(57)【要約】【課題】ミキサ回路で用いられるエミッタ・フォロワ回路の設計を好適なものにすることでミキサ回路の消費電流を減少させ、ひいては本ミキサ回路を採用した機器の消費電力減少、稼働時間の延長を図ることを目的とするものである。【解決手段】ローカル信号電流増幅回路８１２のエミッタ・フォロワ回路のエミッタ端子をグラウンドではなくミキサ回路８０４中の差動増幅乗算回路のエミッタ端子に接続する。これにより入力信号がないときでも流れ続けるエミッタ・フォロワ回路の電流量を低減し、ひいては携帯情報端末全体の消費電力の削減を図る。【選択図】図１
2008131566.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ローカル信号と入力信号を乗算する差動増幅乗算回路及び電流増幅回路を含むミキサ回路であって、
ローカル信号を電流増幅する前記電流増幅回路はエミッタ・フォロワ回路を含み、
前記エミッタ・フォロワ回路のエミッタ端子は前記差動増幅乗算回路中の一のトランジスタのエミッタ端子に接地されるとともに、前記差動増幅乗算回路のベース端子に接続されていることを特徴とするミキサ回路。
【請求項２】
搬送波からＩＱ成分分離を行う直交ミキサ回路であって、
前記直交ミキサ回路は成分ごとに差動増幅乗算回路、ローカル信号電圧増幅回路及びローカル信号電流増幅回路を含み、
前記ローカル信号電圧増幅回路は一対の差動トランジスタ群により入力されるローカル信号を増幅出力し、
前記差動増幅乗算回路は二対の差動トランジスタ群を含み、
前記ローカル信号電流増幅回路中のエミッタ・フォロワ回路のエミッタ端子は前記差動増幅乗算回路中の一の差動トランジスタ群のトランジスタのエミッタ端子及びベース端子に接続されるとともに、他の差動トランジスタ群のトランジスタのエミッタ端子にも接続されることを特徴とする直交ミキサ回路。
【請求項３】
搬送波からＩＱ成分分離を行うために成分ごとに二組の差動トランジスタ群を内包する差動増幅乗算回路、一組の差動トランジスタ群を内包するローカル信号電圧増幅回路、二組のエミッタ・フォロワ回路を内包するローカル信号電流増幅回路及び一組の差動トランジスタ群を内包する入力信号電圧増幅回路を含み、
前記ローカル信号電圧増幅回路は内包する前記差動トランジスタ群により入力されるローカル信号及び前記ローカル信号の反転信号（ローカル反転信号）を電圧増幅後に出力し、
前記ローカル信号電流増幅回路の前記各エミッタ・フォロワ回路は前記ローカル信号及び前記ローカル反転信号を別個に電流増幅後に出力し、
前記入力信号電圧増幅回路は内包する前記差動トランジスタ群に入力される搬送波信号及びその反転信号（搬送波反転信号）を電圧増幅後に出力し、
前記差動増幅乗算回路は前記入力信号電圧増幅回路及び前記ローカル信号電流増幅回路の出力の積に比例した出力を行い、
前記差動増幅乗算回路の二組の前記差動トランジスタ群のベース端子には差動動作が可能なように前記ローカル信号電流増幅回路の電流増幅後のローカル信号及びローカル反転信号がそれぞれ接続され、
前記差動増幅乗算回路の二組の前記差動トランジスタ群のエミッタ端子には前記入力信号電圧増幅回路から増幅後の搬送波信号または搬送波反転信号のいずれかが接続される直交ミキサ回路であって、
前記ローカル信号電流増幅回路のエミッタ端子は抵抗を介して二組の前記差動トランジスタ群のそれぞれのエミッタ端子に接続されていることを特徴とする直交ミキサ回路。
【請求項４】
請求項２または３記載の直交ミキサ回路を含むことを特徴とする携帯情報端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は携帯電話機の受信機で用いられるミキサ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機は国内で８０００万台以上普及し、生活基盤のひとつとして認識されている携帯用電子デバイスである。そしてこの携帯電話機の重要技術要素の一つとして、受信器に関するものが上げられる。この受信器は、基地局から送信されるアナログ信号を受信し、有意のデジタルデータに復調することを目的とする。
【０００３】
現在、携帯電話機に用いられている受信器の方式の多くはスーパーヘテロダイン方式を用いて設計されている。これは搬送波信号（ＰＤＣ方式であれば周波数８００ＭＨｚ）に一次ローカル信号をミキシングして中間周波数の信号を生成し、その後、更に二次ローカル信号をミキシングしてＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）による復調を行う方法である（非特許文献１及び非特許文献２参照）。
【０００４】
一方、スーパーヘテロダイン方式では、中間周波数生成後の高周波成分を排除するためにフィルタを通すことが不可欠となり回路規模が増大する。また、一般に用いられるＳＡＷフィルタや誘電体フィルタなどはシリコン製ではないため半導体チップに内蔵できない。この問題を解決するためにローＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波数）方式が考案された。この方式は局部発振子の周波数を受信した信号の周波数に極めて近いものとすることで、一気に数１０ＫＨｚ〜数１００ＫＨｚの周波数を持つ信号を生成する。この信号をフィルタにより高周波成分を排除、アンプによる増幅の後、アナログ＝デジタル変換することでフィルタ回路を減らすことが可能となる。
【０００５】
また、中間周波数信号を一切用いず、いきなりベースバンド信号の周波数でミキシングするゼロＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＝中間周波数）方式、広帯域ＩＦ方式も存在する。
【０００６】
上述するいずれの方式を採用しても、局部発振子の出力と合成を行うミキサ回路、及びそのミキサ回路を構成するための差動増幅回路は不可欠の存在である。また、差動増幅回路による乗算回路を利用したミキサ回路の先行技術としては特開２００４−１８０２８１号公報（特許文献１）などがある。
【特許文献１】特開２００４−１８０２８１号公報
【非特許文献１】Ｔｈｅ  Ｄｅｓｉｇｎ  ｏｆ  ＣＭＯＳ  Ｒａｄｉｏ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ  Ｔｈｏｍａｓ  Ｈ．Ｌｅｅ著    ＣＡＭＢＲＩＤＧＥ
【非特許文献２】無線通信とディジタル変復調技術  ＩＳＢＮ４−７８９８−３０３４−９  石井聡著    ＣＱ出版  Ｐ２９４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
以下、本発明の発明者が本発明に対する前提として認識したローカル信号と入力信号を掛け合わせるミキサ回路およびその周辺回路について図４を用いて説明する。
【０００８】
この回路は、１）ローカル信号電圧差動増幅回路８０１、２）ローカル信号電流増幅回路８０２、３）入力信号電圧差動増幅回路８０３、４）ローカル信号と入力信号とのミキサ回路８０４に大きく分けて考えられる。また、各回路のトランジスタを駆動するために、ローカル信号増幅用電源（ＬＯ  ＶＣＣ）１、ミキサ用電源（ＭＩＸ  ＶＣＣ）２、ローカル信号増幅用バイアス回路（ＬＯ  Ｂｉａｓ）３、ミキサ用バイアス回路（ＭＩＸ  Ｂｉａｓ）４も含まれる。
【０００９】
以下、ローカル信号電圧差動増幅回路８０１、ローカル信号電流増幅回路８０２、入力信号電圧差動増幅回路８０３、ミキサ回路８０４について説明する。
【００１０】
ローカル信号電圧差動増幅回路８０１は入力端子Ｆｒｅｑ  ｉｎおよびＦｒｅｑ  ｉｎ  Ｂの電位差を増幅する回路である。ここで入力端子Ｆｒｅｑ  ｉｎにはローカル信号（中間周波数信号）が入力される。また、入力端子Ｆｒｅｑ  ｉｎ  Ｂには該ローカル信号の反転信号が入力される。これら二つの端子に入力される信号の電位差をトランジスタＱ７及びトランジスタＱ８が差動電力増幅を行って、ローカル信号電流増幅回路８０２に対して出力する。このトランジスタＱ７及びトランジスタＱ８のような差動増幅を行う２つのトランジスタを以降「差動トランジスタ群」と述べる。
【００１１】
ローカル信号電圧差動増幅回路８０１を構成するトランジスタＱ７、トランジスタＱ８、抵抗Ｒ１４、抵抗Ｒ１５、抵抗Ｒ１６、抵抗Ｒ１７、抵抗Ｒ１８については、一般的な差動増幅回路と同じ特徴を有する。すなわちトランジスタＱ７及びトランジスタＱ８は同じ電気特性（増幅率等）を有する。そして、トランジスタの駆動条件（ベース・バイアス電圧等）を同じにするため、抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７は等しい抵抗値を有することになる。また、抵抗Ｒ１４の抵抗値と抵抗Ｒ１５の抵抗値も等しいものとなる。
【００１２】
なお、コンデンサＣ５、コンデンサＣ６は中間周波数信号から直流成分を取り除くためのカップリングコンデンサであり、この目的を達するための性能を持っていればよい。しかしミキサ回路８０４の差動回路としての機能を保持するため、コンデンサＣ５とコンデンサＣ６の電気特性（容量等）は等しいものとなる。
【００１３】
ローカル信号電流増幅回路８０２はローカル信号電圧差動増幅回路８０１からの出力電流を増幅する目的を有している。前述のとおり、ローカル信号電圧差動増幅回路８０１からの入力は位相が１８０度ずれたものが2本存在するため、それぞれの入力に対してエミッタ・フォロワ回路が用意されている。ローカル信号電流増幅回路８０２中ではこの二つのエミッタ・フォロワ回路は相互の影響を受けることなく独立して動作する。ただし、ミキサ回路８０４への出力は位相が１８０度ずれていること以外は振幅及び周期とも同じである必要があるため、エミッタ・フォロワ回路を構成するトランジスタＱ９、Ｑ１０は同じ電気特性（増幅率等）を有する必要がある。また、同じ理由で接地に用いる抵抗Ｒ１００及び抵抗Ｒ１０１の電気特性（抵抗値等）も同じものとなる。これらのエミッタ・フォロワ回路の特性により電圧は一定のまま電流が増幅され、ミキサ回路８０４に出力がなされる。
【００１４】
入力信号電圧差動増幅回路８０３は本図では図示しないアンテナ及びその周辺回路からの入力信号を電圧増幅することを目的とした回路である。本図では図示しないアンテナ及びその周辺回路からの入力信号はＭＩＸｉｎ１から入力される。一方ＭＩＸｉｎ１ＢにはＭＩＸｉｎ１から入力される入力信号の反転信号が入力される。なお、この入力信号は、事前にカップリングコンデンサなどで直流線分が除去されるべきである。
【００１５】
入力端子ＭＩＸｉｎ１及びＭＩＸｉｎ１Ｂからの二本の入力信号は差動トランジスタ群を構成するトランジスタＱ１、トランジスタＱ２のベース端子に接続され、電圧増幅がなされる。差動増幅を行うために、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３は定電流源を構成する。トランジスタＱ１、トランジスタＱ２の動作条件を一定とするため、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の抵抗値は同一としなければならないが、設計者は出力で期待するゲインに応じて各抵抗値を変えてやればよい。そしてトランジスタＱ１及びトランジスタＱ２のエミッタは定電流源となる抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３を経由して接地される。
【００１６】
入力端子ＭＩＸｉｎ１及びＭＩＸｉｎ１Ｂより差動信号として入力された入力信号の電圧をｖＲＦ、電圧電流変換後の該トランジスタのコレクタ端子から出力される電流をｉＲＦ、差動増幅回路を構成するＲ３の抵抗値をＲＥとすると、以下の式が成立する。
ｉＲＦ＝ｖＲＦ／ＲＥ  （式１）
このトランジスタＱ１、トランジスタＱ２のコレクタ端子から出力される信号はミキサ回路８０４のスイッチ動作を担う。入力信号電圧差動増幅回路８０３への入力が反転信号であることから、トランジスタＱ１のコレクタへの出力及びトランジスタＱ２のコレクタへの出力も互いに位相が１８０度ずれた信号となる。この二つの出力信号はトランジスタＱ３とトランジスタＱ４による一組の差動トランジスタ群及びトランジスタＱ５とトランジスタＱ６による一組の差動トランジスタ群に接続される。この、トランジスタＱ３とトランジスタＱ４とで構成される一対の差動トランジスタ群、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６とで構成される一対の差動トランジスタ群は、計二対の差動トランジスタ群により差動増幅乗算回路としての機能を発揮するミキサ回路８０４が構成される。
【００１７】
以下このミキサ回路８０４について説明する。
【００１８】
ミキサ回路８０４は増幅されたローカル信号と増幅された入力信号を乗算するための回路である。
【００１９】
トランジスタＱ３とトランジスタＱ４の差動トランジスタ群の各エミッタはトランジスタＱ１のコレクタと接続される。同様に、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６の差動トランジスタ群のエミッタにはトランジスタＱ２のコレクタが接続される。
【００２０】
トランジスタＱ３、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５、トランジスタＱ６のベースにはローカル信号電流増幅回路８０２から出力される電圧・電流増幅がされたローカル信号及びローカル信号の反転信号が入力される。具体的にはトランジスタＱ９のエミッタ端子からの出力がトランジスタＱ４及びＱ５にトランジスタＱ１０のエミッタ端子の出力がトランジスタＱ３及びＱ６にそれぞれ接続される。これにより、二組の差動トランジスタ群は該トランジスタのベース端子に入力された増幅済みのローカル信号と同じ位相で電流をスイッチするスイッチ回路として動作する。
【００２１】
すなわち、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ５に入力される信号とトランジスタＱ４及びトランジスタＱ６に入力される信号とでは位相が１８０度ずれている。これにより、トランジスタＱ３及びＱ５のベースに入力される信号の振幅電圧がトランジスタＱ４及びＱ６のベースに入力される信号の振幅電圧より大きいときは、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ５のベース・コレクタ間はオン状態に、トランジスタＱ４及びトランジスタＱ６のベース・コレクタ間はオフ状態となる。これとは逆にトランジスタＱ３及びトランジスタＱ５のベースに入力される信号の振幅電圧がトランジスタＱ４及びトランジスタＱ６のベースに入力される信号の振幅電圧より小さいときは、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ５のベース・コレクタ間はオフ状態に、トランジスタＱ４及びトランジスタＱ６のベース・コレクタ間はオン状態となる。この動作を利用してｉＲＦのスイッチ処理を行う。
【００２２】
このように、各トランジスタのベースに入力されるローカル信号と同じ位相でスイッチすることで、トランジスタＱ３とトランジスタＱ５のコレクタ（Ｏｕｔ１Ｂ）の電圧（ＶＯｕｔ１Ｂ）及びトランジスタＱ４とトランジスタＱ６のコレクタ（Ｏｕｔ１）の電圧（ＶＯｕｔ１）の差成分（ＶＯｕｔ１Ｂ−ＶＯｕｔ１）には入力信号の信号周波数とローカル信号の信号周波数の差と和の周波数成分が含まれる。
【００２３】
この出力信号Ｏｕｔ１とＯｕｔ１Ｂの間にはコンデンサＣ１を配置する。このコンデンサＣ１はローパスフィルタ回路として動作する。これにより、前述した入力信号の周波数とローカル信号の周波数の差と和の周波数成分のうち、差の周波数成分のみをＯｕｔ１及びＯｕｔ１Ｂから取り出すことが可能になる。なお、抵抗Ｒ１９及び抵抗Ｒ２０はバイアスを作るためのものであり、抵抗値が互いに等しいこと以外は設計仕様に応じて決定してよい。
【００２４】
なお、本回路にはバイアス電圧生成などのために、ローカル信号増幅用電源（ＬＯ  ＶＣＣ）１、ミキサ用電源（ＭＩＸ  ＶＣＣ）２、ローカル信号増幅用バイアス回路（ＬＯ  Ｂｉａｓ）３、ミキサ用バイアス回路（ＭＩＸ  Ｂｉａｓ）４も含まれるが、トランジスタの駆動条件を満たすためのものであり、ここでは詳述しない。
【００２５】
このミキサ回路ではローカル信号電流増幅回路８０２にエミッタ・フォロワ回路が二つ存在する。エミッタ・フォロワ回路は電力振幅を維持しつつ、電流を増幅する。ここでエミッタ・フォロワ回路には常時ローカル信号増幅用電源１からグランドに電流が流れているため常時電力を消費する。たとえばエミッタ・フォロワ1つ当たり１ｍＡのバイアス電流を流すとローカル信号電流増幅回路８０２だけで２ｍＡもの消費電流となる。携帯電話機に組み込む際にはミキサ回路はひとつではないため、実際の装置ではより大きな消費電力の増加につながる。消費電流の増大は待ち受け時間の減少につながり携帯電話機の使用に際し好ましくない。
【００２６】
本発明は、ミキサ回路で用いられるエミッタ・フォロワ回路の設計を好適なものにすることでミキサ回路の消費電流を減少させ、ひいては本ミキサ回路を採用した機器の消費電力減少、稼働時間の延長を図ることを目的とするものである。
【００２７】
かかる本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本発明の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば次のとおりである。
【００２９】
本発明はローカル信号と入力信号を乗算する差動増幅乗算回路及び電流増幅回路を含むミキサ回路であり、電流増幅回路はエミッタ・フォロワ回路を含み、エミッタ・フォロワ回路のエミッタ端子は差動増幅乗算回路中の一のトランジスタのエミッタ端子に接地されるとともに、この差動するトランジスタのベースに接続されていることを特徴とする。
【００３０】
また、上述する本発明にかかわるミキサ回路を用いて搬送波からＩＱ成分分離を行う直交ミキサ回路を構成することも可能である。この直交ミキサ回路は成分ごとに差動増幅乗算回路、ローカル信号電圧増幅回路及びローカル信号電流増幅回路を含み、ローカル信号電圧増幅回路は一対の差動トランジスタ群により入力されるローカル信号を増幅出力し、差動増幅乗算回路は二対の差動トランジスタ群を含み、ローカル信号電流増幅回路中のエミッタ・フォロワ回路のエミッタ端子は差動増幅乗算回路中の一の差動トランジスタ群のトランジスタのエミッタ端子及びベース端子に接続されるとともに、他の差動トランジスタ群のトランジスタのエミッタ端子にも接続されることを特徴とする。
【００３１】
さらに本発明を用いた直交ミキサ回路を詳述すれば以下の通りである。ローカル信号電圧増幅回路は内包する差動トランジスタ群により入力されるローカル信号及びローカル信号の反転信号（ローカル反転信号）を電圧増幅後に出力する。また、ローカル信号電流増幅回路の各エミッタ・フォロワ回路はローカル信号及びローカル反転信号を別個に電流増幅後に出力する。入力信号電圧増幅回路は内包する前記差動トランジスタ群に入力される搬送波信号及びその反転信号（搬送波反転信号）を電圧増幅後に出力する。差動増幅乗算回路は入力信号電圧増幅回路及びローカル信号電流増幅回路の出力の積に比例した出力を行う。差動増幅乗算回路の二組の差動トランジスタ群のベース端子には差動動作が可能なようにローカル信号電流増幅回路の電流増幅後のローカル信号及びローカル反転信号がそれぞれ接続される。差動増幅乗算回路の二組の差動トランジスタ群のエミッタ端子には入力信号電圧増幅回路から増幅後の搬送波信号または搬送波反転信号のいずれかが接続される。そして、ローカル信号電流増幅回路のエミッタ端子は抵抗を介して二組の差動トランジスタ群のそれぞれのエミッタ端子に接続されていることを特徴とする。
【００３２】
また、上記特徴を有する本発明の直交ミキサ回路を携帯情報端末に用いることも可能である。
【発明の効果】
【００３３】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。
【００３４】
すなわち、ローカル信号の電圧増幅後、電流利得を得るためにエミッタ・フォロワ回路を設ける際、そのエミッタをグランドに落とすのではなく、差動増幅回路から構成された積分回路のエミッタに接続する。このことで、エミッタ・フォロワ回路に流れる電流を低下させ、また、結果として受信器、適用製品全体の消費電力を低下させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明の実施の形態について図を用いて説明する。
【００３６】
（実施の形態１）
図1は本発明のミキサ回路の一実施形態を示す回路図である。
【００３７】
図１の回路と図４の回路とではローカル信号電流増幅回路８１２とローカル信号電流増幅回路８０２が相違する。よって、これについて、説明する。
【００３８】
図１のローカル信号電流増幅回路８１２も２個のトランジスタＱ５９及びトランジスタＱ６０からエミッタ・フォロワ回路が構成されている点では図４のローカル信号電流増幅回路８０２と同様である。しかし、図４のローカル信号電流増幅回路８０２を構成するトランジスタＱ９とＱ１０のエミッタ端子は抵抗Ｒ１００及びＲ１０１を介して接地されていた。
【００３９】
これに対し、図１のローカル信号電流増幅回路８１２ではトランジスタＱ５９のエミッタ端子から抵抗Ｒ１２及びＲ１３を介してミキサ回路８０４のトランジスタＱ１及びトランジスタＱ２に電流を流している。同様にトランジスタＱ６０のエミッタ端子から抵抗Ｒ１０及びＲ１１を介してミキサ回路８０４のトランジスタＱ１及びトランジスタＱ２に電流を流しているところに特徴がある。
【００４０】
入力信号電圧差動増幅回路８０３は、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２に流れるバイアス電流よりミキサ回路８０４のトランジスタＱ３、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５、トランジスタＱ６に流れるバイアス電流を少なくしても特性上問題なく動作する。したがって、抵抗Ｒ１０、抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ１２、抵抗Ｒ１３経由で流れるエミッタ・フォロワ回路向けバイアス電流により、トランジスタＱ３、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５、トランジスタＱ６に流れるバイアス電流が減少しても問題なくトランジスタＱ３、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５、トランジスタＱ６は動作する。なおかつ、トランジスタＱ５９、トランジスタＱ６０、抵抗Ｒ１０、抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ１２、抵抗Ｒ１３からなる２つのエミッタ・フォロワ回路向けバイアス電流分の消費電流を削減することができる。
【００４１】
ローカル信号電流増幅回路８１２のエミッタ・フォロワ回路により電流増幅されたローカル信号（トランジスタＱ５９，トランジスタＱ６０のエミッタ出力）はコンデンサＣ３、Ｃ４により直流成分が除去され、トランジスタＱ３、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５、トランジスタＱ６のベース端子に入力される。
【００４２】
ミキサ回路８０４のトランジスタＱ３、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５、トランジスタＱ６は各トランジスタのベースに入力されるローカル信号と同じ位相で電流をスイッチするスイッチ回路として動作する。この場合もスイッチする電流は（式１）のｉＲＦであり、ローカル信号電流増幅回路８１２中のエミッタ・フォロワ回路のバイアス電流の影響は受けない。またローカル信号電流増幅回路８１２のエミッタ・フォロワ回路は入力と出力に電圧の差はなく、ミキサの乗算回路で問題となる電圧への影響はない。
【００４３】
スイッチ動作に関しては、以下の通りである。すなわち、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ５に入力される増幅済みローカル信号とトランジスタＱ４及びトランジスタＱ６に入力される増幅済みローカル信号とでは位相が１８０度ずれている。これにより、トランジスタＱ３及びＱ５のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧がトランジスタＱ４及びＱ６のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧より大きいときは、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ５のベース・コレクタ間はオン状態に、トランジスタＱ４及びトランジスタＱ６のベース・コレクタ間はオフ状態となる。これとは逆にトランジスタＱ３及びトランジスタＱ５のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧がトランジスタＱ４及びトランジスタＱ６のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧より小さいときは、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ５のベース・コレクタ間はオフ状態に、トランジスタＱ４及びトランジスタＱ６のベース・コレクタ間はオン状態となる。この動作を利用してｉＲＦのスイッチ処理を行う。
【００４４】
ｉＲＦをトランジスタＱ３、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５、トランジスタＱ６のベースに入力されるローカル信号と同じ位相でスイッチすることでトランジスタＱ３もしくはトランジスタＱ５のコレクタ電圧とトランジスタＱ４もしくはトランジスタＱ６のコレクタ電圧の差成分（出力端子Ｏｕｔ１の電圧をＶＯｕｔ１，出力端子Ｏｕｔ１Ｂの電圧をＶＯｕｔ１ＢとするとＶＯｕｔ１―ＶＯｕｔ１Ｂ）にはトランジスタＱ３、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５、トランジスタＱ６のエミッタから入力される入力信号の周波数成分と各トランジスタのベースに入力されるローカル信号周波数成分の差と和の周波数成分が含まれることとなるのは従来例の図４のミキサ回路８０４と同様である。またコンデンサＣ１のローパスフィルタとしての動作も従来例の図４と同様である。
【００４５】
以上により、図４のミキサ回路と図1のミキサ回路は同じ動作を行う。また電流増幅回路のエミッタ・フォロワ回路の相違により、消費電流を低減でき、結果総消費電力の低減が図れる。
【００４６】
（実施の形態２）
図２は実施例1のミキサ回路を搬送波受信用直交ミキサ回路に適用した際の実施例であり、また図５はローＩＦ方式を採用した受信器のブロック図である。まず、図５を用いてローＩＦ方式を用いた８００ＭＨｚ帯ＰＤＣ方式の受信器の動作を説明する。
【００４７】
アンテナ５０１は図示しない基地局から送信される搬送波を受信し高周波電流に変換する。この高周波電流（ＰＤＣ方式では約８００ＭＨz）をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０２およびアンプ５０３で前段階処理を行う。
【００４８】
前段階処理後の信号はＩ成分用とＱ成分用に二分される。局部発振子５０５より出力されるローカル信号はＩ成分及びＱ成分に分離するために９０度位相変換器５０９によって位相を９０度ずらした信号を作成しミキサ５０４ｂに、局部発振子５０５より出力される信号をそのままミキサ５０４ａに入力する。
【００４９】
ミキサ５０４ａ，ミキサ５０４ｂは入力されたローカル信号と前段階処理後の信号を掛け合わせる。このミキサの出力をフィルタ５０６ａ、フィルタ５０６ｂを通すことで高周波成分を除去し一旦第一中間周波数（１３０MHｚ）の信号を生成する。その出力をアンプ５０７ａ、アンプ５０７ｂが増幅し、ＡＤ変換器５０８ａ、ＡＤ変換器５０８ｂがアナログデジタル変換することで復調が可能になる。
【００５０】
図２記載の回路は図５におけるアンプ５０３、ミキサ５０４ａ、ミキサ５０４ｂ、局部発振子５０５、９０度位相変換器５０９に相当する箇所である。
【００５１】
図２の搬送波受信用ミキサ回路はＩ成分向けのミキサ回路及びＱ成分向けのミキサ回路と二つ用意されるが、基本的な動作は実施例1と同様である。すなわちＩ成分向けのミキサ回路とＱ成分向けのミキサ回路とでは９０度位相のずれた（＝直交した）ローカル信号を用いてＩ成分及びＱ成分を分離抽出する点のみが相違する。したがって、ＩＱ成分特有の相違点と本回路構成上の注意点のみを述べる。また図面上の項番で「ａ」、「ｂ」のような添え字が付されているものについては、それぞれ「Ｉ成分用」「Ｑ成分用」の意味で用いる。また「トランジスタＱ「Ｉ」１」等でＩ成分用、「トランジスタＱ「Ｑ」１」等でＱ成分用の意味で用い、説明する。
【００５２】
基地局から携帯電話機への搬送波はＩＱ成分（ＩＱ層）より構成される。これは、伝送路の効率的な使用を目的として、互いに直交するサイン波、コサイン波を用いてより多くのデータを送信するために考えられた方法である。サイン波とコサイン波の位相のずれは９０度であり、互いに直交する。そして、搬送波に９０度ずれた正弦波を掛け合わせるとＩＱ成分の分離が可能となる。直交ミキサ回路はこのＩＱ成分の分離を目的としたものである。
【００５３】
図２における局部発振子６及び９０度位相変換器５はこのＩＱ成分を分離するために用いられるものである。９０度位相変換器５が局部発振子６の出力の位相を９０度ずらすことで、ＩＱ成分の分離を行う基準となるローカル信号が生成される。
【００５４】
本実施例の直交ミキサ回路でも差動動作を行っている。したがって、局部発振子６は０度及び１８０度の二つの信号を出力しているものとする。
【００５５】
局部発振子６及び９０度位相変換器５の出力をそれぞれＩＱ成分ごとのローカル信号としてＩ成分用ローカル信号電圧差動増幅回路８０１ａ、Ｑ成分用ローカル信号電圧差動増幅回路８０１ｂに入力する。なお、Ｉ成分用ローカル信号電圧差動増幅回路８０１ａ、Ｑ成分用ローカル信号電圧差動増幅回路８０１ｂ内の動作は実施例１と同様である。
【００５６】
一方、図２では図示しないアンテナ及びその周辺回路から送られてきた入力信号（搬送波信号）はＭＩＸｉｎ１及びＭＩＸｉｎ１Ｂ端子より、入力信号電圧差動増幅回路８０３ａ、入力信号電圧差動増幅回路８０３ｂに分岐して入力される。実施例1で説明したように各入力信号増幅回路が入力信号の電圧増幅を行った後、ミキサ回路８０４a、ミキサ回路８０４ｂそれぞれに出力される。ミキサ回路８０４a、ミキサ回路８０４ｂの回路構成自体は特に実施例1と相違するものではない。しかし、入力される増幅後のローカル信号が互いに９０度位相がずれているために、直交しているI成分の信号とQ成分の信号が分離して抽出することが可能となる。この分離した信号をＩｏｕｔ１、Ｉｏｕｔ１Ｂ、Ｑｏｕｔ１、Ｑｏｕｔ１Ｂとして出力する。
【００５７】
なお、一つの入力信号から２つの成分（Ｉ成分及びＱ成分）の抽出を行うため、及び、差動増幅器の機能確保のために以下の条件を具備することが望ましい。
【００５８】
・トランジスタＱＩ１、ＱＩ２、ＱＱ１、ＱＱ２：電気的特性（増幅率等）が同一。
【００５９】
・トランジスタＱＩ３，ＱＩ４，ＱＩ５、ＱＩ６及びトランジスタＱＱ３，ＱＱ４，ＱＱ５、ＱＱ６：電気的特性同一。
【００６０】
・トランジスタＱＩ７、ＱＩ８、ＱＱ７，ＱＱ８：電気特性同一。
【００６１】
・トランジスタＱＩ９、ＱＩ１０、ＱＱ９、ＱＱ１０：電気特性同一。
【００６２】
・抵抗ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＱ１、ＲＱ２：抵抗値同一。
【００６３】
・抵抗ＲＩ３、ＲＱ３：抵抗値同一。
【００６４】
・抵抗ＲＩ６、ＲＩ７、ＲＱ６、ＲＱ７：抵抗値同一。
【００６５】
・抵抗ＲＩ８、ＲＩ９、ＲＱ８、ＲＱ９：抵抗値同一。
【００６６】
・抵抗ＲＩ１４、ＲＩ１５、ＲＱ１４、ＲＱ１５：抵抗値同一。
【００６７】
・抵抗ＲＩ１６、ＲＩ１７、ＲＱ１６、ＲＱ１７：抵抗値同一。
【００６８】
・抵抗ＲＩ１８、ＲＱ１８：抵抗値同一。
【００６９】
・抵抗ＲＩ１９、ＲＩ２０、ＲＱ１９、ＲＱ２０：抵抗値同一。
【００７０】
・抵抗ＲＩ１０、ＲＩ１１、ＲＩ１２、ＲＩ１３、ＲＱ１０、ＲＱ１１、ＲＱ１２、ＲＱ１３：抵抗値同一。
【００７１】
・コンデンサＣＩ１、ＣＱ１：容量同一。
【００７２】
・コンデンサＣＩ３、ＣＩ４、ＣＱ３、ＣＱ４：容量同一。
【００７３】
・コンデンサＣＩ５、ＣＩ６、ＣＱ５、ＣＱ６：容量同一。
【００７４】
また、トランジスタ及び差動増幅回路の機能確保のために、以下の電圧条件を満たすものとする。
【００７５】
・ローカル信号増幅用電源１、ミキサ用電源２：正電圧
・トランジスタＱＩ１、ＱＩ２、ＱＱ１、ＱＱ２：ベース電圧同一。
【００７６】
・トランジスタＱＩ３、ＱＩ４、ＱＩ５、ＱＩ６、ＱＱ３、ＱＱ４、ＱＱ５、ＱＱ６：ベース電圧同一。
【００７７】
・トランジスタＱＩ７、ＱＩ８、ＱＱ７、ＱＱ８：ベース電圧同一。
【００７８】
・トランジスタＱＩ９、ＱＩ１０、ＱＱ９、ＱＱ１０：ベース電圧同一。
【００７９】
このようにすることで、復調時における入力信号のＩ成分、Ｑ成分のバランスがとれ、適切な復調が可能になる。
【００８０】
（実施の形態３）
実施の形態２では入力信号電圧差動増幅回路８０３ａ、入力信号電圧差動増幅回路８０３ｂで入力信号を増幅していた。しかし、回路設計上駆動力に余裕があれば図3のようにひとつの入力信号電圧差動増幅回路８０３で信号電圧を増幅することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
各実施例に記載されたミキサ回路及び直交ミキサ回路は受信器を含む携帯情報端末で主に用いられる。具体的には携帯電話機、ＰＨＳ端末、近距離無線通信に用いる無線ＬＡＮカード及びＢＬＵＥＴＯＯＴＨ（ＴＭ）カード等があげられるが、これらに限定するものではない。また本発明ではスーパーヘテロダイン方式、ローＩＦ方式、ゼロＩＦ方式、広帯域ＩＦ方式の各受信器を想定してミキサの説明をしたが、必ずしもこれらには限定されない。更に利用分野は受信器に限定されず、送信器等に用いることも考えられる。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明のミキサ回路を表す回路図である。
【図２】本発明のミキサ回路を用いて構成したＩＱ成分分離を行う直交ミキサにかかわる回路図である。
【図３】本発明のミキサ回路を用いて構成したＩＱ成分分離を行う別の実施例の直交ミキサにかかわる回路図である。
【図４】従来のミキサ回路を表す回路図である。
【図５】一般的なローＩＦ方式を用いた受信器を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００８３】
１．  ローカル信号増幅用電源、２．  ミキサ用電源
３．  ローカル信号増幅用バイアス回路、４．  ミキサ用バイアス回路
８０１、８０１ａ、８０１ｂ  ローカル信号電圧差動増幅回路
８０２、８１２、８１２ａ、８１２ｂ  ローカル信号電流増幅回路
８０３、８０３ａ、８０３ｂ  入力信号電圧差動増幅回路
８０４、８０４ａ、８０４ｂ  ミキサ回路。
【図１】
2008131566.tif 000003
【図２】
2008131566.tif 000004
【図３】
2008131566.tif 000005
【図４】
2008131566.tif 000006
【図５】
2008131566.tif 000007