(57)【要約】【課題】電源装置を構成する素子の両端に印加される電圧を小さくすること。【解決手段】本発明は、負荷（１４）を接続する第１出力ノード（Ｎｏｕｔ１）を入力電圧Ｖｉｎより高い第１出力電圧（Ｖｏｕｔ１）に昇圧する昇圧電源部（１１）と、負荷（１４）を接続する第２出力ノード（Ｎｏｕｔ２）を入力電圧（Ｖｉｎ）と逆電圧に反転昇圧し第２出力電圧（Ｖｏｕｔ２）を出力する反転電源部（１２）と、を具備する電源装置、モータ電源装置および電動パワーステアリング制御装置である。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷を接続する第１出力ノードを入力電圧より高い第１出力電圧に昇圧する昇圧電源部と、
前記負荷を接続する第２出力ノードを前記入力電圧と逆電圧に反転昇圧し第２出力電圧を出力する反転電源部と、を具備することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記第１出力ノードと前記第２出力ノードとの間にキャパシタを具備することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記昇圧電源部は、前記入力電源と前記第１出力ノードとの間に接続された第１インダクタと、前記インダクタの前記第１出力ノード側とグランドとの間に接続された第１スイッチと、を有し、
前記反転電源部は、前記入力電源と前記第２出力ノードとの間に接続された第２スイッチと、前記第２スイッチの前記第２出力ノード側とグランドとの間に接続された第２インダクタと、を有することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】
前記昇圧電源部は、前記第１インダクタと前記第１出力ノードとの間に接続された第１同期整流スイッチを有することを特徴とする請求項３記載の電源装置。
【請求項５】
前記反転電源部は、前記第２スイッチと前記第２出力ノードとの間に接続された第２同期整流スイッチを有することを特徴とする請求項３記載の電源装置。
【請求項６】
前記第１スイッチと前記第２スイッチとは位相をずらしてオンオフさせるタイミング回路を具備することを特徴とする請求項３から５のいずれか一項記載の電源装置。
【請求項７】
前記第１出力電圧と前記入力電圧との差と前記第２出力電圧の符号を反転した値とは等しいことを特徴とする請求項１から６のいずれか一項記載の電源装置。
【請求項８】
前記第１スイッチおよび前記第２スイッチはＦＥＴを含むことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項９】
請求項１から８のいずれか一項記載の電源装置の第１出力ノードと第２出力ノードとの間にモータを駆動するためのモータ駆動部を接続するモータ駆動装置。
【請求項１０】
請求項９記載のモータ駆動装置を用い、急操舵時に電動パワーステアリングを駆動させるモータへの供給電圧を向上させる電動パワーステアリング制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置、モータ駆動装置および電動パワーステアリング制御装置に関し、特に昇圧電源部と反転電源部とを有する電源装置、モータ駆動装置および電動パワーステアリング制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源から所望の直流電圧を得るための電源装置にはＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。例えば、電動パワーステアリングのモータ駆動装置には、バッテリ電圧１２Ｖを４２Ｖに昇圧する電源装置が用いられている。図１は従来例に係る電源装置の回路図である。図２は従来例に係る電源装置のタイミングチャートである。
【０００３】
図１を参照に、電源装置１１０は第１電源部１８、第２電源部１９、スイッチ制御回路１０およびキャパシタＣ００を有している。バッテリＰ０は入力ノードＮｉｎ０に接続され、入力ノードＮｉｎ０には入力電圧Ｖｉｎ０として１２Ｖが印加されている。入力ノードＮｉｎ０と出力ノードＮｏｕｔ０との間には２つの昇圧コンバータ（第１電源部１８および第２電源部１９）が設けられている。第１電源部１８および第２電源部１９は入力電圧Ｖｉｎ０（１２Ｖ）を出力電圧Ｖｏｕｔ０（４８Ｖ）に昇圧する。
【０００４】
第１電源部１８は第１インダクタＬ１０、主スイッチであるスイッチＳ１０および同期整流スイッチであるスイッチＳ２０を有している。入力ノードＮｉｎ０と第１中間ノードＮ１０との間に第１インダクタＬ１０が接続され、第１中間ノードＮ１０とグランドとの間にスイッチＳ１０が接続され、第１中間ノードＮ１０と出力ノードＮｏｕｔ０との間にスイッチＳ２０が接続されている。第２電源部１９は第２インダクタＬ２０、主スイッチであるスイッチＳ３０および同期整流スイッチであるスイッチＳ４０を有している。入力ノードＮｉｎ０と第２中間ノードＮ２０との間に第２インダクタＬ２０が接続され、第２中間ノードＮ２０とグランドとの間にスイッチＳ３０が接続され、第２中間ノードＮ２０と出力ノードＮｏｕｔ０との間にスイッチＳ４０が接続されている。スイッチＳ１０からＳ４０はＭＯＳＦＥＴで構成され、スイッチＳ１０からＳ４０を構成するＭＯＳＦＥＴのゲートにはスイッチ制御回路１０より制御信号が入力している。出力ノードＮｏｕｔ０とグランドとの間にはキャパシタＣ００が接続されている。さらに、出力ノードＮｏｕｔ０には電力を供給すべき負荷１４が接続されている。
【０００５】
図２を参照に、スイッチ制御回路１０の制御を説明する。第１電源部１８では、時間ｔ１１において、スイッチＳ１０がオンし、スイッチＳ２０がオフする。第１中間ノードＮ１０の電圧Ｖ１０はほぼ０Ｖとなるため、入力ノードＮｉｎ０から第１インダクタＬ１０、スイッチＳ１０を通りグランドに電流が流れる。よって、第１インダクタＬ１０を流れるインダクタ電流ＩＬ１０は時間に対し、
Ｖｉｎ０／Ｌ１０＝１２Ｖ／Ｌ１０
（Ｌ１０は第１インダクタＬ１０のインダクタンス）の傾きで一様に増加する。一方、スイッチＳ２０はオフしているため、第１中間ノードＮ１０と出力ノードＮｏｕｔ０との間には電流は流れない。この間、キャパシタＣ００に蓄積された電荷により出力電圧Ｖｏｕｔ０は、負荷１４に電流が流れていない場合は４２Ｖに保たれる。
【０００６】
時間ｔ１２において、スイッチＳ１０がオフし、スイッチＳ２０がオンする。第１中間ノードＮ１０はほぼ出力ノードＮｏｕｔ０の電圧Ｖｏｕｔ０である４２Ｖとなる。よって、第１インダクタＬ１０のインダクタ電流ＩＬ１０は時間に対し、
（Ｖｉｎ０−Ｖｏｕｔ０）／Ｌ１０＝−３０Ｖ／Ｌ１０
の傾きで一様に減少する。この間、インダクタ電流ＩＬ１０により入力ノードＮｉｎから出力ノードＮｏｕｔ０に流れた電荷がキャパシタＣ００に蓄積される。時間ｔ１３において、再びスイッチＳ１０がオンし、スイッチＳ２０がオフする。第２電源部１９では、第１電源部１８と位相を１８０°反転させ、第１電源部１８と同様の制御を行う。スイッチ制御回路１０は、出力電圧Ｖｏｕｔ０をモニターしスイッチＳ１０とＳ２０とのデューティ比率およびスイッチＳ３０とＳ４０とのデューティ比率を調整する。これにより、第１電源部１８と第２電源部１９とで入力電圧Ｖｉｎ０（１２Ｖ）を出力電圧Ｖｏｕｔ０（４２Ｖ）になるように昇圧する。
【０００７】
特許文献１には、昇圧型チョッパコンバータと反転型チョッパコンバータを組み合わせ、別々の出力端子に正電圧および負電圧を発生させる電源装置が開示されている。
【特許文献１】特開平７−１１８９０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
例えば、図１に示した電源装置１１０の場合、各スイッチＳ１０からＳ４０の両端には４２Ｖの電圧が印加されるため、スイッチＳ１０からＳ４０は４２Ｖ以上の耐圧が求められる。スイッチＳ１０からＳ４０を例えばＭＯＳＦＥＴを用い構成した場合、ソース・ドレイン間を高耐圧としようとするとオン抵抗が高くなってしまう。このため、スイッチＳ１０からＳ４０での電力損失が大きくなってしまう。このように、スイッチＳ１０からＳ４０の両端に印加される電圧を小さくすることが求められている。
【０００９】
本発明は、電源装置を構成する素子の両端に印加される電圧を小さくすることが可能な電源装置、モータ電源装置および電動パワーステアリング制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、負荷を接続する第１出力ノードを入力電圧より高い第１出力電圧に昇圧する昇圧電源部と、前記負荷を接続する第２出力ノードを前記入力電圧と逆電圧に反転昇圧し第２出力電圧を出力する反転電源部と、を具備することを特徴とする電源装置である。本発明によれば、電源装置を構成する素子の両端に印加される電圧を小さくすることができる。
【００１１】
上記構成において、前記第１出力ノードと前記第２出力ノードとの間にキャパシタを具備する構成とすることができる。この構成によれば、キャパシタに電荷を蓄積することにより負荷に一定電圧の電力を供給することができる。
【００１２】
上記構成において、前記昇圧電源部は、前記入力電源と前記第１出力ノードとの間に接続された第１インダクタと、前記インダクタの前記第１出力ノード側とグランドとの間に接続された第１スイッチと、を有し、前記反転電源部は、前記入力電源と前記第２出力ノードとの間に接続された第２スイッチと、前記第２スイッチの前記第２出力ノード側とグランドとの間に接続された第２インダクタと、を有する構成とすることができる。この構成によれば、第１スイッチおよび第２スイッチによりそれぞれ昇圧電源部および反転電源部を構成することができる。
【００１３】
上記構成において、前記昇圧電源部は、前記第１インダクタと前記第１出力ノードとの間に接続された第１同期整流スイッチを有する構成とすることができる。この構成によれば、第１同期整流スイッチのスイッチングの余裕度を確保することができる。
【００１４】
上記構成において、前記反転電源部は、前記第２スイッチと前記第２出力ノードとの間に接続された第２同期整流スイッチを有する構成とすることができる。この構成によれば、第２同期整流スイッチのスイッチングの余裕度を確保することができる。
【００１５】
上記構成において、前記第１スイッチと前記第２スイッチとは位相をずらしてオンオフさせるタイミング回路を具備する構成とすることができる。この構成によれば、キャパシタを小さくすることができる。また、電流に起因したノイズを低減することができる。
【００１６】
上記構成において、前記第１出力電圧と前記入力電圧との差と前記第２出力電圧の符号を反転した値とは等しい構成とすることができる。
【００１７】
上記構成において、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチはＦＥＴを含む構成とすることができる。この構成によれば、第１スイッチと第２スイッチとに印加される電圧が小さいため、第１スイッチと第２スイッチとのオン抵抗を小さくすることができる。
【００１８】
本発明は前述の電源装置の第１出力ノードと第２出力ノードとの間にモータを駆動するためのモータ駆動部を接続するモータ駆動装置である。また、本発明は、前記モータ駆動装置を用い、急操舵時に電動パワーステアリングを駆動させるモータへの供給電圧を向上させる電動パワーステアリング制御装置である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、電源装置を構成する素子の両端に印加される電圧を小さくすることが可能な電源装置、モータ電源装置および電動パワーステアリング制御装置を提供することとができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の実施例につき図面を参照に説明する。
【実施例１】
【００２１】
実施例１は、電源装置の例である。図３は実施例１に係る電源装置１００の回路図である。図３を参照に、電源装置１００は昇圧電源部１１、反転電源部１２、スイッチ制御回路１０およびキャパシタＣ０を有している。バッテリＰ０は入力ノードＮｉｎに接続され、入力ノードＮｉｎには入力電圧Ｖｉｎが印加されている。入力ノードＮｉｎと第１出力ノードＮｏｕｔ１との間に昇圧電源部１１が設けられている。昇圧電源部１１は入力電圧Ｖｉｎ（例えば１２Ｖ）を第２出力電圧Ｖｏｕｔ２（例えば２７Ｖ）に昇圧する。昇圧電源部１１は第１インダクタＬ１、主スイッチであるスイッチＳ１（第１スイッチ）および同期整流スイッチであるスイッチＳ２を有している。入力ノードＮｉｎと第１中間ノードＮ１との間に第１インダクタＬ１が接続され、第１中間ノードＮ１とグランドとの間にスイッチＳ１が接続され、第１中間ノードＮ１と第１出力ノードＮｏｕｔ１との間にスイッチＳ２が接続されている。
【００２２】
反転電源部１２は入力電圧Ｖｉｎ（例えば１２Ｖ）を第２出力電圧Ｖｏｕｔ２（例えば−１５Ｖ）に反転昇圧する。反転電源部１２は第２インダクタＬ２、主スイッチとしてスイッチＳ３（第２スイッチ）および同期整流スイッチとしてスイッチＳ４を有している。入力ノードＮｉｎと第２中間ノードＮ２との間にスイッチＳ３が接続され、第２中間ノードＮ２とグランドとの間に第２インダクタＬ２が接続され、第２中間ノードＮ２と第２出力ノードＮｏｕｔ２との間にスイッチＳ４接続されている。スイッチＳ１からＳ４はＭＯＳＦＥＴで構成され、スイッチＳ１からＳ４を構成するＭＯＳＦＥＴのゲートにはスイッチ制御回路１０より制御信号が入力している。第１出力ノードＮｏｕｔ１と第２出力ノードＮｏｕｔ２との間にはキャパシタＣ０が接続されている。さらに、第１出力ノードＮｏｕｔ１と第２出力ノードＮｏｕｔ２との間には電力を供給すべき負荷１４が接続されている。
【００２３】
図４を参照に、スイッチ制御回路１０の制御を説明する。昇圧電源部１１では、時間ｔ１において、スイッチ制御回路１０はスイッチＳ１をオンし、スイッチＳ２をオフする。第１中間ノードＮ１はほぼ０Ｖとなるため、入力ノードＮｉｎから第１インダクタＬ１、スイッチＳ１を通りグランドに電流が流れる。よって、第１インダクタＬ１を流れる第１インダクタ電流ＩＬ１は時間に対し、
（Ｖｉｎ）／Ｌ１＝１２Ｖ／Ｌ１
（Ｌ１は第１インダクタＬ１のインダクタンス）の傾きで一様に増加する。一方、スイッチＳ２はオフしているため、第１中間ノードＮ１と第１出力ノードＮｏｕｔ１との間には電流は流れない。この間、キャパシタＣ０に蓄積された電荷により第１出力電圧Ｖｏｕｔ１は、負荷１４に電流が流れない場合には例えば２７Ｖに保たれる。
【００２４】
時間ｔ２において、スイッチ制御回路１０は、スイッチＳ１をオフし、スイッチＳ２をオンする。第１中間ノードＮ１はほぼ第１出力ノードＮｏｕｔ１の電圧Ｖｏｕｔ１（例えば２７Ｖ）となる。よって、第１インダクタＬ１の第１インダクタ電流ＩＬ１は時間に対し、
（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ１）／Ｌ１＝−１５Ｖ／Ｌ１
の傾きで一様に減少する。このとき、第１インデクタＬ１を流れる電流の電荷がキャパシタＣ０に蓄積される。第１インダクタ電流が０近くとなった時間ｔ３において、スイッチ制御回路１０は、再びスイッチＳ１をオンし、スイッチＳ２をオフする。
【００２５】
反転電源部１２では、時間Ｔ１において、スイッチ制御回路１０はスイッチＳ３をオンし、スイッチＳ４をオフする。第２中間ノードＮ２はほぼＶｉｎ（例えば１２Ｖ）となり、第２中間ノードＮ２からグランドに電流が流れる。よって、第２インダクタＬ２を流れる第２インダクタ電流ＩＬ２は時間に対し、
（Ｖｉｎ）／Ｌ２＝１２Ｖ／Ｌ２
（Ｌ２は第２インダクタＬ２のインダクタンス）の傾きで一様に増加する。一方、スイッチＳ２はオフしているため、第２中間ノードＮ２と第２出力ノードＮｏｕｔ２との間には電流は流れない。この間、キャパシタＣ０に蓄積された電荷により第２出力電圧Ｖｏｕｔ２は、負荷１４に電流が流れない場合は例えば−１５Ｖに保たれる。
【００２６】
時間Ｔ２において、スイッチ制御回路１０は、スイッチＳ３をオフし、スイッチＳ４をオンする。第２中間ノードＮ２はほぼ第２出力ノードＮｏｕｔ２の電圧Ｖｏｕｔ２（例えば−１５Ｖ）となる。よって、第２インダクタＬ２の第２インダクタ電流ＩＬ２は時間に対し、
（Ｖｏｕｔ２）／Ｌ２＝−１５Ｖ／Ｌ２
の傾きで一様に減少する。このとき、第２インデクタＬ２を流れる電流の電荷がキャパシタＣ０から引き抜かれる。第２インダクタ電流が０近くとなった時間Ｔ３において、スイッチ制御回路１０は、再びスイッチＳ３をオンし、スイッチＳ４をオフする。
【００２７】
実施例１に係る電源装置１００は、負荷１４を接続する第１出力ノードＮｏｕｔ１を入力電圧より高い第１出力電圧に昇圧する昇圧電源部１１と、負荷１４を接続する第２出力ノードＮｏｕｔ２を入力電圧と逆電圧に反転昇圧し第２出力電圧を出力する反転電源部１２と、を有している。これにより、第１出力ノードＮｏｕｔ１には入力電圧Ｖｉｎより大きな正の第１出力電圧Ｖｏｕｔ１、第２出力ノード１Ｎｏｕｔ２には入力電圧Ｖｉｎと逆電圧である負の第２出力電圧Ｖｏｕｔ２が印加される。よって、入力電圧より大きな電圧を負荷１４に供給することができる。さらに、図１で示した従来例に比べ電源部を構成する各素子（実施例１ではスイッチＳ１〜Ｓ４、第１インダクタＬ１、第２インダクタＬ２）の両端に印加される電圧を小さくすることができる。例えば従来例では各素子の両端には最大４２Ｖの電圧が印加されるが、実施例１では最大２７Ｖである
【００２８】
また、電源装置１００は、第１出力ノード１Ｎｏｕｔ１と第２出力ノードＮｏｕｔ２との間にキャパシタＣ０を有している。これにより、キャパシタＣ０に電荷を蓄積することにより負荷１４に一定電圧の電力を供給することができる。
【００２９】
さらに、昇圧電源部１１は、バッテリＰ０（入力電源）と第１出力ノードＮｏｕｔ１との間に接続された第１インダクタＬ１と、第１中間ノードＮ１（第１インダクタＬ１の第１出力ノードＮｏｕｔ１側）とグランドとの間に接続されたスイッチＳ１（第１スイッチ）と、を有している。反転電源部１２は、バッテリＰ０（入力電源）と第２出力ノードＮｏｕｔ２との間に接続されたスイッチＳ３（第２スイッチ）と、第２中間ノードＮ２（スイッチＳ３の第２出力ノードＮｏｕｔ２側）とグランドとの間に接続された第２インダクタＬ２と、を有している。このように、スイッチＳ１およびＳ３を用い、昇圧電源部１１および反転電源部１２を構成することができる。
【００３０】
さらに、昇圧電源部１１は、第１インダクタＬ１と第１出力ノードＮｏｕｔ１との間に接続されたスイッチＳ２（第１同期整流スイッチ）を有している。また、反転電源部１２は、スイッチＳ３と第２出力ノードＮｏｕｔ２との間に接続されたスイッチＳ４（第２同期整流スイッチ）を有している。昇圧電源部１１および反転電源部１２は同期整流スイッチ（スイッチＳ２、スイッチＳ４）の代わりにダイオードを用い整流部を構成することもできる。しかしながら、同期整流スイッチを用いることにより、電力損失を削減することができる。従来例によれば、図２のように、出力電圧が入力電圧の２倍よりかなり高くなると、時間差（ｔ１２−ｔ１１）に対し（ｔ１３−ｔ１２）が小さくなる。このため、同期整流のためのスイッチングの余裕がなくなってしまう。例えば、時間ｔ１３において、同期整流スイッチ（スイッチＳ２０）がオフするタイミングが遅れると、出力ノードＮｏｕｔから中間ノードＮ１０を通りグランドに電流が逆流する。このため電力損失が生じる。
【００３１】
実施例１によれば、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１を入力電圧Ｖｉｎより大きな正の電圧、第２出力電圧Ｖｏｕｔ２を負の電圧とすることにより、時間差（ｔ３−ｔ２）および時間差（Ｔ３−Ｔ２）を長くすることができる。よって、同期整流のためのスイッチングの余裕を確保することができる。このように、同期整流スイッチを有する電源装置においては、昇圧電源部１１と反転電源部１２とを有することにより、同期整流のためのスイッチングの余裕を確保することができる。
【００３２】
さらに、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１（例えば２７Ｖ）と入力電圧Ｖｉｎ（例えば１２Ｖ）との差（Ｖｏｕｔ１−Ｖｉｎ、例えば１５Ｖ）と、０と第２出力電圧Ｖｏｕｔ２（例えば−１５Ｖ）との差（−Ｖｏｕｔ２、例えば１５Ｖ）、つまりＶｏｕｔ２の符号を反転した値と、は等しいことが好ましい。これにより、時間差（ｔ３−ｔ２）と時間差（Ｔ３−Ｔ２）をほぼ同程度とすることができる。
【００３３】
さらに、スイッチ制御回路１０は、スイッチＳ１（第１スイッチ）とスイッチＳ３（第２スイッチ）とは位相をずらしてオンオフさせる。これにより、第１インダクタ電流ＩＬ１と第２インダクタ電流ＩＬ２との合計の電流を平均化させることができる。よって、キャパシタＣ０を小さくすることができる。また、電流に起因したノイズを低減することができる。よりこれらの効果を発揮するためには、スイッチＳ１（第１スイッチ）とスイッチＳ３（第２スイッチ）との逆位相であることが好ましい。
【００３４】
さらに、スイッチＳ１からＳ４はＦＥＴを含んでいる。ソース・ドレイン耐圧の大きいＦＥＴはオン抵抗が大きくなる。よって、電力損失が大きくなる。実施例１によれば、ＦＥＴのソース・ドレイン間に印加される電圧を、従来例の４２Ｖから２７Ｖに低減できる。このため、よりオン抵抗の小さなＦＥＴを用いることができる。よって、電力損失を低減することができる。
【００３５】
さらに、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１（２７Ｖ）と、入力電圧Ｖｉｎ（１２Ｖ）と第２出力電圧Ｖｏｕｔ２（−１５Ｖ）との差（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ２、２７Ｖ）と、は同程度であることが好ましい。これにより、スイッチＳ１からＳ４に印加される電圧がほぼ同程度のため、同程度にオン抵抗の小さなＦＥＴを選択することができる。
【実施例２】
【００３６】
実施例２はモータ駆動装置に実施例１に係る電源装置１００を使用した例であり、３相ブラシレスモータを駆動するためのモータ駆動装置の例である。図５を参照に、モータ電源装置２００は実施例１に係る電源装置１００とモータ駆動部２１０とを有している。モータ駆動部２１０は３相インバータ２０、インバータ制御回路３０、リレー３２、３４、差動増幅回路３６を有している。例えば１２Ｖを供給するバッテリＰ０（入力電源）は電源装置１００の入力ノードＮｉｎに接続される。電源装置１００の第１出力ノードＮｏｕｔ１と第２出力ノードＮｏｕｔ２との間に例えば４２Ｖが出力される。
【００３７】
第１出力ノードＮｏｕｔ１および第２出力ノードＮｏｕｔ２はインバータ２０に接続される。インバータ２０はスイッチ２１から２６により構成されている。電源装置１００から出力された直流電力は、スイッチ２１から２６を用い３相交流電力に変換される。インバータ２０の出力は、リレー３２および３４を介し３相ブラシレスモータＭ０に供給される。リレー３２および３４はインバータ制御回路３０または外部からの指示によりインバータ２０からの出力を遮断する機能を有している。インバータ２０の３相それぞれの線電流は抵抗２７から２９および差動増幅回路３６を用い電圧としてモニターされ、インバータ制御回路３０または外部に提供される。さらに、３相それぞれの出力電圧もインバータ制御回路３０または外部に提供される。インバータ制御回路３０は３相それぞれの線電流、電圧に基づきスイッチ２１から２６に制御信号を出力する。これにより、スイッチ２１から２６がオンオフし、直流電力を所望の３相交流電力に変換する。
【００３８】
実施例２によれば、モータ駆動装置２００に、実施例１に係る電源装置１００を用いることができる。実施例１の電源装置１００は、ブラシ付きモータ等の他のモータのモータ駆動装置に用いることもできる。
【実施例３】
【００３９】
実施例３は、電動パワーステアリングの制御装置であるＥＰＳ（電動パワーステアリング）−ＥＣＵ（車両制御装置）に実施例２に係るモータ駆動装置を用いた例である。図６は、実施例３に係るＥＰＳ−ＥＣＵ３００のブロック図、図７は実施例３に係るＥＰＳ−ＥＣＵ３００を搭載した車両の透視図である。図６を参照に、ＥＰＳ−ＥＣＵ３００は、実施例２に係るモータ駆動装置２００、ＣＰＵ５０、ＥＰＳ−ＩＣ６０を有している。
【００４０】
モータ駆動装置２００は電源装置１００、インバータ２０およびインバータ制御回路３０を有している。バッテリＰ０の直流電圧はインダクタＬおよびキャパシタＣにより電源装置１００のノイズが外部に出力されないようにモータ駆動装置２００の電源装置１００に供給される。モータ駆動装置２００のインバータ２０の出力である３相交流電力は３相ブラシレスモータＭ０に供給される。モータ駆動装置２００の詳細は実施例２と同じであり説明を省略する。ＥＰＳ−ＩＣ６０は、電源部６２、ＣＡＮ（Controller Area Network）通信部６４、トルクセンサ部６６、モータロータ角度センサ部６８およびＥＥＰＲＯＭ７０を有している。電源部６２はバッテリＰ０の電圧をＥＰＳ−ＩＣ６０の各部、ＣＰＵ５０が使用する電圧に降圧し、各部およびＣＰＵ５０に供給する。ＣＡＮ通信部６４は車両内のＣＡＮ７４と接続され車両内の各部との通信を行う。トルクセンサ部６６はトルクセンサ７６により検出されたコラム軸捩れのトルク情報が入力する。モータロータ角度センサ部６８はモータロータ角度センサ７８により検出されたモータＭ０の角度情報を入力する。ＥＥＰＲＯＭ７０は不揮発性メモリであり、電源がオフされても保持すべきプログラムやデータを格納する。ＣＰＵ５０は、ＥＰＳ−ＩＣ６０に各情報、モータ駆動装置２００の各情報に基づき、電源装置１００やインバータ制御回路３０に指示を出力する。
【００４１】
図７を参照に、車両４００のハンドル８０を操作すると、コラム軸８４が回転する。ＥＰＳ−ＥＣＵ３００は、コラム軸８４の捩れトルク情報により、モータＭ０を駆動しコラム軸８４の回転がモータＭ０によりアシストされる。その結果、ラック軸８６が駆動し、その結果、ラック軸力により車両４００の操舵を行うことができる。
【００４２】
ＥＰＳ−ＥＣＵ３００は、ハンドル８０が急操舵された場合、モータＭ０の駆動力を増強するため、電源装置１００によりバッテリＰ０電圧を昇圧しモータＭ０を駆動する。これにより、急操舵操作に対応することができる。このように、モータ駆動装置２００を用い、急操舵時に電動パワーステアリングを駆動させるモータＭ０への供給電圧を向上させることができる。
【００４３】
本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】図１は従来の電源装置の回路図である。
【図２】図２は従来の電源装置のタイミングチャートである。
【図３】図３は実施例１に係る電源装置の回路図である。
【図４】図４は実施例１に係る電源装置のタイミングチャートである。
【図５】図５は実施例２に係るモータ駆動装置のブロック図である。
【図６】図６は実施例３に係るＥＰＳ−ＥＣＵのブロック図である。
【図７】図７は実施例３に係るＥＰＳ−ＥＣＵを用いた車両の透視図である。
【符号の説明】
【００４５】
１０                スイッチ制御回路
１１                昇圧電源部
１２                反転電源部
１４                負荷
１８                第１電源部
１９                第２電源部
２０                インバータ
３０                インバータ制御回路
５０                ＣＰＵ
６０                ＥＰＳ−ＩＣ
１００、１１０      電源装置
２００              モータ駆動装置
３００              ＥＰＳ−ＥＣＵ
Ｌ１、Ｌ１０        第１インダクタ
Ｌ２、Ｌ２０        第２インダクタ
Ｓ１、Ｓ３、Ｓ１０、Ｓ３０  スイッチ（主スイッチ）
Ｓ２、Ｓ４、Ｓ２０、Ｓ４０  スイッチ（同期整流スイッチ）
Ｎｉｎ              入力ノード
Ｎ１、Ｎ１０        第１中間ノード
Ｎ２、Ｎ２０        第２中間ノード
Ｎｏｕｔ０          出力ノード
Ｎｏｕｔ１          第１出力ノード
Ｎｏｕｔ２          第２出力ノード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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