(57)【要約】【課題】アイソレータを除去しつつ、負荷変動に対して電力増幅器の電源電圧をより適正に制御する。【解決手段】送信電力検波部１２７は送信電力を検出し、反射電力検波部１２８はアンテナ１１５からの反射電力を検出する。さらに、位相検出部１２０は、反射電力の位相を検出する。ＤＣＤＣ制御部１０９は、送信電力検波部１２７、反射電力検波部１２８および位相検出部１２０の出力に基づいて、ＤＣＤＣコンバータ１０３を制御し、電力増幅器１１１へ印加する電源電圧ＶＤＤを可変制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナに供給する送信信号を増幅する電力増幅器と、
電池電圧を変化させて前記電力増幅器へ電源電圧として与える電圧可変手段と、
アンテナからの反射電力の振幅および位相を検出する検出手段と、
少なくとも、検出された振幅および位相に応じて前記電圧可変手段を制御する制御手段と
を備えたことを特徴とする電力増幅器制御装置。
【請求項２】
前記制御手段は、少なくとも前記反射電力の振幅および位相と、これらに対応づけられた前記電力増幅器の電源電圧の制御値とを対応づけて記憶したデータテーブルを有し、前記検出された振幅および位相に応じて前記データテーブルを参照し、前記電圧可変手段に対して、前記検出された振幅および位相に対応する制御値を出力することを特徴とする請求項１記載の電力増幅器制御装置。
【請求項３】
前記電力増幅器は、電池電圧に対して比較的低い所定の電源電圧で所望の出力特性が得られるように調整しておき、前記電圧可変手段は、電池電圧を前記所定の電源電圧以下に降圧するＤＣＤＣコンバータを有する請求項１記載の電力増幅器制御装置。
【請求項４】
前記制御手段は前記電圧可変手段を多値制御する請求項１〜３のいずれかに記載の電力増幅器制御装置。
【請求項５】
前記制御手段は前記電圧可変手段を二値制御し、前記電圧可変手段は、前記制御手段の二値出力に応じてＯＮ／ＯＦＦ制御され電池電圧を所定の電圧に降圧するＤＣＤＣコンバータと、前記反射電力が所定値以上のとき電池電圧を前記電力増幅器に直接与えるスイッチとを有する請求項１〜３のいずれかに記載の電力増幅器制御装置。
【請求項６】
前記位相を検出する検出手段は、アンテナからの反射信号とアンテナへの送信信号とを乗算する第１の乗算器と、アンテナへの送信信号を２／π移相する移相器と、この移相器の出力とアンテナからの反射信号とを乗算する第２の乗算器と、前記第１および第２の乗算器の出力をそれぞれ低域濾波する第１および第２のローパスフィルタとを有する請求項１記載の電力増幅器制御装置。
【請求項７】
送信ブロックを備えた移動体通信端末装置において、
前記送信ブロックは、
アンテナに供給する送信信号を増幅する電力増幅器と、
電池電圧を変化させて前記電力増幅器へ電源電圧として与える電圧可変手段と、
アンテナからの反射電力の振幅および位相を検出する検出手段と、
少なくとも、検出された振幅および位相に応じて前記電圧可変手段を制御する制御手段と
を備えたことを特徴とする移動体通信端末装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動体通信端末装置に係り、特にその電力増幅器制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
昨今の携帯電話端末装置（以下、単に端末装置を端末という）の多機能化やデザイン洗練化による端末形状の薄型化、小型化により、端末ＲＦ回路に要求される低コスト化、省サイズの要求は非常に大きなものとなっている。
【０００３】
送信ブロックの電力増幅器出力に接続されるアイソレータは、機構的なサイズがもはや限界まで小型化されており、これ以上の小型化は到底望めないと言われている。それゆえ、小型化と低コスト化の観点から、出来るならばアイソレータは外してしまうのが望ましいといえる。アイソレータは、アンテナインピーダンスが変動することによるアンテナからの反射電力を吸収して、常に電力増幅器の負荷が５０オームに見えるようにする重要な部品である。よって、アイソレータを外すと電力増幅器の出力信号が歪んでしまうなど、所望の特性が得られなくなる恐れがあり、その影響を慎重に検討する必要がある。
【０００４】
図２に、一般的なＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）携帯電話端末の送信ブロック構成を示す。この送信ブロックは、電池２０１、ＤＣＤＣコンバータ２０３、コイル２０４、キャパシタ２０５、ベースバンド処理部２０６、ＲＦ変調器および可変利得器２０８、電力増幅器２１１、方向性結合器２１３、アイソレータ２１４、アンテナ２１５、送信電力検波部２２７を有している。
【０００５】
送信ブロックでは、基地局からの指令により、あるレベルの送信出力が決定される。電力増幅器２１１は、最大パワー時にもっとも効率が良くなるように調整されているので、低い出力の時には、ＤＣＤＣコンバータ２０３で低い電源電圧ＶＤＤを印加して効率よく動作するように使用する。ＤＣＤＣコンバータ２０３による、出力電力に応じたＶＤＤ生成の様子を図３に示す。低い端末出力の場合には低いＶＤＤを供給し、高い出力の場合には、高いＶＤＤが供給される。この図に対応したデータテーブルがベースバンド処理部２０６に保持されている。ベースバンド処理部２０６は、出力レベルに応じて、制御信号ＶＣＮＴＬによりＤＣＤＣコンバータ２０３を制御する。通常のＤＣＤＣコンバータＩＣは、制御信号ＶＣＮＴＬに比例した電圧が出力されるように構成されている。なお、一般的なＣＤＭＡ端末では、図３のＶＤＤ＿ＭＩＮ＝１．０Ｖ程度であり、ＶＤＤ＿ＭＡＸ＝３．５Ｖである。
【０００６】
ベースバンド処理部２０６からＲＦ変調器および可変利得器２０８には送信すべきＩ，Ｑ信号と送信パワーレベルＰｏｗ、などが送られる。ＲＦ変調器および可変利得器２０８の出力から所望のＲＦ信号が出力され、電力増幅器２１１に入力される。電力増幅器２１１にて所望の出力レベルまで増幅された後に、出力信号はアンテナ２１５に入力されて、送信される。また、実際の出力レベルが、所望のレベルに正しく送信されているかどうかを検出するため、方向性結合器２１３をもちいて送信信号が一部カップリングされて送信電力検波部２２７に入力される。この検波部出力の検波電圧ＶＤＥＴ＿Ｆはベースバンド処理部２０６にフィードバックされ、前記送信パワーレベルＰｏｗを微調整するために利用される。
【０００７】
また、ユーザがアンテナや端末を握ったり、金属性の机の上などに端末を置いてしまうと、アンテナ入カインピーダンスは５０オームから外れてしまい、電力がアンテナから増幅器へと反射してしまう。アイソレータ２１４は、その反射電力を吸収する働きがあり、常に電力増幅器２１１の負荷は５０オームに見えている。
【０００８】
負荷インピーダンスが変動した際に、増幅器の動作がどのようになるかを図４を用いて説明する。図４は、負荷インピーダンスが変動した際に、電力増幅器が所定の最大出力を出力しているときに、電力増幅器の歪（Adjacent Channel Power leakage Ratio:ＡＣＰＲ）と消費電流（ＩＤＤ）がどのように変化するかをスミスチャート上に等高線で示している。一点鎖線で示した等高線がＡＣＰＲ［ｄＢｃ］、破線で示した等高線がＩＤＤ［ｍＡ］を示している。
【０００９】
なお、電源電圧ＶＤＤ＝２．５Ｖであり、信号はＩＳ−２０００システムで用いられているＨＰＳＫ変調によるものである。ＩＳ−２０００システムでは、ＡＣＰＲのスペック（仕様）が定められており、端末出力信号のＡＣＰＲは、−４２ｄＢｃより低い値であることが要求される。端末が理想的な自由空間の状態である場合、一般的に負荷はスミスチャート中心の５０Ωにある（図中、中央の三角形）。そのときは、ＡＣＰＲ＝−４８ｄＢｃ，ＩＤＤ＝５００ｍＡである。いま、例えば負荷が矢印Ａの方向に変動してしまったとすると、ＡＣＰＲ＝−４２ｄＢｃ，ＩＤＤ＝６００ｍＡ近くまで劣化してしまい、スペックぎりぎりの動作となってしまう。
【００１０】
従来、アイソレータを除去する試みは色々と試されてきているが、非特許文献１に見られるように、良好なデバイスの線型性に頼って無理やり外してしまう方法がほとんどである。一般的に電力増幅器を設計する際に線形性と消費電力はトレードオフの関係にあるので、この手法を用いる場合はどうしても電力増幅器の効率が犠牲となる。また、アンテナインピーダンスが５０Ωから大きくずれた場合でも、ＡＣＰＲなどの不要輻射電力は必ず仕様を満たさねばらないので、仕様を満たすように電力増幅器とアンテナ間に調整回路を入れて、調整しなくてはならない。この調整回路の設計には大変手間がかかり、それだけ、携帯電話端末の開発費が嵩むことになる。
【００１１】
一方、電力増幅器とアンテナの間に可変マッチング回路と負荷検出回路を挿入し、負荷変動を検出して電力増幅器の負荷を５０オームに制御する方法がある。この方法は、負荷変動抑圧の特性は良好であるが、可変マッチング回路のロスがどうしても大きくなってしまうという問題がある。このロスを相殺するために電力増幅器の出力をさらに上げなければならず、消費電力が大きくなってしまう。また、可変マッチング回路の実現が非常に困難であるという問題も併せ持っている。
【００１２】
非特許文献２では、可変キャパシタンスとインダクタを用いた可変マッチング回路を使用している。可変キャパシタンスの実現には、キャパシタと半導体スイッチを縦続接続したものを、メインパスに沿って並列に並べるという方法をとっている。この場合、電力増幅器の出力ＲＦパスに半導体スイッチを並列に挿入することになるため、大電力の信号が入力されても歪まないように、非常に大きなドレインソース耐圧特性を持つデバイスでこのスイッチを準備しなくてはならない。非特許文献２ではＳｉｌｉｃｏｎ−ｏｎ−Ｓａｐｐｈｉｒｅという大変高価な技術を用いてこれを実現しており、実際の端末に適用するにはコストの点から非現実的である。ほかにも、ＭＥＭＳをもちいた方法や、バラクタを用いた方法が提案されているが、いずれもコストや性能の面から、満足のいくものではない。
【００１３】
特許文献１の方法は、アンテナ負荷変動によって生じたアンテナ反射電力を方向性結合器により検出し、ＤＣＤＣコンバータにより電源電圧を上昇させることにより、電力増幅器の歪特性を向上させる方法をとっている。一般的に、電力増幅器の電源電圧を設計時に想定したレベルより高くすると、ＩＤＤの負荷マップはほぼ変化しないが、ＡＣＰＲの負荷マップは、歪の低い領域が広がる特徴がある（特許文献１参照）。よって特許文献１では、検出された反射電力が大きくなった際には、電力増幅器の電源電圧ＶＤＤを昇圧して高い電圧を印加、歪の劣化を抑えるように制御している。
【特許文献１】特開２００３−３３８７１４号公報
【非特許文献１】Tetsuo Sato, Chris Grigorean,“Design Advantages of CDMA Power Amplifier Built with MOSFET Technology", Microwave Journal, Oct.2002
【非特許文献２】Dongjiang Qiao, David Choi, Yu Zhao, Dylan Kelly, Tsaipi Hung, Donald Kimball, Mingyuan Li, and Peter Asbeck, "Antenna Impedance Mismatch Measurement and Correction for Adaptive CDMA Transceivers", 2005 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
特許文献１に記載の方法によればアイソレータを除去することができるが次のような課題がある。
【００１５】
すなわち、電力増幅器の負荷マップによると、電源電圧を高くしなくても、歪特性が十分満足される領域が存在する。例えば、このような領域は図４で矢印ＢやＣの領域に相当する。しかし、特許文献１に記載の技術では、反射電力の大きさ（振幅）しか検出していないため、反射電力が存在すると常に高い電圧に昇圧してしまい、無駄な電力消費が生じていることになる。また、特許文献１では、供給電流モニタ回路（電流検出抵抗）を用いることにより、電流が高い負荷領域では、昇圧させないような動作をさせるよう配慮されているが、検出抵抗の分だけ無駄な電力消費が生じることとなる。
【００１６】
また、図４の領域Ｃのように、反射が大きくて、電流が大きくなくても、歪がスペックを満足しており電源電圧を昇圧する必要の無い領域も少なからず存在しており、その領域ではやはり昇圧している分だけ、無駄な電力消費が生じている。
【００１７】
さらには、図４の領域Ａのように、反射が大きく、電流が大きくなっている負荷領域でも、歪がスペックアウトぎりぎりまで劣化している箇所も存在し、いたずらに電流が高いといって電源電圧を下げてしまうとかえって歪が増加してしまうという、誤動作の問題をはらんでいる。
【００１８】
本発明はこのような背景においてなされたものであり、アイソレータを除去しつつ、負荷変動に対して電力増幅器の電源電圧をより適正に制御することを企図している。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明による電力増幅器制御装置は、アンテナに供給する送信信号を増幅する電力増幅器と、電池電圧を変化させて前記電力増幅器へ電源電圧として与える電圧可変手段と、アンテナからの反射電力の振幅および位相を検出する検出手段と、少なくとも、検出された振幅および位相に応じて前記電圧可変手段を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００２０】
前記制御手段は、アンテナからの反射電力の振幅だけでなく位相も考慮することにより、負荷変動に対して電力増幅器の電源電圧をより適正に制御することが可能となる。
【００２１】
前記制御手段は、少なくとも前記反射電力の振幅および位相と、これらに対応づけられた前記電力増幅器の電源電圧の制御値とを対応づけて記憶したデータテーブルを有し、前記検出された振幅および位相に応じて前記データテーブルを参照し、前記電圧可変手段に対して、前記検出された振幅および位相に対応する制御値を出力する。
【００２２】
本発明による移動体通信端末装置は、送信ブロックを備えた移動体通信端末装置であって、前記構成の送信ブロックを備えたものである。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、サイズが大きく高価なアイソレータを除去することにより、端末製造コストダウンや端末小型化に貢献することができる。のみならず、アイソレータの除去により反射電力を吸収することができなくなっても、その反射電力の振幅だけでなく位相をも考慮して、電力増幅器の電源電圧を制御することにより、誤動作や無駄な電力消費の問題を解決することが可能となった。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の好適な実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２５】
図１に、本実施の形態における携帯電話端末装置の送信ブロックの構成を示す。この構成により電力増幅器のアンテナ負荷変動による特性劣化を回避する。
【００２６】
この送信ブロックは、直流電源（電池）１０１、ＤＣＤＣコンバータ１０３、コイル１０４、キャパシタ１０５、ベースバンド処理部１０６、ＲＦ変調器および可変利得器１０８、ＤＣＤＣ制御部１０９、電力増幅器１１１、方向性結合器１１３、アンテナ１１５、ローパスフィルタ１２１，１２２、乗算器１２３，１２４、π／２移相器１２５、送信電力検波部１２７、反射電力検波部１２８を備えている。本実施の形態ではＤＣＤＣコンバータ１０３は降圧専用のものである。要素１２１〜１２５は、反射信号Ｐｒの位相を検出する位相検出部１２０を構成している。
【００２７】
図２に示した一般的な電力増幅器と比べて、電力増幅器１１１は低電圧な電源電圧でも所望の出力特性が得られるように調整してある。一般的な電力増幅器はＶＤＤ＝３．５Ｖで所望の特性が得られるように調整されているが、図１の電力増幅器１１１はより低い電圧、例えばＶＤＤ＝２．５Ｖで動作するように調整しておく。すなわち、図３におけるＶＤＤ＿ＭＡＸが２．５Ｖであるように調整しておく。一般的に、ＶＤＤ＝２．５Ｖで調整されたパワーアンプを高い電源電圧、例えばＶＤＤ＝３．５Ｖで動作させると、リニアリティが増強され、歪や利得などの諸特性が負荷変動に対して頑健になる。代わりに電源電圧が上がったぶんだけ、消費電力は増加して、電力効率は劣化してしまうが、特許文献１のように、昇圧コンバータを使わないので、そのぶん効率が高い。
【００２８】
図１の送信ブロックの本発明に関連する主要な動作を以下に説明する。所望の出力を生成する方法は、図２に示した送信ブロックと同様である。
【００２９】
方向性結合器１１３の送信信号（順方向出力信号）Ｐｆの一部は送信電力検波部１２７に入力され、検波出力ＶＤＥＴ＿Ｆが得られる。また方向性結合器１１３の反射信号（逆方向出力信号）Ｐｒの一部は反射電力検波部１２８に入力され、検波出力ＶＤＥＴ＿Ｒが得られる。
【００３０】
送信信号（順方向出力信号）Ｐｆはさらに分岐され、一方はそのまま乗算器１２３に、もう一方はπ／２移相器１２５を介して乗算器１２４に入力される。反射信号（逆方向出力信号）Ｐｒも分岐され、そのまま乗算器１２３，１２４に入力される。
【００３１】
各々の乗算器１２３，１２４から出力された位相成分信号P_gamma_I，P_gamma_Qはそれぞれ以下のように表される。いま、Ｐｆ＝A・cos(2πf・t)、アンテナインピーダンス（反射係数）Γ＝│Γ│・exp(j・φ)とすると、
Ｐｒ＝A・│Γ│・cos(2πf・t+φ)
となる。このとき乗算器出力P_gamma_Iは、
P_gamma_I＝A・cos(2πf・t)・A・│Γ│・cos(2πf・t+φ)
＝A2・│Γ│・0.5・[cos(2・2πf・t)+cos(-φ)]
P_gamma_Q=A・sin(2πf・t)・A・│Γ│・cos(2πf・t+φ)
＝A2・│Γ│・0.5・[cos(2・2πf・t)+sin(φ)]
となる。ただし、ｆはキャリア周波数を表し、また乗算器のコンバージョンゲインは１と仮定した。
【００３２】
上式の括弧内第１項はローパスフィルタ１２１，１２２で遮断されて、その位相成分信号P_gamma_BB_I,Qは第２項からなる下式のとおりとなる。
P_gamma_BB_I＝k・│Γ│・cos(φ)
P_gamma_BB_Q＝k・│Γ│・sin(φ)
【００３３】
また、より正確に│Γ│を求めたければ、│Γ│∝ＶＤＥＴ＿Ｒの関係から、│Γ│を求めてもよい。
【００３４】
以上、│Γ│，ｃｏｓ（φ），ｓｉｎ（φ）の３つの情報からアンテナ反射係数Γを正確に求めることが可能となる。
【００３５】
この構成をとった場合、乗算器やミキサを用いることが必要となるが、ＲＦ変調器などに搭載するものと比べて、性能の劣る簡便なもので十分であり、変調器ＩＣなどにインテグレート（集積化）すれば、それほど大きなサイズとはならない。
【００３６】
ＤＣＤＣ制御部１０９では、│Γ│やｃｏｓ（φ）とｓｉｎ（φ）を元にΓを計算する。周知のとおり、Γとφの関係には、Γ＝α＋ｊβ、φ＝arctan（β／α）、│Γ│＝√（α2＋β2）＜１、の関係がある。得られたΓと、あらかじめ測定しておいた図４のようなパワーアンプの負荷マップを元に、細やかにＤＣＤＣコンバータの出力電圧を制御する。たとえば、最大出力で、かつアンテナインピーダンスがＢの方向に負荷変動している場合は、歪には余裕があるので、電源電圧ＶＤＤを２．５Ｖのまま維持するよう制御する。またＡの方向に負荷変動している場合には、歪が大幅に劣化しているので、電源電圧を歪がスペックを満たすようなレベルまで高くするよう制御するのである。このような制御は、例えば、入力パラメータと出力パラメータとを対応づけて記憶したデータテーブルを設けておき、必要に応じてこのデータテーブルを参照することにより実現される。
【００３７】
図５は、このようなデータテーブル５００の構成例を模式的に示したものである。この例では、入力パラメータである送信電力の大きさ（ＶＤＥＴ＿Ｆ）、位相φ（P_gamma_BB_I，P_gamma_BB_Q）、および反射電力の大きさ（ＶＤＥＴ＿Ｒ）を、出力パラメータである制御値ＶＣＮＴＬに対応づけて記憶している。
【００３８】
本実施の形態によれば、反射電力の大きさだけでなくその位相も検出することによって、より適正に電力増幅器の電源電圧の調整が行えるようになる。また、電圧可変手段として昇降圧用のスイッチング電源回路ではなく、降圧用のコンバータ回路を用いることにより、回路規模を小さくかつ効率の向上が図れる。
【００３９】
図６は本発明の第２の実施の形態に係る送信ブロックの構成例を示している。図１に示した要素と同様の要素には同じ参照符号を付して、重複した説明は省略する。
【００４０】
図６の送信ブロックが図１の送信ブロックと異なる点は、図１のＤＣＤＣ制御部１０９が多値の制御信号を出力したのに対して、図６のＤＣＤＣ制御部１０９ａは２値の制御信号を出力する。また、この２値の制御信号に応じて導通が制御されるスイッチング素子（ＳＷ）６００（例えば、ＦＥＴ）を設けている。スイッチング素子６００は、ＤＣＤＣ制御部１０９ａからの２値の制御信号に応じて選択的に電池電圧ＶBATを直接電力増幅器１１１に印加する。具体的には、ＤＣＤＣ制御部１０９ａは、アンテナ反射が小さい場合には、常時、スイッチング素子６００をＯＦＦとし、ＤＣＤＣコンバータ１０３の出力をＶＤＤとする。このときのＶＤＤは、出力電力Ｐｏｕｔの大きさに応じて、Ｖ１またはＶ２となる。アンテナ反射が大きい場合、出力電力Ｐｏｕｔが所定の大きさＰｏｗｅｒＸより小さいときはスイッチング素子６００をＯＦＦとしＤＣＤＣコンバータ１０３の出力をＶＤＤとするが、出力電力Ｐｏｕｔが所定の大きさＰｏｗｅｒＸ以上のときはスイッチング素子６００をＯＮとし、電池電圧ＶBATをＶＤＤとする。このときＤＣＤＣコンバータ１０３はＯＦＦ（非動作状態）とする。このような動作のために、図５に示したデータテーブル５００を利用するには、そのＶＣＮＴＬの値を二値（“０”か“１”）とし、また、スイッチング素子６００およびＤＣＤＣコンバータ１０３とを相補的にＯＮ／ＯＦＦ制御するための二値の切替データを追加する。
【００４１】
図７に、図６の電力増幅器１１１の電源電圧ＶＤＤの制御の様子を示す。この図から分かるように、アンテナの反射電力が所定値より小さい場合には、図７（ａ）に示すように、出力電力Ｐｏｕｔが所定値ＰｏｗｅｒＸ未満のとき、ＤＣＤＣコンバータ１０３は出力電圧Ｖ１となる。よって電源電圧ＶＤＤはＶ１に維持される。出力電力Ｐｏｕｔが所定値ＰｏｗｅｒＸ以上では、ＤＣＤＣコンバータ１０３は出力電圧Ｖ２となる。よって電源電圧ＶＤＤはＶ２に維持される。アンテナの反射電力が所定値以上の場合には、図７（ｂ）に示すように、出力電力Ｐｏｕｔが所定値ＰｏｗｅｒＸ未満のとき、ＤＣＤＣコンバータ１０３は出力電圧Ｖ１となるが、出力電力Ｐｏｕｔが所定値ＰｏｗｅｒＸ以上では、電池電圧ＶBATが直接ＶＤＤとなる。図３のグラフから分かるように、好ましいＶＤＤの曲線は出力電力がある所定値に達するまでは緩やかに上昇し、当該所定値を超えてから急激に増加に転ずる。したがって、図７に示すような２値的に電源電圧の制御であっても効率はそれほど低下せず、かつ、制御を簡略化することができる。また、高反射、高出力電力時にはＤＣＤＣコンバータ１０３は非動作状態とされるので、その動作電力は０となる。
【００４２】
以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、上記で言及した以外にも種々の変形、変更を行うことが可能である。例えば、反射電力の大きさの検出は反射電力検波部１２８で行ったが、位相検出部１２０の出力に基づく演算によって求めることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施の形態における携帯電話端末装置の送信ブロックの構成を示す図である。
【図２】一般的なＣＤＭＡ携帯電話端末の送信ブロック構成を示す図である。
【図３】図１内に示したＤＣＤＣコンバータによる、出力電力に応じたＶＤＤ生成の様子を示すグラフである。
【図４】負荷インピーダンスが変動した際に、電力増幅器が所定の最大出力を出力しているときに、電力増幅器の歪（ＡＣＰＲ）と消費電流（ＩＤＤ）がどのように変化するかを等高線で示したスミスチャートである。
【図５】本発明の実施の形態で用いられるデータテーブルの構成例を模式的に示す図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係る送信ブロックの構成例を示す図である。
【図７】図６内に示した電力増幅器の電源電圧ＶＤＤの制御の様子を示すグラフである。
【符号の説明】
【００４４】
１０３…コンバータ、１０４…コイル、１０５…キャパシタ、１０６…ベースバンド処理部、１０８…可変利得器、１０９…制御部、１０９ａ…制御部、１１１…電力増幅器、１１３…方向性結合器、１１５…アンテナ、１２０…位相検出部、１２１，１２２…ローパスフィルタ、１２３，１２４…乗算器、１２５…移相器、１２７…送信電力検波部、１２８…反射電力検波部、２０１…電池、２０３…ＤＣＤＣコンバータ、２０４…コイル、２０５…キャパシタ、２０６…ベースバンド処理部、２０８…可変利得器、２１１…電力増幅器、２１３…方向性結合器、２１４…アイソレータ、２１５…アンテナ、２２７…送信電力検波部、５００…データテーブル、６００…スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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