(57)【要約】【課題】送信信号レプリカを生成し、送信信号レプリカを用いて干渉をキャンセルする処理を行うＭＩＭＯ受信装置において、誤り率特性の低下を抑制しつつ、信号処理遅延を低減すること。【解決手段】繰り返し復号処理部に設けられた誤り訂正復号部３０６のパスメモリ長を、送信信号情報に基づいて選択する選択部４０３を設けた。これにより、信号キャンセラでの受信品質向上に貢献しない、不必要な処理遅延時間を有効に削減できるので、誤り率特性の低下を抑制しつつ、信号処理遅延を低減できる。【選択図】図７
2008278338.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
空間多重されたＭＩＭＯ伝送信号を空間多重前の信号に分離する信号分離部と、
分離された信号を復号し、復号結果から送信信号レプリカを生成し、当該送信信号レプリカを用いて、前記分離信号に含まれる干渉成分をキャンセルしながら繰り返し復号処理を行う繰り返し復号処理部と、
前記繰り返し復号処理部に設けられた復号部と、
前記復号部のパスメモリ長を、送信信号情報に基づいて選択する選択部と、
を具備するＭＩＭＯ受信装置。
【請求項２】
空間多重されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送信号をＯＦＤＭ復調して、前記信号分離部に送出するＯＦＤＭ復調部を、さらに具備し、
前記選択部は、送信信号情報に基づいて、前記パスメモリ長として、前記１ＯＦＤＭシンボルを構成するビット数以下のパスメモリ長を選択する
請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項３】
前記選択部は、前記送信信号情報に基づいて、１ＯＦＤＭシンボルを構成するビット数と、パス長の最小値とを求め、前記パスメモリ長として、前記１ＯＦＤＭシンボルを構成するビット数以下でありかつ前記パス長の最小値以上のパスメモリ長を選択する
請求項２に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項４】
前記繰り返し復号処理部は、前記復号部から出力されるＯＦＤＭシンボル単位の復号データを用いて、ＯＦＤＭシンボル単位の前記送信信号レプリカを生成する
請求項２に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項５】
前記送信信号情報は、符号化率の情報を含み、
前記選択部は、符号化率に基づいて、前記パスメモリ長を選択する
請求項１から請求項４のいずれかに記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項６】
前記送信信号情報は、符号化率の情報、変調方式の情報、データサブキャリア数の情報、及び又は空間多重ストリーム数の情報を含み、
前記選択部は、前記符号化率の情報、変調方式の情報、データサブキャリア数の情報、及び又は空間多重ストリーム数の情報に基づいて、前記パスメモリ長を選択する
請求項１から請求項４のいずれかに記載のＭＩＭＯ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）通信システムに用いられるＭＩＭＯ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、伝送速度を向上させる方法として、例えば非特許文献１に記載されているＭＩＭＯと呼ばれる伝送方法のように、複数アンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信し、受信側で各アンテナから同時に送信された変調信号を分離し復調することにより、周波数帯域を拡大することなく伝送速度を向上させる方法が提案されている。
【０００３】
ＭＩＭＯ伝送方式では、受信信号電力対伝送パケット誤り率などの指標で表現される受信品質、スループット、回路規模、処理遅延などの観点から、様々な受信方法が提案されている。
【０００４】
非特許文献１では、上記ＭＩＭＯ伝送方式及び信号キャンセル技術に加え、ＯＦＤＭ伝送方式を組み合わせたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)伝送方式により、受信品質を向上させながら周波数利用効率を向上させる方法が提案されている。
【０００５】
この方式について図面を用いて説明する。図１１に示すように、受信装置１０は、受信信号を、受信アンテナ１１−１，１１−２、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform)部１２−１，１２−２、信号分離部１３、及びデマップ部１４を介して誤り訂正復号部１５−１，１５−２に入力し、誤り訂正復号部１５−１，１５−２から受信ディジタルデータを出力する。
【０００６】
受信装置１０は、誤り訂正復号部１５−１，１５−２で得られた受信ディジタルデータを、再符号化部１６−１，１６−２で再び誤り訂正符号化し、再符号化データをレプリカ生成部１７に入力する。レプリカ生成部１７は、信号記憶部１９に記憶されているチャネル推定値を用いて、干渉レプリカ信号を生成し、これをキャンセラ部１８に出力する。
【０００７】
キャンセラ部１８は、信号記憶部１９に記憶された原信号から干渉レプリカを減算する。減算結果は、デマップ部１４を介して誤り訂正復号部１５−１，１５−２に入力されて復号される。なお、図１１の構成は、送信側で２つの符号化部によって符号化された信号を復号するための例であるため、２つの誤り訂正復号部１５−１，１５−２及び２つの再符号化部１６−１，１６−２が設けられている。
【０００８】
受信装置１０は、このキャンセル処理により、受信品質を向上させることができる。一般に、このキャンセル処理の繰り返し回数を増やすほど、受信品質を向上させることができる。しかし、信号キャンセル技術を用いると、一般に信号処理時間が増大する。復号結果である受信ディジタルデータを得るまでに要する時間が増大すると、スループットの低下、リアルタイム性の低下、などにつながってしまう。
【０００９】
特許文献１には、誤り訂正符号として畳み込み符号を使用する場合に、ビタビ復号器のパスメモリ長を伝送路の品質によって可変とする方法が説明されている。その受信装置の概略構成を、図１２に示す。受信装置３０は、復調及び回線等化（復調・回線等化）部３１からの出力と、判定器３２で硬判定された結果とに基づき、演算部３３で誤差計算を行い、その結果を比較器３４に出力する。また、受信装置３０は、判定器３２の判定結果をＡＣＳ（Add Compare Select）回路３６に入力させ、ＡＣＳ回路３６により得られた演算結果を複数のバッファＴ１〜Ｔ１６でなるパスメモリ３７〜４０に送出する。比較器３４は、演算部３３から入力された誤差を、予め設定された閾値と比較し、比較結果を選択部３５に出力する。選択部３５には各バッファ３７〜４０の出力が入力されており、選択部３５は比較結果に基づくパスメモリ長を選択して（すなわちいずれかのバッファの出力を選択して）、これを出力する。
【非特許文献１】“並列干渉キャンセラを用いた誤り訂正符号化ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの特性”電子情報通信学会，信学技報RCS2004-81，2004年6月
【特許文献１】特公平６−５９０４９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、ＭＩＭＯ伝送方式において受信側で信号キャンセル技術を使用する場合、特許文献１で開示されているような、伝送路の品質に基づいてパスメモリ長を変更して処理時間を低減する方法では、１シンボル分の復号部出力が信号キャンセル部に入力されるまでキャンセル動作を開始することができない。このため、例えばシンボルの変調方式、ＭＩＭＯ空間多重数、誤り訂正符号の符号化率などが様々に変更されたＭＩＭＯ伝送信号を受信復調する場合、その組み合わせに応じて、数シンボルのキャンセル動作待ち時間、すなわち処理遅延が発生してしまうことがある。
【００１１】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、送信信号レプリカを生成し、送信信号レプリカを用いて干渉をキャンセルする処理を行うＭＩＭＯ受信装置において、誤り率特性の低下を抑制しつつ、信号処理遅延を低減することができるＭＩＭＯ受信装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
（１）本発明のＭＩＭＯ受信装置の一つの態様は、空間多重されたＭＩＭＯ伝送信号を空間多重前の信号に分離する信号分離部と、分離された信号を復号し、復号結果から送信信号レプリカを生成し、当該送信信号レプリカを用いて、前記分離信号に含まれる干渉成分をキャンセルしながら繰り返し復号処理を行う繰り返し復号処理部と、前記繰り返し復号処理部に設けられた復号部と、前記復号部のパスメモリ長を、送信信号情報に基づいて選択する選択部と、を具備する構成を採る。
【００１３】
この構成によれば、復号部のパスメモリ長を、送信信号情報に基づいて選択するようにしたので、信号キャンセラでの受信品質向上に貢献しない処理遅延時間を有効に削減できる。
【００１４】
（２）また、本発明のＭＩＭＯ受信装置の一つの態様は、空間多重されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送信号をＯＦＤＭ復調して、前記信号分離部に送出するＯＦＤＭ復調部を、さらに具備し、前記選択部は、送信信号情報に基づいて、前記パスメモリ長として、前記１ＯＦＤＭシンボルを構成するビット数以下のパスメモリ長を選択する、構成を採る。
【００１５】
この構成によれば、実際上、送信信号レプリカ生成処理及び干渉キャンセル処理にとって、冗長なビットとなる、１ＯＦＤＭシンボルを構成するビットよりも多くの復号ビットを復号部で生成せずに、送信信号レプリカ生成処理及び干渉キャンセル処理に出力できるので、信号キャンセラでの受信品質向上に貢献しない処理遅延時間を有効に削減できる。
【００１６】
（３）また、本発明のＭＩＭＯ受信装置の一つの態様は、前記選択部は、前記送信信号情報に基づいて、１ＯＦＤＭシンボルを構成するビット数と、パス長の最小値とを求め、前記パスメモリ長として、前記１ＯＦＤＭシンボルを構成するビット数以下でありかつ前記パス長の最小値以上のパスメモリ長を選択する、構成を採る。
【００１７】
この構成によれば、（２）の態様に加えて、選択部が、送信信号情報に基づいて、パス長の最小値以上のパスメモリ長を選択するので、信号キャンセラでの受信品質向上に貢献しない処理遅延時間を有効に削減できるといった効果に加えて、復号部での誤り訂正能力を確保できるようになる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、信号キャンセラでの受信品質向上に貢献しない処理遅延時間を有効に削減できるので、誤り率特性の低下を抑制しつつ、信号処理遅延を有効に低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２０】
図１は、本発明の一実施の形態に係るＭＩＭＯ送受信システムの全体構成図である。図１のＭＩＭＯ送受信システムは、送信装置１００でＭＩＭＯ信号を送信し、受信装置２００でＭＩＭＯ信号を受信及び復調するようになっている。
【００２１】
送信装置１００は、データ系列生成部１０１と、変調部１０２と、無線部１０３と、プリアンブル生成部１０４と、送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２と、を有する。データ系列生成部１０１は、一般にＭＡＣ（Media Access Control）層等の上位層から送られてくる送信ディジタルデータに対して、必要に応じてスクランブル処理、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）符号化などを施すことで、物理層でのディジタルデータを生成し、これを変調部１０２に出力する。
【００２２】
プリアンブル生成部１０４は、一般にＭＡＣ層等の上位層から送られてくる送信方法情報を用いて、物理層のプリアンブル構成情報を生成し、これを変調部１０２に出力する。ここで送信方法情報は、変調方式、符号化率、データサブキャリア数及び空間多重ストリーム数、等を含む情報であり、プリアンブル生成部１０４は、これらの情報に基づいたプリアンブル構成情報を生成する。
【００２３】
変調部１０２は、データ系列生成部１０１からのディジタルデータを誤り訂正符号化後、変調方式に合わせてマッピングすることで変調信号を得る。また、変調部１０２は、プリアンブル生成部１０４からのプリアンブル構成情報に基づいたプリアンブルを変調信号として形成する。変調部１０２は、変調信号を無線部１０３に出力する。無線部１０３は、変調信号を送信周波数にアップコンバートすることで無線信号を形成し、これを送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２に供給する。
【００２４】
受信装置２００は、受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２と、無線部２０１と、復調部２０２と、データ系列復元部２０３と、プリアンブル検出部２０４と、遅延判定部２０５を有する。
【００２５】
無線部２０１は、送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２、受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２の間に形成される４つの無線区間のチャネルｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を通過した受信信号ｒ１，ｒ２をベースバンド周波数にダウンコンバートし、これにより得た受信ベースバンド信号を復調部２０２に出力する。
【００２６】
復調部２０２は、受信ベースバンド信号を復調う。具体的には、復調部２０２は、空間多重されたＭＩＭＯ信号をチャネル変動推定値を用いて分離すると共に、分離後の復調データ（デマップにおける硬判定値、軟判定値、対数尤度比、など）に基づき誤り訂正符号を復号し、復号データをデータ系列復元部２０３に出力する。
【００２７】
なお、各変調信号の復調のため、送信側では変調信号中に、信号検出、タイミング検出、周波数オフセット推定、送信方法特定、伝搬チャネル推定、等に用いるパイロットシンボルを必要に応じて設ける必要がある。因みに、上記の復調するために必要とするシンボルは、パイロットシンボル以外に、ユニークワード、プリアンブルなどと呼ぶことができるが、本実施の形態では、これらを全てプリアンブルと呼ぶ。なお、チャネル変動ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２の推定は、プリアンブルを用いて行われる。
【００２８】
データ系列復元部２０３は、復号データに対して、必要に応じてデスクランブル処理、ＣＲＣ復号化などを施し、ＭＡＣ層などの上位層に受信ディジタルデータを出力する。
【００２９】
図２に、送信装置１００の変調部１０２の詳細構成を示す。変調部１０２は、誤り訂正符号化部１１１と、シリアルパラレル変換（Ｓ／Ｐ）部１１２と、インタリーブ部１１３−１，１１３−２と、マッピング部１１４−１，１１４−２と、ＩＦＦＴ部１１５−１，１１５−２と、を有する。なお、以降の実施の形態において、本発明の説明に必要な制御信号以外の制御信号は、説明、図示ともに省略する。省略している制御信号の例としては、動作タイミング信号、変調方式情報、符号化方式情報、送信ストリーム数、などがある。
【００３０】
誤り訂正符号化部１１１は、データ系列生成部１０１及びプリアンブル生成部１０４からの出力信号を誤り訂正符号化し、誤り訂正符号データをＳ／Ｐ部１１２に出力する。
【００３１】
Ｓ／Ｐ部１１２は、入力された誤り訂正符号データを、一定の規則に従い、２つの送信チャネルＡ、送信チャネルＢに分配し、誤り訂正符号データＡ、誤り訂正符号データＢをそれぞれインタリーブ部１１３−１，１１３−２に出力する。一定の規則の例としては、ビット単位や、使用する変調方式で送信可能なビット単位（例えば１６ＱＡＭ（QuadratureAmplitude Modulation）であれば４ビット（換言すればシンボル単位、ＯＦＤＭ方式であればサブキャリア単位）で分配することが挙げられる。どの規則を用いるかは、符号化器の数、変調方式、送信チャネル数、送信チャネル毎に送信可能なビット数の違い、などに基づいて決定すればよい。
【００３２】
インタリーブ部１１３−１，１１３−２は、それぞれ、誤り訂正符号データＡ、誤り訂正符号データＢの並び替えを行い、これにより得たインタリーブデータＡ、インタリーブデータＢをマッピング部１１４−１，１１４−２に出力する。ここで、インタリーブは、チャネル変動ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２の相関や干渉を低減し、受信側での誤り訂正復号の効果を向上させる役割を果たす。
【００３３】
マッピング部１１４−１，１１４−２は、それぞれ、インタリーブデータＡ、インタリーブデータＢを入力として、送信チャネル毎に決められた変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、など）で変調処理を行い、これにより得た変調信号Ａ、変調信号Ｂをそれぞれ、ＩＦＦＴ部１１５−１，１１５−２に出力する。ＩＦＦＴ処理により得られた各チャネルのＯＦＤＭ信号は、無線部１０３を介して送信される。
【００３４】
図３に、受信装置２００の復調部２０２の詳細構成を示す。復調部２０２は、大きく分けて、ＦＦＴ部３０１と、空間多重されたＭＩＭＯ伝送信号を分離する信号分離部３０２と、繰り返し復号処理部４００と、を有する。
【００３５】
復調部２０２は、ＦＦＴ部３０１に、無線部２０１からのベースバンド信号を入力する。ＦＦＴ部３０１は、ベースバンド信号に高速フーリエ変換処理を施すことで、ＦＦＴ後データＡ、ＦＦＴ後データＢを得、これらを信号分離部３０２及び信号記憶部３１１に出力する。ここで、信号記憶部３１１には、キャンセル部３１２で使用するＦＦＴ後データＡ、ＦＦＴ後データＢ、チャネル変動（推定値）ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２が記憶される。なお図３では、図を簡単化するために、チャネル変動（推定値）ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を推定するチャネル変動推定部は図示していないが、例えば信号分離部３０２に設けてもよく、またはそれ以外の部分に別途設けてもよい。
【００３６】
信号分離部３０２は、ＦＦＴ後データを入力とし、分離処理を施した後、分離データＡ、分離データＢを出力する。ここで、分離処理の方法としては、ＺＦ（Zero-Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）方式などがある。どの分離手法を用いるかは、例えば、要求される受信品質や、回路規模、処理遅延などに基づいて選択すればよい。ここでは、ＺＦ方式によって分離処理を行う場合を例にとって説明を行う。
【００３７】
図１に示すように、送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２から送信する信号をｓ１，ｓ２、受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２で受信する信号をｒ１，ｒ２とすると、ｓ１，ｓ２，ｒ１，ｒ２の関係は、チャネル変動ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を用いて、次式で表現される。
【数１】
2008278338.tif 000003
【００３８】
但し、式（１）では、雑音成分は省略している。また、アップコンバート、ダウンコンバートに用いる搬送波周波数部分の記述は省略している。ここで、ｓ１，ｓ２を復調するためには、次式に示すように、式（１）の両辺に左からチャネル変動ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２で構成されるチャネル変動行列Ｈの逆行列Ｈ−１を乗算すればよい。
【数２】
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【００３９】
信号分離部３０２は、ＺＦ方式を用いた場合、以上の処理によりＭＩＭＯ伝送信号を分離する。
【００４０】
分離された信号は、繰り返し復号処理部４００に入力される。繰り返し復号処理部４００は、分離された信号を復号し、復号結果から送信信号レプリカを生成し、当該送信信号レプリカを用いて、前記分離信号に含まれる干渉成分をキャンセルしながら繰り返し復号処理を行う。
【００４１】
繰り返し復号処理部４００は、分離データＡ、分離データＢをデマップ部３０３−１，３０３−２に入力する。デマップ部３０３−１，３０３−２はそれぞれ、分離データＡ、分離データＢをデマッピングすることで復調データＡ、復調データＢを得、これらをデインタリーブ部３０４−１，３０４−２に出力する。デインタリーブ部３０４−１，３０４−２は、復調データＡ、復調データＢを送信側でのインタリーブ前の元の順番に並び替え、デインタリーブデータＡ、デインタリーブデータＢをパラレルシリアル変換（Ｐ／Ｓ）部３０５に出力する。Ｐ／Ｓ部３０５は、デインタリーブデータＡ、デインタリーブデータＢをパラレルシリアル変換し、変換後のデータを誤り訂正復号部３０６に出力する。
【００４２】
誤り訂正復号部３０６は、誤り訂正復号処理を行い、復号データをデータ系列復元部２０３、プリアンブル検出部２０４及び誤り訂正符号化部３０７に出力する。因みに、誤り訂正復号部３０６は、送信側でパンクチャ処理が施されている場合にはデパンクチャ処理を施した後、誤り訂正復号を行う。データ系列復元部２０３は、復号データに、必要に応じてデスクランブル処理を施すことで、物理層での受信ディジタルデータを得る。
【００４３】
プリアンブル検出部２０４は、復号データからプリアンブル部分を検出し、プリアンブル部分に基づいて送信方法情報を読み取る。送信方法情報は、無線部２０１、繰り返し復号処理部４００及びデータ系列復元部２０３に送られる。加えて、送信方法情報は、遅延判定部２０５に送られる。
【００４４】
繰り返し復号処理部４００は、誤り訂正復号部３０６で得た復号データを、誤り訂正符号化部３０７に入力する。ここで、誤り訂正符号化部３０７、シリアルパラレル変換（Ｓ／Ｐ）部３０８、インタリーブ部３０９−１，３０９−２及びマッピング部３１０−１，３１０−２は、送信側の誤り訂正符号化部１１１、Ｓ／Ｐ部１１２、インタリーブ部１１３−１，１１３−２及びマッピング部１１４−１，１１４−２と同様の構成でなり、復号データから再度再マッピング信号Ａ、再マッピング信号Ｂを形成し、これをキャンセル部３１２に出力する。
【００４５】
キャンセル部３１２は、再マッピング信号Ａ、再マッピング信号Ｂを入力すると共に、信号記憶部３１１からのチャネル変動ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２、ＦＦＴ後データＡ、ＦＦＴ後データＢを入力する。キャンセル部３１２は、信号記憶部３１１に記憶された原信号（ＦＦＴ後データＡ、ＦＦＴ後データＢ）から干渉レプリカを減算することで信号キャンセル処理を行い、信号キャンセル後データＡ、信号キャンセル後データＢをデマップ部３０３−１，３０３−２に出力する。ここで、信号キャンセル処理の一例を以下に示す。
【００４６】
受信アンテナＲｘ１での受信信号ｒ１は、次式で表現される。
【数３】
2008278338.tif 000005
【００４７】
信号キャンセル処理は、レプリカ信号ｈ１１×ｓ＿ｃａｎ１（ここで、ｓ＿ｃａｎ１は、マッピング部３１０−１から出力された再マッピング信号Ａ）を用いて、次式で表現される。
【数４】
2008278338.tif 000006
【００４８】
式（４）の右辺をｈ２１で除算することにより、ｓ２を抽出することができる。ｓ１についても同様に処理することで、抽出できる。
【００４９】
なお、以上の説明では、チャネル推定値の誤差が存在しないものとしているが、この誤差が存在する場合には、その分の雑音成分が式（４）の右辺に加減算されることになる。また、ｓ１＝ｓ１＿ｃａｎとならない場合には、その分の干渉成分が加減算されることになる。
【００５０】
以降では、本実施の形態の発明のポイントである、送信信号情報に基づく処理遅延時間削減方法について説明する。
【００５１】
図４は、本実施の形態に係る畳み込み符号化器の構成を示す接続図であり、図２の誤り訂正符号化部１１１に相当する。
【００５２】
図４は、レジスタ数（メモリ数）ｖ＝６、拘束長Ｋ＝ｖ＋１＝７、符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号化器の例である。符号化率とは、符号器への入力ビットと出力ビットの比率をいい、（入力ビット）/（出力ビット）で定義される。拘束長とは、出力を得るのに必要な過去の入力ビット数を表す。状態数Ｎとは、レジスタの状態数をいい、Ｎ＝２ｖ＝２６＝６４（Ｓ０＝００００００（２進数表現），Ｓ１＝０００００１，・・・，Ｓ６３＝１１１１１１）となる。
【００５３】
出力ビットを生成する生成多項式は、Ｇ０＝１３３（８），Ｇ１＝１７１（８）で表現され、この組はＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ、地上波ディジタル放送等に広く使用されている。１ビットのinputとレジスタの値Ｒ１からＲ６を用いて、Ｇ０，Ｇ１のＸＯＲ（exclusive or：排他的論理和）演算が施され、出力ビットoutput1，output2が生成される。このように、畳み込み符号化器では、入力ビットに対し必ず線形演算が施される、言い替えると、入力ビットがそのまま出力とならない符号を非組織符号と呼ぶ。生成されたoutput1,output2は、必要に応じて（制御信号に従い）パンクチャ処理が施され、図２のＳ／Ｐ部１１２に出力される。
【００５４】
ところで、文献「“ヴィタビ復号の容易な高符号化率畳み込み符号とその諸特性”電子情報通信学会，論文誌，昭56-345[B-100]」では、畳み込み符号（拘束長は図４と同様に７）の符号化率Ｒと、生き残りパス（パスメモリ）打ち切りの影響がほとんどなくなる生き残りパス長の最小値との関係が示されている。
【００５５】
図５は、この関係を表に示したものである。上記文献では、誤り訂正符号の評価に使用する伝搬路として、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gaussian Noise）を用いている。図５から明らかなように、符号化率が大きくなるにつれ、生き残りパス打ち切りの影響がほとんどなくなるのに必要な生き残りパス長の最小値が大きくなる。また、一般にフェージング伝搬路の場合、ＡＷＧＮ環境と比較して、生き残りパス打ち切りの影響がほとんどなくなるのに必要な生き残りパス長の最小値を大きくとる必要がある。また、一般に、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、・・・と変調多値数を増加させるにつれ信号点間距離が短くなるため、生き残りパス打ち切りの影響がほとんどなくなるのに必要な生き残りパス長の最小値を大きくとる必要がある。
【００５６】
図６は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式に、図４、図５で説明した畳み込み符号を適用した場合の、（変調方式、符号化率Ｒ、データサブキャリア数、空間多重ストリーム数）と、１ＯＦＤＭシンボルに含まれる送信ディジタルデータ（誤り訂正符号前）と、生き残りパス打ち切りの影響がほとんどなくなる生き残りパス長の最小値（図５で示した符号化率のみから導出）との関係を示したものである。
【００５７】
一般に、所望のスループット及び回線品質等に応じてＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）を適応的に切り替えることができる柔軟なシステムとするよう、１システム中に複数のＭＣＳが採用されている。例えば無線ＬＡＮで使用されているＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に準拠したシステムでは、「ＢＰＳＫでＲ＝１／２」から「６４ＱＡＭでＲ＝３／４」までの計９つのＭＣＳが採用されている。図６では、パターン１として（ＢＰＳＫ，１／２，５２，２）、パターン２として（１６ＱＡＭ，３／４，５２，２）、パターン３として（６４ＱＡＭ，５／６，５２，２）の３つの組み合わが、一例として示されている。
【００５８】
パターン１では、１ＯＦＤＭシンボルに含まれる送信ディジタルデータ（誤り訂正符号前）が５２であり、生き残りパス打ち切りの影響がほとんどなくなる生き残りパス長の最小値は３０である。同様に、パターン２では、１ＯＦＤＭシンボルに含まれる送信ディジタルデータが３１２であり、上記パス長の最小値は５６である。パターン３では、１ＯＦＤＭシンボルに含まれる送信ディジタルデータが５２０であり、上記パス長の最小値は８８である。このようなシステムの場合、パスメモリ長の決定方法として、従来、以下の方法が知られている。
【００５９】
（Ｉ）全ての符号化率における最大値である８８に固定
（ＩＩ）特許文献１に示されるように、伝送路の品質に応じて変更
【００６０】
（Ｉ）の方法は、回路構成として最も単純な方法である反面、パターン１やパターン２のように変調多値数または符号化率が小さい場合、固定のパスメモリ長８８を用いると、受信品質改善に対してオーバースペックとなることはもとより、処理遅延が増加することになる。
【００６１】
これに対し、（ＩＩ）の方法は、伝送路の品質に基づいてパスメモリ長を可変とすることで、処理遅延を削減できる。
【００６２】
しかし、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式にキャンセラ処理を適用する場合には、（ＩＩ）の方法を採用しても、処理遅延が増大してしまう場合がある。以下、その一例を説明し、その後、それを解決できる本発明を説明する。
【００６３】
図７は、本実施の形態における、図４の畳み込み符号に対応して復号を行う復号部の構成の一例を示したものであり、特に図３の誤り訂正復号部３０６の詳細構成を示したものである。
【００６４】
ＡＣＳ部４０１は、ビタビ復号を実施する場合において、図３のＰ／Ｓ部３０５からのブランチメトリックを入力し、加算・比較・選択を行い、選択結果を、パスメモリ４０２の最初のバッファＢ１（４０２−１）に出力する。バッファする値（複数状態（拘束長７の畳み込み符号の場合、状態数は２の（７−１）乗＝６４）の場合、値も複数）の一例としては、２つのパスのうちどちらのパスが選択されたか、がある。ＡＣＳ部４０１に、ブランチメトリックが入力されるたびに、ＡＣＳ部４０１からバッファされる値が出力され、バッファＢ１にバッファされる。
【００６５】
直前までバッファＢ１にバッファされていた値は、バッファＢ１からバッファＢ２に移動してバッファされる。以下、同様に、バッファの最大値（図７の場合、Ｂ８８（４０２−８８））までバッファされ、バッファＢ８８までバッファされた値を用いて、トレースバックまたはレジスタエクスチェンジすることで、復号結果を得ることができる。但し、これは上記（Ｉ）のアルゴリズムを適用する場合である。
【００６６】
上記（ＩＩ）のアルゴリズムを適用する場合には、図７に示すように、バッファＢ３０からの出力と、バッファＢｘｘ（ｘｘは３１より大きく８８より小さい整数）からの出力とを、選択部４０３に出力する。そして、背景技術の項で上述したように、比較器（図１２）の比較結果に基づいて、干渉キャンセル状況に応じたパスメモリ長を選択する。
【００６７】
次に、本実施の形態の特徴である遅延判定部２０５及び選択部４０３を有しない場合における、背景技術から想定される受信処理例について説明する。ここでは、本実施の形態との比較を兼ねるために、図３及び図７を流用して説明する。但し、図３及び図７に示されている遅延判定部２０５及び選択部４０３は存在しないものとする。
【００６８】
（背景技術から想定される受信処理例１）
図８は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式において、図６の中のパターン２（１６ＱＡＭ，３／４，５２，２多重）で送信した場合に想定される、受信側での処理を示したものである。横軸は時間を、縦軸は処理順を示している。
【００６９】
＜１＞受信処理
１ＯＦＤＭシンボル当たり３１２ビットのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を受信する。
【００７０】
＜２＞誤り訂正復号部３０６での入力処理
誤り訂正復号部３０６に、１ＯＦＤＭシンボル当たり３１２ビット分のブランチメトリックが入力される。
【００７１】
＜３＞誤り訂正復号部３０６での出力処理
パスメモリ長８８分だけ処理遅延が発生するため、３１２ビットの入力のうち、３１２−８８＝２２４ビット分のブランチメトリックが出力される。最終的には、送信側でのtailビット挿入分まで入力後、全てのブランチメトリックが出力される。
【００７２】
＜４＞インタリーブ部３０９−１，３０９−２での入力処理
２２４ビットが入力される。
【００７３】
＜５＞インタリーブ部３０９−１，３０９−２での出力処理
各インタリーブ部３０９−１，３０９−２におけるインタリーブには１ＯＦＤＭシンボル分の入力が必要であるため、出力できるのは、各インタリーブ部３０９−１，３０９−２で２つ目のＯＦＤＭシンボル入力がインタリーブ部３０９−１，３０９−２に入力され、パスメモリ長８８分入力された後である。
【００７４】
＜６＞キャンセル処理等
キャンセル部３１２によるキャンセル処理が行われる。このとき、遅延が発生する。
【００７５】
＜７＞誤り訂正復号部３０６での入力処理
キャンセル処理後、誤り訂正復号部３０６に、１ＯＦＤＭシンボル当たり３１２ビットのブランチメトリックが入力される。
【００７６】
＜８＞誤り訂正復号部３０６での出力処理
パスメモリ長８８分だけ処理遅延が発生するため、３１２ビットの入力のうち、３１２−８８＝２２４ビット分のブランチメトリックが出力される。最終的には、送信側でのtailビット挿入分まで入力後、全てのブランチメトリックが出力される。
【００７７】
図８の＜４＞＜５＞に示すように、キャンセル処理を実行するには、インタリーブに必要な１ＯＦＤＭシンボル分のデータが揃うことが条件となる。また、インタリーブを施さない場合にも、キャンセル処理自体に１シンボル分のデータが必要となる。
【００７８】
（背景技術から想定される受信処理例２）
図９は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式において、図６の中のパターン１（ＢＰＳＫ，１／２，５２，２多重）で送信した場合に想定される、受信側での処理を示したものである。
【００７９】
＜１＞受信処理
１ＯＦＤＭシンボル当たり５２ビットのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を受信する。
【００８０】
＜２＞誤り訂正復号部３０６での入力処理
誤り訂正復号部３０６に、１ＯＦＤＭシンボル当たり５２ビット分のブランチメトリックが入力される。
【００８１】
＜３＞誤り訂正復号部３０６での出力処理
パスメモリ長８８分の入力には、２つ目のＯＦＤＭシンボル入力が必要となるので、２つ目のＯＦＤＭシンボルにおいてパスメモリ長８８分のビットが入力されるまで出力を待機する。
【００８２】
＜４＞，＜５＞インタリーブ部３０９−１，３０９−２での入力及び出力処理
インタリーブ処理は、１シンボル分のビット（５２ビット）が揃うまではできない。従って、２ＯＦＤＭシンボル目では１６ビット分しか入力されておらず、１シンボル分のビット数（５２ビット）に充たないので、３シンボル目の入力後に、１ＯＦＤＭシンボル分が揃った時点でインタリーブを行って、インタリーブ後のビットを出力する。
【００８３】
＜６＞キャンセル処理等
キャンセル部３１２によるキャンセル処理が行われる。このとき、遅延が発生する。
【００８４】
＜７＞誤り訂正復号部３０６での入力処理
キャンセル処理後、誤り訂正復号部３０６に、１ＯＦＤＭシンボル当たり５２ビットのブランチメトリックが入力される。
【００８５】
＜８＞誤り訂正復号部３０６での出力処理
パスメモリ長８８分の入力には、２つ目のＯＦＤＭシンボル入力が必要となるので、２つ目のＯＦＤＭシンボルにおいてパスメモリ長８８分のビットが入力されるまで出力を待機する。
【００８６】
図９の＜４＞，＜５＞より、上記＜Ｉ＞の方法のようにパスメモリ長を最大値に固定すると、最大１ＯＦＤＭシンボル分の入力待ち、すなわち処理遅延が発生してしまうことがわかる。また、上記＜ＩＩ＞の方法のようにパスメモリ長を伝送路の品質に応じて変更する場合であっても、伝送路品質が悪い場合にパスメモリ長を大きく設定することになり、上記＜Ｉ＞の方法と同様の処理遅延が発生してしまう。
【００８７】
（本実施の形態による受信処理）
本実施の形態の受信装置２００は、遅延判定部２０５及び選択部４０３を有し、遅延判定部２０５によって送信信号情報に基づいて遅延判定を行い、遅延判定結果に基づき選択部４０３によってパスメモリ長を変更する。これにより、信号キャンセラでの受信品質向上に貢献しない、誤り訂正復号部３０６での処理遅延時間を有効に削減できるので、処理遅延を低減できる。
【００８８】
以下、図１０を用いて、本実施の形態の受信装置２００の動作を説明する。図１０は、一例として、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式において、図９と同様に図６の中のパターン１（ＢＰＳＫ，１／２，５２，２多重）で送信した場合の、受信装置２００の受信処理を示したものである。
【００８９】
＜１＞受信処理
１ＯＦＤＭシンボル当たり５２ビットのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を受信する。
【００９０】
＜２＞誤り訂正復号部３０６での入力処理
誤り訂正復号部３０６に、１ＯＦＤＭシンボル当たり５２ビット分のブランチメトリックが入力される。
【００９１】
＜３＞誤り訂正復号部３０６での出力処理
誤り訂正復号部３０６は、最大で、レプリカ生成処理及びキャンセル処理に必要な最低限の長さの復号ビットが得られるパスメモリ長を選択して、復号ビットを出力するようになっている。レプリカ生成処理及びキャンセル処理に必要な最低限の長さの復号ビットとは、１シンボルを構成するビット数、すなわち５２ビットであることから、誤り訂正復号部３０６は、最大で、５２ビットの復号データが得られるパスメモリ長を選択する。換言すれば、５２ビットよりも長いパスメモリ長は、キャンセル部３１２での受信品質向上効果に貢献せずに、処理遅延時間が長くなるだけなので選択しない。
【００９２】
本例では、符号化率に基づいて、図５に示した、生残りパス打ち切りの影響がほとんどなくなる生残りパス長の最小値を採用して、パスメモリ長を３０としている。このとき、上記＜Ｉ＞の方法のように、伝送路の品質に応じてパスメモリ長を変更することは行わない。
【００９３】
＜４＞，＜５＞インタリーブ部３０９−１，３０９−２での入力及び出力処理
インタリーブ処理は、１シンボル分のビット（５２ビット）が揃うまではできないが、本実施の形態では、２ＯＦＤＭシンボル目で既に１シンボル分のビット数（５２ビット）が揃うので、２シンボル目の入力後に、インタリーブを行って、インタリーブ後のビットを出力できる。図９と比較すると、インタリーブ出力の遅延時間が小さくなっていることは明らかである。
【００９４】
＜６＞キャンセル処理等
キャンセル部３１２によるキャンセル処理が行われる。このとき、遅延が発生する。
【００９５】
＜７＞誤り訂正復号部３０６での入力処理
キャンセル処理後、誤り訂正復号部３０６に、１ＯＦＤＭシンボル当たり５２ビットのブランチメトリックが入力される。
【００９６】
＜８＞誤り訂正復号部３０６での出力処理
パスメモリ長３０分の入力には、１つ目のＯＦＤＭシンボル入力で済むので、１つ目のＯＦＤＭシンボルにおいてパスメモリ長３０分のビットが入力されると、すぐに復号データを出力できる。
【００９７】
ここで、本例において、パスメモリ長３０と決定したプロセスは、以下の通りである。
【００９８】
先ず、パスメモリ長を、１ＯＦＤＭシンボルを構成するビット数よりも多くの復号ビットを生成するものにしたとしても、キャンセル部３１２での受信品質向上に貢献せずに、処理遅延時間を招くだけなので、パスメモリ長の最大値を、１ＯＦＤＭシンボルに含まれるデータ（ビット）数に相当する、５２ビットとした。つまり、パスメモリ長の上限値として、１ＯＦＤＭシンボルを構成するビット数に相当するパスメモリ長を選択した。
【００９９】
次に、本例では、パスメモリ長の下限値として、図５で示した、生残りパス打ち切りの影響がほとんどなくなる生残りパス長の最小値の中から、送信信号情報に含まれる符号化率Ｒ＝１／２の情報に基づいて、３０と決定した。つまり、パスメモリ長３０は、誤り訂正復号部３０６での誤り訂正能力を確保できる、最小のパスメモリ長なので、本例ではこのパスメモリ長を選択した。これにより、誤り率特性の低下を抑制しつつ、信号処理遅延を最も低減できる。
【０１００】
ここで、パスメモリ長の上限値として、１ＯＦＤＭシンボルを構成するビット数以下のパスメモリ長を選択することは、本発明にとって絶対条件であるが、必ずしもパスメモリ長を、生残りパス打ち切りの影響がほとんどなくなる生残りパス長の最小値に合わせる必要はない。具体的には、本例であれば、パスメモリ長を５２から３０までの値に設定すればよい。
【０１０１】
このように、本実施の形態によれば、復号結果から送信信号レプリカを生成し、当該送信信号レプリカを用いて、干渉成分をキャンセルする繰り返し復号処理部４００を有するＭＩＭＯ受信装置において、誤り訂正復号部３０６のパスメモリ長を、送信信号情報に基づいて選択したことにより、誤り率特性の低下を抑制しつつ、キャンセル処理において無用な待ち時間を削減することができるので、システム全体のスループットを向上させることができるようになる。
【０１０２】
なお、上述した実施の形態では、送受信アンテナの数をそれぞれ２としたが、送受信アンテナ数はこれに限らない。例えば、送信アンテナ数が２、受信アンテナ数が３などのように、非対称であっても、本発明に影響を与えるものではない。
【０１０３】
また、上述の実施の形態では、レジスタ数（メモリ数）ｖ＝６、拘束長Ｋ＝ｖ＋１＝７、符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号を例として説明したが、本発明は、畳み込み符号器の生成多項式、レジスタ数、符号化率、などには限定されることなく、実施できる。
【０１０４】
また、上述の実施の形態では、送信信号情報として、符号化率の情報、変調方式の情報、データサブキャリア数の情報、及び空間多重ストリーム数の情報を例に挙げ、その中で、代表して符号化率の情報に基づいてパスメモリ長を選択する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は、送信信号情報に基づいて、パスメモリ長として、１シンボルを構成するビット数以下のパスメモリ長を選択すれば、上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１０５】
また、上述の実施の形態では、送信装置１００の変調部１０２の構成として、インタリーブ部１１３−１，１１３−２を、Ｓ／Ｐ部１１２の後段側に配置した場合を例として説明したが、インタリーブ部の配置はこれに限ったものではなく、例えば誤り訂正符号化部１１１の後段に配置してもよい。
【０１０６】
また、上述の実施の形態では、送信装置１００に１つの誤り訂正符号化部１１１を設けた場合を例に説明したが、これに限らず、送信装置に、例えば送信ストリーム数と同じ数の誤り訂正符号化部を設けた場合、送信アンテナ数と同じ数の誤り訂正符号化部を設けた場合、などでも同様に実施できる。この場合、受信装置には、誤り訂正符号化部と同数の誤り訂正復号部を設ければよい。
【０１０７】
また、上述の実施の形態では、復号器（誤り訂正復号部３０６）の出力を直接再符号化器（誤り訂正符号化部３０７）に入力する方式に本発明を適用した場合について説明したが、本発明が適用可能な構成はこれに限らない。例えば、送信側でＣＲＣ(Cyclic Redundancy Check)符号化やスクランブル処理を行い、受信側でＣＲＣ復号化やデスクランブル処理、再ＣＲＣ符号化、再スクランブル処理を行う方式に適用すれば、ＣＲＣ復号化やデスクランブル処理に要する処理時間、及び、再ＣＲＣ符号化や再スクランブル処理に要する処理時間も削減することができる。つまり、繰り返し復号処理部の構成は、図３で示した繰り返し復号処理部４００の構成に限定されるものではなく、本発明が適用可能な繰り返し復号処理部は、分離された信号を復号し、復号結果から送信信号レプリカを生成し、当該送信信号レプリカを用いて、前記分離信号に含まれる干渉成分をキャンセルしながら繰り返し復号処理を行うものであればよい。
【０１０８】
また、上述の実施の形態では、ＯＦＤＭ変調方式に本発明を適用した場合を例に説明したが、これに限ったものではなく、多値変調方式を採用したシングルキャリア方式、スペクトラム拡散方式、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）伝送方式などに適用した場合でも、同様の効果を得ることができる。
【０１０９】
また、本発明の適用範囲は、特定のＭＩＭＯ伝送方式に限ったものではなく、各アンテナから独立した変調信号を送信する空間多重方式、送信機と受信機との間のチャネル変動を共有し、各送信アンテナ、受信アンテナで変調信号に重み付けをして送受信する固有モード方式、空間ダイバーシチ効果が得られる、時空間符号化方式、時空間ブロック符号方式及び時空間トレリス符号方式などのＭＩＭＯ伝送方式に適用しても同様の効果を得ることができる。
【０１１０】
また、上述の本実施の形態では、畳み込み符号を用いて説明したが、本発明は、例えばターボ符号やＬＤＰＣ符号などの他の符号を用いた場合でも同様に実施できる。要は、復号でビタビ復号のようなパスメモリを用いる方式に広く適用できる。
【０１１１】
さらに、上述の実施の形態では、説明を簡単化するために、構成や図を簡略化している。実際の実施は、実施の形態で挙げた構成や図に限定されず、種々変更して行うことができる。例えば、図中の矢印で示す信号線は１つの信号とは限らず、例えば２つの信号で構成することもできる。
【産業上の利用可能性】
【０１１２】
本発明は、干渉レプリカを生成し、この干渉レプリカを用いて干渉をキャンセルするＭＩＭＯ受信装置に広く適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ送受信システムの全体構成を示すブロック図
【図２】送信装置の構成例を示すブロック図
【図３】受信装置の構成例を示すブロック図
【図４】畳み込み符号化器の構成例（Ｇ０＝１３３（８），Ｇ１＝１７１（８））を示す接続図
【図５】畳み込み符号の符号化率Ｒと、生き残りパス（パスメモリ）の打ち切りの影響がほとんどなくなる生き残りパス長の最小値との関係を示す図
【図６】（変調方式、符号化率Ｒ、データサブキャリア数、空間多重ストリーム数）と、１ＯＦＤＭシンボルに含まれる送信ディジタルデータと、生き残りパス打ち切りの影響がほとんどなくなる生き残りパス長の最小値との関係を示す図
【図７】誤り訂正復号部の構成例を示すブロック図
【図８】背景技術から想定される受信処理例を示す図
【図９】背景技術から想定される受信処理例を示す図
【図１０】実施の形態の受信処理例を示す図
【図１１】干渉キャンセラを用いた、従来の受信装置の構成を示すブロック図
【図１２】ビタビ復号器のパスメモリ長を伝送路の品質によって可変とする、従来の受信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【０１１４】
１００  送信装置
２００  受信装置
２０２  復調部
２０５  遅延判定部
３０２  信号分離部
３０６  誤り訂正復号部
３１２  キャンセル部
４００  繰り返し復号処理部
４０３  選択部
【図１】
2008278338.tif 000007
【図２】
2008278338.tif 000008
【図３】
2008278338.tif 000009
【図４】
2008278338.tif 000010
【図５】
2008278338.tif 000011
【図６】
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【図７】
2008278338.tif 000013
【図８】
2008278338.tif 000014
【図９】
2008278338.tif 000015
【図１０】
2008278338.tif 000016
【図１１】
2008278338.tif 000017
【図１２】
2008278338.tif 000018