(57)【要約】【課題】  ゲインを低下させるよう制御しても受信可能限界レベルの増大を抑制して受信性能の悪化を防止する。【解決手段】  入力端子ＩＮから入力された入力信号はＮＦＢアンプ１０により増幅されて出力端子ＯＵＴから出力される。ＮＦＢアンプ１０の入出力間にダイオードを含む可変インピーダンス回路１１が接続されて、可変インピーダンス回路１１によりＮＦＢアンプ１０に負帰還がかけられている。制御回路１２は、入力信号の大きさが大きくなるに従い可変インピーダンス回路１１のインピーダンスが小さくなるよう制御する制御信号を生成し、生成された制御信号により可変インピーダンス回路１１のインピーダンスを制御している。このように、負帰還量を入力信号レベルに応じて可変するようにしたので、受信可能限界レベルの増大を抑制することができる。【選択図】  図１
2008271276.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力と出力との間にダイオードを含む可変インピーダンス回路が接続されて、該可変インピーダンス回路により負帰還がかけられている増幅手段と、
入力信号の大きさが大きくなるに従い、前記可変インピーダンス回路のインピーダンスが小さくなるよう制御する制御信号を生成し、生成された制御信号により前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを制御する制御手段とを備え、
前記制御信号が前記ダイオードに印加されることに応じて該ダイオードの等価抵抗の値が変化することにより、前記可変インピーダンス回路のインピーダンスが可変されるようにしたことを特徴とするゲインコントロールアンプ。
【請求項２】
前記増幅手段から出力される出力信号が前記制御手段に入力されて、該出力信号に基づいて前記制御信号が生成されるようにしたことを特徴とする請求項１記載のゲインコントロールアンプ。
【請求項３】
前記増幅手段に入力される入力信号が前記制御手段に入力されて、該入力信号に基づいて前記制御信号が生成されるようにしたことを特徴とする請求項１記載のゲインコントロールアンプ。
【請求項４】
入力と出力との間に可変インピーダンス回路が接続されて、該可変インピーダンス回路により負帰還がかけられている増幅手段と、
該増幅手段の入力側に設けられた可変減衰回路と、
入力信号の大きさが大きくなるに従い、前記可変インピーダンス回路のインピーダンスが小さくなるよう制御する第１の制御信号を生成し、生成された第１の制御信号により前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを制御する第１の制御手段と、
入力信号の大きさが大きくなるに従い、前記可変減衰回路の減衰量が大きくなるよう制御する第２の制御信号を生成し、生成された第２の制御信号により前記可変減衰回路の減衰量を制御する第２の制御手段と、
を備えることを特徴とするゲインコントロールアンプ。
【請求項５】
前記可変インピーダンス回路は第１のダイオードを備え、前記第１の制御信号が該第１のダイオードに印加されることに応じて該第１のダイオードの等価抵抗の値が変化することにより、前記可変インピーダンス回路のインピーダンスが可変され、
前記可変減衰回路は、前記増幅手段に入力信号が供給されるラインとグランドとの間に設けられた第２のダイオードを備え、前記第２の制御信号が該第２のダイオードに印加されることに応じて該第２のダイオードの等価抵抗の値が変化することにより、前記可変減衰回路の減衰量が可変されるようにしたことを特徴とする請求項４記載のゲインコントロールアンプ。
【請求項６】
前記増幅手段から出力される出力信号が前記第１の制御手段および前記第２の制御手段に入力されて、該出力信号に基づいて前記第１の制御信号および前記第２の制御信号が生成されるようにしたことを特徴とする請求項４記載のゲインコントロールアンプ。
【請求項７】
前記増幅手段に入力される入力信号が前記第１の制御手段および前記第２の制御手段に入力されて、該入力信号に基づいて前記第１の制御信号および前記第２の制御信号が生成されるようにしたことを特徴とする請求項４記載のゲインコントロールアンプ。
【請求項８】
前記第１の制御手段および前記第２の制御手段が共通の制御手段とされ、前記第１の制御信号および前記第２の制御信号が該共通の制御手段に生成された共通の制御信号とされていることを特徴とする請求項４ないし７のいずれかに記載されたゲインコントロールアンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号の大きさに応じてゲインを制御するゲインコントロールアンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のゲインコントロールアンプの一例の概略構成のブロック図を図１８に示す。図１８に示すゲインコントロール（ＧＣ）アンプ１００は、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続されたアンプ１１０を備え、アンプ１１０の入力側と入力端子ＩＮとを接続する接続ラインとグランドとの間に可変減衰回路１１１が設けられている。可変減衰回路１１１の減衰量は制御回路１１２からの制御信号により可変される。制御回路１１２には、アンプ１１０の出力信号が入力されて、その出力信号の大きさに応じた制御信号が生成されて可変減衰回路１１１に供給されている。この場合、入力信号のレベルが次第に大きくなってアンプ１１０の出力信号のレベルが所定値以上となると、制御信号が供給されている可変減衰回路１１１の減衰量が次第に大きくなるよう制御されるようになる。これにより、入力信号が次第に大きくなって所定値を超えてもアンプ１１０の出力信号のレベルは一定値以上のレベルにならないように制御される。このようにして、ＧＣアンプ１００のゲインは入力信号のレベルに応じて制御されるようになる。
【０００３】
また、従来のゲインコントロールアンプの他の例の概略構成を示すブロック図を図１９に示す。図１９に示すゲインコントロール（ＧＣ）アンプ２００は、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続されたアンプ２１０を備え、アンプ２１０の入力側から出力側へ入力信号をパスするパス回路２１１が設けられている。パス回路２１１は制御回路２１２からの制御信号によりオン／オフが制御される。制御回路２１２には、入力端子ＩＮからの入力信号が入力されて、入力信号が一定値を超えるとパス回路２１１をオンする制御信号が生成されてパス回路２１１に供給されている。この場合、入力信号のレベルが次第に大きくなって入力信号のレベルが所定値以上となると、制御回路２１２からの制御信号が供給されているパス回路２１１がオンしてアンプ２１０はパスされるようになる。これにより、入力端子ＩＮから入力された入力信号は、アンプ２１０をパスして出力端子ＯＵＴから増幅されることなく出力されるようになる。このようにして、ＧＣアンプ２００のゲインは入力信号のレベルに応じて制御されるようになる。
【特許文献１】特開２００６−３３５５３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図１８に示す従来のＧＣアンプ１００の詳細な回路図の例を図２０に示す。このＧＣアンプ１００は、ＦＭチューナを少なくとも搭載する受信機の前段に設けられ、ＦＭ帯の信号を増幅することのできるアンプとされている。
図２０において、入力端子ＩＮに入力された入力信号はコンデンサＣ５１，Ｃ５２の直列回路を介してトランジスタＴＲのベースに入力され、エミッタ接地のトランジスタＴＲにより増幅される。増幅されてトランジスタＴＲのコレクタから出力される出力信号は抵抗Ｒ５４およびコンデンサＣ５４の直列回路を介して出力端子ＯＵＴから出力される。トランジスタＴＲのベース−コレクタ間にはバイアス抵抗Ｒ５１が接続され、エミッタとグランド間にはエミッタ抵抗Ｒ５２が、コレクタと電源Ｖｃｃの間には負荷抵抗Ｒ５３が接続されている。トランジスタＴＲによりアンプ１１０が構成されている。出力端子ＯＵＴからコンデンサＣ５５を介して取り出された出力信号は、コンデンサＣ５６、ダイオードＤ５１，Ｄ５２、コンデンサＣ５７からなる倍電圧検波回路により検波され、検波信号が抵抗Ｒ５６を介してオペアンプＯＰの非反転入力端子（＋）に入力される。倍電圧検波回路において、コンデンサＣ５６はコンデンサＣ５５に直列接続されており、このコンデンサＣ５６にダイオードＤ５２のカソードが接続され、ダイオードＤ５２のアノードはグランドに接続されている。また、ダイオードＤ５１は、コンデンサＣ５６とダイオードＤ５２の接続点にアノードが、コンデンサＣ５７と抵抗Ｒ５６との接続点にカソードが接続されている。
【０００５】
検波信号が入力されるオペアンプＯＰにおいて、その反転入力端子（−）は抵抗Ｒ５７を介してグランドされていると共に、出力端子と反転入力端子間に負帰還抵抗Ｒ５８が接続されている。オペアンプＯＰに増幅されて出力される検波信号は抵抗Ｒ５９を介して直列接続されているピンダイオードＰＩＮ５１，ＰＩＮ５２に制御信号として印加される。上記したコンデンサＣ５６ないしオペアンプＯＰまでの回路が制御回路１１２を構成している。ピンダイオードＰＩＮ５１，ＰＩＮ５２の直列回路においてピンダイオードＰＩＮ５２のカソードはグランドに接続され、ピンダイオードＰＩＮ５１とピンダイオードＰＩＮ５２との接続点が、コンデンサＣ５１とコンデンサＣ５２との接続点に接続されている。また、ＰＩＮダイオードＰＩＮ５２には並列にコンデンサC５３が接続されている。抵抗Ｒ５９ないしピンダイオードＰＩＮ５１，ＰＩＮ５２までの回路が可変減衰回路１１１を構成している。
【０００６】
図２０に示すＧＣアンプ１００において入力端子ＩＮに入力される入力信号のレベルが次第に大きくなると、トランジスタＴＲから出力される出力信号のレベルが次第に大きくなる。すると、コンデンサＣ５６，ダイオードＤ５１，Ｄ５２、コンデンサＣ５７からなる倍電圧検波回路により検波された検波信号のレベルも大きくなり、この結果、オペアンプＯＰから出力される直流電圧とされる制御信号のレベルが上昇し、ピンダイオードＰＩＮ５１，ＰＩＮ５２に流れる電流が増加する。これにより、ピンダイオードＰＩＮ５１，ＰＩＮ５２のインピーダンスが低下し入力信号がピンダイオードＰＩＮ５１，ＰＩＮ５２により減衰されてトランジスタＴＲに入力され、結果的に出力信号のレベルの上昇が抑制されるようになる。このようにして、ＧＣアンプ１００のゲインが制御されるようになる。入力信号の減衰量は制御信号のレベルに依存する。
【０００７】
図２０に示すＧＣアンプ１００の電気的特性を示す図表を図２１に示す。図２１に示す図表には、８３ＭＨｚと８４ＭＨｚの２周波を６５ｄＢμＶ〜１０５ｄＢμＶまで５ｄＢステップで変化させた際のゲイン特性（Gain）、受信可能限界レベル特性、ＮＦ（雑音指数）劣化量特性、３次の相互変調特性（ＩＭ３）が表されている。
ゲイン特性（Gain）は８３ＭＨｚのゲイン特性とされ、ＧＣアンプ１００は約１３．５ｄＢのゲインを有しており、入力レベルがほぼ８５ｄＢμＶを超えるとゲインが低下し始めてゲインコントロールが開始されることがわかる。また、ゲインコントロールが開始されるとＮＦが劣化し始め、ゲインの低下に応じてＮＦ劣化量も増加していく。さらに、入力レベルがほぼ８５ｄＢμＶを超えるとＧＣアンプ１００の非線形特性に起因する３次の相互変調歪（ＩＭ３）が発生して８２ＭＨｚ（＝８３ＭＨｚ×２−８４ＭＨｚ）および８５ＭＨｚ（＝８４ＭＨｚ×２−８３ＭＨｚ）のＩＭ３が発生するようになる。
【０００８】
ここで、ＧＣアンプ１００に接続される受信機の受信限界感度を約１０ｄＢμＶと仮定すると、ＩＭ３と同じ周波数の局の受信可能限界レベルは、ＩＭ３より１０ｄＢμＶ＋ＮＦ劣化量だけ大きいレベルとなり、例えば２周波の入力レベルが８５ｄＢμＶの時は約３８．１６ｄＢμＶとなる。これは、８２ＭＨｚのＩＭ３のレベルである約２８．０１ｄＢμＶにＮＦ劣化量の約０．１５ｄＢと１０ｄＢを加算した値である。同様にして、２周波の入力レベルが９５ｄＢμＶの時は約４７．６９（＝２７．８１＋９．８８＋１０）ｄＢμＶとなり、２周波の入力レベルが１０５ｄＢμＶの時は約５８．５４（＝２８．７０＋１９．８４＋１０）ｄＢμＶとなる。また、弱電界の弱受信局の受信可能限界レベルは、１０ｄＢμＶ＋ＮＦ劣化量のレベルとなり、例えば２周波の入力レベルが８５ｄＢμＶの時は約１０．１５ｄＢμＶとなる。これは、ＮＦ劣化量の約０．１５ｄＢと１０ｄＢを加算した値である。同様にして、２周波の入力レベルが９５ｄＢμＶの時は約１９．８８（＝９．８８＋１０）ｄＢμＶとなり、２周波の入力レベルが１０５ｄＢμＶの時は約２９．８４（＝１９．８４＋１０）ｄＢμＶとなる。
【０００９】
図１８，図２０に示すような従来のＧＣアンプ１００は、入力端子とグランドとの間に設けられている可変減衰回路１１１のインピーダンスを制御することによりゲインコントロールを行っている。すなわち、ＧＣアンプ１００のゲインコントロールをする際に、可変減衰回路１１１のインピーダンスを小さくすることで減衰量を大きくし、インピーダンスを大きくすることで減衰量を小さくしている。この場合、ゲインコントロールに伴い可変減衰回路１１１のインピーダンスが変化するため、ＧＣアンプ１００の入力インピーダンスが大きく変動するようになる。また、アンプ１１０には可変減衰回路１１１により減衰された入力信号が入力される。すると、図２１に示す図表における受信可能限界レベルの欄に示すＩＭ３同局と弱受信局の欄に示すように、ゲインを低下させるよう制御された際に受信可能限界レベルが増大して、ＩＭ３同局および弱受信局の受信性能が悪化してしまうという問題点があった。
また、図１９に示すようなＧＣアンプ２００においては、パス回路２１１をスイッチングすることにより、ある設定電界値でアンプ２１０をパス状態に切り替えることから弱受信局を受信していた場合、アンプ２１０がパス状態に切り替えられた際にいきなり受信不能となってしまうという問題点があった。
【００１０】
そこで、本発明はゲインを低下させるよう制御しても受信可能限界レベルの増大を抑制して受信性能の悪化を防止することができるゲインコントロールアンプを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために、本発明のゲインコントロールアンプは、可変インピーダンス回路により負帰還がかけられている増幅手段と、入力信号の大きさが大きくなるに従い、可変インピーダンス回路のインピーダンスが小さくなるよう制御する制御信号を生成し、生成された制御信号により可変インピーダンス回路のダイオードの等価抵抗の値を可変する制御手段とを備えていることを最も主要な特徴としている。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は、可変インピーダンス回路により負帰還がかけられている増幅手段と、入力信号の大きさが大きくなるに従い、可変インピーダンス回路のインピーダンスが小さくなるよう制御する制御信号を生成し、生成された制御信号により可変インピーダンス回路のダイオードの等価抵抗の値を可変する制御手段とを備えていることから、ゲインコントロールが開始されてもＮＦ（雑音指数）劣化量が増大しないようになり、受信可能限界レベルの増大を抑制して受信性能の悪化を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明にかかるゲインコントロールアンプの第１実施例の回路構成の概略を示すブロック図を図１に示す。図１に示すゲインコントロール（ＧＣ）アンプ１は、ＦＭチューナあるいはＡＭ／ＦＭチューナを少なくとも搭載するＦＭ受信機あるいはＡＭ／ＦＭ受信機の前段に設けられ、ＡＭ帯およびＦＭ帯の信号を共に増幅することのできる広帯域で動作するアンプとされている。
ＧＣアンプ１は、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続された負帰還（ＮＦＢ）アンプ１０を備え、ＮＦＢアンプ１０の出力側から入力側へ負帰還する可変インピーダンス回路１１が設けられている。可変インピーダンス回路１１のインピーダンスは制御回路１２からの制御信号により可変制御される。制御回路１２には、ＮＦＢアンプ１０からの出力信号が入力されて、その出力信号のレベルに応じた制御信号が生成されて可変インピーダンス回路１１に供給されている。
【００１４】
この場合、入力信号のレベルが次第に大きくなって、ＮＦＢアンプ１０の出力信号のレベルが所定値以上となると、制御信号が供給されている可変インピーダンス回路１１のインピーダンスが次第に小さくなるよう可変制御されて、可変インピーダンス回路１１による負帰還量が次第に増加していくようになる。これにより、ＮＦＢアンプ１０の出力信号のレベルは入力信号が次第に大きくなってもほぼ所定値以上のレベルにならないように制御されることになる。さらに、入力信号のレベルが増加すると、可変インピーダンス回路１１による負帰還量が最大となってＮＦＢアンプ１０のゲインがほぼ０ｄＢとなって、ＮＦＢアンプ１０は等価的にスルー状態になることから、これ以降は入力信号レベルの増加に伴い出力信号レベルもリニアに増加するようになる。
【００１５】
図１に示す本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプ１を具現化した詳細構成を示す回路図を図３に示す。
図３に示すＧＣアンプ１において、入力端子ＩＮに入力された入力信号は結合用のコンデンサＣ１を介してトランジスタＴＲのベースに入力され、エミッタ接地のトランジスタＴＲにより増幅される。増幅されてトランジスタＴＲのコレクタから出力される出力信号は抵抗Ｒ５および結合用のコンデンサＣ４の直列回路を介して出力端子ＯＵＴから出力される。抵抗Ｒ５は、ゲイン調整用の抵抗である。トランジスタＴＲのベース−コレクタ間にはバイアス抵抗Ｒ１が接続され、エミッタとグランド間にはエミッタ抵抗Ｒ２が、コレクタと電源Ｖｃｃの間には負荷抵抗Ｒ３が接続されている。このトランジスタＴＲによりＮＦＢアンプ１０が構成されている。
【００１６】
ＮＦＢアンプ１０におけるトランジスタＴＲのコレクタから抵抗Ｒ５を介して取り出した出力信号は、コンデンサＣ５を介してコンデンサＣ６、ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ７からなる倍電圧検波回路により検波され、検波信号が抵抗Ｒ６を介してオペアンプＯＰの非反転入力端子（＋）に入力される。倍電圧検波回路において、コンデンサＣ６はコンデンサＣ５に直列接続されており、このコンデンサＣ６にダイオードＤ２のカソードが接続され、ダイオードＤ２のアノードはグランドに接続されている。また、ダイオードＤ１は、コンデンサＣ６とダイオードＤ２の接続点にアノードが、一端がグランドに接続されているコンデンサＣ７と抵抗Ｒ６との接続点にカソードが接続されている。
【００１７】
検波信号が入力されるオペアンプＯＰにおいて、その反転入力端子（−）は抵抗Ｒ７を介してグランドされていると共に、出力端子と反転入力端子（−）間に負帰還抵抗Ｒ８が接続されている。オペアンプＯＰにより増幅されて出力される検波信号は直流電圧信号であり、出力抵抗Ｒ９を介して第２コイルＬ２の一端に供給される。上記したコンデンサＣ６ないしオペアンプＯＰの出力抵抗Ｒ９までの回路が制御回路１２を構成している。第２コイルＬ２、ピンダイオードＰＩＮ、第１コイルＬ１、抵抗Ｒ４は直列接続されており、この直列回路にオペアンプＯＰから抵抗Ｒ９を介して出力される直流電圧信号が印加される。これにより、ピンダイオードＰＩＮには直流電圧信号の大きさに応じた直流電流が流れるため、その等価抵抗の値は直流電圧信号の大きさに依存するようになる。すなわち、ピンダイオードＰＩＮの等価抵抗の値はオペアンプＯＰから出力される直流電圧信号とされる制御信号により可変されるようになる。
【００１８】
トランジスタＴＲのコレクタ−ベース間にはコンデンサＣ３、ピンダイオードＰＩＮ、コンデンサＣ２から構成される可変インピーダンス回路１１が接続されて、この可変インピーダンス回路１１により負帰還がかけられている。そして、ピンダイオードＰＩＮのインピーダンス、すなわち等価抵抗が可変されることにより負帰還量が可変されるようになる。この場合、コンデンサＣ２，Ｃ３は直流カットのコンデンサとして機能させているが、容量値を調整することにより負帰還量を調整するコンデンサとして機能させても良い。なお、第１コイルＬ１，第２コイルＬ２は高周波の信号に対して高インピーダンスを示すチョークコイルとして機能し、抵抗Ｒ４はピンダイオードＰＩＮに流れる直流電流の大きさを調整する抵抗として機能している。
【００１９】
このように構成された図３に示すＧＣアンプ１において入力端子ＩＮに入力される入力信号のレベルが次第に大きくなるとトランジスタＴＲのコレクタから出力される出力信号のレベルも大きくなり、コンデンサＣ６，ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ７からなる倍電圧検波回路により検波された検波信号のレベルが大きくなる。この結果、オペアンプＯＰから出力される直流電圧信号とされる制御信号のレベルが上昇していくようになる。これにより、ピンダイオードＰＩＮに流れる電流が増加して、ピンダイオードＰＩＮのインピーダンスである等価抵抗の値が低下し、負帰還量が次第に増大していくようになる。これにより、出力信号のレベルの上昇が抑制されるようになって、ＧＣアンプ１のゲインが制御されるようになる。
【００２０】
図３に示すＧＣアンプ１の電気的特性を示す図表を図２に示す。図２に示す図表には、８３ＭＨｚと８４ＭＨｚの２周波を６５ｄＢμＶ〜１０５ｄＢμＶまで５ｄＢステップで変化させた際のゲイン特性（Gain）、受信可能限界レベル特性、ＮＦ（雑音指数）劣化量特性、３次の相互変調特性（ＩＭ３）が表されている。
ゲイン特性（Gain）は８３ＭＨｚのゲイン特性とされ、ＮＦＢアンプ１０は約１３．４ｄＢのゲインを有しており、入力レベルがほぼ８５ｄＢμＶを超えるとゲインが低下し始めてゲインコントロールが開始されることがわかる。また、ゲインコントロールが開始されるとＮＦが劣化し始め、ゲインの低下に応じてＮＦ劣化量も増加していくが、その増加量はわずかとされている。さらに、入力レベルがほぼ９０ｄＢμＶを超えるとＧＣアンプ１の非線形特性に起因する３次の相互変調歪（ＩＭ３）が発生して８２ＭＨｚ（＝８３ＭＨｚ×２−８４ＭＨｚ）および８５ＭＨｚ（＝８４ＭＨｚ×２−８３ＭＨｚ）のＩＭ３が発生するようになる。
【００２１】
ここで、ＧＣアンプ１に接続される受信機の受信限界感度を約１０ｄＢμＶと仮定すると、ＩＭ３と同じ周波数の局の受信可能限界レベルは、ＩＭ３より１０ｄＢμＶ＋ＮＦ劣化量だけ大きいレベルとなり、例えば２周波の入力レベルが６５ｄＢμＶ〜８５ｄＢμＶの間は約１０．００ｄＢμＶとなる。同様に、２周波の入力レベルが９０ｄＢμＶになると約１０．４０ｄＢμＶ（＝０．４０＋１０）と若干増大する。これは、ＮＦ劣化量が約０．４０ｄＢと若干増大するからである。また、２周波の入力レベルが９５ｄＢμＶになると約２８．３３ｄＢμＶ（＝１７．２８＋１．０５＋１０）と増大する。これは、８２ＭＨｚのＩＭ３のレベルが約１７．２８ｄＢμＶになると共にＮＦ劣化量が約１．０５ｄＢに増大するからである。さらに、２周波の入力レベルが１００ｄＢμＶになると約４１．３８ｄＢμＶ（＝２９．２８＋２．１０＋１０）と増大する。これは、８２ＭＨｚのＩＭ３のレベルが約２９．２８ｄＢμＶになると共にＮＦ劣化量が約２．１０ｄＢに増大するからである。さらにまた、２周波の入力レベルが１０５ｄＢμＶになると約５４．９１ｄＢμＶ（＝４２．８１＋２．１０＋１０）と増大する。これは、８２ＭＨｚのＩＭ３のレベルが約４２．８１ｄＢμＶになると共にＮＦ劣化量が約２．１０ｄＢになるからである。
【００２２】
次に、弱電界の弱受信局の受信可能限界レベルは、１０ｄＢ（受信機の受信限界感度）＋ＮＦ劣化量のレベルとなり、例えば２周波の入力レベルが６５ｄＢμＶ〜８５ｄＢμＶの間は約１０．００ｄＢμＶとなる。同様に、２周波の入力レベルが９０ｄＢμＶになると約１０．４０ｄＢμＶ（＝０．４０＋１０）と若干増大する。これは、ＮＦ劣化量が０．４０ｄＢと若干増大するからである。また、２周波の入力レベルが９５ｄＢμＶになると約１１．０５ｄＢμＶ（＝１．０５＋１０）と若干増大する。これは、ＮＦ劣化量が１．０５ｄＢと若干増大するからである。さらに、２周波の入力レベルが１００ｄＢμＶ〜１０５ｄＢμＶになると約１２．１０ｄＢμＶ（＝２．１０＋１０）と若干増大する。これは、ＮＦ劣化量が２．１０ｄＢと若干増大するからである。
図２に示す図表を参照すると、本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプ１はゲインコントロールが開始される入力レベル（約８５ｄＢμＶ）を超えても、ＮＦ（雑音指数）劣化量はほとんど増えず、大幅にＮＦ劣化量の増大を抑制することができる。このため、弱受信局における受信可能限界レベルを、従来のＧＣアンプより大幅に改善することができるようになる。また、ＩＭ３同局の受信可能限界レベルにおいても２周波の入力レベルが約１００ｄＢμＶまでの場合は、従来のＧＣアンプより大幅に改善することができる。
【００２３】
次に、本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプ１（図３参照）と従来のＧＣアンプ１００（図２０参照）との電気的特性を対比して図４ないし図７のグラフに示す。図４に示す電気的特性のグラフは入力信号の周波数を８３ＭＨｚとした際の入出力特性であり、図５に示す電気的特性のグラフは２周波の入力信号の周波数を８３ＭＨｚ、８４ＭＨｚとした際のＩＭ３同局受信可能限界レベル特性であり、図６に示す電気的特性のグラフは２周波の入力信号の周波数を８３ＭＨｚ、８４ＭＨｚとした際の弱受信局受信可能限界レベル特性であり、図７に示す電気的特性のグラフは２周波の入力信号の周波数を８３ＭＨｚ、８４ＭＨｚとした際のＮＦ劣化量特性である。なお、これらの図においては強電界を７０ｄＢμＶ以上としている。
図４に示す入出力特性を参照すると、本発明のＧＣアンプ１と従来のＧＣアンプ１００とでは、ゲインコントロールが開始されるＡＧＣ動作開始ポイント（入力レベル＝約８５ｄＢμＶ）までのフルゲイン領域、および、ゲインがゼロになるまでのＡＧＣ動作領域においてはほぼ同様に動作する。そして、ゲインがゼロになるゼロゲイン領域においては、本発明のＧＣアンプ１では入力信号レベルの増加に対してリニアに出力信号レベルが追随していき、従来のＧＣアンプ１００では入力信号レベルが増加しても出力信号レベルは一定になるよう制御（ＧＣアンプのゲインは等価的に負となる）される。
【００２４】
また、図５に示すＩＭ３同局受信可能限界レベル特性を参照すると、本発明のＧＣアンプ１では２信号入力レベルが約９０ｄＢμＶまでは約１０ｄＢμＶと小さい限界レベルが得られているが、２信号入力レベルが約９０ｄＢμＶを超えると次第に増大していくようになる。これに対して、従来のＧＣアンプ１００では２信号入力レベルが約８０ｄＢμＶまでは約１０ｄＢμＶと小さいレベルとなるが、２信号入力レベルが約８５ｄＢμＶになると約３８ｄＢμＶまで急激に増大し、以後は２信号入力レベルの大きさに対応してほぼリニアに増大していくようになる。
この場合の本発明のＧＣアンプ１におけるＩＭ３同局受信可能限界レベルの改善度は、２信号入力レベルが約８５ｄＢμＶの時に約２８ｄＢ、２信号入力レベルが約９０ｄＢμＶの時に約３２ｄＢ、２信号入力レベルが約９５ｄＢμＶの時に約１９ｄＢ、２信号入力レベルが約１００ｄＢμＶの時に約１１ｄＢと大幅に改善されることがわかる。
【００２５】
さらに、図６に示す２周波の入力信号の周波数を８３ＭＨｚ、８４ＭＨｚとした際の弱受信局受信可能限界レベル特性を参照すると、本発明のＧＣアンプ１では信号入力レベルが約９０ｄＢμＶまでは約１０ｄＢμＶと小さい限界レベルが得られており、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶを超えてもわずかに増大するだけとなる。そして、信号入力レベルが約１０５ｄＢμＶになっても約１２ｄＢμＶの小さい限界レベルを維持することができる。これに対して、従来のＧＣアンプ１００では信号入力レベルが約８５ｄＢμＶまでは約１０ｄＢμＶと小さいレベルとなるが、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶになると約１５ｄＢμＶまで増大し、以後は信号入力レベルの大きさに対応してほぼリニアに増大していくようになる。
この場合の本発明のＧＣアンプ１における弱受信局受信可能限界レベルの改善度は、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶの時に約４．５ｄＢ、信号入力レベルが約９５ｄＢμＶの時に約９ｄＢ、信号入力レベルが約１００ｄＢμＶの時に約１３ｄＢ、信号入力レベルが約１０５ｄＢμＶの時に約１８ｄＢと入力信号レベルが大きくなるにつれて改善されることがわかる。
【００２６】
さらに、図７に示す２周波の入力信号の周波数を８３ＭＨｚ、８４ＭＨｚとした際のＮＦ劣化量特性を参照すると、本発明のＧＣアンプ１では信号入力レベルが約９０ｄＢμＶまではほぼ０ｄＢと劣化することはなく、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶを超えてもわずかに劣化するだけとなる。そして、信号入力レベルが約１０５ｄＢμＶになっても約２ｄＢしか劣化しないようになる。これに対して、従来のＧＣアンプ１００では信号入力レベルが約８５ｄＢμＶまではほぼ０ｄＢと劣化しないが、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶになると約５ｄＢ劣化するようになり、以後は信号入力レベルの大きさに対応してほぼリニアにＮＦが劣化していくようになる。
この場合の本発明のＧＣアンプ１におけるＮＦ劣化量の改善度は、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶの時に約４．５ｄＢ、信号入力レベルが約９５ｄＢμＶの時に約９ｄＢ、信号入力レベルが約１００ｄＢμＶの時に約１３ｄＢ、信号入力レベルが約１０５ｄＢμＶの時に約１８ｄＢと入力信号レベルが大きくなるにつれて改善されることがわかる。このように、本発明にかかるＧＣアンプ１は、ゲインコントロールが開始されてもＮＦ（雑音指数）劣化量がそれほど増大しないようになり、ＩＭ３同局および弱受信局の受信可能限界レベルの増大を抑制して受信性能の悪化を防止することができる。
【００２７】
ところで、本発明にかかるＧＣアンプ１のように、ハイゲインかつ低ＮＦのアンプとした場合は、今までは、入力レベルがそれほど大きくなくても回路の非線形特性に起因する相互変調が生じて歪み特性にとってハイゲインかつ低ＮＦとすることが不利に働いていた。しかし、本発明のＧＣアンプ１のようにＮＦＢアンプ１０の負帰還量を入力レベルに応じて制御するようにすると、ハイゲインかつ低ＮＦのアンプとしても、入力レベルの大きさに応じてＮＦＢアンプ１０のゲインを低下させることができ、相互変調の発生量が減少して歪み特性が改善されるようになる。さらに、低ＮＦは入力信号レベルが著しく強い電界まで増大しても維持されるため、低ＮＦとすることがＩＭ３同局および弱受信局の受信可能限界レベルとして良好な限界レベルを得るための要因となる。
【００２８】
このような本発明の第１実施例にかかるＧＣアンプ１においては、ＮＦＢアンプ１０の負帰還量を可変・制御することにより、電界の弱い地域ではフルゲインとして自動的に高く設定することができると共に、中電界および強電界の地域では電界の大きさに合わせたゲインにＮＦＢアンプ１０を自動的にゲインコントロールすることができるようになる。これにより、本発明にかかるＧＣアンプ１では受信電界の大きさに適したゲイン設定を行うことができるようになる。また、著しく強い電界の場所ではＮＦＢアンプ１０のゲインがほぼゼロとなって等価的にスルー状態となることから、ＮＦＢアンプ１０による歪をほぼ受けない受信状態とすることが可能になる。
この場合、従来のＧＣアンプ２００のようにある電界でいきなりアンプ２１０をパスさせてスルーに切り替える場合には、受信できていた弱受信局を受信できなくなってしまうが、本発明にかかるＧＣアンプ１ではＮＦＢアンプ１０のゲインが次第にゼロに近づくように制御されることから、受信できていた受信局がいきなり受信できなくなることを防止することができる。
【００２９】
次に、本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプ１の変形例のＧＣアンプ２の構成を示す回路図を図８に示す。
図８に示す変形例のＧＣアンプ２においては、ＮＦＢアンプ１０に入力される入力信号レベルによりゲインコントロールをするようにしたものである。すなわち、ＧＣアンプ２においてはコンデンサＣ１とトランジスタＴＲのベースとを接続するラインから取り出された入力信号を結合用のコンデンサＣ８を介して制御回路１２’に供給するようにしている。そして、制御回路１２’は、ＮＦＢアンプ１０に入力される入力信号レベルに応じた直流電圧信号である制御信号を生成し、可変インピーダンス回路１１のインピーダンスを制御信号に応じて可変している。この場合、可変インピーダンス回路１１におけるピンダイオードＰＩＮに制御信号が印加されて、その等価抵抗の値が制御信号に応じて可変される。これにより、ＧＣアンプ２のゲインが制御されるようになる。図８に示すＧＣアンプ２においても、ゲインコントロールが開始された場合にＮＦ（雑音指数）劣化量が増大しないようになり、ＩＭ３同局および弱受信局の受信可能限界レベルの増大を抑制して受信性能の悪化を防止することができる。
【００３０】
次に、本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプ１の他の変形例のＧＣアンプ３の構成を示す回路図を図９に示す。
図９に示す他の変形例のＧＣアンプ３においては、ゲイン調整用の抵抗Ｒ５の影響を受けないようにすると共に、ＮＦＢアンプ１０の出力信号レベルによりゲインコントロールをするようにしたものである。すなわち、ＧＣアンプ３においては抵抗Ｒ５と結合用のコンデンサＣ４との接続点とトランジスタＴＲのベース間に可変インピーダンス回路１１’を接続して、負帰還回路内に抵抗Ｒ５を含ませている。これにより、ゲインコントロールはゲイン調整用の抵抗Ｒ５の影響を受けないようになる。また、ＮＦＢアンプ１０のコレクタから抵抗Ｒ５を介して取り出した出力信号をコンデンサＣ５を介して制御回路１２に供給するようにしている。制御回路１２は、ＮＦＢアンプ１０の出力信号レベルに応じた直流電圧信号である制御信号を生成し、可変インピーダンス回路１１’のインピーダンスを制御信号に応じて可変している。この場合、可変インピーダンス回路１１’におけるピンダイオードＰＩＮに制御信号が印加されて、その等価抵抗の値が制御信号に応じて可変される。これにより、ＧＣアンプ３のゲインが制御されるようになる。図９に示すＧＣアンプ３においても、ゲインコントロールが開始された場合にＮＦ（雑音指数）劣化量が増大しないようになり、ＩＭ３同局および弱受信局の受信可能限界レベルの増大を抑制して受信性能の悪化を防止することができる。
【００３１】
次に、本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプ１のさらに他の変形例のＧＣアンプ４の構成を示す回路図を図１０に示す。
図１０に示すさらに他の変形例のＧＣアンプ４においては、トランジスタの替わりに電界効果トランジスタを用いるようにすると共に、ＮＦＢアンプ１０の出力信号レベルによりゲインコントロールをするようにしたものである。すなわち、ＮＦＢアンプ１０’は、電界効果トランジスタＦＥＴのゲートとグランド間にゲート抵抗Ｒ１’を接続し、ソース−グランド間にソース抵抗Ｒ２’を接続し、ドレイン−電源Ｖｃｃ間に負荷抵抗Ｒ３’を接続して構成されている。そして、ドレイン−ゲート間に可変インピーダンス回路１１が接続されている。また、ＮＦＢアンプ１０’のドレインから抵抗Ｒ５を介して取り出した出力信号をコンデンサＣ５を介して制御回路１２に供給するようにしている。制御回路１２は、ＮＦＢアンプ１０の出力信号レベルに応じた直流電圧信号である制御信号を生成し、可変インピーダンス回路１１のインピーダンスを制御信号に応じて可変している。この場合、可変インピーダンス回路１１におけるピンダイオードＰＩＮに制御信号が印加されて、その等価抵抗の値が制御信号に応じて可変される。これにより、ＧＣアンプ４のゲインが制御されるようになる。図１０に示すＧＣアンプ４においても、ゲインコントロールが開始された場合にＮＦ（雑音指数）劣化量が増大しないようになり、ＩＭ３同局および弱受信局の受信可能限界レベルの増大を抑制して受信性能の悪化を防止することができる。
【００３２】
次に、本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプ１のさらに他の変形例のＧＣアンプ５の構成を示す回路図を図１１に示す。
図１１に示す変形例のＧＣアンプ５においては、可変インピーダンス回路におけるピンダイオードＰＩＮの向きを逆方向にすると共に、ＮＦＢアンプ１０の出力信号レベルによりゲインコントロールをするようにしたものである。すなわち、ＧＣアンプ５においてはＮＦＢアンプ１０のコレクタから抵抗Ｒ５を介して取り出した出力信号をコンデンサＣ５を介して制御回路１２に供給するようにしている。制御回路１２は、ＮＦＢアンプ１０の出力信号レベルに応じた直流電圧信号である制御信号を生成し、可変インピーダンス回路１１”に供給している。可変インピーダンス回路１１”においては、制御回路１２から供給された制御信号が、第３コイルＬ３−ピンダイオードＰＩＮ−第４のコイルＬ４−抵抗Ｒ１０−グランドの経路に供給されている。この場合、制御信号に応じて可変インピーダンス回路１１”におけるピンダイオードＰＩＮに流れる直流電流が変化して、その等価抵抗の値が制御信号に応じて可変される。これにより、ＧＣアンプ５のゲインが制御されるようになる。図１１に示すＧＣアンプ５においても、ゲインコントロールが開始された場合にＮＦ（雑音指数）劣化量が増大しないようになり、ＩＭ３同局および弱受信局の受信可能限界レベルの増大を抑制して受信性能の悪化を防止することができる。
【００３３】
次に、本発明にかかる第２実施例のＧＣアンプ６の概略の構成を示すブロック図を図１２に示す。第１実施例のＧＣアンプ１においては、例えば９５ｄＢμＶを超える著しく強い電界の場所において図５に示すようにＩＭ３同局受信可能限界レベルが増大してしまうようになる。そこで、第２実施例のＧＣアンプ６では、著しく強い電界の場所においてもＩＭ３同局受信可能限界レベルがそれほど増大しないようにしている。
図１２に示すＧＣアンプ６は、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続された負帰還（ＮＦＢ）アンプ２０を備え、ＮＦＢアンプ２０の出力側から入力側へ負帰還する可変インピーダンス回路２１が設けられている。可変インピーダンス回路２１のインピーダンスは第１制御回路２２からの制御信号により可変制御される。第１制御回路２２には、ＮＦＢアンプ２０の出力信号が入力されて、その出力信号のレベルに応じた制御信号が生成されて可変インピーダンス回路２１に供給されている。また、ＮＦＢアンプ２０の入力側と入力端子ＩＮとを接続する接続ラインとグランドとの間に可変減衰回路２３が設けられている。可変減衰回路２３の減衰量は第２制御回路２４からの制御信号により制御される。第２制御回路２４には、ＮＦＢアンプ２０の出力信号が入力されて、その出力信号のレベルに応じた制御信号が生成されて可変減衰回路２３に供給されている。
【００３４】
この場合、入力信号のレベルが次第に大きくなって、そのレベルが所定値以上となると、第１制御回路２２からの制御信号が供給されている可変インピーダンス回路２１のインピーダンスが次第に小さくなるよう可変制御されて、可変インピーダンス回路２１による負帰還量が次第に増加していくようになる。これにより、ＮＦＢアンプ２０の出力信号のレベルは入力信号が次第に大きくなってもほぼ所定値以上のレベルにならないように制御されることになる。さらに、入力信号のレベルが増加してＮＦＢアンプ２０の出力信号のレベルが所定値以上となると、第２制御回路２４からの制御信号が供給されている可変減衰回路２３の減衰量が大きくなるよう制御される。これにより、可変インピーダンス回路２１により負帰還量が最大となってＮＦＢアンプ２０のゲインがほぼ０ｄＢとなっても、入力信号が可変減衰回路２３により減衰されるため、ＮＦＢアンプ２０の出力信号のレベルはほぼ所定値以上のレベルにならないように制御されることになる。この結果、著しく強い電界の場所においてもＧＣアンプ６のＩＭ３の発生量が減少するようになり、ＩＭ３同局受信可能限界レベルが増大しないようなる。
【００３５】
図１２に示す本発明にかかるＧＣアンプ６を具現化した本発明の第２実施例のＧＣアンプ６の詳細構成を示す回路図を図１３に示す。
図１３に示すＧＣアンプ６において、入力端子ＩＮに入力された入力信号は結合用のコンデンサＣ１を介してトランジスタＴＲのベースに入力され、エミッタ接地のトランジスタＴＲにより増幅される。増幅されてトランジスタＴＲのコレクタから出力される出力信号は抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ４の直列回路を介して出力端子ＯＵＴから出力される。トランジスタＴＲのベース−コレクタ間にはバイアス抵抗Ｒ１が接続され、エミッタとグランド間にはエミッタ抵抗Ｒ２が、コレクタと電源Ｖｃｃの間には負荷抵抗Ｒ３が接続されている。このトランジスタＴＲによりＮＦＢアンプ２０が構成されている。
【００３６】
出力レベル調整用の抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４との接続点から結合用のコンデンサＣ５を介して取り出された出力信号は、コンデンサＣ６、ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ７からなる倍電圧検波回路により検波され、検波信号が抵抗Ｒ６を介して第１オペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋）に入力される。倍電圧検波回路において、コンデンサＣ６はコンデンサＣ５に直列接続されており、このコンデンサＣ６にダイオードＤ２のカソードが接続され、ダイオードＤ２のアノードはグランドに接続されている。また、ダイオードＤ１は、コンデンサＣ６とダイオードＤ２の接続点にアノードが、一端がグランドに接続されているコンデンサＣ７と抵抗Ｒ６との接続点にカソードが接続されている。
【００３７】
検波信号が入力される第１オペアンプＯＰ１において、その反転入力端子（−）は抵抗Ｒ７を介してグランドされていると共に、出力端子と反転入力端子（−）間に負帰還抵抗Ｒ８が接続されている。第１オペアンプＯＰ１により増幅されて出力される検波信号は直流電圧信号であり、出力抵抗Ｒ９を介して第２コイルＬ２の一端に供給される。上記したコンデンサＣ６ないし第１オペアンプＯＰ１の出力抵抗Ｒ９までの回路が第１制御回路２２を構成している。第２コイルＬ２、第１ピンダイオードＰＩＮ１、第１コイルＬ１、抵抗Ｒ４は直列接続されており、この直列回路に第１オペアンプＯＰ１から抵抗Ｒ９を介して出力される直流電圧信号が印加される。これにより、第１ピンダイオードＰＩＮ１には直流電圧信号の大きさに応じた直流電流が流れるため、その等価抵抗の値は直流電圧信号の大きさに依存するようになる。すなわち、第１ピンダイオードＰＩＮ１の等価抵抗の値は第１オペアンプＯＰ１から出力される直流電圧信号とされる制御信号により可変されるようになる。
【００３８】
トランジスタＴＲのコレクタ−ベース間にはコンデンサＣ９、第１ピンダイオードＰＩＮ１、コンデンサＣ２から構成される可変インピーダンス回路２１が接続されて、この可変インピーダンス回路２１により負帰還がかけられている。そして、第１ピンダイオードＰＩＮ１のインピーダンス、すなわち等価抵抗が可変されることにより負帰還量が可変されるようになる。この場合、コンデンサＣ２，Ｃ９は直流カットのコンデンサとして機能させているが、容量値を調整することにより負帰還量を調整するコンデンサとして機能させても良い。なお、第１コイルＬ１，第２コイルＬ２は高周波の信号に対して高インピーダンスを示すチョークコイルとして機能し、抵抗Ｒ４は第１ピンダイオードＰＩＮ１に流れる直流電流の大きさを調整する抵抗として機能している。
【００３９】
また、倍電圧検波回路により検波された検波信号は抵抗Ｒ１１を介して第２オペアンプＯＰ２の非反転入力端子（＋）にも入力される。検波信号が入力される第２オペアンプＯＰ２において、その反転入力端子（−）は抵抗Ｒ１２を介してグランドされていると共に、出力端子と反転入力端子（−）間に負帰還抵抗Ｒ１３が接続されている。第２オペアンプＯＰ２により増幅されて出力される検波信号は直流電圧信号であり、出力抵抗Ｒ１４を介して第５コイルＬ５の一端に供給される。上記したコンデンサＣ６ないし第２オペアンプＯＰ２の出力抵抗Ｒ１４までの回路が第２制御回路２４を構成しており、倍電圧検波回路は第１制御回路２２と共通とされている。第５コイルＬ５、第２ピンダイオードＰＩＮ２、第１コイルＬ１、抵抗Ｒ４は直列接続されており、この直列回路に第２オペアンプＯＰ２から抵抗Ｒ１４を介して出力される直流電圧信号が印加される。これにより、第２ピンダイオードＰＩＮ２には直流電圧信号の大きさに応じた直流電流が流れるため、その等価抵抗の値は直流電圧信号の大きさに依存するようになる。すなわち、第２ピンダイオードＰＩＮ２の等価抵抗の値は第２オペアンプＯＰ２から出力される直流電圧信号とされる制御信号により可変されるようになる。第５コイルＬ５と第２ピンダイオードＰＩＮ２のアノードとの接続点とグランド間にはバイパスコンデンサＣ１０が接続されている。コンデンサＣ２−第２ピンダイオードＰＩＮ２−コンデンサＣ１０の経路により可変減衰回路２３が構成されており、この経路により入力信号をグランドに落として減衰させることができる。その減衰量は、第２ピンダイオードＰＩＮ２の等価抵抗を制御することにより可変することができる。
【００４０】
このように構成された図１３に示す第２実施例のＧＣアンプ６において入力端子ＩＮに入力される入力信号のレベルが次第に大きくなるとトランジスタＴＲのコレクタから出力される出力信号のレベルも大きくなり、コンデンサＣ６，ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ７からなる倍電圧検波回路により検波された検波信号のレベルが大きくなる。この結果、第１オペアンプＯＰ１から出力される直流電圧信号とされる制御信号のレベルが上昇していくようになる。これにより、第１ピンダイオードＰＩＮ１に流れる電流が増加して、第１ピンダイオードＰＩＮ１のインピーダンスである等価抵抗の値が低下し、負帰還量が次第に増大していくようになる。これにより、出力信号のレベルの上昇が抑制されるようになって、ＮＦＢアンプ２０のゲインが制御されるようになる。さらに、入力信号のレベルが増加すると、可変インピーダンス回路２１により負帰還量が最大となってＮＦＢアンプ２０のゲインがほぼ０ｄＢとなるため、それ以上入力信号のレベルが上昇すると出力信号のレベルが上昇しようとする。この場合、ＮＦＢアンプ２０の出力信号のレベルが所定値以上となり、第２オペアンプＯＰ２から出力される直流電圧信号とされる制御信号のレベルが上昇して、第２ピンダイオードＰＩＮ２に流れる電流が増加するようになる。これにより、コンデンサＣ２−第２ピンダイオードＰＩＮ２−コンデンサＣ１０の経路で減衰する入力信号の減衰量が増加し、ＮＦＢアンプ２０の出力信号のレベルはほぼ所定値以上のレベルにならないように制御される。この結果、著しく強い電界の場所においてもＧＣアンプ６のＩＭ３の発生量が減少するようになり、ＩＭ３同局受信可能限界レベルが増大しないようなる。
【００４１】
次に、本発明にかかる第２実施例のＧＣアンプ６（図１３参照）と従来のＧＣアンプ１００（図２０参照）との電気的特性を対比して図１４ないし図１７のグラフに示す。図１４に示す電気的特性のグラフは入力信号の周波数を８３ＭＨｚとした際の入出力特性であり、図１５に示す電気的特性のグラフは２周波の入力信号の周波数を８３ＭＨｚ、８４ＭＨｚとした際のＩＭ３同局受信可能限界レベル特性であり、図１６に示す電気的特性のグラフは２周波の入力信号の周波数を８３ＭＨｚ、８４ＭＨｚとした際の弱受信局受信可能限界レベル特性であり、図１７に示す電気的特性のグラフは２周波の入力信号の周波数を８３ＭＨｚ、８４ＭＨｚとした際のＮＦ劣化量特性である。なお、これらの図においては強電界を７０ｄＢμＶ以上としている。
図１４に示す入出力特性を参照すると、本発明の第２実施例のＧＣアンプ６と従来のＧＣアンプ１００とでは、ゲインコントロールが開始されるＡＧＣ動作開始ポイント（入力レベル＝約８５ｄＢμＶ）までのフルゲイン領域、および、ゲインがゼロになるまでのＡＧＣ動作領域、ゲインがゼロになるゼロゲイン領域においてほぼ同様に動作する。すなわち、本発明の第２実施例のＧＣアンプ６および従来のＧＣアンプ１００では著しく強い電界の場所においても出力信号レベルは一定になるよう制御される。
【００４２】
また、図１５に示すＩＭ３同局受信可能限界レベル特性を参照すると、本発明の第２実施例のＧＣアンプ６では２信号入力レベルが約９０ｄＢμＶまでは約１０ｄＢμＶと小さい限界レベルが得られており、２信号入力レベルが約９５ｄＢμＶまでは増大して約２９ｄＢμＶの限界レベルとなる。そして、２信号入力レベルが約９５ｄＢμＶを超えてもＩＭ３同局受信可能限界レベルは若干増えるだけであり、２信号入力レベルが約１０５ｄＢμＶ（著しく強い電界）となった際に約３５ｄＢμＶまで増大するに過ぎない。これは、著しく強い電界の場所において入力信号を減衰させる可変減衰回路２３の機能による。
これに対して、従来のＧＣアンプ１００では２信号入力レベルが約８０ｄＢμＶまでは約１０ｄＢμＶと小さい限界レベルが得られているが、２信号入力レベルが約８５ｄＢμＶになると約３８ｄＢμＶまで急激に増大し、以後は２信号入力レベルの大きさに対応してほぼリニアに増大していくようになる。この場合の本発明のＧＣアンプ６におけるＩＭ３同局受信可能限界レベルの改善度は、２信号入力レベルが約８５ｄＢμＶの時に約２８ｄＢ、２信号入力レベルが約９０ｄＢμＶの時に約３２ｄＢ、２信号入力レベルが約９５ｄＢμＶの時に約１９ｄＢ、２信号入力レベルが約１００ｄＢμＶの時に約２２．５ｄＢ、２信号入力レベルが約１０５ｄＢμＶの時に約２３．５ｄＢと大幅に改善され、特に著しく強い電界の範囲においても改善されることがわかる。
【００４３】
さらに、図１６に示す２周波の入力信号の周波数を８３ＭＨｚ、８４ＭＨｚとした際の弱受信局受信可能限界レベル特性を参照すると、本発明の第２実施例のＧＣアンプ６では信号入力レベルが約９０ｄＢμＶまでは約１０ｄＢμＶと小さい限界レベルが得られており、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶを超えてもわずかに増大するだけとなり、２信号入力レベルが約１００ｄＢμＶとなっても弱受信局受信可能限界レベルとして約１２ｄＢμＶが得られている。そして、信号入力レベルが約１０５ｄＢμＶ（著しく強い電界）になると若干増大して約１８ｄＢμＶの弱受信局受信可能限界レベルとなる。これに対して、従来のＧＣアンプ１００では信号入力レベルが約８５ｄＢμＶまでは約１０ｄＢμＶと小さい限界レベルが得られているが、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶになると約１５ｄＢμＶまで増大し、以後は信号入力レベルの大きさに対応してほぼリニアに増大していくようになる。この場合の本発明のＧＣアンプ６における弱受信局受信可能限界レベルの改善度は、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶの時に約４．５ｄＢ、信号入力レベルが約９５ｄＢμＶの時に約９ｄＢ、信号入力レベルが約１００ｄＢμＶの時に約１３ｄＢ、信号入力レベルが約１０５ｄＢμＶの時に約１２ｄＢと大幅に改善されることがわかる。
【００４４】
さらに、図１７に示す２周波の入力信号の周波数を８３ＭＨｚ、８４ＭＨｚとした際のＮＦ劣化量特性を参照すると、本発明の第２実施例のＧＣアンプ６では信号入力レベルが約９０ｄＢμＶまではほぼ０ｄＢと劣化することはなく、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶを超えてもわずかに劣化するだけとなり、信号入力レベルが約１００ｄＢμＶとなってもＮＦ劣化量は約２ｄＢしか劣化しないようになる。そして、信号入力レベルが約１０５ｄＢμＶ（著しく強い電界）になると若干増大して約８ｄＢ劣化するようになる。これに対して、従来のＧＣアンプ１００では信号入力レベルが約８５ｄＢμＶまではほぼ０ｄＢと劣化しないが、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶになると約５ｄＢ劣化するようになり、以後は信号入力レベルの大きさに対応してほぼリニアにＮＦが劣化していくようになる。この場合の本発明のＧＣアンプ６におけるＮＦ劣化量の改善度は、信号入力レベルが約９０ｄＢμＶの時に約４．５ｄＢ、信号入力レベルが約９５ｄＢμＶの時に約９ｄＢ、信号入力レベルが約１００ｄＢμＶの時に約１３ｄＢ、信号入力レベルが約１０５ｄＢμＶの時に約１２ｄＢと大幅に改善されることがわかる。このように、本発明の第２実施例にかかるＧＣアンプ６は、可変減衰回路２３の作用により著しく強い電界の範囲においてＩＭ３の発生量を抑制することができると共にＮＦ劣化量の増大を抑えることができ、これにより、著しく強い電界の範囲においても良好なＩＭ３同局受信可能限界レベルおよび弱受信局受信可能限界レベルを得ることができるようになる。
【００４５】
なお、本発明の第２実施例のＧＣアンプ６においては、強電界においてゲインコントロールが開始されるようになり、ゲインコントロールが開始されてもＮＦ（雑音指数）劣化量がそれほど増大しないようになる。このため、ＩＭ３同局および弱受信局の受信可能限界レベルの増大を抑制して受信性能の悪化を防止することができる。さらに、著しく強い電界の範囲においては可変減衰回路２３の作用によりＩＭ３の発生量を抑制することができると共に、ＮＦ劣化量の増大を抑えることができるようになる。
また、本発明の第２実施例のＧＣアンプ６においても、ハイゲインかつ低ＮＦのアンプとした際に、入力レベルの大きさに応じてＮＦＢアンプ２０のゲインを低下させることができ、相互変調の発生量を減少させて歪み特性を改善することができる。さらに、低ＮＦは入力レベルが著しく強い電界まで増大しても維持されるため、低ＮＦとすることがＩＭ３同局および弱受信局の受信可能限界レベルとして良好な限界レベルを得るための要因となる。
【００４６】
このような本発明にかかる第２実施例のＧＣアンプ６においては、ＮＦＢアンプ２０の負帰還量を可変インピーダンス回路２１により可変・制御すると共に、入力信号レベルの減衰量を可変減衰回路２３により可変・制御することにより、電界の弱い地域ではフルゲインとして自動的に高く設定することができると共に、中電界および強電界の地域では電界の大きさに合わせたゲインにＮＦＢアンプ２０を自動的にゲインコントロールすることができ、さらに、著しく強い電界の場所においては入力信号レベルを減衰することができるようになる。これにより、本発明の第２実施例にかかるＧＣアンプ６では受信電界の大きさに適したゲインコントロールを行うことができるようになる。また、著しく強い電界の場所ではＮＦＢアンプ２０のゲインがほぼゼロとなることから、ＮＦＢアンプ２０による歪をほぼ受けない受信状態とすることが可能になる。
この場合、従来のＧＣアンプ２００のようにある電界でいきなりアンプ２１０をパスさせてスルーに切り替える場合には、受信できていた弱受信局を受信できなくなってしまうが、本発明の第２実施例にかかるＧＣアンプ６ではＮＦＢアンプ２０のゲインが次第にゼロに近づくように制御されることから、受信できていた受信局がいきなり受信できなくなることを防止することができる。
【００４７】
なお、本発明にかかる第２実施例のＧＣアンプ６において、第１制御回路２２あるいは第２制御回路２４のいずれかを省略して、残る１つの制御回路を共通の制御回路として可変インピーダンス回路２１および可変減衰回路２３を共に制御するようにしてもよい。
また、本発明にかかる第２実施例のＧＣアンプ６において、ＮＦＢアンプ２０に入力される入力信号を取り出して倍電圧検波回路に供給するようにしたり、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４との接続点とトランジスタＴＲのベース間に可変インピーダンス回路２１を接続するようにしてもよいし、図１０および図１１に示す回路と同様に回路を変形するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
以上説明したように、本発明のゲインコントロールアンプは、ＦＭチューナあるいはＡＭ／ＦＭチューナを少なくとも搭載するＦＭ受信機あるいはＡＭ／ＦＭ受信機の前段に設けられ、ＡＭ帯およびＦＭ帯の信号を共に増幅することのできる広帯域で動作するアンプとされている。そして、本発明のゲインコントロールアンプの動作周波数帯域を変更することにより、所望の周波数帯を受信できる受信機の前段に設けられるアンプに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明にかかるゲインコントロールアンプの第１実施例の回路構成の概略を示すブロック図である。
【図２】本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプの電気的特性を示す図表である。
【図３】本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプを具現化した詳細構成を示す回路図である。
【図４】本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプの入出力特性を従来のＧＣアンプと対比して示すグラフである。
【図５】本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプのＩＭ３同局受信可能限界レベル特性を従来のＧＣアンプと対比して示すグラフである。
【図６】本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプの弱受信局受信可能限界レベル特性を従来のＧＣアンプと対比して示すグラフである。
【図７】本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプのＮＦ劣化量特性を従来のＧＣアンプと対比して示すグラフである。
【図８】本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプの変形例のＧＣアンプの構成を示す回路図である。
【図９】本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプの他の変形例のＧＣアンプの構成を示す回路図である。
【図１０】本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプのさらに他の変形例のＧＣアンプの構成を示す回路図である。
【図１１】本発明にかかる第１実施例のＧＣアンプのさらに他の変形例のＧＣアンプの構成を示す回路図である。
【図１２】本発明にかかるゲインコントロールアンプの第２実施例の回路構成の概略を示すブロック図である。
【図１３】本発明にかかる第２実施例のＧＣアンプを具現化した詳細構成を示す回路図である。
【図１４】本発明にかかる第２実施例のＧＣアンプの入出力特性を従来のＧＣアンプと対比して示すグラフである。
【図１５】本発明にかかる第２実施例のＧＣアンプのＩＭ３同局受信可能限界レベル特性を従来のＧＣアンプと対比して示すグラフである。
【図１６】本発明にかかる第２実施例のＧＣアンプの弱受信局受信可能限界レベル特性を従来のＧＣアンプと対比して示すグラフである。
【図１７】本発明にかかる第２実施例のＧＣアンプのＮＦ劣化量特性を従来のＧＣアンプと対比して示すグラフである。
【図１８】従来のゲインコントロールアンプの一例の概略構成を示すブロック図である。
【図１９】従来のゲインコントロールアンプの他の例の概略構成を示すブロック図である。
【図２０】図１８に示す従来のゲインコントロールアンプの詳細な回路図の例を示す図である。
【図２１】図２０に示す従来のＧＣアンプの電気的特性を示す図表である。
【符号の説明】
【００５０】
１  ＧＣアンプ、２  ＧＣアンプ、３  ＧＣアンプ、４  ＧＣアンプ、５  ＧＣアンプ、６  ＧＣアンプ、１０  ＮＦＢアンプ、１１  可変インピーダンス回路、１２  制御回路、２０  ＮＦＢアンプ、２１  可変インピーダンス回路、２２  第１制御回路、２３  可変減衰回路、２４  第２制御回路、１００  ＧＣアンプ、１１０  アンプ、１１１  可変減衰回路、１１２  制御回路、２００  ＧＣアンプ、２１０  アンプ、２１１  パス回路、２１２  制御回路
【図１】
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【図２】
2008271276.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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