(57)【要約】      （修正有）【課題】マイクロ波フィルタバンクの入力において概ね一定の全入力アドミタンスを与えることにより、入力エネルギーを各出力ポートに均等に分配するような構造にする。【解決手段】ＵＷＢタイプのシステムにおいてマルチプレクサ又はデマルチプレクサのいずれかとして用いられるように意図されるマイクロ波フィルタバンクであって、双方で当該マイクロ波フィルタバンクの入力ポート（Ｐｉｆｂ）を当該マイクロ波フィルタバンクの他のポートに接続する、複数のフィルタと相互接続ネットワークとを含むマイクロ波フィルタバンクに関する。当該マイクロ波フィルタバンクは、上記相互接続ネットワークが複数のインダクタを備え、当該インダクタのうちの１つ（Ｌｉ）、すなわち第１のインダクタが、一端が上記第１のポート（Ｐｉｆｂ）に直に接続され、第２の端部がキャパシタ（Ｃｉ）を介してグランドに接続される。【選択図】図１
2008245251.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＵＷＢタイプのシステムにおいてマルチプレクサ又はデマルチプレクサのいずれかとして用いられるように意図されるマイクロ波フィルタバンクにおいて、双方で該マイクロ波フィルタバンクの第１のポート（Ｐｉｆｂ）を該マイクロ波フィルタバンクの他のポートに接続する、複数のフィルタと相互接続ネットワークとを含むマイクロ波フィルタバンクであって、
前記相互接続ネットワークは複数のインダクタを備え、該インダクタのうちの１つ（Ｌｉ）、すなわち第１のインダクタは、一端が前記第１のポート（Ｐｉｆｂ）に直に接続され、第２の端部がキャパシタ（Ｃｉ）を介してグランドに接続され、
前記第１のインダクタは、伝送応答を劣化させることなく、動作部分帯域内の前記マイクロ波フィルタバンクの反射応答の影響を最小限に抑えるように意図され、
前記第１のインダクタ（Ｌｉ）及び前記第１のキャパシタ（Ｃｉ）は、前記フィルタの前記動作帯域毎に、前記マイクロ波フィルタバンクの前記第１のポートにおいて概ね一定の全アドミタンスを与えるように意図され、
他のインダクタ、すなわち第２のインダクタはそれぞれ、前記フィルタのうちの１つのフィルタの応答と目標とする応答との良好な帯域内整合を与えるように意図されることを特徴とする、
マイクロ波フィルタバンク。
【請求項２】
前記第２のインダクタの各々の一端は、前記フィルタの周波数応答にわたって、前記帯域内反射レベルを釣り合わせるように意図されるキャパシタを介してグランドに接続されることを特徴とする、請求項１に記載のマイクロ波フィルタバンク。
【請求項３】
各インダクタの一端は前記相互接続ネットワークの共通の点、すなわち中央給電点（ＣＦＰ）に接続され、
該中央給電点（ＣＦＰ）は前記第１のキャパシタ（Ｃｉ）を介してグランドに接続されることを特徴とする、請求項１又は２に記載のマイクロ波フィルタバンク。
【請求項４】
各インダクタの前記一端は、少なくとも１つの伝送線路（Ｔ１、Ｔ２）を介して前記中央給電点（ＣＦＰ）に接続されることを特徴とする、請求項３に記載のマイクロ波フィルタバンク。
【請求項５】
前記フィルタはそれぞれ、前記マイクロ波フィルタバンクの単一のポートに接続されるとともに、前記第２のインダクタの内の１つに接続されることを特徴とする、請求項１又は４のいずれか一項に記載のマイクロ波フィルタバンク。
【請求項６】
前記相互接続ネットワークは、異なる中央給電点（ＣＦＰ２、ＣＦＰ３）にそれぞれ接続される、少なくとも１つの他の前記第１のインダクタ（Ｕｉ）を含み、
前記中央給電点（ＣＦＰ２、ＣＦＰ３）のそれぞれで、前記第２のインダクタのうちの少なくとも２つが接続されることを特徴とする、請求項４に記載のマイクロ波フィルタバンク。
【請求項７】
ＵＷＢタイプのシステムにおいて用いられるように意図されるトランシーバであって、
電磁エネルギー信号のエネルギースプリッタ、又は多数の電磁エネルギー信号のエネルギーコンバイナのいずれかとして用いられるように意図される請求項１〜６のいずれか一項に記載の少なくとも１つのマイクロ波フィルタバンクを備える
ことを特徴とする、ＵＷＢタイプのシステムにおいて用いられるように意図されるトランシーバ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号の周波数に応じて、１つの入力ポートからの電磁エネルギーを複数の出力ポートに向かって分配するように、また逆に、複数の出力ポートからの電磁エネルギーを入力ポートに向かって合成するように意図されるマイクロ波フィルタバンクに関する。本発明は、エネルギースプリッタ（デマルチプレクサ）又はエネルギーコンバイナ（マルチプレクサ）のいずれかとしての役割を果たす、そのような少なくとも１つのマイクロ波フィルタバンクを用いるＵＷＢ（超広帯域）タイプのトランシーバにも関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に言うと、マイクロ波フィルタバンクは、入力信号の周波数に応じて、１つの入力ポートからの電磁エネルギーを複数の出力ポートに向かって分配し、逆に、複数の出力ポートからの電磁エネルギーを１つの入力ポートに向かって合成するように意図されるデバイスである。たとえば、そのようなフィルタバンクは、或る周波数帯域内の信号が、入力ポートから、部分帯域だけが供給される出力ポートまで伝搬するときにエネルギースプリッタとして用いることができ、また、異なる部分帯域内の信号が出力ポートから入力ポートまで伝搬するときにエネルギーコンバイナとして用いることができる。したがって、そのようなフィルタバンクは相互的であると言われる。さらに、その信号が情報を搬送するか、又はデータを表すときに、本発明のマイクロ波フィルタバンクは、信号の伝搬方向によって、マルチプレクサ又はデマルチプレクサのいずれかとしての役割を果たすことができる。
【０００３】
本発明の１つのタイプによるマイクロ波フィルタバンクは包括的には、相互接続ネットワークと、マイクロ波フィルタバンクのアクセスポイントに接続されるフィルタとを備える。当該技術分野において、種々のタイプの相互接続ネットワークがよく知られている。その１つは、結合されるように短い距離において互いに平行に配置される２本の線路から基本的に構成される方向性結合器である。２本ずつ連結される２本よりも多い線路を結合して、結果として、いわゆるランゲ結合器を構成することもできる。そのような相互接続ネットワークの実施形態の例は、米国特許公開公報第２００４／０１１３７１６号において見ることができる。
【０００４】
別のタイプの相互接続ネットワークは、それぞれの一端がネットワークの入力ポートに接続され、他端がそれぞれの出力ポートに接続され、２つの出力ポートが集合抵抗によって接続される、２つの４分の１波長線路部分から構成されるウィルキンソン型電力分配器において見ることができる。そのような電力分配器は、たとえば、米国特許第４，３６７，４５５号において記載されている。
【０００５】
他のタイプの相互接続ネットワークも当該技術分野においてよく知られているが、ここでは説明しない。たとえば、「A novel configuration for 1/N multiport power dividers using series/parallel transmission line division and a polyimide/alumina ceramic structure for HPA module implementation」と題するMasashi Nakatsugawa著の論文（IEEE transaction on microwave theory and techniques, col 49, No 6, June 2001）には、１／Ｎマルチポート電力分配器が記載されている。
【０００６】
【特許文献１】米国特許公開公報第２００４／０１１３７１６号
【特許文献２】米国特許第４，３６７，４５５号
【発明の開示】
【０００７】
上記のような既知の相互接続ネットワークを用いるマイクロ波フィルタバンクの短所は、いわゆる、電力分割の影響である。そのような影響は減衰であり、２出力ポート相互接続ネットワークでは、マイクロ波フィルタバンクに相互接続ネットワークを挿入することに起因して、多くの場合に３ｄＢ程度の減衰がある。フィルタそのものに起因して、フィルタバンクでは常に減衰が生じるが、電力分割の影響があると、この減衰はさらに大きくなる。したがって、電力分割の影響を全く受けることがない（又は少なくとも最小限に抑える）相互接続ネットワークは、より良好なエネルギー性能を有するであろう。
【０００８】
本発明は、マイクロ波フィルタバンクがデマルチプレクサとしての役割を果たすときに、その動作周波数帯域にわたって、マイクロ波フィルタバンクの入力において概ね一定の全入力アドミタンスを与えることにより、入力エネルギーを各出力ポートに均等に分配するような構造にすることで、上記の短所を生じないようにした相互接続ネットワークを提供することによって、上記の問題を解決することを目的とする。さらに、本発明は、動作するのにエネルギー供給を必要としない、一体型受動インダクタ及びキャパシタを含む、新規の相互接続ネットワークを提供する。そのような相互接続ネットワークは、半導体技術にも適合しており、それゆえ、古典的な相互接続ネットワークよりもさらに容易に小型化される。
【０００９】
より正確には、本発明は、ＵＷＢタイプのシステムにおいてマルチプレクサ又はデマルチプレクサのいずれかとして用いられるように意図されるマイクロ波フィルタバンクに関する。当該マイクロ波フィルタバンクは、双方で当該マイクロ波フィルタバンクの第１のポートを当該マイクロ波フィルタバンクの他のポートに接続する、複数のフィルタと相互接続ネットワークとを含む。上記マイクロ波フィルタバンクは、上記相互接続ネットワークが複数のインダクタを備え、上記インダクタのうちの１つ、すなわち第１のインダクタが、一端が上記第１のポートに直に接続され、第２の端部がキャパシタを介してグランドに接続され、当該第１のインダクタが、伝送応答を劣化させることなく、動作部分帯域内のマイクロ波フィルタバンクの反射応答の影響を最小限に抑えるように意図され、当該第１のインダクタ及び上記第１のキャパシタが、上記フィルタの動作帯域毎に、上記マイクロ波フィルタバンクの上記第１のポートにおいて概ね一定の全アドミタンスを与えるように意図され、他のインダクタ、すなわち第２のインダクタがそれぞれ、上記フィルタのうちの１つのフィルタの応答と目標とする応答との良好な帯域内整合を与えるように意図されることを特徴とする。
【００１０】
有利には、上記第２のインダクタの各々の一端は、上記フィルタの周波数応答にわたって、帯域内反射レベルを釣り合わせるように意図されるキャパシタを介してグランドに接続される。
【００１１】
有利には、各インダクタの一端は相互接続ネットワークの共通の点、すなわち中央給電点に接続され、当該中央給電点は上記第１のキャパシタを介してグランドに接続される。
【００１２】
一実施の形態によれば、各インダクタの上記一端は、少なくとも１つの伝送線路を介して上記中央給電点に接続される。
【００１３】
本発明の第１の実施の形態によれば、上記フィルタはそれぞれ、上記マイクロ波フィルタバンクの単一のポートに接続されるとともに、上記第２のインダクタの内の１つに接続される。
【００１４】
本発明の別の実施の形態によれば、上記相互接続ネットワークは、異なる中央給電点にそれぞれ接続される、少なくとも１つの他の上記第１のインダクタを含み、上記中央給電点にはそれぞれ、上記第２のインダクタのうちの少なくとも２つが接続される。
【００１５】
本発明の重要な態様によれば、本発明は、ＵＷＢタイプのシステムにおいて用いられるように意図されるトランシーバにも関する。そのようなトランシーバは、当該トランシーバが上記の実施の形態のうちの１つによる少なくとも１つのマイクロ波フィルタバンクを備え、当該少なくとも１つのマイクロ波フィルタバンクが電磁エネルギー信号のエネルギースプリッタ、又は多数の電磁エネルギー信号のエネルギーコンバイナのいずれかとして用いられるように意図されることを特徴とする。
【００１６】
上記の本発明の特徴、及び他の特徴は、添付の図面に関連して与えられる以下の説明を読むことから、さらに明らかになるであろう。
【００１７】
本発明のマイクロ波領域では、種々の技術、すなわちストリップライン、マイクロストリップ又はコプレーナ技術が適用されることがある。ストリップラインは、その背面及び表面がグランド面によって覆われる誘電体及び／又は磁気基板内に埋め込まれた導線である。マイクロストリップラインも導線であるが、それらの導線は誘電体及び／又は磁気基板の表面上に被着され、基板の背面だけがグランド面によって覆われる。コプレーナ技術では、グランド面が線路を包囲し、多くの場合に、基板の背面もグランドに接続される面によって覆われる。本発明は主に、マイクロストリップ技術に関連して説明されるが、それに限定されることはなく、ストリップライン及びコプレーナ技術で実行される任意の実施の形態も含むことは理解されたい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１は、本発明の第１の実施形態によるマイクロ波フィルタバンクＦＢ１を概略的に示す。マイクロ波フィルタバンクＦＢ１は、入力ポートＰｉｆｂと、２つの出力ポートＰｏ１ｆｂ及びＰｏ２ｆｂと、２つのバンドパスフィルタＦ１及びＦ２と、単一の入力ポートＰｉ及び２つの出力ポートＰｏ１，Ｐｏ２を有する相互接続ネットワークＩＮ１とを備える。
【００１９】
以下の説明において、「入力」及び「出力」という用語は、フィルタバンクをエネルギースプリッタとして使用する場合に当てはまるが、本発明による相互接続ネットワーク及びフィルタはいずれも相互的なタイプから成るので、エネルギーコンバイナとして用いることができないことを意味するものではないことに留意されたい。
【００２０】
相互接続ネットワークＩＮ１の入力ポートＰｉは入力ポートＰｉｆｂに接続され、出力ポートＰｏ１及びＰｏ２はそれぞれフィルタＦ１及びＦ２の入力に接続される。フィルタＦ１及びＦ２の出力はそれぞれ、出力ポートＰｏ１ｆｂ及びＰｏ２ｆｂに接続される。
【００２１】
図１に示される実施形態の例において、フィルタバンクＦＢ１がエネルギースプリッタとして用いられるものと仮定すると、電磁エネルギー信号供給源Ｇが、入力ポートＰｉｆｂの上流に接続され、入力信号の周波数帯域が２つの部分帯域ＳＢ１及びＳＢ２に分割される。
【００２２】
相互接続ネットワークＩＮ１は、入力ポートＰｉに上流で接続される入力ユニットＵｉと、図１においてＵｏ１及びＵｏ２としてそれぞれ示される２つの出力ユニットとを備えており、出力ユニットＵｏ１及びＵｏ２は、以下の説明において中央給電点ＣＦＰと呼ばれる入力ユニットＵｉの下流ポートに上流で接続されるとともに、出力ポートＰｏ１及びＰｏ２にそれぞれ接続される。
【００２３】
入力ユニットＵｉは、インダクタＬｉと、中央給電点ＣＦＰをグランドに接続するキャパシタＣｉとを備える。出力ユニットＵｏ１及びＵｏ２はそれぞれ、インダクタＬｏ１及びＬｏ２を備える。インダクタＬｉは入力ポートＰｉ及び中央給電点ＣＦＰに接続される。インダクタンスＬｏ１及びＬｏ２の上流端は中央給電点ＣＦＰに接続され、インダクタンスＬｏ１及びＬｏ２の下流端はそれぞれ出力ポートＰｏ１及びＰｏ２に接続され、出力ポートＰｏ１及びＰｏ２はフィルタＦ１及びＦ２にそれぞれ接続される。
【００２４】
そのような入力ユニットＵｉ及び出力ユニットＵｏ１、Ｕｏ２を組み合わせることによって、アドミタンス均等化ネットワークが形成されるので、通常の相互接続ネットワークにおいて一般に生じる電力分割の影響が避けられる。さらに、そのような組み合わせによって、構成要素であるフィルタのシェープファクタを損なわないようにすることができ、隣接する部分帯域間に付加的なエネルギーの重なりは生じない。そのようにユニットを組み合わせる別の利点は、受動素子を挿入する結果として生じる挿入損失に関連し、それらの値を適切に求めることによって挿入損失を最小限に抑えることができ、且つフィルタバンクＦＢ１の出力ポートに接続されるフィルタの数に関係なく、挿入損失が入力信号の周波数帯域内に均一に分配される。
【００２５】
アドミタンス均等化ネットワークを構成するために、本発明による２ステップ過程に従って、インダクタＬｉ、Ｌｏ１及びＬｏ２並びにキャパシタＣｉの値が求められる。そのような２ステップ過程は、一般的に言うと、負荷インピーダンスＺＴを伝送線路の特性インピーダンスＺ０に整合させるために無線周波数領域において用いられる既知の整合方法を基にする。
【００２６】
インダクタ及びキャパシタの値を最適化するための本発明による２ステップ過程を説明する前に、図２及び図３は、アドミタンス均等化ネットワーク及び負荷を所定の基準面（Ａ，Ｂ）から見るときに、負荷インピーダンスＺＴと特性インピーダンスＺ０とを整合させるために、基本的なアドミタンス均等化ネットワークＣＩＲの受動素子値を、スミスチャートを用いて如何に求めることができるかを示す一例を提供する。アドミタンス均等化ネットワークＣＩＲは、本発明によるアドミタンス均等化ネットワークと同じではなく、既知の整合方法を例示するためだけに提供される。
【００２７】
図２は、アドミタンス均等化ネットワークＣＩＲの一例の図を表す。この例によれば、アドミタンス均等化ネットワークＣＩＲは、点Ａ及びＢにおいて、特性インピーダンスＺ０を有する伝送線路に並列に挿入されるキャパシタＣと、そのインピーダンスがＺＴである負荷に直列に挿入されるインダクタＬとを含む。
【００２８】
以下の説明では、換算された（又は正規化された）インピーダンス又はアドミタンスが考えられることに留意されたい。換算インピーダンスｚは、インピーダンスＺを特性インピーダンスＺ０で割った値に等しい。
【００２９】
図３は、アドミタンス均等化ネットワークＣＩＲの受動素子の値を求めるために用いられるスミスチャートの一例を示す。
【００３０】
大まかに言うと、スミスチャートは、２次元の複素反射係数平面上にプロットされ、正規化されたインピーダンス又はアドミタンスを基準にして評価される。ｘ軸（実軸）の右側にある領域は、正の虚数部を有するインピーダンス又はアドミタンスを表し、ｘ軸の左側にある領域は、負の虚数部を有するインピーダンス又はアドミタンスを表す。負荷インピーダンスが特性インピーダンスと完全に整合する場合には、反射係数は０であり、スミスチャートの中央にある半径０の「円」、つまり点Ｏによって表される。その負荷が、完全な開放又は短絡である場合には、電圧反射係数の大きさは１になり、全ての電力が反射され、点Ｐが、スミスチャートの単位円周上に存在するであろう。より厳密には、開放の場合、複素反射係数ρ＝１であり、換算インピーダンスｚＴ＝∞であり、短絡の場合には、ρ＝−１及びｚＴ＝０である。
【００３１】
換算負荷インピーダンスｚＴ＝ａ＋ｊｂ（ただし、ａは換算インピーダンスｚＴの実数部であり、ｂは虚数部である）は、既知であるか、又は複素反射係数ρの測定値から式ｚＴ＝（１＋ρ）／（１−ρ）によって求めることができる。その際、この例では、換算インピーダンスｚＴが、点Ｐ１においてスミスチャート上にプロットされる。次に、中心Ｏに対して点Ｐ１と対称に、点Ｐ２がスミスチャート上にプロットされる。点Ｐ２は、換算アドミタンスｙＴ＝１／ｚＴを表す。次に、点Ｐ４を求めるために、換算インピーダンスｚＴの実数部ａに等しい距離が、中心Ｏから実数ｘ軸上にプロットされる。その後、線分［Ｐ３，Ｐ４］の中心にある点Ｏ１を中心にして、円Ｃ１が描かれる。ここで、Ｐ３はｘ軸の上側先端であり、半径ＲＡは中心Ｏ１と点Ｐ２との間の距離に等しい。円Ｃ１上の各点は、基準面（Ａ，Ｂ）から見たアドミタンス値ｙＡＢに対応する。ここで、円Ｃ１と、１に等しいアドミタンスに対応する円Ｃ２との２つの交点を考えると、２つの点Ｐ５及びＰ６が得られる。点Ｐ５及びＰ６は、２つの潜在的なアドミタンスｙＡＢであり、それは、インピーダンス均等化ネットワークＣＩＲ及び負荷を基準面（Ａ，Ｂ）から見るときに、換算インピーダンスｚＴと特性インピーダンスｚ０とを整合させるために用いることができる。インピーダンス均等化ネットワークＣＩＲの構造によれば、アドミタンスｙＡＢ＝ｙ＋ｊＣωＺ０である。ただし、ω＝２πｆであり、ｙ＝ｇ＋ｊｂである。周波数ｆにおいてアドミタンス整合を得るために、ｙＡＢの実数部ｙは１に等しく、その虚数部は０に等しくならなければならない。結果として、ｂ＋ＣωＺ０＝０であり、それゆえ、ｂ＜０である。したがって、この例では、負のサセプタンス（ｘ軸の左側にある）を有するアドミタンスｙＡＢ、すなわち点Ｐ５に対するアドミタンスが選択されるべきである。その後、点Ｐ５に対する実数部ｇ及び虚数部ｂがスミスチャートから読み取られて、式Ｃ＝−ｂ／ωＺ０を解くことによってキャパシタ値Ｃが得られる。インダクタンスＬの値は、選択されたアドミタンスｙＡＢに対する換算インピーダンスｚＡＢから求められる。換算インピーダンスｚＡＢは、式ｚＡＢ＝ｚＴ＋ｊ（Ｌω／Ｚ０）によって、インダクタ値Ｌと結び付けられる。その場合に、点Ｐ７がスミスチャート上にプロットされ、その点は、中心Ｏに対して点Ｐ５と対称な点である。次に、インピーダンスｚＡＢの実数部及び虚数部がスミスチャート上で読み取られ、式ｚＡＢ＝ｚＴ＋ｊ（Ｌω／Ｚ０）を解くことによって、最終的にインダクタ値Ｌが得られる。
【００３２】
図１に示される相互接続ネットワークＩＮ１のインダクタＬｉ、Ｌｏ１及びＬｏ２並びにキャパシタＣｉの値を求めるために用いられる２ステップ過程の第１のステップは、フィルタバンクＦＢ１を入力ポートＰｉｆｂから見るときに、インダクタＬｏ１及びＬｏ２の最適な値を求めることにある。フィルタＦ１及びＦ２の応答と目標とする応答との良好な帯域内整合を得るために、すなわち、フィルタＦ１及びＦ２の動作部分帯域が、その目標とする応答の動作部分帯域の中心周波数上に中心があり、フィルタＦ１及びＦ２の動作部分帯域の幅が、その目標とする応答の動作部分帯域の幅と概ね同じようになるようにし、その一方で、フィルタＦ１及びＦ２の動作帯域に隣接する周波数の場合に開放に等価な挙動を得るために、インダクタＬｏ１及びＬｏ２がそれぞれ最適化される。言い換えると、フィルタＦ１及びＦ２がフィルタバンクＦＢ１に含まれるときに、フィルタＦ１及びＦ２の目標とする伝送及び反射応答の劣化を最小限に抑えるために、インダクタ値Ｌｏ１及びＬｏ２がそれぞれ最適化される。
【００３３】
インダクタＬｏ１及びＬｏ２の値は、上述したスミスチャートに基づく整合方法に従って最適化される。Ｌｏ１及びＬｏ２の値を変更しても、その中心周波数におけるフィルタＦ２及びＦ１の整合に大きな影響を及ぼさないことに留意されたい。
【００３４】
次に、２ステップ過程の第２のステップは、インダクタ値Ｌｏ１及びＬｏ２が第１のステップによって最適化されてから、フィルタバンクＦＢ１の動作帯域毎にアドミタンス均等化を達成するために、インダクタＬｉ及びキャパシタＣｉの値を求めることにある。アドミタンス均等化を達成することは、他のフィルタ、たとえばＦ２の挙動が、フィルタＦ１の動作帯域に関して開放と等価となるようにしながら、フィルタバンクＦＢ１の各フィルタ、たとえばＦ１の動作帯域に関して、入力ポートＰｉｆｂから見た全アドミタンス値が概ね一定になるようにされることを意味する。そのアドミタンス値は、エネルギー信号供給源Ｇのアドミタンスに適合される。
【００３５】
図４ａは、相互接続ネットワークＩＮ１に類似であるがキャパシタＣｉが存在しない相互接続ネットワークにフィルタＦ１及びＦ２が接続されるときのフィルタＦ１及びＦ２の応答（振幅対周波数）の一例を示す。そのフィルタバンクの反射応答Ｒも図４ａにおいてプロットされる。
【００３６】
この例によれば、部分帯域ＳＢ１及びＳＢ２の中心周波数ｆ１及びｆ２はそれぞれ３．１６５ＧＨｚ及び３．５４９ＧＨｚである。部分帯域ＳＢ１及びＳＢ２はそれぞれフィルタＦ１及びＦ２に関連付けられる。それらの帯域の幅は一般的に、１０ｄＢの減衰の場合に定義される。フィルタバンクにフィルタが挿入されるとき、常に挿入損失が生じる。ここで、帯域３．１ＧＨｚ〜３．６ＧＨｚ内の電磁エネルギー入力信号によってフィルタバンクに給電されるときに、その値は約２ｄＢである。
【００３７】
現在のプレーナ集積インダクタの典型値は数ｎＨである。インダクタＬｉ、Ｌｏ１及びＬｏ２の値はそれぞれ０．１ｎＨ、０．１４ｎＨ及び０．１１ｎＨに固定されている。本発明人は、数ｎＨに等しい値の場合に、フィルタバンクの結果として生成される応答が体系的に帯域内反射減衰量を含むことを観測している。
【００３８】
図４ａに示されるように、部分帯域ＳＢ１内の帯域内反射減衰量と呼ばれる、部分帯域ＳＢ１の全幅内の反射応答Ｒは１０ｄＢ未満である。部分帯域ＳＢ１において１０ｄＢよりも大きい帯域内反射減衰量はないので、それは、フィルタＦ１の応答が周波数性能に関して良好であることを意味する。しかしながら、フィルタＦ２の周波数性能を劣化させる或る量の帯域内反射減衰量（図２においてＲＬとして示される）が部分帯域ＳＢ２で生じるので、フィルタＦ２の応答は改善されるべきである。
【００３９】
そのような帯域内反射減衰量を抑制する（又は少なくとも最小限に抑える）ために、本発明人は、インダクタ、特にＬｉの値を小さくすることによって、フィルタの応答の特性が改善されるが、そのようにインダクタ値を小さくするだけでは、部分帯域内の帯域内反射減衰量を大きく低減するのに、たいていの場合、不十分であることを観測している。なぜなら、その際、インダクタの必要とされる値が数ｎＨよりも小さくなるべきであるが、実際には、それらの値を得ることができないからである。
【００４０】
部分帯域の帯域内反射減衰量を抑制する（又は少なくとも最小限に抑える）ために、またそれによって、フィルタバンクの伝送特性を高めるために、本発明は、相互接続ネットワークＩＮ１内にキャパシタＣｉを導入することによって、インダクタ値についての制約を緩和しており、そのキャパシタの役割は、その動作部分帯域にわたって、相互接続ネットワークの入力において等価アドミタンスの位相をシフトすることによって、その伝送応答を劣化させることなく、その動作部分帯域におけるフィルタバンクの反射応答の影響を最小限に抑えることである。
【００４１】
周波数に関して、キャパシタＣｉとインダクタＬｉとの結合は、ローパスフィルタの機能を有する。したがって、部分帯域ＳＢ２内の帯域内反射減衰量は、インダクタＬｉ及びキャパシタＣｉによって形成されるローパスフィルタを用いてフィルタリングすることによって抑制することができ、部分帯域ＳＢ２に適合させた遮断周波数を得るために、それらの値が求められる。フィルタＦ１及びＦ２が相互接続ネットワークＩＮ１に接続されるときに、それらフィルタＦ１及びＦ２の結果として生成される応答が図４ｂに示されており、ここで、部分帯域ＳＢ２内の帯域内反射減衰量は１０ｄＢ未満である。フィルタＦ１及びＦ２の結果として生成されるこれらの応答は、実際に容易に得られるインダクタ値及びキャパシタ値の場合に得られている。これまでの例によれば、インダクタＬｉ、Ｌｏ１及びＬｏ２の値はそれぞれ、１．８ｎＨ、２．５ｎＨ及び１ｎＨであり、キャパシタＣｉの値は０．９６ｐＦに等しい。帯域内反射レベルは、部分帯域ＳＢ１とＳＢ２との間で釣り合っていないことに留意されたい。
【００４２】
図５は、本発明の第２の実施形態による相互接続ネットワークＩＮ２を概略的に示す。図１の構成要素の参照符号を有する図５の構成要素は、同じ構成要素である。
【００４３】
この第２の実施形態によれば、部分帯域ＳＢ１及びＳＢ２のための帯域内反射レベルを釣り合わせるために、部分帯域毎に１つのキャパシタが追加される。したがって、ここでは、出力ユニットＵｏ１及びＵｏ２はそれぞれキャパシタＣｏ１及びＣｏ２を含む。キャパシタＣｏ１は、出力ポートＰｏ１をグランドに接続し、キャパシタＣｏ２は、出力ポートＰｏ２をグランドに接続する。
【００４４】
上述したように、キャパシタＣｏ１及びＣｏ２の値は、スミスチャートに基づく方法を用いて求められる。
【００４５】
図６は、図５に示されるような相互接続ネットワークを含むフィルタバンクＦＢ１の結果として生成される反射応答の図を示す。ここでは、帯域内反射レベルが部分帯域ＳＢ１とＳＢ２との間で釣り合っているので、相互接続ネットワークＩＮ２の性能は、相互接続ネットワークＩＮ１の性能に比べて改善される。
【００４６】
図７は、本発明によるフィルタバンクＦＢ２の第２の実施形態を概略的に示す。エネルギースプリッタとして用いられるフィルタバンクを考えると、フィルタバンクは、入力エネルギー信号の周波数帯域を複数の部分帯域ＳＢ１，…，ＳＢＮに分解するように意図される。
【００４７】
フィルタバンクは、入力ユニットＵｉを備えており、入力ユニットＵｉは、上流でフィルタバンクＦＢ２の入力ポートＰｉｆｂに接続され、下流で中央給電点ＣＦＰに接続される。フィルタバンクＦＢ２は、複数の出力ユニットＵｏ１，…，ＵｏＮも備えており、それらは全て、上流で中央給電点ＣＦＰに接続される。出力ユニットＵｏ１、Ｕｏ２，…，ＵｏＮはそれぞれ、下流でフィルタＦ１、Ｆ２，…，ＦＮの入力に接続される。フィルタＦ１の出力は、フィルタバンクＦＢ２の１つの出力ポートＰｏ１ｆｂ、Ｐｏ２ｆｂ，…，ＰｏＮｆｂにそれぞれ接続される。
【００４８】
フィルタＦ１，…，ＦＮ及びユニットＵｉ、Ｕｏ１，…，ＵｏＮのそのような結合は、以下の説明において、付加的なフィルタＦ３，…，ＦＮの並列結合と呼ばれる。
【００４９】
入力ユニットＵｉは、図１に示されるように、１つのインダクタ及び１つのキャパシタ（図示せず）を含む。出力ユニットＵｏ１，…，ＵｏＮは、図１に示されるように、それぞれ１つのインダクタ（図示せず）を含むが、一変形形態によれば、それらの出力ユニットはそれぞれ、図５に示されるように、１つのキャパシタを含むことがある。
【００５０】
図８は、本発明によるフィルタバンクＦＢ３の第３の実施形態を概略的に示す。フィルタバンクをエネルギースプリッタと見なすと、フィルタバンクＦＢ３は、入力エネルギー信号の周波数帯域を第１の部分帯域ＳＢ１及び第２の部分帯域ＳＢ２に分解し（第１のレベルの周波数分解）、且つ部分帯域ＳＢ１及びＳＢ２をそれぞれ２つの部分帯域ＳＢ１１、ＳＢ１２及びＳＢ２１、ＳＢ２２に分解する（第２の周波数分解）ように意図される。入力信号の周波数帯域のそのような周波数分解は、本発明による、フィルタバンクＦＢ３の実施形態の一例にすぎず、さらに一般的には、本発明は、所与のレベルにおいて得られた各部分帯域を、次のレベルにある２つの部分帯域によって、繰返し分解するために適用することができる。
【００５１】
フィルタバンクＦＢ３は、図１又は図５に示される相互接続ネットワークＩＮ１の構造と同じ第１の構造Ｓ１を含む。構造Ｓ１は、入力ユニットＵｉ１を含み、入力ユニットＵｉ１は、下流で中央給電点ＣＦＰ１に接続され、上流でフィルタバンクＦＢ３の入力ポートＰｉｆｂに接続される。構造Ｓ１は、出力ユニットＵｏ１１も含み、出力ユニットＵｏ１１は、上流で中央給電点ＣＦＰ１に接続され、下流でフィルタＦ１に接続される。最後に、構造Ｓ１は、出力ユニットＵｏ１２を含み、出力ユニットＵｏ１２は、上流で中央給電点ＣＦＰ１に接続され、下流でフィルタＦ２に接続される。
【００５２】
フィルタバンクＦＢ３は、図１又は図５に示される相互接続ネットワークＩＮ１の構造と同じ第２の構造Ｓ２を含む。第２の構造Ｓ２は、入力ユニットＵｉ２を含み、入力ユニットＵｉ２は、下流で中央給電点ＣＦＰ２に接続され、上流でフィルタＦ１の出力に接続される。第２の構造Ｓ２は、出力ユニットＵｏ２１も含み、出力ユニットＵｏ２１は、上流で中央給電点ＣＦＰ２に接続され、下流でフィルタＦ１１に接続される。フィルタＦ１１の出力はフィルタバンクＦＢ３の出力Ｐｏ１ｆｂに接続され、そこから、部分帯域Ｓｂ１１に関連する出力信号が得られる。最後に、構造Ｓ２は、出力ユニットＵｏ２２を含み、出力ユニットＵｏ２２は、上流で中央給電点ＣＦＰ２に接続され、下流でフィルタＦ１２に接続される。フィルタＦ１２の出力は、フィルタバンクＦＢ３の出力Ｐｏ２ｆｂに接続され、そこから、部分帯域Ｓｂ１２に関連する出力信号が得られる。
【００５３】
最後に、フィルタバンクＦＢ３は、図１又は図５に示される相互接続ネットワークＩＮ１の構造と同じ第３の構造Ｓ３を含む。構造Ｓ３は、入力ユニットＵｉ３を含み、入力ユニットＵｉ３は、下流で中央給電点ＣＦＰ３に接続され、上流でフィルタＦ２の出力に接続される。構造Ｓ３は、出力ユニットＵｏ３１も含み、出力ユニットＵｏ３１は、上流で中央給電点ＣＦＰ３に接続され、下流でフィルタＦ２１に接続される。フィルタＦ２１の出力はフィルタバンクＦＢ３の出力Ｐｏ３ｆｂに接続され、そこから、部分帯域Ｓｂ２１に関連する出力信号が得られる。最後に、構造Ｓ３は、出力ユニットＵｏ３２を含み、出力ユニットＵｏ３２は、上流で中央給電点ＣＦＰ３に接続され、下流でフィルタＦ２２に接続される。フィルタＦ２２の出力はフィルタバンクＦＢ３の出力Ｐｏ４ｆｂに接続され、そこから、部分帯域Ｓｂ２２に関連する出力信号が得られる。
【００５４】
入力ユニットＵｉ１、Ｕｉ２、Ｕｉ３はそれぞれ、図１に示されるように、１つのインダクタ及び１つのキャパシタ（図示せず）を備える。出力ユニットＵｏ１１、Ｕｏ１２、Ｕｏ２１、Ｕｏ２２、Ｕｏ３１及びＵｏ３２はそれぞれ、図１に示されるように１つのインダクタ（図示せず）を備えるが、一変形形態によれば、図５に示されるように、１つのキャパシタも備える。
【００５５】
３つの構造Ｓ１、Ｓ２及びＳ３のそのような結合は、以下において、付加的なフィルタＦ１１、Ｆ１２、Ｆ２１及びＦ２２の並列−直列結合と呼ばれる。
【００５６】
図９は、本発明によるフィルタバンクＦＢ４の第４の実施形態を概略的に示す。フィルタバンクをエネルギースプリッタと見なすと、フィルタバンクＦＢ４は、入力エネルギー信号の周波数帯域を２つの部分帯域に分解し、さらに、それらの部分帯域をそれぞれ、５つの部分帯域ＳＢ１１，…，ＳＢ１５及びＳＢ２１，…，ＳＢ２５に分解するように意図される。フィルタバンクＦＢ４の構造は、付加的なフィルタの並列結合（図７）及び並列−直列結合（図８）を組み合わせることによって得られる。入力信号の周波数帯域をそのように分解することは、本発明によるフィルタバンクＦＢ４の実施形態の一例にすぎず、付加的なフィルタの並列結合（図７）及び並列−直列結合（図８）を別の方法（又は同じ方法）で組み合わせることによって、本発明をさらに一般的に適用することができる。
【００５７】
図１〜図９において上述したフィルタの実施形態は、受動素子（インダクタ及びキャパシタ）を含む。そのような構成要素のために、フィルタバンクを、半導体基板上でより容易に小型化される。インダクタ及びキャパシタをそのように小型化して集積するのに適した技術のいくつかの例として、プレーナスパイラルインダクタ（P. Pieters他著「Accurate modeling of high-Q spiral inductors in thin-film multiplayer technology for wireless telecommunication applications」（IEEE transactions on microwave theory and techniques, vol. 49, no. 4, April 2001））、強磁性矩形インダクタ（M. Yamaguchi他著「Snadwitch-Type Ferromagnetic RF integrated inductor」（IEEE transactions on microwave theory and techniques, vol. 49, Dec. 2001））、金属‐絶縁体‐金属キャパシタ（J. Piquet他著「Impact of Design on high frequency performances of advanced MIM capacitors using SiN dielectric layers」（IEEE transactions on microwave theory and techniques, June. 2005））がある。インダクタ及びキャパシタの３次元小型集積回路は、たとえば、低温同時焼成セラミック技術（ＬＴＣＣ技術）に基づくこともできる。
【００５８】
図１０は、本発明による、フィルタバンクの実施形態のうちの一実施形態の変形形態を概略的に示す。
【００５９】
この変形形態は、本発明によるフィルタバンクの実際に実現するために多くの場合に必要とされる。この変形形態は、構成要素を相互接続ネットワークＩＮ１の中央給電点ＣＦＰに接続するために図１において示されるフィルタバンクＦＢ１との関連で説明されるが、本発明による他のフィルタバンクに含まれる他の相互接続ネットワークの任意の他の受動素子を接続するためにも用いることができる。
【００６０】
この変形形態によれば、２つの伝送線路Ｔ１及びＴ２が、インダクタＬｉ、Ｌｏ１及びＬｏ２を接続する。伝送線路Ｔ１は、１つの入力ポートＴ１ｉ及び２つの出力ポートＴ１ｏ１，Ｔ１ｏ２を含むＴ字形接合部である。伝送線路Ｔ２は、長方形の形状を有する。入力ポートＴ１ｉは、インダクタＬｉの下流ポートに接続され、出力ポートＴ１ｏ１はインダクタＬｏ１の上流ポートに接続され、出力ポートＴ１ｏ２は伝送線路Ｔ２の入力ポートに接続される。伝送線路Ｔ２の出力ポートは、インダクタＬｕｏ２の上流ポートに接続される。
【００６１】
この変形形態は、上記のような相互接続ネットワークＩＮ１の受動素子の機能を変更しないが、それらの素子の値は、伝送線路に含まれる誘導性及び容量性の影響を考慮に入れて、スミスチャートに基づく方法から求められるべきである。
【００６２】
図１１は、本発明によるトランシーバＴＲを示す。そのトランシーバは、信号の伝搬方向に応じて、マルチプレクサ又はデマルチプレクサのいずれかとしての役割を果たすフィルタバンクＦＢを備えている（簡単にするために、マルチプレクサとする）。そのフィルタバンクＦＢは、図１、図５、図７、図８、図９又は図１０のうちの１つにおいて表される実施形態のうちの１つに従うか、又はこれらの実施形態のうちの１つから派生する一実施形態に従う。マルチプレクサＦＢは、制御式スイッチＣＳの共通の接点に接続される第１のポートＰｉｆｂを有し、そのスイッチの他の２つの接点はそれぞれ、増幅器ＩＡの出力及び別の増幅器ＯＡの入力に接続される。増幅器ＩＡの入力は、別のスイッチＳＷの接点に接続されるのに対して、増幅器ＯＡの出力は、スイッチＳＷの別の接点に接続される。スイッチＳＷの共通の接点は、アンテナＡＮＴに接続される。
【００６３】
マルチプレクサＦＢのそれぞれの他のポートＰｏｊｆｂ（ｊ＝１〜Ｎ）は、マルチスイッチＭＳＷの全てのスイッチの間にある、制御式スイッチＣＳＷｊの共通の接点に接続され、他の２つの接点はそれぞれ、変調器ＭＯＤのマルチポートの出力ポート、及び復調器ＤＭＯＤのマルチポートの入力ポートに接続される。
【００６４】
変調器ＭＯＤは、トランシーバＴＲの周波数帯域において均一な周波数スペクトルを有する基本パルス系列を生成するパルス発生器Ｇを備えている。このパルス発生器Ｇは、エネルギースプリッタＥＳに供給され、エネルギースプリッタは、その個々の出力に、その周波数帯域の複数の部分帯域に含まれるパルスのエネルギーを分配する。そのエネルギースプリッタは、図１、図５、図７、図８、図９又は図１０のうちの１つにおいて表される実施形態のうちの１つによるか、又はこれらの実施形態のうちの１つから派生する一実施形態によるフィルタバンクによって形成される。そのエネルギースプリッタの各出力は、符号器ＥＮＣのスイッチのうちの１つに接続され、符号器ＥＮＣは、入力データの各ビットによって制御され、対応する周波数部分帯域において変調されたパルス系列を供給する。符号器ＥＮＣの全ての出力が、変調器ＭＯＤの出力マルチポートを形成する。
【００６５】
したがって、変調器ＭＯＤは、個々の部分帯域において、所定の数の周波数パルスで入力データを変調するために設けられる。
【００６６】
復調器ＤＭＯＤは、そのマルチポートの各入力ポートにわたって供給されるエネルギーを再生するように意図される再生手段ＲＭと、複数の制御式スイッチによって構成される同期手段ＳＭと、集積手段ＩＭと、集積手段ＩＭによって供給される信号を所定のしきい値と比較し、複数のビットの形で出力データを供給するように意図される比較器手段ＣＭとを備える。同期手段ＳＭ及び集積手段ＩＭは、比較器手段ＣＭの各入力にわたって、チャネル遅延中に各部分帯域において搬送される電力を表す信号を供給するように意図される。
【００６７】
したがって、復調器ＤＭＯＤは、送信されたデータを再生するように、部分帯域において受信される信号を復調するために設けられる。
【００６８】
コントローラＣＯはスイッチＣＳ及びＳＷを制御するために設けられており、マルチスイッチＭＳＷ、変調器ＭＯＤ及び復調器ＤＭＯも制御する。トランシーバＴＲがデータを送信するように意図されるとき、マルチスイッチＭＳＷは、マルチプレクサとしての役割を果たすフィルタバンクＦＢに変調器ＭＯＤが接続される位置にあり、スイッチＣＳは、フィルタバンクＦＢが増幅器ＯＡに接続される位置にあり、スイッチＳＷは、増幅器ＯＡがアンテナＡＮＴに給電する位置にある。トランシーバＴＲがデータを受信するように意図されるとき、スイッチＳＷは、アンテナＡＮＴが増幅器ＩＡに給電する位置にあり、スイッチＣＳは、デマルチプレクサとしての役割を果たすフィルタバンクＦＢに増幅器ＩＡが接続される位置にあり、マルチスイッチＭＳＷは、フィルタバンクＦＢが復調器ＤＭＯＤに接続される位置にある。
【００６９】
したがって、フィルタバンクＦＢは、増幅器ＯＡ及びアンテナＡＮＴによって送信するために、上記個々の部分帯域において変調器ＭＯＤによって生成される全ての周波数パルスを受信し、合成するように意図されるか、又は復調器ＤＭＯＤに供給するために、アンテナＡＮＴ及び増幅器ＩＡによって上記部分帯域において受信される信号を受信し、分割するように意図される。
【００７０】
上記の本発明の実施形態は、例示するためにのみ与えられており、本発明の範囲は、これらの実施形態には限定されない。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】本発明の第１の実施形態による、マイクロ波フィルタバンクを示す概略図である。
【図２】基本的なアドミタンス均等化ネットワークの一例を示す図である。
【図３】図２のアドミタンス均等化ネットワークの構成要素を決定するために用いられるスミスチャートの一例を示す図である。
【図４ａ】図１に示される相互接続ネットワークに類似であるが、キャパシタが存在しない相互接続ネットワークにフィルタが接続されるときのフィルタの応答の一例を示すグラフである。
【図４ｂ】上記キャパシタの影響を例示するグラフである。
【図５】本発明の第２の実施形態による相互接続ネットワークを示す概略図である。
【図６】図５に示されるような相互接続ネットワークを含むフィルタバンクの結果として生成される反射応答を示すグラフである。
【図７】本発明による、フィルタバンクの第２の実施形態を示す概略図である。
【図８】本発明による、フィルタバンクＦＢ３の第３の実施形態を示す概略図である。
【図９】本発明による、フィルタバンクＦＢ４の第４の実施形態を示す概略図である。
【図１０】本発明による、フィルタバンクの実施形態のうちの一実施形態の変形形態を示す概略図である。
【図１１】本発明によるトランシーバＴＲを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【外国語明細書】
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