(57)【要約】【課題】変圧器を小型軽量化でき、スイッチング損失の小さい耐電圧のＩＧＢＴ素子を適用することを可能にすることである。【解決手段】交流き電で給電された交流電力を変圧器を介して交流電力から直流電力に変換するＰＷＭコンバータ３１と、ＰＷＭコンバータ３１で得られた直流電力を交流電力に変換して永久磁石同期電動機１１をそれぞれ個別に駆動制御するモータ駆動インバータ２１とを有し、ＰＷＭコンバータ３１には３レベルＰＷＭコンバータを適用し、モータ駆動インバータ２１は直流部を２直列接続し、２直列直流部の上段正側、２直列直流部の直列接続点、２直列直流部の下段負側の３つの直流側端子を、３レベルＰＷＭコンバータの正側、中性点、負側の３つの端子にそれぞれ接続する。【選択図】  図１
2008278577.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流き電で給電された交流電力を変圧器を介して交流電力から直流電力に変換するＰＷＭコンバータと、前記ＰＷＭコンバータで得られた直流電力を交流電力に変換して永久磁石同期電動機をそれぞれ個別に駆動制御するモータ駆動インバータと、前記ＰＷＭコンバータを制御するＰＷＭコンバータ部と、前記モータ駆動インバータを制御するモータ駆動インバータ制御部とを備えた鉄道車両駆動制御システムにおいて、前記ＰＷＭコンバータには３レベルＰＷＭコンバータを適用し、前記モータ駆動インバータは直流部を２直列接続し、２直列直流部の上段正側、２直列直流部の直列接続点、２直列直流部の下段負側の３つの直流側端子を、前記３レベルＰＷＭコンバータの正側、中性点、負側の３つの端子にそれぞれ接続したことを特徴とする鉄道車両駆動制御システム。
【請求項２】
交流き電で給電された交流電力を変圧器を介して交流電力から直流電力に変換するＰＷＭコンバータと、前記ＰＷＭコンバータで得られた直流電力を交流電力に変換して永久磁石同期電動機をそれぞれ個別に駆動制御するモータ駆動インバータと、前記ＰＷＭコンバータを制御するＰＷＭコンバータ部と、前記モータ駆動インバータを制御するモータ駆動インバータ制御部とを備えた鉄道車両駆動制御システムにおいて、前記ＰＷＭコンバータには２組の２レベルＰＷＭコンバータを適用し、前記２レベルＰＷＭコンバータの直流側のそれぞれに少なくとも一台以上の前記モータ駆動用インバータを接続し、前記２組の２レベルＰＷＭコンバータは、交流端で直列接続された上で、前記変圧器の低電圧側巻線に接続されたことを特徴とする鉄道車両駆動制御システム。
【請求項３】
前記２組の２レベルＰＷＭコンバータの交流直列接続の中性点を、車両の車体接地電位に接続したことを特徴とする請求項２記載の鉄道車両駆動制御システム。
【請求項４】
前記モータ駆動インバータ制御部は、自己のモータ駆動インバータの直流電圧の他に直列接続された他方のモータ駆動インバータの直流電圧も検出し、両直流電圧検出値の偏差に応じて、モータ駆動インバータで駆動する永久磁石同期電動機のモータトルク指令を補正することを特徴とする請求項２または３記載の鉄道車両駆動制御システム。
【請求項５】
前記ＰＷＭコンバータ制御部は、前記２組の２レベルＰＷＭコンバータの直流電圧検出値の加算値が直流電圧指令値に追従するように電流指令振幅を演算する直流電圧制御部と、交流き電の電源電圧位相検出値と前記直流電圧制御部から出力される電流指令振幅とから交流電流指令値を演算出力する交流電流指令値演算部と、前記２レベルＰＷＭコンバータの交流電流検出値と前記交流電流指令値演算部から出力される交流電流指令値との偏差に応じてＰＷＭコンバータ電圧指令を演算出力するコンバータ電圧指令演算部と、前記２レベルＰＷＭコンバータの両直流電圧検出値の偏差に応じて、前記コンバータ電圧指令演算部からそれぞれの２レベルＰＷＭコンバータに与えられるＰＷＭコンバータ電圧指令の電圧振幅または電圧位相を補正する電圧振幅補正値を演算する電圧振幅補正値演算部とを備えたことを特徴とする請求項２記載の鉄道車両駆動制御システム。
【請求項６】
前記ＰＷＭコンバータ制御部は、前記２組の２レベルＰＷＭコンバータのパルス幅変調を行う搬送波位相を各組ごとに略９０度ずらすことを特徴とする請求項２記載の鉄道車両駆動制御システム。
【請求項７】
前記２組の２レベルＰＷＭコンバータの１組の２レベルＰＷＭコンバータを構成する半導体スイッチング素子と、その直流端に接続された１組以上のモータ駆動インバータを構成する半導体スイッチング素子とを同一冷却器上に搭載して変換器ユニットを構成し、前記変換器ユニットを２レベルＰＷＭコンバータ交流端で２組直列接続したことを特徴とする請求項２記載の鉄道車両駆動制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流き電で給電された交流電力をＰＷＭコンバータで直流電力に変換し、その直流電力を交流電力に変換して永久磁石同期電動機をモータ駆動インバータでそれぞれ個別に駆動制御する鉄道車両駆動制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、鉄道車両駆動制御システムに用いられる駆動用電動機は誘導電動機が主に用いられてきた。近年、強力な永久磁石材料の開発により小型軽量で高効率である鉄道車両用永久磁石同期電動機が開発され実用化検討が進められている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
交流き電の鉄道車両駆動制御システムにおいては、給電された交流電力を変圧器を介してＰＷＭコンバータで交流電力から直流電力に変換し、直流電力をモータ駆動インバータで交流に変換して交流電動機を駆動する。この電動機が永久磁石同期電動機である場合、モータ駆動インバータは各永久磁石同期電動機に位相同期した交流電圧を供給する必要から、永久磁石同期電動機１台あたり１台ずつ搭載が必要になるため、回路構成は単純であることが望ましく、２レベル３相インバータを適用することが検討されている。
【０００４】
一方、交流電力を直流電力に変換するＰＷＭコンバータは、変圧器小型軽量化のための変圧器低圧側巻線電流の低減と、き電線への高調波流出量低減のために、直流電圧３０００Ｖ級の高電圧３レベルＰＷＭコンバータが用いられる。
【０００５】
このように、交流き電の鉄道車両駆動制御システムの駆動用モータに永久磁石同期電動機を適用する場合、３０００Ｖ級に接続可能な２レベル３相インバータを適用する必要がある。
【特許文献１】特開平８−１８２２８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、３０００Ｖ級に接続可能な２レベルインバータを構成するために必要なＩＧＢＴスイッチング素子は、４．５ｋＶ乃至６．５ｋＶの高電圧ＩＧＢＴの適用が不可欠である。このような高電圧ＩＧＢＴはスイッチング損失が３．３ｋＶ以下の中低電圧ＩＧＢＴ素子と比較して非常に大きく、損失により発生する熱を処理するために非常に大きな冷却器を搭載しなければならず、装置の大型化、高コスト化を招いていた。
【０００７】
本発明の目的は、変圧器を小型軽量化でき、き電線への高調波流出量については従来と同等性能を保ったまま、モータ駆動用インバータの入力直流電圧を半減させ、スイッチング損失の小さい耐電圧３．３ｋＶ以下のＩＧＢＴ素子を適用することを可能にする鉄道車両駆動制御システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の鉄道車両駆動制御システムは、交流き電で給電された交流電力を変圧器を介して交流電力から直流電力に変換するＰＷＭコンバータと、前記ＰＷＭコンバータで得られた直流電力を交流電力に変換して永久磁石同期電動機をそれぞれ個別に駆動制御するモータ駆動インバータと、前記ＰＷＭコンバータを制御するＰＷＭコンバータ部と、前記モータ駆動インバータを制御するモータ駆動インバータ制御部とを備えた鉄道車両駆動制御システムにおいて、前記ＰＷＭコンバータには３レベルＰＷＭコンバータを適用し、前記モータ駆動インバータは直流部を２直列接続し、２直列直流部の上段正側、２直列直流部の直列接続点、２直列直流部の下段負側の３つの直流側端子を、前記３レベルＰＷＭコンバータの正側、中性点、負側の３つの端子にそれぞれ接続したことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、変圧器を小型軽量化でき、き電線への高調波流出量については従来と同等性能を保ったまま、モータ駆動用インバータの入力直流電圧を半減させ、スイッチング損失の小さい耐電圧３．３ｋＶ以下のＩＧＢＴ素子を適用することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１は本発明の第１の実施の形態に係わる鉄道車両駆動制御システムの一例を示す構成図である。鉄道車両駆動制御システム１は、第１の永久磁石同期電動機１１ａと、第２の永久磁石同期電動機１１ｂと、第１のモータ駆動インバータ２１ａと、第２のモータ駆動インバータ２１ｂと、３レベルＰＷＭコンバータ３１と、変圧器４１とで構成される。
【００１１】
変圧器４１は、架線とレールの間に印加された単相交流電源５１（６０Ｈｚ、２００００Ｖ）の電圧を一次巻線に接続し、一次巻線と絶縁された二次巻線に単相交流（６０Ｈｚ、１２００Ｖ）を出力する単相交流変圧器である。
【００１２】
３レベルＰＷＭコンバータ３１は、変圧器４１の二次巻線を交流端子に接続し、パルス幅変調により交流直流変換を行う単相３レベルＰＷＭコンバータである。３．３ｋＶ耐圧のＩＧＢＴスイッチング素子を適用し、電源力率１制御で、直流電圧検出値が直流電圧指令値に追従するようにコンバータ交流電流瞬時値制御を行う。この単相３レベルＰＷＭコンバータの制御方式は、従来より実施されている一般的な方法と同一である。第１の実施の形態においては直流電圧指令値は３３００Ｖに設定する。
【００１３】
第１のモータ駆動インバータ２１ａと第２のモータ駆動インバータ２１ｂとは、３．３ｋＶ耐圧のＩＧＢＴスイッチング素子を適用した２レベルインバータである。第１の永久磁石同期電動機１１ａは第１のモータ駆動インバータ２１ａに接続され、第２の永久磁石同期電動機１１ｂは第２のモータ駆動インバータ２１ｂに接続される。
【００１４】
第１のモータ駆動インバータ２１ａの直流負側は、第２のモータ駆動インバータ２１ｂの直流正側と電気的に接続される。第１のモータ駆動インバータ２１ａの直流正側は、３レベルＰＷＭコンバータ３１の直流正側と接続される。第１のモータ駆動インバータ２１ａの直流負側と第２のモータ駆動インバータ２１ｂの直流正側との接続点は、３レベルＰＷＭコンバータ３１の直流中性点に接続される。第２のモータ駆動インバータ２１ｂの直流負側は、３レベルＰＷＭコンバータ３１の直流負側と接続される。
【００１５】
第１のモータ駆動インバータ２１ａは、第１の永久磁石同期電動機１１ａが運転台指令などから与えられるトルク指令ＴｏｒｑＲｅｆに追従するトルクを出力することができるように、６つのスイッチング素子をパルス幅変調動作する。第１のモータ駆動インバータ２１ａの制御動作は、一般的に知られた永久磁石同期電動機のベクトル制御方式でよい。以下、そのモータ駆動インバータ制御部の動作について図２を用いて説明する。
【００１６】
図２は本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動インバータ制御部の構成図である。第１のモータ駆動インバータ２１ａ及び第２のモータ駆動インバータ２１ｂのモータ駆動インバータ制御部は、電流指令演算部１０２と、ｄ軸電流制御部１０３と、ｑ軸電流制御部１０４と、ｄｑ３相変換部１０５と、３相ｄｑ変換部１０６とで構成される。
【００１７】
第１の実施の形態におけるｄ軸は、永久磁石磁束方向であると定義し、ｑ軸はそれと直角方向であると定義する。これは、一般的な文献に記載されている定義と同一である。
【００１８】
電流指令演算部１０２においては、トルク指令ＴｏｒｑＲｅｆを入力として次の演算によりｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆを求めて出力する。制御対象モータが表面磁石式永久磁石同期電動機であった場合は、次の演算による。なお、ΦＰＭは永久磁石磁束である。
【数１】
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【００１９】
ｄ軸電流制御部１０３においては、ｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆとｄ軸電流フィードバック値Ｉｄとの偏差を入力として、偏差がゼロとなるようにＰＩ（比例・積分）制御の結果をｄ軸電圧指令Ｖｄとして出力する。なお、ＫｐＡＣＲは電流制御比例ゲイン、ＫｉＡＣＲは電流制御積分ゲイン、ｓは微分演算子である。
【数２】
2008278577.tif 000004
【００２０】
ｑ軸電流制御部１０４においては、ｑ軸電流指令ＩｑＲｅｆとｑ軸電流フィードバック値Ｉｑとの偏差を入力として、偏差がゼロとなるようにＰＩ（比例・積分）制御の結果をｑ軸電圧指令Ｖｑとして出力する。なお、ＫｐＡＣＲは電流制御比例ゲイン、ＫｉＡＣＲは電流制御積分ゲイン、ｓは微分演算子である。
【数３】
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【００２１】
ｄｑ３相変換部１０５においては、ｄ軸電圧指令Ｖｄと、ｑ軸電圧指令Ｖｑと、ベクトル制御基準位相θｒとを入力としてつぎの演算により３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めて出力する。ベクトル制御基準位相θｒは回転位置センサ（レゾルバ）１０７で検出される。
【数４】
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【００２２】
３相ｄｑ変換部１０６においては、Ｕ相電流フィードバック値Ｉｕと、Ｗ相電流フィードバック値Ｉｗと、ベクトル制御基準位相θｒとを入力として次の演算によりｄｑ軸電流フィードバック値Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力する。ベクトル制御基準位相θｒは回転位置センサ（レゾルバ）１０７で検出される。
【数５】
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【００２３】
ｄｑ３相変換部１０５から出力された３相電圧指令を三角波比較などの一般的に用いられるパルス幅変調手法によりインバータ動作に変換し指令どおりの電圧を出力させることで、トルク指令どおりのトルクを永久磁石同期電動機に発生させることが可能になる。
【００２４】
３レベルＰＷＭコンバータ３１が通常動作を行っている状態においては、第１のモータ駆動インバータ２１ａと第２のモータ駆動インバータ２１ｂとの直流入力電圧は、３レベルＰＷＭコンバータの直流電圧目標値３３００Ｖの半分の電圧１６５０Ｖがそれぞれに入力される。
【００２５】
３．３ｋＶ耐圧ＩＧＢＴを適用した２レベルインバータにおいて、直流入力電圧１６５０Ｖ、スイッチング周波数１０００Ｈｚ、モータ電流実効値３００Ａ時の、インバータ損失は４９００Ｗであった。なお、モータ電流実効値は、従来と同一出力パワーが得られるように入力電圧低減分電流を比例増加させた。
【００２６】
一方、従来における４．５ｋＶ耐圧ＩＧＢＴを適用した２レベルインバータにおいて、直流入力電圧２８００Ｖ、スイッチング周波数１０００Ｈｚ、モータ電流１７７Ａ時のインバータ損失は８８２０Ｗであり、第１の実施の形態の主回路構成を適用することにより、インバータ損失を５６％に低減することが可能になり、その分インバータを冷却するのに必要な冷却器の小型化、ひいては装置の小型化・低コスト化が可能になる。
【００２７】
以上の説明では、永久磁石同期電動機及びモータ駆動インバータは２台ずつで説明したが、図３に示すように４台の永久磁石同期電動機１１ａ〜１１ｄと４台のモータ駆動インバータ２１ａ〜２１ｄのように構成してもよい。
【００２８】
第１の実施の形態によれば、インバータ損失を低減することが可能になり、モータ駆動インバータを冷却するのに必要な冷却器の小型化さらには装置の小型化や低コスト化が可能になる。
【００２９】
図４は本発明の第２の実施の形態に係わる鉄道車両駆動制御システムの構成図である。図４に示すように、鉄道車両駆動制御システム１は、第１の永久磁石同期電動機１１ａと、第２の永久磁石同期電動機１１ｂと、第１のモータ駆動インバータ２１ａと、第２のモータ駆動インバータ２１ｂと、第１の２レベルＰＷＭコンバータ３１ａと、第２の２レベルＰＷＭコンバータ３１ｂと、変圧器４１とで構成される。
【００３０】
変圧器４１は、架線とレールの間に印加された単相交流電源５１（６０Ｈｚ、２００００Ｖ）の電圧を一次巻線に接続し、一次巻線と絶縁された二次巻線に単相交流（６０Ｈｚ、１５００Ｖ）を出力する単相交流変圧器である。第１のモータ駆動インバータ２１ａと、第２のモータ駆動インバータ２１ｂとは、３．３ｋＶ耐圧のＩＧＢＴスイッチング素子を適用した２レベルインバータである。第１の２レベルＰＷＭコンバータ３１ａと、第２の２レベルＰＷＭコンバータ３１ｂとは、３．３ｋＶ耐圧のＩＧＢＴスイッチング素子を適用した単相２レベルコンバータである。
【００３１】
第１の永久磁石同期電動機１１ａは、第１のモータ駆動インバータ２１ａの３相交流出力端に接続され、第１のモータ駆動インバータ２１ａの直流端は、第１の２レベルＰＷＭコンバータ３１ａの直流端に接続される。第２の永久磁石同期電動機１１ｂは、第２のモータ駆動インバータ２１ｂに接続され、第２のモータ駆動インバータ２１ｂの直流端は、第２の２レベルＰＷＭコンバータ３１ｂの直流端に接続される。
【００３２】
第１の２レベルＰＷＭコンバータ３１ａのＶ相交流出力と第２の２レベルＰＷＭコンバータ３１ｂのＵ相交流出力とは互いに接続され、第１の２レベルＰＷＭコンバータ３１ａのＵ相交流出力が、変圧器４１の二次巻線の一方に、第２の２レベルＰＷＭコンバータ３１ｂのＶ相交流出力が、変圧器４１の二次巻線の他方にそれぞれ接続される。
【００３３】
第１の２レベルＰＷＭコンバータ３１ａと、第２の２レベルＰＷＭコンバータ３１ｂの直流出力電圧は、後に示すＰＷＭコンバータ制御部の動作により、それぞれ均等一定に制御され、その結果、第１のモータ駆動インバータ２１ａと第２のモータ駆動インバータ２１ｂとの直流入力電圧は、１６５０Ｖがそれぞれに入力される。
【００３４】
第２の実施例においても第１の実施例と同様に、３．３ｋＶ耐圧ＩＧＢＴを適用した２レベルインバータにおいて、直流入力電圧１６５０Ｖ、スイッチング周波数１０００Ｈｚ、モータ電流実効値３００Ａ時の、インバータ損失は４９００Ｗであった。なお、モータ電流実効値は、従来と同一出力パワーが得られるように入力電圧低減分電流を比例増加させた。
【００３５】
一方、従来における４．５ｋＶ耐圧ＩＧＢＴを適用した２レベルインバータにおいて、直流入力電圧２８００Ｖ、スイッチング周波数１０００Ｈｚ、モータ電流１７７Ａ時のインバータ損失は８８２０Ｗであり、本実施例の主回路構成を適用することにより、インバータ損失を５６％に低減することが可能になり、その分インバータを冷却するのに必要な冷却器の小型化、ひいては装置の小型化・低コスト化が可能になる。
【００３６】
さらに、第１の実施の形態と比較して第２の実施の形態では、３レベルＰＷＭコンバータが、２台の２レベルＰＷＭコンバータの２直列接続に置き換えられた構成となっており、ＩＧＢＴスイッチング素子の総数は８台で両者同一であるが、３レベルＰＷＭコンバータで必要であるクランプダイオード４台が、第２の実施の形態では不要となるため、第１の実施の形態により得られる効果とともにコンバータ装置の小型化・低コスト化も可能になる。
【００３７】
図５は本発明の第２の実施の形態に係わるＰＷＭコンバータ制御部の一例を示す構成図である。ＰＷＭコンバータ制御部は、直流電圧制御部２３、交流電流指令値演算部２４、コンバータ電圧指令演算部２５、ゲート指令演算部２６とから構成される。
【００３８】
直流電圧制御部２３は、２組の２レベルＰＷＭコンバータの直流電圧検出値Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２の加算値が直流電圧指令値ＶｄｃＲｅｆに追従するように電流指令振幅指令ａｂｓＩｓＲｅｆを演算する。交流電流指令値演算部２４は、電源位相検出部２７で検出された交流き電の電源電圧Ｖｓの位相θをｓｉｎ演算したｓｉｎθ、直流電圧制御部２３から出力される電流指令振幅指令ＶｄｃＲｅｆ、変圧器二次電流Ｉｓとから交流電流指令値ΔＶｃＲｅｆを演算出力する。コンバータ電圧指令演算部２５は、電源電圧Ｖｓを変圧器巻数比換算部２８で換算した２レベルＰＷＭコンバータの交流電流検出値と、交流電流指令値演算部２４から出力される交流電流指令値との偏差に応じて、ＰＷＭコンバータ電圧指令を演算し出力する。ゲート指令演算部２６は、コンバータ電圧指令演算部２５からのＰＷＭコンバータ電圧指令に基づき、２組の２レベルＰＷＭコンバータのパルス幅変調を行う搬送波位相を各組ごとに略９０度ずらして、２レベルＰＷＭコンバータ３１ａ、３１ｂを制御する。
【００３９】
図４に示したものでは、第１の２レベルＰＷＭコンバータ３１ａのＶ相と第２の２レベルＰＷＭコンバータ３１ｂのＵ相とを中性点として接続しているが、図６に示すように、２組の２レベルＰＷＭコンバータの交流直列接続の中性点を、車両の車体接地電位に接続するようにしてもよい。
【００４０】
すなわち、図４に示した主回路構成に対して、第１の２レベルＰＷＭコンバータ３１ａのＶ相交流出力と、第２の２レベルＰＷＭコンバータ３１ｂのＵ相交流出力との接続点を車体接地点に接続する。図４の主回路構成においては、変圧器４１の二次巻線側はどの部位においても車体接地されていないため電位不安定であり、永久磁石同期電動機、モータ駆動インバータ、ＰＷＭコンバータなどの対地絶縁破壊を防ぐために高耐圧絶縁処理をしなければならない。
【００４１】
そこで、図６に示す主回路構成とすることにより、永久磁石同期電動機、モータ駆動インバータ、ＰＷＭコンバータの対地絶縁耐圧は、２レベルＰＷＭコンバータの出力直流電圧である１６５０Ｖに耐えるようにすればよくなり、高耐圧絶縁のための機器の大型化を防ぐことが可能になる。
【００４２】
図７は本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動インバータ制御部の構成図である。図７に示したモータ駆動インバータ制御部は、図２に示したモータ駆動インバータ制御部に対し、トルク指令補正値演算部１０８を追加して設けたものである。図２と同一要素には、同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００４３】
トルク指令補正値演算部１０８は、自己のモータ駆動インバータの直流電圧Ｖｄｃ１と、自己に直列接続された他方のモータ駆動インバータの直流電圧Ｖｄｃ２とを入力し、両直流電圧検出値Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２の偏差に応じて、モータ駆動インバータで駆動する永久磁石同期電動機のモータトルク指令ＴｏｒｑＲｅｆを補正する。これにより、より精度の高い制御が可能となる。
【００４４】
図８は本発明の第２の実施の形態に係わるＰＷＭコンバータ制御部の他の一例を示す構成図である。図５に示したＰＷＭコンバータ制御部に対し、電圧振幅補正値演算部２９を追加して設けたものである。電圧振幅補正値演算部２９は、２レベルＰＷＭコンバータの両直流電圧検出値の偏差に応じて、コンバータ電圧指令演算部２５からそれぞれの２レベルＰＷＭコンバータに与えられるＰＷＭコンバータ電圧指令の電圧振幅または電圧位相を補正するための電圧振幅補正値を演算する。
【００４５】
次に、図９は本発明の第２の実施の形態における２レベルＰＷＭコンバータとモータ駆動インバータとの配置を示す構成図である。図９に示すように、２組の２レベルＰＷＭコンバータの１組の２レベルＰＷＭコンバータを構成する半導体スイッチング素子３０ａ、３０ｂと、その直流端に接続された１組以上のモータ駆動インバータを構成する半導体スイッチング素子３１ａ、３１ｂとを同一冷却器３２ａ、３２ｂ上に搭載して変換器ユニットを構成し、その変換器ユニットを２レベルＰＷＭコンバータ交流端で２組直列接続して構成される。
【００４６】
第２の実施の形態によれば、変圧器を小型軽量化でき、またき電線への高調波流出量については従来と同等性能を保ったまま、モータ駆動用インバータの入力直流電圧を半減させることができる。さらに、スイッチング損失の小さい耐電圧３．３ｋＶ以下のＩＧＢＴ素子を適用することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係わる鉄道車両駆動制御システムの構成図。
【図２】本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動インバータ制御部の構成図。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係わる鉄道車両駆動制御システムの他の一例を示す構成図。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係わる鉄道車両駆動制御システムの構成図。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係わるＰＷＭコンバータ制御部の一例を示す構成図。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係わる鉄道車両駆動制御システムの他の一例の構成図。
【図７】本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動インバータ制御部の構成図。
【図８】本発明の第２の実施の形態に係わるＰＷＭコンバータ制御部の他の一例を示す構成図。
【図９】本発明の第２の実施の形態に係わるＰＷＭコンバータ制御部の他の一例を示す構成図。
【符号の説明】
【００４８】
１…鉄道車両駆動制御システム、１１…永久磁石同期電動機、２１…モータ駆動インバータ、２３…直流電圧制御部、２４…直流電圧制御部、２５…交流電流指令値演算部、２６…ゲート指令演算部、２７…電源位相検出部、２８…変圧器巻数比換算部、２９…電圧振幅補正値演算部、３０、３１…半導体スイッチング素子、３２…冷却器、４１…変圧器、５１…単相交流電源、１０２…電流指令演算部、１０３…ｄ軸電流制御部、１０４…ｑ軸電流制御部、１０５…ｄｑ３相変換部、１０６…３相ｄｑ変換部、１０７…回転位置センサ
【図１】
2008278577.tif 000008
【図２】
2008278577.tif 000009
【図３】
2008278577.tif 000010
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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