(57)【要約】【課題】通常の２レベルインバータを用いても、矩形波電圧による複合電流の制御を可能とし、電圧利用率を向上させ、モータの出力を増加させることができるモータ制御方法を提供する。【解決手段】少なくとも１つの回転子を備え、少なくとも２つの周波数成分の交流電流を重畳して駆動する交流モータの制御方法において、交流電流のいずれかの周波数の電気角１周期内に、複数の矩形波相電圧パルスを生成し、複数の矩形波相電圧パルスの位相と幅とを操作し、前記電気角周波数成分の交流電流と、その複数次数の周波数成分の交流電流とを制御する。【選択図】図３
2008167557.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの回転子を備え、少なくとも２つの周波数成分の交流電流を重畳して駆動する交流モータの制御方法において、交流電流のいずれかの周波数の電気角１周期内に、複数の矩形波相電圧パルスを生成し、複数の矩形波相電圧パルスの位相と幅とを操作し、前記電気角周波数成分の交流電流と、その複数次数の周波数成分の交流電流とを制御することを特徴とするモータ制御方法。
【請求項２】
生成する矩形波相電圧パルスの数が２つであり、２つの矩形波相電圧パルスの位相と幅とを操作し、前記電気角周波数成分の交流電流と、その２倍の周波数成分の交流電流とを制御することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御方法。
【請求項３】
２つの矩形波相電圧パルスのそれぞれの幅と位相とを制御する手段を備え、トルク指令値と回転速度とから、矩形波相電圧パルスの幅と位相とを求めることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御方法。
【請求項４】
２つの矩形波相電圧パルスは、高電位と低電位との時間を均等にしたパルス電圧であることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御方法。
【請求項５】
２つの矩形波相電圧パルスは、高電位と低電位との時間を不均等にしたパルス電圧であることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御方法。
【請求項６】
相電流のオフセットを検出する手段と、補正パルス幅を演算するオフセット電流制御手段とを備え、オフセット電流制御手段は、検出オフセット電流値を０になるように補正パルス幅を演算し、前記高電位と低電位との時間を均等にしたパルス電圧と補正パルス幅とから、補正したパルス電圧指令を出力することを特徴とする請求項５に記載のモータ制御方法。
【請求項７】
ＰＷＭ電圧パルスと、前記回転子の１つの電気角周期内に、２つの矩形波相電圧パルス、もしくは、１つの矩形波相電圧パルスのいずれかの電圧パルスを、前記交流モータに供給することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
【請求項８】
ＰＷＭ電圧パルス指令と矩形波相電圧パルス指令とを選択して電圧パルス指令を出力する手段と、前記電圧パルス指令にデッドタイムを付加する手段とを備え、電力変換装置を、デッドタイムを付加した電圧パルス指令に基づいて駆動することを特徴とする請求項７に記載のモータ制御方法。
【請求項９】
ＰＷＭ電圧パルス指令と矩形波相電圧パルス指令とを選択して電圧パルス指令を出力する手段は、ロータの回転速度と、トルク指令値とから、電圧パルス指令を選択して出力することを特徴とする請求項７に記載のモータ制御方法。
【請求項１０】
相電圧指令値を生成する電流制御手段を備え、ＰＷＭ電圧パルス指令は、前記相電圧指令値をＰＷＭキャリア周波数で変調して生成するモータ制御装置であって、ＰＷＭ電圧パルス指令と矩形波相電圧パルス指令とを選択して電圧パルス指令を出力する手段は、前記相電圧指令値のピークと、予め設定した相電圧しきい値を超過した際に矩形波相電圧パルス指令を選択することを特徴とする請求項７に記載のモータ制御方法。
【請求項１１】
交流モータは、１つの回転子を備え、前記回転子の電気角周波数と、その２倍の周波数成分の誘起電圧を生じる交流モータであることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも１つの回転子を備え、少なくとも２つの周波数成分の交流電流を重畳して駆動する交流モータの制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、少なくとも１つの回転子を備え、少なくとも２つの周波数成分の交流電流を重畳して駆動する交流モータの制御方法が知られており（例えば、特許文献１参照）、このモータ制御方法では、矩形波電圧パルスを振幅方向に重ね、複合電流を制御している。
【特許文献１】特開２００３−２９９３９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上述した従来のモータ制御方法においては、矩形波電圧パルスを振幅方向に重ねるために、電力変換器をマルチレベルのインバータで構成する必要があり、インバータのスイッチ数が増加し、装置のコスト・サイズの増大を伴う問題があった。また、直流電圧を振幅方向で分割した矩形波になるため、直流電圧値を線間に印加している時間比率が短くなり、電圧利用率が低下するという問題もあった。
【０００４】
本発明の目的は上述した問題点を解消して、通常の２レベルインバータを用いても、矩形波電圧による複合電流の制御を可能とし、電圧利用率を向上させ、モータの出力を増加させることができるモータ制御方法を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明のモータ制御方法は、少なくとも１つの回転子を備え、少なくとも２つの周波数成分の交流電流を重畳して駆動する交流モータの制御方法において、交流電流のいずれかの周波数の電気角１周期内に、複数の矩形波相電圧パルスを生成し、複数の矩形波相電圧パルスの位相と幅とを操作し、前記電気角周波数成分の交流電流と、その複数次数の周波数成分の交流電流とを制御することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００６】
本発明のモータ制御方法では、マルチレベルインバータを用いずとも、複数パルスの幅と位相を操作することによって、基本周波数によるトルクと複数次数成分によるトルクのそれぞれを制御することが可能になる。また、複数パルス駆動により、ＰＷＭによる複合電流制御や、電源電圧よりも低い電圧を用いるマルチレベルインバータと比較して、電源電圧の利用率を向上することができ、同じ電源電圧でありながら、最大出力を増加することができる。さらに、ＰＷＭに対しては、スイッチング損失を低減して、効率を向上することができる。
【０００７】
また、本発明のモータ制御方法の好適例としては、生成する矩形波相電圧パルスの数が２つであり、２つの矩形波相電圧パルスの位相と幅とを操作し、前記電気角周波数成分の交流電流と、その２倍の周波数成分の交流電流とを制御するよう構成することができる。このように構成することで、マルチレベルインバータを用いずとも、２パルスの幅と位相とを操作することによって、基本波周波数によるトルクと２次成分によるトルクのそれぞれを制御することが可能になる。また、２パルス駆動により、ＰＷＭによる複合電流制御や、電源電圧よりも低い電圧を用いるマルチレベルインバータと比較して、電源電圧の利用率を向上することができ、同じ電源電圧でありながら、最大出力を増加することができる。さらに、ＰＷＭに対しては、スイッチング損失を低減して、効率を向上することができる。
【０００８】
さらに、本発明のモータ制御方法の好適例としては、２つの矩形波相電圧パルスのそれぞれの幅と位相とを制御する手段を備え、トルク指令値と回転速度とから、矩形波相電圧パルスの幅と位相とを求めるよう構成することができる。このように構成することで、トルク指令値や回転速度が変化する場合に、パルス幅と位相とを操作することによって、トルク指令値を実現することができる。
【０００９】
さらにまた、本発明のモータ制御方法の好適例としては、２つの矩形波相電圧パルスが、高電位と低電位との時間を均等にしたパルス電圧であるよう構成することができる。このように構成することで、相電流に不要なオフセットを発生させず、損失やトルクリプルを生じさせずにすむ。
【００１０】
また、本発明のモータ制御方法の好適例としては、２つの矩形波相電圧パルスが、高電位と低電位との時間を均等にしたパルス電圧であるよう構成することができる。このように構成することで、均等なパルス電圧でも、インバータの回路や不均衡によって、相電流にオフセットが生じるようなときに、不要なオフセット電流を生じさせずにすむ。
【００１１】
さらに、本発明のモータ制御方法の好適例としては、相電流のオフセットを検出する手段と、補正パルス幅を演算するオフセット電流制御手段とを備え、オフセット電流制御手段は、検出オフセット電流値を０になるように補正パルス幅を演算し、前記高電位と低電位との時間を均等にしたパルス電圧と補正パルス幅とから、補正したパルス電圧指令を出力するよう構成することができる。このように構成することで、相電流オフセットを生じさせずにすむ。
【００１２】
さらにまた、本発明のモータ制御方法の好適例としては、ＰＷＭ電圧パルスと、前記回転子の１つの電気角周期内に、２つの矩形波相電圧パルス、もしくは、１つの矩形波相電圧パルスのいずれかの電圧パルスを、前記交流モータに供給するよう構成することができる。このように構成することで、ＰＷＭ駆動よりも２パルス駆動を用いて、電圧利用率を向上させ、モータの出力を向上させることができる。また、ＤＣ電流の上限リミッタを超過しないように、２パルス駆動から１パルス駆動へ切り替えることにより、ＤＣ電圧・電流の制約のもと、電圧利用率を向上させて、モータの出力を最大限に用いることが可能となる。
【００１３】
また、本発明のモータ制御方法の好適例としては、ＰＷＭ電圧パルス指令と矩形波相電圧パルス指令とを選択して電圧パルス指令を出力する手段と、前記電圧パルス指令にデッドタイムを付加する手段とを備え、電力変換装置を、デッドタイムを付加した電圧パルス指令に基づいて駆動するよう構成することができる。このように構成することで、どのようなパルスの立ち上がり・立ち下がり時にも、必ずデッドタイムを付加し、上下アームの短絡を防止することができる。
【００１４】
さらに、本発明のモータ制御方法の好適例としては、ＰＷＭ電圧パルス指令と矩形波相電圧パルス指令とを選択して電圧パルス指令を出力する手段は、ロータの回転速度と、トルク指令値とから、電圧パルス指令を選択して出力するよう構成することができる。このように構成することで、駆動方法の切り替え条件を求め、モータに多大な電流が流れるよなことなく、電圧利用効率向上を得ることができる。また、未然に、ＤＣ電流の上限リミッタを超過しないように、２パルス駆動から１パルス駆動へ切り替えることができる。
【００１５】
さらにまた、本発明のモータ制御方法の好適例としては、相電圧指令値を生成する電流制御手段を備え、ＰＷＭ電圧パルス指令は、前記相電圧指令値をＰＷＭキャリア周波数で変調して生成するモータ制御装置であって、ＰＷＭ電圧パルス指令と矩形波相電圧パルス指令とを選択して電圧パルス指令を出力する手段は、前記相電圧指令値のピークと、予め設定した相電圧しきい値を超過した際に矩形波相電圧パルス指令を選択するよう構成することができる。このように構成することで、バッテリ電圧が変動するような場合であっても、２つの周波数を制御する相電圧指令値ピークと、バッテリ電圧で決まる上限値との比較を行って、各次数成分の電圧値が大きく変化することなく、すなわち、大きな電流変動を伴わずに切り替えを行うことができる。
【００１６】
また、本発明のモータ制御方法の好適例としては、交流モータは、１つの回転子を備え、前記回転子の電気角周波数と、その２倍の周波数成分の誘起電圧を生じる交流モータであるよう構成することができる。このように構成することで、磁石磁束に基本波成分と２次成分とを含むモータであるため、それぞれの磁束の方向を基準として、基本波周波数の電圧と２次成分の電圧とを２つの駆動は電圧パルスで生成し、それぞれの周波数成分でトルク制御することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図面を参照して、本発明のモータ制御方法の実施態様を説明する。
【００１８】
＜本発明のモータ制御方法の対象となるモータについて＞
図１（ａ）、（ｂ）はそれぞれ本発明のモータ制御方法の対象となるモータの一例を説明するための図である。図１（ａ）、（ｂ）に示す例において、モータ１は、円筒形状のステータ２とステータ２の内側に設けた円筒形状のロータ３とを、所定のギャップを保って同軸状に形成して構成されている。ステータ２は、複数（ここでは１８スロット）の電磁鋼板等からなるステータティース２−１を組み合わせて構成されている。また、各ステータティース２−１に対し、軸方向にコイル２−２を巻回している。ロータ３は、外側の３極対の磁石３−１と内側の６極対の磁石３−２とを重ね合わせて構成されている。
【００１９】
図１（ａ）に示す例において、３極対の磁石３−１と６極対の磁石３−２とを重ね合わせたロータ３の径方向に異極同士重なっている部分を鋼板４（好ましくはエアギャップ）に置き換えるとともに、３極対の磁石３−１と６極対の磁石３−２とが径方向に同極同士重なっている部分を、極性毎に一方の磁極の磁石５と他方の磁極の磁石６と置き換えることで、モータ１のロータ３を構成している。
【００２０】
図２は本発明のモータ制御方法の対象となるモータの他の例を説明するための図である。図２に示す例において、モータ１は、１個の円環状のステータ２と、その半径方向内方および外方にそれぞれ互いに同軸上にて回転自在に配置されたインナーロータ３Ｉとアウターロータ３Ｏとよりなる三重構造とし、これらをハウジング７内に収納して構成されている。
【００２１】
図１（ａ）、（ｂ）に示す例および図２に示す例とも、図１（ａ）、（ｂ）に示す例では外側の磁石および内側の磁石のそれぞれに対応した電流を複合した複合電流を、図２に示す例ではインナーロータおよびアウターロータ内の磁石のそれぞれに対応した電流を複合した複合電流を、１つのステータに給電することで、ロータを回転させることができる。
【００２２】
＜第１実施例＞
図３は本発明のモータ制御方法の第１実施例を説明するための回路・ブロック図である。図３に示す例において、三相交流モータ５１へ電力を供給するインバータ５２を、平滑コンデンサ５３を介して直流電源５４と接続する。このインバータ５２の各スイッチのゲート駆動指令を生成するのが、モータ制御器１００であり、トルク指令値Ｔ＊を入力とし、検出した相電流ｉｕ、ｉｗと位置センサ（ＰＳ）６１から得たロータ位相をもとに、制御演算を行う。ここで三相交流モータ５１は、例えば図１（ａ）、（ｂ）に示すように、永久磁石同期モータであり、誘起電圧波形には、基本波周波数と２次周波数とを含んでいる。
【００２３】
相電流は電流センサ６０ａ、６０ｂにて検出を行う。三相交流をそれぞれ検出しても良いが、三相交流の和が０となるという条件を用いれば、二相を検出すれば、残る一相は推定ができる。また、位置センサ６１から得た位相を用いて、位相・速度演算器１０６にて、電気角θと機械的な回転角速度ωｍを演算する。
【００２４】
モータトルク制御器１０２は、トルク指令値Ｔ＊、回転角速度ωｍおよびインバータの直流電圧Ｖｄｃを入力として、電流指令値ｉｄ１＊、ｉｑ１＊、ｉｄ２＊、ｉｑ２＊を生成する。ここで、電流指令値は、電気角周波数に同期して回転するｄｑ座標系における電流指令であり、モータの基本波電流に相当するのがｉｄ１＊、ｉｑ１＊であって、２次高調波電流に相当するのが、ｉｄ２＊、ｉｑ２＊である。この電流指令値は、トルク指令値Ｔ＊のトルクを実現できる電流指令値の組み合わせの中で、モータ・インバータの効率を最大とする組み合わせを選択し、Ｖｄｃ、ωｍ、Ｔ＊の３次元のマップとして記録しておく。それら用意されたマップの中間値となる値を参照した場合には、線形補完をすることによって、出力値を演算する。また、このモータトルク制御器１０２は、高回転時のパルス駆動でのパルス指令と、ＰＷＭ駆動とパルス駆動の切替を選択する切替信号とを出力する。パルス駆動の詳細は後に述べる。
【００２５】
電流変換１０１では、基本波・二次高調波それぞれの電気角に同期した回転座標に、相電流を座標変換し、ｉｄ１、ｉｑ１、ｉｄ２、ｉｑ２を得る。これらの電流値と電流指令値とを用いて、電流制御器１０３で、各相の相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を演算する。この基本波と高調波の電流制御方法については、特許第３７７５２９０号などの高調波電流制御を用いることによって、相電圧指令値を演算することができる。これら相電圧指令値は、直流電圧Ｖｄｃを用いて規格化し、変調率ｍｕ＊、ｍｖ＊、ｍｗ＊を以下のように演算する。
ｍｕ＊＝２ｖｕ＊／Ｖｄｃ
ｍｖ＊＝２ｖｖ＊／Ｖｄｃ
ｍｗ＊＝２ｖｗ＊／Ｖｄｃ
【００２６】
これら変調率は、駆動パルス生成器１０５に入力し、ＰＷＭパルスを生成する。駆動パルス生成器１０５のうち、Ｕ相の詳細を図４に示す。図４に示す例において、変調率指令ｍｕ＊は、ＰＷＭパルス生成器１５１にて、設定したキャリア周波数の三角波と比較し、インバータのＰ側スイッチの駆動指令ＵＰ１とＮ側の指令ＵＮ１を生成する。この駆動指令は、キャリア周波数のパルス波形となる。
【００２７】
一方で、矩形波パルス生成器１５２では、パルス指令信号を入力し、図５に示すような電気角周波数内に２つ、もしくは１つのパルス波形を駆動指令ＵＰ２、ＵＮ２として生成する。パルス指令は、それぞれのパルスの中心位置となる位相Ｐ１、Ｐ２と、そのパルスの幅ａ、ｂとを入力して、電気角θと比較するための位相ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４を演算する。
ｘ１＝Ｐ１−ａ／２
ｘ２＝Ｐ１＋ａ／２
ｘ３＝Ｐ２−ｂ／２
ｘ４＝Ｐ２＋ｂ／２
【００２８】
図６に示すように、これらの演算結果とθとを比較し、ＵＰ２を生成する。ｘ１、ｘ３でパルスをＨレベルにし、ｘ２、ｘ４でパルスをＬレベルにする。このパルス幅ａ、ｂの和はπになるように操作し、ｘ１＝ｘ２のような場合には、ｘ３、ｘ４で生成されるパルスのみになるため、電気角１周期に現れるパルスは１つになる。また、ＵＮ２はＵＰ２と反転した信号として生成する。同様にして、Ｖ相、Ｗ相の駆動指令を生成する。
【００２９】
図５に示した２パルスでは、電気角θの基本波周波数成分と、その２次周波数成分を含む。このａとｂの幅が等しくなるように操作すると、電気角θの２次周波数成分が最も大きく、そのほか、偶数次の周波数成分を含むことになる。また、どちらか一方のパルス幅を０にすると、電気角θの基本波周波数成分を最も大きくすることができ、そのほか、奇数次周波数成分を含むことになる。このａとｂの幅の和はπとしていることから、これらの比率によって、基本波周波数成分と２次周波数成分との幅の比率を操作することができる。また、この２つのパルスの位相Ｐ１、Ｐ２を操作することによって、基本波周波数・２次周波数成分の電圧位相を制御することができる。
【００３０】
パルスの幅ｂとＰ２位相とを操作したときの基本波周波数成分の位相δ１の変化を図７に示した。ｂの幅を変化させることで、δ１はＰ２に対して非線形に変化するようになるが、図７の位相の範囲では、Ｐ２に対して単調減少の関係となる。また、２次周波数成分の位相は、Ｐ１の位相の±π／２の関係となり、Ｐ１を操作することで制御することができる。前述の関係ではｂ＞ａの幅であり、このように、２パルスのうち、パルス幅の大きなパルスの位相を操作することによって、基本波周波数成分の電圧振幅を制御することとなる。一方で、パルス幅の小さなパルスの位相を操作すれば、２次周波数の電圧位相を制御することができ、その幅を制御することで、２次周波数の電圧振幅を制御することができる。
【００３１】
永久磁石同期モータでは、ｄ軸を磁石磁束の方向にとり、電圧ベクトルがｑ軸に対してなす角度δ（図８参照）を操作することで、トルクを制御できることが知られている。δを０〜π／２の範囲で正方向に増加させていけば、トルクを増加させることができ、また、逆にδを負方向に操作することで、負のトルクを増加させることができる。本実施例のモータは図１（ａ）、（ｂ）に示すように、磁石磁束に基本波成分と２次成分を含むモータであるため、それぞれの磁束の方向を基準として、同期する回転座標系を設ければ、基本波周波数の電圧と２次成分の電圧とで、それぞれの周波数成分でトルクを制御することができる。モータトルク制御器１０２は、トルク指令値をもとに、これらのパルス指令信号である幅と位相とを生成する。
【００３２】
このため、本発明により、マルチレベルインバータを用いずとも、２パルスの幅と位相とを操作することによって、基本波周波数によるトルクと２次成分によるトルクのそれぞれを制御することが可能になる。２パルス駆動により、ＰＷＭによる複合電流制御や、電源電圧よりも低い電圧を用いるマルチレベルインバータと比較して、電源電圧の利用率を向上することができ、同じ電源電圧でありながら、最大出力を増加することができる。また、ＰＷＭに対しては、スイッチング損失を低減して、効率を向上することができる。本発明により、２パルス電圧をモータに印加した場合の相電流波形を図９に示す。図９のように、基本波電流と２次電流とを複合した電流に制御できていることがわかる。
【００３３】
また、２パルス駆動、１パルス駆動、ＰＷＭ駆動をモータトルク制御器１０２にて切替信号を出力する。モータトルクトルク制御器１０２は、図１０に示したようなマップデータを予めもっておき、トルク指令値とモータの回転速度とを入力として、各モードの切り替えを行う。このように切り替えを行うことで、ＰＷＭ駆動よりも２パルス駆動を用いて、電圧利用率を向上させ、モータの出力を向上することができる。また、２パルス駆動時には、相電流の２次高調波に起因したＤＣ電流脈動も生じるため、ＤＣ電流の上限リミッタを超過しないように、２パルス駆動から１パルス駆動に切り替える。１パルス駆動は、パルス幅指令ａ、ｂのうちｂ＝０とすることで行うため、１パルス駆動用のパルス生成手段は持たずによい。このように駆動することによって、ＤＣ電圧・電流の制約の元、電圧利用率を向上させて、モータの出力を最大限に用いることが可能となる。
【００３４】
各駆動方法の切り替えは、図４に示す例のように、ゲート信号選択１５３におけるゲート選択によって行い、その選択出力後、デッドタイム生成１５４にて、各パルスの立ち上がり時間を設定したデッドタイム時間分遅延させることで、上下アームの短絡を防止する。ＰＷＭ駆動、矩形波駆動それぞれにデータタイム生成回路を設けた場合には、切り替え時の上下短絡を防止できないが、本発明の構成のように、各駆動方法を選択した後にデッドタイム生成を行うことによって、どのようなパルスの立ち上がり・立ち下がり時にも、必ずデッドタイムを付加し、上下アームの短絡を防止することができる。
【００３５】
＜第２実施例＞
図１１は本発明のモータ制御方法の第２実施例を説明するための回路・ブロック図である。第２実施例では、第１実施例との差異のみを説明する。図１１に示す例においては、アウターロータとインナーロータとを持ち、その間のステータは６相の巻線が施されているモータ５１ｂ（図２の例を参照）を対象としている。この６相のモータ５１ｂをインバータ５２ｂで駆動する。モータ制御器１００ｂは、アウターロータの位相θ１およびインナーロータの位相θ２を、位置センサ６１ａ、６１ｂで検出する。また、６相の相電流を検出し、座標変換を行って、ｄｑ座標における電流制御をＰＷＭ駆動時に行う。なお、本実施例では、６相モータを３相巻線の二組の構成にすることで、３相での第１実施例と同様に、３相中１相を推定することで、相電流センサ６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、６０ｄの４つでよい。
【００３６】
インナーロータの電気角速度とアウターロータの電気角速度とが２：１のとき、第１実施例と同様に、アウターロータの回転に同期した電気角１周期内に、２パルスの電圧を生成する。このとき、パルス幅の広いほうのパルスをアウターロータのトルク制御に用い、その位相と幅を操作する。また、インナーロータのトルク制御には、パルス幅の細いほうのパルスを用いる。これらのパルス幅は、両ロータに供給する電圧の比率を、パルスの幅の比率にする。このような２パルス駆動を行うことによって、６相インバータをマルチレベル化することもなく、電圧利用率と効率を向上させたモータ駆動が可能になる。
【００３７】
＜第３実施例＞
図１２は本発明のモータ制御方法の第３実施例を説明するための回路・ブロック図である。第３実施例でも、第１実施例との差異のみを説明する。図１２に示す例において、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０７では、各相毎に検出した相電流に含まれるＤＣ成分を抽出する。補正パルス演算１０８では、抽出したＤＣ成分ｉｕ０とｉｗ０を元に、ＤＣ成分電流指令値を０として、ＰＩ制御を行ってＤＣ成分制御パルスとしてのＵ相補正パルスｖｕ０＊、Ｖ相補正パルスｖｖ０＊を演算する。
【００３８】
この補正パルスｖｕ０＊、ｖｖ０＊は、パルス幅を示す値である。この補正パルスは、モータトルク制御器から出力される２つのパルス幅の指令ａ、ｂのうち、パルス幅の広いほうにａ＝ａ＋ｖｕ０＊として加算する。ただし、図１３に示すように、パルス幅の指令は、補正後のａも０以下にならないようにリミッタ１１１を設ける。このようにして生成されたパルス幅ａ、ｂを用いて、２パルスを生成する。一例を図１４に示す。
【００３９】
＜第４実施例＞
図１５は本発明のモータ制御方法の第４実施例を説明するための回路・ブロック図である。第４実施例でも、第１実施例との差異のみを説明する。図１５に示す例において、モータ制御器１００ｄの電流制御器１０３ｄでは、モータ５１の各次数成分のｄｑ座標上での電流指令値ｉｄ１＊、ｉｑ１＊、ｉｄ２＊、ｉｑ２＊と、検出した電流値ｉｄ１、ｉｑ１、ｉｄ２、ｉｑ２とを入力として、各相の相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を演算する。
【００４０】
電流制御器１０３ｄの詳細を図１６に示す。各電流指令値と検出した電流値との差を求め、ＰＩ制御器２０１〜２０４に入力し、それぞれ制御電圧を演算する。また、演算部２０５、２０６において、電流指令値と電気角速度から、モータのインダクタンス値、誘起電圧定数のパラメータを用いて、速度起電力項をフィードフォワード的に演算する。この出力ｖｄ１ｆ、ｖｑ１ｆ、ｖｄ２ｆ、ｖｑ２ｆは、それぞれのＰＩ制御器の出力に加算して、３相交流への座標変換器２０７、２０８で、それぞれ３相交流へ変換し、各相毎に相電圧指令値をｋさんして、ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を演算する。
【００４１】
また、演算したｖｄ１ｆ、ｖｑ１ｆ、ｖｄ２ｆ、ｖｑ２ｆを、相電圧ピーク値Ｖｐｋのピーク演算器２０９に入力する。ｖｄ１ｆ、ｖｑ１ｆから、基本波の電圧位相と振幅を演算し、ｖｄ２ｆ、ｖｑ２ｆから、二次高調波の電圧位相と振幅を演算した後に、それらの位相差と振幅から、相電圧のピーク値Ｖｐｋを演算する。このＶｐｋを切替信号生成器２１０に入力して、バッテリ電圧Ｖｄｃの半分Ｖｄｃ／２の値と比較して、Ｖｐｋが超過した場合には２パルス駆動に切り替えし、超過しない場合にはＰＷＭ駆動に切り替える。
【００４２】
このように切り替えを行うことで、バッテリ電圧が変動するような場合であっても、２つの周波数を制御する相電圧指令値ピークと、バッテリ電圧で決まる上限値との比較を行って、各次数成分の電圧値が大きく変化することなく、すなわち、大きな電流変動を伴わずに切り替えを行うことができる。また、ＰＩ制御のようなフィードバック制御の結果の相電圧指令値を切り替えの判別に用いるのではなく、電流指令値と回転速度とからフィードフォワード的に演算することで、定常状態の相電圧指令値に近い値を演算することができる。これによって、トルク指令値の過渡変化時に、相電圧指令値のピーク値が過渡的に大きくなってしまう場合にも、不要にＰＷＭ駆動と２パルス駆動の切り替えを発生させることもない。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
本発明のモータ制御方法によれば、マルチレベルインバータを用いずとも、複数パルスの幅と位相を操作することによって、基本周波数によるトルクと複数次数成分によるトルクのそれぞれを制御することが可能になる。そのため、通常の２レベルインバータを用いても、矩形波電圧による複合電流の制御を可能とし、電圧利用率を向上させ、モータの出力を増加させることができるモータ制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】（ａ）、（ｂ）はそれぞれ本発明のモータ制御方法の対象となるモータの一例を説明するための図である。
【図２】本発明のモータ制御方法の対象となるモータの他の例を説明するための図である。
【図３】本発明のモータ制御方法の第１実施例を説明するための回路・ブロック図である。
【図４】第１実施例において、図３に示す駆動パルス生成器のうち、Ｕ相の詳細を示すブロック図である。
【図５】第１実施例で用いるパルスの一例として２パルスの状態を示す図である。
【図６】第１実施例において、演算結果ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４と電気角θとの関係を説明するための図である。
【図７】第１実施例において、パルスの幅ｂとＰ２位相とを操作したときの基本波周波数成分の位相δ１の変化を説明するためのグラフである。
【図８】第１実施例において、ｄｑ座標系において電圧ベクトルＶｄｑとそのｑ軸とのなす角δとの関係を説明するためのグラフである。
【図９】第１実施例において、２パルス電圧をモータに印加した場合の相電流波形を説明するためのグラフである。
【図１０】第１実施例において、トルク指令値とロータ回転速度との関係のマップデータを説明するためのグラフである。
【図１１】本発明のモータ制御方法の第２実施例を説明するための回路・ブロック図である。
【図１２】本発明のモータ制御方法の第３実施例を説明するための回路・ブロック図である。
【図１３】第３実施例において、リミッタを用いたパルス幅の補正の一例を説明するための図である。
【図１４】第３実施例で用いるパルスの一例として２パルスの状態を示す図である。
【図１５】本発明のモータ制御方法の第４実施例を説明するための回路・ブロック図である。
【図１６】第３実施例において、図１５に示す電流制御器の詳細を説明するためのブロック図である。
【符号の説明】
【００４５】
１  モータ
２  ステータ
２−１  スタータティース
２−２  コイル
３  ロータ
３−１、３−２、５、６  磁石
３Ｉ  インナーロータ
３Ｏ  アウターロータ
４  鋼板
７  ハウジング
５１  三相交流モータ
５２  インバータ
５３  平滑コンデンサ
５４  直流電源
６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、６０ｄ  電流センサ
６１、６１ａ、６１ｂ  位置センサ
１００、１００ｂ、１００ｃ、１００ｄ  モータ制御器
１０１、１０１ｂ、１０１ｃ、１０１ｄ  電流変換
１０２、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄ  モータトルク制御器
１０３、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ  電流制御器
１０４、１０４ｂ、１０４ｃ、１０４ｄ  変調率演算器
１０５、１０５ｂ、１０５ｃ、１０５ｄ  駆動パルス生成器
１０６、１０６ｂ、１０６ｃ、１０６ｄ  位相・速度演算器
１０７  ＬＰＦ
１０８  補正パルス演算
１５１  ＰＷＭパルス生成器
１５２  矩形波パルス生成器
１５３  デッドタイム生成
２０１〜２０４  ＰＩ制御器
２０５、２０６  演算部
２０７、２０８  座標変換器
２０９  ピーク演算器
２１０  切替信号生成器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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