(57)【要約】【課題】  歪率を犠牲にすることなく広帯域化を可能にする電力増幅器の提供。【解決手段】  最終出力素子を駆動する正負のドライブ電流を、電流増幅機能を有する第一のドライブ手段１と信号電圧を伝達する第二のドライブ手段２とでおのおの分担して供給し、更にドライブ手段２のバイアス電流を安定化することで、高速動作時においても出力素子を正確に駆動する。これにより、電力増幅器の広帯域化と低歪化を可能にする。【選択図】図１
2008131630.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力素子を駆動する電流がソース方向とシンク方向でそれぞれ独立した２つのドライブ手段によって供給される電力増幅器のドライブ回路であって、電流増幅機能を有する第一のドライブ手段と、信号電圧の伝達機能を有する第二のドライブ手段で構成され、第二のドライブ手段のバイアス電流と予め設定された基準電流値とを比較する電流比較器を具備し、前記電流比較器の出力信号が第一のドライブ手段の出力電流を制御することで、第二のドライブ手段のバイアス電流が一定に保たれることを特徴とする電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  この発明は主に音声信号を扱う電力増幅器において、出力電流増幅素子を高速に駆動するドライブ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】  従来の電力増幅器は、例えば図４、図５のような回路が一般的に用いられている。図４の例では、プシュプルで動作する出力段とそれを駆動するためのドライブ段が「ダーリントン接続」され、出力トランジスターのベース電流はドライブトランジスターＱ１あるいはＱ２のエミッターより供給される。【０００３】  図５では、出力素子にＭＯＳ・ＦＥＴを用いたもので、Ｑ５とＱ６が相補的に動作し、負荷に必要な電流を供給する。ドライブ回路は、トランジスターＱ１、あるいはＱ２のエミッターフォロワー回路により出力素子のゲート電圧を制御する。【０００４】  ６図の回路は、図４のドライブ回路をプシュプル構成にしたもので（例えば特許文献１参照）、デジタルアンプのドライブ回路などに用いられている。【０００５】
【特許文献１】特許公開２０００−１０６５０８号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】  図４、５に示す従来の回路例では、再生帯域を拡大しようとした場合、それに見合う十分なドライブ能力を有しない。出力素子は、バイポーラトランジスターにしろＭＯＳ・ＦＥＴにしろ一般的に比較的大きな入力容量（Ｃｉｎ）が存在し、正確な出力電圧を得るためには、少なくともこの信号電圧の時間変化（ｄｖ／ｄｔ）に比例する駆動電流成分ｉ（ｉ＝Ｃｉｎ×ｄｖ／ｄｔ）を供給する必要がある。いずれの回路例においても電流駆動能力が吐き出し方向（ソース方向）と吸い込み方向（シンク方向）で対称ではなく、信号の時間遅れやひずみが発生する。その結果、広帯域化には限界があり、前段の電圧増幅器で位相等の調整が必要となると言った欠点があった。【０００７】  一方、図６の回路例は、このドライブ能力の非対称性を改善したものであるが、バイアスの安定性に難があり、クロスオーバーひずみの発生原因となる温度変化等で起こる出力やドライブ素子のバイアス電流の変動が課題であった。【０００８】  このため、このタイプの回路は特に歪を問題としないスイッチング出力回路（Ｄ級）などで主に用いられており、デジタルアンプやスイッチングレギュレーターの出力段に多用されている。【０００９】  本発明は、以上の課題に対し、歪特性を犠牲にすることなく電力増幅器の周波数帯域を拡大する手段を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】  本発明の電力増幅器は、請求項１に記載するように、出力素子の制御端子（ベース、或いはゲート）を一対のドライブ手段により駆動し、制御端子への流入および流出電流の双方向において必要な電流供給能力を確保するとともに、ドライブ手段の片一方が電圧伝達機能を有することで、プシュプル回路を構成する出力段に安定なバイアス状態を提供する。【００１１】  また、電圧伝達機能を有するドライブ手段２と、２より出力される電流と予め設定された基準電流とを比較する電流比較器３、およびその差分信号を増幅するドライブ手段１がドライブ手段２のバイアス電流を一定に保つよう制御系を構成するため、ドライブ回路の出力インピーダンスを低く抑え、入力信号電圧を電力増幅器の出力端に低歪で伝達することができる。
【発明の効果】
【００１２】  以上で説明したように本発明は、プシュプルで動作する出力素子を低出力インピーダンスのドライブ手段１，２により、おのおのが相補的に駆動することで、広帯域でかつ帯域内で低歪の電力増幅器を提供する。
【発明を実施するための最良の形態】
【実施例１】
【００１３】  以下、本発明の具体的実施形態について、２図を用いて説明する。図２はバイポーラトランジスターを用いた回路構成の具体例である。【００１４】  トランジスターＱ５およびＱ６は、それぞれＮＰＮ型、ＰＮＰ型トランジスターで構成されるプシュプル出力回路である。出力トランジスターを駆動するドライブ回路は、図１に示すようにそれぞれの出力素子に対して対称な構成になっており、ここでは図を簡便にするため、ＮＰＮトランジスターＱ５の駆動回路のみを記載している。【００１５】  電圧増幅器４の出力信号はドライブトランジスターＱ２のベースに入力される。また、同トランジスターのコレクターは電流比較器３に接続され、電流比較器３は予め設定された基準電流（Ｉｒ）と上記コレクター電流（Ｉｃ２）の差分に比例する信号（Ｉｄ）を出力するものとする。Ｉｄは電流増幅機能を有するドライブ手段「１」に供給され、その出力電流（Ｉ１）は、Ｑ２のエミッター、および出力トランジスターＱ５のベースに供給される。【００１６】  Ｑ５のベース電流、およびＱ２のエミッター、コレクター電流をそれぞれＩｂ５、Ｉｅ２、Ｉｃ２とし、ドライブ手段１の電流利得をＡ２、電流比較器３の利得をＡ１、またＱ２のベース電流を微少量として無視すると、Ｉｂ５は、Ｉｂ５≒（Ａ１＋Ａ２）×（Ｉｒ−Ｉｃ２）−Ｉｅ２  、Ｉｅ２≒Ｉｃ２、で表される。式を変形すると、Ｉｅ２は、Ｉｅ２≒（Ａ×Ｉｒ−Ｉｂ５）／（Ａ＋１）  、Ａ＝（Ａ１×Ａ２）、となり、仮に総合の電流利得Ａが十分大きいとすれば、その極限でＩｅ２≒Ｉｒ  が成立する。従って、上記の一連の回路動作は、Ｉｅ２を一定値（Ｉｒ）になるよう制御し、Ｉｂ５を外乱要素に見立てた、一種のサーボ系（制御系）を構成する。【００１７】  一方、トランジスターＱ２は請求事項１記載の電圧伝達機能をもち、その出力インピーダンスは、エミッター出力抵抗をｒｅ（＝１／ｇｍ）とすると、エミッター電流が一定値に制御されている状態下ではベース・エミッター間の交流電圧降下（Ｉｅ２×ｒｅ）が一定電圧の定電圧源とみなすことが出来るため、交流的には極めて低い値に保たれる。【００１８】  一方、動的に必ずしも電流と電圧の位相関係が一定ではない負荷に対しては、仮に出力電圧と相関なく負荷電流が変動する場合であっても、前述のＩｂ５がドライブ回路にとっては外乱要素として作用し、出力トランジスターが必要とするベース電流は常に適正にトレース（追従）される。このことにより電力増幅器は良好な歪み特性を常に保つことができる。【００１９】  また、方形波を入力した場合などの立ち上りや立下り時の過渡的な応答に対しては、ベース電流の注入方向ではドライブ手段１が供給し、コレクター少数キャリアの吐き出し方向はトランジスターＱ２が分担する。それぞれの電流供給能力を等しく（対称に）設計することで、過渡的な動作においても回路の線形性は乱れが少なく、低インピーダンスで出力トランジスターを駆動できる。特に、ドライブ手段２が前記サーボ系の制御範囲を超えてドライブ電流を供給する場合であっても、ドライブ手段１の出力電流は速やかに遮断され、トランジスターＱ２は通常のエミッターフォロワーとして動作するため、信号電圧は適正に出力素子に��達される。【００２０】  例えば、仮にＱ５のコレクター出力容量をＣｏｂ、エミッター・ベース容量をＣｉｂとすると、±Ｖ（ｄｖ／ｄｔ）のスルーレートを確保するためには、少なくとも等価入力容量の充電に、｜Ｉｂ５｜≧｜（Ｃｏｂ＋Ｃｉｂ）×Ｖ｜  で示す正負のドライブ電流を供給する必要がある。本発明はこの正負のドライブ電流を対称かつ高速に立ち上げる手段を提供し、必要な電流供給性能が確保される範囲では、電力増幅器の信号遅延時間は極めて少なく維持される。【００２１】  一方、電力増幅器の出力電圧を電圧増幅器４に帰還する場合は、安定性を考える上で高域の位相特性が重要な要素になるが、サーボ系の制御帯域内であれば電力増幅器の群遅延や位相遅れはほとんど無視できるため、電圧増幅器の裸特性が支配的になる。言い換えれば、本発明は、電圧増幅器の帯域幅をサーボ回路の帯域内に設定することで、負荷に影響されない低歪率増幅器の提供を可能にし、電圧増幅器の設計自由度を広げることが出来る。また、サーボ系の制御帯域を拡大することで増幅器の広帯城化が図れる。
【実施例２】
【００２２】  図３は出力素子にパワーＭＯＳ・ＦＥＴを用いた本発明の他の実施例である。基本的な動作は前述のバイポーラトランジスターの場合と同様であるが、プシュプル出力回路のゲート間のバイアス電圧を設定するための定電圧源７が付加され、この電圧源を調整することで、Ａ級からＤ級まで出力段のバイアス状態を任意に設定できる。【００２３】  無論、ドライブ手段１，２にＭＯＳ・ＦＥＴを用いても本発明の電力増幅器を構成することが可能である。また、この例では、電流比較器３に電圧比較器９を用いて構成した一例を示す。【００２４】  出力素子がＭＯＳ・ＦＥＴの場合はバイポーラトランジスターのように出力負荷電流に呼応したドライブ電流を供給する必要がなく、また、トランジェション周波数という概念がない反面、ゲート入力容量が比較的大きいため、周波数帯域幅の拡大には一長一短がある。いずれの場合も本発明の効果になんら変りない事は言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の構成図
【図２】本発明の実施例を示す動作説明のための回路構成図
【図３】本発明の他の実施例を示す回路構成図
【図４】従来の電力増幅器の実施例を示す回路構成図
【図５】従来の電力増幅器の他の実施例を示す回路構成図
【図６】従来の電力増幅器の他の実施例を示す回路構成図
【符号の説明】
【００２６】１              本発明のドライブ手段１
２              本発明のドライブ手段２
３              電流比較器
４              電圧増幅器
５              出力素子（Ｑ５）
６              出力素子（Ｑ６）
７              定電圧源  （バイアス電圧回路）
８              電力増幅器の負荷
９              電圧比較器
Ｑ、Ｑ１〜Ｑ７  トランジスター
Ｑ１ａ、Ｑ２ａ  トランジスター
Ｒ、Ｒ５〜Ｒ６  抵抗器
Ｄ              ダイオード
ＩＮ            信号入力端子
ＯＵＴ          電力増幅器の出力端子
＋Ｂ            ＋電源供給端子
−Ｂ            −電源供給端子
Ｉｓ１、Ｉｓ２  定電流源
【図１】
2008131630.tif 000003
【図２】
2008131630.tif 000004
【図３】
2008131630.tif 000005
【図４】
2008131630.tif 000006
【図５】
2008131630.tif 000007
【図６】
2008131630.tif 000008
【手続補正書】
【提出日】平成19年1月19日(2007.1.19)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１６】Ｑ５のベース電流、およびＱ２のエミッター、コレクター電流をそれぞれＩｂ５、Ｉｅ２、Ｉｃ２とし、ドライブ手段１の電流利得をＡ２、電流比較器３の利得をＡ１、またＱ２のベース電流を微少量として無視すると、Ｉｂ５は、Ｉｂ５≒（Ａ１×Ａ２）×（Ｉｒ−Ｉｃ２）−Ｉｅ２  、Ｉｅ２≒Ｉｃ２、で表される。式を変形すると、Ｉｅ２は、Ｉｅ２≒（Ａ×Ｉｒ−Ｉｂ５）／（Ａ＋１）  、Ａ＝（Ａ１×Ａ２）、となり、仮に総合の電流利得Ａが十分大きいとすれば、その極限でＩｅ２≒Ｉｒ  が成立する。従って、上記の一連の回路動作は、Ｉｅ２を一定値（Ｉｒ）になるよう制御し、Ｉｂ５を外乱要素に見立てた、一種のサーボ系（制御系）を構成する。