(57)【要約】【課題】シンボルレートに対しオーバーサンプリングを不要として、オーバーサンプリングに要する消費電力及び演算処理の増加を回避しつつ、シンボル同期を実現すること。【解決手段】可変遅延器１４０は、クロックレートが受信信号のシンボルレートに等しいクロックを遅延させ、ＡＤ変換器１２０は、遅延後のクロックに応じたサンプルタイミングで検波信号をサンプルし、サンプル値を取得し、遅延制御部１５０は、可変遅延器１４０の遅延量を変化させることで、ＡＤ変換器１２０にシンボル区間内でサンプルタイミングが異なる複数のサンプル値を取得させ、当該複数のサンプル値に基づいて、データサンプル時の可変遅延器１４０の遅延量を決定する。【選択図】図１
2008278030.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号に対して検波処理を施し検波信号を生成する検波手段と、
クロックレートが前記受信信号のシンボルレートに等しいクロックを生成するクロック生成手段と、
前記クロックを遅延する可変遅延手段と、
前記可変遅延手段から出力される前記クロックに応じたサンプルタイミングで前記検波信号をサンプルし、サンプル値を取得するサンプル手段と、
前記可変遅延手段の遅延量を変化させることで、前記サンプル手段にシンボル区間内で前記サンプルタイミングが異なる複数のサンプル値を取得させ、当該複数のサンプル値に基づいて、データサンプル時の前記可変遅延手段の遅延量を決定する遅延制御手段と、
を具備する受信装置。
【請求項２】
前記遅延制御手段は、
前記可変遅延手段の遅延量を変化させることで、前記サンプル手段にシンボル区間内で前記サンプルタイミングが異なる複数のサンプル値を取得させる処理を、複数の受信シンボルに亘って行い、
前記複数の受信シンボル内での、各遅延量毎の最大サンプル値を各遅延量毎の第１の代表値として検出する最大値検出手段、を具備し、
前記第１の代表値の中での最大値に対応する遅延量を前記データサンプル時の遅延量と決定する
請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記遅延制御手段は、
前記複数の受信シンボル内での、各遅延量毎の最小サンプル値を各遅延量毎の第２の代表値として検出する最小値検出手段と、
各遅延量毎の前記第１の代表値と前記第２の代表値との差を各遅延量毎の第３の代表値として算出する減算手段と、をさらに具備し、
前記第３の代表値の中での最大値に対応する遅延量を前記データサンプル時の遅延量と決定する
請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記遅延制御手段は、
前記サンプル値の絶対値を算出する絶対値算出手段、をさらに具備し、
前記最大値検出手段は、各遅延量毎の最大絶対値を各遅延量毎の第４の代表値として検出し、
前記遅延制御手段は、前記第４の代表値の中での最大値に対応する遅延量を前記データサンプル時の遅延量と決定する
請求項２に記載の受信装置。
【請求項５】
前記遅延制御手段は、前記可変遅延手段の遅延量を変化させることで、前記サンプル手段にシンボル区間内で少なくとも３つの異なる前記サンプルタイミングで前記複数のサンプル値を取得させる処理を、複数回行い、
当該処理毎に、前記可変遅延手段の遅延量の変化量を小さくする
請求項１に記載の受信装置。
【請求項６】
前記遅延制御手段は、前記可変遅延手段の遅延量を±Ｔｓ／（４×ｎ）だけ変化させることにより、前記処理毎に、前記サンプル手段にシンボル区間内で少なくとも３つの異なる前記サンプルタイミングで前記複数のサンプル値を取得させ、Ｔｓはシンボル周期であり、ｎは所定数Ｎ以下の前記処理回数を示し、ＮはＴｓ／（４×Ｎ）≧Δｔを満たす整数であり、Δｔは前記可変遅延手段の最小遅延量である
請求項５に記載の受信装置。
【請求項７】
前記サンプル値を閾値判定により二値化し、復調データを出力する二値化手段と、
前記復調データから、直前シンボル及び直後シンボルと異なり、連続して同一でない単独シンボルを検出する単独シンボル検出手段と、をさらに具備し、
前記遅延制御手段は、前記単独シンボルの前記サンプル値を用いる
請求項１に記載の受信装置。
【請求項８】
変更可能な遮断周波数を有し、前記検波信号の帯域制限を行うフィルタ手段と、
所定の既知信号列を検出した場合と、ランダム信号列を検出した場合とで、前記遮断周波数を切り替えるフィルタ切り替え手段と、をさらに具備する
請求項１に記載の受信装置。
【請求項９】
前記既知信号列は、同期引き込み用のプリアンブルで、前記ランダム信号列は、ペイロードであり、
前記フィルタ切り替え手段は、前記プリアンブルを検出した場合、前記ペイロードを検出した場合の前記遮断周波数より小さい前記遮断周波数に切り替える
請求項８に記載の受信装置。
【請求項１０】
前記フィルタ切り替え手段は、前記受信信号のシンボルレートに応じて、前記遮断周波数を切り替える
請求項８に記載の受信装置。
【請求項１１】
前記フィルタ切り替え手段は、前記受信信号の変調方式に応じて、前記遮断周波数を切り替える
請求項８に記載の受信装置。
【請求項１２】
受信信号に対して検波処理を施し検波信号を生成する検波ステップと、
シンボルレートと等しいクロックを生成するクロック生成ステップと、
前記クロックを遅延する可変遅延ステップと、
遅延された前記クロックに応じたサンプルタイミングで前記検波信号をサンプルし、サンプル値を取得するサンプルステップと、
前記可変遅延ステップの遅延量を変化させることで、前記サンプルステップにシンボル区間内で前記サンプルタイミングが異なる複数のサンプル値を取得させ、当該複数のサンプル値に基づいて、データサンプル時の前記可変遅延ステップの遅延量を決定する遅延制御ステップと、
を有する受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置及び受信方法に関し、特に、高速通信においてディジタル変調信号を復調する受信装置及び受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＯＫ（On-Off Keying）やＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）等のディジタル変調方式は、送信するディジタルデータの状態“１”または“０”に応じてキャリア信号の振幅や位相を変化させることで変調を行う方式である。これらのディジタル変調信号を受信機で検波すると、検波器出力では、例えば、ＯＯＫではディジタルデータ“１”に対して“１”、ディジタルデータ“０”に対しては“０”、ＢＰＳＫやＱＰＳＫではディジタルデータ“１”に対しては“１”、ディジタルデータ“０”に対しては“−１”のような振幅値が得られる（ＱＰＳＫの場合は、Ｉ成分、Ｑ成分のそれぞれで振幅値が得られる）。受信機は、この振幅値を用いて元のディジタルデータを復調する。
【０００３】
ディジタル変調信号において、同一振幅や同一位相が続く最小単位をシンボルと言い、シンボルの丁度中心で検波器出力の振幅値をサンプリングできるようにクロックタイミングを調整することを、シンボル同期と言う。検波信号の振幅値は、シンボルの中心で最大値をとり、復調には検波信号の振幅値を用いるので、復調性能を劣化させないためには、シンボル同期が非常に重要となる。
【０００４】
これまで、シンボル同期方法としては、シンボルレートに対しオーバーサンプリングを行うことで、サンプルタイミングのずれ（位相差）を検出し、補正する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平６−２３２９３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に開示されるようにオーバーサンプリングを行う場合、ＡＤ変換器を頻繁に動作させることになり、消費電力が増加してしまうという課題がある。特に、携帯端末等では、消費電力の増加は大きな問題となる。
【０００６】
また、Ｇｂｐｓオーダーの高速通信に適用した場合、処理すべきサンプル数が増加するため、演算処理量が増加してしまうという課題がある。
【０００７】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、シンボルレートに対しオーバーサンプリングを不要として、オーバーサンプリングに要する消費電力及び演算処理の増加を回避しつつ、シンボル同期を実現することができる受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
かかる課題を解決するため、本発明の受信装置は、受信信号に対して検波処理を施し検波信号を生成する検波手段と、クロックレートが前記受信信号のシンボルレートに等しいクロックを生成するクロック生成手段と、前記クロックを遅延する可変遅延手段と、前記可変遅延手段から出力される前記クロックに応じたサンプルタイミングで前記検波信号をサンプルし、サンプル値を取得するサンプル手段と、前記可変遅延手段の遅延量を変化させることで、前記サンプル手段にシンボル区間内で前記サンプルタイミングが異なる複数のサンプル値を取得させ、当該複数のサンプル値に基づいて、データサンプル時の前記可変遅延手段の遅延量を決定する遅延制御手段と、を具備する構成を採る。
【０００９】
この構成によれば、クロックレートが受信信号のシンボルレートに等しいクロックの遅延量を変化させることにより、異なるタイミングにおける複数のサンプル値を取得し、得られた複数のサンプル値に基づいて、遅延量をさらに調整していくことで、クロックレートが受信信号のシンボルレートに等しいクロックを用いて、オーバーサンプリングすることなく、同期引き込み及び同期追従を行うことができる。これにより、シンボルレートに対しオーバーサンプリングを不要として、オーバーサンプリングに要する消費電力及び演算処理の増加を回避しつつ、シンボル同期を実現することができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、シンボルレートに対しオーバーサンプリングを不要として、オーバーサンプリングに要する消費電力及び演算処理の増加を回避しつつ、シンボル同期を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１２】
（実施の形態１）
図１は、本実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。本実施の形態では、図示せぬ通信相手の送信装置から、変調方式としてＯＯＫ又はＢＰＳＫにより変調された送信信号が送信される場合を想定し、ＯＯＫ又はＢＰＳＫにより変調された変調信号を受信する受信装置に適用した例である。
【００１３】
図１において、受信装置１００は、検波器１１０、ＡＤ（Analog to Digital）変換器１２０、クロック生成部１３０、可変遅延器１４０、遅延制御部１５０、及び２値化部１６０を備えて構成される。
【００１４】
検波器１１０は、所定の検波方法により受信信号の検波を行う。所定の検波方法としては、例えば、変調方式がＯＯＫの場合は包絡線検波を用い、ＢＰＳＫ等の位相変調の場合は同期検波を用いる。
【００１５】
ＡＤ変換器１２０は、検波器１１０により検波された検波信号の振幅を、可変遅延器１４０から出力されるクロックのタイミングでサンプルする。
【００１６】
クロック生成部１３０は、クロックレートが受信信号のシンボルレートに等しいクロックを生成し、可変遅延器１４０に出力する。
【００１７】
可変遅延器１４０は、遅延制御部１５０から出力される遅延制御信号に基づいて、クロック生成部１３０が生成するクロックを遅延させ、遅延後のクロックをＡＤ変換器１２０に出力する。
【００１８】
遅延制御部１５０は、ＡＤ変換器１２０によってサンプルされた検波信号の振幅値（以下「サンプル値」ともいう）から、検波器１１０の出力信号のシンボルの中心とサンプルタイミングとが一致するように、可変遅延器１４０の遅延量を制御する。実際上、遅延制御部１５０は、シンボルの中心とサンプルタイミングを揃えるための遅延制御信号を、可変遅延器１４０に出力し、可変遅延器１４０は、この遅延制御信号に基づいて、クロック生成部１３０から出力されるクロックの遅延量を制御する。遅延制御部１５０による可変遅延器１４０の遅延量の具体的な制御方法については、後述する。
【００１９】
２値化部１６０は、サンプルした振幅値を所定の閾値と比較し２値のディジタルデータへ変換する。
【００２０】
図２は、遅延制御部１５０の詳細な構成を示す図である。図２において、遅延制御部１５０は、バッファ１５１、単独シンボル検出部１５２、ＭＡＸ＆ＭＩＮ検出部１５３、（ＭＡＸ−ＭＩＮ）算出部１５４、及び遅延量制御部１５５を備えて構成される。
【００２１】
バッファ１５１は、ＡＤ変換器１２０によりサンプルされた振幅値を、所定のシンボル数分収集する。
【００２２】
単独シンボル検出部１５２は、直前シンボル及び直後シンボルと異なり、連続して同一でない“単独出現シンボル”を検出し、単独出現シンボルにおける振幅値のみを抽出する。つまり、“単独出現シンボル”とは、サンプリング後の振幅値を振幅判定により２値化した結果、又は２値化部１６０による出力結果が、当該出力結果とは異なるシンボルで挟まれたシンボルを示す。例えば、シンボルが“０”，“１”，“０”のように“０”と“１”とが交互に連続する場合、“０”に挟まれたシンボル“１”は、単独出現シンボルとなる。従って、単独シンボル検出部１５２は、送信データが“０”，“１”を交互に繰り返すような場合には、全てのシンボルにおける振幅値を抽出する。
【００２３】
ＭＡＸ＆ＭＩＮ検出部１５３は、単独シンボル検出部１５２により抽出された振幅値から最大値及び最小値を検出する。
【００２４】
（ＭＡＸ−ＭＩＮ）算出部１５４は、ＭＡＸ＆ＭＩＮ検出部１５３により検出された最小値と最大値との差を算出する。
【００２５】
遅延量制御部１５５は、可変遅延器１４０の遅延量を制御し、遅延量に基づいた遅延制御信号を可変遅延器１４０に出力する。遅延量の制御方法については、後述する。
【００２６】
以下、上述のように構成された受信装置１００の動作について、図３から図８を用いて、主に遅延制御部１５０の動作を中心に説明する。
【００２７】
図３は、図示せぬ通信相手の送信装置から送信されるフレームのデータ構成の一例である。図３に示すように、フレームは、プリアンブル部とデータ部とから構成され、通信相手の送信装置からは、データ部に先立ち、まず“０”，“１”を繰り返すプリアンブル部が送信される。本実施の形態では、受信装置１００は、プリアンブル部において同期引き込みを行い、データ部においてデータの同期追従及び復調を行う。
【００２８】
（同期引き込み）
まず、検波器１１０によって、通信相手の送信装置から送信されるプリアンブル部の“０”，“１”の繰り返しデータが検波される。図４に、検波器１１０から出力される検波信号の時間的変動を示す。なお、図４の検波信号は、検波器１１０が備える図示しないＬＰＦ（Low Pass Filter）通過後の波形である。プリアンブル部は“０”，“１”の繰り返しデータなので、検波信号のＬＰＦ通過後の波形は、正弦波状となっている。この正弦波の半周期に相当する時間が、１シンボル周期Ｔｓとなる。
【００２９】
図４において、ＭＡＸ１及びＭＩＮ１は、シンボルの中心でサンプルした振幅値における最大値及び最小値を示し、ＭＡＸ２及びＭＩＮ２は、シンボルの中心からずれたタイミングでサンプルした場合の振幅値における最大値及び最小値を示す。図４から分かるように、（ＭＡＸ１−ＭＩＮ１）は、（ＭＡＸ２−ＭＩＮ２）よりも常に大きい。したがって、サンプルした振幅値における最大値（ＭＡＸ）及び最小値（ＭＩＮ）に基づいて得られる（ＭＡＸ−ＭＩＮ）の値をモニタすることで、サンプルタイミングが適切か否か判定することができる。本実施の形態では、この特性を利用して、シンボルの同期引き込みを実現する。以下、図５及び図６を用いて、補足説明する。
【００３０】
図５は、プリアンブル部での同期引き込みの動作を説明するための図であり、図６は、同期引き込みフローを示す図である。以下の説明では、遅延制御部１５０が、振幅値の最大値と最小値との差（以下「（ＭＡＸ−ＭＩＮ）」という）が最大となるタイミングをデータサンプル時のサンプルタイミングとして探索する場合について説明する。
【００３１】
まず、遅延量制御部１５５では、同期引き込み開始時点での可変遅延器１４０の遅延量（初期値）が基準値ｄ０として設定される（ＳＴ１１０）。また、遅延量制御部１５５では、変数ｎ（正の整数）が１に初期化される（ＳＴ１２０）。
【００３２】
次に、可変遅延器１４０の遅延量が基準値ｄ０の場合に、（ＭＡＸ−ＭＩＮ）算出部１５４により計算された（ＭＡＸ−ＭＩＮ）を、遅延量制御部１５５が受け取り、その値をタイミングｔ０の値として保持する（ＳＴ１３０）。
【００３３】
続いて、遅延量制御部１５５は、ｎの値に応じて、可変遅延器１４０の遅延量の変化量Δｄｎとして＋Ｔｓ／（４×ｎ）を算出し、可変遅延器１４０の遅延量を（ｄ０＋Δｄｎ）として、遅延量を基準値ｄ０から＋Δｄｎだけシフト制御し（図５Ａ（ａ）参照）、（ＭＡＸ−ＭＩＮ）算出部１５４は、シフト後のクロックのタイミングｔ１における（ＭＡＸ−ＭＩＮ）を計算し、遅延量制御部１５５は、その値を保持する（ＳＴ１４０）。
【００３４】
続いて、遅延量制御部１５５は、可変遅延器１４０の遅延量を（ｄ０−Δｄｎ）として、遅延量を基準値ｄ０から−Δｄｎだけシフト制御し（図５Ａ（ｂ）参照）、（ＭＡＸ−ＭＩＮ）算出部１５４は、シフト後のクロックのタイミングｔ２における（ＭＡＸ−ＭＩＮ）を計算し、遅延量制御部１５５は、その値を保持する（ＳＴ１５０）。
【００３５】
遅延量制御部１５５は、上記３つのタイミングｔ０，ｔ１，ｔ２における（ＭＡＸ−ＭＩＮ）を比較し、（ＭＡＸ−ＭＩＮ）が最大となる遅延量を、基準値ｄ０に置き換える（ＳＴ１６０）。例えば、図５Ａにおいて、タイミングｔ１で（ＭＡＸ−ＭＩＮ）が最大となる場合、タイミングｔ１に対応する遅延量（ｄ０＋Δｄｎ）が、以降の基準値ｄ０（図５Ｂ参照）に置き換えられる。
【００３６】
変数ｎが、ｎ＜Ｎ（Ｎは、２以上の所定数）の場合（ＳＴ１７０：Ｎｏ）、遅延量制御部１５５は、変数ｎに１を加算し（ＳＴ１８０）、所定時間が経過するまで（ＳＴ１９０：Ｎｏ）、ＳＴ１３０以降の処理を繰り返す。ここで、Ｎは、Ｔｓ／（４×Ｎ）≧Δｔを満たす整数であり、Δｔは可変遅延器１４０の最小遅延量である。
【００３７】
一方、変数ｎが、ｎ＝Ｎの場合（ＳＴ１７０：Ｙｅｓ）、遅延量制御部１５５は、ＳＴ１４０及びＳＴ１５０における変化量ΔｄｎをＴｓ／（４×Ｎ）に固定にして、所定時間が経過するまで（ＳＴ１９０：Ｎｏ）、ＳＴ１３０〜ＳＴ１８０の処理を繰り返す。なお、所定時間は、プリアンブル部の時間長以下で、同期引き込みに十分な時間とする。
【００３８】
図５Ａ〜図５Ｃは、それぞれ、ｎ＝１，２，４の場合のタイミングｔ０と、シフト後のタイミングｔ１，ｔ２と、変化量Δｄｎとの関係を示している。図５Ａ〜図５Ｃから分かるように、ｎが大きくなるにしたがい、タイミングｔ０と、シフト後のタイミングｔ１，ｔ２との時間間隔が狭くなっていく。このようにして、本実施の形態では、サンプルタイミングに最適なシンボルの中心タイミングを探索するためのタイミングのふり幅（変化量Δｄｎ）を徐々に狭めながら、基準値ｄ０を選択し、基準値ｄ０に対応するタイミングｔ０をシンボルの中心タイミングに近づけて、同期引き込みを実現する。これにより、ＡＤ変換器１２０では、オーバーサンプリングを行うことなく、同期引き込みを実現することができるようになるので、オーバーサンプリングに要する消費電力の増加を回避することができる。
【００３９】
上述したように、同期引き込みでは、ＡＤ変換器１２０にシンボル区間内でサンプルタイミングが異なる複数のサンプル値を取得させるＳＴ１３０〜ＳＴ１６０までの処理を、複数回行う（１≦ｎ≦Ｎ）。このとき、ＳＴ１３０〜ＳＴ１６０のｎ回目の処理でのふり幅（変化量Δｄｎ）をＴｓ／（４×ｎ）として、処理回数ｎが増える毎に、可変遅延器１４０の遅延量の変化量を小さくし徐々に狭めていく。このようにすることにより、初期タイミングｔ０と、最適なサンプルタイミングとの位相差が最も大きくＴｓ／２であるような場合であっても、まず、ふり幅をＴｓ／４（ｎ＝１）として、位相差がほぼ半分のタイミングにおける振幅値に基づいて、シフト方向を絞り込み、さらに、ふり幅を徐々に狭めて最適なタイミングに絞り込んでいくことができるので、可変遅延器１４０の遅延量を効率よく、かつ確実に最適な遅延量に近づけていくことができる。
【００４０】
なお、上述した説明では、遅延量制御部１５５は、可変遅延器１４０の遅延量を基準値ｄ０からｄ０＋Δｄｎ，ｄ０−Δｄｎに変化させることにより、タイミングｔ０を２つのタイミングｔ１，ｔ２にシフト制御し、３つのタイミングｔ０，ｔ１，ｔ２における（ＭＡＸ−ＭＩＮ）を比較する場合について説明した。このとき、（ＭＡＸ−ＭＩＮ）を比較するタイミングは、少なくとも３つあればよく、遅延量制御部１５５が、タイミングｔ０を３つ以上のタイミングにシフト制御するようにしてもよい。
【００４１】
また、図６に示すフロー図では、変数ｎと所定数Ｎとが等しい場合（ＳＴ１７０：Ｙｅｓ）、ＳＴ１４０及びＳＴ１５０において、可変遅延器１４０の遅延量の変化量ΔｄｎをＴｓ／（４×Ｎ）に固定する場合について説明したが、変化量Δｄｎが可変遅延器１４０の最小遅延量Δｔより小さくならない範囲で、変化量Δｄｎを毎回狭めるようにしてもよい。
【００４２】
（同期追従）
同期追従は、同期引き込みと同様に、複数の異なるタイミングにおける（ＭＡＸ−ＭＩＮ）算出部１５４の演算結果を基に、最適なサンプルタイミングを探索する。ただし、同期追従の場合は、プリアンブル部とは異なり、データ部のデータがランダムとなるので、検波器１１０が備えるＬＰＦの出力は正弦波状にならない。したがって、以下では、単独シンボル検出部１５２から出力される単独シンボルに対し、同期追従を行う場合を例に説明する。
【００４３】
図７は、データ部での同期追従フローを示す図である。図７では、振幅値の最大値と最小値との差（ＭＡＸ−ＭＩＮ）が、最大となるタイミングをデータサンプル時のサンプルタイミングとして探索する場合について説明する。
【００４４】
初めに、遅延量制御部１５５は、同期追従を行う上での（ＭＡＸ−ＭＩＮ）の目標値（初期値）として、同期引き込みが完了した時点での（ＭＡＸ−ＭＩＮ）を設定する（ＳＴ２１０）。
【００４５】
続いて、単独シンボル検出部１５２が単独出現シンボルの検出を行い（ＳＴ２２０）、（ＭＡＸ−ＭＩＮ）算出部１５４が現在のタイミングにおける（ＭＡＸ−ＭＩＮ）を算出する（ＳＴ２３０）。
【００４６】
遅延量制御部１５５は、算出値（ＭＡＸ−ＭＩＮ）と目標値とを比較する（ＳＴ２４０）。目標値≦算出値の場合（ＳＴ２４０：Ｎｏ）、現在のタイミングは最適タイミング付近にあると推定できる。したがって、遅延量制御部１５５は、後述のタイミング制御を行わず、単独出現シンボルの検出処理（ＳＴ２２０）、及び（ＭＡＸ−ＭＩＮ）の算出処理（ＳＴ２３０）を繰り返す。
【００４７】
一方、算出値（ＭＡＸ−ＭＩＮ）が、目標値＞算出値の場合（ＳＴ２４０：Ｙｅｓ）、遅延量制御部１５５は、今回の算出値（ＭＡＸ−ＭＩＮ）を保存し（ＳＴ２５０）、前回算出した算出値（ＭＡＸ−ＭＩＮ）が保存されている場合には、その保存値との比較を行う（ＳＴ２６０）。
【００４８】
比較の結果、今回の算出値が前回の算出値より小さい場合（ＳＴ２６０：Ｙｅｓ）、タイミング制御におけるシフト方向を誤った可能性があるので、遅延量制御部１５５は、シフト方向及び変化量を示す変数Ｘの符号を反転する（ＳＴ２７０）。ここで、変数Ｘの符号は可変遅延器１４０の遅延量のシフト方向を示し、変数Ｘの絶対値は可変遅延器１４０の遅延量の変化量Δｄｎを示す。なお、変化量Δｄｎは固定値としてもよい。また、算出値（ＭＡＸ−ＭＩＮ）が大きいほど、シンボルの中心付近でサンプリングされた可能性が高く、算出値（ＭＡＸ−ＭＩＮ）が小さいほど、シンボルの中心付近から離れたタイミングでサンプリングされた可能性が高いので、変化量Δｄｎを、算出値（ＭＡＸ−ＭＩＮ）が大きいほど小さい値とし、これとは逆に、算出値（ＭＡＸ−ＭＩＮ）が小さいほど大きい値とするようにしてもよい。
【００４９】
一方、今回の算出値が前回の算出値より大きいか、又は等しい場合（ＳＴ２６０：Ｎｏ）、遅延量制御部１５５は、タイミングのシフト方向は正しいと判断し、変数Ｘの符号を反転せず、同一の符号を維持する。
【００５０】
次に、遅延量制御部１５５は、変数Ｘに基づいて、可変遅延器１４０の遅延量を制御して、クロックタイミングを補正する（ＳＴ２８０）。以降、ＳＴ２２０〜ＳＴ２８０の処理を繰り返し、同期追従を行う。
【００５１】
なお、図８は、別の同期追従フローを示す図である。図８において、図７と同一のステップには、同一符号を付して、その説明を省略する。図８のフローは、図７のフローに対し、ＳＴ３１０をさらに有している。
【００５２】
つまり、ＳＴ２４０の比較の結果、目標値≦算出値の場合に（ＳＴ２４０：Ｎｏ）、遅延量制御部１５５は、算出値を新たな目標値に設定する（Ｓ３１０）。このようにすることで、タイムアウト等により、同期引き込み完了時の算出値（ＭＡＸ−ＭＩＮ）に誤差があった場合や、プリアンブル受信時とデータ受信時とで受信信号レベルが異なる場合にも、より精度良く同期追従することができる。
【００５３】
（その他の構成）
図９は、本実施の形態に係る受信装置の別の要部構成を示すブロック図である。なお、図９において、図１と同一構成部分には同一符号を付して説明を省略する。図９の受信装置２００は、図１の受信装置１００と同様に、図示せぬ通信相手の送信装置から、変調方式としてＯＯＫ又はＢＰＳＫにより変調された送信信号が送信される場合を想定し、ＯＯＫ又はＢＰＳＫにより変調された変調信号を受信する受信装置に適用した例である。
【００５４】
図１の受信装置１００との相違点は、図９の受信装置２００は、可変遅延器１４０を、検波器１１０とＡＤ変換器１２０との間に設け、検波器１１０が出力した検波信号自体のタイミングを可変遅延器１４０により調整することで、シンボル同期を実現する点にある。なお、シンボル同期（同期引き込み及び同期追従）の動作は、図１の受信装置１００と同様であるので、説明を省略する。
【００５５】
図１０は、本実施の形態に係る遅延制御部の別の要部構成を示す図である。なお、図１０において、図２と同一構成部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００５６】
図２の遅延制御部１５０との相違点は、図１０の遅延制御部１５０は、ＭＡＸ＆ＭＩＮ検出部１５３、（ＭＡＸ−ＭＩＮ）算出部１５４、及び遅延量制御部１５５に代えて、絶対値算出部１５６、ＭＡＸ検出部１５７、及び遅延量制御部１５８を備える点にある。
【００５７】
絶対値算出部１５６は、単独シンボル検出部１５２により選択された振幅値の絶対値を算出する。
【００５８】
ＭＡＸ検出部１５７は、絶対値算出部１５６により得られた絶対値から最大値を検出する。
【００５９】
遅延量制御部１５８は、可変遅延器１４０の遅延量を制御し、遅延量に基づいた遅延制御信号を可変遅延器１４０に出力する。遅延量の制御方法について、再度図４を用いながら説明する。
【００６０】
上述したように、図４において、ＭＡＸ１は、シンボルの中心でサンプルした振幅値における最大値を示し、ＭＡＸ２は、シンボルの中心からずれたタイミングでサンプルした場合の振幅値における最大値を示す。図４から分かるように、ＭＡＸ１はＭＡＸ２よりも常に大きい値を示す。したがって、サンプルした振幅値における最大値ＭＡＸと最小値ＭＩＮとの差（ＭＡＸ−ＭＩＮ）に基づいて、最適なサンプルタイミングを絞り込む場合と同様に、サンプルした振幅値における最大値（ＭＡＸ）の値をモニタすることで、サンプルタイミングが適切か否か判定することができ、この特性を利用して、シンボルの同期引き込みを実現することができる。
【００６１】
なお、図１０の遅延制御部１５０の構成から、絶対値算出部１５６を削除し、ＭＡＸ検出部１５７において、単に振幅値の最大値を求め、最大値に基づいて、最適なサンプルタイミングを絞り込むようにしてもよい。
【００６２】
また、図４において、ＭＩＮ１は、シンボルの中心でサンプルした振幅値における最小値を示し、ＭＩＮ２は、シンボルの中心からずれたタイミングでサンプルした場合の振幅値における最小値を示す。図４から分かるように、ＭＩＮ１はＭＩＮ２よりも常に小さい値を示す。したがって、ＭＡＸ検出部１５７を、最小値を検出するＭＩＮ検出部に変更し、最小値に基づいて、最適なサンプルタイミングを絞り込むようにしてもよい。
【００６３】
また、図２及び図１０において、バッファ１５１と単独シンボル検出部１５２の配置順序を入れ替えた構成を採ることも可能である。さらに、受信データが“０”，“１”を繰り返すことが既知である場合には、図２及び図１０の構成から、単独シンボル検出部１５２を削除した構成とすることも可能である。
【００６４】
以上のように、本実施の形態によれば、遅延制御部１５０は、可変遅延器１４０の遅延量を変化させることで、ＡＤ変換器１２０にシンボル区間内で、異なるタイミングでサンプル値を取得させ、得られた複数のサンプル値に基づいて、データサンプル時の可変遅延器１４０の遅延量を決定するようにした。すなわち、同期引き込み時には、可変遅延器１４０の遅延量を変化させて、少なくとも３つの異なるタイミングｔ０，ｔ１，ｔ２でサンプル値を取得させ、得られた複数のサンプル値に基づいて、可変遅延器１４０の遅延量のシフト方向及び変化量をさらに調整していくことで、クロックレートが受信信号のシンボルレートに等しいクロックの遅延量を最適なサンプルタイミングに近づく方向にシフト制御することができる。また、同期追従時には、可変遅延器１４０の遅延量を変化させることにより、少なくとも２つの異なるタイミングでサンプル値を取得させ、得られた複数のサンプル値に基づいて、可変遅延器１４０の遅延量をさらに調整していくことで、クロックレートが受信信号のシンボルレートに等しいクロックの遅延量を最適なサンプルタイミングに微調整することができる。このように、本実施の形態によれば、シンボルレートに対しオーバーサンプリングを不要として、オーバーサンプリングに要する消費電力及び演算処理の増加を回避しつつ、シンボル同期を実現することができる。
【００６５】
（実施の形態２）
図１１は、本実施の形態２に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。本実施の形態では、図示せぬ通信相手の送信装置から、変調方式としてＱＰＳＫにより変調された送信信号が送信される場合を想定し、ＱＰＳＫにより変調された直交変調信号を受信する受信装置に適用した例である。
【００６６】
図１１において、受信装置３００は、検波器３１０、ＡＤ変換器３２０−１，３２０−２、遅延制御部３３０−１，３３０−２、可変遅延器３４０−１，３４０−２、クロック生成部１３０、及び２値化部１６０を備えて構成される。
【００６７】
検波器３１０は、所定の検波方法により直交変調信号に対し、直交検波を行い、Ｉ成分とＱ成分とに分離する。所定の検波方法としては、同期検波や遅延検波など様々にあるが、特に指定されない。検波器３１０は、得られたＩ成分とＱ成分とを、ＡＤ変換器３２０−１，３２０−２にそれぞれ出力する。
【００６８】
ＡＤ変換器３２０−１，３２０−２、遅延制御部３３０−１，３３０−２、可変遅延器３４０−１，３４０−２は、それぞれ、ＡＤ変換器１２０、遅延制御部１５０、可変遅延器１４０と同様であり、検波器３１０により分離されたＩ成分及びＱ成分のそれぞれの成分に対して、図１及び図９と同様に、ＡＤ変換器３２０−１，３２０−２、遅延制御部３３０−１，３３０−２、可変遅延器３４０−１，３４０−２を用いて、シンボル同期を実行する。このようにして、ＱＰＳＫ変調信号に対して、シンボル同期を実現する。
【００６９】
なお、図１１では、図１と同様に、可変遅延器３４０−１，３４０−２が、遅延制御部３３０−１，３３０−２からの遅延制御信号に基づいて、クロック生成部１３０のクロックタイミングを制御する構成例を示したが、図９と同様に、可変遅延器３４０−１，３４０−２を、Ｉ成分とＡＤ変換器３２０−１との間、Ｑ成分とＡＤ変換器３２０−２との間にそれぞれ設け、Ｉ成分及びＱ成分の位相を制御するような構成としてもよい。
【００７０】
以上のように、本実施の形態によれば、検波器３１０は、受信信号に対し、直交検波を施し、直交検波後のＩ成分，Ｑ成分に対し、クロック生成部１３０から出力されるシンボルレートに等しいクロックの位相をシフトさせる可変遅延器３４０−１，３４０−２と、可変遅延器３４０−１，３４０−２から出力されるクロックを用いて、検波信号をサンプルしサンプル値を取得するＡＤ変換器３２０−１，３２０−２と、可変遅延器３４０−１，３４０−２の遅延量を制御する遅延制御部３３０−１，３３０−２とを設けたので、ＱＰＳＫ変調信号に対しても、オーバーサンプリングを不要として、オーバーサンプリングに要する消費電力や演算処理量の増加を回避しつつ、シンボル同期を取ることができる。
【００７１】
なお、検波時に受信信号に乗算するキャリア周波数に誤差が生じると、ＬＰＦ通過後の波形に振幅変動が生じてしまう。即ち、プリアンブル部を受信した場合、周波数誤差がなければ、Ｉ成分，Ｑ成分それぞれで、振幅が一定の正弦波状の波形が得られる。一方、周波数誤差があると、誤差に応じた変動周期で、正弦波状の波形の振幅が変動してしまう。そのため、振幅値の最大値が一意に定まらず、このままでは同期を取ることが難しい。したがって、ＱＰＳＫに対応する場合には、検波時に受信信号に乗算するキャリア周波数と、実際に受信した受信信号のキャリア周波数との誤差を補正する必要がある。
【００７２】
しかし、Ｉ成分及びＱ成分のサンプル値から求めた複素振幅または複素パワーを使用する場合には、検波時にキャリア周波数誤差があっても、複素振幅または複素パワーの値は変動せず、また、プリアンブル部及び単独出現シンボルにおいて、これらの値はシンボルの中心で最大となる。したがって、Ｉ成分及びＱ成分のサンプル値から求めた複素振幅または複素パワーを用いることにより、実施の形態１と同様の処理により、シンボル同期を取ることができる。
【００７３】
（実施の形態３）
図１２は、本実施の形態３に係る受信装置の要部構成を示す図である。なお、図１２において、図１と同一構成部分については同一符号を付し説明を省略する。本実施の形態では、図示せぬ通信相手の送信装置から、変調方式としてＯＯＫ又はＢＰＳＫにより変調された送信信号が送信される場合を想定し、ＯＯＫ又はＢＰＳＫにより変調された変調信号を受信する受信装置に適用した例である。なお、本実施の形態におけるフレームデータは、図３と同様に構成されているものとする。
【００７４】
図１の受信装置１００との相違点は、受信装置４００は、検波器１１０が、互いにカットオフ周波数が異なる複数のＬＰＦ４１０ａ，４１０ｂから構成されるＬＰＦ群４１０を備え、ＬＰＦ群４１０を構成する複数のＬＰＦ４１０ａ，４１０ｂの中から、現在の受信状態に対して適切なカットオフ周波数を持つＬＰＦを選択するフィルタ切り替え制御部４２０をさらに備える点にある。
【００７５】
フィルタ切り替え制御部４２０は、プリアンブル部の開始、プリアンブル部の終了及びデータ部の開始を判定し、受信したバースト信号がプリアンブル部かデータ部かに応じて、ＬＰＦ４１０ａ，ＬＰＦ４１０ｂを切り替える。具体的には、フィルタ切り替え制御部４２０は、前回のバースト信号の受信終了後、ＡＤ変換器１２０のサンプル値が一定値を超えたことで新たなバースト信号の開始、即ちプリアンブル部の開始を判定する。
【００７６】
また、フィルタ切り替え制御部４２０は、２値化部１６０により復調されたディジタルデータのパターンから、プリアンブル部の終了とデータ部の開始を判定する。例えば、図３のフレーム構成において、プリアンブル部とデータ部との間にフレーム同期のためのユニークパターンが存在する場合、フィルタ切り替え制御部４２０は、復調結果と既知のユニークパターンとを比較することにより、プリアンブル部とデータ部との境界を判定する。このように、フィルタ切り替え制御部４２０は、現在受信している区間が同期引き込み用のプリアンブル部かまたはデータ部かを判定し、プリアンブル部であれば、同期引き込みに最適なカットオフ周波数を持つＬＰＦ（例えば、ＬＰＦ４１０ａ）に切り替え、データ部であれば復調（及び同期追従）に最適なカットオフ周波数を持つＬＰＦ（例えば、ＬＰＦ４１０ｂ）に切り替える。
【００７７】
以下、プリアンブル部とデータ部とで、ＬＰＦを切り替えることによる効果について、補足説明する。
【００７８】
一般的に、受信装置では、受信信号を帯域制限し、帯域外の雑音等の不要成分を除去することで、復調特性の向上を図っている。その際、例えば、ビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）が最小となるように、ＬＰＦのカットオフ周波数を設定する。
【００７９】
図１３は、矩形パルス及び白色雑音の周波数パワー特性を示す図である。データ信号に矩形パルスを用いた場合、図１３に示すように、矩形パルスの周波数パワー特性は、周波数が高くなるにしたがいＳｉｎｃ関数的に減衰する。一方、白色雑音の周波数パワー特性は、全周波数帯において一定である。したがって、信号電力をできるだけ得ようとしてカットオフ周波数を高く設定しすぎると、ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）が小さくなりＢＥＲが劣化する。一方、雑音成分をできるだけ除去しようとしてカットオフ周波数を低く設定しすぎると、シンボル間干渉が発生してしまいＢＥＲが劣化する。このように、カットオフ周波数を変更するだけでは、ＳＮＲの改善と符号間干渉の低減とを両立することが難しい。
【００８０】
図１４は、コサイン・ロールオフ・フィルタのロールオフ率とフィルタ周波数特性との関係を示す図である。理想的なナイキストフィルタでは、図１４に示すようにロールオフ率ａが０（最小）の場合、周波数の絶対値がシンボルレートｆｓの半分より大きい領域では振幅が０となり、ロールオフ率ａが１（最大）の場合、周波数の絶対値がシンボルレートｆｓより大きい領域では振幅が０となる。ロールオフ率ａ＝０のナイキストフィルタ（矩形フィルタ）を実機において実装することは難しく、実現するためには、フィルタのタップ数を大きくする必要がある。実際上、演算量を抑えるためにフィルタのタップ数が制限されるため、低いカットオフ周波数で理想的なナイキスト基準を実現すること、つまりシンボル間干渉を完全に取り除くことは難しい。
【００８１】
特に、オーバーサンプリングを行わない場合には、フィルタをアナログ領域で設計する必要があり、ナイキスト基準の実現がさらに困難となる。したがって、実機ではフィルタの実現性を考慮してシンボルレートに近いカットオフ周波数を選択し、データ部では、シンボルレートに近いカットオフ周波数を使用して、同期追従に加えてデータ復調が行われる。
【００８２】
一方で、プリアンブル部では、同期引き込みのみが行なわれ、データの復調を行う必要がない。さらに、プリアンブル部では、シンボル“１”と“０”とが交互に繰り返されるので、理想的なナイキスト基準が満たされていなくても、シンボル間干渉の影響を受けにくい。
【００８３】
図１５は、各シンボルのＬＰＦ通過後の応答波形（Ｒ１１〜Ｒ１７）と、これら応答波形が合成されたＬＰＦ通過後の波形（Ｒ２０）を示す波形図である。図１５に示すように、ＬＰＦ通過後の波形（Ｒ２０）は、シンボル間干渉の影響を受けても正弦波状となるので、同期引き込みを行うことが可能である。
【００８４】
これに対して、データ部では同じシンボルが連続する場合があるため、シンボル間干渉の影響を受けやすい。即ち、データ部に比べてプリアンブル部は、シンボル間干渉に対して頑健なので、カットオフ周波数をデータ部より低く設定することができ、高いＳＮＲを得ることが可能となる。この結果、同期引き込み処理における算出値（ＭＡＸ−ＭＩＮ）の算出精度が向上し、正確な同期引き込みが可能になる。
【００８５】
以上のように、本実施の形態によれば、受信装置４００は、互いにカットオフ周波数が異なる複数のＬＰＦ４１０ａ，４１０ｂから構成されるＬＰＦ群４１０と、フィルタ切り替え制御部４２０とを設け、フィルタ切り替え制御部４２０は、“０”，“１”が交互に繰り返される既知データから成るプリアンブル部と、ランダムデータから成るデータ部とで、ＬＰＦを切り替えて、検波信号に帯域制限を施すＬＰＦのカットオフ周波数を切り替えるようにした。これにより、プリアンブル部に対するＬＰＦのカットオフ周波数をデータ部よりも低い周波数に切り替える場合に、プリアンブル部におけるＳＮＲが改善し、より精度良く同期引き込みを行うことができる。この結果、受信装置４００のシンボル同期能力と復調能力とを最大限に活かすことが可能となる。
【００８６】
なお、カットオフ周波数を低く設定しすぎると、検波器１１０の出力信号の振幅変動がなだらかになり、ＡＤ変換器１２０でのＡＤ変換の結果、最大値と最小値とを区別できなくなる可能性がある。このようなことを防ぐために、ＬＰＦのカットオフ周波数が所定の値よりも小さい場合には、検波器１１０とＡＤ変換器１２０との間に増幅器を設け、検波器１１０の出力信号の振幅変動が大きくなるようにしてもよい。ＬＰＦのカットオフ周波数が小さいと、受信信号のＳＮＲは十分に大きいので、増幅器によって受信信号に含まれる雑音成分が増幅されたとしても、同期性能に与える影響は小さい。
【００８７】
なお、データレート（シンボルレート）や変調方式（ＯＯＫ−ＲＺ（Return to Zero）、ＯＯＫ−ＮＲＺ（Non Return to Zero）、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ）、通信路の状態（受信レベル、ビットエラーレート、ＳＮＲなど）に応じて適切なカットオフ周波数を持つＬＰＦを選択することも可能である。シンボルレートが変化した場合は、そのシンボルレートに応じて、カットオフ周波数を決定する。例えば、シンボルレートが２倍になれば、それにあわせてＬＰＦのカットオフ周波数も２倍に設定する。
【００８８】
変調方式が変化した場合も、シンボルレートが変化した場合と同様に考えることができる。即ち、同一のシンボルレートでＮＲＺ方式からＲＺ方式に変わった場合は、シンボルレートが相対的に２倍（Ｄｕｔｙ比５０％の場合）になったと想定すればよい。同様に、ビットレートが一定のままＱＰＳＫからＢＰＳＫに変わった場合は、相対的にシンボルレートが半分になったと想定すればよい。
【００８９】
マルチパス環境下においては、図１６Ａに示すように、反射波による影響でＬＰＦ通過波形における振幅の極大点及び極小点が複数発生してしまう場合がある。そのため、上述した同期引き込みを行うと、誤ったタイミング（最大点や最小点ではなく極大点や極小点）に引き込みを行う可能性がある。このような場合には、カットオフ周波数を低く設定することにより、図１６Ｂのように直接波成分のタイミングにのみ振幅のピークを持たせることが可能となる。
【００９０】
また、各状況に応じた最適なカットオフ周波数を事前に調査しておき、その結果をテーブル化しておくことで、ＬＰＦの切り替え処理を高速に行うこともできる。
【００９１】
また、本発明では送信データの状態に応じてＬＰＦのカットオフ周波数を変更しているが、送信側でシンボルレートを変更することで、同様の効果を得ることができる。
【００９２】
なお、図１２の受信装置４００は、ＯＯＫ又はＢＰＳＫにより変調された変調信号を受信する受信装置に適用した例であるが、ＬＰＦ群４１０をＩ成分，Ｑ成分それぞれに設けることで、ＱＰＳＫにも対応可能である。
【００９３】
また、ＬＰＦ群４１０は、必ずしも検波器１１０内に備える必要はなく、検波器１１０の後段外部に備えるようにしてもよい。さらに、ＬＰＦ群４１０が持つＬＰＦ数は２つに限定されるものではなく、必要に応じて３つ以上の値に変更することができる。
【００９４】
本発明の受信装置の一つの態様は、受信信号に対して検波処理を施し検波信号を生成する検波手段と、クロックレートが前記受信信号のシンボルレートに等しいクロックを生成するクロック生成手段と、前記クロックを遅延する可変遅延手段と、前記可変遅延手段から出力される前記クロックに応じたサンプルタイミングで前記検波信号をサンプルし、サンプル値を取得するサンプル手段と、前記可変遅延手段の遅延量を変化させることで、前記サンプル手段にシンボル区間内で前記サンプルタイミングが異なる複数のサンプル値を取得させ、当該複数のサンプル値に基づいて、データサンプル時の前記可変遅延手段の遅延量を決定する遅延制御手段と、を具備する構成を採る。
【００９５】
この構成によれば、クロックレートが受信信号のシンボルレートに等しいクロックの遅延量を変化させることにより、異なるタイミングにおける複数のサンプル値を取得し、得られた複数のサンプル値に基づいて、遅延量をさらに調整していくことで、クロックレートが受信信号のシンボルレートに等しいクロックを用いて、オーバーサンプリングすることなく、同期引き込み及び同期追従を行うことができる。これにより、シンボルレートに対しオーバーサンプリングを不要として、オーバーサンプリングに要する消費電力及び演算処理の増加を回避しつつ、シンボル同期を実現することができる。
【００９６】
本発明の受信装置の一つの態様は、前記遅延制御手段は、前記可変遅延手段の遅延量を変化させることで、前記サンプル手段にシンボル区間内で前記サンプルタイミングが異なる複数のサンプル値を取得させる処理を、複数の受信シンボルに亘って行い、前記複数の受信シンボル内での、各遅延量毎の最大サンプル値を各遅延量毎の第１の代表値として検出する最大値検出手段、を具備し、前記第１の代表値の中での最大値に対応する遅延量を前記データサンプル時の遅延量と決定する構成を採る。
【００９７】
本発明の受信装置の一つの態様は、前記遅延制御手段は、前記複数の受信シンボル内での、各遅延量毎の最小サンプル値を各遅延量毎の第２の代表値として検出する最小値検出手段と、各遅延量毎の前記第１の代表値と前記第２の代表値との差を各遅延量毎の第３の代表値として算出する減算手段と、をさらに具備し、前記第３の代表値の中での最大値に対応する遅延量を前記データサンプル時の遅延量と決定する構成を採る。
【００９８】
本発明の受信装置の一つの態様は、前記遅延制御手段は、前記サンプル値の絶対値を算出する絶対値算出手段、をさらに具備し、前記最大値検出手段は、各遅延量毎の最大絶対値を各遅延量毎の第４の代表値として検出し、前記遅延制御手段は、前記第４の代表値の中での最大値に対応する遅延量を前記データサンプル時の遅延量と決定する構成を採る。
【００９９】
これらの構成によれば、比較的簡易な比較処理により、シンボル同期を実現することができる。
【０１００】
本発明の受信装置の一つの態様は、前記遅延制御手段は、前記可変遅延手段の遅延量を変化させることで、前記サンプル手段にシンボル区間内で少なくとも３つの異なる前記サンプルタイミングで前記複数のサンプル値を取得させる処理を、複数回行い、当該処理毎に、前記可変遅延手段の遅延量の変化量を小さくする構成を採る。
【０１０１】
この構成によれば、クロックの遅延量を変化させることにより、少なくとも３つの異なるサンプルタイミングでサンプル値を取得させ、得られた複数のサンプル値に基づいて、クロックの遅延量のシフト方向及び変化量を調整し、さらに、調整毎に変化量を小さくしていくことができるので、調整回数が増えるにしたがい、最適な遅延量に確実に近づけて、同期引き込みを実現できる。
【０１０２】
本発明の受信装置の一つの態様は、前記遅延制御手段は、前記可変遅延手段の遅延量を±Ｔｓ／（４×ｎ）だけ変化させることにより、前記処理毎に、前記サンプル手段にシンボル区間内で少なくとも３つの異なる前記サンプルタイミングで前記複数のサンプル値を取得させ、Ｔｓはシンボル周期であり、ｎは所定数Ｎ以下の前記処理回数を示し、ＮはＴｓ／（４×Ｎ）≧Δｔを満たす整数であり、Δｔは前記可変遅延手段の最小遅延量である構成を採る。
【０１０３】
この構成によれば、クロックの初期タイミングと、最適なサンプルタイミングとの位相差が最も大きくＴｓ／２であるような場合であっても、調整回数毎に、クロックを±Ｔｓ／（４×ｎ）だけ徐々に狭めていくことにより、クロックの遅延量を効率よく、かつ確実に最適な遅延量に近づけて、同期引き込みを実現できる。
【０１０４】
本発明の受信装置の一つの態様は、前記サンプル値を閾値判定により二値化し、復調データを出力する二値化手段と、前記復調データから、直前シンボル及び直後シンボルと異なり、連続して同一でない単独シンボルを検出する単独シンボル検出手段と、をさらに具備し、前記遅延制御手段は、前記単独シンボルの前記サンプル値を用いる構成を採る。
【０１０５】
この構成によれば、同一のシンボルが連続しシンボル間干渉等の影響を受け、シンボルの中心で振幅の最大値又は最小値をとらない場合に、これらの影響を受ける可能性があるシンボルを除いて、クロックの遅延量を調整することができるので、受信データがランダムな場合においても、クロックの遅延量を最適な値に近づけていくことができる。
【０１０６】
本発明の受信装置の一つの態様は、変更可能な遮断周波数を有し、前記検波信号の帯域制限を行うフィルタ手段と、所定の既知信号列を検出した場合と、ランダム信号列を検出した場合とで、前記遮断周波数を切り替えるフィルタ切り替え手段と、をさらに具備する構成を採る。
【０１０７】
この構成によれば、既知信号列及びランダム信号列のシンボルのパターンの違いに応じて、フィルタの遮断周波数を切り替えて、同期引き込みと同期追従及び復調とで、それぞれに最適なフィルタ特性を用いることができるので、受信装置が備えるシンボル同期能力及び復調能力を最大限に活かすことができる。
【０１０８】
本発明の受信装置の一つの態様は、前記既知信号列は、同期引き込み用のプリアンブルで、前記ランダム信号列は、ペイロードであり、前記フィルタ切り替え手段は、前記プリアンブルを検出した場合、前記ペイロードを検出した場合の前記遮断周波数より小さい前記遮断周波数に切り替える構成を採る。
【０１０９】
この構成によれば、既知信号が“０”，“１”が連続するプリアンブルで、ランダム信号列が“０”，“１”がランダムに出現するペイロードの場合に、同期引き込み時には、同期追従及び復調時に比べフィルタの遮断周波数を低くして、雑音等の影響をできるだけ排除してより正確に同期引き込みを行うことができると共に、同期追従及び復調時には、より正確に同期引き込みされたタイミングを用いて、同期追従及び復調を行うことができるので、同期追従精度及び復調精度を向上することができる。
【０１１０】
本発明の受信装置の一つの態様は、前記フィルタ切り替え手段は、前記受信信号のシンボルレートに応じて、前記遮断周波数を切り替える構成を採る。
【０１１１】
本発明の受信装置の一つの態様は、前記フィルタ切り替え手段は、前記受信信号の変調方式に応じて、前記遮断周波数を切り替える構成を採る。
【０１１２】
これらの構成によれば、シンボルレートが遅い場合や変調次数が低く低速な場合に、不必要に広い帯域のフィルタを用いて雑音等の影響を受けやすくなるのを回避して、シンボル同期及び復調の精度が劣化するのを防止することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１１３】
本発明の受信装置及び受信方法によれば、シンボルレートに対しオーバーサンプリングを不要として、オーバーサンプリングに要する消費電力及び演算処理の増加を回避しつつ、シンボル同期を実現することができ、特に、高速通信においてディジタル変調信号を復調する受信装置及び受信方法などに有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１１４】
【図１】本発明の実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１に係る遅延制御部の要部構成を示すブロック図
【図３】実施の形態１におけるデータフレーム構成の一例を示す図
【図４】実施の形態１における検波信号の時間的変動を示す図
【図５】実施の形態１におけるプリアンブル部での同期引き込み動作を説明するための図
【図６】実施の形態１における同期引き込みフローを示す図
【図７】実施の形態１における同期追従フローを示す図
【図８】実施の形態１における別の同期追従フローを示す図
【図９】実施の形態１に係る受信装置の別の要部構成を示す図
【図１０】実施の形態１に係る遅延制御部の別の要部構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態２に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態３に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図１３】矩形パルス及び白色雑音の周波数パワー特性を示す図
【図１４】コサイン・ロールオフ・フィルタのロールオフ率とフィルタ周波数特性との関係を示す概念図
【図１５】シンボル間干渉を受けた場合のＬＰＦ通過後のプリアンブル部の波形を示す図
【図１６】マルチパス環境下におけるＬＰＦ通過波形の様子を示す概念図
【符号の説明】
【０１１５】
１１０，３１０  検波器
１２０，３２０−１，３２０−２  ＡＤ変換器
１３０  クロック生成部
１４０，３４０−１，３４０−２  可変遅延器
１５０，３３０−１，３３０−２  遅延制御部
１５１  バッファ
１５２  単独シンボル検出部
１５３  ＭＡＸ＆ＭＩＮ検出部
１５４  （ＭＡＸ−ＭＩＮ）算出部
１５５，１５８  遅延量制御部
１５６  絶対値算出部
１５７  ＭＡＸ検出部
１６０  ２値化部
４１０  ＬＰＦ群
４１０ａ，４１０ｂ  ＬＰＦ
４２０  フィルタ切り替え制御部
【図１】
2008278030.tif 000003
【図２】
2008278030.tif 000004
【図３】
2008278030.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2008278030.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
2008278030.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
2008278030.tif 000014
【図１３】
2008278030.tif 000015
【図１４】
2008278030.tif 000016
【図１５】
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【図１６】
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