(57)【要約】【課題】出力電圧の大きさにかかわらず、容易にコモンモード電圧の干渉を抑えた電圧電流発生装置を実現することにある。【解決手段】トランスで１次側と２次側とを絶縁したフローティング電源からの電源電圧を用いたアンプ回路が、負荷に出力電圧または出力電流の少なくとも一方を出力する電圧電流発生装置に改良を加えたものである。本装置は、トランスの１次側に設けられ接地される第１のシールドと、トランスの２次側に設けられ第１のシールドと電気的に絶縁され、アンプ回路の出力側に接続される第２のシールドとを有することを特徴とするものである。【選択図】図１
2008312333.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスで１次側と２次側とを絶縁したフローティング電源からの電源電圧を用いたアンプ回路が、負荷に出力電圧または出力電流の少なくとも一方を出力する電圧電流発生装置において、
前記トランスの１次側に設けられ接地される第１のシールドと、
前記トランスの２次側に設けられ前記第１のシールドと電気的に絶縁され、前記アンプ回路の出力側に接続される第２のシールドと
を有することを特徴とする電圧電流発生装置。
【請求項２】
第１のシールド、第２のシールドは、前記トランスの１次巻線と２次巻線との間に設けられる静電シールドであることを特徴とする請求項１記載の電圧電流発生装置。
【請求項３】
前記アンプ回路の出力側に接続される前記負荷へのロー側の出力端子と、
前記負荷へのハイ側の出力端子と、
このハイ側の出力端子と２次側の共通電位との間に設けられ、前記出力電流を検出するための複数のシャント抵抗と、
このシャント抵抗を選択するスイッチ回路と、
このスイッチ回路で選択されたシャント抵抗の両端間の電圧差を測定する電圧計と
を設けたことを特徴とする請求項１または２記載の電圧電流発生装置。
【請求項４】
負荷に接続される同軸ケーブルの心線を前記ハイ側の出力端子に接続し、前記同軸ケーブルのシールド線を前記ロー側の出力端子に接続することを特徴とする請求項３記載の電圧電流発生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスで１次側と２次側とを絶縁したフローティング電源によって直流電圧を生成し、この直流電圧を電源電圧として駆動するアンプ回路（例えば、パワーアンプ）が、負荷に出力電圧または出力電流の少なくとも一方を出力する電圧電流発生装置に関し、詳しくは、出力電圧の大きさにかかわらず、容易にコモンモード電圧の干渉を抑えた電圧電流発生装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
さまざまな電位の測定対象（負荷）に電圧、電流を供給する電圧電流発生装置は、電圧、電流を負荷に出力するための回路を電圧電流発生装置内でフローティングさせる必要がある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図３は、従来の電圧電流発生装置で電圧電流を発生する回路に供給するフローティング電源（絶縁型のスイッチング電源）の構成を示した図である（例えば、特許文献２参照）。
【０００４】
図３において、絶縁トランスＴｒは、入力側の１次巻線Ｔｒ１と出力側の２次巻き線Ｔｒ２とにより１次巻線Ｔｒ１側（１次側）と２次巻線Ｔｒ２側（２次側）とは、電気的に絶縁される。シールドＳＬ１、ＳＬ２は、１次巻線Ｔｒ１と２次巻線Ｔｒ２との間に２重に設けらた静電シールドであり、もちろん、１次巻線Ｔｒ１−シールドＳＬ１−シールドＳＬ２−２次巻線Ｔｒ２間それぞれは電気的に絶縁されている。
【０００５】
１次側のシールドＳＬ１は、装置全体に対する共通電位としてのグランド（コモン）ＧＮＤ（１）に接地される。２次側のシールドＳＬ２は、コモンＧＮＤ（１）とは電気的に絶縁され、フローティング側の回路の共通電位としてのグランドＧＮＤ（２）に接続される。
【０００６】
寄生容量Ｃｘは、トランスＴｒ１に設けるシールドＳＬ１，ＳＬ２の構造上生ずるものであり、図３では、１次側のコモンＧＮＤ（１）と２次側のグランドＧＮＤ（２）との間の容量になる。
【０００７】
装置全体の電源Ｖ１は、１次側の巻線Ｔｒ１の中点に接続される。２次側の巻線Ｔｒ２の中点は、２次側のシールドＳＬ２と共に２次側のグランドＧＮＤ（２）に接続される。電源Ｖ１は、例えば、商用電源からＡＣ−ＤＣコンバータを用いて生成される。
【０００８】
スイッチ回路１は、例えば、直列接続された２個のスイッチＳ１、Ｓ２を内蔵し、１次巻線Ｔｒ１に直列に接続される。また、スイッチ回路１は、スイッチＳ１、Ｓ２の接続点がコモンＧＮＤ（１）に接続される。
【０００９】
整流平滑回路２は、ダイオードＤ１〜Ｄ４、電界コンデンサＣ１，Ｃ２を有し、２次側のトランスＴｒ２に接続され、２次側のトランスＴｒ２で誘起された交流電圧から直流電圧ＶＰ、ＶＮ（電位は、電圧ＶＰ＞２次側のグランドＧＮＤ（２）＞電圧ＶＮ）を生成する。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ４でダイオードブリッジ回路を構成し、電界コンデンサＣ１，Ｃ２で平滑を行なう。コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点は、２次側のグランドＧＮＤ（２）に接続され、コンデンサＣ１のプラス側が直流電圧ＶＰ，コンデンサＣ２のマイナス側が直流電圧ＶＮになる。
【００１０】
このようなフローティング電源の動作を説明する。
スイッチ回路１のスイッチＳ１、Ｓ２をオンオフし、トランスＴｒの２次側コイルへ交流電圧を誘起する。そして、整流平滑回路２のダイオードＤ１〜Ｄ４によって整流され、さらにコンデンサＣ１，Ｃ２で平滑され電位ＶＰと電位ＶＮとの直流電圧を生成する。
【００１１】
図４は、図３に示すフローティング電源を用いた電圧電流発生回路の構成を示した図である。図４に示す回路は、１次側の電圧Ｖ１やグランドＧＮＤ（１）に対しフローティングされている。
【００１２】
出力端子Ｈｉ、Ｌｏは、負荷を接続する端子であり、ハイ側を”Ｈｉ”とし、ロー側を”Ｌｏ”としている。出力端子Ｌｏは、２次側のグランドＧＮＤ（２）に接続される。ここで、図３と同様に、図４に示す回路でも、ＧＮＤ（２）に接続される出力端子ＬｏとコモンＧＮＤ（１）には、寄生容量Ｃｘが存在する。
【００１３】
出力回路３は、ＤＡＣ３ａ、アンプ回路３ｂを有し、設定された電圧または電流を出力端子Ｈｉ，Ｌｏを介して負荷に出力する。
【００１４】
ＤＡＣ３ａは、設定されたデジタル値に対応するアナログ電圧（基準電圧）を出力する。アンプ回路３ｂは、例えば、パワーアンプ回路であり、微小な電圧から大電圧（数百［Ｖ］）、微小な電流から大電流（数十［Ａ］）が出力可能であり、フローティング電源からの電圧ＶＰ、ＶＮを電源電圧として駆動し、ＤＡＣ３ａからの基準電圧に基づいて電圧、電流を負荷に出力する。
【００１５】
シャント抵抗Ｒｓは、アンプ回路３ｂの出力端子（出力側）と負荷への出力端子Ｈｉとの間に設けられ、負荷に流れる電流を電圧に変換するための抵抗である。
【００１６】
電圧計４は、出力端子Ｈｉ，Ｌｏ間の電圧差を検出して出力回路３にフィードバックする。電圧計５は、シャント抵抗Ｒｓ両端間の電圧差を検出して出力回路３にフィードバックする。
【００１７】
このような回路の動作を説明する。
ＤＡＣ３ａが、制御部（図示せず）から設定されたデジタル値に基づいて所定の電位の基準電圧をアンプ回路３ｂに出力し、この基準電圧に基づいてアンプ回路３ｂが負荷に電圧または電流を出力する。電圧発生の場合と電流発生の場合とに分けて説明する。
【００１８】
電圧発生装置として負荷に所定の電圧（例えば、ＤＡＣ３ａの設定電圧Ｖｓ）を出力する場合、電圧計４が、負荷に印加される出力電圧Ｖｏを測定し、測定した電圧を出力回路３にフィードバックする。そして、電圧計４の出力電圧Ｖｏと設定値の電圧Ｖｓとの差が等しくなるようにアンプ回路３ｂが動作する。
【００１９】
また、負荷に過大な出力電流Ｉｏが流れるのを防止する場合、電圧計５が、シャント抵抗Ｒｓの電圧（出力電流Ｉｏを電圧変換したもの）を測定し、測定した電圧を出力回路３にフィードバックする。そして、設定された電流制限値を超えた場合、アンプ回路３ｂが、出力電流Ｉｏを減らすように制御する。
【００２０】
一方、電流発生装置として負荷に所定の電流（例えば、ＤＡＣ３ａの設定電圧Ｖｓ’）を出力する場合、電圧計５が、シャント抵抗Ｒｓで生ずる電圧を測定し、測定した電圧を出力回路３にフィードバックする。そして、電圧計５の電圧（出力電流Ｉｏを電圧変換したもの）と設定値の電圧Ｖｓ’との差が等しくなるようにアンプ回路３ｂが動作する。
【００２１】
また、負荷に過大な出力電圧Ｖｏが印加されるのを防止する場合、電圧計４が、出力電圧Ｖｏを測定し、測定した電圧を出力回路３にフィードバックする。そして、設定された電圧制限値を超えた場合、アンプ回路３ｂが、出力電圧Ｖｏを小さくするように制御する。
【００２２】
図５は、図３に示すフローティング電源を用いた電圧電流発生回路のその他の構成を示した図である。図５に示す回路も、１次側の電圧Ｖ１やグランドＧＮＤ（１）に対しフローティングされている。
【００２３】
図５において、出力電流Ｉｏ検出用のシャント抵抗Ｒｓが、出力端子Ｌｏと２次側のグランドＧＮＤ（２）間に設けられる。このような回路の動作は、電圧計５が、出力端子Ｌｏ側に設けられたシャント抵抗Ｒｓの両端間で生ずる電圧差を出力回路３にフィードバックする動作以外、図４に示す回路と同様である。
【００２４】
【特許文献１】特開２００５−０１８５５０号公報
【特許文献２】特開平０５−３００７４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
図３に示すフローティング電源からの電源電圧ＶＰ，ＶＮを用いることにより、１次側と２次側とで絶縁を図ることができ、負荷に電圧、電流を出力する電圧電流発生回路（図４、図５）を１次側に対してフローティングにすることができる。
【００２６】
また、シールドＳＬ１，ＳＬ２によって、スイッチ回路１のスイッチングによる高周波ノイズ、装置外部からのノイズ等の２次側への影響を抑えることができる。ただし、シールドＳＬ１，ＳＬ２の構造上、１次側のコモンＧＮＤ（１）と２次側のグランドＧＮＤ（２）の間にどうしても寄生容量Ｃｘが発生する。
【００２７】
図４に示す電圧電流発生回路では、電流検出用のシャント抵抗Ｒｓをハイ側の出力端子Ｈｉ側に設ける。従って、トランスＴｒで生成される寄生容量Ｃｘが存在しても、この寄生容量Ｃｘは、ロー側の出力端子Ｌｏと１次側のコモンＧＮＤ（１）間にのみ影響を与える。これにより、出力端子Ｌｏ側に印加されるコモンモード電圧は、寄生容量Ｃｘを通過するので回路全体としてはコモンモード電圧の干渉を受けず、１次側に対してフローティングされた回路になる。
【００２８】
また、図４に示す回路において出力電流Ｉｏの検出精度を広範囲にわたって同一精度に保とうとする場合、抵抗値の異なるシャント抵抗Ｒｓを複数個直列に設け、流れる出力電流Ｉｏに応じて最適な抵抗値のシャント抵抗Ｒｓを選択する必要がある。そして、シャント抵抗Ｒｓを選択するスイッチ回路としては、ＦＥＴが用いられることが多い。このようなＦＥＴをオン・オフするためには所定のゲート−ソース間電圧を得るためにゲート端子に電圧を印加する必要がある。ここで、ＦＥＴをオン・オフするためのゲート端子への電圧信号を制御信号と呼ぶ。
【００２９】
しかしながら、図４に示す回路では、出力端子Ｌｏを２次側のグランドＧＮＤ（２）に接続しているため、出力端子Ｈｉ側が出力電圧Ｖｏと同じ電位になる。出力電圧Ｖｏが高電圧となる仕様では、例えば、出力電圧Ｖｏ＝１００［Ｖ］では、最適なシャント抵抗を選ぶためには、１００［Ｖ］の出力電圧Ｖｏを基準とした制御信号（１００［Ｖ］＋ゲート−ソース間電圧）が必要である。また、制御信号は、出力電圧Ｖｏの電位を基準とするため、出力電圧Ｖｏに合わせて制御信号の電位を可変にする必要がある。従って、シャント抵抗を選択するための制御信号の生成が非常に困難であるという問題があった。
【００３０】
一方、図５に示す電圧電流発生回路では、電流検出用のシャント抵抗Ｒｓをロー側の出力端子Ｌｏ（２次側のＧＮＤ（２））に接続している。これにより、抵抗値の異なるシャント抵抗Ｒｓを複数個直列に設け、出力電流Ｉｏに応じて最適な抵抗値のシャント抵抗Ｒｓを選択したとしても、出力端子Ｌｏでの電位はたかだか数［Ｖ］程度であり、制御信号の生成は、出力電圧Ｖｏの電位によらず容易である。
【００３１】
しかしながら、図５に示す回路において、出力端子Ｌｏと１次側のコモンＧＮＤ（１）間には、シャント抵抗ＲｓとトランスＴｒで生成される寄生容量Ｃｘとが直列に接続される。そのため、出力端子Ｌｏ側に印加されたコモンモード電圧は、シャント抵抗Ｒｓと寄生容量Ｃｘとにより分圧されるので、シャント抵抗Ｒｓに流れる出力電流Ｉｏを電圧計５で正確に検出できず、コモンモード電圧に干渉される回路になるという問題があった。
【００３２】
一般的に、トランスＴｒ内のシールドＳＬ１，ＳＬ２間にて生成される寄生容量Ｃｘは、数百［ｐＦ］〜数千［ｐＦ］になることから、コモンモード電圧が出力端子Ｌｏ側に印加された場合、寄生容量Ｃｘとシャント抵抗Ｒｓにコモンモード電圧が印加されることにより、シャント抵抗Ｒｓの抵抗値が高抵抗（例えば、１［ＭΩ］程度）になる程、コモンモード電圧の影響が無視できなくなるという問題があった。
【００３３】
そこで本発明の目的は、出力電圧の大きさにかかわらず、容易にコモンモード電圧の干渉を抑えた電圧電流発生装置を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
請求項１記載の発明は、
トランスで１次側と２次側とを絶縁したフローティング電源からの電源電圧を用いたアンプ回路が、負荷に出力電圧または出力電流の少なくとも一方を出力する電圧電流発生装置において、
前記トランスの１次側に設けられ接地される第１のシールドと、
前記トランスの２次側に設けられ前記第１のシールドと電気的に絶縁され、前記アンプ回路の出力側に接続される第２のシールドと
を有することを特徴とするものである。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、
第１のシールド、第２のシールドは、前記トランスの１次巻線と２次巻線との間に設けられる静電シールドであることを特徴とするものである。
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、
前記アンプ回路の出力側に接続される前記負荷へのロー側の出力端子と、
前記負荷へのハイ側の出力端子と、
このハイ側の出力端子と２次側の共通電位との間に設けられ、前記出力電流を検出するための複数のシャント抵抗と、
このシャント抵抗を選択するスイッチ回路と、
このスイッチ回路で選択されたシャント抵抗の両端間の電圧差を測定する電圧計と
を設けたことを特徴とするものである。
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、
負荷に接続される同軸ケーブルの心線を前記ハイ側の出力端子に接続し、前記同軸ケーブルのシールド線を前記ロー側の出力端子に接続することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００３５】
本発明によれば以下の効果がある。
トランスの２次側に設けられる第２のシールドが、出力電圧、出力電流を負荷に出力するアンプ回路の出力側に接続されるので、トランスの構造上必ず生ずる寄生容量は、２次側の共通電位に影響を与えない。また、コモンモード電圧がアンプ回路の出力側に印加されたとしても、コモンモード電圧は、アンプ回路の出力側とトランスの１次側の共通電位間の寄生容量のみを通過する。これにより、アンプ回路から負荷への出力電圧の大きさにかかわらず、フローティングされた回路内でのコモンモード電圧の干渉を容易に抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。
［第１の実施例］
図１は、本発明の第１の実施例を示した構成図である。ここで、図３、図５と同一のものには同一符号を付し、説明を省略する。図１において、電圧電流発生装置は、フローティング電源１００、電圧電流発生回路２００とを有し、負荷に電圧または電流の少なくとも一方を出力する。
【００３７】
フローティング電源１００は、図３とほぼ同様の構成であり、異なる点は、絶縁トランスＴｒの２次側の静電シールドＳＬ２が、２次側のＧＮＤ（２）の代わりに電圧電流発生回路２００の電圧電流出力用のアンプ回路３ｂの出力端子（出力側）に接続される。なお、図３と同様に、１次側の静電シールドＳＬ１は、１次側のコモンＧＮＤ（１）に接続され、静電シールドＳＬ１，ＳＬ２間では、寄生容量Ｃｘが生ずる。
【００３８】
電圧電流発生回路２００は、図５とほぼ同様の構成であり、異なる点は、シャント抵抗Ｒｓの代わりに抵抗値の異なる複数のシャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３が設けられる。また、シャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３を選択するスイッチ回路６が新たに設けられる。従って、電圧計５は、スイッチ回路６で選択されたシャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３の両端間で生ずる電圧差を測定し、測定した電圧（出力電流Ｉｏを電圧変換したもの）を出力回路３にフィードバックする。
【００３９】
スイッチ回路６は、ＦＥＴスイッチＳ３〜Ｓ５を有し、ＦＥＴスイッチＳ３〜Ｓ５のいずれかをオンにして、電圧計５に出力電流Ｉｏの検出を行なわせる。なお、抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３の抵抗値の大きさは、（Ｒｓ１＜Ｒｓ２＜Ｒｓ３）とする。従って、微小な出力電流Ｉｏを検出する場合は、抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３での抵抗値が最も大きくなるようにスイッチｓ５をオンし、大電流を検出する場合は、抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３での抵抗値が最も小さくなるようにスイッチｓ３をオンする。
【００４０】
なお、電圧電流発生回路２００の負荷への出力端子は、アンプ回路３ｂの出力端子に接続される端子をロー側”Ｌｏ”とし、シャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３を介して２次側のグランドＧＮＤ（２）に接続される端子をハイ側”Ｈｉ”とする。従って、アンプ回路３ｂの出力端子（出力側）、負荷への出力端子Ｌｏ、絶縁トランスＴｒの２次側のシールドＳＬ２それぞれが接続される。
【００４１】
ここで、負荷への出力端子におけるハイ側、ロー側とは、コモンモード電圧（コモンモードノイズ）が印加される側の出力端子をロー側とよび、他方の出力端子をハイ側としている。すなわち、図４、図５では、トランスＴｒの２次側のシールドＳＬ２を２次側のグランドＧＮＤ（２）に接続するので、コモンモード電圧はグランドＧＮＤ（２）に接続される側の出力端子に印加される。一方、図１では、トランスＴｒの２次側のシールドＳＬ２をアンプ回路３ｂの出力端子に接続しているので、このアンプ回路３ｂの出力端子に接続される負荷への出力端子にコモンモード電圧が印加される。
【００４２】
このような装置の動作を説明する。
制御部（図示せず）が、電源１００のスイッチ回路１のスイッチＳ１、Ｓ２をオンオフし、トランスＴｒの２次側コイルへ交流電圧を誘起させる。そして、整流平滑回路２のダイオードＤ１〜Ｄ４によって整流し、さらにコンデンサＣ１，Ｃ２で平滑化して電位ＶＰと電位ＶＮとの直流電圧を生成し、電圧電流発生回路２００のアンプ回路３ｂに電力を供給して駆動する。
【００４３】
そして、ＤＡＣ３ａが、制御部（図示せず）から設定されたデジタル値に基づいて所定の電位の基準電圧をアンプ回路３ｂに出力し、この基準電圧に基づいてアンプ回路３ｂが負荷に電圧または電流を出力する。電圧発生の場合と電流発生の場合とに分けて説明する。
【００４４】
電圧発生装置として負荷に所定の電圧（例えば、ＤＡＣ３ａの設定電圧Ｖｓ）を出力する場合、電圧計４が、負荷に印加される出力電圧Ｖｏを測定し、測定した電圧を出力回路３にフィードバックする。そして、電圧計４の出力電圧Ｖｏと設定値の電圧Ｖｓとの差が等しくなるようにアンプ回路３ｂが動作する。
【００４５】
また、負荷に過大な出力電流Ｉｏが流れるのを防止する場合、あらかじめ設定された電流レンジに基づいて制御部（図示せず）が、スイッチ回路６にスイッチＳ３〜Ｓ５のオン、オフを指示する。そして、スイッチ回路６の制御信号生成部（図示せず）が、指示されたスイッチＳ３〜Ｓ５に制御信号を出力してスイッチＳ３〜Ｓ５のいずれかをオンする。これによって、スイッチ回路６で選択された抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３の両端間の電圧差を電圧計５に検出させる。そして、電圧計５が、選択されたシャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３の電圧を測定し、測定した電圧を出力回路３にフィードバックする。そして、設定された電流制限値を超えた場合、アンプ回路３ｂが、出力電流Ｉｏを減らすように制御する。
【００４６】
一方、電流発生装置として負荷に所定の電流（例えば、ＤＡＣ３ａの設定電圧Ｖｓ’）を出力する場合、設定された電流の電流量に基づいて制御部（図示せず）が、スイッチ回路６にスイッチＳ３〜Ｓ５のオン、オフを指示する。そして、スイッチ回路６の制御信号生成部（図示せず）が、指示されたスイッチＳ３〜Ｓ５に制御信号を出力してスイッチＳ３〜Ｓ５のいずれかをオンする。これによって、スイッチ回路６で選択された抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３の両端間の電圧差を電圧計５に検出させる。そして、電圧計５が、選択されたシャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３の電圧を測定し、測定した電圧を出力回路３にフィードバックする。そして、電圧計５の電圧（出力電流Ｉｏを電圧変換したもの）と設定値の電圧Ｖｓ’との差が等しくなるようにアンプ回路３ｂが動作する。
【００４７】
また、負荷に過大な出力電圧Ｖｏが印加されるのを防止する場合、電圧計４が、出力電圧Ｖｏを測定し、測定した電圧を出力回路３にフィードバックする。そして、設定された電圧制限値を超えた場合、アンプ回路３ｂが、出力電圧Ｖｏを小さくするように制御する。
【００４８】
このように、トランスＴｒの２次側のシールドＳＬ２を、負荷に出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏを出力するアンプ回路３ｂの出力端子（つまり、負荷へのロー側の出力端子Ｌｏ）に接続する。そして、負荷へのハイ側の出力端子Ｈｉと２次側のグランドＧＮＤ（２）間に出力電流Ｉｏを検出するためのシャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３を接続する。これにより、図４、図５に示す回路のように１次側のコモンＧＮＤ（１）と２次側のグランドＧＮＤ（２）との間に寄生容量Ｃｘが生成されず、シャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３と寄生容量Ｃｘとでコモンモード電圧の分圧が生ずることもなく、シャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３がどのような抵抗値（特に高抵抗値）であっても、コモンモード電圧に干渉されない。従って、広範囲の出力電流Ｉｏの測定をコモンモード電圧の干渉を受けずに同一精度で測定することができる。
【００４９】
また、ＦＥＴスイッチＳ３〜Ｓ５が、所望の抵抗値となるようにシャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３を選択するが、シャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３を負荷へのハイ側の出力端子Ｈｉと２次側のグランドＧＮＤ（２）間に設けるので、ＦＥＴスイッチＳ３〜Ｓ５をオン、オフさせるための制御信号の電位（２次側のグランドＧＮＤ（２）に対する電圧レベル）は、出力電圧Ｖｏの大きさによらず、２次側のグランドＧＮＤ（２）基準の低電圧で生成できる。
【００５０】
以上より、フローティングされた電圧電流発生回路２００において、広範囲（微小な電流から大電流）に渡って出力電流Ｉｏを精度よく測定でき、出力電圧Ｖｏの大きさによらずに低電圧（数［Ｖ］）でＦＥＴスイッチＳ３〜Ｓ５をオン・オフでき、シャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３が高抵抗（ＦＥＴスイッチＳ５がオン）であってもコモンモード電圧に干渉されず、電圧電流発生装置としてのＣＭＲＲ（同信号除去比：Common Mode Rejection Ratio）強化も容易に行なうことができる。
【００５１】
［第２の実施例］
図２は、図１に示す電圧電流発生装置と負荷ＤＵＴとを同軸ケーブルを用いての接続を示した図である。ここで、図１と同一のものには同一符号を付し説明を省略する。
【００５２】
図２において、電圧電流発生装置３００のフローティング電源１００の２次側および電圧電流発生回路２００は、フローティングシールド３０１でシールドされる。このフローティングシールドは、トランスＴｒの２次側の静電シールドＳＬ２と電気的に接続される。
【００５３】
同軸ケーブル４００は、心線４０１が電圧電流発生回路２００の出力端子Ｈｉに接続され、心線の外周に設けられるシールド線４０２が電圧電流発生回路２００の出力端子Ｌｏに接続される。
【００５４】
負荷ＤＵＴは、シールドボックス５００内にあり、同軸ケーブル４００と電気的に接続される。そして、電圧電流発生装置３００の回路２００からの出力電圧Ｖｏまたは出力電流Ｉｏは、同軸ケーブル４００を介して負荷ＤＵＴに出力される。なお、シールドボックス５００は、同軸ケーブル４００のシールド線と電気的に接続される。
【００５５】
このように、電圧電流発生回路２００のハイ側の出力端子Ｈｉに同軸ケーブルの心線を接続し、ロー側の出力端子Ｌｏに同軸ケーブルのシールド線を接続して負荷ＤＵＴに電圧Ｖｏ、電流Ｉｏを出力する。これにより、装置３００外からのコモンモード電圧は負荷ＤＵＴによらず、常に、出力端子Ｌｏを経由してトランスＴｒ内で生成される寄生容量Ｃｘにのみ印加され、電流検出用のシャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３には印加されない。従って、コモンモード電圧に干渉されずに負荷に電圧、電流を出力することができる。
【００５６】
なお、本発明はこれに限定されるものではなく、以下に示すようなものでもよい。
（１）負荷への出力電圧Ｖｏの基準となる基準電圧をＤＡＣ３ａが出力する構成を示したが、可変電圧源を用いて基準電圧を出力してもよい。
【００５７】
（２）出力電流Ｉｏを検出するためのシャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３を３個設ける構成を示したが、何個設けてもよい。また、シャント抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ３を直列接続する構成を示したが、並列接続でもよい。
【００５８】
（３）出力電圧Ｖｏまたは出力電流Ｉｏを電圧計４、５で検出して出力回路３のＤＡＣ３ａ、アンプ回路３ｂにフィードバックして出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏを制御する構成を示したが、出力電流Ｉｏのみで制御する場合、電圧計４は設けなくともよい。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の第１の実施例を示した構成図である。
【図２】本発明の第２の実施例の概略を示した構成図である。
【図３】従来のフローティング電源の構成を示した図である。
【図４】従来の電圧電流発生回路の構成を示した図である。
【図５】従来の電圧電流発生回路のその他の構成を示した図である。
【符号の説明】
【００６０】
３ａ  アンプ回路
１００  フローティング電源
２００  電圧電流発生回路
３００  電圧電流発生装置
４００  同軸ケーブル
４０１  同軸ケーブルの心線
４０２  同軸ケーブルのシールド線
Ｒｓ１〜Ｒｓ３  シャント抵抗
Ｓ３〜Ｓ５  ＦＥＴスイッチ
ＳＬ１  １次側の静電シールド
ＳＬ２  ２次側の静電シールド
Ｔｒ  絶縁トランス
ＧＮＤ（１）  トランスの１次側のグランド
ＧＮＤ（２）  トランスの２次側のグランド
【図１】
2008312333.tif 000003
【図２】
2008312333.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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