(57)【要約】【課題】電動機に印加される電圧を規定する直流電圧が変化しても電動機トルクを目標トルクに追随させる。【解決手段】発電機２０と、交流電動機５０，５５と、発電機２０が出力する直流電圧を用いて交流電動機５０，５５を駆動する電力変換器４０，４５と、電力変換器４０，４５を制御する電動機制御手段２００と、を備える電動機制御システムであって、電動機制御手段２００は直流電圧の変化を予測して電力変換器４０，４５を制御する。【選択図】図１
2008187794.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発電機と、
交流電動機と、
前記発電機が出力する直流電圧を用いて前記交流電動機を駆動する電力変換器と、
前記電力変換器を制御する電動機制御手段と、
を備える電動機制御システムであって、
前記電動機制御手段は、
前記直流電圧の変化を予測して前記電力変換器を制御すること
を特徴とする電動機制御システム。
【請求項２】
前記電動機制御手段は、
前記交流電動機の電動機電流と電動機電圧との何れか一方又は双方を磁束軸成分とこれに電気的に直交するトルク軸成分とに分解してｄｑベクトル制御するものであり、
前記予測した直流電圧予測値を用いて、前記磁束軸成分を演算すること
を特徴とする請求項１に記載の電動機制御システム。
【請求項３】
前記電動機制御手段は、直流電圧を発生する回路要素又は制御要素のうち応答時定数が長い要素の中から少なくとも１つの要素に対する現在の入力値と現在の出力値を使用して、所定の時間経過後のその要素の出力予測値を算出し、この出力予測値を使用して前記直流電圧予測値を演算すること
を特徴とする請求項１に記載の電動機制御システム。
【請求項４】
前記電動機制御システムは、シリーズハイブリッド車両に備えられるものであり、
前記電動機制御手段は、
前記交流電動機の励磁磁束の応答時定数に相当する時間経過後のインバータ周波数を予測したインバータ周波数予測値と前記予測した直流電圧予測値とに基づいて磁束指令を演算する磁束指令演算器と、
前記電力変換器を駆動する実際のインバータ周波数またはインバータ周波数指令と、前記シリーズハイブリッド車両の車体重量と、トルク指令と、前記直流電圧予測値に前記応答時定数に相当する時間の無駄時間要素を介して推定されたモータ負荷トルク推定値とに基づいて、前記インバータ周波数予測値を演算するモータ回転速度オブザーバと、をさらに備えること
を特徴とする請求項１に記載の電動機制御システム。
【請求項５】
発電機と、
交流電動機と、
前記発電機が出力する直流電圧を用いて前記交流電動機を駆動する電力変換器と、
前記電力変換器を制御する電動機制御手段と、
前記発電機を駆動するエンジンと、
前記直流電圧は、前記エンジンの回転速度に依存するシリーズハイブリッド車両であって、
前記電動機制御手段は、
前記直流電圧の変化を予測して前記電力変換器を制御すること
を特徴とするシリーズハイブリッド車両。
【請求項６】
前記電動機制御手段は、直流電圧を発生する回路要素又は制御要素のうち応答時定数が長い要素の中から少なくとも１つの要素に対する現在の入力値と現在の出力値を使用して、所定の時間経過後のその要素の出力予測値を算出し、この出力予測値を使用して前記直流電圧予測値を演算すること
を特徴とする請求項５に記載のシリーズハイブリッド車両。
【請求項７】
前記電動機制御手段は、
前記交流電動機の励磁磁束の応答時定数に相当する時間経過後のインバータ周波数を予測したインバータ周波数予測値と前記予測した直流電圧予測値とに基づいて磁束指令を演算する磁束指令演算器と、
前記電力変換器を駆動する実際のインバータ周波数又はインバータ周波数指令と、前記シリーズハイブリッド車両の車体重量と、トルク指令と、前記直流電圧予測値に前記応答時定数に相当する時間の無駄時間要素を介して推定されたモータ負荷トルク推定値とに基づいて、前記インバータ周波数予測値を演算するモータ回転速度オブザーバと、をさらに備えること
を特徴とする請求項５に記載のシリーズハイブリッド車両。
【請求項８】
交流電動機に印加される交流電圧をパルス幅制御する電動機制御手段であって、
前記交流電動機に印加される交流電圧の振幅を規定する直流電圧の変化を予測して前記パルス幅制御すること
を特徴とする電動機制御装置。
【請求項９】
前記パルス幅制御は、ＰＷＭ制御あるいは半周期内で発生する一つのパルスのパルス幅を可変する１パルス制御であること
を特徴とする請求項８に記載の電動機制御装置。
【請求項１０】
前記交流電動機の電動機電流を磁束軸成分とこれに電気的に直交するトルク軸成分とに分解して、ｄｑベクトル制御するものであり、
前記交流電動機の励磁磁束の応答時定数を備え、前記予測した直流電圧予測値に基づいて演算された磁束指令を入力する一次遅れ要素フィルタと、
前記一次遅れ要素フィルタの出力信号とトルク指令値とに基づいて、前記電動機電流の前記トルク軸成分を演算するトルク電流変換器と、
前記一時遅れ要素フィルタの出力信号とｑ軸電流指令値とに基づいて、前記交流電動機の滑りを演算するすべり周波数指令演算器とをさらに備えること
を特徴とする請求項８に記載の電動機制御装置。
【請求項１１】
交流電動機と、
直流電圧を用いて前記交流電動機を駆動する電力変換器と、
前記直流電圧の変化を予測して前記電力変換器をパルス幅制御する電動機制御手段と、
を備えること
を特徴とする電動機制御システム。
【請求項１２】
交流電動機に印加される交流電圧振幅をパルス幅制御する電動機制御手段を制御する制御方法であって、
前記交流電動機に印加される交流電圧振幅を規定する直流電圧の変化を予測して前記パルス幅制御すること
を特徴とする電動機制御方法。
【請求項１３】
交流電動機に印加される交流電圧をパルス幅制御する電動機制御システムであって、
前記交流電動機の電動機電流を磁束軸成分とこれに電気的に直交するトルク軸成分とに分解して、ｄｑベクトル制御するものであり、
前記交流電動機は、誘導電動機であり、
前記誘導電動機の励磁磁束の応答時定数を備え、直流電圧値に基づいて演算された磁束指令を入力する一次遅れ要素フィルタと、
前記一次遅れ要素フィルタの出力信号とトルク指令値とに基づいて、前記電動機電流の前記トルク軸成分を演算するトルク電流変換器と、
前記一時遅れ要素フィルタの出力信号とｑ軸電流指令値とに基づいて、前記誘導電動機のすべり周波数を演算するすべり周波数指令演算器とをさらに備えること
を特徴とする電動機制御システム。
【請求項１４】
交流電動機に印加される交流電圧をパルス幅制御する電動機制御手段を備えるシリーズハイブリッド車両であって、
前記交流電動機の電動機電流を磁束軸成分とこれに電気的に直交するトルク軸成分とに分解して、ｄｑベクトル制御するものであり、
前記交流電動機は、誘導電動機であり、
前記誘導電動機の励磁磁束の応答時定数を備え、直流電圧値に基づいて演算された磁束指令を入力する一次遅れ要素フィルタと、
前記一次遅れ要素フィルタの出力信号とトルク指令値とに基づいて、前記電動機電流の前記トルク軸成分を演算するトルク電流変換器と、
前記一時遅れ要素フィルタの出力信号とｑ軸電流指令値とに基づいて、前記誘導電動機のすべり周波数を演算するすべり周波数指令演算器とをさらに備えること
を特徴とするシリーズハイブリッド車両。
【請求項１５】
交流電動機に印加される交流電圧をパルス幅制御する電動機制御装置であって、
前記交流電動機は、誘導電動機であり、
前記誘導電動機の励磁磁束の応答時定数を備え、直流電圧値に基づいて演算された磁束指令を入力する一次遅れ要素フィルタと、
前記一次遅れ要素フィルタの出力信号とトルク指令値とに基づいて、電動機電流のトルク軸成分を演算するトルク電流変換器と、
前記一時遅れ要素フィルタの出力信号とｑ軸電流指令値とに基づいて、前記誘導電動機のすべり周波数を演算するすべり周波数指令演算器とをさらに備えること
を特徴とする電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換器に印加される直流電圧の変化を予測して、電動機を駆動する電動機制御システム、シリーズハイブリッド車両、電動機制御装置、及び電動機制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に記載されているように、エンジンと、このエンジンに連結し、整流器を備える発電機と、発電機の直流出力を充電するバッテリと、バッテリに充電された直流電力を交流電力に変換するインバータと、インバータが生成した矩形波電圧によって駆動される電動機と、この電動機の出力をタイヤに伝達する駆動機構とを備えたシリーズハイブリッド車両が知られている。
【０００３】
また、鉱山機械や建設機械は、取り扱う駆動力や牽引力が乗用車に比べて非常に大きいため、エンジンの動力を変速機を経由してタイヤを駆動する車両、すなわち機械駆動車両が一般的であった。しかし、機械駆動車両では、ブレーキ操作に伴うブレーキバッドの磨耗が著しいこと、変速機等の機械部品の定期交換間隔が短いこと、といった課題があった。保守費用の軽減の要請から、他方で必要となる蓄電エネルギー量に見合うバッテリのコストが高すぎるという制約から、バッテリを搭載しないシリーズハイブリッド車両の利用が進んできた。
【０００４】
また、機械駆動車両においては、タイヤの駆動トルクを変化させるには、動力源であるエンジンのトルクを変化させる必要があった。この方法では、全タイヤのトルクを同時に変化させるため個別調整ができない欠点、エンジン自体の応答無駄時間・応答時間の影響で即時の調整をやりにくい欠点、がある。次に、バッテリを搭載しないシリーズハイブリッド車両においてはエンジン発電機が持つ機械慣性エネルギーと直流回路が持つ電気エネルギーとを利用しているが、バッテリを搭載するシリーズハイブリッド車両においてはさらにバッテリに充電された電気エネルギーを利用して、モータのトルクを各輪独立に高速に変化させることが可能である。これはエンジンのトルク制御とモータのトルク制御とが独立しており、かつモータのトルク制御の応答時間がエンジンのトルク制御の応答時間に対して非常に短いからである。
【０００５】
また、電動機を制御する電動機制御手段は、励磁磁束成分（ｄ軸成分）と、これに直交するトルク電流成分（ｑ軸成分）とに分割して電動機電流を制御するｄｑベクトル制御を行ない、トルク指令をｑ軸電流指令に変換して電動機電流がこのｑ軸電流指令に収束するように制御される。つまり、シリーズハイブリッド車両は、アクセルの踏込み量あるいはブレーキの踏込み量に対応したモータトルク指令（トルク電流指令）に基づいてモータの駆動力（トルク）を制御することにより、当該車両の速度制御を行っている。
【特許文献１】特開２０００−１６６００９号公報（段落番号００１３〜００１４、及び図１参照）
【０００６】
交流電圧ｑ軸成分（交流電圧振幅とほぼ同義）を電動機に印加すると、励磁磁束成分（ｄ軸成分）が、電動機固有の応答時定数（例えば１．３秒）の一次遅れで確立する。トルク電流成分（ｑ軸成分）は、電動機制御手段の応答時定数（例えば０．１秒）で確立する。磁束成分（ｄ軸成分）とトルク電流（ｑ軸成分）の積に比例する電動機トルクは、その制御応答を速くする要請に対して、応答時定数が長い励磁磁束成分（ｄ軸成分）の変化を極力回避することが一般的である。具体的には、低速度域では励磁磁束成分（ｄ軸成分）を一定値に保ち、高速度域では電動機への印加電圧を定電圧特性とする制約から励磁磁束成分（ｄ軸成分）を徐々に弱めている（弱め励磁）。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、鉱山機械や建設機械で使用される、バッテリを搭載しないシリーズハイブリッド車両に対しては、非駆動時のエンジン回転速度の低減と、駆動時のシステム効率の向上、の強い要請がある。
まず、エンジンと発電機は直結され、エンジン回転速度に比例して発電機電圧が変化し、これを整流して得られる直流電圧も変化する。非駆動時にはエンジン回転速度が低下するので、直流電圧も低下する。
次に、駆動時にインバータで発生するスイッチング損失を低減するために、大部分の速度域で１パルス制御が使用される。１パルス制御している領域では、直流電圧の変動がそのままモータに印加される交流電圧振幅の変動となる。
このため、モータに印加される交流電圧振幅（インバータ電圧）は、エンジン回転速度（発電機回転速度）に依存し、アクセルの踏込み量の変化により上昇、下降する。インバータ電圧の変化に応じて電動機の励磁磁束は、電動機固有の応答時定数の一次遅れを経て変化する。従来の電動機制御手段は励磁磁束成分（ｄ軸成分）の応答一次遅れを考慮していないため、励磁磁束と電動機電流との積に比例する電動機トルクは、トルク指令よりも遅れて変化するという問題点がある。
【０００８】
そこで、本発明は、直流電圧が変化しても交流電動機トルクが目標トルクに追随することができる電動機制御システム、シリーズハイブリッド車両、電動機制御装置、及び電動機制御方法を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記課題を解決するため、本発明の電動機制御システムは、発電機と、交流電動機と、前記発電機が出力する直流電圧を用いて前記交流電動機を駆動する電力変換器と、前記電力変換器を制御する電動機制御手段と、を備える電動機制御システムであって、前記電動機制御手段は、前記直流電圧の変化を予測して前記電力変換器を制御することを特徴とする。
【００１０】
これによれば、直流電圧の変化を予測して電力変換器が制御される。励磁磁束成分（ｄ軸成分）は交流電動機に印加される電圧に対して一次応答遅れで変化するが、直流電圧予測値を使用して交流電動機に印加される電圧を励磁時定数だけ早めに変化させる。これにより、ｄ軸励磁磁束指令と電動機に発生する励磁磁束の偏差が無くなる。さらに、ｄ軸励磁磁束指令を励磁時定数の一次遅れを通過させてｄ軸磁束推定値を求める。目標トルクをｄ軸磁束推定値で除した値をトルク電流指令（ｑ軸指令）とする。電動機トルクは励磁磁束成分（ｄ軸成分）とトルク電流成分（ｑ軸成分）の積に比例する。したがって、電力変換器に印加される直流電圧が変化しても電動機トルクが目標トルクに追随することができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、直流電圧が変化しても交流電動機トルクが目標トルクに追随することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
（第１実施形態）
本実施形態の特徴構成である電動機制御手段を説明する前に、シリーズハイブリッド車両について説明する。
図１の構成図において、本発明の一実施形態であるシリーズハイブリッド車両１００は、図示しないアクセルあるいはブレーキの踏込み量（アクセル開度）に対応するエンジン回転速度指令が入力され、指令されたエンジン回転速度で回転するエンジン１０と、エンジン１０に連結され、整流器を備える発電機２０と、発電機２０が発電し整流した直流電圧を矩形波電圧に変換する電力変換器である右インバータ４０と、右インバータ４０によって駆動される交流電動機である右電動機５０と、右電動機５０に直結される右ギア６０（遊星ギア）と、右ギア６０に直結される右タイヤ６１と、電動機制御装置である電動機制御手段２００とを備えている。ここで、右インバータ４０と右電動機５０と電動機制御手段２００とを備えて電動機制御システムを構成する。
【００１３】
図２は、右電動機５０が生成する駆動力が右タイヤ６１を経由して地面６５に至るまでの機構図である。
図２に示すように、右電動機５０の駆動力はモータ軸２を介して右ギア（遊星ギア）６０の太陽歯車に伝達され、右ギア６０の駆動力は右ギア６０の外輪歯車６０ａ、及びギア軸４を介して右タイヤ６１に伝達され、右タイヤ６１と地面６５との摩擦抵抗、及び右タイヤ６１に加えられる回転力によって車両を走行させる。
【００１４】
言い換えれば、再び図１に戻り、右電動機５０と右ギア６０との間はモータ軸２を模擬した連結軸８１を介して接続され、右ギア６０と右タイヤ６１との間は連結軸８２を介して接続され、右タイヤ６１は接触面８３を介して地面６５の反力を受けている。
【００１５】
エンジン１０は、図示しないアクセル、あるいはブレーキの踏込み量に基づいてエンジン回転速度が制御されるように、電動機制御手段２００から速度指令が入力される。また、エンジン１０は、検出されたエンジン回転速度が電動機制御手段２００に出力されるようになっている。
【００１６】
発電機２０は、図示しない回転子界磁巻線に励磁電圧が印加され、回転子を回転することによって、磁束が固定子コイルに鎖交し、図示しない固定子に巻回された３相に結線された固定子コイルに、回転角に同期した交流電力を発電する。また、発電機２０は、図示しない３相の整流器及び平滑コンデンサを備え、発電した交流電力を最大２０００Ｖの直流電力に変換して出力する。なお、出力される直流電圧は、電動機制御手段２００から入力される励磁電圧と回転子の回転速度とによって規定される。なお、平滑コンデンサは、リップル電圧を低減するものであり、負荷電流によって急速に電圧が低減する程度の容量である。
【００１７】
また、発電機２０は、励磁電圧を制御できるように構成されている。これは、発電機回転速度が遅いときには、励磁電圧を低くすることにより、励磁電流が所定範囲内に制限され、過励磁を防止することができるからである。また、励磁電圧を低くすることにより、発電電圧が低くなるので、右インバータ４０が低回転速度領域（例えば、２５Ｈｚ以下）であってもインバータ損失が低減するからである。
【００１８】
右電動機５０は、３相交流電力を回転エネルギーに変換する誘導電動機であり、電動機回転速度を検出する右速度センサ７０が外部に設けられている。なお、右電動機５０は、誘導電動機であるので、回転磁界と回転子とはすべりが発生し、電動機回転速度と電動機印加電圧の周波数（インバータ周波数）とは異なる。
【００１９】
右インバータ４０は、電動機制御手段２００が生成した３相の制御パルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに基づいて、入力される直流電力を３相交流電力に変換し、右電動機５０を制御する。また、発電機２０が生成する直流電圧は、右電動機５０に印加されるパルス電圧の振幅を規定する。また、右インバータ４０は、３相の電流センサが備えられており、電動機電流を電動機制御手段２００に出力する。
【００２０】
図３に示す通り、右インバータ４０のインバータ周波数ｆｉｎｖ（右電動機５０の回転速度に対応する）が第１の所定周波数ｆ１（例えば、１３Ｈｚ）よりも低いときは、右インバータ４０はＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行うが、インバータ周波数ｆｉｎｖが第３の所定周波数ｆ３（例えば３７Ｈｚ）よりも高いときは、１パルス制御を行う。また、第１の所定周波数ｆ１と第３の所定周波数ｆ３との間は過変調ＰＷＭなどＰＷＭ制御と１パルス制御とを滑らかに結ぶ制御を行う。ここで、１パルス制御とは、右インバータ４０のインバータ周期で正負の半周期それぞれ１回のみパルス幅を可変して、右電動機５０に印加される平均電圧を変化する制御であり、１周期中のスイッチング回数がＰＷＭ制御方式よりも少ないのでインバータ効率が高められる。なお、インバータ周波数が第３の所定周波数ｆ３よりも低いときに１パルス制御を行うと導通時間が長くなり、右電動機５０に過電流が流れることになる。
【００２１】
右インバータ４０のインバータ周波数が第３の所定周波数ｆ３（例えば３７Ｈｚ）よりも低いときは、右電動機５０のｄ軸磁束（後記する図４の２７０ｂで例示）は一定値を保つように制御され、トルク電流も一定値を保つように制御される。右電動機５０のｄ軸磁束φｄを一定値に保つために必要な交流電圧振幅は、インバータ周波数ｆｉｎｖに比例しているため、インバータ周波数ｆｉｎｖが低い領域では、右電動機５０に印加する交流電圧を生成するために必要な直流電圧が低くてもよい。また、インバータ周波数ｆｉｎｖが低い領域では、ユーザの要求によりトルク電流（ｑ軸電流）を大きく流すこと、過電流を回避するためにＰＷＭ制御を行うこと、からインバータ損失が大きくなる。インバータ損失は直流電圧とインバータ電流とスイッチング周波数との積に比例するが、インバータ電流が高くなるインバータ周波数ｆｉｎｖが低い領域では、直流電圧を低くしてインバータ損失を減らしている。
【００２２】
すなわち、電動機制御手段２００は、右インバータ４０のインバータ周波数ｆｉｎｖが第１の所定周波数ｆ１（例えば、１３Ｈｚ）よりも低いときは、発電機２０の出力電圧が低電圧Ｅ１（例えば、１０００Ｖ以下）を出力するようにエンジン回転速度を制御する。また、第２の所定周波数ｆ２（例えば、２５Ｈｚ）よりも高いときには、発電機２０が高電圧Ｅ２（例えば、２０００Ｖ）を出力するようにエンジン回転速度を制御する。また、インバータ周波数が第１の所定周波数ｆ１よりも高く、第２の所定周波数ｆ２よりも低いときには、低電圧Ｅ１から高電圧Ｅ２まで直線的に直流電圧を上昇させる。これにより、第２の所定周波数ｆ２以下でのインバータ損失を低減している。インバータ周波数が第３の所定周波数ｆ３より高いときには右電動機５０を１パルス制御して、それ以下ではＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御する。これにより、右電動機５０に過電流が流れない。
【００２３】
以上の説明は、アクセル開度を最大（１００％）にしたときの、システムとしての最大出力での動作である。アクセル開度を下げたときには、エンジン回転速度が低下し、発電機２０の出力する直流電圧も低下する。アクセル開度を低位で固定（例えば２０％）としたときは、システム動作は直流電圧が下がること以外には、動作変化周波数は変化しない。
【００２４】
また、発電機２０には、右チョッパ９０及び右抵抗器９５が接続されている。本実施形態のようなバッテリを搭載しないシリーズハイブリッド車両では、加速時においては、発電機２０が右電動機５０を駆動させるのに必要な電力を常に供給し、減速時においては、右電動機５０は車両の運動エネルギーを回生して電気エネルギーに変換している。右チョッパ９０及び右抵抗器９５は、回生時の電気エネルギーを消費させているので、制動時の機械機構の磨耗が少ない。
【００２５】
また、シリーズハイブリッド車両１００は、電動機制御手段２００を備え、この電動機制御手段２００は、右速度センサ７０が検出した電動機回転速度と右インバータ４０が検出する３相の電動機電流とトルク指令Ｔｒｑ＊（図４）とに基づいて、右電動機５０が発生するトルクを制御する。
【００２６】
また、シリーズハイブリッド車両１００は、左右のタイヤを左右の電動機で駆動するように構成され、左インバータ４５、左電動機５５、左ギア６６、及び左タイヤ６７をさらに備え、それぞれは、連結軸８４，連結軸８５，接触面８６を介して接続されている。また、シリーズハイブリッド車両１００は、右電動機５０の回転速度を検出する右速度センサ７０と、左電動機５５の電動機回転速度を検出する左速度センサ７５と、左チョッパ９１と、左抵抗器９６とを備えている。また、左インバータ４５と左電動機５５と電動機制御手段２００とを備えても電動機制御システムが構成される。
【００２７】
次に、図４のブロック図を参照して、電動機制御手段２００の機能構成を説明する。
電動機制御手段２００は、電動機回転速度ｆｒｆｂと、電動機電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、トルク指令Ｔｒｑ＊と、直流電圧予測値Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）とに基づいて、右インバータ４０（図１）に印加する制御パルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成するものである。なお、電動機回転速度ｆｒｆｂは、機械角から電気角に換算した値を用いている。また、電動機制御手段２００は、電動機電流と電動機電圧とを磁束軸成分（ｄ軸成分）とこれに電気的に直交するトルク軸成分（ｑ軸成分）とに分解してｄｑベクトル制御を行う。
ここで、ｄ軸磁束指令φｄ＊からｄ軸磁束推定値φｄ＊（ｏｂｓ）を作成するＬＰＦｂ２６５は、本実施形態の特徴構成である。電動機制御手段２００が想定したｄ軸磁束指令φｄ＊から、右電動機５０の固有応答を考慮して、観測できないが実際に右電動機５０の中に生じるｄ軸磁束φｄを、ｄ軸磁束推定値φｄ＊（ｏｂｓ）として推定する機構である。
【００２８】
ここで、直流電圧予測値Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）は、本実施形態の特徴構成である。発電機２０（図１）の直流電圧Ｅｄｃの将来変化を予測した値である。ｄ軸磁束指令φｄ＊は、直流電圧Ｅｄｃとインバータ周波数ｆｉｎｖの関数であるが、このうち直流電圧Ｅｄｃの変化の影響が大きい。本実施形態の電動機制御手段２００は、アクセル開度変化を起点として、エンジン１０及び発電機２０の回転速度の応答遅れ、発電機電圧制御の応答遅れを経て直流電圧が変化するが、アクセル開度変化を起点した所定の時間後（例えば１．３秒後）の直流電圧Ｅｄｃを予測して電動機制御を行う。
【００２９】
また、電動機制御手段２００は、パルス生成器２１０と、３相−２軸変換器２１５と、変調率算出器２２０と、ｄｑ軸−極座標変換器２２５と、ＶｄＶｑ電圧指令器２３０と、周波数−位相変換器２３５と、トルク−電流変換器２４０と、ｑ軸ＡＣＲ２４５と、すべり周波数指令演算器２５０と、１／Ｍ演算器２５５と、ＬＰＦａ２６０と、磁束指令演算器２７０と、直流電圧予測器４００と、加算器２８１，２８２，２８３と、を備える。なお、各部の機能は図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭからなるコンピュータ及びプログラムによって実現される。
【００３０】
ｄｑ軸−極座標変換器２２５は、ｑ軸指令電圧Ｖｑｍと、ｄ軸指令電圧Ｖｄｍとを、（１）式，（２）式に基づいて、電圧振幅Ｖ１ｄｑと電圧位相δｄｑとに変換する。
δｄｑ＝ｔａｎ−１（Ｖｑｍ／Ｖｄｍ）      ・・・・・・・・・・・（１）
Ｖ１ｄｑ＝√（Ｖｄｍ２＋Ｖｑｍ２）        ・・・・・・・・・・・（２）
【００３１】
パルス生成器２１０は、電圧振幅Ｖ１ｄｑと電圧位相δｄｑとに基づいた信号が入力され、右インバータ４０（図１）を制御する制御パルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを出力する。このとき、電圧振幅Ｖ１ｄｑは、変調率算出器２２０によって直流電圧予測値Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）との比率が演算されて、演算結果である変調率Ｖ１ｋｈとしてパルス生成器２１０に入力される。また、基準座標位相θｎｏｗと電圧位相δｄｑとπ／２の位相角とが、加算器２８３により加算されてインバータ位相θｉｎｖとなり、パルス生成器２１０に入力される。
【００３２】
また、パルス生成器２１０は、加算器２８３で加算された位相信号（θｎｏｗ＋δｄｑ＋π／２）に基づいた三角波信号の値と、電圧振幅Ｖ１ｄｑの値とを比較してＰＷＭ制御パルス信号を生成して、制御パルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗとして出力する。また、変調率Ｖ１ｋｈが所定の値を超えた場合は、パルス生成器２１０は、インバータ位相θｉｎｖに対応した長さの１パルス制御信号を生成して、制御パルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗとして出力する。
【００３３】
周波数−位相変換器２３５は、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊を２π／ｓ倍に積分することにより、基準座標位相θｎｏｗに変換するものである。なお、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊は、加算器２８２により、電動機回転速度ｆｒｆｂと、すべり周波数指令ｓｌｉｐ＊とを加算したものである。
【００３４】
３相−２軸変換器２１５は、（３）式乃至（６）式に基づいて、右電動機５０（図１）に流れる電動機電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄｆとｑ軸電流Ｉｑｆとにｄｑベクトル変換するものである。
Ｉαｆ＝２／３・Ｉｕ−１／３・Ｉｖ−１／３・Ｉｗ    ・・・・・・・（３）
Ｉβｆ＝１／√｛３・（Ｉｖ−Ｉｗ）｝    ・・・・・・・・・・・・・（４）
Ｉｄｆ＝＋Ｉαｆ・ｃｏｓ（θｎｏｗ）＋Ｉβｆ・ｓｉｎ（θｎｏｗ）…（５）
Ｉｑｆ＝−Ｉαｆ・ｓｉｎ（θｎｏｗ）＋Ｉβｆ・ｃｏｓ（θｎｏｗ）…（６）
【００３５】
トルク−電流変換器２４０は、ｄ軸磁束推定値φｄ＊(ｏｂｓ)に基づいて、トルク指令Ｔｒｑ＊をｑ軸電流指令Ｉｑ＊に変換するものであり、（７）式により変換を行う。
Ｉｑ＊＝Ｔｒｑ＊／（Ｋ・φｄ＊(obs)）    ・・・・・・・・・・・・・・（７）
ここで、ｄ軸磁束推定値φｄ＊(ｏｂｓ)は、ｄ軸磁束指令φｄ＊をＬＰＦｂ２６５を介して生成され、ｄ軸磁束指令φｄ＊は、直流電圧予測値Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）とインバータ周波数ｆｉｎｖ＊との関数であり、磁束指令演算器２７０がテーブルを参照して演算する。例えば、図５のテーブル２７０ｂのように低速度領域では一定磁束となるようにし、高速度領域では電動機印加電圧振幅を一定とするように弱め励磁となるように磁束を低減するようにする。なお、ＬＰＦｂ２６５は、図示していないｄ軸磁束φｄの応答時定数τｄ（約１．３秒）に相当する一次遅れ要素フィルタである。
【００３６】
磁束指令演算器２７０は、直流電圧予測値Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）と、制御パルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの周波数であるインバータ周波数ｆｉｎｖ＊とに基づいて、ｄ軸磁束指令φｄ＊を演算するものである。図５に示すように、磁束指令演算器２７０は、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊の絶対値に基づいて、直流電圧基準値Ｅｄｃ_ｂａｓｉｃと、ｄ軸磁束基準値φｄ０＊とをテーブル２７０ａ，２７０ｂを参照して演算する。さらに、演算器２７０ｃが（８）式に基づいて、直流電圧基準値Ｅｄｃ_ｂａｓｉｃと、ｄ軸磁束基準値φｄ０＊とからｄ軸磁束指令φｄ＊を演算する。なお、直流電圧予測値Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）は、１ｐｕ／ｒａｔｅｄ（ｐｅｒ／ｕｎｉｔ／ｒａｔｅｄ）を単位としている。
φｄ＊＝φｄ０＊・Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）／Ｅｄｃ_ｂａｓｉｃ    ・・・・（８）
【００３７】
テーブル２７０ａは、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊の絶対値が所定周波数ｆ１よりも低いときには、直流電圧基準値Ｅｄｃ_ｂａｓｉｃが所定電圧Ｅ１（例えば、１０００Ｖ）となるように設定され、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊の絶対値が所定周波数ｆ２よりも高いときには、所定電圧Ｅ２（例えば、２０００Ｖ）になるように設定されている。また、テーブル２７０ａは、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊の絶対値が所定周波数ｆ１よりも高く、所定周波数ｆ２よりも低いときには、所定電圧Ｅ１と所定電圧Ｅ２との間を直線的に変化するように設定されている。
【００３８】
テーブル２７０ｂは、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊の絶対値が所定周波数ｆ４よりも低いときには、ｄ軸磁束指令φｄ０＊が一定値となるように設定され、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊が所定周波数ｆ４よりも高いときには、ｄ軸磁束指令φｄ０＊を徐々に減衰させるように設定されている。これにより、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊が所定周波数ｆ４よりも低いときには、一定磁束での駆動が可能になり、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊が所定周波数ｆ４よりも高いときには、電動機印加電圧振幅を一定とするように弱め励磁運転での駆動が可能となる。
【００３９】
磁束指令演算器２７０の出力であるｄ軸磁束指令φｄ＊は、１／Ｍ演算器２５５を介してｄ軸電流指令Ｉｄ＊に変換され、ＶｄＶｑ電圧指令器２３０に入力される。ここで、１／Ｍ演算器２５５は、誘導電動機の相互インダクタンスＭで除する演算器である。さらに、ｄ軸磁束指令φｄ＊は、ＬＰＦｂ２６５を介して、実際に右電動機５０の中に生じるｄ軸磁束φｄの推定値であるｄ軸磁束推定値φｄ＊（ｏｂｓ）に変換され、トルク−電流変換器２４０、すべり周波数指令演算器２５０、及びＶｄＶｑ電圧指令器２３０に入力される。
【００４０】
ｑ軸ＡＣＲ２４５は、ＬＰＦａ２６０によって基本波成分を抽出されたｑ軸電流Ｉｑｆとｑ軸電流指令Ｉｑ＊との差分に基づいて比例積分制御（ＰＩ制御）するものであり、この差分が加算器２８１によって演算される。また、ｑ軸ＡＣＲ２４５の出力には、リミッタ２４７が接続されており、ｑ軸電流指令Ｉｑｖを出力する。
【００４１】
ＶｄＶｑ電圧指令器２３０は、ｑ軸電流指令Ｉｑｖと、ｄ軸磁束指令φｄ＊と、ｄ軸磁束指令φｄ＊を１／Ｍ演算器２５５で変換したｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊とを入力して、（９）式，（１０）式に基づいて、ｑ軸指令電圧Ｖｑｍとｄ軸指令電圧Ｖｄｍとを生成する。
Ｖｑｍ＝Ｒσ・Ｉｑｖ＋２πｆｉｎｖ＊・Ｌσ・Ｉｄ＊＋２πｆｒｆｂ・Ｍ／Ｌ２・φｄ＊      ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（９）
Ｖｄ＊＝Ｒσ・Ｉｄ＊−２πｆｉｎｖ＊・Ｌσ・Ｉｑｖ−Ｍ／（Ｔ２・Ｌ２）・φｄ＊           ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）
ここで、Ｒσ＝Ｒ１＋Ｒ２’、Ｌσ＝Ｌ１−Ｍ２／Ｌ２であって、Ｒσ：１次換算抵抗、Ｒ１：１次抵抗、Ｒ２’：１次換算２次抵抗、Ｌσ：１次換算漏れインダクタンス、Ｍ：相互インダクタンス、Ｌ１：１次自己インダクタンス、Ｌ２：２次自己インダクタンス、Ｔ２：２次時定数（Ｔ２＝Ｌ２／Ｒ２），Ｒ２：２次抵抗    である。これらの定数は、誘導電動機の等価回路パラメータである。
【００４２】
すべり周波数指令演算器２５０は、ｄ軸磁束推定値φｄ＊(ｏｂｓ)とｑ軸電流指令Ｉｑｖとから、（１１）式に基づいて、すべり周波数指令ｓｌｉｐ＊を演算する。
ｓｌｉｐ＊＝Ｋ・Ｉｑｖ／φｄ＊(obs)    ・・・・・・・・・・・・・（１１）
ここで、Ｋは定数である。
【００４３】
次に、従来における直流電圧Ｅｄｃの制御方法を図６を用いて説明する。アクセル開度Ａｃｃｅｌを入力として、エンジン回転速度指令関数を経由して、エンジン回転速度指令Ｎｅｎｇ＊が変化する。エンジン回転速度制御手段が動作して、所定の応答遅れ時間τeng（例えば、２秒）を経て、エンジン回転速度検出値Ｎｅｎｇが変化する。一方、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊を入力として、基準直流電圧関数を経由して、直流電圧基準値Ｅｄｃ＿ｂａｓｉｃが算出される。この関数自体は図５のテーブル２７０ａと同様のものである。異なるところは、入力であるインバータ周波数ｆｉｎｖ＊が、図５では片側の値であるのに対して、図６では左右の平均値であることである。エンジン回転速度検出値Ｎｅｎｇと、直流電圧基準値Ｅｄｃ＿ｂａｓｉｃを入力として、発電機電圧指令値関数を経由して、直流電圧指令値Ｅｄｃ*が算出される。エンジン回転速度の定格値Ｎｅｎｇ(ｔｙｐ)を用いると、（１２）式で算出される。
Ｅｄｃ*＝Ｅｄｃ_ｂａｓｉｃ×Ｎｅｎｇ／Ｎｅｎｇ(ｔｙｐ) ・・・・（１２）
直流電圧指令値Ｅｄｃ*を入力として、発電機電圧制御手段が動作して、所定の応答遅れ時間τavr（例えば０．０５秒）を経て、直流電圧検出値Ｅｄｃが変化する。従来例において、磁束指令演算器２７０で使用する直流電圧は、直流電圧予測値Ｅｄｃ（ｐｒｅ）の代わりに直流電圧検出値Ｅｄｃ又は直流電圧指令値Ｅｄｃ*を使用していた。
【００４４】
次に、本実施形態の特徴構成である直流電圧予測値Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）を算出する直流電圧予測器４００（図４）を図６を用いて説明する。直流電圧予測器４００は、エンジン回転速度指令関数４１０と、エンジン回転速度制御手段４２０と、エンジン回転速度予測器４３０と、発電機電圧予測値関数４４０と、発電機電圧指令値関数４４５と、発電機電圧制御手段４５０と、基準直流電圧関数４６０とを備える。
【００４５】
直流電圧Ｅｄｃは、アクセル開度Ａｃｃｅｌとインバータ周波数ｆｉｎｖ＊との関数であり、アクセル開度Ａｃｃｅｌの影響が大きい。これは、入力に対する出力応答遅れ大という観点からは、エンジン回転速度制御手段４２０の応答遅れ時間τengが中途に存在するからである。そこでアクセル開度Ａｃｃｅｌの処理における応答遅れを考慮して予測する機構を想定する。予測すべき将来の時刻であるが、励磁磁束φｄの応答時定数（１．３秒程度）の時間経過後を目標時刻としている。これは、励磁磁束φｄの応答時定数の影響を、ｄ軸磁束指令φｄ＊を同時定数だけ早く変化させて打ち消す意図からである。言い換えれば、本実施形態の電動機制御方法は、交流電動機に印加される交流電圧振幅を規定する直流電圧の変化を予測してパルス幅制御を行っている。
【００４６】
エンジン回転速度指令関数４１０は、アクセル開度Ａｃｃｅｌが０％から１００％まで変化したときに、エンジン回転速度指令Ｎｅｎｇ*を１２００ｒｐｍから１９００ｒｐｍまで変化させる。エンジン回転速度制御手段４２０は、エンジン回転速度指令Ｎｅｎｇ*をエンジン回転速度を演算するものであり、この出力をエンジン回転速度算出値Ｎｅｎｇという。具体的には、エンジン回転速度制御手段４２０は、応答遅れ時間τengの一次遅れ（１／（ｓ＋τeng））を演算する。ここで、応答遅れ時間τengは２秒である。
【００４７】
エンジン回転速度予測器４３０は、エンジン回転速度指令値Ｎｅｎｇ*とエンジン速度検出値Ｎｅｎｇを入力として、励磁磁束φｄの応答時定数τd（１．３秒程度）将来のエンジン回転速度予測値Ｎｅｎｇ*（ｐｒｅ）を算出している。この予測器はエンジン回転速度制御手段４２０の一次遅れを模擬しているので、次の式（１３）で算出される。
Ｎeng*(pre)＝Ｎeng＋（Ｎeng*―Ｎeng）・｛１−ｅ（-τd／τeng）｝
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１３）
【００４８】
基準直流電圧関数４６０は、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊から基準直流電圧Ｅｄｃ_basicを演算するテーブルであり、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊が０Ｈｚから１３Ｈｚまでは、１０００Ｖの値を出力し、２５Ｈｚ以上では２０００Ｖの値を出力し、１３Ｈｚから２５Ｈｚまでは１０００Ｖから２０００Ｖまでを直線的に変化する電圧の値を出力する。
【００４９】
発電機電圧予測値関数４４０は、エンジン回転速度予測値Ｎｅｎｇ＊（ｐｒｅ）と、直流電圧基準値Ｅｄｃ＿ｂａｓｉｃを入力として、直流電圧予測値Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）を出力する。この予測値は次の式（１４）で算出される。
Ｅｄｃ*(pre)＝Ｅｄｃ_basic×Ｎeng*(pre)／Ｎeng(typ) ・・・・・（１４）
ここで、Ｎeng(typ)は、例えば１９００ｒｐｍである。
また、発電機電圧指令値関数４４５は、エンジン回転速度算出値Ｎｅｎｇを直流電圧指令Ｅｄｃ＊に変換するものであり、具体的関数は式（１４）と同様である。
【００５０】
次に、シリーズハイブリッド車両１００の全体動作について説明する。
図７（ａ）に示すように、時刻ｔ１で図示しないアクセルが踏み込まれ、アクセル踏込み量が２０％から１００％にステップ応答で変化する。トルク電流指令値（ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊）はほぼ同時に変化する。図７（ｂ）に示すように、時刻ｔ１前では、エンジン１０は、例えばエンジン回転速度Ｎengは１２００ｒｐｍで運転しており、時刻ｔ１でエンジン回転速度指令Ｎeng*は１９００ｒｐｍに変化し、エンジン回転速度Ｎengが一次遅れで増加する。そして、エンジン１０は、やがて１９００ｒｐｍの一定回転速度に到達する。エンジン回転速度推定値Ｎeng*(pre)は、現実のエンジン回転速度Ｎengよりも時間τd（約１．３秒）だけ早く変化していく。
【００５１】
図７（ｃ）は、直流電圧の変化を示す。時刻ｔ１以前はエンジン回転速度１２００ｒｐｍに応じた直流電圧指令Ｅｄｃ＊＝１２６３Ｖが出力され、直流電圧Ｅｄｃも１２６３Ｖを維持する。時刻ｔ１以降は、エンジン回転速度Ｎengに比例して直流電圧Ｅｄｃが一次遅れで増加していく。直流電圧予想値Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）は、現実の直流電圧Ｅｄｃよりも時間τｄ（約１．３秒）だけ早く変化していく。
図７（ｄ）は、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊の変化を示す。時刻ｔ１以前は電動機トルクと路面抵抗とが平衡して、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊の変化がない状態を想定している。時刻ｔ１以降は、電動機トルクが上昇するので、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊が上昇していく。
図７（ｅ）は、右電動機５０の励磁磁束φｄの変化を示す。まず、励磁磁束指令φｄ＊に注目する。時刻ｔ１以降は直流電圧Ｅｄｃが上昇するため（図７（ｃ））、励磁磁束指令φｄ＊も上昇する要因となる。これに伴い、電動機トルクＴｒｑが増大するため（図７（ｆ））、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊が増大していき、弱め励磁特性により、励磁磁束指令φｄ＊が減少する要因となる。やがて時刻ｔ２で、増大要因と減少要因との優劣が反転して、励磁磁束指令φｄ＊が実際に減少を開始する。
励磁磁束予測値φｄ＊（ｐｒｅ）変化は、ｑ軸電圧指令Ｖｑｍの変化に直結し、モータ電圧振幅Ｖ１ｄｑを変化させる。モータの励磁回路の応答遅れ時定数τｄ（約１．３秒）により、実際にモータ内部に発生する励磁磁束φｄはφｄ＊（ｐｒｅ）に対して、応答遅れ時定数τｄだけ遅れて変化する。
直流電圧変化の過程に限っては、励磁磁束予測値φｄ＊（ｐｒｅ）は、励磁磁束指令値φｄ＊より、応答遅れ時定数τｄだけ早く変化する。このため、直流電圧変化の過程に限っては、励磁磁束指令φｄ＊と励磁磁束φｄは一致した挙動を示す。なお、インバータ周波数の上昇に伴う弱め励磁特性領域では、励磁磁束指令φｄ＊と励磁磁束φｄとは一致しないが、励磁磁束指令φｄ＊の変化が緩やかなため、励磁磁束指令φｄ＊と励磁磁束φｄとの偏差は小さい。
【００５２】
図７（ｆ）は、電動機のトルクＴｒｑの変化を示す。トルクＴｒｑは励磁磁束φｄとｑ軸電流Ｉｑとの積に比例するが、従来では励磁磁束指令φｄ＊と実際の励磁磁束φｄの偏差が大きかった時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間において、励磁磁束指令φｄ＊と励磁磁束φｄとの偏差を小さくできるので、トルク指令Ｔｒｑ＊にトルクＴｒｑを容易に追従させることができる。
【００５３】
（第２実施形態）
前記第１実施形態では、エンジン回転速度予測値Ｎｅｎｇ＊（ｐｒｅ）を使用して、直流電圧予測値Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）を算出したが、インバータ周波数ｆｉｎｖの変化に伴う弱め励磁特性での追従性が改善していない。第２実施形態では、さらに、インバータ周波数予測値ｆｉｎｖ＊（ｐｒｅ）を使用して、直流電圧予測値Ｅｄｃ＊（ｐｒｅ）を算出する。オブザーバを用いてインバータ周波数予測値ｆｉｎｖ＊（ｐｒｅ）を算出することができる。他の構成は、第１実施形態と同様である。
【００５４】
図８の構成図において、磁束指令演算器２７０及び直流電圧予測器４００に入力されるインバータ周波数ｆｉｎｖ＊は、モータ回転速度オブザーバ３００が演算する点が図４と異なる。モータ回転速度オブザーバ３００は、車体重量Ｍａｓｓ（ｆｂ）とトルク指令Ｔｒｑ＊とモータ回転速度指令値ｆｉｎｖ＊とが入力され、モータ回転速度予測器３１０と無駄時間要素３２０と積分器３３０とリミッタ３４０とを備える。なお、これらの機能は図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭからなるコンピュータ及びプログラムによって実現される。
【００５５】
モータの運転方程式を式（１５）に示す。ここで、ＴＥ[Ｎｍ]はモータトルク、ＴＬ[Ｎｍ]はモータ負荷トルク、Ｊｍ［ｋｇｍ２］はモータ慣性、ωｒ[rad/s]はモータ機械的角速度を意味する。
ＴＥ−ＴＬ＝Ｊｍ・ｄωｒ/ｄｔ  ・・・・・・・・・・・・・・・・（１５）
モータトルクＴＥは電動機制御手段のトルク指令Ｔｒｑ＊とみなせる。モータ慣性Ｊｍは、車体重量Ｍａｓｓに比例した値とみなせる。モータ機械的角速度ωｒは、インバータ周波数ｆｉｎｖ＊に比例した値とみなせる。モータ負荷トルクＴＬは路面摩擦係数変化、路面傾斜変化により時々刻々と変化する量である。
【００５６】
式（１５）を変形し、時刻０から時間ｔ秒経過後のモータ機械的角速度ωｒ（ｔ）を算出する。
【数１】
2008187794.tif 000003
これから、ｔ＝τd（モータ励磁時定数１．３秒）後の値を求めると、
【数２】
2008187794.tif 000004
【００５７】
モータ回転速度予測器３１０は、車体重量Ｍａｓｓ（ｆｂ）とトルク指令Ｔｒｑ＊とモータ速度指令値ｆｉｎｖ＊と後記するモータ負荷トルク推定値ＴＬ＾とを入力とし、右電動機５０の応答の時定数τｄ後のモータ回転速度予測値ｆｉｎｖ＊（ｐｒｅ）を出力する。無駄時間要素３２０は、モータ回転速度予測値ｆｉｎｖ＊（ｐｒｅ）をτｄだけ時間を遅らせた後、現時点でのモータ回転速度ｆｉｎｖ＊との偏差を算出する。この偏差は、モータ負荷トルクの変化により生じたものとみなし、前述の偏差を積分器３３０で蓄積してモータ負荷トルク推定値ＴＬ＾を修正していく。
【００５８】
次に、シリーズハイブリッド車両１００の全体動作について説明する。
第１の実施形態と同様に第２に実施形態を図１０に示した。特に、図１０（ｄ）においてはｆｉｎｖ＊（ｐｒｅ）の特性が記載されている。
【００５９】
（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下のような変形が可能である。
（１）前記各実施形態は、発電機２０と右インバータ４０、左インバータ４５との間にバッテリを用いなかったが、バッテリを用いることもできる。この場合には、右インバータ４０、及び左インバータ４５に双方向のコンバータ（電力変換器）を用いることによって、右電動機５０と左電動機５５の制動による発電電力がバッテリに回生される。
（２）前記各実施形態は、誘導電動機を用いたが同期機等の他の交流電動機を用いることもできる。この場合には、すべり周波数が実質的に無視される。
（３）前記各実施形態は、発電機２０に整流器及び平滑用コンデンサを内蔵したものを用いたが、外部に設けてもよい。この場合には、外部に設けた整流器及び平滑用コンデンサを含めて発電機とみなされる。また、発電機２０は最大２０００Ｖの電圧を出力することができるとしたが、電力変換器を介して２０００Ｖの電圧を出力するようにしてもよい。
（４）前記各実施形態は、直流電圧予測値等を使用してｄ軸磁束指令を電動機の励磁時定数だけ早く変化させるとしたが、ｄ軸磁束指令を早く変化させなくてもよい。この場合は、ｄ軸磁束指令と実際のｄ軸磁束に過渡的な乖離が生じるが、トルク電流指令（ｑ軸成分）はトルク指令をｄ軸磁束推定値で除して生成されるので、電動機トルクはトルク指令値に追従する。ただし、トルク電流指令（ｑ軸成分）が限界値を超えないように制限されるため、過渡的にトルクが低下する場合がある。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明の第１実施形態であるシリーズハイブリッド車両の構成図である。
【図２】本発明の第１実施形態であるシリーズハイブリッド車両の電動機からタイヤまでの機構図である。
【図３】インバータ周波数と発電機出力電圧との関係を示す図である。
【図４】電動機制御手段の機能構成を示すブロック図である。
【図５】磁束指令演算器の構成図である。
【図６】直流電圧予測器の構成図である。
【図７】第１実施形態のシリーズハイブリッド車両の全体動作を説明するための図である。
【図８】第２実施形態の電動機制御手段の機能構成を示すブロック図である。
【図９】第２実施形態のモータ速度オブザーバの構成図である。
【図１０】第２実施形態のシリーズハイブリッド車両の全体動作を説明するための図である。
【符号の説明】
【００６１】
１０  エンジン
２０  発電機
４０  右インバータ（電力変換器）
４５  左インバータ（電力変換器）
５０  右電動機（交流電動機）
５５  左電動機（交流電動機）
６０  右ギア
６１  右タイヤ
６５  地面
６６  左ギア
６７  左タイヤ
７０  右速度センサ
７５  左速度センサ
８１，８２，８４，８５  連結軸
８３，８６  接触面
９０  右チョッパ
９１  左チョッパ
９５  右抵抗器
９６  左抵抗器
１００  シリーズハイブリッド車両
２００  電動機制御手段（電動機制御装置）
２１０  パルス生成器
２１５  ３相−２軸変換器
２２０  変調率算出器
２２５  ｄｑ軸−極座標変換器
２３０  ＶｄＶｑ電圧指令器
２３５  周波数−位相変換器
２４０  トルク−電流変換器
２４５  ｑ軸ＡＣＲ
２４７，３４０  リミッタ
２５０  すべり周波数指令演算器
２５５  １／Ｍ演算器
２６０  ＬＰＦａ
２６５  ＬＰＦｂ（一次遅れ要素フィルタ）
２７０  磁束指令演算器
２８１，２８２，２８３    加算器
３００  モータ回転速度オブザーバ
３１０  モータ回転速度予測器
３２０  無駄時間要素
３３０  積分器
４００  直流電圧予測器
４１０  エンジン回転速度指令関数
４２０  エンジン回転速度制御手段
４３０  エンジン回転速度予測器
４４０  発電機電圧予測値関数
４４５  発電機電圧指令値関数
４５０  発電機電圧制御手段
４６０  基準直流電圧関数
【図１】
2008187794.tif 000005
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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