(57)【要約】【課題】安価な部品の追加によりわが国の商用電源とは異なる電圧の電源が提供される地域でも待機時の消費電力の増加や効率の低下を招くことのないスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】スイッチングトランス４の帰還巻線４ｂに生じる電圧を主スイッチング素子５の制御端子に印加することによって自励発振させるスイッチング電源装置において、主スイッチング素子５のドライブ回路に副スイッチング素子１３を設けるとともに、副スイッチング素子１３がオンするタイミングを遅延させるために第２の抵抗器１４と第２のコンデンサ１５からなる積分回路を設ける。そして、この第２のコンデンサ１５と並列に積分回路の静電容量を変更するためのコンデンサ２１を接続し、帰還巻線４ｂの出力電圧に応じてこのコンデンサ２１の電気的な接続を入／切して、主スイッチング素子５のターン・オン遅延時間を切り換える。【選択図】  図１
2008131739.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線と帰還巻線と２次巻線とを備えるスイッチングトランスと、前記１次巻線に直列に接続された主スイッチング素子とを備え、前記帰還巻線に生じる電圧を前記主スイッチング素子の制御端子に印加することによって自励発振させ、前記２次巻線に生じるパルスを整流平滑して直流電圧を得るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置であって、
前記主スイッチング素子の制御端子と前記帰還巻線の一端とを結ぶ線路に、第１のコンデンサと第１の抵抗器とバイポーラ型トランジスタからなる副スイッチング素子とが直列に挿入され、
前記副スイッチング素子のコレクタ−ベース端子間に第２の抵抗器が接続されるとともに、前記副スイッチング素子のベース端子と前記帰還巻線の他端との間に第２のコンデンサが接続されて積分回路が構成されたものにおいて、
前記第２のコンデンサと並列に前記積分回路の静電容量を変更するための容量変更用コンデンサが接続されるとともに、前記帰還巻線の出力電圧に応じてこの容量変更用コンデンサの接続を電気的に短絡／開放するスイッチ手段が接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
１次巻線と帰還巻線と２次巻線とを備えるスイッチングトランスと、前記１次巻線に直列に接続された主スイッチング素子とを備え、前記帰還巻線に生じる電圧を前記主スイッチング素子の制御端子に印加することによって自励発振させ、前記２次巻線に生じるパルスを整流平滑して直流電圧を得るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置であって、
前記主スイッチング素子の制御端子と前記帰還巻線の一端とを結ぶ線路に、第１のコンデンサと第１の抵抗器とバイポーラ型トランジスタからなる副スイッチング素子とが直列に挿入され、
前記副スイッチング素子のコレクタ−ベース端子間に第２の抵抗器が接続されるとともに、前記副スイッチング素子のベース端子と前記帰還巻線の他端との間に第２のコンデンサが接続されて積分回路が構成されたものにおいて、
前記第２の抵抗器と並列に前記積分回路の抵抗値を変更させるための抵抗値調整用抵抗器が接続されるとともに、前記帰還巻線の出力電圧に応じてこの抵抗値調整用抵抗器の接続を電気的に短絡／開放するスイッチ手段が接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
１次巻線と帰還巻線と２次巻線とを備えるスイッチングトランスと、前記１次巻線に直列に接続された主スイッチング素子とを備え、前記帰還巻線に生じる電圧を前記主スイッチング素子の制御端子に印加することによって自励発振させ、前記２次巻線に生じるパルスを整流平滑して直流電圧を得るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置であって、
前記主スイッチング素子の制御端子と前記帰還巻線の一端とを結ぶ線路に、第１のコンデンサと第１の抵抗器とバイポーラ型トランジスタからなる副スイッチング素子とが直列に挿入され、
前記副スイッチング素子のコレクタ−ベース端子間に第２の抵抗器が接続されるとともに、前記副スイッチング素子のベース端子と前記帰還巻線の他端との間に第２のコンデンサが接続されて積分回路が構成されたものにおいて、
前記第１のコンデンサと並列に前記主スイッチング素子の制御端子と前記帰還巻線の一端とを結ぶ線路の静電容量を変更するための容量変更用コンデンサが接続されるとともに、前記帰還巻線の出力電圧に応じてこの容量変更用コンデンサの接続を電気的に短絡／開放するスイッチ手段が接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
１次巻線と帰還巻線と２次巻線とを備えるスイッチングトランスと、前記１次巻線に直列に接続された主スイッチング素子とを備え、前記帰還巻線に生じる電圧を前記主スイッチング素子の制御端子に印加することによって自励発振させ、前記２次巻線に生じるパルスを整流平滑して直流電圧を得るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置であって、
前記主スイッチング素子の制御端子と前記帰還巻線の一端とを結ぶ線路に、第１のコンデンサと第１の抵抗器とバイポーラ型トランジスタからなる副スイッチング素子とが直列に挿入され、
前記副スイッチング素子のコレクタ−ベース端子間に第２の抵抗器が接続されるとともに、前記副スイッチング素子のベース端子と前記帰還巻線の他端との間に第２のコンデンサが接続されて積分回路が構成されたものにおいて、
前記第１の抵抗器と並列に前記主スイッチング素子の制御端子と前記帰還巻線の一端とを結ぶ線路の抵抗値を変更させるための抵抗値調整用抵抗器が接続されるとともに、前記帰還巻線の出力電圧に応じてこの抵抗値調整用抵抗器の接続を電気的に短絡／開放するスイッチ手段が接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記スイッチ手段は、前記帰還巻線の出力電圧が所定電圧に達するとブレークダウンするツェナーダイオードの出力信号によって短絡／開放の切り替えが行なわれるように構成されていることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記スイッチ手段は、前記帰還巻線の出力電圧と基準値とを比較するコンパレータの出力信号によって短絡／開放の切り替えが行なわれるように構成されていることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記スイッチ手段は、前記帰還巻線の出力電圧と基準値とを比較するオペアンプの出力信号によって短絡／開放の切り替えが行なわれるように構成されていることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はスイッチング電源装置に関し、より詳細には、リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１３は、ガス給湯装置の電源回路の一例を示している。この電源回路は、商用電源（ＡＣ１００Ｖ）１から入力される交流電圧を、ダイオードブリッジからなる整流回路２および平滑コンデンサからなる平滑回路３で整流・平滑して得た直流電圧（ＤＣ１４０Ｖ）を入力電圧Ｖinとするリンギングチョークコンバータ方式（ＲＣＣ方式）のスイッチング電源装置を示している。
【０００３】
具体的には、このスイッチング電源装置は、一次巻線４ａと帰還巻線４ｂと補助巻線４ｃと二次巻線４ｄとを有するスイッチングトランス４と、上記一次巻線４ａに直列に接続された主スイッチング素子（図示例ではＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴ）５と、上記主スイッチング素子５のオン／オフを制御する制御トランジスタ６を主要部として備え、上記帰還巻線４ｂに生じる電圧を上記主スイッチング素子５の制御端子（ゲート端子）に加えることによって自励発振を起こし、このときに上記二次巻線４ｄに生じるパルス状の電圧を、整流回路７および平滑回路８で整流平滑して直流電圧を生成し、二次側出力端子９から制御基板１０などの電子回路に供給するように構成されている。
【０００４】
ところで、このような構成よりなるスイッチング電源装置では、主スイッチング素子５がターン・オンするタイミングが速いと、主スイッチング素子５のドレイン端子に流れる電流（ドレイン電流）Ｉｄと、ドレイン−ソース端子間の電圧（ドレイン−ソース電圧）Ｖｄｓとに重なりが生じ、その分が電力損失（スイッチング・ロス）となることが知られている。
【０００５】
そのため、最近では、制御端子のドライブ回路（主スイッチング素子５の制御端子とトランス４の帰還巻線４ｂの一端とを結ぶ線路に直列に挿入された第１のコンデンサ１１および第１の抵抗器１２を備えた回路）に、所定の電圧時間積をもった可飽和インダクタ（図示せず）を挿入し、これによって制御端子へのターン・オン信号を遅延させ、ドレイン電流Ｉｄとドレイン−ソース電圧Ｖｄｓの重なりを少なくした、いわゆるゼロ・クロスの波形を示すスイッチング電源装置が提供されている（特許文献１参照）。
【０００６】
しかしながら、上述した可飽和インダクタは、部品としてのコストが高く、このような可飽和インダクタを用いたのでは、スイッチング電源装置の製造コストが高くなるという問題があった。
【０００７】
そのため、出願人は、可飽和インダクタの代わりに、主スイッチング素子５の制御端子と上記帰還巻線４ｂとを結ぶ線路に、バイポーラ型トランジスタからなる副スイッチング素子１３を直列に挿入するとともに、帰還巻線４ｂの両端間に第２の抵抗器１４と第２のコンデンサ１５とからなるＲＣ積分回路を設ける構成を提案している（特許文献２参照）。
【０００８】
すなわち、このように副スイッチング素子１３とＲＣ積分回路を設けることにより、積分回路の時定数による所定時間が経過した後に主スイッチング素子５の制御端子に電圧（ターン・オン信号）が印加されるようにしている。
【０００９】
なお、図１３において、符号１６で示す抵抗器は入力電圧Ｖinを印加した当初に主スイッチング素子５をオン動作させるための起動抵抗であり、また、符号１７で示すのは主スイッチング素子５のサージアブソーバーであるコンデンサを示している。また、符号１８で示すホトカプラは、上記制御トランジスタ６の動作を制御するための帰還回路を示しているが、帰還回路１８は本発明とは直接関係がないので、ここでは説明を省略する。
【００１０】
また、補助巻線４ｃは、送風用のファンモータの駆動電源（直流電圧）を生成する直流電源装置１９への入力電圧を取り出すための巻線で、この補助巻線４ｃの出力電圧が３端子レギュレータ２０を備えた直流電源装置１９に与えられ、所定の直流電圧Ｖ１として出力可能に構成されている。
【特許文献１】特開２０００−２０９８５７号公報
【特許文献１】特開２００４−２７４９９６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、このような従来の構成のスイッチング電源装置においては、主スイッチング素子５のターン・オンの遅延時間を決定する要素となる各素子（具体的には、上記第１のコンデンサ１１、第１の抵抗器１２、第２の抵抗器１４、第２のコンデンサ１５）は、いずれも入力電圧として所定の電圧（具体的には、わが国の商用電源の電圧であるＡＣ１００Ｖを整流・平滑して得たＤＣ１４０Ｖ（より正確には１００Ｖ×√２Ｖ）の直流電圧）が与えられた時に、ターン・オン時間が最適となるようにその定数（抵抗値や静電容量の値）が設定されている。
【００１２】
そのため、このようなスイッチング電源装置が搭載された機器（たとえば、給湯装置）を、わが国の商用電源とは電源電圧が異なる地域（たとえば、ＡＣ２００Ｖ）で使用すると、スイッチング・ロスが増え、効率が悪くなるという問題があった。すなわち、商用電源がＡＣ２００Ｖの時には、入力電圧Ｖinが高くなることから補助巻線４ｂの電圧も上昇する。その結果、主スイッチング素子５をターン・オンさせるタイミング（遅延時間）が早くなり、主スイッチング素子５のスイッチング・ロスが増え、効率が悪くなるという問題があった。
【００１３】
ところで、このように入力電圧（商用電源電圧）が異なる地域でスイッチング電源装置が搭載された機器を使用するには、予め電源装置にＰＦＣ回路（力率改善回路）を設けておくことや、商用電源の電圧をダウントランスで所定の電圧（わが国の商用電源の電圧）まで下げて使用することが考えられるが、前者の場合、ＰＦＣ回路の付加に伴ない電源装置部分のコストが上昇するという問題がある。また、後者の場合には、ダウントランスは機器に外付けとなることから当該機器の外観を損ねるほか、ダウントランスの設置場所を確保しなければならないといった問題があった。
【００１４】
本発明はこのような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、安価な部品の追加によりわが国の商用電源とは異なる電圧の電源が提供される地域でも待機時の消費電力の増加や効率の低下を招くことのないスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するため、本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、１次巻線と帰還巻線と２次巻線とを備えるスイッチングトランスと、上記１次巻線に直列に接続された主スイッチング素子とを備え、上記帰還巻線に生じる電圧を上記主スイッチング素子の制御端子に印加することによって自励発振させ、上記２次巻線に生じるパルスを整流平滑して直流電圧を得るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置であって、上記主スイッチング素子の制御端子と上記帰還巻線の一端とを結ぶ線路に、第１のコンデンサと第１の抵抗器とバイポーラ型トランジスタからなる副スイッチング素子とが直列に挿入され、上記副スイッチング素子のコレクタ−ベース端子間に第２の抵抗器が接続されるとともに、上記副スイッチング素子のベース端子と上記帰還巻線の他端との間に第２のコンデンサが接続されて積分回路が構成されたものにおいて、上記第２のコンデンサと並列に上記積分回路の静電容量を変更するための容量変更用コンデンサが接続されるとともに、上記帰還巻線の出力電圧に応じてこの容量変更用コンデンサの接続を電気的に短絡／開放するスイッチ手段が接続されていることを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、１次巻線と帰還巻線と２次巻線とを備えるスイッチングトランスと、上記１次巻線に直列に接続された主スイッチング素子とを備え、上記帰還巻線に生じる電圧を上記主スイッチング素子の制御端子に印加することによって自励発振させ、上記２次巻線に生じるパルスを整流平滑して直流電圧を得るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置であって、上記主スイッチング素子の制御端子と上記帰還巻線の一端とを結ぶ線路に、第１のコンデンサと第１の抵抗器とバイポーラ型トランジスタからなる副スイッチング素子とが直列に挿入され、上記副スイッチング素子のコレクタ−ベース端子間に第２の抵抗器が接続されるとともに、上記副スイッチング素子のベース端子と上記帰還巻線の他端との間に第２のコンデンサが接続されて積分回路が構成されたものにおいて、上記第２の抵抗器と並列に上記積分回路の抵抗値を変更させるための抵抗値調整用抵抗器が接続されるとともに、上記帰還巻線の出力電圧に応じてこの抵抗値調整用抵抗器の接続を電気的に短絡／開放するスイッチ手段が接続されていることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、１次巻線と帰還巻線と２次巻線とを備えるスイッチングトランスと、上記１次巻線に直列に接続された主スイッチング素子とを備え、上記帰還巻線に生じる電圧を上記主スイッチング素子の制御端子に印加することによって自励発振させ、上記２次巻線に生じるパルスを整流平滑して直流電圧を得るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置であって、上記主スイッチング素子の制御端子と上記帰還巻線の一端とを結ぶ線路に、第１のコンデンサと第１の抵抗器とバイポーラ型トランジスタからなる副スイッチング素子とが直列に挿入され、上記副スイッチング素子のコレクタ−ベース端子間に第２の抵抗器が接続されるとともに、上記副スイッチング素子のベース端子と上記帰還巻線の他端との間に第２のコンデンサが接続されて積分回路が構成されたものにおいて、上記第１のコンデンサと並列に上記主スイッチング素子の制御端子と上記帰還巻線の一端とを結ぶ線路の静電容量を変更するための容量変更用コンデンサが接続されるとともに、上記帰還巻線の出力電圧に応じてこの容量変更用コンデンサの接続を電気的に短絡／開放するスイッチ手段が接続されていることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、１次巻線と帰還巻線と２次巻線とを備えるスイッチングトランスと、上記１次巻線に直列に接続された主スイッチング素子とを備え、上記帰還巻線に生じる電圧を上記主スイッチング素子の制御端子に印加することによって自励発振させ、上記２次巻線に生じるパルスを整流平滑して直流電圧を得るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置であって、上記主スイッチング素子の制御端子と上記帰還巻線の一端とを結ぶ線路に、第１のコンデンサと第１の抵抗器とバイポーラ型トランジスタからなる副スイッチング素子とが直列に挿入され、上記副スイッチング素子のコレクタ−ベース端子間に第２の抵抗器が接続されるとともに、上記副スイッチング素子のベース端子と上記帰還巻線の他端との間に第２のコンデンサが接続されて積分回路が構成されたものにおいて、上記第１の抵抗器と並列に上記主スイッチング素子の制御端子と上記帰還巻線の一端とを結ぶ線路の抵抗値を変更させるための抵抗値調整用抵抗器が接続されるとともに、上記帰還巻線の出力電圧に応じてこの抵抗値調整用抵抗器の接続を電気的に短絡／開放するスイッチ手段が接続されていることを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源装置において、上記スイッチ手段は、上記帰還巻線の出力電圧が所定電圧に達するとブレークダウンするツェナーダイオードの出力信号によって短絡／開放の切り替えが行なわれるように構成されていることを特徴とする。
【００２０】
また、本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源装置において、上記スイッチ手段は、上記帰還巻線の出力電圧と基準値とを比較するコンパレータの出力信号によって短絡／開放の切り替えが行なわれるように構成されていることを特徴とする。
【００２１】
また、本発明の請求項７に記載のスイッチング電源装置は、請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源装置において、上記スイッチ手段は、上記帰還巻線の出力電圧と基準値とを比較するオペアンプの出力信号によって短絡／開放の切り替えが行なわれるように構成されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明の請求項１から４に係るスイッチング電源装置によれば、スイッチ手段が、入力電圧に比例する電圧を出力する帰還巻線の出力電圧に応じて、主スイッチング素子のドライブ回路に挿入されたコンデンサまたは抵抗器に並列に接続された同種部品の電気的な接続を短絡／開放するので、ドライブ回路の静電容量や抵抗値を帰還巻線の出力電圧に応じて切り換えることができるので、入力電圧が異なる地域で使用してもスイッチング・ロスが少なく効率のよいスイッチング電源装置を提供することができる。
【００２３】
しかも、請求項５から７に係るスイッチング電源装置は、上記スイッチ手段が、いずれもスイッチングトランスの１次側の回路にできるように構成され、しかも、ツェナーダイオードやコンパレータ、オペアンプなど比較的安価な部品で帰還巻線の出力電圧を検出するので、装置全体を安価に提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００２５】
実施形態１
図１は、本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の一例を示している。この図１に示すスイッチング電源装置は、図１３に示す従来のスイッチング電源装置に図１の鎖線で囲った回路Ａを追加したものであり、その他の構成は図１３に示した従来例と同様であるので、構成が共通する部分は同一の符号を付して説明を省略する。
【００２６】
すなわち、この図１に示すスイッチング電源装置では、上記ＲＣ積分回路を構成する第２のコンデンサ１５と並列に、ＲＣ積分回路の静電容量を変更するためのコンデンサ（容量変更用コンデンサ）２１が接続されるとともに、上記帰還巻線４ｂの出力電圧に応じてこのコンデンサ２１の接続を電気的に短絡／開放するスイッチ手段（ダイオード２２、ツェナーダイオード２３および第１のスイッチング素子２４の直列回路）が接続されている。
【００２７】
より詳細には、上記ダイオード２２のアノード端子が帰還巻線の一端に接続され、このダイオード２２のカソード端子がツェナーダイオード２３のカソード端子に接続され、さらにツェナーダイオード２３のアノード端子が上記第１のトランジスタ２４のベース端子に接続される。そして、この第１のスイッチング素子２４のコレクタ端子が上記コンデンサ２１の一端と接続され、エミッタ端子がスイッチングトランス４の帰還巻線４ｂの他端と接続される。
【００２８】
このような回路Ａを追加したことにより、ツェナーダイオード２３がブレークダウンして第１のスイッチング素子２４がオン（導通）しなければ、第１のスイッチング素子２４はオフ、つまり、電気的にスイッチとして機能する第１のスイッチング素子２４のスイッチが開放状態となって、容量変更用に追加されたコンデンサ２１は電気的には中立の状態となり機能しないが、反対に、ツェナーダイオード２３がブレークダウンして第１のスイッチング素子２４がオン（導通）すれば、電気的にスイッチとして機能する第１のスイッチング素子２４のスイッチが短絡状態となって、ＲＣ積分回路にコンデンサ２１が追加される。
【００２９】
つまり、この回路Ａは、ツェナーダイオード２３がブレークダウンするとＲＣ積分回路の容量成分が増加し、これにより、副スイッチング素子１３がオンするタイミングを遅らせる（換言すれば、主スイッチング素子５のターン・オンの遅延時間を大きくする）ことができるように構成されている。
【００３０】
ここで、ツェナーダイオード２３に印加される帰還巻線４ｂの出力電圧をＶｂ、スイッチングトランス４の一次巻線の巻数をＮａ、帰還巻線４ｂの巻数をＮｂとすると、帰還巻線４ｂの出力電圧Ｖｂは、Ｖｂ∝√２×Ｖin×（Ｎｂ／Ｎａ）の関係式で表されるように一次巻線４ａに印加される入力電圧Ｖinに比例する。そして、この一次巻線４ａに印加される入力電圧Ｖinは商用電源１の電圧によって決まることから、帰還巻線４ｂの出力電圧は商用電源１の電圧に応じて変化する。つまり、商用電源１の電圧が高くなればその分に応じて帰還巻線４ｂの出力電圧も高くなる。
【００３１】
したがって、本実施形態に示すスイッチング電源装置は、商用電源の電圧（換言すれば、入力電圧Ｖin）がある一定値より高くなって帰還巻線４ｂの出力電圧Ｖｂがツェナーダイオード２３のブレークダウン電圧（降伏電圧）を超えると、第１のスイッチング素子２４がオンとなってＲＣ積分回路にコンデンサ２１が追加され、副スイッチング素子１３がオンするタイミングを遅らせることとなる。
【００３２】
しかして、このように構成されたスイッチング電源装置の回路設計にあたっては、まず、第１のスイッチング素子２４がオフする場合、すなわち、入力電圧Ｖinとしてわが国の商用電源を整流平滑した直流電圧（たとえばＤＣ１４０Ｖ）が与えられた場合を仮定して、上記第１のコンデンサ１１、第１の抵抗器１２、第２の抵抗器１４、第２のコンデンサ１５の各定数（抵抗値や静電容量の値）を決める。
【００３３】
そして、わが国の商用電源とは電源電圧が異なる地域でスイッチング電源装置が使用される場合を想定して、上記コンデンサ２１とツェナーダイオード２３の定数（具体的には、静電容量と降伏電圧（ブレークダウン電圧））を決定する。
【００３４】
具体的には、たとえば、スイッチングトランス４の一次巻線４ａと帰還巻線４ｂの巻数比（Ｎｂ／Ｎａ）が２／５０に設定されているとすると、商用電源がＡＣ１００Ｖである場合、帰還巻線４ｂの出力電圧は１００×√２×２／５０＝４√２［Ｖ］となるが、商用電源の電源電圧がわが国の倍の電圧であるＡＣ２００Ｖの場合、入力電圧Ｖinは２００×√２［Ｖ］となり、帰還巻線４ｂの出力電圧は、２００×√２×２／５０＝８√２［Ｖ］となる。
【００３５】
そのため、ツェナーダイオード２３として、そのブレークダウン電圧が４√２［Ｖ］よりも大きく、かつ、８√２［Ｖ］よりも小さいものを選択することで、わが国の商用電源よりも電源電圧の高い地域で使用された場合には、回路Ａのコンデンサ２１を機能させて主スイッチング素子５のターン・オンの遅延時間を遅らせることができる。
【００３６】
なお、ここで、主スイッチング素子５のターン・オンの遅延時間は、ツェナーダイオード２３のブレークダウンによってＲＣ積分回路に追加されるコンデンサ２１の静電容量によって調整することができる。つまり、本実施形態では、コンデンサ２１は上記第２のコンデンサ１５と並列に接続されているので、コンデンサ２１の静電容量分だけＲＣ積分回路の静電容量を追加することができるので、主スイッチング素子５のターン・オンの遅延時間を最適になるように調整できる。
【００３７】
また、このコンデンサ２１を追加させるタイミングについては、ツェナーダイオード２３のブレークダウン電圧を上記範囲（４√２［Ｖ］＜８√２［Ｖ］の範囲）内で低く設定した場合は入力電圧Ｖinの僅かな上昇でコンデンサ２１を追加することができ、反対に上記範囲内で高く設定した場合には入力電圧Ｖinが大きく変化するまで（入力電圧Ｖinが８√２［Ｖ］に近づくまで）コンデンサ２１が追加されないので、この範囲で適宜設定することにより最適なタイミングの調節ができる。
【００３８】
このように、第１の実施形態のスイッチング電源装置によれば、商用電源１としてわが国の商用電源が接続された場合を想定して上記第１のコンデンサ１１、第１の抵抗器１２、第２の抵抗器１４、第２のコンデンサ１５の各定数（抵抗値や静電容量の値）を決め、さらに、わが国の商用電源とは電源電圧が異なる商用電源１が接続された場合を想定して上記コンデンサ２１とツェナーダイオード２３の定数（具体的には、静電容量と降伏電圧）を決定することで、本発明のスイッチング電源装置がわが国の商用電源とは電源電圧が異なる地域で使用された場合でもスイッチング・ロスが少なく効率のよいスイッチング電源装置を提供することができる。
【００３９】
しかも、上述した回路Ａは、いずれもスイッチングトランス４の一次側に安価な部品を追加するだけで実現できるので、構成が簡単でしかも安価に上述した作用効果を得ることができる。
【００４０】
実施形態２
次に、本発明の第２の実施形態を図２に基づいて説明する。この第２の実施形態は、上述した実施形態１におけるスイッチ手段の構成を改変したものであって、具体的には、図２に示すように、上述したツェナーダイオード２３と第１のスイッチング素子２４に代えて、コンパレータ２５の出力信号に基づいてコンデンサ２１への通電線路の短絡／開放の切り替えを行なうように構成している（図中の符号Ｂの回路参照）。
【００４１】
すなわち、この第２の実施形態では、上記ＲＣ積分回路を構成する第２のコンデンサ１５と並列に、ＲＣ積分回路の静電容量を変更するためのコンデンサ（容量変更用コンデンサ）２１を接続するとともに、上記スイッチ手段として、帰還巻線４ｂの一端にダイオード２２のアノード端子を接続するとともに、カソード端子を抵抗器２６，２７の直列回路に接続し、この抵抗器２６，２７によって分圧された電圧がコンパレータ２５の反転端子に入力されるように接続する。また、コンパレータ２５の非反転端子には、所定の基準電圧源２８が接続される。そして、コンパレータ２５の出力端子が上記コンデンサ２１の一端に接続される。
【００４２】
これにより、帰還巻線４ｂの出力電圧Ｖｂが所定の基準電圧より高くなった場合、コンパレータ２５の出力が反転し、その結果、ＲＣ積分回路にコンデンサ２１が追加され、副スイッチング素子１３がオンするタイミングを遅らせることとなる。
【００４３】
つまり、本実施形態では、ツェナーダイオード２３ではなくコンパレータ２５を用いて帰還巻線４ｂの出力電圧Ｖｂの検出を行なうので、上述した実施形態１に比べて出力電圧Ｖｂの検出精度が高いため、上述した実施形態１の場合に比してスイッチ手段の切り替えをより精密に調節することが可能となる。
【００４４】
なお、このようにスイッチ手段にコンパレータ２５を用いる場合、コンパレータ２５の駆動電源（図示せず）や上記基準電圧が必要となるが、本実施形態に示すスイッチング電源装置においては、補助巻線４ｃの出力電圧に基づいて安定した直流電圧を生成する直流電源装置１９が備えられているので、これらの電源として直流電源装置１９を用いることができるため、コンパレータ２５用に新たな電源を用意する必要がない。つまり、このような電源に関しては新たな電源の追加コストを必要とすることなくスイッチ手段を構成することができる。
【００４５】
このように、本実施形態に示すスイッチング電源装置によれば、コンパレータ２５の基準電圧を調節することで、このコンデンサ２１を追加させるタイミングを任意かつ正確に設定できるので、上述した実施形態１と同様の作用効果をより適切なタイミングで得ることが可能となる。
【００４６】
実施形態３
次に、本発明の第３の実施形態を図３に基づいて説明する。この第３の実施形態は、図３に示すように、上述した実施形態２におけるスイッチ手段の構成を改変したものであって、具体的には、上述したコンパレータ２５に代えて、オペアンプ２９の出力信号によって短絡／開放の切り替えが行なわれるように構成している（図中の符号Ｃの回路参照）。
【００４７】
すなわち、この第３の実施形態では、上記ＲＣ積分回路を構成する第２のコンデンサ１５と並列に、ＲＣ積分回路の静電容量を変更するためのコンデンサ（容量変更用コンデンサ）２１を接続するとともに、上記スイッチ手段として、帰還巻線４ｂの一端にダイオード２２のアノード端子を接続するとともに、カソード端子を抵抗器２６，２７の直列回路に接続し、この抵抗器２６，２７によって分圧された電圧がオペアンプ２９の反転端子に入力されるように接続する。また、オペアンプ２９の非反転端子には、所定の基準電圧源２８が接続される。そして、オペアンプ２９の出力端子が縁切り用のダイオード３０を介して上記コンデンサ２１の一端に接続される。
【００４８】
これにより、帰還巻線４ｂの出力電圧Ｖｂが所定の基準電圧より高くなった場合、オペアンプ２９の出力が反転し、その結果、ＲＣ積分回路にコンデンサ２１が追加され、副スイッチング素子１３がオンするタイミングを遅らせることとなる。
【００４９】
つまり、本実施形態では、コンパレータ２５に代えてオペアンプ２９を用いて帰還巻線４ｂの出力電圧Ｖｂの検出を行うので、上述した実施形態２と同じように実施形態１に比べて出力電圧Ｖｂの検出精度が高いため、上述した実施形態１の場合に比してスイッチ手段の切り替えをより精密に調節することが可能となる。
【００５０】
なお、このようにスイッチ手段にオペアンプ２９を用いた場合も、オペアンプ２９の駆動電源（図示せず）や上記基準電圧源２８が必要となるが、これらは上述した実施形態２と同様に、直流電源装置１９から電源の供給を受けるように構成される。つまり、本実施形態においても、これらの電源に関しては新たな電源の追加コストを必要とすることなくスイッチ手段を構成することができる。
【００５１】
そして、本実施形態に示すスイッチング電源装置によれば、オペアンプ２９の基準電圧を調節することで、このコンデンサ２１を追加させるタイミングを任意かつ正確に設定できるので、上述した実施形態１と同様の作用効果をより適切なタイミングで得ることが可能となる。
【００５２】
実施形態４
次に、本発明の第４の実施形態を図４に基づいて説明する。この第４の実施形態は、上述した第１の実施形態の改変例であって、具体的には、上述した実施形態１ではＲＣ積分回路の静電容量を切り換えて主スイッチング素子５のターン・オンの遅延時間を調節していたが、本実施形態では、図４に示すように、ＲＣ積分回路の抵抗値を切り換えることにより主スイッチング素子５のターン・オンの遅延時間を調節するように構成している（図中の符号Ｄの回路参照）。
【００５３】
すなわち、本実施形態に示すスイッチング電源装置では、上記ＲＣ積分回路を構成する第２の抵抗器１４と並列に、ＲＣ積分回路の抵抗値を変更するための抵抗器（抵抗値調整用抵抗器）３１が接続されるとともに、上記帰還巻線４ｂの出力電圧に応じてこの抵抗器３１の接続を電気的に短絡／開放するスイッチ手段（ダイオード２２、ツェナーダイオード２３、および第１のスイッチング素子２４の直列回路と、第２のスイッチング素子３２）が接続されている。
【００５４】
より詳細には、本実施形態では、上述した実施形態１と同様に、上記ダイオード２２のアノード端子が帰還巻線の一端に接続され、このダイオード２２のカソード端子がツェナーダイオード２３のカソード端子に接続され、さらにツェナーダイオード２３のアノード端子が上記第１のスイッチング素子２４のベース端子に接続されるが、スイッチ手段による切り換えの対象がコンデンサから抵抗器３１に変更されたことに伴って、この第１のスイッチング素子２４のコレクタ端子が第２のスイッチング素子３２のベース端子に接続されるとともに、そのエミッタ端子がスイッチングトランス４の帰還巻線４ｂの他端と接続され、さらに、第２のスイッチング素子３２のコレクタ端子が上記抵抗器３１の一端に、またそのエミッタ端子が上記第２の抵抗器１４の一端に接続される。
【００５５】
そして、本実施形態では、このような回路Ｄを追加したことにより、ツェナーダイオード２３がブレークダウンして第１のスイッチング素子２４がオンしなければ、第１のスイッチング素子２４はオフ、つまり、電気的にスイッチとして機能する第１のスイッチング素子２４のスイッチが開放状態となって、第２のスイッチング素子３２がオンとなるので、抵抗値変更用に追加された抵抗器３１は上記第２の抵抗器１４に並列に接続された状態となり、ＲＣ積分回路の抵抗成分はこれら両抵抗器１４，３１の合成抵抗値を示すが、反対に、ツェナーダイオード２３がブレークダウンして第１のスイッチング素子２４がオンすれば、電気的にスイッチとして機能する第１のスイッチング素子２４のスイッチが短絡状態となって、第２のスイッチング素子３２がオフとなって、ＲＣ積分回路から抵抗器３１が電気的に切り離される。
【００５６】
つまり、この回路Ｄは、ツェナーダイオード２３がブレークダウンするとＲＣ積分回路の抵抗成分が増加するように構成されており、これにより、副スイッチング素子１３がオンするタイミングを遅らせる（換言すれば、主スイッチング素子５のターン・オンの遅延時間を大きくする）ことができるように構成されている。
【００５７】
換言すれば、本実施形態では、商用電源の電圧（入力電圧Ｖinの電圧）がある一定値より高くなって帰還巻線４ｂの出力電圧Ｖｂがツェナーダイオード２３のブレークダウン電圧を超えると、第１のスイッチング素子２４がオンとなってＲＣ積分回路の抵抗値は第２の抵抗器１４のみの抵抗値となり、副スイッチング素子１３がオンするタイミングを遅らせることとなる。
【００５８】
なお、本実施形態のように、抵抗値を調節するように構成されたスイッチング電源装置の回路設計にあたっては、第１のスイッチング素子２４がオンする場合、つまり、わが国の商用電源とは電源電圧が異なる地域でスイッチング電源装置が使用された場合と、第１のスイッチング素子２４がオフする場合、つまり、入力電圧Ｖinとしてわが国の商用電源を整流平滑した直流電圧（たとえばＤＣ１４０Ｖ）が与えられた場合の両方をして、いずれの場合にも、主スイッチング素子５の遅延時間が最適になるように、上記第１のコンデンサ１１、第１の抵抗器１２、第２の抵抗器１４、第２のコンデンサ１５、ツェナーダイオード２３および抵抗値調整用の抵抗器３１の各定数（抵抗値や静電容量、ブレークダウン電圧の値）を決めることとなる。
【００５９】
ここで、主スイッチング素子５のターン・オン遅延時間の調節は、上記第２の抵抗器１４と抵抗値変更用に追加された抵抗器３１の抵抗値によって行なわれ、これらを適宜設定することで、主スイッチング素子５のターン・オンの遅延時間を最適になるように調整できる。また、抵抗器３１の切り離しのタイミングは、上述した実施形態１と同様に、ツェナーダイオード２３のブレークダウン電圧を調節することにより行なわれる。
【００６０】
このように、本実施形態によれば、ＲＣ積分回路の抵抗値を適宜設定することにより、わが国の商用電源とは電源電圧が異なる地域で使用された場合でもスイッチング・ロスが少なく効率のよいスイッチング電源装置を提供することができる。しかも、上述した回路Ｄは、いずれもスイッチングトランス４の一次側に安価な部品を追加するだけで実現できるので、構成が簡単でしかも安価に上述した作用効果を得ることができる。
【００６１】
なお、本実施形態では第１のスイッチング素子２４の結線を変更したことにより駆動電源Ｖｃｃが必要になるが、この駆動電源Ｖｃｃは、上述した実施形態２などと同様に、直流電源装置１９から電源の供給を受けるように構成される。つまり、本実施形態においても、駆動電源Ｖｃｃに関しては新たな電源の追加コストを必要とすることなくスイッチ手段を構成することができる。
【００６２】
実施形態５
次に、本発明の第５の実施形態を図５に基づいて説明する。この第５の実施形態は、上述した実施形態１に対する実施形態２と同様に、実施形態４のスイッチ手段の構成を改変したものであって、具体的には、図５に示すように、上述したツェナーダイオード２３と第１のスイッチング素子２４に代えて、コンパレータ２５の出力信号に基づいて第２のスイッチング素子３２のオン／オフを制御することによって抵抗器３１への通電線路の短絡／開放の切り替えを行なうように構成している（図中の符号Ｅの回路参照）。
【００６３】
つまり、本実施形態では、主スイッチング素子５のターン・オン遅延時間の調節は上述した実施形態４と同様にＲＣ積分回路の抵抗値の切り換えにより行い、また、抵抗器３１の切り離しのタイミングは、上述した実施形態２と同様に、コンパレータ２５の基準電圧を調節することにより行なわれる。
【００６４】
このように、本実施形態では、ツェナーダイオード２３ではなくコンパレータ２５を用いて帰還巻線４ｂの出力電圧Ｖｂの検出を行うので、上述した実施形態４に比べて出力電圧Ｖｂの検出精度が高いため、上述した実施形態４の場合に比してスイッチ手段の切り替えをより精密に調節することが可能となり、その結果、上述した実施形態４と同様の作用効果をより適切なタイミングで得ることが可能となる。
【００６５】
実施形態６
次に、本発明の第６の実施形態を図６に基づいて説明する。この第６の実施形態は、上述した実施形態２に対する実施形態３と同様に、上述した実施形態５におけるスイッチ手段の構成を改変したものであって、具体的には、コンパレータ２５に代えて、オペアンプ２９の出力信号によって短絡／開放の切り替えが行なわれるように構成している（図中の符号Ｆの回路参照）。
【００６６】
つまり、本実施形態では、主スイッチング素子５のターン・オン遅延時間の調節は上述した実施形態４と同様にＲＣ積分回路の抵抗値の切り換えにより行い、また、抵抗器３１の切り離しのタイミングは、上述した実施形態３と同様に、オペアンプ２９の基準電圧の調節により行なわれる。
【００６７】
このように、本実施形態に示すスイッチング電源装置によれば、オペアンプ２９の基準電圧を調節することで、この抵抗器３１を切り離すタイミングを任意かつ正確に設定できるので、上述した実施形態４と同様の作用効果をより適切なタイミングで得ることが可能となる。
【００６８】
実施形態７
次に、本発明の他の実施形態を図７乃至９に基づいて説明する。この図７乃至９に示す実施形態は、上述した実施形態１乃至３にそれぞれ対応する実施形態であって、上述した実施形態１乃至３においては主スイッチング素子５のターン・オン遅延時間の調節をＲＣ積分回路の静電容量を切り換えることにより行なっていたが、この図７乃至９に示す実施形態は、主スイッチング素子５のドライブ回路の静電容量を切り換えることによって主スイッチング素子５のターン・オン遅延時間を調節するように構成される（図中の符号Ｇ乃至Ｉの回路参照）。
【００６９】
すなわち、この図７乃至９に示す実施形態では、主スイッチング素子５のドライブ回路に設けられた第１のコンデンサ１１に並列に静電容量を変更するためのコンデンサ（容量変更用コンデンサ）３５と第３のスイッチング素子３６の直列回路が接続され、この第３のスイッチング素子３６のベース端子と上記第１のスイッチング素子２４のコレクタ端子（図７参照）や、コンパレータ２５の出力端子（図８参照）、さらにはオペアンプ２９の出力端子（図９参照）を接続することにより、これら第１のスイッチング素子２４、コンパレータ２５、オペアンプ２９などのスイッチ手段からの信号に基づいてコンデンサ３５を追加可能に構成している。
【００７０】
具体的には、帰還巻線４ｂの出力電圧Ｖｂが所定の電圧を超えた場合に、主スイッチング素子５のドライブ回路にコンデンサ３５が追加され、その結果、主スイッチング素子５のターン・オン遅延時間が遅くなるように設定されている。
【００７１】
このように、主スイッチング素子５のドライブ回路の静電容量を切り換えるように構成することによっても上述した実施形態１乃至３と同様の効果を得ることができる。
【００７２】
実施形態８
次に、本発明の更なる他の実施形態を図１０乃至１２に基づいて説明する。この図１０乃至１２に示す実施形態は、上述した実施形態７と同じように主スイッチング素子５のドライブ回路の調節により主スイッチング素子５のターン・オン遅延時間を調節するもので、具体的には、上述した実施形態４乃至６のそれぞれに対応する構成を備えている（図中の符号Ｊ乃至Ｌの回路参照）。
【００７３】
すなわち、この図１０乃至１２に示す実施形態では、主スイッチング素子５のドライブ回路に設けられた第１の抵抗器１２に並列に抵抗値を変更するための抵抗器（抵抗値更用抵抗器）３７と第３のスイッチング素子３６の直列回路が接続され、この第３のスイッチング素子３６のベース端子と上記第１のスイッチング素子２４のコレクタ端子（図７参照）や、コンパレータ２５の出力端子（図８参照）、さらにはオペアンプ２９の出力端子（図９参照）を接続することにより、これら第１のスイッチング素子２４、コンパレータ２５、オペアンプ２９などのスイッチ手段からの信号に基づいて抵抗器３７の切り離しが可能に構成されている。
【００７４】
具体的には、帰還巻線４ｂの出力電圧Ｖｂが所定の電圧を超えた場合に、主スイッチング素子５のドライブ回路中の抵抗器３７への接続が切り離され、その結果、主スイッチング素子５のターン・オン遅延時間が遅くなるように設定されている。
【００７５】
このように、主スイッチング素子５のドライブ回路の抵抗値を切り換えるように構成することによっても上述した実施形態４乃至６と同様の効果を得ることができる。
【００７６】
なお、上述した実施形態はあくまでも本発明の好適な実施態様を示すものであって、本発明はこれらに限定されることなくその範囲内で種々の設計変更が可能である。
【００７７】
たとえば、上述した実施形態では、本発明に係るスイッチング電源装置をガス給湯装置の電源として使用した場合を示したが、ガス給湯装置以外の機器の電源として使用することも当然に可能である。
【００７８】
また、上述した実施形態では、わが国で使用すること（商用電源がＡＣ１００Ｖであること）を前提として、外国（商用電源がＡＣ１００Ｖ以上）での使用にも対応できるように設計する場合を示したが、本発明はその反対の場合や、わが国の商用電源とは異なる外国同士での使用にも対応できるように設計する場合についても応用可能である。
【００７９】
また、上述した図２、図３、図５、図６、図８、図９、図１１および図１２に示した実施形態にあっては、帰還巻線４ｂの出力電圧を分圧するために用いた抵抗器２７に並列にコンデンサを追加することで帰還巻線４ｂで発生するパルスを平滑することができ、コンパレータ２５やオペアンプ２９への入力電圧を安定させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の第１の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図２】同スイッチング電源装置の第２の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図３】同スイッチング電源装置の第３の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図４】同スイッチング電源装置の第４の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図５】同スイッチング電源装置の第５の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図６】同スイッチング電源装置の第６の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図７】同スイッチング電源装置の第７の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図８】同スイッチング電源装置の第７の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図９】同スイッチング電源装置の第７の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図１０】同スイッチング電源装置の第８の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図１１】同スイッチング電源装置の第８の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図１２】同スイッチング電源装置の第８の実施形態についての回路構成を示す回路図である。
【図１３】ガス給湯装置において従来使用されている電源回路の一例を示している。
【符号の説明】
【００８１】
１            商用電源
４            スイッチングトランス
４ａ          一次巻線
４ｂ          帰還巻線
４ｃ          補助巻線
４ｄ          二次巻線
５            主スイッチング素子
６            制御トランジスタ
１１          第１のコンデンサ
１２          第１の抵抗器
１３          副スイッチング素子
１４          第２の抵抗器
１５          第２のコンデンサ
１９          直流電源装置
２１、３５    コンデンサ（容量変更用コンデンサ）
２３          ツェナーダイオード
２４          第１のスイッチング素子
２５          コンパレータ
２６，２７    分圧用の抵抗器
２９          オペアンプ
３１，３７    抵抗器（抵抗値変更用抵抗器）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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