(57)【要約】【課題】負荷に対する第１の電源装置による給電から第２の電源装置による給電への切換を比較的簡単な構成で無瞬断で行うことが要求されている。【解決手段】交流電力供給装置は、第１の電源装置１とインバータ給電を行うための第２の電源装置２とを有する。第１及び第２の電源装置１、２と負荷３との間に機械的構成の第１及び第２のスイッチ４、５が接続されている。第１のスイッチ４に並列にサイリスタスイッチ６が接続されている。サイリスタスイッチ６は、第１及び第２のスイッチ４、５の切換期間にのみオン制御される。第２の電源装置２のDC−AC変換回路１３は、切換期間に出力電流がゼロ又は低い値になるように制御される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷（３）に交流電圧を供給するための第１の電源装置（１又は１ａ）と、
直流電源と該直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための変換用スイッチを含んでいるＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）とから成る第２の電源装置（２）と、
前記第１の電源装置（１又は１ａ）と前記負荷（３）との間に接続された第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）と、
前記第２の電源装置（２）と前記負荷（３）との間に接続された第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）と、
前記第２の電源装置（２）の出力電圧を検出する出力電圧検出手段（３２）と、
前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流を検出するＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）と、
前記出力電圧検出手段（３２）と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）とに接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する機能と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記電流検出信号に基づいて前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流を定格出力電流よりも低い値にするための電流制御信号を形成する機能とを有し、且つ前記電圧制御信号と前記電流制御信号とを択一的に出力するための制御モード切換スイッチ手段（３８）を有している電圧及び電流制御信号形成手段（３０又は３０ａ又は３０ｂ）と、
前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０又は３０ａ又は３０ｂ）と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の前記変換用スイッチの制御端子との間に接続されており、且つ前記電圧制御信号及び前記電流制御信号に基づいて前記変換用スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスを形成する機能を有しているスイッチ制御パルス形成手段（３５）と、
前記第１の電源装置（１）から前記負荷（３）に電力を供給する第１の給電モード時に前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）をオン制御し、且つ前記第２の電源装置（２）から前記負荷（３）に電力を供給する第２の給電モード時に前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）をオン制御し、且つ前記第１の給電モードから前記第２の給電モードへの第１の切換期間（Ｔ2）と前記第２の給電モードから前記第１の給電モードへの第２の切換期間（Ｔ４）との内の少なくとも一方の少なくとも一部において前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）と前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との両方をオン制御する給電スイッチ制御手段（５０）と、
前記第１及び第２の切換期間（Ｔ2、Ｔ４）以外の期間に前記電圧制御信号を前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に供給し、前記第１及び第２の切換期間（Ｔ2、Ｔ4）の少なくとも一方において前記電流制御信号を前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に供給するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と
を備えていることを特徴とする交流電力供給装置。
【請求項２】
前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）は前記第１の電源装置（１）と前記負荷（３）との間に接続された第１のスイッチ（４）と、前記第１のスイッチ（４）に並列に接続され且つ前記第１のスイッチ（４）及び前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）のターンオン時間よりも早いターンオン時間を有している補助給電スイッチ（６）とから成り、
前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）は前記第２の電源装置（２）と前記負荷（３）との間に接続された第２のスイッチ（５）から成り、
前記給電スイッチ制御手段（５０）は前記第１及び第２の切換期間（Ｔ2、Ｔ４）の少なくとも一方において前記補助給電スイッチ（６）をオン制御する補助給電スイッチ制御手段（５１）を有していることを特徴とする請求項１記載の交流電力供給装置。
【請求項３】
前記給電スイッチ制御手段（５０）は、
前記第１の給電モードから前記第２の給電モードへの切換を指令する切換指令（Sa）を発生する切換指令発生手段（８）と、
前記第１のスイッチ（４）のオン・オフ状態を検出するための第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）と、
前記第２のスイッチ（５）のオン・オフ状態を検出するための第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）と、
前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）から得られた前記第２のスイッチ（５）のオフ状態からオン状態への転換を示す信号（Sf）に応答して前記第１のスイッチ（４）をオフ状態に制御する第１のスイッチ制御手段（５２）と、
前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を開始させ、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）から得られた前記第１のスイッチ（４）のオン状態からオフ状態への転換を
示す信号（Si）に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を終了させる補助給電スイッチ制御手段（５１）と、
前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記第２のスイッチ（５）をオン制御する第２のスイッチ制御手段（５３）と
を備えていることを特徴とする請求項２記載の交流電力供給装置。
【請求項４】
前記給電スイッチ制御手段（５０）は、
前記第２の給電モードから前記第１の給電モードへの切換を指令する切換指令（Sa）を発生する切換指令発生手段（８）と、
前記第１のスイッチ（４）のオン・オフ状態を検出するための第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）と、
前記第２のスイッチ（５）のオン・オフ状態を検出するための第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）と、
前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）から得られた前記第２のスイッチ（５）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号（Ｓｆ）に応答して前記第１のスイッチ（４）をオン状態に制御する第１のスイッチ制御手段（５２）と、
前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を開始させ、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）から得られた前記第１のスイッチ（４）のオフ状態からオン状態への転換を示す信号（Si） に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を終了させる補助給電スイッチ制御手段（５１）と、
前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記第２のスイッチ（５）をオフ制御する第２のスイッチ制御手段（５３）と
を備えていることを特徴とする請求項２記載の交流電力供給装置。
【請求項５】
前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）は、前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を検出する補助給電スイッチオフ検出手段（５５）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記電流制御信号を選択し、前記補助給電スイッチオフ検出手段（５５）から得られた前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号に応答して前記電圧制御信号を選択するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する回路（５４ａ）とから成ることを特徴とする請求項３記載の交流電力供給装置。
【請求項６】
前記補助給電スイッチオフ検出手段（５５）は、前記第２の電源装置（２）の出力電流（Ｉｂ）を検出する第２の電源装置出力電流検出手段（１９）と、前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）に接続され且つ前記第２の電源装置（２）の出力電流（Ｉｂ）のゼロクロスを検出する機能を有しているゼロクロス検出手段（５５ａ）と、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）の出力が前記第１のスイッチ（４）のオフを示している時にのみ前記ゼロクロス検出手段（５５ａ）のゼロクロス検出信号（Ｓｊ）を通過させる論理回路（５４ｃ、５４ｄ）とから成り、前記第１のスイッチ（４）がオン状態からオフ状態へ転換した後に最初に得られたゼロクロス検出信号（Ｓｊ）を前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号とするものであることを特徴とする請求項５記載の交流電力供給装置。
【請求項７】
前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）は、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記電流制御信号を選択し、前記第２ のスイッチ（5）がオン状態からオフ状態に転換したことを示す前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）の出力（Ｓｆ）に応答して前記電圧制御信号を選択するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する回路（５４ａ）から成ることを特徴とする請求項４記載の交流電力供給装置。
【請求項８】
前記第２の電源装置（２）は、更に前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）と前記前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との間に接続された高周波成分除去用コンデンサ（Ｃｏ）を有し、
前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０）は、
前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、
前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、
前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Ｓｋ）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Ｓｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記低電流制御基準値発生手段（３７）の前記低電流制御基準値を選択する第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）と、
前記高周波成分除去用コンデンサ（Ｃｏ）と前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との間の給電路に流れる第２の電源装置の出力電流（Ｉｂ）を検出する第２の電源装置出力電流検出手段（１９）と、
前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sl）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）の第２の電源装置出力電流検出信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sl）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）の第２の電源装置出力電流検出信号を選択しない第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）と、
前記DＣ−AＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記DＣ−AＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）と前記第２の制御モード切換スイッチ（３９）の出力との差を示す出力信号（Iｃ）を形成する第１の電流制御用減算器（４０）と、前記第１の制御モード切換スイッチ（３８）の出力と前記第１の電流制御用減算器（４０）の出力信号（Iｃ）との差を示す出力信号を形成して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る第２の電流制御用減算器（４１）と
を有していることを特徴とする請求項２又は３又は４又は５記載の交流電力供給装置。
【請求項９】
前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０ａ）は、
前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、
前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記DＣ−AＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）から得られた前記低電流制御基準値との差を示す出力信号を形成する電流制御用減算器（４１）と、
前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記電流制御用減算器（４１）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送り、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記電流制御用減算器（４１）の出力を選択して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る制御モード切換スイッチ手段（３８）と、
を有していることを特徴とする請求項２又は３又は４又は５記載の交流電力供給装置。
【請求項１０】
前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０ｂ）は、
前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、
前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、
前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記低電流制御基準値発生手段（３７）の前記低電流制御基準値を選択する第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）に接続されており、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）を通過させる第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）と、
前記第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）の出力と前記第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）の出力との差を示す出力信号を形成して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る電流制御用減算器（４１）と
を有していることを特徴とする請求項２又は３又は４又は５記載の交流電力供給装置。
【請求項１１】
前記第１の電源装置（１）は商用交流電源であり、
前記第２の電源装置（２）の前記直流電源は、商用交流電源と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）との間に接続されたＡＣ−ＤＣ変換回路（１１）と、該ＡＣ−ＤＣ変換回路（１１）の出力端子と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の入力端子とにそれぞれ接続された蓄電池とから成ることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１つに記載の交流電力供給装置。
【請求項１２】
前記第１の電源装置（１ａ）は直流電源と該直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための変換用スイッチを含んでいるＤＣ−ＡＣ変換回路（１３ａ）とから成ることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１つに記載の交流電力供給装置。
【請求項１３】
前記第１及び第２のスイッチ（４、５）はそれぞれ機械的開閉器であり、
前記補助給電スイッチ（６）はサイリスタスイッチであることを特徴とする請求項２記載の交流電力供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば商用電源から成る第１の電源装置と直流―交流（ＤＣ−ＡＣ）変換回路を含む第２の電源装置とをこれ等を共通の負荷に対して選択的に接続するための給電スイッチ装置とから成る無停電電源装置（ＵＰＳ）又はこれに類似した交流電力供給装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用電源から負荷に交流電力を供給するバイパス給電回路と、ＤＣ−ＡＣ変換回路（インバータ回路）を含む電源装置（以下、インバータ電源と言う。）とから負荷に電力を選択的に供給する方式は、例えば特開平１１−４５４４号公報（特許文献１）に開示されている。この特許文献１の電力供給方式では、バイパス給電回路からインバータ電源に切換える時、及びインバータ電源からバイパス給電回路に切換える時にバイパス給電回路とインバータ電源との両方を負荷に同時に接続する期間即ちオーバーラップ期間が設けられる。これにより、商用電源とバイパス給電回路との切換を無瞬断で行うことができる。
【０００３】
ところで、オーバーラップ期間には、バイパス給電回路とインバータ電源とが並列接続された状態になるので、インバータ電源に周知の横流が流れる。特許文献１には、横流を抑制するために負荷電流検出器とインバータ出力電流検出器とを設け、負荷電流検出値とインバータ出力電流検出値との偏差に基づいて横流を検出し、オーバーラップ期間に横流をゼロにするようにインバータを制御することが開示されている。
【０００４】
特許文献１の方式に従って、負荷電流検出器を設けると、交流電力供給装置が必然的に大型且つコスト高になる。また、負荷電流検出器からインバータ電源に負荷電流検出信号を送る信号線が長くなり、ここにノイズが乗ってインバータ電源が誤動作するおそれがある。また、複数のインバータ電源を並列接続することが要求された時に容易に対応することができない。即ち、複数のインバータ電源が並列に接続されている時には、負荷電流検出値をインバータ電源の台数で割算して分担電流を決定することが必要になり、インバータ電源の制御装置の部品点数が多くなり、これのコスト高を招く。
また、特許文献１の方式において、インバータ電源におけるオーバーラップ期間における横流をゼロにするための制御と、オーバーラップ期間終了後の通常の制御との切換を、商用電源（バイパス給電回路）と負荷との間に接続された電磁スイッチの周知の補助接点（補助スイッチ）から得られる信号又はインバータ電源と負荷との間に接続された電磁スイッチの周知の補助接点（補助スイッチ）から得られる信号に基づいて行うと、電磁スイッチの主接点（主スイッチ）のオン・オフと補助接点（補助スイッチ）のオン・オフとの間に時間的遅れがあり、この遅れの期間にインバータ電源に横流が流れるという問題がある。
【特許文献１】特開平１１−４５４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の課題は、共通の負荷に対して複数の電源装置から選択的に電力を供給する時のオーバーラップ期間において横流を容易に抑制することが困難なことである。従って、本発明の目的は、上記課題を容易に解決することができる交流電力供給装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するための本発明を、実施形態を示す図面の参照符号を伴って説明する。なお、特許請求の範囲及び次の本発明の説明における参照符号は、本発明の理解を助けるためのものであって本発明を限定するものではない。
本発明に係わる交流電力供給装置は、
負荷（３）に交流電圧を供給するための第１の電源装置（１又は１ａ）と、
直流電源と該直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための変換用スイッチを含んでいるＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）とから成る第２の電源装置（２）と、
前記第１の電源装置（１又は１ａ）と前記負荷（３）との間に接続された第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）と、
前記第２の電源装置（２）と前記負荷（３）との間に接続された第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）と、
前記第２の電源装置（２）の出力電圧を検出する出力電圧検出手段（３２）と、
前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流を検出するＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）と、
前記出力電圧検出手段（３２）と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）とに接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する機能と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記電流検出信号に基づいて前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流を定格出力電流よりも低い値にするための電流制御信号を形成する機能とを有し、且つ前記電圧制御信号と前記電流制御信号とを択一的に出力するための制御モード切換スイッチ手段（３８）を有している電圧及び電流制御信号形成手段（３０又は３０ａ又は３０ｂ）と、
前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０又は３０ａ又は３０ｂ）と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の前記変換用スイッチの制御端子との間に接続されており、且つ前記電圧制御信号及び前記電流制御信号に基づいて前記変換用スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスを形成する機能を有しているスイッチ制御パルス形成手段（３５）と、
前記第１の電源装置（１）から前記負荷（３）に電力を供給する第１の給電モード時に前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）をオン制御し、且つ前記第２の電源装置（２）から前記負荷（３）に電力を供給する第２の給電モード時に前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）をオン制御し、且つ前記第１の給電モードから前記第２の給電モードへの第１の切換期間（Ｔ2）と前記第２の給電モードから前記第１の給電モードへの第２の切換期間（Ｔ４）との内の少なくとも一方の少なくとも一部において前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）と前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との両方をオン制御する給電スイッチ制御手段（５０）と、
前記第１及び第２の切換期間（Ｔ2、Ｔ４）以外の期間に前記電圧制御信号を前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に供給し、前記第１及び第２の切換期間（Ｔ2、Ｔ4）の少なくとも一方において前記電流制御信号を前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に供給するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と
を備えている。
なお、本発明において、出力電圧帰還信号のみによる電圧制御信号の他に、電流帰還信号による補正を伴った電圧帰還信号も本発明の前記電圧制御信号の一種と見なす。
【０００７】
なお、請求項２に示すように、前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）は前記第１の電源装置（１）と前記負荷（３）との間に接続された第１のスイッチ（４）と、前記第１のスイッチ（４）に並列に接続され且つ前記第１のスイッチ（４）及び前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）のターンオン時間よりも早いターンオン時間を有している補助給電スイッチ（６）とから成り、前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）は前記第２の電源装置（２）と前記負荷（３）との間に接続された第２のスイッチ（５）から成り、前記給電スイッチ制御手段（５０）は前記第１及び第２の切換期間（Ｔ２、Ｔ４）の少なくとも一方において前記補助給電スイッチ（６）をオン制御する補助給電スイッチ制御手段（５１）を有していることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記給電スイッチ制御手段（５０）は、前記第１の給電モードから前記第２の給電モードへの切換を指令する切換指令（Ｓａ）を発生する切換指令発生手段（８）と、前記第１のスイッチ（４）のオン・オフ状態を検出するための第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）と、前記第２のスイッチ（５）のオン・オフ状態を検出するための第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）と、前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）から得られた前記第２のスイッチ（５）のオフ状態からオン状態への転換を示す信号（Ｓｆ）に応答して前記第１のスイッチ（４）をオフ状態に制御する第１のスイッチ制御手段（５２）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を開始させ、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）から得られた前記第１のスイッチ（４）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号（Ｓｉ）に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を終了させる補助給電スイッチ制御手段（５１）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記第２のスイッチ（５）をオン制御する第２のスイッチ制御手段（５３）とを備えていることが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記給電スイッチ制御手段（５０）は、前記第２の給電モードから前記第１の給電モードへの切換を指令する切換指令（Ｓａ）を発生する切換指令発生手段（８）と、前記第１のスイッチ（４）のオン・オフ状態を検出するための第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）と、前記第２のスイッチ（５）のオン・オフ状態を検出するための第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）と、前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）から得られた前記第２のスイッチ（５）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号（Ｓｆ）に応答して前記第１のスイッチ（４）をオン状態に制御する第１のスイッチ制御手段（５２）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を開始させ、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）から得られた前記第１のスイッチ（４）のオフ状態からオン状態への転換を示す信号（Ｓｉ）に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を終了させる補助給電スイッチ制御手段（５１）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記第２のスイッチ（５）をオフ制御する第２のスイッチ制御手段（５３）とを備えていることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）は、前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を検出する補助給電スイッチオフ検出手段（５５）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記電流制御信号を選択し、前記補助給電スイッチオフ検出手段（５５）から得られた前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号に応答して前記電圧制御信号を選択するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する回路（５４ａ）とから成ることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記補助給電スイッチオフ検出手段（５５）は、前記第２の電源装置（２）の出力電流（Ｉｂ）を検出する第２の電源装置出力電流検出手段（１９）と、前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）に接続され且つ前記第２の電源装置（２）の出力電流（Ｉｂ）のゼロクロスを検出する機能を有しているゼロクロス検出手段（５５ａ）と、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）の出力が前記第１のスイッチ（４）のオフを示している時にのみ前記ゼロクロス検出手段（５５ａ）のゼロクロス検出信号（Ｓｊ）を通過させる論理回路（５４ｃ、５４ｄ）とから成り、前記第１のスイッチ（４）がオン状態からオフ状態へ転換した後に最初に得られたゼロクロス検出信号（Ｓｊ）を前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号とするものであることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）は、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記電流制御信号を選択し、前記第２ のスイッチ（5）がオン状態からオフ状態に転換したことを示す前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）の出力（Ｓｆ）に応答して前記電圧制御信号を選択するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する回路（５４ａ）から成ることが望ましい。
また、請求項８に示すように、前記第２の電源装置（２）は、更に前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）と前記前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との間に接続された高周波成分除去用コンデンサ（Ｃｏ）を有し、前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０）は、前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Ｓｋ）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Ｓｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記低電流制御基準値発生手段（３７）の前記低電流制御基準値を選択する第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）と、前記高周波成分除去用コンデンサ（Ｃｏ）と前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との間の給電路に流れる第２の電源装置の出力電流（Ｉｂ）を検出する第２の電源装置出力電流検出手段（１９）と、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sl）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）の第２の電源装置出力電流検出信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sl）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）の第２の電源装置出力電流検出信号を選択しない第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）と、前記DＣ−AＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記DＣ−AＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）と前記第２の制御モード切換スイッチ（３９）の出力との差を示す出力信号（Iｃ）を形成する第１の電流制御用減算器（４０）と、前記第１の制御モード切換スイッチ（３８）の出力と前記第１の電流制御用減算器（４０）の出力信号（Iｃ）との差を示す出力信号を形成して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る第２の電流制御用減算器（４１）とを有していることが望ましい。
また、請求項９に示すように、前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０ａ）は、前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）から得られた前記低電流制御基準値との差を示す出力信号を形成する電流制御用減算器（４１）と、前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記電流制御用減算器（４１）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送り、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記電流制御用減算器（４１）の出力を選択して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る制御モード切換スイッチ手段（３８）とを有していることが望ましい。
また、請求項１０に示すように、前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０ｂ）は、前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記低電流制御基準値発生手段（３７）の前記低電流制御基準値を選択する第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）と、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）に接続されており、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）を通過させる第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）と、前記第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）の出力と前記第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）の出力との差を示す出力信号を形成して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る電流制御用減算器（４１）とを有していることが望ましい。
また、請求項１１に示すように、前記第１の電源装置（１）は商用交流電源であり、前記第２の電源装置（２）の前記直流電源は、商用交流電源と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）との間に接続されたＡＣ−ＤＣ変換回路（１１）と、該ＡＣ−ＤＣ変換回路（１１）の出力端子と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の入力端子とにそれぞれ接続された蓄電池とから成ることが望ましい。
また、請求項１２に示すように、前記第１の電源装置（１ａ）は直流電源と該直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための変換用スイッチを含んでいるＤＣ−ＡＣ変換回路（１３ａ）とから成ることが望ましい。
また、請求項１３に示すように、前記第１及び第２のスイッチ（４、５）はそれぞれ機械的開閉器であり、前記補助給電スイッチ（６）はサイリスタスイッチであることが望ましい。
【発明の効果】
【０００８】
請求項１〜１３に従う本発明は次の効果を有する。
（１）  第１の電源装置（１）から負荷（３）に電力を供給している第１の給電モードからＤＣ−ＡＣ変換回路（インバータ回路）（１３）を含む第２の電源装置（インバータ電源）（２）から負荷（３）に電力を供給する第２の給電モードへの第１の切換期間（Ｔ２）と第２の給電モードから第１の給電モードへの第２の切換期間（Ｔ４）との内の少なくとも一方の少なくとも一部において第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）と第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との両方をオン制御して切換えの無瞬断化を図っていると共に、第１の切換期間（Ｔ２）と第２の切換期間（Ｔ４）の少なくとも一方においてＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）を含む第２の電源装置（２）の出力電流を定格値よりも低い値（好ましくはゼロ）に制御する。これにより、第１の切換期間（Ｔ２）と第２の切換期間（Ｔ４）との内の少なくとも一方において、ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）を含む第２の電源装置（２）の出力電流は低い値に抑制され、ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）を含む第２の電源装置（２）が過負荷状態にならない。
（２）負荷（３）の電流を検出する負荷電流検出器を設けることが不要であるので、負荷電流検出器を設ける方式に比較して交流電力供給装置の小型化及び低コスト及び低ノイズ化を図ることができる。
また、請求項２の発明によれば、第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）が第１のスイッチ（４）とこれよりもターンオン速度が早い補助給電スイッチ（６）とから成るので、第１の電源装置（１）と第２の電源装置（２）との切換期間に迅速に補助給電スイッチ（６）がオン状態になり、第１及び第２のスイッチ（４，５）のターンオン時間又はターンオフ時間のバラツキに関係なく、無瞬断での電力供給を確実に達成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
次に、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
【実施例１】
【００１０】
図１にブロック的に示す実施例１に従う交流電力供給装置は、第１及び第２の電源装置１、２と、負荷３と、第１の電源装置１と負荷３との間に接続された第１のスイッチ４と補助給電スイッチ６との並列回路から成る第１の給電スイッチ装置ＳＷ１と，第１の電源装置１と負荷３との間に接続された第２のスイッチ５から成る第２の給電スイッチ装置ＳＷ２と、制御回路７と、切換指令発生手段８とを有している。
【００１１】
第１の電源装置１は、例えば５０Ｈｚの商用交流電圧を供給する交流電源９とバイパス給電路１０とから成る。ここでは、交流電源９を第１の電源装置１に含めたが、第１の電源装置１から交流電源９を省き、交流電源９を接続するための入力端子（図示せず）とバイパス給電路１０とのみを第１の電源装置１と呼ぶこともできる。また、第１の電源装置１の中にトランス等を付加することもできる。
【００１２】
第２の電源装置２は、交流電源９に接続されたＡＣ−ＤＣ変換回路（コンバータ回路）１１と、このＡＣ−ＤＣ変換回路１１に接続された蓄電池１２と、ＡＣ−ＤＣ変換回路１１及び蓄電池に接続されたＤＣ−ＡＣ変換回路（インバータ回路）１３と、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の出力段に設けられた高周波成分除去用フィルタ１４とから成る。
【００１３】
ＤＣ−ＡＣ変換回路１３は、図２に示すように対の直流入力端子１３ａ、１３ｂ間に接続された第１及び第２の変換用スイッチＱ1、Ｑ2の直列回路と、第３及び第４の変換用スイッチＱ3、Ｑ4の直列回路と、第１〜第４の変換用スイッチＱ1〜Ｑ4に逆方向並列に接続された第１〜第４のダイオードＤ1〜Ｄ4とから成り、交流電源９の交流電圧の周波数と同一の基本波周波数を有する交流電圧を出力する。高周波成分除去用フィルタ１４は、第１及び第２の変換用スイッチＱ1、Ｑ2の相互接続点から導出された出力導体１３ｃに直列に接続された高周波成分除去用リアクトルＬｏと、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の対の出力導体１３ｃ、１３ｂ間に接続された高周波成分除去用コンデンサＣｏとから成り、ＩＧＢＴで示されている第１〜第４の変換用スイッチＱ1〜Ｑ4のオン・オフ動作によって生じる基本波よりも高い高周波成分を除去する。なお、交流電源９を３相電源とし、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３を３相インバータ回路とすることも可能である。
【００１４】
図１における第１の給電スイッチ装置ＳＷ１を構成する第１のスイッチ４は、電磁スイッチ即ち電磁開閉器であって、周知の電磁操作手段４ａによってオン・オフ駆動されるように構成されている。電磁操作手段４ａは周知の電磁石と接極子（開閉機構）とを有して主接点から成る第１のスイッチ４をオン・オフ駆動する。第１のスイッチ４には、周知の補助接点（補助スイッチ）４ｂが設けられている。補助接点４ｂは、第１のスイッチ４のオン・オフ状態に連動するように構成されており、第１のスイッチ４のオン・オフ状態検出手段として機能する。なお、第１のスイッチ４とこの補助接点４ｂとは機械的に連係されているので、補助接点４ｂのオン・オフ動作は第１のスイッチ４のオン・オフ動作よりも少し遅れる。この実施例では補助接点４ｂの一端は＋Ｖで示す直流電源端子に接続され、この他端はライン１５を介して制御回路７に接続されている。第１のスイッチ４と電磁操作手段４ａと補助接点４ｂとは点線で示す共通の容器４ｃに収容されているので、これ等を合わせて第１の電磁開閉装置と呼ぶこともできる。
なお、補助接点４ｂを第１のスイッチ４と逆にオン・オフ動作するように第１のスイッチ４に連係させることもできる。また、補助接点４ｂの一端を第１の電源装置１のバイパス給電路１０に接続することもできる。
【００１５】
第１の給電スイッチ装置ＳＷ１に含まれている補助給電スイッチ６は双方向電流を流すことができる双方向性３端子サイリスタ即ちトライアックから成り、第１のスイッチ４に対して並列に接続されている。なお、補助給電スイッチ６を、２つの単方向性３端子サイリスタの逆並列回路で形成すること、又はサイリスタ以外のトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の２つの半導体スイッチの逆並列回路で構成することもできる。要するに、補助給電スイッチ６は第１及び第２のスイッチ４、５のターンオン時間（投入時間）及びターンオフ時間（遮断時間）よりも早いターンオン時間を有するスイッチであれば、どのようなものでも良い。補助給電スイッチ６は第１及び第２のスイッチ４、５の切換期間にオン制御されるものであるので、この補助給電スイッチ６には短時間のみ電流が流れる。従って、補助給電スイッチ６の短時間における電流容量は第１及び第２のスイッチ４、５の長時間における電流容量とほぼ同一であるが、この長時間における電流容量は第１及び第２のスイッチ４、５のそれよりも小さくできる。従って、補助給電スイッチ６として比較的小型及び低コストのスイッチを使用することができる。
【００１６】
第２の給電スイッチ装置ＳＷ２を構成する第２のスイッチ５は第１のスイッチ４と同様に電磁スイッチ即ち電磁開閉器であって、周知の電磁操作手段５ａによってオン・オフ駆動されるように構成されている。電磁操作手段５ａは、周知の電磁石と接極子（開閉機構）とによって主接点から成る第２のスイッチ５をオン・オフ駆動する。第２のスイッチ５には周知の補助接点（補助スイッチ）５ｂが設けられている。この補助接点５ｂは第２のスイッチ（主接点）５に機械的に連動してオン・オフ動作するので、このオン・オフ動作は第２のスイッチ５のオン・オフ動作よりも少し遅れる。この実施例では、補助接点５ｂの一端は＋Ｖで示す直流電源端子に接続され、この他端はライン１６を介して制御回路７に接続されている。この補助接点５ｂは第２のスイッチ５のオン・オフ状態検出手段として機能する。第２のスイッチ５と電磁操作手段５ａと補助接点５ｂとは点線で示す共通の容器５ｃに収容されているので、これ等を合わせて第２の電磁開閉装置と呼ぶこともできる。
なお、補助接点５ｂを第２のスイッチ５と逆にオン・オフ動作するように第２のスイッチ５に連係させることもできる。また、補助接点５ｂの一端を第１の電源装置１のバイパス給電路１０に接続することもできる。
【００１７】
切換指令発生手段８は、第１及び第２のスイッチ４、５の切換指令を発生するものであって、例えば押釦スイッチ等で構成されており、ライン１７によって切換指令信号Ｓａを制御回路７に送る。なお、切換指令発生手段８を制御回路７の中に設けることもできる。
【００１８】
ＤＣ−ＡＣ変換回路１３を制御するために第１及び第２の電流検出手段１８、１９が設けられている。第１の電流検出手段１８はＤＣ−ＡＣ変換回路１３と高周波成分除去用フィルタ１４との間の交流ラインの電流を検出するためにこの交流ラインに電磁結合され、交流ラインに流れる電流に対応した電圧値を有する第１の電流検出信号Ｉａをライン１８ａを介して制御回路７に送る。なお、第１の電流検出手段１８をＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段と呼ぶこともできる。第２の電流検出手段１９は、高周波成分除去用フィルタ１４と第２のスイッチ５との間の交流ラインの電流を検出するためにこの交流ラインに電磁結合され、交流ラインに流れる電流に対応した電圧値を有する第２の電流検出信号Ｉｂをライン１９ａを介して制御回路７に送る。なお、第２の電流検出手段１９を第２の電源装置出力電流検出手段と呼ぶこともできる。第１及び第２の電流検出手段１８、１９は、図１においてＣＴ（カレントトランス）からなるが、これらをホール素子等の磁電変換器等で構成することもできる。また、第１及び第２の電流検出手段１８、１９を制御回路７に含めることもできる。ここでは説明を容易にするために、第１及び第２の電流検出手段１８、１９で検出する被測定電流とこの検出信号との両方が同一のＩａ，Ｉｂで示されている。
【００１９】
第１の電源装置１の交流電源９の電圧を検出するためのライン２０が交流電源９と制御回路７との間に設けられている。第２の電源装置２の出力電圧を検出するためのライン２１が第２の電源装置２の出力ラインと制御回路７との間に設けられている。ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の第１〜第４の変換用スイッチＱ1〜Ｑ4を制御するための制御バス２２が制御回路７と第１〜第４の変換用スイッチＱ1〜Ｑ4の制御端子と間に接続されている。第１及び第２のスイッチ４、５を制御するためのライン２３、２４がこれ等の電磁操作手段４ａ、５ａと制御回路７との間に接続されている。サイリスタスイッチ６を制御するためのライン２５がこの制御端子と制御回路７との間に接続されている。
【００２０】
図３に第２の電源装置２を伴なって図１の制御回路７が詳しく示されている。この制御回路７は、大別してＤＣ−ＡＣ変換回路１３の出力電圧及び出力電流を帰還制御するための電圧及び電流制御信号形成手段３０と、図１の第１の電源装置１の出力電圧を検出するための周知の第１の電圧検出手段３１と、第２の電源装置２の出力電圧を検出するための周知の第２の電圧検出手段３２と、スイッチ制御パルス形成手段３５と、給電モード及びＤＣ−ＡＣ変換制御モード切換制御手段３６とを有する。なお、制御回路７は、第１の電流検出手段１８の出力に基づいてＤＣ−ＡＣ変換回路１３の過電流を検出し、もし過電流であればＤＣ−ＡＣ変換回路１３の動作を停止するか又は出力電流を制限する周知の過電流保護回路を有するが、この図示は省略されている。
電圧及び電流制御信号形成手段３０は、ライン３１ａ、３２ａによって第１及び第２の電圧検出手段３１、３２に接続された周知の電圧制御信号形成手段３３と、本発明に従って新たに追加された電流制御手段３４とを有する。
【００２１】
電圧制御信号形成手段３３は、第２の電圧検出手段３２から得られた出力電圧検出信号に基づいて第２の電源装置２の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成するものであって、図４に詳しく示すように、ライン３１ａに接続された基準クロックパルス発生回路３３ａと、ライン３２ａに接続された位相検出回路３３ｂと、基準クロックパルス発生回路３３ａと位相検出回路３３ｂとに接続された位相比較器３３ｃと、基準クロックパルス発生回路３３ａと位相比較器３３ｃとに接続された位相シフト回路３３ｄと、位相シフト回路３３ｄに接続された基準正弦波発生回路３３ｅと、基準正弦波発生回路３３ｅとライン３２ａとに接続された電圧制御用減算器３３ｆと、増幅回路３３ｈとから成る。
【００２２】
基準パルス発生回路３３ａは、第１の電源装置１の正弦波交流出力電圧の（位相角ゼロ）の時点に同期して基準クロックパルスを発生する発振器から成る。この基準クロックパルス発生回路３３ａは第１の電源回路１の出力電圧が有る期間には、この出力電圧に同期して基準クロックパルスを発生し、第１の電源回路１の出力電圧が無くなった時には、第１の電源回路１の出力電圧が無くなる直前の基準クロックパルスに継続性を有するようにクロックパルスを発生する。なお、この基準クロックパルス発生回路をＰＬＬ（Phase−locked−loop）回路にすることができる。
【００２３】
位相検出回路３３ｂは、ライン３２ａの第２の電源装置２の出力電圧の位相（位相角ゼロ）を検出するものであって、例えば周知のゼロクロス検出回路で構成することができる。
【００２４】
位相比較器３３ｃは、基準クロックパルス発生回路３３ａから発生した基準クロックパルスの位相と位相検出回路３３ｂから発生した位相検出信号との位相差を示す信号を出力する。位相シフト回路３３ｄは基準クロックパルスの位相を補正するものであって、上記位相差を解消するように基準クロックパルスの位相をシフトする。位相比較器３３ｃの両入力の位相が一致している時には位相シフト回路３３ｄにおけるシフト量はゼロである。
【００２５】
基準正弦波発生回路３３ｅは、位相シフト回路３３ｄから得られた位相補正後の基準クロックパルスに同期して基準正弦波信号を発生する。この実施例の基準正弦波発生回路３３ｅは正弦波データが格納されたメモリから成り、位相クロックパルスに同期して正弦波データを読み出すように構成されている。
【００２６】
電圧制御用減算器３３ｆは、電圧帰還制御のための偏差信号形成手段と呼ぶこともできるものであり、基準正弦波発生回路３３ｅの基準正弦波信号と第２の電圧検出手段３２の出力ライン３２ａの検出電圧との差を示す信号からなる電圧制御信号を形成し、これを増幅回路３３ｈを介して出力ライン３３ｇに送出する。なお、電圧制御用減算器３３ｆと増幅回路３３ｈとを一体に形成することができる。出力ライン３３ｇの電圧制御信号は、第２の電源回路２の出力電圧の指令値に相当する。従来のインバータ電源装置においては、電圧制御信号形成手段３３から得られる電圧制御信号がスイッチ制御パルス形成手段３５に直接に送られ、電圧制御信号に対応するスイッチ制御パルス（ＰＷＭパルス）が形成された。これに対し、本発明に従う第２の電源装置２においては、電圧制御信号形成手段３３とスイッチ制御パルス形成手段３５との間に介在している電流制御手段３４に基づく制御を伴なってスイッチ制御パルス（ＰＷＭパルス）が形成される。
【００２７】
図３に示す電流制御手段３４は、本発明に従って新たに設けられたものであり、低電流制御基準値発生手段としてのゼロ電流制御基準値発生手段３７と、第１の制御モード切換スイッチ手段３８と、第２の制御モード切換スイッチ手段３９と、第１及び第２の電流制御用減算器４０、４１と、増幅回路４２とを有する。
【００２８】
ゼロ電流制御基準値発生手段３７は、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の出力電流をゼロ又は微小値に制御するためのゼロ電流制御基準値（例えば０Ｖ又は微小電圧）を発生する。本発明ではＤＣ−ＡＣ変換回路１３の出力電流をゼロに近い微小値にする場合もゼロ電流制御と呼ぶことにする。なお、ゼロ電流制御基準値発生手段３７を、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値（好ましくは定格出力電流の１０パーセント以下）にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段に置き換えることができる。
【００２９】
第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ａは電圧制御信号形成回路３３の出力ライン３３ｇに接続され、接点ｂはゼロ電流制御基準値発生手段３７に接続され、制御端子はライン４３によって給電モード及びDC−AC変換制御モード切換制御手段３６に接続されている。第１の制御モード切換スイッチ手段３８の可動接点に接続された出力ライン３８ａは第２の電流制御用減算器４１の一方の入力端子に接続されている。第１の制御モード切換スイッチ手段３８は、図８（Ｋ）に示す第１の制御モード切換信号Ｓｋが高レベル（第１の値）の時（ｔ1〜ｔ7及びｔ9〜ｔ12）にオンになり、低レベルの時（ｔ1以前、ｔ7〜ｔ9、ｔ12以後）にオフになる。図８において、ｔ1以前の第１の期間Ｔ1及びｔ14以後の第５の期間Ｔ5をバイパス（ＢＰＳ）給電期間と呼び、ｔ7〜ｔ9の第３の期間Ｔ3をインバータ（ＩＮＶ）給電期間と呼び、ｔ1〜ｔ7の第２の期間Ｔ2及びｔ9〜ｔ14の第４の期間Ｔ4を制御モード切換期間と呼ぶことにする。なお、本願請求項における第１の切換期間は図８の第２の期間Ｔ2に対応し、第２の切換期間は図８の第４の期間Ｔ４に対応している。
第１の制御モード切換スイッチ手段３８は、図８の第１の期間Ｔ1、第３の期間Ｔ3及び第５の期間Ｔ5において接点ａがオンになって電圧制御信号形成回路３３の出力を第２の電流制御用減算器４１に送り、第２の期間Ｔ2及び第４の期間Ｔ4において接点ｂがオンになってゼロ電流制御基準値発生手段３７の出力を第２の電流制御用減算器４１に送る。第１の制御モード切換スイッチ手段３８は、図３において機械的スイッチで示されているが、これを電子的スイッチに置き換えることができる。例えば、第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ａ及びｂの代わりに対の半導体スイッチを設け、対の半導体スイッチを互いに逆にオン・オフ動作するように構成することができる。
【００３０】
第２の制御モード切換スイッチ手段３９は、第２の電流検出手段１９と第１の電流制御用減算器４０との間に接続されている。また、この第２の制御モード切換スイッチ手段３９の制御端子はライン４４によって給電モード及びDC−AC変換制御モード切換制御手段３６に接続されている。ライン４４には図８（Ｌ）に示す第２の制御モード切換信号Ｓｌが供給される。この第２の制御モード切換信号Ｓｌは図８（Ｋ）の第１の制御モード切換信号Ｓｋの位相反転信号である。第２の制御モード切換スイッチ手段３９は、図８（Ｌ）の第２の制御モード切換信号Ｓｌが高レベルになる第１の期間Ｔ1、第３の期間Ｔ3及び第４の期間Ｔ４のｔ12以後でオンになり、低レベルになる第２の期間Ｔ2及び第４の期間Ｔ4のｔ9〜ｔ12でオフになる。図３では第２の制御モード切換スイッチ手段３９が機械的スイッチで示されているが、この代わりに半導体スイッチで構成することができる。
【００３１】
第１の電流制御用減算器４０の一方の入力端子は第１の電流検出手段１８に接続され、この他方の入力端子は第２の制御モード切換スイッチ手段３９を介して第２の電流検出手段１９に接続されている。従って、第１の電流制御減算器４０は、図８の第１、第３、第４及び第５の期間Ｔ1、Ｔ3、T4、Ｔ5において第１及び第２の電流検出手段１８、１９から電圧信号の形式で得られる第１及び第２の電流検出信号の差を示す信号を出力し、第２及び第４の期間Ｔ2、Ｔ4において第１の電流検出手段１８から得られる第１の電流検出信号を出力する。
【００３２】
第２の電流制御用減算器４１の一方の入力端子は第１の制御モード切換スイッチ手段３８の出力ライン３８ａに接続され、この他方の入力端子は第１の電流制御用減算器４０に接続され、この出力端子は増幅回路４２を介してスイッチ制御パルス形成手段３５に接続されている。従って、第２の電流制御用減算器４１は、図８の第１、第３、第４及び第５の期間Ｔ1、Ｔ3、T4、Ｔ5において電圧制御信号形成手段３３の出力と第１の電流制御用減算器４０の出力との差を示す信号を出力し、第２及び第４の期間Ｔ2、Ｔ4においてゼロ電流制御基準値発生手段３７の出力と第１の電流制御用減算器４０の出力との差を示す信号を出力する。なお、第２の電流制御用減算器４１と増幅回路４２とを一体化することができる。また、増幅回路４２を周知の比例積分回路等の制御器に置き換えることができる。電流制御手段３４の動作の詳細は後述する。
【００３３】
増幅回路４２の出力ライン４２ａに接続されたスイッチ制御パルス形成手段３５は、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の第１〜第４の変換用スイッチＱ1〜Ｑ4をオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスを形成するものであって、図５に示すように周知の三角波発生器３５ａと、電圧比較器３５ｂと第１、第２、第３及び第４の駆動回路３５ｃ、３５ｄ、３５ｅ、３５ｆとを有する。電圧比較器３５ｂはライン４２ａの入力信号と三角波発生器３５ａから得られる交流電源電圧よりも周波数が十分に高い三角波電圧とを比較してスイッチ制御パルス（ＰＷＭパルス）を形成する。第１及び第４の変換用スイッチＱ１、Ｑ４のための第１及び第４の駆動回路３５ｃ、３５ｆは電圧比較器３５ｂから得られたスイッチ制御パルスを位相反転しないで第１及び第４のスイッチＱ1、Ｑ4のゲート・エミッタ間に供給する。第２及び第３の駆動回路３５ｄ、３５ｅは電圧比較器３５ｂから得られたスイッチ制御パルスの位相を反転して第２及び第３のスイッチＱ2、Ｑ3のゲート・エミッタ間に供給する。スイッチ制御パルス形成手段３５は、図５に限定されるものでなく、種々変形可能なものであり、例えば三角波発生器３５ａを鋸波発生器に置き換えることが可能である。
【００３４】
給電モード及びＤＡ−ＡＣ変換制御モード切換制御手段３６は、図６に示すように大別してサイリスタ制御手段５１と、第１及び第２のスイッチ制御手段５２、５３と、制御モード切換スイッチ制御手段５４とを有している。
【００３５】
サイリスタ制御手段５１は、図１の補助給電スイッチとしてのサイリスタスイッチ６をオン・オフ制御するための図８（Ｂ）に示すサイリスタ制御信号Ｓｂを形成し、これをサイリスタスイッチ６のゲートに送るものであって、図７に例示すように第１のＲＳフリップフロップ５１ａを有し、このセット入力端子Ｓは切換指令発生手段８の出力ライン１７に接続されている。従って、第１のＲＳフリップフロップ５１ａは図８（Ａ）に示す切換指令信号Ｓａに応答して図８（Ｂ）のｔ1、ｔ9に示すように高レベルのサイリスタ制御信号Ｓｂを出力する。サイリスタ制御信号Ｓｂの高レベルから低レベルへの転換時点、即ち第１のＲＳフリップフロップ５１ａのリセット時点は、バイパス給電（ＢＰＳ）からインバータ給電（ＩＮＶ）の切換期間である第２の期間Ｔ2とインバータ給電からバイパス給電への切換期間である第４の期間Ｔ4とで異なっている。第１のＲＳフリップフロップ５１ａのリセットトリガ信号を形成するために後縁検出回路５１ｂと前縁検出回路５１ｃとがライン１５に接続されている。後縁検出回路５１ｂは、図８（Ｉ）に示す第１のスイッチ４の補助接点４ｂから得られる第１のスイッチ補助接点信号Ｓｉの後縁時点（高レベルから低レベルへの転換時点）ｔ６を検出し、ｔ６時点でリセットトリガパルスを出力する。前縁検出回路５１ｃは、図８（Ｉ）に示す第１のスイッチ補助接点信号Ｓｉの前縁時点（低レベルから高レベルへの転換時点）ｔ14を検出し、ｔ14時点でリセットトリガパルスを出力する。後縁検出回路５１ｂ及び前縁検出回路５１ｃはＯＲ回路５ｄを介して第１のＲＳフリップフロップ５１ａのリセット端子Ｒに接続されている。従って、図８（Ｂ）に示すサイリスタ制御信号Ｓｂは、ｔ６時点及びｔ14時点で高レベルから低レベルに転換する。周知のようにサイリスタスイッチ６は、サイリスタ制御信号（ゲート信号）が高レベルから低レベルに転換しても直ちにオフ状態にならない特性を有し、ここに流れる電流が所定の保持電流よりも小さくなった時点ｔ7、ｔ15でオフ状態になる。なお、切換指令信号Ｓａは図８（Ｋ）の第１の制御モード切換信号Ｓｋの前縁に同期している。そこで、図６のサイリスタ制御手段５１に切換指令信号Ｓａを入力させる代わりに点線で示すように制御モード切換スイッチ制御手段５４の第１の制御モード切換信号Ｓｋのライン４３をサイリスタ制御手段５１に接続し、サイリスタ制御手段５１の中に第１の制御モード切換信号Ｓｋの前縁検出回路を設け、この出力パルスを第１のＲＳフリップフロップ５１のセット入力端子Ｓに供給することができる。
【００３６】
第１のスイッチ制御手段５２は、第１のスイッチ４をオン・オフ制御するための図８（Ｇ）に示す第１のスイッチ制御信号Ｓｇを形成するためのものであって、図７に示すように第２のＲＳフリップフロップ５２ａを有する。この第２のフリップフロップ５２ａのセット入力端子Ｓは後縁検出回路５２ｂを介して第２のスイッチ５の補助接点５ｂの出力ライン１６に接続されている。後縁検出回路５２ｂは図８（Ｆ）に示す第２のスイッチ５の補助接点５ｂの出力ライン１６の第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの後縁時点ｔ12に同期してセットトリガパルスを発生する。これにより、第２のＲＳフリップフロップ５２ａの出力ライン２３の第１のスイッチ制御信号Ｓｇは図８（Ｇ）に示すようにｔ12時点で高レベルになり、第１のスイッチ４はｔ12時点でオン制御される。第１のスイッチ４は機械的スイッチであって動作遅れを有するので、図８（Ｈ）に示すように時点ｔ12よりも遅れた時点ｔ13でオン状態になる。第２のＲＳフリップフロップ５２ａのリセット入力端子Ｒは前縁検出回路５２ｃを介して第２のスイッチ５の補助接点５ｂの出力ライン１６に接続されている。従って、前縁検出回路５２ｃは、図８（Ｆ）に示す第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの前縁時点ｔ4に同期してリセットトリガパルスを発生し、これを第２のＲＳフリップフロップ５２ａのリセット入力端子Ｒに供給する。第２のＲＳフリップフロップ５２ａは、バイパス給電からインバータ給電への切換期間中のｔ4時点でリセットされ、図８（Ｇ）に示す第１のスイッチ制御信号Ｓｇはｔ4時点で高レベルから低レベルに転換する。第１のスイッチ４は動作遅れのためにｔ４時点よりも少し後のｔ５時点でオフ状態に転換する。なお、図８（Ｇ）に示す第１のスイッチ制御信号Ｓｇは、図８（Ｆ）に示す第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの極性反転信号である。従って、図７の第１のスイッチ制御手段５２を第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの反転回路で形成することもできる。また、第１のスイッチ４の電磁操作手段４ａを図８（Ｆ）の第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの低レベルに応答してオン駆動するように形成し、第１のスイッチ制御手段５２を省き、ライン２３をライン１６に直接に接続することもできる。
【００３７】
第２のスイッチ制御手段５３は、第２のスイッチ５をオン・オフ制御するための図８（Ｄ）に示す第２のスイッチ制御信号Ｓｄを形成するためのものであって、第３のＲＳフリップフロップ５３ａを有する。この第３のＲＳフリップフロップ５３ａのセット入力端子ＳはＡＮＤゲート５３ｂを介して切換指令出力ライン１７に接続されている。ＡＮＤゲート５３ｂの一方の入力端子は切換指令出力ライン１７に接続され、他方の入力端子は第１のスイッチ制御手段５２の出力ライン２３に接続されているので、図８（Ｇ）に示す第１のスイッチ制御信号Ｓｇが高レベルの期間中の図８（Ａ）のｔ１時点で切換指令信号Ｓａが発生すると、これがＡＮＤゲート５３ｂを通って第３のＲＳフリップフロップ５３ａのセット入力端子Ｓに供給され、第３のＲＳフリップフロップ５３ａがセット状態となり、図８（Ｄ）に示す第２のスイッチ制御信号Ｓｄがｔ１時点で高レベルに転換する。第２のスイッチ５は機械的スイッチであるので、図８（Ｅ）に示すようにｔ１時点よりも遅れたｔ３時点でオン状態に転換する。第２のスイッチ５の補助接点５ｂは第２のスイッチ５のオン転換時点ｔ３よりも遅れたｔ４時点でオンになり、ライン１６に得られる第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆは図８（Ｆ）に示すようにｔ4時点で高レベルに転換する。第３のＲＳフリップフロップ５３ａのリセット入力端子ＲはＡＮＤゲート５３ｃを介して切換指令ライン１７に接続されている。ＡＮＤゲート５３ｃの一方の入力端子は切換指令ライン１７に接続され、他方の入力端子はＮＯＴ回路５３ｄを介して第１のスイッチ制御手段５２の出力ライン２３に接続されているので、図８（Ｇ）に示す第１のスイッチ制御信号Ｓｇが低レベルの期間（ｔ4〜ｔ12）中のｔ９時点で図８（Ａ）に示す切換指令信号Ｓａが発生すると、これがＡＮＤゲート５３ｃを通って第３のＲＳフリップフロップ５３ａのリセット入力端子Ｒに供給され、第３のＲＳフリップフロップ５３ａはリセット状態に転換し、ライン２４の第２のスイッチ制御信号Ｓｄは図８（Ｄ）に示すようにｔ9時点で低レベル状態に転換する。第２のスイッチ５は機械的スイッチであるので、図８（Ｅ）に示すようにｔ9よりも遅れたｔ１１時点でオフ状態に転換する。また、第２のスイッチ５の補助接点５ｂはｔ11よりも遅れたｔ１２時点でオフ状態になる。
【００３８】
第２のスイッチ制御信号Ｓｄの前縁時点ｔ１は図８（Ａ）の切換指令信号Ｓａの発生時点に同期していると共に、図８（Ｂ）のサイリスタ制御信号Ｓｂの前縁時点、及び図８（Ｋ）の第１の制御モード切換信号Ｓｋの前縁時点にも同期している。従って、図６で点線で示すようにサイリスタ制御手段５１の出力ライン２５、又は制御モード切換スイッチ制御手段５４の出力ライン４３を第２のスイッチ制御手段５３に接続し、第２のスイッチ制御手段５３の中にライン２５のサイリスタ制御信号Ｓｂの前縁検出回路又はライン４３の第１の制御モード切換信号Ｓｋの前縁検出回路を設け、これ等の前縁検出回路の出力パルスを切換指令信号Ｓａの代わりに使用することもできる。
【００３９】
制御モード切換スイッチ制御手段５４は、図３に示す第１及び第２の制御モード切換スイッチ手段３８、３９を制御するための図８（Ｋ）（Ｌ）に示す第１及び第２の制御モード切換信号Ｓｋ、Ｓｌを形成するものであって、第４のＲＳフリップフロップ５４ａを有している。第４のＲＳフリップフロップ５４ａのセット入力端子Ｓは切換指令信号Ｓａが伝送されるライン１７に接続されている。従って、第４のＲＳフリップフロップ５４ａは、図８（Ａ）の切換指令信号Ｓａでトリガされた図８のｔ1時点、及びｔ９時点でセット状態となり、出力ライン４３に図８（Ｋ）に示す第１の制御モード切換信号Ｓｋを出力する。また、ＮＯＴ回路５４ｂを介して第４のＲＳフリップフロップ５４ａに接続された出力ライン４４には図８（Ｋ）に示す第１の制御モード切換信号Ｓｋの極性反転信号からなる第２の制御モード切換信号Ｓｌが図８（Ｌ）に示すように得られる。
【００４０】
図８（Ｋ）に示第１の制御モード切換信号Ｓｋの高レベルから低レベルへの転換時点の決定方法がバイパス給電（第１の給電モード）からインバータ給電（第２の給電モード）への切換時と、インバータ給電（第２の給電モード）からバイパス給電（第１の給電モード）への切換時とで異なっている。バイパス給電（第１の給電モード）からインバータ給電（第２の給電モード）への切換のための第２の期間Ｔ２の終わりの時点ｔ７を決定するために補助給電スイッチとしてのサイリスタスイッチ６のオフ転換時点を検出するための補助給電スイッチオフ転換検出手段５５が設けられている。この実施例では、補助給電スイッチオフ転換検出手段５５の構成を簡略化するために補助給電スイッチとしてのサイリスタスイッチ６の状態を直接に検出せずに第２の電源装置２の出力電流Ｉｂから間接に検出している。既に説明したようにサイリスタスイッチ６はゲート制御信号が無くなっても直ちにオフにならず、保持電流以下になった時にオフになる。従って、サイリスタスイッチ６のオフ転換時点は、ゲート制御信号が無くなる時点ｔ６後において最初にサイリスタ電流がゼロになる時点（ゼロクロス時点）である。この実施例では、サイリスタ電流のゼロクロス時点を検出する代わりに、サイリスタスイッチ６のゲート制御信号が無くなる時点ｔ６、又は図８（Ｉ）の第１のスイッチ補助接点信号Ｓｉが高レベルから低レベルに転換した時点ｔ６の後における第２の電源装置２の出力電流Ｉｂの最初のゼロクロス時点を検出している。第２の電源装置２の出力電流Ｉｂはサイリスタスイッチ６の電流に同期して流れるので、第２の電源装置２の出力電流Ｉｂのゼロクロス時点はサイリスタスイッチ６の電流のゼロクロス時点と見なすことができる。
図７に示すように補助給電スイッチオフ転換検出手段５５は、ゼロクロス検出回路５５ａとＡＮＤゲート５４ｃとＮＯＴ回路５４ｄとから成る。なお、図１の第２の電流検出手段１９も補助給電スイッチオフ転換検出手段５５の一部と見なすべきであるが、第２の電流検出手段１９は他の回路でも使用されているので、図７では補助給電スイッチオフ転換検出手段５５の外に示されている。
【００４１】
ゼロクロス検出回路５５ａは、図３の第２の電流検出手段１９の出力ライン１９ａに接続され、第２の電流検出信号Ｉｂのゼロクロス点を示すパルスから成るゼロクロス検出信号Ｓｊを図８（Ｊ）に示すように発生する。バイパス給電への切換期間及びこれと逆の切換期間即ち図８及び図９の第２の期間Ｔ２、及びＴ4において第２のスイッチ５がオン状態の時にはＤＣ−ＡＣ変換回路１３がゼロ電流制御されているにも拘わらず、微小な出力電流Ｉｂが図9（Ｃ）に示すように流れる。ゼロクロス検出回路５５ａは、第2の電流検出信号Ｉｂのゼロクロス点を示す信号を出力する。
【００４２】
ＡＮＤゲート５４ｃの一方の入力端子はゼロクロス検出回路５５ａに接続され、他方の入力端子はＮＯＴ回路５４ｄを介して第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉの伝送ライン１５に接続され、出力端子はＯＲゲート５４ｅを介して第4のＲＳフリップフロップ５４ａのリセット入力端子Ｒに接続されている。従って、図８（Ｉ）に第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉの低レベル期間に図８（Ｊ）に示すゼロクロス検出信号Ｓｊが発生すると、これがＡＮＤゲート５４ｃを通過し、第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉが低レベルに転換した時点ｔ６後の最初のゼロクロス検出信号Ｓｊが補助給電スイッチオフ検出信号として機能し、これがＯＲゲート５４ｅとを介して第4のＲＳフリップフロップ５４ａのリセット入力端子Ｒに供給され、第4のＲＳフリップフロップ５４ａはｔ7時点でリセット状態となり、ライン４３の第1の制御モード切換信号Ｓｋはオフを示す低レベルになる。なお、図8（Ｉ）の第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉの後縁時点ｔ6は図８（Ｂ）のサイリスタ制御信号Ｓｂの後縁時点と同一であるので、図8（Ｉ）の第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉの代わりに図８（Ｂ）のサイリスタ制御信号Ｓｂを図６で点線で示すようにＮＯＴ回路５４ｄに入力させることもできる。また、図８のｔ4〜ｔ5期間が短い時には、第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉの代りに図８（Ｇ）に示す第1のスイッチ制御信号Ｓｇを図６で点線で示すようにＮＯＴ回路５４ｄに入力させることもできる。  
【００４３】
インバータ給電（第２の給電モード）からバイパス給電（第１の給電モード）への切換のための第４の期間Ｔ４の終わりの時点ｔ１４を決定するために制御モード切換スイッチ制御手段５４は後縁検出回路５４ｇを有する。後縁検出回路５４ｇは第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの伝送ライン１６に接続され、出力端子はＯＲゲート５４ｅを介して第4のＲＳフリップフロップ５４ａのリセット入力端子Ｒに接続されている。後縁検出回路５４ｇは、図８（F）に示す第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの後縁時点ｔ12を示す出力パルスを発生し、出力パルスは第４のＲＳフリップフロップ５４ａのリセット信号として機能する。
後縁検出回路５４ｇに図８（F）に示す第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆを入力させる代わりに、図８（G）の第１のスイッチ制御信号Ｓｇを図７で点線で示すＮＯＴ回路５４ｆで反転させた信号を入力させることができる。
【００４４】
次に、図８及び図９のバイパス給電期間即ち第１の期間Ｔ1、及び第５の期間Ｔ5における図１の交流電力供給装置の動作を説明する。この第１及び第５の期間Ｔ1、Ｔ5では第１のスイッチ４がオン、第２のスイッチ５がオフであるので、負荷３には第１の電源装置１から第１のスイッチ４を介して電力が供給され、第１の電源装置１の出力電流Ｉ1は図９（Ｂ）に示すように流れる。なお、第５の期間Ｔ5の中ｔ14〜ｔ15ではサイリスタスイッチ６のオンが維持されているので、出力電流Ｉ1の一部はサイリスタスイッチ６を通して流れる。なお、第１及び第５の期間Ｔ1、Ｔ5においてＤＣ−ＡＣ変換回路１３は無負荷運転され、図９（Ａ）に示す所定の振幅を有する出力電圧Ｖｏを発生している。
【００４５】
インバータ給電期間即ち第３の期間Ｔ3においては、第１のスイッチ４がオフ、第２のスイッチ５がオンであるので、負荷３に第２の電源装置２から電力が供給される。第３の期間Ｔ3においては、図８（Ｋ）に示す第１の制御モード切換信号Ｓｋが低レベル、図８（Ｌ）に示す第２の制御モード切換信号Ｓｌが高レベルとなり、第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ａがオン状態、第２の制御モード切換スイッチ手段３９がオン状態になる。これにより、図３の電圧制御信号形成手段３３の出力によって第２の電源装置２の出力電圧Ｖｏが所定の振幅を有する正弦波電圧になるように制御され、且つ電流制御手段３４による電流制御が行われる。即ち、第１の電流制御用減算器４０によって第１及び第２の電流検出手段１８、１９から電圧信号の形式で得られる第１及び第２の電流検出信号Ｉａ、Ｉｂの差を示す出力信号Ｉａ−Ｉｂ＝Ｉｃが形成され、これが第２の電流制御用減算器４１に送られる。第１の電流制御用減算器４０から得られる出力信号Ｉｃは、高周波成分除去用フイルタ１４のコンデンサＣｏに流れる電流を示している。このコンデンサＣｏに流れる電流は、高周波成分を除去するために必要な電流である。そこで、本実施例では、コンデンサＣｏに流れる電流をＤＣ−ＡＣ変換回路１３から積極的に供給するように電圧制御信号を補正している。即ち、第２の電流制御用減算器４１は、電圧制御信号形成手段３３から得られた定電圧制御のための電圧制御信号から第１の電流制御用減算器４０の出力信号Iｃを減算して電圧制御信号を補正し、この補正された電圧制御信号をスイッチ制御パルス形成手段３５に送る。これにより、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３は、高周波成分除去用フイルタ１４のコンデンサＣｏに流れる電流を考慮した出力電圧を発生する。これにより第２の電源装置２の出力電流Ｉｂの波形の正弦波に対する近似性が高められ、ノイズが抑制される。
【００４６】
次に、第２の期間Ｔ2の動作を説明する。図８のｔ1でバイパス給電からインバータ給電への切換のための切換指令信号Ｓａが発生すると、図８（Ｂ）のサイリスタ制御信号Ｓｂが高レベルになり、サイリスタスイッチ６は図８（Ｃ）に示すようにｔ1よりも僅かに遅れたｔ2時点でオン状態になる。また、ｔ1時点の切換指令信号Ｓａに応答して図８（Ｄ）に示すように第２のスイッチ制御信号Ｓｄが高レベルになり、これよりも少し遅れたｔ3時点で第２のスイッチ５がオン状態となる。この結果、t３時点よりも少し後のｔ4時点で第２のスイッチ５の補助接点５ｂがオン状態になり、第２のスイッチ補助接点信号Sf が図８（F）に示すようにｔ4時点で高レベルになる。図８（G）に示す第１のスイッチ制御信号Sgは図８（F）の第２のスイッチ補助接点信号Sfの前縁に応答して低レベルに転換し、第１のスイッチ４は図８（H）に示すようにｔ4よりも少し後のｔ５でオフ状態になる。第１のスイッチ４がｔ5時点でオフ状態になってもサイリスタスイッチ６が既にオン状態になっているので、負荷３に対してサイリスタスイッチ６を介して電力を供給することができる。
【００４７】
図８（K）に示す第１の制御モード切換信号Skは図８（A）の切換指令信号Saに直接又は間接に応答してｔ1時点で高レベルに転換し、逆に図８（L）の第２の制御モード切換信号Sｌはｔ1時点で低レベルに転換する。これにより、第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点aがオフ、接点bがオンになり、第２の電流制御用減算器４１にゼロ電流制御基準値発生手段３７からゼロ電流を示す基準値が供給され、且つ第１の電流検出手段１８から得られた第１の電流検出信号Iaが供給される。第２の電流制御用減算器４１は、ゼロ電流制御基準値（例えばゼロボルト）と第１の電流検出信号Iaとの差を示す信号を形成して増幅回路４２を介してスイッチ制御パルス形成手段３５に送る。スイッチ制御パルス形成手段３５は、第１の電流検出信号Iaがゼロに近づくようにDC−AC変換回路１３を制御する。これにより、第１及び第２のスイッチ４、５が同時にオン状態になるｔ3〜ｔ5期間、及びサイリスタスイッチ６と第２のスイッチ５とが同時にオン状態になるｔ3〜ｔ7期間における第２の電源装置２の横流を抑制することができる。第１及び第２の制御モード切換信号Sk、Slは、t７時点のゼロクロス検出信号Ｓｊに応答して反転する。これにより、サイリスタスイッチ６と第２のスイッチ５とのオーバーラップしたオン期間が理想的に設定される。また、横流抑制のためのゼロ電流制御期間が理想的に設定される。
【００４８】
次に、インバータ給電からバイパス給電への切換期間即ち第４の期間T4の動作を説明する。図８（A）に示す切換指令信号Saがｔ9で発生すると、図８（B）のサイリスタ制御信号Sbがｔ1時点と同時にｔ9時点で発生し、ｔ10時点でサイリスタスイッチ６がオン状態になる。また、図８（D）に示すように第２のスイッチ制御信号Sdがｔ9時点で低レベルに転換し、また、図８（K）の第１の制御モード切換信号Skが高レベルに転換し、図８（L）の第２の制御モード切換信号Slが低レベルに転換する。これにより、DC−AC変換回路１３は、第４の期間T4において第２の期間T2と同様にゼロ電流制御される。
【００４９】
第２のスイッチ５は図８（F）示すように、ｔ9時点よりも遅れたｔ11時点でオフ状態になる。また、第２のスイッチ補助接点信号Sfは図８（F）に示すようにｔ11時点よりも遅れたｔ12時点でオフ状態になり、これに同期して図８（G）の第１のスイッチ制御信号Sgが高レベルに転換する。第１のスイッチ４はｔ12時点よりも少し遅れたｔ13時点でオン状態に移行する。第１のスイッチ補助接点信号Siはｔ13時点よりも遅れたt１４時点で高レベルになり、これに応答して図8（B）のサイリスタ制御信号Sbは低レベルに転換する。第４の期間T4において、第２のスイッチ５のオン状態とサイリスタスイッチ６のオン状態とのオーバーラップがｔ10〜ｔ11で生じている。しかし、第２の期間T2と同様に第４の期間T4においてもゼロ電流制御が行われているので、第２の電源装置２への横流が抑制される。第４の期間T4における第１の制御モード切換信号Skの高レベルから低レベルへの転換時点ｔ12がサイリスタスイッチ６のオフ転換時点ｔ15よりも前であるが、第２のスイッチ５はｔ12時点よりも前のｔ11時点で既にオフ状態になっているので、横流の問題は発生しない。
【００５０】
本実施例は次の効果を有する。
（１）  バイパス給電からインバータ給電への切換時及びこの逆の切換時において負荷３に対する電力供給の継続性を確保するために、t3〜ｔ5期間において第１及び第２のスイッチ４，５が同時にオンになり、ｔ3〜ｔ7期間において第２のスイッチ５とサイリスタスイッチ６とが同時にオンになり、ｔ10〜ｔ11期間において第２のスイッチ５とサイリスタスイッチ６とが同時にオン状態になり、横流が流れる可能性がある。しかし、これ等の期間においては、ゼロ電流制御基準値発生手段３７の出力に基づいてDC−AC変換回路１３が制御され、この出力電流が制限される。これにより、横流の抑制をDC−AC変換回路１３の制御モードの切換によって容易に達成することができる。
（２）  第１及び第２のスイッチ４、５のターンオン時間及びターンオフ時間よりも短いターンオン時間を有するサイリスタスイッチ６が第１のスイッチ４に並列接続されているので、バイパス給電からインバータ給電に切換える時において、第２のスイッチ５のオン状態への転換時点ｔ3よりも早く且つ第１のスイッチ４のオフ状態への転換時点ｔ5よりも早いｔ2時点でサイリスタスイッチ６をオンにすることができる。これにより、第１の電源装置１と負荷３との間の接続と第２の電源装置２と負荷３との間の接続とをオーバーラップさせる期間を確実に設けることができる。また、インバータ給電からバイパス給電への切換時には、第２のスイッチ５がオフ状態へ転換する時点ｔ11よりも早いｔ10時点でサイリスタスイッチ６をオン状態にすることができる。従って、第１及び第２のスイッチ４、５の動作遅れに無関係にオーバーラップ期間を確実に設けることができる。
（３）  バイパス給電からインバータ給電への切換時におけるゼロ電流制御の終了時点ｔ7は、第１のスイッチ４の補助接点４bがオフになったことを示すt６時点後に最初に発生するゼロクロス検出信号Sjによって決定されている。図９（C）に示す第２の電源装置２の出力電流Ibは図９（B）に示す第１の電源装置１の出力電流I1に同期して流れるので、サイリスタスイッチ６をｔ6時点でオフ制御した後にサイリスタスイッチ６を流れる電流がゼロになる時点は、ゼロクロス検出回路５５aから図８（J）のゼロクロス検出信号Sjが得られる時点ｔ7と同じである。従って、ゼロ電流制御期間即ち第２の期間T2 を好ましい幅に容易且つ正確に決定することができる。
（４）  第２のスイッチ５がオン状態になったことを示す第２のスイッチ補助接点信号Sｆに基づいて第１のスイッチ４をオフ制御し、第１のスイッチ補助接点信号Siに基づいてサイリスタスイッチ６のオフ制御時点ｔ6を決定しているので、第１のスイッチ４のオン期間及びサイリスタスイッチ６のオン期間と第２のスイッチ５のオン期間とのオーバーラップ期間を確実且つ容易に設定することができる。  
（５）  インバータ給電からバイパス給電への切換時に、第２のスイッチ補助接点信号Sｆに基づいて第１のスイッチ制御信号Sgを形成し、第１のスイッチ補助接点信号Siに基づいてサイリスタ制御信号Sbの高レベルから低レベルへの転換時点を決定している。これにより、サイリスタスイッチ６のオン制御期間を適切且つ容易に決定することができる。
（６）  本実施例では、負荷３に流れる電流を検出するための電流検出手段を設けることが不要であるので、交流電力供給装置の小型化及び低コスト化を図ることができる。なお、第１の電流検出手段１８は、DC−AC変換回路１３の図示が省かれて過電流保護回路で要求されるものと兼用できるので、第１の電流検出手段１８を設けることによって交流電力供給装置が特別に大型且つコスト高にならない。
（７）  本実施例では、負荷３に流れる電流を検出する電流検出手段を設け、この検出信号を比較的長い伝送路で制御回路７に伝送することが不要になるので、従来装置で生じるおそれがあった負荷電流検出信号にノイズが乗ることに起因するDC−AC変換回路１３の誤動作の問題が生じない。
（８）  負荷３の電流を検出することが不要であるので、DC−AC変換回路１３を含む第２の電源装置２と同様な構成の第３の電源装置、更に多くの電源装置の並列接続が容易になる。即ち、従来の負荷３の電流を検出する方式において第２の電源装置２に相当するものを複数台並列に接続する場合には、負荷電流の分担量を決める回路等が必要になり、交流電力供給装置が複雑且つコスト高になったが、本実施例では負荷電流を検出しないので第２の電源装置２と同様なものの複数台の並列接続を容易且つ低コストに達成することができる。
（９）  ゼロ電流制御が行われているので、第１及び第２の給電スイッチ装置ＳＷ１，ＳＷ２のオーバーラップオン期間に第１の電源装置１の出力電圧が第２の電源装置２の出力電圧よりも高くなっても第２の電源装置２に過電流が流れない。
（１０）  ゼロ電流制御がされない第１、第３及び第５の期間T1、T3、T5においては、第１及び第２の電流検出手段１８、１９から得られる第１及び第２の電流検出信号Ia、Ibの差を示す信号Icによって電圧制御信号形成手段３３から得られた電圧制御信号が補正され、この補正された電圧制御信号がスイッチ制御パルス形成手段３５に送られる。第１及び第２の電流検出信号Ia、Ibの差を示す信号Iｃは、コンデンサCoの電流を示しているので、コンデンサCoに流れる電流を補償する電流をDC−AC変換回路１３から出力するような制御動作が生じ、第２の電源装置２の出力電流Ibを正弦波に近似させることができ、高周波ノイズの発生を抑制することができる。 
【実施例２】
【００５１】
次に、図１０に示す実施例２に従う交流電力供給装置を説明する。但し、図１０において図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１０の交流電力供給装置は、変形された第１の電源装置１aを有する。第１の電源装置１aは、第２の電源装置２と同様に構成されており、AC−DC変換回路１１aと蓄電池１２aとDC−AC変換回路１３aと高周波成分除去用フィルタ１４aとを有し、交流電源１と第１の給電スイッチ装置ＳＷ１との間に接続されている。なお、図示は省かれているが、AC−DC変換回路１１a及びDC−AC変換回路１３ａの制御回路も設けられている。
【００５２】
図１０の交流電力供給装置は、図１の第１の電源装置１を周知のインバータ電源から成る第１の電源装置１aに置き換えた他は、図１と同一に構成されているので、図１の実施例１と同一の効果を有する。
【実施例３】
【００５３】
次に、図１１に示す実施例３の交流電力供給装置を説明する。但し、図１１において図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、図１１に示す実施例３の交流電力供給装置は、図１の制御回路７、切換指令発生手段８、高周波成分除去用フィルタ１４、第１及び第２の電流検出手段１８、１９、補助接点４ｂ、５ｂ、電磁操作手段４a、５aに相当するものを有しているが、図面を簡略化するために省かれている。
【００５４】
図１１の交流電力供給装置は、図１の交流電力供給装置と同一のものを２台設け、これ等を並列接続したものに相当し、第１及び第２の電源装置１、２の他にこれ等と同一構成の第３及び第４の電源装置１´、２´を有し、更に、第１及び第２のスイッチ４，５と第１のサイリスタスイッチ６の他にこれ等と同一構成の第３及び第４のスイッチ４´、５´と第２のサイリスタスイッチ６´を有している。
【００５５】
第３の電源装置１´は交流電源９と負荷３との間に第３のスイッチ４´と第２のサイリスタスイッチ６´との並列回路を介して接続されたバイパス給電路１０´から成る。第４の電源装置２´は、AC−DC 変換回路１１´と蓄電池１２´とDC−AC変換回路１３´と高周波成分除去用フィルタ１４´とから成り、交流電源９と負荷３との間に第４のスイッチ５´を介して接続されている。なお、図１１においては、交流電源１が第１及び第３の電源装置１、１´の外に示されている。第１及び第３のスイッチ４、４´は図１に示す電磁操作手段４a及び補助接点４bに相当するものとそれぞれ伴なっているが、これ等の図示が省略されている。第２及び第４のスイッチ５、５´は図１の電磁操作手段５a、補助接点５ｂに相当するものをそれぞれ伴なっているが、これ等の図示が省略されている。また、第１のサイリスタ６及びDC−AC変換回路１３を制御するために図１の制御回路７及び切換指令発生手段８、第１及び第２の電流検出手段１８、１９が設けられ、且つ第２のサイリスタスイッチ６´及びDC−AC変換回路１３´を制御するために図１の制御回路７、切換指令発生手段８、第１及び第２の電流検出手段１８、１９に相当するものが設けられているが、これ等の図示が省略されている。
【００５６】
追加された第３及び第４の電源装置１´、２´、第３及び第４のスイッチ４´、５´、第２のサイリスタスイッチ６´は、第１及び第２の電源装置１、２、第１及び第２のスイッチ４、５、第１のサイリスタスイッチ６と同様に動作するので、図１１の交流電力供給装置においても、図１の交流電力供給装置と同一の効果を得ることができる。
【実施例４】
【００５７】
実施例４の交流電力供給装置は、図１２に示す変形された電圧及び電流制御手段３０ａを有し、この他は実施例１の交流電力供給装置と同一に構成されている。図１２には変形された電圧及び電流制御信号形成手段３０ａとスイッチ制御パルス形成手段３５とＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段１８とが示されている。ここでは、変形された部分のみを説明し、実施例１と同一の部分の説明を省略する。また、図１２において図３と実質的に同一の部分には同一の参照符号を付し、その説明を省略する。また、図１２の説明に図８を参照する。
【００５８】
図１２の電圧及び電流制御信号形成手段３０ａに含まれている電流制御手段３４ａは、図３の電流制御手段３４から第１の電流制御用減算器４０と第２の制御モード切換スイッチ手段３９を省き、且つ第１の制御モード切換スイッチ手段３８を電流制御手段３４ａの外に配置し、この他は図３の電流制御手段３４と同様に構成したものに相当する。電流制御用減算器４１の一方の入力端子はゼロ電流制御基準値発生手段３７に接続され、他方の入力端子はＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段１８に接続されている。第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ａは図３と同一に構成された電圧制御信号形成手段３３に接続され、接点ｂは電流制御手段３４ａの増幅回路４２に接続され、出力端子は図３と同一に構成されたスイッチ制御パルス形成手段３５に接続されている。
【００５９】
実施例４においては、図８の第１、第３及び第５の期間Ｔ１，Ｔ３、Ｔ５において第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ａがオンになり、電圧制御信号形成手段３３がスイッチ制御パルス形成手段３５に接続される。図８の第２及び第４の期間Ｔ２，Ｔ４においては第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ｂがオンになり、電流制御手段３４ａがスイッチ制御パルス形成手段３５に接続される。実施例４における第２及び第４に期間Ｔ２，Ｔ４においては、実施例１における第２及び第４の期間Ｔ２，Ｔ４と全く同一の制御が行われる。実施例４における第１、第３及び第５の期間Ｔ１，Ｔ３、Ｔ５においては、実施例１における第１、第３及び第５の期間Ｔ１，Ｔ３、Ｔ５における制御から電流制御を省いた制御が行われる。従って、実施例４においては、実施例１における第１、第３及び第５の期間Ｔ１，Ｔ３、Ｔ５における電流制御の効果（ノイズ低減効果）を得ることができないが、この他の効果は実施例１と同様に得ることができる。
【実施例５】
【００６０】
実施例５の交流電力供給装置は、図１３に示す変形された電圧及び電流制御信号形成手段３０ｂを有し、この他は実施例１の交流電力供給装置と同一に構成されている。図１３には変形された電圧及び電流制御信号形成手段３０ｂとスイッチ制御パルス形成手段３５とＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段１８とが示されている。ここでは、変形された部分のみを説明し、実施例１及び実施例４と同一の部分の説明を省略する。また、図１３において図３と実質的に同一の部分には同一の参照符号を付し、その説明を省略する。また、図１３の説明に図８を参照する
【００６１】
図１３の電圧及び電流制御信号形成手段３０ｂに含まれている電流制御手段３４ｂは、図３の電流制御手段３４から第１の電流制御用減算器４０を省き、第２の制御モード切換スイッチ手段３９をＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段１８と電流制御用減算器４１との間に接続し、この他は図３の電流制御手段３４と同様に構成したものに相当する。第２の制御モード切換スイッチ手段３９は、図８の第２及び第４の期間Ｔ２，Ｔ４のみにおいてオンになり、ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段１８の出力を電流制御用減算器４１に供給する。これにより、図１３の実施例５の交流電力供給装置は図１２の実施例４の交流電力供給装置と同様に動作し、同様な効果が得られる。
【００６２】
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば、次の変形が可能なものである。
（１）  交流電源９を３相交流電源とし、DC−AC変換回路１３を３相インバータとすることができる。
（２）  第１及び第２のスイッチ４、５及び第３及び第４のスイッチ４´、５´をサイリスタスイッチ６、６´よりもスイッチング速度の遅い半導体スイッチとすることができる。
（３）  図１１の第１及び第３の電源装置１、１´をインバータ電源にすることができる。
（４）  第１及び第２の電圧検出手段３１，３２はトランス等の降圧回路で形成されているが、被検出電圧が低い時には降圧回路を設けないでラインの電圧を直接に検出することができる。この場合には、電圧検出ライン２０，２１が第１及び第２の電圧検出手段３１，３２となる。
（５）  制御回路７の一部又は全部をディジタル回路で形成することができる。
（６）  交流電力供給装置が第１の電源装置１から第２の電源装置２への切換時にのみ無瞬断を要求している時には、図８の第４の期間Ｔ４のゼロ電流制御を省くことができる。また、交流電力供給装置が第２の電源装置２から第１の電源装置１への切換時にのみに無瞬断を要求している時には、図８の第２の期間T2のゼロ電流制御を省くことができる。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の実施例１に従う交流電力供給装置を示すブロック図である。
【図２】図１のDC−AC変換回路及びフィルタを詳しく示す回路図である。
【図３】図１の第２の電源回路と制御回路とを詳しく示すブロック図である。
【図４】図３の電圧制御信号形成手段を詳しく示す回路図である。
【図５】図３のスイッチ制御パルス形成手段を詳しく示す回路図である。
【図６】図３の給電モード及びＤＣ−ＡＣ変換制御モード切換制御手段を詳しく示すブロック図である。
【図７】図６の給電モード及びＤＣ−ＡＣ変換制御モード切換制御手段を更に詳しく示す回路図である。
【図８】図１、図３及び図６の各部の状態を示す図である。
【図９】図１及び図３の各部の状態を示す波形図である。
【図１０】実施例２の交流電力供給装置を示すブロック図である。
【図１１】実施例３の交流電力供給装置の一部を示すブロック図である。
【図１２】実施例４の制御回路の一部を示すブロック図である。
【図１３】実施例５の制御回路の一部を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６４】
１  第１の電源装置
２  第２の電源装置
３  負荷
４  第１のスイッチ
５  第２のスイッチ
６  サイリスタスイッチ（補助給電スイッチ）
７  制御回路
１０  バイパス給電路
３０  電圧及び電流制御信号形成手段
３４  電流制御手段
３６  給電モード及びＤＣ−ＡＣ変換制御モード切換制御手段
３７  ゼロ電流制御基準値発生手段
３８  第１の制御モード切換スイッチ手段
３９  第２の制御モード切換スイッチ手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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