(57)【要約】      （修正有）【課題】高速且つ精確な永久磁石モータの初期磁極位置を検出する。【解決手段】まず固定子に印加するＰＷＭパルス幅Ｄｔを判定するが、該ＰＷＭパルス幅Ｄｔはモータパラメータに依存する。６つの電圧ベクトルを次に固定子に連続して印加し、関連する電流立ち上がり間を計算する。ロータ位置を、最短電流立ち上がり時間に基づいて判定する。電圧ベクトルを再度連続して固定子に印加して、ロータ位置を再計算する。２つの計算結果が一致した場合、ロータ位置は正確に判定できている。２つの計算結果が不一致の場合、電圧ベクトルを再度連続して固定子に印加して、計算結果が一致するまで、ロータ位置について再計算する。設定電流レベルをモータ定格電流より大きく、例えば、モータ定格電流の１６０％として、電流立ち上がり時間の判定を容易にする。該設定電流レベルを、モータ定格電流が駆動定格電流より大きい場合、駆動定格電流の１６０％にできる。【選択図】図９
2008271656.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石モータの初期磁極位置を検出する方法であって、該永久磁石モータをインバータにより駆動し、前記モータには、回転子及び固定子を備え、該固定子には３相巻線を備えており、前記方法には：
（ａ）固定子に印加するＰＷＭパルス幅“Ｄｔ”を判定すること；
（ｂ）固定子に６つの電圧ベクトルを順次出力すること；
（ｃ）各電圧ベクトルに応答する電流立ち上がり時間を計算すること；
（ｄ）回転子位置の判定値を、６つの電圧ベクトルの結果生じた立ち上がり時間から構成することにより、決定すること、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
ステップ（ｂ）〜（ｄ）を繰返すこと；及び、
回転子位置の２判定値が一致するかを調べること、
を更に備えること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
１つのＰＷＭ割込時間“Ｔｓ”を２５６等分に分割すること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
１つの立ち上がり時間“ｔｒ”を３２割込に分割すること、を特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
ＰＷＭパルス幅“Ｄｔ”を以下の式：
2008271656.tif 000006
により計算し、式中“ＤＢ”を上下アーム間の短絡を防止するためのデッドタイムとし、“ＣＦ”をモータを駆動するためのインバータの最大搬送波周波数とすること、を特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
電流レベルＩｌｅｖｅｌをモータ定格電流の１６０％として設定すること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
モータ定格電流がインバータ定格電流より大きい場合、前記電流レベルＩｌｅｖｅｌをインバータ定格電流の１６０％として設定すること、を特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
永久磁石モータの初期磁極位置を検出する方法であって、該永久磁石モータをインバータにより駆動し、前記モータには、回転子と固定子を備え、該固定子には３相巻線を備えており、前記方法には：
（ａ）固定子に印加するＰＷＭパルス幅“Ｄｔ”を判定すること；
（ｂ）固定子に６つの電圧ベクトルを順次出力すること；
（ｃ）各電圧ベクトルに応答する電流立ち上がり時間を計算すること；
（ｄ）回転子位置の第１判定値を、６つの電圧ベクトルから生じた立ち上がり時間で構成することにより、決定すること；
（ｅ）ステップ（ｂ）〜（ｄ）を繰返して、回転子位置の第２判定値を求め、これら２つの回転子位置の判定値が一致するかを調べること；
（ｆ）前記回転子位置の２判定値が一致した場合に正しい回転子位置と分かること；及び、
（ｇ）前記回転子の２判定値が一致しない場合、ステップ（ｂ）〜（ｅ）を繰返すこと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項９】
１つのＰＷＭ割込時間“Ｔｓ”を２５６等分に分割すること、を特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
１つの立ち上がり時間“ｔｒ”を３２割込に分割すること、を特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
ＰＷＭパルス幅“Ｄｔ”を以下の式：
2008271656.tif 000007
により計算し、式中“ＤＢ”を上下アーム間の短絡を防止するためのデッドタイムとし、ＣＦをモータを駆動するためのインバータの最大搬送波周波数とすること、を特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
電流レベルＩｌｅｖｅｌをモータ定格電流の１６０％として設定すること、を特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１３】
モータ定格電流がインバータ定格電流より大きい場合、前記電流レベルＩｌｅｖｅｌをインバータ定格電流の１６０％として設定すること、を特徴とする請求項１２に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は、永久磁石モータの初期磁極位置を検出する方法に関し、特にはモータパラメータに関連する電圧パルスにより、永久磁石モータの初期磁極位置を検出する方法に関する。
【０００２】
（背景技術）
工業が進歩し自動化するにつれ、サーボモータが幅広く使用されるようになった。例えば、ＣＮＣ機、ロボットアーム、産業機械、エレベータ及び空気調節装置では、一般にモータに関して精密な制御が必要である。マイクロプロセッサ及びパワーエレクトロニクスが急速に発展したために、モータを複雑な制御理論で実行可能にして、その性能を強化してきた。
【０００３】
永久磁石ＡＣサーボモータでは、インバータのパルス幅変調（ＰＣＭ）信号を使用して、固定子に回転磁界を発生させる。固定子の回転磁界を、回転子の永久磁界と相互作用させて、回転トルクを生成する。永久磁石モータを制御する際、インバータのスイッチを制御して、モータを円滑に動作させるのに適当な回転電界を発生させる。しかしながら、回転子の永久磁石に関する初期位置は、通常、分からない。回転子は、モータが始動する際、正逆両方向へ回転する可能性があるためである。しかしながら、回転方向が不確定なことは、エレベータ等の特定用途では望ましくない。従って、永久磁石モータの初期磁極位置を精確に判定して、誤動作を防止すべきである。
【０００４】
永久磁石モータの初期磁極位置を判定する先行技術の方法として、高周波注入法（ＨＦＩ）及び電圧パルス注入法がある。ＨＦＩ方法には、複雑な計算、ｄ-ｑ軸インダクタンスの先験情報、±１８０°電気角が非分解という短所がある。従来の電圧パルス注入法では、回転位置が異なるとインダクタンスが異なり、該インダクタンスが異なると電流傾斜もそれに応じて異なるという原理を利用している。しかしながら、こうした従来の電圧パルス注入法では、過度にモータのパラメータに依存してしまう。モータコイルは、立ち上がり時間を正確に設定していない場合、損傷する危険性がある。初期磁極位置の測定値は、立ち上がり時間が短過ぎる場合、不正確になってしまう。
【０００５】
高速且つ精確な永久磁石モータの初期磁極位置を検出する方法を提供して、永久磁石モータの性能を向上させ、安定させることが、望ましい。永久磁石モータの初期磁極位置を検出する方法は、パラメータへの依存が少なく、且つ如何なるモータにも通用するものが好ましい。
【０００６】
（発明の開示）
本発明の目的は、永久磁石モータの初期磁極位置を精確に検出する方法を提供することである。
【０００７】
従って、本発明では、永久磁石モータの初期磁極位置を検出する方法を提供する。ＰＷＭパルス幅Ｄｔをまず固定子に印加するが、該ＰＷＭパルス幅Ｄｔはモータパラメータにより異なる。６つの電圧ベクトルを次に固定子に連続して印加し、それらに関連する電流立ち上がり時間を計算する。ロータ位置を、最短電流立ち上がり時間に基づき判定する。
【０００８】
本発明の１態様によれば、電圧ベクトルを再び固定子に印加して、ロータ位置を再計算する。これら２計算結果が合致した場合、ロータ位置を精確に判定したとできる。これら２計算結果が合致しない場合、電圧ベクトルを再び連続して固定子に印加して、ロータ位置を、計算結果が合致するまで、再計算する。
【０００９】
本発明の別な態様によれば、永久磁石モータの初期磁極位置を検出する方法では、設定電流レベルをモータ定格電流より大きく、例えばモータ定格電流の１６０％として、電流立ち上がり時間の判定を容易にできる。該設定電流レベルを、モータ定格電流が駆動定格電流より大きい場合には、駆動定格電流の１６０％にできる。
【００１０】
（発明を実施するための最良の形態）
本発明の新規と見られる特徴については、特に付記されたクレームでこれを記載する。本発明自体については、しかしながら、以下の本発明に関する詳細な記述を参照することにより最も好く理解されるかも知れない。以下では、本発明に関する特定の典型的実施例について、添付図と共に、記述する。
【００１１】
図１Ａ及び図１Ｂは、永久磁石モータに於ける固定子の磁界及び回転子の磁界について示した概略図であり、回転子磁界を永久磁石で提供し、固定子磁界を外部電流により提供している。従って、固定子磁界を既知のパラメータとして扱える。回転子磁界と固定子磁界とが逆方向である場合、合成磁界は不飽和状態（線形）となる。逆に、回転子磁界と固定子磁界が同方向である場合、合成磁界は飽和状態（非線形）となる。合成磁界の飽和度は、固定子のインダクタンスの大きさに影響を与える。この特性を活用して、永久磁石モータの初期磁極位置を判定できる。
【００１２】
図２では永久磁石モータに於ける磁束と電流との関係を示しており、合成磁界の飽和度が固定子インダクタンスの大きさに与える影響について覧察できる。合成磁界が飽和状態の場合、インダクタンスは小さくなる。それとは逆に、合成磁界が不飽和状態の場合、インダクタンスは大きくなる。固定子インダクタンスが大きい程、回路の時定数は大きくなる。その結果、電流は同じ印加電圧でもなだらかに傾斜する。
【００１３】
図３では、異なる固定子インダクタンスに対する電流と時間との関係について示している。これら固定子インダクタンスでは、飽和及び不飽和合成磁界について異なる。一定レベルまで電流が立ち上がる時間は、異なるインダクタンス間ではこれも異なる。この特性を活用して、永久磁石モータの初期磁極位置を判定できる。
【００１４】
言い換えれば、回転子が異なる位置に存在すると、固定子インダクタンスは異なる。永久磁石モータの初期磁極位置は、電流の立ち上がり時間を測定することで判定できる。図４では、永久磁石モータ作動前の３相巻線に関する６通りのバイアス方法について示す。同図で示すように、３相巻線Ｕ、Ｖ及びＷに、バイアス電圧Ｖｄｃを印加して正負パルスを夫々３相巻線Ｕ、Ｖ及びＷで生成する。これら６方法でバイアス電圧Ｖｄｃで生成した電流の立ち上がりを測定して、永久磁石モータの初期磁極位置を得る。
【００１５】
図５では、永久磁石モータ用等価回路を示す。図６では、モータコイルを励磁した後の電流波形を示しており、Ｒはコイル抵抗、Ｌはインダクタンス、Ｖｄｃはバス電圧、Ｉ定格はモータ定格電流であり、Ｉｌｅｖｅｌ＝Ｉ定格×１６０％である。仮にｉ（ｔ）＝Ｉｌｅｖｅｌとして、立ち上がり時間ｔｒを計算できる。
2008271656.tif 000003
【００１６】
図６から分かるように、インダクタンスが小さい程、電流は急速に、即ち短い立ち上がり時間で、立ち上がる。従って、パルス信号を６通りのバイアス方法で、図６で示すように印加し、電流の立ち上がり時間を測定する。最短立ち上がり時間を有する回転位置を、固定子と位置合わせする。電流レベルＩｌｅｖｅｌの設定に関しては、立ち上がり電流レベルが十分でないと、立ち上がり時間について分解するのが難しくなる。電流レベルＩｌｅｖｅｌを、モータ定格電流の１６０％として設定できる。モータ定格電流がインバータ定格電流より大きい場合、該電流レベルＩｌｅｖｅｌをインバータ定格電流の１６０％として設定可能である。
【００１７】
計算を単純化するために、レジスタＲの電圧降下分を削減して、下記式を得た：
2008271656.tif 000004
電流の傾斜は、電流があまりに急速に立ち上がり過ぎると、コンピュータプログラムで測定するのが難しくなる。従って、電圧を好適にはオン／オフする代わりに、パルス幅変調（ＰＷＭ）によって注入する。図７は、ＰＷＭ方法での波形を示す。異なるモータでは異なるモータパラメータを有し、その立ち上がり時間も異なる。ＰＷＭ方法も、モータパラメータによって変更すべきである。図８は、ＰＷＭ割込時間ＴｓとＰＷＭパルス幅Ｄｔとの関係を示す。ＰＷＭ割込時間Ｔｓを２５６に等分し、立ち上がり時間ｔｒを３２ＰＷＭ割込に分割すると（また図７も参照して）、ｔｒ＝ｔ１＋ｔ２＋．．＋ｔ３１＋ｔ３２となり、ＰＷＭパルス幅Ｄｔは以下のように計算できる：
2008271656.tif 000005
【００１８】
上記式では、ＤＢを上下アーム間の短絡を防ぐための不感時間（例えば４μＳ）とし、ＣＦをモータを駆動するためのインバータの最大搬送波周波数とする。
【００１９】
図９では、永久磁石モータの初期磁極位置を検出する方法に関するフローチャートを示す。ＰＷＭパルス幅Ｄｔをまず、モータパラメータ及びインバータの最大搬送波周波数に従い判定する（ステップ１００）。図４に示した構成による６つの電圧ベクトルを、順次固定子に印加する（ステップ１０２）。各電圧ベクトルに対する電流立ち上がり時間を計算する（ステップ１０４）。算出した各電圧ベクトルに対する電流立ち上がり時間を比較して、回転子位置判定値を得る（ステップ１０６）。ステップ１０２〜１０６を再度実施し、回転子位置の別の判定値を求める。該２判定値を比較し、それらが一致しているかをチェックする（ステップ１０８）。該２判定値が一致している場合、永久磁石モータの初期磁極位置の検出を終了する。上記ステップでは、ステップ１０２〜１０６を繰返して、ノイズの影響を最小限にする。２判定値が一致しない場合、６つの電圧ベクトルを順次再び固定子に印加し、回転子位置を再び判定する。２つの連続した判定値が一致した場合は、このフローを終了し、永久磁石モータの初期磁極位置は確実なものとできる。
【００２０】
本発明についてその好適な実施例に関して記述してきたが、当然ながらそれにより本発明をその詳細まで限定するものではない。様々な置換え及び変更については前述の説明で提案しているが、その他にも当業者は着想するであろう。従って、全てのかかる置換え及び変更については、付記するクレームで定義するように、本発明の範囲に含むことを意図する。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１Ａ】永久磁石モータの固定子磁界及び回転子磁界について示した概略図である。
【図１Ｂ】永久磁石モータの固定子磁界及び回転子磁界について示した概略図である。
【図２】永久磁石モータでの磁束と電流との関係を示す。
【図３】異なる固定子インダクタンスに対する電流と時間との関係について示す。
【図４】永久磁石モータが作動する前の３相巻線に関する６通りのバイアス方法について示す。
【図５】永久磁石モータ用等価回路を示す。
【図６】モータコイルを励磁した後の電流波形を示す。
【図７】ＰＷＭ方法での波形を示す。
【図８】ＰＷＭ割込時間ＴｓとＰＷＭパルス幅Ｄｔとの関係を示す。
【図９】永久磁石モータの初期磁極位置を検出する方法に関するフローチャートを示す。
【図５】
2008271656.tif 000008
【図１Ａ】
2008271656.tif 000009
【図１Ｂ】
2008271656.tif 000010
【図２】
2008271656.tif 000011
【図３】
2008271656.tif 000012
【図４】
2008271656.tif 000013
【図６】
2008271656.tif 000014
【図７】
2008271656.tif 000015
【図８】
2008271656.tif 000016
【図９】
2008271656.tif 000017
【外国語明細書】
Method for detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor
BACKGROUND OF THE INVENTION
1. Field of the Invention
The present invention relates to a method for detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor, especially to a method for detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor by voltage pulse associated with motor parameters.
2. Description of Prior Art
As the progress and automation of industry, servo motors have extensive usage. For example, the CNC machine, robot arm, industrial machine, elevator and air condition generally need precise control for motor. Due to the rapid development of microprocessor and power electronics, the motor can be implemented with complex control theory to enhance the performance thereof.
The permanent magnet AC servo motor employs the pulse width modulation (PCM) signal of inverter to generate a rotational magnetic field for the stator. The rotational magnetic field for the stator is interacted with the permanent magnetic field of the rotator to produce rotational torque. In the control of permanent magnet motor, the switch of the inverter is controlled to generate suitable rotator electrical field for smooth operation of the motor. However, the initial position for the permanent magnet of the rotator is generally unknown. The rotator has both possibilities of forward and backward rotation when the motor starts. However, the uncertain in rotation direction is not desirable in certain application such as elevator. Therefore, the initial magnetic pole position in permanent-magnet motor should be precisely determined to prevent erroneous operation. 
The prior art methods for determining the initial magnetic pole position in permanent-magnet motor are high frequency injection (HFI) and voltage pulse injection. The HFI method has the drawbacks of complicated calculation, priori information of d-q axis inductance, no resolution for ±180° electrical angle. The conventional voltage pulse injection method uses the principle that the current ramp slope is different for different inductance when the rotator position is different. However, the conventional voltage pulse injection method has undue dependence to motor parameters. The motor coil has risk of damage when the rising time is not correctly set. The measurement of the initial magnetic pole position is incorrect when the rising time is too low.
It is desirable to provide a fast and precise method for detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor to enhance the performance and stability of the permanent-magnet motor. The method for detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor is preferably less dependent on parameter and is compatible to any motor.
SUMMARY OF THE INVENTION
It is the object of the present invention to provide a method for precisely detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor
Accordingly, the present invention provides a method for detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor. A PWM pulse width Dt is first applied to stator, where the PWM pulse width Dt depends on motor parameters. Six voltage vectors are then successively applied to the stators and the associated current rising time are calculated. The position of rotor is determined based on the shortest current rising time.
Accordingly to one aspect of the present invention, the voltage vectors are again successively applied to the stators to recalculate the position of rotor. The position of rotor can be precisely determined when the two calculations are matched. When the two calculations are not matched, the voltage vectors are again successively applied to the stators to recalculate the position of rotor until the calculations are matched.
Accordingly to another aspect of the present invention, in the method of detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor, the set current level can be larger than the motor rated current, for example, 160% motor rated current, to facilitate the determination of current rising time. The set current level can be 160% drive rated current when the motor rated current is larger than the drive rated current.
BRIEF DESCRIPTION OF DRAWING:
The features of the invention believed to be novel are set forth with particularity in the appended claims. The invention itself however may be best understood by reference to the following detailed description of the invention, which describes certain exemplary embodiments of the invention, taken in conjunction with the accompanying drawings in which:
Figs. 1A and 1B are schematic views for showing the stator magnetic field and rotator magnetic field in permanent-magnet motor.
Fig. 2 shows the relationship for the magnetic flux and current in a permanent-magnet motor.
Fig. 3 shows the relationship between the current and the time for different stator inductances.
Fig. 4 shows the six bias ways for the three-phase windings before the permanent-magnet motor operates. 
Fig. 5 shows the equivalent circuit for the permanent-magnet motor.
Fig. 6 shows the current waveform after excitation of motor coil.
Fig. 7 shows the waveform in PWM scheme.
Fig. 8 shows the relationship between PWM interrupt time Ts and the PWM pulse width Dt.
Fig. 9 shows the flowchart of method for detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor.
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Figs. 1A and 1B are schematic views for showing the stator magnetic field and rotator magnetic field in permanent-magnet motor, wherein the rotator magnetic field is provided by permanent magnet and the stator magnetic field is provided by external current. Therefore, the stator magnetic field can be treated as known parameter. When the rotator magnetic field and the stator magnetic field have the opposite direction, the composite magnetic field is unsaturated (linear). On the contrary, when the rotator magnetic field and the stator magnetic field have the same, the composite magnetic field is saturated (nonlinear). The saturation degree of the composite magnetic field influences the magnitude of the stator inductance. This property can be exploited for determine the initial magnetic pole position in permanent-magnet motor.
Fig. 2 shows the relationship for the magnetic flux and current in a permanent-magnet motor, where the influence of the saturation degree of the composite magnetic field on the magnitude of the stator inductance can be observed. The inductance is smaller when the composite magnetic field is saturated. On the contrary, the inductance is larger when the composite magnetic field is unsaturated. The time constant for circuit is larger when the stator inductance is larger. As a result, the current ramps slowly for the same applied voltage.
Fig. 3 shows the relationship between the current and the time for different stator inductances. The stator inductances are different for saturated and non-saturated composite magnetic field. The time for current rising to a level is different for different inductances. This property can be exploited for determine the initial magnetic pole position in permanent-magnet motor.
In other word, the stator inductances are different when the rotator is at different position. The initial magnetic pole position in permanent-magnet motor can be determined by measuring the rising time of current. Fig. 4 shows the six bias ways for the three-phase windings before the permanent-magnet motor operates. As shown in this figure, the three-phase windings U, V and W are applied with bias voltage Vdc to produce positive and negative pulses on the three-phase windings U, V and W, respectively. The rising for current produced by the applied bias voltage Vdc in the six ways are measured to obtain the initial magnetic pole position in the permanent-magnet motor.
Fig. 5 shows the equivalent circuit for the permanent-magnet motor. Fig. 6 shows the current waveform after excitation of motor coil, where R is motor coil resistance, L is inductance, Vdc is bus voltage, Irated is motor rated current and I level =I rated×160%. Let i(t)=Ilevel, the rising time tr can be calculated. 
2008271656.tif 000018
As can be seen from Fig. 6, the current has rapid rising, namely smaller rising time, when the inductance is smaller. Therefore, pulse signal is applied to six bias ways as shown in Fig. 6, and the rising time for current is measured. The rotation position with the shortest rising time is aligned with the stator. As to the setting of current level Ilevel, the rising time is difficult to dissolve when the rising current level is not enough. The current level Ilevel can be set as 160% motor rated current. When the motor rated current is larger than the inverter rated current, the current level Ilevel can be set as 160% inverter rated current.
To simplify calculation, the voltage drop across the resistor R is reduced and we have:
2008271656.tif 000019
The current ramp is difficult to be measured by computer program when the current rises too fast. Therefore, the voltage is preferably injected by pulse width modulation (PWM) instead of on-off manner. Fig. 7 shows the waveform in PWM scheme. The different motors have different motor parameters and the rising time is also different. The PWM scheme should be changed with motor parameter. Fig. 8 shows the relationship between PWM interrupt time Ts and the PWM pulse width Dt. The PWM interrupt time Ts is divided into 256 equal parts and the rising time tr is divided into 32 PWM interrupts (with also reference to Fig. 7), where tr=t1+t2+..+t31+t32 and the PWM pulse width Dt can be calculated as:
2008271656.tif 000020
In above formula, DB is the dead time for preventing the short circuit between upper and lower arms (such as 4μＳ) and CF is the maximal carry frequency of an inverter for driving the motor.
Fig. 9 shows the flowchart of method for detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor. The PWM pulse width Dt is first determined according to motor parameter and the maximal carry frequency of an inverter (step 100). Six voltage vectors with configuration shown in Fig. 4 are sequentially applied to the stator (step 102). The current rising time for each voltage vector is calculated (step 104). The calculated current rising time for each voltage vector is compared to obtain a determination for the rotator position (step 106). The steps 102 to 106 are performed again to find another determination for the rotator position. The two determinations are compared to check whether they are consistent (step 108). The detection of initial magnetic pole position in permanent-magnet motor is finished when the two determinations are consistent. In above steps, the steps 102 to 106 are repeated to minimize the influence of noise. When the two determinations are not consistent, the six voltage vectors are sequentially applied to the stator again and the rotator position is determined again. The flow is finished and the initial magnetic pole position in permanent-magnet motor can be sure when two successive determinations are consistent.
Although the present invention has been described with reference to the preferred embodiment thereof, it will be understood that the invention is not limited to the details thereof. Various substitutions and modifications have suggested in the foregoing description, and other will occur to those of ordinary skill in the art. Therefore, all such substitutions and modifications are intended to be embraced within the scope of the invention as defined in the appended claims.
WHAT IS CLAIMED IS
1. A method for detecting initial magnetic pole position in a permanent-magnet motor, the permanent-magnet motor being driven by an inverter and comprising rotators and stators, the stator comprising three-phase windings, the method comprising:
(a) determining a PWM pulse width "Dt" to be applied to the stators; 
(b) sequentially outputting six voltage vectors to the stator;
(c) calculating a current rising time corresponding to each voltage vector;
(d) deciding a determination of the rotator position by comprising the rising time resulted from the six voltage vectors.
2. The method as in claim 1, further comprising:
repeating the steps (b) to (d); and
examining whether the two determinations of rotator position are consistent.
3. The method as in claim 1, wherein one PWM interrupt time "Ts" is divided into 256 equal parts.
4. The method as in claim 3, wherein one rising time "tr" is divided into 32 interrupts.
5. The method as in claim 4, wherein the PWM pulse width "Dt" is calculated by following equation:
2008271656.tif 000021
where "DB" is a dead time for preventing a short circuit between upper and lower arms and "CF" is a maximal carry frequency of the inverter for driving the motor.
6. The method as in claim 1, wherein a current level Ilevel is set as 160% motor rated current.
7. The method as in claim 6, wherein the current level Ilevel is set as 160% inverter rated current when the motor rated current is larger than the inverter rated current.
8. A method for detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor, the permanent-magnet motor being driven by an inverter and comprising rotators and stators, the stator comprising three-phase windings, the method comprising:
(a) determining a PWM pulse width "Dt" to be applied to the stators; 
(b) sequentially outputting six voltage vectors to the stator;
(c) calculating a current rising time corresponding to each voltage vector;
(d) deciding a first determination of the rotator position by comprising the rising time resulted from the six voltage vectors;
(e) repeating the steps (b) to (d) to get a second determination of the rotator position, and examining whether the two determinations of rotator position are consistent;
(f) knowing the correct rotator position when the two determinations of rotator position are consistent; and
(g) repeating steps (b) to (e) when the two determinations of rotator position are not consistent.
9. The method as in claim 8, wherein one PWM interrupt time "Ts" is divided into 256 equal parts.
10. The method as in claim 9, wherein one rising time "tr" is divided into 32 interrupts.
11. The method as in claim 10, wherein the PWM pulse width "Dt" is calculated by following equation:
2008271656.tif 000022
where "DB" is a dead time for preventing a short circuit between upper and lower arms and CF is a maximal carry frequency of the inverter for driving the motor.
12. The method as in claim 1, wherein a current level Ilevel is set as 160% motor rated current.
13. The method as in claim 6, wherein the current level Ilevel is set as 160% inverter rated current when the motor rated current is larger than the inverter rated current.
Abstract of the disclosure
A method for detecting initial magnetic pole position in permanent-magnet motor first determines a PWM pulse width Dt applied to stator, where the PWM pulse width Dt depends on motor parameters. Six voltage vectors are then successively applied to the stators and the associated current rising time are calculated. The position of rotor is determined based on the shortest current rising time. The voltage vectors are again successively applied to the stators to recalculate the position of rotor. The position of rotor can be precisely determined when the two calculations are consistent. When the two calculations are not consistent, the voltage vectors are again successively applied to the stators to recalculate the position of rotor until the calculations are consistent. The set current level can be larger than the motor rated current, for example, 160% motor rated current, to facilitate the determination of current rising time. The set current level can be 160% drive rated current when the motor rated current is larger than the drive rated current.
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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