(57)【要約】【課題】モータをＶ／ｆ制御によりセンサレス正弦波駆動する。【解決手段】直流電源２の直流電力をインバータ回路３により交流電力に変換してモータ４を駆動しモータ負荷５を回転駆動し、電流検出手段６によりモータ電流のピーク値あるいは回転磁界に応じたモータ電流を検出して制御手段７によりインバータ回路３をＶ／ｆ制御し、モータピーク電流が設定値となるように出力周波数を補正することで、突極性あるいは非突極性モータに関わらず乱調せずに安定制御が可能となる。【選択図】図１
2008289292.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石モータと、前記モータにより駆動される負荷と、前記モータの駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記制御手段は、前記インバータ回路の出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記周波数設定手段の出力信号により前記インバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段と、前記モータのピーク電流、あるいは回転磁界に相当するモータ駆動電流値を設定する電流設定手段と、前記電流検出手段より検出したモータピーク電流、あるいは回転磁界に相当する電流検知信号と前記電流設定手段の設定信号を比較する電流比較手段と、前記電流比較手段の出力信号より前記出力周波数あるいは出力電圧位相を補正する周波数補正手段よりなるモータ駆動装置。
【請求項２】
インバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段は、モータ電流位相がｑ軸よりも進み角となるように周波数に対するインバータ回路出力電圧比を設定するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
モータ電流設定信号と電流検知信号を比較する電流比較手段の出力信号によりインバータ回路出力電圧を補正する電圧補正手段を備え、モータ起動時には前記電圧補正手段によりモータ電流を制御し、インバータ回路の出力周波数あるいは出力電圧位相を補正する周波数補正手段は、モータ起動時に制御ゲインをほぼ零に設定、あるいは補正しないようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
モータ起動時には電圧補正手段によりモータ電流を制御し、起動後モータ回転数が高くなると周波数補正手段の制御ゲインを高くして前記周波数補正手段によりモータ電流を制御するようにした請求項３記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はモータ駆動装置に関するもので、特に永久磁石モータのＶ／ｆ制御によるモータ制御手段に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のモータ駆動装置は、インバータ回路出力電流を検出し、モータ電流をモータ印加電圧座標軸に座標変換し座標変換後のモータ電流が所定値となるようにＶ／ｆ制御するようにしていた（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２０００−２３６６９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかし、従来のモータ駆動装置はモータ印加電圧位相に対応したモータ電流を瞬時に検出し、モータ印加電圧軸へ座標変換して直流成分に変換していたため、高速Ａ／Ｄ変換手段、あるいは高速電流検知手段と高速座標変換手段が必要であり、インバータ回路を制御するマイクロコンピュータなどのプロセッサが高速高価格となる課題があった。さらに、座標変換後の有効電流ベクトルにより制御するため、無負荷、あるいは負荷が回転数に応じて変化するファン、あるいは、ポンプなどの制御において有効電流設定が複雑となる課題があった。
【０００４】
また、突極性モータ（ＩＰＭＳＭ）の如き高速回転で進み角制御が必要となる場合において、進み角制御が困難となる課題があった。
【０００５】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、基本的に座標変換せず、かつ安価な電流センサによりセンサレス正弦波駆動が可能であり、トルク変動の大きい負荷や、回転数に応じてトルクが変動する負荷や、進み角制御が必要な突極性モータでもＶ／ｆ制御による正弦波駆動が可能となり、安価で低速のプロセッサと簡単な制御プログラムによりセンサレス正弦波駆動可能なモータ駆動装置を実現することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路により永久磁石モータをセンサレス正弦波駆動し、モータ電流のピーク値あるいは回転磁界に相当するモータ電流を検知して設定値となるようにインバータ回路出力周波数と出力電圧の比を制御し、さらに、モータ電流設定値と検知モータピーク電流の誤差信号によりインバータ回路駆動周波数、および出力電圧をそれぞれ補正制御するものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明のモータ駆動装置は、モータ電流のピーク値あるいは回転磁界に相当するモータ電流を検知して設定値となるようにインバータ回路出力周波数と電圧を制御するものであり、突極性あるいは非突極性モータに関わらず乱調せずに安定制御可能となり、さらに、進み角制御においても容易に安定制御可能となり、高速Ａ／Ｄ変換手段や高速座標変換手段無しでも制御できるため、安価なプロセッサと簡単な制御プログラムでセンサレス正弦波駆動可能なモータ駆動装置を実現できる。また、簡単で安価な電流センサを使用でき、制御プログラムも簡単となるので安価で信頼性の高いモータ駆動装置を実現でき、さらに、プロセッサの負担が少ないので１つのプロセッサにより複数のモータを同時に制御でき、１プロセッサ複数モータ同時駆動システムを簡単に構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
第１の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石モータと、前記モータにより駆動される負荷と、前記モータの駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記制御手段は、前記インバータ回路の出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記周波数設定手段の出力信号により前記インバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段と、前記モータのピーク電流、あるいは回転磁界に相当するモータ駆動電流値を設定する電流設定手段と、前記電流検出手段より検出したモータピーク電流、あるいは回転磁界に相当する電流検知信号と前記電流設定手段の設定信号を比較する電流比較手段と、前記電流比較手段の出力信号より前記出力周波数あるいは出力電圧位相を補正する周波数補正制御手段よりなるものであり、Ｖ／ｆ制御における乱調を防止でき、最大負荷から無負荷まで動作可能で、かつ進み角制御可能であり、電流検知手段とモータ制御プログラムが簡単になり安価で信頼性の高いセンサレス正弦波モータ駆動装置を実現できる。
【０００９】
第２の発明は、第１の発明におけるインバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段は、モータ電流位相がｑ軸よりも進み角となるように周波数に対するインバータ回路出力電圧比を設定するようにしたものであり、インバータ回路出力電圧をほぼモータ誘起電圧と等しく設定し、周波数制御によりモータピーク電流を一定制御することにより電流進み角制御ができるので、突極性、非突極性に関わらず安価で簡単な制御方法により弱め界磁制御でき永久磁石モータを高速回転制御ができる。
【００１０】
第３の発明は、第１の発明におけるモータ電流設定信号と電流検知信号を比較する電流比較手段の出力信号によりインバータ回路出力電圧を補正する電圧補正手段を備え、モータ起動時には前記電圧補正手段によりモータ電流を制御し、インバータ回路の出力周波数あるいは出力電圧位相を補正する周波数成分補正手段は、モータ起動時に制御ゲインをほぼ零に設定、あるいは補正しないようにしたものであり、低速起動時には周波数補正せずにＶ／ｆ制御するためモータ起動時の周波数変動がないのでモータには正弦波電流が流れて安定起動が可能となる。
【００１１】
第４の発明は、第３の発明におけるモータ起動時には電圧補正手段によりモータ電流を制御し、起動後モータ回転数が高くなると周波数補正手段の制御ゲインを高くして前記周波数補正手段によりモータ電流を制御するようにしたものであり、低速起動時には電圧制御により定出力電流制御するので起動トルクを大きくして起動可能となり、起動後には周波数制御により乱調を防止でき安定した高速回転が可能となる。
【００１２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。
【００１３】
図１において、交流電源１より整流回路よりなる直流電源回路に交流電力を加えて直流電源２を構成し、３相フルブリッジインバータ回路３により直流電力を３相交流電力に変換し、永久磁石モータ４を駆動する。直流電源２は、全波整流回路２０の直流出力端子にコンデンサ２１ａ、２１ｂを直列接続し、コンデンサ２１ａ、２１ｂの接続点を交流電源入力の一方の端子に接続して倍電圧整流回路を構成し、インバータ回路３への印加電圧を高くし電流を減らしインバータ回路とモータ損失を減らす。モータ４は空調機の圧縮機や洗濯機の脱水ドラム、あるいはファン・ポンプなどのモータ負荷５を駆動する。インバータ回路３の負電圧側に電流検出手段６を接続し、インバータ回路３に流れる電流を検出することによりインバータ回路３の出力電流、すなわち、モータ４のピーク電流Ｉｐ、あるいは、回転磁界に相当する駆動電流を検出する。
【００１４】
電流検出手段６は、いわゆる１シャント電流検知方式と呼ばれるもので、インバータ回路３の下アームトランジスタのエミッタ端子側に共通接続されたシャント抵抗６０と、シャント抵抗６０に流れる電流を検知する電流検知回路６１より構成される。電流検知回路６１は、マイクロコンピュータなどのプロセッサ内蔵のＡ／Ｄ変換回路により電流検出するための信号レベル増幅変換回路とピーク電流検出回路より構成することができる。ピーク電流検出回路はダイオードとコンデンサ、抵抗などのハードウェアより構成する場合と、Ａ／Ｄ変換された入力信号をソフトウェアにより大小判定する構成などがあり、詳細は省略する。
【００１５】
１シャント電流検知方式は、キャリヤ周波数が高い場合や、変調度が大きくなった場合には電流検出不可能領域が出現するので、各位相に対応した瞬時電流を検出する場合には３シャント電流検知方式の方が優れているが、本発明においてはモータ電流のピーク値を検出するので１シャント電流検知方式の方が回路構成が簡単となり、かつ電流検出が容易となる。さらに、インバータ回路のＰＷＭ制御を２相変調にするとピーク電流検出が容易となる。勿論、３シャント電流検知方式でも問題はない。
【００１６】
制御手段７は、モータ４のピーク電流Ｉｐ、あるいは、回転磁界に相当する駆動電流が設定値となるようにインバータ回路３の出力周波数と出力電圧を制御するもので、インバータ回路出力周波数を設定する周波数設定手段７０と、周波数設定手段７０の出力信号ωに応じたインバータ出力電圧比を制御する電圧制御手段７１と、モータ電流ピーク値Ｉｐを設定する電流設定手段７２と、電流設定手段７２の出力設定信号ｉｐｓと電流検出手段６の出力信号ｉｐを比較する電流比較手段７３と、電流比較手段７３の出力信号Δｉｐに応じて周波数設定手段７０の出力信号ωを補正、あるいはインバータ回路出力電圧位相を補正する周波数補正手段７４と、電圧制御手段７１の出力信号Ｖδに応じてインバータ回路３を正弦波状にＰＷＭ制御するインバータ制御手段７５と、周波数補正手段７４の出力角周波数信号ω１を積分して位相信号θを発生させインバータ制御手段７５に位相信号θを加える位相信号生成手段７６より構成される。
【００１７】
さらに、電流誤差信号Δｉｐは電圧補正手段７７に加えられ、比例積分した後電圧補正信号ΔＶδを電圧制御手段７１に加え、モータ起動時に電圧制御し定電流制御する。インバータ制御手段７５は電圧信号Ｖδとインバータ回路３の直流母線電圧に応じてインバータ回路３をＰＷＭ制御しモータ４に正弦波電圧を印加するもので、通常は２相変調が用いられる。２相変調にするとモータ相間電圧を３相変調よりも高くできるだけではなく、インバータ回路３のスイッチング損失を減らすことができ、さらに、モータ４のピーク電流検出精度を向上させることができる。インバータ回路駆動周波数ωに誘起電圧定数Ｋｅを乗じた電圧に補正電圧ΔＶδと起動電圧Ｖｓを加えた制御電圧Ｖδに応じた電圧がモータ４に印加するようにインバータ制御手段７５を制御する。Ｖδは数式１より求められる。
【００１８】
【数１】
2008289292.tif 000003
【００１９】
モータ各相電圧制御信号は電圧制御信号Ｖδと電気角θから数式２より求められる。
【００２０】
【数２】
2008289292.tif 000004
【００２１】
周波数補正手段７４は、電流誤差信号Δｉｐに比例してインバータ周波数を補正変更し安定化制御するもので乱調防止と進み角制御を行う。すなわち数式３に従い、モータ電流ｉｐが設定値ｉｐｓよりも増加すると、Δｉｐは負になるので、駆動周波数を低下させ、モータ電流ｉｐが設定値ｉｐｓよりも低下すると、Δｉｐは正になるので、逆に駆動周波数を増加させる。
【００２２】
【数３】
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【００２３】
周波数補正手段７４は、後ほど詳細に説明する比例部７４ａと加算部７４ｂよりなり、比例部７４ａは、電流誤差信号Δｉｐと比例定数Ｋｆの積を求め、加算部７４ｂは、周波数設定手段７０の出力信号ωに、比例部７４ａの出力信号を加算してインバータ駆動周波数ω１を求める。数式３に示すＫｆは、周波数設定手段７０の出力信号ωと比例定数ｋの積（Ｋｆ＝ω・ｋ）から求める。すなわち、設定周波数ωに比例して周波数制御ゲインＫｆが大となることを意味し、低周波数では比例定数Ｋｆを下げて周波数変化、あるいは位相変化を減らし、高周波数で比例定数Ｋｆを大きくしてモータピーク電流が設定値Ｉｐｓとなるように制御する。
【００２４】
図２は、本発明を示す非突極性モータ（ＳＰＭＳＭ）の制御ベクトル図であり、モータのロータ磁石軸座標（ｄ−ｑ座標）とモータ印加電圧軸座標（γ−δ座標）の関係を示している。モータ印加電圧軸座標（γ−δ座標）はｄ−ｑ座標よりも負荷角δ進角し、モータ印加電圧（＝インバータ回路出力電圧）Ｖａはδ軸電圧と等しく、δ軸のみ制御するため、Ｖａ＝Ｖδ、Ｖγ＝０となるので座標逆変換は不要で数式２より演算できる。モータ誘起電圧Ｅｍはｑ軸上となり、モータ電流Ｉのベクトルは、定格負荷でｑ軸電流Ｉｑとほぼ等しく、あるいは多めとなるように設定する。モータ電流ベクトルＩはｑ軸より位相β進んで表示し、モータ印加電圧Ｖａはモータ誘起電圧Ｖｍとほぼ等しく設定する。位相φはモータ印加電圧Ｖａと電流Ｉの位相（力率角）を示している。負荷トルクが一定ならばＩｑ一定となるので、モータコイル電圧ベクトルωＬＩは１点鎖線上となり、ｑ軸と平行となるベクトル関係（Ｉ＝Ｉｑ）で最大効率運転（β＝０）となり、その時のモータ印加電圧をＶａ０とすると、モータ印加電圧ＶａがＶａ０よりも小さくなると進み角となり、モータ印加電圧ＶａがＶａ０よりも大きくなると遅れ角となる。
【００２５】
本発明は、モータ電流Ｉのピーク値Ｉｐが所定値となるように周波数を制御してモータ印加電圧座標（γ−δ座標）の角速度ω１を制御しｑ軸からの電流進み角βを制御するもので、結果的に負荷角δを制御することを意味する。また、回転磁界の磁束ΨはインダクタンスＬと電流Ｉの積、すなわち、Ψ＝Ｌ・Ｉなので、電流Ｉを制御することは回転磁束Ψを一定に制御することを意味する。また、モータ相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのピーク値を制御する方法に限らず、実効値を一定制御しても同じとなるこは明白である。
【００２６】
δ軸電流（有効電流）Ｉδを所定値に制御するＩδ一定制御の場合、負荷変動によりδ軸電流Ｉδが変動するため負荷状態に応じてＩδ設定値を変更する必要が生じるが、電流ベクトルＩに応じたモータ電流（あるいは、モータピーク電流Ｉｐ）を一定に制御する場合には負荷角δと位相φが負荷に応じて自動的に変化するため電流値を変更する必要がない特長がある。
【００２７】
従来の有効電流Ｉδ一定制御、あるいは無効電流Ｉγ一定制御においては進み角制御が困難であったが、電流ベクトルＩ、あるいは電流ピーク値Ｉｐを制御する本発明においては、トルク変動や負荷角変動の影響が電流ベクトルＩ、あるいはピーク電流Ｉｐの変動として直接現れるため負荷変動の検出に優れており、負荷変動に対する安定化に優れる特長がある。特に、電流ベクトルＩがｑ軸よりも進角する進角制御において、Ｉδ制御、Ｉγ制御よりＩ制御の方がトルク変動が顕著となり、かつ、座標変換が不要なので電流制御対象として有利となる。
【００２８】
電流設定値ｉｐｓを負荷に応じて最適設定すると高効率運転できるので、負荷トルクと回転数に応じて変更するとよい。また、本発明によれば、起動時から電流設定手段７２の設定値を一定にすると、起動トルクを大きくでき、さらに進角制御領域までモータ電流を一定に制御しても安定動作する特長がある。
【００２９】
周波数補正動作についてさらに説明を加えると、設定値ｉｐｓよりもモータ電流ｉｐが増加すると誤差信号Δｉｐは負の値となり周波数補正信号Δω（Δω＝Ｋｆ×Δｉ）も負の値となるので、ω１＝ω＋Δωの制御より補正後の周波数ω１は低下し、γ−δ軸はｄ−ｑ軸に近づき負荷角δが減少してモータ電流Ｉは減少するので電流一定制御動作となる。Ｖ／ｆ制御はトルク変動があると乱調が発生するが、周波数制御を加えることにより乱調が抑制され回転数変動、あるいは負荷角変動が少なくなる特長があり、トルク変動に起因する乱調による脱調現象も抑制される。さらに、周波数補正ゲインは、設定周波数ωに比例して増加するので、周波数が高くなるほど定電流作用が大きくなり乱調が減少する。図２のベクトル図におけるモータコイル電圧ベクトルωＬＩは周波数に比例するため、本発明はモータコイル電圧ベクトルに比例してモータ駆動周波数を補正していると考えられる。言い換えれば、駆動周波数が高くなるほどモータコイル電圧ベクトルωＬＩが増加し、モータコイル電圧ベクトルωＬＩと負荷角δは相関関係にあるので、負荷角変動、すなわち、乱調現象もモータコイル電圧ベクトルωＬＩに比例する。よって、モータコイル電圧ベクトルωＬＩに比例して周波数を補正すれば乱調を減らせることがわかる。
【００３０】
図３は、モータ起動時のインバータ制御電圧、周波数、及び周波数補正ゲインの制御方法を示すグラフである。
【００３１】
起動開始してから目標回転数まで直線的に駆動周波数と周波数に応じた印加電圧を増加させる、いわゆるＶ／ｆ制御を行い、周波数補正ゲインＫｆは駆動周波数に比例して増加させる。モータ電流設定値は一定にして電圧制御により起動制御させると起動が容易となる。ファン、あるいはポンプ負荷の場合には、駆動周波数に応じて電流設定値を変更させると高効率運転制御ができる。また、突極性モータはｑ軸よりも電流進角させるとリラクタンストルクが大となるので、進み角制御するためには設定電流ｉｐｓを周波数に比例して大きくするとよい。
【００３２】
また、目標回転数に達するまでの起動時間ｔｓは、負荷の慣性モーメントに応じて変化させることにより乱調を減少させることができる。すなわち、慣性モーメントが大きいほど起動時間ｔｓを長くすると乱調を低くすることができる。
【００３３】
駆動周波数に応じて周波数補正ゲインＫｆを変更することにより、起動低速時におけるモータ回転数変動を低下させることができるので、起動時には周波数制御ゲインをほぼ零に設定し、電圧補正手段７７により定電流制御を行い、起動後電圧補正手段７７の制御信号ΔＶδを小さくし、周波数補正手段７４により定電流制御することによりモータ電流を正弦波に近づけて起動を容易にすることができる。図３のＫｆａに示すように、時間に比例して直線的に周波数制御ゲインを上げず、起動初期の周波数制御ゲインはほぼ零に設定し、Ｋｆｂに示すように起動途中から制御ゲインを大きくしてもよい。なお、周波数比例制御ゲインを大きくすると発振し易くなり、かつ、ノイズに弱くなるので、電圧補正手段７７と周波数補正手段７４それぞれにローパスフィルタやリミッタを適宜設けるとよい。なお、周波数補正手段７４に遅れ要素や積分要素を加えると乱調が抑制できず、逆に乱調が大きくなるので比例制御とフィルタおよびリミッタの組み合わせにする。
【００３４】
図４は、突極性モータ（ＩＰＭＳＭ）のベクトル図である。
【００３５】
突極性モータは、リラクタンストルクを利用するため進み角制御する必要があり、一般的にｑ軸よりも電流位相を３０度進角させると最大効率運転になるとされている。進み角βを大きくするために負荷角δ（δ＝φ＋β）を大きくする必要があり、本発明による出力電流一定方式は、インバータ出力電圧を誘起電圧とほぼ同等、あるいは誘起電圧よりも小さく設定し、電流Ｉを大きく設定することにより負荷角δを大きくすることができる。
【００３６】
非突極性モータ（ＳＰＭＳＭ）の場合、インバータ出力電圧Ｖａとモータ誘起電圧Ｅｍをほぼ等しくした場合、余弦定理よりモータ電流Ｉと負荷角δの関係は数式４より与えられる。
【００３７】
【数４】
2008289292.tif 000006
【００３８】
ここで、ｋＬは誘起電圧定数ＫｅとインダクタンスＬの比で、ｋＬ＝Ｋｅ／Ｌで与えられる。モータ電流Ｉは駆動周波数ω１とは無関係となり負荷角δで決定され、モータ電流Ｉを制御することにより逆に負荷角δを制御でき、電流進み角βが制御できる。ＩＰＭＳＭの場合もほぼ同様で、モータ誘起電圧Ｅｍとインバータ出力電圧Ｖａがほぼ等しくなるように電圧制御手段７１の周波数に対する出力電圧比率を設定し、電流設定手段７２によりモータピーク電流を設定することにより負荷角δ、あるいは、電流進み角βを制御できる。
【００３９】
高速運転になるほど誘起電圧Ｅｍは大きくなるので、直流母線電圧Ｖｐよりも誘起電圧Ｅｍが高くなる電圧飽和となる場合があるので、モータ印加電圧Ｖａが電圧飽和するとさらに電流進角させる必要があり、そのためには電流設定値ｉｐｓを大きくするとよい。周波数が高くなるに従い設定電流値ｉｐｓを大きくしてもよいが、電圧飽和を検知してから電流設定値が大きくなるように変更させるとモータ効率を改善できる。電圧飽和の検知（Ｅｍ＞Ｖａ）は、モータ誘起電圧Ｅｍが駆動周波数ωに比例し（Ｅｍ＝Ｋｅ×ω）、モータ印加電圧ピーク値Ｖａｐは直流母線電圧Ｖｐと変調度ｍより求まる（Ｖａｐ＝ｍ×Ｖｐ）ので、駆動周波数と直流母線電圧Ｖｐ、および変調度を比較するだけで電圧飽和判定できる。
【００４０】
図５は、２相変調時のＰＷＭ信号とシャント抵抗電圧波形と電流検知タイミングを示す図である。
【００４１】
図５において、ｖｃは三角波キャリヤ信号、ｖｕ、ｖｖはそれぞれｕ相、ｖ相の変調信号、ｕｐ、ｖｐ、ｗｐはＵＶＷ各相の上アーム制御信号、Ｖｓｈはシャント抵抗電圧波形を示す。ｗ相下アームトランジスタは強制的に導通させるので、ｗ相変調信号は示していない。
【００４２】
２相変調においてモータピーク電流が現れるパターンは、図５に示すように、１相の上アームのみオンしている区間（ｔ０〜ｔ２、ｔ４〜ｔ５）、あるいは２相の上アームがオンしている区間（ｔ５〜ｔ７）に現れる。２相変調は３相変調と異なり２相のみＰＷＭ制御されるのでピーク電流が現れる区間が広くなるのでピーク電流検出が容易となる。
【００４３】
図６は、２相変調時の電流検知タイミング図であり、ＵＶＷ各相の２変調信号波形と各相電流がシャント抵抗に現れる位相を示している。０から１／３πまでの区間はＷ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖ、１／３πから２／３πまでの区間はＵ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖ、２／３πからπまでの区間はＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗと、順次各相電流が現れる。電流ピーク値が現れる区間は図の矢印で示しているように、各相の中性点からの電圧がピークとなる位相から３０度遅れるので、２相変調の２つのピーク近傍で正と負の各相電流のピーク値が出現する。すなわち、区間０から１／３πはＩｗのピーク値、区間１／３πから２／３πはＩｖのピーク値、区間２／３πからπまではＩｕのピーク値と、１周期で計６回ピーク値が出現する。電流位相が電圧位相よりも３０度遅れた場合にはピーク電流の検出は容易であるが、６０度遅れるとパルス幅が狭くなって電流検出が困難となることを示している。しかしながら、ＩＰＭＳＭの場合には、電圧位相と電流位相の力率角φは小さくなるので、電流ピーク値の検出は容易であり、ＳＰＭＳＭの場合は進角の程度はわずかに設定するので力率角φが大きくなる場合は非常にまれであり、実用上ほとんど問題は発生しない。
【００４４】
１シャント電流検知方式で、かつ、電圧増幅器とピークホールド回路より構成する方式は、ハードウェア構成が簡単なだけではなくプロセッサのソフトウェアにも負担が少なく簡単となる特長がある。また、電流検出するＡ／Ｄ変換タイミングは、インバータ回路のスイッチングトランジスタが全てオン又はオフしているキャリヤ信号の谷、あるいはピーク（図５のｔ０、ｔ３、ｔ６）でよく、電流検出が簡単で、かつ、ノイズにも強い特長がある。
【００４５】
以上述べたように、本発明は、永久磁石モータをＶ／ｆ制御によりセンサレス正弦波駆動するために、モータピーク電流、あるいは回転磁束に応じたモータ電流を所定値に制御するもので、モータ電流設定値との誤差信号によりモータ駆動周波数を制御することにより定出力電流制御し、ロータ磁石軸座標（ｄ−ｑ座標）と印加電圧軸座標（γ−δ座標）の位相関係を一定の負荷角δに制御するもので、Ｖ／ｆ制御における乱調をほとんどなくすことができ、進角制御しても安定動作させることができる。本発明によれば、突極性モータ、非突極性モータに関わらず安定化制御可能であり、特に、インバータ出力電圧とモータ誘起電圧をほぼ一定にして定出力電流することにより容易に進角制御できる特長がある。さらに、１シャント方式にして２相変調するとピーク電流が現れるパルス幅が広くなるので、ピーク電流検出が容易となり電圧増幅器とピークホールド回路により簡単なピーク電流検出手段を構成でき、プロセッサのソフトウェアとハードウェアを簡単にすることができる。
【００４６】
なお、実施の形態１においてモータ電圧は周波数補正前の信号ωによりＶ／ｆ制御したが、補正後の信号ω１によりＶ／ｆ制御しても効果は同様である。
【００４７】
（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施の形態について図７を用いて説明する。
【００４８】
図７は、本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図である。
【００４９】
図７に示す制御手段のブロック図は、図１に示す制御手段７から一部変更、あるいは細部ブロックを追加したものであり、以下、変更追加部のみ説明する。
【００５０】
電圧制御手段７１はＶ／ｆ制御部７１ａと電圧加算部７１ｂより構成され、Ｖ／ｆ制御部７１ａは周波数設定手段７０の出力信号ωに比例した電圧、すなわち、ωに誘起電圧定数Ｋｅを掛けた電圧Ｖｆを出力し駆動周波数に対するインバータ回路出力電圧比を一定にする。電圧加算部７１ｂは電圧Ｖｆに補正電圧ΔＶδと起動電圧Ｖｓ（図示せず）を加算して電圧Ｖδを出力し、インバータ制御手段７５に電圧信号Ｖδを加える。電流検出手段６と電流設定手段７２のそれぞれの出力信号ｉｐ、ｉｐｓを電流比較手段７３により比較して誤差信号Δｉｐを電圧補正手段７７に加える。電圧補正手段７７は比例積分制御部７７ａにより誤差信号Δｉｐを比例積分し、比例積分した信号を電圧制限部７７ｂを介して制御電圧を制限し、電圧制御手段７１に加算信号ΔＶδを加える。加算信号ΔＶδは電圧制限部７７ｂにより制限されるため、周波数の低い起動時のみ有効となり、定常回転時には電圧Ｖδはモータ誘起電圧Ｖｍにほぼ等しい電圧がモータに加えられる。
【００５１】
周波数設定手段７０の出力信号ωと電流比較手段７３の出力信号Δｉｐは周波数補正手段７４に加えられる。周波数補正手段７４は、誤差信号Δｉｐに比例した信号を演算する比例部７４ａと、周波数設定信号ωの加算部７４ｂ、周波数設定信号ωの周波数比例演算部７４ｃ、比例部７４ａの出力信号（Ｋｆ・Δｉｐ）と周波数比例演算部７４ｃの出力信号（Ｋ・ω）の積を演算する掛け算部７４ｄからの信号Δω０を周波数制限部７４ｅを介して加算部７４ｂに加える。比例部７４ａの比例定数Ｋｆは１〜１０程度に設定し、周波数比例演算部７４ｃの比例定数Ｋは、起動時に掛け算部７４ｄからの出力信号Δω０がほとんど零となり、定常時にＫｆ・Δｉｐとなる１よりも小さな値を選ぶ。周波数補正手段７４の出力信号ω１は位相信号生成手段７６に加えられ、位相信号θはインバータ制御手段７５の正弦波生成部７５ａに加え３相正弦波信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを生成し、ＰＷＭ制御手段７５ｂを介して３相ＰＷＭ信号ｕｐ、ｕｎ、ｖｐ、ｖｎ、ｗｐ、ｗｎを発生させる。ＰＷＭ制御手段７５ｂは、図５に示したようにキャリヤ信号発生部、信号比較部、デッドタイム挿入部（いずれも図示せず）等より構成されるが詳細は省略する。
【００５２】
以上、実施の形態２に述べたように、電圧制御手段７１に電圧制限部を設け、周波数補正手段７４に周波数比例演算部７４ｃを設けることにより、モータ起動時等の低速回転時には電圧制御によりモータ電流Ｉｐが制御され、高速回転時には周波数制御によりモータ電流Ｉｐが制御されるので、高速回転時にはインバータ回路出力電圧とモータ誘起電圧がほぼ等しくなるので進み角制御となり、高速回転時の弱め界磁制御が可能となる。
【００５３】
以上述べたように、本発明によれば、モータピーク電流Ｉｐ、あるいはモータ回転磁界に応じたモータ駆動電流Ｉが設定値となるようにインバータ回路駆動周波数を制御するようにしたので、γ−δ軸とｄ−ｑ軸の位相関係が負荷に応じた設定値となり、回転磁界とロータ磁束の位相関係を一定に保持できるのでセンサレス正弦波駆動が可能となる。特に、無負荷から定格負荷までモータ負荷が大きく変動しても、電流一定制御により動作可能なので制御が非常にシンプルとなる特長がある。また、電流誤差信号により駆動周波数を補正する周波数補正手段のゲインを駆動周波数に応じて変更することにより高速領域の乱調が抑制され、さらにインバータ出力電圧とモータ誘起電圧がほぼ等しくなるように駆動周波数に応じて電圧制御することにより弱め界磁制御が可能となる。また、モータ電流を座標変換、あるいはベクトル分解する必要がないので、演算をほとんど必要とせず制御プログラムが簡単となり８ｂｉｔ、あるいは１６ｂｉｔマイクロコンピュータでも容易にモータ制御できる特長がある。
【００５４】
本発明は、ロータ位置推定しないＶ／ｆ制御なのでモータパラメータをほとんど使用せず、さらに、回転数オープンループ制御なので回転数変動が非常に少なくなり、制御方式がシンプルで、かつ電流検知も簡単となり低騒音、低価格、高信頼性のモータ駆動装置を実現できる。特に、突極性モータと非突極性モータに関わらず制御でき、進み角制御も容易なので弱め界磁により回転数制御範囲を高速領域に広げることができ、モータ制御プログラムと電流検知が簡単となるのでプロセッサの負担が軽くなり、ヒートポンプ式洗濯乾燥機の如き圧縮機モータ、洗濯モータ、乾燥ファンモータ同時正弦波駆動方式に適用することができ、安価で信頼性の高い複数モータ同時駆動装置を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
以上のように、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路により永久磁石モータをセンサレス正弦波駆動し、モータ電流のピーク値あるいは回転磁界に相当するモータ電流を検知して設定値となるようにインバータ回路出力電圧とモータ駆動周波数を制御するものであるから、永久磁石モータを駆動するほとんどのモータ駆動装置に適用可能であり、食器洗い機の洗浄ポンプ駆動装置や洗濯機のモータ駆動装置、掃除機のモータ駆動装置、換気扇や燃焼機等のファンモータ駆動装置、空気調和機や冷蔵庫の圧縮機モータ駆動装置に適用できる。さらに、ヒートポンプ式洗濯乾燥機や空気調和機の如き複数モータ同時駆動方式にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図
【図２】本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のモータ制御ベクトル図
【図３】本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置の起動制御方法を示すグラフ
【図４】本発明の実施の形態１における突極性モータの制御ベクトル図
【図５】本発明の実施の形態１におけるシャント抵抗電圧波形と電流検知タイミング図
【図６】本発明の実施の形態１における２相変調時の電流検知タイミング図
【図７】本発明の実施の形態２における制御手段のブロック図
【符号の説明】
【００５７】
２  直流電源
３  インバータ回路
４  モータ
５  モータ負荷
６  電流検出手段
７  制御手段
７０  周波数設定手段
７１  電圧制御手段
７２  電流設定手段
７３  電流比較手段
７４  周波数補正手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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