(57)【要約】【課題】  ダウンコンバータの帯域制限フィルタの回路規模を小さくし、かつ応答速度が速いレベル測定回路を提供する。【解決手段】      デジタルダウンコンバータの帯域制限フィルタを、ガウシャン特性を有するＣＩＣフィルタで構成し、スペクトラムのレベル測定を行う。  【選択図】                    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルダウンコンバータの帯域制限フィルタを、ガウシャン特性を有するＣＩＣフィルタで構成し、スペクトラムのレベル測定を行うことを特徴とするレベル測定回路。
【請求項２】
サンプリング周波数を変換し、前記ＣＩＣフィルタのタップ数を減少させるレート変換部を備えたことを特徴とする請求項１記載のレベル測定回路。
【請求項３】
前記ＣＩＣフィルタのフィルタ係数を補正する補正部を設け、前記ＣＩＣフィルタのゲインの低下を防止することを特徴とする請求項１又は２記載のレベル測定回路。
【請求項４】
被測定波形をデジタル信号に変換するＡ−Ｄコンバータを備え、スペクトラムのレベル測定を行うレベル測定回路において、
前記Ａ−Ｄコンバータから出力されたデジタル信号を周波数変換する直交復調部と、
前記直交復調部から出力された信号をガウシャン特性を用いて帯域制限を行うＣＩＣフィルタと
を備えたことを特徴とするレベル測定回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、掃引式のスペクトラムアナライザに使用されるレベル測定回路に関し、詳しくは、ダウンコンバータの帯域制限フィルタの回路規模を小さくし、かつ応答速度が速いレベル測定回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、信号の変化を観測・測定するには、信号を波形として時間領域で捉える方法と、スペクトラムとして周波数領域で捉える方法がある。ここでスペクトラムとは、信号が持つ成分を周波数毎に分解し、横軸を周波数、縦軸をレベルとしてグラフ化したものであり、スペクトラムアナライザはそれを表示する測定器である
【０００３】
また、このスペクトラムアナライザにはＦＦＴ式（フーリエ変換）と掃引式が存在するが、掃引式のスペクトラムアナライザに使用されているＲＢＷ（分解能帯域幅）フィルタ郡は調整が煩雑等の理由により、これらをデジタル信号回路に置き換えて構成することがある。このようなデジタル信号回路を用いて構成した掃引式スペクトラムアナライザの従来例としては非特許文献１のようなものがある。
【０００４】
【非特許文献１】長野昌生、「inter face - もっと使いこなしたい人のスペクトラム・アナライザのメカニズム」、QC出版社、２００６年、１月、ｐ.161-172
【０００５】
以下、図５を参照して従来のスペクトラムアナライザに使用されているレベル測定回路について説明する。まず、スペクトラムアナライザに被測定信号が入力されると図示しないローパスフィルタとダウンコンバータを介してＡ−Ｄ変換機１０にアナログ信号が入力される。Ａ−Ｄコンバータ１０はダウンコンバータから入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。このときのＡ−Ｄコンバータ１０のサンプリング周波数は例えば１０ＭＨｚである。デジタルダウンコンバータ２０はデジタルフィルタに特化されたハードウェアによって演算処理を行うものである。直交復調部２１は図示しない数値制御発振器とミキサで構成され、Ａ−Ｄコンバータから出力されたデジタル信号を周波数変換する。
【０００６】
レート変換部２２は、いわゆる間引き回路と呼ばれるものでありサンプリング周波数のレートを変換する。すなわち、例えば１ｋＨｚ程度の被測定信号が入力された場合サンプリング周波数としては１０ＭＨｚも必要なく、概ね１０ｋＨｚもあれば足りる。そこで、レート変換部２２はこのような場合にサンプリングのレートを変換する。
【０００７】
ＦＩＲ（Finite Impulse Response Filter）２３は帯域制限フィルタでありナイキスト周波数の範囲内でタップ数に応じて比較的自由な特性を形成することができるが、一方でタップ数が多くなり、またそれに伴い応答速度が遅くなる特徴がある。
【０００８】
レベル測定部３０は、これらのローパスフィルタから出力された信号のレベルを測定する。すなわち、横軸を周波数、縦軸をレベルとし数値制御発信機で横軸を振って図示しない表示部にレベル測定部３０の出力をプロットする。
【０００９】
このように、掃引式スペクトラムアナライザのデジタルダウンコンバータ部分はデジタル信号回路に置き換えて構成することができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、帯域制限フィルタをＦＩＲ２３のみで構成するとタップ数が極めて増大するため応答速度が遅くなる。また、タップ数はサンプリング周波数が高いと大きくなるため、従来のレベル測定回路ではサンプリング周波数をレート変換部２２で適正周波数に変換することにより、タップ数を減らすようにしている。しかし、この方法によっても回路規模が著しく小さくなるわけではなく、相変わらず実装面積の問題が残る。
【００１１】
本発明は、これらの問題点に鑑みてなされたものであり、ダウンコンバータの帯域制限フィルタの回路規模を小さくし、かつ応答速度が速いレベル測定回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
このような課題を達成するために請求項１記載の発明は、
デジタルダウンコンバータの帯域制限フィルタを、ガウシャン特性を有するＣＩＣフィルタで構成し、スペクトラムのレベル測定を行う。
【００１３】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のレベル測定回路において、
サンプリング周波数を変換し、前記ＣＩＣフィルタのタップ数を減少させるレート変換部を備える。
【００１４】
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載のレベル測定回路において、
前記ＣＩＣフィルタのフィルタ係数を補正する補正部を設け、前記ＣＩＣフィルタのゲインの低下を防止する。
【００１５】
請求項４記載の発明は、
被測定波形をデジタル信号に変換するＡ−Ｄコンバータを備え、スペクトラムのレベル測定を行うレベル測定回路において、
前記Ａ−Ｄコンバータから出力されたデジタル信号を周波数変換する直交復調部と、
前記直交復調部から出力された信号をガウシャン特性を用いて帯域制限を行うＣＩＣフィルタと
を備える。
【発明の効果】
【００１６】
本発明では次のような効果がある。ガウシャン特性を有するＣＩＣフィルタを設けたので、回路規模を小さくし、かつ応答速度が速いレベル測定回路を提供することができる。また、２n以外の場合にゲインの低下を防止する補正回路を設けたのでので、ＣＩＣフィルタの係数Ｌが２n以外でもゲインが大幅に下がることなく実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施例を説明する。図１は本発明によるレベル測定回路の構成図であるが、図５と同一の構成については同一の符号を付して説明を適宜省略する。まず、スペクトラムアナライザに被測定信号が入力されると図示しないローパスフィルタとダウンコンバータを介してＡ−Ｄ変換機１０にアナログ信号が入力される。Ａ−Ｄコンバータ１０はダウンコンバータから入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。このときのＡ−Ｄコンバータ１０のサンプリング周波数は例えば１０ＭＨｚである。
【００１８】
デジタルダウンコンバータ２００はデジタルフィルタに特化されたハードウェアによって演算処理を行うものであるが、図５のレベル測定回路と相違し、レート変換部２２に相当する構成は存在しない。図５のレート変換部はＦＩＲフィルタのタップ数を減らすために実装されるものであるが、後述するＣＩＣフィルタのタップ数はＦＩＲフィルタのタップ数より十分に少ないため、タップ数を減らすためにレート変換部２２に相当する構成を実装する必要性が薄いからである。ただし、直交復調部２１０とＣＩＣ（Cascaded Integrator Comb Filter）２２０の間にレート変換部を設けても差し支えなく、この場合さらにＣＩＣフィルタのタップ数を減らすことができる。
【００１９】
ＣＩＣ２２０は帯域制限フィルタであり、タップ数が少なくガウシャン特性を有する。ここでガウシャン特性について図２を参照して説明する。図２は横軸が周波数、縦軸がレベルであり、ガウシャン特性は符号３１０、および符号３２０の様に高周波帯域に行くにつれてレベルが徐々に減少する特性をいう。また、符号３１０はＦＩＲフィルタのガウシャン特性を示し、符号３２０はＣＩＣフィルタのガウシャン特性を示す。
【００２０】
両者の相違点としてはＦＩＲフィルタのガウシャン特性は符号３１１で囲まれた部分に注目すると周波数の増加に対してレベルの変化が極めて緩やかである一方、ＣＩＣフィルタは同一の周波数帯域３２１において周波数の増加によりレベルの変化が大きい点にある。
【００２１】
したがって、ＣＩＣフィルタのガウシャン特性は通常のスペクトラムアナライザとして測定するにはレベルの差が大きいため不向きであるが、狭帯域のレベル測定においてはほとんど影響しない。
【００２２】
このように、狭帯域狭のレベル測定においてはＦＩＲフィルタのみならず、ＣＩＣフィルタを用いてもレベル測定が可能であり、かつＣＩＣフィルタの特徴の一つであるタップ数の少なさも相俟って、ダウンコンバータの帯域制限フィルタの回路規模を小さくし、かつ応答速度が速いレベル測定回路を提供することができる。
【００２３】
次に、ＣＩＣフィルタの構成例について図３を用いて説明する。図３（Ａ）では、ＣＩＣフィルタ４１０〜４１３をそれぞれタップ数セレクタ４２０に接続する。例えば図３（Ａ）ではＣＩＣフィルタを２段で構成した場合にはタップ数ｎは２となり、データ出力としては２が出力される。
【００２４】
図３（Ｂ）は、図３（Ａ）のＣＩＣフィルタ４１０〜４１３の１段分の構成である。ここで除算部４３４のフィルタ係数Ｌは次の式で表される。
Ｌ＝係数Ｒ*係数Ｍ
【００２５】
係数Ｒは変換するクロックの比であり、例えば変換前のサンプリング周波数が１００ＭＨｚで変換後のサンプリング周波数が５０ＭＨｚだとするとＲは２となる。係数Ｍは変換前のクロック周波数までの減衰ポイント数である。図２では図示を省略しているが、ガウシャン特性を示すフィルタは高周波へ行くとレベルが下がると共に、ある周波数を境にレベルが上下に変動する。減衰ポイント数についての詳細な説明は複数の文献で紹介されているので説明を省略する。
【００２６】
図３（Ｂ）の動作を説明する。加算部４３０でデータ入力と遅延部４３１を介して遅延した信号を足し合わせる。次に、この信号に遅延部４３３でフィードバックがかけられた信号を加算部４３２で加算する。そして最後に除算器４３４で除算する。通常、レベル測定回路に用いる場合のフィルタ係数Ｌは９〜１０である。なお、図３で示したＣＩＣフィルタの構成例については次の論文で周知である。  盧熙偉、「平坦特性を持つ階層型ＣＩＣフィルタによるバンドパスフィルタ郡の設計」、東京電機大学修士論文、２００４年、http://www.d.dendai.ac.jp/GuraduateSchool/2004-Final-Presentaion/MasterTheses/03gmd25.pdf#search='%EF%BC%A3%EF%BC%A9%EF%BC%A3%E3%83%95%E3%82%A3%E3%83%AB%E3%82%BF'
【００２７】
次に、ＣＩＣフィルタのフィルタ係数Ｌが１／２n以外の場合について図４を参照して説明する。図４は補正部４１４〜４１７で係数ａを掛けてゲインの低下を防止する補正回路である。除算部４３４はビットシフトにて実現すると容易に実現することができるが、１／２nの設定しかビットシフトでは実現することができないため、フィルタ係数Ｌが２n以外のときはゲインが下がる。
【００２８】
つまり、２nの場合、１／Ｌとしては１／２、１／４、１／８、１／１６・・・となるため、例えばＬ＝３のときに一番近い１／Ｌの値は１／４となる。しかし、本来１／３としたいところに１／４を選択することになるので、その分ゲインが低下する。補正部４１４〜４１７はこのゲインの低下を防止するものである。なお、係数ａの調整範囲は１倍〜２倍で係数ａは係数Ｌに対応した値を設定する。
【００２９】
このように、２n以外の場合にゲインの低下を防止する補正部を設けたのでので、ＣＩＣフィルタの係数Ｌが２n以外でもゲインが大幅に下がることなく実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明によるレベル測定回路の構成図である。
【図２】ガウシャン特性の説明図である。
【図３】ＣＩＣフィルタの構成例である。
【図４】ＣＩＣフィルタのフィルタ係数Ｌが１／２n以外の場合にゲインの低下を防ぐＣＩＣフィルタの構成例である。
【図５】従来のレベル測定回路の構成図である。
【符号の説明】
【００３１】
１０                Ａ−Ｄコンバータ
３０                レベル測定部
２００              デジタルダウンコンバータ
２１０              直交復調部
２２０              ＣＩＣフィルタ
４１０〜４１３      ＣＩＣフィルタ
４１４〜４１７      補正部
４２０              タップ数セレクタ
４３０、４３２      加算部
４３１、４３３      遅延部
４３４              除算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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