(57)【要約】【課題】スイッチング周波数を低下させたりゲート抵抗の高抵抗化、またはゲート・エミッタ間容量を高容量化したりせずに、ダイオードチップの温度上昇を低減できるようにする。【解決手段】従来のゲート駆動回路に、フィルタ２３、コンパレータ２４、論理回路２６、スイッチ素子２７および抵抗２８等を付加し、フィルタ２３に絶縁器１５の出力信号であるゲート駆動信号（ＰＷＭ制御信号）を入力し、その出力をコンパレータ２４において設定値２５と比較する。オンデューティが低いとコンパレータ２４，論理回路２６の出力はＬレベルで、ターンオン用ゲート抵抗は１１のみとなって動作が遅くなり、結果としてオンデューティが低いときの逆回復損失が減少する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置を構成する電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路において、
前記電圧駆動型電力用半導体素子に与えられるゲート駆動信号のオンオフデューティを検出する検出回路を設け、その検出値に応じてターンオン側のゲート駆動条件を切り換えることを特徴とする電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路。
【請求項２】
前記ゲート駆動条件の切り換えは、ゲート駆動用電源の正側電位と前記電圧駆動型電力用半導体素子のゲート端子間に接続されているゲート抵抗の抵抗値、または電圧駆動型電力用半導体素子のゲート端子とエミッタ端子間に接続されているコンデンサの容量値を変化させることにより行なうことを特徴とする請求項１に記載の電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路。
【請求項３】
前記ゲート駆動条件の切り換えは、ゲート駆動の最終段に接続されているバッファ回路のゲートまたはベース端子に接続されている抵抗の抵抗値、または前記バッファ回路のゲートまたはベース端子と前記電圧駆動型電力用半導体素子のエミッタ端子との間に接続されているコンデンサの容量値を変化させることにより行なうことを特徴とする請求項１に記載の電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路。
【請求項４】
前記オンオフデューティの検出値が小さいときは、前記電圧駆動型電力用半導体素子のターンオン動作が遅くなるような駆動条件に切り換え、オンオフデューティの検出値が大きいときは、前記電圧駆動型電力用半導体素子のターンオン動作が速くなるような駆動条件に切り換えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路。
【請求項５】
電圧／周波数一定制御を基本とする可変電圧・可変周波数インバータに用いることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などの、電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６に、ＶＶＶＦ（可変電圧・可変周波数）インバータシステムの一般的な例を示す。同図において、１は直流電源回路（交流電源の場合は、整流器と大容量のコンデンサより構成される）、２はＩＧＢＴ３ａ，３ｂおよびダイオード４ａ，４ｂなどからなり直流を交流に変換するインバータ回路、５ａ，５ｂはＩＧＢＴを駆動するためのゲート駆動回路（各ＩＧＢＴに対応して設けられる）、６は負荷としてのモータである。１３は、Ｖ／Ｆ（電圧／周波数）制御ブロック１６およびＰＷＭ（パルス幅変調）信号生成ブロック１９等からなる制御部である。
【０００３】
図７に、例えば特許文献１に開示されたゲート駆動回路の詳細を示す。７は本回路駆動用の正側電源、８は同じく負正側電源、９および１０はＩＧＢＴ３をターンオンおよびターンオフさせるためのスイッチ素子（バッファ回路として作用する）、１１および１２はターンオンおよびターンオフ用のゲート抵抗で、制御部１３からのＰＷＭ制御に基づくオン，オフ指令信号（ＰＷＭ制御信号）ＣＴａ，ＣＴｂによって動作する。また、制御部１３とゲート駆動回路間は絶縁が必要となるため、フォトカプラなどの絶縁器１５を接続し、さらにＩＧＢＴのゲート・エミッタ間にはコンデンサ２０、スイッチ素子９，１０のベースには抵抗２１，コンデンサ２２などが接続されている。
【０００４】
図６に示す負荷６を誘導機などの交流機とし、オープンループによるＶＶＶＦ制御を実施するため、制御部１３内において、モータの出力トルクが一定となるようにＶ／Ｆ一定制御、つまり図８に示すようにインバータの出力電圧指令Ｖ*と出力周波数指令Ｆ*との比を一定とする制御を実施する。Ｖ／Ｆ制御ブロック１６からは、出力周波数指令Ｆ*の大きさに応じて或る比例関係を持つ電圧指令信号Ｖ*が出力され、これがＰＷＭ信号生成ブロック１９に入力され、ＩＧＢＴに対するオン，オフ指令信号（ＰＷＭ制御信号）ＣＴａ，ＣＴｂを生成する。
【０００５】
以上のような構成により、モータを高速動作させる場合（周波数指令Ｆ*が大）は、インバータの出力電圧を高くする必要があるため、必然的にオン，オフ指令信号（ＰＷＭ制御信号）ＣＴａ，ＣＴｂのオンデューティ（オンオフデューティ）は、図９（ａ）のように高くなり、逆に低速動作させる場合は図９（ｂ）のように、ＰＷＭ制御信号のオンデューティ（オンオフデューティ）は低くする必要がある。
【０００６】
【特許文献１】特開平１１−０６９７７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図６のシステムにおいて、モータが低速運転（低周波出力運転）の場合、ＰＷＭ制御信号のオンデューティは上述のように低くなるため、モータに流れる負荷電流は、ＩＧＢＴ３側よりもダイオード４側を流れる期間の方が多くなる。特に極低周波運転のときは、殆どダイオード側を流れることになる。
このような場合に負荷電流が大きいと、ＩＧＢＴ３側に比べダイオード４側の発生損失が大きくなり、ダイオードチップの発熱温度が高くなる。一般に図６のシステムに適用されるＩＧＢＴモジュール（ＩＧＢＴとダイオードが内蔵されたモジュール）では、ＩＧＢＴチップ側の熱抵抗値に比べ、ダイオードチップ側の熱抵抗値の方が大きいため、ＩＧＢＴチップの最高発熱温度より、ダイオードチップ側の最高発熱温度の方が高くなり、ダイオードチップの温度が本システムの熱設計上の制約条件となる。つまり、適用するＩＧＢＴモジュールの定格やＩＧＢＴモジュール冷却用の放熱器の決定に、ダイオードチップの温度上昇を考慮する必要が生じている。
【０００８】
また、本ダイオードの発生損失源として、オン状態において電流が流れている際に発生する定常損失と、ターンオフする際に発生する逆回復損失とがあるが、定常損失については概ねダイオード側のオンデューティ比例となるが、逆回復損失はスイッチング周波数比例となるため、高周波スイッチング化には限界がある。一方、スイッチング周波数を低周波とすれば、上記問題は解決される方向となるが、出力電流（負荷電流）リプルが大きくなることによる出力フィルタの大形化や、モータの磁気騒音の問題が発生する。
【０００９】
一方、ダイオードの逆回復損失を低減させる手段として、図７に示すゲート駆動回路のターンオン側の抵抗１１やベース抵抗２１の高抵抗化、またはコンデンサ２０，２２の大容量化があるが、そうするとＩＧＢＴ側のターンオン損失が増加するため、モータが高速運転（ＰＷＭデューティが高くなり、流れる電流の大部分の期間でＩＧＢＴ側に流れる）されている場合の、ＩＧＢＴの発熱が問題となる。
【００１０】
したがって、この発明の課題は、スイッチング周波数を低下させたりゲート抵抗の高抵抗化、またはゲート・エミッタ間容量を高容量化したりせずに、ダイオードチップの温度上昇を低減できるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、電力変換装置を構成する電圧駆動型電力用半導体素子のゲート駆動回路において、
前記電圧駆動型電力用半導体素子に与えられるゲート駆動信号のオンオフデューティを検出する検出回路を設け、その検出値に応じてターンオン側のゲート駆動条件を切り換えることを特徴とする。
この請求項１の発明においては、前記ゲート駆動条件の切り換えは、ゲート駆動用電源の正側電位と前記電圧駆動型電力用半導体素子のゲート端子間に接続されているゲート抵抗の抵抗値、または電圧駆動型電力用半導体素子のゲート端子とエミッタ端子間に接続されているコンデンサの容量値を変化させることにより行なうことができる（請求項２の発明）。
【００１２】
また、請求項１の発明においては、前記ゲート駆動条件の切り換えは、ゲート駆動の最終段に接続されているバッファ回路のゲートまたはベース端子に接続されている抵抗の抵抗値、または前記バッファ回路のゲートまたはベース端子と前記電圧駆動型電力用半導体素子のエミッタ端子との間に接続されているコンデンサの容量値を変化させることにより行なうことができる（請求項３の発明）。
請求項１〜３のいずれか１つに記載の発明においては、前記オンオフデューティの検出値が小さいときは、前記電圧駆動型電力用半導体素子のターンオン動作が遅くなるような駆動条件に切り換え、オンオフデューティの検出値が大きいときは、前記電圧駆動型電力用半導体素子のターンオン動作が速くなるような駆動条件に切り換えることができる（請求項４の発明）。さらに、請求項１〜４のいずれか１つに記載の回路は、電圧／周波数一定制御を基本とする可変電圧・可変周波数インバータに用いることができる（請求項５の発明）。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、インバータの出力周波数が低周波の場合に、ダイオードチップの温度上昇幅を従来よりも低減できるため、高スイッチング周波数化によるモータの低騒音化や、適用するＩＧＢＴモジュールや放熱器の小型化が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１はこの発明の実施の形態を示す回路構成図である。同図からも明らかなように、図７に示す従来例に対しフィルタ回路２３、コンパレータ回路２４、論理回路２６、スイッチ素子２７および抵抗２８等を付加して構成される。２５はフィルタ回路２３からの出力と比較するための、設定値を示す。その他は図７と同様なので詳細は省略する。
【００１５】
すなわち、絶縁器１５の出力信号であるＰＷＭ制御信号をフィルタ回路２３に入力し、その出力をコンパレータ回路２４において設定値２５と比較する。つまり、入力されるＰＷＭ制御信号のオンデューティが高いと、フィルタ回路２３の出力は平均的に高い直流電圧となるため、コンパレータ回路２４の出力はＨ（ハイ）レベルとなる。一方、ＰＷＭ制御信号のオンデューティが低いと、フィルタ回路２３の出力は平均的に低い直流電圧となるため、コンパレータ回路２４の出力はＬ（ロー）レベルとなる。
【００１６】
これにより、論理回路２６の出力はオンデューティが高い場合と低い場合とに応じてＨまたはＬとなり、スイッチ素子２７がオンまたはオフとなって、ターンオン用ゲート抵抗値が抵抗１１と２８との並列抵抗値、または抵抗１１のみの値となる。
その結果、オンデューティが高い場合はＩＧＢＴのターンオン動作が速くなり、オンデューティが低い場合はＩＧＢＴのターンオン動作が遅くなるので、対向アームのダイオードの逆回復損失は、オンデューティが高い場合に比べオンデューティが低い場合は減少することになる。
【００１７】
図２はこの発明の別の実施の形態を示す構成図である。
図２からも明らかなように、図１では論理回路２６の出力によりゲート抵抗値を変化させて、ＩＧＢＴのターンオン動作を変化させているのに対し、ここではＩＧＢＴのゲート・エミッタ間容量を変化させる点が特徴で、その他は図１と同様である。すなわち、オンデューティが高い場合にはスイッチ素子２７をオフとしてコンデンサ２０のみとし、オンデューティが低い場合はスイッチ素子２７をオンとしてコンデンサ２０と２２の並列容量とし、ＩＧＢＴのターンオン動作を速くしたり、遅くしたりするものである。これにより、オンデューティが低い場合のダイオードの逆回復損失が減少する。
【００１８】
図３は図１の変形例を示す構成図である。
図からも明らかなように、図１では論理回路２６の出力によりゲート抵抗値を変化させて、ＩＧＢＴのターンオン動作を変化させているのに対し、ここではＩＧＢＴのゲート抵抗値を変化させる点が特徴で、その他は図１と同様である。すなわち、オンデューティが高い場合にはスイッチ素子３１をオンとして抵抗２１と３２との並列抵抗とし、オンデューティが低い場合はスイッチ素子３２をオフとして抵抗２１のみとし、ＩＧＢＴのターンオン動作を速くしたり、遅くしたりするものである。これにより、オンデューティが低い場合のダイオードの逆回復損失が減少する。
【００１９】
図４は図２の変形例を示す構成図である。
図２ではＩＧＢＴのゲート・エミッタ間容量を変化させるようにしたが、ここではスイッチ素子９，１０のベース容量を変化させるもので、その他は図２と同じなので詳細は省略する。すなわち、オンデューティが高い場合にはスイッチ素子３３をオフとしてコンデンサ２２のみとし、オンデューティが低い場合はスイッチ素子３３をオンとしてコンデンサ２２と３４の並列容量とし、ＩＧＢＴのターンオン動作を速くしたり、遅くしたりするものである。これにより、オンデューティが低い場合のダイオードの逆回復損失が減少する。
【００２０】
図５にゲート駆動条件切り換え前後におけるダイオード逆回復波形例を示す。図５（ａ）はゲート駆動条件を切り換える前のダイオード逆回復時の波形例、図５（ｂ）はＰＷＭ信号のデューティ検出値が設定値以下となり、ゲート駆動条件を切り換えた後のダイオード逆回復時の波形例を示す。下記（１）式に基づく期間ｔrr（図５参照）が逆回復損失が発生する区間であり、ゲート駆動条件を切り換えることにより、逆回復損失は図５（ｂ）のように低減することになる。
逆回復損失＝∫ｉR・ｖRｄｔ…（１）
【００２１】
切り換えを実施するゲート駆動条件としては、上記の例の外にゲート駆動回路の正側電源電圧値を変えるようにしても良く、この場合はＰＷＭ信号のデューティ検出値が或る設定値以下となったら、電源電圧値を低減する構成とする。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】この発明の実施の形態を示す回路図
【図２】この発明の他の実施の形態を示す構成図
【図３】図１の変形例を示す構成図
【図４】図２の変形例を示す構成図
【図５】ゲート条件切り換え前後におけるダイオード逆回復波形の説明図
【図６】ＶＶＶＦインバータシステムの従来例を示す構成図
【図７】図６で用いられるゲート駆動回路例を示す構成図
【図８】Ｖ／Ｆ一定制御を説明する説明図
【図９】ＰＷＭ制御信号を説明する波形図
【符号の説明】
【００２３】
１…直流電源回路、３…ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、４…ダイオード、７…正側電源、８…負側電源、９，１０，２７，２９，３１，３３…スイッチ素子、１１…ターンオン用ゲート抵抗，１２…ターンオフ用ゲート抵抗、１５…絶縁器、２０，３０，３４コンデンサ、２３…フィルタ回路、２４…コンパレータ回路、２５…設定値、２６…論理回路、２８，３２…抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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