(57)【要約】【課題】大電流の出力およびこの電流レンジでの測定を安定した動作で実現することのできる負荷駆動回路、電流測定レンジを小電流から大電流まで幅広い範囲で実現することのできる負荷駆動回路を提供する。【解決手段】負荷（Ｒｄｕｔ，Ｃｄｕｔ）に対して制御信号に応じた電圧で電流供給を行うとともにこの供給電流の測定が可能な負荷駆動回路である。制御信号に応じた電圧で電流出力を行う反転アンプ（ＯＰ１，Ｒ１，Ｒ２）と、反転アンプの出力電流を検出するための検出抵抗Ｒ３と、検出抵抗Ｒ３の両端電圧に比例した電流を出力する電圧制御型電流源（減算回路２、レベルシフト回路３，４、ソース側電流源５、シンク側電流源６）とを備え、反転アンプの出力電流ＩＳＣ＿Ｒ１，ＩＳＫ＿Ｒ１と電圧制御型電流源の出力電流ＩＳＣ＿Ｑ５，ＩＳＫ＿Ｑ６とが合算されて負荷に出力される構成とした。【選択図】図１
2008232658.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に対して制御信号に応じた電圧で電流供給を行うとともにこの供給電流の測定が可能な負荷駆動回路であって、
制御信号に応じた電圧で電流出力を行う出力回路と、
該出力回路の出力電流を検出するための検出抵抗と、
該検出抵抗の両端電圧に比例した電流を出力する電圧制御型電流源と、
を備え、
前記出力回路の出力電流と前記電圧制御型電流源の出力電流とが合算されて前記負荷に出力されるように構成されていることを特徴とする負荷駆動回路。
【請求項２】
前記電圧制御型電流源は、
前記検出抵抗の両端電圧を電源電圧を基準とした電圧レベルにシフトするレベルシフト回路と、
前記レベルシフト回路の出力を受けて該出力に比例した電流を前記電源電圧からトランジスタに流して出力する電流回路と、
を備えていることを特徴とする請求項１記載の負荷駆動回路。
【請求項３】
前記電流回路は、
前記電源電圧から抵抗を介して電流を流す前記トランジスタと、
出力が前記トランジスタを介して反転入力端子に帰還され、非反転入力端子に前記レベルシフト回路の出力電圧が入力される演算増幅回路と、
を備え、
前記演算増幅回路の出力が前記トランジスタの制御端子に印加されて該トランジスタに出力電流が流されることを特徴とする請求項２記載の負荷駆動回路。
【請求項４】
前記電圧制御型電流源には、
前記検出抵抗の両端電圧に対する出力電流の比率を切り換える切換手段が設けられていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の負荷駆動回路。
【請求項５】
前記出力回路は、出力電圧を帰還させてなる演算増幅回路を有し、
前記電圧制御型電流源は、
前記出力回路の出力が正電流である場合に第１電源電圧から電流出力を行うソース用電流源と、
前記出力回路の出力が負電流である場合に第２電源電圧に電流を引き込むシンク用電流源と、
を有していることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の負荷駆動回路。
【請求項６】
１チップの半導体基板上に少なくとも、
出力回路の出力電流パスに設けられ電流を検出するための検出抵抗と、
前記検出抵抗の両端電圧を出力する減算回路と、
該減算回路の出力を電源電圧を基準とした電圧レベルにシフトするレベルシフト回路と、
該レベルシフト回路の出力を受けて該出力に比例した電流を供給する電圧制御型電流源と、
が集積されていることを特徴とする半導体集積回路。
【請求項７】
被試験対象との間で電源供給や信号の授受を行って該被試験対象の試験を行うＩＣテスタにおいて、
請求項１〜５のいずれか１項に記載の負荷駆動回路が搭載された電源供給ユニットを備え、
前記負荷駆動回路から前記被試験対象へ電源供給が行われるように構成されていることを特徴とするＩＣテスタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、制御信号に応じた電圧で電流出力を行うとともにこの出力電流の測定が可能にされた負荷駆動回路、この負荷駆動回路を構成可能な半導体集積回路、ならびに、被試験対象の動作試験を行うＩＣテスタに関する。
【背景技術】
【０００２】
以前より、被試験対象（ＤＵＴ：Device Under Test）の集積回路との間で信号の授受を行って良否判定を行うＩＣテスタがある。このようなＩＣテスタでは、電源供給ユニットによりＤＵＴに電源供給を行うとともに、この供給電流の測定が可能とされるのが通常である。そのため、電源供給ユニットには、所定電圧で電流出力を行うとともに、この出力電流の測定機能を有する負荷駆動回路が設けられる（例えば特許文献１）。
【０００３】
図４には、電源供給ユニットに搭載される従来の負荷駆動回路の一例を示す。この図中、Ｒｄｕｔは電源を供給するＤＵＴの負荷抵抗、ＣｄｕｔはＤＵＴの電源ピンに付加されるバイパスコンデンサの容量成分である。
【０００４】
この負荷駆動回路は、電圧制御用の信号を入力するＤＡコンバータ１１と、通常の演算増幅回路（以下オペアンプという）ＯＰ１０とパワーオペアンプＯＰ１１とを二段構成にするとともに出力電圧Ｖｄｕｔを帰還させてなる反転アンプ形式の電圧源と、パワーオペアンプＯＰ１１の出力ライン上に設けられた電流検出用の検出抵抗Ｒａ〜Ｒｃと、検出抵抗Ｒａ〜Ｒｃの切換を行うスイッチＳＷ７〜ＳＷ９と、検出抵抗の両端電圧を演算出力する減算回路（オペアンプＯＰ１２、抵抗Ｒ１３ａ，Ｒ１３ｂ，Ｒ１４ａ，Ｒ１４ｂ）と、この減算回路の出力をＡＤ変換して電流測定値データとして出力するＡＤコンバータ１２とを備えたものである。
【０００５】
電流測定機能を有する従来の負荷駆動回路では、図４に示すように、電流出力パスに検出抵抗Ｒａ〜Ｒｃを設け、これら検出抵抗Ｒａ〜Ｒｃの両端電圧を測定して供給電流の測定値に換算するが通常である。また、供給電流の大きさに応じて検出抵抗を切り換えることで複数レンジの電流測定を可能とする構成も周知の技術である。例えば、図４の構成では、１Ａの電流測定レンジのときに１Ωの検出抵抗Ｒａ、１００ｍＡの電流測定レンジのときに１０Ωの検出抵抗Ｒｂ、１０ｍＡの電流測定レンジのときに１００Ωの検出抵抗Ｒｃに、それぞれ切り換えることで、検出抵抗Ｒａ〜Ｒｃの両端電圧をそれぞれの電流測定レンジのフルスケール電流で±１Ｖとすることができ、幅広い範囲で精密な電流測定が可能となる。
【特許文献１】特開２００２−２８６８０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
近年、ＩＣテスタのＤＵＴとして消費電力の大きな集積回路が多くなってきており、電源供給ユニットの電源供給能力を高めることが求められている。
【０００７】
しかしながら、電流パスに検出抵抗を設けた上記従来の構成では、電流供給能力を高めてさらに一段大きな電流測定レンジを設けることは限界に達している。すなわち、さらに一段大きな電流測定レンジを実現するには、それに応じた小さな検出抵抗を抵抗Ｒａ〜Ｒｃと同様に設けることになるが、その場合、検出抵抗の抵抗値が余りにも小さくなって、パワーオペアンプＯＰ１１の回路動作が不安定になるという課題があった。
【０００８】
例えば、図４の負荷駆動回路で１０Ａの電流測定レンジを実現するには、０．１Ωの検出抵抗を設ける必要があるが、負荷の電源端子には、通常数十μオーダーの容量成分Ｃｄｕｔを有するバイパスコンデンサが付加される。検出抵抗はパワーオペアンプＯＰ１１にとって出力抵抗を意味するため、この構成では、パワーオペアンプＯＰ１１により０．１Ωの出力抵抗で容量成分Ｃｄｕｔの負荷を駆動することになり、このような出力抵抗と負荷容量ＣｄｕｔではパワーオペアンプＯＰ１１の部分で発振する可能性がある。
【０００９】
この発明の目的は、大電流の出力およびこの電流レンジでの測定を安定した動作で実現することのできる負荷駆動回路を提供することにある。さらに、電流測定レンジを小電流から大電流まで幅広い範囲で実現することのできる負荷駆動回路を提供することにある。
【００１０】
また、このような負荷駆動回路を数個の外付け素子と組み合わせることで容易に構成することのできる半導体集積回路、ならびに、ＤＵＴに大電流の電源供給を行うことのできるＩＣテスタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するため、請求項１記載の発明は、
負荷に対して制御信号に応じた電圧で電流供給を行うとともにこの供給電流の測定が可能な負荷駆動回路であって、
制御信号に応じた電圧で電流出力を行う出力回路と、
該出力回路の出力電流を検出するための検出抵抗と、
該検出抵抗の両端電圧に比例した電流を出力する電圧制御型電流源と、
を備え、
前記出力回路の出力電流と前記電圧制御型電流源の出力電流とが合算されて前記負荷に出力されるように構成されていることを特徴としている。
【００１２】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の負荷駆動回路において、
前記電圧制御型電流源は、
前記検出抵抗の両端電圧を電源電圧を基準とした電圧レベルにシフトするレベルシフト回路と、
前記レベルシフト回路の出力を受けて該出力に比例した電流を前記電源電圧からトランジスタに流して出力する電流回路と、
を備えていることを特徴としている。
【００１３】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の負荷駆動回路において、
前記電流回路は、
前記電源電圧から抵抗を介して電流を流す前記トランジスタと、
出力が前記トランジスタを介して反転入力端子に帰還され、非反転入力端子に前記レベルシフト回路の出力電圧が入力される演算増幅回路と、
を備え、
前記演算増幅回路の出力が前記トランジスタの制御端子に印加されて該トランジスタに出力電流が流されることを特徴としている。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の負荷駆動回路において、
前記電圧制御型電流源には、
前記検出抵抗の両端電圧に対する出力電流の比率を切り換える切換手段が設けられていることを特徴としている。
【００１５】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の負荷駆動回路において、
前記出力回路は、出力電圧を帰還させてなる演算増幅回路を有し、
前記電圧制御型電流源は、
前記出力回路の出力が正電流である場合に第１電源電圧から電流出力を行うソース用電流源と、
前記出力回路の出力が負電流である場合に第２電源電圧に電流を引き込むシンク用電流源と、
を有していることを特徴としている。
【００１６】
請求項６記載の発明は、
１チップの半導体基板上に少なくとも、
出力回路の出力電流パスに設けられ電流を検出するための検出抵抗と、
前記検出抵抗の両端電圧を出力する減算回路と、
該減算回路の出力を電源電圧を基準とした電圧レベルにシフトするレベルシフト回路と、
該レベルシフト回路の出力を受けて該出力に比例した電流を供給する電圧制御型電流源と、
が集積されていることを特徴とした半導体集積回路である。
【００１７】
請求項７記載の発明は、被試験対象との間で電源供給や信号の授受を行って該被試験対象の試験を行うＩＣテスタにおいて、
請求項１〜５のいずれか１項に記載の負荷駆動回路が搭載された電源供給ユニットを備え、
前記負荷駆動回路から前記被試験対象へ電源供給が行われるように構成されていることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１８】
本発明に従うと、出力回路からの出力電流に加え、この出力電流に比例した電流が電圧制御型電流源から供給され、これらが合算されて負荷に供給されるので、検出抵抗には供給電流に比例した一部の電流しか流れることがない。したがって、検出抵抗に比較的大きな抵抗値を有する抵抗を用いることができ、出力回路の動作に不安定な挙動を発生させない。
【００１９】
また、電圧制御型電流源に出力電流の比率を切り換える構成を設けることで、検出抵抗を１個としたままで電流測定レンジを小電流から大電流まで幅広い範囲で実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の実施形態の負荷駆動回路の構成を示した回路構成図である。
【００２１】
この実施の形態の負荷駆動回路は、負荷（Ｒｄｕｔ，Ｃｄｕｔ）に対して制御信号に応じた電圧Ｖｄｕｃで電流供給を行うとともにこの供給電流の測定が可能にされた回路である。この負荷駆動回路は、例えば、ＩＣテスタの電源供給ユニットに搭載され、ＤＵＴとなる集積回路へ電源供給を行うのに用いられるものである。なお、図１において、負荷として抵抗Ｒｄｕｔと容量Ｃｄｕｔとを示しているが、実際には動作状態に応じて消費電流をアクティブに変化させる回路が負荷として接続されることとなる。
【００２２】
この負荷駆動回路は、図１に示すように、デジタルの制御信号を入力して制御電圧ＶＤＡＣを出力するＤＡコンバータ１１と、出力回路としての反転アンプを構成するオペアンプＯＰ１および出力電圧Ｖｄｕｔの帰還経路に設けられた抵抗Ｒ１，Ｒ２と、オペアンプＯＰ１の出力電流を検出するための検出抵抗Ｒ３と、検出抵抗Ｒ３の両端電圧（Ｖ１＝ＶＡ−ＶＢ）を演算出力する減算回路２と、この両端電圧Ｖ１を一方の電源電圧ＶＣＣを基準とした電圧レベルにシフトするレベルシフト回路３と、レベルシフト回路３の出力電圧Ｖ３に比例した電流を電源電圧ＶＣＣから出力端子へ流すソース側電流源５と、上記両端電圧Ｖ１を他方の電源電圧ＶＥＥを基準とした電圧レベルにシフトするレベルシフト回路４と、レベルシフト回路４の出力電圧Ｖ４に比例した電流を出力端子から電源電圧ＶＥＥに引き込むシンク側電流源６等を備えている。これらの構成のうち、レベルシフト回路３，４と電流源５，６とにより電圧制御型電流源が構成されている。
【００２３】
また、図１では省略しているが、この負荷駆動回路には、オペアンプＯＰ１の出力電流の検出を行う電圧検出回路８およびＡＤコンバータ１２が設けられ（図２参照）、詳細は後述するが、これらにより負荷に供給される電流の測定が可能にされている。なお、電圧検出回路８は、例えば、検出抵抗Ｒ３の両端電圧を検出する回路として構成できるし、また、この検出回路と図１の減算回路２とを兼用させた構成とすることもできる。その他、冗長な構成となるが、オペアンプＯＰ１の出力電流パスに抵抗Ｒ３とは別の検出抵抗をもう１個設け、この検出抵抗の両端電圧を検出してオペアンプＯＰ１の出力電流の検出を行うようにしても良い。
【００２４】
オペアンプＯＰ１は、出力電圧Ｖｄｕｔを帰還させる経路と、該経路に設けられた抵抗Ｒ１，Ｒ２により、制御電圧ＶＤＡＣに応じた電圧で電流出力を行う反転アンプを構成している。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子にはグラウンド電位が接続され、反転入力端子には抵抗Ｒ１，Ｒ２の結節点の電圧が入力され、出力電圧は次式のように制御される。以下、数式において抵抗値をその抵抗に付した符号により表わす。
Ｖｄｕｔ ＝−Ｒ２／Ｒ１ ×ＶＤＡＣ      ・・・・  （１）
【００２５】
減算回路２は、オペアンプＯＰ２を用いた一般的な減算回路であり、例えば、抵抗Ｒ４ａ〜Ｒ４ｄを同一抵抗値とすることで、次式のように重み付けなしの減算出力を行う。
Ｖ１ ＝ＶＡ −ＶＢ      ・・・・  （２）
【００２６】
レベルシフト回路３は、グラウンド電位を基準とした電圧Ｖ１を、電源電圧ＶＣＣを基準とした電位レベルにシフトさせる回路で、バイアス電圧を生成するための抵抗Ｒ５ａおよびトランジスタＱ１と、入力電圧Ｖ１が負電圧のときに電流を流すトランジスタＱ２およびエミッタ抵抗Ｒ６ｂと、この電流によりレベルシフトした電圧を生成する抵抗Ｒ６ａ等から構成される。
【００２７】
トランジスタＱ１は、そのエミッタ端子にグラウンド電位が接続され、ベース端子とコレクタ端子とが結合されることで、そのコレクタ端子にグラウンド電位を基準としたダイオードの順方向電圧Ｖｆ（例えば０．７Ｖ）を生成し、トランジスタＱ２のベース端子に供給する。トランジスタＱ２は、そのコレクタ端子に抵抗Ｒ６ａを介して電源電圧ＶＣＣが印加され、エミッタ端子に抵抗Ｒ６ｂを介してオペアンプＯＰ２の出力端子が接続される。そして、入力電圧Ｖ１が負電圧となったときに、トランジスタＱ２にそれに比例した電流を流して、コレクタ端子にレベルシフトされた電圧Ｖ３を出力する。例えば、抵抗Ｒ６ａ，Ｒ６ｂを同値とすることで、レベルシフト後の出力電圧Ｖ３は次式のようになる。
Ｖ１＝（ＶＡ−ＶＢ）＜０の場合
Ｖ３ = ＶＣＣ ＋Ｖ１      ・・・・  （３）
【００２８】
ソース側電流源５は、電源電圧ＶＣＣからパワートランジスタＱ５に電流を流して電流出力する回路であり、この電流量を制御するためのオペアンプＯＰ３ならびに抵抗Ｒ８ａ〜Ｒ１０ａやスイッチＳＷ１〜ＳＷ３を備えたものである。スイッチＳＷ１〜ＳＷ３は、出力電流の比率を切り換える切換手段を構成するもので、いずれか１個がオンされて、それに対応した抵抗Ｒ８ａ〜Ｒ１０ａのいずれかを電流パスに接続する。パワートランジスタＱ５は、そのエミッタ端子に抵抗Ｒ８ａ〜Ｒ１０ａのいずれか１個を介して電源電圧ＶＣＣが印加され、コレクタ端子が負荷につながる出力端子に接続されている。オペアンプＯＰ３は、反転入力端子にパワートランジスタＱ５の電源電圧ＶＣＣ側の端子電圧（エミッタ電圧）が入力され、非反転入力端子にレベルシフト回路３の出力電圧Ｖ３が入力されることにより、オペアンプＯＰ３の出力がパワートランジスタＱ５を介して反転入力端子にフィードバックされるので、反転入力端子の電圧と非反転入力端子の電圧が等しくなる。これにより、パワートランジスタＱ５から電源電圧ＶＣＣ−反転入力端子電圧（＝電源電圧ＶＣＣ−非反転入力端子電圧）に比例した電流が供給される。
【００２９】
例えば、上記の抵抗Ｒ８ａ〜Ｒ１０ａのうち抵抗Ｒ８ａが接続されている場合であれば、上記構成によりパワートランジスタＱ５のコレクタ電流ＩＳＣ＿Ｑ５は、次式のように制御される。
ＩＳＣ＿Ｑ５ ＝（ＶＣＣ −Ｖ３）／ Ｒ８ａ      ・・・・  （４）
【００３０】
また、レベルシフト回路３の出力電圧Ｖ３は、検出抵抗Ｒ３の両端電圧Ｖ１と上述の数式（３）の関係があることから、ソース側電流源５の出力電流ＩＳＣ＿Ｑ５、ならびに、オペアンプＯＰ１の出力電流ＩＳＣ＿Ｒ１との合算電流ＩＳＣ＿Ｒｄｕｔは、次式のようになる。
ＩＳＣ＿Ｑ５ ＝−Ｖ１／Ｒ８ａ
＝（Ｒ３／Ｒ８ａ）×ＩＳＣ＿Ｒ１      ・・・・  （５）
ＩＳＣ＿Ｒｄｕｔ ＝ＩＳＣ＿Ｒ１＋ＩＳＣ＿Ｑ５ 
＝（１＋Ｒ３／Ｒ８ａ）×ＩＳＣ＿Ｒ１      ・・・・  （６）
【００３１】
したがって、オペアンプＯＰ１から正の電流ＩＳＣ＿Ｒ１が出力されている場合には、レベルシフト回路３とソース側電流源５とが動作して、負荷Ｒｄｕｔにこの電流ＩＳＣ＿Ｒ１に比例してブーストされた電流ＩＳＣ＿Ｒｄｕｔが出力されることとなる。また、この出力電流ＩＳＣ＿Ｒｄｕｔの増幅率は、ソース側電流源５の抵抗Ｒ８ａの値に応じて変化するため、上記のスイッチＳＷ１〜ＳＷ３により抵抗Ｒ８ａ〜Ｒ１０ａの接続を切り換えることで、出力電流ＩＳＣ＿Ｒｄｕｔの増幅率を切り換えることが可能にされている。
【００３２】
なお、オペアンプＯＰ１の出力が負電流である場合には、レベルシフト回路３のトランジスタＱ２がオフ状態となって、ソース側電流源５からの電流の供給はほぼ０になる。
【００３３】
もう一方のレベルシフト回路４は、上述のレベルシフト回路３と極性を逆にして、電源電圧ＶＣＣを電源電圧ＶＥＥに、トランジスタＱ３，Ｑ４をｐｎｐ型に変更したものであり、その他の構成や動作はレベルシフト回路３と同様のものである。また、シンク側電流源６も、上述のソース側電流源５と極性を逆にして、電源電圧ＶＣＣを電源電圧ＶＥＥに、パワートランジスタＱ６をｎｐｎ型に変更したものであり、その他の構成や動作はソース側電流源５と同様のものである。
【００３４】
このようなレベルシフト回路４やシンク側電流源６の構成によれば、オペアンプＯＰ１の出力が負電流ＩＳＫ＿Ｒ１の場合に、検出抵抗Ｒ３の両端電圧を電源電圧ＶＥＥを基準とした電圧レベルにシフトして出力電圧Ｖ４を次のような値で生成したり、それによりシンク側電流源６の出力電流ＩＳＫ＿Ｑ６、ならびに、オペアンプＯＰ１の出力との合算電流ＩＳＫ＿Ｒｄｕｔを次のような値にする。なお、次式は抵抗Ｒ８ｂを接続とした場合のものである。
Ｖ１＝（ＶＡ−ＶＢ） ＞０ の場合
Ｖ４ ＝ＶＥＥ ＋Ｖ１      ・・・・  （７）
ＩＳＫ＿Ｑ６ ＝（Ｖ４−ＶＥＥ）／Ｒ８ｂ ＝Ｖ１／Ｒ８ｂ
＝（Ｒ３／Ｒ８ｂ）×ＩＳＫ＿Ｒ１      ・・・・  （８）
ＩＳＫ＿Ｒｄｕｔ ＝ＩＳＫ＿Ｒ１ ＋ＩＳＫ＿Ｑ６
＝（１＋Ｒ３／Ｒ８ｂ）×ＩＳＫ＿Ｒ１      ・・・・  （９）
【００３５】
したがって、オペアンプＯＰ１から負の電流ＩＳＫ＿Ｒ１が出力されている場合、レベルシフト回路４とシンク側電流源６の動作により、負荷Ｒｄｕｔにこの電流ＩＳＫ＿Ｒ１に比例してブーストされた電流ＩＳＫ＿Ｒｄｕｔが出力されることとなる。また、この出力電流ＩＳＫ＿Ｒｄｕｔは、スイッチＳＷ４〜ＳＷ６によりシンク側電流源６の抵抗Ｒ８ｂ〜Ｒ１０ｂの接続を切り換えることで、その増幅率が切り換えられるようになっている。
【００３６】
次に、ソース側電流源５とシンク側電流源６の増幅率の切り換えについて説明する。例えば、検出抵抗Ｒ３を１００Ω、抵抗Ｒ８ａ，Ｒ８ｂを１００／９９Ω、抵抗Ｒ９ａ，Ｒ９ｂを１００／９Ω、抵抗Ｒ１０ａ，Ｒ１０ｂを抵抗Ｒ３より十分に大きな抵抗値（例えば１００ＫΩ）、にそれぞれ設定することで、ソース側電流源５やシンク側電流源６の電流ブースト量を変化させて、トータルの出力電流をオペアンプＯＰ１の出力電流に対して１００倍、１０倍、１倍と切り換えることが可能となる。したがって、このような抵抗の切り換えにより、検出抵抗Ｒ３の両端電圧により測定される電流値の測定レンジを、例えば１Ａレンジ、１００ｍＡレンジ、１０ｍＡレンジなどと切り換えることが可能となる。
【００３７】
図２には、図１の負荷駆動回路の一部を集積化した場合の回路構成例を示す。
【００３８】
上述の負荷駆動回路は、構成素子の大部分を１個の半導体チップ上に集積化して半導体集積回路１５とし、残りの構成素子を外付け素子として構成することができる。例えば、検出抵抗Ｒ３、減算回路２を構成するオペアンプＯＰ２や抵抗Ｒ４ａ〜Ｒ４ｄ、レベルシフト回路３，４を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４や抵抗Ｒ５ａ〜Ｒ７ａ，Ｒ５ｂ〜Ｒ７ｂ、ソース側電流源５を構成する差動アンプとしてのオペアンプＯＰ３、抵抗Ｒ８ａ〜Ｒ１０ａおよびスイッチＳＷ１〜ＳＷ３、シンク側電流源６を構成する差動アンプとしてのオペアンプＯＰ４、抵抗Ｒ８ｂ〜Ｒ１０ｂおよびスイッチＳＷ４〜ＳＷ６、出力電流の測定を行うための電圧検出回路８等を集積化する。
【００３９】
また、反転アンプを構成するオペアンプＯＰ１や抵抗Ｒ１，Ｒ２、ならびに、電流源を構成するパワートランジスタＱ５，Ｑ６、その他、ＤＡコンバータ１１やＡＤコンバータ１２を外付け素子とする。
【００４０】
このような構成により、よりコンパクトで特性のばらつきの少ない負荷駆動回路を容易に実現することが可能となる。なお、集積化する構成素子や外付けとする構成素子は上記のものに制限されるものでなく、例えば、オペアンプＯＰ１やパワートランジスタＱ５，Ｑ６も半導体チップ上に集積化するようにしたり、あるいは、ソース側電流源５やシンク側電流源６の抵抗Ｒ８ａ〜Ｒ１０ａ，Ｒ８ｂ〜Ｒ１０ｂを外付け素子とすることも可能である。
【００４１】
以上のように、この実施形態の負荷駆動回路によれば、検出抵抗Ｒ３に出力電流の一部の電流しか流れない構造なので、大電流を出力する場合でも検出抵抗Ｒ３としてある程度大きな抵抗値のものを用いることができる。また、検出抵抗Ｒ３にある程度大きな抵抗値を用いることができるので、負荷の容量成分Ｃｄｕｔが比較的大きな場合でも、反転アンプを構成するオペアンプＯＰ１等の動作が不安定になることがない。
【００４２】
また、ソース側電流源５とシンク側電流源６の抵抗Ｒ８ａ〜Ｒ１０ａ，Ｒ８ｂ〜Ｒ１０ｂの切り換えにより、これら電流源５，６から供給される電流の増幅率を、例えば１倍、１０倍、１００倍と切り換えることができるので、検出抵抗Ｒ３を複数設けることなく供給電流の測定レンジを１倍、１０倍、１００倍のように適宜切り換えることが可能となり、小電流から大電流まで幅広い範囲で安定した電流の測定が可能となる。
【００４３】
また、出力電流が正電流の場合と負電流の場合とで、電流を出力するソース側電流源５と、電流を引き込むシンク側電流源６と、それぞれ別個の回路が動作するように構成されているので、正の大電流から負の大電流まで幅広い範囲で安定的な電流出力を行うことができる。
【００４４】
また、図４に示した従来例ではパワーオペアンプＯＰ１１のような非汎用部品が必要であったが、この実施の形態の負荷駆動回路では全ての回路部品を汎用部品により構成することができ、部品コストの低減を図ることができる。
【００４５】
また、このような構成の負荷駆動回路を電源供給ユニットに搭載したＩＣテスタによれば、ＤＵＴに大電流から小電流まで大きな変動幅で安定した電源供給が可能であるとともに、その電流測定も安定的に行えるという効果が得られる。
【００４６】
なお、本発明は、上記実施形態に示した構成に限られず、種々の変更が可能である。図３には、本発明に係る負荷駆動回路の概念構成を表わした構成図を示す。例えば、図３に示すように、本発明に係る負荷駆動回路は、設定電圧で出力される出力電流Ｉ１を検出抵抗Ｒ３で検出可能とするとともに、この検出抵抗Ｒ３の両端電圧に比例した電流Ｉ２を電流源（ＶＩ変換回路７）により生成し、これらを合算した電流Ｉ３（＝Ｉ１＋Ｉ２）を負荷に供給する構成であれば、その具体的な回路構成は特に制限されるものでない。
【００４７】
例えば、図１では、図３のＶＩ変換回路７として、レベルシフト回路３，４ならびにソース側およびシンク側の電流源５，６を例示したが、これらの具体的な回路構成は周知の種々の構成を適用可能である。また、出力電流が正の場合と負の場合とで電流供給する回路をそれぞれ設けているが、例えば、正電流しか出力しないものであれば、負側の電流源を省略することもできる。
【００４８】
また、図１や図３では、制御信号に応じた電圧で電流出力を行う出力回路として、オペアンプＯＰ１を用いた反転アンプを例示しているが、その他、種々の補正回路を挿入した構成としても良いし、トランジスタを用いて構成された各種の負帰還回路や電圧ホロワなどを適用することもできる。
【００４９】
また、本発明に係る負荷駆動回路は、ＩＣテスタの電源供給ユニットに搭載されるほか、種々の測定器において電流測定機能付きの電圧源として適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施形態の負荷駆動回路を示した回路構成図である。
【図２】図１の負荷駆動回路の一部を集積化した場合の一例を示す回路構成図である。
【図３】本発明に係る負荷駆動回路の概念構成を表わした構成図である。
【図４】従来の電源供給ユニットに搭載されている負荷駆動回路の一例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
【００５１】
２      減算回路
３，４  レベルシフト回路
５      ソース側電流源
６      シンク側電流源
１５    半導体集積回路
ＯＰ１〜ＯＰ４  オペアンプ
Ｑ５，Ｑ６  パワートランジスタ
Ｒ８ａ〜Ｒ１０ａ  比率切換用の抵抗
Ｒ８ｂ〜Ｒ１０ｂ  比率切換用の抵抗
ＳＷ１〜ＳＷ６    比率切換用のスイッチ
【図１】
2008232658.tif 000003
【図２】
2008232658.tif 000004
【図３】
2008232658.tif 000005
【図４】
2008232658.tif 000006