(57)【要約】【課題】  電流共振形のスイッチング電源回路において、電流の検出抵抗やコンデンサなどの回路素子を電源回路に設けることなく、簡単な電圧検出と論理動作だけで正確な出力電流の検出を可能とする。【解決手段】  スイッチング素子（ＳＷＨ）と該スイッチング素子に流れる電流を共振させるＬＣ共振回路（Ｌｒ，Ｃｒ）とを備えた電流共振形のスイッチング電源回路（１１）である。そして、スイッチング素子（ＳＷＨ）の動作タイミングと前記ＬＣ共振回路の共振動作中の電圧とに基づいて出力電流量に関する検出を行う検出回路（２０）を備えている。検出回路(２０)は、スイッチング素子（ＳＷＨ）のオンタイミングからＬＣ共振回路の共振開始までの遅延時間に基づいて電源回路の出力電流量を検出する。【選択図】        図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と、該スイッチング素子に流れる電流を共振させるＬＣ共振回路とを備えた電流共振形のスイッチング電源回路であって、
前記スイッチング素子の動作タイミングと前記ＬＣ共振回路の共振動作中の電圧とに基づいて出力電流量に関する検出を行う検出回路を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記検出回路は、
前記スイッチング素子のオンタイミングを基準とした前記ＬＣ共振回路の共振動作の遅延時間に基づいて出力電流の検出を行う構成であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記検出回路は、
前記スイッチング素子のオンタイミングから前記ＬＣ共振回路のコンデンサ電圧が所定電圧に達するまでの時間長に基づいて出力電流の検出を行う構成であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
直流電圧が入力される請求項３記載のスイッチング電源回路であって、
前記所定電圧として前記直流電圧が適用されていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記ＬＣ共振回路は、
前記スイッチング素子と直列に接続された共振インダクタと、
該共振インダクタに流れる電流により充電される共振コンデンサとを備えていることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記スイッチング素子の動作制御を行う制御回路を備え、
前記検出回路の出力が前記制御回路の帰還信号に含まれていることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記制御回路は、前記検出回路の出力に基づいて前記スイッチング素子の動作周波数を変化させることを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
前記制御回路は、前記検出回路の出力に基づいて前記スイッチング素子を電流モードで制御することを特徴とする請求項６又は７に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
前記検出回路の出力に基づいて出力電流の過電流保護を行う過電流保護回路が設けられていることを特徴とする請求項１〜８の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】
前記スイッチング素子のオン動作により入力電圧を入力して電力を蓄えるリアクトルと、
前記スイッチング素子がオフの期間に前記リアクトルに電流を供給する整流回路とを備え、
前記リアクトルに蓄えられた電力により電流出力が行われる構成であることを特徴とする請求項１〜９の何れかに記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電流共振形のスイッチング電源回路において出力電流の検出を行う技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、過電流保護や電流モード制御のため、出力電流の検出が必要となることがある。ここで、電流モード制御とは、出力電圧とともに出力インダクタの電流検出信号も帰還させてスイッチング制御を行うことで、力率の改善や、ラインレギュレーションの向上等を図るものである。
【０００３】
また、マルチフェーズ方式の電源回路においては、各コンバータの電流バランスを調整するために出力電流の検出が必要となることもある。マルチフェーズ方式とは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを並列に動作させるとともに、各コンバータごとに出力位相をずらして各出力を加算することで、低リプルで安定した出力を得るものである。
【０００４】
従来、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける出力電流の検出方式として、次のような開示があった。例えば、特許文献１には、図８（ａ）に示すように、出力電流の経路に電流検出抵抗Ｒを接続し、この抵抗間の電圧を検出する方式が開示されている。また、特許文献２には、図８（ｂ）に示すように、出力コイルＬｏに抵抗Ｒ２とコンデンサＣを並列接続し、出力コイルＬｏの抵抗成分Ｒ１を利用してこのコンデンサＣの電圧から出力電流を検出する方式が開示されている。また、特許文献３には、図８（ｃ）に示すように、同期整流用トランジスタＳＷ２のオン抵抗を利用して、このトランジスタＳＷ２のオン動作中のソース・ドレイン間電圧から出力電流を検出する方式が開示されている。
【０００５】
また、特許文献４には、電圧共振形のスイッチング電源装置において、共振電圧のピーク電圧と出力電流とが相関を有することから、ＬＣ共振回路の共振電圧のピーク値から出力電流を検出する方式が開示されている。
【特許文献１】特開２００４−２９７９４３号公報
【特許文献２】特許第３２５４１９９号公報
【特許文献３】特開２００３−２８４３２８号公報
【特許文献４】特開平７−２３６２７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
共振形のスイッチング電源回路は、スイッチングロスやスイッチングノイズが低減するという利点があり、また、電圧共振形と電流共振形とを比較してもそれぞれに特有な利点がある。そのため、電流共振形のスイッチング電源回路を採用しつつ、出力電流の検出を行って、出力電流の検出に基づく種々の制御を実現できるように要求されることがある。
【０００７】
電流共振形のスイッチング電源回路においても、上述した図８（ａ）〜（ｃ）の方式を適用して、出力電流の検出を行うことが出来る。しかしながら、図８（ａ）の方式では電流検出抵抗Ｒで大きな損失が発生するという欠点がある。また図８（ｂ）の方式では、電流検出のために回路素子数が増加するという欠点や、コイルＬｏの抵抗成分Ｒ１が比較的大きな温度特性を有しているため、温度補償回路を付加しないと正確な電流検出を行えないという課題がある。
【０００８】
また、図８（ｃ）の方式では、ＦＥＴのオン抵抗が温度特性を有しているため、正確な電流検出を行うには温度補償回路が必要になるという課題があり、さらに、図８（ｂ），（ｃ）の方式では、小さな抵抗により生じる小さな電圧を検出することになるため、非常に高精度な検出回路が必要となるという課題がある。
【０００９】
また、電流共振形のスイッチング電源回路では、特許文献４に示される電圧共振形の回路と異なり、出力電流量が共振電圧のピーク値と比例すると云ったような単純な相関関係がないため、特許文献４の技術を適用して出力電流の検出を行うことは出来ない。
【００１０】
この発明は、電流共振形のスイッチング電源回路において、電流検出用の抵抗やコンデンサなどを電源回路に増設する必要がなく、電圧検出回路と簡単な論理回路を付加するだけで正確な出力電流の検出を可能とすることを目的としている。
【００１１】
また、このような出力電流の検出により出力電流に基づく様々な制御を可能とした電流共振形のスイッチング電源回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、上記目的を達成するため、スイッチング素子（ＳＷＨ：図２）と該スイッチング素子に流れる電流を共振させるＬＣ共振回路（Ｌｒ，Ｃｒ）とを備えた電流共振形のスイッチング電源回路（１１）であって、前記スイッチング素子（ＳＷＨ）の動作タイミングと前記ＬＣ共振回路の共振動作中の電圧とに基づいて出力電流量に関する検出を行う検出回路（２０）を備えた構成とした。
【００１３】
このような手段により、電流共振形のスイッチング電源回路において、電源回路中に抵抗等の回路素子を増設することなく、正確で容易な出力電流の検出を行うことが可能となる。詳細には、電流共振形のスイッチング電源回路では、スイッチング素子（ＳＷＨ）がオンして該スイッチング素子に流れる電流が大きくなっていくときに、出力インダクタ（リアクトルＬｏ）の電流（Ｉ３）が大きいと、スイッチング素子（ＳＷＨ）に流れる電流（Ｉ１）がみなリアクトル（Ｌｏ）側に流れてしまい共振コンデンサ（Ｃｒ）の充電が開始されない。そして、スイッチング素子（ＳＷＨ）に流れる電流（Ｉ１）が出力電流（Ｉ３）と同値になったところで共振コンデンサ（Ｃｒ）への充電が開始される。つまり、出力電流（Ｉ３）の大きさに依存してＬＣ共振回路（Ｌｒ，Ｃｒ）の共振動作の開始時期が遅延される。従って、スイッチング素子（ＳＷＨ）の動作タイミングと、ＬＣ共振回路の共振動作中の電圧により、上記の遅延時間を検出して出力電流量に換算することが出来る。また、この出力電流値と共振動作の遅延時間との関係には温度依存性が殆んどないため、温度補償の必要も無く、常に正確な出力電流の検出を行うことが出来る。
【００１４】
具体的には、前記検出回路（２０）は、前記スイッチング素子（ＳＷＨ）のオンタイミングから前記ＬＣ共振回路のコンデンサ電圧（Ｖｃｒ）が所定電圧に達するまでの時間長を検出する構成とすることが出来る。さらに、上記の所定電圧としては直流の入力電圧（Ｖｉｎ）を適用することも出来る。
【００１５】
このような構成により、電流検出用に特別のアナログ回路を設けたり、基準電圧を生成する回路を設けたりすることなく、コンパレータなどの簡単なアナログ回路とロジック回路のみで出力電流の検出を行うことが出来る。
【００１６】
また、上記の検出回路（２０）の出力は、帰還信号の一つとして制御回路に送ってスイッチング素子の動作制御に利用することが出来る。すなわち、前記検出回路（２０）の出力に基づいて前記スイッチング素子（ＳＷＨ）をオンさせる周期を制御したり、前記スイッチング素子（ＳＷＨ）を電流モードで制御するのに利用することが出来る。また、出力電流（Ｉ３）の過電流保護の制御に用いることも出来る。
【００１７】
具体的には、前記ＬＣ共振回路は、前記スイッチング素子（ＳＷＨ）と直列に接続された共振インダクタ（Ｌｒ）と、該インダクタ（Ｌｒ）に流れる電流により充電される共振コンデンサ（Ｃｒ）とを備えた構成である。
【００１８】
また具体的には、上記の電源回路（１１）は、スイッチング素子（ＳＷＨ）のオン動作により入力電圧を入力して電力を蓄えるリアクトル（Ｌｏ）と、スイッチング素子（ＳＷＨ）がオフの期間にリアクトル（Ｌｏ）に電流を供給する整流回路（ＳＷＬ）とを備え、リアクトル（Ｌｏ）に蓄えられた電力により出力電流（Ｉ３）の出力が行われるような構成にできる。
【００１９】
なお、この項目の説明において、実施形態との対応関係を示す符号を括弧書きで記したが、本発明はこれに限定されるものではない。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に従うと、電流共振形のスイッチング電源回路において検出抵抗など電流検出用の素子を電源回路中に設ける必要がなく、簡単な電圧検出とロジック回路のみで正確な出力電流の検出を行うことが出来る。
【００２１】
また、このような出力電流の検出により、電力変換効率を低下させたり製品コストを上げたりすることなく、電流共振形のスイッチング電源回路において出力電流に基づく種々の制御が実現できるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した実施形態の電源装置の構成図である。
この実施形態の電源装置１００は、複数のスイッチング電源回路１１〜１３を並列に設け、それぞれの出力電流を加算して１つの出力電流Ｉｏとするマルチフェーズ方式の電源回路であり、上記複数の電流共振形スイッチング電源回路１１〜１３と、これらの動作制御を行う制御ブロック３０と、各電源回路１１〜１３の出力電流の検出を行う電流検出回路２０とから構成される。マルチフェーズ方式では、複数のスイッチング電源回路１１〜１３を、それぞれ出力位相を異ならせてスイッチング制御することで、全体として低リプルで安定した出力を可能とする。
【００２３】
電源回路１１〜１３は、それぞれ同一の回路構成を有した電流共振形・降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータである。同一の回路構成であっても、回路素子の定数バラツキにより各電源回路１１〜１３の出力には比較的大きな差異が生じる。そのため、出力電流の調整が必要である。
【００２４】
制御ブロック３０は、各電源回路１１〜１３を動作させる基準のタイミングを生成する同期信号発生回路３３と、各電源回路１１〜１３のスイッチング制御を行う制御回路３２と、各電源回路１１〜１３のハイサイドスイッチＳＷＨ〜ＳＷＨ２およびローサイドスイッチＳＷＬ〜ＳＷＬ２のゲート端子を駆動するゲートドライバ３１と、電流検出回路２０の信号を受けて各電源回路１１〜１３間の電流比較を行う電流比較回路３４等を備えている。また、図示は省略するが、出力電圧の検出を行う誤差アンプや、共振スイッチのオフタイミングを検出するための検出回路なども設けられ、これらの検出信号が制御回路３２に入力されるようになっている。
【００２５】
制御回路３２は、主にＰＦＭ（パルス周波数変調）制御により各電源回路１１〜１３のスイッチング制御を行う。また、制御回路３２は、電流比較回路３４から各電源回路１１〜１３の出力電流の比較結果を受けて、出力電流が大きくなっている電流回路はスイッチング駆動の回数を少なく、出力電流が小さくなっている電流回路はスイッチング駆動の回数が多くなるように、スイッチング周期のパターンを変化させる。それにより、各電源回路１１〜１３の出力電流が均等になるように制御される。
【００２６】
電流検出回路２０は、ゲートドライバ３１の出力信号をモニタするハイサイドゲート信号検出回路２１と、各電源回路１１〜１３の共振コンデンサＣｒ〜Ｃｒ３の電圧をモニタするコンデンサ電圧検出回路２２と、これら検出回路２１，２２の出力に基づき各電源回路１１〜１３の出力電流量を表わす電流値パルスＶｅｒｒｏｒを生成する電流値パルス生成回路２３等を備えている。
【００２７】
図２は、図１中の１つのスイッチング電源回路１１を示したものである。
スイッチング電源回路１１〜１３は、先にも述べたが、それぞれ直流の入力電圧Ｖｉｎを入力して所定の直流電圧を出力する降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータであり、且つ、入力電圧Ｖｉｎの入力を行うスイッチとして電流共振形の共振スイッチを用いたものである。
【００２８】
スイッチング電源回路１１には、入力端子間に接続された入力コンデンサＣｉｎと、入力電圧Ｖｉｎの入力と遮断を行うＭＯＳＦＥＴ等からなるハイサイドスイッチＳＷＨと、ハイサイドスイッチＳＷＨの電流を共振させる共振インダクタＬｒおよび共振コンデンサＣｒと、入力電圧Ｖｉｎの入力により電力を蓄積するリアクトルＬｏと、ハイサイドスイッチＳＷＨのオフ期間にリアクトルＬｏに電流を供給する同期整流用のローサイドスイッチＳＷＬと、出力端子間に接続された出力コンデンサＣｏ等が設けられている。入力コンデンサＣｉｎと出力コンデンサＣｏとは、各スイッチング電源回路１１〜１３で共通にされている。
【００２９】
共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒは、ハイサイドスイッチＳＷＨに流れる電流をほぼ正弦波状に変化させるＬＣ共振回路を構成する。共振インダクタＬｒは、ハイサイドスイッチＳＷＨに流れる電流と同一の電流が流れるようにハイサイドスイッチＳＷＨと直列に接続され、共振コンデンサＣｒは共振インダクタＬｒに流れる電流により充電されるように共振インダクタＬｒの前記ハイサイドスイッチＳＷＨの逆側の端子と基準電位（例えばグランド）との間に接続されている。なお、ＬＣ共振回路は、ハイサイドスイッチＳＷＨに流れる電流を共振させられれば、その他の接続形態としても良く、例えば、共振コンデンサＣｒの一端をグランドではなく、入力電圧端子などその他の基準電位点に接続するようにしても良い。
【００３０】
ＬＣ共振回路（共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒ）の共振周波数は、電源回路１１のスイッチング周波数よりも大きくなるように設定されており、ハイサイドスイッチＳＷＨの一回のオン・オフ駆動で共振電流が１周期分流れるようにされる。
【００３１】
図３には、ハイサイドスイッチの駆動パルスＶＨＳと出力電流Ｉ３の関係を示した波形図を、図４には、ハイサイドスイッチＳＷＨがオンされた直後の電流経路を表わした説明図を示す。これらの図において（ａ）は出力電流がゼロ近傍又はそれ以下のときのもの、（ｂ）は出力電流小のときのもの、（ｃ）は出力電流大のときのものである。
【００３２】
電源回路１１は、図３（ａ）〜（ｃ）に示すように、スイッチング周波数の変化によりリアクトルＬｏに流れる平均電流を上下させて出力電流の変動に追従する。また、出力電流がゼロ電流近傍やそれ以下となるパターンＡと、出力電流が小さな場合のパターンＢと、出力電流が大きい場合のパターンＣとでは、ハイサイドスイッチＳＷＨがオン駆動された直後にＬＣ共振回路に流れる電流が図４に示すように異なってくる。
【００３３】
すなわち、図４（ａ）に示すように、出力電流がゼロ電流やそれ以下となるパターンＡでは、ハイサイドスイッチＳＷＨがオンに、ローサイドスイッチＳＷＬがオフにされると、共振インダクタＬｒに流れる電流とリアクトルＬｏに流れる逆向きの電流とが共振コンデンサＣｒに流れて共振コンデンサＣｒの充電を早める。
【００３４】
また、図４（ｂ）に示すように、出力電流が小となるパターンＢでは、ハイサイドスイッチＳＷＨがオンになるタイミングでリアクトルＬｏに流れる電流は小さいため、共振インダクタＬｒに流れる電流はそのまま共振コンデンサＣｒに流れ込んで共振動作が直ぐに開始される。
【００３５】
また、図４（ｃ）に示すように、出力電流大のパターンＣでは、ハイサイドスイッチＳＷＨがオンされた直後に共振インダクタＬｒに流れる電流は、そのままリアクトルＬｏに吸収されるため、共振コンデンサＣｒへの充電は直ぐに開始されない。そして、共振インダクタＬｒの電流が大きくなってリアクトルＬｏの電流と同値になってから共振コンデンサＣｒへの充電が開始される。すなわち、共振動作はこの期間ｔｄだけ遅延して開始される。また、図３（ｃ）に示すように、リアクトルＬｏの電流が増加に転じるタイミングも上記と同様に遅延時間ｔｄのズレが生じる。
【００３６】
図５には、ハイサイドスイッチの駆動パルスＶＨＳ、共振電流Ｉ１、共振コンデンサの電圧Ｖｃｒの関係を表わした波形図を示す。同図（ａ）〜（ｃ）は上述のパターンＡ〜Ｃの場合を示している。
上述のように、ハイサイドスイッチＳＷＨのオン駆動時にＬＣ共振回路に流れる電流が出力電流Ｉ３の大きさに応じて異なることから、図５に示すように、その共振電流Ｉ１や、共振コンデンサＣｒの電圧Ｖｃｒもそれに応じて異なってくる。
【００３７】
すなわち、上記のパターンＡのときには、スイッチＳＷＨのオン駆動時にリアクトルＬｏから逆流する電流が共振コンデンサＣｒに流れ込むため、コンデンサ電圧Ｖｃｒは通常の正弦波形よりも立ち上がり部分の電圧増加量が大きくなった波形となる（図５（ａ））。
【００３８】
また、上記のパターンＢのときには、駆動パルスＶＨＳがハイレベルになった直後に共振電流Ｉ１が共振コンデンサＣｒに流れ、電流共振が直ぐに開始されるので、コンデンサ電圧Ｖｃｒはほぼ正弦波状となる（図５（ｂ））。
【００３９】
また、上記のパターンＣのときには、リアクトルＬｏに吸い込まれる電流により共振コンデンサＣｒの充電開始が遅延されるため、コンデンサ電圧Ｖｃｒの波形全体が遅延時間ｔｄだけずれた波形となる。また、これにより、共振電流Ｉ１も、リアクトルＬｏに流れる電流分だけ電流の振動中心の値が上昇されて供給電流が増加されることとなる（図５（ｃ））。
【００４０】
次に、電流検出回路２０における上記駆動パルスＶＨＳとコンデンサ電圧Ｖｃｒとに基づく出力電流Ｉ３の検出方法について説明する。
図６には、駆動パルスＶＨＳとコンデンサ電圧Ｖｃｒとから生成される電流値パルス信号Ｖｅｒｒｏｒを示した波形図を示す。同図（ａ）〜（ｃ）は上述のパターンＡ〜Ｃの各場合を示している。
【００４１】
電流検出回路２０のコンデンサ電圧検出回路２２（図１）は、図６（ａ）〜（ｃ）に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃｒと所定の閾値とを比較して、閾値を超えたら検出信号を電流値パルス生成回路２３に出力するようになっている。ここで閾値としては例えば入力電圧Ｖｉｎを用いることができる。
【００４２】
ハイサイドゲート信号検出回路２１（図１）は、ハイサイドスイッチＳＷＨの駆動パルスＶＨＳがハイレベルになったタイミングに検出信号を電流値パルス生成回路２３に出力する。
【００４３】
電流値パルス生成回路２３は、図６（ａ）〜（ｃ）に示すように、ハイサイドゲート信号検出回路２１の検出信号の出力タイミングからコンデンサ電圧検出回路２２の検出信号の出力タイミングまでハイレベルとなる電流値パルス信号Ｖｅｒｒｏｒを出力電流量を示す信号として出力する。
【００４４】
図６（ａ）に示すように、出力電流がゼロ近傍やそれ以下となる場合には、コンデンサ電圧Ｖｃｒの立ち上がりが急激になるので、電流値パルス信号Ｖｅｒｒｏｒはパルス幅の小さな信号となる。
【００４５】
また、図６（ｂ），（ｃ）に示すように、出力電流Ｉ３が小から大になると、コンデンサ電圧Ｖｃｒの共振波形が出力電流Ｉ３に応じて遅延するため、コンデンサ電圧検出回路２２からの出力も等しく遅延して、その結果、電流値パルス信号Ｖｅｒｒｏｒは出力電流Ｉ３に相関したパルス幅を有する信号となる。また、この電流値パルス信号Ｖｅｒｒｏｒのパルス幅と出力電流Ｉ３とは、出力電流が極端に正又は負の方向に大きくならない範囲でほぼ比例した関係となる。
従って、このように生成した電流値パルス信号Ｖｅｒｒｏｒにより、スイッチング電源回路１１の出力電流量を検出することが可能となる。
【００４６】
図７には、図１のマルチフェーズ形の電源装置における電流値パルス信号Ｖｅｒｒｏｒを用いた制御例を説明する波形図を示す。
図１のマルチフェーズ形の電源装置１００においては、上述したように、各電源回路１１〜１３のハイサイドスイッチＳＷＨ〜ＳＷＨ２のオンタイミングの検出と、共振コンデンサＣｒ〜Ｃｒ２の電圧検出とに基づいて、電流検出回路２０により各電源回路１１〜１３の出力電流の検出が行われる。
【００４７】
例えば、図７に示すように、第１相の電源回路１１の出力電流が１０Ａ、第２相の電源回路１２の出力電流が２０Ａ、第３相の電源回路１３の出力電流が３０Ａであった場合、電流検出回路２０からは、各電源回路１１〜１３をスイッチング動作させる同期信号と同期して各電源回路１１〜１３の出力電流に対応する電流値パルス信号Ｖｅｒｒｏｒが制御ブロックの電流比較回路３４に入力される。
【００４８】
電流比較回路３４は、これらの電流値パルス信号Ｖｅｒｒｏｒのパルス幅に基づき各相の電源回路１１〜１３の出力電流の比較を行って、その比較結果を表わす信号を制御回路３２に出力する。そして、この比較結果に基づいて制御回路３２が、出力電流の大きな電源回路１３の出力を低下させ、出力電流の小さな電源回路１１の出力を上げるような制御を行って、各相の電源回路１１〜１３の出力電流の均衡を図ることが可能となる。
【００４９】
以上のように、この実施の形態の電源装置１００によれば、電流共振形スイッチング電源回路１１〜１３において、各電源回路１１〜１３の出力電流を、抵抗やコイルなど検出用の回路素子を増設することなく、コンパレータなどの簡単なアナログ回路とロジック回路だけで、それぞれ正確に検出することが出来る。さらに温度補償の必要もなく、回路の温度に依存せずに正確な検出を行うことが出来る。
【００５０】
そして、このような出力電流の検出に基づいて、電流共振形のスイッチング電源回路を採用したマルチフェーズ形の電源装置１００において、各電源回路１１〜１３の出力を平均化するような駆動制御が可能となる。
【００５１】
なお、本発明は、上記実施形態に限られるものでなく、様々な変更が可能である。例えば、上記実施形態では、降圧形の電流共振形スイッチング電源回路に本発明を適用した例を示したが、昇圧形や昇降圧形の電流共振形スイッチング電源回路でも本発明を同様に適用することが出来る。また、リアクトルＬｏの部分をトランスに置き換えて、絶縁型の電源回路とすることも可能である。また、スイッチング素子もＭＯＳＦＥＴに限られず、種々のトランジスタを適用することが出来る。
【００５２】
さらに、上記実施形態では、出力電流の検出に基づいて電源回路のスイッチング周期を少しずらすことで、各電源回路の出力電流を調整するようにしているが、出力電流の検出に基づいて電流モードでのスイッチング制御を行ったり、出力電流の検出に基づいて出力端子の短絡や過電流に対する保護制御を行うようにすることも出来る。
【００５３】
また、上記実施形態では、ゲートドライバの出力をモニタしてスイッチング素子の動作タイミングを検出しているが、例えば、スイッチングタイミングを生成する発振回路の出力等に基づいてこのタイミング検出を行うなど、どのような方法で検出しても良い。また、コンデンサ電圧の検出点や検出電圧の閾値の設定なども、ＬＣ共振回路の構成や接続形態によって適宜変更可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の実施の形態のマルチフェーズ形の電源装置を示す構成図である。
【図２】図１中の一つのスイッチング電源回路を示した回路図である。
【図３】ハイサイドスイッチの駆動パルスと出力電流の関係を表わした波形図である。
【図４】ハイサイドスイッチがオンされた直後の電流経路を表わした説明図である。
【図５】ハイサイドスイッチの駆動パルスと共振電流とコンデンサ電圧との関係を表わした波形図である。
【図６】ハイサイドスイッチの駆動パルスとコンデンサ電圧とから電流値パルス信号を生成する電流検出回路の動作を説明する波形図である。
【図７】図１のマルチフェーズ形の電源装置における電流値パルス信号を用いた制御の一例を説明する波形図である。
【図８】従来の出力電流の検出方法の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５５】
１１〜１３    電流共振形スイッチング電源回路
ＳＷＨ    ハイサイドスイッチ
Ｌｒ      共振インダクタ
Ｃｒ      共振コンデンサ
ＳＷＬ    ローサイドスイッチ
Ｌｏ      リアクトル
２０      電流検出回路
２１      ハイサイドゲート信号検出回路
２２      コンデンサ電圧検出回路
２３      電流値パルス生成回路
３０      制御ブロック
３１      ゲートドライバ
３２      制御回路
３３      同期信号発生回路
３４      電流比較回路
１００    電源装置
【図１】
2008141801.tif 000003
【図２】
2008141801.tif 000004
【図３】
2008141801.tif 000005
【図４】
2008141801.tif 000006
【図５】
2008141801.tif 000007
【図６】
2008141801.tif 000008
【図７】
2008141801.tif 000009
【図８】
2008141801.tif 000010