(57)【要約】【課題】  ギャップのない変圧器を介して電力変換器が交流電力を授受する場合、変圧器の励磁電流は定格電流の１％未満となり、従来のホールＣＴでは精度よく励磁電流を検出できず変圧器の飽和を抑制できない恐れがある。【解決手段】  電力変換器から変圧器に出力する電流をホールＣＴで検出する。このホールＣＴには二次巻線を設け、その二次巻線に抵抗器を接続し、ホールＣＴのコアに発生する交流成分を低減して低周波成分を精度よく検出する。電力変換器出力電流の低周波成分検出値に基づき前記電力変換器の交流出力電圧を制御し、励磁電流の平均値がゼロになるよう制御する。【効果】  電力変換器の出力する電流の低周波成分を精度よく検出できるため、精度よく偏磁抑制制御ができる。【選択図】図１
2008289267.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変圧器を介して交流系統に連系され、電力変換器と前記変圧器の間に流れる電流を、ホールＣＴを用いて検出し、該検出値を用いて該電力変換器の交流出力電圧を制御する電力変換装置において、前記ホールＣＴはコアに巻かれた二次巻線を有し、該二次巻線には抵抗器が接続されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換装置において、
前記電力変換器は連系する交流系統の定格周波数より低い周波数の交流電流を出力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
変圧器を介して交流系統に連系され、変圧器と電力変換器の間に流れる電流を検出する電流検出手段を有し、該電流検出手段の検出値を用いて前記電流の低周波数成分を低減するよう交流出力電圧を制御する電力変換装置において、
前記交流系統定格周波数の十分の一以下である周波数領域では、前記電流に対する前記電流検出手段の出力ゲインは周波数依存性が小さく、前記電流の周波数が高くなればなるほど前記電流に対する前記電流検出手段の出力ゲインが低下することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３記載の電力変換装置において、
請求項３記載の電流のうち周波数が前記交流系統定格周波数の十分の一以下である電流に対する前記電流検出手段の出力ゲインが、前記電流の直流成分に対する出力ゲインに対して−６ｄＢ以上であり、なおかつ前記交流系統定格周波数の電流に対する前記電流検出手段の出力ゲインが−１０ｄＢ以下であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
変圧器を介して交流系統に連系する電力変換装置において、
電力変換器と変圧器の間にながれる電流を電流検出手段で検出し、該電流検出手段が、磁性体で構成されるコアと、ホールＣＴと、前記コアと前記ホールＣＴ両方に鎖交する巻線と、該巻線に接続する抵抗器とを備え、前記電流検出手段の出力を用いて該電力変換器の交流出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
変圧器を介して交流系統に連系する電力変換装置において、
電力変換器と変圧器の間にながれる電流を電流検出手段で検出し、該電流検出手段が、磁性体で構成されるコアと、ホールＣＴと、前記コアと前記ホールＣＴ両方に鎖交する巻線とを備え、前記電流検出手段の出力を用いて該電力変換器の交流出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
ホールＣＴと、ホールＣＴのコアに巻かれた二次巻線と、該二次巻線に接続する抵抗器を備えたことを特徴とする電流センサ。
【請求項８】
変圧器を介して交流系統に連系され、前記変圧器と電力変換器の間に流れる電流を検出する電流検出手段を有し、該電流検出手段の出力を用いて前記電流の低周波成分を低減するよう交流出力電圧を変化させる電力変換装置の制御方法において、
前記電流に対する前記電流検出手段の出力ゲインは前記交流系統定格周波数の十分の一以下である周波数成分に対しては変化が少なく、前記電流の周波数が高くなればなるほど前記電流に対する前記電流検出手段の出力ゲインが低下することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項９】
変圧器を介して交流系統に連系され、電力変換器と前記変圧器の間に流れる電流を、ホールＣＴを用いて検出し、該検出値を用いて該電力変換器の交流出力電圧を制御し、前記電流の低周波成分を低減する電力変換装置の制御方法において、
前記ホールＣＴはコアに巻かれた二次巻線を有し、該二次巻線には抵抗器が接続されていることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１０】
変圧器を介して交流系統に連系する電力変換装置の制御方法において、
電力変換器と変圧器の間に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、該電流検出手段は磁性体で構成されるコアと、ホールＣＴと、前記コアと前記ホールＣＴ両方に鎖交する巻線と、該巻線の両端を接続する接続回路とを備え、該電流検出手段の出力に応じて前記電流の低周波成分を低減するよう交流出力電圧を変化させることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１１】
請求項８から請求項１０いずれかに記載の電力変換装置の制御方法において、
請求項中に記載の低周波数成分は電力変換装置が連系する交流系統の定格周波数より低い周波数であることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１２】
磁性体で構成されるコアと、ホールＣＴと、前記磁性体で構成されるコアとホールＣＴ両方に鎖交する巻線を備えたことを特徴とする電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変圧器を介して電力を授受する電力変換器およびその制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
変圧器を介して交流電源との間で電力を授受する電力変換器において、電力変換器が変圧器に出力する電圧に直流成分が含まれる場合、変圧器を直流励磁してしまう。直流励磁された変圧器は励磁電流が増加し、励磁電流の平均値がゼロから変化する。このように励磁電流の平均値がゼロからずれた状態を偏磁と言う。変圧器が偏磁し、励磁電流平均値がゼロから離れていくと、変圧器のコアである鉄心が磁気飽和する。磁気飽和すると変圧器の励磁インダクタンスが急激に低下するため、電力変換器の過電流トリップの原因となる。
【０００３】
変圧器の偏磁を抑制するための方法として、特許文献１に示されたように変圧器１次電流検出値と２次電流検出値より励磁電流を算出し、励磁電流平均値をゼロに制御する方法が知られている。
【０００４】
上記方法では励磁電流の直流成分を検出する必要があるため、電力変換器の出力電流をシャント抵抗やホールＣＴなど直流成分を検出できる検出手段で検出しなければいけない。
【０００５】
電力変換器の出力電流が大きい場合、シャント抵抗は大きくなり、システム全体が大きくなってしまうという欠点がある。
【０００６】
ホールＣＴの採用によりシステムの大型化を避けることができるが、ホールＣＴではホールＣＴの周囲温度変化による温度ドリフトにより直流電流を正確に検出することは難しく、具体的には１％程度の精度しか望めない。
【０００７】
変圧器のコアにギャップを設けると、励磁電流は定格電流の数％まで増加できるため、変圧器コアの磁気飽和が発生しない範囲でのホールＣＴを用いた直流電流検出およびその検出値を用いた偏磁抑制制御が可能となる。しかし、ギャップを挿入すると変圧器騒音が増加し、励磁電流が増加するため変圧器の損失も増加してしまう。
【０００８】
変圧器のコアにギャップを設けない場合、通常励磁電流は定格電流の１％より小さくなり、ホールＣＴによって正確に励磁電流を検出することができず、変圧器の偏磁を抑制できない。
【０００９】
一方、大きな交流電流中の微小直流成分を高精度に検出する方法が特許文献２で開示されている。
【００１０】
上記方法は電力変換器の交流出力電流を検出するホールＣＴのコアに二次巻線を設け、この二次巻線をショートするものである。電力変換器の交流出力電流に含まれる交流成分はホールＣＴのコアに交流磁束を誘起するが、この交流磁束が二次巻線を鎖交する。二次巻線には磁束の変化を抑制する方向に起電力が発生し、二次巻線には前記交流磁束を打ち消す方向の電流が流れ、結果としてホールＣＴのコアに発生する交流磁束が低下する。直流成分については磁束の変化が無いため、二次巻線には起電力が発生せず磁束を打ち消す電流も流れない。
【００１１】
ゆえに、上記ホールＣＴの電力変換器の交流出力電流に対する出力の伝達特性は直流成分に対してはゲインが高く、交流成分に対してはゲインが低くなる。
【００１２】
交流成分に対してはゲインが低下するため、電力変換器の定格出力電流に対して小さい定格検出電流のホールＣＴを用いて直流成分を検出できる。ゆえに、直流成分の検出精度を向上することができる。
【００１３】
このように精度よく前記交流出力電流の直流成分を検出できるため、該検出値を用いて前記電力変換器の交流出力電圧を制御し、前記交流出力電流の低周波成分を抑制することで精度よく前記変圧器の偏磁を抑制することができる。
【００１４】
【特許文献１】特開２００１−７８４５５号公報
【特許文献２】特開平８−６２２５４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
上記ホールＣＴの二次巻線に発生する起電力は上記ホールＣＴのコア内に発生する磁束の時間変化率に比例するため、ホールＣＴを貫通する電線に流れる電流の周波数が高ければ高いほど大きくなり、周波数が低くなればなるほど小さくなる。しかし、上記二次巻線を短絡している場合、二次巻線の電流を制限する要素は巻線の抵抗値だけとなり、小さい起電力でも二次巻線に電流が流れ、そのため上記ホールＣＴのコア内に発生する磁束は低い周波数成分であっても相殺されやすい。
【００１６】
上記ホールＣＴの、貫通する電流に対する該ホールＣＴの出力周波数特性を図７に示す。ここで、貫通する電流の直流成分に対する該ホールＣＴの出力ゲインを０ｄＢとした。
【００１７】
電流の周波数成分が高くなると起電力が大きくなるため、貫通電流により発生する磁束の相殺される割合が大きくなり、上記ホールＣＴの出力ゲインも低下する。
【００１８】
上記ホールＣＴのカットオフ周波数は磁束が相殺されはじめる周波数であり、二次巻線電流に依存する。一方、二次巻線の電流は二次巻線の抵抗値により制限される。ゆえに、カットオフ周波数は二次巻線の抵抗値に依存する。なお、二次巻線の抵抗値が小さければ小さいほど同じ起電力で発生する二次巻線電流が大きくなるため、磁束が相殺されやすくなり、カットオフ周波数は低くなる。
【００１９】
負荷変動などにより電力変換器の出力電圧が変動した場合、励磁電流も変動する。特許文献２に記載の方法で励磁電流の直流成分を検出する場合、励磁電流の変動成分も二次巻線電流により相殺されるため、ホールＣＴの出力は励磁電流の変動に対して大きく遅れる。この遅れにより、ホールＣＴの出力が変動する前に変圧器が磁気飽和してしまう恐れがある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記問題を解決するために、本発明の電力変換装置およびその制御方法においては、電力変換器の交流出力電流が流れる電線がコア内側を貫通するホールＣＴに二次巻線を設け、二次巻線の両端を、抵抗器を介して接続する。前記構成のホールＣＴ出力信号を元に電力変換器の出力電圧を制御する。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の電力変換装置およびその制御方法においては、前記電力変換器の交流出力電流が流れると前記ホールＣＴのコア内に磁束が発生し、該磁束が前記二次巻線を鎖交する。該二次巻線には、該鎖交磁束の時間変化に比例した起電力が発生し、前記二次巻線には前記鎖交磁束の時間変化を打ち消す方向の電流が流れる。
【００２２】
前記二次巻線の両端を、抵抗器を介して接続することにより、該二次巻線を短絡したときに比べて該二次巻線の回路インピーダンスが増加する。そのため、該二次巻線を短絡したときに比べて該二次巻線に流れる電流値を小さくできる。電流値が小さくなると前記ホールＣＴのコア内に発生する磁束は相殺されにくくなる。一方、前記二次巻線に発生する起電力は前記鎖交磁束の時間変化に比例するため、前記電力変換器の交流出力電流の周波数が低くなればなるほど小さくなる。ゆえに該交流出力電流の低周波成分に対する前記ホールＣＴコア内に発生する磁束は相殺されにくくなるため、低周波数に対する上記ホールＣＴのゲインを高くすることができる。
【００２３】
また、抵抗器の抵抗値を適切に選定することで、上記ホールＣＴの電力変換器交流出力電流に対する出力特性を、交流電源周波数成分に対してはゲインを小さく、低周波数成分に対してはゲインを大きくすることができる。
【００２４】
ところで、負荷変動などにより前記電力変換器の交流出力電圧が変動した場合、前記変圧器に印加される電圧が変化するため該変圧器の励磁電流が変化する。このとき、該励磁電流には前記交流系統定格周波数成分のみならず低周波成分も含む。
【００２５】
本発明においては該電力変換器の交流出力電流の低周波成分に対してゲインを大きくすることができるため、前記交流出力電流に含まれる前記変圧器励磁電流の低周波成分も精度よく検出することができる。
【００２６】
精度よく検出した前記変圧器励磁電流の低周波成分検出値を用い、前記電力変換器の交流出力電圧を制御し、前記電力変換器が前記変圧器に出力する交流出力電流の低周波成分を低減することで、前記電力変換器の交流出力電圧が変動した場合でも高精度に前記変圧器の偏磁を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００２８】
本発明の第一実施例を、図１を用いて説明する。
【００２９】
図１には直流電力を負荷に供給する電力変換システムを示す。電力変換システムは交流電源１，変圧器２，電力変換器３，直流コンデンサ４，負荷５、また、電力変換器３を制御する制御部２００を備えている。
【００３０】
電力変換器３の直流出力端子は直流コンデンサ４および負荷５に接続される。また、電力変換器３の交流出力端子は変圧器２の２次端子に接続される。変圧器２の１次端子は交流電源１に接続される。
【００３１】
制御部２００は電圧センサ１１，１３，電流センサ１０，１２の出力に基づき、直流コンデンサ４の端子電圧を一定に保つよう電力変換器３の出力電圧指令値を算出する。
【００３２】
制御部２００の演算内容について以下説明する。
【００３３】
電圧センサ１１は直流コンデンサ４の端子電圧を、電圧センサ１３は交流電源電圧を検出する。直流コンデンサ電圧と交流電源電圧の検出値は電圧制御器２０１に入力され、電圧制御器２０１は直流コンデンサ電圧を一定に保つための電流指令値を算出し、減算器２０２に出力する。
【００３４】
電流センサ１２は変圧器１次側電流を検出し、その検出値を減算器２０２に出力する。減算器２０２は電圧制御器２０２により算出された電流指令値と変圧器一次側電流検出値の差を算出し、その差を電流制御器２０３に出力する。
【００３５】
電流制御器２０３は電流指令値と変圧器一次側電流検出値の偏差を定数倍し、その積を電流制御用補正電圧として加算器２０５に出力する。
【００３６】
乗算器２０４は交流電源電圧検出値を変圧器の電圧比で乗算し、その積を加算器２０５に出力する。
【００３７】
加算器２０５は電流制御器２０３と乗算器２０４の出力を加算し、その和を減算器２０７に出力する。
【００３８】
電力変換器３に加算器２０５の出力に応じた交流電圧を出力させることにより、直流コンデンサ４の端子電圧を一定に保つことができる。
【００３９】
また、変圧器２の偏磁を抑制するため、電流検出器１０で電力変換器３の交流出力電流低周波成分を検出し、その検出値を乗算器２０６で乗算した後、減算器２０７に出力する。これにより、電力変換器３は変圧器２の２次側電流の低周波成分を低減する補正電圧を出力するため、変圧器２の偏磁を抑制することができる。
【００４０】
以下、本発明の電流検出器１０について図２を用いて説明する。
【００４１】
図２には電流検出器１０の構成を示す。
【００４２】
電流検出器１０はコア１００，ホール素子１０１，ホール素子の出力電圧を増幅するアンプ１０２，二次巻線１０３、そして抵抗器１０４により構成される。抵抗器１０４は二次巻線１０３に接続され、二次巻線１０３の両端子は抵抗器１０４を介して接続される。また、電力変換器３の交流出力電流Ｉ１が流れる電線はコア１００の内側を貫通する。
【００４３】
電流検出器１０の出力はアンプ１０２の出力である。
【００４４】
次に電流検出器１０の動作について説明する。
【００４５】
電力変換器３の交流出力電流Ｉ１が流れると、コア１００には電流Ｉ１に比例した磁束が発生し、二次巻線１０３に鎖交する。鎖交した磁束は二次巻線１０３に磁束の変化を抑制する方向に起電力を発生させ、抵抗１０４により制限された電流Ｉ２が二次巻線１０３に流れる。ゆえにコアの交流磁束は低減される。
【００４６】
二次巻線１０３に発生する起電力は、二次巻線１０３に鎖交する磁束の時間変化に比例するため、低い周波数に対しては二次巻線１０３に発生する起電力が小さくなり、二次巻線１０３に流れる電流Ｉ２も小さくなり、磁束の低減量が減る。
【００４７】
ホール素子１０１はコアの磁束に比例した電圧を出力し、アンプ１０２はホール素子の出力電圧を増幅するため、電流検出器１０の出力は低周波成分に対してはゲインが高く、高周波成分に対してはゲインが下がる。低周波成分を高いゲインで検出することができるため、直流電流検出のＳ／Ｎ比を向上でき、高精度な偏磁抑制制御が可能となる。
【００４８】
次に図３を用いて電流検出器１０の出力周波数特性について説明する。電流検出器１０の等価回路を図３に示す。この等価回路においては、コア１００を貫通する電線のインダクタンスを持つ等価リアクトル１０５、電力変換器３の交流出力電流Ｉ１の流れる電線から見込んだ抵抗１０４の等価抵抗１０６を備えている。
【００４９】
二次巻線１０３のターン数をｎ、抵抗器１０４の抵抗値をＲ［Ω］とすると、等価抵抗１０６の抵抗値はＲ／（ｎ2）［Ω］に等しい。
【００５０】
また、等価リアクトル１０５のインダクタンスをＬ0［Ｈ］とすると、等価リアクトル１０５に流れる電流にＬ0を乗算した値はコア１００に発生する磁束に相当する。
【００５１】
ホール素子１０１はコア１００に発生した磁束に比例した電圧を出力するため、電流検出器１０の出力はインダクタンス１０５に流れる電流に比例する。ゆえに、電力変換器３の交流出力電流Ｉ１がインダクタンス１０５に分流する特性が電流センサ１０の出力特性となる。
【００５２】
電力変換器３の交流出力電流Ｉ１がインダクタンス１０５に分流する分流特性Ｇ（ｓ）は図３より次式で与えられる。
【００５３】
【数１】
2008289267.tif 000003
【００５４】
ゆえに、電流センサ１０の出力周波数特性は時定数ｎ2Ｌ0／Ｒの一次ローパスフィルタとなり、抵抗値Ｒを調整することで所望のカットオフ周波数を持つ特性に設定できる。
【００５５】
例えば交流電源周波数が５０Ｈｚであり、５０Ｈｚ成分についてはゲインを−２０［ｄＢ］以下とし、１Ｈｚ以下の変動に対しては位相遅れを抑制したい場合はカットオフ周波数が５Ｈｚとなるように時定数ｎ2Ｌ0／Ｒを設定し、抵抗値を決めればよい。
【００５６】
制御器２００は上記のように設定した周波数特性を持つ電流センサ１０の出力を定数倍し、電力変換器３の出力電圧指令値から減算する。電流センサ１０を用いることにより精度よく交流出力電流Ｉ１の低周波数成分（５Ｈｚ以下）を検出することができ、該検出値を用いて電力変換器３の交流出力電圧を制御することにより交流出力電流Ｉ１の低周波成分を精度よく低減することができる。
【００５７】
ところで、負荷変動などにより電力変換器３の交流出力電圧が変化した場合、変圧器２の励磁電流も変化し、このときの該励磁電流には交流電源１の定格周波数以外に低周波数成分を含む。
【００５８】
変圧器２の励磁電流は交流出力電流Ｉ１に含まれるため、電流センサ１０は該励磁電流の低周波成分も精度よく検出することができる。
【００５９】
ゆえに、制御器２００は負荷変動などにより電力変換器３の交流出力電圧が変化した場合でも、精度よく検出された前記励磁電流の低周波成分検出値を用い、電力変換器３の交流出力電圧を制御し、前記励磁電流の低周波成分を低減でき、変圧器２の偏磁を精度よく抑制することが可能である。
【００６０】
なお、本実施例では電流センサ１０の出力周波数特性を設定するため二次巻線１０３に抵抗器１０４を接続したが、二次巻線１０３の線材に抵抗成分を持たせ、二次巻線１０３の抵抗値を抵抗器１０４と同様に設定することで本発明と同様の効果を得ることができる。
【００６１】
本実施例によれば、電力変換器３から変圧器に出力する電流の低周波成分を高精度に検出できる。これにより電力変換器３の交流出力電圧が変動した場合でも高精度に偏磁抑制制御が可能となる。
【実施例２】
【００６２】
本発明の第二実施例を、図４を用いて説明する。
【００６３】
本実施例と本発明第一実施例の差異は、電力変換器３の交流出力電流低周波数成分を検出する電流センサを、電流センサ１０に加え、ギャップを持つコア１００とは別のコアを設け、該コアを用いて二次巻線電流を生成し、該二次巻線電流をコア１００に巻く二次巻線１０３に流し、コア１００に発生する交流磁束を相殺する点にある。
【００６４】
前述の実施例１においてコア１００の大きさにより二次巻線１０３のターン数が制約を受ける場合、カットオフ周波数を維持するには１式より抵抗値Ｒ［Ω］を小さくする必要がある。しかし、抵抗値Ｒ［Ω］が非常に小さい場合、二次巻線自体の抵抗値が設定値Ｒ［Ω］を超えてしまい、電流センサの出力周波数特性の維持ができなくなる可能性がある。
【００６５】
本実施例によれば、コア１００の大きさにより二次巻線ターン数が制約を受ける場合でも十分な起電力を確保でき、電流センサの出力に所望の周波数特性の実現が可能となる。
【００６６】
以下、先の実施例と異なる点のみ説明する。また、図４にて図１と同一機能部は同一符号をつけ、重複説明を防ぐ。
【００６７】
電力変換器３から変圧器２に出力する電流の低周波数成分を検出するため、電力変換器３と変圧器２の配線には電流センサ３０を設置する。
【００６８】
電流センサ３０の構成について図５を用いて説明する。
【００６９】
電流センサ３０はギャップレスコア３００と、二次巻線３０１と、電流センサ１０と、により構成される。電流センサ３０の出力は、実施例１と同様、アンプ１０２の出力である。ここでギャップレスコアとは、積極的にギャップを設けず、該コアを貫通する電線のインダクタンスの５割以上が該コアを構成する磁性体の磁路長に依存するコアとする。
【００７０】
ギャップレスコア３００には二次巻線３０１を設け、二次巻線３０１の両端は二次巻線１０３，抵抗器３０２を介して接続する。
【００７１】
電力変換器３の交流出力電流Ｉ１の流れる電線はコア１００およびギャップレスコア３００の内側を貫通する。
【００７２】
交流出力電流Ｉ１の高周波成分に対しては、該電流成分がコア１００に発生する磁束を二次巻線１０３に流れる電流Ｉ２が相殺するように電流センサ３０の回路を構成する。そのためには、交流出力電流Ｉ１がコア１００を鎖交するターン数と二次巻線１０３のターン数の積が、交流出力電流Ｉ１がコア３００を鎖交するターン数と二次巻線３０１のターン数の積が等しくなければいけない。本実施例では、交流出力電流Ｉ１がコア１００を鎖交するターン数を１、コア３００を鎖交するターン数を１としているため、二次巻線１０３と二次巻線３０１のターン数を等しくした。
【００７３】
次に図６を用いて電流センサ３０の出力周波数特性について説明する。図６には電流センサ３０の等価回路を示す。この等価回路においては、ギャップレスコア３００を貫通する電線のインダクタンスＬ0′［Ｈ］を持つ等価リアクトル３０５、電力変換器３の交流出力電流Ｉ１が流れる電線から見込んだ抵抗器１０４の等価抵抗３０６を備えている。
【００７４】
コア１００はホール素子１０１を挿入するためのギャップを持つため、インダクタンスＬ0［Ｈ］は大きくすることが難しい。一方、コア３００にはギャップがないため、インダクタンスＬ0′［Ｈ］を大きくすることが可能である。
【００７５】
抵抗器３０２の抵抗値をＲ［Ω］とすると、等価抵抗の抵抗値はＲ／（ｎ2）［Ω］に等しい。また、実施例１と同様に、リアクトル１０５に流れる電流にインダクタンスＬ0［Ｈ］を乗じた値がコア１００に発生する磁束に相当する。ホール素子１０１の出力電圧はコア１００の磁束に比例し、アンプ１０２はホール素子１０１の出力電圧を増幅する。電流センサ３０の出力はアンプ１０２の出力である。ゆえに、電力変換器３の交流出力電流Ｉ１がリアクトル１０５および３０５に分流する特性が電流センサ３０の出力特性となる。
【００７６】
電力変換器３の交流出力電流Ｉ１がリアクトル１０５，３０５に分流する特性をＧ′（ｓ）とすると図６より次式で与えられる。
【００７７】
【数２】
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【００７８】
ゆえに、電流センサ３０の出力周波数特性は時定数ｎ2(Ｌ0＋Ｌ0′）／Ｒの一次ローパスフィルタとなり、抵抗値Ｒを調整することで所望のカットオフ周波数を持つ特性に設定できる。
【００７９】
また、式２よりコア１００の大きさによりターン数ｎを大きくできない場合でも、コア３００を設けることで抵抗値Ｒを二次巻線１０３と３０１の抵抗値の和以上に設定することが可能であり、電流センサ３０のカットオフ周波数を任意に設定可能である。
【００８０】
制御器２００は上記のように設定した周波数特性を持つ電流センサ３０の出力を定数倍し、電力変換器３の出力電圧指令値から減算することで電力変換器３の交流出力電流Ｉ１の低周波成分を抑制することができ、その結果変圧器２の磁気飽和を抑制することができる。
【００８１】
なお、本実施例では電流センサ３０の出力周波数特性を設定するため二次巻線に抵抗器１０４を接続したが、二次巻線１０４，３０１の線材に抵抗成分を持たせ、二次巻線１０４，３０１の抵抗値を抵抗器１０４と同様に設定することで本実施例と同様の効果を得ることができる。
【００８２】
本実施例によれば、電力変換器３から変圧器に出力する電流の低周波成分を高精度に検出できる。これにより電力変換器３の交流出力電圧が変動した場合でも高精度に偏磁抑制制御が可能となる。
【００８３】
また、コア１００の大きさから二次巻線ターン数が制約を受ける場合でも十分な起電力を得ることができるため、電流センサのカットオフ周波数を任意に設定できる。
【産業上の利用可能性】
【００８４】
本発明は、変圧器を介して交流電力の授受をする電力変換システムの変圧器偏磁抑制制御に関するものであり、コンバータ、ＳＴＡＴＣＯＭ、周波数変換器などに利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】本発明第一実施例の説明図。
【図２】本発明第一実施例の説明図。
【図３】本発明第一実施例の説明図。
【図４】本発明第二実施例の説明図。
【図５】本発明第二実施例の説明図。
【図６】本発明第二実施例の説明図。
【図７】従来技術の説明図。
【符号の説明】
【００８６】
１  交流電源
２  変圧器
３  電力変換器
４  直流コンデンサ
５  負荷
１０，１２，３０  電流検出器
１１，１３  電圧センサ
２００  制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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