(57)【要約】【課題】  整流回路の出力側に発生するサージ電圧を抑え、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を高める。【解決手段】  直流電源１２とトランス１３との間に半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を配設し、トランス１３と負荷１４との間に整流回路１５と出力平滑回路１６とを設ける。整流回路１５と出力平滑回路１６との間にＲＣＤスナバ回路１７を設け、整流回路１５の出力側電圧Ｖ１に含まれるサージ電圧をスナバダイオードＤｓを介してスナバコンデンサＣｓにより吸収し、スナバコンデンサＣｓの電荷をスナバ抵抗Ｒｓを介して放電し、負荷１４に電力として供給する。【選択図】        図１
2008079403.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源とトランスとの間にスイッチング素子を設け、トランスと負荷との間に整流回路および出力平滑回路を設けたコンバータにおいて、前記整流回路と出力平滑回路との間にダイオード、コンデンサおよび抵抗からなるＲＣＤスナバ回路を接続したことを特徴とする低損失コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ等の２次側整流回路にスナバ回路を備えた低損失コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、図４に示すようなＤＣ−ＤＣコンバータ５１が知られている。このコンバータ５１は、直流電源５２とトランス５３との間に半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備え、トランス５３と負荷５４との間に整流回路５５と出力平滑回路５６とを備えている。この種のコンバータ５１では、２次側電圧の極性が反転するときに、出力平滑回路５６のリアクトルＬに逆起電力が発生し、これがトランス５３の漏れインダクタンスや平滑コンデンサＣｏの共振等によって増幅され、整流回路５５の出力側にサージ電圧や振動が発生する。特に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を高速で駆動すると、サージ電圧によって四つの整流ダイオードＤ１〜Ｄ４の損失が増加し、また、サージ電圧が耐圧を超える場合にダイオードＤ１〜Ｄ４の破壊に至るおそれもある。
【０００３】
そこで、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ５１では、それぞれの整流ダイオードＤ１〜Ｄ４に抵抗Ｒｓｄ１〜Ｒｓｄ４とコンデンサＣｓｄ１〜Ｃｓｄ４とからなるＣＲスナバ回路５７を並列に接続し、この回路５７によってダイオードＤ１〜Ｄ４の損失を抑え、かつ素子破壊を予防する対策が採られていた。なお、特許文献１には、図４に示すスナバ回路５７と同様のＣＲフィルタを用い、２次側整流回路に発生する高周波電圧成分の最大値を抑えて、整流素子を保護する技術が記載されている。
【特許文献１】特開２０００−１８４７０４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところが、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ５１によると、それぞれのダイオードＤ１〜Ｄ４にスナバ回路５７を接続しているため、整流回路５５を構成する部品点数が増える不都合があった。また、スナバ回路５７の抵抗Ｒｓｄ１〜Ｒｓｄ４で消費されたサージ電圧分のエネルギーが損失となるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の電力変換効率が低下する問題点があった。特に、コンバータ５１で大電圧を変換する場合は、抵抗Ｒｓｄ１〜Ｒｓｄ４の発熱によってスナバ回路５７の寿命が低下するおそれもあった。なお、整流回路５５からスナバ回路５７を省き、代わりに、約２倍の耐圧性能を持つダイオードを使用することも考えられるが、この場合は、部品コストが高くつくばかりでなく、耐圧性能が高くなるほどダイオードの順方向電圧も高くなり、損失が増える問題がある。
【０００５】
本発明の目的は、上記課題を解決し、簡単な構成によって、整流回路の出力側に発生するサージ電圧を抑え、電力変換効率を高めることができる低損失コンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記の課題を解決するために、本発明の低損失コンバータは、電源とトランスとの間にスイッチング素子を設け、トランスと負荷との間に整流回路および出力平滑回路を設けたコンバータにおいて、整流回路と出力平滑回路との間にダイオード、コンデンサおよび抵抗からなるＲＣＤスナバ回路を接続したことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の低損失コンバータによれば、ＲＣＤスナバ回路を整流回路より負荷側に設けたので、整流ダイオードごとにＣＲスナバ回路を接続していた従来と比較し、整流回路をより少数の部品で簡単に構成することができる。また、２次側電圧の極性が反転すると、整流回路の出力側に発生したサージ電圧がＲＣＤスナバ回路のコンデンサに吸収され、続いて極性が反転するときに、コンデンサの電荷が出力平滑回路を介して負荷に供給される。従って、サージ電圧によるエネルギーを負荷の電力として有効利用し、コンバータの電力変換効率を高めることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明をＤＣ−ＤＣコンバータに具体化した一実施形態を図面に基づいて説明する。図１に示すように、この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、直流電源１２とトランス１３との間に四つの半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備え、トランス１３と負荷１４との間に整流回路１５と出力平滑回路１６とを備えている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は駆動回路（図示略）によって高速で駆動され、直流電圧を断続してトランス１３の１次側に矩形波交流電圧を生成する。トランス１３の２次側の整流回路１５は四つのダイオードＤ１〜Ｄ４からなり、トランス１３で昇圧された電圧を整流して全波整流電圧を出力する。出力平滑回路１６は平滑リアクトルＬと平滑コンデンサＣｏとからなり、整流回路１５の出力を平滑化して負荷１４に供給する。
【０００９】
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１１では、整流回路１５の出力側に発生するサージ電圧を吸収するために、整流回路１５と出力平滑回路１６との間にＲＣＤスナバ回路１７が設けられている。ＲＣＤスナバ回路１７はスナバダイオードＤｓとスナバコンデンサＣｓとスナバ抵抗Ｒｓとの三部品で構成されている。スナバダイオードＤｓは、アノードが平滑リアクトルＬと整流回路１５との間において導線１８に接続され、カソードがスナバコンデンサＣｓを介して反対側の導線１９に接続されている。スナバ抵抗Ｒｓは、一端がスナバダイオードＤｓとスナバコンデンサＣｓとの接続線２０に接続され、他端が平滑リアクトルＬと平滑コンデンサＣｏとの間において導線１８に接続されている。
【００１０】
上記構成のＤＣ−ＤＣコンバータ１１において、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の断続動作によってトランス１３の２次側電圧の極性が反転すると、整流回路１５の出力側電圧Ｖ１に含まれるサージ電圧がスナバダイオードＤｓを介してスナバコンデンサＣｓにクランプされる。続いて電圧極性が反転すると、スナバコンデンサＣｓに充電された電荷がスナバ抵抗Ｒｓを介して放電され、平滑コンデンサＣｏを介して負荷１４に供給される。従って、一つのＲＣＤスナバ回路１７によってサージ電圧を吸収し、そのエネルギーを負荷１４の電力として有効に利用することができる。
【００１１】
なお、ＲＣＤスナバ回路１７の作用を確認するために、この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１１において、トランス１３の２次側電圧Ｖｔ２の波形と整流回路１５の出力側電圧Ｖ１の波形とを測定し、その結果を図２に示した。また、比較例として、スナバ回路を省いたＤＣ−ＤＣコンバータにおける電圧波形の測定結果を図３に示した。図２および図３に示される最大波高値Ｈｍａｘを比較すると、この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１１において、サージ電圧がＲＣＤスナバ回路１７によって充分に抑えられていることを確認できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の一実施形態を示すＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】該コンバータのＲＣＤスナバ回路の作用を確認する波形図である。
【図３】スナバ回路を省いたコンバータの波形図である。
【図４】従来技術を示すＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【符号の説明】
【００１３】
１１    ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２    直流電源
１３    トランス
１４    負荷
１５    整流回路
１６    出力平滑回路
１７    ＲＣＤスナバ回路
Ｄｓ    スナバダイオード
Ｃｓ    スナバコンデンサ
Ｒｓ    スナバ抵抗
【図１】
2008079403.tif 000003
【図２】
2008079403.tif 000004
【図３】
2008079403.tif 000005
【図４】
2008079403.tif 000006