(57)【要約】【課題】サブキャリアごとに、要求される品質に基づいてピーク抑圧信号を計算し、品質を確保しつつ、隣接チャネル漏洩電力を抑えることができる無線送信装置を得ること。【解決手段】本発明は、チャネルごとに変調方式を選択して変調した変調信号をサブキャリアごとにマッピングし、マッピングした信号を逆フーリエ変換した後に送信アンプで増幅して送信する無線送信装置であって、チャネルごとの送信電力に基づき、サブキャリアごとに電力の許容誤差値を算出するスケジューラ２０と、前記逆フーリエ変換後の信号に基づいて前記送信アンプの入出力特性を補正するための補正信号を生成する補正信号生成部１８と、前記許容誤差値に基づきサブキャリアごとに前記補正信号に重み付けを行い、重み付け後の信号を用いて前記送信アンプの入出力特性を補正する補正部５と、を備える。【選択図】        図１
2008252256.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャネルごとに変調方式を選択して変調した変調信号をサブキャリアごとにマッピングし、マッピングした信号を逆フーリエ変換した後に送信アンプで増幅して送信する無線送信装置であって、
チャネルごとの送信電力に基づき、サブキャリアごとに電力の許容誤差値を算出する制御手段と、
前記逆フーリエ変換後の信号に基づいて前記送信アンプの入出力特性を補正するための補正信号を生成する補正信号生成手段と、
前記許容誤差値に基づきサブキャリアごとに前記補正信号に重み付けを行い、重み付け後の信号を用いて前記送信アンプの入出力特性を補正する補正手段と、
を備えることを特徴とする無線送信装置。
【請求項２】
前記制御手段は、受信装置の受信品質情報を取得し、前記許容誤差値をさらに前記受信品質情報に基づいて算出することを特徴とする請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記許容誤差値をさらに前記変調信号の変調方式に基づいて算出することを特徴とする請求項１または２に記載の無線送信装置。
【請求項４】
前記変調信号を誤り訂正符号化後の変調信号とし、
前記制御手段は、前記許容誤差値をさらに前記誤り訂正符号化における符号化率に基づいて算出することを特徴とする請求項１、２または３に記載の無線送信装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記許容誤差値をさらにチャネル種別に基づいて算出することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の無線送信装置。
【請求項６】
前記送信アンプの入力信号と出力信号を取得し、前記送信アンプの入出力特性を求める送信アンプ特性同定手段、
をさらに備え、
前記補正信号生成手段は、前記送信アンプ特性同定手段によって求められた入出力特性に基づいて補正信号を生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の無線送信装置。
【請求項７】
前記入出力特性を、送信アンプの非直線性誤差の勾配とすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の無線送信装置。
【請求項８】
前記補正信号生成手段は、前記入出力特性を逐次更新することを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載の無線送信装置。
【請求項９】
前記補正手段は、全サブチャネルの前記重み付け後の補正信号の電力和を算出し、前記電力和が所定の数値を超える場合には、前記重み付け後の補正信号を所定の数値に規格化することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載の無線送信装置。
【請求項１０】
前記補正手段は、前記マッピングされた変調信号に所定の係数を乗算し、前記重み付け後の信号と前記乗算結果を加算した結果を用いて前記送信アンプの入出力特性を補正することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載の無線送信装置。
【請求項１１】
前記補正手段は、全サブチャネルの前記加算した結果の電力和を算出し、前記電力和が所定の数値を超える場合には、前記加算した結果を所定の数値に規格化することを特徴とする請求項１０に記載の無線送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing：直交周波数分割多重）方式を採用する無線通信システムにおける無線送信装置に関するものであり、特に、ピーク抑圧を行う無線送信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、周波数効率の高い通信方式としてＯＦＤＭ方式が注目されている。また、多元接続を行う方式として、複数のチャネルを周波数軸上にマッピングしてＯＦＤＭ方式によって送信するＯＦＤＭＡ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access：直交周波数分割多元接続）と呼ばれる多重方式がある。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式では、多数のシンボルが多重されるため、送信波形はガウス分布となり、ピーク対平均電力比が大きい。このため、送信アンプの入出力特性による歪みが生じる可能性が高くなる。送信アンプの入出力特性による歪みが生じると隣接チャネル漏洩電力が発生し、また、変調精度も劣化する。このため、送信アンプのバックオフを大きくとる必要があり、送信アンプの効率が低下していた。
【０００４】
この問題を解決するために、たとえば、下記特許文献１〜３に記載されているような技術が開示されている。下記特許文献１に記載の無線送信機では、Ｓ／Ｐ（シリアルパラレル変換部）によって周波軸上にマッピングされた送信信号をＩＦＦＴ（Inverse  Fast  Fourier  Transform：逆フーリエ変換）し、時間領域の送信信号Ｓ（ｔ）に変換する。そして、ピーク抽出部が、送信信号Ｓ（ｔ）を所定のピーク閾値Ｅthと比較し、送信信号Ｓ（ｔ）がＥthを上回る場合はＥthとの差分を出力し、下回る場合はゼロを出力する。すなわち、ピーク検出部は、ピーク閾値Ｅthを超える信号部分（時間部分）については（Ｓ（ｔ）−Ｅｔｈ）ｅｘｐ［ｊ｛ａｒｇ（Ｓ（ｔ））｝］を出力し、ピーク閾値Ｅthを超えない信号部分についてはゼロを出力する。ピーク抽出部の出力は、時間領域の送信信号Ｓ（ｔ）のうち、ピーク閾値Ｅthを超える信号成分を表す。なお、ａｒｇ（ｚ）は、複素数ｚの位相角を表す。
【０００５】
そして、高速フーリエ変換部は、ピーク抽出部から出力された信号を高速フーリエ変換し、周波数領域の複数の信号に変換する。この変換はＯＦＤＭ復調とも呼ばれる。高速フーリエ変換部による信号変換によって、時間領域で閾値Ｅthを超えることとなる信号が、周波数領域の信号に変換される。このようにして導出された周波数領域の信号を、減算部が各送信信号から減算することにより、時間領域での信号の振幅を抑制する。
【０００６】
また、下記特許文献２に記載の技術では、アンプの出力をフィードバックし送信アンプの特性による歪をＩＦＦＴ前の信号に乗算することで補正する。この技術では、アンプの出力の非線形性を補正するために、出力が飽和する部分においては入力信号を大きくする方向に補正し、アンプの特性を理想に近づける。すなわち、ピーク抑圧とは反対向きの制御が行うことにより非線形性の歪みを補正している。
【０００７】
また、下記特許文献３に記載の技術では、フィルタを用いて、伝送品質の低い周波数においてピーク電力の抑圧信号を行い、伝送品質の高い周波数においてはピーク電力の抑圧を行わない。このようにすることにより、送信信号の品質の低下を防いだ上で、ピーク対平均電力比を抑制している。
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−３２２９９８号公報
【特許文献２】特開２００５−８６４４０号公報
【特許文献３】特開２００６−１１５０９６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ＯＦＤＭにおいてはパイロット信号，ユーザデータ，制御情報等の種別のデータがサブキャリアにマッピングされるが、このうちパイロット信号は復調の基準となる信号であり、データ部分とくらべて高精度に送信する必要がある。また、制御情報はＢＰＳＫ（Binary  Phase  Shift  Keying）などの送信の誤差に耐性がある変調で伝送されるため、ユーザデータおよびパイロット信号に比べ送信の誤差に対する許容範囲は広い。
【００１０】
さらに、ＯＦＤＭＡにおいては複数のユーザのチャネルが周波数にマッピングされて伝送される。ユーザごとに変調方式，誤り訂正の符号化率，送信電力等が異なるため、チャネルごとに要求される変調精度も異なる。
【００１１】
しかしながら、上記従来の技術によれば、データ種別，ユーザごとに異なる送信電力，符号化率，変調方式などを考慮せずにピーク抑圧等を行っているため、不必要に高品質なチャネルや、品質が不足するチャネルが発生するという問題があった。
【００１２】
また、上記特許文献１に示されるようなピーク抑圧信号の生成方法によれば、送信アンプの歪特性によらない単なる閾値で行っており、送信アンプの特性を正しく補正できるとは限らず、本来の目的である帯域外電力の低減を必ずしも達成できなかった。
【００１３】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、サブキャリアごとに、要求される品質に基づいてピーク抑圧信号を計算し、品質を確保しつつ、隣接チャネル漏洩電力を抑えることができる無線送信装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、チャネルごとに変調方式を選択して変調した変調信号をサブキャリアごとにマッピングし、マッピングした信号を逆フーリエ変換した後に送信アンプで増幅して送信する無線送信装置であって、チャネルごとの送信電力に基づき、サブキャリアごとに電力の許容誤差値を算出する制御手段と、前記逆フーリエ変換後の信号に基づいて前記送信アンプの入出力特性を補正するための補正信号を生成する補正信号生成手段と、前記許容誤差値に基づきサブキャリアごとに前記補正信号に重み付けを行い、重み付け後の信号を用いて前記送信アンプの入出力特性を補正する補正手段と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
この発明によれば、サブキャリアごとに許容誤差値を求めて、補正信号の大きさをサブキャリアごとに調整できるようにし、さらに、送信アンプの入力出力特性に基づいて補正信号を生成するようにしたので、サブキャリアごとに、ピーク抑圧信号の電力比率を最適化し、高精度に補正を行い、隣接チャネル漏洩電力を抑えることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下に、本発明にかかる無線送信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１７】
図１は、本発明にかかる無線送信装置の実施の形態の機能構成例を示す図である。本実施の形態では、基地局装置を本発明にかかる無線送信装置の一例として説明する。図１に示すように、本実施の形態の基地局装置は、送信情報が格納されるデータバッファ１と、送信データにターボ符号や畳み込み符号などの誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号化部２と、誤り訂正符号化部２の出力のユーザ毎のｂｉｔ列，報知情報のｂｉｔ列を変調するシンボル変調部３と、シンボル変調部３の出力である各シンボルおよびパイロットシンボルをサブキャリアにマッピングするサブキャリアマッピング部４と、サブキャリアにマッピングされた各シンボルを補正し、ピークを抑圧する補正部５と、を備えている。
【００１８】
さらに、本実施の形態の基地局装置は、補正部５の出力をＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）し時間領域の信号に変換するＩＤＦＴ部６と、ＩＤＦＴ部６の出力をパラレルシリアル変換するパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）７と、Ｐ／Ｓ７の出力にガードインターバルを挿入するＧＩ（ガードインターバル）挿入部８と、ＧＩ挿入部８の出力をデジタルアナログ変換するＤＡＣ（Digital  to  Analog  Converter）９と、ＤＡＣ９の出力をキャリア周波数にアップコンバートするミキサー１０と、アップコンバートした信号を増幅する送信アンプ１１と、送信アンプ出力を空中に放射するアンテナ１２と、を備えている。
【００１９】
さらに、本実施の形態の基地局装置は、送信アンプ１１の出力をモニタするためのカプラー１３と、カプラー１３の出力をダウンコンバートするミキサー１４と、ミキサーに供給する正弦波を発生する発振器１５と、ダウンコンバートした信号をアナログデジタル変換するＡＤＣ（Analog  to  Digital  Converter）１６と、ＡＤＣ１６の出力とＤＡＣ９への入力信号から送信アンプの特性を同定する送信アンプ誤差特性同定部１７と、同定した送信アンプの特性とＩＤＦＴ部６の出力から、サブキャリアごとの補正信号を生成する補正信号生成部１８と、復調時の基準信号となるパイロット信号を生成するパイロット信号生成部１９と、データバッファから送信するデータを選択し、送信データのサブキャリアへのマッピング，変調方式，送信電力，誤り訂正符号化の符号化率，チャネルごとの許容される誤差などを選択しスケジューリングするスケジューラ（制御手段）２０と、を備える。
【００２０】
本実施の形態の基地局装置は、ＯＦＤＭＡ方式を採用する通信システムを構成するものとし、多数のチャネル（チャネル数をｎとする）を収容する。以下、本実施の形態の基地局装置の動作について説明する。
【００２１】
まず、スケジューラ２０の動作について説明する。スケジューラ２０は、あるタイムスロットで送信するチャネル１〜ｎの送信情報をデータバッファ１に格納されている送信情報のなかからそれぞれ選択し、データバッファ１に選択した送信情報を指示する。また、スケジューラ２０は、チャネルごとに、送信するｂｉｔ数，変調方式，誤り訂正符号化率，送信電力値，サブキャリアスケジュール（サブキャリアへの各チャネルの割り当てなど）などを決定する。このとき、変調方式と符号化率の組み合わせについては、後述のように、受信側の端末の受信Ｃ／Ｎ比に基づいて決定する。
【００２２】
そして、スケジューラ２０は、誤り訂正符号化率を誤り訂正符号化部２へ、変調方式，送信電力値をシンボル変調部３へ、サブキャリアスケジュールをサブキャリアマッピング部へそれぞれ出力する。変調方式としては、たとえば、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ（Quadrature  Phase  Shift  Keying），８ＰＳＫ（８  Phase  Shift  Keying），１６ＱＡＭ（１６  Quadrature  Amplitude  Modulation），６４ＱＡＭ（６４  Quadrature  Amplitude  Modulation）などの変調方式が選択される。
【００２３】
また、スケジューラ２０は、決定した変調方式、誤り訂正の符号化率および送信電力値に基づいて各チャネルの許容誤差値を算出する。たとえば、変調方式と符号化率の組み合わせごとに許容される送信Ｃ／Ｎ（Carrier  to  Noise）比（許容送信Ｃ／Ｎ比）をテーブルとして保持することする。許容誤差値は復調時の劣化が十分抑えられるように設定しておく。そして、決定した変調方式と符号化率に対応する許容送信Ｃ／Ｎ比をテーブルを用いてもとめ、送信電力値［dBm］からその許容送信Ｃ／Ｎ比を減算した値を、許容される誤差電力（許容誤差値）として算出する。
【００２４】
ここで、スケジューラ２０における変調方式、誤り訂正の符号化率の決定方法について説明する。図２は、端末の受信Ｃ／Ｎ比の範囲に対応する変調方式と符号化率の組み合わせと、その組み合わせに対応する許容送信Ｃ／Ｎ比を示すテーブルの一例を示す図である。このテーブルは、端末の受信Ｃ／Ｎ比に応じて変調方式，誤り訂正の符号化率を定め、また、その変調方式と符号化率に対応する許容送信Ｃ／Ｎ比を示したものである。変調方式と符号化率に対応する許容送信Ｃ／Ｎ比については、前述の許容誤差値を求めるための許容送信Ｃ／Ｎ比であり、この数値は復調時の劣化を十分抑えられるように設定しておく。なお、ここでは受信Ｃ／Ｎ比に基づいて変調方式と符号化率を決定するようにしたが、受信Ｃ／Ｎ比以外の受信品質を示す情報（受信品質情報）を取得して、取得した情報に基づいて変調方式と符号化率を決定するようにしてもよい。
【００２５】
図２は一例であり、これに限らず、変調方式ごとの端末受信Ｃ／Ｎに対する感受性などを考慮して決定すればどのように定めてもよい。一般には、端末受信Ｃ／Ｎ比が低い場合には、変調方式は受信Ｃ／Ｎ比への要求値が低い変調方式を対応させ（たとえば、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの順に受信Ｃ／Ｎ比に対する要求値が低い）る。また、端末受信Ｃ／Ｎ比が低い場合には、低い符号化率を対応させるようにする。なお、本実施の形態では、端末の受信Ｃ／Ｎ比に基づいて変調方式と符号化率を決定するようにしたが、端末の受信Ｃ／Ｎ比に依存せずにあらかじめ変調方式と符号化率を決定し、決定した変調方式と符号化率に基づいて許容送信Ｃ／Ｎ比を求めるようにしてもよい。また、変調方式または符号化率をあらかじめ決定し、決定した変調方式または符号化率に基づいて許容送信Ｃ／Ｎ比を求めるようにしてもよい。また、端末の受信Ｃ／Ｎ比のみに基づいて許容送信Ｃ／Ｎ比を求めるようにしてもよい。
【００２６】
スケジューラ２０は、受信側の端末の受信Ｃ／Ｎ比を端末からのフィードバック情報等（受信側が求めたパイロット信号の受信Ｓ／Ｎ比など）を用いて推定し、それに合わせた変調方式と符号化率を、上述のテーブルに従って選択する。
【００２７】
たとえば、本実施の形態の基地局装置が、パイロット信号を送信電力２０［dBm］で送信しているとする。そして、基地局装置のデータを受信した端末からのフィードバック情報により、パイロット信号の受信Ｃ／Ｎ比が１０［dB］と通知されたとする。この場合に、７［dBm］の電力でその端末向けの伝送を行うとするとする。このとき、７［dBm］は、パイロット信号の受信Ｃ／Ｎ比である１０［dB］より−３［dB］となる電力であるから、端末受信のＣ／Ｎ比は７［dB］になると推定される。
【００２８】
したがって、この場合は、図２に示したテーブルに基づいて、端末受信のＣ／Ｎ比が７［dB］に対応する変調方式，符号化率として、それぞれ１６ＱＡＭ，０．５を選択する。また、図２に示したテーブルにより、そのときの許容送信Ｃ／Ｎ比は１９［dB］である。よって許容される誤差電力を、７−１９=-１２［dBm］と求めることができる。スケジューラ２０は、この−１２［dBm］を振幅真値に変換した１０-12/20＝０．２５をサブキャリアスケジュールに含めてサブキャリアマッピング部４に出力する。このとき、許容誤差値は、パイロット信号，空きチャネル，帯域外のサブキャリアについても出力する。一般に、パイロット信号については許容誤差電力を小さくし、空きチャネルおよび帯域外サブキャリについては許容誤差電力を大きく設定する。
【００２９】
以下、スケジューラ２０以外の動作について説明する。データバッファ１は、スケジューラ２０に指示されたチャネルごとの送信情報を誤り訂正符号部２に出力する。誤り訂正符号部２は、チャネルごとの送信情報を、それぞれスケジューラ２０から指示されたチャネルごとの誤り訂正符号化率に従って誤り訂正符号化を行う。誤り訂正符号としてはターボ符号や畳み込み符号が用いられる。
【００３０】
なお、スケジューラ２０が、誤り訂正符号化率の他にこれらの符号化の種別（符号化方法）を指定するようにしてもよい。この場合、前述の図２に一例を示した表に、符号化方式の欄を設けて符号化方式についても変調方式，誤り訂正符号化率と同様に選択するようにすればよい。または、テーブルとは別に、符号化方式の変更指示を行うようにしてもよい。ターボ符号や畳み込み符号化においてはパンクチャと呼ばれる符号化後のｂｉｔ列を間引く操作や、リピティションと呼ばれる符号化後のｂｉｔを繰り返す操作により符号化率を変更する。
【００３１】
シンボル変調部３は、誤り訂正符号化されたチャネルごとの送信情報（ｂｉｔ列）を、スケジューラ２０から指示された変調方式で変調する。さらに、このときチャネルごとのスケジューラ２０から指示された送信電力値に基づいて振幅の大きさを調整する。具体的には、シンボル変調部３は、誤り訂正符号化されたｂｉｔ列を１シンボルのｂｉｔ数ごとに複素数で表されるシンボルに変換する。図３〜図５は、ｂｉｔ列と変換シンボルの対応（シンボルマッピング）の例を示す図である。図３はＱＰＳＫ，図４は１６ＱＡＭ，図５は６４ＱＡＭの変調方式に基づいてシンボルマッピングを行った例である。図中のＰはスケジューラ２０より指示される送信電力値である。
【００３２】
また、パイロット信号生成部１９は、端末などの受信側で同期検波や品質測定を行うためのパイロット信号を生成する。サブキャリアマッピング部４は、シンボル変調部３で変調された各チャネルのシンボルとパイロット信号生成部１９で生成されたパイロット信号を、スケジューラ２０から指示されたサブキャリアスケジュールに従ってサブキャリアにマッピングする。このとき、空きチャネルのマッピングも行われる。
【００３３】
図６は、サブキャリアマッピングの一例を示す図である。図中のＰｉはパイロット信号を表す。この例においては、各チャネルは時間方向に１２シンボル単位、周波数方向に４サブキャリア単位で割り当てを行っているが、割り当ての単位は、これに限らずシステムに応じて適切に設定すればよい。たとえば、１つのチャネルを周波数方向に分割して割り当てるシステムも提案されており、その場合には周波数方向に分割した割り当てを行うようにすればよい。
【００３４】
図６の例では１２シンボル時間の同一チャネルの一塊が１つのパケットに相当する。ここでは、一例としてパイロット信号は時間方向と周波数方向に分散的に配置されている場合を示している。パイロット信号のマッピングはシステムによって異なるが、どのような配置であっても、本実施の形態の動作は同様に適用できる。
【００３５】
サブキャリアマッピング部４は、シンボル間隔（シンボル間隔時間）でマッピング処理を行いマッピング後のシンボルを補正部５に出力する。このとき、サブキャリアごとの許容誤差値も同時に出力する。なお、図６において、チャネルの番号は便宜的に付けられたものであり、１２シンボルを超えた同一のチャネル番号は、同一ユーザを意味するわけではない。
【００３６】
つづいて、本実施の形態の補正部５について説明する。図７は、補正部５の機能構成例を示す図である。補正部５は、サブチャネルごとに、サブキャリアマッピング部４から出力されるシンボルと、乗算部５４の乗算結果と、の２つのいずれかを選択するセレクタ５１と、サブキャリアごとに、サブキャリアマッピング部４から出力されたシンボルに記録部５３に記録された値を加算する加算部５２と、チャネル数分のＤ−ＦＦ（Delay  Flip-Flop）で構成され、加算部５２の出力を記録する記録部５３と、サブキャリアごとに、サブキャリアマッピング部４の出力の許容誤差値と、補正信号生成部１８の出力である補正信号と、を乗算する乗算部５４と、で構成される。
【００３７】
以下に動作を１ステップずつ説明する。まず、ステップ１として、記録部５３はＣＬＲ信号により記録内容を０に初期化する。ＣＬＲ信号は、たとえば、サブキャリアマッピング部４から処理開始のタイミングで送信されるようにする。ステップ２として、セレクタ５１が、補正部５に入力されたサブキャリアマッピング部４の出力のうちサブチャネルごとのシンボルを選択し、加算部５２を経由して記録部５３に記録し、ＩＤＦＴ部６へ出力する。
【００３８】
つぎに、ステップ３として、補正信号生成部１８が、ＩＤＦＴ部６の出力と送信アンプ誤差特性同定部１６の出力に基づき生成した補正信号を補正部５に出力する。補正信号生成部１８の動作については後述するが、この補正信号は送信アンプ１１非線形歪を補正するための信号である。
【００３９】
つぎに、ステップ４として、乗算部５４は、補正部５に入力された補正信号と、サブキャリアマッピング部４より入力された許容誤差値と、を乗算し、セレクタ５１が、その乗算出力を選択する。そして、加算部５２は、セレクタ５１で選択された乗算出力に記録部５３に記録された値を加算するとともに、加算結果を記録部５３へ出力する。記録部５３は、加算結果を記録するとともに、ＩＤＦＴ部６へ出力する。
【００４０】
以上のステップ３およびステップ４を繰り返すことにより、徐々にピークが抑圧される。ステップ３およびステップ４を所定の回数繰り返した後にＰ／Ｓ７へ信号を出力する。処理の繰り返し数（所定の回数）は、特に制約はないが、たとえば、処理の収束条件を決めておいて収束するまでを繰り返し数とするようにしてもよい。または、変調方式などの条件に応じてあらかじめ決めておくようにしてもよい。
【００４１】
なお、本実施の形態の記録部５３は、Ｄ−ＦＦで構成したが、記録の機能をもてばＤ−ＦＦに限らずどのようなものを用いてもよい。この場合にも、ステップ１においては、値の初期化（“０”にする）を行うようにする。
【００４２】
図７に示した補正部５の構成例１ではサブキャリア毎の許容誤差値が大きいとステップ３とステップ４の繰り返し処理の過程で発振することがある。そこで、補正部５に、発振を抑える機能を追加してもよい。図８は、このようにした補正部５の第２の構成例を示す図である。図８に示す補正部５の第２の構成例では、フィードバックされる信号の電力和が“１”以上の場合は電力和を“１”に規格化することで発振を抑えるように構成している。第２の構成例では、図７の構成例に電力和計算部５５と、逆数計算部５６と、クリップ部５７と、第２の乗算部５８が付加されている。それ以外は、図７の構成例と同様であり、図７と同様の機能のものは、同一の符号を付して説明を省略する。なお、ここでは“１”に規格化したが、“１”以外の数値に規格化するようにしてもよい。
【００４３】
電力和計算部５５は、乗算部５４の出力の電力の総和を計算し逆数計算部５６に出力する。逆数計算部５６は、その総和の逆数を算出してクリップ部５７に出力する。そして、クリップ部５７は、出力された逆数が“１”未満（電力の総和が“１”以上）の場合は、電力和を“１”にクリップするために、出力された逆数を第２の乗算部５８に出力する。そして、第２の乗算部５８が、クリップ部５７から出力された値を乗算部５４に乗算する。このようにして、電力和が“１”以上の場合は“１”にクリップされることになり、発振を抑えることができる。
【００４４】
また、図８に示した補正部５の第２の構成例に、さらに、補正信号自体が誤差となる影響を調整できる機能を付加するようにしてもよい。図９は、このような調整を可能とする補正部５の第３の構成例を示す図である。図９に示す第３の構成例では、図８に示した第２の構成例に係数乗算部５９と加算部６０を付加している。それ以外は、図８の構成例と同様であり、図８と同様の機能のものは、同一の符号を付して説明を省略する。
【００４５】
図７および図８に示した構成例では、補正信号生成部１８から出力される補正信号（後述のように誤差関数の勾配）に基づいて、送信アンプの非直線性歪による誤差を低減するように動作する。しかし、本来の送信信号（サブキャリアマッピング部の出力）に手を加えることになり、補正信号自体が一種の誤差となり、補正信号の電力を大きくして補正の効果を高めると補正信号自体の誤差を増加させる場合もある。したがって、補正信号による非直線性歪による誤差低減効果と、補正信号自体による誤差の低減と、のバランスを調整ができるような構成であることがより望ましい。したがって、図９の第３の構成例では、補正信号を含まないサブキャリアマッピング部４の出力（シンボル）を補正信号に重み付け加算することで、上記のバランスを調整することができるようにしている。
【００４６】
図９に示す第３の構成例では、係数乗算部５９が係数乗算を行う係数と、後述する補正信号生成部１８の係数乗算器８４に設定される所定の係数と、の比率により非直線性歪みによる誤差の低減と、補正信号自体の低減と、の比率を調整することができる。具体的な動作としては、係数乗算部５９が、サブキャリアマッピング部４の出力（シンボル）と補正信号に設定された係数を乗算し、加算部６０は、係数乗算部５９の乗算結果と乗算部５４の乗算結果を加算する。係数乗算部５９の係数の、係数乗算器８４の係数に対する比を係数相対比とよぶことにすると、たとえば、非直線性歪みによる誤差の低減を重視する場合には係数相対比を小さくし、補正信号自体による誤差の低減を重視する場合には、係数相対比を大きくする。なお、乗算部５９の係数は、たとえば、サブキャリアごとに設定しておく。なお、ここでは図８の構成例に係数乗算部５９と加算部６０を付加したが、図７の構成例に係数乗算部５９と加算部６０を付加して同様の調整を行うようにしてもよい。
【００４７】
つづいて、補正信号生成部１８について説明する。図１０は、本実施の形態の補正信号生成部１８の構成例を示す図である。図１０に示すように補正信号生成部１８は、ＩＤＦＴ部６の出力のパラレルの信号を時系列のシリアル信号に変換するパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）８１と、Ｐ／Ｓ８１の出力の複素数の実数部と虚数部の２乗和の平方根を計算する振幅変換部８２と、送信アンプ１１の特性に基づいて瞬時振幅に対応する勾配を算出するための勾配係数を算出する送信アンプ誤差勾配テーブル管理部８３と、係数乗算器８４と、Ｐ／Ｓ８１の出力と係数乗算器８４の出力を乗算する乗算器８５と、乗算器８５の出力をパラレル信号に変換するシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）８６と、変換されたパラレル信号にＤＦＴ（離散フーリエ変換）を行うＤＦＴ部８７と、で構成される。
【００４８】
補正信号生成部１８の動作について説明する。まず、Ｐ／Ｓ８１は、ＩＤＦＴ部６のパラレル出力を、つぎに、振幅変換部８２は、シリアル信号（複素数）の実数部と虚数部の２乗和の平方根を瞬時振幅として算出する。送信アンプ誤差勾配テーブル管理部８３は、送信アンプ１１の特性（勾配係数）を送信アンプ誤差勾配テーブルとして保持しており、送信アンプ誤差特性同定部１７の出力に基づいて逐次更新している。送信アンプ誤差勾配テーブルは、瞬時振幅とその瞬時振幅に対応する勾配係数が格納されている。勾配係数については、後述する。そして、送信アンプ誤差勾配テーブル管理部８３は、振幅変換部８２が算出した瞬時振幅に対応する勾配係数を読み出す。
【００４９】
つぎに、係数乗算器８４は、その勾配係数に所定の重み付け係数で重み付けを行う。係数乗算器８４の重み付け係数を大きくすると補正部５の動作で説明したステップ３およびステップ４の繰り返しにおける収束は早くなるが動作が不安定となる可能性があり、小さくすると動作は安定するが、収束が遅くなる。
【００５０】
乗算器８５は、Ｐ／Ｓ８１の出力と係数乗算器８４の出力を乗算することにより勾配を求める。そして、Ｓ／Ｐ８６は、乗算器８５のシリアル出力をパラレル信号に変換する。ＤＦＴ部８７は、勾配をサブキャリア毎の補正信号に変換するために、そのパラレル信号にＤＦＴを行い、ＤＦＴの結果を補正信号として補正部５に出力する。
【００５１】
補正部５の乗算部５４は、上述のとおり、補正信号生成部１８から出力される補正信号と、サブキャリアマッピング部４より入力された許容誤差値と、を乗算する。したがって、補正信号に対してサブキャリアごとに重み付けを行って補正を行っていることになる。たとえば、許容誤差値が小さい６４ＱＡＭの場合は補正する電力値を小さくして高精度に補正を行い、許容誤差値が大きいＱＰＳＫの場合は補正する電力値を大きくしてピーク抑圧性能を改善させることができる。
【００５２】
図１１は、サブキャリアごとに重み付けを行わない従来のピーク抑圧による補正信号のスペクトル例を示す図である。図１２は、本実施の形態の重み付けを行った補正信号のスペクトルの例を示す図である。図１１に示すように、重み付けを行わないピーク抑圧では、誤差信号電力はサブキャリアによらず同じ特性となる。本発明による重みつきの補正部を用いた場合のスペクトルは、図１２に示すように補正信号のスペクトルは変調方式や符号化率に依存する許容誤差値に応じたレベルとなるため、サブキャリアごとに値が異なっている。
【００５３】
さらに本実施の形態では、帯域外では、送信規定が許す範囲で補正信号を大きくする（サブキャリアマッピング部が出力する許容誤差値を大きくする）ことにより、ピーク抑圧性能を改善させる。このように本実施の形態では、補正信号をサブキャリアごとにコントロールすることができ、変調方式や符号化率に応じた誤差で送信することでより高品質な通信を行うことができる。
【００５４】
つづいて、ＩＤＦＴ部６，Ｐ／Ｓ７，ＧＩ挿入部８，ＤＡＣ９，ミキサー１０，送信アンプ１１，カプラー１３，ミキサー１４，発信器１５，ＡＤＣ１６，送信アンプ誤差特性同定部１７の動作について説明する。ＩＤＦＴ部６は、補正部５から出力されるサブキャリアごとの信号にＩＤＦＴを行い、ＩＤＦＴ後の信号を補正信号生成部１８とＰ／Ｓ７に出力する。そして、Ｐ／Ｓ７は、ＩＤＦＴ後の信号をシリアル信号に変換してＧＩ挿入部に出力する。
【００５５】
つぎに、ＧＩ挿入部８は、シリアル信号にガードインターバルを挿入してＤＡＣと送信アンプ誤差特性同定部１７に出力する。ＤＡＣ９は、ガードインターバル挿入後のデータをアナログ信号に変換してミキサー１０に出力する。ミキサー１０は、発振器１５から供給される正弦波に基づいてアナログ信号をアップコンバートする。そして、送信アンプ１１は、アップコンバートされた信号を増幅し、アンテナ１２が増幅した信号を空中に放射する。
【００５６】
また、カプラー１３は、送信アンプ１１の出力を取得してミキサーに出力する。そして、ミキサー１４は、カプラー１３からの出力を発振器１５から供給される正弦波に基づいてＤＡＣ９の処理前の信号と同じ周波数にダウンコンバートして、送信アンプ誤差特性同定部１７に出力する。そして、送信アンプ誤差特性同定部１７は、ＧＩ挿入部８から出力された信号とＡＤＣ１６から出力された信号に基づいて送信アンプ１１の入出力特性を取得し、取得した特性に基づき勾配係数を求めて補正信号生成部１８に出力する。送信アンプ誤差特性同定部１７は、ＧＩ挿入部８から出力された信号を送信アンプ１１への入力、ＡＤＣ１６から出力された信号を送信アンプ１１からの出力として送信アンプ１１の入出力特性を取得することができる。
【００５７】
つづいて、本実施の形態の送信アンプ誤差勾配テーブルに格納される勾配係数について説明する。本実施の形態では、補正信号生成部１８の送信アンプ誤差勾配テーブル管理部８３は、送信アンプ誤差特性同定部１７が出力した勾配係数を用いて、送信アンプ誤差勾配テーブルを更新する。ここでは、送信アンプ誤差勾配テーブルは、振幅ｘの値と勾配係数の対応が格納されているとする。そして、補正信号生成部１８が振幅ｘと対応する勾配係数を出力するようにしてもよいし、テーブルのｘの刻みを固定として、補正信号生成部１８は勾配係数のみを出力して、送信アンプ誤差勾配テーブル管理部８３が、対応するｘの勾配係数を更新するようにしてもよい。
【００５８】
本実施の形態では、送信アンプ１１の誤差電力の勾配を補正信号としているが、これは最急降下法を用いて補正を実施するためである。最急降下法では、パラメータの値をその微分値と逆の方向に少量変化させ、それを繰り返すことにより徐々に最適なパラメータに収束させる。
【００５９】
アンプの特性は一般にＡＭ−ＡＭ特性とＡＭ−ＰＭ特性があり、それぞれの一例を図１３，図１４に一例を示す。図１３は、ＡＭ−ＡＭ特性の一例と示し、図１４はＡＭ−ＰＭ特性の一例を示す。図１３に示すように、入力電力が大きくなると出力は飽和する。図１３，図１４において、実線はアンプの特性であり、破線は理想的なアンプの特性である。したがって、この実線と破線の差分が誤差である。
【００６０】
ここで、本実施の形態の送信アンプ１１の入力信号の振幅をｘとしＡＭ−ＡＭ誤差（誤差特性）を電力真値で表す関数をｆ1（ｘ）、ＡＭ−ＰＭ誤差（誤差特性）をラジアンで表す関数をｆ２（ｘ）とすると両方を合わせた誤差関数ｆ３（ｘ）は、以下の式（１）であらわすことができる。
ｆ３（ｘ）＝（ｆ１（ｘ）ｃｏｓ（ｆ２（ｘ））−Ｇ・ｘ）2
＋（ｆ１（ｘ）ｓｉｎ（ｆ２（ｘ）））2          …（１）
【００６１】
ここでＧは、振幅真値のゲインを表す。図１５は、ｆ３（ｘ）をグラフに表した一例を示す図である。図１５に示すように、誤差特性は振幅ｘが小さい領域ではほぼ“０“となるが、振幅が大きくなると急激に増大する。ＩＤＦＴ部６の出力である複素数のシリアル信号ｙ（ｘ＝｜ｙ｜）を用いて誤差関数を表すと図１６に示すようにコップのような形状となる。この誤差関数について、最急降下法のための勾配を求めるとｆ３（ｘ）の微分を用いて以下の式（２）の様に表すことができる。
勾配＝―ｙ／ｘ・（ｄｆ（３）／ｄｘ）          ・・・（２）
【００６２】
係数乗算器８４において、勾配係数ｚとｙが乗算される。したがって、送信アンプ誤差勾配テーブルには以下の式（３）で表される勾配係数ｚが、ｘと対応して書き込まれていれば良いことになる。
ｚ＝−１／ｘ・（ｄｆ３（ｘ）／ｄｘ）              ・・・（３）
【００６３】
ｆ３（ｘ）で表される誤差関数は非線形歪に起因する誤差でありそのスペクトルは、たとえば図１７に示す形状となる。このような送信アンプ１１の非線形歪に起因する誤差を低減すると、隣接チャネル漏洩電力を低減することが可能となる。
【００６４】
以上のように、本実施の形態では、サブキャリアごとに許容誤差値を求めて、補正を行うための補正信号の大きさをサブキャリアごとに調整できるようにした。また、さらに送信アンプ１１の入力出力特性を送信アンプ誤差特性同定部１７が取得し、その特性に基づいて補正信号を生成するようにした。このため、サブキャリアごとの品質を調整した上で、ピーク抑圧を行うことができる。また、従来方式にくらべ、ピーク抑圧性能が改善するため、送信アンプの効率を高め、送信アンプをより小型化することが可能となる。さらに、送信アンプ１１の入出力特性を反映しているため、精度の良い補正を行うことができ、確実に隣接チャネル漏洩電力を低減できる。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
以上のように、本発明にかかる無線送信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing：直交周波数分割多重）方式を採用する無線通信システムに有用であり、特に、ピーク抑圧を行う無線通信システムに適している。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明にかかる無線送信装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。
【図２】端末の受信Ｃ／Ｎ比の範囲に対応する変調方式と符号化率の組み合わせと、その組み合わせに対応する許容送信Ｃ／Ｎ比を示すテーブルの一例を示す図である。
【図３】ｂｉｔ列とＱＰＳＫのシンボルマッピングの例を示す図である。
【図４】ｂｉｔ列と１６ＱＡＭのシンボルマッピングの例を示す図である。
【図５】ｂｉｔ列と６４ＱＡＭのシンボルマッピングの例を示す図である。
【図６】サブキャリアマッピングの一例を示す図である。
【図７】補正部の構成例を示す図である。
【図８】補正部の第２の構成例を示す図である。
【図９】補正部の第３の構成例を示す図である。
【図１０】補正信号生成部の構成例を示す図である。
【図１１】サブキャリアごとに重み付けを行わない従来のピーク抑圧による補正信号を示す図である。
【図１２】重み付けを行った補正信号のスペクトルの例を示す図である。
【図１３】アンプのＡＭ−ＡＭ特性の一例を示す図である。
【図１４】アンプのＡＭ−ＰＭ特性の一例を示す図である。
【図１５】送信アンプの誤差関数の一例を示す図である。
【図１６】複素数のシリアル信号ｙを用いて誤差関数を表した一例を示す図である。
【図１７】送信アンプの誤差関数のスペクトルの一例を示す図である。
【符号の説明】
【００６７】
１  データバッファ
２  誤り訂正符号化部
３  シンボル変調部
４  サブキャリアマッピング部
５  補正部
６  ＩＤＦＴ部
７，８１  Ｐ／Ｓ
８  ＧＩ挿入部
９  ＤＡＣ
１０，１４  ミキサー
１１  送信アンプ
１２  アンテナ
１３  カプラー
１５  発振器
１６  ＡＤＣ
１７  送信アンプ誤差特性同定部
１８  補正信号生成部
１９  パイロット信号生成部
２０  スケジューラ
５１  セレクタ
５２，６０  加算部
５３  記録部
５４，５８  乗算部
５５  電力和計算部
５６  逆数計算部
５７  クリップ部
５８  第２の乗算部
５９  係数乗算部
８２  振幅変換部
８３  送信アンプ誤差勾配テーブル管理部
８４  係数乗算器
８５  乗算器
８６  Ｓ／Ｐ
８７  ＤＦＴ部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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