(57)【要約】【課題】サイズの小型化を実現するとともに特性のばらつきを防止することの可能な複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器を提供する。【解決手段】複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−１は、ＲＦ信号の入力端子に接続され、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波を励振する双方向性変換器２００と、弾性表面波に対し偶関数および奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部および虚数部を生成する４相一方向性変換器３００と、からなることを特徴とする。一つの伝搬トラックで構成することができるのでサイズが非常に小さい。また、イメージ抑圧度の良好な特性が得られる。【選択図】図２
2008079066.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号を周波数変換する周波数変換器であって、
ＲＦ信号の入力端子に接続されており、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波を励振する第１のＳＡＷ変換器と、前記弾性表面波に対し偶関数および奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部および虚数部を生成する第２のＳＡＷ変換器と、からなる複素係数トランスバーサルフィルタと；
所定の周波数を有するローカル信号を出力する局部発振器と；
前記複素係数トランスバーサルフィルタと前記局部発振器とに接続され、前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される前記複素ＲＦ信号と前記局部発振器から出力される前記ローカル信号とを乗算して周波数変換する複素ミキサと；
を備え、
前記第１、第２のＳＡＷ変換器の少なくとも一つは、４相一方向性変換器で構成されることを特徴とする、周波数変換器。
【請求項２】
前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を双方向に励振する双方向性変換器であり、
前記第２のＳＡＷ変換器は、前記双方向性変換器が励振する弾性表面波の一方を受信できる位置に設けられた４相一方向性変換器であることを特徴とする、請求項１に記載の周波数変換器。
【請求項３】
前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を一方向に励振する単相一方向性変換器であり、
前記第２のＳＡＷ変換器は、前記単相一方向性変換器が励振する弾性表面波を受信できる位置に設けられた４相一方向性変換器であることを特徴とする、請求項１に記載の周波数変換器。
【請求項４】
前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を双方向に励振する双方向性変換器であり、
前記第２のＳＡＷ変換器は、前記双方向性変換器が双方向に励振する弾性表面波を各々受信できる位置に設けられた２つの４相一方向性変換器であることを特徴とする、請求項１に記載の周波数変換器。
【請求項５】
前記４相一方向性変換器は、１周期内位相が９０度ずつ異なるように配置された４本の電極で構成される４相変換器であることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項６】
前記４相一方向性変換器は、グループタイプ変換器であることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の周波数変換器。
【請求項７】
ＲＦ信号の入力端子に接続され、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波を励振する第１のＳＡＷ変換器と；
前記弾性表面波に対し偶関数および奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部および虚数部を生成する第２のＳＡＷ変換器と；
からなり、
前記第１、第２のＳＡＷ変換器の少なくとも一つは、４相一方向性変換器で構成されることを特徴とする、複素係数トランスバーサルフィルタ。
【請求項８】
前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を双方向に励振する双方向性変換器であり、
前記第２のＳＡＷ変換器は、前記双方向性変換器が励振する弾性表面波の一方を受信できる位置に設けられた４相一方向性変換器であることを特徴とする、請求項７に記載の複素係数トランスバーサルフィルタ。
【請求項９】
前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を一方向に励振する単相一方向性変換器であり、
前記第２のＳＡＷ変換器は、前記単相一方向性変換器が励振する弾性表面波を受信できる位置に設けられた４相一方向性変換器であることを特徴とする、請求項７に記載の複素係数トランスバーサルフィルタ。
【請求項１０】
前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を双方向に励振する双方向性変換器であり、
前記第２のＳＡＷ変換器は、前記双方向性変換器が双方向に励振する弾性表面波を各々受信できる位置に設けられた２つの４相一方向性変換器であることを特徴とする、請求項７に記載の複素係数トランスバーサルフィルタ。
【請求項１１】
前記４相一方向性変換器は、１周期内位相が９０度ずつ異なるように配置された４本の電極で構成される４相変換器であることを特徴とする、請求項７〜１０のいずれかに記載の複素係数トランスバーサルフィルタ。
【請求項１２】
前記４相一方向性変換器は、グループタイプ変換器であることを特徴とする、請求項７〜１０のいずれかに記載の複素係数トランスバーサルフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高性能無線通信端末に使用するダブル・クオドラチャ（Double Quadrature）周波数変換器等に用いられる複素係数トランスバーサルフィルタにかかり、特に、高い周波数の複素係数フィルタの実現に適した弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）フィルタを用いた複素係数トランスバーサルフィルタおよびこれを用いた周波数変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
高性能無線通信端末に使用するダブル・クオドラチャ（Double Quadrature）周波数変換器は、複素係数フィルタによってＲＦ信号を９０度の位相差を持たせて複素化させ、その複素信号をダブル・クオドラチャミキサによって周波数ダウンコンバートするもので、高いイメージ抑圧を実現させることができる。複素係数フィルタは、ＳＡＷトランスバーサルフィルタを用いて実現できる。複素係数フィルタはＳＡＷフィルタのほかにスイッチドキャパシタ回路、電荷領域素子等によっても実現できるが、高い周波数の複素係数フィルタの実現にはＳＡＷフィルタが適している（例えば、本件出願人により出願された特願２００５−１１７４５８参照）。
【０００３】
図１６は、特願２００５−１１７４５８に記載されたＳＡＷフィルタの構造を示す説明図である。ＳＡＷフィルタ１０は、圧電基板１１と、圧電基板１１上に設けられた交差幅が場所ごとに異なるすだれ状電極（以下、ＩＤＴ：Inter-digital Transducer：インターデジタルトランスデューサ）１２〜１５によって構成されている。各すだれ状の部分は電極指とも呼ばれる。ＩＤＴ１２、１４は、入力端子に接続されており、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）が励振され、圧電基板１１の左右方向に伝搬することになる。ＩＤＴ１３は、実数軸の成分を出力する出力端子Ｉに接続され、ＩＤＴ１２からの弾性表面波を受信できる位置に設けられている。また、ＩＤＴ１５は虚数軸の成分を出力する出力端子Ｑに接続され、ＩＤＴ１４からの弾性表面波を受信できる位置に設けられている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記構成からなる複素係数ＳＡＷフィルタ１０は、複素信号ＩおよびＱを得るために、それぞれ、独立したＳＡＷの伝搬トラックで構成していた。すなわち、複素信号Ｉを得るためにＩＤＴ１２、１３で一の伝搬トラックを構成し、複素信号Ｑを得るためにＩＤＴ１４、１５で他の伝搬トラックを構成していた。しかしながらかかる構成では、２つのＳＡＷトランスバーサルフィルタが必要になってしまい、サイズが大きくなってしまうという問題があった。また、伝搬トラックが独立しているため、トラック間での製造のばらつきによる特性のばらつきが大きくなってしまう問題もあった。
【０００５】
本発明は、上記背景技術が有する問題点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、サイズの小型化を実現するとともに特性のばらつきを防止することの可能な、新規かつ改良された複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため、本発明の第１の観点によれば、ＲＦ信号を周波数変換する周波数変換器が提供される。本発明の周波数変換器（１００）は、ＲＦ信号の入力端子に接続されており、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波を励振する第１のすだれ状電極（IDT: Interdigital Transducer）からなるＳＡＷ変換器と、前記弾性表面波に対し偶関数および奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部および虚数部を生成する第２のＳＡＷ変換器と、からなる複素係数トランスバーサルフィルタ（１２０）と；所定の周波数を有するローカル信号を出力する局部発振器（１３７）と；前記複素係数トランスバーサルフィルタと前記局部発振器とに接続され、前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される前記複素ＲＦ信号と前記局部発振器から出力される前記ローカル信号とを乗算して周波数変換する複素ミキサ（１３０）と；を備える。そして、前記第１、第２のＳＡＷ変換器の少なくとも一つは、４相一方向性変換器で構成されることを特徴とする（請求項１）。
【０００７】
本発明の目的は、高性能無線通信端末に使用するダブル・クオドラチャ（Double Quadrature）周波数変換器等において、サイズの小型化を実現するとともに特性のばらつきを防止することにある。そこで、本発明の周波数変換器において、複素係数トランスバーサルフィルタ（１２０）は一つの伝搬トラックで構成される。そして、一つの伝搬トラック上に配置されるＳＡＷ変換器の少なくとも一つを４相一方向性変換器で構成することを特徴としている。かかる構成によれば、イメージ抑圧度の良好な特性が得られる。さらに、１トラックで構成されているためサイズも非常に小さい。
【０００８】
なお上記において、構成要素に付随して括弧書きで記した参照符号は、説明の便宜のために、後述の実施形態および図面における対応する構成要素を一例として記したに過ぎず、本発明がこれに限定されるものではない。以下も同様である。
【０００９】
本発明の応用例としては様々なものが考えられるが、いくつかの応用例を挙げれば以下の通りである。
【００１０】
例えば、前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を双方向に励振する双方向性変換器（２００）であり、前記第２のＳＡＷ変換器は、前記双方向性変換器が励振する弾性表面波を効率よく受信できるように、方向性が前記第1のＳＡＷ変換器方向に向けられた４相一方向性変換器（３００）として構成することが可能である（請求項２）。双方向性変換器を用いることで、単相一方向性変換器を用いる場合に比べて広帯域を実現可能である。
【００１１】
また例えば、前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を一方向に励振する単相一方向性変換器（４００）であり、前記第２のＳＡＷ変換器は、前記単相一方向性変換器が励振する弾性表面波を効率よく受信できるように、方向性が前記第1のＳＡＷ変換器方向に向けられた４相一方向性変換器（３００）として構成することも可能である（請求項３）。単相一方向性変換器は、双方向性変換器と比較して狭帯域であるが、一方向にのみ弾性表面波を励振してそのすべてを４相一方向性変換器で受信できることから、信号損失を少なくすることが可能である。
【００１２】
また例えば、前記第１のＳＡＷ変換器は、弾性表面波を双方向に励振する双方向性変換器（２００）であり、前記第２のＳＡＷ変換器は、前記双方向性変換器が双方向に励振する弾性表面波を各々効率よく受信できるように、方向性が前記第1のＳＡＷ変換器方向に向けられた２つの４相一方向性変換器（３００）として構成することも可能である（請求項４）。かかる構成によれば、双方向性変換器を用いることで、単相一方向性変換器を用いる場合に比べて広帯域を実現可能である。さらに、双方向に弾性表面波を励振してそのすべてを４相一方向性変換器で受信できることから、信号損失を少なくすることが可能である。
【００１３】
また、前記４相一方向性変換器は、例えば、１周期内位相が９０度ずつ異なるように配置された４本の電極で構成される４相変換器（３１０）とすることが可能である（請求項５）。
【００１４】
また例えば、前記４相一方向性変換器は、グループタイプ変換器（３２０）とすることも可能である（請求項６）。
【００１５】
上記課題を解決するため、本発明の第２の観点によれば、高性能無線通信端末に使用するダブル・クオドラチャ（Double Quadrature）周波数変換器等に用いられる複素係数トランスバーサルフィルタが提供される。本発明の複素係数トランスバーサルフィルタ（１２０）は、ＲＦ信号の入力端子に接続され、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波を励振する第１のすだれ状電極（IDT: Interdigital Transducer）からなるＳＡＷ変換器と；前記弾性表面波に対し偶関数および奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部および虚数部を生成する第２のＳＡＷ変換器と；からなる。そして、前記第１、第２のＳＡＷ変換器の少なくとも一つは、４相一方向性変換器で構成されることを特徴とする（請求項７）。
【００１６】
本発明の第２の観点にかかる複素係数トランスバーサルフィルタについても、上記本発明の第１の観点にかかる周波数変換器と同様に、様々な応用例が考えられる（いくつかの応用例として請求項８〜１２）。
【発明の効果】
【００１７】
以上のように、本発明によれば、サイズの小型化を実現するとともに特性のばらつきを防止することの可能な、新規かつ改良された複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器が提供される。なお、本発明の他の効果等については、以下の発明を実施するための最良の形態において説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下に添付図面を参照しながら、本発明にかかる複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、本明細書および図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００１９】
＜全複素周波数変換器（図１）＞
図１は、本実施形態にかかる全複素周波数変換器１００の概略構成を示す説明図である。
全複素周波数変換器１００は、図１に示したように、アンテナ１１１と、ＬＮＡ１１２と、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０と、全複素ミキサ１３０と、ＬＰＦ１４１、１４４と、ＡＧＣ１４２、１４５と、ＡＤＣ１４３、１４６とから構成されている。なお、図１は本実施形態の説明に必要な構成部分のみを示したものであり、その他の構成要素については図示および説明を省略する。
【００２０】
ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１１２は、アンテナ１１１から入力されたＲＦ信号を増幅する増幅器である。複素係数トランスバーサルフィルタ１２０は、正の周波数または負の周波数成分を抑圧するためのフィルタである。複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の詳細については、図２を参照しながらさらに後述する。
【００２１】
全複素ミキサ１３０は、周波数変換するためのものであり、乗算器であるミキサ１３１１３２、１３３、１３４と、加算器（または減算器）１３５、１３６とから構成される。全複素ミキサ１３０には、ローカル信号生成器１３７から実数軸ローカル信号（ｃｏｓ）が入力され、また、ローカル信号生成器１３７から虚数軸ローカル信号（−ｓｉｎ）が入力される。全複素ミキサ１３０は、ローカル信号生成器１３７から入力された複素信号に対して周波数ゼロまたはゼロ近くの周波数となる周波数変換を行い、複素信号を出力する。
【００２２】
ＬＰＦ１４１は複素信号の高周波成分の除去を行う。そして、高周波成分が除去された複素信号は、ＡＧＣ（Auto Gain Control）１４２およびＡＤＣ（Analog/Digital Converter）１４３を介して、複素ベースバンド信号の実数軸成分として出力端子Ｉから出力される。同様に、ＬＰＦ１４４は複素信号の高周波成分の除去を行う。そして、高周波成分が除去された複素信号は、ＡＧＣ１４５およびＡＤＣ１４６を介して、複素ベースバンド信号の虚数軸成分として出力端子Ｑへ出力される。
【００２３】
以上、本実施形態にかかる全複素周波数変換器１００について説明した。次いで、全複素周波数変換器１００の構成要素のうち、本実施形態に特徴的な構成要素である複素係数トランスバーサルフィルタ１２０について説明する。
【００２４】
＜複素係数トランスバーサルフィルタ＞
まず、複素係数トランスバーサルフィルタの原理について説明する。インパルス電気信号が印加された場合に弾性表面波として出力されるＳＡＷ信号のインパルス応答は、各電極指での重み関数（交差幅）Ｗｉ、各電極指からの距離ｘｉ、弾性表面波の位相速度ｖによって算出され、インパルス応答の周波数伝達関数Ｈ（ω）は、下記数式によって示される。下記数式は、重み関数Ｗｉの線形結合であり、トランスバーサルフィルタの基本原理と同じものになる。
【００２５】
【数１】
2008079066.tif 000003
【００２６】
当該周波数伝達関数Ｈ（ω）を有するトランスバーサルフィルタは、Ｗｉとｘｉを設計することで振幅特性と位相特性を独立に制御することができる。そのため、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタのＷｉとｘｉを設計することで所望の特性の複素係数トランスバーサルフィルタを実現することができる。実数軸の成分を出力する出力端子Ｉに接続されたトランデューサは、実数部のインパルス応答、すなわち偶対称インパルス応答に対応した重み付け（伝達関数ＨI（ω）に対応した重み付け）を行うため、包絡線の中心に対して偶対称となるように各電極指が設けられる。虚数軸の成分を出力する出力端子Ｉに接続されたトランデューサは、虚数部のインパルス応答、すなわち奇対称インパルス応答に対応した重み付け（伝達関数ＨQ（ω）に対応した重み付け）を行うため、包絡線の中心に対して奇対称となるように各電極指が設けられる。この構成によって、実ＲＦ信号を実数部と虚数部で９０°の位相差を有する複素ＲＦ信号へ変換することが可能となる。
【００２７】
本発明の目的は、高性能無線通信端末に使用するダブル・クオドラチャ（Double Quadrature）周波数変換器等において、サイズの小型化を実現するとともに特性のばらつきを防止することにある。そこで、本発明の周波数変換器において、複素係数トランスバーサルフィルタは伝達関数ＨI（ω）と伝達関数ＨQ（ω）を一つの伝搬トラックで構成される。そして、一つの伝搬トラック上に配置されるＳＡＷ変換器の少なくとも一つを４相一方向性変換器で構成することを特徴としている。以下では、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の具体的構成例として、複素係数バーサルフィルタ１２０−１（第１の実施形態）、１２０−２（第２の実施形態）、１２０−３（第３の実施形態）について順に説明する。
【００２８】
（第１の実施形態）
本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−１は、図２に示したように、入力側に設けられた双方向性変換器２００と、出力側に設けられた４相一方向性変換器３００とにより構成される。双方向性変換器２００は、弾性表面波を双方向に励振する。４相一方向性変換器３００は、実数軸の成分を出力する出力端子Ｉ＋、Ｉ−および虚数軸成分を出力する出力端子Ｑ＋、Ｑ−に接続され、双方向性変換器２００からの弾性表面波を効率よく受信できるように、方向性が前記第1のＳＡＷ変換器方向に向けられる。本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−１は、図２に示したように、１トラックで構成されているため、上記背景技術で説明した構成（図１６）と比べて非常に小さい。以下、双方向性変換器２００の構成および４相一方向性変換器３００の構成について、順に説明する。
【００２９】
＜双方向性変換器２００、２０５＞
双方向性変換器は、図３Ａ、図３Ｂに示したように、圧電基板上に設けられた対称に配置された正負電極指からなるすだれ状電極（ＩＤＴ：Inter-digital Transducer）からなる。正負電極指は一般に１本ずつの組か２本ずつ組で構成され、それぞれ、シングル電極（図３Ａ）、ダブル電極（図３Ｂ）と呼ばれている。また、重み付けを行うために交差幅が場所ごとに異なるように設計されることがある。
【００３０】
図３Ａに示したＩＤＴ２１０は、入力端子２２０および接地端子（グランド）２３０に接続されており、入力されるＲＦ信号に対し、インパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号を生成する。ＩＤＴ２１０にインパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、ＩＤＴ２１０に弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）２５０、２６０が励振され、圧電基板の左右方向（図３Ａの紙面左右方向）、双方向に伝搬する。
【００３１】
同様に、図３Ｂに示したＩＤＴ２１５は、入力端子２２５および接地端子（グランド）２３５に接続されており、入力されるＲＦ信号に対し、インパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号を生成する。ＩＤＴ２１５にインパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、ＩＤＴ２１５に弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）２５５、２６５が励振され、圧電基板の左右方向（図３Ｂの紙面左右方向）、双方向に伝搬する。
【００３２】
＜４相一方向性変換器３００＞
一方、図２に示した４相一方向性変換器３００は、１周期内位相が９０度ずつ異なるように配置された４本の電極で構成する４相変換器や、グループタイプ変換器などを用いることができる。以下、順に説明する。
【００３３】
（１）４相変換器
図４は、図２の４相一方向性変換器３００の一実施例として、４相変換器３１０を示す説明図である。図５は、図４に示した参照符号Ａの部分を拡大して示す説明図である。図５は、１周期内位相が９０度ずつ異なるように配置された４本の電極３１０ａ、３１０ｂ、３１０ｃ、３１０ｄを示している。電極３１０ａは出力端子Ｉ−に接続され、電極３１０ｂは出力端子Ｑ＋に接続され、電極３１０ｃは出力端子Ｉ＋に接続され、電極３１０ｂ出力端子Ｑ−に接続される。４相変換器３１０は、図４、図５に示したように、この４本の電極３１０ａ、３１０ｂ、３１０ｃ、３１０ｄを一単位として繰り返し配列されたものである。電極にそれぞれ位相が９０度異なる電界を印加して、弾性表面波を励振・受信することにより、一方向性を得るものである。
【００３４】
このとき、出力端子Ｑ−に接続される電極３１０ｄは、出力端子Ｑ＋との間で立体的に交差する（図５の参照符号Ｂ）。このため、出力端子Ｑ＋は、電極３１０ｄと交差する箇所においてブリッジ状に立体的に形成される。図６は、出力端子Ｑ＋、Ｉ−に形成されるブリッジ形状を示す説明図である。なお図６では、説明の便宜のためブリッジ形状を誇張して表現している。同様に、出力端子Ｉ＋に接続される電極３１０ｃは、出力端子Ｉ−との間で立体的に交差する。このため、出力端子Ｉ−は、電極３１０ｃと交差する箇所においてブリッジ状に立体的に形成される。
【００３５】
（２）グループタイプ変換器
図７は、図２の４相一方向性変換器３００の他の実施例として、グループタイプ変換器３２０を示す説明図である。図８は、図７に示した参照符号Ｃの部分を拡大して示す説明図である。図８は、このグループタイプ変換器３２０を構成する一グループである２対の電極３２０ａ、３２０ｂ、３２０ｃ、３２０ｄ、３２０ｅ、３２０ｆ、３２０ｇ、３２０ｈを示している。電極３２０ａ、３２０ｂ、３２０ｅ、３２０ｆは出力端子Ｉ−に接続され、電極３２０ｃ、３２０ｄ、３２０ｇ、３２０ｈは接地端子ＧＮＤに接続される。なお、他の出力端子Ｑ−、Ｉ＋、Ｑ＋についても同様に、２対の電極から構成される。グループタイプ変換器３２０は、一グループを一単位として、各グループ間を１／４波長離して繰り返し配列されたものである。この場合、一グループを２対としたが、設計によって対数は変えられる。
【００３６】
（第１の実施形態の動作）
次に、本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−１の動作について説明する。最初に、入力端子ｉｎ＋、ｉｎ−に実ＲＦ信号が入力されると、双方向性変換器２００において弾性表面波が励振され、弾性表面波の基づくＳＡＷ信号が伝搬される。双方向性変換器２００から伝搬されるＳＡＷ信号は、弾性表面波の伝搬方向に設けられた４相一方向性変換器３００によって受信され、インパルス応答に基づくたたみ込み積分が行われつつ再び電気信号に変換される。
【００３７】
このとき、４相一方向性変換器３００では、ＲＦ信号の実数成分が出力端子Ｉ＋、Ｉ−から出力され、ＲＦ信号の虚数成分が出力端子Ｑ＋、Ｑ−から出力される。これにより、負の周波数を抑圧しつつ、目的信号が存在する周波数側において目的信号の周波数帯域外を高い抑圧比で抑圧するフィルタが得られる。
【００３８】
＜複素係数トランスバーサルフィルタの特性（図９〜図１１）＞
図９は、本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の周波数−振幅特性を示す説明図である。Ｓ２１（ＲＦ端子からＩ端子への通過特性）とＳ３１（ＲＦ端子からＱ端子への通過特性）において、周波数−振幅特性がほぼ一致しており、良好な特性が得られたことが分かる。
【００３９】
図１０は、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の周波数−位相特性を示す説明図である。Ｓ２１（ＲＦ端子からＩ端子への通過特性）とＳ３１（ＲＦ端子からＱ端子への通過特性）において、任意の周波数に対して９０度の位相差が生じており、良好な特性が得られたことが分かる。
【００４０】
図１１は、本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０のイメージ抑圧特性（負の周波数領域の減衰特性）を示す説明図である。ここで、ＵＳＢは正の周波数領域での特性で、ＬＳＢは負の周波数領域での特性を示し、周波数の絶対値を取って同時に示してある。図１１より明らかなように、負の周波数領域における抑圧比（イメージ抑圧度）６８ｄＢの良好な特性が得られたことが分かる。
【００４１】
（第１の実施形態の効果）
以上のように、本実施形態によれば、図９〜図１１に示したように、イメージ抑圧度６８ｄＢの良好な特性が得られる。さらに、サイズも１トラックで構成されているため非常に小さい。さらにまた、双方向性変換器２００を用いることで、単相一方向性変換器を用いる場合に比べて広帯域を実現可能である。
【００４２】
（第２の実施形態）
本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−２は、図１３に示したように、入力側に設けられた単相一方向性変換器４００と、４相一方向性変換器３００とにより構成される。単相一方向性変換器４００は、弾性表面波を一方向に励振する。４相一方向性変換器３００は、単相一方向性変換器４００からの弾性表面波を効率よく受信できるように、方向性が単相一方向性変換器４００方向に向けられて設けられる。なお、４相一方向性変換器３００の構成については、上記第１の実施形態と同様の構成（図４〜図８）のものを採用することができる。本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−２は、図１３に示したように、１トラックで構成されているため、上記背景技術で説明した構成（図１６）と比べて非常に小さい。以下では、単相一方向性変換器４００の構成について説明する。
【００４３】
＜単相一方向性変換器４００＞
単相一方向性変換器４００は、内部反射を用いたもの、バンク型の反射器を用いたもの、電気機械結合係数の大きさの差を用いたもの、結晶の異方性によるものなどが上げられ、おもに電極指構造の非対称性を利用している。一例として、図１２に示したように、圧電基板上に設けられた１周期（＝波長）に２本の１／８波長電極指と１本の３／８波長電極指からなるすだれ状電極（これをＳＰＵＤＴ：Single Phase Unidirectional Transducerと呼ばれる）４１０と、入力端子４２０と、接地端子４３０とによって構成されている。また、重み付けを行うために交差幅が場所ごとに異なるように設計されることがある。
【００４４】
SPUDT４１０は、入力端子４２０および接地端子（グランド）４３０に接続されており、入力されるＲＦ信号に対し、インパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号を生成する。トランデューサ４１０にインパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、トランデューサ４１０に弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）４５０が励振され、太い電極の反射により圧電基板の右方向（図１２の紙面右方向）に伝搬する。一方向性が得られる帯域幅はこの太い電極の反射係数に依存し、一般には広帯域化することは難しく、そのため、比較的帯域幅の狭いシステムで利用されている。
【００４５】
（第２の実施形態の動作）
次に、本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−２の動作について説明する。最初に、入力端子ｉｎ＋、ｉｎ−に実ＲＦ信号が入力されると、単相一方向性変換器４００において弾性表面波が励振され、弾性表面波の基づくＳＡＷ信号が伝搬される。単相一方向性変換器４００から伝搬されるＳＡＷ信号は、弾性表面波の伝搬方向に設けられた４相一方向性変換器３００によって受信され、インパルス応答に基づくたたみ込み積分が行われつつ再び電気信号に変換される。
【００４６】
このとき、４相一方向性変換器３００では、ＲＦ信号の実数成分が出力端子Ｉ＋、Ｉ−から出力され、ＲＦ信号の虚数成分が出力端子Ｑ＋、Ｑ−から出力される。これにより、負の周波数を抑圧しつつ、目的信号が存在する周波数側において目的信号の周波数帯域外を高い抑圧比で抑圧するフィルタが得られる。
【００４７】
（第２の実施形態の効果）
以上のように、本実施形態によれば、上記第１の実施形態と同様に、イメージ抑圧度６８ｄＢの良好な特性が得られる。さらに、サイズも１トラックで構成されているため非常に小さい。さらにまた、単相一方向性変換器４００は双方向性変換器と比較して狭帯域であるが、一方向にのみ弾性表面波を励振して、そのすべてを４相一方向性変換器３００で受信できることから、信号損失を少なくすることが可能である。
【００４８】
（第３の実施形態）
本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−３は、図１４、図１５に示したように、入力側に設けられた双方向性変換器２００と、２つの４相一方向性変換器３００−１、３００−２とにより構成される。双方向性変換器２００は、弾性表面波を双方向に励振する。４相一方向性変換器３００−１、３００−２は、双方向性変換器２００が双方向に励振する弾性表面波を各々効率よく受信できるように、方向性が双方向変換器方向に向けられる。なお、双方向性変換器２００および４相一方向性変換器３００−１、３００−２の構成については、上記第１の実施形態と同様の構成のものを採用することができる。本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０−３は、図１４、図１５に示したように、１トラックで構成されているため、上記背景技術で説明した構成（図１６）と比べて非常に小さい。
【００４９】
（第３の実施形態の効果）
本実施形態では、２つの４相一方向性変換器３００−１、３００−２を備える。上記第１の実施形態（図２）において、双方向性変換器２００から４相一方向性変換器３００の反対側に出力されたＳＡＷ信号については、必ずしも有効に利用できてはいなかった。この点、本実施形態の構成によれば、かかる双方向のＳＡＷ信号を有効に利用することができる。そして、上記第１の実施形態と同様に、イメージ抑圧度６８ｄＢの良好な特性が得られる。さらに、サイズも１トラックで構成されているため非常に小さい。
【００５０】
以上、添付図面を参照しながら本発明にかかる複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器の好適な実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【００５１】
例えば、上記実施形態では、複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の具体的構成例として、複素係数バーサルフィルタ１２０−１（第１の実施形態）、１２０−２（第２の実施形態）、１２０−３（第３の実施形態）について説明したが、本発明はかかる構成例に限定されない。すなわち、弾性表面波を励振する第１のＳＡＷ変換器と、その弾性表面波に対しインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部および虚数部を生成する第２のＳＡＷ変換器とからなる複素係数トランスバーサルフィルタにおいて、第１、第２のＳＡＷ変換器の少なくとも一つが４相一方向性変換器で構成されるあらゆる複素係数トランスバーサルフィルタとこれを用いた周波数変換器に対して、本発明を適用することができる。
【００５２】
また、上記実施形態では、４相一方向性変換器３００の具体的構成例として、４相変換器３１０とグループタイプ変換器３２０について説明したが、本発明はこれに限定されず、あらゆる構成の４相一方向性変換器を採用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、高性能無線通信端末に使用する複素係数トランスバーサルフィルタおよびこれを用いた周波数変換器に利用可能であり、特に、高い周波数の複素係数フィルタの実現に適した弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）フィルタを用いた複素係数トランスバーサルフィルタおよびこれを用いた周波数変換器に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】全複素周波数変換器の説明図である。
【図２】第１の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。
【図３Ａ】双方向性変換器（シングル電極）の構成を示す説明図である。
【図３Ｂ】双方向性変換器（ダブル電極）の構成を示す説明図である。
【図４】４相一方向性変換器の構成を示す説明図である。
【図５】図４を部分的に拡大した説明図である。
【図６】４相一方向性変換器の構成を示す斜視図である。
【図７】グループタイプ変換器の構成を示す説明図である。
【図８】図７を部分的に拡大した説明図である。
【図９】複素係数トランスバーサルフィルタの周波数−振幅特性を示す説明図である。
【図１０】複素係数トランスバーサルフィルタの周波数−位相特性を示す説明図である。
【図１１】複素係数トランスバーサルフィルタのイメージ抑圧特性を示す説明図である。
【図１２】単相一方向性変換器の構成を示す説明図である。
【図１３】第２の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。
【図１４】第３の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。
【図１５】第３の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。
【図１６】従来の複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。
【符号の説明】
【００５５】
１００  全複素周波数変換器
１２０  複素係数トランスバーサルフィルタ
１２０−１  複素係数トランスバーサルフィルタ
１２０−２  複素係数トランスバーサルフィルタ
１２０−３  複素係数トランスバーサルフィルタ
１３０  全複素ミキサ
２００  双方向性変換器
３００  ４相一方向性変換器
３００−１  ４相一方向性変換器
３００−２  ４相一方向性変換器
３１０  ４相変換器
３２０  グループタイプ変換器
４００  一方向性変換器
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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