(57)【要約】【課題】回生運転においても、ＤＣリンク電圧発生回路の電力貯蔵器の直流電圧を一定にすることができ、ＤＣリンク電圧発生回路に直流電圧源が無くても、運転継続ができる電力変換装置を得る。【解決手段】系統電源９に接続された１パルスコンバータ１、ＤＣリンク主コンデンサ２、及び１パルスコンバータ１とＤＣリンク主コンデンサ２との間に配置されるＤＣリンク電圧発生回路３を備え、系統電源９側からＤＣリンク主コンデンサ２側へ電力を供給する機能、及びＤＣリンク主コンデンサ２側から系統電源９側へ電力を供給する機能をもつ電力変換装置１４であって、ＤＣリンク電圧発生回路３は、インバータ１５と、インバータ１５に接続されたコンデンサ１０とで構成される電圧発生回路を有し、コンデンサ１０の直流電圧の設定値と測定値との偏差を小さくするようにインバータ１５の出力電圧を制御する。【選択図】図１
2008289216.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続されたコンバータ、ＤＣリンクコンデンサ、及び前記コンバータと前記ＤＣリンクコンデンサとの間に配置されるＤＣリンク電圧発生回路を備え、前記コンバータが交流から直流へ電力を変換することによって前記交流電源側から前記コンバータを通して前記ＤＣリンクコンデンサ側へ電力を供給する機能、及び前記コンバータが直流から交流へ電力を変換することによって前記ＤＣリンクコンデンサ側から前記コンバータを通して前記交流電源側へ電力を供給する機能をもつ電力変換装置であって、
前記ＤＣリンク電圧発生回路は、インバータと、前記インバータに接続された直流の電力貯蔵器とで構成される電圧発生回路を有し、前記電力貯蔵器の直流電圧の設定値と測定値との偏差を小さくするように前記インバータの出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記コンバータは前記交流電源の交流電圧の半周期に１パルスの電圧を出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記ＤＣリンク電圧発生回路は、直列接続された複数の前記電圧発生回路を備え、それぞれの前記電圧発生回路はインバータと前記インバータに接続された直流の電力貯蔵器とを有することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
複数の前記電力貯蔵器の直流電圧値は、それぞれ異なることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
複数の前記電力貯蔵器の直流電圧値の比率を一定にすることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
複数の前記電圧発生回路のインバータは、それぞれ電圧出力し、複数の前記電圧発生回路間のエネルギーを相互に流用することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記電力貯蔵器に電力を供給する直流電圧源を有しないことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流から直流に電力を変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置においては、ダイオード整流器のＤＣリンクに非対称ブリッジの電圧発生回路が配置されている。この電圧発生回路は、１／Ｒの制御器によって電流を制御することで、系統のインピーダンスが低くても、リップル電流、過電流を抑制している。そして、ＤＣリンク電圧発生回路のコンデンサ（電力貯蔵器）の直流電圧も一定になるように制御されている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
【非特許文献１】Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2005. APEC 2005. Twentieth Annual IEEE Volume 1, 6-10 March 2005 Page(s):522 - 528 Vol. 1, "Ultra compact three-phase rectifier with electronic smoothing inductor"
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の電力変換装置では、ＤＣリンク電圧発生回路のコンデンサの直流電圧制御は、直流から交流に電力を変換する回生運転に対応していない。
【０００５】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、回生運転においても、ＤＣリンク電圧発生回路の電力貯蔵器の直流電圧を一定にすることができ、ＤＣリンク電圧発生回路に直流電圧源が無くても、運転継続ができる電力変換装置を得るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電力変換装置は、交流電源に接続されたコンバータ、ＤＣリンクコンデンサ、及びコンバータとＤＣリンクコンデンサとの間に配置されるＤＣリンク電圧発生回路を備え、コンバータが交流から直流へ電力を変換することによって交流電源側からコンバータを通してＤＣリンクコンデンサ側へ電力を供給する機能、及びコンバータが直流から交流へ電力を変換することによってＤＣリンクコンデンサ側からコンバータを通して交流電源側へ電力を供給する機能をもつ電力変換装置であって、ＤＣリンク電圧発生回路は、インバータと、インバータに接続された直流の電力貯蔵器とで構成される電圧発生回路を有し、電力貯蔵器の直流電圧の設定値と測定値との偏差を小さくするようにインバータの出力電圧を制御することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、ＤＣリンク電圧発生回路は、インバータと、インバータに接続された直流の電力貯蔵器とを有し、電力貯蔵器の直流電圧の設定値と測定値との偏差を小さくするようにしたので、回生運転においても、ＤＣリンク電圧発生回路の電力貯蔵器の直流電圧を一定にすることができ、ＤＣリンク電圧発生回路に直流電圧源が無くても、運転継続ができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における、三相交流から直流に電力を変換する電力変換装置の構成図である。電力変換装置１４は、主整流器である１パルスコンバータ（コンバータ）１、ＤＣリンク主コンデンサ（ＤＣリンクコンデンサ）２、及び１パルスコンバータ１とＤＣリンク主コンデンサ２との間に配置されたＤＣリンク電圧発生回路３で構成されている。電力変換装置１４は、三相交流の系統電源（交流電源）９からトランスのインダクタンス７を通して供給された交流電力を直流電力に変換し、ＤＣリンク主コンデンサ２を介してこの直流電力を直流負荷８に供給する。直流負荷８としては、直流モータ、電灯などの直流負荷、又は交流系統、交流モータなどに交流電力を供給する電力変換装置が考えられる。また、ＤＣリンク主コンデンサ２側から１パルスコンバータ１を通して系統電源９側に電力を供給する機能も有している。つまり、電力変換装置１４は、力行運転の場合には、１パルスコンバータ１が交流から直流へ電力を変換することによって系統電源９側から１パルスコンバータ１を通してＤＣリンク主コンデンサ２側へ電力を供給することができる。また、回生運転時には、１パルスコンバータ１が直流から交流へ電力を変換することによってＤＣリンク主コンデンサ２側から１パルスコンバータ１を通して系統電源９側へ電力を供給することができる。
【０００９】
交流から直流へ電力を供給する力行運転、及び直流から交流へ電力を返す回生運転に対応するために、１パルスコンバータ１は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧形の半導体スイッチと逆並列ダイオードの三相ブリッジとで構成される。また、力行運転のみに対応する場合には、１パルスコンバータ１は、三相のダイオードブリッジで構成される。１パルスコンバータ１は系統電源９の交流電圧の半周期に１パルスの電圧パルスを出力する。このことによって、スイッチング損失を減らし、スイッチング制御の簡易化ができる。
【００１０】
ＤＣリンク電圧発生回路３は、複数の電圧発生回路で構成されるので、この出力電圧は多レベル化され、電圧高調波を抑制できる。このため、系統電源９側の高調波低減用フィルタを小型化することができる。本実施の形態では、図１に示すように、ＤＣリンク電圧発生回路３が、第１サブ階調コンバータ４、及び第２サブ階調コンバータ５の２つの電圧発生回路で構成される場合について説明する。第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ（直流の電力貯蔵器）１０の直流電圧値（測定値）をＶｃＨ、第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ（直流の電力貯蔵器）１１の直流電圧値（測定値）をＶｃＬとすると、ＶｃＨとＶｃＬとの電圧値は、同じであっても（ＶｃＨ：ＶｃＬ＝１：１）、異なっていても良い。
【００１１】
図２に、ＤＣリンク電圧発生回路３の第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧との電圧比率を変化させた場合の、第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路３の出力電圧との関係を示す。図２（ａ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝１：１とした場合、図２（ｂ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝２：１とした場合、図２（ｃ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝３：１とした場合の、第１、第２サブ階調コンバータ４，５の直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路３の出力電圧との関係である。図２に示すように、電圧比率が１：１の場合よりも、電圧比率を３：１、２：１に変更した場合の方が、ＤＣリンク電圧発生回路３の出力電圧を多レベル化でき、電圧高調波の抑制効果が期待できる。製品仕様に合わせて、これらの関係以外の電圧の組合せを選択してもよい。なお、本実施の形態では、２つのサブ階調コンバータを組合せた場合について説明したが、３つ以上のサブ階調コンバータを組合せてもよい。これによって、ＤＣリンク電圧発生回路の出力電圧を更に多レベル化することができる。
【００１２】
電圧発生回路である第１サブ階調コンバータ４、及び第２サブ階調コンバータ５は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子のフルブリッジ構成のインバータ１５とフィルタコンデンサであるコンデンサ１０，１１とで構成される。１パルスコンバータ１でも同様であるが、自己消弧形の半導体スイッチ素子としては、ＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ（Ｇａｔｅ  Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ  Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ  Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ  Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ  Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）等を用いてもよいし、自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であれば用いてもよい。また、本実施の形態では、電圧発生回路の電力貯蔵器は、コンデンサを例に説明しているが、電荷を蓄えて電気エネルギーを蓄えるものであれば電池でも良い。
【００１３】
次に、この発明の実施の形態１の動作について説明する。１パルスコンバータ１は、１パルスコンバータの制御系１２によって制御される。図１に示すように、１パルスコンバータの制御系１２において、フィルタ１２１によって系統電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔをフィルタリングした後、ＰＬＬ（ｐｈａｓｅ−ｌｏｃｋｅｄ  ｌｏｏｐ）１２２によって系統電圧の位相を検出する。この検出された位相から基本波生成部１２３によって、系統電圧と位相同期し、完全に正弦波化した系統電圧の基本波Ｖｒｏ、Ｖｓｏ、Ｖｔｏを生成する。力行・回生判定部１２４によって、この系統電圧の基本波Ｖｒｏ、Ｖｓｏ、Ｖｔｏから線間電圧を求めて、この線間電圧とＤＣリンク主コンデンサ２の電圧Ｖｃと比較して力行、回生運転を判断する。
【００１４】
系統の線間電圧が大きい場合は、力行運転となり、図１における１パルスコンバータ１のＩＧＢＴをオフ状態とし、逆並列のダイオードのみ導通する。系統の線間電圧が小さい場合は、回生運転となる。回生運転時には、ゲート生成部１２５によって１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子のゲートをオンするためのゲート信号Ｓｇ１が生成される。ゲート信号Ｓｇ１はゲートドライバ１２６を介して１パルスコンバータ１へ送られる。
【００１５】
図３に、回生運転時の、１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子に入力されるゲート信号Ｓｇ１の生成方法の説明図を示す。図３（ａ）は、系統の相電圧の基本波Ｖｉｏ（ｉ＝ｒ、ｓ、ｔ)の電圧値によって半導体スイッチ素子のゲートオンを決定するものである。基本波の電圧が正になり、基本波が判定電圧ＶＨＡＮＴＥＩを越えた時、１パルスコンバータ１の上アームのゲートはオンとなる。基本波の電圧が負になり、基本波が判定電圧−ＶＨＡＮＴＥＩを下回った時、１パルスコンバータ１の下アームのゲートはオンとなる。線間短絡防止のため、各相の上アーム同士、又は下アーム同士のゲートオンのタイミングが重ならないように、各相は位相１２０°以下の通電時間となるように設定されている。また、図３（ｂ）は、系統の相電圧の位相によって半導体スイッチ素子のゲートオンを決定するものである。基本波の電圧が正になり、位相がφ１からφ２までの間、１パルスコンバータ１の上アームのゲートはオンとなり、基本波の電圧が負になり、位相がφ３からφ４までの間、１パルスコンバータ１の下アームのゲートはオンとなる。
【００１６】
次に、図１に示したＤＣリンク電圧発生回路３を制御するＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３について説明する。ＤＣリンク電圧発生回路３によって、ＤＣリンクに流れる電流であるＤＣリンク電流が高周波にならないように、電流制御ブロック１３１にて電流高周波成分を打ち消す制御を行う。図４に、電流高周波成分を打ち消す制御を行う電流制御ブロック１３１の制御ブロック図を示す。図４において、電流制御ブロック１３１の中に示したαは定数である。また、図５に電流制御の伝達関数のゲイン特性の一例を示す。低周波領域では、ゲインが小さくなっており、高周波領域では、ゲインが高くなっている。電流制御ブロック１３１において、このような伝達関数を用いて、ＤＣリンク電流の高周波領域を打ち消すように電圧Ｖｉｉを出力する。すなわち、ＤＣリンク電圧発生回路３は、高周波領域では、ＤＣリンク電流の波高値に比例したマイナス量を出力し、−Ｌ・ｄｉ／ｄｔ（Ｌは回路のインダクタンス値、ｉは電流値）を出力するリアクトルと同じような働きをする。
【００１７】
ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３においてＤＣリンクに流れる電流の制御量が決められ、ゲート生成部１３５からＤＣリンク電圧発生回路３へのゲート信号Ｓｇ２が出力され、このゲート信号Ｓｇ２のスイッチ動作によって、ＤＣリンク電圧発生回路３は電圧を出力する。ゲート信号Ｓｇ２はゲートドライバ１３６を介してＤＣリンク電圧発生回路３へ送られる。そして、図１に示すように、ＤＣリンク電圧発生回路３の第１サブ階調コンバータ４、及び第２サブ階調コンバータ５では、常時運転用の直流電圧源を省くために、第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨ、及び第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ１１の電圧ＶｃＬを一定にする制御を行う。本実施の形態では、コンデンサ１０，１１の電圧ＶｃＨ，ＶｃＬを一定にする制御として、第１サブ階調コンバータ４と第２サブ階調コンバータ５との間のエネルギー流用によって、第１サブ階調コンバータのコンデンサ１０と第２サブ階調コンバータのコンデンサ１１との電圧比率を一定にする制御（エネルギー流用制御）、及び第１サブ階調コンバータ４の第１サブ電圧を一定にする制御（電圧一定制御）を行っている。そして、ＤＣリンク電圧発生回路３の第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５の各アームの半導体スイッチ素子のゲートをオンするためのゲート信号Ｓｇ２を生成する。
【００１８】
図６に、エネルギー流用制御ブロック１３２の制御ブロック図を示す。エネルギー流用制御ブロック１３２では、第１サブ階調コンバータ４と第２サブ階調コンバータ５との間のエネルギーのやり取りによって、これらのコンデンサ電圧を一定比率に制御するエネルギー流用制御を行う。第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５のそれぞれのコンデンサ１０、１１の電圧ＶｃＨ、ＶｃＬを所定の比率で割った値を比べて、大きい電圧のコンデンサから小さい電圧のコンデンサへエネルギーが流れるように、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣを考慮して、第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５は、各々の出力電圧を選択する。例えば、図２（ｂ）の第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧との比が２：１である場合には、ＶｃＨ／２とＶｃＬ／１の大きさを比べる。なお、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣは電流センサ６によって測定される。
【００１９】
図６には、第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５の直流電圧の設定値がそれぞれ４０Ｖ、２０Ｖである条件の場合を示している。ＶｃＨ／２とＶｃＬ／１との大きさの比較、及び電流ＩＤＣＣの向きによってＫＣＨＬが１か−１に決定する。例えば、電圧指令Ｖｉが１０≦Ｖｉ≦３０になった場合、第１サブ階調コンバータ４の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｈ、第２サブ階調コンバータ５の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｌは、ＫＣＨＬの値に応じて、それぞれ４０Ｖ、−２０Ｖ、又はそれぞれ０Ｖ、２０Ｖになり、ＤＣリンク電圧発生回路３が、全体として２０Ｖを出力するように制御されている。また、電圧指令Ｖｉが−３０≦Ｖｉ≦−１０になった場合、第１サブ階調コンバータ４の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｈ、第２サブ階調コンバータ５の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｌは、ＫＣＨＬの値に応じて、それぞれ０Ｖ、−２０Ｖ、又はそれぞれ−４０Ｖ、２０Ｖになり、ＤＣリンク電圧発生回路３が、全体として−２０Ｖを出力するように制御されている。
【００２０】
図７に、電圧一定制御ブロック１３３の制御ブロック図を示す。電圧一定制御ブロック１３３では、第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨを一定に制御する電圧一定制御を行う。ＤＣリンク電流ＩＤＣＣの流れる方向を考慮して、第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧の指令値（設定値）ＶｃＨ＊と測定値ＶｃＨとの偏差を求める。そして、ＰＩ制御部１３４において、この偏差のＰＩ制御を行う。この偏差のＰＩ制御の操作量Ｖｉｃを電流制御の操作量Ｖｉｉから差し引いた量Ｖｉを電圧として、ＤＣリンク電圧発生回路３のインバータ１５が電圧出力するように、コンデンサ電圧ＶｃＨは指令値ＶｃＨ＊に応じて一定制御される。つまり、ＤＣリンク電圧発生回路３は、コンデンサの直流電圧の設定値と測定値との偏差を小さくするようにインバータ１５の出力電圧を制御している。なお、前述の第１サブ階調コンバータ４と第２サブ階調コンバータ５との間のエネルギー流用制御と組み合わせて、第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ１１の電圧ＶｃＬも一定に制御される。このように、それぞれのコンデンサの直流電圧値の比率を一定にするエネルギー流用制御に、電圧一定制御を組み合わせることによって、運転時に電圧発生回路に直流電圧源が不要となる。
【００２１】
次に、このような制御を行うことによって得られる電流・電圧波形について説明する。図８は、ＤＣリンクにＤＣリンク電圧発生回路が無く、フィルタとして５０μＨのＡＣリアクトル１１０を設置した従来の電力変換装置の回路図である。電力変換装置は、１パルスコンバータ１０１、ＤＣリンク主コンデンサ１０２などで構成され、三相交流の系統電源（交流電源）１０９からトランスのインダクタンス１０７を通して供給された交流電力を直流電力に変換する。
【００２２】
図９は、系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合の電流・電圧波形の計算結果で、図１０は、系統電圧に高調波電圧が基本波の１５％分だけ重畳される場合の電流・電圧波形計算結果である。図９において、図（ａ）には系統電源１０９の電流波形、図（ｂ）には系統電源１０９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１０１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１０１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、図（ｃ）には系統電源１０９の系統電流の閾値レベルＴＨＤ−Ｉ、１パルスコンバータ１０１の出力電圧の閾値レベルＴＨＤ−Ｖの各波形、図（ｄ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。また、図（ｅ）には、Ｒ相、Ｓ相へのゲート信号を示す。図１０において、図（ａ）には系統電源１０９の電流波形、図（ｂ）には系統電源１０９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１０１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１０１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、図（ｃ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。また、図（ｄ）には、Ｒ相、Ｓ相へのゲート信号を示す。なお、図（ｃ）中の数字は各閾値レベルの平均値である。
【００２３】
図９（ｄ）に示すように系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合には、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣは安定している。しかしながら、図１０（ｃ）に示すように系統電圧に高調波電圧が重畳される場合には、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣは安定せず、図１０（ｂ）に示すようにＤＣリンク主コンデンサ２の出力電圧の電圧リップルは大きくなる。
【００２４】
図１１は、ＤＣリンクにＤＣリンク電圧発生回路３を有し、ＡＣリアクトルが配置されない場合の本実施の形態の回路図である。図１２は系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合の電流・電圧波形の計算結果で、図１３は、系統電圧に高調波電圧が基本波の１５％分だけ重畳される場合の電流・電圧波形の計算結果である。図１２において、図（ａ）には系統電源９の系統電流の波形、図（ｂ）には系統電源９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、図（ｃ）には第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨ、コンデンサ電圧指令ＶｃＨ＊の各波形、図（ｄ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。また、図（ｅ）には、Ｒ相、Ｓ相へのゲート信号を示す。図１３において、図（ａ）には系統電源９の系統電流の波形、図（ｂ）には系統電源９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、図（ｃ）には系統電源９の系統電流の閾値レベルＴＨＤ−Ｉ、１パルスコンバータ１の出力電圧の閾値レベルＴＨＤ−Ｖの各波形、図（ｄ）には第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨ，第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ１１の電圧ＶｃＬの各波形、図（ｅ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。
【００２５】
図１２（ｄ）に示すように系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合には、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣは安定しており、図９のような系統にリアクトルを設置した従来方式の結果と同様な結果が得られているのがわかる。また、図１２（ｂ）に示すように第１サブ階調コンバータ４、及び第２サブ階調コンバータ５を直列構成にしたＤＣリンク電圧発生回路３の多レベル電圧出力の効果によって、コンバータ出力電圧のスイッチングの電圧高調波は、図９のような従来方式の結果と比べても、それほど大きくならない。このため、系統の高調波低減用フィルタは大きくする必要がない。さらに、図１２（ｃ）に示すようにＤＣリンク電圧発生回路３の第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨは、電圧指令をステップ的に変化させても、追随して、制御できることがわかる。そして、系統電圧に高調波電圧が重畳される場合には、図１３（ｄ）に示すようにＤＣリンク電流の振動は、図１０のような系統にリアクトルを設置した従来方式の場合よりも小さくなり、図１３（ｂ）に示すように１パルスコンバータ１のＤＣリンク主コンデンサ２の電圧リップルも小さくなる。
【００２６】
なお、本実施の形態では、ＤＣリンク電圧発生回路３が２つの電圧発生回路で構成される場合について説明したが、１つの電圧発生回路で構成される場合でも、ＤＣリンク電圧発生回路３のコンデンサ電圧を一定にする制御する方法は有効である。ＤＣリンク電流ＩＤＣＣを考慮して、コンデンサ電圧の偏差のＰＩ制御の操作量を電流制御の操作量Ｖｉｉから差し引いた量Ｖｉを電圧として、ＤＣリンク電圧発生回路３のインバータ１５が出力することによって、コンデンサ電圧は一定に制御される。
【００２７】
以上のことから、回生運転においても、ＤＣリンク電圧発生回路のコンデンサ（電力貯蔵器）の直流電圧を一定にすることができ、ＤＣリンク電圧発生回路に直流電圧源が無くても、運転継続ができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施の形態１における、電力変換装置の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１における、第１サブ階調コンバータの直流電圧と第２サブ階調コンバータの直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路の出力電圧との関係を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態１における、回生運転時の１パルスコンバータの半導体スイッチ素子のゲート信号の生成方法の説明図である。
【図４】本発明の実施の形態１における、電流制御ブロックの制御ブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態１における、電流制御の伝達関数のゲイン特性である。
【図６】本発明の実施の形態１における、エネルギー流用制御の制御ブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態１における、電圧一定御の制御ブロック図である。
【図８】従来の電力変換装置の回路図である。
【図９】従来の電力変換装置における、系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合の電圧・電流波形である。
【図１０】従来の電力変換装置における、系統電圧に高調波電圧が重畳される場合の電圧・電流波形である。
【図１１】本発明の実施の形態１における、電力変換装置の回路図である。
【図１２】本発明の実施の形態１における、系統電圧に高調波電圧が重畳されない場合の電圧・電流波形である。
【図１３】本発明の実施の形態１における、系統電圧に高調波電圧が重畳される場合の電圧・電流波形である。
【符号の説明】
【００２９】
１  １パルスコンバータ(主整流器)、２  ＤＣリンク主コンデンサ、３  ＤＣリンク電圧発生回路、４  第１サブ階調コンバータ、５  第２サブ階調コンバータ、６  電流センサ、７  トランスのインダクタンス、８  直流負荷、９  系統電源、１０  第１サブ階調コンバータのコンデンサ、１１  第２サブ階調コンバータのコンデンサ、１２  １パルスコンバータの制御系、１３  ＤＣリンク電圧発生回路の制御系、１４  電力変換装置、１５  インバータ、１２１  フィルタ、１２２  ＰＬＬ、１２３  基本波生成部、１２４  力行・回生判定部、１２５，１３５  ゲート生成部、１２６，１３６  ゲートドライバ、１３１  電流制御ブロック、１３２  エネルギー流用制御ブロック、１３３  電圧一定制御ブロック、１３４  ＰＩ制御部。
【図１】
2008289216.tif 000003
【図２】
2008289216.tif 000004
【図３】
2008289216.tif 000005
【図４】
2008289216.tif 000006
【図５】
2008289216.tif 000007
【図６】
2008289216.tif 000008
【図７】
2008289216.tif 000009
【図８】
2008289216.tif 000010
【図９】
2008289216.tif 000011
【図１０】
2008289216.tif 000012
【図１１】
2008289216.tif 000013
【図１２】
2008289216.tif 000014
【図１３】
2008289216.tif 000015