(57)【要約】【課題】部品点数の増加を抑えつつ力率を改善し、ノイズが発生することを抑えるＡＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】ＡＣ−ＤＣコンバータが、交流電圧を整流する整流器と、整流器の直流出力端子聞に並列に接続された第１のコンデンサと、整流器の直流出力端子間に直列に接続された第１のリアクトル及び第１のスイッチング素子と、リアクトルに並列に接続された第２のコンデンサ及び第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子に並列に接続された第３のコンデンサとトランスの１次巻線と第２のリアクトルとによる直列共振回路と、トランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを交互に駆動し、直流出力の電圧に基づいて第１のスイッチング素子或いは第２のスイッチング素子の何れか一方のスイッチング素子の駆動時間を調整する制御回路と、を有する。【選択図】図１
2008067431.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を整流する整流器と、
前記整流器の直流出力端子間に並列に接続された第１のコンデンサと、
前記整流器の直流出力端子間に直列に接続された第１のリアクトル及び第１のスイッチング素子と、
前記リアクトルに並列に接続された第２のコンデンサ及び第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第３のコンデンサとトランスの１次巻線と第２のリアクトルとによる直列共振回路と、
前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路と、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互に駆動し、前記直流出力の電圧に基づいて前記第１のスイッチング素子或いは前記第２のスイッチング素子の何れか一方のスイッチング素子の駆動時間を調整する制御回路と、
を有することを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
交流電圧を整流する整流器と、
前記整流器の直流出力端子問に並列に接続された第１のコンデンサと、
前記整流器の直流出力端子問に直列に接続された第１のリアクトル及び第１のスイッチング素子と、
前記リアクトルと前記第１のスイッチング素子との間の２点の接続点に接続される、第２のスイッチング素子と第３のコンデンサと第２のリアクトルとトランスの１次巻線とによる直列共振回路と、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子からなる直列回路の両端に接続された第２のコンデンサと、
前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路と、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互に駆動し、前記直流出力の電圧に基づいて前記第１のスイッチング素子或いは前記第２のスイッチング素子の何れか一方のスイッチング素子の駆動時間を調整する制御回路と、
を有することを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第１のスイッチング素子が駆動したときに駆動する前記第１のリアクトルと直列に接続されたダイオード、
を有することを特徴とする請求項１乃至２のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率を改善するＡＣ−ＤＣコンバータ、特にスイッチング電源の技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１４に従来のＡＣ−ＤＣコンバータであるスイッチング電源の例を示す。交流入力電圧ＡＣを全波整流器ＤＢで整流し、平滑化用のコンデンサであるコンデンサＣ１（平滑化コンデンサＣ１）で平滑して直流電圧Ｖｉｎを得る。コンデンサＣ１に、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１及びスイッチング素子Ｑ１が直列に接続される。トランスＴ１の２次巻線Ｎ２には、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ２から構成される整流平滑回路が接続される。
【０００３】
図１４に示すような従来のスイッチング電源においては、スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、直流電圧Ｖｉｎから、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１、スイッチング素子Ｑ１に電流が流れ、トランスＴ１にエネルギが蓄えられる。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に発生した電圧をダイオードＤ２及びコンデンサＣ２から構成される整流平滑回路で整流平滑し、直流電圧Ｖｏを得る。制御回路１１は直流出力Ｖｏを監視し、基準電圧との誤差信号から、スイッチング素子Ｑ１をオンまたはオフするオンオフ信号を作る。
【０００４】
制御回路１１は、具体的には、出力電圧Ｖｏが予め決められた所定の電圧より高い場合は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を減らし、出力電圧を低下させ、出力電圧Ｖｏが予め決められた所定の電圧より低い場合はスイッチング素子Ｑ１のオン期間を増やし、出力電圧Ｖｏを上昇させ、出力電圧Ｖｏを一定に制御する。
【０００５】
図１４に示すような従来のスイッチング電源は、交流入力電圧がコンデンサＣ１の電圧より低い場合は入力電流が流れず、交流入力電圧がピーク値付近でありコンデンサＣ１の電圧より高い僅かな期間のみ入力電流が流れる。
例えば、図１５に、図１４の回路の電圧Ｖ（ＡＣ）と入力電流Ｉ（ＡＣ）とコンデンサＣ１の電圧Ｖ（Ｃ１）との時間変化を示す。図１５のＩ（ＡＣ）に示すように、Ｔ１７０１、Ｔ１７０２、Ｔ１７０３、１７０４、の区間のみに、入力電流Ｉ（ＡＣ）が流れる。
このため図１５のＩ（ＡＣ）に示すように入力電流が大きく歪み、力率が悪くなる。
【０００６】
このような問題を解決する方法として、図１６に示すように、リアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ１、制御回路１２から成る力率改善回路を用いて、入力電流を正弦波にして、力率を改善するスイッチング電源が知られている。このようなスイッチング電源は、例えば特許文献１に示される技術として知られている。
【特許文献１】特開２００６−０８７２３５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１に示すスイッチング電源にあっては、力率はよくなるものの、力率改善回路を設けるため、部品点数が増加しコストアップになるという問題がある。
【０００８】
また、特許文献１に示すスイッチング電源にあっては、力率改善回路での損失により効率が低下する、また、ノイズが発生する、という問題がある。つまり、特許文献１に示すスイッチング電源の力率改善回路は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、ダイオードＤ１のスイッチング動作によりサージが発生し、ノイズの発生源になるという問題がある。また、スイッチング素子に印加させる電圧を抑えるためにスナバ回路が必要であり、スナバ回路による損失が効率の低下を招いていた。
【０００９】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、部品点数の増加を抑えつつ力率を改善し、ノイズが発生することを抑えるＡＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の直流出力端子間に並列に接続された第１のコンデンサと、前記整流器の直流出力端子間に直列に接続された第１のリアクトル及び第１のスイッチング素子と、前記リアクトルに並列に接続された第２のコンデンサ及び第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第３のコンデンサとトランスの１次巻線と第２のリアクトルとによる直列共振回路と、前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互に駆動し、前記直流出力の電圧に基づいて前記第１のスイッチング素子或いは前記第２のスイッチング素子の何れか一方のスイッチング素子の駆動時間を調整する制御回路と、を有することを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータである。
【００１１】
請求項２に記載の発明は、交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の直流出力端子問に並列に接続された第１のコンデンサと、前記整流器の直流出力端子問に直列に接続された第１のリアクトル及び第１のスイッチング素子と、前記リアクトルと前記第１のスイッチング素子との間の２点の接続点に接続される、第２のスイッチング素子と第３のコンデンサと第２のリアクトルとトランスの１次巻線とによる直列共振回路と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子からなる直列回路の両端に接続された第２のコンデンサと、前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互に駆動し、前記直流出力の電圧に基づいて前記第１のスイッチング素子或いは前記第２のスイッチング素子の何れか一方のスイッチング素子の駆動時間を調整する制御回路と、を有することを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータである。
【００１２】
請求項３に記載の発明は、前記第１のスイッチング素子が駆動したときに駆動する前記第１のリアクトルと直列に接続されたダイオード、を有することを特徴とする請求項１乃至２のＡＣ−ＤＣコンバータである。
【発明の効果】
【００１３】
この発明の請求項１の発明によれば、直流の出力電圧を安定化すると共に、入力電流が第１のリアクトルを介して流れるので、高力率にすることができるという効果を奏する。また、同時に、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第２のコンデンサに印加される電圧を低く抑えることが出来るという効果を奏する。
【００１４】
また、請求項２の発明によれば、請求項１と同様に、直流の出力電圧を安定化すると共に、入力電流が流れる期間を広げ、高力率にすることができるという効果を奏する。
【００１５】
また、請求項３の発明によれば、請求項１または請求項２と同様の効果があると共に、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子での損失を軽減できるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
（第１の実施形態の構成）
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。図１は、この発明の第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す概略図である。同図において図１６の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。
交流入力電圧ＡＣを全波整流器ＤＢ（ダイオードブリッジ）で整流し、全波整流器ＤＢの出力間にリアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ１を直列に接続する。リアクトルＬ１に並列にコンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ２からなる直列回路を接続する。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２はｎチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴであり、ＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン−ソース間にはボディダイオードが存在する。スイッチング素子Ｑ２と並列にコンデンサＣ４、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１が直列に接続される。トランスＴ１の２次巻線Ｎ２はダイオードＤ２、コンデンサＣ２が直列に接続される。ダイオードＤ２とコンデンサＣ２とは整流平滑回路として機能し、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に発生した電圧を整流平滑して出力電圧Ｖｏに変換し、図示しない負荷に直流電圧を供給する。トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２は疎結合のため、漏れインダクタンスＬｒ１が生成され、漏れインダクタンスＬｒ１が第２のリアクトルとして機能する。
なお、コンデンサＣ１は平滑用のコンデンサである。
【００１７】
第１のＡＣ−ＤＣコンバータの構成を、より詳細に説明する。
交流入力電圧ＡＣが全波整流器ＤＢ（ダイオードブリッジ）の入力端に接続され、全波整流器ＤＢの正極性出力端が、コンデンサＣ３の一端と、リアクトルＬ１の一端と、コンデンサＣ１の一端と、に接続される。一方、全波整流器ＤＢの負極性出力端が、コンデンサＣ３の他端と、スイッチング素子Ｑ１の入力端に接続される。
【００１８】
コンデンサＣ１の他端は、スイッチング素子Ｑ２の出力端と、コンデンサＣ４の一端とに接続される。また、スイッチング素子Ｑ２の入力端とスイッチング素子Ｑ１の出力端とが接続され、スイッチング素子Ｑ２の入力端とスイッチング素子Ｑ１との接続点で、リアクトルＬ１の他端とが接続される。
また、リアクトルＬ１の他端には、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の一端が接続される。またコンデンサＣ４の他端には、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の他端が接続される。
【００１９】
トランスＴ１の２次巻線Ｎ２の一端は、ダイオードＤ２のアノード端子と接続され、ダイオードＤ２のカソード端子はコンデンサＣ２の一端と出力端子の一端とに接続される。
トランスＴ１の２次巻線Ｎ２の他端は、コンデンサＣ２の他端と出力端子の他端とに接続される。
【００２０】
また、ダイオードＤ２のカソード端子とコンデンサＣ２の一端とに接続される出力端子の一端は、制御回路１のＶｏ入力端子２に接続される。
また、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２の他端とコンデンサＣ２の他端とに接続される出力端子の他端は、制御回路１のＶｏ入力端子１に接続される。
制御回路１のＱ１ゲート出力端子はスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続され、制御回路１のＱ２ゲート出力端子はスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に接続される。
【００２１】
なお、出力端子の一方と他方の端子の電位差が出力電圧Ｖｏである。
また、以降の説明のために、実施形態において、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に接続される回路を１次側回路とし、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に接続される回路を２次側回路とする。
【００２２】
このように構成された本発明の第１の実施例は、リアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、コンデンサＣ１で構成される力率改善部と、コンデンサＣ１、コンデンサＣ３、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、コンデンサＣ４、トランスＴ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２で構成されるＤＣ−ＤＣコンバータ部と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２との制御端子に接続された制御部に大別できる。
【００２３】
制御部は制御回路１で構成され、出力電圧Ｖｏを検出し、基準電圧との比較で発生した誤差信号を基に決定されたオン期間ｔｏｎ１でスイッチング素子Ｑ１をオンさせ、コンデンサＣ４とトランスＴ１の漏れインダクタンスＬｒ１とによる共振周期の１／２以上の所定の期間ｔｏｎ２でスイッチング素子Ｑ２をオンさせ、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２を交互にオンオフさせる。
【００２４】
なお、スイッチング素子を駆動することが「オン」であり、スイッチング素子を駆動しないことが「オフ」であり、スイッチング素子が駆動している期間が「オン期間」である。
また期間ｔｏｎ１とは、スイッチング素子Ｑ１がオンで、スイッチング素子Ｑ２がオフの期間であり、期間ｔｏｎ２とは、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンの期間である。
なお、スイッチング素子Ｑ１とＱ２は同時にオンすることは無く、スイッチング素子Ｑ１のオンである期間ｔｏｎ１と、スイッチング素子Ｑ２のオン期間ｔｏｎ２とで、制御回路１がスイッチング素子Ｑ１とＱ２を制御する動作の１周期Ｔを形成し、制御回路１は、以降これを繰り返す。
なお、ｔｏｎ１とｔｏｎ２との間の期間には、互いに同時にオンすることがないように、短い期間のスイッチング素子Ｑ１とＱ２との両方がオフする期間がある。
【００２５】
次に、制御回路１の構成を、図２を用いて説明する。
ＰＣ１は出力電圧Ｖｏからの帰還信号を一次側に伝達する手段として一般的に用いられているフォトカプラである。制御回路１の内部で、ＰＣ１を介して、Ｖｏ入力端子１及び２による出力電圧Ｖｏからの帰還信号が入力される。図１では簡略化のため図示は省略してある。
ＣＶは帰還信号を生成するもので内部の基準電圧Ｖｒｅｆと（一般的には抵抗分圧された）出力電圧Ｖｏとを比較し、その比較した誤差に応じて一次側へ伝達する帰還信号の大きさが変わる。
また、制御回路１の出力端子は、Ｑ１ゲート出力端子とＱ２ゲート出力端子とであり、図１において、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１とＱ２のゲート端子に接続される端子である。
【００２６】
図２の説明に戻り、制御回路１の内部には定電流源Ｉｒｅｆがあり、定電流源Ｉｒｅｆからの電流は、抵抗Ｒ１とフォトカプラＰＣ１および抵抗Ｒ２とに流れ、抵抗Ｒ２には、定電流源Ｉｒｅｆの電流からフォトカプラＰＣ１に流れる電流を引いた電流に応じた電圧降下が発生する。抵抗Ｒ２に発生する電圧はコンパレータｃｏｍｐ１の＋入力端子に入力され、コンパレータｃｏｍｐ１の一端子には発振器ＯＳＣの出力が接続されており、コンパレータｃｏｍｐ１の出力はフリップフロップＦ／Ｆのリセット入力端子Ｒに接続されている。
【００２７】
発振器ＯＳＣは鋸波を発生する発振器で、フリップフロップＦ／Ｆの／Ｑ出力が接続され、／Ｑ出力の立下りに同期してリセットされる。フリップフロップＦ／Ｆのセット端子Ｓにはタイマ回路の出力端子が接続されている。タイマ回路は、フリップフロップＦ／Ｆの／Ｑ出力（例えばハイ）が入力されてから、内部で設定された一定の時間が経過した後、フリップフロップＦ／Ｆのセット端子Ｓに信号を出力する。フリップフロップＦ／ＦのＱ出力は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが同時にオンすることを防止するために、数１００ｎｓの遅延時間を有する遅延素子ＤＴ１を介して、Ｑ１ゲート出力端子に接続されている。
フリップフロップＦ／Ｆの／Ｑ出力は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが同時にオンすることを防止するために、数１００ｎｓの遅延時間を有する遅延素子ＤＴ２とハイサイドドライバーＨＤとを介して、Ｑ２ゲート出力端子に接続されている。
なお、説明のために、フリップフロップＦ／Ｆの一方の出力を「Ｑ」、他方の出力を「／Ｑ」として説明している。一方の出力と他方の出力とは、互いに逆の出力となる。
なお、タイマ回路の内部で設定された一定の時間とは、例えば、図１のコンデンサＣ４と漏れインダクタンスＬｒ１とで決まる共振周波数に合わせた、予め決められた時間である。
【００２８】
次に、図３のタイミングチャートを用いて、図２の制御回路１の動作を説明する。
周期の初めには、発振器ＯＳＣの電圧は０Ｖであるので、コンパレータｃｏｍｐ１の−入力端子の電圧は０Ｖであり、コンパレータｃｏｍｐ１の＋入力端子の電圧が高いため、コンパレータｃｏｍｐ１の出力としてハイが出力されている（ステップＳ０１）。
【００２９】
その後、発振器ＯＳＣの電圧が徐々に増加し、コンパレータｃｏｍｐ１の＋入力端子の電圧を越えると、コンパレータｃｏｍｐ１の出力がローとなり、フリップフロップＦ／Ｆのリセット入力端子にローが入力され、そのため、フリップフロップＦ／ＦのＱ出力つまりＱ１ゲート出力端子がローで、／Ｑ出力つまりＱ２ゲート出力端子がハイとなる（ステップＳ０２）。
【００３０】
次に、リップフロップＦ／Ｆの／Ｑ出力がハイとなったため、タイマ回路は、内部で設定された一定の時間が経過した後、ローの信号を出力する。タイマ回路からのローの信号は、フリップフロップＦ／Ｆのセット端子に入力され、フリップフロップＦ／ＦのＱ出力つまりＱ１ゲート出力端子がハイで、／Ｑ出力つまりＱ２ゲート出力端子がローとなる（ステップＳ０３）。
【００３１】
次に、フリップフロップＦ／Ｆの／Ｑ出力がローとなる立下りに応じて、ＯＳＣはリセットされる（ステップＳ０４）。
以降、制御回路１は、ステップＳ０１からステップＳ０４の動作を繰り返す。
【００３２】
重負荷或いは入力電圧の低下などにより出力電圧が低下したときは、二次側からの帰還信号が小さく、フォトカプラＰＣ１に流れる電流が少ない。そのためＲ２に発生する電圧降下が大きく、コンパレータｃｏｍｐ１出力が反転するまでの時間（図３のＴ３１Ａの期間）が長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなる。
【００３３】
一方、軽負荷或いは入力電圧の上昇などにより出力電圧が上昇したときは、二次側からの帰還信号が増え、フォトカプラＰＣ１に流れる電流が増え、抵抗Ｒ２に発生する電圧降下が小さくなり、スイッチング素子Ｑ１のオン期間（図３のＴ３１Ｂの期間）は短くなる。
【００３４】
このときスイッチング素子Ｑ２のオン期間は、コンデンサＣ４と漏れインダクタンスＬｒ１とで決まる共振周波数に合わせてタイマ回路内部に予め定められた一定の時間（図３のＴ３２の期間）となっている。
【００３５】
なお、Ｑ１ゲート出力端子およびＱ２ゲート出力端子のハイの出力が、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１とＱ２とをオンとする入力となる。説明のため、Ｑ１ゲート出力端子およびＱ２ゲート出力端子において、ハイの出力の期間をオン期間として説明する。また、実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンが、それぞれを駆動することである。
なお、上記のＴ３１ＡまたはＴ３１Ｂの期間がｔｏｎ１であり、Ｔ３２の期間ｔｏｎ２である
【００３６】
（第１の実施形態の動作）
次に、第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作を、図４から図６を用いて説明する。
図４は、第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの波形を示す波形図である。図５は正弦波で変化する交流入力電圧がピーク値付近における、第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形である。図６は正弦波で変化する交流入力電圧がゼロボルト付近の、第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形である。
【００３７】
図５は正弦波で変化する交流入力電圧がピーク値付近における、第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形である。例えば、図４において、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４に相当する期間における動作である。
【００３８】
図５の説明に戻り、まず、力率改善部について、交流入力電圧のピーク値付近での動作を説明する。まず、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフのときは、リアクトルＬ１にコンデンサＣ３の電圧が印加され、リアクトルＬ１を励磁する。
次に、スイッチング素子Ｑ１がオフし、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、リアクトルＬ１に逆起電力が発生し、Ｑ２のボディダイオードを介して蓄積された励磁エネルギが放出され、コンデンサＣ１を充電する（図５の期間Ｔ５１）。
【００３９】
リアクトルＬ１に蓄積された励磁エネルギの放出が完了すると、コンデンサＣ１の電圧によりスイッチング素子Ｑ２を介してリアクトルＬ１に逆方向の電流が流れ始め、リアクトルＬ１は先ほどとは逆方向に励磁する（図５の期間Ｔ５２）。
【００４０】
次に再び、スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、リアクトルＬ１に逆起電力が発生し、逆方向の励磁エネルギがスイッチング素子Ｑ１のボディダイオードを介して放出され、コンデンサＣ３を充電する（図５の期間Ｔ５３）。
【００４１】
次に、蓄積された励磁エネルギの放出が完了すると、コンデンサＣ３の電圧によりリアクトルＬ１に電流が流れ、リアクトルＬ１を励磁する（図５の期間Ｔ５４）。
入力電圧が高いので、スイッチング素子Ｑ１がオンのときにリアクトルＬ１に蓄積されるエネルギは大きい。このため、スイッチング素子Ｑ２がオンの時にコンデンサＣ１が放電する放電量は僅かであり、このときリアクトルＬ１に蓄積されるエネルギは僅かなので、再びスイッチング素子Ｑ１がオンしたときのコンデンサＣ３の充電量は少ない。このため、コンデンサＣ３の電圧は交流入力電圧を全波整流した電圧とほぼ等しくなる。
【００４２】
第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータは、以上のＴ５１からＴ５４の動作を繰り返すので、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフのときに、リアクトルＬ１にはコンデンサＣ３の電圧が印加され、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンのときには、リアクトルＬ１にコンデンサＣ１の電圧でクランプされた電圧が発生する。
このため、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は、次の式により求められる値となる。ここで、Ｖｃ３は、コンデンサＣ３の電圧である。
Ｖｃ１＝Ｖｃ３×（ｔｏｎ１／ｔｏｎ２）      （式１）
【００４３】
またコンデンサＣ３の電圧は交流入力電圧を全波整流した電圧なので、交流入力電圧をＶｉｎとすると、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は次の式により求められる値となる。
Ｖｃ１＝Ｖｉｎ×（ｔｏｎ１／ｔｏｎ２）      （式２）
【００４４】
ここで、交流入力電圧の周波数によるリプル電圧が十分小さくなるようにコンデンサＣ１の容量を選定すると、交流入力電圧のピーク時での電圧が保持されるので、交流入力電圧のピーク電圧をＶｉｎｐとすると、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は、次の式により求められる値となる。
Ｖｃ１≒Ｖｉｎｐ×（ｔｏｎ１／ｔｏｎ２）      （式３）
【００４５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ部は、次のように動作する。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ１とコンデンサＣ３の電圧が、コンデンサＣ４とトランスＴ１の１次巻線Ｎ１と漏れインダクタンスＬｒ１からなる直列共振回路に印加され、共振電流が流れ、トランスＴ１を励磁し、コンデンサＣ４を充電する。
次に、スイッチング素子Ｑ１がオフしスイッチング素子Ｑ２がオンすると、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に逆方向の電圧が発生し、励磁エネルギを放出する。励磁ヱネルギの放出が完了するとコンデンサＣ４の放電により、逆方向の励磁電流が流れる。
同時に、トランスＴ１の２次巻線にはダイオードＤ２をオンさせる方向の電圧が発生し、コンデンサＣ２を充電する。このとき１次巻線には、コンデンサＣ４と漏れインダクタンス１による共振電流が流れ、この電流が２次側に伝達される。
【００４６】
つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフしスイッチング素子Ｑ２がオンすると、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１では、蓄積された励磁エネルギを放出し、コンデンサＣ４の放電で逆方向に励磁する電流が流れ、先のスイッチング素子Ｑ１がオンしたときと同じ励磁状態になるまでリセットされると共に、漏れインダクタンスＬｒ１とコンデンサＣ４による共振電流が流れる。この漏れインダクタンスＬｒ１とコンデンサＣ４による共振電流は二次側へ伝達され、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２とによる整流平滑回路で直流に変換され、負荷へ供給される。
【００４７】
以上の動作を繰り返すので、コンデンサＣ４には、平均値が次の式で表される正弦波状の電圧が発生する。ただし、ここで、コンデンサＣ４の電圧をＶｃ４とする。
Ｖｃ４＝（Ｖｌ＋Ｖｃ３）×（ｔｏｎ１／Ｔ）      （式４）
Ｑ２がオンのときこの電圧が１次巻線Ｎ１に印加される。したがって、出力電圧Ｖｏは次の式で表される電圧となる。ただし、ここで、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の巻数をＮ１とし、２次巻線Ｎ２の巻数をＮ２とする。
Ｖｏ＝Ｖｃ４×Ｎ２／Ｎ１      （式５）
つまり、出力電圧Ｖｏは、コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４とトランスの一次と二次の巻数比とで決まり、負荷の変動に対してスイッチング素子Ｑ１あるいはスイッチング素子Ｑ２のオン期間は関与しない。なお、コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４は、スイッチング素子Ｑｌのオンデューティ（＝ｔｏｎ１／Ｔ）で変わる。
【００４８】
具体的には、負荷が増えると、スイッチング素子Ｑ２がオンのとき、コンデンサＣ４の放電量が増え両端電圧が低下するが、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ４の電圧が低下した分だけトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に印加される電圧が大きくなるので、トランスＴ１の励磁電流が増えてコンデンサＣ４の充電量を増やし、コンデンサＣ４の電圧の平均値を一定にする。
【００４９】
スイッチング素子Ｑ２のオン期間が一定のため、トランスＴ１の励磁電流の変化分は一定のまま、励磁電流の絶対値が大きくなる。このため、負荷の変動に対しスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオン期間は変化することは無く、出力電圧を一定に保つ。
実際の制御としては、周波数固定で、Ｑ１のオン期間を調整する、或いはＱ２のオン期間を漏れインダクタンスＬｒ１と共振コンデンサＣ４の共振電流が二次側へ伝達される期間で一定とし、Ｑ１のオン期間を調整する方法がある。
【００５０】
次に、交流入力電圧がゼロボルト付近の動作について図６の動作波形により説明する。図６は正弦波で変化する交流入力電圧がゼロボルト付近の、第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形である。例えば、図４において、Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４に相当する期間における動作である。
【００５１】
図６の説明に戻り、力率改善部では、最初は、入力電圧は殆んど無いので、コンデンサＣ３には電圧が無い。
この状態で、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフのときは、リアクトルＬ１に電圧は印加されない。
次に、スイッチング素子Ｑ１がオフし、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、リアクトルＬ１にはエネルギが蓄積されていないので逆起電力の発生は無く、直ちに、コンデンサＣ１の電圧によりスイッチング素子Ｑ２を介してリアクトルＬ１に電流が流れ始め、リアクトルＬ１はエネルギを蓄積する。
次に再び、スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、リアクトルＬ１に逆起電力が発生し、蓄積されたエネルギがＱ１のボディダイオードを介して放出され、コンデンサＣ３を充電する（図６の期間Ｔ６１）。
【００５２】
次に、蓄積されたエネルギの放出が完了すると、コンデンサＣ３の電圧によりリアクトルＬ１に電流が流れ、リアクトルＬ１を励磁する（図６の期間Ｔ６２）。
【００５３】
次に、入力電圧が低いので、スイッチング素子Ｑ１がオンのときにリアクトルＬ１に蓄積されるエネルギは、先の周期でコンデンサＣ３に充電された電荷により行なわれる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフし、スイッチング素子Ｑ２がオンする。リアクトルＬ１に蓄積されていた励磁エネルギがスイッチング素子Ｑ２のボディダイオードを介して放出され、コンデンサＣ１を充電する（図６の期間Ｔ６３）。
【００５４】
リアクトルＬ１の励磁エネルギの放出が終わると、コンデンサＣ１の電圧によりスイッチング素子Ｑ２を介してリアクトルＬ１を逆方向に励磁する。
次に再び、スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、図６の期間Ｔ６１に戻る。
【００５５】
図６の場合、入力電圧が低いので、スイッチング素子Ｑ２がオンの時にコンデンサＣ１が放電する放電量は多くなり、このときリアクトルＬ１に蓄積されるエネルギによって、再びスイッチング素子Ｑ１がオンしたときコンデンサＣ３の充電量は大きい。
このように動作するので、コンデンサＣ３の電圧の平均値Ｖｃ３は、次の式となる。
Ｖｃ３≒Ｖｃ１×（ｔｏｎ２／ｔｏｎ１）      （式６）
なお、ｔｏｎ１の期間のとき、Ｌ１にコンデンサＣ３の電圧が印加され、ｔｏｎ２の期間のとき、リアクトルＬ１はコンデンサＣ１の電圧で励磁エネルギをリセットする。ここで、コンデンサＣ３の電圧は矩形ではないが、ｔｏｎ１とｔｏｎ２との期間のとき、リアクトルＬ１の電圧・時間積は同じになる。従って、ｔｏｎ２の期間のときにＬ２に発生する電圧の時間積をｔｏｎ１の期間で割ると、ｔｏｎ１の期間におけるコンデンサＣ３の電圧の平均になる。
【００５６】
この式（６）に、式（３）のＶｃ１を代入すると、Ｖｃ３≒Ｖｉｎｐとなり、コンデンサＣ３の電圧の平均値はほぼ交流入力電圧のピーク値になり、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にコンデンサＣ３に発生する電圧の平均値は、交流入力電圧の正弦波の変動に関わらずほぼ一定になる。
【００５７】
以上説明したように、第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータ部は、スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、コンデンサＣ３とコンデンサＣ１の電圧が印加されるが、この電圧は一定なので、交流入力電圧の１周期で、スイッチング素子Ｑ１とＱ２とのオン期間は一定になる。一方、入力電流は、スイッチング素子Ｑ１がオンのときＬ１に流れる電流であるが、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が一定なので、交流入力電圧に依存した電流が流れる。つまり、交流入力電圧の波形に沿って入力電流が流れることになり、力率が改善される。
【００５８】
実際の入力電流の波形は、図４のＩｉｎに示すようになり、図１５のＩ（ＡＣ）に示した従来の電流波形に比べて、電流が流れている期間が増え、力率が改善されていることがわかる。
例えば、第１の実施形態の波形である図４において、電流Ｉｉｎが流れている期間（Ｔ４０１からＴ４０４）は、従来のものの波形である図１５において電流Ｉ（ＡＣ）が流れている期間（Ｔ１７０１からＴ１７０４）より長い。
【００５９】
また、上記に説明したように、スイッチング素子ＱＩとＱ２とのオン期間は、トランスの一次と二次の巻数比、漏れインダクタンス、共振コンデンサなどの選定により変更できるので、コンデンサＣ１の電圧を所定の電圧に設定することが可能である。
また、スイッチング素子Ｑ１とＱ２とは、オフ時にＶｉｎ＋Ｖｃ１の電圧が印加されるので、コンデンサＣ１の電圧を低く抑えると、スイッチング素子に印加される電圧を低く抑えることができる。
また、力率改善部、ＤＣ−ＤＣコンバータ部ではスイッチング素子のオフ時に発生するサージ電圧が、コンデンサＣ１、Ｃ４あるいはＣ３によって吸収されるので、スイッチング素子に印加されるサージ電圧が発生せず、かつ低ノイズのＡＣ−ＤＣコンバータが実現できる。
【００６０】
（第２の実施形態）
次に、図７を用いて本発明の第２の実施形態を説明する。同図において図１の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。
第２の実施形態において、第１の実施形態との違いは、リアクトルＬ１と接続されていたコンデンサＣ１の一端が、全波整流器の出力端に接続されることである。
【００６１】
つまり、第１の実施形態では、リアクトルＬ１に並列にコンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ２からなる直列回路を接続され、スイッチング素子Ｑ２と並列にコンデンサＣ４、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１が直列に接続されていたが、第２の実施形態では、リアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ１との間の２点の接続点に、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ４と漏れインダクタンスＬｒ１とトランスＴ１の１次巻線Ｎ１とによる直列共振回路が接続され、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２からなる直列回路の両端にコンデンサＣ１が接続される。
【００６２】
このように構成された第２の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフのとき（期間ｔｏｎ１）、コンデンサＣ３の電圧がリアクトルＬ１に印加され、リアクトルＬ１が励磁される。
次にスイッチング素子Ｑ１がオフし、スイッチング素子Ｑ２がオンすると（期間ｔｏｎ２）、コンデンサＣ３の電圧Ｖｃ３とリアクトルＬ１に発生した逆起電力によって、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードを介して、コンデンサＣ１が充電される。
【００６３】
このため、コンデンサＣ１の電圧ｖｃ１は、次の式となる。
Ｖｃ１≒Ｖｉｎｐ×  （１＋ｔｏｎ１／ｔｏｎ２）
ここで、Ｖｉｎｐは交流入力電圧のピーク値であり、コンデンサＣ３の電圧と同じである。
【００６４】
図８は正弦波で変化する交流入力電圧がピーク値付近における、第２の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形である。図９は正弦波で変化する交流入力電圧がゼロボルト付近の、第２の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形である。
【００６５】
第２の実施形態でも、第１の実施形態と同様、第２の実施形態でも、コンデンサＣ１の電圧がほぼ一定となることから、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のオン期間もー定になり、入力電流は交流入力電圧に比例した電流が流れ、力率が改善される。
【００６６】
（第３の実施形態）
次に、図１０を用いて本発明の第３の実施形態を説明する。同図において図７の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。
第３の実施形態は、第２の実施例に対し、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１とスイッチングＱ２との接続点との間に、リアクトルＬ１にアノードが接続される向きにダイオードＤ３を接続したものである。
【００６７】
図１１は、第３の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの波形を示す波形図である。図１２は正弦波で変化する交流入力電圧がピーク値付近における、第３の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形である。図１３は正弦波で変化する交流入力電圧がゼロボルト付近の、第３の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形である。
【００６８】
第３の実施形態では、力率改善部はリアクトルＬ１、ダイオードＤ３、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、コンデンサＣ１で構成される。
スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフのときは、リアクトルＬ１にコンデンサＣ３の電圧つまり入力電圧が印加され、リアクトルＬ１を励磁する。
【００６９】
次に、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、コンデンサＣ３の電圧とリアクトルＬ１とに蓄えられた励磁エネルギによって電圧が発生し、その発生した電圧によって、ダイオードＤ３、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードを介してコンデンサＣ１を充電する。
第３の実施形態では、ダイオードＤ３があるので、リアクトルＬ１の励磁エネルギが放出されても、コンデンサＣ１がスイッチング素子Ｑ２を介してリアクトルＬ１を逆方向に励磁することはない。
【００７０】
再び、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、コンデンサＣ３の電圧により、リアクトルＬ１を励磁する。
【００７１】
以上説明したように、第３の実施形態では、ダイオードＤ３の働きにより、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンのとき、リアクトルＬ１が逆方向に励磁されることがない。
このためスイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフのときコンデンサＣ３を充電することもない。
【００７２】
図７の第２の実施形態では、コンデンサＣ３の電圧は、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフのとき充電されるので、交流入力電圧の電圧値に関わらず、リアクトルＬ１の電流、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２等の電流の変動幅がほぼ同じ電流が流れる。
【００７３】
これに対し、図９の第３の実施形態では、図１３に示すように、交流入力電圧がゼロボルト付近では、リアクトルＬ１に流れる電流が少なくなり、これに起因する各スイッチング素子の電流も変動幅が少なくなる。このため、損失を減らすことができる。
【００７４】
ただし、本実施形態では、負荷が一定の場合はコンデンサＣ１の電圧が一定に保たれるが、コンデンサＣ１の電圧を検出してスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御しているわけではないので、負荷が変動するとコンデンサＣ１の電圧も変動する。
【００７５】
負荷が変動してもスイッチング素子Ｑ１のオン期間は一定なので、たとえば、負荷が軽負荷になるとコンデンサＣ１の電圧が上昇する。
しかし、コンデンサＣ１の電圧が上昇すると、制御回路１がスイッチング素子Ｑ１のオン期間を短くし出力電圧を一定にする。
すると、リアクトルＬ１に蓄積される励磁エネルギも減少し、コンデンサＣ１の充電エネルギが減少する。
結果として、力率改善部の出力電力と、ＡＣ−ＤＣコンバータ部の出力電力が同じになったところで安定し、このとき、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が交流入力電圧の周波数１周期の間で一定になるので、負荷が変動しても出力電圧は安定化し、力率を改善できる。
【００７６】
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバータに用いて好適である。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】この発明の第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。
【図２】図１の制御回路１の構成を示す構成図である。
【図３】図２の制御回路１の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】図１の第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの波形を示す波形図である。
【図５】図１の第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの第１の動作を示す波形図である。
【図６】図１の第１の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの第２の動作を示す波形図である。
【図７】この発明の第２の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。
【図８】図７の第２の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの第１の動作を示す波形図である。
【図９】図７の第２の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの第２の動作を示す波形図である。
【図１０】この発明の第３の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。
【図１１】図１０の第３の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの波形を示す波形図である。
【図１２】図１０の第３の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの第１の動作を示す波形図である。
【図１３】図１０の第３の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータの第２の動作を示す波形図である。
【図１４】従来の第１のＡＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【図１５】従来の第１のＡＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。
【図１６】従来の第２のＡＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【符号の説明】
【００７９】
ＡＣ  交流入力電圧
ＤＢ  全波整流器
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４  コンデンサ
Ｑ１、Ｑ２  スイッチング素子
Ｔ１  トランス
Ｌ１  リアクトル
Ｄ２、Ｄ３  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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