(57)【要約】【課題】操作コイルを流れる電流を検出せずに、また、電源電圧の変化や電源の種類に関わらず、操作コイルに所定の電流を通流させる低損失の電磁石駆動装置を提供する。【解決手段】直流電源端子Ｐ−Ｎ間に互いに直列接続された操作コイル１とスイッチング素子７とを備えた電磁石駆動装置において、直流電源端子Ｐから検出した電源電圧が所定値以上であるときに、一定期間にわたって投入パルスを出力するための電圧検出回路４、ワンショットパルス発生回路５と、前記投入パルスが出力される所定期間にわたって出力される第一の発振パルス、及び、第一の発振パルスの出力終了後の期間に出力される第二の発振パルスの各オンデューティを、電源電圧が高いほど小さくなるようにそれぞれ設定して第一及び第二の発振パルスを出力するための三角波発生回路４３及び比較回路４４とを備え、第一及び第二の発振パルスを用いてスイッチング素子７を駆動する。【選択図】図１
2008060461.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源端子間に互いに直列接続された操作コイルと半導体スイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子をオンオフ制御して前記操作コイルに電流を通流させる電磁石駆動装置において、
前記直流電源端子から検出した電源電圧が所定値以上であるときに、一定期間にわたって投入パルスを出力する投入パルス発生手段と、
前記投入パルスが出力される所定期間にわたって出力される第一の発振パルス、及び、第一の発振パルスの出力終了後の期間を含む期間に出力される第二の発振パルスを出力する手段であって、第一及び第二の発振パルスの各オンデューティを、電源電圧が高いほど小さくなるようにそれぞれ設定する発振パルス出力手段と、を備え、
前記発振パルス出力手段から出力される第一及び第二の発振パルスを用いて前記スイッチング素子を駆動することを特徴とする電磁石駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電磁石駆動装置において、
前記発振パルス出力手段は、
第一の発振パルスを、電源電圧に比例した第一の基準電圧と三角波とを比較して生成すると共に、第二の発振パルスを、電源電圧に比例した第二の基準電圧と前記三角波とを比較して生成することを特徴とする電磁石駆動装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した電磁石駆動装置において、
前記直流電源端子に接続された電源が直流電源であるか、または、交流電源と整流回路からなる整流電源であるかを判別する電源判別手段を備え、
前記電源判別手段の判別結果により、第一及び第二の発振パルスのオンデューティを変化させることを特徴とする電磁石駆動装置。
【請求項４】
請求項３記載の電磁石駆動装置において、
前記電源判別手段により、前記直流電源端子に接続された電源が整流電源であると判別した場合には、第一及び第二の発振パルスのオンデューティを直流電源接続時よりも大きくすることを特徴とする電磁石駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば電磁接触器のように電磁石を用いた機器において、半導体スイッチング素子のオンオフ動作により操作コイルに所定の電流を通流させるための電磁石駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電磁接触器の電磁石は、これを駆動する電源電圧の変動にある程度耐え得る設計となっており、具体的には、定格電圧の８５〜１１０％の範囲でも使用できるように規格で決められている。
このため、電源電圧が低い場合でも電磁石が所定の吸引力を発生するように設計すると、電源電圧が高い場合には電磁石のコイルに流れる電流も電源電圧に比例して増加し、吸引力が過剰となる。
【０００３】
電磁石の吸引力はコイルを流れる電流の２乗に比例するため、電源電圧が最低の場合と最高の場合とを比べると吸引力に１．５倍以上の差を生じ、これに起因して電磁石の吸引時の機械的な衝撃による部品の破損や電磁接触器の接点のチャタリング等が発生する。
これらの対策として、電源電圧が変動してもコイル電流を一定に制御する方式が種々提案されており、例えば特許文献１に記載された直流電磁石装置が知られている。
【０００４】
以下、特許文献１に記載された従来技術を略述する。
図４は、この従来技術に係る直流電磁石駆動装置の回路構成図であり、操作コイル（電磁石コイル）１と直列にスイッチング素子７及び電流検出用抵抗８が接続され、直流電源端子Ｐ−Ｎ間に接続されている。なお、１４は環流ダイオードである。
【０００５】
また、２は直流電源電圧Ｖから制御電源用の定電圧ＶＳを生成して内部回路に供給する定電圧回路、４は電源電圧Ｖが所定値以上になった時に信号を出力する電圧検出回路、５は電圧検出回路４の出力信号を入力としてワンショットパルスを発生するワンショットパルス発生回路、２９はワンショットパルス発生回路５の出力パルスが入力されるミラー回路（台形波発生回路）、３は入力端子ａ，ｂの電圧を比較してスイッチング素子７の駆動パルスを出力するコンパレータである。
【０００６】
ここで、コンパレータ３は、電圧検出回路４の出力を抵抗１５，１６により分圧した電圧とミラー回路２９内でその出力電圧を抵抗２６，２７により分圧した電圧との高い方の電圧が一方の端子ａに入力され、また、電流検出用抵抗８の電圧を積分回路１３により積分して得た電圧が他方の端子ｂに入力されて、これら両端子ａ，ｂの電圧を比較するように構成されている。
なお、図４において、９，１２，１９，２１，２３は抵抗、１０，１８，２０，３０，３１はダイオード、１１，１７はコンデンサ、２２はオペアンプ、２８は定電圧ダイオードである。
【０００７】
次に、この動作を図５を参照しつつ説明する。
電源電圧Ｖが時刻ｔ１において所定値以上になると、電圧検出回路４から「High」レベルの信号が出力される（図５（１），（２））。この信号を受けて、ワンショットパルス発生回路５から所定の期間ＴＣ（時刻ｔ１〜ｔ３）にわたり「Low」レベルとなるワンショットパルスが出力される（図５（３））。
【０００８】
上記ワンショットパルスにより、ミラー回路２９からは台形波が出力される（図５（４−２））。この台形波を図４の抵抗２６，２７により分圧した電圧Ｖａ１と、電圧検出回路４の「High」レベル信号を図４の抵抗１５，１６により分圧した電圧Ｖａ２（図５（４−１））との高い方の電圧を、コンパレータ３の一方の端子ａに入力される基準電圧とする。
そして、電流検出用抵抗８の電圧降下を積分回路１３により積分して得た電圧（図５（６））をコンパレータ３の他方の端子ｂに入力して前記基準電圧と比較することにより、電圧Ｖａ１，Ｖａ２及び電流検出用抵抗８の電圧降下によって決まる電流ｉを操作コイル１に流すようにスイッチング素子７を制御している。
【０００９】
なお、ミラー回路２９から出力される台形波はその電圧値を高くすることによって電圧Ｖａ１を高くし、投入時に必要とされる大きな電流を流せるような値とする一方で、電圧検出回路４の「High」レベル信号を分圧した電圧Ｖａ２はその電圧値を低くして投入後の電流を減少させ、電磁石を保持するための小さな電流を流すような値に設定されている。すなわち、Ｖａ１＞Ｖａ２の関係がある。
これにより、操作コイル１を流れる電流ｉは図５（７）のような波形となる。
【００１０】
以上のように、従来技術では、ミラー回路２９から出力される台形波の波形に応じた電流ｉを操作コイル１に通流できるため、電源電圧Ｖが変動しても操作コイル１に流れる電流ｉを一定にし、これによって電磁石の吸引力を一定に保っている。
なお、図示されていないが、交流電源に単相全波整流回路を接続してなる電源回路（以下、整流電源という）を直流電源端子Ｐ−Ｎ間に接続して使用することも可能である。
【００１１】
【特許文献１】特開平６−２３６８１３号公報（［００１４］〜［００１９］、図１，図４等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述した従来技術では、操作コイル１に流れる電流ｉを電流検出用抵抗８により検出し、その電圧降下の積分値を基準電圧と比較した結果によりスイッチング素子７を介して操作コイル１の電流ｉを制御しているので、確実な電流制御を行うことが可能である。
しかしながら、電流検出用抵抗８による電圧降下は、電源電圧Ｖが高い場合にはさほど影響しないが、電源電圧Ｖが低い（例えばＤＣ１２Ｖや２４Ｖ）場合には上記電圧降下が操作コイルの電流ｉ（すなわち吸引力）に影響を与えることになる。
【００１３】
例えば、電源電圧Ｖが一定のもとでは、電流検出用抵抗８による電圧降下の値を１Ｖとすると、その分、操作コイル１に印加される電圧が低くなり、上記電圧降下の割合は、電源電圧が１２Ｖの場合に８％強と大きくなる。また、電源電圧Ｖが高い場合は操作コイル１の電流ｉも大きくなるため、電流検出用抵抗８における損失も大きくなる。
これらの対策としては、電流検出用抵抗８による電圧降下（検出電圧）を小さくすることが考えられるが、逆にノイズに弱くなるという新たな問題を生じる。
【００１４】
そこで、本発明の解決課題は、操作コイルを流れる電流を検出せずに、また、電源電圧の変化や電源の種類（直流電源や整流電源）に関わらず、操作コイルに所定の電流を通流可能とした低損失の電磁石駆動装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記問題を解決するため、本発明においては、操作コイルの電流を検出してスイッチング素子をオンオフ制御するのではなく、駆動装置の内部に発振手段を設け、その発振パルスのオンデューティを電源電圧に応じて変化させて前記スイッチング素子に対する駆動パルスを得ることにより、操作コイルの電流を一定に制御するものである。
なお、直流電源電圧と同じ実効値を持つ交流電源電圧を単相全波整流した整流電源を用いる場合、整流電源から出力される直流電圧の平均値は実効値の９０％になるため、直流電源使用時に比べて操作コイルの電流も９０％となり、吸引力も低下する。これを補正するため、電源が整流電源か直流電源かを判別し、整流電源と判別した場合には前記発振パルスのオンデューティを直流電源使用時に比べて大きくすることにより、印加される直流電圧の平均値で決まる操作コイルの電流を直流電源使用時と等しくするものである。
【００１６】
すなわち、請求項１に記載した発明は、直流電源端子間に互いに直列接続された操作コイルと半導体スイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子をオンオフ制御して前記操作コイルに電流を通流させる電磁石駆動装置において、
前記直流電源端子から検出した電源電圧が所定値以上であるときに、一定期間にわたって投入パルスを出力する投入パルス発生手段と、
前記投入パルスが出力される所定期間にわたって出力される第一の発振パルス、及び、第一の発振パルスの出力終了後の期間を含む期間に出力される第二の発振パルスを出力する手段であって、第一及び第二の発振パルスの各オンデューティを、電源電圧が高いほど小さくなるようにそれぞれ設定する発振パルス出力手段と、を備え、
前記発振パルス出力手段から出力される第一及び第二の発振パルスを用いて前記スイッチング素子を駆動するものである。
【００１７】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した電磁石駆動装置において、
前記発振パルス出力手段は、
第一の発振パルスを、電源電圧に比例した第一の基準電圧と三角波とを比較して生成すると共に、第二の発振パルスを、電源電圧に比例した第二の基準電圧と前記三角波とを比較して生成するものである。
【００１８】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した電磁石駆動装置において、
前記直流電源端子に接続された電源が直流電源であるか、または、交流電源と整流回路からなる整流電源であるかを判別する電源判別手段を備え、
前記電源判別手段の判別結果により、第一及び第二の発振パルスのオンデューティを変化させるものである。
【００１９】
請求項４に記載した発明は、請求項３記載の電磁石駆動装置において、
前記電源判別手段により、前記直流電源端子に接続された電源が整流電源であると判別した場合には、第一及び第二の発振パルスのオンデューティを直流電源接続時よりも大きくするものである。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、操作コイルを流れる電流の検出回路を設けることなく、電源電圧の変動や電源の種別に関わらず操作コイルに所定の電流を通流させることができ、電磁石投入時の衝撃も小さくすることができる。
また、操作コイルの電流検出回路が不要であるから、電流検出用抵抗の電圧降下も生じず、損失を低減して操作コイルに効率よく電流を供給することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の実施形態を示す回路図であり、図４と同一の構成要素には同一の番号を付してある。
図１において、単相全波整流回路４１の出力側の直流電源端子Ｐ−Ｎ間には、操作コイル１と半導体スイッチング素子（トランジスタ）７との直列回路が接続されている。操作コイル１には、環流ダイオード１４が並列に接続されている。
ここで、直流電源端子Ｐ−Ｎ間には直流電源を接続可能であり、また、単相全波整流回路４１の交流入力側には交流電源を接続可能である。なお、以下では、交流電源及び単相全波整流回路４１からなる電源回路を整流電源と呼ぶこととする。
【００２２】
直流電源端子Ｐには、制御電源用の定電圧ＶＳを生成する定電圧回路２と、電源電圧が所定値以上になった時に信号を出力する電圧検出回路４とが接続されている。電圧検出回路４の出力はワンショットパルス発生回路５に入力されており、ワンショットパルス発生回路５から出力されるワンショットパルスはトランジスタＴ２のベースに加えられている。
ここで、電圧検出回路４及びワンショットパルス発生回路５は、請求項における投入パルス発生手段を構成しており、上記ワンショットパルスを便宜的に投入パルスと呼ぶこととする。
【００２３】
一方、直流電源端子Ｐ−Ｎ間には、電源電圧の分圧用に直列接続された抵抗Ｒ２，Ｒ３と、抵抗Ｒ４、トランジスタＴ１及びラッチ回路４２１からなる電源判別回路４２が接続されている。前記抵抗Ｒ４とトランジスタＴ１との直列回路は定電圧回路２と電源端子Ｎとの間に接続され、抵抗Ｒ２，Ｒ３との相互接続点がトランジスタＴ１のベースに接続されていると共に、抵抗Ｒ４とトランジスタＴ１との相互接続点がラッチ回路４２１の入力側に接続されており、その出力側はトランジスタＴ３のベースに接続されている。
【００２４】
また、４３は周知の三角波発生回路であり、積分回路を構成するオペアンプＯＰ１、シュミット回路を構成するＯＰ２、抵抗Ｒ５〜Ｒ７及びコンデンサＣ１によって構成されている。なお、ＶＳは定電圧回路の出力電圧である。
三角波発生回路４３の出力電圧（三角波）Ｖ３は、比較回路４４内にあるオペアンプＯＰ４の非反転入力端子に加えられていると共に、トランジスタＴ２を介してオペアンプＯＰ３の非反転入力端子に加えられている。
ここで、三角波発生回路４３及び比較回路４４は、請求項における発振パルス出力手段を構成している。
【００２５】
上記比較回路４４の構成を更に述べると、直流電源端子Ｐ−Ｎ間には、抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０の直列回路及び抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３の直列回路が接続されている。このうち、抵抗Ｒ８，Ｒ９の相互接続点により第一の基準電圧Ｖ１が形成され、この基準電圧Ｖ１が前記オペアンプＯＰ３の反転入力端子に入力されている。また、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の相互接続点により第二の基準電圧Ｖ２が形成され、この基準電圧Ｖ２がオペアンプＯＰ４の反転入力端子に入力されている。なお、コンデンサＣ２，Ｃ３は、交流電源電圧が印加された際に第一、第二の基準電圧Ｖ１，Ｖ２を平滑するためのものである。
【００２６】
前記抵抗Ｒ９，Ｒ１０の相互接続点及び抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の相互接続点は、それぞれダイオードＤ２，Ｄ３を介してトランジスタＴ３のコレクタに接続されている。
また、前記オペアンプＯＰ３，ＯＰ４の出力はオアゲートＯＲ及び抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子７のベースに接続されている。更に、抵抗Ｒ１とスイッチング素子７との接続点はダイオードＤ１のアノードに接続されており、そのカソードは電圧検出回路４の出力側に接続されている。
【００２７】
次に、この実施形態の動作を図２、図３を参照しつつ説明する。
まず、電源を投入して直流電源端子Ｐ−Ｎ間の電源電圧が図２の時刻ｔ０１で所定値以上になると、電圧検出回路４から「High」レベルの信号が出力される（図２（１），（２））。この信号を受けたワンショットパルス発生回路５からは、所定の期間ＴＣ（時刻ｔ０１〜ｔ０２）にわたって「Low」レベルとなるワンショットパルスが投入パルスとして出力される（図２（３））。
【００２８】
また、定電圧回路２により定電圧ＶＳが確立すると同時に、三角波発生回路４３から図３（ａ）に示すような三角波Ｖ３が出力される。前述したワンショットパルスはトランジスタＴ２のベースに入力されているので、前記期間ＴＣの間はトランジスタＴ２がオンし、これによって前記三角波Ｖ３がオペアンプＯＰ３の非反転入力端子に入力される。
【００２９】
このオペアンプＯＰ３の反転入力端子には第一の基準電圧Ｖ１が入力されているため、三角波Ｖ３と第一の基準電圧Ｖ１との比較によって決まる第一の発振パルス（図３（ａ）における破線のパルスＰａ１）がオペアンプＯＰ３から出力される。
この第一の発振パルスＰａ１はオアゲートＯＲを介してスイッチング素子７に加えられ、スイッチング素子７をオンさせて操作コイル１に電流を通流させるが、上記発振パルスＰａ１は、期間ＴＣの経過後にトランジスタＴ２がオフすると同時に終了する（図２（４））。つまり、第一の発振パルスＰａ１は、ワンショットパルス発生回路５から出力される投入パルス（ワンショットパルス）の期間ＴＣだけ出力されることになる。
期間ＴＣにおける第一の発振パルスＰａ１は、操作コイル１に投入時の大きな電流を流す目的を持つため、第一の基準電圧Ｖ１は低く設定されており、発振パルスＰａ１は「High」レベルの期間が長い幅広のパルスとなっている（図３（ａ））。
なお、図３（ａ）における発振パルスＰａ１’については後述する。
【００３０】
一方、三角波Ｖ３はオペアンプＯＰ４の非反転入力端子にも入力されており、第二の基準電圧Ｖ２との比較によって決まる第二の発振パルス（図３（ｂ）における破線のパルスＰｂ２）が、時刻ｔ０１以後、オペアンプＯＰ４から出力される（図２（５））。
この第二の発振パルスＰｂ２はオアゲートＯＲを介してスイッチング素子７に加えられ、スイッチング素子７をオンさせて操作コイル１に電流を通流させるが、前記期間ＴＣの経過後に電磁石を保持させる電流を操作コイル１に流す目的を持つため、第二の基準電圧Ｖ２は高く設定されており、発振パルスＰｂ２は「High」レベルの期間が短い幅狭のパルスとなっている（図３（ｂ））。
なお、図３（ｂ）における発振パルスＰｂ２’については後述する。
【００３１】
前述したように、スイッチング素子７はオペアンプＯＰ３，ＯＰ４から出力される第一、第二の発振パルスＰａ１，Ｐｂ２の論理和によってオンオフするので、操作コイル１には図２（７）に示すような電流が流れることになる。
第一及び第二の基準電圧Ｖ１，Ｖ２は直流電源端子Ｐ−Ｎ間の電圧を抵抗分圧して得ているため、これらは電源電圧に比例した値となる。従って、第一、第二の発振パルスＰａ１，Ｐｂ２は電源電圧が高いほど「High」レベルである期間が短く、電源電圧が低いほど「High」レベルである期間が長くなるので、操作コイル１を流れる電流は電源電圧の高低に関わらずほぼ一定となるように作用するものである。
【００３２】
ここで、図１における電源判別回路４２は、直流電源端子Ｐ−Ｎに接続されている電源が直流電源であるか、または、交流電源と整流回路からなる整流電源であるかを判別するためのものである。
前述したように、直流電源電圧と同じ実効値を持つ交流電源電圧を単相全波整流した整流電源を使用した場合、単相全波整流後の直流電圧の平均値は実効値の９０％となるため、直流電源の使用時に比べて操作コイルの電流も９０％となり、吸引力も低下する。
【００３３】
そこで、電源判別回路４２を設け、直流電源端子Ｐ−Ｎ間の電圧に基づいて、接続されている電源が直流電源か整流電源かを判別するようにした。
電源が整流電源である場合には全波整流電圧に０Ｖがあるため、トランジスタＴ１がオフする。この時のトランジスタＴ１のコレクタの電圧をラッチ回路４２１によりラッチし、ラッチ回路４２１から「High」レベルの信号を出力させて比較回路４４内の前記トランジスタＴ３をオンさせる。
【００３４】
トランジスタＴ３がオンすると比較回路４４内の抵抗Ｒ１０，Ｒ１３が短絡されるため、第一、第二の基準電圧Ｖ１，Ｖ２は図３（ａ），（ｂ）に示すように低い値Ｖ１’，Ｖ２’となり、これに対応して、実線で示す第一、第二の発振パルスＰａ１’，Ｐｂ２’は何れも「High」レベルの期間が長い幅広のパルスになるので、操作コイル１に流れる電流を増加させることができる。
この場合、抵抗Ｒ１０，Ｒ１３がトランジスタＴ３のオンによって短絡されたときに、第一、第二の発振パルスＰａ１’，Ｐｂ２’の「High」レベルの期間が第一、第二の発振パルスＰａ１，Ｐｂ２の「High」レベルの期間に対して１０％長くなるように第一、第二の基準電圧の分圧比を調整しておけば、電源として直流電源を使用するか整流電源を使用するかに関わらず、操作コイル１に同じ大きさの電流を流すことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の実施形態を示す回路図である。
【図２】図１の動作を示すタイムチャートである。
【図３】図１における比較回路の動作を示すタイムチャートである。
【図４】従来技術を示す回路図である。
【図５】図４の動作を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
【００３６】
１  操作コイル
２  定電圧回路
４  電圧検出回路
５  ワンショットパルス発生回路
７  半導体スイッチング素子
１４  ダイオード
４１  単相全波整流回路
４２  電源判別回路
４２１  ラッチ回路
４３  三角波発生回路
４４  比較回路
Ｒ１〜Ｒ１３  抵抗
Ｃ１〜Ｃ３  コンデンサ
Ｔ１〜Ｔ３  トランジスタ
ＯＰ１〜ＯＰ４  オペアンプ
ＯＲ  オアゲート
Ｄ１〜Ｄ３  ダイオード
【図１】
2008060461.tif 000003
【図２】
2008060461.tif 000004
【図３】
2008060461.tif 000005
【図４】
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【図５】
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