(57)【要約】【課題】電源装置の低温時での出力リップルを抑制する。【解決手段】電源装置４０にはスイッチングレギュレータ１とシリーズレギュレータ２が設けられる。スイッチングレギュレータ１には差動増幅器１１、基準電圧発生回路１２、スイッチング制御部１３、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ１、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、インダクタＬ１、及びコンデンサＣ１が設けられ、シリーズレギュレータ２には差動増幅回路２１、基準電圧発生回路２２、抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２２、及びＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ２１が設けられる。スイッチングレギュレータ１の基準電圧発生回路１２から出力され、ダイオードＤ１を介して差動増幅回路１１の−側に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ１ａは、コンデンサＣ１と同じ温度特性を有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力側に設けられた平滑化コンデンサと、−側に前記平滑化コンデンサと同じ温度特性を有する基準電圧を入力し、＋側に抵抗分割された帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力するコンパレータとを備え、第１の入力電圧を入力し、第１の出力電圧を出力するスイッチングレギュレータと、
前記第１の出力電圧を入力電圧として入力し、第２の出力電圧を出力するシリーズレギュレータと、
を具備することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記基準電圧は、バンドギャップリファレンス回路から構成される基準電圧発生回路から出力される電圧に、前記基準電圧発生回路の出力側に設けられ、前記ダイオードにより、前記ダイオードの順方向電圧分加算されたものであることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記スイッチングレギュレータ及び前記シリーズレギュレータは、降圧型であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記平滑化コンデンサは、アルミニウム電解コンデンサ或いはタンタル電解コンデンサであることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項５】
出力側に設けられた平滑化コンデンサ、インダクタ、及び第１のダイオードと、バンドギャップリファレンス回路から構成され、第１の基準電圧を生成する第１の基準電圧発生回路と、前記第１の基準電圧をカソードに入力し、アノードから第２の基準電圧を出力する第２のダイオードと、−側に前記第２の基準電圧を入力し、＋側に抵抗分割された第１の帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力する第１のコンパレータとを有し、第１の入力電圧を入力し、第１の出力電圧を出力するスイッチングレギュレータと、
バンドギャップリファレンス回路から構成され、第３の基準電圧を生成する第２の基準電圧発生回路と、−側に前記第３の基準電圧を入力し、＋側に抵抗分割された第２の帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力する第２のコンパレータとを有し、前記第１の出力電圧を入力電圧として入力し、第２の出力電圧を出力するシリーズレギュレータと、
を具備することを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在一般的に使用される安定化電源装置には、高効率であるが出力電圧の出力リップルや、差動時のノイズの大きなスイッチングレギュレータと、効率は低いが出力電圧の出力リップルが小さく、差動時のノイズの小さなシリーズレギュレータなどが使用されている。そして、スイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータの長所を生かしたスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータから構成される安定化電源装置が多用されている。この安定化電源装置では、まず電源からの入力電圧がスイッチングレギュレータに入力され、スイッチングレギュレータが必要な電圧を生成する。スイッチングレギュレータから生成された必要な電圧がシリーズレギュレータに入力され、シリーズレギュレータがノイズ及び出力リップルの少ない所定の電圧を負荷に供給する（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
特許文献１などに記載されている電源装置では、スイッチングレギュレータの出力側に、比較的容量の大きな出力電圧を平滑化するためのコンデンサが設けられる。この平滑化コンデンサに、等価直列抵抗（ＥＳＲ：Equivalent  Series  Resistance）の温度特性が比較的大きな、例えばアルミニウム電解コンデンサ或いはタンタル電解コンデンサなどを使用すると、低温時にスイッチングレギュレータの出力電圧のリップルが大きくなり、シリーズレギュレータから出力される出力電圧に出力リップルが発生するという問題点がある。
【特許文献１】特開２００３−２３５２５０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、低温時の出力リップルを抑制できる電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の一態様の電源装置は、出力側に設けられた平滑化コンデンサと、−側に前記平滑化コンデンサと同じ温度特性を有する基準電圧を入力し、＋側に抵抗分割された帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力するコンパレータとを備え、第１の入力電圧を入力し、第１の出力電圧を出力するスイッチングレギュレータと、前記第１の出力電圧を入力電圧として入力し、第２の出力電圧を出力するシリーズレギュレータとを具備することを特徴とする。
【０００６】
また、本発明の他態様の電源装置は、出力側に設けられた平滑化コンデンサ、インダクタ、及び第１のダイオードと、バンドギャップリファレンス回路から構成され、第１の基準電圧を生成する第１の基準電圧発生回路と、前記第１の基準電圧をカソードに入力し、アノードから第２の基準電圧を出力する第２のダイオードと、−側に前記第２の基準電圧を入力し、＋側に抵抗分割された第１の帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力する第１のコンパレータとを有し、第１の入力電圧を入力し、第１の出力電圧を出力するスイッチングレギュレータと、バンドギャップリファレンス回路から構成され、第３の基準電圧を生成する第２の基準電圧発生回路と、−側に前記第３の基準電圧を入力し、＋側に抵抗分割された第２の帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力する第２のコンパレータとを有し、前記第１の出力電圧を入力電圧として入力し、第２の出力電圧を出力するシリーズレギュレータとを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、低温時の出力リップルを抑制できる電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
【実施例１】
【０００９】
まず、本発明の実施例１に係る電源装置について、図面を参照して説明する。図１は電源装置の構成を示す回路図、図２はスイッチングレギュレータに用いられる平滑化コンデンサの等価回路を示す図、図３は平滑化コンデンサのＥＳＲ特性を示す図、図４は差動増幅回路の閾値電圧特性を示す図である。本実施例では、電源装置に、降圧型スイッチングレギュレータと降圧型シリーズレギュレータを用いている。
【００１０】
図１に示すように、電源装置４０には、スイッチングレギュレータ１とシリーズレギュレータ２が設けられる。電源装置４０は、車載用に使用され、バッテリーから供給される入力用電源（入力電圧）Ｖｉｎ、例えば比較的高電圧の１８Ｖを入力し、入力電圧を降圧した、例えば比較的低電圧の５Ｖを出力電圧Ｖｏｕｔとして安定出力する安定化電源装置である。
【００１１】
スイッチングレギュレータ１は、非同期整流方式で、降圧型スイッチングレギュレータである。スイッチングレギュレータ１には、差動増幅器１１、基準電圧発生回路１２、スイッチング制御部１３、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ１、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、インダクタＬ１、及びコンデンサＣ１が設けられる。なお、ＭＯＳトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal  Oxide  Semiconductor  Field  Effect  Transistor）とも呼称される。
【００１２】
Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ１は、ソースが入力用電源（入力電圧）Ｖｉｎに接続され、ドレインがノードＮ４に接続され、ゲートがノードＮ３に接続され、スイッチング制御部１３の出力側のノードＮ３から出力される制御信号により“ＯＮ”、“ＯＦＦ”動作するパワーＭＯＳトランジスタである。ノードＮ４からＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ１の出力信号が出力される。
【００１３】
抵抗Ｒ１は、一端がノードＮ４に接続され、他端がノードＮ１に接続される。抵抗Ｒ２は、一端がノードＮ１に接続され、他端が接地電位である低電位側電源Ｖｓｓに接続される。ノードＮ１から、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２により抵抗分割された帰還電圧Ｖｋ１が差動増幅回路１１の＋側に帰還入力される。
【００１４】
基準電圧発生回路１２は、ダイオードＤ１と低電位側電源Ｖｓｓの間に設けられ、ＢＧＲ（Band  Gap  Reference  バンドギャップリファレンス）回路から構成され、温度依存性がほとんどない一定電圧を有する基準電圧Ｖｒｅｆ１を生成する。例えば、使用する基準電圧Ｖｒｅｆ１の値に対して、使用温度が−４０℃から１５０℃の範囲で変動幅は０．１％以下である。
【００１５】
ダイオードＤ１は、差動増幅回路１１と基準電圧発生回路１２の間に設けられ、基準電圧発生回路１２から出力される基準電圧Ｖｒｅｆ１をカソード側に入力し、アノード側からＶｆ（ダイオードの順方向電圧）分加算された基準電圧Ｖｒｅｆ１ａを差動増幅回路１１の−側に出力する。
【００１６】
差動増幅回路１１は、ノードＮ１及びダイオードＤ１とスイッチング制御部１３の間に設けられ、非反転比較形コンパレータであり、基準電圧Ｖｒｅｆ１ａを−側、帰還電圧Ｖｋ１を＋側に入力し、比較増幅した出力信号を出力側のノードＮ２から出力する。
【００１７】
ここで、差動増幅回路１１は、帰還電圧Ｖｋ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１ａよりも高い場合、“Ｈｉｇｈ”レベルの出力信号を出力し、帰還電圧Ｖｋ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１ａよりも低い場合、“Ｌｏｗ”レベルの出力信号を出力する。
【００１８】
スイッチング制御部１３は、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ１と差動増幅回路１１の間に設けられ、差動増幅回路１１から出力される信号（出力側のノードＮ２から）と制御信号ＣＬＫを入力し、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ１の動作を制御する制御信号を出力側のノードＮ３から、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ１のゲートに出力する。
【００１９】
ダイオードＤ２は、カソードがノードＮ４に接続され、アノードが低電位側電源Ｖｓｓに接続される。インダクタＬ１は、一端がノードＮ４に接続され、他端が出力電圧Ｖｏｕｔａ側に接続される。
【００２０】
コンデンサＣ１は、一端が出力電圧Ｖｏｕｔａ側に接続され、他端が低電位側電源Ｖｓｓに接続される出力平滑化コンデンサである。ここで、コンデンサＣ１には、最小の面積で最大容量が可能で、大きな容量まで対応でき、比較的低コストで、比較的大きな電圧まで対応できる、例えばアルミニウム電解コンデンサを用いている。なお、アルミニウム電解コンデンサの代わりにタンタル電解コンデンサなどを用いてもよい。
【００２１】
シリーズレギュレータ２は、降圧型のシリーズレギュレータである。シリーズレギュレータ２には、差動増幅回路２１、基準電圧発生回路２２、抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２２、及びＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ２１が設けられる。
【００２２】
Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ２１は、ソースがスイッチングレギュレータ１の出力側に接続され（出力電圧Ｖｏｕｔａが入力）、ドレインがノードＮ１３に接続され、ゲートがノードＮ１２に接続され、差動増幅回路２１の出力側のノードＮ１２から出力される制御信号により“ＯＮ”、“ＯＦＦ”動作するスイッチング素子である。ノードＮ１３から、電源装置４０の出力信号Ｖｏｕｔが出力され、負荷３に一定電圧の安定した電力が供給される。
【００２３】
抵抗Ｒ２１は、一端がノードＮ１３に接続され、他端がノードＮ１１に接続される。抵抗Ｒ２２は、一端がノードＮ１１に接続され、他端が低電位側電源Ｖｓｓに接続される。ノードＮ１１から、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２により抵抗分割された帰還電圧Ｖｋ２が差動増幅回路２１の＋側に帰還入力される。
【００２４】
基準電圧発生回路２２は、差動増幅回路２１と低電位側電源Ｖｓｓの間に設けられ、ＢＧＲ（Band  Gap  Reference）回路から構成され、温度依存性がほとんどない基準電圧Ｖｒｅｆ２を生成する。
【００２５】
差動増幅回路２１は、ノードＮ１１及び基準電圧発生回路２２とＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ２１の間に設けられ、非反転比較形コンパレータであり、基準電圧Ｖｒｅｆ２を−側、帰還電圧Ｖｋ２を＋側に入力し、比較増幅した出力信号を出力側のノードＮ１２から出力する。
【００２６】
ここで、差動増幅回路２１は、帰還電圧Ｖｋ２が基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高い場合、“Ｈｉｇｈ”レベルの出力信号を出力し、帰還電圧Ｖｋ２が基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低い場合、“Ｌｏｗ”レベルの出力信号を出力する。
【００２７】
スイッチングレギュレータに用いられる平滑化コンデンサの等価回路は、図２に示すように、端子Ｐａｄ１と端子Ｐａｄ２の間に、容量Ｃａ、等価直列インダクタンス（ＥＳＬ）Ｌａ、等価直列抵抗（ＥＳＲ：Equivalent  Series  Resistance）Ｒａ、及び等価並列抵抗Ｒｂから構成されると表現することができる。
【００２８】
ここで、容量Ｃａと等価並列抵抗Ｒｂは、端子Ｐａｄ１と等価直列抵抗（ＥＳＲ）Ｒａの一端の間に並列配置される。等価直列インダクタンス（ＥＳＬ）Ｌａは、一端が等価直列抵抗（ＥＳＲ）Ｒａの他端に接続され、他端が端子Ｐａｄ２に接続される。
【００２９】
スイッチングレギュレータ１の平滑化コンデンサとして使用されるコンデンサＣ１のＥＳＲ特性は、図３に示すように、温度依存性と周波数依存性を有する。温度依存性では、低温時で大きなＥＳＲ値を有し、高温時に小さなＥＳＲ値を有し、コンデンサＣ１の実動作温度ＴａとＥＳＲ値の関係は略逆比例になっている。周波数依存性では、高周波になるとＥＳＲ値が減少する。
【００３０】
差動増幅回路１１と基準電圧発生回路１２の間にダイオードＤ１をもうけているので、図４に示すように、差動増幅回路１１の閾値電圧特性は、温度に対して閾値電圧が一定ではなく、低温時に大きな閾値電圧を有し、高温時に小さな閾値電圧を有し、コンデンサＣ１の実動作温度Ｔａと閾値電圧の関係は略逆比例になっている。
【００３１】
ここで、閾値電圧は基準電圧Ｖｒｅｆ１ａに対応する。差動増幅回路１１の−側に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ１ａは、
Vref1a＝Vref1＋Vf・・・・・・・・・・・・・・式（１）
で表される。基準電圧Ｖｒｅｆ１は温度依存性がほとんどない一定な電圧である。ＶｆはダイオードＤ１の順方向電圧であり、温度依存性を有し、低温では大きな値、高温では小さな値を有する。
【００３２】
ここでは、スイッチングレギュレータ１の動作周波数（ｆ）でのコンデンサＣ１のＥＳＲ温度特性（図３）と差動増幅回路１１の閾値電圧温度特性が同じ温度特性になるように、ダイオードＤ１の形状及びプロファイルを最適化している。例えば、コンデンサＣ１に使用されるアルミニウム電解コンデンサ或いはタンタル電解コンデンサなどの温度特性に対応するようにダイオードＤ１の形状及びプロファイルを最適化する。
【００３３】
次に、電源装置の特性について図５乃至図７を参照して説明する。図５は電源装置の出力特性を示す図、図６は従来の電源装置の低温動作時でのスイッチングレギュレータ出力特性を示す図、図７は従来の電源装置低温動作時での出力特性を示す図である。ここで、従来の電源装置では、スイッチングレギュレータの基準電圧発生回路と差動増幅回路の間にダイオードを設けていない。
【００３４】
図５に示すように、電源装置４０の高温動作時、例えば、コンデンサＣ１の実動作温度Ｔａが１５０℃の場合、スイッチングレギュレータ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ１は、出力リップルが比較的小さい。
【００３５】
一方、電源装置４０の低温動作時、例えば、コンデンサＣ１の実動作温度Ｔａが−４０℃の場合、スイッチングレギュレータ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ２は、出力リップルが高温時と比較して大きい。ところが、スイッチングレギュレータ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ２（低温時）の最低値は、スイッチングレギュレータ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ１（高温時）の最低値よりも大きい。しかも、両者とも電源装置４０の出力電圧Ｖｏｕｔよりも高く設定される。
【００３６】
このため、スイッチングレギュレータ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ２（低温時）の出力リップルがシリーズレギュレータ２の動作に影響を与えることがなく、スイッチングレギュレータ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ１（高温時）の出力リップルがシリーズレギュレータ２の動作に影響を与えることがない。したがって、電源装置から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、出力リップルが大幅に低減され、温度依存性を有しない。
【００３７】
ところが、図６に示すように、従来の電源装置の低温動作時、例えば、コンデンサの実動作温度Ｔａが−４０℃の場合、スイッチングレギュレータから出力される出力電圧（低温時）は出力リップルが比較的大きく、しかも、スイッチングレギュレータから出力される出力電圧（低温時）の最低値がシリーズレギュレータの目標出力電圧値よりも小さい。
【００３８】
このため、図７に示すように、スイッチングレギュレータから出力される出力電圧（低温時）の出力リップルがシリーズレギュレータの動作に影響を与え、電源装置から出力される出力電圧として、スイッチングレギュレータから出力される出力電圧（低温時）には、大きな出力リップルが発生する。
【００３９】
上述したように、本実施例の電源装置では、スイッチングレギュレータ１とシリーズレギュレータ２が設けられる。スイッチングレギュレータ１には差動増幅器１１、基準電圧発生回路１２、スイッチング制御部１３、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ１、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、インダクタＬ１、及びコンデンサＣ１が設けられ、シリーズレギュレータ２には差動増幅回路２１、基準電圧発生回路２２、抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２２、及びＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ２１が設けられる。スイッチングレギュレータ１の基準電圧発生回路から出力され、ダイオードＤ１を介して差動増幅回路１１の−側に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ１ａは、コンデンサＣ１と同じ温度特性を有し、差動増幅回路１１の閾値電圧は低温動作時で大きく、高温動作時で小さくなるように設定される。
【００４０】
このため、スイッチングレギュレータ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ２（低温時）の最低値は、スイッチングレギュレータ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ１（高温時）の最低値よりも大きい。しかも、両者とも電源装置４０の出力電圧Ｖｏｕｔよりも高く設定される。
【００４１】
したがって、平滑化コンデンサであるコンデンサＣ１にＥＳＲ温度特性の大きなものを使用しても、スイッチングレギュレータ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ２（低温時）の出力リップルがシリーズレギュレータ２の動作に影響を与えることがなく、スイッチングレギュレータ１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ１（高温時）の出力リップルがシリーズレギュレータ２の動作に影響を与えることがない。したがって、電源装置４０から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、出力リップルが従来よりも大幅に低減される。
【００４２】
なお、本実施例では、降圧型スイッチングレギュレータと降圧型シリーズレギュレータから構成される電源装置に適用しているが、昇圧型スイッチングレギュレータ、反転型スイッチングレギュレータ、或いは昇降圧型スイッチングレギュレータを電源装置に用いてもよい。その場合、シリーズレギュレータをスイッチングレギュレータに対応できる構成に変更するのが好ましい。また、ＭＯＳトランジスタの代わりにゲート絶縁膜を有するＭＩＳＦＥＴ（Metal  Insulator  Semiconductor  Field  Effect  Transistor））を用いてもよい。
【実施例２】
【００４３】
次に、本発明の実施例２に係る電源装置について、図面を参照して説明する。図８は電源装置の構成を示す回路図である。本実施例では、スイッチングレギュレータの基準電圧発生回路の出力特性を変更している。
【００４４】
図８に示すように、電源装置４０ａには、スイッチングレギュレータ１ａとシリーズレギュレータ２が設けられる。電源装置４０ａは、車載用に使用され、バッテリーから供給される入力用電源（入力電圧）Ｖｉｎ、例えば比較的高電圧の１８Ｖを入力し、入力電圧を降圧した、例えば比較的低電圧の５Ｖを出力電圧Ｖｏｕｔとして安定出力する安定化電源装置である。
【００４５】
スイッチングレギュレータ１ａは、非同期整流方式で、降圧型スイッチングレギュレータである。スイッチングレギュレータ１ａには、差動増幅器１１、基準電圧発生回路１２ａ、スイッチング制御部１３、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ１、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ２、インダクタＬ１、及びコンデンサＣ１が設けられる。
【００４６】
基準電圧発生回路１２ａは、差動増幅器１１と低電位側電源Ｖｓｓの間に設けられ、コンデンサＣ１と同じ温度特性を有する基準電圧Ｖｒｅｆ１ｂを生成する。コンデンサＣ１と同じ温度特性を有する基準電圧Ｖｒｅｆ１ｂを発生させるのに、例えば、温度特性の異なる多結晶シリコン膜を用いた縦続接続された２つの抵抗（好ましくはフィールド絶縁膜上に形成）を基準電圧発生回路の出力側に設け、抵抗分割された電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ１ｂとする方法などがある。
【００４７】
差動増幅回路１１は、ノードＮ１及び基準電圧発生回路１２ａとスイッチング制御部１３の間に設けられ、非反転比較形コンパレータであり、基準電圧Ｖｒｅｆ１ｂを−側、帰還電圧Ｖｋ１を＋側に入力し、比較増幅した出力信号を出力側のノードＮ２から出力する。
【００４８】
ここで、差動増幅回路１１は、帰還電圧Ｖｋ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１ｂよりも高い場合、“Ｈｉｇｈ”レベルの出力信号を出力し、帰還電圧Ｖｋ１が基準電圧Ｖｒｅｆ１ｂよりも低い場合、“Ｌｏｗ”レベルの出力信号を出力する。
【００４９】
上述したように、本実施例の電源装置では、スイッチングレギュレータ１ａとシリーズレギュレータ２が設けられる。スイッチングレギュレータ１ａには差動増幅器１１、基準電圧発生回路１２ａ、スイッチング制御部１３、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ１、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ２、インダクタＬ１、及びコンデンサＣ１が設けられ、シリーズレギュレータ２には差動増幅回路２１、基準電圧発生回路２２、抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２２、及びＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＴ２１が設けられる。スイッチングレギュレータ１ａの基準電圧発生回路から出力され、差動増幅回路１１の−側に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ１ｂは、コンデンサＣ１と同じ温度特性を有し、差動増幅回路１１の閾値電圧は低温動作時で大きく、高温動作時で小さくなるように設定される。
【００５０】
このため、スイッチングレギュレータ１ａから出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ２（低温時）の最低値は、スイッチングレギュレータ１ａから出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ１（高温時）の最低値よりも大きい。しかも、両者とも電源装置４０ａの出力電圧Ｖｏｕｔよりも高く設定される。
【００５１】
したがって、平滑化コンデンサであるコンデンサＣ１にＥＳＲ温度特性の大きなものを使用しても、スイッチングレギュレータ１ａから出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ２（低温時）の出力リップルがシリーズレギュレータ２の動作に影響を与えることがなく、スイッチングレギュレータ１ａから出力される出力電圧Ｖｏｕｔａ１（高温時）の出力リップルがシリーズレギュレータ２の動作に影響を与えることがない。したがって、電源装置４０ａから出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、出力リップルが従来よりも大幅に低減される。
【００５２】
本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々、変更してもよい。
【００５３】
例えば、実施例では、非同期整流方式のスイッチングレギュレータに適用しているがハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子を有する同期整流方式のスイッチングレギュレータに適用することができる。また、車載用電源装置に適用したが、出力リップル低減要求の強い一般の電源装置に適用できる。
【００５４】
本発明は、以下の付記に記載されているような構成が考えられる。
（付記１）  出力側に設けられた平滑化コンデンサ、インダクタ、及び第１のダイオードと、前記平滑化コンデンサと同じ温度特性を有する第１の基準電圧を生成する第１の基準電圧発生回路と、−側に前記第１の基準電圧を入力し、＋側に抵抗分割された第１の帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力する第１のコンパレータとを有し、第１の入力電圧を入力し、第１の出力電圧を出力するスイッチングレギュレータと、バンドギャップリファレンス回路から構成され、第２の基準電圧を生成する第２の基準電圧発生回路と、−側に前記第２の基準電圧を入力し、＋側に抵抗分割された第２の帰還電圧を入力して比較増幅した信号を出力する第２のコンパレータとを有し、前記第１の出力電圧を入力電圧として入力し、第２の出力電圧を出力するシリーズレギュレータとを具備する電源装置。
（付記２）  前記スイッチングレギュレータは、降圧型、昇圧型、昇降圧型、或いは反転型である付記１記載の電源装置。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の実施例１に係る電源装置の構成を示す回路図。
【図２】本発明の実施例１に係るスイッチングレギュレータに用いられる平滑化コンデンサの等価回路を示す図。
【図３】本発明の実施例１に係る平滑化コンデンサのＥＳＲ特性を示す図。
【図４】本発明の実施例１に係る差動増幅回路の閾値電圧特性を示す図。
【図５】本発明の実施例１に係る電源装置の出力特性を示す図。
【図６】本発明の実施例１に係る従来の電源装置の低温動作時でのスイッチングレギュレータ出力特性を示す図。
【図７】本発明の実施例１に係る従来の電源装置の低温動作時での出力特性を示す図。
【図８】本発明の実施例２に係る電源装置の構成を示す回路図。
【符号の説明】
【００５６】
１、１ａ  スイッチングレギュレータ
２  シリーズレギュレータ
３  負荷
１１、２１  差動増幅回路
１２、２２  基準電圧発生回路
１３  スイッチング制御部
４０、４０ａ  電源装置
Ｃ１  コンデンサ
Ｃａ  容量
ＣＬＫ  制御信号
Ｄ１、Ｄ２  ダイオード
Ｌ１  インダクタ
Ｌａ  等価直列インダクタンス
Ｎ１〜４、Ｎ１１〜１３  ノード
Ｐａｄ１、Ｐａｄ２  端子
ＰＴ１、ＰＴ２１  Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ２１、Ｒ２２  抵抗
Ｒａ  等価直列抵抗（ＥＳＲ）
Ｒｂ  等価並列抵抗
Ｖｉｎ  入力用電源（入力電圧）
Ｖｋ１、Ｖｋ２  帰還電圧
Ｖｏｕｔ、Ｖｏｕｔａ  出力電圧
Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ１ａ、Ｖｒｅｆ１ｂ、Ｖｒｅｆ２  基準電圧
Ｖｓｓ  低電位側電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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