(57)【要約】【課題】利用効率が良く、安定した出力電圧が得られるチャージポンプ式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する。【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０ａは、４行３列のマトリックス状に配列された複数のキャパシタＣ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３を備える。各行のキャパシタＣ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３を行スイッチＳＷａにより直列接続し、各行のキャパシタに充電用のスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３をオンして入力電圧Ｖｉを供給して各キャパシタを充電する。次に、各列のキャパシタＣ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜Ｃ３３，Ｃ４１〜Ｃ４３を列スイッチＳＷｂにより直列接続するとともに各キャパシタ列を共通の第１ノードと第２ノードとの間に並列接続し、出力電圧Ｖｏを出力する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ行Ｍ列のマトリックス状に配列された複数のキャパシタと、
各行のキャパシタを直列接続する行スイッチと、
各列のキャパシタを直列接続するとともに各キャパシタ列を共通の第１ノードと第２ノ
ードとの間に並列接続する列スイッチと、
各行のキャパシタに入力電圧を供給する充電用スイッチと、
を備えたことを特徴とするチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
各列のキャパシタを並列接続するノードに対して入力電圧を供給及び停止を制御するた
めの電圧切替用の第１スイッチと、
各列のキャパシタを並列接続するノードと低電位電源とを接離する電圧切替用の第２ス
イッチと、
を備えたことを特徴とする請求項１記載のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
Ｎ行Ｍ列のマトリックス状に配列された複数のキャパシタを備え、各行のキャパシタを
行スイッチにより直列接続するとともに各行に対して充電用スイッチをオンして入力電圧
により各行のキャパシタを充電し、各列のキャパシタを直列接続するとともに各キャパシ
タ列を共通の第１ノードと第２ノードとの間に並列接続し、各列のキャパシタの数及び各
キャパシタの充電電圧に応じた出力電圧を出力するようにした、ことを特徴とするチャー
ジポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の制御方法。
【請求項４】
各列のキャパシタを並列接続するノードに接続された電圧切替用の第１スイッチをオン
して前記ノードを入力電圧分オフセットすることと、第２スイッチをオンして前記ノード
を低電位電源に接続することと、を切り替え可能としたことを特徴とする請求項３記載の
チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、携帯機器においてその一つの機器内に複数の駆動電圧を必要とする回路を含む場
合、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路が設けられている。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は入力電圧
を所定の電圧に電圧変換し、その電圧を各回路に供給する。このような携帯機器のＤＣ−
ＤＣコンバータ回路は、高効率且つ省スペースであることが求められている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の方式の一つとして、インダクタ（コイル）を用いないチャ
ージポンプ式のものがある。この方式を用いると、インダクタを用いない分、ＤＣ−ＤＣ
コンバータのスペースを小さくすることができるとともに、インダクタの抵抗分による放
熱を考慮する必要がない。例えば、特許文献１には、インダクタの変わりにキャパシタ（
キャパシタ）を用いて所定の電源電圧を回路に供給するスイッチトキャパシタ電源が開示
されている。
【特許文献１】特開平１０−１１７４７４号公報（段落［００３９］〜［００４４］、第３図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に記載されたスイッチトキャパシタ電源では、充放電のみに
利用されるキャパシタと充電のみに利用されるキャパシタとが分かれているため、キャパ
シタの利用効率が悪いという問題がある。また、各キャパシタを平均的に充電するために
電圧平均化用キャパシタを各キャパシタに順次並列接続する必要があり、キャパシタの充
電サイクルが長くなるため、安定した出力を得ることが難しいという問題がある。
【０００５】
本発明は、前述した上記問題点を解消するためになされたものであって、その目的は、
利用効率が良く、安定した出力電圧が得られるチャージポンプ式ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明は、Ｎ行Ｍ列のマトリックス状に配列された複数の
キャパシタと、各行のキャパシタを直列接続する行スイッチと、各列のキャパシタを直列
接続するとともに各キャパシタ列を共通の第１ノードと第２ノードとの間に並列接続する
列スイッチと、各行のキャパシタに入力電圧を供給する充電用スイッチと、を備えた。
【０００７】
この構成によれば、前記充電用スイッチ及び行スイッチをオンするとともに列スイッチ
をオフし、入力電圧により各行のキャパシタを充電する。その充電により各キャパシタの
電極間電圧は、入力電圧を各行のキャパシタの接続数で除算した値（＝Ｖｉ／Ｎ）となる
。次に、前記充電用スイッチ及び行スイッチをオフするとともに列スイッチをオンする。
これにより、各列のキャパシタの接続数を各キャパシタの電極間電圧に乗算した値（＝Ｖ
ｉ×Ｍ／Ｎ）の出力電圧が得られる。つまり、入力電圧（Ｖｉ）を（Ｍ／Ｎ）倍した出力
電圧が得られる。
【０００８】
更に、各列のキャパシタを並列接続するノードに対して入力電圧を供給及び停止を制御
するための電圧切替用の第１スイッチと、各列のキャパシタを並列接続するノードと低電
位電源とを接離する電圧切替用の第２スイッチと、を備えた。
【０００９】
この構成によれば、第１スイッチをオフし第２スイッチをオンすることによりノードが
低電位電源に接続され、上記キャパシタの電極間電圧を合計した値（＝Ｖｉ×Ｍ／Ｎ）の
出力電圧が得られる。一方、第１スイッチをオンし第２スイッチをオフすることによりノ
ードに入力電圧Ｖｉが供給されるため、その電圧分シフトした値（＝Ｖｉ（１＋Ｍ／Ｎ）
）の出力電圧が得られる。つまり、入力電圧（Ｖｉ）を（Ｍ／Ｎ）倍した出力電圧、又は
その電圧を入力電圧（Ｖｉ）だけシフトした出力電圧が切り替えにより容易に得られる。
つまり、電圧変換における倍率を（Ｎ／Ｍ）倍若しくは（１＋（Ｎ／Ｍ））倍へと容易に
変更することができる。
【００１０】
また、本発明は、Ｎ行Ｍ列のマトリックス状に配列された複数のキャパシタを備え、各
行のキャパシタを行スイッチにより直列接続するとともに各行に対して充電用スイッチを
オンして入力電圧により各行のキャパシタを充電し、各列のキャパシタを直列接続すると
ともに各キャパシタ列を共通の第１ノードと第２ノードとの間に並列接続し、各列のキャ
パシタの数及び各キャパシタの充電電圧に応じた出力電圧を出力するようにした。
【００１１】
この構成によれば、前記充電用スイッチ及び行スイッチをオンするとともに列スイッチ
をオフし、入力電圧により各行のキャパシタを充電する。その充電により各キャパシタの
電極間電圧は、入力電圧を各行のキャパシタの接続数で除算した値（＝Ｖｉ／Ｎ）となる
。次に、前記充電用スイッチ及び行スイッチをオフするとともに列スイッチをオンする。
これにより、各列のキャパシタの接続数を各キャパシタの電極間電圧に乗算した値（＝Ｖ
ｉ×Ｍ／Ｎ）の出力電圧が得られる。つまり、入力電圧（Ｖｉ）を（Ｍ／Ｎ）倍した出力
電圧が得られる。
【００１２】
更に、各列のキャパシタを並列接続するノードに接続された電圧切替用の第１スイッチ
をオンして前記ノードを入力電圧分オフセットすることと、第２スイッチをオンして前記
ノードを低電位電源に接続することと、を切り替え可能とした。
【００１３】
この構成によれば、第１スイッチをオフし第２スイッチをオンすることによりノードが
低電位電源に接続され、上記キャパシタの電極間電圧を合計した値（＝Ｖｉ×Ｍ／Ｎ）の
出力電圧が得られる。一方、第１スイッチをオンし第２スイッチをオフすることによりノ
ードに入力電圧Ｖｉが供給されるため、その電圧分シフトした値（＝Ｖｉ（１＋Ｍ／Ｎ）
）の出力電圧が得られる。つまり、入力電圧（Ｖｉ）を（Ｍ／Ｎ）倍した出力電圧、又は
その電圧を入力電圧（Ｖｉ）だけシフトした出力電圧が切り替えにより容易に得られる。
つまり、電圧変換における倍率を（Ｎ／Ｍ）倍若しくは（１＋（Ｎ／Ｍ））倍へと容易に
変更することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明を具体化した一実施の形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、本発明におけるチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０ａ
はＮ行Ｍ列（本実施形態では３行４列）のマトリックス状に接続された複数のキャパシタ
Ｃ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３を備えている。各キャパシタＣ１１〜
Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３は同じ容量値に設定されている。各キャパシタ
Ｃ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３は、行方向の直列接続と列方向の直列
接続とに切替接続される。そして、上記の接続状態を切替制御するとともに、各キャパシ
タＣ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３に対して充放電することにより、入
力電圧Ｖｉを電圧変換し、変換後の出力電圧Ｖｏを出力する。
【００１５】
詳述すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０ａは、入力電圧Ｖｉを供給する電源として
表された直流電源Ｅに接続される。入力電圧Ｖｉは、上記の行数に応じて設けられた３つ
の充電用スイッチＳＷ０１，ＳＷ０２，ＳＷ０３の第１端子に供給され、各充電用スイッ
チＳＷ０１，ＳＷ０２，ＳＷ０３の第２端子は直列接続されたキャパシタＣ１１〜Ｃ４１
，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３を介して低電位電源（本実施形態ではグランドＧＮＤ
（＝０Ｖ））に接続されている。各キャパシタＣ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３
〜Ｃ４３の間には行スイッチＳＷａが接続されるとともに、各キャパシタＣ４１，Ｃ４２
，Ｃ４３とグランドＧＮＤとの間には行スイッチＳＷａが接続されている。
【００１６】
詳述すると、キャパシタＣ１１の第１端子は充電用スイッチＳＷ０１に接続され、キャ
パシタＣ１１の第２端子は行スイッチＳＷａを介してキャパシタＣ２１の第１端子に接続
され、キャパシタＣ２１の第２端子は行スイッチＳＷａを介してキャパシタＣ３１の第１
端子に接続される。そして、キャパシタＣ３１の第２端子は行スイッチＳＷａを介してキ
ャパシタＣ４１の第１端子に接続され、キャパシタＣ４１の第２端子は行スイッチＳＷａ
を介してグランドＧＮＤに接続される。キャパシタＣ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３は同
様に接続される。
【００１７】
この構成により、各行の行スイッチＳＷａがオンされると、キャパシタＣ１１〜Ｃ４１
，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３がそれぞれ充電用スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３とグラ
ンドＧＮＤとの間に直列接続される。そして、充電用スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３を介し
て入力電圧Ｖｉにより各行のキャパシタＣ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４
３が充電される。一方、各行の行スイッチＳＷａがオフされると、各キャパシタＣ１１〜
Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３がそれぞれ切り離される。
【００１８】
各列のキャパシタＣ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜Ｃ３３，Ｃ４１〜Ｃ４３
は、列スイッチＳＷｂにより列方向に直列接続されるとともに、各行のキャパシタが各行
に対して共通な第１ノード及び第２ノードにより行方向に並列接続される。そして、第１
のノードは出力端子に接続され、第２ノードには電圧切替用の第１スイッチＳＷ１及び第
２スイッチＳＷ２に接続される。更に、各キャパシタＣ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１〜Ｃ２３，
Ｃ３１〜Ｃ３３，Ｃ４１〜Ｃ４３は、先の充電による高電位側の端子が出力端子側に接続
される。
【００１９】
詳述すると、キャパシタＣ１１〜Ｃ１３の第１端子は充電による高電位側の端子である
。キャパシタＣ１３の第１端子は列スイッチＳＷｂを介して第１ノードに接続され、その
第１ノードは出力端子に接続されている。キャパシタＣ１３の第２端子は列スイッチＳＷ
ｂを介してキャパシタＣ１２の第１端子に接続され、キャパシタＣ１２の第２端子は列ス
イッチＳＷｂを介してキャパシタＣ１１の第１端子に接続され、キャパシタＣ１１の第２
端子は列スイッチＳＷｂを介して第２ノードに接続され、その第２ノードは電圧切替用の
第１スイッチＳＷ１の第２端子及び第２スイッチＳＷ２の第１端子に接続される。第１ス
イッチＳＷ１の第１端子には入力電圧Ｖｉが供給され、第２スイッチＳＷ２の第２端子は
グランドＧＮＤに接続されている。他の列のキャパシタＣ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜Ｃ３３
，Ｃ４１〜Ｃ４３も同様に接続される。
【００２０】
この構成により、各列の列スイッチＳＷｂがオンされると、キャパシタＣ１１〜Ｃ１３
，Ｃ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜Ｃ３３，Ｃ４１〜Ｃ４３が並列接続されるとともに出力端子
に接続される。そして、各キャパシタＣ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜Ｃ３３
，Ｃ４１〜Ｃ４３に蓄積された電荷による出力電圧Ｖｏが出力される。一方、各列の列ス
イッチＳＷｂがオフされると、各キャパシタＣ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜
Ｃ３３，Ｃ４１〜Ｃ４３がそれぞれ切り離される。
【００２１】
図２（ａ）に示すように、充電用スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３及び行スイッチＳＷａは
、並列接続されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＴ１及びＰチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｔ２と、インバータ回路２１とから構成されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＴ１
のゲート及びインバータ回路２１には充放電制御信号Ｓ０が入力され、インバータ回路２
１の出力端子はＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ２のゲートに接続されている。従って、
充電用スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３及び行スイッチＳＷａは、Ｈレベルの充放電制御信号
Ｓ０によりオンし、Ｌレベルの充放電制御信号Ｓ０によりオフする。
【００２２】
図２（ｂ）に示すように、列スイッチＳＷｂは、並列接続されたＮチャネルＭＯＳトラ
ンジスタＴ１及びＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ２と、インバータ回路２１とから構成
されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ２のゲート及びインバータ回路２１には充
放電制御信号Ｓ０が入力され、インバータ回路２１の出力端子はＮチャネルＭＯＳトラン
ジスタＴ１のゲートに接続されている。従って、列スイッチＳＷｂは、Ｈレベルの充放電
制御信号Ｓ０によりオフし、Ｌレベルの充放電制御信号Ｓ０によりオンする。
【００２３】
即ち、充電用スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３は、充放電制御信号Ｓ０によりオンオフする
。また、行スイッチＳＷａ及び列スイッチＳＷｂは、充放電制御信号Ｓ０により双方的に
オンオフするとともに、行スイッチＳＷａが充放電用スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３と同期
してオンオフする。
【００２４】
電圧切替用の第１スイッチＳＷ１は列スイッチＳＷｂと同様に構成され、第２スイッチ
ＳＷ２は、行スイッチＳＷａと同様に構成されている。そして、第１スイッチＳＷ１は、
第１電圧切替信号Ｓ１に応答してオンオフし、第２スイッチＳＷ２は第２電圧切替信号Ｓ
２に応答してオンオフする。
【００２５】
次に、上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０ａの作用を説明する。
図１は充電時の接続状態を示し、図３は放電時の接続状態を示す。
一例として、Ｈレベルの第１電圧切替信号Ｓ１が入力され、その信号Ｓ１に応答して電
圧切替用の第１スイッチＳＷ１がオフする。更に、Ｈレベルの第２電圧切替信号Ｓ２が入
力され、その信号Ｓ２に応答して電圧切替用の第２スイッチＳＷ２がオフする。
【００２６】
［充電時］
今、Ｈレベルの充電制御信号Ｓ０が入力され、その信号Ｓ０に応答して充電用スイッチ
ＳＷ０１〜ＳＷ０３及び行スイッチＳＷａがオンし、列スイッチＳＷｂがオフする。従っ
て、キャパシタＣ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３が直列接続され、入力
電圧Ｖｉより電荷が各キャパシタＣ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３に蓄
積される。各キャパシタＣ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３は同じ容量値
に設定されているため、各列のキャパシタ、例えば直列接続されたキャパシタＣ１１〜Ｃ
４１の電荷量（充電電圧）は、それぞれ入力電圧Ｖｉをキャパシタの接続数Ｎ（＝４）で
除算した値（＝Ｖｉ／Ｎ）となる。
【００２７】
［放電時］
次に、Ｌレベルの充電制御信号Ｓ０が入力され、その信号Ｓ０に応答して充電用スイッ
チＳＷ０１〜ＳＷ０３及び行スイッチＳＷａがオフし、列スイッチＳＷｂがオンする。従
って、キャパシタＣ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜Ｃ３３，Ｃ４１〜Ｃ４３が
直列接続される。そして、行方向のキャパシタＣ１１〜Ｃ４１は、オンした列スイッチＳ
Ｗｂ及び第２スイッチＳＷ２を介してグランドＧＮＤに接続されている。従って、列方向
に直列接続されたキャパシタＣ１１〜Ｃ１３のそれぞれに蓄積された電荷量（＝Ｖｉ／Ｎ
）に、キャパシタの接続数Ｍ（＝３）を乗算した値（＝Ｍ×Ｖｉ／Ｎ）の出力電圧Ｖｏが
出力される。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０ａは、入力電圧Ｖｉを列数及び行数に
より（Ｍ／Ｎ）倍した出力電圧Ｖｏを出力する。
【００２８】
この時、各列のキャパシタＣ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜Ｃ３３，Ｃ４１
〜Ｃ４３が、出力端子とグランドＧＮＤとの間に並列接続されている。このため、キャパ
シタＣ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜Ｃ３３，Ｃ４１〜Ｃ４３の容量値にばら
つきが生じた場合でも、並列に接続された各列のキャパシタにより平均化され、所望の出
力電圧Ｖｏが得られる。
【００２９】
別の例として、また、Ｌレベルの第１電圧切替信号Ｓ１が入力され、その信号Ｓ１に応
答して電圧切替用の第１スイッチＳＷ１がオンする。更に、Ｌレベルの第２電圧切替信号
Ｓ２が入力され、その信号Ｓ２に応答して電圧切替用の第２スイッチＳＷ２がオフする。
すると、上記放電時に行方向のキャパシタＣ１１〜Ｃ４１は、オンした列スイッチＳＷｂ
及び第１スイッチＳＷ１を介して入力電圧Ｖｉが供給されるため、その入力電圧Ｖｉに、
列方向に直列接続されたキャパシタＣ１１〜Ｃ１３のそれぞれに蓄積された電荷量（＝Ｖ
ｉ／Ｎ）を加算した出力電圧Ｖｏ（＝Ｖｉ＋Ｍ×Ｖｉ／Ｎ）が出力される。即ち、即ち、
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０ａは、入力電圧Ｖｉを列数及び行数により（Ｍ／Ｎ）倍し
た電圧を入力電圧Ｖｉに加算した値（＝Ｖｉ×（１＋Ｍ／Ｎ））の出力電圧Ｖｏを出力す
る。
【００３０】
上記したように、本実施の形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０ａは、４行３列のマトリックス状に配列された複
数のキャパシタＣ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３を備える。各行のキャ
パシタＣ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３を行スイッチＳＷａにより直列
接続し、各行のキャパシタに充電用のスイッチＳＷ０１〜ＳＷ０３をオンして入力電圧Ｖ
ｉを供給して各キャパシタを充電する。この充電により、各キャパシタの電極間電圧は、
入力電圧を各行のキャパシタの接続数で除算した値（＝Ｖｉ／Ｎ）となる。次に、各列の
キャパシタＣ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜Ｃ３３，Ｃ４１〜Ｃ４３を列スイ
ッチＳＷｂにより直列接続するとともに各キャパシタ列を共通の第１ノードと第２ノード
との間に並列接続する。これにより、各列のキャパシタの接続数を各キャパシタの電極間
電圧に乗算した値（＝Ｖｉ×Ｍ／Ｎ）の出力電圧が得られる。つまり、入力電圧（Ｖｉ）
を（Ｍ／Ｎ）倍した出力電圧Ｖｏが得られる。
【００３１】
（２）各行のキャパシタＣ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３は充電時に
並列接続されるため、各列の充電量は平均化される。また、各列のキャパシタＣ１１〜Ｃ
１３，Ｃ２１〜Ｃ２３，Ｃ３１〜Ｃ３３，Ｃ４１〜Ｃ４３は、放電時に並列接続されるた
め、平均化される。
【００３２】
（３）各列のキャパシタを並列接続する第２ノードには電圧切替用の第１スイッチＳＷ
１と第２スイッチＳＷ２が接続されている。第１スイッチをオフし、第２スイッチＳＷ２
をオンすることにより第２ノードがグランドＧＮＤに接続される。この結果、キャパシタ
の電極間電圧を合計した値（＝Ｖｉ×Ｍ／Ｎ）の出力電圧Ｖｏが得られる。一方、第１ス
イッチＳＷ１をオンし、第２スイッチをオフすることにより、第２ノードに入力電圧Ｖｉ
が供給される。この結果、入力電圧Ｖｉ分シフトした値（＝Ｖｉ（１＋Ｍ／Ｎ））の出力
電圧Ｖｏが得られる。つまり、電圧変換における倍率を（Ｎ／Ｍ）倍若しくは（１＋（Ｎ
／Ｍ））倍へと容易に変更することができる。
【００３３】
尚、上記実施形態は、以下の態様に変更してもよい。
・上記実施形態において、３／４倍（若しくは１＋（３／４）倍）の出力電圧を得る回
路を構成したが、行数及び列数を適宜変更してもよい。例えば、充電時にはキャパシタを
６個直列にしたものを５つ並列にして充電し、放電時にはキャパシタを５個直列にしたも
のを６つ並列にして放電する。これにより、入力電圧Ｖｉを５／６倍（若しくは１＋（５
／６））倍した出力電圧Ｖｏを得ことができる。
【００３４】
・上記実施形態において、低電位電源をグランドＧＮＤ（＝０Ｖ）としたが、任意の電
圧の低電位電源としてもよい。
・上記実施形態において、各スイッチの構成は適宜変更してもよい。また、行スイッチ
ＳＷａ及び列スイッチＳＷｂは充放電制御信号Ｓ０により相補的にオンオフするように構
成したが、別々の信号によりオンオフする構成としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本実施形態のチャージポンプ式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図。
【図２】（ａ），（ｂ）はスイッチの回路図。
【図３】チャージポンプ式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の動作説明図。
【符号の説明】
【００３６】
Ｃ１１〜Ｃ４１，Ｃ１２〜Ｃ４２，Ｃ１３〜Ｃ４３…キャパシタ、Ｓ０…制御信号、Ｓ
１…第１電圧切替信号、Ｓ２…第２電圧切替信号、ＳＷ００〜ＳＷ０３…充電用スイッチ
、ＳＷａ…行スイッチ、ＳＷｂ…列スイッチ、ＳＷ１…電圧切替用の第１スイッチ、ＳＷ
２…電圧切替用の第２スイッチ、Ｖｉ…入力電圧、Ｖｏ…出力電圧。
【図１】
2008245493.tif 000003
【図２】
2008245493.tif 000004
【図３】
2008245493.tif 000005