(57)【要約】【課題】サンプルホールド回路を廃止し、モータ制御とＡ／Ｄ変換が重ならないようにｓｉｎ／ｃｏｓ波形を取得してモータの回転角θを検索する回転角検出装置を提供する。【解決手段】  レゾルバ４１に正弦波励磁電圧を入力するとＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧が出力される。Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧は、Ａ／Ｄ変換器５９へ直接入力される。Ａ／Ｄ変換器５９は、第２のタイマ６８のタイミングでＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧をＡ／Ｄ変換してｓｉｎ波形とｃｏｓ波形を取得する。さらに、除算器６０がｓｉｎ波形とｃｏｓ波形からｔａｎθを算出し、ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１がｔａｎθよりモータ７の回転角θを求め、その回転角θに基づいてベクトル制御部６４がモータ７のベクトル制御を行う。このとき、モータ制御中においては、ベクトル制御装置６９からＡ／Ｄ変換器５９へＡ／Ｄ変換禁止信号が送信されるので、回転角θは更新されない。【選択図】図５
2008309755.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータの回転角に応じた角度関数電圧を出力するレゾルバと、そのレゾルバから出力された前記角度関数電圧をＡ／Ｄ変換して角度関数を生成するＡ／Ｄ変換器とを有し、前記Ａ／Ｄ変換器によってＡ／Ｄ変換された前記角度関数に基づいて前記モータの回転角を検索する回転角検出装置であって、
所定時間ごとに、前記Ａ／Ｄ変換器に対してＡ／Ｄ変換の作動信号を送信するＡ／Ｄ変換作動タイマと、
前記モータの制御を実行中のときには、前記Ａ／Ｄ変換作動タイマから送信された作動信号を停止させてＡ／Ｄ変換の実行を禁止するＡ／Ｄ変換禁止手段と
を備えることを特徴とする回転角検出装置。
【請求項２】
前記モータの制御は、前記Ａ／Ｄ変換器が各サイクルごとのモータ制御の直前にＡ／Ｄ変換した角度関数、に基づいて求められた回転角に応じて実行されることを特徴とする請求頂１に記載の回転角検出装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の回転角検出装置を備えることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レゾルバを用いてモータの回転角を検出する回転角検出装置、及びその回転角検出装置を用いた電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電動パワーステアリング装置は、車両の操舵トルクの大きさに応じた補助トルクを電動機（モータ）によって発生させ、この補助トルクをステアリング系に伝達して、運転者が操舵する操舵力を軽減させるための操舵力支援装置である。このような電動パワーステアリング装置は回転角検出装置を用いてモータの回転角を検出しながら操舵補助力の制御を適正に行っている。回転角検出装置は、固定周波数発振器が発生した正弦波電圧をレゾルバによってＥｓｉｎ電圧とＥｃｏｓ電圧に変換して、それらのＥｓｉｎ電圧のピーク値とＥｃｏｓ電圧のピーク値をサンプルホールドし、そこから求められるｓｉｎ信号（ｓｉｎθ）とｃｏｓ信号（ｃｏｓθ）との比によって算出されるｔａｎθに基づいてモータの回転角θを検索している。
【０００３】
すなわち、回転角検出装置は、サンプルホールド回路のアナログスイッチによってＥｓｉｎ電圧とＥｃｏｓ電圧のピーク値をサンプルホールドして、そこから求められるｓｉｎ信号（ｓｉｎθ）とｃｏｓ信号（ｃｏｓθ）に基づいて、ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰでモータの回転角θを検索し、その回転角θでモータを制御して電動パワーステアリング装置の操舵力をアシストしている。このとき、サンプルホールド回路によってサンプリングされたｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号は、Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧の包絡線の値となっており、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）は任意のタイミングでｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号のＡ／Ｄ変換を実施してモータのベクトル制御を行っている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００６−２６６７３３号公報（段落番号００２１〜００２３及び図２参照）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、サンプルホールド回路で用いられるアナログスイッチは半導体素子で構成されているため、それぞれの半導体素子に固有の電気的特性や温度特性にバラツキが存在する。したがって、サンプルホールド回路でサンプリングして生成されたｓｉｎ信号の波形とｃｏｓ信号の波形には、アナログスイッチの電気的特性や温度特性のバラツキに起因する振幅ズレやサンプルタイミングのズレが生じる。その結果、ｔａｎθによって算出されるモータの回転角θの検索精度が低下するので、モータの滑らかな回転制御が損なわれて、電動パワーステアリング装置の操舵フィーリングを低下させるおそれがある。
【０００５】
そこで、このような影響を除くために、アナログスイッチを用いたサンプルホールド回路を廃止して、マイコンによるＡ／Ｄ変換処理によってＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧から直接ｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号を得る方法が採られている。ところが、マイコンのＡ／Ｄ変換処理によってｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号を得る場合、モータ制御とＡ／Ｄ変換処理が重なると、モータ制御中はモータの回転角θを変更することができないため（モータ制御中に値を更新するのは好ましくないため）、ｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号を更新することができない。その結果、モータの制御を適正に行うことができなくなる。
【０００６】
また、一般的に、レゾルバによる回転角θの検索によって生じるノイズの影響を低減させるために、レゾルバの励磁周期をモータの制御周期よりも短くするように構成されている。言い換えると、レゾルバの励磁周波数がモータの制御周波数より高くなるように構成されている。このようにしてレゾルバの励磁周波数を高くすることによって、励磁電圧の振幅が大きくなってＳＮ比が小さくなり、その結果、ノイズマージンが大きくなるためにノイズの影響が低減される。
【０００７】
ところが、レゾルバの励磁周波数をモータの制御周波数より高くするような構成にすることにより、モータの制御中にレゾルバの出力波形の頂点部（つまり、Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧の包絡線となるピーク値）が複数存在するため、単純にレゾルバの出力波形の頂点部（Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧の包絡線のピーク値）でＡ／Ｄ変換を行うと、モータの制御中に回転角が更新されてしまうおそれが生じる。その結果、モータの制御が適正に行われなくなって、電動パワーステアリング装置の操舵フィーリングが悪化する原因となる。
【０００８】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、アナログスイッチを用いたサンプルホールド回路を廃止し、マイコンのモータ制御とＡ／Ｄ変換処理が重ならないようにしてｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号を取得してモータの回転角θを検索することができる回転角検出装置、及びその回転角検出装置を用いた電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、モータの回転角に応じた角度関数電圧を出力するレゾルバと、そのレゾルバから出力された角度関数電圧をＡ／Ｄ変換して角度関数を生成するＡ／Ｄ変換器とを有し、Ａ／Ｄ変換器によってＡ／Ｄ変換された角度関数に基づいてモータの回転角を検索する回転角検出装置であって、所定時間ごとにＡ／Ｄ変換器に対してＡ／Ｄ変換の作動信号を送信するＡ／Ｄ変換作動タイマと、モータの制御を実行中のときには、Ａ／Ｄ変換作動タイマから送信された作動信号を停止させてＡ／Ｄ変換の実行を禁止するＡ／Ｄ変換禁止手段とを備える構成を採っている。
【００１０】
このような構成によれば、角度関数電圧（例えば、Ｅｓｉｎθ及びＥｃｏｓθ）のピーク値をサンプルホールドするサンプルホールド回路を廃止して、角度関数電圧をＡ／Ｄ変換器に直接入力して角度関数（例えば、Ｅｓｉｎθ／Ｅｃｏｓθ＝ｔａｎθ）を生成し、その角度関数（ｔａｎθ）からモータの回転角θを求めることができる。したがって、サンプルホールド回路のアナログスイッチによる電気的特性や温度特性のバラツキに起因する角度関数電圧の振幅ズレやサンプルタイミングのズレがなくなるのでモータの回転角制御を高精度に行うことができる。
【００１１】
また、Ａ／Ｄ変換作動タイマとＡ／Ｄ変換禁止手段とにより、各ベクトル制御周期において、モータのベクトル制御処理を行っていないタイミングでレゾルバ出力の角度関数電圧（例えば、Ｅｓｉｎθ及びＥｃｏｓθ）をＡ／Ｄ変換して角度関数（例えば、ｔａｎθ）を生成し、その角度関数（ｔａｎθ）に基づいてモータの回転角θを検索している。これによって、レゾルバ出力の角度関数電圧をＡ／Ｄ変換器に直接入力しても、モータのベクトル制御処理を行っていないときにモータの回転角θを更新してベクトル制御処理を行うことができるので、適正にモータ制御を行うことが可能となる。
【００１２】
好適な実施形態としては、請求項２で実現される発明のように、モータの制御は、Ａ／Ｄ変換器が各サイクルごとのモータ制御の直前にＡ／Ｄ変換した角度関数、に基づいて求められた回転角に応じて実行される。これによって、モータの制御中に回転角が更新されるおそれがなくなると共に、最新の回転角情報に基づいてベクトル制御処理を行うことができるので、モータの回転角制御を高精度に行うことができる。
【００１３】
また、請求項３に記載の発明によれば、前記の各発明で実現された回転角検出装置を備える電動パワーステアリング装置を提供することができる。これによって、モータの回転角制御を高精度に行うことができるので、良好な操舵フィーリングを実現する電動パワーステアリング装置を提供することが可能となる。
【発明の効果】
【００１４】
請求項１の発明によれば、半導体素子のアナログスイッチを含むサンプルホールド回路を廃止することができるので、アナログスイッチの電気的特性や温度特性のバラツキに起因するｓｉｎ波形やｃｏｓ波形の振幅ズレやサンプルタイミングのズレがなくなり、モータの回転角を高精度に制御することができる。また、サンプルホールド回路を除去して、レゾルバの出力電圧を直接Ａ／Ｄ変換器へ入力することができるので、レゾルバのインタフェース回路が簡単になって安価な回転角検出装置のシステムを構築することができる。さらに、レゾルバのインタフェース回路の部品点数が少なくなるので回転角検出装置を含むシステムの故障率を低減させることができる。
【００１５】
請求項２の発明によれば、モータの制御中に回転角が更新されるおそれがなくなると共に、最新の回転角情報に基づいてベクトル制御処理を行うことができるので、モータの回転角制御を高精度に行うことが可能となる。
【００１６】
請求項３の発明によれば、モータの回転角を高精度に制御することができるので、モータの滑らかな回転トルクが得られる。その結果、電動パワーステアリング装置において良好な操舵フィーリングが得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
《第１実施形態》
以下、図面を参照しながら、本発明における回転角検出装置の第１実施形態について説明するが、まず、本発明の回転角検出装置が適用される電動パワーステアリング装置について概略的に説明する。
【００１８】
（電動パワーステアリング装置）
図１は、本発明に係る回転角検出装置を備える電動パワーステアリング装置の全体構成図である。図１に示すように、電動パワーステアリング装置１はステアリングホイール２を有しており、このステアリングホイール２はステアリング軸３を介してピニオン軸４に連結されている。運転者がステアリングホイール２を操作して生じる操舵トルクは、ステアリング軸３を介してピニオン軸４に伝達される。ピニオン軸４にはステアリング系に作用する操舵トルクを検出するトルクセンサ５及びトルク伝達手段６が取り付けられており、トルク伝達手段６は、ステアリング系に補助トルクを加えるための電動機（モータ）７に接続されている。
【００１９】
電動パワーステアリング装置１は、いわゆるラック・アンド・ピニオン式の構成となっていて、ピニオン軸４の下端に設けられたピニオン４Ａは、ラック軸８に形成されたラック歯８Ａと噛み合わされており、ピニオン軸４の回転がラック軸８の軸方向の変位に変換されて駆動輪９，９を転舵させる。また、トルクセンサ５から制御装置１０へ操舵トルク信号Ｔを出力している。制御装置１０は、トルクセンサ５から出力された操舵トルク信号Ｔと、速度センサ１１から出力された車両の速度信号ｖと、回転角検出装置４０から出力されたモータ７の出力軸（図示せず）の回転角θの信号とに基づいて補助トルクを算出し、３相のモータ駆動電圧ＶOをモータ７に出力してモータ７を制御している。
【００２０】
また、トルク伝達手段６は、詳細は図示されていないが、モータ７の回転トルクによってウォームギア（図示せず）を介してピニオン軸４を回転させるように構成されている。このようにして、モータ７の補助トルクは、トルク伝達手段６を介してピニオン軸４に伝達され、さらにピニオン４Ａとラック歯８Ａを介して、ラック軸８からステアリング系に伝達されて駆動輪９を転舵させるように構成されている。なお、ステアリング系全体の構成は図示されていない。
【００２１】
このような構成によって、運転者がステアリングホイール２を操作して車両の走行運転中に走行方向の操舵を行うとき、ステアリング軸３に加えられた操舵トルクに基づく回転力は、ピニオン４Ａからラック歯８Ａを介してラック軸８の軸方向の直線運動に変換されて駆動輪９，９の走行方向を変化させるように作用する。このとき、同時に、ステアリング軸３に付設されたトルクセンサ５は、ステアリングホイール２による運転者の操舵に応じた操舵トルクを検出して電気的な操舵トルク信号Ｔに変換し、この操舵トルク信号Ｔを制御装置１０へ出力している。また、速度センサ１１が車両の速度信号ｖを検出して制御装置１０へ出力している。さらに、回転角検出装置４０がモータ７の出力軸の回転角θを検出して制御装置１０へ出力している。
【００２２】
制御装置１０は、操舵トルク信号Ｔ及び速度信号ｖのそれぞれの目標信号と、回転角検出装置４０から出力されたモータ７の回転角θとに基づいて、モータ７を駆動させるためのモータ駆動電圧Ｖ０を発生させる。このとき、制御装置１０は、モータ電流Ｉ及び回転角θを用いて、モータ駆動電圧Ｖ０をｄ軸（磁束軸）とこれに電気的に直交するｑ軸（トルク軸）とに分解して制御するｄｑベクトル変換を行う。モータ７は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３相のモータ駆動電圧Ｖ０に基づいて回転駆動し、３相交流電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が流れる。
【００２３】
これによって、モータ７の回転トルクに基づく補助操舵力は、トルク伝達手段６を介して、ステアリング軸３に連結されたピニオン軸４に作用し、ラック・アンド・ピニオン機構によってラック軸８に伝達される。以上のようにして、モータ７を駆動させることによって、ステアリングホイール２に加えられる運転者の操舵力を軽減することができる。
【００２４】
（一般的な回転角検出装置）
まず、比較例として、一般的な回転角検出装置を説明する。
図２は、一般的な回転角検出装置の構成を示すブロック図である。回転角検出装置４０において、モータ７の出力軸（図示せず）に設けられたレゾルバ４１は、一次巻線４２と、位相を９０°異ならせて配置された２つの二次巻線４３，４４とを備えている。制御装置１０（図１参照）に設けられたマイコン４５から出力される矩形波信号はフィルタ４６を通過して擬似正弦波に変換され、さらに増幅器４７を通過して正弦波の基準信号Ｅ１ｓｉｎωｔ（正弦波励磁電圧）となってレゾルバ４１の一次巻線４２に入力される。その結果、レゾルバ４１の２つの二次巻線４３，４４からは、モータ７の出力軸（図示せず）の回転角θに応じた第１の出力信号Ｅ２ｓｉｎ（ωｔ＋α）ｃｏｓ（θ）のＥｓｉｎ電圧と、第２の出力信号Ｅ２ｓｉｎ（ωｔ＋α）ｓｉｎ（θ）のＥｃｏｓ電圧が出力される。但し、αは出力電圧の位相ズレである。
【００２５】
レゾルバ４１の２つの二次巻線４３，４４から出力された第１の出力信号Ｅ２ｓｉｎ（ωｔ＋α）ｃｏｓ（θ）のＥｓｉｎ電圧及び第２の出力信号Ｅ２ｓｉｎ（ωｔ＋α）ｓｉｎ（θ）のＥｃｏｓ電圧は、それぞれ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４８，４９及び差動アンプ５０，５１を経て半導体素子のアナログスイッチ５２，５３へ入力される。これによって、アナログスイッチ５２，５３及びコンデンサ５４，５５からなるサンプルホールド回路５６は、マイコン４５からのサンプル信号に基づいて、Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧をサンプルホールドする。
【００２６】
図３は、図２に示すレゾルバの一次巻線に入力される励磁電圧と、２つの二次巻線からそれぞれ出力されるＥｃｏｓ電圧とＥｓｉｎ電圧の出力波形である。レゾルバ４１の一次巻線４２に入力された励磁電圧（Ａ）によって２つの二次巻線４３，４４に誘起されたＥｃｏｓ電圧（Ｂ）とＥｓｉｎ電圧（Ｃ）は、図２のアナログスイッチ５２，５３によってそれぞれの包絡線のタイミングでサンプルホールドされて、図３のＥｃｏｓ電圧（Ｂ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）のピーク値を結ぶ破線で示すようなｃｏｓ信号及びｓｉｎ信号の波形として取得される。
【００２７】
このようにして、Ｅｃｏｓ電圧（Ｂ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）の包絡線で得られたｃｏｓ信号の波形（ｃｏｓ波形）及びｓｉｎ信号の波形（ｓｉｎ波形）は、図２のローパスフィルタ（ＬＰＦ）５７，５８を経てマイコン４５のＡ／Ｄ変換器５９へ入力されてデジタル信号に変換される。さらに、デジタル信号のｃｏｓ波形（つまり、ｃｏｓθ）とｓｉｎ波形（つまり、ｓｉｎθ）は除算器６０によって除算されてｔａｎθ（＝ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）に変換され、さらに、ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１によってモータ７の出力軸の回転角θが求められる。
【００２８】
このようにして求められた回転角θの一部はＥＰＳ（電動パワーステアリングシステム）制御部６２に入力される。ＥＰＳ制御部６２は、Ａ／Ｄ変換器６３によってデジタル信号に変換された操舵トルク信号Ｔと速度信号ｖと回転角θとエンジン回転速度Ｎとに基づいて目標電流Ｉ０を生成し、この目標電流Ｉ０をベクトル制御部６４へ出力する。ベクトル制御部６４は、ＥＰＳ制御部６２から出力された目標電流Ｉ０とｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１から出力された回転角θとに基づいて、インバータ回路からなる３相ブリッジ回路６６をＰＷＭ制御し、モータ７の出力軸の回転角の制御を行う。なお、ベクトル制御部６４は、第１のタイマ６５からのタイミング信号による周期でＰＷＭ制御を行う。
【００２９】
このとき、サンプルホールド回路５６のアナログスイッチ５２，５３は半導体素子で構成されているため、電気的特性や温度特性にバラツキが存在する。したがって、アナログスイッチ５２，５３でサンプリングされたＥｃｏｓ電圧のｃｏｓ波形及びＥｓｉｎ電圧のｓｉｎ波形には振幅ズレやサンプルタイミングのズレが生じる。
【００３０】
図４（ａ）は、図３の波形においてＥｓｉｎ電圧（Ｃ）のｓｉｎ波形に振幅ズレ及びサンプルタイミングのズレが生じたときの出力波形であり、（ｂ）は（ａ）のＥｓｉｎ電圧（Ｃ）におけるＡ部拡大図である。すなわち、図２に示すアナログスイッチ５２の電気的特性又は温度特性のバラツキによって、図４（ｂ）に示すように、Ｅｓｉｎ電圧（Ｃ）のｓｉｎ波形に振幅ズレｓが生じると共に、サンプルタイミングのズレｔが生じている。このときのＥｓｉｎ電圧（Ｃ）の振幅ズレｓは、理論上のＥｓｉｎ電圧の包絡線から取得したｓｉｎ波形のピーク値ｍ１と、電気的特性又は温度特性によって振幅が小さくなったときのＥｓｉｎ電圧の包絡線から取得したｓｉｎ波形のピーク値ｍ２との差分である。また、サンプルタイミングのズレｔは、図４（ｂ）に示すように、理論上のＥｓｉｎ電圧における包絡線上のレゾルバ正弦波電圧のピーク値ｐ１と、電気的特性又は温度特性によって振幅が小さくなったｓｉｎ波形と理論上のＥｓｉｎ電圧の交点のレゾルバ正弦波電圧値ｐ２との時間的なズレである。
【００３１】
図４（ａ）、（ｂ）に示すように、アナログスイッチ５２（図２参照）の電気的特性又は温度特性のバラツキによってＥｓｉｎ電圧（Ｃ）から取得したｓｉｎ波形に振幅ズレｓやサンプルタイミングのズレｔが生じるため、ｔａｎθによって算出されるモータの回転角θの検索精度が低下する。そのため、モータ７（図２参照）の滑らかな回転制御が損なわれて、電動パワーステアリング装置の操舵フィーリングを低下させるおそれがある。なお、図４には示されていないが、当然のことながら、図２に示すアナログスイッチ５３の電気的特性又は温度特性のバラツキによって、Ｅｃｏｓ電圧（Ｂ）の包絡線からなるｃｏｓ波形にも振幅ズレやサンプルタイミングのズレが生じる。
【００３２】
そこで、Ｅｃｏｓ電圧のピーク値よりサンプリングされたｃｏｓ波形や、Ｅｓｉｎ電圧のピーク値よりサンプリングされたｓｉｎ波形に振幅ズレｓやサンプルタイミングのズレｔを生じさせないようにするために、図２の回転角検出装置４０からサンプルホールド回路５６を削除して、マイコン４５のＡ／Ｄ変換器５９へＥｃｏｓ電圧とＥｓｉｎ電圧を直接入力し、Ａ／Ｄ変換器５９によるＡ／Ｄ変換処理によってｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取得する。このとき、ベクトル制御部６４によるモータ７の制御とＡ／Ｄ変換器５９によるＡ／Ｄ変換の処理が重なると、モータ７の制御中にはモータ７の回転角θを変更することができないため、ｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）及びｃｏｓ波形（ｃｏｓθ）を更新することができない。そこで、本実施形態の回転角検出装置では、各ベクトル制御サイクルごとに、モータ７の制御を行っていないタイミングにおいて、Ａ／Ｄ変換器５９によるＡ／Ｄ変換処理によってｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）及び波形（ｃｏｓθ）を取得する。以下、本実施形態の回転角検出装置について詳細に説明する。
【００３３】
（本実施形態の回転角検出装置）
次に、本実施形態の回転角検出装置を説明する。
図５は、本発明の実施形態に適用される回転角検出装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施形態に係る回転角検出装置４０ａは、図２に示す一般的な回転角検出装置４０の構成から、アナログスイッチ５２，５３及びコンデンサ５４，５５から成るサンプルホールド回路５６を削除した構成となっている。そして、マイコン４５ａの内部には、Ａ／Ｄ変換器５９のスタート指示及び矩形波信号の周期トリガを行うための第２のタイマ６８が追加される。
【００３４】
まず、図５に示す本実施形態の回転角検出装置４０ａの構成及び動作について概略的に説明する。図５の回転角検出装置４０ａは、図２に示す回転角検出装置４０からアナログスイッチ５２，５３を含んだサンプルホールド回路５６を取り除いて、マイコン４５ａ内のＡ／Ｄ変換器５９がレゾルバ４１からの角度関数電圧（つまり、Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧）を直接取得するように構成すると共に、マイコン４５ａ内に第２のタイマ（Ａ／Ｄ変換作動タイマ）６８とＡ／Ｄ変換禁止手段とを設けた構成となっている。なお、Ａ／Ｄ変換禁止手段の構成内容については後記する。これによって、マイコン４５ａ内のＡ／Ｄ変換器５９が、モータ制御を行っていないタイミングでＥｓｉｎ電圧とＥｃｏｓ電圧（つまり、角度関数電圧）のＡ／Ｄ変換処理を行ってｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）とｃｏｓ波形（ｃｏｓθ）を取得し、除算器６０がｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）をｃｏｓ波形（ｃｏｓθ）で除算して角度関数（ｔａｎθ）を求める。そして、ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１により、ｔａｎθからモータ７の回転角θを求めることができる。
【００３５】
このようにして、サンプルホールド回路を廃止することにより、アナログスイッチの電気的特性や温度特性のバラツキに起因するｓｉｎ波形やｃｏｓ波形の振幅ズレやサンプルタイミングのズレを生じさせないようにすることができると共に、Ａ／Ｄ変換禁止手段によってモータ制御中は回転角θの更新を行わないようにすることができる。これによって、電動パワーステアリング装置は適正な駆動制御によって操舵アシストを行うので、良好な操舵フィーリングを実現することが可能となる。
【００３６】
次に、図５に示す本実施形態の回転角検出装置４０ａの構成について詳細に説明する。本発明の実施形態に係る回転角検出装置４０ａは、電動パワーステアリング装置の制御装置に内蔵されてベクトル制御などを行うマイコン４５ａから出力された矩形波信号を擬似正弦波の信号に変換するフィルタ４６と、フィルタ４６から出力された擬似正弦波の信号を増幅して正弦波の励磁電圧を出力する増幅器４７と、増幅器４７から出力された正弦波の励磁電圧を一次巻線４２に入力して、位相の９０°異なる２つの二次巻線４３，４４から角度関数電圧（つまり、Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧）を出力するレゾルバ４１と、レゾルバ４１から出力されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧のノイズを除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）４８，４９と、ＬＰＦ４８，４９から出力されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧を増幅する差動アンプ５０，５１と、差動アンプ５０，５１から出力されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧のノイズを除去してマイコン４５ａのＡ／Ｄ変換器５９へ入力するＬＰＦ５７，５８とを含んで構成されている。また、モータ７には、マイコン４５ａのベクトル制御部６４に駆動されて回転角を制御するインバータ回路からなる３相ブリッジ回路６６が接続される。
【００３７】
また、マイコン４５ａは、ＬＰＦ５７，５８から入力されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧をＡ／Ｄ変換処理して包絡線のタイミングでｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取り出すＡ／Ｄ変換器５９と、Ａ／Ｄ変換器５９から出力されたｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）をｃｏｓ波形（ｃｏｓθ）で除算してｔａｎθ（角度関数）を求める除算器６０と、除算器６０で求められたｔａｎθからモータ７の回転角θを求めるｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１と、操舵トルク信号ＴをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器６３と、ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１によって求められたモータ７の回転角θとＡ／Ｄ変換器６３から出力された操舵トルク信号Ｔと速度信号ｖとエンジン回転速度Ｎとによってベクトル制御の目標電流Ｉ０を求めるＥＰＳ制御部６２と、ＥＰＳ制御部６２から出力された目標電流Ｉ０とｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１から出力された回転角θとに基づいて、インバータ回路からなる３相ブリッジ回路６６をＰＷＭ制御するベクトル制御部６４と、ベクトル制御部６４に対してベクトル制御周期のタイミング信号を送信する第１のタイマ６５と、Ａ／Ｄ変換器５９のスタート指示を行うと共にレゾルバ４１用の矩形波信号の周期タイミングを決定する第２のタイマ（Ａ／Ｄ変換スタート指示）６８とを含んで構成されている。
【００３８】
なお、図５においては、マイコン４５ａの内部構成における除算器６０とｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１とベクトル制御部６４とを含めてベクトル制御装置６９ということにする。
【００３９】
次に、図５を参照しながら本実施形態に係る回転角検出装置４０ａの動作について詳細に説明する。なお、図２で述べた内容と重複する動作内容につては可能な限り説明を省略し、本実施形態の回転角検出装置によって新たに実現される動作内容について詳細に説明する。
【００４０】
すなわち、本実施形態の回転角検出装置４０ａは、アナログスイッチを含むサンプルホールド回路を廃止し、レゾルバ４１によって検出されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧をマイコン４５ａに直接入力している。さらに、マイコン４５ａでは、モータ７の回転角θを算出するシステムで、一定時間毎にＡ／Ｄ変換器５９へ作動信号を送信する第２のタイマ６８と、モータ制御を実行中のときにはＡ／Ｄ変換器５９の動作を禁止するＡ／Ｄ変換禁止手段とを備えている。このような構成により、ベクトル制御部６４がモータ７の制御を行っていないときに、Ａ／Ｄ変換器５９がＡ／Ｄ変換処理によってＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧の包絡線よりｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取得することができる。
【００４１】
なお、図５ではＡ／Ｄ変換禁止手段は表示されないが、マイコン４５ａ内で構成されるＡ／Ｄ変換禁止手段は、Ａ／Ｄ変換器５９と、第２のタイマ６８と、ベクトル制御装置６９からのＡ／Ｄ変換禁止信号及びＡ／Ｄ変換許可信号とによって実現される。
【００４２】
図５に示す回転角検出装置４０ａの動作についてさらに詳しく説明する。レゾルバ４１によって生成されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧は、ＬＰＦ４８，４９、差動アンプ５０，５１、及びＬＰＦ５７、５８を介して、マイコン４５ａのＡ／Ｄ変換器５９へ直接入力される。すると、Ａ／Ｄ変換器５９は、図３に示すようなＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧の包絡線が得られるタイミングでＡ／Ｄ変換処理を実施してｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取得する。
【００４３】
そして、除算器６０がｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）をｃｏｓ波形（ｃｏｓθ）で除算してｔａｎθを求め、ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１が、ｓｉｎθ及びｃｏｓθの符号を判別しながらｔａｎθからモータ７の回転角θに変換して、その回転角θをＥＰＳ制御部６２及びベクトル制御部６４へ送信する。
【００４４】
ベクトル制御部６４は、ＥＰＳ制御部６２からの目標電流Ｉ０とｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１からの回転角θとに基づいてベクトル制御を実施し、３相ブリッジ回路６６へＰＷＭ信号を送信する。これによって、３相ブリッジ回路６６はＰＷＭ制御によってブラシレスモータなどのモータ７を駆動する。
【００４５】
このとき、ベクトル制御部６４が行うベクトル制御においては、モータ７の回転角θ（このときの回転角をθａとする）に基づいて３相２軸変換を行い、ｑ軸電流（トルク軸電流）とｄ軸電流（磁束軸電流）を算出する。そして、ＥＰＳ制御部６２のＥＰＳ制御によって算出された目標電流Ｉ０にｑ軸実電流とｄ軸実電流が一致するようにＰＩＤ制御を行い、モータ７のｑ軸電圧とｄ軸電圧を求める。その後、ベクトル制御部６４は、再びモータ７の回転角θ（このときの回転角をθｂとする）に基づいて２軸３相変換を実施して、３相ブリッジ回路のＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧を制御してモータ７を制御する。
【００４６】
このような制御ループにおいて、３相２軸変換時のモータ７の回転角θａと２軸３相変換時のモータ７の回転角θｂは同じでなければならない。なお、マイコン４５ａの処理時間分を加味した補正を行う場合もあるが、この場合も回転角θａと回転角θｂは同じでなければならない。つまり、前記の制御ループにおけるベクトル制御中はモータ７の回転角θは不変でなければならない。言い換えると、Ａ／Ｄ変換器５９及びｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１は、ベクトル制御部６４が行う各ベクトル制御周期ごとに、ベクトル制御中のタイミングを避けてモータ７の回転角θの更新を行う必要がある。
【００４７】
このような構成によって、レゾルバ４１で生成されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧のノイズ除去及び増幅を行う回路（つまり、ＬＰＦ４８，４９及び差動アンプ５０，５１を含む回路）とマイコン４５ａによってｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取得して回転角θのベクトル制御を行う回路（つまり、マイコン４５ａ）との間に介在された半導体素子のアナログスイッチを廃止することができる。したがって、アナログスイッチの電気的特性や温度特性のバラツキによるｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形の振幅ズレ及びサンプルタイミングのズレがなくなるので、マイコン４５ａで算出されるモータ７の回転角θの精度が向上する。その結果、モータ７が滑らかな回転となって良好な操舵フィーリングが得られる。
【００４８】
また、レゾルバ４１のインタフェース回路が簡単になるため安価なシステムを構築することができる。さらに、レゾルバ４１のインタフェース回路の部品点数を減らすことができるので、回転角検出装置４０ａにおける回路の故障率が減少して使い勝手が向上する。また、モータ制御中に回転角θを更新することが無くなるので、モータ制御の精度が悪化することがない。
【００４９】
次に、図５に示す各部の波形を参照しながら、モータ７のベクトル制御中を避けて回転角θの更新を行う処理について説明する。図６は、図５に示す各部波形図であって、第１実施形態においてレゾルバ励磁周波数がベクトル制御周波数の２倍の周波数で動作する場合の波形図である。なお、横軸は時間、縦軸は各信号のレベルを示している。つまり、図６は、第２のタイマ信号（Ｃ）の周期で決定されるレゾルバ励磁周波数が第１のタイマ信号（Ａ）の周期で決定されるベクトル制御周波数の２倍の場合（言い換えれば、第２のタイマ信号（Ｃ）の周期で決定されるレゾルバ励磁周期が第１のタイマ信号（Ａ）の周期で決定されるベクトル制御周期の１／２の場合）において、図３に示すＥｃｏｓ電圧（Ｂ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）のピーク電圧のタイミングで、ベクトル制御処理を行っていない区間のベクトル制御周期ごとにＡ／Ｄ変換を行ってｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する様子を示している。
【００５０】
図５に示す回転角検出装置４０ａを参照しながら、図６に基づいてベクトル制御処理を行っていない区間のベクトル制御周期ごとにＡ／Ｄ変換を行ってｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取得する処理の流れを説明する（適宜、図５，図６参照）。なお、図６における各部波形の検出位置は、図５のそれぞれの部分において括弧内符号で示してある。
【００５１】
図６において、第１のタイマ６５が出力する第１のタイマ信号（Ａ）は、２５０μｓ（４ｋＨｚ）のベクトル制御周期でベクトル制御部６４へ送信される。したがって、ベクトル制御部６４は、１周期が２５０μｓの区間（ｔ０〜ｔ７）ごとに、目標電流Ｉ０及び回転角θに基づいてベクトル制御処理を行う。このとき、ベクトル制御部６４が出力するベクトル制御信号（Ｂ）によるベクトル制御処理は、ベクトル制御周期の１周期の区間（ｔ０〜ｔ７）ごとにｔ０〜ｔ４の区間（ベクトル制御処理区間）に亘って行われる。このベクトル制御信号（Ｂ）によるベクトル制御処理区間（ｔ０〜ｔ４）は、目標電流Ｉ０及び回転角θの値に応じて可変制御されるものである。
【００５２】
一方、第２のタイマ６８が出力する第２のタイマ信号（Ｃ）は、第１のタイマ信号（Ａ）の半分の周期（つまり、２倍の周波数）である１２５μｓ（８ｋＨｚ）の周期でＡ／Ｄ変換器５９へ送信される。また、第２のタイマ６８が出力する第２のタイマ信号（Ｃ）は、第２のタイマ信号（Ｃ）のピークカウンタレベルｇ３の半分の電圧レベルであるスレショルドレベルｇ１と第２のタイマ信号（Ｃ）の電圧が交差するタイミングｔ１において矩形波を反転させるので、第２のタイマ信号（Ｃ）の１２５μｓ（８ｋＨｚ）の１周期の区間（ｔ０〜ｔ３）において、マイコン４５ａは、ＯＮ／ＯＦＦデューティが１／２の矩形波信号（Ｄ）を生成してレゾルバ４１へ出力する。
【００５３】
この矩形波信号（Ｄ）はフィルタ４６及び増幅器４７を通過して正弦波の励磁信号に変換されてレゾルバ４１の１次巻線４２へ印加されるので、レゾルバ４１の２つの２次巻線４３，４４からＥｃｏｓ電圧（Ｆ）とＥｓｉｎ電圧（Ｇ）が出力される。これらのＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）は、ＬＰＦ４８，４９、差動アンプ５０，５１、及びＬＰＦ５７，５８を通過してマイコン４５ａのＡ／Ｄ変換器５９へ入力される。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９へ入力されるＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）は、ＬＰＦ４８，４９、差動アンプ５０，５１、及びＬＰＦ５７，５８などの影響により、マイコン４５ａから出力される矩形波信号（Ｄ）に対して若干の位相遅れが生じているが、周波数は矩形波信号（Ｄ）と変わらない。なお、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の包絡線を決定する正のピーク値は、第２のタイマ信号（Ｃ）のスレショルドレベルｇ１とピークカウンタレベルｇ３との間にあるカウンタレベルｇ２が第２のタイマ信号（Ｃ）のカウンタと交差するタイミングであり、それぞれ、時間軸においてｔ２及びｔ６に対応する。つまり、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）とＥｓｉｎ電圧（Ｇ）のピーク値のタイミングに合わせて、カウンタレベルｇ２は適宜設定される。
【００５４】
次に、マイコン４５ａ内のＡ／Ｄ変換器５９は、ベクトル制御装置６９から送信されるＡ／Ｄ変換禁止信号及びＡ／Ｄ変換許可信号に対応するＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）のＯＮ／ＯＦＦに基づいて、Ａ／Ｄ変換処理の実施／禁止を行う。すなわち、第１のタイマ６５からベクトル制御部６４へ出力される第１のタイマ信号（Ａ）による１サイクルのベクトル制御周期（２５０μｓ）のうち、ベクトル制御部６４がベクトル制御信号（Ｂ）を送出してベクトル制御処理を行っている区間（ｔ０〜ｔ４）は、ベクトル制御装置６９からＡ／Ｄ変換器５９へ送信されるＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＮ（禁止）にして、Ａ／Ｄ変換器５９にＡ／Ｄ変換を行わせない禁止区間としている。
【００５５】
また、第１のタイマ６５からベクトル制御部６４へ出力される第１のタイマ信号（Ａ）による１サイクルのベクトル制御周期（２５０μｓ）のうち、ベクトル制御部６４がベクトル制御信号（Ｂ）を送出していない（つまり、ベクトル制御処理を行っていない）区間（ｔ４〜ｔ７）は、ベクトル制御装置６９からＡ／Ｄ変換器５９へ送信されるＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＦＦ（実施）にして、Ａ／Ｄ変換器５９にＡ／Ｄ変換を行わせるＡ／Ｄ変換の実施区間としている。
【００５６】
このようにして、Ａ／Ｄ変換器５９が、ベクトル制御装置６９から送信されるＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）のＯＮ／ＯＦＦに基づいてＡ／Ｄ変換の禁止／実施を行うことにより、マイコン４５ａから出力される矩形波信号（Ｄ）のｔ１〜ｔ３の区間に対応するＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値はＡ／Ｄ変換の禁止区間内（ｔ０〜ｔ４）に存在する。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９はＡ／Ｄ変換を行わないため、時刻ｔ２におけるＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値をサンプルホールドしない。一方、マイコン４５ａから出力される矩形波信号（Ｄ）のｔ５〜ｔ７の区間に対応するＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値はＡ／Ｄ変換の実施区間内（ｔ４〜ｔ７）に存在する。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９はＡ／Ｄ変換を実施するため、時刻ｔ６におけるＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）のピーク値（つまり、丸印のピーク値）をサンプリングする。
【００５７】
以上説明したように、第１のタイマ６５が出力する第１のタイマ信号（Ａ）の１サイクル区間（ｔ０〜ｔ７）において、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値（つまり、包絡線の抽出対象となるピーク値）は２回表われているが、Ａ／Ｄ変換器５９は、Ａ／Ｄ変換の実施区間（ｔ４〜ｔ７）に存在する１回分の正のピーク値のみをサンプリングしている。第１のタイマ６５が出力する第１のタイマ信号（Ａ）の次の１サイクル区間においても、同様に、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）における２回の正のピーク値のうち、Ａ／Ｄ変換の実施区間にある１回分のピーク値のみをサンプリングしている。
【００５８】
次に、図６を用いて、連続するベクトル制御周期においてＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の包絡線からｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する過程を説明する。ベクトル制御部６４は、第１のタイマ６５からの第１のタイマ信号（Ａ）にトリガされて２５０μｓ（４ｋＨｚ）のベクトル制御周期で連続的にベクトル制御を行っている。このとき、ベクトル制御部６４は、各周期において、一定の区間に亘ってベクトル制御信号（Ｂ）を送信してベクトル制御処理を行っている。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９は、ベクトル制御の各周期において、ベクトル制御処理を行っている区間はＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＮ（禁止）にしてＡ／Ｄ変換の禁止区間とし、ベクトル制御処理を行っていない区間はＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＦＦ（実施）にしてＡ／Ｄ変換の実施区間としている。
【００５９】
一方、レゾルバ４１は、第１のタイマ信号（Ａ）の２倍の周波数（１／２の周期）の矩形波信号（Ｄ）に基づいて、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）を連続的にＡ／Ｄ変換器５９へ送信している。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９は、連続するＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値のうち、Ａ／Ｄ変換の実施区間に存在する丸印で表示した正のピーク値（つまり、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の１サイクルおきの正のピーク値）のみをサンプリングしてＡ／Ｄ変換を実施し、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の包絡線を結ぶ破線で示すようなｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する。なお、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の破線で示した包絡線は、図３で示すＥｃｏｓ電圧（Ｂ）の破線で示す包絡線のｃｏｓ波形、及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）の破線で示す包絡線のｓｉｎ波形に相当するものである。
【００６０】
このようにして、ベクトル制御処理とＡ／Ｄ変換のタイミングが重なるときはＡ／Ｄ変換を禁止して、ベクトル制御中にモータ７の回転角θが変更されることを防止している。そして、ベクトル制御処理を実施していないタイミングでＡ／Ｄ変換を実施して、ｓｉｎ波形の値（ｓｉｎθ）及びｃｏｓ波形の値（ｃｏｓθ）を更新する。これによって、次のサイクルのベクトル制御処理の周期ではモータ７の回転角θが更新されるので、常に、モータ７の最新の回転角θに基づいてベクトル制御処理を実施することができる。したがって、円滑なモータ制御を行うことができるので、電動パワーステアリンス装置において良好な操舵フィーリングを実現すること可能となる。
【００６１】
なお、図６において、第１のタイマ６５が発振する第１のタイマ信号（Ａ）と第２のタイマ６８が発振する第２のタイマ信号（Ｃ）は同期している必要はないが、説明の便宜上、第１のタイマ信号（Ａ）と第２のタイマ信号（Ｃ）は同期して描かれている。
【００６２】
《第２実施形態》
図７は、図５における各部波形図であって、第２実施形態においてレゾルバ励磁周波数がベクトル制御周波数の４倍の周波数で動作する場合の波形図である。つまり、この図は、第２のタイマ信号（Ｃ）の周期で決定されるレゾルバ励磁周波数が第１のタイマ信号（Ａ）の周期で決定されるベクトル制御周波数の４倍の場合（言い換えれば、第２のタイマ信号（Ｃ）の周期で決定されるレゾルバ励磁周期が第１のタイマ信号（Ａ）の周期で決定されるベクトル制御周期の１／４の場合）において、図３に示すＥｃｏｓ電圧（Ｂ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）の包絡線のタイミングで、ベクトル制御処理及び故障診断処理を行っていない区間のベクトル制御周期ごとにＡ／Ｄ変換を行ってｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する様子を示している。
【００６３】
すなわち、ベクトル制御部６４においてベクトル制御処理に引き続いて故障診断処理などを行う場合は、Ａ／Ｄ変換器５９が行うＡ／Ｄ変換の周期（つまり、第２のタイマ信号（Ｃ）の周期）をベクトル制御部６４が行うベクトル制御周期（つまり、第１のタイマ信号（Ａ）の周期）の２倍のときとは異なる周期で実施したい場合がある。そのような場合は、例えば、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換器５９が行うＡ／Ｄ変換の周期（第２のタイマ信号（Ｃ）の周期）をベクトル制御部６４が行うベクトル制御周期（第１のタイマ信号（Ａ）の周期）の１／４にする必要がある。
【００６４】
以下、図６で説明した内容と実質的に重複する内容は可能な限り省略し、図７の波形図によりｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する方法について説明する（適宜、図５、図６参照）。ベクトル制御部６４は、第１のタイマ６５からの第１のタイマ信号（Ａ）にトリガされ、２５０μｓ（４ｋＨｚ）のベクトル制御周期（ｔ０〜ｔ６）において連続的にベクトル制御を行っている。また、第２のタイマ６８は、第１のタイマ信号（Ａ）の１／４周期の６２．５μｓ（１６ｋＨｚ）の第２のタイマ信号（Ｃ）の周期（ｔ０〜ｔ１）によって矩形波信号（Ｄ）を生成している。したがって、レゾルバ４１は、第１のタイマ信号（Ａ）の１／４周期の６２．５μｓ（１６ｋＨｚ）でＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）を生成してＡ／Ｄ変換器５９へ入力している。また、Ａ／Ｄ変換器５９は、第２のタイマ６８からの第２のタイマ信号（Ｃ）に同期して、第１のタイマ信号（Ａ）の１／４周期の６２．５μｓ（１６ｋＨｚ）の周期でトリガされている。
【００６５】
このとき、ベクトル制御部６４は、各周期において、一定の区間（ｔ０〜ｔ３）に亘ってベクトル制御信号（Ｂ）を送信してベクトル制御処理を行うと共に、ベクトル制御処理に引き続いて一定の区間（ｔ３〜ｔ４）に亘って故障診断処理を行っている。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９は、各ベクトル制御周期（ｔ０〜ｔ６）において、ベクトル制御処理を行っている区間（ｔ０〜ｔ３）及び故障診断処理を行っている区間（ｔ３〜ｔ４）は、Ａ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＮ（禁止）にしてＡ／Ｄ変換の禁止区間とし、ベクトル制御処理及び故障診断処理を行っていない区間（ｔ４〜ｔ６）はＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＦＦ（実施）にしてＡ／Ｄ変換の実施区間としている。
【００６６】
一方、レゾルバ４１は、第１のタイマ信号（Ａ）の４倍の周波数（１／４の周期）の矩形波信号（Ｄ）に基づいて、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）を連続的にＡ／Ｄ変換器５９へ送信している。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９は、連続するＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値のうち、禁止区間（ｔ０〜ｔ４）に存在する３個の×印に対応するタイミングの正のピーク値のサンプリングを中止し、Ａ／Ｄ変換の実施区間（ｔ４〜ｔ６）に存在するｔ５のタイミングの丸印で表示した正のピーク値のみをサンプリングしてＡ／Ｄ変換を実施する。このようにして、第１のタイマ信号（Ａ）の周期で規定される各ベクトル制御周期（２５０μｓ）ごとに、４個の正のピーク値のうちからＡ／Ｄ変換の実施区間に存在する１個の正のピーク値のみをサンプリングして、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の包絡線を結ぶ破線で示すようなｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する。この破線で示した包絡線は、図３で示すＥｃｏｓ電圧（Ｂ）の破線で示す包絡線のｃｏｓ波形、及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）の破線で示す包絡線のｓｉｎ波形に相当するものである。
【００６７】
この場合も、ベクトル制御処理及び故障診断処理とＡ／Ｄ変換のタイミングが重なるときはＡ／Ｄ変換を禁止して、ベクトル制御中及び故障診断処理中にモータ７の回転角θが変更されることを防止している。そして、ベクトル制御処理及び故障診断処理を実施していないタイミングでＡ／Ｄ変換を実施して、ｓｉｎ波形の値（ｓｉｎθ）及びｃｏｓ波形の値（ｃｏｓθ）を更新している。これによって、次のサイクルのベクトル制御処理の周期ではモータ７の回転角θが更新されるので、常に、モータ７の最新の回転角θにおいてベクトル制御処理を実施することができる。したがって、円滑なモータ制御を行うことができるので、電動パワーステアリンス装置において良好な操舵フィーリングを実現すること可能となる。
そして、図２におけるサンプルホールド回路５６を削除したので、図４（ｂ）に示すような、Ｅｓｉｎ電圧（Ｃ）から取得したｓｉｎ波形に振幅ズレｓやサンプルタイミングのズレｔが生じ、ｔａｎθによって算出されるモータの回転角θの検索精度が低下するという問題がなくなった。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明に係る回転角検出装置を備える電動パワーステアリング装置の構成図である。
【図２】一般的な回転角検出装置の構成を示すブロック図である。
【図３】図２に示すレゾルバの一次巻線に入力される励磁電圧と、２つの二次巻線からそれぞれ出力されるＥｃｏｓ電圧とＥｓｉｎ電圧の出力波形である。
【図４】（ａ）は、図３の波形においてＥｓｉｎ電圧（Ｃ）のｓｉｎ波形に振幅ズレ及びサンプルタイミングのズレが生じたときの出力波形であり、（ｂ）は（ａ）のＥｓｉｎ電圧（Ｃ）におけるＡ部拡大図である。
【図５】本発明の実施形態に適用される回転角検出装置の構成を示すブロック図である。
【図６】図５に示す回転角検出装置における各部波形図であって、第１実施形態においてレゾルバ励磁周波数がベクトル制御周波数の２倍の周波数で動作する場合の波形図である。
【図７】図５における各部波形図であって、第２実施形態においてレゾルバ励磁周波数がベクトル制御周波数の４倍の周波数で動作する場合の波形図である。
【符号の説明】
【００６９】
１    電動パワーステアリング装置
２    ステアリングホイール
３    ステアリング軸
４    ピニオン軸
４Ａ  ピニオン
５    トルクセンサ
６    トルク伝達手段
７    電動機（モータ）
８    ラック軸
８Ａ  ラック歯
９    駆動輪
１０  制御装置
１１  速度センサ
Ｔ    操舵トルク信号
ｖ    速度信号
Ｖ０  モータ制御電圧
４０、４０ａ  回転角検出装置
４１  レゾルバ
４２  １次巻線
４３，４４  ２次巻線
４５，４５ａ  マイクロコンピュータ（マイコン）
４６  フィルタ
４７  増幅器
４８，４９，５７，５８  ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
５０，５１  差動アンプ
５２，５３  アナログスイッチ
５４，５５  コンデンサ
５６  サンプルホールド回路
５９，６３  Ａ／Ｄ変換器
６０  除算器
６１  ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ
６２  ＥＰＳ制御部
６４  ベクトル制御部
６５  第１のタイマ
６６  ３相ブリッジ回路
６８  第２のタイマ
６９  ベクトル制御装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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