(57)【要約】【課題】インバータの直流母線電流から検出した出力電流や無効電流等を用いて駆動周波数や永久磁石同期電動機への印加電圧を調整し、電動機の制御の安定化、高効率化、安全性を確保する。【解決手段】電動機の巻線に与える電圧の振幅を駆動周波数にほぼ比例させて制御する手段を有する永久磁石同期電動機の駆動装置において、インバータ１０の直流母線４０を流れる電流のピーク値を検出する手段１１０と、直流母線電流の平均値を検出するローパスフィルタ手段１０２と、前記ピーク値と平均値と電動機２０への印加電圧振幅とからインバータ１０の無効電流を検出するための有効電流演算手段１０３及び演算手段１１１〜１１４と、無効電流検出値を用いて求めた周波数補正量を駆動周波数指令値に帰還するためのハイパスフィルタ手段１０４、演算手段１０５、加減算手段１０６等を備える。【選択図】図１
2008086098.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換するインバータにより永久磁石同期電動機を駆動する永久磁石同期電動機の駆動装置であって、前記電動機に与える電圧の振幅を駆動周波数にほぼ比例させて制御する手段を有する永久磁石同期電動機の駆動装置において、
前記インバータの直流母線を流れる電流のピーク値を検出するピーク値検出手段と、
前記直流母線を流れる電流の平均値を検出する平均値検出手段と、
前記ピーク値検出手段により検出したピーク値と、前記平均値検出手段により検出した平均値と、前記電動機に与える電圧の振幅とから、前記インバータの無効電流を検出する手段と、
前記無効電流の検出値を用いて周波数補正量を求め、この周波数補正量を前記駆動周波数の指令値に帰還する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
【請求項２】
直流電力を交流電力に変換するインバータにより永久磁石同期電動機を駆動する永久磁石同期電動機の駆動装置であって、前記電動機に与える電圧の振幅を駆動周波数にほぼ比例させて制御する手段を有する永久磁石同期電動機の駆動装置において、
前記インバータの直流母線を流れる電流のピーク値を検出するピーク値検出手段と、
前記直流母線を流れる電流の平均値を検出する平均値検出手段と、
前記ピーク値検出手段により検出したピーク値と、前記平均値検出手段により検出した平均値と、前記電動機に与える電圧の振幅とから、前記インバータの出力電流及び無効電流を検出する手段と、
前記インバータの出力電流検出値、前記駆動周波数の指令値、及び前記電動機の巻線インダクタンス値から求められる、インダクタンスによる無効電力と、
前記インバータの無効電流検出値、及び前記電動機に与える電圧の振幅指令値から求められるインバータの無効電力と、
を、一致させるように前記振幅指令値を補正する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
【請求項３】
直流電力を交流電力に変換するインバータにより永久磁石同期電動機を駆動する永久磁石同期電動機の駆動装置において、
前記インバータの直流母線を流れる電流のピーク値を検出するピーク値検出手段と、
前記直流母線を流れる電流の平均値を検出する平均値検出手段と、
前記ピーク値、前記平均値、及び前記電動機に与える電圧の振幅から、前記インバータの出力電流、有効電流または無効電流を検出する手段と、
この手段により検出した電流の少なくとも一つについて、その指令値と検出値とを一致させるような電圧振幅指令値を出力する電流調節手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータにより、回転子位置の検出や推定を行わずに永久磁石同期電動機（以下、単に電動機とも言う）を駆動する駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば特許文献１に開示されているように、永久磁石電動機に印加する電圧と周波数とをほぼ比例させて制御するＶ／ｆ一定制御方式の制御装置において、インバータの直流母線電流を検出し、その検出値に基づいて電動機を安定に制御する方式が知られている。
【０００３】
図６は、後述する特許文献１に記載された制御装置の構成を示すブロック図である。
同図に示す主回路において、１０は直流電力を交流電力に変換して永久磁石同期電動機２０を駆動するインバータ、３０は直流中間コンデンサ、４０は直流母線である。
【０００４】
一方、制御装置において、ｆ／Ｖ変換手段１０８は、インバータ１０の駆動周波数指令値ｆ＊にほぼ比例した電圧振幅指令値Ｖ＊を出力する。加減算手段１０６は、周波数指令値ｆ＊と比例増幅手段１０５により演算した周波数補正量Δｆとの偏差を求め、積分手段１０７は、前記偏差を積分して電動機２０の巻線に印加する電圧の位相θ＊を演算する。
【０００５】
パルス幅変調手段１０９は、電圧振幅指令値Ｖ＊及び位相θ＊に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）により駆動パルスを生成し、この駆動パルスをインバータ１０に送ってインバータ１０の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御する。これにより、インバータ１０からはパルス幅制御された交流電圧が出力され、この電圧が電動機２０の巻線に印加されて回転磁界を発生させる。
【０００６】
直流母線４０に設けられた電流検出手段１０１は、インバータ１０の直流母線電流を検出する。この母線電流は、前記スイッチング素子のスイッチングによりパルス状の電流となるため、電流検出手段１０による検出信号をローパスフィルタ手段１０２に入力して高周波帯域成分を除去し、インバータ母線電流平均値Ｉｄｃを求める。更に、有効電流演算手段１０３は、インバータ母線電流平均値Ｉｄｃから有効電流ｉδを求める。
【０００７】
なお、ここでは、座標系を以下のように定義する。図７に示すように、γ−δ軸からなる直交座標系は、δ軸をインバータ出力電圧の方向とし、γ軸がδ軸に直交する座標系である。また、ｄ−ｑ軸からなる直交座標系は、ｄ軸を電動機の磁極方向とし、電動機誘起電圧方向のｑ軸がｄ軸に直交する座標系である。
更に、負荷角δはインバータ出力電圧と電動機誘起電圧とのなす角であり、γ軸、δ軸の電流及び電圧は、インバータの出力電流及び電圧と振幅が等しくなるように変換を行うものとする。
【０００８】
以下、有効電流ｉδの求め方を説明する。
インバータ１０の出力電力Ｗｉｎｖは、インバータ１０の直流電圧をＥｄｃとすると、次の数式１のように示される。
［数式１］
Ｗｉｎｖ＝Ｅｄｃ×Ｉｄｃ
【０００９】
また、電動機２０に入力される電力Ｗｍｏｔは、次の数式２によって表される。
［数式２］
Ｗｍｏｔ＝３×Ｉｒｍｓ×（Ｖ＊／√２）×cosφ
Ｉｒｍｓ：一相当たりの電動機相電流の実効値
Ｖ＊：インバータに与える電圧振幅指令値
【００１０】
数式２において、φは力率角であり、次の数式３によって与えられる。
［数式３］
cosφ＝（ｉδ／√２）／Ｉｒｍｓ
【００１１】
インバータ１０の出力電力Ｗｉｎｖと電動機２０の入力電力Ｗｍｏｔとは等しいから、上記数式１〜３より数式４が得られる。すなわち、インバータ母線電流平均値Ｉｄｃから有効電流ｉδを求めることができる。
［数式４］
ｉδ＝２×Ｉｄｃ×Ｅｄｃ／（３×Ｖ＊）
【００１２】
上記有効電流ｉδは定常状態では直流量となるが、定常状態からの同期速度のずれが生じるとｉδに減衰のない振動が発生し、系が不安定になる。そこで、特許文献１記載の従来技術では、ハイパスフィルタ手段１０４によりｉδから直流分を除去してｉδの変動分Δｉδを求めると共に、比例演算手段１０５において前記Δｉδに所定のゲインＫを乗じることで周波数補正量Δｆを求め、加減算手段１０６において先の周波数指令値ｆ＊に負帰還している。これによりｉδの変動を抑制して系の状態を定常状態に近付け、制御系を安定させるようにしている。
【００１３】
しかし、同期速度のずれによる電流の振動は、電動機２０の低速運転時や軽負荷時においては、有効電流の変動分としては余り現れず、無効電流の変動分として、より顕著に現れる場合がある。このため、特許文献１に記載されているように有効電流に基づいて周波数指令値ｆ＊を調整する方式によると、駆動条件によっては安定性を確保できないという問題があった。
また、この従来技術では、負荷に応じて電動機２０への印加電圧を調整することができず、駆動効率が低下するという問題があった。
【００１４】
更に、上記従来技術では、電動機２０への印加電圧を駆動周波数に応じて与える方式であるから、電動機電流の大きさを制御することができない。このため、大きなトルクを出力しようとすると印加電圧を大きくする必要があり、その結果、必要以上の電流が流れる、いわゆる過電流状態となりやすく、電動機２０の過熱や焼損を招く恐れがあった。
【００１５】
一方、特許文献２に記載されているように、界磁付き同期電動機の発生損失を最小化するように電動機の印加電圧を調整することにより、電動機を高効率で駆動するようにした交流電動機駆動装置が公知となっている。
【００１６】
この交流電動機駆動装置は、界磁付き同期電動機が消費または発電する有効電力を測定または推定し、その有効電力が、電動機が損失最小またはこれに準じる状態で動作する場合の有効電力目標値と一致するように、電動機に印加する電圧振幅を調整することを特徴とし、詳しくは、前記有効電力目標値を、電動機に印加する電圧の振幅及び周波数を入力とするテーブルや関数、または近似関数として保持しておき、測定または推定した有効電力が前記テーブル等に基づいて定められた有効電力目標値と一致するように、電圧振幅を調整するようにしたものである。
また、この駆動装置では、上記電圧振幅の調整を、電圧の周波数に対応して予め定められた上下限値以内において実施することにより、過大または過小な電圧が電動機に印加されないように配慮している。
【００１７】
【特許文献１】特開２００５−２１８２７３号公報（［００１２］〜［００１６］、図１等）
【特許文献２】特開２００６−２１７７６２号公報（［００１３］〜［００１６］、図３等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかし、特許文献２に係る駆動装置では、電動機の定数値、特に電動機の発熱による温度変化の影響を受けやすい巻線抵抗値の誤差が、制御性能を低下させるという問題があった。
【００１９】
そこで、本発明の解決課題は、回転子位置の検出や推定を行わずに、インバータの直流母線電流から検出したインバータ出力電流や無効電流等を用いて駆動周波数や電動機への印加電圧を調整することにより、永久磁石同期電動機の制御の安定化、高効率化、安全性の確保を可能にした駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータにより永久磁石同期電動機を駆動する永久磁石同期電動機の駆動装置であって、前記電動機に与える電圧の振幅を駆動周波数にほぼ比例させて制御する手段を有する永久磁石同期電動機の駆動装置において、
前記インバータの直流母線を流れる電流のピーク値を検出するピーク値検出手段と、
前記直流母線を流れる電流の平均値を検出する平均値検出手段と、
前記ピーク値検出手段により検出したピーク値と、前記平均値検出手段により検出した平均値と、前記電動機に与える電圧の振幅とから、前記インバータの無効電流を検出する手段と、
前記無効電流の検出値を用いて周波数補正量を求め、この周波数補正量を前記駆動周波数の指令値に帰還する手段と、
を備えたものである。
【００２１】
請求項２に記載した発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータにより永久磁石同期電動機を駆動する永久磁石同期電動機の駆動装置であって、前記電動機に与える電圧の振幅を駆動周波数にほぼ比例させて制御する手段を有する永久磁石同期電動機の駆動装置において、
前記インバータの直流母線を流れる電流のピーク値を検出するピーク値検出手段と、
前記直流母線を流れる電流の平均値を検出する平均値検出手段と、
前記ピーク値検出手段により検出したピーク値と、前記平均値検出手段により検出した平均値と、前記電動機に与える電圧の振幅とから、前記インバータの出力電流及び無効電流を検出する手段と、
前記インバータの出力電流検出値、前記駆動周波数の指令値、及び前記電動機の巻線インダクタンス値から求められる、インダクタンスによる無効電力と、
前記インバータの無効電流検出値、及び前記電動機に与える電圧の振幅指令値から求められるインバータの無効電力と、
を、一致させるように前記振幅指令値を補正する手段と、
を備えたものである。
【００２２】
請求項３に記載した発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータにより永久磁石同期電動機を駆動する永久磁石同期電動機の駆動装置において、
前記インバータの直流母線を流れる電流のピーク値を検出するピーク値検出手段と、
前記直流母線を流れる電流の平均値を検出する平均値検出手段と、
前記ピーク値、前記平均値、及び前記電動機に与える電圧の振幅から、前記インバータの出力電流、有効電流または無効電流を検出する手段と、
この手段により検出した電流の少なくとも一つについて、その指令値と検出値とを一致させるような電圧振幅指令値を出力する電流調節手段と、
を備えたものである。
【発明の効果】
【００２３】
本発明においては、インバータの直流母線電流のピーク値及び平均値と、電動機への印加電圧の振幅指令値とを用いてインバータの出力電流、有効電流及び無効電流を検出する。
そして、請求項１の発明では、無効電流検出値を用いて算出した周波数補正量によりインバータの駆動周波数を補正し、請求項２の発明では、出力電流検出値及び駆動周波数指令値等を用いて求めた無効電力と、無効電流検出値及び印加電圧振幅指令値等を用いて求めた無効電力とが一致するように印加電圧振幅指令値を補正し、請求項３の発明では、例えば有効電流及び無効電流の各検出値が各指令値にそれぞれ一致するような電圧振幅指令値を得るものである。
これにより、従来技術のように有効電流を帰還させるだけでは安定性が確保できないような運転状態でも電動機を一層安定させて駆動することができると共に、温度変化の影響を受けずに高効率で電動機を駆動することが可能である。また、過電流を防止しながら電動機に所望のトルクを出力させることもできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は第１〜第３実施形態に適用される駆動装置の主要部を示すブロック図であり、図６と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
図１において、１１０は、電流検出手段１０１により検出したインバータ１０の直流母線電流からピーク値Ｉｐを検出するピーク値検出手段である。このピーク値検出手段１１０は、例えばインバータ１０の直流母線電流のサンプリング値をソフトウエア的に処理するか、あるいはピークホールド回路によりハードウェアとしても構成しても良い。
【００２５】
インバータ１０の直流母線電流は、前述したようにインバータ１０のＰＷＭスイッチングによりパルス状の電流となるが、その振幅は、常に三相のうちいずれか一相の電流の瞬時値に等しく、また、そのピーク値Ｉｐは三相電流のピーク値に等しい。すなわち、インバータ１０の直流母線電流のピーク値Ｉｐは、インバータ１０の出力電流Ｉの瞬時値に等しくなる。
従って、インバータ１０の直流母線４０に設けた電流検出手段１０１及びピーク値検出手段１１０により、インバータ出力電流Ｉを求めることができる。また、図６と同様に、平均値検出手段としてのローパスフィルタ手段１０２の出力側の有効電流演算手段１０３により、インバータ１０を流れる有効電流ｉδを検出することが可能である。
【００２６】
ここで、インバータ１０の出力電流Ｉ、有効電流ｉδ、無効電流ｉγの間には、数式５の関係がある。また、この数式５から、数式６によって無効電流ｉγを求めることができる。
［数式５］
Ｉ＝√（ｉγ２＋ｉδ２）
［数式６］
ｉγ＝√（Ｉ２−ｉδ２）
【００２７】
図１では、電流ピーク値Ｉｐ及び有効電流ｉδがそれぞれ入力される二乗演算手段１１３，１１４、加減算手段１１１及び平方根演算手段１１２により上記数式５，６を演算し、無効電流ｉγを求めている。
なお、無効電流ｉγは以下の数式７によって求めても良い。この数式７によれば、平方根の計算が不要であり、また、三角関数の参照テーブルを用いて高速かつ簡便に演算することができるという利点がある。
［数式７］
ｉγ＝Ｉ×sin｛cos−１（ｉδ／Ｉ）｝
【００２８】
以下に述べる本発明の第１〜第３実施形態は、上記のようにして求めた出力電流Ｉ、有効電流ｉδ、無効電流ｉγを用いて、インバータ１０により電動機２０を安定して駆動するためのものである。
【００２９】
まず、図２は本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、請求項１に係る発明に相当する。なお、図２，図３，図５では、前記電流検出手段１０１及びその出力側の構成を省略してある。
図２に示した第１実施形態では、インバータ１０を流れる無効電流ｉγを周波数指令値ｆ＊に正帰還するループを有している。
【００３０】
すなわち、図１の構成により検出した無効電流ｉγが入力されるハイパスフィルタ手段１０４は、無効電流ｉγの直流成分を除去して、例えば電動機２０の低速運転時や軽負荷時に現れる変動分のみを出力する。このハイパスフィルタ手段１０４の出力信号に、比例演算手段１０５によりゲインＫが乗じられて周波数補正量Δｆが算出される。そして、この周波数補正量Δｆを加減算手段１０６により周波数指令値ｆ＊に正帰還し、加減算手段１０６の出力信号に基づいて積分手段１０７により位相θ＊が演算される。なお、ｆ／Ｖ変換手段１０８の動作及びパルス幅変調手段１０９以降の動作は図６と同様である。
【００３１】
ここで、無効電流ｉγは磁束成分として電動機２０の磁束を変動させるので、その変動分を検出して周波数指令値ｆ＊に正帰還させることにより、系の安定性を高める効果がある。
なお、この無効電流ｉγの正帰還ループは、単独で用いても良く、あるいは、図６に示した有効電流ｉδの負帰還ループと併用しても良い。また、駆動条件に応じて、無効電流ｉγの正帰還ループの単独使用と有効電流ｉδの負帰還ループとの併用を適宜切り替えても良い。
本実施形態によれば、無効電流ｉγを正帰還することにより、図６の従来技術のように、電動機２０の低速運転時や軽負荷時において有効電流ｉδの負帰還のみでは安定性が確保できなくなる場合においても、より確実に電動機２０を安定して駆動させることができる。
【００３２】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示すブロック図であり、請求項２に係る発明に相当する。
まず、本制御系において、図７に示したように印加電圧の振幅指令値Ｖ＊と無効電流ｉγとは直交関係にあるので、インバータ１０が出力する無効電力Ｑｉｎｖは、数式８に示すように両者の積から求めることができる。
［数式８］
Ｑｉｎｖ＝Ｖ＊ｉγ
【００３３】
次に、電動機２０側から見た場合の無効電力について、図４を参照しながら説明する。
電動機２０の永久磁石が作る磁束の回転によって発生する無負荷誘起電圧ｅｍは、図４に示すようにその大きさがωψｍにより表されてｑ軸上に存在する。ここで、ωは電動機２０の電気角周波数、ψｍは永久磁石による磁束の大きさである。この無負荷誘起電圧ｅｍの大きさωψｍとこれに直交する電流ｉｄとの積、すなわちωψｍｉｄは、無効電力になる。
また、電流Ｉによるリアクタンス降下ｅＬの大きさは、固定子巻線のインダクタンスＬを用いてωＬＩとなる。リアクタンス降下ｅＬと電流Ｉとは直交関係にあるので、両者の積、すなわちωＬＩ２は無効電力になる。従って、電動機２０側から見た無効電力Ｑｍｏｔは、数式９に示すように両無効電力の和として表される。
［数式９］
Ｑｍｏｔ＝ωψｍｉｄ＋ωＬＩ２
【００３４】
数式８及び数式９により求められる無効電力は、見方が異なるだけで値は等しいことから、数式１０の関係が成立する。
［数式１０］
Ｖ＊ｉγ＝ωψｍｉｄ＋ωＬＩ２
また、この数式１０は、次の数式１１のように変形することができる。
［数式１１］
ωψｍｉｄ＝Ｖ＊ｉγ−ωＬＩ２
【００３５】
従って、数式１１の右辺を零に近付けるように電圧振幅指令値Ｖ＊を調整すれば、ｉｄに比例した無効電力、つまりωψｍｉｄをゼロにすることができる。
【００３６】
図３に示した第２実施形態は、上記の原理によって電圧振幅指令値Ｖ＊を調整する構成となっている。
すなわち、まず、図１のピーク値検出手段１１０により検出した出力電流Ｉを二乗演算手段１１５に入力して得た出力と、電動機２０の固定子巻線のインダクタンスＬと、インバータ１０の周波数指令値ｆ＊とを乗算手段１１６に入力してωＬＩ２を得る。ここで、電動機２０の電気角周波数ωについては、実際値が指令値に追従するものとし、制御演算にはインバータ１０の周波数指令値ｆ＊を用いている。
【００３７】
一方、図１の構成により得た無効電流ｉγを、ｆ／Ｖ変換手段１０８から出力される電圧振幅指令値Ｖ０＊と乗算手段１１７にて乗算し、その結果と前記乗算手段１１６の出力との偏差を零にするような補正量を加減算手段１１８及び電圧調整手段１１９により求めると共に、この補正量を加減算手段１２０に入力して前記電圧振幅指令値Ｖ０＊を補正することにより、最終的な電圧振幅指令値Ｖ＊を得ている。
【００３８】
このように、本実施形態によれば、ｄ軸電流ｉｄに起因して発生する電動機２０の無効電力をゼロにするように電動機２０の印加電圧を制御する、いわゆるｉｄ＝０制御を行うことにより、電動機駆動の高効率化を実現することができる。特に、本実施形態で用いる電動機定数はインダクタンスＬのみであり、特許文献２に係る発明に比べて温度変化の影響を受けにくいという利点がある。
【００３９】
次に、図５は本発明の第３実施形態を示すブロック図であり、請求項３に係る発明に相当する。この実施形態では、インバータ出力電流を指令値に一致させるような制御系が構成される。
【００４０】
図５において、有効電流の指令値及び検出値ｉδ＊，ｉδが入力されるδ軸電流調節手段１２１は、ｉδ＊，ｉδが一致するような調節動作によってδ軸電圧指令値Ｖδ＊を出力し、無効電流の指令値及び検出値ｉγ＊，ｉγが入力されるγ軸電流調節手段１２２は、ｉγ＊，ｉγが一致するような調節動作によってγ軸電圧指令値Ｖγ＊を出力する。ここで、前記検出値ｉδ，ｉγは、図１の構成によって得られる値であり、また、各調節手段１２１，１２２は、例えばＰＩ（比例積分）調節器等により構成されている。
【００４１】
前記δ軸電圧指令値Ｖδ＊及びγ軸電圧指令値Ｖγ＊は、極座標変換手段１２３によってパルス幅変調手段１０９に与える印加電圧振幅指令値Ｖ＊と位相を調整する力率角φとに変換され、この力率角φと積分手段１０７の出力とを加減算手段１２４により加算して位相θ＊が求められる。
本実施形態では、インバータ出力電流Ｉを規定値以下とするような指令値ｉδ＊，ｉγ＊を与えてインバータ出力電流Ｉを制限することができ、電動機２０の過電流を防止しながら必要なトルクを出力させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の第１〜第３実施形態に適用される駆動装置の主要部を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図４】電動機の無負荷誘起電圧等を説明するためのベクトル図である。
【図５】本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
【図６】従来技術を示すブロック図である。
【図７】直交座標系を説明するためのベクトル図である。
【符号の説明】
【００４３】
１０：インバータ
２０：永久磁石同期電動機
３０：直流中間コンデンサ
４０：直流母線
１０１：電流検出手段
１０２：ローパスフィルタ手段
１０３：有効電流演算手段
１０４：ハイパスフィルタ手段
１０５：比例演算手段
１０６，１１１，１１８，１２０，１２４：加減算手段
１０７：積分手段
１０８：ｆ／Ｖ変換手段
１０９：パルス幅変調手段
１１０：ピーク値演算手段
１１２：平方根演算手段
１１３，１１４，１１５：二乗演算手段
１１６，１１７：乗算手段
１１９：電圧調節手段
１２１：δ軸電流調節手段
１２２：γ軸電流調節手段
１２３：極座標変換手段
【図１】
2008086098.tif 000003
【図２】
2008086098.tif 000004
【図３】
2008086098.tif 000005
【図４】
2008086098.tif 000006
【図５】
2008086098.tif 000007
【図６】
2008086098.tif 000008
【図７】
2008086098.tif 000009