(57)【要約】【課題】スタブ、共振回路を使用しないでＦ級動作を行う高周波電力増幅回路を提供する。【解決手段】基本周波数ｆ０の信号を増幅するトランジスタ４８の出力端に、負荷として整合回路３８と前記基本周波数ｆ０を通過させる帯域通過フィルタ３０ｓとの直列回路を備える高周波電力増幅回路２０であって、前記直列回路に直列に接続される伝送線路３６をさらに備え、伝送線路３６の電気長が、トランジスタ４８の出力端４４からみて２ｆ０である５．４［ＧＨｚ］の周波数において負荷インピーダンスが短絡となり、３ｆ０である８．１［ＧＨｚ］の周波数において負荷インピーダンスが開放となるように設定する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
基本周波数ｆ０の信号を増幅するトランジスタの出力端に、負荷として整合回路と前記基本周波数ｆ０を通過させる帯域通過フィルタとの直列回路を備える高周波電力増幅回路であって、
前記直列回路に直列に接続される伝送線路をさらに備え、前記伝送線路の電気長が、前記トランジスタの前記出力端からみて２ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが短絡又は開放となるように設定されている
ことを特徴とする高周波電力増幅回路。
【請求項２】
基本周波数ｆ０の信号を増幅するトランジスタの出力端に、負荷として整合回路と前記基本周波数ｆ０を通過させる帯域通過フィルタとの直列回路を備える高周波電力増幅回路であって、
前記直列回路に直列に接続される伝送線路をさらに備え、前記伝送線路の電気長が、前記トランジスタの前記出力端からみて３ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが開放又は短絡となるように設定されている
ことを特徴とする高周波電力増幅回路。
【請求項３】
基本周波数ｆ０の信号を増幅するトランジスタの出力端に、負荷として整合回路と前記基本周波数ｆ０を通過させる帯域通過フィルタとの直列回路を備える高周波電力増幅回路であって、
前記直列回路に直列に接続される伝送線路をさらに備え、前記伝送線路の電気長が、前記トランジスタの前記出力端からみて２ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが短絡、かつ３ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが開放となるように設定されている
ことを特徴とする高周波電力増幅回路。
【請求項４】
基本周波数ｆ０の信号を増幅するトランジスタの出力端に、負荷として整合回路と前記基本周波数ｆ０を通過させる帯域通過フィルタとの直列回路を備える高周波電力増幅回路であって、
前記直列回路に直列に接続される伝送線路をさらに備え、前記伝送線路の電気長が、前記トランジスタの前記出力端からみて２ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが開放、かつ３ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが短絡となるように設定されている
ことを特徴とする高周波電力増幅回路。
【請求項５】
基本周波数の信号を増幅するトランジスタの出力端に、負荷として整合回路と前記基本周波数を通過させる帯域通過フィルタとの直列回路を備える高周波電力増幅回路であって、
前記直列回路に直列に接続される伝送線路をさらに備え、前記伝送線路の電気長が、前記トランジスタの前記出力端からみて前記基本波周波数の少なくとも１つの偶数次高調波の周波数において負荷インピーダンスが短絡、かつ前記基本波周波数の少なくとも１つの奇数次高調波の周波数において負荷インピーダンスが開放となるように設定されている
ことを特徴とする高周波電力増幅回路。
【請求項６】
基本周波数の信号を増幅するトランジスタの出力端に、負荷として整合回路と前記基本周波数を通過させる帯域通過フィルタとの直列回路を備える高周波電力増幅回路であって、
前記直列回路に直列に接続される伝送線路をさらに備え、前記伝送線路の電気長が、前記トランジスタの前記出力端からみて前記基本波周波数の少なくとも１つの偶数次高調波の周波数において負荷インピーダンスが開放、かつ前記基本波周波数の少なくとも１つの奇数次高調波の周波数において負荷インピーダンスが短絡となるように設定されている
ことを特徴とする高周波電力増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、基本周波数の信号を増幅するトランジスタの出力端に、整合回路と基本周波数を通過させる帯域通過フィルタとの直列回路を備える高周波電力増幅回路に適用して好適であり、Ｆ級動作又は逆Ｆ級動作が行えるようにした高周波電力増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
Ｆ級増幅器の原理は、瞬時電圧波形と瞬時電流波形がどの時点においても重ならないようにして電力効率が１００［％］（電力損失が０［％］）となるようにするものである（特許文献１、特許文献２）。
【０００３】
このＦ級動作を実現するためには、トランジスタの出力端から負荷側をみたインピーダンス（負荷インピーダンス）を、偶数次高調波に対して短絡、奇数次高調波に対して開放とすることが必要である。これにより、トランジスタに流れる電流を基本波（基本周波数の信号波）と偶数次高調波のみの周波数成分とし、同電圧を基本波と奇数次高調波成分のみの周波数成分とすることができ、高調波による電力損失をゼロ値にできる。このとき、基本波の電流と電圧の位相が完全に逆相であれば、１００［％］の効率で、前記トランジスタに供給される直流電力を高周波電力に変換できる。
【０００４】
さらに説明すれば、Ｆ級増幅器は、高調波を負荷側からトランジスタ出力端（ドレイン端又はコレクタ端）側に反射させることで理論効率を１００［％］にする高効率電力増幅器である。
【０００５】
Ｆ級増幅器は、Ｂ級増幅器のトランジスタ出力端において偶数次高調波が短絡（逆相反射）となり奇数次高調波が開放（同相反射）になるように負荷インピーダンス設定（設計）を行うことにより実現される。
【０００６】
図６は、特許文献２に記載された、負荷インピーダンスの変化特性の例を示している。基本波の周波数はｆ０（ｆ０＝２［ＧＨｚ］）である。２ｆ０、４ｆ０、６ｆ０は２次、４次、６次高調波、３ｆ０、５ｆ０、７ｆ０は、３次、５次、７次高調波を示している。縦軸の負荷インピーダンスの単位は［Ω］である。
【０００７】
Ｂ級増幅器のトランジスタ出力端の電圧波形は半波正弦波であるが、図６の負荷インピーダンス設定処理を行うことにより、図７の時間対電流・電圧特性に示すように、トランジスタ出力端電圧Ｖｄの波形は、略矩形波となる。このため、ドレイン電流（又はコレクタ電流）Ｉｄの波形との積で表されるトランジスタの消費電力Ｖｄ×Ｉｄは、ゼロ値に近づき高効率増幅が可能である。
【０００８】
なお、Ｆ級動作においては電圧波形が矩形波となるように負荷インピーダンスを制御しているが、逆Ｆ級動作においては電流波形が矩形波となるように負荷インピーダンスを制御しているので、トランジスタの出力から負荷側をみたインピーダンス（負荷インピーダンス）が、偶数次高調波に対して開放（同相反射）、奇数次高調波に対して短絡（逆相反射）と設定することが必要である。
【０００９】
このように高周波電力増幅回路において、Ｆ級動作と逆Ｆ級動作は、負荷インピーダンスを高調波に応じて短絡とするか開放とするかだけの違いだけであり、双対の関係にある。よって、この明細書の説明においては、Ｆ級動作を適用した高周波電力増幅回路について説明するが、この発明の技術的範囲には、逆Ｆ級動作を適用した高周波電力増幅回路にも含まれる。
【００１０】
Ｆ級増幅では、理想的には、無限次高調波までインピーダンス処理（インピーダンス設定）を行う必要があるが、現実的には、２次高調波２ｆ０のみ、又は２次高調波２ｆ０と３次高調波３ｆ０のみをを処理することが多い。これら低次高調波のみの処理であっても、効率改善効果が大きく、又高次高調波の処理が困難であることから、実用的に十分であるといえる。
【００１１】
高周波を負荷側からトランジスタの出力端に反射させるため、トランジスタの出力端に所定波長の伝送線路を接続したＦ級高周波電力増幅回路についての技術が提案されている（特許文献３）。
【００１２】
【特許文献１】特開２００５−１１７２００号公報
【特許文献２】特開２００６−５６４３号公報
【特許文献３】特開平６−２０４７６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
図６に示した負荷インピーダンスを得るために、特許文献３では、素子として多数のスタブ（先端が短絡又は開放の伝送線路）を使用している。特許文献２では、素子としてＬＣ共振器を使用して出力整合回路を構成している。
【００１４】
例えば、特許文献３のＦ級増幅回路では、図８に示すように、トランジスタ１の出力端２（Ａ点）に基本波（周波数ｆ０、波長λ＝１／ｆ０とする。）のλ／８の先端開放の伝送線路３が接続されている。これは、偶数次高調波のうちの２次波、６次波、１０次波…に対して、それぞれλ／４（＝２×λ／８）、３λ／４（＝６×λ／８）、５λ／４（１０×λ／８）…相当の伝送線路となり伝送線路端３で開放となるので出力端２を短絡にする一方、奇数次高調波すなわち３次波、５次波、７次波…に対してはそれぞれ３λ／８、５λ／８、７λ／８となることから、出力端２からみて、それぞれｊＺ０、−ｊＺ０、ｊＺ０、…のインピーダンスを与えることとなる。ここでＺ０は伝送線路の特性インピーダンスである。さらに、出力端２には、基本波のλ／８の伝送線路４が接続されている。もしもその先端の点５（Ｂ点）が、奇数次高調波に対して短絡になっていれば、これは３次波，５次波，７次波……に対して、出力端２からみて、それぞれ−ｊＺ０、ｊＺ０、−ｊＺ０、…のインピーダンスを与えることとなる。従って点５が特定の奇数次波に対して短絡であれば、伝送線路３と伝送線路４は共振回路を形成し、出力端２は開放（Ｚ＝∞）となる。
【００１５】
点５（Ｂ点）を特定の奇数次高調波に対して短絡にするために、点５にそれぞれの奇数次高調波のλ／４の先端開放線路である、λ／２０伝送線路７及びλ／１２伝送線路６を接続している。
【００１６】
点５（Ｂ点）の先には、基本波ｆ０に対する整合回路８が接続される。伝送線路３、４、６、７をトランジスタ１との間に挿入したことにより、当然ながら基本波の整合に影響が及ぼされるが、この整合回路８によりそれも含めた状態で負荷９への整合調整が行われる。
【００１７】
トランジスタ１の出力端２は、チョークインダクタ１０を通じて直流電源に接続されている。
【００１８】
このように、特許文献２等に係る従来技術によれば、高調波処理部１１を構成する素子（スタブやＬＣ共振回路）が、高周波電力増幅器の基本周波数（基本動作周波数）において、整合状態に悪影響を及ぼすという欠点がある。また、基本波の整合回路８が複雑な構成になるという問題もある。さらに、高調波処理部１１は、基本波のインピーダンスも変化させるために、増幅器の帯域が狭帯域になるという欠点もある。
【００１９】
この発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、整合状態に悪影響を及ぼすことのない簡単な構成の高周波電力増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
この項では、理解の容易化のために添付図面中の符号を付けて説明する。したがって、この項に記載した内容がその符号を付けたものに限定して解釈されるものではない。
【００２１】
この発明に係る高周波電力増幅回路は、例えば、図１に示すように、基本周波数ｆ０の信号を増幅するトランジスタ４８の出力端４４に、負荷として整合回路３８と前記基本周波数ｆ０を通過させる帯域通過フィルタ３０ｓとの直列回路を備える高周波電力増幅回路２０であって、前記直列回路に直列に接続される伝送線路３６をさらに備え、前記伝送線路の電気長が、前記トランジスタの前記出力端からみて２ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが短絡（Ｆ級動作）又は開放（逆Ｆ級動作）となるように設定されていることを特徴とする。
【００２２】
この発明によれば、スタブ又は共振回路を必要としない簡単な構成で、２ｆ０の周波数で負荷インピーダンスを短絡させるＦ級増幅器又は２ｆ０の周波数で負荷インピーダンスを開放させる逆Ｆ級増幅器を構成することができる。
【００２３】
基本周波数において、伝送線路と帯域通過フィルタの反射係数は、特性インピーダンスを例えば５０［Ω］として設計すれば（通常、そのように設計される。）略ゼロ値にできるので、伝送線路を挿入しても基本周波数の整合状態に影響を与えない。よって、整合回路（基本波に対する整合回路）の設計が容易であり、構成を簡単にできる。結果、広帯域化が図れる。
【００２４】
この場合、トランジスタの出力端からみて３ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが開放又は短絡となるように伝送線路の電気長を設定することで、スタブ又は共振回路を必要としない簡単な構成で、３ｆ０の周波数で負荷インピーダンスを開放させるＦ級増幅器又は３ｆ０の周波数で負荷インピーダンスを短絡させる逆Ｆ級増幅器を構成することができる。
【００２５】
また、トランジスタの出力端からみて２ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが短絡、かつ３ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが開放となるように伝送線路の電気長を設定することで、スタブ又は共振回路を必要としない簡単な構成で、２ｆ０の周波数で負荷インピーダンスを短絡させ３ｆ０の周波数で負荷インピーダンスを開放させるＦ級増幅器を構成することができる。
【００２６】
同様に、トランジスタの出力端からみて２ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが開放、かつ３ｆ０の周波数において負荷インピーダンスが短絡となるように設定することで、スタブ又は共振回路を必要としない簡単な構成で、２ｆ０の周波数で負荷インピーダンスを開放させ３ｆ０の周波数で負荷インピーダンスを短絡させる逆Ｆ級増幅器を構成することができる。
【００２７】
さらに、トランジスタの出力端からみて基本波周波数の少なくとも１つの偶数次高調波の周波数において負荷インピーダンスが短絡、かつ前記基本波周波数の少なくとも１つの奇数次高調波の周波数において負荷インピーダンスが開放となるように伝送線路の電気長を設定することで、スタブ又は共振回路を必要としない簡単な構成で、Ｆ級増幅器を構成することができる。
【００２８】
さらにまた、トランジスタの出力端からみて基本波周波数の少なくとも１つの偶数次高調波の周波数において負荷インピーダンスが開放、かつ前記基本波周波数の少なくとも１つの奇数次高調波の周波数において負荷インピーダンスが短絡となるように設定することで、スタブ又は共振回路を必要としない簡単な構成で、Ｆ級増幅器を構成することができる。
【発明の効果】
【００２９】
この発明によれば、基本周波数において、伝送線路と帯域通過フィルタの反射係数は、特性インピーダンスを例えば５０［Ω］として設計すれば（通常、そのように設計される。）略ゼロ値にできるので、伝送線路を挿入しても基本周波数の整合状態に影響を与えないＦ級動作又は逆Ｆ級動作の高周波電力増幅回路を実現することができる。また、スタブ又は共振回路を利用していないので、整合回路（基本波に対する整合回路）の設計が容易であり、構成を簡単にできる。結果、広帯域化が図れる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、この発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【００３１】
図１は、この発明の一実施形態に係る高周波電力増幅回路２０が適用された無線機フロントエンド２２の構成を示している。
【００３２】
この無線機フロントエンド２２は、図示しないアンテナに接続されるアンテナ端２４と、受信端２６と、送信端２８とを備え、アンテナ端２４と受信端２６との間に受信トップフィルタ（受信周波数の帯域通過フィルタ）３０ｒが接続され、アンテナ端２４と送信端２８との間に送信周波数（基本周波数）ｆ０の送信トップフィルタ（帯域通過フィルタ）３０ｓが接続される。ここで、帯域通過フィルタ３０ｒと帯域通過フィルタ３０ｓとは、送信信号と受信信号とを分離するものであり、一体化されて送受共用器（アンテナ共用器ともいう。）３２を形成している。
【００３３】
受信端２６には、低雑音増幅器３４が接続され、低雑音増幅器３４の出力端３５には、図示しないミキサ等を含む復調回路が接続される。
【００３４】
送信端２８には、Ｆ級動作又は逆Ｆ級動作をさせるために挿入された伝送線路３６と、本来備わる整合回路３８と、電力増幅器（高周波電力増幅器又は送信電力増幅器ともいう。）４０が直列に接続されている。電力増幅器４０の出力側に内蔵されているトランジスタ（パイポーラトランジスタ又はＦＥＴ等）４８のコレクタ端子又はドレイン端子が、電力増幅器４０の出力端（トランジスタの出力端）４４に接続されている。電力増幅器４０の入力端４６には、図示しないミキサ等を含む変調回路が正続される。
【００３５】
このように構成される無線機フロントエンド２２は、携帯電話機、移動通信機、ハンディトランシーバ、業務用無線機、固定通信機等、さまざまな装置・用途で利用に供される。
【００３６】
この実施形態における高周波電力増幅回路２０は、トランジスタ４８と、整合回路３８と、伝送線路３６と、帯域通過フィルタ３０ｓにより構成されている。帯域通過フィルタ３０ｒ、すなわち送受共用器３２を含めて高周波電力増幅回路が構成されていると考えることもできる。
【００３７】
実際上、整合回路３８も含め、主に、伝送線路３６と帯域通過フィルタ３０ｓにより電力増幅器４０の出力トランジスタであるトランジスタ４８のＦ級又は逆Ｆ級の負荷インピーダンスが設定される。
【００３８】
次に、負荷インピーダンスの設定の仕方について、基本周波数（通過周波数）ｆ０＝２．７［ＧＨｚ］の送受共用器３２を例として説明する。
【００３９】
まず、図２に示すように、送信端２８から送受共用器３２側を見た反射係数Γと反射位相θ［ｄｅｇ］とをネットワークアナライザ５０により測定する。アンテナ端２４と受信端２６は、それぞれ５０［Ω］の終端抵抗器５１、５２により終端する。
【００４０】
図３に測定結果を示す。基本波周波数ｆ０＝２．７［ＧＨｚ］における反射係数Γは、Γ＝０．１５、反射位相θは、θ＝−１１６［ｄｅｇ］であり、２次波２ｆ０＝５．４［ＧＨｚ］における反射係数Γは、Γ＝０．９３、反射位相θは、θ＝１０１［ｄｅｇ］であり、３次波３ｆ０＝８．１［ＧＨｚ］における反射係数Γは、Γ＝０．９８、反射位相θは、θ＝３［ｄｅｇ］であった。
【００４１】
なお、理想的な送受共用器３２であれば、基本周波数ｆ０＝２．７［ＧＨｚ］における反射係数ΓはΓ＝０、その他の周波数において反射係数ΓがΓ＝１となるので、この送受共用器３２は、図３の測定結果から分かるように理想に近い性能を有する。
【００４２】
ここで、帯域通過フィルタ３０ｓと、電力増幅器４０のトランジスタ４８のコレクタ端あるいはドレイン端である出力端４４との間に直列に挿入した伝送線路３６と整合回路３８を合わせた伝送路の基本周波数ｆ０＝２．７［ＧＨｚ］での電気長をＥ／２［ｄｅｇ］とする。この実施形態において、後述するように、伝送線路３６の電気長と整合回路３８の電気長は、伝送線路３６の電気長：整合回路３８の電気長≒２０：１程度である（∴伝送線路３６の電気長）≫整合回路３８の電気長）。すなわち、伝送線路３６の電気長が支配的となる。
【００４３】
トランジスタの出力端４４から負荷側（送受共用器３２側）を見た電圧反射位相θは、各周波数における往復の遅延位相を考えれば、図４のように表されることが分かる。
【００４４】
すなわち、基本波周波数ｆ０＝２．７［ＧＨｚ］での反射位相θは、θ＝−１１６＋Ｅ［ｄｅｇ］となり、２次波２ｆ０＝５．４［ＧＨｚ］での反射位相θは、θ＝１０１＋２Ｅ［ｄｅｇ］となり、３次波３ｆ０＝８．１［ＧＨｚ］での、反射位相θは、θ＝３＋３Ｅ［ｄｅｇ］となる。
【００４５】
ここで、高周波電力増幅回路２０がＦ級動作するためには、換言すれば、電力増幅器４０がＦ級動作するためには、２次波の周波数２ｆ０である５．４［ＧＨ］における反射位相θが負荷インピーダンスの短絡に対応する１８０［ｄｅｇ］の奇数倍となることが必要であり、３次波の周波数３ｆ０である８．１［ＧＨｚ］における反射位相θが負荷インピーダンスの開放に対応する３６０［ｄｅｇ］の整数倍となることが必要である。
【００４６】
このように、出力端４４から負荷側、すなわち伝送線路３６＋整合回路３８＋送受共用器３２（≒帯域通過フィルタ３０ｓ）の反射位相θを設定すればよい。
【００４７】
数式で表せば、ｎを正の整数として奇数を（２ｎ−１）、ｍを正の整数としたとき、次の（１）式、（２）式が同時に成り立つように、伝送線路３６＋整合回路３８の電気長Ｅ／２を決定すればよいことが分かる。
２ｆ０：  （２ｎ−１）・１８０＝１０１＋２Ｅ（ｎは、正の整数）…（１）
３ｆ０：  ｍ・３６０＝３＋３Ｅ  （ｍは、正の整数）            …（２）
【００４８】
ちなみに、２ｆ０において、２ｎ−１が、奇数３、７、１１のときに、（１）式からＥが、２１９．５、５７９．５、９３９．５と計算され、３ｆ０において、ｍが２、５、８のときに（２）式からＥが２３９、５９９、９５９と計算される。例えば、２ｆ０において、ｎ＝２のとき、Ｅ＝２１９．５＝｛３×１８０−１０１｝／２計算され、３ｆ０において、ｍ＝２のとき、Ｅ＝２３９＝（２×３６０−３）／３と計算される。
【００４９】
そこで、Ｅとして、平均をとって、２３０｛≒（２１９．５＋２３９）／２｝、５９０（＝２３０＋３６０）、９５０（＝２３０＋３６０×２）となるように伝送線路３６を設定（設計）したときの出力端４４から負荷（整合回路３８、伝送線路３６、送受共用器３２）側をみた電圧反射位相θが、図５に示すようになった。
【００５０】
すなわち、２ｆ０＝５．４［ＧＨｚ］における反射位相が、１８０［ｄｅｇ］の略奇数倍である５６１≒１８０×３＝５４０、１２８１≒１８０×７＝１２６０、２００１≒１８０×１１＝１９８０となり、３ｆ０＝８．１［ＧＨｚ］における反射位相が３６０［ｄｅｇ］の略整数倍である６９３≒３６０×２＝７２０、１７７３≒３６０×５＝１８００、２８５３≒３６０×８＝２８８０となった。
【００５１】
伝送線路３６＋整合回路３８の２ｆ０＝５．４［ＧＨｚ］における電気長は、例えば、Ｅ／２＝２３０／２＝１１５［ｄｅｇ］となるが、この中、実際に、整合回路３８の電気長は５［ｄｅｇ］、伝送線路３６の電気長は１１０［ｄｅｇ］となっていた。
【００５２】
以上説明したように上述した実施形態によれば、基本周波数ｆ０の信号を増幅するトランジスタ４８の出力端に、負荷として整合回路３８と前記基本周波数ｆ０を通過させる帯域通過フィルタ３０ｓとの直列回路を備える高周波電力増幅回路２０であって、直列回路に直列に接続される伝送線路３６をさらに備え、伝送線路３６の電気長が、トランジスタ４８の出力端４４からみて２ｆ０である５．４［ＧＨｚ］の周波数において負荷インピーダンスが短絡となり、３ｆ０である８．１［ＧＨｚ］の周波数において負荷インピーダンスが開放となるように設定している。
【００５３】
基本周波数ｆ０において、伝送線路３６と帯域通過フィルタ３０ｓの反射係数は、特性インピーダンスを、例えば５０［Ω］として設計すれば（通常、そのように設計される。）略ゼロ値にできるので、伝送線路３６を挿入しても基本周波数ｆ０の整合状態に影響を与えないＦ級動作を実現できる。この場合、従来技術のように、スタブや共振回路を使用していないので、基本波に対する整合回路３８に影響を与えることがない。伝送線路３６をほとんど考慮する必要がないので、整合回路３８の設計が容易である。また、スタブや共振回路を利用していないので、極や零点が少なくなり、結果、広帯域化を図り易い。
【００５４】
なお、この発明は、上述の実施形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】この発明の一実施形態に係る高周波電力増幅回路が適用された無線機フロントエンドの構成図である。
【図２】送信端から送受共用器側を見たときの反射係数と反射位相の測定回路図である。
【図３】図２の測定回路による反射係数と反射位相の測定結果を示す説明図である。
【図４】伝送線路を挿入した場合のトランジスタ出力端から負荷側を見た電圧反射位相の説明図である。
【図５】２次波で反射位相を１８０゜の奇数倍、３次波で反射位相を３６０゜の整数倍とするための伝送線路を含む電気長の説明図である。
【図６】Ｆ級増幅器の負荷インピーダンスの特性例を示す説明図である。
【図７】Ｆ級増幅器の動作波形の説明図である。
【図８】従来技術に係るスタブ及び共振回路を利用したＦ級増幅器の回路図である。
【符号の説明】
【００５６】
２０…高周波電力増幅回路              ２２…無線機フロントエンド
２４…アンテナ端                      ２６…受信端
２８…送信端
３０ｒ…帯域通過フィルタ（受信トップフィルタ）
３０ｓ…帯域通過フィルタ（送信トップフィルタ）
３２…送受共用器（アンテナ共用器）    ３６…伝送線路
３８…整合回路
４０…電力増幅器（高周波電力増幅器、送信電力増幅器）
４４…出力端                          ４８…トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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