(57)【要約】【課題】ディジタル信号をＳＳＢ（Single Side Band）化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、受信性能の劣化を抑制すること。【解決手段】同一の拡散コードｃ（ｔ）を用いて第１の送信信号ｘ（ｔ）と第２の送信信号ｙ（ｔ）とをそれぞれ拡散する拡散部１０３と、ヒルベルト変換器１１３、１１４を有し、拡散部１０３によって拡散された第１及び第２の送信信号から、ＵＳＢ信号の実数成分とＵＳＢ信号の虚数成分、又はＬＳＢ信号の実数成分とＬＳＢ信号の虚数成分を形成し、ＵＳＢ信号同士、又はＬＳＢ信号同士を直交多重するＳＳＢ化・多重化部１１１とを設けたことにより、受信側で、直交検波後の信号を逆拡散すれば、ヒルベルト変換成分を除去できるようになり、受信性能の劣化を抑制できる。【選択図】図１
2008085921.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一の拡散コードを用いて、第１の送信信号と第２の送信信号とをそれぞれ拡散する拡散部と、
ヒルベルト変換器を有し、前記拡散部によって拡散された第１及び第２の送信信号から、ＵＳＢ信号の実数成分とＵＳＢ信号の虚数成分、又はＬＳＢ信号の実数成分とＬＳＢ信号の虚数成分を形成し、前記ＵＳＢ信号同士、又は前記ＬＳＢ信号同士を直交多重するＳＳＢ化・多重化部と
を具備する無線送信装置。
【請求項２】
前記ＳＳＢ化・多重化部は、
拡散後の前記第１の送信信号をヒルベルト変換する第１のヒルベルト変換器と、
拡散後の前記第１の送信信号をヒルベルト変換処理時間分だけ遅延する第１の遅延器と、
拡散後の前記第２の送信信号をヒルベルト変換する第２のヒルベルト変換器と、
拡散後の前記第２の送信信号をヒルベルト変換処理時間分だけ遅延する第２の遅延器と、
前記第１の遅延器出力及び前記第２のヒルベルト変換器出力に、キャリア周波数信号を乗算する第１及び第２の乗算器と、
前記第１のヒルベルト変換器出力及び前記第２の遅延器出力に、前記第１及び第２の乗算器で乗算したキャリア周波数信号とは９０°位相のずれたキャリア周波数信号を乗算する第３及び第４の乗算器と、
前記第１の乗算器出力と前記第３の乗算器出力とを加算する第１の加算器と、
前記第４の乗算器出力から前記第２の乗算器出力を減算する第２の加算器と、
前記第１の加算器出力と前記第２の加算器出力を加算する第３の加算器と
を具備する請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項３】
前記ＳＳＢ化・多重化部は、
拡散後の前記第１の送信信号をヒルベルト変換する第１のヒルベルト変換器と、
拡散後の前記第１の送信信号をヒルベルト変換処理時間分だけ遅延する第１の遅延器と、
拡散後の前記第２の送信信号をヒルベルト変換する第２のヒルベルト変換器と、
拡散後の前記第２の送信信号をヒルベルト変換処理時間分だけ遅延する第２の遅延器と、
前記第１の遅延器出力から前記第２のヒルベルト変換器出力を減算する第１の加算器と、
前記第１のヒルベルト変換器出力と前記第２の遅延器出力とを加算する第２の加算器と、
前記第１の加算器出力に、キャリア周波数信号を乗算する第１の乗算器と、
前記第２の加算器出力に、前記第１の乗算器で乗算したキャリア周波数信号とは９０°位相のずれたキャリア周波数信号を乗算する第２の乗算器と、
前記第１の乗算器出力と前記第２の乗算器出力を加算する第３の加算器と
を具備する請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項４】
第１及び第２の送信信号を同一の拡散コードで拡散し、拡散後の第１及び第２の送信信号から、ＵＳＢ信号の実数成分及び虚数成分、又は、ＬＳＢ信号の実数成分及び虚数成分を形成し、前記ＵＳＢ信号同士又は前記ＬＳＢ信号同士を多重して形成された変調信号を受信復調する無線受信装置であって、
受信した前記変調信号を直交検波する直交検波部と、
前記直交検波部により得られた同相成分及び直交成分を、同一の拡散コードを用いて逆拡散する逆拡散部と
を具備する無線受信装置。
【請求項５】
前記逆拡散部は、数値積分アルゴリズムを用いて、逆拡散における積分処理を実行する
請求項４に記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記直交検波部により得られた同相成分及び直交成分をそれぞれヒルベルト変換する第１及び第２のヒルベルト変換器と、
前記直交検波部により得られた同相成分及び直交成分と、第１及び第２ヒルベルト変換器出力とのペアブランチ同士をコヒーレント加算する加算部と
をさらに具備する請求項４に記載の無線受信装置。
【請求項７】
第１及び第２の送信信号を同一の拡散コードで拡散し、
拡散後の第１及び第２の送信信号から、ＵＳＢ信号の実数成分及び虚数成分、又は、ＬＳＢ信号の実数成分及び虚数成分を形成し、
前記ＵＳＢ信号同士又は前記ＬＳＢ信号同士を多重化する
変調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線送信装置及び無線受信装置に関し、ディジタル信号をＳＳＢ（Single Side Band）化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
昨今の移動体通信、とりわけ携帯電話の必要性・生活密着度は年々高まっており、携帯電話各社から様々なサービスが提供されている。現在の携帯電話サービスにおける無線通信方式は、Ｗ−ＣＤＭＡやｃｄｍａ２０００に代表される通り、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多元接続）方式が一般的である。ＣＤＭＡは実伝播環境におけるマルチパス耐性、フェージング耐性、他局間干渉耐性等、様々な面で優れた方式である。
【０００３】
一方で、無線通信サービスの発達に伴い、周波数資源の枯渇問題が議論されており、無線通信システムにおける周波数利用効率改善の必要性が高まっている。この改善方式として空間多重方式、とりわけＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術の研究が盛んに行われており、学会をはじめ３ＧＰＰ−ＬＴＥ（Long Term Evolution）でも活発に議論されている。しかしながら、ＭＩＭＯは送信系及び受信系を複数配置する必要があるため、従来のＳＩＳＯ(Single-Input Single-Output)系と比較して、送信機及び受信機のハードウェア規模及び消費電力が増大する問題がある。
【０００４】
空間多重以外のアプローチとして、無線通信の狭帯域化技術が挙げられる。この代表例がＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の多値化技術である。しかしながら、多値化は変調多値数を多くとると周波数利用効率が改善する反面、信号点のユークリッド距離が小さくなるため、誤り率特性は劣化する。
【０００５】
第三のアプローチとして、送信信号の狭帯域化技術が挙げられる。この代表例がＳＳＢ（Single Side Band：単側波帯）技術である。ＳＳＢはアナログ通信全盛の時代に盛んに検討されており、代表的な方式としてはＷｅａｖｅｒ−ＳＳＢ方式が挙げられる。一方、ディジタル分野での代表的な方式として、ＲＺ−ＳＳＢ方式、ＳＳＢ−ＱＰＳＫ方式（Ｍｕｊｔａｂａ方式)等が挙げられる。
【０００６】
ここではまず，ディジタルＳＳＢ方式の説明の前に、ディジタル信号のＳＳＢ化に関する基礎から説明する。
【０００７】
（１）ヒルベルト変換
ディジタルＳＳＢ技術において、ヒルベルト変換は大変重要である。ここではその基礎について説明する。連続時間信号ｘ（ｔ）のフーリエ変換をＸ（ω）とするとき、周波数領域におけるＸ（ω）のヒルベルト変換Ｈ［Ｘ（ω）］は、次式により表される。
【数１】
2008085921.tif 000003
【０００８】
一方、時間領域ｘ（ｔ）のヒルベルト変換Ｈ［ｘ（ｔ）］は、Ｈ［Ｘ（ω）］の逆フーリエ変換として定義され、次式により表される。なお、次式において、Ｆ−１は逆フーリエ変換を表し、＊は畳み込み演算を表すものとする。
【数２】
2008085921.tif 000004
【０００９】
Ｘ（ω）とＨ［ｘ（ω）］は位相の変化があるのみなので、ｘ（ｔ）とＨ［ｘ（ｔ）］のパワースペクトル及び自己相関関数は等しくなる。また、ｘ（ｔ）とＨ［ｘ（ｔ）］は、次式の関係が成り立つ。
【数３】
2008085921.tif 000005
【００１０】
つまり、Ｈ［ｘ（ｔ）］とｘ（ｔ）の複素共役ｘ＊（ｔ）は互いに直交する。
【００１１】
次に、ヒルベルト変換によって連続時間信号のスペクトルが変化する様子を図的に説明する。今、ｘ（ｔ）が図５（ａ）に示される通り、実軸領域のみの周波数成分にて構成される連続時間信号である場合を考える。これに対するヒルベルト変換Ｈ［ｘ（ｔ）］は、式（１）に示される通り、正の周波数成分に−ｊを、負の周波数成分に＋ｊを乗じることになる。そのため、Ｈ［ｘ（ｔ）］のスペクトルは、図５（ｂ）に示される通り、虚軸領域のみの周波数成分が、原点を中心とした点対称配置されたかたちとなる。さらにこのＨ［ｘ（ｔ）］に対してヒルベルト変換を施すと、図５（ｃ）に示される通り、スペクトルは実軸領域のみに現れる。ここで、ヒルベルト変換においては式（１）からもわかる通り、コーシーの定理が適用されるため、変換の過程においてエネルギーは常に一定に保たれる。従って、次式が成り立つ。
【数４】
2008085921.tif 000006
【００１２】
これを時間領域で考えると次式となる。
【数５】
2008085921.tif 000007
【００１３】
図５（ｃ）の信号に対してさらにヒルベルト変換を行うと−Ｈ［ｘ（ｔ）］が得られ(図５（ｄ）)、もう一度行うと元の系列ｘ（ｔ）に戻る。
【００１４】
（２）ＵＳＢ・ＬＳＢ生成方法
上述したヒルベルト変換の性質を利用して、ＵＳＢ（Upper Side Band：上側波帯）及びＬＳＢ（Lower Side Band：下側波帯）を生成する方法を示す。上述したのと同様、実軸領域のみの周波数成分にて構成される送信データ系列ｘ（ｔ）を考える。ｘ（ｔ）を改めてスペクトル表記すると図６（ａ）に示す通りとなる。これに対するヒルベルト変換は、図５（ｂ）にも示したが、ｊを乗じると、スペクトル全体が＋９０°回転することになるので、図６（ｂ）に示すようなスペクトルが得られる。
【００１５】
両者をコヒーレント加算した系列は次式の通りとなる。
【数６】
2008085921.tif 000008
【００１６】
式（６）を図示すると、図６（ｃ）に示す通りとなる。すなわち、実軸領域のみの上側波帯成分で構成されたＵＳＢ信号が得られる。これを時間軸上で表記すると次式の通りとなる。
【数７】
2008085921.tif 000009
【００１７】
虚数軸成分のみのＵＳＢ信号ＳＵＳＢｉｍ（ｔ）、実軸成分のみのＬＳＢ信号ＳＬＳＢｒｅ（ｔ）及び虚数軸成分のみのＬＳＢ信号ＳＬＳＢｉｍ（ｔ）も同様の手法で生成される。具体的には、虚数軸成分のみのＵＳＢ信号ＳＵＳＢｉｍ（ｔ）の形成過程は図７（ａ）〜（ｃ）に示す通りであり、その結果は式（８）で表される。また、実軸成分のみのＬＳＢ信号ＳＬＳＢｒｅ（ｔ）の形成過程は図８（ａ）〜（ｃ）に示す通りであり、その結果は式（９）で表される。また、虚数軸成分のみのＬＳＢ信号ＳＬＳＢｉｍ（ｔ）の形成過程は図９（ａ）〜（ｃ）に示す通りであり、その結果は式（１０）で表される。
【数８】
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【数９】
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【数１０】
2008085921.tif 000012
【００１８】
（３）Ｍｕｊｔａｂａ方式
次に、ディジタルＳＳＢ変調方式の代表例であるＭｕｊｔａｂａ方式について説明する。なお、Ｍｕｊｔａｂａ方式については、例えば非特許文献１や非特許文献２で紹介されている。この方式は、ＱＰＳＫにおけるＩ軸成分及びＱ軸成分の各ビットストリームをＳＳＢにより狭帯域化することにより、フェージング等による特性劣化を軽減することを目的としている。
【００１９】
図１０に、Ｍｕｊｔａｂａ方式を採用した送信装置の構成を示す。また、図１１に、Ｍｕｊｔａｂａ方式を採用した受信装置の構成を示す。
【００２０】
図１０の送信装置１０は、まず、データ生成部１１で生成した送信データを直並列変換部（Ｓ／Ｐ変換部）１２で直並列変換する。送信装置１０は、直並列変換した送信系列ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）をオーバーサンプリング部１３、１４によってオーバーサンプリングした後、ルートナイキストフィルタ１５、１６に入力する。ルートナイキストフィルタ１５、１６はフィルタリング出力ｕ（ｔ）、ν（ｔ）をＳＳＢ化・多重化部１７に送出する。
【００２１】
ＳＳＢ化・多重化部１７は、フィルタリング出力ｕ（ｔ）を遅延器１８及びヒルベルト変換器１９に入力し、フィルタリング出力ν（ｔ）をヒルベルト変換器２０及び遅延器２１に入力する。
【００２２】
ヒルベルト変換器１９、２０は、タップ係数１／πｔのＦＩＲフィルタより構成されている（式（２）参照）。遅延器１８、２１は、入力信号をヒルベルト変換処理時間分だけ遅延して出力するものである。
【００２３】
遅延器１８の出力は乗算器２４に、ヒルベルト変換器１９の出力は乗算器２５に、ヒルベルト変換器２０の出力は乗算器２６に、遅延器２１の出力は乗算器２７にそれぞれ送出される。また、乗算器２４、２６にはキャリア周波数信号発生器２２で発生されたキャリア周波数信号（ｃｏｓωｃｔ）が入力され、乗算器２５、２７には移相器２３によって９０°だけ位相がシフトされたキャリア周波数信号（ｓｉｎωｃｔ）が入力される。これにより、乗算器２４、２６では遅延器１８、ヒルベルト変換器２０の出力にキャリア周波数信号が乗算され、乗算器２５、２７ではヒルベルト変換器１９、遅延器２１の出力に９０°位相のずれたキャリア周波数信号が乗算される。
【００２４】
乗算器２４と乗算器２５の出力は加算器２８によって加算され、乗算器２６と乗算器２７の出力は加算器２９によって加算される。さらに、加算器２８と加算器２９の出力は加算器３０によって加算されることにより、ＳＳＢ変調波ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）が得られる。すなわち、ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）は次式で表される。
【数１１】
2008085921.tif 000013
【００２５】
式（１１）を複素表記すると、次式の通り表現される。
【数１２】
2008085921.tif 000014
【００２６】
図１２は、このスペクトルを図示したものである。
【００２７】
次に、図１１を用いて、Ｍｕｊｔａｂａ方式の信号を復調する受信装置の構成について説明する。式（１１）からもわかる通り、復調において通常の直交検波を行うと、所望のデータ系列ｕ（ｔ）及びν（ｔ）に加えて、ペアブランチのヒルベルト変換成分Ｈ［ν（ｔ）］及びＨ［ｕ（ｔ）］が一次結合された形で現れる。このまま復調処理を行うと、Ｈ［ν（ｔ）］及びＨ［ｕ（ｔ）］が干渉となり受信特性が大幅に劣化する。そこで、Ｍｕｊｔａｂａ方式では受信側にて所望の系列と、その直交系列のヒルベルト変換成分をそれぞれコヒーレント加算することにより、不要なヒルベルト変換成分を除去する。これをＤｏｕｂｌｅ  Ｂｒａｎｃｈ法という。
【００２８】
以下、Ｄｏｕｂｌｅ  Ｂｒａｎｃｈ法について、図１１を用いて説明する。まず、受信装置４０は、直交検波部４１によって、通常の直交検波と同様に受信信号ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）にキャリア周波数信号（ｃｏｓωｃｔ）を乗じた後、乗算結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）４２を通過させることで、受信信号ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）の同相成分を取り出す。ローパスフィルタ４２の出力は、次式の通りとなる。
【数１３】
2008085921.tif 000015
【００２９】
受信装置４０は、これと並行して、直交検波部４１によって、受信信号ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）にキャリア周波数信号（ｓｉｎωｃｔ）を乗じた後、乗算結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３を通過させることで、受信信号ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）の直交成分を取り出し、さらにヒルベルト変換器４７によってヒルベルト変換を施す。この処理により、次式の信号が得られる。
【数１４】
2008085921.tif 000016
【００３０】
受信装置４０は、このＩ（ｔ）とＨ［Ｑ（ｔ）］を、加算器５０によって、次式のようにコヒーレント加算することで、ヒルベルト変換成分を除去し、所望の信号系列ｕ（ｔ）のみを得る。
【数１５】
2008085921.tif 000017
【００３１】
ペアブランチの信号系列ν（ｔ）も同様にして得られる。すなわち、受信装置４０は、直交検波部４１によって、受信信号ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）にキャリア周波数信号（ｃｏｓωｃｔ）を乗じた後、乗算結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）４４を通過させることで、受信信号ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）の同相成分を取り出し、さらにヒルベルト変換器４８によってヒルベルト変換を施す。
【００３２】
また、受信装置４０は、これと並行して、直交検波部４１によって、受信信号ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）にキャリア周波数信号（ｓｉｎωｃｔ）を乗じた後、乗算結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）４５を通過させることで、受信信号ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）の直交成分を取り出す。
【００３３】
受信装置４０は、このＨ［Ｉ（ｔ）］とＱ（ｔ）を、加算器５１によって、次式のようにコヒーレント加算することで、ヒルベルト変換成分を除去し、所望の信号系列ν（ｔ）のみを得る。
【数１６】
2008085921.tif 000018
【００３４】
受信装置４０は、以上のようにして得たｕ（ｔ）及びν（ｔ）を、それぞれルートナイキストフィルタ５２、５３及びダウンサンプリング部５４、５５を介して閾値判定部５６、５７に入力し、閾値判定部５６、５７によって硬判定処理を行うことにより、受信データ系列ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）を得る。その後、受信装置４０は、パラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ変換部）５８によって受信データ系列ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）をシリアルデータに変換する。
【非特許文献１】Syed Aon Mujtaba, “A Novel Scheme for Transmitting QPSK as a Single-Sideband Signal”, IEEE Globalcomm. pp.592-597, 1998
【非特許文献２】Syed Aon Mujtaba, ”Performance Analysis of Coded SSB-QPSK in Mobile Radio Channels”, IEEE Globalcomm. pp.112-117, 1998
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３５】
ここで、図１３に、通常のＤＳＢ−ＱＰＳＫの周波数スペクトルを示す。図１３と、図１２のＭｕｊｔａｂａ方式の周波数スペクトルとを比較するとわかる通り、Ｍｕｊｔａｂａ方式は周波数利用効率の観点からは、ＤＳＢ−ＱＰＳＫと同じである。つまり、周波数利用効率の観点からはＭｕｊｔａｂａ方式は何ら改善効果がない。
【００３６】
そこで、例えば図１４に示すようにＵＳＢ同士を直交多重するか、あるいは、図１５に示すようにＬＳＢ同士を直交多重すれば、狭帯域化を図ることが可能になると考えられる。なお、図１４は、実数成分（Ｒｅ）のＵＳＢと虚数成分（Ｉｍ）のＵＳＢを直交多重したスペクトルを示したものであり、図１５は、実数成分（Ｒｅ）のＬＳＢと虚数成分（Ｉｍ）のＬＳＢを直交多重したスペクトルを示したものである。
【００３７】
しかしながら、図１４や図１５に示すように、単純にこれらを直交多重すると、ＵＳＢ同士もしくはＬＳＢ同士の干渉問題が発生する欠点がある。
【００３８】
以下、ＵＳＢ同士を直交多重した場合を例に、干渉問題について説明する。この場合のＳＳＢ変調信号は、式（７）及び式（８）より次式で表される。
【数１７】
2008085921.tif 000019
【００３９】
この信号を通常の直交検波で復調すると、Ｍｕｊｔａｂａ方式と同様にペアブランチのヒルベルト変換成分が一次結合されているため、受信性能が大幅に劣化する。そのため、ヒルベルト変換成分を除去する何らかの手段を講じなければならない。しかしながら、ＵＳＢ同士を直交多重した場合、上述したＤｏｕｂｌｅ  Ｂｒａｎｃｈ法によりヒルベルト変換成分を除去することはできない。なぜならば、次式に示すように、変調信号の同相成分と直交成分が互いにヒルベルトの関係にあるためである。
【数１８】
2008085921.tif 000020
【００４０】
これはＬＳＢ同士を直交多重した場合も同様である。従って、ＵＳＢ同士又はＬＳＢ同士をそれぞれ直交多重する場合、ペアブランチのヒルベルト変換成分を除去する何らかの手段が必要となる。
【００４１】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、ディジタル信号をＳＳＢ（Single Side Band）化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、受信性能の劣化を抑制し得る無線送信装置及び無線受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４２】
本発明の無線送信装置は、同一の拡散コードを用いて、第１の送信信号と第２の送信信号とをそれぞれ拡散する拡散部と、ヒルベルト変換器を有し、前記拡散部によって拡散された第１及び第２の送信信号から、ＵＳＢ信号の実数成分とＵＳＢ信号の虚数成分、又はＬＳＢ信号の実数成分とＬＳＢ信号の虚数成分を形成し、前記ＵＳＢ信号同士、又は前記ＬＳＢ信号同士を直交多重するＳＳＢ化・多重化部とを具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００４３】
本発明によれば、同一の拡散コードを用いて第１の送信信号と第２の送信信号を拡散処理した後に、ＵＳＢ信号同士又はＬＳＢ信号同士を多重化するようにしたので、受信側で直交検波後の信号を逆拡散すれば、ヒルベルト変換成分を除去できるようになる。この結果、ディジタル信号をＳＳＢ化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、受信性能の劣化を抑制できるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４４】
本発明の発明者は、まず、式（３）に示されるように、連続時間信号ｘ（ｔ）をヒルベルト変換した信号Ｈ［ｘ（ｔ）］と、ｘ（ｔ）の複素共役ｘ＊（ｔ）とは、直交関係にあることに着目し、送信側で送信信号をヒルベルト変換するにあたって拡散処理を併用すれば、受信側で逆拡散を行うことでヒルベルト変換成分を除去できると考え、本発明に至った。
【００４５】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００４６】
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示す。
【００４７】
送信装置１００は、まず、データ生成部１０１で生成した送信データを直並列変換部（Ｓ／Ｐ変換部）１０２で直並列変換する。送信装置１００は、直並列変換した送信系列ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）を拡散部１０３に送出する。
【００４８】
拡散部１０３は、拡散コード生成部１０４で生成した拡散コードｃ（ｔ）を乗算器１０５、１０６にて、送信系列ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）にそれぞれ乗じることにより、スペクトル拡散を行う。このように拡散部１０３は、送信系列ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）を同一の拡散コードで拡散するようになっている。
【００４９】
送信装置１００は、スペクトル拡散処理後の各送信系列を、オーバーサンプリング部１０７、１０８によってオーバーサンプリングした後、ルートナイキストフィルタ１０９、１１０に入力する。ルートナイキストフィルタ１０９、１１０はフィルタリング出力ｕ（ｔ）、ν（ｔ）をＳＳＢ化・多重化部１１１に送出する。
【００５０】
ＳＳＢ化・多重化部１１１は、ヒルベルト変換器１１３、１１４を有し、入力した２系統の信号から、ＵＳＢ信号の実数成分とＵＳＢ信号の虚数成分、又はＬＳＢ信号の実数成分とＬＳＢ信号の虚数成分を形成し、形成したＵＳＢ信号同士、又は形成したＬＳＢ信号同士を直交多重するようになっている。
【００５１】
具体的には、ＳＳＢ化・多重化部１１１は、ルートナイキストフィルタ１０９のフィルタリング出力ｕ（ｔ）を遅延器１１２及びヒルベルト変換器１１３に入力し、ルートナイキストフィルタ１１０のフィルタリング出力ν（ｔ）をヒルベルト変換器１１４及び遅延器１１５に入力する。ヒルベルト変換器１１３、１１４は、タップ係数１／πｔのＦＩＲフィルタより構成されている（式（２）参照）。
【００５２】
遅延器１１２の出力は乗算器１１８に、ヒルベルト変換器１１３の出力は乗算器１１９に、ヒルベルト変換器１１４の出力は乗算器１２０に、遅延器１１５の出力は乗算器１２１にそれぞれ送出される。また、乗算器１１８、１２０にはキャリア周波数信号発生器１１６で発生されたキャリア周波数信号（ｃｏｓωｃｔ）が入力され、乗算器１１９、１２１には移相器１１７によって９０°だけ位相がシフトされたキャリア周波数信号（ｓｉｎωｃｔ）が入力される。これにより、乗算器１１８、１２０では遅延器１１２、ヒルベルト変換器１２０の出力にキャリア周波数信号が乗算され、乗算器１１９、１２１ではヒルベルト変換器１１３、遅延器１１５の出力に９０°位相のずれたキャリア周波数信号が乗算される。
【００５３】
加算器１２２では、乗算器１１８と乗算器１１９の出力が加算される。加算器１２３では、乗算器１２１の出力から乗算器１２０の出力が減算される。さらに、加算器１２４では、加算器１２２と加算器１２３の出力が加算され、これによりＵＳＢ信号同士、又はＬＳＢ信号同士が直交多重されたＳＳＢ変調波ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）が得られる。
【００５４】
図２に、送信装置１００から送信されたＳＳＢ変調波ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）を受信復調する受信装置の構成を示す。受信装置２００は、ＳＳＢ変調波ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）を直交検波部２０１に入力する。直交検波部２０１は、ＳＳＢ変調波ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）にｃｏｓωｃｔ又はｓｉｎωｃｔを乗じて受信信号ＳＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ｔ）の同相成分及び直交成分を出力する。受信装置２００は、直交検波部２０１から出力された信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０２、２０３を通過させることで、信号系列ｕ（ｔ）及びν（ｔ）を得る。
【００５５】
受信装置２００は、以上のようにして得たｕ（ｔ）及びν（ｔ）を、それぞれルートナイキストフィルタ２０４、２０５及びダウンサンプリング部２０６、２０７を介して逆拡散部２０８に入力する。
【００５６】
逆拡散部２０８は、拡散コード生成部２１１で生成した拡散コードｃ（ｔ）を乗算器２０９、２１０にて各系列の信号に乗じ、乗算結果を積分器２１２、２１３にて積分処理することにより、スペクトル逆拡散処理を行う。このように逆拡散部２０８は、受信信号の同相成分及び直交成分を、同一の拡散コードで逆拡散するようになっている。なお、当然、拡散コードｃ（ｔ）は送信側で用いた拡散コードと同一のものである。
【００５７】
受信装置２００は、積分処理後の信号を閾値判定部２１４、２１５に入力し、閾値判定部２１４、２１５によって硬判定処理を行うことにより、受信データ系列ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）を得る。受信データ系列ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）は、パラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ変換部）２１６によって１系統のデータ系列とされる。
【００５８】
次に、本実施の形態の送信装置１００及び受信装置２００の動作について説明する。
【００５９】
まず、送信装置１００の変調動作について説明する。図１に示すように、Ｓ／Ｐ変換後の送信データ系列をそれぞれｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）、拡散系列を時間関数ｃ（ｔ）とする。当然のことながら、ｃ（ｔ）は拡散系列のチップ長をＴｃ［ｓｅｃ］、拡散系列長をＬとすると、周期ＬＴｃ［ｓｅｃ］の周期関数となる。拡散部１０３は、送信データ系列に、この拡散系列を乗じることにより、スペクトル拡散を行う。すなわち、拡散部１０３は、次式で示される信号を形成する。
【数１９】
2008085921.tif 000021
【数２０】
2008085921.tif 000022
【００６０】
但し、ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）は、次式を充たすものである。
【数２１】
2008085921.tif 000023
【数２２】
2008085921.tif 000024
【００６１】
送信装置１００は、拡散後の信号を、ＳＳＢ化・多重化部１１１にて、ＳＳＢ化し直交多重することで、上述した式（１７）と同様の系列を得る。すなわち、送信装置１００は、次式で表されるＳＳＢ変調信号を得る。
【数２３】
2008085921.tif 000025
【００６２】
次に、受信装置２００の復調動作について説明する。受信装置２００は、基本的に通常のスペクトル逆拡散処理を行う回路と同様の回路構成である。ここで、受信側におけるダウンサンプリング後の同相成分をＩ（ｔ）、直交成分をＱ（ｔ）とすると、Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）は次式で表すことができる。
【数２４】
2008085921.tif 000026
【数２５】
2008085921.tif 000027
【００６３】
このＩ（ｔ）及びＱ（ｔ）は、後段の逆拡散部２０８にて、拡散系列を乗じられた後、積分処理される。今、式（２４）に着目すると、右辺第一項の成分からはスペクトル逆拡散によって元信号系列ｘ（ｔ）が得られることは明らかである。従って、右辺第二項がスペクトル逆拡散によって抑圧されれば、ｘ（ｔ）のみが得られることになる。すなわち、ｃ（ｔ）とＨ［ｃ（ｔ）ｙ（ｔ）］が直交していればよいことになる。ここで、ｙ（ｔ）は式（５）より、両者の直交性には何ら影響しないことがわかる。従って、ｃ（ｔ）とＨ［ｃ（ｔ）］の直交性を証明すればよい。
【００６４】
ここで、拡散系列ｃ（ｔ）はＧｏｌｄ系列やＯＶＳＦ（Orthogonal Variable Spreading Factor）系列等に代表されるスカラ系列である。すなわち、次式が成り立つ。
【数２６】
2008085921.tif 000028
【００６５】
ここで、系列ｃ（ｔ）の複素共役系列ｃ＊（ｔ）とヒルベルト変換系列Ｈ［ｃ（ｔ）］の直交性については、式（３）にて証明した通りである。従って、式（３）及び式（２６）より、ｃ（ｔ）とＨ［ｃ（ｔ）］が直交していることがわかる。
【００６６】
改めてＩ（ｔ）及びＱ（ｔ）の逆拡散処理について説明する。今、時刻ｔ＝０における送信データ系列をｘ（０）及びｙ（０）とし、時刻ｔ＝０〜ＬＴｃ［ｓｅｃ］の区間で拡散系列ｃｍ（ｍ＝０，１，２，…、Ｌ−１）によってスペクトル拡散されているとする。受信側で拡散系列ｃｍによりスペクトル逆拡散を行うと、次式
【数２７】
2008085921.tif 000029
【数２８】
2008085921.tif 000030
となり、元信号ｘ（０）及びｙ（０）が復調できる。
【００６７】
以上説明したように、本実施の形態によれば、同一の拡散コードｃ（ｔ）を用いて第１の送信信号ｘ（ｔ）と第２の送信信号ｙ（ｔ）とをそれぞれ拡散する拡散部１０３と、ヒルベルト変換器１１３、１１４を有し、拡散部１０３によって拡散された第１及び第２の送信信号から、ＵＳＢ信号の実数成分とＵＳＢ信号の虚数成分、又はＬＳＢ信号の実数成分とＬＳＢ信号の虚数成分を形成し、ＵＳＢ信号同士、又はＬＳＢ信号同士を直交多重するＳＳＢ化・多重化部１１１とを設けたことにより、受信側で、直交検波後の信号を逆拡散するだけで、ヒルベルト変換成分を除去できるようになり、ディジタル信号をＳＳＢ化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、受信性能の劣化を抑制できるようになる。
【００６８】
（実施の形態２）
本発明における逆拡散処理は、拡散利得を得る目的の他に、積分によってペアブランチのヒルベルト変換成分を除去する目的がある。しかしながら、通常のスペクトル逆拡散における積分処理は有限区間長リーマン積分と等価である。すなわち、数値積分の精度が悪いため、ヒルベルト変換成分が残留してしまう可能性がある。
【００６９】
この問題を解決するために、本実施の形態では、逆拡散の積分処理に下記いずれかの数値積分公式（アルゴリズム）を適用することを提示する。これにより、積分精度が改善するので、ヒルベルト変換成分の残留を少なくでき、一段と受信性能を向上させることができるようになる。
【００７０】
（ｉ）台形公式
有限区間（ｘ０〜ｘＮ−１）において連続な関数ｆ（ｘ）の面積Ｓｔｒは、台形公式により次式で表される。
【数２９】
2008085921.tif 000031
【００７１】
これに従い、逆拡散処理について考える。受信側における受信ベースバンド信号をＳ〜ＳＳＢとし、直交検波、ルートナイキストフィルタ及びダウンサンプリング処理後の同相成分をＩ（ｔ）＝Ｒｅ｛Ｓ〜ＳＳＢ（ｔ）｝ＬＰＦ、直交成分をＱ（ｔ）＝Ｉｍ｛Ｓ〜ＳＳＢ（ｔ）｝ＬＰＦとする。今、送信データｘ（０）及びｙ（０）を復調するにあたり、区間ｔ＝０〜（Ｌ−１）Ｔｃ（Ｌ：拡散系列長、Ｔｃ：拡散チップ長）を逆拡散する処理を考える。台形公式に従い、逆拡散処理を行うと、次式の通りとなる。
【数３０】
2008085921.tif 000032
【数３１】
2008085921.tif 000033
【００７２】
これはすなわち、拡散チップ系列毎にそれぞれ重み付けを行うことに相当する。
【００７３】
（ｉｉ）複合Ｓｉｍｐｓｏｎ２次補間公式
有限区間（ｘ０〜ｘＮ−１）において連続な関数ｆ（ｘ）の面積Ｓｓｉ２は、複合Ｓｉｍｐｓｏｎ２次補間公式により次式で表される。
【数３２】
2008085921.tif 000034
【００７４】
これに従い、ｘ（０）及びｙ（０）に対して逆拡散処理を行うと、次式の通りとなる。
【数３３】
2008085921.tif 000035
【数３４】
2008085921.tif 000036
【００７５】
（ｉｉｉ）複合Ｓｉｍｐｓｏｎ３次補間公式
有限区間（ｘ０〜ｘＮ−１）において連続な関数ｆ（ｘ）の面積Ｓｓｉ３は、複合Ｓｉｍｐｓｏｎ３次補間公式により次式で表される。
【数３５】
2008085921.tif 000037
【００７６】
これに従い、ｘ（０）及びｙ（０）に対して逆拡散処理を行うと、次式の通りとなる。
【数３６】
2008085921.tif 000038
【数３７】
2008085921.tif 000039
【００７７】
本実施の形態によれば、逆拡散部２０８の積分器２１２、２１３において、数値積分アルゴリズムを用いるようにしたことにより、積分精度が改善するので、ヒルベルト変換成分の残留を少なくでき、一段と受信性能を向上させることができるようになる。
【００７８】
（実施の形態３）
実施の形態１、実施の形態２で提示した構成は、逆拡散処理によりヒルベルト変換成分を除去することを特徴としている。しかしながら、式（２７）及び式（２８）からもわかる通り、実際にはヒルベルト変換成分にも送信データ系列の情報が含まれているため、ＳＳＢ本来の性能を発揮しているとは言えない部分もある。
【００７９】
本実施の形態では、ヒルベルト変換成分に対しても復調処理を行うことができる構成を提示する。ヒルベルト変換成分は、そのままでは復調処理することはできないが、これに対してさらにヒルベルト変換を行うと、元系列の逆位相成分を得ることができる（式（５）参照）。この性質を利用すれば、ヒルベルト変換成分を復調することが可能となる。
【００８０】
図１との対応部分に同一符号を付して示す図３に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。また、図２との対応部分に同一符号を付して示す図４に、本実施の形態の受信装置の構成を示す。
【００８１】
送信装置６００のＳＳＢ化・多重化部６０１は、ブランチ１用のヒルベルト変換器１１３の出力を加算器６０３に入力する共に、ブランチ１用の遅延器１１２の出力を加算器６０２に入力する。また、ＳＳＢ化・多重化部６０１は、ブランチ２用のヒルベルト変換器１１４の出力を加算器６０２に入力する共に、ブランチ２用の遅延器１１５の出力を加算器６０３に入力する。
【００８２】
加算器６０２は、ブランチ１の遅延器出力信号からブランチ２のヒルベルト変換信号を減算する。加算器６０３は、ブランチ１のヒルベルト変換信号とブランチ２の遅延器出力信号とを加算する。各加算器出力は、キャリア周波数信号発生器６０４、移相器６０５、乗算器６０６、６０７及び加算器６０８からなる後段の直交変調器にて直交変調される。
【００８３】
送信装置６００からの送信信号を受信復調する受信装置７００は、ヒルベルト変換器７０１、７０２を有する。受信装置７００は、ローパスフィルタ２０２の出力を加算器７０３に入力すると共に、ローパスフィルタ２０２の出力をヒルベルト変換器７０１を介して加算器７０４に入力する。また、受信装置７００は、ローパスフィルタ２０３の出力を加算器７０４に入力すると共に、ローパスフィルタ２０３の出力をヒルベルト変換器７０２を介して加算器７０３に入力する。
【００８４】
加算器７０３は、ローパスフィルタ２０２の出力信号からヒルベルト変換器７０２の出力信号を減算して、ルートナイキストフィルタ２０４に出力する。加算器７０４は、ローパスフィルタ２０３の出力信号とヒルベルト変換器７０１の出力信号とを加算して、ルートナイキストフィルタ２０５に出力する。
【００８５】
次に、受信装置７００の復調動作を説明する。今、送信データ系列をｕ（ｔ）及びν（ｔ）、拡散系列をｃｍ（ｍ＝０，１，…，Ｌ−１）とすると、受信装置７００のローパスフィルタ通過後の同相成分及び直交成分は、次式のように表現できる。
【数３８】
2008085921.tif 000040
【数３９】
2008085921.tif 000041
【００８６】
実施の形態１、実施の形態２においては、これらをそのまま逆拡散処理していたため、式（３８）及び式（３９）における右辺のヒルベルト変換項が除去されていた。逆拡散後の受信系列をそれぞれｕ’（ｔ）及びν’（ｔ）とし、この様子を式で表すと次式の通りとなる。
【数４０】
2008085921.tif 000042
【数４１】
2008085921.tif 000043
【００８７】
ここで、ここで、式（３８）及び式（３９）に対してヒルベルト変換処理を行うと、次式の通りとなる。
【数４２】
2008085921.tif 000044
【数４３】
2008085921.tif 000045
【００８８】
式（４３）で得られた系列を式（３８）にコヒーレント加算すると次式の通りとなる。
【数４４】
2008085921.tif 000046
【数４５】
2008085921.tif 000047
【００８９】
ここで、式（４０）と式（４５）を比較すると、下記の違いがわかる。
・所望の信号成分（ｕ（ｔ））の受信電力は３ｄＢ改善する。
・ｎＩ（ｔ）とＨ［ｎＱ（ｔ）］は無相関である。
・Ｈ［ｎＱ（ｔ）］の電力はコーシーの定理よりｎＱ（ｔ）と等しい。
・Ｈ［ｎＱ（ｔ）］の雑音特性はガウス分布ではなくなるが、逆拡散処理によりその影響は緩和される。
【００９０】
以上より、本実施の形態の処理を施すことにより、通常のアンテナダイバーシチと同様、３ｄＢの受信性能改善を図ることが可能となる。
【００９１】
同様に、式（４２）で得られた系列を式（３９）にコヒーレント加算すると次式の通りとなる。
【数４６】
2008085921.tif 000048
【数４７】
2008085921.tif 000049
【００９２】
式（４７）についても、上述したのと同様の理由により、ヒルベルト変換を行わずにそのまま逆拡散処理を行った場合と比較して、３ｄＢの受信性能改善を図ることが可能となる。
【００９３】
本実施の形態によれば、実施の形態１、実施の形態２で説明した受信装置の構成に加えて、直交検波部２０１により得られた同相成分及び直交成分をそれぞれヒルベルト変換する第１及び第２のヒルベルト変換器７０１、７０２と、直交検波部２０１により得られた同相成分及び直交成分と、第１及び第２ヒルベルト変換器出力とのペアブランチ同士をコヒーレント加算する加算部７０３、７０４とを設けたことにより、実施の形態１、実施の形態２の効果に加えて、ヒルベルト変換成分をも抽出できるようになるため、一段と情報伝達量を増加させることができる。
【産業上の利用可能性】
【００９４】
本発明は、ディジタル信号をＳＳＢ化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、受信性能の劣化を抑制し得、種々の無線機器に広く適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】実施の形態１の送信装置の構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１の受信装置の構成を示すブロック図
【図３】実施の形態３の送信装置の構成を示すブロック図
【図４】実施の形態３の受信装置の構成を示すブロック図
【図５】連続時間信号ｘ（ｔ）に対するヒルベルト変換についての説明に供する図
【図６】実数成分のみのＵＳＢ生成方法の説明に供する図
【図７】虚数成分のみのＵＳＢ生成方法の説明に供する図
【図８】実数成分のみのＬＳＢ生成方法の説明に供する図
【図９】虚数成分のみのＬＳＢ生成方法の説明に供する図
【図１０】従来のＭｕｊｔａｂａ方式の送信装置の構成を示すブロック図
【図１１】従来のＭｕｊｔａｂａ方式の受信装置の構成を示すブロック図
【図１２】Ｍｕｊｔａｂａ方式の送信装置により得られるＳＳＢ変調波のスペクトルを示す図
【図１３】ＤＳＢ−ＱＰＳＫの周波数スペクトルを示す図
【図１４】ＵＳＢの実軸成分とＵＳＢの虚数軸成分を直交多重したスペクトルを示す図
【図１５】ＬＳＢの実軸成分とＬＳＢの虚数軸成分を直交多重したスペクトルを示す図
【符号の説明】
【００９６】
１００、３００、６００  送信装置
１０３  拡散部
１１１、６０１  ＳＳＢ化・多重化部
１１３、１１４、７０１、７０２  ヒルベルト変換器
２００、７００  受信装置
２０１  直交検波部
２０８  逆拡散部
【図１】
2008085921.tif 000050
【図２】
2008085921.tif 000051
【図３】
2008085921.tif 000052
【図４】
2008085921.tif 000053
【図５】
2008085921.tif 000054
【図６】
2008085921.tif 000055
【図７】
2008085921.tif 000056
【図８】
2008085921.tif 000057
【図９】
2008085921.tif 000058
【図１０】
2008085921.tif 000059
【図１１】
2008085921.tif 000060
【図１２】
2008085921.tif 000061
【図１３】
2008085921.tif 000062
【図１４】
2008085921.tif 000063
【図１５】
2008085921.tif 000064