(57)【要約】【課題】共振コンデンサの耐電圧を低減するとともに誘導損を低減し且つ効率の向上を図った電源装置、放電灯点灯装置、車両用前照灯装置および車両を提供する。【解決手段】電源装置は、直流電源１及びスイッチング素子１１の直列回路が一次巻線Ｎ１に接続されたトランス１２と、負荷２と並列に接続された平滑コンデンサ１４と、スイッチング素子１１のオフ時にトランス１２の二次巻線Ｎ２に励磁された電流が流れる方向に、二次巻線Ｎ２と直列に接続されたダイオード１３と、二次巻線Ｎ２とダイオード１３の直列回路の両端間に平滑コンデンサ１４を介して接続された共振コンデンサ１５と、コンデンサ１４，１５の接続点と二次巻線Ｎ２及びダイオード１３の接続点との間に接続されたインダクタ１６と、コンデンサ１４，１５の直列回路の両端間に、スイッチング素子１１のオン時に二次巻線Ｎ２から電流が流れる向きに接続されたダイオード１７とを備える。【選択図】図１
2008086089.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも直流電源、スイッチング素子および第１のインダクタンス要素からなる閉回路と、スイッチング素子のオン／オフを制御する制御部と、負荷回路の両端間に接続された平滑コンデンサと、スイッチング素子のオフ時に第１のインダクタンス要素に励磁された電流が流れる方向に、第１のインダクタンス要素と直列に接続された第１の整流素子と、少なくとも第１のインダクタンス要素と第１の整流素子の直列回路の両端間に平滑コンデンサを介して接続された共振コンデンサと、前記両コンデンサの接続点と第１のインダクタンス要素および第１の整流素子の接続点との間に接続されて、第１のインダクタンス要素および共振コンデンサとともに閉回路を形成する第２のインダクタンス要素と、前記両コンデンサの直列回路の両端間に、スイッチング素子のオン時に第１のインダクタンス要素から電流が流れる向きに接続された第２の整流素子とを備えて成ることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記第１のインダクタンス要素を、１次巻線が少なくとも直流電源およびスイッチング素子と共に閉回路を形成するとともに、２次巻線が第１の整流素子と直列に接続されたトランスで構成し、２次巻線および第１の整流素子の直列回路の両端間に前記両コンデンサの直列回路が接続されるとともに、２次巻線が第２のインダクタンス要素および共振コンデンサとともに閉回路を形成することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
第１のインダクタンス要素において、第２のインダクタンス要素および共振コンデンサとともに閉回路を形成するインダクタンス成分のインダクタンス値をＬ１、第２のインダクタンス要素のインダクタンス値をＬ２、共振コンデンサの静電容量をＣ１、スイッチング素子のスイッチング周期をｔＳＷとした場合に、
【数１】
2008086089.tif 000011
【数２】
2008086089.tif 000012
とすることを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。
【請求項４】
スイッチング素子のオン時に第１のインダクタンス要素に蓄積されたエネルギが、スイッチング素子のオフ時に前記両コンデンサの直列回路に放出されており、制御部は、第１のインダクタンス要素が蓄積したエネルギを放出し終えるまでスイッチング素子を再オンしないことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の電源装置。
【請求項５】
少なくとも放電灯を負荷として含む負荷回路と、前記負荷回路に電源を供給する請求項１乃至４の何れか１項に記載の電源装置とを備えて成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項６】
前記放電灯が水銀を含まないメタルハライドランプからなることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
請求項６記載の放電灯点灯装置を有する車両用前照灯装置。
【請求項８】
請求項７記載の車両用前照灯装置を有する車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置、放電灯点灯装置、車両用前照灯装置および車両に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、電池あるいは交流電源を整流平滑して得た直流電源を、負荷が必要とする電圧レベルに変換して供給する電源装置として、スイッチング方式の電源装置が提供されている。このような電源装置を用い、負荷電圧変動範囲の広い高輝度放電灯を点灯させる放電灯点灯装置の一例を図９および図１０に基づいて説明する。
【０００３】
この放電灯点灯装置２０では、直流電源１の直流電源電圧を、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０によって高輝度放電灯２３が必要とする電圧に昇降圧した後、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の直流出力を矩形波インバータ回路２１によって交番電圧に変換し、消灯状態の高輝度放電灯２３に高電圧を印加して始動させるための始動回路２２を介して高輝度放電灯２３に供給している。なお矩形波インバータ回路２１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を用いたフルブリッジインバータ回路からなり、矩形波インバータ回路２１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４およびＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０のスイッチング素子１１は、制御回路４１から入力される制御信号に基づいて駆動回路４２，２４がオン／オフさせている。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は所謂フライバックコンバータからなり、直流電源１の両端間にスイッチング素子１１とトランス１２の一次巻線Ｎ１とを直列に接続し、トランス１２の二次巻線Ｎ２の両端間にダイオード１３を介してコンデンサ１４を接続して構成される。フライバックコンバータは、トランス１２の巻数比以上に入力電圧を昇圧でき、また１次側の閉回路と２次側の閉回路とが電気的に分離されているので、出力電圧範囲を広くとることが可能という特徴を有しており、直流電源１の直流電源電圧が高輝度放電灯２３の必要とする最低電圧よりも高く、且つ、必要とする最高電圧（一般に消灯状態での無負荷電圧）よりも低くなるような放電灯点灯装置２０にも適用可能である。
【０００５】
この放電灯点灯装置２０では、制御回路４１がＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧Ｖoutおよび出力電流Ｉoutを検出し、高輝度放電灯２３に供給すべき電力指令に基づいてフィードバック制御などを行い、スイッチング素子１１のスイッチング周波数やオンデューティを制御することで、高輝度放電灯２３への供給電力を制御している。
【０００６】
ところで、電源装置の負荷が放電灯の場合、消灯時の出力電圧は始動電圧を確保するためにできるだけ高い方が良く、例えば４００Ｖ程度にすることが好ましい。一方、放電開始直後はランプ電圧が短絡に近い電圧（例えば数Ｖ〜１０数Ｖ程度）まで低下した後、安定点灯に入るとランプ電圧は例えば８５Ｖ程度まで上昇して安定するので、電源装置の出力電圧範囲がかなり広くなっている。
【０００７】
ここで、定常点灯時におけるトランス１２の１次側電流Ｉ１および２次側電流Ｉ２の電流波形を図１０（ｂ）（ｃ）に実線で示す。ここでは、効率を良くするために２次側電流Ｉ２が略ゼロになってから、制御回路４１が駆動回路４２を用いてスイッチング素子１１をオフからオンに切り換える電流境界モードで動作させた例を示している。
【０００８】
放電灯として水銀を含まないメタルハライドランプを用いた場合、定常点灯時の負荷電圧がさらに低くなるのであるが（例えば約４０Ｖ）、このような放電灯を上述と同様の条件で点灯させた場合、トランス１２の１次側電流Ｉ１および２次側電流Ｉ２の電流波形は、図１０（ｂ）（ｃ）に破線で示すような波形になり、２次側電流Ｉ２の傾きが小さくなって、２次側電流Ｉ２の通電期間が長くなる。ここに、フライバックコンバータではスイッチング素子１１のオン時に１次側電流Ｉ１が流れることによって、トランス１２にエネルギが蓄積され、スイッチング素子１１のオフ時にトランス１２に蓄積されたエネルギが２次側に放出される。１次側電流Ｉ１と２次側電流Ｉ２とは交互に通電するため、スイッチング周期が同じであれば２次側電流の通電期間が長くなると、必然的にオンデューティが小さくなり、単位時間当たりの出力電流が減少することになる。したがって、同じ電力を出力するためにはオン時間を長くして、１次側電流Ｉ１のピーク値を大きくとる必要があるが、その場合はトランスの大型化やスイッチング素子１１の電流容量の増大を招き、コスト高となる。
【０００９】
また定常点灯時の負荷電圧が低下した場合、フライバックコンバータを構成するトランス１２を負荷電圧に合わせて設計し直すことが望ましく、一般的に負荷電圧が低下した場合は巻数比を下げることで対応するが、巻数比の低下に伴い無負荷電圧出力時にスイッチング素子１１に印加される電圧が上昇するという問題がある。一般に耐圧の高いスイッチング素子はオン損失が高くなるため、より大容量のスイッチング素子１１を使用したり、複数のスイッチング素子１１を並列接続して使用する必要があり、電源装置の大型化やコスト高を招くという問題があった。
【００１０】
またフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０では放電灯の始動直後のように特に出力電圧が低い条件では、２次側通電期間が長くなって、効率的に出力電圧を取り出すことが難しくなっていた。特に車両用前照灯装置に使用される高輝度放電灯のように、始動直後の光出力を急速に立ち上げるために、負荷電圧すなわちランプ電圧が低い時に過渡的に大きな電力を供給する場合、スイッチング素子に流れる電流が増大したり、トランス１２が大型化するなどの問題があった。
【００１１】
このようにフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０を用いる場合は電源装置の大型化やコスト高を招くという問題があるため、図１１に示すような回路構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０を用いたものが提案されている（例えば特許文献１参照）。なお、この電源装置では、交流電源ＡＣを整流器ＤＢにより整流した後、平滑コンデンサＣ０で平滑することによって、直流電源を生成している。
【００１２】
図１１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０では、平滑コンデンサＣ０の両端間にスイッチング素子１１とトランス１２の一次巻線Ｎ１とを直列に接続するとともに、トランス１２の二次巻線Ｎ２の両端にそれぞれコンデンサ１４，１５の一端側を接続し、コンデンサ１４，１５の他端間にインダクタ１６を接続してある。またトランス１２の二次巻線Ｎ２の両端にそれぞれダイオード１３ｂ，１３ａのカソードを接続し、ダイオード１３ａ，１３ｂのアノードをコンデンサ１５およびインダクタ１６の接続点に接続してある。
【００１３】
このＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０はコンデンサ１５を除けばフォワードコンバータの回路構成を有しており、通常、フォワードコンバータではスイッチング素子１１のオン時に２次側にも電流が流れて負荷に電力が供給されるため、２次側から負荷に電力を供給する２次側通電期間が長くなれば、オンデューティも大きくなって、出力の大きい場合に有利になるが、出力電圧は最大でも入力電圧のトランス巻数比倍に制限されるため、無負荷電圧と点灯電圧との電圧差が大きい場合は無負荷電圧に巻数比を合わせると、巻数比は非常に大きな値となり、この条件では点灯時においてオンデューティが小さくなって、効率の低下を招くという問題があった。
【００１４】
しかしながら、図１１の回路ではスイッチング素子１１のオフ時にトランス１２の二次側に励磁したエネルギを、フライバック動作によりコンデンサ１５に一時的に蓄積した後、スイッチング素子１１のオン時にトランス１２の２次側電圧とコンデンサ１５の両端電圧との重畳電圧で平滑コンデンサ１４が充電され、コンデンサ１５の電荷が無くなったときには、通常のフォワードコンバータ動作を行うことで、効率の向上を図っている。
【００１５】
またスイッチング素子１１のオフ動作によってトランス１２の２次側に発生する励磁エネルギをコンデンサ１５に蓄積する際に、コンデンサ１５の充電電圧を出力電圧よりも十分高くすることで、コンデンサ１５の充電電圧によりインダクタ１６に流れる電流を急速に増大させ、その後インダクタ１６の特性によりインダクタ電流が二次巻線Ｎ２を介して流れ続けるため、スイッチング素子１１のオン時の二次巻線電圧（電源電圧×巻数比）が負荷電圧より低い場合でも電源から負荷側に必要な電力を取り出すことが可能になる。すなわち、（電源電圧×巻数比）以上の負荷電圧にも対応できるため、必要以上に巻数比を大きくする必要がないという利点がある。
【００１６】
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の基本動作は、フォワードコンバータと同様であるから、放電灯２３の始動直後のように、特に出力電力が低い条件でも大きな出力を取り出しやすく、車両用前照灯装置に使用される高輝度放電灯のように光出力を急速に立ち上げるために過渡的に大きな電力を加える必要がある場合には、フライバックコンバータに比べて有利である。
【特許文献１】特開２０００−２０９８５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
上述したフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０では、スイッチング素子１１のオフ時にトランス１２の二次側に励磁された励磁エネルギを一時的にコンデンサ１５に蓄え、その後スイッチング素子１１のオン時にトランス１２の二次巻線電圧とコンデンサ１５の充電電圧との重畳電圧から出力電圧（つまり平滑コンデンサ１４の両端電圧）を差し引いた電圧をインダクタ１６に印加している。このとき、インダクタ１６に流れる電流を急速に増大させるためには、コンデンサ１５の両端電圧は負荷電圧より十分高くなければ、巻数比より大きな昇圧比を得ることができないため、コンデンサ１５に耐電圧の大きな素子を用いる必要がある。特に無負荷電圧を考慮すると、コンデンサ１５の耐電圧を無負荷電圧よりも大きくする必要があり、電源装置の大型化やコスト高を招くという問題があった。またコンデンサ１５には高周波電圧が印加されるため、電圧変動幅が大きいほど誘導損が大きくなるという問題もあった。
【００１８】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、共振コンデンサの耐電圧を低減するとともに誘導損を低減し且つ効率の向上を図った電源装置、放電灯点灯装置、車両用前照灯装置および車両を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、少なくとも直流電源、スイッチング素子および第１のインダクタンス要素からなる閉回路と、スイッチング素子のオン／オフを制御する制御部と、負荷回路の両端間に接続された平滑コンデンサと、スイッチング素子のオフ時に第１のインダクタンス要素に励磁された電流が流れる方向に、第１のインダクタンス要素と直列に接続された第１の整流素子と、少なくとも第１のインダクタンス要素と第１の整流素子の直列回路の両端間に平滑コンデンサを介して接続された共振コンデンサと、両コンデンサの接続点と第１のインダクタンス要素および第１の整流素子の接続点との間に接続されて、第１のインダクタンス要素および共振コンデンサとともに閉回路を形成する第２のインダクタンス要素と、両コンデンサの直列回路の両端間に、スイッチング素子のオン時に第１のインダクタンス要素から電流が流れる向きに接続された第２の整流素子とを備えて成ることを特徴とする。
【００２０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、第１のインダクタンス要素を、１次巻線が少なくとも直流電源およびスイッチング素子と共に閉回路を形成するとともに、２次巻線が第１の整流素子と直列に接続されたトランスで構成し、２次巻線および第１の整流素子の直列回路の両端間に両コンデンサの直列回路が接続されるとともに、２次巻線が第２のインダクタンス要素および共振コンデンサとともに閉回路を形成することを特徴とする。
【００２１】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、第１のインダクタンス要素において、第２のインダクタンス要素および共振コンデンサとともに閉回路を形成するインダクタンス成分のインダクタンス値をＬ１、第２のインダクタンス要素のインダクタンス値をＬ２、共振コンデンサの静電容量をＣ１、スイッチング素子のスイッチング周期をｔＳＷとした場合に、
【００２２】
【数１】
2008086089.tif 000003
【００２３】
【数２】
2008086089.tif 000004
【００２４】
とすることを特徴とする。
【００２５】
請求項４の発明は、請求項１乃至３の発明において、スイッチング素子のオン時に第１のインダクタンス要素に蓄積されたエネルギが、スイッチング素子のオフ時に両コンデンサの直列回路に放出されており、制御部は、第１のインダクタンス要素が蓄積したエネルギを放出し終えるまでスイッチング素子を再オンしないことを特徴とする。
【００２６】
請求項５の発明は、少なくとも放電灯を負荷として含む負荷回路と、負荷回路に電源を供給する請求項１乃至４の何れか１項に記載の電源装置とを備えて成ることを特徴とする。
【００２７】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、放電灯が水銀を含まないメタルハライドランプからなることを特徴とする。
【００２８】
請求項７の発明は車両用前照灯装置であって、請求項６記載の放電灯点灯装置を有することを特徴とする。
【００２９】
請求項８の発明は車両であって、請求項７記載の車両用前照灯装置を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３０】
請求項１の発明によれば、スイッチング素子のオン時には直流電源からスイッチング素子を介して第１のインダクタンス要素に励磁エネルギを蓄積すると同時に、第２のインダクタンス要素を介して負荷および平滑コンデンサと、第２の整流素子とに電流を供給し、スイッチング素子のオフ時には第１のインダクタンス要素に蓄積されたエネルギを共振コンデンサと平滑コンデンサとに放出させ、第１のインダクタンス要素に蓄積されたエネルギの放出が終了すると、共振コンデンサと第１及び第２のインダクタンス要素とで形成される閉回路の共振動作によって共振コンデンサに蓄積されたエネルギを第２のインダクタンス要素に移動させているので、第２のインダクタンス要素に流れる電流を共振コンデンサの充電電圧によって増加させることができ、その後第２のインダクタンス要素に蓄積されたエネルギを第１のインダクタンス要素を介して負荷および平滑コンデンサに供給することで、第１のインダクタンス要素に発生する電圧以上の電圧を発生させることができ、高い昇圧比が得られるという効果がある。しかも、第１のインダクタンス要素に蓄積されたエネルギは平滑コンデンサと共振コンデンサとに放出されるので、共振コンデンサの両端電圧を抑制することができ、共振コンデンサに耐電圧の大きな素子を使用する必要がないから、電源装置の大型化やコスト高を招くことがなく、誘導損も低減できるという効果もある。さらに、共振コンデンサの静電容量が小さければ放出時間が短くなるので、オンデューティを大きくとることができ、その結果回路電流のピーク値を低減することで効率の向上を図ることができる。また更に、平滑コンデンサに蓄積されるエネルギは、平滑コンデンサの静電容量が共振コンデンサの静電容量に比べて十分大きい場合、出力電圧が高いほど第１のインダクタンス要素の励磁エネルギが平滑コンデンサ側に多く蓄積されるから、共振コンデンサの静電容量を抑制する効果が増加するという効果もある。
【００３１】
請求項２の発明によれば、スイッチング素子のオン時には、直流電源からスイッチング素子を介してトランスの一次巻線に電流が流れ、トランスに励磁エネルギを蓄積すると同時に、トランスの二次巻線を介して第２のインダクタンス要素と、負荷および平滑コンデンサと、第２の整流素子とに電流を供給しており、スイッチング素子のオフ時はトランスに蓄積されたエネルギを二次巻線から共振コンデンサと平滑コンデンサとに放出させることができるという効果がある。
【００３２】
請求項３の発明によれば、第１のインダクタンス要素の励磁エネルギを共振コンデンサおよび平滑コンデンサに素早く放出させたり、共振コンデンサに蓄積されたエネルギを短時間に放出させることができ、スイッチング素子のオンデューティを大きくとることができるから、回路電流のピーク値を低減することで効率を向上させることができる。
【００３３】
請求項４の発明によれば、制御部は、第１のインダクタンス要素に蓄積されたエネルギが放出し終えるまでスイッチング素子を再オンしないので、第１のインダクタンス要素に蓄積されたエネルギを放出するのに必要な時間を確保できるという効果がある。
【００３４】
請求項５の発明によれば、装置の大型化やコスト高を招くことなく高い昇圧比を得ることができる電源装置を用いているので、定常点灯時の負荷電圧が低い放電灯を使用する場合にも対応が可能な小型で低コストの放電灯点灯装置を実現できる。
【００３５】
請求項６の発明によれば、放電灯として水銀を含まないメタルハライドランプを用いており、一般的に水銀を含まないメタルハライドランプは、水銀を含むランプに比べて定常点灯時のランプ電圧が約半分と低くなっているため、定常点灯時の負荷電圧（ランプ電圧）と、消灯時の無負荷電圧との差が水銀を含むランプに比べて大きくなっているが、装置の大型化やコスト高を招くことなく高い昇圧比を得ることができる電源装置を用いているので、定常点灯時の負荷電圧が低い放電灯を使用する場合にも対応が可能な小型で低コストの放電灯点灯装置を実現できる。
【００３６】
請求項７の発明によれば、装置の大型化やコスト高を招くことなく高い昇圧比を得ることができる電源装置を用いることで、電圧変動範囲の広い放電灯を使用することが可能な小型で低コストの車両用前照灯装置を実現できる。
【００３７】
請求項８の発明は車両であって、小型で低コストの車両用前照灯装置を用いているので、車両用前照灯装置の取付スペースとして大きなスペースを必要としない車両を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００３９】
（実施形態１）
本発明に係る電源装置の実施形態を図１および図２に基づいて説明する。
【００４０】
図１は電源装置の回路図であり、この電源装置は、直流電源１の直流電源電圧を負荷２が必要とする電圧レベルに変換して供給するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０を備えている。
【００４１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、直流電源１に直列接続されるスイッチング素子１１と、少なくとも直流電源１およびスイッチング素子１１の直列回路と共に閉回路を形成するトランス１２の一次巻線Ｎ１（第１のインダクタンス要素）と、負荷２（負荷回路）の両端間に接続された平滑コンデンサ１４と、二次巻線Ｎ２に対してスイッチング素子１１のオフ時に二次巻線Ｎ２に励磁された電流が流れる向きに直列接続された（つまり二次巻線Ｎ２の一端にカソードが接続された）第１の整流素子たるダイオード１３と、二次巻線Ｎ２とダイオード１３の直列回路の両端間に平滑コンデンサ１４を介して接続された共振コンデンサ１５と、両コンデンサ１４，１５の接続点と二次巻線Ｎ２およびダイオード１３の接続点との間に接続されて、二次巻線Ｎ２および共振コンデンサ１５と閉回路を形成するインダクタ１６（第２のインダクタンス要素）と、コンデンサ１４，１５の直列回路の両端間に、スイッチング素子１１のオン時にトランス１２の二次巻線Ｎ２から電流が流れる向きに接続されたダイオード１７（第２の整流素子）とを備えている。なおスイッチング素子１１のスイッチング周期およびオンデューティは制御回路４１によって制御されており、駆動回路４２が制御回路４１から入力される制御信号に基づいてスイッチング素子１１をオン／オフ駆動している。ここに、制御回路４１と駆動回路４２とでスイッチング素子１１のオン／オフを制御する制御部が構成される。
【００４２】
図２は本回路の動作波形図であり、同図（ａ）はスイッチング素子１１のオン／オフ状態、同図（ｂ）はスイッチング素子１１に流れる電流Ｉ１、同図（ｃ）はスイッチング素子１１の両端電圧Ｖ１、同図（ｄ）は共振コンデンサ１５の両端電圧Ｖ２、同図（ｅ）はトランス１２の二次巻線電流Ｉ２、同図（ｆ）はインダクタ１６に流れる電流Ｉ３、同図（ｇ）はダイオード１３に流れる電流Ｉ４をそれぞれ示している。
【００４３】
このＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０では、トランス１２の一次巻線Ｎ１が、スイッチング素子１１を介して直流電源１の両端間に接続されており、制御回路４１の制御信号に応じて駆動回路１２によりスイッチング素子１１がオンされた状態では、直流電源１からトランス１２の一次巻線Ｎ１とスイッチング素子１１とに電流が流れ、この時同時にトランス１２の二次巻線Ｎ２の両端間に電源電圧Ｖinに巻数比ｎを乗じた電圧（Ｖin×ｎ）が発生し、二次巻線Ｎ２→インダクタ１６→平滑コンデンサ１４および負荷２→ダイオード１７→二次巻線Ｎ２の経路で電流が流れて、負荷２に電力が供給される。またこの間にトランス１２には励磁エネルギが蓄積される（図２中の期間Ａ）。
【００４４】
その後、制御回路４１の制御信号に応じて駆動回路１２がスイッチング素子１１をオフすると、トランス１２に蓄積された励磁エネルギが、二次巻線Ｎ２→共振コンデンサ１５→平滑コンデンサ１４→ダイオード１３→二次巻線Ｎ２の経路で放出され、共振コンデンサ１５と平滑コンデンサ１４とが充電される（図２中の期間Ｂ）
そして、トランス１２に蓄積された励磁エネルギが全て放出されると、トランス１２の二次巻線Ｎ２と共振コンデンサ１５とインダクタ１６とで形成される閉回路による共振動作で、共振コンデンサ１５に蓄えられたエネルギが放出されるとともに、二次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２が増加していく（図２中の期間Ｃ）。この期間Ｃの途中で制御回路４１の制御信号により駆動回路４２がスイッチング素子１１を再オンすると（時刻ｔ１）、二次巻線Ｎ２に励磁された電圧と共振コンデンサ１５の両端電圧との重畳電圧により二次巻線電流Ｉ２が増加する。この期間Ｃは、共振コンデンサ１５の両端電圧Ｖ２が平滑コンデンサ１４の両端電圧Ｖ３に略等しく逆極性の電圧に達するまで、すなわちコンデンサ１４，１５の直列回路の合成電圧がゼロになるまで継続する。そして、コンデンサ１４，１５の直列回路の合成電圧がゼロになった時刻ｔ２において、ダイオード１７がオンし、上述した期間Ａの動作に戻るのである。
【００４５】
ここにおいて、共振コンデンサ１５の静電容量は平滑コンデンサ１４の静電容量に比べてごく小さい値であって、トランス１２の二次巻線Ｎ２のインダクタンス値Ｌ１と、共振コンデンサ１５の静電容量Ｃ１とで定義される時定数は、スイッチング素子１１のスイッチング周期ｔＳＷに対して、以下の式（１）の関係を満たすような値に設定するのが好ましい。
【００４６】
【数３】
2008086089.tif 000005
【００４７】
上記式（１）の関係を満たすように、二次巻線Ｎ２のインダクタンス値Ｌ１と、共振コンデンサ１５の静電容量Ｃ１とで定義される時定数やスイッチング周期Ｔswを設定することで、トランス１２の励磁エネルギを２次側のコンデンサ１４，１５へ素早く放出することができる。
【００４８】
またインダクタ１６のインダクタンス値Ｌ２と共振コンデンサ１５の静電容量Ｃ１とで定義される時定数も、上述と同様、スイッチング素子１１のスイッチング周期ｔＳＷに対して、以下の式（２）の関係を満たすような値に設定するのが好ましい。
【００４９】
【数４】
2008086089.tif 000006
【００５０】
上記式（２）の関係を満たすように、インダクタ１６のインダクタンス値Ｌ２と、共振コンデンサ１５の静電容量Ｃ１とで定義される時定数やスイッチング周期ｔＳＷを設定することで、共振コンデンサ１５に蓄積されたエネルギによって素早く二次巻線電流Ｉ２を増加させ、トランス１２の二次側から負荷２に電力を供給することが可能な期間（図２の期間Ａ）へ素早く移行することが可能になり、これによってオンデューティを大きくすることができ、回路電流のピーク値を低減することで効率の向上を図ることができる。
【００５１】
さらに、スイッチング素子１１がオンした時の、二次巻線電流Ｉ２を図２中の期間Ｃのように急速に増加させた後、インダクタ１６に流れる電流Ｉ３が流れ続けようとする特性を利用し、スイッチング素子１１のオン時に二次巻線Ｎ２に発生する電圧（入力電圧Ｖin×巻数比ｎ）が出力電圧より低い場合でも、トランス１２を介して電源から負荷側に電力を取り出すことが可能になり、フォワードコンバータ動作を基本としながらもトランス１２の巻数比倍した電圧より高い出力電圧を得ることができる。
【００５２】
また、平滑コンデンサ１４の静電容量Ｃ２は以下の式（３）、式（４）の関係を満たすような値であって、十分な平滑効果が得られるような所定値に設定するのが好ましく、平滑コンデンサ１４の静電容量Ｃ２とトランス１２の二次巻線Ｎ２のインダクタンス値Ｌ１とで定義される時定数Ｔａ（＝Ｌ１×Ｃ２）と、平滑コンデンサ１４の静電容量Ｃ２とインダクタ１６のインダクタンス値Ｌ２とで定義される時定数Ｔｂ（＝Ｌ２×Ｃ２）とはスイッチング周期ｔＳＷの少なくとも１０倍以上の時間に設定するのが望ましい。
【００５３】
【数５】
2008086089.tif 000007
【００５４】
【数６】
2008086089.tif 000008
【００５５】
また本実施形態では、トランス１２の励磁エネルギは、共振コンデンサ１５だけではなく、共振コンデンサ１５に直列接続された平滑コンデンサ１４にも放出されるので、共振コンデンサ１５の両端電圧を抑制することが可能になる。
【００５６】
また共振コンデンサ１５に蓄えられたエネルギは、共振コンデンサ１５とトランス１２の二次巻線Ｎ２とインダクタ１６とで形成される閉回路を介して放出され、平滑コンデンサ１４を介さずに二次巻線電流Ｉ２を増加させる動作に利用されるので、図１１に示す従来例に比べて共振コンデンサ１５の両端電圧が低い場合でも、二次巻線電流Ｉ２の増加に寄与して、昇圧効果を得ることができ、共振コンデンサ１５の耐電圧を下げることができる。
【００５７】
また更に平滑コンデンサ１４に蓄積されるトランス１２の励磁エネルギは、平滑コンデンサ１４の静電容量が十分大きい場合、出力電圧に比例し、出力電圧が高いほど共振コンデンサ１５よりも平滑コンデンサ１４側により多く放出されることになる。したがって、本実施形態の電源装置を放電灯点灯装置に用いた場合には、無負荷電圧のように出力電圧が高くなるほど、トランス１２の励磁エネルギが平滑コンデンサ１４側により多く蓄積されるから、共振コンデンサ１５の両端電圧を抑制する効果がより大きくなる。
【００５８】
したがって、共振コンデンサ１５に耐電圧性能が高い素子を使用する必要がなく、両端電圧の変動幅を抑制できるから、誘導損を抑制することもできる。
【００５９】
（実施形態２）
本発明の実施形態２を図３に基づいて説明する。本実施形態の電源装置では、実施形態１で説明した図１の電源装置において、第１のインダクタンス要素としてトランス１２の代わりにインダクタ１２ａを用いており、インダクタ１２ａの両端間にスイッチング素子１１と直流電源１の直列回路を接続するとともに、コンデンサ１４，１５の直列回路の両端間にインダクタ１２ａとダイオード１３との直列回路を接続し、インダクタ１２ａとインダクタ１６と共振コンデンサ１５とで閉回路を形成している。なお、インダクタ１２ａを用いた点を除いては実施形態１の電源装置と同様の構成を有しているので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００６０】
本電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、インダクタ１２ａと共振コンデンサ１５とを除くと降圧チョッパ構成となっている。
【００６１】
本装置の動作は、実施形態１と同様に理解することができ、制御回路４１からの制御信号に応じて駆動回路４２によってスイッチング素子１１がオンされた状態では、直流電源１からスイッチング素子１１を介してインダクタ１２ａに電流が流れ、インダクタ１２ａにエネルギが蓄積されると同時に、直流電源１→スイッチング素子１１→インダクタ１６→平滑コンデンサ１４および負荷２→ダイオード１７→直流電源１の経路で電流が流れて、負荷２に電力が供給される（期間Ａ）。
【００６２】
その後、制御回路４１の制御信号に応じて駆動回路４２がスイッチング素子１１をオフすると、インダクタ１２ａに蓄積された励磁エネルギは、インダクタ１２ａ→共振コンデンサ１５→平滑コンデンサ１４→ダイオード１３→インダクタ１２ａの経路で放出され、共振コンデンサ１５と平滑コンデンサ１４とが充電される（期間Ｂ）
そして、インダクタ１２ａに蓄積された励磁エネルギが全て放出されると、インダクタ１２ａと共振コンデンサ１５とインダクタ１６とで形成される閉回路による共振動作、或いは、スイッチング素子１１がこの時点でオンしていれば共振コンデンサ１５とインダクタ１６で形成される閉回路による共振動作によって、共振コンデンサ１５に蓄えられたエネルギが放出されるとともに、インダクタ１６に流れる電流Ｉ３が増加していく（期間Ｃ）。この期間Ｃは、共振コンデンサ１５の両端電圧Ｖ２が平滑コンデンサ１４の両端電圧Ｖ３に略等しく逆極性の電圧に達するまで、すなわちコンデンサ１４，１５の直列回路の合成電圧がゼロになるまで継続する。そして、コンデンサ１４，１５の直列回路の合成電圧がゼロに達すると、ダイオード１７がオンし、上述した期間Ａの動作に戻るのである。
【００６３】
上述のように本実施形態の電源装置においても、スイッチング素子１１がオンした時の、インダクタ１６に流れる電流Ｉ３を急速に増加させ、且つ、インダクタ１６の電流Ｉ３が流れ続けようとする特性を利用し、入力電圧Ｖinより出力電圧が高い場合でも電源から負荷側に電力を取り出すことが可能になる。
【００６４】
また本実施形態では、インダクタ１２ａの励磁エネルギは、共振コンデンサ１５だけではなく、共振コンデンサ１５に直列接続された平滑コンデンサ１４にも放出されるので、共振コンデンサ１５の両端電圧を抑制することが可能になる。
【００６５】
さらに共振コンデンサ１５に蓄えられたエネルギは、共振コンデンサ１５とインダクタ１２ａとインダクタ１６とで形成される閉回路、或いは、スイッチング素子１１がオンになると共振コンデンサ１５とインダクタ１６などで形成される閉回路を介して放出され、平滑コンデンサ１４を介さずにインダクタ１６の電流Ｉ３を増加させる動作に利用されるので、図１１に示す従来例に比べて共振コンデンサ１５の両端電圧が低い場合でも、インダクタ１６の電流Ｉ３の増加に寄与して、昇圧効果を得ることができる。
【００６６】
また更に平滑コンデンサ１４に蓄積されるインダクタ１２ａの励磁エネルギは、平滑コンデンサ１４の静電容量が十分大きい場合、出力電圧に比例し、出力電圧が高いほど共振コンデンサ１５よりも平滑コンデンサ１４側により多く放出されることになる。したがって、本実施形態の電源装置を放電灯点灯装置に用いた場合には、無負荷電圧のように出力電圧が高くなるほど、インダクタ１２ａの励磁エネルギが平滑コンデンサ１４側により多く蓄積されるから、共振コンデンサ１５の両端電圧Ｖ２を抑制する効果がより大きくなる。したがって、共振コンデンサ１５に耐電圧性能が高い素子を使用する必要がなく、誘導損を抑制することもできる。
【００６７】
また本実施形態において、インダクタ１２ａ（第１のインダクタンス要素）のインダクタンス値をＬ３とした場合に、以下の式（５）、式（６）の関係を満たすような値に各定数を設定するのが好ましく、インダクタ１２ａの励磁エネルギを２次側のコンデンサ１４，１５へ素早く放出したり、共振コンデンサ１５に蓄積されたエネルギによって素早く二次巻線電流Ｉ２を増加させて、インダクタ１２ａから負荷２に電力を供給することが可能な期間（期間Ａ）へ素早く移行させることが可能になり、これによってオンデューティを大きくすることができ、回路電流のピーク値を低減することで効率の向上を図ることができる。
【００６８】
【数７】
2008086089.tif 000009
【００６９】
【数８】
2008086089.tif 000010
【００７０】
（実施形態３）
以下では、実施形態１で説明した電源装置を用いた放電灯点灯装置の実施形態を図４に基づいて説明する。なおＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の構成および動作は実施形態１と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００７１】
本実施形態の放電灯点灯装置２０は、直流電源１の直流電源電圧を負荷である放電灯２３の点灯に必要な電圧に昇降圧するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０と、消灯状態の高輝度放電灯２３に高電圧を印加して始動させるための始動回路２２と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を用いたフルブリッジインバータ回路からなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧を矩形波の交番電圧に変換し始動回路２２を介して高輝度放電灯２３に供給する矩形波インバータ回路２１と、スイッチング素子１１のスイッチング周波数やオンデューティなどを制御することによってＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力を制御する制御回路４１と、制御回路４１から入力される制御信号Ｓｃに基づいてスイッチング素子１１をオン／オフ駆動する駆動回路４２とを備えている。
【００７２】
制御回路４１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧Ｖoutを検出するとともに、電流センサを用いて出力電流Ｉoutを検出し、その検出結果と高輝度放電灯２３に供給すべき電力指令とに基づいてフィードバック制御を行うことにより、スイッチング素子１１のオン時間を調整するオン時間指令信号Ｖrefを出力する出力フィードバック制御回路４３と、出力フィードバック制御回路４３から入力されるオン時間指令信号Ｖrefに基づいてオン幅が調整された制御信号Ｓｃを出力する制御信号生成回路４４とで構成される。また制御信号生成回路４４は、ゼロ電流検出回路４４ａと、単安定マルチバイブレータ４４ｂと、タイマ回路４４ｃと、フリップフロップ４４ｄとで構成される。
【００７３】
この制御信号生成回路４４では、出力フィードバック制御回路４３からのオン時間指令信号Ｖrefがタイマ回路４４ｃに入力され、タイマコンデンサＣＴの充電時間と比較して所定のオン時間の経過を測定する。ここで、オン時間指令信号Ｖrefによって決められた所定のオン時間が経過すると、タイマ回路４４ｃからフリップフロップ４４ｄのリセット端子Ｒにリセット信号が与えられ、制御信号Ｓｃであるフリップフロップ４４ｄの出力信号をＬレベルに切り換えることで、スイッチング素子１１をオフさせる。
【００７４】
スイッチング素子１１がオフすると、トランス１２に蓄えられた励磁エネルギが二次巻線Ｎ２からダイオード１３を介して共振コンデンサ１５と平滑コンデンサ１４とに放出され、両コンデンサ１４，１５が充電される。
【００７５】
制御回路４１では、トランス１２に蓄えられた励磁エネルギの放出終了以降、所定のタイミングでスイッチング素子１１を再オンすれば良いので、ダイオード１３に流れる電流Ｉ４をホールＩＣなどの電流センサを用いて検出し、その検出結果をもとにゼロ電流検出回路４４ａでゼロ電流検出を行う。すなわちゼロ電流検出回路４４ａは、電流センサの出力が反転入力端子に入力されたコンパレータＣＰ１からなり、電流Ｉ４が所定の閾値よりも小さくなると、コンパレータＣＰ１の出力がハイになり、単安定マルチバイブレータ４４ｂから所定幅のパルス信号がワンパルス出力される。この時、フリップフロップ４４ｄの出力信号（制御信号Ｓｃ）がＨレベルにセットされ、駆動回路４２によりスイッチング素子１１がオンされるとともに、タイマ回路４４ｃのスイッチＲＳＷがオンされてタイマコンデンサＣＴの電荷が放電させられる（すなわちタイマ回路４４ｃがリセットされ、オン時間の計測を開始する）。その後、タイマ回路４４ｃでは、タイマコンデンサＣＴが充電され、その充電電圧がオン時間指令信号Ｖrefを越えると、タイマ回路４４ｃからフリップフロップ４４ｄのリセット入力Ｒに信号が与えられ、フリップフロップ４４ｄの出力信号（制御信号Ｓｃ）がＬレベルにリセットされて、駆動回路４２によりスイッチング素子１１がオフされる。上述のようにフリップフロップ４４ｄからは、オン時間指令信号Ｖrefの電圧レベルに応じたパルス幅の制御信号Ｓｃが出力されるので、スイッチング素子１１がオン時間指令信号Ｖrefにより決められた時間幅だけオンされるのである。ここで、出力フィードバック制御回路４３から制御信号生成回路４４に入力されるオン時間指令信号Ｖrefが大きくなるほど、スイッチング素子１１のオン時間が長くなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧が増加する。
【００７６】
なお放電灯点灯装置は本実施形態で説明した回路構成に限定される趣旨のものではなく、本実施形態の特徴は、ダイオード１３の電流Ｉ４のゼロ電流に基づいてスイッチング素子１１の再オンタイミングを決定する点にあるので、このような動作が実現できるのであれば、制御回路４１の回路構成やオン時間の調整方法、あるいは出力制御手段は本実施形態に限定されるものではない。
【００７７】
またダイオード１３の電流Ｉ４のゼロ電流検出は本実施形態の構成に限定されるものではなく、電流を直接検出するもの以外に、ダイオード１３の両端電圧をもとにゼロ電流を検出するようにしても良い。この場合、ダイオード１３の両端電圧が略ゼロであれば、ダイオード１３がオンして電流が流れているものと判断し、それ以外の条件ではダイオード１３がオフしてダイオード１３の電流Ｉ４がゼロとなっていると判断すれば良く、ゼロ電流を間接的に検出するようなものでも良い。なおダイオード１３の両端電圧を検出する場合には、例えばＣＲ疑似微分回路などの微分回路を通した信号により、ダイオード１３がオフした時点での両端電圧の上昇を感度良く検出することもできる。
【００７８】
また本実施形態において、電源装置として実施形態１で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の代わりに、実施形態２で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０を用いても良いことは言うまでもない。
【００７９】
（実施形態４）
以下では、実施形態１で説明した電源装置を用いた放電灯点灯装置の実施形態を図５に基づいて説明する。なお制御回路４１以外の構成は実施形態３と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００８０】
実施形態３では、ダイオード１３に流れる電流Ｉ４のゼロ電流を検出してスイッチング素子１１を再オンさせているのに対して、本実施形態ではコンデンサ１４，１５の両端電圧（Ｖ２＋Ｖ３）の変曲点を検出する変曲点検出回路４４ｅを設け、変曲点を検出するとスイッチング素子１１を再オンしている。
【００８１】
以下に本装置の動作について説明する。スイッチング素子１１のオン時間については、実施形態３の放電灯点灯装置と同様の動作を行うので、その説明は省略する。
【００８２】
スイッチング素子１１がオフすると、トランス１２に蓄えられた励磁エネルギが二次巻線Ｎ２からダイオード１３を介して共振コンデンサ１５と平滑コンデンサ１４とに放出され、両コンデンサ１４，１５が充電される。
【００８３】
制御回路４１では、トランス１２に蓄えられた励磁エネルギの放出終了以降、所定のタイミングでスイッチング素子１１を再オンすれば良いので、本実施形態では励磁エネルギの放出終了を２次側のコンデンサ１４，１５の電圧波形から判断する。すなわち、スイッチング素子１１がオフした後、２次側のコンデンサ１４，１５の直列回路の両端電圧（Ｖ２＋Ｖ３）は正弦波状に上昇し、励磁エネルギの放出が終了した時点は正弦波形の変曲点（つまり正弦波形の傾きが正から負に切り替わる時点）に相当する。
【００８４】
したがって、本実施形態では、変曲点検出回路４４ａにおいて、コンデンサ１４，１５の直列回路の両端電圧（Ｖ２＋Ｖ３）を検出し、この検出電圧を例えばＣＲ疑似微分回路などで構成される微分回路４５に入力している。そして、コンデンサ１４，１５の直列回路の両端電圧が変曲点に達し、微分回路４５の出力レベルが正から負になったことをコンパレータＣＰ１が検出すると、単安定マルチバイブレータ４４ｂから所定幅のパルス信号がワンパルス出力される。この時、フリップフロップ４４ｄの出力信号（制御信号Ｓｃ）がＨレベルにセットされ、駆動回路４２によりスイッチング素子１１がオンされるとともに、タイマ回路４４ｃのスイッチＲＳＷがオンされてタイマコンデンサＣＴの電荷が放電させられる（すなわちタイマ回路４４ｃがリセットされ、オン時間の計測を開始する）。その後、タイマ回路４４ｃでは、タイマコンデンサＣＴが充電され、その充電電圧がオン時間指令信号Ｖrefを越えると、タイマ回路４４ｃからフリップフロップ４４ｄのリセット入力Ｒに信号が与えられ、フリップフロップ４４ｄの出力信号（制御信号Ｓｃ）がＬレベルにリセットされ、駆動回路スイッチング素子１１がオフされる。上述のようにフリップフロップ４４ｄからは、オン時間指令信号Ｖrefの電圧レベルに応じたパルス幅の制御信号Ｓｃが出力されるので、スイッチング素子１１がオン時間指令信号Ｖrefにより決められた時間幅だけオンされるのである。なお、出力フィードバック制御回路４３から制御信号生成回路４４に入力されるオン時間指令信号Ｖrefが大きくなるほど、スイッチング素子１１のオン時間が長くなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧が増加するようになっている。
【００８５】
ここにおいて、本実施形態では変曲点検出回路４４ａによりコンデンサ１４，１５の直列回路の両端電圧（Ｖ２＋Ｖ３）を検出することによって、励磁エネルギの放出終了を検出しているが、平滑コンデンサ１４の両端電圧Ｖ３は、スイッチング周波数レベルでみれば比較的安定しており、変曲点の検出には殆ど影響しないため、共振コンデンサ１５の両端電圧Ｖ２のみから変曲点を検出するようにしても良い。例えばトランス１２の二次側のグランドレベルが平滑コンデンサ１４と共振コンデンサ１５との接続点に設けられている場合は、コンデンサ１４，１５の直列回路の両端電圧（Ｖ２＋Ｖ３）を検出するよりも、共振コンデンサ１５の両端電圧Ｖ２のみを検出する方が検出が容易である。
【００８６】
なお、放電灯点灯装置は本実施形態で説明した回路構成に限定される趣旨のものではなく、本実施形態の特徴は、トランス１２の二次側に設けられたコンデンサ１４，１５にトランス１２の励磁エネルギが放出し終わった時点をコンデンサの電圧波形の変曲点を検出することによって求め、この検出結果に基づいてスイッチング素子１１の再オンタイミングを決定する点にあるので、このような動作が実現できるのであれば、制御回路４１の回路構成やオン時間の調整方法や出力制御手段は本実施形態に限定されるものではない。
【００８７】
また本実施形態において、電源装置として実施形態１で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の代わりに、実施形態２で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０を用いても良いことは言うまでもない。
【００８８】
（実施形態５）
以下では、実施形態１で説明した電源装置を用いた放電灯点灯装置の実施形態を図６に基づいて説明する。なお制御回路４１以外の構成は実施形態３と同様であるので、共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００８９】
実施形態３では、ダイオード１３に流れる電流Ｉ４のゼロ電流を検出してスイッチング素子１１を再オンさせているのに対して、本実施形態ではトランス１２に発生している電圧から励磁エネルギの放出終了を検出し、励磁エネルギの放出終了を検出するとスイッチング素子１１を再オンしている。
【００９０】
以下に本装置の動作について説明する。スイッチング素子１１のオン時間については、実施形態３の放電灯点灯装置と同様の動作を行うので、その説明は省略する。
【００９１】
駆動回路４２によりスイッチング素子１１がオフされると、トランス１２に蓄えられた励磁エネルギが二次巻線Ｎ２からダイオード１３を介して共振コンデンサ１５と平滑コンデンサ１４とに放出され、両コンデンサ１４，１５が充電される。
【００９２】
制御回路４１では、トランス１２に蓄えられた励磁エネルギの放出終了以降、所定のタイミングでスイッチング素子１１を再オンすれば良いので、本実施形態では励磁エネルギの放出終了をトランス１２に発生してる電圧から判断する。すなわち、スイッチング素子１１がオフした後、トランス１２の励磁エネルギの放出電流が流れている間、ダイオード１３がオンしているので、トランス１２の二次巻線Ｎ２の両端間にはコンデンサ１４，１５の直列回路の両端電圧と略等しい電圧が印加され、その電圧波形は正弦波状に上昇する波形となる。そして、トランス１２の励磁エネルギの放出が終了した後、ダイオード１３がオフすると、共振コンデンサ１５の両端電圧Ｖ２のみが二次巻線Ｎ２とインダクタ１６とで分圧されて、二次巻線Ｎ２に印加されるので、二次巻線Ｎ２に印加される電圧は急速に低下することになる。したがって、本実施形態ではこの変曲点をダイオードオフ検出回路４４ｆで検出することによって、励磁エネルギの放出終了を検出するようにしている。
【００９３】
すなわち、本実施形態ではトランス１２に設けた３次巻線Ｎ３を利用し、この３次巻線Ｎ３の両端電圧からトランス１２に発生している電圧を検出している。なお３次巻線の検出電圧を実施形態４で説明したような微分回路に入力することによって変曲点（つまり励磁エネルギの放出終了）を検出しても良いが、厳密に言えば励磁エネルギの放出が終了した時点と、ダイオード１３がオフするタイミングとは完全に一致していない。これは、図２に示すように励磁エネルギの放出が終了した時点でもインダクタ１６に電流Ｉ３が流れているためである。しかしながら、ダイオード１３がオフした後にスイッチング素子１１を再オンする方が回路効率の面では有利であるので、本実施形態では３次巻線Ｎ３の電圧からダイオード１３のオフ時点を検出するようにしている。
【００９４】
ここで、ダイオード１３がオフすると、共振コンデンサ１５の電圧Ｖ２のみが二次巻線Ｎ２とインダクタ１６とで分圧されて二次巻線Ｎ２に印加されるため、二次巻線Ｎ２の両端電圧は急速に低下することになるが、このときトランス１２の浮遊容量Ｃｐ、ダイオードの接合容量、回路パターンの寄生容量、寄生インダクタンスなどの影響で二次巻線Ｎ２の両端電圧が低下する際にリンギングが発生する。すなわち、二次巻線Ｎ２の両端電圧が瞬時的にゼロ以下あるいはゼロ近傍まで低下するので、ダイオードオフ検出回路４４ｆでは、二次側に設けた３次巻線Ｎ３の電圧低下をコンパレータＣＰ１で検出し、ダイオード１３のオフタイミング（ゼロ電流）として検出している。ダイオードオフ検出回路４４ｆがダイオード１３のオフ時点を検出すると、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルに反転するので、単安定マルチバイブレータ４４ｂから所定幅のパルス信号がワンパルス出力される。この時、フリップフロップ４４ｄの出力信号（制御信号Ｓｃ）がＨレベルにセットされ、駆動回路４２によりスイッチング素子１１がオンされるとともに、タイマ回路４４ｃのスイッチＲＳＷがオンされてタイマコンデンサＣＴの電荷が放電させられる（すなわちタイマ回路４４ｃがリセットされ、オン時間の計測を開始する）。その後、タイマ回路４４ｃでは、タイマコンデンサＣＴが充電され、その充電電圧がオン時間指令信号Ｖrefを越えると、タイマ回路４４ｃからフリップフロップ４４ｄのリセット入力Ｒに信号が与えられ、フリップフロップ４４ｄの出力信号（制御信号Ｓｃ）がＬレベルにリセットされ、駆動回路４２によりスイッチング素子１１がオフされる。上述のようにフリップフロップ４４ｄからは、オン時間指令信号Ｖrefの電圧レベルに応じたパルス幅の制御信号Ｓｃが出力されるので、スイッチング素子１１がオン時間指令信号Ｖrefにより決められた時間幅だけオンされるのである。ここで、出力フィードバック制御回路４３から制御信号生成回路４４に入力されるオン時間指令信号Ｖrefが大きくなるほど、スイッチング素子１１のオン時間が長くなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧が増加するようになっている。
【００９５】
なお、放電灯点灯装置は本実施形態で説明した回路構成に限定される趣旨のものではなく、本実施形態の特徴は、スイッチング素子１１のオフ時における２次巻線電圧の変曲点、或いは、ダイオード１３のオフによるリンギング電圧を考慮した２次巻線電圧の電圧低下を検出し、この検出結果に基づいてスイッチング素子１１の再オンタイミングを決定する点にあるので、このような動作が実現できるのであれば、制御回路４１の回路構成やオン時間の調整方法、あるいは出力制御手段は本実施形態に限定されるものではない。また、本実施形態では２次巻線電圧を間接的に検出するため、トランス１２の２次側に設けた３次巻線Ｎ３を利用しているが、２次巻線を直接検出するようにしても良いし、１次巻線電圧を利用して間接的に検出するようにしても良い。
【００９６】
また本実施形態において、電源装置として実施形態１で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の代わりに、実施形態２で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０を用いても良いことは言うまでもない。
【００９７】
（実施形態６）
以下に、上記の各実施形態で説明した電源装置を用いた放電灯点灯装置を車両用前照灯装置に適用した実施形態について図７および図８を参照して説明する。図７は本実施形態の車両用前照灯装置の概略構成図、図８は本実施形態の車両用前照灯装置を用いた車両の外観斜視図である。
【００９８】
この車両用前照灯装置５０は、前面が開口した略箱状の灯具５１を有し、この灯具５１の内部に放電灯２３を装着するソケット５３が適宜の手段（図示せず）を用いて固定されており、灯具５１の下面に取着された放電灯点灯装置２０とソケット５３との間は電灯線５５を介して電気的に接続されている。なお灯具５１の内部には、放電灯２３の光を前方に反射する反射鏡５４とグレア防止用の遮光板５６とが適宜の取付手段（図示せず）を用いて取り付けられており、放電灯２３の発光は灯具５１の開口部に取り付けられた透光カバー５２を介して外部に照射されるようになっている。
【００９９】
なお放電灯点灯装置２０は、灯具５１の下側に取着されたケース２０ａの内部に、上述の各実施形態で説明した回路を形成した回路基板（図示せず）を収納して構成され、放電灯点灯装置２０には点灯スイッチＳＷとヒューズＦとを介して車載バッテリからなる直流電源１より直流電源電圧が供給されるようになっている。
【０１００】
このような車両用前照灯装置５０は、図８に示すように車体６０の前側の左右両側部に取着されており、実施形態１〜５で説明した電源装置を用いた放電灯点灯装置を備えているので、大型化やコスト高を招くことがなく、また誘導損を低減することができる放電灯点灯装置を使用した車両用前照灯装置５０を実現でき、車両用前照灯装置５０の小型化が図れるので、車両用前照灯装置５０の取付スペースに大きなスペースを必要としない車両を実現できる。
【０１０１】
ところで、車両用の高輝度放電灯２３としては、水銀を含まないメタルハライドランプが開発されているが、一般的に、定常点灯時のランプ電圧が水銀を含むランプに比べて約半分と低くなっている。一方、無負荷電圧は始動性能の点であまり低減できず、そのため定常点灯時の負荷電圧（ランプ電圧）と、消灯時の無負荷電圧との差が水銀を含むランプに比べて大きくなるが、上述の各実施形態で説明したように本発明に係る電源装置では、装置の大型化やコストアップを招くことなく、高い昇圧比を得ることができるので、このような負荷（水銀を含まないメタルハライドランプ）を点灯させる回路として好適である。
【０１０２】
なお、本発明の精神と範囲に反することなしに、広範に異なる実施形態を構成することができることは明白なので、この発明は、特定の実施形態に制約されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】実施形態１の電源装置の回路図である。
【図２】（ａ）〜（ｇ）は同上の動作を説明する各部の波形図である。
【図３】実施形態２の電源装置の回路図である。
【図４】実施形態３の放電灯点灯装置の回路図である。
【図５】実施形態４の放電灯点灯装置の回路図である。
【図６】実施形態５の放電灯点灯装置の回路図である。
【図７】実施形態６の車両用前照灯装置の概略構成図である。
【図８】同上を用いた車両の外観斜視図である。
【図９】従来の電源装置を用いた放電灯点灯装置の回路図である。
【図１０】（ａ）〜（ｃ）は同上の動作を説明する波形図である。
【図１１】従来の他の電源装置の回路図である。
【符号の説明】
【０１０４】
１  直流電源
２  負荷（負荷回路）
１０  ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（電源装置）
１１  スイッチング素子
１２  トランス（第１のインダクタンス要素）
１３  ダイオード（第１の整流素子）
１４  平滑コンデンサ
１５  共振コンデンサ
１６  インダクタ（第２のインダクタンス要素）
１７  ダイオード（第２の整流素子）
４１  制御回路（制御部）
４２  駆動回路
Ｎ１  一次巻線
Ｎ２  二次巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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