(57)【要約】      （修正有）【課題】本発明は、従来のＲＣＣ電源では対応が難しい大容量の電源まで対応でき、小容量から大容量まで幅広い容量に対応することが可能であるとともに高効率化を実現するリンギングチョーク型のスイッチング電源を提供する。【解決手段】一次・二次間をトランスＴで絶縁し、一次側に入力電圧をオン・オフするメインスイッチＱ１を備え、二次側にフライバック出力回路１を備えたスイッチング電源であって、前記フライバック出力回路と並列にフォワード出力回路２を接続してあることを特徴とするスイッチング電源。【選択図】図１
2008086174.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に入力電圧をオン・オフするメインスイッチを備え、二次側にフライバック出力回路を備えたスイッチング電源であって、
前記フライバック出力回路と並列にフォワード出力回路を接続してあることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記トランスに制御巻線を備えるとともに、二次側の出力部と前記メインスイッチの制御端子との間に制御回路を備え、この制御回路は出力電圧を検出し、この出力電圧に応じてオン幅を制御するとともに、前記制御巻線で前記フライバック出力回路に備えた整流素子電流がゼロになったことを検出して前記メインスイッチを制御するように構成してあることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に入力電圧をオン・オフするメインスイッチを備え、二次側にフライバック出力回路を備えたスイッチング電源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的なリンギングチョークコンバータ（以下、「ＲＣＣ」という。）は自励の周波数可変制御、言い換えれば、二次側の整流素子の電流がゼロになったときにトランスの制御巻線の電圧が反転することを検出して、メインスイッチをオンする制御を行っている（特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２０００−２８７４４２公報
【０００３】
一方、従来のフォワード型コンバータは、図３に示すように、メインスイッチ及び二次側の整流素子の電流実効値を小さくするため、台形波電流で動作させることが多い。そのため、二次側の整流素子Ｄ１の電流がゼロにならない。そこで、図３の回路図に示すように、二次側の出力部とメインスイッチＱ１の制御端子との間に制御回路１１を備え、この制御回路１１は発振器などで制御して強制的にオン・オフさせるＰＷＭ制御を行っている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、フォワード型コンバータはＰＷＭ制御を行っているため、図４に示すように、ノイズが大きいとともに、磁気リセット回路や二次側の整流素子Ｄ１のサージ吸収用スナバ回路が必要となり、回路規模が大きくなるという問題がある。一方、ＲＣＣは小型の電源には向いているが、フォワード型コンバータと同様に大電力にすると、メインスイッチのサージ電圧が大きくなり、スイッチング損失増加による効率の低下を招く。
【０００５】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、ＲＣＣの欠点を補填して、大容量にも対応可能なリンギングチョーク型のスイッチング電源を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明に係るスイッチング電源は、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に入力電圧をオン・オフするメインスイッチを備え、二次側にフライバック出力回路を備えたスイッチング電源であって、前記フライバック出力回路と並列にフォワード出力回路を接続してあることを特徴とする。
【０００７】
前記トランスに制御巻線を備えるとともに、二次側の出力部と前記メインスイッチの制御端子との間に制御回路を備え、この制御回路は出力電圧を検出し、この出力電圧に応じてオン幅を制御するとともに、前記制御巻線で前記フライバック出力回路に備えた整流素子電流がゼロになったことを検出して前記メインスイッチを制御するように構成してあることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、フライバック出力回路とフォワード出力回路とを並列に接続することにより、従来のＲＣＣ電源では対応が難しい大容量の電源まで対応でき、小容量から大容量まで幅広い容量に対応することが可能であるとともに高効率化を実現することができる。
【０００９】
また、周波数可変制御でフォワード出力の電流が三角波で動作するため、出力ダイオードの損失やインダクタの偏励磁することがなく、フォワード型コンバータに必要な磁気リセット回路やサージ吸収用スナバ回路が不要であるとともに、ＲＣＣの欠点をフォワード出力回路が補填することでトランスの小型化を可能とし、回路構成が簡素化されるとともに小型化が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、添付図面を用いて本発明スイッチング電源に係る実施例を説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源に適用する回路を示した図である。本実施例に係るスイッチング電源は、一次・二次間をトランスＴで絶縁し、トランスＴの一次巻線Ｎｐは入力電圧をオン・オフするメインスイッチＱ１に接続してある。なお、本発明においては、一次側の回路について本実施例に限定されない。
【００１１】
二次側には、フライバック出力回路１を備えてある。具体的には、トランスＴの二次巻線Ｎｓ１の一端に整流ダイオードＤ１のアノードを接続し、この整流ダイオードＤ１のカソードを平滑コンデンサＣ３を接続してある。
【００１２】
本実施例では、フライバック出力回路１と並列にフォワード出力回路２を接続してある。具体的には、前記二次巻線Ｎｓ１と直列に第二の二次巻線Ｎｓ２を接続してあり、この二次巻線Ｎｓ２の他端を整流ダイオードＤ２のアノードが接続し、この整流ダイオードＤ２のカソードにフリーホイールダイオードＤ３のカソードとインダクタＬ１が接続されている。インダクタＬ１の他端はフライバック出力回路１を構成する整流ダイオードＤ１のカソードに接続し、フリーホイールダイオードＤ３のアノードは前記二次巻線Ｎｓ１の他端に接続してある。
【００１３】
本実施例では、二次側の出力部には、制御回路１０は出力電圧を検出する出力電圧検出回路１２を接続してあり、この出力電圧検出回路１２から出力される出力電圧検出信号を、フォトカプラＰＣを介して、制御回路１０に出力するように構成してある。
【００１４】
トランスＴは制御巻線Ｎｃを備えてあり、この制御巻線Ｎｃは制御回路１０に接続してある。制御回路１０は前記出力電圧に応じてオン幅を制御するオン幅制御回路２１を備えてあり、このオン幅制御回路２１の入力はフォトカプラＰＣに接続してある。一方、制御巻線Ｎｃはフライバック出力回路１に備えた整流ダイオードＤ１の電流がゼロになったことを検出するための巻線であり、この巻線Ｎｃは基準電圧と比較する比較器２２と接続し、この比較信号をトリガ回路２３に出力し、トリガ回路２３で発生するトリガ信号を出力するように構成してある。
【００１５】
制御回路１０はフリップフロップ回路２４を備え、このフリップフロップ回路２４のセット端子にトリガ回路２３を接続し、リセット端子にオン幅制御回路２１を接続してある。このフリップフロップ回路２４の出力端子はドライバ２５を介してメインスイッチＱ１のゲート端子に接続してある。以上より、出力電圧に応じてオン幅を制御するとともに、フライバック出力回路１に備えた整流ダイオードＤ１の電流がゼロになったことを検出してメインスイッチＱ１を制御するように構成してある。
【００１６】
本発明に係るスイッチング電源は以下のように作用する。なお、図２に本発明に係るスイッチング電源の動作波形図を示す。先ず、本実施例に示すスイッチング電源はフライバック出力回路１を備えているため、メインスイッチＱ１がオンすると、トランスＴの一次巻線に電磁エネルギが蓄積される。逆にメインスイッチＱ１がオフすると、電磁エネルギは二次側のフライバック出力回路１に放出され、負荷へ電力が供給される。
【００１７】
また、本発明においては、フライバック出力回路１と並列にフォワード出力回路２を接続してあることに特徴を有する。そのため、メインスイッチＱ１がオンすると、フォワード出力回路２に徐々に電流が流れ、負荷へ電力が供給される。逆にメインスイッチＱ１がオフすると、一次側からの供給が無くなり、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギがフォワード出力回路２から放出され、負荷へ電力が供給される。このような作用により、出力電流が三角波で動作する。
【００１８】
即ち、本発明では、フライバック出力回路１と並列にフォワード出力回路２を接続してあるため、メインスイッチＱ１がオンすると、トランスＴの一次巻線Ｎｐに電磁エネルギが蓄積されるとともに、フォワード出力回路２から負荷へ電力が供給される。一方、メインスイッチＱ１がオフすると、トランスＴの一次巻線Ｎｐに蓄積された電磁エネルギは二次側のフライバック出力回路１に放出され、負荷へ電力が供給されるとともに、フォワード出力回路２のインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギがフォワード出力回路２から放出され、負荷へ電力が供給される。
【００１９】
続いて、本実施例におけるメインスイッチＱ１のオン・オフの制御について説明する。メインスイッチＱ１がオンすると、一次巻線Ｎｐに発生する電圧と比例して、第二の二次巻線Ｎｓ２にも電圧が発生する。これにより、フォワード出力回路２に流れる電流は徐々に増える。一方、メインスイッチＱ１がオフすると、フライバック出力回路１に電流は流れる。一次巻線Ｎｐと補助巻線Ｎｃは巻線比に比例して補助巻線Ｎｃにもプラスの電圧が発生する。この補助巻線Ｎｃの電圧は出力回路１の電流がゼロになったことを検出するゼロ電流信号となる。フライバック出力回路１の電流がゼロになると、補助巻線Ｎｃの電圧が反転するため、このゼロ電流信号がローレベルになると、ゼロ電流信号の電圧が基準電圧以下となり、比較器２２はローレベル信号を出力する。このローレベル信号はトリガ回路２３でトリガ信号に変換され、このトリガ信号をフリップフロップ回路２４のセット端子に出力し、ドライバ２５を介してメインスイッチＱ１にオン信号を出力し、メインスイッチＱ１がオンする。
【００２０】
メインスイッチＱ１がオフすると、トランスＴの一次巻線Ｎｐに蓄積された電磁エネルギは二次側のフライバック出力回路１に放出され、負荷へ電力が供給される。一方、フォワード出力回路２のインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギがフォワード出力回路２から放出され、負荷へ電力が供給される。本実施例では、出力電圧を出力電圧検出回路１２で検出しており、この出力電圧検出回路１２から発振する出力電圧検出信号を、フォトカプラＰＣを介して、制御回路１０に出力する。制御回路１０はオン幅制御回路２１を備えており、出力電圧に応じてオン幅を制御する。ここで制御されたオン・オフ信号はフリップフロップ回路２４のリセット端子に出力し、ドライバ２５を介してメインスイッチＱ１にオン信号を出力し、メインスイッチＱ１はオンする。これらの作用を繰り返すように、メインスイッチＱ１はオン・オフ制御される。
【００２１】
以上のように、フライバック出力とフォワード出力とを行うため、フライバック型コンバータとフォワード型コンバータの特徴を有効に生かすことができる。小容量の場合はフライバック出力回路１からの出力の割合が大きく、大容量の場合はフォワード出力回路２からの出力の割合が大きくなる。よって、従来のＲＣＣ電源では対応が難しい大容量の電源まで対応でき、小容量から大容量まで幅広い容量に対応することが可能である。
【００２２】
また、周波数可変制御でフォワード出力の電流が三角波で動作するため、出力ダイオードの損失やインダクタが偏励磁することはない。さらに、フォワード型コンバータに必要な磁気リセット回路やサージ吸収用スナバ回路の役割をフライバック出力回路１並びに制御回路１０が果たすため、これらの回路が不要である。また、出力電流が大電流の場合メインスイッチのサージ電圧が増加することや、大電力に対応するにはトランスが大型化するといったＲＣＣの欠点をフォワード出力回路２が補填することで、トランスＴの小型化を可能とし、回路構成が簡素化されるとともに小型化が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２３】
本発明によれば、本発明によれば、フライバック出力回路とフォワード出力回路とを並列に接続することにより、従来のＲＣＣ電源では対応が難しい大容量の電源まで対応でき、小容量から大容量まで幅広い容量に対応することが可能であるとともに高効率化を実現することができ、産業上利用可能である。
【００２４】
また、周波数可変制御でフォワード出力の電流が三角波で動作するため、出力ダイオードの損失やインダクタの偏励磁することがなく、フォワード型コンバータに必要な磁気リセット回路やサージ吸収用スナバ回路が不要であるとともに、ＲＣＣの欠点をフォワード出力回路が補填することでトランスの小型化を可能とし、回路構成が簡素化されるとともに小型化が可能であり、産業上利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示した回路図である。
【図２】図１図示回路における動作波形図である。
【図３】従来のスイッチング電源の例を示した回路図である。
【図４】図３図示従来例における動作波形図である。
【符号の説明】
【００２６】
Ｔ  トランス
Ｎｐ  トランスＴの一次巻線
Ｎｓ  トランスＴの二次巻線
Ｎｃ  トランスＴの制御巻線
Ｑ１  メインスイッチ
Ｄ１，Ｄ２  整流ダイオード
Ｄ３  フリーホイールダイオード
Ｃ３  平滑コンデンサ
Ｌ１  インダクタ
ＰＣ  フォトカプラ
１  フライバック出力回路
２  フォワード出力回路
１０，１１  制御回路
１２  出力電圧検出回路
２１  オン幅制御回路
２２  比較器
２３  トリガ回路
２４  フリップフロップ回路
２５  ドライバ
【図１】
2008086174.tif 000003
【図２】
2008086174.tif 000004
【図３】
2008086174.tif 000005
【図４】
2008086174.tif 000006