(57)【要約】【課題】9スイッチインバータ及びその拡張型インバータに関し、複数台のモータを同時独立に制御するためのスイッチング制御方法及び制御装置、制御プログラムを確立する。【解決手段】図1に示すように、2台の三相交流モータを駆動制御する3個のスイッチング素子からなるＵ，Ｖ，Ｗ相用レグを備えた9スイッチインバータのスイッチ部１の制御部２は、第1、第2の各モータの電圧指令信号ｖ＊ｉ１及びｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないように前記各電圧指令信号に夫々オフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１及びｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正部と、前記補正信号波のＰＷＭ変調を行なうＰＷＭ変調部と、その結果に基づき前記各レグの３個のスイッチング素子の中の２個のスイッチング素子の導通を決めるスイッチングモードを決定するスイッチングモード決定手段とを備えて構成されている。【選択図】図１
2008154318.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる9個のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段は３段に直列接続された三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）用のレグを構成し、各レグの前記スイッチング手段の１段目と2段目の各接続点からは各駆動線を介して第1の交流モータを駆動し、前記スイッチング手段の２段目と３段目の各接続点からは各駆動線を介して第2の交流モータを駆動する構成を備えたスイッチ部を、前記第1、第2の各交流モータに対する電圧指令信号に基づいて各々独立に駆動制御する9スイッチインバータ制御方法であって、
各相ごとの各交流モータに対する前記電圧指令信号の値域が互いに重ならないように補正を施した補正信号波を生成する指令信号補正工程と、
前記補正信号波をパルス幅変調してパルス信号を生成するパルス幅変調工程と、
各相ごとの各モータに対する前記パルス信号のオンオフの組合せに基づき、前記各レグごとに、3個の前記スイッチング素子中の2個の前記スイッチング素子の導通を決めるスイッチングモード決定工程と、
を備えたことを特徴とする9スイッチインバータ制御方法。
【請求項２】
前記請求項1に記載の9スイッチインバータ制御方法であって、
前記指令信号補正工程は、前記第1及び第2のモータに対する各相の前記電圧指令値ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、各α倍する規格化演算を施し、それらの内の最大振幅値をＥ／４（Ｅは直流リンク電圧）に制限された規格化電圧指令信号αｖ＊ｉ１、αｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、さらに、前記規格化電圧指令信号に対して、各モータごとに夫々一定電圧（（３／４）Ｅ、（１／４）Ｅ）のオフセット補正を加えた補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、
前記パルス幅変調工程は、前記各補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）と搬送波としての三角波Ｖcとの大小比較、すなわち、ｖｍ＊ｉ１−Ｖc（及びｖｍ＊ｉ２−Ｖc）（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の正負に対応して、パルス信号ＣＰi1（及びＣＰi2）＝１又は０（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、
前記スイッチングモード決定工程は、各相（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）ごとに、前記パルス信号に基づき、ＣＰi1＝１で且つＣＰi2＝１のときは、ｉ相用レグの1段目と2段目のスイッチング素子をオン状態（スイッチングモードＳＭ１）にし、ＣＰi1＝1で且つＣＰi2＝０のときは、ｉ相用レグの1段目と３段目のスイッチング素子をオン状態（スイッチングモードＳＭ２）にし、ＣＰi1＝０で且つＣＰi2＝０のときは、ｉ相用レグの２段目と３段目のスイッチング素子をオン状態（スイッチングモードＳＭ３）にする、
ことを特徴とする9スイッチインバータ制御方法。
【請求項３】
スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる３（ｎ＋１）個（ｎは2以上の自然数）のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段はｎ＋１段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、前記各レグは１段目の前記スイッチング手段を介して直流電源の正極に接続され、ｎ＋１段目の前記スイッチング手段を介して前記直流電源の負極に帰路が構成され、ｎ台の交流モータが前記各レグの前記スイッチング手段のｍ段目と（ｍ＋１）段目（ｍ＝１，・・，ｎ）の各接続点から各駆動線を介して第ｍ番目の前記交流モータが駆動される構成のスイッチ部を、前記各交流モータに対する電圧指令信号に基づいて駆動制御する拡張型インバータ制御方法であって、
前記各電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々オフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正工程と、
前記補正信号波の電圧値に比例したパルス幅を有するパルス信号ＣＰi1、・・・、ＣＰiｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を夫々生成するＰＷＭ変調工程と、
前記パルス信号ＣＰi1、・・・、ＣＰiｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づいて前記各レグが備えるｎ＋１個のスイッチング素子中のｎ個のスイッチング素子の導通を決めるｎ＋１通りのスイッチングモードを各相ごとの独立に決定するスイッチングモード決定工程と、
を備えていることを特徴とする拡張型インバータ制御方法。
【請求項４】
前記請求項３に記載の拡張型インバータ制御方法であって、
前記指令信号補正工程は、前記ｎ台のモータに対する各相の前記電圧指令値ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、各α倍する規格化演算を施し、それらの内の最大振幅値をＥ／２ｎ（Ｅは直流リンク電圧）に制限された規格化電圧指令信号αｖ＊ｉ１、・・・、αｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、さらに、前記規格化電圧指令信号に対して、第ｍ番目（ｍ＝１，・・・，ｎ）のモータに対してはオフセット電圧Ｖom（＝（２ｎ−（２ｍ−１））Ｅ／２ｎ））を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、
前記パルス幅変調工程は、前記各補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）と搬送波としての三角波Ｖcとの大小比較、すなわち、ｖｍ＊ｉ１−Ｖc、・・・、ｖｍ＊ｉｎ−Ｖc）（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の正負に対応して、パルス信号ＣＰi1、・・・、ＣＰin＝１又は０（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、
前記スイッチングモード決定工程は、各相（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）ごとに、前記パルス信号に基づき、ＣＰi1＝１、ＣＰi2＝１、・・・、ＣＰin＝１のときは、ｉ相用レグの（ｎ＋１）段目のスイッチング素子のみをオフ状態（スイッチングモードＳＭ１）にし、
ＣＰi1＝１、・・・、ＣＰi(ｎ-1)＝１で且つＣＰin＝０のときは、ｉ相用レグのｎ段目のスイッチング素子のみをオフ状態（スイッチングモードＳＭ２）にし、一般にＣＰin＝１、・・、ＣＰi(ｎ-(m-1))＝１で且つＣＰi(n-(m-2))＝０、・・、ＣＰin＝０ときは、ｉ相用レグの（ｎ＋２−ｍ）段目のスイッチング素子のみをオフ状態（スイッチングモードＳＭｍ）にし、ＣＰi1＝０、・・・、ＣＰin＝０のときは、ｉ相用レグの1段目のスイッチング素子のみをオフ状態（スイッチングモードＳＭ(n+1)）にする、
ことを特徴とする拡張型インバータ制御方法。
【請求項５】
スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる9個のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段は３段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、前記各レグは１段目の前記スイッチング手段を介して直流電源の正極に接続され、3段目の前記スイッチング手段を介して前記直流電源の負極に帰路が構成され、各レグの前記スイッチング手段の１段目と2段目の各接続点からは各駆動線を介して第1の交流モータが駆動され、前記スイッチング手段の２段目と３段目の各接続点からは各駆動線を介して第2の交流モータが駆動される構成のスイッチ部を、前記第1、第2の各交流モータに対する各電圧指令信号に基づいて駆動制御する9スイッチインバータ制御装置であって、
前記制御部は、前記各電圧指令信号ｖ＊ｉ１及びｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々オフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１及びｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正部と、前記補正信号波のＰＷＭ変調を行なうＰＷＭ変調部と、その結果に基づき前記各レグの３個のスイッチング素子の中の２個のスイッチング素子の導通を決めるスイッチングモードを決定するスイッチングモード決定手段と、
を備えていることを特徴とする９スイッチインバータ制御装置。
【請求項６】
スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる３（ｎ＋１）個（ｎは2以上の自然数）のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段はｎ＋１段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、ｎ台の交流モータが前記各レグの前記スイッチング手段のｍ段目と（ｍ＋１）段目（ｍ＝１，・・，ｎ）の各接続点から各駆動線を介して第ｍ番目の前記交流モータが駆動される構成のスイッチ部を、前記各交流モータに対する電圧指令信号に基づいて駆動制御する拡張型インバータ制御装置であって、
前記制御部は、前記各電圧指令信号ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２、・・ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々異なるオフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２、・・ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正部と、前記補正信号波のＰＷＭ変調を行なうＰＷＭ変調部と、その結果から前記各相のスイッチング素子の導通、非導通を決めるスイッチングモードを決定するスイッチングモード決定手段と、
を備えていることを特徴とする拡張型インバータ制御装置。
【請求項７】
2台の交流モータを独立に駆動制御するスイッチ部と制御部を備えた9スイッチインバータ装置であって、
前記スイッチ部は、スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる9個のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段は３段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、各相の前記スイッチング手段の１段目と2段目の各接続点からは各駆動線を介して第1の前記交流モータが駆動され、前記スイッチング手段の２段目と３段目の各接続点からは各駆動線を介して第2の前記交流モータが駆動される構成を備え、
前記制御部は、前記第1及び第2の交流モータに対する各電圧指令信号ｖ＊ｉ１及びｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づいて、前記スイッチ部を制御するために、
前記各電圧指令信号ｖ＊ｉ１及びｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々オフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１及びｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正部と、
前記補正信号波のＰＷＭ変調を行なうＰＷＭ変調部と、
その結果に基づき前記各レグの３個のスイッチング素子の中の2個のスイッチング素子の導通を決めるスイッチングモードを決定するスイッチングモード決定手段と、
を備えていることを特徴とする9スイッチインバータ装置。
【請求項８】
ｎ台（ｎは2以上の自然数）の交流モータを独立に駆動制御するスイッチ部と制御部を備えた拡張型インバータ装置であって、
前記スイッチ部は、スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる３（ｎ＋１）個のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段は（ｎ＋１）段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、ｎ台の交流モータが前記各レグの前記スイッチング手段のｍ段目と（ｍ＋１）段目（ｍ＝１，・・，ｎ）の各接続点から各駆動線を介して第ｍ番目の前記交流モータが駆動される構成を備え、
前記制御部は、前記交流モータに対する各電圧指令信号ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２、・・ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々異なるオフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２、・・ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正部と、前記補正信号波のＰＷＭ変調を行なうＰＷＭ変調部と、その結果から前記各相のスイッチング素子の導通、非導通を決めるスイッチングモードを決定するスイッチングモード決定手段と、
を備えていることを特徴とする拡張型インバータ装置。
【請求項９】
前記請求項６に記載の9スイッチインバータ装置が備える電圧指令信号補正部において、
第1及び第2のモータに対する補正信号波ｖｍ＊ｉ１及びｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に
各電圧指令信号ｖ＊ｉ１及びｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の振幅の１／６の振幅を備える各3倍高調波を加算する回路を備えていることを特徴とする9スイッチインバータ装置。
【請求項１０】
前記請求項７に記載の拡張型インバータ装置が備える電圧指令信号補正部において、
ｎ台の各モータに対する補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に
各電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の振幅の１／６の振幅を備える各3倍高調波を加算する回路を備えていることを特徴とする拡張型インバータ装置。
【請求項１１】
スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる9個のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段は３段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、各相の前記スイッチング手段の１段目と2段目の各接続点からは各駆動線を介して第1の交流モータが駆動され、前記スイッチング手段の２段目と３段目の各接続点からは各駆動線を介して第2の交流モータが駆動される構成のスイッチ部を、前記第1、第2の各交流モータに対する各電圧指令信号に基づいて駆動制御する９スイッチインバータ制御プログラムであって、
前記電圧指令信号ｖ＊ｉ１及びｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々オフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１及びｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正処理と、
前記補正信号波の電圧値に比例したパルス幅を有するパルス信号ＣＰi1，ＣＰi2（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を夫々生成するパルス幅変調処理と、
前記パルス信号ＣＰi1，ＣＰi2（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づいて前記各レグの3個のスイッチング素子中の2個のスイッチング素子の導通を決める3つのスイッチングモードを各々独立に決定するスイッチングモード決定処理と、
をコンピュータに実行させるように構成したことを特徴とする9スイッチインバータ制御プログラム。
【請求項１２】
スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる３（ｎ＋１）個（ｎは2以上の自然数）のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段はｎ＋１段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、ｎ台の交流モータが前記各レグの前記スイッチング手段のｍ段目と（ｍ＋１）段目（ｍ＝１，・・，ｎ）の各接続点から各駆動線を介して第ｍ番目の前記交流モータが駆動される構成のスイッチ部を、前記各交流モータに対する電圧指令信号に基づいて駆動制御する拡張型インバータ制御プログラムであって、
前記各電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々オフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正処理と、
前記補正信号波の電圧値に比例したパルス幅を有するパルス信号ＣＰi1、・・・、ＣＰiｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を夫々生成するＰＷＭ変調処理と、
前記パルス信号ＣＰi1、・・・、ＣＰiｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づいて前記各レグが備えるｎ＋１個のスイッチング素子中のｎ個のスイッチング素子の導通を決めるｎ＋１通りのスイッチングモードを各相ごとの独立に決定するスイッチングモード決定処理と、
を備えていることを特徴とする拡張インバータ制御プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、逆変換器（インバータ）に関し、特に２台の交流電動機の独立駆動が可能な9スイッチインバータ装置及びその制御方法並びにｎ台の交流機の独立駆動が可能な拡張型インバータ及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電動機を可変速駆動・制御をするために直流電力を交流電力に変換する逆変換器（インバータ）は不可欠である。現在、広く使用される三相交流用のインバータは、通常、スイッチング素子２個を直列接続した「レグ」を，三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ各相）用に3個並列接続し、これらの「レグ」の両端を直流電源に接続し、3つの「レグ」中点からはＵ，Ｖ，Ｗ相の電力線でモータを駆動する構成をとっている。
【０００３】
最近、図１５（ａ）に示すように、２台のモータを制御する９個のスイッチング素子を備えた９スイッチインバータが提案されている（特許文献１）。2台の通常のインバータ（スイッチング素子は合計12個）を使う場合よりも高価なスイッチング素子が３個減っており、装置の小型、経済化にメリットがあるとされる。
【０００４】
文献１によると、確かにスイッチング素子数は減少しているが、第１のモータ５ａが動作しているときは、第２のモータ５ｂは停止しており、また、第２のモータが動作しているときは第１のモータは停止するという使用法のみである。すなわち、モータ５ａを駆動制御するときは、三段目のスイッチング素子１ｃ，１ｆ，１ｉを全て導通（オン）状態にして、残りの１，２段目の６個のスイッチング素子を通常のインバータと同様に用いる。また、モータ５ｂを駆動制御するときは、１段目のスイッチング素子１ａ，１ｄ，１ｇを全て導通（オン）状態にして、残りの２，３段目の６個のスイッチング素子を通常のインバータと同様に用いるというものであり、同時にモータを駆動制御するものではない。
【０００５】
また、図１５（ｂ）に示すように、同様の９スイッチインバータが開示されている（特許文献２）。この文献では、２台のモータ１２ａ，１２ｂは、同時に回転するが、「同一速度で回転される」（００２５段）「複数のモータ１２ａ，１２ｂを共通に制御する」（００２７段）のであって、独立に制御されてはいない。このことは、スイッチング素子の導通、非導通を示すスイッチングパターン（同文献中の図２）を見ても２台のモータには常に同じ電流しか流れないことからも確認できる。
【０００６】
なお、この特許文献２には、３台のモータ制御のためにスイッチング素子を４段直列接続した例があるが、同様に３台のモータは同一の回転速度で回るのみで独立に制御されていない。
なお、本文献のスイッチング素子には還流ダイオードが逆並列接続されていないので、この構成では正常な動作は不可能であると思われる。
【特許文献１】特開２００４−１１２９７０号公報
【特許文献２】特開２０００−２７８９８１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記例示した従来の2台の交流モータ駆動用9スイッチインバータは、スイッチング素子の数は減少しても、2台のモータを同時には制御出来ないという問題、あるいは、同時に回転させるにしても、独立に回転数を制御する制御方法は開示されておらず、９スイッチインバータを用いて、２台のモータを同時に独立して駆動制御するというスイッチング制御方法は、いまだ確立されていないという問題があった。
【０００８】
本発明は、上記問題に鑑み、9スイッチインバータ及びその拡張型インバータに関し、2台以上のモータを同時独立に制御するためのスイッチング制御方法及び制御装置、制御プログラムの構成法を確立することによって設備容量の効率化、経済化を図った9スイッチ及び拡張型インバータ装置を提供することを、その目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明にかかる9スイッチインバータ制御方法は、スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる9個のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段は３段に直列接続された三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）用のレグを構成し、各レグの前記スイッチング手段の１段目と2段目の各接続点からは各駆動線を介して第1の交流モータを駆動し、前記スイッチング手段の２段目と３段目の各接続点からは各駆動線を介して第2の交流モータを駆動する構成を備えたスイッチ部を、前記第1、第2の各交流モータに対する電圧指令信号に基づいて各々独立に駆動制御するために、各相ごとの各交流モータに対する前記電圧指令信号の値域が互いに重ならないように補正を施した補正信号波を生成する指令信号補正工程と、前記補正信号波をパルス幅変調してパルス信号を生成するパルス幅変調工程と、各相ごとの各モータに対する前記パルス信号のオンオフの組合せに基づき、前記各レグごとに、3個の前記スイッチング素子中の2個の前記スイッチング素子の導通を決めるスイッチングモード決定工程と、を備えたことを特徴とする（請求項1）。
【００１０】
これによって、従来よりもスイッチング素子数を減らし設備容量の軽減を図った9スイッチインバータのスイッチ部を制御する制御方法として、2台のモータには直流リンク電圧かまたは地電位が必ず印加されるという条件、すなわち、各相（レグ）の3個のスイッチング素子中の2個のスイッチング素子を同時にオンにするという3つのスイッチングモードを採用し、各モータに対する電圧指令信号に基づいて、各相（各レグ）ごとに独立にオンオフ制御するパルス幅変調方式を使い、2台の交流モータを同時に独立して駆動制御できる制御方法を可能としている。補正のために電圧指令信号に加えられたオフセット電圧は、モータに印加される各相の電位にも影響を与えるが、モータに対する実効的な電圧は各相間の差動電圧であるので、最終的にはオフセット電圧の影響はなくなる。
【００１１】
ここで、前記9スイッチインバータ制御方法において、前記指令信号補正工程は、前記第1及び第2のモータに対する各相の前記電圧指令値ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、各α倍する規格化演算を施し、それらの内の最大振幅値をＥ／４（Ｅは直流リンク電圧）に制限された規格化電圧指令信号αｖ＊ｉ１、αｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、さらに、前記規格化電圧指令信号に対して、各モータごとに夫々一定電圧（（３／４）Ｅ、（１／４）Ｅ）のオフセット補正を加えた補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、前記パルス幅変調工程は、前記各補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）と搬送波としての三角波Ｖcとの大小比較、すなわち、ｖｍ＊ｉ１−Ｖc（及びｖｍ＊ｉ２−Ｖc）（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の正負に対応して、パルス信号ＣＰi1（及びＣＰi2）＝１又は０（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、前記スイッチングモード決定工程は、各相（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）ごとに、前記パルス信号に基づき、ＣＰi1＝１、かつ、ＣＰi2＝１、のときは、ｉ相用レグの1段目と2段目のスイッチング素子をオン状態（スイッチングモードＳＭ１）にし、ＣＰi1＝１、かつ、ＣＰi2＝０、のときは、ｉ相用レグの1段目と３段目のスイッチング素子をオン状態（スイッチングモードＳＭ２）にし、ＣＰi1＝０、かつ、ＣＰi2＝０、のときは、ｉ相用レグの２段目と３段目のスイッチング素子をオン状態（スイッチングモードＳＭ３）にすることとしてもよい（請求項２）。
【００１２】
これによって、2台のモータに対する電圧指令信号に基づき、これらからスイッチングモードを選択する具体的な方法が示され、3個のスイッチング素子中の2個のスイッチング素子を同時にオンにするという特徴を備えた３つのスイッチングモードのみを使い、設備容量の軽減を図った9スイッチインバータを用いて、2台の交流モータを同時に独立して駆動制御できる制御方法を可能とした。
【００１３】
上記の目的を達成するため、本発明に係る拡張型インバータ制御方法は、スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる３（ｎ＋１）個（ｎは2以上の自然数）のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段はｎ＋１段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、前記各レグは１段目の前記スイッチング手段を介して直流電源の正極に接続され、ｎ＋１段目の前記スイッチング手段を介して前記直流電源の負極に帰路が構成され、ｎ台の交流モータが前記各レグの前記スイッチング手段のｍ段目と（ｍ＋１）段目（ｍ＝１，・・，ｎ）の各接続点から各駆動線を介して第ｍ番目の前記交流モータが駆動される構成のスイッチ部を、前記各交流モータに対する電圧指令信号に基づいて駆動制御するため、前記各電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々オフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正工程と、前記補正信号波の電圧値に比例したパルス幅を有するパルス信号ＣＰi1、・・・、ＣＰiｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を夫々生成するＰＷＭ変調工程と、前記パルス信号ＣＰi1、・・・、ＣＰiｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づいて前記各レグが備えるｎ＋１個のスイッチング素子中のｎ個のスイッチング素子の導通を決めるｎ＋１通りのスイッチングモードを各相ごとの独立に決定するスイッチングモード決定工程とを備えていることを特徴とする（請求項３）。
【００１４】
これによって、スイッチング素子数を従来に比べ格段に減らした拡張型インバータ装置を使ってｎ台（ｎは2以上の自然数）のモータを駆動制御する方法として、ｎ台のモータに直流リンク電圧かまたは地電位が必ず印加されるという条件、すなわち、（ｎ＋１）個のスイッチング素子中のｎ個のスイッチング素子を同時にオンにするという特徴を備えた（ｎ＋１）個のスイッチングモードのみを採用して、各相（各レグ）ごとに独立にオンオフ制御するパルス幅変調方式を使い、ｎ台の交流モータを同時に独立して駆動制御できる制御方法を可能とした。
【００１５】
ここで、前記拡張型インバータ制御方法において、前記指令信号補正工程は、前記ｎ台のモータに対する各相の前記電圧指令値ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、各α倍する規格化演算を施し、それらの内の最大振幅値をＥ／２ｎ（Ｅは直流リンク電圧）に制限された規格化電圧指令信号αｖ＊ｉ１、・・・、αｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、さらに、前記規格化電圧指令信号に対して、第ｍ番目（ｍ＝１，・・・，ｎ）のモータに対してはオフセット電圧Ｖom（＝（２ｎ−（２ｍ−１））Ｅ／２ｎ））を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、前記パルス幅変調工程は、前記各補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）と搬送波としての三角波Ｖcとの大小比較、すなわち、ｖｍ＊ｉ１−Ｖc、・・・、ｖｍ＊ｉｎ−Ｖc）（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の正負に対応して、パルス信号ＣＰi1、・・・、ＣＰin＝１又は０（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成し、
前記スイッチングモード決定工程は、各相（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）ごとに、前記パルス信号に基づき、ＣＰi1＝１、ＣＰi2＝１、・・・、ＣＰin＝１、のときは、ｉ相用レグの（ｎ＋１）段目のスイッチング素子のみをオフ状態（スイッチングモードＳＭ１）にし、ＣＰi1＝１、・・・、ＣＰi(ｎ-1)＝１、ＣＰin＝０、のときは、ｉ相用レグのｎ段目のスイッチング素子のみをオフ状態（スイッチングモードＳＭ２）にし、一般にＣＰin＝１、・・、ＣＰi(ｎ-(m-1))＝１、ＣＰi(n-(m-2))＝０、・・、ＣＰin＝０、ときは、ｉ相用レグの（ｎ＋２−ｍ）段目のスイッチング素子のみをオフ状態（スイッチングモードＳＭｍ）にし、ＣＰi1＝０、・・・、ＣＰin＝０、のときは、ｉ相用レグの1段目のスイッチング素子のみをオフ状態（スイッチングモードＳＭ(n+1)）にすることとしてもよい（請求項４）。
【００１６】
これによって、ｎ台のモータに対する各電圧指令信号に基づき、これらからスイッチングモードを選択する具体的方法が示され、各モータには直流リンク電圧かまたは地電位が必ず印加されるという条件、すなわち、ｎ＋１個のスイッチング素子中のｎ個のスイッチング素子を同時にオンにする（どれか1個のスイッチング素子だけオフにする）という特徴を備えた（ｎ＋１）個のスイッチングモードのみを使い、従来よりもスイッチング素子数を大幅に減らし設備容量の軽減を図った拡張型インバータを用いて、ｎ台の交流モータを同時に独立して駆動制御できる制御方法を可能とした。
【００１７】
上記目的を達成するため、本発明に係る9スイッチインバータ制御装置は、スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる9個のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段は３段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、前記各レグは１段目の前記スイッチング手段を介して直流電源の正極に接続され、3段目の前記スイッチング手段を介して前記直流電源の負極に帰路が構成され、各レグの前記スイッチング手段の１段目と2段目の各接続点からは各駆動線を介して第1の交流モータが駆動され、前記スイッチング手段の２段目と３段目の各接続点からは各駆動線を介して第2の交流モータが駆動される構成のスイッチ部を、前記第1、第2の各交流モータに対する各電圧指令信号に基づいて駆動制御するため、前記制御部は、前記各電圧指令信号ｖ＊ｉ１及びｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々オフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１及びｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正部と、前記補正信号波のＰＷＭ変調を行なうＰＷＭ変調部と、その結果に基づき前記各レグの３個のスイッチング素子の中の２個のスイッチング素子の導通を決めるスイッチングモードを決定するスイッチングモード決定手段と、を備えていることを特徴とする（請求項５）
これによって、従来よりもスイッチング素子数を減らした9スイッチインバータを用いて、2台の交流モータを同時に独立して駆動制御できるインバータ制御部が実現でき、2台の三相交流モータ駆動制御時のインバータの経済化と効率化，小型化が可能になった。
【００１８】
上記目的を達成するため、本発明に係る拡張型インバータ制御装置は、スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる３（ｎ＋１）個（ｎは2以上の自然数）のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段はｎ＋１段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、ｎ台の交流モータが前記各レグの前記スイッチング手段のｍ段目と（ｍ＋１）段目（ｍ＝１，・・，ｎ）の各接続点から各駆動線を介して第ｍ番目の前記交流モータが駆動される構成のスイッチ部を、前記各交流モータに対する電圧指令信号に基づいて駆動制御するため、前記制御部は、前記各電圧指令信号ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２、・・ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々異なるオフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２、・・ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正部と、前記補正信号波のＰＷＭ変調を行なうＰＷＭ変調部と、その結果から前記各相のスイッチング素子の導通、非導通を決めるスイッチングモードを決定するスイッチングモード決定手段とを備えていることを特徴とする（請求項６）。
【００１９】
これによって、従来よりもスイッチング素子数を（３ｎ−３）個減らした拡張型スイッチインバータを用いて、ｎ台の交流モータを同時に独立して駆動制御できる拡張型インバータ制御部が実現でき、ｎ台の三相交流モータ駆動制御時のインバータの経済化と効率化，小型化を可能にした。
【００２０】
上記目的を達成するため、本発明に係る9スイッチインバータ装置は、2台の交流モータを独立に駆動制御するスイッチ部と制御部を備え、前記スイッチ部は、スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる9個のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段は３段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、各相の前記スイッチング手段の１段目と2段目の各接続点からは各駆動線を介して第1の前記交流モータが駆動され、前記スイッチング手段の２段目と３段目の各接続点からは各駆動線を介して第2の前記交流モータが駆動される構成を備え、前記制御部は、前記第1及び第2の交流モータに対する各電圧指令信号ｖ＊ｉ１及びｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づいて、前記スイッチ部を制御するために、前記各電圧指令信号ｖ＊ｉ１及びｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々オフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１及びｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正部と、前記補正信号波のＰＷＭ変調を行なうＰＷＭ変調部と、その結果に基づき前記各レグの３個のスイッチング素子の中の2個のスイッチング素子の導通を決めるスイッチングモードを決定するスイッチングモード決定手段と、を備えていることを特徴とする（請求項７）。
【００２１】
これによって、従来よりもスイッチング素子数を減らした9スイッチインバータのスイッチ部から駆動される2台の交流モータの独立駆動制御を可能にし、経済化と効率化，小型化を実現した9スイッチインバータ装置を提供できる。
【００２２】
さらに、拡張型インバータ装置は、ｎ台（ｎは2以上の自然数）の交流モータを独立に駆動制御するスイッチ部と制御部を備え、前記スイッチ部は、スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる３（ｎ＋１）個のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段は（ｎ＋１）段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、ｎ台の交流モータが前記各レグの前記スイッチング手段のｍ段目と（ｍ＋１）段目（ｍ＝１，・・，ｎ）の各接続点から各駆動線を介して第ｍ番目の前記交流モータが駆動される構成を備え、前記制御部は、前記交流モータに対する各電圧指令信号ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２、・・ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々異なるオフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２、・・ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正部と、前記補正信号波のＰＷＭ変調を行なうＰＷＭ変調部と、その結果から前記各相のスイッチング素子の導通、非導通を決めるスイッチングモードを決定するスイッチングモード決定手段とを備えていることを特徴とする（請求項８）。
【００２３】
これによって、従来よりもスイッチング素子数を大幅に減らした拡張型インバータのスイッチ部から駆動されるｎ台の交流モータを同時独立して駆動制御し、経済化と効率化，小型化を実現した拡張型インバータ装置を提供できる。
【００２４】
また、前記9スイッチインバータ装置が備える電圧指令信号補正部において、第1及び第2のモータに対する補正信号波ｖｍ＊ｉ１及びｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に各電圧指令信号ｖ＊ｉ１及びｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の振幅の１／６の振幅を備える各3倍高調波を加算する回路を備えていてもよい（請求項9）。
これによって、電圧利用率が４３．３％から、５０％にまで向上でき、2台のモータを駆動制御する9スイッチインバータの性能向上、利用範囲の拡大等を図ることができる。
【００２５】
さらに、前記拡張型インバータ装置が備える電圧指令信号補正部において、ｎ台の各モータに対する補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に各電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の振幅の１／６の振幅を備える各3倍高調波を加算する回路を備えていてもよい（請求項１０）。
これによって、電圧利用率が２／√３倍に向上でき、ｎ台のモータを駆動制御する拡張型インバータの性能向上、利用範囲の拡大等を図ることができる。
【００２６】
上記目的を達成するため、本発明に係る9スイッチインバータ制御プログラムは、スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる9個のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段は３段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、各相の前記スイッチング手段の１段目と2段目の各接続点からは各駆動線を介して第1の交流モータが駆動され、前記スイッチング手段の２段目と３段目の各接続点からは各駆動線を介して第2の交流モータが駆動される構成のスイッチ部を、前記第1、第2の各交流モータに対する各電圧指令信号に基づいて駆動制御するため、前記電圧指令信号ｖ＊ｉ１及びｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々オフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１及びｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正処理と、前記補正信号波の電圧値に比例したパルス幅を有するパルス信号ＣＰi1，ＣＰi2（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を夫々生成するパルス幅変調処理と、前記パルス信号ＣＰi1，ＣＰi2（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づいて前記各レグの3個のスイッチング素子中の2個のスイッチング素子の導通を決める3つのスイッチングモードを各々独立に決定するスイッチングモード決定処理と、をコンピュータに実行させるように構成したことを特徴とする（請求項１１）。
これによって、制御部のプログラム化がはかれ、低価格化と仕様変更等に柔軟に対応することが可能になる。
【００２７】
また、上記目的を達成するため、本発明に係る拡張インバータ制御プログラムは、スイッチング素子とこれに逆並列接続された帰還ダイオードからなる３（ｎ＋１）個（ｎは2以上の自然数）のスイッチング手段を備え、これらスイッチング手段はｎ＋１段に直列接続されたＵ，Ｖ，Ｗ相用のレグを構成し、ｎ台の交流モータが前記各レグの前記スイッチング手段のｍ段目と（ｍ＋１）段目（ｍ＝１，・・，ｎ）の各接続点から各駆動線を介して第ｍ番目の前記交流モータが駆動される構成のスイッチ部を、前記各交流モータに対する電圧指令信号に基づいて駆動制御するため、前記各電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対して、それぞれの値域が重ならないようにするために前記各電圧指令信号に夫々オフセット電圧の補正を加えて補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する電圧指令信号補正処理と、前記補正信号波の電圧値に比例したパルス幅を有するパルス信号ＣＰi1、・・・、ＣＰiｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を夫々生成するＰＷＭ変調処理と、前記パルス信号ＣＰi1、・・・、ＣＰiｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づいて前記各レグが備えるｎ＋１個のスイッチング素子中のｎ個のスイッチング素子の導通を決めるｎ＋１通りのスイッチングモードを各相ごとの独立に決定するスイッチングモード決定処理と、を備えていることを特徴とする（請求項１２）。
【発明の効果】
【００２８】
本発明は以上のように構成され機能するので、従来技術では９スイッチインバータ装置では２台のモータを同時に独立して制御できなかったが、本インバータ制御方法では、９スイッチインバータ装置に接続される２台の三相交流モータを、各モータに対する電圧指令信号に基づいて、各々独立に駆動制御することが可能になる。さらに、これを一般化した拡張型インバータ制御方法によって、拡張型インバータ装置に接続されるｎ台の三相交流モータを、各モータへの電圧指令信号に基づいて、各々独立に駆動制御することも可能になる。
【００２９】
また、本発明のインバータ制御装置は、上記インバータ制御方法を実装化したものであり、２台のモータに対する各電圧指令信号に基づいて、各モータを各々独立に駆動制御するように、９スイッチインバータ装置のスイッチ部のスイッチング動作を制御できる。さらに、拡張型インバータ制御装置でも、一般に、ｎ台のモータに対する各電圧指令信号に基づいて、各モータを各々独立に駆動制御するように、拡張型スイッチインバータ装置のスイッチ部のスイッチング動作を制御できる。
【００３０】
さらに、本発明は以上のように構成され機能するので、本インバータ装置によると、2台のモータを個別にインバータ駆動制御する場合と比較して、スイッチング素子の数を３個減らした９スイッチインバータ構成を用いながら、各モータを同時に独立して駆動制御できるので、設備容量を減らした効率的で小型、安価な装置を提供できる。さらに、拡張型インバータ装置では、ｎ台（ｎは2以上の自然数）の交流モータを駆動制御する通常の方式に比較して、スイッチング素子の数を（３ｎ−３）個減らしたスイッチ構成を用いながら、各モータを同時に各々独立に駆動制御できるので、設備容量を減らした効率的で小型、安価な装置を提供することができる。
【００３１】
また、電圧利用率の向上を図った９スイッチインバータ装置では、電圧利用率が４３．３％から、５０％にまで向上でき、性能向上と利用範囲の拡大等を図ることもでき、さらに、拡張型インバータ装置でも、電圧利用率が２／√３倍に向上でき、ｎ台のモータを駆動制御する拡張型インバータの性能向上、利用範囲の拡大等を図ることもできる。
【００３２】
また、本発明は以上のように構成され機能するので、９スイッチインバータ制御プログラム及び拡張型インバータ制御プログラムを利用すれば、夫々のインバータ制御装置の動作と機能をプログラム化することによって、低価格化や仕様変更等に柔軟に対応することも可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
［第1の実施形態］
次に、本発明の第１の実施形態に係るインバータ装置について図１乃至図９に基づいて説明する。図１には、２台の三相交流電動機（モータ）を夫々独立に駆動制御する9スイッチインバータ装置が示されている。
本インバータ装置は、直流電力を交流電力に変換し交流モータを駆動制御するスイッチ部１とそのスイッチ部のスイッチング動作を制御する制御部２を備えて構成されている。
【００３４】
スイッチ部１は、スイッチング素子ＳＷｉｊ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ、ｊ＝１，２，３）に逆並列接続されたダイオード（還流ダイオードまたは帰還ダイオードと呼ばれる）からなる9個のスイッチング手段を備え構成されている。これらスイッチング手段は３段に直列接続された三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ各相）用の3個の「レグ」を構成し、各レグの第1段目のスイッチング素子を介して直流電源の正極に接続され、第３段目のスイッチング素子を介して直流電源の負極に帰路が構成されている。そして、各レグの１段目と２段目のスイッチング素子ＳＷｉｊの各接続点からは、三相の駆動線を介して第１の三相交流モータ３ａが駆動され、２段目と３段目の各接続点からは、三相の駆動線を介して第２の三相交流モータ３ｂが夫々独立に駆動される。
【００３５】
ここで、前記スイッチング素子は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴなど半導体スイッチングデバイスを想定している。そして、これらスイッチング素子の導通（オン）、非導通（オフ）を制御するためのゲート駆動回路４が設けられている。
【００３６】
通常のインバータ2台を用いた2台の三相交流モータの制御では、スイッチング素子を12個（（6素子／台）＊２台＝１２素子）要していたところを、本スイッチ部１では9個のスイッチング素子でよく、設備容量の減少の効果が顕著である。
【００３７】
以上の構成を備えた本スイッチ部１は、9個のスイッチング素子ＳＷｉｊ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ、ｊ＝１，２，３）のオンオフ制御によって、直流電力をパルス状の交流電力に変換し各モータを駆動制御する。これらスイッチング素子のオンオフ制御は、各モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づく制御部２からの制御信号によってゲート駆動回路４を介して行なわれる。ここで、各交流モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、交流モータに対する各種の制御法（ベクトル制御、Ｖ／ｆ一定制御など）に基づき演算・決定される三相の交流電圧であり、本インバータ装置にとっては所与の信号とみなせるものである。
【００３８】
本インバータ装置では、これらスイッチング素子のオンオフ制御には、電圧指令信号の電圧値をパルス幅に対応させるパルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）が使われ、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各相（各レグ）ごとに独立して制御される。
【００３９】
各相ごとの3つスイッチング素子ＳＷｉ１、ＳＷｉ２、ＳＷｉ３（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）のオンオフ状態の組合せである「スイッチングモード」の数は全部で２３＝8個あるが、本実施形態では、その内の３つのスイッチングモードのみを使ってスイッチング制御がおこなわれる。図2に、これら3つのスイッチングモードＳＭを、それに対応する各段のスイッチング素子の状態をスイッチング関数で表示し、さらに、そのときの第1、第2のモータのｉ相（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に印加される電圧Ｖi1，Ｖi2を表示している。なお、ここでスイッチング関数Ｓijとは、スイッチング素子ＳＷijがオンのときは、Ｓij＝１、オフのときはＳij＝０と定義される2値関数Ｓijで、スイッチング素子ＳＷijのオンオフ状態を示すのに用いられる。
【００４０】
スイッチングモードＳＭ１は、１段目と２段目のスイッチング素子がオンで３段目がオフのとき、すなわち、両モータの駆動線に同時に直流電源電圧Ｅが印加される場合を示している。次のスイッチングモードＳＭ２は、１段目のスイッチング素子がオン、２段目のスイッチング素子がオフ、３段目のスイッチング素子がオンのとき、すなわち、１台目のモータ３ａに直流電源電圧Ｅが印加され、２台目のモータ３ｂに地電位０が印加される場合を示している。さらに、スイッチングモードＳＭ３は、第１段目がオフで、第２，３段目のスイッチング素子がオンのとき、すなわち、両モータに地電位０が印加される場合を示している。これら3つのスイッチングモード以外に「浮き状態」のないスイッチングモードは存在し得ない。
【００４１】
その理由は、本スイッチ部１の構成では、各レグの３つのスイッチング素子が同時にオンになると直流電源が短絡されるので許されないこと、さらに、本インバータ装置ではモータ制御方法として、各モータの三相の駆動線には必ず直流電源（直流リンク）電圧Ｅか、又は地電位０を印加し、「浮き状態」を作らない制御をおこなうために、各レグの３つのスイッチング素子のうち２個は必ずオンでなければならないからである。
【００４２】
以上のことを、本実施形態でのスイッチングモードは、Ｓi1＋Ｓi2＋Ｓi3＝２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を満たすものに限ると、簡潔に表現することもできる。また、これと同じことの別表現として、各モータに印加される電圧に対する制約式、Ｖｉ１≧Ｖｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を満たすものに限ると、表現することもできる。
【００４３】
なお、2台のモータを夫々独立に制御しようとすると、各モータに直流リンク電圧Ｅ又は地電位０をそれぞれ独立に印加する必要があり、結局４つのスイッチングモードを必要とし、3つのスイッチングモードしかない本制御方法では不可能にも見えるが、これを後述する制御部２における工夫によって可能にしている。
【００４４】
次に、制御部２について説明する。制御部２は、各モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づいて、ＰＷＭ変調波を生成し前述のスイッチ部１を制御する機能を備えており、電圧指令信号補正部５、ＰＷＭ変調部６、スイッチングモード決定部７を備えて構成されている。
【００４５】
電圧指令信号補正部５は、入力される各モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に補正を施し、補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する。具体的な一例を図３に示す。ここでは、各モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の内、最大のピーク電位が直流電源電圧Ｅの１／４を超えないようにα倍する規格化αｖ＊ｉ１、αｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を行い、さらに、第1のモータに対するαｖ＊ｉ１（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対してはてはオフセット電圧Ｖo1（＝３Ｅ／４）を加算し、同様に第２のモータに対するαｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対してはオフセット電圧Ｖo2（＝Ｅ／４）を加算することによって、補正信号波ｖｍ＊ｉ１＝αｖ＊ｉ１＋Ｖo1、ｖｍ＊ｉ２=αｖ＊ｉ２＋Ｖo2（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する。
【００４６】
このような電圧指令信号に対する補正により、各相において第１モータに係る補正信号波の電圧ｖｍ＊ｉ１は、第２モータに係る補正信号波の電圧ｖｍ＊ｉ２より常時高いという状態，すなわち、ｖｍ＊ｉ１≧ｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）という状態を作り出し、前述した本インバータ装置が有する３つのスイッチングモードに適合させ、2台のモータの独立制御を可能としている。なお、電圧指令信号に加えられるオフセット電位は、そのまま各モータを駆動する各相の電圧に反映するが、後程詳述するように、実効的なモータの駆動は各相間の電位差によるので、結局、補正によるオフセット電位は相殺され最終的にはモータの駆動制御には影響を与えない。
【００４７】
ＰＷＭ変調部６は、２台のモータ制御用の補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を、スイッチング素子のオンオフ動作によって生成される２値のパルス電圧の平均値として表すため、パルス幅変調（ＰＷＭ）をおこなう機能を備えている。一例として図４に示すように、三角波信号Ｖｃを「搬送波」として、これと前記各補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）との大小比較を比較器でおこない、その比較結果を2値のパルス信号ＣＰi1、ＣＰi2（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）として出力する。すなわち、比較器の出力信号ＣＰi1（又はＣＰi2）（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、ｖｍ＊ｉ１＞Ｖｃのときは１であり、ｖｍ＊ｉ１≦Ｖｃのときは０をとる。
【００４８】
スイッチングモード決定部７は、前述の比較器出力のパルス信号ＣＰi1、ＣＰi2（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）から、各相毎のスイッチング素子ＳＷijのオンオフ状態、すなわち、各相のスイッチングモードＳＭを決定する。そのため、図4に示すように、例えばＵ相のスイッチングモードＳＭを決めるためには、比較器出力のパルス信号ＣＰｕ1とＣＰｕ2から、図５に示すスイッチングモード決定表に従って、論理演算又は決定表検索によりスイッチングモードＳＭが決定される。スイッチングモードＳＭが決定されると、図2に示すスイッチングモードＳＭと各段のスイッチング関数の対応表から、各スイッチング素子のオンオフ制御信号をゲート駆動回路４に指示する。
【００４９】
次に制御部２の全体的な動作を図6に基づいて説明する。
先ず、各モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２が制御部へ入力されると、指令信号補正部５においては、各モータに対する指令信号ｖ＊ｉ１、ｖ＊ｉ２に対して規格化、及び夫々所定のオフセット信号Ｖo1，Ｖo2が加算される補正がなされる（ステップＳ１０１：指令信号補正工程）。具体的には各指令信号のピーク電圧がＥ／４（Ｅは直流リンク電圧）に規格化され、第1のモータへの指令信号ｖ＊ｉ１には（３Ｅ／４）、第2のモータへの指令信号ｖ＊ｉ２には（Ｅ／４）が加算され（図3参照）、補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）が生成される。
【００５０】
次に、補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、ＰＷＭ変調部６において、「搬送波」である三角波信号Ｖｃと比較され、補正信号波の電圧値に比例したパルス幅を有する2値のパルスＣＰi1，ＣＰi2（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に変調される（ステップＳ１０２：パルス幅変調工程）。図７には、このパルス幅変調工程について、一例として補正信号波ｖｍ＊ｉ１、ｖｍ＊ｉ２の波形と三角波の波形、及びそのときの比較器出力のパルス信号ＣＰi1，ＣＰi2が示されている。なお、その下には以下で説明する、パルス信号ＣＰi1，ＣＰi2に基づいて図５の対応表から決定されるスイッチングモードＳＭ、及びそのスイッチングモードＳＭによって制御されたスイッチ部１から第1第2のモータに印加される電圧Ｖi1，Ｖi2も併せて表示している。
【００５１】
次に、この比較器のパルス信号ＣＰi1，ＣＰi2を用いて、スイッチングモード決定部７において、図５に示す決定表に基づいてスイッチングモードＳＭが決定され、図２に基づいてこれに対応した3個のスイッチング素子ＳＷi1，ＳＷi2，ＳＷi3のスイッチング状態（スイッチング関数）が決まる（ステップＳ１０３：スイッチングモード決定工程）。
【００５２】
ゲート駆動回路４では、この決定された各相ごとのスイッチングモードＳＭにしたがって、スイッチ部１の3個のスイッチング素子ＳＷi1，ＳＷi2，ＳＷi3のオンオフ制御が行なわれる（ステップＳ１０４：スイッチング素子駆動工程）。
【００５３】
このオンオフによって、第1のモータ３ａと第2のモータ３ｂのｉ相（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）へ電圧Ｖi1，Ｖi2が印加されるが、そのときの波形は、図７に示すように、パルス信号ＣＰi1およびＣＰi2と同じ波形（ただし電圧値はＥ）の電圧であり、モータ駆動用インバータの機能を果たしている。
【００５４】
ここで、上述した各指令信号補正工程、パルス幅変調工程、スイッチングモード決定工程については、その実行内容を指令信号補正処理機能、パルス幅変調処理機能、スイッチングモード決定処理機能として、プログラム化しコンピュータに実行させるようにしてもよい。
【００５５】
ところで、このようにして各相に印加される電圧には補正に使われたオフセット電圧が含まれているため、その影響が生じるように見えるが、実際にはその影響はない。なぜなら、最終的にモータに印加される三相交流電圧は、各相に印加される電圧Ｖi1（又はＶi2）（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）ではなく、モータの相間電圧がモータを駆動制御する電圧になるからである。具体的には、これら相間電圧は、第1のモータに関しては、Ｖｕｖ１＝Ｖu1−Ｖv1，Ｖｖｗ１＝Ｖv1−Ｖw1，Ｖｗｕ１＝Ｖw1−Ｖu1であり、第2のモータに関しては、Ｖｕｖ２＝Ｖu2−Ｖv2，Ｖｖｗ２＝Ｖv2−Ｖw2，Ｖｗｕ２＝Ｖw2−Ｖu2であるため、相間電圧では、電圧指令信号に印加されているオフセット電圧Ｖo1，Ｖo2は夫々相殺されて、その影響はなくなる。
【００５６】
図８には、以上のことを含め、本制御部２の動作の一例を各段階の波形と共に示している。図が煩雑になるので、Ｗ相を省略しＵ相とＶ相のみについて表示している。上部はモータ１，２に対するＵ相とＶ相の電圧指令値の補正信号と「搬送波」としての三角波を表示し、その結果得られるＰＷＭ変調されたパルス信号が上からＣＰu1，ＣＰv1，ＣＰu2、及びＣＰv2である。
【００５７】
そして、パルス信号ＣＰu1とＣＰu2からは、上述したように、Ｕ相のスイッチングモードが決定され、それに従ってスイッチ部１から第1のモータ３ａには電圧Ｖu1（電圧値はＥでＣＰu1と同一波形）が印加され、第2のモータ３ｂにはＶu２（電圧値Ｅでパルス信号ＣＰu2と同一波形）が印加される（ここでは図示しない。図７参照）。Ｖ相についても同様である。
【００５８】
こうして得られる電圧Ｖu1，Ｖv1，Ｖu2，Ｖv2（図８では省略）が、各モータのＵ相とＶ相に印加される電圧であるが、実際には相間電圧であるこれらの差分信号Ｖｕｖ１＝Ｖu1−Ｖv1、Ｖｕｖ２＝Ｖu2−Ｖv2がモータを駆動することになり、補正のために印加したオフセット電圧Ｖo1，Ｖo2の影響は消えていることが、この図からも見て取ることが出来る。
【００５９】
なお、制御部２の機能は、説明の便宜上、図面等で個別の回路等で実現するように述べているが、実際の実装ではマイクロプロセッサ等の演算装置、メモリを利用して、プログラム制御で構成することもできる。
【００６０】
なお、本インバータ装置では、2台のモータを独立制御するために、前述のオフセット電位を印加するＰＷＭ変調方式をとっている。このため、出力可能な相電圧Ｖi1、Ｖi2の最大値はＥ／４であり、相間電圧はその√３倍になるので、電圧利用率は√３／４（＝４３．３％）となる。
【００６１】
この電圧利用率向上対策として、本インバータ装置でも、従来から知られている３倍調波注入法が適用でき、電圧利用率を５０％にまで向上できる。図９に、この３倍調波注入法を適用する場合の構成を示している。前述の信号補正波生成部５において、第1のモータの各相電圧指令信号にオフセット電圧Ｖo1を加えた後、各相電圧指令信号の振幅の１／６の振幅を有し周波数が3倍の3倍高調波Ｖ＊31、同様に、第2のモータの各相電圧指令信号にもオフセット電圧Ｖo2を加えた後、その各相電圧指令信号の振幅の１／６の振幅を有し周波数が3倍の3倍高調波Ｖ＊32を印加して、これらを補正信号波としてＰＷＭ変調をおこなう。この3倍高調波の印加により各相電圧指令信号の振幅は√３／２倍に減らすことができるので、電圧利用率は２／√３倍向上、すなわち、（√３／４）＊（２／√３）＝１／２（５０％）になる。
【００６２】
（効果）
本実施形態の9スイッチインバータでは、通常2台の交流電動機を駆動制御するインバータに比べて、スイッチング素子の数を12個から9個に減らしながら、その制御方法に工夫をこらして、2台の交流電動機を同時に独立に駆動制御することを可能にして、設備の経済化、小型化を達成している。
さらに、3倍高調波注入法を採用することによって、電圧利用効率を５０％にまで向上することが可能である。
［第２の実施形態］
次に、本発明の第２の実施形態に係るインバータ装置について図１０に基づいて説明する。図１０には、本実施形態に係るｎ台（ｎは2以上の自然数）の三相交流モータをそれぞれ独立に駆動制御する拡張型インバータ装置が示されており、第1の実施形態における2台のモータ制御を、ｎ台のモータ制御に拡張したものであり、第1の実施形態から容易に類推できる部分については、説明を省略ないし簡潔にする。
本拡張型インバータ装置は、３（ｎ+1）個のスイッチング素子を備えるスイッチ部１とそのスイッチング動作を制御する制御部２を備えて構成されている。
【００６３】
スイッチ部１は、スイッチング素子ＳＷｉｊ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ、ｊ＝１，２，・・，ｎ＋１）に逆並列接続されたダイオード（還流ダイオードまたは帰還ダイオードと呼ばれる）を備えるスイッチング手段を、直列に（ｎ＋１）段接続した「レグ」を３個並列接続し、各レグの第1段目のスイッチング素子を介して直流電源の正極に接続され、第ｎ＋１段目のスイッチング素子を介して直流電源の負極に帰路が構成されている。各相のスイッチング素子の１段目と２段目の接続点からは三相の駆動線を介して第１のモータ３ａが駆動され、２段目と３段目の各相の接続点からは三相の駆動線を介して第２のモータ３ｂが駆動され、一般に、ｍ段目と（ｍ＋１）段目の各相の接続点からは三相の駆動線を介して第ｍ番目のモータが夫々独立に駆動・制御される。
ここで、前記スイッチング素子は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴなど半導体スイッチングデバイスを想定している。そして、これらスイッチング素子の導通（オン）、非導通（オフ）を制御するためのゲート駆動回路４が設けられている。
【００６４】
通常のインバータｎ台によるｎ台のモータ制御では、スイッチング素子を６ｎ個（（6素子／台）＊ｎ台＝６ｎ素子）要していたところを、本スイッチ部１では，３（ｎ＋１）個のスイッチング素子でよく、このことを図１１に横軸をモータ数ｎとして表している。設備容量の減少の効果が顕著である。
【００６５】
以上の構成を備えた本スイッチ部１は、３（ｎ＋１）個のスイッチング素子ＳＷｉｊ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ、ｊ＝１，２，・・，ｎ＋１）のオンオフ制御によって、直流電力をパルス状の交流に変換し各モータを独立に駆動制御する。これらスイッチング素子のオンオフ制御は、各モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づく制御部２からの制御信号によってゲート駆動回路４を介して行なわれる。ここで、各交流モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、交流モータに対する各種の制御法（ベクトル制御、Ｖ／ｆ一定制御など）に基づき演算・決定される三相の交流電圧であり、本インバータ装置にとっては所与の信号とみなせるものである。
【００６６】
スイッチング素子のオンオフ制御には、パルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）が使われ、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各相（各レグ）ごとに独立して制御される。各相ごとの（ｎ＋１）個のスイッチング素子ＳＷｉ１、ＳＷｉ２、・・、ＳＷｉ(n+1)（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）のオンオフ状態の組合せである「スイッチングモード」の可能な数は全部で２（ｎ＋１）個あるが、本実施形態では、その内、図１２に示すような（ｎ＋１）個のスイッチングモードのみを使ってスイッチング制御がおこなわれている。
【００６７】
図１２には、各スイッチングモードＳＭに対するスイッチング素子ＳＷi1，ＳＷi2，・・・，ＳＷi(n+1)（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）のオンオフ状態が、スイッチング関数Ｓi1，Ｓi2，・・・，Ｓi(n+1)（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を使って表わされ、同時にその時に、第１、第２・・・第ｎ番目のモータに印加される各電圧Ｖｉ１，Ｖｉ２，・・・，Ｖｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）が表示されている。
【００６８】
スイッチングモードＳＭ１は、１段目からｎ段目のスイッチング素子がオンで（ｎ＋１）段目がオフのとき、すなわち、ｎ台のモータの駆動線に同時に直流電源電圧Ｅが印加される場合を示している。次のスイッチングモードＳＭ２は、ｎ段目がオフで他のスイッチング素子はオンの状態、すなわち、（ｎ−１）番目、・・・２番目、1番目のモータの駆動線に同時に直流電源電圧Ｅが印加される場合を示し、さらに、順次、一つだけあるオフのスイッチング素子の位置が一づつ上に上がっていって、第１段目がオフで、第２からｎ段目のスイッチング素子がオンのとき、すなわち、全モータに地電位０が印加される場合（スイッチングモードＳＭｎ+1）までのｎ＋１個のスイッチングモードである。これらｎ＋１個のスイッチングモード以外に「浮き状態」のないスイッチングモードは存在し得ない。
【００６９】
その理由は、本スイッチ部１の構成では、（ｎ＋１）個のスイッチング素子がオンになることは、直流電源が短絡されるので許されないこと、さらに、本インバータ装置では、ｎ台のモータの全ての駆動線に、直流電源（直流リンク）電圧Ｅか又は地電位０が必ず印加されて、「浮き状態」を作らない制御をおこなうために、（ｎ＋１）個のスイッチング素子のうちｎ個は必ずオンで、一つだけがオフ状態でなければならないからである。したがって、スイッチングモードの数は組合せの数、ｎ＋１Ｃｎ＝ｎ＋１だけ存在することになる。
【００７０】
以上のことを、本実施形態で使用されるスイッチングモードは、Ｓi1＋Ｓi2＋・・・＋Ｓin＝ｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を満たすものに限る、と簡潔に表現することもできる。また、同じことの別の表現として、各モータに印加される電圧は、Ｖi1≧Ｖi2≧・・・≧Ｖin（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）でなければならないとも表現できる。
【００７１】
なお、ｎ台のモータを夫々独立にＰＷＭ制御しようとすると、ｎ台のモータに直流リンク電圧Ｅ又は地電位０をそれぞれ独立に印加する必要があり、結局２ｎ個のスイッチングモードが必要で、ｎ＋１個のスイッチングモードしかない本スイッチ制御方法では制御は不可能にも思えるが、これを後述するような制御部２における工夫によって可能にしている。
【００７２】
次に、制御部２について説明する。本制御部２は、第1の実施形態と比較して、2台のモータ制御が一般的なｎ台制御に拡張されている。しかし、その拡張は比較的容易であり、各種変数もモータに関する添字をｎまで拡張することで対応できるので簡潔に説明する。
制御部２は、各モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に基づいて、ＰＷＭ変調波を生成し前述のスイッチ部１を制御する機能を備えている。
この制御部２は、電圧指令信号補正部５、ＰＷＭ変調部６、スイッチングモード決定部７を備えて構成されている。
【００７３】
電圧指令信号補正部５は、入力される各モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に補正を施し、補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する。具体的には図１３に示すような構成を備えており、各モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）のピーク電位が直流電源電圧Ｅの１／２ｎを超えないように規格化し、さらに、第1のモータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１に対してはオフセット電圧Ｖo1（＝（２ｎ−１）Ｅ／２ｎ）を加算し、第２のモータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ２（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対してはオフセット電圧Ｖo2（＝（２ｎ−３）Ｅ／２ｎ）を加算し、一般にm番目のモータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉｍ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対しては、オフセット電圧Ｖom（＝（２ｎ−（２ｍ−１））Ｅ／２ｎ）を加算し、補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する。
【００７４】
このような電圧指令信号に対する補正により、各モータに係る補正信号波の電圧の間には、ｖｍ＊ｉ１≧ｖｍ＊ｉ２≧・・・≧ｖｍ＊ｉｎ、という状態を作り出し、前述した本インバータ装置が有するｎ個のスイッチングモードに適合させ、ｎ台のモータの独立制御を可能としている。なお、電圧指令信号に加えられるオフセット電位は、そのまま各モータを駆動する各相の電圧に反映するが、第1の実施形態において説明したように、実効的なモータの駆動は各相間の電位差によるので、結局、この補正によるオフセット電位は相殺され最終的にはモータの駆動制御には影響を与えないことになる。
【００７５】
ＰＷＭ変調部６は、ｎ台のモータ制御用の夫々の補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）と「キャリヤ」としての三角波信号Ｖcとの比較を比較器でおこないパルス幅変調（ＰＷＭ）をおこなう。比較の結果を2値のパルス信号ＣＰi1、ＣＰi2、・・・、ＣＰin（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）として出力する。
【００７６】
スイッチングモード決定部７は、このｎ個のパルス信号ＣＰi1、ＣＰi2、・・・、ＣＰin（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）から、各相ごとにスイッチングモードＳＭを決定する。図１４に示すスイッチングモード決定表に従って、論理演算又は決定表検索によりスイッチングモードＳＭが決定される。スイッチングモードＳＭが決定されると、図１２に示すスイッチングモードＳＭと各段のスイッチング関数の対応表から、各スイッチング素子のオンオフ制御信号をゲート駆動回路４に指示する。
【００７７】
続いて制御部２の全体的な動作を説明すると、先ず、各モータに対する電圧指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎが制御部へ入力されると、指令信号補正部５においては、各モータに対する指令信号ｖ＊ｉ１、・・・、ｖ＊ｉｎに対して規格化、及び夫々所定のオフセット信号Ｖo1、Ｖo2、・・・、Ｖoｎが加算される補正がなされる（「指令信号補正工程」）。具体的には前述したように、各指令信号のピーク電圧がＥ／２ｎ（Ｅは直流リンク電圧）に規格化され、第1のモータへの指令信号ｖ＊ｉ１には（２ｎ−１）Ｅ／２ｎ、第ｍ番目のモータへの指令信号ｖ＊ｉｍには（２ｎ−（２ｍ−１））Ｅ／２ｎが，最後のモータへの指令信号ｖ＊ｉｎにはＥ／２ｎが加算され（図１３参照）、補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）が生成される。
【００７８】
次に、補正信号波ｖｍ＊ｉ１、・・・、ｖｍ＊ｉｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、ＰＷＭ変調部６において、「搬送波」である三角波信号Ｖｃと比較され、補正信号波の電圧値に比例したパルス幅を有する2値のパルス信号ＣＰi1、ＣＰi2、・・・、ＣＰin（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に変調される（「パルス幅変調工程」）。
【００７９】
この比較器出力のパルス信号ＣＰi1、ＣＰi2、・・・、ＣＰin（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）を用いて、スイッチングモード決定部７においては、図１４に示す決定表に基づいてスイッチングモードＳＭが決定され、図１２に基づいてこれに対応したｎ＋１個のスイッチング素子ＳＷi1，ＳＷi2，・・・ＳＷiｎ，ＳＷiｎ＋１のスイッチング状態（スイッチング関数）が決まる（「スイッチングモード決定工程」）。
【００８０】
ゲート駆動回路４では、決定された各相ごとのスイッチングモードＳＭにしたがって、スイッチ部１のｎ＋１個のスイッチング素子ＳＷi1，ＳＷi2、・・・、ＳＷin+1のオンオフ制御が行なわれる（「スイッチング素子駆動工程」）。これによって、第1のモータ３ａから第ｎのモータ３ｎの各相端子へ電圧Ｖi1，・・・，Ｖiｎ（ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）が印加される。
【００８１】
ところで、このようにして各相に印加される電圧Ｖi1，・・・，Ｖiｎには補正に使われたオフセット電圧が含まれているが、第1の実施形態で説明したのと同様に、実際には相間電圧がモータに作用するので影響はない。ここでは詳細な説明は省く。
なお、制御部２の機能は、説明の便宜上、図面等で個別の回路等で実現するように述べているが、実際の実装ではマイクロプロセッサ等の演算装置、メモリを利用して、プログラム制御で構成することもできる。
【００８２】
なお、本インバータ装置では、ｎ台のモータを独立制御するために、前述のオフセット電位を印加するＰＷＭ変調方式をとっている。このため、出力可能な相電圧Ｖi1、・・・、Ｖiｎの最大値はＥ／２ｎであり、相間電圧はその√３倍になるので、電圧利用率は√３／２ｎとなる。この電圧利用率向上対策として、本インバータ装置でも、第1の実施形態と同様に、元の信号の振幅値の１／６の３倍調波注入法を適用すると、電圧利用率は、２／√３倍向上し、（√３／２ｎ）＊（２／√３）＝１／ｎにすることが可能である。
【００８３】
（効果）
本実施形態に係るｎ台モータの駆動用インバータ（9スイッチインバータの拡張型）では、図10にも示したとおり、通常のインバータを個別にｎ台使用するのに比べて、スイッチング素子の数を大幅に減らしながら、その制御方法に工夫をこらして、ｎ台の交流電動機を同時に独立に駆動制御することを可能にしており、設備の経済化、小型化を達成している。
さらに、3倍高調波注入法を採用することによって、電圧利用効率を向上することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】本発明の第１の実施形態にかかるインバータ装置の構成ブロック図である。
【図２】第１の実施形態に係るインバータ装置で使用されるスイッチングモードを示した表である。
【図３】制御部に備わる指令信号補正部の構成例を示す図である。
【図４】制御部に備わるＰＷＭ変調部とスイッチングモード決定部のブロック構成図である。
【図５】比較器出力信号とスイッチングモードの対応表である。
【図６】制御部の全体的な動作を示すフローチャートである。
【図７】ＰＷＭ変調の過程と決定されたスイッチングモード、及びモータへの駆動電圧を説明するための信号波形図である。
【図８】制御部とスイッチ部の全体的な動作を説明するための信号波形図である。
【図９】3倍高調波注入法の構成図である。
【図１０】第2の実施形態に係るｎ台のモータ制御用の拡張型スイッチインバータ装置の構成ブロック図である。
【図１１】ｎ台のモータ制御用の拡張型インバータ装置と従来型インバータのスイッチング素子数の比較図である。
【図１２】拡張型インバータ装置で使用されるスイッチングモードを示した表である。
【図１３】第２の実施形態に係る指令信号補正部の構成例を示す図である。
【図１４】第２の実施形態に係る比較器出力信号とスイッチングモードの対応表である。
【図１５】従来技術に係る9スイッチインバータの構成図である。
【符号の説明】
【００８５】
１  スイッチ部
２  制御部
３ａ，３ｂ，・・・，３ｎ  第1、第2、・・・第ｎ番目の交流モータ
４  ゲート駆動回路
５  電圧指令信号補正部
６  ＰＷＭ変調部
７  スイッチングモード決定部
ＣＰi1、ＣＰi2、・・・、ＣＰin    比較器出力のパルス信号
Ｅ        直流電源（リンク）電圧
ｖ＊ｉ１    第1のモータに対するｉ相の電圧指令信号
ｖ＊ｉ２    第２のモータに対するｉ相の電圧指令信号
ｖ＊ｉｍ    一般に、第ｍのモータに対するｉ相の電圧指令信号
ｖｍ＊ｉ１    第1のモータに対するｉ相の補正信号波
ｖｍ＊ｉ２    第２のモータに対するｉ相の補正信号波
ｖｍ＊ｉｍ    一般に、第ｍのモータに対するｉ相の補正信号波
Ｖｃ      三角波キャリヤ電圧
Ｖo1、Ｖo2、・・・、Ｖoｎ  第1、第2・・・第ｎのオフセット信号の電圧
ＳＷij    ｉ相ｊ段目のスイッチング素子
Ｓij      スイッチング素子ＳＷijのスイッチング関数
ＳＭ１，ＳＭ２，・・・，ＳＭn+1    スイッチングモード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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