(57)【要約】【課題】ＡＤＣレス方式のデジタルＦＭ検波回路の検波精度を向上させる。【解決手段】ＦＭ変調信号は、ゼロクロス点を含む時間領域をＨレベルとするパルス信号に変換される。周期カウンタ回路１１は、上記パルス信号を利用して、ＦＭ変調信号のゼロクロス点の間隔を検出する。補間回路１２は、周期カウンタ回路１１により次々と得られるゼロクロス点間隔を表すカウント値について線形補間を行う。補正回路１３は、線形補間されたカウント値から位相差相当時間を算出し、さらに、周波数変調における周波数偏移量に対する位相差相当時間の非線形性を補償する。デジタルフィルタ１４は、補正回路１３の出力をフィルタリングする。【選択図】図３
2008079165.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＭ変調信号のゼロクロス点の間隔を検出する検出手段と、
前記検出手段により得られた間隔値と予め用意されている所定値との差分を計算する演算手段と、
前記演算手段により得られた差分値の非線形性を補正して検波結果として出力する補正手段と
を有するＦＭ検波回路。
【請求項２】
ＦＭ変調信号のゼロクロス点の間隔を検出する検出手段と、
前記検出手段により時系列に得られる間隔値を線形補間する補間手段と、
前記補間手段により線形補間された間隔値と予め用意されている所定値との差分を計算する演算手段と、
前記演算手段により得られた差分値の非線形性を補正して検波結果として出力する補正手段と
を有するＦＭ検波回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のＦＭ検波回路であって、
前記補正手段は、前記演算手段により得られる差分値ntに補正値ｄを加えることにより、周波数変調における周波数偏移量に対する前記差分値の非線形性を補正する
ことを特徴とするＦＭ検波回路。
ｄ＝nt^2／（n0−nt）
n0は、ＦＭ変調されていない搬送波の周期の２分の１に相当する値
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載のＦＭ検波回路であって、
ＦＭ変調信号がゼロボルトを含む所定の電圧範囲内であるときにＨレベルまたはＬレベルの一方を出力し、ＦＭ変調信号がゼロボルトを含む所定の電圧範囲外であるときにＨレベルまたはＬレベルの他方を出力するパルス化回路をさらに備え、
前記検出手段は、前記パルス化回路により生成されるパルスの中心位置の間隔をゼロクロス点の間隔として検出する
ことを特徴とするＦＭ検波回路。
【請求項５】
請求項１または請求項２に記載のＦＭ検波回路であって、
前記補正手段の出力データに対してローパスフィルタ処理を行うデジタルフィルタをさらに備える
ことを特徴とするＦＭ検波回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＭ変調信号を復調するＦＭ検波回路に係わり、特に、Ａ／Ｄコンバータを備えることなくデジタル処理を行うＦＭ検波回路に係わる。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ変調信号を受信して復調するＦＭ検波回路（ＦＭ復調器）において、信号をデジタル処理する場合、入力信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄコンバータを備える構成が広く知られている。ところが、受信機の小型化および低消費電力化を図るためには、Ａ／Ｄコンバータを利用することなく信号をデジタル処理する構成（ＡＤＣレス方式）が有利である。
【０００３】
従来のＡＤＣレス方式のＦＭ復調器の１つとして、特許文献１には、ＦＭ変調信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器、所定期間内に検出されるゼロクロス点の数をカウントするカウンタ、カウントされたゼロクロス点の数と所定値との差分を演算する減算器を備える構成が記載されている。ここで、単位時間当たりのゼロクロス点の数は、ＦＭ変調信号の周波数に比例する。また、ゼロクロス点の数と所定値との差分は、デジタルデータであり、周波数変調における周波数偏移量を表す。よって、ゼロクロス点の数と所定値との差分に基づいて送信信号（音声信号等）の振幅成分が得られる。このように、特許文献１に記載のＦＭ復調器においては、Ａ／Ｄコンバータを用いることなくデジタル方式でＦＭ変調信号を復調している。
【特許文献１】特開平１−１２６８０８号公報（図４、明細書の１〜２ページ）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に記載の構成では、単に、単位時間当たりのゼロクロス点の数に応じてＦＭ変調信号を復調している。すなわち、送信信号を得るためには、送信信号を搬送する搬送波に換算して数周期〜数十周期の時間を要することになる。よって、この方式では、十分な検波精度が得られないおそれがある。
【０００５】
本発明の課題は、ＡＤＣレス方式のデジタルＦＭ検波回路の検波精度を向上させることである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のＦＭ検波回路は、ＦＭ変調信号のゼロクロス点の間隔を検出する検出手段と、前記検出手段により得られた間隔値と予め用意されている所定値との差分を計算する演算手段と、前記演算手段により得られた差分値の非線形性を補正して検波結果として出力する補正手段、を有する。
【０００７】
演算手段において、所定値として送信信号を搬送する搬送波が無変調状態である場合の周期の２分の１に相当する値を使用すれば、得られる差分値は、周波数変調における周波数偏移量に相当する。しかし、この差分値は、周波数変調における周波数偏移量に対して非線形性を有している。したがって、補正手段は、この非線形性を補償するように、演算手段により得られる値を補正する。この結果、送信信号を復調する際の歪が抑圧される。
【０００８】
本発明のＦＭ検波回路は、ＦＭ変調信号のゼロクロス点の間隔を検出する検出手段と、
前記検出手段により時系列に得られる間隔値を線形補間する補間手段と、前記補間手段により線形補間された間隔値と予め用意されている所定値との差分を計算する演算手段と、前記演算手段により得られた差分値の非線形性を補正して検波結果として出力する補正手段とを有する。この場合、前記演算手段は、補間された間隔値と所定値との差分を演算する。この構成によれば、サンプリングレートを変換した時のイメージング成分を除去することができる。
【０００９】
前記補正手段は、前記演算手段により得られる差分値ntに補正値ｄを加えることにより、周波数変調における周波数偏移量に対する前記差分値の非線形性を補正するようにしてもよい。ここで、補正値ｄは「nt^2／（n0−nt）」である。なお、「n0」は、ＦＭ変調されていない搬送波の周期の２分の１に相当する値である。
【００１０】
また、本発明のＦＭ検波回路は、ＦＭ変調信号がゼロボルトを含む所定の電圧範囲内であるときにＨレベルまたはＬレベルの一方を出力し、ＦＭ変調信号がゼロボルトを含む所定の電圧範囲外であるときにＨレベルまたはＬレベルの他方を出力するパルス化回路をさらに備えるようにしてもよい。この場合、前記検出手段は、前記パルス化回路により生成されるパルスの中心位置の間隔をゼロクロス点の間隔として検出する。この構成によれば、所定の周期でカウントアップするカウンタ等を用いてパルスの間隔を計測することで、容易にデジタル処理を実現できる。
【００１１】
さらに、本発明のＦＭ検波回路は、前記補正手段の出力データに対してローパスフィルタ処理を行うデジタルフィルタをさらに備えるようにしてもよい。この構成によれば、所望の周波数帯の信号を抽出できる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ＡＤＣレス方式のデジタルＦＭ検波回路の検波精度を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、本発明の実施形態のＦＭ検波回路が使用されるＦＭ通信システムを示す図である。図１において、ＦＭ送信機１は、音声情報等の送信信号の振幅に応じて搬送波の周波数を変化させることによりＦＭ変調信号を生成する。ＦＭ検波回路２は、パルス化回路３およびデジタル検波器４を備え、ＦＭ変調信号を復調して送信信号の振幅成分を検出する。パルス化回路３は、ＦＭ変調信号のゼロクロス点が存在する時間領域および存在しない時間領域を検出することにより、そのＦＭ変調信号を２値化（即ち、パルス化）する。デジタル検波器４は、パルス化回路３により得られるパルス信号を利用して、デジタル処理で送信信号の振幅成分を検出する。このように、実施形態のＦＭ検波回路２は、Ａ／Ｄコンバータを利用することなく信号をデジタル処理する構成（ＡＤＣレス方式）である。
【００１４】
図２は、パルス化回路３の動作を説明する図である。パルス化回路３は、ＦＭ変調信号の電圧がゼロボルトを含む所定の電圧範囲内である期間を検出する。この実施例では、ＦＭ変調信号の電圧が±０．５Ｖである期間にＨレベルを出力し、それ以外の期間はＬレベルを出力している。これにより、ＦＭ変調信号のゼロクロス点を含む時間領域がＨレベルとなるパルス信号が生成される。
【００１５】
なお、パルス化回路３は、例えば、閾値として「＋０．５Ｖ」が設定されたコンパレータ、閾値として「−０．５Ｖ」が設定されたコンパレータ、それら１組のコンパレータの出力を処理する論理ゲート回路を含んで構成される。また、１組の閾値として互いに符号が異なり且つ絶対値が等しい値（実施例では、±０．５Ｖ）を利用すれば、生成されるパルスのほぼ中央にゼロクロス点が位置することになる。
【００１６】
図３は、デジタル検波器４の構成を示す図である。図３において、周期カウンタ回路（検出手段）１１は、パルス化回路３により生成されるパルス信号を利用して、ＦＭ変調信号のゼロクロス点の間隔を検出する。ゼロクロス点の間隔は、所定の周期でカウントアップされるカウンタのカウント値として出力される。補間回路（補間手段）１２は、周期カウンタ回路１１により時系列に得られるカウント値のサンプリングレートを変換した時のイメージング成分を除去するために、カウント値間を補間する。この実施例では、線形補間が行われる。補正回路（演算手段および補正手段）１３は、補間回路１２の出力に基づいて位相差相当時間を算出し、さらにその位相差相当時間の周波数偏移量に対する非線形性を補正（補償）する。デジタルフィルタ１４は、補正回路１３の出力をフィルタリングし、検波結果情報を出力する。
【００１７】
なお、図３に示すデジタル検波器４において、補間回路１２およびデジタルフィルタ１４は、本発明に必須の構成要素ではない。なお、補間回路１２がない場合、補正回路１３は周期カウンタ回路１１の出力（間隔値）と予め用意されている所定値との差分（位相差相当時間）を算出し、さらにその位相差相当時間の周波数偏移量に対する非線形性を補正（補償）する。ただし、検波特性を向上させるためには、補間回路１２およびデジタルフィルタ１４を備えることが好ましい。
【００１８】
次に、本発明の特徴的処理の１つである非線形性の補償について説明する。
ＦＭ方式では、送信信号（音声信号等）の振幅に応じて搬送波の周波数が変化する。すなわち、送信信号を搬送する搬送波の周期（或いは、搬送波のゼロクロス点の間隔）は、送信信号の振幅に応じて変化することになる。そして、ＦＭ変調信号は、一般に、下式で表される。
E(t) ＝ Ａ・cos｛２πfc・ｔ ＋ m・sin（２πfm・ｔ）]
「ｆc 」は、無変調状態の搬送波の周波数を表し、既知の定数である。「ｆd 」は、周波数変調における周波数偏移量の最大値を表す。「ｆm 」は、送信信号の周波数を表す。「ｍ」は、「ｆｄ／ｆｍ 」である。
【００１９】
ここで、ＦＭ変調信号Ｅ(t) から送信信号を求めるためには、その周波数変調における周波数偏移量を検出する必要がある。そして、周波数偏移量を求めることは、上記関係式において「m・sin（２πfm・ｔ）」を求めることと同じである。従って、無変調状態の搬送波の位相と変調状態の搬送波の位相との差分を表わす「m・sin（２πfm・ｔ）」を求めることにより、送信信号を再生することができる。
【００２０】
ところで、搬送波に対してＦＭ変調を行うと、図４（ａ）に示すように、そのゼロクロス点の間隔が変化する。図４（ａ）において、「Ｔ0 」は、無変調状態の搬送波のゼロクロス点の間隔を表し、「Ｔ」は、ＦＭ変調された搬送波のゼロクロス点の間隔を表し、「ｔ」は、それらの差分を表している。この差分は、無変調状態の搬送波の位相と変調状態の搬送波の位相との位相差に相当する。したがって、位相差相当時間ｔを検出すれば、送信信号を得ることができる。
【００２１】
ここで、無変調状態の搬送波のゼロクロス点の間隔Ｔ0 は、下式で表される。
Ｔ0 ＝１／ｆc
また、周波数偏移量がΔｆであった場合、そのＦＭ変調信号のゼロクロス点の間隔Ｔは下式で表される。
Ｔ＝１／（ｆc ＋Δｆ）
よって、位相差相当時間ｔは、下記（１）式で表される。
ｔ＝１／ｆc −１／（ｆc ＋Δｆ）＝Δｆ／｛ｆc ・（ｆc ＋Δｆ）｝  ・・・（１）
図４（ｂ）は、周波数偏移量Δｆと位相差相当時間ｔとの関係を示す。図４（ｂ）に描かれている実線は、上記（１）式を表している。また、破線は、上記（１）式において分母のΔｆをゼロとした場合を表している。
【００２２】
このように、上記（１）式の分母にはΔｆが含まれているので、位相差相当時間ｔは、周波数偏移量Δｆに対して線形ではない。このため、検出した位相差相当時間ｔを利用して送信信号を再生すると、その波形は歪んでしまう。すなわち、正確な振幅情報を再生できない。このため、検出される位相差相当時間ｔから送信信号を正しく再生するためには、上記（１）式で得られる値と上記（１）式の分母のΔｆをゼロとした場合の値との差異ｄを補償する必要がある。
【００２３】
いま、所定の周波数のクロックでカウントアップされるカウンタを用いて無変調状態の搬送波のゼロクロス点の間隔Ｔ0 をカウントしたときのカウント値がｎ0 であったものとする。このとき、位相差相当時間ｔのカウント値ｎt は、下記（２）式で表される。
ｎt ＝ｎ0 ・Δｆ／（ｆc ＋Δｆ）  ・・・（２）
また、周波数偏移量Δｆが与えられたときのカウント値がｎt であった場合、図４（ｂ）に示す差異ｄは、下記（３）式で表される。
ｄ＝ｎ0 ・Δｆ／ｆc −ｎ0 ・Δｆ／（ｆc ＋Δｆ）
＝ｎt ^2／（ｎ0 −ｎt ）                      ・・・（３）
なお、ここでは、上記（２）式より得られる「Δｆ／ｆc ＝ｎt ／（ｎ0 −ｎt ）」を利用している。
【００２４】
よって、検出した位相差相当時間ｔを下記のようにして差異ｄで補正すれば、非線形性が補償され、検波精度が向上する。
検波出力＝ｎt ＋ｄ  ・・・（４）
なお、上記（２）〜（４）式において、「ｎt 」は、ＦＬＯＯＲ処理により得られる整数値であるものとする。
【００２５】
次に、周期カウンタ回路１１、補間回路１２、補正回路１３の実施例を示す。
図５は、周期カウンタ回路１１の構成を示す図である。また、図６は、周期カウンタ回路１１の動作を示すタイミングチャートである。尚、図５には示してないが、周期カウンタ回路１１は、サンプリングタイミング信号であるクロック信号Fs_inputに同期して動作する。即ち、後述する補助カウンタおよび周期カウンタは、クロック信号Fs_inputによりカウントアップされる。なお、クロック信号Fs_inputの周波数は、搬送波周波数よりも十分に高いものとする。
【００２６】
入力信号rstは、パルス化回路３により生成されるパルス信号である。なお、図２を参照しながら説明したように、ＦＭ変調信号のゼロクロス点は、この信号の各パルスのほぼ中央に位置している。そして、サンプリング回路２１は、クロック信号Fs_inputを利用して入力信号rstをサンプリングし、トリガ信号trig1として出力する。
【００２７】
トリガ生成回路２２は、トリガ信号trig1に従って、トリガ信号trig2およびタイミング信号tmgを生成する。トリガ信号trig2およびタイミング信号tmgは、それぞれトリガ信号trig1の立下りエッジでパルスを有するパルス信号である。ここで、トリガ信号trig2のパルス幅は、クロック信号Fs_inputの１周期に相当する。また、タイミング信号tmgのパルス幅は、後述する補間回路１２におけるサンプリングレートで検出できるように調整される。
【００２８】
周期カウンタ２３は、トリガ信号trig1のパルス間の立下りエッジ間の間隔（図６に示す「ｂ」）を検出する。すなわち、周期カウンタ２３は、トリガ信号trig2がＬレベルのときはクロック信号Fs_inputに従ってカウントアップ動作を行い、トリガ信号trig2がＨレベルになると「１」にリセットされる。ここで、トリガ信号trig2のパルスはトリガ信号trig1の立下りエッジで生成される。よって、トリガ信号trig2のパルスが生成される直前のタイミングにおける周期カウンタ２３のカウント値は、トリガ信号trig1のパルス間の間隔に相当する。
【００２９】
補助カウンタ２５は、トリガ信号trig1がＨレベルのときはクロック信号Fs_inputに従ってカウントアップ動作を行い、トリガ信号trig1がＬレベルになると「０」にリセットされる。すなわち、補助カウンタ２５は、トリガ信号trig1の互いに隣接する１組のパルスの各パルス幅（図６では、「ａ」および「ｃ」）をそれぞれ検出する。そして、１つ目のパルスのパルス幅を表すカウント値は、いったん保持回路２６に保持された後に割り算器２７によって「２」で除算される。これにより「ａ／２」が得られる。また、２つ目のパルスのパルス幅を表すカウント値は、割り算器２８により「２」で除算されて「ｃ／２」が得られる。
【００３０】
演算器２９は、周期カウンタ２３、割り算器２７、２８の出力を利用して、下記の演算を行う。そして、演算器２９による演算結果cntは、いったん保持回路３０により保持され、トリガ信号trig2により読み出されて出力される。
ｃｎｔ＝ａ／２＋ｂ−ｃ／２
ここで、「ａ／２」は、１つ目のパルスのパルス幅の半分に相当し、「ｃ／２」は、２つ目のパルスのパルス幅の半分に相当する。よって、演算器２９により得られる「ｃｎｔ」は、図６から明らかなように、ＦＭ変調信号のゼロクロス点の間隔に相当する。図６に示す例では、「ａ＝４」「ｂ＝１３」「ｃ＝４」であり、「ｃｎｔ＝１３」が得られている。
【００３１】
このように、周期カウンタ回路１１は、ＦＭ変調信号のゼロクロス点の間隔を検出（あるいは、推定）し、カウント値cntとして出力する。なお、実際のゼロクロス点間の間隔と推定される間隔との誤差は、サンプリングレート（すなわち、クロック信号Fs_inputの周波数）に依存する。
【００３２】
図７は、補間回路１２の構成を示す図である。また、図８は、補間回路１２の動作を示すタイミングチャートである。なお、図７には示してないが、補間回路１２は、クロック信号Fs_dwnに同期して動作する。なお、クロック信号Fs_dwnによるサンプリングレートは、ゼロクロス点が発生する平均レートよりも高速（例えば、４倍以上）であるものとする。
【００３３】
補間回路１２には、周期カウンタ回路１１により生成されるカウント値cntおよびタイミング信号tmgが入力される。そして、補間回路１２は、順次、連続するカウント値間で線形補間を行う。図８では、連続して検出された２つのカウント値が「ａ」及び「ｂ」である場合を示している。このとき、タイミング信号tmgのパルスの間隔は「ｃ」であるものとする。そうすると、補間回路１２は、補間ステップ「（ｂ−ａ）／ｃ」を算出する。そして、その補間ステップで「ａ」と「ｂ」との間が補間される。具体的には、以下の動作が実行される。
【００３４】
図７において、カウンタ４１は、クロック信号Fs_dwnに従ってカウントアップ動作を行い、タイミング信号tmgがＨレベルになるとリセットされる。そして、タイミング信号tmgがＬレベルからＨレベルに切り替わる直前のカウンタ４１のカウント値が保持回路４２に保持される。この構成により、タイミング信号tmgのパルスの間隔を表す情報（図８では、「ｃ」）が得られる。なお、タイミング信号tmgのパルスの間隔は、所定の範囲内で変動する。そして、この実施例では、タイミング信号tmgのパルスの間隔は、４〜７サンプリング時間の範囲内であるものとする。
【００３５】
引き算器４３は、保持回路４２に保持されている値から「４」を減算する。そして、飽和処理回路４４は、引き算器４３の出力が「０」〜「３」の範囲内の数値となるように、必要に応じて、出力値を制限する。
【００３６】
カウント値cntは、ゼロ補間回路４５を介して、引き算器４６および遅延回路４７に送られる。遅延回路４７は、４〜７サンプリング時間の遅延を生じさせる。セレクタ４８は、飽和処理回路４４により得られる値に従って、遅延回路４７における遅延時間を決定する。セレクタ４８により選択させられたカウント値cntは、引き算器４６に与えられる。そして、引き算器４６は、与えられる１組のカウント値について減算演算を行う。これにより、連続する１組のカウント値cntの差分（図８では、「ｂ−ａ」）が得られる。
【００３７】
割り算器４９は、引き算器４６により得られる値を、保持回路４２に保持されている値で除算する。これにより、補間ステップ値（図８では、「（ｂ−ａ）／ｃ」）が得られる。遅延回路５０は、割り算器４９の出力を遅延させる。遅延回路５０の遅延時間は、１〜３サンプリング時間である。セレクタ５１は、飽和処理回路４４により得られる値に従って遅延回路５０における遅延時間を決定する。そして、セレクタ５１により選択させられた補間ステップ値は、保持回路５２に保持される。
【００３８】
遅延回路５３は、タイミング信号tmgを遅延させる。遅延回路５３による遅延時間は７サンプリング時間である。そして、保持回路５２に保持されている補間ステップ値は、遅延回路５３の出力によって読み出されて乗算器５４に与えられる。また、カウンタ５５は、クロック信号Fs_dwnに従ってカウントアップ動作を行い、遅延回路５３の出力によりリセットされる。カウンタ５５のカウント値は、順次、乗算器５４に与えられる。したがって、乗算器５４の出力は、順次、「１×（ｂ−ａ）／ｃ」「２×（ｂ−ａ）／ｃ」「３×（ｂ−ａ）／ｃ」・・・と変化する。そして、この乗算器５４の出力は、順次、加算器５６に与えられる。
【００３９】
遅延回路４７によって７サンプリング時間だけ遅延したカウント値cntは、セレクタ５８に与えられると共に、保持回路５７に保持される。保持回路５７に保持されたカウント値cntは、遅延回路５３の出力により読み出されて加算器５６に与えられる。加算器５６の出力は、セレクタ５８に与えられる。そして、セレクタ５８は、遅延回路５３の出力パルスがＨレベルのときは遅延回路４７の出力（図７に示す信号Ｄ）を選択し、遅延回路５３の出力パルスがＬレベルのときは加算器５６の出力を選択する。これにより、線形補間が実現される。そして、補間回路１２は、線形補間結果として信号datを出力する。
【００４０】
図９は、補間回路１２の入出力信号のスペクトラムを示す図である。補間回路１２への入力信号cntは、サンプリングレートを上げたことによってイメージング成分を含んでしまっている。これに対して、線形補間により得られる信号datにおいては、イメージング成分が除去されている。これにより、後述するフィルタの次数を抑えることができる。なお、この時点では、ＤＣ成分が除去されていないので、周波数ゼロの位置にスペクトラムのピークが生じている。
【００４１】
図１０は、補正回路１３の構成を示す図である。補正回路１３は、補間回路１２の出力信号datからＤＣ成分を除去することにより、位相差相当時間を算出する。そして、補正回路１３は、その位相差相当時間の非線形性を補正する。補正の原理は、図４を参照しながら説明した通りである。
【００４２】
図１０において、補間回路１２の出力信号datは、引き算器（演算手段）６１の一方の入力端子に与えられる。引き算器６１の他方の入力端子には、ＤＣ成分値n0が与えられる。これにより、位相差相当時間nt（＝n0−dat）が得られる。そして、この位相差相当時間ntは、加算器６２に与えられる。なお、ＤＣ成分値n0は予め用意されている所定値であり、本実施形態では無変調状態の搬送波の半周期を所定のサンプリングレートでサンプリングしたときのカウント値で表される。ここで、無変調状態の搬送波の周波数を「ｆc 」、サンプリングレートを「Fs_demod_cnt」とすれば、ＤＣ成分値n0は、「Fs_demod_cnt／（２・ｆc）」となる。
【００４３】
二乗器６３は、位相差相当時間ntを二乗し、その演算結果「nt^2」を割り算器６７に与える。引き算器６４は、「n0−nt」を求める。比較器６５は、「n0＝nt」であるか否かを判断する。「n0＝nt」でない場合には、セレクタ６６は、引き算器６４の出力を選択し、「n0−nt」を割り算器６７へ与える。割り算器６７は、「nt^2／（n0−nt）」を算出して加算器６２に与える。そして、加算器６２は、「nt＋[ nt^2／（n0−nt）]」を算出する。ここで、割り算器６７の出力「nt^2／（n0−nt）」は、位相差相当時間の非線形性を補償するための補正値である。したがって、加算器６２の出力は、非線形性が補償された位相差相当時間を表す。
【００４４】
なお、「n0＝nt」であったときは、図４（ａ）を参照しながら説明した（３）式の分母がゼロになるので、セレクタ６６は「１」を選択する。これにより、割り算器６７の演算結果が不定となる事態を回避している。実際には、「n0＝nt」となるのはdatが０、すなわち、図６におけるゼロクロス点間隔が０である場合であり、通常動作時には発生しない。
【００４５】
補正回路１３の後段には、デジタルフィルタ１４が設けられている。デジタルフィルタ１４は、例えば、ＩＩＲフィルタまたはＦＩＲフィルタであり、ＦＭ放送に必要な帯域のみを抽出するように制限帯域が決定される。日本国内の放送だけでなく、欧州のＲＤＳをも考慮すると、例えば、カットオフ周波数を６０kHz 程度に設定する。なお、群遅延の影響を考慮すると、ＩＩＲよりもＦＩＲの方が好適と考えられる。
【００４６】
このように、実施形態のＦＭ検波回路は、ＦＭ変調信号のゼロクロス点間隔の位相差相当時間を検出する。ここで、ＦＭ変調では、送信信号の振幅に応じて搬送波の周波数が変化するので、ＦＭ変調信号のゼロクロス点間隔の位相差相当時間（すなわち、ゼロクロス点間隔の変化量）は、送信信号の振幅に対応する。よって、検出した位相差相当時間から送信信号の振幅情報を再生することができる。このとき、実施形態のＦＭ検波回路においては、周波数変調における周波数偏移量に対する位相差相当時間の非線形性が補償されるので、再生される送信信号の波形の歪みが抑圧される。したがって、ＦＭ変調信号により音声信号が伝送される場合には、再生される音声の品質が向上する。
【００４７】
なお、上述の実施例では、ＦＭ検波回路のデジタル検波器４は、周期カウンタ１１、補間回路１２、補正回路１３、デジタルフィルタ１４を備えているが、線形補間を行わなくても十分な特性（信号対雑音比、歪率など）が得られる場合には、補間回路１２を設ける必要はない。
【実施例１】
【００４８】
無変調状態の搬送波の周波数を３８０kHzとする。この場合、ゼロクロス点が検出される頻度のレートは７６０kHzとなる。また、周波数偏移量と±７５kHzとする。そうすると、ゼロクロス点が検出される頻度のレートは、６１０〜９１０kHzの範囲で変動することになる。なお、搬送波を変調する送信信号は、１kHzの正弦波であるものとする。
【００４９】
補間回路１２、補正回路１３、デジタルフィルタ１４におけるサンプリングレート（クロック信号Fs_dwn）は、ゼロクロス点が検出される頻度のレートの４倍以上の速度が必要と考えられるので、４MHzとした。そして、周期カウンタ回路１１におけるサンプリングレート（クロック信号Fs_input）を変化させて信号対雑音比（ＳＮＲ）および歪率（ＴＨＤ）を測定した。ここで、ＪＩＳのＣ６１０２−３に従い、２００Hz〜１５kHzの帯域において測定し、信号対雑音比は、無変調信号受信時の出力と変調信号受信時の出力との比率を検出する順次法により求めるものとする。目標値は「ＳＮＲ：６０dB以上」「ＴＨＤ：０．５パーセント以下」とした。クロック信号Fs_inputを２５MHzとすると、「ＳＮＲ＝６２．７dB」「ＴＨＤ＝０．１５」となり、目標値を満足した。さらに、クロック信号Fs_inputを５５MHzとすると、「ＳＮＲ＝６８．５dB」「ＴＨＤ＝０．０７」が得られた。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施形態のＦＭ検波回路が使用されるＦＭ通信システムを示す図である。
【図２】パルス化回路の動作を説明する図である。
【図３】デジタル検波器の構成を示す図である。
【図４】（ａ）は、位相差相当時間について説明する図であり、（ｂ）は、周波数偏移と位相相当時間との関係を示す図である。
【図５】周期カウンタ回路の構成を示す図である。
【図６】周期カウンタ回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図７】補間回路の構成を示す図である。
【図８】補間回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図９】補間回路の入出力信号のスペクトラムを示す図である。
【図１０】補正回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００５１】
１      ＦＭ送信機
２      ＦＭ検波回路
３      パルス化回路
４      デジタル検波器
１１    周期カウンタ回路
１２    補間回路
１３    補正回路
１４    デジタルフィルタ
２３    周期カウンタ
２５    補助カウンタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図１０】
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【図９】
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