(57)【要約】【課題】指令電圧と出力端子電圧を別々の電圧電流変換器に入力し、双方の電圧電流変換器の出力端の接続点に一端を接続したコンデンサの端子電圧を増幅器で増幅し、出力電圧をＰＷＭ変調して負荷を駆動する駆動装置において、指令電圧や負荷の変動で生じるコンデンサの過剰な蓄電や放電状態を防止する。【解決手段】駆動装置の第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力端の接続点に一端を接続したコンデンサＣ１３に対して、調整器５０が増幅器１４の出力電圧ＶＯＦと参照電圧（ＶｅｒｆＢ，ＶｒｅｆＣ）との比較結果に基づき電流を吸引あるいは供給の制御を行う。この調整器５０の制御によって、増幅器１４の出力電圧が所定電圧範囲を逸脱したときに、コンデンサＣ１３の蓄電電圧を吸出しあるいは供給することによって、コンデンサＣ１３の蓄電電圧を所定の範囲に維持する。【選択図】図１
2008154147.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子の指令電圧を電流に変換する第１の電圧電流変換器と、
出力端子間電圧を電流に変換する第２の電圧電流変換器と、
前記第１の電圧電流変換器の出力端と前記第２の電圧電流変換器の出力端との接続点に一端を接続したコンデンサと、
前記コンデンサの端子電圧を入力して増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力電圧と参照電圧との差に応じて、前記第１の電圧電流変換器の出力端と前記第２の電圧電流変換器の出力端との接続点に電流を供給または吸引する調整器と、
前記増幅器の出力電圧をＰＷＭ変調するＰＷＭ変調器と、
前記ＰＷＭ変調器の出力に応じて前記出力端子に接続した負荷を駆動する電力駆動部とを備え、
前記調整器により、前記指令電圧や前記負荷に変動が生じても前記コンデンサの蓄電電圧を所定の範囲内に維持することを特徴とする駆動装置。
【請求項２】
前記調整器は、増幅器の出力電圧が参照電圧よりも大きい場合は前記増幅器の出力と前記参照電圧との電圧差を吸引する方向の電流に変換し、前記増幅器の出力電圧が前記参照電圧よりも小さい場合は電流を出力しないことを特徴とする請求項１記載の駆動装置。
【請求項３】
前記調整器は、増幅器の出力電圧が参照電圧よりも小さい場合は前記増幅器の出力電圧と前記参照電圧との電圧差を供給する方向の電流に変換し、前記増幅器の出力電圧が前記参照電圧よりも大きい場合は電流を出力しないことを特徴とする請求項１記載の駆動装置。
【請求項４】
前記調整器は、
増幅器の出力電圧が第１の参照電圧よりも大きい場合は前記増幅器の出力と前記第１の参照電圧との電圧差を吸引する方向の電流に変換し、前記増幅器の出力電圧が前記第１の参照電圧よりも小さい場合は電流を出力せず、
前記増幅器の出力電圧が第２の参照電圧よりも小さい場合は前記増幅器の出力電圧と前記第２の参照電圧との電圧差を供給する方向の電流に変換し、前記増幅器の出力電圧が前記第２の参照電圧よりも大きい場合は電流を出力しないことを特徴とする請求項１記載の駆動装置。
【請求項５】
前記調整器は、増幅器の出力電圧と参照電圧との電圧差を電流に変換する第３の電圧電流変換器と、前記第３の電圧電流変換器の出力端と前記調整器の出力端との間に接続し、前記第３の電圧電流変換器の吸引する方向の電流のみ通電する整流器とを備えたことを特徴とする請求項２記載の駆動装置。
【請求項６】
前記調整器は、増幅器の出力電圧と参照電圧との電圧差を電流に変換する第４の電圧電流変換器と、前記第４の電圧電流変換器の出力端と前記調整器の出力端との間に接続し、前記第４の電圧電流変換器の供給する方向の電流のみ通電する整流器とを備えたことを特徴とする請求項３記載の駆動装置。
【請求項７】
前記調整器は、
増幅器の出力電圧と第１の参照電圧との電圧差を電流に変換する第３の電圧電流変換器と、前記第３の電圧電流変換器の出力端と前記調整器の出力端との間に接続し、前記第３の電圧電流変換器の吸引する方向の電流のみ通電する第１の整流器と、
前記増幅器の出力電圧と第２の参照電圧との電圧差を電流に変換する第４の電圧電流変換器と、前記第４の電圧電流変換器の出力端と前記調整器の出力端との間に接続し、前記第４の電圧電流変換器の供給する方向の電流のみ通電する第２の整流器とを備えたことを特徴とする請求項４記載の駆動装置。
【請求項８】
前記調整器は、増幅器の出力電圧が参照電圧よりも大きいとき第１の所定電圧を出力し、小さいとき前記第１の所定電圧よりも大きな第２の所定電圧を出力する比較器と、前記比較器の出力端と前記調整器の出力端との間に接続し、前記比較器の吸引する方向の電流のみ通電する整流器とを備えたことを特徴とする請求項１記載の駆動装置。
【請求項９】
前記調整器は、増幅器の出力電圧が参照電圧よりも小さいとき第３の所定電圧を出力し、大きいとき前記第３の所定電圧よりも小さな第４の所定電圧を出力する比較器と、前記比較器の出力端と前記調整器の出力端との間に接続し、前記比較器の供給する方向の電流のみ通電する整流器とを備えたことを特徴とする請求項１記載の駆動装置。
【請求項１０】
前記調整器は、
増幅器の出力電圧が第１の参照電圧よりも大きいとき第１の所定電圧を出力し、小さいとき前記第１の所定電圧よりも大きな第２の所定電圧を出力する第１の比較器と、前記第１の比較器の出力端と前記調整器の出力端との間に接続し、前記第１の比較器の吸引する方向の電流のみ通電する第１の整流器と、
前記増幅器の出力電圧が第２の参照電圧よりも小さいとき第３の所定電圧を出力し、大きいとき前記第３の所定電圧よりも小さな第４の所定電圧を出力する第２の比較器と、前記第２の比較器の出力端と前記調整器の出力端との間に接続し、前記第２の比較器の供給する方向の電流のみ通電する第２の整流器とを備えたことを特徴とする請求項１記載の駆動装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載の駆動装置を備えたことを特徴とする光ディスク装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁式アクチュエータ等の駆動装置に係り、半導体チップもしくは半導体集積回路により小型軽量に構成され、ＰＷＭ電圧駆動によって電力効率の高いアクチュエータの駆動が可能な半導体ＰＷＭ駆動を行う駆動装置およびこれを用いた光ディスク装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＰＷＭ駆動方式はスピンドルモータ、アクチュエータなどの駆動における低消費電力化の一手段として広く用いられており、例えば光ディスクプレーヤのフォーカスやトラッキング、ティルト制御の電磁式アクチュエータ、スピンドルモータやピックアップ送り用モータの駆動に広く用いられている。また、これらの駆動装置は、一般的には主要部分が１個の半導体チップにまとめた半導体集積回路として製品化されており、駆動装置自体の小型軽量化に寄与している。
【０００３】
こうした技術の例としては、特許文献１，２や非特許文献１などにより開示されており、以下に特許文献１，２および非特許文献１について動作を説明する。
【０００４】
図７は特許文献１および特許文献２の提案する駆動装置の回路を示す構成図である。図７に示す駆動装置１０１において電源１０３の発生する電圧Ｖｉｎは負荷１０２の平均駆動電圧を指令する指令電圧となる。入力端子ＩＮ＿１０４は、所定値を有する抵抗Ｒａ１０５，抵抗Ｒｂ１０６，コンデンサＣ１０７からなるラグリードフィルタを形成する直列回路に接続され、抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点に増幅器１０８の入力端が接続される。抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点の電圧Ｖｆｂに対し、増幅器１０８は電圧ＶＯＦを出力する。
【０００５】
一方、三角波発振器１０９から出力される振幅をＶｔａとする三角波ＴＲＷＲは、一部が反転器１０９に入力され、平均値は変わらずゲイン１で入力信号を反転した三角波ＴＲＷＦを出力する。三角波ＴＲＷＦと増幅器１０８の出力電圧ＶＯＦが第１のＰＷＭ比較器１１１に入力され、三角波ＴＲＷＲと増幅器１０８の出力電圧ＶＯＦが第２のＰＷＭ比較器１１２に入力され、増幅器１０８の出力電圧ＶＯＦはＰＷＭ変調される。第１，第２のＰＷＭ比較器１１１，１１２の出力はそれぞれ第１，第２のプリドライバ１１３，１１４に入力される。
【０００６】
第１，第２の出力回路１１５，１１６はそれぞれ内蔵のトランジスタおよび負荷１０２と共にＨブリッジ回路を形成している。それぞれ第１，第２のプリドライバ１１３，１１４から出力されるドライブ信号に従って内蔵のトランジスタのオン・オフを行い、出力端子ＦＯ＿１１７およびＲＯ＿１１８に接続された、光ディスクプレーヤのフォーカスやトラッキング、ティルト制御の電磁式アクチュエータに相当する負荷１０２に電力を供給して駆動させる。
【０００７】
一方、出力端子ＦＯ＿１１７およびＲＯ＿１１８にはさらに差動入力型の電圧電流変換器１１９が接続される。電圧電流変換器１１９は出力端子ＦＯ＿１１７およびＲＯ＿１１８の端子電圧ＶＦＯ，ＶＲＯの差分電圧に比例する電流Ｉｏｔａを抵抗Ｒｂ１０６とコンデンサＣ１０７の接続点に出力する。電圧電流変換器１１９および抵抗Ｒａ１０５，Ｒｂ１０６、コンデンサＣ１０７からなるラグリードフィルタは、出力端子電圧ＶＦＯ−ＶＲＯを電流に変換して入力側に戻す帰還回路を形成している。
【０００８】
図８は、図７に示す増幅器１０８、三角波発振器１１０、反転器１０９、第１，第２のＰＷＭ比較器１１１，１１２、第１，第２のプリドライバ１１３，１１４、第１，第２の出力回路１１５，１１６までを含む駆動系１２０および負荷１０２を、２つのブロックを用いて等価に置き換えた回路構成図である。ブロックの一つは負荷１０２と、図７の駆動系１２０の三角波発振器１０９、第１，第２のＰＷＭ比較器１１１，１１２を除く総合ゲインをＧとして表すゲインブロック１２０ａ、もう一つは図７の駆動系１２０の三角波発振器１１０、反転器１０９および第１，第２のＰＷＭ比較器１１１，１１２による変調度を総合ゲインＧとは独立に変調度Ｍ（通常０≦Ｍ≦１）として表現した、変調度ブロック１２０ｂである。
【０００９】
図８において、電圧電流変換器１１９のトランスコンダクタンスをｇｍとすると、駆動装置全体のゲインＧcloseは（数１）
【００１０】
【数１】
2008154147.tif 000003
の通りとなる。
【００１１】
（数１）のゲインに従って、指令電圧Ｖｉｎに応じた電圧で負荷１０２は駆動される。（数１）より、駆動装置のゲインは抵抗値と電圧電流変換器のトランスコンダクタンスで決定されることがわかる。
【００１２】
図９（ａ），（ｂ），（ｃ）は、図７に示す駆動装置１０１が出力一定の定常状態で負荷１０２を駆動している場合の、増幅器１０８の入力電圧Ｖｆｂと各部信号との関係を示す波形図である。
【００１３】
例えば、最大出力で負荷の駆動を行う場合を考えるとする。最大出力で負荷の駆動を行う場合の一つは、増幅器１０８の出力電圧ＶＯＦが三角波ＴＲＷＦ、ＴＲＷＲの最大値、すなわち振幅Ｖｔａの２倍に等しくなる場合である。このときの増幅器１０８の入力電圧をＶｆｂｍａｘ（Ｖｆｂｍａｘ＝２×Ｖｔａ／Ｇｐ、Ｇｐは増幅器１０８のゲイン）、増幅器１０８の出力電圧をＶＯＦｍａｘ（ＶＯＦｍａｘ＝Ｇｐ×Ｖｆｂｍａｘ）、また電圧電流変換器１１９の出力電流をＩｏｔａｍａｘとする。
【００１４】
まず、図９（ａ）の駆動装置１０１が最大出力以下で動作する場合では、増幅器１０８の入力電圧Ｖｆｂは当然Ｖｆｂｍａｘよりも小さい。また一定出力の定常状態なので入力電圧Ｖｆｂは一定である。増幅器１０８の出力電圧ＶＯＦは三角波ＴＲＷＦ、ＴＲＷＲが入力された第１のＰＷＭ比較器１１１、第２のＰＷＭ比較器１１２によってＰＷＭ変調され、それぞれ出力信号ＤＳＦ，ＤＳＲを出力する。第１，第２の出力回路１１５，１１６は出力信号ＤＳＦ，ＤＳＲに基づいたタイミングで電圧ＶＭと接地電圧のスイッチング出力動作を行う。その結果、出力端子間電圧ＶＦＯ−ＶＲＯは電圧−ＶＭと接地電位を交互に繰り返す。図７の抵抗Ｒｂ１０６に流れる電流Ｉｒｂと電圧電流変換器１１９から出力される電流Ｉｏｔａはつり合い、かつその大きさはＩｏｔａｍａｘよりも小さい。コンデンサＣ１０７の蓄電電圧Ｖｃも一定のままである。
【００１５】
次に、図９（ｂ）の駆動装置１０１が最大出力で駆動する場合では、増幅器１０８の入力電圧Ｖｆｂは当然Ｖｆｂｍａｘに等しいまま一定の値を保持する。増幅器１０８の出力電圧ＶＯＦは三角波ＴＲＷＦ、ＴＲＷＲの最大値に一致するため、第１，第２のＰＷＭ比較器１１１，１１２の出力信号ＤＳＦ，ＤＳＲはそれぞれ「Ｌ」，「Ｈ」に固定される。その結果、出力端子間電圧ＶＦＯ−ＶＲＯは電圧−ＶＭに固定される。電流Ｉｒｂと電流ＩｏｔａはＩｏｔａｍａｘの大きさでつり合い、コンデンサＣ１０７の蓄電電圧Ｖｃも図９（ａ）の最大出力以下の場合よりは増加するが依然として一定の値を保持する。
【００１６】
図９（ｃ）の指令電圧Ｖｉｎが図９（ｂ）の場合よりも大きくなることにより、増幅器１０８の入力電圧ＶｆｂがＶｆｂｍａｘよりも大きくなった場合、増幅器１０８の出力電圧ＶＯＦは三角波ＴＲＷＦ，ＴＲＷＲの最大値よりも大きくなるが、第１，第２のＰＷＭ比較器１１１，１１２の出力信号ＤＳＦ，ＤＳＲは図９（ｂ）の場合と同様にそれぞれ「Ｌ」，「Ｈ」に固定される。その結果、出力端子間電圧ＶＦＯ−ＶＲＯもまた電圧−ＶＭに固定され、駆動装置１０１は図９（ｂ）とまったく同様の出力で負荷１０２を駆動する。
【００１７】
電圧電流変換器１１９の出力電流Ｉｏｔａは図９（ｂ）の場合と同様にＩｏｔａｍａｘのままとなるが、増幅器１０８の入力電圧ＶｆｂはＶｆｂｍａｘよりも大きくなるため、抵抗Ｒｂ１０６に流れる電流Ｉｒｂは図９（ｂ）の場合よりも大きくなる。その結果、電流Ｉｒｂと電流Ｉｏｔａのバランスが崩れ、余分な電流となるコンデンサＣ１０７への流入電流Ｉｃｉ＝Ｉｒｂ−Ｉｏｔａの分がコンデンサＣ１０７に蓄電され、蓄電電圧Ｖｃは図９（ｂ）のときよりも上昇する。しかし蓄電電圧Ｖｃの上昇に伴い増幅器１０８の入力電圧Ｖｆｂとの電位差が縮まって電流Ｉｒｂ、Ｉｃｉも減少し、やがてＩｃｉ＝０、Ｉｒｂ＝Ｉｏｔａとなるところで蓄電電圧Ｖｃの上昇は止まる。
【００１８】
図９（ｂ）と図９（ｃ）とで、負荷１０２を駆動する出力はまったく同じであっても、指令電圧Ｖｉｎ、そしてコンデンサＣ１０７の蓄電電圧Ｖｃが異なる現象が起こりうる。その結果、例えば図９（ｃ）の状態から図９（ａ）の状態に遷移するような場合、コンデンサＣ１０７が駆動出力に対して過剰蓄電されているため、指令電圧Ｖｉｎを下げてもコンデンサＣ１０７の蓄電電圧Ｖｃが影響して増幅器１０８の入力電圧Ｖｆｂが低下するのに時間がかかり、負荷駆動の応答が遅くなることになる。
【００１９】
また、想定した定常状態近傍での負荷変動への制御性を優先するように三角波ＴＲＷＦ，ＴＲＷＲの振幅を増幅器１０８の出力電圧ＶＯＦの可変域に対して小さく設定しているような場合などで、負荷の駆動が０から所定量まで引き上げる起動の状態や、最大出力状態での負荷の駆動方向が瞬時に反転するような負荷駆動の急変が発生する場合など、指令電圧Ｖｉｎの変化に対する負荷変動への追随が遅くなる場合が起こりうる。
【００２０】
また、前記の例とは反対の、増幅器１０８の出力電圧ＶＯＦが三角波ＴＲＷＦ，ＴＲＷＲの最小値よりも小さくなる場合、すなわち増幅器１０８の入力電圧Ｖｆｂが「０」（このときの値をＶｆｂｍｉｎ＝０、ＶＯＦｍｉｎ＝０とする）のときも同様に、コンデンサＣ１０７の過剰放電による指令電圧Ｖｉｎの変化に対する負荷駆動の応答が遅くなる現象が起こりうる。
【００２１】
こうした現象を避けるため通常は回路内にリミッタを挿入、設置し、増幅器１０８の入力電圧Ｖｆｂとそれに伴うコンデンサＣ１０７の電位の変動範囲を制限している。
【００２２】
図１０は非特許文献１に開示されたリミッタの一例を示す回路構成図、図１１は図７の駆動装置に図１０のリミッタを挿入した回路構成図である。図１１において、リミッタ１５０は図１１の抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点と増幅器１０８の入力端との間に挿入される。
【００２３】
リミッタ１５０内の差動増幅器１５４は電源１５３による出力電圧Ｖｒｅｆ２がプラス入力端に入力され、出力端は整流器１５５のカソードが接続され、整流器１５５のアノードおよび差動増幅器１５４のマイナス入力端が抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点および増幅器１０８の入力端に接続される。
【００２４】
抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点の電圧Ｖｆｂが電圧Ｖｒｅｆ２よりも小さいとき、電圧Ｖｆｂは変化しない。電圧Ｖｆｂが電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きければ差動増幅器１５４および整流器１５５は入力電圧Ｖｒｅｆ２の電圧バッファとして機能し、抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点の電圧ＶｆｂをＶｒｅｆ２に保つ。それとともに、コンデンサＣ１０７からの吐き出し電流Ｉｃｏを含んだ抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点から流れる電流Ｉｆｂは整流器１５５を経由して差動増幅器１５４に吸い込まれる。結果的にコンデンサＣ１０７の過剰な電荷蓄積は除去される。
【００２５】
同様に差動増幅器１５７は電源１５６による出力電圧Ｖｒｅｆ３がプラス入力端に入力され、出力端は整流器１５８のアノードが接続され、整流器１５８のカソードおよび差動増幅器１５７のマイナス入力端が抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点および増幅器１０８の入力端に接続されている。
【００２６】
抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点の電圧Ｖｆｂが電圧Ｖｒｅｆ３よりも大きいとき、電圧Ｖｆｂは変化しない。電圧Ｖｆｂが電圧Ｖｒｅｆ３よりも小さければ差動増幅器１５７および整流器１５８は入力電圧Ｖｒｅｆ３の電圧バッファとして機能し、抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点の電圧Ｖｆｂを電圧Ｖｒｅｆ３に保つ。また、差動増幅器１５７から出力される電流は抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点方向へと流れ、一部が抵抗Ｒｂ１０６を経由してコンデンサＣ１０７に到達し電荷が蓄積される。したがってコンデンサＣの電荷量の異常な低下を避けることができる。
【００２７】
以上の動作によりリミッタ１５０は抵抗Ｒａ１０５と抵抗Ｒｂ１０６との接続点の電圧Ｖｆｂを上限電圧Ｖｒｅｆ２、下限電圧Ｖｒｅｆ３の範囲に制限し、コンデンサＣ１０７の蓄積電荷Ｖｃも電圧Ｖｆｂの変動範囲に応じた量に制限される。これにより、いずれか一方向に最大出力で負荷の駆動が継続した後の応答など、負荷変動への追随性・制御性を確保している。
【特許文献１】特許第３８０３４３７号公報
【特許文献２】特開昭５４−１００６５３号公報
【非特許文献１】ＣＱ出版株式会社  トランジスタ技術スペシャル  Ｎｏ．１５  ９ページ  図１−１７，１８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
図８において、駆動装置全体のゲインは（数１）に従って決定される。すなわち電圧電流変換器のトランスコンダクタンスｇｍとラグリードフィルタ内の抵抗Ｒａである。半導体集積回路で駆動装置を実現する場合、電圧電流変換器のトランスコンダクタンスの値は半導体回路の動作として決定される。また、抵抗の値は寸法と材料で決定される。
【００２９】
これらの値を正確に再現し、駆動装置として安定したゲインを実現するために、従来は電圧電流変換器や抵抗素子を構成する半導体回路内の抵抗素子や半導体素子、特に差動動作に関する素子などにて、寸法をできるだけ大きくすることで半導体素子の形成寸法誤差に起因する電気抵抗のばらつきを小さくし、回路内の電圧・電流のばらつきを減らすことができる。また、レーザトリミングなどの方法で回路定数を変更することで電圧・電流を所定の値に修正する方法も広く用いられている。
【００３０】
また、図１１に示す駆動回路において、いずれか一方向に最大出力で負荷が駆動されるのは、増幅器１０８の出力電圧ＶＯＦは三角波の最大値もしくは最小値に一致する場合、すなわち三角波の平均値からプラス・マイナス方向に振幅だけ離れた値となる場合である。リミッタ１５０は増幅器１０８の入力前に挿入されるので、リミッタ１５０で制限をかけず通過させる電圧域は三角波のピークトゥピーク値をゲインで除した値となる。例えば、三角波の振幅を１．５Ｖ、増幅器１０８のゲインは５０程度と想定すると、その大きさは６０ｍＶ（Ｖｆｂｍａｘ＝６０ｍＶ、Ｖｆｂｍｉｎ＝０Ｖ）となる。リミッタ１５０内の電源１５３，１５６は双方ともこれに相応した精度で参照電圧Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３を発生させる必要があるほか、差動増幅器１５４，１５７の出力オフセット自体も十分小さなものにする必要がある。半導体回路ではツェナー電圧やバンドギャップ電圧を用いた定電圧回路と抵抗などによる分圧回路を用いる。
【００３１】
数十ｍＶの電圧を精度よく発生させるには、そして、増幅器の出力オフセットを小さくするには、前述した正確かつ安定な抵抗とトランスコンダクタンスの実現方法と同様な方法、すなわち、半導体回路内の抵抗素子や半導体素子など、寸法をできるだけ大きくすることにより半導体素子の形成寸法誤差に起因する電気抵抗や容量、相互コンダクタンスなどの回路諸定数のばらつきを小さくし、回路内の電圧・電流のばらつきを減らす方法、レーザトリミングなどの方法で回路定数を変更することにより電圧・電流を所定の値に修正する方法などが用いられる。
【００３２】
しかしながら、半導体素子の寸法を大きくする方法については近年のプロセス微細化による低消費電力化やチップ小面積化によるコストダウンと相反し、消費電力の増加やチップ面積増大によるコスト上昇が避けられなかった。また、レーザトリミングなどの回路定数の修正についても、個別にオフセットなどのデータ計測しトリミングするために相当の手間と時間を要し、作業時間およびコストの増大が免れなかった。
【００３３】
また、半導体素子と抵抗素子の温度係数は一般的には異なるため、トランスコンダクタンスと抵抗の温度係数も異なる。以上の理由により、温度による駆動装置自体のゲインの変動やばらつきが発生することは避けられなかった。
【００３４】
本発明は、前記従来技術の問題を解決することに指向するものであり、指令電圧および出力端子電圧を別々の電圧電流変換器に入力し、双方の電圧電流変換器の出力端の接続点に一端を接続したコンデンサにおける端子電圧を増幅器により増幅し、この増幅した電圧をＰＷＭ変調して負荷を駆動する駆動装置において、増幅器の出力電圧と参照電圧との差に応じて双方の電圧電流変換器の出力端の接続点における電流を吸引あるいは供給する調整器によって、指令電圧の過大，過小入力や大きな負荷変動が生じたときなどに発生するコンデンサの過剰蓄電や過剰放電状態を防止して、最大出力で負荷の駆動が継続した後の応答などの負荷変動への追随性・制御性を持たせることができ、また、この駆動装置を構成する半導体回路において、チップ面積を増大させることなく、トリミングなどの後工程が不要で、温度に対して安定したゲインを得ることができる駆動装置およびこれを用いた光ディスク装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
前記の目的を達成するために、本発明に係る請求項１に記載した駆動装置は、入力端子の指令電圧を電流に変換する第１の電圧電流変換器と、出力端子間電圧を電流に変換する第２の電圧電流変換器と、第１の電圧電流変換器の出力端と第２の電圧電流変換器の出力端との接続点に一端を接続したコンデンサと、コンデンサの端子電圧を入力して増幅する増幅器と、増幅器の出力電圧と参照電圧との差に応じて、第１の電圧電流変換器の出力端と第２の電圧電流変換器の出力端との接続点に電流を供給または吸引する調整器と、増幅器の出力電圧をＰＷＭ変調するＰＷＭ変調器と、ＰＷＭ変調器の出力に応じて出力端子に接続した負荷を駆動する電力駆動部とを備え、調整器により、指令電圧や負荷に変動が生じてもコンデンサの蓄電電圧を所定の範囲内に維持することを特徴とする。
【００３６】
また、請求項２〜４に記載した駆動装置は、請求項１の駆動装置において調整器が、増幅器の出力電圧が参照電圧よりも大きい場合は増幅器の出力と参照電圧との電圧差を吸引する方向の電流に変換し、増幅器の出力電圧が参照電圧よりも小さい場合は電流を出力しないこと、また、増幅器の出力電圧が参照電圧よりも小さい場合は増幅器の出力電圧と参照電圧との電圧差を供給する方向の電流に変換し、増幅器の出力電圧が参照電圧よりも大きい場合は電流を出力しないこと、また、調整器は、増幅器の出力電圧が第１の参照電圧よりも大きい場合は増幅器の出力と第１の参照電圧との電圧差を吸引する方向の電流に変換し、増幅器の出力電圧が第１の参照電圧よりも小さい場合は電流を出力せず、増幅器の出力電圧が第２の参照電圧よりも小さい場合は増幅器の出力電圧と第２の参照電圧との電圧差を供給する方向の電流に変換し、増幅器の出力電圧が第２の参照電圧よりも大きい場合は電流を出力しないことを特徴とする。
【００３７】
また、請求項５，６，７に記載した駆動装置は、請求項２，３，４の駆動装置において調整器が、増幅器の出力電圧と参照電圧との電圧差を電流に変換する第３の電圧電流変換器と、第３の電圧電流変換器の出力端と調整器の出力端との間に接続し、第３の電圧電流変換器の吸引する方向の電流のみ通電する整流器とを備えたこと、また、増幅器の出力電圧と参照電圧との電圧差を電流に変換する第４の電圧電流変換器と、第４の電圧電流変換器の出力端と調整器の出力端との間に接続し、第４の電圧電流変換器の供給する方向の電流のみ通電する整流器とを備えたこと、また、調整器は、増幅器の出力電圧と第１の参照電圧との電圧差を電流に変換する第３の電圧電流変換器と、第３の電圧電流変換器の出力端と調整器の出力端との間に接続し、第３の電圧電流変換器の吸引する方向の電流のみ通電する第１の整流器と、増幅器の出力電圧と第２の参照電圧との電圧差を電流に変換する第４の電圧電流変換器と、第４の電圧電流変換器の出力端と調整器の出力端との間に接続し、第４の電圧電流変換器の供給する方向の電流のみ通電する第２の整流器とを備えたことを特徴とする。
【００３８】
また、請求項８〜１０に記載した駆動装置は、請求項１の駆動装置であって調整器が、増幅器の出力電圧が参照電圧よりも大きいとき第１の所定電圧を出力し、小さいとき第１の所定電圧よりも大きな第２の所定電圧を出力する比較器と、比較器の出力端と調整器の出力端との間に接続し、比較器の吸引する方向の電流のみ通電する整流器とを備えたこと、また、増幅器の出力電圧が参照電圧よりも小さいとき第３の所定電圧を出力し、大きいとき第３の所定電圧よりも小さな第４の所定電圧を出力する比較器と、比較器の出力端と調整器の出力端との間に接続し、比較器の供給する方向の電流のみ通電する整流器とを備えたこと、また、調整器は、増幅器の出力電圧が第１の参照電圧よりも大きいとき第１の所定電圧を出力し、小さいとき第１の所定電圧よりも大きな第２の所定電圧を出力する第１の比較器と、第１の比較器の出力端と調整器の出力端との間に接続し、第１の比較器の吸引する方向の電流のみ通電する第１の整流器と、増幅器の出力電圧が第２の参照電圧よりも小さいとき第３の所定電圧を出力し、大きいとき第３の所定電圧よりも小さな第４の所定電圧を出力する第２の比較器と、第２の比較器の出力端と調整器の出力端との間に接続し、第２の比較器の供給する方向の電流のみ通電する第２の整流器とを備えたことを特徴とする。
【００３９】
また、請求項１１に記載した光ディスク装置は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の駆動装置を備えたことを特徴とする。
【００４０】
前記構成によれば、第１，第２の電圧電流変換器の出力端の接続点に接続したコンデンサに電流を吸引あるいは供給する調整器によって、指令電圧の過大，過小入力や大きな負荷変動が生じたときなどに発生するコンデンサの過剰蓄電や過剰放電状態を防止して、コンデンサの蓄電電圧を制御することができ、この構成を形成する半導体回路においても、チップ面積を増大させることなく安定したゲインを得ることができる。
【発明の効果】
【００４１】
本発明によれば、指令電圧および出力端子電圧を別々の電圧電流変換器に入力し、双方の電圧電流変換器の出力端の接続点にコンデンサの一端を接続して、このコンデンサの端子電圧を増幅器で増幅した電圧をＰＷＭ変調することで、負荷駆動を行う駆動装置において、双方の電圧電流変換器の出力端の接続点における電流を吸引あるいは供給する調整器により、指令電圧の過大，過小入力や大きな負荷変動が生じたときなどに発生するコンデンサの過剰蓄電や過剰放電状態を防止して、最大出力で負荷の駆動が継続した後の応答などの負荷変動への追随性・制御性を持たせることができ、また、この駆動装置を構成する半導体回路において、チップ面積を増大させることなく、トリミングなどの後工程が不要で、温度に対して安定したゲインを得ることができ、十分な精度でコンデンサの蓄電電圧の制御が可能で、低コストとなる駆動装置およびこれを使った光ディスク装置を提供することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
以下、図面を参照して本発明における実施の形態を詳細に説明する。
【００４３】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１を示す駆動装置の回路構成図である。図１において、電源１８の発生する電圧Ｖｉｎは負荷２の平均駆動電圧を指令する指令電圧となる。駆動装置１の入力端子ＩＮ＿１９より入力される指令電圧Ｖｉｎおよび所定の大きさの第１の参照電圧ＶｒｅｆＡは、第１の電圧電流変換器１１のマイナス入力端およびプラス入力端にそれぞれ入力される。同様に、出力端子ＦＯ＿２１，ＲＯ＿２２の端子電圧ＶＦＯ，ＶＲＯはそれぞれ第２の電圧電流変換器１２のプラス入力端，マイナス入力端に接続されている。
【００４４】
本実施の形態で用いた第１，第２の電圧電流変換器１１，１２はそれぞれ所定のトランスコンダクタンスｇｍ１，ｇｍ２を有し、プラス入力端とマイナス入力端の差電圧を電流に変換して出力する。第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力端は接続され、さらにコンデンサＣ１３の一端と増幅器１４の入力端もまた第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点に接続されている。
【００４５】
コンデンサＣ１３には第１の電圧電流変換器１１、および第２の電圧電流変換器１２の各電流出力が流れ込み配線電圧Ｖｆｂが発生する。配線電圧Ｖｆｂは極性反転した指令電圧（電流）に帰還電圧（電流）を加えた負帰還処理と、電流によって蓄電され、電圧で出力する積分処理の機能を果たすほか、ＰＷＭ変調・駆動により発生した高調波ノイズ成分を平滑化する効果をも果たす。
【００４６】
増幅器１４は本実施の形態１ではコンデンサＣ１３の蓄電電圧に相当する配線電圧Ｖｆｂを所定のゲインで増幅する。必要に応じて入力電圧と不図示の基準電位との差動出力とする形式であってもよい。
【００４７】
三角波発生器１５は内部に三角波発振器１５ａと反転器１５ｂを有し、三角波発振器１５ａの出力する三角波ＴＲＷＲの一部が反転器１５ｂに入力され、振幅、平均値はそのままで出力波形の反転したもう一つの三角波ＴＲＷＦとして出力される。三角波ＴＲＷＦとＴＲＷＲは振幅、オフセットは双方とも所定の値で位相が互いに１８０度異なっている三角波となる。
【００４８】
ＰＷＭ変調器１６内の第１のＰＷＭ比較器１６ａのプラス入力端には三角波ＴＲＷＦが、マイナス入力端に増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが入力され、第２のＰＷＭ比較器１６ｂのプラス入力端には増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが、マイナス入力端には三角波ＴＲＷＲが入力され、出力電圧ＶＯＦと２つの三角波との比較によるＰＷＭ変調が行われ、第１，第２のＰＷＭ比較器１６ａ，１６ｂはそれぞれ駆動信号ＤＳＦおよびＤＳＲを出力する。
【００４９】
電力駆動部１７内の第１，第２の出力回路１７ｃ，１７ｄは、トランジスタやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を２つ用いたハーフブリッジ回路で構成され、第１，第２の出力回路１７ｃ，１７ｄおよび負荷２によりＨブリッジ回路を形成している。また、第１，第２のプリドライバ１７ａ，１７ｂは、第１，第２の出力回路１７ｃ，１７ｄ内のスイッチング素子を駆動するための適切なドライブ信号ＦＨ，ＦＬ，ＲＨ，ＲＬを生成する。駆動信号ＤＳＦおよびＤＳＲがそれぞれ入力されることにより、第１，第２のプリドライバ１７ａ，１７ｂはそれぞれドライブ信号ＦＨ、ＦＬ、ＲＨ、ＲＬを出力し、第１，第２の出力回路１７ｃ，１７ｄはドライブ信号ＦＨ，ＦＬ，ＲＨ，ＲＬに従ってスイッチング動作し、第１，第２の出力回路１７ｃ，１７ｄの出力端が接続された出力端子ＦＯ＿２１およびＲＯ＿２２から負荷２に電力が供給される。
【００５０】
一方、増幅器１４の出力端と調整器５０の入力端が接続され、調整器５０の出力端は第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点に接続されている。この調整器５０は第１の子調整器５１，第２の子調整器５２を内包する。
【００５１】
第１の子調整器５１は第３の電圧電流変換器５１ｂと整流器５１ａからなる。第３の電圧電流変換器５１ｂのプラス入力端には所定の大きさの第２の参照電圧ＶｒｅｆＢが、マイナス入力端には増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが入力される。第３の電圧電流変換器５１ｂはプラス入力端とマイナス入力端の差電圧を所定のトランスコンダクタンスｇｍ３で電流に変換して出力する。
【００５２】
増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが第２の参照電圧ＶｒｅｆＢよりも大きくなったときには第３の電圧電流変換器５１ｂは電流を吸引する方向で出力するものとする。整流器５１ａは第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点にアノードが接続され、第３の電圧電流変換器５１ｂの出力端にカソードが接続され、第３の電圧電流変換器５１ｂの電流が吸引する方向で出力しているときのみ通電し、供給する方向で出力しているときには通電しない。なお、第３の電圧電流変換器５１ｂの電流が供給する方向で出力する場合、出力の電圧は第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂよりも高くなるものとする。
【００５３】
第１の子調整器５１の作用により第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂは第２の参照電圧ＶｒｅｆＢを増幅器１４のゲイン分の１倍した値で決定される値以上になると電流を吸い込むことでコンデンサＣ１３に蓄電された電荷を引き抜き、そして第１の電圧電流変換器１１の出力電流Ｉ１の過剰な部分をも吸収することで、配線電圧Ｖｆｂは所定値以上に上昇しない。
【００５４】
第２の子調整器５２は第４の電圧電流変換器５２ｂと整流器５２ａからなる。第４の電圧電流変換器５２ｂのプラス入力端には所定の大きさの第３の参照電圧ＶｒｅｆＣが、マイナス入力端には増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが入力される。第４の電圧電流変換器５２ｂはプラス入力端とマイナス入力端の差電圧を所定のトランスコンダクタンスｇｍ４で電流に変換して出力する。
【００５５】
増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが第３の参照電圧ＶｒｅｆＣよりも小さくなったときには第４の電圧電流変換器５２ｂは電流を供給する方向で出力するものとする。整流器５２ａは第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点にカソードが接続され、第４の電圧電流変換器５２ｂの出力端にアノードが接続され、第４の電圧電流変換器５２ｂの電流が供給する方向で出力しているときのみ通電し、吸引する方向で出力しているときには通電しない。なお、第４の電圧電流変換器５２ｂの電流が供給する方向で出力する場合、出力の電圧は第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂよりも低くなるものとする。
【００５６】
第２の子調整器５２の作用により第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂは第３の参照電圧ＶｒｅｆＣを増幅器１４のゲイン分の１倍した値で決定される値以下になると電流を吐き出すことでコンデンサＣ１３に過剰に放電された電荷を供給し、そして第１の電圧電流変換器１１の出力電流Ｉ１の過小分をも補完することで、配線電圧Ｖｆｂは所定値以下に下降しない。
【００５７】
図２は図１の各部の信号、指令電圧Ｖｉｎ（Ｖｉｎ−ＶｒｅｆＡの形式で表記）、配線電圧Ｖｆｂ、増幅器出力電圧ＶＯＦ、三角波ＴＲＷＦ，ＴＲＷＲ、駆動信号ＤＳＦ，ＤＳＲ、端子電圧ＶＦＯ，ＶＲＯ、出力端子電圧ＶＦＯ−ＶＲＯの時間経過を示す波形図である。三角波ＴＲＷＦ，ＴＲＷＲによって増幅器出力電圧ＶＯＦがＰＷＭ変調を受けて、最終的に出力端子電圧ＶＦＯ，ＶＲＯがＰＷＭ変調された出力となり、かつＰＷＭ周期での時間平均（点線部分）が指令電圧Ｖｉｎに相似な形状となることがわかる。
【００５８】
図３は、図１の増幅器１４、三角波発振器１５ａ、反転器１５ｂ、第１，第２のＰＷＭ比較器１６ａ，１６ｂ、第１，第２のプリドライバ１７ａ，１７ｂ、第１，第２の出力回路１７ｃ，１７ｄまでを含む駆動系３１および負荷２を、２つのブロックを用いて等価に置き換えた回路構成を示す図である。ゲインブロック３１ａは、図１の負荷２および駆動系３１の三角波発振器１５ａ、反転器１５ｂ、第１，第２のＰＷＭ比較器１６ａ，１６ｂを除いた総合ゲインをＧ１として表す。変調度ブロック３１ｂは、図１の駆動系３１の三角波発振器１５ａ、反転器１５ｂおよび第１，第２のＰＷＭ比較器１６ａ，１６ｂによる変調度を、総合ゲインＧ１とは独立に変調度Ｍ１（通常０≦Ｍ１≦１）として表す。なお図３においては、図１の第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂが、第１の子調整器５１，第２の子調整器５２の不動作領域にあるものとして省略してモデル化したものである。
【００５９】
図３において、第１，第２の電圧電流変換器１１，１２のトランスコンダクタンスをそれぞれｇｍ１，ｇｍ２、コンデンサＣ１３の容量をＣとすると、駆動装置１全体のゲインＧcloseは最終的に（数２）
【００６０】
【数２】
2008154147.tif 000004
の通りとなる。
【００６１】
つまり、駆動装置のゲインは第１，第２の電圧電流変換器１１，１２のトランスコンダクタンスの比で決定される。
【００６２】
一般的には、トランスコンダクタンスの値は電圧電流変換器を構成する半導体回路の動作点、温度、あるいは半導体回路形成時の寸法形成誤差などにより変化する。しかし半導体チップに第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の回路を近接して形成するなどの方法をとること、そして第１，第２の電圧電流変換器１１，１２のトランスコンダクタンスｇｍ１，ｇｍ２を決定する部分以外を同一構成にすることにより、温度、半導体回路形成時の寸法形成誤差などによるトランスコンダクタンスｇｍ１，ｇｍ２の変動を可能な限り抑制することができる。これにより、チップ面積の増大やトリミングなどの後工程を使うことなく、駆動装置のゲインへの、電流電圧変換器のトランスコンダクタンス変動による影響もより小さくすることができる。
【００６３】
図１の調整器５０は、増幅器１４の出力電圧ＶＯＦと第２の参照電圧ＶｒｅｆＢ、第３の参照電圧ＶｒｅｆＣとの大小比較により、電流を吸い込み、あるいは吐き出すことでコンデンサＣ１３の蓄電電圧を調整し、第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂを所定の範囲に抑制する。従来例と同様に、第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂを６０ｍＶの変動範囲に抑制する場合、増幅器１４のゲインを５０と想定したとき、増幅器１４により第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂの変動範囲は増幅器１４により拡大され、出力電圧ＶＯＦが３Ｖの変動範囲に抑制できればよいことになる。
【００６４】
出力電圧ＶＯＦの拡大された電圧変動範囲に対して、基準となる第２の参照電圧ＶｒｅｆＢ，第３の参照電圧ＶｒｅｆＣを、バンドギャップ回路や分圧回路などを用いて上限電圧，下限電圧をそれぞれ十分な精度で設定することは容易に実現できる。また、出力電圧ＶＯＦの変動範囲が大きいので増幅器１４や第３，第４の電流電圧変換器５１ｂ，５２ｂの出力オフセットがあっても動作への影響は小さい。従来例のように、数十ｍＶの電圧を精度よく発生させ、また増幅器の出力オフセットを小さくするための、半導体回路内の抵抗素子や半導体素子などの寸法をできるだけ大きく形成することや、レーザトリミングなどの方法での回路定数あわせこみを行う必要がない。
【００６５】
また、本実施の形態１では指令電圧Ｖｉｎを第１の電圧電流変換器１１で電流に変換している。図１１に示す従来例の場合、指令電圧Ｖｉｎと増幅器１０８の入力端との間に抵抗Ｒａ１０５が挿入された構成をとるため、例えば出力一定の定常状態では指令電圧Ｖｉｎを大きくしても増幅器１０８の入力電圧Ｖｆｂは指令電圧Ｖｉｎ以上には上昇しない。また、指令電圧Ｖｉｎを小さくしても増幅器１０８の入力電圧Ｖｆｂは指令電圧Ｖｉｎ以下には下降しない。
【００６６】
一方、本実施の形態１では第１の電圧電流変換器１１で電流を吐き出しあるいは吸い込み動作をするため、調整器５０がない場合は指令電圧Ｖｉｎの値が過剰に大きい、あるいは小さい場合が継続すると、電流の吐き出しあるいは吸い込み動作を継続する。その結果コンデンサＣ１３の蓄電電圧が電源電圧あるいは接地電位になるまで電位は継続して上昇あるいは下降を続ける欠点があった。調整器５０を設けることにより、第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂを所定の範囲の変動に抑制することができ、最大出力で負荷の駆動が継続した後の応答などの負荷変動への追随性・制御性を持たせることが可能となる。また、コンデンサＣ１３の過剰蓄電や過剰放電の状態を、増幅器１４の出力電圧と基準となる参照電圧とを比較することで確実に検知することが可能となる。
【００６７】
なお、第３，第４の電流電圧変換器５１ｂ，５２ｂのトランスコンダクタンスは、求める特性に応じて、同一であっても、異なっていてもよい。
【００６８】
（実施の形態２）
図４は本発明の実施の形態２を示す駆動装置の回路構成図である。図４において、図１の実施の形態１と異なる点は、調整器５３内部の第１，第２の子調整器５４，５５において電圧電流変換器に変えて差動増幅器とトランジスタで、電流の吸い込みと吐き出し動作を制御し、コンデンサＣの蓄電電圧の調整を行っていることである。それ以外の要素は図４，図１とも構成部材に同等の機能を有するものには同一の符号を付してその説明を省略し、また表記を簡略化している。
【００６９】
増幅器１４の出力端と調整器５３の入力端が接続され、調整器５３の出力端は第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点に接続されている。調整器５３は第１の子調整器５４、第２の子調整器５５を内包する。
【００７０】
第１の子調整器５４は第１の差動増幅器５４ａ、第２の差動増幅器５４ｂ、抵抗５４ｃ，５４ｅ、トランジスタ５４ｄからなる。第１の差動増幅器５４ａのプラス入力端には増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが、マイナス入力端には所定の大きさの第２の参照電圧ＶｒｅｆＢが入力される。第１の差動増幅器５４ａはプラス入力端とマイナス入力端の差電圧を増幅する。第２の差動増幅器５４ｂはプラス入力端に第１の差動増幅器５４ａの出力が、マイナス入力端には抵抗５４ｅの一端とトランジスタ５４ｄのソースとの接続点の電圧が入力される。抵抗５４ｃの一端には第２の差動増幅器５４ｂの出力端が接続され、もう一端にはトランジスタ５４ｄのゲートに接続される。トランジスタ５４ｄのドレインは第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点に接続され、抵抗５４ｅのもう一端は接地されている。
【００７１】
第２の差動増幅器５４ｂはプラス入力端，マイナス入力端間のバーチャルショート機構を有するものとする。抵抗５４ｅの一端とトランジスタ５４ｄのソースとの接続点の電圧、すなわち抵抗５４ｅに流れる電流と抵抗５４ｅの抵抗値の積がマイナス入力端に戻る負帰還回路を形成している。第２の差動増幅器５４ｂは所定の増幅率で増幅し、抵抗５４ｃを介してトランジスタ５４ｄのゲートに入力する。トランジスタ５４ｄはＮチャンネルのトランジスタとし、ゲートに与えられた電圧に応じてドレイン−ソース間の抵抗を変化させる。
【００７２】
なお、ゲート電圧が負の場合、ドレイン−ソース間の抵抗はドレイン−ソース間の抵抗は、実用的に電流は流れない程度に高くなるものとする。第２の差動増幅器５４ｂ、抵抗５４ｃ，５４ｅ、トランジスタ５４ｄからなる回路は、第２の差動増幅器５４ｂのプラス入力電圧に応じて、抵抗５４ｅで決定される所定のトランスコンダクタンスを有する、吸い込み型の電圧電流変換器として動作する。
【００７３】
増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが第２の参照電圧ＶｒｅｆＢよりも大きい場合に、増幅器１４の出力電圧ＶＯＦと第２の参照電圧ＶｒｅｆＢとの差に応じた電流（電荷）をコンデンサＣ１３から引き抜くことでコンデンサＣ１３の蓄電電圧すなわち第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂを低下させる。増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが第２の参照電圧ＶｒｅｆＢよりも小さい場合はコンデンサＣ１３からの引き抜きは起こらず、コンデンサＣ１３の蓄電電圧すなわち第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂは第１の子調整器５４による影響を受けない。
【００７４】
第２の子調整器５５は第３の差動増幅器５５ａ、第４の差動増幅器５５ｂ、抵抗５５ｃ，５５ｅ、トランジスタ５５ｄ，５５ｆ，５５ｇからなる。第３の差動増幅器５５ａのプラス入力端には増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが、マイナス入力端には所定の大きさの第３の参照電圧ＶｒｅｆＣが入力される。第３の差動増幅器５５ａはプラス入力端とマイナス入力端の差電圧を増幅する。第４の差動増幅器５５ｂはプラス入力端に第３の差動増幅器５５ａの出力が、マイナス入力端には抵抗５５ｅの一端とトランジスタ５５ｄのソースとの接続点の電圧が入力される。抵抗５５ｃの一端には第３の差動増幅器５５ｂの出力端が接続され、もう一端にはトランジスタ５５ｄのゲートに接続される。トランジスタ５５ｄのドレインはトランジスタ５５ｆのドレインとゲート、およびトランジスタ５５ｇのゲートに接続され、トランジスタ５５ｆ，５５ｇのソースは電源電圧ＶＤＤに接続されている。そしてトランジスタ５５ｇのドレインは第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点に接続され、抵抗５５ｅのもう一端は接地されている。
【００７５】
第１の子調整器５４と同様に、第４の差動増幅器５５ｂはプラス入力端、マイナス入力端間のバーチャルショート機構を有するものとする。またトランジスタ５５ｄはＮチャンネルのトランジスタとする。第４の差動増幅器５５ｂ、抵抗５５ｃ，５４ｅ、トランジスタ５５ｄからなる回路は、第４の差動増幅器５５ｂのプラス入力電圧に応じて、抵抗５５ｅで決定される所定のトランスコンダクタンスを有する、吐き出し型の電圧電流変換器として動作する。
【００７６】
トランジスタ５５ｆとトランジスタ５５ｇは双方ともＰチャンネルのトランジスタとし、トランジスタ５５ｆとトランジスタ５５ｇとでカレントミラー回路を形成している。トランジスタ５５ｆのドレインから引き抜かれる電流と同じ量の電流が、トランジスタ５５ｇのドレインから第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点に向かって吐き出される。すなわち、増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが第３の参照電圧ＶｒｅｆＣよりも小さい場合に、増幅器１４の出力電圧ＶＯＦと第３の参照電圧ＶｒｅｆＣとの差に応じた電流をトランジスタ５５ｇのドレインからコンデンサＣ１３に電荷を供給し、コンデンサＣ１３の蓄電電圧すなわち第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂを上昇させる。増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが第３の参照電圧ＶｒｅｆＣよりも大きい場合はコンデンサＣ１３への電荷の供給は起こらず、コンデンサＣ１３の蓄電電圧すなわち第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂは第２の子調整器５５による影響を受けない。
【００７７】
したがって、調整器５３は、増幅器１４の出力電圧ＶＯＦと第２の参照電圧ＶｒｅｆＢ、第３の参照電圧ＶｒｅｆＣとの大小比較により、電流を吸い込み、あるいは吐き出すことでコンデンサＣ１３の蓄電電圧を調整し、第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂを所定の範囲に抑制する。
【００７８】
なお、第１の子調整器５４，第２の子調整器５５のトランスコンダクタンスは、求める特性に応じて、同一であっても、異なっていてもよい。
【００７９】
（実施の形態３）
図５は本発明の実施の形態３を示す駆動装置の回路構成図である。図５において、図１の実施の形態１と異なる点は、調整器５６内部の第１，第２の子調整器５７，５８において双方とも電圧電流変換器ではなく、比較器を用いていることである。
【００８０】
増幅器１４の出力端より調整器５６の入力端が接続され、調整器５６の出力端は第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点に接続されている。調整器５６は第１の子調整器５７，第２の子調整器５８を内包する。
【００８１】
第１の子調整器５７は第１の比較器５７ｂと整流器５７ａと抵抗５７ｃからなる。第１の比較器５７ｂのプラス入力端には所定の大きさの第２の参照電圧ＶｒｅｆＢが、マイナス入力端には増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが入力される。第１の比較器５７ｂはプラス入力端とマイナス入力端の大小を比較し、それぞれ所定の電圧を出力する。整流器５７ａは第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点にアノードが接続されている。整流器５７ａのカソードと第１の比較器５７ｂの出力端との間に抵抗５７ｃが接続されている。
【００８２】
第１の比較器５７ｂの出力電圧の設定を、従来例と同様にＶｆｂｍａｘ，Ｖｆｂｍｉｎ，ＶＯＦｍａｘ，ＶＯＦｍｉｎ（ＶＯＦｍａｘ＝Ｇｐ×Ｖｆｂｍａｘ、ＶＯＦｍｉｎ＝Ｖｆｂｍｉｎ＝０、Ｇｐは増幅器１４のゲイン）を用いて説明すると、例えば第２の参照電圧ＶｒｅｆＢをＶｒｅｆＢ＝ＶＯＦｍａｘとし、第２の参照電圧ＶｒｅｆＢよりも増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが大きいならば第１の比較器５７ｂは所定の電圧Ｖｃ１（Ｖｃ１≦Ｖｆｂｍｉｎ）を出力し、小さいときはＶｃ２（Ｖｃ２≧Ｖｆｂｍａｘ）を出力するように設定するとよい。
【００８３】
このように設定することにより、コンデンサＣ１３の蓄電電圧（配線電圧Ｖｆｄ）がＶｆｄｍａｘよりも大きいと、増幅器１４の出力電圧ＶＯＦはＶＯＦｍａｘよりも大きくなる。第１の比較器５７ｂは第２の参照電圧ＶｒｅｆＢ＝ＶＯＦｍａｘよりも増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが大きいと判定し、電圧Ｖｃ１を出力する。電圧Ｖｃ１はＶｆｂｍｉｎよりも小さいのでコンデンサＣ１３から電荷を吸引する方向に電流が、整流器５７ａ、抵抗５７ｃを通過して第１の比較器５７ｂに流れ込む。抵抗５７ｃは第１の比較器５７ｂに流れ込む電流をある程度の量に制限する働きを持つ。
【００８４】
第１の比較器５７ｂに引き込まれる電流によりコンデンサＣ１３の電位は徐々に低下し、Ｖｆｂ＜Ｖｆｂｍａｘとなると、第２の参照電圧ＶｒｅｆＢよりも増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが小さくなり、第１の比較器５７ｂは所定の電圧Ｖｃ２（Ｖｃ２≧Ｖｆｂｍａｘ）を出力する。電圧Ｖｃ２よりもコンデンサＣ１３の蓄電電圧すなわち第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂが小さいので、整流器５７ａによりコンデンサＣ１３から電荷を吸引する方向の電流は遮断される。
【００８５】
第２の子調整器５８は第２の比較器５８ｂと整流器５８ａと抵抗５８ｃからなる。第２の比較器５８ｂのプラス入力端には所定の大きさの第３の参照電圧ＶｒｅｆＣが、マイナス入力端には増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが入力される。第２の比較器５８ｂはプラス入力端とマイナス入力端の大小を比較し、それぞれ所定の電圧を出力する。整流器５８ａは第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点にカソードが接続されている。整流器５８ａのアノードと第２の比較器５８ｂの出力端との間に抵抗５８ｃが接続されている。
【００８６】
第２の比較器５８ｂの出力電圧の設定についても、第１の比較器５７ｂと同様に、例えば第３の参照電圧ＶｒｅｆＣをＶｒｅｆＣ＝ＶＯＦｍｉｎとし、第３の参照電圧ＶｒｅｆＣよりも増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが小さいならば第２の比較器５８ｂは所定の電圧Ｖｃ３（Ｖｃ３≧Ｖｆｂｍａｘ）を出力し、大きいときはＶｃ４（Ｖｃ４≦Ｖｆｂｍｉｎ）を出力するように設定するとよい。このように設定することにより、コンデンサＣ１３の蓄電電圧（配線電圧Ｖｆｄ）がＶｆｄｍｉｎよりも小さいと、増幅器１４の出力電圧ＶＯＦはＶＯＦｍｉｎよりも小さくなる。第２の比較器５８ｂは第３の参照電圧ＶｒｅｆＣ＝ＶＯＦｍｉｎよりも増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが小さいと判定し、電圧Ｖｃ３を出力する。電圧Ｖｃ３はＶｆｂｍａｘよりも大きいので比較器５８ｂから電流が、抵抗５８ｃ、整流器５８ａを通過してコンデンサＣ１３に流れ込む。抵抗５８ｃは第２の比較器５８ｂに流れ込む電流をある程度の量に制限する働きを持つ。
【００８７】
第２の比較器５８ｂから流れ出す電流によりコンデンサＣ１３の電位は徐々に上昇し、Ｖｆｂ＞Ｖｆｂｍｉｎとなると、第３の参照電圧ＶｒｅｆＣよりも増幅器１４の出力電圧ＶＯＦが大きくなり、第２の比較器５８ｂは所定の電圧Ｖｃ４（Ｖｃ４≦Ｖｆｂｍｉｎ）を出力する。電圧Ｖｃ４よりもコンデンサＣ１３の蓄電電圧すなわち第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂが大きいので、整流器５８ｂによりコンデンサＣ１３に電荷を供給する方向の電流は遮断される。
【００８８】
したがって、調整器５６は、増幅器１４の出力電圧ＶＯＦと第２の参照電圧ＶｒｅｆＢ、第３の参照電圧ＶｒｅｆＣとの大小比較により、電流を吸い込み、あるいは吐き出すことでコンデンサＣ１３の蓄電電圧を調整し、第１，第２の電圧電流変換器１１，１２の出力接続点の配線電圧Ｖｆｂを所定の範囲に抑制する。
【００８９】
なお、抵抗５７ｃ，５８ｃは、第１，第２の比較器５７ｂ，５８ｂの電荷供給能力が小さければ省略してもかまわない。
【００９０】
（実施の形態４）
図６は本発明の駆動装置を用いた光ディスク装置の駆動系構成図である。図６において、スピンドルモータ７７により回転する光ディスク７６にピックアップ７８内の光学ユニット７９を通過したレーザ光８３が光ディスク７６に反射し、再び光学ユニット７９を通過して不図示のフォトダイオードに入射し、レーザ光８３の信号が読み込まれる。光学ユニット７９は各種の光学系を有し、光ディスク７６の記録面に対し特定の距離、特定の角度、特定の位置においてレーザ光８３は光ディスク７６の記録面で結像し、記録された信号の読み取りが可能となる。しかしながら光ディスク７６は自身のそりや回転に伴う変形により、また記録された信号を次々と読み取るために、絶えず、光学ユニット７９の傾きや垂直位置、ピックアップ７８の位置をそれぞれティルトアクチュエータ８０、フォーカスアクチュエータ８１、スライドアクチュエータ８２により調節する。
【００９１】
制御装置７０からの各種信号を受けフロントエンドプロセッサ７１はスピンドル駆動装置７２、ティルト駆動装置７３、フォーカス駆動装置７４、スライド駆動装置７５を駆動制御するためのアナログ制御信号ＳＰＶｉｎ，ＴＩＶｉｎ，ＦＯＶｉｎ，ＳＬＶｉｎを出力する。
【００９２】
スピンドル駆動装置７２はアナログ制御信号ＳＰＶｉｎを指令信号としてスピンドルモータ７７を駆動制御し、光ディスク７６を回転させる。ティルト駆動装置７３はアナログ制御信号ＴＩＶｉｎを指令電圧として、ティルトアクチュエータ８０の駆動を行う。フォーカス駆動装置７４はアナログ制御信号ＦＯＶｉｎを指令電圧として、フォーカスアクチュエータ８１の駆動を行う。スライド駆動装置７５はアナログ制御信号ＳＬＶｉｎを指令電圧として、スライドアクチュエータ８２の駆動を行う。
【００９３】
前述の実施の形態１などで説明したように、本実施の形態４の光ディスク装置はティルト駆動装置７３、フォーカス駆動装置７４、スライド駆動装置７５をコンパクトに構成することができ、装置の簡略化、低コスト化が可能となる。
【００９４】
なお、三角波発振器などの共通部分をスピンドル駆動装置７２、ティルト駆動装置７３、フォーカス駆動装置７４、スライド駆動装置７５等で共用化してもよく、さらなる簡略化、低コスト化が可能となる。
【００９５】
なお、第１および第２の電圧電流変換器の出力端とコンデンサ、増幅器の入力端の接続に関して、任意の経路に任意の素子を挿入してもよい。例えば第２の電流電圧変換器の出力端に接地したコンデンサと抵抗を接続し、抵抗のもう一端と第１の電流電圧変換器の出力端と増幅器の入力端を接続し、適切な回路定数を設定することにより駆動装置の動作周波数域を調整し発振を防ぐなどの効果を追加することが可能である。
【００９６】
なお、電圧電流変換器や三角波発生器、コンデンサや増幅器、比較器などを、マイクロコンピュータやこれに用いられるソフトウエア等によって、同等の処理を行うように構成してもよい。
【００９７】
なお、実施の形態１〜３において整流器を順方向電圧Ｖｆが０Ｖである理想的な整流器として扱ってきたが、第２，第３の参照電圧ＶｒｅｆＢ，ＶｒｅｆＣは順方向電圧Ｖｆを考慮した値として設定することは言うまでもない。
【００９８】
また、本発明は、前述の各実施の形態で述べた電磁式アクチュエータに限定されるものではなく、リニアアクチュエータや多相のモータにも活用可能である。また駆動装置に用いる方式はＨブリッジ回路に限らず、その他の回路方式で行ってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
本発明に係る駆動装置およびこれを用いた光ディスク装置は、指令電圧の過大，過小入力や大きな負荷変動が生じたときなどに発生するコンデンサの過剰蓄電や過剰放電状態を防止して、最大出力で負荷の駆動が継続した後の応答などの負荷変動への追随性・制御性を持たせることができ、また、この駆動装置を構成する半導体回路において、チップ面積を増大させることなく、トリミングなどの後工程が不要で、温度に対して安定したゲインを得ることができ、半導体チップもしくは半導体集積回路により小型軽量に構成され、ＰＷＭ電圧駆動によって電力効率の高い電磁式アクチュエータ等の駆動回路に有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】本発明の実施の形態１を示す駆動装置の回路構成図
【図２】図１の各部の信号を示す波形図
【図３】図１の回路を２つのブロックで等価に置き換えた回路構成図
【図４】本発明の実施の形態２を示す駆動装置の回路構成図
【図５】本発明の実施の形態３を示す駆動装置の回路構成図
【図６】本発明の駆動装置を用いた光ディスク装置の駆動系構成図
【図７】特許文献１および２の駆動装置の回路を示す構成図
【図８】図７の回路を２つのブロックで等価に置き換えた回路構成図
【図９】図７の回路で（ａ）は定常状態、（ｂ）は最大出力状態、（ｃ）は出力飽和状態の各部信号の関係を示す波形図
【図１０】非特許文献１に開示されたリミッタの一例を示す回路構成図
【図１１】図７の回路に図１０のリミッタを挿入した回路構成図
【符号の説明】
【０１０１】
１，３，４  駆動装置
２  負荷
１１  第１の電圧電流変換器
１２  第２の電圧電流変換器
１３  コンデンサ
１４  増幅器
１５  三角波発生器
１６  ＰＷＭ変調器
１６ａ  第１のＰＷＭ比較器
１６ｂ  第２のＰＷＭ比較器
１７  電力駆動部
１７ａ  第１のプリドライバ
１７ｂ  第２のプリドライバ
１７ｃ  第１の出力回路
１７ｄ  第２の出力回路
３１，３３，３４  駆動系
３１ａ  ゲインブロック
３１ｂ  変調度ブロック
５０，５３，５６  調整器
５１ａ，５２ａ，５７ａ，５８ａ  整流器
５１，５４，５７  第１の子調整器
５１ｂ  第３の電圧電流変換器
５２，５５，５８  第２の子調整器
５２ｂ  第４の電圧電流変換器
５４ａ  第１の差動増幅器
５４ｂ  第２の差動増幅器
５４ｃ，５４ｅ，５５ｃ，５５ｅ，５７ｃ，５８ｃ  抵抗
５４ｄ，５５ｄ，５５ｆ，５５ｇ  トランジスタ
５５ａ  第３の差動増幅器
５５ｂ  第４の差動増幅器
５７ｂ  第１の比較器
５８ｂ  第２の比較器
７０  制御装置
７１  フロントエンドプロセッサ
７２  スピンドル駆動装置
７３  ティルト駆動装置
７４  フォーカス駆動装置
７５  スライド駆動装置
７６  光ディスク
７７  スピンドルモータ
７８  ピックアップ
７９  光学ユニット
８０  ティルトアクチュエータ
８１  フォーカスアクチュエータ
８２  スライドアクチュエータ
８３  レーザ光
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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