(57)【要約】【課題】Ｖ結線されたインバータ回路を備えた電力変換装置において、出力電圧に含まれる高調波成分を低減して、モータなどの負荷の損失低減を図る。【解決手段】Ｖ結線インバータ回路（3）の４個のスイッチング素子（3a〜3d）の動作によって得られる電圧ベクトルＶpを用いて、磁束ベクトルλpの軌跡が複素平面上で円形に近い軌跡となるように、該スイッチング素子（3a〜3d）の動作を制御する。具体的には、４つの電圧ベクトルＶpのうち少なくとも３つの電圧ベクトルＶpを用いて、磁束ベクトルλpの軌跡が円形に近づくように該電圧ベクトルＶpの出力順及び出力期間を決定する。【選択図】図３
2008295161.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直列に接続された複数のコンデンサ（2a,2b）を有し、直流電圧を充放電可能なコンデンサ回路（2）と、２個のスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）が直列接続されてなる２組のスイッチングレグ（leg1,leg2）が上記コンデンサ回路（2）に対してそれぞれ並列接続されたインバータ回路（3）と、を備え、
上記インバータ回路（3）の各スイッチングレグ（leg1,leg2）の中間点がそれぞれ負荷（5）に接続されるとともに、上記コンデンサ回路（2）の中間電位点も上記負荷（5）に接続され、上記コンデンサ回路（2）の直流電力を交流電力に変換して上記負荷（5）に供給する電力変換装置であって、
上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作によって得られる電圧ベクトル（Ｖp）を用いて複素平面上に描かれる磁束ベクトル（λp）の軌跡が、円形に近づくように、上記インバータ回路（3）の各スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うスイッチング制御手段（4）を備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、
上記スイッチング制御手段（4）は、キャリア周波数の１周期内で、上記インバータ回路（3）のスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作によって得られる４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち少なくとも３つの電圧ベクトルを用いて、上記磁束ベクトル（λp）の軌跡を描くように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２において、
上記スイッチング制御手段（4）は、上記磁束ベクトル（λp）の軌跡を描くために用いる各電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）の出力期間をキャリア周波数（Ｔ0）に基づいて算出するとともに、その算出された出力期間に応じて上記各電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）を出力するように上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項２において、
上記スイッチング制御手段（4）は、上記磁束ベクトル（λp）の軌跡が複素平面上で重なるように、上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項２において、
上記スイッチング制御手段（4）は、キャリア周波数の１周期内で上記４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）をすべて用いて、上記磁束ベクトル（λp）の軌跡が円形に近づくように上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項２において、
上記スイッチング制御手段（4）は、キャリア周波数の１周期内で上記４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち３つの電圧ベクトルを用いて、上記磁束ベクトル（λp）の軌跡が円形に近づくように上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項２において、
上記スイッチング制御手段（4）は、上記４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち３つの電圧ベクトルを用いて、キャリア周波数の半周期内で上記磁束ベクトル（λp）が理想とする円軌跡に対して交差する軌跡を描くように、上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項２から７のいずれか１つにおいて、
上記スイッチング制御手段（4）は、上記磁束ベクトル（λp）が複素平面上に描く軌跡を複数の領域（Ｉ,II,III,IV）に分割した場合に、それぞれの領域（Ｉ,II,III,IV）で該磁束ベクトル（λp）の軌跡が円弧に近づくように、各領域（Ｉ,II,III,IV）に応じて上記電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）の出力順及び出力期間を変更するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項２から８のいずれか１つにおいて、
上記スイッチング制御手段（4）は、キャリア周波数の半周期毎に電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）によって描かれる磁束ベクトル（λp）の軌跡が理想とする円軌跡を挟んで点対称になるように、上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
互いに直列に接続された複数のコンデンサ（2a,2b）を有し、直流電圧を充放電可能なコンデンサ回路（12）と、
２個のスイッチング素子（13a,13b,13c,13d,13e,13f）が直列接続されてなる３組のスイッチングレグ（leg1,leg2,leg3）が上記コンデンサ回路（2）に対してそれぞれ並列接続されたインバータ回路（13）と、
上記コンデンサ回路（12）の中間電位点と上記インバータ回路（13）の１つのスイッチングレグ（leg1）の中間点との間に接続されるスイッチ回路（16）と、
上記負荷（15）が低負荷の場合には、上記スイッチ回路（16）をオン状態にして上記インバータ回路（13）を二相結線動作にする一方、上記負荷（15）が高負荷の場合には上記スイッチ回路（16）をオフ状態にして上記インバータ回路（13）を三相結線動作にするスイッチ回路制御手段（14b）と、を備えた電力変換装置であって、
上記スイッチ回路制御手段（14b）により上記スイッチ回路（16）がオン状態の場合に、キャリア周波数の１周期内で、上記インバータ回路（13）のスイッチング素子（13a,13b,13c,13d,13e,13f）の動作によって得られる４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち少なくとも３つの電圧ベクトルを用いて、複素平面上の磁束ベクトル（λp）の軌跡が円形に近づくように該各スイッチング素子（13a,13b,13c,13d,13e,13f）の動作制御を行うスイッチング制御手段（14a）を備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１から１０のいずれか１つにおいて、
上記インバータ回路（3）で変換した交流電力によって圧縮機の電動機（5）を駆動するように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求項１１において、
上記圧縮機は、空調機の冷媒回路に設けられていることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、モータ等の負荷における高調波の損失低減対策に係るものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置が知られている。このような電力変換装置としては、例えば、図１に示すように、４個の半導体スイッチ（3a〜3d）を有するインバータ回路（3）と、複数のコンデンサ（2a,2b）が直列接続されたコンデンサ回路（2）とを備えたものが知られている。
【０００３】
上記インバータ回路（3）の半導体スイッチ（3a〜3d）は、トランジスタとダイオードとを並列接続してなるものであり、上記図１に示す電力変換装置（1）では、２個の半導体スイッチ（3a〜3d）を直列に接続してなるスイッチングレグ（leg1,leg2）が上記コンデンサ回路（2）に対して並列に接続されている。そして、上記各スイッチングレグ（leg1,leg2）において半導体スイッチ（3a〜3d）間と負荷（5）とが接続されている一方、上記コンデンサ回路（2）の中間電位点も該負荷（5）に対して接続されている。すなわち、上記図１に示す電力変換装置（1）は、負荷（5）に対して上記インバータ回路（3）の半導体スイッチ（3a〜3d）がＶ結線されている。
【０００４】
このように、上記インバータ回路（3）をＶ結線にすることで、半導体スイッチの個数を減らすことができ、その分、損失低減を図ることができる。
【０００５】
そして、上述のような、いわゆるＶ結線インバータ回路を有する電力変換装置では、非特許文献１に開示されるように、三角波信号と比較することで、インバータ回路の各スイッチに制御信号（スイッチング信号（ＰＷＭ信号））を出力するように構成されている。
【０００６】
詳しくは、例えば図２０に示すような制御回路（20）を用いてスイッチング信号が各スイッチに出力される。具体的には、上記図２０の制御回路（20）に出力電圧指令値ｋが入力されると、乗算器（21,21）で振幅ｋの正弦波波形が得られ、これらを比較器（22,22）で所定の三角波と比較し、その結果を制御信号Ｓ１〜Ｓ４として出力するようにしている。
【非特許文献１】加藤康司，伊藤淳一，「電圧形フルブリッジ／Ｖ結線／電流形インバータの雑音端子電圧の比較」，平成１８年電気学会全国大会，４−０５４，ｐ．８２，８３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、上述のようにインバータ回路をＶ結線によって構成する場合、一般的なＹ結線インバータ回路に比べてスイッチング素子の個数が６個から４個に減るため、スイッチング損失を低減できる反面、出力電圧の正弦波への近似度が低下してしまう。そうすると、出力電圧に高調波成分が多く含まれるため、モータなどの負荷に発生する渦電流が大きくなって、該負荷の鉄損が増大する。
【０００８】
しかも、上述のように、三角波信号と比較して各スイッチにスイッチング信号を出力すると、モータなどの負荷に対して出力される電圧波形を精度良く正弦波の波形にするのが困難であるため、Ｖ結線インバータ回路の出力電圧にはより多くの高調波成分が含まれることになる。そうすると、モータに発生する損失がさらに大きくなってしまう。
【０００９】
本発明は、斯かる点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、Ｖ結線されたインバータ回路を備えた電力変換装置において、出力電圧に含まれる高調波成分を低減して、モータなどの負荷の損失低減を図ることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置では、インバータ回路（3）の４個のスイッチング素子（3a〜3d）の動作によって得られる電圧ベクトル（Ｖp）を用いて、複素平面上に描かれる磁束ベクトル（λp）の軌跡が円形に近づくように、該スイッチング素子（3a〜3d）の動作制御を行った。
【００１１】
具体的には、第１の発明は、互いに直列に接続された複数のコンデンサ（2a,2b）を有し、直流電圧を充放電可能なコンデンサ回路（2）と、２個のスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）が直列接続されてなる２組のスイッチングレグ（leg1,leg2）が上記コンデンサ回路（2）に対してそれぞれ並列接続されたインバータ回路（3）と、を備え、上記インバータ回路（3）の各スイッチングレグ（leg1,leg2）の中間点がそれぞれ負荷（5）に接続されるとともに、上記コンデンサ回路（2）の中間電位点も上記負荷（5）に接続され、上記コンデンサ回路（2）の直流電力を交流電力に変換して上記負荷（5）に供給する電力変換装置を対象とする。
【００１２】
そして、上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作によって得られる電圧ベクトル（Ｖp）を用いて複素平面上に描かれる磁束ベクトル（λp）の軌跡が、円形に近づくように、上記インバータ回路（3）の各スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うスイッチング制御手段（4）を備えているものとする。
【００１３】
以上の構成により、インバータ回路（3）の磁束ベクトル（λp）の複素平面上での軌跡が円形に近づくため、高調波成分の少ない、きれいな正弦波状の交流電圧を出力することができる。すなわち、電圧ベクトルを時間積分して得られる上記磁束ベクトル（λp）が、複素平面上できれいな円軌跡を描く場合、出力される電圧波形に高調波成分はほとんど含まれないことから、Ｖ結線インバータ回路（3）において、磁束ベクトル（λp）の軌跡を円形に近づけることで、出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができる。
【００１４】
したがって、上述のように、スイッチング動作によって得られる電圧ベクトルを用いて描かれる磁束ベクトルの軌跡を円形に近づけることで、出力電圧の高調波成分を低減して、モータなどの負荷（5）で発生する損失を低減することができる。
【００１５】
上述の構成において、上記スイッチング制御手段（4）は、キャリア周波数の１周期内で、上記インバータ回路（3）のスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作によって得られる４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち少なくとも３つの電圧ベクトルを用いて、上記磁束ベクトル（λp）の軌跡を描くように構成されているものとする（第２の発明）。
【００１６】
これにより、インバータ回路（3）のスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作によって得られる電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）を用いて、複素平面上に磁束ベクトル（λp）の軌跡を描くことができ、上記第１の発明の構成を実現することができる。
【００１７】
また、上記スイッチング制御手段（4）は、上記磁束ベクトル（λp）の軌跡を描くために用いる各電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）の出力期間をキャリア周波数（Ｔ0）に基づいて算出するとともに、その算出された出力期間に応じて上記各電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）を出力するように、上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うものとする（第３の発明）。
【００１８】
こうすることで、キャリア周波数（Ｔ0）に合わせて、上記電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）の出力期間を決定できる。しかも、この電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）の出力期間は、上記磁束ベクトル（λp）が複素平面上で円に近い軌跡を描くように決められるため、該磁束ベクトル（λp）の軌跡を確実に円形に近い軌跡にすることが可能となる。
【００１９】
すなわち、４個のスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）を有し、Ｖ結線されたインバータ回路（3）において、該スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作によって得られる４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち少なくとも３つの電圧ベクトルを用いて、キャリア周波数（Ｔ0）に合わせて磁束ベクトル（λp）の軌跡を描くとともに、その軌跡を円形に近い軌跡にすることができる。
【００２０】
したがって、出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができ、負荷（5）で発生する損失の低減を図れる。
【００２１】
また、上記スイッチング制御手段（4）は、上記磁束ベクトル（λp）の軌跡が複素平面上で重なるように、上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うのが好ましい（第４の発明）。
【００２２】
これにより、スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作によってＹ結線インバータ回路の場合のような大きさゼロの電圧ベクトルが得られない、Ｖ結線インバータ回路（3）でも、磁束ベクトル（λp）が無駄に大きな軌跡を描くことなく、キャリア周波数に合わせて円形により近い軌跡を描くことが可能になる。
【００２３】
したがって、出力電圧に含まれる高周波成分を確実に低減することができ、負荷（5）で発生する損失を確実に低減することができる。
【００２４】
また、上記スイッチング制御手段（4）は、キャリア周波数の１周期内で上記４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）をすべて用いて、上記磁束ベクトル（λp）の軌跡が円形に近づくように、上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行ってもよいし（第５の発明）、キャリア周波数の１周期内で上記４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち３つの電圧ベクトルを用いて上記磁束ベクトル（λp）の軌跡が円形に近づくように、上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行ってもよい（第６の発明）。
【００２５】
このように、キャリア周波数の１周期内で少なくとも３つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）を用いて磁束ベクトル（λp）の軌跡を複素平面上に描くことで、従来のように三角波と比較してスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）を制御する場合に比べ、出力電圧の波形を精度良くコントロールすることができ、出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができる。よって、負荷（5）で発生する損失を低減することができる。
【００２６】
しかも、上記第６の発明のように、３つの電圧ベクトルを用いて磁束ベクトル（λp）の軌跡が円形に近づくように、スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）を動作させることで、インバータ回路（3）でのスイッチング回数を減らすことができ、これにより、電力変換装置（1）の損失を低減できる。
【００２７】
また、上記スイッチング制御手段（4）は、上記４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち３つの電圧ベクトルを用いて、キャリア周波数の半周期内で上記磁束ベクトル（λp）が理想とする円軌跡に対して交差する軌跡を描くように、上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行ってもよい（第７の発明）。
【００２８】
こうすることで、磁束ベクトル（λp）の軌跡は、理想とする円軌跡から離間する量が小さくなり、該円軌跡により近い軌跡を描くようになる。したがって、従来の構成に比べて出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができ、負荷（5）で発生する損失を低減することができる。
【００２９】
また、上記スイッチング制御手段（4）は、上記磁束ベクトル（λp）が複素平面上に描く軌跡を複数の領域（Ｉ,II,III,IV）に分割した場合に、それぞれの領域（Ｉ,II,III,IV）で該磁束ベクトル（λp）の軌跡が円弧に近づくように、各領域（Ｉ,II,III,IV）に応じて上記電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）の出力順及び出力期間を変更するよう構成されていてもよい（第８の発明）。
【００３０】
これにより、上記磁束ベクトル（λp）の複素平面上での軌跡をより確実に円形に近い軌跡にすることができ、インバータ回路（3）の出力電圧に含まれる高調波成分をより確実に低減することができる。したがって、モータなどの負荷（5）で発生する損失をより確実に低減することができる。
【００３１】
また、上記スイッチング制御手段（4）は、キャリア周波数の半周期毎に電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）によって描かれる磁束ベクトル（λp）の軌跡が理想とする円軌跡を挟んで点対称になるように、上記スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うのが好ましい（第９の発明）。
【００３２】
このように磁束ベクトル（λp）の軌跡をキャリア周波数（Ｔ0）の半周期毎に理想とする円軌跡を挟んで点対称になるような軌跡にすることで、該磁束ベクトル（λp）の軌跡を円形にさらに近づけることができる。したがって、出力電圧に含まれる高調波成分をさらに確実に低減することができ、負荷（5）で発生する損失をさらに確実に低減することができる。
【００３３】
第１０の発明は、互いに直列に接続された複数のコンデンサ（2a,2b）を有し、直流電圧を充放電可能なコンデンサ回路（12）と、２個のスイッチング素子（13a,13b,13c,13d,13e,13f）が直列接続されてなる３組のスイッチングレグ（leg1,leg2,leg3）が上記コンデンサ回路（2）に対してそれぞれ並列接続されたインバータ回路（13）と、上記コンデンサ回路（12）の中間電位点と上記インバータ回路（13）の１つのスイッチングレグ（leg1）の中間点との間に接続されるスイッチ回路（16）と、上記負荷（15）が低負荷の場合には、上記スイッチ回路（16）をオン状態にして上記インバータ回路（13）を二相結線動作にする一方、上記負荷（15）が高負荷の場合には上記スイッチ回路（16）をオフ状態にして上記インバータ回路（13）を三相結線動作にするスイッチ回路制御手段（14b）と、備えた電力変換装置を対象とする。
【００３４】
そして、上記スイッチ回路制御手段（14b）により上記スイッチ回路（16）がオン状態の場合に、キャリア周波数の１周期内で、上記インバータ回路（13）のスイッチング素子（13a,13b,13c,13d,13e,13f）の動作によって得られる４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち少なくとも３つの電圧ベクトルを用いて、複素平面上の磁束ベクトル（λp）の軌跡が円形に近づくように該各スイッチング素子（13a,13b,13c,13d,13e,13f）の動作制御を行うスイッチング制御手段（14a）を備えているものとする。
【００３５】
この構成により、スイッチ回路制御手段（14b）によるスイッチ回路（16）の動作制御によって、負荷（15）の高低に応じて上記インバータ回路（13）を二相結線動作と三相結線動作とに切り換えることができる。したがって、例えば、モータ（15）が低負荷の場合には、インバータ回路（13）をＶ結線による二相結線動作として、スイッチング損失の低減を図る一方、モータ（15）が高負荷の場合には、倍の電圧が必要になるＶ結線ではなくＹ結線による三相結線動作にして、電力変換装置全体の省エネ化を図ることができる。
【００３６】
しかも、二相結線動作になった場合には、上記インバータ回路（13）のスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作によって得られる電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）を用いて磁束ベクトル（λp）の軌跡を円形に近づけることで、出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができ、負荷（15）で発生する損失の低減を図れる。
【００３７】
また、上記インバータ回路（3）で変換した交流電力によって圧縮機の電動機（5）を駆動するようにしてもよい（第１１の発明）。空調機や冷蔵庫は、定格出力より低い領域、即ち低速回転域で運転される頻度が高いため、これらの圧縮機の電動機（5）を上記インバータ回路（3）から出力される交流電力によって駆動することが可能となる。したがって、Ｙ結線インバータ回路（3）を用いた場合に比べて、スイッチング損失を低減できる分、圧縮機の運転効率の向上を図ることができる。
【００３８】
特に、上記圧縮機は、空調機の冷媒回路に設けられるものである（第１２の発明）。空調機の冷暖房負荷が小さい中間期において、圧縮機の電動機（5）は低速運転されるため、この中間期において上記インバータ回路（3）から電動機（5）に電力を供給することで、圧縮機の運転効率の向上を図ることができ、空調機の省エネ化が図れる。
【発明の効果】
【００３９】
以上より、本発明に係る電力変換装置によれば、４個のスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）が負荷（5）に対してＶ結線されたインバータ回路（3）を備えた電力変換装置（1）において、該スイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作によって得られる電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）を用いて複素平面上に描かれる磁束ベクトル（λp）の軌跡を円形に近づけるように、スイッチング制御手段（4）によってスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作制御を行うようにした。これにより、インバータ回路（3）の出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができ、負荷（5）で発生する損失の低減を図ることができる。
【００４０】
また、第２の発明によれば、上記スイッチング制御手段（4）は、上記インバータ回路（3）のスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作によって得られる４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち少なくとも３つの電圧ベクトルを用いて磁束ベクトル（λp）の軌跡を描くため、この構成により、上記第１の発明の構成を実現することが可能となる。
【００４１】
また、第３の発明によれば、上記スイッチング制御手段（4）は、キャリア周波数（Ｔ0）に基づいて上記電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）の出力期間を算出し、その出力期間で電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）を出力するようにスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作を制御するため、キャリア周波数（Ｔ0）に合わせて磁束ベクトル（λp）の軌跡を描くとともに、該磁束ベクトル（λp）の軌跡を円形により近い軌跡にすることができる。したがって、出力電圧に含まれる高調波成分をより確実に低減することができ、これにより、負荷（5）で発生する損失をより確実に低減することができる。
【００４２】
また、第４の発明によれば、上記スイッチング制御手段（4）は、上記磁束ベクトル（λp）が複素平面上で同じ軌跡上を往復するようにスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作を制御するため、Ｙ結線の場合のような大きさゼロの電圧ベクトルがないＶ結線インバータ回路（3）でも、キャリア周波数（Ｔ0）に合わせて且つ円形に近い軌跡となるように磁束ベクトル（λp）の軌跡を描くことが可能になる。したがって、上述の構成により、Ｖ結線でも出力電圧の高調波成分を確実に低減することができる。
【００４３】
また、第５の発明によれば、上記スイッチング制御手段（4）は、上記４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）をすべて用いて磁束ベクトル（λp）が円形に近い軌跡を描くようにスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作を制御する。さらに、第６の発明によれば、上記スイッチング制御手段（4）は、上記４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち３つの電圧ベクトルを用いて上記磁束ベクトル（λp）が円形に近い軌跡を描くようにスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作を制御する。これらの構成によって、上記第１の発明の構成を実現することができる。特に、上記第６の発明のように、３つの電圧ベクトルで磁束ベクトル（λp）の軌跡を描く場合には、インバータ回路（3）でのスイッチング回数が減るため、該インバータ回路（3）での損失を低減することができる。すなわち、上記第６の発明の構成は、モータなどの負荷（5）に比べてインバータ回路（3）の方が損失が大きい場合に、特に効果的である。
【００４４】
また、第７の発明によれば、上記スイッチング制御手段（4）は、上記第６の発明と同様、上記４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち３つの電圧ベクトルを用いて、キャリア周波数（Ｔ0）の一周期内で磁束ベクトル（λp）が理想とする円軌跡と交差する軌跡を描くようにスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作を制御するため、該磁束ベクトル（λp）の軌跡を円形により近い軌跡にすることができ、出力電圧に含まれる高調波成分をより確実に低減することができる。よって、負荷（5）で発生する損失をより確実に低減することができる。
【００４５】
また、第８の発明によれば、上記スイッチング制御手段（4）は、上記磁束ベクトル（λp）が複素平面上に描く軌跡が分割されたそれぞれの領域で、該磁束ベクトル（λp）の軌跡が円弧に近づくように電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）の出力順及び出力期間を変更するようスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作を制御するため、該磁束ベクトル（λp）の軌跡をさらに円形に近い軌跡にすることができ、出力電圧に含まれる高調波成分をさらに確実に低減することができる。
【００４６】
また、第９の発明によれば、上記スイッチング制御手段（4）は、キャリア周波数の半周期毎に磁束ベクトル（λp）の軌跡が理想とする円軌跡を挟んで点対称になるようにスイッチング素子の動作を制御するため、該磁束ベクトル（λp）の軌跡を一層、円形に近い軌跡にすることができる。したがって、出力電圧に含まれる高調波成分を確実に低減することができ、これにより、負荷（5）で発生する損失を確実に低減することができる。
【００４７】
第１０の発明に係る電力変換装置によれば、コンデンサ回路（12）の中間電位点と３つのスイッチングレグ（leg1,leg2,leg3）を有するインバータ回路（13）の１つのスイッチングレグ（leg1）の中間点との間に接続されるスイッチ回路（16）と、該スイッチ回路（16）を負荷（15）の高低によってオンオフ状態に切り換えるスイッチ回路制御手段（14b）と、を備えているため、負荷(15）が低負荷の場合には、スイッチング損失の小さいＶ結線とし、高負荷の場合にはＶ結線のように倍の電圧が不要なＹ結線にすることで、効率良く電力変換を行うことができる。しかも、上記Ｖ結線の場合に、上記４つの電圧ベクトル（Ｖ0,Ｖ1,Ｖ2,Ｖ3）のうち少なくとも３つの電圧ベクトルを用いて磁束ベクトル（λp）の軌跡が円形に近づくようにスイッチング素子（3a,3b,3c,3d）の動作を制御するスイッチング制御手段（14a）を備えているため、出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができ、負荷（5）で発生する損失の低減も図れる。
【００４８】
さらに、第１１の発明によれば、上記インバータ回路（3）で変換した電力を圧縮機の電動機（5）に供給するため、Ｙ結線インバータ回路に比べてのスイッチング損失を低減することができ、該圧縮機の運転効率の向上を図れる。特に、第１２の発明のように、空調機の冷媒回路に設けられている圧縮機に電力を供給することで、空調機の運転効率の向上も図れる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４９】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
【００５０】
《発明の実施形態１》
本発明の実施形態１について以下に説明する。図１に示すように、本実施形態の電力変換装置（1）は、コンデンサ回路（2）と、インバータ回路（3）と、制御回路（4）（スイッチング制御手段）とを備えている。なお、特に図示しないが、上記電力変換装置（1）には、商用電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路を備えている。なお、上記電力変換装置（1）は、例えば空調機の冷媒回路に設けられた圧縮機の電動機（以下、モータともいう）を駆動するために用いられる。
【００５１】
上記コンデンサ回路（2）は、２つのコンデンサ（2a,2b）が直列に設けられて図示しない整流回路に接続されている。このコンデンサ回路（2）は、整流回路で変換された直流電圧を充放電するものである。
【００５２】
上記インバータ回路（3）は、コンデンサ回路（2）と互いに並列に接続されている。このインバータ回路（3）は、４つのスイッチング素子（3a〜3d）を有し、それらがブリッジ結線されている。すなわち、上記インバータ回路（3）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる２つのスイッチングレグ（leg1,leg2）が結線されていて、これらのスイッチング素子（3a〜3d）のオンオフ動作によって、直流電圧を交流電圧に変換し、モータ（5）へ供給するように構成されている。なお、上記各スイッチング素子（3a〜3d）は、トランジスタ（自己消弧形素子）とダイオードとが並列接続されてなる半導体スイッチを構成している。
【００５３】
そして、上記コンデンサ回路（2）における２つのコンデンサ（2a,2b）の間、及びインバータ回路（3）のスイッチングレグ（leg1,leg2）の中間点は、負荷としてのモータ（5）の各相にそれぞれ接続されている。つまり、上記インバータ回路（3）は、スイッチング素子（3a〜3d）が負荷（5）に対してＶ結線されている、いわゆるＶ結線インバータ回路を構成している。
【００５４】
上述のようなＶ結線インバータ回路では、従来のＹ結線インバータ回路に比べて、スイッチング素子の個数を減らせるため、その分、スイッチング素子で発生する損失を低減できる一方、Ｙ結線インバータ回路と同じ電圧を出力しようとすると、該Ｙ結線インバータ回路に比べて倍の入力電圧が必要になる。
【００５５】
しかも、上述のようにＹ結線インバータ回路に比べてスイッチング素子の個数が減るため、インバータ回路（3）で直流電圧から交流電圧に変換する際に、電圧波形に歪みが生じやすくなり、多くの高調波成分を含みやすい。そうすると、上記負荷（5）において発生する渦電流が増大し、鉄損の増大を招くことになる。
【００５６】
これに対し、本発明では、インバータ回路（3）の出力電圧に含まれる高調波成分を低減するように該インバータ回路（3）内のスイッチング素子（3a〜3d）の動作制御を行った。すなわち、本発明では、上記インバータ回路（3）の電圧ベクトルを積分して得られる磁束ベクトルの軌跡が複素平面上で円形に近づくほど、該インバータ回路（3）の出力電圧に含まれる高周波成分が少なくなり、よりきれいな正弦波状の出力波形が得られる点に着目し、上記インバータ回路（3）のスイッチング素子（3a〜3d）の動作によって得られる電圧ベクトルを用いて、磁束ベクトルの軌跡を円形に近づけるように、該スイッチング素子（3a〜3d）の動作制御を行うようにした。
【００５７】
まず、磁束ベクトルと円軌跡との関係について以下で説明する。
【００５８】
上記図１に示すように、上述のようなＶ結線インバータ回路（3）の出力端子の電位をＶu〜Ｖwとすると、電圧ベクトルＶp及び該Ｖpの時間積分によって得られる磁束ベクトルλpは次式によって定義される。
【００５９】
【数１】
2008295161.tif 000003
【００６０】
【数２】
2008295161.tif 000004
【００６１】
ただし、α＝exp（j２π／３）
そして、例えば、上記負荷（5）に以下の（３）式で示される理想的な三相交流電圧が印可されるときの電圧ベクトルＶ、磁束ベクトルλは、上記（１）、（２）式を用いて、
【００６２】
【数３】
2008295161.tif 000005
【００６３】
Ｖ＝Ｖa・exp（-jωt）・・・・（４）
λ＝jＶa／ω・exp（-jωt）・・・・（５）
となる。すなわち、上記負荷（5）に３相平衡の正弦波電圧が印加されれば、磁束ベクトルλは振幅Ｖa／ω及び角周波数ωで変化する円軌跡を描くことから、上記Ｖ結線インバータ回路（3）の出力電力波形に高調波成分を含まない波形を得るには、該Ｖ結線インバータ回路（3）での磁束ベクトルλpの軌跡を円形に近づけるようにすればよい。ここで、上記（４）、（５）式でＶaは電圧の最大値を意味する。
【００６４】
次に、上記電圧ベクトルについて説明する。
【００６５】
上記図１に示すＶ結線インバータ回路（3）において、各スイッチングレグ（leg1,leg2）の上アームのスイッチング素子（3a,3c）がオンの状態を１、下アームのスイッチング素子（3b.3d）がオンの状態を０で表すと、ＵＶ相では００、０１、１０、１１の４通りのスイッチング状態が存在することになる。なお、各スイッチングレグ（leg1,leg2）において、上アームのスイッチング素子（3a,3c）がオン状態の場合には、下アームのスイッチング素子（3b,3d）がオフ状態に、該下アームのスイッチング素子（3b.3d）がオン状態の場合には上アームのスイッチング素子（3a,3c）がオフ状態になっている。以下、上述のような００〜１１の状態のときの電圧ベクトルＶpを、それぞれ、Ｖ0〜Ｖ3と表す。
【００６６】
例えば、Ｖ2（ＵＶ相で１０の状態）における３相電圧は、上記図１より、Ｖu＝Ｅd、Ｖv＝０、Ｖw＝Ｅd／２となるから、上記（１）式より、
【００６７】
【数４】
2008295161.tif 000006
【００６８】
となる。同様に、他の状態の電圧ベクトルＶpも計算すると、
【００６９】
【数５】
2008295161.tif 000007
【００７０】
【数６】
2008295161.tif 000008
【００７１】
【数７】
2008295161.tif 000009
【００７２】
となる。これらの各電圧ベクトルＶ0〜Ｖ3を複素平面上に表したものを図２に示す。このように、上述のようなＶ結線インバータ回路（3）の場合、得られる電圧ベクトルはＶ0〜Ｖ3の４種類である。また、Ｙ結線インバータ回路では、得られる電圧ベクトルの中に、大きさのないゼロ電圧ベクトルがあるが、上述のＶ結線インバータ回路（3）では、このようなゼロ電圧ベクトルがないことが分かる。
【００７３】
そして、本発明では、このような特徴を有するＶ結線インバータ回路（3）において、磁束ベクトルλpの複素平面上での軌跡が円形により近づくように、上記電圧ベクトルＶ0〜Ｖ3の出力順及び出力期間に工夫を凝らした。
【００７４】
具体的には、上記インバータ回路（3）の磁束ベクトルλpの軌跡を円形に近づけるために、微小時間で理想とする円軌跡に対するλpのずれであるδλを０に近づけることを考える。その場合の磁束ベクトルλpの軌跡の一例を図３に示す。この図３は、キャリア周波数の１周期Ｔ0の間で、λpをできるだけ円軌跡（図３ではＡ1−Ａ2間の線分）に近づけるように電圧ベクトルＶpを組み合わせた例を示している。
【００７５】
すなわち、上記図３において、キャリア周波数の１周期Ｔ0の間で電圧指令値Ｖrに追従させるには、複数の電圧ベクトルＶpを用いて磁束ベクトルλpにＡ1点からＡ2点まで移動する軌跡を描かせればよい。なお、この図３の例では、キャリア周波数の１周期Ｔ0が、τa＋τb＋２τc＋２τdに等しいものとする。
【００７６】
上記図３の例では、まず、Ａ1点の状態で、電圧ベクトルＶ2を（τa＋τc）／２の間、出力して、Ｃ1’点まで移動する。その後、上記電圧ベクトルＶ2とは逆方向の電圧ベクトルＶ1をτc／２間、出力して、Ｃ1点の位置まで戻る。そして、電圧ベクトルＶ3を（τb＋τd）／２間、出力してＢ1’点まで移動する。その後、上記電圧ベクトルＶ3とは逆方向の電圧ベクトルＶ0をτd／２間、出力してＢ1点に到達する。
【００７７】
次に、Ｂ1点からＡ2点へ移動する際には、上述の順番とは逆に電圧ベクトルＶpを出力すればよい。すなわち、まず、電圧ベクトルＶ0をτd／２間、出力してＢ2’点に移動した後、それとは逆向きの電圧ベクトルＶ3を（τb＋τd）／２間、出力してＣ2点に移動する。その後、電圧ベクトルＶ1をτc／２間、出力してＣ2’点まで移動した後、それとは逆向きの電圧ベクトルＶ2を（τa＋τc）／２間、出力してＡ2点に到達する。
【００７８】
ここで、上述のとおり、Ｔ0＝τa＋τb＋２τc＋２τdなので、上記τa〜τdは、下式によって表すことができる。
【００７９】
τa＝ｋ・Ｔ0・cosφ0
τb＝√３・ｋ・Ｔ0・sinφ0
τc＝１／２・（Ｔ0−τa−τb）・（τa／（τa＋τb））
τd＝１／２・（Ｔ0−τa−τb）・（τb／（τa＋τb））
ここで、上式において、ｋ＝√２・Ｖr／Ｅdである。
【００８０】
なお、上記図３より、上記電圧ベクトルＶ0〜Ｖ3を出力する期間τ0〜τ3は、
τ0＝τd
τ1＝τc
τ2＝τa＋τc
τ3＝τb＋τd
となっている。
【００８１】
このようにＢ点やＣ点を一度、通り過ぎた後、同じ軌跡上を往復するのは、上述したように、上記Ｖ結線インバータ回路（3）に大きさのないゼロ電圧ベクトルがないため、一点上にλpを止めておくことができないからである。また、上述のように、λpの軌跡が重なるような軌跡を描くことで、その分、キャリア周波数に合わせてλpの軌跡を大回りの軌跡にする必要がなくなるため、出力電圧に含まれる高調波成分を出来る限り低減することができる。
【００８２】
ここで、上記４つの電圧ベクトルＶ0〜Ｖ3の中から選択する電圧ベクトルとその出力期間は、図４に示すような複素平面上の領域に応じて異なる。すなわち、磁束ベクトルλpの軌跡を円軌跡に近づけようとすると、円のどの位置で軌跡を描くかによって用いる電圧ベクトルの順番が異なるからである。上記図３の例は、上記図４の領域Ｉで磁束ベクトルλpの軌跡を描く場合の一例であり、該図４の領域IIでは、図５に示すように磁束ベクトルλpの軌跡を描くようにする。
【００８３】
具体的には、上記領域IIでは、Ａ1点で電圧ベクトルＶ3を（τa＋τc）／２間、出力してＣ1’点に移動した後、それとは逆向きの電圧ベクトルＶ0をτc／２間、出力してＣ1点まで移動する。その後、電圧ベクトルＶ1を（τb＋τd）／２間、出力してＢ1’点まで移動した後、それとは逆向きの電圧ベクトルＶ2をτd／２間、出力してＢ1点に到達する。
【００８４】
次に、Ｂ1点からＡ2点へ移動する際には、上述の順番とは逆に電圧ベクトルＶpを出力すればよい。すなわち、まず、電圧ベクトルＶ2をτd／２間、出力してＢ2’点に移動した後、それとは逆向きの電圧ベクトルＶ1を（τb＋τd）／２間、出力してＣ2点に移動する。その後、電圧ベクトルＶ0をτc／２間、出力してＣ2’点まで移動した後、それとは逆向きの電圧ベクトルＶ3を（τa＋τc）／２間、出力してＡ2点に到達する。
【００８５】
このときのτa〜τdは、上記領域Ｉの場合と同様、図６の複素平面上の電圧ベクトルＶpと磁束ベクトルλpとの関係を用いて下式によって表される。
【００８６】
τa＝√３・ｋ・Ｔ0・cosφ0
τb＝ｋ・Ｔ0・sinφ0
τc＝１／２・（Ｔ0−τa−τb）・（τa／（τa＋τb））
τd＝１／２・（Ｔ0−τa−τb）・（τb／（τa＋τb））
なお、上記図５より、上記領域Ｉの場合と同様、上記電圧ベクトルＶ0〜Ｖ3を出力する期間τ0〜τ3は、
τ0＝τc
τ1＝τb＋τd
τ2＝τd
τ3＝τa＋τc
となっている。
【００８７】
同様に、上記図４のIII、IVの領域において、磁束ベクトルλpの軌跡が円軌跡に近づくように電圧ベクトルＶpの出力順及び出力期間を求めると、図７のとおりになる。なお、この図７は、ダブルエッジ変調を行う場合の電圧ベクトルＶpの出力パターンを示しているが、シングルエッジ変調の場合には、キャリア周期の１周期間で上記図７中のτ0／２まで電圧ベクトルＶpを変化させるように制御すればよい。
【００８８】
上述のようなＰＷＭ制御を行う上記制御回路（4）の構成を図８に示す。この制御回路（4）は、各種演算を行う演算回路（4a）と、該演算回路（4a）の出力信号に応じて、各電圧ベクトルＶpに対応するスイッチング信号を出力するＰＷＭ発生回路（4b）とを備えている。すなわち、上記制御回路（4）では、演算回路（4a）に指令値として出力電圧振幅指令値ｋと出力電圧位相指令値φ0とが与えられると、上記図４の各領域において、上述のτ0〜τ3、τa〜τdの関係式を用いてτ0〜τ3が算出される。この算出結果は、信号として上記ＰＷＭ発生回路（4b）に送られて、該ＰＷＭ発生回路（4b）で、それらの期間に応じて上記図７に示すような電圧ベクトルＶpを出力するようにスイッチング信号が各スイッチング素子（3a〜3d）に送られる。なお、この図において、Ｓ１からＳ４は、該スイッチング素子（3a〜3d）への出力信号を意味している。
【００８９】
以上のようなＰＷＭ制御を行った場合のシミュレーション結果を図９に示す。この図９に示すようにＶ結線インバータ回路（3）から負荷（5）へ３相平衡電流を供給できるため、上述のようなＰＷＭ制御が妥当な制御方法であることが分かる。
【００９０】
−実施形態１の効果−
以上より、この実施形態によれば、Ｖ結線インバータ回路（3）の磁束ベクトルλpが、複素平面上で円形に近い軌跡を描くように、該インバータ回路（3）のスイッチング素子（3a〜3d）の動作により得られる４つの電圧ベクトルＶpの出力順及び出力期間を決めたため、該インバータ回路（3）の出力電圧に含まれる高周波成分を低減することができ、該インバータ回路（3）に接続される負荷（5）で発生する損失を低減することができる。
【００９１】
具体的には、上記Ｖ結線インバータ回路（3）の場合には、スイッチング素子（3a〜3d）の動作によって得られる電圧ベクトルＶpが４種類であり、Ｙ結線インバータ回路に比べて少なく、しかも、該Ｙ結線インバータ回路のように大きさゼロの電圧ベクトルが存在しないため、出力電圧の波形に歪みが生じやすく、該出力電圧に含まれる高調波成分も多くなるが、図７のように電圧ベクトルＶpの出力順及び出力期間を決めることで、磁束ベクトルλpの軌跡をより円形に近い軌跡にすることが可能になり、出力電圧に含まれる高周波成分を低減することができる。
【００９２】
すなわち、上記インバータ回路（3）の磁束ベクトルλpが、複素平面上で重なる軌跡を描くように、上記電圧ベクトルＶpを組み合わせることで、大きさゼロの電圧ベクトルを有さないＶ結線インバータ回路（3）でも、磁束ベクトルλpにキャリア周波数の１周期Ｔ0に合わせて円形により近い軌跡を描かせることが可能になる。
【００９３】
また、この実施形態では、上記電圧ベクトルＶpを用いて描かれる磁束ベクトルλpの軌跡が、図３及び図５に示すように、キャリア周波数の半周期で理想とする円軌跡を挟んで点対称の軌跡になる、いわゆるダブルエッジ変調の制御が行われているため、該磁束ベクトルλpの軌跡を円形により近づけることができ、出力電圧に含まれる高調波成分をより確実に低減することができる。
【００９４】
また、上記図４に示す領域に応じて、上記電圧ベクトルＶpの出力順を変更することによって、各領域で磁束ベクトルλpの軌跡を円弧により近い軌跡にすることができ、出力電圧に含まれる高調波成分をさらに確実に低減することができる。
【００９５】
さらに、上述のような構成の電力変換装置（1）を用いて、空調機の冷媒回路内に設けられた圧縮機の電動機を駆動することによって、該電動機で発生する損失を低減できるため、該圧縮機ひいては空調機全体の運転効率の向上を図ることができる。すなわち、空調機や冷蔵庫は、一般的に、定格出力よりも低い領域（圧縮機を駆動する電動機の低速回転域）で運転される場合が多いことから、このような領域でもＶ結線インバータ回路（3）を備えた電力変換装置（1）によって十分に電動機を駆動させることができ、Ｙ結線インバータ回路を用いた場合よりもスイッチング損失の低減を図れる。そのうえ、上述のようにスイッチング素子（3a〜3d）の動作を制御することで、Ｖ結線インバータ回路（3）であっても電動機の損失が増大するのを防止することができる。
【００９６】
《発明の実施形態２》
次に、本発明の実施形態２に係る電力変換装置について以下で説明する。この電力変換装置は、上記実施形態１と構成は同じであり、制御内容のみが異なるだけなので、以下、同じ部分には同じ符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【００９７】
具体的には、この実施形態２では、上記実施形態１とは異なり、インバータ回路（3）のスイッチング素子（3a〜3d）の動作によって得られる４種類の電圧ベクトルＶpのうち、３つの電圧ベクトルを用いて磁束ベクトルλpが円形により近い軌跡を描くようにした。なお、この実施形態でも、上記実施形態１と同様、図４に示すように複素平面上で磁束ベクトルλpの描く領域を４つの領域に分けて、それぞれの領域で、最適な電圧ベクトルの出力順及び出力期間を決める。
【００９８】
すなわち、この実施形態では、上記図４の領域Ｉにおいて、図１０に示すような磁束ベクトルλpの軌跡を描く。この図１０も、上記実施形態１と同様、キャリア周波数の１周期Ｔ0の間で、λpをできるだけ円軌跡（図１０ではＡ1−Ａ2間の線分）に近づけるように電圧ベクトルＶpを組み合わせた例を示している。つまり、上記図１０において、キャリア周波数の１周期Ｔ0の間で電圧指令値Ｖrに追従させるには、複数の電圧ベクトルＶpを用いて磁束ベクトルλpの軌跡をＡ1点からＡ2点まで到達させればよい。なお、この図１０の例では、キャリア周波数の１周期Ｔ0が、τa＋τb＋２τdに等しいものとする。
【００９９】
上記図１０の例では、まず、Ａ1点の状態で、電圧ベクトルＶ2をτa／２の間、出力して、Ｃ1点まで移動する。そして、電圧ベクトルＶ3を（τb＋τd）／２間、出力してＢ1’点まで移動する。その後、上記電圧ベクトルＶ3とは逆方向の電圧ベクトルＶ0をτd／２間、出力してＢ1点に到達する。
【０１００】
次に、Ｂ1点からＡ2点へ移動する際には、上述の順番とは逆に電圧ベクトルＶpを出力すればよい。すなわち、まず、電圧ベクトルＶ0をτd／２間、出力してＢ2’点に移動した後、それとは逆向きの電圧ベクトルＶ3を（τb＋τd）／２間、出力してＣ2点に移動する。その後、電圧ベクトルＶ2をτa／２間、出力してＡ2点に到達する。
【０１０１】
ここで、上述のとおり、Ｔ0＝τa＋τb＋２τdなので、上記τa、τb、τdは、上記図２の複素平面上の電圧ベクトルＶpと磁束ベクトルλpとの関係を用いて、下式によって表すことができる。
【０１０２】
τa＝ｋ・Ｔ0・cosφ0
τb＝√３・ｋ・Ｔ0・sinφ0
τd＝１／２・（Ｔ0−τa−τb）
ここで、上式において、ｋ＝√２・Ｖr／Ｅdである。
【０１０３】
なお、上記図１０より、上記電圧ベクトルＶ0、Ｖ2、Ｖ3を出力する期間τ0、τ2、τ3は、
τ0＝τd
τ2＝τa
τ3＝τb＋τd
となっている。
【０１０４】
次に、上記図４の領域IIの例について説明すると、この実施形態２の領域IIでは、図１１に示すような磁束ベクトルλpの軌跡を描くように電圧ベクトルＶpの出力制御を行う。
【０１０５】
具体的には、Ａ1点で電圧ベクトルＶ3を（τa＋τc）／２間、出力してＣ1’点に移動した後、それとは逆向きの電圧ベクトルＶ0をτc／２間、出力してＣ1点まで移動する。その後、電圧ベクトルＶ1をτb／２間、出力してＢ1点に到達する。
【０１０６】
次に、Ｂ1点からＡ2点へ移動する際には、上述の順番とは逆に電圧ベクトルＶpを出力すればよい。すなわち、まず、電圧ベクトルＶ1をτb／２間、出力してＣ2点に移動した後、電圧ベクトルＶ0をτc／２間、出力してＣ2’点に移動する。その後、それとは逆向きの電圧ベクトルＶ3を（τa＋τc）／２間、出力してＡ2点に到達する。
【０１０７】
このときのτa〜τcは、上記領域Ｉの場合と同様、上記図６の複素平面上の電圧ベクトルＶpと磁束ベクトルλpとの関係を用いて下式によって表される。
【０１０８】
τa＝√３・ｋ・Ｔ0・cosφ0
τb＝ｋ・Ｔ0・sinφ0
τc＝１／２・（Ｔ0−τa−τb）
なお、上記図１１より、上記領域Ｉの場合と同様、上記電圧ベクトルＶ0、Ｖ1、Ｖ3を出力する期間τ0、τ1、τ3は、
τ0＝τc
τ1＝τb
τ3＝τa＋τc
となっている。
【０１０９】
同様に、上記図４のIII、IVの領域において、磁束ベクトルλpの軌跡が円軌跡に近づくように電圧ベクトルＶpの出力順及び出力期間を求めると、図１２のとおりになる。なお、この図１２は、ダブルエッジ変調を行う場合の電圧ベクトルＶpの出力パターンを示しているが、シングルエッジ変調の場合には、キャリア周期の１周期間で上記図１２中のτ0／２まで電圧ベクトルＶpを変化させるように制御すればよい。
【０１１０】
上述のようなＰＷＭ制御を行う上記制御回路（4）の構成は、上記実施形態１の図８と同様なので説明を省略する。
【０１１１】
以上のようなＰＷＭ制御を行った場合のシミュレーション結果を図１３及び図１４に示す。この図１３に示すようにＶ結線インバータ回路（3）から負荷（5）へ３相平衡電流を供給できるため、上述のようなＰＷＭ制御が妥当な制御方法であることが分かる。また、図１４（ａ）に示すように、従来（図１４（ｂ））に比べてピーク値（特に５ＫＨｚ）が大きく減少していることから、上述のような制御により高調波成分の少ない波形を出力できることが分かる。したがって、従来の制御方法に比べて、磁束ベクトルλpの軌跡を円形により近づけることができ、出力電圧に含まれる高調波成分をより低減することができる。
【０１１２】
−実施形態２の効果−
以上より、この実施形態によれば、Ｖ結線インバータ回路（3）の磁束ベクトルλpが、複素平面上で円形に近い軌跡を描くように、該インバータ回路（3）のスイッチング素子（3a〜3d）の動作によって得られる４つの電圧ベクトルＶpのうち３つの電圧ベクトルを用いて、その出力順及び出力期間を決めたため、該インバータ回路（3）の出力電圧に含まれる高周波成分を低減することができ、該インバータ回路（3）に接続される負荷（5）で発生する損失を低減することができる。
【０１１３】
具体的には、上記Ｖ結線インバータ回路（3）の場合には、スイッチング素子（3a〜3d）の動作によって得られる電圧ベクトルＶpが４種類であり、Ｙ結線インバータ回路に比べて少なく、しかも、該Ｙ結線インバータ回路のように大きさゼロの電圧ベクトルが存在しないため、出力電圧の波形に歪みが生じやすく、該出力電圧に含まれる高調波成分も多いが、上述のような構成にすることで、磁束ベクトルλpの軌跡をより円形に近い軌跡にすることが可能になり、出力電圧に含まれる高周波成分を低減することができる。
【０１１４】
すなわち、上記インバータ回路（3）の磁束ベクトルλpが、複素平面上で重なる軌跡を描くように、上記電圧ベクトルＶpを組み合わせることで、大きさゼロの電圧ベクトルを有さないＶ結線インバータ回路（3）でも、磁束ベクトルλpにキャリア周波数の１周期Ｔ0に合わせて円形により近い軌跡を描かせることが可能になる。
【０１１５】
しかも、磁束ベクトルλpの軌跡を描くために用いる電圧ベクトルＶpを３つにすることで、実施形態１のように４の電圧ベクトルＶpを用いる場合に比べて、インバータ回路（3）のスイッチング素子（3a〜3d）の動作回数を１回、減らすことができ、その分、損失の低減を図れる。
【０１１６】
また、この実施形態でも、上記電圧ベクトルＶpを用いて描かれる磁束ベクトルλpの軌跡が、図１０及び図１１に示すように、キャリア周波数の半周期で理想とする円軌跡を挟んで点対称の軌跡になる、いわゆるダブルエッジ変調の制御が行われているため、該磁束ベクトルλpの軌跡を円形により近づけることができ、出力電圧に含まれる高調波成分をより確実に低減することができる。
【０１１７】
さらに、上記図４に示す領域に応じて、上記電圧ベクトルＶpの出力順を変更することによって、各領域で磁束ベクトルλpの軌跡を円弧により近い軌跡にすることができ、出力電圧に含まれる高調波成分をさらに確実に低減することができる。
【０１１８】
《発明の実施形態３》
次に、本発明の実施形態３に係る電力変換装置について以下で説明する。この電力変換装置は、上記実施形態１、２と構成は同じであり、制御内容のみが異なるだけなので、以下、同じ部分には同じ符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【０１１９】
具体的には、この実施形態３では、上記実施形態２と同様、インバータ回路（3）のスイッチング素子（3a〜3d）の動作によって得られる４種類の電圧ベクトルＶpのうち、３つの電圧ベクトルを用いて、キャリア周波数の半周期間Ｔ0／２内で、磁束ベクトルλpが理想とする円軌跡に対して交差するような軌跡を描くようにした。なお、この実施形態でも、上記実施形態１、２と同様、図４に示すように複素平面上で磁束ベクトルλpの描く領域を４つの領域に分けて、それぞれの領域で、最適な電圧ベクトルの出力順及び出力期間を決める。
【０１２０】
すなわち、この実施形態では、上記図４の領域Ｉにおいて、図１５に示すように磁束ベクトルλpの軌跡を描く。この図１５も、上記実施形態１、２と同様、キャリア周波数の１周期Ｔ0の間で、λpをできるだけ円軌跡（図１５ではＡ1−Ａ2間の線分）に近づけるように電圧ベクトルＶpを組み合わせた例を示している。つまり、上記図１５において、キャリア周波数の１周期Ｔ0の間で電圧指令値Ｖrに追従させるには、複数の電圧ベクトルＶpを用いて磁束ベクトルλpの軌跡をＡ1点からＡ2点まで描けばよい。
【０１２１】
上記図１５の例では、Ａ1点の状態で、電圧ベクトルをＶ2→Ｖ3→Ｖ0→Ｖ2→Ｖ0→Ｖ3→Ｖ2の順に出力し、電圧ベクトルＶ2の出力期間を上記実施形態２（図１０参照）の電圧ベクトルＶ2の出力期間の半分にする。これにより、電圧ベクトルＶpの描く磁束ベクトルλpの軌跡は、キャリア周波数の半周期Ｔ0／２の間（図１５においてＡ1−Ｂ1間）で理想とする円軌跡（Ａ1−Ｂ1−Ａ2を結んだ線）に交差するようになる。
【０１２２】
こうすることで、上記磁束ベクトルλpの描く軌跡は、円軌跡により近い軌跡を描くようになるため、上記実施形態１、２よりも出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができ、モータ（5）で発生する損失のさらなる低減を図れる。
【０１２３】
なお、３つの電圧ベクトルを用いて、磁束ベクトルλpの軌跡を描く場合、それらの出力期間の関係式は上記実施形態２と同様であり、その出力順のみを変えただけなので、各電圧ベクトルの出力期間の詳しい計算については省略する。
【０１２４】
そして、上記図４のII〜IVの各領域において、磁束ベクトルλpの軌跡が円軌跡に近づくように電圧ベクトルＶpの出力順及び出力期間を求めると、図１６のとおりになる。なお、この図１６は、ダブルエッジ変調を行う場合の電圧ベクトルＶpのパターンを示しているが、シングルエッジ変調の場合には、キャリア周期の１周期間で上記図１６中のτ2／４まで（Ｖ2→Ｖ3→Ｖ0→Ｖ2まで）電圧ベクトルＶpを変化させるように制御すればよい。
【０１２５】
上述のようなＰＷＭ制御を行う上記制御回路（4）の構成は、上記実施形態１の図８と同様なので説明を省略する。
【０１２６】
以上のようなＰＷＭ制御を行った場合のシミュレーション結果を図１７及び図１８に示す。この図１７に示すようにＶ結線インバータ回路（3）から負荷（5）へ３相平衡電流を供給できるため、上述のようなＰＷＭ制御が妥当な制御方法であることが分かる。また、図１８（ａ）に示すように、従来（図１８（ｂ））に比べてピーク値（特に５ＫＨｚ）が大きく減少していることから、上述のような制御により高調波成分の少ない波形が得られることが分かる。したがって、従来の制御方法に比べて、磁束ベクトルλpの軌跡を円形により近づけることができ、出力電圧に含まれる高調波成分をより低減することができる。
【０１２７】
−実施形態３の効果−
以上より、この実施形態によれば、Ｖ結線インバータ回路（3）の磁束ベクトルλpが、複素平面上で円形に近い軌跡を描くように、該インバータ回路（3）のスイッチング素子（3a〜3d）の動作によって得られる４つの電圧ベクトルＶpのうち３つの電圧ベクトルを用いて、その出力順及び出力期間を決めたため、該インバータ回路（3）の出力電圧に含まれる高周波成分を低減することができ、該インバータ回路（3）に接続される負荷（5）で発生する損失を低減することができる。
【０１２８】
具体的には、上記Ｖ結線インバータ回路（3）の場合には、スイッチング素子（3a〜3d）の動作によって得られる電圧ベクトルＶpが４種類であり、Ｙ結線インバータ回路に比べて少なく、しかも、該Ｙ結線インバータ回路のように大きさゼロの電圧ベクトルが存在しないため、出力電圧の波形に歪みが生じやすく、該出力電圧に含まれる高調波成分も多いが、上述のような構成にすることで、磁束ベクトルλpの軌跡をより円形に近い軌跡にすることが可能になり、出力電圧に含まれる高周波成分を低減することができる。
【０１２９】
すなわち、上記インバータ回路（3）の磁束ベクトルλpが、複素平面上で重なる軌跡を描くように、上記電圧ベクトルＶpを組み合わせることで、大きさゼロの電圧ベクトルを有さないＶ結線インバータ回路（3）でも、磁束ベクトルλpに、キャリア周波数の１周期Ｔ0に合わせて円形により近い軌跡を描かせることが可能になる。
【０１３０】
しかも、上記磁束ベクトルλpの描く軌跡が理想とする円軌跡と交差するように電圧ベクトルＶpの出力順及び出力期間を決めるため、該磁束ベクトルλpの軌跡を円形により近い軌跡にすることができ、出力電圧に含まれる高調波成分をより確実に低減することができる。
【０１３１】
また、この実施形態でも、上記電圧ベクトルＶpを用いて描かれる磁束ベクトルλpの軌跡が、図１５に示すように、キャリア周波数の半周期で理想とする円軌跡を挟んで点対称の軌跡になる、いわゆるダブルエッジ変調の制御が行われているため、該磁束ベクトルλpの軌跡を円形にさらに近づけることができ、出力電圧に含まれる高調波成分をさらに確実に低減することができる。
【０１３２】
さらに、上記図４に示す領域に応じて、上記電圧ベクトルＶpの出力順を変更することによって、各領域で磁束ベクトルλpの軌跡を円弧に近い軌跡にすることができ、出力電圧に含まれる高調波成分を確実に低減することができる。
【０１３３】
《発明の実施形態４》
次に、本発明の実施形態４に係る電力変換装置（11）について以下で説明する。この電力変換装置（11）は、図１９に示すように、インバータ回路（13）をＶ結線とＹ結線とに切換可能なように、スイッチ回路（16）が設けられている点及び該インバータ回路（13）に６個のスイッチング素子（13a〜13f）が設けられている点で、上記実施形態１〜３の電力変換装置（1）とは異なる。以下、同じ部分には同じ符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【０１３４】
具体的には、上記電力変換装置（11）は、２個のスイッチング素子が直列に接続されたスイッチングレグ（leg1,leg2,leg3）を３組、備えていて、各スイッチングレグ（leg1,leg2,leg3）がモータ（15）の各相に接続されている。そして、そのうちの１つのスイッチングレグ（leg1）の中間点と、コンデンサ回路（12）の直列接続されたコンデンサ（13a,13b）の中間電位点との間に、スイッチ回路（16）が設けられている。
【０１３５】
また、上記電力変換装置（11）は、上記スイッチング素子（13a〜13f）の動作制御を行うスイッチング制御部（14a）（スイッチング制御手段）と、上記スイッチ回路（16）のオンオフ制御を行うスイッチ回路制御部（14b）（スイッチ回路制御手段）とを有する制御回路（14）を備えている。
【０１３６】
すなわち、この電力変換装置（11）では、上記スイッチ回路制御部（14b）によるスイッチ回路（16）のオンオフ切換によってインバータ回路（13）が三相結線動作（三相インバータ）と二相結線動作（Ｖ結線インバータ）とに切り換わるように構成されている。具体的には、上記スイッチ回路制御部（14b）によってスイッチ回路（16）をオン状態にして且つ上記スイッチング制御部（14a）によってスイッチ回路（16）が接続されているスイッチングレグ（leg1）のスイッチング素子（13a,13b）をオフ状態にすると、二相結線動作となる。一方、上記スイッチ回路（16）をオフ状態にすると、三相結線動作に切り換わる。
【０１３７】
つまり、三相結線動作では、３つのスイッチングレグ（leg1〜leg3）がスイッチングされ、コンデンサ回路（12）の直流電圧Ｅdの全電圧がモータ（15）に印可される。一方、二相結線動作では、２つのスイッチングレグ（leg2,leg3）がスイッチングされ、コンデンサ回路（12）の直流電圧Ｅdの約１／２の電圧がモータ（15）に印可される。したがって、二相結線動作では、使用するスイッチングレグの数量が三相結線動作に比べて２／３となるため、インバータ損失（スイッチング損失）が約２／３に低減される。
【０１３８】
ところで、上記二相結線動作では、上述のとおり、コンデンサ回路（12）の直流電圧の半分しかモータ（15）に印加できないため、該モータ（15）の高速回転時には三相結線動作とし、低速回転時にのみ二相結線動作にするのが好ましい。このように、モータ（15）などの負荷の状況に応じて、上記スイッチ回路（16）を制御して、インバータ回路（13）の結線動作を切り換えることによって、電力変換装置の省エネ化を図ることができる。
【０１３９】
特に、上記電力変換装置（11）は、空調機の冷媒回路に設けられる圧縮機の電動機（15）の駆動用に用いるのが好ましい。空調機は、一般に、夏期や冬期のように冷暖房負荷が大きい場合、圧縮機が高速回転域（高出力領域）で運転され、いわゆる中間期のように負荷が小さい場合、圧縮機が低速回転域（低出力領域）で運転される。したがって、空調機に用いられる圧縮機の電動機（15）を駆動する場合は、該電動機（15）の負荷に応じて上記スイッチ回路（16）を制御して結線動作を切り換えるようにすればよい。ここで、空調機の冷媒回路は、図示しないが、圧縮機と凝縮器と膨張機構と蒸発器とが閉回路に接続され、冷媒が可逆に循環して蒸気圧縮式冷凍サイクルを行うものである。
【０１４０】
そして、上述のような構成を有する電力変換装置（11）において、スイッチ回路（16）をオン状態にして上記インバータ回路（13）をＶ結線状態にした場合には、上記スイッチング制御部（14a）は、上記実施形態１〜３のように磁束ベクトルλpが円形に近い軌跡を描くように電圧ベクトルＶpの出力制御を行う。これにより、出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができ、モータ（15）で発生する損失の低減を図ることができる。
【０１４１】
−実施形態４の効果−
以上より、この実施形態によれば、電力変換装置（11）を、インバータ回路（13）が三相結線動作と二相結線動作とに切換可能に構成し、モータ（15）の低速回転時にはＶ結線状態に、該モータ（15）の高速回転時にはＹ結線状態にすることで、電力変換装置（11）の損失の低減を図りつつ、高速回転時にも対応してモータ（15）を動作させることができる。すなわち、モータ（15）の低速回転時には、Ｖ結線にすることで、スイッチング損失の低減を図れる一方、モータ（15）の高速回転時には、Ｙ結線にすることで、高い起電力を得ることができ、該モータ（15）を容易に高速回転させることができる。
【０１４２】
また、上記インバータ回路（13）がＶ結線状態の場合には、上記実施形態１〜３のように電圧ベクトルＶpを用いて磁束ベクトルλpの軌跡が円形に近い軌跡を描くように該インバータ回路（13）のスイッチング素子（13a〜13f）を制御することで、出力電圧に含まれる高調波成分を低減することができる。これにより、モータ（15）において、高調波成分による鉄損の増大を防止でき、該モータ（15）の運転効率の向上も図れる。
【０１４３】
さらに、上述のような構成の電力変換装置（11）を、冷媒回路の圧縮機の電動機（15）に電力を供給する電源装置として用いることで、該電動機（15）の効率向上を図ることができ、これにより、空調機等の運転効率の向上を図れる。
【０１４４】
《その他の実施形態》
上記各実施形態については、以下のような構成としてもよい。
【０１４５】
上記各実施形態では、電圧ベクトルＶpを３つ以上用いて、磁束ベクトルλpを略三角形状の軌跡にしているが、この限りではなく、小刻みに電圧ベクトルＶpを切り換えて鋸歯状の軌跡とし、円形により近い軌跡を描くようにしてもよい。
【０１４６】
また、上記各実施形態では、磁束ベクトルλpの軌跡は、略三角形状の軌跡から突出した部分で往復しているが、この限りではなく、図１０のように略三角形状の軌跡内を往復させるようにしてもよい。
【０１４７】
また、上記各実施形態では、コンデンサ回路（2）を２つのコンデンサ（2a,2b）によって構成しているが、この限りではなく、３つ以上のコンデンサによって構成してもよい。
【０１４８】
さらに、上記各実施形態では、スイッチング素子（3a〜3d）を、トランジスタ（自己消弧形素子）とダイオードとが並列接続されてなる半導体スイッチによって構成しているが、この限りではなく、オンオフ制御可能な構成であれば、どのような構成であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１４９】
以上説明したように、本発明は、例えばＶ結線インバータ回路を備えた電力変換装置に特に有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１５０】
【図１】実施形態１に係る電力変換装置の概略構成を示す回路図である。
【図２】領域Ｉにおける複素平面上の電圧ベクトルと磁束ベクトルとの関係を示す図である。
【図３】領域Ｉにおける磁束ベクトルの軌跡を示す図である。
【図４】複素平面上で磁束ベクトルの軌跡を４つの領域に分けた場合の図である。
【図５】領域IIにおける磁束ベクトルの軌跡を示す図である。
【図６】領域IIにおける複素平面上の電圧ベクトルと磁束ベクトルとの関係を示す図である。
【図７】各領域における電圧ベクトルの出力順を示す一覧表である。
【図８】制御回路の概略構成を示すブロック図である。
【図９】シミュレーション結果を示す図である。
【図１０】実施形態２の領域Ｉにおける磁束ベクトルの軌跡を示す図である。
【図１１】領域IIにおける磁束ベクトルの軌跡を示す図である。
【図１２】各領域における電圧ベクトルの出力順を示す一覧表である。
【図１３】シミュレーション結果を示す図である。
【図１４】（ａ）実施形態２の場合、（ｂ）従来の場合、のシミュレーション結果（ＦＥＴ解析結果）を示す図である。
【図１５】実施形態３の領域Ｉにおける磁束ベクトルの軌跡を示す図である。
【図１６】各領域における電圧ベクトルの出力順を示す一覧表である。
【図１７】シミュレーション結果を示す図である。
【図１８】（ａ）実施形態２の場合、（ｂ）従来の場合、のシミュレーション結果（ＦＥＴ解析結果）を示す図である。
【図１９】実施形態４に係る電力変換装置の概略構成を示す回路図である。
【図２０】従来のスイッチング制御の制御回路を示す図である。
【符号の説明】
【０１５１】
1,11     電力変換装置
2,12     コンデンサ回路
2a,2b,12a,12b     コンデンサ
3,13     インバータ回路
3a〜3d,13a〜13f   スイッチング素子
4,14     制御回路
5,15     モータ（負荷）
14a      スイッチング制御部（スイッチング制御手段）
15b      スイッチ回路制御部（スイッチ回路制御手段）
16       スイッチ回路
leg1,leg2,leg3        スイッチングレグ
Ｖp,Ｖ0〜Ｖ３    電圧ベクトル
λp              磁束ベクトル
【図１】
2008295161.tif 000010
【図２】
2008295161.tif 000011
【図３】
2008295161.tif 000012
【図４】
2008295161.tif 000013
【図５】
2008295161.tif 000014
【図６】
2008295161.tif 000015
【図７】
2008295161.tif 000016
【図８】
2008295161.tif 000017
【図１０】
2008295161.tif 000018
【図１１】
2008295161.tif 000019
【図１２】
2008295161.tif 000020
【図１４】
2008295161.tif 000021
【図１５】
2008295161.tif 000022
【図１６】
2008295161.tif 000023
【図１８】
2008295161.tif 000024
【図１９】
2008295161.tif 000025
【図２０】
2008295161.tif 000026
【図９】
2008295161.tif 000027
【図１３】
2008295161.tif 000028
【図１７】
2008295161.tif 000029