(57)【要約】【課題】損失および発熱を低減することが可能な放電灯点灯回路を提供する。【解決手段】本発明の一実施形態に係る放電灯点灯回路１は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧値に応じた電圧検出信号を生成する検出回路２０と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０に接続されたＨブリッジ型インバータ回路３０と、自己降伏型スイッチ素子４５を有するスタータ回路４０と、制御回路５０とを備える。インバータ回路３０は、交互にオン状態とされる２対の半導体素子３１〜３４を有し、一方の１対の半導体素子３１，３４の耐圧値は他方の１対の半導体素子３２，３３の耐圧値に比べて小さい。制御回路５０は、放電灯５が点灯していないことを電圧検出信号が示しているとき、一方の１対の半導体素子３１，３４をオン状態とすると共に他方の１対の半導体素子３２，３３をオフ状態とするためのＨブリッジ制御信号を生成する。【選択図】図１
2008004496.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力直流電圧を昇圧して昇圧直流電力および起動用電力を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの出力電圧の値に応じた電圧検出信号を生成する検出回路と、
前記検出回路を介して前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、放電灯に提供するための交流電力を前記昇圧直流電力から生成するＨブリッジ型インバータ回路と、
前記Ｈブリッジ型インバータ回路および前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、前記放電灯を起動するための起動パルス電圧を前記起動用電力から生成するための自己降伏型スイッチ素子を有するスタータ回路と、
前記検出回路からの前記電圧検出信号を受けると共に、前記Ｈブリッジ型インバータ回路に接続される制御回路と、
を備え、
前記Ｈブリッジ型インバータ回路は、第１の入力、第２の入力、第１の出力および第２の出力を有すると共に、前記第１の入力と前記第１の出力との間に接続された第１の半導体素子、前記第１の入力と前記第２の出力との間に接続された第２の半導体素子、前記第２の入力と前記第１の出力との間に接続された第３の半導体素子、および前記第２の入力と前記第２の出力との間に接続された第４の半導体素子を有しており、
前記第１の半導体素子の耐圧値および前記第４の半導体素子の耐圧値は、前記第２の半導体素子の耐圧値および前記第３の半導体素子の耐圧値に比べて小さく、
前記制御回路は、前記放電灯が点灯していないことを前記電圧検出信号が示しているとき、前記第１の半導体素子および前記第４の半導体素子をオン状態とすると共に前記第２の半導体素子および前記第３の半導体素子をオフ状態とするためのＨブリッジ制御信号を生成する、
放電灯点灯回路。
【請求項２】
入力直流電圧を昇圧して昇圧直流電力を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの出力電圧の値に応じた電圧検出信号を生成する検出回路と、
前記検出回路を介して前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、放電灯に提供するための交流電力を前記昇圧直流電力から生成するＨブリッジ型インバータ回路と、
前記Ｈブリッジ型インバータ回路に接続されており、前記放電灯を起動するための起動パルス電圧を前記Ｈブリッジ型インバータ回路からの出力電力から生成するための自己降伏型スイッチ素子を有するスタータ回路と、
前記検出回路からの前記電圧検出信号を受けると共に、前記Ｈブリッジ型インバータ回路に接続される制御回路と、
を備え、
前記Ｈブリッジ型インバータ回路は、第１の入力、第２の入力、第１の出力および第２の出力を有すると共に、前記第１の入力と前記第１の出力との間に接続された第１の半導体素子、前記第１の入力と前記第２の出力との間に接続された第２の半導体素子、前記第２の入力と前記第１の出力との間に接続された第３の半導体素子、および前記第２の入力と前記第２の出力との間に接続された第４の半導体素子を有しており、
前記第１の半導体素子の耐圧値および前記第４の半導体素子の耐圧値は、前記第２の半導体素子の耐圧値および前記第３の半導体素子の耐圧値に比べて小さく、
前記制御回路は、前記放電灯が点灯していないことを前記電圧検出信号が示しているとき、前記第１の半導体素子および前記第４の半導体素子をオン状態とすると共に前記第２の半導体素子および前記第３の半導体素子をオフ状態とするためのＨブリッジ制御信号を生成する、
放電灯点灯回路。
【請求項３】
前記制御回路は、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、
前記放電灯が点灯していることを前記電圧検出信号が示しているとき、前記第１の半導体素子および前記第４の半導体素子と、前記第２の半導体素子および前記第３の半導体素子とを交互にオン状態とするための前記Ｈブリッジ制御信号を生成すると共に、前記Ｈブリッジ制御信号に応答して前記電圧検出信号の値を補正した電圧補正信号を生成し、当該電圧補正信号の値に応じて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの前記昇圧直流電力を変更するための電力制御信号を生成する、
請求項１または２に記載の放電灯点灯回路。
【請求項４】
前記制御回路は、
予め定められた所定値を受けて、前記Ｈブリッジ制御信号に応答して当該所定値から第１の基準値または第２の基準値を有する基準信号を生成する基準信号生成部と、
前記基準信号生成部に接続されており、前記電圧検出信号と前記基準信号との差分値に応じた前記電圧補正信号を生成する電圧検出信号補正部と、
前記電圧検出信号補正部に接続されており、前記電圧補正信号の値に応じて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの前記昇圧直流電力を変更するための前記電力制御信号を生成する駆動制御部と、
を有する、
請求項３に記載の放電灯点灯回路。
【請求項５】
前記検出回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの出力電流の値に応じた電流検出信号を更に生成し、
前記制御回路は、前記検出回路から前記電流検出信号を更に受けており、
前記制御回路は、
前記Ｈブリッジ制御信号に応答して前記電流検出信号の値から第１の基準値または第２の基準値を有する基準信号を生成する基準信号生成部と、
前記基準信号生成部に接続されており、前記電圧検出信号と前記基準信号との差分値に応じた前記電圧補正信号を生成する電圧検出信号補正部と、
前記電圧検出信号補正部に接続されており、前記電圧補正信号の値に応じて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの前記昇圧直流電力を変更するための前記電力制御信号を生成する駆動制御部と、
を有する、
請求項３に記載の放電灯点灯回路。
【請求項６】
前記制御回路は、前記放電灯が点灯している状態から点灯していない状態へ変化したことを前記電圧検出信号が示しているとき、前記第１の半導体素子および前記第４の半導体素子をオン状態とすると共に前記第２の半導体素子および前記第３の半導体素子をオフ状態とするための前記Ｈブリッジ制御信号を生成する、
請求項１〜５に記載の放電灯点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯を点灯するための点灯回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両用照明等に用いられる放電灯を点灯するための点灯回路が知られている。特許文献１に記載の放電灯点灯回路は、昇圧回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ回路）とインバータ回路とを有している。この放電灯点灯回路は、昇圧回路によって車載バッテリからの電圧を昇圧し、この昇圧した高電圧をインバータ回路によって交流電圧に変換する。この放電灯点灯回路は、この交流電圧によって放電灯を点灯する。
【特許文献１】特開２００１−４３９９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
特許文献１に記載の放電灯点灯回路では、インバータ回路としてＨブリッジ型インバータ回路が用いられている。このインバータ回路では、２対の半導体素子が１対ごとに交互にオン状態とされ、オフ状態である１対の半導体素子の各々には昇圧回路によって昇圧された高電圧が印加される。したがって、このインバータ回路では、昇圧回路から出力される高電圧値以上の耐圧値を有する２対の半導体素子が必要である。一般に、２対の半導体素子としては半導体素子、例えばトランジスタが用いられるが、高耐圧値を有するトランジスタはオン抵抗が大きいので、損失および発熱が大きい。
【０００４】
そこで、本発明は、損失および発熱を低減することが可能な放電灯点灯回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の第１の放電灯点灯回路は、（ａ）入力直流電圧を昇圧して昇圧直流電力および起動用電力を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、（ｂ）ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの出力電圧の値に応じた電圧検出信号を生成する検出回路と、（ｃ）検出回路を介してＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、放電灯に提供するための交流電力を昇圧直流電力から生成するＨブリッジ型インバータ回路と、（ｄ）Ｈブリッジ型インバータ回路およびＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、放電灯を起動するための起動パルス電圧を起動用電力から生成するための自己降伏型スイッチ素子を有するスタータ回路と、（ｅ）検出回路からの電圧検出信号を受けると共に、Ｈブリッジ型インバータ回路に接続される制御回路とを備えている。（ｆ）Ｈブリッジ型インバータ回路は、第１の入力、第２の入力、第１の出力および第２の出力を有すると共に、第１の入力と第１の出力との間に接続された第１の半導体素子、第１の入力と第２の出力との間に接続された第２の半導体素子、第２の入力と第１の出力との間に接続された第３の半導体素子、および第２の入力と第２の出力との間に接続された第４の半導体素子を有しており、（ｇ）第１の半導体素子の耐圧値および第４の半導体素子の耐圧値は、第２の半導体素子の耐圧値および第３の半導体素子の耐圧値に比べて小さい。（ｈ）制御回路は、放電灯が点灯していないことを電圧検出信号が示しているとき、第１の半導体素子および第４の半導体素子をオン状態とすると共に第２の半導体素子および第３の半導体素子をオフ状態とするためのＨブリッジ制御信号を生成する。
【０００６】
放電灯が未点灯状態であるときには、放電灯のインピーダンスが高いので、この第１の放電灯点灯回路におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの出力電圧は高電圧である。この第１の放電灯点灯回路によれば、検出回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの出力電圧の値に応じた電圧検出信号を生成し、制御回路は、放電灯が点灯していないことを電圧検出信号が示しているとき、すなわち、電圧検出信号の値が所定値より大きいときに、Ｈブリッジ型インバータ回路における第１の半導体素子および第４の半導体素子をオン状態とすると共に第２の半導体素子および第３の半導体素子をオフ状態とする。したがって、この第１の放電灯点灯回路によれば、放電灯が未点灯状態であるときに、第１の半導体素子および第４の半導体素子にＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの高電圧が印加されることがない。
【０００７】
一方、放電灯が点灯状態であるときには、未点灯状態であるときに比べて放電灯のインピーダンスが低下するので、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの出力電圧の値は低下する。その結果、この第１の放電灯点灯回路によれば、放電灯が点灯状態であるときに、Ｈブリッジ型インバータ回路における第１の半導体素子および第４に半導体素子と第２の半導体素子および第３の半導体素子とが交互にオン状態となっても、Ｈブリッジ型インバータ回路における第１の半導体素子および第４の半導体素子にＤＣ−ＤＣコンバータ回路から印加される電圧は低い。
【０００８】
したがって、この第１の放電灯点灯回路によれば、第１の半導体素子および第４の半導体素子として、第２の半導体素子および第３の半導体素子に比べて低い耐圧値を有する半導体素子を用いることができ、第１の半導体素子のオン抵抗および第４の半導体素子のオン抵抗を小さくすることができる。故に、この第１の放電灯点灯回路によれば、第１の半導体素子および第４の半導体素子における損失および発熱を低減することが可能である。
【０００９】
また、この第１の放電灯点灯回路によれば、スタータ回路が自己降伏型スイッチ素子を有しているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの起動用電力に応じた直流電力から、放電灯を起動するための起動パルス電圧を生成することが可能である。
【００１０】
本発明の第２の放電灯点灯回路は、（ａ）入力直流電圧を昇圧して昇圧直流電力を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、（ｂ）ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの出力電圧の値に応じた電圧検出信号を生成する検出回路と、（ｃ）検出回路を介してＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、放電灯に提供するための交流電力を昇圧直流電力から生成するＨブリッジ型インバータ回路と、（ｄ）Ｈブリッジ型インバータ回路に接続されており、放電灯を起動するための起動パルス電圧をＨブリッジ型インバータ回路からの出力電力から生成するための自己降伏型スイッチ素子を有するスタータ回路と、（ｅ）検出回路からの電圧検出信号を受けると共に、Ｈブリッジ型インバータ回路に接続される制御回路とを備えている。（ｆ）Ｈブリッジ型インバータ回路は、第１の入力、第２の入力、第１の出力および第２の出力を有すると共に、第１の入力と第１の出力との間に接続された第１の半導体素子、第１の入力と第２の出力との間に接続された第２の半導体素子、第２の入力と第１の出力との間に接続された第３の半導体素子、および第２の入力と第２の出力との間に接続された第４の半導体素子を有しており、（ｇ）第１の半導体素子の耐圧値および第４の半導体素子の耐圧値は、第２の半導体素子の耐圧値および第３の半導体素子の耐圧値に比べて小さい。（ｈ）制御回路は、放電灯が点灯していないことを電圧検出信号が示しているとき、第１の半導体素子および第４の半導体素子をオン状態とすると共に第２の半導体素子および第３の半導体素子をオフ状態とするためのＨブリッジ制御信号を生成する。
【００１１】
この第２の放電灯点灯回路でも、第１の放電灯点灯回路と同様に、放電灯が未点灯状態および点灯状態であるときに、Ｈブリッジ型インバータ回路における第１の半導体素子および第４の半導体素子にＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの高電圧が印加されることがない。したがって、この第２の放電灯点灯回路でも、第１の半導体素子および第４の半導体素子として、第２の半導体素子および第３の半導体素子に比べて低い耐圧値を有する半導体素子を用いることができ、第１の半導体素子のオン抵抗および第４の半導体素子のオン抵抗を小さくすることができる。故に、この第２の放電灯点灯回路でも、第１の半導体素子および第４の半導体素子における損失および発熱を低減することが可能である。
【００１２】
また、この第２の放電灯点灯回路でも、スタータ回路が自己降伏型スイッチ素子を有しているので、Ｈブリッジ型インバータ回路における第１の半導体素子および第４の半導体素子がオン状態とされると共に第２の半導体素子および第３の半導体素子がオフ状態とされても、すなわちＨブリッジ型インバータ回路からの出力電力が直流電力であっても、放電灯を起動するための起動パルス電圧を生成することが可能である。
【００１３】
上述した制御回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に接続されており、放電灯が点灯していることを電圧検出信号が示しているとき、第１の半導体素子および第４の半導体素子と、第２の半導体素子および第３の半導体素子とを交互にオン状態とするためのＨブリッジ制御信号を生成すると共に、Ｈブリッジ制御信号に応答して電圧検出信号の値を補正した電圧補正信号を生成し、当該電圧補正信号の値に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの昇圧直流電力を変更するための電力制御信号を生成することが好ましい。
【００１４】
放電灯が点灯を開始すると、制御回路は、検出回路からの電圧検出信号の値が所定値より小さいことを検知し、例えば矩形波状のＨブリッジ制御信号を出力することによって、Ｈブリッジ型インバータ回路における第１の半導体素子および第４の半導体素子と、第２の半導体素子および第３の半導体素子とが交互にオン状態となる。これによって、放電灯が交流点灯される。
【００１５】
その際、第１の半導体素子および第４の半導体素子として、第２の半導体素子および第３の半導体素子に比べて低い耐圧値を有する半導体素子を用いると、これらのオン抵抗値の差に起因して、第１の半導体素子および第４の半導体素子の電圧降下量と第２の半導体素子および第３の半導体素子の電圧降下量とが異なる。その結果、第１の半導体素子および第４の半導体素子がオン状態であるときと、第２の半導体素子および第３の半導体素子がオン状態であるときとで、放電灯に印加される電圧と検出回路からの電圧検出信号が示す電圧とが異なり、放電灯に供給する電力を適切に制御することができない可能性がある。
【００１６】
しかしながら、この構成によれば、制御回路は、放電灯が点灯状態であるときに、Ｈブリッジ制御信号に応答して電圧検出信号の値を補正した電圧補正信号を生成するので、Ｈブリッジ制御信号が第１の半導体素子および第４の半導体素子をオン状態とするときには、第１の半導体素子の電圧降下量分および第４の半導体素子の電圧降下量分、電圧検出信号の値を補正した電圧補正信号を生成し、Ｈブリッジ制御信号が第２の半導体素子および第３の半導体素子をオン状態とするときには、第２の半導体素子の電圧降下量分および第３の半導体素子の電圧降下量分、電圧検出信号の値を補正した電圧補正信号を生成することができ、放電灯に印加される電圧を適切に検出することができる。また、この構成によれば、制御回路は、電圧補正信号の値に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの昇圧直流電力を変更するので、放電灯に供給する電力を適切に制御することが可能である。
【００１７】
上述した制御回路は、（ａ）予め定められた所定値を受けて、Ｈブリッジ制御信号に応答して当該所定値から第１の基準値または第２の基準値を有する基準信号を生成する基準信号生成部と、（ｂ）基準信号生成部に接続されており、電圧検出信号と基準信号との差分値に応じた電圧補正信号を生成する電圧検出信号補正部と、（ｃ）電圧検出信号補正部に接続されており、電圧補正信号の値に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの昇圧直流電力を変更するための電力制御信号を生成する駆動制御部とを有することが好ましい。
【００１８】
この構成によれば、基準信号生成部が、Ｈブリッジ制御信号に応答して予め定められた所定値から第１の基準値または第２の基準値を有する基準信号を生成し、電圧検出信号補正部が、電圧検出信号と基準信号との差分値に応じた電圧補正信号を生成するので、Ｈブリッジ制御信号が第１の半導体素子および第４の半導体素子をオン状態とするときには、基準信号の第１の基準値を第１の半導体素子の電圧降下値と第４の半導体素子の電圧降下値との総和値に応じた値とすれば、電圧検出信号の値と第１の基準値との差分値に応じた電圧補正信号を、放電灯に印加される電圧に応じた値とすることができる。一方、Ｈブリッジ制御信号が第２の半導体素子および第３の半導体素子をオン状態とするときには、基準信号の第２の基準値を第２の半導体素子の電圧降下値と第３の半導体素子の電圧降下値との総和値に応じた値とすれば、電圧検出信号の値と第２の基準値との差分値に応じた電圧補正信号を、放電灯に印加される電圧に応じた値とすることができる。したがって、この構成によれば、放電灯に印加される電圧を適切に検出することができる。また、この構成によれば、駆動制御部が、電圧補正信号の値に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの昇圧直流電力を変更するので、放電灯に供給する電力を適切に制御することが可能である。
【００１９】
また、（ａ）検出回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの出力電流の値に応じた電流検出信号を生成し、（ｂ）制御回路は、検出回路から電流検出信号を受けており、（ｃ）制御回路は、Ｈブリッジ制御信号に応答して電流検出信号の値から第１の基準値または第２の基準値を有する基準信号を生成する基準信号生成部と、（ｄ）基準信号生成部に接続されており、電圧検出信号と基準信号との差分値に応じた前記電圧補正信号を生成する電圧検出信号補正部と、（ｅ）電圧検出信号補正部に接続されており、電圧補正信号の値に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの昇圧直流電力を変更するための電力制御信号を生成する駆動制御部とを有することが好ましい。
【００２０】
この構成によれば、基準信号生成部が、Ｈブリッジ制御信号に応答して検出回路からの電流検出信号の値から第１の基準値または第２の基準値を有する基準信号を生成し、電圧検出信号補正部が、電圧検出信号と基準信号との差分値に応じた電圧補正信号を生成するので、Ｈブリッジ制御信号が第１の半導体素子および第４の半導体素子をオン状態とするときには、基準信号の第１の基準値を第１の半導体素子の電圧降下値と第４の半導体素子の電圧降下値との総和値に応じた値とすれば、電圧検出信号の値と第１の基準値との差分値に応じた電圧補正信号を、放電灯に印加される電圧に応じた値とすることができる。一方、Ｈブリッジ制御信号が第２の半導体素子および第３の半導体素子をオン状態とするときには、基準信号の第２の基準値を第２の半導体素子の電圧降下値と第３の半導体素子の電圧降下値との総和値に応じた値とすれば、電圧検出信号の値と第２の基準値との差分値に応じた電圧補正信号を、放電灯に印加される電圧に応じた値とすることができる。
【００２１】
また、この構成によれば、検出した電流検出信号の値から基準信号を生成するので、例えば放電灯のインピーダンスのバラツキおよび変動に起因して半導体素子に流れる電流、すなわち半導体素子の電圧降下量が変化しても、この変化量を基準信号の第１の基準値および第２の基準値に反映することができる。したがって、この構成によれば、放電灯に印加される電圧をより適切に検出することができる。また、この構成によれば、駆動制御部が、電圧補正信号の値に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの昇圧直流電力を変更するので、放電灯に供給する電力をより適切に制御することが可能である。
【００２２】
基準信号生成部の一具体例を示すと、Ｈブリッジ制御信号に応答して変更する抵抗値を有する可変抵抗部を有しており、当該可変抵抗部に電流検出信号を入力することによって、第１の基準値または第２の基準値を有する基準信号を生成することが好ましい。この構成によれば、Ｈブリッジ制御信号が第１の半導体素子および第４の半導体素子をオン状態とするときには、可変抵抗部には電流検出信号に応じた電流、すなわち第１の半導体素子および第４の半導体素子に実際に流れる電流に応じた電流が流れるので、可変抵抗部の抵抗値を第１の半導体素子のオン抵抗値と第４の半導体素子のオン抵抗値との総和値に応じた値とすれば、基準信号の第１の基準値を実際の第１の半導体素子の電圧降下値と第４の半導体素子の電圧降下値との総和値に応じた値とすることができる。同様に、Ｈブリッジ制御信号が第２の半導体素子および第３の半導体素子をオン状態とするときには、可変抵抗部の抵抗値を第２の半導体素子のオン抵抗値と第３の半導体素子のオン抵抗値との総和値に応じた値とすれば、基準信号の第２の基準値を実際の第２の半導体素子の電圧降下値と第３の半導体素子の電圧降下値との総和値に応じた値とすることができる。この構成によれば、半導体素子のオン抵抗値を考慮するだけで、容易に且つ精度良く、放電灯に印加される電圧を検出することができる。
【００２３】
また、制御回路は、放電灯が点灯している状態から点灯していない状態へ変化したことを電圧検出信号が示しているとき、第１の半導体素子および第４の半導体素子をオン状態とすると共に第２の半導体素子および第３の半導体素子をオフ状態とするためのＨブリッジ制御信号を生成することが好ましい。
【００２４】
この構成によれば、放電灯が立ち消え（点灯後に自然に消灯）したとしても、検出回路が、放電灯のインピーダンスの上昇によるＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの出力電圧の値の上昇を検出し、制御回路が、Ｈブリッジ型インバータ回路における第１の半導体素子および第４の半導体素子をオン状態とすると共に第２の半導体素子および第３の半導体素子をオフ状態とする。すなわち、この構成によれば、放電灯が立ち消えしたとしても、放電灯点灯前の放電灯起動動作が再び行われる。したがって、この構成によれば、放電灯が立ち消えしたとしても、第１の半導体素子および第４の半導体素子にＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの高電圧が印加されることがない。また、この第１の放電灯点灯回路によれば、スタータ回路による起動動作が再び実行されるので、放電灯が自動的に再点灯される。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、損失および発熱を低減することが可能な放電灯点灯回路が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。
【００２７】
［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。図１には、放電灯点灯回路１と共に、スイッチ２、バッテリ３、ソケット４および放電灯５が示されている。放電灯点灯回路１の一対の入力６ａ，６ｂの間には、スイッチ２とバッテリ３とが直列に接続され、放電灯点灯回路１の入力６ｂは電源線（例えば、接地ライン）９ａに接続される。放電灯点灯回路１の一対の出力７ａ，７ｂの間には、放電灯５を搭載するためのソケット４が接続される。このようにして、放電灯点灯回路１は、スイッチ２がオン状態であるときに、バッテリ３から供給される直流電力を用いて、車両用の放電灯５、主に前照灯などの灯具を点灯する。そのために、放電灯点灯回路１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０、検出回路２０、インバータ回路３０、スタータ回路４０、および制御回路５０を備えている。
【００２８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の一対の入力は、それぞれ放電灯点灯回路１の一対の入力６ａ，６ｂに接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、スイッチ２がオン状態であるときに、バッテリ３からの入力直流電圧（例えば、約１２Ｖ）を昇圧して昇圧直流電力および起動用電力（例えば、放電灯５が未点灯状態であるとき、それぞれの電圧値は約３５０Ｖ〜４００Ｖ）を生成する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、例えばフライバック型のＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータであり、トランス１１、トランジスタ１２、ダイオード１３および容量素子１４を有している。
【００２９】
トランス１１はフライバックトランスである。トランス１１における１次コイル１１ａの一端は放電灯点灯回路１の入力６ａに接続されており、１次コイル１１ａの他端はトランジスタ１２のドレインに接続されている。トランジスタ１２のソースは放電灯点灯回路１の入力６ｂに接続されている。トランジスタ１２のゲートには制御回路５０からの電力制御信号Ｓｐが入力される。トランス１１における２次コイル１１ｂの一端はダイオード１３のアノードに接続されており、２次コイル１１ｂの他端は１次コイル１１ａの他端およびトランジスタ１２のドレインに接続されている。ダイオード１３のカソードは容量素子１４の一端およびＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の一方の出力に接続されており、容量素子１４の他端は放電灯点灯回路１の入力６ｂ、トランジスタ１２のソースおよびＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の他方の出力に接続されている。また、トランス１１における３次コイル１１ｃの一端はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の起動用出力に接続されており、３次コイル１１ｃの他端は２次コイル１１ｂの一端およびダイオード１３のアノードに接続されている。なお、昇圧直流電力は容量素子１４、すなわち一対の出力に発生し、起動用電力はトランス１１の２次コイル１１ｂおよび３次コイル１１ｃ、すなわち起動用出力に発生する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の一対の出力は検出回路２０を介してインバータ回路３０の一対の入力にそれぞれ接続されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の起動用出力はスタータ回路４０に接続されている。
【００３０】
検出回路２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０からの昇圧直流電力の大きさを検出する。検出回路２０の一方の入力は一方の出力と接続されており、検出回路２０の他方の入力と他方の出力との間には抵抗素子２１が直列に接続されている。検出回路２０の一方の入力と一方の出力とは制御回路５０の第１の入力５０ａに接続されており、検出回路２０の他方の出力は制御回路５０の第２の入力５０ｂに接続されている。すなわち、検出回路２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧の値に応じた電圧検出信号ＶＳを制御回路５０の第１の入力５０ａへ出力すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電流の値に応じた電流検出信号ＩＳ、すなわち抵抗素子２１における電圧降下値に応じた電流検出信号ＩＳを制御回路５０の第２の入力５０ｂへ出力する。なお、検出回路２０は、２つの入力間に直列に接続された複数の抵抗素子を有しており、複数の抵抗素子の間の何れかの接続点が制御回路５０の第１の入力５０ａに接続されていてもよい。すなわち、電圧検出信号ＶＳは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧の分圧値であってもよい。
【００３１】
インバータ回路３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０からの昇圧直流電力を変換した交流電力を生成する。インバータ回路３０は、例えばＨブリッジ型インバータ回路およびＨブリッジ信号生成部３５を有している。Ｈブリッジ型インバータ回路は、４つのトランジスタ３１，３２，３３，３４から構成されている。トランジスタ（第１の半導体素子）３１のドレインはインバータ回路３０の一方の入力に接続されており、トランジスタ３１のソースはインバータ回路３０の一方の出力およびトランジスタ（第３の半導体素子）３３のドレインに接続されている。トランジスタ３３のソースはインバータ回路３０の他方の入力に接続されている。また、トランジスタ（第２の半導体素子）３２のドレインはインバータ回路３０の一方の入力に接続されており、トランジスタ３２のソースはインバータ回路３０の他方の出力およびトランジスタ（第４の半導体素子）３４のドレインに接続されている。トランジスタ３４のソースはインバータ回路３０の他方の入力に接続されている。トランジスタ３１〜３４の各々のゲートは、Ｈブリッジ信号生成部３５に接続されている。Ｈブリッジ信号生成部３５は、制御回路５０の第１の出力５０ｃに接続されており、制御回路５０からのＨブリッジ制御信号Ｓｂから４つのＨブリッジ駆動信号を生成し、トランジスタ３１〜３４を駆動する。
【００３２】
トランジスタ３１のドレイン−ソース間の耐圧値およびトランジスタ３４のドレイン−ソース間の耐圧値は、トランジスタ３２のドレイン−ソース間の耐圧値およびトランジスタ３３のドレイン−ソース間の耐圧値に比べて小さい。したがって、トランジスタ３１のドレイン−ソース間のオン抵抗値およびトランジスタ３４のドレイン−ソース間のオン抵抗値は、トランジスタ３２のドレイン−ソース間のオン抵抗値およびトランジスタ３３のドレイン−ソース間のオン抵抗値に比べて小さい。例えば、トランジスタ３２，３３は、放電灯５が未点灯状態であるときのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧の値を考慮して５００Ｖ耐圧品であり、トランジスタ３１，３４は、放電灯５が点灯状態であるときのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧の値および後述する共振電圧を考慮して２００Ｖ耐圧品であればよい。インバータ回路３０の一対の出力は、スタータ回路４０の一対の入力に接続されている。
【００３３】
スタータ回路４０は、ソケット４に搭載される放電灯５を起動させるために、高電圧値および狭パルス幅を有する起動用パルス電圧（例えば、約２０ｋＶ）を生成し、この起動用パルス電圧をインバータ回路３０からの出力電圧に重畳する。そのために、スタータ回路４０は、トランス４１、ダイオード４２、抵抗素子４３、容量素子４４およびスパークギャップ（自己降伏型スイッチ素子）４５を有している。トランス４１の２次コイル４１ｂの一端はスタータ回路４０の一方の入力に接続されており、２次コイル４１ｂの他端はスタータ回路４０の一方の出力を介して放電灯点灯回路１の一方の出力７ａに接続されている。トランス４１の１次コイル４１ａの一端は、ダイオード４２、抵抗素子４３およびスタータ回路４０の起動用入力を介してＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の起動用出力、すなわちトランス１１の３次コイル１１ｃの一端に接続されている。すなわち、ダイオード４２のアノードはトランス１１の３次コイル１１ｃの一端に接続されており、ダイオード４２のカソードは抵抗素子４３を介して１次コイル４１ａの一端に接続されている。１次コイル４１ａの一端と電源線９ａとの間には容量素子４４が接続されている。１次コイル４１ａの他端と電源線９ａとの間にはスパークギャップ４５が接続されている。スタータ回路４０の他方の入力は、スタータ回路４０の他方の出力を介して放電灯点灯回路１の他方の出力７ｂに接続されている。
【００３４】
制御回路５０は、検出回路２０からの電圧検出信号ＶＳ、電流検出信号ＩＳに応じて、インバータ回路３０におけるトランジスタ３１およびトランジスタ３４と、トランジスタ３２およびトランジスタ３３とのオン状態およびオフ状態を制御するために、第１の出力５０ｃにＨブリッジ制御信号Ｓｂを発生する。また、制御回路５０は、電圧検出信号ＶＳ、電流検出信号ＩＳおよびＨブリッジ制御信号Ｓｂに応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の昇圧直流電力をＰＷＭ制御するために、第２の出力５０ｄに電力制御信号Ｓｐを発生する。
【００３５】
図２は、図１に示す制御回路を示す回路図である。制御回路５０は、立消え検出部６０、電力変更部７０、および駆動制御部５１を有している。駆動制御部５１は、発光促進制御部５２、定電力制御部５３、抵抗素子５４、誤差増幅部５５、Ｈブリッジ制御信号生成部５６、および電力制御信号生成部５７を備えている。
【００３６】
立消え検出部６０の第１の入力６０ａおよび第２の入力６０ｂは、それぞれ、制御回路５０の第１の入力５０ａ，第２の入力５０ｂに接続されている。立消え検出部６０は、放電灯５の立消え状態を検出する。立消え検出部６０は、例えば、放電灯５が点灯しているときにはローレベルの電圧信号を出力し、放電灯５が立消え状態となった場合にはハイレベルの電圧信号を出力する。立消え検出部６０の詳細は後述する。立消え検出部６０の出力６０ｃは、Ｈブリッジ制御信号生成部５６の制御端子に接続されている。
【００３７】
Ｈブリッジ制御信号生成部５６は、例えば、内部に発振器を有しており、矩形波信号を発生する。Ｈブリッジ制御信号生成部５６は、制御端子に入力される電圧がローレベルである場合には、矩形波信号をＨブリッジ制御信号Ｓｂとして、制御回路５０の第１の出力５０ｃへ出力する。一方、制御端子に入力される電圧がハイレベルである場合には、Ｈブリッジ制御信号生成部５６は、ハイレベルの信号をＨブリッジ制御信号Ｓｂとして第１の出力５０ｃへ出力する。このようにして、Ｈブリッジ制御信号生成部５６は、放電灯５が点灯しているときには、インバータ回路３０におけるトランジスタ３１およびトランジスタ３４とトランジスタ３２およびトランジスタ３３とを交互にオン状態とする。一方、放電灯５が立消え状態となったときには、Ｈブリッジ制御信号生成部５６は、インバータ回路３０におけるトランジスタ３１およびトランジスタ３４をオン状態に固定すると共に、トランジスタ３２およびトランジスタ３３をオフ状態に固定する。
【００３８】
電力変更部７０の第１の入力７０ａおよび第２の入力７０ｂは、それぞれ、制御回路５０の第１の入力５０ａ，第２の入力５０ｂに接続されており、電力変更部７０の第３の入力７０ｃはＨブリッジ制御信号生成部５６の出力に接続されている。電力変更部７０は、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂに応答して電圧検出信号ＶＳの値を補正した電圧補正信号ＶＳｒを生成し、この電圧補正信号ＶＳｒに応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の昇圧直流電力の大きさを制御する。電力変更部７０の詳細は後述する。電力変更部７０の出力７０ｄは、発光促進制御部５２の入力および定電力制御部５３の第１の入力に接続されている。
【００３９】
発光促進制御部５２は、放電灯５のコールドスタート時において昇圧直流電圧、すなわち電圧補正信号ＶＳｒの値が最低値となった後定格値に達して定電力制御に移行するまでの間、放電灯５に供給される電力、すなわち昇圧直流電力を過渡制御する。具体的には、発光促進制御部５２は、スイッチ２がオン状態となった後、電圧補正信号ＶＳｒに応じた電流I１を出力し（電圧補正信号ＶＳｒが大きくなるほど大きな電流I１を出力し）、最終的には最大の一定電流I１ｍａｘを出力する。発光促進制御部５２の出力は誤差増幅部５５のマイナス入力および抵抗素子５４の一端に接続されており、抵抗素子５４の他端は電源線９ａに接続されている。
【００４０】
定電力制御部５３の第２の入力は、制御回路５０の第２の入力５０ｂに接続されている。定電力制御部５３は、スイッチ２がオン状態となった後、最大出力電流Ｉ２ｍａｘを出力し、過渡制御終了後の定常制御期間へ移行した以降、電圧補正信号ＶＳｒ、電流検出信号ＩＳに応じて出力電流Ｉ２を出力して定電力制御を行う。定電力制御部５３の出力は、誤差増幅部５５のマイナス入力および抵抗素子５４の一端に接続されている。なお、抵抗素子５４では、発光促進制御部５２からの電流Ｉ１および定電力制御部５３からの電流Ｉ２が電圧に変換される。
【００４１】
誤差増幅部５５のプラス入力は、基準電源線（例えば、電圧値Ｖｒｅｆｄ）９ｄに接続されている。誤差増幅部５５は、抵抗素子５４の両端電圧と電圧値Ｖｒｅｆｄとを比較することによって、その誤差に応じた値を有する出力信号を生成する。誤差増幅部５５の出力は、電力制御信号生成部５７の入力に接続されている。
【００４２】
電力制御信号生成部５７は、例えば、発振器を有しており、誤差増幅部５５の出力信号の値に応じたデューティを有する電力制御信号Ｓｐを生成する。例えば、電力制御信号生成部５７は、誤差増幅部５５の出力信号の値の減少に応じて、電力制御信号Ｓｐのデューティを大きくする。電力制御信号生成部５７の出力は制御回路５０の出力５０ｄに接続されている。
【００４３】
このようにして、駆動制御部５１における発光促進制御部５２、定電力制御部５３、抵抗素子５４、誤差増幅部５５、および電力制御信号生成部５７は、電圧補正信号ＶＳｒの値に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０からの昇圧直流電力を変更する。
【００４４】
次に、立消え検出部６０について詳細に説明する。図３は、図２に示す立消え検出部を示す回路図である。立消え検出部６０は、抵抗素子６１，６２，６３，６４，６５、容量素子６６、および比較器６７を有している。
【００４５】
立消え検出部６０の第１の入力６０ａと電源線９ａとの間には抵抗素子６１と抵抗素子６２とが直列に接続されている。抵抗素子６２には抵抗素子６１と抵抗素子６２との間の電圧値を安定化するための容量素子６６が並列に接続されている。抵抗素子６１と抵抗素子６２との間のノードは比較器６７のプラス入力に接続されている。一方、基準電源線（例えば、電圧値Ｖｒｅｆｂ）９ｂと電源線９ａとの間には抵抗素子６３と抵抗素子６４とが直列に接続されており、抵抗素子６３と抵抗素子６４との間のノードは比較器６７のマイナス入力に接続されている。
【００４６】
比較器６７の出力はオープンコレクタであり、抵抗素子６５を介して基準電源線（例えば、電圧値Ｖｒｅｆｃ）９ｃに接続されている。比較器６７の出力は、例えば、抵抗素子６１と抵抗素子６２とによる電圧検出信号ＶＳの分圧値が抵抗素子６３と抵抗素子６４とによる電圧値Ｖｒｅｆｂの分圧値以上である場合にはオープン状態となり、電圧値Ｖｒｅｆｃであるハイレベルとなる。一方、比較器６７の出力は、例えば、抵抗素子６１と抵抗素子６２とによる電圧検出信号ＶＳの分圧値が抵抗素子６３と抵抗素子６４とによる電圧値Ｖｒｅｆｂの分圧値より小さい場合にはほぼ接地電圧値であるローレベルとなる。比較器６７の出力は、立消え検出部６０の出力６０ｃに接続されている。
【００４７】
このようにして、立消え検出部６０は、抵抗素子６１と抵抗素子６２とによる電圧検出信号ＶＳの分圧値が抵抗素子６３と抵抗素子６４とによる電圧値Ｖｒｅｆｂの分圧値より小さいとき、換言すればＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧の値が所定値より小さいとき、すなわち放電灯が点灯していることを電圧検出信号が示しているときには、ローレベルの電圧信号を出力する。一方、立消え検出部６０は、抵抗素子６１と抵抗素子６２とによる電圧検出信号ＶＳの分圧値が抵抗素子６３と抵抗素子６４とによる電圧値Ｖｒｅｆｂの分圧値以上であるとき、換言すればＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧の値が所定値以上であるとき、すなわち放電灯が点灯していないことを電圧検出信号が示しているときには、ハイレベルの電圧信号を出力する。
【００４８】
ここで、放電灯５が未点灯状態であるときには、放電灯５における端子間のインピーダンスは高いので、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧の値は所定値より高い。一方、放電灯５が点灯状態であるときには、放電灯５における端子間のインピーダンスは低下するので、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧は所定値より低い。したがって、立消え検出部６０とＨブリッジ制御信号生成部５６とは、放電灯５が未点灯状態であるときにはトランジスタ３１およびトランジスタ３４をオン状態に固定し、放電灯５が点灯状態であるときにはトランジスタ３１およびトランジスタ３４をスイッチングすることとなる。
【００４９】
次に、電力変更部７０について詳細に説明する。図４は、図２に示す電力変更部を示す回路図である。電力変更部７０は、共振電圧マスク部８０と電力補償部９０とから構成されている。
【００５０】
共振電圧マスク部８０は、電圧検出信号ＶＳに重畳される共振電圧をマスクする。図５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧および共振電圧マスク部の出力電圧を示す図である。図５（ａ）にはＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧が示されており、図５（ｂ）には共振電圧マスク部８０の出力電圧が示されている。図５（ａ）に示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧には、インバータ回路３０のトランジスタ３１およびトランジスタ３４とトランジスタ３２およびトランジスタ３３とのオン／オフ状態の切り換え時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の容量素子１４とスタータ回路４０のトランス４１の２次コイル４１ｂとによって共振電圧すなわち過渡電圧が発生する。この共振電圧は電圧検出信号ＶＳにも重畳されるので、共振電圧マスク部８０は、電圧検出信号ＶＳに重畳される共振電圧をマスクする。そのために、共振電圧マスク部８０は、抵抗素子８１，８２，８３、誤差増幅器８４、トランジスタ８５，８６、マスク信号生成部８７および容量素子８８を有している。
【００５１】
抵抗素子８１と抵抗素子８２とは、共振電圧マスク部８０の入力すなわち電力変更部７０の第１の入力７０ａと電源線９ａとの間に直列に接続されている。抵抗素子８１と抵抗素子８２との間のノードは、誤差増幅器８４のプラス入力に接続されている。誤差増幅器８４の出力はトランジスタ８５のベースに接続されており、トランジスタ８５のコレクタは基準電源線（Ｖｒｅｆｅ）９ｅに接続されている。トランジスタ８５のエミッタは、誤差増幅器８４のマイナス入力にフィードバック接続されると共に、トランジスタ８６のコレクタに接続されている。トランジスタ８６のエミッタは電源線９ａに接続されており、トランジスタ８６のベースはマスク信号生成部８７に接続されている。
【００５２】
マスク信号生成部８７は、例えば、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂに同期したパルス信号を受ける。このパルス信号は、フリップフロップ回路など（図示せず）によってＨブリッジ制御信号Ｓｂから生成されればよく、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂが論理反転した直後の数百μＳ程度のパルス幅を有する信号であればよい。このようにして、マスク信号生成部８７は、電圧検出信号ＶＳに共振電圧が重畳されているときにはハイレベルのマスク信号を出力し、トランジスタ８６をオン状態とする。一方、マスク信号生成部８７は、電圧検出信号ＶＳに共振電圧が重畳されていないときにはローレベルのマスク信号を出力し、トランジスタ８６をオフ状態とする。トランジスタ８６のコレクタとトランジスタ８５のエミッタとは抵抗素子８３を介して容量素子８８の一端に接続されており、容量素子８８の他端は電源線９ａに接続されている。
【００５３】
このように、共振電圧マスク部８０では、電圧検出信号ＶＳに共振電圧が重畳されていないときにはトランジスタ８６がオフ状態であるので、容量素子８８が充電される（サンプル）。一方、共振電圧マスク部８０では、電圧検出信号ＶＳに共振電圧が重畳されているときにはトランジスタ８６がオン状態となり、容量素子８８の充電が行われない。このとき、抵抗素子８３と容量素子８８とで定まる時定数が共振電圧のパルス幅より十分大きいので、トランジスタ８６によって容量素子８８が放電されることがなく、容量素子８８の電圧は保持される（ホールド）。図５（ｂ）に示されるように、共振電圧マスク部８０の出力電圧、すなわち容量素子８８の電圧は、共振電圧が取り除かれた電圧検出信号ＶＳに応じた値を有する。容量素子８８の一端は、電力補償部９０に接続されている。
【００５４】
電力補償部９０は、抵抗素子９１，９２，９３，９４，９５，９６，９７、トランジスタ９８および減算回路９９を有している。
【００５５】
抵抗素子９１と抵抗素子９２とは、基準電源線（例えば、予め定められた所定の電圧値Ｖｒｅｆ）９ｆと電源線９ａとの間に直列に接続されている。抵抗素子９２には、抵抗素子９３とトランジスタ９８との直列回路が並列に接続されている。すなわち、トランジスタ９８のコレクタは抵抗素子９３を介して抵抗素子９１と抵抗素子９２との間のノードに接続されており、トランジスタ９８のエミッタは電源線９ａに接続されている。トランジスタ９８のベースは電力変更部７０の第３の入力７０ｃに接続されており、トランジスタ９８のベースにはＨブリッジ制御信号生成部５６からのＨブリッジ制御信号Ｓｂが入力される。このように、電力補償部９０における抵抗素子９１，９２，９３、およびトランジスタ９８は、特許請求の範囲に記載の基準信号生成部（可変抵抗部）２００を構成しており、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂに応答して、所定の電圧値Ｖｒｅｆから第１の基準値または第２の基準値を有する基準信号Ｖｒを、抵抗素子９１と抵抗素子９２との間のノードに生成する。抵抗素子９１と抵抗素子９２との間のノードは抵抗素子９４を介して減算回路９９のマイナス入力に接続されている。
【００５６】
一方、共振電圧マスク部８０の出力と電源線９ａとの間には抵抗素子９５と抵抗素子９６とが直列に接続されており、抵抗素子９５と抵抗素子９６との間のノードは減算回路９９のプラス入力に接続されている。減算回路９９の出力とマイナス入力との間には、抵抗素子９７がフィードバック接続されている。減算回路９９は、抵抗素子９５と抵抗素子９６との間のノード電圧値から抵抗素子９１と抵抗素子９２との間のノード電圧値を減算した値に応じた電圧補正信号ＶＳｒを生成する。すなわち、共振電圧マスク部８０と電力補償部９０における抵抗素子９４，９５，９６，９７および減算回路９９とは、特許請求の範囲に記載の電圧検出信号補正部２１０を構成しており、電圧検出信号ＶＳの分圧値と基準信号Ｖｒの値との差分値に応じた電圧補正信号ＶＳｒを生成する。
【００５７】
ここで、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂがローレベルのときには、トランジスタ９８がオフ状態となるので、基準信号Ｖｒの第２の基準値Ｖｏｆｆは下式（１）によって表される。一方、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂがハイレベルのときには、トランジスタ９８がオン状態となるので、基準信号Ｖｒの第１の基準値Ｖｏｎは下式（２）によって表される。
Ｖｏｆｆ＝Ｖｒｅｆ×Ｒ９２／（Ｒ９１＋Ｒ９２）・・・（１）
Ｖｏｎ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ９２//Ｒ９３）／（Ｒ９１＋（Ｒ９２//Ｒ９３））・・・（２）
Ｖｒｅｆ：予め定められた所定の電圧値
Ｒ９１：抵抗素子９１の抵抗値
Ｒ９２：抵抗素子９２の抵抗値
Ｒ９３：抵抗素子９３の抵抗値
【００５８】
電力補償部９０では、上記（１）式における基準信号Ｖｒの第２の基準値Ｖｏｆｆの値が、トランジスタ３２およびトランジスタ３３におけるドレイン−ソース間の電圧降下値の総和値に応じた値となり、上記（２）式における基準信号Ｖｒの第１の基準値Ｖｏｎの値が、トランジスタ３１およびトランジスタ３４におけるドレイン−ソース間の電圧降下値の総和値に応じた値となるように、所定の電圧値Ｖｒｅｆおよび抵抗素子９１，９２，９３それぞれの抵抗値Ｒ９１，９２，９３が予め設定されている。したがって、電力補償部９０の出力電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧から各々ＶｏｆｆまたはＶｏｎを減算した値の相当値となる。なお、基準信号Ｖｒの第２の基準値Ｖｏｆｆの値および第１の基準値Ｖｏｎの値は、トランジスタ３２およびトランジスタ３３のドレイン−ソース間の耐圧値とトランジスタ３１およびトランジスタ３４のドレイン−ソース間の耐圧値との比率をもとに算出された値に設定されてもよい。電力補償部９０における減算回路９９の出力は、電力変更部７０の出力７０ｄに接続されている。
【００５９】
次に、放電灯点灯回路１の動作を説明する。以下では、図１〜図４と共に図６を参照する。図６は、放電灯点灯開始時における放電灯点灯回路の各部波形を示す図である。図６（ａ）には、一対の入力６ａ，６ｂ間の電圧が示されており、図６（ｂ）には、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧が示されている。また、図６（ｃ）には、インバータ回路３０におけるトランジスタ３１のドレイン−ソース間電圧およびトランジスタ３４のドレイン−ソース間電圧が示されており、図６（ｄ）にはインバータ回路３０におけるトランジスタ３２のドレイン−ソース間電圧およびトランジスタ３３のドレイン−ソース間電圧が示されている。
【００６０】
まず、車両運転者によってスイッチ２がオン状態とされ、一対の入力６ａ，６ｂの間にバッテリ３の直流電力が入力されると（図６（ａ）における時間ｔ１）、制御回路５０から電力制御信号Ｓｐが出力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０におけるトランジスタ１２がスイッチングされる。トランジスタ１２がオン状態であるときには、トランス１１における１次コイル１１ａの端子間に電圧が発生する。一方、トランジスタ１２がオフ状態であるときには、１次コイル１１ａの端子間電圧が反転すると共に、２次コイル１１ｂの端子間および３次コイル１１ｃの端子間に電圧が発生する。２次コイル１１ｂの端子間に電圧が発生すると、ダイオード１３を介して容量素子１４に電荷が蓄えられる。トランジスタ１２によってこのスイッチング動作が繰り返されると、容量素子１４の端子間には、バッテリ３の直流電圧（例えば、約１２Ｖ）、１次コイル１１ａの端子間電圧および２次コイル１１ｂの端子間電圧が加算された高電圧（例えば、約３５０Ｖ〜４００Ｖ）が発生する。また、３次コイル１１ｃの一端には、トランジスタ１２がオフ状態であるときに、バッテリ３の直流電圧、１次コイル１１ａの端子間電圧、２次コイル１１ｂの端子間電圧および３次コイル１１ｃの端子間電圧が加算された高電圧（例えば、約３５０Ｖ〜４００Ｖ）が発生する。
【００６１】
容量素子１４の端子間、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力間に高電圧が発生すると（図６（ｂ）参照）、検出回路２０によって検出される電圧検出信号ＶＳの値が所定値より大きい、すなわち、立消え検出部６０における抵抗素子６１と抵抗素子６２とによる電圧検出信号ＶＳの分圧値が抵抗素子６３と抵抗素子６４とによる基準電圧Ｖｒｅｆｂの分圧値より大きいので、比較器６７のプラス入力の電圧値がマイナス入力の電圧値より大きく、比較器６７の出力電圧がハイレベルとなる。その結果、Ｈブリッジ制御信号生成部５６によって、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂのレベルがハイレベルに固定され、インバータ回路３０におけるＨブリッジ信号生成部３５によってトランジスタ３１およびトランジスタ３４がオン状態に固定されると共に、トランジスタ３２およびトランジスタ３３がオフ状態に固定される（図６（ｃ）および図６（ｄ）参照）。
【００６２】
また、スタータ回路４０における容量素子４４には、ダイオード４２および抵抗素子４３を介して電荷が蓄えられる。容量素子４４の端子間電圧がスパークギャップ４５の絶縁破壊閾値を越えると、スパークギャップ４５がオン状態となり、トランス４１における１次コイル４１ａには瞬時電流が流れ、トランス４１における２次コイル４１ｂの端子間には高電圧（例えば、約２０ｋＶ）および狭パルス幅の起動パルス電圧が誘起される（図６（ｃ）における時間ｔ２）。その結果、放電灯点灯回路１の一対の出力７ａ、７ｂの間には、起動パルス電圧が重畳されたインバータ回路３０からの出力電圧が発生し、ソケット４に搭載された放電灯５が絶縁破壊を起こすことによって点灯を開始する。なお、放電灯５は１回の起動パルス電圧で起動するとは限らない。放電灯５が点灯を開始するまでは、放電灯５はハイインピーダンスであるので、起動パルス電圧は、容量素子４４の充電時間、すなわち容量素子４４の容量値と抵抗素子４３の抵抗値との時定数で定まる所定の間隔で繰り返し発生される。
【００６３】
放電灯５が点灯を開始すると、放電灯５のインピーダンスが低下し、放電灯５には電流が流れるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧が低下する（例えば、１００Ｖ以下：図６（ｂ）〜図６（ｄ）の時間ｔ２）。なお、図６（ｂ）に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧（すなわち放電灯５の両端に印加される電圧）は、放電灯点灯開始後、約２５Ｖに低下し、その後徐々に上昇して、定常状態では約８５Ｖ（水銀フリーバルブでは約４５Ｖ）となる。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧に重畳される共振電圧は、定常状態で約１２０Ｖである。すると、検出回路２０の電圧検出信号ＶＳの値が所定値より低下する、すなわち、立消え検出部６０における抵抗素子６１と抵抗素子６２とによる電圧検出信号ＶＳの分圧値が抵抗素子６３と抵抗素子６４とによる基準電圧Ｖｒｅｆｂの分圧値より低下するので、比較器６７のプラス入力の電圧値がマイナス入力の電圧値より小さくなり、比較器６７の出力電圧がローレベルとなる。その結果、Ｈブリッジ制御信号生成部５６によって、矩形波がＨブリッジ制御信号Ｓｂとして出力され、インバータ回路３０におけるＨブリッジ信号生成部３５によってトランジスタ３１およびトランジスタ３４とトランジスタ３２およびトランジスタ３３とが交互にオン状態となることによって、インバータ回路３０にて交流電力が生成される。なお、放電灯５が点灯を開始すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧が低下するので、スタータ回路４０における容量素子４４の端子間電圧がスパークギャップ４５の絶縁破壊閾値を超えることはなく、起動パルス電圧が発生されることはない。
【００６４】
ここで、放電灯５点灯開始直後では、Ｈブリッジ制御信号生成部５６によってインバータ回路３０におけるトランジスタのオン／オフ変換の周波数値が低下される。これによって、放電灯５の点灯移行確立を高めることができる。すなわち、点灯性能を向上することができる（図６（ｃ）および図６（ｄ）における時間ｔ２〜ｔ３）。
【００６５】
また、放電灯５が交流点灯を開始すると、インバータ回路３０におけるトランジスタ３１およびトランジスタ３４とトランジスタ３２およびトランジスタ３３とのオン／オフ切り換え時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０における容量素子１４とスタータ回路４０におけるトランス４１の２次コイル４１ｂとによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧には共振電圧が重畳される。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧に共振電圧が重畳されていないときには、共振電圧マスク部８０におけるマスク信号生成部８７によって、トランジスタ８６がオフ状態となり、容量素子８８は電圧検出信号ＶＳの値に応じて充電される。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧に共振電圧が重畳されているときには、マスク信号生成部８７によって、トランジスタ８６がオン状態となり、容量素子８８は充電されず、容量素子８８の電圧は保持される。その結果、共振電圧マスク部８０の出力電圧では、共振電圧が取り除かれる。
【００６６】
また、放電灯５が交流点灯を開始すると、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂがローレベルのときには電力変更部７０におけるトランジスタ９８がオフ状態となり、抵抗素子９１と抵抗素子９２との間のノードに上記（１）式によって求められた第２の基準値Ｖｏｆｆを有する基準信号Ｖｒが生成され、減算回路９９によって電圧検出信号ＶＳの分圧値から基準信号Ｖｒの第２の基準値Ｖｏｆｆが減算された値を有する電圧補正信号ＶＳｒが生成される。このとき、上記（１）式によって求められた第２の基準値Ｖｏｆｆはトランジスタ３２およびトランジスタ３３におけるドレイン−ソース間の電圧降下値の総和値に応じた値であるので、電圧補正信号ＶＳｒの値は、放電灯５に印加される電圧を適切に検出した値である。
【００６７】
一方、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂがハイレベルのときには電力変更部７０におけるトランジスタ９８がオン状態となり、抵抗素子９１と抵抗素子９２との間のノードに上記（２）式によって求められた第１の基準値Ｖｏｎを有する基準信号Ｖｒが生成され、減算回路９９によって電圧検出信号ＶＳの分圧値から基準信号Ｖｒの第１の基準値Ｖｏｎの値が減算された電圧が生成される。このとき、上記（２）式によって求められた第１の基準値Ｖｏｎの値はトランジスタ３１およびトランジスタ３４におけるドレイン−ソース間の電圧降下値の総和値に応じた値であるので、電圧補正信号ＶＳｒの値は、放電灯５に印加される電圧を適切に検出した値である。
【００６８】
減算回路９９からの電圧補正信号ＶＳｒは、発光促進制御部５２および定電力制御部５３に入力され、誤差増幅部５５および電力制御信号生成部５７によって電力制御信号Ｓｐのデューティが制御されるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の昇圧直流電力、すなわち放電灯５に供給される電力が適切に制御されることとなる。
【００６９】
放電灯５に印加される電力は、発光促進制御部５２および定電力制御部５３によって、スイッチ２がオン状態となった後の経過時間Ｔ、電圧補正信号ＶＳｒや電流検出信号ＩＳなどに応じた電圧に基づいて制御される。具体的には、点灯開始時には放電灯印加電力を増加（例えば７５Ｗ）することによって、放電灯５の電極温度が迅速に高められる。この電極温度が除々に上昇すると、放電灯印加電力が除々に低下される。その後、放電灯５が安定状態になると、放電灯印加電力は所定値（例えば３５Ｗ）に一定制御される。
【００７０】
ところで、図７は、放電灯立ち消え状態における放電灯点灯回路の各部波形を示す図である。図７（ａ）には、放電灯５に流れる電流、すなわちインバータ回路３０の出力電流が示されており、図７（ｂ）には、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧が示されている。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電流は、一方向にのみ流れる電流であり、当該電流値は、図７（ａ）に示されたプラス値とマイナス値を示す矩形波信号の振幅（すなわち、絶対値）を示す値となる。図７（ｃ）には、トランジスタ３１およびトランジスタ３４のゲート電圧、すなわちＨブリッジ制御信号Ｓｂが示されており、図７（ｄ）には、立消え検出部６０における比較器６７の出力信号が示されている。
【００７１】
放電灯５点灯直後では、放電灯５の点灯状態が不安定なために、点灯を開始しても点灯が自然に終了してしまうことがある。この立ち消え状態では、放電灯５が再びハイインピーダンスとなると共に、放電灯５には電流が流れなくなるので（図７（ａ）における時間ｔ１１〜ｔ１２）、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧が再び上昇し（図７（ｂ）における時間ｔ１１〜ｔ１２）、比較器６７の出力電圧が再びハイレベルとなることによって（図７（ｄ）における時間ｔ１１〜ｔ１２）、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂがハイレベルに固定される（図７（ｃ）における時間ｔ１１〜ｔ１２）。これによって、インバータ回路３０におけるトランジスタ３１およびトランジスタ３４がオン状態に固定されると共に、トランジスタ３２およびトランジスタ３３がオフ状態に固定される。一方、スタータ回路４０では起動パルス電圧が生成され、放電灯５が再び点灯を開始する（図７における時間ｔ１２）。
【００７２】
放電灯５が再び点灯を開始すると、放電灯５のインピーダンスが低下し、放電灯５には電流が流れるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧が低下する。すると、比較器６７の出力電圧がローレベルとなり、Ｈブリッジ制御信号生成部５６によって矩形波信号がＨブリッジ制御信号Ｓｂとして出力される。これによって、インバータ回路３０におけるトランジスタ３１およびトランジスタ３４とトランジスタ３２およびトランジスタ３３とが交互にオン状態となり、放電灯５が交流点灯される。なお、放電灯５点灯開始直後では、Ｈブリッジ制御信号生成部５６によってインバータ回路３０におけるトランジスタのオン／オフ変換の周波数値が低下される（図７（ｃ）および図７（ｄ）における時間ｔ１２〜ｔ１３）。
【００７３】
このように、放電灯点灯回路１では、放電灯５が立ち消え状態となっても、上述した放電灯５の点灯開始動作が再び実行され、放電灯５が自動的に再点灯される。
【００７４】
このように、この第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、放電灯５が未点灯状態であるときには、インバータ回路３０におけるトランジスタ３１およびトランジスタ３４がオン状態に固定されるので、トランジスタ３１およびトランジスタ３４にＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０からの高電圧が印加されることがない。一方、放電灯５が点灯状態であるときには、未点灯状態であるときに比べて放電灯５のインピーダンスが低下するので、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０からの出力電圧の値は低下する。その結果、この第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、放電灯５が点灯状態であるときに、インバータ回路３０におけるトランジスタ３１およびトランジスタ３４にＤＣ−ＤＣコンバータ回路から印加される電圧は低い。
【００７５】
したがって、この第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、トランジスタ３１およびトランジスタ３４として、トランジスタ３２およびトランジスタ３３に比べて低耐圧品を用いることができ、トランジスタ３１のオン抵抗値およびトランジスタ３４のオン抵抗値を小さくすることができる。故に、この第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、トランジスタ３１およびトランジスタ３４における損失および発熱を低減することが可能である。
【００７６】
また、この第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、スタータ回路４０がサイリスタではなくスパークギャップ４５（自己降伏型スイッチ素子）を有しているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路からの起動用電力に応じた直流電力から、放電灯５を起動するための起動パルス電圧を生成することが可能である。
【００７７】
また、この第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、放電灯５が立ち消えしたとしても、検出回路２０が放電灯５のインピーダンスの上昇によるＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０からの出力電圧の上昇を検出し、制御回路５０がインバータ回路３０におけるトランジスタ３１およびトランジスタ３４をオン状態とすると共に、トランジスタ３２およびトランジスタ３３をオフ状態とする。すなわち、この第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、放電灯５が立ち消えしたとしても、放電灯点灯前の放電灯起動動作が再び行われる。したがって、この構成によれば、放電灯５が立ち消えしたとしても、トランジスタ３１およびトランジスタ３４にＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０からの高電圧が印加されることがない。また、この第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、スタータ回路４０による起動動作が再び実行されるので、放電灯５が自動的に再点灯される。
【００７８】
ところで、トランジスタ３１およびトランジスタ３４として、トランジスタ３２およびトランジスタ３３に比べて低耐圧品を用いると、これらのオン抵抗値の差に起因して、トランジスタ３１およびトランジスタ３４の電圧降下量とトランジスタ３２およびトランジスタ３３の電圧降下量とが異なる。その結果、トランジスタ３１およびトランジスタ３４がオン状態であるときと、トランジスタ３２およびトランジスタ３３がオン状態であるときとで、放電灯５に印加される電圧と検出回路２０からの電圧検出信号ＶＳが示す電圧とが異なり、放電灯５に供給する電力を適切に制御することができない可能性がある。
【００７９】
しかしながら、この第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、制御回路５０における電力変換部７０が、トランジスタ３１およびトランジスタ３４がオン状態であるときには、上記（２）式から第１の基準値Ｖｏｎを有する基準信号Ｖｒを生成し、トランジスタ３２およびトランジスタ３３がオン状態であるときには、上記（１）式から第２の基準値Ｖｏｆｆを有する基準信号Ｖｒを生成し、電圧検出信号ＶＳの分圧値と基準信号Ｖｒとの差分値に応じた電圧補正信号ＶＳｒを生成する。したがって、この第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、第１の基準値Ｖｏｎをトランジスタ３１の電圧降下量およびトランジスタ３４の電圧降下量の総和値に応じた値とし、第２の基準値Ｖｏｆｆをトランジスタ３２の電圧降下量およびトランジスタ３３の電圧降下量の総和値に応じた値とすることによって、電圧補正信号ＶＳｒの値を放電灯５に印加される電圧に応じた値とすることができ、放電灯５に印加される電圧を適切に検出することができる。また、この第１の実施形態の放電灯点灯回路１によれば、制御回路５０における電力変更部７０および電力制御信号生成部５７が、電圧補正信号ＶＳｒの値に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０からの昇圧直流電力を変更するので、放電灯５に供給する電力を適切に制御することが可能である。
【００８０】
［第２の実施形態］
図８は、本発明の第２の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。図８に示す放電灯点灯回路１Ａは、放電灯点灯回路１においてＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０に代えてＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０Ａを備えており、スタータ回路４０に代えてスタータ回路４０Ａを備えており、制御回路５０に代えて制御回路５０Ａを備えている構成において、第１の実施形態と異なっている。放電灯点灯回路１Ａの他の構成は、放電灯点灯回路１と同一である。
【００８１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０Ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０においてトランス１１に代えてトランス１１Ａを備えている点でＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０と異なっている。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０Ａの他の構成は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０と同一である。トランス１１Ａは、トランス１１において３次コイル１１ｃを有さず、１次コイル１１ａと２次コイル１１ｂとから構成されるフライバックトランスである。
【００８２】
スタータ回路４０Ａは、スタータ回路４０においてダイオード４２のアノードが一方の入力、すなわちトランス４１の２次コイル４１ｂおよびインバータ回路３０の一方の出力に接続されている点でスタータ回路４０と異なっている。スタータ回路４０Ａの他の構成は、スタータ回路４０と同一である。
【００８３】
制御回路５０Ａは、制御回路５０において電力変更部７０に代えて電力変更部７０Ａを備えている点で制御回路５０と異なっている。制御回路５０Ａの他の構成は、制御回路５０と同一である。
【００８４】
図９は、第２の実施形態に係る電力変更部を示す回路図である。図９に示す電力変更部７０Ａは、電力変更部７０において電力補償部９０に代えて電力補償部９０Ａを備えている点で電力変更部７０と異なっている。電力変更部７０Ａの他の構成は、電力変更部７０と同一である。電力補償部９０Ａは、電力補償部９０において抵抗素子９１の一端が電力変更部７０Ａの第２の入力７０ｂに接続されている点で電力補償部９０と異なっている。すなわち、第１の実施形態では抵抗素子９１の一端には予め設定された所定の電圧値Ｖｒｅｆが入力されたが、第２の実施形態では抵抗素子９１の一端には検出回路２０からの電流検出信号ＩＳが入力される。
【００８５】
第２の実施形態では、電力補償部９０Ａにおける抵抗素子９１，９２，９３、およびトランジスタ９８が、特許請求の範囲に記載の基準信号生成部（可変抵抗部）２００Ａを構成しており、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂに応答して、電流検出信号ＩＳの値から第１の基準値または第２の基準値を有する基準信号Ｖｒを、抵抗素子９１と抵抗素子９２との間のノードに生成する。
【００８６】
ここで、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂがローレベルのときの基準信号Ｖｒの第２の基準値Ｖｏｆｆは下式（３）によって表され、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂがハイレベルのときの基準信号Ｖｒの第１の基準値Ｖｏｎは下式（４）によって表される。
Ｖｏｆｆ＝Ｉ２１×Ｒ２１×Ｒ９２／（Ｒ９１＋Ｒ９２）・・・（３）
Ｖｏｎ＝Ｉ２１×Ｒ２１×（Ｒ９２//Ｒ９３）／（Ｒ９１＋（Ｒ９２//Ｒ９３））・・・（４）
Ｉ２１×Ｒ２１：電流検出信号ＩＳの値
Ｉ２１：抵抗素子２１を流れる電流値
Ｒ２１：抵抗素子２１の抵抗値
Ｒ９１：抵抗素子９１の抵抗値
Ｒ９２：抵抗素子９２の抵抗値
Ｒ９３：抵抗素子９３の抵抗値
【００８７】
ここで、上記（３）式におけるＩ２１はトランジスタ３２およびトランジスタ３３を流れる電流値であるので、上記（３）式におけるＲ２１×Ｒ９２／（Ｒ９１＋Ｒ９２）の値をトランジスタ３２およびトランジスタ３３におけるドレイン−ソース間のオン抵抗値の総和値に設定することによって、上記（３）式における第２の基準値Ｖｏｆｆは、トランジスタ３２およびトランジスタ３３におけるドレイン−ソース間の電圧降下量の総和値を表すこととなる。同様に、上記（４）式におけるＩ２１はトランジスタ３１およびトランジスタ３４を流れる電流値であるので、上記（４）式におけるＲ２１×（Ｒ９２//Ｒ９３）／（Ｒ９１＋Ｒ９２//Ｒ９３）の値をトランジスタ３１およびトランジスタ３４におけるドレイン−ソース間のオン抵抗値の総和値に設定することによって、上記（４）式における第１の基準値Ｖｏｎは、トランジスタ３１およびトランジスタ３４におけるドレイン−ソース間の電圧降下量の総和値を表すこととなる。したがって、電力補償部９０Ａの出力電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧から各々ＶｏｆｆまたはＶｏｎを減算した値の相当値となる。
【００８８】
この第２の実施形態の放電灯点灯回路１Ａでも、第１の実施形態と同様な効果が得られる。この第２の実施形態の放電灯点灯回路１Ａでは、トランジスタ３１，３２，３３，３４に実際に流れている電流に応じた電流検出信号ＩＳの値を用いて、トランジスタ３１の電圧降下量およびトランジスタ３４の電圧降下量を表す第１の基準値Ｖｏｎ、およびトランジスタ３２の電圧降下量およびトランジスタ３３の電圧降下量を表す第２の基準値Ｖｏｆｆが設定されるので、放電灯５に印加される電圧をより適切に検出することができ、放電灯５に供給する電力制御をより適切に行うことが可能となる。
【００８９】
なお、本発明は上記した本実施形態に限定されることなく種々の変形が可能である。
【００９０】
本実施形態では、放電灯に供給する電力制御をより適切に行うために、検出回路からの検出電圧と放電灯に印加される電圧との誤差を補償する方法として、トランジスタの電圧降下量を表す固定値を用いる方法と、トランジスタのオン抵抗値および実際の検出電流値を用いる方法とを例示したが、これらの方法は組み合わされてもよい。
【００９１】
図１０は、変形例に係る電力変更部を示す回路図である。図１０に示す電力変更部７０Ｂは、電力変更部７０において電力補償部９０に代えて電力補償部９０Ｂを有している点で電力変更部７０と異なっている。電力補償部９０Ｂでは、抵抗素子１１１と抵抗素子１１２とが、基準電源線（例えば、電圧値Ｖｒｅｆ）９ｆと電源線９ａとの間に直列に接続されている。抵抗素子１１２には、抵抗素子１１３とトランジスタ１１４との直列回路が並列に接続されている。一方、抵抗素子１１６と抵抗素子１１７とは、電力変更部７０Ｂの第２の入力７０ｂと電源線９ａとの間に直列に接続されている。電力変更部７０Ｂの第２の入力７０ｂには、検出回路２０からの電流検出信号ＩＳが入力される。抵抗素子１１７には、抵抗素子１１８とトランジスタ１１９との直列回路が並列に接続されている。トランジスタ１１４，１１９のベースは電力変更部７０Ｂの第３の入力７０ｃに接続されており、トランジスタ１１４，１１９のベースにはＨブリッジ制御信号Ｓｂが入力される。
【００９２】
抵抗素子１１１と抵抗素子１１２との間のノードと、抵抗素子１１６と抵抗素子１１７との間のノードとは、それぞれ抵抗素子１１５、抵抗素子１２０を介して接続されており、その接続されたノードは抵抗素子１２１を介して増幅器１２２のプラス入力に接続されている。増幅器１２２の出力と電源線９ａとの間には抵抗素子１２３と抵抗素子１２４とが直列に接続されており、抵抗素子１２３と抵抗素子１２４との間のノードは増幅器１２２のマイナス入力に接続されている。増幅器１２２の出力は抵抗素子９４を介して減算回路９９のマイナス入力に接続されている。減算回路９９の周辺回路構成は第１の実施形態と同一である。
【００９３】
本変形例では、抵抗素子１１１、抵抗素子１１２、抵抗素子１１３およびトランジスタ１１４による所定の電圧値Ｖｒｅｆの分圧値と、抵抗素子１１６、抵抗素子１１７、抵抗素子１１８およびトランジスタ１１９による電流検出信号ＩＳの分圧値とが加算された増幅器１２２の出力電圧が第１の基準値または第２の基準値を有する基準信号Ｖｒである。減算回路９９は、抵抗素子９５、抵抗素子９６、抵抗素子８１および抵抗素子８２による電圧検出信号ＶＳの分圧値と、増幅器１２２の基準信号Ｖｒの値とに応じて電圧補正信号ＶＳｒを生成する。
【００９４】
ここで、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂがローレベルのときの基準信号Ｖｒの第２の基準値Ｖｏｆｆは下式（５）によって表され、Ｈブリッジ制御信号Ｓｂがハイレベルのときの基準信号Ｖｒの第１の基準値Ｖｏｎは下式（６）によって表される。
Ｖｏｆｆ＝Ｖｒｅｆ×Ｒ１１２／（Ｒ１１１＋Ｒ１１２）＋Ｉ２１×Ｒ２１×Ｒ１１７／（Ｒ１１６＋Ｒ１１７）・・・（５）
Ｖｏｎ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１１２//Ｒ１１３）／（Ｒ１１１＋（Ｒ１１２//Ｒ１１３））＋Ｉ２１×Ｒ２１×（Ｒ１１７//Ｒ１１８）／（Ｒ１１６＋（Ｒ１１７//Ｒ１１８））・・・（６）
Ｒ１１１，Ｒ１１２，Ｒ１１３，Ｒ１１６，Ｒ１１７，Ｒ１１８：抵抗素子１１１，１１２，１１３，１１６，１１７，１１８それぞれの抵抗値
【００９５】
本変形例では、上記（５）式における第２の基準値Ｖｏｆｆをトランジスタ３２およびトランジスタ３３におけるドレイン−ソース間の電圧降下量の総和値に応じた値に設定し、上記（６）式における第１の基準値Ｖｏｎを、トランジスタ３１およびトランジスタ３４におけるドレイン−ソース間の電圧降下量の総和値に応じた値に設定すればよい。その結果、電力補償部９０Ｂの出力電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧から各々ＶｏｆｆまたはＶｏｎを減算した値の相当値となる。
【００９６】
また、第１の実施形態では、起動パルス電圧を生成するための起動用電力が、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０におけるトランス１１の３次コイル１１ｃからスタータ回路４０に供給されたが、起動用電力は昇圧直流電力であってもよい。図１１は、変形例１に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。変形例１に係る放電灯点灯回路１Ｂは、放電灯点灯回路１においてＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の代わりにＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０Ｂを備えており、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０Ｂでは、起動用出力が昇圧直流電力用出力に接続されている。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０Ｂでは、トランス１１の代わりにトランス１１Ａが用いられている。
【００９７】
図１２は、変形例２に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。変形例２に係る放電灯点灯回路１Ｃは、放電灯点灯回路１においてＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の代わりにＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０Ｃを備えており、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０Ｃは、容量素子１５、ダイオード１６および抵抗素子１７から構成される２倍圧回路を有している。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０Ｂでも、トランス１１の代わりにトランス１１Ａが用いられている。このように、トランス１１Ａの２次コイル１１ｂの電圧を２倍圧回路によって昇圧した電圧からスタータ回路４０のための起動用電力を生成してもよい。
【００９８】
図１３は、変形例３に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。変形例２に係る放電灯点灯回路１Ｄは、放電灯点灯回路１においてＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の代わりにＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０Ｄを備えており、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０Ｄは、容量素子１５、ダイオード１６および抵抗素子１７から構成される２倍圧回路を有している。このように、トランス１１の３次コイル１１ｃの電圧を２倍圧回路によって昇圧した電圧からスタータ回路４０のための起動用電力を生成してもよい。
【００９９】
また、特開２００１−２０３０８７号公報における図３と図７とに示されるように、マイナスの３倍電圧を起動用電力として用いられてもよい。
【０１００】
また、本実施形態では、立消え検出部６０は電圧検出信号ＶＳによって立消えを検出したが、電圧検出信号ＶＳの代わりに電圧補正信号ＶＳｒによって立消えを検出してもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１０１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。
【図２】図１に示す制御回路を示す回路図である。
【図３】図２に示す立消え検出部を示す回路図である。
【図４】図２に示す電力変更部を示す回路図である。
【図５】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧および共振電圧マスク部の出力電圧を示す図である。
【図６】放電灯点灯開始時における放電灯点灯回路の各部波形を示す図である。
【図７】放電灯立ち消え状態における放電灯点灯回路の各部波形を示す図である。
【図８】本発明の第２の実施形態に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。
【図９】第２の実施形態に係る電力変更部を示す回路図である。
【図１０】変形例に係る電力変更部を示す回路図である。
【図１１】変形例１に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。
【図１２】変形例２に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。
【図１３】変形例３に係る放電灯点灯回路を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１０２】
１…放電灯点灯回路（６ａ，６ｂ…入力、７ａ，７ｂ…出力）、２…スイッチ、３…バッテリ、４…ソケット、５…放電灯、１０…ＤＣ−ＤＣコンバータ回路、１１…トランス、１２…トランジスタ、１３…ダイオード、１４…容量素子、２０…検出回路、２１…抵抗素子、３０…Ｈブリッジ型インバータ回路、３１…トランジスタ（第１の半導体素子）、３２…トランジスタ（第２の半導体素子）、３３…トランジスタ（第３の半導体素子）、３４…トランジスタ（第４の半導体素子）、４０…スタータ回路、４１…トランス、４２…ダイオード、４３…抵抗素子、４４…容量素子、４５…スパークギャップ（自己降伏型スイッチ素子）、５０…制御回路、５１…駆動制御部、２００…基準信号生成部（可変抵抗部）、２１０…電圧検出信号補正部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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