(57)【要約】【課題】  輝度ムラが生じにくく、調光範囲を大きくすることができ、更に出力電圧の変動に伴うコンデンサの音鳴きの防止が容易なＬＥＤ点灯制御装置を提供する。【解決手段】  ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１を駆動・制御するための制御回路７は、その内部に検出回路５と、基準値信号発生回路８と、信号処理回路６を具備するものとする。ここで基準値信号発生回路８は、スイッチングトランジスタＱ１とコンデンサＣ２を具備し、検出回路５から供給される信号が少なくとも一つの定電流回路（ＣＳ１〜ＣＳ３）の動作が不安定であることを示す状態の時にはスイッチングトランジスタＱ１をオンし、検出回路５から供給される信号が全ての定電流回路（ＣＳ１〜ＣＳ３）の動作が安定していることを示す状態である時にはスイッチングトランジスタＱ１をオフし、スイッチングトランジスタＱ１を介して充電されたコンデンサＣ２の端子間電圧から基準値信号を得る構成とする。【選択図】  図１
2008277079.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数個のＬＥＤ列にそれぞれ直列接続された複数個の定電流回路と、該ＬＥＤ列と該定電流回路に制御された出力電圧を供給するコンバータ回路と、該コンバータ回路の出力電圧が制御目標値で安定するように該コンバータ回路の動作をフィードバック制御する制御回路と、を備えたＬＥＤを安定して点灯させるためのＬＥＤ点灯制御装置において、
該制御回路が、
該出力電圧の検出信号を受信する出力検出端子と、
該出力電圧の制御目標値を設定するための基準値信号と、
該出力電圧の検出信号と該基準値信号に応じて該コンバータ回路に供給される駆動信号を生成するための信号処理回路と、
該基準値信号の大きさを変化させることが可能な基準値信号発生回路と、
該複数個の定電流回路のそれぞれの動作状態を検出する検出回路と、
を具備し、
ここで該基準値信号発生回路が、
該検出回路の検出結果が定電流回路の動作が不安定な状態にあることを示す時にはオンとされ、全ての定電流回路の動作が安定した状態にあることを示す状態の時にオンからオフに切り換えられるスイッチと、
該スイッチがオンしている時に充電されるコンデンサと、
該スイッチと該コンデンサの間に接続され、該コンデンサの充電電流を制限する抵抗と、
を具備し、該コンデンサの充電電圧から、該出力電圧を全ての定電流回路の安定動作を可能とするような値に設定する前記基準値信号を生成する
ことを特徴とするＬＥＤ点灯制御装置。
【請求項２】
前記検出回路が、前記全ての定電流回路の動作が安定した状態の時には相対的に高いレベルの信号を前記基準値信号発生回路に供給し、前記少なくとも一つの定電流回路の動作が不安定な状態の時には相対的に低いレベルの信号を該基準値信号発生回路に供給するものであって、
該基準値信号発生回路が、
一方の入力端子に該検出回路からの信号の供給を受け、他方の入力端子にしきい値信号の供給を受け、該検出回路からの信号が該しきい値信号によって設定される下側しきい値よりも低い時、該スイッチをオンさせる信号を出力し、該検出回路からの信号が該しきい値信号とヒステリシス幅によって設定される上側しきい値よりも高くなった時、該スイッチをオフさせる信号を出力するように構成されたヒステリシスコンパレータと、
該ヒステリシスコンパレータの出力信号によってオンオフされる前記スイッチと
を具備し、
該しきい値信号は、最後の一つの定電流回路の動作が不安定な状態から安定した状態に移行して全ての定電流回路の動作が安定した状態になった時に該検出回路から供給される信号の値よりも僅かに高い値に設定されている
ことを特徴とする、請求項１に記載したＬＥＤ点灯制御装置。
【請求項３】
前記検出回路が、前記ＬＥＤ列と前記定電流回路の接続点の電圧から該定電流回路の動作状態を検出することを特徴とする、請求項１あるいは請求項２に記載したＬＥＤ点灯制御装置。
【請求項４】
前記検出回路が、
一端が電圧供給点に接続された抵抗と、
該抵抗の他端に接続された検出ポイントと、
前記ＬＥＤ列と前記定電流回路の前記接続点と該検出ポイントとの間に接続された、該ＬＥＤ列と同数のダイオードと、
を具備し、
該検出ポイントには、前記全ての定電流回路が安定した動作状態の時には相対的に高い値の信号が発生し、前記少なくとも一つの定電流回路が不安定な動作状態の時には相対的に低い値の信号が発生する
ことを特徴とする、請求項３に記載したＬＥＤ点灯制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、調光のためにＬＥＤをオンオフさせる場合にも、ＬＥＤを安定して点灯させることが可能な点灯制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
白色発光を可能とするＬＥＤが出現して以来、ＬＥＤを照明装置に使用するケースが増えている。ＬＥＤを照明装置に使用する際には、１個のＬＥＤから得られる光量に限界があるため、ＬＥＤを多数使用することで必要とする光量を得る。なお、ＬＥＤに電流を流して点灯する時、ＬＥＤの端子間には通常のダイオードよりも大きな順方向降下電圧が生じる。このため、あまり多くの数のＬＥＤを直列に接続すると、ＬＥＤ列の始端と終端の間に供給すべき電圧が高くなってしまう。そこで通常は、直列個数を抑えた複数のＬＥＤ列を並列に接続することで、供給電圧を低く抑えながらＬＥＤの必要個数を確保するという対応をしていた。
【０００３】
ＬＥＤの発光量は電流の大きさに依存しているため、複数のＬＥＤ列をムラ無く点灯させるには、各ＬＥＤ列を流れる電流がほぼ同じ値になるよう制御する必要がある。しかし、並列接続された各ＬＥＤ列に対して単純に同じ大きさの電圧を供給した場合、順方向降下電圧の素子毎のバラツキが大きいため、ＬＥＤ列によって電流の大きさが異なるという現象を生じる。このため、近年のＬＥＤ点灯用の装置は、各ＬＥＤ列の電流の大きさを揃えるため、各ＬＥＤ列にそれぞれ独立した定電流回路を直列に接続する。そして、そのＬＥＤ列と定電流回路の直列体（複数）に対し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路から安定した電圧を供給するという構成が採られている。（例えば、特許文献１および特許文献２を参照）
【０００４】
図２は近年のＬＥＤ点灯制御装置の構成の一例であり、次のような構成になっている。
なお、図２において、１は、高電位側入力端子２ａと低電位側入力端子２ｂを介して外部から非安定の電源電圧の供給受け、出力端子３（高電位側）を介して、そこに接続された負荷回路に対し安定した電圧を供給するように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路であり、４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の動作をフィードバック制御するための制御回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の低電位側の出力端子は、低電位側入力端子１ｂと共に基準電位点としてのグランドに接続されており、グランドを事実上の低電位側の出力端子として扱うことで図示を省略してある。
【０００５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力端子３は出力電圧平滑用のコンデンサＣ１の一端に接続され、コンデンサＣ１の他端はグランドに接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力端子３は更に、複数のＬＥＤを直列に接続した第１のＬＥＤ列ＬＡ１、第２のＬＥＤ列ＬＡ２、第３のＬＥＤ列ＬＡ３の一端（始端）に接続されている。各ＬＥＤ列ＬＡ１、ＬＡ２、ＬＡ３の他端（終端）は、それぞれ定電流回路ＣＳ１、ＣＳ２、ＣＳ３を介してグランドに接続されている。
【０００６】
第１のＬＥＤ列ＬＡ１と定電流回路ＣＳ１の接続点は制御回路４の第１系列検出端子ＳＴ１に接続されている。また、第２のＬＥＤ列ＬＡ２と定電流回路ＣＳ２の接続点は第２系列検出端子ＳＴ２に、第３のＬＥＤ列ＬＡ３と定電流回路ＣＳ３の接続点は第３系列検出端子ＳＴ３に、それぞれ接続されている。そして、制御回路４の駆動信号出力端子ＤＲＶは、そこに生じる信号をＤＣ−ＤＣコンバータ回路１に供給するように接続構成されている。
【０００７】
ここで、制御回路４の内部には、それぞれアノードが共通接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と、そのアノードの共通接続点と電源ライン（ＶＤＤ）の間に接続された抵抗Ｒ１によって構成された検出回路５が設けられている。この検出回路５のダイオードＤ１のカソードは第１系列検出端子ＳＴ１に接続されており、同様にダイオードＤ２のカソードは第２系列検出端子ＳＴ２に、ダイオードＤ３のカソードは第３系列検出端子ＳＴ３に、それぞれ接続されている。そしてアノードの共通接続点は検出回路５の検出ポイントＰ１として、誤差増幅器ＡＭＰの反転入力端子（−）に接続されている。
【０００８】
誤差増幅器ＡＭＰの非反転入力端子（＋）は、基準値信号の供給を受けるように基準電圧源ＶＲに接続され、誤差増幅器ＡＭＰの出力端子は図示を省略したＰＷＭコンパレータの入力端子に接続されている。ここではＤＣ−ＤＣコンバータ回路１が一般的なＰＷＭ制御方式のスイッチング・レギュレータである場合を想定しているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１を駆動・制御するための制御回路４は、図示を省略しているが、その内部にＰＷＭ制御方式の制御回路が通常持つべき発振回路、ＰＷＭコンパレータ、等々が構成されているものとする。誤差増幅器ＡＭＰと、図示を省略したＰＷＭコンパレータ、発振回路などにより信号処理回路６が構成され、ここで生成された駆動信号は駆動信号出力端子ＤＲＶを介してＤＣ−ＤＣコンバータ回路１に供給されるものとする。
【０００９】
図２の回路において、各ＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３の始端の電圧は同一である。しかし、各ＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３の始端と終端の間に生じる順方向降下電圧が異なるため、第１から第３の系列検出端子ＳＴ１〜ＳＴ３に現れる電圧は同一にならない。
ここで、第３のダイオード列ＬＡ３の順方向降下電圧が最も大きいと仮定する。この場合、第３系列検出端子ＳＴ３の位置に現れる電圧が最も低くなる。すると、検出回路５の中にあるダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードの共通接続点の位置の電圧は、最も電圧値の低い第３系列検出端子ＳＴ３の電圧と略同じ値になる。
【００１０】
アノードの共通接続点は、検出回路５の検出ポイントＰ１として誤差増幅器ＡＭＰの反転入力端子（−）に接続されている。一方、誤差増幅器ＡＭＰの非反転入力端子（＋）は、基準値信号の供給を受けるように基準電圧源ＶＲに接続されている。このため誤差増幅器ＡＭＰは、第３系列検出端子ＳＴ３の電圧値と基準値信号の電圧値の差に応じた誤差信号を発生させ、図示を省略したＰＷＭコンパレータに当該誤差信号を供給する。その後、制御回路４の内部では、一般的なパルス幅変調動作により駆動信号が生成され、駆動信号出力端子ＤＲＶからＤＣ−ＤＣコンバータ回路１に供給される。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１から各ＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３に対し、最も電圧降下量の大きな第３のＬＥＤ列ＬＡ３の点灯を可能とする出力電圧が供給される。
【００１１】
ここで、事実上、制御回路４の制御対象となっているのは、最も電圧値の低い第３系列検出端子ＳＴ３の電圧値である。この第３系列検出端子ＳＴ３の電圧値は、第３のＬＥＤ列ＬＡ３に直列に接続された定電流回路ＣＳ３の端子間電圧に等しい。一般に定電流回路は、電流を制御する際に所定値以上の端子間電圧を必要とする。通常、端子間電圧がそれより低いと、定電流回路の動作は不安定になり、電流を規定値で一定になるように制御できない。そこで、基準電圧源ＶＲから誤差増幅器ＡＭＰに供給する基準値信号を、定電流回路ＣＳ３の安定動作を可能とする端子間電圧の最小値よりも高い値に設定することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１から定電流回路ＣＳ３に対して安定した動作を可能とする電圧を供給させる。
【００１２】
回路構成上、第３系列検出端子ＳＴ３の位置に現れる電圧は定電流回路ＣＳ３の端子間電圧に等しく、３つの系列検出端子の電圧の中で最も低くなっている。換言すると、定電流回路ＣＳ１とＣＳ２の端子間電圧は定電流回路ＣＳ３の端子間電圧よりも高くなる。このため、最も電圧降下量の大きいＬＥＤ列（つまりＬＡ３）に接続された定電流回路ＣＳ３が安定した動作を行える状態にあれば、他の全ての定電流回路も安定した動作が可能な状態になっているということになる。
【００１３】
なお、定電流回路の端子間電圧が高くなるほど、定電流回路において発生する電力損失も大きくなる。そこで、基準電圧源ＶＲから誤差増幅器ＡＭＰに供給する基準値信号の値を、定電流回路ＣＳ３の安定動作を可能とする端子間電圧の最小値よりも少し高い程度の値に設定しておく。このようにすると、定電流回路の端子間に無駄に高い電圧が供給されることが防止され、換言すると、定電流回路の端子間に必要最小限の電圧が供給され、全ての定電流回路の安定動作を可能とするのと同時に、そこに生じる電力損失を小さくすることが可能となる。
【特許文献１】特開２００２−００８４０９号
【特許文献２】特表２００５−５３７６６９号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
照明装置には、通常、その発光量を調節する調光手段が付属される。例えば、図２の定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３に、外部からの信号に応じてその動作をオンオフできるものを使用する。そして、電流の供給期間と休止期間の時比率を変化させる調光制御回路を設置し、当該調光制御回路から各定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３にその動作をオンオフする信号を供給するように構成すれば、図２の点灯制御装置でも調光が可能になる。なお、各ＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３に対する電流の供給期間と休止期間を発生させる動作方式には、全列同時の方式、ＬＥＤ列毎にタイミングをずらして発生させる方式の２つが考えられる。
【００１５】
先ず、図２に示す回路において、ＬＥＤ列に対する電流の供給期間と休止期間を全列同時に発生させた場合を考える。
休止期間になると、定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３がオフし、各系列検出端子ＳＴ１〜ＳＴ３の電圧が一斉に上昇する。この時、各系列検出端子ＳＴ１〜ＳＴ３の電圧値が信号処理回路６の内部で処理できる範囲を超え、信号処理回路６内の信号が飽和状態のようになり、事実上、制御回路４の動作は停止する。この状態で供給期間に入ると、今度は定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３がオンし、各系列検出端子ＳＴ１〜ＳＴ３の電圧が一斉に低下する。しかし、制御回路４は即座に動作を再開できず、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１から各ＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３への電圧供給の再開が遅れる。この間にも各ＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３に電流が流入するため、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が低下することになる。
【００１６】
図２のような構成の回路では、一般にＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧（平滑コンデンサＣ１の端子間電圧）は、定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３の動作の安定化と低損失化を同時に実現するため、定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３の端子間電圧が「定電流回路の安定動作を可能とする端子間電圧の最小値」（以下、動作最小電圧と呼ぶ）よりも少し高い値になるような値に設定される。このような仕様の回路で平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が低下すると、定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３の端子間電圧も低下してしまい、例えば、定電流回路ＣＳ３の端子間電圧が動作最小電圧よりも低くなってしまう。
【００１７】
すると、定電流回路ＣＳ３の動作が不安定になり、そこを流れる電流は、（１）ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧（＝Ｃ１の端子間電圧）の低下に追従して値を低下させる｛図３のｔ１からｔ２の期間｝、（２）制御回路４とＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の動作再開による出力電圧の反転上昇に追従し、値を上昇させる｛図３のｔ２からｔ３の期間｝、（３）最終的に規定の電流値で安定する｛図３のｔ３以降｝、というように変化する。このように電流が変化する現象は、高い順方向降下電圧を持つＬＥＤ列に接続された定電流回路ほど出現し易い。条件にも依るが、通常、このような現象は最も高い順方向降下電圧のＬＥＤ列に接続された定電流回路など、ごく一部のＬＥＤ列だけに現れる。
【００１８】
すると、特定のＬＥＤ列（この例では第３のＬＥＤ列ＬＡ３）の電流の供給期間内の平均値が他のＬＥＤ列よりも小さくなるという現象を生じる。この現象は、図３の電流波形からも分るように、調光のために電流の供給期間を短くするほど顕著になる。このため、調光のために供給期間を短くするとＬＥＤ列によって発光量に差が生じ、発光面に輝度ムラが発生しやすいといった問題があった。また、定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３のオンオフ動作に伴って平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が変動することから、オンオフ動作の周期（周波数）の設定次第では平滑コンデンサＣ１が音鳴きをする恐れもあった。
【００１９】
一方、ＬＥＤ列毎にタイミングをずらして電流の供給期間と休止期間を発生させる場合、制御回路４は、供給期間にある定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３に接続された系列検出端子ＳＴ１〜ＳＴ３の電圧に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧を制御する。ここで、順方向降下電圧の最も低い第１のＬＥＤ列ＬＡ１に接続された定電流回路ＣＳ１が供給期間から休止期間に移行し、その直後に、順方向降下電圧の最も高い第３のＬＥＤ列ＬＡ３に接続された定電流回路ＣＳ３が休止期間から供給期間に移行したと仮定する。なお、設定状況の単純化のために、定電流回路ＣＳ２は終始休止期間にあるものとする。
【００２０】
定電流回路ＣＳ１が供給期間にある時、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧は、第１系列検出端子ＳＴ１の電圧が基準値信号に等しい大きさになるような値に設定・制御される。その後、定電流回路ＣＳ１が休止期間に移行し、その直後に定電流回路ＣＳ３が休止期間から供給期間に移行すると、次にＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧は、第３系列検出端子ＳＴ３の電圧が基準値信号に等しい大きさになるような値に設定・制御される。
【００２１】
しかし、定電流回路ＣＳ３が休止期間から供給期間に移行した時点では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧（Ｃ１の端子間電圧）は、未だ第１のＬＥＤ列ＬＡ１の順方向降下電圧に基準電圧源ＶＲの基準値信号を合わせた値にほぼ等しい大きさなっている。すると、第１のＬＥＤ列ＬＡ１よりも第３のＬＥＤ列ＬＡ３の順方向降下電圧の方が高いため、第３系列検出端子ＳＴ３の電圧は基準電圧源ＶＲの基準値信号よりも低くなる。このため制御回路４は、第３系列検出端子ＳＴ３の電圧を基準値信号に等しくしようとして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１に出力電圧を高くさせるような駆動信号を供給する。
【００２２】
しかし、供給期間の初期においては、第１のＬＥＤ列ＬＡ１と第３のＬＥＤ列ＬＡ３の順方向降下電圧の差によって、定電流回路ＣＳ３の端子間電圧は動作最小電圧より低くなることがある。実際、定電流回路の動作の安定化と低損失化を同時に実現する回路仕様では、大抵、定電流回路ＣＳ３の端子間電圧は動作最小電圧より低くなる。すると、定電流回路ＣＳ３を流れる電流は、供給期間に入った時点で規定の電流値よりも低い値となり、その後、出力電圧の上昇と共に規定の電流値に近づいていくように変化する。ところが、順方向降下電圧の最も高いＬＥＤ列に接続された定電流回路ＣＳ３が供給期間から休止期間に移行し、その直後に、順方向降下電圧の最も低いＬＥＤ列に接続された定電流回路ＣＳ１が休止期間から供給期間に移行する場合には、電圧の高低関係が逆転するため、定電流回路ＣＳ１の端子間電圧が動作最小電圧より低くなることは無い。
【００２３】
このため、ＬＥＤ列毎にタイミングをずらして電流の供給期間と休止期間を発生させる場合にも、特定のＬＥＤ列（具体的には、最も順方向降下電圧の高い第３のＬＥＤ列ＬＡ３）の電流の供給期間内の平均値が他のＬＥＤ列よりも小さくなるという現象を生じる。その結果、調光のために供給期間を短くした時にＬＥＤ列によって発光量に差が生じ、発光面に輝度ムラが発生しやすいといった問題が有った。
そこで本発明は、定電流回路の動作の安定化と低損失化を同時に実現する回路仕様とした場合にも、発光面に輝度ムラを生じにくく、調光範囲を大きくすることができ、尚且つ、出力電圧の変動に伴うコンデンサの音鳴きの防止が容易なＬＥＤ点灯制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記課題を解決するための本発明は、複数個のＬＥＤ列にそれぞれ直列接続された複数個の定電流回路と、ＬＥＤ列と定電流回路に制御された出力電圧を供給するコンバータ回路と、コンバータ回路の出力電圧が制御目標値で安定するようにコンバータ回路の動作をフィードバック制御する制御回路と、を備えたＬＥＤを安定して点灯させるためのＬＥＤ点灯制御装置において；  制御回路が、
出力電圧の検出信号を受信する出力検出端子と；  出力電圧の制御目標値を設定するための基準値信号と；  出力電圧の検出信号と基準値信号に応じてコンバータ回路に供給される駆動信号を生成するための信号処理回路と；  基準値信号の大きさを変化させることが可能な基準値信号発生回路と；  複数個の定電流回路のそれぞれの動作状態を検出する検出回路とを具備し、  ここで基準値信号発生回路が、
検出回路の検出結果が定電流回路の動作が不安定な状態にあることを示す時にはオンとされ、全ての定電流回路の動作が安定した状態にあることを示す状態の時にオンからオフに切り換えられるスイッチと；  スイッチがオンしている時に充電されるコンデンサと；  スイッチとコンデンサの間に接続され、コンデンサの充電電流を制限する抵抗と；を具備し、コンデンサの充電電圧から、出力電圧を全ての定電流回路の安定動作を可能とするような値に設定する基準値信号を生成することを特徴とする、
【発明の効果】
【００２５】
本発明の構成によると、調光のために定電流回路をオンオフした際に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力側に設けられた平滑コンデンサの端子間電圧がほとんど低下しない。また、タイミングをずらして定電流回路をオンオフした場合にも、特定の定電流回路が供給期間になった時点で、その端子間電圧が安定動作を可能とする値より低くなっているような状況を少なくすることが出来る。その結果、調光範囲を大きくでき、調光のために供給期間を短くしても発光面に輝度ムラを生じ難くすることができる。また、平滑コンデンサの端子間電圧の変動は、変動幅も周期も基準値信号発生回路で調節することが可能なため、平滑コンデンサの音鳴きを容易に防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
複数個のＬＥＤ列にそれぞれ定電流回路を直列に接続し、ＬＥＤ列と定電流回路の直列体をＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力端子に並列に接続する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力端子には更に、その出力電圧を検出する抵抗回路を接続する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧が制御目標値で安定するように当該コンバータ回路の動作をフィードバック制御する制御回路を設け、その駆動信号出力端子をＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続し、出力検出端子を抵抗回路に接続する。ここで制御回路は、その内部に、検出回路と、基準値信号発生回路と、信号処理回路を具備するものとする。
【００２７】
検出回路は、それぞれ系列検出端子を介して各ＬＥＤ列と定電流回路の接続点に接続され、その電圧から定電流回路の動作状態を検出する構成とする。
基準値信号発生回路は、スイッチとコンデンサと電流制限用の抵抗を具備し、検出回路から供給される信号が少なくとも一つの定電流回路の動作が不安定であることを示す状態の時にはスイッチがオンし、検出回路から供給される信号が全ての定電流回路の動作が安定していることを示す状態である時にスイッチをターンオフさせ、スイッチを介して充電されたコンデンサの端子間電圧から基準値信号を得る構成とする。
信号処理回路は、抵抗回路からの出力検出信号と基準値信号発生回路からの基準値信号の供給を受け、２つの信号に応じて駆動信号を生成し、その駆動信号をＤＣ−ＤＣコンバータ回路に供給する構成とする。
【００２８】
検出回路から基準値信号発生回路に供給される信号は、定電流回路の動作が不安定であることを示す状態の時には相対的に信号レベルが低く、全ての定電流回路の動作が安定していることを示す状態である時には相対的に信号レベルが高くなる。そこで、基準値信号発生回路の内部に、しきい値信号を発生させる基準電圧源と、しきい値信号と検出回路からの信号を比較するヒステリシスコンパレータを設け、ヒステリシスコンパレータの出力信号によりスイッチをオンオフさせる。
【００２９】
具体的には、検出回路から供給される信号がヒステリシスコンパレータの下側しきい値より低くなった時、ヒステリシスコンパレータの出力信号によりスイッチをオンさせ、検出信号から供給される信号がヒステリシスコンパレータの上側しきい値より高くなった時、ヒステリシスコンパレータの出力信号によりスイッチをオフさせる。そして、この動作により充電されたコンデンサの端子間電圧から基準値信号を得る。制御回路は基準値信号と出力電圧の検出信号が同じ値になるようにコンバータ回路を駆動する。
【００３０】
ここで、しきい値信号は、最後の一つの定電流回路の動作が不安定な状態から安定した状態に移行して全ての定電流回路の動作が安定した状態になった時に検出回路から供給される信号の値よりも僅かに高い値に設定され、ヒステリシスコンパレータの下側しきい値を定めるものとする。
【実施例】
【００３１】
調光範囲を大きくでき、発光面に輝度ムラを生じ難くすることを可能にした、本発明によるＬＥＤ点灯制御装置の構成を図１に示した。
図１の回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧を検出するための抵抗Ｒ３とＲ４と、基準値信号発生回路８と出力検出端子ＦＢを更に具備する制御回路７とを設けている。制御回路７と抵抗Ｒ３、Ｒ４の構成を除けば、その他の回路部分は図１と図２の回路で同一の構成となっている。
【００３２】
図１において、制御回路７は次のように構成されている。
それぞれアノードが共通接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と、そのアノードの共通接続点と電源ライン（ＶＤＤ）の間に接続された抵抗Ｒ１によって構成された検出回路５が設けられている。この検出回路５のダイオードＤ１のカソードは第１系列検出端子ＳＴ１に接続されており、同様にダイオードＤ２のカソードとダイオードＤ３のカソードは、第２系列検出端子ＳＴ２と第３系列検出端子ＳＴ３に、それぞれ接続されている。そしてアノードの共通接続点は検出回路５の検出ポイントＰ１としてヒステリシスコンパレータＣＯＭの反転入力端子（−）に接続されている。
【００３３】
ヒステリシスコンパレータＣＯＭの非反転入力端子（＋）は、しきい値信号を生成する基準電圧源ＶＴＨに接続され、ヒステリシスコンパレータＣＯＭの出力端子はスイッチングトランジスタＱ１の制御端子としてのゲートに接続されている。スイッチングトランジスタＱ１のドレインは電源ライン（ＶＤＤ）に接続され、ソースは減流用抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２の一端に接続されている。なお、コンデンサＣ２の他端は基準電位点としてのグランドに接続されている。これらヒステリシスコンパレータＣＯＭ、基準電圧源ＶＴＨ、スイッチングトランジスタＱ１、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２により、基準値信号発生回路８が構成されている。
【００３４】
コンデンサＣ２の一端と抵抗Ｒ２の接続点は、基準値信号を生じる回路接点として、信号処理回路６を構成する誤差増幅器ＡＭＰの非反転入力端子（＋）に接続されている。コンデンサＣ２の一端と抵抗Ｒ２の接続点は更に、コンデンサＣ２の蓄積電荷を放電させるための放電回路ＤＩＳに接続されている。誤差増幅器ＡＭＰの反転入力端子は、出力検出端子ＦＢを介して制御回路４の外部に設けられた抵抗Ｒ３とＲ４の接続点に接続されている。なお、抵抗Ｒ３とＲ４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電圧の抵抗検出回路として、出力端子３とグランドの間に直列接続されている。そして誤差増幅器ＡＭＰの出力端子は、図示を省略したＰＷＭコンパレータの入力端子に接続されている。
【００３５】
このような構成を持つ図１の回路は、以下のような動作によって各ＬＥＤ列を安定して点灯させる。
起動時においては、当初、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧はゼロで、各系列検出端子ＳＴ１〜ＳＴ３の電圧もゼロである。当然、検出回路５の検出ポイントＰ１からヒステリシスコンパレータＣＯＭの反転入力端子（−）に供給される信号の電圧もゼロとなる。この時、検出回路５から供給される信号がしきい値信号よりも低いため、ヒステリシスコンパレータＣＯＭはスイッチングトランジスタＱ１をオンさせる。するとスイッチングトランジスタＱ１、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に充電電流が流れ込み、コンデンサＣ２の端子間電圧が上昇して行く。
【００３６】
コンデンサＣ２の端子間電圧の上昇に伴って、基準値信号発生回路８から誤差増幅器ＡＭＰに供給される基準値信号の値も上がっていく。すると誤差増幅器ＡＭＰは、基準値信号とＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧の検出信号の差に応じた信号を生成し、ＰＷＭコンパレータに供給する。これにより制御回路７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧の検出信号と基準値信号が同じ大きさになるように、駆動信号出力端子ＤＲＶからＤＣ−ＤＣコンバータ回路１に対し、その出力電圧を上昇させるような駆動信号を供給する。基準値信号発生回路８のコンデンサＣ２の充電と、その端子間電圧の上昇が継続している限り、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧も継続して上昇して行く。
【００３７】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧は、やがて各ＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３の順方向降下電圧の値を越えて大きくなる。すると、各ＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３に電流が流れ初め、各定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３の端子間に電圧が生じる。この電流と端子間電圧はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧の上昇と共に大きくなって行く。そして各定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３は、その端子間電圧が動作最小値を超えた所から順に、そこを流れる電流が規定値で一定になるように動作する。
【００３８】
ここで、便宜上、第３のＬＥＤ列ＬＡ３の順方向降下電圧が全ＬＥＤ列の中で最も高いものと仮定する。この場合、第３のＬＥＤ列ＬＡ３に接続された定電流回路ＣＳ３の端子間電圧が動作最小電圧を超えた時、全ての定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３が安定した動作を行う状態となる。その後、検出回路５の検出ポイントＰ１（アノードの共通接続点）の電圧がヒステリシスコンパレータＣＯＭの下側しきい値に達するが、ヒステリシスコンパレータＣＯＭは出力信号の状態を変化させない。したがって、スイッチングトランジスタＱ１はオンしたままで、コンデンサＣ２の端子間電圧、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧、定電流回路ＣＳ３の端子間電圧、第３系列検出端子ＳＴ３の電圧は上昇し続けることになる。
【００３９】
第３系列検出端子ＳＴ３の電圧が更に上昇すると、やがて検出回路５の検出ポイントＰ１の電圧がヒステリシスコンパレータＣＯＭの上側しきい値に達する。ちなみに、この上側しきい値は、基準電圧源ＶＴＨから供給されるしきい値信号に所定のヒステリシス幅を上乗せした大きさを持つ。すると、ヒステリシスコンパレータＣＯＭは出力信号の状態を反転させ、スイッチングトランジスタＱ１をオフさせる。これにより、コンデンサＣ２の端子間電圧の上昇が停止し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧の上昇も停止する。この時、全定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３は安定動作が可能な状態にあり、全てのＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３は規定の電流値で安定して点灯されることになる。
【００４０】
スイッチングトランジスタＱ１がオフした後、コンデンサＣ２は、放電回路ＤＩＳを介して少しずつ放電し、その端子間電圧を徐々に低下させて行く。コンデンサＣ２の端子間電圧の低下に伴って、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧、定電流回路ＣＳ３の端子間電圧、第３系列検出端子ＳＴ３の電圧も徐々に低下して行く。第３系列検出端子ＳＴ３の電圧が更に低下すると、やがて検出回路５の検出ポイントＰ１の電圧はヒステリシスコンパレータＣＯＭの下側しきい値に達する。ちなみに、この下側しきい値は、基準電圧源ＶＴＨから供給されるしきい値信号によって設定され、具体的には、回路起動時に最後に残った定電流回路ＣＳ３の端子間電圧が動作最小電圧になった時点で検出ポイントＰ１に現れる電圧よりも僅かに高い値となっている。このため、検出回路５の検出ポイントＰ１の電圧がヒステリシスコンパレータＣＯＭの下側しきい値に達した時点においても全ての定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３は安定した動作を継続することになる。
【００４１】
検出ポイントＰ１の電圧が下側しきい値に達すると、ヒステリシスコンパレータＣＯＭは出力信号の状態を反転させ、スイッチングトランジスタＱ１をオンさせる。スイッチングトランジスタＱ１がオンすることでコンデンサＣ２は再び充電され、コンデンサＣ２の端子間電圧、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧、定電流回路ＣＳ３の端子間電圧、第３系列検出端子ＳＴ３の電圧は上昇に転ずる。以後、図１の回路は、コンデンサＣ２の充放電を繰り返しながら、各定電流回路（ＣＳ１〜ＣＳ３）に動作最小電圧以上の電圧を供給し、各ＬＥＤ列（ＬＡ１〜ＬＡ３）を安定して点灯させることになる。
【００４２】
ところで、ＬＥＤの順方向降下電圧は、そこを流れる電流だけでなく、温度によっても変化する。ＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３を長時間点灯すると、発熱によりその順方向降下電圧が変化し、定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３の端子間電圧も変化してしまう。このため、起動後のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧を一定に維持した場合、定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３の端子間電圧が高くなり、電力損失が増加することがある。そこで図１の回路は、起動後、意図的にコンデンサＣ２の充放電を繰り返させ、基準値信号の値を定期的に設定し直している。これによりＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧は、起動後にＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３の順方向降下電圧が変化しても、定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３の端子間電圧が動作最小電圧よりも高く、なおかつ電力損失の増加が抑制できるような値に再調整されることになる。
【００４３】
図１の回路でも、コンデンサＣ２の充放電動作に伴ってＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧（Ｃ１の端子間電圧）は変動してしまう。しかし、基準値信号の再設定は頻繁に実施する必要が無いため、コンデンサＣ２の充放電サイクルの周期（周波数）は、調光のための定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３のオンオフ動作の周期（周波数）に比べて非常に長く設定される。また、出力電圧の変動幅は、基本的にヒステリシスコンパレータＣＯＭのヒステリシス幅に依存し、その調節は容易である。従って、図１の回路においては平滑コンデンサＣ１の音鳴きを容易に防止することができる。
【００４４】
図１の本発明によるＬＥＤ点灯制御装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧を定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３の端子間に動作最小電圧以上の電圧を供給できるような値に設定・制御する点で、従来の図２の回路と同じである。しかし図１のＬＥＤ点灯制御装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧を検出し、その出力電圧が制御目標値で安定するようにフィードバック制御する点、制御目標を設定するための基準値信号を、出力電圧に対する定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３の動作状態、具体的には端子間電圧に応じて設定する点、が従来回路と異なっている。
【００４５】
このような図１の回路において、調光のためにＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３に対する電流の供給期間と休止期間を全列同時に発生させた場合、休止期間になると、各系列検出端子ＳＴ１〜ＳＴ３の電圧が一斉に上昇する。しかし、制御回路７の内部では、スイッチングトランジスタＱ１がオフ状態を維持するだけで、基本的に放電回路ＤＩＳ以外の要因ではコンデンサＣ２の端子間電圧が変動することは無い。従って、信号処理回路６内の信号は休止期間の間も処理可能な範囲に維持され、供給期間に入った時、制御回路７はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧に応じた動作を即座に行うことができる。
【００４６】
また、放電回路ＤＩＳによるコンデンサＣ２の放電量が小さく設定され、これによりコンデンサＣ２の充放サイクルの周期が定電流回路ＣＳ１〜ＣＳ３のオンオフ動作の周期よりも非常に長く設定されていれば、休止期間の間に生じるコンデンサＣ２の端子間電圧、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の出力電圧（Ｃ１の端子間電圧）の降下量を小さく抑えられる。このため、電流の供給期間に入った時に平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が少々低下していたとしても、従来のＬＥＤ点灯制御装置に比べ、供給期間を短くした時に定電流回路の動作が不安定になり難い。
【００４７】
また、特別なタイミング（例えば、コンデンサＣ２が再充電される直前など）で休止期間に入った場合を除けば、休止期間から供給期間に移行した時、基本的に定電流回路（具体的にはＣＳ３）の端子間電圧は動作最小電圧よりも低くならない。このため、従来のＬＥＤ点灯制御装置に比べて、供給期間の間に各ＬＥＤ列ＬＡ１〜ＬＡ３を流れる電流の大きさ（供給期間の平均値）をほぼ同じ大きさにすることができ、発光面に輝度ムラが発生し難い。
【００４８】
これはＬＥＤ列毎にタイミングをずらして電流の供給期間と休止期間を発生させた場合も同様で、特別なタイミング（例えば、コンデンサＣ２が再充電される直前のタイミングなど）で定電流回路ＣＳ１が供給期間から休止期間に移行し、その直後に定電流回路ＣＳ３が休止期間から供給期間に移行した場合を除き、定電流回路ＣＳ３の端子間電圧は動作最小電圧よりも低くならない。このため、従来のＬＥＤ点灯制御装置に比べて発光面に輝度ムラが発生し難い。
【００４９】
以上の本発明によるＬＥＤ点灯制御装置の実施例の説明では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１にスイッチング・レギュレータ方式の電源を適用した場合を想定した。しかし、出力電圧がフィードバック制御される電源であれば、例えば、シリーズ・レギュレータ方式や他の方式の電源であっても良い。制御回路６についても同様で、実施例の説明ではＰＷＭ制御方式を想定しているが、ＰＦＭ制御方式やその他の制御方式の制御回路であっても構わない。ちなみに、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１がシリーズ・レギュレータ方式であった場合、信号処理回路６の内部構成を簡素にでき、例えば、誤差増幅器ＡＭＰの出力端子は駆動信号出力端子ＤＲＶを介してＤＣ−ＤＣコンバータ回路１に接続される。
【００５０】
また、以上の実施例の説明において、基準値信号発生回路８のコンデンサＣ２を放電回路ＤＩＳを介して放電させる場合を想定した。しかし、現実の誤差増幅器の入力端子に微小電流が流入する現象を利用するような場合、放電回路ＤＩＳを省略することも可能である。また、定電流回路に生じる電力損失の増加を許容し、動作中に基準値信号を再設定しない場合には、図１の回路から放電回路ＤＩＳを省略し、ヒステリシスコンパレータＣＯＭを通常のコンパレータに置き換えることも可能である。ただし、放電回路ＤＩＳを省略した場合、ＬＥＤ点灯制御装置の起動時あるいは停止時にコンデンサＣ２の端子間電圧を初期化する手段が必要になることがある。
【００５１】
更に、以上の説明において、ヒステリシスコンパレータＣＯＭの下側しきい値を基準電圧源ＶＴＨによって設定するものとしたが、ヒステリシスコンパレータＣＯＭの上側しきい値を基準電圧源ＶＴＨによって設定する回路構成としても構わない。
そして、図１の回路では、スイッチングトランジスタＱ１とコンデンサＣ２の間に電流制限用の抵抗Ｒ２を接続しているが、スイッチングトランジスタＱ１のドレインが電源ラインＶＤＤの代わりに電流源に接続されている場合、あるいはスイッチングトランジスタＱ１が定電流供給機能を持つ場合には抵抗Ｒ２を省略することも可能である。
当然、ＬＥＤ列の数は３以上であっても良く、本発明の要旨を損なわない範囲での回路構成の変更は可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明によるＬＥＤ点灯制御装置の実施例を示す回路図。
【図２】従来のＬＥＤ点灯制御装置の実施例を示す回路図。
【図３】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧波形と、最も順方向降下電圧の高いＬＥＤ列に接続された定電流回路の電流波形。
【符号の説明】
【００５３】
１：ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２ａ、２ｂ：入力端子
３：出力端子
５：検出回路
６：信号処理回路
７：制御回路（本発明）
８：基準値信号発生回路
ＡＭＰ：誤差増幅器
Ｃ１：平滑コンデンサ
Ｃ２：コンデンサ
ＣＯＭ：ヒステリシスコンパレータ
ＣＳ１〜ＣＳ３：定電流回路
ＤＩＳ：放電回路
ＤＲＶ：駆動信号出力端子
ＦＢ：出力検出端子
ＬＡ１〜ＬＡ３：ＬＥＤ列
Ｐ１：検出ポイント
Ｑ１：スイッチングトランジスタ
Ｒ２：電流制限用の抵抗
Ｒ３、Ｒ４：出力検出用抵抗回路の抵抗
ＳＴ１〜ＳＴ３：系列検出端子
ＶＴＨ：基準電圧源（しきい値信号発生用）
【図１】
2008277079.tif 000003
【図２】
2008277079.tif 000004
【図３】
2008277079.tif 000005