(57)【要約】【課題】シングルキャリアＭＩＭＯ信号を受信し、復調遅延の増加を抑えつつ優れたＭＩＭＯ信号分離特性を実現するＭＩＭＯ受信装置を提供する。【解決手段】ＭＩＭＯ受信装置のＤＦＴ部５１は、複数の受信アンテナで受信された信号を周波数領域の信号へ変換する。チャネル推定部５２は、送信アンテナ毎に挿入されたパイロット信号を用いて送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する。マルチパス干渉レプリカ再生部５３は、前記チャネル利得から計算したウエイトにより受信信号を等化し、各送信アンテナの等化信号におけるマルチパス干渉を生成する。復調部５４は、前記チャネル利得とマルチパス干渉除去を考慮して計算したウエイトにより受信信号を等化し、各送信アンテナの等化信号からマルチパス干渉を減算し、ＭＬＤによりＭＩＭＯ信号分離を行う。【選択図】図４
2008205697.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍ本（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリアＭＩＭＯ信号をＮ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナにより受信し、ＭＩＭＯ信号分離を行うＭＩＭＯ受信装置であって、
各受信アンテナ信号を周波数領域の信号へ変換するＤＦＴ部と、
送信アンテナ毎に挿入されたパイロット信号を用いて送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定するチャネル推定部と、
前記チャネル利得から計算したウエイトにより受信信号を等化し、各送信アンテナの等化信号におけるマルチパス干渉を生成するマルチパス干渉レプリカ再生部と、
前記チャネル利得からマルチパス干渉除去を考慮して計算したウエイトにより受信信号を等化し、各送信アンテナの等化信号からマルチパス干渉を減算し、時間領域でＭＬＤによりＭＩＭＯ信号分離を行う復調部と
を備える
ＭＩＭＯ受信装置。
【請求項２】
前記マルチパス干渉レプリカ再生部の後段に、さらに、Ｋ段（Ｋは１以上の整数）のマルチパス干渉レプリカ再生部を備え、マルチパス干渉除去とレプリカ再生を繰り返し行うこと
を特徴とする
請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項３】
前記マルチパス干渉レプリカ再生部は、
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル利得から周波数領域等化のウエイトを計算するウエイト計算部と、
前記ウエイトと前記ＤＦＴ部から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧とを行う周波数領域等化部と、
前記周波数領域等化部から出力された信号である各送信アンテナの等化信号を時間領域の信号へ変換するＩＤＦＴ部と、
前記ＩＤＦＴ部の出力信号から送信されたビット毎に尤度を計算するビット尤度計算部と、
前記ビット尤度に基づいてシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
前記シンボルレプリカを周波数領域の信号へ変換するＤＦＴ部と、
周波数領域のシンボルレプリカ信号とチャネル利得とを用いてマルチパス干渉レプリカを生成するマルチパス干渉レプリカ生成部と
を備えることを特徴とする
請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項４】
前記復調部は、
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル利得からマルチパス干渉除去を考慮して周波数領域等化のウエイトを計算するウエイト計算部と、
前記ウエイトと前記ＤＦＴ部から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧とを行う周波数領域等化部と、
前記周波数領域等化部から出力された信号である各送信アンテナの等化信号を時間領域の信号へ変換するＩＤＦＴ部と、
前記ＩＤＦＴ部の出力信号と全ての送信アンテナシンボル候補の受信レプリカとを比較し、最も確からしい送信アンテナシンボル候補を選択するための誤差計算を行うＭＬＤと、
前記ＭＬＤの出力である誤差信号から誤差最小のシンボル候補を選択し、送信されたビット毎に尤度を計算するビット尤度計算部と
を備えることを特徴とする
請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項５】
前記Ｋ段のマルチパス干渉レプリカ再生部のそれぞれは、
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル利得からマルチパス干渉除去を考慮して周波数領域等化のウエイトを計算するウエイト計算部と、
前記ウエイトと前記ＤＦＴ部から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧を行う周波数領域等化部と、
前記周波数領域等化部から出力された信号である各送信アンテナの等化信号を時間領域の信号へ変換するＩＤＦＴ部と、
前記ＩＤＦＴ部の出力信号と全ての送信アンテナシンボル候補の受信レプリカとを比較し、最も確からしい送信アンテナシンボル候補を選択するための誤差計算を行うＭＬＤと、
前記ＭＬＤの出力である誤差信号から誤差最小のシンボル候補を選択し、送信されたビット毎に尤度を計算するビット尤度計算部と、
前記ビット尤度に基づいてシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
前記シンボルレプリカを周波数領域の信号へ変換するＤＦＴ部と、
周波数領域のシンボルレプリカ信号とチャネル利得とを用いてマルチパス干渉レプリカを生成するマルチパス干渉レプリカ生成部と
を備えることを特徴とする
請求項２に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項６】
前記マルチパス干渉レプリカ再生部は、
前記ＩＤＦＴ部の後段にさらにＭＬＤを備え、ＭＬＤにより高精度なＭＩＭＯ信号分離を行うことを特徴とする
請求項３に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項７】
前記マルチパス干渉レプリカ再生部は、
ビット尤度計算部の後段にさらに復号器を備え、誤り訂正復号したビットを用いてシンボルレプリカを生成することを特徴とする
請求項３に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項８】
前記Ｋ段のマルチパス干渉レプリカ再生部のそれぞれは、
ビット尤度計算部の後段にさらに復号器を備え、誤り訂正復号したビットを用いてシンボルレプリカを生成することを特徴とする
請求項５に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項９】
前記マルチパス干渉レプリカ再生部は、
前記ＭＬＤの前段にさらに白色化フィルタを備え、前記ＩＤＦＴ部の各出力信号の雑音を無相関にしてからＭＬＤを行うことを特徴とする
請求項３に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項１０】
前記復調部は、
前記ＭＬＤの前段にさらに白色化フィルタを備え、前記ＩＤＦＴ部の各出力信号の雑音を無相関にしてからＭＬＤを行うことを特徴とする
請求項４に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項１１】
前記Ｋ段のマルチパス干渉レプリカ再生部のそれぞれは、
前記ＭＬＤの前段にさらに白色化フィルタを備え、前記ＩＤＦＴ部の各出力信号の雑音を無相関にしてからＭＬＤを行うことを特徴とする
請求項５に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項１２】
前記シンボルレプリカ生成部は、
シンボルレプリカに硬判定レプリカあるいは軟判定レプリカを用いることを特徴とする
請求項３または請求項５に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項１３】
Ｍ本（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリアＭＩＭＯ信号をＮ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナにより受信し、ＭＩＭＯ信号分離を行うＭＩＭＯ受信方法であって、
各受信アンテナ信号を周波数領域の信号へ変換する処理と、
送信アンテナ毎に挿入されたパイロット信号を用いて送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する処理と、
前記チャネル利得から計算したウエイトにより受信信号を等化し、各送信アンテナの等化信号におけるマルチパス干渉を生成する処理と、
前記チャネル利得からマルチパス干渉除去を考慮して計算したウエイトにより受信信号を等化し、各送信アンテナの等化信号からマルチパス干渉を減算し、時間領域でＭＬＤによりＭＩＭＯ信号分離を行う処理と
を有するＭＩＭＯ受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＭＩＭＯ受信装置および受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
次世代移動通信の無線方式では高速データ伝送が要求されており、高速データ伝送を実現する技術として、複数の送信アンテナから同一の周波数を用いてデータ信号を送信し、複数の受信アンテナを用いてデータ信号の復調を行うＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）多重が注目されている。
【０００３】
図１は、ＭＩＭＯ多重を用いた従来のＭＩＭＯ送受信システムの構成を示す図である。図１に示したＭＩＭＯ送受信システムは、送信アンテナ数をＭ（Ｍは２以上の整数）、受信アンテナ数をＮ（Ｎは２以上の整数）とした場合、送信側は、送信装置２０１と、複数の送信装置２０１（第１送信アンテナ２０２−１〜第Ｍ送信アンテナ２０２−Ｍ）とから構成されている。受信側は、複数の受信アンテナ２０３（第１受信アンテナ２０３−１〜第Ｎ受信アンテナ２０３−Ｎ）と、受信装置２０４とから構成されている。複数の送信アンテナ２０２から異なるデータ信号を同一の周波数を用いて送信し、複数の受信アンテナ２０３を用いてデータ信号を受信することにより、伝送帯域幅を増加せずに送信アンテナ数に比例した高速データ伝送が行える。
【０００４】
受信装置２０４では複数の受信アンテナ２０３にて受信した信号から、複数の送信アンテナ２０２から送信されたそれぞれのデータ信号を復調（信号分離）する必要がある。このＭＩＭＯ信号分離には様々な方式が提案されているが、例えば、最も簡単な方式として最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）に基づく線形処理フィルタを用い、復調対象とする送信アンテナ以外の送信アンテナからの干渉を抑圧する方式が知られている。
【０００５】
次世代移動通信の上りリンク無線方式では、通信エリア拡大のため、端末では高い送信電力効率を実現する必要がある。そのため、低ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）のシングルキャリア（ＳＣ：Single-Carrier）方式が有力とされている。ＳＣ方式においてＭＩＭＯ多重を行う場合には、マルチパス干渉が問題となり、ＭＩＭＯ信号分離をＭＭＳＥフィルタで行う場合は、ＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉の抑圧とを同時に行う、すなわち空間方向と時間方向とのＭＭＳＥ等化（２次元ＭＭＳＥ等化）が必要となる。そして２次元ＭＭＳＥ等化と送信アンテナ干渉除去とを組み合わせた方式が特性に優れ、有望と考えられている。
【０００６】
図２は、従来のＭＩＭＯ受信装置の構成を示す図である。図２に示したＭＩＭＯ受信装置では、２次元ＭＭＳＥ等化と送信アンテナ干渉除去とを周波数領域の信号処理で行うことにより、演算量の増加を抑えている。また、この２次元周波数領域等化とアンテナ干渉除去の受信処理とを繰り返し行うことにより、特性を改善する方法が考えられている（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００７】
図２に示したＭＩＭＯ受信装置は、Ｍ本（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリアＭＩＭＯ信号をＮ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナにて受信し、周波数領域の信号処理によりＭＩＭＯ信号分離を行うＭＩＭＯ受信装置である。このＭＩＭＯ受信装置は、複数の受信アンテナ１０１（第１受信アンテナ１０１−１〜第Ｎ受信アンテナ１０１−Ｎ）と、複数のサイクリックプリフィクス（ＣＰ：Cyclic Prefix）除去部１０２（第１ＣＰ除去部１０２−１〜第ＮＣＰ除去部１０２−Ｎ）と、複数の離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）部１０３（第１ＤＦＴ部１０３−１〜第ＮＤＦＴ部１０３−Ｎ）と、複数の受信フィルタ１０４（第１受信フィルタ１０４−１〜第Ｎ受信フィルタ１０４−Ｎ）と、減算部１０５と、チャネル推定部１０６と、ウエイト計算部１０７と、２次元周波数領域等化部１０８と、複数の離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）部１０９（第１ＩＤＦＴ部１０９−１〜第ＭＩＤＦＴ部１０９−Ｍ）と、複数のビット尤度計算部１１０（第１ビット尤度計算部１１０−１〜第Ｍビット尤度計算部１１０−Ｍ）と、複数の復号器１１１（第１復号器１１１−１〜第Ｍ復号器１１１−Ｍ）と、複数のシンボルレプリカ生成部１１２（第１シンボルレプリカ生成部１１２−１〜第Ｍシンボルレプリカ生成部１１２−Ｍ）と、複数のＤＦＴ部１１３（第１ＤＦＴ部１１３−１〜第ＭＤＦＴ部１１３−Ｍ）と、複数の送受信フィルタ１１４（第１送受信フィルタ１１４−１〜第Ｍ送受信フィルタ１１４−Ｍ）と、複数のアンテナ干渉レプリカ生成部１１５（第１アンテナ干渉レプリカ生成部１１５−１〜第Ｍアンテナ干渉レプリカ生成部１１５−Ｍ）とから構成されている。
【０００８】
図３は、周波数領域等化を用いる場合の無線フレームフォーマットの一例を示す図である。図３に示すフレームフォーマットは、複数ある送信アンテナの中のある１つの送信アンテナから送信される無線フレーム信号を示している。無線フレーム信号は複数のパイロット信号あるいはデータ信号のブロックで構成され、図３に示した例では先頭にパイロット信号ブロックがあり、その後ろにデータブロックが複数連続する構成になっている。
【０００９】
各ブロックの先頭にはＤＦＴ処理の際に前ブロックからのマルチパス干渉を回避するためＣＰが付加される。ＣＰは各ブロックの最後部データを最前部にコピーして生成される信号である。ＭＩＭＯでは送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する必要があり、各送信アンテナのパイロット信号は互いに直交していることが好ましい。各送信アンテナのパイロット信号の多重方法として周波数多重や符号多重などが考えられている。
【００１０】
上述の図２に戻ると、第１受信アンテナ１０１−１〜第Ｎ受信アンテナ１０１−Ｎは、シングルキャリアＭＩＭＯ信号を受信する。第１ＣＰ除去部１０２−１〜第ＮＣＰ除去部１０２−Ｎは、各受信アンテナ信号を入力し、共通のタイミングでＣＰに相当する部分の信号を除去する。第１ＤＦＴ部１０３−１〜第ＮＤＦＴ部１０３−Ｎは、ＣＰを除去した各受信アンテナ信号を入力とし、ＮＤＦＴ1（ＮＤＦＴ1は２以上の整数）ポイントのＤＦＴを行い、受信信号を周波数領域の信号へ変換する。第１受信フィルタ１０４−１〜第Ｎ受信フィルタ１０４−Ｎは、周波数領域で受信信号のフィルタリングを行い、雑音抑圧とユーザ分離を行う。第１受信フィルタ１０４−１〜第Ｎ受信フィルタ１０４−Ｎには、一般にレイズドコサインロールオフフィルタが用いられる（ロールオフ率０を含む）。
【００１１】
図２の構成では第１受信フィルタ１０４−１〜第Ｎ受信フィルタ１０４−Ｎは、周波数領域の信号処理で行っているが、第１ＤＦＴ部１０３−１〜第ＮＤＦＴ部１０３−Ｎに先立ち時間領域の信号処理で行うこともできる。減算部１０５は、復調対象の送信アンテナ信号を残し、他の送信アンテナ干渉レプリカを減算する。
【００１２】
ここで、減算部１０５に関して説明を行う。図４は、受信アンテナｎのＤＦＴ信号に対する減算部１０５の構成を示す図である。減算部１０５は、第１レプリカ合成部１２１−１〜第Ｍレプリカ合成部１２１−Ｍ、第１減算器１２２−１〜第Ｍ減算器１２２−Ｍで構成される。第１レプリカ合成部１２１−１〜第Ｍレプリカ合成部１２１−Ｍは、復調対象の送信アンテナ信号を除く送信アンテナ干渉レプリカを合成する。第１減算器１２２−１〜第Ｍ減算器１２２−Ｍは、受信アンテナｎのＤＦＴ信号から第１レプリカ合成部１２１−１〜第Ｍレプリカ合成部１２１−Ｍの出力を減算する。
【００１３】
ＤＦＴ後のサブキャリアｋ（１≦ｋ≦ＮＤＦＴ1）の受信信号を
【数１】
2008205697.tif 000003
とする。また、送信アンテナｍの第ｉ繰り返し干渉レプリカを
【数２】
2008205697.tif 000004
とする。なお、
【数３】
2008205697.tif 000005
はＮ行の列ベクトルであり、
【数４】
2008205697.tif 000006
はＮ行の列ベクトルであるものとする。
【００１４】
このとき、第ｉ繰り返し干渉除去後の送信アンテナｍの等化用信号を
【数５】
2008205697.tif 000007
とすると、その等化用信号は次式で表される。
【数６】
2008205697.tif 000008
ただし、
【数７】
2008205697.tif 000009
はＮ行の列ベクトルであるものとする。またここで、最初（第０繰り返し）の受信処理では干渉除去は行わず、受信信号をそのまま用いる。すなわち、
【数８】
2008205697.tif 000010
である。
【００１５】
チャネル推定部１０６は、送信アンテナ毎に挿入されたパイロット信号を用いて周波数領域で送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する。図２の構成ではチャネル推定部１０６は、周波数領域の信号処理で行っているが、第１ＤＦＴ部１０３−１〜第ＮＤＦＴ部１０３−Ｎに先立ち時間領域の信号処理で行うこともできる。
【００１６】
ウエイト計算部１０７は、送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を用いて２次元周波数領域等化のウエイトを計算する。ウエイト計算部１０７は、一般にＭＭＳＥアルゴリズムが用いられる。送信アンテナｍの第ｉ繰り返しＭＭＳＥウエイトを
【数９】
2008205697.tif 000011
とすると、その送信アンテナｍの第ｉ繰り返しＭＭＳＥウエイトは、チャネル推定値行列
【数１０】
2008205697.tif 000012
と、雑音電力
【数１１】
2008205697.tif 000013
とを用いて、次式で計算される。
【数１２】
2008205697.tif 000014
なお、
【数１３】
2008205697.tif 000015
はＮ列の行ベクトルであり、
【数１４】
2008205697.tif 000016
はＮ行Ｍ列の行列であるものとする。
【００１７】
ここで、チャネル推定値行列は
【数１５】
2008205697.tif 000017
で表され、
【数１６】
2008205697.tif 000018
は送信アンテナｍと受信アンテナとの間のチャネル推定値である。なお、
【数１７】
2008205697.tif 000019
はＮ行の列ベクトルである。
【００１８】
また、
【数１８】
2008205697.tif 000020
は送信アンテナｍの第ｉ繰り返し干渉除去考慮行列であり、次式で表される。
【数１９】
2008205697.tif 000021
ここで、
【数２０】
2008205697.tif 000022
は、例えば、送信アンテナｍの時間領域の第ｉ繰り返し軟判定シンボルレプリカ
【数２１】
2008205697.tif 000023
の平均電力を用いて次式で計算される。
【数２２】
2008205697.tif 000024
ただし、ＮＳＹＭＢは、データブロックのシンボル数である。また、
【数２３】
2008205697.tif 000025
は、初回（ｉ=0）では単位行列である。
【００１９】
２次元周波数領域等化部１０８は、ウエイト計算部１０７で計算した２次元等化ウエイトおよび減算部１０５の出力を入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧を同時に行う。ウエイト計算部１０７で計算したウエイトを
【数２４】
2008205697.tif 000026
とし、減算部１０５の出力を
【数２５】
2008205697.tif 000027
とすると、２次元周波数領域等化部１０８で２次元等化した送信アンテナｍの等化信号
【数２６】
2008205697.tif 000028
は、次式で表される。
【数２７】
2008205697.tif 000029
【００２０】
第１ＩＤＦＴ部１０９−１〜第ＭＩＤＦＴ部１０９−Ｍは、２次元周波数領域等化部１０８の出力である各送信アンテナの等化信号を入力とし、ＮＩＤＦＴ（ＮＩＤＦＴは２以上の整数）ポイントのＩＤＦＴを行い、等化信号を時間領域の信号へ変換する。
【００２１】
第１ビット尤度計算部１１０−１〜第Ｍビット尤度計算部１１０−Ｍは、各送信アンテナの等化信号から送信されたビット毎に尤度を計算する。第１ビット尤度計算部１１０−１〜第Ｍビット尤度計算部１１０−Ｍの第ｉ繰り返し（ｉ≧１）の出力信号が最終的なビット復調信号となる。第１復号器１１１−１〜第Ｍ復号器１１１−Ｍは、各送信アンテナ信号のビット尤度を入力し、誤り訂正復号を行う。誤り訂正符号化には、ターボ符号や畳み込み符号が用いられる。
【００２２】
第１シンボルレプリカ生成部１１２−１〜第Ｍシンボルレプリカ生成部１１２−Ｍは、各送信アンテナ信号の復号結果からシンボルレプリカを生成する。第１シンボルレプリカ生成部１１２−１〜第Ｍシンボルレプリカ生成部１１２−Ｍは、硬判定シンボルレプリカを生成する方法、硬判定シンボルレプリカを生成し、所定のレプリカ重み係数（１以下の定数）を乗算する方法、軟判定シンボルレプリカを生成する方法などがあり、軟判定シンボルレプリカを生成する方法が特性がよい。
【００２３】
第１ＤＦＴ部１１３−１〜第ＭＤＦＴ部１１３−Ｍは、第１シンボルレプリカ生成部１１２−１〜第Ｍシンボルレプリカ生成部１１２−Ｍで生成した各送信アンテナのシンボルレプリカを入力とし、ＮＤＦＴ２（ＮＤＦＴ２は２以上の整数）ポイントのＤＦＴを行い、シンボルレプリカを周波数領域の信号へ変換する。第１送受信フィルタ１１４−１〜第Ｍ送受信フィルタ１１４−Ｍは、周波数領域のシンボルレプリカを送受信フィルタに通す。
【００２４】
第１アンテナ干渉レプリカ生成部１１５−１〜第Ｍアンテナ干渉レプリカ生成部１１５−Ｍは、各送信アンテナの周波数領域のシンボルレプリカ信号とチャネル推定値を用いて送信アンテナ干渉レプリカを生成する。送信アンテナｍの周波数領域のシンボルレプリカ信号を
【数２８】
2008205697.tif 000030
とし、チャネル推定値を
【数２９】
2008205697.tif 000031
とすると、送信アンテナｍの第ｉ繰り返し干渉レプリカ
【数３０】
2008205697.tif 000032
は次式で表される。
【数３１】
2008205697.tif 000033
【００２５】
また、上述の従来技術以外にも、ＭＩＭＯ受信装置および受信方法に関する技術が知られている（例えば、特許文献１から４参照）。特許文献１（特開２００２−２４７０１１号公報）には、送信信号を推定する際に算出した尤度を用いてデータの信頼度を反映した重み係数を算出し、それを軟判定のために利用する技術が記載されている。特許文献２（特開２００３−０５１８０２号公報）には、受信機の受信信号により周波数特性を検出し周波数領域等化する手段と、前記周波数領域等化した信号よりシンボル内の振幅位相特性を検出し補正する時間領域等化手段とを備え、前記受信信号を前記周波数領域等化した後、前記時間領域等化し、ＦＦＴ処理を行って復調する技術が記載されている。
【００２６】
特許文献３（特開２００６−１５７７３２号公報）には、ドップラーシフト推定値を考慮して受信信号のレプリカを生成することで、シンボル判定制度を向上する技術が記載されている。また、尤度算出部で算出された最大の尤度が所定値以上になるまで、繰り返しシンボル判定を行う技術が記載されている。特許文献４（特開２００６−１９６９９０号公報）には、受信器が、受信アンテナ（ここでは４本）の受信信号をＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ復調器で処理する技術が記載されている。また、周波数領域での行列表現を用い、伝搬路の伝達関数Ｈを用いて、受信信号を示す技術が記載されている。また、ＭＬＤ方式が、マルチキャリア変調方式のみに適用できる方式ではなく、シングルキャリア伝送にも一般的に適用できることが記載されている。また、チャネル推定信号と送信信号の複素乗算および加算等の処理を行い、受信信号のレプリカ信号を生成する技術が記載されている。また、レプリカ信号を一時的に記憶し、記憶された受信信号からレプリカ信号記憶回路で記憶されたレプリカ信号の減算処理を行う技術が記載されている。
【００２７】
【非特許文献１】中島昭範、安達文幸、“周波数領域繰り返しＰＩＣに２次元ＭＭＳＥ重みを用いるＳＣ−ＭＩＭＯ多重のスループット特性”、信学技報、ＲＣＳ２００５−８８、ｐｐ．１９−２４、２００５年１０月
【特許文献１】特開２００２−２４７０１１号公報
【特許文献２】特開２００３−０５１８０２号公報
【特許文献３】特開２００６−１５７７３２号公報
【特許文献４】特開２００６−１９６９９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
上述の、最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）に基づく線形処理フィルタを用い、復調対象とする送信アンテナ以外の送信アンテナからの干渉を抑圧する方式を用いた場合の受信特性は良いとは言えない。この方式を用いた受信特性を改善するため、ＭＭＳＥフィルタと送信アンテナ干渉除去とを組み合わせる方式が提案されている。また、全ての送信アンテナ信号のレプリカを生成し、最も確からしい送信アンテナ信号を選択する最尤検出法（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）が考えられているが、受信特性が良い反面、送信アンテナ数及び変調多値数の増加に従い、演算量が指数的に増加してしまう。
【００２９】
また、従来のＭＩＭＯ受信装置では、２次元周波数領域等化とアンテナ干渉除去をチャネル推定も含めて周波数領域で行うことにより、時間領域の受信処理と比べ演算量を大幅に削減するとともに、パスタイミング誤差の影響を受けないという特徴がある。しかし、従来のＭＩＭＯ受信装置では、受信特性を向上させるためには、２次元周波数領域等化、誤り訂正復号、アンテナ干渉除去の処理を複数回繰り返す必要があり演算量と復調遅延が増加するという問題がある。また、繰り返し処理を重ねてもＭＭＳＥ等化による雑音強調が残存してしまうため、ＭＬＤの受信特性には及ばないという問題がある。
【００３０】
本発明が解決しようとする課題は、シングルキャリアＭＩＭＯ信号を周波数領域の信号へ変換し、等化処理とマルチパス干渉除去処理を行ってから、時間領域でＭＬＤによりＭＩＭＯ信号分離を行うことにより復調遅延の増加を抑えつつ優れた受信特性を実現するＭＩＭＯ受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
以下に、［発明を実施するための最良の形態］で使用される番号を用いて、課題を解決するための手段を説明する。これらの番号は、［特許請求の範囲］の記載と［発明を実施するための最良の形態］との対応関係を明らかにするために付加されたものである。ただし、それらの番号を、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。
【００３２】
上記課題を解決するために、Ｍ本（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリアＭＩＭＯ信号をＮ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナ（１）により受信し、ＭＩＭＯ信号分離を行うＭＩＭＯ受信装置であって、
各受信アンテナ（１）信号を周波数領域の信号へ変換するＤＦＴ部（５１）（３）と、送信アンテナ毎に挿入されたパイロット信号を用いて送信アンテナと受信アンテナ（１）との間のチャネル利得を推定するチャネル推定部（５２）と、前記チャネル利得から計算したウエイトにより受信信号を等化し、各送信アンテナの等化信号におけるマルチパス干渉を生成するマルチパス干渉レプリカ再生部（５３）と、前記チャネル利得からマルチパス干渉除去を考慮して計算したウエイトにより受信信号を等化し、各送信アンテナの等化信号からマルチパス干渉を減算し、時間領域でＭＬＤによりＭＩＭＯ信号分離を行う復調部（５４）とを備えるＭＩＭＯ受信装置を構成する。
【００３３】
そのＭＩＭＯ受信装置において、前記マルチパス干渉レプリカ再生部（５３）の後段に、さらに、Ｋ段（Ｋは１以上の整数）のマルチパス干渉レプリカ再生部（５５）を備え、マルチパス干渉除去とレプリカ再生を繰り返し行うことが好ましい。
【００３４】
そのＭＩＭＯ受信装置において、前記マルチパス干渉レプリカ再生部（５３）は、前記送信アンテナと前記受信アンテナ（１）との間のチャネル利得から周波数領域等化のウエイトを計算するウエイト計算部（６）と、前記ウエイトと前記ＤＦＴ部（５１）（３）から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧とを行う周波数領域等化部（７）と、前記周波数領域等化部（７）から出力された信号である各送信アンテナの等化信号を時間領域の信号へ変換するＩＤＦＴ部（９）と、前記ＩＤＦＴ部（９）の出力信号から送信されたビット毎に尤度を計算するビット尤度計算部（１２）と、前記ビット尤度に基づいてシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部（１４）と、前記シンボルレプリカを周波数領域の信号へ変換するＤＦＴ部（１５）と、周波数領域のシンボルレプリカ信号とチャネル利得とを用いてマルチパス干渉レプリカを生成するマルチパス干渉レプリカ生成部（１６）とを備えることが好ましい。
【００３５】
そのＭＩＭＯ受信装置において、前記復調部（５４）は、前記送信アンテナと前記受信アンテナ（１）との間のチャネル利得からマルチパス干渉除去を考慮して周波数領域等化のウエイトを計算するウエイト計算部（６）と、前記ウエイトと前記ＤＦＴ部（５１）（３）から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧とを行う周波数領域等化部（７）と、前記周波数領域等化部（７）から出力された信号である各送信アンテナの等化信号を時間領域の信号へ変換するＩＤＦＴ部（９）と、前記ＩＤＦＴ部（９）の出力信号と全ての送信アンテナシンボル候補の受信レプリカとを比較し、最も確からしい送信アンテナシンボル候補を選択するための誤差計算を行うＭＬＤ（１１）と、前記ＭＬＤ（１１）の出力である誤差信号から誤差最小のシンボル候補を選択し、送信されたビット毎に尤度を計算するビット尤度計算部（１２）とを備えることが好ましい。
【００３６】
そのＭＩＭＯ受信装置において、前記Ｋ段のマルチパス干渉レプリカ再生部（５５）のそれぞれは、前記送信アンテナと前記受信アンテナ（１）との間のチャネル利得からマルチパス干渉除去を考慮して周波数領域等化のウエイトを計算するウエイト計算部（６）と、前記ウエイトと前記ＤＦＴ部（５１）（３）から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧を行う周波数領域等化部（７）と、前記周波数領域等化部（７）から出力された信号である各送信アンテナの等化信号を時間領域の信号へ変換するＩＤＦＴ部（９）と、前記ＩＤＦＴ部（９）の出力信号と全ての送信アンテナシンボル候補の受信レプリカとを比較し、最も確からしい送信アンテナシンボル候補を選択するための誤差計算を行うＭＬＤ（１１）と、前記ＭＬＤ（１１）の出力である誤差信号から誤差最小のシンボル候補を選択し、送信されたビット毎に尤度を計算するビット尤度計算部（１２）と、前記ビット尤度に基づいてシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部（１４）と、前記シンボルレプリカを周波数領域の信号へ変換するＤＦＴ部（５１）と、周波数領域のシンボルレプリカ信号とチャネル利得とを用いてマルチパス干渉レプリカを生成するマルチパス干渉レプリカ生成部（１６）とを備えることが好ましい。
【００３７】
そのＭＩＭＯ受信装置において、前記マルチパス干渉レプリカ再生部（５３）は、前記ＩＤＦＴ部（９）の後段にさらにＭＬＤ（１１）を備え、ＭＬＤ（１１）により高精度なＭＩＭＯ信号分離を行うことが好ましい。
【００３８】
そのＭＩＭＯ受信装置において、前記マルチパス干渉レプリカ再生部（５３）は、ビット尤度計算部（１２）の後段にさらに復号器（１３）を備え、誤り訂正復号したビットを用いてシンボルレプリカを生成することが好ましい。
【００３９】
そのＭＩＭＯ受信装置において、前記Ｋ段のマルチパス干渉レプリカ再生部（５５）のそれぞれは、ビット尤度計算部（１２）の後段にさらに復号器（１３）を備え、誤り訂正復号したビットを用いてシンボルレプリカを生成することが好ましい。
【００４０】
そのＭＩＭＯ受信装置において、前記マルチパス干渉レプリカ再生部（５３）（５５）は、前記ＭＬＤ（１１）の前段にさらに白色化フィルタ（１０）を備え、前記ＩＤＦＴ部（９）の各出力信号の雑音を無相関にしてからＭＬＤ（１１）を行うことが好ましい。
【００４１】
そのＭＩＭＯ受信装置において、前記復調部（５４）は、前記ＭＬＤ（１１）の前段にさらに白色化フィルタ（１０）を備え、前記ＩＤＦＴ部（９）の各出力信号の雑音を無相関にしてからＭＬＤ（１１）を行うことが好ましい。
【００４２】
そのＭＩＭＯ受信装置において、前記Ｋ段のマルチパス干渉レプリカ再生部（５５）のそれぞれは、前記ＭＬＤ（１１）の前段にさらに白色化フィルタ（１０）を備え、前記ＩＤＦＴ部（９）の各出力信号の雑音を無相関にしてからＭＬＤ（１１）を行うことが好ましい。
【００４３】
そのＭＩＭＯ受信装置において、前記シンボルレプリカ生成部（１４）は、シンボルレプリカに硬判定レプリカあるいは軟判定レプリカを用いることが好ましい。
【００４４】
また、上記課題を解決するために、Ｍ本（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリアＭＩＭＯ信号をＮ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナ（１）により受信し、ＭＩＭＯ信号分離を行うＭＩＭＯ受信方法であって、
各受信アンテナ（１）信号を周波数領域の信号へ変換する処理と、送信アンテナ毎に挿入されたパイロット信号を用いて送信アンテナと受信アンテナ（１）との間のチャネル利得を推定する処理と、前記チャネル利得から計算したウエイトにより受信信号を等化し、各送信アンテナの等化信号におけるマルチパス干渉を生成する処理と、前記チャネル利得からマルチパス干渉除去を考慮して計算したウエイトにより受信信号を等化し、各送信アンテナの等化信号からマルチパス干渉を減算し、時間領域でＭＬＤ（１１）によりＭＩＭＯ信号分離を行う処理とを有するＭＩＭＯ受信方法を実行する。
【発明の効果】
【００４５】
本発明のＭＩＭＯ受信装置では、シングルキャリアＭＩＭＯ信号を周波数領域の信号へ変換し、等化処理とマルチパス干渉除去処理を行ってから、時間領域でＭＬＤによりＭＩＭＯ信号分離を行うことにより復調遅延の増加を抑えつつ優れた受信特性を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４６】
本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図５は、本実施形態のＭＩＭＯ受信装置の構成を例示するブロック図である。本実施形態のＭＩＭＯ受信装置は、Ｍ本（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリアＭＩＭＯ信号を、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナにより受信し、周波数領域の信号処理によりＭＩＭＯ信号分離を行っている。
【００４７】
図５を参照すると、本実施形態のＭＩＭＯ受信装置は、複数の受信アンテナ１（第１受信アンテナ１−１〜第Ｎ受信アンテナ１−Ｎ）と、ＤＦＴ部５１と、チャネル推定部５２と、マルチパス干渉レプリカ再生部５３と、復調部５４とを含んで構成されている。
【００４８】
ＤＦＴ部５１は、第１受信アンテナ１−１〜第Ｎ受信アンテナ１−Ｎの受信信号をＮＤＦＴ１（ＮＤＦＴ１は２以上の整数）ポイントでＤＦＴする。
【００４９】
チャネル推定部５２は、送信アンテナ毎に挿入されたパイロット信号を用いて送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する。マルチパス干渉レプリカ再生部５３は、チャネル利得から計算したウエイトにより受信信号を２次元周波数領域等化し、各送信アンテナの等化信号におけるマルチパス干渉レプリカを生成する。マルチパス干渉レプリカ再生部５３では、２次元周波数領域等化後の信号を時間領域へ変換し、さらにＭＬＤにより高精度なＭＩＭＯ信号分離を行う構成も考えられる。
【００５０】
復調部５４は、チャネル利得からマルチパス干渉除去を考慮して計算したウエイトにより受信信号を２次元周波数領域等化し、各送信アンテナの等化信号からマルチパス干渉を減算し、時間領域でＭＬＤによりＭＩＭＯ信号分離を行う。本実施形態のＭＩＭＯ受信装置では、復調部５４の２次元周波数領域等化後に各送信アンテナ信号のマルチパス干渉除去を行ってから、時間領域でＭＬＤによりＭＩＭＯ信号分離を行うことにより復調遅延の増加を抑えつつ優れた受信特性を実現できる。
【００５１】
図６は、本実施形態のＭＩＭＯ受信装置の他の構成を例示するブロック図である。他の実施形態のＭＩＭＯ受信装置では、上述の実施形態のマルチパス干渉レプリカ再生部５３の後段に、さらに、Ｋ段（Ｋは１以上の整数）のマルチパス干渉レプリカ再生部５５（第１マルチパス干渉レプリカ再生部５５−１〜第Ｋマルチパス干渉レプリカ再生部５５−Ｋ）を備えている。上述したように、ＭＩＭＯ受信装置は、Ｍ本（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリアＭＩＭＯ信号を、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナにより受信し、周波数領域の信号処理によりＭＩＭＯ信号分離を行っている。
【００５２】
他の実施形態においては、ＭＩＭＯ受信装置は、複数の受信アンテナ１（第１受信アンテナ１−１〜第Ｎ受信アンテナ１−Ｎ）と、ＤＦＴ部５１と、チャネル推定部５２と、マルチパス干渉レプリカ再生部５３と、複数のマルチパス干渉レプリカ再生部５５（第１マルチパス干渉レプリカ再生部５５−１〜第Ｋマルチパス干渉レプリカ再生部５５−Ｋ）と、復調部５４とを含んで構成されている。ＤＦＴ部５１と、チャネル推定部５２と、マルチパス干渉レプリカ再生部５３の構成は、上述した実施形態と同様である。したがって、以下では、上述の実施形態と異なる箇所に対応して説明を行う。
【００５３】
マルチパス干渉レプリカ再生部５５（第１マルチパス干渉レプリカ再生部５５−１〜第Ｋマルチパス干渉レプリカ再生部５５−Ｋ）は、それぞれチャネル利得からマルチパス干渉除去を考慮して計算したウエイトにより受信信号を２次元周波数領域等化し、各送信アンテナの等化信号からマルチパス干渉を減算し、時間領域でＭＬＤによりＭＩＭＯ信号分離を行うとともに、各送信アンテナの等化信号におけるマルチパス干渉レプリカを生成する。
【００５４】
復調部５４は、チャネル利得からマルチパス干渉除去を考慮して計算したウエイトにより受信信号を２次元周波数領域等化し、各送信アンテナの等化信号からマルチパス干渉を減算し、時間領域でＭＬＤによりＭＩＭＯ信号分離を行う。
【００５５】
他の実施形態のＭＩＭＯ受信装置では、復調部５４の２次元周波数領域等化後に各送信アンテナ信号のマルチパス干渉除去を行ってから、時間領域でＭＬＤによりＭＩＭＯ信号分離を行うことにより復調遅延の増加を抑えつつ優れた受信特性を実現できる。また、マルチパス干渉レプリカ再生とマルチパス干渉除去を繰り返すことにより高精度なレプリカ生成を行うことができるためＭＩＭＯ受信特性をさらに向上できる。
【００５６】
次に、本実施形態のＭＩＭＯ受信装置の詳細な構成・動作について図７Ａ，図７Ｂを参照して説明する。図７Ａは、本実施形態のＭＩＭＯ受信装置の前段の構成を例示している。図７Ｂは、本実施形態のＭＩＭＯ受信装置の後段の構成を例示している。本実施形態のＭＩＭＯ受信装置は、複数の受信アンテナ１（第１受信アンテナ１−１〜第Ｎ受信アンテナ１−Ｎ）と、複数のＣＰ除去部２（第１ＣＰ除去部２−１〜第ＮＣＰ除去部２−Ｎ）と、複数のＤＦＴ部３（第１ＤＦＴ部３−１〜第ＮＤＦＴ部３−Ｎ）と、複数の受信フィルタ４（第１受信フィルタ４−１〜第Ｎ受信フィルタ４−Ｎ）と、チャネル推定部５と、ウエイト計算部６と、２次元周波数領域等化部７と、減算部８と、複数のＩＤＦＴ部９（第１ＩＤＦＴ部９−１〜第ＭＩＤＦＴ部９−Ｍ）と、白色化フィルタ１０と、ＭＬＤ部１１と、複数のビット尤度計算部１２（第１ビット尤度計算部１２−１〜第Ｍビット尤度計算部１２−Ｍ）と、複数の復号器１３（第１復号器１３−１〜第Ｍ復号器１３−Ｍ）と、複数のシンボルレプリカ生成部１４（第１シンボルレプリカ生成部１４−１〜第Ｍシンボルレプリカ生成部１４−Ｍ）と、複数のＤＦＴ部１５（第１ＤＦＴ部１５−１〜第ＭＤＦＴ部１５−Ｍ）と、複数のマルチパス干渉レプリカ生成部１６（第１マルチパス干渉レプリカ生成部１６−１〜第Ｍマルチパス干渉レプリカ生成部１６−Ｍ）とを含んで構成されている。
【００５７】
複数の受信アンテナ１（第１受信アンテナ１−１〜第Ｎ受信アンテナ１−Ｎ）は、シングルキャリアＭＩＭＯ信号を受信する。複数のＣＰ除去部２（第１ＣＰ除去部２−１〜第ＮＣＰ除去部２−Ｎ）は、各受信アンテナ信号を入力し、共通のタイミングでＣＰに相当する部分の信号を除去する。複数のＤＦＴ部３（第１ＤＦＴ部３−１〜第ＮＤＦＴ部３−Ｎ）は、ＣＰを除去した各受信アンテナ信号を入力とし、ＮＤＦＴ１（ＮＤＦＴ１は２以上の整数）ポイントのＤＦＴを行い、受信信号を周波数領域の信号へ変換する。
【００５８】
複数の受信フィルタ４（第１受信フィルタ４−１〜第Ｎ受信フィルタ４−Ｎ）は、周波数領域で受信信号のフィルタリングを行い、雑音抑圧とユーザ分離を行う。複数の受信フィルタ４（第１受信フィルタ４−１〜第Ｎ受信フィルタ４−Ｎ）には、一般にレイズドコサインロールオフフィルタが用いられる（ロールオフ率０を含む）。また、図７Ａ，図７Ｂの構成では複数の受信フィルタ４（第１受信フィルタ４−１〜第Ｎ受信フィルタ４−Ｎ）は、周波数領域の信号処理で行っているが、複数のＤＦＴ部３（第１ＤＦＴ部３−１〜第ＮＤＦＴ部３−Ｎ）での処理に先立ち、時間領域の信号処理で行うこともできる。チャネル推定部５は、送信アンテナ毎に挿入されたパイロット信号を用いて周波数領域で送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する。
【００５９】
ここで、受信アンテナｎにおける送信アンテナｍのチャネル利得を求めるチャネル推定部５について説明を行う。図８はチャネル推定部５の構成を例示するブロック図である。チャネル推定部５は、ＤＦＴ部６１と、送受信フィルタ６２と、参照信号生成部６３と、相関処理部６４と、雑音抑圧部６５とを含んで構成されている。
【００６０】
ＤＦＴ部６１は、送信アンテナｍのパイロット符号をＤＦＴし、周波数領域の信号に変換する。送受信フィルタ６２は、パイロット符号の周波数領域の信号を送受信フィルタに通す。参照信号生成部６３は、送受信フィルタ６２の出力を用いて受信パイロット信号との相関処理に用いるパイロット参照信号を計算する。参照信号生成部６３には、パイロット受信信号の符号特性を完全にキャンセルするゼロフォーシング法や相関処理における雑音強調を抑えるＭＭＳＥやクリッピング法が用いられる。
【００６１】
相関処理部６４は、周波数領域のパイロット受信信号とパイロット参照信号との相関処理によりチャネル利得を推定する。雑音抑圧部６５は、相関処理部６４で推定したチャネル利得の雑音を抑圧し、チャネル推定値の信号電力対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を改善する。雑音抑圧部６５には、隣接するサブキャリアを平均する方法やチャネル推定値を一度ＩＤＦＴで時間領域のチャネル応答へ変換し、雑音パスを除去した後にＤＦＴで周波数領域に戻す方法などがある。
【００６２】
図７Ａ，図７Ｂの構成では、チャネル推定部５は、周波数領域の信号処理で行っているが、第１ＤＦＴ部３−１〜第ＮＤＦＴ部３−Ｎに先立ち時間領域の信号処理で行うこともできる。
【００６３】
ウエイト計算部６は、送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を用いて２次元周波数領域等化のウエイトを計算する。ウエイト計算部６は、一般にＭＭＳＥアルゴリズムが用いられる。送信アンテナｍの第ｉ繰り返しＭＭＳＥウエイトを
【数３２】
2008205697.tif 000034
とすると、送信アンテナｍの第ｉ繰り返しＭＭＳＥウエイトは、チャネル推定値行列
【数３３】
2008205697.tif 000035
と、雑音電力
【数３４】
2008205697.tif 000036
とを用いて、次式で計算される。
【数３５】
2008205697.tif 000037
【００６４】
なお、
【数３６】
2008205697.tif 000038
はＮ列の行ベクトルであり、
【数３７】
2008205697.tif 000039
はＮ行Ｍ列の行列であるものとする。ここで、
【数３８】
2008205697.tif 000040
で表される。また、
【数３９】
2008205697.tif 000041
は、送信アンテナｍと受信アンテナとの間のチャネル推定値である。なお、
【数４０】
2008205697.tif 000042
はＮ行の列ベクトルであるものとする。
【００６５】
また、（９）式の
【数４１】
2008205697.tif 000043
は第ｉ繰り返し干渉除去考慮行列であり、全ての送信アンテナに対して共通となり次式で表される。
【数４２】
2008205697.tif 000044
ここで、
【数４３】
2008205697.tif 000045
は、例えば、送信アンテナｍの時間領域の第ｉ繰り返し軟判定シンボルレプリカ
【数４４】
2008205697.tif 000046
の平均電力を用いて次式で計算される。
【数４５】
2008205697.tif 000047
【００６６】
ここで、ＮＳＹＭＢは、データブロックのシンボル数である。また、
【数４６】
2008205697.tif 000048
は、初回（ｉ＝０）では単位行列である。式（９）のウエイト計算において［・］−１の計算は送信アンテナｍに対して共通であり１度だけ行えばよく、従来と比べ演算量を削減できる。２次元周波数領域等化部７は、ウエイト計算部６で計算した２次元等化ウエイトおよび第１受信フィルタ４−１〜第Ｎ受信フィルタ４−Ｎの出力を入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧を同時に行う。
【００６７】
ウエイト計算部６で計算したウエイトを
【数４７】
2008205697.tif 000049
とし、第１受信フィルタ４−１〜第Ｎ受信フィルタ４−Ｎの出力を
【数４８】
2008205697.tif 000050
とすると、２次元周波数領域等化部７で２次元等化した送信アンテナｍの等化信号
【数４９】
2008205697.tif 000051
は、次式で表される。
【数５０】
2008205697.tif 000052
【００６８】
減算部８は、各送信アンテナの等化信号から全ての送信アンテナのマルチパス干渉を減算する。周波数領域におけるマルチパス干渉除去は、周波数領域の等化信号にマルチパス干渉レプリカを加減算することにより周波数スペクトルをフラット化する処理に相当する。送信アンテナｍの等化信号におけるマルチパス干渉レプリカを
【数５１】
2008205697.tif 000053
とすると、送信アンテナｍの第ｉ繰り返し出力信号
【数５２】
2008205697.tif 000054
は次式で表される。
【数５３】
2008205697.tif 000055
【００６９】
図７Ａ，図７Ｂの構成では、減算部８においてマルチパス干渉レプリカを２次元周波数領域等化部７の後段で減算しているが、マルチパス干渉レプリカにウエイトの補正を行って２次元周波数領域等化部７の前段で減算する等価な構成も考えられる。第１ＩＤＦＴ部９−１〜第ＭＩＤＦＴ部９−Ｍは、２次元周波数領域等化部７の出力である各送信アンテナの等化信号を入力とし、ＮＩＤＦＴ（ＮＩＤＦＴは２以上の整数）ポイントのＩＤＦＴを行い、等化信号を時間領域の信号へ変換する。ここで、各送信アンテナの等化信号の雑音に相関が生じているとＭＬＤにおいて最尤特性が実現できなくなる。白色化フィルタ１０は、各送信アンテナの等化信号に線形演算を施し、それぞれの信号に含まれる雑音を無相関にする。
【００７０】
時間領域の等化フィルタ行列を
【数５４】
2008205697.tif 000056
とすると、白色化フィルタ行列
【数５５】
2008205697.tif 000057
は次式を満足すればよい。
【数５６】
2008205697.tif 000058
【００７１】
ここで、相関行列
【数５７】
2008205697.tif 000059
の固有値行列を
【数５８】
2008205697.tif 000060
とし、固有ベクトル行列を
【数５９】
2008205697.tif 000061
とすると、白色化フィルタ
【数６０】
2008205697.tif 000062
は次式で表される。
【数６１】
2008205697.tif 000063
なお、時間領域の等化ウエイト
【数６２】
2008205697.tif 000064
は周波数領域の等化ウエイトをＩＤＦＴして求めることができる。また、特性は劣化するが白色化フィルタ１０を省略した構成も考えられる。
【００７２】
ＭＬＤ部１１は、等化／白色化信号と全ての送信アンテナ信号の受信レプリカとを比較し、最も確からしい送信アンテナシンボル候補を選択するための誤差計算を行う。ＭＬＤの受信レプリカは受信レプリカ生成行列
【数６３】
2008205697.tif 000065
を用いて計算される。ここで、
【数６４】
2008205697.tif 000066
は周波数領域の等化後チャネル利得を時間領域へ変換して求められ（ＩＤＦＴ出力の第０ポイント）、その要素
【数６５】
2008205697.tif 000067
は次式で計算される。
【数６６】
2008205697.tif 000068
ここで、
【数６７】
2008205697.tif 000069
は、２次元周波数領域等化後チャネル利得のサブキャリア平均値である。
【００７３】
ここで、ＭＬＤ部１１に関して説明を行う。図９は、ＭＬＤ部１１の構成を例示するブロック図である。ＭＬＤ部１１は、シンボル候補生成部７１と、受信レプリカ生成部７２と、誤差信号計算部７３とを含んで構成されている。
【００７４】
シンボル候補生成部７１は、全ての送信アンテナのシンボル候補を生成する。受信レプリカ生成部７２は、シンボル候補と受信レプリカ生成行列を乗じて受信レプリカを生成する。誤差信号計算部７３は、等化／白色化信号と受信レプリカとを比較し、自乗ユークリッド誤差を計算する。
【００７５】
ＭＬＤ部１１は、Ｆｕｌｌ−ＭＬＤ（全てのシンボル候補の誤差計算を行うＭＬＤ）の代わりに、ＱＲ分解・Ｍアルゴリズムやスフィアデコーディングなどを用いた演算量削減型ＭＬＤを用いることもできる。
【００７６】
第１ビット尤度計算部１２−１〜第Ｍビット尤度計算部１２−Ｍは、ＭＬＤ部１１の出力誤差信号から誤差最小のシンボル候補を選択し、送信されたビット毎に尤度を計算する。第１ビット尤度計算部１２−１〜第Ｍビット尤度計算部１２−Ｍの第ｉ繰り返し（ｉ≧１）の出力信号が最終的なビット復調信号となる。第１復号器１３−１〜第Ｍ復号器１３−Ｍは、各送信アンテナ信号のビット尤度を入力し、誤り訂正復号を行う。誤り訂正符号には、ターボ符号や畳み込み符号が用いられる。第１シンボルレプリカ生成部１４−１〜第Ｍシンボルレプリカ生成部１４−Ｍは、各送信アンテナ信号の復号ビットからシンボルレプリカを生成する。第１シンボルレプリカ生成部１４−１〜第Ｍシンボルレプリカ生成部１４−Ｍは、硬判定シンボルレプリカを生成する方法、硬判定シンボルレプリカを生成し、所定のレプリカ重み係数（１以下の定数）を乗算する方法、軟判定シンボルレプリカを生成する方法などがあり、軟判定シンボルレプリカを生成する方法が特性がよい。第１ＤＦＴ部１５−１〜第ＭＤＦＴ部１５−Ｍは、第１シンボルレプリカ生成部１４−１〜第Ｍシンボルレプリカ生成部１４−Ｍで生成した各送信アンテナのシンボルレプリカを入力とし、ＮＤＦＴ２（ＮＤＦＴ２は２以上の整数）ポイントのＤＦＴを行い、シンボルレプリカを周波数領域の信号へ変換する。第１マルチパス干渉レプリカ生成部１６−１〜第Ｍマルチパス干渉レプリカ生成部１６−Ｍは、各送信アンテナの周波数領域のシンボルレプリカ信号、等化ウエイトとチャネル利得を用いて各送信アンテナの等化信号におけるマルチパス干渉レプリカを生成する。
【００７７】
送信アンテナｍの周波数領域のシンボルレプリカ信号を
【数６８】
2008205697.tif 000070
とし、等化ウエイトを
【数６９】
2008205697.tif 000071
とし、チャネル推定値を
【数７０】
2008205697.tif 000072
とすると、送信アンテナｍの第i繰り返しマルチパス干渉レプリカ
【数７１】
2008205697.tif 000073
は、全ての送信アンテナのマルチパス干渉の和で表される。
【数７２】
2008205697.tif 000074
本発明のＭＩＭＯ受信装置では、全ての送信アンテナ信号のマルチパス干渉除去を考慮し、２次元等化ウエイトを計算するため、レプリカ精度が向上すれば等化ウエイトは所望の送信アンテナ信号に対して最大比合成ウエイトに収束し、他アンテナ干渉とマルチパス干渉は抑圧しなくなる。そのとき、本発明のＭＩＭＯ受信装置では、各送信アンテナ信号を最大比合成受信し、マルチパス干渉の除かれた状態でＭＬＤを行う動作となり、最尤特性が実現できる。
【００７８】
なお、本実施形態では時間領域信号から周波数領域信号への変換をＤＦＴ、周波数領域信号から時間領域信号への変換をＩＤＦＴで行っているが、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）あるいは他のアルゴリズムを用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】図１は、ＭＩＭＯ多重を用いた従来のＭＩＭＯ送受信システムの構成を示す図である。
【図２】図２は、従来のＭＩＭＯ受信装置の構成を示す図である。
【図３】図３は、周波数領域等化を用いる場合の無線フレームフォーマットの一例を示す図である。
【図４】図４は、従来のＭＩＭＯ受信装置の減算部の構成を示す図である。
【図５】図５は、本実施形態のＭＩＭＯ受信装置の構成を例示するブロック図である。
【図６】図６は、本実施形態のＭＩＭＯ受信装置の他の構成を例示するブロック図である。
【図７Ａ】図７Ａは、本実施形態のＭＩＭＯ受信装置の前段の構成を例示するブロック図である。
【図７Ｂ】図７Ｂは、本実施形態のＭＩＭＯ受信装置の後段の構成を例示するブロック図である。
【図８】図８は、チャネル推定部５の構成を例示するブロック図である。
【図９】図９は、ＭＬＤ部１１の構成を例示するブロック図である。
【符号の説明】
【００８０】
１…受信アンテナ
１−１…第１受信アンテナ
１−Ｎ…第Ｎ受信アンテナ
５１…ＤＦＴ部
５２…チャネル推定部
５３…マルチパス干渉レプリカ再生部
５４…復調部
５５…マルチパス干渉レプリカ再生部
５５−１…第１マルチパス干渉レプリカ再生部
５５−Ｋ…第Ｋマルチパス干渉レプリカ再生部
２…ＣＰ除去部
２−１…第１ＣＰ除去部
２−Ｎ…第ＮＣＰ除去部
３…ＤＦＴ部
３−１…第１ＤＦＴ部
３−Ｎ…第ＮＤＦＴ部
４…受信フィルタ
４−１…第１受信フィルタ
４−Ｎ…第Ｎ受信フィルタ
５…チャネル推定部
６…ウエイト計算部
７…２次元周波数領域等化部
８…減算部
９…ＩＤＦＴ部
９−１…第１ＩＤＦＴ部
９−Ｍ…第ＭＩＤＦＴ部
１０…白色化フィルタ
１１…ＭＬＤ部
１２…ビット尤度計算部
１２−１…第１ビット尤度計算部
１２−Ｍ…第Ｍビット尤度計算部
１３…復号器
１３−１…第１復号器
１３−Ｍ…第Ｍ復号器
１４…シンボルレプリカ生成部
１４−１…第１シンボルレプリカ生成部
１４−Ｍ…第Ｍシンボルレプリカ生成部
１５…ＤＦＴ部
１５−１…第１ＤＦＴ部
１５−Ｍ…第ＭＤＦＴ部
１６…マルチパス干渉レプリカ生成部
１６−１…第１マルチパス干渉レプリカ生成部
１６−Ｍ…第Ｍマルチパス干渉レプリカ生成部
６１…ＤＦＴ部
６２…送受信フィルタ
６３…参照信号生成部
６４…相関処理部
６５…雑音抑圧部
７１…シンボル候補生成部
７２…受信レプリカ生成部
７３…誤差信号計算部
１０１…受信アンテナ
１０１−１…第１受信アンテナ
１０１−Ｎ…第Ｎ受信アンテナ
１０２…サイクリックプリフィクス（ＣＰ：Cyclic Prefix）除去部
１０２−１…第１ＣＰ除去部
１０２−Ｎ…第ＮＣＰ除去部
１０３…離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）部
１０３−１…第１ＤＦＴ部
１０３−Ｎ…第ＮＤＦＴ部
１０４…受信フィルタ
１０４−１…第１受信フィルタ
１０４−Ｎ…第Ｎ受信フィルタ
１０５…減算部
１０６…チャネル推定部
１０７…ウエイト計算部
１０８…２次元周波数領域等化部
１０９…離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）部
１０９−１…第１ＩＤＦＴ部
１０９−Ｍ…第ＭＩＤＦＴ部
１１０…ビット尤度計算部
１１０−１…第１ビット尤度計算部
１１０−Ｍ…第Ｍビット尤度計算部
１１１…復号器
１１１−１…第１復号器
１１１−Ｍ…第Ｍ復号器
１１２…シンボルレプリカ生成部
１１２−１…第１シンボルレプリカ生成部
１１２−Ｍ…第Ｍシンボルレプリカ生成部
１１３…ＤＦＴ部
１１３−１…第１ＤＦＴ部
１１３−Ｍ…第ＭＤＦＴ部
１１４…送受信フィルタ
１１４−１…第１送受信フィルタ
１１４−Ｍ…第Ｍ送受信フィルタ
１１５…アンテナ干渉レプリカ生成部
１１５−１…第１アンテナ干渉レプリカ生成部
１１５−Ｍ…第Ｍアンテナ干渉レプリカ生成部
１２１…レプリカ合成部
１２１−１…第１レプリカ合成部
１２１−Ｍ…第Ｍレプリカ合成部
１２２…減算器
１２２−１…第１減算器
１２２−Ｍ…第Ｍ減算器
２０１…送信装置
２０２…送信アンテナ
２０２−１…第１送信アンテナ
２０２−Ｍ…第Ｍ送信アンテナ
２０３…受信アンテナ
２０３−１…第１受信アンテナ
２０３−Ｎ…第Ｎ受信アンテナ
２０４…受信装置
【図１】
2008205697.tif 000075
【図２】
2008205697.tif 000076
【図３】
2008205697.tif 000077
【図４】
2008205697.tif 000078
【図５】
2008205697.tif 000079
【図６】
2008205697.tif 000080
【図７Ａ】
2008205697.tif 000081
【図７Ｂ】
2008205697.tif 000082
【図８】
2008205697.tif 000083
【図９】
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