(57)【要約】【課題】出力が矩形波であるＤＣ−ＡＣインバータ部への入力電圧が変化しても出力電圧の実効値が従来技術に比べて理論値に近づくように、出力矩形波の幅をハードウェアだけで制御することができるインバータ装置を提供する。【解決手段】オンデューティ設定手段19は、ＤＣ−ＡＣインバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御手段がスイッチング素子を制御する際のオンデューティを設定する。オンデューティ設定手段19の充電曲線形成回路21は、ＤＣ−ＡＣインバータ部への入力電圧の波高値に基づく信号と、ＣＲ回路の充電曲線とからオンデューティを決める。充電曲線形成回路21は、定電圧源26に抵抗Ｒ５を介して直列に接続されたコンデンサ27と、ＤＣ−ＡＣインバータ部のスイッチング素子のスイッチング周期の１／２の周期でオン信号が入力される周期設定用スイッチング素子28とにより構成されている。【選択図】図２
2008067591.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された直流電圧を矩形波の交流電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣインバータ部を備えたインバータ装置であって、
前記ＤＣ−ＡＣインバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御手段と、前記制御手段が前記スイッチング素子を制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段とを備え、
前記オンデューティ設定手段は、前記直流電圧の電圧値に基づく信号と、ＣＲ回路の充電曲線とからオンデューティを決めることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
直流電圧源から供給される電力を変換して前記直流電圧を生成し前記ＤＣ−ＡＣインバータ部に入力するＤＣ−ＤＣコンバータ部をさらに備えた請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記オンデューティ設定手段は、前記ＤＣ−ＡＣインバータ部の出力電圧の実効値の目標値に対する誤差が、前記直流電圧の電圧値の変動許容範囲内の全ての電圧値に対して９％以下になるように前記オンデューティを設定する請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記オンデューティ設定手段は、定電圧源と、前記定電圧源に対して抵抗を介して直列に接続されたコンデンサと、前記抵抗と前記コンデンサとの接続点に接続された周期設定用スイッチング素子とにより前記充電曲線を決定する回路が構成されており、前記周期設定用スイッチング素子は前記ＤＣ−ＡＣインバータ部のスイッチング素子のスイッチング周期の１／２の周期でオン信号が入力される請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項５】
直流電圧源から供給される電力を変換して直流電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ部と、前記直流電圧を矩形波の交流電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣインバータ部とを備えたインバータ装置における前記ＤＣ−ＡＣインバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段の設計方法であって、
前記直流電圧を所定の範囲で変更した場合における出力電圧の実効値が目的の値となるオンデューティの理論値を計算し、前記オンデューティを設定する設計パラメータによって決まるオンデューティを前記所定の範囲で計算し、前記理論値と前記設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の前記理論値に対する割合を求め、前記所定の範囲内で、前記割合が目的の範囲内となるように前記設計パラメータを設定することを特徴とするインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法。
【請求項６】
前記理論値と前記設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の前記理論値に対する割合の２乗を前記所定の範囲で積分したものを評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとする請求項５に記載のインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法。
【請求項７】
前記オンデューティを式「−（ＣＲ／Ｔ）×ｌｏｇ｛（ａ×ＶＨ＋Ｖamp −ｂ）／Ｖamp ｝」で定め、設計パラメータとして、当該式中のＣ、Ｒ、ａ、ｂ、Ｖａｍｐを使用する請求項６に記載のインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法。但し、ＣＲはＣＲ回路の時定数、Ｔは前記スイッチング素子の周期の１／２、ａ及びｂは定数、ＶＨは前記直流電圧の電圧値、Ｖamp は前記ＣＲ回路への印加される電圧である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ装置及びインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法に係り、詳しくは出力が矩形波であるインバータ装置及びそのオンデューティ設定手段の設計方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、車載バッテリを電源として家電製品を使用可能とするため、車載バッテリのバッテリ電圧を入力し、このバッテリ電圧を直流交流変換回路部により、家電製品の使用電圧（例えば、単相１００Ｖ又は１２０Ｖの交流電圧）に変換するインバータ装置（直流交流変換装置）を備えた車両がある。しかし、従来のインバータ装置においては、入力電圧が変動すると出力電圧もそれに比例して変化し、入力電圧の変動により出力電圧実効値を一定に保つことができなかった。この不具合を解決するため、交流出力が矩形波のインバータ装置において、入力電圧が変動しても出力電圧実効値を一定に保つことができるインバータ装置が提案されている（特許文献１参照）。特許文献１に記載されたインバータ装置は、Ｄ／Ａ変換部と、出力電圧検知部と、オンデューティ制御部とからなる。オンデューティ制御部は、出力電圧検知部によって検出されている電圧に基づき、Ｄ／Ａ変換部の出力部分において出力電圧のオンデューティ、即ち出力期間又は出力停止期間を制御し、出力電圧実効値が一定になるように制御する。特許文献１ではオンデューティを決定する具体的な方法については言及されておらず、実施形態の記載からマイコンを使用してオンデューティを決めていると推定される。
【０００３】
オンデューティをマイコンを使用せずにハードウェアだけで決定する方法として、通常のパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）のように三角波（又は鋸歯状波）との比較により矩形波の幅を決定する方法がある。
【特許文献１】特開２０００−２０９８６７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１ではマイコンを使用してオンデューティを決めていると推定される。しかし、マイコンを使用してオンデューティを決めるためには、ソフト開発、即ちオンデューティを決定するプログラムの開発に時間がかかるとともに高価になるという問題がある。
【０００５】
また、マイコンを使用せずにオンデューティを決める手段として、三角波または鋸歯状波との比較により矩形波の幅を決める手段を採用した場合は、実効値の精度が低い（目的値との誤差が大きい）という問題がある。また、三角波または鋸歯状波との比較により矩形波の幅を決める手段を採用するとともに、オンデューティを設定するパラメータの最適化に際して、誤差の２乗積分（２乗和）を評価関数として用いた場合は、全体としてオンデューティの誤差の割合を小さくするのが難しいという問題もある。
【０００６】
本発明は、前記従来の問題に鑑みてなされたものであって、その第１の目的は、出力が矩形波であるインバータ装置において、ＤＣ−ＡＣインバータ部への入力電圧（本発明の直流電圧）が変化しても出力電圧の実効値が従来技術に比べて理論値に近づくように、出力矩形波の幅をハードウェアだけで制御することができるインバータ装置を提供することにある。また、第２の目的はそのオンデューティ設定手段の設計方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記第１の目的を達成するため請求項１に記載の発明は、入力された直流電圧を矩形波の交流電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣインバータ部を備えたインバータ装置である。そして、前記ＤＣ−ＡＣインバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御手段と、前記制御手段が前記スイッチング素子を制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段とを備え、前記オンデューティ設定手段は、前記直流電圧の電圧値に基づく信号と、ＣＲ回路の充電曲線とからオンデューティを決める。
【０００８】
この発明のインバータ装置は、ＤＣ−ＡＣインバータ部の出力電圧の実効値が目的とする実効値に近づくように、スイッチング素子をオン・オフ制御する際のオンデューティが、オンデューティ設定手段により設定される。オンデューティ設定手段は、直流電圧の電圧値に基づく信号と、ＣＲ回路の充電曲線とからオンデューティを決める。矩形波を出力するインバータ装置（ＡＣインバータ）においては、ＤＣ−ＡＣインバータ部のスイッチング素子のオンデューティをＤＣ−ＡＣインバータ部への直流電圧ＶＨの２乗に反比例させると出力電圧の実効値が一定になる。三角波または鋸歯状波を使用してオンデューティを決める構成では、オンデューティが直流電圧ＶＨに対して１次関数的に変化することになる。しかし、この発明では、ＣＲ回路の充電曲線を用いているため、オンデューティが直流電圧ＶＨに対して自然対数的に変化することになり、実効値が理論値に近づくようにオンデューティを設定するのが容易になる。なお、ここで「オンデューティ」とはスイッチング素子のオン期間としてもとらえることができる。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、直流電圧源から供給される電力を変換して前記直流電圧を生成し前記ＤＣ−ＡＣインバータ部に入力するＤＣ−ＤＣコンバータ部をさらに備えた。この発明では、ＤＣ−ＤＣコンバータ部は、直流電圧源の電圧に応じた直流電圧を出力するように構成することができる。従って、直流電圧源の電圧の電圧値に関わらず直流電圧を出力するように構成する場合に比べて、フィードバック制御が不要となり、構成を簡単にできる。
【００１０】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の発明において、前記オンデューティ設定手段は、前記ＤＣ−ＡＣインバータ部の出力電圧の実効値の目標値に対する誤差が、前記直流電圧の電圧値の変動許容範囲内の全ての電圧値に対して９％以下になるように前記オンデューティを設定する。この発明では、ＤＣ−ＡＣインバータ部の出力電圧の実効値が理論値に対して９％以下の誤差で出力される。
【００１１】
請求項４に記載の発明は、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の発明において、前記オンデューティ設定手段は、定電圧源と、前記定電圧源に対して抵抗を介して直列に接続されたコンデンサと、前記抵抗と前記コンデンサとの接続点に接続された周期設定用スイッチング素子とにより前記充電曲線を決定する回路が構成されており、前記周期設定用スイッチング素子は前記ＤＣ−ＡＣインバータ部のスイッチング素子のスイッチング周期の１／２の周期でオン信号が入力される。
【００１２】
この発明では、周期設定用スイッチング素子にＤＣ−ＡＣインバータ部のスイッチング素子のスイッチング周期の１／２である周期Ｔでオン信号がパルス的に入力される。周期設定用スイッチング素子にオン信号が入力されると、ＣＲ回路を構成するコンデンサに充電されていた電荷が瞬時に放電されるとともに充電が再開される。そして、充電再開からコンデンサの充電電圧が直流電圧の電圧値に基づく信号の電圧値に達するまでの期間がＤＣ−ＡＣインバータ部のスイッチング素子のオン期間となる。
【００１３】
第２の目的を達成するため請求項５に記載の発明は、直流電圧源から供給される電力を変換して直流電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ部と、前記直流電圧を矩形波の交流電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣインバータ部とを備えたインバータ装置における前記ＤＣ−ＡＣインバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段の設計方法である。そして、前記直流電圧を所定の範囲で変更した場合における出力電圧の実効値が目的の値となるオンデューティの理論値を計算し、前記オンデューティを設定する設計パラメータによって決まるオンデューティを前記所定の範囲で計算し、前記理論値と前記設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の前記理論値に対する割合を求め、前記所定の範囲内で、前記割合が目的の範囲内となるように前記設計パラメータを設定する。
【００１４】
オンデューティを設定する設計パラメータの最適化に際して、誤差が最小になるように設計パラメータを設定すると、全体としてオンデューティの誤差が小さくなっても、誤差の割合は最適にはならない。なぜならば、例えば、オンデューティの誤差が５％であっても、オンデューティが大きいときと小さいときとでは誤差の影響が異なる。この発明では、誤差の割合が最小となるように設計パラメータを設定するため、全体として誤差の割合を最小にすることができる。なお、ここで「オンデューティ」とはスイッチング素子のオン期間としてもとらえることが可能である。
【００１５】
請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の発明において、前記理論値と前記設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の前記理論値に対する割合の２乗を前記所定の範囲で積分したものを評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとする。
【００１６】
設計パラメータの最適化に際し、通常は誤差の２乗積分（２乗和）を評価関数として用い、評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとする。しかし、この評価関数を用いると、全体としてのオンデューティの誤差の大きさを最小にできるが、オンデューティの誤差の割合は最適にならない。例えば、オンデューティの誤差が５％であっても、オンデューティが大きいときと小さいときとでは誤差の影響の大きさが異なる。この発明では、評価関数として、誤差の理論値に対する割合の２乗を所定の範囲で積分したものを評価関数として用いるため、オンデューティが大きいところでは大きな誤差を認め、オンデューティの小さいところでは誤差を小さくする。その結果、全体として誤差の割合を最小にできる。
【００１７】
請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の発明において、前記オンデューティを式「−（ＣＲ／Ｔ）×ｌｏｇ｛（ａ×ＶＨ＋Ｖamp −ｂ）／Ｖamp ｝」で定め、設計パラメータとして、当該式中のＣ、Ｒ、ａ、ｂ、Ｖａｍｐを使用する請求項６に記載のインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法。但し、ＣＲはＣＲ回路の時定数、Ｔは前記スイッチング素子の周期の１／２、ａ及びｂは定数、ＶＨは前記直流電圧の電圧値、Ｖamp は前記ＣＲ回路への印加される電圧である。
【００１８】
この発明では、ＤＣ−ＡＣインバータ部への入力電圧が１０６Ｖから１５５Ｖまで変化するときに実効値を１００Ｖに制御する例において、オンデューティの最大誤差を三角波を用いた場合に比べて約１／１６にすることができる。
【発明の効果】
【００１９】
請求項１〜請求項４に記載の発明によれば、出力が矩形波であるインバータ装置において、ＤＣ−ＡＣインバータ部への入力電圧（本発明の直流電圧）が変化しても出力電圧の実効値が従来技術に比べて理論値に近づくように、出力矩形波の幅をハードウェアだけで制御することができる。請求項５〜請求項７に記載の発明によれば、前記インバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
（第１の実施形態）
以下、本発明を車載用直流交流変換装置（以下、単にＡＣインバータと称す。）に具体化した第１の実施形態を図１〜図８にしたがって説明する。
【００２１】
図１に示すように、インバータ装置としてのＡＣインバータ１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１２と、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３と、制御装置１４とを備えている。ＡＣインバータ１１は、車両に搭載された直流電圧源としてのバッテリ１５の電圧（例えば、ＤＣ１２Ｖ）をＤＣ−ＤＣコンバータ部１２でバッテリ電圧よりも高い直流電圧ＶＨに昇圧した後、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３で直流電圧を交流電圧ＶＡＣに変換し、一対の出力端子１３ａ，１３ｂに出力して負荷機器（図示せず）に供給する。
【００２２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ部１２は、一対のスイッチング素子、昇圧トランス及び整流回路を備えている。そして、制御装置１４によりスイッチング素子がスイッチング制御されることにより、バッテリ１５の直流電圧を昇圧して直流電圧ＶＨをＤＣ−ＡＣインバータ部１３へ出力する。この実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１２はバッテリ１５の電圧に応じて１００〜１５５Ｖ程度に昇圧する。ＤＣ−ＤＣコンバータ部１２と並列に電解コンデンサ１６が接続されている。
【００２３】
ＤＣ−ＡＣインバータ部１３は４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４よりなるＨブリッジ回路１７を備えている。Ｈブリッジ回路１７は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が電解コンデンサ１６のプラス端子側に接続され、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が電解コンデンサ１６のマイナス端子側（接地端子側）に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。そして、制御装置１４によりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がスイッチング制御されることにより、直流電圧ＶＨを交流電圧ＶＡＣに変換して出力する。なお、Ｈブリッジ回路１７は、出力部にフィルタを構成するコイル及びコンデンサ（いずれも図示せず）が接続されている。
【００２４】
制御装置１４は、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフ制御する制御手段１８と、制御手段１８がスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段１９とを備えている。制御手段１８は、オンデューティ設定手段１９から出力される出力信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を設定されたオンデューティでオン・オフ制御する。制御手段１８は、第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組と、第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組を所定周期で交互にオン・オフさせる第１〜第４の駆動信号Ｖｓ１〜Ｖｓ４を生成し、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に出力する。第１〜第４の駆動信号Ｖｓ１〜Ｖｓ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御端子（この実施形態ではＭＯＳＦＥＴのゲート）にそれぞれ入力されるようになっている。
【００２５】
図２に示すように、オンデューティ設定手段１９は、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３への直流電圧（即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１２の出力電圧）ＶＨの電圧値に基づく電圧Ｖｃを形成する電圧値対応信号形成回路２０と、充電曲線形成回路２１と、比較器２２とを備えている。電圧値対応信号形成回路２０は、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３への直流電圧ＶＨを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧する分圧回路２３と、オペアンプ２４とを備えている。オペアンプ２４の反転入力端子は抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に抵抗Ｒ３を介して接続されるとともに、出力端子に抵抗Ｒ４を介して接続されている。オペアンプ２４の非反転入力端子は定電圧源２５に接続されている。そして、オペアンプ２４の出力である電圧Ｖｃが比較器２２の非反転入力端子に入力されるようになっている。
【００２６】
充電曲線形成回路２１は、定電圧源２６に対して抵抗Ｒ５を介して直列に接続されたコンデンサ２７と、抵抗Ｒ５とコンデンサ２７との接続点に接続された周期設定用スイッチング素子２８とにより構成されている。即ち、定電圧源２６に抵抗Ｒ５及びコンデンサ２７からなるＣＲ回路としての積分回路２９を介して周期設定用スイッチング素子２８が接続されている。周期設定用スイッチング素子２８はｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成され、ドレインが抵抗Ｒ５とコンデンサ２７との接続点及び比較器２２の反転入力端子に接続されるとともに、ソースが接地されている。周期設定用スイッチング素子２８のゲートには、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周期の１／２の周期Ｔでオン信号が入力されるようになっている。
【００２７】
比較器２２は電圧値対応信号形成回路２０及び充電曲線形成回路２１から入力される信号を比較し、電圧値対応信号形成回路２０の出力信号、即ちオペアンプ２４の出力信号が充電曲線形成回路２１の出力信号より大きいときにＨ（Ｈｉｇｈ）レベルの信号を出力し、それ以外のときにＬ（Ｌｏｗ）レベルの信号を出力する。
【００２８】
次に前記のように構成されたＡＣインバータ１１の作用を説明する。
ＡＣインバータ１１の起動スイッチが入れられると、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１２のスイッチング素子がスイッチング制御されてトランスにおける二次巻線にバッテリ１５の電圧より高電圧の交流電圧が発生する。この交流電圧は、整流回路にてバッテリ１５の電圧より高い直流電圧ＶＨに変換されてＤＣ−ＡＣインバータ部１３に供給される。本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ部１２では、バッテリ１５の電圧に応じて直流電圧ＶＨの電圧値が変化するように構成されている。すなわち、直流電圧ＶＨはバッテリ１５の電圧にトランスの巻線比を乗じたものにほぼ等しくなる。
【００２９】
また、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３のＨブリッジ回路１７は、商用交流の周波数（例えば、６０Ｈｚ）の周期で、第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とが一組ずつ交互にオン・オフする。具体的には、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになる期間ｔ１ＯＮと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになる期間ｔ２ＯＮとが期間ｔｄをおいて繰り返すように、制御手段１８から第１〜第４の駆動信号Ｖｓ１〜Ｖｓ４が出力される。即ち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、各期間において表１に示されるような動作を繰り返す。
【００３０】
【表１】
2008067591.tif 000003
期間ｔ１ＯＮ及び期間ｔ２ＯＮはＤＣ−ＤＣコンバータ部１２の出力電圧、即ち直流電圧ＶＨに対応して、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３の出力電圧の実効値が所望の値（この実施形態では１００Ｖ）になるように調整される。従って、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３への入力電圧が変動しても、ＡＣインバータ１１は実効値が１００Ｖになるような交流電圧を出力する。
【００３１】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティ（オン期間）はオンデューティ設定手段１９により設定される。ＡＣインバータ１１の起動スイッチが入れられると、オンデューティ設定手段１９の比較器２２の非反転入力端子には直流電圧ＶＨに対応した電圧Ｖｃが電圧値対応信号形成回路２０から入力され、反転入力端子には積分回路２９とコンデンサ２７への充電時間に基づく電圧Ｖｓが入力される。そして、Ｖｃ＞Ｖｓであれば比較器２２からＨレベルの信号が出力され、Ｖｃ≦Ｖｓであれば比較器２２からＬレベルの信号が出力される。
【００３２】
充電曲線形成回路２１の周期設定用スイッチング素子２８にはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周期２Ｔの１／２の周期Ｔでオン信号が入力され、オン信号の入力とほぼ同時（コンデンサ２７が瞬時に放電された後）に、定電圧源２６によりコンデンサ２７の充電が開始される。そして、コンデンサ２７の両端に加わる電圧Ｖｓは、充電開始から期間ｔＯＮで電圧Ｖｃに達する。したがって、充電開始から期間ｔＯＮ経過するまではＶｃ＞Ｖｓとなって比較器２２からはＨレベルの信号が出力され、期間ｔＯＮ経過後、コンデンサ２７が放電されるまではＶｃ≦Ｖｓとなって比較器２２からはＬレベルの信号が出力される。即ち、図４に示すように、比較器２２からは１周期Ｔのうち期間ｔＯＮの間はＨレベルの信号が出力され、残りの期間はＬレベルの信号が出力される。そして、ｔＯＮがオン期間となる。
【００３３】
制御手段１８はオンデューティ設定手段１９の比較器２２の出力信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を前記のタイミングで直流電圧ＶＨに対応したオンデューティでオン・オフ制御する。すなわち、比較器２２からＨレベルの信号が出力されている期間中はスイッチング素子Ｑ１とＱ４、またはＱ２とＱ３をオンし、それ以外の期間ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の全てをオフする。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１２から供給される直流電圧が６０Ｈｚの実効値１００Ｖの交流に変換されて、ＡＣインバータ１１から出力される。
【００３４】
次に前記のように構成されたオンデューティ設定手段１９の設計方法を説明する。
図３に示すように、ＡＣインバータ１１の出力波形、即ちＤＣ−ＡＣインバータ部１３の出力波形は矩形波であり、制御手段１８はＤＣ−ＡＣインバータ部１３への直流電圧ＶＨに応じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン期間（オン時間）ｔ１ＯＮ，ｔ２ＯＮを調整して実効値を一定に制御する。制御装置１４は、第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組と、第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組とを所定周期２Ｔ（６０Ｈｚ）で交互にオン・オフさせる。そして、図３におけるＶＡＣのプラス側が第１及び第４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組のオン状態となり、ＶＡＣのマイナス側が第２及び第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組のオン状態となる。
【００３５】
ＡＣインバータ１１の出力電圧の実効値Ｖrms 、周期Ｔ、オン期間ｔＯＮ、直流電圧ＶＨには、次式の関係がある。なお、以降の説明ではオンデューティは周期Ｔに対するオン期間ｔＯＮの割合を示している。つまりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組のオンデューティであるｔ１ＯＮ／２Ｔや、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組のオンデューティであるｔ２ＯＮ／２Ｔとは、基準とする周期が異なる。
【００３６】
【数１】
2008067591.tif 000004
（１）式からｔON／Ｔ＝Ｖrms ２／ＶＨ２となるため、オンデューティｔON／ＴをＶＨ２に反比例させると実効値が一定になる。
【００３７】
この実施形態ではＣＲ回路（積分回路２９）の充電曲線を利用してオンデューティｔＯＮ／Ｔを設定するようにしている。充電曲線形成回路２１の周期設定用スイッチング素子２８を周期Ｔでオンしたときにコンデンサ２７の両端に加わる電圧Ｖｓは、定電圧源２６の電圧をＶamp 、抵抗Ｒ５の抵抗値をＲ、コンデンサ２７の容量をＣとすると、次式で表される。この電圧Ｖｓが、比較器２２の反転入力端子に入力される電圧Ｖｓとなる。
【００３８】
【数２】
2008067591.tif 000005
したがって、充電曲線は図５に示すようになる。
【００３９】
直流電圧ＶＨによって決められる電圧ＶｃをＶｃ＝ｂ−ａ×ＶＨとする。但し、ａ、ｂは定数。ここで、ａ、ｂは電圧値対応信号形成回路２０の抵抗Ｒ１〜Ｒ４および定電圧源２５によって決まる値である。
【００４０】
そして、Ｖｃ＞Ｖｓの期間をｔＯＮとすると、次式が成立する。
【００４１】
【数３】
2008067591.tif 000006
（３）式を変形して次式が導かれる。
【００４２】
ｔON／Ｔ＝−（ＣＲ／Ｔ）×ｌｏｇ｛（ａ×ＶＨ＋Ｖamp −ｂ）／Ｖamp ｝・・・（４）
（４）式のａ、ｂ、Ｖamp 、Ｃ、Ｒを設計パラメータとし、これらを適切に選んで誤差が小さくなるように（４）式を設定する。
【００４３】
具体的には、先ずＶＨを１０６Ｖから１５５Ｖまで０．１Ｖ毎に、実効値が１００Ｖとなるオンデューティの理論値を計算する。つまり本実施形態では直流電圧ＶＨの変動許容範囲は１０６Ｖから１５５Ｖである。変動許容範囲は例えば、直流電圧ＶＨを製品仕様などで定められる交流電圧ＶＡＣの許容範囲内に変換可能な範囲から決まる直流電圧ＶＨの所定の範囲である。
【００４４】
次に設計パラメータ（ａ、ｂ、Ｖamp 、Ｃ、Ｒ）を初期値に設定する。与えられた設計パラメータによって決まるオンデューティを、ＶＨ＝１０６Ｖから１５５Ｖまで０．１Ｖ毎について計算する。
【００４５】
次に理論値と求められたオンデューティとの差を、ＶＨ＝１０６Ｖから１５５Ｖまで０．１Ｖ毎に計算して、当該差と理論値との比（即ち、オンデューティの差の理論値に対する割合）を２乗してすべて足し合わせる。設計パラメータの値を少しずつ変えて、オンデューティの差の割合の２乗和が最小となる設計パラメータを求める。即ち、理論値と設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の２乗積分を評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとする。
【００４６】
その結果、ａ＝０．０１７９、ｂ＝４．９９００、Ｖamp ＝３．４８５０、ＣＲ／Ｔ＝０．４１０のとき、（４）式は図６に破線で示す曲線となる。この曲線は実線の曲線で示す理論値とほぼ一致しており、理論値との誤差の割合の最大値が０．６１％となった。
【００４７】
比較のため、三角波（正確には鋸歯状波）を用いて従来の設計方法でオンデューティの設定式を求めた。三角波を用いる場合は、オンデューティ設定手段１９を構成する充電曲線形成回路２１に代えて、図７に示すように、三角波発生回路３０を設ける。
【００４８】
三角波発生回路３０の出力波形は図８に示すようになる。従って、比較器２２の反転入力端子に入力される電圧Ｖｓは、Ｖｓ＝（ｔ／Ｔ）Ｖamp となる。なお、Ｖamp は三角波発生回路３０から出力される三角波のピーク電圧である。
【００４９】
前記と同様に直流電圧ＶＨによって決められる電圧ＶｃをＶｃ＝ｂ−ａ×ＶＨとすると、次式が成り立つ。
ｂ−ａ×ＶＨ＝（ｔON／Ｔ）Ｖamp ・・・（５）
（５）式を変形して次式が導かれる。
【００５０】
ｔON／Ｔ＝（ｂ−ａ×ＶＨ）／Ｖamp ・・・（６）
（６）式のａ、ｂ、Ｖamp を適切に選んで誤差が小さくなるように（６）式を設定する。
【００５１】
具体的には、先ずＶＨを１０６Ｖから１５５Ｖまで０．１Ｖ毎に、実効値が１００Ｖとなるオンデューティの理論値を計算する。
次に設計パラメータ（ａ、ｂ、Ｖamp ）を初期値に設定する。与えられた設計パラメータによって決まるオンデューティを、ＶＨ＝１０６Ｖから１５５Ｖまで０．１Ｖ毎について計算する。
【００５２】
次に理論値と求められたオンデューティとの差を、ＶＨ＝１０６Ｖから１５５Ｖまで０．１Ｖ毎に計算して、当該差を２乗してすべて足し合わせる。設計パラメータの値を少しずつ変えて、オンデューティの差の２乗和が最小となる設計パラメータを求める。即ち、理論値と設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の２乗積分を評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとする。
【００５３】
その結果、ａ／Ｖamp ＝０．００１００、ｂ／Ｖamp ＝１．９１００のとき、（６）式は図６に２点鎖線で示す直線となる。この直線は実線の曲線で示す理論値との誤差の割合の最大値が１３．５１％となった。即ち、従来の設計方法でオンデューティの設定式を求めた場合は、オンデューティの設定に（４）式を用いるとともに、理論値と求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の２乗積分を評価関数として用いた場合と比較すると、誤差が大幅に大きくなった。具体的には、（４）式を用いるとともに、理論値と求められたオンデューティとの誤差の割合の２乗積分を評価関数として用いた場合は、誤差が従来の約１／２２になった。
【００５４】
また、三角波（正確には鋸歯状波）を用いるとともに、オンデューティの設定式を求める際の評価関数として、理論値と設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の２乗積分に代えて、理論値と求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の２乗積分を用いてオンデューティの設定式を求めた。具体的には、（６）式のａ、ｂ、Ｖamp を適切に選んで誤差が小さくなるように（６）式を設定する際に、理論値と設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の割合の２乗積分を評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとした。
【００５５】
その結果、ａ／Ｖamp ＝０．００８０、ｂ／Ｖamp ＝１．６５００のとき、（６）式は図６に実線で示す直線となった。この直線は実線の曲線で示す理論値との誤差の割合の最大値が９．８９％となった。即ち、オンデューティの設定式を求める際の評価関数として、従来使用していた誤差の２乗積分を評価関数として用いる代わりに、誤差の割合の２乗積分を評価関数として用いるだけでも、誤差を約３割小さくすることが可能になった。三角波を用い、かつオンデューティの設定式を求める際の評価関数として誤差の割合の２乗積分を用いた場合の誤差の最大値と、（４）式を用い、かつ理論値と求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の２乗積分を評価関数として用いた場合の誤差の最大値とを比較すると、（４）式を用いた場合の方が１／１６に小さくできることが分かった。
【００５６】
この実施形態によれば、以下に示す効果を得ることができる。
（１）ＤＣ−ＤＣコンバータ部１２の出力電圧を矩形波の交流電圧に変換して出力するＤＣ−ＡＣインバータ部１３を備えたＡＣインバータ１１は、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフ制御する制御手段１８と、オンデューティ設定手段１９とを備えている。オンデューティ設定手段１９は、制御手段１８がスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する際のオンデューティを、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３への直流電圧ＶＨの電圧値に基づく信号と、ＣＲ回路（積分回路２９）の充電曲線とから決める。矩形波を出力するＡＣインバータ１１においては、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティをＤＣ−ＡＣインバータ部１３への直流電圧ＶＨの２乗に反比例させると出力電圧の実効値が一定になる。三角波または鋸歯状波を使用してオンデューティを決める構成では、オンデューティが直流電圧ＶＨに対して１次関数的に変化するが、この実施形態では、ＣＲ回路の充電曲線を用いているため、オンデューティが直流電圧ＶＨに対して自然対数的に変化することになり、実効値が理論値に近づくようにオンデューティを設定するのが容易になる。
【００５７】
（２）オンデューティ設定手段１９は、定電圧源２６と、定電圧源２６に対して抵抗Ｒ５を介して直列に接続されたコンデンサ２７と、抵抗Ｒ５とコンデンサ２７との接続点に接続された周期設定用スイッチング素子２８とにより充電曲線を決定する回路が構成されている。そして、周期設定用スイッチング素子２８はＤＣ−ＡＣインバータ部１３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周期２Ｔの１／２の周期Ｔでオン信号が入力される。したがって、簡単な構成でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティをＤＣ−ＡＣインバータ部１３への直流電圧ＶＨの２乗に反比例させるための近似が可能になる。
【００５８】
（３）矩形波を出力するＤＣ−ＡＣインバータ部１３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフ制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段１９の設計方法において、オンデューティの理論値と、オンデューティを設定する設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合が最小となるように設計パラメータを設定する。したがって、オンデューティを設定する設計パラメータの最適化に際して、誤差が最小になるように設計パラメータを設定する方法に比べて、全体として誤差の割合を最小にすることができる。
【００５９】
（４）オンデューティ設定手段１９の設計方法において、理論値と設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の２乗積分を評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適なパラメータとする。従って、設計パラメータの最適化に際し、誤差の２乗積分（２乗和）を評価関数として用いる通常の方法に比べて、全体として誤差の割合を最小にできる。
【００６０】
（５）直流電圧ＶＨの電圧値に基づく信号と、ＣＲ回路の充電曲線とを用いて設定するようにし、オンデューティを設定する設計パラメータとして−（ＣＲ／Ｔ）×ｌｏｇ｛（ａ×ＶＨ＋Ｖamp −ｂ）／Ｖamp ｝を使用し、評価関数として前記誤差の割合の２乗積分を用いる。但し、Ｔはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の周期の１／２、ａ及びｂは定数、ＶＨはＤＣ−ＡＣインバータ部１３への直流電圧、Ｖamp はＣＲ回路へ印加される電圧である。この場合、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３への入力電圧が１０６Ｖから１５５Ｖまで変化するときに実効値を１００Ｖに制御する例において、オンデューティの最大誤差を三角波を用いた場合に比べて約１／１６にすることができた。
【００６１】
（６）オンデューティを直流電圧ＶＨの電圧値に基づく信号と、三角波とを用いて設定するようにし、オンデューティを設定する設計パラメータとして（ｂ−ａ×ＶＨ）／Ｖamp を使用し、評価関数として前記誤差の理論値に対する割合の２乗積分を用いる。この場合、ＤＣ−ＡＣインバータ部１３への直流電圧ＶＨが１０６Ｖから１５５Ｖまで変化するときに実効値を１００Ｖに制御する例において、オンデューティの最大誤差を、評価関数として前記誤差の２乗積分を用いた場合に比べて約３割小さくすることが可能になった。即ち、充電曲線形成回路２１を設ける代わりに、ＰＷＭ制御の場合のように三角波発生回路３０を設け、オンデューティを設定する設計パラメータの最適化に際し、評価関数として誤差の２乗積分を用いる代わりに誤差の理論値に対する割合の２乗積分を用いることにより、大きな効果が得られる。
【００６２】
（７）ＤＣ−ＤＣコンバータ部１２は、バッテリ１５の電圧に応じた直流電圧を出力するように構成されている。従って、バッテリ１５の電圧の電圧値に関わらず直流電圧を出力するように構成する場合に比べて、フィードバック制御が不要となり、構成を簡単にできる。
【００６３】
（８）評価関数として、理論値と求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の２乗積分を用いた場合において、三角波を用いた場合の結果である９．８９％に対してＣＲ回路の充電曲線を用いた結果は０．６１％であった。したがって直流電圧ＶＨの変動許容範囲内１０６Ｖから１５５Ｖの全ての電圧値に対して誤差を９％以下にすることができる。
【００６４】
（第２の実施形態）
次に第２の実施形態を、図９を参照しながら説明する。なお、第２の実施形態は、充電曲線生成回路の構成が第１の実施形態と異なっている。第１の実施形態と同様の部分については同一符号を付してその詳細な説明を省略する。
【００６５】
この実施形態では、充電曲線生成回路を、三角波発生回路を備えた従来のスイッチング電源制御用ＩＣを利用して構成している。図９に示すように、スイッチング電源制御用ＩＣ３１は、カレントミラー回路３２を備えている。そして、スイッチング電源制御用ＩＣ３１の内部電源ＶＶから、カレントミラー回路３２を構成するトランジスタ３３に接続された抵抗Ｒｔの抵抗値で決まる一定電流（抵抗Ｒｔに流れる電流と同じ又は定数倍の大きさの電流）をトランジスタ３４に接続されたコンデンサＣｔに流すように構成されている。
【００６６】
従来のスイッチング電源制御用ＩＣのみを用いた回路では、コンデンサＣｔが一定の電流で充電されるとともに、コンデンサＣｔの両端の電圧が決められた値になったときにスイッチング電源制御用ＩＣ３１に設けられた図示しない放電回路によって放電されることにより、コンデンサＣｔの両端の電圧は周期的な三角波になる。
【００６７】
しかし、この実施形態では、前記のような構成の三角波生成回路のコンデンサＣｔと定電圧源３５との間に抵抗３６を接続することで、コンデンサＣｔと抵抗３６とからなるＣＲ回路を構成し、充電曲線生成回路３７としている。即ち、充電曲線生成回路３７は、内部電源ＶＶ、カレントミラー回路３２、抵抗Ｒｔ、コンデンサＣｔ、抵抗３６及び定電圧源３５から構成されている。そして、コンデンサＣｔと抵抗３６との接続点が比較器２２の反転入力端子に接続され、コンデンサＣｔの両端電圧Ｖｃｔが比較器２２の反転入力端子に印加されるようになっている。なお、この実施形態では、比較器２２はスイッチング電源制御用ＩＣ３１の内部に設けられているため、図示していない。
【００６８】
このように構成された充電曲線生成回路３７は、定電圧源３５の電圧をＶ、抵抗３６の抵抗値をＲ、コンデンサＣｔの容量をＣｔ、トランジスタ３４を流れる電流をＩとすると、コンデンサＣｔの両端電圧Ｖｃｔ、即ち充電曲線は次式で表される。
【００６９】
【数４】
2008067591.tif 000007
したがって、この実施形態においては、従来のスイッチング電源制御用ＩＣ３１に抵抗３６を１個追加することによりＣＲ回路を備えた充電曲線生成回路３７を構成している。すなわち、従来のスイッチング電源制御用ＩＣ３１を用いても、充電曲線との比較によるオンデューティの生成は可能となる。
【００７０】
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○  オンデューティ設定手段１９は、比較器２２の反転入力端子に電圧値対応信号形成回路２０の出力が入力され、非反転入力端子に充電曲線形成回路２１の出力が入力されるように構成してもよい。この場合、比較器２２から出力される信号のレベルが前記実施形態の場合と逆、即ち、Ｖｃ≦Ｖｓであれば比較器２２からＨレベルの信号が出力され、Ｖｃ＞Ｖｓであれば比較器２２からＬレベルの信号が出力される。そのため、制御手段１８は、比較器２２からＬレベルの信号が出力されている間を各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン期間になるようにオン・オフ制御を行うように構成される。
【００７１】
○  ＡＣインバータ１１は出力電圧の実効値が１００Ｖになる構成に限らず、１００Ｖ以外の商用電源の電圧に対応した構成としてもよい。例えば、出力電圧の実効値が１２０Ｖ、２２０Ｖ、２３０Ｖ、２４０Ｖ等になる構成としてもよい。
【００７２】
○  設計パラメータの最適化に際して使用する評価関数は、誤差の割合を評価するものであればよく、必ずしも誤差の割合の２乗積分（２乗和）を評価関数にしなくてもよい。例えば、誤差の割合の絶対値の和を評価関数としたり、誤差の割合の２ｎ乗積分（ｎは２以上の整数）としたりしてもよい。
【００７３】
○  ＡＣインバータ１１の出力周波数は６０Ｈｚに限らず、例えば５０Ｈｚであってもよい。
○  バッテリ１５は１２Ｖに限らず、例えば、２４Ｖや４８Ｖのバッテリであってもよい。
【００７４】
○  スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴに代えてＩＧＢＴ等の他のスイッチング素子を使用してもよい。
○  車載用のインバータ装置に限らず、他の用途のインバータ装置に適用してもよい。
【００７５】
○  上記実施形態では設計パラメータを設定するに当って、評価関数を最小化することで最適な設計パラメータを求めた。しかし、評価関数が製品仕様などによって定められる所望の範囲内となるように設計パラメータを求めても良い。
【００７６】
以下の技術的思想（発明）は前記実施形態から把握できる。
（１）請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載の発明において、前記オンデューティ設定手段は、前記直流電圧に基づく信号と、前記ＣＲ回路の充電曲線によって決まる電圧とを比較器で比較して、前記ＣＲ回路の充電曲線によって決まる電圧が前記直流電圧に基づく信号の電圧未満となる期間を前記スイッチング素子のオン期間とする。
【００７７】
（２）請求項６に記載の発明において、前記オンデューティを前記直流電圧に基づく信号と、三角波発生回路の出力とを用いて設定するようにし、前記オンデューティを設定する設計パラメータとして（ｂ−ａ×ＶＨ）／Ｖamp を使用する。但し、Ｔはスイッチング素子の周期の１／２、ａ及びｂは定数、ＶＨは前記直流電圧の電圧値、Ｖamp は三角波発生回路から出力される三角波のピーク電圧である。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】第１の実施形態におけるＡＣインバータの回路図。
【図２】オンデューティ設定手段の回路図。
【図３】ＡＣインバータの出力波形を示す線図。
【図４】比較器の出力波形を示す線図。
【図５】ＣＲ回路の出力電圧の時間変化を示す線図。
【図６】入力電圧と実効値を１００Ｖにするためのデューティとの関係を示す線図。
【図７】三角波発生回路を用いるオンデューティ設定手段の回路図。
【図８】三角波の時間変化を示す線図。
【図９】第２の実施形態における充電曲線形成回路の回路図。
【符号の説明】
【００７９】
Ｔ，２Ｔ…周期、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４…スイッチング素子、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５…抵抗、Ｖｃ，Ｖｓ…電圧、ＶＨ…直流電圧、２Ｔ…スイッチング周期、１１…インバータ装置としてのＡＣインバータ、１２…ＤＣ−ＤＣコンバータ部、１３…ＤＣ−ＡＣインバータ部、１５…直流電源としてのバッテリ、１８…制御手段、１９…オンデューティ設定手段、２５，２６…定電圧源、２７…コンデンサ、２８…周期設定用スイッチング素子、２９…ＣＲ回路としての積分回路。
【図１】
2008067591.tif 000008
【図２】
2008067591.tif 000009
【図３】
2008067591.tif 000010
【図４】
2008067591.tif 000011
【図５】
2008067591.tif 000012
【図６】
2008067591.tif 000013
【図７】
2008067591.tif 000014
【図８】
2008067591.tif 000015
【図９】
2008067591.tif 000016