(57)【要約】【課題】電力変換装置の力率改善を入力電流の検出なしに、インバータ出力により制御する。【解決手段】本発明の電力変換装置は、一端を交流電源１に接続したリアクトルと２、一端をリアクトル２の他端に接続した短絡手段３と、交流入力側の一端をリアクトル２の他端に接続し、交流入力側の多端を短絡手段３の他端に接続した整流回路４と、交流電源１のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路８と、短絡手段３を制御する制御回路７と、インバータ回路１０を備え、制御回路７が遅れ時間Ｔ１と短絡手段動作時間Ｔ２とを、インバータの出力に基づいて制御する。【選択図】図１
2008245450.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に一端を接続したリアクトルと、前記リアクトルの他端に接続した交流電源短絡手段と、前記電源短絡手段と並列に接続された整流回路と、前記整流回路出力端に並列に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路と、前記平滑コンデンサの電圧を検出する電圧検出回路と、前記整流回路の出力端に入力端を接続したインバータ回路と、前記電源短絡手段と前記インバータ回路を制御する制御回路と、前記インバータ回路の出力端に接続したインバータ負荷に流れる電流を検出するインバータ出力電流検出回路とで構成され、前記交流電源のゼロクロスから短絡動作を開始するまでの遅れ時間Ｔ１と、短絡期間である動作時間Ｔ２を、前記ゼロクロス信号と前記電圧検出回路の出力と前記インバータ出力電流検出回路の出力とを用い制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、前記電圧検出回路の直流電圧出力と前記インバータ出力電流検出回路のインバータ出力電流出力と制御回路が出力しているインバータ駆動出力から算出した前記インバータ出力電力の関数で、前記遅れ時間Ｔ１を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換装置において、目標との偏差を使用して前記動作時間Ｔ２を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１に記載の電力変換装置において、前記インバータと短絡手段の動作前に検出した停止時直流電圧出力と、前記インバータ出力電力と前記停止時直流電圧出力から求まる力率の最良点をモデリングした力率モデル値を用いて、前記動作時間Ｔ２を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１に記載の電力変換装置において、前記遅れ時間Ｔ１の算出を請求項２の方法で行い、前記動作時間Ｔ２の算出を請求項３に記載の方法で制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１に記載の電力変換装置において、前記遅れ時間Ｔ１の算出を請求項２の方法で行い、前記動作時間Ｔ２の算出を請求項４に記載の方法で制御することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータを用いた電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に記載の従来の力率改善型電力変換装置を、図５を用いて説明する。従来の電力変換装置３００は図５に示すように、単相交流電源２０１の一方の出力端に一端が接続したリアクトル２０２と、そのリアクトル２０２を介して交流電源２０１を短絡する短絡手段２０３と、交流電源２０１に接続していない側の交流電源２０１の他端との間に入力電流検出回路２３０を介して接続した整流回路２０４と、整流回路２０４の直流出力の両端に直列接続した平滑コンデンサ２０６と、整流回路２０４の交流入力の一方と、交流電源２０１のゼロクロスを検出するゼロクロス信号２９２を基準タイミングとして短絡手段２０３を動作させる短絡パルス信号２９６を出力する制御回路２０７と、交流電源２０１から入力される入力電流Ｉｓを検出し、制御回路２０７に入力電流値２９８を出力する入力電流検出回路２３０と、平滑コンデンサ２０６の両端の電圧を検出し直流電圧値２９３を制御回路２０７に出力する直流電圧検出回路２１１とを備えている。また、電力変換装置３００の直流出力に接続したインバータ回路２１０と電動機を内蔵した圧縮機２２０とを備えたモータ駆動部３０１を合わせて示す。
【０００３】
ゼロクロス検出回路２０８は、交流電源２０１両端の電圧を入力し、交流電源２０１の交流電圧がゼロクロス点を通過し極性が変わるタイミングで立ち下がり信号、あるいは立ち上がり信号を出力するゼロクロス信号２９２を出力し、制御回路２０７へ入力される。
【０００４】
制御回路２０７は、入力されたゼロクロス信号２９２の立ち上がりもしくは立下りを基準タイミングとして、そこから短絡手段２０３が短絡動作を開始するまでの期間である遅れ時間Ｔ１、および短絡する期間である動作時間Ｔ２を設定し、短絡パルス信号２９６を短絡手段２０３に出力する。遅れ時間Ｔ１および動作時間Ｔ２は制御回路２０７にあらかじめ記憶させたり、制御回路２０７で計算して求める。
【０００５】
短絡手段２０３は、電力半導体スイッチング素子で構成されており、短絡パルス信号２９６に従ってリアクトル２０２を介して交流電源２０１を短絡する。この短絡開放動作によって交流電源２０１の力率を改善する。
【０００６】
本従来例の電力変換装置３００は、交流電源２０１を電源半周期に１回もしくは複数回、リアクトル２０２を介して短絡する動作を行って、電源電流の通電角を広げ電源力率を改善しながら、交流電力を直流電力に変換する。
【０００７】
遅れ時間Ｔ１と動作時間Ｔ２は、入力電流を検出しある所定の区間内であれば遅れ時間Ｔ１と動作時間Ｔ２の和が等しくなるという関係を利用し、直流電圧Ｖｄを一定になるように制御されるものである。また、入力電流に応じてそれぞれ遅れ時間Ｔ１と動作時間Ｔ２をそれぞれ関数を用いて独立に制御を行うというものである。
【特許文献１】特開２００６−１８０７００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
前記従来技術では、遅れ時間Ｔ１と動作時間Ｔ２の決定に交流電源の入力電流を使用しており、入力電流を検出する必要があった。
【発明の効果】
【０００９】
直流電圧とインバータ出力電流よりインバータ出力電力を演算で求め、遅れ時間Ｔ１と動作時間Ｔ２を決定することで、入力電流の検出を行うことなく電力変換装置の制御を行うものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
（実施の形態１）
請求項１、請求項２、請求項４、請求項６に記載の電力変換装置を図１、図２、図３、図４を用いて説明する。
【００１１】
図１は本発明をモータ駆動に利用したブロック図である。単相交流電源１に一端を接続したリアクトル２と、リアクトル２を介して交流電源１を短絡する短絡手段３と、リアクトル２の交流電源１に接続していない側と交流電源１の他端との間に接続した整流回路４と、整流回路４の直流出力の両端に並列接続した平滑コンデンサ６と、交流電源１のゼロクロスを検出するゼロクロス信号９２を基準タイミングとして短絡手段３を動作させる短絡パルス信号９６を出力する制御回路７と、制御回路７に内蔵されインバータの制御を行うインバータ駆動部１２と、平滑コンデンサ６と並列に接続したインバータ回路１０と、インバータ回路１０から出力されるインバータ出力電流Ｉｏ（以下Ｉｏ）を検出し、インバータ駆動部１２にインバータ出力電流値９８を出力するインバータ出力電流検出回路９と、平滑コンデンサ６の両端の電圧Ｖｄ（以下Ｖｄ）を検出しインバータ駆動部１２に直流電圧値９３を出力する直流電圧検出回路１１で構成され、インバータ駆動部１２によって、インバータ出力電流値９８に対応した出力によって駆動されるモータ２０を接続している。
【００１２】
図２に交流電源１の交流電圧とゼロクロス信号９２と短絡パルス信号９６の遅れ時間Ｔ１（以下Ｔ１）、動作時間Ｔ２（以下Ｔ２）との関係を示す。ゼロクロス検出回路８は、交流電源１の両端の電圧を入力し、交流電源１の交流電圧Ｖａ（以下Ｖａ）がゼロクロス点を通過し、極性が変わるタイミングで立ち上がり信号、あるいは立ち上がり信号を出力し、これはゼロクロス信号９２として制御回路７へ入力される。制御回路７は、入力されたゼロクロス信号９２の立ち上がり、あるいは立下りを基準として、そこから短絡手段３が動作するまでの期間である遅れ時間Ｔ１、および短絡している期間である動作時間Ｔ２として、短絡パルス信号９６として短絡手段３へ出力する。短絡手段３はダイオードブリッジとＩＧＢＴなど半導体スイッチング素子で構成されており、短絡パルス信号９６に従って交流電源１をリアクトル２を介して短絡することで、交流電源１の力率を改善する。
【００１３】
図３を用いてインバータ出力電力Ｗｉ（以下Ｗｉ）の算出方法を説明する。Ｗｉはインバータの出力電圧Ｖｏ（以下Ｖｏ）とＩｏと位相差φの関数である。Ｖｏはインバータ駆動回路１２によってモータ２０の制御を行うために、Ｖｄとインバータの駆動信号よりｄｑ軸上のベクトル
【００１４】
【数１】
2008245450.tif 000003
として算出されている。ｄｑ軸はモータ制御において既知であるので説明を省略する。Ｉｏはインバータ出力電流検出回路９のインバータ電流出力９８にてインバータ駆動部１２に入力され、同じくｄｑ軸上のベクトル
【００１５】
【数２】
2008245450.tif 000004
として算出されている。また、位相差φはｄｑ軸上でＶｏとＩｏの角度差で表され、図３に示すベクトル図となる。このとき電力Ｗｉは、
【００１６】
【数３】
2008245450.tif 000005
と定義できる。右辺はベクトルの内積の計算式でもあるので、
【００１７】
【数４】
2008245450.tif 000006
となる。ここで、
【００１８】
【数５】
2008245450.tif 000007
【００１９】
【数６】
2008245450.tif 000008
と置き換えると、
【００２０】
【数７】
2008245450.tif 000009
としてＷｉが計算される。
【００２１】
次に、図４を用いてＴ１とＴ２の決定方法を説明する。図４はＷｉとＴ１、Ｔ２の力率最適点の関係をシミュレーションにて求めたものである。Ｔ１はＷｉに対して単調減少しており、Ｔ２はＷｉに対して単調増加することが分かる。つまりＷｉの変化に対しＴ１、Ｔ２を変化させることによって力率最適点での運転を行うことが出来る。通常Ｗｉが増加するに従いＶｄが減少するため、Ｖｄを一定に保つように制御を行うとＴ１、Ｔ２は図４の、Ｔ１のＶｄの補正を含む力率最適点１５０（以下Ｔ１ａ）、Ｔ２のＶｄの補正を含む力率最適点１５１（以下Ｔ２ａ）のように変化する。
【００２２】
Ｗｉの変化に対するＴ１の変化はＴ２より小さいため、より安定な制御を行うためにＴ１を図３で説明したＷｉの関数で制御し、Ｔ２はシミュレーションあるいは実測にて決定したＴ２ａを制御装置７に予め記憶しておきＷｉの値に応じたＴ２ａの値とすることで、Ｔ１、Ｔ２が力率最適点になるように制御できる。
【００２３】
（実施の形態２）
請求項３、請求項５に記載の電力変換装置を説明する。回路構成、ゼロクロス信号とＴ１、Ｔ２との関係、Ｔ１の決定方法は実施の形態１と同様である。
【００２４】
Ｖｄを一定に保った運転をするとＴ１はＷｉに対して単調減少し、Ｔ２はＷｉに対して単調増加するという特性を持つ。つまりＷｉの変化に対しＴ１、Ｔ２を変化させることによって力率最適点での運転を行うことが出来る。図３で説明したＷｉの関数を用いＴ１を決定すれば、Ｔ２は既知のＰＩ制御を行うことによって力率最適点になるように制御できる。
【００２５】
なお、Ｉｏ検出にはカレントトランスだけでなく、シャント抵抗を使用することでも同様の効果を得ることが出来る。
【００２６】
また、インバータ負荷が複数個あっても各出力電流を検知すれば、それを合算することで力率改善制御を行うことが出来る。また、インバータ負荷以外の回路の消費電力はインバータ負荷と比較して小さい場合無視して制御を行っても力率の低下は小さい。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
本発明の電力変換装置は、電力変換装置を用いて力率改善を行いインバータ負荷を持つ用途に幅広く適用できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施の形態１、２における電力変換装置のブロック図
【図２】本発明の交流電圧、ゼロクロス信号、短絡パルス出力のＴ１、Ｔ２を表した図
【図３】本発明の実施の形態１、２におけるＷｉの計算式と内積の説明図
【図４】本発明の実施の形態１，２におけるＴ１、Ｔ２とＷｉの関係を表した説明図
【図５】従来の実施例における制御装置のブロック図
【符号の説明】
【００２９】
１      交流電源
２      リアクトル
３      短絡手段
４      整流回路
６      平滑コンデンサ
７      制御回路
８      ゼロクロス検出回路
９      インバータ出力電流検出手段
１０    インバータ回路
１１    直流電圧検出回路
１２    インバータ駆動部
２０    モータ
９２    ゼロクロス信号
９３    直流電圧値
９６    短絡パルス信号
１００  電力変換部
１５０  Ｔ２のＶｄの補正を含む力率最適点
１５１  Ｔ１のＶｄの補正を含む力率最適点
２０１  交流電源
２０２  リアクトル
２０３  短絡手段
２０４  整流回路
２０６  平滑コンデンサ
２０７  制御回路
２０８  ゼロクロス検出回路
２１０  インバータ回路
２１１  直流電圧検出回路
２２０  圧縮機
２３０  入力電流検出手段
２９１  交流電源波形
２９２  ゼロクロス信号
２９３  直流電圧
２９６  短絡パルス信号
２９８  入力電流値
３００  電力変換装置
３０１  モータ駆動部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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