(57)【要約】【課題】発熱や電力損失が小さく、高精度に二次電池の満充電状態を検出することができる充電装置を提供すること。【解決手段】充電制御ＩＣチップ２００の電流検出回路２３０が、制御トランジスタ２２０の電流流入端子及び制御端子と端子を共通接続して、制御トランジスタ２２０に対してカレントミラーを構成する電流検出トランジスタ２３１と、電流検出トランジスタ２３１の電流流出端子電圧と制御トランジスタ２２０の電流流出端子電圧を同電位に制御する電圧固定回路２３３と、制御トランジスタ２２０に流れる充電電流を電流検出トランジスタ２３１の電流により検出する電流−電圧変換回路２３２とを備える。【選択図】図１
2008141873.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から制御トランジスタを介して二次電池を充電する充電装置であって、
前記制御トランジスタの電流流入端子及び制御端子と端子を共通接続して、該制御トランジスタに対してカレントミラーを構成する電流検出トランジスタと、
前記電流検出トランジスタの電流流出端子電圧と前記制御トランジスタの電流流出端子電圧を同電位に制御する制御回路と、
前記制御トランジスタに流れる充電電流を、前記電流検出トランジスタの電流により検出する電流検出回路と
を備えることを特徴とする充電装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記電流検出トランジスタの電流流出端子電圧を、前記制御トランジスタの電流流出端子電圧に等しくするように制御することを特徴とする請求項１記載の充電装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記電流検出トランジスタの電流流出端子電圧を、前記制御トランジスタの電流流出端子電圧に固定することを特徴とする請求項１記載の充電装置。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記制御トランジスタの電流流出端子電圧と前記電流検出トランジスタの電流流出端子電圧とを入力する差動増幅器と、
前記電流検出トランジスタの電流流出端子に接続され、前記差動増幅器の出力によって駆動される第１のトランジスタとを備えることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
【請求項５】
前記制御回路は、
前記制御トランジスタの電流流出端子電圧をゲート端子に受けて、ソースフォロワを構成する第２のトランジスタと、
前記電流検出トランジスタの電流流出端子に接続され、前記第２のトランジスタの出力によって駆動される第１のトランジスタとを備えることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
【請求項６】
前記電流検出回路は、
前記第１のトランジスタの電流を電圧信号に変換して電流検出信号を生成する抵抗器又は可変抵抗器を備えることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
【請求項７】
前記制御トランジスタの充電電流値に応じて、前記可変抵抗器の抵抗値を可変して電流検出感度を調整する調整手段を備えることを特徴とする請求項６記載の充電装置。
【請求項８】
前記電流検出トランジスタは、前記制御トランジスタに対してカレントミラーを構成する複数の電流検出トランジスタからなり、
前記制御トランジスタ及び前記複数の電流検出トランジスタのサイズは、等倍又は所定のサイズ比を有することを特徴とする請求項１記載の充電装置。
【請求項９】
前記電流検出トランジスタは、前記制御トランジスタに対してカレントミラーを構成する複数の電流検出トランジスタからなり、
前記制御トランジスタの充電電流値に応じて、前記複数の電流検出トランジスタのうち少なくとも１つを選択して電流検出感度を調整する調整手段を備えることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
【請求項１０】
前記電流検出用トランジスタは、前記制御トランジスタと同一プロセスで構成されていることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
【請求項１１】
前記制御トランジスタと前記電流検出トランジスタと前記制御回路とを同一半導体集積回路内に形成することを特徴とする請求項１記載の充電装置。
【請求項１２】
前記制御トランジスタと直列に接続されて前記直流電源への逆流電流を防止する整流回路を備えることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
【請求項１３】
前記整流回路は、前記制御トランジスタと直列に接続された第３のトランジスタと、前記電流検出信号を所定値と比較して前記第３のトランジスタをオンオフ制御する比較器とを備えることを特徴とする請求項１２記載の充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯機器等の電子機器に搭載され、ＡＣアダプタ等の直流電源から電力を供給されてバッテリを充電する充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、携帯電話等の移動無線通信機では、電源として二次電池が使用される。特に、リチウムイオン電池は、単位体積当たりのエネルギ密度及び単位質量当たりのエネルギ密度が大きく、それを搭載する機器の小型軽量化を可能にする。リチウムイオン電池を充電する場合、電池の電圧を一定に保って充電電流を供給する定電圧充電方式や、定電流充電の後に定電圧充電を行う定電流・定電圧充電方式が採用される。いずれの方式を実現する充電装置も、定電圧充電時に充電電流があらかじめ決められた満充電電流以下になったことを検出して、充電を完了する（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図８は、特許文献１に記載の充電装置の構成を示す回路図である。
【０００４】
図８において、充電装置１は、交流電源１１からの交流電力を変換して所定のアダプタ出力直流電圧Ｖａｄと充電電流Ｉｃｈｇを供給するＡＣアダプタ１０と、携帯電話機等の携帯電子機器２０とから構成されている。
【０００５】
携帯電子機器２０は、二次電池２１、充電電流Ｉｃｈｇを制御する制御トランジスタ２２と制御トランジスタ２２の導通度を制御する抵抗２３，２４、ＮＰＮトランジスタ２５、充電電流を検出する抵抗２６、二次電池２１からＡＣアダプタ１０への逆流電流を防止するダイオード２７、及び充電制御ＩＣチップ３０を備えて構成される。
【０００６】
充電制御ＩＣチップ３０は、定電圧制御回路４０と電流制御信号発生回路５０と制限電流値指令回路６０とが含まれる。定電圧制御回路４０は、電池電圧Ｖｂａｔと内部基準電圧とを比較し電池電圧Ｖｂａｔを所望の第１電圧（例えば４．２Ｖ）に充電するように制御する定電圧制御信号ＳｃｖとＶｂａｔの電圧値が所定の第２電圧（例えば４．０Ｖ）になった時に信号Ｓｍｏｄとを出力する。
【０００７】
電流制御信号発生回路５０は、抵抗２６の降下電圧ΔＶと制限電流指令値ＣＬ１〜ＣＬ４とを比較し、降下電圧ΔＶが制限電流指令値ＣＬ１〜ＣＬ４に達した時には、電流制限信号Ｓｌｉｍを発生し、定電圧制御回路４０に供給して定電圧制御信号Ｓｃｖを抑圧し、充電電流Ｉｃｈｇを制限電流指令値ＣＬ１〜ＣＬ４に応じた値に制限する。
【０００８】
制御電流値指令回路６０は、信号Ｓｍｏｄ，Ｖｂａｔが入力され、それらの入力に応じてＩｃｈｇを、第１予備充電電流値Ｉｃｌ１（例えば５０ｍＡ）、第２予備充電電流値Ｉｃｌ２（例えば１５０ｍＡ）、第１電流値Ｉｃｌ１（例えば７００ｍＡ）、第２電流値Ｉｃｌ４（例えば３００ｍＡ）等に制御するために第１〜第４制限電流指令値ＣＬ１〜ＣＬ４を発生し、電流制御信号発生回路５０に供給する。
【特許文献１】特開２００４−１５９４７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述のように従来の充電装置は、充電電流を検出するために検出抵抗２６を用いている。しかし、充電開始時においては、比較的大きな充電電流が流れることによる電力損失が発生して発熱する。このような発熱や電力損失を少なくするには、検出抵抗２６の抵抗値を小さくすればよいが、充電開始時に比べて充電完了を検出する時の満充電電流が小さく、抵抗２６の電圧降下が小さくなるので、その電圧を高精度に検出することが困難である。また、このような電力損失と高精度を要求される検出抵抗２６は、充電制御ＩＣ３０に内蔵できないので、製造コストと実装面積が増加してしまうという問題があった。
【００１０】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、発熱や電力損失が小さく、高精度に二次電池の満充電状態を検出することができる充電装置を提供することを目的とする。
【００１１】
また、本発明は、独立した部品なしに充電電流を検出可能な充電装置を提供することを別の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の充電装置は、直流電源から制御トランジスタを介して二次電池を充電する充電装置であって、前記制御トランジスタの電流流入端子及び制御端子と端子を共通接続して、該制御トランジスタに対してカレントミラーを構成する電流検出トランジスタと、前記電流検出トランジスタの電流流出端子電圧と前記制御トランジスタの電流流出端子電圧を同電位に制御する制御回路と、前記制御トランジスタに流れる充電電流を、前記電流検出トランジスタの電流により検出する電流検出回路とを備える構成を採る。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、発熱や電力損失が従来に比べて小さく、高精度に二次電池の充電状態を検出することができ、高精度・高効率に充電することができる。また、独立した部品なしに充電電流を高精度に検出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１５】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る充電装置の構成を示す回路図である。本実施の形態の充電装置は、携帯機器の電池を充電する充電制御ＩＣチップに適用した例である。
【００１６】
図１において、充電装置は、充電電流を供給するＡＣアダプタ１００と、リチウムイオン電池等の二次電池３００と、ＡＣアダプタ１００と二次電池３００の間に直列に接続されＡＣアダプタ１００から二次電池３００への充電電流を制御する充電制御ＩＣチップ２００とを含んで構成される。
【００１７】
充電制御ＩＣチップ２００は、二次電池３００からＡＣアダプタ１００への電流を防止する整流回路２１０と、端子電圧（例えばゲート端子電圧）の信号に応じて充電電流を制御するＰｃｈＭＯＳトランジスタからなる制御トランジスタ２２０と、制御トランジスタ２２０の電圧及び電流を検出し、ＡＣアダプタ１００から二次電池３００への充電電流を検出する電流検出回路２３０と、二次電池３００に所定の電圧を印加して充電を行う定電圧制御回路２４０と、電流検出回路２３０を通じて所定の定電流を二次電池３００に流して充電を行う定電流制御回路２５０と、定電圧制御回路２４０による充電制御方法と定電流制御回路２５０による充電制御方法とを充電制御回路２７０からの信号に応じて切り替えるスイッチ素子からなる制御選択回路２６０と、二次電池３００の状態、ＡＣアダプタ１００の状態及び充電状態を常時、監視し、各状態に応じて充電停止・定電圧充電動作・定電流充電動作を制御する充電制御回路２７０とを備えて構成される。
【００１８】
電流検出回路２３０は、制御トランジスタ２２０に対してカレントミラー構成をとるＰｃｈＭＯＳトランジスタからなる電流検出トランジスタ２３１と、電流検出トランジスタ２３１に流れるドレイン電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路２３２と、電圧固定回路２３３とを備えて構成される。
【００１９】
電流検出トランジスタ２３１のゲート端子・ソース端子・ドレイン端子・基板端子の各端子電圧は、好ましくは制御トランジスタ２２０のゲート端子・ソース端子・ドレイン端子・基板端子の各端子電圧とそれぞれ等しくする。このため、制御トランジスタ２２０のソース端子と電流検出トランジスタ２３１のソース端子を接続し、制御トランジスタ２２０のゲート端子と電流検出トランジスタ２３１のゲート端子を接続し、制御トランジスタ２２０の基板端子と電流検出トランジスタ２３１の基板端子を接続し、さらに電圧固定回路２３３を用いて、電流検出トランジスタ２３１のドレイン端子電圧が制御トランジスタ２２０のドレイン端子電圧に等しくなるように制御する。また、電流検出回路２３０の検出感度は、充電制御回路２７０からの制御信号に応じて変化する。電流検出回路２３０の具体的回路構成については、図２により後述する。
【００２０】
定電圧制御回路２４０は、定電圧発生回路２４１、及び演算増幅器２４２から構成され、定電圧発生回路２４１の電圧値Ｅ１に応じて二次電池３００に所定の電圧を印加して充電を行う。また、定電圧発生回路２４１の電圧値Ｅ１は、充電制御回路２７０からの制御信号に応じて変化する。
【００２１】
定電流制御回路２５０は、定電圧発生回路２５１、及び演算増幅器２５２から構成され、定電圧発生回路２５１の電圧値Ｅ２に応じて、電流検出回路２３０を通じて所定の定電流を二次電池３００に流して充電を行う。また、定電圧発生回路２５１の電圧値Ｅ２は、充電制御回路２７０からの制御信号に応じて変化する。
【００２２】
図２は、上記電流検出回路２３０の具体的な構成を示す回路図である。
【００２３】
図２において、電流検出回路２３０は、制御トランジスタ２２０に対してドレイン端子を除く各端子が互いに接続され、制御トランジスタ２２０とカレントミラーを構成する電流検出トランジスタ２３１と、制御トランジスタ２２０のドレイン端子（接続点ＶＡ）がマイナス入力端子に接続され、プラス入力端子が電流検出トランジスタ２３１のドレイン端子（接続点ＶＢ）に接続され、接続点ＶＢの電圧と接続点ＶＡの電圧が等しくなるようにＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５を制御する演算増幅器（差動増幅器）２３４と、ソース端子が電流検出トランジスタ２３１のドレイン端子（接続点ＶＢ）に、ドレイン端子が可変抵抗２３６及び端子Ｄに、ゲート端子が演算増幅器２３４の出力端子にそれぞれ接続され、電流検出トランジスタ２３１の電流を可変抵抗２３６に流すＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５と、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５に接続される可変抵抗２３６とを備えて構成される。
【００２４】
上記電流検出トランジスタ２３１は、制御トランジスタ２２０と共にミラー構成をとる。すなわち、いずれもＰチャンネルＭＯＳトランジスタからなる電流検出トランジスタ２３１及び制御トランジスタ２２０は、同一プロセスによる同一チップ上にソース端子・ゲート端子・基板端子を共通にして形成されたミラー構成をとり、そのサイズは１：Ｎ（Ｎは任意の自然数）である。上記トランジスタサイズは、任意であり等倍でも構わないが、電流検出トランジスタ２３１は、その設置目的が電流検出抵抗を用いずに充電電流を検出するための電流検出にある。したがって、消費電流低減の観点から、電流検出が可能な範囲においてサイズはできるだけ小さいことが好ましい。本実施の形態では、電流検出トランジスタ２３１は、制御トランジスタ２２０に対して例えば１：２０程度に作製される。
【００２５】
上記演算増幅器２３４及びＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５は、図１の電圧固定回路２３３を構成し、上記可変抵抗２３６は、図１の電流−電圧変換回路２３２を構成する。また、制御トランジスタ２２０と演算増幅器２３４とＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５は、同一半導体集積回路内に形成するが好ましい。
【００２６】
制御トランジスタ２２０と電流検出トランジスタ２３１とは、カレントミラーを構成しており、制御トランジスタ２２０及び電流検出トランジスタ２３１のソース端子同士を共通接続にして、端子Ａに接続され、制御トランジスタ２２０及び電流検出トランジスタ２３１のゲート端子同士を共通接続にして、端子Ｂに接続される。
【００２７】
電流検出トランジスタ２３１の電流は、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５を介して図１の電流−電圧変換回路２３２に相当する可変抵抗２３６に流れる。制御トランジスタ２２０に流れる電流と電流検出トランジスタ２３１に流れる電流は、両トランジスタがカレントミラー構成をとるため、高精度に両トランジスタの素子数（及びサイズ）の比の値となる。したがって、端子Ｄから出力される可変抵抗２３６の電圧降下は、高精度に制御トランジスタ２２０の電流に比例したものとなる。また、可変抵抗２３６の抵抗値を変更することで制御トランジスタ２２０の電流検出感度を調整することが可能となる。いま、端子Ａは図１のＡＣアダプタ１００に接続され、端子Ｂは図１の制御選択回路２６０の出力端子に接続され、端子Ｃは図１の二次電池３００に接続され、端子Ｄは図１の定電流制御回路２５０における演算増幅器２５２のプラス入力端子に接続される。
【００２８】
図３は、ＭＯＳＦＥＴの静特性を示す図であり、図３（ａ）はその構成図、図３（ｂ）はそのドレイン電流ＩＤを示す特性図である。
【００２９】
図３中、ＳはＰｃｈＭＯＳＦＥＴのソース端子、Ｇはゲート端子、Ｂはバルク端子（基板端子）、Ｄはドレイン端子である。また、ＶＧＳはゲートとソース間の電圧、ＶＤＳはドレインとソース間の電圧、ＶＢＳはバルクとソース間の電圧であり、ＩＤはソース端子からドレイン端子に流れる電流である。
【００３０】
図３（ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴは、ＶＧＳ及びＶＢＳが共通であってもＶＤＳ（ドレインとソース間の電圧）が異なるとドレイン電流ＩＤに差が出る。一般的なＭＯＳＦＥＴでは、ＶＤＳの変動によってドレイン電流ＩＤが変化する。本実施の形態では、このようなＶＤＳの変動特性を持つＭＯＳＦＥＴを、制御トランジスタ２２０及び電流検出トランジスタ２３１に使用している。
【００３１】
以下、上述のように構成された充電装置の動作について説明する。
【００３２】
図４は、図１の充電装置における充電時間の経過による二次電池の電圧及び充電電流を示す図である。
【００３３】
図４の０＜ｔ＜ｔ１の期間において、二次電池３００の電圧値が所定の電圧値Ｖｂａｔ１以下であるとき（図４（ａ）参照）、充電制御回路２７０によって制御選択回路２６０は、定電流制御回路２５０と制御トランジスタ２２０のゲート端子を接続して定電流ＩＣＨＧ１で充電する（図４（ｂ）参照）。このとき、定電流ＩＣＨＧ１は、電流−電圧変換回路２３２の端子Ｄの電圧が、定電圧発生回路２５１の電圧Ｖｒｅｆ１となるように制御されることにより設定される。このＶｒｅｆ１は、充電制御回路２７０により設定される。
【００３４】
ここで、電流−電圧変換回路２３２を構成する可変抵抗２３６（図２）を制御することで、ＩＣＨＧ１が小さい値（例えば２０ｍＡ）に設定した場合においても、定電流制御回路２５０に入力される電圧は、演算増幅器２５２のオフセット等に影響しない電圧値に制御可能となり、高精度に充電電流を検出可能となる。この充電期間は時刻ｔ１において、定電流ＩＣＨＧ１で充電される二次電池３００の電圧がＶｂａｔ１に達するまでである。
【００３５】
図４のｔ１＜ｔ＜ｔ２の期間において、二次電池３００の電圧値が所定の電圧値Ｖｂａｔ１＜充電電圧＜Ｖｂａｔ２であるとき（図４（ａ）参照）、充電制御回路２７０によって制御選択回路２６０は、定電流制御回路２５０と制御トランジスタ２２０のゲート端子を接続して定電流ＩＣＨＧ２で充電し（図４（ｂ）参照）、二次電池３００の電圧がＶｂａｔ２に達するまで上述した方法で充電する。このとき、定電流ＩＣＨＧ２は、定電圧発生回路２５１の電圧を充電制御回路２７０がＶｒｅｆ２に設定することにより制御される。また、電流−電圧変換回路２３２を構成する可変抵抗２３６（図２）を制御することで、ＩＣＨＧ１とは逆にＩＣＨＧ２が大きい値（例えば１Ａ）に設定した場合においても定電流制御回路２５０に入力される電圧は、演算増幅器２５２の入力範囲に影響しない電圧値に制御可能となり、高精度に充電電流を検出可能となる。
【００３６】
図４のｔ２＜ｔ＜ｔ３の期間において、二次電池３００の電圧値が所定の電圧値Ｖｂａｔ２に達すると（図４（ａ）参照）、充電制御回路２７０によって制御選択回路２６０は、定電圧制御回路２４０と制御トランジスタ２２０のゲート端子を接続して定電圧Ｖｂａｔ２を二次電池に印加して充電を行う方式に切り換え、充電電流Ｉｃｈｇが終止電流ＩＣＨＧ３に低下するまで充電し、Ｉｃｈｇ＝ＩＣＨＧ３（ｔ＝ｔ３）の時、充電完了となる（図４（ｂ）参照）。このとき、定電圧Ｖｂａｔ２は、充電制御回路２７０が定電圧発生回路２４１の電圧をＶｒｅｆ３に設定することより制御される。また、充電電流Ｉｃｈｇの低下に対して電流−電圧変換回路２３２を構成する可変抵抗２３６（図２）を制御することで、充電電流Ｉｃｈｇの電流量に関係なく充電電流を高精度に検出でき、終止電流ＩＣＨＧ３も電流量に関係なく高精度に検出することができる。
【００３７】
以上詳細に説明したように、本実施の形態によれば、ＡＣアダプタ１００から制御トランジスタ２２０を介して二次電池３００を充電する充電制御ＩＣチップ２００の電流検出回路２３０が、制御トランジスタ２２０の電流流入端子及び制御端子と端子を共通接続して、制御トランジスタ２２０に対してカレントミラーを構成する電流検出トランジスタ２３１と、電流検出トランジスタ２３１の電流流出端子電圧と制御トランジスタ２２０の電流流出端子電圧を同電位に制御する電圧固定回路２３３と、制御トランジスタ２２０に流れる充電電流を電流検出トランジスタ２３１の電流により検出する電流−電圧変換回路２３２とを備えているので、制御トランジスタ２２０に及び電流検出トランジスタ２３１のドレイン端子電圧は、電圧固定回路２３３によって図３に示すＭＯＳＦＥＴの電圧依存特性の影響を受けることなく、ＶＡ＝ＶＢ（図２）を保ち、制御トランジスタ２２０と電流検出トランジスタ２３１はカレントミラーを理想的に実現して、電流検出トランジスタ２３１を介して制御トランジスタ２２０の電流を検出することができる。これにより、従来、充電電流検出のためには必須であった検出抵抗Ｒｓを不用にすることができ、検出抵抗Ｒｓを用いることなく制御トランジスタ２２０に流れる充電電流を高精度に検出することができる。検出抵抗Ｒｓを用いずに充電電流を検出できるので、発熱や電力損失が従来例に比べて格段に小さく、高精度に二次電池の充電状態を検出することができる。また、独立した部品なしに充電電流を検出することができる。
【００３８】
ここで、充電する際に発生する主な損失について、本実施の形態の充電装置と図８に示す従来の充電装置と比較してみると、従来の充電装置は制御トランジスタ２２、ショットバリアダイオード２７、及び検出抵抗２６による損失があったのに対して、本実施の形態では、制御トランジスタ２２０及び整流回路２１０のみによる損失となるので、従来の充電装置に比べて効率が改善できることがわかる。
【００３９】
また、本実施の形態では、電流検出回路２３０は、電圧固定回路２３３として制御トランジスタ２２０の電流流出端子電圧と電流検出トランジスタ２３１の電流流出端子電圧とを入力する演算増幅器（差動増幅器）２３４と、電流検出トランジスタ２３１の電流流出端子に接続され、演算増幅器２３４の出力によって駆動されるＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５とを備え、演算増幅器２３４が、電流検出トランジスタ２３１の電流流出端子電圧を、制御トランジスタ２２０の電流流出端子電圧に等しくするように制御するので、より高精度な充電電流の検出が可能となる。
【００４０】
また、本実施の形態の電流検出回路２３０は、電流−電圧変換回路２３２として可変抵抗２３６を備え、制御トランジスタ２２０の充電電流値に応じて、可変抵抗２３６の抵抗値を可変するので、電流検出感度を調整することができ、検出精度をより一層高めることができる。
【００４１】
また、少なくとも制御トランジスタ２２０と電流検出トランジスタ２３１と演算増幅器２３４とＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５を、同一半導体集積回路内に形成する構成とすること、あるいは、これに加えて、電流−電圧変換回路２３２を構成する可変抵抗２３６にアルミ抵抗を用いる構成とすることで、さらに高精度な充電電流の検出が可能となる。
【００４２】
ここで、本実施の形態の動作の説明では特に触れなかったが、制御トランジスタ２２０を従来例のように充電制御ＩＣ３０（図８参照）の外部に設けるよりも、本実施の形態は制御トランジスタ２２０と電流検出トランジスタ２３１がカレントミラーを構成する特徴を活かして同じ半導体集積回路に形成されることが望ましい。このことにより、ミラー比の精度は向上し、本実施の形態の効果をより一層高めることができる。
【００４３】
（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係る充電装置の電流検出回路の他の構成例を示す回路図である。本実施の形態の説明に当たり、図２と同一部分には同一符号を付している。
【００４４】
本実施の形態の電流検出回路２３０Ａは、図１及び図２の電流検出回路２３０に置き換えて適用できる。
【００４５】
図５において、電流検出回路２３０Ａは、制御トランジスタ２２０に対してドレイン端子を除く各端子が互いに接続され、制御トランジスタ２２０とカレントミラーを構成する電流検出トランジスタ２３１と、ＮｃｈＭＯＳトランジスタ２７１及び抵抗２７２からなるソースフォロワと、ソース端子が電流検出トランジスタ２３１のドレイン端子（接続点ＶＢ）に、ドレイン端子が可変抵抗２３６及び端子Ｄに、ゲート端子がＮｃｈＭＯＳトランジスタ２７１のソース端子にそれぞれ接続され、電流検出トランジスタ２３１の電流を可変抵抗２３６に流すＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５と、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５に接続される可変抵抗２３６とを備えて構成される。
【００４６】
上記ＮｃｈＭＯＳトランジスタ２７１及び抵抗２７２からなるソースフォロワは、図１の電圧固定回路２３３を構成する。
【００４７】
制御トランジスタ２２０と電流検出トランジスタ２３１とは、カレントミラーを構成しており、制御トランジスタ２２０及び電流検出トランジスタ２３１のソース端子同士を共通接続にして、端子Ａに接続され、制御トランジスタ２２０及び電流検出トランジスタ２３１のゲート端子同士を共通接続にして、端子Ｂに接続される。
【００４８】
また、ＮｃｈＭＯＳトランジスタ２７１及び抵抗２７２からなるソースフォロワによって、接続点ＶＢの電圧は、接続点ＶＡの電圧に固定される。
【００４９】
電流検出トランジスタ２３１の電流は、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５を介して図１の電流−電圧変換回路２３２に相当する可変抵抗２３６に流れる。制御トランジスタ２２０に流れる電流と電流検出トランジスタ２３１に流れる電流は、両トランジスタがカレントミラー構成をとるため、高精度に両トランジスタの素子数（及びサイズ）の比の値となる。したがって、端子Ｄから出力される可変抵抗２３６の電圧降下は、高精度に制御トランジスタ２２０の電流に比例したものとなる。また、可変抵抗２３６の抵抗値を変更することで制御トランジスタ２２０の電流検出感度を調整することが可能となる。いま、端子Ａは図１のＡＣアダプタ１００に接続され、端子Ｂは図１の制御選択回路２６０の出力端子に接続され、端子Ｃは図１の二次電池３００に接続され、端子Ｄは図１の定電流制御回路２５０における演算増幅器２５２のプラス入力端子に接続される。
【００５０】
このように、本実施の形態によれば、電流検出回路２３０Ａは、制御トランジスタ２２０の電流流出端子電圧をゲート端子に受けて、ソースフォロワを構成するＮｃｈＭＯＳトランジスタ２７１及び抵抗２７２と、電流検出トランジスタ２３１の電流流出端子に接続され、トランジスタ２７１の出力によって駆動されるトランジスタ２３５とを備え、電流検出トランジスタ２３１の電流流出端子電圧を、制御トランジスタ２２０の電流流出端子電圧に固定しているので、制御トランジスタ２２０に及び電流検出トランジスタ２３１のドレイン端子電圧は、ＶＡ＝ＶＢ（図２）を保つことができ、電流検出トランジスタ２３１を介して制御トランジスタ２２０の電流を検出することができる。これにより、実施の形態１と同様の効果、すなわち検出抵抗Ｒｓを用いることなく制御トランジスタ２２０に流れる充電電流を高精度に検出することができ、発熱や電力損失が従来例に比べて格段に小さく、高精度に二次電池の充電状態を検出することができる。
【００５１】
特に、本実施の形態は、ＮｃｈＭＯＳトランジスタ２７１のソースフォロワを用いて、電流検出トランジスタ２３１の電流流出端子電圧を、制御トランジスタ２２０の電流流出端子電圧に固定しているので、演算増幅器２３４を用いる実施の形態１に比べて構成をより簡易にすることができ、低コストで実施が容易という利点がある。
【００５２】
（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３に係る充電装置の電流検出回路の他の構成例を示す回路図である。本実施の形態の説明に当たり、図２と同一部分には同一符号を付している。
【００５３】
本実施の形態の電流検出回路２３０Ｂは、図１及び図２の電流検出回路２３０に置き換えて適用できる。
【００５４】
図６において、電流検出回路２３０Ｂは、制御トランジスタ２２０に対してドレイン端子・ゲート端子を除く各端子が互いに接続され、制御トランジスタ２２０とカレントミラーを構成する電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３と、制御信号Ｓ１，Ｓ２，ＳＮにより各電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３のゲート端子を制御トランジスタ２２０のゲート端子又はドレイン端子に切り替えて接続するスイッチ素子２８４〜２８６と、制御トランジスタ２２０のドレイン端子（接続点ＶＡ’）がマイナス入力端子に接続され、プラス入力端子が各電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３のドレイン端子（接続点ＶＢ）に接続され、接続点ＶＢ’の電圧と接続点ＶＡ’の電圧が等しくなるようにＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５を制御する演算増幅器２３４と、ソース端子が各電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３のドレイン端子（接続点ＶＢ’）に、ドレイン端子が可変抵抗２８７及び端子Ｄに、ゲート端子がＮｃｈＭＯＳトランジスタ２７１のソース端子にそれぞれ接続され、各電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３の電流を抵抗２８７に流すＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５と、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５に接続される抵抗２８７とを備えて構成される。
【００５５】
上記制御信号Ｓ１，Ｓ２，ＳＮは、図１の充電制御回路２７０から出力される。
【００５６】
上記演算増幅器２３４及びＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５は、図１の電圧固定回路２３３を構成し、上記抵抗２８７は、図１の電流−電圧変換回路２３２を構成する。また、抵抗２８７は、例えばアルミ抵抗であり、少なくとも制御トランジスタ２２０と演算増幅器２３４及びＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５は、同一半導体集積回路内に形成されることが好ましい。
【００５７】
制御トランジスタ２２０と電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３とは、カレントミラー回路を構成している。電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３のゲート端子は、スイッチ素子２８４，２８５，２８６を介して制御トランジスタ２２０のゲート端子もしくはドレイン端子に接続されており、スイッチ素子２８４，２８５，２８６は、制御信号Ｓ１，Ｓ２，ＳＮに応じて電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３のゲート端子を制御トランジスタ２２０のゲート端子又はドレイン端子に切り替える。
【００５８】
図２と同様に、図６の演算増幅器２３４及びＰｃｈＭＯＳトランジスタ２３５は、図１の電圧固定回路２３３を構成しており、電圧固定回路２３３は、図６の接続点ＶＢ’の電圧を接続点ＶＡ’と等しくなるように制御する。
【００５９】
電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３に流れる合成電流は、図１の電流−電圧変換回路２３２に相当する抵抗２８７に流れ、端子Ｄ’から制御トランジスタ２２０の電流に比例した電圧が出力される。また、制御トランジスタ２２０の電流伝達能力に対する電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３の電流伝達能力と制御信号Ｓ１，Ｓ２，ＳＮを制御することで、制御トランジスタ２２０の電流検出感度が調整可能となる。
【００６０】
例えば、制御トランジスタ２２０の素子数（及びサイズ）：電流検出トランジスタ２３１の素子数（及びサイズ）：電流検出トランジスタ２８２の素子数（及びサイズ）：電流検出トランジスタ２８３の素子数（及びサイズ）＝１：１０：１：０．１とすれば、制御信号Ｓ１，Ｓ２，ＳＮを制御することで制御トランジスタ２２０の電流検出感度を０．１〜１１．１の範囲で調整することが可能となる。いま、図６の端子Ａ’は図１のＡＣアダプタ１００に接続され、端子Ｂ’は図１の制御選択回路２６０の出力端子に接続され、端子Ｃ’は図１の二次電池３００に接続され、端子Ｄ’は図１の定電流制御回路２５０における演算増幅器２５２のプラス入力端子に接続される。
【００６１】
以下、上述のように構成された充電装置の動作について説明する。基本動作は、実施の形態１と同様である。前記図４を参照して本実施の形態の動作を説明する。
【００６２】
図４の０＜ｔ＜ｔ１の期間において、二次電池３００の電圧値が所定の電圧値Ｖｂａｔ１以下であるとき（図４（ａ）参照）、充電制御回路２７０によって制御選択回路２６０は、定電流制御回路２５０と制御トランジスタ２２０のゲート端子を接続して定電流ＩＣＨＧ１で充電する（図４（ｂ）参照）。このとき、定電流ＩＣＨＧ１は、電流−電圧変換回路２３２の端子Ｄの電圧が、電圧発生回路２５１の電圧Ｖｒｅｆ１となるように制御されることにより設定される。このＶｒｅｆ１は、充電制御回路２７０により設定される。
【００６３】
ここで、制御信号Ｓ１，Ｓ２，ＳＮを制御することで、ＩＣＨＧ１が小さい値（例えば２０ｍＡ）に設定した場合においても、定電流制御回路２５０に入力される電圧は、演算増幅器２５２のオフセット等に影響しない電圧値に制御可能となり、高精度に充電電流を検出可能となる。この充電期間は時刻ｔ１において、定電流ＩＣＨＧ１で充電される二次電池３００の電圧がＶｂａｔ１に達するまでである。
【００６４】
図４のｔ１＜ｔ＜ｔ２の期間において、二次電池３００の電圧値が所定の電圧値Ｖｂａｔ１＜充電電圧＜Ｖｂａｔ２であるとき（図４（ａ）参照）、充電制御回路２７０によって制御選択回路２６０は、定電流制御回路２５０と制御トランジスタ２２０のゲート端子を接続して定電流ＩＣＨＧ２で充電し（図４（ｂ）参照）、二次電池３００の電圧がＶｂａｔ２に達するまで上述した方法で充電する。このとき、定電流ＩＣＨＧ２は、定電圧発生回路２５１の電圧を充電制御回路２７０がＶｒｅｆ２に設定することにより制御される。また、制御信号Ｓ１，Ｓ２，ＳＮを制御することで、ＩＣＨＧ１とは逆にＩＣＨＧ２が大きい値（例えば１Ａ）に設定した場合においても定電流制御回路２５０に入力される電圧は、演算増幅器２５２の入力範囲に影響しない電圧値に制御可能となり、高精度に充電電流を検出可能となる。
【００６５】
図４のｔ２＜ｔ＜ｔ３の期間において、二次電池３００の電圧値が所定の電圧値Ｖｂａｔ２に達すると（図４（ａ）参照）、充電制御回路２７０によって制御選択回路２６０は、定電圧制御回路２４０と制御トランジスタ２２０のゲート端子を接続して定電圧Ｖｂａｔ２を二次電池に印加して充電を行う方式に切り換え、充電電流Ｉｃｈｇが終止電流ＩＣＨＧ３に低下するまで充電し、Ｉｃｈｇ＝ＩＣＨＧ３（ｔ＝ｔ３）の時、充電完了となる（図４（ｂ）参照）。このとき、定電圧Ｖｂａｔ２は、充電制御回路２７０が定電圧発生回路２４１の電圧をＶｒｅｆ３に設定することより制御される。また、充電電流Ｉｃｈｇの低下に対して制御信号Ｓ１，Ｓ２，ＳＮを制御することで、充電電流Ｉｃｈｇの電流量に関係なく充電電流を高精度に検出でき、終止電流ＩＣＨＧ３も電流量に関係なく高精度に検出することができる。
【００６６】
このように、本実施の形態によれば、制御信号Ｓ１，Ｓ２，ＳＮにより、制御トランジスタ２２０とカレントミラーを構成する電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３のゲート端子を制御トランジスタ２２０のゲート端子又はドレイン端子に切り替えることで、充電電流Ｉｃｈｇの電流量に関係なく充電電流を高精度に検出できるようにしているので、電流検出感度を調整することができ、検出精度をより一層高めることができる。
【００６７】
なお、本実施の形態では、制御信号Ｓ１，Ｓ２，ＳＮにより、電流検出トランジスタ２３１，２８２，２８３のゲート端子を制御トランジスタ２２０のゲート端子又はドレイン端子に切り替えているが、実施の形態１，２と同様に、抵抗２８７を可変抵抗２３６（図２）用いる構成でもよい。この場合、可変抵抗２３６又は制御信号Ｓ１，Ｓ２，ＳＮを制御することで、より細かな調整が可能になる。
【００６８】
また、実施の形態１〜３では、充電制御ＩＣチップ２００，２２０Ａ，２２０Ｂ内に、可変抵抗２３６又は抵抗２３７からなる電流−電圧変換回路２３２を設けているが、この抵抗値にも精度の高さが要求されるのは言うまでもない。従来例の電流検出抵抗Ｒｓに比べれば電力容量は必要ないものの、可変抵抗２３６又は抵抗２８７を充電制御ＩＣチップ２００に外付けせずに内蔵するには、トリミング等による後調整を施したり、抵抗値によってはアルミ抵抗を用いたりすればよい。
【００６９】
（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４に係る充電装置の構成を示す回路図である。本実施の形態の説明に当たり、図１と同一部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。
【００７０】
図７において、充電装置は、充電電流を供給するＡＣアダプタ１００と、リチウムイオン電池等の二次電池３００と、ＡＣアダプタ１００と二次電池３００の間に直列に接続されＡＣアダプタ１００から二次電池３００への充電電流を制御する充電制御ＩＣチップ４００とを含んで構成される。
【００７１】
充電制御ＩＣチップ４００は、二次電池３００からＡＣアダプタ１００への電流を防止する整流回路４１０と、端子電圧（例えばゲート端子電圧）の信号に応じて充電電流を制御するＰｃｈＭＯＳトランジスタからなる制御トランジスタ２２０と、制御トランジスタ２２０の電圧及び電流を検出し、ＡＣアダプタ１００から二次電池３００への充電電流を検出する電流検出回路２３０と、二次電池３００に所定の電圧を印加して充電を行う定電圧制御回路２４０と、電流検出回路２３０を通じて所定の定電流を二次電池３００に流して充電を行う定電流制御回路２５０と、定電圧制御回路２４０による充電制御方法と定電流制御回路２５０による充電制御方法とを充電制御回路２７０からの信号に応じて切り替える制御選択回路２６０と、二次電池３００の状態、ＡＣアダプタ１００の状態及び充電状態を常時、監視し、各状態に応じて充電停止・定電圧充電動作・定電流充電動作を制御する充電制御回路２７０とを備えて構成される。
【００７２】
電流検出回路２３０は、制御トランジスタ２２０に対してカレントミラー構成をとるＰｃｈＭＯＳトランジスタからなる電流検出トランジスタ２３１と、電流検出トランジスタ２３１に流れるドレイン電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路２３２と、電圧固定回路２３３とを備えて構成される。
【００７３】
電流検出トランジスタ２３１のゲート端子・ソース端子・ドレイン端子・基板端子の各端子電圧は、好ましくは制御トランジスタ２２０のゲート端子・ソース端子・ドレイン端子・基板端子の各端子電圧とそれぞれ等しくする。このため、制御トランジスタ２２０のソース端子と電流検出トランジスタ２３１のソース端子を接続し、制御トランジスタ２２０のゲート端子と電流検出トランジスタ２３１のゲート端子を接続し、制御トランジスタ２２０の基板端子と電流検出トランジスタ２３１の基板端子を接続し、さらに電圧固定回路２３３を用いて、電流検出トランジスタ２３１のドレイン端子電圧が制御トランジスタ２２０のドレイン端子電圧に等しくなるように制御する。また、電流検出回路２３０の検出感度は、充電制御回路２７０からの制御信号に応じて変化する。電流検出回路２３０の具体的回路構成は、図２の電流検出回路２３０、図５の電流検出回路２３０Ａ、図６の電流検出回路２３０Ｂの、いずれの回路を採用してもよい。
【００７４】
定電圧制御回路２４０は、定電圧発生回路２４１、及び演算増幅器２４２から構成され、定電圧発生回路２４１の電圧値Ｅ１に応じて二次電池３００に所定の電圧を印加して充電を行う。また、定電圧発生回路２４１の電圧値Ｅ１は、充電制御回路２７０からの制御信号に応じて変化する。
【００７５】
定電流制御回路２５０は、定電圧発生回路２５１、及び演算増幅器２５２から構成され、定電圧発生回路２５１の電圧値Ｅ２に応じて、電流検出回路２３０を通じて所定の定電流を二次電池３００に流して充電を行う。また、定電圧発生回路２５１の電圧値Ｅ２は、充電制御回路２７０からの制御信号に応じて変化する。
【００７６】
整流回路４１０は、ＰｃｈＭＯＳトランジスタからなる整流トランジスタ４１１、比較器４１２、及び定電圧発生回路４１３を備えて構成される。
【００７７】
整流回路４１０は、電流検出回路２３０の出力と定電圧発生回路４１３の基準値を比較器４１２により比較し、充電電流が所定の電流値まで低下すると、整流トランジスタ４１１をオフにして二次電池３００からＡＣアダプタ１００方向への電流が流れるのを防止する。
【００７８】
以下、上述のように構成された充電装置の動作について説明する。基本動作は、実施の形態１と同様であるが、異なる点として、次の動作がある。
【００７９】
すなわち、整流回路４１０は、充電電流を検出して、充電電流が所定の電流以下になったとき、整流トランジスタ４１１をオフして二次電池３００からＡＣアダプタ１００方向への電流が流れるのを防止する。
【００８０】
本実施の形態によれば、電流検出回路２３０の検出感度を制御することで、上記各実施の形態と同様に、従来必要であった電流検出抵抗Ｒｓを用いずに、制御トランジスタ２２０に流れる充電電流を高精度に検出することができ、かつ前記図８の従来の充電装置に比べて効率を格段に改善することができる。
【００８１】
また、制御トランジスタ２２０と直列に接続された整流トランジスタ４１１と、電流検出信号を所定値と比較して整流トランジスタ４１１をオンオフ制御する比較器４１２とを備える整流回路４１０を、同一半導体集積回路内に形成することで、充電制御ＩＣチップ４００内に逆流防止素子も内蔵することができる。
【００８２】
以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。
【００８３】
例えば、上記各実施の形態では、制御トランジスタ２２０と電流検出用トランジスタ２３１，２８２，２８３のサイズは１：Ｎ：Ｎ：Ｎに設定されているものとして説明してきたが、本発明はこのサイズ比に限定されるものではない。制御トランジスタ２２０と電流検出用トランジスタ２３１，２８２，２８３のサイズは同じか、制御トランジスタ２２０の方が大きければよりよい。
【００８４】
また、電流検出トランジスタを含む各トランジスタの種類、極性は上記各実施の形態のものに限定されるものではない。例えば、電流検出トランジスタ２３１、制御トランジスタ２２０を、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成（但し回路構成は異なる）することも可能である。
【００８５】
また、上記各実施の形態は、充電装置に適用した例であるが、直流電源から制御トランジスタを介して二次電池を充電する電源装置であれば、どのような回路構成であってもよい。また、上述した充電装置を備える電源回路であってもよい。
【００８６】
また、上記各実施の形態では充電装置という名称を用いたが、これは説明の便宜上であり、充電電流検出回路、充電器、充電電流検出方法等であってもよいことは勿論である。
【００８７】
さらに、上記充電装置を構成する各回路部、例えばスイッチ素子等の種類、数及び接続方法などは前述した実施の形態に限られない。スイッチ素子は、例えばＭＯＳトランジスタを使用するのが一般的であるが、スイッチング動作を行う素子であればどのようなスイッチ素子であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８８】
本発明に係る充電装置は、携帯電話などの充電装置に有用である。また、携帯機器以外の電子機器における充電装置にも広く適用され得るものである。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】本発明の実施の形態１に係る充電装置の構成を示す回路図
【図２】上記実施の形態１に係る充電装置の電流検出回路の具体的な構成を示す回路図
【図３】上記実施の形態１に係る充電装置のＭＯＳＦＥＴの静特性を示す図
【図４】上記実施の形態１に係る充電装置における充電時間の経過による二次電池の電圧及び充電電流を示す図
【図５】本発明の実施の形態２に係る充電装置の電流検出回路の構成を示す回路図
【図６】本発明の実施の形態３に係る充電装置の電流検出回路の構成を示す回路図
【図７】本発明の実施の形態４に係る充電装置の構成を示す回路図
【図８】従来の充電装置の構成を示す回路図
【符号の説明】
【００９０】
１００  ＡＣアダプタ
２００，４００  充電制御ＩＣチップ
３００  二次電池
２１０，４１０  整流回路
２２０  制御トランジスタ
２３０，２３０Ａ，２３０Ｂ  電流検出回路
２３１，２８２，２８３  電流検出トランジスタ
２３２  電流−電圧変換回路
２３３  電圧固定回路
２３４，２５２  演算増幅器
２３５  ＰｃｈＭＯＳトランジスタ
２３６  可変抵抗
２４０  定電圧制御回路
２４１，２５１，４１３  定電圧発生回路
２４２  演算増幅器
２５０  定電流制御回路
２６０  制御選択回路
２７０  充電制御回路
２７１  ＮｃｈＭＯＳトランジスタ
２７２，２８７  抵抗
２８４〜２８６  スイッチ素子
３００  二次電池
４１１  整流トランジスタ
４１２  比較器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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