(57)【要約】【課題】標準アンテナ又はケーブル入力を受信し、かつ標準ビデオベースバンド信号及び標準オーディオベースバンド信号を出力する完全集積化テレビチューナーを提供することを目的としている。【解決手段】本発明の受信機は、上昇変換ミキサ及び下降変換イメージ排除ミキサを直列にして使用し、オンチップＩＦ信号を発生する。ＩＦ信号のオーディオ検波は、オーディオＦＭ信号と直交に動作するオーディオ遅延ロックループを通して実行される。ＩＦ信号のビデオ検波は、ＩＦ信号の抽出されたビデオキャリアとＩＦ信号の周波数混合により実行される。ビデオ出力とオーディオ出力の両方に対して、可変負荷駆動能力が提供される。【選択図】図１
2008079322.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号を、第一の動作周波数を有する第一の基準信号と混合して、第一のＩＦ信号を発生するステップと、
ディジタルインターフェースを使って前記ＲＦ信号の混合のために前記第一の動作周波数の周波数を制御するステップと、
第一のバンドパスフィルタにおいて第一のＩＦ信号を濾波して、少なくとも４つのチャンネルを有する出力通過帯域信号を発生するステップと、
出力通過帯域信号を、第二の動作周波数を有する第二の基準信号と混合して、第二のＩＦ信号を発生するステップとを備え、
前記ＲＦ信号の混合及び前記出力通過帯域信号の混合が、単一集積回路上で実行されることから成る受信ＲＦ信号の処理方法。
【請求項２】
入力カットオフ周波数以上の全ての周波数成分をＲＦ信号から濾波排除するステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
第一の動作周波数が入力カットオフ周波数よりも大きい請求項２に記載の方法。
【請求項４】
ＲＦ信号を第一の基準信号と混合するステップが、ＲＦ信号と第一の基準信号の減算的混合である請求項３に記載の方法。
【請求項５】
ＲＦ信号を第一の基準信号と混合するステップは上昇変換混合であり、ＲＦ信号内の選択キャリア周波数は、第一の所定周波数で第一のＩＦ信号内に現れ、そして、この第一の所定周波数は、選択キャリア周波数よりも高い請求項４に記載の方法。
【請求項６】
第一の所定周波数が、第一のバンドパスフィルタの出力通過帯域信号内に現れる請求項５に記載の方法。
【請求項７】
受信ＲＦ信号から入力カットオフ周波数以上の全ての周波数成分を濾波して、第一の濾波信号を発生するステップと、
この第一の濾波信号を増幅するステップとを、さらに備え、
前記ＲＦ信号と前記第一の基準信号との混合が、増幅された第一の濾波信号を前記第一の基準信号と減算的に混合して前記第一のＩＦ信号を発生することから成る請求項１に記載の方法。
【請求項８】
第一の動作周波数が入力カットオフ周波数よりも大きい請求項７に記載の方法。
【請求項９】
増幅された第一の濾波信号を第一の基準信号と混合するステップが、上昇変換混合であり、前記受信ＲＦ信号内の選択キャリア信号が、第一の所定周波数で第一のＩＦ信号内に現れ、そして、前記第一の所定周波数が選択キャリア周波数よりも高い請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
選択キャリア信号が、第一の所定周波数で出力通過帯域信号内に現れる請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
出力通過帯域信号を第二の基準信号と混合するステップが、下降変換混合であり、出力通過帯域信号内に第一の所定周波数で現れる選択キャリア信号が、第二の所定周波数で第二のＩＦ信号内に現れ、そして、前記第二の所定周波数が前記第一の所定周波数よりも低い請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
第二のバンドパスフィルタによって第二のＩＦ信号を濾波するステップをさらに含む請求項７に記載の方法。
【請求項１３】
第二のバンドパスフィルタが、１５ＭＨｚと２１ＭＨｚの間の通過帯域を有する請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
第二のバンドパスフィルタが、２０ＭＨｚのカットオフ周波数を有するナイキストスロープフィルタである請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
ディジタルインターフェースを使って前記ＲＦ信号の混合のために前記第一の動作周波数の周波数を制御するステップをさらに備える請求項１に記載の方法。
【請求項１６】
前記ディジタルインターフェースが、集積回路バスを備える請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記ＲＦ信号の濾波が、固定入力カットオフ周波数フィルタを利用する請求項２に記載の方法。
【請求項１８】
前記減算的混合が、前記ＲＦ信号の第一の基準信号との混合によって、かつ周波数和信号成分を濾波することによって出力信号を発生する請求項４に記載の方法。
【請求項１９】
前記入力カットオフ周波数が固定である請求項７に記載の方法。
【請求項２０】
前記第一の基準信号が、外部ディジタル信号を印加することにより制御される請求項７に記載の方法。
【請求項２１】
前記ディジタル信号が、集積回路間バス信号から成る請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
増幅された第一の濾波信号の前記減算的混合は、周波数差信号成分が存在し、かつ周波数和信号成分が濾波される信号を発生する請求項７に記載の方法。
【請求項２３】
前記出力通過帯信号を混合するステップが、前記第二のＩＦ信号から、前記第一のＩＦ信号の映像信号を除去することである請求項１に記載の方法。
【請求項２４】
前記第一のバンドパスフィルタは、さらに、第一のＲＦ信号を濾波して、前記第一のＩＦ信号を生成するミキサーの出力において、イメージエネルギーを帯域制限する請求項２３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はテレビチューナー回路に関し、特に、単一マイクロ回路デバイス内に形成された高集積テレビチューナーに関する。
【背景技術】
【０００２】
テレビ製造における最も重要なコストの一つは、チューナーのコストである。テレビ（ＴＶ）チューナーの典型的コストは、約＄１５，０００であり、それは、テレビ受信機全体のコストに対して相当大きい。チューナーコストを低減させる解決策の一つは、チューナーの部品数を減らすことである。
【０００３】
従来から、チューナーは２つの基本的要素から構成される。第一の要素は、高周波数の中間周波数への変換（ＲＦ−ｔｏ−ＩＦ）をする。その後、第二の要素が、ＩＦをベースバンドに変換する。ＴＶチューナーは、本来ブラウン管を包含するスタンドアロンユニットであるテレビ受信機内でテレビ放送を受信するために元来設計された。そのため、ＴＶチューナーは元来単一目的のデバイスに埋め込まれた集積部品であった。
【０００４】
しかしながら、現在において、最先端消費者電子デバイスは、テレビ受信機の組み込み部品ではないＴＶチューナーを使用する。このチューナーは、ある点でブラウン管に接続されている分離要素であるが、しかしこのチューナーは、モニターの一体の部品ではない。例えば、ＴＶチューナーは、回路ボード上に組み立て、それからパーソナルコンピュータ（ＰＣ）システムに取り付け、それによって、このＰＣをテレビ受信機として機能させることができる。これらのチューナーは、無線周波テレビ信号をベースバンド（又は低周波数）ビデオ信号に変換し、かつこれは、それからビデオ処理用途のためにＰＣ内の他の要素に伝送することができる。
【０００５】
ＲＦ−ｔｏ−ＩＦ変換を実行する回路要素は典型的には、１つ乃至は２つの集積回路と多数の個別要素--インダクタ、キャパシタ、及び／又はトランジスタから構成される。ＩＦ−ｔｏ−ベースバンド変換は典型的には、別の集積回路、セラミックフィルタ及びＳＡＷフィルタのようないくつかのフィルタ素子、抵抗器及びポテンショメータのような一連のチューニング及び制御要素、可変インダクタ及び／又はキャパシタ、及びいくつかの追加の外部要素を包含している。このように、チューナーの複雑さはかなり高く、そして典型的には、回路ボード上に１００から２００の要素がある。さらに、最先端ＴＶチューナーは、各チューナーが工場を離れる前にマニュアルチューニングによって調整することを依然として必要としている。このマニュアルチューニングは、製造プロセスと関連した最も高価なコストのかかるものの一つであり、チューナーのコストにおける重要なファクタとなっている。
【０００６】
過去の放送テレビチューナーは、６０年以上の期間に渡って発展してきた。最も初期のチューナーは真空管技術を利用し、かつそれらのコスト、電力消費及び寸法のために最小数の真空管を使用することを必要とした。それ故、抵抗器、キャパシタ、インダクタ及びトランジスタのような受動要素が、大部分の設計においてできるだけ多く使用された。この設計スタイルは、ＴＶチューナー要素、特に真空管が、バイポーラ及びＭＯＳトランジスタにより置き換え始められた１９６０年頃まで継続した。しかしながら、能動要素の総数が依然として、ＴＶチューナーのコスト及びサイズを制限し、かつ能動要素の総数を最小化することが続けられてきた。
【０００７】
１９７０年代の初めに、集積回路がテレビチューナーにおける一つの要素として実用的になり、かつその設計技術は劇的に変化した。一つの管又はトランジスタのみを利用するチューナーの多くの機能は、４〜２０の個々のトランジスタと置き換えられ、かつこれは、精度がよく、スペースが小さく、電力が小さく、熱発生が少なく、かつコストが低くして、同じ機能を果たすことができるであろう。集積回路の導入は穏やかで、最初は低周波要素のみであり、それから高周波能動要素に拡張された。それでもなお、集積回路外部に多くの能動要素が、ＴＶチューナー設計において残った。
【０００８】
１つの進歩、ＳＡＷ（表面音響波）フィルタにより、かなりの変化があり、いくつかのマニュアル同調インダクタ及びキャパシタはチューナーから取り除かれ、かつ受信フィルタ性能は、ずっと小さなスペース内で、かつコストを減らして、改善することができた。しかしながら、セラミックサブストレート上で組み立てられるＳＡＷフィルタは、能動回路の残りと共にシリコンウエハー上で集積化することができず、それ故、最終設計において個別要素が残らなければならない。１９８０年代の傾向は、受動要素の全てを小さくし、そして工場でのそれらの関連したマニュアルチューニングを簡単化することであった。最近、ＴＶチューナーは、約２”×５”×１”のかなり大きなケースから、約１／２”×２”×３／８”のずっと小さなケースにまでサイズを減少させた。ＴＶチューナーはますます小さくなるコンピュータ、テレビ受信機、及びＶＣＲにおいて使用されるので、小さなサイズが高く尊重される。チューナーが使用される装置は、より小さくなるので、ＴＶチューナーのサイズはまた減少しなければならない。チューナーのサイズが小さくなるにつれて、かつチューナーが多様なデバイスにおいて使用されるにつれて、コストがより重大になり、かつ最終製品コストの大きな部分を占めないようにできるだけ減少させなければならない。チューナーがテレビ受像機において使用されるとき、テレビ受像機は、固有に大きな容積を有しているので、チューナーサイズの重要性は小さい。しかし、チューナーが他の電子装置において使用されるとき、スペースが大きくなり、かつチューナーの物理スペースは重大になる。
【０００９】
本発明のモノリシックテレビチューナーを説明する前に、従来技術に見られる最先端テレビチューナーを説明することが有用であろう。
【００１０】
単一マイクロ回路にＴＶチューナーを集積する理論的提案はあったけれども、実現されたものは知られていない。その次にベストの公知の従来技術のものは、非常に小型化されてはいるが、しかし、図３に示されるように完全に集積化されたチューナーではない。
【００１１】
図３は、現在最先端のＴＶチューナー構成の機能電気ブロック図を示している。テレビチューナー３００は、プリント回路ボードを含む単一金属シールドアセンブリ内に構成され、かつそのプリント回路ボード上に、関連したチューナー要素の全てが取り付けられ、かつ電気的に接続されている。ＴＶチューナー３００は、テレビ受信システム内の適切な終端に入力及び出力信号を直接接続するために他のプリント回路ボードに取り付けられるモジュールになるように設計されている。金属シールドは、不所望の外部信号がＴＶチューナー３００の動作を妨害しないために、かつＴＶチューナー３００が外部装置の動作を妨害する信号を放射しないようにするために使用される。
【００１２】
従来技術のテレビチューナー３００は、３つの集積回路、前置増幅器及びミキサ３０５、ＩＦ及びベースバンド信号プロセッサ３１０、及び周波数シンセサイザ及びインター集積回路（ＩＩＣ又はＩ２Ｃ）バスインターフェース３１５から構成される。テレビチューナー３００はまた、バンドパス及びイメージ排除ノッチフィルタ３０４、バンドパス及びイメージ排除ノッチフィルタ３１２、表面音響波（ＳＡＷ）フィルタ３１６、ビデオキャリアフィルタ３２４、及びオーディオキャリア位相シフター３６０を含む複数の個別要素から構成される。テレビチューナー３００は、アンテナ３０２又はケーブルシステム接続（図示せず）から、バンドパス及びイメージ排除ノッチフィルタ３０４を通して標準テレビＲＦ信号を受信する。バンドパス及びイメージ排除ノッチフィルタ３０４は、最小数の不所望の信号がＴＶチューナー３００に存在するようにＴＶチューナー３００に入る信号を制限する。それ故、フィルタ３０４は、後述のように、第一のミキサにより生じたイメージ応答を制限する。フィルタ３０４はまた、所望信号まわりのかなり狭い（１００ＭＨｚ）レンジ以外の信号を減衰させる。最後に、ＦＭ放送、短波サービス信号、中間周波帯域内の信号、及び市民バンド無線信号のような既知の妨害信号が、特にフィルタ３０４によって排除される。
【００１３】
前置増幅器及びミキサ３０５の前置増幅器３０６は、バンドパス及びイメージ排除ノッチフィルタ３０４の出力を受信し、かつノイズレベルの増加を最小にして（典型的には８−１０ｄＢ）、信号レベルを増加させる（１０ｄＢ）。前置増幅器３０６の利得は、自動利得制御（ＡＧＣ）３３８によって制御され、そのため非常に強い信号がＴＶチューナー３００に入るとき、全利得が減少し、利得減少が無い場合よりも前記増幅器におけるひずみが小さくなる。
【００１４】
前置増幅器３０６の出力は、潜在妨害信号の通過を最小にする基本要求を同じにして、バンドパス及びイメージ排除ノッチフィルタ３１２に送られる。フィルタ３１２は、前置増幅器及びミキサ３０５の外部にあり、かつキャパシタ、インダクタ及びバラクタダイオードを含む複数の個別要素から構成される。
【００１５】
バンドパス及びイメージ排除ノッチフィルタ３１２の出力は、前記増幅器及びミキサ３０５内のミキサ３０８に送り返される。ミキサ３０８は、フィルタ３１２の出力をローカル発信器、周波数シンセサイザ３４２の出力と混合し、かつこれは、４５．７５ＭＨｚだけ所望の受信機キャリアよりも高く選択された周波数を有している。従って、ミキサ３０８の出力は、４５．７５ＭＨｚである。また、入力周波数よりも９１．５ＭＨｚ上方にミキサ３０８によるイメージ信号があり、かつこれはフィルタ３０４及びフィルタ３１２により取り除かれる。それ故、周波数シンセサイザ３４２の周波数が異なるキャリア周波数の信号を受信するように同調されるとき、バンドパス及びイメージ排除フィルタ３０４及び３１２はまた、所望の信号のみを適切に通過させ、かつミキサイメージを通過させないように同調されなければならない。
【００１６】
周波数シンセサイザ３４２は、入力周波数基準信号（通常１６ビット）を受信し、かつステータス信号”自動周波数制御（ＡＦＣ）エラー”及び”周波数（ＦＲＥＱ）ロック”を出力する。さらに、周波数シンセサイザ３４２における電圧制御発振器（ＶＣＯ）により使用される同調信号は、周波数シンセサイザ３４２から、バンドパス及びイメージ排除ノッチフィルタ３０４及び３１２に出力される。ローカル発振器信号は、周波数シンセサイザ３４２からミキサ３０８に出力される。
【００１７】
それから、ミキサ３０８の４５．７５ＭＨｚ出力信号は、ＳＡＷ（表面音響波）フィルタ３１６に通され、かつこれは、信号の帯域幅を一つの（１）チャンネル（ＮＴＳＣ標準に対して６ＭＨｚ）のみに制限し、かつ可視キャリア周波数まわりのナイキストスロープとして公知の周波数線形減衰を加える。ＳＡＷフィルタ３１６による線形減衰は、残留側波帯信号からの信号を、キャリアを持つ単側波帯に等価なものに変換し、そのため、復調後の信号の周波数応答はビデオ帯域幅に渡って平らである。ＳＡＷフィルタ３１６は、非常に損失が大きく（２５ｄＢのオーダー）、そのためＳＡＷフィルタ３１６への入力は、ノイズ影響を最小にするために相当する値だけ前置増幅器（図示せず）により増幅される。
【００１８】
ＳＡＷフィルタ３１６の出力は、ＩＦ及びベースバンド信号プロセッサ３１０における中間周波（ＩＦ）増幅器３２０に入力される。ＩＦ増幅器３２０は、ＴＶチューナー３００の全利得の大部分を提供し、かつＡＧＣ３３８からの利得制御を受け取る。
【００１９】
ＩＦ増幅器３２０の出力はビデオ検波器３２２に送られ、かつまた、外部ビデオキャリアフィルタ３２４にチップを離れて送られる。これは、ビデオ復調が実行される段である。ビデオ検波器３２２は実質上、キャリア振幅リミッタ３２６を通してビデオキャリアフィルタ３２４の出力に接続されたローカル発振器入力を持つミキサである。キャリアリミッタ３２６の出力は、いかなる変調も加えることのないビデオキャリア信号の同相表示である。キャリアリミッタ３２６の出力はビデオ検波器３２２によって受信され、かつこれは、キャリアリミッタ３２６の出力をＩＦ増幅器３２０の出力と混合する。
【００２０】
ＡＦＣ周波数識別器３４０は、キャリアリミッタ３２６の出力に包含されるキャリア周波数と、既知の正当キャリア周波数基準との間の差を検出するために従来技術の装置において使用される。ＡＦＣ周波数識別器３４０の出力信号は、キャリアリミッタ３２６の出力と既知の正当キャリア周波数基準の間のエラーを減少させる方向に周波数シンセサイザ３４２を駆動するために使用されるエラー信号である。ビデオ検波器３２２の出力は、いくつかの高周波数混合成分と組み合わされるベースバンドビデオ信号である。これらの混合成分は、ビデオベースバンドフィルタ３３０により取り除かれる。ビデオベースバンドフィルタ３３０の出力は、同期化パルスクランプ（同期クランプ）３３２に導かれ、かつこれは、同期パルスのレベルを標準レベルにセットする。
【００２１】
次に、同期クランプ３３２の出力はノイズインバータ３３４に送られ、かつこれは、この信号から大きなノイズスパイクを除去する。ノイズインバータ３３４の出力はビデオバッファ３３６に送られ、かつこれは、略１０００〜２０００オームのかなり高い回路ボードインピーダンスを駆動するように構成される。ノイズインバータ３３４の出力はまたＡＧＣ（自動利得制御）３３８に送られ、かつこれは、同期化パルスのレベルを信号ブランキングレベルと比較して、入来信号強度を測定し、そして、最終出力でのレベルを正しくするためにＴＶチューナー３００の利得を動的に調整するためにＩＦ増幅器３２０及びＲＦ前置増幅器３０６により使用される利得制御信号を発生する。
【００２２】
オーディオ信号は、ビデオ検波器３２２を通り、ビデオと同じ電路をたどるＦＭ信号である。ビデオ検波器３２２の出力で、オーディオ信号は、所望のビデオキャリアよりも４．５ＭＨｚ高い周波数で従来技術のＴＶチューナー３００に入るという事実により、オーディオ信号は４．５ＭＨｚのサブキャリアとして現れる。オーディオサブキャリアは、ＦＭ直交復調器に通される。ＦＭ直交復調器はミキサ、オーディオ第二検波器３５０、及び９０°（４．５ＭＨｚで）位相シフタ、オーディオキャリア位相シフタ３６０から構成される。オーディオ第二検波器３５０の出力はベースバンドオーディオ信号であり、かつこれは、いかなる不所望の高周波要素も取り除くようにローパス（３０ｋＨｚ）フィルタ３５２により濾波される。ローパスフィルタ３５２の出力は最終的にオーディオバッファ３５４上に通され、かつこれは、最後にスピーカを駆動するオーディオ増幅器を駆動する。シリアルディジタルインターフェース３４４は、”シリアルデータ”及び”シリアルクロック”入力を受信して、従来技術のテレビ受像機のために制御及び更新ステータスを提供する。
【００２３】
ベースバンド及びイメージ排除ノッチフィルタ３０４及び３１２は典型的には、複数のキャパシタ、インダクタ、及びバラクタダイオードから構成される。ビデオキャリアフィルタ３２４は通常、３つの個別要素、１つのインダクタと２つのキャパシタから構成される。同様に、オーディオキャリア位相シフタ３６０はまた、１つのインダクタと２つのキャパシタから構成される。図３の回路要素３０５、３１０及び３１５の他に個別要素として示された回路要素に加えて、他の個別要素（図示せず）が、同調目的のためにＩＦ及びベースバンド信号プロセッサ３１０及び周波数シンセサイザ３４２に接続されている。周波数シンセサイザ３４２は典型的には、いくつかの外部キャパシタ、インダクタ及び／またはバラクタダイオードによって同調される。ビデオバッファ３３６及びオーディオバッファ３５４はまた典型的には、抵抗器、キャパシタ及び／またはトランジスタのような外部個別要素を使用する。ビデオベースバンドフィルタ３３０及びローパスフィルタ３５２はまた、外部インダクタ及びキャパシタを使用することができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
従って、本発明の１つの目的は、プリント回路ボード上で使用するために、比較的に低コストで、かつ小さな物理スペースを持つＴＶチューナーを提供することである。
【００２５】
本発明の別の目的は、同時に必要とされる外部要素の数を減少させ、それによって、プリント回路ボードの複雑さ、及びＴＶチューナーによって必要とされる回路ボード面積を減少させつつ、最先端ＴＶチューナーの性能に合致するか或いはそれを超えるＴＶチューナーを提供することである。
【００２６】
本発明のさらに別の目的は、ＴＶチューナーが、テレビ受像機、パーソナルコンピュータ、又は他のビデオ装置に埋め込まれたマイクロコントローラにより制御することができるように、シリアルバスによりＴＶチューナーのコンピュータ制御を可能にすることである。
【００２７】
本発明のさらに別の目的は、コンピュータ制御出力インピーダンス特性を、異なる負荷仕様に適応させるＴＶチューナーを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
これら及び他の問題は、広帯域周波数を入力として取り、かつ非常に狭い帯域幅に渡ってビデオ復調をするＴＶチューナーを一体化することにより解決された。これを達成するために、ＲＦ入力信号をより高い内部周波数に上昇変換する一つのアーキテクチャーが選択され、かつこれは、本発明により受信機の入力段での濾波を最小にすることを可能にした。それ故、本発明は、単一の固定同調フィルタを除いて、入力を可変同調フィルタすることなく動作することができる。これにより、製造中に機械的に調整する必要があり、かつ年月、温度、湿度、振動及び電力性能により性能変動を受ける精密制御可変同調フィルタの必要性はなくなる。これは、複雑さと共に、大きなエラー及びひずみの源であるために排除されなければならなかった従来のチューナーの重大な欠陥であった。
【００２９】
さらに、本発明の集積回路への高周波信号の入力、或いはそこからの出力を取り除くことにより、高周波信号と関連した駆動能力問題及び集積回路外部相互接続と関連したノイズ結合問題は避けられるので、チップ上で上昇変換を実行させることは有利である。本発明は、次に、ほとんどひずみを付加しない密接制御下降変換を提供するイメージ排除混合スキームを使って高周波数から下降変換をする。これはまたさらに、高周波数でなされなければならない濾波量を最小化することによりオンチップ濾波効果を最小化する。その結果、本発明の高周波動作は、チップ内側の初期段に制限され、かつひずみを最小化するために非常に低いインピーダンスレベルで実行される。下降変換の後、全ての残りの濾波は、集積回路で実現される連続時間モードフィルタで実行される。
【００３０】
本発明の別の技術的利点は、最終設計のマニュアル同調が必要とされないということである。従来技術に存在するように、調整を実行するために必要とされる外部要素はない。
【００３１】
本発明のさらに別の技術的利点は、出力インピーダンスが、システム要求に基づいて選択可能であり、それにより、特定の応用に対して、電力消費を最小にするということである。本発明は、低出力インピーダンスドライバで同軸ケーブルを駆動することができ、或いは、ボードレベル応用に対して、本発明は高出力インピーダンスを駆動するよう構成することができる。本発明はまた、単一外部要素によって限定される非常に正確な負荷インピーダンスに合致させることができる。
【００３２】
本発明は、従来の設計よりもずっと小さなボードスペース（従来技術設計の５％〜１０％のオーダー）を有利に利用し、かつ約１／５のみの電力を消費する。本発明はまた、従来設計の２つ又は３つの電圧レベルに対して、単一電圧レベルで有利に動作する。
【００３３】
本発明の別の技術的利点は、金属ケースの必要性が減少すると云うことである。集積自体が、干渉基準に合致する十分なシールディングを可能にする。本発明に具体化されたモノリシックテレビ（ＭＴＶ）チューナーは、大部分のテレビ放送受信装置で現在使用されているＴＶチューナーモジュールに置き換えることを意図している。ＭＴＶチューナーは、水晶周波数基準及び電源バイパスキャパシターを除いて、チューナーの機能要素の全てを集積する。本発明の集積レベルは、基本的ＴＶチューナーのコストを劇的に減少させ、かつその製造性及び信頼性を高める。本発明のＴＶチューナーは、ディジタルシリアルバスインターフェース（Ｉ２Ｃ）を経てコンピュータ又はコントローラにより外部制御される。本発明の好適具体例は、標準同軸ケーブルに直接接続することのできるアンテナ入力を提供し、それによって、アンテナとケーブルテレビの両方の用途を可能にする。さらに、ベースバンドビデオ及びオーディオ出力は、高インピーダンス又は低インピーダンス用途のために設計される。高インピーダンスモードは、プリント回路上の短い相互接続のためのドライバであり、かつ低動作電力の利益をもたらす。低インピーダンスモードは、より大きな電源を必要とする業界標準スタディオケーブルインターフェースを駆動する。
【００３４】
本発明の好適具体例は、ナショナルテレビジョン標準委員会（ＮＴＳＣ）コード化ビデオにより空中放送及びケーブルテレビの両方のために使用される周波数で動作するよう設計されている。受信機感度は、ＶＨＦシステムのためのアンテナノイズ温度により制限されるよう設定されている。本発明はまた、広範囲自動利得制御（ＡＧＣ）を使用する。
【００３５】
本発明のベースバンドビデオ出力は安定にされ、即ちアンテナＲＦ信号レベルに関してビデオ振幅の変動を最小にし、そして、より低い動作電流で、低インピーダンススタディオ標準負荷又は高インピーダンス負荷のいずれかのためのソフトウエアを通して構成することができる。オーディオ出力は、外部ＭＴＳデコーダに接続するために広帯域混成である。オーディオ出力は、ソフトウエア制御を通して低インピーダンススタディオ標準負荷又は高インピーダンス負荷のために構成することができる。
【００３６】
Ｉ２Ｃバスインターフェースを通して制御が達成される。本発明の好適具体例におけるバイアス及び制御回路は、ＮＴＳＣ、ＰＡＬ、ＳＥＣＡＭ及びＭＴＳのような動作周波数、ビデオ及びオーディオ伝送標準、電力、及びテストモードのための制御バスを通して更新することのできる内部レジスタを包含している。バイアス及び制御回路のステータスは、Ｉ２Ｃバスインターフェースを通してアクセス可能のステータスレジスタを経てチェックすることができる。ステータスデータは、ＡＦＣエラー、チャンネルロック及び受信信号強度インディケータを包含している。
【００３７】
本発明の動作周波数は、外部クリスタル又は基準周波数発生器を基準にしている。本発明によると、最小の外部要素が使用され、かついかなる要素の調整も必要とされない。
【００３８】
本発明は、バイポーラ、ＢｉＣＭＯＳ、又はＣＭＯＳプロセスで実施することができるが、しかしながら、本発明の好適具体例は、ＢｉＣＭＯＳプロセスを使用して、柔軟性を最大にして設計の際の困難性を減少させる。
【００３９】
本発明の好適具体例は、ＩＦ増幅の後で、ビデオ復調の前に、サウンド処理を実行する。この方法は、”準スプリット”サウンドとして知られ、かつコスト理由のために大多数のテレビ受信機においては使用されていない。準スプリットサウンドは、ビデオイメージが完全な白である期間、オーディオ信号に”ぶんぶん云う音”を有さない。本発明の集積回路において、準スプリットサウンドは、無視できるほどにコストが低く、従って、本発明の全ての具体例において集積することができる。準スプリットサウンドの集積は、要素総数を減らし、かつ外部マニュアル調整を必要としない。
【００４０】
前述のことは、以下の集積テレビチューナーの詳細な説明をより良く理解することができるために、本発明の特徴及び技術的利点をむしろ広く概観した。本発明の特許請求の範囲の主題を形成するモノリシックテレビチューナーの追加の特徴及び利点は、以下に説明する。開示された概念及び特別の具体例は、本発明の同じ目的を達成するために変更或いは他の構成を設計するための基礎として容易に利用することができるということが当業者には認められよう。また、このような等価な構成は、特許請求の範囲に記載の本発明の精神及び範囲から離れないということが当業者には認められよう。
【発明の効果】
【００４１】
（１）本発明は、プリント回路ボード上で使用するために、比較的に低コストで、かつ小さな物理スペースを持つＴＶチューナーを提供することができる。
（２）本発明は、同時に必要とされる外部要素の数を減少させ、それによって、プリント回路ボードの複雑さ、及びＴＶチューナーによって必要とされる回路ボード面積を減少させつつ、最先端ＴＶチューナーの性能に合致するか或いはそれを超えるＴＶチューナーを提供することができる。
（３）本発明は、ＴＶチューナーが、テレビ受像機、パーソナルコンピュータ、又は他のビデオ装置に埋め込まれたマイクロコントローラにより制御することができるように、シリアルバスによりＴＶチューナーのコンピュータ制御を可能にすることができる。
（４）本発明は、コンピュータ制御出力インピーダンス特性を、異なる負荷仕様に適応させるＴＶチューナーを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
本発明及びその利点をより完全に理解するために、添付図面と関連してなされる次の説明を今参照する。
【００４３】
図１は、ＴＶチューナー１００の好適具体例に包含される機能要素の高レベルブロック図を示している。アンテナ又は他のソースから受信されたＲＦ信号は、ＲＦコンバータ１１０により中間周波（ＩＦ）信号に変換され、ＩＦプロセッサ１２０に送られる。ＩＦプロセッサ１２０の出力は残留側波帯（ＶＳＢ）検波器１３０及びビデオプロセッサ及びドライバ１５０に送られて、本発明のビデオ出力信号を発生する。ビデオ信号は、同期ＡＭ復調器を通して検波される。
【００４４】
ＩＦプロセッサ１２０の出力はまた、ＦＭ検波器１４０及びオーディオプロセッサ及びドライバ１６０に送られて、本発明のオーディオ出力信号を発生する。オーディオ検波は、直交基準のために位相ロックループを利用する直交ＦＭ検波器により実行される。Ｉ２Ｃインターフェース１７０は、Ｉ２Ｃインターフェースバスから”Ｉ２Ｃデータ”及び”Ｉ２Ｃクロック”信号を受信する。周波数基準１９０は、外部基準クリスタルに同期化される発振器である。バイアス及び制御ロジック回路１８０は、内部バイアス電圧及び電流を定め、かつ本発明のテレビチューナーのステータス及び制御レジスタを保守する。
【００４５】
図２は、本発明の集積回路の好適具体例のピンレイアウト図を示している。集積回路２００は、ピン１１及び２０上の供給電圧（ＶＣＣ１及びＶＣＣ２）に接続され、かつピン３、４、６−１０、１４及び１７（ＧＮＤ１−ＧＮＤ９）で接地されている。外部クリスタル発振器からの入力基準信号は、ピン１及びピン２（クリスタル１）及び（クリスタル２／基準ＩＮ）上に供給される。集積回路２００は、ピン１６（シリアルクロック）及びピン１５（シリアルデータ）上のＩＩＣ（Ｉ２Ｃ）インターフェースバスに接続されている。アンテナ又は他のソースからＲＦ入力は、ピン５（ＲＦ入力）に接続されている。集積回路２００は、ピン１８及び１９（ビデオ及びビデオ基準）及びピン１２及び１３（オーディオ及びオーディオ基準）上にビデオ及びオーディオ信号を出力する。
【００４６】
図４は、本発明の好適具体例のＴＶチューナーの詳細電気ブロック図である。図４は、上昇変換二重変換スーパーヘトロダイン受信機を示している。残留側波帯（ＶＳＢ）コード化ビデオ信号は、検波の前にナイキストスロープ受信機減衰特性フィルタを通して処理される。
【００４７】
ＲＦ信号は、アンテナ４０２（又は図示しないケーブル）からＴＶチューナー１００に入り、かつ９００ＭＨｚ以下に入来帯域を制限するようにＲＦ低域フィルタ（ＲＦＬＰＦ）４０４に通される。濾波されたＲＦ信号は、利得制御低ノイズ相互コンダクタンス増幅器（ＬＮＴＡ）４０６により２０ｄＢにまで増幅される。
【００４８】
アンテナ４０２により受信され、ＲＦＬＰＦ４０４により濾波され、かつＬＮＴＡ４０６により増幅された入力信号は、標準放送テレビスペクトラムである。ＶＨＦ帯域におけるチャンネル２−１３は５４ＭＨｚから２１６ＭＨｚにまで延び、かつＵＨＦ帯域におけるチャンネル１４−８３は、４７０ＭＨｚから８９０ＭＨｚにまで延びる。ＶＨＦ及びＵＨＦ帯域における各チャンネルは、６ＭＨｚの帯域幅を有し、ビデオキャリア周波数は帯域下縁より上方１．２５ＭＨｚに位置し、カラーキャリア周波数はビデオキャリア上方３．５８ＭＨｚに位置し、かつオーディオキャリア周波数はビデオキャリア上方４．５ＭＨｚに位置している。例えば、チャンネル２は５４〜６０ＭＨｚの６ＭＨｚの帯域幅、５５．２５ＭＨｚのビデオキャリア、５８．８３ＭＨｚのカラーサブキャリア及び５９．７５ＭＨｚのオーディオキャリアを有している。
【００４９】
１２００と２１００ＭＨｚの間で動作する第一のローカル発振器（ＬＯ１）４５０の出力は、第一のミキサ（ＭＩＸ１）４０８において、ＲＦ信号と混合されて、１２００ＭＨｚの第一のＩＦビデオキャリア周波数を発生する。これにより、ミキサイメージ及び高調波混合によるひずみが最小になる。第一のＩＦは、第一のミキサ４０８の帯域幅制限により濾波されて、高調波影響を最小化する。
【００５０】
基本的ミキサスキームにおいて、ミキサは２つの入力、ＲＦ入力及びローカル発振器（ＬＯ）入力を受信し、かつＩＦ出力を発生する。ＲＦ入力は次の一般形を有している。
【数１】
2008079322.tif 000003
ローカル発振器入力は次の一般形を有している。
【数２】
2008079322.tif 000004
ＩＦ出力は次の式によって与えられる。
【数３】
2008079322.tif 000005
【００５１】
周波数領域において、ＩＦ周波数は、ｆＩＦ＝｜ｆＲＦ±ｆＬＯ｜によって与えられる。実現可能のミキサにおいて、ＲＦ及びＩＦ周波数の倍数で高調波を発生する種々の非線形性がある。このように、ＩＦスペクトラムは、ｆＩＦ＝ｍｆＲＦ±ｎｆＬＯの高調波を包含し、かつここで、ｍ及びｎは整数である。
【００５２】
例えば、もしローカル発振器４５０の出力が４００ＭＨｚであり、かつアンテナから復調されるべき所望の入力信号が８００ＭＨｚであるならば、基本ミキサは、ミキサ４０８の出力で１２００ＭＨｚ出力を得るために加算混合を実行するであろう。しかしながら、周波数シンセサイザ４５０はまた８００ＭＨｚに高調波を有し、かつ４００ＭＨｚの信号がアンテナに存在するので、これらの信号はまた付加されて、８００ＭＨｚで復調されるべき所望の信号を妨害する８００ＭＨｚ出力を発生する。
【００５３】
ミキサ４０８は、ＲＦＬＰＦ４０４によって濾波される０Ｈｚ〜９００ＭＨｚの間の入力ＲＦスペクトラムからローカル発振器４５０の周波数を減算する減算ミキサである。例えば、ＲＦ入力内の復調されるべき所望の周波数が４００ＭＨｚであるならば、ローカル発振器は１６００ＭＨｚにセットされ、基本ミキサは２つのＩＦ出力を発生するであろう。
【数４】
2008079322.tif 000006
及び
【数５】
2008079322.tif 000007
ミキサ４０８は減算ミキサであるので、２０００ＭＨｚ信号は濾波されて、１２００ＭＨｚ信号のみがミキサ４１０に通される。また、ミキサ４０８は減算ミキサであるので、入来スペクトラムは出力で反転され、そのため、ビデオキャリアは６ＭＨｚチャンネル帯域幅の上縁よりも１．２５ＭＨｚ下方であり、カラーキャリアはビデオキャリア以下３．５８ＭＨｚであり、そしてオーディオキャリアはビデオキャリアの４．５ＭＨｚ下にある。例えば、５４〜６０ＭＨｚのチャンネル２の６ＭＨｚの帯域幅は、１２０１．２５ＭＨｚと１１９５．２５ＭＨｚの間で反転して現れるであろう。チャンネル２ビデオキャリアは１２００ＭＨｚに現れ、カラーキャリアは１１９６．４２ＭＨｚに現れ、そしてオーディオキャリアは１１９５．５ＭＨｚに現れるであろう。
【００５４】
前述したように、高調波信号が所望の周波数の倍数に存在するというのが、ＬＮＴＡ４０６からミキサ４０８により受信した入力ＲＦ信号と周波数シンセサイザ４０５の両方の特徴である。減算ミキサ及び発振器４５０からの十分高い周波数の出力を使用することにより、周波数シンセサイザ４５０の出力上の高調波は、アンテナ４０２からの０ＭＨｚ〜９００ＭＨｚ範囲に存在する入力周波数のいずれよりも１２００ＭＨｚ以上周波数が高い。
【００５５】
例えば、ローカル発振器４５０の最低出力は１２００ＭＨｚである。この信号の第一の高調波は２４００ＭＨｚに存在する。ＬＮＴＡ４０６を通過する最高出力信号は９００ＭＨｚであるので、２４００ＭＨｚ高調波とアンテナ４０２からの９００ＭＨｚ信号の減算混合は、｜９００−１２００｜＝１３００ＭＨｚの信号を生じるであろう。これは、ミキサ４０８からの所望の１２００ＭＨｚ出力よりも高く、それ故、ローパスフィルタにより濾波除去することができる。ＲＦ入力周波数よりも高い出力のローカル発振器を使うことは、ハイサイドインジェクションとして公知である。
【００５６】
１２００ＭＨｚの第一のＩＦ信号は、イメージ排除ミキサである第二のミキサ（ＭＩＸ２）４１０において、第二のローカル発振器（ＬＯ２）４１２の固定１１８０ＭＨｚ基準出力と混合されて、２０ＭＨｚ画像キャリアで第二のＩＦを発生する。ＲＦ入力信号がＬＯ基準よりも周波数が低いので、２つの信号の混合によりＲＦ入力の下方変換を生じるであろう。ｆＩＦ＝｜ｆＲＦ±ｆＬＯ｜によって与えられるＩＦ周波数は、ｆＩＦ＝１２００−１１８０＝２０ＭＨｚ及びｆＩＦ＝１２００＋１１８０＝２３８０ＭＨｚにキャリアを有している。イメージ排除ミキサは特に、ｆＩＦ＝｜１１６０−１１８０｜＝２０ＭＨｚで不所望の信号を生じる１１６０ＭＨｚのエリアにある第一のＩＦ信号において信号エネルギーを排除する。
【００５７】
イメージ排除ミキサは、次の一般形を有するＭＩＸ１から入力信号を受信する。
【数６】
2008079322.tif 000008
ＬＯ２からのローカル発振器信号は、次の一般形を有する２つの位相直交信号に分割される。
【数７】
2008079322.tif 000009
【数８】
2008079322.tif 000010
ＲＦ入力と位相直交信号の混合から生じる所望の出力信号、ＶIFは、次の一般形を有している。
【数９】
2008079322.tif 000011
ωＩＦ＝ωＲＦ−ωＬＯの所望のミキサ信号はミキサ出力に現れる一方、ωＩＦ＝ωＲＦ＋ωＬＯ（−１１６０＋１１８０＝２０）の不所望のミキサイメージ信号は排除される。
【００５８】
図５は、本発明のＲＦフロントエンド（即ち、ＲＦコンバータ１１０及びＩＦプロセッサ１２０）の別の具体例を示している。ミキサ４０８とミキサ５１０の間の第一のＩＦフィルタ（ＦＩＦＦ）５０９は、１１６０ＭＨｚになるイメージの全ての周波数成分を濾波除去して、ミキサ５１０はイメージ排除ミキサというよりもむしろミキサ４０８と同様な基本ミキサであるようにする。イメージ排除ミキサは集積するのは容易であるけれども、精度に限界があり、かつノイズ及びひずみを受けるかもしれない。
【００５９】
図４に戻ると、第二のＩＦ信号が次に、第二のＩＦフィルタ（ＳＩＦＦ）４２０、低ひずみ連続時間バンドパスフィルタにより、最終ビデオ帯域幅のために濾波される。ＳＩＦＦ４２０はまた、ＶＳＢ平衡のための自動同調ローパスナイキストスロープフィルタ（ＮＳＦ）から構成される。ＮＳＦのスロープ上の−６ｄＢ点は、画像キャリア周波数（２０ＭＨｚ）に維持される。ＳＩＦＦ４２０の出力は、８０ｄＢの利得まで印加される利得制御増幅器であるＩＦ増幅器（ＩＦＡＭＰ）４２２に結合される。それから、ＩＦＡＭＰ４２２の出力は、ビデオ検波器（ＶＤＥＴ）４２６においてビデオキャリアと混合され、かつこれは、ビデオ減算フィルタ（ＶＣＥＦ）４２５及びビデオキャリアリミッタ（ＶＣＬＩＭ）４２８により減算されて、ベースバンドビデオ出力を発生する。
【００６０】
ビデオキャリアは、自動周波数制御（ＡＦＣ）周波数検出器（ＤＥＴ）４４０により、ＡＦＣＲＥＦ４４２からの合成２０ＭＨｚ基準信号と比較されて、自動周波数制御のためＬＯ１に戻される周波数エラー信号を発生する。
【００６１】
ＶＤＥＴ４２６からのベースバンドビデオはローパスビデオ帯域幅フィルタ（ＶＢＢＦ）４３０に通されて、検波高調波を取り除く。同期化パルスは同期クランプ（ＳＣＭＰ）４３２により基準レベルにクランプされ、かつこれは、クランプタイミングを制御するために、水平同期速度”ＲＸＬＯＣＫ”に、或いは選択として垂直速度にロックされている位相ロックループを包含している。タイミングはまた、ＡＧＣ４３８及びＮＩＮＶ４３６のためのＳＣＭＰ４３２において発生する。ＳＣＭＰ４３２はそのビデオを２０ｄＢの固定利得によってその出力電圧レベルに増幅する。クランプされたビデオはノイズインバータ（ＮＩＮＶ）４３６により処理されて、過度に大きな正又は負の振幅ノイズパルスを取り除く。
【００６２】
その結果生じるビデオは、ＡＧＣ４３８により同期レベルにブランキングするためにテストされ、かつこれは、ＬＮＴＡ４０６及びＩＦＡＭＰ４２２の利得を調整して、標準１ボルトピークーツウーピークビデオ信号を維持する。この段階のビデオは、３つの信号インピーダンス標準の１つを使ってチップ外駆動するためにビデオバッファ（ＢＶＵＦ）４３７によりバッファされる。ＶＢＵＦ４３７はまたこの信号をミュートすることができる。
【００６３】
オーディオ処理は、狭帯域オーディオＩＦフィルタ（ＡＩＦＦ）４２７を通してＩＦＡＭＰ４２２の出力のオーディオ信号を抽出することにより達成される。ＡＩＦＦ４２７は、ＡＭノイズ及びひずみを除去するためにオーディオＩＦリミッタ（ＡＩＦＬＩＭ）４４４により制限されるＦＭ信号を発生する。
【００６４】
オーディオ位相検波器（ＡＰＤ）４５５、オーディオ遅延ロックループ低域フィルタ（ＡＤＬＰＦ）４５８、及びオーディオ位相シフタ（ＡＰＳ）４６０から構成される遅延ロックループは、ＦＭキャリア周波数で９０°だけ遅延される信号を発生し、かつその信号を、ＦＭの直交検波のためにオーディオ直交検波器（ＡＱＤ）においてリミッタを通ったＦＭ信号と混合する。オーディオベースバンドは１２０ｋＨｚ低域オーディオベースバンドフィルタ（ＡＢＦ）４６４に通されて、検波合成成分を除去する。オーディオは、０．３５ボルト（ｒｍｓ）レベルで選択可能の駆動インピーダンスで、チップ外駆動するためにオーディオバッファ（ＡＢＵＦ）４６６においてバッファされる。
【００６５】
制御レジスタ４７１及びステータスレジスタ４７２は、シリアルディジタルインターフェース１７０にインターフェースされる。次に、シリアルディジタルインターフェース１７０は、”シリアルデータ”及び”シリアルクロック”制御ラインを通して外部マイクロプロセッサ又はマイクロコントローラから外部コマンドを受信する。本発明の好適具体例において、シリアルディジタルインターフェース１７０は、フィリップスコーポレーションの専用仕様であるインター集積回路（ＩＩＣ又はＩ２Ｃ）インターフェースにすることができる。
【００６６】
システムブロック仕様
ＴＶチューナー１００の全体設計は、集積回路上に信頼性良く設計することのできる制限により支配される。ＴＶチューナー１００のブロックは、ノイズ、最大信号処理、相互変調、及び利得のような能力を確実にすることができるように、実際の回路要素を参照することにより規定される。たぶん、このような設計の最も重要な要素は、それが高生産高で、それ故低コストで製造することができるように、予期されたチップ性能を制限することである。ｄＢｍでの全ての測定は、標準ビデオＲＦ及び７５オームのベースバンドインピーダンスを基準としているということに注意されたい。
【００６７】
ＲＦ低域フィルタ（ＲＦＬＰＦ）
表１は、本発明の好適具体例のＲＦ低域フィルタ（ＲＦＬＰＦ）４０４の動作パラメータをリストにしている。ＲＦＬＰＦ４０４は、パッケージリードインダクタンス、プリント回路キャパシタンス及びオンチップキャパシタからなる９００ＭＨｚ３次ローパスフィルタである。大部分の用途に対して、ＲＦＬＰＦ４０４は、ＭＩＸ１におけるイメージ（２４００−３３００ＭＨｚ）排除のために満足のいくものである。７５オームインピーダンスに合致した外部フィルタを、非常に大きな帯域外信号のような極端な状況に対して付加することができるであろう。
【表１】
2008079322.tif 000012
【００６８】
低ノイズ相互コンダクタンス増幅器（ＬＮＴＡ）
表２は、本発明の好適具体例の低ノイズ相互コンダクタンス増幅器（ＬＮＴＡ）４０６の動作パラメータのリストである。ＬＮＴＡ４０６は受信機のフロントエンドである。単一端入力信号は、ミキサチエーンに通される差動電流に変換される。この回路の重大な機能は、非常に低いノイズ数値（ＮＦ）、相当の利得（ＧＶ）、及び高い３次相互変調抑圧（ＩＰ３）を維持することである。この利得は、このブロックのノイズ数値が全受信機ノイズ数値を決定するように、この回路の残りに関して決定される。これは相互コンダクタンス増幅器であるので、利得は、最終ミキサ段の負荷インピーダンスにより限定され、かつＬＮＴＡ４０６性能の最終決定前に適切に限定されなければならない。ＡＧＣ能力は、高レベル信号の存在下で、相互変調又はクロス変調のようなひずみの影響を減少させるために備えられている。この入力は、７５オームにマッチさせたインピーダンスである。
【表２】
2008079322.tif 000013
【００６９】
第一のミキサ（ＭＩＸ１）
表３は、本発明の好適具体例の第一のミキサ（ＭＩＸ１）４０８の動作パラメータのリストである。ローカル発振器高調波による不所望のイメージ及び偽信号の適切な排除は、ＭＩＸ１がハイサイドインジェクションを持つ上方変換スキームのために構成されることを必要とする。このように、画像キャリアのためのＭＩＸ１の出力は、１２００ＭＨｚのマイクロウエーブ周波数にあり、オーディオキャリアは１１９５．５ＭＨｚにあり、そしてローカル発振器４５０の入力は、１．２と２．１ＧＨｚの間にある。単極ローパス要素がＭＩＸ１の出力回路内に組み込まれて、ローカル発振器高調波による下方変換信号の排除を助ける。ＭＩＸ１のノイズ及びひずみ影響は、ＬＮＴＡ４０６仕様内に包含されている。この設計は、必要ならばミキサの出力でいかなるイメージエネルギーもさらに帯域制
限するようにボンドワイヤパラレルＬＣ回路網を選択として包含するであろう。
【表３】
2008079322.tif 000014
【００７０】
第二のミキサ（ＭＩＸ２）
表４は、本発明の好適具体例の第二のミキサ（ＭＩＸ２）の動作パラメータのリストである。１．２ＧＨｚの第一のＩＦ（画像キャリア）は、２０ＭＨｚの第二のＩＦに下方変換するイメージ排除ミキサであるＭＩＸ２に入力される。このイメージ排除は、もしＭＩＸ２が普通の減算ミキサであったならばＭＩＸ２により下方変換されることから１１６０ＭＨｚのイメージに入る信号を排除するために第一のミキサ出力の濾波の必要性を打ち消すためになされる。ＭＩＸ２の重要な特徴は、それが、ＭＩＸ２を校正する製造後トリミング技術の必要性もなく、高いイメージ排除（少なくとも５０ｄＢ）を達成しなければならないということである。図６に示されるように、５０ｄＢイメージ排除は、ＭＩＸ２入力で２つのギルバートセル乗算器を並列にし、かつ２０ＭＨｚ帯域幅に渡り０．２度以下の位相エラーを加算器６１５に生じる非常に低い成分感度のかなり高次の平衡ＲＣ位相シフタ６１３、６１４を使うことにより達成することができる。これらは伝統的に、比較的に高いノイズレベルにより避けられるが、しかし、ＴＶチューナー１００の好適具体例において、この前段はノイズ影響を減らすために十分な利得を提供する。
【表４】
2008079322.tif 000015
【００７１】
第二のＩＦフィルタ（ＳＩＦＦ）
表５は、本発明の好適具体例の第二のＩＦフィルタ（ＳＩＦＦ）４２０の動作パラメータのリストである。２０ＭＨｚＩＦ信号は、この集積化相互コンダクタ−キャパシタ（Ｇｍ−Ｃ）フィルタにおけるチャンネル帯域幅のために濾波される。遷移ガウシアンバンドパスフィルタは、隣接チャンネル及びノイズ排除をするために使用される。ＳＩＦＦ４２０は、ノイズ及び帯域外信号によるひずみを−５４ｄＢｃ以下に維持する。インチャンネルグループ遅延は、カラーサブキャリア周波数に最大限に平らにすることができる。音声信号は、ＳＩＦＦ４２０を通過する。上方変換スキームは、ＭＩＸ２の出力でチャンネル周波数を反転するので、画像キャリアは今２０ＭＨｚであり、かつ音声キャリアは１５．５ＭＨｚにある。隣接画像キャリアは今１４ＭＨｚにあり、かつ隣接音声キャリアは２１．５ＭＨｚにあり、以下のフィルタ仕様の通りである。
【表５】
2008079322.tif 000016
【００７２】
ＩＦ増幅器（ＩＦＡＭＰ）
表６は、本発明の好適具体例のＩＦ増幅器（ＩＦＡＭＰ）の動作パラメータのリストである。２０ＭＨｚ信号がこのブロックにおいて８０ｄＢ増幅される。この利得は、自動利得制御（ＡＧＣ）信号電圧の印加により０ｄＢに減少させることができる。このＡＧＣは、最良のオンチップノイズ排除のために完全差動形態で実施される。
【表６】
2008079322.tif 000017
【００７３】
画像キャリア抽出フィルタ（ＶＣＦＦ）
表７は、本発明の好適具体例の画像キャリア抽出フィルタ（ＶＣＦＦ）４２５の動作パラメータのリストである。１５ＭＨｚのビデオキャリアは同期検波処理のためにＩＦＡＭＰ４２２出力から抽出される。ＶＣＥＦ４２５は、最良の検波器性能のためにいかなるグループ遅延ひずみもなくナイキストフィルタにおけるいかなる付随キャリア位相変調（ＩＣＰＭ）も伝達する。
【表７】
2008079322.tif 000018
【００７４】
画像キャリアリミッタ（ＶＣＬＩＭ）
表８は、本発明の好適具体例の画像キャリアリミッタ（ＶＣＬＩＭ）４２８の動作パラメータのリストである。同期検波器は固定振幅基準キャリアを必要とする。これは、ＶＣＥＦ４２５を通して得られ、かつそれから、ＶＣＬＩＭ４２８に通される。２０ｄＢの入力レベル変動及び９５パーセントを超える可能性のある変調深さにより、ＶＣＬＩＭ４２８出力は、−５０ｄＢの精度内で安定している。ＶＣＥＦ４２５とＶＣＬＩＭ４２８の組み合わされた回路遅延は、検波器出力レベル及びノイズ振る舞いが退化しないように、画像キャリア周波数で４５°を超えてはならない。
【表８】
2008079322.tif 000019
【００７５】
ビデオ検波器（ＶＤＥＴ）
表９は、本発明の好適具体例のビデオ検波器（ＶＤＥＴ）４２６の動作パラメータのリストである。ビデオは、二重平衡ミキサ（ＶＤＥＴ４２６）に第一の入力信号としてＩＦＡＭＰ４２２の出力を、かつ第二の入力信号としてＶＣＬＩＭ４２８の出力を印加することにより同期検波される。ＶＤＥＴ４２６の出力は、０．５ｄＢ損失で４．２ＭＨｚを通過させるようにセットされた低域単一極に構成される。
【表９】
2008079322.tif 000020
【００７６】
ビデオベースバンドフィルタ（ＶＢＢＦ）
表１０は、本発明の好適具体例のビデオベースバンドフィルタ（ＶＢＢＦ）４３０の動作パラメータのリストである。検波されたビデオは、ＳＩＦＦ４２０応答とＦＣＣ規則に合致するグループ遅延特性の両方の補償のために予め歪まされた多極遷移ガウシアン応答ローパスフィルタにより４．２ＭＨｚに帯域制限されている。ＶＢＢＦ４３０は、最小通過帯域過渡ひずみでＶＤＥＴ４２６の出力で、２０ＭＨｚのビデオキャリア及び高レベル４０ＭＨｚ変調信号を排除する。
【表１０】
2008079322.tif 000021
【００７７】
同期クランプ（ＳＣＭＰ）
表１１は、本発明の好適具体例の同期クランプ（ＳＣＭＰ）４３２の動作パラメータのリストである。同期パルスは、２つの技術を通してクランプされる。ダイオードクランプは、同期チップがセットされる最小レベルを限定する。いったんこれが達成されると、１同期パルス後、同期スライサが同期パルスのみを再生し、かつこれらを位相ロックループ（ＰＬＬ）に通過させる。ＰＬＬは、水平同期速度を得て、そして水平同期パルス内にほぼ中心のある同期ゲートパルスを発生する。
【００７８】
いったんＰＬＬがロックされると、同期ゲートパルスを使うゲート化クランプ回路は同期レベルを限定するようにイネーブルにされて、かつダイオードクランプが不能（ディスエーブル）にされる。スクランブル化ビデオの処理のために、ラインカウンタがフィールドを計数するために位相ロックループ内に挿入され、その同期信号が垂直同期の検出のために積分され、そして垂直同期パルスのみがクランプゲートのために使用される。同期ゲートパルスは、ＡＧＣ処理のために使用されるブランキングゲートを発生するために５マイクロ秒のクロック化遅延を通して使用される。ＳＣＭＰ４３２はまた、ビデオをその最終出力レベルに増幅する。出力信号”ＲＸＬＯＣＫ”４３４は、位相ロックループが同期パルスにロックしたときアクティブになる。
【表１１】
2008079322.tif 000022
【００７９】
ノイズインバータ（ＮＩＮＶ）
表１２は、本発明の好適具体例のノイズインバータ（ＮＩＮＶ）４３６の動作パラメータのリストである。ＳＣＭＰ４３２ビデオ出力は、黒及び白の両方向に極めて過渡的なノイズパルスを包含するであろう。黒ノイズは典型的には、ある形態の干渉による大きなＲＦ過渡パルスである。この信号は、水平ライン映像周期の間ブランキングレベル以下に降下し、そして、下流の同期検出回路を混乱させるかもしれない。比較器が、映像アクティブの間、或いは非ブランク周期の間、ブランキングレベル以下のこれらのレベルを検出し、そしてオリジナルなビデオと加算される間反転ビデオ路を可能にする。この加算は、同期レベル領域が乱されないようにノイズパルスの影響を打ち消す。白として現れる極端な正方向偏位はまた、それらが１０８ＩＲＥ白に等価なレベルを超えるとき、或いは５パーセント変調以下の時打ち消される。これらは典型的には、パルス干渉が帯域外周波数に存在するとき受信機の感度減少降下によるものであり、そして典型的には同期検波器の遮断を生じる。１０８ＩＲＥレベルを基準とする比較器を使い、かつ上述の負の場合のように加算器へのビデオ反転路を可能にする正のノイズ反転が達成される。
【表１２】
2008079322.tif 000023
【００８０】
自動利得制御（ＡＧＣ）
表１３は、本発明の好適具体例の自動利得制御（ＡＧＣ）４３８の動作パラメータのリストである。クランプされたビデオは、ブランキングゲートにより制御されるサンプルアンドホールド回路に導かれる。サンプルアンドホールド回路出力は、標準ＮＴＳＣビデオ波形のための所望の出力ブランキングレベルに等しい基準レベルを他の入力に有する差動増幅器を駆動する。
【００８１】
各水平同期パルスで、差動増幅器の出力は、ビデオ波形を達成するための受信機の利得エラーを表している。これは、必要なとき利得を調整するためにＬＮＴＡ４０６及びＩＦＡＭＰ４２２にフィードバックされる。差動増幅器のタイミング及び利得は、航空機誘起動揺（フェージング）の償いをする高速過渡応答時間及び絶対的な安定性に対して設定されなければならない。この応答は、ＳＣＭＰ４３２によるように垂直同期期間のみ利得を更新するために変化させることができ、そのためスクランブルされたビデオは、いかなる悪影響もなくチューナーを通過させることができる。
【００８２】
ＲＦ及びＩＦ増幅性能及び入力信号レベルにより限定されるＡＧＣ電圧は、４ビットアナログーディジタルコンバータを経て測定され、かつデータワード受信信号強度インディケータ（ＲＳＳＩ）４３９として記憶される。自動利得制御は、ビデオレベルを減少させるためにＩＦＡＭＰ４２２に最初に印加され、そしてまた５０ｄＢ以上減少させて、遅延ＡＧＣ機能を実施するＬＮＴＡ４０６に印加される。
【表１３】
2008079322.tif 000024
【００８３】
ビデオ出力バッファ（ＶＢＵＦ）
表１４は、本発明の好適具体例のビデオバッファ（ＶＢＵＦ）４３７の動作パラメータのリストである。ビデオは、１ボルトピークツーピーク差の内部レベルである。ＶＢＵＦ４３７は、負荷抵抗器を駆動する線形相互コンダクタンス増幅器を通してこの信号を電流に変換する。フィードバックは、次の段にＡＣ結合が必要とされないように、増幅器の利得及びオフセットの連続調整を可能にするために外部信号を通して配置される。オンチップ積分器が使用されて、フィードバックレベルを限定し、かつビデオ信号を排除する。制御信号ＶＯＵＴ−ＭＯＤＥ４４５は、電流源出力に等しい７５オーム、１０００オーム、或いは負荷無しのオンチップ負荷をイネーブルにする。制御信号ＶＩＤＥＯ−ＭＵＴＥ４４６は、ブランキングレベルに出力をセットするビデオミュートスイッチをイネーブルに
する。
【表１４】
2008079322.tif 000025
【００８４】
自動周波数制御（ＡＦＣ）周波数検出器
表１５は、本発明の好適具体例の自動周波数制御（ＡＦＣ）周波数検出器（ＤＥＴ）４４０の動作パラメータのリストである。抽出されたＩＦビデオキャリアは、２０ＭＨｚの固定基準と比較され、かつ２つを等しくする方向にＬＯ１を駆動するために使用される。周波数制御設定からのＬＯ１におけるエラーが、信号ＡＦＣ−ＥＲＲＯＲ４５２である。２０ＭＨｚ基準が、マスタ基準から周波数シンセサイザを通して発生する。２０ＭＨｚ基準は、抽出ビデオキャリア信号とＶＣＥＦ４２５の出力で、ディジタル周波数比較器を使って比較され、かつこれは、Ｉ２Ｃインターフェース１７０からＬＯ１に送られる周波数コードの下位ビットと加算される７ビットアップダウンカウンタを駆動する。このように、周波数エラーは、インターフェースバスを通して読み取ることのできるカウンタに現れる。このカウンタは、周波数エラーがないとき１００００００ｂにセットされる。この条件は、ステータス信号ＦＲＥＱ−ＬＯＣＫ４５３をセットする。
【表１５】
2008079322.tif 000026
【００８５】
ＡＦＣ基準発振器（ＡＦＣＲＥＦ）
表１６は、本発明の好適具体例のＡＦＣ基準発振器（ＡＦＣＲＥＦ）４４２の動作パラメータのリストである。ＡＦＣＲＥＦ４４２は、２０ＭＨｚで動作する固定周波数シンセサイザであり、かつこれは、水晶周波数基準に位相ロックされる。位相ノイズは、低変調周波数のみでこの回路に印加されることにより特に重要なものとはならない。
【表１６】
2008079322.tif 000027
【００８６】
第一のローカル発振器（ＬＯ１）
表１７は、本発明の好適具体例の第一のローカル発振器（ＬＯ１）４５０の動作パラメータのリストである。ＬＯ１は、過度の偽ノイズ応答もなく最良の受信機感度を可能にするために、特別のレベルの位相ノイズに対して構成された位相ロック周波数シンセサイザである。それは、ディジタル制御され、かつ水晶周波数基準及びインバンド位相ノイズ制御を利用する。シリアルディジタルインターフェース１７０バスからの周波数制御入力ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ４５１は、６２．５ｋＨｚＬＳＢ分解能を持つ１６ビットを有している。最初の３ＬＳＢと共にさらに４ＬＳＢが精細同調のためにＡＦＣにより使用される。
【表１７】
2008079322.tif 000028
【００８７】
第二のローカル発振器（ＬＯ２）
表１８は、本発明の好適具体例の第二のローカル発振器（ＬＯ２）４１２の動作パラメータのリストである。ＬＯ２は、１１８０ＭＨｚにセットされた固定同調周波数シンセサイザである。それは、ＬＯ１と同じ周波数基準を使用し、かつ同様な位相ノイズ特性を有している。
【表１８】
2008079322.tif 000029
【００８８】
オーディオＩＦフィルタ（ＡＩＦＦ）
表１９は、本発明の好適具体例のオーディオＩＦフィルタ（ＡＩＦＦ）４２７の動作パラメータのリストである。オーディオＩＦ信号は、ＩＦＡＭＰ４２２の出力からタップされ、かつ３００ｋＨｚの帯域幅を持ち１５．５ＭＨｚで動作する狭帯域フィルタを通して動作する。ＡＩＦＦ４２７は、ビデオキャリア及びバースト周波数成分を排除する。
【表１９】
2008079322.tif 000030
【００８９】
オーディオＩＦリミッタ（ＡＩＦＬＩＭ）
表２０は、本発明の好適具体例のオーディオＩＦリミッタ（ＡＩＦＬＩＭ）４４４の動作パラメータのリストである。オーディオＩＦは、ＡＧＣ４３８及び放送信号ソース間の差に基づいた入力レベルの４０ｄＢの可能性ある変動でリミットされる。この範囲での出力レベル精度は、−４０ｄＢよりも良い。
【表２０】
2008079322.tif 000031
【００９０】
オーディオ位相検出器（ＡＰＤ）
表２１は、本発明の好適具体例のオーディオ位相検出器（ＡＰＤ）４５５の動作パラメータのリストである。オーディオＩＦは、遅延ロックループにおいてＡＰＳ４６０を駆動する位相エラー信号を発生するためにＡＰＳ４６０出力と比較される。ＡＰＤ４５５は、高速ループ捕捉及びいったん捕捉された最小位相のために構成された位相検出器である。
【表２１】
2008079322.tif 000032
【００９１】
オーディオＤＬＬローバスフィルタ（ＡＤＬＰＦ）
表２２は、本発明の好適具体例のオーディオ遅延ロックループローパスフィルタ（ＡＤＬＰＦ）４５８の動作パラメータのリストである。ＡＤＬＰＦ４５８は、検出信号における完全なオーディオ帯域幅を達成するために２０Ｈｚ以上のいかなる周波数にも応答してはならない。このローパスフィルタは、この要求に適合する。
【表２２】
2008079322.tif 000033
【００９２】
オーディオ位相シフタ（ＡＰＳ）
表２３は、本発明の好適具体例のオーディオ位相シフター（ＡＰＳ）の動作パラメータのリストである。ＡＰＳ４６０は、遅延ロックループを通してオーディオキャリアにロックされる電圧制御位相シフターである。ＡＰＳ４６０は、１５．５ＭＨｚの音声キャリア周波数で出力信号に９０度の位相シフトを発生する。
【表２３】
2008079322.tif 000034
【００９３】
オーディオ直交検波器（ＡＱＤ）
表２４は、本発明の好適具体例のオーディオ直交検波器（ＡＱＤ）４６２の動作パラメータのリストである。ＡＱＤ４６２は、入来オーディオＩＦ信号を、入来キャリアと直交のＩＦ信号の遅延したものと比較するために使用されるミキサである。この出力は、所望のオーディオベースバンド信号である。
【表２４】
2008079322.tif 000035
【００９４】
オーディオベースバンドフィルタ（ＡＢＦ）
表２５は、本発明の好適具体例のオーディオベースバンドフィルタ（ＡＢＦ）４６４の動作パラメータのリストである。ＡＢＦ４６４は、１２０ｋＨｚにカットオフを持つ高次チェビチェブローパスフィルタ設計である。これは、外部デコーディングのために全ての多重オーディオサブキャリアを通過させるのに十分広い。
【表２５】
2008079322.tif 000036
【００９５】
オーディオ出力バッファ（ＡＢＵＦ）
表２６は、本発明の好適具体例のオーディオ出力バッファ（ＡＢＵＦ）４６６の動作パラメータのリストである。このオーディオは、０．１ボルトピークツーピークの内部レベルにある。ＡＢＵＦ４６６は、この信号を、負荷抵抗器を駆動する線形相互コンダクタンス増幅器を通して、電流に変換する。次段にいかなるＡＣ結合も必要とされないように、増幅器の利得及びオフセットを連続的に調整可能にするように外部信号を通してフィードバックが配列される。オンチップ積分器が、フィードバックレベルを限定し、かつオーディオ信号を排除するために使用される。
【００９６】
制御信号ＡＯＵＴ−ＭＯＤＥ４６７が、電流源出力に等しい６００Ω、１０ｋΩ又は無負荷のオンチップ負荷を可能にする。制御信号ＡＵＤＩＯ−ＭＵＴＥ４６８は、出力を不能にするオーディオミュートスイッチを制御する。
【表２６】
2008079322.tif 000037
【００９７】
シリアルディジタルインターフェース
表２７−２９は、本発明の好適具体例のシリアルディジタルインターフェース１７０によりアドレス可能のレジスタ、レジスタビット、及びビット機能を定義する。例えば、制御及びステータスは、インター集積回路（Ｉ２Ｃ）バスインターフェースを通して実行することができる。シリアルディジタルインターフェース１７０は、全てのレジスタを包含し、かつシリアルバスを通して全てのパラレルディジタルオンチップ機能にアクセスを提供する。
【表２７】
2008079322.tif 000038
【００９８】
各レジスタにおいて使用されるビットの定義は以下の通りである。
【表２８】
2008079322.tif 000039
【００９９】
ステータスレジスタは読み取り専用である。ステータスレジスタに書込を試みることは無駄である。各ビットの機能は以下に定義される通りである。
【表２９】
2008079322.tif 000040
【０１００】
バイアス及び制御（ＢＣ）
表３０は、本発明の好適具体例のバイアス及び制御ロジック（ＢＣ）１８０の動作パラメータのリストである。バイアス電圧及び電流が、本発明の各回路要素のために必要な特別のレベルを限定するために発生する。制御信号ＰＯＷＥＲＤＯＷＮ４７６は、ＢＣ１８０を通してパワーダウン機能を制御する。
【表３０】
2008079322.tif 000041
【０１０１】
本発明及びその利点を詳細に説明したけれども、特許請求の範囲に限定されるような本発明の精神及び範囲から離れることなく、種々の変化、代換え、及び変更がここでなすことができるということが理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【０１０２】
【図１】本発明の機能要素の高レベルブロック図である。
【図２】本発明の集積回路のピンレイアウト図である。
【図３】従来技術に見られる現在のテレビチューナーの詳細なブロック図である。
【図４】本発明の回路要素の詳細なブロック図である。
【図５】本発明のＲＦフロントエンドの別の具体例を示している。
【図６】図４のＭＩＸ２の詳細なブロック図である。
【符号の説明】
【０１０３】
１００：ＴＶチューナー
１１０：ＲＦコンバータ
１２０：ＩＦプロセッサ
１３０：ＶＳＢビデオ検波器
１４０：ＦＭオーディオ検波器
１５０：ビデオプロセッサ及びドライバ
１６０：オーディオプロセッサ及びドライバ
１７０：シリアルディジタルインターフェース
１８０：バイアス及び制御
１９０：周波数基準
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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