(57)【要約】【課題】ＣＰＵの負荷を軽減できるとともにコスト低減を図ることができるブラシレスモータの制御装置を提供する。【解決手段】制御装置１０は、速度ωと速度指令値に基づいて算出された電流指令値ｉ＊と、直流総電流とに基づいて、電流制御を行いモータ電流を算出する電流制御部１４とモータ電流ｉｍと、角度θに基づいて各相の位相に合った正弦波形状の制御量をそれぞれ算出する制御量変換部１６を備える。さらに、制御装置１０は制御量に基づいてＰＷＭのＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成するＰＷＭ変換部１８を備える。電流制御部１４、ＰＷＭのキャリア周期よりも遅い周期で電流制御を行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
マグネットロータの角度及び速度の検出を磁気検出手段の検出信号に基づいて行い、前記角度（以下、検出角度という）と速度のフィードバックに基づいて複数相のステータ巻線に対してＰＷＭの駆動指令を付与して正弦波駆動させて前記マグネットロータを回転させるブラシレスモータの制御装置において、
全相のステータ巻線の直流総電流を検出する電流検出手段と、
前記速度と速度指令値に基づいて算出された電流指令値と、前記直流総電流とに基づいて、前記電流制御を行いモータ電流を算出する電流制御手段と、
前記モータ電流と、前記検出角度に基づいて各相の位相に合った正弦波形状の制御量をそれぞれ算出する制御量変換手段と、
前記制御量に基づいて前記ＰＷＭの駆動指令を生成するＰＷＭ変換手段を備え、
前記電流制御手段は、ＰＷＭのキャリア周期よりも遅い周期で前記電流制御を行うことを特徴とするブラシレスモータの制御装置。
【請求項２】
前記検出角度と相出力電圧作成のための正弦波生成レベルとが対応づけて割当てられた正弦波テーブルを記憶する記憶手段を備え、
前記制御量変換手段は、前記正弦波テーブルを参照して前記検出角度に対応する正弦波生成レベルを取得して、前記検出角度に基づいて各相の位相に合った正弦波形状の制御量をそれぞれ算出することを特徴とする請求項１に記載のブラシレスモータの制御装置。
【請求項３】
前記磁気検出手段の検出信号の検出パターンと、正弦波生成角度とが対応付けられて割り当てられた位置テーブルを記憶する位置テーブル記憶手段と、
前記位置テーブルを参照して、入力された前記検出信号の検出パターンに対応する正弦波生成角度を前記検出角度として取得する角度検出手段を備えることを特徴とする請求項２に記載のブラシレスモータの制御装置。
【請求項４】
前記角度検出手段は、起動時には前記検出角度に所定角度を加算した値を、検出角度と看做して、前記制御量変換手段に出力することを特徴とする請求項３に記載のブラシレスモータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスモータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ブラシレスモータの正弦波駆動における駆動方法としては、座標変換によるベクトル制御や、固定座標系により正弦波電流を直接駆動する方法が一般的である。ベクトル制御を行う方法は、Ｕ，Ｖ，Ｗ軸の１２０度固定座標をｄ，ｑ軸の９０度回転座標に座標変換をおこない、ｄ軸、ｑ軸を個別に制御することにより、ブラシレスモータを直接駆動する方法である。一方、固定座標系による直接正弦波電流を駆動する方法では、Ｕ，Ｖ，Ｗ軸の１２０度固定座標のまま、Ｕ軸、Ｗ軸を個別に制御することによりブラシレスモータを直接駆動する方法である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、上記の正弦波駆動を実現するには、電流波形が再生可能な速度で最低２相分の相電流の検出・演算及び電流制御が必要となる。このため、従来は、高速回転で高いＰＷＭの搬送波のキャリア周波数が要求されており、この最低２相分の相電流の検出・演算及び電流制御を行うＣＰＵ（中央演算処理装置）には、負荷が大となっている。例えば、キャリア周波数が１５ｋＨｚで正弦波駆動を行う場合、６６．６μsec（＝１sec／15000Hz）毎の割込処理が最高周期の処理になる。従来は、ｄ軸、ｑ軸又はＵ軸，Ｗ軸の電流制御を前記割込処理で行っているため、３２ビット以上クラスのＣＰＵパワーを必要とし、コストアップの原因となっている。このことは、正弦波形の相電流（２相以上）を検出して、正弦波形を行うことと同等であり、正弦波形を形成するのと同等の間隔で制御が必要で、このことによってトルク、及び位相の制御を従来は行っていた。
【０００４】
本発明の目的は、ＣＰＵの負荷を軽減できるとともにコスト低減を図ることができるブラシレスモータの制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、マグネットロータの角度及び速度の検出を磁気検出手段の検出信号に基づいて行い、前記角度（以下、検出角度という）と速度のフィードバックに基づいて複数相のステータ巻線に対してＰＷＭの駆動指令を付与して正弦波駆動させて前記マグネットロータを回転させるブラシレスモータの制御装置において、全相のステータ巻線の直流総電流を検出する電流検出手段と、前記速度と速度指令値に基づいて算出された電流指令値と、前記直流総電流とに基づいて、前記電流制御を行いモータ電流を算出する電流制御手段と、前記モータ電流と、前記検出角度に基づいて各相の位相に合った正弦波形状の制御量をそれぞれ算出する制御量変換手段と、前記制御量に基づいて前記ＰＷＭの駆動指令を生成するＰＷＭ変換手段を備え、前記電流制御手段は、ＰＷＭのキャリア周期よりも遅い周期で前記電流制御を行うことを特徴とするブラシレスモータの制御装置を要旨とするものである。
【０００６】
請求項１の発明によれば、電流制御手段が、電流指令値と直流総電流とに基づいて電流制御を行ってモータ電流を算出するようにしているため、電流のフィードバック制御のための電流制御ループをＰＷＭのキャリア周期で割込処理を行うことなく、前記キャリア周期よりも遅い周期で電流制御を簡易的に行うことが可能になる。このため、例えばキャリア周波数１５ｋＨｚ以上で低コストのＣＰＵでのブラシレスモータの駆動が可能となる。
【０００７】
請求項２の発明は、請求項１において、前記検出角度と相出力電圧作成のための正弦波生成レベルとが対応づけて割当てられた正弦波テーブルを記憶する記憶手段を備え、前記制御量変換手段は、前記正弦波テーブルを参照して前記検出角度に対応する正弦波生成レベルを取得して、前記検出角度に基づいて各相の位相に合った正弦波形状の制御量をそれぞれ算出することを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明によれば、制御量変換手段は正弦波テーブルを参照して検出角度に対応する正弦波生成レベルを取得し、前記検出角度に基づいて各相の位相に合った正弦波形状の制御量をそれぞれ算出する。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項２において、前記磁気検出手段の検出信号の検出パターンと、正弦波生成角度とが対応付けられて割り当てられた位置テーブルを記憶する位置テーブル記憶手段と、前記位置テーブルを参照して、入力された前記検出信号の検出パターンに対応する正弦波生成角度を前記検出角度として取得する角度検出手段を備えることを特徴とする。  請求項３の発明によれば、検出パターンと正弦波生成角度とが対応づけて割当てられた位置テーブルを有するため、例えば、磁気検出手段の取付け誤差のためにマグネットロータの検出角度が等間隔でなくても、その検出角度と正弦波生成角度とが対応づけて割当てられているため、正弦波形状の制御量を正確に出力する。
【００１０】
請求項４の発明は、請求項３において、前記角度検出手段は、起動時には前記検出角度に所定角度を加算した値を、検出角度と看做して、前記制御量変換手段に出力することを特徴とする。
【００１１】
請求項４の発明によれば、起動時には検出角度に所定角度を加算した値を検出角度と看做して、位置テーブルを参照して前記看做した検出角度に対応する正弦波生成角度を取得するため、起動時には起動後の定常駆動のときと同様の駆動法によって駆動されるとともに、ブラシレスモータに高負荷がかかっていても安定起動が可能となる。又、起動のためのソフト的な追加処理を極端に少なくすることができるため、制御装置として低パワーのＣＰＵを採用することが可能となる。
【発明の効果】
【００１２】
請求項１の発明によれば、ＣＰＵの負荷を軽減できるとともにコスト低減を図ることができるブラシレスモータの制御装置を提供することができる。
請求項２の発明によれば、制御量変換手段は正弦波テーブルを参照して検出角度に対応する正弦波生成レベルを取得し、検出角度に基づいて各相の位相に合った正弦波形状の制御量をそれぞれ算出することにより、前記請求項１の効果を実現できる。
【００１３】
請求項３の発明によれば、磁気検出手段の取付け誤差のための等間隔のマグネットロータの検出角度でなくても、検出パターンと正弦波生成角度とが対応づけて割当てられているため、正弦波形状の制御量を正確に出力するできる。
【００１４】
請求項４の発明によれば、高負荷時においても起動時のトルクを得ることができ、又、起動時においては、別の方法の立ち上げや複雑異な立ち上げすることなしに、簡単な処理で確実に起動することができる。又、起動時に新たにＣＰＵに負荷を掛けることなく起動できるため、制御装置として低パワーのＣＰＵを採用することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明を具体化した電動ポンプのブラシレスモータとしての三相ブラシレスＤＣモータの制御装置の一実施形態を図１〜５を参照して説明する。
図１は、３相ブラシレスモータの制御装置の機能ブロック図である。制御装置１０は、ＣＰＵ（中央演算処理装置）１０ａ、ＲＯＭ１０ｂ、及びＲＡＭ（図示しない）を備えている。
【００１６】
図１に示すように、速度制御部１２は、入力端子１１から入力された速度指令値としての速度指令信号ω＊と速度角度検出部４０が検出した速度ωの偏差を入力して増幅し、電流指令値ｉ＊を出力する。
【００１７】
電流制御部１４は、速度制御部１２から出力された電流指令値ｉ＊と、電流検出手段としての電流検出部３０が検出した直流総電流の電流値ｉｋとの偏差を入力してＰＩ制御を行い増幅し、モータ電流ｉｍを出力する。前記電流値ｉｋは直流総電流のレベル（大きさ）を示すが、この電流値ｉｋに基づいて電流制御部１４は、制御量変換部１６にてＵ相，Ｖ相，Ｗ相のレベルが同じ大きさとなるようにＰＷＭのキャリア周期よりも遅い定時毎の周期で前記電流制御を行ってモータ電流ｉｍを出力する。
【００１８】
このように直流総電流で電流制御が行われることにより、正弦波形の分解能に関係なく電流のフィードバック制御のための電流制御ループを回すことができる。
電流制御部１４は、電流制御手段に相当する。
【００１９】
制御量変換部１６では、モータ電流ｉｍと、速度角度検出部４０から入力された現在の角度θ（現在位置）に基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の位相に合った正弦波形状の制御量をそれぞれ算出して、ＰＷＭ変換部１８に出力する。この処理は、ＰＷＭのキャリア周期で実行される。
【００２０】
ここで、制御量変換部１６の制御量の算出処理について詳説する。記憶手段としてのＲＯＭ１０ｂには正弦波テーブル１０ｃが記憶されている。正弦波テーブル１０ｃは、角度θと相出力電圧（すなわち、制御量）作成のための正弦波生成レベルとが対応づけて割当てられた作成されたものである。本実施形態では、正弦波テーブル１０ｃは、例えば、角度θとＵ相出力電圧作成のための正弦波生成レベルとが対応づけて割当てられている。
【００２１】
そして、制御量変換部１６は正弦波テーブル１０ｃを参照して角度θ（検出角度）に対応する正弦波生成レベルを取得して、前記検出角度に基づいて、まず、Ｕ相の位相に合った正弦波形状の制御量（すなわち、Ｕ相電圧出力）を算出する。又、制御量変換部１６はＶ相電圧出力、及びＷ相電圧出力については、θ＋１２０度，θ＋２４０度にすることにより両相の位相に合った正弦波形状の制御量をそれぞれ算出する。そして、制御量変換部１６は、これらの各相の制御量は、各相が同レベルとなるように算出する。
【００２２】
又、制御量変換部１６は、角度θが、電気角３６０度中、電気角６０度の整数倍の角度（位置）のとき（図５参照）、正弦波テーブル１０ｃに基づいて正弦波形状を補正する。これは、後述する速度角度検出部４０によって、電気角６０度の整数倍の角度θが更正されているためである。なお、図５において、相電流はＵ相電圧出力により得られるＵ相電流である。
【００２３】
制御量変換部１６は制御量変換手段に相当する。角度θは検出角度に相当する。
なお、前述の制御量の算出は、定常状態、すなわち、起動が完了した後の制御量の算出である。
【００２４】
起動時には、下記のようにして制御量が算出される。
入力した角度θに対して所定角度αを加算し、加算後の値を角度θ（検出角度）と看做す。この所定角度αは、モータの仕様によって異なるが、１０〜９０度の範囲が好ましい。このように所定角度αを加算することにより遅角され、起動トルクを得ることができる。このように所定角度αは、起動時において起動トルクを得るための値である。
【００２５】
なお、所定角度αは、低回転時のみ起動トルクの発生に必要な回転数により予め算出して固定値として設定したり、或いは、速度ωに基づいて算出して使用してもよい。この場合の算出は予め速度ωと所定角度αとの関係を試験によって得られたテーブルを参照して行ってもよい。
【００２６】
又、起動の完了の判定は、例えば、下記の１）〜３）のうち、いずれか１つが実行されることにより行われる。
１）  速度ωが所定速度に達した場合を起動完了と判定する。例えば、速度ωが２００s^1（「^」はべき乗である）の場合を起動完了とする。
【００２７】
２）  ホールＩＣ信号Ｈｕ等のパターン切換の数が所定数に達した場合を起動完了とする。この所定数とは、例えばモータが１回転する場合のパターン切換の数を挙げることができる。
【００２８】
３）  起動時から所定時間経過したときに起動が完了したと判定する。この所定時間とは、例えば、上記１）の所定速度に達するために必要な時間や、２）のパターン切換に必要な時間に設定される。
【００２９】
図５の「起動時の補正の位置」に示すように、起動時は、所定角度αが加算されるため、「起動時」においては電気角６０度毎の補正が行われる毎に正弦波形状の制御量は遅角制御される。
【００３０】
上記のようにして起動完了が判定されると、αを０として、定常状態における制御量の算出を行う。このようにして、制御量の算出は、起動時も、起動完了した後の定常時も、同様の駆動法で行うことができる。
【００３１】
ＰＷＭ変換部１８では、ＰＷＭ信号の搬送波である三角波を発生する三角波形発生回路やコンパレータ（ともに図示しない）を備えている。なお、三角波は所定のキャリア周波数を有する。そして、前記コンパレータは、入力された各相の正弦波形状の制御量と、前記三角波のレベルを比較して前記制御量のレベルが高い場合にハイレベル、低い場合にローレベルとなるＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをインバータ２０に出力する。ＰＷＭ変換部１８のこの処理は、ＰＷＭのキャリア周期で実行される。
【００３２】
ＰＷＭ変換部１８はＰＷＭ変換手段に相当する。ＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、駆動指令に相当する。
インバータ２０は、電圧形制御方式の３相ＰＷＭインバータから構成されている。インバータ２０は、各相毎に２つのスイッチング素子が直列接続され、両スイッチング素子の接続点が各相のステータ巻線に接続されたものである。そして、インバータ２０は、入力されたＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに基づいてＰＷＭ制御し、ブラシレスモータ２４のＵ相，Ｖ相，Ｗ相のステータ巻線に流れる電流を制御する。
【００３３】
又、シャント抵抗２８は、各相のステータ巻線に流れる電流を加算した直流総電流を検出するためのものであり、インバータ２０の出力側端子とアース間に設けられている。
シャント抵抗２８の端子電圧は、電流検出部３０に入力される。電流検出部３０は、オペアンプ（図示しない）等を有する公知の構成であり、シャント抵抗２８の端子電圧に基づいてシャント抵抗２８に流れる直流総電流を検出する。
【００３４】
ブラシレスモータ２４は、ステータ巻線とマグネットロータとにより構成され、マグネットロータの位置（現在の角度θ）を検出するために、磁気検出手段としてのホールＩＣで構成される位置検出器２６（２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ）が配置されている。位置検出器２６の配置は、マグネットロータの周囲に例えば１２０度又は６０度間隔で配置されている。位置検出器２６により出力される検出信号としてのホールＩＣ信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは速度角度検出部４０に出力される。
【００３５】
ホールＩＣ信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは、図３に示すように、各相のステータ巻線に発生する誘起電圧の正半波期間がハイレベル、負半波期間がローレベルとなる信号に対して電気角で３０°位相遅れとなるように出力される。なお、ホールＩＣ信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗは互いに電気角で１２０°の位相がずれている。
【００３６】
図２はＣＰＵ１０ａが速度角度検出部４０として機能する機能ブロック図である。同図に示すように角度検出手段としての速度角度検出部４０は、検出信号の検出パターンを検出するパターン検出手段としてのパターン検出部４１と、３６０度カウンタ４３と、発振部４２とから構成されている。パターン検出部４１は、ホールＩＣ信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗを入力すると、ホールＩＣ信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの信号レベルが変化するタイミングである立上がり、立下がりエッジを検出することにより、電気角６０度毎のパターン切換を検出する。電気角６０度の周期は以後、変化周期という。そして、パターン検出部４１は、電気角６０度の検出が６回繰り返される毎に、３６０度カウンタ４３にリセット信号を出力する。
【００３７】
３６０度カウンタ４３は、ＣＰＵ１０ａが備えている図示しない基準クロックジェネレータから出力される基準クロック信号Ｃｋを入力し、その基準クロック回数を積算（すなわち、カウント）するようにされている。そして、３６０度カウンタ４３は、前記パターン検出部４１から電気角３６０度毎にリセット信号が入力されると、電気角３６０度毎に積算した基準クロック回数を速度検出手段としての速度検出部４４に出力するとともに基準クロック回数を０（リセット）してからカウントを再開する。このように、３６０度カウンタ４３は、電気角３６０度分の基準クロック回数を積算する。
【００３８】
前記パターン検出部４１のエッジ検出のための検出周期及び３６０度カウンタ４３のカウント周期は、前記基準クロック信号Ｃｋの周期とされるとともに電気角６０度の変化周期よりも十分に短い周期とされている。
【００３９】
速度検出部４４は、３６０度カウンタ４３から通知された電気角３６０度分の基準クロック回数に基づいて速度ωを算出（すなわち、検出）して、速度ωを発振部４２に入力するとともに速度の偏差の算出に供する。速度検出部４４における速度検出処理は、３６０度カウンタ４３からの通知を待って行う処理であり、３６０度カウンタ４３のカウント周期よりも長い周期で割り込み外で実行される。
【００４０】
発振部４２は、入力した速度ωに基づいて、基準クロック毎に変化する平均電気角Δθを算出し、この平均電気角Δθを基準クロック毎に加算して累積することにより、現在の角度θの更新を行う。
【００４１】
図４は発振部４２が基準クロック毎に割込で実行する処理のフローチャートである。
Ｓ１０で発振部４２は割込禁止にし、Ｓ２０で速度ωの更新（すなわち、速度検出部４４からの入力）があったか否かを判定し、速度ωの更新があれば、Ｓ３０で更新された速度ωに基づいて平均電気角Δθ（＝速度ω／基準クロック周期）の算出を行う。発振部４２は、Ｓ４０では、前回の制御周期で算出した角度θに対して、Ｓ３０で算出した平均電気角Δθを、或いは、Ｓ２０で「ＮＯ」と判定した場合は、前回の制御周期で使用した平均電気角Δθを、加算することにより角度θを更新する。
【００４２】
Ｓ５０では、発振部４２はパターン検出部４１からのエッジ検出有りの通知（すなわち、パターン検出の通知）があったか否かを判定し、エッジ検出有りの通知がなければ、Ｓ７０に移行する。パターン検出部４１からのエッジ検出有りの通知がある場合について説明する。
【００４３】
パターン検出部４１では、前述したようにホールＩＣ信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの信号レベルに基づいて電気角６０度毎のパターン切換を検出するが、パターン検出により、６パターンのうちいずれかの検出パターンであると判定すると、対応する位置テーブル４５を使用して正弦波生成角度であるθ（固定値）が発振部４２に出力される。この出力がエッジ検出有りの通知である。
【００４４】
ここで位置テーブル４５は、検出パターンと正弦波生成角度が個々に対応付けられて割り当てられたデータである。具体的には、正弦波生成角度はパターン検出で検出した６パターンに対して決まっているθ（固定値）の値である。なお、位置テーブル４５はROM１０ｂに格納されている。ROM１０ｂは位置テーブル記憶手段に相当する。
【００４５】
発振部４２は、Ｓ６０ではパターン検出部４１からのエッジ検出の通知があった場合には、通知された固定値の角度θに角度θを補正（更正）して、Ｓ７０に移行する。このようにして、Ｓ６０では電気角６０度間でずれたθが修正（補正）されることになる。  Ｓ７０では、発振部４２は、角度θが３６０度であるか否かを判定し、角度θが３６０度であれば、Ｓ８０で角度θから３６０度を減算して、すなわち、角度θを０度にしてＳ９０に移行する。又、発振部４２はＳ７０で「ＮＯ」と判定した場合には、Ｓ９０に移行する。Ｓ９０では、現在の角度θを制御量変換部１６に出力し、Ｓ１００で割込許可して、このフローチャートを終了する。
【００４６】
以上のように構成された実施形態のブラシレスＤＣモータの制御装置は、下記の特徴がある。
（１）  本実施形態の制御装置１０では、全相のステータ巻線の直流総電流を検出する電流検出部３０（電流検出手段）と、速度ωと速度指令信号ω＊（速度指令値）に基づいて算出された電流指令値ｉ＊と、直流総電流の電流値ｉｋとに基づいて、電流制御を行いモータ電流ｉｍを算出する電流制御部１４（電流制御手段）を備えるようにした。
【００４７】
又、制御装置１０は、モータ電流ｉｍと、角度θに基づいて各相の位相に合った正弦波形状の制御量（Ｕ相電圧出力，Ｖ相電圧出力，Ｗ相電圧出力）をそれぞれ算出する制御量変換部１６（制御量変換手段）を備える。さらに、制御装置１０は、制御量（Ｕ相電圧出力，Ｖ相電圧出力，Ｗ相電圧出力）に基づいてＰＷＭのＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ（駆動指令）を生成するＰＷＭ変換部１８（ＰＷＭ変換手段）を備える。
【００４８】
そして、電流制御部１４（電流制御手段）、ＰＷＭのキャリア周期よりも遅い周期で電流制御を行うようにした。
この結果、本実施形態では、電流制御部１４が、電流指令値ｉ＊と直流総電流の電流値ｉｋとに基づいて電流制御を行ってモータ電流ｉｍを算出するようにしているため、電流のフィードバック制御のための電流制御ループをＰＷＭのキャリア周期で割込処理を行うことなく、キャリア周期よりも遅い周期で電流制御を簡易的に行うことができる。このため、例えばキャリア周波数１５ｋＨｚ以上で低コストのＣＰＵ１０ａでのブラシレスモータの駆動ができる。又、本実施形態では、１８０度通電の正弦波駆動であるため、１２０度通電と異なりモータ駆動を静音化する効果を得ることができる。
【００４９】
（２）  又、本実施形態の制御装置１０は、角度θと相出力電圧作成のための正弦波生成レベルとが対応づけて割当てられた正弦波テーブル１０ｃを記憶するＲＯＭ１０ｂ（記憶手段）を備えるようにした。又、制御装置１０は制御量変換部１６が正弦波テーブル１０ｃを参照して角度θに対応する正弦波生成レベルを取得して、前記検出角度に基づいて各相の位相に合った正弦波形状の制御量（Ｕ相電圧出力，Ｖ相電圧出力，Ｗ相電圧出力）をそれぞれ算出するようにした。
【００５０】
この結果、上記（１）の効果を容易に実現できる。
（３）  又、本実施形態では、検出パターンと正弦波生成角度とが対応づけて割当てられた位置テーブル４５を有する。このため、例えば、ホールＩＣの取付け誤差のためにマグネットロータの検出角度が等間隔でなくても、その検出パターンと正弦波生成角度とが対応づけて割当てられているため、正弦波形状の制御量を正確に出力することができる。
【００５１】
（４）  本実施形態の制御装置１０では、速度角度検出部４０は、起動時には角度θに所定角度αを加算した値を、角度θ（検出角度）と看做して、制御量変換部１６に角度θ（検出角度）を出力するようにした。
【００５２】
この結果、本実施形態によれば、起動時には起動後の定常駆動のときと同様の駆動法によって駆動されるとともに、ブラシレスＤＣモータに高負荷がかかっていても安定起動ができる。又、起動のためのソフト的な追加処理を極端に少なくすることができるため、制御装置として低パワーのＣＰＵを採用することが可能となる。
【００５３】
なお、本発明の実施形態は以下のように変更してもよい。
○  前記各実施形態では、磁気検出手段としての位置検出器２６としてホールＩＣを採用したが、ホール素子でもよい。この場合は、ホール素子と該ホール素子の出力を２値化するコンパレータと組み合わせるものとする。
【００５４】
○  前記実施形態では、電動ポンプ駆動のためのブラシレスモータの制御装置に具体化したが、電動ポンプ以外であって、位置センサ付のブラシレスモータの制御装置であれば、対象を選ばず具体化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の一実施形態の３相ブラシレスモータの制御装置の機能ブロック図。
【図２】速度角度検出部４０のブロック図。
【図３】（ａ）はホールＩＣ信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの波形図、（ｂ）は、基準クロック信号Ｃｋの波形図である。
【図４】発振部４２が実行するフローチャート。
【図５】ホールＩＣ信号、ロータ位置、Ｕ相電流、定常時及び起動時の補正の位置のタイムチャート。
【符号の説明】
【００５６】
θ…角度、ω…速度、Δθ…平均電気角、
１０…制御装置、１０ｂ…ＲＯＭ（記憶手段，位置テーブル記憶手段）、
１２…速度制御部、１４…電流制御部（電流制御手段）、
１６…制御量変換部（制御量変換手段）、１８…ＰＷＭ変換部（ＰＷＭ変換手段）、
２０…インバータ、２４…ブラシレスモータ、
２６…位置検出器（磁気検出手段）、
４０…速度角度検出部（角度検出手段）、
Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ…ＰＷＭ信号（駆動指令）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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