(57)【要約】【課題】周波数変換器の出力電圧に応じた電流を、入力回路とスイッチ回路との間に加えることにより、周波数変換器の変換利得を向上しながら、フリッカ雑音の影響を緩和することを可能にする。【解決手段】本発明の周波数変換器１は、入力された電圧信号を電流信号に変換する入力回路１０と、その変換された電流信号を、局部発振信号に従って、出力端子３０、３１（差動出力）に供給するあるいは供給しないスイッチ回路２０と、出力端子３０、３１と接続され、スイッチ回路２０を介して入力回路１０に供給される電流が経由する負荷回路５０と、出力端子３０、３１の同相電圧とあらかじめ定められた参照電圧の差に応じて決定される電流を、電流信号に加える制御回路４０とを備える。【選択図】図１
2008252816.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される電圧信号を周波数変換し第１および第２の出力端子に差動出力信号を出力する周波数変換器であって、
前記電圧信号を対応する電流信号に変換する入力回路と、
前記入力回路に定電流を供給する負荷回路と、
前記負荷回路と前記入力回路の間に設けられ、第１の発振信号に従ってスイッチングし、前記電流信号をそのスイッチングに応じて前記第１の出力端子から出力する第１のスイッチ回路と、
前記負荷回路と前記入力回路の間に設けられ、前記第１の発振信号と１８０度位相が異なる第２の発振信号に従ってスイッチングし、前記電流信号をそのスイッチングに従って前記第２の出力端子から出力する第２のスイッチ回路と、
前記第１および第２の出力端子からの電圧の平均値である平均電圧と所定の参照電圧に応じて制御電流を生成して、前記入力回路の前記電流信号に加える制御回路と
を備えることを特徴とする周波数変換器。
【請求項２】
前記制御回路は、
前記第１および第２の出力端子からの電圧によって駆動される第１および第２のトランジスタと、前記参照電圧によって駆動される第３のトランジスタと、前記第１乃至第３のトランジスタと接続される定電流源とを有し、
前記第３のトランジスタに流れる電流と同じ電流量を前記電流信号に加えることを特徴とする請求項１に記載の周波数変換器。
【請求項３】
入力される電圧信号を周波数変換し第１乃至第３の出力端子に３相出力信号を出力する周波数変換器であって、
前記電圧信号を対応する電流信号に変換する入力回路と、
前記入力回路に定電流を供給する負荷回路と、
前記負荷回路と前記入力回路の間に設けられ、第１の発振信号に従ってスイッチングし、前記電流信号をそのスイッチングに従って前記第１の出力端子から出力する第１のスイッチ回路と、
前記負荷回路と前記入力回路の間に設けられ、前記第１の発振信号と１２０度位相が異なる第２の発振信号に従ってスイッチングし、前記電流信号をそのスイッチングに従って前記第２の出力端子から出力する第２のスイッチ回路と、
前記負荷回路と前記入力回路の間に設けられ、前記第１および前記第２の発振信号のそれぞれと１２０度位相が異なる第３の発振信号に従ってスイッチングし、前記電流信号をそのスイッチングに従って前記第３の出力端子から出力する第３のスイッチ回路と、
前記第１乃至第３の出力端子からの電圧の平均値である平均電圧と所定の参照電圧に応じて制御電流を生成して、前記入力回路の前記電流信号に加える制御回路と
を備えることを特徴とする周波数変換器。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記第１、第２および第３の出力端子からの電圧によって駆動される第１、第２および第３のトランジスタと、前記参照電圧によって駆動される第４のトランジスタと、前記第１乃至第４のトランジスタと接続される定電流源とを有し、
前記第４のトランジスタに流れる電流と同じ電流量を前記電流信号に加えることを特徴とする請求項３に記載の周波数変換器。
【請求項５】
入力される電圧信号を周波数変換し第１乃至第４の出力端子に４相出力信号を出力する周波数変換器であって、
前記電圧信号を対応する電流信号に変換する入力回路と、
前記入力回路に定電流を供給する負荷回路と、
前記負荷回路と前記入力回路の間に設けられ、第１の発振信号に従ってスイッチングし、前記電流信号をそのスイッチングに従って前記第１の出力端子から出力する第１のスイッチ回路と、
前記負荷回路と前記入力回路の間に設けられ、前記第１の発振信号と９０度位相が異なる第２の発振信号に従ってスイッチングし、前記電流信号をそのスイッチングに従って前記第２の出力端子から出力する第２のスイッチ回路と、
前記負荷回路と前記入力回路の間に設けられ、前記第１の発振信号と１８０度位相が異なる第３の発振信号に従ってスイッチングし、前記電流信号をそのスイッチングに従って前記第３の出力端子から出力する第３のスイッチ回路と、
前記負荷回路と前記入力回路の間に設けられ、前記第２の発振信号と１８０度位相が異なる第４の発振信号に従ってスイッチングし、前記電流信号をそのスイッチングに従って前記第４の出力端子から出力する第４のスイッチ回路と、
前記第１乃至第４の出力端子からの電圧の平均値である平均電圧所定の参照電圧に応じて制御電流を生成して、前記入力回路の前記電流信号に加える制御回路と
を備えることを特徴とする周波数変換器。
【請求項６】
前記制御回路は、
前記第１、第２、第３および第４の出力端子からの電圧によって駆動される第１、第２、第３および第４のトランジスタと、前記参照電圧によって駆動される第５のトランジスタと、前記第１乃至第５のトランジスタと接続される定電流源とを有し、
前記第５のトランジスタに流れる電流と同じ電流量を前記電流信号に加えることを特徴とする請求項５に記載の周波数変換器。
【請求項７】
差動入力される第１の電圧信号および前記第１の電圧信号と１８０度位相が異なる第２の電圧信号を周波数変換し、第１および第２の出力端子に差動出力信号を出力する周波数変換器であって、
前記第１の電圧信号を対応する第１の電流信号に変換する第１の入力回路と、
前記第２の電圧信号を対応する第２の電流信号に変換する第２の入力回路と、
前記第１の入力回路に定電流を供給する第１の負荷回路と、
前記第２の入力回路に定電流を供給する第２の負荷回路と、
前記第１の負荷回路と前記第１の入力回路の間に設けられ、第１の発振信号に従ってスイッチングし、前記第１の電流信号をそのスイッチングに従って前記第１の出力端子から出力する第１のスイッチ回路と、
前記第２の負荷回路と前記第２の入力回路の間に設けられ、前記第１の発振信号に従ってスイッチングし、前記第２の電流信号をそのスイッチングに従って前記第２の出力端子から出力する第２のスイッチ回路と、
前記第１の負荷回路と前記第２の入力回路の間に設けられ、前記第１の発振信号と１８０度位相が異なる第２の発振信号に従ってスイッチングし、前記第２の電流信号をそのスイッチングに従って前記第１の出力端子から出力する第３のスイッチ回路と、
前記第２の負荷回路と前記第１の入力回路の間に設けられ、前記第２の発振信号に従ってスイッチングし、前記第１の電流信号をそのスイッチングに従って前記第２の出力端子から出力する第４のスイッチ回路と、
前記第１および第２の出力端子からの電圧の平均値である平均電圧と所定の参照電圧に応じて制御電流を生成して、前記第１および第２の入力回路の前記第１および第２の電流信号に加える制御回路と
を備えることを特徴とする周波数変換器。
【請求項８】
前記制御回路は、
前記第１および第２の出力端子からの電圧によって駆動される第１および第２のトランジスタと、前記参照電圧によって駆動される第３のトランジスタと、前記第１乃至第３のトランジスタと接続される定電流源とを有し、
前記第３のトランジスタに流れる電流と同じ電流量を前記電流信号に加えることを特徴とする請求項７に記載の周波数変換器。
【請求項９】
電波信号を受信するアンテナと、
前記電波信号を増幅して高周波電圧信号を出力する増幅器と、
前記高周波電圧信号が入力される請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の周波数変換器と、
前記周波数変換器から出力されるアナログ電流信号からノイズ成分を除去し、アナログ電圧信号を出力するフィルタと、
前記フィルタから出力される前記アナログ電圧信号を量子化してデジタル信号に変換する量子化器と、
前記量子化器が変換した前記デジタル信号をアナログの帰還電流に変換し、当該帰還電流を前記フィルタの前記アナログ電流信号に加えるＤＡ変換回路と
を備える無線受信機。
【請求項１０】
電波信号を受信するアンテナと、
前記電波信号を増幅して高周波電圧信号を出力する増幅器と、
前記高周波電圧信号が入力される請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の周波数変換器と、
前記周波数変換器から出力されるアナログ電流信号からノイズ成分を除去し、アナログ電圧信号を出力するフィルタと、
前記フィルタから出力される前記アナログ電圧信号を量子化してデジタル信号に変換する量子化器と、
前記量子化器から出力される前記デジタル信号を処理するデジタル信号処理部とを備えることを特徴とする無線受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数変換器、およびこの周波数変換器を用いた無線受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数変換器は、無線受信機などに広く用いられている。周波数変換器は、入力される電圧信号を電流信号に変換する入力回路と、出力信号が差動出力される２つの出力端子に、スイッチ駆動用の発振信号に従って電流信号を振り分けるスイッチ回路とで構成される。周波数変換器は、雑音が小さく変換利得が大きいことが望ましい。
【０００３】
ここで、周波数変換器の変換利得を向上させる方法として、能動負荷を用いる手法が報告されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００４】
しかし、特許文献１に記載の周波数変換器では、変換利得は向上するものの、特に無線受信機で受信した無線信号をダウンコンバートする場合など、能動負荷を構成するトランジスタなどに由来するフリッカ雑音（１／ｆ雑音）の影響が大きい。
【特許文献１】特許第３６６５７１４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述したように、特許文献１に記載の周波数変換器では、変換利得は向上するものの、フリッカ雑音の影響が受けやすい問題がある。
【０００６】
本発明は、上記従来技術の問題点を解決するためになされたものであって、周波数変換器の出力端子の電圧に応じた電流を、入力回路とスイッチ回路との間に加えることにより、変換利得を向上しながら、フリッカ雑音の影響を緩和することができる周波数変換器、およびこの周波数変換器を用いた無線受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明の実施形態に係る周波数変換器は、入力される電圧信号を周波数変換し第１および第２の出力端子に差動出力信号を出力する周波数変換器であって、前記電圧信号を対応する電流信号に変換する入力回路と、前記入力回路に定電流を供給する負荷回路と、前記負荷回路と前記入力回路の間に設けられ、第１の発振信号に従ってスイッチングし、前記電流信号をそのスイッチングに応じて前記第１の出力端子から出力する第１のスイッチ回路と、前記負荷回路と前記入力回路の間に設けられ、前記第１の発振信号と１８０度位相が異なる第２の発振信号に従ってスイッチングし、前記電流信号をそのスイッチングに従って前記第２の出力端子から出力する第２のスイッチ回路と、前記第１および第２の出力端子からの電圧の平均値である平均電圧と所定の参照電圧に応じて制御電流を生成して、前記入力回路の前記電流信号に加える制御回路とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、周波数変換器の出力端子の電圧に応じた電流を、入力回路とスイッチ回路との間に加えることにより、変換利得を向上しながら、フリッカ雑音の影響を緩和することができる周波数変換器、およびこの周波数変換器を用いた無線受信機を提供することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態について説明する。
【００１０】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る周波数変換器の構成を示すブロック図である。  
この第１の実施形態に係る周波数変換器１は、ゲートに高周波電圧信号が入力され、ソースがグラウンドに接続されたｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のトランジスタＱ１と、各ゲートに局部発振信号が差動入力され、各ソースがトランジスタＱ１のドレインと接続され、それぞれのドレインが負出力端子３０あるいは正出力端子３１と接続されたｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ２、Ｑ３と、トランジスタＱ２のドレインに定電流Ｉ１を供給する定電流源Ａ１と、トランジスタＱ３のドレインに定電流Ｉ１を供給する定電流源Ａ２と、負出力端子３０および正出力端子３１からの同相電圧とあらかじめ定められた参照電圧（Ｖｒｅｆ）との差に応じて制御電流を生成して、トランジスタＱ１のドレインに供給する制御回路４０とを備える。
【００１１】
なお、トランジスタＱ１は、周波数変換器１の入力信号である高周波電圧信号を高周波電流信号に変換する高周波入力回路１０を構成する。トランジスタＱ２、Ｑ３は、高周波電流信号を負出力端子３０あるいは正出力端子３１に振り分けるスイッチ回路２０を構成する。定電流源Ａ１、Ａ２は、高周波入力回路１０にバイアス電流を供給する負荷回路５０を構成する。また、トランジスタＱ２のゲートに入力される局部発振信号とＱ３のゲートに入力される局部発振信号とは位相が１８０度ずれており、トランジスタＱ２、トランジスタＱ３は差動動作を行う。
【００１２】
図２は、本発明の第１の実施形態に係る制御回路４０の構成を示すブロック図である。  
制御回路４０は、ゲートが負出力端子３０に接続され、ドレインに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ４と、ゲートが正出力端子３１に接続され、ドレインに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ５と、ゲートに参照電圧（Ｖｒｅｆ）が印加されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ６と、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６のソースからグラウンドへ定電流Ｉ２を供給する定電流源Ａ３と、ゲートおよびドレインがトランジスタＱ６のドレインと接続され、ソースに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｐチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ７と、ゲートがトランジスタＱ７のゲートおよびトランジスタＱ６のドレインに接続され、ソースに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｐチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ８とを備える。
【００１３】
なお、トランジスタＱ４、Ｑ５は、差動動作する負出力端子３０、正出力端子３１の電圧の同相電圧を検出する同相電圧検出回路４１を構成する。ここで、同相電圧は、負出力端子３０、正出力端子３１の電圧の平均値から得られる。また、トランジスタＱ７、Ｑ８は、ミラー回路４２を構成しているため、トランジスタＱ７のドレイン電流、トランジスタＱ６のドレイン電流、およびトランジスタＱ８のドレイン電流（制御電流）は、同じ電流値となる。
【００１４】
次に、第１の実施形態に係る周波数変換器１の動作を説明する。  
まず、周波数変換器１に対する入力信号である高周波電圧信号がトランジスタＱ１のゲートに入力される。トランジスタＱ１のゲートに高周波電圧信号が入力されるため、ソース−ドレイン間に流れる負荷回路５０から供給されるバイアス電流は、ゲートに入力される高周波電圧信号に追随して増減することになる。このように、高周波電圧信号に追随して増減を繰り返すバイアス電流を高周波電流信号と呼ぶ。
【００１５】
次に、この高周波電流信号は、スイッチ回路２０を構成するトランジスタＱ２、Ｑ３のドレインに接続される負出力端子３０あるいは正出力端子３１から出力される。トランジスタＱ２、Ｑ３のゲートには、局部発振信号が差動入力されている。そのため、トランジスタＱ２、Ｑ３は、一方がＯＮであるとき他方はＯＦＦとなる。トランジスタＱ２、Ｑ３は、局部発振信号に応じて交互にＯＮとＯＦＦを繰り返す。そして高周波電流信号は、トランジスタＱ２あるいはトランジスタＱ３のいずれか一方を通じて、負出力端子３０あるいは正出力端子３１から出力される。
【００１６】
ここで、高周波電流信号が、トランジスタＱ２、Ｑ３のゲートに印加される局部発振信号の周波数に応じて、負出力端子３０と正出力端子３１とに振り分けられる。そのため、負出力端子３０（あるいは正出力端子３１）からは、高周波電流信号（入力である高周波電圧信号）の周波数と異なる周波数の持つ電流（出力信号）が出力される。
【００１７】
次に、第１の実施形態に係る制御回路４０の動作を説明する。  
まず、周波数変換器１の負出力端子３０および正出力端子３１の電圧が、制御回路４０の同相電圧検出回路４１に入力される。即ち、負出力端子３０の電圧はトランジスタＱ４のゲートに印加されトランジスタＱ４を駆動し、正出力端子３１の電圧はトランジスタＱ５のゲートに印加されトランジスタＱ５を駆動する。また、トランジスタＱ４、Ｑ５と並列に設けられるトランジスタＱ６のゲートには参照電圧（Ｖｒｅｆ）が印加されトランジスタＱ６を駆動する。
【００１８】
ここで、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６のドレイン電流の和は、定電流源Ａ３の電流値Ｉ２で固定されている。そのため、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６のドレイン電流は、それぞれのゲート電圧の大小関係により決定される。トランジスタＱ６のゲート電圧は参照電圧（Ｖｒｅｆ）で固定されているので、トランジスタＱ６のドレイン電流は、トランジスタＱ４のゲート電圧（負出力端子３０の電圧）とトランジスタＱ５のゲート電圧（正出力端子３１の電圧）との平均値により決定される。
【００１９】
負出力端子３０、正出力端子３１は差動出力であるので、負出力端子３０と正出力端子３１の電圧の平均値は、差動出力信号の同相電圧である。よって、周波数変換器１の差動出力信号の同相電圧が上昇すれば、トランジスタＱ４、Ｑ５のドレイン電流が増加し、トランジスタＱ６のドレイン電流が減少する。一方、周波数変換器１の差動出力信号の同相電圧が下降すれば、トランジスタＱ４、Ｑ５のドレイン電流が減少し、トランジスタＱ６のドレイン電流が増加する。
【００２０】
トランジスタＱ６のドレイン電流は、トランジスタＱ６と直列に接続されるトランジスタＱ７のドレイン電流と等しい。トランジスタＱ７とトランジスタＱ８のゲートは接続されておりそれらのゲート電圧が等しいため、トランジスタＱ７のドレイン電流とトランジスタＱ８のドレイン電流は等しい。そして、そのトランジスタＱ８のドレイン電流が制御電流であり、制御回路４０の出力となる。
【００２１】
制御回路４０から出力された制御電流は、高周波入力回路１０を構成するトランジスタＱ１のドレインに流れ込む。トランジスタＱ１のゲート電圧は高周波電圧信号であって、そのドレイン電流は高周波電流信号である。よって、高周波電流信号に、制御回路４０が出力する制御電流が加えられる。
【００２２】
このように高周波電流信号に上乗せされた制御電流は、高周波電流信号と同様、スイッチ回路２０を構成するトランジスタＱ２、Ｑ３の負出力端子３０あるいは正出力端子３１から出力される。そのため、高周波電流信号に制御電流が上乗せされている分だけ、負出力端子３０あるいは正出力端子３１から出力される電流量が増大し、その電圧は上昇する。
【００２３】
そのため、周波数変換器１の差動出力信号の同相電圧（負出力端子３０と正出力端子３１の電圧の平均値）が下降すれば、制御回路４０が出力する制御電流が増加し、負出力端子３０あるいは正出力端子３１の電圧を上昇させる。一方、同相電圧が上昇すれば、制御回路４０が出力する制御電流が減少し、負出力端子３０あるいは正出力端子３１の電圧を下降させる。即ち、負出力端子３０と正出力端子３１の電圧には、負帰還がかかることになる。そのため、負出力端子３０あるいは正出力端子３１の電圧が、異常に上昇し駆動電圧（Ｖｃｃ）と近い値になることはない。あるいは、異常に下降しグラウンドと近い値になることはない。
【００２４】
一般的に、周波数変化器の負荷回路として定電流源を用いる構成は、スイッチ回路を構成するトランジスタがＯＦＦにあるときなど、負出力端子３０あるいは正出力端子３１に電荷が蓄積されやすく、電圧の異常な上昇を招きやすいという問題点がある。しかし、第１の実施形態に係る周波数変換器１では、上記のように制御回路４０が動作するため、負出力端子３０あるいは正出力端子３１が異常電圧となることを防止することができる。
【００２５】
また、負荷回路５０としてその抵抗値が極めて大きい定電流源Ａ１、Ａ２を用いるため、スイッチ回路２０を経由した高周波電流信号、即ち出力信号が、負荷回路５０を経由して駆動電圧を供給する線に流出することを防止することができる。そのため、出力信号の減衰を抑制することができ、周波数変換器１の変換利得を大きくすることができる。
【００２６】
次に、第１の実施形態に係る周波数変換器１が、フリッカ雑音の影響を緩和することができる理由について説明する。  
フリッカ雑音の大きさ（電力の二乗）は、トランジスタのドレイン−ソース間に流れる電流に比例し、トランジスタの動作周波数に反比例する。そのため、フリッカ雑音の影響を緩和するには、動作周波数が小さいトランジスタに流れる電流を小さくすれば良い。
【００２７】
例えば、周波数変換器１の入力である高周波電圧信号をダウンコンバートして出力する場合には、トランジスタＱ１を駆動する高周波電圧信号とトランジスタＱ２、Ｑ３を駆動する局部発信信号の周波数は同等程度に設定される。そして、トランジスタＱ１の高周波電流信号が、同等程度の周波数を持つ局部発振信号により負出力端子３０あるいは正出力端子３１に振り分けられることにより、負出力端子３０あるいは正出力端子３１から高周波電流信号がダウンコンバートされて出力される。
【００２８】
第１の実施形態に係る周波数変換器１が備えるトランジスタのうち、定電流源Ａ１、Ａ２を構成するトランジスタ（図示せず）の動作周波数はほぼ０であり、そのトランジスタで発生するフリッカ雑音は大きい。また、制御回路４０を構成するトランジスタＱ４乃至Ｑ８は、周波数変換器１の差動出力信号の同相電圧に駆動されるため、同様に、その動作周波数はほぼ０であり、そのトランジスタＱ４乃至Ｑ８で発生するフリッカ雑音は大きい。一方、高周波電圧信号で駆動されるトランジスタＱ１、および局部発振信号で駆動されるトランジスタＱ２、Ｑ３は、相対的にその動作周波数は大きく、発生するフリッカ雑音は小さい。
【００２９】
なお、周波数変換器１の入力である高周波電圧信号をアップコンバートして出力する場合についても、同様に、トランジスタＱ１乃至Ｑ３で発生するフリッカ雑音は小さく、定電流源Ａ１、Ａ２、および制御回路４０を構成するトランジスタで発生するフリッカ雑音は大きい。
【００３０】
そこで、まず、定電流源Ａ１、Ａ２を構成するトランジスタで発生するフリッカ雑音の影響が緩和される理由を説明する。第１の実施形態に係る周波数変換器１では、高周波電圧信号により駆動されるトランジスタＱ１のドレイン電流は、定電流源Ａ１、Ａ２および制御回路４０から供給される。そのため、定電流源Ａ１、Ａ２のみからトランジスタＱ１のドレイン電流が供給される場合と比較して、定電流源を構成するトランジスタに流れる電流が小さくなり、発生するフリッカ雑音が小さくなる。
【００３１】
次に、制御回路４０を構成するトランジスタＱ４乃至Ｑ８で発生するフリッカ雑音の影響が緩和される理由を説明する。まず、トランジスタＱ４乃至Ｑ８および定電流源Ａ３を構成するトランジスタ（図示せず）で発生したフリッカ雑音は、電流成分として、それらのトランジスタのドレイン電流に影響を及ぼす。即ち、トランジスタＱ８のドレイン電流（制御電流）には、制御回路４０を構成するトランジスタで発生するフリッカ雑音由来の電流成分が含まれる。
【００３２】
その制御電流は高周波電流信号に加算されるため、制御電流に含まれるフリッカ雑音由来の電流成分は、高周波電流信号に加算される。このフリッカ雑音由来の電流成分は、高周波電流信号と同様に、スイッチ回路２０を介して負出力端子３０および正出力端子３１から出力信号の一部として出力される。
【００３３】
ここで、周波数変換器１の入力である高周波電圧信号をダウンコンバートして出力する場合、フリッカ雑音由来の電流成分の変動速度と比較し、局部発振信号の（周波数により決定される）変動速度は極めて大きい。
【００３４】
そのため、負出力端子３０あるいは正出力端子３１に現れるフリッカ雑音は、ＯＮとＯＦＦとを繰り返すトランジスタＱ２、Ｑ３によりアップコンバートされることになる。即ち、負出力端子３０あるいは正出力端子３１に現れるフリッカ雑音由来の電流成分は、局部発振信号の動作周波数に近い周波数成分を中心に構成される。
【００３５】
一方、信号成分である高周波電流信号は、局部発振信号の動作周波数でＯＮとＯＦＦを繰り返すトランジスタＱ２、Ｑ３によりダウンコンバートされることになる。即ち、負出力端子３０あるいは正出力端子３１に現れる高周波電流信号由来の電流成分は、局部発振信号の動作周波数よりも小さい周波数成分を中心に構成される。
【００３６】
よって、周波数変換器１の負出力端子３０あるいは正出力端子３１から出力される出力信号には、高周波電流信号由来の電流成分のほかに、制御回路４０を構成するトランジスタで発生したフリッカ雑音由来の電流成分が含まれる。しかし、高周波電流信号由来の電流成分とフリッカ雑音由来の電流成分とは周波数成分が異なるため、フリッカ雑音由来の電流成分のみをフィルタなどにより容易に除去できる。また、アップコンバートされずに負出力端子３０あるいは正出力端子３１に供給されるフリッカ雑音由来の電流成分も存在するが、このようなフリッカ雑音由来の電流成分は負出力端子３０あるいは正出力端子３１に同相の電流として供給されるため、差動出力される出力信号への影響は小さい。
【００３７】
よって、例えば、受信した無線信号をダウンコンバートするために、無線受信機に本実施形態に係る周波数変換器１を用いたとしても、フリッカ雑音の影響を緩和できるため、その無線受信機の受信特性への影響は小さい。
【００３８】
また、周波数変換器１の入力である入力信号をアップコンバートして出力する場合、その出力信号は高い周波数に変換されるため、トランジスタの動作周波数に反比例するフリッカ雑音の影響は小さい。
【００３９】
このように、第１の実施形態に係る周波数変換器１によれば、周波数変換器１の出力電圧（同相電圧）とあらかじめ決められた参照電圧との差に応じた制御電流を、高周波入力回路１０が変換する高周波電流信号に加えることにより、変換利得を向上しながら、フリッカ雑音の影響を緩和することができる。
【００４０】
なお、第１の実施形態に係る周波数変換器１は、トランジスタＱ１乃至Ｑ８がｎチャネルＭＯＳＦＥＴあるいはｐチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されるものと説明したが、その形態に限定されるわけではない。
【００４１】
例えば、トランジスタＱ１乃至Ｑ８をｎｐｎ型バイポーラトランジスタあるいはｐｎｐ型バイポーラトランジスタで構成することができる。さらに、トランジスタＱ１乃至Ｑ８を、上記のトランジスタ以外の各種トランジスタ（たとえば、ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｍｏｂｉｌｉｔｙ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ヘテロ接合バイポーラトランジスタなど）で構成することができる。
【００４２】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係る周波数変換器の構成を示すブロック図である。  
この第２の実施形態に係る周波数変換器１０１は、ゲートに高周波電圧信号が入力され、ソースがグラウンドに接続されたｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ９と、各ゲートに３相局部発振信号が入力され、各ソースがトランジスタＱ１のドレインと接続され、それぞれのドレインが第１乃至第３端子１３０〜１３２のいずれか１つの端子と接続されたｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ１０乃至Ｑ１２と、トランジスタＱ１０のドレインに定電流Ｉ３を供給する定電流源Ａ１１と、トランジスタＱ１１のドレインに定電流Ｉ３を供給する定電流源Ａ１２と、トランジスタＱ１２のドレインに定電流Ｉ３を供給する定電流源Ａ１３と、第１乃至第３端子１３０〜１３２からの同相電圧とあらかじめ定められた参照電圧（Ｖｒｅｆ）との差に応じて制御電流を生成して、トランジスタＱ９のドレインに供給する制御回路１４０とを備える。
【００４３】
なお、トランジスタＱ９は、周波数変換器１０１の入力信号である高周波電圧信号を高周波電流信号に変換する高周波入力回路１１０を構成する。トランジスタＱ１０乃至Ｑ１２は、高周波電流信号を第１乃至第３端子１３０〜１３２のいずれか１つの端子に振り分けるスイッチ回路１２０を構成する。定電流源Ａ１１乃至Ａ１３は、高周波入力回路１１０にバイアス電流を供給する負荷回路１５０を構成する。また、トランジスタＱ１０のゲートに入力される局部発振信号とトランジスタＱ１１のゲートに入力される局部発振信号とは位相が１２０度ずれている。また、トランジスタＱ１２のゲートに入力される局部発信信号は、トランジスタＱ１０およびトランジスタＱ１１に入力される局部発信信号の双方と位相が１２０度ずれている。
【００４４】
図４は、本発明の第２の実施形態に係る制御回路１４０の構成を示すブロック図である。  
制御回路１４０は、ゲートが第１端子１３０に接続され、ドレインに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ１３と、ゲートが第２端子１３１に接続され、ドレインに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ１４と、ゲートが第３端子１３２に接続され、ドレインに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ１５と、ゲートに参照電圧（Ｖｒｅｆ）が印加されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ１６と、トランジスタＱ１３乃至Ｑ１６の各ソースからグラウンドへ定電流Ｉ４を供給する定電流源Ａ１４と、ゲートおよびドレインがトランジスタＱ１６のドレインに接続され、ソースに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｐチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ１７と、ゲートがトランジスタＱ１７のゲートおよびトランジスタＱ１６のドレインに接続され、ソースに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｐチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ１８とを備える。
【００４５】
なお、トランジスタＱ１３乃至Ｑ１５は、３相出力信号を出力する第１乃至第３端子１３０〜１３２からの同相電圧を検出する同相電圧検出回路１４１を構成する。ここで、同相電圧は、第１乃至第３端子１３０〜１３２の電圧を加算することにより得られる。また、トランジスタＱ１７、Ｑ１８は、ミラー回路１４２を構成しているため、トランジスタＱ１７のドレイン電流、トランジスタＱ１６のドレイン電流、およびトランジスタＱ１８のドレイン電流（制御電流）は、同じ電流値となる。
【００４６】
次に、第２の実施形態に係る周波数変換器１０１の動作を説明する。  
まず、周波数変換器１０１に対する入力信号である高周波電圧信号がトランジスタＱ９のゲートに入力される。トランジスタＱ９のゲートに高周波電圧信号が入力されるため、ソース−ドレイン間に流れる負荷回路１５０から供給されるバイアス電流は、高周波電圧信号に追随して、増減することになる。同様に、高周波電圧信号に追随して増減を繰り返すバイアス電流を高周波電流信号と呼ぶ。
【００４７】
次に、この高周波電流信号は、スイッチ回路１２０を構成するトランジスタＱ１０乃至Ｑ１２を通じて、第１乃至第３端子１３０〜１３２のいずれか１つの端子から出力される。即ち、トランジスタＱ１０乃至Ｑ１２の各ゲートには、３相局部発振信号が入力されている。そのため、トランジスタＱ１０乃至Ｑ１２のいずれか１つがＯＮとなり、その他の２つのトランジスタがＯＦＦとなる。トランジスタＱ１０乃至Ｑ１２は、ＯＮとＯＦＦとを繰り返す。高周波電流信号は、トランジスタＱ１０乃至Ｑ１２のいずれかを通じて、第１乃至第３端子１３０〜１３２のいずれか１つの端子から出力される。
【００４８】
ここで、高周波電流信号が局部発振信号の周波数に応じて、第１乃至第３端子１３０〜１３２のいずれか１つの端子に振り分けられる。そのため、第１乃至第３端子１３０〜１３２には、高周波電流信号（入力である高周波電圧信号）の周波数と異なる周波数の持つ電流（出力信号）が供給される。
【００４９】
次に、第２の実施形態に係る制御回路１４０の動作を説明する。  
まず、周波数変換器１０１の第１乃至第３端子１３０〜１３２の電圧が制御回路１４０の同相電圧検出回路１４１に入力される。即ち、第１端子１３０の電圧はトランジスタＱ１３を駆動し、第２端子１３１の電圧はトランジスタＱ１４を駆動し、第３端子１３２の電圧はトランジスタＱ１５を駆動する。また、トランジスタＱ１３乃至Ｑ１５と並列に設けられるトランジスタＱ１６は、参照電圧（Ｖｒｅｆ）により駆動される。
【００５０】
ここで、トランジスタＱ１３乃至Ｑ１６のドレイン電流の和は、定電流源Ａ１４の電流値Ｉ４で固定されている。そのため、トランジスタＱ１３乃至Ｑ１６のドレイン電流は、それぞれのゲート電圧の大小関係により決定される。トランジスタＱ１６のゲート電圧は参照電圧（Ｖｒｅｆ）で固定されているので、トランジスタＱ１６のドレイン電流は、トランジスタＱ１３のゲート電圧（第１端子１３０の電圧）と、トランジスタＱ１４のゲート電圧（第２端子１３１の電圧）と、トランジスタＱ１５のゲート電圧（第３端子１３２の電圧）との平均値により決定される。
【００５１】
第１乃至第３端子１３０〜１３２からは３相出力信号が出力されるので、第１乃至第３端子１３０〜１３２の電圧の加算値は、３相出力信号の同相電圧である。よって、周波数変換器１０１の３相出力信号の同相電圧が上昇すれば、トランジスタＱ１３乃至Ｑ１５のドレイン電流が増加し、トランジスタＱ１６のドレイン電流が減少する。一方、周波数変換器１０１の３相出力信号の同相電圧が下降すれば、トランジスタＱ１３乃至Ｑ１５のドレイン電流が減少し、トランジスタＱ１６のドレイン電流が増加する。
【００５２】
トランジスタＱ１６のドレイン電流は、トランジスタＱ１６と直列に接続されるトランジスタＱ１７のドレイン電流と等しい。トランジスタＱ１７とトランジスタＱ１８のゲートは接続されておりそれらのゲート電圧が等しいため、トランジスタＱ１７のドレイン電流とトランジスタＱ１８のドレイン電流は等しい。そして、そのトランジスタＱ１８のドレイン電流が制御電流であり、制御回路１４０の出力となる。
【００５３】
制御回路１４０から出力された制御電流は、高周波入力回路１１０を構成するトランジスタＱ９のドレインに流れ込む。トランジスタＱ９のゲート電圧は高周波電圧信号であって、そのドレイン電流は高周波電流信号である。よって、高周波電流信号に制御回路１４０が出力する制御電流が加えられる。
【００５４】
このように高周波電流信号に上乗せされた制御電流は、高周波電流信号と同様、スイッチ回路１２０を構成するトランジスタＱ１０乃至Ｑ１２を介して、第１乃至第３端子１３０〜１３２のいずれか１つの端子から出力される。そのため、高周波電流信号に制御電流が上乗せされている分だけ、第１乃至第３端子１３０〜１３２のいずれか１つの端子から出力される電流量が増大し、その電圧は上昇する。
【００５５】
そのため、周波数変換器１０１の差動出力信号の同相電圧（第１乃至第３端子１３０〜１３２の電圧の平均値）が下降すれば、制御回路１４０が出力する制御電流が増加し、第１乃至第３端子１３０〜１３２のいずれか１つの端子の電圧を上昇させる。一方、周波数変換器１０１の差動出力信号の同相電圧（第１乃至第３端子１３０〜１３２の電圧の平均値）が上昇すれば、制御回路１４０が出力する制御電流が減少し、第１乃至第３端子１３０〜１３２のいずれか１つの端子の電圧を下降させる。即ち、第１乃至第３端子１３０〜１３２の電圧には、負帰還がかかることになる。そのため、第１乃至第３端子１３０〜１３２の電圧が、異常に上昇し駆動電圧（Ｖｃｃ）と近い値になることはない。あるいは、異常に下降しグラウンドと近い値になることはない。
【００５６】
第２の実施形態に係る周波数変換器１０１では、上記のように制御回路１４０によって、第１乃至第３端子１３０〜１３２が異常電圧となることを防止することができる。また、負荷回路１５０としてその抵抗値が極めて大きい定電流源Ａ１１乃至Ａ１３を用いるため、出力信号が負荷回路１５０を経由して駆動電圧を供給する線に流出することを防止することができる。そのため、出力信号の減衰を抑制することができ、周波数変換器１０１の変換利得を大きくすることができる。
【００５７】
次に、第２の実施形態に係る周波数変換器１０１が、フリッカ雑音の影響を緩和することができる理由について説明する。  
第２の実施形態に係る周波数変換器１０１が備えるトランジスタのうち、高周波信号に駆動されるトランジスタＱ９、および３相局部発振信号に駆動されるトランジスタＱ１０乃至Ｑ１２は、相対的にその動作周波数は大きく、発生するフリッカ雑音は小さい。一方、定電流源Ａ１１乃至Ａ１３、および制御回路１４０を構成するトランジスタの動作周波数はほぼ０であり、そのトランジスタで発生するフリッカ雑音は大きい。
【００５８】
しかし、定電流源Ａ１１乃至Ａ１３は、第１の実施形態に係る定電流源Ａ１、Ａ２と同様の理由で、フリッカ雑音の影響が緩和される。制御回路１４０を構成するトランジスタ（トランジスタＱ１３乃至Ｑ１８、および定電流源Ａ１４を構成するトランジスタ）は、第１の実施形態にかかる制御回路４０を構成するトランジスタと同様の理由で、フリッカ雑音の影響が緩和される。
【００５９】
このように、第２の実施形態に係る周波数変換器１０１によれば、周波数変換器１０１の出力電圧（同相電圧）とあらかじめ決められた参照電圧との差に応じた電流を、高周波入力回路１１０が変換する高周波電流信号に加えることにより、変換利得を向上しながら、フリッカ雑音の影響を緩和することができる。
【００６０】
また、第２の実施形態に係る周波数変換機１０１を無線受信機に適用することができる。即ち、例えば、アンテナで受信した電波信号（高周波信号）をこの周波数変換器１０１によりダウンコンバートし、フィルタにより信号成分を抽出（ノイズ成分を除去）して、その信号成分から情報を受信する構成である。
【００６１】
無線通信では、複素数の実部、虚部に相当する２信号を扱う。ここで、３相信号の同相電圧（３相信号の電圧の平均値）を基準値（０Ｖ）と見なす。その場合、その３相信号を２つの差動信号の組と見なすことができ、自由度が２となり、複素数（実部、虚部）などの２次元ベクトルを表現することができる。
【００６２】
第２の実施形態に係る周波数変換器１０１では、３相局部発信信号を用いることにより、無線受信信号を３相ベースバンド信号に変換することができる。さらに、上記に述べたように、この周波数変換器１０１は変換利得を向上させながら、フリッカ雑音の影響を緩和することができるので、無線受信機の受信特性を向上することができる。
【００６３】
（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態に係る周波数変換器の構成を示すブロック図である。  
この第３の実施形態に係る周波数変換器２０１は、ゲートに高周波電圧信号が入力され、ソースがグラウンドに接続されたｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ１９と、各ゲートに４相局部発振信号が供給され、各ソースがトランジスタＱ１のドレインとそれぞれ接続され、それぞれのドレインが第１乃至第４端子２３０〜２３３のいずれか１つの端子と接続されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ２０乃至Ｑ２３と、トランジスタＱ２０のドレインに定電流Ｉ５を供給する定電流源Ａ２１と、トランジスタＱ２１のドレインに定電流Ｉ５を供給する定電流源Ａ２２と、トランジスタＱ２２のドレインに定電流Ｉ５を供給する定電流源Ａ２３と、トランジスタＱ２３のドレインに定電流Ｉ５を供給する定電流源Ａ２４と、第１乃至第４端子２３１〜２３３からの同相電圧とあらかじめ定められた参照電圧（Ｖｒｅｆ）との差に応じて制御電流を生成して、トランジスタＱ１９のドレインに供給する制御回路２４０とを備える。
【００６４】
なお、トランジスタＱ１９は、周波数変換器２０１の入力信号である高周波電圧信号を高周波電流信号に変換する入力回路を構成する。トランジスタＱ２０乃至Ｑ２３は、高周波電流信号を第１乃至第４端子２３０〜２３３のいずれか１つの端子に振り分けるスイッチ回路２２０を構成する。定電流源Ａ２１乃至Ａ２４は、高周波入力回路２１０にバイアス電流を供給する負荷回路２５０を構成する。また、トランジスタＱ２０のゲートに入力される局部発振信号とトランジスタＱ２１のゲートに入力される局部発振信号と位相が９０度ずれている。トランジスタＱ２２のゲートに入力される局部発信信号は、トランジスタＱ２０のゲートに入力される局部発信信号と位相が１８０度ずれている。トランジスタＱ２３のゲートに入力される局部発信信号は、トランジスタＱ２１のゲートに入力される局部発信信号と位相が１８０度ずれている。
【００６５】
図６は、本発明の第３の実施形態に係る制御回路２４０の構成を示すブロック図である。  
制御回路２４０は、ゲートが第１端子２３０と接続され、ドレインに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ２４と、ゲートが第２端子２３１と接続され、ドレインに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ２５と、ゲートが第３端子２３２と接続され、ドレインに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ２６と、ゲートが第４端子２３３と接続され、ドレインに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ２７と、ゲートに参照電圧（Ｖｒｅｆ）が印加されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ２８と、トランジスタＱ２４乃至Ｑ２８の各ソースからグラウンドへ定電流Ｉ６を供給する定電流源Ａ２５と、ゲートおよびソースがトランジスタＱ２８のドレインに接続され、ソースに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｐチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ２９と、ゲートがトランジスタＱ２９のゲートとトランジスタＱ２８のドレインに接続され、ソースに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｐチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ３０とを備える。
【００６６】
なお、トランジスタＱ２４乃至Ｑ２７は、４相出力信号を出力する第１乃至第４端子２３１〜２３３からの同相電圧を検出する同相電圧検出回路を構成する。ここで、同相電圧は、第１乃至第４端子２３１〜２３３の電圧を加算することにより得られる。また、トランジスタＱ２９、Ｑ３０は、ミラー回路２４２を構成しているため、トランジスタＱ２９のドレイン電流、トランジスタＱ２８のドレイン電流、およびトランジスタＱ３０のドレイン電流（制御電流）は、同じ電流値となる。
【００６７】
次に、第３の実施形態に係る周波数変換器２０１の動作を説明する。  
まず、周波数変換器２０１に対する入力信号である高周波電圧信号が、トランジスタＱ１９のゲートに入力される。トランジスタＱ１９のゲートに高周波電圧信号が入力されるため、ソース−ドレイン間に流れる負荷回路２５０から供給されるバイアス電流は、高周波電圧信号に追随して増減することになる。同様に、高周波電圧信号に追随して増減を繰り返すバイアス電流を高周波電流信号と呼ぶ。
【００６８】
次に、この高周波電流信号は、スイッチ回路２２０を構成するトランジスタＱ２０乃至Ｑ２３を通じて、第１乃至第４端子２３０〜２３３のいずれか１つの端子から出力される。即ち、トランジスタＱ２０乃至Ｑ２３のゲートには、４相局部発振信号が入力される。そのため、トランジスタＱ２０乃至Ｑ２３のうち１つのトランジスタがＯＮとなり、その他の３つのトランジスタがＯＦＦとなる。トランジスタＱ２０乃至Ｑ２３は、交互にＯＮとＯＦＦを繰り返す。
【００６９】
ここで、高周波電流信号が局部発振信号の周波数に応じて、第１乃至第４端子２３０〜２３３のいずれか１つの端子に振り分けられる。そのため、第１乃至第４端子２３１〜２３３には、高周波電流信号（入力である高周波電圧信号）の周波数と異なる周波数の持つ電流（出力信号）が供給される。
【００７０】
次に、第３の実施形態に係る制御回路２４０の動作を説明する。  
まず、周波数変換器２０１の第１乃至第４端子２３１〜２３３の電圧が、制御回路２４０に入力される。第１端子２３０の電圧はトランジスタＱ２４を駆動し、第２端子２３１の電圧はトランジスタＱ２５を駆動し、第３端子２３２の電圧はトランジスタＱ２６を駆動し、第４端子２３３の電圧はトランジスタＱ２７を駆動する。トランジスタＱ２４乃至Ｑ２７と並列に設けられるトランジスタＱ２８は、参照電圧（Ｖｒｅｆ）により駆動される。
【００７１】
ここで、トランジスタＱ２４乃至Ｑ２８のドレイン電流の和は、定電流源Ａ２５の電流値Ｉ６で固定されている。そのため、トランジスタＱ２４乃至Ｑ２８のドレイン電流は、それぞれのゲート電圧の大小関係により決定される。トランジスタＱ２８のゲート電圧は参照電圧（Ｖｒｅｆ）で固定されているので、トランジスタＱ２８のドレイン電流は、トランジスタＱ２４のゲート電圧（第１端子２３０の電圧）と、トランジスタＱ２５のゲート電圧（第２端子２３１の電圧）と、トランジスタＱ２６のゲート電圧（第３端子２３２の電圧）と、トランジスタＱ２７のゲート電圧（第４端子２３３の電圧）との平均値により決定される。
【００７２】
第１乃至第４端子２３１〜２３３からは４相出力信号が出力されるので、第１乃至第４端子２３１〜２３３の電圧の平均値は、４相出力信号の同相電圧である。よって、周波数変換器２０１の４相出力信号の同相電圧が上昇すれば、トランジスタＱ２４乃至Ｑ２７のドレイン電流が増加し、トランジスタＱ２８のドレイン電流が減少する。一方、周波数変換器２０１の４相出力信号の同相電圧が下降すれば、トランジスタＱ２４乃至Ｑ２７のドレイン電流が減少し、トランジスタＱ２８のドレイン電流が増加する。
【００７３】
トランジスタＱ２８のドレイン電流は、トランジスタＱ２８と直列に接続されるトランジスタＱ２９のドレイン電流と等しい。トランジスタＱ２９とトランジスタＱ３０のゲートは接続されておりそれらのゲート電圧が等しいため、トランジスタＱ２９のドレイン電流とトランジスタＱ３０のドレイン電流は等しい。そして、そのトランジスタＱ３０のドレイン電流が制御電流であり、制御回路２４０の出力となる。
【００７４】
制御回路２４０から出力された制御電流は、高周波入力回路２１０を構成するトランジスタＱ１９のドレインに流れ込む。トランジスタＱ１９のゲート電圧は高周波電圧信号であって、そのドレイン電流は高周波電流信号である。よって、高周波電流信号に制御回路２４０が出力する制御電流が加えられる。
【００７５】
このように高周波電流信号に上乗せされた制御電流は、高周波電流信号と同様、スイッチ回路２２０を構成するトランジスタＱ２０乃至Ｑ２３を介して第１乃至第４端子２３０〜２３３のいずれか１つの端子から出力される。そのため、高周波電流信号に制御電流が上乗せされている分だけ、第１乃至第４端子２３０〜２３３のいずれか１つの端子から出力される電流量が増大し、その電圧は上昇する。
【００７６】
そのため、周波数変換器２０１の差動出力信号の同相電圧（第１乃至第４端子２３０〜２３３の電圧の平均値）が下降すれば、制御回路２４０が出力する制御電流が増加し、第１乃至第４端子２３０〜２３３のいずれか１つの端子の電圧を上昇させる。一方、周波数変換器２０１の差動出力信号の同相電圧が上昇すれば、制御回路２４０が出力する制御電流が減少し、第１乃至第４端子２３０〜２３３のいずれか１つの端子の電圧を下降させる。即ち、第１乃至第４端子２３０〜２３３の電圧には、負帰還がかかることになる。そのため、第１乃至第４端子２３０〜２３３の電圧が、異常に上昇し駆動電圧（Ｖｃｃ）と近い値になることはない。あるいは、異常に下降しグラウンドと近い値になることはない。
【００７７】
第３の実施形態に係る周波数変換器２０１では、上記のように制御回路２４０によって第１乃至第４端子２３０〜２３３の電圧が異常電圧となることを防止することができる。また、負荷回路２５０としてその抵抗値が極めて大きい定電流源Ａ２１乃至Ａ２４を用いるため、出力信号が負荷回路２５０を経由して駆動電圧を供給する線に流出することを防止することができる。そのため、出力信号の減衰を抑制することができ、周波数変換器２０１の変換利得を大きくすることができる。
【００７８】
次に、第３の実施形態に係る周波数変換器２０１が、フリッカ雑音の影響を緩和することができる理由について説明する。  
第３の実施形態に係る周波数変換器２０１が備えるトランジスタのうち、高周波信号に駆動されるトランジスタＱ１９、および４相局部発振信号に駆動されるトランジスタＱ２０乃至Ｑ２３は、相対的にその動作周波数は大きく、発生するフリッカ雑音は小さい。一方、定電流源Ａ２１乃至Ａ２４、および制御回路２４０を構成するトランジスタの動作周波数はほぼ０であり、そのトランジスタで発生するフリッカ雑音は大きい。
【００７９】
しかし、定電流源Ａ２１乃至Ａ２４は、第１の実施形態に係る定電流源Ａ１、Ａ２と同様の理由で、フリッカ雑音の影響が緩和される。制御回路２４０を構成するトランジスタＱ２４乃至Ｑ３０、および定電流源Ａ２５を構成するトランジスタは、第１の実施形態にかかる制御回路４０を構成するトランジスタと同様の理由で、フリッカ雑音の影響が緩和される。
【００８０】
このように、第３の実施形態に係る周波数変換器２０１によれば、周波数変換器２０１の出力電圧（同相電圧）とあらかじめ決められた参照電圧との差に応じた電流を、高周波入力回路２１０が変換する高周波電流信号に加えることにより、変換利得を向上しながら、フリッカ雑音の影響を緩和することができる。
【００８１】
また、第３の実施形態に係る周波数変換機２０１を無線受信機に適用することができる。即ち、例えば、無線受信信号をこの周波数変換器２０１によりダウンコンバートし、フィルタにより信号成分を抽出（ノイズ成分を除去）して、その信号成分から情報を受信する構成である。
【００８２】
無線通信では、複素数の実部、虚部に相当する２信号を扱う。ここで、４相信号を２組の差動信号と見なすと、自由度が２となり、複素数（実部、虚部）などの２次元ベクトルを表現することができる。
【００８３】
第３の実施形態に係る周波数変換器２０１では、４相局部発信信号を用いることにより、無線受信信号を４相ベースバンド信号に変換することができる。さらに、上記に述べたように、この周波数変換器２０１は変換利得を向上させながら、フリッカ雑音の影響を緩和することができるので、無線受信機の受信特性を向上することができる。
【００８４】
（第４の実施形態）
図７は、本発明の第４の実施形態に係る周波数変換器の構成を示すブロック図である。  
この第４の実施形態に係る周波数変換器３０１は、各ゲートに高周波電圧信号が差動入力され、各ソースがグラウンドに接続されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ３１、Ｑ３２と、各ゲートに局部発振信号が差動入力され、各ソースがトランジスタＱ３１のドレインと接続され、それぞれのドレインが負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１と接続されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ３３、Ｑ３４と、各ゲートに局部発振信号が差動入力され、各ソースがトランジスタＱ３２のドレインと接続され、それぞれのドレインが負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１と接続されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ３５、Ｑ３６と、トランジスタＱ３３、Ｑ３５のドレインに定電流Ｉ７を供給する定電流源Ａ３１と、トランジスタＱ３４、Ｑ３６のドレインに定電流Ｉ７を供給する定電流源Ａ３２と、負出力端子３３０および正出力端子３３１からの同相電圧とあらかじめ定められた参照電圧（Ｖｒｅｆ）との差に応じて制御電流を生成して、トランジスタＱ３１、Ｑ３２のドレインに供給する制御回路４０とを備える。
【００８５】
なお、トランジスタＱ３１、Ｑ３２は、周波数変換器３０１の入力信号である高周波電圧信号を高周波電流信号に変換する高周波入力回路３１０を構成する。トランジスタＱ３１のゲートに入力される高周波電圧信号とトランジスタＱ３２のゲートに入力される高周波電圧信号と位相が１８０度ずれている。
【００８６】
また、トランジスタＱ３３乃至Ｑ３６は、高周波電流信号を負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１に振り分けるスイッチ回路３２０を構成する。定電流源Ａ３１、Ａ３２は、高周波入力回路３１０にバイアス電流を供給する負荷回路３５０を構成する。トランジスタＱ３３、３６のゲートに入力される局部発振信号とトランジスタＱ３４、Ｑ３５のゲートに入力される局部発振信号と位相が１８０度ずれている。
【００８７】
図２は、本発明の第４の実施形態に係る制御回路４０の構成を示すブロック図である。  
制御回路４０は、ゲートが負出力端子３３０に接続され、ドレインに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ４と、ゲートが正出力端子３３１に接続され、ドレインに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ５と、ゲートに参照電圧（Ｖｒｅｆ）が印加されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ６と、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６のソースからグラウンドへ定電流Ｉ２を供給する定電流源Ａ３と、ゲートおよびドレインがトランジスタＱ６のドレインと接続され、ソースに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｐチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ７と、ゲートがトランジスタＱ７のゲートおよびトランジスタＱ６のドレインに接続され、ソースに駆動電圧（Ｖｃｃ）が供給されるｐチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタＱ８とを備える。なお、トランジスタＱ８のドレインは、トランジスタＱ３１、Ｑ３２のドレインに接続されており、Ｑ８のドレイン電流（制御電流）は、トランジスタＱ３１、Ｑ３２のドレインに出力される。
【００８８】
なお、トランジスタＱ４、Ｑ５は、差動動作する負出力端子３３０、正出力端子３３１の電圧の同相電圧を検出する同相電圧検出回路４１を構成する。ここで、同相電圧は、負出力端子３３０、正出力端子３３１の電圧の平均値から得られる。また、トランジスタＱ７、Ｑ８は、ミラー回路４２を構成しているため、トランジスタＱ７のドレイン電流、トランジスタＱ６のドレイン電流、およびトランジスタＱ８のドレイン電流（制御電流）は、同じ電流値となる。
【００８９】
次に、第４の実施形態に係る周波数変換器３０１の動作を説明する。  
まず、周波数変換器３０１に対する入力信号である高周波電圧信号が、トランジスタＱ３１、Ｑ３２のゲートに入力される。トランジスタＱ３１、Ｑ３２のゲートに高周波電圧信号が入力されるため、ソース−ドレイン間に流れる負荷回路３５０から供給されるバイアス電流は、高周波電圧信号に追随して増減することになる。同様に、高周波電圧信号に追随して増減を繰り返すバイアス電流を高周波電流信号と呼ぶ。
【００９０】
次に、トランジスタＱ３１に流れる高周波電流信号は、スイッチ回路３２０を構成するトランジスタＱ３３、Ｑ３４を介して負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１から出力される。トランジスタＱ３２に流れる高周波電流信号は、スイッチ回路３２０を構成するトランジスタＱ３５、Ｑ３６を介して負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１から出力される。
【００９１】
トランジスタＱ３３、Ｑ３４、およびトランジスタＱ３５、Ｑ３６には、それぞれ局部発信信号が差動入力される。そのため、トランジスタＱ３３、Ｑ３６の組と、トランジスタＱ３４、Ｑ３５の組とは、交互にＯＮとＯＦＦとを繰り返す。高周波電流信号は、トランジスタＱ３３、Ｑ３４とトランジスタＱ３５、Ｑ３６のいずれか一方の組を通じて、負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１から出力される。
【００９２】
ここで、高周波電流信号が、局部発振信号の周波数に応じて負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１に振り分けられる。そのため、負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１には、高周波電流信号（入力である高周波電圧信号）の周波数と異なる周波数の持つ電流（出力信号）が供給される。
【００９３】
次に、制御回路４０は、負出力端子３３０および正出力端子３３１の電圧の同相電圧とあらかじめ定められた参照電圧との差に応じて、制御電流をトランジスタＱ３１、Ｑ３２のドレインに供給する。制御電流は、周波数変換器３０１の負出力端子３３０および正出力端子３３１の電圧の同相電圧が上昇すれば減少し、周波数変換器３０１の負出力端子３３０および正出力端子３３１の電圧の同相電圧が下降すれば増加する。
【００９４】
次に、制御回路４０から出力された制御電流は、高周波入力回路３１０を構成するトランジスタＱ３１、Ｑ３２のドレインに流れ込む。トランジスタＱ３１、Ｑ３２のゲート電圧は高周波電圧信号であって、そのドレイン電流は高周波電流信号である。よって、高周波電流信号に制御回路４０が出力する制御電流が加えられる。
【００９５】
このように高周波電流信号に上乗せされた制御電流は、高周波電流信号と同様、スイッチ回路３２０を構成するトランジスタＱ３３乃至Ｑ３６を介して負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１から出力される。そのため、高周波電流信号に制御電流が上乗せされている分だけ、負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１に供給される電流量が増大し、その電圧は上昇する。
【００９６】
そのため、周波数変換器３０１の差動出力信号の同相電圧（負出力端子３３０および正出力端子３３１の電圧の平均値）が下降すれば、制御回路４０が出力する制御電流が増加し、負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１の電圧を上昇させる。一方、周波数変換器３０１の差動出力信号の同相電圧（負出力端子３３０および正出力端子３３１の電圧の平均値）が上昇すれば、制御回路４０が出力する制御電流が減少し、負出力端子３３０あるいは正出力端子３３１の電圧を下降させる。即ち、負出力端子３３０および正出力端子３３１の電圧には、負帰還がかかることになる。そのため、負出力端子３３０および正出力端子３３１の電圧が、異常に上昇し駆動電圧と近い値になることはない。あるいは、異常に下降しグラウンドと近い値になることはない。
【００９７】
第４の実施形態に係る周波数変換器３０１では、上記のように制御回路４０によって負出力端子３３０および正出力端子３３１の電圧が異常電圧となることを防止することができる。また、負荷回路３５０としてその抵抗値が極めて大きい定電流源Ａ３１、Ａ３２を用いるため、出力信号が、負荷回路３５０を経由して駆動電圧を供給する線に流出することを防止することができる。そのため、出力信号の減衰を抑制することができ、周波数変換器３０１の変換利得を大きくすることができる。
【００９８】
次に、第４の実施形態に係る周波数変換器３０１が、フリッカ雑音の影響を緩和することができる理由について説明する。  
第４の実施形態に係る周波数変換器３０１が備えるトランジスタのうち、高周波信号に駆動されるトランジスタＱ３１、Ｑ３２、および局部発振信号に駆動されるトランジスタＱ３３乃至Ｑ３６は、相対的にその動作周波数は大きく、発生するフリッカ雑音は小さい。一方、定電流源Ａ３１乃至Ａ３２、および制御回路４０を構成するトランジスタの動作周波数はほぼ０であり、そのトランジスタで発生するフリッカ雑音は大きい。
【００９９】
しかし、定電流源Ａ３１、Ａ３２は、第１の実施形態に係る定電流源Ａ１、Ａ２と同様の理由で、フリッカ雑音の影響が緩和される。制御回路４０を構成するトランジスタは、第１の実施形態に係る制御回路４０を構成するトランジスタと同様の理由で、フリッカ雑音の影響が緩和される。
【０１００】
このように、第４の実施形態に係る周波数変換器３０１によれば、周波数変換器３０１の出力電圧（同相電圧）とあらかじめ決められた参照電圧（Ｖｒｅｆ）との差に応じた制御電流を、高周波入力回路３１０が変換する高周波電流信号に加えることにより、変換利得を向上しながら、フリッカ雑音の影響を緩和することができる。
【０１０１】
（第５の実施形態）
図８は、本発明に係る周波数変換器を適用した第５の実施形態に係る無線受信機の構成を示すブロック図である。  
この第５の実施形態に係る無線受信機４００は、情報伝達のために変調された電波信号を受信するアンテナ４０２と、アンテナ４０２が受信した電波信号を増幅して高周波電圧信号を出力する低雑音増幅器４０３と、高周波電圧信号を高周波電流信号に変換する高周波入力回路４１０と、局部発振信号に応じて高周波電流信号を出力端子４３０に供給しあるいは遮断することにより、アナログ電流信号を出力するスイッチ回路４２０と、スイッチ回路４２０の出力端子４３０の電圧とあらかじめ定められた参照電圧との差に応じた制御電流を高周波電流信号に加える制御回路４４０と、アナログ電流信号からノイズ成分を除去しアナログ電圧信号を出力する電流入力型フィルタ４０４と、アナログ電圧信号よりも高い周波数のクロック信号を発生するクロック４０５と、クロック信号に同期して動作し、アナログ電圧信号を量子化してデジタル電圧信号に変換する量子化器４０６と、デジタル電圧信号を用いてデジタル信号処理を行うデジタル信号処理回路４０８と、デジタル電圧信号に応じたアナログ帰還電流をアナログ電流信号に加える電流出力型ＤＡ（Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ）変換回路４０７とを備える。
【０１０２】
なお、高周波入力回路４１０、スイッチ回路４２０、および制御回路４４０は、入力である高周波電圧信号の周波数を変換しアナログ電流信号を出力する電流出力型周波数変換器４０１を構成する。電流入力型フィルタ４０３、量子化器４０６、および電流出力型ＤＡ変換器４０７は、入力であるアナログ電流信号を１ｂｉｔ〜数ｂｉｔ程度のビット列に変換する、いわゆるデルタシグマ型変調器を構成する。
【０１０３】
次に、第５の実施形態に係る無線受信機４００の動作を説明する。  
まず、アンテナ４０２は、情報伝達のために変調された電波信号を受信する。低雑音増幅器４０３は、アンテナ４０２が受信した電波信号を所定のレベルまで増幅し、高周波電圧信号として電流出力型周波数変換器４０１に出力する。
【０１０４】
電流出力型周波数変換器４０１には、上述した第１乃至第４の実施形態の周波数変換器を用いることができる。高周波入力回路４１０は、低雑音増幅器４０３から受信した高周波電圧信号を高周波電流信号に変化する。スイッチ回路４２０は、局部発振信号に応じて、高周波入力回路４１０から受信した高周波電流信号を、２つ以上ある電流出力型周波数変換器４０１の出力端子４３０に振り分ける。スイッチ回路４２０が出力端子４３０に供給する電流が、電流出力型周波数変換器４０１の出力（アナログ電流信号）となる。制御回路４４０は、電流出力型周波数変換器４０１の出力端子４３０の電圧に応じて、制御電流を高周波電流に加える。この電流出力型周波数変換器４０１は、変換利得が大きく、かつ、フリッカ雑音の影響を緩和する。
【０１０５】
次に、電流入力型フィルタ４０４は、電流出力型周波数変換器４０１からアナログ電流信号を受信し、ノイズ成分を除去し、アナログ電圧信号を量子化器４０６に出力する。なお、この電流入力型フィルタ４０４は、いわゆる連続時間フィルタであり、電流出力型周波数変換器４０１で周波数変換された信号から折り返し雑音を除去する。また、この電流入力型フィルタ４０４は、電流入力型フィルタ４０４、量子化器４０６、および電流出力型ＤＡ変換器４０７で構成されるループの目的周波数でのゲインを高める機能を有する。
【０１０６】
次に、量子化器４０６は、電流入力型フィルタ４０４から受信したアナログ電圧信号を、クロック４０５が生成するクロック信号に基づいて量子化する。ここで、クロック４０５が生成するクロック信号の周波数は、アナログ電圧信号の最大周波数よりも大きい（現状では、アナログ電圧信号の最大周波数の１０倍から１００倍）。そのため、量子化器４０６は、高次オーバーサンプリングを行うことになる。なお、量子化器４０６は、アナログ電圧信号を１ｂｉｔ〜数ｂｉｔのデジタル電圧信号に変換し、デジタル信号処理部４０８と電流出力型ＤＡ変換器４０７に出力する。
【０１０７】
次に、デジタル信号処理部４０８は、量子化器４０６からデジタル電圧信号を受信し、元のデジタルデータ（情報）に変換し、データ処理を行う。
【０１０８】
また、電流出力型ＤＡ変換器４０７は、量子化器４０６からデジタル電圧信号を受信し、そのデジタル電圧信号に応じた帰還電流をアナログ電流信号に加える。例えば、デジタル電圧信号（量子化器４０６の出力する信号）のビット幅が２ｂｉｔである場合、デジタル電圧信号の取りうる値は「０」、「１」、「２」、あるいは「３」である。このとき、電流出力型ＤＡ変換器４０７は、デジタル電圧信号の値と一定の電流値を乗算した値を帰還電流の電流値とする。
【０１０９】
このように、第５の実施形態に係る無線受信機４００によれば、デルタシグマ型変調器を用いることにより、入力信号の振幅が小さい場合にも高い分解能でＡＤ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ）変換を行うことができ、かつ、電流入力型周波数変換器４０１の出力電圧（同相電圧）とあらかじめ決められた参照電圧との差に応じた制御電流を高周波電流信号に加えることにより、変換利得を向上しながらフリッカ雑音の影響を緩和することができる。よって、無線受信機４００の受信特性を向上することができる。
【０１１０】
さらに、電流出力型ＤＡ変換器４０７から出力されるバイアス電流は、電流出力型周波数変換器４０１に流れ込む。そのため、電流出力型ＤＡ変換器４０７が電流出力型周波数変換器４０１の負荷回路の機能を有することになる。即ち、電流出力型周波数変換器４０１と電流出力型ＤＡ変換器４０７は、バイアス電流を共通化できるため、消費電力を低減することができる。
【０１１１】
また、上記実施形態に係る無線受信機４００では、量子化器４０６が高次オーバーサンプリングを行い、電流入力型フィルタ４０４、量子化器４０６、および電流出力型ＤＡ変換器４０７がデルタシグマ型変調器を構成するものとして説明した。
【０１１２】
この他に、例えば、無線受信機４００が、電流出力型ＤＡ変換器４０７を備えず、量子化器４０６が出力するデジタル電圧信号に応じた帰還電流を、電流入力型フィルタ４０４の入力であるアナログ電流信号に加えない構成とすることもできる。
【０１１３】
このような構成とすると、電流出力型周波数変換器４０１の出力電圧（同相電圧）とあらかじめ決められた参照電圧との差に応じた制御電流を高周波電流信号に加えることにより、無線受信機４００が備える電流出力型周波数変換器４０１の変換利得を向上し、かつ、フリッカ雑音の影響を緩和することができるため、無線受信機４００の受信特性を簡易な構成で向上することができる。
【０１１４】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る周波数変換器の構成を示すブロック図。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る制御回路の構成を示すブロック図。
【図３】本発明の第２の実施形態に係る周波数変換器の構成を示すブロック図。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る制御回路の構成を示すブロック図。
【図５】本発明の第３の実施形態に係る周波数変換器の構成を示すブロック図。
【図６】本発明の第３の実施形態に係る制御回路の構成を示すブロック図。
【図７】本発明の第４の実施形態に係る周波数変換器の構成を示すブロック図。
【図８】本発明の第５の実施形態に係る無線受信機の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
【０１１６】
１、１０１、２０１、３０１・・・周波数変換器
１０、１１０、２１０、３１０、４１０・・・高周波入力回路
２０、１２０、２２０、３２０、４２０・・・スイッチ回路
３０、３３０・・・負出力端子
３１、３３１・・・正出力端子
１３０、２３０・・・第１端子
１３１、２３１・・・第２端子
１３２、２３２・・・第３端子
２３３・・・第４端子
４３０・・・出力端子
４０、１４０、２４０、４４０・・・制御回路
４１、１４１、２４１・・・同相電圧検出回路
４２、１４２、２４２・・・ミラー回路
５０、１５０、２５０、３５０、４５０・・・負荷回路
４００・・・無線受信機
４０１・・・電流出力型周波数変換器
４０２・・・アンテナ
４０３・・・低雑音増幅器
４０４・・・電流入力型フィルタ
４０５・・・クロック
４０６・・・量子化器
４０７・・・電流出力型ＤＡ変換器
４０８・・・デジタル信号処理回路
【図１】
2008252816.tif 000003
【図２】
2008252816.tif 000004
【図３】
2008252816.tif 000005
【図４】
2008252816.tif 000006
【図５】
2008252816.tif 000007
【図６】
2008252816.tif 000008
【図７】
2008252816.tif 000009
【図８】
2008252816.tif 000010