(57)【要約】【課題】  本発明は、交流電動機の制御装置に係り、特に、交流電動機の電気定数であるインダクタンスを高精度に計測し、制御に用いることを可能とした制御装置および定数測定装置を提供する。【解決手段】  インバータから直流に交流を重畳した合成電流を供給し、該合成電流の直流成分を連続的あるいは不連続的に変化させる手段を設けることで達成できる。【選択図】図１
2008086129.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電動機を制御する交流電動機の制御装置において、
該制御装置には、前記交流電動機の駆動モードとは異なるモータ定数測定モードが備えられ、該モータ定数測定モードでは、インバータから直流に交流を重畳した合成電流を供給し、該合成電流の直流成分を連続的あるいは不連続的に変化させることを特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記合成電流は、ｄ軸又はｑ軸に供給することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記連続的あるいは不連続的に変化させる直流成分の大きさは、ゼロから最大電流までを複数に分割した各値と、ゼロ近傍でより多くの値を選ぶことを特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項４】
請求項１において、
前記連続的あるいは不連続的に変化させる直流成分の大きさは、ゼロから最大電流までのうちの任意の２点の値を選ぶことを特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項５】
交流電動機を駆動するインバータと、該インバータを制御する制御装置と、交流電動機の回転子を固定する装置とを備えた定数測定装置において、
前記制御装置には、前記交流電動機の駆動モードとは異なるモータ定数測定モードが備えられ、該モータ定数測定モードでは、前記インバータから直流に交流を重畳した合成電流を供給し、該合成電流の直流成分を連続的あるいは不連続的に変化させることを特徴とした交流電動機の定数測定装置。
【請求項６】
交流電動機を制御する交流電動機の制御装置において、
該制御装置には、前記交流電動機の駆動モードとは異なるモータ定数測定モードが備えられ、該モータ定数測定モードでは、インバータから直流に交流を重畳した合成電流が供給され、供給電圧の交流成分と検出電流の交流成分と交流の周波数とから、直流電流値近傍における電流変化に対する磁束の変化率を算出することを特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項７】
請求項６において、
前記合成電流の直流成分を連続的あるいは不連続的に変化させ、複数の直流電流値近傍における電流変化に対する磁束の変化率を算出し、該複数の磁束の変化率から磁束を算出することを特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項８】
請求項７において、
前記算出した磁束から交流電動機のインダクタンス値を算出することを特徴とした交流電動機の制御装置。
【請求項９】
請求項７において、
前記制御装置には、前記モータ定数測定モードによって測定されたインダクタンスＬｄおよびＬｑを、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑによって決まる次の近似式により与えることを特徴とした交流電動機の制御装置。
Ｌｄ＝Ｋ１／（１＋Ｋ２×Ｉｄ）    （Ｉｄ＞０のとき）
Ｌｄ＝Ｋ３／（１−Ｋ４×Ｉｄ）    （Ｉｄ＜０のとき）
Ｌｑ＝Ｋ５／（１＋Ｋ６×｜Ｉｑ｜）
【請求項１０】
交流電動機を制御する交流電動機の制御装置において、
該制御装置には、前記交流電動機の駆動モードとは異なるモータ定数測定モードが備えられ、該モータ定数測定モードでは、インバータからｄ軸あるいはｑ軸に対して直流に交流を重畳した合成電流を供給し、該合成電流の直流成分を連続的あるいは不連続的に変化させ、且つ前記合成電流を通電した軸とは別の軸に対して直流電流を供給し、該直流電流を連続的あるいは不連続的に変化させることを特徴とした交流電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機の制御装置に係り、特に、交流電動機の電気定数であるインダクタンスを高精度に計測し、それを制御に用いる機能を備える制御装置および定数測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電動機の電気定数をインバータ等の制御装置を用いて計測する技術は、特許文献１に示されている。この技術は、同期電動機に対して、任意の位相に直流分を流して回転子位置を固定し、その上で交流を重畳して、電気定数を計測する技術である（以下、従来技術１と記す）。さらに、特許文献２では、ｄ軸，ｑ軸に交流電圧を印加し、それを時間積分して磁束を演算し、横軸を電流、縦軸を磁束としてヒステリシス曲線を描き、インダクタンスを計算する技術が示されている（以下、従来技術２と記す）。
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−５０７００号公報
【特許文献２】特開２００１−６９７８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来技術１では、磁石磁束方向に直流を流すことで回転子を固定しようとし、インダクタンスの計測には交流を用いている。ところが、実際のモータ駆動時には、ｄ軸，ｑ軸には直流が印加されているため、交流通電によるインダクタンス計測では、正確な値が計測されない。特に、交流通電により電流の正負の区別がつかず、例えばｄ軸電流が正と負の場合でのインダクタンスの違いを計測できない。
【０００５】
また従来技術２では、ｄ軸，ｑ軸に印加した交流電圧を時間積分して磁束を演算しているが、時間積分の過程で誤差が生じる可能性がある。さらに、ｄ軸，ｑ軸磁束の相互干渉成分の影響を反映させることが困難である。
【０００６】
本発明は上記の点を考慮してなされたものであり、電動機の電気定数をより正確に測定し、それを制御に用いることを可能とした電動機の制御装置および定数測定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的は、インバータから直流に交流を重畳した合成電流を供給し、該合成電流の直流成分を連続的あるいは不連続的に変化させる手段を設けることで達成できる。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、交流電動機の電気定数をより正確に測定することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
次に、図１〜図１４を参照して、本発明による交流電動機の制御装置の実施形態を説明する。尚、以下の実施形態では、交流電動機として永久磁石型同期電動機（以下、ＰＭモータと略）を用いて説明するが、他の電動機（例えば、巻線型同期電動機，リラクタンスモータ，誘導電動機など）に関しても、同様に実現可能である。
【００１０】
〔実施形態１〕
図１は、本発明による交流電動機制御装置の実施形態１の系統構成を示すブロック図である。本実施形態１の制御装置は、電動機に位置あるいは速度あるいはトルクあるいは電流等の駆動用指令ｒｅｆ* を与える駆動用指令発生器１と、電動機の交流印加電圧を演算し、パルス幅変調波信号（ＰＷＭ信号）に変換して出力する制御器２と、このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ３と、インバータ３に電力を供給する直流電源４と、制御対象である永久磁石型同期電動機５（以下、ＰＭモータと略）と、ＰＭモータ５の回転子を固定するための回転子固定器６と、ＰＭモータ５の回転子位置を検出する位置検出器７と、インバータ３がＰＭモータ５へ供給する電流Ｉｕを検出する電流検出器８ａと電流Ｉｗを検出する電流検出器８ｂと、電気定数測定モード時の測定用指令である交流信号の角周波数ω１およびｄ軸電流直流成分ＩｄDC* およびｄ軸電流交流成分の大きさＩｄAC* およびｑ軸電流直流成分ＩｑDC* およびｑ軸電流交流成分の大きさＩｑAC* を設定する測定用指令発生器９と、制御器の動作モードを、通常駆動モードと電気定数自動測定モードに切り替えるモード切替器１０と、からなる。
【００１１】
制御器２は、検出した電流Ｉｕ，Ｉｗを、位相角θ（位置検出器７により検出したＰＭモータの磁石磁束の位置）によって、ｄ，ｑ各軸上の成分Ｉｄ，Ｉｑに座標変換するｄｑ座標変換部１１と、指令ｒｅｆ* と電流検出値Ｉｄ，Ｉｑと位相角θに基づいて、ＰＭモータを通常駆動するための電圧指令Ｖｄ* ，Ｖｑ*を演算するモータ制御部１２と、Ｖｄ*，Ｖｑ* を、三相交流電圧指令ｖｕ* ，ｖｖ* ，ｖｗ* に変換するｄｑ逆変換部１３と、三相交流電圧指令に基づいて、インバータ３をスイッチ動作するためのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を発生させるＰＷＭ信号発生部１４と、電圧指令を、通常駆動モードと、電気定数測定モードの切り替えを行う電圧指令切替部１５と、測定用指令である交流信号の角周波数ω１およびｄ軸電流直流成分ＩｄDC*およびｄ軸電流交流成分の大きさＩｄAC*およびｑ軸電流直流成分ＩｑDC* およびｑ軸電流交流成分の大きさＩｑAC* および検出電流Ｉｄ，Ｉｑを入力し、電気定数測定に必要な印加電圧指令Ｖｄ* ，Ｖｑ* を発生し、同時に、ＰＭモータの電気定数を計算して出力するモータ定数演算部１６と、からなる。
【００１２】
インバータ３に電力を供給する直流電源４は、交流電源４１と、交流を整流するダイオード・ブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３とで構成されている。
【００１３】
次に、図１を用いて、本実施形態１の動作原理を説明する。
【００１４】
本発明では、制御器の動作モードが、ＰＭモータ５の通常駆動モードと、電気定数の測定モードの２つのモードがあり、これらは、モード切替器１０からの信号によって切り替えられる。通常駆動モードでは、電圧指令切替部１５が「０」側に切り替えられ、また、定数測定モードでは、「１」側に切り替えられる。
【００１５】
まず初めに、通常駆動モード時について説明する。駆動用指令発生器１から、デジタルやアナログ等の通信手段により、電動機の位置あるいは速度あるいはトルクあるいは電流等の駆動用指令ｒｅｆ* がモータ制御部１２に与えられる。モータ制御部１２では、
ｒｅｆ* 、ならびに検出電流Ｉｄ，Ｉｑ、ならびに電気定数に基づき、ＰＭモータ駆動に必要な電圧指令Ｖｄ* ，Ｖｑ* 、の演算を行う。ｄｑ座標変換部１１において、交流電流Ｉｕ，Ｉｗを、位相角θにより、回転座標軸（ｄｑ軸）上の電流成分Ｉｄ，Ｉｑに変換する。一方で、Ｖｄ* ，Ｖｑ* は、ｄｑ逆変換部１３によって交流量に変換され、さらに
ＰＷＭ信号発生器１４において、パルス幅変調波信号に変換されて、インバータ３へ送られる。
【００１６】
次に、本発明の特徴である定数測定モード時の動作について説明するため、モータ定数演算部１６の動作を、図２〜図１０を用いて詳しく述べる。
【００１７】
図２に示すように、ＩｄDC* ，ＩｄAC* ，ＩｑDC* ，ＩｑAC* ，ω１は測定用電流指令設定部２１に入力され、測定用電流指令Ｉｄ* ，Ｉｑ* が出力される。
【００１８】
本実施例では、Ｉｄ単独通電によりＬｄを算出し、Ｉｑ単独通電によりＬｑを算出する。Ｉｄ単独通電では、Ｉｑ* をゼロとする、すなわちＩｑDC* ，ＩｑAC* いずれもゼロに設定する。Ｉｑ単独通電では、Ｉｄ* をゼロとする、すなわちＩｄDC* ，ＩｄAC* いずれもゼロに設定する。
【００１９】
まずＩｄ単独通電によるＬｄの算出について述べる。
【００２０】
例えば、ＰＭモータ５の永久磁石磁束の方向と、ＵＷ間通電により作成される磁束の方向を一致させ、回転子を回転子固定器６により固定する。これは図３に示す位置に相当する。
【００２１】
本実施例ではＵＷ間に通電してｄ軸電流を流すこととし、図２における測定用電流指令設定部２１より、以下の電流指令が出力される。
（数１）
Ｉｄ* ＝ＩｄDC* ＋ＩｄAC* ×sin（ω１×ｔ）
測定用電圧指令設定部２２は、検出電流Ｉｄが電流指令Ｉｄ* と一致するよう、電圧指令Ｖｄ* を供給する。
【００２２】
磁束変化率演算部２３には、角周波数ω１，電圧指令Ｖｄ* ，検出電流Ｉｄが入力される。検出電流はおおよそ以下の式で表現される。
（数２）
Ｉｄ＝ＩｄDC＋ＩｄAC×sin（ω１×ｔ）
そして以下の式により、検出電流の直流成分ＩｄDCにおける、電流変化に対する磁束
φｄの変化率φｄ′が算出される。
（数３）
φｄ′＝ｄ（φｄ）／ｄ（ｉｄ）＝ＶｄAC* ／（ω１×ＩｄAC）
そして、図４に示すように電流の交流成分は一定とし、直流成分を不連続に変化させ、各直流電流ＩｄDCにおけるφｄ′を算出する。このとき、不連続に変化させる直流成分の大きさは、ゼロから最大電流までを４等分程度に分割し、かつゼロ近傍で一点以上取っておくとよい。これは、電流ゼロ近傍では磁束の変化率が大きいので、取得するデータ間隔を短くして、後に示す近似における誤差を小さくするためである。
【００２３】
φｄ′およびＩｄは磁束演算部２４に入力され、φｄ′およびＩｄをもとにして磁束
φｄを算出するが、その方法について述べる。
【００２４】
磁束φと電流ｉの関係にテイラー展開の近似式を応用すると、以下のようになる。
（数４）
φ（ｉ1）≒φ（ｉ0）＋φ′（ｉ0）×（ｉ1−ｉ0）／１！
＋φ″（ｉ0）×（ｉ1−ｉ0）2／２！＋・・・
すなわち、電流ｉ0でのφ，φ′，φ″，・・・がわかれば電流ｉ1でのφが近似的に求められる。直流電流ゼロの時のφｄ、すなわち永久磁石磁束φｍは誘起電圧から算出でき、またφ″以降の磁束の微分項は差分によって算出する。以上より、図５に例示するように、電流ゼロの磁束φｍからスタートして各直流電流ＩｄDCにおけるφｄを算出することができる。
【００２５】
φｄはインダクタンス演算部２５に入力され、以下の関係よりインダクタンスＬｄが求まり、出力される。
（数５）
φｄ＝Ｌｄ×Ｉｄ＋φｍ
以上により、Ｌｄは図６の例に示すように算出される。
【００２６】
算出されたＬｄはテーブルデータ設定部２６に入力され、テーブルデータとして記憶される。そしてモード切替器１０にて通常駆動モードにした時に、検出電流Ｉｄに応じて適切なＬｄがモータ制御部１２に与えられ、制御に用いられる。
【００２７】
次にＩｑ単独通電によるＬｑの算出について述べる。
【００２８】
本実施例では、図７に示すように、Ｌｄを算出したときと同じ位置で回転子を固定し、Ｖ相からＵ相・Ｗ相に通電してｑ軸電流を流すこととする。
【００２９】
次に、測定用電流指令設定部２１より、以下の電流指令が出力される。
（数６）
Ｉｑ* ＝ＩｑDC* ＋ＩｑAC* ×sin（ω１×ｔ）
測定用電圧指令設定部２２は、検出電流Ｉｑが電流指令Ｉｑ* と一致するよう、電圧指令Ｖｑ* を供給する。
【００３０】
磁束変化率演算部２３には、角周波数ω１，電圧指令Ｖｑ* ，検出電流Ｉｑが入力される。検出電流はおおよそ以下の式で表現される。
（数７）
Ｉｑ＝ＩｑDC＋ＩｑAC×sin（ω１×ｔ）
そして以下の式により検出電流の直流成分ＩｑDCにおける、電流変化に対する磁束φｑの変化率φｑ′が算出される。
（数８）
φｑ′＝ｄ（φｑ）／ｄ（ｉｑ）＝ＶｑAC* ／（ω１×ＩｑAC* ）
そして、図８に示すように電流の直流成分を不連続に変化させ、各直流電流における
φｑ′を算出する。
【００３１】
φｑ′およびＩｑは磁束演算部２４に入力され、φｑ′およびＩｑをもとにして磁束
φｑを算出するが、その方法はφｄを算出したときと同様に、テイラー展開の近似式を応用する。ただし、直流電流ゼロの時のφｑはゼロとする。以上より、図９に例示するように、電流ゼロの時の磁束ゼロからスタートして各直流電流におけるφｑを算出することができる。
【００３２】
φｑはインダクタンス演算部２５に入力され、以下の関係よりインダクタンスＬｑが出力される。
（数９）
φｑ＝Ｌｑ×Ｉｑ
以上により、Ｌｑは図１０の例に示すように算出される。
【００３３】
算出されたＬｑはテーブルデータ設定部２６に入力され、テーブルデータとして記憶される。そしてモード切替器１０にて通常駆動モードにした時に、検出電流Ｉｑに応じて適切なＬｑがモータ制御部１２に与えられ、制御に用いられる。
【００３４】
以上、本発明の第１の実施形態によれば、ＰＭモータの電気定数であるインダクタンスＬｄ，Ｌｑを精度よく計測することが可能である。特に、ｄ軸電流Ｉｄの正負によるＬｄの違いを算出でき、弱め界磁制御に必要な精度良いＬｄを計測することが可能である。
【００３５】
尚、本実施形態（ならびに、この後の実施形態）においては、回転子の位置を図３および図７のように固定したが、位置が特定できれば任意の位置でもかまわない。また、Ｌｄを算出する際に永久磁石磁束φｍを求めて使用したが、φｍを求めずにゼロとしてＬｄを算出してもかまわない。
【００３６】
〔実施形態２〕
次に、本発明による実施形態２について説明する。
【００３７】
実施形態１では、ＩｄあるいはＩｑの単独通電によってＬｄおよびＬｑを算出した。ところが実際のモータ駆動時には、ＩｄとＩｑが同時に通電される場合がある。その場合、ＩｄあるいはＩｑを単独通電した場合とはコアの磁気飽和状態が異なり、ＬｄおよびＬｑも単独通電した場合とは異なることが考えられる。そのため、実施形態１では、Ｉｄと
Ｉｑを同時に通電してモータを駆動する場合の正確なＬｄ，Ｌｑが測定できていない。
【００３８】
本実施形態においては、ｄ軸とｑ軸のうち、Ｌを算出する軸とは別の軸に直流電流を通電し、上記の問題を解決する。
【００３９】
まず、Ｉｑが流れたときのＬｄの算出について説明する。
【００４０】
Ｉｑがゼロの場合のＬｄ算出方法は、実施形態１で述べたＩｄ単独通電によるＬｄの算出方法により算出が可能である。
【００４１】
Ｉｑがゼロでない場合のＬｄを算出する際は、Ｉｑ* をゼロとせずに直流値を与える。すなわちＩｑDC* に正の値を与え、ＩｑAC* はゼロに設定する。その他はＩｄ単独通電によるＬｄの算出方法と同じである。これにより、トルク電流であるＩｑが流れている状態でのＬｄを算出することが可能である。
【００４２】
次に、Ｉｄが流れたときのＬｑの算出について説明する。
【００４３】
Ｉｄがゼロの場合のＬｑ算出方法は、実施形態１で述べたＩｑ単独通電によるＬｑの算出方法により算出が可能である。
【００４４】
Ｉｄがゼロでない場合のＬｑを算出する際は、Ｉｄ* をゼロとせずに直流値を与える。すなわちＩｄDC* に正あるいは負の値を与え、ＩｄAC* はゼロに設定する。その他はＩｑ単独通電によるＬｑの算出方法と同じである。これにより、弱め界磁駆動時やリラクタンストルク利用時のようにＩｄに負の電流が流れている状態や、初期起動時などのように
Ｉｄに正の電流が流れている状態での、Ｌｑを算出することが可能である。
【００４５】
〔実施形態３〕
実施形態１および実施形態２では、不連続に変化させる直流成分の大きさは、ゼロから最大電流までを４等分程度に等分割し、かつゼロ近傍で一点以上取った。
【００４６】
本実施形態では、Ｌｄ，Ｌｑを数式で近似することにより、より少ないデータでＬｄ，Ｌｑを算出する。
【００４７】
本実施形態の構成は図１とほぼ等しいが、モータ定数演算部１６が、図１１に示すモータ定数演算部１６ａに置き換わる点が異なる。
【００４８】
モータ定数演算部１６ａの動作を、図１１を用いて詳しく述べる。
【００４９】
図６および図１０に示すように、Ｌｄ，Ｌｑは電流に対して非線形に変化することが知られている。そこで、これらインダクタンスと電流の関係を表すために以下の近似式を導入する。
（数１０）
Ｌｄ＝Ｋ１／（１＋Ｋ２×Ｉｄ）    （Ｉｄ＞０のとき）
（数１１）
Ｌｄ＝Ｋ３／（１−Ｋ４×Ｉｄ）    （Ｉｄ＜０のとき）
（数１２）
Ｌｑ＝Ｋ５／（１＋Ｋ６×｜Ｉｑ｜）
以上の式と、前述の磁束と電流の関係式より、以下の関係式が導かれる。
（数１３）
φｄ′＝ｄ（φｄ）／ｄ（ｉｄ）
＝Ｋ１／（１＋Ｋ２×Ｉｄ）＾２    （Ｉｄ＞０のとき）
（数１４）
φｄ′＝ｄ（φｄ）／ｄ（ｉｄ）
＝Ｋ３／（１−Ｋ４×Ｉｄ）＾２    （Ｉｄ＜０のとき）
（数１５）
φｑ′＝ｄ（φｑ）／ｄ（ｉｑ）
＝Ｋ５／（１＋Ｋ６×｜Ｉｑ｜）＾２
まずＩｄ単独通電によるＬｄの算出について述べる。
【００５０】
例えば、ＰＭモータ５の永久磁石磁束の方向と、ＵＷ間通電により作成される磁束の方向を一致させ、回転子を回転子固定器６により固定する。これは図３に示す位置に相当する。
【００５１】
実施形態１とは、磁束変化率演算部２３にてφｄ′を算出するところまでは同じであるが、φｄ′がＬ近似式演算部２７に入力されるところが異なる。
【００５２】
そして、図１２に示すように電流の交流成分は一定とし、直流成分を不連続に変化させ、各直流電流におけるφｄ′を算出する。このとき、不連続に変化させる直流成分の大きさは、ゼロから最大電流までのうち２点を取っておく。
【００５３】
前述の１３式および１４式より、φｄ′は、Ｉｄ＞０とＩｄ＜０において、それぞれ未知の係数が２つ（Ｋ１およびＫ２、あるいは、Ｋ３およびＫ４）の方程式である。したがって、磁束変化率演算部２３にて、Ｉｄ＞０とＩｄ＜０においてそれぞれ電流値２点におけるφｄ′を計測し、それらを１３式および１４式に代入すれば未知の係数が決定される。
【００５４】
決定された係数Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４はＬ近似式設定部２８に入力し、記憶される。そしてモード切替器１０にて通常駆動モードにした時に、検出電流Ｉｄに応じて１０式および１１式に基づいてＬｄがＬ近似式設定部２８にて算出され、モータ制御部１２に与えられ、制御に用いられる。
【００５５】
次にＩｑ単独通電によるＬｑの算出について述べる。
【００５６】
本実施例では、図７に示すように、Ｌｄを算出したときと同じ位置で回転子を固定し、Ｖ相からＵ相・Ｗ相に通電してｑ軸電流を流すこととする。
【００５７】
実施形態１とは、磁束変化率演算部２３にてφｑ′を算出するところまでは同じであるが、それがＬ近似式演算部２７に入力されるところが異なる。
【００５８】
そして、図１３に示すように電流の交流成分は一定とし、直流成分を不連続に変化させ、各直流電流におけるφｑ′を算出する。このとき、不連続に変化させる直流成分の大きさは、ゼロから最大電流までのうち２点を取っておく点が異なる。
【００５９】
前述の１５式より、φｑ′は未知の係数が２つ（Ｋ５およびＫ６）の方程式である。したがって、電流値２点におけるφｑ′を計測し、それらを１５式に代入すれば未知の係数が決定される。
【００６０】
決定された係数Ｋ５およびＫ６はＬ近似式設定部２８に入力し記憶される。そしてモード切替器１０にて通常駆動モードにした時に、検出電流Ｉｑに応じて１２式に基づいて
ＬｑがＬ近似式設定部２８にて算出され、モータ制御部１２に与えられ、制御に用いられる。
【００６１】
以上のように、近似式を用いることで、電流に対して非線形に変化するインダクタンスの値を、少ないデータにより正確に求め、それを制御に用いることで、センサレス制御ならびに高効率制御等をより精度よく実現することが可能となる。
【００６２】
〔実施形態４〕
実施形態１〜実施形態３では、位置センサ付・電流センサ付の構成にて例を示したが、位置センサレス・電流センサ付の構成でも実現可能である。図１４を用いて説明する。
【００６３】
図１４が図１と異なる点は、以下の通りである。まず、位置検出器７がなくなり、通常駆動モード時の位置指令θｄｃはモータ制御部１２から供給される。また、位置指令発生器１７が新たに設けられ、定数測定モード時にＰＭモータ５の回転子位置θｄｃを制御器２に入力する。また、位置指令切替部１８が新たに設けられ、モード切替器１０の信号が入力され、通常駆動時は、電圧指令切替部１５が「０」側に切り替えられ、また、定数測定モードでは、「１」側に切り替えられる。
【００６４】
電気定数の測定方法については、実施形態１〜実施形態３で説明した方法を用いる。
【００６５】
〔実施形態５〕
実施形態４では、位置センサレス・電流センサ付の構成にて例を示したが、位置センサレス・電流センサレスの構成でも実現可能である。図１５を用いて説明する。
【００６６】
図１５が図１４と異なる点は、以下の通りである。まず、電流Ｉｕを検出する電流検出器８ａと電流Ｉｗを検出する電流検出器８ｂがなくなり、電流検出器８ｃが新たに設けられ、直流電源４がインバータ３へ供給する電流ＩＤＣを検出する。また、電流再現部１９が新たに設けられ、電流検出器８ｃで検出した電源電流ＩＤＣに基づき、特開平８−
１９２６３号公報等に記載された手法によって、ＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算により再現する。
【００６７】
電気定数の測定方法については、実施形態１〜実施形態３で説明した方法を用いる。
【００６８】
以上のように、本発明によれば、交流電動機の電気定数をより正確に測定することができる。
【００６９】
そして、その正確な電気定数をトルク制御に用いることにより、より高精度なトルク制御が可能となり、高応答かつ高効率にモータを駆動することができる。
【００７０】
また、その正確な電気定数を位置センサレスに用いることにより、より正確な位置推定が可能となり、位置センサレス制御の制御性能が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】本発明の実施形態１の系統構成を示すブロック図。
【図２】本発明の実施形態１におけるモータ定数演算部の系統構成を示すブロック図。
【図３】本発明の実施形態１におけるモータの回転子位置を示す図その１。
【図４】本発明の実施形態１におけるモータの電流波形を示す図その１。
【図５】本発明の実施形態１におけるｄ軸磁束の図。
【図６】本発明の実施形態１におけるｄ軸インダクタンスの図。
【図７】本発明の実施形態１におけるモータの回転子位置を示す図その２。
【図８】本発明の実施形態１におけるモータの電流波形を示す図その２。
【図９】本発明の実施形態１におけるｑ軸磁束の図。
【図１０】本発明の実施形態１におけるｑ軸インダクタンスの図。
【図１１】本発明の実施形態３におけるモータ定数演算部の系統構成を示すブロック図。
【図１２】本発明の実施形態３におけるモータの電流波形を示す図その１。
【図１３】本発明の実施形態３におけるモータの電流波形を示す図その２。
【図１４】本発明の実施形態４の系統構成を示すブロック図。
【図１５】本発明の実施形態５の系統構成を示すブロック図。
【符号の説明】
【００７２】
１  駆動用指令発生器
２  制御器
３  インバータ
４  直流電源
５  ＰＭモータ
６  回転子固定器
７  位置検出器
８ａ，８ｂ，８ｃ  電流検出器
９  測定用指令発生器
１０  モード切替器
１１  ｄｑ座標変換部
１２  モータ制御部
１３  ｄｑ逆変換部
１４  ＰＷＭ信号発生部
１５  電圧指令切替部
１６，１６ａ  モータ定数演算部
１７  位置指令発生器
１８  位置指令切替部
１９  電流再現部
２１  測定用電流指令設定部
２２  測定用電圧指令設定部
２３  磁束変化率演算部
２４  磁束演算部
２５  インダクタンス演算部
２６  テーブルデータ設定部
２７  Ｌ近似式演算部
２８  Ｌ近似式設定部
４１  交流電源
４２  ダイオード・ブリッジ
４３  平滑コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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