(57)【要約】【課題】入力の交直変換回路としてダイオード整流器を用いた場合であっても、時間的に変化する電流基準値に対して高精度な追従特性を持つ電力変換装置を提供する。【解決手段】ダイオード整流器２と、この出力を平滑する平滑コンデンサ３と、この平滑コンデンサ３に印加される直流電圧を入力とし、所望の電流を負荷５に給電する電力変換器４と、この電力変換器４を制御する制御部６とで構成する。制御部６は、電流基準値と電力変換器４の出力電流の偏差が最小となるように電流制御操作量を調整する定電流制御回路６２と、電流基準値に応じてフィードフォワード操作量を出力するフィードフォワード制御回路６４と、電力変換器４の入力電圧変動に伴う制御特性変動を補正するため、フィードフォワード操作量を補正する第１の補正手段６５とを備える構成とし、この補正手段６５と定電流制御回路６２の加算出力で電力変換器４の出力電圧を電圧制御する。【選択図】図１
2008187795.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するダイオード整流器と、
このダイオード整流器の出力を平滑する平滑コンデンサと、
この平滑コンデンサに印加される直流電圧を入力とし、所望の電流を負荷に給電する電力変換器と、
この電力変換器を制御する制御部と
を具備し、
前記制御部は、
電流基準値と前記電力変換器の出力電流の偏差が最小となるようにその出力である電流制御操作量を調整する定電流制御回路と、
前記電流基準値に応じてフィードフォワード操作量を出力するフィードフォワード制御回路と、
前記電力変換器の入力電圧変動に伴う制御特性変動を補正するため、前記フィードフォワード操作量を補正する第１の補正手段と、
前記電力変換器の出力電圧が前記補正されたフィードフォワード操作量と前記電流制御操作量とを加算した操作量に従うように制御する電圧制御手段と
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記フィードフォワード制御回路は、
前記電流基準値と前記負荷のインピーダンスから前記電力変換器が出力すべき電圧を演算によって求めるようにし、この出力すべき電圧に比例して前記フィードフォワード操作量を出力するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段を有し、
前記第１の補正手段は、この検出電圧に略逆比例して前記フィードフォワード操作量を補正するようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電圧検出手段は、
前記入力電圧に含まれる電圧リプルを除去するリプル除去手段を有することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記リプル除去手段は時定数をτとする一次遅れ回路とし、
前記電流基準値の周期をτIREF、前記一次遅れ回路の入力信号に含まれるリプル成分の周期の最大値をτINとした時、前記一次遅れ回路の時定数τをτIN < τ < τIREFとなるよう選定したことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１の補正手段は、
前記電力変換器の出力電流及び前記電流基準値のうち少なくとも一つに応じて前記フィードフォワード操作量を補正するようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記電力変換器の入力電力を検出する電力検出手段を有し、
前記第１の補正手段は、この検出電力に略逆比例して前記フィードフォワード操作量を補正するようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記電力変換器の入力電圧変動に伴う制御特性変動を補正するため、
前記定電流制御回路の出力を補正する第２の補正手段を設けたことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段を有し、
前記第２の補正手段は、この検出電圧に略逆比例して前記定電流制御回路の出力を補正するようにしたことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に係り、特に負荷に所望の電流を精度良く供給するための電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば電磁石コイル用の電力変換装置においては、時間的に変化する電流基準に追従して負荷に電流を供給する必要がある。このような電力変換装置では、定電流制御回路のメインループと応答速度の速い定電圧制御回路のマイナーループとから制御回路が構成されることが一般的であった（例えば特許文献１参照。）。
【０００３】
また、電圧型電力変換器を用いた電力変換装置においては、自励式電圧型整流器＋電圧型電力変換器という主回路構成が多く用いられている。この場合には、自励式電圧型整流器の出力側には、直流電圧の変動を抑制するために平滑コンデンサが接続され、この平滑コンデンサに印加される電圧を自励式電圧型整流器によって制御する構成となる（例えば特許文献２参照。）。
【特許文献１】特公平８−３３７７８号公報（第３−５頁、図１）
【特許文献２】特開２００６−７４８４９号公報（第３−５頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述したように、交直変換器として自励式電圧型整流器を用いて交流電圧から直流電圧に変換する回路構成は、自励式電圧型整流器によって直流電圧を一定に制御することができるという利点があるが、部品点数が増加し、また制御回路が複雑化するという問題がある。これに対して、自励式電圧型整流器に代えてダイオード整流器を用いて交流電圧から直流電圧に変換すれば、部品点数が少なく、構成も簡素であり、また制御が不要なため、装置の信頼性が向上する。
【０００５】
しかしながら、ダイオード整流器を用いて交流電源から直流電圧に変換すると、出力電流の時間的変化に伴い電力変換装置の入力直流電圧が変動するという問題が生じる。入力直流電圧が変動すると、電力変換装置の出力電流の制御特性に悪影響を与え、制御精度の低下を招く。
【０００６】
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたもので、入力の交直変換回路としてダイオード整流器を用いた場合であっても、時間的に変化する電流基準値に対して高精度な追従特性を持つ電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明の電力変換装置は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するダイオード整流器と、このダイオード整流器の出力を平滑する平滑コンデンサと、
この平滑コンデンサに印加される直流電圧を入力とし、所望の電流を負荷に給電する電力変換器と、この電力変換器を制御する制御部とを具備し、前記制御部は、電流基準値と前記電力変換器の出力電流の偏差が最小となるようにその出力である電流制御操作量を調整する定電流制御回路と、前記電流基準値に応じてフィードフォワード操作量を出力するフィードフォワード制御回路と、前記電力変換器の入力電圧変動に伴う制御特性変動を補正するため、前記フィードフォワード操作量を補正する第１の補正手段と、前記電力変換器の出力電圧が前記補正されたフィードフォワード操作量と前記電流制御操作量とを加算した操作量に従うように制御する電圧制御手段とを有することを特徴としている。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、入力の交直変換回路としてダイオード整流器を用いた場合であっても、時間的に変化する電流基準値に対して高精度な追従特性を持つ電力変換装置を提供することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
【実施例１】
【００１０】
図１は本発明実施例１に係る電力変換装置のブロック構成図である。
【００１１】
交流電源１から供給される交流電圧はダイオード整流器２によって直流に変換される。この直流電圧は平滑コンデンサ３によって平滑され、電力変換器４に供給される。電力変換器４は制御部６からの制御指令に従って負荷５に時間的に変化する電流パターンを供給する。電力変換器４として代表的な構成は自己消弧型素子を用いたチョッパであり、この場合、制御部６からのゲートパルスによって自己消弧型素子がオンオフ制御されて負荷５に所望の電流パターンを与える。
【００１２】
電力変換器４の入力電圧は電圧検出器７によって検出され、制御部６に与えられる。また、電力変換器４の出力電流は電流検出器８によって検出され、制御部６に与えられる。以下に制御部６の内部構成を説明する。
【００１３】
電流検出器８によって検出された負荷電流Ｉｏｕｔは電流基準値Ｉｒｅｆと比較器６１で比較され、その偏差は定電流制御回路６２の入力となる。定電流制御回路６２はこの入力偏差がゼロとなるようにその出力である電流制御操作量ＥｃＡＣＲを調節する。そしてこの電流制御操作量ＥｃＡＣＲは加算器６３の一方の入力となる。
【００１４】
また、電流基準値Ｉｒｅｆはフィードフォワード制御回路６４にも与えられる。このフィードフォワード制御回路６４は与えられた電流基準値Ｉｒｅｆに従ってフィードフォワード操作量ＥｃＦＦを出力する。このフィードフォワード操作量ＥｃＦＦは補正演算器６５に与えられ、補正演算器６５の出力は加算器６３の一方の入力となる。補正演算器６５には電圧検出器７によって検出された電力変換器４の入力電圧が与えられ、補正演算器６５はこの入力電圧に逆比例するようにフィードフォワード操作量ＥｃＦＦを補正する。
【００１５】
このようにして得られた加算器６３の出力である操作量Ｅｃは、ＰＷＭ制御回路６６によってオンオフパルスであるゲート信号に変換され、電力変換器４を構成する自己消弧型素子のゲートに与えられる。即ち、ＰＷＭ制御回路６６は、電力変換器４の出力電流が電流基準値Iｒｅｆとなるような電圧制御動作を行なう。
【００１６】
以下、図１に示した本発明の実施例１に係る電力変換装置の動作について図２を参照して説明する。図２は電流基準値ＩｒｅｆをτＩＲＥＦの周期で略三角波状に変化させたときの各部の波形を示している。図示したように電流基準値Ｉｒｅｆは、τ１ＩＲＥＦの区間で増加し、τ２ＩＲＥＦの区間で元の値まで減少し、その後は所定の小電流となる。そして、電力変換器４の出力電流Ｉｏｕｔはこの電流基準値Ｉｒｅｆに従って制御されている。このような出力電流Ｉｏｕｔを出力するためには、電力変換器４の出力電圧Ｖｏｕｔは図示したような擬似矩形波となる。これは、負荷５に印加される出力電圧Ｖｏｕｔが、負荷５のインダクタンス値Ｌ、負荷５の抵抗値Ｒ及び負荷５を流れる電力変換器４の出力電流Ｉｏｕｔより、
Ｖｏｕｔ＝Ｌ(ｄＩｏｕｔ／ｄｔ)＋Ｒ×Ｉｏｕｔ・・・（１）
の関係式となるからである。また、入力の交直変換器としてダイオード整流器２を用いているため、出力電流Ｉｏｕｔが増加したとき交流電源１からの入力電力が増加し、線路のインピーダンスによる電圧降下及びダイオード素子の電圧降下等の影響により図示したようにτ１ＩＲＥＦの区間で電力変換器４の入力直流電圧Ｖｉｎは低下する。逆にτ２ＩＲＥＦの区間で出力電流Ｉｏｕｔが減少したときは、入力電力が減少するので入力直流電圧Ｖｉｎは上昇する。
【００１７】
入力直流電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ及びＰＷＭ制御回路６６に与えられる操作量Ｅｃとの間には、
Ｖｏｕｔ∝Ｖｉｎ×Ｅｃ・・・（２）
の関係があるため、入力直流電圧Ｖｉｎが低下した場合には電力変換装置全体の一巡伝達関数ゲインが低下し、制御の応答性能が悪化してしまう。
【００１８】
また、（１）式及び（２）式を用いて、電流基準値Ｉｒｅｆ、電圧基準値Ｖｒｅｆ、フィードフォワード操作量Ｅｃｆｆ及び入力直流電圧Ｖｉｎ間の関係を求めると以下の（３）式のようになる。
【００１９】
Ｅｃｆｆ∝Ｖｒｅｆ／Ｖｉｎ
＝{Ｌ(ｄＩｒｅｆ／ｄｔ)＋Ｒ×Ｉｒｅｆ}／Ｖｉｎ・・・（３）
従って、フィードフォワード制御回路６４においては、（３）式の関係が示すように、電流基準値Ｉｒｅｆと負荷５の負荷特性から電圧基準値Ｖｒｅｆを演算し、操作量Ｅｃと変換器出力電圧Ｖｏｕｔの関係から必要なフィードフォワード操作量ＥｃＦＦを演算する。尚、上記における電圧基準値Ｖｒｅｆは予め外部から与えられる場合もある。
【００２０】
しかしながら、図１に示したフィードフォワード制御回路６４は、電流基準値Ｉｒｅｆのみを変化量として与え、その他のパラメータは一定としてフィードフォワード操作量ＥｃＦＦを演算するようにしているため、例えば入力直流電圧Ｖｉｎが変動した場合には、正確なフィードフォワード操作量ＥｃＦＦを演算することができず、Ｅｃffの演算精度は低下する。
【００２１】
このため、フィードフォワード制御回路６４の出力に補正演算器６５を設け、フィードフォワード操作量ＥｃＦＦを補正する。この補正演算器６５は、入力直流電圧Ｖｉｎが低下したとき、Ｅｃffを増加させるよう補正を加え、入力直流電圧Ｖｉｎが上昇したとき、Ｅｃffを減少させるよう補正を加える。（３）式に示すようフィードフォワード操作量ＥｃＦＦと入力直流電圧Ｖｉｎは逆比例の関係となるため、入力直流電圧Ｖｉｎが低下したときにはフィードフォワード操作量ＥｃＦＦを増加させ、入力直流電圧Ｖｉｎが上昇したときにはフィードフォワード操作量ＥｃＦＦを減少させるような略逆比例の補正を行うことによってＥｃffの演算精度を向上させることができる。
【００２２】
また、フィードフォワード制御回路６４及び補正演算器６５の制御応答は電流基準値Ｉｒｅｆそのものの周波数応答であり、定電流制御回路６２の応答に対して非常に遅いため、この補正によって制御系が不安定となることは無い。
【００２３】
以上説明したように、この実施例１によれば、フィードフォワード操作量ＥｃＦＦの演算精度が向上したフィードフォワード系を用いているので、時間的に変化する電流基準値に対して高精度な追従特性を持つ電力変換装置を提供することが可能となる。
【実施例２】
【００２４】
図３は本発明の実施例２に係る電力変換装置のブロック構成図である。この実施例２の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、リプル除去回路６７を設け、このリプル除去回路６７を介して電圧検出回路７による検出電圧を補正演算器６５に与える構成とした点である。
【００２５】
入力直流電圧Ｖｉｎは交流電源１の交流電圧をダイオード整流器２で整流することによって得ているため、入力直流電圧Ｖｉｎの検出値には交流電源１の周波数に応じたリプル成分が含まれる。従って、リプル除去回路６７によってこのリプル成分を除去することにより、制御系の安定性を向上させることができる。
【００２６】
この実施例３においては、リプル除去回路６７は１次遅れ回路によって構成している。この場合、１次遅れ回路の時定数τは、リプル除去回路６７の入力信号に含まれるリプル成分の周期の最大値をτIN、電流基準値Ｉｒｅｆの周期をτIREFとした時、τIN＜τ＜τIREFとなるよう選定する。
【００２７】
τ＞τINとなるように一次遅れ回路の時定数τを選択することによりリプル成分を除去することが可能である一方、補正演算器６５によって入力直流電圧Ｖｉｎの変動に伴う制御特性の変動を補正するためには、入力直流電圧Ｖｉｎが変動する時定数τＶと同等の周波数成分を持つ信号が必要である。また、入力直流電圧Ｖｉｎの変動は出力電流Ｉｏｕｔが変動することに因るため、入力直流電圧Ｖｉｎの変動時定数τＶは電流指令値Ｉｒｅｆのリプル成分の周期τIREF程度となる。従って、τ＜τIREFとすれば、必要な周波数成分の信号を除去することは無い。
【００２８】
例えば、図２における三角波状の電流基準が、τ１IREF＝２.０ｓ、τ２IREF＝１．０ｓ、τIREF＝４．０ｓである場合、入力直流電圧Ｖｉｎはτ２IREFの期間で最も速く変動するため、入力直流電圧Ｖｉｎの変動に伴う制御特性の変動を補正するためには、τ２IREFの時定数をもつ周波数成分は一次遅れ回路を通過させる必要がある。従って、１０倍程度裕度を持って一次遅れ回路の時定数τをτ＝０．１ｓとすればよい。また、例えば交流電源の周波数が５０Ｈｚ、入力のダイオード整流器２が１２相で構成されている場合、入力直流電圧Ｖｉｎに含まれるリプル成分は６００Ｈｚ（周期１．６７ｍｓ）及び６００Ｈｚの倍長波となるため、τ＝０．１ｓの一次遅れ回路であれば入力直流電圧Ｖｉｎの検出値に含まれるリプル成分を除去することが可能となる。
【００２９】
この実施例２においては、リプル除去回路６７が一次遅れ回路である場合について述べたが、この一次遅れ回路はＣＲフィルタによるハードウエアによる構成としても良く、また、デジタル制御の場合にはソフトウエアで実現しても良い。またこのリプル除去回路６７に二次遅れ回路を適用することも可能となる。二次遅れ回路の場合もＬＣＲフィルタによるハードウエアによる構成としても良く、デジタル制御の場合にはソフトウエアで実現しても良い。
【実施例３】
【００３０】
図４は本発明の実施例３に係る電力変換装置のブロック構成図である。この実施例３の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例３が実施例１と異なる点は、電圧検出回路７を省き、入力直流電圧Ｖｉｎに代えて電力変換器４の出力電流Ｉｏｕｔを補正演算器６５Ａに入力するように構成した点である。
【００３１】
図２に示した波形から分かるように、入力直流電圧Ｖｉｎは出力電流Ｉｏｕｔが増加したときに減少し、逆に減少したときに増加する。従って、入力直流電圧Ｖｉｎが減少したときに操作量のフィードフォワード値Ｅｃffを強めるようにするためには、補正演算器６５Ａを出力電流Ｉｏｕｔに略比例した補正を行うようにすれば良い。
【００３２】
補正演算器６５Ａにおける演算を更に詳細に行なう為には、ダイオード整流器２の入力回路のインピーダンスによる電圧降下、ダイオード整流器２の電圧降下、更に直流回路の電圧降下を演算によって求め、出力電流Ｉｏｕｔから入力直流電圧Ｖｉｎを求めるようにすれば良い。ダイオード整流器２の電圧降下には、ダイオードのオン抵抗によるものと、転流重なり角の増大によるものとがある。転流重なり角の増大による電圧降下は、転流リアクタンスから演算によって求めることが可能である。
【００３３】
この実施例３によれば、電圧検出器７を省略できるので、従来の構成に対して新たな検出器の追加が不要となる。
【００３４】
尚、図２に示した波形から分かるように、電力変換器４の出力電流Ｉｏｕｔに代えて電流基準値Ｉｒｅｆを用いても全く同様の効果を得ることができることは明らかである。
【実施例４】
【００３５】
図５は本発明の実施例４に係る電力変換装置のブロック構成図である。この実施例４の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例４が実施例１と異なる点は、電圧検出回路７に代えてダイオード整流器の入力電流Ｉａｃ_ｉｎを検出する電流検出器９、ダイオード整流器の入力電圧Ｖａｃ_ｉｎを検出する電圧検出器１０及び入力電流Ｉａｃ_ｉｎと入力電圧Ｖａｃ_ｉｎから入力電力を演算する入力電力演算器６８を設け、この入力電力演算器６８の出力Ｐｉｎを補正演算器６５Ｂに与えるように構成した点である。
【００３６】
前述したように、入力直流電圧Ｖｉｎの低下及び上昇は入力電力の増減に起因するため、入力電力演算値Ｐｉｎから入力直流電圧Ｖｉｎの変動を導出することが出来る。従って、電力変換装置における入力直流電圧Ｖｉｎの変動に対して、入力電力演算値Ｐｉｎを用いてフィードフォワード系の制御特性を改善し、時間的に変化する電流基準値に対して高精度な追従特性を持つ電力変換装置を提供することができる。
【００３７】
ここで補正演算器６５Bは、入力電力演算値Ｐｉｎに略比例してフィードフォワード操作量ＥｃＦＦを補正するが、実施例３で述べた演算と同等の演算を行なうことによって更に詳細な補正を行なうことが可能となる。
【００３８】
尚、この実施例４によれば、系統周波数によって脈動しない交流電力を検出して補正を行なうようにしているため、実施例２で述べたリプル除去手段を用いる必要性は低くなる。
【実施例５】
【００３９】
図６は本発明の実施例５に係る電力変換装置のブロック構成図である。この実施例５の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例５が実施例１と異なる点は、定電流制御回路６２の出力を補正演算器６９を介して加算器６３に与えるように構成した点である。
【００４０】
補正演算器６９には、入力直流電圧Ｖｉｎを入力し、補正演算器６５と同様入力直流電圧Ｖｉｎが増大したとき出力を減少させるような逆比例特性を持たせる。
【００４１】
この実施例５に示したように、フィードフォワード制御回路６４による制御ループに加え、定電流制御回路６２によるフィードバック制御ループにおいても入力電圧変動による制御補正を加えることによって、更に制御特性を改善することが可能となる。
【００４２】
尚、実施例２に示したようなリプル除去回路を設け、リプル除去回路を介して電圧検出回路７による検出電圧を補正演算器６９に与える構成としても良く、更に、実施例３に示したように補正演算器６９に電力変換器４の出力電流Ｉｏｕｔまたは電流基準値Ｉｒｅｆを入力し、この値に略比例する補正を補正演算器６９で行っても良い。また、実施例４に示したように交流入力電力を補正演算器６９に与える構成としても良い。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施例１に係る電力変換装置のブロック構成図。
【図２】実施例１の動作を説明するための、各部の動作波形。
【図３】本発明の実施例２に係る電力変換装置のブロック構成図。
【図４】本発明の実施例３に係る電力変換装置のブロック構成図。
【図５】本発明の実施例４に係る電力変換装置のブロック構成図。
【図６】本発明の実施例５に係る電力変換装置のブロック構成図。
【符号の説明】
【００４４】
１  交流電源
２  ダイオード整流器
３  平滑コンデンサ
４  電力変換器
５  負荷
６  制御部
７  電圧検出器
８  電流検出器
９  電流検出器
１０  電圧検出器
６１  比較器
６２  定電流制御回路
６３  加算器
６４  フィードフォワード制御回路
６５、６５Ａ、６５Ｂ  補正演算器
６６  ＰＷＭ制御回路
６７  リプル除去回路
６８  入力電力演算器
６９  補正演算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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