(57)【要約】【課題】  スパイク電圧の低減と動作遅延時間の短縮の少なくとも一方を可能とする誘導性負荷駆動回路を提供する。【解決手段】  外部制御入力端子ＩＮと電流出力端子ＯＵＴの間に電流制御回路１、制御電圧発生回路２ｂ、放電回路３、レベル検出回路４を相互に接続して誘導性負荷駆動回路を構成する。ここで制御電圧発生回路２ｂは、供給電流の大きさを段階的に変化させることが可能な電流供給回路５ａと、主電流路の一端が電流供給回路５ａに接続されたトランジスタＱ２と、トランジスタＱ２の主電流路の他端に接続されたコンデンサＣ０と、外部制御信号Ｖ１と制御電圧Ｖ２に応じて第２のトランジスタＱ２の動作を制御する第２の誤差増幅器ＯＰ２とを具備するものとする。コンデンサＣ０の充電時に電流供給回路５ａからの供給電流の大きさを変化させ、誘導性負荷ＬＢの逆起電力に起因するスパイク電圧を低減する。【選択図】  図１
2008294798.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から供給されたステップ状に変化する外部制御信号（Ｖ１）の電圧値に応じて誘導性負荷（ＬＢ）に駆動電流を供給するための誘導性負荷駆動回路において、
コンデンサ（Ｃ０）と、該外部制御信号に応じて動作する制御素子（Ｑ２）と、該制御素子を介して該コンデンサに電流を供給する電流供給回路（５）とを有し、該コンデンサの一端に生じた電圧を制御電圧（Ｖ２）として出力する制御電圧発生回路（２）と、
該コンデンサに接続され、該外部制御信号の電圧値が基底状態に戻った時に該コンデンサの一端の電圧を基底状態に戻す放電回路（３）と、
該誘導性負荷に接続され、該制御電圧に応じて動作する主電流制御素子（Ｑ１）を有し、該制御電圧に応じた電流（Ｉ０）を該誘導性負荷に供給する電流制御回路（１）と、
該外部制御信号の電圧値の所定の割合まで該制御電圧の電圧値が上昇した時、出力信号の状態を変化させるレベル検出回路（４）と、
を具備し、
ここで該電流供給回路（５）は、第１の電流供給路（ＣＳ２）と第２の電流供給路（ＣＳ３）（ＲＣＬ）を有し、該レベル検出回路（４）の出力信号の状態に応じて、該制御電圧の電圧値が該所定の割合より低いうちは該コンデンサへの供給電流を多くし、該制御電圧の電圧値が該所定の割合より高くなった後は該コンデンサへの供給電流を少なくするよう動作し、これにより該制御電圧（Ｖ２）は、電圧値が低いうちは第１の傾斜で増加し、電圧値が高くなると該第１の傾斜よりも変化率の小さい第２の傾斜で増加し、該外部制御信号の電圧値に等しくなったところで電圧値が一定になる
ことを特徴とする誘導性負荷駆動回路。
【請求項２】
前記電流制御回路（１）が、前記主電流制御素子としての第１のトランジスタ（Ｑ１）に直列接続された検出抵抗（ＲＳ）と、一方の入力端子に前記制御電圧（Ｖ２）の供給を受け、他方の入力端子に該検出抵抗の一端に現れる電圧の供給を受ける第１の誤差増幅器（ＯＰ１）を有し、該第１のトランジスタが該第１の誤差増幅器の出力信号によって該制御電圧と該検出抵抗の一端の電圧を等しくするように動作するものであり、
前記制御電圧発生回路（２）が、一方の入力端子に前記外部制御信号（Ｖ１）の供給を受け、他方の入力端子に前記制御電圧（Ｖ２）の供給を受ける第２の誤差増幅器（ＯＰ２）を有し、前記制御素子としての第２のトランジスタ（Ｑ２）が該第２の誤差増幅器の出力信号によって該外部制御信号と該制御電圧を等しくするように動作するものである
ことを特徴とする、請求項１に記載した誘導性負荷駆動回路。
【請求項３】
前記電流供給回路（５ａ）が、前記第１の電流供給路としての第１の定電流源（ＣＳ２）と、前記第２の電流供給路としての第２の定電流源（ＣＳ３）とスイッチ（Ｑ３）の直列回路を有し、前記レベル検出回路（４）の出力信号に応じて該スイッチをオンオフすることにより、前記制御電圧の電圧値が低いうちは該第１の定電流源と該第２の定電流源の双方から前記制御素子を介して前記コンデンサに電流を供給し、該制御電圧の電圧値が高くなった後は該第１の定電流源のみから該制御素子を介して該コンデンサに電流を供給するように動作するものである
ことを特徴とする、請求項１あるいは請求項２に記載した誘導性負荷駆動回路。
【請求項４】
前記電流供給回路（５ｂ）が、前記第１の電流供給路としての第１の定電流源（ＣＳ４）と第１のスイッチ（Ｑ４）の直列回路と、前記第２の電流供給路としての第２の定電流源（ＣＳ５）と第２のスイッチ（Ｑ５）の直列回路と、前記レベル検出回路（４）の出力信号に応じて前記制御電圧の電圧値が低いうちは該第１のスイッチをオン、該第２のスイッチをオフとし、該制御電圧の電圧値が高くなった後は該第１のスイッチをオフ、該第２のスイッチをオンとする論理回路（６）を有し、該制御電圧の電圧値が低いうちは該第１の定電流源から前記制御素子を介して前記コンデンサに電流を供給し、該制御電圧の電圧値が高くなった後は該第２の定電流源から該制御素子を介して該コンデンサに電流を供給するように動作するものである
ことを特徴とする、請求項１あるいは請求項２に記載した誘導性負荷駆動回路。
【請求項５】
前記電流供給回路（５ｃ）が、前記第１の電流供給路としての第１の定電流源（ＣＳ４）と第１のスイッチ（Ｑ４）の直列回路と、前記第２の電流供給路としての電流制限抵抗（ＲＣＬ）と第２のスイッチ（Ｑ５）の直列回路と、前記レベル検出回路（４）の出力信号に応じて前記制御電圧の電圧値が低いうちは該第１のスイッチをオン、該第２のスイッチをオフとし、該制御電圧の電圧値が高くなった後は該第１のスイッチをオフ、該第２のスイッチをオンとする論理回路（６）を有し、該制御電圧の電圧値が低いうちは該第１の定電流源から前記制御素子を介して前記コンデンサに電流を供給し、該制御電圧の電圧値が高くなった後は該電流制限抵抗から該制御素子を介して該コンデンサに電流を供給するように動作するものである
ことを特徴とする、請求項１あるいは請求項２に記載した誘導性負荷駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、供給電流によって動作量が制御される誘導性負荷、例えばモーターや電磁式のアクチュエーターなど、を駆動するための誘導性駆動回路に関し、供給電流の流量変化時に発生するスパイク電圧を低減するための構成の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯型電子機器の中には電子的に制御される機械的可動部分を持つものが存在し、その一例としてはデジタルカメラの自動焦点機構が挙げられる。
デジタルカメラの自動焦点機構は、例えば、取り込まれた被写体像の一部から収差等を検出し、その検出量から焦点距離を算出し、その算出データに応じてレンズの位置を移動させるといった一連の動作を行うことにより、被写体に焦点を合わせるようになっている。ここで、レンズの移動は小型のボイスコイルを利用したモータやアクチュエータによって機械的に行われ、そのモータやアクチュエータの動作量は、駆動回路から前記算出データに応じた駆動電流や電圧を供給することによって電子的に制御される。
【０００３】
図７には、ボイスコイルモータや電磁式のアクチュエータなどの誘導性負荷に駆動電流を供給するための駆動回路の一例を示した。
図７において、ＩＮは、その前段に設けられたＤ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）からのアナログ信号を受信するための外部制御入力端子である。この制御入力端子ＩＮは誤差増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）に接続されている。誤差増幅器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）は制御素子としてのＰチャネル型トランジスタＱ２のドレインに接続され、誤差増幅器ＯＰ２の出力端子はトランジスタＱ２の制御端子、すなわちゲートに接続されている。トランジスタＱ２のソースは定電流源ＣＳ１を介して所定の電圧で充電された電圧供給ラインＶＤＤに接続され、トランジスタＱ２のドレインはコンデンサＣ０を介して基準電位点、すなわちグランドに接続されている。
【０００４】
コンデンサＣ０の一端、すなわちコンデンサＣ０とトランジスタＱ２の接続点は誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）に接続されている。誤差増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）は主電流制御素子としてのＮチャネル型トランジスタＱ１のソースに接続され、誤差増幅器ＯＰ１の出力端子はトランジスタＱ１の制御端子、すなわちゲートに接続されている。トランジスタＱ１のドレインは、誘導性負荷ＬＢに接続されている電流出力端子ＯＵＴに接続され、トランジスタＱ１のソースは検出抵抗ＲＳを介して基準電位点、すなわちグランドに接続されている。
【０００５】
更に、外部制御入力端子ＩＮの外部制御信号Ｖ１に応じて動作する放電回路３を構成し、その放電回路３をコンデンサＣ０に対して並列接続している。なお、外部制御入力端子ＩＮとグランドとの間に接続されているＲ０は入力抵抗である。
ここで、誤差増幅器ＯＰ２、トランジスタＱ２、定電流源ＣＳ１、コンデンサＣ０により制御電圧発生回路２ａが形成され、誤差増幅器ＯＰ１、トランジスタＱ１、検出抵抗ＲＳにより電流制御回路１が形成されている。これら外部制御入力端子ＩＮ、電流出力端子ＯＵＴと、その間に設けられた電流制御回路１、制御電圧発生回路２ａ、放電回路３により誘導性負荷駆動回路が構成されている。
【０００６】
先に例示したデジタルカメラの自動焦点機構の場合、図７外のデータ処理装置において焦点距離の算出データが生成され、その算出データが図７のＤ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）に供給される。ここで、デジタル量の信号である算出データは、アナログ量の信号、具体的には電圧値を変量とする信号に変換される。そして図７の外部制御入力端子ＩＮには、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）から、適宜、算出データに応じた電圧値のアナログ信号（以下、外部制御信号と呼ぶ）が供給される。
【０００７】
図７の誘導性負荷駆動回路は、制御電圧発生回路２ａ内の誤差増幅器ＯＰ２、トランジスタＱ２、コンデンサＣ０が直列制御型ボルテージレギュレータに準じた回路構成となっている。このため、誤差増幅器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）にフィードバックされるコンデンサＣ０の一端の電圧（＝Ｖ２）は、外部制御入力端子ＩＮから誤差増幅器ＯＰ２の反転入力端子に供給される外部制御信号Ｖ１と同じ大きさになるように制御される。ただし、トランジスタＱ２のソースに定電流源ＣＳ１が接続されているため、トランジスタＱ２の主電流路を通過する電流の大きさは定電流源ＣＳ１によって制限される。
【０００８】
するとコンデンサＣ０の一端の電圧は、図８の上段の電圧波形図に太線で示すような軌跡で変化する。すなわち、定電流源ＣＳ１の作用によって、外部制御信号Ｖ１（細線）がステップ状に立ち上がった時間ｔ０から直線的に（ランプ状に）上昇し、ｔ０から所定の時間が経過した時間ｔ１において外部制御信号Ｖ１と同じ大きさになる。その後、コンデンサＣ０の一端の電圧は、誤差増幅器ＯＰ２とトランジスタＱ２のレギュレータ動作により、外部制御信号Ｖ１と同じ大きさを維持する。
このコンデンサＣ０の一端の電圧は制御電圧発生回路２ａの制御電圧Ｖ２として、電流制御回路１内の誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子に供給される。
【０００９】
電流制御回路１内の誤差増幅器ＯＰ１、トランジスタＱ１、検出抵抗ＲＳは直列制御型カレントレギュレータに準じた回路構成となっている。このため、トランジスタＱ１の主電流路を流れる電流（＝駆動電流ＩＯ）は、誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子に供給される制御電圧Ｖ２に応じた大きさとなる。この時、トランジスタＱ１の主電流路を流れる電流は、図８の下段の電流・電圧波形図に一点鎖線で示すように、時間ｔ０の時点から直線的に増加し、時間ｔ１で所定値に達し、ｔ１以後は所定値で一定になるというように、制御電圧Ｖ２と同様の軌跡を示す。そしてこのトランジスタＱ１の主電流路を流れる電流は、誘導性負荷駆動回路の駆動電流ＩＯとして、電流出力端子ＯＵＴに接続された誘導性負荷ＬＢを流れることになる。
【００１０】
デジタルカメラの自動焦点機構が機械的可動部品にボイスコイルモータを使用している場合、図７中の誘導性負荷ＬＢはボイスコイルとなる。ここで、自動焦点機構が特許文献１に示されているような構造のものであると、ボイスコイルには、スプリングなどによって初期位置に押し留める、あるいは初期位置に戻そうとする復元力が加えられる。そして、誘導性負荷駆動回路から駆動電流ＩＯが供給され、駆動電流の大きさに応じたトルク（ただし、復元力よりも大）がボイスコイルに生じると、ボイスコイルは初期位置からトルクと復元力が均衡する位置へと移動する。
【００１１】
この時、焦点を調節するためのレンズ（＝フォーカスレンズ）がボイスコイルに機械的に固定されていると、レンズの焦点も駆動電流の大きさに応じて変化することになる。そこで、収差等の検出信号の大きさ、焦点距離の算出データ、駆動電流の大きさ、ボイスコイルの移動位置、レンズの焦点、の各間に整合性を持たせておけば、撮影時に操作者自身が焦点合わせをしなくても、電子的かつ自動的に被写体に焦点を合わせることが可能となる。
【特許文献１】特開２００５−１６５０５８号公報
【特許文献２】特開２０００−３２３９７３号公報
【特許文献３】特開平１０−２０９８４５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
図７の誘導性負荷駆動回路は、電流出力端子ＯＵＴに接続された誘導性負荷ＬＢに対し、図８の下段の電流波形図に一点鎖線で示すように、時間ｔ０からランプ状に変化して時間ｔ１において所定の電流値に達し、それ以降、所定の電流値で一定となる駆動電流ＩＯを供給している。この駆動電流の供給形態は、特許文献２、特許文献３にも開示されているように、駆動電流ＩＯの変化率を低くすることによって、誘導性負荷ＬＢの逆起電力に起因したスパイク電圧を低減することを目的として成されている。
【００１３】
駆動電流ＩＯが図８の下段の電流波形図に一点鎖線で示すように変化した場合、電流出力端子ＯＵＴの位置に現れる電圧Ｖ３は、同図中の太線で示すような軌跡で変化する。すなわち、先ず時間ｔ０において所定の電圧値ＶＣ（電源ラインＶＣＣの電圧値）からほぼステップ状に電圧値を低下させ、時間ｔ１の直前までの間、電圧Ｖａを維持する。この時間ｔ０からｔ１の間の電圧Ｖａは、電源ラインＶＣＣの電圧値から誘導性負荷ＬＢの端子間電圧を差し引いた大きさで、駆動電流ＩＯの変化率が大きければ相対的に低い値になり、変化率が小さければ相対的に高い値になる。そして時間ｔ１になると、電圧Ｖ３はステップ状に電圧値を上昇させ、時間ｔ１以後は所定の電圧値（ＶＣ）よりも少し低い電圧値の電圧Ｖｂを維持する。
【００１４】
ここで、時間ｔ１で駆動電流ＩＯが一定になった時、電圧Ｖ３には高電圧方向に伸びるスパイク状の電圧（以下、スパイク電圧と略す）が現れる。このスパイク電圧は誘導性負荷ＬＢの逆起電力によって引き起こされ、そのピーク値は、駆動電流ＩＯの変化率が大きいほど、あるいは、時間ｔ０−ｔ１間に現れる電圧Ｖａと時間ｔ１以降に現れる電圧Ｖｂの差が大きいほど、高くなる。そこで、スパイク電圧を低減するには、駆動電流ＩＯの変化率を小さくし、電圧Ｖａを高くすれば良い。
【００１５】
しかし、駆動電流ＩＯの変化率を非常に小さくした場合、スパイク電圧低減の代償として、駆動電流ＩＯが所定の電流値に達するまでの時間（時間ｔ０〜ｔ１の時間）が長くなり、ひいては電子機器の動作の遅延時間（以下、動作遅延時間と言う）が長くなってしまう。このため、動作遅延時間を短縮したい場合には、図７の誘導性負荷ＬＢに対して並列にクランプ回路を接続し、そのクランプ回路にスパイク電圧の高電圧部分を吸収させるなど、別の対策を施さなければならなかった。
そこ本発明は、クランプ回路などの別の対策を施さなくとも、スパイク電圧の低減、さらに、あるいは、動作遅延時間の短縮を可能とする誘導性負荷駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するための本発明は、外部から供給されたステップ状に変化する外部制御信号（Ｖ１）の電圧値に応じて誘導性負荷（ＬＢ）に駆動電流を供給するための誘導性負荷駆動回路において、  コンデンサ（Ｃ０）と、外部制御信号に応じて動作する制御素子（Ｑ２）と、制御素子を介して該コンデンサに電流を供給する電流供給回路（５）とを有し、コンデンサの一端に生じた電圧を制御電圧（Ｖ２）として出力する制御電圧発生回路（２）と、  コンデンサに接続され、外部制御信号の電圧値が基底状態に戻った時にコンデンサの一端の電圧を基底状態に戻す放電回路（３）と、  誘導性負荷に接続され、制御電圧に応じて動作する主電流制御素子（Ｑ１）を有し、制御電圧に応じた電流（Ｉ０）を誘導性負荷に供給する電流制御回路（１）と、  外部制御信号の電圧値の所定の割合まで制御電圧の電圧値が上昇した時、出力信号の状態を変化させるレベル検出回路（４）と、  を具備し、  ここで電流供給回路（５）は、第１の電流供給路（ＣＳ２）と第２の電流供給路（ＣＳ３）（ＲＣＬ）を有し、レベル検出回路（４）の出力信号の状態に応じて、制御電圧の電圧値が所定の割合より低いうちはコンデンサへの供給電流を多くし、制御電圧の電圧値が所定の割合より高くなった後はコンデンサへの供給電流を少なくするように動作し、これにより制御電圧（Ｖ２）は、電圧値が低いうちは第１の傾斜で増加し、電圧値が高くなると第１の傾斜よりも変化率の小さい第２の傾斜で増加し、外部制御信号の電圧値に等しくなったところで電圧値が一定になる  ことを特徴とする。
【００１７】
具体的には、前記電流制御回路（１）は、主電流制御素子としての第１のトランジスタ（Ｑ１）に直列接続された検出抵抗（ＲＳ）と、一方の入力端子に前記制御電圧（Ｖ２）の供給を受け、他方の入力端子に検出抵抗の一端に現れる電圧の供給を受ける第１の誤差増幅器（ＯＰ１）を有し、第１のトランジスタが第１の誤差増幅器の出力信号によって制御電圧と該検出抵抗の一端の電圧を等しくするように動作するものであり、前記制御電圧発生回路（２）は、一方の入力端子に外部制御信号（Ｖ１）の供給を受け、他方の入力端子に制御電圧（Ｖ２）の供給を受ける第２の誤差増幅器（ＯＰ２）を有し、制御素子としての第２のトランジスタ（Ｑ２）が第２の誤差増幅器の出力信号によって外部制御信号と制御電圧を等しくするように動作するものとする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の誘導性負荷駆動回路は、制御電圧に応じて駆動電流を変化させるような回路構成とし、その制御電圧を、電圧値が低いうちは第１の傾斜で増加させ、電圧値が高くなると第１の傾斜よりも変化率の小さい第２の傾斜で増加させている。この２つの傾斜を組み合わせることにより、クランプ回路を接続するなどの別の対策を施さなくとも、スパイク電圧の低減と動作の遅延時間の短縮の少なくとも一方を可能とする誘導性負荷駆動回路を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
外部制御入力端子ＩＮと電流出力端子ＯＵＴの間に、電流制御回路１、制御電圧発生回路２ａ、放電回路３、レベル検出回路４を相互に接続して本発明の誘導性負荷駆動回路を構成する。ここで電流制御回路は、主電流路の一端が電流出力端子に接続された第１のトランジスタと、第１のトランジスタの主電流路の他端に接続された検出抵抗と、一方の入力端子に制御電圧発生回路から制御電圧の供給を受け、他方の入力端子に検出抵抗の一端に現れた電圧の供給を受け、その出力信号で第１のトランジスタの動作を制御する第１の誤差増幅器とを具備し、第１のトランジスタと検出抵抗と第１の誤差増幅器が、その直列制御型カレントレギュレータに準じた回路構成によって、制御電圧と検出抵抗の一端の電圧を等しくするように動作するものとする。
【００２０】
一方、制御電圧発生回路は、供給電流の大きさを少なくとも２段階に変化させることが可能な電流供給回路と、主電流路の一端が電流供給回路に接続された第２のトランジスタと、第２のトランジスタの主電流路の他端に接続されたコンデンサと、一方の入力端子に外部制御入力端子を介して外部制御信号の供給を受け、他方の入力端子にコンデンサの一端に現れた電圧の供給を受け、その出力信号で第２のトランジスタの動作を制御する第２の誤差増幅器とを具備し、第２のトランジスタとコンデンサと第２の誤差増幅器が、その直列制御型ボルテージレギュレータに準じた回路構成によって、外部制御信号とコンデンサの一端の電圧を等しくするように動作するものとする。
【００２１】
そしてレベル検出回路は、一方の入力端子に抵抗分圧回路を介して外部制御信号の供給を受け、他方の入力端子にコンデンサの一端の電圧の供給を受け、その出力信号の状態に応じて電流供給回路の供給電流の大きさを変化させる第３の誤差増幅器を具備するものとする。
【００２２】
この制御電圧発生回路とレベル検出回路の相互動作と電流供給回路の作用によって、外部制御信号がステップ状に変化した時、コンデンサの一端の電圧を、電圧値が低いうちは第１の傾斜で増加し、電圧値が高くなると第１の傾斜よりも変化率の小さい第２の傾斜で増加し、外部制御信号の電圧値に等しくなったところで電圧値が一定になるように変化させ、このコンデンサの一端の電圧を制御電圧として電流制御回路に供給する。そして電流制御回路において制御電圧に応じた駆動電流を生成し、それを誘導性負荷に流通させる。
【００２３】
本発明を実施するのに好適な第１の実施の形態においては、制御電圧発生回路内に設けられる電流供給回路を、第１の定電流源と第２の定電流源とスイッチを具備し、レベル検出回路の出力信号に応じてスイッチをオンオフすることにより、制御電圧の電圧値が低いうちは第１の定電流源と第２の定電流源の双方から電流を供給させ、制御電圧の電圧値が外部制御信号の所定割合よりも高くなった後は第１の定電流源のみから電流を供給させるように動作するものとする。
【００２４】
本発明を実施するのに好適な第２の実施の形態においては、電流供給回路を、第１の定電流源と第１のスイッチと第２の定電流源と第２のスイッチと論理回路とを具備し、レベル検出回路の出力信号に応じて論理回路により第１と第２のスイッチを相補的にオンオフさせ、制御電圧の電圧値が低いうちは第１の定電流源から電流を供給させ、制御電圧の電圧値が外部制御信号の所定割合よりも高くなった後は第１の定電流源よりも電流供給能力低い第２の定電流源から電流を供給させるように動作するものとする。
【００２５】
本発明を実施するのに好適な第３の実施の形態においては、電流供給回路を、第１の定電流源と第１のスイッチと電流制限抵抗と第２のスイッチと論理回路とを具備し、レベル検出回路の出力信号に応じて論理回路により第１と第２のスイッチを相補的にオンオフさせ、制御電圧の電圧値が低いうちは第１の定電流源から電流を供給させ、制御電圧の電圧値が外部制御信号の所定割合よりも高くなった後は電流制限抵抗から電流を供給させるように動作するものとする。
【実施例】
【００２６】
図１は、スパイク電圧の低減と動作遅延時間の短縮をの少なくとも一方を可能とした、本発明の第１の実施例による誘導性負荷駆動回路の構成を示す回路図である。
図１の誘導性負荷駆動回路は、外部制御入力端子ＩＮと電流出力端子ＯＵＴの間に相互に接続された電流制御回路１、制御電圧発生回路２ｂ、放電回路３、レベル検出回路４によって構成されており、改良された制御電圧発生回路２ｂと新規に設けられたレベル検出回路４とを具備している点において図７の回路と異なっている。その他の回路部分、具体的には電流制御回路１と放電回路３の部分については、図１と図７の回路は同一の構成となっている。
【００２７】
図１において、制御入力端子ＩＮは誤差増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）に接続され、誤差増幅器ＯＰ２の出力端子はＰチャネル型のトランジスタＱ２のゲートに接続されている。トランジスタＱ２のドレインはコンデンサＣ０を介して基準電位点、すなわちグランドに接続され、トランジスタＱ２のドレインとコンデンサＣ０の一端の接続点は誤差増幅器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）に接続されている。そしてトランジスタＱ２のソースは、電流供給回路５ａを介して所定の電圧で充電された電圧供給ラインＶＤＤに接続されている。
【００２８】
ここで電流供給回路５ａは、トランジスタＱ２のソースと電圧供給ラインＶＤＤの間に接続された第１の定電流源ＣＳ１と、その第１の定電流源ＣＳ１に対して並列に接続された第２の定電流源ＣＳ２とスイッチＱ３の直列回路とを具備した回路構成となっている。
これら、誤差増幅器ＯＰ２、トランジスタＱ２、コンデンサＣ０、電流供給回路５ａ（具体的には、第１の定電流源ＣＳ１と第２の定電流源ＣＳ２とスイッチＱ３）により、改良された制御電圧発生回路２ｂが形成されている。
【００２９】
また図１において、制御入力端子ＩＮは、抵抗Ｒ１とＲ２の直列回路、いわゆる抵抗分圧回路を介してグランドに接続されている。この抵抗Ｒ１とＲ２の共通接続点は誤差増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）に接続され、誤差増幅器ＯＰ３の非反転入力端子（＋）はコンデンサＣ０の一端に接続されている。そして誤差増幅器ＯＰ３の出力端子は制御電圧発生回路２ｂ内のスイッチＱ３のゲートに接続されている。
これら、誤差増幅器ＯＰ３、抵抗Ｒ１、Ｒ２により新規に設けられたレベル検出回路４が形成されている。
【００３０】
このような構成とした図１の回路は外部制御信号Ｖ１に応じて以下のように動作する。
外部制御信号Ｖ１の電圧は、時間ｔ０において基底状態（すなわちゼロボルト）からステップ状に上昇し、それ以後、一定値を維持する。この時間ｔ０においては、コンデンサＣ０の一端の電圧は初期状態（すなわちほぼゼロボルト）である。このため、誤差増幅器ＯＰ３の出力信号はローレベルとなり、スイッチＱ３はオン状態となる。誤差増幅器ＯＰ２とトランジスタＱ２は外部制御信号Ｖ１とコンデンサＣ０の一端の電圧（＝制御電圧Ｖ２）を等しくしようと動作するため、コンデンサＣ０はトランジスタＱ２を介して供給される２つの定電流源ＣＳ２、ＣＳ３の合成電流により充電される。ここで、定電流源ＣＳ２、ＣＳ３の各電流値はほぼ一定であるため、制御電圧Ｖ２は、時間ｔ０以降、図２の上段の電圧波形図に示すように基底状態から直線状、換言するとランプ状に所定の傾斜（変化率）でもって上昇していく。
【００３１】
具体的に、抵抗Ｒ１とＲ２の電気抵抗の比が１：４に設定されていると、誤差増幅器ＯＰ３の非反転入力端子（＋）に供給される電圧は外部供給信号Ｖ１の８０％の大きさとなる。制御電圧Ｖ２が上昇し、時間ｔ２においてその電圧値が外部供給信号Ｖ１の８０％の大きさを越えると、誤差増幅器ＯＰ３は出力信号の状態をハイレベルに転換させる。するとスイッチＱ３はオフ状態となり、トランジスタＱ２のソースは定電流源ＣＳ２のみから電流の供給を受ける。その結果、制御電圧Ｖ２の変化率は小さくなり、その傾斜は緩くなる。そして時間ｔ３において制御電圧Ｖ２の電圧値が外部制御信号Ｖ１に等しくなると、以後、誤差増幅器ＯＰ２とトランジスタＱ２の相互動作により、その電圧値が維持される。
【００３２】
このように変化する制御電圧Ｖ２が電流制御回路１に供給されると、電流制御回路１は制御電圧Ｖ２と同様の軌跡を示す駆動電流ＩＯを発生させる。すなわち、駆動電流ＩＯは、図２の下段の電流電圧波形図に一点鎖線で示すように、時間ｔ０から所定の傾斜（変化率）で直線的に増加し、時間ｔ２以降は傾斜が緩くなり（変化率が小さくなり）、時間ｔ３で所定値に達し、以後は所定値を維持する。
このような駆動電流ＩＯが誘導性負荷ＬＢを流れた時、電流出力端子ＯＵＴの位置には、同図中の太線で示すような変化の軌跡を示す電圧Ｖ３が現れる。
【００３３】
すなわち、電圧Ｖ３は、時間ｔ０において所定の電圧値ＶＣ（電源ラインＶＣＣの電圧値）からほぼステップ状に電圧値を低下させ、時間ｔ２の直前までの間、電圧Ｖｅを維持する。時間ｔ２において駆動電流ＩＯの変化率が小さくなるとステップ状に電圧値を上昇させ、時間ｔ３の直前までの間、電圧Ｖｆを維持する。そして時間ｔ３になると、電圧Ｖ３は更にステップ状に電圧値を上昇させ、時間ｔ３以後は所定の電圧値（ＶＣ）よりも少し低い電圧Ｖｇを維持する。
【００３４】
ここで、駆動電流ＩＯの変化率が小さくなる時間ｔ２と駆動電流ＩＯが一定になる時間ｔ３の時点において、それぞれ高電圧方向に伸びるスパイク電圧が現れる。先にも説明したように、スパイク電圧のピーク値は電圧Ｖｅと電圧Ｖｆ、電圧Ｖｆと電圧Ｖｇの差が大きいほど高くなる。このため、図２のｔ０−ｔ３間の時間と図８のｔ０−ｔ１間の時間を同一にした時、スパイク電圧が現れる時間ｔ２の前後の電圧差（Ｖｅ−Ｖｆ）と時間ｔ３の前後の電圧差（Ｖｆ−電圧Ｖｇ）が図８の時間ｔ１の前後の電圧差（Ｖａ−Ｖｂ）よりも小さくなっていれば、従来回路よりもスパイク電圧が低減されていると言える。
【００３５】
ところで、誤差増幅器ＯＰ３の反転入力端子に供給する電圧（％）を低くするほど電流源ＣＳ３のみで電流を供給する時間が長くなり、電流値が一定になるまでの時間、すなわちｔ０−ｔ３間の時間が長くなってしまう。そこで、動作遅延時間の短縮を念頭においた場合、誤差増幅器ＯＰ３の反転入力端子に供給する電圧は外部制御信号Ｖ１の８０％以上の電圧値とするのが望ましい。なお、誤差増幅器ＯＰ３の反転入力端子に供給する電圧を外部制御信号Ｖ１の８０％の電圧値とする場合、電圧差（Ｖｅ−Ｖｆ）を電圧差（Ｖａ−Ｖｂ）よりも小さくし、スパイク電圧を低減するには、電流源ＣＳ２とＣＳ３のそれぞれが供給する電流の大きさを、およそ２：１以下の比率にするのが望ましい。
【００３６】
ちなみに、誤差増幅器ＯＰ３の反転入力端子に供給する電圧をもっと高くした場合、電流源ＣＳ２とＣＳ３の電流の比率は更に高くすることも可能である。例えば、誤差増幅器ＯＰ３の反転入力端子に供給する電圧を外部制御信号Ｖ１の９０％の電圧値とする場合、電流源ＣＳ２とＣＳ３の電流の比率を３：１程度まで高くしてもスパイク電圧の低減が可能である。
【００３７】
図３には本発明の第２の実施例による誘導性負荷駆動回路の構成を示した。
図３に示す回路は電流供給回路５ｂの内部構成が図１の回路と異なっている。その他の回路部分については図３と図１の回路は同一の構成となっている。
図３の回路において、トランジスタＱ２のソースと電圧供給ラインＶＤＤの間に定電流源ＣＳ４とスイッチＱ４の直列回路が接続され、更にその直列回路に対して並列に定電流源ＣＳ５とスイッチＱ５の直列回路が接続されている。各スイッチＱ４とＱ５のゲートは論理回路６に接続され、さらに論理回路６はレベル検出回路４の誤差増幅器ＯＰ３の出力端子に接続されている。これら定電流源ＣＳ４、ＣＳ５、スイッチＱ４、Ｑ５、論理回路６により電流供給回路５ｂが構成されている。
【００３８】
図３の論理回路６は、誤差増幅器ＯＰ３の出力信号に応じて相補的にスイッチＱ４とＱ５の一方をオン状態、他方をオフ状態とするようになっている。例えば、電流源ＣＳ４の電流供給能力が相対的に高く、電流源ＣＳ５の電流供給能力が相対的に低い場合、論理回路６は、制御電圧Ｖ２が低いうちはスイッチＱ４をオン状態、スイッチＱ５をオフ状態とし、制御電圧Ｖ２が高くなったらスイッチＱ４をオフ状態、スイッチＱ５をオン状態とする。これにより図３の電流供給回路５ｂは、制御電圧Ｖ２が低いうちは相対的に大きな電流を供給し、制御電圧Ｖ２が高くなったら小さな電流を供給するように動作する。
【００３９】
ところで、先に説明した図１の電流供給回路５ａは、誤差増幅器ＯＰ３の出力信号に応じてスイッチＱ３をオンオフすることにより、制御電圧Ｖ２が低いうちは電流源ＣＳ２とＣＳ３の両方から電流を供給し、制御電圧Ｖ２が高くなったら定電流源ＣＳ２のみから電流を供給していた。これはすなわち、制御電圧Ｖ２が低いうちは相対的に大きな電流を供給し、制御電圧Ｖ２が高くなったら小さな電流を供給することを意味している。したがって、電流供給回路（５ａ、５ｂ）内部の動作を除けば、図３と図１の回路の各部の動作は基本的に同じであり、電圧電流波形も図２のようになる。このため、図３の回路の詳しい説明は省略する。
【００４０】
図４には本発明の第２の実施例による誘導性負荷駆動回路の構成を示した。
図４に示す回路は図３の回路の定電流源ＣＳ５を電流制限抵抗ＲＣＬに置き換えたものであり、その他の回路部分については図４と図３の回路は同一の構成となっている。
このような構成の図４の回路は、論理回路６が誤差増幅器ＯＰ３の出力信号に応じて、制御電圧Ｖ２が低いうちはスイッチＱ４をオン状態、スイッチＱ５をオフ状態とし、制御電圧Ｖ２が高くなったらスイッチＱ４をオフ状態、スイッチＱ５をオン状態とする。
【００４１】
制御電圧Ｖ２が高くなり、スイッチＱ４がオフ状態、スイッチＱ５がオン状態となった時、トランジスタＱ２のソースには電流制限抵抗ＲＣＬを介して電流が供給される。電流制限抵抗ＲＣＬを通過する電流は電流制限抵抗ＲＣＬの端子間に現れる電圧に依存するため、その一端の電圧（＝制御電圧Ｖ２）が上昇し、他端の電圧（＝電源ラインＶＣＣの電圧）が一定であると、一端の電圧の上昇に伴って漸減していく。このため制御電圧Ｖ２は、図５の上段の電圧波形図に太線で示すように、電流源ＣＳ４から供給される一定電流によって、時間ｔ０から時間ｔ２の間にはランプ状に所定の傾斜で上昇していくが、時間ｔ２から時間ｔ３の間には、電流制限抵抗ＲＣＬから供給される漸減電流によって漸増していくことになる。
【００４２】
電流制御回路１は制御電圧Ｖ２に応じた駆動電流ＩＯを流すため、駆動電流ＩＯは図５の下段の電流電圧波形図に一点鎖線で示すように、制御電圧Ｖ２と同様の軌跡でもって変化する。このような駆動電流ＩＯが誘導性負荷ＬＢを流れると、電流出力端子ＯＵＴに位置には、同図中に太線で示すような軌跡で変化する電圧Ｖ３が現れる。すなわち、時間ｔ０において所定の電圧値ＶＣ（電源ラインＶＣＣの電圧値）からほぼステップ状に電圧値を低下させ、時間ｔ２の直前までの間、電圧Ｖｅを維持する。時間ｔ２の時点でスパイク電圧を生じ、時間ｔ２から時間ｔ３の間に電圧値を漸増させていく。そして時間ｔ３で電圧値が電圧Ｖｇで飽和し、以後一定値となる。
【００４３】
図４の回路の特徴は、時間ｔ３の時点ではほとんどスパイク電圧が発生せず、電流制限抵抗ＲＣＬの抵抗値を適切な値に設定すれば、時間ｔ２の時点で発生するスパイク電圧も非常に小さくすることができる点にある。ただし、電流制限抵抗ＲＣＬの抵抗値はｔ２−ｔ３間の時間にも影響を与えるため、電流制限抵抗ＲＣＬの抵抗値によっては、定電流源ＣＳ５から一定電流を供給する図３の回路に比べ、動作遅延時間が長くなってしまうケースが出てくる。このため、図４の回路を実際に構成する際には、動作遅延時間とスパイク電圧のバランスを考慮して電流制限抵抗ＲＣＬの抵抗値と電流源ＣＳ４の電流値を決定する必要がある。
【００４４】
以上の各本発明の実施例の説明において、放電回路３は、外部制御信号Ｖ１が基底状態となった時、コンデンサＣ０を放電させ、コンデンサＣ０の端子間電圧を初期化し、併せて制御電圧Ｖ２を基底状態とするものである。放電回路３の最も単純な例は、図６（ａ）に示すように、トランジスタスイッチと、外部制御信号Ｖ１が基底状態となった時にトランジスタスイッチをターンオンさせるようなバイアスを発生させるバイアス回路（比較器）とから構成される。なお、外部制御信号Ｖ１が基底状態となった時にコンデンサＣ０の端子間電圧を初期化し得るものであれば、例えば図６（ｂ）のようなシャントレギュレータを放電回路３に使用しても良い。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の第１の実施例による誘導性負荷駆動回路の構成を示す回路図。
【図２】図１の回路各部に生じる電圧と電流の波形図。
【図３】本発明の第２の実施例による誘導性負荷駆動回路の構成を示す回路図。
【図４】本発明の第３の実施例による誘導性負荷駆動回路の構成を示す回路図。
【図５】図３の回路各部に生じる電圧と電流の波形図。
【図６】放電回路の回路例。
【図７】従来の誘導性負荷駆動回路の構成を示す回路図。
【図８】図７の回路各部に生じる電圧と電流の波形図。
【符号の説明】
【００４６】
１：電流制御回路
２ａ〜２ｄ：制御電圧発生回路
３：放電回路
４：レベル検出回路
５ａ〜５ｃ：電流供給回路
６：論理回路
Ｑ１：トランジスタ（主電流制御素子）
Ｑ２：トランジスタ（第２のトランジスタ）
ＬＢ：誘導性負荷
Ｖ１：外部制御信号
Ｖ２：制御電圧
ＩＯ：駆動電流
ＣＳ２：電流源（第１の定電流源）
ＣＳ３：電流源（第２の定電流源）
ＣＳ４：電流源（第１の定電流源）
ＣＳ５：電流源（第２の定電流源）
Ｑ４：スイッチ（第１のスイッチ）
Ｑ５：スイッチ（第２のスイッチ）
ＲＣＬ：電流制限抵抗
ＯＰ１：誤差増幅器（第１の誤差増幅器）
ＯＰ２：誤差増幅器（第２の誤差増幅器）
ＩＮ：外部制御入力端子
ＯＵＴ：電流出力端子
【図１】
2008294798.tif 000003
【図２】
2008294798.tif 000004
【図３】
2008294798.tif 000005
【図４】
2008294798.tif 000006
【図５】
2008294798.tif 000007
【図６】
2008294798.tif 000008
【図７】
2008294798.tif 000009
【図８】
2008294798.tif 000010