(57)【要約】【課題】同相信号と直交信号を平衡にするための調整方法を提供する。【解決手段】方法は、位相差信号と、振幅差信号と、第一同相信号を受信する段階、第一同相信号の位相を遅延させ第一同相遅延信号として生成する段階、第一同相信号の振幅を調整して第二同相信号として生成する段階、第一同相遅延信号の振幅を調整して第二同相遅延信号として生成する段階、第二同相信号と第二同相遅延信号を加算して第三同相信号として生成する段階、第三同相信号を出力する段階、第一直交信号を受信する段階、第一直交信号の位相を遅延させ第一直交遅延信号として生成する段階、第一直交信号の振幅を調整して第二直交信号として生成する段階、第一直交遅延信号の振幅を調整して第二直交遅延信号として生成する段階、第二直交信号と第二直交遅延信号を加算して第三直交信号として生成する段階、第三直交信号を出力する段階を含む。【選択図】図２
2008085971.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同相信号及び直交信号のセットを調整する方法であって、
位相差信号を受信する段階、
振幅差信号を受信する段階、
第一同相信号を受信する段階、
第一同相信号の位相を所定角度遅延させ、第一同相遅延信号として生成する段階、
位相差信号と振幅差信号に基づいて第一同相信号の振幅を調整し、第二同相信号として生成する段階、
位相差信号と振幅差信号に基づいて第一同相遅延信号の振幅を調整し、第二同相遅延信号として生成する段階、
第二同相信号と第二同相遅延信号を加算し、第三同相信号として生成する段階、
第三同相信号を出力する段階、
第一直交信号を受信する段階、
第一直交信号の位相を所定角度遅延させ、第一直交遅延信号として生成する段階、
位相差信号と振幅差信号に基づいて第一直交信号の振幅を調整し、第二直交信号として生成する段階、
位相差信号と振幅差信号に基づいて第一直交遅延信号の振幅を調整し、第二直交遅延信号として生成する段階、
第二直交信号と第二直交遅延信号を加算し、第三直交信号として生成する段階、
第三直交信号を出力する段階、を含む同相信号及び直交信号のセットを調整する方法。
【請求項２】
前記第一同相信号の位相を所定角度遅延させ、第一同相遅延信号として生成する段階は更に、
第一同相信号を多相フィルター、ミクサーまたは分周器に入力し、第一同相遅延信号として生成する段階を含む、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記位相差信号と振幅差信号に基づいて第一同相信号の振幅を調整し、第二同相信号として生成する段階は更に、
第一同相信号を増幅器に入力し、第二同相信号として生成する段階を含み、
前記増幅器の増幅倍率は位相差信号と振幅差信号によって制御される、請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記位相差信号と振幅差信号に基づいて第一同相遅延信号の振幅を調整し、第二同相遅延信号として生成する段階は更に、
第一同相遅延信号を増幅器に入力し、第二同相遅延信号として生成する段階を含み、
前記増幅器の増幅倍率は位相差信号と振幅差信号によって制御される、請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記第一直交信号の位相を所定角度遅延させ、第一直交遅延信号として生成する段階は更に、
第一直交信号を多相フィルター、ミクサーまたは分周器に入力し、第一直交遅延信号として生成する段階を含む、請求項１記載の方法。
【請求項６】
前記位相差信号と振幅差信号に基づいて第一直交信号の振幅を調整し、第二直交信号として生成する段階は更に、
第一直交信号を増幅器に入力し、第二直交信号として生成する段階を含み、
前記増幅器の増幅倍率は位相差信号と振幅差信号によって制御される、請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記位相差信号と振幅差信号に基づいて第一直交遅延信号の振幅を調整し、第二直交遅延信号として生成する段階は更に、
第一直交遅延信号を第二増幅器に入力し、第二直交遅延信号として生成する段階を含み、
前記第二増幅器の増幅倍率は位相差信号と振幅差信号によって制御される、請求項１記載の方法。
【請求項８】
前記位相差信号を受信する段階は、第一同相信号と第一直交信号間の位相差の信号を受信する段階を含む、請求項１記載の方法。
【請求項９】
前記振幅差信号を受信する段階は、第一同相信号と第一直交信号間の振幅差の信号を受信する段階を含む、請求項１記載の方法。
【請求項１０】
前記位相差信号を受信する段階は、同相搬送波信号と直交搬送波信号間の位相差の信号を受信する段階を含む、請求項１記載の方法。
【請求項１１】
前記振幅差信号を受信する段階は、同相搬送波信号と直交搬送波信号間の振幅差の信号を受信する段階を含む、請求項１記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は同相／直交（Ｉ／Ｑ）信号の調整方法に関し、特に通信システムにおいて、同相／直交信号の位相と振幅を調整する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
通信システムでは、同相信号と直交信号の平衡が通信品質を左右する要因である。例えば、直接変換型送受信機では、同相／直交信号の平衡が取れないと、ＥＶＭ（エラーベクトルマグニチュード）性能が低下し、中間周波数送受信機では、同相／直交信号の平衡が取れないと、混合フィルターの虚数部信号に対するフィルタリングの性能が低下するおそれがある。
【０００３】
同相信号と直交信号は次の条件が成立した場合に平衡とみなされる。１．同相信号と直交信号の振幅が等しい。２．同相信号の位相が直交信号より９０度進んでいる。同相／直交信号の平衡が崩れる原因については、能動素子／受動素子の不整合、レイアウト経路の不整合や負荷の不整合などが挙げられる。
【０００４】
図１を参照する。図１は直接変換型無線送受信機の送信端１００を表す説明図である。図に示すように、直接変換型無線送受信機の送信端１００はベースバンドモジュール１１０とＲＦ（無線周波数）モジュール１２０を備え、ＲＦモジュール１２０は２個のミクサーＭ１−Ｍ２と、加算回路Ｓ１と、局部発振器Ｌ１と、遅延回路Ｄ１とを含む。ミクサーＭ１は、ベースバンドモジュール１１０の出力端に結合されて同相信号Ｉ１を受信する入力端と、局部発振器Ｌ１の出力端に結合されて局部発振器Ｌ１からの同相信号Ｉ２を受信するもう１個の入力端を備え、ミクサーＭ２は、ベースバンドモジュール１１０の出力端に結合されて直交信号Ｑ１を受信する入力端と、遅延回路Ｄ１の出力端に結合されて遅延回路Ｄ１からの直交信号Ｑ２を受信するもう１個の入力端を備える。局部発振器Ｌ１に結合される遅延回路Ｄ１の入力端は、局部発振器Ｌ１からの同相信号Ｉ２の位相を９０度遅らせて出力し、ミクサーＭ１は受信された同相信号Ｉ１とＩ２を混合して同相信号Ｉ３として出力し、ミクサーＭ２は受信された直交信号Ｑ１とＱ２を混合して直交信号Ｑ３として出力する。加算回路Ｓ１は、ミクサーＭ１の出力端に結合されて同相信号Ｉ３を受信する入力端と、ミクサーＭ２の出力端に結合されて直交信号Ｑ３を受信するもう１個の入力端を備える。加算回路Ｓ１は同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３を加算し、信号Ｃ１として出力する。この場合、同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３の平衡が取れなければ、加算された信号Ｃ１には前記のような問題が生じる。同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３の平衡が取れない原因については、ミクサーＭ１とＭ２の不整合、局部発振器Ｌ１からの同相信号Ｉ２と遅延回路Ｄ１からの直交信号Ｑ２の平衡が取れないことや、ベースバンドモジュール１１０からの同相信号Ｉ１と直交信号Ｑ１の平衡が取れないことなどが挙げられる。したがって、良質な混合信号を得て通信品質を向上させるためには、前記問題の解決が不可欠である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
この発明は前述の問題を解決するための同相／直交信号の調整方法を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明は同相信号及び直交信号のセットを調整する方法を提供する。該方法は、位相差信号を受信する段階、振幅差信号を受信する段階、第一同相信号を受信する段階、第一同相信号の位相を所定角度遅延させ、第一同相遅延信号として生成する段階、位相差信号と振幅差信号に基づいて第一同相信号の振幅を調整し、第二同相信号として生成する段階、位相差信号と振幅差信号に基づいて第一同相遅延信号の振幅を調整し、第二同相遅延信号として生成する段階、第二同相信号と第二同相遅延信号を加算し、第三同相信号として生成する段階、第三同相信号を出力する段階、第一直交信号を受信する段階、第一直交信号の位相を所定角度遅延させ、第一直交遅延信号として生成する段階、位相差信号と振幅差信号に基づいて第一直交信号の振幅を調整し、第二直交信号として生成する段階、位相差信号と振幅差信号に基づいて第一直交遅延信号の振幅を調整し、第二直交遅延信号として生成する段階、第二直交信号と第二直交遅延信号を加算し、第三直交信号として生成する段階、第三直交信号を出力する段階からなる。
【発明の効果】
【０００７】
この発明は同相／直交信号の不平衡問題を改善するのみならず、位相と振幅の調整を個別に行い、信号を平衡にまで再帰的に近似する必要がない。したがって、この発明は利用の便利性、及び通信システムの品質を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
かかる方法の特徴を詳述するために、具体的な実施例を挙げ、図を参照にして以下に説明する。
【実施例１】
【０００９】
図２を参照する。図２はこの発明の実施例１による同相／直交信号調整システムを表す説明図である。図に示すように、調整システム２００は４つの入力端と２つの出力端を備え、そのうち２つの入力端は同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４を受信するものであり、別の２つの入力端は振幅／位相差信号制御パラメーターａとｂを受信するものであり、両出力端は調整後の同相信号Ｉ５／直交信号Ｑ５を受信するものである。調整システム２００に調整される前、同相信号Ｉ４はＡｃｏｓ（ωｔ）であり、直交信号Ｑ４はＡ（１＋Ｈ）ｓｉｎ（ωｔ＋Ｇ）であり、両者は不平衡信号となっている。そのうちＨＡは振幅不平衡信号パラメーターであり、Ｇは位相不平衡パラメーターである。調整システム２００に調整された結果として出力される同相信号Ｉ５と直交信号Ｑ５はそれぞれＡ’ｃｏｓ（ωｔ＋Ｇ’）とＡ’ｓｉｎ（ωｔ＋Ｇ’）となり、両者は平衡となる。調整システム２００は、受信されたパラメーターａとｂに基づいて同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４を調整する。
【００１０】
図３を参照する。図３はこの発明による調整システム２００の細部図である。図に示すように、調整システム２００は２個の遅延回路Ｄ２、Ｄ３、４個の増幅器２１０−２４０と、２個の加算回路Ｓ１、Ｓ２とを含む。調整システム２００の入力端に結合される入力端を有する遅延回路Ｄ２は、同相信号Ｉ４を受信しその位相を所定角度Ｋ遅延させ、同相遅延信号Ｉ６として出力し、調整システム２００の入力端に結合される入力端を有する遅延回路Ｄ３は、直交信号Ｑ４を受信しその位相を所定角度Ｋ遅延させ、直交遅延信号Ｑ６として出力する。調整システム２００の入力端に結合される入力端を有する増幅器２１０は、同相信号Ｉ４を受信し、パラメーターａとｂに基づいてその振幅を調整し、同相信号Ｉ８として出力し、遅延回路Ｄ２の出力端に結合される入力端を有する増幅器２２０は、同相遅延信号Ｉ６を受信し、パラメーターａとｂに基づいてその振幅を調整し、同相遅延信号Ｉ７として出力し、調整システム２００の入力端に結合される入力端を有する増幅器２３０は、直交信号Ｑ４を受信し、パラメーターａとｂに基づいてその振幅を調整し、直交信号Ｑ８として出力し、更に、遅延回路Ｄ３の出力端に結合される入力端を有する増幅器２４０は、直交遅延信号Ｑ６を受信し、パラメーターａとｂに基づいてその振幅を調整し、直交遅延信号Ｑ７として出力する。増幅器２１０、２２０の出力端に結合される入力端を有する加算回路Ｓ１は、同相信号Ｉ８と同相遅延信号Ｉ７を受信し、両者を加算して同相信号Ｉ５として出力し、増幅器２３０、２４０の出力端に結合される入力端を有する加算回路Ｓ２は、直交信号Ｑ８と直交遅延信号Ｑ７を受信し、両者を加算して直交信号Ｑ５として出力する。
【００１１】
図３を再び参考する。図３によれば、増幅器２１０はパラメーターａとｂに基づいて同相信号Ｉ４の振幅を（１＋ａ＋ｂ）倍増幅し、増幅器２２０はパラメーターａとｂに基づいて同相遅延信号Ｉ６の振幅を（１＋ａ−ｂ）倍増幅し、増幅器２３０はパラメーターａとｂに基づいて直交信号Ｑ４の振幅を（１−ａ−ｂ）倍増幅し、増幅器２４０はパラメーターａとｂに基づいて直交遅延信号Ｑ６の振幅を（１−ａ＋ｂ）倍増幅する。パラメーターａとｂは、同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４の振幅差信号ＨＡと、同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４の位相差信号Ｇとそれぞれ比例している。例えば、パラメーターａ、ｂはそれぞれＨＡ／２、Ｇ／３である。したがって、調整システム２００は振幅差信号ＨＡと位相差信号Ｇを用いて同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４を調整することができる。
【００１２】
図４を参照する。図４はこの発明による同相／直交信号を調整する方法４００を表すフローチャートである。
段階４１０：開始。
段階４１５：調整システム２００が同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４を受信する。
段階４２０：調整システム２００がパラメーターａ、ｂを受信する。
段階４２５：遅延回路Ｄ２、Ｄ３が、同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４の位相をそれぞれ所定角度Ｋ遅延させ、同相遅延信号Ｉ６と直交遅延信号Ｑ６としてそれぞれ生成する。
段階４３０：同相信号Ｉ４を増幅器２１０に入力し、パラメーターａ、ｂに基づいて増幅器２１０の増幅倍率を調整したうえ、同相信号Ｉ８として出力する。
段階４３５：同相遅延信号Ｉ６を増幅器２２０に入力し、パラメーターａ、ｂに基づいて増幅器２２０の増幅倍率を調整したうえ、同相遅延信号Ｉ７として出力する。
段階４４０：直交信号Ｑ４を増幅器２３０に入力し、パラメーターａ、ｂに基づいて増幅器２３０の増幅倍率を調整したうえ、直交信号Ｑ８として出力する。
段階４４５：直交遅延信号Ｑ６を増幅器２４０に入力し、パラメーターａ、ｂに基づいて増幅器２４０の増幅倍率を調整したうえ、直交遅延信号Ｑ７として出力する。
段階４５０：同相信号Ｉ８と同相遅延信号Ｉ７を加算し、同相信号Ｉ５として出力する。
段階４５５：直交信号Ｑ８と直交遅延信号Ｑ７を加算し、直交信号Ｑ５として出力する。
段階４６０：終了。
【００１３】
図５を参照する。図５は前記段階４１５を説明するベクトル図である。図に示すように、調整システム２００は同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４を受信する。同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４の振幅差はＨＡであり、同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４の位相差はＧである。
【００１４】
図６を参照する。図６は前記段階４２５を説明するベクトル図である。図に示すように、同相信号Ｉ４は位相を角度Ｋ遅延されて同相遅延信号Ｉ６として生成され、直交信号Ｑ４は位相を角度Ｋ遅延されて直交遅延信号Ｑ６として生成される。
【００１５】
図７を参照する。図７は前記段階４３０から段階４４５を説明するベクトル図である。図７は、図６に示す信号をパラメーターａで調整した場合を表す。すなわち、同相信号Ｉ４と同相遅延信号Ｉ６の振幅を（１＋ａ）倍増幅し、直交信号Ｑ４と直交遅延信号Ｑ６の振幅を（１−ａ）倍増幅することである。
【００１６】
図８を参照する。図８は前記段階４３０から段階４４５を説明するベクトル図である。図７に示す調整を経た後、同相信号Ｉ４、同相遅延信号Ｉ６、直交信号Ｑ４、直交遅延信号Ｑ６の振幅はすべて等しくなっている。
【００１７】
図９を参照する。図９は前記段階４３０から段階４４５を説明するベクトル図である。図９は、図８に示す信号を更にパラメーターｂで調整した場合を表す。すなわち、（１＋ａ）倍にされた同相信号Ｉ４を更に（１＋ａ＋ｂ）倍増幅して同相信号Ｉ８として生成し、（１＋ａ）倍にされた同相遅延信号Ｉ６を更に（１＋ａ−ｂ）倍増幅して同相遅延信号Ｉ７として生成し、（１−ａ）倍にされた直交信号Ｑ４を更に（１−ａ−ｂ）倍増幅して直交信号Ｑ８として生成し、そして（１−ａ）倍にされた直交遅延信号Ｑ６を更に（１−ａ＋ｂ）倍増幅して直交遅延信号Ｑ７として生成することである。
【００１８】
図１０を参照する。図１０は前記段階４３０から段階４４５を説明するベクトル図である。図１０は、図９で得られた同相信号Ｉ８と同相遅延信号Ｉ７を加算して同相信号Ｉ５として生成すること、及び図９で得られた直交信号Ｑ８と直交遅延信号Ｑ７を加算して直交信号Ｑ５として生成することを示す。同相信号Ｉ５はＡ’ｃｏｓ（ωｔ＋Ｇ’）となり、直交信号Ｑ５はＡ’ｓｉｎ（ωｔ＋Ｇ’）となっている。
【００１９】
図５から図１０に示すように、パラメーターａは同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４間の振幅差を調整するために用いられる。図５に示すように、同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４の振幅差がＨＡであるので、同相信号Ｉ５と直交信号Ｑ５の振幅Ａ’を等しくするため、ａ＝ＨＡ／２と設定する。一方、パラメーターｂは同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４間の位相差を調整するために用いられる。振幅差パラメーターａと位相差パラメーターｂは更に、Ｉ４、Ｉ６、Ｑ４、Ｑ６のベクトル振幅を調整するためにも用いられる。振幅を調整された同相／直交ベクトルを加算すれば、振幅が等しく、かつ同相信号の位相が直交信号より９０度進んでいるような同相信号Ｉ５と直交信号Ｑ５が得られる。そのため、前記方法を用いれば、平衡にまで再帰的に近似する必要がなく、１組のａ、ｂ値を定めるのみで、同相信号と直交信号を調整し、平衡にすることができる。また、図７と図９に示すように、振幅差と位相差を調整するためにパラメーターａ、ｂがそれぞれ用いられ、すなわち、同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４につき、振幅差の調整と位相差の調整は個別に行われる。言い換えれば、同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４を調整するとき、パラメーターａで振幅差を調整してからパラメーターｂで位相差を調整することもできれば、パラメーターｂで位相差を調整してからパラメーターａで振幅差を調整することもできる。パラメーターａを用いる振幅差の調整は、後に行われるパラメーターｂを用いる位相差の調整にほとんど影響しない。逆も同然である。
【００２０】
図１１を参照する。図１１は調整システム２００の増幅器２１０−２４０と加算回路Ｓ１、Ｓ２の回路を一部表す説明図である。図１１は同相信号Ｉ４と同相遅延信号Ｉ６を調整する部分のみ示す。直交信号Ｑ４と直交遅延信号Ｑ６を調整する部分は図１１に示すものと同様であるため、その説明を省略とする。図１１によれば、差動入力される同相信号はＩ４と
【００２１】
（外１）
2008085971.tif 000003
で示され、同相遅延信号はＩ６と
【００２２】
（外２）
2008085971.tif 000004
で示される。
【００２３】
図１１を再び参照する。増幅器２１０はバイアス電圧源ＶＤＤと、２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２と、２個のトランジスターＴ１、Ｔ２と、増幅倍率調整モジュール１１１０とを含む。抵抗Ｒ１は一端がバイアス電圧源ＶＤＤに結合され、別の一端がノードＮ１に結合されており、抵抗Ｒ２は一端がバイアス電圧源ＶＤＤに結合され、別の一端がノードＮ２に結合されている。同相信号Ｉ４を受信する入力端を有するトランジスターＴ１は、一端がノードＮ５に結合され、別の一端がノードＮ１に結合されており、同相信号
【００２４】
（外３）
2008085971.tif 000005
を受信する入力端を有するトランジスターＴ２は、一端がノードＮ５に結合され、別の一端がノードＮ２に結合されている。増幅倍率調整モジュール１１１０は一端がノードＮ５に結合され、別の一端が接地されている。増幅器２２０はバイアス電圧源ＶＤＤと、２つの抵抗Ｒ３、Ｒ４と、２個のトランジスターＴ３、Ｔ４と、増幅倍率調整モジュール１１２０とを含む。抵抗Ｒ３は一端がバイアス電圧源ＶＤＤに結合され、別の一端がノードＮ３に結合されており、抵抗Ｒ４は一端がバイアス電圧源ＶＤＤに結合され、別の一端がノードＮ４に結合されている。同相信号Ｉ６を受信する入力端を有するトランジスターＴ３は、一端がノードＮ６に結合され、別の一端がノードＮ３に結合されており、同相信号
【００２５】
（外４）
2008085971.tif 000006
を受信する入力端を有するトランジスターＴ４は、一端がノードＮ６に結合され、別の一端がノードＮ４に結合されている。増幅倍率調整モジュール１１２０は一端がノードＮ６に結合され、別の一端が接地されている。
【００２６】
図１１を再び参照する。トランジスターＴ１は同相信号Ｉ４を受信し、増幅倍率調整モジュール１１１０による増幅倍率に基づいて同相信号Ｉ４を増幅する。したがって、ノードＮ１では同相信号Ｉ８が出力され、ノードＮ２では同相信号
【００２７】
（外５）
2008085971.tif 000007
が出力される。トランジスターＴ３は同相遅延信号Ｉ６を受信し、増幅倍率調整モジュール１１２０による増幅倍率に基づいて同相遅延信号Ｉ６を増幅する。したがって、ノードＮ３では同相遅延信号Ｉ７が出力され、ノードＮ４では同相遅延信号
【００２８】
（外６）
2008085971.tif 000008
が出力される。ノードＮ１とノードＮ３が互いに結合されているので、同相信号Ｉ８と同相遅延信号Ｉ７は加算され、加算回路Ｓ１の機能を実現させ、同相信号Ｉ５として出力される。同じく、ノードＮ２とノードＮ４が互いに結合されているので、同相信号
【００２９】
（外７）
2008085971.tif 000009
と同相遅延信号
【００３０】
（外８）
2008085971.tif 000010
は加算され、加算回路Ｓ１の機能を実現させ、同相信号
【００３１】
（外９）
2008085971.tif 000011
として出力される。
【００３２】
図１２を参照する。図１２は増幅倍率調整モジュール１１１０を表す説明図である。増幅倍率調整モジュール１１１０は電流ミラー１２１０と、複数のトランジスターと、複数のスイッチＳ１−Ｓｎとを含む。そのうち電流ミラー１２１０は２個のトランジスターＴ５、Ｔ６、バイアス電圧源ＶＤＤと、基準電流ＩＲＥＦを含む。トランジスターＴ５は一端が基準電流ＩＲＥＦに結合され、別の一端が接地されており、トランジスターＴ６はゲートがトランジスターＴ５のゲートに結合され、別の一端が接地されている。したがって、トランジスターＴ６はノードＮ７において基準電流ＩＲＥＦに相当する電流を出力できる。同様に、トランジスターＴ７−Ｔｎ＋６も基準電流ＩＲＥＦに相当する電流を出力できる。そのため、スイッチＳ１−Ｓｎがすべてオンにされると、トランジスターＴ６−Ｔｎ＋６の電流がすべてノードＮ５に流れ込んだ結果、ノードＮ５を流れる電流は（Ｎ＋１）ＩＲＥＦとなる。それに反し、スイッチＳ１−Ｓｎがすべてオフにされると、トランジスターＴ７−Ｔｎ＋６の電流はノードＮ５に届かず、ノードＮ５を流れる電流はＩＲＥＦにとどまる。したがって、ノードＮ５を流れる電流は、スイッチＳ１−Ｓｎを制御することによって調整できる。図１１を再び参照する。ノードＮ５を流れる電流を制御すれば、トランジスターＴ１、Ｔ２の増幅倍率も制御できる。そしてパラメーターａ、ｂは、オンにされるスイッチの個数を定め、同相信号Ｉ８と
【００３３】
（外１０）
2008085971.tif 000012
を所望どおりに調整するために用いられるものである。
【実施例２】
【００３４】
図１３を参照する。図１３はこの発明の実施例２による調整システム２００を表す説明図である。図に示すように、調整システム２００は４つの入力端と、２つの出力端とを備え、そのうち２つの入力端は同相信号Ｉ９と直交信号Ｑ９を受信するものであり、別の２つの入力端はパラメーターａとｂを受信するものであり、両出力端は調整後の同相信号Ｉ１０と直交信号Ｑ１０を受信するものである。調整システム２００を経る前、同相信号Ｉ９はＡｃｏｓ（ωｔ）であり、直交信号Ｑ９はＡｓｉｎ（ωｔ）であり、両者は平衡信号となっている。調整システム２００に調整された結果として出力される同相信号Ｉ１０と直交信号Ｑ１０はそれぞれＡ’ｃｏｓ（ωｔ＋Ｇ）とＡ’（１＋Ｈ）ｓｉｎ（ωｔ＋Ｇ＋Ｇ’）となり、両者は不平衡となる。したがって、調整システム２００でパラメーターａとｂに基づいて同相信号と直交信号を調整する方法は、不平衡の同相信号と直交信号を平衡にするか、平衡の同相信号と直交信号を不平衡にするか、もしくは不平衡の同相信号と直交信号を別の不平衡の同相信号と直交信号に変えるなど別々の可能性がある。どの種の調整を行うかは、パラメーターａ、ｂの設定値によって決められる。
【００３５】
図１４を参照する。図１４は直接変換型無線送受信機の送信端１４００を表す説明図である。図１４において、図１に示す素子に相当する素子については、その説明を省略とする。ただし、図１とは異なり、図１４に示す構成は調整システム２００とベクトル分析器１４１０からなる。調整システム２００では、ミクサーＭ１の出力端に結合される出力端は同相信号Ｉ３を受信し、ミクサーＭ２の出力端に結合される入力端は直交信号Ｑ３を受信し、ベクトル分析器１４１０の両出力端に結合される２つの出力端はパラメーターａとｂを受信し、ミクサーＭ３の入力端に結合される出力端は調整後の同相信号Ｉ１１をミクサーＭ３に出力し、加算回路Ｓ１の入力端に結合される出力端は調整後の直交信号Ｑ１１を加算回路Ｓ１に出力する。ベクトル分析器１４１０では、ミクサーＭ１の出力端に結合される出力端は同相信号Ｉ３を受信し、ミクサーＭ２の出力端に結合される入力端は直交信号Ｑ３を受信し、調整システム２００の両入力端に結合される２つの出力端はパラメーターａとｂを送信する。本発明による調整を行うとき、まずベクトル分析器１４１０が同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３を受信し、両信号の振幅差と位相差を分析したうえ、パラメーターａ、ｂを調整システム２００に出力する。次いで調整システム２００が同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３を受信し、パラメーターａ、ｂに基づいてこれを調整し、平衡の同相信号Ｉ１１と直交信号Ｑ１１として加算回路Ｓ１に出力する。最後に加算回路Ｓ１が平衡の同相信号Ｉ１１と直交信号Ｑ１１を加算し、信号Ｃ１として出力する。そうすると、良好な通信品質が得られる。
【００３６】
図１５を参照する。図１５は直接変換型無線送受信機の送信端１５００を表す説明図である。図１５において、図１に示す素子に相当する素子については、その説明を省略とする。ただし、図１とは異なり、図１５に示す構成は調整システム２００とベクトル分析器１５１０からなる。調整システム２００では、局部発振器Ｌ１の出力端に結合される出力端は同相信号Ｉ２を受信し、遅延回路Ｄ１の出力端に結合される入力端は直交信号Ｑ２を受信し、ベクトル分析器１５１０の両出力端に結合される２つの出力端はパラメーターａとｂを受信し、ミクサーＭ１の入力端に結合される出力端は調整後の同相信号Ｉ１２をミクサーＭ１に出力し、ミクサーＭ２の入力端に結合される出力端は調整後の直交信号Ｑ１２をミクサーＭ２に出力する。ベクトル分析器１５１０では、ミクサーＭ１の出力端に結合される出力端は同相信号Ｉ３を受信し、ミクサーＭ２の出力端に結合される入力端は直交信号Ｑ３を受信し、調整システム２００の両入力端に結合される２つの出力端はパラメーターａとｂを送信する。本発明による調整を行うとき、まずベクトル分析器１５１０が同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３を受信し、両信号の振幅差と位相差を分析したうえ、パラメーターａ、ｂを調整システム２００に出力する。次いで調整システム２００が同相信号Ｉ２と直交信号Ｑ２を受信し、パラメーターａ、ｂに基づいてこれを調整し、平衡の同相信号Ｉ１２と直交信号Ｑ１２としてミクサーＭ１、Ｍ２に出力する。次にミクサーＭ１が同相信号Ｉ１とＩ１２を混合して同相信号Ｉ３として生成し、ミクサーＭ２が直交信号Ｑ１とＱ１２を混合して直交信号Ｑ３として生成する。同相信号Ｉ１２と直交信号Ｑ１２は調整されたものであるので、同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３は平衡となる。これが、ベクトル分析器１５１０の入力端を信号Ｉ３、Ｑ３に結合させる原因である。その後、加算回路Ｓ１が同相信号Ｉ１１と直交信号Ｑ１１を加算し、信号Ｃ１として出力する。そうすると、良好な通信品質が得られる。
【００３７】
また、前記遅延回路Ｄ２とＤ３として、多相フィルター、ミクサーまたは分周器を用いることができる。
【００３８】
以上はこの発明に好ましい実施例であって、この発明の実施の範囲を限定するものではない。よって、当業者のなし得る修正、もしくは変更であって、この発明の精神の下においてなされ、この発明に対して均等の効果を有するものは、いずれもこの発明の特許請求の範囲に属するものとする。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
本発明の利用する素子はいずれも当業者に周知されているもので、当然実施可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】従来の直接変換型無線送受信機の送信端を表す説明図である。
【図２】この発明の実施例１による同相／直交信号調整システムを表す説明図である。
【図３】この発明による調整システムの細部図である。
【図４】この発明による同相／直交信号を調整する方法を表すフローチャートである。
【図５】図４に示す段階４１５を説明するベクトル図である。
【図６】図４に示す段階４２５を説明するベクトル図である。
【図７】図４に示す段階４３０から段階４４５を説明する第一ベクトル図である。
【図８】図４に示す段階４３０から段階４４５を説明する第二ベクトル図である。
【図９】図４に示す段階４３０から段階４４５を説明する第三ベクトル図である。
【図１０】図４に示す段階４３０から段階４４５を説明する第四ベクトル図である。
【図１１】調整システムの増幅器と加算回路の回路を一部表す説明図である。
【図１２】増幅倍率調整モジュールを表す説明図である。
【図１３】この発明の実施例２による調整システムを表す説明図である。
【図１４】直接変換型無線送受信機の送信端を表す説明図である。
【図１５】別の直接変換型無線送受信機の送信端を表す説明図である。
【符号の説明】
【００４１】
１００、１４００、１５００  直接変換型無線送受信機の送信端
１１０  ベースバンドモジュール
１２０  ＲＦモジュール
２００  同相／直交信号調整システム
２１０、２２０、２３０、２４０  増幅器
１１１０、１１２０  増幅倍率調整モジュール
１２１０      電流ミラー
１４１０、１５１０  ベクトル分析器
ａ、ｂ  パラメーター
Ｃ１    混合信号
Ｄ１−Ｄ３  遅延回路
Ｇ、Ｋ  角度
Ｈ、Ａ  振幅
Ｉ１−Ｉ１２  同相信号
ＩＲＥＦ      基準電流
Ｌ１    局部発振器
Ｍ１−Ｍ３  ミクサー
Ｎ１−Ｎ６  ノード
Ｑ１−Ｑ１２  直交信号
Ｒ１、Ｒ２  抵抗
Ｓ１、Ｓ２  加算回路
Ｓ１−Ｓｎ  スイッチ
Ｔ１−Ｔｎ＋６  トランジスター
ＶＤＤ  バイアス電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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