(57)【要約】【課題】  送話信号からスピーカが発する音声成分を広い周波数帯域に亘ってキャンセルして、ハウリングの発生を防止できる低コストの通話装置を提供する。【解決手段】  Ａ／Ｄ変換回路３１は、Ａ／Ｄ変換回路３０がマイクロホンＭ１からの音声信号をＡ／Ｄ変換したタイミングから周波数ｆ１の音波に対する遅延時間経過したときにマイクロホンＭ２からの音声信号をＡ／Ｄ変換し、推測回路３２２〜３２ｎは、マイクロホンＭ２で集音した音声信号の周波数ｆ１の成分に対する周波数ｆ２〜ｆｎの成分の位相差をずれ時間Ｔｈ２〜Ｔｈｎとし、Ａ／Ｄ変換回路３１の出力に基づいて、Ａ／Ｄ変換回路３１がＡ／Ｄ変換するタイミングからずれ時間Ｔｈ２〜ＴｈｎずれたタイミングでマイクロホンＭ２から出力される音声信号を推測し、減衰回路３５１〜３５ｎ、演算回路３６ａを介してスピーカＳＰからの音声を低減させる。【選択図】図１
2008131625.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝達された音声情報を出力するスピーカと、音声を集音して音声信号を出力する第１のマイクロホンと、スピーカからの距離が第１のマイクロホンより遠い位置に配置され、音声を集音して音声信号を出力する第２のマイクロホンと、前記第１，第２のマイクロホンが出力する各音声信号を信号処理して伝達する信号処理部とを備え、
前記信号処理部は、
第１のマイクロホンが出力する音声信号をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換手段と、
第１，第２のマイクロホンとスピーカとの各距離の差に相当する第１の周波数の音波の伝達時間を遅延時間として、第１のＡ／Ｄ変換手段が第１のマイクロホンからの音声信号をＡ／Ｄ変換したタイミングから前記遅延時間経過したときに第２のマイクロホンからの音声信号をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換手段と、
第１，第２のマイクロホンのいずれか一方で集音した音声信号の第１の周波数の成分に対する第２の周波数の成分の位相差をずれ時間とし、一方のマイクロホンが出力する音声信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段の出力に基づいて、当該Ａ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換するタイミングから前記ずれ時間ずれたタイミングで一方のマイクロホンから出力される音声信号を推測する推測手段と、
スピーカからの音声に対する前記第１，第２のマイクロホンの各出力レベルを第１，第２の周波数を各々含む周波数帯域毎に一致させる処理を、前記一方のＡ／Ｄ変換手段および推測手段の各出力と前記他方のＡ／Ｄ変換手段の出力との少なくとも一方に施すレベル調整手段と、
レベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の差を出力する演算手段とを具備する
ことを特徴とする通話装置。
【請求項２】
前記推測手段は、第２のマイクロホンで集音した音声信号の第１の周波数の成分に対する第２の周波数の成分の位相差をずれ時間とし、第２のＡ／Ｄ変換手段の出力に基づいて、第２のＡ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換するタイミングから前記ずれ時間ずれたタイミングで第２のマイクロホンから出力される音声信号を推測することを特徴とする請求項１記載の通話装置。
【請求項３】
前記推測手段は、第１のマイクロホンで集音した音声信号の第１の周波数の成分に対する第２の周波数の成分の位相差をずれ時間とし、第１のＡ／Ｄ変換手段の出力に基づいて、第１のＡ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換するタイミングから前記ずれ時間ずれたタイミングで第１のマイクロホンから出力される音声信号を推測することを特徴とする請求項１記載の通話装置。
【請求項４】
前記推測手段は、一方のＡ／Ｄ変換手段が連続して出力した２つのデジタル値を結ぶ直線に沿って音声信号が推移していると近似し、当該直線に基づいて前記推測動作を行うことを特徴とする請求項１乃至３いずれか記載の通話装置。
【請求項５】
前記一方のＡ／Ｄ変換手段の出力から第１の周波数を含む周波数帯域を通過させ、さらに前記推測手段の出力から第２の周波数を含む周波数帯域を通過させる第１のフィルタ手段と、前記他方のＡ／Ｄ変換手段の出力を前記周波数帯域毎に分離して通過させる第２のフィルタ手段とを備え、前記演算手段は、第１，第２のフィルタ手段およびレベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の前記周波数帯域毎の差を加算して出力することを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の通話装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通話装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、インターホンシステム等で屋内に設置される通話装置があり、他の場所に設置された通話装置からの音声を出力するスピーカや、他の通話装置へ伝達する音声を入力するマイクロホン等を備えている。
【０００３】
そして、スピーカから発生した音声がマイクロホンに回り込むとハウリングが生じることになるから、様々なハウリング防止対策が採られている。例えば、スピーカと一対のマイクロホンとを備えて、両マイクロホンとスピーカとの距離の差に相当する音波の遅延時間だけスピーカに近いほうのマイクロホンの出力を遅延させる遅延回路と、両マイクロホンとスピーカとの距離の差に相当するレベル調整を行なってスピーカからの音声に対する両マイクロホンの出力レベルを一致させるレベル調整増幅回路と、遅延回路とレベル調整増幅回路とを通った両マイクロホンの出力を両入力とする差動増幅回路とを設け、差動増幅回路の出力を送話信号とする通話装置が提案された。
【０００４】
この通話装置では、両マイクロホンでスピーカからの音声を拾った後、遅延およびレベル調整を行なって両マイクロホンに入力されるスピーカからの音声成分を差動増幅回路で相殺することで、スピーカからの音声成分のみを除去して（キャンセル処理）、ハウリングを防止しようとしている。（例えば、特許文献１，２参照）。
【特許文献１】特開平１１−４１３４２号公報
【特許文献２】特許第３２２６１２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、スピーカから発せられた音声はマイクロホンに伝達されて音声信号に変換されるが、スピーカからマイクロホンへ伝わる音波の伝達関数は周波数特性を有しており、マイクロホンで集音される音声の位相、振幅は、周波数に依存している。したがって、上記特許文献１，２のような従来の構成では、特定の周波数近傍ではスピーカからの音声成分をキャンセルできるが、広い周波数帯域に亘ってスピーカからの音声成分をキャンセルすることはできなかった。また、コスト低減の要望もある。
【０００６】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、送話信号からスピーカが発する音声成分を広い周波数帯域に亘ってキャンセルして、ハウリングの発生を防止できる低コストの通話装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１の発明は、伝達された音声情報を出力するスピーカと、音声を集音して音声信号を出力する第１のマイクロホンと、スピーカからの距離が第１のマイクロホンより遠い位置に配置され、音声を集音して音声信号を出力する第２のマイクロホンと、前記第１，第２のマイクロホンが出力する各音声信号を信号処理して伝達する信号処理部とを備え、前記信号処理部は、第１のマイクロホンが出力する音声信号をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換手段と、第１，第２のマイクロホンとスピーカとの各距離の差に相当する第１の周波数の音波の伝達時間を遅延時間として、第１のＡ／Ｄ変換手段が第１のマイクロホンからの音声信号をＡ／Ｄ変換したタイミングから前記遅延時間経過したときに第２のマイクロホンからの音声信号をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換手段と、第１，第２のマイクロホンのいずれか一方で集音した音声信号の第１の周波数の成分に対する第２の周波数の成分の位相差をずれ時間とし、一方のマイクロホンが出力する音声信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段の出力に基づいて、当該Ａ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換するタイミングから前記ずれ時間ずれたタイミングで一方のマイクロホンから出力される音声信号を推測する推測手段と、スピーカからの音声に対する前記第１，第２のマイクロホンの各出力レベルを第１，第２の周波数を各々含む周波数帯域毎に一致させる処理を、前記一方のＡ／Ｄ変換手段および推測手段の各出力と前記他方のＡ／Ｄ変換手段の出力との少なくとも一方に施すレベル調整手段と、レベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の差を出力する演算手段とを具備することを特徴とする。
【０００８】
この発明によれば、周波数帯域毎に送話信号からスピーカが発する音声成分をキャンセルするので、広い周波数帯域に亘ってハウリングの発生を防止できる。さらに、推測手段によってＡ／Ｄ変換していない周波数の音声信号を推測するので、高速で動作するＡ／Ｄ変換手段または多数のＡ／Ｄ変換手段が必要なく、コスト低減、回路規模の縮小、小型化を図ることができる。すなわち、送話信号からスピーカが発する音声成分を広い周波数帯域に亘ってキャンセルして、ハウリングの発生を防止できる低コストの通話装置を提供することができる。
【０００９】
請求項２の発明は、請求項１において、前記推測手段は、第２のマイクロホンで集音した音声信号の第１の周波数の成分に対する第２の周波数の成分の位相差をずれ時間とし、第２のＡ／Ｄ変換手段の出力に基づいて、第２のＡ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換するタイミングから前記ずれ時間ずれたタイミングで第２のマイクロホンから出力される音声信号を推測することを特徴とする。
【００１０】
この発明によれば、推測手段によって第２のマイクロホンが出力する音声信号を推測するので、高速で動作する第２のＡ／Ｄ変換手段または多数の第２のＡ／Ｄ変換手段が必要なく、コスト低減、回路規模の縮小、小型化を図ることができる。
【００１１】
請求項３の発明は、請求項１において、前記推測手段は、第１のマイクロホンで集音した音声信号の第１の周波数の成分に対する第２の周波数の成分の位相差をずれ時間とし、第１のＡ／Ｄ変換手段の出力に基づいて、第１のＡ／Ｄ変換手段がＡ／Ｄ変換するタイミングから前記ずれ時間ずれたタイミングで第１のマイクロホンから出力される音声信号を推測することを特徴とする。
【００１２】
この発明によれば、推測手段によって第１のマイクロホンが出力する音声信号を推測するので、高速で動作する第１のＡ／Ｄ変換手段または多数の第１のＡ／Ｄ変換手段が必要なく、コスト低減、回路規模の縮小、小型化を図ることができる。
【００１３】
請求項４の発明は、請求項１乃至３いずれかにおいて、前記推測手段は、一方のＡ／Ｄ変換手段が連続して出力した２つのデジタル値を結ぶ直線に沿って音声信号が推移していると近似し、当該直線に基づいて前記推測動作を行うことを特徴とする。
【００１４】
この発明によれば、Ａ／Ｄ変換していない音声信号を、簡単な方法で推測することができる。
【００１５】
請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかにおいて、前記一方のＡ／Ｄ変換手段の出力から第１の周波数を含む周波数帯域を通過させ、さらに前記推測手段の出力から第２の周波数を含む周波数帯域を通過させる第１のフィルタ手段と、前記他方のＡ／Ｄ変換手段の出力を前記周波数帯域毎に分離して通過させる第２のフィルタ手段とを備え、前記演算手段は、第１，第２のフィルタ手段およびレベル調整手段を通過した第１，第２のマイクロホンの音声信号の前記周波数帯域毎の差を加算して出力することを特徴とする。
【００１６】
この発明によれば、フィルタ手段によって周波数帯域毎に分割して送話信号からスピーカが発する音声成分をキャンセルするので、確実にハウリングの発生を防止できる。
【発明の効果】
【００１７】
以上説明したように、本発明では、送話信号からスピーカが発する音声成分を広い周波数帯域に亘ってキャンセルして、ハウリングの発生を防止できる低コストの通話装置を提供することができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１９】
（実施形態１）
本実施形態の通話装置Ａは図２〜図４に示され、後面に開口を形成したボディＡ１０と、ボディＡ１０の開口に覆設したカバーＡ１１とでハウジングＡ１を構成し、ハウジングＡ１内に、スピーカＳＰ、マイクロホン基板ＭＢ１、通話スイッチＳＷ１、音声処理部１０を備える。
【００２０】
音声処理部１０は、図４に示すように、通信部１０ａ、エコーキャンセル部１０ｂ，１０ｃ、増幅部１０ｄ、信号処理部１０ｅを備えたＩＣで構成され、ハウジングＡ１内に配置される。他の部屋等に設置されている通話装置Ａから情報線Ｌｓを介して送信された音声信号は、通信部１０ａで受信され、エコーキャンセル部１０ｂを介して増幅部１０ｄで増幅された後、スピーカＳＰから出力される。また、通話スイッチＳＷ１を操作することで通話可能状態となり、マイクロホン基板ＭＢ１上のマイクロホンＭ１（第１のマイクロホン），マイクロホンＭ２（第２のマイクロホン）から入力された各音声信号は信号処理部１０ｅで後述する信号処理を施された後、エコーキャンセル部１０ｃを通過し、通信部１０ａから情報線Ｌｓを介して他の部屋等に設置されている通話装置Ａへ送信される。すなわち、部屋間で双方向の通話が可能なインターホンとして機能するものである。なお、通話装置Ａの電源は、設置場所の近傍に設けたコンセントから供給されるか、あるいは情報線Ｌｓを介して供給されてもよい。
【００２１】
スピーカＳＰは、図２に示すように、冷間圧延鋼板（ＳＰＣＣ，ＳＰＣＥＮ）、電磁軟鉄（ＳＵＹ）等の厚み０．８ｍｍ程度の鉄系材料で形成されて一端を開口した円筒状のヨーク２０を具備し、ヨーク２０の開口端から外側に向かって円形の支持体２１が延設されている。
【００２２】
ヨーク２０の筒内にはネオジウムで形成された円柱型永久磁石２２（例えば、残留磁束密度１．３９Ｔ〜１．４３Ｔ）を配置し、ドーム型の振動板２３の外周側の縁部が支持体２１の縁端面に固定されている。
【００２３】
振動板２３は、ＰＥＴ（PolyEthyleneTerephthalate）またはＰＥＩ（Polyetherimide）等の熱可塑性プラスチック（例えば、厚み１２μｍ〜５０μｍ）で形成される。振動板２３の背面には筒状のボビン２４が固定されており、このボビン２４の後端にはクラフト紙の紙管にポリウレタン銅線（例えば、φ０．０５ｍｍ）を巻回することによって形成されたボイスコイル２５が設けられている。ボビン２４およびボイスコイル２５は、ボイスコイル２５がヨーク２０の開口端に位置するように設けられており、ヨーク２０の開口端近傍を前後方向に自在に移動する。
【００２４】
ボイスコイル２５のポリウレタン銅線に音声信号を入力すると、この音声信号の電流と永久磁石２２の磁界とにより、ボイスコイル２５に電磁力が発生するため、ボビン２４が振動板２３を伴なって前後方向に振動させられる。このとき、振動板２３から音声信号に応じた音が発せられる。すなわち、動電型のスピーカＳＰが構成される。
【００２５】
そして、スピーカＳＰの振動板２３が対向するハウジングＡ１の前面内側には、リブ１１が形成されており、スピーカＳＰの円形の支持体２１の外周端部から前面側に突出した凸部２１ａの端面がリブ１１に当接し、振動板２３がハウジングＡ１の前面に内側から対向する状態でスピーカＳＰが固定される。
【００２６】
ハウジングＡ１内にスピーカＳＰが固定されると、ハウジングＡ１の前面内側とスピーカＳＰの表面側（振動板２３側）とで囲まれた空間である前気室Ｂｆ、ハウジングＡ１の後面内側および側面内側とスピーカＳＰの裏面側（ヨーク２０側）とで囲まれた空間である後気室Ｂｒが形成される。前気室Ｂｆは、ハウジングＡ１の前面に複数設けた音孔１２を介して外部に連通している。後気室Ｂｒは、スピーカＳＰの支持体２１の端部とハウジングＡ１の内面のリブ１１とが密着することで、前気室Ｂｆとは絶縁した（連通していない）空間となり、さらにカバーＡ１１がボディＡ１０の後面開口に密着することで、外部とも絶縁した密閉された空間となっている。
【００２７】
次に、マイクロホン基板ＭＢ１は、図５に示すように、マイクロホンのベアチップＢＣ１とＩＣＫａ１との対、マイクロホンのベアチップＢＣ２とＩＣＫａ２との対をモジュール基板２の一面２ａに各々実装し、ベアチップＢＣ１、ＩＣＫａ１、モジュール基板２上の配線パターン（図示無し）の各間、およびベアチップＢＣ２、ＩＣＫａ２、モジュール基板２上の配線パターン（図示無し）の各間をワイヤＷで各々接続（ワイヤボンティング）した後、ベアチップＢＣ１とＩＣＫａ１の対を覆うようにシールドケースＳＣ１を実装し、ベアチップＢＣ２とＩＣＫａ２の対を覆うように、シールドケースＳＣ２を実装することで、ベアチップＢＣ１、ＩＣＫａ１、シールドケースＳＣ１で構成されるマイクロホンＭ１、ベアチップＢＣ２、ＩＣＫａ２、シールドケースＳＣ２で構成されるマイクロホンＭ２を備えている。
【００２８】
ベアチップＢＣ（ベアチップＢＣ１またはＢＣ２）は、図６に示すように、シリコン基板１ｂに穿設した孔１ｃを塞ぐようにシリコン基板１ｂの一面側にＳｉ薄膜１ｄが形成され、このＳｉ薄膜１ｄとの間にエアーギャップ１ｅを介して電極１ｆが形成され、さらに音声信号を出力するパッド１ｇが設けられており、コンデンサ型のシリコンマイクロホンを構成している。そして、外部からの音響信号がＳｉ薄膜１ｄを振動させることで、Ｓｉ薄膜１ｄと電極１ｆとの間の静電容量が変化して電荷量が変化し、この電荷量の変化に伴ってパッド１ｇ，１ｇから音響信号に応じた電流が流れる。このベアチップＢＣは、シリコン基板１ｂをモジュール基板２上にダイボンディングし、特にベアチップＢＣ２のＳｉ薄膜１ｄは、モジュール基板２に穿設した音孔Ｆ２に対向している。
【００２９】
そして、マイクロホンＭ１は、音孔Ｆ１を穿設したシールドケースＳＣ１の底面側を集音面とし、マイクロホンＭ２は、音孔Ｆ２を穿設したモジュール基板２への実装面側を集音面として、互いに逆方向となるモジュール基板２の両面方向に集音面を有するものになる。このように構成されたマイクロホン基板ＭＢ１は、モジュール基板２の一面２ａにマイクロホンＭ１，Ｍ２の両方を実装しているので、マイクロホン基板ＭＢ１の厚さを薄くできる。
【００３０】
図７（ａ）は、マイクロホン基板ＭＢ１を、モジュール基板２の一面２ａ側から見た平面図であり、モジュール基板２は、マイクロホンＭ１を配置する矩形部２ｆと、マイクロホンＭ２を配置する矩形部２ｇと、矩形部２ｆ，２ｇ間を連結する連結部２ｈとで構成され、矩形部２ｇは矩形部２ｆより大きく形成される。そして、矩形部２ｇの縁部に沿って、負電源パッドＰ１，正電源パッドＰ２，出力１パッドＰ３，出力２パッドＰ４が設けられている。
【００３１】
そして、図７（ｂ）に示すように、負電源パッドＰ１には外部から供給される電源電圧の負側、正電源パッドＰ２には電源電圧の正側が接続されて、モジュール基板２上の配線パターンを介してマイクロホンＭ１，Ｍ２に電源を供給している。また、出力１パッドＰ３からは、マイクロホンＭ１が集音した音声信号がモジュール基板２上の配線パターンを介して出力され、出力２パッドＰ４からは、マイクロホンＭ２が集音した音声信号がモジュール基板２上の配線パターンを介して出力される。なお、出力パッドＰ３，Ｐ４から出力される音声信号のグランドは、負電源パッドＰ１で兼用される。
【００３２】
このように、マイクロホンＭ１，Ｍ２の電源を共通の負電源パッドＰ１、正電源パッドＰ２から供給し、さらにマイクロホンＭ１，Ｍ２の各出力のグランドを負電源パッドＰ１で兼用することで、パッドの数を減らすことができ、構成が簡単になる。
【００３３】
次に、マイクロホン基板ＭＢ１の動作について説明する。
【００３４】
まず、集音した音響信号に応じてベアチップＢＣ１，ＢＣ２から流れる各電流は、ＩＣＫａ１，Ｋａ２によってインピーダンス変換されるとともに電圧信号に変換され、音声信号として出力１パッドＰ３、出力２パッドＰ４から各々出力される。
【００３５】
ＩＣＫａ（ＩＣＫａ１またはＫａ２）は、図８の回路構成を備えており、電源パッドＰ１，Ｐ２から供給される電源電圧＋Ｖ（例えば５Ｖ）を定電圧Ｖｒ（例えば１２Ｖ）に変換するチップＩＣからなる定電圧回路Ｋｂを備えており、抵抗Ｒ１１とベアチップＢＣとの直列回路に定電圧Ｖｒが印加され、抵抗Ｒ１１とベアチップＢＣとの接続中点はコンデンサＣ１１を介してジャンクション型のＪ−ＦＥＴ素子Ｓ１１のゲート端子に接続される。Ｊ−ＦＥＴ素子Ｓ１１のドレイン端子は動作電源＋Ｖに接続され、ソース端子は抵抗Ｒ１２を介して電源電圧の負側に接続される。ここで、Ｊ−ＦＥＴ素子Ｓ１１は電気インピーダンスの変換用であり、このＪ−ＦＥＴ素子Ｓ１１のソース端子の電圧が音声信号として出力される。なお、ＩＣＫａのインピーダンスの変換回路は、上記構成に限定されるものではなく、例えばオペアンプによるソースフォロワ回路の機能を有する回路であってもよく、または必要に応じてＩＣＫａ内に音声信号の増幅回路を設けてもよい。
【００３６】
そして、マイクロホン基板ＭＢ１は、上記のようにモジュール基板２上の配線パターンを介して信号伝達、給電を行うことで、信号線、給電線を効率よく構成できるとともに、ハウジングＡ１の外面に取付可能となる。本実施形態では、モジュール基板２の一面２ａをハウジングＡ１の前面外側に沿って配置し、マイクロホンＭ１はハウジングＡ１前面の開口１３を挿通して集音面を前気室Ｂｆに向けており、シールドケースＳＣ１の底面に穿設したマイクロホンＭ１の音孔Ｆ１はスピーカＳＰの振動板２３に対向し、音孔Ｆ１を介してスピーカＳＰが発する音声を確実に集音することができる。また、マイクロホンＭ２は、ハウジングＡ１の前面に設けた凹部１４に嵌合し、モジュール基板２に穿設したマイクロホンＭ２の音孔Ｆ２はスピーカＳＰの出力方向に向かってハウジングＡ１の外部（前方）に面しているので、音孔Ｆ２を介して伝達される、通話装置Ａの前方に位置する話者からの音声を確実に集音することができる。なお、スピーカＳＰの中心から各マイクロホンＭ１，Ｍ２の中心までの距離をそれぞれＸ１，Ｘ２とすると、Ｘ１＜Ｘ２となる。
【００３７】
また、スピーカＳＰの裏面が面する後気室Ｂｒは、ハウジングＡ１内で密閉されるので、スピーカＳＰの裏面から放射される音声は後気室Ｂｒから漏れ難くなり、スピーカＳＰとマイクロホンＭ２との音響結合を低減させている。さらにスピーカＳＰの裏面（振動板２３の裏面）から放射される音は、スピーカＳＰの表面（振動板２３の表面）から放射される音と位相が反転しており、このスピーカＳＰの裏面から放射される音が前方に回り込むと、スピーカＳＰの表面から放射される音と互いに打ち消しあって、スピーカＳＰの放射音圧が低下し、前方にいる話者にはスピーカＳＰが発する音声が聞こえ難いものとなるが、上記のようにスピーカＳＰの裏面から放射される音はハウジングＡ１の外部に漏れ難いので、上記回り込みによるスピーカＳＰの放射音圧の低下を防いでいる。
【００３８】
また、マイクロホンＭ２を収納した凹部１４は後気室Ｂｒと連通していない分離された空間であるので、マイクロホンＭ２はスピーカＳＰの発する音声をさらに集音し難くなり、スピーカＳＰとマイクロホンＭ２との音響結合をさらに低減させている。すなわち、上記構成によって、スピーカＳＰが発する音声と話者の発する音声とをマイクロホンＭ１，Ｍ２で分離して集音しているのである。
【００３９】
また、マイクロホン基板ＭＢ１をハウジングＡ１内に配置すると前気室Ｂｆと後気室Ｂｒとの間の空間的な絶縁を維持することが困難であるが、本実施形態のようにマイクロホン基板ＭＢ１をハウジングＡ１の外面に取り付けることで、前気室Ｂｆと後気室Ｂｒとの間の空間的な絶縁を維持することができる。
【００４０】
そして、本実施形態では、スピーカＳＰの音声出力をマイクロホンＭ１，Ｍ２が拾うことで発生するハウリングを防止するために、以下の構成を備えている。
【００４１】
まず、音声処理部１０に収納されている信号処理部１０ｅは、図１に示すように、Ａ／Ｄ変換回路３０，３１と、推測回路３２２〜３２ｎと、バンドパスフィルタ３３１〜３３ｎと、バンドパスフィルタ３４１〜３４ｎと、減衰回路３５１〜３５ｎと、演算回路３６ａと、タイミング制御部３７とで構成される。Ａ／Ｄ変換回路３０，３１の各動作は、タイミング制御部３７によって制御されており、以下、各回路の動作について図９〜図１４を用いて説明する。
【００４２】
まず、マイクロホンＭ１は、集音面がスピーカＳＰに向かって実装されており、通話装置Ａの前方に位置する話者Ｈ（図１参照）が発する音声（送話音声）よりも、スピーカＳＰが発する音声を感度よく集音する。一方、マイクロホンＭ２は、集音面が前方に向かって配置されており、スピーカＳＰが発する音声よりも、通話装置Ａの前方に位置する話者Ｈが発する音声を感度よく集音する。
【００４３】
すなわち、マイクロホンＭ１が出力する音声信号Ｙ１１は、スピーカＳＰが発する音声に対しては感度が高く振幅が大きくなるが、話者Ｈが発する音声に対しては感度が低く振幅が小さくなる。また、マイクロホンＭ２が出力する音声信号Ｙ２１は、話者Ｈが発する音声に対しては感度が高く振幅が大きくなるが、スピーカＳＰが発する音声に対しては感度が低く振幅が小さくなる。
【００４４】
さらに、送話時には、話者Ｈが発する音声とスピーカＳＰが発する音声との両方がマイクロホンＭ１，Ｍ２にて集音されるが、スピーカＳＰの中心から各マイクロホンＭ１，Ｍ２の中心までの距離Ｘ１，Ｘ２はＸ１＜Ｘ２であるので、スピーカＳＰからの音声に対しては、マイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１１とマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１との間に位相差が生じ、両マイクロホンＭ１，Ｍ２とスピーカＳＰとの距離の差（Ｘ２−Ｘ１）に相当する音波の遅延時間［Ｔｄ＝（Ｘ２−Ｘ１）／Ｖｓ］（Ｖｓは音速）だけ、マイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１１に比べてマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１の位相が遅れる（図９（ａ）（ｂ）参照）。この遅延時間Ｔｄは、理想的な条件下（例えば、点音源、ハウジング密閉構造、回路構成のＣＲのバラツキがない等）では、スピーカＳＰが発する音声の周波数に依存せず周波数に対して一定であるが、実際には理想的な条件下ではないのでスピーカＳＰが発する音声の周波数に依存している。
【００４５】
また、スピーカＳＰからの音声に対する音声信号Ｙ１１，Ｙ１２の振幅も上記同様に、理想的な条件下では、スピーカＳＰが発する音声の周波数に依存せず周波数に対して一定であるが、実際には理想的な条件下ではないのでスピーカＳＰが発する音声の周波数に依存している。
【００４６】
一方、マイクロホンＭ１，Ｍ２と話者Ｈとの各距離は等しいとみなせるので、話者Ｈが発する音声に対しては、両マイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号Ｙ１１，Ｙ２１は、略同一位相となる。
【００４７】
そして、Ａ／Ｄ変換回路３０は、マイクロホンＭ１のアナログの音声信号Ｙ１１をデジタル信号に変換し、Ａ／Ｄ変換回路３１は、マイクロホンＭ２のアナログの音声信号Ｙ２１をデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換回路３０のＡ／Ｄ変換動作は、タイミング制御部３７が出力する制御信号Ｓｉ１の立ち上がりに同期して行われ、Ａ／Ｄ変換回路３１のＡ／Ｄ変換動作は、タイミング制御部３７が出力する制御信号Ｓｉ２の立ち上がりに同期して行われており、本実施形態の制御信号Ｓｉ１、Ｓｉ２の周波数は８〜１６ＫＨｚに設定されて、各Ａ／Ｄ変換回路における変換周期Ｔ１＝６２．５〜１２５μｓｅｃとしている。さらに、スピーカＳＰが発する周波数ｆ１（第１の周波数）の音声に対して、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１の位相がマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１１に比べて遅延時間Ｔｄ１だけ遅れていることから、クロック信号Ｓｉ２をクロック信号Ｓｉ１に対して遅延時間Ｔｄ１遅れて発生させるようにタイミング制御部３７の動作を予め設定しておくことで、マイクロホンＭ１，Ｍ２が出力する各音声信号Ｙ１１，Ｙ２１が周波数ｆ１で同一位相となる箇所をＡ／Ｄ変換している（図９（ｃ）（ｄ））。
【００４８】
また、Ａ／Ｄ変換回路３０、３１は、ΣΔ方式でＡ／Ｄ変換を行っており、ΣΔ方式の特徴であるノイズのみの周波数伝達特性を変化させてノイズ成分を信号成分より高い周波数領域に分布させるノイズシェーピングによって高いＳ／Ｎ比でのＡ／Ｄ変換が可能となり、さらには殆どの処理がデジタルで行われることによってＩＣ化が容易となる。なお、Ａ／Ｄ変換の分解能は、１６ｂｉｔ，１４ｂｉｔ，１２ｂｉｔのいずれかを用いる。
【００４９】
そして、Ａ／Ｄ変換回路３０からは、マイクロホンＭ１が出力する音声信号をＡ／Ｄ変換したデジタル値ａ１，ｂ１，ｃ１，ｄ１，ｅ１，………で構成される音声信号Ｙ１２が出力され（図９（ｅ）参照）、Ａ／Ｄ変換回路３１からは、マイクロホンＭ２が出力する音声信号をＡ／Ｄ変換したデジタル値ａ２，ｂ２，ｃ２，ｄ２，ｅ２，………で構成される音声信号Ｙ２２１が出力されており（図９（ｆ）参照）、マイクロホンＭ１のデジタル値ａ１とマイクロホンＭ２のデジタル値ａ２、マイクロホンＭ１のデジタル値ｂ１とマイクロホンＭ２のデジタル値ｂ２、マイクロホンＭ１のデジタル値ｃ１とマイクロホンＭ２のデジタル値ｃ２、………を各々対応させることで、マイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号が周波数ｆ１で同一位相となっている。しかし、前述のように、遅延時間ＴｄはスピーカＳＰが発する音声の周波数に依存しており、本実施形態の構成ではマイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号が周波数ｆ１で同一位相となるが、周波数ｆ１以外の周波数では同一位相となっていない。
【００５０】
そこで、マイクロホンＭ２で集音した音声信号の周波数ｆ１の成分に対する、互いに異なる周波数ｆ２〜ｆｎ（第２の周波数）の成分の各位相差をずれ時間Ｔｈ２〜Ｔｈｎとして、以下の処理を行う。なお、以降の処理は、マイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号のデジタル値をメモリに格納してデジタル処理されるのであるが、説明のため図１２〜図１４の各波形はアナログ波形で示している。
【００５１】
まず、Ａ／Ｄ変換回路３０から出力される音声信号Ｙ１２，Ａ／Ｄ変換回路３１から出力されるＹ２２１はｎ系統に各々分岐し、各系統において以下の処理が施される。Ａ／Ｄ変換回路３０から出力される音声信号Ｙ１２は、バンドパスフィルタ３３１によって周波数ｆ１を含む周波数帯域Ｇ１の成分が分離され、バンドパスフィルタ３３２によって周波数ｆ２を含む周波数帯域Ｇ２の成分が分離され、………、バンドパスフィルタ３３ｎによって周波数ｆｎを含む周波数帯域Ｇｎの成分が分離されて、ｎ系統に振り分けられる。
【００５２】
また、Ａ／Ｄ変換回路３１から出力される音声信号Ｙ２２１は、１系統を除くｎ−１系統において、推測回路３２２〜３２ｎに入力される。推測回路３２２〜３２ｎは、Ａ／Ｄ変換回路３１のデジタル値ａ２，ｂ２，ｃ２，ｄ２，ｅ２，………（音声信号Ｙ２２１）を直線補間し、デジタル値ａ２，ｂ２，ｃ２，ｄ２，ｅ２，………間は曲線ではなく、直線で推移していると近似する。そして、この直線近似に基づいて、各デジタル値ａ２，ｂ２，ｃ２，ｄ２，ｅ２，………を取得したタイミングから、ずれ時間Ｔｈ２〜Ｔｈｎずれたタイミングで、マイクロホンＭ２から出力されていたと考えられる各音声信号を推測する。上記ずれ時間Ｔｈ２〜Ｔｈｎは、スピーカＳＰが発する音声をマイクロホンＭ２が集音したときに、スピーカＳＰが発する音声に含まれる周波数ｆ２〜ｆｎの各成分が、上記周波数ｆ１の成分に比べてずれる時間であり、音声信号Ｙ２２１に含まれる周波数ｆ１の成分と同一位相となる周波数ｆ２〜ｆｎの成分を、推測回路３２２〜３２ｎによって得るのである。すなわち、推測回路３２２〜３２ｎは、周波数ｆ２〜ｆｎにおいて、マイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１２と同一位相となるマイクロホンＭ２の音声信号を出力する。なお、推測する音声信号が、デジタル値ａ２，ｂ２，ｃ２，ｄ２，ｅ２，………に対して早いタイミングとなる方向へずれるか、遅いタイミングとなる方向へずれるかは、周波数ｆ１に対する周波数ｆ２〜ｆｎの高低によって決まる。
【００５３】
例えば、図１０に示すように、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１の実際の波形Ｙ２１ａ上にあるデジタル値ａ２，ｂ２の間が直線Ｙ２１ｂで近似される場合、Ａ／Ｄ変換回路３１がデジタル値ｂ２を取得するタイミングｔｂから周波数ｆｍの音波に対するずれ時間Ｔｈｍ前のタイミングでのマイクロホンＭ２からの実際の音声信号は波形Ｙ２１ａ上のａｓであるが、直線補間によって直線Ｙ２１ｂ上の音声信号ａｈと推測するのである。ここで、スピーカＳＰからの音声信号がｅｘｐ（ｊωｔ）で表されるとすると、ａ２＝ｅｘｐ（ｊωｔａ）となり、ｂ２＝ｅｘｐ（ｊω（ｔａ＋Ｔ１））となるので、推測した音声信号ａｈは、［数１］のようになる。
【００５４】
【数１】
2008131625.tif 000003
【００５５】
なお、ずれ時間Ｔｈｍ（Ｔｈ２〜Ｔｈｎ）は、予め周波数ｆ２〜ｆｎ毎に実測して設定されている。
【００５６】
［数１］をまとめると［数２］のようになる。
【００５７】
【数２】
2008131625.tif 000004
【００５８】
したがって直線補間によって推測された音声信号ａｈは、｛（１＋（ｅｘｐ（−ｊωｔ）−１）・Ｔｈｍ／Ｔ１）｝の項によって、振幅、位相が変化し、振幅特性Ａｈ（ω）は［数３］のようになり、位相特性θｈ（ω）は［数４］のようになる。
【００５９】
【数３】
2008131625.tif 000005
【００６０】
【数４】
2008131625.tif 000006
【００６１】
また、フェーザベクトルで図１０中のａｈ、ａｓ、ｂ２を表すと図１１（ａ）（ｂ）のようになる。図１１（ａ）は、Ｔｈｍ＜（Ｔ１／２）の場合を示す。なお、Ｔｈｍ＜（Ｔ１／２）であっても同様に直線補間することができ、図１１（ｂ）は、Ｔｈｍ＞（Ｔ１／２）の場合のフェーザベクトルを示す。
【００６２】
推測回路３２２〜３２ｎは、上記のように直線補間を用いて、マイクロホンＭ２の音声信号の推測処理を行っており、推測回路３２２は、周波数ｆ２においてマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１２と同一位相となるマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２２２を出力し、………、推測回路３２ｎは、周波数ｆｎにおいてマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１２と同一位相となるマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２２ｎを出力する。このように直線補間を行うことで音声信号の推測を容易に行うことができ、さらには周波数ｆ２〜ｆｎに対応するマイクロホンＭ２の音声信号をＡ／Ｄ変換する必要がないので回路規模の縮小、コスト低減、小型化を図ることができる。
【００６３】
次に、Ａ／Ｄ変換回路３１から出力される音声信号Ｙ２２１は、バンドパスフィルタ３４１によって周波数ｆ１を含む周波数帯域Ｇ１の成分が通過し、推測回路３２２から出力される音声信号Ｙ２２２は、バンドパスフィルタ３４２によって周波数ｆ２を含む周波数帯域Ｇ２の成分が通過し、………、推測回路３２ｎから出力される音声信号Ｙ２２ｎは、バンドパスフィルタ３４ｎによって周波数ｆｎを含む周波数帯域Ｇｎの成分が通過する。
【００６４】
そして、上記バンドパスフィルタ３３１，３４１が出力する周波数帯域Ｇ１の音声信号Ｙ１３１，Ｙ２３１は、Ａ／Ｄ変換回路３０とＡ／Ｄ変換回路３１とを互いに上記遅延時間Ｔｄ１ずらして動作させることで周波数ｆ１において同一位相となっている。さらに、バンドパスフィルタ３３２，３４２が出力する周波数帯域Ｇ２の音声信号Ｙ１３２，Ｙ２３２、………、バンドパスフィルタ３３ｎ，３４ｎが出力する周波数帯域Ｇｎの音声信号Ｙ１３ｎ，Ｙ２３ｎは、推測回路３２２、………、３２ｎによって周波数ｆ２〜ｆｎにおいて各々同一位相（図１２（ａ）（ｂ）参照）となっている。
【００６５】
減衰回路３５１は、バンドパスフィルタ３３１を通過したマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１３１を減衰させて音声信号Ｙ１４１を生成し、減衰回路３５２は、バンドパスフィルタ３３２を通過したマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１３２を減衰させて音声信号Ｙ１４２を生成し、………、減衰回路３５ｎは、バンドパスフィルタ３３ｎを通過したマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１３ｎを減衰させて音声信号Ｙ１４ｎを生成し、各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に、両マイクロホンＭ１，Ｍ２とスピーカＳＰとの距離の差（Ｘ２−Ｘ１）や、マイクロホンＭ１，Ｍ２の感度差に相当するレベル調整を行ない、スピーカＳＰが発する音声の各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ（周波数ｆ２〜ｆｎ）における両マイクロホンＭ１，Ｍ２の出力レベルを一致させる（図１３（ａ）（ｂ）参照）。
【００６６】
次に、演算回路３６ａは、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２３１からマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４１を減算することで、周波数帯域Ｇ１においてスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号を生成し、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２３２からマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４２を減算することで、周波数帯域Ｇ２においてスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号を生成し、………、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２３ｎからマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４ｎを減算することで、周波数帯域ＧｎにおいてスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号を生成し（図１４（ａ）参照）、さらに各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎでの前記減算結果を全て加算しており、スピーカＳＰからの音声成分が各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に打ち消された音声信号Ｙａが生成される（図１４（ｂ）参照）。なお、図１４（ａ）では、音声信号Ｙ１４ｎを反転させた音声信号Ｙ１４ｎ’を音声信号Ｙ２３ｎに加算することで、音声信号Ｙ２３ｎからマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４ｎを減算している。
【００６７】
一方、マイクロホンＭ１，Ｍ２前方の話者Ｈが発する音声に対しては、集音面を話者Ｈに向かって配置したマイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２１の振幅が、集音面をスピーカＳＰに向かって配置したマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１１の振幅よりも大きくなる。さらに、マイクロホンＭ１からの信号は減衰回路３５１〜３５ｎで減衰するので、音声信号Ｙ２３１〜２３ｎに含まれる話者Ｈからの音声成分は、音声信号Ｙ１４１〜１４ｎに含まれる話者Ｈからの音声成分よりさらに大きくなる。すなわち、音声信号Ｙ１４１〜Ｙ１４ｎに含まれる話者Ｈからの音声成分と、音声信号Ｙ２３１〜Ｙ２３ｎに含まれる話者Ｈからの音声成分との振幅差は大きくなり、演算回路３６ａで上記減算処理を施しても、音声信号Ｙａには、話者Ｈが発する音声に応じた信号が十分な振幅を維持した状態で残る。
【００６８】
以上のようにして信号処理部１０ｅが出力する音声信号ＹａではスピーカＳＰからの音声成分が周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に低減され、一方、通話装置Ａ前方の話者ＨからマイクロホンＭ１，Ｍ２に向って発した音声成分は残っており、音声信号Ｙａでは、残したい話者Ｈからの音声成分と、低減したいスピーカＳＰからの音声成分との相対的な差が広い周波数帯域に亘って大きくなり、スピーカＳＰの音声出力をマイクロホンＭ１，Ｍ２が拾うことで発生するハウリングの発生を防止する効果が向上している。
【００６９】
本実施形態の信号処理部１０ｅを用いて、スピーカ音のキャンセル量を周波数ｆ１＝１ＫＨｚで最適化した２ＫＨｚ以下の周波数帯域Ｇ１、スピーカ音のキャンセル量を周波数ｆ２＝３ＫＨｚで最適化した２ＫＨｚ以上の周波数帯域Ｇ２の２つに分割した場合のスピーカ音のキャンセル量は図１５のデータＹ１で示され、このデータＹ１を近似すると曲線Ｙ２で表され、周波数１ＫＨｚ近傍と３ＫＨｚ近傍の両方でキャンセル量がピークとなる特性を有しており、広い周波数帯域に亘ってスピーカ音のキャンセル効果があることが分かる。
【００７０】
次に、本実施形態の信号処理部１０ｅによるスピーカ音のキャンセル効果について、数式を用いて説明する。スピーカＳＰからの音声信号がｅｘｐ（ｊωｔ）で表されるとすると、マイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号の位相を一致させないで、両音声信号の差をとった場合、信号処理部１０ｅの出力Ｙａに残っているスピーカ音は、［数５］で表され、その振幅特性Ｕ１は［数６］のようになる。
【００７１】
【数５】
2008131625.tif 000007
【００７２】
【数６】
2008131625.tif 000008
【００７３】
次に、本実施形態の上記直線補間を用いた推測処理を行い、さらにマイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号の位相、振幅を一致させた状態で、両音声信号の差をとった場合、信号処理部１０ｅの出力Ｙａに残っているスピーカ音は、［数７］で表され、その振幅特性Ｕ２は［数８］のようになる。
【００７４】
【数７】
2008131625.tif 000009
【００７５】
【数８】
2008131625.tif 000010
【００７６】
なお、ずれ時間Ｔｈｍ、Ａ／Ｄ変換周期Ｔ１は、上記［数１］〜［数４］におけるものと同様であり説明は省略する。
【００７７】
そして、［振幅特性｜Ｕ１｜２−振幅特性｜Ｕ２｜２］は、［数９］のようになる。但し、Ｄ＝Ｔｈｍ／Ｔ１とする。
【００７８】
【数９】
2008131625.tif 000011
【００７９】
［数９］の右辺の第１項［２Ｄ（１−Ｄ）（１＋ｃｏｓ（ωＴ１））］は、０＜ωＴ１＜πより、正となる。また、右辺の第２項［２Ｄ｛ｃｏｓ（ωＴ１／２）ｃｏｓ｛ω（（Ｔ１／２）−Ｔｈｍ）｝｝］は、０＜ωＴ１＜πであり、さらにＴｈｍ＜（Ｔ１／２）であれば、正となる。したがって、［｜Ｕ１｜２−｜Ｕ２｜２］は正であり、位相調整を行わないよりも、本実施形態の上記直線補間を用いた推測処理を行った上で位相調整を行うほうが、出力Ｙａに残っているスピーカ音は減少しており、キャンセル効果があるといえる。なお、上記ではＴｈｍ＜（Ｔ１／２）の場合について説明したが、Ｔｈｍ＞（Ｔ１／２）であっても同様の効果を奏し得る。
【００８０】
次に、信号処理部１０ｅが出力する音声信号はエコーキャンセル部１０ｃに出力され、エコーキャンセル部１０ｂ，１０ｃ（図４参照）では、以下の処理を行うことでさらなるハウリング防止を図っている。
【００８１】
まず、エコーキャンセル部１０ｃは、エコーキャンセル部１０ｂの出力を参照信号として取り込み、信号処理部１０ｅの出力に対して演算を施すことにより、スピーカＳＰからマイクロホンＭ１，Ｍ２に回り込んだ音声信号をさらにキャンセリングする。一方、エコーキャンセル部１０ｂも、エコーキャンセル部１０ｃの出力を参照信号として取り込み、通信部１０ａの出力に対して演算を施すことにより、通話先の相手側でのスピーカからマイクロホンへの音声信号の回り込みをキャンセリングする。
【００８２】
具体的には、エコーキャンセル部１０ｂ，１０ｃは、スピーカＳＰ−マイクロホンＭ１，Ｍ２−信号処理部１０ｅ−エコーキャンセル部１０ｃ−通信部１０ａ−エコーキャンセル部１０ｂ−増幅部１０ｄ−スピーカＳＰで構成されるループ回路内に設けた可変損失手段（図示無し）での損失量を調節することにより、ループゲインが１以下となるようにしてハウリングを防止するのである。ここで、送話信号と受話信号とのうち信号レベルが小さいほうは重要ではないとみなし、信号レベルが小さいほうの伝送路に挿入された可変損失回路の伝送損失を大きくするようにしている。
【００８３】
なお、マイクロホンＭ１，Ｍ２の数は各々１つに限定されるものではなく、マイクロホンＭ１，Ｍ２として複数のマイクロホンを各々備えてもよい。
【００８４】
（実施形態２）
実施形態１の信号処理部１０ｅにおいては、演算回路３６ａの前段にバンドパスフィルタ３３１〜３３ｎ、３４１〜３４ｎを設けて周波数分割を行っているが、本実施形態ではフィルタ手段を設けずに実施形態１の周波数分割と略同様の効果を得ることができる信号処理部１０ｅについて説明する。なお、実施形態１と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。
【００８５】
まず、本実施形態の信号処理部１０ｅは図１６に示すように演算回路３６ｂを備え、演算回路３６ｂは、マイクロホンＭ１の音声信号として、Ａ／Ｄ変換回路３０の出力を直接入力された減衰回路３５１〜３５ｎが出力する音声信号Ｙ１４１〜Ｙ１４ｎが入力されるとともに、マイクロホンＭ２の音声信号として、Ａ／Ｄ変換回路３１が出力する音声信号Ｙ２２１、推測回路３２２〜３２ｎが出力する音声信号Ｙ２２２〜Ｙ２２ｎが直接入力される。すなわち、実施形態１と同様にスピーカＳＰが発する音声に対するマイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号を周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に同一位相とし、さらに減衰回路３５１〜３５ｎによってマイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号を周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に同一振幅とした各信号が、バンドパスフィルタ３３１〜３３ｎ、３４１〜３４ｎ（図１参照）を介さずに、演算回路３６ｂに入力されている。
【００８６】
演算回路３６ｂは、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２２１からマイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４１を減算することで、周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎに亘ってスピーカＳＰからの音声成分が低減された音声信号を生成するが、スピーカＳＰが発する音声に対する音声信号Ｙ１４１，Ｙ２２１は周波数ｆ１において位相、振幅が一致しており、特に周波数帯域Ｇ１のスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号が生成される。同様に、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２２２から、マイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４２を減算することで、周波数帯域Ｇ２においてスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号を生成し、………、マイクロホンＭ２の音声信号Ｙ２２ｎから、マイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１４ｎを減算することで、周波数帯域ＧｎにおいてスピーカＳＰからの音声成分が打ち消された音声信号を生成し、各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎでの減算結果を全て加算する。さらに当該加算結果を周波数帯域の分割数ｎで割って平均化することで、スピーカＳＰからの音声成分が各周波数帯域毎Ｇ１〜Ｇｎ毎に打ち消された音声信号Ｙａが生成される。
【００８７】
上記平均化処理によって、バンドパスフィルタ３３１〜３３ｎ、３４１〜３４ｎのフィルタ手段を設けずに実施形態１の周波数分割と略同様の効果を得ることができるのであるが、この平均化処理について、以下詳述する。
【００８８】
平均化処理とは、スピーカＳＰが発する音声に対して、周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎ毎に位相、振幅を一致させたマイクロホンＭ１，Ｍ２の各音声信号の差分を、各周波数帯域Ｇ１〜Ｇｎに分離するフィルタ手段を通さずに単純に加算し、周波数帯域の分割数ｎで割って平均化する処理であり、フィルタ手段が不要となって、回路規模の縮小、コスト低減、小型化を図ることができる。下記［数５］は、上記平均化処理によるスピーカ音のキャンセル量Ｚｍaveを導出する数式であり、
【００８９】
【数１０】
2008131625.tif 000012
【００９０】
ここで、Ｚｍｋは、周波数帯域Ｇｋで位相、振幅を一致させたマイクロホンＭ１，Ｍ２の音声信号の上記減算処理によるスピーカ音のキャンセル量であり、具体的には、Ｚｍ１は、周波数帯域Ｇ１で位相、振幅を一致させたマイクロホンＭ１，Ｍ２の音声信号の上記減算処理によるスピーカ音のキャンセル量であり、Ｚｍ２は、周波数帯域Ｇ２で位相、振幅を一致させたマイクロホンＭ１，Ｍ２の音声信号の上記減算処理によるスピーカ音のキャンセル量であり、………、Ｚｍｎは、周波数帯域Ｇｎで位相、振幅を一致させたマイクロホンＭ１，Ｍ２の音声信号の上記減算処理によるスピーカ音のキャンセル量である。
【００９１】
例えば、図１７に示すように、スピーカ音のキャンセル量が周波数１ＫＨｚ、３ＫＨｚで各々最適となるように調整した場合のスピーカ音のキャンセル量の実測値Ｙｓ１，Ｙｓ２を加算し、当該加算結果を周波数帯域の分割数ｎ＝２で割ることで、本実施形態の平均化処理によるキャンセル量の理論値Ｙｔ２１が求められる。
【００９２】
また、図１８は、スピーカ音のキャンセル量を周波数１ＫＨｚで最適化した２ＫＨｚ以下の周波数帯域Ｇ１、スピーカ音のキャンセル量を周波数３ＫＨｚで最適化した２ＫＨｚ以上の周波数帯域Ｇ２の２つに分割して、上記平均化処理を行った場合のスピーカ音のキャンセル量の実測値Ｙｓ２１、および実測値Ｙｓ２１の近似曲線Ｙｓ２２を示しており、極端にキャンセル量の高い周波数帯域はないが、広い周波数帯域でキャンセル量が平均化されており、十分なスピーカ音のキャンセル効果があることが分かる
なお、上記実施形態１，２では、推測回路３２２〜３２ｎによって、マイクロホンＭ２の音声信号を周波数ｆ２〜ｆｎ毎に推測して取得しているが、マイクロホンＭ１の音声信号を周波数ｆ２〜ｆｎ毎に推測して、当該推測結果とマイクロホンＭ２の音声信号のデジタル値との間で上記同様の演算処理を行ってもよい（例えば、マイクロホンＭ１の音声信号Ｙ１２の分岐経路に推測回路３２２〜３２ｎを設ける）。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】実施形態１の通話装置の信号処理部の回路構成図である。
【図２】同上の構成を示す側面断面図である。
【図３】同上の構成を示す斜視図である。
【図４】同上の音声処理部の構成を示す回路図である。
【図５】同上のマイクロホン基板の構成を示す側面断面図である。
【図６】同上のベアチップの構成を示す側面断面図である。
【図７】同上のマイクロホン基板の構成を示す（ａ）簡略化した平面図、（ｂ）簡略化した回路図である。
【図８】同上のインピーダンス変換回路の回路図である。
【図９】（ａ）〜（ｆ）同上の信号処理部の信号波形図である。
【図１０】同上の直線補間の概要を示す図である。
【図１１】（ａ）（ｂ）同上の直線補間の概要を示すフェーザベクトル図である。
【図１２】（ａ）（ｂ）同上の信号処理部の信号波形図である。
【図１３】（ａ）（ｂ）同上の信号処理部の信号波形図である。
【図１４】（ａ）（ｂ）同上の信号処理部の信号波形図である。
【図１５】同上の信号処理部によるキャンセル量を示す図である。
【図１６】実施形態２の通話装置の信号処理部の回路構成図である。
【図１７】同上の平均化処理によるキャンセル量の理論値の周波数特性を示す。
【図１８】同上の平均化処理によるキャンセル量の実測値の周波数特性を示す。
【符号の説明】
【００９４】
Ａ  通話装置
ＳＰ  スピーカ
Ｍ１，Ｍ２  マイクロホン
１０ｅ  信号処理部
３０，３１  Ａ／Ｄ変換回路
３２２〜３２ｎ  推測回路
３３１〜３３ｎ  バンドパスフィルタ
３４１〜３４ｎ  バンドパスフィルタ
３５１〜３５ｎ  減衰回路
３６ａ  演算回路
３７  タイミング制御部
【図１】
2008131625.tif 000013
【図２】
2008131625.tif 000014
【図３】
2008131625.tif 000015
【図４】
2008131625.tif 000016
【図５】
2008131625.tif 000017
【図６】
2008131625.tif 000018
【図７】
2008131625.tif 000019
【図８】
2008131625.tif 000020
【図９】
2008131625.tif 000021
【図１０】
2008131625.tif 000022
【図１１】
2008131625.tif 000023
【図１２】
2008131625.tif 000024
【図１３】
2008131625.tif 000025
【図１４】
2008131625.tif 000026
【図１５】
2008131625.tif 000027
【図１６】
2008131625.tif 000028
【図１７】
2008131625.tif 000029
【図１８】
2008131625.tif 000030