(57)【要約】【課題】リアクタンス負荷の駆動に適したＨブリッジ回路の制御回路及びそれを用いた負荷駆動システムにおいて、マイクロステップ駆動の設定電流が減少する区間において、負荷電流を設定電流に素早く到達させることのできる負荷駆動装置を提供する。【解決手段】Ｈブリッジ回路から出力される負荷電流と所望の設定電流との大小を比較するための第１比較部と、負荷電流を制御するための制御信号を生成するＰＷＭ制御部と、制御信号に基づいてＨブリッジ回路の出力トランジスタを駆動制御するゲートドライブと、設定電流のレベルシフト相当値と負荷電流のピークホールド相当値との大小を判定するための負荷電流監視部を備え、ＰＷＭ制御部は、第１比較部での比較結果と負荷電流監視部での判定結果に基づいて負荷電流の増減を制御する。【選択図】図１
2008283835.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に流すべき負荷電流を所望の設定電流に到達させて負荷を駆動する負荷駆動装置において、
前記所望の設定電流と等価である基準電圧を得るための電流設定電圧源と、
前記負荷を駆動制御する出力トランジスタで構成されたＨブリッジ回路と、
前記Ｈブリッジ回路から出力される前記負荷電流と前記所望の設定電流との大小を比較するための第１比較部と、
前記負荷電流を制御するための制御信号を生成するＰＷＭ制御部と、
前記制御信号に基づいて前記Ｈブリッジ回路の出力トランジスタを駆動制御する出力ドライブ部と、
前記設定電流のレベルシフト相当値と前記負荷電流のピークホールド相当値との大小を判定するための負荷電流監視部と、を備え、
前記ＰＷＭ制御部は、前記第１比較部での比較結果と前記負荷電流監視部での判定結果に基づいて前記負荷電流の増減を制御することを特徴とする負荷駆動装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭ制御部は、前記第１比較部の比較結果に基づいて、前記負荷電流を増加させる第１のモードと、前記負荷電流を減衰する第２のモードとを所定周期ごとに選択するとともに、前記負荷電流監視部での判定結果に基づいて、前記負荷電流を前記第２のモード又は前記第２のモードより高速で減衰する第３のモードを選択的に実行するための制御モード選択手段を備え、前記所定周期内の所定期間において、前記負荷電流監視部が前記設定電流のレベルシフト相当値が前記負荷電流のピークホールド相当値より小さいと判定した場合に、前記制御モード選択手段は、該判定結果に応じて、前記所定期間内において前記第３のモードを実行することを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
【請求項３】
前記Ｈブリッジ回路の負荷電流出力端に接続され、前記負荷電流を該負荷電流と等価の電圧に変換する電流検出抵抗を更に備えるとともに、
前記負荷電流監視部は、前記電流検出抵抗に発生した前記負荷電流と等価の検出電圧のピーク値を保持するピークホールド回路と、前記電流設定電圧源から得られた前記所望の設定電流と等価の基準電圧を所定値だけレベルシフトさせるレベルシフト回路と、前記ピークホールド回路の出力値と前記レベルシフト回路の出力値との大小を比較する第２比較部とを有することを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
【請求項４】
前記制御モード選択手段は、前記第２比較部の比較結果に基づいて、前記第２のモード又は前記第３のモードを選択する減衰選択指令部を備える請求項３に記載の負荷駆動装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭ制御部は、更に、前記減衰選択指令部からの選択指令により前記Ｈブリッジ回路の上側トランジスタの制御信号を切替える第１及び第２のスイッチ素子を備えた請求項４に記載の負荷駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は負荷駆動装置に係り、特にリアクタンス負荷の駆動に適したＨブリッジ回路の制御回路及びそれを用いた負荷駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ステッピングモータの駆動は、例えば、Ｈブリッジ型負荷駆動回路（以後、「Ｈブリッジ回路」と呼ぶ）に接続されたコイル等の負荷に流れる電流（以後、「負荷電流」と称する）によって制御され、負荷電流の増加や減少は、Ｈブリッジ回路内の負荷電流供給用のトランジスタをオン・オフすることにより制御している。
【０００３】
従来の負荷駆動装置は、設定電流を決定するための電流設定電圧源と、この電圧と電流検出抵抗に発生した電圧を比較するコンパレータと、ＰＷＭ制御部と、ＰＷＭ波形を生成するための発振器と、出力トランジスタを駆動するゲートドライブと、負荷を駆動するＨブリッジ回路とを備え、負荷電流は電流検出抵抗により電圧に変換される。
【０００４】
例えば、特許文献１に開示の負荷駆動装置では、Ｈブリッジ回路は、４つのトランジスタ（以後、M1、M2、M3、M4と呼ぶ）により構成され、通電方向が、M1→負荷Ｍ→M4となる指令において、M1は常時オン、M4はオン、オフの繰り返し、M3は常時オフ、M2はオン、オフの繰り返し動作をする。通電方向指令が反転すれば、M2は常時オン、M3はオン、オフの繰り返し、M4は常時オフ、M1はオン、オフの繰り返し動作をする。
【０００５】
この電流制御方法では、通電モードにおいて、M4がオンした瞬時においてはリカバリー電流が流れるため、強制通電時間中はコンパレータの指令を無視し、M4をオンさせて負荷電流が増加し、電流検出抵抗電圧と電流設定電圧（以後、「基準電圧」とも呼ぶ）とをコンパレータで比較して両電圧が一致したタイミングで比較結果をリセットする。これによりM4をオフし、M1がオン、M2がオフの状態のダイオード回生モードに入る。一定時間経過後に、M2をオンして同期整流モードに至り、再びM2をオフさせてダイオード回生モードに至る。通電モード終了以降は負荷の電流を減衰させ、所定の周期で通電モードとなり負荷電流を増加させる。このような繰り返しで負荷のピーク電流を一定に制御している。
【０００６】
次に、負荷電流のピーク値を一定にする従来の制御方法について、図７乃至図９を参照して説明する。図７は従来の負荷駆動装置の設定電流と負荷電流の関係を示す図、図８は従来のマイクロステップの設定電流の変化を示す図、図９は設定電流と負荷電流の関係を示す図で、図９の（ａ）は設定電流に負荷電流が追随する様子を示し、（ｂ）は設定電圧のタイミングチャートを示す図である。ここで、図７に示す区間（ａ）は通電モード、区間（ｂ）と（ｄ）はダイオード回生モード、区間（ｃ）は同期整流モードに対応している。
【０００７】
なお、ダイオード回生モードから通電モードに移る際に、ダイオード回生モードでM2の寄生ダイオードに順方向の電流が流れている状態からM4がオンすると、M2の寄生ダイオードには一瞬逆方向の電圧が印加され逆方向の電流（リカバリー電流）が流れる。リカバリー電流が電流検出抵抗に流れると、負荷電流が設定電流に到達していないにも拘わらずコンパレータ３２が反転して通電モードから、ダイオード回生モードに移ってしまうといった不具合が発生する。そのため誤検出を防止するために通電モードに移った時点から一定時間は、負荷電流と設定電流の比較結果を無効にする強制通電モードと呼ばれる方策が採られ、この強制通電モードの期間内ではコンパレータのリセット信号は無視されることになる。
【０００８】
一方、ステッピングモータ等の静音化方法として、コイル電流を細かく切り揃えて疑似正弦波を作るマイクロステップ駆動は、図８に示すように設定電流を階段状に変化させて、負荷に流れる電流を疑似正弦波のように制御される。負荷がステッピングモータの場合、このようなマイクロステップ波形にすることで、低振動や低騒音を実現することができる。
【特許文献１】特開平９−２１９９９５
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来の負荷駆動装置では、図８に示すマイクロステップ波形において、電流が増加する区間では、設定電流が変化した場合に負荷電流は通電モードによって素早く設定電流に到達する。しかしながら電流が減少する区間では電流減衰がダイオード回生または同期整流回生による低速減衰であるため、減衰時間はインダクタンス負荷の時定数で決定される時間となる。そのうえ、前述したようにＰＷＭ制御の一定周期ごとに強制通電動作を行っているため、さらに設定電流への到達時間が長くなってしまう。
【００１０】
即ち、設定電流が減少する区間では、設定電流が変化した場合、図９に示すようにＰＷＭ制御の電流減衰が低速減衰であり、かつ強制通電時間が存在するため設定電流に到達する時間が長くなってしまう。図９（ｂ）では、第１の所定期間（T1)では、ある一定の低レベルの基準電圧が出力され、第２の所定期間（T2)では高レベルの基準電圧が持続され、第３の所定期間（T3)では元の低レベルの基準電圧が持続されている。これに伴って負荷電流は、図９（ａ）に示すように、基準電圧（設定電流に相当）に追随して変化し、同様に、Ｈブリッジ回路からの検出抵抗電圧は、基準電圧（設定電流）に追随して変化し、第３の期間Ｔ３では緩やかに段階的に減少している。このため、設定電流に対する負荷電流の追従性が悪くなってしまうといった課題があった。
【００１１】
本発明は上記従来の課題を解決するものであり、マイクロステップ波形における設定電流が減少する区間においても、負荷電流を設定電流に迅速に到達させることのできる負荷駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、本発明による負荷駆動装置は、負荷に流すべき負荷電流を所望の設定電流に到達させて負荷を駆動する負荷駆動装置であって、所望の設定電流と等価である基準電圧を得るための電流設定電圧源と、負荷を駆動制御する出力トランジスタで構成されたＨブリッジ回路と、Ｈブリッジ回路から出力される負荷電流と所望の設定電流との大小を比較するための第１比較部と、負荷電流を制御するための制御信号を生成するＰＷＭ制御部と、制御信号に基づいてＨブリッジ回路の出力トランジスタを駆動制御する出力ドライブ部とを備える。負荷駆動装置は、更に、設定電流のレベルシフト相当値と負荷電流のピークホールド相当値との大小を判定するための負荷電流監視部を備え、ＰＷＭ制御部は、第１比較部での比較結果と負荷電流監視部での判定結果に基づいて負荷電流の増減を制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、マイクロステップ波形における設定電流が減少する区間において、負荷電流を設定電流に素早く到達させることを実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、添付の図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。なお、各図において共通する要素には同一の符号を付している。
【００１５】
図１は本発明の一実施形態に係る負荷駆動装置の構成を示すブロック図である。この負荷駆動装置は、電流設定電圧源１、第１コンパレータ２、ＰＷＭ制御部３、ゲートドライブ４、Ｈブリッジ回路５、電流検出抵抗６、発振器１１、及び負荷電流監視部７を備えた構成である。ここで、負荷電流監視部７は、第２コンパレータ８とレベルシフト回路９とピークホールド回路１０を備える。ここで、発振器１１は負荷電流の増加又は減少の制御を行うタイミングの基準となる基準クロックを出力する回路である。
【００１６】
電流設定電圧源１は、負荷電流の増加又は減少の制御を行う基準となる設定電流に相当する基準電圧Ｖrefを出力する。第１コンパレータ２の一方の入力端子には電流設定電圧源１の出力端が接続され、設定電流に相当する基準電圧Ｖrefが入力され、第１コンパレータ２のもう一方の入力端子には、電流検出抵抗６とＨブリッジ回路５との間の接続点が接続されて負荷電流に相当する抵抗検出電圧Ｖrsが入力される。両電圧の比較結果が第１コンパレータ２から信号Comp1として出力され、ＰＷＭ制御部３に入力される。ＰＷＭ制御部３の出力はゲートドライブ４に入力され、ゲートドライブ４の出力は、Ｈブリッジ回路５を構成する４つのＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４の各ゲートに入力される。
【００１７】
一方、レベルシフト回路９の入力端子には電流設定電圧源１の出力端が接続され、設定電流に相当する基準電圧Ｖrefが入力されている。ピークホールド回路１０の入力端子には電流検出抵抗６とＨブリッジ回路５間の交点が接続され、負荷電流に相当する抵抗検出電圧Ｖrsが入力される。レベルシフト回路９の出力Ｖ９とピークホールド回路１０の出力Ｖ１０が第２コンパレータ８により比較され、その比較結果が第２コンパレータ８からの出力信号Comp2としてＰＷＭ制御部３に入力されている。
【００１８】
ＰＷＭ制御部３は、第１コンパレータ２での出力比較結果Comp1と第２コンパレータ８での出力比較結果Comp2に基づいて、Ｈブリッジ回路５内のＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４のオン・オフを制御するための制御信号を出力し、ゲートドライブ４を介して、設定電流として、例えば、マイクロステップ駆動の疑似正弦波形となるように負荷電流を制御する。ここで、ゲートドライブ４は、ＰＷＭ制御部３からの制御信号に従い、ＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４のゲートに所定の電圧を印加することで、これらＮＭＯＳトランジスタのオン・オフ制御を行う。
【００１９】
上記構成において、第１コンパレータ２の一方の入力端子、例えば、反転入力端子には、Ｈブリッジ回路５から負荷電流に相当する抵抗検出電圧Ｖrsが入力され、第１コンパレータ２の他方の入力端子、例えば、非反転入力端子には、マイクロステップ駆動の疑似正弦波形による設定電流に相当する基準電圧Ｖrefが入力される。そして第１コンパレータ２は入力された両電圧を比較することによって負荷電流と設定電流の大小を判別し、その結果をＰＷＭ制御部３に出力する。
【００２０】
Ｈブリッジ回路５を構成する４つのNMOSトランジスタM1、M2、M3、M4の配置構成は、例えば、電源ＶＭに上側トランジスタM1とM2のドレインが接続され、M1とM3及びM2とM4がそれぞれ直列接続される。下側トランジスタM3とM4のソースが接続された交点が、電流検出抵抗６を介して接地される。M1のソースとM3のドレインとの接続点に負荷Ｍの一端が接続され、M２のソースとM４のドレインとの接続点に負荷Ｍの他端が接続される。上記構成により、ＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４のオン・オフ状態は、ＰＷＭ制御部３によって制御される。
【００２１】
ここで、図１に示すＰＷＭ制御部３の構成例について説明する。ＰＷＭ制御部３は、発振器１１から発生された基準クロック信号を分周する分周器１２と、分周器１２からの出力を受けて強制通電時間を設定する強制通電時間設定部１３と、第１コンパレータ２の比較結果Comp1を強制通電時間に基づいてリセットするR-Sフリップフロップ１４と、トランジスタＭ１〜Ｍ４のゲートを制御するためのタイミング信号を生成するタイミングジェネレータ１５〜１８と、上側トランジスタM1、M2に高速減衰時の制御信号を出力するためのインバータ２０，２１と、高速減衰又は低速減衰モードを選択する減衰（Decay）選択指令部１９と、減衰選択指令部１９からの選択指令により上側トランジスタの制御信号を切替える第１及び第２のスイッチ素子SW1、SW2を備えた構成である。
【００２２】
R-Sフリップフロップ１４のリセット（Ｒ）端子及びセット（Ｓ）端子には、第１コンパレータ２の比較結果Comp1と強制通電時間設定部１３で設定された強制通電時間がそれぞれ入力される。タイミングジェネレータ１５〜１８は、発振器から入力される通電方向指令とR-Sフリップフロップ１４の出力から得られるＰＷＭ波形に基づいて、Ｈブリッジ回路５の各トランジスタＭ１〜Ｍ４のゲートを制御するためのタイミング信号を生成する。インバータ２０，２１にはそれぞれ上側トランジスタM1、M2用のタイミングジェネレータ１５，１６から得られたタイミング信号が入力され、上側トランジスタM1、M2に高速減衰時の制御信号を出力する。減衰選択指令部１９は、通電方向指令と第２コンパレータ８の比較結果Comp2に基づいて高速又は低速減衰モードを選択する。
【００２３】
以上のように構成された負荷駆動装置において、負荷電流監視部７の動作を説明するために、比較例として、図５に示すように負荷電流監視部７の出力Comp2がＰＷＭ制御部３にフィードバックされていない状態における動作について、図６を用いて説明する。図６は本発明に係る負荷電流監視部７の動作を比較説明するための波形図で、負荷電流監視部７の各入出力電圧のタイミングチャートを示し、図６の（ａ）では電流設定電圧源１からレベルシフト回路９に入力される基準電圧Ｖrefを破線で示し、電流検出抵抗６により負荷電流から変換された検出抵抗電圧Ｖrsが実線で示されている。この検出抵抗電圧Vrsはピークホールド回路１０および第１コンパレータ２に入力される。図６の（ｂ）では、レベルシフト回路９の出力信号Ｖ9が破線で示され、ピークホールド回路１０の出力信号Ｖ10が実線で示されている。図６の（ｃ）は第２コンパレータ８から出力される比較結果を示す信号Comp2の波形を示す。
【００２４】
図６において、動作開示時点ｔ０〜時刻ｔ１までの第１の区間Ｔ１では、図６（ａ）に示すように、ある一定の低レベルの基準電圧Ｖrefが出力される。次いで、時刻ｔ１で立ち上げられ、時刻ｔ１〜時刻ｔ２までの第２の区間Ｔ２では、高レベルの基準電圧が持続され、時刻ｔ２で元の低レベルの基準電圧に下げられている。これに伴ってＨブリッジ回路５からの検出抵抗電圧Ｖrsは基準電圧（設定電圧）Ｖrefに追随して変化し、期間ｔ２〜ｔ３までの第３の区間Ｔ３では緩やかに段階的に減少している。
【００２５】
図６（ｂ）に示すように、レベルシフト回路９により、電流設定電圧源１から入力された基準電圧Ｖrefはレベルシフトされて、破線で示すようなレベルシフト出力信号Ｖ９が得られるように設定されている。また、ピークホールド回路１０からは図６（ｂ）で実線で示すようなピークホールド出力信号Ｖ１０が得られ、このピークホールド出力信号Ｖ１０は、第３の区間Ｔ３では、緩やかに段階的に減少している。ここで第１の区間Ｔ１及び第２の区間Ｔ２ではＶ９＞Ｖ１０であり、第３の区間Ｔ３ではＶ９＜Ｖ１０となり、時刻ｔ３以降ではＶ９＞Ｖ１０となっている。従って、第２コンパレータ８による上記の比較結果から、第２コンパレータ８の出力Comp2は、図６（ｃ）に示すように、第３の区間Ｔ３でＬＯＷとなり、それ以外の区間ではＨＩＧＨとなっている。
【００２６】
ここで、検出抵抗電圧Vrsのピーク点は負荷電流のピークと等価である。このため検出抵抗電圧のピーク点を保持することで負荷電流を監視することが可能となる。本実施の形態では、好ましくは、図６のようにレベルシフト回路９において基準電圧Ｖrefに対して所定の電圧Ｖaddを加算する。この加算させる電圧値は、図６（ｂ）の第１の区間Ｔ１及び第２の区間Ｔ２において第2コンパレータ８の出力Comp2がＨＩＧＨの状態（即ち、Ｖref＋Ｖadd ＝ Ｖ９ ＞ Ｖ１０）になるために必要な値、好ましくは100mV〜数100mV程度としている。
【００２７】
図６において、設定電流が増加する第２の区間Ｔ２では、レベルシフト電圧Ｖ９がピークホールド電圧Ｖ１０より大きいため、第2コンパレータの出力Comp2はＨＩＧＨとなる。一方、設定電流が減少する第３の区間Ｔ３では、設定電流に対する負荷電流の追従性が悪くなっている（緩やかである）ため、ピークホールド電圧Ｖ１０がレベルシフト電圧Ｖ９より大きくなる区間となり、第2コンパレータ８の出力Comp2が反転しＬＯＷとなる。このように第2コンパレータ８の出力がＬＯＷとなった時点ｔ２で負荷電流が設定電流より大きいと判定できる。
【００２８】
次に、図１に示す本発明の実施の形態に係る負荷駆動装置において、負荷電流監視部７の出力、即ち、第２コンパレータ８の出力Comp2をＰＷＭ制御部３にフィードバックさせることで負荷電流の追従性を改善した動作について、図２乃至図４を参照して以下に説明する。
【００２９】
図２は本発明に係る負荷駆動装置のＰＷＭ制御部の高速減衰モードを中心にその前後におけるタイミングチャート、図３は本発明に係る負荷駆動装置の動作波形図、図４は本発明に係る負荷駆動装置の動作シーケンスを示す図である。図２の（ａ）〜（ｄ）はそれぞれＭ１用ＴＧ１５〜Ｍ４用ＴＧ１８で生成されるタイミング信号波形を示し、図２の（ｅ）は高速減衰モードを中心にその前後における検出抵抗電圧Ｖrsが基準電圧Ｖref（設定電流に相当）に追随して変化する状態を示す波形図であり、基準電圧を破線で示し、検出抵抗電圧を実線で示す。ここに示す高速減衰モード期間では、負荷電流が減少しているのに対して検出抵抗電圧Ｖrsが増加しているのは、負荷電流は逆向きに流れているため、検出抵抗電圧Ｖrsは上向きとなっていることを示す。図２の（ｆ）は、高速減衰モードを中心にその前後における第２コンパレータ８の出力信号Comp2の波形を示す。図２に示すタイミング期間ａは通電モードに対応し、タイミング期間ｂ，ｄはダイオード回生モードに対応し、タイミング期間ｃは同期整流モードに対応し、タイミング期間ｅは高速減衰モードに対応する。
【００３０】
図３は負荷電流監視部７の各入出力電圧のタイミングチャートを示す図で、図３の（ａ）は設定電流（基準電圧に相当）の変更に伴って負荷電流が追随して変化する状態を示す波形図である。図３の（ｂ）はＨブリッジ回路５からの検出抵抗電圧Ｖrsが基準電圧Ｖref（設定電流に相当）に追随して変化する状態を示す波形図であり、基準電圧を破線で示し、検出抵抗電圧を実線で示している。図３の（ｃ）はレベルシフト回路９の出力信号Ｖ９とピークホールド回路１０の出力信号Ｖ１０との大小関係を示し、レベルシフト回路９の出力信号Ｖ９を破線で示し、ピークホールド回路１０の出力信号Ｖ１０を実線で示している。図３の（ｄ）は、第２コンパレータ８から出力され、ＰＷＭ制御部３にフィードバックされる比較結果を示す信号Comp2の波形図を示す。本発明の実施形態では、負荷電流監視部７の第2コンパレータ出力Comp2がLowとなった場合、減衰選択指令１９により第１のスイッチ素子SW１を制御して常時オン状態（SW1のa側）からM2の同期整流指令の反転信号（SW1のｂ側）に切り替えてトランジスタM1をオフとし、高速減衰モード（ｅ）を選択する。
【００３１】
図４は本実施の形態の負荷駆動装置の動作シーケンスを示す図である。同図において、図４の（ａ）に示す通電モードでは、Ｍ1、Ｍ4をオンし、Ｍ2、Ｍ3をオフさせて負荷の電流を増加させる。電流検出抵抗６に発生した電圧が基準電圧に到達すると、図４の（ｂ）に示すように、Ｍ4をオフにしてダイオード回生モードに入る。次いで、第２コンパレータ８において、ピークホールド回路１０の出力Ｖ10とレベルシフト回路９の出力Ｖ9が比較判定され、その比較結果を表す信号Comp2が第２コンパレータ８から出力されてＰＷＭ制御部３にフィードバック入力される。
【００３２】
上記比較結果を表す信号Comp2がＨＩＧＨ（即ち、Ｖ９＞Ｖ１０）の場合は、一定時間の後、図４の（ｃ）に示すように、Ｍ2をオンにして同期整流モードに至る。同期整流モードを用いる目的は、トランジスタM1、M2、M3、M4のオン抵抗と、回生電流の関係で、ダイオードに電流を流すよりも、トランジスタをオンさせて流す方が、消費電力の損失が小さくできるためである。例えば回生電流が1.5Aで、トランジスタのオン抵抗を0.5オーム、ダイオードに1.5Aを流した際の発生電圧が1Vである場合、
ダイオード回生：Ｐ＝1.5A×1V＝1.5W
同期整流モード：P＝1.5A×0.5オーム×1.5A＝1.125W
となり、同期整流モードの方が、低消費電力にできる。
【００３３】
一方、第２コンパレータ８による比較結果信号Comp2がＬＯＷの場合は、図４の（ｅ）に示す高速減衰モードを経由して、図４の（ｄ）に示すダイオード回生モードに至るように動作させ、この場合は、図４の（ｃ）に示す同期整流モードは経由させていない。この図４の（ｅ）に示す高速減衰モードでは、前述のように減衰選択指令１９により第１のスイッチ素子SW１を制御してトランジスタＭ1をオフさせる。これにより、負荷Ｍに蓄えられたエネルギーは、図４の（ｅ）で示す電流経路、即ち、接地側端部GNDから検出抵抗６⇒トランジスタＭ3の寄生ダイオード⇒負荷Ｍ⇒トランジスタＭ2の寄生ダイオード⇒電源ＶＭへと流れる電流によって消費される。このような高速減衰モードによって、負荷に蓄えられたエネルギーが消費された後で、次の通電モード動作に入るので、負荷電流は素早く設定電流に到達することができる。
【００３４】
その後、再び、図４の（ｄ）に示すように、Ｍ2をオフにしてダイオード回生モードに至る。このように、第２コンパレータ８による比較結果を表す信号Comp2がＨＩＧＨの場合は、通電モード終了以降（ｂ）〜（ｄ）は負荷の電流を減衰させ、決められた周期で通電モードとなり、負荷電流を増加させ、このような繰り返しで負荷のピーク電流を一定に制御する。
【００３５】
ここで、図４の（ｅ）に示す高速減衰モードにおける負荷電流監視部７の各入出力信号の関係を、図３では区間Ｔ３（期間ｔ２〜ｔ３）における波形図で示している。即ち、区間Ｔ３では、図３の（ｃ）からレベルシフト出力はピークホールド出力より小さい（Ｖ９＜Ｖ１０）ので、図３の（ｄ）に示すように第２コンパレータ８による比較結果信号Comp2はＬＯＷとなる。そしてトランジスタＭ1をオフさせることにより、負荷Ｍに蓄えられたエネルギーは、図４の（ｅ）で示す電流経路を流れる電流によって急速に消費され、図３の（ｂ）に示すように時刻ｔ３で検出抵抗電圧は基準電圧に到達し、区間Ｔ３内の図３の（ａ）に示す対応期間で負荷電流を急速に減衰させている。
【００３６】
図３に示す高速減衰モードによる高速減衰区間Ｔ３は、対応する図６に示す低速衰区間Ｔ３よりも格段に短くなり、高速減衰モードによって負荷電流の追従性が改善されたことを示している。
【００３７】
なお、本実施の形態では、Ｈブリッジ回路はNch型MOSのみで構成されているが、上側トランジスタをPch型MOSで構成することも可能である。またトランジスタをMOS型ではなくバイポーラ型で構成することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
以上のように本発明は、マイクロステップ波形において設定電流が減少する区間において、負荷電流を設定電流に素早く到達させることを実現できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明に係る負荷駆動装置の一実施例の構成を示す図である。
【図２】本発明に係る負荷駆動装置のＰＷＭ制御部の動作波形図である。
【図３】本発明に係る負荷駆動装置の動作波形図である。
【図４】本発明に係る負荷駆動装置の動作シーケンスを示す図である。
【図５】本発明に係る負荷電流監視部の動作を説明するための構成図である。
【図６】本発明に係る負荷電流監視部の動作を説明するための波形図である。
【図７】従来の設定電流と負荷電流の関係を示す図である。
【図８】従来のマイクロステップの設定電流の変化を示す図である。
【図９】従来の設定電流と負荷電流の関係を示す図である。
【符号の説明】
【００４０】
１      電流設定電圧源
２      第1コンパレータ
３      ＰＷＭ制御部
４      ゲートドライブ
５      Ｈブリッジ型負荷駆動回路
６      電流検出抵抗
７      負荷電流監視部
８      第2コンパレータ
９      レベルシフト回路
１０    ピークホールド回路
１１    発振器
１２    分周器
１３    強制通電時間設定部
１４    RSフリップフロップ
１５〜１８  ゲート制御タイミングジェネレータ
１９    減衰選択指令部
２０、２１  インバータ
【図１】
2008283835.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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