(57)【要約】【課題】回生運転時に還流電流が流れず、還流電流による線間短絡による転流ノッチの発生を低減する電力変換装置を得る。【解決手段】系統電源９に接続された１パルスコンバータ１、ＤＣリンク主コンデンサ２、及び１パルスコンバータ１とＤＣリンク主コンデンサ２との間に配置されるＤＣリンク電圧発生回路３を備え、系統電源９側から１パルスコンバータ１を通してＤＣリンク主コンデンサ２側へ電力を供給する機能、及びＤＣリンク主コンデンサ２側から１パルスコンバータ１を通して系統電源９側へ電力を供給する機能をもつ電力変換装置１４であって、ＤＣリンク電圧発生回路３は、１パルスコンバータ１に流れる電流を遮断する前に、１パルスコンバータ１とＤＣリンク主コンデンサ２との間に流れる電流をゼロにする制御を行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続されたコンバータ、ＤＣリンクコンデンサ、及び前記コンバータと前記ＤＣリンクコンデンサとの間に配置されるＤＣリンク電圧発生回路を備え、前記コンバータが交流から直流へ電力を変換することによって前記交流電源側から前記コンバータを通して前記ＤＣリンクコンデンサ側へ電力を供給する機能、及び前記コンバータが直流から交流へ電力を変換することによって前記ＤＣリンクコンデンサ側から前記コンバータを通して前記交流電源側へ電力を供給する機能をもつ電力変換装置であって、
前記ＤＣリンクコンデンサ側から前記コンバータを通して前記交流電源側へ電力を供給する場合、前記ＤＣリンク電圧発生回路は、前記コンバータに流れる電流を前記コンバータが遮断する前に、前記コンバータと前記ＤＣリンクコンデンサとの間に流れる電流をゼロにする制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ＤＣリンク電圧発生回路は、直列接続された複数の電圧発生回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記複数の電圧発生回路は、それぞれ直流電圧を出力するインバータと、前記インバータに接続された直流電力貯蔵器とで構成され、複数の前記直流電力貯蔵器の直流電圧値は、それぞれ異なることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記ＤＣリンク電圧発生回路は、インバータと、前記インバータに接続された直流電力貯蔵器とで構成される電圧発生回路を有し、前記直流電力貯蔵器に電力を供給する直流電圧源を有しないことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流から直流に電力を変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置においては、ダイオード整流器のＤＣリンクに非対称ブリッジの電圧発生回路が配置されている。この電圧発生回路は、１／Ｒの制御器によって電流を制御することで、系統のインピーダンスが低くても、リップル電流、過電流を抑制している。そして、ＤＣリンク電圧発生回路のコンデンサ（直流電力貯蔵器）の直流電圧も一定になるように制御されている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
【非特許文献１】Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2005. APEC 2005. Twentieth Annual IEEE Volume 1, 6-10 March 2005 Page(s):522 - 528 Vol. 1, "Ultra compact three-phase rectifier with electronic smoothing inductor"
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の電力変換装置では、回生運転を行った場合、１パルスコンバータ(主整流器)によって電流を遮断した後に還流電流が交流系統電源に流れている間、線間短絡が発生し、転流ノッチによる電圧高調波が発生する。
【０００５】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、回生運転を行う場合において、還流電流による線間短絡による転流ノッチの発生を防ぐことができる電力変換装置を得るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電力変換装置は、交流電源に接続されたコンバータ、ＤＣリンクコンデンサ、及びコンバータとＤＣリンクコンデンサとの間に配置されるＤＣリンク電圧発生回路を備え、コンバータが交流から直流へ電力を変換することによって交流電源側からコンバータを通してＤＣリンクコンデンサ側へ電力を供給する機能、及びコンバータが直流から交流へ電力を変換することによってＤＣリンクコンデンサ側からコンバータを通して交流電源側へ電力を供給する機能をもつ電力変換装置であって、ＤＣリンクコンデンサ側からコンバータを通して交流電源側へ電力を供給する場合、ＤＣリンク電圧発生回路は、コンバータに流れる電流をコンバータが遮断する前に、コンバータとＤＣリンクコンデンサとの間に流れる電流をゼロにする制御を行うことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、ＤＣリンクコンデンサ側からコンバータを通して交流電源側へ電力を供給する場合、ＤＣリンク電圧発生回路は、コンバータに流れる電流をコンバータが遮断する前に、コンバータとＤＣリンクコンデンサとの間に流れる電流をゼロにする制御を行うので、回生運転時に還流電流が流れず、還流電流による線間短絡による転流ノッチを低減することができる。また、交流系統につながる他の電気機器への転流ノッチによる影響を低減することができる。さらに、転流ノッチによる電圧高調波を低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における、三相交流から直流に電力を変換する電力変換装置の構成図である。電力変換装置１４は、主整流器である１パルスコンバータ（コンバータ）１、ＤＣリンク主コンデンサ（ＤＣリンクコンデンサ）２、及び１パルスコンバータ１とＤＣリンク主コンデンサ２との間に配置されたＤＣリンク電圧発生回路３で構成されている。電力変換装置１４は、三相交流の系統電源（交流電源）９からトランスのインダクタンス７を通して供給された交流電力を直流電力に変換し、ＤＣリンク主コンデンサ２を介してこの直流電力を直流負荷８に供給する。直流負荷８としては、直流モータ、電灯などの直流負荷、又は交流系統、交流モータなどに交流電力を供給する電力変換装置が考えられる。つまり、電力変換装置１４は、力行運転の場合には、１パルスコンバータ１が交流から直流へ電力を変換することによって系統電源９側から１パルスコンバータ１を通してＤＣリンク主コンデンサ２側へ電力を供給することができる。
【０００９】
また、回生運転の場合には、１パルスコンバータ１が直流から交流へ電力を変換することによってＤＣリンク主コンデンサ２側から１パルスコンバータ１を通して系統電源９側へ電力を供給することができる。なお、１パルスコンバータ１は系統電源９の交流電圧の半周期に１パルスの電圧を出力する。このことによって、スイッチング損失を減らし、スイッチング制御の簡易化ができる。交流から直流へ電力を供給する力行運転、及び直流から交流へ電力を返す回生運転に対応するために、１パルスコンバータ１は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧形の半導体スイッチと逆並列ダイオードの三相ブリッジとで構成される。なお、力行運転のみに対応する場合には、１パルスコンバータ１は、三相のダイオードブリッジで構成する。
【００１０】
ＤＣリンク電圧発生回路３は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子をフルブリッジ構成に配置したインバータ１５とフィルタ機能を有するコンデンサ（直流電力貯蔵器）１０とによって構成される。１パルスコンバータ１でも同様であるが、自己消弧形の半導体スイッチ素子としては、ＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ（Ｇａｔｅ  Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ  Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ  Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ  Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ  Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）等を用いてもよいし、自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であれば用いてもよい。なお、本実施の形態においては、ＤＣリンク電圧発生回路３の直流電力貯蔵器として、コンデンサを用いた場合について説明しているが、電荷を蓄えて、電気エネルギーを蓄えるものであれば、電池でも良い。
【００１１】
次に、この発明の実施の形態１の動作について説明する。１パルスコンバータ１は、１パルスコンバータの制御系１２によって制御される。図１に示すように、１パルスコンバータの制御系１２において、フィルタ１２１によって系統電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔをフィルタリングした後、ＰＬＬ（ｐｈａｓｅ−ｌｏｃｋｅｄ  ｌｏｏｐ）１２２によって系統電圧の位相を検出する。この検出された位相から基本波生成部１２３によって、系統電圧と位相同期し、完全に正弦波化した系統電圧の基本波Ｖｒｏ、Ｖｓｏ、Ｖｔｏを生成する。力行・回生判定部１２４によって、この系統電圧の基本波Ｖｒｏ、Ｖｓｏ、Ｖｔｏから線間電圧を求めて、この線間電圧とＤＣリンク主コンデンサ２の電圧Ｖｃと比較して力行、回生運転を判断する。
【００１２】
系統の線間電圧が大きい場合は、力行運転となり、図１における１パルスコンバータ１のＩＧＢＴをオフ状態とし、逆並列のダイオードのみ導通する。系統の線間電圧が小さい場合は、回生運転となる。回生運転時には、ゲート生成部１２５によって１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子のゲートをオンするためのゲート信号Ｓｇ１が生成される。ゲート信号Ｓｇ１はゲートドライバ１２６を介して１パルスコンバータ１へ送られる。図２に、回生運転時の１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子のゲート信号Ｓｇ１の生成方法の説明図を示す。図２（ａ）は、系統の相電圧の基本波Ｖｉｏ（ｉ＝ｒ、ｓ、ｔ）の電圧値によって半導体スイッチ素子のゲートオンを決定するものである。基本波の電圧が正になり、基本波が判定電圧ＶＨＡＮＴＥＩを越えた時、１パルスコンバータ１の上アームのゲートはオンとなる。基本波の電圧が負になり、基本波が判定電圧−ＶＨＡＮＴＥＩを下回った時、１パルスコンバータ１の下アームのゲートはオンとなる。線間短絡防止のため、各相の上アーム同士、又は下アーム同士のゲートオンのタイミングが重ならないように、各相は位相１２０°以下の通電時間となるように設定されている。また、図２（ｂ）は、系統の相電圧の位相によって半導体スイッチ素子のゲートオンを決定するものである。基本波の電圧が正になり、位相がφ１からφ２までの間、１パルスコンバータ１の上アームのゲートはオンとなり、基本波の電圧が負になり、位相がφ３からφ４までの間、１パルスコンバータ１の下アームのゲートはオンとなる。
【００１３】
次に、図１に示したＤＣリンク電圧発生回路３を制御するＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３について説明する。ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３では、１パルスコンバータの制御系１２の力行・回生判定部１２４から力行・回生判別信号ＫｒｋをＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３の電流制御モード切り替えブロック１３７に取込むことによって、力行、回生運転の判断を行う。ＫｒＫ＝１の場合は、回生運転であり、ＫｒＫ＝０の場合は、力行運転である。通常、回生運転時の電流ゼロ制御の期間を除いて、ＤＣリンク電圧発生回路３によってＤＣリンクに流れる電流であるＤＣリンク電流が高周波にならないように高周波成分を打ち消すように制御される（電流制御モード）。そして、回生運転時の特定の期間では、ＤＣリンク電流がゼロとなるように制御される（電流ゼロ制御モード）。
【００１４】
ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３を構成する各部分について説明する。図３は、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３における高周波成分打ち消すための電流制御ブロック１３１を中心にした制御ブロック図を示したものである。電流制御モード切り替えブロック１３７から、電流ゼロ制御モード信号Ｋｚｅｒｏ＝０が出力されると、電流制御ブロック１３１ではＤＣリンク電流の高周波成分を打ち消す制御を行う。ここで、図４に電流制御の伝達関数のゲイン特性の一例を示す。低周波領域では、ゲインが小さくなっており、高周波領域では、ゲインが高くなっている。電流制御ブロック１３１において、このような伝達関数を用いて、ＤＣリンク電流の高周波領域を打ち消すように電圧Ｖｉｉを出力する。すなわち、ＤＣリンク電圧発生回路３は、高周波領域では、ＤＣリンクの電流の波高値に比例したマイナス量を出力し、−Ｌ・ｄｉ／ｄｔ（Ｌは回路のインダクタンス値、ｉは電流値）を出力するリアクトルと同じような働きをする。
【００１５】
そして、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３においてＤＣリンク電流の制御量が決められ、ゲート生成部１３５からゲートドライバ１３６を介してＤＣリンク電圧発生回路３へのゲート信号Ｓｇ２が出力され、このゲート信号Ｓｇ２に基づくスイッチ動作によって、ＤＣリンク電圧発生回路３は電圧を出力する。なお、ＤＣリンク電流は、繰り返しの矩形波となっているので、ＤＣリンク電圧発生回路３のコンデンサ１０を通過する高周波領域の電流は、ほぼ正負対称の交流波形となる。このため、ＤＣリンク電圧発生回路３のコンデンサ１０を通過する平均電力はゼロになることから、ＤＣリンク電圧発生回路３が直流電圧源を所持しなくても運転を行うことができる。つまり、ＤＣリンク電圧発生回路３専用の直流電圧源は不要となる。ＤＣリンク電圧発生回路３に直流電圧源を配置しないことによって、小形、低コスト化を図ることができる。
【００１６】
次に、電流ゼロ制御について説明する。図５は、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３における電流ゼロ制御ブロック１３８を中心にした制御ブロック図を示したものである。回生運転時に１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子が電流遮断する前の時点で、ＤＣリンク電圧発生回路３が１パルスコンバータ１とＤＣリンク主コンデンサ２との間に流れる電流であるＤＣリンク電流をゼロにするために、電流制御モード切り替えブロック１３７によって電流制御モードを電流ゼロ制御モードに切り換える。つまり、ＤＣリンク電流がゼロになるか、ゼロに近くなった時に、１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子をオフにして、電流を遮断する。具体的には次のような制御を行う。電流制御モード切り替えブロック１３７から、電流ゼロ制御モード信号Ｋｚｅｒｏ＝１が出力されると、電流ゼロ制御ブロック１３８ではＰＩ制御等を行い、ＤＣリンク電流がゼロになるような操作量Ｖｉｚｅｒｏを出力する。電流制御ブロック１３１から出力された電圧Ｖｉｉと操作量Ｖｉｚｅｒｏとを加算した電圧指令Ｖｉをゲート生成部１３５へ入力する。そして、ＤＣリンク電流を制御するために、ゲート生成部１３５によってＤＣリンク電圧発生回路３の各アームの半導体スイッチ素子へ入力するゲート信号Ｓｇ２を生成する。ゲート信号Ｓｇ２はゲートドライバ１３６を介してＤＣリンク電圧発生回路３へ送られる。このゲート信号Ｓｇ２によるスイッチ動作によって、ＤＣリンク電圧発生回路３は所定の電圧を１パルスコンバータ１側へ出力する。
【００１７】
ここで、電流制御モード切り替えブロック１３７が行う電流制御モードの切り替えについて説明する。図６は、系統の相電圧の基本波の波高値により電流制御モード切り替えを判定する方法について説明した図であり、図７は電流制御モード切り替えのフローチャートである。回生運転時において、前述のように１パルスコンバータ１のアームの半導体スイッチ素子は商用周波数（例えば６０Ｈｚ）の半周期に１パルスの電圧出力をする。系統の相電圧の基本波Ｖｉｏ（ｉ＝ｒ、ｓ、ｔ）の電圧が正の場合（正極）、基本波Ｖｉｏが小さくなって、電流ゼロ制御判定値ＶＨ０より小さくなった時点から判定電圧ＶＨＡＮＴＥＩより小さくなった時点までの一定期間、電流制御モード切り替えブロック１３７は電流ゼロ制御モード信号ｋｚｅｒｏ＝１を出力する。また、基本波Ｖｉｏの電圧が負の場合（負極）、基本波Ｖｉｏが大きくなって、電流ゼロ制御判定値−ＶＨ０より大きくなった時点から更に判定電圧−ＶＨＡＮＴＥＩより大きくなった時点までの一定期間（ΔＴ）、電流制御モード切り替えブロック１３７は電流ゼロ制御モード信号ｋｚｅｒｏ＝１を出力する。それ以外の期間では、電流制御モード切り替えブロック１３７は電流ゼロ制御モード信号ｋｚｅｒｏ＝０を出力する。
【００１８】
電流制御モード切り替えについては、系統の相電圧の基本波の波高値により判定する方法の他に、基本波の位相により判定する方法でも良い。図８は、系統の相電圧の基本波の位相により電流制御モード切り替えを判定する方法について説明した図であり、図９は電流制御モード切り替えのフローチャートである。回生運転時において、１パルスコンバータ１が電流ゼロ遮断をできるように、系統の相電圧の基本波Ｖｉｏ（ｉ＝ｒ、ｓ、ｔ）の位相φｉ（ｉ＝ｒ、ｓ、ｔ）がφｈｐ１≦φｉ≦φｈｐ２、φｈｎ１≦φｉ≦φｈｎ２の条件を満たす一定期間、電流制御モード切り替えブロック１３７は電流ゼロ制御モード信号ｋｚｅｒｏ＝１を出力する。それ以外では、電流制御モード切り替えブロック１３７は電流ゼロ制御モード信号ｋｚｅｒｏ＝０を出力する。
【００１９】
図１０および図１１は電流制御モードがない場合の電流電圧波形の計算結果を比較のために示したものである。図１０は５周期分の電流電圧波形であり、図１１は転流ノッチの発生がわかりやすくなるように時間軸（横軸）を拡大した電流電圧波形である。図１０および図１１において、図（ａ）には系統電源９の電流波形、図（ｂ）には系統電源９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、図（ｃ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。また、図（ｅ）には、Ｒ相、Ｓ相へのゲート信号を示す。
【００２０】
図１１（ａ）に示すように、１パルスコンバータ１の電流遮断時点から系統電源９の系統電流は、二相の系統電源を還流しながら、Ｔ１の間、ゼロに近づく。そして、図１１（ｂ）に示すように、このＴ１の間、系統の線間は短絡状態となり、１パルスコンバータ１の出力電圧Ｖｏは大きく窪んでしまう。この大きく窪んだ電圧を転流ノッチという。この転流ノッチにより、系統につながる他の機器への悪影響が考えられる。
【００２１】
図１２および図１３は電流制御モードがある場合の電流電圧波形の計算結果を示したものである。図１２は５周期分の電流電圧波形であり、図１３は転流ノッチの発生がわかりやすくなるように時間軸（横軸）を拡大した電流電圧波形である。図１２および図１３において、図（ａ）には系統電源９の電流波形、図（ｂ）には系統電源９の系統電圧Ｖｒ、１パルスコンバータ１の出力電圧Ｖｏ、１パルスコンバータ１のＤＣ電圧Ｖｄｃの各波形、ＤＣリンク部の電圧源の出力電圧Ｖｄｃｃ、図（ｃ）には系統電源９の系統電流の閾値レベルＴＨＤ−Ｉ、１パルスコンバータ１の出力電圧の閾値レベルＴＨＤ−Ｖの各波形、図（ｄ）にはＤＣリンク電圧発生回路３のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨ、コンデンサ１０の電圧指令ＶｃＨ＊の各波形、図（ｅ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣの波形をそれぞれ示す。また、図（ｆ）には、Ｒ相、Ｓ相へのゲート信号を示す。
【００２２】
図１３（ａ）に示すように、電流ゼロ制御モードが開始したときからＤＣリンク電圧発生回路３の出力電圧によって系統電流をゼロに近づける。図１３（ｂ）に示すように、その後、系統電流がゼロに近づく１パルスコンバータ１の電流遮断時点に、転流ノッチは発生するが、転流ノッチの発生時間Ｔ２は、図１１（ｂ）の電流制御モードがない場合に比べて大幅に短くなっているのがわかる。転流ノッチの発生時間が短くなったことにより、系統電源９につながる他の電気機器への転流ノッチによる影響を低減できる。さらに、転流ノッチによる電圧高調波を低減できる。
【００２３】
以上のことから、回生運転時にＤＣリンク電圧発生回路３に流れる電流がゼロの状態で１パルスコンバータ１が電流遮断するので、還流電流が流れず、還流電流による線間短絡による転流ノッチを低減することができる。また、交流系統につながる他の電気機器への転流ノッチによる影響を低減することができる。さらに、転流ノッチによる電圧高調波を低減できる。
【００２４】
実施の形態２．
本実施の形態では、ＤＣリンク電圧発生回路２３が、直列接続された複数の電圧発生回路を備えた場合の出力電圧の多レベル化について説明する。図１４に、ＤＣリンク電圧発生回路２３に、複数の電圧発生回路として第１サブ階調コンバータ４および第２サブ階調コンバータ５を備えた電力変換装置１６の構成図を示す。このような構成によって、出力電圧を多レベル化できるので、電圧高調波を低減できる。これによって、系統の高調波低減用フィルタを小型化できる。
【００２５】
また、図１５に、ＤＣリンク電圧発生回路２３の第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧との電圧比率を変化させた場合の、第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路２３の出力電圧との関係を示す。図１５（ａ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝１：１とした場合、図１５（ｂ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝２：１とした場合、図１５（ｃ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝３：１とした場合の、第１、第２サブ階調コンバータ４，５の直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路２３の出力電圧との関係である。
【００２６】
第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５は、それぞれ直流電力貯蔵器であるコンデンサ２０，２１とインバータ１５とによって構成される。第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ２０，２１の直流電圧をそれぞれＶｃＨ、ＶｃＬとする。ＶｃＨとＶｃＬとの電圧比率は、同じ比率（１：１）でも、異なっていても良い。電圧比率が異なっている場合には、同じ比率の場合より、ＤＣリンク電圧発生回路２３の出力電圧は、図１５に示すように、多レベル化でき、電圧高調波の抑制効果が期待できる。なお、本実施の形態では、２つのサブ階調コンバータを組合せた場合について説明したが、３つ以上のサブ階調コンバータを組合せてもよい。これによって、ＤＣリンク電圧発生回路の出力電圧を更に多レベル化することができるので、電圧高調波を低減でき、系統の高調波低減用フィルタを小型化できる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の実施の形態１における、電力変換装置の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１における、回生運転時の１パルスコンバータの半導体スイッチ素子のゲート信号の生成方法の説明図である。
【図３】本発明の実施の形態１における、電流制御ブロックの制御ブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態１における、電流制御の伝達関数のゲイン特性である。
【図５】本発明の実施の形態１における、電流ゼロ制御ブロックの制御ブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態１における、基本波の波高値により電流制御モード切り替えを判定する方法について説明図である。
【図７】本発明の実施の形態１における、基本波の波高値により電流制御モード切り替えを判定するフローチャートである。
【図８】本発明の実施の形態１における、基本波の位相により電流制御モード切り替えを判定する方法について説明図である。
【図９】本発明の実施の形態１における、基本波の位相により電流制御モード切り替えを判定するフローチャートである。
【図１０】従来の電力変換装置における、電流制御モードがない場合の電流電圧波形である。
【図１１】従来の電力変換装置における、電流制御モードがない場合の時間軸を拡大した電流電圧波形である。
【図１２】本発明の実施の形態１における、電流制御モードがある場合の電流電圧波形である。
【図１３】本発明の実施の形態１における、電流制御モードがある場合の時間軸を拡大した電流電圧波形である。
【図１４】本発明の実施の形態２における、２つの電圧発生回路を備えた電力変換装置の構成図を示す。
【図１５】本発明の実施の形態２における、第１サブ階調コンバータの直流電圧と第２サブ階調コンバータの直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路の出力電圧との関係を示す図である。
【符号の説明】
【００２８】
１  １パルスコンバータ、２  ＤＣリンク主コンデンサ、３，２３  ＤＣリンク電圧発生回路、４  第１サブ階調コンバータ、５  第２サブ階調コンバータ、７  トランスのインダクタンス、８  直流負荷、９  系統電源、１０  コンデンサ、１２  １パルスコンバータの制御系、１３  ＤＣリンク電圧発生回路の制御系、１４，１６  電力変換装置、１５  インバータ、２０  第１サブ階調コンバータのコンデンサ、２１  第２サブ階調コンバータのコンデンサ、１２１  フィルタ、１２２  ＰＬＬ、１２３  基本波生成部、１２４  力行・回生判定部、１２５，１３５  ゲート生成部、１２６，１３６  ゲートドライバ、１３１  電流制御ブロック、１３７  電流制御モード切り替えブロック、１３８  電流ゼロ制御ブロック。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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