(57)【要約】【課題】モータを小型化しつつ出力を適切に増大させる。【解決手段】モータ制御装置１０を、パルス幅変調信号によりモータＭへの通電を順次転流させるＰＤＵ１２と、周波数および位相を変更可能なキャリア信号によりパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ信号生成部２７と、モータＭの回転周期に係る回転状態量を検出する位置センサ１５と、キャリア信号と回転周期との位相差を検知すると共に、モータＭの回転周波数が所定周波数以上かつ位相差が所定値以下である場合に、モータＭの回転数に応じて変化する逓倍数に基づき、キャリア信号の周波数を、モータＭの回転周期の電気角での１周期あたりで逓倍数に応じた値に設定し、モータＭの電流フィードバック制御の制御周期をモータＭの回転周期に同期させる同期制御部３１とを備えて構成した。【選択図】図１
2008271740.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調信号によりモータへの通電を順次転流させるインバータと、
周波数および位相を変更可能なキャリア信号により前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、
前記モータの回転周期に係る回転状態量を検出する回転状態量センサと、
前記回転状態量に基づき、前記キャリア信号と前記回転周期との位相差を検知する位相差検知手段と、
前記モータの回転周波数が所定周波数以上かつ前記位相差が所定値以下である場合に、前記モータの回転数に応じて変化する逓倍数に基づき、前記キャリア信号の周波数を、前記モータの回転周期の電気角での１周期あたりで前記逓倍数に応じた値に設定する周波数設定手段、および、前記キャリア信号に係る制御周期を前記モータの回転周期に同期させる同期手段と
を備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記周波数設定手段および前記同期手段は、前記制御周期と前記モータの回転周期との間に所定位相差を設定可能であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記制御周期に応じて前記モータの通電電流を検出可能な電流センサと、
前記モータの回転周期に係る所定周期に亘って前記電流センサにより検出された電流検出値の平均値に基づき、前記モータの電流制御を実行する電流制御手段と
を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記回転状態量センサは、前記モータの回転周期に同期した信号を出力することを特徴とする請求項１から請求項３の何れかひとつに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記制御周期が所定下限周期未満かつ前記逓倍数が所定下限値未満である場合に、前記同期手段により前記制御周期を前記モータの回転周期に同期させることを禁止する禁止手段を備えることを特徴とする請求項１から請求項４の何れかひとつに記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記周波数設定手段は、前記制御周期が所定上限周期以上であるときに前記逓倍数を増大させ、前記制御周期が所定下限周期未満かつ前記逓倍数が所定下限値以上であるときに前記逓倍数を減少させることを特徴とする請求項１から請求項５の何れかひとつに記載のモータ制御装置。
【請求項７】
前記周波数設定手段は、前記キャリア信号の周期Ｔｃを、前記モータの回転周期の電気角での１周期Ｔと、１以下かつゼロよりも大きい所定係数ｋと、前記位相差Δｔと、前記逓倍数Ｎとに基づく所定数式（Ｔｃ＝（Ｔ−ｋ×Δｔ）／Ｎ）により設定することを特徴とする請求項１から請求項６の何れかひとつに記載のモータ制御装置。
【請求項８】
前記回転状態量センサは、前記モータの回転角度に応じたパルスを出力する角度センサを備え、
前記回転角度に係る角速度が変動する場合に、時系列上で隣り合う前記パルス同士間の間隔が不変であると仮定して、前記モータの予測回転周期を予測し、前記予測回転周期を前記回転周期として設定する近似手段を備えることを特徴とする請求項１から請求項７の何れかひとつに記載のモータ制御装置。
【請求項９】
前記回転状態量センサは、前記モータの回転角度に応じたパルスを出力する角度センサを備え、
前記回転角度に係る角速度が変動する場合に、時系列上で隣り合う前記パルス同士間の間隔の変化量が所定変化量であると仮定して、前記モータの予測回転周期を予測し、前記予測回転周期を前記回転周期として設定する近似手段を備えることを特徴とする請求項１から請求項７の何れかひとつに記載のモータ制御装置。
【請求項１０】
前記回転状態量センサは、前記モータの回転角度に応じたパルスを出力する角度センサを備え、
前記回転角度に係る角速度が変動する場合に、時系列上で隣り合う前記パルス同士間の間隔の変化量が所定比率に応じて変化すると仮定して、前記モータの予測回転周期を予測し、前記予測回転周期を前記回転周期として設定する近似手段を備えることを特徴とする請求項１から請求項７の何れかひとつに記載のモータ制御装置。
【請求項１１】
前記回転状態量センサは、前記モータの回転角度に応じたパルスを出力する角度センサを備え、
前記回転角度に係る角速度が変動する場合に、時系列上で隣り合う前記パルス同士間の間隔が所定比率に応じて変化すると仮定して、前記モータの予測回転周期を予測し、前記予測回転周期を前記回転周期として設定する近似手段を備えることを特徴とする請求項１から請求項７の何れかひとつに記載のモータ制御装置。
【請求項１２】
前記モータは、永久磁石を有する回転子と、径方向において前記回転子に対向配置されると共に周方向に配列された複数相の爪状誘導極および複数相の環状巻線を有する固定子とを備えるクローポール型モータであることを特徴とする請求項１から請求項１１の何れかひとつに記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えばモータを小型化しつつ出力を増大させるために、モータを高周波化することが望まれている。
例えばモータの極対数を増大させると、ステータの各ティースの周方向幅が小さくなることに伴い、各ティースを支持するバックヨークの厚さが小さくなることから、モータの小型化に伴い、モータの制御周波数が高周波化される。また、モータの出力可能なトルクは、モータ体格に応じて増減することから、到達可能な回転数を増大させることによって、モータを小型化しつつ出力（つまり、トルク×回転数）を増大させることができる。
しかしながら、モータを高周波化すると、回転位相の検出誤差やモータに通電される電流の高調波成分に起因して制御系の安定性が低下してしまうことから、例えば回転位相の検出誤差を補正したり、モータに通電される電流に含まれる高調波成分を抑制する制御装置が知られている（例えば、特許文献１および特許文献２参照）。
【特許文献１】特開平９−３０８３００号公報
【特許文献２】特開２００１−２９８９９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、上記従来技術に係るモータにおいて、モータの誘起電圧には多数種の高調波が含まれており、モータに流れる電流は高調波成分を含んでいる。このため、例えば電流フィードバック制御等の一連の制御処理の制御周期毎にサンプリングされた電流値は、制御周期と高調波成分の周期との最小公倍数の周期で変動するので、制御周期が高調波成分の周期に近くなると、低周波の変動や定常的なオフセットを生じ、制御系の安定性を低下させるという問題が生じる。
また、モータの回転角度に応じたパルスを出力するレゾルバ等の角度センサは、検出系の誤差等により、電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）もしくは１８０°（ｅｄｅｇ）周期の誤差を発生することから、制御周期が電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期に近づくと、低周波の変動や定常的なオフセットを生じ、制御系の安定性を低下させるという問題が生じる。
【０００４】
例えばレゾルバおよびＲ／Ｄ（レゾルバ／デジタル）変換器では、励磁電圧Ｅｓｉｎωｔと、変圧比Ｋと、レゾルバの回転角度θと、出力カウンタ値Φとに基づく、下記数式（１）に示す信号において、θ＝φとなるようにフィードバック制御が実行されている。
ここで、例えばレゾルバの検出信号に適宜のオフセットαが加わると、下記数式（２），（３）に示すように、電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期の誤差（θ−Φ）が発生する。
また、例えばレゾルバの検出信号の振幅に適宜のずれβが生じると、下記数式（４）〜（６）に示すように、電気角での１８０°（ｅｄｅｇ）周期の誤差（θ−Φ）が発生する。
【０００５】
【数１】
2008271740.tif 000003
【０００６】
【数２】
2008271740.tif 000004
【０００７】
【数３】
2008271740.tif 000005
【０００８】
【数４】
2008271740.tif 000006
【０００９】
【数５】
2008271740.tif 000007
【００１０】
【数６】
2008271740.tif 000008
【００１１】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、モータを小型化しつつ出力を適切に増大させることが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係るモータ制御装置は、パルス幅変調信号によりモータへの通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのＰＤＵ１２）と、周波数および位相を変更可能なキャリア信号により前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号生成部２７）と、前記モータの回転周期に係る回転状態量を検出する回転状態量センサ（例えば、実施の形態での位置センサ１５）と、前記回転状態量に基づき、前記キャリア信号と前記回転周期との位相差を検知する位相差検知手段（例えば、実施の形態での同期制御部３１、ステップＳ２１〜ステップＳ２３）と、前記モータの回転周波数が所定周波数以上かつ前記位相差が所定値以下である場合に、前記モータの回転数に応じて変化する逓倍数に基づき、前記キャリア信号の周波数を、前記モータの回転周期の電気角での１周期あたりで前記逓倍数に応じた値に設定する周波数設定手段（例えば、実施の形態での同期制御部３１が兼ねる、ステップＳ３６）、および、前記キャリア信号に係る制御周期を前記モータの回転周期に同期させる同期手段（例えば、実施の形態での同期制御部３１が兼ねる、ステップＳ３６）とを備える。
【００１３】
さらに、本発明の第２態様に係るモータ制御装置は、前記周波数設定手段および前記同期手段は、前記制御周期と前記モータの回転周期との間に所定位相差を設定可能である。
【００１４】
さらに、本発明の第３態様に係るモータ制御装置は、前記制御周期に応じて前記モータの通電電流を検出可能な電流センサ（例えば、実施の形態での電流センサ１４）と、前記モータの回転周期に係る所定周期に亘って前記電流センサにより検出された電流検出値の平均値に基づき、前記モータの電流制御を実行する電流制御手段（例えば、実施の形態でのステップＳ３３）とを備える。
【００１５】
さらに、本発明の第４態様に係るモータ制御装置では、前記回転状態量センサは、前記モータの回転周期に同期した信号を出力する。
【００１６】
さらに、本発明の第５態様に係るモータ制御装置は、前記制御周期が所定下限周期未満かつ前記逓倍数が所定下限値未満である場合に、前記同期手段により前記制御周期を前記モータの回転周期に同期させることを禁止する禁止手段（例えば、実施の形態での同期制御部３１が兼ねる、ステップＳ０４〜ステップＳ０５）を備える。
【００１７】
さらに、本発明の第６態様に係るモータ制御装置では、前記周波数設定手段は、前記制御周期が所定上限周期以上であるときに前記逓倍数を増大させ、前記制御周期が所定下限周期未満かつ前記逓倍数が所定下限値以上であるときに前記逓倍数を減少させる。
【００１８】
さらに、本発明の第７態様に係るモータ制御装置では、前記周波数設定手段は、前記キャリア信号の周期Ｔｃを、前記モータの回転周期の電気角での１周期Ｔと、１以下かつゼロよりも大きい所定係数ｋと、前記位相差Δｔと、前記逓倍数Ｎとに基づく所定数式（Ｔｃ＝（Ｔ−ｋ×Δｔ）／Ｎ）により設定する。
【００１９】
さらに、本発明の第８態様に係るモータ制御装置では、前記回転状態量センサは、前記モータの回転角度に応じたパルスを出力する角度センサ（例えば、実施の形態での位置センサ１５）を備え、前記回転角度に係る角速度が変動する場合に、時系列上で隣り合う前記パルス同士間の間隔が不変であると仮定して、前記モータの予測回転周期を予測し、前記予測回転周期を前記回転周期として設定する近似手段（例えば、実施の形態での同期制御部３１が兼ねる）を備える。
【００２０】
さらに、本発明の第９態様に係るモータ制御装置では、前記回転状態量センサは、前記モータの回転角度に応じたパルスを出力する角度センサ（例えば、実施の形態での位置センサ１５）を備え、前記回転角度に係る角速度が変動する場合に、時系列上で隣り合う前記パルス同士間の間隔の変化量が所定変化量であると仮定して、前記モータの予測回転周期を予測し、前記予測回転周期を前記回転周期として設定する近似手段（例えば、実施の形態での同期制御部３１が兼ねる）を備える。
【００２１】
さらに、本発明の第１０態様に係るモータ制御装置では、前記回転状態量センサは、前記モータの回転角度に応じたパルスを出力する角度センサ（例えば、実施の形態での位置センサ１５）を備え、前記回転角度に係る角速度が変動する場合に、時系列上で隣り合う前記パルス同士間の間隔の変化量が所定比率に応じて変化すると仮定して、前記モータの予測回転周期を予測し、前記予測回転周期を前記回転周期として設定する近似手段（例えば、実施の形態での同期制御部３１が兼ねる）を備える。
【００２２】
さらに、本発明の第１１態様に係るモータ制御装置では、前記回転状態量センサは、前記モータの回転角度に応じたパルスを出力する角度センサ（例えば、実施の形態での位置センサ１５）を備え、前記回転角度に係る角速度が変動する場合に、時系列上で隣り合う前記パルス同士間の間隔が所定比率に応じて変化すると仮定して、前記モータの予測回転周期を予測し、前記予測回転周期を前記回転周期として設定する近似手段（例えば、実施の形態での同期制御部３１が兼ねる）を備える。
【００２３】
さらに、本発明の第１２態様に係るモータ制御装置では、前記モータは、永久磁石を有する回転子（例えば、実施の形態でのロータ５１）と、径方向において前記回転子に対向配置されると共に周方向に配列された複数相の爪状誘導極（例えば、実施の形態でのＵ相ティース７２、Ｖ相ティース７４、Ｗ相ティース７６）および複数相の環状巻線（例えば、実施の形態でのＵ相環状巻線６４およびＷ相環状巻線６５）を有する固定子（例えば、実施の形態でのステータ５２）とを備えるクローポール型モータである。
【発明の効果】
【００２４】
本発明の第１態様に係るモータ制御装置によれば、キャリア信号の周期に応じた制御周期（例えば、キャリア信号の周期と同等の制御周期）によって、モータの電流フィードバック制御等の一連の制御処理を実行する際に、例えばモータに通電される電流およびモータの回転状態量等の検出値を取得するサンプリング周期をモータの回転周期に同期させることができ、検出系の誤差に起因してモータ制御の安定性が低下しまうことを抑制することができる。しかも、キャリア信号の周波数を、モータの回転周期の電気角での１周期あたりで逓倍数に応じた値（例えば、逓倍数と同等の値）となるように設定することで、モータの回転周波数の増大に伴い、キャリア信号の周波数が過剰に増大することを防止することができ、モータの誘起電圧およびモータに通電される電流に含まれる高調波成分に起因してモータ制御の安定性が低下しまうことを抑制することができる。
また、モータの回転周波数が所定周波数以上かつ位相差（例えば、位相差の初期値）が所定値以下である場合に制御周期をモータの回転周期に同期させることから、モータの回転周波数が所定周波数未満である場合に、制御周期をモータの回転周期に同期させる処理が過剰に実行されてしまうことを防止することができると共に、位相差の初期値が所定値よりも大きい場合に、制御周期をモータの回転周期に同期させることが困難となってしまうことを防止することができる。
【００２５】
さらに、本発明の第２態様に係るモータ制御装置によれば、制御周期とモータの回転周期との間に、例えばゼロを含む所定位相差を設定した状態でキャリア信号に係る制御周期をモータの回転周期に同期させることができ、周波数設定手段および同期手段による処理の汎用性を向上させることができる。
【００２６】
さらに、本発明の第３態様に係るモータ制御装置によれば、モータの回転周期に係る所定周期（例えば、モータの回転周期と同等の周期）に亘る電流検出値の平均値によってモータの電流制御を実行することにより、電流センサの検出誤差に起因して制御系の安定性が低下してしまうことを防止することができる。
さらに、本発明の第４態様に係るモータ制御装置によれば、回転状態量センサは、モータの回転周期に同期した信号を出力すればよいことから、例えばレゾルバ等のモータに具備されるセンサに加えて、例えば駆動源としてのモータおよび内燃機関が直列に直結されたハイブリッド車両等においては、内燃機関に具備されて相対的に高精度の信号を出力可能なパルスセンサ等の各種のセンサを、回転状態量センサとして採用することができる。
【００２７】
さらに、本発明の第５態様に係るモータ制御装置によれば、制御周期をモータの回転周期に同期させる処理が過剰に実行されてしまうことを防止することができる。
さらに、本発明の第６態様に係るモータ制御装置によれば、モータの回転周期が変動した際に制御周期が、例えば各種素子および制御装置等の応答限界に到達してしまうことを防止することができる。
【００２８】
さらに、本発明の第７態様に係るモータ制御装置によれば、所定数式（Ｔｃ＝（Ｔ−ｋ×Δｔ）／Ｎ）において、１以下かつゼロよりも大きい所定係数ｋに基づき、キャリア信号の周期Ｔｃを設定することから、例えばモータの回転周期が変動する場合には、所定係数ｋを１未満とすることで、位相差Δｔをゼロに収束させる際の制御ゲインを適切に設定することができ、例えば位相差Δｔに振動等が発生してしまうことを防止することができる。
【００２９】
さらに、本発明の第８態様から第１１態様の何れかひとつに係るモータ制御装置によれば、モータの回転角度に係る角速度が変動する場合に、煩雑な解析処理を実行する必要無しに、精度の良い回転周期を容易に予測することができる。
さらに、本発明の第１２態様に係るモータ制御装置によれば、クローポール型モータを小型化しつつ出力を適切に増大させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明のモータ制御装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態によるモータ制御装置１０は、例えば図１に示すように、バッテリ１１を直流電源とするパワードライブユニット（ＰＤＵ）１２と、制御部１３とを備えて構成され、例えばモータＭを駆動源として備えるハイブリッド車両や電動車両等の車両に搭載されている。
【００３１】
このモータ制御装置１０において、モータＭの駆動および回生作動は制御部１３から出力される制御指令を受けてパワードライブユニット（ＰＤＵ）１２により行われる。
ＰＤＵ１２は、例えばトランジスタのスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路を具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータを備え、各モータＭと電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ１１が接続されている。
ＰＤＵ１２は、例えばモータ制御装置１０の駆動時等において制御部１３から入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、ＰＷＭインバータにおいて各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１１から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相の固定子巻線への通電を順次転流させることで、各相の固定子巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００３２】
制御部１３は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、例えば運転者のアクセル操作に係るアクセル開度等に応じて設定されるトルク指令Ｔｑｃから目標ｄ軸電流Ｉｄｃおよび目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算し、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃに基づいて３相の各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてＰＤＵ１２へゲート信号であるＰＷＭ信号を入力すると共に、実際にＰＤＵ１２からモータ制御装置１０に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値をｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。
【００３３】
例えばモータＭの駆動時に、制御部１３は、正弦波状の各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、後述する同期制御部３１の制御に応じた周波数および位相を有する三角波等のキャリア信号とに基づくパルス幅変調により、ＰＷＭインバータの各スイッチング素子をオン／オフ駆動させる各パルスからなるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、パルス幅変調信号）を生成する。そして、ＰＷＭインバータにおいて３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１１から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータＭの各固定子巻線への通電を順次転流させることで、各固定子巻線１２ａに交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
なお、各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬを、パルス幅変調（ＰＷＭ）によりオン／オフ駆動させるためのパルスのデューティ、つまりオン／オフの比率のマップ（データ）は予め制御部１３に記憶されている。
【００３４】
このため、制御部１３には、ＰＤＵ１２からモータＭの各相の固定子巻線毎に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの少なくとも何れか２つ（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｗ相電流Ｉｗ等）を検出する電流センサ１４から出力される検出信号（例えば、Ｕ相検出電流Ｉｕｓ，Ｗ相検出電流Ｉｗｓ等）と、例えば座標変換の処理等において用いられるモータＭのロータの回転角θｍ（つまり、所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度であって、モータＭの回転軸の回転位置）を検出する位置センサ１５から出力される検出信号と、バッテリ１１の端子電圧（電源電圧）を検出する電圧センサ（図示略）から出力される検出信号とが入力されている。
【００３５】
なお、位置センサ１５は、例えば図２に示すように、レゾルバ１５ａおよびＲ／Ｄ（レゾルバ／デジタル）変換器１５ｂを備えて構成され、レゾルバ１５ａに励磁回路（図示略）から励磁電圧Ｅｓｉｎωｔが供給され、レゾルバ１５ａから出力される回転角度θに応じた２つの出力信号（Ｋ・Ｅｓｉｎωｔ・ｓｉｎθおよびＫ・Ｅｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ）がＲ／Ｄ変換器１５ｂに入力されている。Ｒ／Ｄ変換器１５ｂでは、一方の出力信号（Ｋ・Ｅｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ）に（ｃｏｓΦ）が乗算されて得られた値と、他方の出力信号（Ｋ・Ｅｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ）に（ｓｉｎΦ）が乗算されて得られた値との差（（Ｋ・Ｅｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ−Φ））が同期整流回路に入力され、この同期整流回路での励磁電圧Ｅｓｉｎωｔに応じた同期整流を介して出力される信号（Ｋ・Ｅ・ｓｉｎ（θ−Φ））が電圧可変発振器（ＶＣＯ）に入力され、この電圧可変発振器から出力される信号がカウンタに入力され、このカウンタから絶対電気角度として出力カウンタ値Φが出力されている。そして、θ＝φとなるようにフィードバック制御が実行されている。
また、Ｒ／Ｄ（レゾルバ／デジタル）変換器１５ｂは、原点相であるＺ相のパルス列を出力している。
【００３６】
制御部１３は、電流のフィードバック制御を、後述するＰＷＭ信号生成部２７でのパルス幅変調の処理で用いられるキャリア信号の周期と同等の制御周期で実行しており、このキャリア信号の周期と同等のサンプリング周期によって各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値を取得している。
そして、制御部１３は、電流のフィードバック制御の一連の制御処理を繰り返し実行している際に、この制御周期をモータＭの回転周期に同期させる同期制御を実行する。
【００３７】
この制御部１３は、例えば、目標電流設定部２１と、電流偏差算出部２２と、電流制御部２３と、非干渉制御器２４と、電圧補正部２５と、ｄｑ−３相変換部２６と、ＰＷＭ信号生成部２７と、フィルタ処理部２８と、３相−ｄｑ変換２９と、回転数演算部３０と、同期制御部３１とを備えて構成されている。
【００３８】
目標電流設定部２１は、トルク指令Ｔｑｃ（例えば、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作量に応じて必要とされるトルクをモータＭに発生させるための指令値）と、回転数演算部３０から入力されるモータＭの回転数ＮＭとに基づき、ＰＤＵ１２からモータＭに供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのｄ軸目標電流Ｉｄｃ及びｑ軸目標電流Ｉｑｃとして電流偏差算出部２２へ出力されている。
【００３９】
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えばロータの永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、ロータの回転位相に同期して回転している。これにより、ＰＤＵ１２からモータＭの各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるｄ軸目標電流Ｉｄｃおよびｑ軸目標電流Ｉｑｃを与えるようになっている。
【００４０】
電流偏差算出部２２は、ｄ軸目標電流Ｉｄｃとｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを算出するｄ軸電流偏差算出部２２ａと、ｑ軸目標電流Ｉｑｃとｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出するｑ軸電流偏差算出部２２ｂとを備えて構成されている。
【００４１】
電流制御部２３は、例えばＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値ΔＶｄを算出するｄ軸電流ＰＩ制御器２３ａと、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出するｑ軸電流ＰＩ制御器２３ｂとを備えて構成されている。
【００４２】
また、非干渉制御器２４は、例えばｄ軸目標電流Ｉｄｃおよびｑ軸目標電流Ｉｑｃと、予め記憶されているｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑとに基づき、ｄ軸とｑ軸との間で干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成分を相殺するｄ軸補償項Ｖｄｃ及びｑ軸補償項Ｖｑｃを算出する。
【００４３】
電圧補正部２５は、ｄ軸電圧指令値ΔＶｄとｄ軸補償項Ｖｄｃとを加算して得た値をｄ軸電圧指令値Ｖｄとするｄ軸電圧加算部２５ａと、ｑ軸電圧指令値ΔＶｑとｑ軸補償項Ｖｑｃとを加算して得た値をｑ軸電圧指令値Ｖｑとするｑ軸電圧加算部２５ｂとを備えて構成されている。
【００４４】
ｄｑ−３相変換部２６は、位置センサ１５から入力されるモータＭの回転位置に相当する回転角θｍにより、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧ＶｕおよびＶ相出力電圧ＶｖおよびＷ相出力電圧Ｖｗに変換する。
【００４５】
ＰＷＭ信号生成部２７は、例えば、正弦波状の各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波からなるキャリア信号とに基づくパルス幅変調により、ＰＤＵ１２のＰＷＭインバータの各スイッチング素子をオン／オフ駆動させる各パルスからなるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。
【００４６】
フィルタ処理部２８は、各電流センサ１４，１４により検出された各相電流に対する検出信号Ｉｕｓ，Ｉｗｓに対して、高周波成分の除去等のフィルタ処理を行い、後述する同期制御部３１の制御に応じた物理量としての各相電流Ｉｕ，Ｉｗを抽出する。
【００４７】
３相−ｄｑ変換２９は、フィルタ処理部２８により抽出された各相電流Ｉｕ，Ｉｗと、位置センサ１５から入力されるモータＭの回転位置に相当する回転角θｍとにより、モータＭの回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。
【００４８】
回転数演算部３０は、位置センサ１５から出力される検出信号からモータＭの回転数ＮＭを算出する。
【００４９】
同期制御部３１は、電流のフィードバック制御の一連の制御処理を繰り返し実行している際に、位置センサ１５から出力される原点相であるＺ相のパルス、つまりモータＭの回転に同期して電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期で出力されるパルスと、予めモータＭの回転数に応じて設定された所定の逓倍数および電流のフィードバック制御の制御周期に基づく割り込みカウンタとの位相差を検知し、モータＭの回転周波数（つまり、回転数と極対数との積）が所定周波数以上かつ位相差が所定値以下である場合に、同期制御を実行する。
同期制御部３１は、予めモータＭの回転数に応じて設定された所定の逓倍数Ｎのデータを記憶すると共に、キャリア信号の周期毎にカウンタ値が初期化される加算型の割り込みカウンタを備え、例えば図３に示すように、位置センサ１５から出力されるＺ相のパルスと割り込みカウンタのカウンタ値がゼロとなるタイミングとの位相差Δｔと、逓倍数Ｎと、１以下かつゼロよりも大きい所定係数ｋと、位置センサ１５から出力されるＺ相のパルスに応じたモータＭの回転周期の電気角での１周期Ｔとに基づき、例えば下記数式（７）によって、キャリア信号の周期（つまり、割り込みカウンタの周期）Ｔｃを設定する。
【００５０】
【数７】
2008271740.tif 000009
【００５１】
例えばモータＭの速度変動が無視できる状態において、任意の自然数ｎによる時系列上で隣り合う位相差Δｔ（ｎ）および位相差Δｔ（ｎ+１）は、例えば下記数式（８）に示すように記述されることから、所定係数ｋを１とした場合には、上記数式（７）に応じてキャリア信号の周期Ｔｃを設定する次回の処理において位相差Δｔはゼロとなる。
また、例えば所定係数ｋを１未満かつゼロよりも大きい値とした場合には、上記数式（７）に応じてキャリア信号の周期Ｔｃを繰り返し設定することによって、位相差Δｔはゼロに収束することになる。
【００５２】
【数８】
2008271740.tif 000010
【００５３】
予めモータＭの回転数に応じて設定された所定の逓倍数Ｎは、例えばモータＭの回転周波数（モータ周波数）が所定上限周期以上で増大することに伴い、所定下限値に向かい減少傾向に変化するように設定されており、例えば図４に示す一例では、モータ周波数が所定値１ｆ未満においては、同期制御は実行されず、電流のフィードバック制御の制御周波数、つまりキャリア信号の周波数は所定値５ｅに維持される。
そして、モータ周波数が所定値１ｆ以上かつ所定値２ｆ（＞１ｆ）未満においては、同期制御が実行され、逓倍数Ｎ＝１２とされ、電流のフィードバック制御の制御周波数、つまりキャリア信号の周波数は、上記数式（７）に応じて変化する。
そして、モータ周波数が所定値２ｆ（＞１ｆ）以上に増大すると、同期制御の実行は維持されつつ、逓倍数Ｎは減少して、逓倍数Ｎ＝６とされ、電流のフィードバック制御の制御周波数、つまりキャリア信号の周波数は、上記数式（７）に応じて変化する。
【００５４】
つまり、同期制御部３１は、モータＭの回転数に応じて設定された所定の各逓倍数Ｎ毎に、制御周波数に対する所定の上限周波数および下限周波数（あるいは、制御周期に対する所定の下限周期および上限周期）を設定しており、同期制御の実行時において、制御周波数が所定の上限周波数よりも大きくなる（あるいは、制御周期が所定の下限周期未満になる）と共に逓倍数Ｎが所定下限値以上であると、逓倍数Ｎを減少させ、制御周波数が所定の下限周波数以下になる（あるいは、制御周期が所定の上限周期以上になる）と、逓倍数Ｎを増大させる。
【００５５】
なお、同期制御部３１は、同期制御の実行時において、上記数式（７）に応じて電流のフィードバック制御の制御周波数、つまりキャリア信号の周波数が、モータ周波数の増大に伴って増大する場合であっても、例えばＰＤＵ１２のスイッチング素子等の各種の素子や制御装置等に対する所定の応答限界を超えないようにして、逓倍数Ｎを設定している。
【００５６】
また、同期制御部３１は、電流のフィードバック制御の制御周期が所定下限周期未満、かつ、モータＭの回転数に応じた逓倍数Ｎが所定下限値未満である場合には、同期制御の実行を禁止する。
【００５７】
そして、同期制御部３１は、同期制御の実行時に、フィルタ処理部２８において、モータＭの回転周期に係る所定周期（例えば、電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期）に亘って各電流センサ１４，１４により検出された各相電流に対する検出信号Ｉｕｓ，Ｉｗｓに基づき、物理量としての各相電流Ｉｕ，Ｉｗの所定周期（例えば、電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期）に亘る各平均値を抽出させる。そして、これらの各平均値によって電流のフィードバック制御が行われるように設定する。
【００５８】
本実施形態によるモータ制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置１０の動作について添付図面を参照しながら説明する。
【００５９】
以下に、同期制御の実行要否を判定する制御判定の処理について説明する。
先ず、例えば図５に示すステップＳ０１においては、電流のフィードバック制御の制御周波数が適宜の値に維持される同期制御の非実行状態であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ０４に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０２に進む。
そして、ステップＳ０２においては、位置センサ１５から出力される検出信号に基づき検知されるモータ周波数が所定周波数以上、かつ、位相差が所定値以下であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０３に進み、このステップＳ０３においては、同期制御の実行を開始し、一連の処理を終了する。
【００６０】
また、ステップＳ０４においては、電流のフィードバック制御の制御周期が所定下限周期未満、かつ、モータＭの回転数に応じた逓倍数が所定下限値未満であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０５に進み、このステップＳ０５においては、同期制御の非実行状態として、一連の処理を終了する。
【００６１】
以下に、上述したステップＳ０３の同期制御において、逓倍数を設定する処理について説明する。
先ず、例えば図６に示すステップＳ１１においては、電流のフィードバック制御の制御周期が、この時点での逓倍数に応じて予め設定された所定の上限周期以上であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ１３に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ１２に進む。
そして、ステップＳ１２においては、例えばモータ周波数および制御周波数に応じて予め設定された逓倍数のマップ等を参照して、逓倍数を増大させ、一連の処理を終了する。
【００６２】
また、ステップＳ１３においては、電流のフィードバック制御の制御周期が、この時点での逓倍数に応じて予め設定された所定の下限周期未満、かつ、この時点での制御周期およびモータ周波数に応じた逓倍数が所定下限値以上であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、例えばモータ周波数および制御周波数に応じて予め設定された逓倍数のマップ等を参照して、逓倍数を減少させ、一連の処理を終了する。
【００６３】
なお、図７には、同期制御と非同期制御との状態間の遷移条件、および、同期制御での逓倍数の増大処理および逓倍数の減少処理に対する各遷移条件の一例を示した。
【００６４】
以下に、同期制御の実行時において位相差を検知する処理について説明する。
先ず、例えば図８に示すステップＳ２１においては、位置センサ１５から出力されるＺ相のパルスに基づき、モータＭの回転周期の電気角での１周期を検出する。
次に、ステップＳ２２においては、モータＭの回転数に応じて設定された所定の逓倍数を取得し、割り込みカウンタの周期（つまり、キャリア信号の周期）に逓倍数を乗算して逓倍数周期を演算する。
次に、ステップＳ２３においては、モータＭの回転周期の電気角での１周期と、割り込みカウンタの逓倍数周期との位相差を検出する。
そして、ステップＳ２４においては、位相差がゼロ以外であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ２５に進み、このステップＳ２５においては、位相差のデータを出力する。
【００６５】
以下に、同期制御の実行時において、電流のフィードバック制御の一連の制御処理をキャリア信号の周期と同等の制御周期毎に繰り返し実行する処理である制御割り込みの処理について説明する。
先ず、例えば図９に示すステップＳ３１においては、割り込みカウンタのカウンタ値が所定の上限値に到達することでカウンタ値が初期化されるタイミング、つまり制御割り込みのタイミングであるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、このステップＳ３１の判定処理を繰り返す。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ３２に進む。
【００６６】
そして、ステップＳ３２においては、各電流センサ１４，１４により検出された各相電流に対する検出信号Ｉｕｓ，Ｉｗｓ、および、上述したステップＳ２１〜ステップＳ２５にて検知された位相差等の各種の制御量のデータを取得する。
そして、ステップＳ３３においては、モータＭの回転周期に係る所定周期（例えば、電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期）に亘って取得された各検出信号Ｉｕｓ，Ｉｗｓに基づく、各相電流Ｉｕ，Ｉｗの所定周期（例えば、電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期）に亘る各平均値によって、電流のフィードバック制御を実行する。
【００６７】
そして、ステップＳ３４においては、電流のフィードバック制御における制御指令、つまり静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧ＶｕおよびＶ相出力電圧ＶｖおよびＷ相出力電圧Ｖｗを出力する。
そして、ステップＳ３５においては、取得した位相差がゼロ以外であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ３６に進み、このステップＳ３６においては、割り込みカウンタのカウンタ値を初期化すると共に、割り込みカウンタの周期（つまり、キャリア信号の周期）を、例えば上記数式（７）によって新たに設定し、一連の処理を終了する。
【００６８】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置１０によれば、キャリア信号の周期に応じた制御周期（例えば、キャリア信号の周期と同等の制御周期）によって、モータＭの電流のフィードバック制御を実行する際に、この制御周期をモータＭの回転周期に同期させることができ、検出系の誤差に起因してモータ制御の安定性が低下しまうことを抑制することができる。しかも、キャリア信号の周波数を、モータＭの回転周期の電気角での１周期あたりで所定の逓倍数となるように設定することで、モータＭの回転周波数の増大に伴い、キャリア信号の周波数が過剰に増大することを防止することができ、モータＭの誘起電圧およびモータＭの各相電流に含まれる高調波成分に起因してモータ制御の安定性が低下しまうことを抑制することができる。これにより、モータＭを小型化しつつ出力を適切に増大させることができる。
また、モータＭの回転周波数が所定周波数以上かつ位相差が所定値以下である場合に制御周期をモータＭの回転周期に同期させることから、モータＭの回転周波数が所定周波数未満である場合に、制御周期をモータの回転周期に同期させる処理が過剰に実行されてしまうことを防止することができると共に、位相差の初期値が所定値よりも大きい場合に、制御周期をモータＭの回転周期に同期させることが困難となってしまうことを防止することができる。
【００６９】
さらに、同期制御の実行時においては、モータＭの回転周期に係る所定周期（例えば、電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期）に亘って取得された各検出信号Ｉｕｓ，Ｉｗｓに基づく、各相電流Ｉｕ，Ｉｗの所定周期（例えば、電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期）に亘る各平均値によって、電流のフィードバック制御を実行することにより、各電流センサ１４，１４の検出誤差に起因して制御系の安定性が低下してしまうことを防止することができる。
さらに、上記数式（７）において、１以下かつゼロよりも大きい所定係数ｋに基づき、キャリア信号の周期Ｔｃを設定することから、例えばモータＭの回転速度が変動する場合には、所定係数ｋを１未満とすることで、位相差Δｔをゼロに収束させる際の制御ゲインを適切に設定することができ、位相差Δｔに振動等が発生してしまうことを防止することができる。
【００７０】
以下に、上述した実施の形態によるモータ制御装置１０によって電流のフィードバック制御を実行した試験結果について説明する。
この試験においては、モータＭの回転周波数を増大させることに相当する処理として、キャリア信号の周波数を低下させ、この状態で電流のフィードバック制御の制御周期と、モータＭの回転周期との位相差がゼロとなるように同期制御を実行した。
先ず、１０極のモータＭの回転数を３０００ｒｐｍとし、通電電流を３０Ａｒｍｓとして、モータＭの回転周波数が相対的に低い状態に対応する非同期制御の状態では、例えば図１０（ａ），図１１（ａ）に示すように、キャリア信号の周波数（つまり、割り込みカウンタの周波数）は１０ＫＨｚに維持され、各相電流（Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流）の電流振幅はほぼ同等の値となっている。
そして、モータＭの回転周波数が相対的に高い状態に変化した場合に対応して、キャリア信号の周波数を１０ｋＨｚから６ｋＨｚに低下させると、キャリア信号の周期は適宜の周期Ｔ１から周期Ｔ２（＞Ｔ１）へと変化し、例えば図１０（ｂ），図１１（ｂ）に示すように、キャリア信号の周期つまり割り込みカウンタのカウンタ値がゼロになるタイミングと、モータＭの回転周期との位相差に起因して、各相電流（Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流）の電流振幅のばらつきが増大し、電流のフィードバック制御が不安定となる。
ここで、同期制御を実行し、モータＭの回転周期に係る所定周期（例えば、電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期）において逓倍数を１２とした状態（つまり、１２個のキャリア信号が含まれる状態）で、キャリア信号の周期つまり割り込みカウンタのカウンタ値がゼロになるタイミングと、モータＭの回転周期との位相差をゼロとすることにより、例えば図１０（ｃ），図１１（ｃ）に示すように、各相電流（Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流）の電流振幅はほぼ同等の値となり、電流のフィードバック制御を安定化させることができる。
【００７１】
なお、上述した実施の形態では、制御割り込みの処理において、上述したステップＳ２１〜ステップＳ２５にて検知された位相差を取得するとしたが、これに限定されず、例えば制御割り込みの処理において位相差を検知してもよい。
この変形例に係る制御割り込みの処理では、例えば図１２に示すように、先ず、ステップＳ４１において、割り込みカウンタのカウンタ値が所定の上限値に到達することでカウンタ値が初期化されるタイミング、つまり制御割り込みのタイミングであるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、このステップＳ４１の判定処理を繰り返す。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ４２に進む。
【００７２】
そして、ステップＳ４２においては、各電流センサ１４，１４により検出された各相電流に対する検出信号Ｉｕｓ，Ｉｗｓ、および、位置センサ１５から出力される検出信号等の各種の制御量のデータを取得する。
そして、ステップＳ４３においては、位置センサ１５から出力される検出信号に基づき、例えばモータＭの回転角θｍと所定の原点位置との位相差を検知する。
そして、ステップＳ４４においては、モータＭの回転周期に係る所定周期（例えば、電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期）に亘って取得された各検出信号Ｉｕｓ，Ｉｗｓに基づく、各相電流Ｉｕ，Ｉｗの所定周期（例えば、電気角での３６０°（ｅｄｅｇ）周期）に亘る各平均値によって、電流のフィードバック制御を実行する。
【００７３】
そして、ステップＳ４５においては、電流のフィードバック制御における制御指令、つまり静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧ＶｕおよびＶ相出力電圧ＶｖおよびＷ相出力電圧Ｖｗを出力する。
そして、ステップＳ４６においては、検知した位相差がゼロ以外であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ４７に進み、このステップＳ４７においては、割り込みカウンタのカウンタ値を初期化すると共に、割り込みカウンタの周期（つまり、キャリア信号の周期）を、例えば上記数式（７）によって新たに設定し、一連の処理を終了する。
【００７４】
なお、上述した実施の形態では、同期制御部３１は位相差Δｔをゼロに収束させるとしたが、これに限定されず、例えば位相差Δｔを所定位相差に収束させてもよい。
【００７５】
なお、上述した実施の形態では、同期制御部３１は位置センサ１５から出力されるパルスに基づきモータＭの回転周期を検出するとしたが、これに限定されず、モータＭの回転周期に同期した信号に基づきモータＭの回転周期を検出すればよく、例えば駆動源としてのモータＭおよび内燃機関が直列に直結されたハイブリッド車両等においては、内燃機関に具備されて相対的に高精度の信号を出力可能なパルスセンサ等の各種のセンサから出力されるパルスに基づき、モータＭの回転周期を検出してもよい。
【００７６】
なお、上述した実施の形態では、同期制御部３１はモータＭの回転位置に相当する回転角に係る角速度が変動する場合に、モータＭの回転周期を予測し、この予測回転周期に基づき、同期制御を実行してもよい。
例えばモータＭの回転状態が等角加速度回転である場合には、図１３に示すように、位置センサ１５から出力されるＺ相のパルスの時系列上で隣り合うパルス同士間の間隔（パルス間隔Ｔｗ（ｍ），（ｍは任意の正の整数）は、増大する角速度（角速度ω０，ω１，ω２，ω３，…）に反比例して短縮される。
例えばパルス間隔Ｔｗ（０）は、角速度ωと、回転角θと、時間ｔと、所定係数ａ,ω０とに基づく下記数式（９）から、解析的には、例えば下記数式（１０）に示すように記述される。
【００７７】
【数９】
2008271740.tif 000011
【００７８】
【数１０】
2008271740.tif 000012
【００７９】
しかしながら、各パルス間隔Ｔｗ（ｍ），（ｍは任意の正の整数）に対して解析解を演算する場合には演算負荷が過剰に増大することになる。
このため、同期制御部３１は、例えば下記数式（１１）に示すように、時系列上で隣り合うパルス同士間の間隔が不変である（つまり、差分ΔＴ（ｎ）＝０，（ｎは任意の自然数））と仮定して、モータＭの予測回転周期を予測してもよい。
【００８０】
【数１１】
2008271740.tif 000013
【００８１】
また、同期制御部３１は、例えば下記数式（１２）に示すように、時系列上で隣り合うパルス同士間の間隔の変化量が所定変化量であると仮定して、モータＭの予測回転周期を予測してもよい。
【００８２】
【数１２】
2008271740.tif 000014
【００８３】
また、同期制御部３１は、例えば下記数式（１３）に示すように、時系列上で隣り合うパルス同士間の間隔の変化量が所定比率ｋに応じて変化すると仮定して、モータＭの予測回転周期を予測してもよい。
【００８４】
【数１３】
2008271740.tif 000015
【００８５】
また、同期制御部３１は、例えば下記数式（１４）に示すように、時系列上で隣り合うパルス同士間の間隔が所定比率に応じて変化すると仮定して、モータＭの予測回転周期を予測してもよい。
【００８６】
【数１４】
2008271740.tif 000016
【００８７】
これらの変形例によれば、モータＭの回転角度に係る角速度が変動するであっても、煩雑な解析処理を実行する必要無しに、精度の良い予測回転周期に基づき、同期制御を適切に実行することができる。
【００８８】
なお、上述した実施の形態では、モータＭは、特に限定されず、例えば図１３から図１５に示すようにクローポール型モータ等であってもよい。
このクローポール型モータ５０は、例えば複数の永久磁石５１ａ，…，５１ａを有するロータ５１と、このロータ５１を回転させる回転磁界を発生する複数相（例えば、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相）のステータ５２とを備えて構成されている。
【００８９】
このロータ５１において、複数の略長方形板状の永久磁石５１ａ，…，５１ａは、例えばロータ５１の外周部に周方向に所定間隔をおいて配置され、各永久磁石５１ａは厚さ方向（つまりロータ５１の径方向）に磁化され、周方向で隣り合う永久磁石５１ａ，５１ａは互いに磁化方向が異方向となるように、すなわち外周側がＮ極とされた永久磁石５１ａには、外周側がＳ極とされた永久磁石５１ａが周方向で隣接するように配置されている。
また、各永久磁石５１ａの外周面は、ロータ５１の外周部に対向配置される略円筒状のステータ５２の内周面に向かい露出している。
【００９０】
ロータ５１を回転させる回転磁界を発生するステータ５２は、Ｕ相およびＶ相およびＷ相からなる３相の各相毎のＵ相ステータリング６１と、Ｖ相ステータリング６２と、Ｗ相ステータリング６３と、Ｕ相およびＷ相からなる２相のＵ相環状巻線６４およびＷ相環状巻線６５とを備えて構成されている。
【００９１】
Ｕ相ステータリング６１は、例えば図１５に示すように、略円環状のＵ相ヨーク７１と、このＵ相ヨーク７１の内周部の周方向Ｃに所定間隔を置いた位置から径方向Ｒ内方および軸線方向Ｐの他方に向かい突出し、径方向Ｒに対する断面形状が略長方形状に形成されたＵ相ティース７２とを備えて構成され、Ｕ相ヨーク７１およびＵ相ティース７２からなるＵ相ステータリング６１の周方向Ｃに対する断面形状が略Ｌ字状となるように構成されている。
【００９２】
Ｖ相ステータリング６２は、例えば図１５に示すように、略円環状のＶ相ヨーク７３と、このＶ相ヨーク７３の内周部の周方向Ｃに所定間隔を置いた位置から径方向Ｒ内方および軸線方向Ｐの一方および他方に向かい突出し、径方向Ｒに対する断面形状が略長方形状に形成されたＶ相ティース７４とを備えて構成され、Ｖ相ヨーク７３およびＶ相ティース２４からなるＶ相ステータリング６２の周方向Ｃに対する断面形状が略Ｔ字状となるように構成されている。
【００９３】
Ｗ相ステータリング６３は、例えば図１５に示すように、略円環状のＷ相ヨーク７５と、このＷ相ヨーク７５の内周部の周方向Ｃに所定間隔を置いた位置から径方向Ｒ内方および軸線方向Ｐの一方に向かい突出し、径方向Ｒに対する断面形状が略長方形状に形成されたＷ相ティース７６とを備えて構成され、Ｗ相ヨーク７５およびＷ相ティース７６からなるＷ相ステータリング６３の周方向Ｃに対する断面形状が略Ｌ字状となるように構成されている。
【００９４】
そして、各ステータリング６１，６２，６３は、各ヨーク７１，７３，７５が軸線方向Ｐに沿って積み重ねられるようにして接続されている。そして、例えば図１５に示すように、複数の各ティース７２，…，７２および７４，…，７４および７６，…，７６が所定順序（例えば、順次、Ｕ相ティース７２，Ｖ相ティース７４，Ｗ相ティース７６等）で周方向Ｃに沿って配列され、周方向Ｃで隣り合う各ティース７２，７４間には１相のＵ相環状巻線６４が配置されるスロットが形成され、周方向Ｃで隣り合う各ティース７４，７６間には１相のＷ相環状巻線６５が配置されるスロットが形成され、周方向Ｃで隣り合う各ティース７２，７６間には２相のＵ相環状巻線６４およびＷ相環状巻線６５が配置されるスロットが形成されている。
【００９５】
そして、各ステータリング６１，６２，６３の各ティース７２，７４、７６は、例えば互いに同等の軸方向幅および周方向幅を有し、周方向Ｃで隣り合う各ティース７２，７４，７６間の間隔（つまり、各スロットの周方向幅）は、各スロットに配置される各環状巻線６４，６５の本数に応じた値（例えば、本数に比例した値等）に設定されている。つまり、単一の各環状巻線６４，６５が配置される各ティース７２，７４間および各ティース７４，７６間の間隔Ｃ１は、２相の各環状巻線６４，６５が配置される各ティース７２，７６間の間隔Ｃ２よりも小さな値（例えば、各ティース７２，７６間の間隔Ｃ２の１／２の値等）に設定されている。
【００９６】
各環状巻線６４，６５は、例えば軸線周りの周面内でクランク状に蛇行しつつ周回するようにして、複数の各Ｕ相蛇行部８１，…，８１およびＷ相蛇行部８２，…，８２を備えて構成されている。
各蛇行部８１，８２の周方向Ｃの幅つまりコイルピッチは、例えば図１４に示すように、電気角で１２０°に設定され、各蛇行部８１，８２は互いに異なる方向（つまり互いの対向方向であって軸線方向Ｐの一方および他方）に向かい突出するように設けられ、Ｕ相環状巻線６４とＷ相環状巻線６５とは、電気角で２４０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有するようにして周方向Ｃに沿って相対的にずれた位置に配置されている。これにより、例えばＵ相蛇行部８１に対して、周方向Ｃの一方側で隣り合うＷ相蛇行部８２は電気角で２４０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有し、周方向Ｃの他方側で隣り合うＷ相蛇行部８２は電気角で１２０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有することになる。そして、２相の各環状巻線６４，６５は、互いの対向方向に突出する互いの各蛇行部８１，８２が周方向Ｃに沿って交互に配列され、互いに交差しないように配置されている。
【００９７】
そして、Ｕ相環状巻線６４のＵ相蛇行部８１にはＵ相ステータリング６１の１つのＵ相ティース７２が配置され、Ｗ相環状巻線６５のＷ相蛇行部８２にはＷ相ステータリング６３の１つのＷ相ティース７６が配置され、周方向Ｃで隣り合うＵ相蛇行部８１とＷ相蛇行部８２との間にはＶ相ステータリング６２の１つのＶ相ティース７４が配置されている。
これにより、周方向Ｃで隣り合う各ティース７２，７４または７４，７６または７２，７６間を縫うようにして配置された２相の各環状巻線６４，６５は所謂電気角で１２０°（ｅｄｅｇ）の短節波巻きをなすように形成されている。
【００９８】
そして、互いに電気角で２４０°（ｅｄｅｇ）の位相差（コイル位相差）を有する２相の各環状巻線６４，６５は、例えば図１６（ａ）に示すように、Ｖ字状に結線され、互いに１２０°の位相差の正弦波で通電されることにより、例えば漏れ磁束が無視できる場合には、図１６（ｃ）に示すように、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相巻線がＹ字状に結線され、互いに１２０°の位相差の正弦波で通電される３相のステータと同等の回転磁界を発生するように構成されている。
【００９９】
なお、例えば図１６（ｂ）に示すように、各蛇行部３１，３２が同等の方向（つまり軸線方向Ｐの一方または他方）に向かい突出する状態で互いに電気角で６０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有する２相の各環状巻線６４，６５をＶ字状に結線する状態は、図１６（ａ）に示すように、各蛇行部８１，８２が互いに異なる方向（つまり軸線方向Ｐの一方および他方）に向かい突出する状態で互いに電気角で２４０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有する２相の各環状巻線６４，６５をＶ字状に結線する状態と同様に、互いに１２０°の位相差の正弦波で通電された際に、例えば漏れ磁束が無視できる場合には、図１６（ｃ）に示すように、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相巻線がＹ字状に結線され、互いに１２０°の位相差の正弦波で通電される３相のステータと同等の回転磁界を発生可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る位置センサの構成図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るモータの回転周期と割り込みカウンタの周期との時間変化の一例を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態に係るモータ周波数と制御周波数との関係の一例を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態に係る制御判定の処理を示すフローチャートである。
【図６】本発明の一実施形態に係る同期制御の処理を示すフローチャートである。
【図７】本発明の一実施形態に係る同期制御と非同期制御との状態間の遷移条件、および、同期制御での逓倍数の増大処理および逓倍数の減少処理に対する各遷移条件の一例を示す図である。
【図８】本発明の一実施形態に係る位相差検知の処理を示すフローチャートである。
【図９】本発明の一実施形態に係る制御割り込みの処理を示すフローチャートである。
【図１０】本発明の一実施形態に係るモータの誘起電圧の変化とキャリア信号の位相とを示す図である。
【図１１】本発明の一実施形態に係るモータの各相電流の電流振幅の時間変化を示す図である。
【図１２】本発明の実施形態の変形例に係る制御割り込みの処理を示すフローチャートである。
【図１３】本発明の実施形態の変形例に係るＺ相パルスの一例を示す図である。
【図１４】本発明の実施形態の変形例に係るクローポール型モータの分解斜視図である。
【図１５】本発明の実施形態の変形例に係るクローポール型モータのステータの要部の径方向断面図である。
【図１６】本発明の実施形態の変形例に係るクローポール型モータのステータの要部分解斜視図である。
【図１７】図１７（ａ）は図１４に示すクローポール型モータのステータの各環状巻線の結線状態を示す図であり、図１７（ｂ）は図１４に示すクローポール型モータに係るステータの各環状巻線の結線状態を示す図であり、図１７（ｃ）は３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のステータの各巻線の結線状態を示す図である。
【符号の説明】
【０１０１】
１０  モータ制御装置
１２  ＰＤＵ（インバータ）
１４  電流センサ
１５  位置センサ（回転状態量センサ、角度センサ）
２７  ＰＷＭ信号生成部（パルス幅変調信号生成手段）
３１  同期制御部（位相差検知手段、周波数設定手段、同期手段、禁止手段、近似手段）
５１  ロータ（回転子）
５２  ステータ（固定子）
６４  Ｕ相環状巻線（環状巻線）
６５  Ｗ相環状巻線（環状巻線）
７２  Ｕ相ティース（爪状誘導極）
７４  Ｖ相ティース（爪状誘導極）
７６  Ｗ相ティース（爪状誘導極）
ステップＳ０４〜ステップＳ０５  禁止手段
ステップＳ２１〜ステップＳ２３  位相差検知手段
ステップＳ３３  電流制御手段
ステップＳ３６  周波数設定手段、同期手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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