Ｉとなる。加算器１６６は、乗算器１６３の出力と乗算器１６４の出力とを入力とし、加算結果を後段のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８０へ出力する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８０の出力が虚部Ｑとなる。
【００４９】
（第１の実施形態の効果）
以上説明したように、本実施形態によれば、複素係数フィルタであるポリフェーズフィルタ１３０の周波数特性を、ＲＦ信号とＬＯ信号とで互いにずれるように予め設定しておく。この結果、ＲＦ信号とＬＯ信号とをそれぞれ複素係数フィルタを介してダブルクオドラクチャ・ミキサ１６０に入力させると、ダブルクオドラクチャ・ミキサ１６０での足し合わせ効果により、４００ＭＨｚ〜６ＧＨｚのような広い周波数帯域で受信することができる。
【００５０】
（第２の実施形態：送信用周波数変換器）
図４は、複素ベースバンド信号と、目的とするＲＦ信号と同じ周波数の実ローカル信号を分周器により複素ローカル信号に変換した信号とを、４つの乗算器と加算器と減算器により構成されるダブルクオドラチャ・ミキサ（全複素ミキサ）に入力して、複素ＲＦ信号を得た後、複素係数フィルタにより負または正の周波数を抑圧した後に、複素ＲＦ信号の実部を出力して、４００ＭＨｚから２．１ＧＨｚと２．５ＧＨｚの実ＲＦ信号を得る周波数変換器の実施例である。
【００５１】
本実施形態にかかる送信用周波数変換器２００は、図４に示したように、ＲＦ信号側に、帯域制限を目的とするバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１０と、増幅回路２２０と、ポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）２３０とを備える。さらに、ローカル信号発振器ＬＯ側に、１／２分周期２４０と、１／４分周期２５０と、これら２つの分周器を切り替えるためのスイッチＳ１、Ｓ２とを備える。実信号Ｉはローパスフィルタ（ＬＰＦ）２７０を介して、また、複素信号Ｑはローパスフィルタ（ＬＰＦ）２８０を介して、それぞれダブルクオドラクチャ・ミキサ２６０に入力される。さらに、ローカル信号発振器ＬＯ側からの複素ローカル信号が、後段のダブルクオドラチャ・ミキサ２６０に入力される。そして、ダブルクオドラクチャ・ミキサ２６０の出力信号は、ポリフェーズフィルタ２３０、増幅回路２２０、およびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１０を介して、ＲＦ信号として、送信信号とされる。
【００５２】
以下に、各構成要素について詳細に説明する。
【００５３】
（ＲＦ信号側）
ＲＦ信号側には、帯域制限を目的とするバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１０と、増幅回路２２０と、ポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）２３０とを備える。バンドパスフィルタ２１０は、周波数に応じてバンドパスフィルタを切り替えるフィルタバンクである。
【００５４】
ポリフェーズフィルタ２３０は、広帯域の複素係数フィルタの一種であり、９０°の位相差を広帯域に実現する。ここで、９０°の位相差が得られる周波数範囲外においても、振幅特性に大きな変動が無いことが重要である。たとえ位相差が０°であっても、振幅レベルに変動が無ければ従来の周波数変換器と同等の動作をするだけであるが、バンドパスフィルタのように所定の周波数範囲外ではレベルが下がってしまう場合には、目的とする感度が得られなくなるからである。なお、ポリフェーズフィルタ２３０以外の広帯域の複素係数フィルタには、ＲＣやＬＣによるオールパスフィルタを用いた２つの位相器間の位相差によって９０°の位相差を広帯域に実現する手段がある。
【００５５】
（ローカル信号側）
ローカル信号発振器ＬＯ側には、１／２分周期２４０と、１／４分周期２５０と、これら２つの分周器２４０、２５０を切り替えるためのスイッチＳ１、Ｓ２とを備える。スイッチＳ１とＳ２はＲＦ周波数に応じて分周器２４０、２５０の分周比を切り替える。高い周波数では、１／２分周とし、低い周波数では１／４分周とする。
【００５６】
１／２分周器２４０は入力信号のポジティブエッジとネガティブエッジを用いることで９０°位相差を持つ出力を得るが、入力信号のデューティが完全に５０％でなければ完全な９０°位相差を持つ出力を得ることが出来ない。完全なデューティ５０％を実現することは困難なので、１／２分周器２４０の出力には位相誤差の存在が避けられない。
【００５７】
これに対して、１／４分周器２５０ではポジティブエッジかネガティブエッジのどちらかだけを用いることで９０°位相差を持つ出力を得ることが出来るので、良好な複素信号出力を得ることが出来る。また一般に、同一の発振器に対する分周比を切り替えることで、発振器の周波数可変範囲を抑えつつ、ミキサに入力する周波数範囲を拡大することが出来る。
【００５８】
スイッチＳ１、Ｓ２の切り替えによる分周器２４０、２５０の選択をまとめると、図３に示した表のようになる。図３に示したように、ＲＦ周波数が４００ＭＨｚ〜１ＧＨｚ（低周波数）の場合は、１／４分周器２５０を選択し、ＲＦ周波数が１ＧＨｚ〜２．１ＧＨｚ、２．５ＧＨｚ（高周波数）の場合は、１／２分周器２４０を選択する。そして、ポリフェーズフィルタ１３０の極を１ＧＨｚ以上に設計することで、ポリフェーズフィルタ２３０のＩＭＲＲと分周器２４０、２５０のＩＭＲＲがお互いに補うように設定され、広帯域で良好なＩＭＲＲが得られる。
【００５９】
（ダブルクオドラチャ・ミキサ）
ダブルクオドラチャ・ミキサ２６０は、図４に示したように、４つの乗算器２６１〜２６４と減算器２６５と加算器２６６とにより構成されている。
【００６０】
乗算器２６１は、ローパスフィルタ２７０の出力とスイッチＳ１の出力とを入力とし、乗算結果を減算器２６５へ出力する。乗算器２６２は、ローパスフィルタ２８０の出力とスイッチＳ２の出力とを入力とし、乗算結果を減算器２６５へ出力する。乗算器２６３は、ローパスフィルタ２８０の出力とスイッチＳ１の出力とを入力とし、乗算結果を加算器２６６へ出力する。乗算器２６４は、ローパスフィルタ２７０の出力とスイッチＳ２の出力とを入力とし、乗算結果を加算器２６６へ出力する。
【００６１】
減算器２６５は、乗算器２６１の出力と乗算器２６２の出力とを入力とし、減算結果を後段のポリフェーズフィルタ２３０へ出力する。加算器２６６は、乗算器２６３の出力と乗算器２６４の出力とを入力とし、加算結果を後段のポリフェーズフィルタ２３０へ出力する。ポリフェーズフィルタ２３０の出力は、増幅回路２２０、およびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１０を介して、ＲＦ信号として、送信信号とされる。
【００６２】
（第２の実施形態の効果）
以上説明したように、本実施形態によれば、複素係数フィルタであるポリフェーズフィルタ１３０の周波数特性を、ＲＦ信号とＬＯ信号とで互いにずれるように予め設定しておく。この結果、ＲＦ信号とＬＯ信号とをそれぞれ複素係数フィルタを介してダブルクオドラクチャ・ミキサ１６０に入力させると、ダブルクオドラクチャ・ミキサ１６０での足し合わせ効果により、４００ＭＨｚ〜６ＧＨｚのような広い周波数帯域で受信することができる。
【００６３】
（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態として、上記第１の実施形態（受信用周波数変換器）の応用例について説明する。
【００６４】
上記第１の実施形態においては、ＲＦ信号側にポリフェーズフィルタ１３０を備える構成について説明した（図１）。ポリフェーズフィルタのような広帯域の複素係数フィルタは帯域制限機能を持たないため、別途帯域制限を目的とするバンドパスフィルタ１１０が必要となり、ポリフェーズフィルタ１３０のロスを含むトータルのロスが大きいことがある。また、ポリフェーズフィルタはＩＣ上に構成できるためにワンチップ化が容易であるが、ＩＣの製造誤差と寄生抵抗・コンデンサ・インダクタにより高いＩＭＲＲが得られないことがある。
【００６５】
そこで、本実施形態にかかる受信用周波数変換器３００では、図５に示したように、ポリフェーズフィルタ１３０と並列に、他の複素係数フィルタである複素係数トランスバーサルフィルタ１９０（および低雑音増幅回路１９８）を備えた構成を採用する。
【００６６】
図６は、複素係数トランスバーサルフィルタ１９０の一例を示す説明図である。複素係数トランスバーサルフィルタ１９０は、図６に示したように、圧電基板１９１と、圧電基板１９１上に設けられた交差幅が場所ごとに異なるすだれ状電極（以下、ＩＤＴ：Inter-digital Transducer：インターデジタルトランスデューサ）１９２〜１９５によって構成されている。各すだれ状の部分は電極指とも呼ばれる。ＩＤＴ１９２、１９４は、入力端子に接続されており、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波（Surface
Acoustic Wave：ＳＡＷ）が励振され、圧電基板１９１の左右方向に伝搬することになる。ＩＤＴ１９３は、実数軸の成分を出力する出力端子Ｉに接続され、ＩＤＴ１９２からの弾性表面波を受信できる位置に設けられている。また、ＩＤＴ１９５は虚数軸の成分を出力する出力端子Ｑに接続され、ＩＤＴ１９４からの弾性表面波を受信できる位置に設けられている。
【００６７】
そして、複素係数フィルタ１３０，１９０のいずれかまたは双方の周波数特性がＲＦ信号とＬＯ信号とで互いにずれるように予め設定しておく。さらに、ＲＦ信号と複素係数フィルタ（ポリフェーズフィルタ１３０または複素係数トランスバーサルフィルタ１９０）との間にスイッチＳ５を設けるとともに、複素係数フィルタとダブルクオドラチャ・ミキサ１６０との間にスイッチＳ３、Ｓ４設ける。なお、他の構成要素については、図１に示した構成要素と実質的に同一であるので、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００６８】
そして、受信用周波数変換器３００において、高感度と高いＩＭＲＲを必要とする周波数においては、スイッチＳ３、Ｓ４、Ｓ５を切り替えることにより、ポリフェーズフィルタ１３０に代えて、複素係数トランスバーサルフィルタ１９０を選択することが可能である。
【００６９】
スイッチＳ１〜Ｓ５の切り替えによる複素係数フィルタ１３０、１９０と分周器１４０、１５０の選択をまとめると、図７に示した表のようになる。図７に示したように、ＲＦ周波数が４００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの場合は、ＲＦ信号側ではポリフェーズフィルタ１３０を選択し、ローカル信号側では１／４分周器１５０を選択する。ＲＦ周波数が１ＧＨｚ〜２．１ＧＨｚの場合は、ＲＦ信号側ではポリフェーズフィルタ１３０を選択し、ローカル信号側では１／２分周器１４０を選択する。ＲＦ周波数が２．５ＧＨｚの場合は、ＲＦ信号側では複素計数トランスバーサルフィルタ１９０を選択し、ローカル信号側では１／２分周器１４０を選択する。そして、ポリフェーズフィルタの極を１ＧＨｚ以上に設計することで、ポリフェーズフィルタのＩＭＲＲと分周器のＩＭＲＲがお互いに補うように設定され、広帯域で良好なＩＭＲＲが得られる。
【００７０】
（第３の実施形態の効果）
以上説明したように、本実施形態によれば、上記第１の実施形態の効果に加え、バンドパスフィルタを必要としない複素係数トランスバーサル１９０に切り替えることにより、フィルタを介することによるロスを低減させることができる。さらに、複素係数トランスバーサル１９０に切り替えることにより、高感度と高いＩＭＲＲを必要とする周波数においても適用が可能である。
【００７１】
（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態として、上記第２の実施形態（受信用周波数変換器）の応用例について説明する。
【００７２】
上記第３の実施形態と同様に、本実施形態にかかる送信用周波数変換器４００では、図８に示したように、ポリフェーズフィルタ２３０と並列に、他の複素係数フィルタである複素係数トランスバーサルフィルタ２９０（および増幅回路２９８）を備えた構成を採用する。そして、複素係数フィルタ２３０，２９０のいずれかまたは双方の周波数特性がＲＦ信号とＬＯ信号とで互いにずれるように予め設定しておく。さらに、ＲＦ信号と複素係数フィルタ（ポリフェーズフィルタ２３０または複素係数トランスバーサルフィルタ２９０）との間にスイッチＳ５を設けるとともに、複素係数フィルタとダブルクオドラチャ・ミキサ２６０との間にスイッチＳ３、Ｓ４設ける。なお、他の構成要素については、図４に示した構成要素と実質的に同一であるので、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００７３】
そして、送信用周波数変換器４００において、高感度と高いＩＭＲＲを必要とする周波数においては、スイッチＳ３、Ｓ４、Ｓ５を切り替えることにより、ポリフェーズフィルタ１３０に代えて、複素係数トランスバーサルフィルタ２９０を選択することが可能である。
【００７４】
スイッチＳ１〜Ｓ５の切り替えによる複素係数フィルタ２３０、２９０と分周器２４０、２５０の選択をまとめると、図７に示した表のようになる。図７に示したように、ＲＦ周波数が４００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの場合は、ＲＦ信号側ではポリフェーズフィルタ２３０を選択し、ローカル信号側では１／４分周器２５０を選択する。ＲＦ周波数が１ＧＨｚ〜２．１ＧＨｚの場合は、ＲＦ信号側ではポリフェーズフィルタ２３０を選択し、ローカル信号側では１／２分周器２４０を選択する。ＲＦ周波数が２．５ＧＨｚの場合は、ＲＦ信号側では複素計数トランスバーサルフィルタ２９０を選択し、ローカル信号側では１／２分周器２４０を選択する。そして、ポリフェーズフィルタの極を１ＧＨｚ以上に設計することで、ポリフェーズフィルタのＩＭＲＲと分周器のＩＭＲＲがお互いに補うように設定され、広帯域で良好なＩＭＲＲが得られる。
【００７５】
（第４の実施形態の効果）
以上説明したように、本実施形態によれば、上記第２の実施形態の効果に加え、バンドパスフィルタを必要としない複素係数トランスバーサル２９０に切り替えることにより、フィルタを介することによるロスを低減させることができる。さらに、複素係数トランスバーサル２９０に切り替えることにより、高感度と高いＩＭＲＲを必要とする周波数においても適用が可能である。
【００７６】
以上、添付図面を参照しながら本発明にかかる周波数変換器の好適な実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【００７７】
例えば、本発明によれば、非特許文献１の広帯域周波数変換器より良好なＩＱ間のインバランス特性を実現できるので、ホモダインだけでなく高いＩＭＲＲが要求されるＬｏｗＩＦの周波数変換器としても適切な性能をもち、アナログ部では荒い周波数ステップでの周波数変換を行い、ディジタル部で細かいステップの周波数変換を行うディジタル無線機やソフトウェア無線機のような無線機への応用も可能である。
【００７８】
また上記実施形態では、ＲＦ信号側にポリフェーズフィルタを用い、ローカル信号側に分周器を設ける構成について説明したが、本発明はこれに限定されず、ＲＦ信号側とローカル信号側の両方にポリフェーズフィルタを用いる構成としてもよい。
【００７９】
具体的には例えば、既成インダクタ、容量と抵抗とコンデンサのばらつきがないものとしたとき、４００ＭＨｚから３．５ＧＨｚにおいて３０ｄＢのＩＭＲＲが得られる５００ＭＨｚと１．２ＧＨｚと２．８ＧＨｚに極を持つ３段のポリフェーズフィルタをローカル信号側の位相器に用い、５．３ＧＨｚに極を持つ１段のポリフェーズフィルタをＲＦ信号側の位相器に用いることで、４００ＭＨｚから２．１Ｈｚにおいて３５ｄＢ以上のＩＭＲＲが得られる。また、ＯＦＤＭやＱＡＭが用いられる２．４から６ＧＨｚにおいて４０ｄＢ以上のＩＭＲＲが得られる。このときのローカル用ポリフェーズフィルタの素子値は、Ｒ：２００Ω、Ｃ１：１．５９１ｐＦ、Ｃ２：０．６６３ｐＦ、Ｃ３：０．２７４ｐＦであり、ＲＦ用ポリフェーズフィルタの素子値は、Ｒ：２００Ω、Ｃ：０．１５ｐＦである。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本発明は周波数変換器に利用可能であり、特に、ダウンコンバータ／アップコンバータの広帯域化技術における、広帯域性と良好なＩＱ間のインバランス（Imbalance）特性との両立が可能な広帯域周波数変換器に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】本発明にかかる受信用周波数変換器の一実施形態を示す説明図である。
【図２】ポリフェーズフィルタの一例を示す説明図である。
【図３】スイッチの切り替えとローカル信号の分周比の対応を示す説明図である。
【図４】本発明にかかる送信用周波数変換器の一実施形態を示す説明図である。
【図５】受信用周波数変換器の他の実施形態を示す説明図である。
【図６】複素係数トランスバーサルフィルタの一例を示す説明図である。
【図７】スイッチの切り替えとＲＦの複素係数フィルタとローカル信号の分周比の対応を示す説明図である。
【図８】送信用周波数変換器の他の実施形態を示す説明図である。
【図９】従来の９０°分配器（非特許文献１）の構成を示す説明図である。
【図１０】従来の直交ダウンコンバータ（非特許文献２）の構成を示す説明図である。
【符号の説明】
【００８２】
１００  受信用周波数変換器
１１０  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１２０  低雑音増幅回路（ＬＮＡ）
１３０  ポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）
１４０  １／２分周期
１５０  １／４分周期
１６０  ダブルクオドラチャ・ミキサ
１６１〜１６４  乗算器
１６５  減算器
１６６  加算器
１７０  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１８０  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１９０  複素係数トランスバーサルフィルタ
１９８  低雑音増幅回路（ＬＮＡ）
２００  送信用周波数変換器
２１０  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２２０  増幅回路
２３０  ポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）
２４０  １／２分周期
２５０  １／４分周期
２６０  ダブルクオドラチャ・ミキサ
２６１〜２６４  乗算器
２６５  減算器
２６６  加算器
２７０  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２８０  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２９０  複素係数トランスバーサルフィルタ
２９８  増幅回路
３００  受信用周波数変換器
４００  送信用周波数変換器
Ｓ１〜Ｓ５  スイッチ
ＲＦ  ＲＦ信号
ＬＯ  ローカル信号（ローカル信号発振器）
【図１】
2008067090.tif 000003
【図２】
2008067090.tif 000004
【図３】
2008067090.tif 000005
【図４】
2008067090.tif 000006
【図５】
2008067090.tif 000007
【図６】
2008067090.tif 000008
【図７】
2008067090.tif 000009
【図８】
2008067090.tif 000010
【図９】
2008067090.tif 000011
【図１０】
2008067090.tif 000012