(57)【要約】【課題】素子数が少なく、電流調整が容易な電流調整手段を備え、低消費電力化、かつ、大振幅信号入力時の交流特性の改善を実現する。【解決手段】入力電圧Ｖｉｎを入力し、トランジスタ１１および１２により構成される差動対を有する増幅回路部と、増幅回路部の出力側に接続される出力回路部とを備え、出力回路部の出力電圧Ｖｏｕｔを増幅回路部に負帰還させ、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとにより差動対を作動して増幅した出力電圧Ｖｏｕｔを出力する非反転増幅回路であって、入力電圧Ｖｉｎの信号振幅の変動を反映する基準電圧に基づいて、増幅回路部、出力回路部、または、増幅回路部および出力回路部の両方、に流れる電流を調整する電流調整回路５０を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を入力し、差動対を有する増幅回路部と、
上記増幅回路部の出力側に接続される出力回路部とを備え、
上記出力回路部の出力電圧を上記増幅回路部に負帰還させ、上記入力電圧と上記負帰還させた出力電圧とにより上記差動対を作動して増幅した上記出力電圧を出力する非反転増幅回路であって、
上記入力電圧の信号振幅の変動を反映する基準電圧に基づいて、上記増幅回路部、上記出力回路部、または、上記増幅回路部および上記出力回路部の両方、に流れる電流を調整する電流調整手段を備えることを特徴とする非反転増幅回路。
【請求項２】
上記基準電圧は上記出力電圧であることを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。
【請求項３】
上記基準電圧は上記入力電圧であることを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。
【請求項４】
上記電流調整手段は、上記基準電圧と抵抗とにより生成した電流をカレントミラーで折り返すことによって、上記電流を調整するための調整電流を生成することを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。
【請求項５】
上記電流調整手段は、
電流源と、上記電流源からの電流が供給される第１バイポーラトランジスタと、上記第１バイポーラトランジスタとカレントミラーを構成するように接続される第２バイポーラトランジスタと、上記第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子に接続されるＭＯＳトランジスタとを有しており、
上記ＭＯＳトランジスタを上記基準電圧によって駆動させることにより、上記基準電圧によって制御される可変線形抵抗として作動させ、上記第２バイポーラトランジスタのコレクタ端子に流れる電流を上記電流を調整するための調整電流として使用することを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。
【請求項６】
上記電流調整手段の前段に、上記基準電圧を入力して当該基準電圧を安定化する基準電圧安定化手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。
【請求項７】
上記電流調整手段が電流を調整する動作をリセットする機能を有することを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。
【請求項８】
光信号を検出する受光素子から出力された電流信号を電圧信号に変換する１段目アンプ回路と、
上記１段目アンプ回路の出力電圧を増幅して後段の回路に出力する２段目アンプ回路とを備え、
上記２段目アンプ回路は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の非反転増幅回路であることを特徴とする受光アンプ回路。
【請求項９】
光信号を検出する受光素子と、
請求項８に記載の受光アンプ回路とを含むことを特徴とする受光アンプ素子。
【請求項１０】
再生または記録のためのレーザ光を光ディスクに照射した際の、当該光ディスクからの反射光を受光する受光アンプ素子を備える光ピックアップであって、
上記受光アンプ素子は、請求項９に記載の受光アンプ素子であることを特徴とする光ピックアップ。
【請求項１１】
さらに、上記レーザ光の強度をモニタするフロントモニタを備え、
上記基準電圧は上記フロントモニタの出力電圧であることを特徴とする請求項１０に記載の光ピックアップ。
【請求項１２】
請求項１０または１１に記載の光ピックアップを備えることを特徴とする光ディスク記録再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非反転増幅回路、受光アンプ回路、受光アンプ素子、光ピックアップ、および光ディスク記録再生装置に関し、特に、交流特性（応答周波数、スルーレートなど）を改善する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、光ディスク記録再生装置は、図７に示すように、再生／記録のためのレーザ光を光ディスク４００に照射したり、光ディスク４００からの反射光を受光したりする光ピックアップ５００を備えている。
【０００３】
光ピックアップ５００では、レーザ光源となるレーザ５０１（ＣＤ：７８０ｎｍ、ＤＶＤ：６５０ｎｍ、青色：４０５ｎｍ）から出射されたレーザ光が、回折格子５０２、コリメータレンズ５０３の順に介してビームスプリッタ５０４に照射される。そして、上記ビームスプリッタ５０４に照射されたレーザ光は、ビームスプリッタ５０４にて光ディスク４００の方向に反射され、４分の１波長板５０５、収差補正レンズ５０６、対物レンズ５０７の順に介して光ディスク４００に照射される。
【０００４】
また、光ディスク４００からの反射光は、対物レンズ５０７、収差補正レンズ５０６、４分の１波長板５０５、ビームスプリッタ５０４、スポットレンズ５０８の順に介して受光アンプ素子５０９に受光される。一方で、レーザ５０１から出射されたレーザ光は、当該レーザ光を受光する受光アンプ素子５１０を備えるフロントモニタによってモニタされる。
【０００５】
次いで、図８を参照しながら、受光アンプ素子５０９および５１０として用いられる従来の受光アンプ素子の構成について詳細に説明する。従来の受光アンプ素子には、光信号を電気信号に変換する受光素子と、変換された電気信号を増幅する受光アンプ回路とが設けられている。
【０００６】
図８は、従来の受光アンプ素子の構成を示す回路図である。
【０００７】
従来の受光アンプ素子は、図８に示すように、受光素子であるフォトダイオードＰＤと、フォトダイオードＰＤからの電流信号を電圧信号に変換する１段目アンプＡ１および１段目アンプＡ１の出力電圧を増幅する２段目アンプＡ２により構成される受光アンプ回路とを備えている。
【０００８】
１段目アンプＡ１は、アンプ部ＯＰ１、入力抵抗Ｒｓ、および、フォトダイオードＰＤからの電流信号の電流−電圧変換も行う帰還抵抗（ゲイン抵抗）Ｒｆを備え、差動増幅回路の構成を有している。アンプ部ＯＰ１の非反転入力端子には入力抵抗Ｒｓを介してリファレンス電圧Ｖｒｅｆが入力され、反転入力端子にはフォトダイオードＰＤからの電流信号が入力されるとともに、帰還抵抗Ｒｆを介して該アンプ部ＯＰ１の出力電圧がフィードバックされている。
【０００９】
２段目アンプＡ２は、アンプ部ＯＰ２、オフセット電圧補正用の入力抵抗１０１および１０２、並びに、分圧抵抗１０３および１０４を備え、非反転増幅回路の構成を有している。アンプ部ＯＰ２の非反転入力端子には、相互に並列に接続された入力抵抗１０１および１０２を介して１段目アンプＡ１の出力電圧が入力され、反転入力端子には、分圧抵抗１０４を介して基準電圧Ｖｒｅｆが入力されるとともに、分圧抵抗１０３を介して出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされている。
【００１０】
したがって、この２段目アンプＡ２からは、１段目アンプＡ１から出力された光入力に対応した出力電圧と、基準電圧Ｖｒｅｆと２段目アンプＡ２の出力電圧との分圧電圧と、の差分に対応した出力電圧が導出される。それゆえ、フォトダイオードＰＤでの光入力による電圧変化分が、増幅されて出力されることになる。
【００１１】
ここで、２段目アンプＡ２の詳細な構成について以下に説明する。
【００１２】
図９は、従来の２段目アンプＡ２の構成を示す回路図である。
【００１３】
従来の２段目アンプＡ２は、図９に示すように、入力抵抗１０１および１０２、分圧抵抗１０３および１０４、トランジスタ１０５〜１１９、位相補償用容量１２０、出力電圧Ｖｏｕｔに付加される負荷容量１２１、並びに、電流源１２２〜１２５を備えている。
【００１４】
トランジスタ１０５のベース端子が、図８に示したアンプ部ＯＰ２の非反転入力端子に対応し、入力抵抗１０１および１０２を介して１段目アンプＡ１の出力電圧が入力電圧Ｖｉｎとして入力される。また、トランジスタ１０６のベース端子が、図８に示したアンプ部ＯＰ２の反転入力端子に対応し、分圧抵抗１０４を介して基準電圧Ｖｒｅｆが与えられるとともに、分圧抵抗１０３を介して出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされている。
【００１５】
ところが、上記構成を備える２段目アンプＡ２において、出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなるにつれて、応答周波数特性やスルーレートといった交流特性が悪化する場合がある。具体的には、位相補償用容量１２０および負荷容量１２１を充放電させるだけの電流供給能力がなければ、交流特性が悪化してしまう場合がある。
【００１６】
これを防ぐためには、差動対を構成するトランジスタ１０５および１０６に流す電流源１２２から供給されるバイアス電流Ｉａと、出力トランジスタ１１７および１１９に流す電流を決める電流源１２４から供給される電流Ｉｃおよび電流源１２５から供給される電流Ｉｄとを十分に増やせば良い。しかし、消費電流が増大してしまうという問題点がある。
【００１７】
そこで、上記問題を解決する手段として、消費電流を増加させずに高スルーレート化させる様々な技術が、例えば、特許文献１〜特許文献１０に記載されている。
【００１８】
特許文献１では、差動増幅回路において、非反転入力電圧と反転入力電圧との間に電位差が生じると変動する出力トランジスタのゲート電圧に基づいて、差動入力部に流す電流を増加する副電流源が設けられている。これにより、高スルーレートが必要なときに差動入力部の電流が増加されるので、通常時の消費電流を削減し、スルーレートを向上している。
【００１９】
特許文献２では、差動増幅回路において、オペアンプの差動入力信号電圧が閾値よりも大きくなった時のみ、オペアンプの初段差動増幅回路に大電流を供給するスルーレート増大回路が設けられている。これにより、低消費電力化を図るとともに、オペアンプの安定性を一定に保ったままスルーレートを向上している。
【００２０】
特許文献３では、差動増幅回路において、差動入力電圧が印加されたことを検出し、これが検出された場合のみ、入力増幅段のバイアス電流を増加させる様に働く帰還回路が備えられている。これにより、定常的な消費電流の増加を抑制し、高速なセットリングを実現している。
【００２１】
特許文献４では、差動増幅回路において、差動対への入力信号を検出することによって、差動対に大振幅の信号が入力されてスルーレートを大きくする必要がある時にだけ、バイアス電流が大きくなるようにバイアス電流を制御するバイアス電流制御回路が備えられている。これにより、必要時以外はバイアス電流を低く抑えて低消費電力化を実現するとともに、実効的なスルーレートを大きくしている。
【００２２】
特許文献５では、差動増幅回路において、大振幅・高周波信号の入力時に流れる電流を検出する電流検出手段と、上記電流検出手段の検出結果に応じて位相補償容量用の電流を補助する電流源とが備えられている。これにより、大振幅・高周波信号以外の入力時には電流を供給しないので、低消費電力化を図るとともに、スルーレートを改善している。
【００２３】
特許文献６では、差動増幅回路において、非反転入力電圧と反転入力電圧との間に電位差が生じたときにのみ、その電位差に応じた電流が差動対へのバイアス電流に付加される。これにより、大幅な消費電力の増加を引き起こすことなくスルーレートを改善している。
【００２４】
特許文献７では、差動増幅回路において、入力電圧の差が閾値を超えると、差電圧の一次関数で表される電流を、該差動増幅回路に含まれるキャパシタおよび該差動増幅回路の出力端子に供給するカレントミラー回路が備えられている。これにより、消費電力の大幅な増大を引き起こすことなくスルーレートを改善している。
【００２５】
特許文献８では、負帰還増幅回路において、増幅段に接続された出力段に、大きな負荷に溜まった電荷を引き抜くときは大電流を流し、定常状態もしくは充電時は上記大電流よりも小さな電流を流すような可変の電流源が設けられている。これにより、定常的な消費電流の増加を抑制し、出力段に大きな負荷が接続されても高速動作を可能にしている。
【００２６】
特許文献９では、差動増幅回路において、非反転入力電圧と反転入力電圧との間に電位差が生じると、いずれか一方がオンする２つのトランジスタが備えられている。これにより、上記一方のトランジスタがオンされることによって当該トランジスタに流れる電流を出力端子に流し込み、消費電力の増大を引き起こすことなく、スルーレートを改善している。
【００２７】
特許文献１０では、差動増幅回路において、入力変化を検出し、該差動増幅回路の動作電流および出力回路の駆動電流を増大する電流制御回路が設けられている。これにより、低消費電力を実現し、高スルーレート化を可能としている。
【特許文献１】特開２００１−１５６５５９号公報（平成１３年６月８日公開）
【特許文献２】特開平６−１１２７３７号公報（１９９４年４月２２日公開）
【特許文献３】特開平１１−１３６０４４号公報（１９９９年５月２１日公開）
【特許文献４】特開平４−３８００３号公報（１９９２年２月７日公開）
【特許文献５】実開平５−５９９４６号公報（１９９３年８月６日公開）
【特許文献６】特開平７−２６３９７８号公報（１９９５年１０月１３日公開）
【特許文献７】特開平９−２７７２１号公報（１９９７年１月２８日公開）
【特許文献８】特開平９−１０７２４７号公報（１９９７年４月２２日公開）
【特許文献９】特開平９−１１６３４９号公報（１９９７年５月２日公開）
【特許文献１０】特開２００１−２４４７６１号公報（平成１３年９月７日公開）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
しかしながら、上記特許文献１〜１０に記載の技術は、低消費電力で高スルーレートを得られるものの、回路規模が増大しコストアップ引き起こすという問題点を有している。また、微小な電流増加調整が難しいといった問題点をも有している。
【００２９】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、素子数が少なく、電流調整が容易な電流調整手段を備え、低消費電力化、かつ、大振幅信号入力時の交流特性の改善を実現することができる非反転増幅回路、受光アンプ回路、受光アンプ素子、光ピックアップ、および光ディスク記録再生装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明の非反転増幅回路は、上記課題を解決するために、入力電圧を入力し、差動対を有する増幅回路部と、上記増幅回路部の出力側に接続される出力回路部とを備え、上記出力回路部の出力電圧を上記増幅回路部に負帰還させ、上記入力電圧と上記負帰還させた出力電圧とにより上記差動対を作動して増幅した上記出力電圧を出力する非反転増幅回路であって、上記入力電圧の信号振幅の変動を反映する基準電圧に基づいて、上記増幅回路部、上記出力回路部、または、上記増幅回路部および上記出力回路部の両方、に流れる電流を調整する電流調整手段を備えることを特徴としている。
【００３１】
非反転増幅回路において、大振幅信号が入力されると、出力は入力に正確に応答せず、交流特性（例えば、応答周波数やスルーレートなど）が悪化してしまうという問題がある。
【００３２】
これに対し、上記の構成によれば、上記入力電圧の信号振幅の変動を反映する基準電圧に基づいて、上記増幅回路部、上記出力回路部、または、上記増幅回路部および上記出力回路部の両方、に流れる電流を調整する電流調整手段を備えることにより、入力電圧が入力されたときの信号振幅の変動、例えば増加に比例して、増幅回路部、出力回路部、または、増幅回路部および出力回路部の両方、に流れる電流が増加するように調整することが可能になる。よって、交流特性が悪化しないように電流を十分に供給することにより、大振幅信号入力時の交流特性を改善することが可能となる。また、入力電圧が入力されたときの信号振幅の変動に対応する場合のみ電流調整手段は電流を調整するので、それ以外の場合すなわち通常時には消費電流（アイドリング電流）を増加させることがないので、低消費電力化が可能となる。
【００３３】
また、本発明の非反転増幅回路は、上記基準電圧は上記出力電圧であることが好ましい。
【００３４】
上記の構成によれば、出力回路部の出力電圧は、増幅回路部に入力される入力電圧の変動に応じて変動する。よって、電流調整手段は、入力電圧が入力されたときの信号振幅の変動に比例して電流を調整することが可能となる。
【００３５】
また、本発明の非反転増幅回路は、上記基準電圧は上記入力電圧であることが好ましい。
【００３６】
基準電圧として出力回路部の出力電圧を使用すると、出力電圧が増幅回路部や出力回路部に帰還されるため、高周波数領域において不安定になり、回路が発振する可能性がある。これに対し、上記の構成によれば、出力電圧が上記部分に帰還されないので、高周波数領域での安定度を上げることが可能となる。
【００３７】
また、本発明の非反転増幅回路は、上記電流調整手段は、上記基準電圧と抵抗とにより生成した電流をカレントミラーで折り返すことによって、上記電流を調整するための調整電流を生成することが好ましい。
【００３８】
上記の構成によれば、簡単な構成で、上記電流を調整するための調整電流を生成することが可能となる。また、抵抗の抵抗値を調整するだけで、調整電流の電流値を容易に調整することが可能となる。
【００３９】
また、本発明の非反転増幅回路は、上記電流調整手段は、電流源と、上記電流源からの電流が供給される第１バイポーラトランジスタと、上記第１バイポーラトランジスタとカレントミラーを構成するように接続される第２バイポーラトランジスタと、上記第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子に接続されるＭＯＳトランジスタとを有しており、上記ＭＯＳトランジスタを上記基準電圧によって駆動させることにより、上記基準電圧によって制御される可変線形抵抗として作動させ、上記第２バイポーラトランジスタのコレクタ端子に流れる電流を上記電流を調整するための調整電流として使用することが好ましい。
【００４０】
上記の構成によれば、基準電圧の変動によりＭＯＳトランジスタは可変線形抵抗として作動するので、電流源から供給される電流をカレントミラーで折り返す際に、基準電圧の変動とともに、第２バイポーラトランジスタのコレクタ端子に流れる電流が変動する。これにより、第２バイポーラトランジスタのコレクタ端子に流れる電流を、上記電流を調整するための調整電流として使用することによって、基準電圧の変動に好適に応じた調整電流を供給することが可能となる。例えば、基準電圧の増加により可変線形抵抗としての抵抗値が下がるので、電流源から供給される電流をカレントミラー回路で折り返す際に、基準電圧の増加とともに増加する調整電流を供給することが可能となる。
【００４１】
また、本発明の非反転増幅回路は、上記電流調整手段の前段に、上記基準電圧を入力して当該基準電圧を安定化する基準電圧安定化手段を備えることが好ましい。
【００４２】
上記の構成によれば、例えば、基準電圧の不要な高周波成分をカットしたり、基準電圧に対し正帰還の電流調整を行わないようにすることが可能になり、安定性を増すことが可能となる。
【００４３】
また、本発明の非反転増幅回路は、上記電流調整手段が電流を調整する動作をリセットする機能を有することが好ましい。
【００４４】
上記の構成によれば、電流を調整する必要が無い場合には、電流調整手段が電流を調整する動作を瞬時に停止することが可能となる。
【００４５】
また、本発明の受光アンプ回路は、光信号を検出する受光素子から出力された電流信号を電圧信号に変換する１段目アンプ回路と、上記１段目アンプ回路の出力電圧を増幅して後段の回路に出力する２段目アンプ回路とを備え、上記２段目アンプ回路は、上記非反転増幅回路であることを特徴としている。
【００４６】
上記の構成によれば、１段目アンプ回路の出力電圧が大振幅信号であっても、上記非反転増幅回路を備えることにより、これに対応して好適に出力電圧を出力することが可能となる。また、消費電力を抑制した受光アンプ回路を提供することが可能となる。
【００４７】
また、本発明の受光アンプ素子は、光信号を検出する受光素子と、上記受光アンプ回路とを含むことを特徴としている。
【００４８】
上記の構成によれば、上記受光素子および上記受光アンプ回路、あるいは、その周辺回路も含めて素子（ＩＣ）の形態で簡単に実現することが可能となる。
【００４９】
また、本発明の光ピックアップは、再生または記録のためのレーザ光を光ディスクに照射した際の、当該光ディスクからの反射光を受光する上記受光アンプ素子を備えることを特徴としている。
【００５０】
上記の構成によれば、上記受光アンプ素子は、信号振幅が変動してもそれに対応して好適に出力電圧を出力することが可能であるので、光ピックアップにおいて、波長が異なるレーザ光にも好適に受光増幅動作を行うことが可能となる。また、消費電力を抑制した光ピックアップを提供することが可能となる。
【００５１】
また、本発明の光ピックアップは、さらに、上記レーザ光の強度をモニタするフロントモニタを備え、上記基準電圧は上記フロントモニタの出力電圧であることが好ましい。
【００５２】
上記の構成によれば、レーザ光の強度に応じて、電流調整手段が電流を調整することが可能となる。よって、受光アンプ素子に含まれる回路内で帰還させずに電流を調整しているので、さらに広域で安定した光ピックアップを実現することが可能となる。
【００５３】
また、本発明の光ディスク記録再生装置は、上記光ピックアップを備えることを特徴としている。
【００５４】
上記の構成によれば、低消費電力で高速な再生記録動作を行う光ディスク記録再生装置を提供することが可能となる。
【発明の効果】
【００５５】
以上のように、本発明の非反転増幅回路は、入力電圧を入力し、差動対を有する増幅回路部と、上記増幅回路部の出力側に接続される出力回路部とを備え、上記出力回路部の出力電圧を上記増幅回路部に負帰還させ、上記入力電圧と上記負帰還させた出力電圧とにより上記差動対を作動して増幅した上記出力電圧を出力する非反転増幅回路であって、上記入力電圧の信号振幅の変動を反映する基準電圧に基づいて、上記増幅回路部、上記出力回路部、または、上記増幅回路部および上記出力回路部の両方、に流れる電流を調整する電流調整手段を備える構成である。
【００５６】
それゆえ、入力電圧が入力されたときの信号振幅の変動、例えば増加に比例して、増幅回路部、出力回路部、または、増幅回路部および出力回路部の両方、に流れる電流が増加するように調整することが可能になる。よって、交流特性が悪化しないように電流を十分に供給することにより、大振幅信号入力時の交流特性を改善することができるという効果を奏する。また、入力電圧が入力されたときの信号振幅の変動に対応する場合のみ電流調整手段は電流を調整するので、それ以外の場合すなわち通常時には消費電流（アイドリング電流）を増加させることがないので、低消費電力化を実現することができるという効果を奏する。
【００５７】
また、本発明の受光アンプ回路は、光信号を検出する受光素子から出力された電流信号を電圧信号に変換する１段目アンプ回路と、上記１段目アンプ回路の出力電圧を増幅して後段の回路に出力する２段目アンプ回路とを備え、上記２段目アンプ回路は、上記非反転増幅回路である構成である。
【００５８】
それゆえ、１段目アンプ回路の出力電圧が大振幅信号であっても、上記非反転増幅回路を備えることにより、これに対応して好適に出力電圧を出力することができるという効果を奏する。また、消費電力を抑制した受光アンプ回路を提供することができるという効果を奏する。
【００５９】
また、本発明の受光アンプ素子は、光信号を検出する受光素子と、上記受光アンプ回路とを含む構成である。
【００６０】
それゆえ、上記受光素子および上記受光アンプ回路、あるいは、その周辺回路も含めて素子（ＩＣ）の形態で簡単に実現することができるという効果を奏する。
【００６１】
また、本発明の光ピックアップは、再生または記録のためのレーザ光を光ディスクに照射した際の、当該光ディスクからの反射光を受光する上記受光アンプ素子を備える構成である。
【００６２】
それゆえ、上記受光アンプ素子は、信号振幅が変動してもそれに対応して好適に出力電圧を出力することが可能であるので、光ピックアップにおいて、波長が異なるレーザ光にも好適に受光増幅動作を行うことができるという効果を奏する。また、消費電力を抑制した光ピックアップを提供することができるという効果を奏する。
【００６３】
また、本発明の光ディスク記録再生装置は、上記光ピックアップを備える構成である。それゆえ、低消費電力で高速な再生記録動作を行う光ディスク記録再生装置を提供することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６４】
本発明の一実施形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００６５】
本発明は、図８および９で示した受光アンプ回路を構成する２段目アンプＡ２すなわち非反転増幅回路に関するものである。以下で述べる本発明の種々の実施形態は、図８で示した１段目アンプＡ１と受光アンプ回路を構成し、さらには当該受光アンプ回路とフォトダイオードＰＤとを含む受光アンプ素子を構成する。また、上記受光アンプ素子は、様々な光ディスクの記録／再生装置に搭載される光ピックアップ、例えば、図７で示した光ディスク記録再生装置に搭載される光ピックアップ５００に備えられる。なお、以下では、説明の便宜上、前記の背景技術の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００６６】
図１は、本実施の形態の非反転増幅回路の一構成例を示す回路図である。
【００６７】
本実施の形態の非反転増幅回路は、図１に示すように、入力抵抗１０１および１０２、分圧抵抗１０３および１０４、トランジスタ１１〜２７、位相補償用容量２９、出力電圧Ｖｏｕｔに付加される負荷容量３０、電流源３１〜３４、出力端子３５、電流調整回路５０（電流調整手段）、入力電圧Ｖｉｎを入力する入力端子、並びに、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子を備えている。
【００６８】
トランジスタ１１〜２７は、バイポーラトランジスタであるが、これに限らない。トランジスタ１１および１２は、差動対を構成している。トランジスタ１１のベース端子は図８に示したアンプ部ＯＰ２の非反転入力端子に対応しており、相互に並列接続された入力抵抗１０１および１０２を介して、前段の出力された電圧が入力電圧Ｖｉｎ（例えば、１段目アンプＡ１の出力電圧）として入力される。トランジスタ１２のベース端子は図８に示したアンプ部ＯＰ２の反転入力端子に対応しており、分圧抵抗１０４を介して基準電圧Ｖｒｅｆが与えられるとともに、分圧抵抗１０３を介して出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされている。トランジスタ１１および１２のエミッタ端子は結合され、該結合部はバイアス電流Ｉａを供給する電流源３１の一方の端子に接続され、電流源３１の他方の端子はグランド（ｇｎｄ）に接続されている。
【００６９】
トランジスタ１１のコレクタ端子と電源電圧Ｖｃｃとの間にトランジスタ１３が挿入され、トランジスタ１２のコレクタ端子と電源電圧Ｖｃｃとの間に、電源電圧Ｖｃｃ側から順にトランジスタ１４および１５が挿入されており、トランジスタ１３および１４はカレントミラー回路を構成している。
【００７０】
トランジスタ１５は、トランジスタ１６とカレントミラー回路を構成している。トランジスタ１６のエミッタ端子と電源電圧Ｖｃｃとの間にトランジスタ１７が挿入され、トランジスタ１６のコレクタ端子は、バイアス電流Ｉｂを供給する電流源３２の一方の端子に接続され、電流源３２の他方の端子はグランドに接続されている。
【００７１】
トランジスタ１２のコレクタ端子は、トランジスタ２０および２１のベース端子に共通に接続されている。トランジスタ２０のエミッタ端子と電源電圧Ｖｃｃとの間にトランジスタ１９が挿入され、トランジスタ２０のコレクタ端子はグランドに接続されている。
【００７２】
トランジスタ１９は、トランジスタ１８とカレントミラー回路を構成している。トランジスタ１８のエミッタ端子は電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ１８のコレクタ端子は、バイアス電流Ｉｃを供給する電流源３３の一方の端子に接続され、電流源３３の他方の端子はグランドに接続されている。
【００７３】
トランジスタ２１のコレクタ端子は電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ２１のエミッタ端子は、バイアス電流Ｉｄを供給する電流源３４の一方の端子に接続され、電流源３４の他方の端子はグランドに接続されている。
【００７４】
トランジスタ２０のエミッタ端子は、トランジスタ２２，２３および２４のベース端子に共通に接続されている。トランジスタ２２のコレクタ端子は電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ２２のエミッタ端子は、トランジスタ２５を介してグランドに接続されている。トランジスタ２３のコレクタ端子は電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ２３のエミッタ端子は、トランジスタ２６を介してグランドに接続されている。トランジスタ２４のコレクタ端子は電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ２４のエミッタ端子は、トランジスタ２７を介してグランドに接続されている。また、トランジスタ２５，２６および２７のベース端子は、トランジスタ２１のエミッタ端子に共通に接続されている。
【００７５】
出力電圧Ｖｏｕｔは、トランジスタ２３のエミッタ端子とトランジスタ２６のエミッタ端子とを接続する経路上の一点から取り出される。出力端子３５は、トランジスタ２４のエミッタ端子とトランジスタ２７のエミッタ端子とを接続する経路上の一点に接続される。なお、出力端子３５は、後述する電流調整回路５０に出力電圧Ｖｏｕｔを供給するために設けた出力端子であり、出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【００７６】
位相補償用容量２９は、一方の端子がトランジスタ１２のコレクタ端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。負荷容量３０は、一方の端子が出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。
【００７７】
なお、トランジスタ１１〜１７、位相補償用容量２９、並びに、電流源３１および３２は、増幅回路部を構成している。また、トランジスタ１８〜２７、負荷容量３０、並びに、電流源３３および３４は、出力回路部を構成している。
【００７８】
電流調整回路５０は、受光素子であるフォトダイオードＰＤに光信号が入力される際の出力信号の振幅増加とともに、トランジスタ１１および１２により構成される差動対に流すバイアス電流、および出力回路部に流すバイアス電流の両方の電流を増加する。電流調整回路５０は、第１端子が電流源３１の上流側の端子（点Ａ）に接続され、第２端子が電流源３３の上流側の端子（点Ｂ）に接続され、第３端子が電流源３４の上流側の端子（点Ｃ）に接続されている。なお、上流側とは電源電圧Ｖｃｃの側である。
【００７９】
ここでまず、図２を参照しながら、電流調整回路５０の構成および動作について詳細に説明する。
【００８０】
図２は、電流調整回路５０の一構成例を示す回路図である。
【００８１】
電流調整回路５０は、図２に示すように、トランジスタ５１〜５４、抵抗５５〜５９、基準電圧が入力される基準電圧入力端子、第１端子Ａ、第２端子Ｂ、並びに、第３端子Ｃを備えている。
【００８２】
トランジスタ５１は、トランジスタ５２〜５４とそれぞれカレントミラーを構成している。トランジスタ５１のコレクタ端子は抵抗５５を介して基準電圧入力端子に接続され、トランジスタ５１のエミッタ端子は抵抗５６を介してグランドに接続されている。
【００８３】
トランジスタ５２のコレクタ端子は第１端子Ａに接続され、トランジスタ５２のエミッタ端子は抵抗５７を介してグランドに接続されている。第１端子Ａは、図１に示す回路経路上の点Ａに対応している。
【００８４】
トランジスタ５３のコレクタ端子は第２端子Ｂに接続され、トランジスタ５３のエミッタ端子は抵抗５８を介してグランドに接続されている。第２端子Ｂは、図１に示す回路経路上の点Ｂに対応している。
【００８５】
トランジスタ５４のコレクタ端子は第３端子Ｃに接続され、トランジスタ５４のエミッタ端子は抵抗５９を介してグランドに接続されている。第３端子Ｃは、図１に示す回路経路上の点Ｃに対応している。
【００８６】
上記の構成において、基準電圧入力端子には、電流調整回路５０において電流を生成して出力するための基準電圧が入力される。基準電圧としては、非反転増幅回路の出力電圧Ｖｏｕｔを用いる。つまりは、基準電圧入力端子は、図１の出力端子３５に接続される。この場合、トランジスタ５１に流れる電流Ｉｐは、トランジスタ５１のコレクタ電流によらずベース−エミッタ間電圧ＶＢＥが一定とすると、
Ｉｐ＝（Ｖｏｕｔ−ＶＢＥ）／（Ｒａ＋Ｒｂ）
（Ｒａ：抵抗５５の抵抗値、Ｒｂ：抵抗５６の抵抗値）
となり、出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電流値が得られる。
【００８７】
この電流Ｉｐを、必要に応じて電流値を調整しながら、トランジスタ５１〜５４および抵抗５６〜５９で構成されるカレントミラーで折り返すことによって、第１端子Ａ〜第３端子Ｃに流れる電流をそれぞれ生成する。それぞれ生成した電流は、図１に示す回路経路上の点Ａ、ＢおよびＣにそれぞれ加えられることになり、増幅回路部および出力回路部に供給する調整電流として用いられる。なお、カレントミラーで折り返す基準となる電流は、抵抗５５および５６の抵抗値をそれぞれ調整することにより、容易に調整することができる。
【００８８】
したがって、電流調整回路５０では、簡単な構成で、増幅回路部および出力回路部に供給する調整電流を生成することが可能となる。また、抵抗５７〜５９の抵抗値を調整するだけで、調整電流を容易に調整することが可能となる。
【００８９】
次に、本実施の形態の非反転増幅回路の動作について説明する。
【００９０】
本実施の形態の非反転増幅回路では、入力電圧Ｖｉｎに応じて、トランジスタ１１および１２により構成される差動対が働き、出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【００９１】
１段目アンプの出力である入力電圧Ｖｉｎは、基準電圧Ｖｒｅｆからの変化分ΔＶｉｎを用いて表すと、Ｖｉｎ＝Ｖｒｅｆ＋ΔＶｉｎとなる。ベース電流を無視すると、トランジスタ１１のベース電位はＶｉｎとなる。また、非反転増幅回路の入力の＋端子と−端子と（トランジスタ１１のベース端子とトランジスタ１２のベース端子と）は同電位（イマジナリーショート）と考えると、トランジスタ１２のベース電位はＶｉｎとなる。
【００９２】
抵抗１０１の抵抗値＝抵抗１０３の抵抗値＝Ｒｆ、抵抗１０２の抵抗値＝抵抗１０４の抵抗値＝Ｒｓとおくと、トランジスタ１２のベース端子からＶｒｅｆ端子に向かって、
Ｉｏ＝（Ｖｉｎ−Ｖｒｅｆ）／Ｒｓ＝ΔＶｉｎ／Ｒｓ
の電流が流れる。この電流は、トランジスタ２２のエミッタ端子から流れてくるので、トランジスタ２２のエミッタ電位ＶＥ２２は、
ＶＥ２２＝Ｉｏ＊Ｒｆ＋Ｖｉｎ
＝（ΔＶｉｎ／Ｒｓ）＊Ｒｆ＋Ｖｒｅｆ＋ΔＶｉｎ
＝（１＋Ｒｆ／Ｒｓ）＊ΔＶｉｎ＋Ｖｒｅｆ
となる。よって、トランジスタ２２および２３のエミッタ電位は同電位なので、
Ｖｏｕｔ＝ＶＥ２２＝（１＋Ｒｆ／Ｒｓ）＊ΔＶｉｎ＋Ｖｒｅｆ
となる。
【００９３】
このとき、入力電圧Ｖｉｎの電位が上がると、出力電圧Ｖｏｕｔの電位は上がる。このため、電流調整回路５０において出力電圧Ｖｏｕｔを基準に電流調整した調整電流を生成すると、非反転増幅回路において入力電圧Ｖｉｎの変動に応じた電流調整を行うことが可能になる。例えば、図８に示したフォトダイオードＰＤに光信号が入ると、それに応じて１段目アンプＡ１の出力電圧の電位は上がる。よって、非反転増幅回路において、光入力に応じた電流増加を行うことが可能になる。
【００９４】
したがって、入力電圧の増加に比例して、増幅回路部および出力回路部の両方に流れる電流が増加するように調整することが可能になるので、交流特性が悪化しないように電流を十分に与えることにより、大振幅信号入力時の交流特性を改善することが可能となる。また、入力電圧の変動に対応する場合のみ電流調整手段は電流を調整するので、それ以外の場合すなわち通常時には消費電流（アイドリング電流）を増加させることがないので、低消費電力化を実現することができる。
【００９５】
なお、上述したように電流調整回路５０において出力電圧Ｖｏｕｔを基準電圧として電流を作る構成にすると、出力電圧Ｖｏｕｔが増幅回路部および出力回路部に帰還されるため、高周波数帯域で不安定になり、回路が発振する可能性がある。
【００９６】
これを改善するために、電流調整回路５０において基準電圧に入力電圧Ｖｉｎを用いてもよい。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが、直接、増幅回路部および出力回路部のバイアス電流に帰還しなくなるので、安定度を上げることができる。
【００９７】
また、さらに広域を安定させるために、図７に示した受光アンプ素子５１０を備えるフロントモニタの出力電圧を、図２の電流調整回路５０の基準電圧に用いてもよい。フロントモニタは、記録ディスクへ照射するレーザビームの一部を検出し、同検出信号モニタしながら、レーザパワーを書込み適正パワーに制御する機能を有するものである。それゆえ、フロントモニタの出力電圧は、光入力信号に比例している。
【００９８】
よって、電流調整回路５０においてフロントモニタの出力電圧を基準電圧として電流を作る構成にすると、光入力の大きさに応じた増幅回路部および出力回路部のバイアス電流を増加させることができる。この構成では、非反転増幅回路内で帰還させずに電流を増加しているので、広域において回路が不安定になることはない。
【００９９】
また、電流調整回路５０は、上述した構成に限らず、他の構成であってもよい。
【０１００】
図３は、電流調整回路６０の一構成例を示す回路図である。
【０１０１】
電流調整回路６０は、図３に示すように、トランジスタ５１〜５４、電流Ｉｅを供給する電流源６１、抵抗６２、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ（ＮＭＯＳ）６３〜６５、基準電圧入力端子、第１端子Ａ、第２端子Ｂ，並びに、第３端子Ｃを備えている。
【０１０２】
トランジスタ５１は、トランジスタ５２〜５４とそれぞれカレントミラーを構成している。トランジスタ５１のコレクタ端子は電流源６１を介して電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ５１のエミッタ端子は抵抗６２を介してグランドに接続されている。
【０１０３】
トランジスタ５２のコレクタ端子は第１端子Ａに接続され、トランジスタ５２のエミッタ端子はＮＭＯＳ６３を介してグランドに接続されている。第１端子Ａは、図１に示す回路経路上の点Ａに対応している。
【０１０４】
トランジスタ５３のコレクタ端子は第２端子Ｂに接続され、トランジスタ５３のエミッタ端子はＮＭＯＳ６４を介してグランドに接続されている。第２端子Ｂは、図１に示す回路経路上の点Ｂに対応している。
【０１０５】
トランジスタ５４のコレクタ端子は第３端子Ｃに接続され、トランジスタ５４のエミッタ端子はＮＭＯＳ６５を介してグランドに接続されている。第３端子Ｃは、図１に示す回路経路上の点Ｃに対応している。
【０１０６】
上記の構成において、ＮＭＯＳ６３〜６５のゲート端子は基準電圧入力端子に共通に接続させ、ＭＯＳトランジスタを深い３極管領域で線形動作させる。これにより、ＮＭＯＳ６３〜６５を可変抵抗として使用する。このため、基準電圧の増加によって、各ゲート端子の電圧は増加するので、各抵抗値は下がる。よって、電流Ｉｅをカレントミラーで折り返すと、第１端子Ａ〜第３端子Ｃからは基準電圧の増加とともに増加する電流を得ることが可能となる。
【０１０７】
また、電流調整回路６０においても、電流調整回路５０と同様に、基準電圧には、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力電圧Ｖｉｎ、またはレーザ光強度をモニタするフロントモニタの出力電圧を用いることができる。
【０１０８】
なお、上述した電流調整回路５０および６０は、第１端子Ａ〜第３端子Ｃを備え、図１に示した増幅回路部および出力回路部の両方に調整電流を供給する構成であったが、これに限らず、増幅回路部、または、出力回路部のいずれか一方に調整電流を供給する構成であってもよい。
【０１０９】
また、本実施の形態の非反転増幅回路において、さらに高周波数領域で回路動作を安定させるために、図４に示すように、基準電圧を安定化させる回路を電流調整回路５０の前段に設けてもよい。
【０１１０】
図４は、電圧安定化回路７０を挿入したときの構成を示すブロック図である。
【０１１１】
電圧安定化回路７０（基準電圧安定化手段）は、入力端子に基準電圧が入力され、出力端子に電流調整回路５０の基準電圧入力端子が接続される。なお、電流調整回路５０に替えて電流調整回路６０を構成するときも同様に接続される。
【０１１２】
これにより、電圧安定化回路７０において基準電圧の不要な高周波数成分をカットしたり、基準電圧に対し正帰還の電流調整を行わないようにすることができるので、安定性を増すことが可能となる。
【０１１３】
また具体的に、電圧安定化回路７０は、図５に示すように構成することができる。
【０１１４】
図５は、電圧安定化回路７０の一構成例を示すブロック回路図である。
【０１１５】
電圧安定化回路７０は、図５に示すように、抵抗７１（抵抗値Ｒ）と容量７２（容量値Ｃ）とにより構成される積分器（ローパスフィルタ）を利用して構成される。抵抗７１の一方の端子に基準電圧が入力され、抵抗７１の他方の端子が、容量７２を介してグランドに接続されると共に、電流調整回路５０の基準電圧入力端子に接続される。
【０１１６】
このローパスフィルタの遮断周波数ｆｃは、ｆｃ＝１／（２π×Ｒ×Ｃ）で表されるので、例えば、Ｒ＝５ｋΩ、Ｃ＝０．５ｐＦのときはｆｃ＝１０６ＭＨｚとなる。
【０１１７】
よって、電圧安定化回路７０において、積分器により必要のない高周波成分をカットすることができる。したがって、基準電圧は積分器を介して電流調整回路５０に入力されるので、電流調整回路５０では、不必要な高周波成分がカットされた基準電圧により調整電流を生成し出力するので、非反転増幅回路の安定性をさらに増すことが可能となる。
【０１１８】
また、電圧安定化回路７０の他の例として、サンプルホールド回路を用いてもよい。
【０１１９】
図６は、電圧安定化回路７０の他の構成例を示すブロック回路図である。
【０１２０】
電圧安定化回路７０にサンプルホールド回路を用いる場合、図６に示すように、一方の端子が電圧安定化回路７０と電流調整回路５０とが接続される経路上の一点に接続され、
他方の端子がグランドに接続されるスイッチ７５を設ける。
【０１２１】
上記の構成において、基準電圧の増加があり電流を増やす必要がある場合のみ、スイッチ７５をオフに切り替えて、電流調整回路５０にて常時電流を生成させるようにする。また、光入力がなく電流を増やす必要がない場合には、スイッチ７５をオンに切り替えることにより、瞬時に電流調整回路５０をオフにすることができる。
【０１２２】
また、スイッチ７５は、外部電圧により制御してもよいし、基準電圧を基に制御してもよい。例えば、レーザを駆動する信号をもとにスイッチ７５を制御すれば、レーザ（光信号）がオフされると同時に電流増加もキャンセルすることが可能となる。
【０１２３】
以上において、上述したように、非反転増幅回路は、図８に示した２段目アンプＡ２として用いることにより受光アンプ回路を構成する。
【０１２４】
これにより、１段目アンプＡ１との出力電圧が大振幅信号であっても、本実施の形態の非反転増幅回路を備えることにより、これに対応して好適に出力電圧を出力することが可能となる。また、消費電力を抑制した受光アンプ回路を提供することが可能となる。
【０１２５】
また、上記受光アンプ回路とフォトダイオードＰＤとを含む受光アンプ素子は、様々な光ディスクの記録／再生装置に搭載される光ピックアップ、例えば、図７で示した光ディスク記録再生装置に搭載される光ピックアップ５００に備えられる。
【０１２６】
これにより、上記受光アンプ素子は、信号振幅が変動してもそれに対応して好適に出力電圧を出力することが可能であるので、光ピックアップ５００では、波長が異なるレーザ光にも好適に受光増幅動作を行うことが可能となる。また、消費電力を抑制した光ピックアップ５００を提供することが可能となる。さらに、光ピックアップ５００を備える光ディスク記録再生装置は、低消費電力で高速な再生記録動作を行うことが可能となる。
【０１２７】
なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１２８】
本発明は、光ディスク記録再生装置の光ピックアップに備えた受光アンプ回路に用いる非反転増幅回路などの、交流特性（応答周波数や、スルーレート等）の仕様が要求される光増幅回路に好適に適用できるが、これに限らず、他の分野にも適用することができる。例えば、高速に駆動する能力が望まれる液晶表示装置などのドライバに使用される非反転増幅回路にも利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１２９】
【図１】本発明における非反転増幅回路の実施の一形態を示す回路図である。
【図２】上記非反転増幅回路における電流調整回路の構成を示す回路図である。
【図３】上記非反転増幅回路における電流調整回路の他の構成を示す回路図である。
【図４】安定化電源回路を挿入したときの構成を示すブロック図である。
【図５】上記安定化電源回路の構成を示すブロック回路図である。
【図６】上記安定化電源回路の他の構成を示すブロック回路図である。
【図７】光ディスク記録再生装置に搭載される、受光アンプ素子を備えた光ピックアップの構成を示す模式図である。
【図８】上記受光アンプ素子の構成を示す回路図である。
【図９】従来の受光アンプ回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１３０】
１１〜２７  トランジスタ
２９        位相補償用容量
３０        負荷容量
３１〜３４  電流源
３５        出力端子
５０，６０  電流調整回路（電流調整手段）
５１        トランジスタ（第１バイポーラトランジスタ）
５２〜５４  トランジスタ（第２バイポーラトランジスタ）
５５〜５９  抵抗
６１        電流源
６２        抵抗
６３〜６５  Ｎ型ＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）
７０        電圧安定化回路（基準電圧安定化手段）
７１        抵抗
７２        容量
７５        スイッチ
１０１，１０２  入力抵抗
１０３，１０４  分圧抵抗
４００      光ディスク
５００      光ピックアップ
５０１      レーザ
５０９，５１０  受光アンプ素子
Ａ１        １段目アンプ（１段目アンプ回路）
Ａ２        ２段目アンプ（２段目アンプ回路）
ＰＤ        フォトダイオード（受光素子）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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