(57)【要約】【課題】ＭＢ−ＯＦＤＭ方式のＤＣＭ復調に際して演算の複雑化を抑えつつ、等化器における雑音増幅効果を抑圧し、適切に受信信号の復調を可能とする。【解決手段】ＯＦＤＭ信号受信装置は、デュアルキャリア変調方式により生成された２ｄ個（ｄは正整数）のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号を、無線回線を介して受信し、ｄ個のシンボルを復調するものである。ＣＳＩ検出回路１は、無線回線を介して受信されたＯＦＤＭ信号の回線品質情報（ＣＱＩ）を検出する。判定部２は、ＣＳＩ検出回路１により検出された回線品質情報に応じて、サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号について、同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定をする。ＤＣＭデマッピング部３は、判定部２での判定結果に基づいてｄ個のシンボルを復調する。【選択図】図１
2008278161.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デュアルキャリア変調方式により、２つの互いに異なる周波数のサブキャリアに同一シンボルをそれぞれ二重にマッピングして生成されたデュアルキャリア変調信号からなる２ｄ個（ｄは正整数）のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号を、無線回線を介して受信するＯＦＤＭ信号受信装置において、
前記無線回線を介して受信された前記ＯＦＤＭ信号の回線品質情報（ＣＱＩ）を検出する品質検出手段と、
前記品質検出手段により検出された前記回線品質情報に応じて、前記サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号について、前記同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定をする判定手段と、
前記判定手段での判定結果に基づいて、前記デュアルキャリア変調信号からなる２ｄ個のシンボルから、ｄ個のシンボルを復調するＱＡＭ復調手段と、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項２】
前記品質検出手段は、前記回線品質情報（ＣＱＩ）として、前記ＱＡＭ復調手段に入力される２ｄ個のシンボルの受信電力に基づいて前記サブキャリア毎のチャネル状態情報（ＣＳＩ）を検出するものであり、
前記判定手段は、前記ＯＦＤＭ信号のパケット単位で、前記品質検出手段から得られる前記チャネル状態情報（ＣＳＩ）を前記シンボル毎に所定の基準値と比較することによって前記判定を行うものである、
ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項３】
前記判定手段は、
前記所定の基準値σを設定する基準値設定回路と、
前記チャネル状態情報（ＣＳＩ）に基づいて、前記同一シンボルがそれぞれマッピングされた周波数ｆ（ａ），ｆ（ｂ）のサブキャリアａ，ｂについての周波数特性値Ｈ（ａ），Ｈ（ｂ）を比較処理する判定回路と、
を備え、
前記判定回路では、前記ＱＡＭ復調手段に対して、
｜Ｈ（ａ）｜≧σ、かつ｜Ｈ（ｂ）｜＜σであれば、サブキャリアａに対応するシンボルＹ（ａ）を選択し、
｜Ｈ（ａ）｜＜σ、かつ｜Ｈ（ｂ）｜≧σであれば、サブキャリアｂに対応するシンボルＹ（ｂ）を選択し、
上記以外であれば、前記サブキャリアａ，ｂの加算平均されたシンボル（Ｙ（ａ）＋Ｙ（ｂ））／２を出力するように指令することを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項４】
前記品質検出手段は、前記回線品質情報（ＣＱＩ）として、前記無線回線全体の無線リンク品質を検出するものであり、
前記判定手段は、前記ＯＦＤＭ信号のパケット単位で、前記品質検出手段から得られる前記無線リンク品質と前記ＯＦＤＭ信号の伝送速度とに応じて前記判定を行うものである、
ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項５】
前記品質検出手段では、前記無線回線の平均雑音電力と信号受信時の平均電力との比較によって、リンク品質情報（ＬＱＩ）を求めるようにしたことを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項６】
前記判定手段は、
前記ＯＦＤＭ信号の伝送速度をそのヘッダ情報から検出する速度検出回路と、
前記伝送速度と前記無線リンク品質に応じて、前記サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号についての判定結果が記憶されたＲＯＭテーブルと、
を備え、
前記ＯＦＤＭ信号のパケット単位で、前記ＲＯＭテーブルを参照することによって、前記同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定を行うものであることを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項７】
前記品質検出手段は、前記ＱＡＭ復調手段に入力される２ｄ個のシンボルの受信電力に基づいて前記サブキャリア毎のチャネル状態情報（ＣＳＩ）を検出し、
前記判定手段は、
さらに前記サブキャリア毎のチャネル状態情報（ＣＳＩ）に基づいて、前記同一シンボルがそれぞれマッピングされた周波数ｆ（ａ），ｆ（ｂ）のサブキャリアａ，ｂについての周波数特性値Ｈ（ａ），Ｈ（ｂ）を比較処理する判定回路を備え、
前記判定回路では、前記同一シンボルのいずれか一方を選択する場合に、前記ＱＡＭ復調手段に対して、
｜Ｈ（ａ）｜≧｜Ｈ（ｂ）｜であれば、サブキャリアａに対応するシンボルＹ（ａ）を選択し、
｜Ｈ（ａ）｜＜｜Ｈ（ｂ）｜であれば、サブキャリアｂに対応するシンボルＹ（ｂ）を選択するように指令することを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項８】
前記ＱＡＭ復調手段は、
１６レベルのＱＡＭ信号を復調してデマッピングするものである、
ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
【請求項９】
デュアルキャリア変調方式により、２つの互いに異なる搬送波周波数のサブキャリアに同一シンボルをそれぞれ二重にマッピングして生成されたデュアルキャリア変調信号からなる２ｄ個（ｄは正整数）のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号を、無線回線を介して受信するＯＦＤＭ信号の受信方法において、
品質検出手段が、前記無線回線を介して受信された前記ＯＦＤＭ信号の回線品質情報（ＣＱＩ）を検出し、
判定手段が、前記品質検出手段により検出された前記回線品質情報に応じて、前記サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号について、前記同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定をし、
ＱＡＭ復調手段が、前記判定手段での判定結果に基づいて、前記デュアルキャリア変調信号からなる２ｄ個のシンボルから、ｄ個のシンボルを復調する、
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。
【請求項１０】
デュアルキャリア変調方式により、２つの互いに異なる搬送波周波数のサブキャリアに同一シンボルをそれぞれ二重にマッピングして生成されたデュアルキャリア変調信号からなる２ｄ個（ｄは正整数）のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号を、無線回線を介して受信して復調するＯＦＤＭ信号の復調方法において、
品質検出手段が、前記無線回線を介して受信された前記ＯＦＤＭ信号の回線品質情報（ＣＱＩ）を検出し、
判定手段が、前記品質検出手段により検出された前記回線品質情報に応じて、前記サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号について、前記同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定をし、
ＱＡＭ復調手段が、前記判定手段での判定結果に基づいて、前記デュアルキャリア変調信号からなる２ｄ個のシンボルから、ｄ個のシンボルを復調する、
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号の復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デュアルキャリア変調（ＤＣＭ；Dual Carrier Modulation）方式により生成された２ｄ（ｄは正整数）個のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を、無線回線を介して受信するＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号の受信方法、及びＯＦＤＭ信号の復調方法に関し、とくにデュアルキャリア変調されたＯＦＤＭ信号を復調する際の雑音抑制が可能なＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号の受信方法、及びＯＦＤＭ信号の復調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話や無線ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク；Local Area Network）と比較して、近距離を非常に高速に伝送するための無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ；Wireless Personal Access Network）が検討されている。ＵＷＢ（超広帯域無線；Ultra Wide Band）通信に代表される近距離通信のＷＰＡＮは、今後、あらゆる家電製品や民生用電子機器に搭載されることが予想され、１００Ｍｂｐｓ超の電子機器間でのＰ−ｔｏ−Ｐ（ポイントツーポイント）伝送や家庭内ネットワークの実現が期待されているものである。
【０００３】
ここでは、３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚを利用したＷＰＡＮを実現するための技術として、ＵＷＢ通信が有力視されている。今、こうしたＵＷＢ通信の一方式として、ＯＦＤＭ変調と、特定の周波数パターンに沿って搬送波周波数を切り替える周波数ホッピングとを組み合わせた、マルチバンドＯＦＤＭ（Multi Band−ＯＦＤＭ、以下ＭＢ−ＯＦＤＭという。）方式が検討されている。
【０００４】
ＯＦＤＭ変調方式とは、互いに直交関係にある複数の搬送波を用いるマルチキャリア・デジタル変調方式の一種であって、搬送波ごとに異なる情報変調方式を用いることができる。したがって、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式においては、ＯＦＤＭ信号が例えば２００Ｍｂｐｓ以下の伝送速度であれば、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調方式、３２０Ｍｂｐｓ以上であればデュアルキャリア変調（ＤＣＭ：Dual Carrier Modulation）方式というように、２種類のサブキャリア変調方式を使い分けることができる。
【０００５】
図５は、従来のＭＢ−ＯＦＤＭ−ＵＷＢシステムのデータフローを示すブロック図である。
送信機１０は、送信信号ＸT（ｋ）を周波数領域で処理するために、チャネルエンコーダ１１、インターリーブ部１２、ＱＰＳＫ／ＤＣＭマッピング部１３からなる処理ブロックを備え、Ｎ個の一次変調された信号ＹT（ｋ）が生成される。また、送信機１０側の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１４、並直列変換（ＭＵＸ）部１５、及びＤ／Ａ変換部１６の各処理ブロックでは、送信信号が時間領域で処理されて、インパルス応答ｈ（ｔ）を有するチャネル２１で構成された無線回線にアナログ信号として出力される。
【０００６】
この無線回線を構成するチャネル２１では、雑音，混信などのノイズｖ（ｔ）が送信信号に影響を及ぼす。図５では、無線回線に存在するノイズｖ（ｔ）は、加算器２２によってインパルス応答ｈ（ｔ）を有するチャネル２１の出力に加算されるものとする。
【０００７】
受信機３０は、Ａ／Ｄ変換部３１、及び直並列変換（ＤＥＭＵＸ）部３２からなる時間領域の処理ブロックにおいて、受信信号がディジタル信号に変換され、Ｎ個のシンボルが並列信号として取り出される。ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部３３では、時間領域の信号から周波数領域のＮ個のシンボルＹD（ｋ）（ただし、ｋ＝０〜Ｎ−１）に変換される。
【０００８】
その後、等化器（Equalizer）３４によって、無線回線の伝送特性（インパルス応答ｈ（ｔ）によって表すことができる。）によるＹD（ｋ）への影響が補償される。この等化器３４には、無線回線のインパルス応答ｈ（ｔ）に対応する、フーリエ変換された周波数応答Ｈ（ｋ）の推定値が演算され、チャネル状態情報（ＣＳＩ；Channel State Information）として供給されている。この等化器３４を介して歪みが除去されたシンボルＹR（ｋ）は、復調手段として例えば１６レベルのＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）信号を復調してデマッピングする、デマッピング部３５に出力されている。
【０００９】
このデマッピング部３５では、Ｎ個のサブキャリアに対応するシンボルが送信信号ＸT（ｋ）に対応する直列の受信信号ＸR（ｋ）にデマッピングされる。さらに、デインターリーブ部３６によって送信時にインターリーブされたシンボルデータが元に並び替えられて、その後、ビタビデコーダ（復号器）３７により、最終的な復号処理がなされることになる。
【００１０】
ここで、デュアルキャリア変調（ＤＣＭ）方式とは、周波数の異なる２つのサブキャリアに同一シンボルでそれぞれ二重にマッピングして変調をかけるものであって、雑音を含む伝送信号を復調する場合に、復調時のエラーを小さく抑えることができる利点がある（例えば、特許文献１参照）。
【００１１】
こうした同一シンボル内の２つのサブキャリアに同一の情報をマップするＤＣＭ方式においても、上記と同様に、変調されたＮ（＝２ｄ）個のシンボルを含む送信信号への無線回線の伝送特性による影響（歪み）を等化器３４によって補償する必要がある。その場合に、Ｎ個の受信されたシンボルが無線回線でのフェージングなどの影響によって、送信信号（サブキャリア）のうち、いくつかの振幅が極端に減衰されていると、等化器３４における正規化処理により雑音成分までが増幅され、受信信号情報の復調（デマップ）が適切に行われないという問題があった。
【００１２】
そこで、後述する非特許文献１では、こうした問題を解決するものとして、ＣＳＩを用いた二次元の重み付け方式による新規なデマッピング方法が提案されている。
提案されたデマッピング方法では、
【００１３】
【数１】
2008278161.tif 000003
【００１４】
による重み付け演算を行った後に、Ｎ個のＯＦＤＭ信号ＹR（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎ−１）の推定値を用いて、１６ＱＡＭデマッピング部３５において下記の式（２）に基づくＤＣＭデマッピング演算が実行される。
【００１５】
【数２】
2008278161.tif 000004
【００１６】
なお、式（２）では、ｎ＝０〜Ｎ／４−１、ｍ＝０〜１である。
【特許文献１】特開２００６−２２９９８９号公報（段落番号［０００２］〜［０００４］、及び図１）
【非特許文献１】Zhongjun Wang;Wenzhen Li;Lee Guek Yeo;Yanxin Yan;Yujing Ting;Tomisawa, M.,"A technique for demapping dual carrier modulated UWB OFDM signals with improved performance":Vehicular Technology Conference, 2005. VTC-2005-Fall. 2005 IEEE 62nd,Publication Date: 28-25 Sept.,2005,Volume: 1,On page(s):38-42
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
ところが、非特許文献１の提案方法は、デインターリーブ部３６の出力データ、すなわちビタビデコーダ３７の入力信号として、軟判定(Soft decision)による入力を想定したものであって、上述したような重み付けの演算式（２）が複雑な構成であることによって、ＯＦＤＭ信号受信機、及び受信機における演算過程が極めて複雑なものとなる。また、重み付けの上限値だけを規定し、下限値が規定されていないことにより、実際の受信装置において、ディジタル信号処理の演算ビット幅によっては、等化器３４におけるノイズの抑制効果およびデマッピング部３５における適切なデマッピングが得られなくなるおそれもあった。すなわち、重み付けにより得られる結果重み付けが小さすぎると、（１），（２）式で得られる値が小さなものとなり、演算精度を出すために必要とされる演算ビット幅が過大なものとなってビット幅が不足してしまうからである。逆に、予め演算ビット幅を過大なものとしておくと、コストに悪影響を与えてしまう。
【００１８】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式のＤＣＭ復調に際して演算の複雑化を抑えつつ、等化器における雑音増幅効果を抑圧し、適切に受信信号の復調（デマッピング）が可能なＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号の受信方法、及びＯＦＤＭ信号の復調方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明では、上記問題を解決するために、デュアルキャリア変調方式により、２つの互いに異なる搬送波周波数のサブキャリアに同一シンボルをそれぞれ二重にマッピングして生成されたデュアルキャリア変調信号からなる２ｄ個（ｄは正整数）のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号を、無線回線を介して受信するＯＦＤＭ信号受信装置において、前記無線回線を介して受信された前記ＯＦＤＭ信号の回線品質情報（ＣＱＩ）を検出する品質検出手段と、前記品質検出手段により検出された前記回線品質情報に応じて、前記サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号について、前記同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定をする判定手段と、前記判定手段での判定結果に基づいて、前記デュアルキャリア変調信号からなる２ｄ個のシンボルから、ｄ個のシンボルを復調するＱＡＭ復調手段と、を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置が提供される。
【発明の効果】
【００２０】
本発明のＯＦＤＭ信号受信装置は、比較的容易な回路構成で実現でき、しかも無線回線の状態にかかわらず、一次変調としてＤＣＭ方式を用いたＯＦＤＭ信号を確実に復調することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係るＯＦＤＭ信号受信装置の復調機構部分を示す回路図である。
【００２２】
等化器３４には、２ｄ＝Ｎ個のシンボルＹD（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎ−１）が入力するとともに、品質検出手段を構成するＣＳＩ検出回路１に接続されている。このＣＳＩ検出回路１から等化器３４に対して、無線回線のインパルス応答ｈ（ｔ）に対応するフーリエ変換された周波数応答Ｈ（ｋ）の推定値がチャネル状態情報（ＣＳＩ）として供給されている。
【００２３】
判定部２は、判定回路２ａと基準値設定回路２ｂとから構成されている。判定回路２ａは、基準値設定回路２ｂで設定された所定の基準値σ、及び等化器３４を介して周波数応答Ｈ（ｋ）の推定値が供給され、ＯＦＤＭ信号のパケット単位で、チャネル状態情報（ＣＳＩ）をデュアルキャリア変調されたシンボル毎に所定の基準値σと比較して判定結果を出力するものである。
【００２４】
ＤＣＭデマッピング部３は、図５のデマッピング部３５に相当するものであって、等化器３４からのＯＦＤＭ信号Ｙ（ｋ）のうちから、同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算して出力する選択／加算回路３ａと、この選択／加算回路３ａの（Ｎ／２）個の並列出力Ｚ（ｋ）を直列信号に変換する並直列変換回路３ｂと、各サブキャリアの変調（マッピング）に対応した、１６ＱＡＭデマッピング回路（以下、単にデマッピング回路という。）３ｃから構成されている。
【００２５】
つぎに、チャネル状態情報（ＣＳＩ）の演算手順について説明する。
図２は、ＭＢ−ＯＦＤＭ信号のパケット単位のデータフレーム構成を示す図である。
単位パケットは、３０個のＰＬＣＰ（Physical Layer Convergence Procedure）プリアンブル、および１２個のＰＬＣＰヘッダと、ペイロードとしてデータ本体が最大で約２００個のＰＳＤＵ（ＰＬＣＰサービスデータユニット）が配置された構成となっている。先頭のＰＬＣＰプリアンブルは、信号の区切りを識別するための２４個長のパケット／フレーム同期シーケンス（Packet/Frame Synchronization Sequence）と、６個長のチャネル推定シーケンス（Channel Estimation Sequence）とから構成されている。
【００２６】
ここで、上述したＣＳＩ検出回路１が、ＰＬＣＰプリアンブルのチャネル推定シーケンスを既知の信号として記憶しており、この記憶された既知の信号と受信した信号に含まれるチャネル推定シーケンスとを演算処理することによって、信号受信時でのチャネル状態情報（ＣＳＩ）を検出できるようになっている。そして、等化器３４から判定部２に、下記の式（３）によって定義される無線回線の品質推定情報が出力される。
【００２７】
Ｈ（ｋ）＝ＡＶＧ（ＹD（ｋ）／ＹT（ｋ）：ｆ）…（３）
ここで、ｆはＯＦＤＭ信号の搬送波周波数で、ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−１（Ｎ：ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数）である。また、ＹT（ｋ）は図５に示すＱＰＳＫ／ＤＣＭマッピング部１３から出力される信号ＹT（ｋ）に相当するものであるが、ここではＰＬＣＰプリアンブルのチャネル推定シーケンスを記憶した上記の既知のシンボル列を適用する。搬送波周波数ｆは、チャネル推定シーケンスのそれぞれの６シンボルにおいて同一の周波数が適用される場合と、周波数ホッピングにより複数の異なる周波数が適用される場合とがあり、（３）式のＡＶＧ（ＹD（ｋ）／ＹT（ｋ）：ｆ）は、同じ搬送波周波数ｆが適用されるＹD（ｋ）／ＹT（ｋ）の平均をとる演算である。すなわち、サブキャリアｋの搬送波周波数がパケット中で周波数ホッピングの適用を受ける場合は、複数のＨ（ｋ）が得られることになる。
【００２８】
つぎに、選択／加算回路３ａにおける判定方法について、具体的に説明する。
ＤＣＭデマッピング部３では、等化器３４で歪みが除去されたＯＦＤＭ信号Ｙ（ｋ）が選択／加算回路３ａに供給されると、ここで判定部２からの指令を受けて、同一シンボルがそれぞれ二重にマッピングされたデュアルキャリア変調信号からなるＮ個（Ｎは偶数）のシンボルから、以下の（１）〜（３）の場合に応じて、（Ｎ／２＝ｄ）個の並列出力Ｚ（ｋ）を並直列変換回路３ｂに出力する。すなわち、同一情報を割り当てているサブキャリアａ，ｂに対し、
（１）｜Ｈ（ａ）｜≧σ、かつ｜Ｈ（ｂ）｜＜σであれば、サブキャリアａに対応するシンボルＹ（ａ）を選択する。
（２）｜Ｈ（ａ）｜＜σ、かつ｜Ｈ（ｂ）｜≧σであれば、サブキャリアｂに対応するシンボルＹ（ｂ）を選択する。
（３）上記以外であれば（｜Ｈ（ａ）｜＜σかつ｜Ｈ（ｂ）｜＜σ、もしくは｜Ｈ（ａ）｜≧σかつ｜Ｈ（ｂ）｜≧σ）、サブキャリアａ，ｂにそれぞれ対応するシンボルを加算平均したシンボル（Ｙ（ａ）＋Ｙ（ｂ））／２を出力する。なお、上記のように、｜Ｈ（ａ）｜，｜Ｈ（ｂ）｜は周波数ホッピングにより搬送波周波数毎の複数の値をもつことがあり、その場合は当該シンボルの搬送周波数に応じた｜Ｈ（ａ）｜，｜Ｈ（ｂ）｜を適用する。
【００２９】
並直列変換回路３ｂでは、復調された（Ｎ／２＝ｄ）個のデュアルキャリア信号から直列信号を生成して、デマッピング回路３ｃに供給している。デマッピング回路３ｃは、ＤＣＭデマッピング部３の復調信号としてＯＦＤＭ受信信号ＸR（ｋ）をデインターリーブ部３６に出力し、送信時にインターリーブされたデータを並び替えて元の送信信号が再現される。
【００３０】
このように、判定部２では等化器３４から得られた無線回線の周波数応答Ｈ（ｋ）の推定値により、同一情報が割り当てられた一対のサブキャリアに対応する１６レベルのＱＡＭ信号を加算平均してデマッピング回路３ｃを介してデインターリーブ部に出力するか、あるいは、いずれか一方のＱＡＭ信号だけをデマッピング回路３ｃの出力とするかの判定を行っている。したがって、無線回線推定情報の一方の振幅が極端に小さい場合に、そのサブキャリアに対応する１６ＱＡＭデマッピング部の出力を無視することになる。そのため、雑音成分が増幅された等化器３４の出力が後段へ悪影響を及ぼすことを防止でき、ＯＦＤＭ信号が適切に復調できる。
【００３１】
（実施の形態２）
図３は、実施の形態２に係るＯＦＤＭ信号受信装置の主要構成部分を示す回路図である。
【００３２】
図１に示す実施の形態１の受信装置と異なる点は、回線品質情報（ＣＱＩ）としてリンク品質情報（ＬＱＩ：Link Quality Indication）を検出する検出部４を備え、無線回線全体の受信強度情報としてリンク品質（無線リンク品質：ＲＬＱ）を検出するようにしていることである。さらに、図１の判定部２に替えて、ＯＦＤＭ信号のパケット単位で、無線リンク品質（ＲＬＱ）とＯＦＤＭ信号の伝送速度とに応じて判定を行う判定部５が、ヘッダデコーダ５ａ、ＲＯＭテーブル５ｂ、及び判定回路５ｃによって構成されている。
【００３３】
検出部４は、例えば積分器４ａ、遅延回路４ｂ、及び除算回路４ｃから構成され、Ａ／Ｄ変換部３１の無信号入力における平均出力電力と、信号入力時の平均出力電力との比を除算回路４ｃで演算することにより、リンク品質情報（ＬＱＩ）を得ることができる。また、判定部５のヘッダデコーダ５ａは、デマッピング回路３ｃで復調されたＯＦＤＭ信号のヘッダ情報から、パケット単位で信号伝送速度を検出し、ＲＯＭテーブル５ｂに出力している。
【００３４】
判定部５の判定回路５ｃには、ＯＦＤＭ信号のパケット単位で、検出部４から得たリンク品質情報（ＬＱＩ）とＯＦＤＭ信号の伝送速度とに応じて、ＲＯＭテーブル５ｂからの判定結果が出力されている。したがって、選択／加算回路３ａに等化器３４で歪みが除去されたＯＦＤＭ信号Ｙ（ｋ）が供給されると、判定回路５ｃから選択／加算回路３ａに対して、同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかを指令する。
【００３５】
図４は、ＲＯＭテーブル５ｂに記憶された「選択」あるいは「加算」の判定内容を示す図である。
ＯＦＤＭ信号の伝送速度は、ヘッダデコーダ５ａにおいてデュアルキャリア変調されたＯＦＤＭ信号のパケット単位で、デマッピング回路３ｃの出力の一部であるＰＬＣＰヘッダから読み取られるもので、３２０Ｍｂｐｓ、４００Ｍｂｐｓ、４８０Ｍｂｐｓの３通りを判別する。ＲＯＭテーブル５ｂでは、判定回路５ｃに対して、リンク品質情報（ＬＱＩ）が−４ｄＢ以下であれば、伝送速度にかかわらず同一シンボルの加算平均を出力するように指令する。
【００３６】
また、リンク品質情報（ＬＱＩ）が−３ｄＢから０ｄＢの範囲であれば、伝送速度が３２０Ｍｂｐｓ、４００Ｍｂｐｓのとき、同一シンボルの加算平均を出力し、４８０ｄＢのときはいずれか一方のシンボルを選択して出力するように指令する。
【００３７】
また、リンク品質情報（ＬＱＩ）が１ｄＢから６ｄＢの範囲であれば、伝送速度が３２０Ｍｂｐｓのときだけ、同一シンボルの加算平均を出力し、４００Ｍｂｐｓ、あるいは４８０ｄＢであれば、いずれか一方のシンボルを選択して出力するように指令する。
【００３８】
さらに、リンク品質情報（ＬＱＩ）が７ｄＢ以上であれば、伝送速度にかかわらず同一シンボルのいずれか一方を選択して出力するように指令する。
その結果、ＤＣＭデマッピング部３の選択／加算回路３ａでは、判定回路５ｃから同一シンボルのいずれか一方を選択するように指令されると、それぞれ二重にマッピングされたデュアルキャリア変調信号からなるＮ個（Ｎは偶数）のシンボルから、以下の（１）あるいは（２）の場合に応じて、（Ｎ／２）個の並列出力Ｚ（ｋ）を並直列変換回路３ｂに出力する。すなわち、同一情報を割り当てているサブキャリアａ，ｂに対し、
（１）｜Ｈ（ａ）｜≧｜Ｈ（ｂ）｜であれば、サブキャリアａに対応するシンボルＹ（ａ）を選択する。
（２）｜Ｈ（ａ）｜＜｜Ｈ（ｂ）｜であれば、サブキャリアｂに対応するシンボルＹ（ｂ）を選択する。
【００３９】
なお、ＲＯＭテーブル５ｂで「加算」の判定がなされた場合には、サブキャリアａ，ｂにそれぞれ対応するシンボルを加算平均したシンボル（Ｙ（ａ）＋Ｙ（ｂ））／２が出力される。
【００４０】
また、「選択」の判定がなされた場合に、上記の（１），（２）によりシンボルＹ（ａ），Ｙ（ｂ）の選択を行うのではなく、常にシンボルＹ（ａ）を選択する、もしくは常にシンボルＹ（ｂ）を選択するようにしてもよい。
【００４１】
このように、実施の形態２のＯＦＤＭ信号受信装置では、同一情報が割り当てられている２つのＤＣＭデマッピング部３への出力に関して、一方を選択すべきか、両者を加算平均すべきかについては、伝送速度と無線リンク品質から一意に決めることができる。したがって、予めＲＯＭテーブル５ｂに判定内容を記憶させておくことで、ヘッダ情報から得られる伝送速度と算出した無線リンク品質により、全てのサブキャリアにおけるデマッピング方式を決めることができる。そのため、実施の形態１の復調方法と比較した場合に、雑音抑制性能は若干劣るものの、効率的なＤＣＭ変調されたＯＦＤＭ信号のデマッピングが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】実施の形態１に係るＯＦＤＭ信号受信装置の復調機構部分を示す回路図である。
【図２】ＭＢ−ＯＦＤＭ信号のパケット単位のデータフレーム構成を示す図である。
【図３】実施の形態２に係るＯＦＤＭ信号受信装置の主要構成部分を示す回路図である。
【図４】ＲＯＭテーブルに記憶された「選択」あるいは「加算」の判定内容を示す図である。
【図５】従来のＭＢ−ＯＦＤＭ−ＵＷＢシステムのデータフローを示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４３】
１  ＣＳＩ検出回路
２  判定部
２ａ  判定回路
２ｂ  基準値設定回路
３  ＤＣＭデマッピング部
３ａ  選択／加算回路
３ｂ  並直列変換回路
３ｃ  １６ＱＡＭデマッピング回路
４  検出部
４ａ  積分器
４ｂ  遅延回路
４ｃ  除算回路
５  判定部
５ａ  ヘッダデコーダ
５ｂ  ＲＯＭテーブル
５ｃ  判定回路
１０  送信機
１１  チャネルエンコーダ
１２  インターリーブ部
１３  ＱＰＳＫ／ＤＣＭマッピング部
１４  逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部
１５  並直列変換（ＭＵＸ）部
１６  Ｄ／Ａ変換部
２１  チャネル
２２  加算器
３０  受信機
３１  Ａ／Ｄ変換部
３２  直並列変換（ＤＥＭＵＸ）部
３３  ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部
３４  等化器
３５  デマッピング部
３６  デインターリーブ部
３７  ビタビデコーダ（復号器）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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