(57)【要約】      （修正有）【課題】バンドパスフィルタを同調させるための装置、及び方法を提供する。【解決手段】チューナブルバンドパスフィルタは、バンドパスフィルタと、フィルタに接続された複数のスイッチとを備える。バンドパスフィルタは、複数のトランスコンダクタと複数のコンデンサとを備える。チューナブルバンドパスフィルタは、複素バンドパスフィルタ、または、複素バンドパスフィルタの中心周波数を同調させるための同調装置として設定され得る。同調装置は、少なくとも１つの同調用積分器、及び比較器を備える。同調用積分器は、少なくとも１つのトランスコンダクタ、及びコンデンサを備える。トランスコンダクタは、複数のスイッチによって複数のトランスコンダクタの中から選択され、コンデンサは、複数のスイッチによって複数のコンデンサの中から選択される。選択されたトランスコンダクタ及びコンデンサは、バンドパスフィルタの中心周波数を決定する。【選択図】図１５
2008131639.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
チューナブルフィルタであって、
複数のトランスコンダクタ、及び前記複数のトランスコンダクタに接続された複数のコンデンサを有すると共に、中心周波数で作動するバンドパスフィルタと、
所定の構成における前記バンドパスフィルタに接続されると共に、第１の状態と第２の状態とにおいて作動することが可能である複数のスイッチと、
前記バンドパスフィルタに接続された比較器とを具備し、
前記複数のスイッチが前記第１の状態にある場合に、前記チューナブルフィルタが、前記バンドパスフィルタとして設定され、
前記複数のスイッチが前記第２の状態にある場合に、前記チューナブルフィルタが、前記中心周波数を所定の中心周波数に同調させるための同調装置として設定され、
前記同調装置が、同調用積分器と、前記比較器とを含み、
前記同調用積分器が、前記複数のトランスコンダクタの中から選択された少なくとも１つのトランスコンダクタと、前記複数のコンデンサの中から選択されたコンデンサとを含み、
前記少なくとも１つのトランスコンダクタと前記コンデンサとが、前記バンドパスフィルタの前記中心周波数を決定する
ことを特徴とするチューナブルフィルタ。
【請求項２】
前記同調用積分器が、基準信号を受け取ると共に、出力端子において出力信号を生成し、
前記基準信号が、振幅を有し、
前記出力信号が、振幅を有し、
前記基準信号が、前記バンドパスフィルタの前記所定の中心周波数と関連している
ことを特徴とする請求項１に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項３】
前記バンドパスフィルタの前記中心周波数が、前記所定の中心周波数に等しく、
前記同調用積分器の前記出力信号の振幅が、前記基準信号の振幅に等しい
ことを特徴とする請求項２に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項４】
前記比較器が、前記基準信号の振幅を前記出力信号の振幅と比較すると共に、フィードバック信号を生成し、
前記バンドパスフィルタの前記中心周波数が、前記フィードバック信号に基づいて調整される
ことを特徴とする請求項３に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項５】
前記複数のスイッチが前記第２の状態にある場合に、前記同調用積分器が、前記バンドパスフィルタの前記複数のトランスコンダクタの中から選択された第２のトランスコンダクタを更に含み、
前記少なくとも１つのトランスコンダクタ、前記第２のトランスコンダクタ、及び前記コンデンサが前記出力端子に接続され、
前記第２のトランスコンダクタが、第１の端子、及び前記第１の端子に接続された第２の端子を有する
ことを特徴とする請求項３に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項６】
前記第２のトランスコンダクタの値が、前記少なくとも１つのトランスコンダクタの値と異なる
ことを特徴とする請求項５に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項７】
前記バンドパスフィルタに接続されると共に、前記チューナブルフィルタの動作モードを表しているモード制御信号を受け取る制御ロジック回路を更に備え、
前記モード制御信号が、フィルタ処理モードを表している場合に、前記制御ロジック回路が、前記複数のスイッチを前記第１の状態に設定し、
前記モード制御信号が、同調処理モードを表している場合に、前記制御ロジック回路が、前記複数のスイッチを前記第２の状態に設定する
ことを特徴とする請求項４に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項８】
前記複数のコンデンサが、調整可能であり、
前記制御ロジック回路が、前記フィードバック信号に従って前記複数のコンデンサを調整することによって、前記中心周波数を前記所定の中心周波数に同調させることが可能である
ことを特徴とする請求項７に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項９】
前記複数のトランスコンダクタが、調整可能であり、
前記制御ロジック回路が、前記フィードバック信号に従って前記複数のトランスコンダクタを調整することによって、前記中心周波数を前記所定の中心周波数に同調させることが可能である
ことを特徴とする請求項７に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項１０】
前記複数のトランスコンダクタと前記複数のコンデンサが、調整可能であり、
前記制御ロジック回路が、前記フィードバック信号に従って前記複数のトランスコンダクタと前記複数のコンデンサを調整することによって、前記中心周波数を前記所定の中心周波数に同調させることが可能である
ことを特徴とする請求項７に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項１１】
前記同調装置が、
第１のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタと前記同調用積分器に直列に接続された第２のローパスフィルタとを更に備え、
各ローパスフィルタが、
前記複数のトランスコンダクタの中から選択された少なくとも１つのトランスコンダクタと、
前記複数のコンデンサの中から選択されたコンデンサとを有し、
前記第１及び前記第２のローパスフィルタが、前記基準信号を正弦波信号に変換すると共に、変換された基準信号を前記同調用積分器に供給することが可能である
ことを特徴とする請求項４に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項１２】
前記バンドパスフィルタが、複素バンドパスフィルタである
ことを特徴とする請求項１に記載のチューナブルフィルタ。
【請求項１３】
無線信号を受信するための無線受信機であって、
前記無線信号を更に低い周波数信号にシフトするためのミキサと、
前記更に低い周波数信号を所定の中心周波数信号に調整するために前記ミキサに接続されたチューナブルフィルタとを備え、
前記チューナブルフィルタが、
複数のトランスコンダクタ、及び前記複数のトランスコンダクタに接続された複数のコンデンサを有すると共に、中心周波数で作動するバンドパスフィルタと、
所定の構成における前記バンドパスフィルタに接続されると共に、第１の状態と第２の状態とにおいて作動することが可能である複数のスイッチと、
前記バンドパスフィルタに接続された比較器とを具備し、
前記複数のスイッチが前記第１の状態にある場合に、前記チューナブルフィルタが、前記バンドパスフィルタとして設定され、
前記複数のスイッチが前記第２の状態にある場合に、前記チューナブルフィルタが、前記中心周波数を前記所定の中心周波数に同調させるための同調装置として設定され、
前記同調装置が、同調用積分器と、前記比較器とを含み、
前記同調用積分器が、前記複数のトランスコンダクタの中から選択された少なくとも１つのトランスコンダクタと、前記複数のコンデンサの中から選択されたコンデンサとを有し、
前記少なくとも１つのトランスコンダクタと前記コンデンサとが、前記バンドパスフィルタの前記中心周波数を決定する
ことを特徴とする無線受信機。
【請求項１４】
前記同調用積分器が、基準信号を受け取ると共に、出力端子において出力信号を生成し、
前記基準信号が、振幅を有し、
前記出力信号が、振幅を有し、
前記基準信号が、前記バンドパスフィルタの前記所定の中心周波数と関連している
ことを特徴とする請求項１３に記載の無線受信機。
【請求項１５】
前記バンドパスフィルタの前記中心周波数が、前記所定の中心周波数に等しく、
前記同調用積分器の前記出力信号の振幅が、前記基準信号の振幅に等しい
ことを特徴とする請求項１４に記載の無線受信機。
【請求項１６】
前記比較器が、前記基準信号の振幅を前記出力信号の振幅と比較すると共に、フィードバック信号を生成し、
前記バンドパスフィルタの前記中心周波数が、前記フィードバック信号に基づいて調整される
ことを特徴とする請求項１５に記載の無線受信機。
【請求項１７】
前記複数のスイッチが前記第２の状態にある場合に、前記同調用積分器が、前記バンドパスフィルタの前記複数のトランスコンダクタの中から選択された第２のトランスコンダクタを更に含み、
前記少なくとも１つのトランスコンダクタ、前記第２のトランスコンダクタ、及び前記コンデンサが前記出力端子に接続され、
前記第２のトランスコンダクタが、第１の端子、及び前記第１の端子に接続された第２の端子を有する
ことを特徴とする請求項１５に記載の無線受信機。
【請求項１８】
前記第２のトランスコンダクタの値が、前記少なくとも１つのトランスコンダクタの値と異なる
ことを特徴とする請求項１７に記載の無線受信機。
【請求項１９】
前記チューナブルフィルタが、
前記バンドパスフィルタに接続されると共に、前記チューナブルフィルタの動作モードを表しているモード制御信号を受け取る制御ロジック回路を更に備え、
前記モード制御信号が、フィルタ処理モードを表している場合に、前記制御ロジック回路が、前記複数のスイッチを前記第１の状態に設定し、
前記モード制御信号が、同調処理モードを表している場合に、前記制御ロジック回路が、前記複数のスイッチを前記第２の状態に設定する
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線受信機。
【請求項２０】
前記複数のコンデンサが、調整可能であり、
前記制御ロジック回路が、前記フィードバック信号に従って前記複数のコンデンサを調整することによって、前記中心周波数を前記所定の中心周波数に同調させることが可能である
ことを特徴とする請求項１７に記載の無線受信機。
【請求項２１】
前記複数のトランスコンダクタが、調整可能であり、
前記制御ロジック回路が、前記フィードバック信号に従って前記複数のトランスコンダクタを調整することによって、前記中心周波数を前記所定の中心周波数に同調させることが可能である
ことを特徴とする請求項１７に記載の無線受信機。
【請求項２２】
前記複数のトランスコンダクタと前記複数のコンデンサが、調整可能であり、
前記制御ロジック回路が、前記フィードバック信号に従って前記複数のトランスコンダクタと前記複数のコンデンサを調整することによって、前記中心周波数を前記所定の中心周波数に同調させることが可能である
ことを特徴とする請求項１７に記載の無線受信機。
【請求項２３】
前記同調装置が、
第１のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタと前記同調用積分器に直列に接続された第２のローパスフィルタとを更に備え、
各ローパスフィルタが、
前記複数のトランスコンダクタの中から選択された少なくとも１つのトランスコンダクタと、
前記複数のコンデンサの中から選択されたコンデンサとを有し、
前記第１及び前記第２のローパスフィルタが、前記基準信号を正弦波状の信号に変換すると共に、変換された基準信号を前記同調用積分器に供給することが可能である
ことを特徴とする請求項１６に記載の無線受信機。
【請求項２４】
前記バンドパスフィルタが、複素バンドパスフィルタである
ことを特徴とする請求項１３に記載の無線受信機。
【請求項２５】
複数のトランスコンダクタと、複数のコンデンサとを有するチューナブルバンドパスフィルタを提供するための方法であって、
前記チューナブルバンドパスフィルタにモード選択信号を提供する段階と、
前記モード選択信号がフィルタ処理モードを表している場合に、前記チューナブルバンドパスフィルタをバンドパスフィルタとして作動するように設定する段階と、
前記モード選択信号が同調処理モードを表している場合に、前記チューナブルバンドパスフィルタの中心周波数を同調させるための同調装置として作動するように設定する段階と
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２６】
前記チューナブルバンドパスフィルタが前記同調処理モードである場合に、同調用積分器を形成するように、前記複数のトランスコンダクタの中から少なくとも１つのトランスコンダクタを選択すると共に、前記複数のコンデンサの中からコンデンサを選択する段階を更に含み、
前記少なくとも１つのトランスコンダクタと前記コンデンサとが、前記チューナブルバンドパスフィルタの前記中心周波数を決定する
ことを特徴とする請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
所定の中心周波数を表す基準信号を前記同調用積分器に提供する段階と、
前記同調用積分器において出力信号を生成する段階と、
前記中心周波数が前記所定の中心周波数に等しい場合に、前記出力信号の振幅が前記基準信号の振幅に等しい前記同調用積分器の出力−入力関係を提供する段階とを更に含む
ことを特徴とする請求項２６に記載の方法。
【請求項２８】
前記同調用積分器の前記出力信号を前記基準信号と比較する段階と、
前記基準信号と前記出力信号との間の差異を表しているフィードバック信号を、前記チューナブルバンドパスフィルタに提供する段階とを更に含む
ことを特徴とする請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
前記複数のコンデンサを前記フィードバック信号に従って調整することによって、前記中心周波数を前記所定の中心周波数に同調させる段階を更に含む
ことを特徴とする請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記複数のトランスコンダクタを前記フィードバック信号に従って調整することによって、前記中心周波数を前記所定の中心周波数に同調させる段階を更に含む
ことを特徴とする請求項２８に記載の方法。
【請求項３１】
前記複数のトランスコンダクタ及び前記複数のコンデンサを前記フィードバック信号に従って調整することによって、前記中心周波数を前記所定の中心周波数に同調させる段階を更に含む
ことを特徴とする請求項２８に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィルタを同調させるための方法に関係すると共に、更に詳細には、無線受信機におけるバンドパスフィルタを同調させるための方法に関係する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機は、一般的に無線信号の周波数を、特定の周波数範囲に変換するためのミキサと、更に不必要な周波数をフィルタ処理して除去することによって所望の周波数を選択するためのフィルタとを備える。
【０００３】
フィルタは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、及び複素バンドパスフィルタを含むことができるが、それらに限定されない。例えば、図１は、受動的なインダクタとコンデンサとを利用するバターワースローパスフィルタ（ＬＰＦ）を示す。ＬＰＦの帯域幅は、１［ＭＨｚ］に設計される。標準の組み立て方法によって、図１における抵抗、キャパシタンス（静電容量）、及びインダクタンスは、以下のように、Ｒｓ＝１［ｋΩ］、ＲＬ＝１［ｋΩ］、Ｃ１ＬＰＦ＝Ｃ２ＬＰＦ＝２２７．６［ｐＦ］、Ｌ２ＬＰＦ＝２５３．１［μＨ］として計算され得る。
【０００４】
フィルタを実現するためにトランスコンダクタ、及びコンデンサを使用することは、広く産業に受け入れられた。図２は、トランスコンダクタ、及びコンデンサによって実現されたＬＰＦを例証する。図１におけるＬＰＦの帯域幅と同じ帯域幅を有するために、図１におけるキャパシタンス、抵抗、及びインダクタンスと、図２におけるトランスコンダクタ、及びキャパシタンスとの間の関係は、以下の式に従わなければならない。
【０００５】
【数１】
2008131639.tif 000003
【０００６】
トランスコンダクタＧｍＧの適当な値が必要とされることに、注意が必要である。この例において、ＧｍＧは、１［ミリシーメンス］であるように選択される。従って、図２における構成要素に関する計算された値は、ＧｍＳ＝１［ｍＳ］、ＧｍＬ＝１［ｍＳ］、ＧｍＧ＝１［ｍＳ］、Ｃ１＝２２７．６［ｐＦ］、Ｃ２＝２５３．１［ｐＦ］、及びＣ３＝２２７．６［ｐＦ］となる。
【０００７】
図３は、図２のＬＰＦ回路網から変換された複素ＢＰＦを例証する。図２のＬＰＦ、及び図３の複素ＢＰＦの周波数応答は、図４で示される。１［ＭＨｚ］の帯域幅を有するＬＰＦは、４［ＭＨｚ］の中心周波数と２［ＭＨｚ］の帯域幅を有する複素ＢＰＦ変換される。複素ＢＰＦは、２つの直交する入力信号“Ｖｉｎ”、及び“ｊ＊Ｖｉｎ”を受け取ると共に、２つの直交信号“Ｖｏｕｔ”、及び“ｊ＊Ｖｏｕｔ”を出力する。複素ＢＰＦは、２つのＬＰＦ３０２、３０４、及び追加の“トランスコンダクタＧｍＣ１、ＧｍＣ２、ＧｍＣ３”３０６を備える。複素ＢＰＦの中心周波数Ｆ０は、トランスコンダクタＧｍＣ１、ＧｍＣ２、ＧｍＣ３、及び２つのＬＰＦ３０２、３０４の中のキャパシタンスの値によって決定され、ここで、
【０００８】
【数２】
2008131639.tif 000004
【０００９】
である。この例では、中心周波数は４ＭＨｚであるので、従って、トランスコンダクタＧｍＣに関して計算された値は、ＧｍＣ１＝５．７２［ｍＳ］、ＧｍＣ２＝６．３６［ｍＳ］、ＧｍＣ３＝５．７２［ｍＳ］である。
【００１０】
上記の３つの例の重大な欠点は、これらのフィルタの極周波数（pole frequency）が、構成要素の変動の絶対値に制約を受けるということである。これらのフィルタを集積回路に実装する場合に、抵抗、キャパシタンス、相互コンダクタンス（トランスコンダクタンス）における変動が発生し得る。例えば、トランスコンダクタ−コンデンサ（Ｇｍ−Ｃ）フィルタに関して、相互コンダクタンス、及びキャパシタンスは、±２０％の範囲内で容易に変化し得る。従って、設計された所望のフィルタ周波数応答を獲得することは不可能である。トランスコンダクタンスか、またはコンデンサのいずれかは、所望の周波数応答を得るために調整される必要がある。そのような調整は、フィルタチューニング（フィルタ同調）、またはフィルタトリミングと呼ばれることができる。
【００１１】
図５は、個別の同調装置を使用するフィルタ同調のための伝統的な方法を例証する。装置５００は、メインフィルタ５０２、及び同調装置５０４を備える。同調装置５０４は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５０６、位相検波器５０８、及びループフィルタ５１０を備える。電圧制御発振器（ＶＣＯ）５０６は、周波数Ｆｖｃｏを生成するために、メインフィルタ内のトランスコンダクタ、及びコンデンサと重複しているトランスコンダクタ、及びコンデンサを利用する。同様に、同調装置５０４におけるＶＣＯ５０６の代わりに、電圧制御ローパスフィルタ（ＶＣＬＰＦ）を使用することが可能であることに注意が必要である。位相検波器５０８は、Ｆｖｃｏ、及び基準周波数Ｆｒｅｆを受け取ると共に、ＦｖｃｏとＦｒｅｆとの間の位相差を検出する。検出された差異は、メインフィルタ５０２内の構成要素（すなわち、トランスコンダクタまたはコンデンサ）の値を名目上の設計値に調整することが可能であるループフィルタ５１０に提供される。従って、メインフィルタの周波数は、安定すると共に正確な値で保持され得る。
【００１２】
しかしながら、この同調アプローチにはいくつかの欠点がある。第一に、ＶＣＯ５０６の連続的な同調は、フィルタの動作に影響を及ぼすノイズを発生させることになる。第二に、ＶＯＣ５０６は、追加の電力を消費すると共に、追加の物理的領域を占領する。第三に、好ましくない同調精度に帰着する可能性がある特定の状況下で、ＶＣＯ５０６の極周波数は、フィルタの極周波数と非常に異なるであろう。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
従って、本発明が対象とすることは、追加の電力と領域を必要とせず、そして追加のノイズ源を導入しない、正確な同調を提供することができる改良され得たフィルタ同調方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明では、チューナブルバンドパスフィルタが提供される。チューナブルバンドパスフィルタは、バンドパスフィルタと、バンドパスフィルタに接続された複数のスイッチとを備える。バンドパスフィルタは、複数のトランスコンダクタと、複数のコンデンサとを備える。複数のスイッチは、第１の状態、及び第２の状態において作動する。複数のスイッチが第１の状態にある場合に、チューナブルバンドパスフィルタは、複素バンドパスフィルタとして設定される。複数のスイッチが第２の状態にある場合に、チューナブルバンドパスフィルタは、バンドパスフィルタの中心周波数を所定の値に同調させるための同調装置として設定される。同調装置は、少なくとも１つの同調用積分器、及び比較器を備える。同調用積分器は、少なくとも１つのトランスコンダクタ、及びコンデンサを備える。トランスコンダクタは、複数のトランスコンダクタの中から、複数のスイッチによって選択されると共に、コンデンサは、複数のコンデンサの中から、複数のスイッチによって選択される。選択されたトランスコンダクタ、及び選択されたコンデンサは、バンドパスフィルタの中心周波数を決定する。
【００１５】
本発明では、同様に、無線信号を受信するための無線受信機が提供される。無線受信機は、ミキサと、ミキサに接続されたチューナブルフィルタとを備える。ミキサは、無線信号を更に低い周波数信号にシフトすることが可能である。チューナブルフィルタは、更に低い周波数信号を所定の中心周波数信号に調整することが可能である。チューナブルフィルタは、バンドパスフィルタと、バンドパスフィルタに接続された複数のスイッチとを備える。バンドパスフィルタは、複数のトランスコンダクタと、複数のコンデンサとを備える。複数のスイッチは、第１の状態、及び第２の状態において作動する。複数のスイッチが第１の状態にある場合に、チューナブルバンドパスフィルタは、複素バンドパスフィルタとして設定される。複数のスイッチが第２の状態にある場合に、チューナブルバンドパスフィルタは、バンドパスフィルタの中心周波数を所定の中心周波数に同調させるための同調装置として設定される。同調装置は、少なくとも１つの同調用積分器、及び比較器を備える。同調用積分器は、少なくとも１つのトランスコンダクタ、及びコンデンサを備える。トランスコンダクタは、複数のトランスコンダクタの中から、複数のスイッチによって選択されると共に、コンデンサは、複数のコンデンサの中から、複数のスイッチによって選択される。選択されたトランスコンダクタ、及び選択されたコンデンサは、バンドパスフィルタの中心周波数を決定する。
【００１６】
本発明では、同様に、複数のトランスコンダクタと、複数のコンデンサとを有するチューナブルバンドパスフィルタを提供するための方法が提供される。方法は、チューナブルバンドパスフィルタにモード選択信号を提供する段階と、モード選択信号がフィルタ処理モードを表している場合に、チューナブルバンドパスフィルタをバンドパスフィルタとして作動するように設定する段階と、モード選択信号が同調処理モードを表している場合に、チューナブルバンドパスフィルタの中心周波数を同調させるための同調装置として作動するように設定する段階とを含む。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
本発明の実施例の特徴、及び利点は、以下の詳細な説明の収益として、そして同一の参照符号が同一の構成要素を示す図面に対する参照によって明白になるであろう。
【００１８】
本発明は、複素バンドパスフィルタ、バンドパスフィルタ等を含むが、それに限定されず、様々なフィルタに適用できる。本発明の効果的な説明のために、２ＭＨｚの帯域幅と、４ＭＨｚの中心周波数を有する６次複素ＢＰＦの組み立ての一例がここで説明される。しかしながら、本発明の範囲はここで例証された例に限定されないと共に、あらゆる変更または変形が、本発明の精神からはずれずに可能であるということが、前もって当業者に理解されている。本発明は、一般的にミキサと、ミキサに接続されたフィルタとを備える、ブルートゥース（登録商標）受信機、無線周波数受信機のような無線受信機に適用できるということが、容易に当業者に理解されている。図６は、複素バンドパスフィルタの改良された回路網を例証する。図３におけるコンデンサ値と比較すると、図５におけるコンデンサは、この実施例においては、２２７．６［ｐＦ］の同じ容量に対して設計される。有利に、同じ値を有するＣ１、Ｃ２、Ｃ３によって、コンデンサは、フィルタ同調のための一種のスイッチキャパシタアレイ（switch-capacitor-array）だけを使用することによって調整され得る。スイッチキャパシタアレイについては、更に以下で説明されることになる。この改良された複素ＢＰＦは、スイッチキャパシタアレイによってフィルタノード（すなわち、図６において示されるノード１、ノード２、ノード３、ノード４、ノード５、ノード６）に導入された寄生容量が同一であることを保証する。同調精度は、フィルタのノードにおける寄生容量が十分に制御されれば改善さることになるということが明白である。Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を、同じ値に設定するために、図３におけるＧｍＧ＝１［ｍＳ］と比較して、ＧｍＧは、０．９５［ｍＳ］に変更される。たとえ、いくつかの構成要素の値が異なるとしても、図３及び図６の複素ＢＰＦの周波数応答は正確に同じであるということが保証される。
【００１９】
図７は、追加のダミーのトランスコンダクタセル（Ｇｍ−セル）を使用する、更にもう一つの改良された複素ＢＰＦを例証する。図６におけるノード［１．．．６］において見られるキャパシタンスは、正確に同じではないので、従って、ノード［１．．．６］において見られるキャパシタンスが正確に同じであることを保証するのに、ダミーのＧｍ−セルが、ノード［１．．．６］の内のいくつかに寄生容量を導入するために使用される。図７は、ノード１からノード６までの合計のキャパシタンス（所望のキャパシタンスと寄生容量とを足したもの）を等しくさせるために、２つのダミーのＧｍ−セルをノード２及びノード５に追加する理想の構成を例証する。ダミーのＧｍ−セルの追加は、必要とされる調整精度に応じて、任意である。
【００２０】
上述のように、複素ＢＰＦの中心周波数は、（１）式によって決定される。従って、中心周波数は、相互コンダクタンスＧｍＣ１、ＧｍＣ２、ＧｍＣ３を調整することと、キャパシタンスＣ１、Ｃ２、Ｃ３を調整することのどちらによってでも、目標値に同調され得る。代りに、中心周波数は、相互コンダクタンスとキャパシタンスの両方を調整することによって目標値に同調され得る。
【００２１】
図８は、代表的な４ビットスイッチキャパシタアレイ８００を例証する。図３及び図６における各コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３は、スイッチキャパシタアレイ８００によって実現され得る。スイッチキャパシタアレイを使用することによって、これらのコンデンサは、徐々に名目上の設計値に調整され得る。スイッチキャパシタアレイ８００は、並列に接続された複数のコンデンサを備える。コンデンサＣｍｉｎは、所定の最小キャパシタンスを有する。ＳＷ０  ８０２、ＳＷ１  ８０４、ＳＷ２  ８０６、ＳＷ３  ８０８は、それぞれ、コンデンサΔＣ、２ΔＣ、４ΔＣ、８ΔＣと直列に接続される。４つの制御信号Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３は、４つのスイッチの導通状態を制御するために、ＳＷ０、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３に印加される。ΔＣ、２ΔＣ、４ΔＣ、８ΔＣは、複素ＢＰＦの正確な中心周波数を保証するために、適切なキャパシタンスが獲得され得るように、選択的に制御信号Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３に応えて選択される。制御信号のビットの数は、必要とされる同調解像度、または同調精度によって決まるということに注意が必要である。
【００２２】
チューナブルコンデンサを獲得するためにスイッチキャパシタアレイを使用することは、相互コンダクタンスを調整することと比較して、ポピュラーな方法である。図３において、Ｃ２の値がＣ１及びＣ３の値と異なるので、各コンデンサを同一の配列のスイッチキャパシタアレイを使用して調整することは容易ではない。もしＣ１＝Ｃ２＝Ｃ３の場合、その場合には、単に１つの種類のスイッチキャパシタアレイが必要とされる。図６において論じられたように、ＧｍＧの値の適切な選択によって、Ｃ１、Ｃ２、及びＣ３の値は等しくされ得る。例えば、もしＧｍＧ＝０．９４８［ｍＳ］の場合、その場合には、Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ３＝２２７．６［ｐＦ］になる。
【００２３】
複素ＢＰＦの中心周波数を調整するために、同様に、トランスコンダクタの値ＧｍＣを調整することが可能である。図９は、差動式相互コンダクタンスセルの詳細な図を例証する。トランスコンダクタの値は、以下の（２）式によって明白であるように、そのテール電流ＩＤの値を切り替えることによって調整され得る。
【００２４】
【数３】
2008131639.tif 000005
【００２５】
テール電流ＩＤは、ＮＭＯＳの電流ミラーＭ５に流れ込む電流の量を制御することによって、デジタル的に調整され得る。図９において示されたように、電流源Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３は、テール電流ＩＤを表す合計電流を供給する。各電流源Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３は、それぞれ、スイッチＳＷ４、ＳＷ５、またはＳＷ６と直列に接続される。３ビット（Ｂ４、Ｂ５、Ｂ６）の制御信号が、スイッチＳＷ４、ＳＷ５、及びＳＷ６の導通状態を制御するために使用される。電流源の数、及び制御信号のためのビットの数は、必要とされる同調解像度、または同調精度によって決まるということが当業者によって理解される。同相モードフィードバック回路が、図９において示される。
【００２６】
従って、フィルタの同調は、スイッチキャパシタアレイか、またはＧＭの値のいずれかをデジタル的に調整することによって実行され得る。代りに、フィルタの同調は、ＧＭの値、及びスイッチキャパシタアレイの両方を調整することによって実行され得る。例えば、５ビット［Ｂ０．．．．Ｂ４］を有する制御信号は、２つの部分に分割され得る。Ｂ４（最上位ビット）からＢ０（最下位ビット）は、スイッチキャパシタアレイを制御するために使用され得ると共に、一方、１ビット（Ｂ４）が、ＧＭの値を調整するために使用されるであろう。
【００２７】
トランスコンダクタセル、及びコンデンサは、積分器か、またはＬＰＦのいずれかに配置され得る。図１０Ａは、理想的な積分器を描写し、図１０Ｂは、損失がある積分器を描写すると共に、図１０Ｃは、ＬＰＦを描写する。図１０Ａ、図１０Ｂ、及び図１０Ｃの周波数応答は、図１１において示される。図１０Ａ、図１０Ｂ、及び図１０Ｃにおいて、全てのトランスコンダクタ、及びコンデンサの値は等しく、すなわち、Ｇｍ＝５．７２［ｍＳ］、及びＣ＝２２７．６［ｐＦ］である。図１０Ａにおける理想的な積分器に関して、積分器の利得は、Ｇｍ／（２πＣ）＝４［ＭＨｚ］の周波数において０［ｄＢ］である。図１０Ｃにおいて示されたＬＰＦに関して、ＬＰＦの利得は、Ｇｍ／（２πＣ）＝４［ＭＨｚ］の周波数において−３［ｄＢ］である。損失がある積分器に関する低周波利得は、Ｇｍ／（２πＣ）＝４［ＭＨｚ］の周波数において約０［ｄＢ］の利得に低下する。
【００２８】
本発明の目的は、主要な構成要素がフィルタの中から選択される同調装置を提供することである。言い換えると、図５において論じられたような、フィルタを同調させるための個別の同調装置を使用する従来の同調方法と比較して、図３、図６、及び図７に示されたフィルタ内の構成要素のいくつかは、同調装置内の構成要素として再利用される。複素ＢＰＦにおける構成要素を同調装置の構成要素として再利用することによって、有利に、チップ領域、及び電力消費は節約され得る。連続的な同調方法を使用する従来の方法と比較すると、更に有利に、集積回路に導入されるノイズが非常に減少する。
【００２９】
図１２は、本発明の一実施例による同調装置の構造を例証する。同調装置は、同調用積分器１２０２と、２つのエンベロープ検波器１２０６、１２０８と、比較器１２０４と、同調用制御ロジック回路１２１０とを備える。好ましくは、同調用積分器１２０２は、図１０Ｂにおいて示されたような損失がある積分器であり得る。同調用積分器１２０２におけるコンデンサ、及びトランスコンダクタは、図３、図６、または図７において示された複素ＢＰＦが提供するトランスコンダクタ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の中から選択される。同調用積分器１２０２の主要な特性は、同調用積分器１２０２が、この例における複素ＢＰＦの中心周波数であるＧｍＣ／Ｃ＝４［ＭＨｚ］の周波数において、約０ｄＢの利得を有しているということである。同調用積分器は、所定の中心周波数（例えば、この例では４［ＭＨｚ］）と関連付けられた周波数を有する基準信号を受け取る。基準信号は、一例において、正弦波信号であり得る。もし成分の変動が複素ＢＰＦにおけるトランスコンダクタまたはコンデンサに発生しない場合、同調用積分器１２０２の出力信号の振幅は、４［ＭＨｚ］（基準信号の周波数）の基準信号の振幅と同じであろう。もし同調用積分器１２０２の出力信号の振幅が基準信号の振幅と異なる場合、それは、複素ＢＰＦにおけるトランスコンダクタ、またはコンデンサの値が変化してしまったことを示し、従って、これらの変化してしまった値は、適切な調整を必要とする。２つのエンベロープ検波器１２０６、１２０８は、基準信号の振幅のピーク、及び同調用積分器１２０２の出力信号のピークを検出するために使用される。比較器１２０４は、２つの検出された振幅を比較すると共に、基準信号の振幅と同調用積分器１２０２の出力信号の振幅との間の差異を表しているフィードバック信号を生成する。比較器１２０４は、コンデンサの値が増やされるか、または減らされる必要性があるか否かを決定することになる。もし、同調用積分器１２０２の出力信号の振幅が、その入力信号の振幅より大きい場合、これは、Ｇｍ／（２πＣ）が高すぎることを意味すると共に、従って、コンデンサの値が増やされる必要性があるか、あるいはトランスコンダクタの値が減らされる必要性がある。同調用制御ロジック回路１２１０は、フィードバック信号に応じて、同調用積分器１２０２のキャパシタンスまたは相互コンダクタンスを調整するための制御信号を提供するために使用される。同調用制御ロジック回路１２１０は、同調用積分器１２０２の出力信号の振幅が基準信号の振幅に等しくなるまで同調動作を継続する。一度、同調用積分器１２０２におけるトランスコンダクタ及びコンデンサが名目上の設計値に調整されると、複素ＢＰＦにおける全てのトランスコンダクタ及びコンデンサは、同時に、それに従って調整される。制御信号は、図８において示された制御信号（Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）のように、スイッチキャパシタアレイ８００を調整するために使用され得る。代りに、制御信号は、図９において示された制御信号（Ｂ４、Ｂ５、Ｂ６）のように、トランスコンダクタの値を調整するために使用され得る。代りに、制御信号は、スイッチキャパシタアレイと、トランスコンダクタの両方を調整するため���使用され得る。
【００３０】
同調用積分器１２０２は、低周波で非常に高い利得を有するので、その入力におけるあらゆるＤＣオフセット電圧は、その出力において非常に大きな値まで増幅されるであろう。差動出力は、電圧レール（voltage rail）まで振られると共に、トランジスタは、三極管領域（triode region）に入るであろう。従って、図１０Ｂに示されたような損失がある積分器を使用することが望ましいであろう。損失がある積分器が必要とされる場合、同調処理段階の間、Ｇｍ２２がイネーブルされる。有利に、低周波数における損失がある積分器の更に低い利得は、言及されたＤＣオフセットの好ましくない効果を減少させることになると共に、それにも拘らず同調精度には影響を及ぼさないであろう。同調用積分器１２０２は、同様に、図１０Ａに示されたような配置でも実現され得るということに注意が必要である。しかしながら、図１０Ａの理想的な周波数応答は、実際のアプリケーションにおいて達成するのは容易ではない。従って、この実施例においては、損失がある積分器が好まれる。
【００３１】
図１３は、本発明の一実施例による好ましい同調装置１３００を例証する。同調装置１３００は、リミッタ１３１２と、第１の積分器１３１４と、第２の積分器１３１６と、同調用積分器１３０２と、２つのエンベロープ検波器１３０６、１３０８と、比較器１３０４と、同調用制御ロジック回路１３１０とを備える。同調用積分器１３０２と、２つのエンベロープ検波器１３０６、１３０８と、比較器１３０４と、同調用制御ロジック回路１３１０は、図１２において示されたものと同じである。従って、簡単化のために、これらの構成要素の説明は、ここでは省略される。同調装置１３００は、所定の中心周波数（例えば、４［ＭＨｚ］）を有する方形波信号を受信する。
【００３２】
同調用積分器１３０２が４［ＭＨｚ］において０［ｄＢ］の利得を有するために、同調用積分器は、その非線形動作領域で動作してはいけない。同調用積分器の入力は、小さな振幅の高調波を有する正弦波でなければならない。従って、その入力信号は、小さな振幅を有する正弦波信号でなければならない。信号は、回路雑音によって影響を受け得る程小さすぎてはいけない。この入力信号は、集積回路のクロック信号から獲得され得るか、もしくはフィルタの同調のために特に生成された信号であり得る。しかしながら、集積回路に利用可能なクロック信号は、主としてＣＭＯＳロジックレベルである。従って、リミッタ１３１２は、ＣＭＯＳロジックレベルの入力方形波を、正確で適度に小さい振幅レベルに変換するために考案される。
【００３３】
図１４は、図１３で使用されるリミッタ１３１２の図を例証する。図１４において、Ｉｍ５はＩｍ４に等しい。Ｉｍ４は、演算増幅器（ＯＰＡ）、Ｒ１、及びＭ３によって形成された電圧−電流変換器によって生成される。ＶＲＥＦは、正確なバンドギャップ基準電圧である。
【００３４】
【数４】
2008131639.tif 000006
【００３５】
４ＭＨｚのＣＭＯＳロジック信号は、Ｍ１及びＭ２を交互にターンオン及びターンオフする。その場合に、ＶＯＰ及びＶＯＮの電圧レベルは、以下のようになる。
【００３６】
【数５】
2008131639.tif 000007
【００３７】
Ｒ２は、ＶＯＰ及びＶＯＮの同相モード電圧レベルを制御するために使用される。ＶＯＵＴの差動電圧スイング（振れ幅）は、Ｒ３、Ｒ１、Ｎ、及びＶＲＥＦの固有値によって設定され得る。
【００３８】
再度図１３を参照すると、出力信号は、その場合に、同様に、ここでは第１のＬＰＦ、及び第２のＬＰＦと呼ばれる、２つのトランスコンダクタ−コンデンサ積分器１３１４、１３１６に供給される。２つのトランスコンダクタ−コンデンサ積分器１３１４、１３１６は、クロック信号を、方形波信号から正弦波信号に変換するためのＬＰＦとしての役割を果たす。これらの２つの積分器１３１４、１３１６は、同調装置１３００のために、十分な精度で方形波信号を正弦波信号に変換するのに十分である。
【００３９】
２つのＬＰＦ１３１４、１３１６は、図１０Ａ、図１０Ｂ、及び図１０Ｃにおいて示された、あらゆるタイプの積分器、またはＬＰＦであり得る。これらの２つのＬＰＦにおけるトランスコンダクタ、及びコンデンサは、同様に、複素ＢＰＦ内のトランスコンダクタ、及びコンデンサの中から選択され得る。正弦波信号が生成された後で、それは、次に同調用積分器１３０２に供給される。エンベロープ検波器１３０６、１３０８、比較器１３０４、及び同調用制御ロジック回路１３１０の機能性は、図１２におけるそれらの機能性と同じである。従って、これらの構成要素の説明は、ここでは省略される。
【００４０】
調整の始まりにおいて、ＬＰＦ１３１４、１３１６の周波数応答は、正確ではない。しかしながら、その調整が続くので、調整の精度は高められることになる。
【００４１】
本発明は、第１の動作モード、及び第２の動作モードという２つの動作モードを提示する。第１の動作モードは、フィルタ処理段階のことを指し、一方第２の動作モードは、同調処理段階のことを指している。図１５は、フィルタ処理モードから同調処理モードへの切り替えを例証する代表的なチューナブルフィルタを示す図である。図３、図６、及び図７で示されたフィルタと比較すると、複数のスイッチが、複素バンドパスフィルタに接続される。複数のスイッチは、第１の状態、及び第２の状態において作動することが可能である。複数のスイッチが第１の状態にある場合に、複素ＢＰＦは、フィルタ処理モードで作動するように設定され、複数のスイッチが第２の状態にある場合に、複素ＢＰＦは、同調処理モードで作動するように設定される。複素ＢＰＦが同調処理モードで作動している場合、図１５における全てのスイッチをターンオフすることによって、図１３に示されたような同調装置として作動するということが、図１５から分かる。リミッタ１３１２の出力は、Ｎｏｄｅ  Ａに印加される。第１のエンベロープ検波器１３０８は、Ｎｏｄｅ  Ｃに接続され、一方第２のエンベロープ検波器１３０６は、Ｎｏｄｅ  Ｄに接続される。従って、図１５におけるスイッチに対してモード制御信号を提供することによって、図１３における同調装置１３００と同じである同調装置が、複素ＢＰＦが提供する既存のトランスコンダクタ、及びコンデンサを用いて構築され得る。
【００４２】
同調処理モードの間の複素ＢＰＦのトランスコンダクタ及びコンデンサの再利用は、同調処理を目的とする追加のトランスコンダクタ及びコンデンサの必要性を除外することになる。本発明によって提示された方法は、伝統的な同調方法において追加のトランスコンダクタ及びコンデンサが利用される場合の同調精度を向上させる。図１５は、１つの可能な構成だけを示している。図１５によると、同調処理モードにおいて、３つのトランスコンダクタ−コンデンサペアが必要とされ、それらの内の２つがローパスフィルタの機能を果たすと共に、３番目のペアが同調用積分器の機能を果たす。複素ＢＰＦから必要とされるトランスコンダクタ−コンデンサペアを獲得するために、図１５に対して、変形及び変更が行われ得る。同様に、８次複素ＢＰＦのような高次の複素ＢＰＦから、必要とされるトランスコンダクタ−コンデンサペアを獲得することが可能である。一実施例において、同調装置は、図１２に示されたような単一の同調用積分器だけを有することができる。従って、図１５におけるスイッチの設定は、適宜に変更され得る。
【００４３】
図１６は、本発明の一実施例による同調制御タイミング図を例証する。短いパルスＳＴＡＲＴ＿ＣＡＬは、ＣＡＬ＝１に設定するのに使用される。ＣＡＬ信号は、モード選択信号である。ＣＡＬ＝１の場合、フィルタは、同調処理モードで作動する。ＣＡＬ＝０の場合、フィルタは、フィルタ処理モードで作動する。フィルタは、同調処理モードで作動する場合、同調装置は、スイッチの設定によって、フィルタ内の既存のトランスコンダクタ及びコンデンサから構築されることができる。同調処理モードの間、所定の中心周波数４［ＭＨｚ］を有する正弦波信号が提供される。同調処理モードの始まりにおいて、２つのエンベロープ検波器、及び比較器が定常状態に入るために、ある程度時間がかかることになる。同調装置が定常状態に入る前に、４［ＭＨｚ］の信号の６４サイクルが、この遷移期間のために必要とされると仮定する。従って、６４／４［ＭＨｚ］の期間を有するＣＬＫ＿ＣＯＭＰＡＲＥが適宜に提供されるべきである。同調処理モードの始まりにおいて、（同様に、図８において言及された制御信号と言われる）ＣＯＤＥ＿ＴＵＮＩＮＧは、事前に定義された値にセットされるであろう。例えば、図８において示されたように、ＣＯＤＥ＿ＴＵＮＩＮＧ信号は、コンデンサが、Ｃｍｉｎ（［Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３］＝００００）とＣｍａｘ（［Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３］＝１１１１）との間の中間値に設定されるように、［１０００］の値を有する４ビット制御信号［Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３］であり得る。もしトランスコンダクタ及びコンデンサが異常な変動を示す状況下でも、フィルタが望ましい周波数応答に調整されるべきであるならば、ＣｍｉｎとＣｍａｘとの間の差異は、十分に大きくなければならない。ＡＳＴＯＰ＿ＣＡＬパルス信号は、同調の完了を示すと共に、それはＣＡＬ＝０をセットすることになる。ＣＡＬ＝０によって、フィルタは、フィルタ処理モードに設定される。フィルタ処理段階の間では必要とされない、比較器、及び２つのエンベロープ検波器のような同調に関連する回路は、電源が切られることになる。
【００４４】
図１７は、図１２、または図１３において例証される同調制御ロジック回路１３１０の詳細な回路図を例証する。ＣＯＤＥ＿ＴＵＮＩＮＧ（または、制御信号）は、比較器によって提供されるフィードバック信号に応じて、増やされるか、または減らされることになる。スイッチキャパシタアレイは、ＣＯＤＥ＿ＴＵＮＩＮＧが増やされるか、または減らされるのに従って、名目上の設計値に近い新しい値に調整される。同調段階の終わりにおいて、ＳＴＯＰ＿ＣＡＬ信号は、図１７におけるＬＡＴＣＨ１によって、最終のＣＯＤＥ＿ＴＵＮＩＮＧをラッチすると共に、ＣＯＤＥ＿ＦＩＮＡＬを生成することになる。ＳＴＯＰ＿ＣＡＬ信号は、同様に、ＬＡＴＣＨ２によって、ＣＡＬ信号を強制的にゼロにすることになる。言い換えると、ＣＡＬ＝０は、ＣＯＤＥ＿ＦＩＮＡＬ信号を選択するようにマルチプレクサＭＵＸを制御することになる。従って、ＣＯＤＥ＿ＦＩＬＴＥＲはＣＯＤＥ＿ＦＩＮＡＬに等しい。フィルタのスイッチキャパシタアレイを制御するＣＯＤＥ＿ＦＩＮＡＬ信号によって、フィルタは、最終的に、その所望の周波数応答に調整される。上述のように、トランスコンダクタの値を切り替えるために、ＣＯＤＥ＿ＦＩＬＴＥＲ信号が提供するいくつかのビットが使用されると共に、ＣＯＤＥ＿ＦＩＬＴＥＲ信号の残りのビットは、スイッチキャパシタアレイの値を制御するために使用されるであろう。トランスコンダクタの値を制御するために、またはスイッチキャパシタアレイを単独で制御するために、全てのビットを使用することが同様に可能である。
【００４５】
全てのスイッチキャパシタアレイは、ＣＯＤＥ＿ＦＩＬＴＥＲによって制御される。同調処理段階の間、ＣＯＤＥ＿ＦＩＬＴＥＲはＣＯＤＥ＿ＴＵＮＩＮＧに等しいと共に、一方フィルタ処理段階の間、ＣＯＤＥ＿ＦＩＬＴＥＲはＣＯＤＥ＿ＦＩＮＡＬに等しい。
【００４６】
ここで使用された用語、及び表現は、限定ではなく説明の用語として使用されると共に、そのような用語、及び表現の使用に、示されると共に説明された特徴（または、それの一部分）のあらゆる同等物を除外する意図はなく、そして、様々な変更が請求項の範囲内で可能であるということが認識される。他の変更、変形、及び代替案が、同様に可能である。従って、請求項は、全てのそのような等価物をカバーすることを意図している。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】受動的なインダクタとコンデンサとを利用するバターワースローパスフィルタ（ＬＰＦ）を例証する図である。
【図２】トランスコンダクタ、及びコンデンサを利用するローパスフィルタを例証する図である。
【図３】複素バンドパスフィルタ回路網を例証する図である。
【図４】ＬＰＦ、及び複素ＢＰＦの周波数応答を例証する図である。
【図５】伝統的なフィルタ同調方法の従来技術を例証する図である。
【図６】複素バンドパスフィルタの改良された回路網を例証する図である。
【図７】追加のダミーのトランスコンダクタセル（Ｇｍ−セル）を使用する、更にもう一つの改良された複素ＢＰＦを例証する図である。
【図８】代表的な４ビットスイッチキャパシタアレイを例証する図である。
【図９】差動式相互コンダクタンスセルの詳細な図を例証する図である。
【図１０Ａ】理想的な積分器を描写する図である。
【図１０Ｂ】損失がある積分器を描写する図である。
【図１０Ｃ】ローパスフィルタを描写する図である。
【図１１】図１０Ａ、図１０Ｂ、及び図１０Ｃの周波数応答を描写する図である。
【図１２】本発明の一実施例による同調装置のブロック図を例証する図である。
【図１３】本発明の一実施例による好ましい同調装置を例証する図である。
【図１４】図１３で使用されるリミッタの図を例証する図である。
【図１５】フィルタ処理モードから同調処理モードへの切り替えを例証する代表的なチューナブルフィルタを示す図である。
【図１６】本発明の一実施例による同調制御タイミング図を例証する図である。
【図１７】図１２、または図１３において例証される同調制御ロジック回路１３１０の詳細な回路図を例証する図である。
【符号の説明】
【００４８】
３０２、３０４    ＬＰＦ
３０６    トランスコンダクタＧｍＣ１、ＧｍＣ２、ＧｍＣ３
５００    装置
５０２    メインフィルタ
５０４    同調装置
５０６    電圧制御発振器（ＶＣＯ）
５０８    位相検波器
５１０    ループフィルタ
８００    スイッチキャパシタアレイ
８０２    ＳＷ０
８０４    ＳＷ１
８０６    ＳＷ２
８０８    ＳＷ３
１２０２    同調用積分器
１２０４    比較器
１２０６、１２０８    エンベロープ検波器
１２１０    同調用制御ロジック回路
１３００    同調装置
１３０２    同調用積分器
１３０４    比較器
１３０６、１３０８    エンベロープ検波器
１３１０    同調用制御ロジック回路
１３１２    リミッタ
１３１４    第１の積分器
１３１６    第２の積分器
【図１】
2008131639.tif 000008
【図２】
2008131639.tif 000009
【図３】
2008131639.tif 000010
【図４】
2008131639.tif 000011
【図５】
2008131639.tif 000012
【図６】
2008131639.tif 000013
【図７】
2008131639.tif 000014
【図８】
2008131639.tif 000015
【図９】
2008131639.tif 000016
【図１０Ａ】
2008131639.tif 000017
【図１０Ｂ】
2008131639.tif 000018
【図１０Ｃ】
2008131639.tif 000019
【図１１】
2008131639.tif 000020
【図１２】
2008131639.tif 000021
【図１３】
2008131639.tif 000022
【図１４】
2008131639.tif 000023
【図１５】
2008131639.tif 000024
【図１６】
2008131639.tif 000025
【図１７】
2008131639.tif 000026