(57)【要約】【課題】  ＯＦＤＭ信号の帯域外輻射を減らすためにピーク抑圧用補正信号を用いてＰＡＰＲを抑圧する際に、反復的な試行無しにピーク抑圧できる。【解決手段】  逆フーリエ変換して時間波形に変換したデータ信号に、ピーク抑圧用補正信号を加算器（１０４）で加算する。補正信号生成部（１０３）で生成される補正信号はシングルキャリアベースの時間波形であり、ピーク抑圧が必要な点に対応して補正信号に位相変調を掛けていく。このような手順によれば、ピーク抑圧が必要な点に対応して補正信号の位相を順々に決定していくだけで補正信号が生成できる。【選択図】  図１
2008085379.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
サブキャリアの隣接する一群をピーク抑圧用補正信号に割り当て、前記補正信号に割り当てたサブキャリアとは異なるサブキャリアの一群をデータ伝送用サブキャリアに割り当てるサブキャリア割り当て手段と、
前記データ伝送用サブキャリアにデータをマッピングするマッピング手段と、
前記データをマッピングされたデータ伝送用サブキャリアを時間データ波形に変換する波形変換手段と、
前記補正信号サブキャリアの１つに相当する正弦波時間波形を生成し、前記補正信号の振幅を決定し、前記時間データ波形についてピーク抑圧の対象となる点を前記時間データ波形の各点の振幅絶対値に基づいてリストアップし、前記リストアップされたそれぞれの点に対応する時刻の前記補正信号の位相を、前記リストアップされた各点の振幅絶対値が概ね所定範囲内になるように決定し、また、前記リストアップされた各点以外の時刻における補正信号の位相を決定し、位相が決定された前記補正信号を出力する補正信号生成手段と、
前記時間データ波形と前記補正信号生成手段から出力された前記補正信号を加算し、加算信号を出力する加算手段とを有することを特徴とするＯＦＤＭ送信機。
【請求項２】
前記ＯＦＤＭ送信機は、さらに、前記加算信号をアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換手段を有し、前記補正信号生成手段は、前記時間データ波形の内、振幅絶対値が最大であり、かつ、前記デジタル／アナログ変換器のクリッピングレベルを超えている最大振幅点について、前記最大振幅点の振幅と前記クリッピングレベルの差の絶対値を、前記補正信号の振幅とすることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項３】
前記補正信号生成手段は、さらに、前記最大振幅点の振幅と前記クリッピングレベルの差の絶対値が予め定められた閾値を超える場合、前記補正信号の振幅を前記閾値とすることを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項４】
前記補正信号生成手段は、前記時間データ波形の各点のうち、その振幅絶対値が、前記クリッピングレベルの絶対値から前記補正信号の振幅を減じた値より大きい点をピーク抑圧対象としてリストアップすることを特徴とする請求項２または請求項３記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項５】
前記補正信号生成手段は、前記リストアップされた各点の振幅絶対値が概ね所定範囲内になるように決定する際に、前記リストアップされた点についてその振幅絶対値が大きい順に前記補正信号の位相を決定することを特徴とする請求項１乃至請求項４記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項６】
前記補正信号生成手段は、前記リストアップされた各点以外の時刻における補正信号の位相を、前記補正信号の位相が前記時間データ波形のシンボル期間内で緩やかに変化するよう決定することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項７】
前記補正信号生成手段は、前記時間データ波形のシンボル期間の開始時刻に相当する前記補正信号の位相と、前記時間データ波形のシンボル期間の終了時刻に相当する前記補正信号の位相の差の絶対値が予め定められた閾値を超えないように前記補正信号の位相を決定することを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項８】
前記補正信号生成手段は、各々の前記リストアップされた点について前記補正信号の位相を決定した後、前記リストアップされた点のうち位相が決定している隣接する点、位相が決定している隣接する点が前記補正信号長端までに存在しない場合は、前記補正信号を前記シンボル期間に相当する周期の繰り返し信号とみなした場合の隣接する点との間の各点について、前記補正信号の位相を緩やかに変化するよう決定することを特徴とする請求項６または請求項７記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項９】
前記補正信号生成手段は、前記リストアップされた点のうち位相が決定している隣接する点との間の各点について前記補正信号の位相を決定する際、隣接する２サンプル点の位相の差分をそれぞれ算出し、さらに、隣接する前記位相の差分の差分を算出し、前記差分の差分の絶対値が予め定められた上限値を超えないよう前記補正信号の位相を決定することを特徴とする請求項６乃至請求項８記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１０】
前記補正信号生成手段は、前記リストアップされた各点の振幅絶対値が概ね所定範囲内になるように前記補正信号の位相を決定するステップにおいて、いずれかの前記リストアップされた点の振幅絶対値が所定範囲内に入るように前記補正信号の位相を決定すると、前記補正信号の前記データシンボル期間に相当する範囲内での緩やかな位相変化が実現できない場合、あるいは、前記差分の差分の絶対値が前記上限値を超える場合は、その前記リストアップされた点については振幅絶対値が許容範囲を超えていても、緩やかな位相変化となるように、あるいは前記差分の差分の絶対値が前記上限値を超えないように補正信号の位相を決定することを特徴とする請求項６乃至請求項９記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１１】
前記補正信号生成手段は、その振幅が前記所定範囲に入るように前記リストアップされた全ての点について前記補正信号の位相の範囲を各々決定した後、前記補正信号の位相が前記位相の範囲にあり、かつ、前記時間データ波形のシンボル期間内で緩やかに変化するように前記補正信号の位相を決定することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１２】
前記補正信号決定手段は、前記時間データ波形のシンボル期間内で緩やかに変化するように前記補正信号の位相を決定する際に、前記リストアップされた全ての点について前記補正信号の位相が前記位相の範囲にあるようにすると緩やかな位相変化が実現できない場合は、前記リストアップされた点のうちいずれか１つ以上について前記位相の範囲外の位相にすることによって、前記時間データ波形のシンボル期間内で緩やかに変化するように前記補正信号の位相を決定することを特徴とする請求項１１記載のＯＦＤＭ送信機。
【請求項１３】
前記サブキャリア割り当て手段は、前記補正信号に割り当てる隣接する一群のサブキャリアの周波数を、前記データ伝送用サブキャリアの周波数が最小のサブキャリアと周波数が最大のサブキャリアで規定される帯域の外に割り当てることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＯＦＤＭ（直交周波数多重方式）を用いた送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
情報化社会の発展により身近な場面で大量の情報が扱われるようになり、通信速度に対する要求が急激に増加している。通信速度を増加させるために、その伝送媒体ではそれまで使用されていなかった帯域を使用する例も多い。例えば、電話線は一昔前までは電話のみに使用され、その帯域はせいぜい８ｋＨｚであったが、今ではｘＤＳＬが通るようになり、数ＭＨｚの帯域を使用している。また、電力を送電する電灯線では現在、ｋｂｐｓオーダの低速通信が可能であり、近い将来１００Ｍｂｐｓオーダの通信が行われるようになる。このように本来想定している帯域以外を使用する場合、その媒体のシールド性能が追いつかず、大量の不要波を輻射する可能性が高い。その媒体の外でその不要波の周波数を何かの用途に使用している場合、その不要波は干渉波となってしまう。
【０００３】
無線通信においては、特定の帯域を特定の用途に限定して使用するよう法律で定めているが、いくつかの帯域は複数の用途に開放されているし、ＵＷＢのように広い帯域を小電力近距離通信に限定して他の用途と重ねるように開放されることが決定している周波数もある。また、特定のシステムにライセンスされた周波数帯が使用されていないことを検出して、他システムの端末がその周波数帯を使用するコグニティブ無線という方式の検討が開始されている。このような場合、ある通信が他の無線システムに対して干渉波となる可能性がある。
【０００４】
このように、通信容量の増大に伴い、様々な干渉が発生する可能性が高くなっている。干渉を受ける側（被干渉側）の干渉に対する性能は様々で、少々の干渉ならば問題無いことが多いが、例えば電波天文のようにほんの少しの干渉でも多大な影響を被るものもある。そのような感度の高いシステムに対しては、その周波数には干渉波を出さないようにするなどの配慮が必要である。その周波数を通信に使用しないのみでなく、その周波数に出る帯域外輻射を十分に抑圧する必要がある。
【０００５】
上記のようなシステムでは、他のシステムに干渉を与えないような配慮が必要であり、その殆どは使用できる帯域が従来に比べて非常に広いので、場合によっては帯域の一部を犠牲にしても他のシステムに干渉を与えないように不要輻射を抑圧する必要がある。
【０００６】
通信システムの変調方式には種々あるが、周波数利用効率の高さからＯＦＤＭ（直交周波数多重）方式が頻繁に用いられるようになった。しかし、ＯＦＤＭには種々の理由で帯域外の不要輻射を出しやすいという欠点がある。その１つに非常に多数のサブキャリアを多重するためＰＡＰＲ（ピーク対平均電力比）が大きいという性質がある。ＰＡＰＲが大きい結果、デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器でクリッピング歪が出たり、パワーアンプで３次混変調歪（ＩＭ３）が出易くなっている。
【０００７】
ＰＡＰＲを抑圧するために種々の方法が知られている（例えば、特許文献１、２）。これらの方法は、サブキャリアのうち、データ量の小さい複数のサブキャリアをピーク抑圧用補正信号として使用し、それらの複数のサブキャリアの適切な位相、振幅の組み合わせのうち、ＰＡＰＲを最も良く改善する組み合わせを選択するというものである。
【特許文献１】特開２００５−１０１９７５公報
【特許文献２】特開２００２−３１４５０２公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、これらの方法は、位相や振幅の組み合わせをいくつか試して見て適切なものを選択するという方法であり、適切な組み合わせを選択するために反復的な試行が必要であった。
【０００９】
本発明は、帯域外輻射を減らすためにピーク抑圧用補正信号を用いてＰＡＰＲを抑圧する際に、このような反復的な試行無しに十分ピークを抑圧できる補正信号決定アルゴリズムを備えたＯＦＤＭ送信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
このような課題を解決するために本発明のＯＦＤＭ送信機では、サブキャリアの隣接する一群をピーク抑圧用補正信号に割り当て、前記補正信号に割り当てたサブキャリアとは異なるサブキャリアの一群をデータ伝送用サブキャリアに割り当てるサブキャリア割り当て手段と、前記データ伝送用サブキャリアにデータをマッピングするマッピング手段と、前記データをマッピングされたデータ伝送用サブキャリアを時間データ波形に変換する波形変換手段と、前記補正信号サブキャリアの１つに相当する正弦波時間波形を生成し、前記補正信号の振幅を決定し、前記時間データ波形についてピーク抑圧の対象となる点を前記時間データ波形の各点の振幅絶対値に基づいてリストアップし、前記リストアップされたそれぞれの点に対応する時刻の前記補正信号の位相を、前記リストアップされた各点の振幅絶対値が概ね所定範囲内になるように決定し、また、前記リストアップされた各点以外の時刻における補正信号の位相を決定し、位相が決定された前記補正信号を出力する補正信号生成手段と、前記時間データ波形と前記補正信号生成手段から出力された前記補正信号を加算し、加算信号を出力する加算手段とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明のＯＦＤＭ送信機によれば、ピーク抑圧が出来たかどうかを様々な位相と振幅の組み合わせを変えて調べ、最適な組み合わせを選択するという反復的な手順が必要なく、十分ピークを抑圧し帯域外輻射を減らしつつ、簡素な手順によって補正信号が決定できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
【００１３】
まず、本発明の原理および動作を、図１を用いて説明する。図１はＯＦＤＭ送信機１００の基本的な構成を示すブロック図である。本実施形態において、ＯＦＤＭ送信機１００は、送信すべきデータが入力されるデータマッピング部１０１、データマッピングされたサブキャリアを逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する逆フーリエ変換部１０２、ピーク抑圧補正信号を生成する補正信号生成部１０３、逆フーリエ変換部１０２の出力信号と補正信号生成部１０３の出力信号とを加算する加算器１０４、加算器１０４から出力されたデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１０５、フィルタ、周波数変換、アンプなどによって構成されるアナログ部１０６、アナログ部１０６の出力を外部に放射するアンテナ１０７によって構成されている。
【００１４】
各部の動作について説明する。まず、送信すべきデータがデータマッピング部１０１に入力される。データマッピング部１０１に入力される以前にデータは上位層の処理を行う部分や誤り訂正符号を付加する部分、アプリケーションを保有する機器との接続部等を通過しているが、このような部分は本願の動作と直接関係しないため省略している。以降の実施形態においても本願の動作と直接関連しない部分は省略している。
【００１５】
データマッピング部１０１では、入力されたデータを、ＯＦＤＭシンボルを形成するサブキャリアに適切な変調方式、例えばＱＰＳＫ、ＢＰＳＫ等定められた変調方式でマッピングする。図２に補正信号とデータ信号のサブキャリア配置の例を示す。図２に示すように、サブキャリアのひとまとまりの一部をピーク抑圧補正信号用に空けておき、データマッピングの対象から外す。例えば、１つのＯＦＤＭシンボルが１２８サブキャリアからなる場合に、最初の１１２サブキャリアにはデータをマッピングし、終わりの１６サブキャリアをピーク抑圧補正信号用として空けておき、データをマッピングしない。従って最後の１６サブキャリアはこの時点ではキャリア成分を持たない。
【００１６】
次に、このようにデータマッピングされたサブキャリアを逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１０２にて逆フーリエ変換し、シンボル長に相当する長さを有する時間領域の信号波形にする。図３に、ＯＦＤＭ時間波形と補正信号波形を示す。図３（ａ）の点線は、１２８サブキャリア中の１１２サブキャリアにそれぞれＱＰＳＫで任意のデータをマッピングしたものを時間領域信号波形に変換した場合の波形の例である。逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１０２は、この波形を補正信号生成部１０３および加算器１０４に出力する。
【００１７】
補正信号生成部１０３は、入力された時間波形をその後段のデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１０５のクリッピングレベルと照らし合わせる。図３（ａ）においてグラフの上下に横に引かれた実線がＤ／Ａ変換器１０５のクリッピングレベルであり、これを超えた振幅を有する点をそのままＤ／Ａ変換器１０５に入力すると、クリッピングされてクリッピングレベルの振幅となって出力される。
【００１８】
補正信号生成部１０３は入力された時間波形にクリッピングレベルを超える点が無ければ補正信号生成処理を行わない。しかし通常は、いくつかの点がクリッピングレベルを超過しているので、その場合は以下の処理を行う。
【００１９】
この補正信号生成処理を図４のフローチャートを参照しながら説明する。
【００２０】
まず、補正信号生成部１０３は、クリッピングレベルを超過している点の内、振幅の絶対値が最大の点、すなわち、最も大きくクリッピングレベルを超過した点を抽出する。図３（ａ）においては、ａ１で示した点である。ａ１とクリッピングレベルの差の絶対値、すなわち、ａ１がクリッピングレベルを超過している振幅量を補正信号の振幅αとする。なお、ここでクリッピングレベルの絶対値をＣＬとする（ステップＳ４０１）。
【００２１】
次に、補正信号生成部１０３は、ピーク抑圧処理の対象となる点をリストアップする。上下の各々のクリッピングレベル±ＣＬから先程決定した補正信号振幅α分だけ振幅絶対値が少ないレベル、すなわち、＋ＣＬ−α、−ＣＬ＋α（図３（ａ）でリストアップレベルと図示しているレベル）を超過する点について、振幅絶対値の大きい順にリストアップしていく。図３（ａ）ではａ２，ａ３，・・・で示している。なお、図３（ａ）では、ａ３まで図示し、それ以下の点の図示は省略している（ステップＳ４０２）。
【００２２】
次に、補正信号生成部１０３は例えば、前述した図２においてピーク抑圧補正信号用サブキャリア２１と示された領域の中央近辺のサブキャリア、例えば１２１番目のサブキャリアに相当する正弦波信号を生成する。振幅はαである。これは例えば図５に示したような波形である。補正信号は初め全く変調がかかっていない正弦波であり、一定振幅、一定周期の繰り返し波形である。ただし、大抵の場合、周期と時間波形のサンプル点の取り方にずれがあるため、図５のように振幅がゆっくりとした周期で増減するような波形であるかのように現れる。
【００２３】
まず点ａ１においてデータ信号波形と補正信号の和がクリッピングレベル以下になるように、補正信号の位相オフセットを決定する。補正信号の振幅αをａ１がクリッピングレベルをはみ出している量と決定しており、また、ａ１が上のクリッピングレベルを超過している点なので、この場合、補正信号の位相オフセットは、点ａ１において補正信号が負で絶対値が最大となる位相（補正信号をコサインで表現するならば、−π）に決定される。次に、点ａ１における補正信号の位相をこの値に固定する。さらに、ａ１に限っては、補正信号全体に渡って、ａ１で位相を当初の値から変更した分だけずらす。従って、この位相変更分は補正信号の位相オフセットとなる（ステップＳ４０３）。
【００２４】
次に、リストアップされた次の点ａ２に注目する（ステップＳ４０４）。ａ２にその時点での補正信号を加算して、その加算振幅がクリッピングレベルを超過しないか検証する（ステップＳ４０５）。クリッピングレベルを超過していなければ、ａ２における補正信号の位相を現在の値に固定する。クリッピングレベルを超過している場合、ａ２がクリッピングレベルになるような位相のうち、現在の補正信号の位相から最も近い位相に補正信号の位相を変更する。ａ２における補正信号の位相をこの値に固定する（ステップＳ４０６）。
【００２５】
次に、ａ２から、その両側にある既に位相が固定された点を検出する。すなわち、ａ２の場合は、一方はａ１である。他方には位相が固定された点は無いが、時間波形の端まで行ったら、その反対側の端に回って反対側からａ１を検出する。３番目以降の点についても同様であり、時間波形の端までに位相が固定された点が見つからなければ、その反対の端に回って次に位相が固定された点を探す。そして、ａ２から隣の位相が固定されている点までの間の補正信号の位相を緩やかに変化させる。「緩やかな変化」とは、途中で位相が飛んだり鋭角状に折れ曲がったり、極端な変化をしない状態を示す。図６は、補正信号の位相を補間する様子を示す図であるが、例えばこの図６に示すように、ａ２から両側のａ１まで補正信号の位相の変化が半周期分の正弦波形状で変化する形状となるようにする。
【００２６】
１２１番目のサブキャリアで生成した補正信号を例えば、ｃｏｓ（２π＊１２１＊ｊ／Ｌ＋φｊ）とし、ＬをＯＦＤＭ１シンボルを形成するサンプル数、ｊを時間波形のｊ番目として、φｊを点ｊにおける補正信号の位相付加分とした場合、図６の例は位相付加分のみをプロットしている。ａ１の位相を決定した後、ａ２の位相を決定し、その間の位相を半周期分の正弦波形状で補間している。ａ１とａ２の間だけでなく、シンボル端を経由して反対側から回りこむ分についても同様に正弦波状に変化させている。
【００２７】
シンボル両端の位相を繋ぐのは、フーリエ変換が基本的に周期波形を前提としており、周期の切れ目が不連続（位相を含む）になっていると、スペクトルが広がってしまうためである。なお、上記においてａ１における補正信号の位相を−πとするとしたが、この場合の位相は、２π＊１２１＊ｊ／Ｌ＋φｊが−πとなっているという意味であるのでφｊは必ずしも−πとはならない。上記において緩やかに変化させているのはこの位相付加分φｊである。
【００２８】
次に、まだリストアップした点が残っていれば、次の点についてもａ２の場合と同様の処理を行う。図３の例ではａ３の処理を行う。まず、その時点での補正信号、すなわち、図６のように位相を変化させた補正信号のａ３における値をデータ信号点に加算した振幅がクリッピングレベルを超過していないかどうか検証するステップから同様に処理していく。
【００２９】
なお、リストアップする点をクリッピングレベルを超過している点のみでなく、クリッピングレベルから補正信号振幅αだけ内側までの点としたのは、補正信号を加算した結果、クリッピングレベルを超過してしまう可能性がある点を全てリストアップするためである。
【００３０】
リストアップした点の最後まで同様に処理をしていくと、当初図５のようであった補正信号に位相変調がかかって図３（ｂ）のようになる。
【００３１】
このようにして出来た補正信号を図１の加算器１０４によってデータ時間波形に加算する。この時データ波形と補正信号の波形が同じタイミングで加算されるように、データ時間波形に若干の遅延を加える、あるいは、データ時間波形を一旦バッファに溜めて、生成された補正信号とタイミングを合わせて（シンボルの時間がずれないように合わせて）バッファから出力して、加算する。加算器１０４にはそのような遅延量の調整機能も含まれている。
【００３２】
図３（ａ）の実線は点線で示される補正前の時間波形に図３（ｂ）の補正信号を加算した波形であり、全ての点がクリッピングレベル内に収まっていることがわかる。本発明によれば加算後信号の全ての点がクリッピングレベル内に入るようにすることが、最終目的に照らした是非を別にして、原理的に可能である。
【００３３】
補正後の波形のスペクトルは例えば図７に示す実線のようになる。データをマッピングしたサブキャリア群の端に補正信号がひとかたまりのスペクトルで存在する。最初の補正信号は特定のサブキャリアに対応する線スペクトルであったが、データ時間波形上のいくつかの点において適切な位相となるように位相を決定し、その間を緩やかな位相変化で結んだ結果、比較的緩やかな位相変調がかかり、若干のスペクトル拡がりが発生している。最初にひとかたまりのサブキャリアを補正信号用に空けるのはこのスペクトル拡がりの分を見込んで、その影響が大きいサブキャリアにはデータをマッピングしないようにするためである。
【００３４】
図７においては、サブキャリア番号５０の近辺でデータサブキャリアが不在となっている。これは、本発明の効果を確かめるために故意にデータを載せずにサブキャリアを抜き、補正信号が与えるスプリアスレベルがどのようになっているか確かめるためである。
【００３５】
本発明の目的は、クリッピングによる帯域外輻射を抑圧するためにＰＡＰＲを減らすことである。本発明によれば補正信号がある程度のスペクトル拡がりを有するので、何もせずにクリッピングを発生させた場合と比較して、そのスペクトル拡がりによる帯域外輻射が十分小さくなっていることを確認する必要がある。本当の帯域外の輻射の計算は若干手間がかかるため、図７では帯域内の一部のサブキャリアを抜いてスプリアス測定窓とし、そこでスプリアスレベルを検出している。この窓はスプリアスレベル測定のための便宜的な窓であるので、本発明を実施する場合にはこの窓の部分にも当然サブキャリアをおいてデータをマッピングして使用する。
【００３６】
何もせずにただクリッピングさせた場合、比較的フラットなスペクトル形状のスプリアスが発生する。スプリアスを含む信号スペクトルを図７の点線で示している。本発明の補正信号を加算した場合は、補正信号周波数近辺では補正信号の存在によってスペクトルが盛り上がるが、スプリアス測定用窓の部分ではただクリッピングをさせた場合と比較して、十分にスプリアスが減少しており、本発明によって帯域外輻射が十分に抑圧できることがわかる。
【００３７】
図１に戻り、加算器１０４から出力された信号はＤ／Ａ変換器１０５によって数値列の信号から電圧で表現されるアナログ信号に変換される。次に、フィルタ、周波数変換、アンプなどによって構成されるアナログ部１０６を介してアンテナ１０７から信号が放射される。ＯＦＤＭ送信機が有線系に適用するためのものであれば、アンテナ１０７の代わりに伝送のためのケーブルに出力される。本実施形態の構成においては、Ｄ／Ａ変換器１０５でアナログ信号に変換されるまでは、信号を数値列として処理するデジタル部１０８である。
【００３８】
なお、通常ＯＦＤＭ信号にはサイクリックプリフィクス（ＣＰ）を付加するが、本発明の原理には直接関連しないためＣＰ付加部は図示していない。ＣＰ付加部を入れる場合は加算器１０４の後、Ｄ／Ａ変換器１０５前に挿入すればよい。
【００３９】
以上、述べたように本発明によれば、データマッピングしたサブキャリアをＩＦＦＴして時間波形に変換した後に、ピーク抑圧用補正信号を生成して加算する。補正信号をシングルキャリアベースの時間波形として、ピーク抑圧が必要な点に対応してデータ信号と補正信号の加算後振幅が必要な量だけ減るように補正信号に位相変調を掛けていく。このような手順によれば、位相をピーク抑圧が必要な点に対応して順々に決定していくだけで補正信号が生成できる。従って、従来のように、ピーク抑圧が出来たかどうかを調べながら、最適な補正信号の組み合わせを探すという反復的な手順が必要なく、補正信号決定手順が非常に簡素化できる。
【００４０】
上記の手順においては、補正信号の振幅αを、データ時間波形の最大振幅点がクリッピングレベルを超過した量とした。このようにすることによって、最もクリッピングレベルからはみ出した点をクリッピングレベルに納めるのに必要な補正信号振幅とすることが出来、また、必要な補正信号振幅を必要最小限に留めることが出来る。
【００４１】
補正信号は図７からも分かるように、位相変調がかかることによってスペクトル拡がりが発生して、そのスペクトル拡がりが帯域外輻射となる。従って、帯域外輻射を抑圧するという目的のためには、補正信号振幅は必要最小限であるのが望ましい。本発明のような振幅の決定手順によって補正信号振幅を必要最小限に留めることが出来る。
【００４２】
また、上記手順において、データ時間波形の点を振幅が大きい順にピーク抑圧対象としてリストアップし、この順に補正信号の位相を固定して行った。振幅順でなくとも例えば、リストアップした点を時間の早い順に時系列で処理することも可能である。しかし、上記のような手順を取ることによって、よりピーク抑圧が必要な点から順に補正信号の位相が決定されていく。処理の順番が後の方の点は、補正信号の加算によって、補正が必要になってしまうかもしれない点である。上記手順によれば、補正信号の位相は補正が進んでいくに従って変化していくが、補正信号のそのときの位相状態によっては、後の方の点に対応する補正信号の位相は変化させる必要がない場合が多い。従って、最初の内に補正が確実に必要な点を処理しておくことによって、位相を変化させる必要性が少ない点の処理ステップの最初に与えられる補正信号の位相を、最終的な補正信号の位相に近いものにすることが出来る。このような点で位相を変化させなくて良い確率が高くなる結果、補正信号の処理にかかる時間を軽減できる。
【００４３】
さらに、上記手順においては、既に位相が固定されたピーク抑圧対象点間の補正信号の位相を緩やかに変化させた。これは、補正信号にかける位相変調を小さくして、補正信号のスペクトル拡がりをコンパクトにするためである。補正信号の位相変化に位相が飛んだり、折れ曲がったりする部分があると補正信号にかける位相変調が高調波成分を持つため、スペクトル拡がりが大きくなる。これを防ぐために緩やかな位相変化を適用した。
【００４４】
また、上記手順において補正信号の時間の一方の端と、他方の端を繋げて緩やかな位相変化を決定して行くのも同様の理由である。多くの場合、サイクリックプリフィクスを補正信号加算後のシンボルに付加するが、このとき、補正信号の一方の端と他方の端の位相がなだらかに連続していないと、サイクリックプリフィックスとシンボル本体の境界で位相の不連続が発生し、補正信号のスペクトルが不必要に広がってしまう。
【００４５】
従ってゼロパッデドプレフィクス（Ｚｅｒｏ  Ｐａｄｄｅｄ  Ｐｒｅｆｉｘ）のようにサイクリックプリフィクスをつけない場合には、帯域外輻射の問題だけならば補正信号の一方の端と他方の端を繋げる必要はない。このような場合、上記の手順は、位相を固定した点からシンボル期間の端までに他の位相を固定した点がない場合、端までその位相を固定した点と同じ位相付加分とすればよく、手順が簡素化できる。
【００４６】
ただし、このような信号を受信して復調する際に、ＦＦＴフレームを切り出したときに、補正信号の両端の位相が連続していないと、ＦＦＴ後の補正信号スペクトルが両端の位相が連続している場合に比較して拡がっているため、データを載せたサブキャリアの変調精度劣化を招く可能性がある。従って、送信機の処理能力に余裕があれば、ゼロパッデドプレフィクスを用いるシステムであっても、両端の位相を連続させるのが望ましい。
【００４７】
上記の手順における緩やかな位相変化とは、補正信号の位相に急激な変化が無いことを意味する。位相の急激な変化は、極端な例では、位相のジャンプや位相の折れ曲がりであるが、速い周期での振動なども補正信号のスペクトルを広げる原因となる。このような状態を防ぐためには、補正信号の位相付加分の時間に関する２回微分が一定の範囲から逸脱しないようにすればよい。
【００４８】
補正信号の位相付加分は位相変化そのものである。その１回微分は、位相変化がどの程度の割合で変化していくかを示す。従って、変化の割合が等しければ、変化の頻度が異なっていても同じような数値になる。従って一回微分を一定の範囲内になるようにしても、スペクトル拡がりを制限できない場合が多い。同様に、位相変化に折れ曲がりがあっても１回微分のみ検出していては、折れ曲がり前後の微係数によっては一定範囲内に入ってしまう可能性がある。
【００４９】
一方、位相付加分の２回微分が一定の範囲になるようにすると、例えば位相変化に折れ曲がりがあると、折れ曲がりの部分の２回微分はδ関数、すなわちインパルスとなる。また、速い周期での振動のような位相変化がある場合には、その１回微分の変化が大きいので、２回微分が十分な大きさを示す。従って、位相変化の２回微分を一定の範囲に入るようにすることで、補正信号のスペクトル拡がりを制御することが可能である。
【００５０】
微分は時間的に連続する信号に対して適用する演算である。本発明では、補正信号生成部１０３はＯＦＤＭ送信機１００内のデジタル部１０８の中にある。従って、補正信号は時間的に離散的な数値列という形をとっている。このような場合、微分の代わりに差分を用いる。２回微分は差分の差分という形になる。微分の場合、通常、変化量を変化を規定する時間片で割るが、離散的な数値列の差分を取る場合、数値列のサンプル間隔が一定であるならば、単に１つ前の数値との差を取ればよい。サンプル間隔に対応して、差分が入るべき範囲（上限、下限）の値を調整すればよい。
【００５１】
差分の差分は、具体的には、図８のように定義される。図８は位相付加分φを離散時間でプロットしたものである。ｊ番目のサンプル点の位相付加分φｊがあり、同様にｊ＋１番目、ｊ＋２番目のφｊ＋１、φｊ＋２がある。位相の差分はそれぞれ、ｄｉｆｊ＝φｊ＋１−φｊ、ｄｉｆｊ＋１＝φｊ＋２−φｊ＋１で定義される。２回微分に相当する位相の差分の差分はｄｉｆ２ｊ＝ｄｉｆｊ＋１−ｄｉｆｊで定義される。補正信号の全てのサンプル点に関して、これが上限、下限で決定される一定の範囲内に入っていれば良い。差分の差分はプラスマイナスいずれの符号も取りうるが、補正信号のスペクトル拡がりを制限するという目的に照らした場合、プラスでもマイナスでもスペクトル拡がりに与える影響は同じであるので、差分の差分の絶対値を取って、これが一定の上限値以下になっているようにすればよい。
【００５２】
このような緩やかな位相変化を与える関数としては上述のように半周期分の正弦波が挙げられる。半周期分の正弦波は、その両端で微係数が０となっている。上述のように順々に位相を固定して行く手順では、隣の既に位相を固定した点との間の位相を半周期分の正弦波状の関数で補間していく。そのとき、隣の点の向こう側も同様の半周期分の正弦波形状で位相が補間されており、その端での位相変化の微係数が０となっている。そのため、隣の点まで位相を補間して行ったときに、隣の点の近辺で位相が折れ曲がったりすることがない。従って、半周期分の正弦波は順々に位相を固定する方法に適用しやすい変化形状であるといえる。
【００５３】
なお、上記の手順において、リストアップした点に補正信号を加算して、その結果がクリッピングレベル内に入っていれば、その点は位相を固定するだけで補正信号の位相は変化させずに飛ばしていた。その後にその点に隣接するリストアップした点の補正信号位相を変化させて、その周辺の位相を補間する必要が生じた時、飛ばした点については位相が固定されているだけで、その周辺の位相の補間が行われていない。従って、半周期分の正弦波を用いて間を補間する場合、その点で位相が折れ曲がる場合がある。そのような事態を避けるために、全てのリストアップした点について全部位相補間のステップを行っても良い。あるいは、折れ曲がることが判明した時点で、折れ曲がりの近辺の位相を調整して、微係数が不連続にならない（位相付加分の差分の差分が上限値を超える値を持たない）ようにすればよい。
【００５４】
なお、緩やかな変化を与える形状は、このほかに例えば次数を制限した多項式などがある。正弦波の場合のように位相を固定する点の近辺の微係数が０にならない場合は、位相を補間する手順において、その端の微係数をその点の向こう側の微係数に合わせるか、逆に、点の向こう側の微係数をその端の微係数に合わせて再度変更するなどのステップを行うとよい。
【００５５】
このように順々に位相を補間していく方法は、手順に従って、位相を決定していくだけでよく、何種類もの組み合わせから適切なものを選択する必要が無いため手順が簡素化できる。
【００５６】
なお、以上の手順は基本的な手順であり、補正信号のスペクトル拡がりを制限し、補正信号によるスプリアスを十分に減らすために、いくつかの例外処理を行うとより本発明の目的に沿った効果が得られ易い。
【００５７】
上記の手順では、補正信号の振幅を、最も大きくクリッピングレベルからはみ出している点をクリッピングレベルまで下げる量の振幅とした。しかし、ＯＦＤＭ信号では、そのシンボル期間の端で、各サブキャリアの位相が揃い易いために、シンボルの端だけ著しく振幅が飛び出し、後はそこそこ飛び出しているといったことが起こりやすい。このように１点だけ著しく飛び出している点をクリッピングレベルまで戻すために補正信号の振幅を大きくすると、補正信号のパワーが増大し、結果として補正信号のスプリアスも増大する結果になる。そこで、本発明では、補正信号の振幅に上限値を設ける。最も大きくクリッピングレベルからはみ出している点をクリッピングレベルまで引っ込めるのに必要な振幅がこの上限値を超えている場合には、上限値を補正信号の振幅とする。もちろん、この上限値を超えていない場合は、振幅最大点をクリッピングレベルに戻すのに必要な振幅にする。
【００５８】
このようにすると、クリッピングを完全に無くすことが出来なくなる。しかし、１点だけ激しくはみ出した点については少しだけ引っ込めて、その他の点を引っ込めるようにして、はみ出したままの１点はクリッピングさせた方が、その１点を完全に下げるために補正信号の振幅を大きくするより帯域外輻射が小さく出来る。
【００５９】
同様に、位相変化に対する制限も行うとよい。上記の手順ではリストアップした点については、全てそれらの位相をその点がクリッピングレベル以下となるような位相に決定していた。しかし、例えば、図９のように２点続けて振幅がクリッピングレベルを超過しており、かつ、補正信号が図の点線で示すような高周波信号である場合、２点続けてクリッピングレベル内に納めようとすると、補正信号にかかる位相変調が非常に大きくなる。すなわち、その２点間の位相付加分の差分が非常に大きくなる。その結果、補正信号のスペクトルが著しく広がってしまう。このような点に関しては、本発明では、双方の点をクリッピングレベル以内に納めようとはしないようにする。
【００６０】
具体的には、例えば、より振幅の大きい点のみ補正して他方には手を加えず補正信号の位相の固定も行わない。あるいは、他方の点は大きい振幅の点の位相から許容できる範囲の位相変化でかつ、多少なりとも振幅を下げる方向の位相を加えて固定するなどである。他の方法としては、それぞれクリッピングレベルまでは下げられなくても双方少しずつ振幅を下げる、あるいは、補正信号の振幅が０となる位相の近辺を選択し、双方に少しずつ振幅変化を与えるだけという方法を取っても良い。
【００６１】
位相変化に対する制限を適用する必要があるかどうかの判断は以下のようにして行うとよい。まず、その点について振幅をクリッピングレベルに下げるために必要な位相付加分を計算する。
【００６２】
リストアップした点についてその振幅をクリッピングレベルに下げるために必要な補正信号の位相は多くの場合、±πの範囲内でも二通りがある。（０あるいは±πちょうどの場合には１通りである）。このうち、その点の処理の初めに与えられた補正信号の位相から近い方の位相を選ぶ。これは、補正信号に無意味に大きい位相変化を与えないためである。従って、位相変化に制限を加えないような手順でも近い方の位相を選択するとよい。
【００６３】
このようにして決定した位相から位相付加分を算出する。次に、隣接する既に位相を固定している点の位相付加分と、その点までの時間差（サンプル数）を調べる。半周期分の正弦波のように固定のパターンで位相の補間を行う場合は、その固定パターンの２次微分関数が既知である。例えば正弦波はＡ・ｃｏｓ（Ｂ・ｔ）で表され、その２次微分はＡＢ２・ｃｏｓ（Ｂ・ｔ）である。従って、２次微分の絶対値の最大点も予め既知であり、その最大値は、隣接する既に位相が固定された点との位相付加分の差と、時間差がわかれば、式に代入するだけで求めることが出来る。これが差分であっても同様であり、このようにして求められた位相付加分の差分の差分の絶対値の最大値が、予め定められた上限値を超えている場合には、位相変化に制限を加える必要があると判断できる。
【００６４】
補間関数が固定パターンでない場合には、種々の方法がとり得る。補間関数が固定でなくとも、式で表現できる場合には、予めその２次微分に対応する式を用意しておく。決定した位相や、場合によってはその周辺の位相のパラメータから、補間関数の式が確定されるので、２次微分の式に使用されるパラメータも決定する。その結果、２次微分の各点における値が求められ、最大値が求められる。これが所定の上限を超えている場合は、位相変化に制限を加えるべきと判断する。
【００６５】
なお、両側の隣接する位相が固定された点まで位相の補間を行う場合は、当然、両側について調べる。いずれかで位相変化に制限を加えるべきと判断された場合は、位相変化の制限が必要な方のパラメータに従って位相変化に制限を加える。
【００６６】
図９の例は２点連続してクリッピングレベルを超過している場合であったが、これに限らず位相制限が必要なケースはある。それらに対して、位相変化の制限を加える場合も、２点連続している場合と同様に、リストアップされ処理される順番が後の方の点に関しては、補正信号の位相変化をやめるか、位相変化の制限にかからない程度の限界まで変化をさせるか、あるいは、問題となっている隣接するリストアップされた２点の双方に対して少しずつ位相変化を与えるか、といった方法が適用できる。また、隣の位相が固定された点の位相に余裕がある場合、すなわち、その点のデータ信号波形と補正信号を加算した振幅がクリッピングレベルまで届いていない場合や、クリッピングレベル以下に下げる方向が位相変化による制限を緩和する方向である場合には、隣の既に固定された位相を変化させても良い。その場合、その点の向こう側について再び位相補間を行う必要があり、その際に、やはり位相制限が発生しないかどうかをチェックする必要がある。
【００６７】
このようにするとクリッピングレベル以内に入らない点が発生するが、補正信号に無理な位相変化を与えるより、少数の点については諦めてクリッピングさせる方が結果として帯域外輻射を小さく出来る。
【００６８】
なお、以上の手順では、リストアップした点について補正信号の位相を決定する際、その点がクリッピングレベルちょうどになるように位相を決定してきた。振幅という観点から見ればクリッピングレベル以内であればよく、ちょうどである必要はない。しかし、その点の処理の初めに与えられている補正信号の位相でクリッピングレベルを超過しているのであれば、その位相から最も少ない位相変化でクリッピングレベル以内に入るようにするための位相は、データ信号波形と補正信号の和がちょうどクリッピングレベルとなる位相である。従って、特段の事情がない限りはクリッピングレベルちょうどにすればよい。
【００６９】
また、上記の手順では位相を±πの範囲から選択するように書いたが、実際には、±πの範囲内の最適位相に２ｎπ（ｎは整数）を加算した位相のいずれかから選択すればよい。隣あう既に位相が固定された点との位相付加分の差が、−２π、２π、４πずれた点を選択した方が小さくなるのであれば、そのような点を選択すればよい。
【００７０】
補正信号全体にわたっての緩やかな位相変化を実現する方法としては、上記のように、リストアップした点について順々に位相を固定していく方法の他に、下記のような方法も可能である。
【００７１】
まず、リストアップした点について、それぞれの点がクリッピングレベル内に収まるような位相付加分の範囲を計算する。図１０において、それぞれ点および２つの点を縦に結ぶ直線が各リストアップ点における範囲を示している。図１０は補正信号振幅に制限を加えた場合であり、振幅上限値以上にクリッピングレベルを超過している点については、範囲が無く点のみで示されている。
【００７２】
次に、これらの範囲内を通過する緩やかな曲線を計算する。緩やかな曲線は適切な次数のスプライン曲線などで計算すればよい。また、これらの範囲および点に±２ｎπを加えた範囲及び点も、位相付加分がとり得る範囲および点であるため、それらの中から緩やかな曲線を引きやすい範囲と点を選択すると良い。
【００７３】
この時、曲線に適用可能な緩やかさでは全ての範囲を結びきれない場合は、無理な位相変化を与える点を無理に結ぼうとはせずに、それに近づける程度にしておくと良い。図１０の例では点Ｖ１について曲線を通過させようとすると、無理な位相変化を与えてしまうので、ここは無理に通過させずに近づけるに留めている。
【００７４】
図１０においては、点Ｖ１は近辺のリストアップされた点の範囲からはさほど離れていないことが見て取れる。にもかかわらず、ここを通過させることが難しいのは、点Ｖ２を通過させているためである。このような場合、点Ｖ２と点Ｖ１でどちらがよりクリッピングレベルを超過しているか調べて、よりクリッピングレベルを超過している方を曲線を通過させ、他方は近づけるに留めるのが良い。
【００７５】
なお、図１０においてはシンボルの両端における位相付加分の微分値がほぼ一致するようになっている。これは、前述のようにサイクリックプリフィクス付加後に補正信号位相に不連続点が発生しないようにするためである。
【００７６】
曲線に適用可能な緩やかさとは、前述のように補正信号の位相付加分の２次微分に相当する値の絶対値が所定の上限以内に入っているかどうか検証することによって判断できる。
【００７７】
このような方法で緩やかな位相変化を実現すると、１つ１つのリストアップした点について順々に位相を固定していった場合より緩やかな位相変化を実現でき、補正信号のスペクトル拡がりを小さく留め、帯域外輻射をより小さくできる。
【００７８】
本発明の実施形態における他の例外的な処理としては、リストアップされた点が１点のみである場合や、複数有っても偶然たまたま補正信号に全く位相変調を掛けなくて良い場合が挙げられる。このような場合には、補正信号が完全な線スペクトルになる。補正信号の拡がりを小さくするという点では非常に望ましい。ただし、この時、補正信号がある程度のパワーを持っていると、他のサブキャリアよりスペクトル密度が非常に高くなってしまう。送信機に対する出力パワーの制限がトータルパワーに基づくものであるならば、このような状態でも問題はない。しかし、もし出力の制限がスペクトルマスクであるような場合は、補正信号が線スペクトルになるとスペクトルマスクを逸脱してしまうことがある。
【００７９】
このような場合には、例えば、故意に補正信号に位相変調を掛けると良い。リストアップされた点が１箇所のみであるような場合は、例えば１シンボル長周期の非常に緩やかな位相変調を掛けると良い。複数有る場合には、比較的時間間隔が長い２点を抽出し、その間で位相を１回転させるなどすると良い。
【００８０】
このような事態に対応する別の方法としては、補正信号に振幅変調を掛ける方法がある。すなわち、リストアップした点の近辺のみ、補正信号に振幅があるようにする。図１１にその例を示す。図１１では１点、８５番目のサンプル点のみがリストアップされている。そこで、点８５を中心とてガウス状の振幅変調を掛け、その近辺のみに振幅があるようにしている。
【００８１】
なお、この方法ではキャリア成分の飛び出しが残る。その結果、スペクトルマスクを満足しない場合は、これにさらに上述の位相変調を併用するとよい。位相変調を併用しても位相の回転が激しい部分は振幅が小さくなっているため、位相変調によって広がる量は比較的小さい。その結果、振幅変調と位相変調を併用しても、コンパクトで、かつ、線スペクトルの飛び出しがない補正信号スペクトルが実現できる。
【００８２】
リストアップした複数の点の位相が偶然揃っている場合も同様であり、各点の近辺のみ振幅を残す。もし、それでもスペクトルマスクを満足しない場合は位相変調を併用する。
【００８３】
このような例外的な場合に限らず、振幅変調を併用することで、補正信号での線スペクトルの発生を抑圧し、かつ、補正信号のパワーを減らしてスプリアスをより抑圧することが可能である。
【００８４】
例えば前述した図３（ｂ）のような補正信号の場合、図３（ａ）と照らし合わせてみると、８０番目から１８０番目までのサンプル点については、補正信号の振幅が０であれば補正の対象としてリストアップする必要がある点は存在しないことがわかる。一方、図３（ｂ）からこの範囲で補正信号に殆ど位相変化が無いことがわかる。従って、この範囲は補正信号の振幅を０にして、この範囲への遷移部分で徐々に振幅を減らすようにする。
【００８５】
このように振幅変調を併用する場合、図３の場合のように補正信号を生成した後にまとめて振幅変調を掛ける方法が最も単純な手順である。
【００８６】
一方、最初から手順に振幅変調を組み込むことで、位相補正が必要な点の数を減らし、結果としてコンパクトな補正信号のスペクトルを実現することも可能である。
【００８７】
図１２にその処理のフローチャートを示す。
【００８８】
最初にリストアップする点を、クリッピングレベルを超過している点のみにする（ステップＳ１２０１）。これらに基づいて、これまでと同様の手順で補正信号の位相を決定していく（ステップＳ１２０２）。次に、各リストアップした点の間隔、すなわち、隣接するリストアップした点までの時間間隔を調べる。隣接する点までの時間間隔が所定の値以上であれば、その間の振幅をなだらかに減ずるよう補正信号に振幅変調を掛ける（ステップＳ１２０３）。
【００８９】
このようにして補正信号の振幅が決定したら、次は、データ波形信号の各点について、補正信号のその点における振幅を加算した値がクリッピングレベルを超過する点をリストアップする（ステップＳ１２０４）。補正信号はＡｊ・ｃｏｓ（２π＊１２１＊ｔ＋φｊ）のような形で表現されているが、加算して検証すべき補正信号の振幅はＡｊである。すなわち、補正信号の位相が種々変化した場合にクリッピングレベルを超過する可能性があるかどうか検証して、可能性がある点をリストアップする。次に、これらの点についてこれまでと同様の手順で補正信号の位相を決定していく（ステップＳ１２０５）。
【００９０】
このようにすると、振幅変調を掛けた後の補正信号の各点の振幅に基づいて位相変化が必要な点をリストアップしていくため、リストアップする点の数が減る。例えば図３の波形の例では、振幅変調を掛けない場合、点８０から点１８０の間でも、いくつかの点がリストアップレベルを超過しており、それらの点がリストアップされるが、振幅変調を掛けた後にリストアップする方法では、そのうちのいくつかはリストアップすらされなくなる。その結果、位相変調の量が減り、また、振幅変調の効果によって補正信号のパワーそのものが減少するため補正信号のスペクトルがコンパクトにできる。
【００９１】
なお、補正信号への振幅変調の掛け方は種々可能である。例えば、最初にリストアップした点について位相変調の処理が終了したらそれぞれの点の周辺に、予め定められた形状のゆるいパルス状の振幅変調波形を置く。この時、隣接する点の間に十分な間隔がない場合には振幅変調は掛けない。図１３を用いて説明する。図１３（ａ）の場合においてａ１からａ４の４つの点がクリッピングレベルを超過していた。位相変調を掛けた後、それぞれの点の間隔を調べるとａ３とａ２の間以外は所定の値を上回っていた。ゆるいパルス状の振幅変調基本波形を、ａ３とａ２の間を除いて、それぞれの点の回りに配置する。ａ１とａ４の間のように重なっている部分が有る場合は、重なりの部分を加算する。ａ３とａ２の間は、補正信号の元の振幅のままで一定とする。このようにして合成した振幅変調波形は図１３（ｂ）のようになる。このような包絡線で補正信号に変調を掛ける。
【００９２】
振幅変調基本波形は、それ自体がコンパクトなスペクトルを有するものが望ましい。例えばガウス波形に基づいた波形や１周期分の正弦波などである。振幅変調によってもスペクトルが拡大するので、振幅変調基本波形の時間的拡がりはスペクトルが拡がり過ぎない程度に大きいことが望ましい。
【００９３】
振幅変調を掛けるかどうかの境界となるリストアップされた２点間の時間間隔は、例えば、振幅変調基本波形の半値全幅に相当する間隔とすればよい。すなわち、図１３（ａ）でａ１とａ４では振幅変調基本波形の間に重なりがあり、振幅変調波形を合成する際重なり部分を加算するが、その加算後の振幅のいずれの点も振幅変調基本波形の最大値（正規化している場合には１）を超えないような幅とするとよい。
【００９４】
次に、補正信号を配置する周波数について説明する。前述した図２の例では、ＯＦＤＭシンボルを形成するサブキャリアの一部分を補正信号用に割り当ていた。また、補正信号はデータをマッピングするサブキャリアに対して高周波のサブキャリアに割り当てた。補正信号を高周波に配置すると、補正信号が短い周期で振動する信号となるため、補正を加えたい点の周辺に影響を与えにくく、また、細かい操作が適用しやすくなる。
【００９５】
もちろん、低周波側、あるいはシンボルを形成するサブキャリア群の中央近辺に配置してもよい。ただし、補正信号には位相変調がかかってスペクトルが拡がるので、補正信号用サブキャリアはひとまとまりに配置する必要がある。なお、Ｄ／Ａ変換器のサンプルレートを減らすために複素振幅として扱う場合は、プラスマイナスいずれかの周波数の高周波側に配置すればよい。
【００９６】
また、補正信号は必ずしもＯＦＤＭシンボルの一部を割り当てる必要はない。ＯＦＤＭシンボルはＦＦＴ、ＩＦＦＴベースで作成するため、そのサブキャリア数は大抵の場合２の階乗となっている。従って図２のような場合、データをマッピングしたサブキャリアをＩＦＦＴする場合、サブキャリア数が１１２しかなくても１２８点でＩＦＦＴする。一方、これまでの記述からわかるように補正信号は最初から時間領域の信号として扱われ、ＩＦＦＴ，ＦＦＴといった処理は適用されない。従って、補正信号をＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアに配置する必要は無い。ＯＦＤＭシンボルは普通に作成して、そのさらに外側に補正信号を配置しても良い。ただし、この場合、時間領域のＯＦＤＭシンボルは、そのサブキャリアの外側の周波数も表現できるようにオーバーサンプリングされている必要がある。また、本発明の目的が帯域外輻射を抑圧することであることを考慮すれば、補正信号を帯域外におく場合には、その周波数は規定されるスペクトルマスクで不要輻射を出しても良い周波数である必要がある。
【００９７】
もし、非常にオーバーサンプリングレートが高いデジタル部でシンボルを形成し、かつ、複数の周波数の異なるＯＦＤＭシンボルを同時に作成するような場合、これらの複数のシンボルに対して１つの補正信号で対応することもできる。この場合、補正信号はいずれかのシンボルの帯域内のサブキャリアであってもよいし、シンボル外であってもよい。
【００９８】
補正信号は情報を持たないので、受信側に送る必要はない。そこで、補正信号にシンボルの一部を割くかどうかにかかわらず、特定の条件を満たす場合には、Ｄ／Ａ変換後のアナログ部分にフィルタを配置して、補正信号の一部を削るようにフィルタを掛けてもよい。例えば、補正信号にシンボルの端あるいは外側の周波数を割り当てている場合で、ＰＡＰＲを減らす目的がＤ／Ａ変換器のクリッピング抑圧のみであり、パワーアンプにおけるＰＡＰＲが問題にならない場合、例えば、パワーアンプを使用しない送信機などの場合である。
【００９９】
また、補正信号がＯＦＤＭシンボルの帯域外にあり、かつＯＦＤＭシンボルとは周波数が十分に離れている場合には、パワーアンプ通過後のアンテナにおいて補正信号を除去しても良い。
【０１００】
次に、Ｄ／Ａ変換器のサンプルレートを減らすためＯＦＤＭシンボルを複素数ベースで形成する場合の処理方法を簡単に述べる。本発明の構成は、サブキャリアや時間波形が複素数であるかどうかにかかわらず有効である。複素数であってもなくても、振幅は振幅として定義できるし、位相も位相として定義できるためである。しかし、念のため、複素数の場合の扱いを以下に記述する。
【０１０１】
シンボルを複素数として扱う場合は、Ｄ／Ａ変換前に時間領域の複素信号の実数部（Ｉ）、虚数部（Ｑ）を分離し、それぞれについて別々のＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、直交変調器を用いて再合成する。図１４に複素平面を示す。横軸が実数部、縦軸が虚数部である。データ時間波形の１点は複素平面上で例えば１２のように表現される。クリッピングレベルに対応する振幅はとりあえず、円状に１６のように図示している。
【０１０２】
図１４の１４０１で示した点は振幅がクリッピングレベルを超過しているので補正信号を加算してクリッピングレベルの内側に収める必要がある。補正信号の振幅はこれまでと同様に最もクリッピングレベルを超過した点をクリッピングレベル内に収めるような振幅とする。例えば図１４の１４０１で示した点がもし、最大振幅の点であるならば、補正信号の振幅および初期位相である位相オフセットは、このベクトルに加算したとき、その位相を変化させずに長さだけクリッピングレベルとさせるようなベクトルで決定される振幅と位相である。今は１４０１の点は最大点ではないとし、既に別の点によって振幅は決定済みであるとする。この点を処理する時点の最初における補正信号の位相が１４０２で示されるようになっているとする。このベクトルを１２のベクトルに加算してもクリッピングレベル内には入らない。そこで、このベクトルの位相を回転させて１４０３に示すような位相とすると、データと補正信号の合計がちょうどクリッピングレベルとなっている。このようにして位相の補正を行っていく。図１４の説明からも判るように振幅と位相を複素数的扱いをしているだけで、行っていることはこれまで説明した手順と全く同じである。従って、リストアップする順番、例外処理、位相のなだらかな補間、振幅変調等々、全く同様に行っていけばよい。
【０１０３】
図１４では、許容できる振幅の最大値を位相にかかわらず同じ値とし円で示して、これを便宜上クリッピングレベルと呼んだ。前述のように複素信号として扱う場合は、ＩとＱを別々のＤ／Ａ変換器で変換する。従って、それぞれのＤ／Ａ変換器に対してクリッピングレベルが設定される。したがって、本当のクリッピングレベルは図１５に示すように円ではなく、四角となる。ＰＡＰＲ抑圧の目的がＤ／Ａ変換器によるクリッピングの抑圧のみであるならば、図１５のような四角のクリッピングレベルを設定してもよい。この場合、点をリストアップしたり、補正信号加算後にクリッピングレベル以内に入っているかどうかは、振幅のみでなく、位相も見て、その位相でのクリッピングレベルで判断する。図２のリストアップレベルに対応するレベルは１５０３で示すようにクリッピングレベル１５０２より内側の四角となる。図１４におけるクリッピングレベル１４０５を図１５においては振幅許容値１５０４として示しているが、図１４に示されている、クリッピングレベルを超えていたデータ信号の１点１４０１は図１５のような四角いクリッピングレベルではクリッピングレベル内に入っていて、かつ、リストアップレベルを超えている点となっている。このようにクリッピングレベルを２つのＤ／Ａ変換器に対応させて四角くとることによって、クリッピングレベルを超過する点が少なくなり、また、超過する量も少なくなるため、補正信号への位相変調が小さくなり、補正信号が小さいパワーとコンパクトなスペクトルで実現でき、帯域外輻射を小さくできる。
【０１０４】
なお、ＰＡＰＲの抑圧はＤ／Ａ変換器におけるクリッピングのみでなく、パワーアンプのバックオフ削減を目的とすることも多い。パワーアンプはＩとＱを合成した後の信号を扱うため、合成後信号の振幅でＰＡＰＲが決定する。従って、パワーアンプへの効果を期待するならば円のクリッピングレベルを用いることが望ましい。
【図面の簡単な説明】
【０１０５】
【図１】本発明のＯＦＤＭ送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明における補正信号とデータ信号のサブキャリア配置の例を示す図である。
【図３】ＯＦＤＭ時間波形と補正信号波形を示す図である。
【図４】補正信号の生成手順を示すフローチャートである。
【図５】補正信号の波形を示す図である。
【図６】補正信号の位相を補間する様子を示す図である。
【図７】補正後のＯＦＤＭデータ信号の波形を示す図である。
【図８】位相変化量に制限を加えるための方法を説明するための図である。
【図９】本発明における例外処理を説明するための図である。
【図１０】補正信号の位相を決定する方法を説明するための図である。
【図１１】補正信号に振幅変調を掛ける例を示す図である。
【図１２】補正信号に振幅変調を掛ける手順を示すフローチャートである。
【図１３】補正信号に振幅変調を掛ける場合の包絡線の決定手順の例を説明するための図である。
【図１４】複素振幅において本発明を実現する様子を説明するための図である。
【図１５】複素振幅の場合の変形例を説明するための図である。
【符号の説明】
【０１０６】
１００・・・ＯＦＤＭ送信機
１０１・・・データマッピング部
１０２・・・逆フーリエ変換部
１０３・・・補正信号生成部
１０４・・・加算器
１０５・・・デジタル−アナログ変換器
１０６・・・アナログ部
１０７・・・アンテナ
１０８・・・デジタル部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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