(57)【要約】【課題】  低速域から高速域の全速度域においても高精度なトルク制御を実現できる永久磁石同期電動機のトルク制御装置を提供することにある。【解決手段】  回転座標系のｄ軸およびｑ軸の電流検出値が、上位から与えられる第１のｄ軸の電流指令値およびｑ軸の電流指令値に一致するように、ｄ軸およびｑ軸の第２の電流指令値を演算し、ｄ軸およびｑ軸の第２の電流指令値に従い、電力変換器の出力電圧を制御すること。【効果】  高精度なトルク制御を実現できる交流電動機の制御装置を提供することである。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータの出力電圧により永久磁石モータを駆動制御する制御装置であって、
前記永久磁石モータを駆動する電流指令と、前記永久磁石モータの検出電流からの出力信号が一致するように演算する第１の演算手段と、該第１の演算手段の出力信号を用いて、ベクトル演算を行いインバータへの電圧指令を演算する第２の演算手段と、を備え、
前記第１の演算手段が、電流検出値が第１の電流指令値に追従するように第２の電流指令値を作成する手段を有することを特徴とする制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記インバータの電圧指令は、
前記第一の演算手段で演算された電流指令値と、電動機定数と、インバータの周波数指令値に基づいて作成することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記検出電流は、前記インバータの直流電流検出値に基づいて作成されることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項４】
インバータの出力電圧を求め、該出力電圧により永久磁石モータを駆動制御する制御方法であって、
前記永久磁石モータを駆動する第１の電流指令に、前記永久磁石モータの検出電流が追従するような第２の電流指令を作成することにより出力信号を演算し、
該出力信号を用いてベクトル演算を行いインバータへの電圧指令を演算し、
該電圧指令により前記永久磁石モータを駆動制御することを特徴とする制御方法。
【請求項５】
インバータと、該インバータにより永久磁石モータを駆動制御する制御装置とを備えたモジュールであって、
前記制御装置は、前記永久磁石モータを駆動する電流指令と、前記永久磁石モータの検出電流から出力信号とが一致するように演算する第１の演算手段と、該第１の演算手段の出力信号を用いてベクトル演算を行いインバータへの電圧指令を演算する第２の演算手段と、を備え、
前記第１の演算手段が、電流検出値が第１の電流指令値に追従するように第２の電流指令値を作成する手段を有することを特徴とするモジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機の制御装置及びモジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
磁極位置検出器と電動機電流センサを備えた従来の技術として、特開２０００−３２４８８１号公報記載の制御装置がある。この制御装置は、低速域と高速域で、電力変換器を制御する電圧指令値の演算手段を切換ており、低速域では、電動機電流を検出し、回転座標系において電流指令値と電流検出値が一致するように電圧指令値を演算し、高速域では、周波数指令値に略比例するように電圧指令値の演算を行っている。
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−３２４８８１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の目的は、高精度なトルク制御を実現できる交流電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の一つの特徴は、交流電動機を駆動する電力変換器の出力電圧を制御する交流電動機の制御装置において、回転座標系のｑ軸の電流検出値が、回転座標系のｑ軸の第１の電流指令値に近づくように、回転座標系のｑ軸の第２の電流指令値を作成し、前記回転座標系のｑ軸の第２の電流指令値から、前記電力変換器の出力電圧を作成することである。
【０００６】
なお、本発明のその他の特徴は、本願特許請求の範囲に記載のとおりである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明は、高精度なトルク制御を実現できる交流電動機の制御装置を提供することにある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、図面を用いて本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【０００９】
＜実施例１＞
図１は、本発明の一実施例である交流電動機の一つである永久磁石同期電動機の制御装置の構成例を示す。
【００１０】
１は永久磁石同期電動機、２１は直流電源、２は３相交流の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に比例した出力電圧を出力する直流電源２１を入力とした電力変換器、３は３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出できる電流検出器、４は電動機の電気角６０°毎の位置検出値θiを検出できる磁極位置検出器、５は位置検出値θiから周波数指令値ω1*を演算する周波数演算部、６は位置検出値θiと周波数指令値ω1*から電動機の回転位相指令θｃ*を演算する位相演算部、７は前記３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃと回転位相指令θｃ*から、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを出力する座標変換部、８は第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ*とｄ軸電流検出値Ｉｄｃの偏差に応じて、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ**を出力するｄ軸電流指令演算部、９は第１のｑ軸電流指令値Ｉｑ*とｑ軸電流検出値Ｉｑｃの偏差に応じて、第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ**を出力するｑ軸電流指令演算部、１０は電動機定数と第２の電流指令値Ｉｄ**，Ｉｑ**および周波数指令値ω1*に基づいて電圧指令値Ｖｄ**，Ｖｑ**を演算する電圧ベクトル演算部、１１は電圧指令値Ｖｄ**，Ｖｑ**と回転位相指令θｃ*から３相交流の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を出力する座標変換部である。
【００１１】
最初に、本発明の一つの特徴であるｄ軸電流指令演算部８，ｑ軸電流演指令算部９についての基本動作について説明する。
【００１２】
座標変換部７において、電流検出器３で検出した３相交流の電流値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃと回転位相指令θｃ*から、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃが演算され、ｄ軸およびｑ軸の電流指令演算部８，９において、前記の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃが、上位装置から与えられる第１のｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄ*，Ｉｑ*に各々一致するように、第２のｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄ**，Ｉｑ**を演算する。
【００１３】
電圧ベクトル演算部１０では、予め（数１）で示すように、演算された電流指令値Ｉｄ**，Ｉｑ**とモータ定数を用いて、電圧指令値Ｖｄ**，Ｖｑ**を演算し、変換器出力電圧を制御する。
【００１４】
【数１】
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【００１５】
数１において、Ｒ1*は電動機の抵抗の設定値であり、Ｌｄ*はｄ軸インダクタンスの設定値であり、Ｌｑ*はｑ軸インダクタンスの設定値であり、Ｋｅ*は誘起電圧定数の設定値であり、ω1*：周波数指令値である。また、磁極位置検出器４では、電気角６０度毎の磁極位置を把握することができる。この時の位置検出値θiを本実施例では、（数２）のように示す。
【００１６】
【数２】
2008173006.tif 000004
【００１７】
（数２）において、ｉ＝０，１，２，３，４，５である。周波数演算部５においては、この位置検出値θiから、最短で６０度区間における平均の回転速度である周波数指令値ω1*を（数３）に従い算出する。
【００１８】
【数３】
2008173006.tif 000005
【００１９】
（数３）において、Δθはθi−θ(ｉ−１）であり、Δｔは６０度区間の位置検出信号を検出するまでの時間である。位相演算部６では、位置検出値θiと周波数指令値ω1*を用いて、回転位相指令θｃ*を（数４）のように演算して、電動機１の基準位相を制御する。
【００２０】
【数４】
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【００２１】
以上が、本発明の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置での電圧制御と位相制御の基本動作である。
【００２２】
次に、本発明の一つ特徴であるｄ軸電流指令演算部８およびｑ軸電流指令演算部９の構成について説明する。最初に、ｄ軸電流指令演算部８の構成を図２に示す。構成は、上位装置から与えられる第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ*と電流検出値Ｉｄｃの偏差に比例ゲインＫｐｄを乗じる比例演算部８Ａの出力信号と、積分ゲインＫｉｄを乗じて積分処理を行う積分演算部８Ｂの出力信号を加算して、（数５）に従い、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ**を出力する。
【００２３】
【数５】
2008173006.tif 000007
【００２４】
次に、ｑ軸電流指令演算部９の構成を図３に示す。構成は、上位装置から与えられる第１のｑ軸電流指令値Ｉｑ*と電流検出値Ｉｑｃの偏差に比例ゲインKpqを乗じる比例演算部９Ａの出力信号と、積分ゲインＫｉｑを乗じて積分処理を行う積分演算部９Ｂの出力信号を加算して、（数６）に従い、第２のｑ軸電流指令Ｉｑ**を出力する。
【００２５】
【数６】
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【００２６】
ここでは、ｄ軸電流指令演算部８およびｑ軸電流指令演算部９において、比例＋積分演算の処理を行っているが、比例あるいは積分演算のみでも同様の効果を得ることはできる。
【００２７】
次に、本発明のもたらす一つの作用効果について、本実施例により説明する。
【００２８】
図１の制御装置において、第１のｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄ*，Ｉｑ*を電圧ベクトル演算部１０に入力した場合について考える（第２の電流指令値Ｉｄ**，Ｉｑ**は演算に使用しない）。電圧ベクトル演算部１０においては、（数７）に従い電圧指令値Ｖｄ*，Ｖｑ*を演算した場合である。
【００２９】
【数７】
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【００３０】
（数７）に示すベクトル演算で、トルク制御運転を行った場合、高トルクが要求されると、トルクに見合った大きな電流を流す必要がある。連続した時間で高トルクが要求される場合には、電動機電流による発熱により、時間と共に電動機内部の巻線抵抗値Ｒが増加する。すると、電圧ベクトル演算部１０で演算する抵抗設定値Ｒ*と実抵抗値Ｒが一致しなくなるため、永久磁石同期電動機１に必要な電圧を供給することができなくなり、その結果、特に低速域では、トルク発生に必要な電流が流れず、トルク不足が発生する。
【００３１】
図９は、（数７）でベクトル演算を行った場合のモータトルクと回転数の実測結果を示す。破線がトルク指令値、実線が測定したモータトルク値である。丸の破線で囲んでいる低速の高トルク側（Ａの領域）では、指令値通りのトルクが発生していないことがわかる。
【００３２】
そこで、本実施例では、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃが、上位装置から与えられる各々の指令値に一致するように、電流指令演算部８，９において第２の電流指令値Ｉｄ**，Ｉｑ**を演算し、（数１）により、変換器の出力電圧を演算するようにしている。
【００３３】
この結果、電圧ベクトル演算部１０で設定するＲ*と実抵抗値Ｒが一致していなくとも、電動機電流を電流指令値に一致させるように出力電圧が制御され、全速度域において「高精度なトルク制御」を実現することができる。
【００３４】
図１０には、本実施例を用いた場合の一つの実測結果を示す。図９と図１０の破線は、トルク指令値を示しており、又、実線はそれぞれのトルク指令値で実験した実際のトルク値を示している。図９と図１０を比較すると、全体的に本実施例を用いた図１０の方が精度良く追従していることがわかる。特に、トルク指令値が約２５［Ｎｍ］の低速領域において、図１０の方が最大で８［Ｎｍ］ほど精度よく追従していることがわかるように、本実施例を用いた実験結果である図１０では、低速の高トルク側において、指令値通りのトルクが発生していることがわかる。
【００３５】
これより、本実施例を用いると全領域において高精度に追従することが可能であり、そして、特に低速領域において、高トルクの出力を実現することが可能であることがわかる。
【００３６】
＜実施例２＞
図４は、本発明の実施例２を示す。実施例２は、第１のｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄ*，Ｉｑ*と、電流指令演算部８，９の出力値Ｉｄ**，Ｉｑ**との加算値により、第２の電流指令値Ｉｄ***，Ｉｑ***を得る方式の永久磁石同機電動機の制御装置である。
【００３７】
図４において、１〜１１，２１は図１のものと同一物である。１２は第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ*とｄ軸の電流指令演算部８の出力値Ｉｄ**とを加算する加算部、１３は第１のｑ軸電流指令値Ｉｑ*とｑ軸の電流指令演算部９の出力値Ｉq**とを加算する加算部である。この方法で演算される電流指令値Ｉｄ***，Ｉｑ***を用いて、（数８）に示す電圧指令値Ｖｄ***，Ｖｑ***を演算し、変換器出力電圧を制御する。
【００３８】
【数８】
2008173006.tif 000010
【００３９】
この方式では、トルク発生に比例する電流指令値は、基本的にＩｄ*およびＩｑ*により供給される。
【００４０】
また、電圧ベクトル演算部１０で設定するモータ定数とモータの実際値が一致していなくとも、電流指令演算部８，９により電動機電流を電流指令値に一致させるように（過不足電流分を補うように）電流指令値が演算されるため、全速度域において高精度なトルク制御を実現することができる。Ｉｄ*とＩｄｃ，Ｉｑ*とＩｑｃが各々一致することを考慮すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００４１】
また、サンプリング演算周期が長い場合は、制御ゲインを上げることができず高応答を実現することができないが、本実施例のようなフィードフォワード制御をすることにより、即応性を高めることが可能となる。
【００４２】
＜実施例３＞
図５は、実施例３を示す。本実施例は、第１のｄ軸およびｑ軸電流指令値Ｉd*，Ｉｑ*の一次進み遅れ信号と、前記電流指令値Ｉｄ*，Ｉｑ*の一次遅れ信号と電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃから演算される電流指令値Ｉｄ**′，Ｉｑ**′との加算値より、第２の電流指令値Ｉｄ***′，Ｉｑ***′を得る方式の永久磁石同機電動機の制御装置である。
【００４３】
図５において、１〜１１，２１は図１のものと同一物である。１２はｄ軸の電流指令演算部８の出力値Ｉｄ**とｄ軸の第１の電流指令値Ｉｄ*とを加算する加算部、１３はｑ軸の電流指令演算部９の出力値Ｉｑ**とｑ軸の第１の電流指令値Ｉｑ*とを加算する加算部、１４は遅れ時定数Ｔ１ｄのゲインを持つ一次遅れフィルタ１５は遅れ時定数Ｔ１ｄ，進み時定数Ｔ２ｄのゲインを持つ一次進み遅れフィルタ１６は遅れ時定数Ｔ１ｑのゲインを持つ一次遅れフィルタは遅れ時定数Ｔ１ｑ，進み時定数Ｔ２ｑのゲインを持つ一次進み遅れフィルタである。この方法で演算される電流指令値Ｉｄ***′，Ｉｑ***′を用いて、（数９）に示す電圧指令値Ｖｄ***′，Ｖｑ***′を演算し、変換器出力電圧を制御する。
【００４４】
【数９】
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【００４５】
ここで、ｄ軸およびｑ軸電流指令演算部８，９の比例ゲイン(Ｋｐｄ，Ｋｐｑ)，積分ゲイン（Ｋｉｄ，Ｋｉｑ）を、（数１０）のように設定し、
【００４６】
【数１０】
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【００４７】
ここに、ωｃｄ，ωｃｑはｄ軸およびｑ軸の制御応答角周波数［rad／ｓ］である。また、Ｌｄ，Ｌｑは電動機のインダクタンス分、Ｒは電動機の抵抗分である。１４〜１７の演算部において、Ｔ１ｄ，Ｔ２ｄ，Ｔ１ｑ，Ｔ２ｑを、（数１１）のように設定すると、
【００４８】
【数１１】
2008173006.tif 000013
【００４９】
電流指令値Ｉｄ*，Ｉｑ*から、電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃまでの電流制御応答を（数１２）のように、一次遅れで定義することができるので、オーバーシュート・レスなトルク制御系を構成することが可能である。
【００５０】
【数１２】
2008173006.tif 000014
【００５１】
このような方式でも、Ｉｄ*とＩｄｃ，Ｉｑ*とＩｑｃが各々一致することを考慮すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかであり、さらにオーバーシュート・レスなトルク制御系を構築することができる。
【００５２】
＜実施例４＞
上記の実施例１〜３までは、高価な電流検出器３で３相の交流電流Ｉｕ〜Ｉｗを検出する方式であったが、電流検出器を用いずに電流検出を行うことができる。図６に、この実施例４を示す。図６において、１，２，４〜１１，２１は、図１のものと同一物である。１７は電力変換器の入力母線（直流シャント抵抗）に流れる直流電流ＩＤＣから、同期電動機に流れる３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する電流推定部である。
【００５３】
この推定電流値Ｉｕ＾，Ｉｖ＾，Ｉｗ＾を用いて、座標変換部７において、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ,Ｉｑｃを演算する。このような方式でも、Ｉｄ*とＩｄｃ，Ｉｑ*とＩｑｃが各々一致することから、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００５４】
また、これにより、電流検出器の代わりにあらかじめ過電流防止のために組み込まれている直流シャント抵抗からＩｄｃ，Ｉｑｃを求めるため電流検出器を少なく制御することが可能である。
【００５５】
＜実施例５＞
実施例５は、安価な電流検出を行う制御装置に、図４の制御装置を適用したものである。図７に、実施例５の構成を示す。図７において、１，２，４〜１３，２１は、図４のものと同一物である。１７は電力変換器の入力母線に流れる直流電流ＩＤＣから、同期電動機に流れる３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する電流推定部である。この推定電流値Ｉｕ＾，Ｉｖ＾，Ｉｗ＾を用いて、座標変換部７において、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを演算する。このような方式でも、Ｉｄ*とＩｄｃ，Ｉｑ*とＩｑｃが各々一致することから、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。また、これにより、電流検出器の代わりにあらかじめ過電流防止のために組み込まれている直流シャント抵抗からＩｄｃ，Ｉｑｃを求めるため電流検出器を少なく制御することが可能である。
【００５６】
＜実施例６＞
実施例６は、安価な電流検出を行う制御装置に、図５の制御装置を適用したものである。図８に、実施例６の構成を示す。図８において、１，２，４〜１７，２１は、図５のものと同一物である。１７は電力変換器の入力母線に流れる直流電流ＩＤＣから、同期電動機に流れる３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する電流推定部である。この推定電流値Ｉｕ＾，Ｉｖ＾，Ｉｗ＾を用いて、座標変換部７において、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを演算する。このような方式でも、Ｉｄ*とＩｄｃ，Ｉｑ*とＩｑｃが各々一致することから、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００５７】
また、これにより、電流検出器の代わりにあらかじめ過電流防止のために組み込まれている直流シャント抵抗からＩｄｃ，Ｉｑｃを求めるため電流検出器を少なく制御することが可能である。
【００５８】
＜実施例７＞
図１１は、本発明の実施例７を示す。実施例７は、ｄ軸側では第１の電流指令値を、ｑ軸側では第２の電流指令値Ｉｑ**を使って電圧ベクトル演算を行う方式の永久磁石同機電動機の制御装置である。図において、１〜７，８〜１１，２１は図１のものと同一物である。
【００５９】
この方法でも、ｄ軸電流指令値が零（Ｉｄ*＝０）であれば、Ｉｑ*とＩｑｃが一致することから、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００６０】
＜実施例８＞
図１２を用いて本発明をモジュールに適用した例について説明する。本実施例は、第１実施例の実施形態を示すものである。ここで、周波数演算部５，位相演算部６，電圧ベクトル演算部１０，ｄ軸電流指令演算部８，ｑ軸電流指令演算部９，座標変換部１１は１チップマイコンを用いて構成している。また、１チップマイコンと電力変換器２は、同一基板上で構成される１モジュール内に納められている形態となっている。ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウェア／ソフトウェアの部品から構成されているものである。尚、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。なお、他の実施例においても同様の形態構成をとることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の一実施例を示す永久磁石同期電動機の制御装置の構成図。
【図２】図１の制御装置におけるｄ軸電流指令演算部８の説明図。
【図３】図１の制御装置におけるｑ軸電流指令演算部９の説明図。
【図４】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機の制御装置の構成図。
【図５】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機の制御装置の構成図。
【図６】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機の制御装置の構成図。
【図７】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機の制御装置の構成図。
【図８】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機の制御装置の構成図。
【図９】本発明を用いない場合のモータの回転数−トルク実測特性。
【図１０】本発明を用いた場合のモータの回転数−トルク実測特性。
【図１１】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機の制御装置の構成図。
【図１２】本発明の制御装置を適用したモジュールの実施例の説明図。
【符号の説明】
【００６２】
１…永久磁石同期電動機、２…電力変換器、３…電流検出器、４…磁極位置検出器、５…周波数演算部、６…位相演算部、７…座標変換部、８…ｄ軸電流指令演算部、９…ｑ軸電流指令演算部、１０…電圧ベクトル演算部、１７…電流推定部、２１…直流電源、Ｉｄ*…第１のｄ軸電流指令値、Ｉｑ*…第１のｑ軸電流指令値、Ｉｄ**，Ｉｄ***，Ｉｄ***′…第２のｄ軸電流指令値、Ｉｑ**,Ｉｑ***，Ｉｑ***′…第２のｑ軸電流指令値。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2008173006.tif 000023
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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