(57)【要約】【課題】本発明は、装置の起動時に生じるコイル電流の増大を抑制し、出力電圧を安定に立ち上げることが可能な昇圧型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。【解決手段】本発明に係る電源装置２０は、同期整流トランジスタＰ１のバックゲートとソースとの間に、装置が起動されたときにオン状態とされる第１スイッチＰ２ａと、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達したときにオン状態とされる第２スイッチＰ２ｂと、を並列に接続して成る構成とされている。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を昇圧して所望の出力電圧を生成する同期整流方式の昇圧型スイッチング電源装置であって、同期整流トランジスタのバックゲートとソースとの間に、装置が起動されたときにオン状態とされる第１スイッチと、前記出力電圧が前記入力電圧に達したときにオン状態とされる第２スイッチと、を並列に接続して成ることを特徴とする昇圧型スイッチング電源装置。
【請求項２】
一端に入力電圧が印加されるインダクタの他端と基準電圧の印加端との間に接続された出力トランジスタと、前記インダクタの他端と出力電圧の引出端との間に接続された同期整流トランジスタと、前記出力トランジスタのゲート信号として用いられるパルス信号を生成するパルス生成部と、前記出力電圧を用いて前記パルス信号から前記同期整流トランジスタのゲート信号を生成するレベルシフト部と、前記入力電圧と前記出力電圧との高低に応じた論理の比較信号を生成する入出力比較部と、を有して成る昇圧型スイッチング電源装置であって、前記同期整流トランジスタのバックゲートとソースとの間に、装置の起動／停止を制御するためのパワーオフ信号に応じてオン／オフ制御される第１トランジスタと、前記比較信号に応じてオン／オフ制御される第２トランジスタと、を並列に接続して成ることを特徴とする昇圧型スイッチング電源装置。
【請求項３】
前記パルス信号と前記比較信号の論理和演算を行い、その演算結果を前記レベルシフト部に送出する論理和演算器を有して成ることを特徴とする請求項２に記載の昇圧型スイッチング電源装置。
【請求項４】
前記出力トランジスタに流れる電流が所定の過電流検出閾値に達しているか否かを監視し、前記電流の過電流状態が検出されたときに、前記パルス生成部に対して前記電流の抑制指示を送出する過電流保護部を有して成り、
前記過電流保護部は、前記比較信号に基づいて、前記出力電圧が前記入力電圧に達するまでの間、前記過電流検出閾値を定常時よりも低いレベルに設定することを特徴とする請求項２または請求項３に記載の昇圧型スイッチング電源装置。
【請求項５】
装置電源であるバッテリと、前記バッテリの出力変換手段と、を有して成る電子機器であって、前記出力変換手段として、請求項１〜請求項４のいずれかに記載の昇圧型スイッチング電源装置を備えて成ることを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧を昇圧して出力電圧を生成する同期整流方式の昇圧型スイッチング電源装置（チョッパ型電源装置）及びこれを備えた電子機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
本発明に関連する従来技術として、特許文献１には、図４に示すように、外付けのインダクタＬｅｘを介して入力電圧Ｖｉｎが印加される入力端子Ｔａと；負荷への出力電圧Ｖｏｕｔが引き出される出力端子Ｔｂと；入力端子Ｔａと所定の基準電圧端との間に接続された出力トランジスタＮ１と；入力端子Ｔａと出力端子Ｔｂとの間に接続された第１のＰチャネル電界効果トランジスタＰ１と；出力端子Ｔｂと第１のＰチャネル電界効果トランジスタＰ１のバックゲートとの間に接続された第２のＰチャネル電界効果トランジスタＰ２と；出力トランジスタＮ１、並びに、第１、第２のＰチャネル電界効果トランジスタＰ１、Ｐ２のスイッチング制御を行うスイッチング制御部ＣＴＲＬと；を有して成り、スイッチング制御部ＣＴＲＬは、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを得る際には、第２のＰチャネル電界効果トランジスタＰ２を常時オン状態とした上で、出力トランジスタＮ１と第１のＰチャネル電界効果トランジスタＰ１を相補的にスイッチング制御する一方、装置の駆動を停止する際には、出力トランジスタＮ１、並びに、第１、第２のＰチャネル電界効果トランジスタＰ１、Ｐ２をいずれもオフ状態になるように制御することを特徴とする昇圧型スイッチング電源装置が本願出願人によって開示・提案されている。
【特許文献１】特開２００６−３０４５００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
特許文献１でも詳細に述べられているように、上記従来の昇圧型スイッチング電源装置であれば、装置の駆動停止に際して、トランジスタＰ１に付随するボディダイオードＢＤ１を介した電流経路をトランジスタＰ２によって遮断することが可能となる。
【０００４】
すなわち、トランジスタＰ１のスイッチング特性を高めるべく、単純にトランジスタＰ１のバックゲートとソースとを接続した構成では、スイッチング電源装置の駆動停止中にも、ボディダイオードＢＤ１を介して、インダクタＬｅｘから負荷への電流経路が存在するところ、当該電流経路上にトランジスタＰ２を配設し、かつ、スイッチング電源装置の駆動停止に際して、トランジスタＰ１、Ｐ２をいずれもオフ状態とする構成とすることにより、上記電流経路を遮断して、インダクタＬｅｘから負荷へのリーク電流を防止することが可能となる。従って、上記従来の昇圧型スイッチング電源装置であれば、状況に応じて入力電圧Ｖｉｎの印加端から負荷への電流経路を適切に遮断することが可能となる。
【０００５】
ところで、近年、昇圧型スイッチング電源装置には、さらなる高効率、高出力電圧が求められている。そのためには、インダクタＬｅｘから負荷への電流経路上に設けられたトランジスタＰ１、Ｐ２の電流能力を高める必要があるが、単純にトランジスタＰ１、Ｐ２のサイズを大きくすると、図５に示すように、装置の起動時にコイル電流Ｉｃｏｉｌが急激に増大し、出力電圧Ｖｏｕｔの立上がり挙動が不安定となるおそれがあった。
【０００６】
なお、図５では、紙面上端側から順に、パワーオフ信号Ｓｏｆｆ、ゲート信号Ｓｘ、ゲート信号Ｓｙ、ゲート信号Ｓｚ、スイッチ電圧Ｖｓｗ、及び、出力電圧Ｖｏｕｔの各電圧波形、並びに、コイル電流Ｉｃｏｉｌの電流波形がそれぞれ描写されている。
【０００７】
図５で示したように、装置の起動時（パワーオフ信号Ｓｏｆｆのローレベル遷移直後）にコイル電流Ｉｃｏｉｌが増大する要因の一つとしては、トランジスタＰ１、Ｐ２を介して流れるリーク電流の存在が挙げられる。
【０００８】
トランジスタＰ１のオフ期間（ゲート信号Ｓｙのハイレベル期間）において、トランジスタＰ１を確実にオフ状態とするためには、入力電圧Ｖｉｎよりも高い電圧レベルのゲート信号Ｓｙを印加する必要があるが、ゲート信号Ｓｙは、出力電圧Ｖｏｕｔから生成されているため、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達するまでは、トランジスタＰ１をオフ状態とすべき期間であっても、これを十分にオフ状態とすることができず、トランジスタＰ１を介して出力端子Ｔｂ側にリーク電流が流れて、コイル電流Ｉｃｏｉｌが増大していた。一方、トランジスタＰ１のオン期間（ゲート信号Ｓｙのローレベル期間）においては、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達するまで、トランジスタＰ１を介して出力端子Ｔｂ側に電流が流れるため、コイル電流Ｉｃｏｉｌが増大していた。
【０００９】
また、トランジスタＰ１のバックゲートとソースとの間に接続されたトランジスタＰ２は、装置が起動されてから常にオン状態とされていたため、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達するまでは、ボディダイオードＢＤ１とトランジスタＰ２を介して、出力端子Ｔｂ側にリーク電流が流れ続け、コイル電流Ｉｃｏｉｌが増大していた。
【００１０】
特に、トランジスタＮ１のオン期間には、上記のトランジスタＰ１、Ｐ２を介する意図しないリーク電流に加えて、トランジスタＮ１を介する電流が流れるので、コイル電流Ｉｃｏｉｌがピーク状に増大し、出力電圧Ｖｏｕｔの立上がり挙動が不安定となっていた。
【００１１】
なお、従来の昇圧型スイッチング電源装置には、過電流保護機能を備えた機種も存在するが、上記の過電流保護機能は、あくまで、トランジスタＮ１に流れる電流を監視対象とするものであるため、当該電流が正常範囲内である限り、トランジスタＰ１、Ｐ２にどれだけ大きな突入電流が流れたとしても、これを抑制することはできず、上記したコイル電流Ｉｃｏｉｌの増大を防ぐことはできなかった。
【００１２】
また、図５で示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達して、出力電圧Ｖｏｕｔの昇圧動作が開始されたときにも、コイル電流Ｉｃｏｉｌは過渡的に増大する。
【００１３】
本発明は、上記の問題点に鑑み、装置の起動時に生じるコイル電流の増大を抑制し、出力電圧を安定に立ち上げることが可能な昇圧型スイッチング電源装置、及び、これを備えた電子機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記の目的を達成するために、本発明に係る昇圧型スイッチング電源装置は、入力電圧を昇圧して所望の出力電圧を生成する同期整流方式の昇圧型スイッチング電源装置であって、同期整流トランジスタのバックゲートとソースとの間に、装置が起動されたときにオン状態とされる第１スイッチと、前記出力電圧が前記入力電圧に達したときにオン状態とされる第２スイッチと、を並列に接続して成る構成（第１の構成）とされている。
【００１５】
具体的に述べると、本発明に係る昇圧型スイッチング電源装置は、一端に入力電圧が印加されるインダクタの他端と基準電圧の印加端との間に接続された出力トランジスタと、前記インダクタの他端と出力電圧の引出端との間に接続された同期整流トランジスタと、前記出力トランジスタのゲート信号として用いられるパルス信号を生成するパルス生成部と、前記出力電圧を用いて前記パルス信号から前記同期整流トランジスタのゲート信号を生成するレベルシフト部と、前記入力電圧と前記出力電圧との高低に応じた論理の比較信号を生成する入出力比較部と、を有して成る昇圧型スイッチング電源装置であって、前記同期整流トランジスタのバックゲートとソースとの間に、装置の起動／停止を制御するためのパワーオフ信号に応じてオン／オフ制御される第１トランジスタと、前記比較信号に応じてオン／オフ制御される第２トランジスタと、を並列に接続して成る構成（第２の構成）とされている。
【００１６】
なお、上記第２の構成から成る昇圧型スイッチング電源装置は、前記パルス信号と前記比較信号の論理和演算を行い、その演算結果を前記レベルシフト部に送出する論理和演算器を有して成る構成（第３の構成）にするとよい。
【００１７】
また、上記第２または第３の構成から成る昇圧型スイッチング電源装置は、前記出力トランジスタに流れる電流が所定の過電流検出閾値に達しているか否かを監視し、前記電流の過電流状態が検出されたときに、前記パルス生成部に対して前記電流の抑制指示を送出する過電流保護部を有して成り、前記過電流保護部は、前記比較信号に基づいて、前記出力電圧が前記入力電圧に達するまでの間、前記過電流検出閾値を定常時よりも低いレベルに設定する構成（第４の構成）にするとよい。
【００１８】
また、本発明に係る電子機器は、装置電源であるバッテリと、前記バッテリの出力変換手段と、を有して成り、前記出力変換手段として、上記第１〜第４いずれかの構成から成る昇圧型スイッチング電源装置を備えた構成（第５の構成）とされている。
【発明の効果】
【００１９】
上記したように、本発明に係る昇圧型スイッチング電源装置であれば、装置の起動時に生じるコイル電流の増大を抑制し、出力電圧を安定に立ち上げることが可能となり、延いては、これを搭載した電子機器の信頼性を高めることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下では、携帯電話端末に搭載され、バッテリの出力電圧を変換して端末各部（例えばＴＦＴ［Thin Film Transistor］液晶パネル）の駆動電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行う。
【００２１】
図１は、本発明に係る携帯電話端末の一実施形態を示すブロック図（特に、ＴＦＴ液晶パネルへの電源系部分）である。本図に示すように、本実施形態の携帯電話端末は、装置電源であるバッテリ１０と、バッテリ１０の出力変換手段であるＤＣ／ＤＣコンバータ２０と、携帯電話端末の表示手段であるＴＦＴ液晶パネル３０と、を有して成る。なお、本図には明示されていないが、本実施形態の携帯電話端末は、上記構成要素のほか、その本質機能（通信機能など）を実現する手段として、送受信回路部、スピーカ部、マイク部、操作部、メモリ部など、を当然に有して成る。
【００２２】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、バッテリ１０から印加される入力電圧Ｖｉｎから一定の出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、該出力電圧ＶｏｕｔをＴＦＴ液晶パネル３０に供給する。
【００２３】
図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の一構成例を示す回路図（一部にブロックを含む）である。本図に示す通り、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、スイッチング電源ＩＣ２１のほか、外付けのインダクタＬｅｘ、平滑コンデンサＣｅｘ、及び、抵抗Ｒｅｘを有して成る昇圧型スイッチングレギュレータ（チョッパ型レギュレータ）である。
【００２４】
スイッチング電源ＩＣ２１は、パルス生成部２１１、レベルシフト部２１２、入出力比較部２１３、及び、過電流保護部２１４といった回路ブロックのほか、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＮ１〜Ｎ４と、Ｐチャネル型電界効果トランジスタＰ１、Ｐ２ａ、Ｐ２ｂ、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７と、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２、ＩＮＶ３と、論理和演算器ＯＲ１と、を集積化して成る。
【００２５】
また、スイッチング電源ＩＣ２１は、ＩＣ外部との電気的な接続手段として、外部端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５を有して成る。
【００２６】
なお、スイッチング電源ＩＣ２１には、上記の回路要素のほか、その他の保護回路ブロック（低入力誤動作防止回路や温度保護回路など）を適宜組み込んでも構わない。
【００２７】
スイッチング電源ＩＣ２１の外部において、外部端子Ｔ１（電源端子）は、バッテリ１０から与えられる入力電圧Ｖｉｎの印加端に接続される一方、インダクタＬｅｘの一端にも接続されている。外部端子Ｔ２（入力端子）は、インダクタＬｅｘの他端に接続されている。外部端子Ｔ３（出力端子）は、平滑コンデンサＣｅｘを介して接地される一方、負荷であるＴＦＴ液晶パネル３０の発光ダイオード列ＬＥＤのアノードに接続されている。外部端子Ｔ４（出力帰還端子）は、抵抗Ｒｅｘを介して接地される一方、発光ダイオード列ＬＥＤのカソードにも接続されている。外部端子Ｔ５（パワーオフ端子）は、装置の起動／停止を制御するためのパワーオフ信号Ｓｏｆｆの印加端に接続されている。
【００２８】
一方、スイッチング電源ＩＣ２１の内部において、トランジスタＮ１のドレインは、外部端子Ｔ２に接続されている。トランジスタＮ１のソースは、抵抗Ｒ１を介して接地端に接続されている。トランジスタＮ１のゲートは、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を介してパルス信号Ｓｐの印加端（パルス生成部２１１の出力端）に接続されている。なお、トランジスタＮ１は、数百［ｍΩ］（例えば０．３［Ω］）のオン抵抗を有している。
【００２９】
トランジスタＰ１のドレインは、外部端子Ｔ２に接続されている。トランジスタＰ１のソースは、外部端子Ｔ３に接続されている。トランジスタＰ１のゲートは、レベルシフタ部２１２（図中の破線で囲われた回路部分）を介して、論理和演算器ＯＲ１の出力端に接続されている。なお、トランジスタＰ１は、数［Ω］（例えば４［Ω］）のオン抵抗を有している。また、トランジスタＰ１のドレインとバックゲートとの間には、アノードがドレインに接続され、カソードがバックゲートに接続された形で、ボディダイオードＢＤ１が付随している。
【００３０】
トランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂのドレインは、いずれも外部端子Ｔ３に接続されている。トランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂのソースは、いずれもトランジスタＰ１のバックゲートに接続されている。トランジスタＰ２ａのゲートは、外部端子Ｔ５に接続されている。トランジスタＰ２ｂのゲートは、比較信号Ｓｄの印加端（入出力比較部２１３の出力端）に接続されている。トランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂのバックゲートは、それぞれ、各自のソースに接続されている。
【００３１】
すなわち、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ２１は、トランジスタＰ１のバックゲートとソースの間に、トランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂを並列接続して成る構成とされている。なお、トランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂは、それぞれ、数十［Ω］（例えば５０［Ω］と３３［Ω］）のオン抵抗を有している。
【００３２】
トランジスタＰ３のドレインは、トランジスタＰ１のゲートに接続されている。トランジスタＰ３のソースは、抵抗Ｒ２を介して外部端子Ｔ１（入力電圧Ｖｉｎの印加端）に接続されている。トランジスタＰ３のゲートは、外部端子Ｔ３に接続されている。トランジスタＰ３のバックゲートは、自身のソースに接続されている。
【００３３】
トランジスタＰ４、Ｐ５のソースは、いずれも外部端子Ｔ３に接続されている。トランジスタＰ４のドレインは、トランジスタＮ２のドレインとトランジスタＰ５のゲートに接続されている。トランジスタＰ５のドレインは、トランジスタＮ３のドレインとトランジスタＰ４のゲートに接続されている。トランジスタＮ２、Ｎ３のソースは、いずれも接地端に接続されている。
【００３４】
トランジスタＰ６のソースは、外部端子Ｔ３に接続されている。トランジスタＰ６のドレインは、トランジスタＰ５のソースに接続されている。トランジスタＰ６のゲートは、外部端子Ｔ５に接続されている。トランジスタＰ６のバックゲートは自身のドレインに接続されている。トランジスタＰ７のドレインは、トランジスタＮ４のドレインとトランジスタＰ１のゲートに接続されている。トランジスタＰ７のゲートは、トランジスタＮ２のドレインに接続されている。トランジスタＰ７のバックゲートは、自身のソースに接続されている。トランジスタＮ４のソースは、接地端に接続されている。
【００３５】
論理和演算器ＯＲ１の一入力端は、パルス信号Ｓｐの印加端（パルス生成部２１１の出力端）に接続されている。論理和演算器ＯＲ１の他入力端は、比較信号Ｓｄの印加端（入出力比較部２１３の出力端）に接続されている。論理和演算器ＯＲ１の出力端は、トランジスタＮ２のゲートとインバータＩＮＶ３の入力端に接続されている。インバータＩＮＶ３の出力端はトランジスタＮ３、Ｎ４のゲートに接続されている。
【００３６】
パルス生成部２１１は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを得るに際し、トランジスタＮ１、Ｐ１を相補的（排他的）にオン／オフ制御するためのパルス信号Ｓｐを生成する手段である。パルス生成部２１１の内部構成については、周知の従来技術を適用すれば足りるため、その詳細な説明や図面の描写は割愛するが、例えば、抵抗Ｒｅｘの一端から引き出される出力帰還電圧Ｖｆｂと所定の目標設定電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅して誤差電圧信号Ｖｅｒｒを生成する誤差増幅器と、所定の三角波電圧信号Ｖｓｌｏｐｅを生成する発振器と、上記の誤差電圧信号Ｖｅｒｒと三角波電圧信号Ｖｓｌｏｐｅを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと、を有して成り、上記のＰＷＭ信号に基づいてパルス信号Ｓｐのデューティ制御を行う構成にするとよい。このように、出力帰還電圧Ｖｆｂに基づいてフィードバック制御を行うことにより、出力電圧Ｖｏｕｔをその目標設定値に合わせ込むことが可能となる。なお、パワーオフ信号Ｓｏｆｆがハイレベルとされ、装置の駆動停止が指示されている場合、パルス信号Ｓｐはローレベルに維持される。
【００３７】
レベルシフト部２１２は、出力電圧Ｖｏｕｔを用いて、論理和演算器ＯＲ１の出力信号（パルス信号Ｓｐと比較信号Ｓｄとの論理和演算信号）から、トランジスタＰ１のゲート信号Ｓｂを生成する手段である。
【００３８】
入出力比較部２１３は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの高低に応じた論理の比較信号Ｓｄを生成する手段である。なお、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ２１では、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎよりも低ければ、比較信号Ｓｄがハイレベル（入力電圧Ｖｉｎ）とされ、高ければローレベル（接地電圧ＧＮＤ）とされる。また、パワーオフ信号Ｓｏｆｆがハイレベルとされ、装置の駆動停止が指示されている場合、比較信号Ｓｄはハイレベルに維持される。
【００３９】
過電流保護部２１４は、抵抗Ｒ１の一端から引き出されるモニタ電圧Ｖｍｏｎに基づいて、トランジスタＮ１に流れる電流Ｉ１が過電流状態であるか否か（所定の過電流検出閾値Ｉｌｉｍｉｔに達しているか否か）を監視し、電流Ｉ１の過電流状態が検出されたときに、パルス生成部２１１に対して、電流Ｉ１の抑制指示を送出する手段である。なお、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ２１において、過電流保護部２１４には、比較信号Ｓｄに基づいて上記の過電流検出閾値Ｉｌｉｍｉｔを可変制御する機能が具備されているが、当該機能については、後ほど詳細な説明を行う。
【００４０】
まず、上記構成から成るスイッチング電源ＩＣ２１の基本動作（定常状態時における直流／直流変換動作）について説明する。
【００４１】
トランジスタＮ１は、ゲート信号Ｓａに応じてオン／オフ制御される出力トランジスタであり、トランジスタＰ１は、ゲート信号Ｓｂに応じてオン／オフ制御される同期整流トランジスタである。
【００４２】
スイッチング電源ＩＣ２１では、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して所望の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する定常状態（図３の時刻ｔ２以降）において、トランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂが常時オン状態とされ、トランジスタＮ１、Ｐ１が相補的（排他的）にオン／オフ制御される。
【００４３】
なお、本明細書中で用いている「相補的（排他的）に」という表現は、トランジスタＮ１、Ｐ１のオン／オフが完全に逆転している場合のほか、貫通電流防止の観点からトランジスタＮ１、Ｐ１のオン／オフ遷移タイミングに所定の遅延を与えている場合をも含むものとする。
【００４４】
トランジスタＮ１がオン状態にされると、インダクタＬｅｘには、トランジスタＮ１を介して、接地端に向けたコイル電流Ｉｃｏｉｌが流れ、その電気エネルギが蓄えられる。なお、トランジスタＮ１のオン期間において、すでに平滑コンデンサＣｅｘに電荷が蓄積されていた場合、負荷である発光ダイオード列ＬＥＤには、平滑コンデンサＣｅｘからの電流が流れることになる。また、このとき、同期整流素子であるトランジスタＰ１は、トランジスタＮ１のオン状態に対して相補的（排他的）にオフ状態とされるため、平滑コンデンサＣｅｘからトランジスタＮ１に向けて電流が流れ込むことはない。
【００４５】
一方、トランジスタＮ１がオフ状態にされると、インダクタＬｅｘに生じた逆起電圧によって、そこに蓄積されていた電気エネルギが放出される。このとき、トランジスタＰ１は、トランジスタＮ１のオフ状態に対して相補的（排他的）にオン状態とされるため、外部端子Ｔ２からトランジスタＰ１を介して流れるコイル電流Ｉｃｏｉｌは、外部端子Ｔ３から負荷である発光ダイオード列ＬＥＤに流れ込むとともに、平滑コンデンサＣｅｘを介して接地端にも流れ込み、該平滑コンデンサＣｅｘを充電することになる。上記の動作が繰り返されることによって、トランジスタＮ１、Ｐ１の接続ノードに現れるパルス状のスイッチ電圧Ｖｓｗは、平滑コンデンサＣｅｘによって平滑化され、負荷である発光ダイオード列ＬＥＤには、所望の出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。
【００４６】
このように、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ２１は、トランジスタＮ１、Ｐ１のスイッチング制御により、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成するチョッパ型昇圧回路の一構成要素として機能するものである。
【００４７】
次に、上記構成から成るスイッチング電源ＩＣ２１の起動時におけるコイル電流Ｉｃｏｉｌの抑制動作について、先出の図２とともに、図３を参照しながら詳細に説明する。
【００４８】
図３は、起動時におけるコイル電流Ｉｃｏｉｌの抑制動作を説明するための図である。なお、図３では、紙面上端側から順に、パワーオフ信号Ｓｏｆｆ、ゲート信号Ｓａ、ゲート信号Ｓｂ、ゲート信号Ｓｃ、比較信号Ｓｄ、スイッチ電圧Ｖｓｗ、及び、出力電圧Ｖｏｕｔの各電圧波形、コイル電流Ｉｃｏｉｌの電流波形、トランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂの各オン／オフ状態、並びに、過電流検出閾値Ｉｌｉｍｉｔの設定値が各々描写されている。また、図３において、ゲート信号Ｓａ及びコイル電流Ｉｃｏｉｌについては、本発明の挙動を実線で示し、従来の挙動を破線で示している。
【００４９】
パワーオフ信号Ｓｏｆｆがハイレベルとされている間（時刻ｔ１以前）、トランジスタＮ１のゲート信号Ｓａ（パルス信号Ｓｐ）は、パルス生成部２１１でローレベルに維持されるので、トランジスタＮ１はオフ状態に維持される。トランジスタＰ１のゲート信号Ｓｂは、トランジスタＰ３と抵抗Ｒ２を介して、入力電圧Ｖｉｎにプルアップされるので、トランジスタＰ１もオフ状態に維持される。トランジスタＰ２ａのゲート信号Ｓｃとしては、パワーオフ信号Ｓｏｆｆが印加されているので、トランジスタＰ２ａもオフ状態に維持される。トランジスタＰ２ｂのゲート信号Ｓｄ（比較信号Ｓｄ）は、入出力比較部２１３でハイレベルに維持されるので、トランジスタＰ２ｂもオフ状態に維持される。このように、パワーオフ信号Ｓｏｆｆがハイレベルとされている間、スイッチング電源ＩＣ２１は駆動停止状態となる。
【００５０】
なお、上記したトランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂは、トランジスタＰ１に付随するボディダイオードＢＤ１を介した電流経路を遮断する手段として設けられている。すなわち、トランジスタＰ１のスイッチング特性を高めるべく、単純にトランジスタＰ１のバックゲートとソースとを接続した構成では、スイッチング電源ＩＣ２１の駆動停止中にも、ボディダイオードＢＤ１を介して、インダクタＬｅｘから発光ダイオード列ＬＥＤへの電流経路が存在するところ、当該電流経路上にトランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂを配設し、かつ、スイッチング電源ＩＣ２１の駆動停止に際して、トランジスタＰ１、Ｐ２ａ、Ｐ２ｂをいずれもオフ状態とする構成とすることにより、上記電流経路を遮断して、インダクタＬｅｘから発光ダイオード列ＬＥＤへのリーク電流を防止することが可能となる。
【００５１】
時刻ｔ１において、パワーオフ信号Ｓｏｆｆがローレベルに遷移されると、スイッチング電源ＩＣ２１が起動され、パルス生成部２１１では、トランジスタＮ１、Ｐ１のスイッチング制御を行うべく、パルス信号Ｓｐの生成が開始される。
【００５２】
ここで、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ２１は、トランジスタＰ１のバックゲートとソースとの間に接続されたトランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂに関して、トランジスタＰ２ａについては、パワーオフ信号Ｓｏｆｆに応じたオン／オフ制御を行う一方、トランジスタＰ２ｂについては、比較信号Ｓｄに応じたオン／オフ制御を行う構成とされている。
【００５３】
上記構成から成るスイッチング電源ＩＣ２１において、スイッチング電源ＩＣ２１が起動されてから出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達するまでの期間（時刻ｔ１〜ｔ２）は、比較信号Ｓｄがハイレベルに維持されるので、トランジスタＰ２ａのみがオン状態とされ、トランジスタＰ２ｂはオフ状態に維持される。従って、トランジスタＰ１のバックゲートとソースとの間に形成される電流経路のオン抵抗としては、トランジスタＰ２ａのオン抵抗のみが選択された状態となる。
【００５４】
一方、時刻ｔ２において、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達すると、比較信号Ｓｄがローレベルに遷移されるので、トランジスタＰ２ｂもオン状態となる。従って、トランジスタＰ１のバックゲートとソースとの間に形成される電流経路のオン抵抗は、トランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂのオン抵抗を並列的に合成した抵抗値まで低下された状態となる。
【００５５】
例えば、トランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂのオン抵抗をそれぞれ５０［Ω］、３３［Ω］として設計した場合、トランジスタＰ１のバックゲートとソースとの間に形成される電流経路のオン抵抗は、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達するまでは５０［Ω］となり、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達して以後は２０［Ω］となる。
【００５６】
従って、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達するまでは、トランジスタＰ１のバックゲートとソースとの間に形成される電流経路のオン抵抗を高めることで、当該電流経路を介して流れるリーク電流を抑制し、コイル電流Ｉｃｏｉｌの増大を回避する一方、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達して以後、すなわち、起動完了後については、上記電流経路のオン抵抗を下げることで、高効率、高出力電圧を実現することが可能となる。
【００５７】
なお、トランジスタＰ１は、非常に大きな電流能力（トランジスタＰ２ａの５倍程度）を有している。そのため、コイル電流Ｉｃｏｉｌの増大を抑えて、出力電圧Ｖｏｕｔを滑らかに立ち上げることを優先する場合には、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達するまで、トランジスタＰ１を積極的にオンさせない方が望ましい。
【００５８】
そこで、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ２１は、パルス信号Ｓｐと比較信号Ｓｄの論理和演算を行い、その演算結果をレベルシフト部２１２に送出する論理和演算器ＯＲ１を有して成る構成とされている。
【００５９】
上記構成から成るスイッチング電源ＩＣ２１において、スイッチング電源ＩＣ２１が起動されてから出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達するまでの期間（時刻ｔ１〜ｔ２）は、比較信号Ｓｄがハイレベルに維持されるので、パルス生成部２１１で生成されるパルス信号Ｓｐは、論理和演算器ＯＲ１でマスクされる形となり、トランジスタＰ１のゲート信号Ｓｂは、パルス信号Ｓｐに依ることなく、常にハイレベル（ここでは出力電圧Ｖｏｕｔ）に維持される。すなわち、トランジスタＰ１のオン期間（ローレベル期間）が論理和演算器ＯＲ１でマスクされる形となる。
【００６０】
このような構成とすることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達するまで、トランジスタＰ１を積極的にオンさせることなく、コイル電流Ｉｃｏｉｌの増大を抑えて出力電圧Ｖｏｕｔを滑らかに立ち上げることが可能となる。特に、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎの近傍まで上昇してくると、ゲート信号ＳｂによってトランジスタＰ１を十分にオフさせることができるようになるので、論理和演算器ＯＲ１によるパルス信号Ｓｐのマスク制御がコイル電流Ｉｃｏｉｌの抑制に大きく寄与する形となる。
【００６１】
また、本実施形態のスイッチング電源ＩＣ２１において、過電流保護部２１４は、比較信号Ｓｄに基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達するまでの間、過電流検出閾値Ｉｌｉｍｉｔを定常時よりも低いレベル（トランジスタＮ１に流れる電流Ｉ１が正常範囲であっても、これを意図的に過電流状態であると検出し、電流Ｉ１の抑制動作を発動するためのレベル）に設定する構成とされている。
【００６２】
このような構成とすることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達するまでの間だけ、トランジスタＮ１のオン期間（ゲート信号Ｓａのハイレベル期間）は、パルス生成部２１１のソフトスタート機能（装置の起動時にトランジスタＮ１のオンデューティを徐々に大きくしていく機能）によって設定されるオン期間よりもさらに短く設定されることになるので、トランジスタＮ１に流れる電流Ｉ１を絞って、トランジスタＮ１のオン期間に生じるコイル電流Ｉｃｏｉｌのピークを抑制することが可能となる。
【００６３】
なお、上記で説明した各構成（トランジスタＰ２ａ、Ｐ２ｂによるオン抵抗可変制御、論理和演算器ＯＲ１によるパルス信号Ｓｐのマスク制御、及び、比較信号Ｓｄに基づく過電流検出閾値Ｉｌｉｍｉｔの可変制御）は、それぞれ独立してコイル電流Ｉｃｏｉｌの抑制効果を奏するものであるが、装置の起動時に生じる突入電流を抑えて、出力電圧Ｖｏｕｔを安定に立ち上げるためには、全ての構成を組み合わせて採用することが望ましい。
【００６４】
なお、上記実施形態では、携帯電話端末に搭載され、バッテリ１０の出力変換手段として用いられるＤＣ／ＤＣコンバータ２０に本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、本発明は、昇圧型スイッチング電源装置全般に広く適用することが可能である。
【００６５】
また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明は、昇圧型スイッチング電源装置を搭載する電子機器の信頼性を高める上で非常に有用な技術であり、バッテリ仕様の電子機器（携帯電話端末、ノートパソコン、ＰＤＡ［Personal Digital/Data Assistant］）や、高い信頼性が要求される車載機器（カーナビゲーションシステムやカーオーディオシステム）など、スイッチング電源装置を搭載するあらゆる電子機器に好適な技術である。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】は、本発明に係る携帯電話端末の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の一構成例を示す回路図である。
【図３】は、起動時におけるコイル電流の抑制動作を説明するための図である。
【図４】は、スイッチング電源装置の一従来例を示す回路図である。
【図５】は、起動時におけるコイル電流の増大を説明するための図である。
【符号の説明】
【００６８】
１０    バッテリ
２０    ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）
３０    ＴＦＴ液晶パネル
２１    スイッチング電源ＩＣ
２１１    パルス生成部
２１２    レベルシフト部
２１３    入出力比較部
２１４    過電流保護部
Ｎ１    Ｎチャネル型電界効果トランジスタ（出力トランジスタ）
Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４    Ｎチャネル型電界効果トランジスタ
Ｐ１    Ｐチャネル型電界効果トランジスタ（同期整流トランジスタ）
Ｐ２ａ    Ｐチャネル型電界効果トランジスタ（第１スイッチ）
Ｐ２ｂ    Ｐチャネル型電界効果トランジスタ（第２スイッチ）
Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７    Ｐチャネル型電界効果トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２    抵抗
ＩＮＶ１、ＩＮＶ２、ＩＮＶ３    インバータ
ＯＲ１    論理和演算器
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５    外部端子
Ｌｅｘ    インダクタ（外付け）
Ｃｅｘ    平滑コンデンサ（外付け）
Ｒｅｘ    抵抗（外付け）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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