(57)【要約】【課題】小型スロットアンテナを広帯域に動作させ、且つ主ビーム方向を動作帯域内で同一方向に保ち、且つ一部帯域で帯域阻止機能を実現することが困難である。【解決手段】有限な面積の接地導体１０３を低域でダイポールとして機能させる４分の１実効波長スロットアンテナであり、スロット１１１との交差領域における給電線路１１３の一部をループ形状１２３に設定し、接地導体１０３の外周１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ、１０５ｄのいずれかに開放端を有する先端開放スロット共振器１０８ｃ、１０８ｄのスロット長を阻止帯域周波数にて四分の一実効波長へ設定する。【選択図】図１
2008283252.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板と、
該誘電体基板の裏面に設けられた有限の面積の接地導体と、
該接地導体の前方外縁の中点付近の開放端から奥行き方向に切り欠いて形成された片端開放のスロットと、
該スロットに高周波信号を給電するべく、該スロットと少なくとも一部が交差する不平衡給電線路を備え、
該スロット付近の第一の地点において、該不平衡給電線路が少なくとも二本以上の分岐線路を含む分岐線路群に一旦分岐され、
該分岐線路群の内、少なくとも一組以上の分岐線路対を
該スロット付近の第二の地点において再度接続して該不平衡給電線路内にループ配線を形成し、
該ループ配線は、該スロットと該接地導体の境界線と少なくとも一部で交差し、該開放端から奥行き方向に異なる距離の二点以上の給電点において該スロットが励振され、
構造内に含まれる全ての該ループ配線のループ長の最大値が動作帯域の上限周波数ｆＨにおいて１実効波長未満の長さに設定され、
該分岐線路群の内、該ループ配線を形成せずに先端開放終端される全ての該分岐線路群の線路長が周波数ｆＨにおいて４分の１実効波長未満であり、
該接地導体の側縁から該前方外縁に沿って該開放端に達するまでの距離Ｗｇ１、Ｗｇ２を、
動作帯域の中心周波数ｆｃの四分の一実効波長以上の長さにそれぞれ設定することにより、
該接地導体がｆｓより低い周波数にて最低次の共振周波数で動作し、
該接地導体の外縁部に開放端を有し、
阻止帯域において四分の一実効波長に相当する電気長の少なくとも一つの先端開放スロット共振器が該接地導体上に形成され、
該先端開放スロット共振器と該不平衡給電線路が交差しないこと、
を特徴とする不平衡給電広帯域スロットアンテナ。
【請求項２】
該不平衡給電線路の特性インピーダンスが、
該先端開放終端点から、該スロットの共振周波数ｆｓにおいて４分の１実効波長程度に相当するインダクティブ領域で５０Ωよりも高く設定され、
該インダクティブ領域のほぼ中央において該不平衡給電線路と該スロットが交差すること、
を特徴とする請求項１に記載の不平衡給電広帯域スロットアンテナ。
【請求項３】
接地導体の後方の外縁に、
外部不平衡回路と該不平衡給電線路を接続するアンテナ給電点が設定され、
該不平衡給電線路は、該誘電体基板面内において少なくとも９０度以上曲げられた後、該アンテナ給電点へと導かれ、
該スロットと該アンテナ給電点は、それぞれ該奥行き方向と直交する幅方向において該接地導体中央箇所に設定され、
該接地導体に誘起される不平衡接地導体電流に対して高い入出力インピーダンスを実現すること、
を特徴とする請求項１、２に記載の不平衡給電広帯域スロットアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波帯、およびミリ波帯などのアナログ高周波信号、もしくはデジタル信号を送信、受信するアンテナに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
二つの理由から、従来よりもはるかに広帯域な動作を可能とする無線デバイスが必要となっている。第一の理由は、広大な周波数帯域の使用が認可された近距離無線向け通信システム、ウルトラワイドバンド（以下ＵＷＢ）に対応するためであり、第二の理由は、異なる周波数を用いて乱立する複数の通信システムを一台の端末で共用するためである。
【０００３】
例えばＵＷＢ向けに認可された３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚという周波数帯域は、動作帯域の中心周波数ｆｃで規格化した比帯域としては、１０９．５％という広大な値に相当している。一方、基本的なアンテナとして知られるパッチアンテナや２分の１実効波長スロットアンテナの動作帯域は、比帯域換算ではそれぞれ５％未満、１０％未満でしかなく、上記広帯域性は実現できない。また、現在世界で無線通信用に使用されている周波数帯域を例にとると、１．８ＧＨｚ帯から２．４ＧＨｚ帯を同一アンテナでカバーするためには３０％程度の比帯域が、また、８００ＭＨｚ帯、２ＧＨｚ帯を同時にカバーする場合には、同様に９０％程度の比帯域が実現できなければならない。さらに、８００ＭＨｚ帯から２．４ＧＨｚ帯まで同時にカバーするためには、１００％以上の比帯域が必要となる。同一端末で同時に扱うシステム数が増加し、カバーすべき周波数帯域が広がるほど、広帯域な小型アンテナの実現が望まれることになる。
【０００４】
図２３に模式図を示す先端開放４分の１実効波長スロットアンテナは、最も基本的な平面アンテナの一つである（従来例１）。図２３（ａ）に上面側からの透視模式図、直線ABで切断した断面模式図を図２３（ｂ）に、図２３（ｃ）に上面側からみた裏面透視模式図を示すように、誘電体基板１０１の上面に給電線路１１３があり、裏面側にある無限の接地導体１０３の外縁１０５ａから奥行き方向１０９ａに切り欠きが形成され、開放端１０７にて先端が開放されたスロット共振器１１１として機能する。スロット１１１は、接地導体１０３の一部の領域において、導体を厚み方向に完全に除去して得られる回路であり、スロット長Ｌｓが４分の１実効波長に相当する周波数ｆｓ付近で共振する。給電線路１１３はスロット１１１と一部で交差し、スロット１１１を電磁気的に励振する。外部回路とは入力端子を介して接続される。なお、給電線路１１３の先端開放終端点１１９からスロット１１１までの距離Ｌｍは、入力整合を図るために、周波数ｆｓにおいて４分の１実効波長程度となるよう設定されることが一般的である。また、給電線路１１３の特性インピーダンスは５０Ωに設定されるよう線路幅Ｗ１は基板厚Ｈ、基板の誘電率に合わせて設計されることが一般的である。
【０００５】
図２４に示すように、特許文献１においては、従来例１に示した４分の１実効波長スロットアンテナを複数の共振周波数で動作させるための構造が開示されている（従来例２）。複数の共振周波数で動作すれば帯域を広げることが出来るが、文献内で示された周波数特性では、現在望まれているほどの超広帯域特性を得るに至らない。
【０００６】
非特許文献１では、２分の１実効波長スロットアンテナである両端短絡スロット共振器を広帯域に動作させる方法が開示された（従来例３）。従来のスロットアンテナの入力整合方法としては、給電線路１１３の先端開放終端点１１９から周波数ｆｓに対して４分の１実効波長となる箇所でスロット共振器１４と交差し、励振する方法が採用されてきた。しかし、図２５に上面透視模式図を示すように、従来例３では、給電線路１１３の先端開放終端点１１９から距離Ｌｉｎｄにわたる領域を、５０Ωよりも高い特性インピーダンスの伝送線路へ置換し、得られるインダクティブ領域１２１のほぼ中央でスロット１１１と結合している。ここで、Ｌｉｎｄは動作帯域の中心周波数ｆ０における４分の１実効波長に設定し、インダクティブ領域１２１はスロット共振器とは別の４分の１波長共振器として機能する。この結果、通常のスロットアンテナでは単一だった等価回路構造内の共振器数が二つに増え、且つ、近接した周波数で共振する共振器同士を結合させることにより複共振動作を得ている。文献中の図２（ｂ）に示す例では、比帯域３２％（４．１ＧＨｚ付近から５．７ＧＨｚ付近）でマイナス１０ｄＢ以下の良好な反射インピーダンス特性が得られている。文献内図４の実測特性において比較されているように、従来例３のアンテナの比帯域は、同一基板条件で作製したという通常のスロットアンテナの比帯域９％よりもはるかに広帯域である。
【０００７】
また、従来例４として示すように、非特許文献２においては、モノポールアンテナの一種として広帯域動作が知られるプリンテッドモノポールアンテナを、ＵＷＢ帯域内で低反射動作させることに成功している。しかし、文献内図５（ｂ）において示されたＥ面放射パターンより明らかなように、周波数に依存して主ビーム方向が大きく変化している。また、Ｅ面内での主ビームの半値幅も周波数に依存して大きく変動している。
【０００８】
また、従来例５として図２６に示す特許文献２においては、プリンテッドモノポールアンテナ自体に帯域阻止フィルタ機能を付与している。これは、ＵＷＢシステムに広大な周波数帯域を割り当てたものの、一部帯域では既に既存の無線システムが動作しているため、システム間の干渉を回避することを目的とするものである。特に無線ＬＡＮ用に使用されている５ＧＨｚ帯は、欧州や日本ではＵＷＢ出力を規制しており、対応が必要な状況にある。一方で、ＧＨｚ帯で超広帯域なフィルタを小型形状で実現するのは困難なので、アンテナ自体に帯域阻止機能が求められているものである。従来例５においては、阻止帯域において四分の一実効波長となる先端開放スロット共振器を、プリンテッドモノポールの放射導体の外周部分に設定することで帯域阻止機能を実現している。
【特許文献１】特開２００４−３３６３２８号公報
【特許文献２】特開２００３−２７３６３８号公報
【非特許文献１】“Ａ  Ｎｏｖｅｌ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ−Ｆｅｄ  Ｗｉｄｅ  Ｓｌｏｔ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｗｉｔｈ  Ｄｏｕｂｌｅ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｚｅｒｏｓ”  ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  Ｌｅｔｔｅｒｓ，  ｖｏｌ．２，  ２００３年，  １９４〜１９６ページ
【非特許文献２】“Ａ  Ｐｒｉｎｔｅｄ  ＵＷＢ  Ｔｒｉａｎｇｕｌａｒ  Ｍｏｎｏｐｏｌｅ  Ａｎｔｅｎｎａ”，  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｊｏｕｒｎａｌ誌、  ２００６年１月、ｖｏｌ．４９  Ｎｏ．１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述したように、従来のスロットアンテナにおいては広帯域化が十分でなかった。また、ＵＷＢ向け広帯域アンテナとして期待されているプリンテッドモノポールアンテナは、超広帯域に低反射動作が可能であり、一部帯域での帯域阻止機能も実現しているものの、動作帯域内での主ビーム方向の維持が困難であった。この結果、同アンテナをＵＷＢシステムに適用しても、通信エリアをカバーすることが困難となる。
【００１０】
第一に、従来例１のように、構造内に単一の共振器構造しか有さない通常の先端開放スロットアンテナの場合、良好な反射インピーダンス特性が得られる周波数帯域は、１０％弱程度の比帯域に限られる。
【００１１】
従来例２においては、スロットへの容量性リアクタンス素子の導入により広帯域動作を実現しているものの、チップコンデンサなどの追加部品が必要になること、また新たに導入された追加部品の特性ばらつきによりアンテナの特性がばらつくことが容易に想像される。また、文献内図１３や文献内図１９に開示された例より判断すれば、低反射な入力整合特性を超広帯域に実現することは困難である。
【００１２】
従来例３においては、比帯域特性は３５％程度に限られている。また、２分の１実効波長共振器である両端短絡スロット共振器の使用は、４分の１実効波長共振器である先端開放スロット共振器を使用する従来例１や従来例２のアンテナと比較すると、小型化の点で不利である。
【００１３】
従来例４においては、ＵＷＢの全帯域にわたり、低反射特性は実現しているものの、帯域内での放射特性の変動は極めて大きい。従来例４の図５（ｂ）を参考に、４ＧＨｚでの利得を基準値とすると、従来例の座標軸での２２５度方向での利得は、５ＧＨｚでは６ｄＢ、７ＧＨｚでは１５ｄＢも低下している。これは周波数により主ビーム方向が変動することと、高域ほど主ビーム半値幅が低下することに起因する現象で、全帯域で安定して通信条件を成立させることは極めて困難である。
【００１４】
従来例５においては、プリンテッドモノポールアンテナにおいて一部帯域での帯域阻止機能を実現しているものの、原理的に従来例４と同様の構造であるため、帯域内での放射特性の安定性は期待できない。
【００１５】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、先端開放スロットアンテナを基本構成とした小型広帯域スロットアンテナにおいて、従来よりも広帯域動作を可能とし、且つ動作帯域内での主ビーム方向を同一方向へ維持し、且つ一部帯域での機能素子機能を実現すること、を特徴とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
前記従来の課題を解決するために、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナは、
誘電体基板と、
該誘電体基板の裏面に設けられた有限の面積の接地導体と、
該接地導体の前方外縁の中点付近の開放端から奥行き方向に切り欠いて形成された片端開放のスロットと、
該スロットに高周波信号を給電するべく、該スロットと少なくとも一部が交差する不平衡給電線路を備え、
該スロット付近の第一の地点において、該不平衡給電線路が少なくとも二本以上の分岐線路を含む分岐線路群に一旦分岐され、
該分岐線路群の内、少なくとも一組以上の分岐線路対を
該スロット付近の第二の地点において再度接続して該不平衡給電線路内にループ配線を形成し、
該ループ配線は、該スロットと該接地導体の境界線と少なくとも一部で交差し、該開放端から奥行き方向に異なる距離の二点以上の給電点において該スロットが励振され、
構造内に含まれる全ての該ループ配線のループ長の最大値が動作帯域の上限周波数ｆＨにおいて１実効波長未満の長さに設定され、
該分岐線路群の内、該ループ配線を形成せずに先端開放終端される全ての該分岐線路群の線路長が周波数ｆＨにおいて４分の１実効波長未満であり、
該接地導体の側縁から該前方外縁に沿って該開放端に達するまでの距離Ｗｇ１、Ｗｇ２を、
動作帯域の中心周波数ｆｃの四分の一実効波長以上の長さにそれぞれ設定することにより、
該接地導体がｆｓより低い周波数にて最低次の共振周波数で動作し、
該接地導体の外縁部に開放端を有し、
阻止帯域において四分の一実効波長に相当する電気長の少なくとも一つの先端開放スロット共振器が該接地導体上に形成され、
該先端開放スロット共振器と該不平衡給電線路が交差しないこと、
を特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナによれば、従来のスロットアンテナにおいては実現困難だった広帯域動作を得ることが出来るだけでなく、動作帯域内において主ビーム方向が維持され、また、一部帯域での放射特性を抑圧する帯域阻止機能が付与されるため、効率的に所望の通信エリアをカバーしつつ、他通信システムとの干渉を回避した省電力高速ＵＷＢ通信システムの実現に寄与することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１９】
（実施の形態）
図１は、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナの構造を説明する上面透視模式図である。
【００２０】
有限の面積を有する接地導体１０３が誘電体基板１０１の裏面に形成されている。接地導体１０３の幅方向１０９ｂに沿った前方外縁１０５ａの中点付近に設定された開放端１０７から奥行き方向１０９ａに切り欠いて一端を開放したスロット１１１が幅Ｗｓ、長さＬｓにわたって形成されている。スロット１１１は４分の１実効波長の先端開放スロット共振器として機能する。スロット幅Ｗｓがスロット長Ｌｓに比べて無視できるものと仮定した場合は、スロット１１１の共振周波数ｆｓは、スロット長Ｌｓが４分の１実効波長に相当する周波数である。また、上記仮定が成立しない場合は、スロット幅を考慮したスロット長（Ｌｓ×２＋Ｗｓ）÷２が、４分の１実効波長に相当する周波数となる。本発明において周波数ｆｓは、動作周波数帯域の中心周波数ｆｃ程度に設定されることが好ましい。スロット１１１と一部が少なくとも交差する不平衡給電線路１１３は、誘電体基板１０１の表面に形成されている。スロットアンテナからの放射の主ビーム方向は、スロット１１１の短絡点１２５から開放端１０７を臨む方向１０９ｃへ配向するため、方向１０９ｃを前方、方向１０９ｃとは逆側である奥行き方向１０９ａを後方と以下記述する。図２（ａ）に図１中の点線ＡＢで構造を切断した断面模式図を示す。なお、本明細内では、誘電体基板１０１の最表面に給電線路１１３が配置され、誘電体基板１０１の最裏面に接地導体１０３が配置された構造について説明しているが、図２（ｂ）に別の形態の断面図を示すように、多層基板の採用などの方法により、給電線路１１３、接地導体１０３のいずれか、もしくはその両者が誘電体基板１０１の内層面に配置されていても構わない。また、図２（ｃ）に別の形態の断面図を示すように、給電線路１１３に対して接地導体１０３として機能する導体配線面は構造内に一つに限定される必要はなく、不平衡給電線路１１３が形成された層を挟んで対向する接地導体１０３が配置された構造でもよい。すなわち、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナは、マイクロストリップ線路構造だけでなくストリップ線路構造の回路構成を少なくとも一部において採用した回路構成においても同様の効果を得ることができる。また、コプレーナ線路、グランド付コプレーナ線路構造についてもそれぞれ同様である。なお、本発明では、接地導体１０３を構成している導体層が厚み方向に完全に除去されている構造をスロットと定義している。すなわち、接地導体１０３の表面が一部の領域で削られて、厚みを減じただけの構造ではない。
【００２１】
（不平衡端子を有するその他の回路ブロックのアンテナ構造内への配置）
本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナでは、不平衡端子を有する任意の回路ブロック１３３をアンテナ基板上に配置しうる。すなわち、上記回路ブロック１３３の不平衡端子とアンテナ給電点１１７との接続により、省面積化と不平衡給電回路系での超広帯域通信システムの両立が可能となる。
【００２２】
不平衡端子を有する任意の回路ブロック１３３の構成要素としては、帯域通過や帯域阻止、低域通過、高域通過などのフィルタ、バラン、送受切り替えなどの機能性スイッチ、高出力増幅器、発振器、低雑音増幅器、可変減衰器、アップコンバータ、ダウンコンバータなどが利用可能である。特に、広帯域特性が要求されるフィルタは平衡回路での実現が困難なため、フィルタからアンテナ給電線路までの接続回路は不平衡回路で実現することが現実的である。本願の超広帯域スロットアンテナは、不平衡給電に対応しながらも超広帯域特性を実現する。本願の不平衡給電広帯域スロットアンテナの帯域阻止特性は、実現が困難な超広帯域フィルタの要求特性を緩和することが出来る。
【００２３】
図２（ｂ）（ｃ）のような層構造の実施の形態では、回路ブロック１３３と不平衡給電線路１１３は、層間を貫通する貫通電極１３４を用いて接続されてよい。
【００２４】
（接地導体の幅方向のサイズ条件制限）
接地導体１０３は、開放端１０７から幅方向１０９ｂに、前方外縁１０５ａに沿って両側にそれぞれＷｇ１、Ｗｇ２だけの長さ延長されてなる有限領域の導体構造である。ここで、Ｗｇ１、Ｗｇ２は、周波数ｆｓにおいて４分の１実効波長に相当する長さＬｓｗ以上の値をとる。上記条件は、スロットモードのアンテナ放射特性を安定させるために好ましい条件である。
【００２５】
本発明の接地導体は、回路面積を有限な値に限定することにより、接地導体構造全体を利用した接地導体ダイポールアンテナとしても機能する。接地導体ダイポールアンテナも、先端開放スロットアンテナも、スロットの短絡点１２５に高周波電流が集中して流れる点が共通している。よって、両アンテナは、共通する回路基板を用いながら、共通する偏波特性の放射特性を同時に提供できる。また、スロットアンテナだけでなく、本発明での接地導体ダイポールアンテナからの放射の主ビーム方向も、前方１０９ｃへ配向する。よって、接地導体ダイポールアンテナの共振周波数ｆｄを、先端開放スロットモードの共振周波数ｆｓと違え、且つ、周波数ｆｓよりもやや低くなるよう設定できれば、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナの動作帯域は、低域側に飛躍的に拡大した特性を有するものと見做すことが出来る。接地導体１０３がほぼ中央部にスロット部分を有するので、接地導体ダイポールアンテナの共振器長は実効的に延長される。このため、Ｗｇ１、Ｗｇ２がＬｓｗ以上の値に設定される本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナにおいては、周波数ｆｄは必ず周波数ｆｓよりも低くなり、広帯域動作が保証される。ｆｄがｆｓより著しく低い値をとるよう、Ｗｇ１、Ｗｇ２を極端に大きな値に設定することは、小型化の点から現実的ではない。すなわち、Ｗｇ１、Ｗｇ２を共に必要最低限な値に設定すれば、小型アンテナの形態で、周波数ｆｄをスロットモードの動作帯域に近接させることが可能となるものである。
【００２６】
（ループ形状配線導入による超広帯域化）
次に、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナにおいて、スロットモードの動作帯域を飛躍的に拡大し、広帯域動作の実現に寄与する、ループ形状の配線について詳細に説明する。図３に示すように、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナにおいては、スロットと交差する箇所付近において少なくとも一部の領域の不平衡給電線路１１３がループ配線１２３へと置換される。ループ配線１２３のループ長Ｌｌｏは動作帯域の上限周波数ｆＨにおける実効波長の１倍未満に設定される。すなわち、ループ配線１２３の共振周波数ｆｌｏは、周波数ｆＨより高く設定される。また、ループ配線１２３以外にも給電線路１１３の一部が分岐され開放スタブを形成することがあってもよいが、そのスタブ長は動作帯域の上限周波数ｆＨにおいて４分の１実効波長未満に設定される。すなわち、開放スタブの共振周波数ｆｓｔは、周波数ｆＨより高く設定される。本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナにおける帯域特性の劇的な改善は、分岐された配線単独の共振現象、例えば開放スタブの４分の１実効波長共振などに起因した現象ではない。上記改善は、スロットアンテナとループ配線との結合が、スロット共振器の励振箇所が複数個へ増大し、且つ、入力整合回路の電気長調整をもたらし、初めて発現する効果である。
【００２７】
裏面に無限面積の接地導体を仮定した一般的な高周波回路においてループ配線構造が用いられた場合に起こる現象について図４を用いて説明する。図４（ａ）には、経路長Ｌ１の第一の経路２０５と、経路長Ｌ２の第二の経路２０７からなるループ配線１２３が入力端子２０１、出力端子２０３間に接続された回路模式図を示す。経路長Ｌｐ１、Ｌｐ２の和が伝送信号にとって実効波長の１倍に相当する条件でループ配線は共振条件となり、リング共振器として用いられることがある。しかし、Ｌｐ１、Ｌｐ２が伝送信号の実効波長より短い場合は、急峻な周波数応答を示さないため、通常の高周波回路ではループ配線１２３を積極的に使用する必要がない。無限面積の接地導体を有する高周波回路内のマクロな高周波特性としては、局所的な電流分布変動の影響は平均化されてしまうからである。
【００２８】
一方、図１において既に示したように、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナでのループ配線１２３の導入は、上述した一般的な高周波回路では得られなかった特有の効果を発現する。接地導体上での高周波電流は、第一の経路２０５に沿って１３１ｃの方向へと導かれるし、第二の経路２０７に沿って１３１ｄの側へも導くことができる。結果として、接地導体側での高周波電流の流れに１３１ｃと１３１ｄという異なる経路を生じさせることができ、スロット１１１を複数個所で励振することができる。接地導体での高周波電流分布のスロット近傍での局所的な変化は、スロットモード共振特性を変調し、同モードでのアンテナ動作帯域を劇的に拡大する。
【００２９】
図５に伝送線路断面構造を模式的に示し説明すると、図５（ａ）のような一般的な伝送線路において高周波電流が集中して分布するのは、信号導体側４０１では配線の端部４０３、４０５であり、接地導体１０３側では信号導体４０１に対向する領域４０７である。よって、スロットアンテナにおいて給電線路１１３の幅を太くするだけでは、接地導体側における高周波電流の分布に大きな変化を起こすことは困難である。図５（ｂ）に示すように、信号導体を二本の経路２０５、２０７に分岐することにより、各経路２０５、２０７とそれぞれ対向する異なる接地導体領域４１３、４１５に、効率的な高周波電流の分布を実現できるものである。
【００３０】
また、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナで新たに導入されたループ配線は、上述の機能だけでなく、給電線路１１３の電気長を調整する機能をも兼ね備えることが可能である。給電線路の電気長の変動は、給電線路１１３の共振条件をさらに複共振条件に転じさせ、本発明の動作帯域の拡大効果を更に増強する。すなわち、スロット付近へループ配線を導入したことにより、スロット共振器と結合する給電線路の整合条件が、異なる周波数に対して多重に最適化され、動作帯域の広帯域化が実現できる。
【００３１】
以上、スロット自体が有する共振現象を複共振化する第一の機能と、スロットに結合する給電線路の共振現象を複共振化する第二の機能の組み合わせにより、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナは従来のスロットアンテナよりも広帯域に動作することが可能となる。
【００３２】
（ループ配線部の不要な共振を利用しないための制約条件）
但し、ループ配線に関しては、広帯域な整合特性を維持するために、ループ配線が単独で共振しない条件で用いる制約が生じる。図４（ａ）に示した、ループ配線１２３を例にとると、経路長Ｌｐ１とＬｐ２の和であるループ長Ｌｐが周波数ｆＨにおける実効波長の１倍未満に設定される。構造内に複数のループ配線が存在する場合、構造中最も大きいループ配線が、上記条件を満足する必要がある。
【００３３】
一方、ループ配線よりも一般的な高周波回路として図４（ｂ）に示す開放スタブがある。図６に上面透視模式図を示すように、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナの給電線路から分岐される配線のうちいくつかは開放スタブ構造２１３を採るものもあってよい。しかし、本発明の目的のためには、ループ配線の使用が広帯域特性の観点から開放スタブの使用よりも有利である。開放スタブ２１３は４分の１実効波長共振器なので、スタブ長Ｌｐは最長の場合でも周波数ｆＨで４分の１実効波長未満に設定される。図４（ｃ）に、ループ配線の極端な例を示し、開放スタブと比較したループ配線の優位点を説明する。ループ配線１２３においてＬｐ２を極端に小さくすると、ループ配線は見かけ上開放スタブに限りなく近づく。しかし、Ｌｐ２が０に近づいた場合のループ配線の共振周波数はＬｐ１が実効波長に相当する周波数であり、開放スタブの共振周波数はＬｐ３が４分の１実効波長に相当する周波数である。仮にＬｐ１の半分がＬｐ３と等しい条件で二つの構造を比較すると、ループ配線の最低次の共振周波数はスタブ配線の最低次の共振周波数の２倍に相当する。以上の説明より、広い動作帯域内で不要な共振現象を回避する給電線路構造としては、開放スタブよりもループ配線の方が周波数帯域に換算すると２倍有効である。また、図４（ｂ）の開放スタブの開放終端点１１９では回路的に開放となるため高周波電流が流れず、仮にスロット付近に開放終端点１１９が配置されてもスロットとの電磁的結合が得にくい。一方、図４（ｃ）に示すように、ループ配線１２３の一点２１３ｃは回路的には決して開放とはならず高周波電流が必ず流れ、スロット付近へ配置すればスロットへの電磁的結合が得やすい。この点からも本発明の目的には、ループ配線の採用が開放スタブの採用よりも有利である。
【００３４】
本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナを広帯域化するために、線路幅が太い線路、もしくは開放スタブ、ではなく、ループ配線導入が最も効果的であることが、以上の説明で説明された。
【００３５】
なお、従来例１において接地導体を有限な面積に限定しても、スロットモード動作帯域を低域側へ延長する機能が付与されなければ、接地導体ダイポールモードの帯域との連続性の確保は著しく困難である。更に、本願のように、スロットモード動作帯域を高域側へ延長する機能が付与されなければ、広帯域動作も実現できない。
【００３６】
（接地導体への先端開放スロット共振器の追加導入による阻止帯域の形成）
以上の構成により、動作帯域内で主ビーム方向が常に前方へ維持され、広帯域に低反射特性を実現する不平衡給電広帯域スロットアンテナが実現される。次に、動作帯域内にアンテナ動作を抑圧する阻止帯域を形成するための接地導体の構成について説明する。図１に既に示した通り、本発明の不平衡給電スロットアンテナでは、先端開放スロット共振器１０８ｃ、１０８ｄが少なくとも一つ接地導体１０３上に形成される。先端開放スロット共振器１０８ｃ、１０８ｄの開放端１１０ｃ、１１０ｄは、接地導体１０３の前方外縁１０５ａ、側縁１０５ｃ、１０５ｄ、後方外縁１０５ｂのいずれに設定されても本願の効果は発現しうる。但し、追加された先端開放スロット共振器１０８ｃ、１０８ｄは、不平衡給電線路１１３とは交差してはならない。すなわち、放射に寄与するスロット１１１のみが不平衡給電線路１１３と結合し、先端開放スロット共振器１０８ｃ、１０８ｄは不平衡給電線路１１３と電磁的な結合をしてはならない。先端開放スロット共振器１０８ｃ、１０８ｄのスロット長は、阻止帯域において四分の一実効波長に設定される。先端開放スロット共振器１０８ｃと先端開放スロット共振器１０８ｄは開放端１０７からの距離を等しく設定し、スロット幅、スロット長を等しく設定し対構成を採用することにより、動作帯域内での主ビーム配向方向を前方正面に維持する効果がある。一方、先端開放スロット共振器は単独配置でも、帯域阻止の機能を発現することが出来る。先端開放スロット共振器１０８ｃ、１０８ｄのスロット長を若干違え、共振周波数を調整することにより、阻止帯域を拡張することも可能である。また、図３に別の実施の形態の上面透視模式図を示すように、一対のみならず更に多くの先端開放スロット共振器１０８ｃ２、１０８ｄ２を追加配置してもよい。先端開放スロット共振器１０８ｃと先端開放スロット共振器１０８ｃ２、先端開放スロット共振器１０８ｄと先端開放スロット共振器１０８ｄ２の共振周波数を調整することにより、阻止帯域を拡張することが可能である。先端開放スロット共振器１０８ｃ、１０８ｄの占有面積を削減するためには、追加スロットの並列付加、ミアンダ形状の採用、折り曲げ構造の多用が有効である。
【００３７】
（インダクティブ領域の導入）
図１に既に示したように、不平衡給電線路１１３の先端開放点１１９より長さＬｉｎｄに相当する領域を、特性インピーダンスが５０オームよりも高い配線に設定したインダクティブ領域１２１に設定することが好ましい。Ｌｉｎｄは、周波数ｆｓにおいて４分の１実効波長程度に相当する長さである。ループ配線１２３は、インダクティブ領域１２１内に形成されることが好ましい。インダクティブ領域１２１の長手方向のほぼ中央でインダクティブ領域１２１とスロット１１１が交差することが好ましい。インダクティブ領域１２１は４分の１実効波長共振器を形成し、スロット１１１が形成する４分の１実効波長共振器と結合し、複共振化を更に促進し、結果的にスロット１１１のスロットモードとしてのアンテナ動作帯域を効果的に増大させる。更には本発明のループ構造導入との相乗効果により、広帯域に低反射動作を実現できる。ループ配線１２３の配線幅は、インダクティブ領域における給電線路の配線幅と同等、もしくは細く設定されることが好ましい。
【００３８】
（ループ配線とスロットの配置関係）
図７には、不平衡給電線路１１３の分岐線路部の分岐本数が３の場合の実施の形態の上面透視模式図を示した。経路２０９を経路２０５、２０７の中間に挿入すれば、経路２０５、２０７からなるループ配線の共振周波数を向上できるので、動作帯域の拡大の点から有効である。
【００３９】
ループ配線は複数形成されてよい。複数設けられたループ配線同士は直列に接続されてもよいし、並列に接続されてもよい。二つのループ配線が直接接続されてもよいし、任意の形状の伝送線路を介して間接的に接続されてもよい。
【００４０】
図８、図９に別の形態の上面透視模式図を示す。ループ配線１２３がスロット１１１と接地導体１０３の奥行き方向１０９ａの境界線２３７、２３９のいずれとも交差しない構成でも、本発明の効果を得ることは可能である。スロットを励振する高周波電流には、第一の経路２０５と第二の経路２０７の経路差だけ位相差が生じ、入力整合条件をより広帯域に転じせしめる効果が発生するからである。厳密には、ループ配線１２３の最も外側の点１４１と境界線２３７（もしくは２３９）との間の間隔が、給電線路１１３の配線幅の一倍未満である状態、であればよい。上記間隔が給電線路１１３の配線幅よりも短く設定すれば、信号導体の両端に流れる高周波電流の位相差に対応して、接地導体側を流れる局所的な高周波電流の間に生じている位相差は消失しないからである。ただ、本発明の効果を最大限得るためには、図１に示したように、第一の経路２０５と第二の経路２０７が、スロット１１１と接地導体１０３との境界線２３７、２３９の少なくともいずれかと交差することが好ましい。
【００４１】
（矩形以外のスロット形状）
なお、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナにおいて、スロットの形状は矩形である必要はなく、任意の形状に置換可能である。主スロットに並列に追加スロットを接続することは、回路的には主スロットに直列のインダクタンスを付加することに相当するので、主スロットのスロット長が実効的に短縮できて実用上好ましい。また、主スロットのスロット幅を狭くして、ミアンダ形状などに折り曲げ小型化を図った条件でも、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナの広帯域化の効果を変わりなく得ることができる。
【００４２】
（給電構造の別の形態）
図１０に上面透視模式図を示すように、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナの不平衡給電線路１１３は、スロット１１１と交差した後、誘電体基板面内において少なくとも９０度以上配向方向を曲げられ、後方外縁１０５ｂに設定されたアンテナ給電点１１７へと達する構造を採用することも可能である。すなわち、図１の構成と異なり、アンテナ基板上に集積される回路ブロックを限定し、不平衡線路を用いてアンテナ回路エリアから外部回路へＲＦ信号のやり取りを行う場合に重要な実施の形態になる。アンテナ給電点１１７は後方外縁１０５ｂの中央付近に設定される。
【００４３】
給電線路１１３が該スロット１１１を励振することによって生じるアンテナモードにおいて、スロット短絡点１２５には共通して高周波電流が生じる。生じた高周波電流はスロット１１１と接地導体１０３の境界線に沿って流れ、開放端１０７に達すると接地導体１０３の外縁に沿って流れる。ここで、接地導体１０３の外縁に別の導体を接続してしまうと、導体のインピーダンスが極めて低いため、接続導体への高周波電流の流入を防ぐことは困難になる。流入してきた不平衡高周波電流に対してフェライトコアで反射させるのはフェライトコアの挿入損失の点から現実的でない。また、バランを用いて給電回路を一旦不平衡回路から平衡回路へ変換し、更に平衡回路から不平衡回路へ再変換するのは、超広帯域バランの挿入損失、回路小型化の点から現実的でない。しかし、上述した対称性の高いアンテナ給電点の設定は、この不平衡に接地導体を流れる高周波電流に対して極めて高い入出力インピーダンスを実現し、追加損失、狭帯域化を伴わず、外部接地導体の影響を排除できる。
【００４４】
図１０に示した広帯域スロットアンテナ構造内の接地導体は、対称性の高い有限の接地導体対１０３ａ、１０３ｂをスロット短絡点において組み合わせた導体構造と見做すことが出来る。図１１（ａ）には平衡モードの場合の、図１１（ｂ）には不平衡モードの場合の、接地導体１０３における高周波電流の流れ方を、各モードの給電構造との関係としてそれぞれ模式的に示した。平衡モードにおいては、対となる接地導体対１０３ａ、１０３ｂに、逆相の高周波電流１３１ａ、１３１ｂが給電点１５より逆向きに給電されることに等しく、結果的に接地導体対の接続点、すなわちスロット短絡点に最も強い同相の高周波電流が流れていることと等しくなる。一方、不平衡モードにおいては、対となる接地導体対１０３ａ、１０３ｂに、給電点１５より逆向きに同相の高周波電流１３１ａが給電されることに等しく、結果的に接地導体対の接続点、すなわちアンテナ給電点１５において、高周波電流を相殺させることが出来る。接地導体対１０３ａ、１０３ｂの構成の対称性が高くなるほど、アンテナ給電点１５が接地導体の対称点に設定されるほど、不平衡接地導体モードの入出力インピーダンスは高くなる。よって、図１０に示したアンテナ給電条件を採用すれば、接地導体１０３に外部不平衡給電回路を接続しても、外部不平衡給電回路の接地導体への不平衡接地導体電流の逆流が回避できる。Ｗｇ１とＷｇ２を同じ値に設定することにより、本発明の効果は更に増大する。また、阻止帯域形成のため導入した先端開放スロット共振器を図１０のように対構成とし、先端開放スロット共振器１０８ｃ、１０８ｄの共振周波数、開放端１１０ｃ、１１０ｄを鏡面対称配置に設定することにより、本発明の効果は更に増大する。
【００４５】
また、本発明の実施の形態において、アンテナ給電点１１７での接地導体１０３と外部不平衡給電回路との接続は、誘電体基板１０１の裏面のみで行うものとは限定されない。すなわち、接続点付近で貫通導体を介して誘電体基板表面に接地導体が導かれた後、誘電体基板表面においてコプレーナ線路構造的に接続がなされてもよい。上記構成においても、本発明の有利な効果は消失しない。むしろ、誘電体基板表面において信号導体、接地導体の両接続が可能となるので、本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナの外部実装基板への表面実装にも対応しうる。
【００４６】
（実施例）
本発明の効果を明らかにするため、実施例、及び比較実施のスロットアンテナの入力インピーダンス特性、放射特性を、市販の電磁界解析シミュレータにより解析した。回路基板の設定パラメータは、表１にまとめた。すべての解析において、同サイズの回路基板での作製を前提に条件を設定した。導体パターンは、厚さ４０ミクロンの銅配線を仮定しており、ウェットエッチングプロセスにて形成できる精度範囲となるよう考慮した。
【００４７】
【表１】
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【００４８】
まず、図１２、１３、１４にそれぞれ上面透視模式図を示すような、実施例１Ａ、１Ｂ、比較実施例１の３つのスロットアンテナの特性解析を行った。不平衡給電線路１１３の形状、接地導体１０３の形状以外の全ての基板条件について、実施例と比較実施例は同一の条件とした。実施例１Ａ、１Ｂと比較実施例１においては、アンテナ基板内に理想的な５０Ωの不平衡給電端子１１７を設定した。実施例１Ａ、１Ｂの阻止帯域形成用の先端開放スロット共振器１０８ｃ、１０８ｄ、１０８ｃ２、１０８ｄ２については、スロット長を調整して阻止帯域の共振周波数を調整した。実施例１Ａにおいては、先端開放スロット共振器１０８ｃ、１０８ｄのスロット長を４．５ＧＨｚで四分の一実効波長となるよう設定した。また、実施例１Ｂについては、実施例１Ａの接地導体構造に、先端開放スロット共振器１０８ｃ２、１０８ｄ２を追加配置した。先端開放スロット共振器１０８ｃ２、１０８ｄ２のスロット長は４．６５ＧＨｚで四分の一実効波長となるよう設定した。先端開放スロット共振器１０８ｃと先端開放スロット共振器１０８ｃ２間、先端開放スロット共振器１０８ｄと先端開放スロット共振器１０８ｄ２間の接地導体幅はそれぞれ０．５ｍｍとした。
【００４９】
図１５に実施例１Ａと比較実施例１の反射損失の周波数依存性を示す。比較実施例１においては、３．０１GHｚから３．６９GHｚまでの２０％の比帯域範囲において反射損失がマイナス１０ｄＢを下回り、２．８８ＧＨｚから４．２９ＧＨｚでは反射損失がマイナス７．５ｄＢを下回ったが、６．１ＧＨｚでは反射損失はマイナス４．８ｄＢに達し広帯域特性が得られなかった。また、動作帯域自体が狭い上、一部に急峻な阻止帯域を形成することも不可能であった。一方、実施例１Ａは、一部帯域での強い反射強度と、上記帯域を除く超広帯域な周波数範囲で低反射特性を同時に得た。より詳しく説明すると、２．９８ＧＨｚから４．３１ＧＨｚまでの低域と、４．７７ＧＨｚから１１ＧＨｚまでの高域で反射損失がマイナス１０ｄＢ以下という良好な反射特性を得た上に、４．３６ＧＨｚから４．６ＧＨｚまでは反射強度がマイナス５ｄＢ以上という高い値となり、阻止帯域の形成に成功した。４．４９ＧＨｚではマイナス２．７ｄＢという強い反射強度を得た。また、図１６に３ＧＨｚ、７ＧＨｚ、１０．６ＧＨｚでのＥ面での放射パターンを示すように、実施例１Ａでは、全動作帯域において常に前方方向に主ビーム方向が配向しており、従来例のプリンテッドモノポールと比較した優位性が実証された。図１７には、実施例１Ａと比較実施例１の前方正面方向でのアンテナ実効利得の周波数依存性を比較した。阻止帯域以外では、実施例１Ａは比較実施例１より良好な利得を示しており、本発明の超広帯域な低反射特性を実証した。また、実施例１Ａでは、阻止帯域において周辺帯域と比較すると８ｄＢ程度の利得抑圧が得られ、本発明の一部帯域の帯域阻止機能の効果を実証した。
【００５０】
また、図１８には、実施例１Ｂと比較実施例１の反射損失の周波数依存性を示す。実施例１Ｂは、一部帯域での強い反射強度と、上記帯域を除く超広帯域な周波数範囲での低反射特性を同時に得た。４．４９ＧＨｚではマイナス２．７ｄＢという強い反射強度を得た。より詳しく説明すると、２．９８ＧＨｚから４．６４ＧＨｚまでの低域と、５．２７ＧＨｚから１１ＧＨｚまでの高域で反射損失がマイナス１０ｄＢ以下という良好な反射特性を得た上に、４．７８ＧＨｚから５．１８ＧＨｚまでは反射強度がマイナス５ｄＢ以上という高い値を示した。また、阻止帯域においては、４．９３ＧＨｚではマイナス３．３ｄＢ、５．０６ＧＨｚではマイナス３．４ｄＢという複共振ピークを得た。実施例１Ａにおける帯域阻止機能が単一の共振特性に依っており、阻止帯域が狭帯域であったが、実施例１Ｂでは阻止帯域の広帯域化を実現した。
【００５１】
また、図１９、２０に上面透視図を示すような、実施例２、比較実施例２のスロットアンテナの特性解析を行った。実施例２と比較実施例２については、図中アンテナ給電点１１７として示した箇所にて、アンテナと同軸ケーブル１３５の間を、同軸コネクタ（図示せず）を介して接続する給電設定を仮定した。実施例２は、給電構造以外は実施例１Ａ、１Ｂと同じ構造とした。また、比較実施例２は、給電構造以外は比較実施例１と同じ構造とした。同軸ケーブル長Ｌｃとして１５０ｍｍを仮定して、同軸ケーブル先にて理想的な給電を行った。すなわち、不平衡給電回路として接続される長さＬｃの同軸ケーブルが特性に与える影響を含めた、アンテナの動作安定性、広帯域性を解析した（実施例２−１５０、比較実施例２−１５０）。また、Ｌｃがゼロである場合、すなわち、アンテナ給電点１１７にて理想的な高周波給電が行われることを仮定した解析も同時に行った（実施例２−０、比較実施例２−０）。比較実施例２においては、給電線路曲げを仮定していないため、同軸ケーブルの配向方向は図中座標軸ではＹ軸方向であり、一方、実施例２においては、給電線路を面内で曲げてアンテナ給電点１１７へ導いているため、同軸ケーブルの配向方向は図中Ｘ軸方向である。
【００５２】
比較実施例２の放射特性は、同軸ケーブルの影響で特性が大きく変化する傾向が得られた。比較実施例２−０と比較実施例２−１５０の３ＧＨｚでのＥ面での放射パターンを、図２１にそれぞれ示した。利得は入力不整合の影響を排した理想利得値とした。アンテナ内の接地導体と外部回路が不平衡端子を介して接続されたため、比較実施例２−１５０では同軸ケーブルの影響から放射パターンが明らかに乱れている。一方、図２２に、実施例２−０と実施例２−１５０の３ＧＨｚでのＥ面での放射パターン比較を示す。アンテナ内の接地導体と外部回路が不平衡端子を介して接続されているのにもかかわらず、実施例２−１５０では安定した放射特性が維持できている。すなわち、不平衡接地導体電流の抑圧という本願の優位な効果が実証された。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明にかかる不平衡給電広帯域スロットアンテナは、回路占有面積、製造コストを増大させることなく、整合帯域を拡大させることが出来るので、従来複数のアンテナを搭載しなければ実現できなかった高機能端末を簡易な構成で実現することが可能となる。また、従来よりもはるかに広い周波数帯域を利用するＵＷＢシステムの実現にも貢献することが出来る。また、チップ部品を使用せず動作帯域が拡大できるため、製造時のばらつきに対する耐性の強いアンテナとしても有用である。また、スロットアンテナの周波数帯域よりも低域において、スロットアンテナと同一偏波特性である接地導体ダイポールアンテナ動作するため、小型な広帯域スロットアンテナとして利用できる。また、デジタル信号を無線で送受信するような、超広帯域な周波数特性を必要とするようなシステムにおいても小型アンテナとして使用されうる。いずれの場合においても、端末機器に実装される場合、動作帯域内で主ビーム方向が常に同一方向に保持できる。また、他通信システムで使用している周波数帯の干渉を低減するための一部帯域の阻止機能のためのフィルタ追加搭載を不要とする、もしくはフィルタへの要求特性を劇的に緩和するため、端末の小型化、低コスト化、挿入損失の低減、通信エリアの拡大、省電力化などの効果が期待できる。また、ＵＷＢシステムにおいて用いられるフィルタ素子郡は、平衡回路構成での超広帯域特性の実現は困難であり、本発明が不平衡給電に対応して広帯域特性を実現することによる産業上の利用可能性は極めて高い。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の実施の形態の不平衡給電広帯域スロットアンテナの上面透視模式図
【図２】（ａ）図１の本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナの断面模式図（ｂ）本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナの別の実施の形態の断面模式図（ｃ）本発明の不平衡給電広帯域スロットアンテナの別の実施の形態の断面模式図
【図３】本発明の別の実施の形態の不平衡給電広帯域スロットアンテナの上面透視模式図
【図４】（ａ）無限接地導体構造を裏面に有する一般的な高周波回路構造において、信号配線をループ配線により分岐した分岐部を有する二回路の模式図（ｂ）無限接地導体構造を裏面に有する一般的な高周波回路構造において、信号配線を先端開放スタブ配線により分岐した分岐部を有する二回路の模式図（ｃ）無限接地導体構造を裏面に有する一般的な高周波回路構造において、信号配線をループ配線により分岐した分岐部を有する二回路で、特に第二の経路が極端に短く設定された場合の模式図
【図５】（ａ）一般的な伝送線路が設けられた場合の接地導体における高周波電流の集中箇所を説明するための断面構造図（ｂ）分岐された伝送線路が設けられた場合の接地導体における高周波電流の集中箇所を説明するための断面構造図
【図６】本発明の別の実施の形態の不平衡給電広帯域スロットアンテナの上面透視模式図
【図７】本発明の別の実施の形態の不平衡給電広帯域スロットアンテナの上面透視模式図
【図８】本発明の別の実施の形態の不平衡給電広帯域スロットアンテナの上面透視模式図
【図９】本発明の別の実施の形態の不平衡給電広帯域スロットアンテナの上面透視模式図
【図１０】本発明の別の実施の形態の不平衡給電広帯域スロットアンテナの上面透視模式図
【図１１】（ａ）平衡モードの場合の接地導体１０３における高周波電流の流れ方を示す模式図（ｂ）不平衡モードの場合の接地導体１０３における高周波電流の流れ方を示す模式図
【図１２】本発明の実施例１Ａの上面透視模式図
【図１３】本発明の実施例１Ｂの上面透視模式図
【図１４】本発明の比較実施例１の上面透視模式図
【図１５】実施例１Ａと比較実施例１の反射損失特性の周波数依存特性比較図
【図１６】（ａ）３ＧＨｚの場合の実施例１ＡのＥ面放射パターン図（ｂ）７ＧＨｚの場合の実施例１ＡのＥ面放射パターン図（ｃ）１０．６ＧＨｚの場合の実施例１ＡのＥ面放射パターン図
【図１７】実施例１Ａと比較実施例１の前方正面方向アンテナ実効利得の周波数依存性比較図
【図１８】実施例１Ｂと比較実施例１の反射損失特性の周波数依存特性比較図
【図１９】実施例２の上面透視模式図
【図２０】比較実施例２の上面透視模式図
【図２１】比較実施例２−０と比較実施例２−１５０の３ＧＨｚのＥ面放射パターン特性図
【図２２】実施例２−０と実施例２−１５０の３ＧＨｚのＥ面放射パターン特性図
【図２３】（ａ）一般的な４分の１実効波長スロットアンテナ（従来例１）の上面透視模式図（ｂ）一般的な４分の１実効波長スロットアンテナ（従来例１）の断面側面模式図（ｃ）一般的な４分の１実効波長スロットアンテナ（従来例１）の上面から透視した裏面模式図
【図２４】（ａ）特許文献１の４分の１実効波長スロットアンテナの構造模式図（ｂ）低周波帯で動作時のスロットアンテナの構造模式図（ｃ）高周波帯で動作時のスロットアンテナの構造模式図
【図２５】非特許文献１に記載のスロットアンテナ構造（従来例３）の上面透視模式図
【図２６】特許文献２に記載の広帯域アンテナ装置の構造模式図
【符号の説明】
【００５５】
１０１    誘電体基板
１０３    接地導体
１０７，１１０ｃ，１１０ｃ２，１１０ｄ，１１０ｄ２    スロット開放端
１１１    スロット
１０８ｃ，１０８ｄ    先端開放スロット共振器
１１３    給電線路
１１７    アンテナ給電点
１１９    開放終端点
１２１    インダクティブ領域
１２３    ループ配線
１０５ａ    前方側の接地導体の外縁
１０５ｂ    後方側の接地導体の外縁
１０５ｃ，１０５ｄ    接地導体の側縁
１０９ａ    奥行き方向
１０９ｂ    幅方向
Ｌｓ    スロット長
Ｌｓ２    容量性リアクタンス素子接続点からスロット開放端までの距離
１３３    不平衡端子を有する任意の回路ブロック
１３５    同軸ケーブル
１５    給電部
１６    容量性リアクタンス素子
１６ａ，１６ｂ    容量性リアクタンス素子により高周波的に接続される接地導体上の点
５１ａ    スロットと給電線路１１３の結合点
ｄ    スロット中心から給電線路１１３との結合点までのオフセット長
Ｌｄ２    スロット終端点から給電線路１１３までのオフセット長
ｔ１，ｔ２    インダクティブ領域を構成する各部位の線路長
Ｌｍ    スロットのギャップ部分中心から給電先端開放終端点までの距離
Ｌｉｎｄ    インダクティブ領域長
Ｗ２    インダクティブ領域の給電線路１１３幅
Ｗｓ    スロット幅
Ｄ    スロット奥行き方向に沿った回路基板の長さ
Ｗ    スロット幅方向に沿った回路基板の長さ
Ｗｇ１，Ｗｇ２    開放端から幅方向に延長される接地導体の幅
２０１，２０３    入出力端子
２０５，２０７    第一、第二の経路
Ｌｐ１，Ｌｐ２    第一、第二の経路長
Ｌｐ    ループ長
Ｌｐ３    開放スタブ長
２１１    伝送線路
２１３    開放スタブ
２１３ｃ    ループ配線の任意の一点
１３１ａ，１３１ｂ，１３１ｃ，１３１ｄ    接地導体に生じる高周波電流の流れ
２３７，２３９    接地導体とスロットの奥行き方向の境界線
ａ，ｂ    実施例有限の接地導体領域の横の長さと縦の長さ
４０１    信号導体
４０３，４０５    信号導体の端外縁
４０７    信号導体の中央部に対向する接地導体上の領域
４１３，４１５    信号導体分岐に基づき接地導体に高周波電流が誘起される領域
ｆ０    動作帯域の中心周波数
ｆＨ    動作帯域の上限周波数
ｆｄ    接地導体ダイポールモードの共振周波数
ｆｓ    スロットモードの共振周波数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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