(57)【要約】【課題】商用電源からの入力電流を高周波に変換し、絶縁された直流電流を得る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、総合効率を高めるとともに、構造を簡略化する。【解決手段】第１のコンバータとして絶縁トランスＴを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３を用い、第２のコンバータとして力率改善のための昇圧チョッパ回路３６を用いる。したがって、複合共振動作によって、スイッチング周波数を高めても損失の増大を抑制でき、またハーフブリッジ回路であるためにスイッチング素子などの低耐圧化が可能で、総合効率を高めることができる。さらに出力のコンデンサＣ２から昇圧チョッパ回路３６の入力には、電源電圧Ｖａｃの全波整流波形と略相似の電圧が得られ、絶縁トランスＴをまたいでのフィードフォワード回路も不要であるとともに、コンバータ３３の入力側に設けていた電解コンデンサが不要であり、小型・薄型化に有利となる。【選択図】図１
2008187821.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源からの入力電流を全波整流する全波整流手段と、
前記全波整流手段の後段に設けられ、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータから成る第１のコンバータと、
前記第１のコンバータの後段に設けられて所望の電圧または電流で安定化された直流電力を直流負荷へ出力し、力率改善のための制御手段を有する昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータとを含むことを特徴とする絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第１のコンバータは、
前記全波整流手段からの電源ライン間に設けられる第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、
前記第１および第２のスイッチング素子の一方と並列に接続され、第１のチョークコイル、前記絶縁トランスの１次巻線、および第１のコンデンサから成る直列共振回路と、
前記絶縁トランスの２次側に設けられる複数の第１の整流手段と、
前記第１の整流手段からの出力を包絡線検波する第２のコンデンサと、
前記複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数で前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチングを制御する第１の制御手段とを備えて構成される前記複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータから成ることを特徴とする請求項１記載の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第２のコンバータは、
前記第２のコンデンサの端子間に接続され、第２のチョークコイルおよび第３のスイッチング素子から成る直列回路と、
前記第３のスイッチング素子の端子間に接続され、並列に直流負荷が接続される平滑コンデンサおよび第２の整流手段から成る直列回路と、
前記第３のスイッチング素子の電流を検出する第１の検出手段と、
前記第２のコンデンサの端子電圧を検出する第２の検出手段と、
負荷電圧または電流を検出する第３の検出手段と、
前記第３の検出手段によって検出される負荷電圧または電流が予め定める基準値となるように、前記第２の検出手段の検出結果と第３の検出手段の検出結果とに基づいて第３のスイッチング素子のスイッチング電流値を設定し、前記第１の検出手段の検出結果がその設定値となるように前記第３のスイッチング素子を制御する第２の制御手段とを備えて構成される前記力率改善機能を有する昇圧チョッパ回路から成ることを特徴とする請求項１または２記載の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第２のチョークコイルはトランスであり、その補助巻線から、前記第２の制御手段は、前記第２のチョークコイルを流れる電流を検知し、前記電流が略０となったタイミングで前記第３のスイッチング素子をＯＮすることを特徴とする請求項３記載の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第１のチョークコイルおよび絶縁トランスを、１つの漏洩型トランスで形成することを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記第１の整流手段は、ＭＯＳＦＥＴを有する同期整流回路から成ることを特徴とする請求項２〜５のいずれか１項に記載の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記請求項１〜６のいずれか１項に記載の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータから成り、負荷として直流点灯されるＬＥＤ負荷を有することを特徴とするＬＥＤ用直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用電源からの入力電流を高周波に変換し、絶縁された直流電流を得る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータおよびそれを用いるＬＥＤ用直流電源装置に関し、特に力率改善型の高効率なコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
商用電源から所望の直流電力を得るＡＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング周波数を高くすることによって、トランスやインダクタ等の小型化が可能になるが、高周波化に伴い、スイッチング損失など回路損失の増大が課題となり、効率を上げるために、回路面での工夫が種々なされている。
【０００３】
そこで、前記高周波化に対してもスイッチング損失を抑えることができる絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの従来技術が、特許文献１などで示される電流共振（複合共振）型のＡＣ−ＤＣコンバータとして知られている。図１０は、その複合共振型のＡＣ−ＤＣコンバータ１の電気的構成を示すブロック図である。このコンバータ１は、大略的に、ダイオードブリッジｄｂおよび平滑コンデンサｃ１ならびにＤＣ−ＤＣコンバータ２を備えて構成される。商用電源３からの正弦波交流Ｖａｃは電流ヒューズｆを介して前記ダイオードブリッジｄｂおよび平滑コンデンサｃ１に入力され、整流・平滑化された直流電圧が前記ＤＣ−ＤＣコンバータ２の電源電圧となる。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２では、前記電源電圧が２段直列のスイッチング素子ｑ１，ｑ２に与えられ、一方のスイッチング素子ｑ２と並列に、チョークコイルｌ１、絶縁トランスｔ１の１次巻線ｔ１およびコンデンサｃ２から成る直列共振回路と、コンデンサｃ３とが接続される。前記絶縁トランスｔの２次巻線ｔ２は、両端がダイオードｄ１，ｄ２をそれぞれ介して平滑コンデンサｃ４のハイ側端子に接続され、中間タップが前記平滑コンデンサｃ４のロー側端子に接続され、こうして整流・平滑化された所望の直流電圧が直流負荷４に供給される。
【０００５】
図１１は、上記従来回路の動作を説明するための各部波形図である。Ｖｇ１，Ｖｇ２は、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴｑ１，ｑ２に制御回路５から与えられるゲート信号を示す。このゲート信号Ｖｇ１、Ｖｇ２に応答して、スイッチング素子ｑ１，ｑ２は交互にＯＮ−ＯＦＦ動作を行い、そのドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流は、それぞれＶｑ１，Ｉｑ１およびＶｑ２，Ｉｑ２に示した波形となる。Ｖｃ２はコンデンサｃ２の印加電圧であり、スイッチング周波数に対して前記直列回路を適切なＬＣ直列共振条件に設定することによって、略正弦波の電流共振状態となっている。
【０００６】
またＩｄ１，Ｉｄ２は、絶縁トランスｔの２次側のダイオードｄ１，ｄ２の電流波形を示すもので、絶縁トランスｔの二次側誘起電圧と平滑コンデンサｃ４の直流電圧との差異によって、図示したタイミングで導通・非導通期間が存在する。ダイオードｄ１またはｄ２が導通する期間では、該絶縁トランスｔの２次側がそれらのダイオードｄ１またはｄ２を介して短絡された状態であり、簡単のため、絶縁トランスｔがノンギャップのトランス（１次巻線ｔ１と２次巻線ｔ２との間が密結合）とすると、絶縁トランスｔの１次の励磁インダクタンスも略短絡となるので、インダクタｌ１とコンデンサｃ３との直列共振となるのに対して、ダイオードｄ１，ｄ２共非導通の期間は、絶縁トランスｔの二次側は開放された状態となって、インダクタｌ１およびトランス励磁インダクタンス（ｌ０）の合成値とコンデンサｃ３との直列共振になる。
【０００７】
したがって、ダイオードｄ１またはｄ２が導通する期間Ｗ１での回路の共振周波数ｆ１は、１／２π（ｌ１・ｃ３）１／２となり、非導通の期間Ｗ２での共振周波数ｆ２は、１／２π（（ｌ１＋ｌ０）・ｃ３）１／２となり、低くなる。
【０００８】
これらの動作波形から、スイッチング素子ｑ１またはｑ２がＯＮするタイミングでは、スイッチング電流は若干の負電流（ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを流れる）となるので、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作が可能で、スイッチング損失は極めて小さくなっている。また、スイッチング素子ｑ１またはｑ２がＯＮオンするタイミングでは、デッドオフ期間中にスイッチング素子ｑ２と並列に接続したコンデンサｃ２がインダクタｌ１の共振エネルギーを吸収し、印加電圧は緩やかな傾斜をもって上昇することから、ソフトスイッチングによるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作が可能で、スイッチング損失は極めて小さくなっている。
【０００９】
このように複合共振型のＡＣ−ＤＣコンバータ１では、スイッチングの高周波化において懸念されるスイッチング損失の増大が抑制され、小型化に好適である。しかしながら、このコンバータ１では、制御回路３は、フィードバック回路６を介して出力電圧をモニタし、負荷変動が生じると、複合共振の波形を維持しながら出力を一定化するために、スイッチング周波数を変えて変動補償を行う。このため、大幅な負荷変動や商用電源の電圧変動など広範囲の変動に対して出力を補償しようとすると、複合共振波形の維持が極めて難しく、結局は複合共振を外れたところでの素子選定や放熱対策が不可欠であるという問題がある。また、商用電源３からの入力電流に高調波歪みを与えてしまうという問題がある。特に照明用途では、前記高調波歪みに対する規制が厳しい。
【００１０】
そこで、このような問題を解決するために、力率改善を図った標準的なＡＣ−ＤＣコンバータ１１を図１２で示す。このコンバータ１１は、大略的に、上述のＡＣ−ＤＣコンバータ１の構成において、ダイオードブリッジｄｂの入力側にインダクタｌ２およびコンデンサｃ５から成るフィルタ回路が挿入されるとともに、前記ダイオードブリッジｄｂで全波整流された脈流を、そのまま昇圧チョッパ回路１２で昇圧し、平滑コンデンサで平滑化された直流電圧が降圧のＤＣ−ＤＣコンバータ２の電源電圧となっている。
【００１１】
前記昇圧チョッパ回路１２は、前記ダイオードブリッジｄｂからの脈流の出力電圧を、チョークコイルｌ３、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）ｑ３およびそのソース抵抗Ｒの直列回路に与え、前記スイッチング素子ｑ３を制御回路１３がスイッチングすることで、チョークコイルｌ３とスイッチング素子ｑ３との接続点から昇圧された電圧を取出し、ダイオードｄ３を介して前記平滑コンデンサｃ１に与えるようになっている。前記制御回路１３は、入力電圧信号、出力電圧フィードバック信号、スイッチング電流信号、同期信号（チョークコイルｌ３の補助巻線信号）を取込み、スイッチング電流値が入力電圧信号と出力電圧フィードバック信号との乗算値で得られる基準値と一致するように、チョッパ用のスイッチング素子ｑ３を制御して、商用電源３側に設けたチョークコイルｌ２およびコンデンサｃ５から成るフィルタ回路の効果も併せて正弦波の入力電流とする。
【００１２】
このように構成することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ２への入力電圧を高くし、商用電源３からの入力交流Ｖａｃに対する高調波歪みを抑えた高力率のＡＣ−ＤＣコンバータが実現可能となっている。しかしながら、２つのコンバータ（１２，２）を縦続に接続したことによる回路全体での損失の増加、部品点数増加に伴うコストアップおよび小型化メリットの縮小などの問題がある。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の前段に昇圧チョッパ回路１２を設けることによって、入力電圧は安定化され、商用電源３の電圧変動に対する変動補償が不要になる分、制御回路５での制御は容易となる。
【００１３】
そこで図１３は、上記の構成における２つのコンバータの縦続構成を入替えたＡＣ−ＤＣコンバータ２１である。この従来技術は、特許文献２で示されたものである。このコンバータ２１では、前段のコンバータ２２は、その出力を平滑せずに２段目のコンバータ（昇圧チョッパ回路）２３に入力しているので、インバータとしている。すなわち、商用電源３からの入力交流Ｖａｃをダイオードブリッジｄｂ１で整流した脈流を、前記１段目のコンバータ２２に入力し、スイッチング素子ｑ１１〜ｑ１４によるフルブリッジ構成のインバータスイッチによって高周波交流電圧に変換し、絶縁トランスｔによって変圧された出力を得て、その出力をダイオードブリッジｄｂ２で再度整流した後、２段目のコンバータ２３を介して直流出力を得るもので、そのコンバータ２３の制御回路２４は、交流入力電流ｉａｃを入力交流Ｖａｃに対応した正弦波状に、また直流出力電圧ＶＡを定電圧になるよう制御している。
【００１４】
コンバータ２３は、前記ダイオードブリッジｄｂ２からの高周波脈流出力電圧を、チョークコイルｌ４、スイッチング素子ｑ３の直列回路に与え、前記スイッチング素子ｑ３を制御回路２４がスイッチングすることで、チョークコイルｌ４とスイッチング素子ｑ３との接続点から昇圧された電圧を取出し、ダイオードｄ３を介して前記コンデンサｃ６から直流負荷４に与えるようになっている。
【特許文献１】特許第３３７１５９５号公報
【特許文献２】特許第２５１４８８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
図１３で示すＡＣ−ＤＣコンバータ２１では、高調波歪み対策とともに、入力側の高耐圧、大容量の平滑コンデンサｃ１が削除できること、およびそれに伴い電源投入時の突入電流対策が不要なこと、ならびにチョークコイルｌ４およびコンデンサｃ６が、１段目のコンバータ２２の平滑フィルタと、２段目のコンバータ２３の平滑フィルタとして共用されていることが特徴とされる。
【００１６】
しかしながら、１段目のフルブリッジのインバータ（２２）には損失低減の工夫が見られず、２段目のコンバータ２３との縦続接続によって総合効率が低下するという問題がある。また、２段目のコンバータ２３への入力電流を正弦波にするために、前記制御回路２４は、絶縁トランスｔの２次側の直流出力電圧ＶＡとともに、１次側の交流入力電流ｉａｃおよび入力交流Ｖａｃをモニタしなければならず、電流トランスや電圧トランスなどの絶縁手段が必要になり、コストや形状面の問題が生じる。
【００１７】
本発明の目的は、総合効率を高めることができるとともに、構造を簡略化することができる絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータおよびそれを用いるＬＥＤ用直流電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、商用電源からの入力電流を全波整流する全波整流手段と、前記全波整流手段の後段に設けられ、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータから成る第１のコンバータと、前記第１のコンバータの後段に設けられて所望の電圧または電流で安定化された直流電力を直流負荷へ出力し、力率改善のための制御手段を有する昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータとを含むことを特徴とする。
【００１９】
上記の構成によれば、商用電源からの入力電流を高周波に変換し、絶縁された直流電流を得る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、先ず第１のコンバータとして、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータを用い、さらに第２のコンバータとして、力率改善のための昇圧チョッパ回路を用いる。
【００２０】
したがって、第１のコンバータの複合共振動作によって、スイッチング周波数を高めても、スイッチングによる損失の増大を抑制することができる。また、商用電源の電圧変動に対しては、たとえば入力電圧の谷部で複合共振波形を維持するための多少の補正を加えることはあっても、基本的には出力側の昇圧チョッパ回路入力部に電源電圧の全波整流波形と略相似の電圧が得られるように駆動することは容易であり、第２のコンバータでの力率改善動作を容易に行うことができる。さらにまた、ハーフブリッジ回路を用いることによって、絶縁トランスに入力される電圧は、シングルエンド回路などを用いる場合に比べて低くできるので、前記絶縁トランスの小型化に適し、また該第１のコンバータに用いるスイッチング素子も低耐圧化することができ、ＯＮ抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴなどの選定が可能になる。このような損失面の優位性によって、回路全体での効率を高めることができる。
【００２１】
また、上述のような効率面の利点だけではなく、該第１のコンバータは複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数でスイッチング動作をすればよく、絶縁トランスを介しての負荷側からのフィードバックは不要になる。これによって、第１のコンバータの制御機能を大幅に縮小して、たとえば自励駆動の可能性もあり、制御回路用電源の簡易化、省略によって損失低減が可能となる。
【００２２】
さらにまた、２段目のコンバータである昇圧チョッパ回路の入力には、上述のように電源電圧の全波整流波形と略相似の電圧が得られ、高調波歪抑制のために必要な信号は総て１段目のコンバータの出力側、すなわち該２段目のコンバータの入力側で得られるので、絶縁トランスをまたいで該２段目のコンバータへの商用電源側からのフィードフォワード回路も不要である。これによって、該第２のコンバータの力率改善制御に関する回路構成を簡略化することができるとともに、該第２のコンバータの制御電源は第１のコンバータ出力から容易に得られるので、大きな損失にはならない。
【００２３】
さらにまた、従来では、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に設けていた高耐圧大容量の電解コンデンサが不要であり、小型・薄型化に有利となる。
【００２４】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータでは、前記第１のコンバータは、前記全波整流手段からの電源ライン間に設けられる第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のスイッチング素子の一方と並列に接続され、第１のチョークコイル、前記絶縁トランスの１次巻線、および第１のコンデンサから成る直列共振回路と、前記絶縁トランスの２次側に設けられる複数の第１の整流手段と、前記第１の整流手段からの出力を包絡線検波する第２のコンデンサと、前記複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数で前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチングを制御する第１の制御手段とを備えて構成される前記複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータから成ることを特徴とする。
【００２５】
さらにまた、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータでは、前記第２のコンバータは、前記第２のコンデンサの端子間に接続され、第２のチョークコイルおよび第３のスイッチング素子から成る直列回路と、前記第３のスイッチング素子の端子間に接続され、並列に直流負荷が接続される平滑コンデンサおよび第２の整流手段から成る直列回路と、前記第３のスイッチング素子の電流を検出する第１の検出手段と、前記第２のコンデンサの端子電圧を検出する第２の検出手段と、負荷電圧または電流を検出する第３の検出手段と、前記第３の検出手段によって検出される負荷電圧または電流が予め定める基準値となるように、前記第２の検出手段の検出結果と第３の検出手段の検出結果とに基づいて第３のスイッチング素子のスイッチング電流値を設定し、前記第１の検出手段の検出結果がその設定値となるように前記第３のスイッチング素子を制御する第２の制御手段とを備えて構成される前記力率改善機能を有する昇圧チョッパ回路から成ることを特徴とする。
【００２６】
上記の構成において、第１のコンバータに入力される商用電源の全波整流波形の位相角または電圧谷部の局所を除く概ね全位相角で、第１のチョークコイル、絶縁トランスの１次巻線、および第１のコンデンサから成る直列共振回路による共振状態が維持できるように（絶縁トランスの２次側に設けられる前記第１の整流手段の電流が高周波動作の１周期毎に非導通期間を有するように）第１のコンバータを動作させることによって、第１および第２のスイッチング素子によるスイッチング損失を抑制できるとともに、前記絶縁トランスの２次側に設けられる複数の第１の整流手段によって整流され、第２のコンデンサによって包絡線検波された電圧波形は、商用電源の全波整流電圧波形と略相似形とすることができる。そこで、第２の検出手段によるこの第２のコンデンサの端子電圧の検出結果を、第３の検出手段による負荷電圧または電流の検出結果を予め定める基準値と比較したエラーアンプ出力と乗算して第３のスイッチング素子の電流値を設定し、第１の検出手段で検出されるその第３のスイッチング素子の電流値が設定値と一致するように、第２の制御手段がスイッチングを制御することで、第２のコンバータへの入力電流の包絡線をその入力電圧である第２のコンデンサの端子電圧、すなわち前記商用電源の全波整流電圧波形に合わせながら、所望とする直流出力を得ることができろ。こうして、商用電源からの入力電流波形を概ね正弦波にすることによって、入力電流高調波歪みを抑制できる。
【００２７】
また、商用電源の全波整流波形と略相似の電圧波形が第２のコンデンサの端子間電圧に現れることで、第２のコンバータの力率改善制御に必要な信号が絶縁トランスの２次側で得られ、該絶縁トランスの１次側から信号を送る場合に必要な信号用トランスやフォトカプラなどの絶縁手段不要であり、形状的、コスト的に有利である。
【００２８】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータでは、前記第２のチョークコイルはトランスであり、その補助巻線から、前記第２の制御手段は、前記第２のチョークコイルを流れる電流を検知し、前記電流が略０となったタイミングで前記第３のスイッチング素子をＯＮすることを特徴とする。
【００２９】
上記の構成によれば、比較的容量の小さい負荷を駆動するのに好適な不連続式の駆動を行うことができる。
【００３０】
さらにまた、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、前記第１のチョークコイルおよび絶縁トランスを、１つの漏洩型トランスで形成することを特徴とする。
【００３１】
上記の構成によれば、絶縁トランスの巻線結合を疎として漏洩インダクタンスを発生させることで、前記直列共振回路を形成するにあたって該絶縁トランスの１次巻線に直列の第１のチョークコイルを省略することができる。
【００３２】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータでは、前記第１の整流手段は、ＭＯＳＦＥＴを有する同期整流回路から成ることを特徴とする。
【００３３】
上記の構成によれば、ダイオードを用いる場合に比べて、該第１の整流手段による損失を大幅に削減することができる。
【００３４】
さらにまた、本発明のＬＥＤ用直流電源装置は、前記の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータから成り、負荷として直流点灯されるＬＥＤ負荷を有することを特徴とする。
【００３５】
上記の構成によれば、上述のような絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは汎用電源としての有用性は当然ながら、特に入力高調波歪低減が重要な照明器具用電源として最適であり、小型・薄型のＬＥＤ照明用としての効果が期待できる。
【発明の効果】
【００３６】
本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、以上のように、商用電源からの入力電流を高周波に変換し、絶縁された直流電流を得る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、先ず第１のコンバータとして、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータを用い、さらに第２のコンバータとして、力率改善のための昇圧チョッパ回路を用いる。
【００３７】
それゆえ、第１のコンバータの複合共振動作によって、スイッチング周波数を高めても、スイッチングによる損失の増大を抑制することができる。また、商用電源の電圧変動に対しては、たとえば入力電圧の谷部で複合共振波形を維持するための多少の補正を加えることはあっても、基本的には出力側の昇圧チョッパ回路入力部に電源電圧の全波整流波形と略相似の電圧が得られるように駆動することは容易であり、第２のコンバータでの力率改善動作を容易に行うことができる。さらにまた、ハーフブリッジ回路を用いることによって、絶縁トランスに入力される電圧は、シングルエンド回路などを用いる場合に比べて低くできるので、前記絶縁トランスの小型化に適し、また該第１のコンバータに用いるスイッチング素子も低耐圧化することができ、ＯＮ抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴなどの選定が可能になる。このような損失面の優位性によって、回路全体での効率を高めることができる。
【００３８】
また、上述のような効率面の利点だけではなく、該第１のコンバータは複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数でスイッチング動作をすればよく、絶縁トランスを介しての負荷側からのフィードバックは不要になる。これによって、第１のコンバータの制御機能を大幅に縮小して、たとえば自励駆動の可能性もあり、制御回路用電源の簡易化、省略によって損失低減が可能となる。
【００３９】
さらにまた、２段目のコンバータである昇圧チョッパ回路の入力には、上述のように電源電圧の全波整流波形と略相似の電圧が得られ、高調波歪抑制のために必要な信号は総て１段目のコンバータの出力側、すなわち該２段目のコンバータの入力側で得られるので、絶縁トランスをまたいで該２段目のコンバータへの商用電源側からのフィードフォワード回路も不要である。これによって、該第２のコンバータの力率改善制御に関する回路構成を簡略化することができるとともに、該第２のコンバータの制御電源は第１のコンバータ出力から容易に得られるので、大きな損失にはならない。
【００４０】
さらにまた、従来では、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に設けていた高耐圧大容量の電解コンデンサが不要であり、小型・薄型化に有利となる。
【００４１】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、以上のように、前記第１のコンバータを、前記全波整流手段からの電源ライン間に設けられる第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のスイッチング素子の一方と並列に接続され、第１のチョークコイル、前記絶縁トランスの１次巻線、および第１のコンデンサから成る直列共振回路と、前記絶縁トランスの２次側に設けられる複数の第１の整流手段と、前記第１の整流手段からの出力を包絡線検波する第２のコンデンサと、前記複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数で前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチングを制御する第１の制御手段とを備えて構成される前記複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータで構成し、前記第２のコンバータを、前記第２のコンデンサの端子間に接続され、第２のチョークコイルおよび第３のスイッチング素子から成る直列回路と、前記第３のスイッチング素子の端子間に接続され、並列に直流負荷が接続される平滑コンデンサおよび第２の整流手段から成る直列回路と、前記第３のスイッチング素子の電流を検出する第１の検出手段と、前記第２のコンデンサの端子電圧を検出する第２の検出手段と、負荷電圧または電流を検出する第３の検出手段と、前記第３の検出手段によって検出される負荷電圧または電流が予め定める基準値となるように、前記第２の検出手段の検出結果と第３の検出手段の検出結果とに基づいて第３のスイッチング素子のスイッチング電流値を設定し、前記第１の検出手段の検出結果がその設定値となるように前記第３のスイッチング素子を制御する第２の制御手段とを備えて構成される前記力率改善機能を有する昇圧チョッパ回路で構成する。
【００４２】
それゆえ、商用電源の全波整流波形と略相似の電圧波形が第２のコンデンサの端子間電圧に現れることで、第２のコンバータの力率改善制御に必要な信号が絶縁トランスの２次側で得られ、該絶縁トランスの１次側から信号を送る場合に必要な信号用トランスやフォトカプラなどの絶縁手段不要であり、形状的、コスト的に有利である。
【００４３】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、以上のように、前記第２のチョークコイルをトランスとし、その補助巻線から、前記第２の制御手段は、前記第２のチョークコイルを流れる電流を検知し、前記電流が略０となったタイミングで前記第３のスイッチング素子をＯＮする。
【００４４】
それゆえ、比較的容量の小さい負荷を駆動するのに好適な不連続式の駆動を行うことができる。
【００４５】
さらにまた、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、以上のように、前記第１のチョークコイルおよび絶縁トランスを、１つの漏洩型トランスで形成する。
【００４６】
それゆえ、前記直列共振回路を形成するにあたって、絶縁トランスの１次巻線に直列の第１のチョークコイルを省略することができる。
【００４７】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、以上のように、前記第１の整流手段を、ＭＯＳＦＥＴを有する同期整流回路とする。
【００４８】
それゆえ、ダイオードを用いる場合に比べて、該第１の整流手段による損失を大幅に削減することができる。
【００４９】
さらにまた、本発明のＬＥＤ用直流電源装置は、以上のように、前記の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータから成る。
【００５０】
それゆえ、上述のような絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは汎用電源としての有用性は当然ながら、特に入力高調波歪低減が重要な照明器具用電源として最適であり、小型・薄型のＬＥＤ照明用としての効果が期待できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５１】
［実施の形態１］
図１および図２は、本発明の実施の第１の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａの電気的構成を示すブロック図である。コンバータ３１は、大略的に、商用電源３２からの入力電流を全波整流する全波整流手段であるダイオードブリッジＤＢと、前記ダイオードブリッジＤＢの後段に設けられ、絶縁トランスＴを有し、第１のコンバータである複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３と、前記商用電源３２とハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３との間に介在され、高周波成分を含んだ入力電流を平滑化するフィルタ回路３４と、前記ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３の後段に設けられて所望の電圧で安定化された直流電圧を直流負荷３５へ出力し、第２のコンバータである力率改善のための昇圧チョッパ回路３６とを備えて構成される。
【００５２】
前記商用電源３２からの正弦波交流Ｖａｃは、電流ヒューズＦから、インダクタＬ１１およびコンデンサＣ１１から成る前記フィルタ回路３４を介して前記ダイオードブリッジＤＢに入力され、全波整流された後、脈流が電源ライン３７，３８間に出力され、回生電流ループ確保用のコンデンサＣ１２を介して、電源電圧として前記ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３に入力される。
【００５３】
前記ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３は、前記電源ライン３７，３８間に設けられ、図示しない逆並列のダイオードをそれぞれ有する第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方（図１および図２ではＱ２）と並列に接続され、第１のチョークコイルＬ１、前記絶縁トランスＴの１次巻線Ｔ１、および第１のコンデンサＣ１から成る直列共振回路と、前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方（図１および図２ではＱ２）と並列に接続されるコンデンサＣ１３と、前記絶縁トランスＴの２次巻線Ｔ２の両端にそれぞれにアノードが接続され、第１の整流手段である２つのダイオードＤ１１，Ｄ１２と、前記ダイオードＤ１１，Ｄ１２のカソードに一端が接続され、前記２次巻線Ｔ２の中間タップに他端が接続され、前記ダイオードＤ１１，Ｄ１２からの脈流出力を包絡線検波する第２のコンデンサＣ２と、前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングを制御するための第１の制御手段である制御回路３９とを備えて構成される。
【００５４】
前記絶縁トランスＴの２次側は、上述のような２つのダイオードＤ１１，Ｄ１２を用いた中間タップを使用した取出しではなく、４つのダイオードを使用した全波整流による取出しであってもよい。その場合、二次巻線Ｔ２の中間タップが不要となる。
【００５５】
前記第２のコンデンサＣ２の端子電圧が与えられる昇圧チョッパ回路３６は、前記脈流出力が与えられる第２のチョークコイルＬ２、第３のスイッチング素子Ｑ３および前記第３のスイッチング素子Ｑ３を流れる電流を検知する電流検知抵抗Ｒ１から成る直列回路と、前記第３のスイッチング素子Ｑ３および電流検知抵抗Ｒ１の直列回路と並列に配置され、第２の整流手段であるダイオードＤ２および平滑コンデンサＣ３の直列回路と、前記第３のスイッチング素子Ｑ３のスイッチングを制御し、第２の制御手段であり、ＰＦＣコントローラから成る制御回路４０とを備えて構成される。制御回路４０には、前記電流検知抵抗Ｒ１で得られる前記第３のスイッチング素子を流れる電流の電流値、および第２のコンデンサＣ２の端子電圧が入力されるとともに、負荷電圧が入力される。前記平滑コンデンサＣ３と並列に直流負荷３５が接続される。
【００５６】
これに対して、図２で示すＡＣ−ＤＣコンバータ３１ａでは、昇圧チョッパ回路３６ａにおいて、前記負荷電圧に代えて、負荷ラインに直列に挿入される電流検知抵抗Ｒ２によって検知される負荷電流が制御回路４０ａに入力されるだけで、他は図１で示すＡＣ−ＤＣコンバータ３１と同様である。
【００５７】
図３は、上述のように構成されるＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａの動作を説明するための各部波形図である。商用電源３２からの正弦波交流ＶａｃをダイオードブリッジＤＢで全波整流すると、コンデンサＣ１２から電源ライン３７，３８間へは、ＶＣ１２で示す脈動した電圧が、ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３の非平滑電源として出力される。ＶＱ２，ＩＱ２はスイッチング素子Ｑ２の電圧・電流包絡線を示したもので、ＶＱ２包絡線はＶＣ１２と一致し、またスイッチング周波数に対して前記直列共振回路を適切なＬＣ直列共振条件に設定し、複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数で動作させれば、スイッチング電流波形ＩＱ２包絡線もＶＣ１２と相似形となる。
【００５８】
そして、図４および図５には、ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３の入力電圧ＶＣ１２の山部と谷部とにおけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧ＶＱ１，ＶＱ２、電流ＩＱ１，ＩＱ２およびコンデンサＣ１の端子電圧ＶＣ１、２次側ダイオードＤ１，Ｄ２の電流ＩＤ１，ＩＤ２を示している。これらの図４および図５で示すように、絶縁トランスＴの２次側に設けられるダイオードＤ１，Ｄ２を流れる電流が、高周波動作の１周期毎に非導通期間を有するように制御回路３９によって制御されていると、スイッチング素子Ｑ１またはＱ２がＯＮするタイミングでは、スイッチング電流は若干の負電流（ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを流れる）となるので、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作が可能で、スイッチング損失は極めて小さくなっている。また、スイッチング素子Ｑ１またはＱ２がＯＮオンするタイミングでは、デッドオフ期間中にスイッチング素子Ｑ２と並列に接続したコンデンサＣ１３がインダクタＬ１の共振エネルギーを吸収し、印加電圧は緩やかな傾斜をもって上昇することから、ソフトスイッチングによるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作が可能で、スイッチング損失は極めて小さくなっている。
【００５９】
また、上述のようにハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３が共振状態にあると、前記コンデンサＣ２によってダイオードＤ１，Ｄ２からの電圧を包絡線検波した電圧ＶＣ２には、図３で示すように、入力交流電圧Ｖａｃに相似の正弦波電圧が現れる。さらに、第３のスイッチング素子Ｑ３を流れる電流はＩＱ３となり、したがって平滑コンデンサＣ３の出力電圧は整流・平滑化された所望の直流電圧ＶＣ３となる。これらの結果、商用電源３２からの入力電流Ｉａｃは正弦波となり高調波歪が抑制できる。
【００６０】
そして、制御回路４０は、前記電圧ＶＣ２に、負荷電圧または負荷電流（検出手段は図示していない）を検出し、それらの負荷電圧または負荷電流を予め定める基準値と比較したエラーアンプ出力に前記電圧ＶＣ２の検出結果を乗算した結果に基づいて、第３のスイッチング素子Ｑ３のスイッチング電流値を設定し、電流検知抵抗Ｒ１で検出された電流値がその電流値となるように、前記第３のスイッチング素子Ｑ３のスイッチングを制御するＰＦＣコントローラを構成する。
【００６１】
こうして、第１段目の複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３によって、スイッチング周波数を高めても、スイッチングによる損失の増大を抑制することができる。また、商用電源３２の電圧Ｖａｃの変動に対しては、たとえば入力電圧Ｖａｃの谷部で複合共振波形を維持するための多少の補正を加えることはあっても、基本的には出力側の昇圧チョッパ回路３６の入力部に電源電圧Ｖａｃの全波整流波形ＶＣ１２と相似の電圧ＶＣ２が得られるように駆動することによって、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング損失を抑制できるとともに、前記絶縁トランスＴの２次側に設けられるダイオードＤ１，Ｄ２によって整流され、コンデンサＣ３で包絡線検波された電圧波形は、商用電源３２の全波整流電圧波形と略相似形とすることができる。さらにまた、ハーフブリッジ回路を用いることによって、絶縁トランスＴに入力される電圧ＶＱ１，ＶＱ２をシングルエンド回路などを用いる場合に比べて低くできるので、トランスＴの小型化に適し、また該コンバータ３３に用いるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２も低耐圧化することができ、ＯＮ抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴなどの選定が可能になる。こうして、総合効率を高めることができる。
【００６２】
また、上述のようにコンバータ３３を低耐圧化することができるとともに、該コンバータ３３は複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数でスイッチング動作をすればよく、絶縁トランスＴを介しての負荷３５側からのフィードバックは不要になる。これによって、制御回路３９の機能を大幅に縮小して、たとえば自励駆動の可能性もあり、該制御回路３９用電源の簡易化、省略によって一層の損失低減が可能となる。
【００６３】
さらにまた、第２段目のコンバータである昇圧チョッパ回路３６の入力には、上述のように電源電圧Ｖａｃの全波整流波形ＶＣ１２と略相似の電圧ＶＣ２を得ることができ、高調波歪抑制のために必要な信号は総て第１段目のコンバータ３３の出力側、すなわち該昇圧チョッパ回路３６の入力側で得られるので、絶縁トランスをまたいで該昇圧チョッパ回路３６への商用電源側からのフィードフォワード回路も不要である。これによって、該昇圧チョッパ回路３６における制御回路４０の力率改善制御に要する回路構成を簡略化することができるとともに、該制御回路４０の電源はコンバータ３３の出力から容易に得られるので、大きな損失にはならない。
【００６４】
さらにまた、図１０や図１２で示す従来技術では、絶縁トランスｔを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力側に高耐圧大容量の電解コンデンサｃ１を設けているのに対して、本ＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａでは不要であり、小型・薄型化に有利となる。たとえば、昇圧チョッパ回路３６をＩＣ化することができる。
【００６５】
なお、上述のような絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａは、汎用電源としての有用性は当然ながら、特に入力高調波歪低減が重要な照明器具用電源として最適であり、小型・薄型のＬＥＤ照明用としてこの効果が期待できる。その場合、図１で示す定電圧制御と、図２で示す定電流制御とでは、輝度を一定にできる定電流制御の方が好適である。
【００６６】
［実施の形態２］
図６は、本発明の実施の第２の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧チョッパ回路４６の電気的構成を示すブロック図である。このＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、昇圧チョッパ回路４６以外の構成は、前述の図１や図２で示すＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａと同一であり、省略している。また、昇圧チョッパ回路４６は、前述の昇圧チョッパ回路３６に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、この昇圧チョッパ回路４６では、前記第２のチョークコイルＬ２がトランスＴ１０の１次巻線Ｔ１０１から成り、その補助巻線Ｔ１０２への誘起電圧が制御回路５０に入力されることである。そして、制御回路５０は、第２のチョークコイルである該１次巻線Ｔ１１０１を流れる電流Ｉ１０１を検知し、前記電流Ｉ１０１が略０となったタイミングで前記第３のスイッチング素子Ｑ３をＯＮする。
【００６７】
したがって、図７（ａ）で示す第３のスイッチング素子Ｑ３のソース−ドレイン電圧ＶＱ３を拡大すると、図７（ｂ）や図７（ｃ）で示すようになり、一方、前記電流Ｉ１０１は図７（ｂ）で示すように連続する可能性があるのに対して、図７（ｃ）で示すように不連続にすることができ、比較的容量の小さい負荷、たとえば１５０〜３００Ｗまでを駆動するのに好適である。図７（ｂ）および図７（ｃ）において、斜線部分が第３のスイッチング素子Ｑ３のＯＮ時に流れる電流量である。
【００６８】
また、スイッチング電流検出用の検知抵抗Ｒ１を入力部に変更しているが、該検知抵抗Ｒ１の位置は、制御回路５０として用いる汎用のＰＦＣコントローラＩＣの仕様に応じて決定すればよい。
【００６９】
［実施の形態３］
図８は、本発明の実施の第３の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ５３の電気的構成を示すブロック図である。このＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５３以外の構成は、前述の図１や図２で示すＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａと同一であり、省略している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ５３は、前述のＤＣ−ＤＣコンバータ３３に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、このＤＣ−ＤＣコンバータ５３では、前記第１のチョークコイルＬ１および絶縁トランスＴを、１つの漏洩型トランスＴ’で形成することである。
【００７０】
すなわち、前述の絶縁トランスＴの巻線結合を疎として漏洩インダクタンスを発生させることで、前記直列共振回路を形成するにあたって、該漏洩型トランスＴ’の１次巻線Ｔ１’が前記第１のチョークコイルＬ１の機能を併せて実現することができる。これによって、第１のチョークコイルＬ１を省略することができる。
【００７１】
［実施の形態４］
図９は、本発明の実施の第４の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ６３の電気的構成を示すブロック図である。このＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ６３以外の構成は、前述の図１や図２で示すＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａと同一であり、省略している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６３は、前述のＤＣ−ＤＣコンバータ３３に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、このＤＣ−ＤＣコンバータ６３では、前記第１および第２のダイオードＤ１１，Ｄ１２に代えて、ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２が用いられ、同期整流が行われることである。
【００７２】
具体的には、前記絶縁トランスＴ’’の２次巻線Ｔ２’’の中間タップを２次側回路のＧＮＤとし、２次巻線Ｔ２’’の両端を前記ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２のソース端子にそれぞれ接続し、ドレイン端子を一括して前記２次側ＧＮＤとの間に前記第２のコンデンサＣ２を接続する。また、前記ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２のゲート端子は、それぞれ駆動抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介して、前記２次巻線Ｔ２’’から巻き足した巻線Ｔ３１’’，Ｔ３２’’に接続され、これら巻線Ｔ３１’’，Ｔ３２’’の誘起電圧が、それぞれＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２のソース−ゲート間を順バイアスするのと同期して、該ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２がＯＮする。前記ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２としてＯＮ抵抗の小さいものを用いれば、前記ダイオードＤ１１，Ｄ１２を用いる場合に比べて、整流に伴う損失を大幅に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の実施の第１の形態に係る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの一例を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の第１の形態に係る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの他の例を示すブロック図である。
【図３】前記ＡＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための各部波形図である。
【図４】前記ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための各部波形図である。
【図５】前記ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための各部波形図である。
【図６】本発明の実施の第２の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧チョッパ回路の電気的構成を示すブロック図である。
【図７】図６で示す昇圧チョッパ回路の動作を説明するための波形図である。
【図８】本発明の実施の第３の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの電気的構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の第４の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの電気的構成を示すブロック図である。
【図１０】典型的な従来技術の複合共振型のＡＣ−ＤＣコンバータの電気的構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０で示すＡＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための各部波形図である。
【図１２】他の従来技術のＡＣ−ＤＣコンバータの電気的構成を示すブロック図である。
【図１３】さらに他の従来技術のＡＣ−ＤＣコンバータの電気的構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７４】
３１，３１ａ    ＡＣ−ＤＣコンバータ
３２    商用電源
３３，５３，６３    複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ
３４    フィルタ回路
３５    直流負荷
３６，３６ａ，４６    昇圧チョッパ回路
３７，３８    電源ライン
３９，４０，４０ａ，５０    制御回路
Ｃ１    第１のコンデンサ
Ｃ２    第２のコンデンサ
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３    コンデンサ
Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２    ダイオード
ＤＢ    ダイオードブリッジ
Ｌ１    第１のチョークコイル
Ｌ２    第２のチョークコイル
Ｌ１１    インダクタ
Ｑ１    第１のスイッチング素子
Ｑ２    第２のスイッチング素子
Ｑ３    第３のスイッチング素子
Ｑ１１，Ｑ１２    ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１    電流検知抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２    駆動抵抗
Ｔ      絶縁トランス
Ｔ’    洩型トランス
Ｔ１０  トランス
【図１】
2008187821.tif 000003
【図２】
2008187821.tif 000004
【図３】
2008187821.tif 000005
【図４】
2008187821.tif 000006
【図５】
2008187821.tif 000007
【図６】
2008187821.tif 000008
【図７】
2008187821.tif 000009
【図８】
2008187821.tif 000010
【図９】
2008187821.tif 000011
【図１０】
2008187821.tif 000012
【図１１】
2008187821.tif 000013
【図１２】
2008187821.tif 000014
【図１３】
2008187821.tif 000015
【手続補正書】
【提出日】平成20年3月3日(2008.3.3)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用電源からの入力電流を高周波に変換し、絶縁された直流電流を得る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータおよびそれを用いるＬＥＤ用直流電源装置に関し、特に力率改善型の高効率なコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
商用電源から所望の直流電力を得るＡＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング周波数を高くすることによって、トランスやインダクタ等の小型化が可能になるが、高周波化に伴い、スイッチング損失など回路損失の増大が課題となり、効率を上げるために、回路面での工夫が種々なされている。
【０００３】
そこで、前記高周波化に対してもスイッチング損失を抑えることができる絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの従来技術が、特許文献１などで示される電流共振（複合共振）型のＡＣ−ＤＣコンバータとして知られている。図１０は、その複合共振型のＡＣ−ＤＣコンバータ１の電気的構成を示すブロック図である。このコンバータ１は、大略的に、ダイオードブリッジｄｂおよび平滑コンデンサｃ１ならびにＤＣ−ＤＣコンバータ２を備えて構成される。商用電源３からの正弦波交流Ｖａｃは電流ヒューズｆを介して前記ダイオードブリッジｄｂおよび平滑コンデンサｃ１に入力され、整流・平滑化された直流電圧が前記ＤＣ−ＤＣコンバータ２の電源電圧となる。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２では、前記電源電圧が２段直列のスイッチング素子ｑ１，ｑ２に与えられ、一方のスイッチング素子ｑ２と並列に、チョークコイルｌ１、絶縁トランスｔの１次巻線ｔ１およびコンデンサｃ２から成る直列共振回路と、コンデンサｃ３とが接続される。前記絶縁トランスｔの２次巻線ｔ２は、両端がダイオードｄ１，ｄ２をそれぞれ介して平滑コンデンサｃ４のハイ側端子に接続され、中間タップが前記平滑コンデンサｃ４のロー側端子に接続され、こうして整流・平滑化された所望の直流電圧が直流負荷４に供給される。
【０００５】
図１１は、上記従来回路の動作を説明するための各部波形図である。Ｖｇ１，Ｖｇ２は、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴｑ１，ｑ２に制御回路５から与えられるゲート信号を示す。このゲート信号Ｖｇ１、Ｖｇ２に応答して、スイッチング素子ｑ１，ｑ２は交互にＯＮ−ＯＦＦ動作を行い、そのドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流は、それぞれＶｑ１，Ｉｑ１およびＶｑ２，Ｉｑ２に示した波形となる。Ｖｃ２はコンデンサｃ２の印加電圧であり、スイッチング周波数に対して前記直列回路を適切なＬＣ直列共振条件に設定することによって、略正弦波の電流共振状態となっている。
【０００６】
またＩｄ１，Ｉｄ２は、絶縁トランスｔの２次側のダイオードｄ１，ｄ２の電流波形を示すもので、絶縁トランスｔの二次側誘起電圧と平滑コンデンサｃ４の直流電圧との差異によって、図示したタイミングで導通・非導通期間が存在する。ダイオードｄ１またはｄ２が導通する期間では、該絶縁トランスｔの２次側がそれらのダイオードｄ１またはｄ２を介して短絡された状態であり、簡単のため、絶縁トランスｔがノンギャップのトランス（１次巻線ｔ１と２次巻線ｔ２との間が密結合）とすると、絶縁トランスｔの１次の励磁インダクタンスも略短絡となるので、インダクタｌ１とコンデンサｃ３との直列共振となるのに対して、ダイオードｄ１，ｄ２共非導通の期間は、絶縁トランスｔの二次側は開放された状態となって、インダクタｌ１およびトランス励磁インダクタンス（ｌ０）の合成値とコンデンサｃ３との直列共振になる。
【０００７】
したがって、ダイオードｄ１またはｄ２が導通する期間Ｗ１での回路の共振周波数ｆ１は、１／２π（ｌ１・ｃ３）１／２となり、非導通の期間Ｗ２での共振周波数ｆ２は、１／２π（（ｌ１＋ｌ０）・ｃ３）１／２となり、低くなる。
【０００８】
これらの動作波形から、スイッチング素子ｑ１またはｑ２がＯＮするタイミングでは、スイッチング電流は若干の負電流（ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを流れる）となるので、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作が可能で、スイッチング損失は極めて小さくなっている。また、スイッチング素子ｑ１またはｑ２がＯＦＦするタイミングでは、デッドオフ期間中にスイッチング素子ｑ２と並列に接続したコンデンサｃ３がインダクタｌ１の共振エネルギーを吸収し、印加電圧は緩やかな傾斜をもって上昇することから、ソフトスイッチングによるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作が可能で、スイッチング損失は極めて小さくなっている。
【０００９】
このように複合共振型のＡＣ−ＤＣコンバータ１では、スイッチングの高周波化において懸念されるスイッチング損失の増大が抑制され、小型化に好適である。しかしながら、このコンバータ１では、制御回路５は、フィードバック回路６を介して出力電圧をモニタし、負荷変動が生じると、複合共振の波形を維持しながら出力を一定化するために、スイッチング周波数を変えて変動補償を行う。このため、大幅な負荷変動や商用電源の電圧変動など広範囲の変動に対して出力を補償しようとすると、複合共振波形の維持が極めて難しく、結局は複合共振を外れたところでの素子選定や放熱対策が不可欠であるという問題がある。また、商用電源３からの入力電流に高調波歪みを与えてしまうという問題がある。特に照明用途では、前記高調波歪みに対する規制が厳しい。
【００１０】
そこで、このような問題を解決するために、力率改善を図った標準的なＡＣ−ＤＣコンバータ１１を図１２で示す。このコンバータ１１は、大略的に、上述のＡＣ−ＤＣコンバータ１の構成において、ダイオードブリッジｄｂの入力側にインダクタｌ２およびコンデンサｃ５から成るフィルタ回路が挿入されるとともに、前記ダイオードブリッジｄｂで全波整流された脈流を、そのまま昇圧チョッパ回路１２で昇圧し、平滑コンデンサで平滑化された直流電圧が降圧のＤＣ−ＤＣコンバータ２の電源電圧となっている。
【００１１】
前記昇圧チョッパ回路１２は、前記ダイオードブリッジｄｂからの脈流の出力電圧を、チョークコイルｌ３、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）ｑ３およびそのソース抵抗ｒの直列回路に与え、前記スイッチング素子ｑ３を制御回路１３がスイッチングすることで、チョークコイルｌ３とスイッチング素子ｑ３との接続点から昇圧された電圧を取出し、ダイオードｄ３を介して前記平滑コンデンサｃ１に与えるようになっている。前記制御回路１３は、入力電圧信号、出力電圧フィードバック信号、スイッチング電流信号、同期信号（チョークコイルｌ３の補助巻線信号）を取込み、スイッチング電流値が入力電圧信号と出力電圧フィードバック信号との乗算値で得られる基準値と一致するように、チョッパ用のスイッチング素子ｑ３を制御して、商用電源３側に設けたチョークコイルｌ２およびコンデンサｃ５から成るフィルタ回路の効果も併せて正弦波の入力電流とする。
【００１２】
このように構成することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ２への入力電圧を高くし、商用電源３からの入力交流Ｖａｃに対する高調波歪みを抑えた高力率のＡＣ−ＤＣコンバータが実現可能となっている。しかしながら、２つのコンバータ（１２，２）を縦続に接続したことによる回路全体での損失の増加、部品点数増加に伴うコストアップおよび小型化メリットの縮小などの問題がある。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の前段に昇圧チョッパ回路１２を設けることによって、入力電圧は安定化され、商用電源３の電圧変動に対する変動補償が不要になる分、制御回路５での制御は容易となる。
【００１３】
そこで図１３は、上記の構成における２つのコンバータの縦続構成を入替えたＡＣ−ＤＣコンバータ２１である。この従来技術は、特許文献２で示されたものである。このコンバータ２１では、前段のコンバータ２２は、その出力を平滑せずに２段目のコンバータ（昇圧チョッパ回路）２３に入力している。すなわち、商用電源３からの入力交流Ｖａｃをダイオードブリッジｄｂ１で整流した脈流を、前記１段目のコンバータ２２に入力し、スイッチング素子ｑ１１〜ｑ１４によるフルブリッジ構成のインバータスイッチによって高周波交流電圧に変換し、絶縁トランスｔによって変圧された出力を得て、その出力をダイオードブリッジｄｂ２で再度整流した後、２段目のコンバータ２３を介して直流出力を得るもので、そのコンバータ２３の制御回路２４は、交流入力電流ｉａｃを入力交流Ｖａｃに対応した正弦波状に、また直流出力電圧ＶＡを定電圧になるよう制御している。
【００１４】
コンバータ２３は、前記ダイオードブリッジｄｂ２からの高周波脈流出力電圧を、チョークコイルｌ４、スイッチング素子ｑ３の直列回路に与え、前記スイッチング素子ｑ３を制御回路２４がスイッチングすることで、チョークコイルｌ４とスイッチング素子ｑ３との接続点から昇圧された電圧を取出し、ダイオードｄ３を介して前記コンデンサｃ６から直流負荷４に与えるようになっている。
【特許文献１】特許第３３７１５９５号公報
【特許文献２】特許第２５１４８８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
図１３で示すＡＣ−ＤＣコンバータ２１では、高調波歪み対策とともに、入力側の高耐圧、大容量の平滑コンデンサｃ１が削除できること、およびそれに伴い電源投入時の突入電流対策が不要なこと、ならびにチョークコイルｌ４およびコンデンサｃ６が、１段目のコンバータ２２の平滑フィルタと、２段目のコンバータ２３の平滑フィルタとして共用されていることが特徴とされる。
【００１６】
しかしながら、１段目のフルブリッジのインバータ（２２）には損失低減の工夫が見られず、２段目のコンバータ２３との縦続接続によって総合効率が低下するという問題がある。また、２段目のコンバータ２３への入力電流を正弦波にするために、前記制御回路２４は、絶縁トランスｔの２次側の直流出力電圧ＶＡとともに、１次側の交流入力電流ｉａｃおよび入力交流Ｖａｃをモニタしなければならず、電流トランスや電圧トランスなどの絶縁手段が必要になり、コストや形状面の問題が生じる。
【００１７】
本発明の目的は、総合効率を高めることができるとともに、構造を簡略化することができる絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータおよびそれを用いるＬＥＤ用直流電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、商用電源からの入力電流を全波整流する全波整流手段と、前記全波整流手段の後段に設けられ、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータから成る第１のコンバータと、前記第１のコンバータの後段に設けられて所望の電圧または電流で安定化された直流電力を直流負荷へ出力し、力率改善のための制御手段を有する昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータとを含むことを特徴とする。
【００１９】
上記の構成によれば、商用電源からの入力電流を高周波に変換し、絶縁された直流電流を得る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、先ず第１のコンバータとして、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータを用い、さらに第２のコンバータとして、力率改善のための昇圧チョッパ回路を用いる。
【００２０】
したがって、第１のコンバータの複合共振動作によって、スイッチング周波数を高めても、スイッチングによる損失の増大を抑制することができる。また、商用電源の電圧変動に対しては、たとえば入力電圧の谷部で複合共振波形を維持するための多少の補正を加えることはあっても、基本的には出力側の昇圧チョッパ回路の入力部に電源電圧の全波整流波形と略相似の電圧が得られるように駆動することは容易であり、第２のコンバータでの力率改善動作を容易に行うことができる。さらにまた、ハーフブリッジ回路を用いることによって、絶縁トランスに入力される電圧は、シングルエンド回路などを用いる場合に比べて低くできるので、前記絶縁トランスの小型化に適し、また該第１のコンバータに用いるスイッチング素子も低耐圧化することができ、ＯＮ抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴなどの選定が可能になる。このような損失面の優位性によって、回路全体での効率を高めることができる。
【００２１】
また、上述のような効率面の利点だけではなく、該第１のコンバータは複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数でスイッチング動作をすればよく、絶縁トランスを介しての負荷側からのフィードバックは不要になる。これによって、第１のコンバータの制御機能を大幅に縮小して、たとえば自励駆動の可能性もあり、制御回路用電源の簡易化、省略によって損失低減が可能となる。
【００２２】
さらにまた、２段目のコンバータである昇圧チョッパ回路の入力には、上述のように電源電圧の全波整流波形と略相似の電圧が得られ、高調波歪抑制のために必要な信号は総て１段目のコンバータの出力側、すなわち該２段目のコンバータの入力側で得られるので、絶縁トランスをまたいで該２段目のコンバータへの商用電源側からのフィードフォワード回路も不要である。これによって、該第２のコンバータの力率改善制御に関する回路構成を簡略化することができるとともに、該第２のコンバータの制御電源は第１のコンバータ出力から容易に得られるので、大きな損失にはならない。
【００２３】
さらにまた、従来では、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に設けていた高耐圧大容量の電解コンデンサが不要であり、小型・薄型化に有利となる。
【００２４】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータでは、前記第１のコンバータは、前記全波整流手段からの電源ライン間に設けられる第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のスイッチング素子の一方と並列に接続され、第１のチョークコイル、前記絶縁トランスの１次巻線、および第１のコンデンサから成る直列共振回路と、前記絶縁トランスの２次側に設けられる複数の第１の整流手段と、前記第１の整流手段からの出力を包絡線検波する第２のコンデンサと、前記複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数で前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチングを制御する第１の制御手段とを備えて構成される前記複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータから成ることを特徴とする。
【００２５】
さらにまた、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータでは、前記第２のコンバータは、前記第２のコンデンサの端子間に接続され、第２のチョークコイルおよび第３のスイッチング素子から成る直列回路と、前記第３のスイッチング素子の端子間に接続され、並列に直流負荷が接続される平滑コンデンサおよび第２の整流手段から成る直列回路と、前記第３のスイッチング素子の電流を検出する第１の検出手段と、前記第２のコンデンサの端子電圧を検出する第２の検出手段と、負荷電圧または電流を検出する第３の検出手段と、前記第３の検出手段によって検出される負荷電圧または電流が予め定める基準値となるように、前記第２の検出手段の検出結果と第３の検出手段の検出結果とに基づいて第３のスイッチング素子のスイッチング電流値を設定し、前記第１の検出手段の検出結果がその設定値となるように前記第３のスイッチング素子を制御する第２の制御手段とを備えて構成される前記力率改善機能を有する昇圧チョッパ回路から成ることを特徴とする。
【００２６】
上記の構成において、第１のコンバータに入力される商用電源の全波整流波形の位相角または電圧谷部の局所を除く概ね全位相角で、第１のチョークコイル、絶縁トランスの１次巻線、および第１のコンデンサから成る直列共振回路による共振状態が維持できるように（絶縁トランスの２次側に設けられる前記第１の整流手段の電流が高周波動作の１周期毎に非導通期間を有するように）第１のコンバータを動作させることによって、第１および第２のスイッチング素子によるスイッチング損失を抑制できるとともに、前記絶縁トランスの２次側に設けられる複数の第１の整流手段によって整流され、第２のコンデンサによって包絡線検波された電圧波形は、商用電源の全波整流電圧波形と略相似形とすることができる。そこで、第２の検出手段によるこの第２のコンデンサの端子電圧の検出結果を、第３の検出手段による負荷電圧または電流の検出結果を予め定める基準値と比較したエラーアンプ出力と乗算して第３のスイッチング素子の電流値を設定し、第１の検出手段で検出されるその第３のスイッチング素子の電流値が設定値と一致するように、第２の制御手段がスイッチングを制御することで、第２のコンバータへの入力電流の包絡線をその入力電圧である第２のコンデンサの端子電圧、すなわち前記商用電源の全波整流電圧波形に合わせながら、所望とする直流出力を得ることができる。こうして、商用電源からの入力電流波形を概ね正弦波にすることによって、入力電流高調波歪みを抑制できる。
【００２７】
また、商用電源の全波整流波形と略相似の電圧波形が第２のコンデンサの端子間電圧に現れることで、第２のコンバータの力率改善制御に必要な信号が絶縁トランスの２次側で得られ、該絶縁トランスの１次側から信号を送る場合に必要な信号用トランスやフォトカプラなどの絶縁手段が不要であり、形状的、コスト的に有利である。
【００２８】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータでは、前記第２のチョークコイルはトランスであり、その補助巻線から、前記第２の制御手段は、前記第２のチョークコイルを流れる電流を検知し、前記電流が略０となったタイミングで前記第３のスイッチング素子をＯＮすることを特徴とする。
【００２９】
上記の構成によれば、比較的容量の小さい負荷を駆動するのに好適な不連続式の駆動を行うことができる。
【００３０】
さらにまた、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、前記第１のチョークコイルおよび絶縁トランスを、１つの漏洩型トランスで形成することを特徴とする。
【００３１】
上記の構成によれば、絶縁トランスの巻線結合を疎として漏洩インダクタンスを発生させることで、前記直列共振回路を形成するにあたって該絶縁トランスの１次巻線に直列の第１のチョークコイルを省略することができる。
【００３２】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータでは、前記第１の整流手段は、ＭＯＳＦＥＴを有する同期整流回路から成ることを特徴とする。
【００３３】
上記の構成によれば、ダイオードを用いる場合に比べて、該第１の整流手段による損失を大幅に削減することができる。
【００３４】
さらにまた、本発明のＬＥＤ用直流電源装置は、前記の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータから成り、負荷として直流点灯されるＬＥＤ負荷を有することを特徴とする。
【００３５】
上記の構成によれば、上述のような絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは汎用電源としての有用性は当然ながら、特に入力高調波歪低減が重要な照明器具用電源として最適であり、小型・薄型のＬＥＤ照明用としての効果が期待できる。
【発明の効果】
【００３６】
本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、以上のように、商用電源からの入力電流を高周波に変換し、絶縁された直流電流を得る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、先ず第１のコンバータとして、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータを用い、さらに第２のコンバータとして、力率改善のための昇圧チョッパ回路を用いる。
【００３７】
それゆえ、第１のコンバータの複合共振動作によって、スイッチング周波数を高めても、スイッチングによる損失の増大を抑制することができる。また、商用電源の電圧変動に対しては、たとえば入力電圧の谷部で複合共振波形を維持するための多少の補正を加えることはあっても、基本的には出力側の昇圧チョッパ回路入力部に電源電圧の全波整流波形と略相似の電圧が得られるように駆動することは容易であり、第２のコンバータでの力率改善動作を容易に行うことができる。さらにまた、ハーフブリッジ回路を用いることによって、絶縁トランスに入力される電圧は、シングルエンド回路などを用いる場合に比べて低くできるので、前記絶縁トランスの小型化に適し、また該第１のコンバータに用いるスイッチング素子も低耐圧化することができ、ＯＮ抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴなどの選定が可能になる。このような損失面の優位性によって、回路全体での効率を高めることができる。
【００３８】
また、上述のような効率面の利点だけではなく、該第１のコンバータは複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数でスイッチング動作をすればよく、絶縁トランスを介しての負荷側からのフィードバックは不要になる。これによって、第１のコンバータの制御機能を大幅に縮小して、たとえば自励駆動の可能性もあり、制御回路用電源の簡易化、省略によって損失低減が可能となる。
【００３９】
さらにまた、２段目のコンバータである昇圧チョッパ回路の入力には、上述のように電源電圧の全波整流波形と略相似の電圧が得られ、高調波歪抑制のために必要な信号は総て１段目のコンバータの出力側、すなわち該２段目のコンバータの入力側で得られるので、絶縁トランスをまたいで該２段目のコンバータへの商用電源側からのフィードフォワード回路も不要である。これによって、該第２のコンバータの力率改善制御に関する回路構成を簡略化することができるとともに、該第２のコンバータの制御電源は第１のコンバータ出力から容易に得られるので、大きな損失にはならない。
【００４０】
さらにまた、従来では、絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に設けていた高耐圧大容量の電解コンデンサが不要であり、小型・薄型化に有利となる。
【００４１】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、以上のように、前記第１のコンバータを、前記全波整流手段からの電源ライン間に設けられる第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のスイッチング素子の一方と並列に接続され、第１のチョークコイル、前記絶縁トランスの１次巻線、および第１のコンデンサから成る直列共振回路と、前記絶縁トランスの２次側に設けられる複数の第１の整流手段と、前記第１の整流手段からの出力を包絡線検波する第２のコンデンサと、前記複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数で前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチングを制御する第１の制御手段とを備えて構成される前記複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータで構成し、前記第２のコンバータを、前記第２のコンデンサの端子間に接続され、第２のチョークコイルおよび第３のスイッチング素子から成る直列回路と、前記第３のスイッチング素子の端子間に接続され、並列に直流負荷が接続される平滑コンデンサおよび第２の整流手段から成る直列回路と、前記第３のスイッチング素子の電流を検出する第１の検出手段と、前記第２のコンデンサの端子電圧を検出する第２の検出手段と、負荷電圧または電流を検出する第３の検出手段と、前記第３の検出手段によって検出される負荷電圧または電流が予め定める基準値となるように、前記第２の検出手段の検出結果と第３の検出手段の検出結果とに基づいて第３のスイッチング素子のスイッチング電流値を設定し、前記第１の検出手段の検出結果がその設定値となるように前記第３のスイッチング素子を制御する第２の制御手段とを備えて構成される前記力率改善機能を有する昇圧チョッパ回路で構成する。
【００４２】
それゆえ、商用電源の全波整流波形と略相似の電圧波形が第２のコンデンサの端子間電圧に現れることで、第２のコンバータの力率改善制御に必要な信号が絶縁トランスの２次側で得られ、該絶縁トランスの１次側から信号を送る場合に必要な信号用トランスやフォトカプラなどの絶縁手段が不要であり、形状的、コスト的に有利である。
【００４３】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、以上のように、前記第２のチョークコイルをトランスとし、その補助巻線から、前記第２の制御手段は、前記第２のチョークコイルを流れる電流を検知し、前記電流が略０となったタイミングで前記第３のスイッチング素子をＯＮする。
【００４４】
それゆえ、比較的容量の小さい負荷を駆動するのに好適な不連続式の駆動を行うことができる。
【００４５】
さらにまた、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、以上のように、前記第１のチョークコイルおよび絶縁トランスを、１つの漏洩型トランスで形成する。
【００４６】
それゆえ、前記直列共振回路を形成するにあたって、絶縁トランスの１次巻線に直列の第１のチョークコイルを省略することができる。
【００４７】
また、本発明の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは、以上のように、前記第１の整流手段を、ＭＯＳＦＥＴを有する同期整流回路とする。
【００４８】
それゆえ、ダイオードを用いる場合に比べて、該第１の整流手段による損失を大幅に削減することができる。
【００４９】
さらにまた、本発明のＬＥＤ用直流電源装置は、以上のように、前記の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータから成る。
【００５０】
それゆえ、上述のような絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータは汎用電源としての有用性は当然ながら、特に入力高調波歪低減が重要な照明器具用電源として最適であり、小型・薄型のＬＥＤ照明用としての効果が期待できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５１】
［実施の形態１］
図１および図２は、本発明の実施の第１の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａの電気的構成を示すブロック図である。コンバータ３１は、大略的に、商用電源３２からの入力電流を全波整流する全波整流手段であるダイオードブリッジＤＢと、前記ダイオードブリッジＤＢの後段に設けられ、絶縁トランスＴを有し、第１のコンバータである複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３と、前記商用電源３２とハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３との間に介在され、高周波成分を含んだ入力電流を平滑化するフィルタ回路３４と、前記ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３の後段に設けられて所望の電圧で安定化された直流電圧を直流負荷３５へ出力し、第２のコンバータである力率改善のための昇圧チョッパ回路３６とを備えて構成される。
【００５２】
前記商用電源３２からの正弦波交流Ｖａｃは、電流ヒューズＦから、インダクタＬ１１およびコンデンサＣ１１から成る前記フィルタ回路３４を介して前記ダイオードブリッジＤＢに入力され、全波整流された後、脈流が電源ライン３７，３８間に出力され、回生電流ループ確保用のコンデンサＣ１２を介して、電源電圧として前記ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３に入力される。
【００５３】
前記ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３は、前記電源ライン３７，３８間に設けられ、図示しない逆並列のダイオードをそれぞれ有する第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方（図１および図２ではＱ２）と並列に接続され、第１のチョークコイルＬ１、前記絶縁トランスＴの１次巻線Ｔ１、および第１のコンデンサＣ１から成る直列共振回路と、前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方（図１および図２ではＱ２）と並列に接続されるコンデンサＣ１３と、前記絶縁トランスＴの２次巻線Ｔ２の両端にそれぞれにアノードが接続され、第１の整流手段である２つのダイオードＤ１１，Ｄ１２と、前記ダイオードＤ１１，Ｄ１２のカソードに一端が接続され、前記２次巻線Ｔ２の中間タップに他端が接続され、前記ダイオードＤ１１，Ｄ１２からの脈流出力を包絡線検波する第２のコンデンサＣ２と、前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングを制御するための第１の制御手段である制御回路３９とを備えて構成される。
【００５４】
前記絶縁トランスＴの２次側は、上述のような２つのダイオードＤ１１，Ｄ１２を用いた中間タップを使用した取出しではなく、４つのダイオードを使用した全波整流による取出しであってもよい。その場合、二次巻線Ｔ２の中間タップが不要となる。
【００５５】
前記第２のコンデンサＣ２の端子電圧が与えられる昇圧チョッパ回路３６は、前記脈流出力が与えられる第２のチョークコイルＬ２、第３のスイッチング素子Ｑ３および前記第３のスイッチング素子Ｑ３を流れる電流を検知する電流検知抵抗Ｒ１から成る直列回路と、前記第３のスイッチング素子Ｑ３および電流検知抵抗Ｒ１の直列回路と並列に配置され、第２の整流手段であるダイオードＤ２および平滑コンデンサＣ３の直列回路と、前記第３のスイッチング素子Ｑ３のスイッチングを制御し、第２の制御手段であり、ＰＦＣコントローラから成る制御回路４０とを備えて構成される。制御回路４０には、前記電流検知抵抗Ｒ１で得られる前記第３のスイッチング素子Ｑ３を流れる電流の電流値、および第２のコンデンサＣ２の端子電圧が入力されるとともに、負荷電圧が入力される。前記平滑コンデンサＣ３と並列に直流負荷３５が接続される。
【００５６】
これに対して、図２で示すＡＣ−ＤＣコンバータ３１ａでは、昇圧チョッパ回路３６ａにおいて、前記負荷電圧に代えて、負荷ラインに直列に挿入される電流検知抵抗Ｒ２によって検知される負荷電流が制御回路４０ａに入力されるだけで、他は図１で示すＡＣ−ＤＣコンバータ３１と同様である。
【００５７】
図３は、上述のように構成されるＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａの動作を説明するための各部波形図である。商用電源３２からの正弦波交流ＶａｃをダイオードブリッジＤＢで全波整流すると、コンデンサＣ１２から電源ライン３７，３８間へは、ＶＣ１２で示す脈動した電圧が、ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３の非平滑電源として出力される。ＶＱ２，ＩＱ２はスイッチング素子Ｑ２の電圧・電流包絡線を示したもので、ＶＱ２包絡線はＶＣ１２と一致し、またスイッチング周波数に対して前記直列共振回路を適切なＬＣ直列共振条件に設定し、複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数で動作させれば、スイッチング電流波形ＩＱ２包絡線もＶＣ１２と相似形となる。
【００５８】
そして、図４および図５には、ハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３の入力電圧ＶＣ１２の山部と谷部とにおけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧ＶＱ１，ＶＱ２、電流ＩＱ１，ＩＱ２およびコンデンサＣ１の端子電圧ＶＣ１、２次側ダイオードＤ１，Ｄ２の電流ＩＤ１，ＩＤ２を示している。これらの図４および図５で示すように、絶縁トランスＴの２次側に設けられるダイオードＤ１，Ｄ２を流れる電流が、高周波動作の１周期毎に非導通期間を有するように制御回路３９によって制御されていると、スイッチング素子Ｑ１またはＱ２がＯＮするタイミングでは、スイッチング電流は若干の負電流（ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを流れる）となるので、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作が可能で、スイッチング損失は極めて小さくなっている。また、スイッチング素子Ｑ１またはＱ２がＯＦＦするタイミングでは、デッドオフ期間中にスイッチング素子Ｑ２と並列に接続したコンデンサＣ１３がインダクタＬ１の共振エネルギーを吸収し、印加電圧は緩やかな傾斜をもって上昇することから、ソフトスイッチングによるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作が可能で、スイッチング損失は極めて小さくなっている。
【００５９】
また、上述のようにハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３が共振状態にあると、前記コンデンサＣ２によってダイオードＤ１，Ｄ２からの電圧を包絡線検波した電圧ＶＣ２には、図３で示すように、入力交流電圧Ｖａｃに相似の正弦波電圧が現れる。さらに、第３のスイッチング素子Ｑ３を流れる電流はＩＱ３となり、したがって平滑コンデンサＣ３の出力電圧は整流・平滑化された所望の直流電圧ＶＣ３となる。これらの結果、商用電源３２からの入力電流Ｉａｃは正弦波となり高調波歪が抑制できる。
【００６０】
そして、制御回路４０は、前記電圧ＶＣ２に、負荷電圧または負荷電流（検出手段は図示していない）を検出し、それらの負荷電圧または負荷電流を予め定める基準値と比較したエラーアンプ出力に前記電圧ＶＣ２の検出結果を乗算した結果に基づいて、第３のスイッチング素子Ｑ３のスイッチング電流値を設定し、電流検知抵抗Ｒ１で検出された電流値がその電流値となるように、前記第３のスイッチング素子Ｑ３のスイッチングを制御するＰＦＣコントローラを構成する。
【００６１】
こうして、第１段目の複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ３３によって、スイッチング周波数を高めても、スイッチングによる損失の増大を抑制することができる。また、商用電源３２の電圧Ｖａｃの変動に対しては、たとえば入力電圧Ｖａｃの谷部で複合共振波形を維持するための多少の補正を加えることはあっても、基本的には出力側の昇圧チョッパ回路３６の入力部に電源電圧Ｖａｃの全波整流波形ＶＣ１２と相似の電圧ＶＣ２が得られるように駆動することによって、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング損失を抑制できるとともに、前記絶縁トランスＴの２次側に設けられるダイオードＤ１，Ｄ２によって整流され、コンデンサＣ３で包絡線検波された電圧波形は、商用電源３２の全波整流電圧波形と略相似形とすることができる。さらにまた、ハーフブリッジ回路を用いることによって、絶縁トランスＴに入力される電圧ＶＱ１，ＶＱ２をシングルエンド回路などを用いる場合に比べて低くできるので、トランスＴの小型化に適し、また該コンバータ３３に用いるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２も低耐圧化することができ、ＯＮ抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴなどの選定が可能になる。こうして、総合効率を高めることができる。
【００６２】
また、上述のようにコンバータ３３を低耐圧化することができるとともに、該コンバータ３３は複合共振波形が維持できる範囲内の周波数または単一周波数でスイッチング動作をすればよく、絶縁トランスＴを介しての負荷３５側からのフィードバックは不要になる。これによって、制御回路３９の機能を大幅に縮小して、たとえば自励駆動の可能性もあり、該制御回路３９用電源の簡易化、省略によって一層の損失低減が可能となる。
【００６３】
さらにまた、第２段目のコンバータである昇圧チョッパ回路３６の入力には、上述のように電源電圧Ｖａｃの全波整流波形ＶＣ１２と略相似の電圧ＶＣ２を得ることができ、高調波歪抑制のために必要な信号は総て第１段目のコンバータ３３の出力側、すなわち該昇圧チョッパ回路３６の入力側で得られるので、絶縁トランスをまたいで該昇圧チョッパ回路３６への商用電源側からのフィードフォワード回路も不要である。これによって、該昇圧チョッパ回路３６における制御回路４０の力率改善制御に要する回路構成を簡略化することができるとともに、該制御回路４０の電源はコンバータ３３の出力から容易に得られるので、大きな損失にはならない。
【００６４】
さらにまた、図１０や図１２で示す従来技術では、絶縁トランスｔを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力側に高耐圧大容量の電解コンデンサｃ１を設けているのに対して、本ＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａでは不要であり、小型・薄型化に有利となる。たとえば、昇圧チョッパ回路３６をＩＣ化することができる。
【００６５】
なお、上述のような絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａは、汎用電源としての有用性は当然ながら、特に入力高調波歪低減が重要な照明器具用電源として最適であり、小型・薄型のＬＥＤ照明用としてこの効果が期待できる。その場合、図１で示す定電圧制御と、図２で示す定電流制御とでは、輝度を一定にできる定電流制御の方が好適である。
【００６６】
［実施の形態２］
図６は、本発明の実施の第２の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧チョッパ回路４６の電気的構成を示すブロック図である。このＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、昇圧チョッパ回路４６以外の構成は、前述の図１や図２で示すＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａと同一であり、省略している。また、昇圧チョッパ回路４６は、前述の昇圧チョッパ回路３６に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、この昇圧チョッパ回路４６では、前記第２のチョークコイルＬ２がトランスＴ１０の１次巻線Ｔ１０１から成り、その補助巻線Ｔ１０２への誘起電圧が制御回路５０に入力されることである。そして、制御回路５０は、第２のチョークコイルである該１次巻線Ｔ１０１を流れる電流Ｉ１０１を検知し、前記電流Ｉ１０１が略０となったタイミングで前記第３のスイッチング素子Ｑ３をＯＮする。
【００６７】
したがって、図７（ａ）で示す第３のスイッチング素子Ｑ３のソース−ドレイン電圧ＶＱ３を拡大すると、図７（ｂ）や図７（ｃ）で示すようになる。前記電流Ｉ１０１は図７（ｂ）で示すように連続する可能性があるのに対して、図７（ｃ）で示すように不連続にすることができ、比較的容量の小さい負荷、たとえば１５０〜３００Ｗまでを駆動するのに好適である。図７（ｂ）および図７（ｃ）において、斜線部分が第３のスイッチング素子Ｑ３のＯＮ時に流れる電流量である。
【００６８】
また、スイッチング電流検出用の検知抵抗Ｒ１を入力部に変更しているが、該検知抵抗Ｒ１の位置は、制御回路５０として用いる汎用のＰＦＣコントローラＩＣの仕様に応じて決定すればよい。
【００６９】
［実施の形態３］
図８は、本発明の実施の第３の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ５３の電気的構成を示すブロック図である。このＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５３以外の構成は、前述の図１や図２で示すＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａと同一であり、省略している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ５３は、前述のＤＣ−ＤＣコンバータ３３に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、このＤＣ−ＤＣコンバータ５３では、前記第１のチョークコイルＬ１および絶縁トランスＴを、１つの漏洩型トランスＴ’で形成することである。
【００７０】
すなわち、前述の絶縁トランスＴの巻線結合を疎として漏洩インダクタンスを発生させることで、前記直列共振回路を形成するにあたって、該漏洩型トランスＴ’の１次巻線Ｔ１’が前記第１のチョークコイルＬ１の機能を併せて実現することができる。これによって、第１のチョークコイルＬ１を省略することができる。
【００７１】
［実施の形態４］
図９は、本発明の実施の第４の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ６３の電気的構成を示すブロック図である。このＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ６３以外の構成は、前述の図１や図２で示すＡＣ−ＤＣコンバータ３１，３１ａと同一であり、省略している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６３は、前述のＤＣ−ＤＣコンバータ３３に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべきは、このＤＣ−ＤＣコンバータ６３では、前記第１および第２のダイオードＤ１１，Ｄ１２に代えて、ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２が用いられ、同期整流が行われることである。
【００７２】
具体的には、前記絶縁トランスＴ’’の２次巻線Ｔ２’’の中間タップを２次側回路のＧＮＤとし、２次巻線Ｔ２’’の両端を前記ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２のソース端子にそれぞれ接続し、ドレイン端子を一括して前記２次側ＧＮＤとの間に前記第２のコンデンサＣ２を接続する。また、前記ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２のゲート端子は、それぞれ駆動抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介して、前記２次巻線Ｔ２’’から巻き足した巻線Ｔ３１’’，Ｔ３２’’に接続され、これら巻線Ｔ３１’’，Ｔ３２’’の誘起電圧が、それぞれＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２のソース−ゲート間を順バイアスするのと同期して、該ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２がＯＮする。前記ＭＯＳＦＥＴＱ１１，Ｑ１２としてＯＮ抵抗の小さいものを用いれば、前記ダイオードＤ１１，Ｄ１２を用いる場合に比べて、整流に伴う損失を大幅に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の実施の第１の形態に係る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの一例を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の第１の形態に係る絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの他の例を示すブロック図である。
【図３】前記ＡＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための各部波形図である。
【図４】前記ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための各部波形図である。
【図５】前記ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための各部波形図である。
【図６】本発明の実施の第２の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧チョッパ回路の電気的構成を示すブロック図である。
【図７】図６で示す昇圧チョッパ回路の動作を説明するための波形図である。
【図８】本発明の実施の第３の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの電気的構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の第４の形態に係る絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの電気的構成を示すブロック図である。
【図１０】典型的な従来技術の複合共振型のＡＣ−ＤＣコンバータの電気的構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０で示すＡＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための各部波形図である。
【図１２】他の従来技術のＡＣ−ＤＣコンバータの電気的構成を示すブロック図である。
【図１３】さらに他の従来技術のＡＣ−ＤＣコンバータの電気的構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７４】
３１，３１ａ    ＡＣ−ＤＣコンバータ
３２    商用電源
３３，５３，６３    複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ
３４    フィルタ回路
３５    直流負荷
３６，３６ａ，４６    昇圧チョッパ回路
３７，３８    電源ライン
３９，４０，４０ａ，５０    制御回路
Ｃ１    第１のコンデンサ
Ｃ２    第２のコンデンサ
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３    コンデンサ
Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２    ダイオード
ＤＢ    ダイオードブリッジ
Ｌ１    第１のチョークコイル
Ｌ２    第２のチョークコイル
Ｌ１１    インダクタ
Ｑ１    第１のスイッチング素子
Ｑ２    第２のスイッチング素子
Ｑ３    第３のスイッチング素子
Ｑ１１，Ｑ１２    ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１    電流検知抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２    駆動抵抗
Ｔ      絶縁トランス
Ｔ’    洩型トランス
Ｔ１０  トランス