(57)【要約】【課題】専用の電圧検出回路を持たず、誤差の積分の影響も無く出力電流をバランスさせることが可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】直流電源１１から単相交流出力を得る少なくとも１台の単位インバータ１の出力で各相を形成するように構成した３相インバータと、この３相インバータの各相にゲートパルスを与えて出力電圧を制御する制御手段５と、単位インバータ１の各々の出力電流を直接または間接的に検出する電流検出手段３で構成する。制御手段５は、所望の周波数を有する３相の所望の出力電圧指令を発生する主制御部６と、電流検出手段３で得られた３相の出力電流の平均値との偏差に応じて出力電圧指令のうち少なくとも２相分を補正する電流アンバランス補正手段８と、電流アンバランス補正手段８によって補正された補正電圧指令に基づいてゲートパルスを生成するＰＷＭ制御手段７とを有する。【選択図】図１
2008312372.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から平滑コンデンサを介して単相交流出力を得る少なくとも１台の単位インバータの出力で各相を形成するように構成した３相インバータと、
この３相インバータの各相にゲートパルスを与えて出力電圧を制御する制御手段と、
前記単位インバータの各々の出力電流を直接または間接的に検出する電流検出手段
とから構成され、
前記制御手段は、
所望の周波数を有する３相の所望の出力電圧指令を発生する主制御部と、
前記電流検出手段で得られた３相の出力電流の平均値との偏差に応じて前記出力電圧指令のうち少なくとも２相分を補正する電流アンバランス補正手段と、
前記電流アンバランス補正手段によって補正された補正電圧指令に基づいて前記ゲートパルスを生成するＰＷＭ制御手段と
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
直流電源から平滑コンデンサを介して単相交流出力を得る少なくとも１台の単位インバータの出力で各相を形成するように構成した３相インバータと、
この３相インバータの各相にゲートパルスを与えて出力電圧を制御する制御手段と、
前記単位インバータの各々の出力電流を直接または間接的に検出する電流検出手段
とから構成され、
前記制御手段は、
所望の周波数を有する３相の所望の出力電圧指令を発生する主制御部と、
前記出力電圧指令に応じて前記ゲートパルスを生成するＰＷＭ制御手段と、
前記電流検出手段で得られた３相の出力電流の平均値との偏差に応じて前記ＰＷＭ制御手段のうち少なくとも２相分の変調率を補正する電流アンバランス補正手段と
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
前記電流アンバランス補正手段は、
前記電流検出手段で得られた３相の出力電流の絶対値を各々１サイクル積分し、この１サイクル積分電流値と、この１サイクル積分電流値の３相分の平均値との偏差を求めるようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電流アンバランス補正手段は、
前記電流検出手段で得られた３相の出力電流の絶対値をローパスフィルタに入力して平滑電流値を求め、この平滑電流値と、この平滑電流値の３相分の平均値との偏差を求めるようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電流アンバランス補正手段の出力及び補正された補正電圧指令の出力のうち少なくとも一方が所定範囲を超えないようにリミットするリミット手段を設けたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電流アンバランス補正手段の出力及び補正された変調率のうち少なくとも一方が所定範囲を超えないようにリミットするリミット手段を設けたことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記リミット手段がリミットにかかる動作を行なったときアラームを発するようにしたことを特徴とする請求項５または請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記３相インバータの負荷は交流電動機であり、
前記主制御部はベクトル制御、センサレスベクトル制御またはＶ／Ｆ制御を行うように構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項７の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記３相インバータは、
複数台の前記単位インバータの出力を直列接続したものであることを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に係り、特に互いに異なる直流電源から各相の出力電圧を得るようにした３相出力の電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、高調波の抑制や高圧出力を得ることを目的とした多レベル電力変換装置として、２レベルや３レベルなどの３台の単相インバータの出力を３相スター接続した多レベルインバータや、複数台の単相インバータの出力を直列接続したものを３相スター接続した構成の多レベルインバータが知られている。
【０００３】
通常単相インバータをスター接続した電力変換装置においては、各単相インバータの直流電源が互いに異なる構成となる。このため、直流電源のインピーダンスや電圧のばらつきによって各相の瞬時電力や出力電圧が変動し、結果として各相の電流にアンバランスが生じる問題がある。尚、共通の直流電源から交流出力を生成する一般的な構成の３相インバータにおいては上記のアンバランスは基本的に生じない。
【０００４】
１相分の出力電圧をｎ台の単相インバータの直列接続によって得るように構成した電力変換装置の出力電圧Ｖｏｕｔ（相電圧ピーク値）は、変調率をα、直流電圧をＶｄｃ、単相インバータ数をｎとすると、
Ｖｏｕｔ＝α×Ｖｄｃ×ｎ／√２・・・（１）
となる。ここで変調率とは、ＰＷＭ制御における電圧基準の振幅とキャリア振幅との比を言う。（１）式により直流電圧Ｖｄｃにバラツキがある場合、また電力変換装置の負荷電流によってＶｄｃが変動する場合、出力電圧にバラツキが発生することが分かる。特に高電圧を出力する電力変換装置においては、電圧アンバランスが数パーセント程度であっても、電流アンバランスが数十パーセントに及ぶ場合もある。
【０００５】
このような出力電圧、出力電流のアンバランスによる悪影響を回避するため、個々の直流電源の電圧を検出し、その検出値に応じて各相の電圧基準を補正することによって線間電圧のバランスを維持する手法が提案されている（例えば特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開２００６−２７１０４５号公報（第５−６頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に示された手法によれば、専用の電圧検出回路が必要となり装置が大型化する。特に、高圧インバータにおいては、電圧検出回路の絶縁を確保するために装置が複雑となり大型化する。また、電流は電圧をインダクタンスで割ったものを積分して得られるので、各相のインダクタンスにバラツキがある場合には電圧検出方式では誤差が積分されて補正が不十分となる恐れもある。
【０００７】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、その目的は、専用の電圧検出回路を持たず、誤差の積分の影響も無く出力電流をバランスさせることが可能な電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第１の発明である電力変換装置は、直流電源から平滑コンデンサを介して単相交流出力を得る少なくとも１台の単位インバータの出力で各相を形成するように構成した３相インバータと、この３相インバータの各相にゲートパルスを与えて出力電圧を制御する制御手段と、前記単位インバータの各々の出力電流を直接または間接的に検出する電流検出手段とから構成され、前記制御手段は、所望の周波数を有する３相の所望の出力電圧指令を発生する主制御部と、前記電流検出手段で得られた３相の出力電流の平均値との偏差に応じて前記出力電圧指令のうち少なくとも２相分を補正する電流アンバランス補正手段と、前記電流アンバランス補正手段によって補正された補正電圧指令に基づいて前記ゲートパルスを生成するＰＷＭ制御手段とを有することを特徴としている。
【０００９】
また、本発明の第２の発明である電力変換装置は、直流電源から平滑コンデンサを介して単相交流出力を得る少なくとも１台の単位インバータの出力で各相を形成するように構成した３相インバータと、この３相インバータの各相にゲートパルスを与えて出力電圧を制御する制御手段と、前記単位インバータの各々の出力電流を直接または間接的に検出する電流検出手段とから構成され、前記制御手段は、所望の周波数を有する３相の所望の出力電圧指令を発生する主制御部と、前記出力電圧指令に応じて前記ゲートパルスを生成するＰＷＭ制御手段と、前記電流検出手段で得られた３相の出力電流の平均値との偏差に応じて前記ＰＷＭ制御手段のうち少なくとも２相分の変調率を補正する電流アンバランス補正手段とを有することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、専用の電圧検出回路を持たず、誤差の積分の影響も無く出力電流をバランスさせることが可能な電力変換装置を提供することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
【実施例１】
【００１２】
以下、本発明の実施例１に係る電力変換装置について、図１乃至図４を参照して説明する。図１は本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図である。
【００１３】
単位インバータ１Ｕ、１Ｖ及び１Ｗは単相出力インバータであり、その出力をスター接続することにより３相インバータを構成し、交流電動機２に３相交流電力を供給している。単位インバータ１Ｕ、１Ｖ及び１Ｗは、詳細を後述する制御回路５からのゲートパルスによって、所望の周波数成分を持つ電圧を出力するように制御されている。
【００１４】
単位インバータ１Ｕ及び１Ｗの出力電流Ｉｕ及びＩｗは、夫々電流検出器３Ｕ及び３Ｗによって検出され、制御回路５に与えられている。また、交流電動機２の回転速度ωｍは速度検出器４によって検出され、制御回路５に与えられている。
【００１５】
以下、制御回路５の内部構成について説明する。
【００１６】
詳細は後述する主制御部６は、この実施例によれば、与えられた速度指令ωｒと上記回転速度ωｍとの偏差が最小となるように単位インバータ１Ｕ、１Ｖ及び１Ｗの出力電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊を調節する。そして、出力電流Ｉｕ及びＩｗを入力とした電流アンバランス補正回路８は、出力電流Ｉｕ及びＩｗのアンバランス分を補正するため、アンバランスの度合いに応じた補正出力信号Ｖｕｃ及びＶｃｗを夫々出力し、上述の出力電圧指令Ｖｕ＊及びＶｗ＊を夫々加算補正する。このように加算補正して得られたＵ相及びＷ相の補正後の補正電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｗ１＊は、ＰＷＭ制御器７Ｕ及び７Ｗに夫々与えられる。ＰＷＭ制御器７Ｕ及び７Ｗは所定の変調手順に従ってゲート制御パルスＧｕ及びＧｗを夫々出力し、単位インバータ１Ｕ及び１Ｗのスイッチング素子をオン・オフ制御する。尚、この実施例においては、出力電圧指令Ｖｖ＊は補正されないままＰＷＭ制御器７Ｖに与えられる。そしてＰＷＭ制御器７Ｖは所定の変調手順に従ってゲート制御パルスＧｖを出力し、単位インバータ１Ｖのスイッチング素子をオン・オフ制御する。
【００１７】
単位インバータ１の内部回路構成を図２に示す。直流電源１１の出力を平滑コンデンサ１２を介し、スイッチング素子１３ＡＰ、１３ＡＮ、１３ＢＰ及び１３ＢＮで構成される単相インバータ回路に供給する。各々のスイッチング素子１３には逆並列にフライホイールダイオードが接続されている。上記単相インバータ回路の出力端子Ａ、Ｂから交流出力が得られる。尚、直流電源１１は図２に示されたようなバッテリーを用いても良いが、交流電源からコンバータを用いて整流して得るようにしても良い。
【００１８】
次に、主制御部６の詳細構成について図３を参照して説明する。
【００１９】
速度指令ωｒと回転速度ωｍとの差分は速度制御器６１に与えられる。速度制御器６１はこの差分がゼロになるようにその出力であるトルク基準Ｔ＊を調節する。このトルク基準Ｔ＊は、磁束設定器６２で設定された励磁指令Φ＊で除算されてトルク電流基準Ｉｑ＊に変換される。また、励磁指令Φ＊は演算により励磁電流基準Ｉｄ＊に変換される。
【００２０】
一方、３相２相変換器６４は電流検出器３Ｕ及び３Ｗで検出された交流電動機２の２相の電流から３相の電流を求め、これを直交変換することによってフィードバックトルク電流Ｉｑ及びフィードバック励磁電流Ｉｄを得る。これらのフィードバック電流Ｉｑ及びＩｄは上述のトルク電流基準Ｉｑ＊及び励磁電流基準Ｉｄ＊と夫々比較され、夫々の偏差がゼロになるように、電流制御器６３Ａ及び６３Ｂの夫々の出力であるｑ軸およびｄ軸の電圧基準Ｖｑ＊及びＶｄ＊を夫々調節する。ここで得られたｑ軸およびｄ軸の電圧基準Ｖｑ＊及びＶｄ＊は、２相３相変換器６５により３相の出力電圧基準Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊に変換される。
【００２１】
また、トルク基準Ｔ＊と励磁指令Φ＊から演算によりすべり周波数ωｓを求め、これに回転速度ωｍを加えることにより電力変換装置の出力周波数ω１を決定する。この出力周波数ω１を積分して得られる出力位相基準θ１を、前述した３相２相変換器６４の位相基準とするとともに、２相３相変換器６５から３相の出力電圧基準Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊を求めるための位相基準としている。
【００２２】
以上述べた主制御部６は所謂ベクトル制御の機能を有するが、回転速度ωｍを演算によって求めるセンサレスベクトル制御であっても良く、また、所謂Ｖ／Ｆ制御によって速度指令から電圧指令を直接生成するような制御システムであっても良い。センサレスベクトル制御の場合は速度検出器４が不要となり、Ｖ／Ｆ制御の場合は電流フィードバックを設けない構成であっても良い。
【００２３】
次に電流アンバランス補正回路８の詳細について説明する。図４に電流アンバランス補正回路８のブロック構成図を示す。単位インバータ１Ｕ及び１Ｗの出力電流値Ｉｕ、Ｉｗを加算することによって単位インバータ１Ｖの出力電流Ｉｖを求め、この３相の出力電流を絶対値回路８２に入力することによって各々の出力電流の絶対値を得る。そしてこの各々の出力電流の絶対値を処理回路８３に与える。処理回路８３の出力は平均値演算回路８４に与えられるが、処理回路８３は平均値演算回路８４で精度の良い平均値演算が行なえるような信号処理を行なう。
【００２４】
処理回路８３の具体例の一つは１サイクル積分回路である。この場合、出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗの基本波の１サイクルの間処理回路８３によって積分し、その結果を所定のサンプリング期間ホールドして平均値演算回路８４に与える。
【００２５】
処理回路８３の他の具体例として、ローパスフィルタ回路がある。この場合、フィルタ定数を適切に選定し、制御時定数との関係で処理回路８３の出力が概ね直流成分のみとなるようにする。
【００２６】
平均値演算回路８４は処理回路８３の各相出力を加算して３分の１とする演算を行なって電流平均値を求める。そして比較回路８５によって処理回路８３のＵ相及びＷ相出力と上記の電流平均値を夫々比較して各々の偏差を出力する。このＵ相及びＷ相の各々の偏差は、電圧加重回路８６で出力電圧基準に比例した値に正規化する。尚この電圧加重回路８６は低電圧で電流偏差が大きいとき、制御のフルスケールが過大となるのを防止する機能を持つが、必ずしもこれを設ける必要はない。
【００２７】
Ｕ相及びＷ相の各々の電圧加重回路８６の偏差出力は補正制御器８７の入力となる。補正制御器８７は例えばＰＩ制御を用いた制御器であり、これらの入力の偏差が夫々ゼロとなるようにその出力を調節する。
【００２８】
このようにして補正制御器８７の出力は電圧指令の補正量として、元の電圧指令Ｖｕ＊及びＶｗ＊に夫々加算される。このようにして得られた補正電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｗ１＊は、前述したようにＰＷＭ制御回路７Ｕ、７ＷによりゲートパルスＧｕ、Ｇｗに夫々変換され、各々の単位インバータ１のスイッチング素子１３に供給される。
【００２９】
以上説明したように、本発明によれば、各相を構成する単位インバータの出力電流がバランスするように電圧指令を補正するようにしたので、専用の電圧検出回路を持たず、誤差の積分の影響も無く出力電流をバランスさせることが可能な電力変換装置を提供することが可能となる。
【００３０】
尚、実施例１では、単位インバータ１を３台を用いて３相インバータを構成する例を示しているが、単位インバータ１の出力を複数台直列接続して３相インバータを構成しても良い。
【００３１】
また、本実施例においてＵ相及びＷ相の各々の電流からＶ相の電流を演算によって求める構成としたが、Ｖ相の電流も直接検出するようにしても良い。
【００３２】
更に、本実施例においては、電流アンバランス補正回路８の補正出力をＵ相及びＷ相の２相としたが、Ｖ相も含めた３相全ての補正を行なうようにしても良い。
【実施例２】
【００３３】
図５は本発明の実施例２に係る電力変換装置に用いられる制御回路の回路構成図である。
【００３４】
この実施例２の制御回路５Ａの各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換装置の制御回路５の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、補正電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｗ１＊をリミット回路９Ｕ及び９Ｗを介してＰＷＭ制御器７Ｕ及び７Ｗに夫々与える構成とした点である。
【００３５】
このリミット回路９Ｕ及び９Ｗを設けることによって、過剰な電圧補正を行なわないように保護することが可能となる。通常のアンバランスによる補正の量は高々数パーセント程度であるので、このリミット回路のリミット検出によって制御異常または装置故障を検出することも可能となる。この場合図示したようにアラームを出力するように構成する。
【００３６】
尚、図５のリミット回路９Ｕ及び９Ｗは補正電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｗ１＊の出力側に設けたが、このリミット回路は電流アンバランス補正回路８の出力側に設けるようにしても良い。この場合は、装置の運転電圧が低い状態であっても素早く異常を検出することが可能となる。
【実施例３】
【００３７】
図６は本発明の実施例３に係る電力変換装置に用いられる制御回路の回路構成図である。
【００３８】
この実施例３の制御回路５Ｂの各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換装置の制御回路５の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例３が実施例１と異なる点は、電流アンバランス補正回路８の補正出力信号をＰＷＭ制御器７Ｕ及び７Ｗに与え、ＰＷＭ制御器７Ｕ及び７Ｗの変調率を補正するようにした点である。従ってこの実施例３における電流アンバランス補正回路８の補正出力信号は、変調率補正信号として作用する。
【００３９】
ここで、ＰＷＭ制御器７Ｕを例にその内部構成を説明する。図６に示したように、キャリア発生器７１からのキャリア信号と電圧指令Ｖｕ＊を比較器７２によって比較し、その比較結果をパルス出力回路７３に与えることによってパルス出力回路７３がゲートパルスＧｕを出力するように構成されている。
【００４０】
従って、（１）式に示したように、変調率即ちキャリア発生器７１の振幅を電流アンバランス補正回路８の補正出力信号によって補正制御するようにすれば、電流アンバランスを補正することが可能となることは明らかである。
【００４１】
尚、この実施例３についても電流アンバランス補正回路８の補正出力信号の出力または補正後の変調率にリミットをかけるようにすれば、実施例２で述べた効果が得られることは明らかである。
【００４２】
以上述べた各実施例において、３相インバータの負荷は交流電動機２としたが、必ずしも交流電動機である必要はなく通常の負荷であっても良い。この場合、主制御部６は所望の周波数を有する所望の出力電圧指令を与える構成であれば良い。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図。
【図２】本発明に用いられる単位インバータの回路構成図。
【図３】本発明に用いられる主制御部の一例を示すブロック構成図。
【図４】本発明に用いられる電流アンバランス補正回路の一例を示すブロック構成図。
【図５】本発明の実施例２に係る電力変換装置に用いられる制御回路の回路構成図。
【図６】本発明の実施例３に係る電力変換装置に用いられる制御回路の回路構成図。
【符号の説明】
【００４４】
１、１Ｕ、１Ｖ、１Ｗ  単位インバータ
２  交流電動機
３Ｕ、３Ｗ  電流検出器
４  速度検出器
５  制御回路
６  主制御部
７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ  ＰＷＭ制御回路
８  電流アンバランス補正回路
９Ｕ、９Ｗ  リミット回路
１１  直流電源
１２  平滑コンデンサ
１３、１３ＡＰ、１３ＡＮ、１３ＢＰ、１３ＢＮ  スイッチング素子
６１  速度制御器
６２  磁束設定器
６３Ａ、６３Ｂ  電流制御器
６４  ３相−２軸変換器
６５  ２軸−３相変換器
７１  キャリア発生器
７２  比較器
７３  パルス出力回路
８１  加算器
８２  絶対値回路
８３  処理回路
８４  平均値演算回路
８５  比較回路
８６  電圧加重回路
８７  補正制御器
【図１】
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【図２】
2008312372.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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