(57)【要約】【課題】振幅変動を伴うディジタル変調方式を採用している移動機において、利得変化を正確に検出し、負荷変動に強く非線形歪みが低減された高周波電力増幅器を提供する。【解決手段】最終段の入力端子と出力端子に、それぞれ第１検出回路および第２検出回路を接続する。それぞれの検出回路で検出された検出信号を差動増幅回路に入力する。入力電力が変化しても差動増幅回路から出力される信号レベルの差は変化しない。一方、高周波電力増幅器の負荷インピーダンスが変動すると、出力端子で電力利得の変化は、入力端子までには至らないので、負荷インピーダンスの変動だけを検知することができる。検知した負荷変動に応じて、最終段の動作電流や駆動段の利得を制限することで、最終段の破壊を防止できる。さらに、駆動段の利得変化を検出し、調整段の利得変化で相殺することで、高周波電力増幅器の非線形歪みを低減することができる。【選択図】図１
2008271517.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１変調信号を第２変調信号に増幅する第１増幅段と、
第２変調信号を第３変調信号に増幅する第２増幅段と、
第２変調信号および第３変調信号に基づいて、前記第２増幅段の利得の変化を検出し、利得変化検出信号を生成する利得変化検出部と、を有し、
前記第１増幅段または前記第２増幅段のうち少なくとも一方は、利得変化検出信号に基づいて利得が変化する、高周波電力増幅器。
【請求項２】
前記利得変化検出部は、利得が大きくなるにつれて単調増加的に変化する利得変化検出信号を生成する、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
【請求項３】
さらに、
入出力のインピーダンスを整合し、第３変調信号を第４変調信号に変換する整合部と、
利得変化検出信号が所定値よりも大きくなると、第１変調信号、第２変調信号、第３変調信号、または第４変調信号のうち少なくとも１つを制御し、前記第２増幅段の動作を安定化する制御部と、を有し、
前記利得変化検出部は、第２変調信号と、第３変調信号または第４変調信号のうちいずれか一方とに基づいて、利得変化検出信号を生成する、請求項２に記載の高周波電力増幅器。
【請求項４】
前記整合部は、アンテナに接続可能な出力端子を有する、請求項３に記載の高周波電力増幅器。
【請求項５】
前記第１増幅段は、
第１入力端子、第１出力端子、および共通端子を有し、
第１変調信号を第１入力端子と共通端子との間に入力し、第２変調信号を第１出力端子と共通端子との間から出力し、
前記第２増幅段は、
第２入力端子、第２出力端子、および共通端子を有し、
第２変調信号を第２入力端子と共通端子との間に入力し、第３変調信号を第２出力端子と共通端子との間から出力する、請求項３に記載の高周波電力増幅器。
【請求項６】
前記制御部は、
第１入力端子または第２入力端子のうち少なくとも一方に供給するバイアス信号を生成するバイアス信号生成部を含み、
利得変化検出信号が所定値よりも大きくなると、バイアス信号を遮断する、請求項５に記載の高周波電力増幅器。
【請求項７】
前記制御部は、
第１出力端子または第２出力端子のうち少なくとも一方に供給する直流電力を生成する直流電力生成部を含み、
利得変化検出信号が所定値よりも大きくなると、直流電力を遮断する、請求項５に記載の高周波電力増幅器。
【請求項８】
前記第２増幅段は、第２入力端子と共通端子との間に挿入された抵抗を含み、
前記制御部は、利得変化検出信号が所定値よりも大きくなると、抵抗の大きさを変更する、請求項５に記載の高周波電力増幅器。
【請求項９】
前記第２増幅段は、第２入力端子と共通端子との間に挿入された安定化回路を含み、
前記制御部は、利得変化検出信号が所定値よりも大きくなると、前記安定化回路のインピーダンスを低下させる、請求項５に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１０】
前記第１増幅段は、前記第１増幅段の利得を減衰させる可変減衰器を含み、
前記制御部は、利得変化検出信号が所定値よりも大きくなると、利得を減衰させる、請求項３に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１１】
前記整合部は、前記整合部の出力端に接続されるインピーダンス設定部を含み、
前記制御部は、利得変化検出信号が所定値よりも大きくなると、前記インピーダンス設定部のインピーダンスを変更する、請求項３に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１２】
前記インピーダンス設定部は、
特性インピーダンスが大略５０オームで形成された伝送線路と、
前記伝送線路の出力端に接続され、互いに直列に接続されたコンデンサおよびスイッチング素子と、を含み、
前記制御部は、利得変化検出信号が所定値よりも大きくなると、スイッチング素子をオンする、請求項１１に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１３】
前記整合部は、前記整合部の出力端に接続されるスイッチ部を含み、
前記スイッチ部は、第４変調信号の経路を、少なくとも２つの経路のうちいずれか１つに切り替え、
前記制御部は、利得変化検出信号が所定値よりも大きくなると、経路を切り替える、請求項３に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１４】
前記整合部の出力端がインピーダンス整合されている場合、利得変化検出信号は、大略ゼロである、請求項３に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１５】
前記制御部は、
利得変化検出信号を所定値と比較し、利得変化検出信号が所定値よりも大きくなると、比較結果信号を生成する比較部を含み、
比較結果信号に基づいて制御する、請求項３に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１６】
さらに、第３変調信号を増幅する第３増幅段を有し、
前記第１増幅段は、利得変化検出信号に基づいて利得が変化する、請求項２に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１７】
前記第１増幅段は、利得変化検出信号が大きくなるにつれて、利得が単調減少的に変化し、前記第２増幅段の利得の変化を相殺する、請求項１６に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１８】
前記第３増幅段は、アンテナに接続可能な出力端子を有する、請求項１６に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１９】
前記第２増幅段は、１個のトランジスタで構成された、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
【請求項２０】
前記利得変化検出部は、
第２変調信号の大きさを表す第１検出信号を生成する第１検出部と、
第３変調信号または第４変調信号のうちいずれか一方の大きさを表す第２検出信号を生成する第２検出部と、
第２検出信号から第１検出信号を差し引いた差信号を表す利得変化検出信号を生成する差分部と、を含む、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
【請求項２１】
さらに、前記第２増幅段の温度を検出し、温度検出信号を生成する温度検出部を含み、
前記第１検出部は、第１抵抗を含み、
前記第２検出部は、第２抵抗を含み、
前記第１抵抗および前記第２抵抗は、温度検出信号に基づいて、変化する、請求項２０に記載の高周波電力増幅器。
【請求項２２】
請求項１に記載の高周波電力増幅器を、半導体チップで構成した半導体装置。
【請求項２３】
さらに、利得変化検出信号が所定値よりも大きくなると、第１変調信号、第２変調信号、第３変調信号、または第４変調信号のうち少なくとも１つを制御し、前記第２増幅段の動作を安定化する制御部を有する、請求項２２に記載の半導体装置。
【請求項２４】
第１変調信号を第２変調信号に増幅するステップと、
第２変調信号を第３変調信号に増幅するステップと、
第２変調信号および第３変調信号に基づいて、前記第３変調信号に増幅するステップにおける利得の変化を検出し、利得変化検出信号を生成するステップと、を有し、
前記第２変調信号に増幅するステップまたは前記第３変調信号に増幅するステップのうち少なくとも一方は、利得変化検出信号に基づいて利得が変化する、高周波電力増幅方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話機などの小型・軽量・低消費電流の移動無線通信機において、高周波信号を増幅する技術に関し、さらに詳しくは高周波電力増幅器、半導体装置、および高周波電力増幅方法の技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機に代表される移動機は、高周波電力増幅器を含み、アンテナから固定局まで送信するため、無線周波数帯の信号を十分な大きさの電力に増幅している。この高周波電力増幅器は、小型であること、低消費電力であること、安価に構成できることが要求されている。無線周波数帯の信号を増幅するために、ガリウムヒ素電界効果トランジスタ（ＧａＡｓＦＥＴ：Ｇａｌｌｉｕｍ  Ａｒｓｅｎｉｄｅ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ：Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、およびシリコンゲルマニウムＨＢＴ（ＳｉＧｅ−ＨＢＴ）などの高性能トランジスタが使用されている。
【０００３】
変調された無線周波数帯の信号は、この高周波電力増幅器により１００倍から１００００倍の電力まで増幅され、アンテナ端から送信される。このような高い増幅性能を得るために、高周波電力増幅器は複数段を接続した多段構成を採用する。各段には前述の高性能トランジスタが使用される。各段で増幅された信号は次の増幅段へ入力され、増幅段を経るにつれ信号の振幅は大きくなる。最終段では１Ｗ程度まで信号が増幅される。
【０００４】
高周波電力増幅器の出力端はアンテナに繋がっている。アンテナは携帯電話機に取り付けられているが、他方が空間に終端されている。アンテナに金属などの遮蔽物が近づくと、取り付け部のインピーダンスが大きく変動する。この変動は高周波電力増幅器の特性と信頼性を損なう。また、この変動は、最終段の増幅用トランジスタを異常発振させる可能性があり、増幅された大電力の信号が反射して破壊に至ることもある。
【０００５】
近年多くの携帯電話機や無線端末で採用されている符号分割多重接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）や無線構内通信網（ＷＬＡＮ：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）などのディジタル変調方式では、変調信号に振幅変化と位相変化を伴うために、高周波電力増幅器に対して直線性が求められている。前述のインピーダンス変動は高周波電力増幅器の直線性に悪影響を及ぼすので、出力される変調信号に歪みが生じて携帯電話機の伝送品質を悪化させる。
【０００６】
これを回避するために、携帯電話機にはアイソレータあるいはサーキュレータなどの方向性を有する部品が搭載されている。このような方向性を有する部品を高周波電力増幅器とアンテナとの間に配置して、高周波電力増幅器からアンテナへ信号の方向性を持たせば、アンテナから高周波電力増幅器に信号が戻らず、アンテナのインピーダンス変動も高周波電力増幅器側では観測されない。一方、アイソレータやサーキュレータなどの方向性を有する部品は、磁石やフェライトなどの部材で構成されており、小型化・軽量化・高集積化に大きな制限がある。近年の携帯電話機では、小型化および低価格化を優先して、このような方向性を有する部品が省略される傾向がある。
【０００７】
図１２は、ワイドバンドＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Ｗｉｄｅｂａｎｄ−ＣＤＭＡ）方式を採用する携帯電話機に搭載されている、無線周波数帯の送受信回路部の一例である。変復調ＩＣからの送信は、フィルタ９０を通って高周波電力増幅器９２に入力される。高周波電力増幅器９２の出力側には、アイソレータ９３が接続されている。アイソレータ９３は高周波スイッチ９４を経由して、アンテナ９５と接続されている。
【０００８】
図１３は、特開２０００−３４１０５２号公報に開示されている電力増幅器の保護回路である。保護回路は、最終段トランジスタのコレクタ端に所定以上の電圧が印加された際に、最終段トランジスタのベース・コレクタ間に配置した素子を経由して帰還電流を流すことにより、アイソレータを省略しても高周波電力増幅器を保護できる回路である。
【０００９】
図１４は、特開２００４−１４０６３３号公報に開示されている、高周波電力増幅用電子部品と無線通信システムである。最終段に使用されている高周波信号を増幅するためのトランジスタの出力端子と、出力レベルを検出する回路ＯＤＴのカレントミラー回路を構成するトランジスタのゲート端子との間に容量素子を介在させ、アンテナのインピーダンス変動に伴う出力電力の変化を出力レベル検出回路の検出電流に反映させるようにしている。
【００１０】
さらに、特開２００５−０４５４７１号公報では、電力増幅回路の入力端および出力端にそれぞれ検波回路を接続し、２つの検波回路の出力を比較回路で比較して利得変動を検出している。この利得変動に基づいて増幅回路の利得を制御することにより、増幅回路の線形性を改善するように構成している。
【特許文献１】特開２０００−３４１０５２号公報
【特許文献２】特開２００４−１４０６３３号公報
【特許文献３】特開２００５−０４５４７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従来技術では、Ｗ−ＣＤＭＡ方式を採用する携帯電話機を構成する技術として、図１２に示したような範囲の技術で構成される送受信回路部に、高周波電力増幅器が含まれている。この構成では、アンテナ９５のインピーダンス変動に伴う保護回路が、高周波電力増幅器９２に含まれていない。携帯電話機の伝送品質を維持し、安定に動作させるためには、アイソレータ９３を接続しなければならない。アイソレータ９３はフェライトや永久磁石などで構成されているので、サイズだけでなく、重量的にも携帯電話機などの移動機の小型・軽量化の障害になる。
【００１２】
一方、電気的には、順方向通過特性の損失が０ｄＢであることが理想であるが、実際には、０．５ｄＢから１ｄＢ程度の損失を有している。アイソレータ９３は、高周波電力増幅器９２とアンテナ９５との間に挿入しなければならないので、アイソレータ９３で損失する電力を考慮して、高周波電力増幅器９２の出力レベルを上げる必要がある。このことは、高周波電力増幅器の消費電力を増加させる要因であり、携帯電話機の通話時間が短くなるか、電池の容量を増やすことになる。
【００１３】
上述した課題を解決するために、特開２０００−３４１０５２号公報に開示されている電力増幅器の保護回路が提案されている（図１３を参照）。この保護回路では、高周波電力増幅器の出力端に終端されている負荷が変動した場合に、コレクタ端に印加される所定以上の電圧により保護回路を起動させようとしている。しかしながら、この保護回路を含む技術は、欧州が標準化した第２世代のディジタル携帯電話システムであるＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）方式への適用に言及されているものである。
【００１４】
また、別の従来例として、特開２００４−１４０６３３号公報に開示されている技術がある。この従来例では、最終段の増幅用トランジスタに対してカレントミラー回路を構成し、アンテナのインピーダンス変動に伴って発生する電流変化を検出することで、高周波電力増幅器を保護しようとしている（図１４を参照）。この回路構成についても、ＧＳＭ方式およびこれと類似するＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｓｙｓｔｅｍ）方式にしか言及されていない。さらには、いずれの技術についても、負荷変動時の高周波電力増幅器の破壊に対する保護について言及されているが、変調信号の変調精度の劣化、信号波形の歪み成分の増加に伴う隣接チャネルへの悪影響など、伝送品質の劣化を改善する技術は開示されていない。
【００１５】
ＧＳＭ方式およびＤＣＳ方式に用いられる変調方式では、発生する変調信号に振幅変化が含まれない。したがって、従来例で開示されている技術では、アンテナが正常に終端されている状態から、負荷変動が生じている状態への変化について、最終段の信号増幅用トランジスタのコレクタ端における、高周波信号の電力変化、電圧変化、および電流変化を観測することにより検出することができる。しかしながら、Ｗ−ＣＤＭＡ方式をはじめ、ＣＤＭＡ方式、ＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ）方式、ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｄａｔａ  ＧＳＭ  Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ）方式、ＷＬＡＮなどのディジタル変調方式では、変調された信号は常に信号レベルの振幅変化を伴うので、開示されている技術では、変調信号の振幅変化と、負荷の変動による振幅変化を区別することができない。
【００１６】
図１５、図１６Ａ、図１６Ｂ、図１７Ａ、および図１７Ｂに、従来例による高周波電力増幅器の５０Ω終端時の入出力特性を示す。図１５、図１６Ａ、および図１６Ｂに示すように、飽和領域では、入力される信号レベルに対して出力電力が一定（図１５）なので、コレクタに流れる電流振幅（図１６Ｂ）、およびコレクタに印加されている電圧振幅（図１６Ａ）は一定になる。一方、図１５、図１７Ａ、および図１７Ｂに示すように、非飽和領域では、入力される信号の電力レベルに応じて、出力電力が変化する（図１５）ので、コレクタに流れる電流振幅（図１７Ｂ）、コレクタに印加されている電圧振幅（図１７Ａ）も変化している。
【００１７】
ＧＳＭ方式およびＤＣＳ方式では、変調信号に振幅変化を含まないので、高周波電力増幅器を飽和領域で使用することができる。しかも入力される信号に振幅変化がないので、出力電力が一定であり、コレクタの電流振幅、電圧振幅も一定値で安定している。このような条件においては、アンテナのインピーダンスが変動し、高周波電力増幅器の動作状態が変化しても、検出される出力電力、電流振幅、および電圧振幅の変化は、すべて負荷変動に起因するものとして検出することが可能である。
【００１８】
これに対して、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のように、非飽和領域で高周波電力増幅器を使用するディジタル変調システムの場合、５０Ωで終端されている正常動作時であっても、入力される変調信号はつねに振幅変化をしている。このため、出力電力、電流振幅、および電圧振幅は常に変化しており、一定値をとらない。したがって、アンテナのインピーダンスが変動し、高周波電力増幅器の動作状態が変化したとしても、最終段の増幅用トランジスタのコレクタ端で検出される出力電力、電流振幅、および電圧振幅の変化から、負荷変動に起因する変化分を電気的に検出することはできない。
【００１９】
さらに、特開２００５−０４５４７１号公報による構成では、電力増幅回路の入出力端から利得変動を検出している。この場合、金属などの遮蔽物が接近し、電力増幅回路の出力端に接続されているアンテナの終端インピーダンスが変動すれば、電力増幅回路自身の利得を正確に検出することができない。その結果、線形性の改善ができないだけでなく、出力端の検出電力がアンテナの終端インピーダンスの変動により減少すると前段の利得が大きくなり、前段のトランジスタが破損することにもなりかねない。また、電力増幅回路の入出力端の利得は、通常３０〜４０ｄＢ程度と大きく設定されるので、入出力端からの利得検出は誤差が大きくなり、線形性の改善は不十分になる。
【００２０】
本発明は、上述した従来の課題を解決するもので、振幅変動を伴う変調信号を増幅する高周波電力増幅器において、負荷インピーダンス変動を効果的に検出することにより、高周波電力増幅器の動作を安定化するとともに、増幅器の非線形性を効果的に検出することにより、増幅器の線形性を改善することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上述した課題を解決するために、本発明の高周波電力増幅器は、第１変調信号を第２変調信号に増幅する第１増幅段と、第２変調信号を第３変調信号に増幅する第２増幅段と、第２変調信号および第３変調信号に基づいて、前記第２増幅段の利得の変化を検出し、利得変化検出信号を生成する利得変化検出部と、を有し、前記第１増幅段または前記第２増幅段のうち少なくとも一方は、利得変化検出信号に基づいて利得が変化する。
【００２２】
また、本発明の半導体装置は、上述した高周波電力増幅器を、半導体チップで構成している。
【００２３】
さらに、本発明の高周波電力増幅方法は、第１変調信号を第２変調信号に増幅するステップと、第２変調信号を第３変調信号に増幅するステップと、第２変調信号および第３変調信号に基づいて、前記第３変調信号に増幅するステップにおける利得の変化を検出し、利得変化検出信号を生成するステップと、を有し、前記第２変調信号に増幅するステップまたは前記第３変調信号に増幅するステップのうち少なくとも一方は、利得変化検出信号に基づいて利得が変化する。
【発明の効果】
【００２４】
以上のように、本発明の高周波電力増幅器、半導体装置、および高周波電力増幅方法によれば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のように、変調信号に振幅変化を伴うディジタル変調信号を増幅しアンテナへ供給する高周波電力増幅器において、アイソレータのような方向性を有する部品が無くても、負荷変動に伴う大電力変動による破壊から高周波電力増幅器を保護し、小型・軽量、低消費電力で、安定に動作する高周波電力増幅器を提供できる。さらに、変調信号の変調精度の劣化、および信号波形の歪み成分の増加に伴う隣接チャネルへの悪影響を防ぐことができるので、送信品質の高い高周波電力増幅器を提供できる。以上のように、高周波電力増幅器および高周波電力増幅器を搭載する移動機の動作を安定化することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明を実施するための最良の形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。なお、図面において、実質的に同一の構成、動作、および効果を表す要素については、同一の符号を付す。また、以下において記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された数字に制限されない。さらに、ハイ／ローで表される論理レベルまたはオン／オフで表されるスイッチング状態は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、例示された論理レベルまたはスイッチング状態が異なる組合せで、同等な結果を得ることも可能である。また、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。さらに、以下の実施の形態は、ハードウェアおよび／またはソフトウェアを用いて構成されるが、ハードウェアを用いる構成は、ソフトウェアを用いても構成可能であり、ソフトウェアを用いる構成は、ハードウェアを用いても構成可能である。
【００２６】
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１の高周波電力増幅器の一構成例を示す等価回路図である。図１に示すように、実施の形態１の高周波電力増幅器は、増幅用トランジスタ１、整合回路７、および駆動段２を含む。増幅器入力端子Ｐ１には、増幅器入力信号Ｐｉｎが入力される。増幅用トランジスタ１は最終段１または増幅段１とも呼ばれ、駆動段２は増幅段２とも呼ばれ、増幅器入力信号Ｐｉｎは変調信号とも呼ばれる。
【００２７】
変調信号は、変調方式に基づいて、搬送波を被変調信号で変調することにより生成される。被変調信号は、携帯電話の場合、音声信号やインターネットデータ信号であり、無線構内通信網（ＷＬＡＮ：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）の場合、インターネットデータ信号などである。この場合、変調信号は、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）のように、被変調信号に応じて、位相変動だけでなく振幅変動を伴う。変調信号は、携帯電話の場合、８００ＭＨｚから２ＧＨｚ超までの周波数帯域、ＷＬＡＮの場合、２．４ＧＨｚから５ＧＨｚ超までの周波数帯域を有する。実施の形態１の高周波電力増幅器は、このような周波数帯域において振幅変動を伴う変調信号を電力増幅する。
【００２８】
増幅器入力信号Ｐｉｎは、駆動段２に含まれ、エミッタ端子が接地されるトランジスタのベース端子に入力され、駆動段２により駆動段出力信号Ｓ２に増幅され、コレクタ端子から出力される。駆動段出力信号Ｓ２は変調信号とも呼ばれ、ベース端子は入力端子とも呼ばれ、エミッタ端子は共通端子とも呼ばれ、コレクタ端子は出力端子とも呼ばれる。駆動段出力信号Ｓ２は、整合回路７４を介して増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａとなり、増幅用トランジスタ１のベース端子１Ａに入力される。増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａは最終段入力信号または変調信号とも呼ばれ、ベース端子１Ａは入力端子とも呼ばれる。整合回路７４は、例えば、１個のコンデンサで構成され、入出力のインピーダンスを整合し、駆動段出力信号Ｓ２を増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａに変換する。整合回路７４は、結合コンデンサの機能を兼ねる。
【００２９】
増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａは、エミッタ端子１Ｃが接地された（すなわち、エミッタ接地の）増幅用トランジスタ１により、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂに増幅され、コレクタ端子１Ｂから出力される。増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂは最終段出力信号または変調信号とも呼ばれ、エミッタ端子１Ｃは共通端子とも呼ばれ、コレクタ端子１Ｂは出力端子とも呼ばれる。増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂは、整合回路７を介して増幅器出力信号Ｐｏｕｔとなり、増幅器出力端子Ｐ２から出力され、アンテナ（不図示）に供給される。増幅器出力信号Ｐｏｕｔは変調信号とも呼ばれる。
【００３０】
すなわち、増幅用トランジスタ１は、変調信号Ｓ１Ａを、入力端子１Ａと共通端子１Ｃとの間に入力し、変調信号Ｓ１Ａを変調信号Ｓ１Ｂに増幅し、出力端子１Ｂと共通端子１Ｃとの間から出力する。駆動段２のコレクタ端子および増幅用トランジスタ１のコレクタ端子１Ｂには、回路電源から電源電圧Ｖｃｃが、インダクタンス負荷Ｌ２、Ｌ１を介して、それぞれ供給される。
【００３１】
整合回路７は、例えば、入力端子に一端が接続されるインダクタンス７Ｌ、インダクタンス７Ｌの他端と接地端子との間に接続されるコンデンサ７Ｃ１、およびインダクタンス７Ｌの他端と出力端子との間に接続されるコンデンサ７Ｃ２を含む。整合回路７により、整合回路７の入出力のインピーダンスは整合され、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂから増幅器出力信号Ｐｏｕｔへ変換される。すなわち、増幅用トランジスタ１の出力インピーダンスは、増幅器出力端子Ｐ２からアンテナに至る５０オームの伝送線路インピーダンスに整合される。整合回路７は整合部とも呼ばれる。
【００３２】
増幅用トランジスタ１には、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａの大きさを表す検出出力信号Ｓ３を生成する検出回路３と、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂの大きさを表す検出出力信号Ｓ４を生成する検出回路４が接続される。検出回路３では、増幅用トランジスタ１により増幅される周波数帯域において、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａが検波され、大略直流電圧を表す検出出力信号Ｓ３に変換される。検出回路４では、増幅用トランジスタ１により増幅される周波数帯域において、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂが検波され、大略直流電圧を表す検出出力信号Ｓ４に変換される。各検出出力信号Ｓ３、Ｓ４は、単に検出信号とも呼ばれる。
【００３３】
検出回路３は、コンデンサ３Ｃ１、抵抗３Ｒ、整流用ダイオード３Ｄ、およびコンデンサ３Ｃ２を含む。コンデンサ３Ｃ１は、増幅用トランジスタ１のベース端子１Ａに接続され、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａの直流成分を遮断する。抵抗３Ｒは、コンデンサ３Ｃ１の他端に接続され、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａの信号レベルの減衰量を調整する。整流用ダイオード３Ｄは、抵抗３Ｒの他端にアノード端子が接続される。コンデンサ３Ｃ２は、整流用ダイオード３Ｄのカソード端子と接地端子との間に接続され、交流成分をバイパスさせる。
【００３４】
検出回路４は、検出回路３と同様に構成され、コンデンサ４Ｃ１、抵抗４Ｒ、整流用ダイオード４Ｄ、およびコンデンサ４Ｃ２を含む。コンデンサ４Ｃ１は、増幅用トランジスタ１のコレクタ端子１Ｂに接続され、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂの直流成分を遮断する。抵抗４Ｒは、コンデンサ４Ｃ１の他端に接続され、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂの信号レベルの減衰量を調整する。整流用ダイオード４Ｄは、抵抗４Ｒの他端にアノード端子が接続される。コンデンサ４Ｃ２は、整流用ダイオード４Ｄのカソード端子と接地端子との間に接続され、交流成分をバイパスさせる。
【００３５】
各検出回路３、４の接続による増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａおよび増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂの損失を最小限に止めるため、各コンデンサ３Ｃ１、３Ｃ２は、十分小さく設定される。抵抗３Ｒとダイオード３Ｄとの間には、検出電力Ｓ３Ｐが現れ、抵抗４Ｒとダイオード４Ｄとの間には、検出電力Ｓ４Ｐが現れる。増幅器出力端子Ｐ２が５０オームで終端される場合に、すなわち後述する負荷インピーダンス変動が無い場合に、各検出電力Ｓ３Ｐ、Ｓ４Ｐが互いに大略等しくなるように、増幅用トランジスタ１の電力利得分だけ、抵抗４Ｒの大きさを抵抗３Ｒよりも大きくする。この場合、コンデンサ３Ｃ２両端の検出出力信号Ｓ３の大きさと、コンデンサ４Ｃ２両端の検出出力信号Ｓ４の大きさは、大略等しくなる。例えば、増幅用トランジスタ１の電力利得は１０倍であり、各コンデンサ３Ｃ１、４Ｃ１は１ｐＦ、抵抗３Ｒは１０オーム、抵抗４Ｒは１００オームである。
【００３６】
検出出力信号Ｓ３と検出出力信号Ｓ４は、それぞれ差動増幅回路５の反転入力端子と非反転入力端子に入力される。差動増幅回路５からは、検出出力信号Ｓ４から検出出力信号Ｓ３を差し引いた差信号を表す利得変化検出信号Ｓ５が出力される。差動増幅回路５は、差動増幅回路に限らず、２つの入力信号の差信号を生成するように機能するブロックであればよく、この意味で差分部とも呼ばれる。上述したように、負荷インピーダンス変動が無い場合、各検出出力信号Ｓ３、Ｓ４は互いに大略等しいため、利得変化検出信号Ｓ５は大略ゼロとなる。
【００３７】
検出回路３、検出回路４、および差動増幅回路５を含む構成は、利得変化検出部とも呼ばれる。このように、利得変化検出部は、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａおよび増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂに基づいて、増幅用トランジスタ１の電力利得の変化を検出し、利得変化検出信号Ｓ５を生成する。利得変化検出信号Ｓ５は、増幅用トランジスタ１の利得が大きくなるにつれて単調増加的に変化する。なお、利得変化検出部は、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂの代わりに、増幅器出力信号Ｐｏｕｔに基づいて利得変化検出信号Ｓ５を生成してもよい。なお、利得変化検出部は、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａの代わりに、駆動段出力信号Ｓ２に基づいて利得変化検出信号Ｓ５を生成してもよい。
【００３８】
利得変化検出信号Ｓ５は、比較器６Ａにおいて所定の基準電圧ＶｒｅｆＡと比較され、利得変化検出信号Ｓ５が基準電圧ＶｒｅｆＡを超えると、比較出力電圧Ｓ６Ａが出力される。すなわち、比較出力電圧Ｓ６Ａは、ロー状態からハイ状態になる。比較器６Ａは、比較部とも呼ばれる。
【００３９】
比較出力電圧Ｓ６Ａは、ベースバイアス回路７０Ａに入力される。ベースバイアス回路は、バイアス信号生成部とも呼ばれる。ベースバイアス回路７０Ａでは、比較出力電圧Ｓ６Ａはトランジスタ１０のベース端子に入力され、トランジスタ１０のコレクタ出力は、各トランジスタ８、９のベース端子に入力される。同時に、各トランジスタ８、９のベース端子には、Ｖｂｉａｓ電源から、電源電圧Ｖｃｃよりも低い所定電圧Ｖｂｉａｓが供給される。トランジスタ８、９のコレクタ端子にはＶｃｃ電源から電源電圧Ｖｃｃが供給され、トランジスタ８、９のエミッタ端子からは、ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９がそれぞれ出力される。ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９は、それぞれ駆動段２のベース端子および増幅用トランジスタ１のベース端子１Ａに入力され、それぞれを動作させるのに必要な電流量が供給される。増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａに含まれる増幅用トランジスタ１の直流入力電流は、ベースバイアス電流Ｓ９に等しい。ベースバイアス電流は、バイアス信号とも呼ばれる。
【００４０】
ベースバイアス回路７０Ａでは、比較出力電圧Ｓ６Ａがロー状態の場合、各トランジスタ８、９はベース電圧が所定電圧Ｖｂｉａｓに設定されて能動状態となり、ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９は、それぞれ駆動段２および増幅用トランジスタ１に十分に供給される。一方、比較出力電圧Ｓ６Ａがハイ状態になると、トランジスタ１０はオンされ、したがって各トランジスタ８、９のベース電圧はロー状態となるため、ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９はディジタル的に遮断される。
【００４１】
別の実施の形態として、利得変化検出信号Ｓ５が、直接、ベースバイアス回路７０Ａに入力されるように構成してもよい。この場合、ベースバイアス回路７０Ａは能動状態で動作する。すなわち、利得変化検出信号Ｓ５が大きくなるにつれて、トランジスタ１０のコレクタ電圧は減少し、したがって各トランジスタ８、９のベース電圧は減少するため、ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９はアナログ的に減少する。
【００４２】
さらに別の実施の形態として、比較器６Ａにおいて利得変化検出信号Ｓ５が基準電圧ＶｒｅｆＡを超えると、利得変化検出信号Ｓ５に比例する比較出力電圧Ｓ６Ａが出力されるように構成してもよい。この場合、利得変化検出信号Ｓ５が基準電圧ＶｒｅｆＡまで大きくならなければ、ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９は十分に供給され、利得変化検出信号Ｓ５が基準電圧ＶｒｅｆＡを超えると、ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９はアナログ的に減少する。
【００４３】
例えばＣＤＭＡ方式のように増幅器入力信号Ｐｉｎが振幅変動を伴う変調信号で、負荷変動がない場合、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａおよび増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂの両方とも、同期して変動する。この場合、利得変化検出信号Ｓ５は、上述したように、大略ゼロとなる。
【００４４】
一方、増幅器出力端子Ｐ２における負荷インピーダンスの変動により、増幅用トランジスタ１の電力利得が変化する。増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂは、直接影響を受けて変動するが、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａは、増幅用トランジスタ１を介するため、影響を受けず変動しない。このため、利得変化検出信号Ｓ５は、負荷変動に応じて電圧が変動する。
【００４５】
このように、利得変化検出信号Ｓ５には、変調信号の振幅変動の影響は現れず、負荷変動の影響のみ現れる。負荷変動が大きくなれば、各ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９は遮断されるかまたは減少する。ベースバイアス電流Ｓ８が遮断されるかまたは減少すると、駆動段出力信号Ｓ２の信号振幅は減少し、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａの信号振幅は減少する。また、ベースバイアス電流Ｓ９が遮断されるかまたは減少すると、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａの直流成分は減少する。このように、各ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９が遮断されるかまたは減少する（すなわち、所定量以下に減少する）と、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａの信号振幅および直流成分は減少し、その結果、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂの信号振幅は減少する。すなわち、駆動段２および増幅用トランジスタ１の利得は減少し、増幅用トランジスタ１の増幅動作は安定化される。
【００４６】
以上のように、高周波電力増幅器が、ＣＤＭＡのような振幅変動を含む変調信号を増幅する場合、アンテナに遮蔽物が接近して負荷インピーダンス変動を受けると、増幅用トランジスタ１のコレクタ端子１Ｂには、振幅変動と負荷変動の両方が現れる。この場合、各検出回路３、４および差動増幅回路５により生成される利得変化検出信号Ｓ５には、負荷変動だけが検出される。
【００４７】
したがって、利得変化検出信号Ｓ５が所定値よりも大きくなると、ベースバイアス回路７０Ａを用いて各ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９の大きさを所定量以下に減少させる。これにより、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａを制御し、増幅用トランジスタ１のコレクタ端子１Ｂにおける過電流および過電圧を回避することが可能となる。
【００４８】
このように、高周波電力増幅器は負荷変動による破壊から保護され、信頼性が増大する。また、このような高周波電力増幅器を搭載する移動機は、負荷変動による焼損を未然に防ぐことが可能になる。それゆえ、高周波電力増幅器および高周波電力増幅器を搭載する移動機の動作は、安定化される。さらに、アイソレータを使用する必要がないので、移動機の小型軽量化が達成される。また、アイソレータの挿入損失も無いので、高周波電力増幅器の消費電力を低減し、携帯電話機の使用時間を長時間化することが可能となる。
【００４９】
比較器６Ａおよびベースバイアス回路７０Ａは、制御部を構成する。実施の形態１では、増幅用トランジスタ１、検出回路３、検出回路４、差動増幅回路５、および制御部を、１個以上の半導体チップで構成する。
【００５０】
（実施の形態２）
実施の形態２の高周波電力増幅器を説明する。実施の形態２では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。
【００５１】
図２は、実施の形態２の高周波電力増幅器の一構成例を示す等価回路図である。図２に示すように、実施の形態２では、ベースバイアス回路７０Ｂは、比較出力電圧Ｓ６Ａによる制御を受けずに、所定電圧Ｖｂｉａｓに基づいて所定のベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９を出力する。一方、電源電圧Ｖｃｃ１は、電池７３から、レギュレータ回路７２を介して供給される。電源電圧Ｖｃｃ１は、電源電流も含める意味で直流電力とも呼ばれ、レギュレータ回路７２は直流電力生成部とも呼ばれる。
【００５２】
レギュレータ回路７２は、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２０およびオペアンプ１９を含む。ｐ型ＭＯＳトランジスタ２０は、電池７３からの電源電流をソース端子に入力し、ドレイン端子から電源電圧Ｖｃｃ１を供給する。オペアンプ１９は、反転入力端子に入力されるドレイン端子の電圧と、非反転入力端子に入力される所定の制御電圧Ｖｃｔｌの差電圧を増幅し、トランジスタ２０のゲート端子に出力する。電源電圧Ｖｃｃ１が大きくなろうとすると、オペアンプ１９に入力される差電圧は小さくなるから、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２０に流れる電流を少なくしようとし、電源電圧Ｖｃｃ１の大きさを押さえる。すなわち、レギュレータ回路７２は、制御電圧Ｖｃｔｌに基づいて、電源電圧Ｖｃｃ１を所定値に調整する。電源電圧Ｖｃｃ１の大きさは、大略、電源電圧Ｖｃｃの大きさに等しい。
【００５３】
比較出力電圧Ｓ６Ａは、トランジスタ１８のベース端子に入力される。トランジスタ１８のエミッタ端子は、抵抗を介して接地され、コレクタ端子とオペアンプ１９の電源端子は、互いに接続されるとともに、抵抗を介してＶｃｃ電源から電源電圧Ｖｃｃが供給される。比較出力電圧Ｓ６Ａがロー状態の場合、トランジスタ１８はオフされ、レギュレータ回路７２は電源電圧Ｖｃｃ１を所定値に調整する。比較出力電圧Ｓ６Ａがハイ状態になると、トランジスタ１８はオンされるため、オペアンプ１９の電源電圧は大略接地電圧となり、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２０はオフされる。すなわち、電源電圧Ｖｃｃ１は、大略接地電圧に等しくなる。
【００５４】
トランジスタ２０を流れる電流は、最大で２Ａ程度までおよぶ機器もある。たとえば、アンテナが折れるなどの、通常の想定範囲を超えた負荷インピーダンス変動が起きる場合がある。この場合、増幅用トランジスタ１が異常発振し、異常なコレクタ電流が流れるとともに、電池内部には過電流が流れ、配線が焼損することになる。このように、ベースバイアス回路７０Ａでは、増幅用トランジスタ１の動作を完全に停止できない場合でも、比較出力電圧Ｓ６Ａにより、レギュレータ回路７２の動作を停止することで、電池７３からｐ型ＭＯＳトランジスタ２０を通って流れ込む電流を、完全に遮断できる。
【００５５】
したがって、利得変化検出信号Ｓ５が所定値よりも大きくなると、レギュレータ回路７２を用いて駆動段２および増幅用トランジスタ１の増幅動作を停止する。すなわち、駆動段２および増幅用トランジスタ１の利得は、大略ゼロとなる。これにより、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａおよび増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂを制御し、増幅用トランジスタ１のコレクタ端子１Ｂにおける過電流および過電圧を回避することが可能となる。それゆえ、増幅用トランジスタ１、高周波電力増幅器、および高周波電力増幅器を搭載する移動機の動作は、安定化される。この遮断する機能は、実施の形態１において各ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９を遮断する機能をさらに確実に実行するものであり、したがって実施の形態１と同様な効果が確実に得られる。
【００５６】
比較器６Ａ、トランジスタ１８、およびレギュレータ回路７２は、制御部を構成する。
【００５７】
（実施の形態３）
実施の形態３の高周波電力増幅器を説明する。実施の形態３では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。
【００５８】
図３は実施の形態３の高周波電力増幅器の一構成例を示す等価回路図である。図３に示すように、実施の形態３では、ベースバイアス回路７０Ｂは、比較出力電圧Ｓ６Ａによる制御を受けずに、所定電圧Ｖｂｉａｓに基づいて所定のベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９を出力する。高周波電力増幅器は、さらに、増幅用トランジスタ１の入力端子１Ａとエミッタ端子１Ｃ（接地端子）との間に挿入された安定化回路２８を含む。安定化回路２８および増幅用トランジスタ１を含む構成は、実施の形態３では最終段または増幅段とも呼ばれる。安定化回路２８は、駆動段２の交流負荷の一部を形成し、増幅用トランジスタ１の入力インピーダンスの一部を形成する。
【００５９】
安定化回路２８は、副安定化回路２８Ａおよび副安定化回路２８Ｂを含み、互いに並列に接続される。副安定化回路２８Ａでは、抵抗３２およびコンデンサ３３が互いに直列に接続され、副安定化回路２８Ｂでは、抵抗２９、コンデンサ３０、およびスイッチングトランジスタ３１が互いに直列に接続される。副安定化回路２８Ａは、駆動段出力信号Ｓ２および増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａの特に高周波成分を低減し、負荷変動が実質的に無視できる通常状態において、増幅用トランジスタ１の増幅動作を安定化する。
【００６０】
比較出力電圧Ｓ６Ａは、スイッチングトランジスタ３１のゲート端子に入力される。比較出力電圧Ｓ６Ａがロー状態の場合、スイッチングトランジスタ３１はオフされ、安定化回路２８は副安定化回路２８Ａだけが動作する。比較出力電圧Ｓ６Ａがハイ状態になると、スイッチングトランジスタ３１はオンされるため、安定化回路２８は副安定化回路２８Ａおよび副安定化回路２８Ｂの両方とも動作する。安定化回路２８を２つの各副安定化回路２８Ａ、２８Ｂの構成にすることにより、安定化回路切り替え時の急激な電力利得の変化やノイズの発生を緩和することができる。
【００６１】
したがって、利得変化検出信号Ｓ５が所定値よりも大きくなると、副安定化回路２８Ｂは、駆動段出力信号Ｓ２および増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａの特に高周波成分をさらに低減する。その結果、副安定化回路２８Ｂは、駆動段２の高周波成分の利得を低減する。また、アンテナのインピーダンスが変動すると、増幅用トランジスタ１の利得が大きくなって利得変化検出信号Ｓ５が所定値よりも大きくなり、副安定化回路２８Ｂが動作する。したがって、副安定化回路２８Ｂは、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａの振幅レベルを低下させることにより、アンテナのインピーダンス変動時に増大しようとしている増幅用トランジスタ１の電力利得を低減する。このように、副安定化回路２８Ｂを用いて駆動段２および増幅用トランジスタ１の利得は低減され、増幅用トランジスタ１の増幅動作はさらに安定化される。これにより、駆動段出力信号Ｓ２および増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａを制御し、増幅用トランジスタ１のコレクタ端子１Ｂにおける過電流および過電圧を回避することが可能となる。それゆえ、高周波電力増幅器および高周波電力増幅器を搭載する移動機の動作は、安定化される。この機能は、実施の形態１において各ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９が減少する場合と同様であり、したがって実施の形態１と同様な効果が得られる。
【００６２】
比較器６Ａは、制御部を構成する。なお、安定化回路２８は、駆動段２と整合回路７４との間に挿入されてもよい。この場合の動作および効果は、上述した実施の形態３と同様である。なお、安定化回路２８が制御部に含まれ、最終段が安定化回路２８を含まないとしてもよい。この場合も、実質的な動作および効果は上述した実施の形態３と同様である。
【００６３】
（実施の形態４）
実施の形態４の高周波電力増幅器を説明する。実施の形態４では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。
【００６４】
図４は実施の形態４の高周波電力増幅器の一構成例を示す等価回路図である。図４に示すように、実施の形態４では、高周波電力増幅器は、さらに、駆動段２と整合回路７４との間に、可変減衰器４５を含む。駆動段２および可変減衰器４５を含む構成は、実施の形態４では増幅段とも呼ばれる。可変減衰器４５は、駆動段２の負荷の一部を形成する。
【００６５】
利得変化検出信号Ｓ５は、比較器６Ａに入力されるとともに、比較器６Ｂに入力され、所定の基準電圧ＶｒｅｆＢと比較され、利得変化検出信号Ｓ５が基準電圧ＶｒｅｆＢを超えると、比較出力電圧Ｓ６Ｂが出力される。すなわち、比較出力電圧Ｓ６Ｂは、ロー状態からハイ状態になる。比較出力電圧Ｓ６Ｂは、可変減衰器４５に入力される。比較器６Ｂは、比較部とも呼ばれる。
【００６６】
可変減衰器４５では、比較出力電圧Ｓ６Ｂは、トランジスタ４１のベース端子と、ソース接地の各トランジスタ４３、４４のゲート端子に入力される。トランジスタ４１は、エミッタ端子が抵抗４１Ｒ２を介して接地され、コレクタ端子が、抵抗４１Ｒ１を介してＶｃｃ電源に接続されるとともに、トランジスタ４２のゲート端子に接続される。トランジスタ４３のドレイン端子は、互いに直列接続されたコンデンサ４３Ｃと抵抗４３Ｒを介して、駆動段２の出力端子に接続され、トランジスタ４４のドレイン端子は、互いに直列接続されたコンデンサ４４Ｃと抵抗４４Ｒを介して、整合回路７４に接続される。トランジスタ４２のソース端子は、抵抗４２Ｒを介して駆動段２の出力端子に接続され、ドレイン端子は、整合回路７４に接続される。
【００６７】
比較出力電圧Ｓ６Ｂがロー状態の場合、各トランジスタ４１、４３、４４はオフされ、トランジスタ４２はオンされる。これにより、駆動段２と整合回路７４との間は、導通状態となり、実施の形態１における動作と同等になる。一方、比較出力電圧Ｓ６Ｂがハイ状態になると、各トランジスタ４１、４３、４４はオンされ、トランジスタ４２はオフされる。
【００６８】
この場合、可変減衰器４５はパイ字（ギリシア文字）型回路の構成になる。互いに直列接続された抵抗４２Ｒと高いオフ抵抗を有するトランジスタ４２との両端に、互いに直列接続されたコンデンサ４３Ｃおよび抵抗４３Ｒと、互いに直列接続されたコンデンサ４４Ｃおよび抵抗４４Ｒとが、互いに並列に接続される。このように可変減衰器４５は、比較出力電圧Ｓ６Ｂがハイ状態の場合、駆動段出力信号Ｓ２を減衰させることができる。これにより、駆動段２および可変減衰器４５を含む増幅段の利得は低減され、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａが小さくなり、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂの振幅も小さくなるので、増幅用トランジスタ１の増幅動作は安定化される。
【００６９】
定在波比（ＶＳＷＲ：Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｔａｎｄｉｎｇ  Ｗａｖｅ  Ｒａｔｉｏ）が３：１を超えない程度に負荷変動が比較的小さい場合、可変減衰器４５は線形領域で動作するため、ベースバイアス回路７０Ａに比べて、増幅器出力信号Ｐｏｕｔの歪み成分を小さくする利点がある。したがって、基準電圧ＶｒｅｆＢを基準電圧ＶｒｅｆＡよりも小さくし、負荷変動が小さい場合には、可変減衰器４５を動作させ、負荷変動が大きくなると、可変減衰器４５とともにベースバイアス回路７０Ａを動作させる。
【００７０】
すなわち、利得変化検出信号Ｓ５が所定値ＶｒｅｆＢよりも大きくなると、可変減衰器４５を用いて駆動段２の利得を低下させる。これにより、駆動段出力信号Ｓ２および増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａを制御し、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａが歪まないようにすることができる。このため、負荷インピーダンス変動に起因する変調精度の劣化、および信号波形の歪み成分の増加に伴う隣接チャンネルへの歪み成分の漏洩を、防止することが可能となる。さらに、利得変化検出信号Ｓ５が、所定値ＶｒｅｆＡよりも大きくなると、ベースバイアス回路７０Ａを用いて各ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９の大きさを所定量以下に減少させる。これにより、駆動段出力信号Ｓ２および増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａを制御し、増幅用トランジスタ１のコレクタ端子１Ｂにおける過電流および過電圧を回避することが可能となる。それゆえ、高周波電力増幅器および高周波電力増幅器を搭載する移動機の動作は、安定化される。この機能は、実施の形態１において各ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９が減少する場合と同様であり、したがって実施の形態１と同様な効果が得られる。
【００７１】
比較器６Ａ、ベースバイアス回路７０Ａ、および比較器６Ｂは、制御部を構成する。
【００７２】
（実施の形態５）
実施の形態５の高周波電力増幅器を説明する。実施の形態５では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。
【００７３】
図５は実施の形態５の高周波電力増幅器の一構成例を示す等価回路図である。図５に示すように、実施の形態５では、ベースバイアス回路７０Ｂは、比較出力電圧Ｓ６Ａによる制御を受けずに、所定電圧Ｖｂｉａｓに基づいて所定のベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９を出力する。高周波電力増幅器は、さらに、整合回路７と増幅器出力端子Ｐ２との間に、インピーダンス変換回路５３を含む。インピーダンス変換回路５３は、インピーダンス設定部とも呼ばれる。整合回路７およびインピーダンス変換回路５３を含む構成は、整合部とも呼ばれる。
【００７４】
インピーダンス変換回路５３は、伝送線路５４、コンデンサ５５、およびスイッチングトランジスタ５６を含む。スイッチングトランジスタ５６は、トランジスタ以外のスイッチングする構成も含めて、スイッチング素子とも呼ばれる。伝送線路５４は、大略５０オームの特性インピーダンスを有し、整合回路７と増幅器出力端子Ｐ２との間に直列に挿入される。コンデンサ５５およびスイッチングトランジスタ５６は、互いに直列に接続され、増幅器出力端子Ｐ２と接地端子との間に接続される。
【００７５】
比較出力電圧Ｓ６Ａは、スイッチングトランジスタ５６のゲート端子に入力される。比較出力電圧Ｓ６Ａがロー状態の場合、スイッチングトランジスタ５６はオフされ、実施の形態１において比較出力電圧Ｓ６Ａがロー状態の場合の動作と同等になる。一方、比較出力電圧Ｓ６Ｂがハイ状態になると、スイッチングトランジスタ５６はオンされ、インピーダンス変換回路５３は有効になる。この場合、整合回路７およびインピーダンス変換回路５３を含む整合部の伝達特性が変化する。すなわち、インピーダンス変換回路５３は、増幅器出力信号Ｐｏｕｔの高周波成分を減衰させ、負荷インピーダンス変動を効果的に補正することができる。整合部の伝達特性が変化することを、整合部の利得が変化するとも言う。
【００７６】
増幅器出力端子Ｐ２に接続されるアンテナと整合部とは、増幅用トランジスタ１の負荷の一部を形成しているため、アンテナのインピーダンスが変動すると、増幅用トランジスタ１の利得が大きくなる場合がある。その結果、利得変化検出信号Ｓ５が所定値よりも大きくなり、スイッチングトランジスタ５６がオンされ、インピーダンス変換回路５３はアンテナのインピーダンス変動の影響を、アンテナに並列に接続されるコンデンサ５５により吸収し除去する。したがって、インピーダンス変換回路５３は、アンテナのインピーダンス変動を吸収し除去することにより、アンテナのインピーダンス変動時に増大しようとしている増幅用トランジスタ１の電力利得を低減する。
【００７７】
このように、利得変化検出信号Ｓ５が所定値よりも大きくなると、インピーダンス変換回路５３を用いて増幅用トランジスタ１は安定化される。これにより、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂおよび増幅器出力信号Ｐｏｕｔを制御し、増幅用トランジスタ１のコレクタ端子１Ｂにおける過電流および過電圧を回避することが可能となる。この機能は、実施の形態１において各ベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９が減少する場合と同様であり、したがって実施の形態１と同様な効果が得られる。加えて、インピーダンス変換回路５３は線形領域で動作するため、増幅器出力信号Ｐｏｕｔが歪まないようにすることができる。これにより、負荷インピーダンス変動に起因する変調精度の劣化、および信号波形の歪み成分の増加に伴う隣接チャンネルへの歪み成分の漏洩を、防止することができる。以上のように、高周波電力増幅器および高周波電力増幅器を搭載する移動機の動作を安定化することが可能となる。
【００７８】
比較器６Ａは、制御部を構成する。なお、インピーダンス変換回路５３が制御部に含まれるとしてもよい。この場合も、実質的な動作および効果は上述した実施の形態５と同様である。
【００７９】
（実施の形態６）
実施の形態６の高周波電力増幅器を説明する。実施の形態６では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。
【００８０】
図６は実施の形態６の高周波電力増幅器の一構成例を示す等価回路図である。図６に示すように、実施の形態６では、ベースバイアス回路７０Ｂは、比較出力電圧Ｓ６Ａによる制御を受けずに、所定電圧Ｖｂｉａｓに基づいて所定のベースバイアス電流Ｓ８、Ｓ９を出力する。高周波電力増幅器は、さらに、整合回路７の出力端子Ｐ２Ｃと、増幅器出力端子Ｐ２Ａと、増幅器出力端子Ｐ２Ｂとを含む。増幅器出力端子Ｐ２Ａはアンテナ６５に接続され、増幅器出力端子Ｐ２Ｂはアンテナ６６に接続される。高周波電力増幅器は、さらに、出力端子Ｐ２Ａと出力端子Ｐ２Ｂと出力端子Ｐ２Ｃとの間に、高周波スイッチ６４を含む。高周波スイッチ６４は、スイッチ部とも呼ばれる。整合回路７および高周波スイッチ６４を含む構成は、整合部とも呼ばれる。
【００８１】
高周波スイッチ６４は、スイッチ６２および切り替え制御回路６３を含む。切り替え制御回路６３は、比較出力電圧Ｓ６Ａに基づいて、増幅器出力信号Ｐｏｕｔがアンテナ６５に出力されるか、またはアンテナ６６に出力されるかを切り替える。切り替え制御回路６３は、比較出力電圧Ｓ６Ａがロー状態の場合、現在の接続状態を維持し、比較出力電圧Ｓ６Ａがハイ状態の場合、現在の接続状態とは異なる接続状態に切り替える。すなわち、高周波スイッチ６４は、比較出力電圧Ｓ６Ａに基づいて増幅器出力信号Ｐｏｕｔを制御し、増幅器出力信号Ｐｏｕｔが各アンテナ６５、６６に出力する経路を選択する。出力端子Ｐ２Ｃと出力端子Ｐ２Ａが接続状態にある場合、増幅器出力信号Ｐｏｕｔは出力端子Ｐ２Ａに出力され、逆に、出力端子Ｐ２Ｃと出力端子Ｐ２Ｂが接続状態にある場合、増幅器出力信号Ｐｏｕｔは出力端子Ｐ２Ｂに出力される。
【００８２】
比較出力電圧Ｓ６Ａがハイ状態になるのは、アンテナに遮蔽物が接近し、負荷インピーダンスが変動するためである。この場合、終端状況が良好な別のアンテナに切り替えることにより、増幅器出力信号Ｐｏｕｔを送信することができるので、送信品質の高い移動機を提供することができる。また、万一、アンテナが破損した場合でも負荷インピーダンス変動となるので、自動的に正常なアンテナを選び出し、増幅器出力信号Ｐｏｕｔを送信することができる。それゆえ、信頼性の高い移動機を提供することができる。
【００８３】
このように、増幅器出力端子Ｐ２Ａおよび増幅器出力端子Ｐ２Ｂのいずれか一方にとっては、整合回路７および高周波スイッチ６４を含む整合部の伝達特性は、高周波スイッチ６４を切り替えることにより、通常の伝達特性と遮断特性との間で変化する。整合部の伝達特性が変化することを、整合部の利得が変化するとも言う。
【００８４】
各アンテナ６５、６６および整合部は、増幅用トランジスタ１の負荷の一部を形成しているため、アンテナのインピーダンスが変動すると、増幅用トランジスタ１の利得が大きくなる場合がある。その結果、利得変化検出信号Ｓ５が所定値よりも大きくなり、高周波スイッチ６４が切り替えられ、高周波スイッチ６４は、各アンテナ６５、６６のインピーダンス変動の影響を、スイッチの切り替えによって切り離す。したがって、高周波スイッチ６４は、アンテナのインピーダンス変動を切り離すことにより、アンテナのインピーダンス変動時に増大しようとしている増幅用トランジスタ１の電力利得を低減する。
【００８５】
したがって、利得変化検出信号Ｓ５が所定値よりも大きくなると、高周波スイッチ６４を用いて増幅用トランジスタ１は安定化される。これにより、増幅器出力信号Ｐｏｕｔを制御し、増幅用トランジスタ１のコレクタ端子１Ｂにおける過電流および過電圧を回避することが可能となる。それゆえ、高周波電力増幅器および高周波電力増幅器を搭載する移動機の動作は、安定化される。
【００８６】
比較器６Ａは、制御部を構成する。なお、高周波スイッチ６４が制御部に含まれるとしてもよい。この場合も、実質的な動作および効果は上述した実施の形態６と同様である。
【００８７】
（実施の形態の特性図および波形図）
図７は、実施の形態１ないし６において、等価回路に基づいてシミュレーションした結果であり、高周波電力増幅器の入出力特性を示している。図７において、増幅器入力信号Ｐｉｎの増加に比例して、増幅器出力信号Ｐｏｕｔは増加し、各検出電力Ｓ３Ｐ、Ｓ４Ｐも増加する。かつ、検出電力Ｓ３Ｐおよび検出電力Ｓ４Ｐは、同一の増幅器入力信号Ｐｉｎに対して、大略互いに等しい。このように増幅器入力信号Ｐｉｎが変化する変調信号に対して、検出電力Ｓ３Ｐと検出電力Ｓ４Ｐの差は、大略ゼロに等しい。
【００８８】
図８Ａ、図８Ｂ、図８Ｃ、図８Ｄ、図８Ｅ、および図８Ｆは、実施の形態１ないし６における各部の動作を示す波形図である。横軸は時間ｔを表す。縦軸は、図８Ａから図８Ｄの場合、電力をデシベルで表し、図８Ｅおよび図８Ｆの場合、電圧を線形目盛りで表す。図８Ａ、図８Ｃ、および図８Ｅは、増幅器入力信号Ｐｉｎとして、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）信号を用いた場合の波形を示し、図８Ｂ、図８Ｄ、および図８Ｆは、ＣＤＭＡ信号を用いた場合の波形を示す。ＧＳＭ信号は、振幅が変動しない変調信号の代表例であり、ＣＤＭＡ信号は、振幅が変動する変調信号の代表例である。
【００８９】
図８Ａおよび図８Ｂでは、増幅器出力端子Ｐ２は５０オームで終端され、負荷インピーダンス変動が生じない。このため、図８Ａおよび図８Ｂの両方とも、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂは、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａに対して、増幅用トランジスタ１の電力利得Ａｐ分だけ上方に移動した波形になる。
【００９０】
図８Ｃおよび図８Ｄでは、増幅器出力端子Ｐ２はアンテナに接続され、しかもアンテナは、時点ｔ１から時点ｔ２まで、例えば金属遮蔽板に接近するため、負荷インピーダンス変動が生じる。このため、時点ｔ１から時点ｔ２まで、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂにだけ各負荷変動Ｓ１ＢＣ、Ｓ１ＢＤが現れ、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａには現れない。また、ＧＳＭ信号（図８Ｃ）の場合、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂにより負荷変動Ｓ１ＢＣを検出できるが、ＣＤＭＡ信号（図８Ｄ）の場合、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂには変調信号の振幅変動と負荷変動Ｓ１ＢＤが含まれ、負荷変動Ｓ１ＢＤだけを区別することができない。
【００９１】
図８Ｅおよび図８Ｆは、それぞれＧＳＭ信号およびＣＤＭＡ信号に対する利得変化検出信号Ｓ５の波形である。図８Ｃおよび図８Ｄにおいて、増幅用トランジスタ出力信号Ｓ１Ｂは、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａに比べて、各検出回路３、４により増幅用トランジスタ１の電力利得Ａｐ分だけ大きく低下するため、時点ｔ１から時点ｔ２までの期間以外、大略等しくなる。したがって、利得変化検出信号Ｓ５は、図８Ｅおよび図８Ｆのように、時点ｔ１から時点ｔ２までの期間以外、大略ゼロとなり、時点ｔ１から時点ｔ２までの期間では、各負荷変動Ｓ１ＢＣ、Ｓ１ＢＤが現れる。このように、互いに電力利得Ａｐ分だけ利得差を有する各検出回路３、４と差動増幅回路５とにより、ＧＳＭ信号およびＣＤＭＡ信号の両方とも、各負荷変動Ｓ１ＢＣ、Ｓ１ＢＤを正確に検出することが可能となる。
【００９２】
（実施の形態７）
実施の形態７の高周波電力増幅器を説明する。実施の形態７では、実施の形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施の形態１と同等であるので、説明を省略する。ここで、検出回路３、検出回路４、および差動増幅回路５を含む構成を、利得変化検出部８０と呼ぶ。実施の形態７の高周波電力増幅器は、実施の形態１と同様に、利得変化検出部８０を含む。
【００９３】
図９は、実施の形態７における高周波電力増幅器の構成を示す等価回路図である。図９に示すように、実施の形態７の高周波電力増幅器が実施の形態１に比べて異なる点は、大きく分けて３点ある。１点目は、増幅器入力端子Ｐ１と駆動段２との間に、調整段９０および整合回路７４Ａが挿入されることである。２点目は、ベースバイアス回路７０Ａが、ベースバイアス回路７０Ｃに変更されていることである。３点目は、利得変化検出部８０と同様な構成の利得変化検出部８０Ａが、設けられていることである。
【００９４】
まず、調整段９０は、各トランジスタ９１、９２、９３、および抵抗９０Ｒ１、９０Ｒ２、９０Ｒ３、９０Ｒ４を含む。増幅器入力信号Ｐｉｎは、インダクタンスおよびコンデンサで構成される整合回路を介して調整段入力信号Ｓ９０Ａとなり、トランジスタ９１のベース端子９０Ａに入力される。トランジスタ９１のエミッタ端子９０Ｃは接地され、トランジスタ９１のコレクタ端子はトランジスタ９２のエミッタ端子に接続される。トランジスタ９１はエミッタ接地され、トランジスタ９２はベース接地されており、したがってトランジスタ９１および９２を含む回路は、カスコード回路の構成になっている。調整段入力信号Ｓ９０Ａは、このカスコード回路により調整段出力信号Ｓ９０Ｂに増幅され、トランジスタ９２のコレクタ端子９０Ｂから出力される。調整段９０は増幅段９０とも呼ばれ、調整段入力信号Ｓ９０Ａおよび調整段出力信号Ｓ９０Ｂは、それぞれ変調信号とも呼ばれる。ベース端子９０Ａは入力端子とも呼ばれ、コレクタ端子９０Ｂは出力端子も呼ばれ、エミッタ端子９０Ｃは共通端子とも呼ばれる。
【００９５】
調整段出力信号Ｓ９０Ｂは、整合回路７４Ａを介して駆動段入力信号Ｓ２Ａとなり、駆動段２に含まれるトランジスタのベース端子２Ａに入力される。整合回路７４Ａは、整合回路７４と同様に、例えば１個のコンデンサで構成され、入出力のインピーダンスを整合し、調整段出力信号Ｓ９０Ｂを駆動段入力信号Ｓ２Ａに変換する。整合回路７４Ａは、結合コンデンサの機能を兼ねる。駆動段入力信号Ｓ２Ａは、エミッタ端子２Ｃが接地された駆動段２のトランジスタにより駆動段出力信号Ｓ２Ｂに増幅され、コレクタ端子２Ｂから出力される。駆動段出力信号Ｓ２Ｂは、実施の形態１における駆動段出力信号Ｓ２と同様な信号である。駆動段入力信号Ｓ２Ａおよび駆動段出力信号Ｓ２Ｂは、それぞれ変調信号とも呼ばれる。ベース端子２Ａは入力端子とも呼ばれ、コレクタ端子２Ｂは出力端子も呼ばれ、エミッタ端子２Ｃは共通端子とも呼ばれる。
【００９６】
次に、ベースバイアス回路７０Ｃは、実施の形態１のベースバイアス回路７０Ａに対して、各トランジスタ８、９と並列に、トランジスタ８Ａを追加した構成になっている。
【００９７】
比較出力電圧Ｓ６Ａは、ベースバイアス回路７０Ｃに入力される。ベースバイアス回路７０Ｃでは、比較出力電圧Ｓ６Ａはトランジスタ１０のベース端子に入力され、トランジスタ１０のコレクタ出力は、各トランジスタ８Ａ、８、９のベース端子に入力される。同時に、各トランジスタ８Ａ、８、９のベース端子には、Ｖｂｉａｓ電源から、電源電圧Ｖｃｃよりも低い所定電圧Ｖｂｉａｓが供給される。トランジスタ８Ａ、８、９のコレクタ端子にはＶｃｃ電源から電源電圧Ｖｃｃが供給され、トランジスタ８Ａ、８、９のエミッタ端子からは、ベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８、Ｓ９がそれぞれ出力される。ベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８、Ｓ９は、それぞれ調整段９０の入力端子９０Ａ、駆動段２の入力端子２Ａ、および最終段１の入力端子１Ａに入力され、それぞれを動作させるのに必要な直流電流が供給される。各ベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８、Ｓ９は、バイアス信号とも呼ばれる。
【００９８】
ベースバイアス回路７０Ｃでは、比較出力電圧Ｓ６Ａがロー状態の場合、各トランジスタ８Ａ、８、９はベース電圧が所定電圧Ｖｂｉａｓに設定されて能動状態となり、ベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８、Ｓ９は、それぞれ調整段９０、駆動段２、および最終段１へ十分に供給される。一方、比較出力電圧Ｓ６Ａがハイ状態になると、トランジスタ１０はオンされ、したがって各トランジスタ８Ａ、８、９のベース電圧はロー状態となるため、ベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８、Ｓ９はディジタル的に遮断される。
【００９９】
実施の形態１と同様な動作により、利得変化検出部８０は、最終段入力信号Ｓ１Ａおよび最終段出力信号Ｓ１Ｂに基づいて、最終段１における電力利得の変化を検出し、利得変化検出信号Ｓ５を生成する。したがって、利得変化検出信号Ｓ５には、変調信号の振幅変動の影響は現れず、負荷変動の影響のみ現れる。負荷変動が大きくなれば、各ベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８、Ｓ９は遮断されるかまたは減少する。ベースバイアス電流Ｓ８Ａが遮断されるかまたは減少すると、調整段出力信号Ｓ１Ｂの信号振幅は減少し、駆動段入力信号Ｓ２Ａの信号振幅は減少する。ベースバイアス電流Ｓ８が遮断されるかまたは減少すると、駆動段入力信号Ｓ２Ａの直流成分は減少する。このように、各ベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８が遮断されるかまたは減少すると、駆動段入力信号Ｓ２Ａの信号振幅および直流成分は減少し、その結果、駆動段出力信号Ｓ２Ｂの信号振幅は減少し、最終段入力信号Ｓ１Ａの信号振幅は減少する。さらに、ベースバイアス電流Ｓ９が遮断されるかまたは減少すると、最終段入力信号Ｓ１Ａの直流成分は減少する。このように、各ベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８、Ｓ９が遮断されるかまたは減少する（すなわち、所定量以下に減少する）と、最終段入力信号Ｓ１Ａの信号振幅および直流成分は減少し、その結果、最終段出力信号Ｓ１Ｂの信号振幅は減少する。すなわち、調整段９０、駆動段２、および最終段１の利得は減少し、最終段１の増幅動作は安定化される。
【０１００】
以上のように、高周波電力増幅器が、ＣＤＭＡのような振幅変動を含む変調信号を増幅する場合、アンテナに遮蔽物が接近して負荷インピーダンス変動を受けると、最終段１の出力端子１Ｂには、振幅変動と負荷変動の両方が現れる。この場合、利得変化検出部８０により生成される利得変化検出信号Ｓ５には、負荷変動だけが検出される。
【０１０１】
したがって、利得変化検出信号Ｓ５が所定値よりも大きくなると、ベースバイアス回路７０Ｃを用いて各ベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８、Ｓ９の大きさを所定量以下に減少させる。これにより、最終段入力信号Ｓ１Ａを制御し、最終段１の出力端子１Ｂにおける過電流および過電圧を回避することが可能となる。
【０１０２】
このように、高周波電力増幅器は負荷変動による破壊から保護され、信頼性が増大する。また、このような高周波電力増幅器を搭載する移動機は、負荷変動による焼損を未然に防ぐことが可能になる。それゆえ、高周波電力増幅器および高周波電力増幅器を搭載する移動機の動作は、安定化される。さらに、アイソレータを使用する必要がないので、移動機の小型軽量化が達成される。また、アイソレータの挿入損失も無いので、高周波電力増幅器の消費電力を低減し、携帯電話機の使用時間を長時間化することが可能となる。
【０１０３】
実施の形態１〜６では、図７および図８Ａ〜図８Ｆを用いて動作および効果を具体的に説明したが、実施の形態７においても同様であるので、説明を省略する。
【０１０４】
次に、利得変化検出部８０Ａおよび調整段９０を含む構成について、説明する。利得変化検出部８０Ａは、検出回路３Ａ、検出回路４Ａ、および差動増幅回路５Ａを含む。利得変化検出部８０Ａは、利得変化検出部８０と同様な構成になっているので、詳細な説明を省略する。ただし、利得変化検出部８０Ａの接続される場所は、利得変化検出部８０とは異なるため、利得変化を検出する最適条件は異なる場合がある。したがって利得変化検出部８０Ａに含まれる各素子の値は、利得変化検出部８０に含まれる各素子の値と異なってもよい。
【０１０５】
駆動段入力信号Ｓ２Ａおよび駆動段出力信号Ｓ２Ｂが、それぞれ駆動段２の入力端子２Ａおよび出力端子２Ｂから利得変化検出部８０Ａへ入力され、利得変化検出部８０Ａの出力端子から利得変化検出信号Ｓ５Ａが出力される。差動増幅回路５Ａは差分部とも呼ばれる。なお、利得変化検出部８０Ａは、駆動段出力信号Ｓ２Ｂの代わりに、増幅用トランジスタ入力信号Ｓ１Ａに基づいて利得変化検出信号を生成してもよい。なお、利得変化検出部は、駆動段入力信号Ｓ２Ａの代わりに、調整段出力信号Ｓ９０Ｂに基づいて利得変化検出信号を生成してもよい。
【０１０６】
利得変化検出部８０Ａの出力端子は、調整段９０の制御端子９０Ｄに接続され、制御端子９０Ｄは抵抗９０Ｒ４を介してトランジスタ９３のベース端子に接続される。トランジスタ９３のエミッタ端子は抵抗９０Ｒ３を介して接地され、トランジスタ９３のコレクタ端子は抵抗９０Ｒ２を介してＶｃｃ電源に接続される。トランジスタ９３のコレクタ端子と抵抗９０Ｒ２との接続点は、抵抗９０Ｒ１を介してトランジスタ９２のベース端子に接続される。
【０１０７】
利得変化検出部８０Ａは、駆動段入力信号Ｓ２Ａおよび駆動段出力信号Ｓ２Ｂに基づいて、駆動段２の電力利得の変化を検出し、利得変化検出信号Ｓ５Ａを生成する。駆動段２の電力利得が増大する場合、利得変化検出信号Ｓ５Ａの電圧が上昇し、トランジスタ９３のコレクタ電流が増大するため、トランジスタ９３のコレクタ端子と抵抗９０Ｒ２との接続点の電圧は下降する。したがって、トランジスタ９２のコレクタ電流は減少し、調整段出力信号Ｓ９０Ｂの大きさは小さくなる。すなわち、調整段９０の電力利得は減少する。他方、駆動段２の電力利得が減少する場合、利得変化検出信号Ｓ５Ａの電圧が下降し、トランジスタ９３のコレクタ電流が減少するため、トランジスタ９３のコレクタ端子と抵抗９０Ｒ２との接続点の電圧は上昇する。したがって、トランジスタ９２のコレクタ電流は増大し、調整段出力信号Ｓ９０Ｂの大きさは大きくなる。すなわち、調整段９０の電力利得は増大する。このように、調整段９０の電力利得は、利得変化検出部８０Ａを用いることにより、利得変化検出信号Ｓ５Ａが大きくなるにつれて単調減少的に変化し、駆動段２の電力利得の変化を相殺する。
【０１０８】
駆動段２のトランジスタは、例えばＢ級で動作する。Ａ級動作の場合、トランジスタの動作電流は、図１１Ｂの曲線ＣＡに示すように、入力信号の大きさにかかわらず大略一定である。他方、Ｂ級動作の場合、トランジスタの動作電流は、図１１Ｂの曲線ＣＢに示すように、入力信号が小さい範囲では、Ａ級動作の場合よりも十分に少なくし、消費電流を低減する。しかし、入力信号が大きくなるにつれて、動作電流は急激に増大する。その結果、Ａ級動作の場合、トランジスタの電力利得は、図１１Ａの曲線ＰＧＡに示すように、入力信号の大きさにかかわらず大略一定となる。他方、Ｂ級動作の場合、トランジスタの電力利得は、図１１Ａの曲線ＰＧＢに示すように、入力信号が大きくなるにつれて徐々に増大する。このように、Ｂ級動作する駆動段２の電力利得は、入力信号に応じて変化する。
【０１０９】
駆動段２が、図１１Ｃの曲線ＰＧ２に示すような電力利得特性を示す場合、利得変化検出部８０Ａを用いることにより、調整段９０の電力利得は曲線ＰＧ１のように、点線で示す水平線に対して対称な曲線にすることができる。結果的に、調整段９０および駆動段２を含む増幅回路の電力利得は、曲線ＰＧ３のように、入力信号の大きさにかかわらず大略一定となる。利得変化検出部８０Ａは、駆動段２の入力端子２Ａおよび出力端子２Ｂにおける２つの信号電力の差に基づいて行うため、実施の形態１で上述したように変調信号の振幅変動に影響されずに、駆動段２における電力利得の変化だけを検出することができる。
【０１１０】
利得変化検出部８０、比較器６Ａ、およびベースバイアス回路７０Ｃを用いてベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８、Ｓ９を制御する場合、比較器６Ａの動作によりベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８、Ｓ９はディジタル的に急激に変化する。他方、利得変化検出部８０Ａを用いて調整段９０の電力利得を制御する場合、制御系に比較器を含まないため、駆動段２の電力利得の変化を相殺するようにアナログ的に変化する。
【０１１１】
なお、調整段９０は、トランジスタ９１および９２によるカスコード回路で構成されたが、図１０Ａに示すように、調整段９０の入力端子９０Ａと出力端子９０Ｂとの間に可変抵抗ＶＲ１を接続し、利得変化検出信号Ｓ５Ａに基づいて可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を変化するように構成してもよい。この場合、利得変化検出信号Ｓ５Ａの大きさが大きくなると、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値は大きくなり、調整段９０の電力利得の減衰量が増大する。他方、利得変化検出信号Ｓ５Ａの大きさが小さくなると、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値は小さくなり、調整段９０の電力利得の減衰量が減少する。さらに、図１０Ｂに示すように、入力端子９０Ａにエミッタ接地のトランジスタ９１のベース端子を接続し、コレクタ端子と出力端子９０Ｂとの間に可変抵抗ＶＲ２を接続し、利得変化検出信号Ｓ５Ａに基づいて可変抵抗ＶＲ２の抵抗値を変化するように構成してもよい。この場合、利得変化検出信号Ｓ５Ａの大きさが大きくなると、可変抵抗ＶＲ２の抵抗値は小さくなり、調整段９０の電力利得は減少する。他方、利得変化検出信号Ｓ５Ａの大きさが小さくなると、可変抵抗ＶＲ２の抵抗値は大きくなり、調整段９０の電力利得は増大する。
【０１１２】
以上のように、実施の形態７の高周波電力増幅器では、利得変化検出部８０を用いることにより、最終段１における電力利得の変化を検出し、さらにベースバイアス回路７０Ｃを用いることにより、電力利得の変化に基づいて、調整段９０、駆動段２、および最終段１へそれぞれ入力されるベースバイアス電流Ｓ８Ａ、Ｓ８、Ｓ９の大きさを急激に制限する。最終段１における電力利得の変化には、変調信号の振幅変動の影響は現れず、最終段１出力の負荷変動の影響のみ現れる。これにより、最終段１出力に急激な負荷変動が生じても、最終段１の過電流および過電圧を回避し、高周波電力増幅器の焼損または破壊を防止することが可能となる。
【０１１３】
また、実施の形態７の高周波電力増幅器では、利得変化検出部８０Ａを用いることにより、駆動段２における電力利得の変化を検出し、さらに調整段９０を用いることにより、電力利得の変化に基づいて、駆動段２の電力利得の変化を相殺するように調整段９０の電力利得を調整することができる。これにより、調整段９０と駆動段２とを合わせた増幅回路の電力利得の変化を、入力信号の大きさにかかわらず大略一定にすることができる。したがって、駆動段２をＢ級で動作させても、入力信号に対する電力利得の線形性を確保することができ、Ｂ級動作による低消費電力と、Ａ級動作並の高い線形性の両立が可能となる。利得変化検出部８０Ａにより駆動段２における電力利得の変化を検出し、調整段９０の電力利得を調整する構成は、負帰還回路になっており、負帰還回路内の各部品における製造のばらつきおよび温度特性のばらつきによる変動を低減して、電力利得の補償を安定的に達成することができる。
【０１１４】
このように、実施の形態７の高周波電力増幅器では、最終段１出力の負荷変動に起因する最終段１の線形性の劣化、および駆動段２のＢ級動作に起因する駆動段２の線形性の劣化を防止することができるので、ＣＤＭＡのような振幅変動を含む変調信号の変調精度を高くするとともに、隣接チャネルへの高調波歪み成分の漏洩を低減することが可能となり、送信品質の高い高周波電力増幅器を提供できる。
【０１１５】
比較器６Ａおよびベースバイアス回路７０Ｃは、制御部を構成する。実施の形態７では、調整段９０、駆動段２、最終段１、利得変化検出部８０、利得変化検出部８０Ａ、および制御部を、１個以上の半導体チップで構成する。
【０１１６】
（実施の形態のまとめ）
上述したように、ある実施の形態の高周波電力増幅器では、最終段１の入力端子１Ａと出力端子１Ｂのそれぞれに、検出回路３および検出回路４が接続されている。検出回路３、４でそれぞれ検出された検出出力信号Ｓ３、Ｓ４は、差動増幅回路５に入力され、各検出出力信号Ｓ３、Ｓ４の差を表す利得変化検出信号Ｓ５が生成される。高周波電力増幅器が５０Ωで終端されているとき、増幅器入力信号Ｐｉｎが変化すると、各検出出力信号Ｓ３、Ｓ４の信号レベルはいずれも変化するが、最終段１の電力利得が一定である限りは、利得変化検出信号Ｓ５は大略ゼロである。
【０１１７】
一方、高周波電力増幅器の出力側に終端されている負荷（すなわち、アンテナのインピーダンス）が変動すると、最終段１の電力利得が変化する。さらに、負荷変動時に発生する反射波が出力端子１Ｂで観測される。ところが出力端子１Ｂにおけるこのような状態は、最終段１の入力端子１Ａまでには影響しない。すなわち、入力信号の振幅変化に対しては、最終段１の入力端子１Ａと出力端子１Ｂで検出される信号レベルに差が発生しないが、負荷変動に対しては差が発生するので、負荷変動だけを検出することができる。
【０１１８】
別の実施の形態の高周波電力増幅器では、比較器６Ａは、基準電圧ＶｒｅｆＡとのレベル比較を行う。差動増幅回路５において、負荷の変動を観測し、利得変化検出信号Ｓ５が基準電圧ＶｒｅｆＡを超えるかどうかを検出する。超えた場合、比較出力電圧Ｓ６Ａを出力し、ベースバイアス回路７０Ａから、最終段１の入力端子１Ａに供給している電流量Ｓ９を制限あるいは遮断することにより、最終段１の出力端子１Ｂにおける過電流および過電圧を回避している。
【０１１９】
別の実施の形態の高周波電力増幅器では、電池７３から最終段１に、レギュレータ回路７２を介して電流を供給する。レギュレータ回路７２において、最終段１に供給している電流を強制的に遮断することで、完全に最終段１の動作を停止できる。たとえば、アンテナが破損するなどにより、非常に大きなインピーダンス変動が発生し、復旧する見込みがない場合がある。このような場合、最終段１が異常発振し、想定される範囲を超えるコレクタ電流が流れるとともに、電池内部には過電流が流れ、配線が焼損することになる。このように、ベースバイアス回路７０Ａでは、最終段１の動作を完全に停止できない場合でも、レギュレータ回路７２を用いることにより、このような破綻状態を防止することができる。
【０１２０】
別の実施の形態の高周波電力増幅器では、最終段１の入力端子１Ａに、抵抗値を変更できる安定化回路２８が接続される。負荷インピーダンスの変動に伴い、最終段１の電力利得が増加した場合でも、安定化回路２８の抵抗値を変更することにより、異常発振を抑制して高周波電力増幅器を安定に動作させることができる。
【０１２１】
別の実施の形態の高周波電力増幅器では、高周波電力増幅器からみて定在波比（ＶＳＷＲ：Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｔａｎｄｉｎｇ  Ｗａｖｅ  Ｒａｔｉｏ）が３：１を超えない程度に負荷変動が比較的小さい場合、高周波電力増幅器の直線性を維持するために、駆動段２の利得制御により最終段１に入力される信号レベルを変化させることができる。
【０１２２】
別の実施の形態の高周波電力増幅器では、比較出力電圧Ｓ６Ａが出力されると、整合回路７と増幅器出力端子Ｐ２との間に接続されているインピーダンス変換回路５３のインピーダンスを変更する。これにより、負荷インピーダンスが変動しても、高周波電力増幅器を安定に動作させることができる。
【０１２３】
別の実施の形態の高周波電力増幅器では、２系統以上の出力経路に切り替え可能な高周波スイッチ６４を整合回路７の出力端に備え、比較出力電圧Ｓ６Ａが出力されると、高周波スイッチ６４を切り替え、つねにアンテナのインピーダンスの終端状態が有利な経路を選択する。これにより、高周波電力増幅器を安定に動作させることができ、伝送品質も向上させることができる。
【０１２４】
別の実施の形態の各検出回路３、４では、温度変動により最終段１の電力利得が変化しても、あらかじめ温度変化量を考慮して、抵抗値に温度依存性を持たせているので、温度変動に対しても、差動増幅回路５から負荷インピーダンスの変動成分を正しく出力できる。
【０１２５】
別の実施の形態の安定化回路２８では、少なくとも２組の抵抗と容量とを含むシャント構成の各副安定化回路２８Ａ、２８Ｂを設け、少なくとも１組は固定で使用することにより、安定化回路が切り替わる瞬間に発生する、急激な電力利得の変化やノイズの発生を緩和することができる。
【０１２６】
別の実施の形態の高周波電力増幅器では、インピーダンス変換回路５３は、実質的に特性インピーダンスが５０オームで形成されている伝送線路５４と、少なくとも１組の、互いに直列に接続されたコンデンサ５５およびスイッチング素子５６とで構成される。変換させたいインピーダンスにあわせて、伝送線路５４の電気長と、コンデンサ５５およびスイッチング素子５６の挿入位置と、コンデンサ５５の容量値とは、あらかじめ決められている。比較出力電圧Ｓ６Ａが出力されると、スイッチング素子５６をオンさせることで、所望のインピーダンスに変換することができる。
【０１２７】
以上のように、本発明の実施の形態によれば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のように、変調信号に振幅変化を伴うディジタル変調信号を増幅しアンテナへ供給する高周波電力増幅器において、利得変化検出部８０を用いることにより、最終段１における電力利得の変化を検出することができる。すなわち、変調信号の振幅変化による電力の変動と、アンテナのインピーダンス変化による電力の変動を分離し、負荷インピーダンスの変動のみを検出できる。負荷インピーダンスの変動を検出することにより、制御部を用いて高周波電力増幅器の増幅動作を制御し、最終段１および高周波電力増幅器の動作を安定化することが可能となる。これにより、アイソレータのような方向性を有する部品がなくても、負荷変動に伴う大電力変動による破壊から高周波電力増幅器を保護し、小型・軽量、低消費電力で、安定に動作する高周波電力増幅器を提供できる。さらに、負荷インピーダンス変動に起因する変調精度の劣化、および信号波形の歪み成分の増加に伴う隣接チャネルへの悪影響を防ぐことができるので、送信品質の高い高周波電力増幅器を提供できる。以上のように、高周波電力増幅器および高周波電力増幅器を搭載する移動機の動作を安定化することが可能となる。
【０１２８】
さらに、本発明の実施の形態によれば、利得変化検出部８０Ａを用いることにより、駆動段２における電力利得の変化を検出し、また調整段９０を用いることにより、電力利得の変化に基づいて、駆動段２の電力利得の変化を相殺するように調整段９０の電力利得を調整することができる。これにより、調整段９０と駆動段２とを合わせた増幅回路の電力利得の変化を、入力信号の大きさにかかわらず大略一定にすることができる。したがって、駆動段２をＢ級で動作させても、入力信号に対する電力利得の線形性を確保することができ、Ｂ級動作による低消費電力と、Ａ級動作並の高い線形性の両立が可能となる。また、駆動段２のＢ級動作に起因する駆動段２の線形性の劣化を防止することができるので、ＣＤＭＡのような振幅変動を含む変調信号の変調精度を高くするとともに、隣接チャネルへの高調波歪み成分の漏洩を低減することが可能となり、送信品質の高い高周波電力増幅器を提供できる。利得変化検出部８０Ａにより駆動段２における電力利得の変化を検出し、調整段９０の電力利得を調整する構成は、負帰還回路になっており、負帰還回路内の各部品における製造のばらつきおよび温度特性のばらつきによる変動を低減して、電力利得の補償を安定的に達成することができる。
【０１２９】
また、利得変化検出部８０の検出対象である最終段１、および利得変化検出部８０Ａの検出対象である駆動段２の個別の利得は、高々１０〜１５ｄＢ程度であり、検出誤差を十分小さくすることが可能である。したがって、負荷変動を正確に検出し、移動機の動作を安定化するとともに、利得変化を正確に検出し、高周波電力増幅器の線形性を改善することが可能となる。
【０１３０】
なお、上述した実施の形態において、利得変化検出信号Ｓ５が所定値よりも大きくなると、最終段入力信号Ｓ１Ａ、最終段出力信号Ｓ１Ｂ、および増幅器出力信号Ｐｏｕｔのうち、少なくとも１つを制御していた。すなわち、制御する変調信号は、これら３種類のうち、いずれか１つでもよいし、いずれか２つでもよいし、さらに３つ全部でもよい。
【０１３１】
なお、上述した実施の形態において、最終段１、駆動段２、および調整段９０には、バイポーラトランジスタを使用しているが、バイポーラトランジスタとして、シリコンゲルマニウムトランジスタまたはシリコントランジスタのいずれであってもよい。さらに、バイポーラトランジスタの代わりに、電界効果トランジスタまたは絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用してもよい。さらに、上述した実施の形態では、最終段１および駆動段２に含まれるこれらのトランジスタは１個であったが、複数個で構成してもよい。
【０１３２】
これらのトランジスタを用いて最終段１および駆動段２を構成する場合、代表的には、エミッタ接地またはソース接地が使用される。この場合、入力端子はベース端子またはゲート端子であり、出力端子はコレクタ端子またはドレイン端子であり、共通端子はエミッタ端子またはソース端子である。
【０１３３】
なお、上述した実施の形態では、振幅変化を伴うディジタル変調方式として、Ｗ−ＣＤＭＡを含むＣＤＭＡ方式を代表例とした。さらに、無線構内通信網（ＷＬＡＮ：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）および地上ディジタル放送受信用携帯電話に用いられ、第４世代携帯電話にも提案されている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式を別の代表例としてもよい。さらに、欧州中心のＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｄａｔａ  ＧＳＭ  Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ）方式を別の代表例としてもよい。
【０１３４】
なお、最終段１の温度を検出し、温度検出信号を生成する温度検出部を、さらに設けてもよい。この場合、検出回路３に含まれる抵抗３Ｒと検出回路４に含まれる抵抗４Ｒは、温度検出信号に基づいて変化する。それゆえ、温度変化による最終段１の利得の変化分は、各検出回路３、４の減衰量の調整により補正され、利得変化検出信号Ｓ５の温度変化を大略ゼロにすることができる。
【０１３５】
以上、実施の形態におけるこれまでの説明は、すべて本発明を具体化した一例であって、本発明はこれらの例に限定されず、本発明の技術を用いて当業者が容易に構成可能な種々の例に展開可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１３６】
本発明は、高周波電力増幅器、半導体装置、および高周波電力増幅方法に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１３７】
【図１】実施の形態１における高周波電力増幅器の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態２における高周波電力増幅器の構成を示す回路図である。
【図３】実施の形態３における高周波電力増幅器の構成を示す回路図である。
【図４】実施の形態４における高周波電力増幅器の構成を示す回路図である。
【図５】実施の形態５における高周波電力増幅器の構成を示す回路図である。
【図６】実施の形態６における高周波電力増幅器の構成を示回路図である。
【図７】各実施の形態における高周波電力増幅器の入出力特性を示す特性図である。
【図８Ａ】各実施の形態における各部の動作を示す波形図である。
【図８Ｂ】各実施の形態における各部の動作を示す波形図である。
【図８Ｃ】各実施の形態における各部の動作を示す波形図である。
【図８Ｄ】各実施の形態における各部の動作を示す波形図である。
【図８Ｅ】各実施の形態における各部の動作を示す波形図である。
【図８Ｆ】各実施の形態における各部の動作を示す波形図である。
【図９】実施の形態７における高周波電力増幅器の構成を示す回路図である。
【図１０Ａ】実施の形態７における高周波電力増幅器の部分的な構成示す回路図である。
【図１０Ｂ】実施の形態７における高周波電力増幅器の部分的な構成示す回路図である。
【図１１Ａ】実施の形態７における高周波電力増幅器の動作を示す波形図である。
【図１１Ｂ】実施の形態７における高周波電力増幅器の動作を示す波形図である。
【図１１Ｃ】実施の形態７における高周波電力増幅器の動作を示す波形図である。
【図１２】従来例による携帯電話機の送受信回路の回路図である。
【図１３】従来例による高周波電力増幅器の一構成例を示す回路図である。
【図１４】従来例による高周波電力増幅器の一構成例を示す回路図である。
【図１５】従来例による高周波電力増幅器の入出力特性を示す特性図である。
【図１６Ａ】従来例による高周波電力増幅器の入出力特性を示す波形図である。
【図１６Ｂ】従来例による高周波電力増幅器の入出力特性を示す波形図である。
【図１７Ａ】従来例による高周波電力増幅器の入出力特性を示す波形図である。
【図１７Ｂ】従来例による高周波電力増幅器の入出力特性を示す波形図である。
【符号の説明】
【０１３８】
１  増幅用トランジスタ（または最終段）
１Ａ、２Ａ、９０Ａ  入力端子
１Ｂ、２Ｂ、９０Ｂ  出力端子
１Ｃ、２Ｃ、９０Ｃ  共通端子
２  駆動段
３、４  検出回路
５  差動増幅回路
６Ａ、６Ｂ  比較器
７、７４、７４Ａ  整合回路
８、８Ａ、９、１０、９１、９２、９３  トランジスタ
７０Ａ、７０Ｂ、７０Ｃ  ベースバイアス回路
８０、８０Ａ  利得変化検出部
９０  調整段
Ｌ１、Ｌ２  インダクタンス負荷
Ｐ１  増幅器入力端子
Ｐ２、Ｐ２Ａ、Ｐ２Ｂ  増幅器出力端子
ＶＲ１、ＶＲ２  可変抵抗
【図１】
2008271517.tif 000003
【図２】
2008271517.tif 000004
【図３】
2008271517.tif 000005
【図４】
2008271517.tif 000006
【図５】
2008271517.tif 000007
【図６】
2008271517.tif 000008
【図７】
2008271517.tif 000009
【図８Ａ】
2008271517.tif 000010
【図８Ｂ】
2008271517.tif 000011
【図８Ｃ】
2008271517.tif 000012
【図８Ｄ】
2008271517.tif 000013
【図８Ｅ】
2008271517.tif 000014
【図８Ｆ】
2008271517.tif 000015
【図９】
2008271517.tif 000016
【図１０Ａ】
2008271517.tif 000017
【図１０Ｂ】
2008271517.tif 000018
【図１１Ａ】
2008271517.tif 000019
【図１１Ｂ】
2008271517.tif 000020
【図１１Ｃ】
2008271517.tif 000021
【図１２】
2008271517.tif 000022
【図１３】
2008271517.tif 000023
【図１４】
2008271517.tif 000024
【図１５】
2008271517.tif 000025
【図１６Ａ】
2008271517.tif 000026
【図１６Ｂ】
2008271517.tif 000027
【図１７Ａ】
2008271517.tif 000028
【図１７Ｂ】
2008271517.tif 000029