(57)【要約】【課題】複数のUPSの並列を容易に行うことが困難であった。【解決手段】交流電力供給手段は複数のUPS１、２を有する。各UPSは、DC−AC変換回路６、６´とその制御回路２２、２２´とを有する。各制御回路２２、２２´は低出力電圧で各UPS１、２を駆動させるための低出力電圧制御手段を有し、この低出力電圧中に複数のUPS間の同期化状態を成立させる。各制御回路２２、２２´は更に同期化状態の成立後に出力電圧を徐々に上昇させるための電圧上昇制御手段を有する。各制御回路２２、２２´は共通接続導体２４〜２７で相互に接続されている。【選択図】図３
2008131808.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のDC−AC変換回路から共通の負荷に交流電力を供給する交流電力供給装置の運転方法であって、
前記負荷が要求している定格負荷電圧よりも低い電圧を各DC−AC変換回路から出力させ且つ各DC―AC変換回路の相互間の位相同期化状態が成立するまで前記低い電圧の状態を継持する第１のステップと、
前記位相同期化状態の成立後に各DC−AC変換回路の出力電圧を前記定格負荷電圧まで上昇させる第２のステップと、
前記第２のステップの後に各DC−AC変換回路を前記定格負荷電圧が得られるように定電圧制御する第３のステップと
を備えていることを特徴とする交流電力供給装置の運転方法。
【請求項２】
前記第２のステップにおいて各DC−AC変換回路の出力電圧を前記低い電圧から前記定格負荷電圧まで徐々に高めることを特徴とする請求項１記載の交流電力供給装置の運転方法。
【請求項３】
少なくとも前記第１のステップの期間に、各DC−AC変換回路の出力電圧から基本波成分を抽出し、この基本波成分の位相を基準正弦波の位相に一致させるように各DC−AC変換回路を制御することを特徴とする請求項１又は２記載の交流電力供給装置の運転方法。
【請求項４】
共通の負荷に交流電力を供給するため複数の電源装置を有している交流電力供給装置であって、
前記複数の電源装置のそれぞれは、複数の変換用スイッチのオン・オフによって直流を交流に変換するためのDC−AC変換回路と、前記DC−AC変換回路を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記負荷が要求している定格負荷電圧よりも低い電圧を各DC−AC変換回路から出力させ且つ複数のDC―AC変換回路の相互間の位相同期化状態が成立するまで前記低い電圧の状態を継持する低出力電圧制御手段と、
前記位相同期化状態の成立後に各DC−AC変換回路の出力電圧を前記定格負荷電圧まで上昇させる出力電圧上昇制御手段と、
各DC−AC変換回路を前記定格負荷電圧が得られるように定電圧制御する定電圧制御手段と
を備えていることを特徴とする交流電力供給装置。
【請求項５】
前記制御回路は、
前記DC−AC変換回路の出力端子に接続された出力電圧検出回路と、
前記DC−AC変換回路の出力電圧の基準周波数及び基準振幅を示する基準正弦波を発生する基準正弦波発生回路と、
前記複数の前記DC−AC変換回路の出力電圧の相互間の位相差又は各出力電圧と同期信号との間の位相差を示す位相差信号形成回路と、
前記位相差を低減するように前記基準正弦波の位相をシフトする位相シフト回路と、
前記出力電圧検出回路と前記基準正弦波発生回路とに接続され、前記出力電圧を前記基準正弦波に追従させるためのパルス幅変調制御信号を形成して前記DC−AC変換回路の前記変換用スイッチの制御端子に供給するパルス幅変調制御信号形成回路と、
前記DC−AC変換回路の起動指令に応答して前記負荷に供給する定格負荷電圧よりも低い電圧を出力するように前記基準正弦波の振幅又は前記出力電圧検出回路から得られた出力電圧検出信号の振幅を制御する低出力電圧制御手段と、
前記複数の前記DC−AC変換回路の出力電圧が相互に位相同期化状態にあるか否かを判定する同期化判定手段と、
前記同期化判定手段から得られた同期化状態を示す信号に応答して前記DC−AC変換回路の出力電圧を前記低い電圧から前記定格負荷電圧まで上昇させるように前記基準正弦波の振幅又は前記出力電圧検出回路から得られた出力電圧検出信号の振幅を制御する出力電圧上昇制御手段と、
を備えていることを特徴とする請求項４記載の交流電力供給装置。
【請求項６】
前記出力電圧上昇制御手段は、前記DC−AC変換回路の出力電圧を前記低い電圧から前記定格負荷電圧まで徐々に上昇させる手段であることを特徴とする請求項５記載の交流電力供給装置。
【請求項７】
前記交流電力供給装置は、更に、前記DC−AC変換回路を起動し且つ前記負荷への電力供給を開始することを指令する起動指令発生回路と、前記複数の電源装置の前記制御回路にそれぞれに接続された起動要求共通接続導体とを有し、
前記制御回路は、更に、前記起動指令発生回路に接続された起動要求信号発生回路と、前記起動要求信号発生回路と前記起動要求共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記起動要求信号発生回路の少なくとも１つから起動要求信号が発生した時に前記起動要求共通信号導体を起動要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路構成素子と、前記起動要求共通接続導体の前記起動要求を示す信号状態に応答して前記DC−AC変換回路から前記負荷への電力供給を開始する起動開始手段と、
を有していることを特徴とする請求項５又は６記載の交流電力供給装置。
【請求項８】
前記交流電力供給装置は、更に、前記複数の電源装置の前記制御回路の全てに接続された電圧上昇開始共通接続導体を有し、
前記制御回路は、更に、前記同期化判定手段と前記電圧上昇開始共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記同期化判定手段の全てが同期化状態を示す信号を同時に発生した時のみに前記電圧上昇開始共通接続導体を電圧上昇開始要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路構成素子と、前記電圧上昇開始共通接続導体を前記出力電圧上昇制御手段に接続する接続手段とを備えていることを特徴とする請求項５又は６又は７記載の交流電力供給装置。
【請求項９】
前記制御回路は、更に、前記出力電圧検出回路に接続され且つ前記出力電圧検出回路の出力電圧検出信号から基本波成分を抽出する機能を有している基本波抽出回路と、前記基本波抽出回路を前記DC−AC変換回路の起動開始時点から前記DC−AC変換回路の出力電圧が前記定格負荷電圧まで上昇する時点までの少なくとも一部において基本波抽出回路を前記出力電圧検出回路に代わって前記パルス幅変調制御信号形成回路に接続する選択接続手段と
を備えていることを特徴とする請求項５乃至８のいずれか１つに記載の交流電力供給装置。
【請求項１０】
前記交流電力供給装置は、更に、前記複数の電源装置の前記制御回路にそれぞれ接続された波形制御開始共通接続導体を有し、
前記制御回路は、更に、DC−AC変換回路の出力電圧が前記定格負荷電圧まで上昇したことを示す信号を発生する電圧上昇終了信号発生手段と、前記電圧上昇終了信号発生手段と前記波形制御開始共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記電圧上昇終了信号発生手段の全てが電圧上昇終了を示す信号を同時に発生した時のみ前記波形制御開始共通接続導体を波形制御開始要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路素子と、前記波形制御開始共通接続導体を前記選択接続手段の制御端子に接続する接続手段と
を備えていることを特徴とする請求項９記載の交流電力供給装置。
【請求項１１】
前記複数の電源装置のそれぞれは、更に、交流電源端子と前記DC−AC変換回路との間に接続されたAC−DC変換回路と、前記AC−DC変換回路の出力端子と前記DC−AC変換回路の入力端子との両方に接続された蓄電手段と
を有していることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１つに記載の交流電力供給装置。
【請求項１２】
前記交流電力供給装置は、前記交流電源端子と前記負荷との間に集中バイパス給電回路を有していることを特徴とする請求項１１記載の交流電力供給装置。
【請求項１３】
前記複数の電源装置のそれぞれは、更に、前記交流電源端子と前記負荷との間に接続されたバイパス給電回路を有していることを特徴とする請求項１１記載の交流電力供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、並列接続された複数台のDC−AC変換回路（インバータ）を含む交流電力供給装置及びその運転方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用電源の停止に対処するために交流無停電電源装置（以下、UPSと言う。）が情報機器の分野等で使用されている。
【０００３】
ところで、負荷の増大に伴いUPSを並列接続することが要求される。図１は交流電源３と交流負荷４との間において互いに並列接続され第１及び第２のUPS１a、２aと集中バイパス給電回路１２とを有する従来の交流電力供給装置を示す。第１及び第２のUPS１a、２aは、AC−DC変換回路（コンバータ回路）５、５´とDC−AC変換回路（インバータ回路）６、６´と蓄電池７、７´とを有している。各AC−DC変換回路５、５´は入力端子８、８´を介して交流電源３に接続されている。蓄電池７、７´はAC−DC変換回路５、５´の直流出力端子に接続されていると共にDC−AC変換回路６、６´の直流入力端子に接続されている。DC−AC変換回路６、６´の出力端子はUPS出力端子９、９´に接続されている。第１及び第２のUPS１a、２aのUPS出力端子９、９´は共通接続導体１０とＵＰＳ出力スイッチ１１とを介して負荷４に接続されている。集中バイパス給電回路１２はバイパス給電スイッチ１３を介して交流電源３と負荷４との間に接続されている。
【０００４】
第１及び第２のUPS１a、２aは、図示が省略されているAC−DC変換回路５，５´のための制御回路及びDC−AC変換回路６、６´のための制御回路を有する他に、共通の制御装置１４aを有する。制御装置１４aは起動指令ボタン等による起動指令に応答して第１及び第２のUPS1a、２aに起動要求を送り、また第１及び第２のUPS１a、２aから発生した起動完了を受け取る。また、制御装置１４aはライン１５aからバイパス給電スイッチ１３の制御端子にオン制御信号を送り、ライン１６aからUPS出力スイッチ１１の制御端子にオン制御信号を送る。
【０００５】
制御装置１４aによる第１及び第２のUPS１a、２a及び集中バイパス給電回路１２の従来の代表的な制御方法は次の通りである。
（１）  御御装置１４aは、外部から起動指令を受け取る。
（２）  制御装置１４aは、バイパス給電スイッチ１３をオンにして集中バイパス給電回路１２から負荷４に電力を供給する。
（３）  制御装置１４aは、第１のUPS１aに起動要求を送り、この第１のUPS１aを集中バイパス給電回路１２の電圧に同期した電圧位相及び電圧振幅で無負荷運転する。
（４）  第１のUPS１aは起動完了を制御装置１４aに送る。
（５）  制御装置１４aは第２のUPS２aに起動要求を送り、無負荷運転する。この時第１及び第２のUPS１a、２aに出力電流が流れないように各UPS１a、２aを制御する。これにより各UPS１a、２aは同期状態になる。
（６）  第２のUPS２aは起動完了を制御装置１４aに送る。
（７）  制御装置１４aは全てのUPS１a、２aが同期運転状態であると判定し、その後にUPS出力スイッチ１１をオンにし、負荷４に対してUPS１a、２aと、集中バイパス給電回路１２との両方から電力を供給する。
（８）  制御装置１４aは、バイパス給電スイッチ１３をオフにして第１及び第２のUPS１a、２aのみから負荷４に電力を供給する。
【０００６】
図１には第１及び第２のUPS１a、２aのみが示されているが、３台以上のUPSを並列接続することも勿論可能であり、この場合も上述と同様にUPSを起動する。また、UPS１a、２aの同期運転は、例えば、特開平１−１９４８７０号公報（特許文献１）又は特開２００２−２６２５７７号公報（特許文献２）等で周知の方法で実行される。
【０００７】
停電等で集中バイパス給電回路１２による給電ができない状態で第１及び第２のUPS１a、２aを起動する代表的な方法は次の通りである。
（１）  UPS出力スイッチ１１をオフにした状態で、第１のUPS１aを定格周波数、定格電圧で自走運転する。
（２）  第２のUPS２aの自走運転を開示する。これと同時に各UPS１a、２aの交流出力電流が流れないように各UPS１a、２aを運転し、各UPS１a、２aから同位相且つ同振幅の電圧を出力させる。
（３）  全てのUPS１a、２aが同期運転状態であることが検出された時に、UPS出力スイッチ１１をオン制御し、UPS1a、２aから負荷４への電力供給を開始する。
【０００８】
上述の複数台のUPS1a、２aの並列運転方式には次の欠点がある。
（１）  UPS出力スイッチ１１及びバイパス給電スイッチ１３の電流容量をUPSの増設に応じて変えることが必要になり、増設コストが高くなる。
（２）  もし、増設を予想して大容量のUPS出力スイッチ１１及びバイパス給電スイッチ１３を設けると、初期コストが高くなる。
（３）  UPSの増設に応じて制御装置を変えることが必要になり、増設コストが高くなる。
【０００９】
複数台のUPSの並列接続方式として、図２に示すように各UPS１ｂ、２ｂに個別にバイパス給電回路１２a、１２ａ´を設け、更に、各UPS１ｂ、2ｂの出力段に個別のUPS出力スイッチ１１a、１１ａ´を設け、このUPS出力スイッチ１１a、１１ａ´よりも出力側でUPS１ｂ、2ｂを並列接続し、更に、各バイパス給電回路１２a、１２ａ´に個別にバイパス給電スイッチ１３a、１３ａ´を設ける方式が知られている。
【００１０】
図２の方式で負荷４に電力を供給する時の動作の流れは次の通りである。
（１）  各バイパス給電回路１２a、１２ａ´に設けられているバイパス給電スイッチ１３a、１３ａ´をオン制御して各バイパス給電回路１２a、１２ａ´から負荷４に電力を供給する。
（２）  UPS出力スイッチ１１a、１１ａ´をオフに保った状態で各UPS１ｂ、２ｂのDC−AC変換回路6、６´を交流電源３の電圧に同期した電圧位相、電圧振幅で無負荷運転する。
（３）  DC−AC変換回路６、６´の起動完了後にUPS出力スイッチ１１a、１１ａ´をオンにしてUPS１ｂ、２ｂから負荷４への電力供給を開始する。この結果、短時間のみ各UPS１ｂ、２ｂと各バイアス給電回路１２a、１２ａ´との両方から負荷４に電力が供給される。
（４）  各バイパス給電スイッチ１３a、１３ａ´をオフにしてUPS1ｂ、２ｂのみから負荷４に電力を供給する。
【００１１】
図２の方式は、各UPS1ｂ、２ｂの出力段に個別のUPS出力スイッチ１１a、１１ａ´が設けられているので、UPSの増設時にUSP出力スイッチ１１a、１１ａ´の電流容量を増大させることが不要であるという特徴を有する。しかし、電磁開閉器等で構成されるバイパス給電スイッチ１３a、１３ａ´を同時にオン・オフ制御することが困難であり、もし第１のUPS１ｂのバイパス給電スイッチ１３aが第２のUPS２ｂのバイパス給電スイッチ１３ａ´よりも早くオンになると、負荷４の電流の全部が一方のバイパス給電スイッチ１３aを通って流れるので、バイパス給電スイッチ１３a、１３ａ´及びバイパス給電回路１２a、１２ａ´の電流容量を定常時に分担する電流よりも大きく設定することが必要になり、必然的にコスト高になる。又、バイパス給電回路１２a、１２ａ´が停電等で使用できない時には、各UPS１ｂ、２ｂのDC−AC変換回路６、６´の同期を取ることが困難になる。
【特許文献１】特開平１−１９４８７０号公報
【特許文献２】特開２００２−２６２５７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述から明らかなように複数台のDC−AC変換回路（インバータ回路）の同期を容易に取ることができる交流電力供給装置が要求されている。又、増設が容易な交流電力供給装置が要求されている。従って、本発明の目的は上記要求に応えることができる交流電力供給装置及びその運転方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するための本発明は、複数のDC−AC変換回路から共通の負荷に交流電力を供給する交流電力供給装置の運転方法であって、
前記負荷が要求している定格負荷電圧よりも低い電圧を各DC−AC変換回路から出力させ且つ各DC―AC変換回路の相互間の位相同期化状態が成立するまで前記低い電圧の状態を継持する第１のステップと、
前記位相同期化状態の成立後に各DC−AC変換回路の出力電圧を前記定格負荷電圧まで上昇させる第２のステップと、
前記第２のステップの後に各DC−AC変換回路を前記定格負荷電圧が得られるように定電圧制御する第３のステップと
を備えていることを特徴とする交流電力供給装置の運転方法に係わるものである。
【００１４】
なお、請求項２に示すように、前記第２のステップにおいて各DC−AC変換回路の出力電圧を前記低い電圧から前記定格負荷電圧まで徐々に高めることが望ましい。
また、請求項３に示すように、少なくとも前記第１のステップの期間に、各DC−AC変換回路の出力電圧から基本波成分を抽出し、この基本波成分の位相を基準正弦波の位相に一致させるように各DC−AC変換回路を制御することが望ましい。
また、請求項４に示すように、共通の負荷に交流電力を供給するため複数の電源装置を有しており、該前記複数の電源装置のそれぞれは、複数の変換用スイッチのオン・オフによって直流を交流に変換するためのDC−AC変換回路と、前記DC−AC変換回路を制御する制御回路とを備えている交流電力供給装置において、前記制御回路を、前記負荷が要求している定格負荷電圧よりも低い電圧を各DC−AC変換回路から出力させ且つ複数のDC―AC変換回路の相互間の位相同期化状態が成立するまで前記低い電圧の状態を継持する低出力電圧制御手段と、前記位相同期化状態の成立後に各DC−AC変換回路の出力電圧を前記定格負荷電圧まで上昇させる出力電圧上昇制御手段と、各DC−AC変換回路を前記定格負荷電圧が得られるように定電圧制御する定電圧制御手段とで構成することが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記制御回路は、
前記DC−AC変換回路の出力端子に接続された出力電圧検出回路と、
前記DC−AC変換回路の出力電圧の基準周波数及び基準振幅を示する基準正弦波を発生する基準正弦波発生回路と、
前記複数の前記DC−AC変換回路の出力電圧の相互間の位相差又は各出力電圧と同期信号との間の位相差を示す位相差信号形成回路と、
前記位相差を低減するように前記基準正弦波の位相をシフトする位相シフト回路と、
前記出力電圧検出回路と前記基準正弦波発生回路とに接続され、前記出力電圧を前記基準正弦波に追従させるためのパルス幅変調制御信号を形成して前記DC−AC変換回路の前記変換用スイッチの制御端子に供給するパルス幅変調制御信号形成回路と、
前記DC−AC変換回路の起動指令に応答して前記負荷に供給する定格負荷電圧よりも低い電圧を出力するように前記基準正弦波の振幅又は前記出力電圧検出回路から得られた出力電圧検出信号の振幅を制御する低出力電圧制御手段と、
前記複数の前記DC−AC変換回路の出力電圧が相互に位相同期化状態にあるか否かを判定する同期化判定手段と、
前記同期化判定手段から得られた同期化状態を示す信号に応答して前記DC−AC変換回路の出力電圧を前記低い電圧から前記定格負荷電圧まで上昇させるように前記基準正弦波の振幅又は前記出力電圧検出回路から得られた出力電圧検出信号の振幅を制御する出力電圧上昇制御手段と、
を備えていることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記出力電圧上昇制御手段は、前記DC−AC変換回路の出力電圧を前記低い電圧から前記定格負荷電圧まで徐々に上昇させる手段であることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記交流電力供給装置は、更に、前記DC−AC変換回路を起動し且つ前記負荷への電力供給を開始することを指令する起動指令発生回路と、前記複数の電源装置の前記制御回路にそれぞれに接続された起動要求共通接続導体とを有し、前記制御回路は、更に、前記起動指令発生回路に接続された起動要求信号発生回路と、前記起動要求信号発生回路と前記起動要求共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記起動要求信号発生回路の少なくとも１つから起動要求信号が発生した時に前記起動要求共通信号導体を起動要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路構成素子と、前記起動要求共通接続導体の前記起動要求を示す信号状態に応答して前記DC−AC変換回路から前記負荷への電力供給を開始する起動開始手段とを有していることが望ましい。
また、請求項８に示すように、前記交流電力供給装置は、更に、前記複数の電源装置の前記制御回路の全てに接続された電圧上昇開始共通接続導体を有し、前記制御回路は、更に、前記同期化判定手段と前記電圧上昇開始共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記同期化判定手段の全てが同期化状態を示す信号を同時に発生した時のみに前記電圧上昇開始共通接続導体を電圧上昇開始要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路構成素子と、前記電圧上昇開始共通接続導体を前記出力電圧上昇制御手段に接続する接続手段とを備えていることが望ましい。
また、請求項９に示すように、前記制御回路は、更に、前記出力電圧検出回路に接続され且つ前記出力電圧検出回路の出力電圧検出信号から基本波成分を抽出する機能を有している基本波抽出回路と、前記基本波抽出回路を前記DC−AC変換回路の起動開始時点から前記DC−AC変換回路の出力電圧が前記定格負荷電圧まで上昇する時点までの少なくとも一部において基本波抽出回路を前記出力電圧検出回路に代わって前記パルス幅変調制御信号形成回路に接続する選択接続手段とを備えていることが望ましい。
また、請求項１０に示すように、前記交流電力供給装置は、更に、前記複数の電源装置の前記制御回路にそれぞれ接続された波形制御開始共通接続導体を有し、前記制御回路は、更に、DC−AC変換回路の出力電圧が前記定格負荷電圧まで上昇したことを示す信号を発生する電圧上昇終了信号発生手段と、前記電圧上昇終了信号発生手段と前記波形制御開始共通接続導体との間に接続され且つ前記複数の電源装置の前記電圧上昇終了信号発生手段の全てが電圧上昇終了を示す信号を同時に発生した時のみ前記波形制御開始共通接続導体を波形制御開始要求を示す信号状態に転換させる機能を有している論理回路素子と、前記波形制御開始共通接続導体を前記選択接続手段の制御端子に接続する接続手段とを備えていることが望ましい。
また、請求項１１に示すように、前記複数の電源装置のそれぞれは、更に、交流電源端子と前記DC−AC変換回路との間に接続されたAC−DC変換回路と、前記AC−DC変換回路の出力端子と前記DC−AC変換回路の入力端子との両方に接続された蓄電手段とを有していることが望ましい。
また、請求項１２に示すように、前記交流電力供給装置は、前記交流電源端子と前記負荷との間に集中バイパス給電回路を有していることが望ましい。
また、請求項１３に示すように、前記複数の電源装置のそれぞれは、更に、前記交流電源端子と前記負荷との間に接続されたバイパス給電回路を有していることが望ましい。
【発明の効果】
【００１５】
各請求項の発明によれば、定格負荷電圧よりも低い電圧を出力するようにDC−AC変換回路を起動すると共に、低い電圧を出力している期間に位相同期状態を成立させるので、起動時に負荷に過大な突入電流が流れることを抑制することができ、且つ複数のDC−AC変換回路の出力電圧の相互間の位相ずれに基づく横流を抑制することができる。従って、横流を抑えながら位相同期化を容易に進めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
次に、図3〜図１５を参照して本発明の実施形態を説明する。
【実施例１】
【００１７】
図3に示す本発明の実施例1に従う交流電力供給装置は交流電源3と負荷4との間に接続された第1及び第2のUPS1、２を有している。第1及び第2のUPS1、２の入力端子8、8´は例えば５０Hzの商用交流電圧を供給する交流電源3に接続され、出力端子９、9´は共通接続導体１０を介して共通の負荷4に接続されている。従って、第1及び第2のUPS1、２は並列接続されている。なお、更に多くのUPSを並列接続することも可能である。
【００１８】
第1のUPS1は、図1と同様にAC−DC変換回路5と、DC−AC変換回路（インバータ回路）6と、蓄電池７とを有し、更に、UPS出力スイッチ２１と制御回路２２と電流検出器２３とを有する。第2のUPS2は、第1のUPS 1と同一に構成されており、AC−DC変換回路５´とDC−AC変換回路（インバータ回路）６´と、蓄電池７´とを有し、更に、UPS出力スイッチ２１´と制御回路２２´と電流検出器２３´とを有する。第2のUPS２は、第1のUPS1と同一に形成されているので、同一の回路要素に同一の参照符号が付され、両方を区別するために第2のUPS2の回路要素を示す符号にダッシュが付されている。以下の説明において第1のUPS１の回路要素を詳しく説明し、第2のUPS2の回路要素の詳しい説明を省略する。
【００１９】
AC−DC変換回路5は、第1のUPS１の入力端子8を介して交流電源3に接続され、交流（AC）電圧を直流（DC）電圧に変換する周知のスイッチング整流回路から成る。このAC−DC変換回路5は、例えば特開２０００−１１６１３７号公報等で周知のものと実質的に同一であるので、その詳しい説明を省略する。なお、入力端子8とAC−DC変換回路5との間に交流電源３から第1のUPS１切り離すための入力スイッチを接続することもできる。また、AC−DC変換回路5を周知のダイオード整流回路と平滑回路とで構成することもできる。
【００２０】
蓄電池7はAC−DC変換回路5の直流出力端子に接続されており、AC−DC変換回路5から得られる直流電圧で充電される。
【００２１】
DC−AC変換回路（インバータ回路）6の直流入力端子はAC−DC変換回路5と蓄電池7との両方に接続されている。従って、交流電源3が停電してAC−DC変換回路5から直流電圧が得られない時には、蓄電池7を電源としてDC−AC変換回路6が動作する。このDC−AC変換回路6は、周知の回路であって、図4に示すように対の直流入力端子６a、６bに接続された第1及び第2の変換用スイッチS1、S2の直列回路と、第3及び第4の変換用スイッチS3、S4の直列回路と、各変換用スイッチS1〜S4に逆方向並列に接続されたダイオードD1〜D4と、高周波成分除去用のフイルタ６cとから成る。第1及び第2の変換用スイッチS1、S2の相互接続点はフイルタ６ｃのリアクトルLoを介して一方の交流出力端子６ｄに接続され、第3及び第4の変換用スイッチS3、S4の相互接続点は他方の交流出力端子６eに接続されている。フィルタ６ｃを構成するコンデンサCoは、対の交流出力端子６ｄ、６e間に接続されている。図4においてIGＢT（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で示せれている第1〜第4の変換用スイッチS1〜S4を、FET又は汎用のトランジスタ等の別の半導体スイッチで構成することができる。また、図4には単相のDC−AC変換回路６が示されているが、これを3相のDC−AC変換回路に変えることができる。同様に図４の単相のAC−DC変換回路５を3相のAC−DC変換回路に変えることができる。
【００２２】
再び図3を説明する。第1のUPS１のDC−AC変換回路６の交流出力端子とUPS出力端子９との間にUPS出力スイッチ２１が接続され、第2のUPS2のDC−AC変換回路６´の交流出力端子とUPS出力端子9´との間にもUPS出力スイッチ２１´が接続されている。このUPS出力スイッチ２１、２１´は、起動開始手段としての機能を有し、負荷4と第1及び第2のUPS１、２とを選択的に接続するために設けられている。もし、負荷4からの選択的切り離しが不要の場合には、UPS出力スイッチ２１、２１´を省き、DC−AC変換回路６，６´をUPS出力端子９、9´に直接に接続することができる。第1及び第2のUPS１、２の出力端子９，９´は共通接続導体１０を介して共通の負荷4に接続されている。図3の共通接続導体１０に対して第3のUPS又は更に多いUPSを追加して接続することもできる。
【００２３】
図3の交流電力供給装置は、第1及び第2のUPS１、２の制御回路２２、２２´を相互に接続する起動許可共通接続導体24、起動要求共通接続導体２５、電圧上昇開始共通接続導体２６、及び波形制御開始共通接続導体２７を有し、更に起動指令発生器２８を有する。4つの共通接続導体２４〜２７は、第1及び第2のUPS１、２の制御回路２２、２２´を同時に制御するために設けられている。即ち、起動許可共通接続導体24はこれが論理の1即ち高レベル（H）になった時に全ての制御回路２２、２２´に起動許可を同時に与える。起動要求共通接続導体２５はこれが論理の０即ち低レベル（L）になった時に全ての制御回路２２、２２´に起動要求を同時に与える。この起動要求を低電圧制御指令又は同期化制御開始指令と呼ぶこともできる。電圧上昇開始共通導体２６はこれが論理の1即ち高レベル（H）になった時に全ての制御回路２２、２２´に電圧上昇制御開始指令を与える。この電圧上昇制御開始指令を同期化完了指令と呼ぶこともできる。波形制御開始共通制御導体27はこれが論理の1即ち高レベルになった時に全ての制御回路２２、２２´に波形制御開始指令を与える。この波形制御開始指令を電圧上昇制御完了指令又は定格電圧制御指令と呼ぶこともできる。
【００２４】
４つの共通接続導体２４〜２７は４つのNOR回路（入力反転AND回路又は出力反転OR回路）の出力導体として機能する。NOR回路を構成するために図５に示すように第１のUPS１の制御回路２２は論路回路構成素子としてトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4及び抵抗R1、R2、R3、R４を有し、第２のUPS２の制御回路２２´も論理回路構成素子としてトランジスタQ1´、Q2´、Q3´、Q4´及び抵抗R1´、R2´、R3´、R４´を有する。
【００２５】
起動許可論理回路を構成するためのトランジスタQ1、Q１´のコレクタは抵抗R1、R1´を介して＋Vで示す電源端子に接続され、このエミッタはグランドに接続されている。起動許可共通接続導体２４はトランジスタQ1、Q1´のコレクタに接続されている。従って、トランジスタQ1、Q1´のべースが同時に起動許可状態を示す低レベル（L）の時にトランジスタQ1、Q1´がオフになり、起動許可共通接続導体２４の電圧Ｖ２４が起動許可を示す高レベルになる。
【００２６】
起動要求論理回路を構成するためのトランジスタQ2、Q2´のコレクタは抵抗R2、R2´を介して＋Vで示す電源端子に接続され、このエミッタはグランドに接続されている。起動要求共通接続導体２５はトランジスタQ2、Q2´のコレクタに接続されている。従って、複数のトランジスタQ2、Q2´の内のすくなくとも１つのベースが起動要求を示す高レベルの時に起動要求共通接続導体２５の電圧Ｖ２５が起動要求を示す低レベルになる。
【００２７】
電圧上昇開始論理回路を構成するためのトランジスタQ3、Q3´のコレクタは抵抗R3、R3´を介して＋Vで示す電源端子に接続され、このエミッタはグランドに接続されている。電圧上昇開始共通接続導体２６はトランジスタQ3、Q3´のコレクタに接続されている。従って、トランジスタQ3、Q3´のベースが同時に電圧上昇開始を示す低レベルの時にトランジスタQ3、Q3´はオフになり、電圧上昇開始共通接続導体２６の電圧Ｖ２６が電圧上昇指令を示す高レベルになる。
【００２８】
波形制御開始論理回路を構成するためのトランジスタQ4、Q4´のコレクタは抵抗R4、R4´を介して＋Vで示す電源端子に接続され、このエミッタはグランドに接続されている。波形制御開始共通接続導体２７はトランジスタQ4、Q4´のコレクタに接続されている。従って、トランジスタQ4、Q4´のベースが同時に波形制御開始を示す低レベルの時にトランジスタQ4、Q4´はオフになり、波形制御開始共通接続導体２７の電圧Ｖ２７が波形制御開始を示す高レベルになる。
【００２９】
次に、図６〜図１０を参照して制御回路２２を詳しく説明する。制御回路２２は、DC−AC変換回路６の定電圧制御回路を構成するために電圧検出回路３１を有する。この電圧検出回路３１は図３のDC−AC変換回路６の交流出力端子に接続され、交流出力電圧に対応する出力電圧検出信号V31を送出する。
【００３０】
電圧検出回路３１に接続された基本波抽出回路３２は、電圧検出信号V31から交流電源３の周波数と同じ周波数（例えば５０Hz）の正弦波から成る基本波成分を抽出する。基本波抽出回路３２から得られる基本波成分は後述から明らかなように同期化期間及び電圧上昇期間に使用される。
【００３１】
基本波抽出回路３２に接続された接点aと電圧検出回路３１に接続された接点ｂとを有する切換スイッチ３３は、接点aとｂとのいずれか一方を選択してPWMパルス制御信号形成回路３４へ送る選択接続手段である。制御可能に構成された切換スイッチ３３の制御端子は、接続手段２７ａを介して波形制御開始共通接続導体２７に接続されている。この切換スイッチ３３は、図１１（G）に波形制御開始共通接続導体２７の波形制御開始制御信号を示す電圧V27が低レベル状態に保たれているｔ3時点よりも前の期間に接点aがオンになり且つｔ3時点よりも後の波形制御及び定電圧制御期間に接点ｂがオンになるように構成されている。等価的に機械的スイッチで示されている切換スイッチ３３は、制御可能な半導体スイッチ又は電磁式スイッチ等で構成される。
【００３２】
DC−AC変換回路６の出力電圧を正弦波に制御するために、制御回路２２は基準正弦波発生回路３５を有する。この基準正弦波発生回路３５は例えば５０Hｚの定格周波数を有し且つ負荷４の定格負荷電圧に対応する電圧振幅を有する基準正弦波Vrを発生するものであり、例えば正弦波データが格納された周知の半導体メモリとその読み出し手段とで構成することができる。
【００３３】
基準正弦波発生回路３５に接続された低出力電圧制御手段３６は、DC−AC変換回路６の出力電圧Vo1を図１１のｔ3よりも後の定格負荷電圧よりも低い低電圧に制御するために基準正弦波Vrの振幅を制限するものであり、例えば、図７に示すように抵抗Ra、Rbから成る分圧回路で構成することができる。図７の抵抗Ra、Rbの直列回路の一端は図６の基準正弦波発生回路３５に接続され、他端はグランドに接続されている。抵抗Ra、Rbの相互接続点に接続された出力導体３６aに基準正弦波Vrの振幅を所望量だけ抑制した低出力電圧制御信号Vr1が得られる。低出力電圧制御信号Vr1の振幅は、過電流を伴わないで同期化を進めることができる値に設定され、基準正弦波Vrの振幅の１／２即ち５０％以下であることが好ましく、１／１０〜２／１０即ち１０〜２０%であることが更に好ましい。後述から明らかになるように低出力電圧制御信号Vr1は、図１１のｔ1〜t２期間にPWMパルス制御信号形成回路３４に選択的に供給される。
【００３４】
基準正弦波発生回路３５に接続された電圧上昇制御手段３７はソフト電圧制御手段と呼ぶこともできるものであって、図１１のｔ2〜ｔ3期間にDC−AC変換回路６の出力電圧Vo1をｔ1〜ｔ2期間の低い電圧からｔ3時点以後の定格負荷電圧まで徐々に即ちソフトに上昇させるためのものである。この電圧制御手段３７は、例えば図７に示すように振幅調整回路３７aと振幅制御信号発生回路３７ｂとで構成することができる。振幅調整回路３７aは図６の基準正弦波発生回路３５に接続され、基準正弦波Vrの振幅を低出力電圧制御信号Vr1と同一の振幅（例えば１０％）から基準正弦波Vrの最大振幅（１００％）まで徐々に増大させるための電圧上昇制御信号Vr２を形成する機能を有する。この振幅調整回路３７aは周知の半導体可変抵抗素子又は回路によって構成することができる。
【００３５】
振幅調整回路３７aを制御するためにここに接続された振幅制御信号発生回路３７ｂは、図１１のｔ2〜ｔ3期間に傾斜電圧を発生し、その後最高値を保持する振幅制御信号Vcを発生する。振幅調整回路３７aは振幅制御信号Vcの傾斜電圧の応じて基準正弦波Vrの振幅を例えば１０％に制限した値から１00％の値まで徐々に変化する信号を出力し、その後１００％振幅の基準正弦波Vr を出力する。なお、傾斜電圧発生期間即ち図１１のｔ2〜ｔ3期間は、交流電源電圧Vacの周期Tsの好ましくは３〜２０倍、より好ましくは３〜１０倍に設定される。第１のUPS１の電圧制御手段３７の動作と第２のUPS２の図示されていない電圧上昇制御手段の動作とを同時に生じさせるために電圧上昇制御手段３７の振幅制御信号発生回路３７bは接続手段２６ａを介して図６の電圧上昇開始共通接続導体２６に接続されている。
【００３６】
低出力電圧制御手段３６に接続された接点aと電圧上昇制御手段３７に接続された接点ｂとを有する切換スイッチ３８は、選択接続手段を構成するものであって、低出力電圧制御信号Vr1と電圧上昇制御信号Vr２とを選択的にPWMパルス制御信号形成回路３４に供給する。この切換スイッチ３８の制御端子は接続手段２６ａを介して図６の電圧上昇開始共通接続導体２６に接続されている。従って、電圧上昇開始共通接続導体２６の電圧V26が図１１（F）のｔ2時点よりも前に示すように低レベルの時には切換スイッチ３８の接点aがオンに保たれ、電圧V26が図１１（F）のt２以後に示すように高レベルの期間には切換スイッチ３８の接点ｂがオンに保たれる。機械的スイッチによって原理的に示されている切換スイッチ３８はオン・オフ制御可能な半導体スイッチまたは電磁式スイッチで構成することができる。
【００３７】
PWMパルス信号形成回路３４は、図８に示す減算器３４aと電圧比較器３４bと鋸波発生回路３４ｃと駆動増幅器３４dと反転駆動増幅器３４eとから成る。減算器３４aの−で示す一方の入力端子は図６の一方の切換スイッチ３３に接続され、＋で示す他方の入力端子は他方の切換スイッチ３８に接続されている。従って、減算器３４aからは、電圧検出回路３１から得られる出力電圧検出信号V31又はその基本波成分と低出力電圧制御手段３６から得られる低出力電圧制御信号Vr1又は電圧上昇制御手段３７から得られる電圧上昇制御信号Vr２との差を示す信号V34aが得られる。この減算器３４aの出力信号V34aは基準正弦波Vrと同一の周波数の正弦波である。電圧比較器３４bの一方の入力端子は減算器３４aに接続され、他方の入力端子は鋸波発生回路３４cに接続されている。鋸波発生回路３４ｃは基準正弦波Vrの周波数よりも十分に高い周波数（例えば２０〜１００ｋＨｚ）で鋸波電圧Vtを発生する。従って、電圧比較器３４ｂは減算器３４aから得られた正弦波の出力信号V34aと鋸波電圧Vtとを比較してPWMパルス制御信号V34bを出力する。PWMパルス制御信号V34bは駆動増幅器３４ｄを介して図４の第１及び第４の変換用スイッチS1、S4のゲートに供給される。また、PWMパルス制御信号V34ｂは反転駆動増幅器３４eで反転され、これが第２及び第３の変換用スイッチS2、S3のゲートに供給される。PWMパルス制御信号形成回路３４は、図８の回路に限定されるものでなく、種々変形可能なものである。例えば、鋸波発生回路３４ｃを三角波等の別の周期性信号発生回路とすることができる。
【００３８】
基準正弦波発生回路３５から発生する基準正弦波Vrの位相を決定するために図６に示す同期信号発生回路３９及び位相補正回路４０が設けられている。同期信号発生回路３９は、図９に示すようにライン３９ａによって交流入力端子８に接続されたゼロクロス検出回路３９ｂを有する。このゼロクロス検出回路３９ｂは、交流入力端子８の交流入力電圧ゼロクロスの時点を示すパルスを形成し、これを同期信号として出力するものであって、ゼロクロス検出用比較器とこの比較器からゼロクロス時点を示す信号に応答して所定幅のパルスを発生する回路（例えば単安定マルチバイブレータ）で構成することができ、正弦波の１周期に１個の同期信号（同期パルス）を発生する。
【００３９】
同期信号発生回路３９に含まれている自走発振器３９cは、交流電源３の正弦波交流電圧の１周期に１個の割合で自走同期信号（クロックパルス）を発生するものである。ゼロクロス検出回路３９ｂと自走発振器３９ｃに接続された選択回路３０ｄはゼロクロス検出回路３９ｂから同期信号が発生している時にはこれを選択して出力ライン３９eに送出し、ゼロクロス検出回路３９ｂから同期信号が発生していない時には自走発振器３９ｃの同期信号を選択して出力ライン３９eに送出するものである。
【００４０】
同期信号発生回路３９の出力ライン３９eに接続された位相補正回路４０は、特許文献１等で公知の回路であって、DC−AC変換回路６の出力電圧Vo1の位相が所望位相になるように同期信号回路３９から得られる同期信号の位相を補正して基準正弦波発生回路３５に送るものである。同期信号の位相を補正すれば、結果として基準正弦波の位相が補正される。この位相補正を実行するために切換スイッチ３３の出力端子が出力電圧検出ライン４１を介して位相補正回路４０に接続され且つ図３に示す電流検出器２３が出力電流検出ライン４２を介して位相補正回路４０に接続されている。更に詳細には、図１０に示すように、位相補正回路４０は同期信号発生回路３９の出力ライン３９eに接続された位相シフト回路４３を有する。この位相シフト回路４３は出力ライン３９eの同期信号の位相を所望量だけ遅れ又は進み方向にシフトして図６の基準正弦波発生回路３５に送る。同期信号の位相をシフトすることは結果として基準正弦波Ｖｒの位相をシフトすることになる。
【００４１】
位相シフト回路４３における位相シフトを制御するためにゼロクロス検出回路４４、位相比較器４５、有効電流検出回路４６、位相差信号形成回路４７、及び減算回路４８が設けられている。出力電圧検出ライン４１に接続されたでゼロクロス検出回路４４は、正弦波または近似正弦波から成る出力電圧のゼロクロスを示す信号を正弦波又は近似正弦波の１周期に１個の割合で発生する。同期信号出力ライン３９eとゼロクロス検出回路４４とに接続された位相比較器４５は、同期信号とゼロクロス検出信号との位相差に対応する値を有する実測位相差信号φ1を直流信号の形式で出力する。
【００４２】
位相比較器４５から得られた実測位相差信号φ1は減算回路４８で補正された後に位相シフト回路４３に送られる。減算回路４８による補正はDC−AC変換回路６、６´の並列運転によって生じる横流を低減するためのものである。この横流の低減はDC−AC変換回路６、６´を同期化させることを意味する。有効電流検出回路４６は特許文献１から明らかなように横流を検出する機能を有し、出力電圧検出ライン４１と出力電流検出ライン４２に接続されている。特許文献１から明らかなように有効電流検出回路４６で検出された有効電流Ipは横流情報を含む。横流はDC−AC変換回路６、６´の出力電圧Vo1、Vo2の位相差に比例的に流れるので、有効電流Ipは出力電圧Vo1、Vo2の位相差情報を有する。そこで、図１０の実施例では特許文献１と同様に位相差信号形成回路４７が設けられている。この位相差信号形成回路４７の第１の演算回路４７aは有効電流Ipに第１の定数K1を乗算して位相差信号φｐを作成するものである。第２の演算回路４７bは位相差信号φｐに第２の定数K2（例えば0.99）を乗算して位相差信号φｐに比例する演算位相差信号K2φ2を得るものである。第２の定数K2は１よりも小さく且つ１に近い値に設定され、急峻な位相変化を防ぐために使用されている。減算回路４８は実測位相差φ1から演算位相差K2φｐを減算して位相シフト制御信号φを形成し、これを位相シフト回路４３に送る。位相シフト回路４３は同期信号出力ライン３９eの同期信号を位相シフト制御信号φに相当する位相だけシフトする。この時、実測位相差信号φ1と、演算位相差信号K2φｐとの差即ちφ1−K2φpだけ位相制御されるので、急峻な位相変化が発生しない。同期信号の位相シフト制御により基準正弦波Ｖｒの位相もシフトし、横流は徐々に低下し、DC−AC変換回路６、６´は同期状態に成る。
【００４３】
位相補正回路４０に含まれている位相差信号形成回路４７に同期判定回路４９が接続されている。この同期判定回路４９はDC−AC変換回路６、６´が同期化状態にあるか否化を判定するものであり、この実施例では横流成分を含む有効電流検出回路４６から得られる有効電流Ipに第１の定数K1を乗算して得られる演算位相差信号φｐが入力する電圧比較器４９aと、この電圧比較器４９aに基準電圧Vrpを与える基準電圧源４９ｂとから成る。電圧比較器４９aは、演算位相差信号φｐの電圧レベルが基準電圧Vrpよりも低くなった時に同期化成立を示す低レベル(L)信号を図６のトランジスタQ3のベースに送る。従って、同期判定回路４９で同期化成立が判定された時にトランジスタQ3がオフになる。トランジスタQ3のコレクタに電圧上昇開始共通接続導体２６が接続されているので、第１及び第２のUPS１、２のトランジスタQ3、Q3´の両方が同時にオフの時にのみ電圧上昇開始共通接続導体２６は電圧上昇開始を示す高レベルになる。
【００４４】
制御回路２２は図６に示すようにUPS状態判定回路５０を有する。このUPS状態判定回路５０は、第１のUPS１が起動可能か否かを判定するものであり、図６の実施例１ではライン３９aを介して第１のUPS1の入力端子８に接続され、交流入力電圧があるか否かを判定し、交流入力電圧がある時にUSP起動可能を有する低レベル信号をトランジスタQ1のベースに与える。勿論、交流入力電圧以外の条件又は複数の条件によってUPSが起動可能か否かを判定することもできる。トランジスタQ1のコレクタは起動許可共通接続導体２４に接続されているので、起動許可共通接続導体２４が接続されている全てのトランジスタQ1、Q1´がオフの時のみ起動許可共通接続導体２４は起動許可を示す高レベルになる。従って、第１及び第２のUPS１、２は同時に起動許可通知を発生する。
【００４５】
起動許可共通接続導体２４に接続された起動要求信号発生回路５１は、起動許可共通接続導体２４が起動許可を示す高レベル状態において図３の起動指令発生器２８の出力ライン２８aから起動指令を受け取った時に起動要求を示す高レベル信号をトランジスタQ2のベースに与える。起動指令発生器２８は例えばマニアル操作の起動ボタンから成る。もし、起動ボタンがオン保持機能を持たない場合には、起動要求信号発生回路５１に起動要求出力を保持する回路を内蔵させる。トランジスタQ2のコレクタに起動要求共通接続導体２５が接続されているので、第１及び第２のUPS1、2のトランジスタQ2、Q2´の内の少なくとも一方がオンの時に起動要求共通接続導体２５が起動要求を示す低レベルになる。従って、第１及び第２のUPS１、２のいずれか一方に起動指令が与られると、起動要求共通接続導体２５に接続された全てのUPSに同時に起動要求が与えられる。起動要求共通接続導体２５は、図３に示すUPS出力スイッチ２１，２１´の制御端子に接続端子に接続され、起動要求時にUPS出力スイッチ２１，２１´を同時にオン制御する。また、起動要求に応答して切換スイッチ３３、３８が初期化され、接点aがオンになる。
【００４６】
既に説明した電圧上昇開始共通接続導体２６は切換スイッチ３８の制御端子及び電圧上昇制御手段３７に接続手段２６ａを介して接続されていると共にタイマ５２に接続されている。従って、電圧上昇開始共通接続導体２６の電圧Ｖ２６が電圧上昇を示す高レベルになると、切換スイッチ３８の接点ｂがオンになると同時に電圧上昇制御手段３７の電圧上昇動作が開始し、更にタイマ５２による所定時間の計測が開始する。タイマ５２は電圧上昇終了信号発生手段として機能し、図１１の電圧上昇期間ｔ２〜ｔ３を計測し、電圧上昇終了後の任意時点ｔ３で出力が低レベル出力状態に転換するものである。トランジスタQ4のベースはタイマ５２に接続されているので、タイマ５２が所定時間を計測するとトランジスタQ4はオフになる。トランジスタQ4のコレクタは波形制御開始共通接続導体２７に接続されているので、トランジスタQ4、Q４´の両方がオンの時に波形制御開始共通接続導体２７は電圧上昇終了及び波形制御開始を示す高レベル状態になる。波形制御開始共通接続導体２７は接続手段２７ａを介して切換スイッチ３３の制御端子に接続され、波形制御開始共通接続導体２７の電圧Ｖ２７の高レベルへの転換によって切換スイッチ３３の接点ｂをオンにして電圧検出回路３１をPWMパルス制御信号形成回路３４に接続する。
【００４７】
詳細に示されていない第２のUPS制御回路２２´は、図６の第１のUPS1の制御回路２２と同一に形成されており、第１のUPS１と同様に動作する。
【００４８】
次に、図１１を参照して図３の第１及び第２のUPS1、２の並列運転の手順を説明する。
（１）  まず、UPS状態判定回路５０で起動許可状態か否かを判定し、起動許可状態の時には図１１（D）のｔo時点で起動許可を示す信号を起動許可共通導体２４に出力する。
（２）  ｔ1時点で起動指令発生器２８から起動指令を発生させる。
（３）  起動要求信号発生回路５１は起動許可共通接続導体２４が起動許可を与えている状態においてライン２８aから起動指令を受け取った時に図１１（E）に示すようにｔ1時点で起動要求を示す低レベル信号を起動要求共通接続導体２５に出力する。これによりUPS出力スイッチ２１、２１´が同時にオンになり、負荷４に第１及第２のUPS１、２が接続される。
（４）  ｔ1〜ｔ2期間に低出力電圧制御手段３６の出力に基づいてPWMパルス制御信号形成回路３４を動作させ、図１１（B）に示すように第１及び第２のUPS1、２から低振幅の出力電圧Vo1、Vo2を負荷４２に供給する。この時、負荷４の電圧VLも図１１（C）に示すように低振幅に保たれる。位相補正回路４０は出力電圧Vo1、Vo2が低振幅の状態で位相補正を進める。この時、位相補正回路４０は基本波抽出回路３２で抽出された基本波に基づいて位相補正を行うので、位相補正を円滑に行うことができる。また、第１及び第２のUPS1、２の出力電圧Vo1、Vo2が位相不一致であっても、低出力電圧制御されているので大きなレベルの横流が流れない。また、低出力電圧制御されているので、負荷４に対して大きなレベルの突入電流が流れない。
（５）  ｔ2時点で同期判定回路４９が同期判定を示す出力を発生すると、電圧上昇制御手段３７が動作を開始し、第１及び第２のUPS1、２の出力電圧Vo1、Vo2の振幅が図１１（B）のｔ2〜ｔ3期間に示すように定格負荷電圧まで徐々に上昇する。
（６）  タイマ５２によってｔ3時点が決定され、切換スイッチ３３の接点ｂがオンになり、電圧検出回路３１の出力電圧V31がそのままPWMパルス制御信号形成回路３４に送られ、第１及び第２のUPS１、２の出力電圧Vo1、Vo2を正弦波且つ定格負荷電圧にするための波形制御及び定電圧制御が開始する。
【００４９】
本実施例の効果を要約すると次の通りである。
（１）  DC−AC変換回路６、６´の並列運転を低出力電圧制御状態で開始するので、横流のレベルを抑えた状態で同期化状態を成立させることができ、且つ負荷４への突入電流を抑制することができる。
（２）  電圧上昇制御手段３７で出力電圧を徐々に増大させるので、過電流を抑制することができ且つUPS1、２を安全に立上げることができる、
（３）  基本波抽出回路３２を設け、図１１のｔ1〜ｔ2の同期化期間及びｔ2〜ｔ3の電圧上昇制御期間は検出電圧の基本波によって出力電圧を制御するので、同期化制御及び電圧上昇制御を円滑に進めることができる。
（４）  制御回路２２、２２´を共通接続導体２４〜２７で相互に接続して論理回路を形成したので、制御回路２２、２２´の制御を同時に行うことができる。また、UPSの増設等の台数の変更を容易に行うことができる。
【実施例２】
【００５０】
図１２は実施例２に従う変形された制御回路２２a、２２a´の一部を示す。一方の制御回路２２aは図３の第１のUPS1 の制御回路２２に対応し、他方の制御回路２２a´は第２のUPS２の制御回路２２´に対応する。各制御回路２２a、２２a´の同期信号発生回路３９、３９´は図６で符号３９で示すものと同様に形成されている。各同期信号発生回路３９、３９´の出力ライン３９e、３９e´に選択スイッチ５１、５１´が接続され、且つ出力ライン３９e、３９e´は選択スイッチ５１、５１´よりも出力側で、同期信号共通接続導体５２で相互に接続されている。選択的スイッチ５１、５１´は択一的にオン制御され、いずれか１つのみがオンになる。従って、第１及び第２のUPS１、２の制御回路２２a、２２a´は同一の同期信号に従って動作する。図１２の同期信号出力ライン３９、３９e´には図６と同一の位相補正回路４０又はこれを変形した位相補正回路が接続される。図１２の実施例２は、複数のUPSの同期信号を同一（共通）にすることができるという特長を有する。複数のUPSの同期信号が同一であれば、同期状態を短時間で成立させることができる。また、同期信号発生回路３９、３９´のいずれか１つに異常が発生しても残りの同期信号発生回路で第１及び第２のUPS１、２の運転を継続することができる。
【実施例３】
【００５１】
図１３に変形された位相補正回路４０aとここに接続された同期判定回路４９とが示されている。図１３の変形された位相補正回路４０aは図１２に示す変形された制御回路２２、２２a´に使用される。図１２では全ての制御回路２２a、２２a´の同期信号が同一であるので、同期信号を基準にして位相補正を行うことができる。このため、図１３の変形された位相補正回路４０aは、図１０の実施例１の位相補正回路４０aから有効電流検出回路４６、位相差信号形成回路４７及び減算回路４８を省き、位相シフト回路４３、ゼロクロス検出回路４４及び位相比較回路４５のみで構成されている。図１３において同期判定回路４９の電圧比較器４９aの一方の入力端子は位相比較回路４５に接続されている。
【００５２】
図１３の実施例３によれば位相補正回路４０aの構成を単純化することができる。
【実施例４】
【００５３】
図１４に示す実施例４の交流電力供給装置は、図３の回路に図１と同様にバイパス給電スイッチ１３を含む集中バイパス給電回路１２を設け、この他は図３と同一に構成したものである。交流電源３と負荷４との間に接続されたバイパス給電スイッチ１３は図１の場合と同様に第１及び第２のUPS1、２によって負荷４に給電しない期間にオン制御される。バイパス給電からUPS給電に切換える時には、バイパス給電スイッチ１３をオフにする少し前に第１及び第２のUPS1、２のUPS出力スイッチ２１、２１´をオンにし、その後図３の交流電力供給装置と同様に第１及び第２のUPS1、２の並列運転を開始する。
【００５４】
図１４の交流電力供給装置を集中バイパス給電回路１２による電力供給が無い状態で第１及び第２のUPS1、２から負荷４に電力供給を開始する時のＤＣ−ＡＣ変換回路６、６´の並列運転の起動及びその後の制御は図３の実施例１と同一である。
【００５５】
図１４の実施例４の交流電力供給装置は、集中バイパス給電回路１２を除いて図３と同一であるので、図３の実施例１と同一の効果を得ることができる。なお、図１４において第１及び第２のＵＰＳ１、２の個別のＵＰＳ出力スイッチ２１、２１´を省き、この代わりに図１の共通のＵＰＳ出力スイッチ１１と同様なものを第１及び第２のＵＰＳ１、２と負荷４との間に接続し、同様に動作させることもできる。
【実施例５】
【００５６】
図１５に示す実施例５の交流電力供給装置は、変形された第１及び第２のＵＰＳ１ｃ、２ｃを有する。図１５の第１及び第２のＵＰＳ１ｃ、２ｃは、図３の第１及び第２のＵＰＳ１、２に図２の個別のバイパス給電回路１２ａ、１２ａ´と同様なものを付加し、その他は図３と同一に構成したものである。個別のバイパス給電回路１２ａ、１２ａ´はバイパス給電スイッチ１３ａ、１３ａ´を伴なって各ＵＰＳ入力端子８、８´とＵＰＳ出力端子９、９´との間に接続されている。
【００５７】
図１5の個別のバイパス給電スイッチ１３a、１３ａ´は図２の場合と同様に第１及び第２のUPS１ｃ、２ｃのＤＣ−ＡＣ変換回路（インバータ回路）６、６´から負荷４に電力を供給することができない時にオン制御される。バイパス給電からインバータ給電に切換える時には、個別のバイアス給電スイッチ１３a、１３ａ´をオフにする少し前にインバータ出力スイッチ２１、２１´をオンにし、その後は図３の実施例１と同様にDC−AC変換回路６、６´を制御する。また、個別のバイパス給電スイッチ１３a、１３ａ´から負荷４に給電できない状態で第１及び第２のUPS１ｃ、２ｃのＤＣ−ＡＣ変換回路（インバータ回路）６、６´から負荷４に電力を供給する時には図３の実施例１と同様にDC−AC変換回路６、６´を制御する。
【００５８】
図１５の実施例５においてもDC−AC変換回路６、６´の制御は図３の実施例１と同様に行われるので、実施例１と同様な効果を得ることができる。
【００５９】
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）  図８で点線で示すように出力電圧制御補助回路６０を設け、この出力端子を加算器６１の一方の入力端子に接続させることができる。加算器６１の他方の入力は図６の切換スイッチ３３に接続される。出力電圧制御補助回路６０は特許文献１の出力電圧制御方式と同様な原理で形成されたものであり、UPS1の無効電流検出回路とこの無効電流に係数を乗算して出力電圧の補助制御信号を形成するものである。特許文献１から明らかなようにUPS出力電流の無効成分は、第１及び第２のUPS１、２の出力電圧Vo1、Vo2の差を示す情報を含む。そこで、その差を解消するための補助制御信号を加算器６１に送る。加算器６１は図６の切換スイッチ３３の出力に補助制御信号を加算して減算器３４aに送る。
（２）  図６の実施例では低出力電圧制御手段３６及び電圧上昇制御手段３７を基準正弦波発生回路３５の出力段に設けたが、これ等の代わりに電圧検出回路３１とPWMパルス制御形成回路３４との間に電圧検出信号のレベルを調整する回路を設け、UPS電圧Vo1の振幅を制御することができる。この場合には、電圧検出信号の電圧レベルを実際の検出値よりも高めることによって出力電圧Ｖｏ１を低い値に制御する。また、電圧検出信号の電圧レベルを実際の検出値よりも高い値から実際の検出値になるように徐々に低減することによって出力電圧Ｖｏ１を徐々に高める。要するに、基準正弦波の振幅を一定に保って検出電圧値の振幅を変えることによって電圧レベルを調整することができる。
（３）  トランジスタQ1〜Q4、Q1´〜Q4´の代わりにこれと同様な機能を有するFET等の別の半導体素子を使用することができる。
（４）トランジスタQ1〜Q4、Q1´〜Q4´と抵抗R1~R4、R1´~R4´によるNOR回路の代わりに、これと同様な機能を有する別の論理回路を設けることができる。例えば、図１１（D）〜（G）の共通接続導体２４〜２７の電圧V24~V27の高低が逆になる論理回路（例えばAND回路）を設けることができる。
（５）  低出力電圧制御手段３６及び電圧上昇制御手段３７を基準正弦波発生回路３５と一体的に構成することができる。
（６）  交流電源３を３相交流電源とし、AC−DC変換回路５、５´を３相コンバータ回路とし、  DC−AC変換回路６、６´を３相インバータ回路とすることができる。即ち、３相のＵＰＳとすることができる。
（７）  切換スイッチ３３の接点aのオン期間を図１１のｔ2よりも以前のみに設定し、t２時点で接点ｂをオンにすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】従来の交流電力供給装置を示すブロック図である。
【図２】別の従来の交流電力供給装置を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例１に従う交流電力供給装置を示すブロック図である。
【図４】図３のDC−AC変換回路を詳しく示す回路図である。
【図５】図３の２つの制御回路の一部とその共通接続導体との関係を示す回路図である。
【図６】図３の制御回路を詳しく示すブロック図である。
【図７】図６の低出力電圧制御手段及び電圧上昇制御手段を詳しく示す回路図である。
【図８】図６のPWMパルス制御信号形成回路を詳しく示す回路図である。
【図９】図６の同期信号発生回路を示すブロック図である。
【図１０】図６の位相補正回路及び同期判定回路を示すブロック図である。
【図１１】図３及び図６の各部の電圧を示す波形図である。
【図１２】実施例２に従う第１及び第２のUPSの一部を示す回路図である。
【図１３】実施例３に従う位相補助回路及び同期判定回路を示すブロック図である。
【図１４】実施例４に従う交流電力供給装置を示すブロック図である。
【図１５】実施例５に従う交流電力供給装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６１】
１、２  １及び第２のUPS
６、６´  DC−AC変換回路
２２、２２´  制御回路
２４  起動許可共通接続導体
２５  起動要求共通接続導体
２６  電圧上昇開始共通接続導体
２７  波形制御開始共通接続導体
３６  低出力電圧制御手段
３７  電圧上昇制御手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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