(57)【要約】【課題】ＰＡＰＲを低減するためのフィルタリング処理の簡素化。【解決手段】送信機は、入力信号から所定のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより高い振幅部分を切り取るクリッピングを行い、前記入力信号を所定の帯域外成分を含むクリッピング後の前記入力信号と、前記クリッピングにより前記入力信号から切り取られたクリッピング信号とに分離して出力するリミッタと、前記リミッタからの前記クリッピング信号が入力され、このクリッピング信号に含まれる、前記クリッピング後の前記入力信号中の帯域外成分と逆位相を有する帯域外成分を通過させる一方で帯域内成分を阻止するハイパスフィルタリングを行うハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタから出力される帯域外成分と、前記リミッタからの前記クリッピング後の前記入力信号とを受け取って加算処理する加算器と、前記加算器から出力された信号を電力増幅して出力する増幅器とを含む。【選択図】図７
2008141415.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号から所定のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより高い振幅部分を切り取るクリッピングを行い、前記入力信号を、所定の帯域外成分を含むクリッピング後の入力信号と、前記クリッピングにより前記入力信号から切り取られたクリッピング信号とに分離して出力するリミッタと、
前記リミッタからの前記クリッピング信号が入力され、このクリッピング信号に含まれる、前記クリッピング後の入力信号中の帯域外成分と逆位相を有する帯域外成分を通過させる一方で帯域内成分を阻止するハイパスフィルタリングを行うハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタから出力される帯域外成分と、前記リミッタからの前記クリッピング後の前記入力信号とを受け取って加算処理する加算器と、
前記加算器から出力された信号を電力増幅して出力する増幅器と
を含む送信機。
【請求項２】
前記クリッピング信号は、複数のサンプル点についての振幅値を示すサンプル値を含んでおり、
前記ハイパスフィルタは、各サンプル値に所定の重み係数を乗算する乗算処理を行った後に、複数の乗算結果を加算する加算処理を含む前記ハイパスフィルタリング処理を行うように構成されており、
前記ハイパスフィルタリング処理において、ゼロのサンプル値に係る乗算処理が回避されるように、前記ハイパスフィルタの乗算処理を制御する乗算制御部をさらに含む、請求項１記載の送信機。
【請求項３】
前記クリッピング後の前記入力信号は、周波数歪みが殆どない状態で前記加算器から出力される、請求項１記載の送信機。
【請求項４】
前記ハイパスフィルタは、前記クリッピング信号中の非ゼロのサンプル値のみに対する重み係数の乗算処理を行う、請求項２記載の送信機。
【請求項５】
前記クリッピングレベルは、前記クリッピング信号に含まれる非ゼロのサンプル値の数を規定する、請求項２記載の送信機。
【請求項６】
送信対象の入力信号から所定のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより高い振幅部分を切り取るクリッピングを行い、前記入力信号を、所定の帯域外成分を含むクリッピング後の入力信号と、前記クリッピングにより前記入力信号から切り取られたクリッピング信号とに分離して出力し、
前記クリッピング信号に含まれる、前記クリッピング後の入力信号中の帯域外成分と逆位相を有する帯域外成分を通過させる一方で帯域内成分を阻止するハイパスフィルタリングを行い、
前記ハイパスフィルタリングによって得られる帯域外成分と、前記クリッピング後の前記入力信号とを受け取って加算処理を行い、
前記加算処理によって得られた信号を電力増幅して出力する
ことを含む送信機による送信信号の帯域外電力の抑圧方法。
【請求項７】
前記クリッピング信号は、複数のサンプル点についての振幅値を示すサンプル値を含んでおり、
前記ハイパスフィルタリング処理は、各サンプル値に所定の重み係数を乗算する乗算処理を行った後に、複数の乗算結果を加算する加算処理を含み、
前記ハイパスフィルタリング処理において、ゼロのサンプル値に係る乗算処理が回避されるように、前記乗算処理を制御することをさらに含む、
請求項６記載の送信機による送信信号の帯域外電力の抑圧方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高ピーク対平均電力比(high peak-to-average power ratio: ＰＡＰＲ)を有する通信システムにおける送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
高いＰＡＰＲを有する方式としてＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重)通信システムが知られている。図１は、標準的なＯＦＤＭ送信機を示す図である。図１において、ＯＦＤＭ送信機は、入力ビットストリーム(送信すべ
きデータソース)に対するシリアル／パラレル変換を行うシリアル／パラレル変換器(Serial-to-Parallel converter: Ｓ／Ｐ)１と、サイズＭの逆高速フーリエ処理部(Inverse fast Fourier processor: ＩＦＦＴ)２と、パラレル／シリアル変換器(Parallel-to-Serial
converter: Ｐ／Ｓ)３と、とオーバーサンプリングブロック(補間器)(Oversampling block: ＯＳ)４と、デジタル／アナログ変換器(Digital-to-Analog Converter: ＤＡＣ)５と、出力ローパスフィルタ(ＬＰＦ)６と、ＲＦアップコンバータ(ＲＦ)７と、Ａ級又はＡＢ級で動作する高出力増幅器(High-Power Amplifier: ＨＰＡ)８とを備える。
【０００３】
図１に示すＯＦＤＭ送信機は、高いＰＡＰＲレベルを有するＯＦＤＭ信号を生成する。このような高ＰＡＰＲのＯＦＤＭ信号を増幅するには、Ａ級又はＡＢ級で動作する高入力バックオフレベルの線形増幅器が必要である。しかしながら、そのような増幅器の電力効率は低い。
【０００４】
ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減する最も単純な手法は、高い振幅ピークをクリップする(切り取る)ことである。様々なクリッピング技法が既に提案されている。いくつかの技法は、逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)の出力を補間(オーバーサンプリング(ＯＳ))の前にクリップする。しかしながら、信号はディジタル／アナログ変換の前に補間されなければならず、これによりピークの再成長が生じる。このピークの再成長の問題を回避するために、ＯＦＤＭ信号の補間後にクリップすることができる。但し、このような方式は、きわめて顕著な帯域外電力を生じる。
【０００５】
帯域外電力を所望のレベルに低減するための手法の一つとして、以下に示すようなフィルタリングを行うＰＡＰＲ低減方式によって、帯域外電力を所望のレベルに低減することができる。図２は、“クリッピング及びフィルタリング法”によるＰＡＰＲ低減方式が適用されたＯＦＤＭ送信機(従来例)の構成例を示す。
【０００６】
図２に示すＯＦＤＭ送信機では、図１に示したＩＦＦＴ２の代わりのＩＦＦＴ９，Ｐ／Ｓ３の出力(ＯＦＤＭ信号)が入力されるリミッタ１０と、リミッタ１０の出力が入力されるＬＰＦ１１とが設けられ、ＬＰＦ１１がＤＡＣ５に接続される。
【０００７】
最初に、入力ベクトル(入力ビットストリーム)が、オーバーサイズのＩＦＦＴ９を用いて周波数領域から時間領域に変換される。ＩＦＦＴ９におけるオーバーサンプリング係数がＫである場合、入力ベクトルは、ベクトルの中央にＭ×(Ｋ−１)個のゼロを追加することによって拡張される。その結果、時間領域において三角関数補間が行われる。次に、オーバーサンプリング、即ち補間された信号がリミッタ１０にてクリップされる。リミッタ１０では、ＩＦＦＴ出力において複素数値ｘの振幅にハードウェアリミッティングが適用される。
【０００８】
【数１】
2008141415.tif 000003
【０００９】
式(１)において、Ａはクリッピングレベル又はクリッピング比(ＣＲ)である。Ｃｌｉｐ(ｔ)はクリッピング信号（元の信号とリミッタ出力における信号との差）であり、Ｓ(ｔ)は元の(クリップされていない)ＯＦＤＭ信号である。なお、ｘ及びｙの双方は複素数値である。
【００１０】
クリッピング比ＣＲは、クリッピングレベルと、クリップされていないベースバンド信号の平均電力との比として定義される。クリッピングに続いて、ＬＰＦ１１で、ローパス周波数領域フィルタリングが行われ、波形整形及び帯域外電力低減が行われる。
【００１１】
図３は、図２に示したＯＦＤＭ送信機における累積分布関数(ＣＣＤＦ)を異なるクリッピングレベルＣＲについて示した図である。図３に示すシミュレーションにおいて、変調方式はＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)であり、Ｍ＝６４，Ｋ＝２である。図
１に示すＯＦＤＭ伝送方式(ＯＦＤＭ送信機)に対応するプロット(点)は、図３において“ＯＦＤＭ”と記されている。ＬＰＦ１１によるフィルタリングは、いくらかのピーク再成長を示す(図３)。ＨＰＡ８のダイナミックレンジを小さくするとともにＨＰＡ８の電力効率を高めるために、よりコンパクトなＣＣＤＦが好ましい。
【００１２】
結果として生じる帯域外電力を除去するために、ＬＰＦ１１においてクリッピング信号をフィルタリングする。従来例において、フィルタユニットは、一対の大型のＦＦＴモジュール及びＩＦＦＴモジュールから成る。フィルタタスクは、１０３個の係数及び再帰型フィルタを用いる有限インパルス応答（ＦＩＲ）に基づく。ＦＩＲは重畳加算により実現される。
【００１３】
【数２】
2008141415.tif 000004
【００１４】
式(２)において、ｙ(ｎ)はＦＩＲ出力信号であり、ｘ(ｎ)はＦＩＲ入力信号であり、ｈ(
ｎ)はＦＩＲの単位サンプルであり、ＮはＦＩＲの長さ(フィルタのタップ数)である。
【００１５】
式(２)に基づくＦＩＲデジタルフィルタの構造を図４に示す。ＦＩＲデジタルフィルタは、式(２)を実現するために、ＦＩＲ入力信号ｘ(ｎ)から各サンプル値を得るための複数の遅延器と、各サンプル値に対して所定の定数(重み係数：h0, h1,…,hN-1)を乗算する複数の乗算器と、複数の乗算器出力を足し合わせてＦＩＲ出力信号ｙ(ｎ)を得るための複数の加算器とを備えている。各乗算器に与える定数(重み係数)の制御によって、ＦＩＲデジタルフィルタは、ＬＰＦやＨＰＦを実現することができる。図２に示すＬＰＦ１１は、こ
のようなＦＩＲデジタルフィルタを用いて、主信号から帯域外成分を除去(帯域外電力を
低減)するように構成される。
【００１６】
図４から見て取れるように、ＮタップのＦＩＲの乗算演算の回数はＮに等しい。多数のサブキャリアを用いるＯＦＤＭシステムにおいて、強力な帯域外電力の抑圧(通常−５０
〜−８０ｄＢ)を得るためには、ＦＩＲの重み係数の総数が多くなければならない。例と
して、図５は、クリッピングレベルが４ｄＢである場合に２０４８サブキャリアを用いるＷｉＭＡＸシステムの、ｄＢ単位で表される帯域外電力抑圧レベル(ＡＴＴ)と、パラメータとしてのＦＩＲのタップ数Ｎとを示す。
【００１７】
図５において、プロット(点)は、ＦＩＲの長さ(タップ数Ｎ)が長くなるほど、帯域外電力の抑圧の大幅な向上を示す。したがって、図５に示すシミュレーション結果によれば、５１２タップのＦＩＲは十分な帯域外電力抑圧を提供する。これに対し、明らかに、５１２タップ未満のＦＩＲは、不十分な帯域外電力抑圧を提供することになる。
【００１８】
ＦＩＲデジタルフィルタをＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit)イン
プリメンテーション又はＦＰＧＡ(Field Programmable Gate Array)インプリメンテーシ
ョンで実現する場合、タップ数Ｎに応じた多数の８ビット乗算器が必要である。８ビット乗算器は加算器の約８倍複雑である。このように、従来例では、ＦＩＲデジタルフィルタが大型化及び複雑化する問題点があった。また、ＦＩＲデジタルフィルタによるローパスフィルタリング処理に時間を要する問題点があった。
【００１９】
本発明に係る先行技術としては、図１及び図２に示したＯＦＤＭ送信機の他に、下記の先行技術文献に記載された技術がある。
【特許文献１】特開２００１−１８９６３０号公報
【特許文献２】特開２００２−３６８７１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
本発明の目的は、高ＰＡＰＲを有する変調方式を用いた通信システムにおいて、ＰＡＰＲの低減を図るとともに、帯域外電力を抑圧するためのフィルタリング処理を簡素化可能な技術を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は、上述した課題を解決するために以下の手段を採用する。
【００２２】
即ち、本発明は、入力信号から所定のクリッピングレベルに基づく振幅レベルより高い振幅部分を切り取るクリッピングを行い、前記入力信号を、所定の帯域外成分を含むクリッピング後の入力信号と、前記クリッピングにより前記入力信号から切り取られたクリッピング信号とに分離して出力するリミッタと、
前記リミッタからの前記クリッピング信号が入力され、このクリッピング信号に含まれる、前記クリッピング後の入力信号中の帯域外成分と逆位相を有する帯域外成分を通過させる一方で帯域内成分を阻止するハイパスフィルタリングを行うハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタから出力される帯域外成分と、前記リミッタからの前記クリッピング後の前記入力信号とを受け取って加算処理する加算器と、
前記加算器から出力された信号を電力増幅して出力する増幅器と
を含む送信機である。
【００２３】
本発明によれば、増幅器で増幅される送信信号のピーク対平均電力比(ＰＡＰＲ)を低減するために、リミッタによるクリッピングの後に、クリッピング信号中の帯域外成分を抽
出するハイパスフィルタリング処理が行われ、このようなハイパスフィルタリング処理によって得られたハイパスフィルタ出力(帯域外成分)と、クリッピングが施された入力信号との結合処理(加算処理)が行われ、クリッピングが施された入力信号の帯域外成分がハイパスフィルタ出力によってうち消される。このようにして帯域外成分が入力信号から除去されることにより、増幅器で電力増幅される帯域外電力を低減(抑圧)できるとともに、ＰＡＰＲの低減を図ることができる。
【００２４】
好ましくは、本発明は、前記クリッピング信号は、複数のサンプル点についての振幅値を示すサンプル値を含んでおり、
前記ハイパスフィルタは、各サンプル値に所定の重み係数を乗算する乗算処理を行った後に、複数の乗算結果を加算する加算処理を含む前記ハイパスフィルタリング処理を行うように構成されており、
前記ハイパスフィルタリング処理において、ゼロのサンプル値に係る乗算処理が回避されるように、前記ハイパスフィルタの乗算処理を制御する乗算制御部をさらに含む、ように構成される。
【００２５】
このようにすれば、ハイパスフィルタリング処理において、サンプル値がゼロの部分における乗算処理が省略される。これによって、ハイパスフィルタリング処理が簡素化される。よって、ハイパスフィルタの構成を簡素化又は小型化できる。また、ハイパスフィルタリング処理の短縮化を図ることができる。
【００２６】
好ましくは、本発明において、前記クリッピング後の前記入力信号は、周波数歪みが殆どない状態で前記加算器から出力される。
【００２７】
好ましくは、本発明において、前記ハイパスフィルタは、前記クリッピング信号中の非ゼロのサンプル値のみに対する重み係数の乗算処理を行う。
【００２８】
好ましくは、本発明において、前記クリッピングレベルは、前記クリッピング信号に含まれる非ゼロのサンプル値の数を規定する。
【００２９】
また、本発明は、上述した送信機と同様の特徴を有する送信機によるＰＡＰＲの低減方法を実現することができる。
【発明の効果】
【００３０】
本発明によれば、高ＰＡＰＲを有する変調方式を用いた通信システムにおいて、ＰＡＰＲの低減を図るとともに、帯域外電力の抑圧を図るためのフィルタリング処理を簡素化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。実施形態における構成は例示であり、本発明は実施形態の構成に限定されない。
【００３２】
〔発明の概要〕
ＯＦＤＭの主な欠点の１つは、ピーク対平均電力比(ＰＡＰＲ)が高いことである。したがって、ＯＦＤＭ送信機は、線形性が高くダイナミックレンジの広い出力増幅器を必要とする。これらの増幅器は高価で且つ非効率的である。増幅器の非線形性は、相互変調積を生じ、結果として望ましくない帯域外電力を生じる。
【００３３】
ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減する最も単純な手法は、高い振幅ピークをクリップする(切り取る)ことである。しかし、帯域外電力の増加を防ぐために、追加のローパスフィル
タ(ＬＰＦ)が必要である(図２におけるＬＰＦ１１)。強力な帯域外電力の抑圧（通常値−５０〜−７５ｄＢ）には、ＬＰＦのパルス応答が非常に長くなければならない(例えば、
図５に示す例では５１２タップ以上)。これにより、ローパスフィルリング処理中の乗算
回数が非常に多くなる。図２に示すＯＦＤＭ送信機の構成で、クリッピング及びフィルタリングが繰り返し行われると、これらの演算回数が数倍に増加する。
【００３４】
本発明に係る方式では、ローパスフィルタリング処理が、ハイパスフィルタリングと結合処理との組み合わせに置き換えられる。このような置き換えにより、フィルタにおける全乗算回数を、選択されるクリッピングレベルに応じて約１０分の１以下に低減することを可能にする。これによって、フィルタが例えばＦＰＧＡインプリメンテーション(実装)で実現される場合に、ＦＩＲのゲート数を大幅に低減することが可能になる。或いは、ＦＩＲデジタルフィルタのソフトウェアインプリメンテーションが行われる場合に、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)のクロック数を大幅に低減することが可能になる。さらに、待ち時間を著しく増加させることなく、“クリッピング及びフィルタリング”動作を繰り返す回数を増加させることができる。
【００３５】
本発明の実施形態として、一般的なＯＦＤＭベースの通信システムに対してＰＡＲＰ低減の改良を行うことを開示する。このような改良は、以下の手法を用いて行われる。
【００３６】
（１）ＯＦＤＭ信号(主信号Ｓ(ｔ))を２つの部分、すなわちクリッピング部分Ｃｌｉｐ(ｔ)と、リミッタ出力における主信号Ｓ*(ｔ)＝Ｓ(ｔ)−Ｃｌｉｐ(ｔ)とに分離(分割)す
る。
【００３７】
（２）クリッピング部分Ｃｌｉｐ(ｔ)のみのハイパスフィルタリングに続いて、このハイパスフィルタリングされた信号をリミッタ出力信号と結合する。
【００３８】
（３）式(１)によれば、オリジナルのＯＦＤＭ信号がクリッピング比ＣＲを超える場合にのみ、クリッピング信号が非ゼロ値を有する。したがって、図３に示すようなＣＣＤＦによれば、殆どのＣＲ値(３〜６ｄＢ)について、ＰＡＲＰレベルを超える確率は比較的低い。したがって、クリッピング信号は、多数のゼロ値サンプルを、数少ない非ゼロのサンプルとともに含む(図６の表を参照)。図６の表では、クリッピングレベルＣＲ＝３，４，５，６において、ゼロ値サンプルの割合が、それぞれ８４％，９０％，９５％，９７．２％となっている。
【００３９】
（４）式(２)では、ＦＩＲ(ＬＰＦ)出力は、入力信号(Ｃｌｉｐ(ｋ))と適切な係数ｈ(
ｋ)との一次結合を表す。上述したように、Ｃｌｉｐ(ｋ)の大部分のサンプル値はゼロで
ある。したがって、乗算値Ｃｌｉｐ(ｋ)・ｈ(ｋ)は、Ｃｌｉｐ(ｋ)に含まれる総てのゼロ値サンプルに係る乗算処理を省略して求めることができる。このとき、帯域外成分の抑圧を何ら犠牲にすることはない。
【００４０】
〔ＯＦＤＭ送信機の構成例〕
図７は、本発明の実施形態に係るＯＦＤＭ通信システムに適用されるＯＦＤＭ送信機の構成例を示す図である。
【００４１】
図７において、ＯＦＤＭ送信機１００は、データソース(入力ビットストリーム)が入力されるシリアル／パラレル変換器(Ｓ／Ｐ)１０１と、逆高速フーリエ処理部(ＩＦＦＴ処
理部)１０２(ゼロパディングＩＦＦＴ又はＬＰＦ補間回路に基づくオーバーサンプリングブロック(補間(ＯＳ)部)を含む)と、パラレル／シリアル変換器(Ｐ／Ｓ)１０３と、所定
のクリッピング比ＣＲを有するリミッタ１０４と、ハイパスフィルタ(ＨＰＦ)１０５と、ゼロスキップ(Skip Zero)乗算ロジック部(ＳＺＭＬ部：乗算制御部)１０６と、コンバイ
ナ(加算器)１０７とを備える。Ｓ／Ｐ１０１，ＩＦＦＴ処理部１０２，及びＰ／Ｓ１０３は、図２に示したＳ／Ｐ１，ＩＦＦＴ処理部９及びＰ／Ｓ３と同じものを適用可能である。
【００４２】
さらに、ＯＦＤＭ送信機１００は、加算器１０７からの信号をデジタル−アナログ変換するデジタル／アナログ変換器(ＤＡＣ)１０８と、ＤＡＣ１０８の出力信号の波形整形を行うローパスフィルタ(ＬＰＦ)１０９と、ＬＰＦ１０９の出力信号の周波数をＲＦ周波数にアップコンバートするＲＦアップコンバータ１１０と、ＲＦアップコンバータ１１０からの出力信号を電力増幅して出力する高出力増幅器(ＨＰＡ)１１１とを備える。ＨＰＡ１１１からの出力(ＯＦＤＭ信号)は、図示しない送信アンテナから放射され、図示しない受信機にて受信される。
【００４３】
ＤＡＣ１０８，ＬＰＦ１０９，ＲＦアップコンバータ１１０及びＨＰＡ１１１は、図２に示したＤＡＣ５，ＬＰＦ６，ＲＦアップコンバータ７及びＨＰＡ８と同じものを適用可能である。また、リミッタ１０４も、図２に示したリミッタ１０と同じものを適用可能である。なお、ＬＰＦ１０９は省略可能である。
【００４４】
図７において、Ｐ／Ｓ１０３からのオリジナルのＯＦＤＭ信号(主信号Ｓ(ｔ))がリミッタ１０４に入力される。主信号Ｓ(ｔ)は、入力データストリームに対するＳ／Ｐ１０１によるＳ／Ｐ変換，ＩＦＦＴ１０２による逆フーリエ変換及び補間処理，並びにＰ／Ｓ１０３によるＰ／Ｓ変換が施されたＯＦＤＭ信号である。リミッタ１０４は、式(３)に示す規則に従って動作する。式(３)において、ＣＲはクリッピングレベルである。
【００４５】
【数３】
2008141415.tif 000005
【００４６】
また、リミッタ１０４でクリッピングレベルＣＲに従いクリッピングされるクリッピング信号(Ｃｌｉｐ(ｋ))は、以下の式(４)で表すことができる。
【００４７】
Ｃｌｉｐ（ｋ）＝Ｓ（ｋ）−ｙ（ｋ）  ・・・(４)
但し、ｙ（ｋ）＝Ｓ*（ｋ）である。また、リミッタ１０４から出力されるＯＦＤＭ信号(Ｓ*(ｔ)）は、以下の式(５)で表すことができる。
【００４８】
Ｓ*（ｔ）＝Ｓ（ｔ）−Ｃｌｉｐ（ｔ）  ・・・(５)
このように、リミッタ１０４は、クリッピングレベルＣＲに従って、入力される主信号Ｓ(ｔ)に対するクリッピングを行う。すなわち、リミッタ１０４は、クリッピングレベルＣＲに基づく振幅レベルより高い振幅部分をＯＦＤＭ信号から切り取るクリッピングを行う。これによって、送信対象の入力信号たるＯＦＤＭ信号Ｓ(ｔ)は、クリッピングが施されたＯＦＤＭ信号Ｓ*（ｔ）(クリッピング後の入力信号)と、クリッピング信号(クリッピング部分)Ｃｌｉｐ(ｔ) ＝Ｓ(ｔ)−Ｓ*（ｔ）とに分離される。
【００４９】
リミッタ１０４は、ＯＦＤＭ信号Ｓ*（ｔ）及びクリッピング信号Ｃｌｉｐ(ｔ)を出力
する。ＯＦＤＭ信号(主信号)Ｓ*（ｔ）は、加算器１０７に入力され、クリッピング信号
Ｃｌｉｐ(ｔ)はＨＰＦ１０５に入力される。ＨＰＦ１０５によるハイパスフィルタリング
処理は、ＳＺＭＬ部１０６によって制御され、ＨＰＦ１０５の出力は、加算器１０７に入力される。加算器１０７の出力は、ＤＡＣ１０８に入力されるとともに、リミッタ１０４にフィードバックされる。
【００５０】
図８は、図７に示したＯＦＤＭシステム(ＯＦＤＭ送信機１００)の様々な点における信号スペクトルを示す。即ち、図８Ａは、リミッタ１０４に入力されるオリジナルのＯＦＤＭ信号(主信号)のスペクトル(Ｓ(ｆ))を示す。図８Ｂは、リミッタ１０４から出力される主信号のスペクトル(Ｓ*（ｆ）)を示す。図８Ｃは、クリッピング信号Ｃｌｉｐ(ｋ)のス
ペクトル(Ｃｌｉｐ(ｆ))を示す。図８Ｄは、ＨＰＦ１０５を通過したクリッピング信号のスペクトルを示す。図８Ｅは、加算器１０７で加算処理された後のＯＦＤＭ信号のスペクトル(Ｓ*（ｆ）)を示す。
【００５１】
オリジナルのＯＦＤＭ信号Ｓ(ｋ)(図８Ａ)がリミッタ１０４でクリッピングされると、リミッタ１０４から出力されるＯＦＤＭ信号Ｓ*(ｋ)は、ＯＦＤＭ信号帯域より高い帯域
外成分(所定の帯域外成分)を含む状態となる(図８Ｂ)。一方、クリッピング信号Ｃｌｉｐ(ｋ)＝Ｓ(ｋ)−Ｓ*(ｋ)における主信号の帯域外成分の位相は、リミッタ１０４出力、即
ちＯＦＤＭ信号Ｓ*(ｋ)＝Ｓ(ｋ)−Ｃｌｉｐ(ｋ)の帯域外成分と逆になる。即ち、クリッ
ピング信号Ｃｌｉｐ(ｋ)は、位相シフトπを有する帯域外成分を有する(図８Ｃ)。
【００５２】
ＨＰＦ１０５は、帯域外周波数を通過させ、帯域内周波数を阻止するように構成される(図８Ｄ)。ＨＰＦ１０５の出力信号(帯域外成分)と、ＯＦＤＭ信号Ｓ*(ｋ)とは、加算器
１０７で加算処理(結合)される。
【００５３】
このとき、ＯＦＤＭ信号Ｓ*(ｔ)の帯域外成分の位相とＨＰＦ１０５の出力信号の位相
とは逆である(πの位相差を持つ)ので、ＯＦＤＭ信号Ｓ*(ｔ)の帯域外成分は、ＨＰＦ１
０５の出力信号によってうち消される。従って、加算器１０７から出力されるＯＦＤＭ信号の帯域外成分による帯域外電力のレベルは、オリジナルの(クリッピングが施されてい
ない)ＯＦＤＭ信号Ｓ(ｔ)における帯域外電力のレベルに等しくなる。即ち、帯域外電力
が低減(抑圧)された状態となる。
【００５４】
このように、実施形態におけるＨＰＦ１０５及び加算器１０７は、クリッピングが施されたＯＦＤＭ信号Ｓ*(ｔ)から帯域外成分を除去するＬＰＦとして機能する。さらに、Ｓ
ＺＭＬ部(乗算制御部)１０６は、次のように機能する。ＳＺＭＬ部１０６は、ＨＰＦ１０５に入力されるクリッピング信号Ｃｌｉｐ(ｋ)を受け取り、クリッピング信号に含まれる各サンプル値(信号の振幅値)がゼロか非ゼロかを判定する。リミッタ１０４からのクリッピング信号Ｃｌｉｐ(ｋ)の大部分のサンプルの値はゼロである。ＨＰＦ１０５は、図４に示したようなＦＩＲデジタルフィルタで実現される。
【００５５】
ＳＺＭＬ部１０６は、判定結果に基づき、ＨＰＦ１０５におけるクリッピング信号のハイパスフィルタリング処理において、ゼロのサンプル値が入力される乗算器の乗算処理を停止又は省略させる。例えば、ＦＩＲデジタルフィルタがＡＳＩＣで実現されている場合には、ＳＺＭＬ部１０６は、非ゼロのサンプル値が入力される乗算器のみにイネーブル信号を与え、ゼロのサンプル値が入力される乗算器の動作をディスエーブルする。これによって、ハイパスフィルタリングのための乗算回数が低減され、ハイパスフィルタリング処理が簡素化される。よって、ＰＡＰＲ低減のためのローパスフィルタリング処理が簡素化される。
【００５６】
或いは、ＦＩＲデジタルフィルタがＦＰＧＡで実現される場合には、ＳＺＭＬ１０６は、ゼロのサンプル値に関する乗算処理が行われないようにＦＩＲデジタルフィルタを構築する。これによって、ＦＩＲゲート数が低減され、ＦＩＲデジタルフィルタによるハイパ
スフィルタリング処理(乗算回数)が簡素化される。或いは、ソフトウェアをＨＰＦ１０５に含まれるプロセッサ(例えばＤＳＰ)が実行することでＦＩＲデジタルフィルタが実現される場合には、ゼロのサンプル値に対する乗算処理が省略される状態で、プロセッサにハイパスフィルタリング処理を行わせる。
【００５７】
このように、ＳＺＭＬ部１０６は、ゼロのサンプル値に係る乗算処理が回避され、非ゼロのサンプル値に係る乗算処理のみが実行されるように、ＨＰＦ１０５の乗算処理を制御する。これによって、ハイパスフィルタリング処理(乗算処理)が簡素化される。また、プロセッサ(ＤＳＰ)の処理クロック周波数の低減を図ることができる。ＳＺＭＬ部１０６は、プロセッサ(例えばＣＰＵ)及びメモリを有するコンピュータ、或いはハードウェアロジックで構成することができる。
【００５８】
ハイパスフィルタリング処理の簡素化によって、ＨＰＦ１０５及び加算器１０７によるローパスフィルタリングのために必要な時間を短縮化できる。よって、リミッタ１０４，ＨＰＦ１０５及び加算器１０７によるクリッピング及びフィルタリング処理(ＰＡＲＰ低
減処理)を短い周期で繰り返し行うことが可能となる。
【００５９】
なお、ＯＦＤＭ送信機１００がＳＺＭＬ１０６を含まない構成を考えることもできる。この場合でも、クリッピング信号中のゼロ値のサンプルと重み係数(定数)との積はゼロであるので、フィルタリングのための演算が簡素化され、クリッピングされたＯＦＤＭ信号に対するローパスフィルタリングが行われる場合(従来例)に比べてフィルタリング処理の負荷及び時間を低減することができる。
【００６０】
また、上述した本発明の実施形態における技法は、ＯＦＤＭ信号の帯域内クリッピングノイズ成分の大幅な増加を結果として生じる。しかし、２つの効果が、結果として生じる劣化を予期されるものよりも少なくする。第１に、主信号に対するクリッピングは、ノイズ成分を主信号に付加するとともに、全体的なコンステレーションサイズを縮小する。しかしながら、コンステレーションサイズの縮小は、全信号出力を正規化することによって補正されるため、ＢＥＲ(Bit Error Rate)を高めない。第２に、残存するクリッピングノイズは、受信機ではなく送信機において付加される。したがって、フェージングチャネルにおいて、クリッピングノイズは信号とともに減衰する。このため、受信機において付加される、減衰しないノイズよりも遥かに影響が少ない。
【００６１】
図９は、ＯＦＤＭ送信機１００が適用された場合における加法性ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルにおけるＢＥＲ(Bit Error Rate)を示す。図９には、歪みのないＯＦＤＭの理論上のＢＥＲも示す（実線、ＭＦ＝整合フィルタ）。ＱＰＳＫ変調の場合、クリッピングノイズが生じるＢＥＲの劣化はごくわずか（０．２５ｄＢ未満）である。このように、ＯＦＤＭ送信機１００によれば、加算器１０７からは、周波数歪みの殆どないＯＦＤＭ信号が出力されるので、クリッピングノイズによるＢＥＲの劣化を抑えることができる。
【００６２】
〔具体例〕
上述したように、図７に示すＯＦＤＭ送信機では、ＰＡＲＰ低減のためのハイパスフィルタリング及び帯域外電力の抑圧が実施される。全てのＯＦＤＭブロックのＭ個のＯＦＤＭサンプルは、独立同一分布のガウス確率変数である。このような統計量の独立性は、ＯＦＤＭ信号の高い変動性の原因であり、そのＰＡＲＰ比を非常に高くしている。
【００６３】
一例として、図１０に、ＩＦＦＴ処理部１０２におけるＯＦＤＭブロック信号（Ｍ＝６４，Ｋ＝２，Ｍ*Ｋ＝１２８）の振幅Ａ(ｎ)を、ＯＦＤＭサンプル番号ｎから導かれる関
数として示す。即ち、図９は、リミッタ１０４に入力されるＯＦＤＭ信号Ｓ(ｎ)を示す。
【００６４】
図１１は、リミッタ出力(ＣＲ＝１．８ｄＢ又は振幅スケールで約０．１)における同一のＯＦＤＭ信号の振幅を、ＯＦＤＭサンプル番号ｎから導かれる関数として示す。即ち、図１１は、リミッタ１０４から出力されるクリッピング後のＯＦＤＭ信号Ｓ*（ｎ）を示
す。
【００６５】
図１２は、リミッタ１０４から出力されるクリッピング信号Ｃｌｉｐ(ｎ)の振幅を示す。図１２に示すように、クリッピング信号は、ＯＦＤＭ信号Ｓ(ｎ)からクリップされた部分のみを含むので、その大部分がゼロ値のサンプルで構成される。非ゼロの振幅を有するサンプルの相対量(すなわち、クリッピング信号の総サンプル数に対する非ゼロ値サンプ
ル数の割合)は非常に少ない。図６に示す例では、相対量は数パーセントである。図６に
示すように、クリッピングレベルＣＲが増加する程、クリッピング信号のゼロ値サンプルの数は増加する。すなわち、クリッピングレベルＣＲの値と、ゼロ値サンプル数とは比例関係にある。このように、クリッピングレベルＣＲは、クリッピング信号に含まれる非ゼロのサンプル値の数を規定する。
【００６６】
ＨＰＦ１０５のハイパスフィルタリング処理では、このようなゼロ値サンプルに係る乗算処理がＳＺＭＬ部１０６による乗算制御で省略される。ＨＰＦ１０５でクリッピング信号(図１２)を個別にフィルタリングするために必要な乗算回数は、図１１に示すようなＯＦＤＭ信号をローパスフィルタリングする(図２)場合に比べて、約１０分の１にすることができる。
【００６７】
従って、ＯＦＤＭ送信機を構成するＰＡＰＲ低減用のＬＰＦを実現するためのハードウェア及びソフトウェアに対する要求を大幅に緩和することができる。即ち、フィルタ処理に必要な乗算回数の低減を図ることで、フィルタ処理の簡素化を図る。この簡素化によって、ハードウェア又はソフトウェアの簡素化又は小型化の少なくとも一方を図ることができる。また、１回のフィルタ処理に必要な時間の短縮化を図ることができる。
【００６８】
なお、上述した実施形態では、入力データストリームに対する変調方式としてＯＦＤＭが適用された例を示したが、本発明が適用される変調方式はＯＦＤＭに限られず、電力増幅を要する様々な変調方式を行う送信機について適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】図１は、標準的なＯＦＤＭ送信機を示す図である。
【図２】図２は、ＰＡＲＰを低減するためのクリッピング及びフィルタリングを行うＯＦＤＭ送信機の構成例を示す図である。
【図３】図３は、図２に示したＯＦＤＭ送信機(従来例)のＣＣＤＦ関数を示すグラフである。
【図４】図４は、ＦＩＲデジタルフィルタの構造を模式的に示す図である。
【図５】図５は、ＦＩＲデジタルフィルタの様々なタップ数に対応する帯域外抑圧レベルを示すグラフである。
【図６】図６は、クリッピングレベルＣＲと、クリッピング信号Ｃｌｉｐ(ｋ)に含まれるゼロ値サンプル及び非ゼロ値サンプルとの関係を示す表である。
【図７】図７は、本発明の実施形態に係るＯＦＤＭ送信機の構成例を示す図である。
【図８Ａ】図８Ａは、リミッタに入力されるオリジナルのＯＦＤＭ信号(主信号)のスペクトル(Ｓ(ｆ))を示す。
【図８Ｂ】図８Ｂは、リミッタ１０４から出力される主信号のスペクトル(Ｓ*（ｆ）)を示す。
【図８Ｃ】図８Ｃは、クリッピング信号Ｃｌｉｐ(ｋ)のスペクトル(Ｃｌｉｐ(ｆ))を示す。
【図８Ｄ】図８Ｄは、ＨＰＦ１０５を通過したクリッピング信号のスペクトルを示す。
【図８Ｅ】図８Ｅは、加算器１０７で加算処理された後のＯＦＤＭ信号のスペクトル(Ｓ*（ｆ）)を示す。
【図９】図９は、図６に示したＯＦＤＭ送信機におけるクリッピング及びフィルタリング処理後のＯＦＤＭ信号のＢＥＲ性能を示すグラフである。
【図１０】図１０は、クリッピング及びフィルタリング処理の対象となるＯＦＤＭ信号(主信号Ｓ(ｎ))の例を示す図である。
【図１１】図１１は、図１０に示したＯＦＤＭ信号からクリッピング信号Ｃｌｉｐ(ｋ)がクリップされた信号(主信号Ｓ*(ｎ))を示す図である。
【図１２】図１２は、図１０に示したＯＦＤＭ信号Ｓ(ｎ)からクリップされたクリッピング信号Ｃｌｉｐ(ｋ)を示す図である。
【符号の説明】
【００７０】
１００・・・ＯＦＤＭ送信機
１０１・・・シリアル／パラレル変換器(Ｓ／Ｐ)
１０２・・・逆フーリエ処理部(ＩＦＦＴ処理部，補間(ＯＳ)部含む)
１０３・・・パラレル／シリアル変換器(Ｐ／Ｓ)
１０４・・・リミッタ
１０５・・・ハイパスフィルタ(ＨＰＦ)
１０６・・・ゼロスキップ乗算ロジック部(ＳＺＭＬ部：乗算制御部)
１０７・・・加算器
１０８・・・デジタル／アナログ変換器
１０９・・・ローパスフィルタ(ＬＰＦ)
１１０・・・ＲＦアップコンバータ
１１１・・・高電力増幅器(ＨＰＡ)
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図８Ｃ】
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【図８Ｄ】
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【図８Ｅ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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