(57)【要約】【課題】本発明の課題は、高速応答性に優れたシャント回路をトランスの低圧側に設けることにより、放電が行われるコンデンサ負荷を充電する際、放電直前の出力電圧の安定度を向上し得る電源装置を提供することにある。【解決手段】本発明は、トランス２５の１次側にＬＣ直列共振回路２４を介して接続されたフルブリッジ回路２３と、前記トランス２５の２次側に接続された整流回路２８とを有する電源装置であって、前記整流回路２８の出力側に出力分圧抵抗３１，３２を介して入力側が接続される誤差増幅器３３と、前記トランスの低圧側に接続され、前記誤差増幅器３３の出力信号でオンして前記トランス２５の２次側に流れる電流を減少させるシャント回路４０とを具備することを特徴とするものである。【選択図】図１
2008271716.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの１次側にＬＣ直列共振回路を介して接続されたフルブリッジ回路と、前記トランスの２次側に接続された整流回路とを有する電源装置であって、
前記整流回路の出力側に出力分圧抵抗を介して入力側が接続される誤差増幅器と、
前記トランスの低圧側に接続され、前記誤差増幅器の出力信号でオンして前記トランスの２次側に流れる電流を減少させるシャント回路と
を具備することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
シャント回路をＬＣ直列共振回路の出力側に接続することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
トランスに３次巻線を設け、このトランスの３次巻線にシャント回路を接続することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種レーダ装置及び線形加速器等のコンデンサ充電電源として使用される高電圧、定電流の電源において、出力電圧を安定化制御する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
容量性負荷への給電には原理的に定電流性を有する、ＬＣ直列共振インバータを利用した電源が用いられ、設定電圧到達後の安定化制御はＬＣ直列共振インバータをオフするか、周波数変調により行うのが一般的である。前者は、容量性負荷と並列に接続される直流負荷が軽く、前記直流負荷による放電電圧が少ない場合に用いられ、後者は、前記直流負荷による放電電圧が無視できない場合に使われる方法である。
【０００３】
レーダ装置や線形加速器の場合、コンデンサ負荷は一定周期で急速放電されるが、放電毎に放電直前の出力電圧の安定度が高精度で要求される場合が多い。すなわち、一定周期での放電毎の放電直前の出力電圧が高精度で同一である必要がある。例えば０．１％以下の高安定度要求には、インバータオフ方式、周波数変調方式のいずれも出力電圧を検出してから、インバータオフまたは周波数変調制御するまでの周波数応答性が制約となり、安定度を向上させる上での障害となっていた。
【特許文献１】特開２００７−０６８２８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記事情から、以下が課題となる。
【０００５】
（１）  コンデンサ負荷への繰返し充電時で、設定電圧到達時点からフィードバックループが応答して安定的に出力電圧を制定するまで短時間である必要がある。
【０００６】
（２）  容量性負荷と並列に入る直流負荷の大小に関わらず、出力電圧が設定電圧に到達以降急速放電時までその出力電圧を安定的に維持する。
【０００７】
（３）  上記（１）、（２）の制御は、出力（高圧）側にシャントレギュレータが挿入できれば実現の可能性が高いが、高耐圧の制御素子が必要となり現実的ではない。
【０００８】
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、高速応答性に優れたシャント回路をトランスの低圧側に設けることにより、放電が行われるコンデンサ負荷を充電する際、放電直前の出力電圧の安定度を向上し得る電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために本発明は、トランスの１次側にＬＣ直列共振回路を介して接続されたフルブリッジ回路と、前記トランスの２次側に接続された整流回路とを有する電源装置であって、前記整流回路の出力側に出力分圧抵抗を介して入力側が接続される誤差増幅器と、前記トランスの低圧側に接続され、前記誤差増幅器の出力信号でオンして前記トランスの２次側に流れる電流を減少させるシャント回路とを具備することを特徴とするものである。
【００１０】
また本発明は、前記電源装置において、シャント回路をＬＣ直列共振回路の出力側に接続することを特徴とするものである。
【００１１】
また本発明は、前記電源装置において、トランスに３次巻線を設け、このトランスの３次巻線にシャント回路を接続することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の電源装置は、高速応答性に優れたシャント回路をトランスの低圧側に設けることにより、放電が行われるコンデンサ負荷を充電する際、放電直前の出力電圧の安定度を向上することができる。特に、コンデンサ負荷への繰返し充電時で、設定電圧到達時点からフィードバックループが応答して安定的に出力電圧を制定するまで短時間であり、出力電圧が設定電圧に到達以降急速放電時までその出力電圧を安定的に維持することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１４】
図１は本発明の第１の実施形態に係る電源装置を示す回路図である。すなわち、一方の入力端子１１には直流電源１２の正極側が接続され、他方の入力端子１３には前記直流電源１２の負極側が接続される。一方の入力端子１１と他方の入力端子１３間にはコンデンサ１４が接続される。一方の入力端子１１には第１のダイオード１５のカソードが接続され、第１のダイオード１５のアノードは第２のダイオード１６のカソードが接続され、第２のダイオード１６のアノードは他方の入力端子１３に接続される。一方の入力端子１１には第３のダイオード１７のカソードが接続され、第３のダイオード１７のアノードは第４のダイオード１８のカソードが接続され、第４のダイオード１８のアノードは他方の入力端子１３に接続される。第１のダイオード１５のアノードとカソード間には例えばスイッチングトランジスタ等の第１のスイッチング素子１９が接続され、第２のダイオード１６のアノードとカソード間には例えばスイッチングトランジスタ等の第２のスイッチング素子２０が接続される。第３のダイオード１７のアノードとカソード間には例えばスイッチングトランジスタ等の第３のスイッチング素子２１が接続され、第４のダイオード１８のアノードとカソード間には例えばスイッチングトランジスタ等の第４のスイッチング素子２２が接続される。第１のダイオード１５、第２のダイオード１６、第３のダイオード１７、第４のダイオード１８、第１のスイッチング素子１９、第２のスイッチング素子２０、第３のスイッチング素子２１、および第４のスイッチング素子２２はフルブリッジ回路２３を構成する。第１のダイオード１５のアノードにはコイル（インダクタンス）Ｌ及びコンデンサ（容量）ＣよりなるＬＣ直列共振回路２４を介して変圧トランス２５の１次巻線２６の一端に接続され、変圧トランス２５の１次巻線２６の他端は第４のダイオード１８のカソードに接続される。変圧トランス２５の２次巻線２７には整流回路２８を介して出力端子２９，３０が接続され、出力端子３０は接地される。出力端子２９と出力端子３０の間には出力分圧抵抗３１，３２が直列に接続され、抵抗３１と抵抗３２の接続点は誤差増幅器３３の＋側入力端に接続され、誤差増幅器３３の−側入力端には基準電圧Ｖ０が印加される。誤差増幅器３３の出力端は絶縁回路３４を介してシャント回路４０のトランジスタ３５のベースに接続され、トランジスタ３５のコレクタは第５のダイオード３６のカソードに接続される。第５のダイオード３６のアノードは第６のダイオード３７のカソードに接続され、第６のダイオード３７のアノードはトランジスタ３５のエミッタに接続される。第５のダイオード３６のカソードは第７のダイオード３８のカソードに接続され、第７のダイオード３８のアノードは第８のダイオード３９のカソードに接続され、第８のダイオード３９のアノードはトランジスタ３５のエミッタに接続される。第５のダイオード３６、第６のダイオード３７、第７のダイオード３８、および第８のダイオード３９は整流回路を構成する。第５のダイオード３６のアノードは変圧トランス２５の１次巻線２６の一端に接続され、第７のダイオード３８のアノードは変圧トランス２５の１次巻線２６の他端に接続される。出力端子２９，３０には例えばレーダ装置及び線形加速器等の一定周期で急速放電を行うコンデンサ負荷４１が接続される。
【００１５】
図５は本発明の第１の実施形態に係る絶縁回路の一例を示す回路図である。図５に示すように、誤差増幅器３３の出力端は抵抗４３を介して発光ダイオード４４のアノードに接続され、前記発光ダイオード４４のカソードは接地される。前記発光ダイオード４４が封入されるパッケージ４５内にはフォトトランジスタ４６が封入されて設けられ、前記フォトトランジスタ４６のコレクタは抵抗４７を介して電源に接続され、前記フォトトランジスタ４６のカソードはトランジスタ３５のベースに接続される。前記発光ダイオード４４及び前記フォトトランジスタ４６はフォトカプラを構成して電気的に絶縁される。すなわち、誤差増幅器３３の出力信号は発光ダイオード４４で光信号に変換され、前記光信号はフォトトランジスタ４６で電気信号に変換されて、トランジスタ３５のベースに加えられる。
【００１６】
図２は本発明の第１の実施形態に係る電源装置動作時の各部の信号波形を示す波形図であり、図３は本発明の第１の実施形態に係る電源装置の出力電圧波形を示す波形図である。
【００１７】
すなわち、第１のスイッチング素子１９及び第４のスイッチング素子２２は図２のフルブリッジドライブ信号Ｓ１でドライブされ、フルブリッジドライブ信号Ｓ１が高レベルのときオンする。第１のスイッチング素子１９及び第４のスイッチング素子２２がオンすると、一方の入力端子１１から第１のスイッチング素子１９、ＬＣ直列共振回路２４、変圧トランス２５の１次巻線２６、第４のスイッチング素子２２を順次経由して他方の入力端子１３に電流が流れ、変圧トランス２５の１次巻線２６には図２のＬＣ共振電流Ｓ４が流れる。変圧トランス２５の１次巻線２６に図２のＬＣ共振電流Ｓ４が流れることにより、変圧トランス２５の２次巻線２７に誘起された電流は整流回路２８で整流されて出力端子２９，３０には図２の２次側電流（整流出力）Ｓ５が抽出される。
【００１８】
また、第２のスイッチング素子２０及び第３のスイッチング素子２１は図２のフルブリッジドライブ信号Ｓ２でドライブされ、フルブリッジドライブ信号Ｓ２が高レベルのときオンする。第２のスイッチング素子２０及び第３のスイッチング素子２１がオンすると、一方の入力端子１１から第３のスイッチング素子２１、変圧トランス２５の１次巻線２６、ＬＣ直列共振回路２４、第２のスイッチング素子２０を順次経由して他方の入力端子１３に電流が流れ、変圧トランス２５の１次巻線２６には図２のＬＣ共振電流Ｓ４が流れる。変圧トランス２５の１次巻線２６に図２のＬＣ共振電流Ｓ４が流れることにより、変圧トランス２５の２次巻線２７に誘起された電流は整流回路２８で整流されて出力端子２９，３０には図２の２次側電流（整流出力）Ｓ５が抽出される。
【００１９】
出力端子２９，３０に抽出された図２の２次側電流（整流出力）Ｓ５は一定周期で急速放電を行うコンデンサ負荷４１に供給され、コンデンサ負荷４１は図３に示すようにｔ１で充電を開始し、出力電圧は図３のＡに示すように徐々に高くなって設定電圧Ｖ１になる。すなわち、フルブリッジ回路２３及びＬＣ直列共振回路２４で構成される定電流充電回路への一定周期の充電開始信号（フルブリッジドライブ信号Ｓ１，Ｓ２）を受けて、コンデンサ負荷４１への定電流給電が開始される。
【００２０】
出力端子２９，３０への出力電圧は、出力分圧抵抗３１，３２で分圧されて誤差増幅器３３の＋側入力端に加えられ、基準電圧Ｖ０と比較・増幅される。出力端子２９，３０への出力電圧が設定電圧Ｖ１を超えると、誤差増幅器３３の＋側入力端に加えられる出力分圧抵抗３１，３２で分圧された電圧が基準電圧Ｖ０を超え、図２の誤差増幅器３３の出力信号Ｓ３が＋（高レベル）となる。誤差増幅器３３の＋（高レベル）出力信号Ｓ３は絶縁回路３４を介してシャント回路４０のトランジスタ３５をドライブする。トランジスタ３５はベースに＋（高レベル）出力が加えられてオンし、トランジスタ３５のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスを下げる。このとき、ＬＣ直列共振回路２４側（変圧トランス２５の１次側）からみると、トランジスタ３５のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスは負荷側のインピーダンスの変圧トランス２５の１次変換分と並列に接続されたことになり、ＬＣ直列共振回路２４のＬＣ共振電流Ｓ４は分流されることとなる。
【００２１】
すなわち、ＬＣ直列共振回路２４のＬＣ共振電流Ｓ４の一部は第５のダイオード３６、第６のダイオード３７、第７のダイオード３８、及び第８のダイオード３９よりなる整流回路を介してシャント回路４０のトランジスタ３５のコレクタ・エミッタに流れる。図２の破線で示す波形はトランジスタ３５のコレクタ・エミッタ間に流れるシャント回路電流Ｓ６である。
【００２２】
出力端子２９，３０への出力電圧が設定電圧Ｖ１に到達以降は、負荷側へ伝送される電流は余剰となることから、変圧トランス２５の１次側のシャント回路４０でバイパスする。この一連の動作を、連続的に行うことにより、図３のＢに示すように、出力電圧を一定の設定電圧Ｖ１に維持制御することができる。図２の時間ｔ３は出力端子２９，３０への出力電圧を一定の設定電圧Ｖ１で所定時間維持するのに必要な時間に余剰分（誤差分）を加えた時間である。
【００２３】
出力端子２９，３０への出力電圧は一定の設定電圧Ｖ１で所定時間維持された後、図３に示されるように時間ｔ２で出力端子２９，３０に接続されたコンデンサ負荷４１は急速に放電する。コンデンサ負荷４１は一定周期で急速放電を行う。
【００２４】
次に、本発明の第１の実施形態に係る電源装置の動作条件の一例を示す。
【００２５】
・設定電圧Ｖ１                              ：５０ＫＶ
・充電開始から設定電圧Ｖ１到達までの時間    ：１６ｍｓ
・設定電圧Ｖ１を維持する時間                ：２ｍｓ
・ＬＣ共振電流Ｓ４の周期（休止期間を含む）  ：２５μｓ
ＬＣ直列共振回路で構成される定電流源＋シャントレギュレータの組み合わせで定電圧源を生成する場合、フィードバックループの中に遅れの要素が少なく、応答性の速い定電圧源が実現できることから、この特性を応用したものである。
【００２６】
すなわち、出力電圧が設定電圧に到達した時点で誤差増幅器の比較信号が＋出力となりシャント回路をドライブし、ＬＣ共振電流を分流する。負荷側に伝送する電流は、出力電圧を設定電圧に維持するに足りる電流のみに制限する動作を連続的（２ｍｓ）に行う。上述のようにフィードバックループの中に積極的な遅れの要素を持たないため、設定電圧までの制定時間が短くできる。数μｓ程度が期待でき、動的外乱に対する圧縮率が高いことを意味する。シャント回路の代わりにシリーズレギュレータを利用する方法があるが、この方法は回路中に遅れの要素が原理的に必要となり、制定までに時間がかかる。
【００２７】
また、静的外乱に対しては、他の方式と同様、誤差増幅器の利得での圧縮となる。要求に見合った利得を選択すればよい。
【００２８】
図４は本発明の第２の実施形態に係る電源装置を示す回路図である。図４中、図１と同一部分は同一符号を付してその説明を省略する。すなわち、変圧トランス２５に３次巻線４２を追加して設け、変圧トランス２５の３次巻線４２を利用してシャント回路４０を接続する。この場合にも、出力電圧が一定の設定電圧Ｖ１を超えると、変圧トランス２５の２次側に流れる電流を減少させることができる。尚、変圧トランス２５の３次巻線４２を利用する場合には、変圧トランス２５で絶縁できることから、絶縁回路３４を省略してもよい。
【００２９】
以上のように、一定周期で急速放電を行うコンデンサ負荷に安定的に充電するためのフルブリッジ回路及びＬＣ直列共振回路を用いた定電流電源において、ＬＣ直列共振後のトランスにて変圧する前の１次側電流を、設定電圧到達時点からシャント回路により分流し、余分な電力が２次側へ伝送されることを防ぎ、出力電圧を安定的に制御維持するための回路方式を得ることができる。
【００３０】
なお、本発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電源装置を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る電源装置動作時の各部の信号波形を示す波形図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る電源装置の出力電圧波形を示す波形図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る電源装置を示す回路図である。
【図５】本発明の第１の実施形態に係る絶縁回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３２】
１１…一方の入力端子、１２…直流電源、１３…他方の入力端子、１４…コンデンサ、１５…第１のダイオード、１６…第２のダイオード、１７…第３のダイオード、１８…第４のダイオード、１９…第１のスイッチング素子、２０…第２のスイッチング素子、２１…第３のスイッチング素子、２２…第４のスイッチング素子、２３…フルブリッジ回路、２４…ＬＣ直列共振回路、２５…変圧トランス、２６…１次巻線、２７…２次巻線、２８…整流回路、２９，３０…出力端子、３１，３２…出力分圧抵抗、３３…誤差増幅器、３４…絶縁回路、３５…トランジスタ、３６…第５のダイオード、３７…第６のダイオード、３８…第７のダイオード、３９…第８のダイオード、４０…シャント回路、４１…コンデンサ負荷、４２…３次巻線。
【図１】
2008271716.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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