(57)【要約】【課題】高周波帯域でのゲインを損なわない位相補償器を備えたトランスコンダクタを提供する。【解決手段】トランスコンダクタは、第１の入力信号が入力端Ｖｉｎ＋へ入力される増幅器Ａ１と、第２の入力信号が入力端Ｖｉｎ−へ入力される増幅器Ａ２と、増幅器Ａ１、Ａ２の出力が入力される電圧電流変換器Ｇｍ１と、電圧電流変換器Ｇｍ１の出力端間に接続される抵抗Ｒ１と、増幅器Ａ１の出力と増幅器Ａ２の出力から同相信号を検出する同相信号検出器ＣＭと、同相信号検出器ＣＭの出力を入力とし、電圧電流変換器Ｇｍ１へ電流を出力する電圧電流変換器Ｇｍ２、Ｇｍ３と、同相信号検出器ＣＭの出力端と増幅器Ａ１の出力端との間に接続される位相補償器ＰＣ１と、同相信号検出器ＣＭの出力端と増幅器Ａ２の出力端との間に接続される位相補償器ＰＣ２と、増幅器Ａ１の出力および増幅器Ａ２の出力を入力とする第４の電圧電流変換器Ｇｍ４と、を具備する。【選択図】図１
2008283249.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力信号が入力される第１の増幅器と、
第２の入力信号が入力される第２の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力を第１の入力とし、前記第２の増幅器の出力を第２の入力とする第１の電圧電流変換手段と、
前記第１の電圧電流変換手段の１対の出力端間に接続される第１のインピーダンス素子と、
少なくとも２つの抵抗により構成される第２のインピーダンス素子を含み、前記第１、第２の増幅器の出力から同相信号を検出する同相信号検出手段と、
前記同相信号検出手段の出力を入力として受け、前記第１の電圧電流変換手段へ電流を出力する第２、第３の電圧電流変換手段と、
前記同相信号検出手段の出力端と前記第１の増幅器の出力端との間に接続される、直列に接続された抵抗とキャパシタを含む第１の位相補償手段と、
前記同相信号検出手段の出力端と前記第２の増幅器の出力端との間に接続される、直列に接続された抵抗とキャパシタを含む第２の位相補償手段と、
前記第１、第２の増幅器の出力を入力とする第４の電圧電流変換手段と
を具備することを特徴とするトランスコンダクタ。
【請求項２】
前記第１、第２の増幅器が、
１組の差動トランジスタ対と、
前記差動トランジスタ対に接続される、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタから構成されるカレントミラー回路と
をそれぞれ備えることを特徴とする請求項１に記載のトランスコンダクタ。
【請求項３】
前記第１の電圧電流変換手段が、
前記第１の増幅器の前記第１のトランジスタの出力が入力される第３のトランジスタおよび前記第２の増幅器の前記第１のトランジスタの出力が入力される第４のトランジスタから構成される差動対と、
前記差動対に接続される電流源と
を備えることを特徴とする請求項２に記載のトランスコンダクタ。
【請求項４】
前記第３のトランジスタの出力と前記第１の増幅器の前記第１のトランジスタの入力との間に接続される第３の位相補償手段と、
前記第４のトランジスタの出力と前記第２の増幅器の前記第１のトランジスタの入力との間に接続される第４の位相補償手段と、
を備えることを特徴とする請求項３に記載のトランスコンダクタ。
【請求項５】
前記第１の増幅器の前記第１のトランジスタの入出力間に接続される第５の位相補償手段と、
前記第２の増幅器の前記第１のトランジスタの入出力間に接続される第６の位相補償手段と
をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載のトランスコンダクタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスコンダクタに関する。
【背景技術】
【０００２】
入力された差動信号を電圧電流変換して出力する回路としてトランスコンダクタが用いられる。このトランスコンダクタへ入力される差動信号に差動成分と同相成分が含まれる場合、差動成分、同相成分それぞれに帯域と安定性を確保する必要がある。
【０００３】
そこで、従来、トランスコンダクタを構成する差動回路中に、差動経路の帯域と安定性を決定する位相補償器と、同相経路の帯域と安定性を決定する位相補償器とをそれぞれ設け、差動、同相それぞれで必要な帯域と安定性を確保する回路が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００４】
この提案された回路では、差動経路の位相補償器に、バイポーラトランジスタのベース・コレクタ間に接続されたキャパシタが用いられている。このキャパシタには、バイポーラトランジスタのベース・コレクタ間のミラー効果が作用するため、少ない容量で大きな位相補償が得られるという利点がある。
【０００５】
しかし、その一方で、ミラー効果は、バイポーラトランジスタの高周波部分での増幅度を低下させる。すなわち、上述のミラー効果を利用した位相補償器では、差動経路の位相余裕の確保のために、差動ループゲインが犠牲になっている。
【０００６】
したがって、上述のトランスコンダクタとキャパシタを組み合わせたＧｍ−Ｃフィルタを用いて、高次のＧｍ−Ｃフィルタを構成しようとした場合、高域の差動ループゲインが得られず、所望のカットオフ周波数や帯域外減衰量が得られないという問題があった。
【特許文献１】特開２００５−８６３１６号公報  （第４ページ、図３）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
そこで、本発明の目的は、高周波帯域でのゲインを損なわない位相補償器を備えたトランスコンダクタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様によれば、第１の入力信号が入力される第１の増幅器と、第２の入力信号が入力される第２の増幅器と、前記第１の増幅器の出力を第１の入力とし、前記第２の増幅器の出力を第２の入力とする第１の電圧電流変換手段と、前記第１の電圧電流変換手段の１対の出力端間に直列に接続されるインピーダンス素子と、少なくとも２つの抵抗により構成されるインピーダンス素子を含み、前記第１、第２の増幅器の出力から同相信号を検出する同相信号検出手段と、前記同相信号検出手段の出力を入力として受け、前記第１の電圧電流変換手段へ電流を出力する第２、第３の電圧電流変換手段と、前記同相信号検出手段の出力端と前記第１の増幅器の出力端との間に接続される、直列に接続された抵抗とキャパシタを含む第１の位相補償手段と、前記同相信号検出手段の出力端と前記第２の増幅器の出力端との間に接続される、直列に接続された抵抗とキャパシタを含む第２の位相補償手段と、前記第１、第２の増幅器の出力を入力とする第４の電圧電流変換手段と
を具備することを特徴とするトランスコンダクタが提供される。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、高周波帯域でのゲインを損なうことなく、十分な位相余裕を確保することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１１】
図１は、本発明の実施例１に係るトランスコンダクタの構成の例を示す回路図である。
【００１２】
本実施例のトランスコンダクタは、第１の入力信号が第１の入力端Ｖｉｎ＋へ入力される増幅器Ａ１と、第２の入力信号が第１の入力端Ｖｉｎ−へ入力される増幅器Ａ２と、増幅器Ａ１の出力および増幅器Ａ２の出力が入力される電圧電流変換器Ｇｍ１と、電圧電流変換器Ｇｍ１の１対の出力端間に接続されるインピーダンス素子としての抵抗Ｒ１と、少なくとも２つの抵抗Ｒ２、Ｒ３により構成されるインピーダンス素子を含み、増幅器Ａ１の出力と増幅器Ａ２の出力から同相信号を検出する同相信号検出器ＣＭと、同相信号検出器ＣＭの出力を入力としてそれぞれ受け、電圧電流変換器Ｇｍ１へ電流を出力する２つの電圧電流変換器Ｇｍ２、Ｇｍ３と、同相信号検出器ＣＭの出力端と増幅器Ａ１の出力端との間に接続される、直列に接続された抵抗Ｒ４とキャパシタＣ１を含む位相補償器ＰＣ１と、同相信号検出器ＣＭの出力端と増幅器Ａ２の出力端との間に接続される、直列に接続された抵抗Ｒ５とキャパシタＣ２を含む位相補償器ＰＣ２と、増幅器Ａ１の出力および増幅器Ａ２の出力を入力とする第４の電圧電流変換器Ｇｍ４と、を具備する。
【００１３】
また、電圧電流変換器Ｇｍ１の１対の出力端は、増幅器Ａ１および増幅器Ａ２の第２の入力端へそれぞれ接続される。
【００１４】
本実施例のトランスコンダクタにおいて、入力端Ｖｉｎ＋へ第１の入力信号、Ｖｉｎ−へ第２の入力信号がそれぞれ入力されると、この２つの入力信号のうちの差動信号は、増幅器Ａ１、Ａ２と電圧電流変換器Ｇｍ１と抵抗Ｒ１により増幅され、出力される。
【００１５】
一方、２つの入力信号のうちの同相信号は、増幅器Ａ１、Ａ２により増幅され、その増幅された信号のうち、同相信号検出器ＣＭにより検出された同相信号が電圧電流変換器Ｇｍ２、Ｇｍ３により電圧電流変換され、出力される。
【００１６】
このとき、差動信号でも同相信号でも２段増幅の構成となっているため、周波数特性には２つの極が存在し、位相補償の必要性がある。差動回路を使用する場合に、差動信号は十分な帯域を持って動作する必要があり、同相信号については安定動作させることが要求される。
【００１７】
本実施例では、差動信号用と同相信号用とに共通の位相補償器として、同相信号検出器ＣＭの出力端と増幅器Ａ１の出力端との間に位相補償器ＰＣ１を接続し、同相信号検出器ＣＭの出力端と増幅器Ａ２の出力端との間に位相補償器ＰＣ２を接続する。
【００１８】
ここで、位相補償器ＰＣ１は、直列に接続された抵抗Ｒ４とキャパシタＣ１を含み、位相補償器ＰＣ２は、直列に接続された抵抗Ｒ５とキャパシタＣ２を含む。
【００１９】
この位相補償器ＰＣ１、ＰＣ２の作用について、図２〜４を用いて説明する。
【００２０】
図２は、電圧電流変換器Ｇｍ１〜Ｇｍ３を具体的にトランジスタで構成したときの、位相補償器ＰＣ１、ＰＣ２との接続を示した回路図である。
【００２１】
電圧電流変換器Ｇｍ１を、増幅器Ａ１の出力が入力されトランジスタＴ１および増幅器Ａ２の出力が入力されるトランジスタＴ２から構成される差動対と、この差動対に接続される電流源Ｉ１により構成し、電圧電流変換器Ｇｍ２をトランジスタＴ３とし、電圧電流変換器Ｇｍ３をトランジスタＴ４とすると、電圧電流変換器Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３および抵抗Ｒ１により１つの差動増幅器が構成される。
【００２２】
また、同相信号検出器ＣＭを構成する抵抗Ｒ２と、位相補償器ＰＣ１の抵抗Ｒ４とキャパシタＣ１とは、並列に接続され、同相信号検出器ＣＭを構成する抵抗Ｒ３と、位相補償器ＰＣ２の抵抗Ｒ５とキャパシタＣ２とは、並列に接続される。
【００２３】
図３は、図２に示した回路の差動信号に対する等価回路である。ここでは、電圧電流変換器Ｇｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３および抵抗Ｒ１により構成される差動増幅器をＳＡと表し、位相補償器ＰＣ１についてのみ等価回路を示す。位相補償器ＰＣ２も同様の等価回路となる。
【００２４】
差動信号の場合、同相信号検出器ＣＭの両端に逆相の信号が入力されるため、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の抵抗値を等しくしておけば、同相信号検出器ＣＭの出力電位はゼロとなる。したがって、この場合、位相補償器ＰＣ１の抵抗Ｒ４とキャパシタＣ１は、電圧電流変換器Ｇｍ１のトランジスタＴ１のベースと接地端子との間に接続されたことと等価になる。また、同相信号検出器ＣＭの抵抗Ｒ２も電圧電流変換器Ｇｍ１のトランジスタＴ１のベースと接地端子との間に接続されたことと等価になる。
【００２５】
なお、差動増幅器ＳＡの入出力間に接続されるキャパシタＣｇｓは、電圧電流変換器Ｇｍ２のトランジスタＴ３の入出力間の寄生容量を示す。
【００２６】
図３の等価回路に示すように、電圧電流変換器Ｇｍ１のトランジスタＴ１のベースにキャパシタＣ１が接続されるので、位相補償器ＰＣ１を接続しないときに比べて、容量性の影響で差動ループのゲインは減少するが、ミラー効果の影響がないので、従来回路よりも高域でのループゲインを維持できる。
【００２７】
また、高域ではキャパシタＣ１のインピーダンスが低下するため、高域での差動増幅器ＳＡの入力部は抵抗に見え、高域での位相遅れが少なくなる。そのため、位相の遅れをより高域にシフトさせることができ、位相余裕を確保することができる。
【００２８】
図４は、図２に示した回路の同相信号に対する等価回路である。ここでも、位相補償器ＰＣ１についてのみ等価回路を示す。
【００２９】
同相信号に対しては、差動増幅器ＳＡの入力へ同相信号検出器ＣＭの抵抗Ｒ２と位相補償器ＰＣ１が並列接続された構成となり、抵抗Ｒ２と位相補償器ＰＣ１の抵抗Ｒ４の並列抵抗となるため、極が高域にシフトされ、位相余裕が確保される。
【００３０】
図５に、差動信号、同相信号のそれぞれに対する本実施例のトランスコンダクタの周波数特性を示す。なお、ここでは、比較のために、差動経路、同相経路のそれぞれに個別の位相補償器を備え、かつ差動経路の位相補償器にバイポーラトランジスタのベース・コレクタ間のミラー効果を利用する従来のトランスコンダクタの周波数特性も併せて示す。
【００３１】
図５（ａ）は、差動信号に対するゲインおよび位相の周波数特性を示すグラフである。
【００３２】
このグラフに見るように、本実施例では、位相補償器ＰＣ１、ＰＣ２にバイポーラトランジスタのベース・コレクタ間のミラー効果を利用していないので、従来に比べて、高域でのゲインが大きく改善されている。また、位相余裕も、従来と同程度に確保できている。
【００３３】
図５（ｂ）は、同相信号に対するゲインおよび位相の周波数特性を示すグラフである。
【００３４】
このグラフに見るように、本実施例では、位相補償器ＰＣ１、ＰＣ２を差動経路と同相経路で共用しても、高域でのゲインが従来と同程度に確保できている。また、位相余裕は、従来に比べて、大きく改善されている。
【００３５】
このような本実施例によれば、差動信号、同相信号のどちらに対しても、高域のゲインが確保でき、また、十分な位相余裕を得ることができる。
【００３６】
また、差動信号、同相信号のどちらに対しても、共通の位相補償器で位相補償ができるので、位相補償に必要な素子数を従来に比べて少なくすることができる。そのため、集積回路化したときのトランスコンダクタのチップサイズを小さくすることができる。
【実施例２】
【００３７】
一般に、増幅器を安定動作させるには、位相余裕を６０°以上確保することが必要とされる。そこで、本実施例では、安定動作のために、実施例１のトランスコンダクタに対して、さらなる位相補償を行ったトランスコンダクタの例を示す。
【００３８】
図６は、本発明の実施例２に係るトランスコンダクタの構成の例を示す回路図である。ここでは、電圧電流変換器Ｇｍ１〜Ｇｍ３を図２と同様にトランジスタで構成し、さらに増幅器Ａ１、Ａ２も具体的にトランジスタで構成した例を示す。なお、電圧電流変換器Ｇｍ１〜Ｇｍ３の構成は、図２と同じであるので、図２と同一の符号を付し、ここではその詳細な説明を省略する。
【００３９】
本実施例では、増幅器Ａ１を、１組の差動トランジスタ対であるトランジスタＴ５、Ｔ６と、この差動トランジスタ対に接続される、トランジスタＴ７およびトランジスタＴ８から構成されるカレントミラー回路と、トランジスタＴ５、Ｔ６の差動トランジスタ対に接続される電流源Ｉ２により構成するものとする。同様に、増幅器Ａ２を、１組の差動トランジスタ対であるトランジスタＴ９、Ｔ１０と、この差動トランジスタ対に接続される、トランジスタＴ１１およびトランジスタＴ１２から構成されるカレントミラー回路と、トランジスタＴ９、Ｔ１０の差動トランジスタ対に接続される電流源Ｉ２により構成するものとする。
【００４０】
本実施例のトランスコンダクタでは、実施例１で示した位相補償器ＰＣ１、ＰＣ２に加えて、さらに、キャパシタＣ３を有する位相補償器ＰＣ３と、キャパシタＣ４を有する位相補償器ＰＣ４と、を設ける。
【００４１】
位相補償器ＰＣ３は、電圧電流変換器Ｇｍ１を構成するトランジスタＴ１の出力と増幅器Ａ１のカレントミラー回路のトランジスタＴ７の入力との間に接続し、位相補償器ＰＣ４は、電圧電流変換器Ｇｍ１を構成するトランジスタＴ２の出力と増幅器Ａ２のカレントミラー回路のトランジスタＴ１１の入力との間に接続する。
【００４２】
この位相補償器ＰＣ３により、増幅器Ａ１のトランジスタＴ７の出力が、電圧電流変換器Ｇｍ１を構成するトランジスタＴ１を経由して、トランジスタＴ７自身の入力へフィードバックされる。
【００４３】
同様に、位相補償器ＰＣ４により、増幅器Ａ２のトランジスタＴ１１の出力が、電圧電流変換器Ｇｍ１を構成するトランジスタＴ２を経由して、トランジスタＴ１１自身の入力へフィードバックされる。
【００４４】
このような位相補償器ＰＣ３、ＰＣ４の追加により、位相余裕を増加させることができる。
【実施例３】
【００４５】
実施例２のトランスコンダクタの安定動作のためには、位相補償器ＰＣ３、ＰＣ４に含まれるキャパシタＣ３、Ｃ４の容量を３ｐＦ程度の大きさにしなければならず、このトランスコンダクタを集積回路化した場合に、キャパシタＣ３、Ｃ４の占める面積がかなり大きくなることが予想される。
【００４６】
そこで、実施例３として、位相余裕の増加も図ることができ、集積回路化にも適した構成のトランスコンダクタの例を示す。
【００４７】
図７は、本発明の実施例３に係るトランスコンダクタの構成の例を示す回路図である。
【００４８】
本実施例のトランスコンダクタは、実施例２のトランスコンダクタに、さらに、キャパシタＣ５を有する位相補償器ＰＣ５と、キャパシタＣ６を有する位相補償器ＰＣ６と、を設けるようにしたものである。
【００４９】
位相補償器ＰＣ５は、増幅器Ａ１のカレントミラー回路のトランジスタＴ７の出力と入力との間に接続し、位相補償器ＰＣ６は、増幅器Ａ２のカレントミラー回路のトランジスタＴ１１の出力と入力との間に接続する。
【００５０】
この位相補償器ＰＣ５、ＰＣ６に含まれるキャパシタＣ５、Ｃ６の追加により、位相補償器ＰＣ３、ＰＣ４に含まれるキャパシタＣ３、Ｃ４の容量を小さくすることができる。
【００５１】
例えば、キャパシタＣ５、Ｃ６の容量を０．５ｐＦ程度とすると、キャパシタＣ３、Ｃ４の容量は、１ｐＦ程度となる。
【００５２】
これにより、集積回路化したときのことを考えると、キャパシタの数は増えるが、トータルの容量値は小さくなるので、実施例２の場合よりも集積回路のチップ面積を小さくすることができる。
【００５３】
図８に、差動信号、同相信号のそれぞれに対する本実施例のトランスコンダクタの周波数特性を示す。なお、図８には、位相補償器ＰＣ１、ＰＣ２のみを有する実施例１のトランスコンダクタの周波数特性も併せて示す。
【００５４】
図８（ａ）は、差動信号に対するゲインおよび位相の周波数特性を示すグラフであり、図８（ｂ）は、同相信号に対するゲインおよび位相の周波数特性を示すグラフである。
【００５５】
これらのグラフに見るように、本実施例のトランスコンダクタは、実施例１と比較して、差動信号に対しても、同相信号に対しても位相余裕が増加していることがわかる。
【００５６】
また、差動信号に対する位相余裕が約７０°、同相信号に対する位相余裕が約１０００°あり、安定動作に必要な６０°以上の位相余裕が確保されている。
【００５７】
このような本実施例によれば、安定動作に必要な位相余裕の確保ができるとともに、集積回路化に適した位相補償を行うことができる。
【００５８】
なお、上述の各実施例の構成の例を示す回路図（図２、図６、図７）では、トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ９、Ｔ１０をｎｐｎトランジスタ、トランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ７、Ｔ８、Ｔ１１、Ｔ１２をｐＭＯＳトランジスタとした例を示したが、各トランジスタの種類はこれに限るものではなく、トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ９、Ｔ１０をｎＭＯＳトランジスタ、トランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ７、Ｔ８、Ｔ１１、Ｔ１２をｐｎｐトランジスタとしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の実施例１に係るトランスコンダクタの構成の例を示す回路図。
【図２】トランジスタで構成した電圧電流変換器と位相補償器との接続関係を示す回路図。
【図３】差動信号に対する等価回路を示す図。
【図４】同相信号に対する等価回路を示す図。
【図５】実施例１のトランスコンダクタの周波数特性を従来技術と比較して示す図。
【図６】本発明の実施例２に係るトランスコンダクタの構成の例を示す回路図。
【図７】本発明の実施例３に係るトランスコンダクタの構成の例を示す回路図。
【図８】実施例３のトランスコンダクタの周波数特性を示す図。
【符号の説明】
【００６０】
Ｇｍ１〜Ｇｍ４  電圧電流変換器
ＰＣ１〜ＰＣ６  位相補償器
Ａ１、Ａ２  増幅器
ＣＭ  同相信号検出器
Ｒ１〜Ｒ５  抵抗
Ｃ１〜Ｃ６  キャパシタ
Ｔ１〜Ｔ１２  トランジスタ
Ｉ１〜Ｉ３  電流源
【図１】
2008283249.tif 000003
【図２】
2008283249.tif 000004
【図３】
2008283249.tif 000005
【図４】
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【図５】
2008283249.tif 000007
【図６】
2008283249.tif 000008
【図７】
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【図８】
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