(57)【要約】【課題】オペアンプにバイアス電圧を印加する基準直流電源やオペアンプ自体に由来するノイズ成分の影響が効果的に排除され、相電流の検出の精度が十分に確保される電流検出回路を提供すること。【解決手段】微小な抵抗値を有するシャント抵抗Ｒｓをブラシレスモータ２のインバータ回路１２に挿入し、このシャント抵抗Ｒｓの両端の電位差Ｖｉを、各々の＋入力端子が２．５Ｖのバイアス電圧でバイアスされた２段のオペアンプ１３ａ，１３ｂにより反転増幅し、この２段目のオペアンプ１３ｂの出力により相電流を検出するようにした電流検出回路である。オペアンプ１３ａ，１３ｂの各＋入力端子にバイアス電圧を印加する基準直流電源Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２を各オペアンプ毎に独立して配設するとともに、両バイアス電圧が同一になるように、オペアンプ１３ｂの＋入力端子とその基準直流電源Ｖｒｅｆ２との間に、一端が接地された入力抵抗Ｒ８の他端を接続する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数相のコイルを備え、各コイルに発生する電磁力を用いてロータが回転駆動されるようにしたブラシレスモータの少なくとも一の相に流れる相電流が通電されるように、微小な抵抗値を有するシャント抵抗をモータ駆動回路に挿入し、このシャント抵抗の両端の電位差を、各々の＋入力端子が所定のバイアス電圧でバイアスされた２段のオペアンプにより反転増幅し、この２段目のオペアンプの出力により前記相電流を検出するようにした電流検出回路において、
１段目及び２段目のオペアンプの各＋入力端子にバイアス電圧を印加する基準直流電源を各オペアンプ毎に独立して配設するとともに、両バイアス電圧が同一になるように、２段目のオペアンプの＋入力端子と当該２段目のオペアンプの基準直流電源との間に、一端が接地された入力抵抗の他端を接続することを特徴とする電流検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電流検出回路において、
前記１段目のオペアンプの＋入力端子に対して、その基準直流電源から入力抵抗を介してバイアス電圧を直接的に印加するとともに、前記２段目のオペアンプの＋入力端子に対して、その基準直流電源による電圧を２つの入力抵抗により分圧してバイアス電圧として印加するようにした電流検出回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の電流検出回路において、
前記１段目及び２段目のオペアンプが同等の電圧の単電源により動作するようにされ、
前記１段目及び２段目のオペアンプのバイアス電圧をいずれも当該単電源の１／２になるようにした電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流検出回路に関し、詳しくは、ブラシレスモータの相電流の検出に用いる電流検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、自動車のトランスミッション（変速機）において、アイドルストップ時に低下する油圧を補助するための電動オイルポンプ用モータとして、Ｕ，Ｖ，Ｗ３相のコイル（巻線）を備えて各コイルに発生する電磁力を用いてロータ（回転子）が回転駆動されるようにされ、高速回転が可能で高トルクが発生でき、しかも制御の容易なブラシレスモータが使用されている。
【０００３】
このようなブラシレスモータにおいては、その回転速度や発生トルクがＵ，Ｖ，Ｗ各相に当該ブラシレスモータを駆動する駆動電流として流れる相電流に比例して変動することから、制御を的確に行うためにはこの相電流の値を正確に検出する必要がある。
【０００４】
ここで、動作保証温度条件の厳しいホール素子を用いて電流を磁界の変化により間接的に検出する場合は、前記した自動車用途の場合、自動車のエンジンルーム等の高温環境において、温度による影響で電流の検出が不正確になる場合があった。
【０００５】
そこで、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に流れる相電流をシャント抵抗をモータ駆動回路に挿入することにより検出する方法が提案され、現在では、このシャント抵抗の両端の電位差を電流値に変換することにより、相電流の値を検出することが一般的になっている。尚、シャント抵抗は負荷にならないように微小な抵抗値となっており、検出される電位差が極めて小さいため、さらにオペアンプ等の増幅回路により増幅して電圧値換算の電流値が検出される（特許文献１参照）。
【０００６】
図３に、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に流れる相電流をシャント抵抗を用いて検出する電流検出回路を有するブラシレスモータの制御回路（１２０°固定座標のまま、Ｕ，Ｖ軸を個別に制御する固定座標系による制御回路）の一例を示す。この制御回路では、ブラシレスモータ２に設けたレゾルバやエンコーダ等の回転角センサ２ａからのロータ位置情報を基に速度・角度検出部３によりそれぞれ速度・角度情報に変換する。そして、この内の速度情報ｆを速度制御器４手前において、外部から与えられた速度指令と比較して偏差を速度制御器４に入力するとともに、この速度制御器４の出力と角度情報θとを指令値変換部５に入力する。さらに、この指令値変換部５にて前記偏差と角度情報θに基づいて目標値としての２つの電流情報が演算され、各電流情報が、Ｕ相及びＶ相の２つの相でシャント抵抗Ｒｓにより各々検出されて、増幅回路としてのオペアンプ１３ａ，１３ｂ及び電流検出部８を経た制御値としての各Ｕ，Ｖ相の相電流情報と比較される。そして、各偏差が電流制御器６ａ，６ｂとＰＷＭ変換部７とを通過して変換され、半導体スイッチング素子ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６（同図ではＭＯＳＦＥＴ素子）を有するインバータ回路１２（モータ駆動回路）にＰＷＭ信号として供給される。そして、このインバータ回路１２により前記ＰＷＭ信号に基づいて当該インバータ回路１２の電源電圧がＵ，Ｖ相の相電流に変換され、ブラシレスモータ２が所定の回転速度に駆動制御されるようになっている。ここでは、インバータ回路１２及びオペアンプ１３ａ，１３ｂによって電流検出回路１１が構成されている。
【０００７】
図４に、上記電流検出回路１１の詳細を示す。図４を参照しながらＵ相の相電流の検出について説明すると、インバータ回路１２における一対の半導体スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ２とブラシレスモータのＵ相のコイルとの間に、当該Ｕ相に流れる相電流を検出するシャント抵抗Ｒｓが挿入されている。
【０００８】
前記電流検出回路１１は、インバータ回路１２に接続された直流単電源Ｖｄｃで駆動される。また、この電流検出回路１１では、前記シャント抵抗Ｒｓの両端の電位差Ｖｉ［=（Ｖ１−Ｖ２）］（シャント抵抗Ｒｓに流れる電流をｉｍ［Ａ］とすると、Ｖｉ［Ｖ］＝ｉｍ［Ａ］×Ｒｓ［Ω］となる。）を、各々の＋の入力電圧が車載直流電源（図示省略）からの単一の基準直流電源Ｖｒｅｆによって２．５Ｖのバイアス電圧でバイアスされた２段のオペアンプ１３ａ，１３ｂにより反転増幅し、この２段目のオペアンプ１３ｂの出力電圧Ｖｏ２に基づき前記電流検出部８において相電流を検出するように構成している。ここで、各オペアンプ１３ａ，１３ｂの＋の入力電圧を２．５Ｖのバイアス電圧でバイアスしたのは、各オペアンプ１３ａ，１３ｂの駆動電源は、いずれも５Ｖの直流単電源であり、その１／２の２．５Ｖを擬似交流である出力電圧Ｖｏ２のゼロ点としたためである。
【０００９】
詳しくは、図４に示すように、前記シャント抵抗Ｒｓにおける半導体スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ２側及びＵ相コイル側の両端に、それぞれ１段目のオペアンプ１３ａの−と＋の入力端子が、これら各入力端子に印加される電圧を調節するための一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２及び入力抵抗Ｒ１，Ｒ３を介して接続されている。この入力抵抗Ｒ３と１段目のオペアンプ１３ａの＋入力端子との間に、前記基準直流電源Ｖｒｅｆに一端が接続された入力抵抗Ｒ４の他端が接続されており、バイアス電圧として２．５Ｖが印加されている。また、この１段目のオペアンプ１３ａの−入力端子と入力抵抗Ｒ１との間には、当該オペアンプ１３ａの出力側から負帰還された帰還抵抗Ｒ２が接続されている。尚、図４において、Ｒ１＝Ｒ３、Ｒ２＝Ｒ４である。
【００１０】
前記１段目のオペアンプ１３ａの出力端子と２段目のオペアンプ１３ｂの−入力端子とは、入力抵抗Ｒ５を介して接続されており、１段目のオペアンプ１３ａの出力電圧Ｖｏ１が２段目のオペアンプ１３ｂの−入力端子に印加されるようになっている。
【００１１】
前記２段目のオペアンプ１３ｂの＋入力端子は、入力抵抗Ｒ７を介して前記基準直流電源Ｖｒｅｆに接続されており、バイアス電圧として２．５Ｖが印加されている。このオペアンプ１３ｂの−入力端子と入力抵抗Ｒ５との間には、当該オペアンプ１３ｂの出力側から負帰還された帰還抵抗Ｒ６が接続されている。そして、オペアンプ１３ｂの出力端子は出力抵抗Ｒ９を介して外部負荷、即ち、図３の電流検出部８に接続され、該電流検出部８において、オペアンプ１３ｂからの出力電圧Ｖｏ２が電流値に変換されるようになっている。
【００１２】
図４において、前記シャント抵抗Ｒｓの両端の電位差Ｖｉ[＝（Ｖ１−Ｖ２）]は、１段目のオペアンプ１３ａによって、
出力電圧Ｖｏ１＝−（Ｒ２／Ｒ１）×（Ｖ１−Ｖ２）＋２．５［Ｖ］
に反転増幅（差動増幅）され、さらに、２段目のオペアンプ１３ｂによって、
出力電圧Ｖｏ２＝−（Ｒ６／Ｒ５）×Ｖｏ１＋２．５
＝−（Ｒ６／Ｒ５）×｛−（Ｒ２／Ｒ１）×（Ｖ１−Ｖ２）｝＋２．５
＝（Ｒ６・Ｒ２／Ｒ５・Ｒ１）×（Ｖ１−Ｖ２）＋２．５［Ｖ］
に反転増幅（増幅）され、前記電流検出部８に入力される。尚、各オペアンプ１３ａ，１３ｂの増幅率Ａｖ１、Ａｖ２については、Ａｖ１＝Ｒ２／Ｒ１、Ａｖ２＝Ｒ６／Ｒ５であり、Ａｖ１＞＞Ａｖ２としている。
【特許文献１】特開２００６−１４３９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ところが、このような電流検出回路１１では、出力電圧信号の一部として扱われるノイズ成分（雑音）が出力電圧Ｖｏ２に多く含まれ、電流検出部８における相電流の検出精度が十分に確保できない問題があった。また、相電流の検出精度の確保のためには、検出電流値のゼロ点としてのバイアス電圧が一定に保たれることも必要になる。
【００１４】
この問題点について、本発明者が鋭意検討をした結果、以下の知見を得た。即ち、
（１）ノイズ成分は、主に基準直流電源Ｖｒｅｆからのバイアス電流や入力抵抗に由来しており、このバイアス電流が２段目のオペアンプ１３ｂにおける高い入力インピーダンスを有する＋入力端子に直接的に供給されることでノイズ成分の影響が助長されている。
【００１５】
（２）１段目のオペアンプ１３ａでは、基準直流電源Ｖｒｅｆは＋入力端子だけでなく、抵抗型アッテネータＡＴＴ２を介して外部のインバータ回路１２に電気的に接続されているので、前記ノイズ成分の影響が少ない。
【００１６】
そして、本発明者は、１段目及び２段目のオペアンプの＋入力端子にバイアス電圧を印加する際に単一の基準直流電源Ｖｒｅｆを共用するのではなく、１段目及び２段目のオペアンプの各＋入力端子にバイアス電圧を印加するための基準直流電源を各オペアンプ１３ａ，１３ｂ毎に独立して配設するとともに、両バイアス電圧が同一になるように、２段目のオペアンプ１３ｂの＋入力端子と当該オペアンプ１３ｂのバイアス電源との間に、一端が接地された入力抵抗の他端を接続することで、上述した問題点が効果的に解消できることを見出したものである。
【００１７】
本発明は、このようにして完成に至ったものであり、その目的は、オペアンプにバイアス電圧を印加するための基準直流電源や入力抵抗に由来するノイズ成分の影響が効果的に排除され、相電流の検出の精度が十分に確保される電流検出回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、複数相のコイルを備え、各コイルに発生する電磁力を用いてロータが回転駆動されるようにしたブラシレスモータの少なくとも一の相に流れる相電流が通電されるように、微小な抵抗値を有するシャント抵抗をモータ駆動回路に挿入し、このシャント抵抗の両端の電位差を、各々の＋入力端子が所定のバイアス電圧でバイアスされた２段のオペアンプにより反転増幅し、この２段目のオペアンプの出力により前記相電流を検出するようにした電流検出回路において、１段目及び２段目のオペアンプの各＋入力端子にバイアス電圧を印加する基準直流電源を各オペアンプ毎に独立して配設するとともに、両バイアス電圧が同一になるように、２段目のオペアンプの＋入力端子と当該２段目のオペアンプの基準直流電源との間に、一端が接地された入力抵抗の他端を接続すること、を要旨とする。
【００１９】
同構成によれば、１段目及び２段目のオペアンプの各＋入力端子にバイアス電圧を印加するための基準直流電源を各オペアンプ毎に独立して配設し、且つ、両バイアス電圧が同一になるように、２段目のオペアンプの＋入力端子と当該オペアンプの基準直流電源との間に、一端が接地された入力抵抗の他端を接続しているので、この入力抵抗を介して基準直流電源や入力抵抗に由来するノイズ成分がグランドに逃がされるとともに、両バイアス電圧が同一となり、検出電流値のゼロ点としてのバイアス電圧も一定に保たれるようになる。
【００２０】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電流検出回路において、前記１段目のオペアンプの＋入力端子に対してその基準直流電源から入力抵抗を介してバイアス電圧を直接的に印加するとともに、前記２段目のオペアンプの＋入力端子に対して、その基準直流電源による電圧を２つの入力抵抗により分圧してバイアス電圧として印加するようにしたこと、を要旨とする。
【００２１】
同構成によれば、１段目のオペアンプの＋入力端子に対してその基準直流電源から入力抵抗を介してバイアス電圧を直接的に印加するので、当該１段目のオペアンプに対してバイアス電圧を精度よく印加することができる。また、２段目のオペアンプの＋入力端子に対して、その基準直流電源による電圧を２つの入力抵抗により分圧してバイアス電圧として印加するようにしたので、１段目及び２段目のオペアンプの各＋入力端子に印加するバイアス電圧を同一にするための構成を簡単な回路構成で実現することができる。
【００２２】
請求項３に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載の電流検出回路において、前記１段目及び２段目のオペアンプが同等の電圧の単電源により動作するようにされ、前記１段目及び２段目のオペアンプのバイアス電圧をいずれも当該単電源の１／２になるようにしたこと、を要旨とする。
【００２３】
同構成によれば、１段目及び２段目のオペアンプのバイアス電圧をいずれも１段目及び２段目のオペアンプを駆動する単電源の電圧値の１／２になるようにしたので、単電源の電圧値の１／２が各オペアンプにおける検出電流値のゼロ点となり、相電流の検出精度が高められる。
【発明の効果】
【００２４】
本発明の電流検出回路によれば、オペアンプにバイアス電圧を印加する基準直流電源や入力抵抗に由来するノイズ成分の影響が効果的に排除され、相電流の検出の精度が十分に確保されるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明を具体化した実施形態について図面に従って説明する。
本実施形態に係るブラシレスモータの制御回路は、図３に示す制御回路と同様な構成を具備しており、インバータ回路１２における一対の半導体スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ４、ＦＥＴ２，ＦＥＴ５とブラシレスモータのＵ相及びＶ相のコイルとの間に、当該Ｕ相及びＶ相に流れる相電流が通電されるようにそれぞれシャント抵抗Ｒｓが挿入されているものである。以下、特に説明する場合を除いて対応する箇所については同一の又は対応する符号を付してその説明を省略する。また、以下の実施形態においては、電流検出回路について、ブラシレスモータのＶ相に設けられたものについては省略し、Ｕ相に設けられたものについてのみ説明する。
【００２６】
図１に示すように、本実施形態の電流検出回路１は、電動オイルポンプ等の自動車用途のブラシレスモータ２に設けられるものであり、前記半導体スイッチング素子ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６及びシャント抵抗Ｒｓを有するインバータ回路１２と、各々の＋の入力電圧が、それぞれ独立した基準直流電源Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２によって２．５Ｖのバイアス電圧でバイアスされた２段のオペアンプ１３ａ，１３ｂとを備えており、インバータ回路１２に接続された直流単電源Ｖｄｃで駆動される。
【００２７】
本実施形態の電流検出回路１は、前記シャント抵抗Ｒｓの両端の電位差Ｖｉ［=（Ｖ１−Ｖ２）］を、前記２段のオペアンプ１３ａ，１３ｂにより反転増幅し、この２段目のオペアンプ１３ｂの出力電圧Ｖｏ２に基づき前記電流検出部８において相電流を検出するように構成している。
【００２８】
詳しくは、図１に示すように、前記シャント抵抗Ｒｓの半導体スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ２側及びＵ相コイル側の両端に、それぞれ１段目のオペアンプ１３ａの−と＋の入力端子が、これら各入力端子に入力される電圧を調節するための一対の抵抗型アッテネータＡＴＴ１、ＡＴＴ２及び入力抵抗Ｒ１，Ｒ３を介して接続されている。この入力抵抗Ｒ３と１段目のオペアンプ１３ａの＋入力端子との間に、車載直流電源（図示省略）からの基準直流電源Ｖｒｅｆ１（電圧２．５Ｖ）に一端が接続された入力抵抗Ｒ４の他端が接続されている。これにより、１段目のオペアンプ１３ａの＋入力端子に対して基準直流電源Ｖｒｅｆ１から入力抵抗Ｒ４を介して前記バイアス電圧が直接的に印加されている。また、このオペアンプ１３ａの−入力端子と入力抵抗Ｒ１との間には当該オペアンプ１３ａの出力側から負帰還された帰還抵抗Ｒ２が接続されている。尚、図１において、Ｒ１＝Ｒ３，Ｒ２＝Ｒ４である。
【００２９】
前記１段目のオペアンプ１３ａの出力端子と２段目のオペアンプ１３ｂの−入力端子とは、入力抵抗Ｒ５を介して接続されており、１段目のオペアンプ１３ａの出力電圧Ｖｏ１が２段目のオペアンプ１３ｂの−入力端子に印加されるようになっている。
【００３０】
前記２段目のオペアンプ１３ｂの＋入力端子は、入力抵抗Ｒ７を介して前記基準直流電源Ｖｒｅｆ１とは独立した基準直流電源Ｖｒｅｆ２（電圧５．０Ｖ）に接続されており、当該２段目のオペアンプの＋入力端子と前記入力抵抗Ｒ７との間には、一端が接地された入力抵抗Ｒ８の他端が接続されている。
【００３１】
このように、２段目のオペアンプ１３ｂの＋入力端子と当該オペアンプ１３ｂの基準直流電源Ｖｒｅｆ２との間に、一端が接地された入力抵抗Ｒ８の他端を接続しているので、図２に破線で示すように、入力抵抗Ｒ８を介して基準直流電源Ｖｒｅｆ２や入力抵抗Ｒ７に由来するノイズ成分ｎがグランドに逃がされるようになる。
【００３２】
また、図１において、Ｒ７＝Ｒ８としているので、２段目のオペアンプ１３ｂの＋入力端子には、５．０×Ｒ７／（Ｒ７＋Ｒ８）＝５．０×１／２＝２．５Ｖのバイアス電圧が印加されている。このように、１段目と２段目のオペアンプ１３ａ，１３ｂの＋入力端子に印加される両バイアス電圧が同一の２．５Ｖとなっており、電流検出部８において、検出電流値のゼロ点としてのバイアス電圧が一定に保たれている。
【００３３】
前記２段目のオペアンプ１３ｂの−入力端子と入力抵抗Ｒ５との間には当該オペアンプ１３ｂの出力側から負帰還された帰還抵抗Ｒ６が接続されており、オペアンプ１３ｂの出力端子は出力抵抗Ｒ９を介して外部負荷、即ち、図３の電流検出部８に接続され、当該オペアンプ１３ｂからの出力電圧Ｖｏ２が検出されるようになっている。
【００３４】
以上、本実施形態の電流検出回路１によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
（１）１段目及び２段目のオペアンプ１３ａ，１３ｂの各＋入力端子にバイアス電圧を印加するための基準直流電源Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２を各オペアンプ１３ａ，１３ｂ毎に独立して配設し、且つ、両バイアス電圧が同一になるように、２段目のオペアンプ１３ｂの＋入力端子と当該オペアンプ１３ｂの基準直流電源Ｖｒｅｆ２との間に、一端が接地された入力抵抗Ｒ８の他端を接続している。このため、この入力抵抗Ｒ８を介して基準直流電源Ｖｒｅｆ２や入力抵抗Ｒ７に由来するノイズ成分がグランドに逃がされるとともに、両バイアス電圧が同一となり、検出電流値のゼロ点としてのバイアス電圧も一定に保たれるようになる。
【００３５】
（２）１段目のオペアンプ１３ａの＋入力端子に対して、その基準直流電源から入力抵抗を介してバイアス電圧を直接的に印加するので、当該１段目のオペアンプ１３ａに対してバイアス電圧を精度よく印加することができる。また、２段目のオペアンプ１３ｂの＋入力端子に対して、その基準直流電源Ｖｒｅｆ２による電圧を２つの入力抵抗により分圧して印加するようにしたので、１段目及び２段目のオペアンプの各＋入力端子に印加するバイアス電圧を同一にするための構成を簡単な回路構成で実現することができる。
【００３６】
（３）１段目及び２段目のオペアンプ１３ａ，１３ｂのバイアス電圧をいずれも１段目及び２段目のオペアンプ１３ａ，１３ｂを駆動する単電源の電圧値の１／２になるようにしたので、単電源の電圧値の１／２が各オペアンプ１３ａ，１３ｂにおける検出電流値のゼロ点となり、相電流の検出精度が高められる。
【００３７】
尚、上記実施形態は以下のように変形してもよい。
・上記実施形態では、電流検出回路１を電動オイルポンプ等の自動車用途のブラシレスモータに設けられるものとしたが、それ以外の自動車用途、例えば、電動パワーステアリング装置に設けられるものであってもよいし、さらにそれ以外の各種電気機器に設けられるものであってもよい。
【００３８】
・上記実施形態では、１段目のオペアンプ１３ａのバイアス電圧２．５Ｖと同一になるように、２つの入力抵抗Ｒ７，Ｒ８（Ｒ７＝Ｒ８）により構成される分圧回路を介して、基準直流電源Ｖｒｅｆ２からの電圧５．０Ｖを１／２に分圧し、２段目のオペアンプ１３ｂの＋入力端子にバイアス電圧２．５Ｖを印加するようにした。しかし、これに限られず、１段目と２段目のオペアンプ１３ｂのバイアス電圧が同一になるようにする限り、２つの入力抵抗Ｒ７，Ｒ８の値は異なっていてもよいし、２を越える複数の入力抵抗Ｒ，…を用いて基準直流電源Ｖｒｅｆ２からの電圧を分圧して２段目のオペアンプ１３ｂの＋入力端子にバイアス電圧として印加してもよい。
【００３９】
・上記実施形態では、１段目及び２段目のオペアンプ１３ａ，１３ｂのバイアス電圧をいずれも２．５Ｖになるようにしたが、これに限られず、当該バイアス電圧の値は、インバータ回路１２に接続された直流単電源Ｖｄｃの電圧値や、１段目及び２段目のオペアンプ１３ａ，１３ｂの駆動電源の電圧値により適宜変更可能である。
【００４０】
・上記実施形態では、ブラシレスモータの制御回路を１２０°固定座標のまま、Ｕ．Ｖ軸を個別に制御する固定座標系による制御回路に適用した例について示した。しかし、これに限られず、本発明の技術的思想は、Ｕ，Ｖ，Ｗ軸の１２０°固定座標をｄ軸、ｑ軸の９０°回転座標に座標変換を行い、ｄ軸、ｑ軸を個別に制御する所謂座標変換によるベクトル制御系による制御回路に適用することも可能である。
【００４１】
・上記実施形態では、ブラシレスモータの制御回路をモータに設けたレゾルバやエンコーダ等の回転角センサ２ａからのロータ位置情報を基に速度・角度検出部３によりそれぞれ速度・角度情報に変換する制御回路とした。しかし、これに限られず、本発明の技術的思想は、誘起電圧のゼロクロス点を検出し、これにより得られるロータ位置情報を基に速度・角度検出部によりそれぞれ速度・角度情報に変換する所謂センサレス駆動の制御回路にも適用できる。
【００４２】
・上記実施形態では、シャント抵抗Ｒｓをインバータ回路１２における一対の半導体スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ４とブラシレスモータのＵ相のコイルとの間に挿入したが、シャント抵抗Ｒｓは、インバータ回路１２において、下アーム側の半導体スイッチング素子ＦＥＴ４〜ＦＥＴ６のいずれかとグランドとの間に挿入することも可能である。
【００４３】
さらに、前記した実施形態および変形例より把握できる技術的思想について以下に記載する。
○請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電流検出回路において、１段目のオペアンプの−と＋の入力端子が、一対の抵抗型アッテネータを介して前記シャント抵抗の両端と接続されている電流検出回路。同構成によれば、一対の抵抗型アッテネータにより、前記シャント抵抗の両端の電圧として１段目のオペアンプの各入力端子に入力される電圧の値を当該オペアンプの増幅動作に適合するように適正な範囲（例えば、０Ｖ〜５．０Ｖの範囲）に調節することができる。
【００４４】
○請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電流検出回路において、当該電流検出回路が、自動車のトランスミッションにおいて、アイドルストップ時に低下する油圧を補助するための電動オイルポンプ用ブラシレスモータに設けられる電流検出回路。同構成によれば、オペアンプにバイアス電圧を印加する基準直流電源や入力抵抗に由来するノイズ成分の影響が効果的に排除され、相電流の検出の精度が十分に確保されるようになり、自動車用途としての信頼性が高められるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の実施形態に係る電流検出回路を示す回路図。
【図２】本発明の実施形態に係る電流検出回路の動作を示す回路図。
【図３】従来例及び本発明の実施形態に係るブラシレスモータの制御回路の一例を示す回路ブロック図。
【図４】従来例に係る電流検出回路を示す回路図。
【符号の説明】
【００４６】
ＡＴＴ１，ＡＴＴ２…抵抗型アッテネータ、Ｒｓ…シャント抵抗、Ｖｒｅｆ１，Ｖｅｒｆ２…基準直流電源、１…電流検出回路、１２…インバータ回路、１３ａ，１３ｂ…オペアンプ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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