(57)【要約】【課題】消費電流の少ない直交高調波ミキサを提供する。【解決手段】直交高調波ミキサ１は、差動対１１ＡのＣＭＯＳインバータＩＶ１、ＩＶ２へ差動入力信号の正極性信号、Ｉ相局部発振信号がそれぞれ入力され、差動対１１ＢのＣＭＯＳインバータＩＶ１、ＩＶ２へＩ相局部発振信号、差動入力信号の負極性信号がそれぞれ入力され、差動対１１ＣのＣＭＯＳインバータＩＶ１、ＩＶ２へ差動入力信号の負極性信号、Ｉ相局部発振信号に対して９０°の位相差を有するＱ相局部発振信号がそれぞれ入力され、差動対１１ＤのＣＭＯＳインバータＩＶ１、ＩＶ２へＱ相局部発振信号、差動入力信号の正極性信号がそれぞれ入力されて、ＣＭＯＳインバータＩＶ１、ＩＶ２それぞれの共通出力端子ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮから差動出力信号の正極性信号および負極性信号をそれぞれ出力する。【選択図】図１
2008219665.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のＣＭＯＳインバータおよび第２のＣＭＯＳインバータにより構成される差動対を４つ備え、
その第１の差動対の、前記第１のＣＭＯＳインバータへ差動入力信号の正極性信号を入力し、前記第２のＣＭＯＳインバータへＩ相局部発振信号を入力し、
その第２の差動対の、前記第１のＣＭＯＳインバータへ前記Ｉ相局部発振信号を入力し、前記第２のＣＭＯＳインバータへ前記差動入力信号の負極性信号を入力し、
その第３の差動対の、前記第１のＣＭＯＳインバータへ前記差動入力信号の前記負極性信号を入力し、前記第２のＣＭＯＳインバータへ前記Ｉ相局部発振信号に対して９０°の位相差を有するＱ相局部発振信号を入力し、
その第４の差動対の、前記第１のＣＭＯＳインバータへ前記Ｑ相局部発振信号を入力し、前記第２のＣＭＯＳインバータへ前記差動入力信号の前記正極性信号を入力し、
前記第１乃至第４の差動対のそれぞれの前記第１のＣＭＯＳインバータの出力を共通に接続して差動出力信号の正極性信号とし、
前記第１乃至第４の差動対のそれぞれの前記第２のＣＭＯＳインバータの出力を共通に接続して前記差動出力信号の負極性信号とする
ことを特徴とする直交高調波ミキサ。
【請求項２】
前記第１乃至第４の差動対のそれぞれへ定電流を供給する第１乃至第４の定電流源と、
前記第１乃至第４の差動対のそれぞれから定電流を引き出す第５乃至第８の定電流源と、をさらに備える
ことを特徴とする請求項１に記載の直交高調波ミキサ。
【請求項３】
請求項１または２に記載の直交高調波ミキサを２つ備え、
そのうちの１つの直交高調波ミキサへ入力する前記Ｉ相局部発振信号および前記Ｑ相局部発振信号を差動信号の正極性信号とし、
もう１つの直交高調波ミキサへ入力する前記Ｉ相局部発振信号および前記Ｑ相局部発振信号を差動信号の負極性信号とし、
前記２つの直交高調波ミキサのそれぞれの前記差動出力信号の前記正極性信号および前記負極性信号をそれぞれ共通に接続する
ことを特徴とする直交高調波ミキサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交高調波ミキサに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話などの小型の受信装置では、入力された無線周波数の高周波信号（ＲＦ信号）をベースバンド信号に変化する周波数変換器として、回路の小型化、集積化に適したダイレクトコンバージョン方式のミキサが用いられる。
【０００３】
しかし、従来のダイレクトコンバージョン方式のミキサでは、ミキサへ入力されるＲＦ信号と局部発振器出力信号（ローカル信号）の周波数が一致しているため、ローカルリークや２次歪みなどで生じるＤＣオフセット成分が自身の出力信号と一致し、出力信号の純度が低下するという問題があった。
【０００４】
そこで、本願発明者は、スプリアス発生を小さくすることのできるダイレクトコンバージョン方式のミキサとして直交偶高調波ミキサを提案した（特許文献１）。この提案した直交偶高調波ミキサでは、それぞれが１対のトランジスタで構成される４組の差動増幅器に、差動で供給されるＲＦ信号と、９０度の位相差を有する直交ローカル信号を入力する。このとき、直交ローカル信号の周波数をＲＦ信号の周波数の半分とすることにより、ローカル信号の２倍の周波数とＲＦ信号を結合させ、入力信号と同じ周波数のスプリアスの発生を抑制している。
【０００５】
しかし、提案した直交偶高調波ミキサでは、それぞれの差動増幅器の負荷として抵抗やキャパシタあるいはインダクタなどの受動素子を必要とし、通常のミキサと同様これら受動素子はチップサイズの増大を招き、またこれらの受動素子をドライブするために、電流が増大するという問題があった。
【特許文献１】特開２００４−１８００９８号公報  （第８ページ、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
そこで、本発明の目的は、消費電流の少ない直交高調波ミキサを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様によれば、第１のＣＭＯＳインバータおよび第２のＣＭＯＳインバータにより構成される差動対を４つ備え、その第１の差動対の、前記第１のＣＭＯＳインバータへ差動入力信号の正極性信号を入力し、前記第２のＣＭＯＳインバータへＩ相局部発振信号を入力し、その第２の差動対の、前記第１のＣＭＯＳインバータへ前記Ｉ相局部発振信号を入力し、前記第２のＣＭＯＳインバータへ前記差動入力信号の負極性信号を入力し、その第３の差動対の、前記第１のＣＭＯＳインバータへ前記差動入力信号の前記負極性信号を入力し、前記第２のＣＭＯＳインバータへ前記Ｉ相局部発振信号に対して９０°の位相差を有するＱ相局部発振信号を入力し、その第４の差動対の、前記第１のＣＭＯＳインバータへ前記Ｑ相局部発振信号を入力し、前記第２のＣＭＯＳインバータへ前記差動入力信号の前記正極性信号を入力し、前記第１乃至第４の差動対のそれぞれの前記第１のＣＭＯＳインバータの出力を共通に接続して差動出力信号の正極性信号とし、前記第１乃至第４の差動対のそれぞれの前記第２のＣＭＯＳインバータの出力を共通に接続して前記差動出力信号の負極性信号とすることを特徴とする直交高調波ミキサが提供される。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、受動素子負荷を必要としないので、消費電流を少なくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１０】
図１は、本発明の実施例１に係る直交高調波ミキサの構成の例を示す回路図である。また、図２は、本実施例で用いる差動対の構成の例を示す回路図である。
【００１１】
まず、図２に示す差動対１１について説明する。
【００１２】
図２に示す差動対１１は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１およびＮＭＯＳトランジスタＭ１２からなるＣＭＯＳインバータＩＶ１と、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１およびＮＭＯＳトランジスタＭ２２からなるＣＭＯＳインバータＩＶ２により構成される。
【００１３】
この差動対１１の入出力信号の関係は、次のようになる。
【００１４】
いま、ＣＭＯＳインバータＩＶ１の入力端子をＩＮ１、出力端子をＯ１、ＣＭＯＳインバータＩＶ２の入力端子をＩＮ２、出力端子をＯ２として、入力端子ＩＮ１、ＩＮ２へ入力信号ＩｎＡ、ＩｎＢをそれぞれ入力し、出力端子Ｏ１、Ｏ２から出力信号ＯｕｔＡ、ＯｕｔＢがそれぞれ出力されたとすると、ＣＭＯＳインバータＩＶ１およびＩＶ２の入出力特性が非線形であるため、差動対１１の入出力信号の関係は、次の式で表される。
【００１５】
ＯｕｔＡ−ＯｕｔＢ＝ａ１（ＩｎＡ−ＩｎＢ）＋ａ３（ＩｎＡ−ＩｎＢ）３
＋ａ５（ＩｎＡ−ＩｎＢ）５＋・・・                    （１）
ここで、ａ１、ａ３、ａ５、・・・は、回路の非線形性を表現する係数である。
【００１６】
図１に示す本実施例の直交高調波ミキサ１は、上述したような入出力特性が非線形である差動対１１を４つ備えており、それぞれを差動対１１Ａ、差動対１１Ｂ、差動対１１Ｃ、差動対１１Ｄと表す。
【００１７】
直交高調波ミキサ１は、入力端子として、差動形式で入力される入力信号の正極性信号入力端子ＩＮＰ、負極性信号入力端子ＩＮＮ、および直交形式の局部発振信号のＩ相入力端子ＬＩ、Ｑ相入力端子ＬＱを有し、出力端子としてＯＵＴＰおよびＯＵＴＮを有する。
【００１８】
また、差動対１１Ａ〜１１ＤのＰＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ２１が接続される電源端子ＶＣＣと、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２、Ｍ２２が接続される接地電位端子ＧＮＤを有する。
【００１９】
差動対１１Ａは、ＣＭＯＳインバータＩＶ１の入力端子ＩＮ１を差動入力信号の正極性信号入力端子ＩＮＰに接続し、ＣＭＯＳインバータＩＶ２の入力端子ＩＮ２を局部発振信号のＩ相入力端子ＬＩに接続する。
【００２０】
差動対１１Ｂは、ＣＭＯＳインバータＩＶ１の入力端子ＩＮ１を局部発振信号のＩ相入力端子ＬＩに接続し、ＣＭＯＳインバータＩＶ２の入力端子ＩＮ２を差動入力信号の負極性信号入力端子ＩＮＮに接続する。
【００２１】
差動対１１Ｃは、ＣＭＯＳインバータＩＶ１の入力端子ＩＮ１を差動入力信号の負極性信号入力端子ＩＮＮに接続し、ＣＭＯＳインバータＩＶ２の入力端子ＩＮ２を局部発振信号のＱ相入力端子ＬＱに接続する。
【００２２】
差動対１１Ｄは、ＣＭＯＳインバータＩＶ１の入力端子ＩＮ１を局部発振信号のＱ相入力端子ＬＩに接続し、ＣＭＯＳインバータＩＶ２の入力端子ＩＮ２を差動入力信号の正極性信号入力端子ＩＮＰに接続する。
【００２３】
また、差動対１１Ａ〜１１ＤのＣＭＯＳインバータＩＶ１の出力端子Ｏ１は、共通に出力端子ＯＵＴＰに接続し、ＣＭＯＳインバータＩＶ２の出力端子Ｏ２は、共通に出力端子ＯＵＴＮに接続する。
【００２４】
次に、本実施例の直交高調波ミキサ１の動作について説明する。
【００２５】
いま、差動入力信号の正極性信号入力端子ＩＮＰ、負極性信号入力端子ＩＮＮに入力する信号を正極性差動入力信号ｆ、負極性差動入力信号−ｆとし、局部発振信号のＩ相入力端子ＬＩ、Ｑ相入力端子ＬＱに入力する信号をＩ相局部発振信号ｆＬＩ、Ｑ相局部発振信号ｆＬＱとし、出力端子ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ間に出力される差動出力信号をｆＯＵＴとすると、差動出力信号ｆＯＵＴは、各差動対の出力を（１）式で求め、その結果を加算することにより、次のように表される。なお、ここでは、５次以降の項の詳細な表記は省略している。
【００２６】
ｆＯＵＴ＝ａ１（ｆ−ｆＬＩ）＋ａ３（ｆ−ｆＬＩ）３＋５次以降の項
＋ａ１（ｆＬＩ＋ｆ）＋ａ３（ｆＬＩ＋ｆ）３＋５次以降の項
＋ａ１（−ｆ−ｆＬＱ）＋ａ３（−ｆ−ｆＬＱ）３＋５次以降の項
＋ａ１（ｆＬＱ−ｆ）＋ａ３（ｆＬＱ−ｆ）３＋５次以降の項        （２）
【００２７】
この（２）式を、次数ごとにまとめると次のように表される。  
ｆＯＵＴ＝ａ１｛（ｆ−ｆＬＩ）＋（ｆＬＩ＋ｆ）＋（−ｆ−ｆＬＱ）＋（ｆＬＱ−ｆ）｝
＋ａ３｛（ｆ−ｆＬＩ）３＋（ｆＬＩ＋ｆ）３＋（−ｆ−ｆＬＱ）３＋（ｆＬＱ−ｆ）３｝
＋５次以降の項                                                  （３）
【００２８】
（３）式で、１次の項は互いに打ち消される。また、３次の項を展開して整理すると、（３）式は次のように表される。  
ｆＯＵＴ＝ａ３（３ｆ・ｆＬＩ２＋３ｆ・ｆＬＩ２−３ｆ・ｆＬＱ２−３ｆ・ｆＬＱ２）
＋５次以降の項
＝６ａ３ｆ（ｆＬＩ２−ｆＬＱ２）＋５次以降の項                  （４）
【００２９】
この（４）式が、本実施例の直交高調波ミキサ１の周波数変換のメカニズムを表現しており、周波数変換に寄与しない１次の項などが打ち消されていることからもわかるように、出力に不要成分が現れていないことがわかる。
【００３０】
ここで、（４）式の意味を具体的に考察するために、本実施例の直交高調波ミキサ１に入力される正極性差動入力信号ｆを、振幅Ａ、角周波数ω、位相φの正弦波として、時間ｔに対して、
ｆ＝Ａｃｏｓ（ωｔ＋φ）
と表し、
局部発信信号の角周波数をωＬとして、互いに直交する関係のＩ相局部発振信号ｆＬＩ、Ｑ相局部発振信号ｆＬＱを、それぞれ
ｆＬＩ＝ｃｏｓωＬｔ
ｆＬＱ＝ｓｉｎωＬｔ
と表して、（４）式に代入すると、直交高調波ミキサ１の出力信号ｆＯＵＴは次のように表される。  
ｆＯＵＴ＝６ａ３Ａｃｏｓ（ωｔ＋φ）（ｃｏｓ２ωＬｔ−ｓｉｎ２ωＬｔ）＋５次以降の項
＝６ａ３Ａｃｏｓ（ωｔ＋φ）ｃｏｓ２ωＬｔ＋５次以降の項
＝３ａ３Ａｃｏｓ｛（ω＋２ωＬ）ｔ＋φ｝＋３ａ３Ａｃｏｓ｛（ω−２ωＬ）ｔ＋φ｝
＋５次以降の項                                                  （５）
【００３１】
この（５）式の意味するところは、角周波数ωの入力信号が、互いに直交する角周波数をωＬの局部発信信号によって、
ω＋２ωＬ
ω−２ωＬ
の２つの角周波数を持つ信号に周波数変換されることを意味している。
【００３２】
すなわち、本実施例の直交高調波ミキサ１は、入力された信号に対して、入力信号の周波数と局部発振信号の周波数の２倍の周波数との和、または差、の周波数を有する信号を出力する周波数変換動作を行う。
【００３３】
このような本実施例によれば、４対の差動対がＣＭＯＳインバータのみで構成でき、負荷としての受動素子を必要としない。そのため、周波数変換動作時の消費電流の発生を少なくすることができる。
【実施例２】
【００３４】
上述したように、実施例１の直交高調波ミキサ１は、従来に比べて消費電流の発生を少なくすることができる。ただし、入力信号の振幅などにより、消費電流が大きく変化することがある。そのため、携帯電話等の電池駆動機器の場合、電池寿命の見積もりなどが困難になることが考えられる。
【００３５】
そこで、本実施例では、動作時の消費電流が一定となる直交高調波ミキサの回路構成の例を示す。
【００３６】
図３は、本発明の実施例２に係る直交高調波ミキサの構成の例を示す回路図である。
【００３７】
本実施例の直交高調波ミキサ２は、実施例１の直交高調波ミキサ１と同じ構成の差動対１１Ａ〜１１Ｄを備え、さらに、差動対１１Ａ〜１１Ｄに接続される定電流源２１１〜２４２を備えるものである。
【００３８】
このうち、定電流源２１１、２２１、２３１、２４１は、電源端子ＶＣＣと差動対１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄとの間にそれぞれ接続され、差動対１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄのそれぞれへ定電流を供給する。それに対して、定電流源２１２、２２２、２３２、２４２は、差動対１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄと接地電位端子ＧＮＤとの間にそれぞれ接続され、差動対１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄのそれぞれから定電流を引き出す。
【００３９】
この定電流源２１１〜２４２の働きにより、本実施例の直交高調波ミキサ２は、動作時の消費電流が一定になる。
【００４０】
なお、差動対１１Ａ〜１１Ｄの動作は、実施例１と同じであるので、ここでは、その詳細な説明を省略する。
【００４１】
このような本実施例によれば、入力条件が変化しても消費電流が変動しないので、消費電流の見積りなどを容易にすることができる。
【実施例３】
【００４２】
図４は、本発明の実施例３に係る直交高調波ミキサの構成の例を示す回路図である。
【００４３】
本実施例の直交高調波ミキサ３は、実施例１の直交高調波ミキサ１を２つ備え、それぞれへ入力する直交局部発振信号を差動形式信号としたものである。なお、図４では、２つの直交高調波ミキサ１を、直交高調波ミキサ１Ａ、直交高調波ミキサ１Ｂと表す。
【００４４】
本実施例の直交高調波ミキサ３は、直交高調波ミキサ１Ａおよび直交高調波ミキサ１Ｂを備える。
【００４５】
直交高調波ミキサ１Ａの正極性信号入力端子ＩＮＰ、負極性信号入力端子ＩＮＮは、それぞれ、直交高調波ミキサ１Ｂの正極性信号入力端子ＩＮＰ、負極性信号入力端子ＩＮＮと並列に接続される。この正極性信号入力端子ＩＮＰおよび負極性信号入力端子ＩＮＮへは、差動形式で入力される入力信号の正極性信号ＩＮＰおよび負極性信号ＩＮＮが、それぞれ入力される。
【００４６】
また、直交高調波ミキサ１ＡのＩ相入力端子ＬＩへは、差動形式の直交局部発振信号の正極性Ｉ相局部発振信号ＬＩＰが入力され、Ｑ相入力端子ＬＱへは、差動形式の直交局部発振信号の正極性Ｑ相局部発振信号ＬＱＰが入力される。
【００４７】
一方、直交高調波ミキサ１ＢのＩ相入力端子ＬＩへは、差動形式の直交局部発振信号の負極性Ｉ相局部発振信号ＬＩＮが入力され、Ｑ相入力端子ＬＱへは、差動形式の直交局部発振信号の負極性Ｑ相局部発振信号ＬＱＮが入力される。
【００４８】
また、直交高調波ミキサ１Ａの出力端子ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮは、直交高調波ミキサ１Ｂの出力端子ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮと、それぞれ並列に接続される。
【００４９】
なお、直交高調波ミキサ１Ａ、１Ｂの動作は、実施例１と同じであるので、ここでは、その詳細な説明を省略する。
【００５０】
一般に、差動形式の信号は、同相ノイズに対する耐性が強く、外乱や変動に強い信号であることが知られている。したがって、本実施例の場合、直交局部発振信号を差動形式の信号とすることにより、直交局部発振信号のノイズ耐性を強くすることができ、雑音特性を向上させることができる。
【００５１】
また、本実施例を携帯電話で使用されているダイレクトコンバージョン受信方式に用いた場合、局部発振信号がＲＦ信号入力端に漏洩しても、差動信号であるため互いに打ち消し合い、その影響を除去することができる。
【００５２】
このような本実施例によれば、直交局部発振信号を差動形式の信号とすることにより、外来ノイズに対する特性の向上、および外部へ影響を及ぼすノイズの抑制を図ることができる。
【００５３】
また、直交高調波ミキサ３は、実施例２の直交高調波ミキサ２を２つ備える構成としてもよい。直交高調波ミキサ２を用いることにより、動作時の消費電流を一定にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の実施例１に係る直交高調波ミキサの構成の例を示す回路図。
【図２】本発明の実施例の差動対の構成の例を示す回路図。
【図３】本発明の実施例２に係る直交高調波ミキサの構成の例を示す回路図。
【図４】本発明の実施例３に係る直交高調波ミキサの構成の例を示す回路図。
【符号の説明】
【００５５】
１、２、２Ａ、２Ｂ、３  直交高調波ミキサ
１１、１１Ａ〜１１Ｄ  差動対
２１１、２２１、２３１、２４１、２１２、２２２、２３２、２４２  定電流源
ＩＶ１、ＩＶ２  ＣＭＯＳインバータ
Ｍ１１、Ｍ２１  ＰＭＯＳトランジスタ
Ｍ１２、Ｍ２２  ＮＭＯＳトランジスタ
【図１】
2008219665.tif 000003
【図２】
2008219665.tif 000004
【図３】
2008219665.tif 000005
【図４】
2008219665.tif 000006