(57)【要約】【課題】広範囲の負荷状態に対して高い変換効率を有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、直流電圧が入力側に供給されるスイッチング素子５と、スイッチング素子５の出力側の出力電圧１１を平滑化し、出力電圧として出力する平滑回路９と、出力電圧１１と基準電圧との電圧差に応じてスイッチング素子５のオンオフを制御する信号を発生する制御回路１と、制御回路１からの信号によりスイッチング素子５のオンオフを駆動する駆動手段であるゲートドライバ２と、出力側の負荷状態を検出する検出手段である温度センサー４と、温度センサー４の信号に応じてゲートドライバ２の駆動電圧を制御する可変電圧制御手段である可変電圧レギュレータ３とから構成されている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧が入力側に供給されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子の出力側の電圧を平滑化し、出力電圧として出力する平滑手段と、前記出力電圧と基準電圧との電圧差に応じて前記スイッチング素子のオンオフを制御する信号を発生する制御手段と、前記制御手段からの信号により前記スイッチング素子のオンオフを駆動する駆動手段とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記出力側の負荷状態を検出する検出手段と、前記検出手段の信号に応じて前記駆動手段の駆動電圧を制御する可変電圧制御手段とを設けたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記スイッチング素子は、ＭＯＳ型ＦＥＴであることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記検出手段は、前記スイッチング素子の近傍に配置した温度を検出する温度検出手段であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記検出手段は、前記スイッチング素子の出力側の出力電流を検出する電流検出手段であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記検出手段は、前記スイッチング素子の近傍に配置した温度を検出する温度検出手段と、前記スイッチング素子の出力側の出力電流を検出する電流検出手段と、から構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力された直流電圧を変換して異なる電圧の直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング素子を利用したＤＣ−ＤＣコンバータは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出し、検出した出力電圧を基準電圧と比較し、基準電圧との電圧変動差に応じて、スイッチング素子に印加するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）信号のオンデューティを変え、電圧変動差をゼロとなるように制御している。
【０００３】
このようなスイッチング素子を利用したＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧にリップルが発生する。このリップルを減少させるために、従来、スイッチング素子の近傍の温度あるいは出力電流を測定することにより、リップル量を検出し、検出値に応じてスイッチング素子に印加する信号の周波数を可変にして、リップルを減少させ、あるいはスイッチング素子に印加する駆動電圧を可変にして、リップルを減少させるような技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の負荷電流が増加するとスイッチング素子の温度が上昇することによって、オン電圧（飽和電圧）が上昇することに着目して、スイッチング素子の温度を検出し、スイッチング素子に過電流が流れると、スイッチング素子をオフ状態にし、スイッチング素子と負荷となるデバイスの保護を行うような技術も提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【０００５】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の近傍に配置したダイオードの順電圧の温度依存性から、スイッチング素子の温度を検出し、スイッチング素子に過電流が流れ、温度が上昇するスイッチング素子をオフ状態にし、スイッチング素子と負荷となるデバイスの保護を行うような技術も提案されている（例えば、特許文献３参照）。
【特許文献１】特開２００１−８４４１号公報
【特許文献２】特開平５−３４４６４２号公報
【特許文献３】特開２００４−１４７３９１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上述の特許文献１のようなリップルを減少させるＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング素子の温度が上昇すると、あるいは負荷電流が増加すると、このような温度の上昇や負荷電流の増加がリップルの増加を示すこととなり、このときには、スイッチング素子のスイッチング周波数を上げるか、スイッチング素子を駆動する駆動電圧を下げることにより、スイッチング素子の抵抗を増加させ、リップルを減少させている。このため、スイッチング素子のジュール損失が増加するという課題があった。
【０００７】
また、特許文献２のような過電流防止機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング素子の温度が上昇するとスイッチング素子をオフ状態にし、スイッチング素子を高抵抗の状態にし、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を中止してしまうという課題があった。
【０００８】
また、特許文献３のようなＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷電流の増加、あるいはスイッチング素子の温度上昇に対して、スイッチング素子の抵抗を増加させるため、ジュール損失が増加、あるいは動作の中止により、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を低下させるという課題があった。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、負荷状態に応じてスイッチング素子を駆動する駆動電圧を最適化することにより、広範囲の負荷状態において、高効率の変換効率を有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧が入力側に供給されるスイッチング素子と、スイッチング素子の出力側の電圧を平滑化し、出力電圧として出力する平滑手段と、出力電圧と基準電圧との電圧差に応じてスイッチング素子のオンオフを制御する信号を発生する制御手段と、制御手段からの信号によりスイッチング素子のオンオフを駆動する駆動手段とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、出力側の負荷状態を検出する検出手段と、検出手段の信号に応じて駆動手段の駆動電圧を制御する可変電圧制御手段とを設けた構成である。
【００１１】
このようにＤＣ−ＤＣコンバータを構成することにより、負荷状態を検出する検出手段からの信号が軽負荷を示すときは、可変電圧制御手段の出力電圧が低電圧となるように制御し、これによって、スイッチング素子のオンオフを駆動する駆動手段の出力信号の振幅電圧は低くなる。このように軽負荷のときには、スイッチング素子を駆動する駆動手段の駆動電圧は低電圧となり、駆動手段による駆動損失が低減し、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率が高められる。
【００１２】
また、負荷状態を検出する検出手段からの信号が重負荷を示すときは、可変電圧制御手段の出力電圧が高電圧となるように制御し、スイッチング素子のオンオフを駆動する駆動手段の出力信号の振幅電圧は高くなり、これによって、スイッチング素子のオン抵抗を低下させる。このように重負荷のときには、スイッチング素子のオン抵抗が低下し、スイッチング素子のジュール損失が低減し、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率が高められる。
【００１３】
このように、負荷状態に応じて最適の駆動電圧によりスイッチング素子を駆動することにより、広範囲の負荷状態において、高い変換効率を有するＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【００１４】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記スイッチング素子を、ＭＯＳ型ＦＥＴとした構成である。
【００１５】
ＭＯＳ型ＦＥＴにより構成することにより、駆動手段、制御手段を同一チップに集積することができ、かつ省電力化、小面積化が可能であり、低コストの高変換効率のＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【００１６】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記検出手段を、スイッチング素子の近傍に配置した温度を検出する温度検出手段とした構成である。
【００１７】
負荷状態を検出する検出手段を温度検出手段とすることにより、温度検出手段の出力信号が電気信号であり、電気信号に変換する装置を必要とせず直接、可変電圧制御手段に入力することができることにより低コスト化が可能であること、および温度検出手段による負荷状態の検出は、負荷状態の平均値的な変動を検出することができ、安定に動作する高変換効率のＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【００１８】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記検出手段を、スイッチング素子の出力側の出力電流を検出する電流検出手段とした構成である。
【００１９】
負荷状態を検出する手段がスイッチング素子の出力側の出力電流を検出する電流検出手段により構成することにより、電流検出手段の出力信号が電気信号であり、電気信号に変換する装置を必要とせず直接、可変電圧制御手段に入力することができることにより低コストが可能であること、および電流検出手段による負荷状態の検出は、負荷状態の変動に対して速い応答速度で動作することができ、負荷変動に対して応答速度の速い高変換効率のＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【００２０】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記検出手段を、スイッチング素子の近傍に配置した温度を検出する温度検出手段とスイッチング素子の出力側の出力電流を検出する電流検出手段とにより構成している。
【００２１】
負荷状態を検出する手段がスイッチング素子の近傍に配置した温度検出手段と、スイッチング素子の出力側の出力電流を検出する電流検出手段から構成することにより、温度検出手段および電流検出手段の出力信号が電気信号であり、電気信号に変換する装置を必要とせず直接、可変電圧制御手段に入力することができることにより低コストが可能であること、および、温度検出手段と電流検出手段と組み合わせた負荷検出手段により、負荷状態の変動に対して応答速度が速くかつ安定した動作の高変換効率のＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷状態に応じて、スイッチング素子のオンオフを駆動する駆動電圧を可変にすることができ、軽負荷状態のときはスイッチング素子のオンオフを駆動する駆動電圧を低くし、駆動手段の駆動損失を低減させることができる。また、重負荷状態のときはスイッチング素子のオンオフを駆動する駆動電圧を高くし、スイッチング素子のオン抵抗を低くし、ジュール損失を低減させることができる。これにより、広範囲の負荷状態で高変換効率のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図面で同じ番号が付いたものは、説明を省略する場合もある。また、図面は、理解しやすいために、それぞれの構成要素を主に模式的に示しており、形状等においては正確な表示ではない。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【００２５】
本発明の実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、直流電圧１３が入力側に供給されるスイッチング素子５と、スイッチング素子５の出力側の電圧を平滑化し、平滑化された出力電圧１１として出力する平滑手段としての平滑回路９と、出力電圧１１と基準電圧との電圧差に応じてスイッチング素子５のオンオフを制御する信号を発生する制御手段としての制御回路１と、制御回路１からの信号によりスイッチング素子５のオンオフを駆動する駆動手段であるゲートドライバ２と、出力側の負荷状態を検出する検出手段である温度検出手段としての温度センサー４と、温度センサー４の制御回路１を介した信号２３に応じてゲートドライバ２の駆動電圧を制御する可変電圧制御手段である可変電圧レギュレータ３とから構成されている。
【００２６】
スイッチング素子５は、ＭＯＳ型ＮチャンネルＦＥＴで構成されており、スイッチング素子５の入力側であるドレイン側は、本ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力電圧となる直流電圧１３に接続される。出力側であるソース側は、コイルとコンデンサで構成された平滑回路９の入力側、およびダイオード８のアノード側に接続されている。平滑回路９の出力側は、出力電圧１１を出力する。ダイオード８のカソード側は、接地されている。そして、スイッチング素子５のゲート側は、ゲートドライバ２の出力２５に接続されている。
【００２７】
また、ゲートドライバ２の一方の電源端子側は、ダイオード６を介して可変電圧レギュレータ３の出力２７に接続されている。ゲートドライバ２の他方の電源端子側は、スイッチング素子５のソース側に接続している。ゲートドライバ２の両電源端子間には、コンデンサ７が接続されている。制御回路１は、出力電圧１１を入力し、制御回路１の出力２４は、ゲートドライバ２の入力に接続する。
【００２８】
可変電圧レギュレータ３の入力２６側は、温度センサー４の信号２３を、制御回路１を経由して接続し、電源端子側は直流電源１２に接続し、出力側はダイオード６を介してゲートドライバ２の電源端子側に接続している。
【００２９】
本実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、以上のように構成されている。
【００３０】
つぎに、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作を説明する。
【００３１】
制御回路１内では、出力電圧１１と制御回路１内にある基準電圧（図示せず）とを比較し、出力電圧１１と基準電圧との電圧差となる電圧変動差に応じてＰＷＭ信号のオンデューティを制御し、このように制御されたＰＷＭ信号を出力２４より出力する。例えば、出力電圧１１が基準電圧より高いときには、制御回路１の出力２４はオンデューティの小さい、すなわちオンのパルス期間が狭いＰＷＭ信号となる。このことにより、スイッチング素子５のオンデューティが減少し、出力電圧１１を下げる方向に動作し、基準電圧との電圧変動差をゼロとするように制御回路１はフィードバック制御する。また、出力電圧１１が基準電圧より低いときには、制御回路１の出力２４はオンデューティの大きいＰＷＭ信号となる。このことにより、スイッチング素子５のオンデューティが増加し、出力電圧１１を上げる方向に動作し、基準電圧との電圧変動差をゼロとするように制御回路１は制御する。ここで基準電圧は所望の出力電圧に等しい電圧である。
【００３２】
可変電圧レギュレータ３は、スイッチング素子５の近傍の温度を検出する温度センサー４の信号２３を制御回路１を経由して入力２６より入力し、温度センサー４の信号２３に応じて、ゲートドライバ２の電源端子に供給する電圧を制御する。また、信号２３は、スイッチング素子５の近傍の温度に応じた電圧等を示す信号である。すなわち、例えば、負荷電流が増加した重負荷の状態のときには温度センサー４の信号２３が温度の高いことを示し、この信号２３に応じて可変電圧レギュレータ３は高い出力電圧を出力し、ゲートドライバ２の電源端子に供給する。また、負荷電流が減少した軽負荷の状態のときには温度センサー４の信号２３が温度の低いことを示し、この信号２３に応じて可変電圧レギュレータ３は低い出力電圧を出力し、ゲートドライバ２の電源端子に供給する。
【００３３】
なお、可変電圧レギュレータ３の回路例として、温度センサー４の信号２３をＡ／Ｄ変換し、デジタル信号により、分割抵抗の分割比を選択することにより可変電圧を制御することも可能である。また、温度センサー４の信号を比較信号と比較し、温度センサー４の信号２３が比較信号より大きいときには、標準出力電圧より高い電圧を出力し、温度センサー４の信号２３が比較信号より小さいときには、標準出力電圧より低い電圧を出力するようにしてもよい。
【００３４】
また、温度センサー４は、スイッチング素子５内に配置されたダイオードの順方向電圧の温度特性を利用して温度を検出することもできる。なおダイオードとしてはトランジスタのベース−エミッタ間電圧、あるいはＦＥＴのドレイン−基板間の順方向電圧を利用することができる。また、スイッチング素子５の近傍に配置したサーミスタ等の感温素子を利用することもできる。
【００３５】
ゲートドライバ２は、制御回路１からのＰＷＭ信号を入力端子に接続し、可変電圧レギュレータ３の出力電圧を電源端子に接続し、グランド端子をスイッチング素子５のソース側に接続している。
【００３６】
図２は本発明の実施の形態１におけるゲートドライバ２の入力波形と出力波形を模式的に示した図である。図２（ａ）はゲートドライバ２の入力波形を示す図であり、図２（ｂ）はゲートドライバ２の出力波形を示す図である。
【００３７】
図２を用いてゲートドライバ２の動作を説明する。図２（ａ）はゲートドライバ２の入力信号であって、制御回路１の出力信号でもあり、出力電圧１１が基準電圧と同じときの入力波形は入力波形３１であり、出力電圧１１が基準電圧より高いときの入力波形は入力波形３２であり、出力電圧１１が基準電圧より低いときの入力波形は入力波形３３である。
【００３８】
出力電圧１１が基準電圧より高くなると入力波形３２となり入力波形３１よりオンデューティが減少する。入力波形と同じオンデューティの波形がゲートドライバ２より出力し、スイッチング素子５をオンデューティの間オン状態にし、スイッチング素子５の出力側に電流を供給する。したがって、オンデューティが減少すると出力電圧１１が低くなる方向に動作し、所望の出力電圧になるように制御される。また、出力電圧１１が基準電圧より低くなると入力波形３３となり入力波形３１よりオンデューティが増加する。入力波形と同じオンデューティの波形がゲートドライバ２より出力し、スイッチング素子５をオンデューティの間オン状態にし、スイッチング素子５の出力側に電流を供給する。したがって、オンデューティが増加すると出力電圧１１が高くなる方向に動作し、所望の出力電圧になるよう制御される。
【００３９】
ゲートドライバ２は制御回路１の出力信号を入力し、可変電圧レギュレータ３の出力電圧を電源としている。このことにより、ゲートドライバ２の出力信号は、出力電圧１１の変動によりオンデューティが変動するとともに、スイッチング素子５の近傍の温度により振幅が変動する。このように、本ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、ゲートドライバ２の出力信号の振幅も適応的に変化させるような構成であることを特徴としている。
【００４０】
図２（ｂ）はゲートドライバ２の出力波形であって、スイッチング素子５の近傍の温度が通常のときの出力波形は出力波形３４であり、スイッチング素子５の近傍の温度が高いことを検出した直後の出力波形は出力波形３５である。出力波形３５のオンデューティＤ１は出力波形３４と同じであるが、振幅は振幅Ｖ２となり出力波形３４の振幅Ｖ１より大きくなる。
【００４１】
すなわち、出力電圧１１の負荷に電流が多く流れる重負荷のとき、スイッチング素子５の電流が増加し、近傍の温度が上昇する。温度センサー４は温度上昇を検出し、検出された信号２３は可変電圧レギュレータ３に入力し、可変電圧レギュレータ３の出力電圧は上昇し、ゲートドライバ２の電源電圧は上昇する。したがって、ゲートドライバ２の出力信号の振幅が大きくなり、スイッチング素子５のオン抵抗が低下する。このことにより、スイッチング素子５のジュール損失が減少し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の変換効率を高くすることができる。
【００４２】
また、スイッチング素子５のオン抵抗が減少すると、負荷に流れる電流が増加することにより、出力電圧１１が高くなる傾向になる。この出力電圧１１の変動を制御回路１が検出し、図２（ｂ）の出力波形３６に示すように、オンデューティを減少させるように制御する。したがって、重負荷の状態になると、スイッチング素子５のオン抵抗の減少とオンデューティの減少により、スイッチング素子５のジュール損失は減少し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の変換効率を高くすることができる。
【００４３】
また、スイッチング素子５の近傍の温度が低いときの出力波形は出力波形３７である。出力波形３７のオンデューティＤ１は出力波形３４と同じであるが、振幅は振幅Ｖ３となり出力波形３４の振幅Ｖ１より低くなる。
【００４４】
出力電圧１１の負荷の電流が少ない軽負荷のとき、スイッチング素子５の電流が少なく、近傍の温度は上昇しない。温度センサー４は低い温度を検出し、可変電圧レギュレータ３は出力電圧の電圧を下げ、ゲートドライバ２の電源端子に供給する。これによって、ゲートドライバ２の出力信号の振幅が小さくなり、ゲートドライバ２のドライブ損失を低下させる。このことにより、ゲートドライバ２のドライブ損失が減少し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の変換効率を高くすることができる。
【００４５】
このように、本実施の形態によれば、広範囲の負荷状態に対して高い変換効率を有するＤＣ−ＤＣコンバータ１０を実現することができる。
【００４６】
また、スイッチング素子５がＭＯＳ型ＮチャンネルＦＥＴにより構成されることにより、Ｐチャンネルの場合よりチップに占める面積を小さくすることができ、低コスト化することができる。
【００４７】
また、スイッチング素子５がＭＯＳ型ＦＥＴにより構成されることにより、駆動手段、制御手段を同一チップに集積することができ、省電力化、小面積化が可能であり、低コストの高変換効率のＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【００４８】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。本実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０において、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータ１０と異なるところは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の温度センサーに代えて、平滑回路９の出力側に抵抗４１を挿入し、抵抗４１の両端電圧を利用した電流検出器４２により、出力電圧１１に流れる電流を直接検出し、可変電圧レギュレータ４３に入力している。
【００４９】
実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータ１０とＤＣ−ＤＣコンバータ２０と異なるところは、可変電圧レギュレータ４３の構成であって、制御回路１、ゲートドライバ２、スイッチング素子５および平滑回路９はＤＣ−ＤＣコンバータ１０と同じである。
【００５０】
なお、可変電圧レギュレータ４３の構成例として、電流検出器４２の信号をＡ／Ｄ変換し、デジタル信号により、分割抵抗の分割比を選択することにより可変電圧を制御することも可能である。また、電流検出器４２の信号を比較信号と比較し、電流検出器４２の信号が比較信号より大きいときには、標準出力電圧より高い電圧を出力し、電流検出器４２の信号が比較信号より小さいときには、標準出力電圧より低い電圧を出力するようにしてもよい。
【００５１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の動作もＤＣ−ＤＣコンバータ１０と同じであるが、出力電圧１１の出力電流を抵抗４１により直接検出しているので、負荷状態の変動に対する応答速度が速い利点がある。
【００５２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の動作もＤＣ−ＤＣコンバータ１０と同様に、広範囲の負荷状態に対して高い変換効率を有するＤＣ−ＤＣコンバータ２０を実現することができる。
【００５３】
また、図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３０のように、負荷状態を検出する検出器として、温度センサー４と電流検出器４２を組み合わせることも可能である。このことにより、電流検出器４２により負荷状態の変動に瞬時に対応するとともに、負荷状態の平均値的な変動に対して反応する温度センサー４との組み合わせにより、負荷状態の変動に対する応答速度が速く、しかも誤動作のない安定した動作をする、広範囲の負荷状態に対して高い変換効率を有するＤＣ−ＤＣコンバータ３０を実現することができる。
【００５４】
以上説明したように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧が入力側に供給されるスイッチング素子と、スイッチング素子の出力側の電圧を平滑化し、出力電圧として出力する平滑手段と、出力電圧と基準電圧との電圧差に応じてスイッチング素子のオンオフを制御する信号を発生する制御手段と、制御手段からの信号によりスイッチング素子のオンオフを駆動する駆動手段と、出力側の負荷状態を検出する温度センサーや電流検出器である検出手段と、検出手段の信号に応じて駆動手段の駆動電圧を制御する可変電圧制御手段とを設けた構成である。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、このような構成としているため、軽負荷のときには、スイッチング素子を駆動する駆動手段の駆動電圧が低電圧となり、駆動手段による駆動損失が低減して、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率が高められるとともに、重負荷のときには、スイッチング素子のオン抵抗が低下し、スイッチング素子のジュール損失が低減し、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率が高められる。
【００５５】
したがって、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、広範囲の負荷状態において、高効率の変換効率を有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５６】
本発明は、広範囲の負荷状態に対して高い変換効率を有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供するものであり、携帯情報機器や情報家電等の電子機器の小型化、低電力化に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成図
【図２】本発明の実施の形態１におけるゲートドライバの入力波形と出力波形を模式的に示した図であり、（ａ）はゲートドライバの入力波形を示す図（ｂ）はゲートドライバの出力波形を示す図
【図３】本発明の実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成図
【図４】本発明の実施の形態２の他のＤＣ−ＤＣコンバータの構成図
【符号の説明】
【００５８】
１    制御回路
２    ゲートドライバ
３，４３    可変電圧レギュレータ
４    温度センサー
５    スイッチング素子
６，８    ダイオード
７    コンデンサ
９    平滑回路
１０，２０，３０    ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１    出力電圧
１２    直流電源
１３    直流電圧
２３    信号
２４，２５，２７    出力
２６    入力
３１，３２，３３    入力波形
３４，３５，３６，３７    出力波形
４１    抵抗
４２    電流検出器
【図１】
2008271758.tif 000003
【図２】
2008271758.tif 000004
【図３】
2008271758.tif 000005
【図４】
2008271758.tif 000006