(57)【要約】【課題】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、受信信号に含まれる雑音電力を正確に測定することが可能な方法及び受信装置を提供する。【解決手段】チャンネル推定を行うチャンネル推定手段９の前段に、パイロットキャリアの送信パターンを利用して帯域内の雑音電力を測定する雑音電力測定手段８、及びその測定した雑音電力の値を用いて受信信号を正規化する正規化手段７を設ける。チャンネル推定手段９は、正規化手段７により正規化された受信信号を用いてチャンネル応答行列を推定する。【選択図】図２
2008042837.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各送信信号のパイロットキャリアが複数のシンボルにわたって符号分割多重されるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの下で、該ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを構成する受信装置により受信信号に含まれる雑音電力を測定する方法において、
既知信号で変調されたパイロットキャリアについて、その送信パターンに応じて、受信信号が雑音成分を除いて同一とみなせるシンボルの受信信号系列の差を２乗し、
該２乗した結果を複数のパイロットキャリアについて平均化し、該平均化した値を前記雑音電力とすることを特徴とする雑音電力測定方法。
【請求項２】
各送信信号のパイロットキャリアが複数のシンボルにわたって符号分割多重されるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを構成する受信装置において、
受信信号に含まれる雑音電力を測定する雑音電力測定手段を備え、
該雑音電力測定手段が、
受信信号からパイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出段と、
前記抽出されたパイロットキャリアについて、雑音成分を除いて同一とみなせるシンボルの受信信号系列の差を２乗する差分段と、
前記２乗した結果を複数のパイロットキャリアについて平均化し、該平均化した値を雑音電力として出力する平均化段とを有することを特徴とする受信装置。
【請求項３】
請求項２に記載の受信装置において、
さらに、前記雑音電力測定手段により測定された雑音電力に基づいて、受信信号を正規化する正規化手段を備えたことを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多入力多出力−直交周波数分割多重（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムにおける、受信信号に含まれる雑音電力を測定する方法及び受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年注目を集めている無線伝送方式の一つにＭＩＭＯ技術がある。これは、送信装置に複数のアンテナを設けて同じ周波数で複数の送信信号を送信し、同じく受信装置に複数のアンテナを設けて受信した複数の受信信号から、各送受信アンテナ間の伝搬チャンネル応答を求め、この伝搬チャンネル応答に基づいて複数の送信信号を推定する技術である。この技術を用いることにより、高い周波数利用効率化を実現することができるものと期待されている。以下、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナ間の伝搬チャンネルをＭＩＭＯチャンネルという。
【０００３】
各送信アンテナの送信信号をベクトルＸ＝［Ｘ１Ｘ２・・・Ｘｍ］Ｔ、各受信アンテナの受信信号をベクトルＹ＝［Ｙ１Ｙ２・・・Ｙｎ］Ｔ、各受信信号に含まれる雑音成分をベクトルＮ＝［Ｎ１Ｎ２・・・Ｎｎ］Ｔとすると、ＭＩＭＯのチャンネル応答Ｈは、伝搬方程式Ｙ＝ＨＸ＋Ｎで表されるｎ行ｍ列の行列となる。但し、ここでは送信アンテナの個数をｍ個、受信アンテナの個数をｎ個とし、Ｔは転置を表す。チャンネル応答Ｈのｉ行ｊ列要素ｈｉｊは、ｉ番目の受信アンテナで受信された受信信号に含まれる、ｊ番目の送信アンテナから出力された送信信号成分の振幅利得及び位相回転を表す複素数である。ＭＩＭＯ受信装置は、チャンネル応答行列Ｈを推定し、推定したチャンネル応答行列Ｈを用いて、受信信号ベクトルＹから送信信号ベクトルＸを復調する（Ｙ＝ＨＸ＋Ｎを解く）。
【０００４】
このようなＭＩＭＯ技術は、狭帯域のシングルキャリア方式への適用が容易である。また、ＭＩＭＯ技術は、直交する多数のサブキャリアに信号を分割して伝送するＯＦＤＭ伝送方式と組み合わせることにより、広帯域伝送にも適用することができる。以下、ＭＩＭＯ技術とＯＦＤＭ伝送方式とを組み合わせた伝送システムをＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムという。
【０００５】
一般にＯＦＤＭでは、送信信号の特定のサブキャリア（以下、パイロットキャリアという。）にチャンネル推定用の既知信号が含まれており、その受信信号と既知信号との比からチャンネル推定を行う。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭでは、送信系統毎の固有の既知信号を用いることにより、各受信信号における各送信系統のチャンネル応答を推定することができる。
【０００６】
ところで、ＭＩＭＯの伝搬方程式における雑音成分Ｎは、各受信信号の雑音成分をベクトルで表したものである。各受信系統の雑音指数（Ｎｏｉｓｅ  Ｆｉｇｕｒｅ：ＮＦ）や利得を合わせることにより雑音成分Ｎにおける各要素Ｎｉの平均電力が同一になり、チャンネル応答行列Ｈの要素として各受信系統のチャンネル推定結果をそのまま用いることができる。
【０００７】
しかし、ＯＦＤＭでは、一般に、受信信号をＡＤ変換してデジタル信号処理により復調するため、ＡＤ変換器の入力電圧範囲の中でダイナミックレンジが大きく取れるように各受信信号の利得調整を自動で行う。各受信アンテナに到達する信号の電力は一般には同一ではなく時間的に変動するため、各受信系統で不均一な利得調整が行われることになる。このため、各受信系統で異なる雑音電力を有する受信信号に対して得られたチャンネル推定結果をＨの要素としてそのまま用いた場合には、正確なＭＩＭＯの復調を実現することができない。この問題を解決するため、各受信系統の雑音電力を検出した後、雑音電力の違いをとり除くために、この雑音電力が各受信系統で同一のレベルになるように、ＦＦＴ後の受信信号またはチャンネル推定結果を調整する必要がある。
【０００８】
通常のＯＦＤＭにおいても、受信アンテナを複数用いて最大比合成や指向性制御を行う場合、または軟判定ビタビ復号を行う場合には、雑音電力を測定することが行われる。この雑音電力を測定する手法の例として、ＯＦＤＭの信号帯域から少し離れた周波数の電力を雑音電力とする方法が知られている。しかし、一般に、受信装置においてチャンネル選択性を良くするために、ＳＡＷフィルタ等の急峻なバンドパス・フィルタに受信信号を通過させる。このため、ＯＦＤＭの信号帯域から離れた周波数帯域において信号が減衰し、正確な雑音電力を測定することが困難な場合が多い。
【０００９】
この問題を解決するため、ＯＦＤＭの信号帯域内で雑音電力を測定する手法も提案されている。例えば、ＯＦＤＭのサブキャリアには、周波数関係から歪みが大きくなる等の理由により情報を送信しない無信号のＮＵＬＬキャリアが含まれており、この点に着目した手法、すなわち、ＮＵＬＬキャリアの受信電力を雑音電力とする手法が知られている。しかし、一般にはＮＵＬＬキャリアの数は非常に少なく、また、歪みの影響を強く受けるため、正確な雑音電力を測定することは困難である。
【００１０】
また、他の手法として、チャンネル推定結果を用いて受信信号を波形等化した後の信号に対しデマッピング時に、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の変調方式に応じた正規のシンボル点からの距離を雑音成分として雑音電力を測定する方法が知られている。この手法は、雑音成分が大きい場合やチャンネル推定が正しく行われない場合には、受信シンボルが異なるシンボルエリアに飛び出してしまい、本来のシンボル点からの距離ではなくなってしまう。したがって、この手法では、正確な雑音電力を測定することは困難である。
【００１１】
さらに、その他の手法として、特許文献１〜５に記載のものが提案されている。特許文献１では、２つのＯＦＤＭシンボルと既知信号を用いて、初めのＯＦＤＭシンボルでチャンネル推定を行い、そのチャンネル推定結果を用いて次のＯＦＤＭシンボルを波形等化し、得られた受信シンボル点と既知信号のシンボル点との差を雑音成分として雑音電力を測定する。また、特許文献２では、パイロットキャリアの信号を波形等化した後に、既知のシンボル点からの距離を雑音成分として雑音電力を測定する。また、特許文献３では、受信信号と既知信号との複素相関を各サブキャリアで求め、隣り合うサブキャリアで引き算して雑音成分を検出し、雑音電力を測定する。
【００１２】
このような従来のＯＦＤＭの信号帯域内の雑音測定法では、単一のＯＦＤＭ信号が送信されている場合に適用することができるが、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのように同一周波数で異なる複数のＯＦＤＭ信号が送信され、それらが複雑に混ざり合って受信される場合には適用することができない。具体的には、デマッピング時に測定する手法、並びに特許文献１及び２の手法に対しては、まず各受信信号の雑音電力が同一になるようにしなければチャンネル応答行列Ｈを正しく求めることができない。このため、干渉除去及び波形等化を行うことができず、雑音電力の測定を行うことができない。
【００１３】
また、特許文献３の手法に対しては、チャンネル推定用として特定のＯＦＤＭシンボルの全てのサブキャリアを既知信号で変調するバーストＯＦＤＭの場合は、チャンネル推定して既知信号が混ざり合っている割合を正しく再現することにより適用することができると考えられる。しかし、そのような特定のＯＦＤＭシンボルがなく、毎シンボルにある決まったサブキャリア間隔でパイロット信号が挿入されているコンティニュアルパイロット方式のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムには適用することができない。
【００１４】
さらに、特許文献４では、ＯＦＤＭのシンボル同期を検出するために行うガード相関の積分値を信号電力とし、これとＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ：自動利得制御）の目標電力との差を雑音電力としている。また、特許文献５では、ＯＦＤＭのガード期間の信号と、それから有効シンボル分遅延した信号（ＯＦＤＭ信号の生成時にガード期間の信号は、有効シンボル分遅れた信号のレプリカになっている。）との差の絶対値を求め、そこに適当な窓を設けて平均化し、これを雑音電力としている。
【００１５】
前述の特許文献４の手法では、ガード相関の値はＣＮ比が小さくなると雑音成分が無視できなくなり、その積分値が正確な信号電力を表さなくなる。また、実際のアナログ回路ではデバイスのばらつきや温度特性により、ＡＧＣの目標電力を各受信系統で均一にすることが困難になる。このため、計算した雑音電力は誤差を含みやすい。
【００１６】
また、前述の特許文献５では、計算した雑音電力がマルチパス成分を含まないように窓を最適に選ぶ必要がある。言い換えれば、長遅延のマルチパスが存在すると、平均化する期間を相当短くしなければならず、計算精度が落ちてしまう。また、ＯＦＤＭ信号を急峻なフィルタに通し、帯域外のスペクトルが規定値以下になるように送信しているため、シンボルが切り替わる付近（ガード期間の初めとシンボルの終わりの部分）では信号がなまっている。したがって、特許文献５ではこの期間を用いて雑音電力を測定するから、誤差が生じやすい。
【００１７】
【特許文献１】特許第３４４５７７３号公報
【特許文献２】特許第３６６２５７９号広報
【特許文献３】特開２００５−２０４３０７公報
【特許文献４】特開２００４−１１２１５５公報
【特許文献５】特開２００５−１７５８７８公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
このように、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、受信系統毎に独立して利得調整が行われる場合には、正確なチャンネル応答行列Ｈを得るために、各受信系統の雑音電力のレベルが同一になるように、ＦＦＴ後の受信信号を調整する必要がある。しかしながら、従来の手法では、各受信系統の雑音電力を正確に測定することが困難であるという問題があった。
【００１９】
そこで、本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、受信信号に含まれる雑音電力を正確に測定することが可能な方法及び受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するため、本発明は、チャンネル推定を行う前に、パイロットキャリア信号の送信パターンを利用して帯域内の雑音電力を測定することにより、正確な雑音電力を求める。そして、その測定した雑音電力を用いて受信信号を正規化することにより、全ての受信系統の雑音電力を同一レベルにする。また、この正規化した受信信号を用いることにより、チャンネル応答行列を正確に推定する。
【００２１】
本発明による雑音電力測定方法の原理について、各送信信号のパイロットキャリアが直交符号により複数のシンボルにわたって符号分割多重されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム、ここでは、送信が２系統で構成され、送信系統１に「１、１、１、１」、送信系統２に「１、−１、１、−１」の直交符号を割り当てたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを例に説明する。
【００２２】
送信系統１のｉ番目のパイロットキャリアの送信信号ｘ１ｉ（ｔ）は、このパイロットキャリアに割り当てた既知信号をＣＰｉとして、４シンボル周期で以下の繰返しになる。ただし、ｔはシンボル番号を表す。
【数１】
2008042837.tif 000003
【００２３】
同様に、送信系統２のｉ番目のパイロットキャリアの出力ｘ２ｉ（ｔ）は、以下の４シンボルの繰返しになる。
【数２】
2008042837.tif 000004
【００２４】
受信系統ｊのｉ番目のパイロットキャリアの受信信号ｙｊｉ（ｔ）は、ｈｊ１ｉ（ｔ）を送信系統１の出力に対するチャンネル応答、ｈｊ２ｉ（ｔ）を送信系統２の出力に対するチャンネル応答、ｎｊｉ（ｔ）をＮ（０，σｊｉ２）の複素ガウス雑音として、以下の式により表すことができる。
【数３】
2008042837.tif 000005
【００２５】
（１）式及び（２）式を（３）式に代入し、連続する４シンボルの間でｈｊ１ｉ（ｔ）及びｈｊ２ｉ（ｔ）をｈｊ１ｉ、ｈｊ２ｉの一定値として受信信号系列を表すと、以下の式になる。
【数４】
2008042837.tif 000006
【００２６】
ここで、ｙｊｉ（１）とｙｊｉ（３）、及びｙｊｉ（２）とｙｊｉ（４）は雑音成分が異なるのみで同一とみなせる受信信号系列なので、次のようなパラメータｓｊｉを導入して雑音成分のみを抽出する。ただし、｜Ｚ｜２＝Ｚ・Ｚ＊、＊は複素共役を表す。
【数５】
2008042837.tif 000007
パラメータｓｊｉをＬ個のパイロットキャリアについて求め、ｓｊｉの平均値Ｓｊを（６）式により求める。
【数６】
2008042837.tif 000008
【００２７】
Ｌが十分大きいと、平均値Ｓｊはアンサンブル平均になり、各項は期待値になる。すなわち、雑音成分の大きさの２乗（電力）は分散σｊｉ２になり、異なる雑音成分の積は中心極限定理によりゼロになる。雑音は周波数軸上でフラットな白色雑音なので、σｊｉ２は全てのｉで一定のσｊ２とすることができる。したがって、平均値Ｓｊを計算すると（７）式のようになり、受信系統ｊの雑音電力σｊ２を求めることができる。
【数７】
2008042837.tif 000009
【００２８】
以上説明した本発明による雑音電力測定方法の原理から、この雑音電力測定方法を実行する受信装置は、パイロットキャリアの受信信号が雑音成分を除いて同一とみなせるシンボルの受信信号系列を用いて、その差の大きさの２乗を平均化することにより、その受信信号の雑音電力σｊ２を求める。そして、すべてのサブキャリアの受信信号を雑音電力σｊ２の平方根σｊで割算して正規化する。これにより、その後に行われるチャンネル推定の結果が受信信号のＳＮ比を反映したものになり、正しいチャンネル応答行列を得ることができる。
【００２９】
以上説明した原理により、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの雑音電力測定方法は、各送信信号のパイロットキャリアが複数のシンボルにわたって符号分割多重されるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの下で、該ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを構成する受信装置により受信信号に含まれる雑音電力を測定する方法において、既知信号で変調されたパイロットキャリアについて、その送信パターンに応じて、受信信号が雑音成分を除いて同一とみなせるシンボルの受信信号系列の差を２乗し、該２乗した結果を複数のパイロットキャリアについて平均化し、該平均化した値を前記雑音電力とすることを特徴とする。
【００３０】
また、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの受信装置は、各送信信号のパイロットキャリアが複数のシンボルにわたって符号分割多重されるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを構成する受信装置において、受信信号に含まれる雑音電力を測定する雑音電力測定手段を備え、該雑音電力測定手段が、受信信号からパイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出段と、前記抽出されたパイロットキャリアについて、雑音成分を除いて同一とみなせるシンボルの受信信号系列の差を２乗する差分段と、前記２乗した結果を複数のパイロットキャリアについて平均化し、該平均化した値を雑音電力として出力する平均化段とを有することを特徴とする。
【００３１】
また、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの受信装置は、さらに、前記雑音電力測定手段により測定された雑音電力に基づいて、受信信号を正規化する正規化手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３２】
以上のように、本発明によれば、パイロットキャリアの受信信号が雑音成分を除いて同一とみなせるシンボルの受信信号系列を用いて、雑音電力を測定するようにした。これにより、従来の手法では測定が困難だったＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの雑音電力を正確に測定することができる。また、測定した雑音電力に基づいて受信信号を正規化するようにした。これにより、各受信系統において独立して利得制御が行われた場合であっても、受信信号は、その受信系統において測定された雑音電力により正規化されるから、全ての受信系統の雑音電力を同一のレベルにすることができる。したがって、各受信系統の受信ＳＮ比を反映したチャンネル応答行列を正確に推定することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。尚、以下に示すＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、各送信信号のパイロットキャリアが直交符号により複数のシンボルにわたって符号分割多重されたシステムであり、ここでは、送信装置が２系統で構成され、送信系統１に「１，１，１，１」、送信系統２に「１，−１，１，−１」の直交符号を割り当てたシステムを例にして説明する。
【００３４】
図１は、本発明の実施の形態に係る受信装置を含むＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの全体構成図である。このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００は、２系統の送信装置１０１、及びｎ系統の受信装置１０２から構成される。尚、インターリープや誤り訂正については省略してある。このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００は、送信信号ｘ１，ｘ２を各サブキャリアに割り当てて送信し、受信信号から送信信号を推定するシステムである。送信側の送信装置１０１は、図３のような構成例があり、２つの送信系統について、各々入力信号ｘ１，ｘ２に対しＩＦＦＴ手段１４−１，１４−２でＩＦＦＴを行い、ガード付加手段１５−１，１５−２でガード信号を付加し、Ｄ／Ａ変換手段１６−１，１６−２でＤ／Ａ変換を行い、Ｕ／Ｃ(アップコンバート)手段１７−１，１７−２で無線周波数に周波数変換を行い、送信アンテナ１８−１，１８−２から出力する。
【００３５】
受信側の受信装置１０２は、図２に示すように、それぞれ同一の機能を有するｎ個の受信系統１〜ｎから構成され、受信アンテナ１−１〜１−ｎ、Ｄ／Ｃ（ダウンコンバータ）手段２−１〜２−ｎ、ＡＧＣ手段３−１〜３−ｎ、Ａ／Ｄ変換手段４−１〜４−ｎ、同期手段５−１〜５−ｎ、ＦＦＴ手段６−１〜６−ｎ、正規化手段７−１〜７−ｎ、雑音電力測定手段８−１〜８−ｎ、チャンネル推定手段９−１〜９−ｎ、及び、ＭＩＭＯ復調手段１０を備えている。
【００３６】
以下、受信系統１〜ｎを代表した受信系統ｊを用いて説明する。受信アンテナ１−ｊは、送信装置１０１の送信アンテナ１８−１，１８−２から、ＭＩＭＯチャンネルを伝わった送信信号を受信し、Ｄ／Ｃ（ダウンコンバート）手段２−ｊは、受信信号を無線周波数からＩＦ周波数に変換し、ＡＧＣ手段３−ｊは、その受信信号に対して規定レベルになるように増幅器の利得を自動的に調整する。Ａ／Ｄ変換手段４−ｊは、利得調整が施された受信信号をＡ／Ｄ変換し、同期手段５−ｊは、Ａ／Ｄ変換された受信信号について、ＯＦＤＭシンボルの開始位置を検出する。ＦＦＴ手段６−ｊは、Ａ／Ｄ変換された受信信号について、ガード期間を除いてフーリエ変換を施し、ＦＦＴ出力ｙｊを出力する。
【００３７】
雑音電力測定手段８−ｊは、ＦＦＴ出力ｙｊを入力し、雑音電力σｊ２を測定する。正規化手段７−ｊは、ＦＦＴ手段６−ｊからＦＦＴ出力ｙｊを入力し、雑音電力測定手段８−ｊから雑音電力σｊ２を入力し、ＦＦＴ出力ｙｊを雑音電力σｊ２の平方根σｊで割って正規化し、正規化ＦＦＴ出力ｙ’ｊを出力する。
【００３８】
チャンネル推定手段９−ｊは、正規化手段７−ｊから正規化ＦＦＴ出力ｙ’ｊを入力し、パイロットキャリアの信号ｙ’ｊｉ（ｔ）を抽出し、送信系統１，２に割り当てられた直交符号に応じて以下のように相関処理を施す。（ｙ’ｊｉ（ｔ）のｉはパイロットキャリアの番号を示す。）
（ｙ’ｊｉ（１）＋ｙ’ｊｉ（２）＋ｙ’ｊｉ（３）＋ｙ’ｊｉ（４））／４、及び
（ｙ’ｊｉ（１）−ｙ’ｊｉ（２）＋ｙ’ｊｉ（３）−ｙ’ｊｉ（４））／４
そして、チャンネル推定手段９−ｊは、上記相関出力と既知信号ＣＰｉとの比を算出し、これを周波数軸上でフィルタリングし、全てのサブキャリアのチャンネル応答ｈ’ｊ１，ｈ’ｊ２を推定する。
【００３９】
復調手段１０は、全ての受信系統１〜ｎから正規化ＦＦＴ出力ｙ’１，・・・，ｙ’ｊ，・・・，ｙ’ｎ及びチャンネル応答ｈ’１１，ｈ’２２，・・・，ｈ’ｊ１，ｈ’ｊ２，・・・，ｈ’ｎ１，ｈ’ｎ２を入力し、ゼロフォーシングまたは最尤推定等のアルゴリズムにより、送信信号の推定値ｘ１、ｘ２を出力する。
【００４０】
図４は、図２に示した雑音電力測定手段８−ｊの構成を示すブロック図である。雑音電力測定手段８−ｊは、他の受信系統の雑音電力測定手段と同一の機能を有する。この雑音電力測定手段８−ｊは、パイロットキャリア抽出段１１−ｊ、差分段１２−ｊ、及び平均化段１３−ｊを備えている。
【００４１】
パイロットキャリア抽出段１１−ｊは、ＦＦＴ手段６−ｊからＦＦＴ出力ｙｊを入力し、そのＦＦＴ出力ｙｊのうちのパイロットキャリアの信号ｙｊｉ（ｔ）を抽出する。差分段１２−ｊは、パイロットキャリア抽出段１１−ｊからパイロットキャリア信号ｙｊｉ（ｔ）を入力し、前述の（５）式により、Ｌ個のパイロットキャリア信号について雑音成分のみを抽出したパラメータｓｊｉを計算する。平均化段１３−ｊは、差分段１２−ｊからパラメータｓｊｉを入力し、前述の（６）式により、Ｌ個のパイロットキャリア信号のパラメータｓｊｉを平均化し、平均値Ｓｊを雑音電力σｊ２として正規化手段７−ｊに出力する。
【００４２】
以上のように、本発明の実施の形態によれば、雑音電力測定手段８−ｊが、ＦＦＴ出力ｙｊのうちのパイロットキャリア信号ｙｊｉ（ｔ）を抽出し、（５）式により４シンボル分のパイロットキャリア信号を用いてパラメータｓｊｉを計算し、Ｌ個のパイロットキャリア信号のパラメータｓｊｉの平均値Ｓｊを雑音電力σｊ２として測定するようにした。つまり、パイロットキャリア信号の送信パターンを利用して帯域内の雑音電力を測定するようにしたから、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいても正確な雑音電力を求めることが可能となる。
【００４３】
また、本発明の実施の形態によれば、正規化手段７−ｊが、ＦＦＴ出力ｙｊを雑音電力σｊ２の平方根σｊで割って正規化し、チャンネル推定手段９−ｊが、正規化された正規化ＦＦＴ出力ｙ’ｊに基づいて、チャンネル応答ｈ’ｊ１，ｈ’ｊ２を推定するようにした。これにより、各受信系統１〜ｎにおいてＡＧＣ手段３−１〜３−ｎにより独立して利得制御が行われた場合であっても、各受信系統１〜ｎのＦＦＴ出力は各受信系統１〜ｎの雑音電力で正規化されるから、全ての受信系統１〜ｎの雑音電力を同一レベルにすることができる。したがって、各受信系統１〜ｎのＳＮ比を反映したチャンネル応答行列を正確に推定することが可能となる。
【００４４】
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、上記実施の形態では、送信装置１０１が２系統で構成され、送信系統１に「１，１，１，１」、送信系統２に「１，−１，１，−１」の直交符号を割り当てたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００を例にして説明したが、送信系統数及び直交符号はこれに限定されるものではなく、前述の（５）式及び相関処理を送信系統数に応じて変更し、また、割り当てられた直交符号に応じて変更することにより適用することができる。
【００４５】
例えば、送信装置が３系統で構成され、追加した送信系統３に「１、１、−１、−１」の直交符号を割り当てた場合、８個のＯＦＤＭシンボルの受信信号ｙｊｉ（１）〜ｙｊｉ（８）から、以下の（８）式によりパラメータｓｊｉを求め、（９）式により平均値ｓｊを求める。
【数８】
2008042837.tif 000010
【数９】
2008042837.tif 000011
【００４６】
尚、（８）式の右辺の項数を減らして計算量を少なくするようにしてもよい。この場合、（８）式の右辺に含まれるｙｊｉ（ｔ）の個数に応じて（９）式の分母を変更する必要がある。また、この場合の送信系統３のチャンネル推定を行うための相関処理は、以下のとおりである。
（ｙ’ｊｉ（１）＋ｙ’ｊｉ（２）−ｙ’ｊｉ（３）−ｙ’ｊｉ（４））／４
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施の形態による受信装置を含むＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの全体構成図である。
【図２】本発明の実施の形態による受信装置の構成を示す図である。
【図３】送信装置の構成を示す図である。
【図４】図２の雑音電力測定手段の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４８】
１  受信アンテナ
２  Ｄ／Ｃ（ダウンコンバート）手段
３  ＡＧＣ手段
４  Ａ／Ｄ変換手段
５  同期手段
６  ＦＦＴ手段
７  正規化手段
８  雑音電力測定手段
９  チャンネル推定手段
１０  復調手段
１１  パイロットキャリア抽出段
１２  差分段
１３  平均化段
１４  ＩＦＦＴ手段
１５  ガード付加手段
１６  Ｄ／Ａ変換手段
１７  Ｕ／Ｃ（アップコンバート）手段
１８  送信アンテナ
１００  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム
１０１  送信装置
１０２  受信装置
【図１】
2008042837.tif 000012
【図２】
2008042837.tif 000013
【図３】
2008042837.tif 000014
【図４】
2008042837.tif 000015