(57)【要約】【課題】簡単でかつ強い時空間符号化を有するＭＩＭＯ−ＵＷＢシステムを提案する。【解決手段】本発明は、ＰＰＭ変調アルファベットに属するシンボルを使用するパルス形式ＵＷＢ通信システムのための時空間符号化処理過程に関係する。異なるアンテナによって放射された信号の間の直交性は、ＰＰＭシンボルの変調位置の順列のためのメカニズムを提供することによって、及び前記シンボルの位置に制約を課すことによって達成される。本発明による時空間符号化処理過程は、インコヒーレントタイプの受信を可能にする。【選択図】図２
2008289165.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数個Ｐの放射素子を有するパルス形式ＵＷＢ通信システムのための時空間符号化処理過程であって、
前記処理過程が、
“Ｍ＞Ｐ＋１”なる関係を有する場合に、ＰＰＭ変調アルファベットに属するＰ個のシンボルのあらゆる組み合わせ“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”とＭ個の変調位置を結び付けると共に、
時空間符号が、行及び／または列の取り得る順列を有する行列
【数１】
2008289165.tif 000062
によって定義され、
前記行列の各列におけるシンボルが、所定の放射素子によって放射されることを目的としていると共に、
前記行列の各行におけるシンボルが、所定のチャンネルの使用中に放射されることを目的としており、
ここで、Ωは変調位置の順列であると共に、前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”が、以下の“ｉ≠ｊとしてｉ，ｊ＝１，．．．，Ｐの場合にｓｉ≠ｓｊ”及び“ｉ＝２，．．．，Ｐ及びｊ＝１，．．．，ｉ−１の場合にΩｓｉ≠ｓｊ”という制約を満足する
ことを特徴とする時空間符号化処理過程。
【請求項２】
前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”の対応する変調位置
【数２】
2008289165.tif 000063
が、
【数３】
2008289165.tif 000064
という制約を満足すると共に、
Ωが、各変調位置
【数４】
2008289165.tif 000065
を位置
【数５】
2008289165.tif 000066
に変換する変調位置の円順列である
ことを特徴とする請求項１に記載の時空間符号化処理過程。
【請求項３】
時空間符号行列における各要素が、ＴＨ−ＵＷＢ信号の対応するパルスの位置を変調する
ことを特徴とする請求項１または請求項２のいずれか一項に記載の時空間符号化処理過程。
【請求項４】
パルス形式のＵＷＢ信号を放射するように設計された複数個Ｐの放射素子を有する放射端末であって、
一番目の複数個ｌの情報シンボル“σ１，σ２，．．．σｌ”をＰＰＭ変調アルファベットに属する二番目の複数個Ｐのシンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”に符号化するためのトランスコーダ（３１０）と、
これらのシンボルから、行及び／または列の取り得る順列を有する行列
【数６】
2008289165.tif 000067
によって定義される時空間符号を生成する時空間符号器（３２０）とを備え、
前記行列の各列（ｐ）におけるシンボルが、所定の放射素子（３４０ｐ）によって放射されることを目的としていると共に、
前記行列の各行におけるシンボルが、所定のチャンネルの使用中に放射されることを目的としており、
ここで、Ωは変調位置の順列であると共に、前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”が、以下の“ｉ≠ｊとしてｉ，ｊ＝１，．．．，Ｐの場合にｓｉ≠ｓｊ”及び“ｉ＝２，．．．，Ｐ及びｊ＝１，．．．，ｉ−１の場合にΩｓｉ≠ｓｊ”という制約を満足する
ことを特徴とする放射端末。
【請求項５】
前記トランスコーダによって提供される前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”の対応する変調位置
【数７】
2008289165.tif 000068
が、
【数８】
2008289165.tif 000069
という制約を満足すると共に、
Ωが、各変調位置
【数９】
2008289165.tif 000070
を位置
【数１０】
2008289165.tif 000071
に変換する変調位置の円順列である
ことを特徴とする請求項４に記載の放射端末。
【請求項６】
複数のＴＨ−ＵＷＢ信号変調器（３３０１，３３０２，・・・，３３０Ｐ）を備えると共に、
各変調器が、前記行列の列の連続する要素によってＴＨ−ＵＷＢ信号を変調する
ことを特徴とする請求項４または請求項５のいずれか一項に記載の放射端末。
【請求項７】
前記変調器が、前記ＴＨ−ＵＷＢ信号の各パルスの位置を変調する
ことを特徴とする請求項６に記載の放射端末。
【請求項８】
前記放射素子が、ＵＷＢアンテナである
ことを特徴とする請求項４から請求項７のいずれか一項に記載の放射端末。
【請求項９】
前記放射素子が、発光ダイオードまたは半導体レーザである
ことを特徴とする請求項４から請求項７のいずれか一項に記載の放射端末。
【請求項１０】
１つまたは複数個（Ｑ）の受信アンテナを有する受信端末であって、
その中で、チャンネルの複数個Ｐの使用“ｖ＝０，．．．，Ｐ−１”に関して、各アンテナ（４１０ｑ）によって受信された信号が、以下の
【数１１】
2008289165.tif 000072
のように定義される複数個ＫＰのＴＨ−ＵＷＢ信号に適合された、乗算係数による考え得る乗算を有するマッチドフィルタのバンク（４２０ｑ，１，・・・４２０ｑ，ＫＰ）によってフィルタ処理されると共に、
【数１２】
2008289165.tif 000073
が、
【数１３】
2008289165.tif 000074
という制約を有する行列
【数１４】
2008289165.tif 000075
のｖ番目の行とｐ番目の列におけるＰＰＭシンボルの変調位置として定義され、
【数１５】
2008289165.tif 000076
が、前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”の対応する変調位置であり、
前記チャンネルのＰ個の使用に関して、前記マッチドフィルタから出力される信号のエネルギーが、積分器（４３０１，１，．．，４３０１，ＰＫ）に組み込まれると共に、
前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”の各組み合わせが、前記制約を満足し、
従って、各前記組み合わせについて、異なるアンテナに対して積分されたエネルギーが、合計器（４４０１，．．，４４０Ｋ）において合計され、
従って、前記組み合わせの各々に関して合計された前記積分されたエネルギーが、最大値を有する前記組み合わせを選択する比較器（４５０）において比較される
ことを特徴とする受信端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超広帯域（Ultra Wide Band：ＵＷＢ）通信システム、及び複数入力複数出力（Multiple Input Multiple Output：ＭＩＭＯ）通信システムの分野に関係する。
【背景技術】
【０００２】
近年の間に、ＵＷＢ通信システムに関する多くの研究が実行された。これらのシステムは、それらが、ベースバンドにおいていわゆる超広帯域信号に直接作用するという点で、特別である。ＵＷＢ信号は、一般的に２００２年２月１４日に規定されると共に、２００５年３月に改正されたＦＣＣ規則におけるスペクトルのマスクに従う信号であって、すなわち、原則的に、少なくとも“−１０”［ｄＢ］において５００［ＭＨｚ］の帯域幅を有する３．１〜１０．６［ＧＨｚ］のスペクトル帯域内の信号である。
【０００３】
ＵＷＢ信号は、マルチバンド（multi band）ＯＦＤＭ（ＭＢ−ＯＦＤＭ）信号と、ＵＷＢパルス形式信号の２つのカテゴリに分けられ得る。ＵＷＢパルス信号は、数百ピコ秒から１ナノ秒程度の等級の非常に短いパルスから構成されている。説明の残りは、パルス形式ＵＷＢシステムに限定されることになる。
【０００４】
更に、複数のアンテナ形式のシステムが、従来の技術水準において良く知られている。これらのシステムは、複数の放射アンテナ及び／または受信アンテナを使用すると共に、採用された構成タイプに応じて、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）、ＭＩＳＯ（Multiple Input Single Output）、またはＳＩＭＯ（Single Input Multiple Output）と指定される。以下において、上述のＭＩＭＯ及びＭＩＳＯの変形をカバーするために、同じ用語であるＭＩＭＯを使用することになる。放射及び／または受信における空間ダイバシティの使用は、これらのシステムが、従来の１つのアンテナ方式（または、単一入力単一出力のＳＩＳＯ）より著しく良いチャンネル容量を提供することを可能にする。この空間ダイバシティは、一般的に、時空間符号化（space-time coding：ＳＴＣ）を用いて、時間ダイバシティによって完成される。このタイプの符号化において、送信されるべき情報シンボルは、いくつかのアンテナ、及びいくつかの送信インスタント（transmission instant）に関して符号化される。
【０００５】
以下のシステムは、区別され得る。具体的には、一方のシステムは、一般的に、放射端末によって送信されたパイロットシンボルから達成されるチャンネル推定によって、受信機が伝送チャンネルの特性を知っているコヒーレント受信によるシステムである。チャンネル推定は、その場合に、情報シンボルを検出するために使用される。コヒーレントシステムは、一般的に、高速のアプリケーションのためのものである。もう一方のシステムは、受信機が、ブラインドで、すなわち伝送チャンネルの予備知識がないまま情報シンボルを検出するインコヒーレント受信システムである。
【０００６】
コヒーレント受信とインコヒーレント受信の両方の文献において、ＵＷＢパルス伝送信号を使用する時空間符号化を有するＭＩＭＯシステムが提案された。特に、“IEEE Trans. on Comm., Vol. 52, No. 3, March 2004, pages 507-517 ”で発表された、“≪Analog space-time coding for multi-antenna ultra-wideband transmissions≫”と表題が付けられた“L. Yang”等による論文は、各アンテナに関して伝送シンボルを符号化するためのＰＰＭ（Pulse Position Modulation：パルス位置変調）変調を用いたインコヒーレント受信によるＭＩＭＯ−ＵＷＢシステムを説明する。
【０００７】
推奨されたシステムにおいて、ＰＰＭ変調アルファベットに属するシンボル
【数１】
2008289165.tif 000003
を伝送するために、Ｐ個のアンテナを有する所定のユーザ端末に対して、アンテナｐ∈｛１，．．，Ｐ｝によって放射された下記（１）式で示される信号は、シンボル時間
【数２】
2008289165.tif 000004
の間に書き込まれることができる。
【０００８】
【数３】
2008289165.tif 000005
【０００９】
ここで、ｗ（ｔ）は、基本パルスの形状であり、
【数４】
2008289165.tif 000006
は、持続時間ＴｆのＮ個のフレームから成るシンボル時間であり、
【数５】
2008289165.tif 000007
は、基本チップの持続時間をＴｃとした場合に、時間ホップ（time hops）ｃｎＴｃを定義するユーザに特有であるアクセスシーケンスである。
【００１０】
また、
【数６】
2008289165.tif 000008
は、｛０，．．，Ｍ−１｝に属するＰＰＭ位置であり、ε≪Ｔｃは、連続的な２つのＰＰＭ位置
【数７】
2008289165.tif 000009
を区別する時間差であり、ｐ＝１，．．，Ｐは、変調シーケンス、例えば信号が直交している異なるアンテナから放射されるようにすることを可能にするＢＰＳＫ変調シーケンスである。
【００１１】
異なるユーザが、時間ホップの直交シーケンスによって区別されるので、数式（１）によって与えられた信号は、ＴＨ−ＵＷＢ（Time Hopped UWB：時間ホップＵＷＢ）タイプであると言われている。
【００１２】
図１（Ａ）［Ｆｉｇ．１Ａ］及び図１（Ｂ）［Ｆｉｇ．１Ｂ］は、同じＰＰＭシンボルに対してユーザ端末の２つのアンテナによって放射された送信信号を例証する。
【００１３】
この場合に、ユーザシーケンスは、ｃｎ＝７，１，４，７であると共に、ＰＰＭ位置は、
【数８】
2008289165.tif 000010
である。
【００１４】
ベクトル形式“ａ１＝（＋１，＋１，＋１，＋１）”と“ａ２＝（＋１，−１，＋１，−１）”で表されるこれらの２つのアンテナのＢＰＳＫ重み付けシーケンスは、実際には放射されると相互に直交している、すなわち
【数９】
2008289165.tif 000011
であることに注意が必要である。
【００１５】
上述のシステムは、いかなるチャンネル推定の必要性もなく、最大ダイバシティを獲得することが可能である。従って、それは、理論的にインコヒーレント受信に適当である。
【非特許文献１】“L. Yang”等、“≪Analog space-time coding for multi-antenna ultra-wideband transmissions≫”、“IEEE Trans. on Comm., Vol. 52, No. 3, March 2004, pages 507-517 ”
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、特定のユーザ端末の異なるアンテナから信号を分離するためのＢＰＳＫ変調シーケンスの使用は、受信機において極性の情報を取り出すための能力を必要とする。使用されるパルスの非常に短い時間を考慮すると、ＵＷＢ信号において位相情報を取り出すことは、非常に難しい。
【００１７】
更に、図１（Ａ）［Ｆｉｇ．１Ａ］及び図１（Ｂ）［Ｆｉｇ．１Ｂ］において見られ得るように、放射において使用されるＢＰＳＫ変調は、特定のパルスの極性の反転に帰着する。実際には、これは、古典的なＰＰＭ変調アルファベットよりむしろ、各シンボルがパルス位置と符号によって定義され、変調器の複雑さを増加させる原因となる合成されたアルファベット（composite alphabet）を使用することに相当する。
【００１８】
従って、この発明の目的は、受信時に位相情報を取り出すことを必要とせず、異なるアンテナ信号の分離を可能にする、インコヒーレント受信であって簡単でかつ強い時空間符号化を有するＭＩＭＯ−ＵＷＢシステムを提案することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明は、複数個Ｐの放射素子を有するパルス形式ＵＷＢ通信システムのための時空間符号化処理過程によって定義される。
【００２０】
この処理過程は、“Ｍ＞Ｐ＋１”なる関係を有する場合に、ＰＰＭ変調アルファベットに属するＰ個のシンボルのあらゆる組み合わせ“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”とＭ個の変調位置を結び付けると共に、時空間符号が、行及び／または列の取り得る順列を有する行列
【数１０】
2008289165.tif 000012
によって定義され、前記行列の各列におけるシンボルが、所定の放射素子によって放射されることを目的としていると共に、前記行列の各行におけるシンボルが、所定のチャンネルの使用中に放射されることを目的としており、ここで、Ωは変調位置の順列であると共に、前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”が、以下の“ｉ≠ｊとしてｉ，ｊ＝１，．．．，Ｐの場合にｓｉ≠ｓｊ”及び“ｉ＝２，．．．，Ｐ及びｊ＝１，．．．，ｉ−１の場合にΩｓｉ≠ｓｊ”という制約を満足することを特徴とする。
【００２１】
前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”の対応する変調位置
【数１１】
2008289165.tif 000013
は、有利に、
【数１２】
2008289165.tif 000014
という制約を満足すると共に、Ωは、その場合に、各変調位置
【数１３】
2008289165.tif 000015
を位置
【数１４】
2008289165.tif 000016
に変換する変調位置の円順列である。
【００２２】
時空間符号行列における各要素は、ＴＨ−ＵＷＢ信号の対応するパルスの位置を変調するために使用され得る。
【００２３】
本発明は、更に、パルス形式のＵＷＢ信号を放射するように設計された複数個Ｐの放射素子を有する放射端末に関連する。
【００２４】
この端末は、一番目の複数個ｌの情報シンボル“σ１，σ２，．．．σｌ”をＰＰＭ変調アルファベットに属する二番目の複数個Ｐのシンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”に符号化するためのトランスコーダ（３１０）と、これらのシンボルから、行及び／または列の取り得る順列を有する行列
【数１５】
2008289165.tif 000017
によって定義される時空間符号を生成する時空間符号器とを備え、前記行列の各列（ｐ）におけるシンボルが、所定の放射素子によって放射されることを目的としていると共に、前記行列の各行におけるシンボルが、所定のチャンネルの使用中に放射されることを目的としており、ここで、Ωは変調位置の順列であると共に、前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”が、以下の“ｉ≠ｊとしてｉ，ｊ＝１，．．．，Ｐの場合にｓｉ≠ｓｊ”及び“ｉ＝２，．．．，Ｐ及びｊ＝１，．．．，ｉ−１の場合にΩｓｉ≠ｓｊ”という制約を満足することを特徴とする。
【００２５】
前記トランスコーダによって提供される前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”の対応する変調位置
【数１６】
2008289165.tif 000018
は、有利に、
【数１７】
2008289165.tif 000019
という制約を満足すると共に、Ωは、その場合に、各変調位置
【数１８】
2008289165.tif 000020
を位置
【数１９】
2008289165.tif 000021
に変換する変調位置の円順列である。
【００２６】
その端末は、複数のＴＨ−ＵＷＢ信号変調器を備えると共に、各変調器は、前記行列の列の連続する要素によってＴＨ−ＵＷＢ信号を変調する。例えば、各変調器は、前記ＴＨ−ＵＷＢ信号の各パルスの位置を変調する。
【００２７】
前記放射素子は、ＵＷＢアンテナか、発光ダイオードか、または半導体レーザである。
【００２８】
最後に、本発明は、更に、１つまたは複数個（Ｑ）の受信アンテナを有する受信端末に関連すると共に、その中で、チャンネルの複数個Ｐの使用“ｖ＝０，．．．，Ｐ−１”に関して、各アンテナ（４１０ｑ）によって受信された信号が、以下の
【数２０】
2008289165.tif 000022
のように定義される複数個ＫＰのＴＨ−ＵＷＢ信号に適合された、乗算係数による考え得る乗算を有するマッチドフィルタのバンク（４２０ｑ，１，・・・４２０ｑ，ＫＰ）によってフィルタ処理されると共に、
【数２１】
2008289165.tif 000023
は、
【数２２】
2008289165.tif 000024
という制約を有する行列
【数２３】
2008289165.tif 000025
のｖ番目の行とｐ番目の列におけるＰＰＭシンボルの変調位置として定義され、
【数２４】
2008289165.tif 000026
は、前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”の対応する変調位置であり、前記チャンネルのＰ個の使用に関して、前記適合されたマッチドフィルタから出力される信号のエネルギーは積分器によって積分されると共に、前記シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”の各組み合わせは、前記制約を満足し、従って、各前記組み合わせについて、異なるアンテナに対して積分されたエネルギーは、合計器において合計され、従って、前記組み合わせの各々に関して合計された前記積分されたエネルギーは、最大値を有する前記組み合わせを選択する比較器（４５０）において比較される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
本発明の他の特性及び利点は、本発明の好ましい実施例を添付された図面を参照して読んだ後で明白になる。
【００３０】
本発明が基づいているアイデアは、それらの要素がＰＰＭ変調アルファベットのサブセットに属するパルス形式ＭＩＭＯ−ＵＷＢシステムにおいて、時空間符号を使用することと、変調位置順列メカニズムを使用することによって放射された信号の間の直交性を達成することである。
【００３１】
再度、ＭＩＭＯ−ＵＷＢパルスシステム、そして更に詳しくはＰ個の放射アンテナを有するユーザ端末を検討することになる。
【００３２】
下記（２）式において、時空間符号を行列形式で従来通りに表すことになる。
【００３３】
【数２５】
2008289165.tif 000027
【００３４】
ここで、
【数２６】
2008289165.tif 000028
は、異なるアンテナの信号を変調する送信シンボルである。
【００３５】
更に正確には、行列における各カラムは、アンテナと対応すると共に、行列における各行は、そのチャンネルが使用されるインスタント（“Per Channel Use”、またはＰＣＵ）に対応する。
【００３６】
従って、
【数２７】
2008289165.tif 000029
シンボルは、（ｎ＋１）番目のＰＣＵの間、アンテナｐによって放射されることになる。
【００３７】
１つの一般的な実施例によれば、提案された時空間符号は、下記（３）式の行列によって定義される。
【００３８】
【数２８】
2008289165.tif 000030
【００３９】
ここで、要素“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”は、基数をＭとするＰＰＭ変調アルファベットのシンボルであり、後で与えられる制約を満足すると共に、Ωは、変調位置の順列である。変調位置の順列は、単位源ではなく、変調位置のセットのそれ自身に関するあらゆる全単射のことを指す。
【００４０】
シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”に作用する上述の制約は、下記（４）式のように、“ｉ≠ｊとしてｉ，ｊ＝１，．．．，Ｐの場合にｓｉ≠ｓｊ”及び“ｉ＝２，．．．，Ｐ及びｊ＝１，．．．，ｉ−１の場合にΩｓｉ≠ｓｊ”と表現される。
【００４１】
【数２９】
2008289165.tif 000031
【００４２】
もしシンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”が制約である上記（４）式を満足するならば、その場合に、（３）式に定義される行列Ｃの各行におけるシンボルは、互いに素であると理解することが不可欠である。すなわち、チャンネルの各使用に対して、異なるアンテナによって送信されたシンボルの対応する変調位置は、はっきりと区別できると共に、それは、放射された信号の直交性、及び時空間符号の最大ダイバシティに帰着する。
【００４３】
もし行列Ｃの行及びまたは列が順序を変えられても、この性質は維持されるということが注目されることになる。２つの行の順列は、２つの送信インスタントを変更することに相当すると共に、２つの列の順列は、２つのアンテナを変更することに相当する。明らかに、これらの２つの操作は、放射された信号の直交性の性質を維持する。
【００４４】
下記において、同様にその変調位置
【数３０】
2008289165.tif 000032
を与えることによって、またはそのベクトル表現
【数３１】
2008289165.tif 000033
を用いることによって、ＰＰＭシンボルを普通通りに参照することになる。
【００４５】
ここで、
【数３２】
2008289165.tif 000034
であると共に、
【数３３】
2008289165.tif 000035
は、ディラック分布（the Dirac distribution）である。
【００４６】
このベクトルの全ての構成要素は、問題のシンボルの変調位置を示している１つが“１”に等しいことを除いて、“０”に等しいということが理解されることになる。
【００４７】
１つ有利な実施例によれば、順列Ωは円順列である。
【００４８】
このベクトル表現を用いると、Ωは、下記（５）式にように、サイズ“Ｍ×Ｍ”を有する行列として書かれ得る。
【００４９】
【数３４】
2008289165.tif 000036
【００５０】
ここで、ＩＭ−１×Ｍ−１は、サイズ“Ｍ−１×Ｍ−１”を有する恒等行列であり、０１×Ｍ−１は、サイズ“Ｍ−１”を有するヌル行ベクトルであり、０Ｍ−１×１は、サイズ“Ｍ−１”を有するヌル列ベクトルである。
【００５１】
時空間符号の行列Ｃは、更に、ＰＰＭシンボルを展開することによって、下記（６）式のような、単に“０”と“１”の値からなるサイズ“ＰＭ×Ｍ”を有する行列として書かれ得る。
【００５２】
【数３５】
2008289165.tif 000037
【００５３】
本発明のこの有利な実施例によれば、制約（４）は、下記（７）式のような条件を課すことによって生成され得る。
【００５４】
【数３６】
2008289165.tif 000038
【００５５】
この場合に、異なるシンボルの対応する変調位置は、最初の変調位置が禁止された整然と増加しているシーケンスを形成する。条件（７）式は、セット｛１，２，．．，Ｍ−１｝に属するＰ個の異なる値が選択され得ると仮定するということが注目されることになる。従って、下記（８）式のような条件を有していなければならない。
【００５６】
【数３７】
2008289165.tif 000039
【００５７】
図２は、Ｐ＝３及びＭ＝５である場合の本発明の一実施例による時空間符号の一例を示す。各ＰＰＭシンボルに関して、変調位置は、３つのアンテナに対して、及び３つのチャンネルの連続的な使用に対して、垂直線で表される。
【００５８】
最初の変調位置を確保しておくという事実は、チャンネルの二番目の使用の間の変調位置ΩｓＰとｓ１との間の衝突を回避するということがわかる。
【００５９】
同様に、（７）式において示されたように、それらの位置
【数３８】
2008289165.tif 000040
が整理されているという事実は、あらゆるチャンネルの使用に対するＰＰＭシンボルの変調位置が、異なる状態を維持するということ、そして、上述のように、異なるアンテナによって放射された信号が、明確に直交しているということを保証する。
【００６０】
更に、条件（７）式を満足するＰＰＭシンボルの数は、“Ｍ−１”個の中のＰ個の要素の組み合わせの数Ｋ、すなわち
【数３９】
2008289165.tif 000041
に等しいということが注目されることになる。
【００６１】
従って、チャンネルの使用によって送信されるシンボルの数は、下記（９）式のように、Ｐ個の連続する使用の平均として表現され得る。
【００６２】
【数４０】
2008289165.tif 000042
【００６３】
その表現は、１を超える項の積であるので、上記（９）式は、１より大きい。この数は、ＭとＰの差が増えるにつれて増加すると共に、それは、その場合にＰＰＭシンボルの選択により大きな自由度があるという点で、道理にかなっている。
【００６４】
図３は、本発明の一実施例による時空間符号を使用するＭＩＭＯ−ＵＷＢシステムの放射機を図で示す。
【００６５】
放射機３００は、“σ１，σ２，．．．σｌ”で示される情報シンボルのフレームを受信すると共に、ここで、もしこれらのシンボルが２進数である場合に“ｌ≦ｌｏｇ２（Ｋ）”であり、更に一般的には、μアレイ（列）である場合には“ｌ≦ｌｏｇ２（Ｋ）／ｌｏｇ２（μ）”である。情報シンボルは、ＰＰＭ送信シンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”を供給するために、モジュール３１０においてトランス符号化（transcode）されることになる。双方向に一義的（biunivocal）である場合に、トランス符号化機能は、任意であり得る。
【００６６】
モジュール３２０において、ＰＰＭシンボル“ｓ１，ｓ２，．．．ｓＰ”は時空間符号化される。このモジュールは、行列ＣのＰ行に対応するＰＰＭシンボルのシーケンスを、それぞれＵＷＢ変調器３３０１，３３０２，．．，３３０Ｐに対して送信し、すなわち、シーケンス｛ｓ１，ΩｓＰ，ΩｓＰ−１，．．，Ωｓ２｝は変調器３３０１、に、シーケンス｛ｓ２，ｓ１，ΩｓＰ，ΩｓＰ−１，．．，Ωｓ３｝は変調器３３０２、に、そしてシーケンス｛ｓＰ，ｓＰ−１，．．，ｓ２，ｓ１｝は変調器３３０Ｐに送信される。
【００６７】
一実施例によると、変調器３３０１，３３０２，．．，３３０Ｐは、ＴＨ−ＵＷＢタイプの変調器である。例えば、この場合に、変調器３３０１によって生成された信号は、同じ表記の規約を使用すると、（１）式に示されたものと同じ形状を有し、チャンネルの一番目の使用（ＰＣＵ）に対しては、下記（１０）式のようになる。
【００６８】
【数４１】
2008289165.tif 000043
【００６９】
同様に、チャンネルの二番目の使用に対しては、下記（１１）式のようになる。
【００７０】
【数４２】
2008289165.tif 000044
【００７１】
ここで、“［ ］”がモジュロ演算を示す場合に、
【数４３】
2008289165.tif 000045
として、同様に、チャンネルのＰ番目の使用は、下記（１２）式のようになる。
【００７２】
【数４４】
2008289165.tif 000046
【００７３】
他の変調器から発する信号は、行列Ｃにおける他の列から開始し、変更すべきところは変更して獲得される。異なる変調器における信号は、その場合に、放射素子３４０１，．．．，３４０Ｐ、例えば発光ダイオードまたは半導体レーザーのＵＷＢアンテナを通じて送信される。
【００７４】
図４において示されるように、このように送信された信号は、本発明の一実施例による時空間復号化装置によって復号化され得る。装置は、放射された信号の性質に応じた、複数個Ｑの受信アンテナまたは光検出器を備える。
【００７５】
ｖ番目のチャンネルの使用に対応する、アンテナ４１０ｑによって受信された信号は、下記（１３）式の形式で書かれ得る。
【００７６】
【数４５】
2008289165.tif 000047
【００７７】
ここで、
【数４６】
2008289165.tif 000048
は、畳み込みの記号であり、
【数４７】
2008289165.tif 000049
は、（２）式及び（３）式に定義されたように、行列Ｃのシンボル
【数４８】
2008289165.tif 000050
のＰＰＭ位置であり、ｈｐｑは、放射アンテナｐと受信アンテナｑとの間のチャンネルのパルス応答であり、ｎｑ（ｔ）は、アンテナ４１０ｑにおける受信雑音である。
【００７８】
ｑ＝１，．．，Ｑの場合に、各アンテナ４１０ｑで受信されたこの信号は、チャンネルのｖ番目の使用の各々に関して、下記（１４）式で示される対応する信号に適合されたＫＰ個のフィルタ“４２０ｑ，１，．．．，４２０ｑ，ＫＰ”のバンクによってフィルタ処理される。
【００７９】
【数４９】
2008289165.tif 000051
【００８０】
ここで、
【数５０】
2008289165.tif 000052
は、（３）式で定義されると共に（７）式の制約を受ける、行列Ｃのｖ番目の行とｐ番目の列におけるシンボルのＰＰＭ位置であり、すなわち
【数５１】
2008289165.tif 000053
であるということが思い出されるべきである。
【００８１】
ＫＰ個のマッチドフィルタは、この制約を満足する
【数５２】
2008289165.tif 000054
のＫ個の取り得る組み合わせに対するＰ個のアンテナによって放射された信号に対応する。
【００８２】
マッチドフィルタからの出力は、その場合に、“ｋ＝１，．．，Ｋ”及び“ｑ＝１，．．，Ｑ”として、平方検波器（quadratic detector）４３０ｋ，ｑによって検出される。各平方検波器は、Ｐ個の連続するチャンネルの使用の間、受信信号のエネルギーを積分する。
【００８３】
特定の組み合わせに関して検出された信号は、ｋ＝１，．．，Ｋとした場合に、合計器４４０ｋにおいて合計される。最終的に、比較測定器４５０は、最も高い合計値を選択する。
【００８４】
実際に放射されたシンボル
【数５３】
2008289165.tif 000055
に対応する合計値が、下記（１５）式に等しいということが論証され得る。
【００８５】
【数５４】
2008289165.tif 000056
【００８６】
ここで、ｈｐｑは、放射アンテナｐと受信アンテナｑとの間のチャンネルの伝送係数である。（１６）式における係数Ｐは、チャンネルのＰ個の使用に対して積分が実行されるという事実に基づいている。
【００８７】
一方、シンボル
【数５５】
2008289165.tif 000057
の任意の組み合わせに関係した合計値に対する合計値の一般的な形式が、下記（１６）になるということが示され得る。
【００８８】
【数５６】
2008289165.tif 000058
【００８９】
また、等式“α１＝α２＝．．．＝αｐ＝Ｐ”は、
【数５７】
2008289165.tif 000059
の場合にだけ満足される。
【００９０】
従って、
【数５８】
2008289165.tif 000060
は、実際には、（１６）式の最大合計値に対応する。
【００９１】
図５は、単一アンテナシステム（１×１）と本発明による時空間符号化を使用するＭＩＭＯ−ＵＷＢシステムとについて、そのシンボル誤り率を信号対雑音比の関数として示す図である。ＭＩＭＯシステムで使用されるアンテナ配置は、２×１、３×１、及び４×１である。低い信号対雑音比に関して、１つのアンテナシステムがＭＩＭＯシステムより僅かに良いということが理解され得る。これは、本発明による時空間符号が１つのアンテナシステムにおける単純なＰＰＭ符号より低い速度を有しているという事実が原因である。  
【００９２】
ＰＰＭ単純符号化に関する速度がＰＣＵ当たりｌｏｇ２（Ｍ）であるのに対して、（３）式で示される時空間符号の速度は、ＰＣＵ当たり
【数５９】
2008289165.tif 000061
ということを思い出す必要がある。
【００９３】
もし変調度Ｍが高い場合には、低い信号対雑音比において観察された劣化があまり重要ではないことが注目されることになる。
【００９４】
一方、信号対雑音比のより高い方の値に関しては、図５において見られ得るように、本発明に基づいた時空間符号化は、古典的な１つのアンテナの場合より、著しく良い。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】従来技術の水準に基づいた既知のＭＩＭＯ−ＵＷＢシステムにおける２つのアンテナによって送信された信号（Ｆｉｇ．１Ａ、及びＦｉｇ．１Ｂ）を示す図である。
【図２】本発明による時空間符号の一例を示す図である。
【図３】本発明の一実施例による時空間符号化を使用するＭＩＭＯシステムの放射機を示す図である。
【図４】本発明の一実施例による時空間符号を復号化するために使用されるＭＩＭＯシステムの受信機を示す図である。
【図５】単一アンテナシステムと本発明による時空間符号化を使用する複数アンテナシステムとについて、そのシンボル誤り率を信号対雑音比の関数として示す図である。
【符号の説明】
【００９６】
３００    放射機
３１０    モジュール（トランスコーダ）
３２０    モジュール（時空間符号器）
３３０１，３３０２，．．，３３０Ｐ    ＵＷＢ変調器
３４０１，．．．，３４０Ｐ    放射素子
４１０１，．．．，４１０Ｑ    アンテナ
４２０ｑ，１，．．．，４２０ｑ，ＫＰ（ｑ＝１，．．，Ｑ）    マッチドフィルタ
４３０ｋ，ｑ（ｋ＝１，．．，Ｋ、ｑ＝１，．．，Ｑ）    平方検波器
４４０１，．．．，４４０Ｋ    合計器
４５０    比較測定器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【外国語明細書】
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