(57)【要約】【課題】高電圧を負荷に供給するスイッチング電源装置に関し、複数の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷分担を平衡させる。【解決手段】複数の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータＳＷ２，ＳＷ２０と、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を一次巻線に印加するトランスＴ１，Ｔ１０と、このトランスＴ１，Ｔ１０の二次巻線の誘起電圧を整流平滑化する整流平滑回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０とを含み、整流平滑回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０の整流平滑出力電圧を直列加算して負荷に供給するスイッチング電源装置であって、直列共振コンバータＳＷ２，ＳＷ２０とトランスＴ１，Ｔ１０の一次巻線との間に、一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流とを相互に磁気的に結合させるコモンモードチョークコイルＣＭＣを設ける。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと、該直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を一次巻線に印加するトランスと、該トランスの二次巻線の誘起電圧を整流平滑化する整流平滑回路とを含み、該整流平滑回路の整流平滑出力電圧を直列加算して負荷に供給するスイッチング電源装置に於いて、
前記直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと前記トランスの一次巻線との間に、一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流とを流して相互に磁気的に結合させるコモンモードチョークコイルを設けた
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを３個以上設け、それぞれ２個を組とした直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流をそれぞれ流して相互に磁気的に結合させるコモンモードチョークコイルを設けたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記トランスは複数の二次巻線を備え、該複数の二次巻線にそれぞれ整流平滑回路を接続し、各整流平滑回路の整流平滑出力電圧を直列加算して負荷に供給する構成を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、並列運転する複数の直列共振コンバータの出力を整流平滑化して、直列に加算した高電圧を負荷に供給するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
各種の負荷に定電圧又は定電流を供給するスイッチング電源装置が知られており、大電流を必要とする負荷に対しては、複数のＤＣ／ＤＣコンバータからなる構成とし、それぞれを並列運転し、各ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を並列に負荷に供給し、各ＤＣ／ＤＣコンバータが供給する電流を均等となるように制御して、負荷に大電流を供給する構成が一般的である。又高電圧を必要とする例えばキセノン・フラッシュランプや海底ケーブル給電装置等の負荷に対しては、複数のＤＣ／ＤＣコンバータからなる構成とし、それぞれを並列運転し、各ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を加算することにより、負荷に高電圧を供給する構成が一般的である。又ＤＣ／ＤＣコンバータは、各種の構成があり、例えば、共振型コンバータが知られている。この共振型コンバータとして、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと並列共振型コンバータとがあり、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、或る程度の定電流特性を有するものであり、これに対して並列共振型コンバータは、或る程度の定電圧特性を有するものである。
【０００３】
又複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列運転する場合、同一構成のＤＣ／ＤＣコンバータであれば、それぞれの分担が同一となるように制御できる構成が必要である。そこで、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列運転し、負荷に安定化した直流電圧を供給するスイッチング電源装置に於いては、それぞれのＤＣ／ＤＣコンバータが分担して負荷に供給する電流を検出し、相互に通知することにより、電流バランス状態となるように制御する構成が提案されている（例えば、特許文献１参照）。又複数のＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれの出力電圧を検出して相互に通知し、出力電圧の差がなくなるようにスイッチング制御して、負荷バランスをとる構成も提案されている（例えば、特許文献２参照）。又複数のスイッチング電源装置を並列運転し、自スイッチング電源装置の供給電流検出値と他のスイッチング電源装置の供給電流検出値とを比較して、負荷に供給する電流のバランスをとる電流バランス回路も提案されている（例えば、特許文献３参照）。
【特許文献１】特公平６−２６４７３号公報
【特許文献２】特開平７−２７４５０１号公報
【特許文献３】特開２００６−２５４６６９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
負荷に高電圧を供給するスイッチング電源装置として、複数の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを設けて、各出力電圧を加算する構成が知られており、例えば、図５は、２個の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータによりスイッチング電源装置を構成した従来例を示し、Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２は直流電源、ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ１０〜ＳＷ４０は電界効果トランジスタ等のスイッチング素子、Ｐ１〜Ｐ４，Ｐ１０〜Ｐ４０はスイッチング素子のオン、オフを制御するゲートドライバ、Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１０〜Ｄ４０は寄生ダイオード等のダイオード、Ｃ１，Ｌ１，Ｃ１０，Ｌ１０は直列共振用のコンデンサ及びインダクタンス、Ｔ１，Ｔ１０はトランス、ｎ３，ｎ３０は一次巻線、ｎ４，ｎ５，ｎ４０，ｎ５０は二次巻線、Ｒ３，Ｒ４，Ｒ３０，Ｒ４０は抵抗、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０は整流平滑回路、Ｃ２，Ｃ３，Ｃ２０，Ｃ３０，Ｃ３１はコンデンサ、Ｒ４１〜Ｒ４４は抵抗を示す。
【０００５】
なお、ゲートドライバＰ１〜Ｐ４，Ｐ１０〜Ｐ４０を制御する制御回路は図示を省略しているが、例えば、抵抗Ｒ４４の両端の電圧（負荷に印加する電圧）を検出して、設定値となるように、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ１０〜ＳＷ４０のオン、オフを制御する構成とすることができる。又抵抗Ｒ４１〜Ｒ４４は、出力電圧測定用として接続した場合を示し、例えば、１００ＭΩとする。その中の抵抗Ｒ４４は負荷に相当する。又直流電源Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２は、商用交流電源の交流電圧を整流平滑化して直流電圧を出力する構成とする場合が一般的である。又トランスＴ１，Ｔ１０は、１個の一次巻線ｎ３，ｎ３０に対してそれぞれ同一巻数の２個の二次巻線ｎ４，ｎ５，ｎ４０，ｎ５０を有し、それぞれに整流平滑回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０を接続し、それぞれの出力電圧を加算するように直列に接続して抵抗Ｒ４４として示す負荷に高電圧を供給する。
【０００６】
フルブリッジ接続のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４とコンデンサＣ１とインダクタンスＬ１とにより、一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの主要部を構成し、同様に、フルブリッジ接続のスイッチング素子ＳＷ１０〜ＳＷ４０とコンデンサＣ１０とインダクタンスＬ１０とにより、他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの主要部を構成している。なお、直列共振としては、トランスＴ１，Ｔ１０の一次巻線のインダクタンス成分も利用することになる。このような直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを含むスイッチング電源装置に於いて、一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路素子の特性が全く同一の理想状態の場合は、各整流平滑回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０の出力電圧は同一となるから、抵抗Ｒ４１の両端の電圧に対して、抵抗Ｒ４２の両端の電圧は２倍となり、又抵抗Ｒ４３の両端の電圧は３倍となり、又抵抗Ｒ４４の両端の電圧は４倍となる。しかし、実際には、各回路素子は、許容誤差範囲内で素子定数にばらつきがある為、整流平滑回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０の出力電圧が相違することになり、一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータとの負荷分担が不均一となる問題がある。
【０００７】
例えば、直列共振用のコンデンサＣ１，Ｃ１０は、一般的には、±５％程度の許容誤差を含むものであり、コンデンサＣ１を８０ｎＦ、コンデンサＣ１０を８５ｎＦとし、一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータとの他の回路素子はそれぞれ同一の素子定数とし、且つ直流電源Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２の電圧を同一の３８０Ｖとして、シミュレーションした結果、図６に示すように、コンデンサＣ１を含む一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに流れる電流と、コンデンサＣ１０を含む他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに流れる電流とは、（ａ），（ｂ）に示すようにピーク値が相違し、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ４３，Ｒ４４の両端の電圧ＶＲ４１，ＶＲ４２，ＶＲ４３，ＶＲ４４は、それぞれ６３２．５Ｖ，１２６５Ｖ，１６０８Ｖ，１９５１Ｖとなった。従って、整流平滑回路Ｂ１０の出力電圧は、抵抗Ｒ４１の両端の電圧ＶＲ１は６３２．５Ｖ、整流平滑回路Ｂ２０の出力電圧も同一の６３２．５Ｖとなるが、整流平滑回路Ｂ１，Ｂ２のそれぞれの出力電圧は、３４３Ｖとなった。このように、出力電圧が異なることから、一方と他方との直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷分担は不平衡となる問題がある。
【０００８】
又一方の直流電源Ｖｄｃ１の電圧が３８０Ｖ、他方の直流電源Ｖｄｃ２の電圧が３９０Ｖの場合に、他の回路素子の素子定数は総て同一とした場合のシミュレーション結果は、図７に示すように、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（３８０Ｖ）を入力する一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに流れる電流は、（ｃ）に示すものとなり、直流電源Ｖｄｃ２の電圧（３９０Ｖ）を入力する他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに流れる電流は、（ｄ）に示すものとなった。その場合の抵抗Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ４３，Ｒ４４の両端の電圧ＶＲ４１，ＶＲ４２，ＶＲ４３，ＶＲ４４は、それぞれ５４７Ｖ，１０９６Ｖ，１５２０Ｖ，１９４４Ｖとなった。従って、整流平滑回路Ｂ１０，Ｂ２０，Ｂ１，Ｂ２の出力電圧は、それぞれ５４７Ｖ，５４９Ｖ，４２４Ｖ，４２４Ｖとなり、前述の回路素子の素子定数のばらつきの場合と同様に、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が相違する場合も、各整流平滑回路Ｂ１０，Ｂ２０，Ｂ１，Ｂ２の出力電圧にばらつきが発生することにより、各直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷分担が不平衡となる問題がある。
【０００９】
本発明は、前述の従来例の問題点を解決することを目的とし、簡単な構成を付加することにより、複数の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷分担を平衡させるものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のスイッチング電源装置は、複数の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を一次巻線に印加するトランスと、このトランスの二次巻線の誘起電圧を整流平滑化する整流平滑回路とを含み、この整流平滑回路の整流平滑出力電圧を直列加算して負荷に供給するスイッチング電源装置であって、直列共振コンバータとトランスの一次巻線との間に、一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流とを相互に磁気的に結合させるコモンモードチョークコイルを設けた構成を有するものである。
【００１１】
又直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを３個以上設けて、それぞれ２個を組とした直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流をそれぞれ流して磁気的に結合させるコモンモードチョークコイルを設けることができ、又トランスは複数の二次巻線を備え、この複数の二次巻線にそれぞれ整流平滑回路を接続し、各整流平滑回路の整流平滑出力電圧を直列加算して負荷に供給する構成を備えることができる。
【発明の効果】
【００１２】
複数の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷分担を、コモンモードチョークコイルを接続する比較的簡単な構成により、バランスさせることができるから、スイッチング電源装置としての効率を向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明のスイッチング電源装置は、図１を参照して説明すると、複数の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータＳＷ２，ＳＷ２０と、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を一次巻線に印加するトランスＴ１，Ｔ１０と、このトランスＴ１，Ｔ１０の二次巻線の誘起電圧を整流平滑化する整流平滑回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０とを含み、整流平滑回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０の整流平滑出力電圧を直列加算して負荷に供給するスイッチング電源装置であって、直列共振コンバータＳＷ２，ＳＷ２０とトランスＴ１，Ｔ１０の一次巻線との間に、一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流とを相互に磁気的に結合させるコモンモードチョークコイルＣＭＣを設けた構成を有するものである。
【実施例１】
【００１４】
図１は、本発明の実施例１の説明図であり、Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２は直流電源、ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ１０〜ＳＷ４０は電界効果トランジスタ等のスイッチング素子、Ｐ１〜Ｐ４，Ｐ１０〜Ｐ４０はスイッチング素子のオン、オフを制御するゲートドライバ、Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１０〜Ｄ４０は寄生ダイオード等のダイオード、Ｃ１，Ｌ１，Ｃ１０，Ｌ１０は直列共振用のコンデンサ及びインダクタンス、Ｔ１，Ｔ１０はトランス、ｎ３，ｎ３０は一次巻線、ｎ４，ｎ５，ｎ４０，ｎ５０は二次巻線、Ｒ３，Ｒ４，Ｒ３０，Ｒ４０は抵抗、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０は整流平滑回路、Ｃ２，Ｃ３，Ｃ２０，Ｃ３０，Ｃ３１はコンデンサ、Ｒ４１〜Ｒ４４は抵抗、ＣＭＣはコモンモードチョークコイル、ｎ５１，ｎ５２はコイルを示す。
【００１５】
なお、図５に示す構成と同様に、ゲートドライバＰ１〜Ｐ４，Ｐ１０〜Ｐ４０を制御する制御回路は図示を省略しているが、例えば、抵抗Ｒ４４の両端の電圧を検出して、設定値となるように、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ１０〜ＳＷ４０のオン、オフを制御する構成とすることができる。又抵抗Ｒ４１〜Ｒ４４は、出力電圧測定用として接続した場合を示し、例えば、１００ＭΩとする。その中の抵抗Ｒ４４は高電圧を供給する負荷に相当する。実際の負荷に高電圧を供給する場合は、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４３は省略することができる。又直流電源Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２は、商用交流電源の交流電圧を整流平滑化して直流電圧を出力する構成とする場合が一般的である。又トランスＴ１，Ｔ１０は、１個の一次巻線ｎ３，ｎ３０に対してそれぞれ２個の二次巻線ｎ４，ｎ５，ｎ４０，ｎ５０を有し、それぞれに整流平滑回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０を接続し、それぞれの出力電圧を加算するように直列に接続して抵抗Ｒ４４として示す負荷に高電圧を供給する。なお、それぞれ１個の二次巻線或いは３個以上の二次巻線を設けた構成とすることも可能であり、それぞれの二次巻線に整流平滑回路を接続し、整流出力電圧を直列加算した状態で負荷に供給する。
【００１６】
又フルブリッジ接続のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４とコンデンサＣ１とインダクタンスＬ１とにより、一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの主要部を構成し、同様に、フルブリッジ接続のスイッチング素子ＳＷ１０〜ＳＷ４０とコンデンサＣ１０とインダクタンスＬ１０とにより、他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの主要部を構成した場合を示す。なお、直列共振としては、トランスＴ１，Ｔ１０の一次巻線のインダクタンス成分及びコモンモードチョークコイルＣＭＣのコイルｎ５１，ｎ５２のインダクタンス成分も利用することになる。このコモンモードチョークコイルＣＭＣの一方のコイルｎ５１を、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の接続点とトランスＴ１の一次巻線ｎ３との間に接続し、コモンモードチョークコイルＣＭＣの他方のコイルｎ５２を、スイッチング素子ＳＷ３０、ＳＷ４０の接続点とトランスＴ１０の一次巻線ｎ３０との間に接続する。
【００１７】
従来例と同様に、一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータとの回路素子の特性が全く同一の理想状態の場合は、各整流平滑回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０の出力電圧は同一となるから、抵抗Ｒ４１の両端の電圧に対して、抵抗Ｒ４２の両端の電圧は２倍となり、又抵抗Ｒ４３の両端の電圧は３倍となり、又抵抗Ｒ４４の両端の電圧は４倍となる。そこで、一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータのコンデンサＣ１の容量を８０ｎＦ、他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータのコンデンサＣ１０の容量を８５ｎＦとし、他の回路素子の素子定数を同一とし、又一方と他方との直流電源Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２の電圧を、それぞれ同一の３８０Ｖとして、シミュレーションした結果を図２に示す。
【００１８】
即ち、一方と他方との直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに流れる電流は、図６と比較すれば明らかなように、同一の波形となり、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４４の電圧ＶＲ４１〜ＶＲ４４は、ＶＲ４１＝４７５Ｖ，ＶＲ４２＝９５０Ｖ，ＶＲ４３＝１４５０Ｖ，ＶＲ４４＝１９４８Ｖとなった。従って、整流平滑回路Ｂ１０の出力電圧は４７５Ｖ、整流平滑回路Ｂ２０の出力電圧は４７５Ｖ、整流平滑回路Ｂ１の出力電圧は５００Ｖ、整流平滑回路Ｂ２の出力電圧は４９８Ｖとなり、図６について説明した従来例に比較して、負荷分担が均等化されることが判る。
【００１９】
又一方の直流電源Ｖｄｃ１の電圧を３８０Ｖ、他方の直流電源Ｖｄｃ２の電圧を３９０Ｖとし、他の回路素子の素子定数は総て同一とした場合のシミュレーション結果を、図３に示す。この場合、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（３８０Ｖ）を入力する一方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに流れる電流と、直流電源Ｖｄｃ２の電圧（３９０Ｖ）を入力する他方の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに流れる電流とは、殆ど同一波形となり、又抵抗Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ４３，Ｒ４４の両端の電圧ＶＲ４１，ＶＲ４２，ＶＲ４３，ＶＲ４４は、それぞれ４７４．８Ｖ，９４９．７Ｖ，１４３１Ｖ，１９１３Ｖとなった。従って、整流平滑回路Ｂ１０，Ｂ２０，Ｂ１，Ｂ２の出力電圧は、それぞれ４７４．９Ｖ，４７４．９Ｖ，４８１．３Ｖ，４８２Ｖとなり、前述の回路素子の素子定数のばらつきの場合と同様に、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が相違する場合も、各整流平滑回路Ｂ１０，Ｂ２０，Ｂ１，Ｂ２の出力電圧は略同一となり、均等な負荷分担となる。従って、複数の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータからなるスイッチング電源装置の効率を向上することが可能となる。
【実施例２】
【００２０】
図４は、本発明の実施例２の要部説明図であり、ＤＣＳは直流電源、ＳＲ１〜ＳＲ４は直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＣＭ１〜ＣＭ４はコモンモードチョークコイル、Ｔ１１〜Ｔ１４はトランス、ＲＥＣ１〜ＲＥＣ４は整流平滑回路、Ｃ１１〜Ｃ１５はコンデンサ、ＲＬは負荷を示す。直流電源ＤＣＳは、４個の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータＳＲ１〜ＳＲ４に対して共通化した構成の場合を示すが、図１に示す場合と同様にそれぞれ直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータＳＲ１〜ＳＲ４対応の別個の構成とすることも可能である。又通常の直流電源と同様に、図示を省略している商用交流電源の交流電圧を整流平滑化する構成とすることができる。又直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータＳＲ１〜ＳＲ４は、図１に示す構成と同様なスイッチング素子と直列共振用のコンデンサとインダクタンスとを含む構成とすることができる。
【００２１】
又コモンモードチョークコイルＣＭ１〜ＣＭ４は、それぞれ直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータＳＲ１〜ＳＲ４間の電流バランスを図ることができるように、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータＣＭ１〜ＣＭ４とトランスＴ１１〜Ｔ１４の一次巻線との間に接続する。又トランスＴ１１〜Ｔ１４の二次巻線に整流平滑回路ＲＥＣ１〜ＲＥＣ４を接続し、負荷ＲＬに対して、それぞれの整流平滑出力を直列となるように接続して高電圧を供給する。
【００２２】
この実施例２に於いては、コモンモードチョークコイルＣＭ１〜ＣＭ４を設けたことにより、それぞれ２個を組とした直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を流して磁気的に結合させて、それぞれ２個の組の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ間の電流バランスを図ることにより、全部の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータＳＲ１〜ＳＲ４間の電流バランスを図ることができる。それによって、図１に示す実施例の場合と同様に、整流平滑回路ＲＥＣ１〜ＲＥＣ４の整流平滑出力電圧をそれぞれ同一とすることができる。
【００２３】
本発明は、前述の実施例１，２にのみ限定されるものではなく、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの個数やトランスの二次巻線の個数等は、負荷ＲＬの特性等に従って種々変更可能である。又コモンモードチョークコイルは、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを３個以上設けた場合は、２個を組とした直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流をそれぞれ流して相互に磁気的に結合させるコモンモードチョークコイルを設けることができる。例えば、前述の実施例２は、４個の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータＳＲ１〜ＳＲ４に対して、それぞれ隣り合う直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を流すコモンモードチョークコイルを設けた場合を示すが、更に電流バランス精度を向上する為に、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータＳＲ１，ＳＲ３間と、直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータＳＲ２，ＳＲ４間ともそれぞれの出力電流を流して磁気的に結合させるコモンモードチョークコイルを設けることができる。この場合、３個以上の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの個数をｎとすると、コモンモードチョークコイルの個数は、ｎ（ｎ−１）／２とすることに相当する。又直流電源を商用交流電源の交流電圧を整流平滑化する構成の場合、複数の直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれの前段に、力率改善ブーストコンバータを設けることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施例１の説明図である。
【図２】本発明の実施例１の出力特性説明図である。
【図３】本発明の実施例１の出力特性説明図である。
【図４】本発明の実施例２の要部説明図である。
【図５】従来例の説明図である。
【図６】従来例の出力特性説明図である。
【図７】従来例の出力特性説明図である。
【符号の説明】
【００２５】
Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２１  直流電源
ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ１０〜ＳＷ４０  スイッチング素子
Ｐ１〜Ｐ４，Ｐ１０〜Ｐ４０  ゲートドライバ
Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１０〜Ｄ４０  ダイオード
Ｃ１，Ｃ１０，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ２０，Ｃ３０，Ｃ３１  コンデンサ
Ｔ１，Ｔ１０  トランス
ｎ３，ｎ３０  一次巻線
ｎ４，ｎ５，ｎ４０，ｎ５０  二次巻線
Ｒ３，Ｒ４，Ｒ３０，Ｒ４０，Ｒ４１〜Ｒ４４  抵抗
Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１０，Ｂ２０  整流平滑回路
Ｌ１，Ｌ１０  インダクタンス
ＣＭＣ  コモンモードチョークコイル
ｎ５１，ｎ５２  コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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