(57)【要約】 【課題】高速なＡ／Ｄ変換器を使用することなく、低コストな回路構成で直流オフセットを完全に除去することができる直交復調器及び直交復調方法を実現すること。【解決手段】第１ＩＱ復調部５によるＩＱ復調と、Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂのＡ／Ｄ変換により発生する直流オフセットＤとを、ＨＰＦ７ａ及び７ｂにより除去する。また、受信信号中のＨＰＦ７ａ及び７ｂが除去した中心周波数近傍の信号成分は、ＢＰＦ１１により帯域制限された後に周波数シフト及びデジタル化され、デジタル信号処理でＩＱ復調されるため、直流オフセットが除去される。そして、これらの高域成分のベースバンド信号と、低域成分のベースバンド信号とを合成する。【選択図】図１
2008079242.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された受信信号の直交復調を行い、Ａ／Ｄ変換して出力する直交復調器において、
前記Ａ／Ｄ変換された受信信号から高帯域成分を抽出する高帯域抽出手段と、
前記入力された受信信号から中心周波数近傍の信号成分を抽出する中心帯域抽出手段と、
前記中心帯域抽出手段により抽出された受信信号の周波数シフトを行うシフト手段と、
前記シフト手段により周波数シフトされた受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換された受信信号の直交復調を行うデジタル復調手段と、
前記高帯域抽出手段により抽出された受信信号と、前記デジタル復調手段により直交復調された受信信号とを合成する合成手段と、
を備えることを特徴とする直交復調器。
【請求項２】
前記シフト手段は、
前記中心帯域抽出手段が抽出する周波数帯域幅の１／２以上の周波数シフトを行うことを特徴とする請求項１に記載の直交復調器。
【請求項３】
入力された受信信号を低周波数帯域にシフトする第１のシフト手段と、
前記入力された受信信号を周波数軸方向に反転して低周波数帯域にシフトする反転手段と、
前記第１のシフト手段により周波数シフトされた受信信号と、前記反転手段により周波数シフトされた受信信号とのそれぞれから低帯域成分を抽出する低帯域抽出手段と、
前記低帯域抽出手段により抽出された各受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換された各受信信号それぞれに周波数シフト及び帯域制限を行うと共に、その各受信信号のうちの前記反転手段により反転された一方の受信信号を周波数軸方向に再度反転するデジタル復調手段と、
前記デジタル復調手段により再度反転された受信信号と、周波数シフト及び帯域制限が行われた他方の受信信号とを合成する合成手段と、
を備えることを特徴とする直交復調器。
【請求項４】
前記デジタル復調手段は、
受信信号を高周波帯域に周波数シフトする第２のシフト手段と、
受信信号の帯域制限を行う帯域制限手段と、
前記受信信号のうちの前記反転手段により反転された受信信号を周波数軸方向に再度反転する再反転手段と、を有し、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換された受信信号に、前記第２のシフト手段による周波数シフト、前記帯域制限手段による帯域制限及び前記再反転手段による再反転を施すことを特徴とする請求項３に記載の直交復調器。
【請求項５】
入力された受信信号の直交復調を行い、Ａ／Ｄ変換して出力する直交復調方法において、
前記Ａ／Ｄ変換された受信信号から高帯域成分を抽出する高帯域抽出工程と、
前記入力された受信信号から中心周波数近傍の信号成分を抽出する中心帯域抽出工程と、
前記中心帯域抽出工程において抽出された受信信号の周波数シフトを行うシフト工程と、
前記シフト工程において周波数シフトされた受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換工程と、
前記Ａ／Ｄ変換工程においてＡ／Ｄ変換された受信信号の直交復調を行うデジタル復調工程と、
前記高帯域抽出工程において抽出された受信信号と、前記デジタル復調工程において直交復調された受信信号とを合成する合成工程と、
を含むことを特徴とする直交復調方法。
【請求項６】
前記シフト工程は、
前記中心帯域抽出工程において抽出する周波数帯域幅の１／２以上の周波数シフトを行うことを特徴とする請求項５に記載の直交復調方法。
【請求項７】
入力された受信信号を低周波数帯域にシフトする第１のシフト工程と、
前記入力された受信信号を周波数軸方向に反転して低周波数帯域にシフトする反転工程と、
前記第１のシフト工程において周波数シフトされた受信信号と、前記反転工程において周波数シフトされた受信信号とのそれぞれから低帯域成分を抽出する低帯域抽出工程と、
前記低帯域抽出工程において抽出された各受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換工程と、
前記Ａ／Ｄ変換工程によりＡ／Ｄ変換された各受信信号それぞれに周波数シフト及び帯域制限を行うと共に、その各受信信号のうちの前記反転工程において反転された一方の受信信号を周波数軸方向に再度反転するデジタル復調工程と、
前記デジタル復調工程において再度反転された受信信号と、周波数シフト及び帯域制限が行われた他方の受信信号とを合成する合成工程と、
を含むことを特徴とする直交復調方法。
【請求項８】
前記デジタル復調工程は、
受信信号の周波数シフトを行う第２のシフト工程と、
受信信号の帯域制限を行う帯域制限工程と、
前記受信信号のうちの前記反転工程において反転された受信信号を周波数軸方向に再度反転する再反転工程と、を含み、
前記Ａ／Ｄ変換工程においてＡ／Ｄ変換された受信信号に、前記第２のシフト工程における周波数シフト、前記帯域制限工程における帯域制限及び前記再反転工程における再反転を施すことを特徴とする請求項７に記載の直交復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力された受信信号の直交復調を行い、Ａ／Ｄ変換して出力する直交復調器及び直交復調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル無線通信の受信機に用いられる直交復調器においては、受信信号と略同一の中心周波数を持つ発振信号を、その受信信号にミキシングするダイレクトコンバージョン方式が採用されている。具体的には、９０°位相器を介して位相シフトした発振信号を生成し、分配器により２分配した受信信号それぞれに、位相シフトした発振信号と、位相シフトしない発振信号とをミキシングすることで、同相成分Ｉと直交成分Ｑを検波し、帯域制限後にＡ／Ｄ変換する。
【０００３】
このような構成の直交復調器では、アナログ回路で構成された直交検波とＡ／Ｄ変換とによって、直流（ＤＣ）オフセットが発生してしまうことがあるため、その直流オフセットの除去を行わなければならない。直流オフセットを除去する技術としては、次のような技術が知られている。
【０００４】
即ち、搬送周波数の４ｎ倍の発振周波数を持つクロックのタイミングで、受信信号をＡ／Ｄ変換し、複素帯域通過フィルタによって受信信号から直流オフセット成分を除去した後に直交復調する技術が知られている（特許文献１参照）。また、無入力状態が続いている間の復調器への入力を平均化し、復調器における直流オフセットの調整量を決定する技術が知られている（特許文献２参照）。
【特許文献１】特開平９−８３５８８号公報
【特許文献２】特開２０００−２１６８３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、特許文献２の技術では、温度変化等により直流オフセットが変化してしまった場合、測定時の直流オフセットとの誤差が生じてしまい、直流オフセットを完全に除去することはできない。
【０００６】
また、特許文献１の技術において、受信信号の搬送周波数は、少なくとも信号帯域幅の１／２以上でなければならないため、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数には信号帯域幅の２倍以上が必要になる。しかし、広帯域変調された信号の受信を行う場合には、高価且つ消費電力の大きい高速なＡ／Ｄ変換器が必要になり、直交復調器の回路設計に採用するのは困難である。
【０００７】
本発明は、上述した課題に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、高速なＡ／Ｄ変換器を使用することなく、低コストな回路構成で直流オフセットを完全に除去することができる直交復調器及び直交復調方法を実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以上の課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、
入力された受信信号の直交復調を行い、Ａ／Ｄ変換して出力する直交復調器において、
前記Ａ／Ｄ変換された受信信号から高帯域成分を抽出する高帯域抽出手段と、
前記入力された受信信号から中心周波数近傍の信号成分を抽出する中心帯域抽出手段と、
前記中心帯域抽出手段により抽出された受信信号の周波数シフトを行うシフト手段と、
前記シフト手段により周波数シフトされた受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換された受信信号の直交復調を行うデジタル復調手段と、
前記高帯域抽出手段により抽出された受信信号と、前記デジタル復調手段により直交復調された受信信号とを合成する合成手段と、
を備えることを特徴としている。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、
前記シフト手段は、
前記中心帯域抽出手段が抽出する周波数帯域幅の１／２以上の周波数シフトを行うことを特徴としている。
【００１０】
請求項３に記載の直交復調方法は、
入力された受信信号を低周波数帯域にシフトする第１のシフト手段と、
前記入力された受信信号を周波数軸方向に反転して低周波数帯域にシフトする反転手段と、
前記第１のシフト手段により周波数シフトされた受信信号と、前記反転手段により周波数シフトされた受信信号とのそれぞれから低帯域成分を抽出する低帯域抽出手段と、
前記低帯域抽出手段により抽出された各受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換された各受信信号それぞれに周波数シフト及び帯域制限を行うと共に、その各受信信号のうちの前記反転手段により反転された一方の受信信号を周波数軸方向に再度反転するデジタル復調手段と、
前記デジタル復調手段により再度反転された受信信号と、周波数シフト及び帯域制限が行われた他方の受信信号とを合成する合成手段と、
を備えることを特徴としている。
【００１１】
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の発明において、
前記デジタル復調手段は、
受信信号を高周波帯域に周波数シフトする第２のシフト手段と、
受信信号の帯域制限を行う帯域制限手段と、
前記受信信号のうちの前記反転手段により反転された受信信号を周波数軸方向に再度反転する再反転手段と、を有し、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換された受信信号に、前記第２のシフト手段による周波数シフト、前記帯域制限手段による帯域制限及び前記再反転手段による再反転を施すことを特徴としている。
【００１２】
請求項５に記載の発明は、
入力された受信信号の直交復調を行い、Ａ／Ｄ変換して出力する直交復調方法において、
前記Ａ／Ｄ変換された受信信号から高帯域成分を抽出する高帯域抽出工程と、
前記入力された受信信号から中心周波数近傍の信号成分を抽出する中心帯域抽出工程と、
前記中心帯域抽出工程において抽出された受信信号の周波数シフトを行うシフト工程と、
前記シフト工程において周波数シフトされた受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換工程と、
前記Ａ／Ｄ変換工程においてＡ／Ｄ変換された受信信号の直交復調を行うデジタル復調工程と、
前記高帯域抽出工程において抽出された受信信号と、前記デジタル復調工程において直交復調された受信信号とを合成する合成工程と、
を含むことを特徴としている。
【００１３】
請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の発明において、
前記シフト工程は、
前記中心帯域抽出工程において抽出する周波数帯域幅の１／２以上の周波数シフトを行うことを特徴としている。
【００１４】
請求項７に記載の直交復調方法は、
入力された受信信号を低周波数帯域にシフトする第１のシフト工程と、
前記入力された受信信号を周波数軸方向に反転して低周波数帯域にシフトする反転工程と、
前記第１のシフト工程において周波数シフトされた受信信号と、前記反転工程において周波数シフトされた受信信号とのそれぞれから低帯域成分を抽出する低帯域抽出工程と、
前記低帯域抽出工程において抽出された各受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換工程と、
前記Ａ／Ｄ変換工程によりＡ／Ｄ変換された各受信信号それぞれに周波数シフト及び帯域制限を行うと共に、その各受信信号のうちの前記反転工程において反転された一方の受信信号を周波数軸方向に再度反転するデジタル復調工程と、
前記デジタル復調工程において再度反転された受信信号と、周波数シフト及び帯域制限が行われた他方の受信信号とを合成する合成工程と、
を含むことを特徴としている。
【００１５】
請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の発明において、
前記デジタル復調工程は、
受信信号を高周波帯域に周波数シフトする第２のシフト工程と、
受信信号の帯域制限を行う帯域制限工程と、
前記受信信号のうちの前記反転工程において反転された受信信号を周波数軸方向に再度反転する再反転工程と、を含み、
前記Ａ／Ｄ変換工程においてＡ／Ｄ変換された受信信号に、前記第２のシフト工程における周波数シフト、前記帯域制限工程における帯域制限及び前記再反転工程における再反転を施すことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１６】
請求項１及び５に記載の発明によれば、直交復調後の受信信号から高帯域成分を抽出した受信信号は、周波数０付近に発生する直流オフセットが除去されている。また、受信信号から中心周波数近傍の信号成分が抽出され、周波数シフトされた後にＡ／Ｄ変換されてデジタルで直交復調が為されるため、このデジタル直交復調後の中心周波数近傍の信号成分の受信信号にも直流オフセットが含まれない。このため、その高帯域成分の受信信号と、デジタルで直交復調された受信信号とを合成することで、直流オフセットを完全に除去した直交復調を行うことができる。
【００１７】
また、中心帯域抽出手段及び中心帯域抽出工程により中心周波数近傍で帯域制限された受信信号をＡ／Ｄ変換するため、受信信号の帯域幅よりも２倍以上の高いサンプリング周波数でのＡ／Ｄ変換を要さない。このため、受信信号の帯域幅と同程度又は数１０％高いサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換できる。従って、高速なＡ／Ｄ変換器を使用することなく、低コストな回路構成で直流オフセットを完全に除去することができる直交復調器及び直交復調方法を実現することができる。
【００１８】
請求項２及び６に記載の発明によれば、中心帯域抽出手段及び中心帯域抽出工程における抽出の周波数帯域幅の１／２以上の周波数シフトを行うため、周波数シフト後の中心周波数近傍の受信信号の周波数帯域は、周波数０以上となる。このため、デジタルの直交復調によって直流オフセットを完全に除去することができる。
【００１９】
請求項３及び７に記載の発明によれば、周波数軸方向に反転され低帯域成分が抽出された受信信号は、高帯域成分の受信信号が反転された受信信号となる。この周波数軸方向に反転された受信信号と、低周波数帯域にシフトされた受信信号とのＡ／Ｄ変換、周波数シフト及び帯域制限を行うことにより、直流オフセットを完全に除去できる。このため、その高帯域成分を再度反転した受信信号と、低帯域成分の受信信号とを合成することで、直流オフセットを完全に除去して直交復調を行うことができる。
【００２０】
また、低帯域抽出手段及び低帯域抽出工程により帯域制限された受信信号をＡ／Ｄ変換するため、受信信号の帯域幅よりも２倍以上の高いサンプリング周波数でのＡ／Ｄ変換を要さない。このため、受信信号の帯域幅と同程度又は数１０％高いサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換できる。従って、高速なＡ／Ｄ変換器を使用することなく、低コストな回路構成で直流オフセットを完全に除去することができる直交復調器及び直交復調方法を実現することができる。
【００２１】
請求項４及び８に記載の発明によれば、Ａ／Ｄ変換手段及びＡ／Ｄ変換工程においてＡ／Ｄ変換された受信信号に、高周波帯域への周波数シフトと、帯域制限と、周波軸方向への再反転とをそれぞれ行うことで、直流オフセットを除去できるため、デジタル復調手段及びデジタル復調工程の自由な回路設計が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
〔第１実施形態〕
先ず、本発明の直交復調器の第１実施形態について、図１〜図５を参照して詳細に説明する。図１は、直交復調器１００の回路構成の一例を示すブロック図である。図１において網掛けが施されている領域は、デジタルによる信号処理が行われる回路領域を示している。
【００２３】
図１によれば、直交復調器１００は、分配器１と、第１ＩＱ復調部５と、Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂ、高域通過フィルタ（ＨＰＦ;High Pass Filter）７ａ及び７ｂと、加算器８ａ及び８ｂと、局部発振器１０とを備えて構成される。
【００２４】
アンテナ（図示略）から入力される受信信号は、ＲＦ増幅器（図示略）で増幅されて分配器１に入力される。本実施形態における受信信号は、図２（ａ）に示すように中心周波数ｆ０、帯域幅Ｂｗの周波数特性を有するものとして以下説明する。
【００２５】
増幅後の受信信号は、分配器１によって同電力の３つの信号に分配されて、その分配されたうちの２つの信号は、第１ＩＱ復調部５に入力される。第１ＩＱ復調部５は、図１に示すように乗算器２ａ及び２ｂと、０／９０°スプリッタ３と、ＬＰＦ４ａ及び４ｂとを備えて構成される。分配器１から出力された受信信号は、乗算器２ａ及び２ｂにそれぞれ入力される。
【００２６】
また、局部発振器１０からは、周波数ｆ０のＩＱ復調用の局部信号が出力されて、０／９０°スプリッタ３に入力される。０／９０°スプリッタ３は、入力された局部信号をそのままの位相（０°）で乗算器２ａに出力する共に、その局部信号の位相を９０°進ませて他方の乗算器２ｂに出力する。
【００２７】
乗算器２ａは、分配器１から入力された受信信号と、０／９０°スプリッタ３から入力された局部信号とを乗算して、同相成分Ｉのベースバンド信号をＬＰＦ４ａに出力する。その一方で、乗算器２ｂは、分配器１から入力された受信信号と、０／９０°スプリッタ３から入力された位相が９０°進んだ局部信号とを乗算して、直交成分Ｑのベースバンド信号をＬＰＦ４ｂに出力する。ＬＰＦ４ａ及び４ｂは、同相成分Ｉと直交成分Ｑのベースバンド信号それぞれの高調波やノイズを除去してＡ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂに出力する。
【００２８】
第１ＩＱ復調部５から出力される同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂによってＡ／Ｄ変換されてデジタル信号となる。このとき、各Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂには、図２（ａ）に示す周波数特性のベースバンド信号が入力されるため、そのサンプリング周波数ｆｓは、帯域幅Ｂｗと同程度又は数１０％高い程で十分に受信信号をサンプリングできる。
【００２９】
Ａ／Ｄ変換後のベースバンド信号のスペクトルは、図２（ｂ）のようになり直流オフセットＤが周波数０付近に発生する。このＡ／Ｄ変換後の直流オフセットＤが発生したベースバンド信号は、高帯域抽出手段としてのＨＰＦ７ａ及び７ｂにそれぞれ入力される。ＨＰＦ７ａ及び７ｂのカットオフ周波数には低帯域幅の±ｆｃが設定され、このＨＰＦ７ａ及び７ｂを通過したベースバンド信号からは、図２（ｃ）に示すように低帯域成分が除去されて高帯域成分の信号成分が抽出される。このとき、周波数０付近に発生した直流成分の直流オフセットＤも除去されることとなる。
【００３０】
一方、直交復調器１００は、図１に示すように更に帯域通過フィルタ（ＢＰＦ;Band Pass Filter）１１及び１２と、周波数ミキサ１３及び１４と、低域通過フィルタ（ＬＰＦ;Low Pass Filter）１５と、Ａ／Ｄ変換器１６と、Ｄ／Ａ変換器１７と、デジタル周波数発生器１８と、第２ＩＱ復調部２０とを備えて構成される。
【００３１】
分配器１により３分配されたうちの１つの受信信号は、中心周波数がｆ０、通過帯域がＢｎのＢＰＦ１１（中心帯域抽出手段）に入力されて、図２（ｄ）のように中心周波数近傍の信号成分が抽出されて帯域制限される。また、デジタル周波数発生器１８からは周波数ｆｄ（＜０．５＊（Ｂｎ−ｆｓ））のデジタルの局部信号が出力され、この局部信号がＤ／Ａ変換器１７によってＤ／Ａ変換される。
【００３２】
そして、このＤ／Ａ変換された周波数ｆｄのアナログの局部信号と、局部発振器１０から出力された周波数ｆ０の局部信号とが周波数ミキサ１４により混合されて、ＢＰＦ１２に出力される。ＢＰＦ１２は、中心周波数が予め‘ｆ０−ｆｄ’に設定され、周波数ミキサ１４から出力された局部信号から周波数が‘ｆ０−ｆｄ’の局部信号を通して周波数ミキサ１３に出力する。
【００３３】
シフト手段としての周波数ミキサ１３は、ＢＰＦ１１から入力される中心周波数ｆ０の受信信号と、ＢＰＦ１２から入力される中心周波数‘ｆ０−ｆｄ’の局部信号とを混合することで周波数シフトして、ＬＰＦ１５に出力する。ＬＰＦ１５は、周波数ミキサ１３からの受信信号から高調波やノイズ等の不要な成分を除去し、ＩＦ信号（中間周波数信号）としてＡ／Ｄ変換器１６に出力する。
【００３４】
周波数ミキサ１３による中心周波数‘ｆ０−ｆｄ’の局部信号との混合では、受信信号の周波数帯域がｆｄ分シフトされ、その中心周波数がｆｄとなる。そのため、ＩＦ信号は、中心周波数ｆｄ、帯域幅Ｂｎの信号となってＡ／Ｄ変換器１６（Ａ／Ｄ変換手段）によりＡ／Ｄ変換される。
【００３５】
このため、Ａ／Ｄ変換器１６のサンプリング周波数は、Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂのサンプリング周波数ｆｓと略同一でよい。このとき、サンプリング周波数ｆｓが、（ｆｄ＋Ｂｎ／２）＊２よりも高くなるように、ｆｄ（＞０．５Ｂｎ）及びＢｎを設定する。このようにｆｄ及びＢｎを設定した場合、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号のスペクトルは、図２（ｅ）のようになり、周波数０付近に直流オフセットＤが発生する。このＡ／Ｄ変換後のＩＦ信号は、第２ＩＱ復調部２０に出力される。
【００３６】
デジタル復調手段としての第２ＩＱ復調部２０は、図１に示すように乗算器２１ａ及び２１ｂと、０／９０°スプリッタ２２と、ＬＰＦ２３ａ及び２３ｂとを備えて構成される。Ａ／Ｄ変換器１６から出力された受信信号は、乗算器２１ａ及び２１ｂにそれぞれ入力される。また、デジタル周波数発生器１８からは、周波数ｆｄのデジタルの局部信号が出力されて、デジタル処理する０／９０°スプリッタ２２に入力される。
【００３７】
この０／９０°スプリッタ２２からの出力される０°位相の局部信号と９０°位相の局部信号とはそれぞれ乗算器２１ａ及び２１ｂに出力される。乗算器２１ａは、Ａ／Ｄ変換器１６から入力されたＩＦ信号と、０／９０°スプリッタ２２から入力された局部信号とを乗算して、同相成分Ｉのベースバンド信号をＬＰＦ２３ａに出力する。その一方で、乗算器２１ｂは、Ａ／Ｄ変換器１６から入力されたＩＦ信号と、０／９０°スプリッタ２２から入力された位相が９０°進んだ局部信号とを乗算して、直交成分Ｑのベースバンド信号をＬＰＦ２３ｂに出力する。
【００３８】
このＩＱ復調によって図２（ｅ）のＩＦ信号は、図２（ｆ）のスペクトルのように周波数シフトされたベースバンド信号となる。そして、ベースバンド信号をカットオフ周波数ｆｃ（＜０．５Ｂｎ）のＬＰＦ２３ａ及び２３ｂを通すことにより、周波数シフトされた直流オフセットＤと、ＨＰＦ７ａ及び７ｂ通過後の受信信号に含まれる周波数ｆｃ以上の信号とを除去する。この結果、図２（ｇ）のような低帯域のベースバンド信号が得られる。
【００３９】
そして、合成手段としての加算器８ａには、ＨＰＦ７ａからのベースバンド信号（図２（ｃ））と、ＬＰＦ２３ａからのベースバンド信号（図２（ｇ））とが入力されて、これらの同相成分Ｉのベースバンド信号を合成する。また、加算器８ｂ（合成手段）には、ＨＰＦ７ｂからのベースバンド信号（図２（ｃ））と、ＬＰＦ２３ｂからのベースバンド信号（図２（ｇ））とが入力されて、これらの直交成分Ｑのベースバンド信号を合成する。これにより、直交復調器１００からは、直流オフセットＤを含まない、帯域幅Ｂｗの図２（ｈ）のようなスペクトルの同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのベースバンド信号が出力される。
【００４０】
以上、第１実施形態によれば、第１ＩＱ復調部５によるＩＱ復調と、Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂのＡ／Ｄ変換により発生する直流オフセットＤは、ＨＰＦ７ａ及び７ｂにより除去される。また、受信信号中のＨＰＦ７ａ及び７ｂが除去した中心周波数近傍の信号成分は、ＢＰＦ１１により帯域制限された後に周波数シフト及びデジタル化され、デジタル信号処理でＩＱ復調されるため、直流オフセットＤが除去される。
【００４１】
即ち、ＨＰＦ７ａ及び７ｂにより高域成分を抽出して直流オフセットＤを除去する一方で、周波数シフトした中心周波数近傍の信号成分からはＬＰＦ２３ａ及び２３ｂで低域成分を抽出して直流オフセットＤを除去することとなる。そして、これらの高域成分のＩＦ信号と、低域成分のＩＦ信号とを合成することにより、直流オフセットＤのない同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのベースバンド信号を得ることができる。
【００４２】
このため、帯域幅Ｂｗの受信信号を直交復調するためには、Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂのサンプリング周波数ｆｓは、受信信号の帯域幅Ｂｗより同程度又は数１０％高ければ十分なサンプリングが可能であり、帯域幅Ｂｗの２倍以上のサンプリング周波数を要さない。従って、広帯域の受信信号を高い分解能でＡ／Ｄ変換することができる。また、帯域幅Ｂｗの２倍以上といった高速なＡ／Ｄ変換器を用いることなく、低コストな回路構成で直流オフセットＤを完全に除去することができる直交復調器を実現することができる。
【００４３】
〔第１変形例〕
次に、第１実施形態の変形例について説明する。尚、以下の変形例の説明において、第１実施形態の直交復調器１００と同一の構成要素には、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００４４】
図３は、第１変形例における直交復調器１０１の回路構成の一例を示すブロック図である。第１変形例における直交復調器１０１は、第１実施形態における直交復調器１００のＡ／Ｄ変換器１６を図３のＡ／Ｄ変換器１６ａに置き換え、更にサンプリングレート変換器２４ａ及び２４ｂを備えた構成である。
【００４５】
第１実施形態で説明したようにＬＰＦ１５からは帯域幅がＢｎに帯域制限されたＩＦ信号が出力されるため、このＩＦ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１６のサンプリング周波数をＡ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂの半分以下とすることができる。
【００４６】
第１変形例においては、Ａ／Ｄ変換器１６ａのサンプリング周波数は、Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂのサンプリング周波数の１／Ｎ（Ｎは１以上の整数）に設定する。Ａ／Ｄ変換器１６ａに入力されるＩＦ信号は、図２（ｅ）に示すように帯域幅がＢｎに制限されているため、広帯域のベースバンド信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂのサンプリング周波数よりも低い周波数でＡ／Ｄ変換が可能になる。
【００４７】
この場合、ＬＰＦ２３ａ及び２３ｂから出力されるベースバンド信号の周波数を、サンプリングレート変換器２４ａ及び２４によって高めて、Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂのサンプリング周波数に一致させてから、加算器８ａ及び８ｂにおいて合成する。このため、Ａ／Ｄ変換器１６ａのサンプリング周波数を下げることができるため、安価なＡ／Ｄ変換器１６ａを採用することができ、より低コストな直交復調器１０１が実現できる。
【００４８】
〔第２変形例〕
図４は、第２変形例における直交復調器１０２の回路構成の一例を示すブロック図である。第２変形例における直交復調器１０２は、第１実施形態における直交復調器１００のＬＰＦ４ａとＡ／Ｄ変換器６ａ、ＬＰＦ４ｂとＡ／Ｄ変換器６ｂ、ＬＰＦ１５とＡ／Ｄ変換器１６とのそれぞれの間にＡＣカップリング２５ａ〜２５ｃを接続した構成である。
【００４９】
第１実施形態においては、乗算器２ａ及び２ｂと、周波数ミキサ１３と、ＬＰＦ４ａ、４ｂ及び１５と、Ａ／Ｄ変換器６ａ、６ｂ及び１６との回路系を直流結合としたが、図４のようにＡＣカップリング２５ａ〜２５ｃをＬＰＦ４ａ，４ｂ，１５とＡ／Ｄ変換器６ａ，６ｂ，１６との間に介在させることで、ＡＣ結合することとしてもよい。
【００５０】
この直交復調器１０２において、乗算器２ａ及び２ｂから出力される受信信号は、図５のようにＡＣ結合によって低域成分を含まない信号として出力される。一方で、ＩＱ復調部２０では、第１実施形態と同様に低帯域成分を含んだＩＦ信号がＩＱ復調されるため、加算器８ａ及び８ｂによる合成によって、最終的なＩＱ復調後のＩＦ信号は、低域成分及び直流成分を含むものとなる。このように第２変形例では、Ａ／Ｄ変換器６ａ、６ｂ及び１６の入力がＡＣ結合になるため、各Ａ／Ｄ変換器のドライバ回路を簡単に実現できる。
【００５１】
〔第２実施形態〕
次に、本発明の直交復調器の第２実施形態について、図６〜図１０を参照して詳細に説明する。図６は、直交復調器２００の回路構成の一例を示すブロック図である。図６において網掛けが施されている領域は、デジタルによる信号処理が行われる回路領域を示し、デジタル復調手段に対応している。また、以下の説明において、第１実施形態の直交復調器１００と同一の構成要素には、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００５２】
図６によれば、直交復調器２００は、分配器１ａと、乗算器２ａ及び２ｂと、ＬＰＦ４ａ及び４ｂと、Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂと、局部発振器１０と、複素乗算器３０ａ及び３０ｂと、複素帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３１ａ及び３１ｂと、−１倍乗算器３２と、加算器８ａ及び８ｂと、ＢＰＦ１２ａ及び１２ｂと、周波数ミキサ１４と、Ｄ／Ａ変換器１７と、デジタル周波数発生器１８とを備えて構成される。
【００５３】
先ず、分配器１ａには、図７（ａ）に示すような中心周波数ｆ０、帯域幅Ｂｗの周波数特性を有する受信信号が入力される。分配器１ａは、その受信信号を同電力の２つの信号に分配して、乗算器２ａ及び２ｂそれぞれに出力する。
【００５４】
また、デジタル周波数発生器１８からは、周波数ｆｄ（＝Ｂｗ／２）の複素デジタル信号がＤ／Ａ変換器１７に出力される。Ｄ／Ａ変換器１７では、入力された複素デジタル信号の実部を周波数ｆｄのアナログの局部信号に変換する。
【００５５】
周波数ミキサ１４には、局部発振器１０からの周波数ｆ０の局部信号と、Ｄ／Ａ変換器１７からの周波数ｆｄの局部信号とが入力される。周波数ミキサ１４は、入力された局部信号の周波数変換を行い、‘ｆ０−ｆｄ’と‘ｆ０＋ｆｄ’の２つの周波数の局部信号を生成してＢＰＦ１２ａ及び１２ｂそれぞれに出力する。
【００５６】
ＢＰＦ１２ａ及び１２ｂそれぞれは、通過周波数として‘ｆ０―ｆｄ’と‘ｆ０＋ｆｄ’とが予め設定され、周波数ミキサ１４から出力される局部信号を‘ｆ０−ｆｄ’と‘ｆ０＋ｆｄ’の信号に分離して、乗算器２ａ及び２ｂに出力する。
【００５７】
第１のシフト手段としての乗算器２ａは、分配器１ａで分配出力された受信信号と、周波数‘ｆ０−ｆｄ’の局部信号とを乗算して周波数変換して、図７（ｂ）のように低周波数帯域に周波数シフトしたＩＦ信号を出力する。また、反転手段としての乗算器２ｂは、分配器１ａから出力された受信信号と、周波数‘ｆ０＋ｆｄ’の局部信号とを乗算して周波数変換し、図７（ｇ）に示すように低周波数帯域に周波数シフトしたＩＦ信号を出力する。
【００５８】
乗算器２ａ及び２ｂの乗算によって、周波数０付近に直流オフセットＤが発生する。また、乗算器２ｂから出力されるＩＦ信号は、受信信号のスペクトルを低周波数帯域にシフトすると共に周波数軸方向に反転した信号となる。ここで、図７の矢印ａ〜ｃ付近の受信信号はそれぞれが対応しており、その変調されているデータが同じ信号であることを示ししている。具体的には、図７（ａ）の受信信号の周波数０付近と、図７（ｇ）の反転された受信信号の周波数２ｆｄ付近とが同一のデータの信号であることを示している。
【００５９】
乗算器２ａ及び２ｂから出力されるＩＦ信号は、通過域が０〜ｆｄのＬＰＦ４ａ及び４ｂ（低帯域抽出手段）を介して帯域制限されて、図７（ｃ）及び（ｈ）のようなＩＦ信号となる。ここで、図７（ｃ）のＩＦ信号は、図７（ａ）の受信信号の‘ｆ０−ｆｄ’からｆｄまでの低帯域の成分を含み、図７（ｈ）のＩＦ信号は、受信信号のｆｄから‘ｆ０＋ｆｄ’の高帯域の成分を含む信号となる。即ち、ＬＰＦ４ａ及び４ｂにより、受信信号から低域成分の信号と、高域成分の信号が抽出される。
【００６０】
帯域制限されたＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換手段としてのＡ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂのそれぞれでサンプリングされてデジタル信号に変換されて、図７（ｄ）及び（ｉ）のような信号となる。このとき、Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂは、２ｆｄ（＝Ｂｗ）と同程度又は数１０％程高いサンプリング周波数ｆｓで実現できる。
【００６１】
Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６によってＡ／Ｄ変換されたＩＦ信号は、複素乗算器３０ａ及び３０ｂ（第２のシフト手段）によってデジタル周波数発生器１８からの周波数ｆｄの複素信号と乗算され、中心周波数が−ｆｄ分シフトされて、図７（ｅ）及び（ｊ）のような信号になる。この周波数シフトにより、直流オフセットＤも周波数−ｆｄ分シフトされる。
【００６２】
そして、周波数シフト後のＩＦ信号は、通過帯域が‘０〜−ｆｄ’に設定された複素帯域通過フィルタ３１ａ及び３１ｂ（帯域制限手段）を介して正の周波数成分及び直流オフセットＤが除去され、図７（ｆ）及び（ｋ）のような信号になる。このように、図７（ｆ）のＩＦ信号は、図７（ａ）の受信信号の‘ｆ０−ｆｄ’からｆ０までの下半分の帯域の成分を含み、図７（ｈ）のＩＦ信号は、受信信号のｆ０から‘ｆ０＋ｆｄ’の上半分の帯域の成分を含む信号となり、更に直流オフセットＤが除去されたものとなる。
【００６３】
複素帯域通過フィルタ３１ｂによって帯域制限されたＩＦ信号の虚部は、再反転手段としての−１乗算器３２によって周波数０を中心に周波数軸方向に反転される。即ち、図７（ｋ）の受信信号は、破線で示す受信信号のように矢印ｃ付近の信号が正の周波数側に反転される。そして、加算器８ａが、複素帯域通過フィルタ３１ａ及び３１ｂから出力される実部のＩＦ信号を合成し、合成手段としての加算器８ｂがＢＰＦ３１ａ及び−１乗算器３２から出力される虚部のＩＦ信号を合成することで、図７（ｌ）のような受信信号と同じ帯域幅ＢｗのＩＱ復調信号が得られる。
【００６４】
以上、第２実施形態によれば、受信信号のスペクトルを反転したＩＦ信号と、反転しないＩＦ信号とを帯域制限した後にＡ／Ｄ変換し、周波数シフトして複素帯域通過フィルタ３１ａ及び３１ｂによって直流オフセットＤを除去する。Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６のサンプリング周波数ｆｓは、２ｆｄ（＝Ｂｗ）より高ければよいため、高速なＡ／Ｄ変換器は必要ない。また、２つのＡ／Ｄ変換器で直流オフセットＤを除去する直交復調器２００が実現できるため、更なる低コスト化が図れる。
【００６５】
尚、上述した第２実施形態における直交復調器２００の回路構成は、本発明の主旨に逸脱しない限りの範囲で適宜変更設計可能である。例えば、図６においては、複素乗算器３０ａ、複素帯域通過フィルタ３１ａの順序で回路接続することで、直流オフセットＤの除去を行うこととしたが、Ａ／Ｄ変換器３０ａからのＩＦ信号を複素帯域通過フィルタ３１ａで帯域制限を行った後に複数乗算器３０ａで周波数シフトを行うことで、直流オフセットＤの除去を行うこととしてもよい。
【００６６】
また、同様に、複素乗算器３０ｂ、複素帯域通過フィルタ３１ｂ、−１乗算器３２の順序で回路接続することとしたが、これらの回路接続の順序も図示例に限られず適宜変更可能である。例えば、複素乗算器３０ｂからのＩＦ信号を−１乗算器３２で正の周波数側に反転した後に複素帯域通過フィルタ３１ｂで帯域制限することとしてもよいし、Ａ／Ｄ変換器６ｂからのＩＦ信号を−１乗算器３２で反転した後に複素乗算器３０ｂで周波数シフトし複素帯域通過フィルタ３１ｂを介することとしてもよい。このように、複素乗算器３０ｂ、複素帯域通過フィルタ３１ｂ、−１乗算器３２の回路接続は適宜変更可能であり、全６パターンの組み合わせでの自由な回路設計が可能になる。
【００６７】
〔第３変形例〕
次に、第２実施形態の変形例について説明する。尚、以下の変形例の説明において、第２実施形態の直交復調器２００と同一の構成要素には、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００６８】
第３変形例における直交復調器２００は、図６の複素帯域通過フィルタ３１ａ及び３１ｂのそれぞれを、図８に示すシフト演算部４０ａ及び４０ｂに置き換え、デジタル周波数発生器４５を更に備えた構成である。
【００６９】
シフト演算部４０ａは、ＬＰＦ４１ａ及び４２ａと、複素乗算器４３ａとを備えて構成される。また、シフト演算部４０ｂは、ＬＰＦ４１ｂ及び４２ｂと、複素乗算器４３ｂとを備えて構成される。尚、シフト演算部４０ｂは、シフト演算部４０ａと同様の構成であり、且つ同様の回路動作を行うため、以下その説明と出力信号の図示とを省略する。
【００７０】
第２実施形態と同様にＡ／Ｄ変換器６ａから出力された図９（ａ）のようなＩＦ信号が出力される。第３変形例において、デジタル周波数発生器１８は、Ａ／Ｄ変換器６ａ及び６ｂのサンプリング周波数ｆｓに対して周波数ｆｓ／４のデジタルの局部信号を出力する。このため、複素乗算器３０ａは、ＩＦ信号と局部信号とを乗算することにより、−ｆｓ／４分の周波数シフトを行って、図９（ｂ）のようなＩＦ信号を出力する。
【００７１】
ＬＰＦ４１ａ及び４２ａは、通過帯域が０〜Ｂｗ／４に設定され、ＩＦ信号の帯域制限を行って図９（ｃ）のような信号を出力する。デジタル周波数発生器４５は、周波数ｆｎ（＝−ｆｄ＋ｆｓ／４）の局部信号を複素乗算器４３ａに出力する。複素乗算器４３ａの局部信号との乗算により、ＩＦ信号は−ｆｎ分の周波数シフトが為され、図９（ｄ）のような信号になる。
【００７２】
また、シフト演算部４０ｂによって、図９（ｄ）のＩＦ信号を周波数軸方向に反転した信号、即ち、図７（ｋ）のＩＦ信号が出力され、−１乗算器３２と、加算器８ａ及び８ｂとの合成によって、直流オフセットＤを除去した帯域幅ＢｗのＩＦ信号が得られる。
【００７３】
このため、第２実施形態と同様の効果が得られるのは無論のこと、周波数シフトを−ｆｓ／４と−ｆｎとの二段に分離することで、ＬＰＦ４１ａ，４２ａ，４１ｂ，４２ｂにより構成されるシフト演算部４０ａ及び４０ｂで図６の複素帯域通過フィルタ３１ａ及び３１ｂを置き換えられる。
【００７４】
一般に、複素帯域通過フィルタは、４つのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを備えて構成されるものであるため、一つの複素帯域通過フィルタに対して各シフト演算部４０ａ及び４０ｂは、フィルタの部品点数が半数になる。従って、部品点数を削減した低コストな直交復調器２００が実現できる。
【００７５】
〔第４変形例〕
次に、第４変形例について説明する。第４変形例における直交復調器２００は、図６の直交復調器２００の回路系３３を、図１０の回路構成によって置き換えた構成である。
【００７６】
上述したように図６に示す複素帯域通過フィルタ３１ａ及び３１ｂは、ＦＩＲフィルタを備えて回路構成を有して構成されるものである。複素帯域通過フィルタ３１ａ及び３１ｂの次数をＮ、係数をＣｎ＝Ａｎ＋ｊＢｎとし、受信信号をＸ（ｍ）＝Ｘｉ（ｍ）＋ｊＸｑ（ｍ）とすると、当該複素帯域通過フィルタ３１ａ及び３１ｂの特性は次の式（ａ）により定義される。
【００７７】
【数１】
2008079242.tif 000003
【００７８】
IQ復調の出力信号であるＭ（ｍ）は、2つの複素帯域通過フィルタ３１ａ及び３１ｂの出力を合成したもので、受信信号をＨ（ｍ）＝Ｈｉ（ｍ）＋ｊＨｑ（ｍ）と、Ｊ（ｍ）＝Ｊｉ（ｍ）＋ｊＪｑ（ｍ）とすると、Ｍ（Ｍ）は、次の式（ｂ）によって表される。
【００７９】
【数２】
2008079242.tif 000004
【００８０】
この式（ｂ）から、複素帯域通過フィルタ３１ａ及び３１ｂと、−１乗算器３２と、加算器８ａ及び８ｂとを有する図６の回路系３３を、図１０に示す加算器３１０、３１１及び３１９と、減算器３１２、３１３及び３１８と、ＦＩＲフィルタ３１４〜３１７とにより置き換えることができる。
【００８１】
ここで、ＦＩＲフィルタ３１４及び３１７は次数Ｎ、係数Ａｎの実数フィルタであり、ＦＩＲフィルタ３１５及び３１６は次数N、係数Ｂｎの実数フィルタである。このような回路構成で直交復調器２００を実現することにより、ＦＩＲフィルタの部品点数を削減することができ、回路規模を約半分にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】第１実施形態における直交復調器の回路構成例を示すブロック図。
【図２】第１実施形態における各回路からの出力信号のスペクトル例を示す図。
【図３】第１変形例における直交復調器の回路構成例を示すブロック図。
【図４】第２変形例における直交復調器の回路構成例を示すブロック図。
【図５】第２変形例におけるＬＰＦからの出力信号の一例。
【図６】第２実施形態における直交復調器の回路構成例を示すブロック図。
【図７】第２実施形態における各回路からの出力信号のスペクトル例を示す図。
【図８】第３変形例におけるシフト演算器の回路構成例を示すブロック図。
【図９】第３変形例における各回路からの出力信号のスペクトル例を示す図。
【図１０】第４変形例におけるＢＰＦ及び加算器と等価な回路例を示すブロック図。
【符号の説明】
【００８３】
１００      直交復調器
１          分配器
２ａ，２ｂ  乗算器
３          ０／９０°スプリッタ
４ａ，４ｂ  ＬＰＦ
５          第１ＩＱ復調部
６ａ，６ｂ  Ａ／Ｄ変換器
７ａ，７ｂ  ＨＰＦ
８ａ，８ｂ  加算器
１０        局部発振器
１１，１２  ＢＰＦ
１３，１４  周波数ミキサ
１５        ＬＰＦ
１６        Ａ／Ｄ変換器
１７        Ｄ／Ａ変換器
１８        デジタル周波数発生器
２０        第２ＩＱ復調部
２１ａ，２１ｂ  乗算器
２２        ０／９０°スプリッタ
【図１】
2008079242.tif 000005
【図２】
2008079242.tif 000006
【図３】
2008079242.tif 000007
【図４】
2008079242.tif 000008
【図５】
2008079242.tif 000009
【図６】
2008079242.tif 000010
【図８】
2008079242.tif 000011
【図１０】
2008079242.tif 000012
【図７】
2008079242.tif 000013
【図９】
2008079242.tif 000014