(57)【要約】【課題】安価な構成で、モータパラメータに依存しない汎用性を有し、低騒音で、かつ高効率運転可能な同期モータ駆動装置および方法を提供する。【解決手段】同期モータ内に位置センサを配置し、同期モータの巻線に流れる電流の極性を検出する電流極性検出回路を備え、同期モータを駆動するインバータを備えた同期モータ駆動装置において、位置センサ９からの信号に基きモータ回転速度ωｒを演算し、速度指令ω＊に近づくように第１の電圧調整量（ｑ軸電流指令Ｉｑ＊）を算出する速度制御部４７と、電流極性検出回路１３からの信号と位置センサ信号の位相差が所定値となるように第２の電圧調整量（ｄ軸電流指令Ｉｄ＊）を算出する位相制御部４５を備え、同期モータへの印加電圧の振幅と位相とを、それぞれ、両電圧調整量に基き調整するようにした。【選択図】図１
2008219954.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期モータと、この同期モータに可変電圧・可変周波数の３相交流を供給する３相インバータと、前記同期モータの巻線に発生する誘起電圧に関連した位置センサ信号を出力する位置センサと、前記同期モータの相電流の位相を検出する電流位相検出部を備えた同期モータ駆動装置において、前記同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、この回転速度が前記モータに対する速度指令に近づくような第１の電圧調整成分を出力する速度制御部と、前記位置センサ信号と前記電流位相との位相差が位相差目標値に近づくような第２の電圧調整成分を出力する位相制御部と、前記３相インバータの出力電圧の振幅と位相とを、それぞれ、前記第１および第２の電圧調整成分の両者に基いて決定する電圧決定部と、この電圧決定部により決定された前記出力電圧の振幅と位相をもつように前記３相インバータを制御するインバータ制御部を備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項２】
請求項１において、前記電流位相検出部は、前記相電流の極性を検出し、電流極性信号を出力する電流極性検出回路を備え、前記位相制御部は、位相差目標値を入力する位相差目標値入力部を備え、前記電流極性信号と前記位置センサ信号との間の位相差を、前記位相差目標値に近づけるように制御することを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項３】
請求項１または２において、前記３相インバータは、正負の直流入力端子間に、各相毎に２個のスイッチング素子を直列接続し、これら各相のスイッチング素子の直列接続点を３相交流出力端子としたインバータ主回路を備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかにおいて、前記位置センサは、前記同期モータの巻線に発生する誘起電圧と所定の位相関係をもつ位置センサ信号を出力するように配置されたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかにおいて、前記モータ速度演算部は、前記位置センサ信号に基いて前記同期モータの回転速度を演算することを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかにおいて、前記同期モータに対する前記速度指令を受信するモータ速度指令受信部を備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかにおいて、前記第１の電圧調整成分は前記同期モータのｑ軸電流指令Ｉｑ＊であり、前記第２の電圧調整成分は前記同期モータのｄ軸電流指令Ｉｄ＊であり、前記３相インバータの出力電圧の振幅と位相とを、それぞれ、前記ｑ軸電流指令Ｉｑ＊およびｄ軸電流指令Ｉｄ＊の両者に基いて決定する電圧決定部と、この電圧決定部により決定された前記出力電圧の振幅と位相をもつように前記３相インバータを制御するインバータ制御部を備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項８】
請求項７において、前記電圧決定部は、前記３相インバータの出力電圧のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊およびｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とを、それぞれ、前記ｑ軸電流指令Ｉｑ＊およびｄ軸電流指令Ｉｄ＊の両者に基いて決定することを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項９】
請求項８において、前記電圧決定部は、前記３相インバータの出力電圧の大きさを表す印加電圧指令Ｖ１とその位相θｖとを、それぞれ、前記ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊およびｄ軸電圧指令Ｖｄ＊の両者に基いて決定することを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれかにおいて、前記位相差目標値を、前記同期モータの回転速度に応じて設定する位相差目標値設定部を備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項１１】
請求項１〜９のいずれかにおいて、前記位相差目標値を外部から入力する位相差目標値入力部を備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれかにおいて、前記位相制御部は、前記モータの回転速度が所定値未満のとき、その位相制御処理を中止することを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項１３】
請求項２〜１２のいずれかにおいて、前記位相制御部は、前記電流極性信号の正の期間と負の期間の割合が所定範囲内のとき、その位相制御処理を更新することを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項１４】
請求項３〜１３のいずれかにおいて、前記電流極性検出回路は、前記インバータ主回路の該当相の正側および負側の前記スイッチング素子が共にオフであるタイミングで、該当相の前記３相交流出力端子の電圧情報に基づいて、電流極性を判定することを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項１５】
請求項３〜１３のいずれかにおいて、前記電流極性検出回路は、前記インバータ主回路の該当相の負側の前記スイッチング素子がオンであるタイミングで、前記負側スイッチング素子と負側直流入力端子との間に接続された抵抗の端子間電圧情報に基づいて、電流極性を判定することを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項１６】
同期モータと、この同期モータに可変電圧・可変周波数の３相交流を供給する３相インバータと、前記同期モータの巻線に発生する誘起電圧に関連した位置センサ信号を出力する位置センサと、前記同期モータの相電流の位相を検出する電流位相検出部を備えた同期モータ駆動装置において、
前記同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部、この回転速度が前記モータに対する速度指令に近づくような第１の電圧調整成分を出力する速度制御部、前記位置センサ信号と前記電流位相との位相差が位相差目標値に近づくような第２の電圧調整成分を出力する位相制御部、前記３相インバータの出力電圧の振幅と位相とを、それぞれ、前記第１および第２の電圧調整成分の両者に基いて決定する電圧決定部、並びに、前記出力電圧の振幅と位相を出力するように変調されたスイッチング素子駆動信号を形成する駆動信号形成部と、を搭載した第１の半導体装置と、
前記３相インバータ、前記駆動信号に基いて前記３相インバータ内の前記スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路、並びに、前記電流位相検出部と、を搭載した第２の半導体装置と、
を備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項１７】
請求項１６において、前記第１の半導体装置および前記第２の半導体装置を、前記同期モータに内蔵したことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項１８】
請求項１６または１７において、前記第１の半導体装置に搭載された前記速度演算部、前記速度制御部、前記位相制御部、前記電圧決定部、並びに、前記駆動信号形成部は、第１の半導体装置内に搭載されたマイクロコンピュータで形成されていることを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項１９】
請求項１〜１８のいずれかにおける同期モータに、ファンを取り付けたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項２０】
３相インバータから同期モータに可変電圧・可変周波数の３相交流を供給するステップと、前記同期モータの巻線に発生する誘起電圧に関連した位置センサ信号を出力するステップと、前記同期モータの相電流の位相を検出するステップを備えた同期モータ駆動方法において、前記同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算ステップと、この回転速度が前記モータに対する速度指令に近づくような第１の電圧調整成分を出力する速度制御ステップと、前記位置センサ信号と前記相電流との位相差が位相差目標値に近づくような第２の電圧調整成分を出力する位相制御ステップと、前記３相インバータの出力電圧の振幅と位相とを、それぞれ、前記第１および第２の電圧調整成分の両者に基いて決定する電圧決定ステップと、この電圧決定ステップにより決定された前記出力電圧の振幅と位相をもつように前記３相インバータを制御するインバータ制御ステップを備えたことを特徴とする同期モータ駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期モータを駆動する同期モータ駆動装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、エアコンや給湯器などのファンモータは、広範囲の加変速制御や電力消費量の節約、または低騒音駆動のため、同期モータが採用されており、これをモータ駆動装置によって駆動することが行われている。
【０００３】
通常、同期モータの内部には、位置センサとして構成が簡単で最も安価であるホールＩＣが搭載されている。このホールＩＣによって、同期モータの磁極位置を検出し、同期モータの巻線に電圧を印加して駆動している。更に、同期モータの巻線に流れる電流の極性を検出し、電流極性情報と、ホールＩＣから得られる磁極位置情報との位相差を制御し、高効率化を図っている。
【０００４】
特許文献１に、従来の同期モータ駆動装置が開示されている。
【０００５】
この同期モータ駆動装置は、直流電源から、同期モータ駆動装置に電力を供給する。モータに流れる電源電流を検出し、検出した電源電流のピーク値に応じた電流信号を生成する。この電流信号と、外部から入力されたトルク指令信号（電流値の指令信号）とを入力し、トルク指令信号から電流信号を差し引いた値である誤差信号を出力する。位置センサにより、モータの複数相のステータ巻線に発生する誘起電圧に対して一定の位相関係を有する位置センサ信号を出力し、その位相にしたがって周期的に電圧値が変化する正弦波信号を生成する。この正弦波信号の振幅は、前記誤差信号に基づいて定められる。
【０００６】
一方、ステータコイルを流れる相電流の位相を検出し、位置センサ信号と電流位相信号との位相差を検出し、この位相差信号に基づいて、位置センサ信号の位相に対して生成する正弦波信号の位相を補正する。
【０００７】
このようにして得られた正弦波信号の振幅と位相に基き、公知のＰＷＭ制御により駆動信号を作成し、これをゲート駆動回路に与えてインバータ内のスイッチング素子を駆動する構成である。
【０００８】
すなわち、特許文献１に開示された従来の同期モータ駆動装置は、まず、ステータコイルに印加する電圧の振幅を、電源電流のピーク値に応じた電流信号と外部から入力されたトルク指令値の偏差に応じて決定している。次に、ステータコイルに印加する電圧の位相を、位置センサ信号と相電流との位相差に基づいて決定し、モータを駆動している。
【０００９】
【特許文献１】特開２００６−３４０８６号公報
【非特許文献１】「わかりやすい小型モータの技術」オーム社３章４３頁表３−６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記特許文献１に開示された同期モータ駆動装置は、電源電流情報とトルク指令情報を用いて、ステータコイルに印加する電圧の振幅を決めている。しかし、トルク指令は、原理上、相電流とは比例関係にあるが、例えば、非特許文献１に開示されたモータトルクの数式からも明らかなように、電源電流の大きさのみによって変化する訳ではない。
【００１１】
このため、電源電流情報とトルク指令情報から算出した振幅では、モータに与える印加電圧が最適ではなく、モータ速度が変動し、騒音につながる。
【００１２】
また、電源電流情報を検出するための検出回路も必要となるため、低価格な簡易構成とはなり得ない。
【００１３】
更に、突極モータの場合は、磁石トルクに加え、リラクタンストルクが発生するため、効率最大の最適位相は、相誘起電圧位相と相電流位相が一致したときではなく、効率最大にはならない。また、リラクタンストルクの大きさは、モータパラメータ（例えば、巻線抵抗、インダクタンス、発電定数）に依存するため、効率の低下を招く。
【００１４】
本発明は、低騒音で、高効率の運転が可能な同期モータ駆動装置および方法を提供することを主目的とする。
【００１５】
本発明の他の目的は、安価な構成で、モータパラメータに依存しない汎用性を有する同期モータ駆動装置および方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明はその一面において、同期モータに可変電圧・可変周波数の３相交流を供給する３相インバータと、同期モータの巻線に発生する誘起電圧に関連した位置センサ信号を出力する位置センサと、同期モータの相電流の位相を検出する電流位相検出部を備えた同期モータ駆動装置において、同期モータの回転速度を演算し、この回転速度が速度指令に近づくような第１の電圧調整成分を出力する速度制御部と、位置センサ信号と電流位相との位相差が位相差目標値に近づくような第２の電圧調整成分を出力する位相制御部と、前記３相インバータの出力電圧の振幅と位相とを、それぞれ、前記第１および第２の電圧調整成分の両者に基いて決定する電圧決定部と、この電圧決定部により決定された出力電圧の振幅と位相をもつように３相インバータを制御することを特徴とする。
【００１７】
本発明の望ましい実施態様においては、前記第１の電圧調整成分をｑ軸電流指令とし、また、前記第２の電圧調整成分をｄ軸電流指令とすることを特徴とする。
【００１８】
本発明は他の一面において、同期モータの回転速度が速度指令に近づくような第１の電圧調整成分を出力する速度制御部、位置センサ信号と電流位相との位相差制御部、３相インバータの出力電圧の振幅と位相とを、それぞれ、前記第１および第２の電圧調整成分の両者に基いて決定する電圧決定部、並びに、出力電圧の振幅と位相を出力するように変調されたスイッチング素子駆動信号を形成する駆動信号形成部と、を搭載した第１の半導体装置と、３相インバータ、駆動信号に基いて３相インバータ内のスイッチング素子を駆動するゲート駆動回路、並びに、電流位相検出部と、を搭載した第２の半導体装置と、を備えたことを特徴とする。
【００１９】
本発明はさらに他の一面において、同期モータの駆動方法であって、同期モータの回転速度が速度指令に近づくような第１の電圧調整成分を出力する速度制御ステップと、位置センサ信号と電流位相との位相差が位相差目標値に近づくような第２の電圧調整成分を出力する位相制御ステップと、３相インバータの出力電圧の振幅と位相とを、それぞれ、前記第１および第２の電圧調整成分の両者に基いて決定する電圧決定ステップと、この電圧決定ステップにより決定された前記出力電圧の振幅と位相をもつように３相インバータを制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の望ましい実施態様によれば、相電流の位相と磁極位置センサ信号とを所定の位相差に維持し、モータ速度を速度指令に近づくように制御することにより、高効率、かつ低騒音の同期モータ駆動装置または方法を実現できる。
【００２１】
また、本発明の望ましい実施態様によれば、相電流位相と磁極位置センサ信号との位相差の目標値を可変とすることで、安価な構成で、モータの特性に依存しない汎用性を有し、高効率運転可能な同期モータ駆動装置または方法を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の望ましい実施例について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２３】
以下の実施例では、第１の電圧調整量をｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とし、第２の電圧調整量をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とするものとして説明する。
【実施例１】
【００２４】
図１は、本発明の実施例１による同期モータ駆動装置２の全体構成を示すブロック図である。この実施例１のモータ駆動装置２は、エアコンの室外機などに用いられるファンモータの駆動装置として好適である。
【００２５】
＜全体構成の説明＞
図１において、主回路から説明する。直流電源１は、同期モータ駆動装置２に電力を供給する、例えば、約１４１［Ｖ］〜約４５０［Ｖ］の高圧電圧であり、例えば、商用電源からの交流電圧を整流・平滑する市販のコンバータやバッテリから得られる。
【００２６】
インバータ主回路３は、正負直流入力端子間に各相２個のスイッチング素子（Ｔ１〜Ｔ３とＴ４〜Ｔ６）をそれぞれ直列接続し、それらの直列接続点を３相交流端子とする。各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６は、それぞれ、逆並列に還流ダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。このインバータ主回路３は、直流電源１から供給される電力と、ゲート駆動回路１１からのゲート駆動信号に基づき、可変電圧・可変周波数の３相交流電圧を作り、同期モータの巻線８へ供給する。
【００２７】
次に、制御系につき概略を説明する。第１の半導体装置７は、望ましくはマイクロコンピュータで形成され、外部から速度指令情報Ｖｓｐを入力し、第２の半導体装置１０内の前記ゲート駆動回路１１へ駆動信号を出力する。
【００２８】
速度指令情報Ｖｓｐは、モータ速度指令受信部４９で受信され、速度指令ω＊を速度制御部４７へ伝達する。
【００２９】
同期モータには位置センサ９が設けられており、同期モータの巻線８の誘起電圧と所定位相関係をもつ位置センサ信号ＶＨｕ〜ＶＨｗを発生し、第１の半導体装置７内の位相差演算部４６及びモータ速度演算部４８へ出力する。モータ速度演算部４８は、速度検出値ωｒを速度制御部４７へ入力し、ここで、前記速度指令ω＊と速度検出値ωｒの偏差Δωを求め、演算を実施した後、電圧決定部４４へのｑ軸電流指令値Ｉｑ＊として出力する。
【００３０】
一方、第２の半導体装置１０内には、同期モータの相電流位相検出手段として、この実施例では、電流極性検出回路１３を備えている。例えば、Ｕ相電流の極性信号ＶＵＰを、前記第１の半導体装置７内の位相差演算部４６へ出力する。位相差演算部４６では、位置センサ９からの位置センサ信号、例えば、ＶＨｕと、電流極性検出回路１３からの相電流極性信号ＶＵＰとに基いて、モータの相誘起電圧と該当相電流との位相差を演算する。位相制御部４５では、位相差目標値θｉｈ＊と位相差検出値θｉｈの差分Δθｉｈを求め、演算を実施した後、電圧決定部４４へｄ軸電流指令値Ｉｄ＊として出力する。
【００３１】
電圧決定部４４は、本発明の要部を構成する特徴を持つもので、前記第１，第２の電圧調整成分に基いて、同期モータの巻線８へ印加する電圧の振幅と位相を決める。すなわち、前記第１，第２の電圧調整成分に基いて、電圧の振幅を決め、また、前記第１，第２の電圧調整成分に基いて、電圧の位相を決めるのである。詳細は後述する。
【００３２】
信号波形成部４３は、電圧決定部４４で算出された電圧（大きさ）指令Ｖ１と電圧位相θｖ（ｎ）に基づき、３相正弦波電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。搬送波出力部４１は、ＰＷＭ信号を発生するための搬送波を発生し、駆動信号形成部４２では、各相印加電圧指令と搬送波との振幅レベルの比較を行い、インバータを駆動するための駆動信号をゲート駆動回路１１へ出力する。
【００３３】
以上が、本発明の実施例１による同期モータ駆動装置の全体の概略構成である。
【００３４】
次に、本発明の特徴に関して、詳細に説明する。
【００３５】
＜電流極性検出回路の説明（前編）＞
前述したように、この実施例では、電流位相検出手段として電流極性検出回路１３を備えており、同期モータの対象相の巻線８に流れる電流または電圧を検出し、電流の極性を判定する。
【００３６】
図２は、本発明の実施例１における電流極性検出回路１３の機能説明用波形図である。ここでは、一例として、Ｕ相電流ＩＵＭと、電流極性検出回路１３の出力であるＵ相電流極性信号ＶＵＰの関係を示している。図２に示す通り、Ｕ相電流ＩＵＭが正のとき、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰは“Ｈ”（High）となり、Ｕ相電流ＩＵＭが負のとき、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰは“Ｌ”（Low）となる。図２に示すＵ相電流極性信号ＶＵＰは、マイコンの位相差演算部４６へ入力される。電流極性検出回路１３の具体例については後述する。
【００３７】
＜位置センサ９の説明＞
位置センサ９は、同期モータの巻線８に発生する誘起電圧と一定の位相関係をもつ位置センサ信号を位相差演算部４６及びモータ速度演算部４８へ出力する。位置センサ９には、例えば、低価格なホールＩＣなどを用いることができる。また、ホールＩＣの代わりに、より低コストであるホール素子を用いても良い。ホール素子の場合、各ホール素子の出力電圧は２つの端子間の電圧である。通常ホール素子の出力電圧は、１Ｖ以下の微小電圧であるため、アンプを用いて信号を増幅する。なお、図１には、３個のホールＩＣを図示しているが、位置センサは２個または１個でもよい。
【００３８】
図３は、本発明の実施例１におけるホールＩＣを用いた位置センサにおける位置センサ信号と相誘起電圧の関係を示す電圧波形図である。図３に示すように、一般的に、位置センサ信号は、各相誘起電圧に対して、負論理、かつ電気角３０度遅れの関係の出力信号ＶＨｕ，ＶＨｖ，ＶＨｗを出力する。なお、本実施例では、位置センサ信号と相誘起電圧の関係の一例として図３を示したが、例えば、正論理、かつ電気角３０度遅れの関係でも、負論理、かつ相誘起電圧に一致の関係でも、任意の関係であって構わない。
【００３９】
＜制御系の詳細な説明＞
次に、第１の半導体装置７を中心とする制御系について詳細に説明する。
【００４０】
モータ速度指令受信部４９、モータ速度演算部４８、速度制御部４７、位相差演算部４６、位相制御部４５、電圧決定部４４、信号波形成部４３、および搬送波出力部４１、駆動信号形成部４２により、速度制御系、位相制御系、およびＰＷＭ変調部を形成する。
【００４１】
これらの速度制御系、位相制御系、およびＰＷＭ変調部は、ワンパッケージに樹脂封止された第１の半導体装置７内に実装されている。他方、インバータ主回路３、ゲート駆動回路１１、および電流極性検出回路１３を、もうひとつのワンパッケージに樹脂封止した第２の半導体装置１０内に実装されている。このように構成することによって、回路構成が簡易となり、基板設計が容易となる。
【００４２】
第１の半導体装置７は、例えば、マイクロコンピュータ、ディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）などで形成される。本実施例では、第１の半導体装置７の１例として、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称）として説明する。マイコンは、位置センサ９からの各相位置センサ信号ＶＨｕ，ＶＨｖ，ＶＨｗ、電流極性検出回路１３からのＵ相電流極性信号ＶＵＰ、速度指令情報Ｖｓｐを入力し、インバータ主回路３のスイッチング素子を駆動する駆動信号を出力する。また、第２の半導体装置１０には、例えば、高耐圧ワンチップインバータＩＣなどを用いることができる。
【００４３】
＜速度制御系＞
モータ速度演算部４８は、位置センサ信号の各エッジ間（電気角６０度）の時間（間隔時間と呼ぶ）を測定し、速度検出値ωｒを演算している。ここで、ホールＩＣ２個の場合は、位置センサ信号の各エッジ間は電気角６０度時間と１２０度時間が交互となり、ホールＩＣ１個の場合は電気角１８０度時間となる。このため、ホールＩＣ個数に応じて、前記エッジ間の時間からモータ速度検出値ωｒを演算すればよい。
【００４４】
モータ速度指令受信部４９は、マイコン外部から入力された速度指令情報Ｖｓｐを受信する。受信した速度指令情報Ｖｓｐは、速度指令ω＊に変換し、出力する。
【００４５】
速度制御部４７は、前記速度指令ω＊と速度検出値ωｒが等しくなるように制御する。
【００４６】
図４は、本発明の実施例１における速度制御部４７の具体的な機能ブロック図である。加減算部４０１で、速度指令ω＊と速度検出値ωｒの偏差分Δωを求め、比例積分制御部４０２にて比例積分制御を実行してｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力する。この比例積分制御は、速度制御の１例であり、比例制御、積分制御単独でも構わない。
【００４７】
なお、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を決定するための必須情報が、位置センサ信号ＶＨｕ〜ＶＨｗ及び速度指令情報Ｖｓｐであることにより、モータ定数の影響を受けない構成である。
【００４８】
＜位相制御系＞
位相差演算部４６は、対象相の電流極性信号の各エッジから当該相の位置センサ信号の各エッジまでの時間（位相差時間と呼ぶ）を測定する。また、モータ速度演算部４８で演算した速度検出値ωｒの電気角１周期の時間を用いて、下記式（１）より位相差検出値θｉｈを求める。
【００４９】
位相差検出値θｉｈ＝（位相差時間／電気角１周期時間）×３６０度・・・・（１）
図５は、本発明の実施例１におけるＵ相の相誘起電圧と相電流に対する位置センサ信号と電流極性信号の波形図である。Ｕ相位置センサ信号ＶＨｕとＵ相電流極性信号ＶＵＰとの間には、位相差検出値θｉｈが存在しており、図の場合は、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰのエッジを基準とし、次のＵ相位置センサ信号ＶＨｕのエッジまで位相差検出値θｉｈは、＋６０度である。もちろん、Ｕ相は１例であり、Ｖ相でもＷ相でもまたは３相分でも２相分でも構わない。
【００５０】
位相制御部４５は、マイコン内部メモリに記録してある位相差目標値θｉｈ＊と前記位相差検出値θｉｈが等しくなるように制御する。
【００５１】
図６は、本発明の実施例１における位相制御部の具体的制御ブロック図である。図に示す通り、加減算部６１で、位相差目標値θｉｈ＊と位相差検出値θｉｈの差分Δθｉｈを求め、積分制御部６２で、積分制御を実行し、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を出力する。ここで、積分制御は、位相制御の１例であり、比例制御または比例積分制御でも構わない。
【００５２】
なお、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を決定するための必須情報が、電流極性信号、位置センサ信号、及び位相差目標値θｉｈ＊であることにより、モータ定数の影響を受けない構成である。
【００５３】
非突極型の同期モータの場合、理論上、磁石トルク成分のみでリラクタンストルク分は発生しないため、Ｕ相電流ＩＵＭとＵ相誘起電圧Ｅｕが一致したケースが効率最大となる。本実施例の場合には、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰのエッジを基準とし、次のＵ相位置センサ信号ＶＨｕのエッジまで、位相差検出値θｉｈが＋３０度である。つまり、マイコン内部のメモリに、位相差目標値θｉｈ＊を＋３０度に設定することによって、位相制御処理により、図５の位相差検出値＋６０度の状態から、位相差検出値θｉｈが＋３０度の状態になるようにｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を出力する。
【００５４】
図７は、本発明の実施例１における位相差目標値が＋３０度の場合における、Ｕ相の相誘起電圧と相電流に対する位置センサ信号と電流極性信号の波形図である。図示の状態、すなわち、位相差検出値θｉｈが＋３０度の状態になるように、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を出力するのである。
【００５５】
＜印加電圧振幅・位相の決定＞
電圧決定部４４は、前記ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を用いて、同期モータの巻線８へ印加する電圧の振幅と位相を決める。電圧の振幅は、下記式（２），（３）に示す電圧モデル式に従って、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を演算する。
【００５６】
Ｖｄ＊＝ｒ・Ｉｄ＊−ωｒ・Ｌ・Ｉｑ＊・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
Ｖｑ＊＝ｒ・Ｉｑ＊＋ωｒ・Ｌ・Ｉｄ＊＋ωｒ・Ｋｅ・・・・・・・・・・・（３）
ここに、Ｖｄ＊はｄ軸電圧指令，Ｉｄ＊はｄ軸電流指令，Ｖｑ＊はｑ軸電圧指令，Ｉｑ＊はｑ軸電流指令，ｒは巻線抵抗，Ｌはインダクタンス，Ｋｅは発電定数，ωｒは速度検出値である。
【００５７】
次に、下記式（４）に従い、電圧の振幅を求める。
【００５８】
Ｖ１＝√{（Ｖｄ＊）＾２＋（Ｖｑ＊）＾２}・・・・・・・・・・・・・・（４）
ここに、Ｖ１は印加電圧指令である。
【００５９】
なお、本実施例では、式（２），（３）では、モータ速度ωｒを用いているが、速度指令値ω＊で代用しても構わない。
【００６０】
このように、前述した速度制御部４７および位相制御部４５により、モータ定数の影響を受けずにｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を決定している。このため、式（２），（３）の巻線抵抗ｒ、インダクタンスＬ、および発電定数Ｋｅは、モータの特性に合わせた数値である必要はなく、速度制御部４７によって、速度指令ω＊に近い速度となるとともに、位相制御部４５によって、高効率運転が可能となる。
【００６１】
電圧の位相は、下記式（５），（６）に従い、求める。
【００６２】
θｖ（ｎ）＝δ＋π／２・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（５）
δ＝ｔａｎ−１（−Ｖｄ＊／Ｖｑ＊）・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）
信号波形成部４３は、電圧決定部４４で算出された電圧位相θｖ（ｎ）、印加電圧指令Ｖ１に基づき、互いに１２０度の位相差を有する各相印加電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。なお、印加電圧位相は、ＰＷＭ割込み処理毎に下記式（７）にて位相を更新することで、同期モータの巻線８へ印加する電圧の位相を連続的に更新できる。位相更新処理は、ＰＷＭ割込み周期でなくとも構わないが、処理周期は短い方が望ましい。
【００６３】
θｄｖ（ｎ）＝θｖ（ｎ）＋θｄ（ｎ）  ・・・・・・・・・・・・・・・・（７）
θｄ（ｎ）＝θｄ（ｎ−１）＋ωｒ・Δｔ  ・・・・・・・・・・・・・・・（８）
ここで、Δｔは位相更新周期であり、本実施例では、ＰＷＭ割込み処理毎に位相更新処理を実行するため、ＰＷＭ半周期時間である。
【００６４】
＜ＰＷＭ信号作成＞
搬送波出力部４１は、ＰＷＭ信号を発生するための搬送波を発生する。駆動信号形成部４２では、各相印加電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと搬送波との振幅レベルの比較を行い、インバータを駆動するための駆動信号を出力する。
【００６５】
＜ソフト処理フローの説明＞
次に、前記マイコン内部の制御及び処理のうち、本発明の実施例の説明に必要な部分をフローチャートを用いて説明する。
【００６６】
図８は、本発明の実施例１におけるメイン処理の処理フロー図である。また、図９にＰＷＭ割込み処理、図１２に位置検出割込み処理、図１５に制御周期割込み処理を示す。
【００６７】
メイン処理以外の割込み処理は、それぞれの割込みイベントが発生したときに処理が実行される。例えば、ＰＷＭ割込み処理はＰＷＭ半周期時に、位置検出割込み処理は位置センサ信号の各エッジ入力時に、制御周期割込み処理は制御周期タイマのオーバーフロー時に、それぞれ割込みが発生する。なお、上記は、割込み発生のイベントの１例であり、モータ特性、負荷特性、またはモータ速度に応じて、割込み発生イベントを設定しても良い。また、本実施例では、３つの割込みで記載しているが、３つより少ない割込みでも、３つより多い割込みでも良い。
【００６８】
＜メイン処理＞
図８のメイン処理について、以下簡単に説明する。
【００６９】
メイン処理は、ステップ８０１において、速度指令情報を読込み、ステップ８０２で、インバータの駆動／停止の判定を行い、速度指令情報Ｖｓｐが規定値以上のとき、ステップ８０３で、インバータ駆動状態処理を実行し、速度指令情報Ｖｓｐが規定値未満のとき、ステップ８０４において、インバータ停止状態処理を行う。
【００７０】
本処理中の速度指令情報読込みステップは、前述のモータ速度指令受信部４９のソフト処理である。
【００７１】
メイン処理は、通常、上記処理を繰返し実行しており、無限ループとなっている。速度指令情報読込み後、速度指令情報Ｖｓｐが規定値以上のときに、速度指令情報ＶｓｐをＲＡＭエリアに格納し、インバータ駆動状態処理へと遷移する。詳細な説明は省略する。
【００７２】
＜ＰＷＭ割込み処理＞
次に、本発明の要部の処理について、フローチャートを用いて詳細に説明する。
【００７３】
図９は、本発明の実施例１におけるＰＷＭ割込み処理のフローチャートである。
【００７４】
本ＰＷＭ割込み処理は、電流極性信号情報読込み処理９０１、位相更新９０２、各相印加電圧指令演算９０３、およびＰＷＭ出力９０４により構成されている。まず、電流極性信号情報読込み処理９０１から詳細に説明する。
【００７５】
図１０は、図９における電流極性信号情報読込み処理のフローチャートである。
【００７６】
この電流極性信号情報読込み処理は、前述の位相差演算部４６で使用する電流極性信号情報を得るものである。
【００７７】
図１０において、ステップ１０１の電流極性信号情報読込み処理では、ＰＷＭ割込み周期にて、電流極性検出回路１３で検出したＵ相電流極性信号ＶＵＰを読込み、これを用いて、極性カウンタを操作し、また、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰと位置ステータスＰＳ（図３）の情報から、位相差カウンタを操作する。
【００７８】
極性カウンタは、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰの正と負の期間の割合を把握するために使用し、位相差カウンタは、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰとＵ相位置センサ信号ＶＨｕの位相差を検出することに使用する。具体的には、ステップ１０２において、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰが正のとき、ステップ１０３でインクリメントし、負のとき、ステップ１０４でディクリメントする。すなわち、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰの正負期間が同じ場合は、電気角１周期分の極性カウンタの内容の増減はゼロとなる。
【００７９】
図１１は、本発明の実施例１における位相差カウンタの操作を示すテーブルである。位相差カウンタは、図のように、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰと位置ステータスＰＳの情報に基づき操作される。
【００８０】
さて、図９に戻って、図９の位相更新ステップ９０２以降の処理は、前述の信号波形成部４３，駆動信号形成部４２のソフト処理である。
【００８１】
位相更新ステップ９０２では、前述の式（７），（８）に従い、印加電圧位相を更新する。各相印加電圧指令演算ステップ９０３では、前述の式（４）の印加電圧振幅情報と前述の式（７）の印加電圧位相情報に従い、互いに１２０度の位相差を有する各相印加電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。次に、ＰＷＭ出力ステップ９０４における、各相印加電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと搬送波との比較動作については、前述の通り公知であり、詳細は省略する。
【００８２】
＜位置検出処理＞
図１２は、本発明の実施例１における位置検出割込み処理のフローチャートを示す。
【００８３】
本処理は、位置センサ信号のエッジ毎に割込み処理として起動される。そして、位置信号情報読込みステップ１２１、位置ステータス設定ステップ１２２、極性カウンタ・位相差カウンタ格納とクリアステップ１２３、間隔時間の算出ステップ１２４、速度演算ステップ１２５、および速度検出値の格納ステップ１２６により構成されている。この処理は、主に、前述のモータ速度演算部４８のソフト処理である。
【００８４】
位置信号情報読込みステップ１２１では、各相の位置センサ信号の“Ｈ”または“Ｌ”の状態を読込む。その後、ステップ１２２では、位置センサ信号情報に基づき、図３に示す位置ステータスＰＳを設定する。次に、ステップ１２３では、前記位置ステータスＰＳに応じて、ＰＷＭ割込み処理で操作した極性カウンタ、ならびに位相差カウンタを図１３に示すように格納し、格納後は極性カウンタならびに位相差カウンタを０クリアする。
【００８５】
図１３は、本発明の実施例１における極性カウンタと位相差カウンタの格納エリア説明図である。極性カウンタならびに位相差カウンタ格納エリアは、この図に示す通り、６個（電気角３６０度分）である。なお、前記格納エリアは、位置センサ３個の場合であり、位置センサの個数に応じてエリア数を変更しても良い。
【００８６】
さて、図１２に戻って、ステップ１２４における間隔時間の算出では、位置検出時間の読込みと算出を行う。本割込み処理では、位置センサ信号のエッジ割込みをインプットキャプチャ割込みにて行っているため、位置センサ信号のエッジ割込み時の時間が自動的に確保されている。ここでは、この時間をレジスタから読込み、専用のＲＡＭエリアに保管する処理である。なお、本実施例では、エッジ割込みの例で記述しているが、位置センサ９の変化周期で割込みを起動させれば良いし、例えば、ＰＷＭ割込み周期で位置センサ信号の変化を監視し、変化したときに位置検出割込みを発生させても良い。
【００８７】
さて、読み込んだ位置検出時間と前回の位置検出時間から位置検出の間隔時間を演算し、その値を専用のＲＡＭエリアに格納する。
【００８８】
図１４は、本発明の実施例１における間隔時間格納エリア説明図である。図に示す通り、間隔時間格納エリアは、６個あり（電気角３６０度分）、最新の電気角６０度分の間隔時間が最上位に格納される構成となっている。言い換えると、電気角１周期分の間隔時間が確保でき、１周期後に消去されることを意味する。
【００８９】
次に、速度演算ステップ１２５では、間隔時間６個を用いて平均化した後、速度に変換する。なお、低速回転や負荷変動の大きい負荷の場合は、偶数個の間隔時間から速度検出値ωｒを演算してもよい。どの方法でも位置信号のばらつきを抑制して、安定した速度検出値ωｒの演算が可能である。
【００９０】
＜制御周期割込み処理＞
図１５は、本発明の実施例１における制御周期割込み処理のフローチャートを示す。
【００９１】
本処理は、制御周期タイマのオーバーフロー時、または、位置検出割込み処理に連動して、割込み処理として起動する。
【００９２】
本処理は、速度制御処理ステップ１５１、位相制御処理ステップ１５２、および電圧演算ステップ１５３により構成されており、前述の位相制御部４５、速度制御部４７、および電圧決定部４４のソフト処理である。
【００９３】
図１６は、本発明の実施例１における速度制御処理フローを示す。
【００９４】
この速度制御処理では、ステップ１６１において、メイン処理にて設定した速度指令値ω＊と、位置検出処理にて算出した速度検出値ωｒを用いて、前記速度指令値ω＊と速度検出値ωｒの偏差Δωを算出する。次に、ステップ１６２では、前記偏差Δωを入力として、比例積分演算を行い、ステップ１６３では、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力する。
【００９５】
図１７は、本発明の実施例１における位相制御処理フローである。
【００９６】
位相制御処理は、位置検出割込み処理で、ステップ１７１において、格納した極性カウンタ値を電気角１周期分加算した後、絶対値を求め、ステップ１７２にてこの絶対値が規定範囲内（ＹＥＳ）と判断したとき、ステップ１７３〜ステップ１７８の処理を実行する。すなわち、電気角１周期分の電流極性が正負判断可能なモータ電流範囲（負荷が大きい）において、位相制御処理を実行し、高効率化を図る。反対に、極性カウンタの絶対値が規定範囲よりも大きいときは、モータ電流が小さい（負荷が小さい）領域であるか、または、電流極性信号にノイズが重畳し、正しく読み込めていないと判断し、位相制御処理は実施（更新）しない。
【００９７】
このように、本実施例では、電流極性信号の正の期間と負の期間の割合が規定範囲内のときのみ位相制御を実施するようにし、一方、電流極性信号の正の期間と負の期間の割合が規定範囲外のとき、その位相制御処理を更新しないようにしている。
【００９８】
しかし、図１８を参照して後述するように、モータ速度検出値ωｒが規定値以上の領域で位相制御を実施しても良いし、インバータ起動直後から常時位相制御を実施しても構わない。もちろん、電流極性信号の正／負期間の割合条件とモータ速度検出値ωｒの条件を組合せても良い。なお、位相制御が発散しないようにするには、正負の期間の割合とモータ速度検出値ωｒに応じて位相制御実施の可否を判断することが望ましい。
【００９９】
位相制御処理では、まず、ステップ１７３で、位置検出割込み処理で格納した位相差カウンタ値を電気角１周期分加算し、ステップ１７４では、加算結果にカウンタ更新周期を乗算し、位相差時間を算出する。本実施例の場合、カウンタ更新周期は、ＰＷＭ割込み処理周期である。また、電気角１周期分加算しているが、電気角半周期分でも電気角６０度分でも構わない。なお、電流極性信号の精度や位置センサ信号の精度を考慮すると、電気角半周期または１周期分が望ましい。
【０１００】
次に、ステップ１７５で、速度検出値ωｒから求めた電気角１周期時間と前記位相差時間を用いて、式（１）で位相差検出値θｉｈを演算する。次に、ステップ１７６で、マイコン内部のメモリに格納済みの位相差目標値θｉｈ＊と前記位相差検出値θｉｈの位相差偏差Δθｉｈを求める。次に、ステップ１７７で、前記位相差偏差Δθｉｈを入力とし、積分演算を行い、ステップ１７８で、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を出力する。なお、本実施例では、位相差目標値θｉｈ＊と位相差検出値θｉｈの単位は電気角としたが、同一単位であれば、積分制御の演算式を変更することで対応可能であるため、単位に固執する必要はない。例えば、位相差目標値θｉｈ＊と位相差検出値θｉｈの単位をＰＷＭ割込み回数単位とすると、単位を電気角に変換する処理が省けるため、位相制御の実行時間を短縮する場合は効果的となる。
【０１０１】
電圧演算では、前記速度制御処理で出力したｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と前記位相制御処理で出力したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を用いて、式（２）〜（６）より、同期モータの巻線８へ印加する電圧指令の振幅と位相を演算する。
【０１０２】
図１８は、本発明の実施例１における位相制御部４５のソフト処理の他の実施例を示すものである。
【０１０３】
図１７の実施例との相違は、ステップ１８１において、図１２に示した位置検出割込み処理で求めたモータ速度検出値ωｒを用いて、位相制御処理実施／非実施の分岐を有する点で、他は全て、図１７と同一である。
【０１０４】
前記位相制御処理において、モータ速度検出値ωｒが所定値を超えた場合にのみ、位相制御処理を実行する。
【０１０５】
一方、所定値以下、例えば、最高周波数の１０％以下の場合には、ｄ軸電流指令値は更新せず、前回値のままとする。前記所定値は、実運用下において、電流極性信号の正／負の期間が略等しくなる速度領域に設定しておくことが望ましい。
【０１０６】
以上のように、この実施例によれば、モータ速度検出値ωｒが所定値を超えたときに位相制御処理を実施することにより、電流極性信号に誤った情報が重畳しやすいモータ低速回転時の位相制御処理を避けることが可能となる。この結果、誤った情報に基づき位相制御した場合の制御系の発散を防ぐことが可能となり、安定にモータを駆動する領域を拡大できる。
【０１０７】
＜電流極性検出回路の実施例の説明＞
次に、図１における電流極性検出回路１３の詳細について説明する。
【０１０８】
図１９は、本発明の実施例１における電流極性検出回路１３の第１の具体的な実施例である。図１９では、電流極性検出回路１３が、Ｕ相の電流極性を検出する例を示している。
【０１０９】
図１９に示すように、インバータ主回路３は、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｔ４，Ｕ相上アーム駆動回路Ｋ１，Ｕ相下アーム駆動回路Ｋ４を有する。Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｔ４の接続点にモータ巻線８のＵ相が接続されている。Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔ１には、Ｕ相上アーム還流ダイオードＤ１が逆並列に接続されており、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔ４には、Ｕ相下アーム還流ダイオードＤ４が逆並列に接続されている。
【０１１０】
本実施例の電流極性検出回路１３は、レベルシフト回路Ｌ１及びラッチ回路Ｆ１を有する。レベルシフト回路Ｌ１は、Ｕ相出力電圧ＶＵＭをより低圧に変換して出力する。具体的には、Ｕ相出力電圧ＶＵＭが略高圧電源電圧ＶＤＣに等しいときには、ある電圧レベルの信号を出力する。以下に、これを“Ｈ”信号と称する。Ｕ相出力電圧ＶＵＭが略ゼロのときには、ゼロレベルの電圧信号を出力する。以下に、これを“Ｌ”信号と称する。“Ｈ”信号の電圧レベルは、ラッチ回路Ｆ１が“Ｈ”信号を検知出来るレベルであればよい。例えば、高圧電源電圧ＶＤＣが変化した場合、“Ｈ”信号の電圧レベルは、ラッチ回路Ｆ１が“Ｈ”信号を検知出来る電圧範囲内であれば高圧電源電圧ＶＤＣに依存して変化してもよい。
【０１１１】
図２０は、図１９に示す電流極性検出回路１３のタイミングチャートの例である。図２０を参照しながら、図１９の電流極性検出回路１３の動作を説明する。
【０１１２】
本実施例では、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｔ４が共にオフのとき、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’の立ち上がりのタイミングｔ１〜ｔ４にて、レベルシフト回路Ｌ１の出力電圧ＶＵＬをモニタする。これにより、Ｕ相の電流極性を検出できる。
【０１１３】
ラッチ回路Ｆ１は、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’の立ち上がりのタイミングｔ１〜ｔ４にてレベルシフト回路Ｌ１の出力電圧ＶＵＬを反転し、それをＵ相電流極性信号ＶＵＰとして出力する。そして、次回に、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’が立ち上がるタイミングまで、ラッチ回路Ｆ１により、直前の信号を保持する。
【０１１４】
図２０の（Ａ）には、Ｕ相上アーム制御信号ＶＵＴ’、図２０の（Ｂ）には、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’を示す。図２０の（Ｃ）は、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔ１の動作、図２０の（Ｄ）は、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔ４の動作を示す。“Ｈ”がオン、“Ｌ”がオフである。図２０の（Ｅ）は、ＩＵＭを示す。Ｕ相電流ＩＵＭは、Ｕ相出力端子から巻線８に流れ込む電流のことであり、巻線８へ向かって電流が流れ込むとき極性は正、巻線８から電流が流れ出すとき極性は負である。図２０の（Ｆ）は、Ｕ相出力電圧ＶＵＭ、図２０の（Ｇ）は、レベルシフト回路Ｌ１の出力電圧ＶＵＬ、図２０の（Ｈ）は、ラッチ回路Ｆ１の出力電圧を示す。図２０の（Ｉ）は、電流をモニタするタイミング、即ち、ラッチ回路Ｆ１がレベルシフト回路Ｌ１の出力電圧ＶＵＬをラッチするタイミングを示す。
【０１１５】
図２０の（Ａ）と（Ｂ）を比較すると、Ｕ相上アーム制御信号ＶＵＴ’とＵ相下アーム制御信号ＶＵＢ’が同時にオフとなる区間（デッドタイム）が設けられていることが分かる。これは、上下アームスイッチング素子が同時にオンとなることを防止するために設けたものである。
【０１１６】
図２０の（Ｉ）に示すように、電流をモニタするタイミングは、図２０の（Ｂ）のＵ相下アーム制御信号ＶＵＢ’が“Ｌ”から“Ｈ”へ立ち上がる時点ｔ１〜ｔ４である。図２０の（Ｂ）と（Ｄ）を比較すると分かるように、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’に対してＵ相下アームスイッチング素子Ｔ４の動作は僅かに遅れている。従って、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’が“Ｌ”から“Ｈ”へ立ち上がるタイミングｔ１では、図２０の（Ｃ）に示すようにＵ相上アームスイッチング素子Ｔ１はオフであり、図２０の（Ｄ）に示すようにＵ相下アームスイッチング素子Ｔ４も未だオフである。
【０１１７】
図２０の（Ｅ）のＵ相電流ＩＵＭが負のとき、即ち、時点ｔ１，ｔ２では、電流は巻線８からＵ相上アーム還流ダイオードＤ１を通してモータ駆動用電源へ流れる。そのため、図２０の（Ｆ）に示すように、Ｕ相出力電圧ＶＵＭは、ほぼ、高圧電源電圧ＶＤＣに等しくなる。
【０１１８】
図２０の（Ｅ）のＵ相電流ＩＵＭが正のとき、即ち、時点ｔ３，ｔ４では、電流はグランド電位ＧＮＤからＵ相下アーム還流ダイオードＤ４を通して巻線８へ流れる。そのため、図２０（Ｆ）に示すように、Ｕ相出力電圧ＶＵＭは、ほぼ０となる。
【０１１９】
図２０の（Ｇ）のレベルシフト回路Ｌ１の出力電圧ＶＵＬは、図２０の（Ｆ）のＵ相出力電圧ＶＵＭを低減したものである。従って、出力電圧ＶＵＬの振幅は、Ｕ相出力電圧ＶＵＭの振幅より小さいが、波形は同じである。
【０１２０】
図２０の（Ｈ）のＵ相電流極性信号ＶＵＰは、図２０の（Ｂ）のＵ相下アーム制御信号ＶＵＢ’の立ち上がりのタイミングにてレベルシフト回路Ｌ１の出力電圧ＶＵＬを反転したものである。
【０１２１】
図２０の（Ｅ）と（Ｉ）を比較すると、Ｕ相電流ＩＵＭが負から正に変わると、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰは、“Ｌ”から“Ｈ”へ変わっていることが分かる。Ｕ相電流極性信号ＶＵＰが、“Ｌ”から“Ｈ”となるタイミングは、Ｕ相電流ＩＵＭが正に変わって最初にＵ相下アーム制御信号ＶＵＢ’が立ち上がる時点ｔ３である。
【０１２２】
図１９では、レベルシフト回路Ｌ１の出力電圧ＶＵＬを直接ラッチ回路Ｆ１に入力している。しかし、間に１段以上のＭＯＳインバータを追加しても、同様の働きをする回路にできる。また、図１９では、下アーム制御信号ＶＵＢ’を直接ラッチ回路Ｆ１に入力している。しかし、間に１段以上のＭＯＳインバータを追加しても、同様の働きをする回路にできる。
【０１２３】
図１９及び図２０は、Ｕ相の電流極性を検出する例を示しているが、もちろん、他相の電流を検出する場合も同様である。
【０１２４】
＜電流極性検出回路の他の実施例＞
図２１は、電流極性検出回路１３の第２の実施例である。図２１では、電流極性検出回路１３がＵ相の電流極性を検出する例を示している。図２１において、図１９と異なる点は、まず、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔ４とグランド電位ＧＮＤとの間に、シャント抵抗Ｒｓが接続されていることである。次に、電流極性検出回路１３は、コンパレータＣＭ１及びラッチ回路Ｆ２を有する。コンパレータＣＭ１は、シャント抵抗Ｒｓの電圧ＶＵＲの正負判定を行う。ラッチ回路Ｆ２は、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’の立ち下がりのタイミングにてコンパレータ出力電圧ＶＵＣを反転し、それをＵ相電流極性信号ＶＵＰとして出力する。ラッチ回路Ｆ２は、次回にＵ相下アーム制御信号ＶＵＢ’が立ち下がるタイミングまでは、直前の信号を保持する。
【０１２５】
図２１では、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔ１がオフ且つＵ相下アームスイッチング素子Ｔ４がオンのとき、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’の立ち下がりタイミングで、シャント抵抗Ｒｓに流れる電流の向きをモニタすることによりＵ相の電流極性を検出する。
【０１２６】
図２２は、図２１に示す電流極性検出回路１３のタイミングチャートの例である。図２２を参照して図２１の電流極性検出回路１３の動作を説明する。
【０１２７】
図２２の（Ａ）〜（Ｅ）および（Ｈ）、（Ｉ）は、図２０に対応している。図２２の（Ｆ）は、シャント抵抗Ｒｓの電圧ＶＵＲ、図２２の（Ｇ）は、コンパレータＣＭ１の出力電圧ＶＵＣを示す。
【０１２８】
図２２の（Ｉ）に示すように、電流をモニタするタイミングは、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’が“Ｈ”から“Ｌ”へ立ち下がる時点ｔ１〜ｔ４である。図２２の（Ｂ）と（Ｄ）を比較すると分かるように、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’に対してＵ相下アームスイッチング素子Ｔ４の動作は僅かに遅れている。従って、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’が“Ｈ”から“Ｌ”へ立ち下がるタイミングｔ１では、図２２の（Ｃ）に示すようにＵ相上アームスイッチング素子Ｔ１はオフであり、図２２の（Ｄ）に示すようにＵ相下アームスイッチング素子Ｔ４は未だオンである。
【０１２９】
図２２の（Ｅ）のＵ相電流ＩＵＭが負のとき、即ち、時点ｔ１，ｔ２では、図２２の（Ｄ）に示すように、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔ４がオンであり、電流は巻線８からＵ相下アームスイッチング素子Ｔ４，シャント抵抗Ｒｓを介してグランド電位ＧＮＤへ流れる。そのため、図２２の（Ｆ）に示すように、シャント抵抗Ｒｓの電圧ＶＵＲは正となる。
【０１３０】
図２２の（Ｅ）のＵ相電流ＩＵＭが正のとき、即ち、時点ｔ３，ｔ４では、図２２の（Ｃ）に示すように、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔ１がオフである。このため、電流は、グランド電位ＧＮＤからシャント抵抗Ｒｓ，Ｕ相下アーム還流ダイオードＤ４を介して巻線８へ流れる。そのため、図２２の（Ｆ）に示すように、シャント抵抗Ｒｓの電圧ＶＵＲは負になる。
【０１３１】
図２２の（Ｇ）のコンパレータ出力電圧ＶＵＣは、シャント抵抗Ｒｓの電圧ＶＵＲの正負判定結果を示す。シャント抵抗Ｒｓの電圧ＶＵＲが正の場合、コンパレータ出力電圧ＶＵＣは“Ｈ”、シャント抵抗Ｒｓの電圧ＶＵＲが負の場合、コンパレータ出力電圧ＶＵＣは“Ｌ”となる。
【０１３２】
図２２の（Ｈ）のＵ相電流極性信号ＶＵＰは、Ｕ相下アーム制御信号ＶＵＢ’の立ち下がりのタイミングにて、コンパレータ出力電圧ＶＵＣを反転したものである。
【０１３３】
図２２の（Ｅ）と（Ｈ）を比較すると、Ｕ相電流ＩＵＭが負から正に変わると、Ｕ相電流極性信号ＶＵＰは、“Ｌ”から“Ｈ”へ変わっていることが分かる。Ｕ相電流極性信号ＶＵＰが、“Ｌ”から“Ｈ”となるタイミングは、Ｕ相電流ＩＵＭが正に変わって最初にＵ相下アーム制御信号ＶＵＢ’が立ち下がる時点ｔ３である。
【０１３４】
図２１では、コンパレータＣＭ１の出力電圧ＶＵＣを直接ラッチ回路Ｆ２に入力している。しかし、間に１段以上のＭＯＳインバータを追加しても、同様の働きをする回路にできる。また、図２１では、下アーム制御信号ＶＵＢ’を直接ラッチ回路Ｆ２に入力している。しかし、間に１段以上のＭＯＳインバータを追加しても、同様の働きをする回路にできる。なお、図２１及び図２２は、Ｕ相の電流極性を検出する例を示しているが、もちろん他相の電流を検出する場合も同様である。
【０１３５】
以上、本発明の実施例１によれば、相電流の位相と磁極位置センサ信号とを所定の位相差に維持し、かつモータの回転速度を速度指令値に近づくように制御でき、高効率運転が可能となり、速度変動を低減でき、低騒音の同期モータ駆動装置を実現できる。
【０１３６】
加えて、インバータ主回路の電源電流や同期モータの巻線８に流れる電流の大きさの情報を必要とせずに、同期モータの巻線８に流れる電流の極性情報と低分解能の位置センサ情報の構成としているため、低コストで高効率を実現できる。
【０１３７】
更に、モータ定数に依存しない位置センサ信号と電流極性信号を検出し、その検出した信号に基づき、同期モータの巻線８へ印加する電圧の振幅と位相を制御することで、モータ定数に依存せずに、汎用的に同期モータを駆動可能となる。
【実施例２】
【０１３８】
図２３は本発明の実施例２による同期モータ駆動装置を示す全体ブロック図である。図２３において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分のみ説明する。
【０１３９】
実施例１との相違は、位相差目標値演算部５０を有することである。
【０１４０】
図２４は、図２３の実施例２における位置検出割込み処理のフローチャートである。図２４が図１２と異なる点は、位相差目標値演算ステップ２４１を追加したことであり、その他は、全く同一である。
【０１４１】
図２５は、速度検出値に応じて位相差目標値を変化させる場合の速度検出値と位相差目標値の一例関係特性図である。
【０１４２】
図２３における位相差目標値演算部５０では、モータ速度演算部４８で求めた速度検出値ωｒに応じて、位相差目標値θｉｈ＊を演算し、設定する。図２５の例では、同期モータ停止状態で、位相差目標値θｉｈ＊＝＋３０度と設定し、速度の増加に比例させて、位相差目標値θｉｈ＊を増加させ、８０％の速度では、＋６０度としている。
【０１４３】
その他の動作は、実施例１と同様であるため、省略する。
【０１４４】
なお、本実施例では、図２５のように、一次式で算出するようにしたが、速度検出値ωｒに応じて階段状に変化させても良いし、事前にモータ特性及び負荷特性を調査し、近似式をマイコン内部に組込み、設定しても良い。また、速度指令値ω＊に応じて、位相差目標値θｉｈ＊を演算しても良い。
【０１４５】
以上の実施例２によれば、モータ速度検出値ωｒに依存して、同期モータの巻線８に流れる電流の位相と相誘起電圧の位相との位相差目標値θｉｈ＊を可変させる。これにより、同期モータの巻線８に流れる電流の極性信号と位置センサ信号の位相差をモータ速度に依存して変えることが可能となる。従って、本実施例２によれば、突極性の顕著な同期モータを駆動する際に、磁石トルクだけでなく、リラクタンストルクを利用することが可能となり、高効率運転を実現できる。また、モータ定数に依存せずに、汎用的に同期モータを駆動可能となる。
【実施例３】
【０１４６】
図２６は、本発明の実施例３による同期モータ駆動装置２の全体構成を示すブロック図である。図２６において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分のみ説明する。
【０１４７】
実施例１との相違は、位相差目標値入力部５１を有することである。
【０１４８】
位相差目標値入力部５１では、マイコン外部にて設定した位相差目標値θｉｈ＊の受信と設定を行う。位相差目標値設定後の動作は、実施例１と同様であるため、省略する。また、実施例２と併用しても良い。
【０１４９】
例えば、マイコン外部での設定は、マイコンのＡＤポートを利用し、抵抗分圧で位相差目標値θｉｈ＊に応じた電圧を入力しても良いし、Ｉ/Ｏポートを利用し、“Ｈ”、“Ｌ”の組合せで設定しても良いし、シリアル通信で設定しても良い。
【０１５０】
また、位相差目標値受信処理は、位相制御処理よりも短い周期で行うことが望ましいが、マイコンの実行時間を考慮して、メイン処理内の遅い周期で行っても構わない。
【０１５１】
以上のように本実施例３によれば、同期モータの巻線８に流れる電流の位相と相誘起電圧の位相との位相差目標値θｉｈ＊をマイコン外部より設定可能な構成とすることで、相電流の位相と相誘起電圧の位相との位相差を任意に変えることが可能となる。従って、本実施例３によれば、突極性の顕著な同期モータを駆動する際に、磁石トルクだけでなく、リラクタンストルクを利用することが可能となり、高効率運転、かつモータ定数に依存せずに、汎用的に同期モータを駆動可能となる。
【０１５２】
図２７は、本発明を適用できる同期モータのモータ構造の第１の実施例分解斜視図である。図２７に示すモータ５は、図１に示した第１の半導体装置７、位置センサ９、および第２の半導体装置１０を、モータ内蔵基板６上に配置している。また、図２１に示したシャント抵抗Ｒｓと、これまで図示しない高圧電源電圧検出回路１５と、温度検出回路１６をも、モータ内蔵基板６上に配置している。
【０１５３】
本実施例のモータ５は、モータ５の筐体下部５Ｂに巻線８を嵌め込む。永久磁石回転子２２を、巻線８に触れないよう適切なギャップを設けて、巻線内部に設置する。永久磁石回転子２２の上部に、モータ内蔵基板６を設置する。モータ内蔵基板６に配置した位置センサ９は、永久磁石回転子２２の磁極位置を検出し易くするために、永久磁石回転子２２側の面（図では下側の面）に配置する。例えば、第１の半導体装置７と高圧電源電圧検出回路１５と温度検出回路１６とシャント抵抗Ｒｓは、永久磁石回転子２２側の面（図では下側の面）に配置し、第２の半導体装置１０は永久磁石回転子２２と反対側の面（図では上側の面）に配置する。
【０１５４】
温度検出回路１６を第１の半導体装置７の温度検出に用いる場合は、温度検出回路１６内のサーミスタを第１の半導体装置７の近くに配置する。モータ内蔵基板６には、巻線接続端子２１を配置し、半田付けにより巻線８を接続する。モータ内蔵基板６に配線２０を半田付けにより接続する。引き出し配線２０は、ＶＤＣ用配線、Ｖｃｃ用配線、Ｖｓｐ用配線、ＦＧ用配線、ＧＮＤ用配線の５本の線からなる。モータ５の筐体上部５Ａは、蓋のようにモータ内蔵基板６の上部に設置される。そのため、モータ５を組み立てた状態では、モータ内蔵基板６はモータの筐体上部５Ａとモータ５の筐体下部５Ｂからなるモータ筐体の内部に配置される。
【０１５５】
モータ５は、モータの筐体下部５Ｂを用いず、巻線８をモールドした構造でもよい。
【０１５６】
図２８は、本発明を適用して好適な同期モータ構造の第２の実施例分解斜視図であり、巻線８をモールドした構造を示す。図２８の５Ｃが、モールドされた巻線である。他は図２７と同様である。
【０１５７】
モータ５は、モータの筐体上部５Ａとモータの筐体下部５Ｂを用いずに、巻線８とモータ内蔵基板６をモールドした構造でもよい。
【０１５８】
図２９は、本発明を適用して好適な他の同期モータの斜視図であり、巻線８とモータ内蔵基板６をモールドした構造である。図２９は、図２７や図２８とは異なり、モータの完成状態を図示したものである。モールド部５Ｄには、巻線８とモータ内蔵基板６がモールドされており、モータ内蔵基板６には、図２７と同様に、第１の半導体装置７と第２の半導体装置１０と高圧電源電圧検出回路１５と温度検出回路１６とシャント抵抗Ｒｓと位置センサ９が配置されている。
【０１５９】
以上の本実施例４によれば、第１の半導体装置７と第２の半導体装置１０をワンパッケージの構成とすることで、部品点数を減らし、パターン設計、ならびに部品配置を容易とすることができる。この結果、モータ内蔵化が可能となり、安価な構成で、かつ部品点数削減により高信頼性のモータを提供可能となる。
【０１６０】
図３０は、図２９に示した同期モータを送風機に適用した例である。本実施例の送風機３０は、実施例４のモータ５と、送風機用ファン３１を備え、モータ５を駆動することで対象機器に向け送風を行う。
【０１６１】
例えば、送風機３０として、空調機器に使用されるファンモータにおいて、従来技術のモータ駆動装置を適用すると、速度変動や負荷変動に起因する騒音が発生する。
【０１６２】
この騒音を低減するためのモータ構造としては、防振用のゴムを使用することが一般的である。防振用のゴムは、例えば、ファンモータを室外機本体に固定する固定部と、永久磁石回転子の永久磁石とシャフトの間、もしくはシャフトとファンの間とに使用する。
【０１６３】
本実施例では、前述した速度制御と、相誘起電圧と相電流間の位相制御とにより、モータのトルクリップルを低減し、モータの振動を低減できる。このため、防振用のゴムは使用しなくても騒音を低減できる。もちろん、さらに、騒音を下げるために、本発明の実施例によるモータに、防振用のゴムを使用すれば、さらなる静粛性を得ることができる。
【０１６４】
以上の本実施例５によれば、本モータ駆動装置を適用したモータ５にファン３１などを取り付け、送風機３０として使用した場合でも、速度制御及び位相制御により、速度変動や負荷変動を低減することができ、低騒音にてモータを駆動することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０１６５】
【図１】本発明の実施例１による同期モータ駆動装置の全体構成を示すブロック図。
【図２】本発明の実施例１における電流極性検出回路の機能説明用波形図。
【図３】本発明の実施例１におけるホールＩＣを用いた位置センサ信号と相誘起電圧の関係を示す電圧波形図。
【図４】本発明の実施例１における速度制御部の具体的な機能ブロック図。
【図５】本発明の実施例１における相誘起電圧と相電流に対する位置センサ信号と電流極性信号の波形図。
【図６】本発明の実施例１における位相制御部の具体的制御ブロック図。
【図７】本発明の実施例１において、位相差目標値が＋３０度の場合における相誘起電圧と相電流に対する位置センサ信号と電流極性信号の波形図。
【図８】本発明の実施例１におけるメイン処理の処理フロー図。
【図９】本発明の実施例１におけるＰＷＭ割込み処理のフローチャート。
【図１０】本発明の実施例１における電流極性信号情報読込み処理フローチャート。
【図１１】本発明の実施例１における位相差カウンタの操作を示すテーブル説明図。
【図１２】本発明の実施例１における位置検出割込み処理のフローチャート。
【図１３】本発明の実施例１における極性カウンタと位相差カウンタの格納エリア説明図。
【図１４】本発明の実施例１における間隔時間格納エリア説明図。
【図１５】本発明の実施例１における制御周期割込み処理のフローチャート。
【図１６】本発明の実施例１における速度制御処理フロー図。
【図１７】本発明の実施例１における位相制御処理フロー図。
【図１８】本発明の実施例１における位相制御部４５のソフト処理の他の実施例フローチャート。
【図１９】本発明の実施例１における電流極性検出回路１３の第１の具体的実施例。
【図２０】本発明の実施例１の図１９の電流極性検出回路のタイミングチャート。
【図２１】本発明の実施例１における電流極性検出回路１３の第２の具体的実施例。
【図２２】本発明の実施例１の図２１の電流極性検出回路のタイミングチャート。
【図２３】本発明の実施例２による同期モータ駆動装置を示す全体ブロック図。
【図２４】図２３の実施例２における位置検出割込み処理のフローチャート。
【図２５】本発明の実施例２における位相差目標値と速度検出値の一例関係特性図。
【図２６】本発明の実施例３による同期モータ駆動装置を示す全体ブロック図。
【図２７】本発明を適用できる同期モータのモータ構造の第１の実施例分解斜視図。
【図２８】本発明を適用して好適な同期モータ構造の第２の実施例分解斜視図。
【図２９】本発明を適用して好適な他の同期モータの斜視図。
【図３０】本発明の図２９の実施例の同期モータを送風機に適用した例。
【符号の説明】
【０１６６】
１…直流電源、２…同期モータ駆動装置、３…インバータ主回路、５…同期モータ、５Ａ…モータの筐体上部、５Ｂ…モータの筐体下部、５Ｃ…モールドされた巻線、５Ｄ…モールド部、６…モータ内蔵基板、７…第１の半導体装置、８…同期モータの巻線、９…位置センサ、１０…第２の半導体装置、１１…ゲート駆動回路、１３…電流極性検出回路、１５…高圧電源電圧検出回路、１６…温度検出回路、２０…引き出し配線、２１…コイル接続端子、２２…永久磁石回転子、３０…送風機、３１…ファン、４１…搬送波出力部、４２…駆動信号形成部、４３…信号波形成部、４４…電圧決定部、４５…位相制御部、４６…位相差演算部、４７…速度制御部、４８…モータ速度演算部、４９…モータ速度司令受信部、５０…位相差目標値演算部、５１…位相差目標値入力部、ω＊…速度指令値、ωｒ…速度検出値、Δω…速度偏差、Ｉｑ＊…ｑ軸電流指令値、θｉｈ＊…位相差目標値、θｉｈ…位相差検出値、Δθｉｈ…位相差偏差、Ｉｄ＊…ｄ軸電流指令値、Ｅｕ〜Ｅｗ…Ｕ〜Ｗ相誘起電圧、ＰＳ…位置ステータス、Ｔ１〜Ｔ６…スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ６…還流ダイオード、Ｋ１，Ｋ４…駆動回路、Ｒｓ…シャント抵抗、Ｌ１…レベルシフト回路、Ｆ１，Ｆ２…ラッチ回路、ＣＭ１…コンパレータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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