(57)【要約】【課題】電流検出手段の不均一さを排除したインバータ装置などを得る。【解決手段】図４（ａ）、（ｂ）は、本発明のインバータ装置の３相モータ１９の電流検出手段の不均一さを補正する原理図である。図中、１３〜１８は、スイッチング素子など双方向のスイッチである。図４（ｃ）は、（ａ）、（ｂ）の場合のスイッチのオン、オフを示し、１がスイッチオン、０がスイッチオフである。スイッチを制御することで図４（ａ）と図４（ｂ）の状態を交互に代えて、図４（ｂ）の状態のときに電流検出手段の不均一さを補正するための測定データを得るものである。即ち、図４（ｂ）では、Ｕ相、Ｖ相に同一振幅の電流が流れているので、測定データの差は、即ち、電流検出手段の性能の差である。通常使用状態では、これを元に検出された電流値を補正して動作させるものである。【選択図】図４
2008278573.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相モータを動作させるインバータ装置であって、
前記３相モータの各相への通電を制御するスイッチング素子と、
前記３相のうちの少なくとも２相のそれぞれに対しシャント抵抗体を含んで設けられた電流検出手段と、
前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え
前記制御部は、前記３相のうち１相を非導通とし、前記電流検出手段を備える２相に電流を流すように前記スイッチング素子を制御し、前記電流検出手段から得られた情報に基づいて補正値を求めることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のインバータ装置において、
前記スイッチング素子は、前記各相にそれぞれ２個備え、
前記制御部は、前記電流検出手段から得られた情報に基づいた補正値を求めるに際して、
第１の相のスイッチング素子をいずれもオフとし、第２の相の前記モータ駆動電源の陽極側に接続されたスイッチング素子をオン、オフとし、第３の相の前記モータ駆動電源の陽極側に接続されたスイッチング素子をオフとし、第３の相の前記モータ駆動電源の陰極側に接続されたスイッチング素子をオンとすることにより、前記第２及び第３の相に電流を流し、前記それぞれのシャント抵抗体の両端の電圧を計測することを特徴とするインバータ装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置において、
更に、
前記制御部は、前記３相モータの通常運転の際に、前記補正値に基づいて前記３相モータ制御に必要な演算を行うことを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
前記電流検出手段から得られた情報とは、前記それぞれのシャント抵抗体に生じた電圧に基づいた前記電流検出手段からの出力情報であり、
前記制御部が求める前記補正値は、前記それぞれのシャント抵抗体に生じた電圧に基づいた前記電流検出手段の出力値を同一にするように設定されたゲイン値であることを特徴とするインバータ装置。
【請求項５】
請求項４記載のインバータ装置において、
更に、
前記制御部は、前記ゲイン値を保持する記憶部を備え、
前記３相モータの通常動作に際しては、前記電流検出手段の出力値に対して前記ゲイン値を乗じて前記３相モータの相電流を認識し、前記認識した相電流に基づいて前記スイッチング素子の制御を行うための演算処理を行って、前記スイッチング素子の制御信号を得ることを特徴とするインバータ装置。
【請求項６】
請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
前記制御部は、前記電流検出手段から得られた情報に基づいた補正値を求めるに際して前記２相に振幅の等しい電流を流すことを特徴とするインバータ装置。
【請求項７】
請求項５記載のインバータ装置において、
更に、
前記制御部は、前記ゲイン値に基づいて前記3相モータの警報出力、又は警報表示、もしくは緊急停止のいずれか１以上を指令することを特徴とするインバータ装置。
【請求項８】
３相モータを動作させるインバータ装置に用いられる半導体装置であって、
前記インバータ装置は、
前記３相モータの各相への通電を制御するスイッチング素子と、
前記３相のうち、少なくとも２相のそれぞれに対しシャント抵抗体を含んで設けられた電流検出手段と、を備えるものであり、
前記半導体装置は、
前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え
前記制御部は、前記３相のうち1相を非導通とし、前記電流検出手段を備える２相に電流を流すように前記スイッチング素子を制御し、前記電流検出手段から得られた情報に基づいて補正値を求めることを特徴とする半導体装置。
【請求項９】
請求項８記載の半導体装置において、
前記制御部は、前記電流検出手段から得られた情報に基づいた補正値を求めるに際して、
第１の相のスイッチング素子をいずれもオフとし、第２の相の前記モータ駆動電源の陽極側に接続されたスイッチング素子をオン、オフとし、第３の相の前記モータ駆動電源の陽極側に接続されたスイッチング素子をオフとし、第３の相の前記モータ駆動電源の陰極側に接続されたスイッチング素子をオンとすることにより、前記第２及び第３の相に電流を流し、前記それぞれのシャント抵抗体の両端の電圧を計測することを特徴とする半導体装置。
【請求項１０】
請求項８又は請求項９に記載の半導体装置において、
更に、
前記制御部は、前記３相モータの通常運転の際に、前記補正値に基づいて前記３相モータ制御に必要な演算を行うことを特徴とする半導体装置。
【請求項１１】
請求項８ないし請求項１０のいずれか１項に記載の半導体装置において、
前記電流検出手段から得られた情報とは、前記それぞれのシャント抵抗体に生じた電圧に基づいた前記電流検出手段からの出力情報であり、
前記制御部が求める前記補正値は、前記それぞれのシャント抵抗体に生じた電圧に基づいた前記電流検出手段の出力値を同一にするように設定されたゲイン値であることを特徴とする半導体装置。
【請求項１２】
少なくとも２相のそれぞれに対しシャント抵抗体を含んで設けられた電流検出手段と、スイッチング素子と、を備える3相モータ装置の電流検出手段の情報補正機能つき３相モータ運転開始方法であって、
前記３相モータの通常運転前に、前記電流検出手段の出力補正用の測定電流を供給するステップと、
前記測定電流供給後、前記３相モータの前記電流検出手段を備える2相に、残りの相への電流供給を停止した状態で電流を流して、前記２相の電流検出手段からの情報を得るステップと、
前記得られた情報に基づいて補正値を求めるステップと、
前記補正値に基づいて前記３相モータを通常運転させるステップと、
を備えることを特徴とする３相モータ運転開始方法。
【請求項１３】
請求項１２記載の３相モータ運転開始方法において、
前記２相の電流検出手段からの情報は、前記それぞれのシャント抵抗体の両端に生じた電圧に基づいた情報であり、
前記得られた情報に基づいた補正値を求めるステップは、前記電流検出手段の前記情報の値を同一にするようなゲイン値を求めるステップであることを特徴とする３相モータ運転開始方法。
【請求項１４】
請求項１２又は請求項１３に記載の３相モータ運転開始方法において、
前記３相モータを動作させるステップは、前記３相モータの各相に電流を流す通常制御状態で得られた前記電流検出手段の検出値に前記補正値を乗じて、前記３相モータを動作させるステップであることを特徴とする３相モータ運転開始方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、瞬時電流制御を行って３相交流モータ（誘導電動機、永久磁石同期電動機）などのモータを駆動するインバータ装置及びそれに用いられる半導体装置などに関する。
【背景技術】
【０００２】
瞬時電流制御を行うインバータ装置は、今日、冷凍・空調装置や、送風機、洗濯機、圧縮機駆動装置などに広く用いられている。特に、誘導電動機や、永久磁石同期式電動機などの交流モータの制御においては、ベクトル制御が広く適用されている。ベクトル制御とは、簡単にいうとモータ電流を検出して、それに特殊な演算をしてモータ電流を磁束成分とトルク成分に分離することにより制御する方法である。例えばモータ出力を変える場合は、トルク電流のみを制御することで効率の良い制御ができる。
【０００３】
従って、ベクトル制御を行うためには、原理的にはモータの各相を流れる交流電流の検出が必要である。３相誘導モータや、３相交流電流を流す永久磁石同期式モータが広く用いられている。図１に永久磁石同期式モータ（以下、PMSM（Permanent Magnet Synchronous Motor）とも略称する）の電流の検出にシャント抵抗器を用いた検出回路の例を示す。以前は、検出回路にホール素子を用いることが多かったが、最近では、外形形状がホール素子よりも小さく、温度特性も優れるなどの特長を備えるシャント抵抗器が用いられることが多い。
【０００４】
図１に示すように３つのシャント抵抗器、１３１、１３２，１３３を用いて電流を検出する方法を３シャント検出方式という。この方式を簡単に説明すると、例えば、Ｕ相の電流検出は、シャント抵抗器１３１の両端の電圧を演算増幅器１３４で増幅し、マイクロプロセッサ（以下、マイコンとも略称する。）１５０に備えられたＡＤ変換部１５１でＡＤ変換した電流Ｉuを、モータ制御部１６０へ送り、ここで公知のベクトル制御を行い、その結果に基づいてＰＷＭ生成部１５２でスイッチング素子を制御する信号として出力してスイッチング素子を制御し、最終的にモータへの通電を制御しているものである。一方、Iu+Iv+Iw=0の関係を用いて、３相のうち２相のみの電流値を検出する場合を2シャント検出方式と呼称している。さらに、複数のシャント抵抗を用いることなく、シャント抵抗器１つを用いて直流電流値を検出することにより、各相の電流を推定し、ベクトル制御を行う１シャント方式も提案されている。
【０００５】
しかし、１シャント方式は、その性質上、インバータを制御するマイクロプロセッサなどに対して高性能かつ、高速のものが必要であるなど、簡単な構成で効率の良い制御を行うためには、実用上の問題が多かった。
【０００６】
これらのシャント抵抗器を用いてベクトル制御を行う制御の容易さから言えば、３シャント方式が最も優れる。しかしながら、３シャント方式においては、高精度の電流検出を行う必要があった。従って、３つのシャント抵抗器の抵抗値のばらつきや、経時的な抵抗値の変化などを避ける必要があった。このため、例えば、特許文献１では、インバータ一体型電動コンプレッサのシャント抵抗の取り付け時の溶接作業のばらつきによる電気抵抗値のばらつきを低減する技術が開示されている。更に、特許文献２には、モータの温度が上昇した際のシャント抵抗の温度特性の変動を防止すべく、温度測定を行い、シャント抵抗の抵抗値を補正する技術が開示されている。
【０００７】
また、多くの場合には、図１にも示した演算増幅器１３４、１３５、１３６を用いてシャント抵抗器両端電圧の増幅を行うが、この演算増幅器に温度特性に由来するオフセットを生じることがある。特許文献３は、シャント抵抗器自体は各相の正確な電位差を検出できたとしても、演算増幅器にオフセットがあると正確な電流値を得ることができないとして、温度変化による影響をキャンセル可能にして、正確な電流が検知でき、適正なモータ制御ができるモータ制御装置の提案がされている。
【０００８】
以上述べたように、従来は、シャント抵抗器及び演算増幅器も含めた抵抗測定手段の精度を高めることに多大な努力が注がれていた。換言すると、電流検出手段の高精度化に大変な努力が払われていたが、これは、低コスト化などの市場要求に相反するものであった。
【０００９】
一方、特許文献４は、従来の課題解決方向である電流検出手段の高精度化とは異なり、インバータの各相にながれる電流を検出する電流検出器の検出精度が悪くても、出力トルク変動を生じることを極力防止できる洗濯機モータが開示されている。特許文献４に開示された方法を図２に示す。要説すれば、製品出荷時や市場に於けるサービス時に３相のそれぞれ巻線毎に電圧を印加し、そのときに流れる電流の平均値を測定して、その平均値を元に補正係数を求めて抵抗器を補正する。その補正値を元に通常使用時にも補正係数を用いて電流補正値を求めるものである。
【特許文献１】特開２００４−２２５５８０号公報
【特許文献２】特開２００３−２３５２６８号公報
【特許文献３】特開２００３−３２４９８５号公報
【特許文献４】特開２００６−２３０７６６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
以上述べたように、電流検出手段の高精度化の解決課題方向は好ましくはなく、特許文献４のように、多少検出精度が悪くても機能を果たすモータシステム並びにインバータを提供することが好ましい。
【００１１】
しかしながら、特許文献４に開示された発明は、３相のそれぞれの巻線毎に電圧を印加している。その時に流れる電流の平均値を測定して抵抗値を補正するものであるため、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相と３回の測定が必要である。また、１回の測定で得られる検出値は１相のみである。要するに、各相を別々に測定しているため、それぞれの測定時点における各相のモータの巻線の抵抗値や、インダクタンス値などの不均一などの影響が現れるという問題点がある。この不均一さの影響を受けて、モータ制御装置の性能を低下させるという問題が生じうる。
【００１２】
巻き線抵抗などの不均一さの影響と述べたが、各相のシャント抵抗器の抵抗値や、演算増幅器の増幅度などが均一でなくても、モータ制御装置の性能が低下する。このメカニズムを図３を用いて詳しく説明する。図３は、図１のモータ制御部１６０の機能ブロックである。これによれば、検出されたモータ電流iuなどはトルク制御部Iq*やモータの位置・速度推定器(ω_es, θ_es)などに用いられる。それらに、各相が不均一なモータ電流を用いると、トルクにリプル（ripple）を生じたり、推定速度にリプルを生じ制御系の性能が低下する恐れがある。そのため、３つのシャント抵抗の抵抗値などが均一になるように補正することが必要である。
【００１３】
もう少し、噛み砕いて説明すると、周知のように、理想的なモータの制御状態では、３相の電流の振幅は、それぞれの位相の違いを考慮した時間軸上において同一であることが好ましい。つまり、３相の電流波形も位相の違いを考慮すれば同一であることが好ましい。この状態を３相の電流がバランスしていると定義すると、電流検出手段にそれ自体の検出ばらつきや、検出偏差の存在などの理由で不均一が生じると実際の電流はバランスしているのに、電流検出手段の検出誤差のため、検出された電流はバランスしていない、つまり、アンバランスであると判断される。さらに、図３に示した制御系は、トルクや速度を一定に保とうとフィードバックを行なっているため、実際の電流には存在しないアンバランスを抑制しようとすることになり、逆に制御系を不安定にさせることになる。
【００１４】
即ち、従来の解決方向は、電流検出手段の絶対精度を得ることを目的とし、高精度化して同時に不均一さを排除したり、特許文献４のように電流検出手段を平均化することにより、不均一さを排除しようするものであった。これらの従来の解決方向に対して、本発明の発明者は、電流検出手段それ自体に不均一さがあっても仮想的にこの不均一さを排除するような制御方式を得ることこそが、低コスト、かつ、３相モータの機能として極めて重要なトルク・速度リプルの改善と制御の安定化ができる方向であるという課題を発見した。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明のインバータ装置は、３相モータを動作させるインバータ装置であって、前記３相モータの各相への通電を制御するスイッチング素子と、前記３相のうちの少なくとも２相のそれぞれに対しシャント抵抗体を含んで設けられた電流検出手段と、前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記３相のうち１相を非導通とし、前記電流検出手段を備える２相に電流を流すように前記スイッチング素子を制御し、前記電流検出手段から得られた情報に基づいて補正値を求めることを特徴とする。
【００１６】
本発明の要旨を述べれば、各相の電流検出手段のアンバランスを検出し補正すべく、３相のうち、１つの相を非導通とすることにより、２相に振幅（絶対値）の等しい電流をながす。このとき測定される電流検出手段の不均一さを検出し、補正値を求める。これにより、シャント抵抗器など電流検出手段の不均一さの影響を受けないインバータ装置を提供するものである。
【００１７】
本発明の半導体装置は、３相モータを動作させるインバータ装置に用いられる半導体装置であって、前記インバータ装置は、前記３相モータの各相への通電を制御するスイッチング素子と、前記３相のうち、少なくとも２相のそれぞれに対しシャント抵抗体を含んで設けられた電流検出手段と、を備えるものであり、前記半導体装置は、前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記３相のうち1相を非導通とし、前記電流検出手段を備える２相に電流を流すように前記スイッチング素子を制御し、前記電流検出手段から得られた情報に基づいて補正値を求めることを特徴とする。即ち、本発明によるインバータ装置を制御する半導体装置である。
【００１８】
また、本発明の３相モータの運転開始方法は、少なくとも２相のそれぞれに対しシャント抵抗体を含んで設けられた電流検出手段と、スイッチング素子と、を備える3相モータ装置の電流検出手段の情報補正機能つき３相モータ運転開始方法であって、前記３相モータの通常運転前に、前記電流検出手段の出力補正用の測定電流を供給するステップと、前記測定電流供給後、前記３相モータの前記電流検出手段を備える2相に、残りの相への電流供給を停止した状態で電流を流して、前記２相の電流検出手段からの情報を得るステップと、前記得られた情報に基づいて補正値を求めるステップと、前記補正値に基づいて前記３相モータを通常運転させるステップと、を備えることを特徴とする。即ち、本発明は３相モータの運転開始方法としても把握できる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明により、電流検出手段それ自体に不均一さがあってもその不均一さを解消することができる。この結果、低コストでトルク・速度リプルの改善と制御の安定化ができるインバータ装置などが得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
まず、図４（ａ）、（ｂ）（ｃ）に本発明の要旨を説明する本発明の原理図の一例を示す。図４（ａ）、（ｂ）は、本発明のインバータ装置の３相モータの電流検出手段の不均一さを補正する原理図である。図４（a）、(b)とも図示しない直流電源の供給をうけている。図中の+側が直流電源の正側、−側が直流電源の負側である。図中、１３、１４、１５、１６、１７、１８は、双方向のスイッチである。また、１９はＵ、Ｖ、Ｗの3相をもつ３相モータである。なお、図４（b）は、煩雑になるのでスイッチの符号は省略しているが、図4（ａ）と同じである。図４（ｃ）は、（ａ）、（ｂ）の場合のスイッチのオン、オフを注意的に記載したものであり、１がスイッチオン、０がスイッチオフである。スイッチを制御することで図４（ａ）と図４（ｂ）の状態を交互に代えて、図４（ｂ）の状態のときに電流検出手段の不均一さを補正するための測定データを得るものである。なお、交互に変える必要は必ずしもなく、一度だけ変えることもできるが、これは後述する。
【００２１】
次に図４（ａ）、（ｂ）についての説明を更に詳しく述べる。まず、（ａ）の状態では、Ｕ相のスイッチの１つであるＳup１３とＷ相のスイッチの１つであるＳwn１８がオンで他のスイッチはオフになるように図示しない制御部がスイッチを制御する。つまり、Ｖ相のスイッチはオフにしている。次に図４（ｂ）に示すようにＵ相のＳupをオフ、Ｓunをオンにし、他のスイッチは、（ａ）と同様になるように図示しない制御部がスイッチを制御する。これにより、図４（ｂ）に示すようにＵ相とＷ相に電流iuとiwとが流れる。ここで、電流の向きを図４（b）のようにすると、iu+iw＝０であり、iu＝−iwである。従って、このようにした場合に流れる電流の振幅（絶対値）は同一の時刻では等しい。従って、同一の時刻に両者の電流値を検出すれば、その電流検出値は、本来、電流検出手段の精度（シャント抵抗体の値と増幅器の増幅率を乗じた値）が同一であれば、同一となるはずである。本発明はこの原理を用いて補正を行うものである。換言すれば、３相のうち１相を非導通とし、電流検出手段を備える２相に電流を流すようにスイッチング素子を制御し、電流検出手段から得られた情報への補正値を求めるものであるとも言える。この際、同時刻に双方の電流検出手段から情報を得る、つまり、振幅の等しい電流を流して情報を得るとも言える。この具体的な例の詳細は後述する。
【００２２】
なお、（ｂ）では、閉じられた回路中に電源がないにも関わらず、電流が流れるのは、モータ１９の図示しない巻き線（インダクタンス）に蓄えられた電気的エネルギー（逆起電力）によるものである。従って、長期的には測定の継続はできない。そこで、モータの図示しない巻き線へ逆起電力を供給すべく、図４（ａ）の過程が必要となっている。従って、測定を複数回繰り返そうとすると、（ａ）、（ｂ）を交互に繰り返すのが最も一般的でかつ簡便な方法である。この具体例は実施例の説明で詳細に述べる。
【００２３】
なお、念のために従来のモータ制御の例を図５（ａ）、（ｂ）を用いて示す。図５（ａ）、（ｂ）とも、スイッチ、モータなどは、図４と同様である。図５（ａ）は、通常動作時のモータ制御の例で、各相のスイッチは２個のうち、１個がオン、１個がオフとなるように制御されている。例えば、図５（ａ）では、スイッチ１３、１５、１８がオンで他はオフである。即ち、Ｓup、Ｓvp、  Ｓwnがオンであり、他のスイッチはオフである。これにより、各相に電流が流れている。
【００２４】
モータ制御にあっては、各相のスイッチの一方をオン、他方をオフとするという従来の固定概念に沿って電流測定のための閉じた回路を作ろうとしたのが、図５（ｂ）である。図５（ｂ）では、方向を加味して議論をすると、ic＝iw−iuであり、iｂ＝iw−ivであるので、ic＋ib＝2iw−（iu＋iv）、つまり、iw=ic+ibであることは分かるが、iv、iuについてはそれらの値は分からない。従って、この従来の固定概念に沿ったスイッチ動作では、各相に流れる電流を同一にすることができない。従って、電流検出手段の不均一さの補正、つまり電流検出手段からの出力情報の補正などは当然にできないものである。  
【００２５】
（実施形態１）
図６に本発明の第１の実施形態によるインバータ装置１０を示す。背景技術で説明した図１と同様に見えるが、違いを要説すると原理図で紹介した電流検出手段のアンバランスの補正を行う電流検出手段補正部５２を有するのが異なる。なお、図中５０はマイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する。）であり、スイッチング素子の制御、つまりはモータの制御を行っており、通常、半導体装置で構成される。また、図６のインバータ装置の図では見えないが、後述するように、電流検出手段の不均一さなどの補正を行うためのスイッチング素子の制御の方法などにも特徴を有する。これにより、第１の実施形態は、インバータ装置１０を用いたモータ制御方法、特にモータ運転開始方法の発明としても、また、スイッチング素子を制御する半導体装置の発明としても、更にインバータ装置や、半導体装置を制御する制御プログラムの発明としても把握することも可能である。
【００２６】
図６は、後述する動作の説明などに対して全体的な理解のためには必要なため、再度全体を示したものである。図中、１１は、ＰＭＳＭである。Ｓup２１、Ｓvp２２，Ｓwp２３，Ｓun２４，Ｓvn２５，Ｓwn２６はいずれもスイッチング素子である。例えば、Ｓup２１はＵ相の上側（直流電源の陽極側に素子の一端が接続された側）、Ｓun２２はＵ相の下側（直流電源の陰極側に素子の一端が接続された側）のスイッチング素子である。また、２１，２３，２５は、上アームのスイッチング素子、２２，２４，２６は下アームのスイッチング素子とも言われる。スイッチング素子としては例えば、公知のＭＯＦＦＥＴや、ＩＧＢＴなどが用いられる。図で分かるように、スイッチング素子はいずれも各相に２個備えられている。
【００２７】
なお、図６に示すようにスイッチング素子は、通常、ダイオードを内蔵している。図示しないが、ダイオードは外付けでも差し支えない。２７は、リップル除去用のコンデンサであり、大容量のアルミ電解コンデンサなどが用いられる。電源２８は直流電源である。これらは、図示するように、インバータ装置１０に外付けされている。しかし、コンデンサ２７、電源２８をインバータ装置に内蔵しても良いのは言うまでもない。
【００２８】
図６の説明を続ける。３１，３２，３３は、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を測定するためのシャント抵抗体である。このシャント抵抗体には、従来のシャント抵抗器以外にも磁束への影響と電流容量を配慮した形状、材質であれば、導線などの金属体などを所定の形状にして切断したものなど、非常に安価な抵抗体をシャント抵抗として、用いることができる。このため、背景技術で説明したシャント抵抗器と区別すべく、名称をシャント抵抗体としたものである。
【００２９】
Ａmp_u３４、Ａmp_v３５、Ａmp_w３６は、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のシャント抵抗体の両端の電圧を求めるための増幅器である。例えば演算増幅器などが用いられる。この増幅器も後述するように、余り高い増幅精度は必要としない。シャント抵抗体などの抵抗検出手段と、増幅器などの抵抗検出手段の両端の電圧を増幅する電圧増幅手段とで電流検出手段を構成する。例えば、Ｒu３１とＡmp_u３４は、Ｕ相の電流検出手段である。電流検出手段の全体は、一点鎖線で囲まれた３０の部分で示される。
【００３０】
また、インバータ装置１０は、既に述べたように、モータ制御用の、より直接的な言い方をすれば、スイッチング素子制御用のマイコン５０を備える。マイコン５０は、更に、電流検出手段から得られたアナログ値をＡＤ変換してデジタルデータとするＡＤ変換部５１と本発明の特徴的な部分である電流検出手段補正部５２とを備える。なお、ＡＤ変換部５１は一つのブロック図で示しているが、増幅器の数に対応したＡＤ変換部を備えるのが好ましい。つまり、同時刻の電流検出手段からの出力データを受けてそれぞれＡＤ変換などできるのが好ましい。つまり、同時測定ができるのが好ましい。従って、図６は図示しない３つのＡＤ変換部を備える。電流検出手段補正部５２も同様である。なお、極めて高速にＡＤ変換などができ、サンプリング時間の遅れが無視できる程度の高速測定ができるのであれば、ＡＤ変換部は１個であってもよい。つまり、２つのシャント抵抗体を流れている電流（振幅値）が実質的に等しいと想定される程度の時間の幅の中で測定ができるのであれば、１個でもよい。更に、マイコン５０は、図７で詳細に説明するモータ制御部６０と、パルス幅変調制御を行うためにパルス幅を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）生成部５３とを備える。なお、マイコン５０全体がモータ制御やインバータ装置制御のための動作を行っているので、広義には、マイコン５０全体をモータ制御部やインバータ装置の制御部ということもできる。更に、電流検出手段補正部５２もモータ制御部６０の中に含め、電流検出手段補正部つきモータ制御部７０とすることも可能である。
【００３１】
なお、通常、マイコン５０は、１チップからなる半導体集積回路装置（以下、ＬＳＩ、または半導体装置とも略称する。）からなるが、ＡＤ変換部５１、ＰＷＭ生成部５３をマイコンの外部に配置して、図示しないＡＤ変換器、ＰＷＭ生成器として用い、マイコンでは電流検出手段補正部５２、モータ制御部６０のみを備えるようにすることも勿論可能である。この場合には、本発明でいう広義のモータ制御部には、少なくともマイコンとＰＷＭ生成器とが含まれる。  
【００３２】
図７にモータ制御部６０の構成の一例を示す。図７は、公知のベクトル制御に基づくものである。この図は従来技術の図３と同様な図である。即ち、この図７には本発明の特徴的な箇所は現れていないが、本発明の特徴的な箇所説明のために後で必要となる場合が生じるので、再度掲載したものである。従って、簡単に説明する。６１、６３は、公知の座標変換部である。６１は、後述する電流検出手段補正部５２で得られた補正値を元にＡＤ変換部５１で得た電流値（例えばｉｕ）を補正した各相の電流値データ（例えばiu’）を受けている。６２は、公知の非干渉制御部である。６６は公知の位置・速度推定部であり、６７は公知のトルク制御部である。６８は公知のｄ軸司令値生成部である。６４，６５は、公知のＰＩ制御を行っている。最終的に座標変換部６３から、各相の電圧制御の指令値として、Ｖu*’、Vv*’、Vw*’が生成され、ＰＭＷ生成部５３へ出力される。ここで、Ｖu*’などと記載したのは、ＡＤ変換部５１で得た電流値（例えばｉｕ）を補正した各相の電流値データ（例えばiu’）を受けている、つまり、通常動作状態を意識した入力、出力の記載となっているからである。勿論、補正データを得る段階では制御部が備える所定のプログラムなどに沿って補正データの取得作業が行われるのはいうまでもない。なお、図６では、各相の電圧制御の指令値として、背景技術の図１と同様にＶu*、Vv*、Vw*と記載している。前述の通常動作状態とは異なる符合になっているのは、図６に示した全体のブロック図では、装置として後述する補正用の測定などを行う場合もあるので、あくまでも一般的な各相への電圧制御の指令値が出されているという意味で符号を変えているものである。一方、図７は、現実の通常動作状態の際の状況を分かりやすく説明することを優先したものである。
【００３３】
以下に本発明の第１の実施形態の特徴的な構成、手段、方法について更に詳細に述べる。
【００３４】
図８に本発明を用いて補正用の測定を行う場合及び通常の場合のフローチャートを示す。後で各ステップの詳細な説明の際に必要に応じて再度本フローチャートと対比して説明するが、取りあえず全体の概要を説明しておく。このフローチャートの具体的な動作は、モータ制御部６０などマイコン５０の各部が協調して指示、命令が出される。また、これらの指示、命令を行うためのプログラムは、通常、マイコン５０に内蔵されている。しかし、特有のプログラムを別に用意しておいて、マイコン５０に読み込ませるようにして、読み込ませた後、マイコン５０を動作させるようにしてもよいのは勿論である。
【００３５】
まず、補正用か否かを問い合わせる（Ｓ０１）。補正用であれば補正用プログラム開始（Ｓ１０）からスタートし、測定電流を起動し（Ｓ１１）、その値がある設定レベルに到達する、つまり測定電流維持（Ｓ１２）（図９も参照）がなされると、測定が始まる（Ｓ１３）。
【００３６】
なお、通常は、モータの通常運転開始前、つまり、インバータ装置１０、モータ１１に電源が供給された直後に補正用か否か問い合わせて、補正用（ＹＥＳ）となり、補正プログラムが開始するような起動準備プログラムがマイコン５０のモータ制御部６０などの図示しない箇所に用意されている。
【００３７】
説明を図８のＳ１３に戻すと、測定に同期してスイッチング素子制御、つまり、それぞれのスイッチング素子のＯＮＮ，ＯＦＦの値の設定を行い、測定を開始する。なお、この設定に際して一部のスイッチング素子は、後述するようにＰＭＷ制御でＯＮ、ＯＦＦ期間を定めることもできる。この測定は、要するに原理図４（ｂ）で示したデータを得るための測定である。所定期間の測定が終了する（Ｓ１４のＹＥＳ）と、各相の補正値を得る。これは、後述するゲイン算出プロセスで得て、各相のゲインを設定する。
【００３８】
補正用でない場合、つまり、通常動作の場合（Ｓ０１のＮＯ）には、このゲイン値で、図６に示すＡＤ変換部５１からの電流値を補正して（Ｓ３０）、モータ制御部６０へ入る電流値とし、この電流値に基づいてモータを制御するものである。図８に示した一連のフローチャートによる制御は具体的には、マイコン５０の各部の制御プログラムとしても実現される。即ち、本発明の特徴的な部分は、インバータ装置の動作を制御するマイコン５０のプログラム上、つまり、プログラムの記憶媒体上にも実現できるものである。この観点から、本発明は少なくとも２相のそれぞれに対しシャント抵抗体を含んで設けられた電流検出手段と、スイッチング素子と、を備える３相モータ装置の電流検出手段の情報補正機能つき３相モータ運転開始方法とも捕らえることができる。
【００３９】
次に図８のＳ１２及びＳ１３、つまり本発明のポイントの一つである、測定電流維持、測定を行う際の回路図、測定電流のタイミングパターン図、制御ブロック図などを図９乃至図１３を用いて詳しく述べる。
【００４０】
図９は、測定に至るまで、及びその後の通常制御も含めた測定電流のパターン図である。これは、図８で補正用プログラムが開始される（Ｓ１０）と、測定電流が起動される（Ｓ１１）。図９に示すように測定電流起動Ｓ１では緩やかな上昇カーブを描いて電流を設定した値まで増加させる。この設定電流は、駆動されるモータの定格電流が望ましい。測定期間Ｓ２になるとシャント抵抗体など電流検出手段のアンバランスを測定する。なお、通常はモータ始動のためにインバータ及びモータ電源をオンにしたら、直ちに補正用プログラムが動作されるように、マイコン５０はプログラム設定されている。これを手動や外部からの入力指示で行うようにするのも勿論可能ではある。
【００４１】
演算Ｓ３になると、電流検出手段のアンバランス測定結果より、電流検出値の補正ゲインを算出する。図９に示すパターンは指令値のパターンであり、実際の電流の追従性は測定精度への影響はない。図９は一例であり、本発明は電流パターンを問わず実現可能である。補正ゲインを得た後、通常制御Ｓ４へ移行する。これらの具体的な実現手段は後述する。なお、測定時間Ｓ２では、図では電流値は一定の値とも見えるが、多少の変動は許容される。つまり直線でなく、曲線でも良く、多少の増減やぶれがあっても差し支えない。しかし、制御の対象にもよるがある幅の範囲に入ることが好ましい。
【００４２】
図１０に本発明を用いて補正値を得るための測定（図８のＳ１２）を行う際の測定電流制御ブロック図を示す。これは、図６に示すマイコン５０の制御部６０の図示しない制御ブロック図であり、モータ通常運転の開始前にこのような制御ブロックが起動するように、つまり、測定電流のパターンを制御するためにPI制御（比例・積分制御）を行なっている。これは、内蔵している制御プログラムなどによって行われる。
【００４３】
図１１に本発明を用いて補正値を得るための測定（図８のＳ１３）を行うための準備段階とも言える測定電流維持（図８のＳ１２）の回路図の一例を示す。更に図１２にスイッチング素子制御のための図を、図１３に測定の際の回路図を示す。なお、図１１、図１３は、説明のために図６の要部を抽出したものである。図６に示すモータ制御部を動作させる前にこれらの回路図（図１１、図１３）などによって、シャント抵抗体など電流検出手段３０のアンバランスを測定する。
【００４４】
以下にこれらの詳しい説明をする。図１１は、原理図４（ａ）に対応した図である。つまり、図１１は、Ｕ相のスイッチング素子、Ｓup、ＳunをＰＷＭ制御によりＯＮ、ＯＦＦさせる図のうち、図４（ａ）に対応した図である。また、Ｖ相は、Ｓvp２３とＳvn２４とを共にＯＦＦにする。即ち、１相は、上下のスイッチング素子を共にＯＦＦにする。Ｗ相はＳwp２５をＯＦＦとし、Ｓwn２６をＯＮとする。即ち、もう一つの相は上側のスイッチング素子をＯＦＦとし、下側のスイッチング素子をＯＮにしている。太字の電流経路は、ＰＷＭ制御時において、ＳupがＯＮ、ＳunがＯＦＦの場合の図である。
【００４５】
具体的には、上記の図１１の経路の例について、図１２に示すようにインバータのＵ相の指令値と三角波とを比較してＵ相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行っている。
【００４６】
この場合、例えば、三角波の山の頂点（図１２のＴ部）では、図１１の例と異なり、スイッチング素子Ｓun２２の制御信号Ｕnは、ＯＮとなる。このとき、スイッチング素子Ｓup２１は、制御信号Ｕpを受けてＯＦＦとなる。なお、これらの制御信号は、ＰＷＭ制御部５２から各スイッチング素子に与えられる。この時の電流経路は、図１３となる。図１３は原理図４（ｂ）に示した図と同じである。このタイミングでほぼ同時に電流サンプリングを行うとシャント抵抗体や、演算増幅器など電流検出手段の不均一さの検出ができる。つまり、好ましくは同じサンプリング時刻でシャント抵抗体に流れる電流測定を行うのである。なお、ほぼ同時にと述べたのは、サンプリングスピードが非常に速い場合には、同時でなくても、実用上問題のない程度に同一の振幅を持つ電流が流れていると想定できるからである。以上の測定動作を要説すれば、第１の相のスイッチング素子をいずれもオフとし、第２の相のモータ駆動電源の陽極側に接続されたスイッチング素子Ｓup２１をオン、オフとし、第３の相のモータ駆動電源の陽極側に接続されたスイッチング素子をオフとし、第３の相のモータ駆動電源の陰極側に接続されたスイッチング素子をオンとすることにより、第２及び第３の相に電流を流し、それぞれのシャント抵抗体の両端の電圧を計測することとも言える。更に、スイッチング素子Ｓup２１は、オン、オフとするが、第１、第３の相のスイッチング素子は、いずれも特定の状態に固定しておくものであるとも言える。
【００４７】
即ち、以上の測定動作で電流サンプリングを行えば、２つのシャント抵抗体に流れる電流の振幅値は既に原理図の説明の際に説明したように同一であるため、シャント抵抗体や演算増幅器などの電流検出手段が同一の性能であれば、即ち、電流検出手段それ自体に不均一さがなければ検出したＵ相電流（Ｉu）と、Ｗ相電流（Ｉw）の振幅は、理論的に等しくなるからである。逆に検出した電流の振幅値が異なれば、その割合に応じて電流検出手段の性能が異なると言える。例えば、Ｕ相電流（Ｉu）が１０Ａ（アンペア）と検出され、Ｗ相電流（Ｉw）が、１０．５Ａ（アンペア）と検出された場合、この太線内を流れる電流値（振幅値）は、Ｕ相の電流検出手段が正確であれば、１０Ａであるし、Ｗ相の電流検出手段が正確であれば、１０．５Ａである。
【００４８】
特許文献１〜３などに開示されている従来技術は、電流検出手段を各相とも正確な、高精度なものにする努力がされていたものである。また、特許文献４は、各相それぞれの値をとり、その平均値から補正としようとするものであった。
【００４９】
しかし、本実施例では、電流検出手段のいずれが正確かは分からない、というよりこれを不問としている。つまり、太線内を流れているその時点の電流値（電流の向きを問わない瞬時値、つまり振幅）が正しくは何アンペアであるかは、不明である。しかしながら電流値が理論的に同一である以上、相対的には、電流検出手段の性能として、仮にＵ相を１０とすると、Ｗ相は１０．５であることは確かである。従って、電流検出手段の不均一さを補正するためには、Ｕ相とＷ相の電流検出手段の性能を同一にすれば良い。即ち、Ｕ相を１とすると、Ｗ相を１／１．０５＝０．９５２とする。例えば、Ｕ相の値を基準値（１）とすると、Ｕ相の電流検出値は特に変更せず、Ｗ相の電流検出値を０．９５２倍すれば良い。これが既に述べた本発明の原理を具体例に則して説明したものである。なお、以上の説明から、電流検出値は電流検出手段から得られた情報であり、シャント抵抗体に生じた電圧に基づいた電流検出手段からの出力情報であるとも言える。
【００５０】
３シャント方式においては、全体の不均一さを排除するためには、前述したようにＵ−Ｗ間だけでなく、Ｕ−Ｖ間も同様にして測定する必要がある。この場合Ｗ相のインバータをＯＦＦとして、Ｖ相のインバータは上アームをＯＦＦ、下アームをＯＮとし、Ｕ相は図１１乃至図１３で述べたようにＰＷＭ制御を行えば良い。以上により、原理図４（ｂ）で述べたと同様な必要データが取得できる。このデータの具体的な取得方法などは次に述べる。
【００５１】
なお、測定期間では、測定誤差を小さくするため指定された回数（ｎ）だけ、電流を測定する（図８のフローチャートのＳ１３）。そして、次式のように測定した電流を合計する。特に、実際の測定電流は変動するため、ｎの回数を複数回にし、更にその回数の数（ｎ値）を大きくすることにより、ＡＤ変換器の量子化誤差などの影響も排除することが可能である。なお、この測定回数は、測定時間との関係から所定の期間（時間）としても良いのは勿論である。また、合計の行い方は、式１や式２に示したように単に瞬時値を累積計算する方法以外に、アナログデータをそれぞれのサンプリングタイム毎に積分し、その和を求める方法もある。
Iu_sum = Iu_1 + Iu_2 +……….Iu_n    （式１）
Iw_sum = Iw_1 + Iw_2 +……….Iw_n    （式２）
【００５２】
次に、図８のフローチャートのＳ１４以下と図９とを参照して、補正値の算出プロセス、つまり、ゲイン算出プロセスについて述べる。図９に示した演算３では、まず測定電流の平均値を求める（図８のＳ１４）。なお、以下の組み合わせは一例であり、Ｕ相を基準として２つの経路での測定を実施した。つまり、Ｉu_ave_uvは経路１であり、Ｕ−Ｖ間測定に対応している。また、Ｉu_ave_uwは、経路２であり、Ｕ−Ｗ間測定に対応している。
Ｉu_ave_uv＝Ｉu_sum_uv／n  （式３）  （Ｕ−Ｖ間測定）
Ｉu_ave_vw＝Ｉu_sum_uw／n  （式４）  （Ｕ−Ｗ間測定）
Ｉｖ_ave＝Ｉv_sum／ｎ      （式５）
Ｉw_ave＝Ｉw_sum／ｎ      （式６）
【００５３】
次にＵ相を基準として３つのシャント抵抗体など電流検出手段の不均一さを補正するための尺度となる各相のゲイン値、Ｇを求める際のプロセスを示す。つまり、各相の増幅器も含む電流検出手段の不均一の尺度となるゲイン値、Ｇとして求めるためのプロセスである。式７〜式９は、Ｕ相を基準として、つまりＵ相の電流検出手段から直接求められた値（G31）をゲイン１とした場合の標準化のための演算途中の式である。G32  は式８で、G33  は、式９で求まる。
G31＝１．０                （式７）
G32＝Ｉｖ_ave／Ｉu_ave_uv  （式８）
G33＝Ｉw_ave／Ｉu_ave_uw  （式９）  
【００５４】
次に、Ｕ相のゲイン値を仮に１とするが、他相のゲイン値も求めて規格化し、その規格化した値と比較してゲイン値を求める。この場合、次のように行う。まず、３相のゲイン値の平均値を求める。  
G_ave＝（G31＋G32＋G33）／３    （式１０）
【００５５】
次に式１１から式１３に示すような演算を行い、各相のゲイン値を求める。つまり、Ｕ相のゲイン値は、式１１で、同様にＶ相のゲイン値は式１２、でＷ相のゲイン値は式１３で求められる。
Ｇ_u＝G_ave／G31  （式１１）
Ｇ_v＝G_ave／G32  （式１２）
Ｇ_w＝G_ave／G33  （式１３）
【００５６】
以上により、図８のＳ１７に示したゲイン算出ができた。これにより、Ｓ１８でゲインの設定を行い、Ｓ１９に示すように補正用プログラムは終了する。なお、ゲインの設定の具体的な例については、例えば電流検出手段補正部５２に含まれる図示しないメモリなどの記憶部に記憶される。そして、ここで、求めたゲイン値が図８のＳ３０に示したゲイン補正値となる。通常動作に際しては、図１４に記載のように、このゲイン値（Ｇ_uなど）をＡＤ変換部からの電流データＩｕなどに乗じ、モータ制御部へ入力される補正後の電流データが得られる。ここで、７０は、検出電流補正部つきモータ制御部として把握される。なお、電流検出手段補正部５２がマイコン５０の特定箇所に存在する必要は必ずしもない。また、ゲイン値を記憶した箇所が電流検出手段補正部５２の一部を構成するという理解も可能である。また、マイコン５０のそれ以外の箇所にゲイン値を記憶させて用いても良いのはいうまでもない。なお、ここでいうゲイン値、ゲイン補正値は、広義には、電流検出手段から得られる情報を補正する補正値であるということもできる。さらに、制御部が求める補正値は、それぞれのシャント抵抗体に生じた電圧に基づいた電流検出手段の出力値を同一にするように設定された値であるとも理解される。
【００５７】
（ゲインの設定などに関する第１の実施形態の変形形態）
なお、ゲインの設定（Ｓ１８）プロセスでは、電流検出手段補正部５２にゲイン値が記憶されると述べたが、現実の制御部は、図６に示すように、電流検出手段補正部つきモータ制御部７０という形、あるいはマイコン５０のＬＳＩ中の組み込みソフトという形でプログラム、記憶手段内蔵、あるいは、外部からプログラムを得てマイコン５０が動作を行うなど、種々の変形した形態が考えられる。図６の図はあくまでも説明を容易にするための１実施形態の説明である。従って、ゲインは、広い意味では、スイッチング素子の制御部であるマイコン５０のメモリに保持されるという表現もできる。
【００５８】
（ゲイン値に関する他の変形形態の例）
以上述べたように、一度平均値を求めている理由は、3つのバラツキの平均値を基準として各相を補正することを行いたいからである。もし、不均一さを排除するだけならば、式１０は用いずに、たとえばU相を基準として以下の式１４から式１６に示すように直接的に各相のゲイン値を求めることも可能である。つまり、電流検出手段の検出性能を均一にすることを目的としているためどこに基準点を定義してもよい。しかし、実用上は、3つの平均値を基準として各相のゲイン値を求める方が後述する異常管理、異常検出などモータ制御の信頼性を高める際の管理に際しては好ましい。
Ｇ_u＝1.0          （式１４）
Ｇ_v＝1.0／G32  （式１５）
Ｇ_w＝1.0／G33  （式１６）
【００５９】
なお、式１４から式１６で求めたゲイン値を式１１から式１３で求めたゲイン値と区別するため、直接計算ゲイン値という。実際の制御では、いずれの値を用いても制御可能である。従って、本発明の請求項記載のゲイン値は、式１１から式１３で求めたゲイン値、又は、直接計算ゲイン値のいずれか一方でもよく、同様な演算を行って各相の不均一さを相対的に解消する他の演算式を用いて求めた値でも良いのは勿論である。
【００６０】
通常動作、つまり、通常制御の場合には、図８のフローチャートのＳ０１で、ＮＯとなり、Ｓ３０でゲイン補正値の取得となる。即ち、図８の４に示す通常制御では、図１１に示すようにシャント抵抗体等電流検出手段の補正のためのゲイン値を掛けてモータ制御を行う。そして、ＡＤ変換部５１から受けた各相の電流検出値であるＩu、Ｉv、Ｉwにゲイン値を乗じて、ゲイン補正後の電流検出値、Ｉ'u、Ｉ'v、Ｉ'wとしてこの値で通常制御を行う。図８のＳ３０でいうゲイン補正値の取得とは、ＡＤ変換部５１から受けた各相の電流検出値にそれぞれの相のゲイン値を乗じて、ゲイン補正後の電流検出値を得ることを要説したものである。即ち、図８のＳ３０は、ゲイン補正後の電流を得るプロセスである。なお、図７にも示すようにモータの通常動作に際しては、このゲイン値をＡＤ変換部５１の電流値（図７のiuなど）にそれぞれ乗じて得た値（図６のiu'など）を元にモータ制御部でモータを制御している。
【００６１】
（第２の実施形態）
以上は、３シャント方式を例にして本発明について詳細に述べてきた。次に２シャント方式について図１５に基づいて簡単に説明する。図１５に示されたインバータ装置８０は、その電流検出手段３８に増幅器が２つしかない、つまりＶ相の増幅器はないのが第１の実施形態の図６と大きく異なる箇所である。抵抗体４２はあるが、これは、単に電圧降下をＵ相、Ｗ相とできるだけ同じにして各相のバランスを保とうとするための抵抗体であって、電流検出手段としてのシャント抵抗体ではない点も異なる所である。また、抵抗体４２は削除することも可能である。他は同様であるので、図１５についてのこれ以上の説明は省略する。また、電流検出手段２シャント方式では、公知のように３相電流のiu+iv+iw＝０の関係を用いるため、２相の電流値が検出できれば残りの相は演算により求まる。例えば、U相とW相のみにシャント抵抗体、電流検出手段を有する場合には、Ｖ相については、公知のように  iv=-(iu+iw)、つまり、Ｕ相とＶ相の方向性も考慮した瞬時電流値（つまり正負の符号を意識した瞬時電流値）を合計した値の負の値となる。
【００６２】
このときの不均一さの補正は次のように行う。例えば第１の実施形態で示したような方法を用いて、U−W間に測定電流を流し、ｎ回の測定を行った際のＵ相、Ｗ相の検出電流の合計値は、式２０、２１で示される。
Iu_sum = Iu_1 + Iu_2 +……….Iu_n    （式２０）
Iw_sum = Iw_1 + Iw_2 +……….Iw_n    （式２１）
【００６３】
従って、各相の電流の平均値は、それぞれ式２２、２３で示される。
Ｉu_ave＝Ｉu_sum／n  （式２２）
Ｉw_ave＝Ｉw_sum／n  （式２３）
【００６４】
２つのシャント抵抗体などの電流検出手段の誤差の平均値にバランスを合わせようとすると、式２４となる。
G_ave＝（Ｉu_ave＋Ｉw_ave）／2  （式２４）
【００６５】
従ってＵ相、Ｗ相の電流検出手段に対するゲイン値は、式２５、２６のように求まる。
Ｇ_u＝G_ave／Ｉu_ave  （式２５）
Ｇ_w＝G_ave／Ｉw_ave  （式２６）
【００６６】
したがって、補正後の電流は以下のように得られる。
Iu'＝Ｇ_u ×  Iu  （式２７）
Iw'＝Ｇ_w ×  Iw  （式２８）  
【００６７】
なお、公知のとおりIv'＝−(Iu' ＋ Iw')  であるから、V相電流の直接的な検出は不要であり、この式に式２７、式２８で得た値を代入して求めることができる。
【００６８】
（第３の実施形態）
以上、第１の実施形態、第２の実施形態では、原理図４（ｂ）に示した測定回路を得るためにＰＭＷ方式を用いる例を述べた。しかし、必ずしもＰＷＭ方式を用いる必要はなく、次のように１パルスで行う方法も可能である。
【００６９】
図１６は、１パルスで行う方式である。つまり、第１の実施形態とは、Ｓup２１、Ｓun２２を制御する手段が異なる。他は同様であり、説明に重複を避けたいので、異なる箇所のみ詳しく述べる。 即ち、原理図４（ａ）に対応する方式は、第１の実施形態の図１１であり、原理図４（ｂ）に対応する方式は、図１３である。スイッチング素子のＳup２１、Ｓun２２の制御の図１２を図１５に置き換えたものである。
【００７０】
この制御方式について、詳しく述べると、まず、Ｓup２１を図１６に示す投入信号で所定の時間オンにする。次に、Ｓup２１をオフにした後、図示しない、制御信号でＳun２２をオンにする。その後、図１６に示すように流れる電流を測定するものである。その他については、実施形態１同様であるので記載を割愛する。なお、実施形態２で示した２シャント方式を採用しても良いのも勿論である。  
【００７１】
以上により、正確なシャント抵抗器を用いることなく、多少誤差のあるシャント抵抗器や、極端な場合、導線、抵抗線など、電流容量さえ満足し、格別な磁気誘導作用のない形状であればよいので、安価なシャント抵抗体を使用することができる。また、演算増幅器も必ずしも高精度のものは必要とせず、温度係数がほぼ同様であれば良い。更に、モータ稼働中も定期的に補正値を得るようにすれば、温度係数の値も多少のバラつきや変化を許容できる。  
【００７２】
なお、通常はゲイン値は、基準値を１とするとこれから最大でも数十％程度しか増減がないが、シャント抵抗体など電流検出手段の補正値(ゲイン値)が極端に大きい場合には、モータの不良、接続不良、インバータの故障、電流検出回路の異常などが想定される。従って、補正値（ゲイン値）を故障診断に用いることもできる。つまり、断線や劣化、特定部位の異常発熱などの場合には、ゲイン値が大幅に変動することが考えられる。従って、このゲイン値を一定の幅で管理しておき、これを外れると、警報を出したり、異常停止をさせるなどの機能をインバータ装置に持たせることでより高精度、信頼性の高い管理が安価にできる。
【００７３】
更に、このインバータ装置を用いた冷凍・空調装置や、圧縮機駆動装置などにおいて、このゲイン値やゲイン値を算出するための各相の平均値などの補正値を表示や出力させることにより、経時的なモータの変化なども観察でき、信頼性の高い装置管理ができるなどの効果もある。
【００７４】
その他の効果として、以下のようなことがある。第１に永久磁石同期モータに適用する場合には、測定電流により回転子の位置合わせを行うことが可能である。センサレス駆動では、起動がスムーズに行われる効果がある。
【００７５】
これについて、図１７を用いて説明する。図１７には、Ｕ−Ｗ間の抵抗を測定する場合でＵ相にプラス、Ｗ相にマイナスの同一振幅の電流が流れる場合を想定した説明図である。図に示すようにＶ相巻線方向に磁界を発生し、回転子は、Ｖ相巻線方向に固定される。即ち、通常運転前に回転子が特定の位置に固定されるということになる。
【００７６】
これによる特有の効果は次のようになる。一般的なモータ制御システムは回転子位置センサにより位置を測定することができるため、起動がスムーズである。しかし、圧縮機などの位置センサを取り付けられない用途や、位置センサが高価であるため、位置センサを用いない位置センサレス制御がある。これらの位置センサレス制御では、モータが回転しているときに発生している速度起電力から位置を推定しているため、停止時は特別な処理を施さない限り推定は困難である。しかし、本発明の各実施形態では、この問題を解消している。
【００７７】
つまり、本発明の各実施形態の場合には、通常動作に入る前の補正段階で測定電流により回転子の位置を固定できるので、その位置（例えば、Ｖ相巻線に回転子があると想定して起動させることができ、スムーズな起動ができるという格別な効果を有する。
【００７８】
その他の効果として、インバータ装置の量産検査時に製品固体毎に電流検出値を調整する必要がなく、検査工程の削減ができるという効果もある。
【００７９】
なお、本発明の実施形態として、インバータに電源が供給された直後に毎回、電流検出の補正を得る方法をしめしたが、これに囚われず、最初の１回、例えば出荷前に補正値を求めることを行わせても良い。そして、この補正値をＤＲＡＭなどではない、不揮発性を有するメモリなどに記憶させ通常運転時には、その補正値を適用して動作させるなどを行うことができる。また、この場合にあっても、所定の時間達成後は、もう一度、電流検出手段の補正値を得るなどを行うこともできる。この場合においては、図示しないインバータ装置の外部から、その旨の指示が入力され、その指示を受けて補正値を得るなどの手段も選択することができる。
【００８０】
以上、本発明についていくつかの実施形態を元に説明をしたが、本発明は、以上の開示内容に限定されるものではなく、その発明の思想の範囲内において種々の変形や改変などおこなえるものであるはいうまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】従来のモータ制御装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図２】特許文献４に開示された制御のフローチャートである。
【図３】従来のモータ制御部の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】本発明の要旨を示す原理図である。
【図５】従来の固定概念で同様のことを行おうとした場合の図である。
【図６】本発明の第１の実施形態によるインバータ装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第１の実施形態によるモータ制御部の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明による補正値取得などのフローチャートである。
【図９】図８に関連したの測定の電流パターンなどの一例である。
【図１０】測定電流の制御ブロック図である。
【図１１】本発明による補正値の測定の電流パターン抵抗バランス測定時の電流経路である。
【図１２】電流検出タイミングを示す図である。
【図１３】電流サンプルタイミングでの電流経路の一例を示す図である。
【図１４】通常制御の処理を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第２の実施形態によるインバータ装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】1パルスで電流測定を行う場合のパルス図である。
【図１７】本発明を位置センサレス制御に用いる場合の特有の効果を示す模式図である。
【符号の説明】
【００８２】
１０、８０    インバータ装置
１１    ＰＭＳＭ（永久磁石同期式モータ）
１３、１４、１５、１６、１７、１８  スイッチ
１９  モータ
２１，２２，２３，２４，２５，２６  スイッチング素子
２７    平滑用コンデンサ
２８    直流電源
３０、３８    電流検出手段
３１，３２，３３  シャント抵抗体
３４，３５，３６  増幅器
４２      抵抗体
５０  マイクロコンピュータ
５１  ＡＤ変換部
５２  検出電流補正部
５３  ＰＷＭ生成部
６０  モータ制御部
７０  検出電流補正部つきモータ制御部
６１，６３  座標変換部
６２、非干渉制御部
６４，６５  ＰＩ制御部
６６  位置・速度推定部
６７  トルク制御部
６８  ｄ軸指令値生成部  
１３１、１３２、１３３  シャント抵抗器
１３４、１３５、１３６  演算増幅器
１５０  マイクロプロセッサ（マイコン）
１５１  ＡＤ変換部
１５２  ＰＷＭ生成部
１６０  モータ制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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