(57)【要約】【課題】複数の高周波電力変換器を並列運転させる交流電源装置において、各電源系統で分担する電流値の差を小さくし、均等な電流分担を実現可能な交流電源装置を提供する。【解決手段】交流電源装置１は、整流器１０１−１，２、平滑用コンデンサ１０２−１，２、高周波電力変換器１０３−１，２、直列共振回路２−１，２とコイル３−１，２とを有する直列共振回路４−１，２、及び絶縁トランス１０７−１，２を備える。直列共振回路２−１，２は、２つの電源系統において、コンデンサ４−１，２を共用して構成される。これにより、コイル３−１，２のインダクタンスの僅差、コンデンサ４−１，２のキャパシタンスの僅差がある場合であっても、これらは第１の電源系統の電流値及び第２の電源系統の電流値の両方に影響を与えるから、その影響により電源系統の電流差は互いに打ち消される。したがって、これらは共用したコンデンサ４−１，２により吸収され、それぞれの電源系統の電流差への影響を抑えることができる。【選択図】図１
2008079487.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力を生成する複数の高周波電力変換器、及び、該高周波電力変換器の出力側にそれぞれ接続された直列共振回路を備え、前記高周波電力変換器により生成された交流電力を、直列共振回路を介して負荷装置へ供給する交流電源装置において、
前記複数の高周波電力変換器の出力側にそれぞれ接続された直列共振回路は、コイル及びコンデンサを備え、
前記コンデンサが、他の直列共振回路との間で共用されていることを特徴とする交流電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の交流電源装置において、
前記コンデンサが、全ての直列共振回路で共用される１個で構成されていることを特徴とする交流電源装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の交流電源装置において、
前記負荷装置をスパッタリング装置とし、
前記高周波電力変換器により生成された交流電力を、前記コンデンサを共用する直列共振回路を介して、前記スパッタリング装置の電極へ供給することを特徴とする交流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の高周波電力変換器（インバータ）を並列に接続して運転する交流電源装置に関し、特に、スパッタ等のプロセスを用いて半導体や液晶基板等を製造するスパッタリング装置や誘導加熱装置等の分野において、それぞれのインバータからの出力電流のバラツキを抑える交流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、スパッタリング装置は、電源装置が高電圧の直流電源または交流電源を装置内の電極へ印加することにより、プラズマ放電を発生させ、スパッタリングプロセスを実現するものである。
【０００３】
図６は、スパッタリング装置の電極へ交流電源を印加する交流電源装置の構成を示すブロック図である。この従来の交流電源装置１００は、並列に接続された２つの電源系統から構成され、第１の電源系統が、整流器１０１−１、平滑用コンデンサ１０２−１、高周波電力変換器１０３−１、直列共振回路１０４−１、及び絶縁トランス１０７−１を備え、第２の電源系統が、整流器１０１−２、平滑用コンデンサ１０２−２、高周波電力変換器１０３−２、直列共振回路１０４−２、及び絶縁トランス１０７−２を備えている。すなわち、交流電源装置１００は、２つの電源系統を並列運転させ、２つの交流電力を合成することにより、その合成した交流電力をスパッタリング装置２００のカソード電極２０１−１，２へ印加する。
【０００４】
整流器１０１−１は、整流素子、例えばダイオードを用いた３相全波整流回路から成り、商用交流電源（図示せず）から３相交流電力を入力し、３相交流電力を整流し、得られる直流電力を平滑用コンデンサ１０２−１に出力する。整流器１０１−１は、出力正極端子が平滑用コンデンサ１０２−１の一端に接続され、出力負極端子が平滑用コンデンサ１０２−１の他端に接続される。
【０００５】
平滑用コンデンサ１０２−１は、整流器１０１−１から直流電力を入力し、直流電圧を平滑にし、得られる直流電力を高周波電力変換器１０３−１に出力する。平滑用コンデンサ１０２−１は、一端が高周波電力変換器１０３−１の入力正極端子に接続され、他端が高周波電力変換器１０３−１の入力負極端子に接続される。
【０００６】
高周波電力変換器１０３−１は、電圧型のインバータ回路から成り、相対向する２対の半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（Ｑ１及びＱ４スイッチ）及びＩＧＢＴ（Ｑ２及びＱ３スイッチ）の対（以下、スイッチング素子という。）が、スイッチング素子のゲートに入力される制御信号（図示せず）により、コレクターエミッタ間の導通／遮断を制御する。すなわち、高周波電力変換器１０３−１は、スイッチング素子が、交互にオン／オフ動作を繰り返し、平滑用コンデンサ１０２−１により平滑された波形の電圧を有する直流電力を、略矩形波交流波形の電圧を有する交流電力に変換する回路である。高周波電力変換器１０３−１は、平滑用コンデンサ１０２から直流電力を入力し、内在するスイッチング素子のゲートを制御信号（図示せず）によりオン／オフ動作させ、直流電力を交流電力に変換し、その交流電力を直列共振回路１０４−１を介して絶縁トランス１０７−１に出力する。
【０００７】
直列共振回路１０４−１は、コイル１０５−１及びコンデンサ１０６−１を備えている。高周波電力変換器１０３−１内の接続点Ｐ１０１−１と接続点Ｐ１０２−１との間には、コイル１０５−１、コンデンサ１０６−１及び絶縁トランス１０７−１の１次巻線が直列に接続され、これらコイル１０５−１及びコンデンサ１０６−１が直列共振回路を構成する。
【０００８】
絶縁トランス１０７−１は、相互に電磁結合された１次巻線及び２次巻線からなる変圧器であり、高周波電力変換器１０３−１から出力された高周波の交流電力に対する安全性及び環境等を配慮するために設置されている。絶縁トランス１０７−１は、１次巻線に交流電圧を入力し、１次巻線と２次巻線との巻数比に比例した交流電圧を２次巻線に発生させる。絶縁トランス１０７−１の１次巻線は、巻き始めが直列共振回路１０４−１のコンデンサ１０６−１に接続され、巻き終りが高周波電力変換器１０３−１のスイッチング素子Ｑ２のエミッタ及びＱ４のコレクタに接続される。絶縁トランス１０７−１の２次巻線は、スパッタリング装置２００のカソード電極２０１−１，２に接続される。すなわち、絶縁トランス１０７−１は、交流電力を入力し、この交流電力と電気的に絶縁させた交流電力に変換して出力する。このように、絶縁トランス１０７−１は、入力の商用電源と出力の交流電力とを絶縁する。
【０００９】
第２の電源系統も第１の電源系統と同様の機能を有する。つまり、第２の電源系統の整流器１０１−２、平滑用コンデンサ１０２−２、高周波電力変換器１０３−２、コイル１０５−２及びコンデンサ１０６−２を備えた直列共振回路１０４−２、及び絶縁トランス１０７−２は、第１の電源系統の整流器１０１−１、平滑用コンデンサ１０２−１、高周波電力変換器１０３−１、コイル１０５−１及びコンデンサ１０６−１を備えた直列共振回路１０４−１、及び絶縁トランス１０７−１とそれぞれ同等の機能を有する。
【００１０】
絶縁トランス１０７−１により出力された交流電力と絶縁トランス１０７−２により出力された交流電力とが合成され、合成された交流電力は、スパッタリング装置２００のカソード電極２０１−１，２に供給される。
【００１１】
一般に、交流電源装置の周波数仕様が２０〜１００ｋＨｚの場合、インバータが１対（２個）のスイッチング素子（Ｑ１及びＱ３、またはＱ２及びＱ４）により構成されるときは、その容量として２０〜２５ｋＷが限界である。このときは、スパッタリング装置に対して２０〜２５ｋＷの交流電力しか供給することができないことになる。これに対し、５０ｋＷ、１００ｋＷのような大容量の電力を供給する場合には、インバータを構成する１対のスイッチング素子を複数設けて並列に接続するか、または、図６に示した高周波電力変換器１０３−１，２のように、２対（４個）のスイッチング素子から成るインバータ自体を並列に接続する必要がある。
【００１２】
この場合、１対のスイッチング素子を複数設けて並列に接続して構成したときは、素子におけるオン電圧のバラツキ、配線インピーダンスの違い及び配置の影響を受け、スイッチング素子における電流分担のバランスがとり難くなる。一方、図６に示したように、２対のスイッチング素子から成るインバータ自体を並列に接続して構成したときは、５０ｋＷや１００ｋＷ等自由に容量を組み上げることができる。したがって、一般には、図６に示したような後者の構成が用いられる。この場合、図６に示したように、高周波電力変換器１０３−１，２に対して直列共振回路１０４−１，２が、それぞれ並列接続される。
【００１３】
ここで、直列共振回路１０４−１，２は、高周波電力変換器１０３−１，２が共振周波数に近い周波数の交流電圧を出力することにより、当該回路が共振し、無効電力をコイル１０５−１，２とコンデンサ１０６−１，２との間で循環させる。これにより、高周波電力変換器１０３−１，２は、絶縁トランス１０７−１，２を介してスパッタリング装置２００へ出力して消費される有効電力分のみを供給すれば良く、高周波電力変換器１０３−１，２出力の高力率化を実現することができる。つまり、直列共振回路１０４−１，２により、スパッタリング装置２００へ交流電力を出力する交流電源装置１００において、商用交流電源から入力した３相交流電力を、スパッタリング装置２００へ出力する交流電力に変換する際の効率化を実現することができる。
【００１４】
また、実際上、図６において、交流電源装置１００は、整流器１０１−１，２と平滑用コンデンサ１０２−１，２との間にＤＣ−ＤＣ電力変換器（図示せず）例えば、一般的に知られているチョッパ装置をそれぞれ備える。チョッパ装置は、高周波電力変換器１０３−１，２の入力側の直流電圧を調整するものである。これにより、交流電源装置１００は、商用交流電源（図示せず）から３相交流電力を入力し、３相交流電力を整流し、得られる直流電力をチョッパ装置及び高周波電力変換器１０３−１，２によって、負荷であるスパッタリング装置２００の所望電力に応じた交流電力をＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によりスパッタリング装置２００へ供給することができる。
【００１５】
さらに、高周波電力変換器１０３−１，２は、いずれも同一の制御信号で直流電圧を交流電圧に変換するインバータを備える。これにより、交流電源装置１００は、各高周波電力変換器１０３−１，２におけるスイッチング素子のゲートをオンオフするためのオンオフ信号を同一にすることができ、各高周波電力変換器１０３−１，２による出力電圧をそれぞれ同期した形で生成することができる。
【００１６】
このような直列共振回路を用いたインバータの例として、特許文献１に記載のものがある。特許文献１の交流電源装置は、並列に接続されたインバータと直列共振回路との間にフェライトコアを介挿することにより、Ｕ，Ｖ相の分担電流を等しくするものである。
【００１７】
【特許文献１】特開２００１−２５１８６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
前述のように、図６に示した従来の交流電源装置１００において、高周波電力変換器１０３−１，２にそれぞれ接続された直列共振回路１０４−１，２により、スパッタリング装置２００へ交流電力を出力する際の電力変換における効率化を実現することができる。
【００１９】
しかしながら、従来の交流電源装置１００では、高周波電力変換器１０３−１，２を構成するスイッチング素子のオン電圧値の違い、及び直列共振回路１０４−１，２のインピーダンスのバラツキが原因となって、第１の電源系統における電流値（高周波電力変換器１０３−１内の接続点Ｐ１０１−１から直列共振回路１０４−１、絶縁トランス１０７−１の１次巻線を経て接続点Ｐ１０２−１までの経路に流れる電流値）と第２の電源系統における電流値（高周波電力変換器１０３−２内の接続点Ｐ１０１−２から直列共振回路１０４−２、絶縁トランス１０７−２の１次巻線を経て接続点Ｐ１０２−２までの経路に流れる電流値）との間に差が生じてしまう。すなわち、電源系統間の電流分担に影響を与えてしまう。この場合、高周波電力変換器１０３−１，２のスイッチング素子、直列共振回路１０４−１，２のコイル１０５−１，２及びコンデンサ１０６−１，２の容量を超えて電流が流れると、これらの素子等が発熱し、破損する可能性がある。
【００２０】
また、従来の交流電源装置１００では、高周波電力変換器１０３−１，２の出力周波数に応じて直列共振回路１０４−１，２の定数（コイル１０５−１，２のインダクタンスの値及びコンデンサ１０６−１，２のキャパシタンスの値）を変更する必要がある。これは、直列共振回路１０４−１，２は、インピーダンスの変化の影響を少なくするために、共振の鋭さを示すＱ値が小さくなるように設定されており、このＱ値を変えないようにするためである。このため、周波数に応じてコイル及びコンデンサを切り替えて使用する必要があることから、周波数の種類に応じた数の部品を予め備えておく必要があり、スペース及びコストの面で不利になる。
【００２１】
そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、複数の高周波電力変換器を並列運転させる交流電源装置において、各電源系統で分担する電流値の差を小さくし、均等な電流分担を実現可能な交流電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記目的を達成するために、本発明による交流電源装置は、交流電力を生成する複数の高周波電力変換器、及び、該高周波電力変換器の出力側にそれぞれ接続された直列共振回路を備え、前記高周波電力変換器により生成された交流電力を、直列共振回路を介して負荷装置へ供給する交流電源装置において、前記複数の高周波電力変換器の出力側にそれぞれ接続された直列共振回路は、コイル及びコンデンサを備え、前記コンデンサが、他の直列共振回路との間で共用されていることを特徴とする。
【００２３】
また、本発明による交流電源装置は、前記コンデンサが、全ての直列共振回路で共用される１個で構成されていることを特徴とする。
【００２４】
また、本発明による交流電源装置は、前記負荷装置をスパッタリング装置とし、前記高周波電力変換器により生成された交流電力を、前記コンデンサを共用する直列共振回路を介して、前記スパッタリング装置の電極へ供給することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
以上説明したように、本発明によれば、それぞれの高周波電力変換器からの出力電流のバラツキを抑えることができ、均等な電流分担を実現することができる。これにより、設計により予め設定された許容量を超える電流が流れることがないから、素子や部品等の発熱を抑えると共にそれらの破損を防ぐことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
〔構成〕
図１は、本発明の実施の形態による交流電源装置１の構成を説明するブロック図である。この交流電源装置１は、並列に接続された２つの電源系統から構成され、第１の電源系統が、整流器１０１−１、平滑用コンデンサ１０２−１、高周波電力変換器１０３−１、直列共振回路２−１、及び絶縁トランス１０７−１を備え、第２の電源系統が、整流器１０１−２、平滑用コンデンサ１０２−２、高周波電力変換器１０３−２、直列共振回路２−２、及び絶縁トランス１０７−２を備えている。すなわち、交流電源装置１は、２つの電源系統を並列運転させ、２つの交流電力を合成することにより、その合成した交流電力をスパッタリング装置２００のカソード電極２０１−１，２へ印加する。
【００２７】
図６に示した従来の交流電源装置１００と図１に示す交流電源装置１とを比較すると、整流器１０１−１，２、平滑用コンデンサ１０２−１，２、高周波電力変換器１０３−１，２、及び絶縁トランス１０７−１，２は同一である。これに対し、従来の交流電源装置１００では、直列共振回路１０４−１，２が電源系統に並列にかつ独立して設けられており、交流電源装置１では、直列共振回路２−１に備えたコンデンサ４−１と直列共振回路２−２に備えたコンデンサ４−２とが２つの電源系統において共用されている点、直列共振回路２−１，２が独立して設けられていない点で相違する。
【００２８】
整流器１０１−１，２、平滑用コンデンサ１０２−１，２、高周波電力変換器１０３−１，２、及び絶縁トランス１０７−１，２は、図６に示した交流電源装置１００の構成と同一であるので、ここでは説明を省略する。
【００２９】
直列共振回路２−１は、コイル３−１及びコンデンサ４−１，２を備えている。高周波電力変換器１０３−１内の接続点１−１と接続点２−１との間には、コイル３−１、並列に接続されたコンデンサ４−１，２、及び絶縁トランス１０７−１の１次巻線が直列に接続され、これらコイル３−１及び並列に接続されたコンデンサ４−１，２が実質的な直列共振回路を構成する。
【００３０】
また、直列共振回路２−２は、コイル３−２及びコンデンサ４−１，２を備えている。高周波電力変換器１０３−２内の接続点Ｐ１−２と接続点Ｐ２−２との間には、コイル３−２、並列に接続されたコンデンサ４−１，２、及び絶縁トランス１０７−２の１次巻線が直列に接続され、これらコイル３−２及び並列に接続されたコンデンサ４−１，２が実質的な直列共振回路を構成する。
【００３１】
このように、図１に示した交流電源装置１によれば、直列共振回路２−１，２が、２つの電源系統において、コンデンサ４−１，２を共用してそれぞれ構成するようにした。例えば、図６に示した従来の交流電源装置１００において、コンデンサ１０６−１，２のキャパシタンスに僅差がある場合は、コンデンサ１０６−１が第１の電源系統の電流値に直接影響を与え、コンデンサ１０６−２が第２の電源系統の電流値に直接影響を与えるから、そのキャパシタンスの僅差がそれぞれの電源系統の電流差に直接影響を与えることになる。
【００３２】
これに対し、図１に示した交流電源装置１では、コンデンサ４−１，２を共用しているから、コンデンサ４−１が第１の電源系統の電流値及び第２の電源系統の電流値に影響を与え、コンデンサ４−２が同様に第１の電源系統の電流値及び第２の電源系統の電流値に影響を与える。つまり、そのキャパタンスの僅差により生じるそれぞれの電源系統の電流差は、お互いに打ち消される。したがって、キャパシタンスの僅差による影響は、共用したコンデンサ４−１，２により吸収され、それぞれの電源系統の電流差への影響を抑えることができる。
【００３３】
また、例えば、図６に示した従来の交流電源装置１００において、コイル１０５−１，２のインダクタンスに僅差がある場合は、コイル１０５−１が第１の電源系統の電流値に直接影響を与え、コイル１０５−２が第２の電源系統の電流値に直接影響を与えるから、そのインダクタンスの僅差がそれぞれの電源系統の電流差に直接影響を与えることになる。
【００３４】
これに対し、図１に示した交流電源装置１では、コンデンサ４−１，２を共用しているから、コイル３−１が第１の電源系統の電流値及び第２の電源系統の電流値に影響を与え、コイル３−２が同様に第１の電源系統の電流値及び第２の電源系統の電流値に影響を与える。つまり、コイル３−１の絶縁トランス１０７−１側における電流及びコイル３−２の絶縁トランス１０７−２側における電流が、２つのコンデンサ４−１，２にそれぞれ分配されるから、電源系統の電流差はお互いに打ち消される。したがって、インダクタンスの僅差による影響は、共用したコンデンサ４−１，２により吸収され、それぞれの電源系統の電流差への影響を抑えることができる。
【００３５】
図５は、図１に示した直列共振回路２−１，２の等価回路を示す図であり、コイル３−１，２のインダクタンスに僅差（α）がある場合を示している。この等価回路によれば、直列共振回路２−１は、コイル３−１（インダクタンスはＬ０）とコンデンサ４−１，２（キャパシタンス２Ｃ０：コンデンサ４−１，２のキャパシタンスをそれぞれＣ０とした場合の合成容量）とが直列に接続されて構成されており、直列共振回路２−２は、コイル３−２（インダクタンスはＬ０＋α）とコンデンサ４−１，２（２Ｃ０：コンデンサ４−１，２のキャパシタンスをそれぞれＣ０とした場合の合成容量）とが直列に接続されて構成されていることになる。
【００３６】
この等価回路から、以下の（１）〜（５）式を導き出すことができる。
図５のループ（Ａ）の式を以下に示す。
【数１】
2008079487.tif 000003
また、ループ（Ｂ）の式を以下に示す。
【数２】
2008079487.tif 000004
【００３７】
（１）式及び（２）式から、以下の式を導くことができる
【数３】
2008079487.tif 000005
【数４】
2008079487.tif 000006
【００３８】
したがって、（ｉ１＋ｉ２）／２を平均とすると、
【数５】
2008079487.tif 000007
【００３９】
つまり、この等価回路にキルヒホッフの法則を適用した論理式によれば、電源系統の電流差を示すバラツキは、以下のようになる。
１＋α／２Ｌ０
ここで、ｉ１はコイル３−１を流れる電流値、ｉ２はコイル３−２を流れる電流値、αはＬ０の１０％程度とする。この場合、後述する図２Ａに示すように、コイル３−１のＬ０＝９μＨ、コイル３−１のＬ０＋α＝１０μＨ（この場合αはＬ０の１０％、α＝１μＨ）とすると、前述のバラツキの式は１．０５となり、電流ｉ１，ｉ２のバラツキは５％となる。
【００４０】
〔シュミレーション結果〕
次に、図１に示した本発明の実施の形態による交流電源装置１及び図６に示した従来の交流電源装置１００によるシュミレーション結果について説明する。まず、従来の交流電源装置１００によるシュミレーション結果について説明する。図３Ａ及び図３Ｂは、従来の交流電源装置１００において、直列共振回路１０４−１，２のコイル１０５−１，２のインダクタンスに僅差がある場合のシュミレーションの条件及び結果を示す図である。図３Ａにおいて、直列共振回路１０４−１は、コイル１０５−１のインダクタンスが９μＨ、コンデンサ１０６−１のキャパシタンスが２．４μＦであり、直列共振回路１０４−２は、コイル１０５−２のインダクタンスが１０μＨ、コンデンサ１０６−２のキャパシタンスが２．４μＦである。
【００４１】
図３Ｂにおいて、（ａ）は電源系統１，２の合成電流（Ｌ１に流れる電流）の波形であり、（ｂ）は電源系統１の電流（コイル１０５−１に流れる電流）の波形であり、（ｃ）は電源系統２の電流（コイル１０５−２に流れる電流）の波形である。図３Ｂから、コイル１０５−１，２のインダクタンスに僅差がある場合は、電源系統１の電流値と電源系統２の電流値と間の電流分担に影響を与えていることがわかる。すなわち、電源系統１の電流値の方が電源系統２の電流値よりも大きくなっており、バラツキがあることがわかる。具体的には、電源系統１，２の電流の最大値はそれぞれ１５３Ａ，８７Ａであり、その平均電流値は１２０Ａである。この場合の電流値のバラツキは、±２７％となる。
【００４２】
図４Ａ及び図４Ｂは、従来の交流電源装置１００において、直列共振回路１０４−１，２のコンデンサ１０６−１，２のキャパシタンスに僅差がある場合のシュミレーションの条件及び結果を示す図である。図４Ａにおいて、直列共振回路１０４−１は、コイル１０５−１のインダクタンスが９μＨ、コンデンサ１０６−１のキャパシタンスが２．４μＦであり、直列共振回路１０４−２は、コイル１０５−２のインダクタンスが９μＨ、コンデンサ１０６−２のキャパシタンスが２．６４μＦである。
【００４３】
図４Ｂにおいて、（ａ）は電源系統１，２の合成電流（Ｌ１に流れる電流）の波形であり、（ｂ）は電源系統１の電流（コイル１０５−１に流れる電流）の波形であり、（ｃ）は電源系統２の電流（コイル１０５−２に流れる電流）の波形である。図４Ｂから、コンデンサ１０６−１，２のキャパシタンスに僅差がある場合は、電源系統１の電流値と電源系統２の電流値と間の電流分担に影響を与えていることがわかる。すなわち、電源系統１の電流値の方が電源系統２の電流値よりも大きくなっており、バラツキがあることがわかる。具体的には、電源系統１，２の電流の最大値はそれぞれ１４５Ａ，９５Ａであり、その平均電流値は１２０Ａである。この場合の電流値のバラツキは、±２１％となる。
【００４４】
図２Ａ及び図２Ｂは、本発明の実施の形態による交流電源装置１（コンデンサ４−１，２を共用した交流電源装置１）において、直列共振回路２−１，２のコイル３−１，２のインダクタンスに僅差がある場合のシュミレーションの条件及び結果を示す図である。図２Ａにおいて、直列共振回路２−１は、コイル３−１のインダクタンスが９μＨ、コンデンサ４−１のキャパシタンスが２．４μＦであり、直列共振回路２−２は、コイル３−２のインダクタンスが１０μＨ、コンデンサ４−２のキャパシタンスが２．４μＦである。これは、図３Ａに示した従来の交流電源装置１００によるシュミレーションの条件における値と同一である。
【００４５】
図２Ｂにおいて、（ａ）は電源系統１，２の合成電流（Ｌ１に流れる電流）の波形であり、（ｂ）は電源系統１の電流（コイル３−１に流れる電流）の波形であり、（ｃ）は電源系統２の電流（コイル３−２に流れる電流）の波形である。図２Ｂから、コンデンサ４−１，２を共用した場合は、コイル３−１，２のインダクタンスに僅差があったとしても、電源系統１の電流値と電源系統２の電流値と間の電流値のバラツキが、図３Ｂ，４Ｂに示した従来の場合に比べて少なくなっていることがわかる。すなわち、電源系統１の電流値の方が電源系統２の電流値よりも大きいが、その差は図３Ｂ，４Ｂに示した従来の場合よりも小さくなっていることがわかる。具体的には、電源系統１，２の電流の最大値はそれぞれ１２７Ａ，１１３Ａであり、その平均電流値は１２０Ａである。この場合の電流値のバラツキは、±６％となる。これは、図５に示した等価回路において計算したバラツキと同じ値となり、同等の結果となっていることがわかる。
【００４６】
以上のように、本発明の実施の形態による交流電源装置１によれば、直列共振回路２−１，２が、２つの電源系統において、コンデンサ４−１，２を共用してそれぞれ構成するようにした。これにより、高周波電力変換器１０３−１，２を構成するスイッチング素子のオン電圧値の違い、または直列共振回路１０４−１，２のインピーダンスのバラツキ（コイル３−１，２のインダクタンスの僅差、コンデンサ４−１，２のキャパシタンスの僅差）がある場合であっても、これらは、第１の電源系統の電流値及び第２の電源系統の電流値の両方に影響を与えるから、その影響により電源系統の電流差は互いに打ち消される。したがって、スイッチング素子のオン電圧値の違いや直列共振回路１０４−１，２のインピーダンスのバラツキは、共用したコンデンサ４−１，２により吸収され、それぞれの電源系統の電流差への影響を抑えることができる。つまり、各電源系統で分担する電流値の差を小さくし、均等な電流分担を実現することが可能となる。そして、設計により予め設定された許容量を超える電流が流れることがないから、素子や部品等の発熱を抑えると共に破損を防ぐことが可能となる。
【００４７】
また、交流電源装置１によれば、直列共振回路２−１，２はコンデンサ４−１，２を共用して構成されるから、２個のコンデンサ４−１，２を１個のコンデンサに代用することができる。具体的には、図１において、交流電源装置１は、並列接続された２個のコンデンサ４−１，２の代わりに１個のコンデンサを備え、直列共振回路２−１のコイル３−１の一端がその１個のコンデンサの一端に接続される。また、直列共振回路２−１のコイル３−２の一端がその１個のコンデンサの一端に同様に接続される。ここで、２個の出力周波数（共振周波数）の種類に応じてコンデンサを設ける場合には、例えば、従来の交流電源装置１００では、４種類の出力周波数（共振周波数）に応じて１μＦ，２μＦ，３μＦ及び４μＦのように、２つの電源系統にて合計８個のコンデンサが必要となる。これに対し、交流電源装置１では、２μＦ，４μＦ，６μＦ及び８μＦのように、２つの電源系統にて４個のコンデンサが必要となる。したがって、コンデンサの数が少なくて済むから、スペース及びコストの面で有利になる。
【００４８】
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、上記実施の形態では、２つの電源系統を有する場合について説明したが、必ずしも２つに限定されるのではなく、２以上の電源系統にも適用することができる。この場合、全ての直列共振回路のコンデンサを共用するように構成することになる。
【００４９】
また、上記実施の形態では、交流電源装置１が交流電力をスパッタリング装置２００に供給する例を示したが、スパッタリング装置２００に限定されるものではなく、例えば、誘導加熱装置にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施の形態による交流電源装置の構成を示すブロック図である。
【図２Ａ】図１の交流電源装置を用いた場合のシュミレーション条件を説明する図である。
【図２Ｂ】図２Ａのシュミレーション結果を示す図である。
【図３Ａ】従来の交流電源装置を用いた場合のシュミレーション条件（コイルのインダクタンスに僅差がある場合）を説明する図である。
【図３Ｂ】図３Ａのシュミレーション結果を示す図である。
【図４Ａ】従来の交流電源装置を用いた場合のシュミレーション条件（コンデンサのキャパシタンスに僅差がある場合）を説明する図である。
【図４Ｂ】図４Ａのシュミレーション結果を示す図である。
【図５】図１の直列共振回路の等価回路を示す図である。
【図６】従来の交流電源装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００５１】
１，１００  交流電源装置
２，１０４  直列共振回路
３，１０５  コイル
４，１０６  コンデンサ
１０１  整流器
１０２  平滑用コンデンサ
１０３  高周波電力変換器
１０７  絶縁トランス
２００  スパッタリング装置
２０１  カソード電極
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｐ１０１，Ｐ１０２  接続点
【図１】
2008079487.tif 000008
【図２Ａ】
2008079487.tif 000009
【図２Ｂ】
2008079487.tif 000010
【図３Ａ】
2008079487.tif 000011
【図３Ｂ】
2008079487.tif 000012
【図４Ａ】
2008079487.tif 000013
【図４Ｂ】
2008079487.tif 000014
【図５】
2008079487.tif 000015
【図６】
2008079487.tif 000016