(57)【要約】【課題】デジタル無線受信機において所定のサンプリング周波数でＡＤ変換されたデジタル信号をベースバンド信号に好適にダウンコンバートする。【解決手段】ＩＦ帯のアナログ信号をＡＤ変換するサンプリング周波数とＩＦ信号をベースバンド信号に周波数変換する際の周波数間の周波数の比が４対１又は４対３に成る関係を用いて簡略化するとともに、さらに、簡略化された周波数変換器の後段の処理に着目して、ベースバンド信号の占有帯域とサンプリング周波数の比が１：Ｎ（但し、Ｎは２以上の偶数）となる関係を用いることによって、演算量の低減を実現する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を所定のサンプリング周波数でＡＤ変換するとともにベースバンド信号に周波数変換してベースバンド処理を行なう無線通信装置であって、
ＡＤ変換されたデジタル信号をＡＤ変換時のサンプリング周波数Ｆsとの比が４対１又は４対３となる関係が成り立つ周波数ｆ2で複素ベースバンド信号に変換する周波数変換部と、
ベースバンド信号を波形整形する波形整形部と、
ベースバンド信号の占有帯域とサンプリング周波数Ｆsの比が１対Ｎ（但し、Ｎは２以上の偶数）となる関係を用いて、Ｎ´（＝Ｎ／２）サンプル当たり１サンプルずつベースバンド信号をサンプル間引きするダウン・サンプル処理部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
ＡＤ変換した後の信号を１サンプル毎に交互にＩチャネル及びＱチャネルに振り分ける信号振り分け部を備え、
前記周波数変換部は、Ｉチャネル及びＱチャネルの各々において、振り分けられたサンプルの１サンプル毎に１及び−１の係数を順次乗ずることで、ベースバンド信号に変換する、
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記波形整形部は、ＬＰＦの偶数成分のみの係数からなるフィルタを用いてＩチャネルのベースバンド信号のフィルタリング処理を行なうとともに、ＬＰＦの奇数成分のみの係数を持つフィルタを用いてＱチャネルのベースバンド信号のフィルタリング処理を行なう、
ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
【請求項４】
Ｆs／２の動作周波数で且つ互いに逆位相の関係で動作する２個のＡＤ変換器を用いて、受信信号からそれぞれＩチャネルのデジタル信号とＱチャネルのデジタル信号をサンプリングする、
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信信号をベースバンド信号にダウンコンバートする無線通信装置に係り、特に、所定のサンプリング周波数でＡＤ変換されたデジタル信号をベースバンド信号にダウンコンバートする無線通信装置に関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、ＩＦ帯のアナログ信号をＡＤ変換するサンプリング周波数とＩＦ信号をベースバンド信号に周波数変換する際の周波数間の周波数の比が特定の関係を持つことを利用して周波数変換器の回路構成が簡略化された無線通信装置に係り、特に、周波数変換器の回路構成を簡略化するとともに、その後段における演算量を削減する無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００３】
無線通信は、地上放送、地上マイクロ波通信、衛星通信、衛星放送など大容量基幹回線から、移動体通信などのアクセス回線に至るまで幅広い役割を果たしている。最近では、デジタル放送や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）のように、デジタル・データを無線によって通信するデジタル無線通信が時代の趨勢である。
【０００４】
デジタル無線通信では、送信側では伝送信号に対して情報源及び通信路の符号化やデジタル変調が施され、受信側では、送信側とは逆にデジタル復調、並びに情報源及び通信路の符号化が行なわれる。デジタル方式の通信技術によれば、通信の高速化、大容量化が可能であるとともに、雑音や干渉、ひずみに対する耐性が増し高品質化を実現することができる。
【０００５】
図６には、デジタル無線通信の受信機の構成例を示している。まず、アンテナで受信したＲＦ信号をＬＮＡ（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：低雑音増幅器）で増幅してから、ＲＦ帯から所定のＩＦ（中間周波数）帯に一端ダウンコンバートする。続いて、ＩＦ信号をＶＧＡ（利得可変増幅器）で増幅する。ＶＧＡの可変利得は、後段のベースバンド回路が指示し、ＤＡ変換器（ＤＡＣ）によってアナログ変換した後ＶＧＡに入力される。続いて、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）により所定のサンプリング周波数でデジタル信号にＡＤ変換を施す。さらに、デジタル・ダウンコンバータによって複素ベースバンド信号にダウンコンバートし、ＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ：低域通過フィルタ）で波形整形を行ない、ダウン・サンプル回路でダウン・サンプリングした後、デジタル回路で構成されるベースバンド回路によりベースバンド処理が行なわれる。
【０００６】
ここで、ＡＤ変換時のサンプリング周波数とＡＤ変換した後のデジタル信号を周波数変換する周波数との比が４対１又は４対３となる関係が成り立つときには、周波数変換器の構成を簡素化することが可能であることが、当業界において知られている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。
【０００７】
図６に示した受信機では、第１の周波数変換器（周波数ｆ1）でＩＦ帯への周波数変換を行なった後に、サンプリング周波数ＦsでＡＤ変換を行ないサンプリングされた信号に対して第２の周波数変換器（周波数ｆ2）において周波数変換を行ない、複素ベースバンド信号に変換し、ＬＰＦで波形整形を行なっている。
【０００８】
第２の周波数変換は以下の式（１）及び（２）に示す通りである。ここでは、時間をΔｔ×ｎと離散化し（ｎ＝０，１，２，…，∞）、Δｔ＝１／Ｆs，ｆ2／Ｆs＝１／４としている。この場合のコサイン及びサインの演算は９０度単位でしか演算されなくなるため、コサイン及びサインの演算結果は０、１、−１の３つの値しかとらなくなる。すなわち、コサイン及びサインの波形と乗算する必要はなく、コサイン及びサインを図７に示すような周波数変換係数として扱うことができる。このため、ＡＤ変換後の受信信号ｒ（ｔ）とコサイン及びサインの乗算は、０と符号反転のみで済むことから、演算量が非常に削減されることになる（例えば、特許文献１を参照のこと）。
【０００９】
【数１】
2008154121.tif 000003
【００１０】
図８には、ＡＤ変換した受信信号ｒ（ｔ）とコサイン及びサインの乗算を０と符号反転のみで表すことで回路構成を簡略化した受信機の構成を示している。アンテナで受信したＲＦ信号をＬＮＡで増幅した後に第１の周波数変換器（周波数ｆ1）でＩＦ帯への周波数変換し、次いで、ＩＦ信号をＶＧＡで増幅してから、ＡＤ変換器によりサンプリング周波数Ｆsでデジタル信号にＡＤ変換を施す点は図６と同様である。第２の周波数変換器では、ＡＤ変換後の受信信号ｒ（ｔ）に対して周波数ｆ2のコサイン及びサインと乗算を行なうのではなく、図７に示した周波数変換係数との乗算に置き換わる。
【００１１】
図９には、図８に示した受信機の各点における信号の様子を示している。
【００１２】
ｒ（ｔ）は、サンプリング周波数ＦsでＡＤ変換された受信信号である。Ｉ0（ｔ）及びＱ0（ｔ）は、図７に示した周波数変換係数によって周波数ｆ2でダウンコンバートされた信号である。同図から、Ｉ0（ｔ）及びＱ0（ｔ）は１サンプルおきに０が存在することが判る。これは、周波数変換係数に交互に０が含まれることに起因している。
【００１３】
Ｉ1（ｔ）及びＱ1（ｔ）は、周波数変換された信号Ｉ0（ｔ）及びＱ0（ｔ）にＬＰＦ処理を行なった様子を示している。図１０にはデジタルＬＰＦの構成例を示している。
【００１４】
Ｉ2（ｔ）及びＱ2（ｔ）は、ＬＰＦ処理後の信号Ｉ1（ｔ）及びＱ1（ｔ）に対してダウン・サンプリング回路で間引き処理を行なった結果を示している。図示の例では、１サンプルおきに間引き、レートを半分にしている。
【００１５】
【特許文献１】特開２００２−７６９７５号公報、段落００１５〜００１６
【非特許文献１】Ｊａｎ−Ｅｒｉｋ  Ｅｋｌｕｎｄ、Ｒａｇｎａｒ  Ａｒｖｉｄｓｓｏｎ共著“Ａ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｓａｍｐｌｉｎｇ，Ｓｉｎｇｌｅ  Ａ／Ｄ  Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｆｏｒ  Ｉ／Ｑ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｉｎ  ＣＭＯＳ”（ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，Ｖｏｌ．３１，Ｎｏ．１２，Ｄｅｃ．１９９６）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本発明の目的は、所定のサンプリング周波数でＡＤ変換されたデジタル信号をベースバンド信号に好適にダウンコンバートすることができる、優れた無線通信装置を提供することにある。
【００１７】
本発明のさらなる目的は、ＩＦ帯のアナログ信号をＡＤ変換するサンプリング周波数とＩＦ信号をベースバンド信号に周波数変換する際の周波数間の周波数の比が特定の関係を持つことを利用して周波数変換器の回路構成が簡略化された、優れた無線通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、受信信号を所定のサンプリング周波数でＡＤ変換するとともにベースバンド信号に周波数変換してベースバンド処理を行なう無線通信装置であって、
ＡＤ変換されたデジタル信号をＡＤ変換時のサンプリング周波数Ｆsとの比が４対１又は４対３となる関係が成り立つ周波数ｆ2で複素ベースバンド信号に変換する周波数変換部と、
ベースバンド信号を波形整形する波形整形部と、
ベースバンド信号の占有帯域とサンプリング周波数Ｆsの比が１対Ｎ（但し、Ｎは２以上の偶数）となる関係を用いて、Ｎ´（＝Ｎ／２）サンプル当たり１サンプルずつベースバンド信号をサンプル間引きするダウン・サンプル処理部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。
【００１９】
近年、デジタル無線通信技術が広範に普及しているが、ＡＤ変換後のＩＦ信号をベースバンド信号にダウンコンバートする際、ＡＤ変換時のサンプリング周波数とＡＤ変換した後のデジタル信号を周波数変換する周波数との比が４対１又は４対３となる関係が成り立つときには、周波数変換器の構成を簡素化することが可能であることが知られている。
【００２０】
本発明では、さらに、ベースバンド信号の占有帯域とサンプリング周波数の比が１対Ｎ（但し、Ｎは２以上の偶数）となる関係を用いて、受信機構成を簡略化する方式を提案する。
【００２１】
本発明に係る無線通信装置では、ＩＦ帯のアナログ信号をＡＤ変換するサンプリング周波数ＦsとＩＦ信号をベースバンド信号に周波数変換する際の周波数ｆ2との比が４対１又は４対３になる関係が成立することを利用して、ＡＤ変換した後の信号を１サンプル毎に交互にＩチャネル及びＱチャネルに振り分け、周波数変換部は、Ｉチャネル及びＱチャネルの各々において、振り分けられたサンプルの１サンプル毎に１及び−１の係数を順次乗ずることで、ベースバンド信号に変換することができる。
【００２２】
そして、波形整形部は、ＬＰＦの偶数成分のみの係数からなるフィルタを用いてＩチャネルのベースバンド信号のフィルタリング処理を行なうとともに、ＬＰＦの奇数成分のみの係数を持つフィルタを用いてＱチャネルのベースバンド信号のフィルタリング処理を行なうことができる。フィルタの係数を偶数及び奇数に分割するため、回路規模はすべての係数を備えたフィルタと比較すると半分で済む。
【００２３】
ＡＤ変換のサンプリング周波数Ｆsとベースバンド信号に周波数変換する際の周波数ｆ2との比が４対１又は４対３になる関係が成立する場合には、周波数変換後のＩチャネル及びＱチャネルの各信号は０を交互に含んでおり、各チャネルの信号を波形整形するためにＬＰＦのすべての係数が必要でない。したがって、周波数変換後の各信号に０が交互に挿入されることに着目し、０が入力されるフィルタ係数の演算を省略することで、演算量の削減を実現することができる。
【００２４】
また、本発明に係る無線通信装置は、Ｆs／２の動作周波数で且つ互いに逆位相の関係で動作する２個のＡＤ変換器を用いて、受信信号からそれぞれＩチャネルのデジタル信号とＱチャネルのデジタル信号をサンプリングするようにしてもよい。この場合、無線通信装置に搭載するＡＤ変換器の個数は増加するものの、これらの動作周波数は２分の１で済む。したがって、高速化レートが要求されるシステムにおいては、ＡＤ変換器に課される仕様が緩和されるという観点からは、非常に効果的な構成である。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、所定のサンプリング周波数でＡＤ変換されたデジタル信号をベースバンド信号に好適にダウンコンバートすることができる、優れた無線通信装置を提供することができる。
【００２６】
また、本発明によれば、ＩＦ帯のアナログ信号をＡＤ変換するサンプリング周波数とＩＦ信号をベースバンド信号に周波数変換する際の周波数間の周波数の比が特定の関係を持つことを利用して周波数変換器の回路構成が簡略化された、優れた無線通信装置を提供することができる。
【００２７】
また、本発明によれば、周波数変換器の回路構成を簡略化するとともに、その後段における演算量を削減することができる、優れた無線通信装置を提供することができる。
【００２８】
本発明に係る無線通信装置は、ＩＦ帯のアナログ信号をＡＤ変換するサンプリング周波数とＩＦ信号をベースバンド信号に周波数変換する際の周波数間の周波数の比が４対１又は４対３になる関係を用いて周波数変換器の回路構成を簡略化するとともに、さらに、簡略化された周波数変換器の後段の処理に着目して、ベースバンド信号の占有帯域とサンプリング周波数の比が１：Ｎ（但し、Ｎは２以上の偶数）となる関係を用いることによって、演算量の低減を実現することができる。
【００２９】
また、本発明によれば、ＡＤ変換器の動作周波数を２分の１に低減することができるので、設計仕様の緩和になる。
【００３０】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００３２】
本発明では、さらに、ベースバンド信号の占有帯域とサンプリング周波数の比が１対Ｎ（但し、Ｎは２以上の偶数）となる関係を用いて、受信機構成を簡略化する方式を提案する。図１には、本発明の一実施形態に係る無線受信機の構成を示している。
【００３３】
アンテナで受信したＲＦ信号をＬＮＡで増幅した後に第１の周波数変換器（周波数ｆ1）でＩＦ帯への周波数変換し、次いで、ＩＦ信号をＶＧＡで増幅してから、ＡＤ変換器によりサンプリング周波数Ｆsでデジタル信号にＡＤ変換を施す点は図８と同様である。さらにその後段の第２の周波数変換器では、ＡＤ変換後の受信信号ｒ（ｔ）に対して図７に示した周波数変換係数との乗算を行なうことで、周波数ｆ2のコサイン及びサインと乗算を行なうことと等価となるダウンコンバートを実現し、ベースバンド信号を得る。さらにＬＰＦ演算を施して波形整形を行ない、ダウン・サンプル回路でダウン・サンプルする。
【００３４】
図１では、ベースバンド信号の占有帯域とサンプリング周波数の比を１対２（すなわちＮ＝２）としている。図２には、この場合のＬＰＦの構成とＬＰＦへの入力信号との関係を示している。但し、時間をΔｔ×ｎと離散化して扱う（ｎ＝０，１，２，…，∞）。図２から分かるように、ベースバンド帯域にダウンコンバートされた受信信号Ｉ0（ｔ）及びＱ0（ｔ）は１サンプルおきに０を交互に含んでいる。このことから、ＬＰＦの演算においてはすべての係数は必要でないと考えられる。
【００３５】
そこで、図１に示した受信機では、周波数変換後の出力信号Ｉ0（ｔ）及びＱ0（ｔ）に０が交互に挿入されることに着目し、０が入力されるフィルタ係数の演算を省略することで、演算量の削減を図っている。以下、当該受信機における信号処理の手順について説明する。
【００３６】
（１）まず、ＡＤ変換器によりＡＤ変換した後の信号を１サンプル毎に交互にＩチャネル及びＱチャネルに振り分ける。
【００３７】
（２）次いで、Ｉチャネル及びＱチャネルの各々において、振り分けられたサンプルの１サンプル毎に１（そのまま）、−１（符号変換）の係数を乗ずる。
【００３８】
（３）そして、係数を乗算した後、すなわちダウンコンバート後のフィルタ処理として、ＬＰＦの偶数成分のみ及び奇数成分のみの係数を持つ各フィルタを用いて、Ｉチャネル及びＱチャネルそれぞれのベースバンド信号のフィルタリング処理を行なう。
【００３９】
図３Ａ〜図３Ｃには、通常のＬＰＦのすべての係数と、ＬＰＦの偶数係数のみ、ＬＰＦの奇数係数のみをそれぞれ示している。また、図４Ａ及び図４Ｂには、ＬＰＦの偶数係数のみ、ＬＰＦの奇数係数のみのフィルタリング処理を実現するＬＰＦ構成をそれぞれ示している。フィルタの係数を偶数及び奇数に分割するため、回路規模は図１０に示したものと比較すると半分で済む。
【００４０】
（４）そして、ダウン・サンプル回路では、Ｎ´（＝Ｎ／２）の数だけのダウンサンプル（サンプル間引き）を行なう。例えば、Ｎ＝６の場合には、Ｎ´＝３となり、ダウン・サンプル回路においては３サンプル中で１サンプルのみ採用するというダウン・サンプル処理を行なう。
【００４１】
また、デジタル無線受信機は、Ｆs／２の動作周波数で且つ互いに逆位相の関係で動作する２個のＡＤ変換器を用いて、受信信号からそれぞれＩチャネルのデジタル信号とＱチャネルのデジタル信号をサンプリングするようにしてもよい。図５には、このようなＡＤ変換方式を用いてさらに簡略化した受信機の構成例を示している。
【００４２】
この場合、装置に搭載するＡＤ変換器の個数は増加するものの、これらの動作周波数は２分の１で済む。したがって、高速化レートが要求されるシステムにおいては、ＡＤ変換器に課される仕様が緩和されるという観点からは、非常に効果的な構成である。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【００４４】
本発明は、地上放送、地上マイクロ波通信、衛星通信、衛星放送など大容量基幹回線から、移動体通信などのアクセス回線に至る、さまざまなデジタル無線通信技術に適用することができる。
【００４５】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】図１は、本発明の一実施形態に係る無線受信機の構成を示した図である。
【図２】図２は、図１に示した無線受信機において、ＬＰＦの構成とＬＰＦへの入力信号との関係を示した図である。
【図３Ａ】図３Ａは、通常のＬＰＦのすべての係数を示した図である。
【図３Ｂ】図３Ｂは、通常のＬＰＦの偶数成分の係数のみを示した図である。
【図３Ｃ】図３Ｃは、通常のＬＰＦの奇数成分の係数のみを示した図である。
【図４Ａ】図４Ａは、ＬＰＦの偶数係数のみのフィルタリング処理を実現するＬＰＦ構成を示した図である。
【図４Ｂ】図４Ｂは、ＬＰＦの奇数係数のみのフィルタリング処理を実現するＬＰＦ構成を示した図である。
【図５】図５は、Ｆs／２の動作周波数で且つ互いに逆位相の関係で動作する２個のＡＤ変換器を用いて構成される無線受信機の構成例を示した図である。
【図６】図６は、デジタル無線通信の受信機の構成例（従来技術）を示した図である。
【図７】図７は、コサイン及びサインの演算に置き換わる周波数変換係数を示した図である。
【図８】図８は、ＡＤ変換した受信信号ｒ（ｔ）とコサイン及びサインの乗算を０と符号反転のみで表すことで回路構成を簡略化した受信機の構成を示した図である。
【図９Ａ】図９Ａは、図８に示した受信機においてＡＤ変換した後の受信信号ｒ（ｔ）の様子を示した図である。
【図９Ｂ】図９Ｂは、図８に示した受信機において受信信号ｒ（ｔ）を周波数変換係数を用いて周波数変換した後の複素ベースバンド信号Ｉ0（ｔ）及びＱ0（ｔ）の様子を示した図である。
【図９Ｃ】図９Ｃは、図８に示した受信機においてＬＰＦでは形成形した後の複素ベースバンド信号Ｉ1（ｔ）及びＱ1（ｔ）の様子を示した図である。
【図９Ｄ】図９Ｄは、図８に示した受信機においてダウン・サンプリングした後の複素ベースバンド信号Ｉ2（ｔ）及びＱ2（ｔ）の様子を示した図である。
【図１０】図１０は、デジタルＬＰＦの構成例（従来技術）を示した図である。
【図１】
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【図２】
2008154121.tif 000005
【図３Ａ】
2008154121.tif 000006
【図３Ｂ】
2008154121.tif 000007
【図３Ｃ】
2008154121.tif 000008
【図４Ａ】
2008154121.tif 000009
【図４Ｂ】
2008154121.tif 000010
【図５】
2008154121.tif 000011
【図６】
2008154121.tif 000012
【図７】
2008154121.tif 000013
【図８】
2008154121.tif 000014
【図９Ａ】
2008154121.tif 000015
【図９Ｂ】
2008154121.tif 000016
【図９Ｃ】
2008154121.tif 000017
【図９Ｄ】
2008154121.tif 000018
【図１０】
2008154121.tif 000019