(57)【要約】【課題】リップル電流低減によるコンデンサの小型化が可能で、モータ・インバータ一体構造の実現が可能なモータの駆動方法を提供する。【解決手段】１相あたり複数のコイル５をステータ１の突極２に各別に巻回して設け、複数のコイルのそれぞれに独立したコイル駆動回路を設けてなるモータの駆動方法において、各コイル駆動回路がそれぞれに互いに異なる位相で各コイルの励磁・消磁動作を行う。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１相あたり複数のコイルをステータの突極に各別に巻回して設け、複数のコイルのそれぞれに独立したコイル駆動回路を設けてなる多相駆動モータの駆動方法において、同相に設けられた各コイル駆動回路がそれぞれに互いに異なる位相で各コイルの励磁・消磁動作を行うことを特徴とするモータの駆動方法。
【請求項２】
前記コイル駆動回路がモータと一体配置された機電一体型の構成であることを特徴とする請求項１に記載のモータの駆動方法。
【請求項３】
前記モータはＳＲモータであることを特徴とする請求項１または２に記載のモータの駆動方法。
【請求項４】
前記複数のコイルの内、１つまたは複数のコイルの励磁開始タイミングと、他方のコイルの励磁開始タイミングをずらすことを特徴とする請求項１〜３のいずれ１項に記載のモータの駆動方法。
【請求項５】
同時期に励磁するコイル数と消磁するコイル数とを不均等にすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータの駆動方法。
【請求項６】
前記コイル駆動回路は、電流ヒステリシスコンパレータ制御により動作するコイル駆動回路であり、励磁開始時には一方コイルのコンパレータの電流しきい値と、他方のコイルのコンパレータの電流しきい値とが異なることを特徴とする請求項１〜３に記載のモータの駆動方法。
【請求項７】
少なくとも４相以上の相数を備える永久磁石モータの駆動方法において、各相に独立したコイル駆動回路を設けるとともに、９０度位相のずれた相同士のコイル駆動回路がそれぞれに互いに異なる位相で各コイルの励磁・消磁動作を行うことを特徴とするモータの駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１相あたり複数のコイルをステータの突極に各別に巻回して設け、複数のコイルのそれぞれに独立したコイル駆動回路を設けてなるモータの駆動方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
モータ駆動用のインバータの主な構成部品はスイッチ素子とコンデンサである。コンデンサは電圧を安定化させ、サージに弱いスイッチ素子を電気的に保護する役割を果たしている。したがって、多くの場合、両者直近に配置されインバータとして構造化されている。
【０００３】
ところで、電気自動車用パワーエレクトロニクス部品に対する小型化の要求は高く、モータ・インバータを一体化する構造などは有用なレイアウトとして検討されている。このようなモータ・インバータ一体構造を考えたとき、スイッチ素子やコンデンサをどのように配置するかが課題となっている。特にコンデンサはスイッチ素子に比べて立体的な構造でサイズが大きく、モータ・インバータ一体構造の実現を難しくする大きな要因となっている。コンデンサのサイズは、モータが必要とするリップル電流により大きくなる。そこで、このリップル電流を低減することで、必要とされるコンデンサのサイズを低減させることが考えられる。
【０００４】
従来、リップル電流を低減する一方法として、２つのモータをそれぞれ別のインバータで駆動しコンデンサを共通化する回路構成において、２つのインバータのスイッチング周期を合わせてリップル電流を低減する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。しかし、上述した方法では、２モータを駆動する用途に限られる上に、両モータが同じ大きさの電流を流していないとリップル電流低減の効果が低くなるという問題もあった。
【０００５】
また、リップル電流低減の目的ではないが永久磁石（ＰＭ）モータにおいて、各モータコイルに独立にインバータを接続するモータ・インバータ一体構造が知られている（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００２−８４７９０号公報
【特許文献２】特開２００４−９６９４０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
これまでのインバータ構成では、リップル電流を低減できなかったので、コンデンサを小型化することが困難で、モータ・インバータ一体構造の実現が難しいという問題があった。また、特許文献２のように、各モータコイルに独立にインバータを接続するモータ・インバータ一体構造の例では、１相あたり複数のモータコイルに独立してインバータを接続しているものの、駆動は各相毎に複数のコイルの駆動を同期させて全く同じ制御を行っていた。
【０００７】
本発明の目的は上述した問題点を解消して、リップル電流低減によるコンデンサの小型化が可能で、モータ・インバータ一体構造の実現が可能なモータの駆動方法を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のモータの駆動方法は、１相あたり複数のコイルをステータの突極に各別に巻回して設け、複数のコイルのそれぞれに独立したコイル駆動回路を設けてなる多相駆動モータの駆動方法において、同相に配置された各コイル駆動回路がそれぞれに互いに異なる位相で各コイルの励磁・消磁動作を行うことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、１相あたり複数のコイルをステータの突極に各別に巻回して設け、複数のコイルのそれぞれに独立したコイル駆動回路を設けてなるモータの駆動方法において、各コイル駆動回路がそれぞれに互いに異なる位相で各コイルの励磁・消磁動作を行うことで各コイルの駆動で電流変化を相殺するため、１つのモータでもコデンサに対するリップル電流を低減でき、コンデンサを小型化することができるという効果が得られる。これにより、モータ・インバータ一体構造をよりコンパクトに形成することができる。
【００１０】
なお、本発明のモータの駆動方法の好適例として、コイル駆動回路がモータと一体配置された機電一体型の構成であることがある。このように構成することにより、本発明のリップル電流低減に基づくコンデンサ小型化の効果を最大限に発揮することができる。
【００１１】
また、本発明のモータの駆動方法の好適例として、モータがＳＲモータであることがある。このように構成することで、一般的にリップル電流の大きいＳＲモータであっても、コンデンサのリップル電流を抑制することができるので、コンデンサを小型化することができるという効果が得られる。その結果、モータ・インバータの一体構造をよりコンパクトに形成することができる。
【００１２】
さらに、本発明のモータの駆動方法の好適例として、複数のコイルの内、１つまたは複数のコイルの励磁開始タイミングと、他方のコイルの励磁開始タイミングをずらすことがある。このように構成することで、モータ電気角に基づく励磁開始タイミングおよび励磁終了タイミング切り替え時に発生する電流急変を低減することができる。これにより、電流急変が原因で発生する配線寄生インダクタンスによるサージ電圧を抑制できる。
【００１３】
さらにまた、本発明のモータの駆動方法の好適例として、同時期に励磁するコイル数と消磁するコイル数とを不均等にすることがある。このように構成することで、コンデンサをどのコイルからも均等な距離で配線するのでなく、電流の変化が激しいコイルの近傍に寄せることができる。このようにすれば、例えばモータの近傍にコンデンサを配置する時に、必ずしも各コイルから均等な距離で配線する必要がなくなり、モータ・インバータ一体構造のレイアウト性が向上するという効果が得られる。
【００１４】
また、本発明のモータの駆動方法の好適例として、コイル駆動回路は、電流ヒステリシスコンパレータ制御により動作するコイル駆動回路であり、励磁開始時には一方コイルのコンパレータの電流しきい値と、他方のコイルのコンパレータの電流しきい値とが異ならせることがある。このように構成することで、励磁開始タイミングをずらす方法に比べて電流の立ち上がりを早めることが出来、トルクが向上する。
【００１５】
さらに、本発明のモータの駆動方法の好適例として、モータがＰＭモータであることがある。このように構成することで、ＳＲモータに比べて高いトルク密度のモータに対して、コンデンサのリップル電流を下げるという本発明の効果が加わり、モータ・インバータ一体構造として一層の小型化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面を参照して本発明のモータの駆動方法の実施例（第１実施例〜第３実施例）について説明する。
【００１７】
＜第１の実施例＞
はじめに、従来のＳＲモータにおける駆動方法について図１〜図３を参照して説明する。図１に３相のＳＲモータの駆動回路の一例を示す。また、図２（ａ）に、ステータ１に１２極のティース２を持ち、ロータ３に８極のティース４を持つＳＲモータの断面図を示す。このモータには、コイル５がステータ１の各ティース２に１つずつ巻回され、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各相４個ずつ合計で１２個のコイル５がある。これらのコイル５は、図１に示したように、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相ごとに４つの並列接続されたコイルＵＬ１〜ＵＬ４、ＶＬ１〜ＶＬ４、ＷＬ１〜ＷＬ４に、各相毎に２つのスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ２、ＳＷ３〜ＳＷ４、ＳＷ５〜ＳＷ６、および、２つのダイオードＤ１〜Ｄ２、Ｄ３〜Ｄ４、Ｄ５〜Ｄ６を接続している。
【００１８】
上述した構成の従来のＳＲモータでは、例えば、Ｕ相のコイル（ＵＬ１〜ＵＬ４）を励磁する場合には、スイッチ素子ＳＷ１およびＳＷ２をオンし、回生する場合には、スイッチ素子ＳＷ１およびＳＷ２をオフする。還流を行うにはスイッチ素子ＳＷ１またはＳＷ２のいずれか一方をオンした状態にする。Ｖ相およびＷ相でも同様である。
【００１９】
次に、上述した従来のＳＲモータの動作について説明する。まず、図２（ａ）に示したようなＳＲモータにおいて、図２（ｂ）のように、ステータ１とロータ３の突極（ティース２と４）同士が対向しはじめるロータ角度を励磁開始角度θONとする。また、図２（ｃ）のように、ステータ１とロータ３の突極同士が対向する角度よりも手前に励磁停止角度θOFFを設定する。ロータ３がθONからθOFFの角度にある時にコイル５に通電することでトルクが発生する。
【００２０】
次に、上述した従来のＳＲモータにおける各スイッチ素子の制御について説明する。図３に低回転数におけるＵ相コイルの電流制御の一例を示す。図３では、θONからθOFFにかけてＳＷ１とＳＷ２を一定間隔にてオン・オフする。なお、始めのＯＮ幅は電流の立ち上がりを早めるため長く取っている。ＳＷ１、ＳＷ２がオンしている時には、コイルＵＬ１〜ＵＬ４に電源電圧Ｖdcが印加され、コイル電流が増加する。共にオフしている時には、電流は電源に回生される。これを繰り返しながら各コイル電流が増加していくが、θOFFにおいて全スイッチがオフするとコイル電流は減少し、０Ａになる。
【００２１】
次に、図１におけるコンデンサＣ１とスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ２との間に流れる電流Ｉdcの電流について説明する。図３の各コイル（ＵＬ１〜ＵＬ４）の電流において、ＳＷ１、ＳＷ２がオンしているときには、電源Ｖdcとコイル（ＵＬ１〜ＵＬ４）とが接続されるのでＩdcが発生する。一方、ＳＷ１、ＳＷ２がオフすると回生電流が発生する。したがってＩdcは図３に示したような波形となる。
【００２２】
ところで、図１の電源Ｖdcとしてバッテリを想定した場合、バッテリの特性として瞬間的に電流を出し入れしにくい。一方、ＳＲモータのみならず、インバータ駆動のモータでは急激な電流を必要とする。その差を埋めるのが平滑コンデンサＣ１である。図３のようにＩdcが激しく変化をする場合は、ＩdcのＡＣ電流成分がコンデンサ電流となる。上述したように、平滑コンデンサＣ１は、瞬間の電流の出し入れがある場合でも電圧を変動させないように接続されるものである。したがって、急激に大きな電流が出し入れされる場合には、それに応じて大きな静電容量のコンデンサＣ１が必要（ＵＬ１〜ＵＬ４）である。このような大きなコンデンサを接続することは、モータ・インバータを一体化してレイアウト性を高めるという目的に対して弊害となる。
【００２３】
次に、上述した従来のＳＲモータにおける駆動方法を参照して本発明の第１の実施例を説明する。図４に、本発明の第１の実施例に係る、３相のＳＲモータの駆動回路の一例を示す。また、図５に、本発明の第１の実施例に係る、ステータ１に１２極のティース２を持ち、ロータ３に８極のティース４を持つＳＲモータの断面図を示す。図４及び図５に示すＳＲモータの基本的な構成は、図１及び図２に示す従来のＳＲモータの構成と同じである。構成上の図４及び図５に示す本発明の第１の実施例における特徴は、複数のコイル５毎にコイル駆動回路（一対のスイッチ素子と一対のダイオード）を設けた点である。すなわち、Ｕ相を考えると、コイルＵＬ１に一対のスイッチ素子ＵＳＷ１、ＵＳＷ２及び一対のダイオードＵＤ１、ＵＤ２からなる第１のコイル駆動回路（インバータに対応）を設け、コイルＵＬ２に一対のスイッチ素子ＵＳＷ３、ＵＳＷ４及び一対のダイオードＵＤ３、ＵＤ４を設け、コイルＵＬ３に一対のスイッチ素子ＵＳＷ５、ＵＳＷ６及び一対のダイオードＵＤ５、ＵＤ６を設け、コイルＵＬ４に一対のスイッチ素子ＵＳＷ７、ＵＳＷ８及び一対のＵＤ７、ＵＤ８を設けている。Ｖ相及びＷ相も同様である。
【００２４】
次に、本発明の第１の実施例における、図６に示した各スイッチ素子の動作について説明する。図６に低回転数におけるＵ相コイルの電流制御の一例を示す。図５に示す例では、θONからθOFFにかけて各スイッチ素子をオンする。スイッチングのタイミングとして、ＵＳＷ１とＵＳＷ２の組及びＵＳＷ５とＵＳＷ６の組のグループを同じパターンでスイッチングし、ＵＳＷ３とＵＳＷ４の組及びＵＳＷ７とＵＳＷ８の組のグループを同じパターンでスイッチングする。
【００２５】
各コイル電流は、ＵＬ１およびＵＬ３の組と、ＵＬ２およびＵＬ４の組とでスイッチングのパターンが異なり、電流の上昇と下降が反転する関係になる。すなわち、ＵＬ１がコイルを励磁しているときには、ＵＬ２はコイルを消磁しており、ＵＬ１がコイルを消磁しているときには、ＵＬ２はコイルを励磁する。そのため、ＵＬ１とＵＬ２の消磁電流と励磁電流とが相殺されるため（ＵＬ３、ＵＬ４も同様）、Ｉdcは、図６に示したように、各コイルを同期させて駆動させた場合に比べて低く抑える事ができる。ここで、ＩdcのＡＣ成分がコンデンサのリップル電流となる。したがって、Ｉdcが低減したことでコンデンサの静電容量は少なくてすみ、コンデンサの体積を小さくすることができる。
【００２６】
上述したように、本発明では、１つのモータでもリップル電流を低減でき、コンデンサを小型化することができるという効果が得られる。これにより、モータ・インバータ一体構造をよりコンパクトに形成できる。
【００２７】
なお、図７に示すように、コイルＵＬ１、ＵＬ３とコイルＵＬ２、ＵＬ４との励磁開始タイミングはスイッチング周波数の１周期分程度までずらすことができ、これによりＩdcの立ち上がりを緩やかにする事もできる。ところで、配線には必ず微小のインダクタンス成分があり、これによりｄｉ／ｄｔが大きくなると高いサージ電圧が発生する。逆に、ｄｉ／ｄｔが小さいとコンデンサとインバータとの配線距離を伸ばしても高いサージ電圧が発生しない。したがってレイアウトの自由度が向上する。
【００２８】
次に、図７の励磁開始のタイミングについて説明する。上述した通り、コイルＵＬ１、ＵＬ３とコイルＵＬ２、ＵＬ４の励磁開始のタイミングは、スイッチング周波数の１周期分程度までとする。この場合、主にＰＷＭ方式のスイッチングを行い、両者のＰＷＭ搬送波を1周期分ずらす。仮に両者のスイッチング周波数を１０ｋＨｚとすると、周期は１０ｍｓとなるが、これはロータ回転数が６０００ｒｐｍのときの機械角として３．６°に相当する。極数が比較的少ないモータ（６／４、１２／８などの）では、θONからθOFFが最大効率点に設定されている限りにおいて、機械角１％程度θON・θOFFが前後しても、出力トルクや効率はほとんど変化がない。したがって、コイルＵＬ１、ＵＬ３とコイルＵＬ２、ＵＬ４の励磁開始のタイミングをスイッチング周波数１周期分程度ずらす事によるモータ出力への影響は無視できる。
【００２９】
＜第２の実施例＞
次に、第２の実施例（ヒステリシスコンパレータ制御に関する実施例）について説明する。コイルの接続方法は、第１の実施例で説明した図４及び図５に示した例と同じであるので、ここでの説明は省略する。
【００３０】
次に、本発明の第２の実施例における、図８に示した各スイッチ素子の動作について説明する。図８に示す例では、Ｕ相を励磁する場合について述べる。励磁開始角度θONにおいて全アーム（ＵＳＷ１〜ＵＳＷ８）をすべてオンする。コイルＵＬ１、ＵＬ３の電流が第１の電流しきい値Ｉp1に達した時、ＵＳＷ１、ＵＳＷ２、ＵＳＷ５、ＵＳＷ６を他のスイッチ素子に先行してオフにする。これによりＵＬ１、ＵＬ３は消磁を始める。この時他のコイルＵＬ２、ＵＬ４は励磁を継続している。その後、コイルＵＬ２、ＵＬ４の電流が第２の電流しきい値Ｉp2に達した時に、ＵＳＷ３、ＵＳＷ４、ＵＳＷ７、ＵＳＷ８はオフとし、ＵＳＷ１、ＵＳＷ２、ＵＳＷ５、ＵＳＷ６はオンする。これにより、ＵＬ１、ＵＬ３は励磁を始め、他のコイルＵＬ２、ＵＬ４は消磁を開始する。以後、全てのスイッチは第１の電流しきい値Ｉp1に達した時オンして、第２の電流しきい値Ｉp2に達した時にオフする。以上の切り替えをロータ角度がθOFFに達するまで繰り返し、θOFFとなったら、全アームを停止する。この場合、励磁開始地点において両者のオフタイミングがずれることになるので、以後も両者のスイッチタイミングがずれることになる。また励磁開始地点において両者のオフタイミングがずれていてもロータ角度がθOFFに至るまでに同期してしまう場合は、前述のしきい値Ｉp1を上下させるなどして調整する。上述した第２の実施例によれば、第一の実施例で述べたＰＷＭ制御方式に比べて励磁開始角度θONにおいて同時にオン時間を設けることができるので励磁開始角度θONにおける励磁開始時の電流の立ち上がりを早められ、第１の実施例と同様の効果が得られながら、第１の実施例よりも高トルク駆動が可能になる。
【００３１】
＜第３の実施例＞
次に、第３の実施例（ヒステリシスコンパレータ制御に関する実施例）について説明する。コイルの接続方法は、第１の実施例で説明した図４及び図５に示した例と同じであるので、ここでの説明は省略する。
【００３２】
次に、本発明の第３の実施例における、図９に示した各スイッチ素子の動作について説明する。図９に示す第３の実施例において、基本的な動作は第２の実施例と同様であるが、コイルＵＬ４のみは他のコイルとオン・オフ動作を反転させる。これにより、ＵＬ４はＵＬ１またはＵＬ３との間で電流を相殺する。一方のＵＬ２では、電流が不足するので、主にコンデンサから電流を得る。このような電流の変化が激しいコイルの近傍にコンデンサを配置する。このようにすれば、各コイルの直近にインバータが接続されているモータの場合は、シャフトと同軸上にコンデンサを配置する必要がなくなり、モータ・インバータ一体構造のレイアウト性が向上するという効果が得られる。
【００３３】
＜第４の実施例＞
次に、第４の実施例について説明する。第１の実施例〜第３の実施例では、本発明をＳＲモータに適用した例を示したが、第４の実施例では本発明をＰＭモータに適用する場合について説明する。
【００３４】
図１０に、本発明の第４の実施例に係る、４相のインバータとモータコイルとの接続を示す。ただし、コイルをそれぞれ独立に駆動するため、通常見られるスター結線やデルタ結線ではなく、各コイルの出口側を各々負極母線に接続している。ここでは、図１１において、ＰＬ１とＰＬ４との電流の関係について説明する。始めにＰＬ１の電流について説明する。ＰＬ１の電流が正弦波状に流れるようにＰＳＷ１とＰＳＷ２がスイッチングされる。このスイッチングと逆の位相でＰＳＷ７とＰＳＷ８が動作すると、電流は図１１のＰＬ４の電流信号のようになる。この互いの関係は励磁電流を補完しあう関係になるため、コンデンサの電流は低く抑えられる。したがって、第１の実施例〜第３の実施例と同等の効果を得ることができる。この場合、電流波形が互いに９０°位相がずれる。したがって、この方式は、偶数相のモータに対して用いる。また、この方式は３相交流モータに比べて電力供給線の有効利用といった面で劣るものの機電一体構造とすることでこれらの問題の解消を図っている。
【００３５】
上述した説明では、低回転で大きなトルクを必要とする動作状況で、コンデンサのリップル電流を低減する説明をしてきた。なお、高回転では、誘起電圧により電流が流れにくくなるので、自然とコンデンサのリップル電流に対する要求は低くなり、問題はない。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明のモータの駆動方法によれば、１つのモータでもリップル電流を低減でき、コンデンサを小型化することができるという効果が得られる。これにより、モータ・インバータ一体構造をよりコンパクトに形成する要望のあるＳＲモータやＰＭモータに、本発明を好適に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】従来のＳＲモータの駆動方法の一例を説明するための回路図である。
【図２】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ従来のＳＲモータの断面図および励磁開始角度θONと励磁停止角度θOFFの説明をするための図である。
【図３】従来のＳＲモータの駆動方法における電流波形の一例を説明するための図である。
【図４】本発明の第１の実施例に係るＳＲモータの駆動方法の一例を説明するための回路図である。
【図５】本発明の第１の実施例に係るＳＲモータの一例の断面図である。
【図６】本発明の第１の実施例に係るＳＲモータの駆動方法における電流波形の一例を説明するための図である。
【図７】本発明の第１の実施例に係るＳＲモータの駆動方法における電流波形の他の例を説明するための図である。
【図８】本発明の第２の実施例に係るＳＲモータの駆動方法における電流波形の一例を説明するための図である。
【図９】本発明の第３の実施例に係るＳＲモータの駆動方法における電流波形の一例を説明するための図である。
【図１０】本発明の第４の実施例に係るＰＭモータの駆動方法の一例を説明するための回路図である。
【図１１】本発明の第４の実施例に係るＰＭモータの駆動方法における電流波形の一例を説明するための図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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