(57)【要約】【課題】高効率の直流変換装置を提供する。【解決手段】直流電源ＶｉｎにトランスＴの１次巻線Ｐを介して接続された主スイッチＱ１と、トランスの１次巻線の両端又は主スイッチの両端に接続され且つコンデンサＣ１と補助スイッチＱ２との直列回路と、トランスの２次巻線Ｓ１の電圧を整流素子Ｄ１０，Ｄ１１及び平滑素子Ｌ１１，Ｃ１０で整流平滑して直流の出力電圧を得る整流平滑手段と、出力電圧と基準電圧との誤差を誤差検出信号として検出する誤差検出手段４０と、主スイッチと補助スイッチとを交互にオン／オフさせるとともに誤差検出信号に基づき主スイッチのオン幅を制御する制御手段１１と、コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段１１とを備え、制御手段は、コンデンサの電圧が所定値を越えないように主スイッチのオン幅を制御する。【選択図】図１
2008079488.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源にトランスの１次巻線を介して接続された主スイッチと、
前記トランスの１次巻線の両端又は前記主スイッチの両端に接続され且つコンデンサと補助スイッチとが直列に接続された直列回路と、
前記トランスの２次巻線の電圧を整流素子及び平滑素子で整流平滑して直流の出力電圧を得る整流平滑手段と、
前記出力電圧と基準電圧との誤差を誤差検出信号として検出する誤差検出手段と、
前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせるとともに前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づき前記主スイッチのオン幅を制御する制御手段と、
前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段とを備え、
前記制御手段は、前記電圧検出手段で検出された前記コンデンサの電圧が所定値を越えないように前記主スイッチのオン幅を制御することを特徴とする直流変換装置。
【請求項２】
前記トランスの１次巻線と２次巻線とは、疎結合されてなることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項３】
前記トランスの２次巻線は、前記トランスの１次巻線と著しく疎結合されてなり、
前記トランスは、前記１次巻線と疎結合され且つ前記２次巻線に直列に接続され、前記１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に前記平滑素子に帰還する帰還巻線を有することを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高効率な直流変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１０は従来のアクティブクランプ付きの直流変換装置の回路図である（特許文献１）。図１０に示す直流変換装置は、フォワードコンバータであり、直流電源Ｖinの両端には、トランスＴの１次巻線Ｐ１（巻数Ｎｐ）とＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する）等からなる主スイッチＱ１とからなる直列回路が接続されている。
【０００３】
トランスＴの１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１の巻き始めを●で示す。主スイッチＱ１の両端には、ＦＥＴ等からなる補助スイッチＱ２とコンデンサＣ１の直列回路が接続されている。なお、補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２との直列回路からなるアクティブクランプ回路は、トランスＴの１次巻線Ｐ１に並列に接続されていてもよい。
【０００４】
また、主スイッチＱ１のドレイン−ソース間にはダイオードＤ１が接続され、補助スイッチＱ２のドレイン−ソース間にはダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２は、主スイッチＱ１，補助スイッチＱ２がＦＥＴ等の寄生ダイオードが内蔵されたスイッチング素子であれば、その寄生ダイオードでもよい。主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は制御手段としての制御回路１１１のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。
【０００５】
また、トランスＴの１次巻線Ｐ１と同位相電圧が発生するように巻回されたトランスＴの２次巻線Ｓ１（巻数Ｎｓ）には、ダイオードＤ１０，Ｄ１１とリアクトルＬ１１とコンデンサＣ１０とからなる整流平滑手段としての整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓ１に誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷３０に供給する。誤差検出回路４０は、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧との差電圧を誤差検出信号として検出する。
【０００６】
制御回路１１１は、誤差検出回路４０からの誤差検出信号に基づき、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなるＱ１制御信号Ｑ１ｇ及び補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するためのパルスからなるＱ２制御信号Ｑ２ｇ（Ｑ１制御信号Ｑ１ｇと逆位相を有する）を生成するとともに、出力電圧Ｖｏｕｔを所定電圧となるようにＱ１制御信号Ｑ１ｇ及びＱ２制御信号Ｑ２ｇのデューティ比を制御する。
【０００７】
図１１は図１０に示す従来の直流変換装置の定常時における各部のタイミングチャートである。図１０に示す従来の直流変換装置の定常状態におけるコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１は、主スイッチＱ１のオンデューティをＤとすると略
【数１】
2008079488.tif 000003
【０００８】
となる。主スイッチＱ１のオンデューティＤは０＜Ｄ＜１であるから、コンデンサＣ１の電圧Ｖc１は電源電圧Ｖinより大きな値となる。
【０００９】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図１１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００１０】
まず、時刻ｔ１以前では主スイッチＱ１がオフ、補助スイッチＱ２がオンでトランスＴの１次側の電流はトランスＴの励磁電流をリセットするように、Ｃ１→Ｑ２→Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ１の経路で補助スイッチＱ２に電流Ｑ２ｉが流れている。コンデンサＣ１の電圧をＶｃ１とすると、トランスＴの１次巻線Ｐ１の電圧は、巻き始めを正とすると（Ｖｉｎ−Ｖｃ１）の電圧が印加されている。定常状態ではＶｉｎ＜Ｖｃ１であるので、（Ｖｉｎ−Ｖｃ１）は負の電圧になる。このため、巻き始めが負の電圧になる。２次巻線Ｓ１も巻き始めが負の電圧が印加されているので、ダイオードＤ１０は逆バイアスとなりオフしている。２次側電流はリアクトルＬ１１に蓄えられていたエネルギーをコンデンサＣ１０に環流している。このため、２次側では、Ｌ１１→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１１の経路でダイオードＤ１１に電流Ｄ１１ｉが流れている。また、Ｃ１０→負荷３０→Ｃ１０の経路で負荷電流が流れている。
【００１１】
次に、期間Ｔ１の時刻ｔ１で補助スイッチＱ２がオンからオフになり、主スイッチＱ１がオフからオンになると、１次巻線Ｐ１には電源電圧Ｖinが印加され、巻き始めが正電圧になる。このため、トランスＴの２次巻線Ｓ１もＶｉｎ・（Ｎｓ／Ｎｐ）の正電圧が発生する。ダイオードＤ１０は導通状態になり、２次側では、Ｓ１→Ｄ１０→Ｌ１１→Ｃ１０→Ｓ１とダイオードＤ１０に電流Ｄ１０ｉが流れる。また、Ｃ１０→負荷３０→Ｃ１０の経路で負荷電流が流れている。このため、１次側電流は２次巻線Ｓ１に流れる電流のＮｓ／Ｎｐ倍の電流と１次巻線Ｐ１の励磁電流を合わせた電流がＶｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎの経路で主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉとして流れる。
【００１２】
次に、期間Ｔ２の時刻ｔ２で主スイッチＱ１がオンからオフになり、補助スイッチＱ２がオフからオンになると、トランスＴの１次巻線Ｐ１の両端電圧は（Ｖｉｎ−Ｖｃ１）の電圧が印加されるので、巻き始めが負の電圧となる。また、トランスＴの１次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーがダイオードＤ２を通ってコンデンサＣ１に充電される方向に電流が流れる。つまり、Ｐ１→Ｑ２（Ｄ２）→Ｃ１→Ｖｉｎ→Ｐ１の経路で電流Ｑ２ｉ（Ｄ２ｉ）が流れる。また、トランスＴの１次巻線Ｐ１の両端電圧は（Ｖｉｎ−Ｖｃ１）の電圧が印加されるので巻き始めが負の電圧となる。このため、２次巻線Ｓ１も巻き始めが負の電圧が印加されているので、ダイオードＤ１０は逆バイアスとなりオフする。このため、２次側電流はリアクトルＬ１１に蓄えられていたエネルギーをコンデンサＣ１０に環流している。つまり、２次側では、Ｌ１１→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１１の経路でダイオードＤ１１に電流Ｄ１１ｉが流れている。
【００１３】
次に、期間Ｔ３の時刻ｔ３でＰ１→Ｑ２（Ｄ２）→Ｖｉｎ→Ｐ１の経路で流れていた電流は零になり、コンデンサＣ１の放電が始まる。このため、期間Ｔ３における１次側では、Ｃ１→Ｑ２→Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ１の経路で電流Ｑ２ｉが流れている。２次側では期間Ｔ２の動作と同じ動作を行う。
【００１４】
このような定常状態において、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２がそれぞれオフ状態に印加される電圧は、主スイッチＱ１がオンで補助スイッチＱ２がオフ状態では、補助スイッチＱ２に印加される電圧はＶｃ１であり、補助スイッチＱ２がオンで主スイッチＱ１がオフ状態での主スイッチＱ１に印加される電圧もＶｃ１である。このため、電圧Ｖｃ１は主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２に印加される電圧と同等である。
【００１５】
出力電圧Ｖｏｕｔは、トランスＴの１次−２次の巻数比をＮｐ：Ｎｓ、入力電圧Ｖｉｎ、主スイッチＱ１のオンデューティをＤとすると、
【数２】
2008079488.tif 000004
【００１６】
となる。また、主スイッチＱ１がオンしている間にトランスＴの１次巻線Ｐ１に印加される電圧と、補助スイッチＱ２がオフしているときにトランスＴの１次巻線Ｐ１に印加される電圧は等しいことから、式（３）が成立する。
【数３】
2008079488.tif 000005
【００１７】
また、式（２）から
【数４】
2008079488.tif 000006
【００１８】
となり、電圧Ｖｃ１は、式（１）から
【数５】
2008079488.tif 000007
【数６】
2008079488.tif 000008
【００１９】
となる。
【００２０】
例えば、入力電圧２００Ｖ〜４００Ｖ、出力電圧Ｖｏ＝１２［Ｖ］のトランスＴを設計する場合の１次巻線Ｐ１、２次巻線Ｓ１の巻数比をＮｐ＝８［Ｔ］、Ｎｓ＝１［Ｔ］とすれば、入力電圧Ｖｉｎを横軸、電圧Ｖｃ１を縦軸とすると、図１２に示すようになる。
【００２１】
入力電圧Ｖｉｎに対して、電圧Ｖｃ１は、ある入力電圧Ｖｉｎ１（約１９０Ｖ）で最小値（約３８０Ｖ）になり入力電圧が高くなっても低くなっても増加する。入力電圧Ｖｉｎ１はオンデューティが０．５の時であるので、式（４）より
【数７】
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【数８】
2008079488.tif 000010
である。
【００２２】
上記のようなトランスＴの設計を行った場合では、定常状態に主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２に印加される最大電圧を求めると、入力電圧が２００［Ｖ］時のオンデューティは０．４８であるので、最大オンデューティを０．６程度に設定すれば良い。このオンデューティが０．６の時の入力電圧Ｖｉｎは１６０［Ｖ］で、そのときの電圧Ｖｃ１は４００［Ｖ］である。入力電圧Ｖｉｎが４００Ｖの時に電圧Ｖｃ１が５２６［Ｖ］である。従って、主スイッチＱ１，補助スイッチＱ２の最大印加電圧は５２６［Ｖ］であり、絶対最大定格が６００［Ｖ］のスイッチング素子が利用できる。
【００２３】
しかし、出力電流が急激に変化したり、負荷が何らかの原因で故障し負荷が短絡状態になった場合に、入力電圧に関係なく最大オンデューティまで主スイッチＱ１がオンすることがある。例えば、入力電圧Ｖｉｎが４００［Ｖ］で主スイッチＱ１のオンデューティが０．６まで開いた時には電圧Ｖｃ１は式（１）より、
【数９】
2008079488.tif 000011
【００２４】
と１０００［Ｖ］にもなる。従って、定常状態では６００［Ｖ］のスイッチング素子で十分であるが、急激な出力電流の変化があった場合や負荷短絡を考慮すると６００［Ｖ］以上のスイッチング素子が必要になることが分かる。
【００２５】
図１３は、図１０に示す従来の直流変換装置に設けられる制御回路の回路例である。制御回路１１１は、トランジスタＱ４１とトランジスタＱ４２とからなるカレントミラー回路、三角波発生器１１３、比較器ＣＯＭ１、主スイッチ駆動信号生成回路１１５、補助スイッチ駆動信号生成回路１１７を有する。誤差検出回路４０では、演算増幅器ＯＰ２が出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ５４と抵抗Ｒ５５とで分圧した電圧と基準電圧Ｒｅｆ２との誤差を増幅して誤差検出信号として出力する。分圧した電圧が基準電圧Ｒｅｆ２を越えると、フォトダイオードＰＤ及びフォトトランジスタＰＴに電流が流れて、トランジスタＱ４１及びトランジスタＱ４２に電流が流れる。このため、抵抗Ｒ５３の両端電圧が大きくなり、比較器ＣＯＭ１の反転端子への電圧入力が上昇する。このため、比較器ＣＯＭ１から出力されるパルス信号のオン幅は狭くなり、主スイッチＱ１のオン幅が狭くなることで出力電圧が所定値になる。つまり、比較器ＣＯＭ１は三角波発生器１１３からの三角波信号と誤差検出回路４０からの誤差検出信号を比較して主スイッチＱ１のオンデューティを出力する。
【００２６】
図１４は負荷電流が急激に変化したときの動作波形を示す図である。図１４において、期間Ｔ１以前は軽負荷状態の定常動作状態を表した波形で、期間Ｔ１２以降は重負荷状態の定常動作状態を表した波形である。
【００２７】
期間Ｔ２から期間Ｔ１１は軽負荷状態から重負荷状態へ移行する過渡状態の動作を表している概念図である。時刻ｔ２で負荷電流が急激に変化すると、整流平滑回路のインダクタンス分や誤差検出回路４０等の遅れにより出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。時刻ｔ４で誤差検出回路４０の誤差検出出力が遅れて主スイッチＱ１のオンデューティを広げようと誤差検出信号を低下させる。これに伴って主スイッチＱ１のオン幅は広くなり、式（１）によってコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が上昇する。
【特許文献１】特開平１１−１８４２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
しかし、誤差検出回路４０の応答の遅れにより出力電圧が大きく低下する場合に、主スイッチＱ１のオン幅は重負荷時のオン幅より開いてしまうので、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は、重負荷時の電圧よりも大きくなってしまう。
【００２９】
このように負荷電流が急激に変化した場合などを考慮してスイッチング素子の耐圧が決定されるため、定常状態に印加される電圧よりも大きな耐圧を持つスイッチング素子が必要になる。スイッチング素子の耐圧はその電圧が大きくなるに従ってオン抵抗が大きくなり抵抗損失が大きくなって効率が低下する。
【００３０】
本発明の課題は、高効率の直流変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、直流電源にトランスの１次巻線を介して接続された主スイッチと、前記トランスの１次巻線の両端又は前記主スイッチの両端に接続され且つコンデンサと補助スイッチとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの２次巻線の電圧を整流素子及び平滑素子で整流平滑して直流の出力電圧を得る整流平滑手段と、前記出力電圧と基準電圧との誤差を誤差検出信号として検出する誤差検出手段と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせるとともに前記誤差検出手段の誤差検出信号に基づき前記主スイッチのオン幅を制御する制御手段と、前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段とを備え、前記制御手段は、前記電圧検出手段で検出された前記コンデンサの電圧が所定値を越えないように前記主スイッチのオン幅を制御することを特徴とする。
【００３２】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記トランスの１次巻線と２次巻線とは、疎結合されてなることを特徴とする。
【００３３】
また、請求項３記載の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記トランスの２次巻線は、前記トランスの１次巻線と著しく疎結合されてなり、前記トランスは、前記１次巻線と疎結合され且つ前記２次巻線に直列に接続され、前記１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に前記平滑素子に帰還する帰還巻線を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３４】
本発明によれば、負荷電流が急激に変化した場合でも電圧検出手段でコンデンサの電圧を検出し、制御手段は検出された電圧が所定値を越えないように主スイッチのオン幅を制御することにより主スイッチに印加される電圧を制御するので、適切な耐圧のスイッチング素子が使用できる。つまり、耐圧の低いスイッチング素子が使用でき、オン抵抗の損失が低減されて高効率な直流変換装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明の直流変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００３６】
図１は本発明の実施例１の直流変換装置の回路図である。図１に示す実施例１の直流変換装置は、図１０に示す従来の直流変換装置に対して、制御回路１１の構成が異なる。
【００３７】
なお、図１に示す直流変換装置のその他の構成は、図１０に示す従来の直流変換装置の構成と同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。ここでは、制御回路１１の構成のみを説明する。
【００３８】
制御手段としての制御回路１１は、制御回路１１１の機能を有するとともに、さらに、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１を検出し、検出された電圧Ｖｃ１が所定の電圧を越えないように主スイッチＱ１のオン幅を制御する。各スイッチＱ１、Ｑ２は、制御回路１１により共にオフとなるデットタイム期間を有し、交互にオン／オフを繰り返す。
【００３９】
図２は本発明の実施例１の直流変換装置に設けられる制御回路の回路例である。図２に示す制御回路１１は、トランジスタＱ５１，Ｑ５２からなるカレントミラー回路、トランジスタＱ４１，Ｑ４２からなるカレントミラー回路、三角波発生器１１３、比較器ＣＯＭ２、主スイッチ駆動信号生成回路１１５、補助スイッチ駆動信号生成回路１１７を有する。
【００４０】
抵抗５１の一端はコンデンサＣ１のプラス側に接続され、抵抗Ｒ５１の他端はトランジスタＱ５１のコレクタ及びベースとトランジスタＱ５２のベースに接続されている。トランジスタＱ５１，Ｑ５２のエミッタは接地され、トランジスタＱ５２のコレクタは、抵抗Ｒ５２を介して電源Ｒｅｆに接続されている。抵抗Ｒ５１，Ｒ５２とトランジスタＱ５１，Ｑ５２とは、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１を検出する。
【００４１】
演算増幅器ＯＰ１は、抵抗Ｒ５２とトランジスタＱ５２との接続点の電圧と基準電圧Ｒｅｆ１とを比較し、比較出力をコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１を制御するためのＶｃ１制御信号として比較器ＣＯＭ２の反転端子に出力する。
【００４２】
比較器ＣＯＭ２は、誤差検出回路４０からの誤差検出信号の値とＶｃ１制御信号の値を比較して大きい値を持つ信号を選択し、選択された信号と三角波発生器１１３より発生された三角波信号とを比較して主スイッチＱ１のオン幅を制御する。
【００４３】
図３は本発明の実施例１の直流変換装置における負荷電流が急激に変化したときの動作波形を示す図である。図３において、時刻ｔ１〜ｔ２は軽負荷状態の動作で、時刻ｔ１３〜ｔ１４は重負荷時の動作状態である。図３を参照しながら直流変換装置の動作を説明する。
【００４４】
まず、時刻ｔ２で負荷電流が急激に変化すると、整流平滑回路のインダクタンス分や誤差検出回路等の遅れにより出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。時刻ｔ４で誤差検出出力が遅れて主スイッチＱ１のオンデューティを広げようと誤差検出信号を低下させる。これに伴って主スイッチＱ１のオン幅は広くなり式（１）によってコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が上昇する。
【００４５】
すると、上昇した電圧Ｖｃ１によりトランジスタＱ５１，Ｑ５２には、より大きな電流が流れるので、抵抗Ｒ５２の両端の電圧降下が大きくなる。そして、時刻ｔ８で演算増幅器ＯＰ１の反転端子へ入力される電圧が基準電圧ｒｅｆ１以下となると、演算増幅器ＯＰ１の出力電圧、即ちＶｃ１制御信号が上昇し、このＶｃ１制御信号の値が誤差検出回路４０の誤差検出信号の値より大きくなる。比較器ＣＯＭ２は、Ｖｃ１制御信号を選択し、三角波信号の値が選択されたＶｃ１制御信号の値以上のときに主スイッチＱ１をオンさせるように制御する。このため、主スイッチＱ１のオン幅が短くなる。従って、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は、基準電圧Ｒｅｆ１、抵抗Ｒ５１、抵抗Ｒ５２及びトランジスタＱ５１，Ｑ５２により設定された電圧（図３のＶｃ１制御値に対応）以下で制御される。このＶｃ１制御値は、主スイッチＱ１の定格電圧Ｖｄｓｓよりも低く設定される。
【００４６】
このように実施例１の直流変換装置によれば、負荷電流が急激に変化した場合でもコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１を検出して検出された電圧が所定値を越えないように主スイッチＱ１のオン幅を制御することにより主スイッチＱ１に印加される電圧を制御するので、適切な耐圧のスイッチング素子が使用できる。つまり、耐圧の低いスイッチング素子が使用でき、オン抵抗の損失が低減されて高効率な直流変換装置が構成できる。
【実施例２】
【００４７】
図４は本発明の実施例２の直流変換装置の回路図である。図４では、図１に示す直流変換装置に対して、トランスＴａの１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とが疎結合されてなることを特徴とする。また、主スイッチＱ１のドレイン−ソース間に電圧共振用のコンデンサＣ２が接続されている。電圧共振用のコンデンサＣ２は、主スイッチＱ１であるＭＯＳＦＥＴの寄生容量でも良い。
【００４８】
なお、電圧共振用コンデンサＣ２は補助スイッチＱ２のドレイン−ソース間に接続され、補助スイッチＱ２であるＭＯＳＦＥＴの寄生容量でも良い。
【００４９】
図４に示す直流変換装置のその他の構成は、図１に示す実施例１の直流変換装置の構成と同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。なお、制御回路１１は、コンデンサＣ１の電圧を検出し、コンデンサＣ１の電圧が所定値を越えないように主スイッチＱ１のオン幅を制御する。
【００５０】
トランスＴａの１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とが疎結合されているので、１次２次巻線間のリーケージインダクタンスが存在する。このリーケージインダクタンスは、図４では、Ｌ１０として２次巻線Ｓ１に直列に接続されている。リーケージインダクタンス分があると、各スイッチＱ１，Ｑ２のオン／オフ時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）やゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が可能になる。
【００５１】
図５は本発明の実施例２の直流変換装置における各部のタイミングチャートである。次に図５に示すタイミングチャートを参照しながら実施例２の直流変換装置の動作を説明する。
【００５２】
まず、時刻ｔ１以前では主スイッチＱ１がオフ、補助スイッチＱ２がオンでトランスＴａの１次側は、Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ１→Ｑ２→Ｐ１の経路で電流Ｑ２ｉが流れている。トランスＴａの１次巻線Ｐ１には（Ｖｉｎ−Ｖｃ１）が印加され、巻き始めが負の電圧が印加されている。このため、２次巻線Ｓ１も巻き始めが負の電圧であるので、ダイオードＤ１０はオフしている。このため、２次側では、Ｌ１１→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１１の経路でダイオードＤ１１に電流Ｄ１１ｉが流れている。
【００５３】
次に、期間Ｔ１の時刻ｔ１で補助スイッチＱ２がオンからオフになる。Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ１→Ｑ２→Ｐ１の経路で流れていた１次側電流は補助スイッチＱ２が時刻ｔ１でオフすると零になる。このため、Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ２→Ｐ１の経路で電流Ｃ２ｉが流れて、コンデンサＣ２が放電され、主スイッチＱ１のドレイン−ソース間の電圧Ｑ１ｖは下降する。
【００５４】
期間Ｔ２の時刻ｔ２で主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが零ボルトに達すると、トランスＴａの１次巻線Ｐ１間の電圧はＶｉｎとなり、２次巻線Ｓ１間電圧は巻き始めが正電圧となる。
【００５５】
このため、２次巻線Ｓ１には巻き始めを正電圧としてＶｉｎ・（Ｎｓ／Ｎｐ）の電圧が誘起されるが、リーケージインダクタンスに相当するインダクタンスＬ１０があるので、期間Ｔ１で流れていたリアクトルＬ１１の電流が直ちにダイオードＤ１０に移ることができない。このため、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉは緩やかに増加し、時刻ｔ４でリアクトルＬ１１の電流が全てダイオードＤ１０に移る。また、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉはダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが増加する分だけ減少していく。
【００５６】
このため、リアクトルＬ１１の電流が全てダイオードＤ１０に移った時刻ｔ４でダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉは零になる。ダイオードＤ１０に流れる電流Ｄ１０ｉは、時間をｔとすると、次式に従って増加する。
【数１０】
2008079488.tif 000012
【００５７】
また、１次側の電流は２次巻線Ｓ１の電流に比例して増加して、時刻ｔ４でリアクトルＬ１１に流れている電流のＮｓ/Ｎｐ倍になる。このため、期間Ｔ２ではＰ１→Ｖｉｎ→Ｃ２→Ｐ１の経路で流れていた１次側電流はＰ１→Ｖｉｎ→Ｄ１→Ｐ１と流れ、時刻ｔ３で零になり、期間Ｔ３ではＶｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎの経路で電流Ｑ１ｉが流れる。
【００５８】
期間Ｔ２では主スイッチＱ１と並列に接続されたダイオードＤ１に電流が流れているので、この期間に主スイッチＱ１のゲート信号Ｑ１ｇをＨレベルにすることで主スイッチＱ１のＺＣＳ、ＺＶＳが可能になる。
【００５９】
しかし、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが零になり、リアクトルＬ１１に｛Ｖｉｎ・（Ｎｓ/Ｎｐ）−Ｖｏｕｔ｝の電圧が印加されるのは、時刻ｔ４である。このため、期間Ｔ２、Ｔ３の分だけ１次側の主スイッチＱ１のオンデューティが大きくなるので、式（１）によって、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は大きくなる。
【００６０】
また、負荷電流が大きくなるとリアクトルＬ１１の平均電流も増加するので、期間Ｔ２、Ｔ３の時間も大きくなり、負荷が大きくなるほどコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１も大きくなる。
【００６１】
このため、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２に印加される電圧も大きくなる。出力電流が大きくなると１次側の主スイッチＱ１のオンデューティが大きくなるので、急激な負荷変動により出力電圧が低下した場合などは、負荷電流に加えて出力電圧が落ち込んだ分だけコンデンサＣ１０に電荷を供給しなければならない。このため、一時的に２次側に送る電流を増加する必要がある。
【００６２】
従って、図１の回路構成よりも図４の回路構成の方が過渡応答時の主スイッチＱ１，補助スイッチＱ２に印加される電圧がより大きくなるので、本発明の効果がより大きいことが分かる。
【００６３】
期間Ｔ４における２次側では、Ｓ１→Ｌ１０→Ｄ１０→Ｌ１１→Ｃ１０→Ｓ１の経路で電流Ｄ１０ｉが流れている。また１次側では、Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎの経路で電流Ｑ１ｉが流れている。
【００６４】
期間Ｔ５の時刻ｔ５で主スイッチＱ１のゲート信号Ｑ１ｇがＬレベルになり、主スイッチＱ１はオフし、主スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは零になる。このため、Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎの経路で流れていた電流は、Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｃ２→Ｖｉｎの経路で流れて、コンデンサＣ２の電圧は上昇し、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖも上昇する。従って、主スイッチＱ１はＺＶＳ動作となる。
【００６５】
期間Ｔ６の時刻ｔ６でコンデンサＣ２の電圧、即ち、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖはコンデンサＣ１の電圧になり、ダイオードＤ２が導通し、１次側では、Ｐ１→Ｄ２→Ｃ１→Ｖｉｎ→Ｐ１の経路で電流が流れる。トランスＴａの１次巻線Ｐ１の電圧は（Ｖｉｎ→Ｖｃ１）となり巻き始めが負の電圧となる。このため、２次巻線Ｓ１の電圧も負の電圧になり、２次巻線Ｓ１には（Ｖｃ１-Ｖｉｎ）・（Ｎｓ/Ｎｐ）の電圧が印加される。
【００６６】
期間Ｔ５では、Ｓ１→Ｌ１０→Ｄ１０→Ｌ１１→Ｃ１０→Ｓ１と電流が流れていたので、２次巻線Ｓ１の電圧が負電圧になってもダイオードＤ１０はオフせず、Ｓ１→Ｌ１０→Ｄ１０→Ｌ１１→Ｃ１０→Ｓ１の経路で電流Ｄ１０ｉが流れる。このため、リアクトルＬ１０に２次巻線Ｓ１の電圧（Ｖｃ１-Ｖｉｎ）・（Ｎｓ/Ｎｐ）が印加され、Ｓ１→Ｌ１０→Ｄ１０→Ｌ１１→Ｃ１０→Ｓ１の電流は緩やかに減少する。このため、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが緩やかに減少し、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが減少する分、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが増加していき、時刻ｔ７でリアクトルＬ１１の電流が全てダイオードＤ１１を流れる。
【００６７】
期間Ｔ７における２次側では、Ｌ１１→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１１の経路で電流Ｄ１１ｉが流れている。また１次側では、トランスＴａの励磁電流をリセット方向に、Ｐ１→Ｑ２（Ｄ２）→Ｃ１→Ｖｉｎ→Ｐ１の経路で電流Ｑ２ｉ（Ｄ２ｉ）が流れている。この期間に補助スイッチＱ２のゲート信号Ｇ２ｇをＨレベルとすることで補助スイッチＱ２はＺＣＳ、ＺＶＳが可能になる。
【００６８】
期間Ｔ８の時刻ｔ８でＰ１→Ｄ２→Ｃ１→Ｖｉｎ→Ｐ１と流れていた１次側の電流は零になり、Ｃ１→Ｑ２→Ｐ１→Ｖｉｎ→Ｃ１の経路で電流Ｑ２ｉが流れるようになる。
【００６９】
このように実施例２の直流変換装置によれば、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とを疎結合した場合には、各スイッチＱ１，Ｑ２のＺＶＳ、ＺＣＳを実現できるとともに、図１の回路構成よりも図４の回路構成の方が過渡応答時の主スイッチＱ１、補助スイッチＱ２に印加される電圧がより大きくなり、本発明の効果がより大きいことが分かる。
【実施例３】
【００７０】
図６は本発明の実施例３の直流変換装置の回路図である。図６では、図４に示す直流変換装置に対して、トランスＴｂの構成が異なる。トランスＴｂは、１次巻線Ｐ１（巻数Ｎｐ）と２次巻線Ｓ１（巻数Ｎｓ）と帰還巻線Ｓ２（巻数Ｎｓ）とを有する。トランスＴｂの２次巻線Ｓ１と帰還巻線Ｓ２との直列回路の両端には、ダイオードＤ１１とコンデンサＣ１０との直列回路が接続されている。２次巻線Ｓ１と帰還巻線Ｓ２との接続点とダイオードＤ１１とコンデンサＣ１０との接続点とには、ダイオードＤ１０が接続されている。１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とは同相に巻回され、１次巻線Ｐ１と帰還巻線Ｓ２とは逆相に巻回されている。
【００７１】
２次巻線Ｓ１は１次巻線Ｐ１と著しく疎結合されている。２次巻線Ｓ１に直列に接続されたリアクトルＬ１２は１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との間のリーケージインダクタンスである。リアクトルＬ１２は、フォワードコンバータのチョークコイルの役目をなし、主スイッチＱ１がオン時にエネルギーを蓄える。
【００７２】
帰還巻線Ｓ２は、１次巻線Ｐ１と疎結合され、主スイッチＱ１がオン時に１次巻線Ｐ１及び２次巻線Ｓ１間のリーケージインダクタンス（リアクトルＬ１２）に蓄えられたエネルギーを主スイッチＱ１がオフ時に平滑コンデンサＣ１０に帰還する。このため、効率が良くなる。帰還巻線Ｓ２に直列に接続されたリアクトルＬ１３は、１次巻線Ｐ１と帰還巻線Ｓ２との間のリーケージインダクタンスである。
【００７３】
また、２次巻線Ｓ１とリアクトルＬ１２との直列回路の両端には、可飽和リアクトルＬＨが接続されている。
【００７４】
図６に示す直流変換装置のその他の構成は、図１に示す実施例１の直流変換装置の構成と同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。なお、制御回路１１は、コンデンサＣ１の電圧を検出し、コンデンサＣ１の電圧が所定値を越えないように主スイッチＱ１のオン幅を制御する。
【００７５】
図７は本発明の実施例３の直流変換装置に使用するトランスの構造例である。図８は本発明の実施例３の直流変換装置に使用するトランスの等価回路である。図７に示すトランスＴｂは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線Ｐ１と帰還巻線Ｓ２とが近接して巻回されている。これにより、１次巻線Ｐ１及び帰還巻線Ｓ２間が疎結合されてリーケージインダクタンスを有する。また、コア３０には、パスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線Ｓ１が巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１を著しく疎結合させている。
【００７６】
また、２次巻線Ｓ１が巻回されているコアの一部を凹部３０ｂとすることで、２次巻線Ｓ１が巻回されているコアの一部を飽和させて励磁電流を増加させ、電圧共振をさせている。凹部３０ｂの飽和により可飽和リアクトルＬＨが設けられたことになる。
【００７７】
また、疎結合された１次巻線Ｐ１と帰還巻線Ｓ２とによるリーケージインダクタンスＬ１３は、主スイッチＱ１がオンのときに蓄えたエネルギーを主スイッチＱ１がオフした時にコンデンサＣ１に蓄える。そして、補助スイッチＱ２をオンすることにより、コンデンサＣ１に蓄えられたエネルギーで２次巻線Ｓ１が巻回されてあるコアの凹部３０ｂを第３象限に引き下げて飽和させ、補助スイッチＱ２の電流を増大させることにより、主スイッチＱ１のＺＶＳ動作が可能になる。
【００７８】
図９は本発明の実施例３の直流変換装置における各部のタイミングチャートである。図６に示す直流変換装置は、図４に示す直流変換装置に対して、リアクトルＬ１１の代わりに、トランスＴｂのリーケージインダクタンスを利用するとともに、２次巻線Ｓ１を巻回しているコア３０の一部を凹部３０ｂとすることで、２次巻線Ｓ１を巻回しているコア３０の凹部３０ｂを飽和させ励磁電流を増加させ、電圧共振をさせている点が異なる。
【００７９】
図６のリアクトルＬ１３は、図４のリアクトルＬ１０に相当する。リアクトルＬ１３があると、図９に示す動作波形のように各スイッチＱ１，Ｑ２のオン／オフ時にＺＶＳやＺＣＳが可能になる。
【００８０】
しかし、期間Ｔ２、Ｔ３の時間分が各スイッチＱ１，Ｑ２のオン幅を広げることになるので、式（１）よりコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が大きくなる。期間Ｔ２、Ｔ３は負荷電流が大きくなると増加するので、図１の回路構成よりも、図６の回路構成の方が負荷の急変によるコンデンサＣ１の電圧上昇は大きくなるので、本発明の効果がより一層大となる。
【００８１】
図９の動作は図５と同様であるが、期間Ｔ９で２次巻線Ｓ１を巻回しているコア３０の一部を凹部３０ｂとしたことで、２次巻線Ｓ１を巻回しているコア３０の一部を飽和させ励磁電流Ｑ２ｉを増加させているところが相違するのみであるので、その他の説明は省略し、期間Ｔ９の動作のみを説明する。
【００８２】
図４の実施例２と図６の実施例３との違いは、補助スイッチＱ２がオフしたときに（時刻ｔ１）主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖを零ボルトに下げる電圧共振のエネルギーの蓄え方であり、図４の実施例２では励磁電流を増加させることで電圧共振のエネルギーを得るが、図６の実施例３では２次巻線Ｓ１を巻回しているコア３０の凹部３０ｂを飽和させ、その飽和電流（励磁電流Ｑ２ｉ）で電圧共振のエネルギーを得る点が相違する。
【００８３】
図６に示す直流変換装置では、補助スイッチＱ２がオフするときの電流が同じであれば、期間Ｔ７、８の電流が少なくできる。このため、補助スイッチＱ２の損失が少なくできるので、高効率な直流変換装置が構成できる。
【００８４】
しかし、負荷電流が大きくなると期間Ｔ９の飽和電流が大きくなるので、主スイッチＱ１の負方向（ダイオードＤ１に流れる電流）が大きくなる。すると、期間Ｔ２の時間が増加するので、図４の回路構成よりも、図６の回路構成の方が負荷の急変によるコンデンサＣ１の電圧上昇は大きくなるので、本発明の効果がより一層大となる。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】本発明の実施例１の直流変換装置の回路図である。
【図２】本発明の実施例１の直流変換装置に設けられる制御回路の回路例である。
【図３】本発明の実施例１の直流変換装置における負荷電流が急激に変化したときの動作波形を示す図である。
【図４】本発明の実施例２の直流変換装置の回路図である。
【図５】本発明の実施例２の直流変換装置における各部のタイミングチャートである。
【図６】本発明の実施例３の直流変換装置の回路図である。
【図７】本発明の実施例３の直流変換装置に使用するトランスの構造例である。
【図８】本発明の実施例３の直流変換装置に使用するトランスの等価回路である。
【図９】本発明の実施例３の直流変換装置における各部のタイミングチャートである。
【図１０】従来のアクティブクランプ付きの直流変換装置の回路図である。
【図１１】図１０に示す従来の直流変換装置の定常時における各部のタイミングチャートである。
【図１２】従来の直流変換装置の入力電圧とアクティブクランプコンデンサの電圧との変化を示す図である。
【図１３】図１０に示す従来の直流変換装置に設けられる制御回路の回路例である。
【図１４】図１０に示す従来の直流変換装置における負荷電流が急激に変化したときの動作波形を示す図である。
【符号の説明】
【００８６】
Ｖｉｎ  直流電源
Ｔ，Ｔａ，Ｔｂ  トランス
Ｐ１  １次巻線
Ｓ１  ２次巻線
Ｓ２  帰還巻線
Ｑ１  主スイッチ
Ｑ２  補助スイッチ  
Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ
１１,１１１  制御回路
３０  負荷
４０  誤差検出回路
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１０，Ｄ１１  ダイオード
【図１】
2008079488.tif 000013
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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