(57)【要約】【課題】直列接続されたインバータにおいて、出力電圧に含まれる高調波を増加させることなく、インバータ間の直流電圧の不平衡を解消する。【解決手段】直流電圧検出手段１１は、直流コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間電圧をそれぞれ検出し、オンディレー時間設定手段１２は、直流コンデンサＣ１の端子間電圧の方が直流コンデンサＣ２の端子間電圧よりも小さい場合、インバータＩＮＶ１のオンディレー時間がインバータＩＮＶ２のオンディレー時間よりも長くなるようにインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２のオンディレー時間を設定し、ゲートパルス生成手段１３は、インバータＩＮＶ１に設けられたスイッチング素子Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１のオンタイミングが上下アーム間で遅延するようにインバータＩＮＶ１を駆動する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直列接続されたインバータにおける直流電圧を個々に検出する直流電圧検出手段と、
前記直流電圧の大きい方のインバータよりも前記直流電圧の小さい方のインバータのオンディレー時間が長くなるように前記インバータのオンディレー時間を設定するオンディレー時間設定手段と、
前記オンディレー時間設定手段にて設定されたオンディレー時間に基づいて、前記インバータを駆動するゲートパルスを生成するゲートパルス生成手段とを備えることを特徴とする直列接続されたインバータの直流電圧制御装置。
【請求項２】
前記オンディレー時間設定手段は、前記インバータに設けられたスイッチング素子のオンタイミングを遅延させることで、前記インバータのオンディレー時間が長くなるように設定することを特徴とする請求項１記載の直列接続されたインバータの直流電圧制御装置。
【請求項３】
前記オンディレー時間設定手段は、前記インバータに設けられたスイッチング素子のオフタイミングを早めることで、前記インバータのオンディレー時間が長くなるように設定することを特徴とする請求項１または２記載の直列接続されたインバータの直流電圧制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直列接続されたインバータの直流電圧制御装置に関し、特に、各単相インバータの直流電圧の不平衡を解消する方法に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
電力系統の無効電力を補償する電力変換装置において、単相インバータを直列接続することで大容量化することが行われている。この場合、直列接続された単相インバータ間での装置損失の差異や、交流出力電圧の出力誤差などによって、単相インバータ間の直流電圧に不平衡が発生する。
このため、単相インバータのスイッチング周波数を可変することで、直流電圧の不平衡の原因となる装置損失を調整し、直列接続された単相インバータ間の直流電圧の不平衡を解消することが行われている（特許文献１）。
【０００３】
図４は、従来のスイッチング周波数可変方式による直列接続された単相インバータの直流電圧の不平衡の解消方法を示す電圧波形図である。
図４（ａ）において、単相インバータ間の装置損失を比較し、装置損失が大きい方の単相インバータのスイッチング周波数を低くし、装置損失が大きい方の単相インバータの装置損失を小さくすることで、その単相インバータにおける直流コンデンサの直流電圧を上昇させることができる。
【０００４】
また、図４（ｂ）において、単相インバータ間の装置損失を比較し、装置損失が小さい方の単相インバータのスイッチング周波数を高くし、装置損失が小さい方の単相インバータの装置損失を大きくすることで、その単相インバータにおける直流コンデンサの直流電圧を低下させることができる。
また、特許文献２には、３レベルの電圧を各相ごとに出力する３レベル電力変換装置において、直流電源を２分割するコンデンサの端子電圧を検出し、各電圧の差に応じた短絡防止期間の延長量だけスイッチング素子のオンタイミングを遅延させコンデンサ電圧の均等化を図る方法が開示されている。
【特許文献１】特開２００６−１５２４０７号公報
【特許文献２】特開平６−１１６６４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に開示された方法では、直列接続された単相インバータ間でスイッチング周波数が異なるようになるため、各単相インバータの交流出力電圧Ｅｄを合成した合成電圧には、スイッチング周波数の差異に起因するビートが発生し、交流出力電圧Ｅｄに含まれる高調波が増加するという問題があった。
また、特許文献２に開示された方法では、３レベル電力変換装置が対象とされ、直列接続された単相インバータの直流電圧の不平衡を個別に解消することができないという問題があった。
そこで、本発明の目的は、出力電圧に含まれる高調波を増加させることなく、インバータ間の直流電圧の不平衡を解消することが可能な直列接続されたインバータの直流電圧制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決するために、請求項１記載の直列接続されたインバータの直流電圧制御装置によれば、互いに直列接続されたインバータにおける直流電圧を個々に検出する直流電圧検出手段と、前記直流電圧の大きい方のインバータよりも前記直流電圧の小さい方のインバータのオンディレー時間が長くなるように前記インバータのオンディレー時間を設定するオンディレー時間設定手段と、前記オンディレー時間設定手段にて設定されたオンディレー時間に基づいて、前記インバータを駆動するゲートパルスを生成するゲートパルス生成手段とを備えることを特徴とする。
【０００７】
また、請求項２記載の直列接続されたインバータの直流電圧制御装置によれば、前記オンディレー時間設定手段は、前記インバータに設けられたスイッチング素子のオンタイミングを遅延させることで、前記インバータのオンディレー時間が長くなるように設定することを特徴とする。
また、請求項３記載の直列接続されたインバータの直流電圧制御装置によれば、前記オンディレー時間設定手段は、前記インバータに設けられたスイッチング素子のオフタイミングを早めることで、前記インバータのオンディレー時間が長くなるように設定することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
以上説明したように、本発明によれば、直流電圧の大きい方のインバータよりも直流電圧の小さい方のインバータのオンディレー時間を長くすることにより、直流電圧の小さい方のインバータにおける直流コンデンサへの充電期間を長くしたり、直流電圧の小さい方のインバータにおける直流コンデンサからの放電期間を短くしたりすることができる。このため、直流電圧の小さい方のインバータにおける直流電圧を上昇させることができ、インバータを直列接続した場合においても、出力電圧に含まれる高調波を増加させることなく、インバータ間の直流電圧の不平衡を解消することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態に係る直列接続されたインバータの直流電圧制御装置について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る直列接続された単相インバータの直流電圧制御装置が適用された電力変換装置の概略構成を示す図である。
図１において、電力変換装置には、互いに直列接続された単相インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２が設けられ、単相インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の交流出力側が直列接続され、連系インピーダンスＬを介して電力系統Ｖｓに連系されている。
【００１０】
ここで、単相インバータＩＮＶ１には、スイッチング素子Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１が設けられ、スイッチング素子Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１には、フライホイールダイオードＥ１、Ｆ１、Ｇ１、Ｈ１がそれぞれ逆並列接続されている。また、スイッチング素子Ｕ１、Ｘ１は互いに直列接続されるとともに、スイッチング素子Ｖ１、Ｙ１は互いに直列接続されている。そして、直列接続されたスイッチング素子Ｕ１、Ｘ１は直流コンデンサＣ１に並列接続されるとともに、直列接続されたスイッチング素子Ｖ１、Ｙ１は直流コンデンサＣ１に並列接続されている。
【００１１】
また、単相インバータＩＮＶ２には、スイッチング素子Ｕ２、Ｖ２、Ｘ２、Ｙ２が設けられ、スイッチング素子Ｕ２、Ｖ２、Ｘ２、Ｙ２には、フライホイールダイオードＥ２、Ｆ２、Ｇ２、Ｈ２がそれぞれ逆並列接続されている。また、スイッチング素子Ｕ２、Ｘ２は互いに直列接続されるとともに、スイッチング素子Ｖ２、Ｙ２は互いに直列接続されている。そして、直列接続されたスイッチング素子Ｕ２、Ｘ２は直流コンデンサＣ２に並列接続されるとともに、直列接続されたスイッチング素子Ｖ２、Ｙ２は直流コンデンサＣ２に並列接続されている。なお、スイッチング素子Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１、Ｕ２、Ｖ２、Ｘ２、Ｙ２としては、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、パワーＭＯＳＦＥＴなどを用いることができる。
【００１２】
そして、スイッチング素子Ｕ１、Ｘ１の接続点は連系インピーダンスＬおよび電力系統Ｖｓを介してスイッチング素子Ｖ２、Ｙ２の接続点に接続され、スイッチング素子Ｖ１、Ｙ１の接続点はスイッチング素子Ｕ２、Ｘ２の接続点に接続されている。
また、電力変換装置には、直流電圧検出手段１１、オンディレー時間設定手段１２およびゲートパルス生成手段１３が設けられている。ここで、直流電圧検出手段１１は、直流コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間電圧をそれぞれ検出することができる。オンディレー時間設定手段１２は、直流コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間電圧の大きい方のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２よりも小さい方のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２のオンディレー時間が長くなるようにインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２のオンディレー時間を設定することができる。ゲートパルス生成手段１３は、オンディレー時間設定手段１２にて設定されたオンディレー時間に基づいて、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を駆動するゲートパルスを生成することができる。
【００１３】
そして、直流電圧検出手段１１は、直流コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間電圧をそれぞれ検出し、その直流コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間電圧をオンディレー時間設定手段１２に送る。そして、オンディレー時間設定手段１２は、直流コンデンサＣ１の端子間電圧の方が直流コンデンサＣ２の端子間電圧よりも小さい場合、インバータＩＮＶ１のオンディレー時間がインバータＩＮＶ２のオンディレー時間よりも長くなるようにインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２のオンディレー時間を設定し、その設定したオンディレー時間をゲートパルス生成手段１３に伝える。そして、ゲートパルス生成手段１３は、インバータＩＮＶ１のオンディレー時間がインバータＩＮＶ２のオンディレー時間よりも長くなるように設定されると、インバータＩＮＶ１に設けられたスイッチング素子Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１のオンタイミングが上下アーム間で遅延するようにインバータＩＮＶ１を駆動する。
【００１４】
そして、インバータＩＮＶ１のオンディレー時間がインバータＩＮＶ２のオンディレー時間よりも長くなると、インバータＩＮＶ１における直流コンデンサＣ１への充電期間が長くなるとともに、直流コンデンサＣ１からの放電期間が短くなり、インバータＩＮＶ１における直流コンデンサＣ１の端子間電圧を上昇させることができる。
【００１５】
一方、オンディレー時間設定手段１２は、直流コンデンサＣ２の端子間電圧の方が直流コンデンサＣ１の端子間電圧よりも小さい場合、インバータＩＮＶ２のオンディレー時間がインバータＩＮＶ１のオンディレー時間よりも長くなるようにインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２のオンディレー時間を設定し、その設定したオンディレー時間をゲートパルス生成手段１３に伝える。そして、ゲートパルス生成手段１３は、インバータＩＮＶ２のオンディレー時間がインバータＩＮＶ１のオンディレー時間よりも長くなるように設定されると、インバータＩＮＶ２に設けられたスイッチング素子Ｕ２、Ｖ２、Ｘ２、Ｙ２のオンタイミングが上下アーム間で遅延するようにインバータＩＮＶ２を駆動する。
【００１６】
そして、インバータＩＮＶ２のオンディレー時間がインバータＩＮＶ１のオンディレー時間よりも長くなると、インバータＩＮＶ２における直流コンデンサＣ２への充電期間が長くなるとともに、直流コンデンサＣ２からの放電期間が短くなり、インバータＩＮＶ２における直流コンデンサＣ２の端子間電圧を上昇させることができる。
これにより、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を直列接続した場合においても、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力電圧に含まれる高調波を増加させることなく、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２間の直流電圧の不平衡を解消することが可能となり、電力変換装置の大型化および高価格化を抑制しつつ、電力変換装置の大容量化を図ることができる。
【００１７】
図２は、本発明の一実施形態に係る単相インバータのスイッチング素子のオン／オフ動作と直流コンデンサの充放電の関係を示す図である。なお、図２の例では、インバータＩＮＶ１において、交流出力電流Ｉがスイッチング素子Ｖ１、Ｙ１よりなるアームから、スイッチング素子Ｕ１、Ｘ１よりなるアームに流れている場合を例にとって説明する。
図２（ａ）において、スイッチング素子Ｕ１、Ｖ１がオンしている場合（モード１）、フライホイールダイオードＦ１→スイッチング素子Ｕ１という経路で電流Ｉが流れる。このモード１では、電流Ｉがスイッチング素子Ｕ１、Ｖ１間を還流するので、直流コンデンサＣ１の充放電はない。
【００１８】
図２（ｂ）において、スイッチング素子Ｕ１、Ｙ１がオンしている場合（モード２）、スイッチング素子Ｙ１→直流コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｕ１という経路で電流Ｉが流れる。このモード２では、電流Ｉが直流コンデンサＣ１の負極から正極に流れるので、直流コンデンサＣ１は放電される。
図２（ｃ）において、スイッチング素子Ｘ１、Ｖ１がオンしている場合（モード３）、フライホイールダイオードＦ１→直流コンデンサＣ１→フライホイールダイオードＧ１という経路で電流Ｉが流れる。このモード３では、電流Ｉが直流コンデンサＣ１の正極から負極に流れるので、直流コンデンサＣ１は充電される。
【００１９】
図２（ｄ）において、スイッチング素子Ｘ１、Ｙ１がオンしている場合（モード４）、スイッチング素子Ｙ１→フライホイールダイオードＧ１という経路で電流Ｉが流れる。このモード４では、電流Ｉがスイッチング素子Ｙ１、Ｘ１間を還流するので、直流コンデンサＣ１の充放電はない。
図２（ｅ）において、スイッチング素子Ｕ１、Ｘ１のオンディレー期間中にスイッチング素子Ｖ１がオンした場合（モード５）、フライホイールダイオードＦ１→直流コンデンサＣ１→フライホイールダイオードＧ１という経路で電流Ｉが流れる。このモード５では、電流Ｉが直流コンデンサＣ１の正極から負極に流れるので、直流コンデンサＣ１は充電される。
【００２０】
図２（ｆ）において、スイッチング素子Ｕ１、Ｘ１のオンディレー期間中にスイッチング素子Ｙ１がオンした場合（モード６）、スイッチング素子Ｙ１→フライホイールダイオードＧ１という経路で電流Ｉが流れる。このモード６では、電流Ｉがスイッチング素子Ｙ１、Ｘ１間を還流するので、直流コンデンサＣ１の充放電はない。
図２（ｇ）において、スイッチング素子Ｙ１、Ｙ１のオンディレー期間中にスイッチング素子Ｕ１がオンした場合（モード７）、フライホイールダイオードＦ１→スイッチング素子Ｕ１という経路で電流Ｉが流れる。このモード７では、電流Ｉがスイッチング素子Ｕ１、Ｖ１間を還流するので、直流コンデンサＣ１の充放電はない。
【００２１】
図２（ｈ）において、スイッチング素子Ｖ１、Ｙ１のオンディレー期間中にスイッチング素子Ｘ１がオンした場合（モード８）、フライホイールダイオードＦ１→直流コンデンサＣ１→フライホイールダイオードＧ１という経路で電流Ｉが流れる。このモード８では、電流Ｉが直流コンデンサＣ１の正極から負極に流れるので、直流コンデンサＣ１は充電される。
【００２２】
なお、交流出力電流Ｉの極性が逆の場合は、スイッチング素子Ｖ１、Ｙ１よりなるアームと、スイッチング素子Ｕ１、Ｘ１よりなるアームの関係が逆になるだけなので、説明は省略する。
ここで、単相インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２では、上下アーム間の短絡を防止するために、スイッチング素子Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１、Ｕ２、Ｖ２、Ｘ２、Ｙ２のオン信号にオンディレー時間が設けられている。
【００２３】
図３は、本発明の一実施形態に係る単相インバータのスイッチング素子におけるオンディレー時間の制御方法を示すタイミングチャートである。
図３（ａ）において、例えば、インバータＩＮＶ１の上アーム側のスイッチング素子Ｕ１、Ｖ１がオフすると、インバータＩＮＶ１の下アーム側のスイッチング素子Ｘ１、Ｙ１がオンディレー時間Ｔだけ遅れてオンする。
そして、直流コンデンサＣ１の端子間電圧の方が直流コンデンサＣ２の端子間電圧よりも小さい場合、インバータＩＮＶ１の下アーム側のスイッチング素子Ｘ１、Ｙ１のオンディレー時間ＴをΔＴだけ長くすることができる。そして、インバータＩＮＶ１の上アーム側のスイッチング素子Ｕ１、Ｖ１がオフすると、インバータＩＮＶ１の下アーム側のスイッチング素子Ｘ１、Ｙ１をオンディレー時間Ｔ＋ΔＴだけ遅れてオンさせることがきる。
【００２４】
これにより、インバータＩＮＶ１におけるスイッチング素子Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１のオン期間を短くすることができ、インバータＩＮＶ１における直流コンデンサＣ１への充電期間を長くするとともに、直流コンデンサＣ１からの放電期間を短くすることができる。この結果、インバータＩＮＶ１における直流コンデンサＣ１の端子間電圧を上昇させることが可能となり、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２間の直流電圧の不平衡を解消することができる。
【００２５】
具体的には、オンディレー時間ＴがΔＴだけ増加し、スイッチング素子Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１のオン期間が短くなることで、図２のモード１の期間が減少し、モード５またはモード７の期間が増加する。そして、モード１の期間が減少すると、直流コンデンサＣ１への充放電を伴わない電流Ｉの還流帰還が減少し、モード５の期間が増加すると、直流コンデンサＣ１の充電期間が増加することから、インバータＩＮＶ１における直流コンデンサＣ１の端子間電圧を上昇させることができる。
【００２６】
また、オンディレー時間ＴがΔＴだけ増加し、スイッチング素子Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１のオン期間が短くなることで、図２のモード２の期間が減少し、モード６またはモード７の期間が増加する。そして、モード２の期間が減少すると、直流コンデンサＣ１の放電期間が減少し、モード６、７の期間が増加すると、直流コンデンサＣ１への充放電を伴わない電流Ｉの還流帰還が増加することから、インバータＩＮＶ１における直流コンデンサＣ１の端子間電圧を上昇させることができる。
【００２７】
また、オンディレー時間ＴがΔＴだけ増加し、スイッチング素子Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１のオン期間が短くなることで、図２のモード３の期間が減少し、モード５またはモード８の期間が増加する。モード３、モード５、及び、モード８は、直流コンデンサＣ１を充電するモードであるから、この場合、インバータＩＮＶ１における直流コンデンサＣ１の端子間電圧の上昇はない。
【００２８】
また、オンディレー時間ＴがΔＴだけ増加し、スイッチング素子Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１のオン期間が短くなることで、図２のモード４の期間が減少し、モード６またはモード８の期間が増加する。そして、モード４の期間が減少すると、直流コンデンサＣ１への充放電を伴わない電流Ｉの還流帰還が減少し、モード８の期間が増加すると、直流コンデンサＣ１の充電期間が増加することから、インバータＩＮＶ１における直流コンデンサＣ１の端子間電圧を上昇させることができる。
なお、オンディレー時間Ｔを増加させる動作は、単相インバータＩＮＶ１の交流出力電圧に無関係に行うことができるので、出力電圧や電流極性によって増加させるオンディレー時間Ｔの値を変えることなく、単相インバータＩＮＶ１における直流電圧を上昇させることができる。
【００２９】
また、上述した実施形態では、直流コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間電圧の大きい方のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２よりも小さい方のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２のオンディレー時間が長くなるようにインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２のオンディレー時間を設定するために、直流コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間電圧の小さい方のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２に設けられたスイッチング素子のオンタイミングが上下アーム間で遅延するようにインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を駆動する方法について説明したが、直流コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間電圧の小さい方のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２に設けられたスイッチング素子のオフタイミングが上下アーム間で早まるようにインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を駆動するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の一実施形態に係る直列接続された単相インバータの直流電圧制御装置の概略構成を示す図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る単相インバータのスイッチング素子のオン／オフ動作と直流コンデンサの充放電の関係を示す図である。
【図３】本発明の一実施形態に係る単相インバータのスイッチング素子におけるオンディレー時間の制御方法を示すタイミングチャートである。
【図４】従来のスイッチング周波数可変方式による直列接続された単相インバータの直流電圧の不平衡の解消方法を示す電圧波形図である。
【符号の説明】
【００３１】
ＩＮＶ１、ＩＮＶ２  単相インバータ
Ｖｓ  電力系統
Ｌ  連系インピーダンス
Ｃ１、Ｃ２  直流コンデンサ
Ｕ１、Ｖ１、Ｘ１、Ｙ１、Ｕ２、Ｖ２、Ｘ２、Ｙ２  スイッチング素子
Ｅ１、Ｆ１、Ｇ１、Ｈ１、Ｅ２、Ｆ２、Ｇ２、Ｈ２  フライホイールダイオード
１１  直流電圧検出手段
１２  オンディレー時間設定手段
１３  ゲートパルス生成手段
【図１】
2008278613.tif 000003
【図２】
2008278613.tif 000004
【図３】
2008278613.tif 000005
【図４】
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