(57)【要約】【課題】復調部の素子ペア同士の特性のずれに拘わらず、一定振幅のＡＧＣ制御を可能にする。【解決手段】  受信したアナログ映像信号を同期検波する同期検波部と前記同期検波部の出力を増幅すると共に第１の基準電圧を印加して前記同期検波部の直流レベルを規定して復調出力として出力する増幅手段とを有する復調部１７と、前記同期検波部の入力が無入力の場合の前記復調部の出力である無入力時復調出力収束電圧を取り込み、取り込んだ前記無入力時復調出力収束電圧と前記第１の基準電圧との差に基づく補正信号を発生し、発生した前記補正信号を前記復調部に与えて前記同期検波部の出力の直流レベルを調整して、前記復調部からの無入力時復調出力収束電圧を前記第１の基準電圧に基づく一定値に補正する補正手段１８とを具備したことを特徴とする。【選択図】図１
2008278407.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信したアナログ映像信号を同期検波する同期検波部と前記同期検波部の出力を増幅すると共に第１の基準電圧を印加して前記同期検波部の直流レベルを規定して復調出力として出力する増幅手段とを有する復調部と、
前記同期検波部の入力が無入力の場合の前記復調部の出力である無入力時復調出力収束電圧を取り込み、取り込んだ前記無入力時復調出力収束電圧と前記第１の基準電圧との差に基づく補正信号を発生し、発生した前記補正信号を前記復調部に与えて前記同期検波部の出力の直流レベルを調整して、前記復調部からの無入力時復調出力収束電圧を前記第１の基準電圧に基づく一定値に補正する補正手段と
を具備したことを特徴とする復調装置。
【請求項２】
前記補正手段は、調整期間において前記同期検波部の入力を無入力とし前記復調部の出力である無入力時復調出力収束電圧を取り込んで前記補正信号を発生し、通常動作期間において前記復調部に与えることを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
【請求項３】
前記補正手段は、前記無入力時復調出力収束電圧を取り込んで発生した前記補正信号を所定タイミングで出力する手段を具備して、前記補正信号の影響を受けていない前記無入力時復調出力収束電圧を取り込み可能とすることを特徴とする請求項１又は２のいずれか一方に記載の復調装置。
【請求項４】
前記復調部は、前記補正信号によって前記同期検波部の出力端の直流レベルを制御するか又は前記第１の基準電圧値を制御する手段を具備することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の復調装置。
【請求項５】
前記補正手段は、前記無入力時復調出力収束電圧と複数の電圧値とを比較し比較結果を出力するコンパレータと、
前記コンパレータの出力をデコードするデコーダと、
前記デコーダの出力をアナログ信号に変換して前記補正信号として出力するＤＡ変換器と
を具備したことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１つに記載の復調装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アナログテレビション放送信号を同期検波する復調装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、アナログテレビジョン放送の受信機としては、映像検波性能が良好なＰＬＬ同期検波方式が採用されている。復調器には、受信されたアナログテレビジョン放送の高周波（ＲＦ）信号から得られた中間周波（ＩＦ）信号が入力され、復調器は、中間周波数のキャリアを用いた同期検波によって、ベースバンドの映像信号を得る。中間周波信号は正側と負側とに対称なエンベロープを有しており、位相が１８０度異なる２つのキャリアを用いることで、位相が１８０度異なる２つのベースバンド映像信号が同期検波出力として得られる。
【０００３】
これらの同期検波出力を差動増幅することで、一方の極性のベースバンド映像信号が得られる。差動増幅の際に、差動入力の一方に第１の基準電圧を供給することで、無入力時復調出力収束電圧（後述するように、映像信号の１００％変調時の白側のピークレベルに相当）を規定する。また、復調器からのベースバンド映像信号は、復調器の入力信号のゲインを調整するＡＧＣ回路にフィードバックされ、映像信号の振幅が制御される。このフィードバックに際して、同期信号先端レベルを第２の基準電圧によって規定する。
【０００４】
これにより、ＡＧＣ回路は、第１の基準電圧によって規定される無入力時復調出力収束電圧と第２の基準電圧によって規定される映像信号の同期信号先端レベルとの差が一定となるように、中間周波数信号の振幅レベルを制御する。なお、このようなＡＧＣ制御については、特許文献１に記載されている。
【０００５】
ところで、上述したように、復調器には差動構成の回路が採用される。差動構成の回路は、各種素子ペアを同一特性で構成することによって、高精度の出力を得ることができる。ところが、素子ペア同士の特性にずれが生じると、出力が変化してしまう。特に、同期検波回路を構成する混合回路において素子ペア同士の特性のずれによる影響が大きい。素子ペア同士の特性にずれが生じると、２つの検波出力のＤＣレベルが正側又は負側にシフトし、第１の基準電圧が固定されていても、無入力時復調出力収束電圧が変動する。
【０００６】
上述したように、ＡＧＣ回路は、無入力時復調出力収束電圧と同期信号先端レベルとのレベル差を一定にするように作用することから、無入力時復調出力収束電圧がシフトすると、１００％変調時の白側のピークレベルがシフトし、映像信号の振幅が変化してしまう。
【０００７】
即ち、復調器の素子ペアの特性によって、復調器からの映像信号の振幅レベルが変化することになる。つまり、従来の復調器を採用すると、テレビジョンセット毎に復調レベルが異なる虞があり、後段の回路において補正回路を必要とするか又はテレビジョンセット毎に表示に差が生じるという問題があった。
【特許文献１】特開平４−１９２８９１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、素子ペアの特性のずれに拘わらず、復調信号の振幅レベルを一定にすることができる復調装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様の復調装置は、受信したアナログ映像信号を同期検波する同期検波部と前記同期検波部の出力を増幅すると共に第１の基準電圧を印加して前記同期検波部の直流レベルを規定して復調出力として出力する増幅手段とを有する復調部と、前記同期検波部の入力が無入力の場合の前記復調部の出力である無入力時復調出力収束電圧を取り込み、取り込んだ前記無入力時復調出力収束電圧と前記第１の基準電圧との差に基づく補正信号を発生し、発生した前記補正信号を前記復調部に与えて前記同期検波部の出力の直流レベルを調整して、前記復調部からの無入力時復調出力収束電圧を前記第１の基準電圧に基づく一定値に補正する補正手段とを具備したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、素子ペアの特性のずれに拘わらず、復調信号の振幅レベルを一定にすることができるという効果を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る復調装置が組込まれたテレビジョン受信機を示すブロック図である。
【００１２】
アンテナ１１に誘起したＲＦ信号はチューナ１２に供給される。チューナ１２はＲＦ信号を中間周波信号（ＩＦ信号）に変換してＲＦＡＧＣ回路１３に出力する。ＲＦＡＧＣ回路１３は、ＩＦ信号の利得を制御してＡＧＣ回路１４に出力する。
【００１３】
ＡＧＣ回路１４は、後述するように、復調部１７からの無入力時復調出力収束電圧と同期信号先端レベルとの間の振幅を一定にするように、入力されたＩＦ信号を増幅してスイッチＳＷ１の一方入力端に出力する。
【００１４】
本実施の形態においては、スイッチＳＷ１の他方入力端には、電源１６から直流電圧が供給される。スイッチＳＷ１は通常動作期間においてＡＧＣ回路１４の出力を選択し、調整期間において電源１６の出力を供給する。即ち、通常動作期間には、スイッチＳＷ１によってＩＦ信号が選択され、調整期間には、スイッチＳＷ１によって無入力が選択される。スイッチＳＷ１は選択した信号を復調部１７に供給する。
【００１５】
復調部１７は、入力された信号を同期検波して増幅する。復調部１７はこの増幅時において、第１の基準電圧によって無入力時復調出力収束電圧を規定する。復調部１７は無入力時復調出力収束電圧が規定された検波出力を復調出力として出力する。この復調出力はＡＧＣ回路１４にフィードバックされる。また、本実施の形態においては、復調出力はスイッチＳＷ２を介して補正部１８にも供給される。スイッチＳＷ２は、通常動作期間にはオフであり、調整期間にはオンである。
【００１６】
補正部１８には、調整期間における復調部１７の出力、即ち、無入力に対する同期検波及び増幅処理後の出力である無入力時復調出力収束電圧が入力される。補正部１８は無入力時復調出力収束電圧と第１の基準電圧との差に基づく補正信号を発生する。補正部１８からの補正信号はスイッチＳＷ３を介して復調部１７に供給される。
【００１７】
スイッチＳＷ３は、補正部１８によって補正信号が発生するまではオフであり、通常動作期間においてオンとなる。即ち、補正部１８からの補正信号は通常動作期間にのみ復調部１７に供給される。復調部１７は、補正信号によって同期検波出力の直流レベルが変化するように構成されている。これにより、後述するように、復調部１７の差動ペアの素子同士に特性のずれが生じている場合でも、復調部１７からの無入力時復調出力収束電圧を第１の基準電圧に基づく一定値にすることができる。
【００１８】
図２は図１中のＡＧＣ回路１４及び復調部１７の具体的な構成の一例を示すブロック図である。
【００１９】
ＡＧＣ回路１４中のＡＧＣアンプ２１には、ＲＦＡＧＣ回路１３からのＩＦ信号が入力される。ＡＧＣアンプ２１は、後述するＡＧＣ制御部２２からの制御信号に基づく利得で、入力されたＩＦ信号を増幅して、スイッチＳＷ１を介して復調部１７の同期検波部３０を構成する混合回路３１に出力する。なお、スイッチＳＷ１は、ＩＦ信号と直流電圧とを選択的に同期検波部３０に与える。
【００２０】
混合回路３１には発振器２９から中間周波数のキャリアが与えられる。混合回路３１は、ＩＦ信号とキャリアとの乗算による同期検波を行う。ＡＧＣアンプ２１からのＩＦ信号が正側と負側とに対称なエンベロープを有するものとすると、同期検波には、位相が１８０度異なる２つのキャリアが用いられる。図３はこのようなＩＦ信号を示している。なお、図３は負変調の映像信号を示しているが、本実施の形態は正変調の映像信号にも同様に適用可能である。
【００２１】
復調部１７は、差動構成を有し、混合回路３１からは図３の正側及び負側の２つのエンベロープで表されるベースバンドの映像信号が得られる。これらの映像信号はアンプ３２，３３によって夫々増幅された後ＬＰＦ３４，３５に供給される。ＬＰＦ３４，３５は、入力された映像信号の高調波成分を除去して出力する。ＬＰＦ３４からの映像信号は、抵抗Ｒ１を介して差動増幅器３７の正極性入力端に供給され、ＬＰＦ３５からの映像信号は、抵抗Ｒ２を介して差動増幅器３７の負極性入力端に供給される。
【００２２】
差動増幅器３７の出力端と負極性入力端との間は、抵抗Ｒ４を介して接続されている。差動増幅器３７は２入力の映像信号を差動増幅する。こうして、差動増幅器３７からは、図３の例では、同期信号先端レベルよりも白レベル側のレベルの方が高い正極性のベースバンド映像信号が得られる。
【００２３】
差動増幅器３７の正極性入力端は抵抗Ｒ３を介して電源３６に接続されている。電源３６は第１の基準電圧を発生する。第１の基準電圧は、図３の破線にて示すセンター電位に相当する無入力時復調出力収束電圧を規定するものである。第１の基準電圧によって、１００％変調時の白のピークレベルを規定することができる。
【００２４】
差動増幅器３７からの復調出力は、ＡＧＣ回路１４を構成する比較器２４の一方入力端に供給される。電流出力の比較器２４の他方入力端には、電源２３から第２の基準電圧が印加される。第２の基準電圧は負変調映像信号の同期信号先端レベルを規定する。比較器２４は復調出力と第２の基準電圧との差分に基づく電流を出力する。即ち、比較器２４からは、第１の基準電圧に基づく無入力時復調出力収束電圧と第２の基準電圧に基づく同期信号先端レベルとの差に応じた電流が出力される。この電流によってコンデンサ２５が充電され、コンデンサ２５の端子電圧がアンプ２６を介してＡＧＣ制御部２２に供給される。
【００２５】
ＡＧＣ制御部２２は、コンデンサ２５の端子電圧に基づく制御信号を発生する。即ち、この制御信号は、無入力時復調出力収束電圧と同期信号先端レベルとの差に応じたものとなる。ＡＧＣアンプ２１はＡＧＣ制御部２２からの制御信号に応じた利得を発生させることで、復調出力の無入力時復調出力収束電圧と同期信号先端レベルとの差が一定となるように、ＩＦ信号を増幅する。
【００２６】
復調部１７の差動ペアの特性が一致している場合には、このようなＡＧＣ制御によって無入力時復調出力収束電圧と同期信号先端レベルとの差を一定にすることができる。ところが、実際には、復調部１７の差動ペアの特性にずれが生じることがある。そうすると、同期検波部３０の検波出力の直流レベルは、差動ペアの特性のずれに応じて正又は負方向にシフトする。差動増幅器３７は、差動入力の直流レベルと第１の基準電圧との差に応じたレベルの復調出力を出力しており、差動ペアの特性のずれに応じて、無入力時復調出力収束電圧の直流レベルがばらついてしてしまう。
【００２７】
そうすると、ＡＧＣ制御では、無入力時復調出力収束電圧と同期信号先端レベルとの差が一定になるように制御を行っていることから、無入力時復調出力収束電圧のばらつきによって、復調出力の振幅もばらついてしまう。
【００２８】
図４は同一ＩＦ信号に対して無入力時復調出力収束電圧の変化による復調出力のばらつきを示す波形図である。図４（ａ）は差動ペア同士の特性が一致している場合の復調出力を示し、図４（ｂ），（ｃ）は差動ペア同士の特性が不一致の例を示している。なお、図４はＮＴＳＣ方式に対応した８７．５％時の復調出力を示しており、矢印にて１２．５％分のレベルを示している。図４に示すように、差動ペア同士の特性の不一致によって、ＡＧＣ制御後の復調出力の振幅にばらつきが生じている。
【００２９】
そこで、本実施の形態においては、上述したように、復調部１７は補正信号によって同期検波出力の直流レベルを変化させるようになっている。図２の例では、混合回路３１に補正信号を供給した例を示している。混合回路３１は、調整前の同期検波出力の直流レベルが正側にシフトしている場合には、補正信号によって同期検波出力を負側にシフトさせて、センター電位を所定の直流電圧に一致させる。また、同様に、混合回路３１は、調整前の同期検波出力の直流レベルが負側にシフトしている場合には、補正信号によって同期検波出力を正側にシフトさせて、センター電位を所定の直流電圧に一致させるようになっている。
【００３０】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【００３１】
通常動作期間においては、入力されたＩＦ信号の復調動作を行う。即ち、アンテナ１１に誘起したＲＦ信号はチューナ１２によってＩＦ信号に変換され、ＲＦＡＧＣ回路１３によって一定振幅に制御される。ＩＦ信号は、ＡＧＣアンプ２１によって増幅される。この場合には、ＡＧＣ制御部２２によって、無入力時復調出力収束電圧と同期信号先端レベルとの差が一定となるように、ＡＧＣアンプ２１の利得が制御される。
【００３２】
ＡＧＣアンプ２１からのＩＦ信号は混合回路３１に供給される。混合回路３１は、発振器２９からのキャリアを用いた同期検波を行い、同期検波出力を出力する。同期検波出力はアンプ３２，３３、ＬＰＦ３４，３５及び抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して差動増幅器３７に供給される。差動増幅器３７は、差動入力された同期検波出力を差動増幅することで、復調出力を得る。この場合には、電源３６からの第１の基準電圧によって、無入力時復調出力収束電圧が規定される。
【００３３】
また、ＡＧＣ回路１４は、同期信号先端レベルを第２の基準電圧によって規定すると共に、無入力時復調出力収束電圧と同期信号先端レベルとの差に基づく制御信号を発生する。ＡＧＣアンプ２１がこの制御信号に基づく利得でＩＦ信号を増幅することにより、無入力時復調出力収束電圧と同期信号先端レベルとの差が一定となるようにＡＧＣ制御される。
【００３４】
本実施の形態においては、入力されたＩＦ信号の復調動作を行う通常動作期間に先だって、調整期間が設定される。調整期間においては、スイッチＳＷ１は電源１６を選択し、スイッチＳＷ２はオンとなる。これにより、復調部１７の入力は、無入力となり、復調部１７の出力は無入力時復調出力収束電圧となる。復調部１７の出力はスイッチＳＷ２を介して補正部１８に供給される。
【００３５】
補正部１８は、復調部１７からの無入力時復調出力収束電圧と差動増幅器３７に供給されている第１の基準電圧とを比較し、両者の差に基づく補正信号を発生する。スイッチＳＷ３は補正部１８において補正信号が生成されるまではオフであり、通常動作期間はオンである。補正信号は、通常動作期間において、スイッチＳＷ３を介して復調部１７に供給される。
【００３６】
復調部１７の混合回路３１は、通常動作期間においては、補正信号によって、同期検波出力の直流レベルを変化させ、無入力時復調出力収束電圧と第１の基準電圧とを一致させる。例えば、復調部１７の各素子ペア同士の特性のずれによって、調整前の復調部１７からの無入力時復調出力収束電圧が正側にシフトしている場合には、このシフト分に応じて同検波出力を負側にシフトさせる。逆に、調整前の復調部１７からの無入力時復調出力収束電圧が負側にシフトしている場合には、このシフト分に応じて同検波出力を正側にシフトさせる。こうして、復調部１７は、無入力時復調出力収束電圧と第１の基準電圧とを一致させた復調出力を出力することができる。
【００３７】
従って、ＡＧＣ回路１４が無入力時復調出力収束電圧と同期信号先端レベルとの差を一定にするようにＡＧＣ制御を行うことにより、１００％変調時の振幅が常に一定の復調出力を得ることができる。
【００３８】
このように本実施の形態においては、調整期間において復調部の入力を無入力とし、この場合の復調部の出力と第１の基準電圧との比較によって、素子ペアの特性のずれに起因する復調出力の直流レベルのずれ分を検出し、検出結果に基づく補正信号によって、通常動作期間に復調部の出力の直流レベルを調整することで、無入力時復調出力収束電圧にずれが生じることを防止している。これにより、復調器の素子ペアの特性のずれに拘わらず、復調器からの映像信号の振幅レベルを一定にすることができる。テレビジョンセット毎に復調レベルが異なることがないので、テレビジョンセット毎の表示の均一性を確保することができると共に、後段の補正回路を不要にすることができる。
【００３９】
なお、上記図２の例では、補正信号を復調部に与えることで、復調出力の直流レベルを制御したが、第１の基準電圧を変化させることによっても復調出力の直流レベルを制御することができる。即ち、電源３６として、発生する直流電圧が可変の電源を採用し、補正信号に応じて第１の基準電圧を変化させることによって、素子ペアの特性のばらつきに拘わらず、復調出力の無入力時復調出力収束電圧を所定値に固定させることが可能である。
【００４０】
図５は本発明の第２の実施の形態を示すブロック図である。図５において図１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００４１】
本実施の形態は図１の補正部１８に代えて補正部４１を採用した点が第１の実施の形態と異なる。補正部４１は、コンパレータ４２、デコーダ４３及びＤＡ変換器４４によって構成されている。コンパレータ４２は、スイッチＳＷ２から供給される無入力時復調出力収束電圧を第１の基準電圧と比較する。コンパレータ４２は、比較結果を複数の範囲に分け、無入力時復調出力収束電圧と第１の基準電圧との差がいずれの範囲に属するかに応じて、その範囲を示す段階的な信号を出力する。例えば、コンパレータ４２は各範囲に応じた複数の出力端を有し、比較結果が属する範囲に応じた出力端をハイレベル（以下、Ｈレベルという）にし、他の出力端をローレベル（以下、Ｌレベルという）にする。
【００４２】
デコーダ４３は、コンパレータ４２の出力に応じた補正信号を発生する。デコーダ４３は補正の分解能を決定するものであり、コンパレータ４２の出力をデータラッチ信号のタイミングで取込み、所定の分解能の補正信号を発生する。デコーダ４３からの補正信号はＤＡ変換器４４に与えられる。ＤＡ変換器４４は、入力されたディジタルの補正信号をアナログ信号に変換して出力する。ＤＡ変換器４４からのアナログの補正信号は、スイッチＳＷ３を介して復調部１７に供給される。
【００４３】
次に、このように構成された実施の形態の動作について図６のタイミングチャートを参照して説明する。図６はパワーオンリセット信号、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３を制御する制御パルス及びデータラッチ信号を示している。
【００４４】
テレビジョン受信機のようにマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）を有するシステムにおいては、起動時においてマイコンを初期化するために、電源投入時にパワーオンリセット信号が発生する。図６はこのパワーオンリセット信号を利用して、調整期間を設定する例を示している。
【００４５】
図５の装置を含むテレビジョン受信機の電源が投入されると、図６（ａ）に示すパワーオンリセット信号が発生する。このパワーオンリセット信号の発生によって、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御する制御パルスがＨレベルとなる。スイッチＳＷ１はＨレベルの制御パルスによって電源１６を選択し、スイッチＳＷ２はＨレベルの制御パルスによってオンとなる。一方、この時点では、スイッチＳＷ３を制御する制御パルスはＬレベルであり、スイッチＳＷ３はオフのままである。
【００４６】
スイッチＳＷ１，ＳＷ２の制御パルスがＨレベルとなることによって、調整期間が開始される。スイッチＳＷ１が電源１６を選択することで、復調部１７は無入力となり、復調部１７から無入力時復調出力収束電圧が出力される。なお、この時点では、スイッチＳ３はオフであり、復調部１７には補正信号は入力されない。
【００４７】
無入力時復調出力収束電圧はコンパレータ４２に供給され、コンパレータ４２は無入力時復調出力収束電圧と第１の基準電圧とを比較し、無入力時復調出力収束電圧と第１の基準電圧との差の値が含まれる範囲を示す信号を出力する。コンパレータ４２の出力は図６（ｄ）に示すデータラッチ信号の立ち下がりエッジで、デコーダ４３に取り込まれる。デコーダ４３はコンパレータ４２の出力を所定の分解能の補正信号に変換してＤＡ変換器４４に出力する。ＤＡ変換器４４は入力された補正信号をアナログ信号に変換する。
【００４８】
調整期間が終了すると、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御する制御パルスがＬレベルとなって通常動作期間になる。通常動作期間においては、図６（ｃ）に示す制御パルスがＨレベルとなって、スイッチＳＷ３がオンとなる。これにより、ＤＡ変換器４４からの補正信号がスイッチＳＷ３を介して復調部１７に供給される。以後、復調部１７は、補正信号に応じて復調出力の直流レベルを調整する。こうして、復調部１７からの復調出力は無入力時復調出力収束電圧が第１の基準電圧に一致する。なお、通常動作期間においては、データラッチ信号はＨレベルを維持しており、デコーダ４３がコンパレータ４２の出力を取り込むことはなく、ＤＡ変換器４４からの補正信号の値が変化することはない。
【００４９】
他の作用及び効果は第１の実施の形態と同様である。
【００５０】
図６は、電源投入時に発生するパワーオンリセット信号を用いて、電源投入直後に補正信号を生成する調整期間を設定する例を示している。調整期間の設定は電源投入時に限らず、様々なタイミングで実施可能である。例えば、チャンネル切換え時に実施してもよく、電源投入から所定時間経過する毎に実施してもよい。
【００５１】
図７はこのように任意のタイミングで調整期間を設定するために外部バスデータ信号を利用する方法を示している。図７の例では、外部バスデータ信号がＬレベルからＨレベルに変化するタイミングに同期させて調整期間を開始し、調整期間から所定時間後にデータラッチ信号をＬレベルに変化させ、更に、所定時間後に通常動作期間に移行する例を示している。例えば、タイマーを用いて電源投入からの時間を計測し、所定時間経過毎に外部バスデータ信号をＨレベルにすることで、所定時間毎に調整期間を設定することができる。また、周囲温度を計測し、所定値以上の温度変化が発生した場合に、外部バスデータ信号をＨレベルにして調整期間を設定してもよい。外部バスデータ信号を用いることで、調整期間を適宜設定することができ、例えば、温度変化に基づく素子ペアの特性の変化にも対応させることができる。
【００５２】
図８は本発明の第３の実施の形態を示すブロック図である。図８において図５と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。また、図９は図８中の復調部１７の具体的な構成を示す回路図である。図９において図２と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００５３】
本実施の形態は、補正部４１に代えて、コンパレータ５２、デコーダ５３及びＤＡ変換器５４による補正部５１を採用した点が第２の実施の形態と異なる。なお、補正部５１は補正信号として電流制御のための補正電流を出力するものであり、図９はこのような補正電流によって同期検波出力の直流レベルを補正可能な同期検波部３０の一回路例を示している。
【００５４】
コンパレータ５２は、スイッチＳＷ２から供給される無入力時復調出力収束電圧を第１の基準電圧と比較する。コンパレータ５２は、複数の電源部を有して複数の電圧を発生する電圧発生部５５を備える。電圧発生部５５には電源３６から第１の基準電圧が供給されており、この第１の基準電圧を中点電圧として、複数の電圧を発生する。電圧発生部５５からの各電圧は夫々比較器５６に与えられる。各比較器５６にはスイッチＳＷ２から無入力時復調出力収束電圧も与えられる。
【００５５】
各比較器５６は、無入力時復調出力収束電圧と電圧発生部５５からの各電圧とを比較して比較結果をデコーダ５３に出力する。各比較器５６の比較結果によって、無入力時復調出力収束電圧と第１の基準電圧との差が、電圧発生部５５が発生する各電圧範囲内のいずれの範囲に属するかが分かる。
【００５６】
デコーダ５３は、各比較器５６の出力に応じた補正信号を発生する。デコーダ５３は補正の分解能を決定するものであり、各比較器５６の出力をデータラッチ信号のタイミングで取込み、所定の分解能の補正信号を発生する。デコーダ５３からの補正信号はＤＡ変換器５４に与えられる。ＤＡ変換器５４は、入力信号を電流出力のアナログ信号に変換する。この場合には、デコーダ５３の出力に応じて、正相補正電流及び逆相補正電流を出力する。ＤＡ変換器５４からのアナログの補正電流は、スイッチＳＷ３を介して復調部１７に供給される。
【００５７】
なお、図８では、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ３をスイッチ制御部６１によって制御する例を示している。スイッチ制御部６１は、調整期間を指示するための信号、例えば上述した図７の外部バスデータ信号が入力され、この信号の立ち上がりでＨレベルとなる制御パルスを発生して、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に与える。また、スイッチ制御部６１は、外部バスデータ信号の立ち上がりから所定時間経過後に立ち下がるデータラッチ信号を発生してデコーダ５３に供給する。なお、デコーダ５３には、外部バスデータ信号がインバータ６３によって反転されて入力されており、デコーダ５３は、外部バスデータ信号のＨレベル期間にのみ動作する。また、スイッチＳＷ３にも、外部バスデータ信号がインバータ６３によって反転されて入力されており、スイッチＳＷ３は、外部バスデータ信号のＬレベル期間にのみオンとなる。
【００５８】
図９において、混合回路３１の入力端子Ｉｃ１，Ｉｃ２には、相互に位相が１８０度異なる中間周波数のキャリアが入力される。また、入力端子Ｉｓ１には正極性のＩＦ信号が入力され、入力端子Ｉｓ２には逆極性のＩＦ信号が入力される。スイッチＳＷ１は入力端子Ｉｓ１，Ｉｓ２を選択するか又は電源１６の出力を選択する。スイッチＳＷ１の出力は差動対をなすトランジスタＱ１，Ｑ２のベースに供給される。トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタは、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介して相互に接続され、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点は電流源ＩＱ１に接続される。
【００５９】
差動対をなすトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ同士は共通接続されて、トランジスタＱ１のコレクタに接続される。また、差動対をなすトランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ同士は共通接続されて、トランジスタＱ２のコレクタに接続される。トランジスタＱ３，Ｑ６のベースには、入力端子Ｉｃ１から正相キャリアが供給され、トランジスタＱ４，Ｑ５のベースには、入力端子Ｉｃ２から逆相キャリアが供給される。トランジスタＱ３，Ｑ５のコレクタ同士は共通接続され、抵抗Ｒ１３を介して電源ラインに接続される。また、トランジスタＱ４，Ｑ６のコレクタ同士は共通接続され、抵抗Ｒ１４を介して電源ラインに接続される。
【００６０】
トランジスタＱ１のベースに供給される正極性のＩＦ信号とトランジスタＱ３，Ｑ５のベースに供給される正相キャリアとの乗算値に対応した電流が抵抗Ｒ１３に流れ、トランジスタＱ２のベースに供給される負極性のＩＦ信号とトランジスタＱ４，Ｑ６のベースに供給される逆相キャリアとの乗算値に対応した電流が抵抗Ｒ１４に流れる。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値が同一で、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の抵抗値も同一ならば、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４には、同一振幅で逆極性の電流が流れる。
【００６１】
これらの電流によって抵抗Ｒ１３，Ｒ１４に生じる電圧降下に応じた電圧が、夫々トランジスタＱ７，Ｑ８のベースに印加される。トランジスタＱ７，Ｑ８のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは夫々電流源ＩＱ２，ＩＱ３に接続される。こうして、トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタには、夫々正相同期検波出力と逆相同期検波出力とが現れる。逆相同期検波出力はＬＰＦ３４及び抵抗Ｒ１を介して差動増幅器３７の正極性入力端に供給され、正相同期検波出力はＬＰＦ３５及び抵抗Ｒ２を介して差動増幅器３７の負極性入力端に供給される。
【００６２】
本実施の形態においては、正相補正電流（図９ではΔＩ／２）は、トランジスタＱ３，Ｑ５のコレクタに供給され、逆相補正電流（図９では−ΔＩ／２）は、トランジスタＱ４，Ｑ６のコレクタに供給されるようになっている。これらの補正電流によって、正相同期検波出力及び逆相同期検波出力の直流レベルを、正側又は負側にシフトさせることができる。
【００６３】
次に、このように構成された実施の形態の動作について図１０の説明図を参照して説明する。図１０は横軸に無入力時復調出力収束電圧をとり縦軸に補正電流をとって、無入力時復調出力収束電圧に対する補正電流の変化を示している。
【００６４】
調整期間においては、復調部１７が無入力となり、復調部１７からの無入力時復調出力収束電圧がスイッチＳＷ２を介してコンパレータ５２に供給される。差動増幅器３７の正極性入力端に供給される第１の基準電圧は、電圧発生部５５に中点電圧として印加されている。電圧発生部５５は、第１の基準電圧を中点電圧として、例えば所定のレベル間隔で、複数の電圧を発生する。これらの電圧は各比較器５６に供給される。各比較器５６には無入力時復調出力収束電圧も与えられており、各比較器は無入力時復調出力収束電圧を電圧発生部５５からの各電圧と比較し、比較結果をデコーダ５３に出力する。デコーダ５３は比較結果を所定の分解能に変換してＤＡ変換器５４に出力する。
【００６５】
図１０の階段状の波形は、正相（太線）及び逆相（細線）補正電流を示している。補正電流の水平方向の段は電圧発生部５５の発生電圧に対応し、補正電流の垂直方向の段はデコーダ５３の分解能に対応する。ＤＡ変換器５４は、無入力時復調出力収束電圧と第１の基準電圧との差に応じ、正相補正電流と逆相補正電流とを補正範囲をＩとして振り分ける。無入力時復調出力収束電圧が第１の基準電圧に一致する場合には、正相及び逆相補正電流は０である。無入力時復調出力収束電圧が第１の基準電圧よりも大きい場合には、両者の差に応じて正相補正電流が正で逆相補正電流が負の値となる。無入力時復調出力収束電圧が第１の基準電圧よりも小さい場合には、両者の差に応じて正相補正電流が負で逆相補正電流が正の値となる。
【００６６】
通常動作期間になると、ＤＡ変換器５４からの正相及び逆相補正電流がスイッチＳＷ３を介して同期検波部３０の混合回路３１に供給される。混合回路３１に入力される正極性のＩＦ信号と正相キャリアとの乗算結果に対応した電流が抵抗Ｒ１３に流れる、負極性のＩＦ信号と逆相キャリアとの乗算結果に対応した電流が抵抗Ｒ１４に流れる。混合回路３１の素子ペア同士の特性が一致している場合には、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４に流れる電流は相互に一致し、復調部１７の各素子ペア同士の特性が一致していれば、トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタに現れる無入力時復調出力収束電圧は第１の基準電圧に一致する。
【００６７】
復調部１７の各素子ペア同士の特性にずれが生じている場合には、調整期間において、無入力時復調出力収束電圧と第１の基準電圧とは不一致となる。例えば、無入力時復調出力収束電圧の方が第１の基準電圧よりも大きい場合には、正相補性電流が正で逆相補正電流が負の補正電流が発生する。正相補正電流は、トランジスタＱ３，Ｑ５のコレクタに供給され、逆相補正電流は、トランジスタＱ４，Ｑ６のコレクタに供給される。これにより、抵抗Ｒ１３の電圧降下分が小さくなり、抵抗Ｒ１４の電圧降下分が大きくなって、結果的に、トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタに現れる無入力時復調出力収束電圧は第１の基準電圧に一致する。また、逆に、無入力時復調出力収束電圧の方が第１の基準電圧よりも小さい場合にも、同様の動作によって、結果的に、トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタに現れる無入力時復調出力収束電圧は第１の基準電圧に一致する。
【００６８】
即ち、本実施の形態においては、混合回路３０に補正電流を供給することで、復調部１７全体の素子ペア同士の特性のずれに起因して直流成分がシフトすることを防止して、無入力時復調出力収束電圧を第１の基準電圧に一致させることができる。
【００６９】
このように、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７０】
上記各実施の形態においては、素子ペア同士に特性のずれが生じている場合でも、無入力時復調出力収束電圧の変動を防止して一定値を維持させることができる。このため、例えば過変調時の誤検出を防止することができ、同期検波の安定性を向上させることができるという利点もある。
【００７１】
一般的には、図２の発振器２９としてはＰＬＬ回路が採用される。図１１はＰＬＬ回路及び過変調検出回路を設けた例を示している。ＰＬＬ回路７３は復調部１７の出力が供給されて、中間周波数に同期した正相及び逆相キャリアを発生して復調部１７に出力する。また、電流出力の比較器７１には、復調部１７の出力が供給される。電源７２は過変調を検出するための基準電圧を発生して比較器７１に出力する。比較器７１は復調部１７の出力と基準電圧との比較によって、１００％変調以上の過変調が生じているか否かを判定する。
【００７２】
過変調時においてＰＬＬ回路７３を動作させると、ＰＬＬ回路７３からのキャリア位相が反転することがある。そこで、比較器７１が過変調を検出すると、ＰＬＬ回路の位相検波動作を停止させるようになっている。しかし、従来、復調部１７において素子ペアの特性にずれがある場合には、復調出力の直流レベルがシフトして過変調を検出することができないことがあった。
【００７３】
これに対し、上記各実施の形態においては、素子ペアの特性のずれに拘わらず復調出力の直流レベルは一定であり、過変調を確実に検出することができる。これにより、過変調時においてはＰＬＬ回路の位相検波動作を確実に停止させて、安定した同期検波が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る復調装置が組込まれたテレビジョン受信機を示すブロック図。
【図２】図１中のＡＧＣ回路１４及び復調部１７の具体的な構成の一例を示すブロック図。
【図３】ＩＦ信号を示す波形図。
【図４】同一ＩＦ信号に対して無入力時復調出力収束電圧の変化による復調出力のばらつきを示す波形図。
【図５】本発明の第２の実施の形態を示すブロック図。
【図６】第２の実施の形態の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図７】第２の実施の形態の動作を説明するためのタイミングチャート。
【図８】本発明の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図９】図８中の復調部１７の具体的な構成を示す回路図。
【図１０】第３の実施の形態の動作を説明するための説明図。
【図１１】実施の形態の１つの効果を説明するためのブロック図。
【符号の説明】
【００７５】
１４…ＡＧＣ回路、１７…復調部、１８…補正部、２３，３６…電源、３０…同期検波部、３１…混合回路、３７…差動増幅器、ＳＷ１〜ＳＷ３…スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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