(57)【要約】【課題】高い周波数を有しかつ広帯域のＦＭ変調信号を良好な直線性を維持しつつ復調することができるとともに低価格化、低消費電力化、小型化および低雑音化が可能なＦＭ復調器を提供する。【解決手段】ＦＭ復調器においては、ＦＭ変調信号が抵抗分配器２によりノードＮ２およびノードＮ３に分配される。ノードＮ２に分配された信号は、ストリップラインＳＬにより遅延されつつ伝送され、ノードＮＥで反射される。反射された信号は、ノードＮ２から抵抗分配器２に戻りノードＮ３に分配された信号に加算される。加算により得られた信号がダイオードＤ１により半波整流される。それにより、ストリップラインＳＬでの遅延量に応じたパルス信号が得られる。そのパルス信号に含まれる原信号に対応する低周波成分がＬＰＦ３を通過することにより原信号が復調信号ＲＳとし復調される。【選択図】図１
2008079067.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波を原信号で周波数変調することにより得られるＦＭ変調信号を復調するＦＭ復調器であって、
前記ＦＭ変調信号を第１のノードおよび第２のノードに分配する分配器と、
前記第１のノードの信号を遅延させて伝送する伝送線路からなり、信号を反射する反射部を有する遅延器と、
前記第２のノードの信号を整流する整流回路と、
前記整流回路により整流された信号のうち原信号の周波数帯域成分を通過させる低域通過フィルタ回路とを備えたことを特徴とするＦＭ復調器。
【請求項２】
前記整流回路は、第１の極性の波形を通過させる第１のダイオードを含み、
前記低域通過フィルタ回路は、前記第１のダイオードから出力される波形の予め設定された低周波成分を通過させる第１の低域通過フィルタを含むことを特徴とする請求項１記載のＦＭ復調器。
【請求項３】
前記整流回路は、前記第１のダイオードに前記第１の極性のバイアス電圧を与える第１のバイアス回路をさらに含むことを特徴とする請求項２記載のＦＭ復調器。
【請求項４】
前記整流回路は、前記第１の極性と逆の第２の極性の波形を通過させる第２のダイオードをさらに含むことを特徴とする請求項２または３記載のＦＭ復調器。
【請求項５】
前記第２のダイオードから出力される波形を吸収する第１の吸収回路をさらに備えたことを特徴とする請求項４記載のＦＭ復調器。
【請求項６】
前記整流回路は、前記第２のダイオードに前記第２の極性のバイアス電圧を与える第２のバイアス回路をさらに含むことを特徴とする請求項４または５記載のＦＭ復調器。
【請求項７】
前記低域通過フィルタ回路は、前記第２のダイオードから出力される信号の予め設定された低周波成分を通過させる第２の低域通過フィルタをさらに含み、
前記第１および第２の低域通過フィルタから出力される信号を結合させる平衡回路をさらに備えたことを特徴とする請求項４〜６のいずれかに記載のＦＭ復調器。
【請求項８】
前記遅延器の前記反射部はショート状態またはオープン状態であることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のＦＭ復調器。
【請求項９】
前記遅延器の前記反射部の位置を変更する反射位置変更回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載のＦＭ復調器。
【請求項１０】
前記反射位置変更回路は、前記伝送線路の１または複数の位置と接地電位との間に接続される１または複数のスイッチング素子を含むことを特徴とする請求項９記載のＦＭ復調器。
【請求項１１】
前記遅延器の遅延量を変更する遅延量変更回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載のＦＭ復調器。
【請求項１２】
前記遅延量変更回路は、前記伝送線路の１または複数の位置に接続される１または複数の可変容量素子を含むことを特徴とする請求項１１記載のＦＭ復調器。
【請求項１３】
前記伝送線路は、ストリップライン、同軸ケーブルまたは導波管からなることを特徴とする請求項１〜１２のいずれかに記載のＦＭ復調器。
【請求項１４】
搬送波を原信号で周波数変調することにより得られるＦＭ変調信号を復調するＦＭ復調器であって、
前記ＦＭ変調信号を第１のノードおよび第２のノードに分配する分配器と、
前記第１のノードの信号を遅延させる遅延器と、
前記遅延器の出力信号と前記第２のノードの信号との位相差に応じた電圧を有する信号を出力する周波数変換器と、
前記周波数変換器から出力される信号のうち原信号の周波数帯域成分を通過させる低域通過フィルタ回路とを備えたことを特徴とするＦＭ復調器。
【請求項１５】
前遅延器は、ストリップライン、同軸ケーブルまたは遅延素子からなることを特徴とする請求項１４記載のＦＭ復調器。
【請求項１６】
前記低域通過フィルタ回路は、原信号の周波数帯域成分を通過させる第１のフィルタ回路と、原信号の周波数帯域成分以外の周波数帯域成分を通過させる第２のフィルタ回路と、前記第２のフィルタ回路から出力される周波数帯域成分を吸収する第２の吸収回路とを含むことを特徴とする請求項１〜１５のいずれかに記載のＦＭ復調器。
【請求項１７】
前記分配器の前段に前記ＦＭ変調信号の波形を方形波に整形するリミッタ増幅器をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜１６のいずれかに記載のＦＭ復調器。
【請求項１８】
前記リミッタ増幅器は周波数特性可変型リミッタ増幅器を含むことを特徴とする請求項１７記載のＦＭ復調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、搬送波（キャリア）を原信号で周波数変調することにより得られるＦＭ変調信号を復調するＦＭ（周波数変調）復調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、周波数変調によるＦＭ変調信号を復調するためのＦＭ復調器として、クワドラチャー復調器が知られている。このクワドラチャー復調器は、比較的狭帯域の復調特性を有するので、ＦＭ変調信号が低周波である場合に多用されている。しかし、クワドラチャー復調器は、高い周波数を有しかつ広帯域のＦＭ変調信号を復調する場合には適用が困難である。
【０００３】
ＣＡＴＶ（ケーブルテレビ）システムでは、９０〜７７０ＭＨｚの高周波帯のマルチキャリアが周波数変調されて伝送される。受信機では、１〜５ＧＨｚにわたる広帯域のＦＭ変調信号を良好な直線性を維持しつつ復調する必要がある。このような場合、例えば４０Ｇｂｐｓ用の超高速論理回路を用いた広帯域ＦＭ復調器が用いられる。
【０００４】
図２３は論理回路を用いた従来の広帯域ＦＭ復調器の構成を示す回路図である（例えば特許文献１参照）。図２４は図２３のＦＭ復調器の各部の信号を示すタイミングチャートである。
【０００５】
図２３のＦＭ復調器は、リミッタ回路１０１、複数の増幅器１０２、ＡＮＤゲート１０３、およびＬＰＦ（低域通過フィルタ）１０４を含む。
【０００６】
ＦＭ変調信号Ａは、入力端子ＮＩからリミッタ回路１０１に入力される。リミッタ回路１０１の非反転出力端子から出力される信号ＢはＡＮＤゲート１０３の一方の入力端子に与えられる。リミッタ回路１０１の反転出力端子から出力される信号Ｃは第１段目の増幅器１０２に与えられる。
【０００７】
信号ＢはＦＭ変調信号Ａと同じ位相を有する。信号ＣはＦＭ変調信号Ａに対して１８０度ずれた位相を有する。
【０００８】
最終段の増幅器１０２から出力される信号ＤはＡＮＤゲート１０３の他方の入力端子に与えられる。信号Ｄは信号Ｃに対して遅延している。
【０００９】
ＡＮＤゲート１０３からは、パルス信号Ｅが出力される。パルス信号ＥはＬＰＦ１０４に与えられる。ＬＰＦ１０４は、パルス信号Ｅの低周波成分を通過させる。それにより、ＬＰＦ１０４から出力端子ＮＯに復調信号Ｆが出力される。
【００１０】
図２５はＬＰＦ１０４の構成の一例を示す回路図である。また、図２６は図２５のＬＰＦ１０４の周波数特性を示す図である。図２６にはＳパラメータとして順方向伝達係数Ｓ２１および反射係数Ｓ１１が示される。
【００１１】
図２５のＬＰＦ１０４は、複数のインダクタＬ１０１〜Ｌ１０４および複数のコンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３により構成される。複数のインダクタＬ１０１〜Ｌ１０４がノードｎ１０１，ｎ１０２間に直列に接続されている。インダクタＬ１０１，Ｌ１０２間の接続点、インダクタＬ１０２，Ｌ１０３間の接続点およびインダクタＬ１０３，Ｌ１０４間の接続点と接地端子との間にコンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３がそれぞれ接続されている。
【００１２】
図２６に示すように、ＬＰＦ１０４の順方向伝達係数Ｓ２１は、低周波領域で高く、高周波領域で低くなっている。また、反射係数Ｓ１１は、低周波領域で低く、高周波領域で高くなっている。
【００１３】
したがって、ＬＰＦ１０４は、低周波成分からなる復調信号を通過させ、高周波成分からなるキャリアを反射させる。
【００１４】
一般に、ＦＭ復調器の直線性を確保するために、図２３のＡＮＤゲート１０３とＬＰＦ１０４との間に減衰器が挿入される。図２７は減衰器の一例を示す回路図である。
【００１５】
図２７に示されるように、減衰器１０５は、複数の抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２，Ｒ１０３により構成される。抵抗Ｒ１０３の一端は、抵抗Ｒ１０１を介して接地され、かつコンデンサＣ１０４を介してノードｎ１０３に接続される。抵抗Ｒ１０３の他端は、抵抗Ｒ１０２を介して接地され、かつノードｎ１０４に接続される。ノードｎ１０３は図２０のＡＮＤゲート１０３の出力端子に接続され、ノードｎ１０４はＬＰＦ１０４の入力端子に接続される。
【００１６】
図２３のＡＮＤゲート１０３から出力されるパルス信号Ｅが減衰器１０５により減衰されてＬＰＦ１０４に入力される。
【００１７】
図２３のＦＭ復調器を用いると、高い周波数を有しかつ広帯域のＦＭ変調信号を復調することができる。
【特許文献１】特開２００２−３６８５４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、上記の従来のＦＭ復調器において、より高い周波数を有しかつ広帯域のＦＭ変調信号を良好な直線性を維持しつつ復調するためには、多数の超高速論理素子を用いて超高速論理回路を構成する必要がある。
【００１９】
たとえば、１〜５ＧＨｚにわたる広帯域のＦＭ変調信号を良好な直線性を維持しつつ復調するためには、２０ＧＨｚ以上の応答速度を有する超高速論理素子を使用する必要がある。
【００２０】
上記の従来のＦＭ復調器では、多数のＧａＡｓ（ガリウム砒素）ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等の超高速論理素子を用いてリミッタ回路１０１、複数の増幅器１０２およびＡＮＤゲート１０３等の超高速論理回路を作製する必要がある。
【００２１】
このような超高速論理素子は、非常に高価であるとともに、大量生産に不向きである。また、超高速論理素子を大量生産できたとしても、低価格化は困難である。
【００２２】
さらに、超高速論理素子に流れる電流が大きいため、ＦＭ復調器の消費電力および発熱量が極めて大きくなる。それにより、放熱を良好にするためＦＭ復調器の小型化に限界がある。
【００２３】
また、大電流が流れる超高速論理素子が非飽和領域で動作するので、復調信号に含まれる熱雑音が極めて大きくなる。その結果、復調信号のＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio；信号対雑音比）が劣化する。
【００２４】
図２３のＦＭ復調器では、入力端子ＮＩから入力されるＦＭ変調信号Ａは、数十段のＧａＡｓＦＥＴを通過し、ＡＮＤゲート１０３から出力される。電源電圧を約３．５Ｖとし、論理ゲート１段当たりの消費電流を約１００ｍＡとすると、ＦＭ復調器全体での消費電流は約５００〜１０００ｍＡとなり、発熱量は２〜３Ｗ以上になる。
【００２５】
それらのＧａＡｓＦＥＴは、いずれも非飽和領域で動作しているため、信号に著しい熱雑音が重畳される。それにより、図２４に示されるように、復調信号Ｆには、熱雑音ΔＶが加算される。その結果、復調信号ＦのＳＮＲが劣化する。
【００２６】
また、ＦＭ復調器をＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）で構成した場合、チップ面積の縮小化の限界は、この発熱量によりほぼ決定される。上記のように、発熱量が大きいため、チップ面積を縮小化することが困難である。
【００２７】
本発明の目的は、高い周波数を有しかつ広帯域のＦＭ変調信号を良好な直線性を維持しつつ復調することができるとともに低価格化、低消費電力化、小型化および低雑音化が可能なＦＭ復調器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
（１）第１の発明に係るＦＭ復調器は、搬送波を原信号で周波数変調することにより得られるＦＭ変調信号を復調するＦＭ復調器であって、ＦＭ変調信号を第１のノードおよび第２のノードに分配する分配器と、第１のノードの信号を遅延させて伝送する伝送線路からなり、信号を反射する反射部を有する遅延器と、第２のノードの信号を整流する整流回路と、整流回路により整流された信号のうち原信号の周波数帯域成分を通過させる低域通過フィルタ回路とを備えたものである。
【００２９】
このＦＭ復調器においては、ＦＭ変調信号が分配器により第１のノードおよび第２のノードに分配される。第１のノードに分配された信号は、遅延器の伝送線路により遅延されつつ伝送され、反射部で反射される。反射された信号は、第１のノードから分配器に戻り第２のノードに分配された信号に加算される。加算により得られた信号が整流回路により整流される。それにより、伝送線路の遅延量に応じたパルス信号が得られる。そのパルス信号に含まれる原信号の周波数帯域成分が低域通過フィルタ回路を通過することにより原信号が復調される。
【００３０】
このようにして、このＦＭ復調器では、分配器、遅延器、整流回路および低域通過フィルタ回路により高い周波数を有しかつ広帯域のＦＭ変調信号を良好な直線性を維持しつつ復調することができる。
【００３１】
ＦＭ復調器を構成するために、多数の超高速論理素子からなる超高速論理回路が不要であるので、少ない数の安価な部品を用いて大量生産が可能となる。さらに、大電流を流す必要がないので、消費電力が小さく、かつ発熱量も小さい。それにより、放熱構造によるＦＭ復調器の大型化が防止されるとともに、熱雑音によるＳＮＲ（信号対雑音比）の劣化が抑制される。したがって、ＦＭ復調器の低価格化、低消費電力化、小型化および低雑音化が可能となる。
【００３２】
（２）整流回路は、第１の極性の波形を通過させる第１のダイオードを含み、低域通過フィルタ回路は、第１のダイオードから出力される波形の予め設定された低周波成分を通過させる第１の低域通過フィルタを含んでもよい。
【００３３】
この場合、第１のダイオードにより第１のノードの信号が第１の極性のパルス波形に整流され、第１の低域通過フィルタにより原信号が復調される。
【００３４】
（３）整流回路は、第１のダイオードに第１の極性のバイアス電圧を与える第１のバイアス回路をさらに含んでもよい。
【００３５】
この場合、第１の極性のバイアス電圧に応じて第１のダイオードを通過する第１の極性の波形のレベルが設定される。
【００３６】
（４）整流回路は、第１の極性と逆の第２の極性の波形を通過させる第２のダイオードをさらに含んでもよい。
【００３７】
この場合、第１のダイオードにより反射される第２の極性の波形が第２のダイオードを通過する。それにより、整流回路での信号の反射が低減される。その結果、ＦＭ復調器の復調特性の直線性が向上する。
【００３８】
（５）ＦＭ復調器は、第２のダイオードから出力される波形を吸収する第１の吸収回路をさらに備えてもよい。
【００３９】
この場合、第２のダイオードを通過した第２の極性の波形が第１の吸収回路により吸収される。それにより、整流回路での信号の反射がさらに低減される。その結果、ＦＭ復調器の復調特性の直線性がさらに向上する。
【００４０】
（６）整流回路は、第２のダイオードに第２の極性のバイアス電圧を与える第２のバイアス回路をさらに含んでもよい。
【００４１】
この場合、第２の極性のバイアス電圧に応じて第２のダイオードを通過する第２の極性の波形のレベルが設定される。
【００４２】
（７）低域通過フィルタ回路は、第２のダイオードから出力される信号の予め設定された低周波成分を通過させる第２の低域通過フィルタをさらに含み、ＦＭ復調器は、第１および第２の低域通過フィルタから出力される信号を結合させる平衡回路をさらに備えてもよい。
【００４３】
この場合、低域通過フィルタ回路により復調される原信号の振幅が大きくなるので、復調感度が向上する。
【００４４】
（８）遅延器の反射部はショート状態またはオープン状態であってもよい。遅延器の反射部がショート状態の場合には、反射部で信号の位相が１８０度反転する。また、遅延器の反射部がオープン状態の場合には、反射部で信号の位相が維持される。
【００４５】
（９）ＦＭ復調器は、遅延器の反射部の位置を変更する反射位置変更回路をさらに備えてもよい。
【００４６】
この場合、反射位置変更回路により遅延器の反射部の位置を変更することができる。それにより、遅延器の伝送線路での信号の遅延量を変化させることにより復調特性を変化させることが可能となる。
【００４７】
（１０）反射位置変更回路は、伝送線路の１または複数の位置と接地電位との間に接続される１または複数のスイッチング素子を含んでもよい。
【００４８】
この場合、１または複数のスイッチング素子を選択的にオンまたはオフすることにより、遅延器の反射部の位置および状態を変更することができる。それにより、遅延器の伝送線路での信号の遅延量および位相を変化させることができる。したがって、高感度領域をＦＭ変調信号の周波数領域に設定し、不感帯領域を妨害電波の周波数領域に設定することにより、妨害電波を意図的に抑圧することができる。また、妨害電波の周波数が変化した場合でも、不感帯領域の周波数を変化させることによりＦＭ変調信号のみを復調することができる。それにより、さらなる低雑音化が可能となる。
【００４９】
（１１）ＦＭ復調器は、遅延器での信号の遅延量を変更する遅延量変更回路をさらに備えてもよい。
【００５０】
この場合、遅延量変更回路により遅延器での信号の遅延量を変化させることができる。それにより、復調特性を変化させることが可能となる。
【００５１】
（１２）遅延量変更回路は、伝送線路の１または複数の位置に接続される１または複数の可変容量素子を含んでもよい。
【００５２】
この場合、１または複数の可変容量素子の容量を変化させることにより、遅延器での信号の遅延量を調整することができる。それにより、ＦＭ復調器の復調特性を任意に変化させることが可能となる。
【００５３】
（１３）伝送線路は、ストリップライン、同軸ケーブルまたは導波管からなってもよい。
【００５４】
この場合、簡単な構成によりＦＭ変調信号を遅延および反射させることが可能となる。
【００５５】
（１４）第２の発明に係るＦＭ復調器は、搬送波を原信号で周波数変調することにより得られるＦＭ変調信号を復調するＦＭ復調器であって、ＦＭ変調信号を第１のノードおよび第２のノードに分配する分配器と、第１のノードの信号を遅延させる遅延器と、遅延器の出力信号と第２のノードの信号との位相差に応じた電圧を有する信号を出力する周波数変換器と、周波数変換器から出力される信号のうち原信号の周波数帯域成分を通過させる低域通過フィルタ回路とを備えたものである。
【００５６】
このＦＭ復調器においては、ＦＭ変調信号が分配器により第１のノードおよび第２のノードに分配される。第１のノードに分配された信号は、遅延器により遅延される。周波数変換器により遅延器の出力信号と第２のノードの信号との位相差に応じた電圧を有する信号が出力される。その位相差に応じた電圧を有する信号に含まれる原信号の周波数帯域成分が低域通過フィルタ回路を通過することにより原信号が復調される。
【００５７】
このようにして、このＦＭ復調器では、分配器、遅延器、周波数変換器および低域通過フィルタ回路により高い周波数を有しかつ広帯域のＦＭ変調信号を良好な直線性を維持しつつ復調することができる。
【００５８】
ＦＭ復調器を構成するために、多数の超高速論理素子からなる超高速論理回路が不要であるので、少ない数の安価な部品を用いて大量生産が可能となる。さらに、大電流を流す必要がないので、消費電力が小さく、かつ発熱量も小さい。それにより、放熱構造によるＦＭ復調器の大型化が防止されるとともに、熱雑音によるＳＮＲ（信号対雑音比）の劣化が抑制される。したがって、ＦＭ復調器の低価格化、低消費電力化、小型化および低雑音化が可能となる。
【００５９】
（１５）遅延器は、ストリップライン、同軸ケーブルまたは遅延素子からなってもよい。
【００６０】
この場合、簡単な構成によりＦＭ変調信号を遅延させることが可能となる。
【００６１】
（１６）低域通過フィルタ回路は、原信号の周波数帯域成分を通過させる第１のフィルタ回路と、原信号の周波数帯域成分以外の周波数帯域成分を通過させる第２のフィルタ回路と、第２のフィルタ回路から出力される周波数帯域成分を吸収する第２の吸収回路とを含んでもよい。
【００６２】
この場合、原信号の周波数帯域成分が第１のフィルタ回路を通過することにより原信号が復調されるとともに、原信号の周波数帯域成分以外の周波数帯域成分が第２のフィルタ回路を通過することにより搬送波の周波数帯域成分での反射が低減される。その結果、ＦＭ復調器の復調特性の直線性がさらに向上する。
【００６３】
（１７）ＦＭ復調器は、分配器の前段にＦＭ変調信号の波形を方形波に整形するリミッタ増幅器をさらに備えてもよい。
【００６４】
この場合、方形波のハイレベルおよびローレベルが電源電位および接地電位に保持されるので、熱雑音が低減される。それにより、さらに低雑音化が実現される。
【００６５】
（１８）リミッタ増幅器は周波数特性可変型リミッタ増幅器を含んでもよい。この場合、復調の周波数特性を任意に変化させることができる。
【発明の効果】
【００６６】
本発明によれば、分配器、遅延器、整流回路および低域通過フィルタ回路により高い周波数を有しかつ広帯域のＦＭ変調信号を良好な直線性を維持しつつ復調することができる。
【００６７】
また、分配器、遅延器、周波数変換器および低域通過フィルタ回路により高い周波数を有しかつ広帯域のＦＭ変調信号を良好な直線性を維持しつつ復調することができる。
【００６８】
ＦＭ復調器を構成するために、多数の超高速論理素子からなる超高速論理回路が不要であるので、少ない数の安価な部品を用いて大量生産が可能となる。さらに、大電流を流す必要がないので、消費電力が小さく、かつ発熱量も小さい。それにより、放熱構造によるＦＭ復調器の大型化が防止されるとともに、熱雑音によるＳＮＲ（信号対雑音比）の劣化が抑制される。したがって、ＦＭ復調器の低価格化、低消費電力化、小型化および低雑音化が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６９】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００７０】
（１）実施の形態のＦＭ復調器の基本原理
（１−１）第１の基本構成
図１は本発明の実施の形態に係るＦＭ復調器の第１の基本構成を示す回路図である。
【００７１】
図１に示すように、ＦＭ復調器は、リミッタアンプ１、抵抗分配器２、ストリップラインＳＬ、ダイオードＤ１およびＬＰＦ（低域通過フィルタ）３を含む。ストリップラインＳＬは、例えばマイクロストリップラインからなる。抵抗分配器２は、３つのノード（ポート）Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３を有し、３つの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３により構成される。抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、それぞれノードＮ１，Ｎ２，Ｎ３とノードＮＣとの間に接続されている。
【００７２】
入力端子ＮＩには、搬送波を原信号で周波数変調（ＦＭ）することにより得られたＦＭ変調信号ＭＳが与えられる。リミッタアンプ１は、入力端子ＮＩと抵抗分配器２のノードＮ１との間に接続される。
【００７３】
また、抵抗分配器２のノードＮ２とノードＮＥとの間にストリップラインＳＬが接続される。ノードＮＥは接地されている（ショート状態）。ストリップラインＳＬでの信号の遅延量を時間τ／２とする。
【００７４】
抵抗分配器２のノードＮ３にはダイオードＤ１のアノードが接続され、ダイオードＤ１のカソードにはＬＰＦ３の入力ノードが接続される。ＬＰＦ３の出力ノードは出力端子ＮＯに接続される。出力端子ＮＯからは、復調信号ＲＳが出力される。
【００７５】
（１−２）信号の流れ
図２は図１のＦＭ復調器の信号の流れを示す回路図である。入力端子ＮＩにＦＭ変調信号ＭＳが与えられると、リミッタアンプ１から出力される信号ａは抵抗分配器２のノードＮＣで信号ｂおよび信号ｈに分配される。信号ｂは、信号ａに対して６ｄＢ（１／２のレベル）減衰される。同様に、信号ｈは、信号ａに対して６ｄＢ（１／２のレベル）減衰される。
【００７６】
信号ｂは、ストリップラインＳＬを通過することにより時間τ／２遅延し、信号ｃが得られる。信号ｃはノードＮＥで全反射され、信号ｄが得られる。本例では、ノードＮＥが接地されているので、反射時に信号ｃの位相が１８０度シフトされる。信号ｄは、ストリップラインＳＬを通過することにより時間τ／２遅延し、信号ｅが得られる。信号ｅはノードＮ２から抵抗分配器２に入力される。
【００７７】
その信号ｅは、抵抗分配器２のノードＮＣで信号ｆと信号ｇとに分配される。信号ｆは、信号ｅに対して６ｄＢ（１／２のレベル）減衰される。それにより、信号ｆのレベルは、信号ａのレベルの１／４となる。同様に、信号ｇは、信号ｅに対して６ｄＢ（１／２のレベル）減衰される。それにより、信号ｇのレベルは、信号ａのレベルの１／４となる。
【００７８】
信号ｆおよび信号ｈは信号ｉとしてダイオードＤ１に入力される。信号ｇはリミッタアンプ１の出力端子に戻される。ここで、リミッタアンプ１の出力インピーダンスおよび抵抗分配器２の入力インピーダンスは５０Ωに整合されている。したがって、信号ｇは、リミッタアンプ１で反射されずに吸収される。
【００７９】
（１−３）ＦＭ復調器の動作
次に、図１および図３を参照しながら図１のＦＭ復調器の動作について説明する。図３は図１のＦＭ復調器の各部の信号を示すタイミングチャートである。
【００８０】
図３においては、抵抗分配器２のノードＮ１に入力される信号ａ、ストリップラインＳＬを通過した信号ｃ、ノードＮＥで反射された後にストリップラインＳＬを通過し抵抗分配器２のノードＮ３から出力される信号ｆ、ダイオードＤ１に入力される信号ｉ、ダイオードＤ１から出力される信号ｊ、およびＬＰＦ３から出力される信号ｋが示される。
【００８１】
図３の例では、期間Ｔ１での信号ａの周期が期間Ｔ２での信号ａの周期よりも大きい。すなわち、期間Ｔ１での信号ａの周波数が期間Ｔ２での信号ａの周波数よりも小さい。
【００８２】
図３に示すように、信号ｃは信号ａに対して時間τ／２遅延している。また、信号ｃのレベルは信号ａのレベルの１／２である。信号ｆは信号ｃに対して時間τ／２遅延しかつ反転されている。すなわち、信号ｆは信号ａに対して時間τ遅延しかつ反転されている。また、信号ｆのレベルは信号ｃのレベルの１／２であり、信号ａのレベルの１／４である。
【００８３】
信号ａの１／２のレベルを有する信号（図１の信号ｈ）と信号ｆとの加算により信号ｉが得られる。
【００８４】
ダイオードＤ１により信号ｉが半波整流されることにより、しきい値レベルＴｈ以上の正の波形が抽出される。それにより、信号ａに同期したパルス列を有する信号ｊが得られる。信号ｊのパルス幅はτである。信号ｊは、原信号に対応する低周波成分および搬送波に対応する高周波成分を含む。
【００８５】
ＬＰＦ３により信号ｊの高周波成分が除去されることによりＦＭ変調信号が復調される。それにより、信号ｋからなる復調信号ＲＳが得られる。復調信号ＲＳは原信号に相当する。
【００８６】
（１−４）第２の基本構成
図４は本発明の実施の形態に係るＦＭ復調器の第２の基本構成を示す回路図である。
【００８７】
図４のＦＭ復調器が図１のＦＭ復調器と異なるのは、ノードＮＥが開放されている（オープン状態）点である。それにより、信号ｃはノードＮＥで位相の変化を伴うことなく反射する。したがって、信号ｄの位相は信号ｃの位相と等しい。
【００８８】
次に、図４および図５を参照しながら図４のＦＭ復調器の動作について説明する。図５は図４のＦＭ復調器の各部の信号を示すタイミングチャートである。
【００８９】
図５においては、図３と同様に、抵抗分配器２のノードＮ１に入力される信号ａ、ストリップラインＳＬを通過した信号ｃ、ノードＮＥで反射された後にストリップラインＳＬを通過し抵抗分配器２のノードＮ３から出力される信号ｆ、ダイオードＤ１に入力される信号ｉ、ダイオードＤ１から出力される信号ｊ、およびＬＰＦ３から出力される信号ｋが示される。
【００９０】
図５の例では、図３の例と同様に、期間Ｔ１での信号ａの周期が期間Ｔ２での信号ａの周期よりも大きい。すなわち、期間Ｔ１での信号ａの周波数が期間Ｔ２での信号ａの周波数よりも小さい。
【００９１】
図５に示すように、信号ｃは信号ａに対して時間τ／２遅延している。また、信号ｃのレベルは信号ａのレベルの１／２である。信号ｆは信号ｃに対してτ／２遅延している。すなわち、信号ｆは信号ａに対してτ遅延している。また、信号ｆのレベルは信号ｃのレベルの１／２であり、信号ａのレベルの１／４である。
【００９２】
信号ａの１／２のレベルを有する信号（図４の信号ｈ）と信号ｆとの加算により信号ｉが得られる。
【００９３】
ダイオードＤ１により信号ｉが半波整流されることにより、しきい値レベルＴｈ以上の正の波形が抽出される。それにより、信号ａに同期したパルス列を有する信号ｊが得られる。信号ｊのパルス幅は信号ａの周波数により異なる。信号ｊは、ＦＭ変調信号に対応する低周波成分および搬送波に対応する高周波成分を含む。
【００９４】
ＬＰＦ３により信号ｊの高周波成分が除去されることによりＦＭ変調信号が復調される。それにより、信号ｋからなる復調信号ＲＳが得られる。復調信号ＲＳは原信号に相当する。
【００９５】
（２）第１の実施の形態
（２−１）回路構成
図６は本発明の第１の実施の形態に係るＦＭ復調器の回路図である。
【００９６】
図６に示すように、ＦＭ復調器は、リミッタアンプ１、抵抗分配器２、ストリップラインＳＬ、バイアス回路４、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ５、およびＬＰＦ（低域通過フィルタ）３を含む。
【００９７】
図６のＦＭ復調器の基本的な構成は、図１に示したＦＭ復調器の構成と同様である。ダイオードＤ１は、抵抗分配器２のノードＮ３の信号に正の半波整流を行う。
【００９８】
図６のＦＭ復調器では、ダイオードＤ１のアノードにバイアス回路４が接続されている。
【００９９】
バイアス回路４は、コンデンサＣ１，Ｃ２、インダクタＬ１および抵抗Ｒ４により構成される。コンデンサＣ１は、抵抗分配器２のノードＮ３とダイオードＤ１のアノードとの間に接続されている。インダクタＬ１および抵抗Ｒ４は、ダイオードＤ１のアノードとバイアス端子Ｖ１との間に直列に接続されている。バイアス端子Ｖ１には、正のバイアス電圧ＶＢ（＋）が印加される。バイアス端子Ｖ１は、コンデンサＣ２を通して接地されている。ダイオードＤ１のカソードは抵抗Ｒ５を通して接地されている。
【０１００】
このバイアス回路４によりダイオードＤ１による正の半波整流のしきい値レベルＴｈを調整することができる。
【０１０１】
（２−２）リミッタアンプ１の機能
図７はリミッタアンプ１の一部の構成を示す図である。図７に示すように、リミッタアンプ１は、抵抗Ｒ１１、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ１１およびコンデンサＣ１１を含む。抵抗Ｒ１１は電源電圧Ｖｃｃを受ける電源端子とノードＮ１１との間に接続され、ＦＥＴＱ１１はノードＮ１１と接地端子との間に接続されている。コンデンサＣ１１はノードＮ１１と抵抗分配器２のノードＮ１との間に接続されている。
【０１０２】
リミッタアンプ１は、ＦＭ変調信号ＭＳを方形波に整形する波形整形回路として働く。それにより、ＦＭ変調信号ＭＳが正弦波である場合でも、抵抗分配器２には図３に示した方形波の信号ａが与えられる。
【０１０３】
特に、ＦＭ復調器に高い直線性が要求される場合には、抵抗分配器２に与えられる信号ａが方形波であることが好ましい。また、リミッタアンプ１は、完全飽和型の増幅器であることが好ましい。その場合、信号のハイレベルが電源電圧Ｖｃｃになり、信号のローレベルが接地電位になる。それにより、信号に重畳される熱雑音が抑圧される。その結果、復調ＳＮＲ（信号対雑音比）が改善される。
【０１０４】
ただし、飽和状態のＦＥＴＱ１１のインピーダンスは非飽和状態のＳパラメータに対して大幅に変化するので、リミッタアンプ１の出力インピーダンスおよび抵抗分配器２の入力インピーダンスの５０Ω整合を維持しにくい。したがって、リミッタアンプ１を抵抗分配器２の直近に配置することが好ましい。それにより、リミッタアンプ１の出力端子での反射がある場合に、実線の矢印で示すように、抵抗分配器２のノードＮ２からノードＮ３に通過する信号と、点線の矢印で示すように、抵抗分配器２のノードＮ２からリミッタアンプ１で反射された信号との位相のずれが抑制される。
【０１０５】
また、リミッタアンプ１が所定の周波数特性を有することによりＦＭ復調器の直線性を任意に設定することができる。図８（ａ１），（ａ２），（ａ３）はリミッタアンプ１の周波数に対する利得の特性の例を示す図であり、図８（ｂ１），（ｂ２），（ｂ３）はＦＭ復調器の周波数に対する復調電圧の直線性の例を示す図である。図８（ａ１），（ａ２），（ａ３）の横軸は周波数であり、縦軸は利得である。図８（ｂ１），（ｂ２），（ｂ３）の横軸は周波数であり、縦軸は復調電圧である。
【０１０６】
図８（ａ１）に示すように、周波数にかかわらずリミッタアンプ１の利得が一定である場合には、図８（ｂ１）に示すように、復調電圧は周波数に比例する。また、図８（ａ２）に示すように、周波数が増加するにつれてリミッタアンプ１の利得が低下する場合には、図８（ｂ２）に示すように、復調電圧は上に凸となる曲線に従って増加する。さらに、図８（ａ３）に示すように、周波数が増加するにつれてリミッタアンプ１の利得が上昇する場合には、図８（ｂ３）に示すように、復調電圧は下に凸となる曲線に従って増加する。
【０１０７】
（２−３）ＬＰＦの構成
図９（ａ）はＬＰＦ３の構成の一例を示す回路図である。また、図９（ｂ）は図９（ａ）のＬＰＦ３の周波数特性を示す図である。図９（ｂ）にはＳパラメータとして順方向伝達係数Ｓ２１および反射係数Ｓ１１が示される。
【０１０８】
図９（ａ）のＬＰＦ３は、ＬＰＦ部（低域通過フィルタ部）３１およびＨＰＦ部（高域通過フィルタ部）３２を含む。このＬＰＦ３は、全帯域整合型ＬＰＦである。
【０１０９】
ＬＰＦ部３１は、複数のインダクタＬ１１〜Ｌ１４および複数のコンデンサＣ１１〜Ｃ１３により構成される。複数のインダクタＬ１１〜Ｌ１４が入力ノードｎ１と出力ノードｎ２との間に直列に接続されている。インダクタＬ１１，Ｌ１２間の接続点、インダクタＬ１２，Ｌ１３間の接続点およびインダクタＬ１３，Ｌ１４間の接続点と接地端子との間にコンデンサＣ１１〜Ｃ１３がそれぞれ接続されている。
【０１１０】
ＨＰＦ部３２は、複数のコンデンサＣ１４〜Ｃ１７、複数のインダクタＬ１５〜Ｌ１７および抵抗Ｒ１１により構成される。入力ノードｎ１に複数のコンデンサＣ１４〜Ｃ１７が直列に接続され、コンデンサＣ１７の一端が抵抗Ｒ１１を介して接地されている。コンデンサＣ１４，Ｃ１５間の接続点、コンデンサＣ１５，Ｃ１６間の接続点およびコンデンサＣ１６，Ｃ１７間の接続点と接地端子との間にインダクタＬ１５〜Ｌ１７がそれぞれ接続されている。
【０１１１】
ＬＰＦ３においては、ＬＰＦ部３１およびＨＰＦ部３２がカットオフ周波数付近で交差する周波数特性を有する。ＨＰＦ部３２の終端側は５０Ωに整合されている。
【０１１２】
ＬＰＦ部３１は、原信号に対応する低周波成分を通過させ、搬送波に対応する高周波成分を反射させる。ＨＰＦ部３２は、原信号に対応する低周波成分を反射させ、搬送波に対応する高周波成分を吸収する。
【０１１３】
図９（ｂ）に示すように、ＬＰＦ３の順方向伝達係数Ｓ２１は、低周波領域で高く、高周波領域で低くなっている。また、反射係数Ｓ１１は全帯域で低くなっている。
【０１１４】
これにより、ＬＰＦ３によれば、搬送波の反射を抑制しつつ搬送波を抑圧し、かつ原信号（復調信号）を抽出することができる。
【０１１５】
したがって、復調信号の直線性を確保するために図２４に示した大容量の減衰器１０５を設ける必要がない。
【０１１６】
（２−４）第１の実施の形態の効果
以上のように、本実施の形態に係るＦＭ復調器では、ＦＭ変調信号がストリップラインＳＬの端部で反射されるとともに遅延され、遅延された信号が元のＦＭ変調信号に加算され、この加算により得られる信号が整流される。それにより、少ない数の構成部品でマイクロ波帯およびミリ波帯を含む広帯域のＦＭ変調信号ＭＳを良好な直線性を維持しつつ復調することができる。
【０１１７】
また、ＦＭ復調器を構成するために、多数の超高速論理素子からなる超高速論理回路が不要であるので、安価な構成部品を用いて大量生産が可能となる。さらに、大電流を流す必要がないので、消費電力が小さく、かつ発熱量も小さい。それにより、放熱構造によるＦＭ復調器の大型化が防止されるとともに、熱雑音によるＳＮＲの劣化が抑制される。したがって、ＦＭ復調器の低価格化、低消費電力化、小型化および低雑音化が可能となる。
【０１１８】
（３）第２の実施の形態
図１０は本発明の第２の実施の形態に係るＦＭ復調器の回路図である。
【０１１９】
図１０のＦＭ復調器が図６のＦＭ復調器と異なるのは次の点である。図１０のＦＭ復調器には、反射抑圧型ダブルダイオードバイアス回路４０および負側波形吸収抵抗Ｒ７がさらに設けられている。
【０１２０】
反射抑圧型ダブルダイオードバイアス回路４０は、ダイオードＤ１，Ｄ２およびバイアス回路４，５により構成される。
【０１２１】
ダイオードＤ２は、抵抗分配器２のノードＮ３の信号に負の半波整流を行う。ダイオードＤ２は、例えばＰＩＮダイオードである。
バイアス回路４，５はノードＮ３に接続されている。バイアス回路４の構成は、図６のバイアス回路４と同様である。
【０１２２】
バイアス回路５は、コンデンサＣ３，Ｃ４、インダクタＬ２および抵抗Ｒ６により構成される。コンデンサＣ３は、抵抗分配器２のノードＮ３とダイオードＤ２のカソードとの間に接続されている。インダクタＬ２および抵抗Ｒ６は、ダイオードＤ２のカソードとバイアス端子Ｖ２との間に直列に接続されている。バイアス端子Ｖ２には、負のバイアス電圧ＶＢ（−）が印加される。バイアス端子Ｖ２は、コンデンサＣ４を通して接地されている。ダイオードＤ２のアノードは負側波形吸収抵抗Ｒ７を通して接地されている。
【０１２３】
このバイアス回路５によりダイオードＤ２による負の半波整流のしきい値レベルを調整することができる。
【０１２４】
ダイオードＤ１は正の半波整流を行うので、信号ｉの負の波形部分はダイオードＤ１により全反射される。一方、ダイオードＤ２は、信号ｉの負の波形部分がしきい値レベルより低下するとオンする。それにより、信号ｉの負の波形部分がダイオードＤ２を通過し、負側波形吸収抵抗Ｒ７を通して接地端子に吸収される。したがって、信号ｉの負の波形部分の全反射が抑制される。その結果、復調特性の直線性が改善される。
【０１２５】
（４）第３の実施の形態
図１１は本発明の第３の実施の形態に係るＦＭ復調器の回路図である。
【０１２６】
図１１のＦＭ復調器が図１０のＦＭ復調器と異なるのは次の点である。図１１のＦＭ復調器には、ＬＰＦ７、トランス８，９および増幅器１０，１１がさらに設けられている。ＬＰＦ７は図９のＬＰＦ３と同様の構成を有する。
【０１２７】
ＬＰＦ３の出力ノードおよびＬＰＦ７の出力ノードは、それぞれ出力端子ＮＯ１および出力端子ＮＯ２に接続され、出力端子ＮＯ１，ＮＯ２間にはトランス８の一次コイルＴＣ１が接続されている。トランス８の二次コイルＴＣ２の両端には、それぞれ増幅器１０，１１を介してトランス９の一次コイルＴＣ３の両端が接続されている。トランス９の二次コイルＴＣ４の一端は出力端子ＮＯ３に接続され、他端は接地されている。
【０１２８】
ダイオードＤ１により信号ｉに正の半波整流が行われ、正のパルス列を有する信号ｊが得られるとともに、ダイオードＤ２により信号ｉに負の半波整流が行われ、負のパルス列を有する信号ｍが得られる。それにより、ＬＰＦ３により信号ｊの高周波成分が除去されることにより出力端子ＮＯ１に信号ｋが得られ、ＬＰＦ７により信号ｍの高周波成分が除去されることにより出力端子ＮＯ２に信号ｎが得られる。
【０１２９】
出力端子ＮＯ１，ＮＯ２間の電圧はトランス８、増幅器１０，１１およびトランス９を介して出力端子ＮＯ３に復調信号ＲＳ１として出力される。
【０１３０】
出力端子ＮＯ１，ＮＯ２間の電圧は図６の出力端子ＮＯの電圧の２倍になる。一方、雑音は２倍にならない。したがって、ダイオードＤ１，Ｄ２およびＬＰＦ３，７が平衡駆動されることにより、復調利得が改善されるとともに、復調信号ＲＳ１のＳＮＲおよび歪特性が改善される。
【０１３１】
（５）第４の実施の形態
図１２は本発明の第４の実施の形態に係るＦＭ復調器の回路図である。
【０１３２】
図１２のＦＭ復調器が図６のＦＭ復調器と異なるのは次の点である。図１２のＦＭ復調器においては、ストリップラインＳＬに位相制御回路１２が設けられている。
【０１３３】
位相制御回路１２は、可変容量ダイオードＶＤ１，ＶＤ２、ダイオードＤ３，Ｄ４、コンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４および抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４を含む。
【０１３４】
ストリップラインＳＬは長さＬｃを有する。ストリップラインＳＬの一端から長さＬａの位置Ｐ１にコンデンサＣ２３の一端が接続されている。コンデンサＣ２３の他端はダイオードＤ３のアノードに接続され、ダイオードＤ３のカソードは接地されている。ストリップラインＳＬの一端から長さＬｂの位置Ｐ２にコンデンサＣ２４の一端が接続されている。コンデンサＣ２４の他端はダイオードＤ４のアノードに接続され、ダイオードＤ４のカソードは接地されている。
【０１３５】
ストリップラインＳＬの任意の１つの位置にコンデンサＣ２１の一端が接続されている。コンデンサＣ２１の他端は、可変容量ダイオードＶＤ１のカソードに接続され、可変容量ダイオードＶＤ１のアノードは接地されている。ストリップラインＳＬの任意の他の位置にコンデンサＣ２２の一端が接続されている。コンデンサＣ２２の他端は、可変容量ダイオードＶＤ２のカソードに接続され、可変容量ダイオードＶＤ２のアノードは接地されている。
【０１３６】
可変容量ダイオードＶＤ１，ＶＤ２のカソードおよびダイオードＤ３，Ｄ４のアノードには、それぞれ抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４を通してバイアス電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄが選択的に印加される。
【０１３７】
バイアス電圧Ｖｃ，Ｖｄが印加されない場合には、ダイオードＤ３，Ｄ４はオフする。それにより、ストリップラインＳＬの端部がオープン状態で終端される。この場合、ストリップラインＳＬは長さＬｃの反射器として動作し、信号はストリップラインＳＬの端部で反射される。
【０１３８】
バイアス電圧Ｖｃが印加されると、ダイオードＤ３が高周波的にオンする。それにより、ストリップラインＳＬの位置Ｐ１がショート状態で終端される。この場合、ストリップラインＳＬは長さＬａの反射器として動作し、信号は位置Ｐ１で反射されるとともに位相が１８０度シフトされる。
【０１３９】
バイアス電圧Ｖｄが印加されると、ダイオードＤ４が高周波的にオンする。それにより、ストリップラインＳＬの位置Ｐ２がショート状態で終端される。この場合、ストリップラインＳＬは長さＬｂの反射器として動作し、信号は位置Ｐ２で反射されるとともに位相が１８０度シフトされる。
【０１４０】
このように、バイアス電圧Ｖｃ，Ｖｄを選択的に印加することにより、ストリップラインＳＬでの信号の遅延量を調整することができる。
【０１４１】
また、可変容量ダイオードＶＤ１，ＶＤ２に印加されるバイアス電圧Ｖａ，Ｖｂを制御することにより、可変容量ダイオードＶＤ１，ＶＤ２の容量値をそれぞれ変化させることができる。それにより、ストリップラインＳＬでの信号の遅延量を調整することができる。
【０１４２】
このように、バイアス電圧Ｖｃ，ＶｄによりストリップラインＳＬでの信号の遅延量を粗調整するとともに信号の位相を制御し、バイアス電圧Ｖａ，ＶｂによりストリップラインＳＬでの信号の遅延量を微調整することができる。したがって、復調特性を制御することが可能となる。
【０１４３】
図１３は図１２のＦＭ復調器の復調特性の例を示す図である。図１３（ａ）はストリップラインＳＬでの信号の遅延量が短い場合の復調特性を示し、図１３（ｂ）はストリップラインＳＬでの信号の遅延量が長い場合の復調特性を示す。図１３の横軸はＦＭ変調信号の周波数を示し、縦軸は復調電圧（復調信号ＲＳの電圧）を示す。
【０１４４】
図１３（ａ）の例において、周波数ｆ１を中心とする一定幅の領域では、周波数が変化しても復調電圧がほとんど変化せず、復調感度が低い。すなわち、周波数ｆ１を中心とする一定幅の領域は不感帯領域となる。
【０１４５】
また、周波数ｆ２を中心とする一定幅の領域および周波数ｆ３を中心とする一定幅の領域では、周波数が変化すると復調電圧が変化する。したがって、周波数ｆ２を中心とする一定幅の領域および周波数ｆ３を中心とする一定幅の領域は復調可能領域となる。特に、周波数ｆ２を中心とする一定幅の領域では、周波数が変化すると復調電圧が大きく変化し、復調感度が高い。したがって、周波数ｆ２を中心とする一定幅の領域は高感度領域となる。
【０１４６】
一方、図１３（ｂ）の例において、周波数ｆ２を中心とする一定幅の領域では、周波数が変化しても復調電圧がほとんど変化せず、復調感度が低い。すなわち、周波数ｆ２を中心とする一定幅の領域は不感帯領域となる。
【０１４７】
また、周波数ｆ１を中心とする一定幅の領域および周波数ｆ３を中心とする一定幅の領域では、周波数が変化すると復調電圧が変化する。したがって、周波数ｆ１を中心とする一定幅の領域および周波数ｆ３を中心とする一定幅の領域は復調可能領域となる。特に、周波数ｆ３を中心とする一定幅の領域では、周波数が変化すると復調電圧が大きく変化し、復調感度が高い。したがって、周波数ｆ３を中心とする一定幅の領域は高感度領域となる。
【０１４８】
このように、図１２のＦＭ復調器では、位相制御回路１２により復調機能に高感度領域および不感帯領域を設けることができる。それにより、高感度領域をＦＭ変調信号の周波数領域に設定し、不感帯領域を妨害として作用するスプリアス周波数領域に設定することができる。
【０１４９】
このように、図１２のＦＭ復調器は、ＦＭ変調信号の搬送波の周波数領域の感度を高くするとともに抑圧したい妨害周波数領域の感度を下げるという選択機能を有する。
【０１５０】
したがって、妨害電波を意図的に抑圧することができる。また、妨害電波の周波数が変化した場合でも、不感帯領域の周波数を変化させることによりＦＭ変調信号のみを復調することができる。それにより、さらなる低雑音化が可能となる。
【０１５１】
（６）動作波形および復調特性の実験
ここで、図１および図４のＦＭ復調器の信号波形および復調特性の実験を行った。
【０１５２】
図１４は図１のＦＭ復調器に５０ＭＨｚのＦＭ変調信号が入力された場合の実際の波形を示す図である。図１５は図１のＦＭ復調器に１００ＭＨｚのＦＭ変調信号が入力された場合の実際の波形を示す図である。図１４および図１５の横軸は時間、縦軸は電圧である。
【０１５３】
図１４（ａ１），（ａ２），（ａ３）はそれぞれ図１の信号ａ、信号ｉおよび信号ｊを示す。同様に、図１５（ｂ１），（ｂ２），（ｂ３）はそれぞれ図１の信号ａ、信号ｉおよび信号ｊを示す。
【０１５４】
図１４および図１５からわかるように、ストリップラインＳＬの端部が接地された図１のＦＭ復調器では、５０ＭＨｚおよび１００ＭＨｚのＦＭ変調信号が入力された場合、理想的なパルス波形が再現される。
【０１５５】
図１６は図４のＦＭ復調器に５０ＭＨｚのＦＭ変調信号が入力された場合の実際の波形を示す図である。図１７は図４のＦＭ復調器に１００ＭＨｚのＦＭ変調信号が入力された場合の実際の波形を示す図である。図１６および図１７の横軸は時間、縦軸は電圧である。
【０１５６】
図１６（ａ１），（ａ２），（ａ３）はそれぞれ図４の信号ａ、信号ｉおよび信号ｊを示す。同様に、図１７（ｂ１），（ｂ２），（ｂ３）はそれぞれ図４の信号ａ、信号ｉおよび信号ｊを示す。
【０１５７】
図１６および図１７からわかるように、ストリップラインＳＬの端部が開放された図４のＦＭ復調器では、５０ＭＨｚおよび１００ＭＨｚのＦＭ変調信号が入力された場合、理想的なパルス波形が再現される。
【０１５８】
これらの結果から、ストリップラインＳＬの端部が接地された図１のＦＭ復調器においても、ストリップラインＳＬの端部が開放された図４のＦＭ復調器においても、高速論理回路を用いることなく、ＦＭ変調信号を正確に復調することができる。
【０１５９】
図１８は図１のＦＭ復調器に入力されるＦＭ変調信号の周波数を２００ＭＨｚから５０ＭＨｚまで１秒間で変化させた場合の復調信号の電圧の変化を示す図である。
【０１６０】
図１８に示されるように、５０ＭＨｚから２００ＭＨｚの周波数帯域において、ＦＭ変調信号の周波数の変化に対して復調信号の電圧が直線的に変化している。したがって、図１のＦＭ復調器では、復調の直線性が良好であることがわかる。
【０１６１】
図１９は図１のＦＭ復調器に入力されるＦＭ変調信号の周波数を３．５ＧＨｚから１ＧＨｚまで１秒間で変化させた場合の復調信号の電圧の変化を示す図である。
【０１６２】
図１９に示されるように、１ＧＨｚから３．５ＧＨｚの周波数帯域において、ＦＭ変調信号の周波数の変化に対して復調信号の電圧が直線的に変化している。したがって、図１のＦＭ復調器では、復調の直線性が良好であることがわかる。
【０１６３】
（７）他の実施の形態
上記実施の形態では、伝送線路としてストリップラインＳＬを用いているが、これに限定されず、同軸ケーブル、導波管等の他の伝送線路を用いてもよい。
【０１６４】
また、他の実施の形態として周波数変換器を用いたＦＭ復調器の構成について説明する。
【０１６５】
図２０は本発明の他の実施の形態に係るＦＭ復調器の基本構成を示す回路図、図２１は図２０の周波数変換器の構成を示す回路図である。
【０１６６】
図２０に示すように、ＦＭ復調器は、抵抗分配器２、ストリップラインＳＬ、ミクサーからなる周波数変換器５０およびＬＰＦ３を含む。ストリップラインＳＬは遅延器として機能する。
【０１６７】
抵抗分配器２のノードＮ１には、ＦＭ変調信号ＭＳが与えられる。抵抗分配器２のノードＮ２，Ｎ３からは信号ＲＦ，ＬＯがそれぞれ出力される。周波数変換器５０は、入力ノードＮ５１，Ｎ５２および出力ノードＮ５３を有する。
【０１６８】
抵抗分配器２のノードＮ２と周波数変換器５０の入力ノードＮ５１との間にストリップラインＳＬが接続される。抵抗分配器２のノードＮ３は、周波数変換器５０の入力ノードＮ５２に接続される。周波数変換器５０の出力ノードＮ５３にはＬＰＦ３の入力ノードが接続される。周波数変換器５０の出力ノードＮ５３から信号ＩＦが出力される。ＬＰＦ３の出力ノードは出力端子ＮＯに接続される。出力端子ＮＯからは、復調信号ＲＳが出力される。
【０１６９】
図２１に示すように、周波数変換器５０は、トランスＴＲ１，ＴＲ２およびブリッジダイオードＢＲにより構成される。トランスＴＲ１の１次巻線の一端は入力ノードＮ５１に接続され、他端は接地端子に接続されている。トランスＴＲ１の２次巻線の一端はブリッジダイオードＢＲのノードＮ６１に接続され、他端はブリッジダイオードＢＲのノードＮ６２に接続されている。
【０１７０】
トランスＴＲ２の１次巻線の一端は入力ノードＮ５２に接続され、他端は接地端子に接続されている。トランスＴＲ２の２次巻線の一端はブリッジダイオードＢＲのノードＮ６３に接続され、他端はブリッジダイオードＢＲのノードＮ６４に接続されている。トランスＴＲ２の２次巻線の中間タップは出力ノードＮ５３に接続されている。
【０１７１】
周波数変換器５０は、入力ノードＮ５１の信号ＲＦと入力ノードＮ５２の信号ＬＯとを乗算する乗算器として機能する。周波数変換器５０の出力ノードＮ５３には、入力ノードＮ５１の信号ＲＦの周波数と入力ノードＮ５２の信号ＬＯの周波数との和および差の周波数を有する信号ＩＦが出力される。この動作については、一般に知られており、数学解析も十分になされているので、詳細は省略する。
【０１７２】
ここで、周波数変換器５０の入力ノードＮ５１の信号ＲＦおよび入力ノードＮ５２の信号ＬＯの周波数が同一で位相のみが異なる場合、出力ノードＮ５３には、信号ＲＦと信号ＬＯとの位相差に対応するパルス幅を有する信号ＩＦが出力される。
【０１７３】
図２２は図２０のＦＭ復調器の各部の信号を示すタイミングチャートである。図２２（ａ），（ｂ），（ｃ）に周波数変換器５０の入力ノードＮ５１の信号ＲＦ、入力ノードＮ５２の信号ＬＯおよび出力ノードＮ５３の信号ＩＦの例が示される。
【０１７４】
図２２（ａ）に示すように、信号ＲＦと信号ＬＯとの位相差が小さい場合、信号ＩＦのパルス幅も小さい。図２２（ｂ）に示すように、信号ＲＦと信号ＬＯとの位相差が大きくなると、信号ＩＦのパルス幅が増加する。図２２（ｃ）に示すように、信号ＲＦと信号ＬＯとの位相差がさらに大きくなると、信号ＩＦのパルス幅がさらに増加する。
【０１７５】
このように、周波数変換器５０の出力ノードＮ５３の信号ＩＦは、信号ＲＦと信号ＬＯとの位相差に対応するパルス幅を有する。
【０１７６】
周波数変換器５０から出力される信号ＩＦは、両波整流の波形を有するが、図１のダイオードＤ１の整流効果による信号ｊと類似する波形を有する。
【０１７７】
なお、図２０のＦＭ復調器において、ＬＰＦ３は、信号ＩＦのパルス幅に比例した電圧を有する信号を出力する。したがって、出力端子ＮＯには、信号ＲＦと信号ＬＯとの位相差に比例する電圧を有する復調信号ＲＳが現れる。
【０１７８】
したがって、図２０のＦＭ復調器においても、図１のＦＭ復調器と同様の機能が実現される。
【０１７９】
図２０のＦＭ復調器においても、リミッタアンプ１を用いることにより図７に示した効果が得られる。また、図８に示した周波数補正による復調特性の制御、図９に示した全帯域整合形ＬＰＦ等の応用も可能である。
【０１８０】
なお、遅延器として図２０のストリップラインＳＬの代わりに同軸ケーブルまたは遅延素子を用いてもよい。
【０１８１】
（８）請求項の各構成要素と実施の形態の各部との対応
以下、請求項の各構成要素と実施の形態の各部との対応の例について説明するが、本発明は下記の例に限定されない。
【０１８２】
上記実施の形態では、抵抗分配器２が分配器に相当し、ストリップラインＳＬ、同軸ケーブルまたは導波管が遅延器および伝送線路に相当し、ノードＮＥ、位置Ｐ１または位置Ｐ２が反射部に相当する。ダイオードＤ１，Ｄ２が整流回路に相当し、ダイオードＤ１が第１のダイオードに相当し、ダイオードＤ２が第２のダイオードに相当し、ＬＰＦ３またはＬＰＦ３，７が低域通過フィルタ回路に相当し、ＬＰＦ３が第１の低域通過フィルタに相当し、ＬＰＦ７が第２の低域通過フィルタに相当し、バイアス回路４が第１のバイアス回路に相当し、バイアス回路５が第２のバイアス回路に相当する。
【０１８３】
また、ノードＮ２が第１のノードに相当し、ノードＮ３が第２のノードに相当し、正の波形が第１の極性の波形に相当し、負の波形が第２の極性の波形に相当し、正のバイアス電圧ＶＢ（＋）が第１の極性のバイアス電圧に相当し、負のバイアス電圧ＶＢ（−）が第２の極性のバイアス電圧に相当する。
【０１８４】
さらに、負側波形吸収抵抗Ｒ７が第１の吸収回路に相当し、トランス８が平衡回路に相当し、ＬＰＦ部３１が第１のフィルタ回路に相当し、ＨＰＦ部３２が第２のフィルタ回路に相当し、抵抗Ｒ１１が第２の吸収回路に相当する。
【０１８５】
また、ダイオードＤ３，Ｄ４が反射位置変更回路または１または複数のスイッチング素子に相当し、可変容量ダイオードＶＤ１，ＶＤ２が遅延量変更回路または１または複数の可変容量素子に相当し、リミッタアンプ１がリミッタ増幅器または周波数特性可変型リミッタ増幅器に相当する。
【産業上の利用可能性】
【０１８６】
本発明は、種々の通信装置、通信システム、放送受信装置、放送システム等に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１８７】
【図１】本発明の実施の形態に係るＦＭ復調器の第１の基本構成を示す回路図
【図２】図１のＦＭ復調器の信号の流れを示す回路図
【図３】図１のＦＭ復調器の各部の信号を示すタイミングチャート
【図４】本発明の実施の形態に係るＦＭ復調器の第２の基本構成を示す回路図
【図５】図４のＦＭ復調器の各部の信号を示すタイミングチャート
【図６】本発明の第１の実施の形態に係るＦＭ復調器の回路図
【図７】リミッタアンプの一部の構成を示す図
【図８】（ａ１），（ａ２），（ａ３）はリミッタアンプの周波数に対する利得の特性の例を示す図、（ｂ１），（ｂ２），（ｂ３）はＦＭ復調器の周波数に対する復調電圧の直線性の例を示す図
【図９】（ａ）はＬＰＦの構成の一例を示す回路図、（ｂ）はＬＰＦの周波数特性を示す図
【図１０】本発明の第２の実施の形態に係るＦＭ復調器の回路図
【図１１】本発明の第３の実施の形態に係るＦＭ復調器の回路図
【図１２】本発明の第４の実施の形態に係るＦＭ復調器の回路図
【図１３】図１２のＦＭ復調器の復調特性の例を示す図
【図１４】図１のＦＭ復調器に５０ＭＨｚのＦＭ変調信号が入力された場合の実際の波形を示す図
【図１５】図１のＦＭ復調器に１００ＭＨｚのＦＭ変調信号が入力された場合の実際の波形を示す図
【図１６】図４のＦＭ復調器に５０ＭＨｚのＦＭ変調信号が入力された場合の実際の波形を示す図
【図１７】図４のＦＭ復調器に１００ＭＨｚのＦＭ変調信号が入力された場合の実際の波形を示す図
【図１８】図１のＦＭ復調器に入力されるＦＭ変調信号の周波数を２００ＭＨｚから５０ＭＨｚまで１秒間で変化させた場合の復調信号の電圧の変化を示す図
【図１９】図１のＦＭ復調器に入力されるＦＭ変調信号の周波数を３．５ＧＨｚから１ＧＨｚまで１秒間で変化させた場合の復調信号の電圧の変化を示す図
【図２０】本発明の他の実施の形態に係るＦＭ復調器の基本構成を示す回路図
【図２１】図２０の周波数変換器の構成を示す回路図
【図２２】図２０のＦＭ復調器の各部の信号を示すタイミングチャート
【図２３】論理回路を用いた従来の広帯域ＦＭ復調器の構成を示す回路図
【図２４】図２３のＦＭ復調器の各部の信号を示すタイミングチャート
【図２５】ＬＰＦの構成の一例を示す回路図
【図２６】図２５のＬＰＦの周波数特性を示す図
【図２７】減衰器の一例を示す回路図
【符号の説明】
【０１８８】
１  リミッタアンプ
２  抵抗分配器
３，７  ＬＰＦ
４，５  バイアス回路
８，９  トランス
１０，１１  増幅器
１２  位相制御回路
３１  ＬＰＦ部
３２  ＨＰＦ部
４０  反射抑圧型ダブルダイオードバイアス回路
５０    ミクサー
ＳＬ  ストリップライン
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４  ダイオード
ＶＤ１，ＶＤ２  可変容量ダイオード
Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ１１〜Ｃ１７，Ｃ２１〜Ｃ２４  コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１１〜Ｌ１７  インダクタ
Ｑ１１  ＦＥＴ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４  抵抗
Ｒ７  負側波形吸収抵抗
ＴＣ１，ＴＣ３  一次コイル
ＴＣ２，ＴＣ４  二次コイル
５０  周波数変換器
ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｈ，ｉ，ｊ，ｋ，ｍ，ｎ  信号
ＭＳ  ＦＭ変調信号
ＲＳ，ＲＳ１  復調信号
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，ＮＣ，ＮＥ，Ｎ１１  ノード
ｎ１，Ｎ５１，Ｎ５２  入力ノード
ｎ２，Ｎ５３  出力ノード
ＮＩ  入力端子
ＮＯ，ＮＯ１，ＮＯ２，ＮＯ３  出力端子
Ｐ１，Ｐ２  位置
Ｔｈ  しきい値レベル
Ｖ１，Ｖ２  バイアス端子
Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄ  バイアス電圧
ＶＢ（＋）  正のバイアス電圧
ＶＢ（−）  負のバイアス電圧
Ｖｃｃ  電源電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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