(57)【要約】【課題】ＮＲＺ符号化されたパルス信号に対しても同期可能であり、かつ従来のＥａｒｌｙ／Ｌａｔｅ  ＤＬＬ方式に比べフィンガー数を削減したパルス無線受信装置および同期方法を提供する。【解決手段】相対差算出手段１５０５は、最大値検出手段１５５１Ａ、１５５１Ｂと最小値検出手段１５５２Ａ、１５５２Ｂおよび加算手段１５５３Ａ、１５５３Ｂ、１５５４を備える。最大値検出手段１５５１Ａは、サンプル手段１５０４から入力される連続したｎ個のサンプル値１５０４Ａから最大値を検出し最大値Ａｍａｘを出力する。同期制御手段１５０６は、相対差算出手段１５０５からの相対振幅差信号ｉＶをもとに包絡線信号とクロック信号のタイミングが同期するように、クロック信号の位相を制御する遅延制御信号を生成し、遅延手段１５０３へ出力する。【選択図】図２４
2008271484.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＯＫ変調信号の包絡線信号を検出する検波手段と、
基準クロック信号を生成するクロック生成手段と、
前記ＯＯＫ変調信号と前記基準クロック信号のタイミング同期を行う同期制御手段と、
を備えるパルス無線受信装置であって、
前記同期制御手段は、
前記包絡線信号を第１のサンプルタイミングでサンプルし、第１のサンプル値を生成する第１のサンプル手段と、
前記包絡線信号を第２のサンプルタイミングでサンプルし、第２のサンプル値を生成する第２のサンプル手段と、
前記第１と第２のサンプル値を用いて遅延制御信号を生成する遅延制御手段と、
前記基準クロック信号から前記遅延制御信号に応答して、前記第１のサンプルタイミング及び第２のサンプルタイミングを生成する第１の遅延手段と、
前記第１のサンプルタイミングと第２のサンプルタイミングとの間に、所定の時間の遅延を発生させる第２の遅延手段と、
を備えるパルス無線受信装置。
【請求項２】
前記第１のサンプルタイミングは、
前記第１の遅延手段から出力される遅延クロック信号であり、
前記第２のサンプルタイミングは、
前記第２の遅延手段から出力される遅延クロック信号であり、
前記第２の遅延手段は、前記第１の遅延手段から出力される遅延クロック信号を更に遅延させる
請求項１記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記第２の遅延手段は、
前記包絡線信号を遅延し、
前記第１のサンプルタイミングは、
前記第１の遅延手段から出力される遅延クロック信号であり、
前記第２のサンプルタイミングは、
前記第１の遅延手段から出力される遅延クロック信号である
請求項１記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記遅延制御手段は、
連続した２つの第１のサンプル値の振幅差と、連続した２つの第２のサンプル値の振幅差とを用いて、前記遅延制御信号を生成する
請求項１乃至３のいずれか記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記第２の遅延手段は、
前記第１のサンプルタイミングまたは前記包絡線信号を、前記ＯＯＫ変調信号のシンボル長の半分だけ遅らせる請求項１乃至３のいずれか記載のパルス無線受信装置。
【請求項６】
ＮＲＺ符号化されたＯＯＫ変調信号と基準クロック信号のタイミング同期を行なう同期方法であって、
同じ符号が連続する包絡線信号の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとを１対の検出エッジとしてグループ化するステップと、
検出された前記１対の検出エッジにより同期追従を行なうステップと、
を有する同期方法。
【請求項７】
前記第１のサンプル値と予め定めた閾値とを比較して、前記包絡線信号のピーク点との差異を示す第１の判定信号を出力する第１の閾値判定手段と、
前記第２のサンプル値と前記閾値とを比較して、前記包絡線信号の変化点との差異を示す第２の判定信号を出力する第２の閾値判定手段と、
を更に有し、
前記遅延制御手段は、
前記第１の判定信号と第２の判定信号を用いて、前記第１の遅延手段を調整する第１の遅延制御信号を出力する
請求項１乃至３のいずれか記載の無線受信装置。
【請求項８】
前記第２の判定信号と前記第１の遅延制御信号を用いて、前記第２の遅延手段を調整する第２の遅延制御信号を出力する第２の遅延制御手段
を更に有する
請求項１記載の無線受信装置。
【請求項９】
前記第２の閾値判定手段から出力される前記第２の比較結果を復調データとして用いる請求項７記載のパルス無線受信装置。
【請求項１０】
前記第１のサンプル値の最大値と前記第２のサンプル値の最大値との差分を示す相対振幅差信号を生成する相対差算出手段を更に有し、
前記遅延制御手段は、
前記相対振幅差信号に基づいて、前記第１の遅延手段の遅延量を制御する遅延制御信号を出力する
請求項１記載の無線受信装置。
【請求項１１】
前記第１のサンプル値の最大値と最小値から第１の差分を検出し、前記第２のサンプル値の最大値と最小値から第２の差分を検出し、前記第１と第２の差分に基づいて相対振幅差信号を生成する相対差算出手段を更に有し、
前記遅延制御手段は、
前記相対振幅差信号に基づいて、前記第１の遅延手段の遅延量を制御する遅延制御信号を出力する
請求項１記載の無線受信装置。
【請求項１２】
前記相対差算出手段から出力される前記相対振幅差信号の値が所定の閾値以下であるとき、前記受信信号と前記第１と第２の同期クロック信号が同期状態であること検出する同期状態検出手段を備える請求項１１記載のパルス無線受信装置。
【請求項１３】
前記同期制御手段は、前記同期状態検出手段で検出される同期状態に基づいて、同期状態であるときは、前記クロック信号の位相の制御を保持する請求項１２記載のパルス無線受信装置。
【請求項１４】
前記サンプル手段から出力される前記第１と第２のサンプル値の差が所定の閾値以上であるとき、前記受信信号と前記第１と第２の同期クロック信号が擬似同期状態であることを検出する擬似同期状態検出手段を備える請求項１２記載のパルス無線受信装置。
【請求項１５】
前記擬似同期状態検出手段が前記擬似同期状態を検出した場合に、前記同期制御手段は、位相制御信号を前記遅延手段へ出力し、前記擬似同期状態を回避する請求項１４記載のパルス無線受信装置。
【請求項１６】
前記相対差算出手段から出力される前記相対振幅差信号に基づいて、前記サンプル手段から出力される前記第１と第２のサンプル値を選択して２値の復調データを生成する復調手段を備える請求項１１記載のパルス無線受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信にパルス無線を用いるパルス無線受信装置および同期方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
パルス無線通信は、１ナノ秒以下の極めて短時間のパルスを用いて通信を行う通信方式である。パルス無線通信では、数ＧＨｚという広い周波数帯域を用いてパルスを送信することで、高速な通信が可能となる。
【０００３】
このような非常に短時間のパルスを用いた通信における一つの課題は、時間同期の確立が困難なことである。パルス無線通信システムにおいて、受信側は、送信側から送られてきた信号からデータを抽出する。受信側において受信信号からデータを正確に抽出するためには、送信側のクロックと受信側のクロックとで同期が取れている必要がある。
【０００４】
しかし通常同期はとれていない。そこで受信側では所望のデータを抽出するために、まず送信側との同期をとる必要がある。しかもスループットを向上させるために、高速な同期確立が望まれる。またパルス無線通信では、パルス幅が１ナノ秒以下と極めて短いので、同期追従時のジッタを数１００ピコ秒以下に抑えなければならない。
【０００５】
従来の同期方法の一つとして、Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ  ＤＬＬ（遅延ロックループ：Delay-Locked Loop）方式がある（特許文献１参照）。図35は、前記特許文献１に記載された受信装置の構成を示す図である。図35に示すように受信信号は、それぞれ“Ｅａｒｌｙ”、“Ｏｎ−ｔｉｍｅ”、“Ｌａｔｅ”フィンガーと呼ばれる3つのフィンガーに分岐される。各フィンガーには相関器が備わっており、各相関器には位相の異なるローカル信号が入力され、受信信号との相関演算が行われる。
【０００６】
“Ｅａｒｌｙ”フィンガーと“Ｏｎ−ｔｉｍｅ”フィンガーとの位相差は、“Ｌａｔｅ”フィンガーと“Ｏｎ−ｔｉｍｅ”フィンガーとの位相差と等しくなっている。同期は、“Ｅａｒｌｙ”フィンガーと“Ｌａｔｅ”フィンガーとの相関値に基づいて、ローカル信号のタイミングを制御することで実現されている。
【０００７】
“Ｅａｒｌｙ”フィンガーの相関値と“Ｌａｔｅ”フィンガーの相関値とが等しくなったときに同期が確立する。このとき“Ｏｎ−ｔｉｍｅ”フィンガーは、受信信号のピーク点に位置するので、“Ｏｎ−ｔｉｍｅ”フィンガーの相関値を用いてデータを復調することができる。
【０００８】
ところで、パルス無線通信に用いられる変調方式の一つとして、オンオフキーイング（ＯＯＫ：On Off Keying）が知られている。パルス無線通信にＯＯＫ変調を用いた場合、前記のような相関器の代わりに、検波方式として包絡線検波を用いることができる。包絡線検波は、ローカル信号を用いないので、相関器を用いた検波方式に比べ構成が簡単になるという利点がある。
【０００９】
またパルス無線通信では、パルスの波形として、ＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）符号又はＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）符号を用いることがある。一般にＲＺ符号化されたパルスは、シンボル長よりもパルス幅が短く電位が０に戻るが、ＮＲＺ符号化されたパルスは、シンボル長とパルス幅が等しいパルスである（図２参照）。
【００１０】
従って、ＮＲＺ符号化されたパルスが連続して送信されたときは、パルス間で電位が０に戻ることはなく、一定の振幅レベルが継続する。ＮＲＺ符号を用いるとパルスを隙間なく送信できるので、同じパルス幅の信号を用いた場合、ＮＲＺ符号は、ＲＺ符号に比べ伝送速度を向上することができる。
【特許文献１】米国特許第7,110,473号明細書（図５、図１４）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、従来のＥａｒｌｙ／Ｌａｔｅ  ＤＬＬ方式では、同期用に２フィンガー、復調用に１フィンガーの計３フィンガー必要であったため、回路規模が大きく消費電力も大きいという課題があった。
【００１２】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、ＮＲＺ符号化されたパルス信号に対しても同期可能であり、かつ従来のＥａｒｌｙ／Ｌａｔｅ  ＤＬＬ方式に比べ、フィンガー数を削減したパルス無線受信装置および同期方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
第一の発明は、ＮＲＺ符号化されたＯＯＫ変調信号を受信し、内部で発生させたクロック信号と前記受信信号を同期させるパルス無線受信装置であって、受信信号を包絡線検波し包絡線信号を検出する検波手段と、検出した包絡線信号をサンプルし、サンプル値を出力する２つのサンプル手段を備える。前記2つのサンプル手段のサンプルタイミングの位相差は、シンボル長の半分に設定されている。以上のような構成により２つのサンプル値を比較してクロック信号のタイミングを調整する。
【００１４】
同期引き込み時には、２つのサンプル値の差が所定の基準を満たすときに、２つのサンプル手段のサンプル値を入れ替えて、同期引き込み時間を短縮することができる。同期引き込みが完了すると、片方のサンプル手段のサンプルタイミングは、包絡線信号のピーク点にあるので、このサンプル手段のサンプル値をＯＯＫデータ復調に使用することができる。
【００１５】
同期追従時には、前記パルス無線受信装置は更に同期閾値を使用する。この閾値は、ＯＯＫデータ復調に用いる符号判定閾値と等しくてもよい。包絡線信号の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジを検出するために、サンプルタイミングが包絡線信号のピーク点にあるサンプル手段のサンプル値が前記同期閾値と比較される。そして検出した立ち上がりエッジと立ち下がりエッジにおいて、もう一方のサンプル手段のサンプル値を同期閾値と比較し、同期追従を行う。
【００１６】
第一の発明では、受信装置は、同期引き込みと同期追従の両方において、包絡線信号にＩＳＩ（符号間干渉）が生じていても正確に同期することができる。また、所定の基準に従って２つのサンプル手段のサンプル値を入れ替えることで、同期引き込みにおける引き込み時間を短くすることができる。
【００１７】
第二の発明は、ＮＲＺ符号化されたＯＯＫ変調信号を受信し、内部で発生させたクロック信号と前記受信信号を同期させるパルス無線受信装置であって、前記受信信号を包絡線検波し、包絡線信号を出力する検波手段と、前記検波手段への入力信号レベルが一定になるように前記受信信号の振幅を制御する自動利得制御手段と、クロック信号を生成するクロック生成手段と、前記包絡線信号を第一のタイミングでサンプルし、第一のサンプル値を出力する第一のサンプル手段と、前記第一のサンプル値の大きさを所定の閾値と比較し、第一の比較結果を出力する第一の閾値判定手段と、前記第一のサンプル手段とは異なる第二のタイミングで前記包絡線信号をサンプルし、第二のサンプル値を出力する第二のサンプル手段と、前記第二のサンプル値の大きさを所定の閾値と比較し、第二の比較結果を出力する第二の閾値判定手段と、前記第二の比較結果に基づいて前記包絡線信号の立ち上がりエッジを検出し、エッジ検出信号を出力するエッジ検出手段と、前記第一の比較結果と前記エッジ検出信号に基づいて、前記クロック信号のタイミングと前記包絡線信号の立ち上がりエッジにおいて振幅が前記所定のしきい値と等しくなる点のタイミングが揃うように、第一の遅延制御信号を出力する第一の同期制御手段と、前記第一の遅延制御信号に応じてクロック信号を遅延させる可変遅延手段と、前記可変遅延手段で遅延されたクロック信号を更に遅延させ、遅延したクロック信号を前記第二のサンプル手段に出力する遅延手段を備える。
【００１８】
第二の発明では、第一のサンプル手段のサンプルタイミングを包絡線信号の変化点付近に同期追従させることで、第二のサンプル手段のサンプルタイミングを包絡線信号のピーク点付近に同期させることができるので、第二のサンプル手段のサンプル値を第二の閾値判定手段で閾値判定することで受信信号を復調することもできる。また第一のサンプル手段では復調を行わないので、第一のサンプル手段の動作速度を遅くし、消費電力を抑えることもできる。
【００１９】
第三の発明は、前記第二の発明において、前記エッジ検出信号が入力されたときに前記第二のサンプル値を保持し、ホールド値を出力するホールド手段と、前記ホールド値を所定の時間遅延させる第二の遅延手段と、前記ホールド値と、遅延されたホールド値との差を計算し、計算結果を出力する加算手段と、前記第一の遅延制御信号と前記計算結果に基づいて前記第二のサンプル手段に入力されるクロック信号のタイミングと前記包絡線信号のピーク点のタイミングが揃うように第二の可変遅延手段の遅延量を制御する第二の遅延制御信号を出力する第二の同期制御手段を更に備える。
【００２０】
第三の発明では、第二の可変遅延手段を用い、第一のサンプル手段に入力されるクロック信号と第二のサンプル手段に入力されるクロック信号間の位相差を可変にすることにより、第二のサンプル手段のサンプルタイミングをピーク点付近に同期させることができるので、受信信号の波形が歪んでいる場合でも復調性能の劣化を抑えることができる。
【００２１】
第四の発明は、NRZ符号化されたOOK変調信号を受信し、内部で発生させたクロック信号と前記受信信号を同期させるパルス無線受信装置であって、受信信号を包絡線検波し、包絡線信号を出力する検波手段と、クロック信号を発生するクロック生成手段と、入力される遅延制御信号に応じて、前記クロック信号の位相を制御し、異なる位相のクロック信号を生成する遅延手段と、前記包絡線信号を前記異なる位相毎のクロック信号でサンプルし、異なる位相毎のサンプル値に変換するサンプル手段と、前記異なる位相毎の連続したｎ個のサンプル値から最大値と最小値を検出し、その最大値と最小値の差分を求め、その差分をもとに異なる位相のサンプル点間の相対振幅差信号を生成する相対差算出手段と、前記相対振幅差信号に基づいて、前記包絡線信号とクロック信号のタイミングが同期するように、前記クロック生成手段が発生するクロック信号の位相を制御する遅延制御信号を生成し、前記遅延手段へ出力する同期制御手段とを備える。
【００２２】
第四の発明では、相対振幅差に基づいて同期制御を行うので受信信号強度に依存せずに同期が可能である。
【００２３】
第五の発明は、第四の発明において、相対差算出部からの相対振幅差信号と所定の閾値をもとに同期状態を検出する同期状態検出部を更に備え、前記同期制御手段は、前記同期状態検出手段で検出される同期状態に基づいて、同期状態であるときは、前記クロック信号の位相の制御を保持する。
【００２４】
第五の発明では、クロック信号と受信信号の同期がとれているときに、遅延手段におけるクロック信号の位相制御を保持するので、同期追従の安定化が可能である。
【００２５】
第六の発明は、第四の発明において、前記相対差算出部で求めた相対振幅差信号に基づいて、前記サンプル手段からの複数の異なる位相のサンプル値を選択して２値の復調データを生成する復調手段をさらに備える。
【００２６】
第六の発明では、サンプル手段からのサンプル値を復調に用いることで、同期追従と同時に復調も可能になる。
【発明の効果】
【００２７】
以上説明したように、第一の発明によれば、同期引き込みと同期追従の両方において、受信装置は、包絡線信号にＩＳＩ（符号間干渉）を有する場合にも正確に同期することができる。また、所定の基準に従って２つのサンプル手段のサンプル値を入れ替えることで、同期引き込み時の引き込み時間を短くすることができる。
【００２８】
また、第二の発明によれば、第一のサンプル手段のサンプルタイミングを変化点付近で同期追従させることで、第二のサンプル手段のサンプルタイミングをピーク点付近に同期させることができるので、第二のサンプル手段のサンプル値を第二の閾値判定手段で閾値判定することで受信信号を復調することもできる。また第一のサンプリング手段では復調を行わないので、第一のサンプリング手段の動作速度を遅くし、消費電力を抑えることもできる。
【００２９】
さらに、第三の発明によれば、第二の可変遅延手段を用い、第一のサンプル手段に入力されるクロック信号と第二のサンプル手段に入力されるクロック信号の位相差を可変にすることにより、第二のサンプル手段のサンプルタイミングをピーク点付近に同期させることができるので、受信信号の波形が歪んでいる場合でも復調性能の劣化を抑えることができる。
【００３０】
また、第四の発明によれば、相対振幅差に基づいて同期制御を行うので、受信信号強度に依存せずに同期が可能である。
また、第五の発明によれば、クロック信号と受信信号の同期がとれているときに、遅延手段におけるクロック信号の位相制御を保持するので、同期追従の安定化が可能である。  さらに、第六の発明によれば、サンプル手段からのサンプル値を復調に用いることで、同期追従と同時に復調も可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。通信に用いる信号は、ＯＯＫ変調およびＮＲＺ符号化されているものとする。
【００３２】
本発明の実施の形態について説明する前に、従来のＥａｒｌｙ／Ｌａｔｅ  ＤＬＬ方式を、ＮＲＺ符号化されたパルスに適用すると同期が困難な理由について、図36を用いて説明する。
【００３３】
図36は、ＮＲＺ符号化されたＯＯＫ変調信号“１０１”を受信したときの包絡線信号と、前記Ｅａｒｌｙフィンガー、Ｌａｔｅフィンガーの時間軸上での位置関係とを示した図である。同図において、時刻Ｔ１およびＴ２における、各々のフィンガーのサンプル値を、Ｅ１、Ｌ１およびＥ２、Ｌ２とする。
【００３４】
Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ  ＤＬＬ方式は、Ｅ１とＬ１、Ｅ２とＬ２の大小関係に応じて、ローカル信号のタイミングを制御する方式であるが、時刻Ｔ１では、Ｅ１＞Ｌ１となっているのに対して、時刻Ｔ２では、Ｅ２＜Ｌ２となっている。このように時刻Ｔ１とＴ２とで、Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅの判定結果が相反してしまうために同期が困難となる。
【００３５】
また、図示していないが、ＮＲＺ形式のＯＯＫ変調信号“１”を連続して受信したとき、検波手段において隣り合うパルス間に符号間干渉（ＩＳＩ）が生じるため、検波手段は、ほぼ平らな包絡線信号を出力する。この包絡線信号の振幅は、ＯＯＫ変調信号“１”を一つだけ受信したときの包絡線信号のピーク点における振幅とほぼ等しい。
【００３６】
このとき先行技術の同期方法では、ＥａｒｌｙフィンガーとＬａｔｅフィンガーとの振幅差を得ることが困難のため、同期も困難となる。
【００３７】
（実施の形態１）
図１は、ＯＯＫ変調を用いるパルス無線送信装置１００のブロック図である。図１において、送信装置１００は、チャネルエンコーダ１０４、インターリーバ１０６、ＯＯＫ変調器１０８、パルス発生器１１０、発振器１１２、電力増幅器１１４、およびアンテナ１１６を有する。
【００３８】
ビット列１０２は、入力データを表わす。このデータは、テキスト、映像、画像、音声などの任意の１つまたは組み合わせを含んでいる。ビット列１０２は、チャネルエンコーダ１０４に送られる。チャネルエンコーダ１０４は、ビット列１０２に対して、例えばブロック符号や畳み込み符号などのあらゆる種類の前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号化を行い、符号化ビットを出力する。
【００３９】
インターリーバ１０６は、符号化ビットを分散させるためにチャネルエンコーダ１０４の後に利用されることがあり、受信装置において受信信号内のバースト誤りを防ぐことができる。インターリーバ１０６は、任意選択であり、他の実施の形態では送信装置１００から除外することができる。ＯＯＫ変調器１０８は、ＲＺ形式またはＮＲＺ形式のＯＯＫ変調方式を用いて、インターリーブされたビット列を変調し、ＯＯＫ変調信号１０９を出力する。
【００４０】
次に、ＯＯＫ変調信号１０９がパルス発生器１１０に送られ、所定のパルス波形（例えば、ガウス形パルス）に基づいて伝送パルス１１１が生成される。なお、発振器１１２が、出力する伝送パルス１１１を、搬送周波数ｆｃで所定の周波数帯に変換する。
【００４１】
次に、伝送パルス１１１が、電力増幅器１１４に入力される。電力増幅器１１４は、送信電力を所定のレベルまで高めるように設計されている。最後に、増幅された信号１１８が、アンテナ１１６によって放射される。
【００４２】
図２には、ＲＺ形式およびＮＲＺ形式でＯＯＫ変調されたＯＯＫ変調信号１０９のパルス列２００が表されており、この場合、インターリーブされたビット列は、「０１０１１１０」である。ＯＯＫは、単純な変調方式であり、この場合、ＯＯＫ変調器１０８は、入力ビットが「１」のときにパルスを送り、入力ビットが「０」のときに何も送らない。
【００４３】
ＯＯＫ変調では、シンボル長Ｔｓ２０２とビット長Ｔｂ（図示しない）は同じである。各パルスは、一定のパルス幅Ｔｐを有するが、Ｔｐは、ＲＺ形式のＯＯＫ変調とＮＲＺ形式のＯＯＫ変調で異なる。
【００４４】
ＮＲＺ形式のＯＯＫ変調では、パルス幅Ｔｐは、図２に示すパルス振幅がＡ＿Ｎ２０４となっている期間のＴｓと等しい。一方で、ＲＺ形式のＯＯＫ変調では、パルス幅Ｔｐは、パルス振幅がＡ＿Ｒ２０８となっている期間のＴ２０６であり、０＜Ｔ＜Ｔｓである。ＲＺ形式とＮＲＺ形式とで、信号電力を等しくする場合には、積（Ｔ２０６＊Ａ＿Ｒ２０８）と積（Ｔｓ２０２＊Ａ＿Ｎ２０４）を等しくする。なお、パルス幅とは、上記の通り、パルス振幅がＡ＿Ｒ２０８となっている期間であるが、言い換えると、ＲＺ形式のＯＯＫ変調では、振幅０から次の振幅０になるまでの期間である。
【００４５】
パルス列２００が、パルス発生器１１０に入力され、図３のパルス列３００のような搬送周波数ｆｃの伝送パルス１１１が得られる。パラメータＴｓ２０２、Ｔ２０６、Ａ＿Ｎ２０４、およびＡ＿Ｒ２０８は変化せず、ビット「１」の矩形パルスは搬送周波数ｆｃ３０２を有する正弦波信号になる。
【００４６】
図４は、ＯＯＫ復調と包絡線検波を有するパルス無線受信装置４００のブロック図である。図４において、受信装置４００は、アンテナ４０２、帯域フィルタ（ＢＰＦ）４０４、自動利得制御手段（ＡＧＣ）４０６、検波手段４０８、比較手段４１０、同期制御手段４１２、クロック生成手段４１４、デインターリーバ４１６、およびチャンネルデコーダ４１８を有する。
【００４７】
送信信号は、アンテナ４０２によって受信され、搬送周波数ｆｃ３０２と所定の帯域幅ＢＷとを有するＢＰＦ４０４に送られる。ＢＰＦ４０４は、所望の周波数帯［ｆｃ−ＢＷ／２，ｆｃ＋ＢＷ／２］以外のノイズや、他の妨害信号を除去することができる。ＡＧＣ４０６は、信号対雑音比（ＳＮＲ）などのチャネル測定に基づいて受信信号の振幅を調整する。
【００４８】
次に、検波手段４０８は、受信信号の包絡線信号４０９を検出する。比較手段４１０は、同期装置４１２から受け取ったタイミング信号４１１で包絡線信号４０９をサンプルする。比較手段４１０では、ＯＯＫデータ復調を実行するために、包絡線信号４０９のサンプル値が所定の閾値Ｔｈと比較される。サンプル値が閾値Ｔｈ以上であるとき、ビット「１」が検出される。サンプル値が閾値Ｔｈ未満であるとき、ビット「０」が検出される。閾値Ｔｈは、一定でもよくチャネル品質測定に合わせて調整可能としてもよい。
【００４９】
したがって、比較手段４１０が、ＯＯＫデータを正確に復調するためには、正確なタイミング信号４１１がきわめて重要である。検波手段４０８は、受信信号のタイミングを捕捉し追従するために、包絡線信号４０９を同期制御手段４１２に出力する。クロック生成手段４１４は、同期制御手段４１２にクロック信号４１３を供給する。
【００５０】
ここで、クロック信号４１３は、送信装置１００のシンボルレートＲｓと等しいクロック周波数を有する（Ｒｓ＝１／Ｔｓ）。同期制御手段４１２は、受信した包絡線信号４０９のタイミングとクロック信号４１３のタイミングを同期させて、タイミング信号４１１を比較手段４１０にデータサンプリングタイミングとして出力する。
【００５１】
比較手段４１０の後段において、デインターリーバ４１６が、復調ビット４１５を、デインターリーブし、チャンネルデコーダ４１８が、デインターリーブされた信号をデコードし、復号情報ビット４２０を出力する。
【００５２】
（ＩＳＩを有するＮＲＺ  ＯＯＫ変調信号の包絡線検波）
図５に、検波手段４０８の一例を示す。検波手段４０８は、ダイオード５０２と低域フィルタ（ＬＰＦ）５０４から構成される。また、検波手段４０８は他の回路構成でも、図５の受信信号５０６の包絡線を検出することができる。例えば、受信装置４００でビット列「０１０１１１０」の送信信号１１８が受信されたとき、ＬＰＦ５０４から出力される包絡線信号４０９は図６のようになる。
【００５３】
ここで、送信信号１１８がＲＺ形式のＯＯＫ変調（Ｔ＜α＊Ｔｓ）で変調されている場合、ＬＰＦ５０４の出力に、ビット「１」のパルス６０２、６０４、６０６および６０８を有する包絡線が得られると仮定する。すなわち、ＬＰＦ５０４の出力のパルス幅Ｔ＿Ｒ６１０＜Ｔｓである。αは、（０，１）の範囲内の所定の割合である。各パルスは、振幅０からピーク点Ｐまでの立ち上がりエッジと、ピーク点Ｐから振幅０までの立ち下がりエッジとを有する完全サイクルを有する。各パルスのパルス幅Ｔ＿Ｒ６１０は、符号持続時間Ｔｓ２０２以下である。なお、本実施の形態では、ＲＺ形式のＯＯＫ変調では、パルス幅Ｔ＿Ｒ６１０とは、図６に示すように、振幅０から次の振幅０までの期間を示す。
【００５４】
クロック信号４１３は、包絡線信号４０９をサンプリングするためにサンプリング周波数Ｒｓを生成する。各パルス６０２、６０４、６０６および６０８が、ＩＳＩのない完全サイクルを有するので、先行技術のＤＬＬは、ＥａｒｌｙフィンガーとＬａｔｅフィンガーからのサンプル間の振幅差を使用して、同期のための受信信号のタイミングを調整することができる。
【００５５】
同期が確立すると、データサンプリング時間Ｔ＿ｓａｍｐｌｅ６１２は、正確にパルス６０２、６０４、６０６および６０８のピーク点Ｐのタイミングになる。その結果、比較手段４１０がＴ＿ｓａｍｐｌｅからのサンプル値を閾値Ｔｈと比較し、正確にデータを検出することができる。
【００５６】
しかしながら、送信信号がＮＲＺ形式のＯＯＫ変調で変調された場合は、ＬＰＦ５０４から出力されるビット「１」の包絡線信号は、図６に示すパルス６１４、６１６、６１８および６２０のようになる。ここで、パルス６１４は、振幅０からピーク点Ｐまで立ち上がりエッジとピーク点Ｐから振幅０までの立ち下がりエッジを有する完全サイクルを有する。パルス幅Ｔ＿Ｎ６２２は、シンボル長Ｔｓ２０２より大きい。
これに対して、図６のパルス６１６、６１８および６２０は、パルス幅Ｔ＿Ｎ６２２は、シンボル長Ｔｓ２０２より大きいことから、連続したビット「１」によるＩＳＩのために完全サイクルではない。
【００５７】
図６に図示したように、ビット「１」が連続する場合、パルス６１６、６１８および６２０で深刻なＩＳＩが生じる。このためパルス６１６の立ち下がりエッジは、パルス６１８の立ち上がりエッジと重なり、パルス６１８の立ち下がりエッジは、パルス６２０の立ち上がりエッジと重なっている。なお、パルス６１６、６１８、６２０においても、パルス幅はＴ＿Ｎ６２２と同じであるが、パルスが連続しているため、パルス幅も重複している。
【００５８】
最終的に、パルス６１６、６１８および６２０の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとは、パルス６１６の立ち上がりエッジとパルス６２０の立ち下がりエッジ以外、区別することができない。したがって包絡線信号４０９は、パルス６１６の立ち下がりエッジとパルス６２０の立ち上がりエッジの範囲内では、ほぼ平らな振幅レベルを有する。
【００５９】
その結果、先行技術のＤＬＬでは、ＥａｒｌｙフィンガーとＬａｔｅフィンガーとによるサンプル間の振幅差を使用しても、受信信号のタイミングを正確に調整することは困難である。同期が正確でないと、データサンプリング時間Ｔ＿ｓａｍｐｌｅ６２４は、パルス６１４、６１６、６１８および６２０のピーク点Ｐのタイミングでなくなる。最終的に、比較手段４１０の閾値比較によるデータ検出において、大量の検出エラーが生じる。
【００６０】
ＬＰＦ５０４の出力において、単一のビット「１」のパルス幅（Ｔ＿Ｒ６１０またはＴ＿Ｎ６２２）は、受信したＯＯＫ信号のパルス幅ＴｐとＬＰＦ５０４の伝達関数に依存する。ＲＺ形式のＯＯＫ変調で、Ｔｐ＝Ｔ２０６＞＝α＊Ｔｓの場合、ビット「１」のパルス幅Ｔ＿Ｒ６１０は、シンボル長Ｔｓより大きくなる可能性がある。
【００６１】
したがって、ＲＺ形式のＯＯＫ変調でもビット「１」が連続するとＩＳＩが生じる場合がある。Ｔ＞＝α＊Ｔｓの場合のＲＺ形式のＯＯＫ変調のＩＳＩは、ＮＲＺ形式のＯＯＫ変調のＩＳＩと同様に扱うことができる。
【００６２】
（２つのサンプル手段を有する同期装置）
本発明では、ＮＲＺ形式のＯＯＫ変調または、ＲＺ形式のＯＯＫ変調においてＴ＞＝α＊Ｔｓとなり、ＩＳＩが存在する場合でも、正確な同期を実現するために、２つのサンプル手段を有する同期装置と対応する同期方法を提案する。この同期方法は、マルチパスチャネルまたはノイズが多いチャネルを介した信号に対しての同期引き込み及び同期追従の両方に適用可能である。２つのサンプル手段のサンプルタイミングの時間差は、「Ｔｓ／２」のようにシンボル長の半分になるように固定される。
【００６３】
図７は、２つのサンプル手段を有する同期装置を示すブロック図である。図７において、同期装置４１２は、スプリッタ７０１、２つのアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）７０４および７０６、可変遅延手段７０８、固定遅延手段７１０、および遅延制御手段７１２を有する。
【００６４】
包絡線信号４０９は、スプリッタ７０１の出力で２つの同一の包絡線信号７０２、７０３に分岐される。一方の包絡線信号７０２はＡＤＣ（Ａ）７０４に入力され、他方の包絡線信号７０３はＡＤＣ（Ｂ）７０６に入力される。ＡＤＣ（Ａ）７０４は、包絡線信号７０２を信号７０９のタイミングでサンプルし、アナログ信号をデジタル信号７０５に変換する。ＡＤＣ（Ｂ）７０６は、包絡線信号７０３を信号７１１のタイミングでサンプルし、アナログ信号をデジタル信号７０７に変換する。
【００６５】
上記２つのデジタル信号７０５、７０７が、同期処理のために遅延制御手段７１２に入力される。遅延制御手段７１２は、ＯＯＫデータ検出のためにタイミング信号４１１を比較手段４１０に出力する。遅延制御手段７１２は、また、クロック信号４１３と包絡線信号４０９のピーク点とのタイミングのずれを検出し、両者のタイミングをそろえるために遅延制御信号７１３を可変遅延手段７０８に送る。
【００６６】
可変遅延手段７０８は、クロック生成手段４１４からクロック信号４１３を受け取り、遅延制御手段７１２からの遅延制御信号７１３に基づいて、クロック信号４１３のタイミングを調整する。クロック信号４１３は、クロック周波数Ｒｓを有する方形パルス列で、各方形パルスのパルス幅はＴｓより小さい。各方形パルスの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジはどちらも、タイミング信号７０９のサンプリングタイミングとして使用することができる。
【００６７】
２つのＡＤＣのサンプルタイミングの時間差は、Ts/2であり、固定遅延手段７１０は、タイミング信号７０９をTs/2だけ遅延させてタイミング信号７１１を出力する。
【００６８】
本発明において、閾値Ｔｈは、同期追従でも使用される。この閾値Ｔｈは、所定の値に固定されてもよいし、チャネル品質に基づいて調整可能としてもよい。したがって、図７では、遅延制御手段７１２に対するオプションの入力信号７１４がある。閾値が固定のときには入力信号７１４は必要ないが、閾値を調整するときは、入力信号７１４を使用して調整した閾値Ｔｈを遅延制御手段７１２に送らなければならない。
【００６９】
図８は、図７の同期装置７００と類似した別の同期装置７２０のブロック図である。図７と図８の唯一の違いは、固定遅延手段７１０がスプリッタ７０１とＡＤＣ（Ｂ）７０６の中間に移動していることである。したがって、固定遅延手段７１０は、包絡線信号７０３にＴｓ／２のタイミング遅延を与える。次に、同じタイミング信号７０９が、図８のＡＤＣ（Ａ）７０４とＡＤＣ（Ｂ）７０６に送られる。
【００７０】
（ＩＳＩを有するＯＯＫ変調信号の捕捉方法）
同期引き込みは、送信信号をリンクセットアップ時に獲得する処理段階である。この段階での同期は、通常、精度は粗くてもよいが捕捉時間が早くなるようにする。各データパケットのプリアンブル部分のビット列を、信号捕捉を高速かつ正確にするように設計することもできる。本発明では、このビット列は、ＩＳＩの影響によって同期精度が劣化しないようにビット「１」が連続しないように設計される。
【００７１】
例えば、同期引き込みの場合、ビット列を「１０１０…１０」のように設定する。ビット「１」と「０」を交互にすると、図６に示すように、ＮＲＺ形式のＯＯＫ変調において、パルス幅Ｔ＿Ｎ＜＝２Ｔｓ（Ｔｓ：シンボル長）のときにＩＳＩを少なくすることができる。パルス幅Ｔ＿Ｎ６２２が２Ｔｓより長い場合は、「１００１００１…１００」のようなビット列で、２つのビット「１」の間により多くのビット「０」を挿入することもできる。
【００７２】
同期引き込みにおける同期装置７００（図７）の２つのＡＤＣによる包絡線信号のサンプリングの一例を図９に示す。図９は、ビット列「１０１０…１０」を送信したときのＮＲＺ形式のＯＯＫ変調信号の包絡線信号４０９を示している。
【００７３】
各ビット「１」は、包絡線信号４０９における１つのパルス（例えば、パルス８０２、８０４および８０６）に対応する。つまり、パルスが図６のパルス６１６、６１８、６２０と同様に、「１」が連続する場合は除かれ、各パルスのパルス幅は、Ｔ＿ｃｙｃｌｅ８０８以下で、この場合、Ｔ＿ｃｙｃｌｅ＝２＊Ｔｓである。なお、パルス幅は、振幅０から次の振幅０までの期間を示す。また、ＡＤＣ（Ａ）７０４とＡＤＣ（Ｂ）７０６におけるタイミング信号も、図９にサンプリング周波数Ｒｓで示されている。
【００７４】
ＡＤＣ（Ａ）７０４のタイミング信号とＡＤＣ（Ｂ）７０６のタイミング信号の時間差は、Ｔｓ／２  ８１０、８１２である。Ｔ＿ｃｙｃｌｅ毎に、ＡＤＣ（Ａ）７０４から連続した２つのサンプル値Ａ１、Ａ２と、ＡＤＣ（Ｂ）７０６からの連続した２つのサンプル値Ｂ１、Ｂ２が得られる。
【００７５】
図１０は、図７の同期装置７００の同期引き込み方法のフローチャートの一例である。まず、Ｓ９０２で、同じＴ＿ｃｙｃｌｅ内で、ＡＤＣ（Ａ）７０４が、例えば、タイミング信号７０９の立ち上がりを使用して、２つの連続するサンプル値Ａ１、Ａ２をサンプルし、ＡＤＣ（Ｂ）７０６が、タイミング信号７１１を使用して、２つの連続するサンプル値Ｂ１、Ｂ２サンプルする。
【００７６】
次に、Ｓ９０４とＳ９０６で、同じＴ＿ｃｙｃｌｅ内で、｜Ａ１−Ａ２｜と｜Ｂ１−Ｂ２｜が比較される。例えば、図１０ａにおいて、|ｎｅｗＡ１−ｎｅｗＡ２｜と｜ｎｅｗＢ１−ｎｅｗＢ２｜とを比較する。ここで、図１０ａの様に、｜Ａ１−Ａ２｜が｜Ｂ１−Ｂ２｜より大きい場合は、Ｓ９１０で、ＡＤＣ（Ａ）７０４とＡＤＣ（Ｂ）７０６からのサンプル値の入れ替えを行う。つまり、遅延制御手段７１２において、サンプル値Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２の置き換えを行う。これにより、以後の計算の共通化ができる。
【００７７】
例えば、図１０ａに示す、現在のＡ１（ｎｅｗＡ１）と１つ前のＴ＿ｃｙｃｌｅにおけるＢ２（ｏｌｄＢ２）、現在のＡ２（ｎｅｗＡ２）と1つ前のＴ＿ｃｙｃｌｅにおけるＢ１（ｏｌｄＢ１）、現在のＢ１（ｎｅｗＢ１）と1つ前のＴ＿ｃｙｃｌｅにおけるＡ１（ｏｌｄＡ１）、現在のＢ２（ｎｅｗＢ２）と１つ前のＴ＿ｃｙｃｌｅにおけるＡ２（ｏｌｄＡ２）を入れ替える。サンプル値の入れ替えを行う理由は後述する。
【００７８】
Ｓ９０６で、図１０ｂに示すように、｜Ａ１−Ａ２｜が｜Ｂ１−Ｂ２｜より小さい場合、処理の流れは、遅延制御手段７１２は、サンプル値の入れ替え（置き換え）を行わずにＳ９１２に進む。図１０ｃに示すように、｜Ａ１−Ａ２｜が｜Ｂ１−Ｂ２｜と等しい場合は、Ｓ９０８で、遅延制御手段７１２は、遅延制御信号７１３を、後述するように、Ｔｓの４分の１（Ｔｓ／４）になるように設定し、クロック信号４１３のタイミングを調整するために可変遅延手段７０８に送る。
【００７９】
次に、処理の流れはＳ９０２に戻り、調整したタイミング信号７０９と７１１を使用して、次のＴ＿ｃｙｃｌｅで次の４つのサンプル値Ａ１、Ａ２、Ｂ１およびＢ２をそれぞれサンプルする。
【００８０】
Ｓ９１２で、｜Ａ１−Ａ２｜の結果が所定の値Ｘと比較される。この場合、Ｘは、０または所定の正の数である。｜Ａ１−Ａ２｜がＸ以下の場合、信号が捕捉され、処理の流れは、終わりＳ９２４に進む。
【００８１】
｜Ａ１−Ａ２｜がＸよりも大きい場合は、信号は捕捉されていない。したがって、遅延制御信号７１３を可変遅延手段７０８に送ってクロック信号４１３のタイミングを調整するために、以降のステップへと進む。
【００８２】
Ｓ９１４、Ｓ９１６およびＳ９２０で、サンプル値Ａ１、Ａ２の振幅が互いに比較され、サンプル値Ｂ１、Ｂ２の振幅も互いに比較される。（Ａ１＜Ａ２かつＢ１＜Ｂ２）または（Ａ１＞Ａ２かつＢ１＞Ｂ２）の結果が得られた場合は、Ｓ９１８で遅延制御信号７１３を、後述する所定の負の値「−Ｄ」に設定し、可変遅延手段７０８に送ってクロック信号４１３のタイミングを前方にずらす。
【００８３】
（Ａ１＜Ａ２かつＢ１＞のＢ２）または（Ａ１＞Ａ２かつＢ１＜Ｂ２）の結果が得られた場合は、Ｓ９２２で遅延制御信号７１３を所定の正の値「＋Ｄ」に設定し、可変遅延手段７０８に送ってクロック信号４１３のタイミングを後方にずらす。
【００８４】
Ｓ９１８またはＳ９２２の後で、処理の流れは、Ｓ９０２に戻り、調整されたタイミング信号７０９と７１１を使用して、次のＴ＿ｃｙｃｌｅで次の４つのサンプル値Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２をサンプルする。
【００８５】
Ｓ９２４で、最終的に信号が捕捉されたとき、ＡＤＣ（Ｂ）７０６のサンプリング時間は、各パルスのピーク点Ｐのタイミングにある。
【００８６】
なお、チャネルの雑音によって、これらの４つのサンプル値の振幅は歪む可能性がある。振幅が歪むと、同期引き込みで同期精度が不十分になる。雑音の歪みを小さくするために、サンプルした複数のサンプル値の平均値を使用する方法が従来から使われている。例えば、同期引き込みでＮ個のＴ＿ｃｙｃｌｅをグループ化し平均化することができる。
【００８７】
各Ｔ＿ｃｙｃｌｅで、４つのサンプル値Ａ１、Ａ２、Ｂ１およびＢ２が得られるため、Ｎ個のＴ＿ｃｙｃｌｅでは、サンプル値Ａ１がＮ個得られる。平均値（Ａ１＿ａｖｅ）は、Ｎ個のサンプル値Ａ１の和を計算し、その和をＮで割ることによって得ることができる。同じ平均方法を使用して、Ｎ個のサンプル値Ａ２、Ｎ個のサンプル値Ｂ１およびＮ個のサンプル値Ｂ２からそれぞれ、平均値Ａ２＿ａｖｅ、Ｂ１＿ａｖｅおよびＢ２＿ａｖｅを得ることができる。
【００８８】
したがって、平均化を行う場合、これらの４つの平均値Ａ１＿ａｖｅ、Ａ２＿ａｖｅ、Ｂ１＿ａｖｅおよびＢ２＿ａｖｅを、図１０のサンプル値Ａ１、Ａ２、Ｂ１およびＢ２と置き換えることで同期引き込みが可能となる。平均化を行うと、Ｎ個のＴ＿ｃｙｃｌｅに１回の遅延調整しか実行されないことが分かる。平均化が行われない場合、Ｎ個のＴ＿ｃｙｃｌｅは、Ｎ回の遅延調整を実行することができる。したがって、正確な同期と高速な取得時間とを両立させることは困難である。
【００８９】
ここで、Ｓ９１８またはＳ９２２の所定の値Ｄは同期引き込みにおける遅延調整ステップの大きさ示す。Ｄが大きいほど、可変遅延手段７０８に対する遅延調整ステップを大きくして捕捉時間を短縮化することができる。しかしながら、クロック信号４１３のタイミングが包絡線信号４０９のピーク点のタイミングに近いときは、Ｄが大きいほどピーク点からの変動が大きくなる。
【００９０】
更に、遅延調整ステップの大きさＤは、固定でも変化してもよい。変数Ｄを適切に設計すると、捕捉時間を短縮化しつつ包絡線信号４０９のピーク点からの変動を小さくすることができる。例えば、最初はステップＤを大きくしておき同期引き込み速度を高め、引き込むにつれて、Ｄの値の大きさを徐々に小さなステップにして、変動を小さくすることができる。
【００９１】
図１０のフローチャートの補足説明として、ここでは、“０１０１０１”を送信した場合の同期引き込み方法について説明する。Ｓ９０２では、ＡＤＣ（Ａ）７０４、ＡＤＣ（Ｂ）７０６において包絡線信号４０９をサンプルし、それぞれサンプル値Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２を得る。このとき、サンプル値Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２の大小関係は、例えば図１０＿a、図１０＿b、図１０＿ｃに示すようになる。
【００９２】
Ｓ９０４では、“｜Ａ１−Ａ２｜＞｜Ｂ１−Ｂ２｜”となっているかを判定する。図１０＿aの場合は、この条件を満たしているので、“Ｙｅｓ”判定となりＳ９１０へ進む。一方で図１０＿ｂまたは図１０＿ｃの場合は“Ｎｏ”判定となりＳ９０６へ進む。
【００９３】
Ｓ９０６では、“｜Ａ１−Ａ２｜＜｜Ｂ１−Ｂ２｜”となっているかを判定する。図１０＿ｂの場合は、この条件を満たしているので“Ｙｅｓ”判定となりＳ９１２へ進む。一方で図１０＿ｃの場合は、“Ｎｏ”判定となりＳ９０８へ進む。
【００９４】
図１０＿ｃを見ると、サンプル値Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２の関係が“｜Ａ１−Ａ２｜＝｜Ｂ１−Ｂ２｜”となっており、このときＡＤＣ（Ａ）７０４、ＡＤＣ（Ｂ）７０６のサンプルタイミングが包絡線信号４０９のピーク点からちょうどＴｓ／４ずれたタイミングになっていることが分かる。従ってＳ９０８では、クロック信号のタイミングを可変遅延手段７０８においてＴｓ／４ずらす。このようにすることによって、ＡＤＣ（Ａ）７０４、またはＡＤＣ（Ｂ）７０６のサンプルタイミングのどちらかが包絡線信号のピーク点のタイミングにくるようになる。その後、Ｓ９０２へ戻る。
【００９５】
Ｓ９１０では、サンプル値Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２の入れ替えを行っている。Ｓ９１０での各サンプル値の関係は図１０＿aのようになる。なお、図１０ａは入れ替え手順前を示す。この状態で、上述の入れ替え手順に従ってサンプル値の入れ替えを行うと、図１０＿ｄのようになる。
ここで図１０＿ｄと図１０＿ｂを比較すると、サンプル値Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２の大小関係が一致していることが分かる。すなわちＳ９１０では、次のＳ９１２での処理（計算式）を統一（共通化）することができるためにサンプル値の入れ替え処理（置き換え）をしている。次にＳ９１２へ進む。
【００９６】
Ｓ９１２では、“｜Ａ１−Ａ２｜＜＝  Ｘ”となっているかを判定する。Ｓ９１２での各サンプル値の大小関係には、例えば図１０＿eと図１０＿fの場合がある。図１０＿ｆの場合は、この条件を満たしているので“Ｙｅｓ”判定となりＳ９２４へ進み、同期引き込みが完了し、Ｓ９２４へ進む。一方で、図１０＿eの場合は、“Ｎｏ”判定となりＳ９１４へ進む。
【００９７】
Ｓ９１４では、“A1＜A2”となっているかを判定する。Ｓ９１２で“｜A1‐A2｜<= X”を満たさない状態として図１０＿ｇの場合もある。図１０＿eと図１０＿ｇとの差異は、A１とA2の大小関係である。Ｓ９１４では図１０＿eと図１０＿ｇを区別する。図１０＿eの場合は、“A1＜A2”の条件を満たしているので“Yes”判定となりＳ９１６へ進む。一方で、図１０＿ｇの場合は“No”判定となり、Ｓ９２０へ進む。
【００９８】
Ｓ９１６では、“B1＜B2”となっているかを判定する。Ｓ９１４で“A1＜A2”を満たす状態として図１０＿ｈの場合もある。図１０＿eと図１０＿ｈとの差異は、B1とB2の大小関係である。図１０＿ｈの場合は、“B1＜B2”の条件を満たすので“Yes”判定となりＳ９１８へ進む。一方で、図１０＿eの場合は、“No”判定となりＳ９２２へ進む。
【００９９】
Ｓ９２０でも、“B1＜B2”となっているかを判定する。Ｓ９１４で“A1＜A2”を満たさない状態として図１０＿iの場合もある。図１０＿ｇと図１０＿iの差異は、サンプルB1とB2の大小関係である。図１０＿iの場合は、この条件を満たすので“Yes”判定となりＳ９２２へ進む。一方で、図１０＿ｇの場合は、“No”判定となりＳ９１８へ進む。
【０１００】
Ｓ９１８では、クロック信号のタイミング制御を行う。Ｓ９１８では、各サンプル値のタイミングが、図１０＿ｇまたは図１０＿ｈの状態にある。これらの2つの状態では、サンプル値Ｂ１のサンプリングのタイミングが包絡線信号４０９のピーク位置に対して遅れている。従って可変遅延手段７０８は、遅延量を減らす制御（‐D）を行う。その後、再びＳ９０２へ戻る。
【０１０１】
Ｓ９２２でも、クロック信号のタイミング制御を行う。Ｓ９２２では、各サンプル値のタイミングが、図１０＿eまたは図１０＿iの状態にある。これら２つの状態では、サンプル値Ｂ２のサンプリングのタイミングがパルスのピーク位置に対して進んでいる。従って可変遅延手段７０８は、遅延量を増やす制御（＋D）を行う。その後、再びＳ９０２へ戻る。
【０１０２】
（ＩＳＩを有するＮＲＺ  ＯＯＫ変調信号の追従方法）
同期追従は、同期引き込みの後で送信信号を追従する処理ステップである。同期追従は、通常、データペイロードにある情報メッセージに基づいて、細かい同期制御を実現するために必要とされる。データペイロードのビット列は予測できないので、同期追従方法は、ランダムなビット列に有効でなければならない。
【０１０３】
これは、ビット「１」が連続しないようにビット列を設計できる同期引き込みとは異なる。同期追従では、連続するビット「１」をデータペイロードの情報ビット列で受信することは避けられない。
【０１０４】
本発明の同期追従方法は、同期閾値Ｔｈを使用し、図７または図８と同じ同期装置構成を使用する。同期閾値Ｔｈは、一定でもよく、チャネル品質に基づいて調整可能でもよい。同期閾値を調整する場合は、図７と図８に示したように、遅延制御手段７１２への入力信号７１４が必要となる。単純な実施態様では、同期閾値ＴｈはＯＯＫデータ検出閾値と等しくてもよい。
【０１０５】
図６で述べたように、ＮＲＺ形式のＯＯＫ変調信号では、ビット「１」が連続すると振幅レベルがほぼ平らになるため、先行技術のＤＬＬは、受信信号のタイミングを正確に同期させることが困難である。パルス６１６、６１８および６２０の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジは、パルス６１６の立ち上がりエッジとパルス６２０の立ち下がりエッジ以外、区別することが困難であるためである。
【０１０６】
本発明において、閾値Ｔｈは、ランダムビット列でパルスの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとを検出するために使用される。そしてパルスの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジが検出されたときのＡＤＣのサンプル値だけを使用して、受信信号を同期追従する。他のサンプル値は、単純に同期追従から除去される。
【０１０７】
図１１は、ビット列「０１０１１１０」を受信した時の包絡線信号４０９である。ＡＤＣ（Ａ）７０４とＡＤＣ（Ｂ）７０６が、一定の時間間隔Ｔｓ／２１００２、１００４で包絡線信号４０９をサンプルする。Ｔ＿ｃｙｃｌｅ毎に、ＡＤＣ（Ａ）７０４から２つの連続サンプルと、ＡＤＣ（Ｂ）７０６から２つの連続サンプルが得られる。
【０１０８】
まず、立ち上がり検出について説明する。
本発明では、同期引き込みが完了したとき、ＡＤＣ（Ｂ）７０６のサンプルタイミング（例えば、サンプルタイミング１０１４、１０１６、１０１８、１０２０、１０２２、１０２４、１０２６）が、各シンボルのピーク点Ｐのタイミングにあるものとする。つまり、サンプル値Ｂ１又はＢ２が、各シンボルのピーク点Ｐと一致している。図１１に、同期閾値Ｔｈ１０２８が示されている。受信パルスの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジを検出するために、ＡＤＣ（Ｂ）７０６からのサンプル値が閾値Ｔｈ１０２８と比較される。
【０１０９】
立ち上がりエッジは、ＡＤＣ（Ｂ）７０６が閾値Ｔｈ１０２８より小さいサンプルを有し、その後で閾値Ｔｈ１０２８より大きい別のサンプルを有するときに検出される。例えば、図１１では、サンプル値Ｂ１  １０１４がＴｈより小さい振幅（振幅０）を有し、その後のサンプル値Ｂ２  １０１６（ピーク点Ｐ）がＴｈより大きい振幅を有しているので、サンプル値Ｂ１  １０１４とサンプル値Ｂ２  １０１６の間に立ち上がりエッジが検出される。
【０１１０】
一方、立ち下がりエッジは、ＡＤＣ（Ｂ）７０６がＴｈ１０２８よりも大きいサンプルを有し、その後でＴｈ１０２８より小さい別のサンプルを有するときに検出される。例えば、図１１では、サンプル値Ｂ２  １０２４がＴｈより大きい振幅（ピーク点Ｐ）を有し、その後でサンプル値Ｂ１  １０２６がＴｈより小さい振幅（振幅０）を有しているので、サンプル値Ｂ２  １０２４とサンプル値Ｂ１  １０２６の間に立ち下がりエッジが検出される。
【０１１１】
なお、ＡＤＣ（Ｂ）７０６が連続する２つのサンプルを有し、それらの振幅が両方ともＴｈ１０２８より大きい（または小さい）場合は、立ち上がりエッジも立ち下がりエッジも検出されない。例えば、サンプル値Ｂ２  １０２０、Ｂ１  １０２２およびＢ２  １０２４が全て閾値Ｔｈ１０２８より大きいので、これらのサンプル間には立ち上がりエッジも立ち下がりエッジも検出されない。
【０１１２】
次に、検出された立ち上がりエッジとその後の検出された立ち下がりエッジとは、１対の検出エッジとしてグループ化され、例えば、１対として、サンプル値Ｂ１  １０１４からサンプル値Ｂ２  １０１６への立ち上がりエッジと、サンプル値Ｂ２  １０１６からサンプル値Ｂ１  １０１８への立ち下がりエッジとがグループ化される。また、別の対として、サンプル値Ｂ１  １０１８からサンプル値Ｂ２  １０２０への立ち上がりエッジと、サンプル値Ｂ２  １０２４からサンプル値Ｂ１  １０２６への立ち下がりエッジとがグループ化される。
【０１１３】
次に、信号追従について、説明する。
まず、検出された立ち上がりエッジと立ち下がりエッジにおけるＡＤＣ（Ａ）７０４のサンプル値だけが、信号追従に利用される。ＡＤＣ（Ａ）からの他のサンプル値は除去される。例えば、図１１では、サンプル値Ａ１  １０１５、Ａ２  １０１７、Ａ１  １０１９、Ａ２  １０２５は利用されるが、サンプル値Ａ２  １０２１およびＡ１  １０２３は除去される。
【０１１４】
なお、同期追従において、ＡＤＣ（Ａ）７０４からのサンプルは、対となっている。つまり、グループ化された立ち上がりエッジと立ち下がりエッジにおけるサンプル間で比較される。例えば、図１１において、１対のサンプル値Ａ１  １０１５とＡ２  １０１７が互いに比較され、また別の対のサンプル値Ａ１  １０１９とＡ２  １０２５が互いに比較される。
【０１１５】
図１２は、図７の同期装置７００の追従方法のフローチャートの一例である。まず、Ｓ１１０２で、ＡＤＣ（Ａ）７０４とＡＤＣ（Ｂ）７０６がそれぞれ、同じＴｓ内で２つのサンプルＡ＿ｘとＢ＿ｘをサンプリングする。なお、この実施の形態では同期追従処理が立ち上がりエッジから始まると仮定する。
【０１１６】
したがって、立ち上がりエッジを検出するために、Ｓ１１０４で、Ｂ＿ｘをＴｈと照合する必要がある。Ｂｘ＞＝Ｔｈの場合は、立ち上がりエッジを検出することができず、処理の流れはＳ１１０２に戻り、次のＴｓでＡ＿ｘとＢ＿ｘをサンプリングする。
Ｂｘ＜Ｔｈの場合、ＡＤＣ（Ａ）７０４とＡＤＣ（Ｂ）７０６は、Ｓ１１０６で、引き続き次のＴｓで２つの別のサンプルＡ＿ｙとＢ＿ｙをそれぞれサンプルする。
【０１１７】
次にＳ１１０８で、Ｂ＿ｙをＴｈと照合する。Ｂ＿ｙ＜Ｔｈの場合は、立ち上がりエッジは検出されず、処理の流れは、Ｓ１１０６に戻り、次のＴｓで新しいＡ＿ｙとＢ＿ｙをサンプルする。Ｂｙ＞＝Ｔｈの場合は、立ち上がりエッジが見つかる。Ｓ１１１０で、Ａ＿ｙの値が、立ち上がりエッジのサンプルＡ＿Ｌとして記録される。
【０１１８】
立ち上がりエッジが見つかった後、１対の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジを形成するために、次の立ち下がりエッジを調べなければならない。次のＴｓで、ＡＤＣ（Ａ）７０４とＡＤＣ（Ｂ）７０６は、Ｓ１１１２で、２つのサンプルＡ＿ｙとＢ＿ｙをサンプルする。
【０１１９】
次に、Ｓ１１１４において、Ｂ＿ｙがＴｈと照合される。Ｂ＿ｙ＞＝Ｔｈの場合は、立ち下がりエッジは検出されず、処理の流れはＳ１１１２に戻り、次のＴｓで新しいＡ＿ｙとＢ＿ｙをサンプルする。Ｂ＿ｙ＜Ｔｈの場合は、立ち下がりエッジが検出され、Ａ＿ｙは、Ｓ１１１６で、立ち下がりエッジのサンプルＡ＿Ｔとして記録される。
【０１２０】
これで、１対の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジが得られる。Ｓ１１１８において、｜Ａ＿Ｌ−Ａ＿Ｔ｜をＸと照合することによって信号追従を調べることができ、この場合、Ｘは、同期引き込みの場合と同じように０かまたは所定の正の数である。
【０１２１】
｜Ａ＿Ｌ−Ａ＿Ｔ｜＜＝Ｘの場合は、完全に同期したと判断され、遅延調整は不要である。そして処理の流れはＳ１１２６に進み、さらに他の信号が来ているかどうか確認する。信号が来ていない場合、処理の流れは、終わりＳ１１２８に進む。さらに他の信号が来ている場合、処理の流れはＳ１１０６に戻り、次の対の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジを検出する。
【０１２２】
Ｓ１１１８において、｜Ａ＿Ｌ−Ａ＿Ｔ｜＞Ｘの場合は、クロック信号のタイミングを調整し、同期追従を行う。次に、Ｓ１１２０において、Ａ＿ＬをＡ＿Ｔと比較する。Ａ＿Ｌ＜Ａ＿Ｔの場合は、包絡線信号に対してクロック信号４１３が進んでいることが検出され、Ｓ１１２２で、遅延制御信号７１３が所定の正の値（＋Ｄ）に設定され、可変遅延手段７０８に送られて、クロック信号４１３のタイミングが後方にずらされる。
【０１２３】
Ａ＿Ｌ＞Ａ＿Ｔの場合は、包絡線信号に対してクロック信号４１３が遅れていることが検出され、Ｓ１１２４において、遅延制御信号７１３が所定の負の値（−Ｄ）に設定され、可変遅延手段７０８に送られてクロック信号４１３のタイミングが前方にずらされる。Ｓ１１２２またはＳ１１２４の遅延調整の後で、処理の流れはＳ１１２６に進み、さらに入力される信号に対して、同期追従処理を続けるべきかどうか確認する。
【０１２４】
同期引き込みの場合と同じように、Ｓ１１２２またはＳ１１２４での所定の値Ｄは、遅延調整ステップの大きさを示す。ステップの大きさＤは固定されてもよく、様々な要件に応じて可変でもよい。ステップの大きさＤを大きくすると、包絡線信号とクロック信号とタイミングのズレに対する応答を早くすることができるが、同期が達成されたときの変動が大きくなることがある。さらに、同期追従動作中の雑音の影響を小さくするために、同期引き込みの場合のように平均化アルゴリズムを使用することができる。
【０１２５】
平均化する場合、連続したＮ対の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジを収集して遅延制御信号７１３を決定する。Ｎ対のうちのＮ個のサンプル値Ａ＿Ｌが平均されてＡ＿Ｌ＿ａｖｅが得られ、Ｎ個のサンプル値Ａ＿Ｔが平均されてＡ＿Ｔ＿ａｖｅが得られる。次に、図１２において、サンプル値A_L、A_Tを平均値A_L_ave、A_T_aveに置き換えることで同期追従が可能となる。
【０１２６】
図１２のフローチャートの補足説明として、ここでは、“０１０１１１０”を送信した場合の同期追従方法について説明する。Ｓ１１０２では、図１２＿aのようにTs1においてADC（A）７０４、ADC（B）７０６で包絡線信号４０９をサンプリングし、それぞれサンプル値A＿ｘ、B＿ｘを得る。その後、Ｓ１１０４へ進む。
なお、図１２ａにおいては、ＡＤＣ（Ａ）とＡＤＣ（Ｂ）のサンプルタイミングの間隔がTs/2であるため、Ｂ＿Ｘがピーク点である場合は、Ａ＿Ｘは、振幅の半分となり、閾値Ｔｈと一致する。
【０１２７】
Ｓ１１０４では、遅延制御手段７１２は、“B_x ＜ Th”となっているかを判定する。図１２＿aの場合、この条件を満たしていないので“No”判定となりＳ１１０２に戻る。もしこの時点で条件を満たしていれば、Ｓ１１０６に進む。“B_x ＜ Th”を満たすまでＳ１１０２とＳ１１０４を繰り返す。Ｓ１１０２に戻り次のTs2でサンプルすると図１２＿ｂのようなサンプル値A＿ｘ、B＿ｘが得られる。
【０１２８】
Ｓ１１０４へ進み、遅延制御手段７１２は、再度“B_x ＜ Th”を判定する。図１２＿ｂでは条件を満たしているので“Yes”判定となりＳ１１０６へ進む。Ｓ１１０６では、遅延制御手段７１２は、図１２＿ｃのように次のTs3におけるサンプル値A＿ｙ、B＿ｙを取得する。その後、Ｓ１１０８に進む。
【０１２９】
Ｓ１１０８では、遅延制御手段７１２は、“B＿ｙ ＜ Th”となっているかを判定する。図１２＿ｃの場合は、この条件を満たしていないので“No”判定となりＳ１１１０へ進む。ここで“Yes”判定となった場合には、Ｓ１１０６へ戻り、次のTsにおけるA＿ｙ、B＿ｙを取得する。“B＿ｙ ＜ Th”を満たさなくなるまでＳ１１０６とＳ１１０８を繰り返す。
【０１３０】
Ｓ１１１０では、遅延制御手段７１２は、Ts3で包絡線信号に立ち上がりエッジを検出したため、立ち上がりエッジにおけるA＿ｙ（図１２＿ｃにおけるA＿ｙ）の値をA＿Lとして記録する。その後、Ｓ１１１２へ進む。Ｓ１１１２では、遅延制御手段７１２は、図１２＿ｄのように次のTs4におけるサンプル値A＿ｙ、B＿ｙを取得する。その後、Ｓ１１１４へ進む。
【０１３１】
Ｓ１１１４では、遅延制御手段７１２は、“B＿ｙ ＜ Th”となっているかを判定する。図１２＿ｄでは、この条件を満たしていないので“No”判定となりＳ１１１２へ戻る。“B＿ｙ ＜ Th”を満たすまでＳ１１１２とＳ１１１４を繰り返す。図１２＿e、図１２＿fからわかるように、Ts5においても“No”判定となり、Ts6で“Yes”判定となる。Ｓ１１１４で“Yes”判定になるとＳ１１１６へ進む。
【０１３２】
Ｓ１１１６では、遅延制御手段７１２は、Ts6で受信信号に立ち下がりエッジを検出したため、立ち下がりエッジにおけるA＿ｙ（図１２＿ｆにおけるA＿ｙ）の値をA＿Tとして記録する。その後、Ｓ１１１８へ進む。
【０１３３】
Ｓ１１１８では、遅延制御手段７１２は、“｜A＿L‐A＿T｜<= X”となっているかを判定する。Ｓ１１１８におけるA＿LとA＿Tの関係は、図１２＿ｆ以外にも図１２＿ｇ、図１２＿ｈの場合がある。図１２＿ｆの場合は、この条件を満たしているため“Yes”判定となりＳ１１２６へ進む。図１２＿ｇ、図１２＿ｈの場合は、“No”判定となりＳ１１２０へ進む。
【０１３４】
Ｓ１１２０では、遅延制御手段７１２は、“A＿L ＜ A_T”となっているかを判定する。図１２＿ｈの場合は、“Yes”判定となりＳ１１２２へ進む。一方で図１２＿ｇの場合は、“No”判定となりＳ１１２４へ進む。
【０１３５】
Ｓ１１２２では、遅延制御手段７１２は、クロック信号のタイミング制御を行う。Ｓ１１２２では、図１２＿iのように、A_L＜A_Tであることから、ＡＤＣ（Ｂ）のサンプルタイミングがピーク点よりも進んでいる、つまり、サンプル値Bのタイミングが包絡線信号４０９のピーク点に対して進んでいると判断することができる。従って、遅延制御手段７１２は、図７、図８の可変遅延手段７０６の遅延量をふやす制御（＋D）を行う。その後、Ｓ１１２６へ進む。
【０１３６】
Ｓ１１２４でも、遅延制御手段７１２は、クロック信号４１３のタイミング制御を行う。Ｓ１１２４では、遅延制御手段７１２は、図１２＿ｊのように、Ｓ１１２２とは逆に、A_L＞A_Tであることから、ＡＤＣ（Ｂ）のサンプルタイミングがピーク点よりも遅れている、つまり、サンプル値Bのタイミングがパルスのピーク位置に対して遅れていると判断することができる。従って、遅延制御手段７１２は、可変遅延手段７０６に、遅延量を減らす制御（‐D）を行う。その後、Ｓ１１２６へ進む。
【０１３７】
Ｓ１１２６では、遅延制御手段７１２は、受信信号がまだあるかを判定する。受信信号がある場合は、“Yes”判定となりＳ１１０６へ戻り同期追従処理を繰り返す。受信信号が無い場合には、“No”判定となりＳ１１２８へ進み、同期追従処理を終了する。
【０１３８】
図１３は、ＯＯＫ復調と包絡線検波を有するパルス無線受信装置１２００の別の構成を示すブロック図である。受信装置１２００のブロック図は、図４の受信装置４００のブロック図と似ているが、唯一の違いは、図１３では検波手段４０８から比較手段４１０に出力される包絡線信号４０９がないことである。
【０１３９】
本発明を使用することによって、図４と同様に、同期が達成されるときに、ＡＤＣ（Ｂ）７０６のサンプルタイミングがピーク点Ｐになる。したがって、閾値の比較において、ＡＤＣ（Ｂ）７０６からのサンプルはＯＯＫデータ検出のデータサンプルと同一である。
【０１４０】
図４においてタイミング信号４１１が比較手段４１０に送られる代わりに、図１３の信号１２０２では、ＡＤＣ（Ｂ）７０６からのサンプル値が、同期制御手段４１２によって比較手段４１０に送られる。この結果、受信装置１２００は、比較手段４１０から１つのＡＤＣ、又は、コンパレータを含むサンプリング回路を除去することによって回路構成を簡易化することができる。
なお、図４の比較手段４１０におけるサンプリングは、コンパレータで構成される場合には、包絡線信号４０９を閾値Ｔｈと比較した後に、タイミング信号４１１でサンプリングする構成をとり、ＡＤＣで構成される場合は、包絡線信号４０９をタイミング信号４１１でサンプリングした後に、閾値Ｔｈと比較する構成となる。
【０１４１】
（実施の形態２）
実施の形態１では、2つのADCのうち、どちらも包絡線信号のピーク点に同期する可能性があったため、ADCは2つともシンボルレートと同じ速度で動作しなければならなかったが、実施の形態２では、2つのADCの役割を同期用とデータ復調用とにわけることで、低消費電力化を図る構成について説明する。
本実施の形態では、図14に示す波形のパルス信号を用いるものとする。図14は、符号“０１０”をＮＲＺ形式でＯＯＫ変調したときのパルス信号の波形である。図14においてCは、パルスのピーク点の振幅、Uは、シンボル長で、変化点の振幅は、C/２、変化点からピーク点までの時間幅はU/２であるものとする。
【０１４２】
図15は、本発明の実施の形態２におけるパルス無線受信装置１３００のブロック図である。同図に示すように受信装置１３００は、アンテナ１３０１、自動利得制御手段１３０２、検波手段１３０３、第一の固定遅延手段１３０４、第一のサンプル手段１３０５、第二のサンプル手段１３０６、クロック生成手段１３０７、可変遅延手段１３０８、第三の固定遅延手段１３０９、第一の閾値判定手段１３１０、第二の閾値判定手段１３１１、エッジ検出手段１３１２、第二の固定遅延手段１３１３、同期制御手段１３１４を備えている。
【０１４３】
また図16は、符号“１０１０・・・・１０”を受信したときの各手段の出力信号を示す図であり、図19は、受信装置１３００の同期手順を示すフローチャートである。
【０１４４】
アンテナ１３０１は、図示せぬ送信装置から送信された信号を受信し、受信信号を自動利得制御手段１３０２へ出力する。自動利得制御手段１３０２は、検波手段１３０３の入力信号レベルが一定になるように、受信信号の利得制御を行う。
【０１４５】
検波手段１３０３は、アンテナ１３０１を介して受信した信号に対して包絡線検波を行い、包絡線信号を出力する。この包絡線信号は、２つに分岐され、一方は、第一の固定遅延手段１３０４でシンボル長：Uだけ遅延され、第一のサンプル手段１３０５へ送られ、もう一方は、そのまま第二のサンプル手段１３０６へ送られる。包絡線検波は、例えばダイオードによる半波整流とローパスフィルタによって高周波成分を除去することで実現できる。
【０１４６】
第一のサンプル手段１３０５は、第一の固定遅延手段１３０４を介して入力される包絡線信号をサンプルし、次にサンプルが行われるまで、その値を保持する（図19、ステップ４）。サンプルのタイミングは、可変遅延手段１３０８を介して入力されるクロック信号とエッジ検出手段１３１２から入力されるエッジ検出信号によって決定される。具体的には、第一のサンプル手段１３０５は、エッジ検出信号が入力されたときのみ、サンプル動作を実行する。そのタイミングは、クロック信号の立ち上がりエッジが入力されるタイミングである。
【０１４７】
第二のサンプル手段１３０６は、包絡線信号をサンプルし、次にサンプルが行われるまで、その値を保持する（図19、ステップ１）。サンプルのタイミングは、可変遅延手段１３０８および第三の固定遅延手段１３０９を介して入力されるクロック信号の立ち上がりエッジが入力されるタイミングである。
【０１４８】
クロック生成手段１３０７は、シンボル長：Uと同じ周期のクロック信号を生成し、可変遅延手段１３０８へ出力する。可変遅延手段１３０８は、入力されるクロック信号を遅延させる。遅延量は、同期制御手段１３１４から入力される遅延制御信号によって決定される。可変遅延手段１３０８で遅延されたクロック信号は、２つに分岐され、一方は、第一のサンプル手段１３０５へ送られ、もう一方は、第三の固定遅延手段１３０９でU／２だけ遅延され第二のサンプル手段１３０６へ送られる。
【０１４９】
図17は、同期が確立したときの包絡線信号と、クロック信号の時間軸上の位置関係を示した図である。第三の固定遅延手段１３０９の遅延量をシンボル長の半分のU/２とすることで、第一のサンプル手段１３０５は、変化点付近をサンプルし、第二のサンプル手段１３０６は、ピーク点付近をサンプルすることができる。
【０１５０】
第一の閾値判定手段１３１０は、第一のサンプル手段１３０５から入力されるサンプル値iを所定の閾値と比較し、比較結果を同期制御手段１３１４へ出力する（図19、ステップ５）。具体的には第一の閾値判定手段１３１０は、第一のサンプル手段１３０５のサンプル値ｉが閾値よりも大きい場合には、閾値判定結果ｉとして“１”を出力し、小さい場
合には閾値判定結果ｉとして“０”を出力する。
【０１５１】
なお所定の閾値とは、復調時の符号判定に用いる閾値で、その値は、Ｃ/２である。図16では時刻ｔ６で第一のサンプル手段１３０５のサンプル値ｉがＣ/２よりも大きくなっ
ているので、第一の閾値判定手段１３１０は、閾値判定結果ｉとして“１”を出力してい
る。また、時刻ｔ２、ｔ４、ｔ８では、サンプル値iがＣ／２よりも小さいので、第一の閾値判定手段１３１０は、閾値判定結果ｉとして、“０”を出力している。
【０１５２】
第二の閾値判定手段１３１１は、第二のサンプル手段１３０６から入力されるサンプル値ｉを所定の閾値と比較し、比較結果をエッジ検出手段１３１２へ出力する（図19、ステ
ップ２）。具体的には第二の閾値判定手段１３１１は、第二のサンプル手段１３０６のサンプル値ｉが閾値よりも大きい場合には“１”を閾値判定結果ｉとして出力し、小さい場
合には“０”を閾値判定結果ｉとして出力する。
【０１５３】
なお所定の閾値とは、復調時の符号判定に用いる閾値で、その値は、Ｃ/２である。また先述のとおり、同期が確立した状態では、第二のサンプル手段１３０６のサンプル点は、包絡線信号のピーク点付近になるため、第二の閾値判定手段１３１１の出力は、復調データとして用いることができる。
【０１５４】
図16では、時刻ｔ０、ｔ１、ｔ３、ｔ５、ｔ７で第二のサンプル手段１３０６のサンプル値ｉがＣ/２よりも大きくなっているので、第二の閾値判定手段１３１１は、“１”を
閾値判定結果ｉとして出力しており、その他の時刻では“０”を閾値判定結果ｉとして出
力している。
【０１５５】
エッジ検出手段１３１２は、第二の閾値判定手段１３１１から入力される判定結果を用いて、受信信号の立ち上がりエッジを検出する（図19、ステップ３）。具体的には、第二の閾値判定手段１３１１の閾値判定結果ｉが“０１”と続いた場合に立ち上がりエッジを
検出する。エッジ検出手段１３１２は、立ち上がりエッジを検出すると、エッジ検出信号を出力する。
【０１５６】
エッジ検出信号は、２つに分岐され、一方は、第一のサンプル手段１３０５へ送られ、もう一方は、第二の固定遅延手段１３１３でＵ/２だけ遅延され、同期制御手段１３１４へ送られる。図16では時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５、ｔ７で立ち上がりエッジが検出されている。
【０１５７】
同期制御手段１３１４は、可変遅延手段１３０８の遅延量を制御する。遅延量は、第一の閾値判定手段１３１０の判定結果と、第二の固定遅延手段１３１３を介して入力されるエッジ検出信号とに基づいて決定される。具体的には、同期制御手段１３１４は、エッジ検出信号が入力されたときのみに、可変遅延手段１３０８の遅延量を変化させ、エッジ検出信号が入力されないときは、“０”を出力し、可変遅延手段１３０８の遅延量を保持する（図19、ステップ８）。
【０１５８】
可変遅延手段１３０８の遅延量を変化させる場合について図18を用いて説明する。図中のＡｉは、第一のサンプル手段１３０５のサンプル値iである。図１８（ａ）の場合、第
一の閾値判定手段１３１０は、Ａｉ＞Ｃ／２と判定する。このときクロック信号は、包絡
線信号に対して遅れているので、同期制御手段１３１４は、“−１”を出力し、クロック信号のタイミングを早めるように可変遅延手段１３０８を制御する（図19、ステップ６）。
【０１５９】
一方で、図１８（ｂ）の場合、第一の閾値判定手段１３１１は、Ａｉ＜Ｃ／２と判定す
る。このときクロック信号は、包絡線信号に対して進んでいるので、同期制御手段１３１４は、“１”を出力し、クロック信号のタイミングを遅らせるように可変遅延手段１３０８を制御する（図19、ステップ７）。
【０１６０】
図16において時刻ｔ２、ｔ４、ｔ８では第一の閾値判定手段１３１１の出力が“０”、すなわちＡｉ＜Ｃ／２であるので、同期制御手段１３１４は、“１”を出力している。ま
た時刻ｔ６では第一の閾値判定手段１３１１の出力が“１”、すなわちＡｉ＞Ｃ／２であ
るので、同期制御手段１３１４は、“−１”を出力している。なおＡｉ＝Ｃ／２のとき同
期制御手段１３１４は、“０”を出力し、可変遅延手段１３０８の遅延量を保持する（図19、ステップ８）。
【０１６１】
以上のような制御を行うことで、第一のサンプル手段１３０５へ送られるクロック信号を、包絡線信号の変化点付近で同期追従させることができる。また第二のサンプル手段１３０６へ送られるクロック信号は、包絡線信号のピーク点付近に同期している。このため、第二のサンプル手段１３０６のサンプル値ｉを、第二の閾値判定手段１３１１でしきい
値判定することで、受信信号を復調することもできる。また第一のサンプル手段１３０５のサンプル値ｉでは復調を行わないので、第一のサンプル手段１３０５の動作速度を遅く
し、消費電力を抑えることもできる。
【０１６２】
（実施の形態３）
実施の形態２では、パルス波形が図14のような形をしている場合について説明したが、実際の通信環境では、受信信号に雑音が加わる。受信信号に雑音が加わると、検波手段１３０３で半波整流された雑音の影響で、パルス波形が歪んでしまう。図20は、雑音の影響により波形が歪んでいるときのパルス信号を示す図である。同図において実線で示す波形が歪んだ波形であり、符号“0”の振幅レベルが持ち上がっている。
【０１６３】
実施の形態２で示した手法は、変化点、すなわち包絡線信号と符号判定閾値との交点を基準に第一のサンプル手段１３０５のクロック信号を同期させる手法である。従ってパルス波形が歪んでいる場合には、受信信号と符号判定閾値の交点がずれてしまうので、図２０の第一のサンプル手段１３０５のサンプル点が、ｔ１１からｔ１０へずれてしまう。
【０１６４】
図１５において、第三の固定遅延手段１３０９の遅延量は、Ｕ／２に固定されていたので、図２０の第二のサンプル手段１３０６のサンプル点もｔ１３からｔ１２へずれてしまう。このことは、復調性能が劣化してしまうことを意味している。そこで本実施の形態では、パルス波形が雑音の影響により歪んでしまった場合に、復調性能の劣化を抑える方法について説明する。
【０１６５】
図21は、本発明の実施の形態６におけるパルス無線受信装置のブロック図である。同図に示すように受信装置１４００は、第三の固定遅延手段１３０９の代わりに第二の可変遅延手段１４０９を備え、ホールド手段１４１５、加算手段１４１６、第四の固定遅延手段１４１７、第二の同期制御手段１４１８を新たに備える点が、図15の受信装置１３００と異なる。
【０１６６】
また図22は、符号“１０１０・・・・１０”を受信したときの各手段の出力信号を示す図であり、図23は、受信装置１４００の同期手順を示すフローチャートである。
【０１６７】
第二の可変遅延手段１４０９は、第一の可変遅手段１３０８を介して入力されるクロック信号を遅延させる。遅延量は、第二の同期制御手段１４１８から入力される遅延制御信号ｉによって決定される。第二の可変遅延手段１４０９で遅延されたクロック信号は、第
二のサンプル手段１３０６へ送られる。
【０１６８】
ホールド手段１４１５は、エッジ検出手段１３１２からエッジ検出信号が入力されたときに、第二のサンプル手段１３０６から入力されるサンプル値をホールドする（図23、ステップ１９）。このホールド値は、２つに分岐され、一方は、加算手段１４１６へ送られ、もう一方は、第四の固定遅延手段１４１７でシンボル長：Uだけ遅延され加算手段１４１６へ送られる。
【０１６９】
図22では時刻ｔ１４、ｔ１６、ｔ１８、ｔ２０、ｔ２２で立ち上がりエッジが検出されており、ホールド手段１４１５は、そのときの第二のサンプル手段１３０６のサンプル値Ａii_１、Ａii_２、Ａii_３、Ａii_４、Ａii_５を保持している。
【０１７０】
加算手段１４１６は、ホールド手段１４１５から、そのまま入力されるホールド値と第四の固定遅延手段１４１７によりシンボル長：Uだけ遅延されたホールド値との差を計算し、計算結果を第二の同期制御手段１４１８へ出力する（図23、ステップ２０）。
【０１７１】
第二の同期制御手段１４１８は、第二の可変遅延手段１４０９の遅延量を制御する（図23、ステップ２１）。遅延量は、加算手段１４１６の計算結果と第一の同期制御手段１３１４から入力される遅延制御信号ｉに基づいて決定される。
【０１７２】
加算手段１４１６の計算結果が“０”のときは、以下の2つの場合が考えられる。（１）第一の可変遅延手段１３０８の遅延制御が行われなかった。（２）第一の可変遅延手段１３０８の遅延制御を行った結果、第二のサンプル手段１３０６のサンプル点が包絡線信号のピーク点を越えてしまったが、たまたま振幅が等しかった。また、前記計算結果が“正”のときは、第一の可変遅延手段１３０８の遅延制御によって、第二のサンプル手段１３０６のサンプル点が包絡線信号のピーク点に近づいたことになる。したがって、前記計算結果が０以上のとき、第二の同期制御手段１４１８は、“０”を出力し第二の可変遅延手段１４０９の遅延量を保持する（図23、ステップ２２）。
【０１７３】
逆に加算手段１４１６の計算結果が“負”のときは、第一の可変遅延手段１３０８のタイミングを制御したことによって、第二のサンプル手段１３０６のサンプル点が包絡線信号のピーク点から遠ざかったことになる。この場合、遅延制御信号ｉの極性を反転させた
遅延制御信号ｉを出力し、第二のサンプル手段１３０６のサンプル点を第一の可変遅延手
段１３０８で遅延させる前のタイミングに戻す（図23、ステップ２３）。
【０１７４】
このことは、第一のサンプル手段１３０５のサンプル点と第二のサンプル手段１３０６のサンプル点の間隔を可変にしていることを意味する。
図22では時刻ｔ１５で加算手段１４１６の計算結果が正の値を示している。これは、時刻ｔ１４で第一の可変遅延手段１３０８のタイミングを制御したことにより、第二のサンプル手段１３０６のサンプル点がピーク点に近づき、第２のサンプル手段の包絡線信号におけるサンプル点Ａii_１、Ａii_２が、Ａii_１＜Ａii_２となったためである。
【０１７５】
時刻ｔ１６では、加算手段１４１６の出力が正だったので、第二の同期制御手段１４１８は、“０”を出力している。次に時刻ｔ１８では、加算手段の出力が負の値を示している。これは、時刻ｔ１６で第一の可変遅延手段１３０８の遅延量を制御したことにより、第二のサンプル手段１３０６のサンプル点がピーク点から遠ざかり、Ａii_２＞Ａii_３となったためである。
【０１７６】
このとき第二の同期制御手段１４１８は、時刻ｔ１６での遅延制御信号ｉが“１”であ
るので、極性を反転した“−１”を遅延制御信号ｉとして出力している。このようにする
ことで、第二のサンプル手段１３０６のサンプル点がピーク点付近に同期するようにしている。
【０１７７】
以上のような制御を行うことで、第二のサンプル手段１３０６のサンプル点を常にピーク点付近に同期させることができるので、パルス波形が歪んでいる場合でも復調性能の劣化を抑えることができる。
【０１７８】
（実施の形態４）
実施の形態１、２、３では、サンプル手段から得られるサンプル値の振幅レベルを所定の閾値と比較することで、同期引き込み、および同期追従を行っていた。しかし、実施の形態４では、前記サンプル値から最大値と最小値を検出し、最大値と最小値の差に基づいて同期制御を行うことで、受信信号強度に依存せずに同期する方法について説明する。
図24は、本発明の実施の形態４におけるパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図である。図24に示すようにパルス無線受信装置１５００は、検波手段１５０１、クロック生成手段１５０２、遅延手段１５０３、サンプル手段１５０４、相対差算出手段１５０５、同期制御手段１５０６を備えている。また図25は、パルス無線受信装置１５００の同期手順を示すフローチャートである。
【０１７９】
検波手段１５０１は、受信した変調信号の包絡線、すなわち、変調信号の極大点を滑らかにつないだ線を検波し、包絡線信号としてサンプル手段１５０４へ出力する。クロック生成部１５０２は、受信信号の伝送レートと等価な周波数でクロック信号を発生し、遅延手段１５０３へ出力する。
【０１８０】
遅延手段１５０３は、可変遅延手段１５３１と固定遅延手段１５３２を備える。可変遅延手段１５３１は、同期制御部１５０６から与えられる遅延制御信号に基づいて、クロック生成手段１５０２からのクロック信号を可変遅延制御させ、包絡線信号に同期した同期クロック信号１５０３Ａを、固定遅延手段１５３２は、可変遅延手段１５３１からの同期クロック信号１５０３Ａを固定量だけ遅延させた同期クロック信号１５０３Ｂを生成し、各々サンプル手段１５０４に出力する（図25、ステップ３４、ステップ３５）。
【０１８１】
サンプル手段１５０４は、２つのＡ／Ｄ変換器１５４１、１５４２を備える。Ａ／Ｄ変換器１５４１、１５４２は、遅延手段１５０３からの各々の同期クロック信号１５０３Ａ、１５０３Ｂをもとに検波手段１５０１で検波された包絡線信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、サンプル値１５０４Ａ、１５０４Ｂを出力する（図25、ステップ３１）。
【０１８２】
相対差算出手段１５０５は、最大値検出手段１５５１Ａ、１５５１Ｂと最小値検出手段１５５２Ａ、１５５２Ｂおよび加算器１５５３Ａ、１５５３Ｂ、１５５４を備える。最大値検出手段１５５１Ａは、サンプル手段１５０４から入力される連続したｎ個のサンプル値１５０４Ａから最大値を検出し最大値Ａｍａｘを出力する。最小値検出手段１５５２Ａは、サンプル手段１５０４から入力される連続したｎ個のサンプル値１５０４Ａから最小値を検出し最小値Ａｍｉｎを出力する。
【０１８３】
最大値検出手段１５５１Ｂは、サンプル手段１５０４から入力される連続したｎ個のサンプル値１５０４Ｂから最大値を検出し、最大値Ｂｍａｘを出力する。最小値検出部１５５２Ｂは、サンプル手段１５０４から入力される連続したｎ個のサンプル値１５０４Ｂから最小値を検出し、最小値Ｂｍｉｎを出力する。
【０１８４】
加算器１５５３Ａ、１５５３Ｂは、最大値検出手段１５５１Ａ、１５５１Ｂからの各々の最大値Ａｍａｘ、Ｂｍａｘと最小値検出手段１５５２Ａ、１５５２Ｂからの各々の最小値Ａｍｉｎ、Ｂｍｉｎとをもとに、それぞれ｜Ａｍａｘ−Ａｍｉｎ｜、｜Ｂｍａｘ−Ｂｍｉｎ｜を求め、加算器１５５４へ出力する。
【０１８５】
加算器１５５４は、加算器１５５３Ａ、１５５３Ｂから与えられる｜Ａｍａｘ−Ａｍｉｎ｜、｜Ｂｍａｘ−Ｂｍｉｎ｜をもとに、｜Ａｍａｘ−Ａｍｉｎ｜―｜Ｂｍａｘ−Ｂｍｉｎ｜を求め、異なる位相サンプル点間の相対振幅差信号ｉＶを同期制御手段１５０６へ出
力する（図25、ステップ３２）。
【０１８６】
同期制御手段１５０６は、相対差算出手段１５０５からの相対振幅差信号ΔＶをもとに
、包絡線信号とクロック信号のタイミングが同期するように、クロック信号の位相を制御する遅延制御信号を生成し、遅延手段１５０３へ出力する。具体的には、同期制御手段１５０６は、まず相対差算出手段１５０５から送られる相対振幅差信号ΔＶの極性を判定する（図25、ステップ３３）。
【０１８７】
図26は、クロック信号のタイミング制御を示す図である。図26（ａ）のようにｉＶ≧０
のときには、クロック信号のタイミングを進める遅延制御信号を遅延手段１５０３へ出力する（図25、ステップ３４）。一方で、図26（ｂ）のようにΔＶ＜０のときには、クロッ
ク信号のタイミングを遅らせる遅延制御信号を遅延手段１５０３へ出力する（図25、ステップ３５）。このような制御を行うことで、同期クロック信号１５０３Ａ、１５０３Ｂのタイミングを包絡線信号のピーク点に同期させることができる。
【０１８８】
以上説明したように、本発明の実施の形態４では、異なる位相毎のサンプル値の相対的な振幅差に基づいて同期制御を行う。これによりＮＲＺ符号化されたパルス信号に対して同期可能になる。また受信信号強度に依存せずに同期が可能である。
【０１８９】
なお、相対差算出手段１５０５は、最大値、最小値を検出するようになっているが、図27に示すように相対差算出手段１５０５が最大値のみを検出する構成にしてもよい。このとき相対振幅差信号ｉＶの値が図24の構成に比べ小さくなるため、雑音などの影響により
Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定性能が劣化する可能性があるが、最小値検出手段１５５２Ａ、１５５２Ｂ、加算器１５５３Ａ、１５５３Ｂが不要になるので回路規模の削減、消費電力の削減が可能である。
【０１９０】
また、相対差算出手段１５０５は、連続するｎ個のサンプル値の中から最大値と最小値を検出するようになっているが、連続するｍ個（ｍ＜ｎ）のサンプル値から最大値と最小値を検索し、その最大値と最小値をｎ／ｍ回平均化して検出してもよい。このようにすることで、最大値、最小値検出における雑音の影響を低減でき、同期追従性能を向上することができる。
【０１９１】
（実施の形態５）
実施の形態４では、相対振幅差信号に基づいて、クロック信号のタイミングを“進める”または“遅らせる”場合について説明した。しかし同期が確立している状態では、クロック信号のタイミングと受信信号のピーク点のタイミングとは一致しているので、クロック信号を必要以上に動かさないように制御することが望まれる。そこで、本実施の形態では、同期状態が検出された場合には、クロック信号の位相制御を保持する方法について説明する。
【０１９２】
図28は、本発明の実施の形態５におけるパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図である。図28に示すようにパルス無線受信装置１５００は、同期状態検出手段１５０７を新たに備える点が、図24のパルス無線受信装置１５００と異なる。また図29は、パルス無線受信装置１５００の同期検出手順を示すフローチャートである。
【０１９３】
同期状態検出手段１５０７は、絶対値算出手段１５７１と比較手段１５７２を備える。絶対値算出手段１５７１は、相対差算出手段１５０５から与えられる相対振幅差信号ｉＶ
の絶対値｜ΔＶ｜を算出する（図29、ステップ３６）。比較手段１５７２は、絶対値算出
手段１５７１から与えられる｜ΔＶ｜を、所定の閾値Ｘと比較することによって、クロッ
ク信号と包絡線信号との同期状態を検出する（図29、ステップ３７）。
【０１９４】
図30は、同期がとれたときの包絡線信号と同期クロック信号の位置関係を示す図である。図30に示すように同期がとれた状態では、｜Ａｍａｘ−Ａｍｉｎ｜＝｜Ｂｍａｘ−Ｂｍｉｎ｜、すなわちΔＶ＝０となる。しかし、実際の通信環境では、雑音等の影響により波形が歪んでいるため、ΔＶ＝０となることは稀である。そこで、波形の歪を考慮し、｜ΔＶ｜≦Ｘ（Ｘは正の値）となったときに、同期状態検出手段１５０７は、同期状態を検出し、同期検出信号を同期制御手段１５０６へ出力する。
【０１９５】
同期制御手段１５０６は、同期検出手段１５０７から同期検出信号を受け取ったときは、可変遅延手段１５３１へ遅延制御信号を送信し、クロック信号のタイミングを保持するように制御する（図29、ステップ３８）。同期検出信号を受け取らなかったときは、図29におけるステップ３３へと進む。このような制御を行うことで同期状態を検出し、同期状態になったときはクロック信号のタイミングを保持する。
【０１９６】
以上説明したように、本発明の実施の形態５では、相対振幅差信号ｉＶの絶対値｜ｉＶ
｜を所定の閾値Ｘと比較することで、同期状態を検出する。ここで、同期状態になったときはクロック信号のタイミングを保持することで、同期追従の安定性を向上することができる。
【０１９７】
なお、同期状態を検出したときに、クロック信号のタイミングを保持するだけでなく、非同期状態と同期状態とで、サンプル手段１５０４へ入力される同期クロック信号１５０３Ａ、１５０３Ｂの位相差を切替えるようにしてもよい。一般に、同期引き込み時は、位相差を大きくとったほうが相対振幅差ΔＶを大きくできるので、このとき図31に示すよう
に固定遅延手段１５３２を可変遅延手段に置き換え、同期状態検出信号をもとに遅延量を切替えるようにすればよい。
【０１９８】
また、｜ΔＶ｜≦Ｘを満たす場合がもう一つある。図32は、同期していないのに｜ｉＶ
｜≦Ｘとなる状態を示した図である。図32のように、クロック信号が包絡線信号の変化点に同期してしまったときにも｜ΔＶ｜≦Ｘとなる。この状態を擬似同期と呼ぶことにする
。この擬似同期を回避するために、擬似同期検出手段をさらに設けてもよい。
【０１９９】
同期状態と擬似同期状態の差異は、図30と図32を比較すればわかる。図30における同期状態では、Ａ／Ｄ変換器１５４１のサンプル値１５０４ＡとＡ／Ｄ変換器１５４２のサンプル値１５０４Ｂの値がほぼ等しくなる。一方で図32における擬似同期状態では、パルスの傾斜部をサンプルするので、前記サンプル値１５０４Ａとサンプル値１５０４Ｂの値は等しくならない。
【０２００】
すなわち、同期状態と擬似同期状態の差は、ある同時刻におけるＡ/Ｄ変換器１５４１とＡ/Ｄ変換器１５４２のサンプル値の大きさである。図30（同期状態）では、パルスの平坦部をサンプルするので、各Ａ/Ｄ変換器からＡｍａｘ１、Ｂｍａｘ１（またはＡｍｉｎ１、Ｂｍｉｎ１）のような値が出力される。図32（擬似同期状態）ではパルスの傾斜部をサンプルするので、各Ａ/Ｄ変換器からＡｍａｘ２、Ｂｍｉｎ２（またはＡｍｉｎ２、Ｂｍａｘ２）のような値が出力される。この差異を利用して同期状態と擬似同期状態を区別することができる。
【０２０１】
図33に、擬似同期検出手段１５０８を備えたパルス無線受信装置の構成を示す。擬似同期検出手段１５０８は、加算器１５８１、絶対値算出手段１５８２、比較手段１５８３および平均化手段１５８４を備える。加算器１５８１は、サンプル手段１５０４から与えられるサンプル値１５０４Ａ、１５０４Ｂの差分を算出する。絶対値算出部１５８２は、前記差分値の絶対値｜１５０４Ａ−１５０４Ｂ｜を算出する。比較部１５８３は、絶対値算出部１５８２から与えられる｜１５０４Ａ−１５０４Ｂ｜を所定の閾値Ｙと比較することによって擬似同期状態を検出する。つまり、図３２における、｜Amax2-Bmini2|または｜Amin2-Bmax2｜を所定の閾値Ｙと比較する。
【０２０２】
具体的には、｜１５０４Ａ−１５０４Ｂ｜＞Ｙを満たすときに、比較手段１５８３は擬似同期状態を検出し、擬似同期検出信号を出力する。平均化手段１５８４は、比較手段１５８３からの擬似同期検出信号を平均化することで雑音等の影響を低減し、擬似同期状態の検出精度を向上することができる。同期制御部１５０６は擬似同期状態が検出されるとクロック信号のタイミングを強制的にずらし擬似同期状態から抜け出せるように可変遅延手段１５３１を制御する。
【０２０３】
（実施の形態６）
実施の形態６では、同期追従と同時にデータ復調を行う方法について説明する。図34は、本発明の実施の形態３におけるパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図である。図34においてパルス無線受信装置１５００は、復調手段１５０９をさらに備える点が図24および図28に示すパルス無線受信装置１５００と異なる。
【０２０４】
復調手段１５０９は、選択手段１５９１と比較手段（２値化）１５９２を備える。選択手段１５９１は、相対差算出手段１５０５から与えられる相対振幅差信号ｉＶに基づいて
、前記サンプル手段１５０４からのサンプル値１５０４Ａおよび１５０４Ｂの何れかを選択し、選択したサンプル値を比較手段１５９２へ出力する。比較手段１５９２は、選択手段１５９１から与えられたサンプル値を所定の閾値と比較することで前記サンプル値を２値化し、復調データを得る。
【０２０５】
なお、復調手段１５０９は、選択手段１５９１を備え、前記相対振幅差信号に基づいてサンプル手段１５０４から入力されるサンプル値を選択するようになっているが、選択手段１５９１の代わりに加算器を備え、前記サンプル値を加算した値を前記比較手段１５９２へ出力する構成にしてもよい。このようにすることで、サンプル値を選択して用いる場合に比べダイバーシチ効果が得られ復調性能を向上することができる。
【０２０６】
（実施の形態７）
図３７は、本実施の形態７に係るパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図である。本実施の形態では、図示せぬ通信相手の送信装置から、変調方式としてＯＯＫ（ＡＳＫ）又はＢＰＳＫにより変調された送信信号が送信される場合を想定し、ＯＯＫ（ＡＳＫ）又はＢＰＳＫにより変調された変調信号を受信するパルス無線受信装置に本発明を適用した例を示す。
【０２０７】
図３７に示すパルス無線受信装置は、検波手段２１００、２つのＡＤ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器２１０１−１および２１０１−２、固定遅延手段２１０２、クロック生成手段２１０３、可変遅延手段２１０４、遅延制御手段２１０５および復調手段２１０６を備えて構成される。
【０２０８】
検波手段２１００は、所定の検波方法により受信信号の検波を行う。所定の検波方法としては、例えば、変調方式がＯＯＫ（ＡＳＫ）の場合は包絡線検波、ＢＰＳＫ等の位相変調の場合は同期検波や遅延検波など様々にあるが、特に限定されない。
【０２０９】
２つのＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−２は、それぞれ、検波手段２１００により検波された検波信号の振幅を、可変遅延手段２１０４および固定遅延手段２１０２からそれぞれ出力されるクロックのタイミングでサンプルする。サンプルした結果は、その振幅に応じて２値化され、出力される。
【０２１０】
固定遅延手段２１０２は、クロック生成手段２１０３で生成され、後述する可変遅延手段２１０４で遅延されたクロックを、任意のタイミングだけずらす。
【０２１１】
クロック生成手段２１０３は、クロックレートが受信信号のシンボルレートに等しいクロックを生成する。したがって、検波手段２１００の出力信号は、２つのＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−２により、１シンボル中に２つの異なるタイミングでサンプリングされることになる。
【０２１２】
可変遅延手段２１０４は、遅延制御手段２１０５から出力される遅延制御信号に基づいて、クロック生成手段２１０３が生成するクロックを遅延させる。
【０２１３】
遅延制御手段２１０５は、２つのＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−２からの出力（２値データ）を基に、検波手段２１００の出力信号のシンボルの中心（ここでは、振幅が最大となるタイミングをシンボルの中心としている）と、いずれか一方のＡＤ変換器のサンプルタイミングとが離れないように、可変遅延手段２１０４の遅延量を制御する。実際上、遅延制御手段２１０５は、シンボルの中心とサンプルタイミングとを近づけるための遅延制御信号を、可変遅延手段２１０４に出力する。そして可変遅延手段２１０４は、この遅延制御信号に基づいて、クロック生成手段２１０３から出力されるクロックの遅延量を制御する。遅延制御手段２１０５による可変遅延手段２１０４の遅延量の具体的な制御方法については、後述する。
【０２１４】
復調手段２１０６は、２つのＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−２から出力される２値データのうち、シンボルの中心付近をサンプルしているＡＤ変換器からの出力のみを抽出することで、復調データの選別を行う。即ち、ＡＤ変換器２１０１−１がシンボルの中心付近をサンプルしている場合は、ＡＤ変換器２１０１−１の出力を復調データとする。同様に、ＡＤ変換器２１０１−２がシンボルの中心付近をサンプルしている場合は、ＡＤ変換器２１０１−２の出力を復調データとする。ここで、２つのＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−２のうち、どちらがシンボルの中心付近をサンプルしているかの情報（図中「引き込み結果」）は、遅延制御手段２１０５（後述する図３８の遅延量決定部２１０５−６）から通知される。
【０２１５】
図３８は、遅延制御手段２１０５の詳細な構成を示す図である。図３８において、遅延制御手段２１０５は、シンボル変化検出部２１０５−１、第一のカウンタ２１０５−２、フィンガー間差分検出部２１０５−３、第二のカウンタ２１０５−４、Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定部２１０５−５および遅延量決定部２１０５−６を備えて構成される。
【０２１６】
シンボル変化検出部２１０５−１は、２つのＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−２のうち、シンボルの中心付近をサンプルしているＡＤ変換器からの出力を用いて、受信データシンボルが変化したことを検出する。ここで、どちらのＡＤ変換器がシンボルの中心付近をサンプルしているかの情報（図中「引き込み結果」）は、遅延量決定部２１０５−６から通知される。
【０２１７】
第一のカウンタ２１０５−２は、シンボル変化検出部２１０５−１が、受信データシンボルが変化したことを検出した回数をカウントする。
【０２１８】
フィンガー間差分検出部２１０５−３は、シンボル変化検出部２１０５−１が、受信データシンボルが変化したことを検出した場合に、その時点（例えば図３９のＡ２のタイミング）において、シンボルの中心付近をサンプルしているＡＤ変換器からの一つ前の出力（例えば図３９のＡ１）と、もう一方のＡＤ変換器からの最新の出力（例えば図３９のＢ１）とを比較し、それらが異なっていることを検出する。ここで、どちらのＡＤ変換器がシンボルの中心付近をサンプルしているかの情報（図中「引き込み結果」）は、遅延量決定部２１０５−６から通知される。
【０２１９】
第二のカウンタ２１０５−４は、フィンガー間差分検出部２１０５−３が、上記の比較の結果、出力が異なっていることを検出した回数をカウントする。
【０２２０】
Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定部２１０５−５は、一定時間内（例えば、第一のカウンタ２１０５−２のカウント値がＮに達するまで。または、受信シンボル数がＮに達するまで。ここでＮは２以上の整数。）における第一のカウンタ２１０５−２のカウント値と第二のカウンタ２１０５−４のカウント値との比から、Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅの判定を行う。詳細な判定方法については、後述する。
【０２２１】
遅延量決定部２１０５−６は、Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定部２１０５−５による判定結果に基づいた遅延制御信号を、可変遅延手段２１０４に出力する。また、遅延量決定部２１０５−６は、Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定部２１０５−５による判定結果に基づく引き込み結果を、復調手段２１０６およびフィンガー間差分検出部２１０５−３に通知する。
【０２２２】
また、初期状態として、２つのＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−２のうち、どちらのサンプルタイミングをシンボルの中心に近づけるかは、シンボル同期の引き込みによって制御するものとする。遅延量決定部２１０５−６は、シンボル同期の引き込みが完了した時点で、どちらのＡＤ変換器がシンボルの中心付近をサンプルしているかを分かっているものとする。ここで、シンボル同期の引き込み方法については特に限定されない。
【０２２３】
以下、上述のように構成されたパルス無線受信装置の動作について、図３９から図４１を用いて、主に遅延制御手段２１０５の動作を中心に説明する。
【０２２４】
図３９および図４０は、遅延制御手段２１０５による遅延制御方法の概念を説明するための図である。図３９および図４０は、検波手段２１００から出力される検波信号波形と、２つのＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−２によるサンプルタイミング（以下「フィンガー」ともいう）を示している。２つのＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−２のうち、一方のサンプルタイミングをＡ１（またはＡ２）、もう一方のサンプルタイミングをＢ１（またはＢ２）としている。また、固定遅延手段２１０２の遅延量は０．５シンボルとしている。
【０２２５】
図３９は、サンプルタイミングＡ１およびＡ２（以下、まとめて「フィンガーＡ」ともいう）が、サンプルタイミングＢ１およびＢ２（以下、まとめて「フィンガーＢ」ともいう）に比べて、シンボルの中心に近い場合を示している。同期状態（以下「Ｓｙｎｃ」ともいう）（図３９ａ）では、検波波形の微妙な時間変動により、フィンガーＡ１とＢ１（またはフィンガーＡ２とＢ２）におけるＡＤ変換器の出力結果が、等しい場合と異なる場合とがランダムに現れる。一方、Ｅａｒｌｙ状態（図３９ｂ）では、フィンガーＡ１とＢ１（またはフィンガーＡ２とＢ２）におけるＡＤ変換器の出力結果が等しくなる確率が高くなる。また、Ｌａｔｅ状態（図３９ｃ）では、フィンガーＡ１とＢ１（またはフィンガーＡ２とＢ２）におけるＡＤ変換器の出力結果が異なる確率が高くなる。
【０２２６】
図３９の状態においては、シンボル変化検出部２１０５−１は、フィンガーＡに対応するＡＤ変換器の出力を用いて、受信データシンボルが変化したこと、つまり「Ａ１におけるＡＤ変換器の出力結果≠Ａ２におけるＡＤ変換器の出力結果」となることを検出する。また、フィンガー間差分検出部２１０５−３は、「Ａ１におけるＡＤ変換器の出力結果≠Ｂ１におけるＡＤ変換器の出力結果」となることを検出する。更に、復調手段２１０６は、フィンガーＡに対応するＡＤ変換器の出力結果を、復調結果として採用する。
【０２２７】
図４０は、サンプルタイミングＢ１およびＢ２が、サンプルタイミングＡ１およびＡ２に比べて、シンボルの中心に近い場合を示している。同期状態（以下「Ｓｙｎｃ」ともいう）（図４０ａ）では、検波波形の微妙な時間変動により、フィンガーＢ１とＡ２におけるＡＤ変換器の出力結果が、等しい場合と異なる場合とがランダムに現れる。一方、Ｅａｒｌｙ状態（図４０ｂ）では、フィンガーＢ１とＡ２におけるＡＤ変換器の出力結果が等しくなる確率が高くなる。また、Ｌａｔｅ状態（図４０ｃ）では、フィンガーＢ１とＡ２におけるＡＤ変換器の出力結果が異なる確率が高くなる。
【０２２８】
図４０の状態においては、シンボル変化検出部２１０５−１は、フィンガーＢに対応するＡＤ変換器の出力結果の結果を用いて、受信データシンボルが変化したこと、つまり「Ｂ１におけるＡＤ変換器の出力結果≠Ｂ２におけるＡＤ変換器の出力結果」となることを検出する。また、フィンガー間差分検出部２１０５−３は、「Ｂ１におけるＡＤ変換器の出力結果≠Ａ２におけるＡＤ変換器の出力結果」となることを検出する。更に、復調手段２１０６は、フィンガーＢに対応するＡＤ変換器の出力結果を、復調結果として採用する。
【０２２９】
初期状態として、フィンガーＡまたはフィンガーＢのうち、どちらをシンボルの中心に近づけるかは、シンボル同期の引き込みによって制御するものとする。また、遅延量決定部２１０５−６は、引き込みが完了した時点で、フィンガーＡまたはフィンガーＢのうち、どちらがシンボルの中心付近であるかを分かっているものとする。シンボル同期の引き込み方法については特に限定されない。
【０２３０】
上述したように、Ｓｙｎｃ状態、Ｅａｒｌｙ状態およびＬａｔｅ状態のそれぞれにおいて、受信データシンボルが変化した場合における、フィンガーＡとフィンガーＢでのＡＤ変換器の出力結果が等しくなる（または異なる）確率が変化する。遅延制御手段２１０５は、本特性を利用して遅延制御を実現する。
【０２３１】
図４１は遅延制御手段２１０５による遅延制御のフローを示している。以下、フローを上から順に説明していく。
【０２３２】
先ず、シンボル変化検出部２１０５−１は、２つのＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−２のうち、シンボルの中心付近をサンプルしているＡＤ変換器からの出力を用いて、受信シンボルが変化したか否かの判定を行う（Ｓ３００１）。受信シンボルの変化を検出した場合（Ｓ３００１：Ｙｅｓ）、シンボル変化検出部２１０５−１は、第一のカウンタ２１０５−２（初期値はゼロ）を１つカウントアップし（Ｓ３００２）、受信シンボルの変化を検出した旨をフィンガー間差分検出部２１０５−３へ通知する。シンボル変化検出部２１０５−１は、この処理を繰り返す。
【０２３３】
フィンガー間差分検出部２１０５−３は、シンボル変化検出部２１０５−１から受信シンボルの変化を検出した旨の通知を受けると、その時点（例えば図３９のＡ２のタイミング）における、シンボルの中心付近をサンプルしているＡＤ変換器からの一つ前の出力（例えば図３９のＡ１）と、もう一方のＡＤ変換器からの最新の出力（例えば図３９のＢ１）とを比較し、差があるか否か（異なっているか否か）の判定を行う（Ｓ３００３）。上記の結果、出力の差を検出した場合（Ｓ３００３：Ｙｅｓ）、フィンガー間差分検出部２１０５−３は、第二のカウンタ２１０５−４（初期値はゼロ）を１つカウントアップする（Ｓ３００４）。フィンガー間差分検出部２１０５−３は、この処理を繰り返す。
【０２３４】
Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定部２１０５−５は、上記処理の開始または前回のＥａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定処理実行から一定時間が経過した場合（Ｓ３００５：Ｙｅｓ）、Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定処理を行う。Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定部２１０５−５は、第一のカウンタ２１０５−２のカウント値に対する第二のカウンタ２１０５−４のカウント値の割合が、０．５よりも大きく且つ１以下である任意の値Ｘ以上である場合（Ｓ３００６：Ｙｅｓ）、Ｌａｔｅと判定する（Ｓ３００７）。また、Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定部２１０５−５は、第一のカウンタ２１０５−２のカウント値に対する第二のカウンタ２１０５−４のカウント値の割合がＸより小さく（Ｓ３００６：Ｎｏ）、且つ、０以上であり且つ０．５よりも小さい任意の値Ｙ以下である場合（Ｓ３００８：Ｙｅｓ）、Ｅａｒｌｙと判定する（Ｓ３００９）。さらに、Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定部２１０５−５は、第一のカウンタ２１０５−２のカウント値に対する第二のカウンタ２１０５−４のカウント値の割合が、Ｘ以上でもＹ以下でもない場合（Ｓ３００８：Ｎｏ）、Ｓｙｎｃと判定する（Ｓ３０１０）。最後に、Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定部２１０５−５は、第一のカウンタ２１０５−２および第二のカウンタ２１０５−４の値をゼロにリセットし、判定結果を出力する（Ｓ３０１１）。
【０２３５】
遅延量決定部２１０５−６は、Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定部２１０５−５による判定結果に基づき、遅延制御量を選択する（Ｓ３０１２）。即ち、遅延量決定部２１０５−６は、判定結果がＥａｒｌｙの場合は遅延量として＋Ａを、判定結果がＳｙｎｃの場合は遅延量としてゼロを、判定結果がＬａｔｅの場合は遅延量として−Ａを選択する（Ｓ３０１３）。ここで、Ａは０．５シンボルよりも小さく且つ０よりも大きい任意の値である。最後に、遅延量決定部２１０５−６は、選択した遅延量に対応する遅延制御信号を、可変遅延手段２１０４に出力する（Ｓ３０１４）。
【０２３６】
（実施の形態８）
図４２は、本実施の形態８に係るパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図である。なお、図４２において、図３７と同一構成部分については同一符号を付し説明を省略する。本実施の形態では、図示せぬ通信相手の送信装置から、変調方式としてＯＯＫ（ＡＳＫ）又はＢＰＳＫにより変調された送信信号が送信される場合を想定し、ＯＯＫ（ＡＳＫ）又はＢＰＳＫにより変調された変調信号を受信するパルス無線受信装置に本発明を適用した例を示す。
【０２３７】
本実施の形態８（図４２）のパルス無線受信装置における、実施の形態７（図３７）のパルス無線受信装置との一つ目の相違点として、クロック生成手段２１０３ａは、クロックレートが受信信号のシンボルレートの２倍に等しいクロックを生成する。
【０２３８】
実施の形態７（図３７）のパルス無線受信装置との二つ目の相違点として、唯一つのＡＤ変換器２１０１−１を持つ。そのため、固定遅延手段２１０２は存在しない。
【０２３９】
即ち、本実施の形態における検波信号のサンプリング動作は、実施の形態７（図３７）で固定遅延手段２１０２の遅延量を０．５シンボルとした場合における検波信号のサンプリング動作と、同様な振る舞いとなる。
【０２４０】
実施の形態７（図３７）のパルス無線受信装置との三つ目の相違点として、復調手段２１０６ａは、唯一つのＡＤ変換器２１０１−１からの出力から、シンボルの中心付近におけるサンプルタイミングに対応した値のみを抽出する。即ち、ＡＤ変換器２１０１−１からの出力は、１シンボルに対して２つ得られる。復調手段２１０６ａは、この内、シンボルの中心に近いサンプルタイミングに対応した出力のみを、復調データとして採用する。ここで、２つのサンプルタイミングのうち、どちらがシンボルの中心に近いかの情報（図中「引き込み結果」）は、遅延制御手段２１０５ａ（図４３に示す遅延量決定部２１０５−６）から通知される。
【０２４１】
図４３は、本実施の形態に係るパルス無線受信装置における、遅延制御手段２１０５ａの詳細な構成を示す図である。図３８と同一構成部分については同一符号を付し説明を省略する。
【０２４２】
図３８の遅延制御手段２１０５との一つ目の相違点として、シンボル変化検出部２１０５ａ−１は、ＡＤ変換器２１０１−１からの出力のうち、シンボルの中心付近におけるサンプルタイミングに対応した値のみを使用して、受信データシンボルが変化したことを検出する。即ち、ＡＤ変換器２１０１−１からの出力は、１シンボルに対して２つ得られる。シンボル変化検出部２１０５ａ−１は、この内、シンボルの中心に近いサンプルタイミングに対応した出力のみを、検出処理に使用する。ここで、２つのサンプルタイミングのうち、どちらがシンボルの中心に近いかの情報（図中「引き込み結果」）は、遅延量決定部２１０５−６から通知される。
【０２４３】
図３８の遅延制御手段２１０５との二つ目の相違点として、フィンガー間差分検出部２１０５ａ−３は、唯一つのＡＤ変換器２１０１−１からの出力を用いて差分検出を行う。即ち、シンボル変化検出部２１０５ａ−１が、受信データシンボルが変化したことを検出した場合に、その時点（例えば図３９のＡ２のタイミング）において、ＡＤ変換器２１０１−１の一つ前の出力（例えば図３９のＢ１）と、ＡＤ変換器２１０１−１の二つ前の出力（例えば図３９のＡ１）とを比較し、それらが異なっていることを検出する。
【０２４４】
その他、遅延制御手段２１０５ａによる遅延制御方法については、実施の形態７と同様である。
【０２４５】
（実施の形態９）
図４４は、本実施の形態９に係るパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図である。なお、図４４において、図３７と同一構成部分については同一符号を付し説明を省略する。本実施の形態では、図示せぬ通信相手の送信装置から、変調方式としてＱＰＳＫにより変調された送信信号が送信される場合を想定し、ＱＰＳＫにより変調された直交変調信号を受信するパルス無線受信装置に本発明を適用した例を示す。
【０２４６】
本実施の形態における遅延制御手段２１０５の構成は、実施の形態７（図３８）と同様である。
【０２４７】
実施の形態７（図３７）のパルス無線受信装置との一つ目の相違点として、検波手段２１００ｂは、直交変調信号を検波し、Ｉ成分とＱ成分とに分離する。検波方法としては、同期検波や遅延検波など様々にあるが、特に限定されない。
【０２４８】
実施の形態７（図３７）のパルス無線受信装置との二つ目の相違点として、Ｑ成分（またはＩ成分）の検波信号をサンプルするためのＡＤ変換器２１０１−３を更に備えている。
【０２４９】
実施の形態９では、Ｉ成分またはＱ成分のどちらかの検波信号を利用して、遅延制御を実現する。遅延制御方法は実施の形態７と同様である。図４４は、Ｉ成分の検波信号を、遅延制御に利用する場合の構成を示している。尚、Ｑ成分の検波信号を遅延制御に利用する場合は、検波手段２１００ｂの出力（ＩとＱ）を逆にすることで実現できる。
【０２５０】
図４４では、Ｉ成分の検波信号を利用して可変遅延手段２１０４ｂの遅延制御を行い、その結果を、Ｑ成分の検波信号をサンプルするＡＤ変換器２１０１−３へのサンプルクロックに反映させている。図４４の構成では、ＡＤ変換器２１０１−１のサンプルタイミングが、ＡＤ変換器２１０１−２のサンプルタイミングに比べて、シンボルの中心に近い場合を想定している。そのため、ＡＤ変換器２１０１−３のサンプルタイミングも、シンボルの中心付近となる。ここで、ＡＤ変換器２１０１−２のサンプルタイミングが、ＡＤ変換器２１０１−１のサンプルタイミングに比べてシンボルの中心に近い場合には、ＡＤ変換器２１０１−３へ入力するサンプルクロックとして、固定遅延手段２１０２の出力を採用することで、ＡＤ変換器２１０１−３のサンプルタイミングをシンボルの中心付近とすることができる。
【０２５１】
また、シンボル同期の引き込みが完了した時点で、ＡＤ変換器２１０１−１とＡＤ変換器２１０１−２のサンプルタイミングのうち、どちらがシンボルの中心に近いかを、遅延制御手段２１０５（遅延量決定部２１０５−６）は分かっているものとする。そこで、図４５に示すように、引き込み完了時の状態に応じて、ＡＤ変換器２１０１−３へ入力するサンプルクロックを選択するセレクタ２１０７を更に備え、遅延制御手段２１０５がセレクタ２１０７を制御する構成を採ることもできる。この場合セレクタ２１０７は、遅延制御手段２１０５の制御に応じて、固定遅延手段２１０２または可変遅延手段２１０４ｂの出力を、サンプルクロックとしてＡＤ変換器２１０１−３に与える。
【０２５２】
本実施の形態における復調手段２１０６ｂは、Ｉ成分およびＱ成分におけるＡＤ変換器の出力を用いて復調を行う。図４４の場合、ＡＤ変換器２１０１−１とＡＤ変換器２１０１−３がそれぞれシンボルの中心付近をサンプルしているため、これらの出力を復調に用いている。ここで、ＡＤ変換器２１０１−２のサンプルタイミングが、ＡＤ変換器２１０１−１のサンプルタイミングに比べてシンボルの中心に近い場合には、ＡＤ変換器２１０１−２とＡＤ変換器２１０１−３の出力を復調に用いればよい。ここで、２つのＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−２のうち、どちらのサンプルタイミングがシンボルの中心に近いかの情報（図中「引き込み結果」）は、遅延制御手段２１０５（遅延量決定部２１０５−６）から通知される。
【０２５３】
その他、遅延制御手段２１０５による遅延制御方法については、実施の形態７と同様である。
【０２５４】
（実施の形態１０）
図４６は、本実施の形態１０に係るパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図である。なお、図４６において、図４２または図４４と同一構成部分については同一符号を付し説明を省略する。本実施の形態では、図示せぬ通信相手の送信装置から、変調方式としてＱＰＳＫにより変調された送信信号が送信される場合を想定し、ＱＰＳＫにより変調された直交変調信号を受信するパルス無線受信装置に本発明を適用した例を示す。
【０２５５】
本実施の形態において、クロック生成手段２１０３ａは、クロックレートが受信信号のシンボルレートの２倍に等しいクロックを生成する。即ち、図４６におけるＩ成分検波信号のサンプリング動作は、図４４において固定遅延手段１０２の遅延量を０．５シンボルとした場合におけるＩ成分検波信号のサンプリング動作と、同様な振る舞いとなる。
【０２５６】
本実施の形態における遅延制御手段２１０５ａの構成は、実施の形態８（図４３）と同様である。
【０２５７】
図４６では、Ｉ成分の検波信号を利用して遅延制御を実現しているが、遅延制御手段２１０５への入力を、ＡＤ変換器２１０１−３の出力に変えることで、Ｑ成分の検波信号を利用した遅延制御に対応させることができる。
【０２５８】
本実施の形態における復調手段２１０６ｂは、ＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−３の出力から、各々シンボルの中心付近におけるサンプルタイミングに対応した値のみを抽出し、復調に使用する。即ち、ＡＤ変換器２１０１−１および２１０１−３からの出力は、１シンボルに対して各々２つ得られる。復調手段２１０６ｂは、この内、シンボルの中心に近いサンプルタイミングに対応した出力のみを復調に用いる。ここで、２つのサンプルタイミングのうち、どちらがシンボルの中心に近いかの情報（図中「引き込み結果」）は、遅延決定手段２１０５ａ（図４３に示す遅延量決定部２１０５−６）から通知される。
【０２５９】
その他、遅延制御手段２１０５ａによる遅延制御方法については、実施の形態７と同様である。
【０２６０】
尚、本発明に係る遅延制御方法は、受信した信号のＤｕｔｙ比が０．５でない場合にも対応することができる。即ち、図４７に示すように、検波信号のＤｕｔｙ比が０．５ではない（出力＝１である時間が、出力＝０である時間よりも短い）場合においても、Ｓｙｎｃ状態（図４７ａ）では、フィンガーＡ１とＢ１（またはフィンガーＡ２とＢ２）におけるＡＤ変換器の出力結果が、等しい場合と異なる場合とが、受信データパターンに応じてランダムに現れる。一方、Ｅａｒｌｙ状態（図４７ｂ）では、フィンガーＡ１とＢ１（またはフィンガーＡ２とＢ２）におけるＡＤ変換器の出力結果が等しくなる確率が高くなる。また、Ｌａｔｅ状態（図４７ｃ）では、フィンガーＡ１とＢ１（またはフィンガーＡ２とＢ２）におけるＡＤ変換器の出力結果が異なる確率が高くなる。
【０２６１】
（実施の形態１１）
実施の形態１１では、同期用のプリアンブルが、長さN（Nは２以上の整数）シンボルの既知信号列をM（Mは１以上の整数）回繰り返した信号列で構成されているものとする。また、シンボル長をTとする。
【０２６２】
図４８は、実施の形態１１におけるパルス無線受信装置４０００の要部構成を示すブロック図である。図４８に示すようにパルス無線受信装置４０００は、アンテナ４１００、検波手段４１０１、サンプル手段４１０２、復調手段４１０３、同期制御手段４１０４、可変遅延手段４１０５、クロック生成手段４１０６を備えている。
【０２６３】
アンテナ４１００は、図示しない送信装置から送信された信号を受信し、受信信号を検波手段４１０１へ渡す。
【０２６４】
検波手段４１０１は、例えばローパスフィルタを備えており、受信信号の包絡線、すなわち受信信号の極大点を滑らかにつないだ線を検波し、包絡線信号としてサンプル手段４１０２へ出力する。
【０２６５】
クロック生成手段４１０６は、受信信号の伝送レートと等価な周波数でクロック信号を発生し、可変遅延手段４１０５へ出力する。
【０２６６】
可変遅延手段４１０５は、同期制御手段４１０４から与えられる遅延制御信号に基づいて、クロック生成手段４１０６からのクロック信号を可変遅延制御させ、包絡線信号に同期した同期クロック信号をサンプル手段４１０２に出力する。
【０２６７】
サンプル手段４１０２は、例えば分解能がn（nは1以上の整数）ビットのA/D変換器で構成され、可変遅延手段４１０５からの同期クロック信号が入力されるタイミングで、検波手段４１０１で検波された包絡線信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、サンプル値を復調手段４１０３、および同期制御手段４１０４へ出力する。前記同期クロック信号の伝送レートは検波信号の伝送レートと同じであるため、サンプル手段４１０２は、1シンボルあたり1個のサンプル値を出力する。
【０２６８】
復調手段４１０３は、例えばコンパレータで構成され、サンプル手段４１０２から与えられるサンプル値を所定の閾値と比較することで受信信号を復調し、復調結果を得る。
【０２６９】
同期制御手段４１０４は、例えば図４９に示すように構成されており、メモリ４１０４―１、相関演算手段４１０４―２、識別点検出手段４１０４―３、遅延制御手段４１０４―４を備えている。
【０２７０】
メモリ４１０４―１は、サンプル手段４１０２から与えられる連続したN個のサンプル値を記憶し、サンプル値がN個蓄積されると、記憶したN個のサンプル値を相関演算手段４１０４―２へ出力する。
【０２７１】
相関演算手段４１０４―２は、メモリ４１０４―１から与えられるN個のサンプル値と既知の信号列との相関演算を行い、相関値を識別点検出手段４１０４―３へ出力する。従って、相関値はNシンボルに1回出力される。
【０２７２】
識別点検出手段４１０４―３は、相関演算手段４１０４―２から与えられる連続したM個の相関値に基づいて識別点すなわちシンボルの中心のタイミングを検出し、識別点の位置を示すタイミング情報を遅延制御手段４１０４―４へ出力する。従って、タイミング情報はN×Mシンボルに1回出力される。
【０２７３】
遅延制御手段４１０４―４は、パルス無線受信装置４０００が同期引き込みを開始すると、Nシンボル周期で可変遅延手段４１０５の遅延量をｉT（ｉT＜T）だけ変更する。
そして遅延制御手段４１０４―４は、N×Mシンボル周期経過後、すなわち識別点検出手段４１０４―３からタイミング情報が入力されると、可変遅延手段４１０５の遅延量をｉ
τだけ変更するために、遅延制御信号を可変遅延手段４１０５へ出力する。
【０２７４】
以上のような構成によりパルス無線受信装置４０００は、シンボル同期すなわち包絡線信号とクロック信号のタイミングを揃える処理を実現する。
【０２７５】
図５０は、本発明の実施の形態１１におけるパルス無線受信装置４０００のシンボル同期の動作を示したフローチャートである。パルス無線受信装置４０００は、Step5001で受信信号を受信しシンボル同期を開始する。次に、Step5002においてサンプル手段４１０２で包絡線信号をサンプルし、サンプル値を復調手段４１０３および同期制御手段４１０４へ出力する。次に、Step5003において同期制御手段４１０４は、メモリ４１０４―１にサンプル値がN個蓄積されたか否かを判定する。サンプル値がN個記憶されていない場合（Step5003：Ｎｏ）は、Step5002に戻り、サンプル手段４１０２で包絡線信号をサンプルする。メモリ４１０４―１にサンプル値がN個蓄積される（Step5003：Ｙｅｓ）と、メモリ手段４１０４―１は、N個のサンプル値を相関演算手段４１０４―２へ出力する。
【０２７６】
次に、Step5004において、相関演算手段４１０４―２で、前記N個のサンプル値と既知信号列との相関値が算出される。算出された相関値は識別点検出手段４１０４―３へ出力される。次に、Step5005において、同期制御手段４１０４は、相関値がM個得られたかどうか判定する。得られた相関値の数がM個未満の場合（Step5005：Ｎｏ）、Step5006において遅延制御手段４１０４−４が、遅延制御信号を可変遅延手段４１０５へ出力し、可変遅延手段４１０５の遅延量をΔTだけ変更する。そして相関値がM個得られるまでStep50
02からStep5005までの処理を繰り返す。相関値がM個得られると（Step5005：Ｙｅｓ）、Step5007において、識別点検出手段４１０４―３で識別点の位置を検出する。
【０２７７】
ここで識別点の検出方法について説明する。一例として、既知信号列をN=8シンボルの「１０１１０１００」とし、プリアンブルは前記既知信号列をM=8回繰り返した信号列であるものとする。またΔT=T/8とする。Step5006でタイミングをΔTずらしながらサンプ
ルする様子を重ね書きすると図５１のようになる。図中のT1〜T8はサンプルタイミングを表しており、1つのシンボルをあたかもオーバーサンプルしたような状態になる。実際には、T1からT8は複数のシンボルに跨っているのでサンプルの様子は図５２のようになり、最初の既知信号列では、T1のタイミングでサンプルが行われる。次の既知信号では、サンプルのタイミングがΔTシフトされているのでT2のタイミングでサンプルが行われる。同様にして8番目の既知信号ではT8のタイミングでサンプルが行われる。各既知信号列でサンプルタイミングが異なるので、横軸をサンプルタイミング、縦軸を相関値とすると図５３のようになる。図５３から、最も識別点に近いタイミングであるT5において相関値が最大になり、最も変化点に近いT1において相関値が最小になることがわかる。この相関値の特性を利用して識別点の位置を検出することができる。最も単純な方法として、相関値が最大になったタイミングを識別点の位置として検出する方法がある。その他の方法として変化点すなわち相関値が最小になったタイミングを検出し、そのタイミングからT/2シフトしたタイミングを識別点の位置として検出する方法でもよい。包絡線の波形が台形状に近づくと識別点付近での相関値の差が小さくなり識別点の検出が困難になることがある。このような場合は後者の変化点を検出する方法が有効となる。以上のようにして識別点の位置が検出される。
【０２７８】
識別点の位置が検出されると、Step5007において識別点検出手段４１０４―３は、識別点の位置を示すタイミング情報を遅延制御手段４１０４―４へ出力する。今回の例ではT5のタイミングが識別点の位置となる。次に、Step5008において遅延制御手段４１０４―４は、クロック信号と検波信号のタイミングを揃えるために、可変遅延手段４１０５の遅延量Δτを算出する。Δτは次のようにして算出する。識別点の位置が検出された時点で
のサンプルタイミングはT8である。識別点の位置はT5なのでΔτ= T8−T5 =−3
ΔTとなる。サンプルタイミングを前方にシフトしなければならないのでマイナスの符号
がついている。このようにして算出された遅延制御信号が可変遅延手段４１０５へ与えられ、クロック信号のタイミングがΔτだけシフトされる。そしてシンボル同期が終了する
（Step5009）。
【０２７９】
なお、サンプル手段４０１２を構成するA/D変換器の分解能がn=1ビットのとき、A/D変換器は2値の値しか出力しないので、A/D変換器の変わりにコンパレータを用いることができる。この場合、後段の復調手段４１０３は不要になる。このとき識別点付近のサンプルタイミングにおける相関値に差が出なくなるので、識別点検出手段４１０４−３は、変化点を検出し、変化点の位置からT/2シフトした位置を識別点の位置とする手法を用いることとする。更に、SNRが非常に高い環境では、変化点から少しでもずれたタイミングをサンプルしても識別点付近との相関値に差が現れにくくなる。これは、SNRが高いと変化点付近でもビット誤りが起こりにくくなるためである。そこで、ビット誤りを起こりやすくするために、シンボル同期中は、A/D変換器への入力信号のオフセット電圧やコンパレータの閾値を復調に使用する値からわざとずらしてもよい。
【０２８０】
なお、識別点検出手段４１０４―３において変化点を検出する方法を採用した場合、前記既知信号列中の変化点の数が少なくなるにつれ、変化点とそれ以外の相関値の差が小さくなる。従って検波信号の変化点とそれ以外の振幅差をできるだけ大きくすることが望まれる。これを実現するためにシンボル同期中は検波手段４１０１のローパスフィルタのカットオフ周波数を通常の通信動作時における値よりも高く設定し、変化点付近における検波信号の傾きを急峻にすることで、変化点とそれ以外の振幅差をより大きくしてもよい。
【０２８１】
（実施の形態１２）
図５４は、実施の形態１２におけるパルス無線受信装置４０００ａの構成を示すブロック図であり、サンプル手段４１０２を複数（サンプル手段４１０２−１、４１０２−２）並列に備える構成となっているところが実施の形態１１と異なる。図５４においてサンプル手段４１０２−１、４１０２−２は、n=1ビットのA/D変換器またはコンパレータで構成される。サンプル手段４１０２−１、４１０２−２の出力信号が復調データとなる。従ってサンプル手段４１０２−１、４１０２−２の後段にセレクタ４１０８を備えており、二つのサンプル手段４１０２−１、４１０２−２の出力信号のうち何れかを選択するようになっている。復調データとして用いるサンプル手段を予め決めている場合には、セレクタ４１０８は不要である。また、二つのサンプル手段４１０２−１、４１０２−２へ供給される同期クロック信号には、固定遅延手段４１０７によって所定の位相差が与えられる。例えばこの位相差は前記ｉTである。
【０２８２】
また、同期制御手段１０９は、図５５に示すようにXOR演算手段４１０９―１と識別点検出手段４１０９―２と遅延制御手段４１０９―３を備えるようになっている。XOR演算手段４１０９−１は、二つのサンプル手段４１０２−１、４１０２−２から与えられた復調データが同じか、異なっているかを検出し、検出結果を識別点検出手段４１０９―２へ出力する。XOR演算なので二つの復調データが同じであれば“0”、異なっていれば“1”を出力する。識別点検出手段４１０９―２は、XOR演算手段４１０９―１から“1”が入力されたサンプルタイミングを変化点の位置とし、そこからT/2シフトした位置を識別点の位置とみなし、識別点の位置を示すタイミング情報を遅延制御手段４１０９―３へ出力する。
【０２８３】
サンプルの様子を図５６に示す。サンプル手段４１０２が二つあるので1シンボルあたり2つのサンプル値を得ることができる。図５６では、例えば黒矢印の（T1、T2）におけるサンプル値が同時に得られるサンプル値となる。サンプルタイミングをΔTずらしながらサンプルするので、次は黒矢印の（T2、T3）におけるサンプル値が同時に得られるサンプル値となる。同様に白矢印の（T3、T4）が同時に得られるサンプル値となる。このようにタイミングをΔTずつずらしながらサンプルを繰り返していくと、白矢印の（T7、T8）のように二つのサンプル手段４１０２−１、４１０２−２に供給される同期クロック信号が変化点を跨ぐようになる。このとき、二つのサンプル手段４１０２−１、４１０２−２から得られるサンプル値の復調データが異なる結果を示し、XOR演算手段４１０９―１の出力が“1”になる。以上のようにして変化点を検出することでシンボル同期を実現する。すなわち、識別点検出手段４１０９―２は、上述のようにXOR演算手段４１０９―１から“1”が入力されたサンプルタイミングを変化点の位置とし、そこからT/2シフトした位置を識別点の位置とみなし、識別点の位置を示すタイミング情報を遅延制御手段４１０９―３へ出力する。
【０２８４】
なお、二つのサンプル手段４１０２−１、４１０２−２からの復調データが同じであった区間の中心を識別点のタイミングとして検出してもよい。実際の無線通信では、符号間干渉や遅延波の干渉等により図５７のようにパルスのデューティ比が変動し、変化点の位置が変化する。そのため変化点の位置から識別点の位置を検出する方法ではシンボル同期が適切に行えない可能性がある。一方で識別点の位置はシンボルレートが一定であれば変化することはない。そこで図５８のように二つの復調データが同じであった区間の中心を識別点のタイミングとする。図５８では黒丸または白丸のタイミングが、復調データが同じあった区間である。従ってT3からT10までが復調データが同じであったタイミングとなり、その中心である（T3‐T10）/２が識別点の位置となる。
【０２８５】
（実施の形態１３）
実施の形態１３におけるパルス無線受信装置の構成は、基本的には図５４の構成と同じであるが、同期制御手段４１０９の構成が異なる。実施の形態１３における同期制御手段４１０９ｂの構成を図５９に示す。また、実施の形態１３ではサンプル手段４１０２を分解能n（nは1以上の整数）ビットのA/D変換器、固定遅延手段４１０７の遅延量をT/2とする。
【０２８６】
図５９に示すように、同期制御手段４１０９ｂは、減算手段４１０９―４、絶対値算出手段４１０９―５、最小値検出手段４１０９―６、減算手段４１０９―７、絶対値算出手段４１０９―８、識別点検出手段４１０９―９、および遅延制御手段４１０９−１０を備える。減算手段４１０９―４は、二つのサンプル手段４１０２−１、４１０２−２からのサンプル値から図６０に示すVを減算する。ここでVは、変化点の振幅レベルを表す値である。従って、減算手段４１０９―４の出力は、変化点とサンプル点との振幅差を表している。減算手段４１０９―４は、減算結果を絶対値算出手段４１０９―５へ出力する。絶対値算出手段４１０９―５は、減算手段４１０９―４から与えられる減算結果の絶対値を算出し、最小値検出手段４１０９―６へ出力する。最小値検出手段４１０９―６は、絶対値算出手段４１０９―５から与えられる絶対値の中から最小値を検出し、検出した最小値を減算手段４１０９―７へ出力する。
【０２８７】
減算手段４１０９―７は、最小値検出手段４１０９―６から与えられる二つの最小値の差を計算し、計算結果を絶対値算出手段４１０９―８へ出力する。絶対値算出手段４１０９―８は、減算手段４１０９―７から与えられる減算結果の絶対値を算出し、識別点検出手段４１０９―９へ出力する。識別点検出手段４１０９―９は、絶対値算出手段４１０９―８から与えられる絶対値に基づいて識別点の位置を検出する。識別点検出手段４１０９−９は、前記絶対値が最大になったサンプルタイミングにおいてサンプル値が大きかった方のサンプル手段のタイミングを識別点の位置として検出し、識別点の位置を示すタイミング情報を遅延制御手段４１０９−１０へ出力する。
【０２８８】
図６０は、サンプルの様子である。実施の形態１３では固定遅延手段４１０７の遅延量がT/2なので、二つのサンプル手段４１０２−１、４１０２−２のサンプルタイミングの位相差はT/2となっている。従って、図６０では（T1、T5）、（T2、T6）、（T3、T7）、（T4、T8）の組合せが、同時に得られるサンプル値となる。タイミングTnにおけるサンプル値をSnとすると、減算手段４１０９―４ではSn‐Vを計算する。図６０から分かるが、変化点をサンプルしたときSn‐V=０となる。減算手段４１０９―４の減算結果は、サンプル手段４１０２−１、４１０２−２がサンプルしたビットが“１”か“０”かによって符号が反転するので、絶対値算出手段４１０９―５で、減算手段４１０９―４の減算結果の大きさ｜Sn‐V｜を抽出している。
【０２８９】
次に最小値検出手段４１０９―６で、｜Sn‐V｜の最小値Min（｜Sn‐V｜）を検出する。サンプル手段４１０２は同じタイミングで２回以上サンプルするので、信号がNRZ化されているような場合、同じビットが連続すると、サンプルタイミングが変化点にあったとしても、Sn‐Vの値が０にならない。そこで、変化点のタイミングであることを正しく検出するために、最小値検出手段４１０９―６を設けている。
【０２９０】
次に、減算手段４１０９―７では、各サンプル手段４１０２−１、４１０２−２から得られたMin（｜Sn‐V｜）の差を計算する。たとえば、（T1、T5）の組合せの場合、Min（｜S1‐V｜）‐Min（｜S5‐V｜）を計算する。これも図６０から分かるが、二つのサンプルタイミングが変化点と識別点にあるときMin（｜S1‐V｜）‐Min（｜S5‐V｜）の値が最大、または最小になる。従って、次の絶対値算出手段４１０９―８ではMin（｜S1‐V｜）‐Min（｜S5‐V｜）の絶対値｜Min（｜S1‐V｜）‐Min（｜S5‐V｜）｜を算出する。識別点検出手段４１０９―９は、｜Min（｜S1‐V｜）‐Min（｜S5‐V｜）｜が最大になるタイミングの組合せを検出する。図６０では（T1、T5）の組合せのとき最大値が検出される。更に識別点検出手段４１０９−９は、T1とT5とでサンプル値の振幅が大きかった方のタイミングを判定し、大きかったほうのタイミングを識別点の位置として検出する。図６０ではT5のほうが振幅が大きいので、識別点検出手段４１０９−９は、T5を識別点の位置として検出する。以上のようにしてシンボル同期を実現する。
【図面の簡単な説明】
【０２９１】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＯＯＫ変調を有するパルス無線送信装置のブロック図
【図２】本発明の実施の形態１におけるＲＺ変調とＮＲＺ  ＯＯＫ変調を有するＯＯＫ変調器出力のパルス列
【図３】本発明の実施の形態１における搬送周波数ｆｃを有する伝送信号のパルス列
【図４】本発明の実施の形態１におけるＯＯＫ復調と包絡線検波を有するパルス無線受信装置のブロック図
【図５】本発明の実施の形態１におけるダイオードと低域フィルタを有する検波手段の図
【図６】本発明の実施の形態１におけるビット列「０１０１１１０」のＬＰＦ出力の信号包絡線を示す図
【図７】本発明の実施の形態１における２つのサンプル手段を有する同期装置の図
【図８】本発明の実施の形態１における２つのサンプル手段を有する同期装置の別のブロック図
【図９】本発明の実施の形態１における図７の同期装置の２つのサンプル手段における信号包絡線のサンプルを示す図
【図１０】本発明の実施の形態１における図７の同期装置の同期引き込み方法のフローチャート
【図１０ａ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期引き込み時のパルス信号の波形を示す図
【図１０ｂ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期引き込み時のパルス信号の波形を示す図
【図１０ｃ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期引き込み時のパルス信号の波形を示す図
【図１０ｄ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期引き込み時のパルス信号の波形を示す図
【図１０ｅ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期引き込み時のパルス信号の波形を示す図
【図１０ｆ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期引き込み時のパルス信号の波形を示す図
【図１０ｇ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期引き込み時のパルス信号の波形を示す図
【図１０ｈ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期引き込み時のパルス信号の波形を示す図
【図１０ｉ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期引き込み時のパルス信号の波形を示す図
【図１１】本発明の実施の形態１における同期追従におけるＬＰＦ出力の包絡線信号を示す図
【図１２】本発明の実施の形態１における図７の同期装置の同期追従方法のフローチャート
【図１２ａ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期追従時のパルス信号の波形を示す図
【図１２ｂ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期追従時のパルス信号の波形を示す図
【図１２ｃ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期追従時のパルス信号の波形を示す図
【図１２ｄ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期追従時のパルス信号の波形を示す図
【図１２ｅ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期追従時のパルス信号の波形を示す図
【図１２ｆ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期追従時のパルス信号の波形を示す図
【図１２ｇ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期追従時のパルス信号の波形を示す図
【図１２ｈ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期追従時のパルス信号の波形を示す図
【図１２ｉ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期追従時のパルス信号の波形を示す図
【図１２ｊ】本発明の実施の形態１における図７の同期装置における同期追従時のパルス信号の波形を示す図
【図１３】本発明の実施の形態１におけるＯＯＫ復調と包絡線検波を有するパルス無線受信装置の別のブロック図
【図１４】本発明の実施の形態２におけるパルス信号の波形を示す図
【図１５】本発明の実施の形態２におけるパルス無線受信装置の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態２における受信装置各手段の出力信号を示す図
【図１７】本発明の実施の形態２における同期確立したときの包絡線信号とクロック信号の時間軸上での位置関係を示す図
【図１８】本発明の実施の形態２における可変遅延手段１３０８の遅延量の制御例を示す図
【図１９】本発明の実施の形態２における受信装置の同期動作を示すフローチャート
【図２０】本発明の実施の形態３におけるパルス信号の波形を示す図
【図２１】本発明の実施の形態３における受信装置の構成を示すブロック図
【図２２】本発明の実施の形態３における受信装置各手段の出力信号を示す図
【図２３】本発明の実施の形態３における受信装置の同期動作を示すフローチャート
【図２４】本発明の実施の形態４におけるパルス無線受信装置の構成を示すブロック図
【図２５】本発明の実施の形態４におけるパルス無線受信装置の同期動作を示すフローチャート
【図２６】本発明の実施の形態４におけるクロック信号のタイミング制御を示す図
【図２７】本発明の実施の形態４におけるパルス無線受信装置のその他の構成を示すブロック図
【図２８】本発明の実施の形態５におけるパルス無線受信装置の構成を示すブロック図
【図２９】本発明の実施の形態５におけるパルス無線受信装置の同期状態検出動作を示すフローチャート
【図３０】本発明の実施の形態５における同期状態を示す図
【図３１】本発明の実施の形態５におけるパルス無線受信装置のその他の構成を示すブロック図
【図３２】本発明の実施の形態５における擬似同期状態を示す図
【図３３】本発明の実施の形態５におけるパルス無線受信装置のその他の構成を示すブロック図
【図３４】本発明の実施の形態６におけるパルス無線受信装置の構成を示すブロック図
【図３５】従来の受信装置の構成を示す図
【図３６】ＮＲＺ符号化されたパルス信号“１０１”を送信したときの包絡線検波後の受信信号を示す図
【図３７】本発明の実施の形態７におけるパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図
【図３８】本発明の実施の形態７における遅延制御手段の詳細な構成を示す図
【図３９ａ】本発明の実施の形態７における遅延制御手段による遅延制御方法の概念を説明するための図（１）
【図３９ｂ】本発明の実施の形態７における遅延制御手段による遅延制御方法の概念を説明するための図（１）
【図３９ｃ】本発明の実施の形態７における遅延制御手段による遅延制御方法の概念を説明するための図（１）
【図４０ａ】本発明の実施の形態７における遅延制御手段による遅延制御方法の概念を説明するための図（２）
【図４０ｂ】本発明の実施の形態７における遅延制御手段による遅延制御方法の概念を説明するための図（２）
【図４０ｃ】本発明の実施の形態７における遅延制御手段による遅延制御方法の概念を説明するための図（２）
【図４１】本発明の実施の形態７における遅延制御手段による遅延制御方法のフローチャート
【図４２】本発明の実施の形態８におけるパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図
【図４３】本発明の実施の形態８における遅延制御手段の詳細な構成を示す図
【図４４】本発明の実施の形態９におけるパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図
【図４５】本発明の実施の形態９におけるパルス無線受信装置の要部構成の他の例を示すブロック図
【図４６】本発明の実施の形態１０におけるパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図
【図４７ａ】本発明の実施の形態１０における遅延制御手段による遅延制御方法の概念を説明するための図
【図４７ｂ】本発明の実施の形態１０における遅延制御手段による遅延制御方法の概念を説明するための図
【図４７ｃ】本発明の実施の形態１０における遅延制御手段による遅延制御方法の概念を説明するための図
【図４８】本発明の実施の形態１１におけるパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図
【図４９】本発明の実施の形態１１における同期制御手段の詳細な構成を示すブロック図
【図５０】本発明の実施の形態１１におけるパルス無線受信装置のシンボル同期の動作を示したフローチャート
【図５１】本発明の実施の形態１１における識別点の検出方法を説明するための図（１）
【図５２】本発明の実施の形態１１における識別点の検出方法を説明するための図（２）
【図５３】本発明の実施の形態１１における識別点の検出方法を説明するための図（３）
【図５４】本発明の実施の形態１２におけるパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図
【図５５】本発明の実施の形態１２における同期制御手段の詳細な構成を示すブロック図
【図５６】本発明の実施の形態１２における変化点の検出方法を説明するための図
【図５７】本発明の実施の形態１２における識別点の検出方法の他の例を説明するための図（１）
【図５８】本発明の実施の形態１２における識別点の検出方法の他の例を説明するための図（２）
【図５９】本発明の実施の形態１３における同期制御手段の詳細な構成を示すブロック図
【図６０】本発明の実施の形態１３における識別点の検出方法を説明するための図
【符号の説明】
【０２９２】
１００  パルス無線送信装置
１０４  チャネルエンコーダ
１０６  インターリーバ
１０８  ＯＯＫ変調器
１１０  パルス発生器
１１２  発振器
１１４  電力増幅器
１１６  アンテナ
２０２  シンボル長
３０２  キャリア周波数
４０８  検波手段
４００，１２００，１３００，１４００，１５００  パルス無線受信装置
４１０  比較手段
４１２  同期制御手段
４１４  クロック生成手段
４１６  デインターリーバ
４１８  チャネルデコーダ
５０２  ダイオード
５０４  低域フィルタ
７０１  スプリッタ
７０４，７０６  ＡＤコンバータ
７０８  可変遅延手段
７１０  固定遅延手段
７１２  遅延制御手段
１３００  パルス無線受信装置
１３０１  アンテナ
１３０２  自動利得制御手段
１３０３  検波手段
１３０４  第一の固定遅延手段
１３０５  第一のサンプル手段
１３０６  第二のサンプル手段
１３０７  クロック生成手段
１３０８  第一の可変遅延手段
１３０９  第三の固定遅延手段
１３１０  第一の閾値判定手段
１３１１  第二の閾値判定手段
１３１２  エッジ検出手段
１３１３  第二の固定遅延手段
１３１４  同期制御手段
１４０９  第二の可変遅延手段
１４１５  ホールド手段
１４１６  加算手段
１４１７  第四の固定遅延手段
１４１８  第二の同期制御手段
１５０１  検波手段
１５０２  クロック生成手段
１５０３  遅延手段
１５０４  サンプル手段
１５０５  相対差算出手段
１５０６  同期制御手段
１５０７  同期状態検出手段
１５０８  擬似同期検出手段
１５０９  復調手段
１５３１  可変遅延手段
１５３２  固定遅延手段
１５４１，１５４２  Ａ／Ｄ変換器
１５５１  最大値検出手段
１５５２  最小値検出手段
１５７１，１５８２  絶対値算出手段
１５７２，１５８３  比較手段
１５８４  平均化手段
２１００，２１００ｂ，４１０１  検波手段
２１０１−１，２，３  ＡＤ変換器
２１０２，４１０７  固定遅延手段
２１０３，２１０３ａ，４１０６  クロック生成手段
２１０４，２１０４ｂ，４１０５  可変遅延手段
２１０５，２１０５ａ  遅延制御手段
２１０５−１，２１０５ａ−１  シンボル変化検出部
２１０５−２  カウンタ１
２１０５−３，２１０５ａ−３  フィンガー間差分検出部
２１０５−４  カウンタ２
２１０５−５  Ｅａｒｌｙ／Ｌａｔｅ判定部
２１０５−６  遅延量決定部
２１０６，２１０６ａ，２１０６ｂ，４１０３  復調手段
４０００，４０００ａ  パルス無線受信装置
４１００  アンテナ
４１０２，４１０２−１，４１０２−２  サンプル手段
４１０４，４１０９，４１０９ｂ  同期制御手段
４１０４−１  メモリ
４１０４−２  相関演算手段
４１０４−３，４１０９−２，４１０９−９  識別点検出手段
４１０４−４，４１０９−３，４１０９−１０  遅延制御手段
４１０９−１  XOR演算手段
４１０９−４，４１０９−７  減算手段
４１０９−５，４１０９−８  絶対値算出手段
４１０９−６  最小値検出手段
【図１】
2008271484.tif 000003
【図２】
2008271484.tif 000004
【図３】
2008271484.tif 000005
【図４】
2008271484.tif 000006
【図５】
2008271484.tif 000007
【図６】
2008271484.tif 000008
【図７】
2008271484.tif 000009
【図８】
2008271484.tif 000010
【図９】
2008271484.tif 000011
【図１０】
2008271484.tif 000012
【図１０ａ】
2008271484.tif 000013
【図１０ｂ】
2008271484.tif 000014
【図１０ｃ】
2008271484.tif 000015
【図１０ｄ】
2008271484.tif 000016
【図１０ｅ】
2008271484.tif 000017
【図１０ｆ】
2008271484.tif 000018
【図１０ｇ】
2008271484.tif 000019
【図１０ｈ】
2008271484.tif 000020
【図１０ｉ】
2008271484.tif 000021
【図１１】
2008271484.tif 000022
【図１２】
2008271484.tif 000023
【図１２ａ】
2008271484.tif 000024
【図１２ｂ】
2008271484.tif 000025
【図１２ｃ】
2008271484.tif 000026
【図１２ｄ】
2008271484.tif 000027
【図１２ｅ】
2008271484.tif 000028
【図１２ｆ】
2008271484.tif 000029
【図１２ｇ】
2008271484.tif 000030
【図１２ｈ】
2008271484.tif 000031
【図１２ｉ】
2008271484.tif 000032
【図１２ｊ】
2008271484.tif 000033
【図１３】
2008271484.tif 000034
【図１４】
2008271484.tif 000035
【図１５】
2008271484.tif 000036
【図１６】
2008271484.tif 000037
【図１７】
2008271484.tif 000038
【図１８】
2008271484.tif 000039
【図１９】
2008271484.tif 000040
【図２０】
2008271484.tif 000041
【図２１】
2008271484.tif 000042
【図２２】
2008271484.tif 000043
【図２３】
2008271484.tif 000044
【図２４】
2008271484.tif 000045
【図２５】
2008271484.tif 000046
【図２６】
2008271484.tif 000047
【図２７】
2008271484.tif 000048
【図２８】
2008271484.tif 000049
【図２９】
2008271484.tif 000050
【図３０】
2008271484.tif 000051
【図３１】
2008271484.tif 000052
【図３２】
2008271484.tif 000053
【図３３】
2008271484.tif 000054
【図３４】
2008271484.tif 000055
【図３５】
2008271484.tif 000056
【図３６】
2008271484.tif 000057
【図３７】
2008271484.tif 000058
【図３８】
2008271484.tif 000059
【図３９ａ】
2008271484.tif 000060
【図３９ｂ】
2008271484.tif 000061
【図３９ｃ】
2008271484.tif 000062
【図４０ａ】
2008271484.tif 000063
【図４０ｂ】
2008271484.tif 000064
【図４０ｃ】
2008271484.tif 000065
【図４１】
2008271484.tif 000066
【図４２】
2008271484.tif 000067
【図４３】
2008271484.tif 000068
【図４４】
2008271484.tif 000069
【図４５】
2008271484.tif 000070
【図４６】
2008271484.tif 000071
【図４７ａ】
2008271484.tif 000072
【図４７ｂ】
2008271484.tif 000073
【図４７ｃ】
2008271484.tif 000074
【図４８】
2008271484.tif 000075
【図４９】
2008271484.tif 000076
【図５０】
2008271484.tif 000077
【図５１】
2008271484.tif 000078
【図５２】
2008271484.tif 000079
【図５３】
2008271484.tif 000080
【図５４】
2008271484.tif 000081
【図５５】
2008271484.tif 000082
【図５６】
2008271484.tif 000083
【図５７】
2008271484.tif 000084
【図５８】
2008271484.tif 000085
【図５９】
2008271484.tif 000086
【図６０】
2008271484.tif 000087