(57)【要約】【課題】整流器負荷によるインバータ出力電圧の歪み補正に、高速応答を維持しながら、高精度の歪み補正を得る。【解決手段】歪み補正制御部９はインバータ出力電圧と、電圧指令値Ｖｒｅｆと位相検出値θにより算出したｓｉｎ（θ）の積（正常電圧瞬時値）との偏差に基づいた歪み補正を行う。離散フーリエ変換部２１と逆離散フーリエ変換部２２によってインバータ出力電圧信号に含まれる５次、７次等の主要な高調波成分を抽出し、偏差蓄積手段２５は高調波成分を電圧歪み分として蓄積し、リミッタ２４は電圧歪み分の蓄積値を上限値と下限値に制限してインバータの出力電圧指令に加算する。インバータの出力電圧の三相全波整流電圧、またはｄｑ変換して実効値を求め、これらが閾値を越えたときに、リミッタの上限値と下限値を「０」にして蓄積値を一旦リセットすることを含む。【選択図】図１
2008131735.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流器負荷による電圧歪みを補正する歪み補正制御手段と、該負荷に供給する交流電圧を制御する自動電圧制御手段とによってインバータの出力電圧指令を得るインバータの出力電圧制御装置であって、
前記インバータの出力電圧信号の離散フーリエ変換と逆離散フーリエ変換によって該出力電圧信号に含まれる主要な高調波成分を抽出するフーリエ変換手段と、
前記高調波成分を電圧歪み分として蓄積する偏差蓄積手段と、
前記電圧歪み分の蓄積値を上限値と下限値に制限して前記出力電圧指令に加算するリミッタと、
を備えたことを特徴とするインバータの出力電圧制御装置。
【請求項２】
前記インバータの出力電圧を三相全波整流し、この整流電圧が閾値を越えたときに、前記リミッタの上限値と下限値を「０」にして前記偏差蓄積手段の蓄積値を一旦リセットするリミッタ値制御手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載のインバータの出力電圧制御装置。
【請求項３】
前記インバータの出力電圧をｄｑ変換して実効値を算出し、その実効値が閾値を越えたときに、前記リミッタの上限値と下限値を「０」にして前記偏差蓄積手段の蓄積値を一旦リセットするリミッタ値制御手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載のインバータの出力電圧制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＵＰＳ（無停電電源装置）や並列型瞬低補償装置に用いられて負荷に交流電力を供給するインバータに係り、特にインバータの出力電圧歪み補正を行う出力電圧制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＵＰＳの回路構成例を図８に示す。平常時は、系統からの交流入力を順変換器１で直流に変換し、蓄電池２を充電するとともに、インバータ３へ電力を供給する。インバータ３はこの直流電力を交流電力に変換し負荷４に供給する。この構成になるＵＰＳは、交流を直流に変換した後に交流に再変換して負荷に供給するため、交流入力電源の電圧変動・周波数変動・波形歪みの影響を受けない安定した品質の電力を負荷へ供給できる。また、交流入力停電時は、蓄電池２より直流電力を供給し、インバータ３は無停電で負荷へ安定した交流電力を供給し続けることができる。
【０００３】
制御装置は、検出部５によってインバータ出力電圧Ｖｉｎｖ＿Ｕ，Ｖｉｎｖ＿Ｖ，Ｖｉｎｖ＿Ｗを検出し、電圧指令値演算部６への検出入力とする。また、ＲＭＳ演算部７は、インバータ出力電圧の実効値Ｖｒｍｓ＿ｉｎｖを演算し、電圧指令値演算部６に入力する。位相検出部８は、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖ＿Ｕ，Ｖｉｎｖ＿Ｖ，Ｖｉｎｖ＿Ｗより位相θを検出し、電圧指令値演算部６に入力する。電圧指令値演算部６は、これら入力と出力電圧指令値Ｖｒｅｆから、インバータの出力電圧と周波数と位相を制御する電圧指令を出力する。
【０００４】
並列型瞬低補償装置の回路構成例を図９に示す（例えば、特許文献１参照）。平常時は、系統から高速スイッチ１１を介して負荷１２に電力を供給する。双方向電力変換機能をもつ交直変換装置１３は、平常時には停止または直流電源としての電気二重層キャパシタ１４を浮動充電する。系統の停電時は高速スイッチ１１を切り離し、電気二重層キャパシタ１４に蓄積された直流電力を交直変換装置１３により交流電力に変換し、負荷１２へ無瞬断で電力を供給する。制御装置５〜８は、瞬低補償動作中では、ＵＰＳの場合と同様の検出および制御になる。
【０００５】
上記のＵＰＳまたは並列型瞬低補償装置における電圧指令値演算部６の演算ブロックを図１０に示す。歪み補正制御部９は、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖ＿Ｕ，Ｖｉｎｖ＿Ｖ，Ｖｉｎｖ＿Ｗと、電圧指令値Ｖｒｅｆと位相ｓｉｎ（θ）の積（正常電圧瞬時値）との偏差に基づいた歪み補正制御信号を発生し、ＡＶＲ制御部１０は電圧指令値Ｖｒｅｆとインバータ出力電圧実効値Ｖｒｍｓ＿ｉｎｖの偏差を「０」にする自動電圧制御演算を行い、これによってインバータ周波数信号ｓｉｎ（θ）の振幅を調節した電圧制御信号を得る。
【０００６】
ここで、歪み補正は、負荷４，１２に整流器負荷などが存在する場合、インバータ３や交直変換装置１３の出力電圧が負荷に流れる高調波電流成分の影響を受けて、歪んでしまうため、この電圧波形の歪みを所望する正弦波に整形するためのものである。
【０００７】
同様に、交流系統電源から見て、ＵＰＳの順変換器１や並列型瞬低補償装置の交直変換装置１３が整流器負荷になり、それに流れる高調波電流が系統電圧を歪ませてしまう。この高調波電流の抑制には、一般的にはＬＣフィルタで行われ、さらには交流系統にアクティブフィルタを設ける場合もある。
【特許文献１】特開２００５−７３４１０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
前記のように、一般的に、インバータの負荷に整流器負荷が存在する場合、インバータ出力電圧が高調波成分の影響を受けて、歪んでしまう。この電圧波形の歪みを所望する波形に整形するために、従来の電圧制御方式では、歪み補正を行っている。
【０００９】
この歪み補正は、瞬時値での演算をするため、高速な応答が可能であるが、補正ゲインを大きくすると高次成分の位相ずれにより発散してしまうため、補正ゲインを大きくすることができない。その結果、十分な波形整形をすることができないという問題がある。
【００１０】
本発明の目的は、高速応答を維持しながら、高精度の歪み補正ができるインバータの出力電圧制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、整流器負荷による電圧歪みは５，７次等の成分がほとんどであることに着目し、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）と、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：ｉｎｖｅｒｓｅ  ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により、インバータ出力電圧に含まれる主要な高調波成分を抽出し、この高調波成分を電圧歪み分として蓄積することで補正ゲインを大きくした電圧歪み補正信号を得、これを従来の高速応答の歪み補正と組み合わせることで前記の課題を解決するものであり、以下の構成を特徴とする。
【００１２】
（１）整流器負荷による電圧歪みを補正する歪み補正制御手段と、該負荷に供給する交流電圧を制御する自動電圧制御手段とによってインバータの出力電圧指令を得るインバータの出力電圧制御装置であって、
前記インバータの出力電圧信号の離散フーリエ変換と逆離散フーリエ変換によって該出力電圧信号に含まれる主要な高調波成分を抽出するフーリエ変換手段と、
前記高調波成分を電圧歪み分として蓄積する偏差蓄積手段と、
前記電圧歪み分の蓄積値を上限値と下限値に制限して前記出力電圧指令に加算するリミッタと、
を備えたことを特徴とする。
【００１３】
（２）前記インバータの出力電圧を三相全波整流し、この整流電圧が閾値を越えたときに、前記リミッタの上限値と下限値を「０」にして前記偏差蓄積手段の蓄積値を一旦リセットするリミッタ値制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１４】
（３）前記インバータの出力電圧をｄｑ変換して実効値を算出し、その実効値が閾値を越えたときに、前記リミッタの上限値と下限値を「０」にして前記偏差蓄積手段の蓄積値を一旦リセットするリミッタ値制御手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
以上のとおり、本発明によれば、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）と逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により、インバータ出力電圧に含まれる主要な高調波成分を抽出し、この高調波成分を電圧歪み分として蓄積することで補正ゲインを大きくした電圧歪み補正信号を得、これを従来の高速応答の歪み補正と組み合わせた歪み補正を行うため、高速応答を維持しながら、高精度の歪み補正ができる。
【００１６】
また、インバータの出力電圧を三相全波整流し、この整流電圧が閾値を越えたときに、リミッタの上限値と下限値を「０」にして偏差蓄積手段の蓄積値を一旦リセットするリミッタ値制御手段を備えることにより、整流器負荷の負荷変動等が発生した場合にも過補正による過電圧を防止できる。
【００１７】
また、電圧ピーク検出に、ｄｑ変換を用いて算出した電圧実効値から検出することにより、応答を速めて過電圧を防止できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
（実施形態１）
本実施形態は、ＤＦＴ，ＩＤＦＴにより５，７次等のＭ次高調波成分を抽出し、電圧指令値とインバータ出力電圧の偏差を蓄積する繰り返し制御を用いた電圧制御方式を、従来の歪み補正方式と組み合わせた歪み補正方式である。
【００１９】
図１に繰り返し制御を用いた電圧制御ブロック図を示し、歪み補正・ＡＶＲ制御部２０は、従来の制御ブロックと同じ構成である。
【００２０】
離散フーリエ変換部２１は、検出したインバータ出力電圧Ｖｉｎｖ＿Ｕ，Ｖｉｎｖ＿Ｖ，Ｖｉｎｖ＿Ｗが入力され、Ｍ次の高調波ｓｉｎ（Ｍθ）とｃｏｓ（Ｍθ）によってＭ次の実数部（ｒｅ）と虚数部（ｉｍ）別にＤＦＴ処理を行う。
【００２１】
逆離散フーリエ変換部２２は、離散フーリエ変換出力のうち、インバータ出力電圧に含まれる主要な高調波成分になるＭ次の高調波ｓｉｎ（Ｍθ）とｃｏｓ（Ｍθ）を乗じ、これらの合成によるＩＤＦＴ処理を行い、インバータ出力電圧に含まれる主要な高調波成分のみを抽出する。
【００２２】
ここで、離散フーリエ変換部２１では、ＤＦＴ処理を行うために、１周期あたりのサンプル数Ｎ個の値を保持する必要があり、ＤＦＴ部分のセレクタＩが、（０）から（Ｎ−１）までを切り替え、（Ｎ−１）の次は（０）に戻る動作を行い、Ｎ個のデータの保持を行う。
【００２３】
例えば、Ｕ相のＤＦＴ出力の実数部Ｖｄｆｔ＿ｒｅ＿Ｕ、虚数部Ｖｄｆｔ＿ｒｅ＿Ｕは以下のように表せる。
【００２４】
【数１】
2008131735.tif 000003
【００２５】
Ｕ相のＩＤＦＴ出力Ｖｉｄｆｔ＿Ｕは（５）式のように表せる。
【００２６】
【数２】
2008131735.tif 000004
【００２７】
（１）〜（５）式と同様に、Ｖ相とＷ相のＩＤＦＴ出力Ｖｉｄｆｔ＿Ｖ，Ｖｉｄｆｔ＿Ｗも求める。
【００２８】
次に、逆離散フーリエ変換出力Ｖｉｄｆｔ＿Ｕは、設定されたゲインをもつ増幅器２３によって増幅し、さらにリミッタ２４により上限値、下限値に制限した歪み補正分を得る。リミッタ２４の出力になる電圧歪み分（偏差）を蓄積入力とする偏差蓄積部２５は、セレクタｉにより、系統の１周期あたりのサンプル数Ｎ個分の蓄積を行い、蓄積された電圧歪み分をフィードバックして増幅器２３の出力に加算する。そして、リミッタ２４の出力を従来方式の電圧指令値に加算する。
【００２９】
したがって、本実施形態では、Ｍ次高調波成分をそれぞれ抽出し、この抽出分を電圧歪みとして蓄積を行い、この蓄積歪み分で電圧指令値を補正する。Ｍを主要な高調波成分の次数、例えば５，７次のように限定すれば、偏差蓄積によりゲインを大きくすることができ、その結果、精度良く波形整形することができる。また、繰り返し制御では、ＤＦＴを行う際に、１周期の波形が必要であるため、応答が遅い。しかし、ゲインは大きくできないが、応答の速い従来の歪み補正と組み合わせることで、より効果的に波形整形することができる。
【００３０】
（実施形態２）
実施形態１において、整流器負荷の負荷変動等が発生した場合、繰り返し制御の負荷変動前に蓄積された大きい偏差が偏差蓄積部２５に残っているため、負荷変動の仕方によっては、過補正になってしまう場合がある。そのような負荷変動が発生した結果、電圧波形には大きいピークが発生し、過電圧になる可能性がある。
【００３１】
そこで、本実施形態は、インバータ出力電圧を三相全波整流した値を用いて、負荷変動発生後と負荷変動発生前の偏差蓄積項による高調波成分の過補正が引き起こす電圧波形のピークを検出し、偏差蓄積部２５の蓄積値を一旦リセットする方式である。
【００３２】
図２に三相全波整流により電圧ピークを検出し、リミッタ２４の上限値、下限値を制御することで、蓄積偏差を一旦リセットするリミッタ値制御部２６を、実施形態１の構成に追加した電圧制御ブロック図を示す。
【００３３】
リミッタ値制御部２６において、電圧ピーク検出回路３１は、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖ＿Ｕ，Ｖｉｎｖ＿Ｖ，Ｖｉｎｖ＿Ｗを三相全波整流し、ある閾値を越えたら電圧ピークを検出し、電圧ピーク検出信号として０，１の２値信号を生成する。立ち上がり検出回路３２は、電圧ピーク検出信号の立ち上がりを検出する。ワンショットタイマ３３は、立ち上がり検出信号を系統１周期時間Ｔのワンショットタイマにより周期Ｔの時間、電圧ピーク検出信号が論理「１」になるようにする。ＯＲ回路３４は、元の電圧ピーク信号とワンショットタイマ３３の出力との論理和演算を行う。切換スイッチ３５はＯＲ回路３４の出力が「０」のときは値ＬＩＭＩＴ側に保持され、「１」になった期間Ｔだけ値０側に切換えられ、これら値ＬＩＭＩＴまたは値０をリミッタ部２４の上限値として制御する。また、反転増幅器３６は切換スイッチ３５の出力を反転し、値「−ＬＩＭＩＴ」または値「０」をリミッタ部２４の下限値として制御する。
【００３４】
したがって、リミッタ値制御部２６は、負荷変動の発生で偏差蓄積部２５の偏差蓄積値が過大になり、高調波成分の過補正を引き起こそうとするときに、これをインバータ出力電圧波形のピークで検出し、リミッタ部２４の上限値と下限値を値「０」にすることで、系統１周期あたりのサンプル数Ｎ個分の偏差蓄積部２５の蓄積値をリセットし、高調波成分の過補正を防止する。
【００３５】
（実施形態３）
本実施形態は、実施形態２における電圧ピーク検出部３１がｄｑ変換を用いて電圧ピークを検出する場合である。
【００３６】
今、三相のインバータ出力電圧Ｖｉｎｖ＿Ｕ，Ｖｉｎｖ＿Ｖ，Ｖｉｎｖ＿Ｗを（６）式のように表すとする。
【００３７】
【数３】
2008131735.tif 000005
【００３８】
ここで、Ａは振幅、θは位相である。さらに、インバータ出力電圧をｄｑ変換によってｄ軸のインバータ出力電圧Ｖｉｎｖ＿ｄ，ｑ軸インバータ出力電圧Ｖｉｎｖ＿ｑに変換すると、（７）式のようになる。
【００３９】
【数４】
2008131735.tif 000006
【００４０】
（７）式を用いてインバータ出力電圧の電圧実効値Ｖｉｎｖ＿ｒｍｓを求めると（８）式のように表せる。
【００４１】
【数５】
2008131735.tif 000007
【００４２】
図３に（６）〜（８）式による、ｄｑ変換を用いた電圧変動検出方式の演算ブロックを示す。ｄｑ変換部３７はインバータ出力電圧をｄｑ変換し、これらの電圧Ｖｉｎｖ＿ｄ，Ｖｉｎｖ＿ｑから実効値演算部３８で実効値を算出し、その値がある閾値を越えたときに電圧ピーク検出部３９で電圧ピーク検出信号を生成する。この電圧ピーク検出信号を用いて、リミッタ値制御部２６が偏差蓄積部２５の蓄積分をリセットする。
【００４３】
本実施形態はｄｑ変換を用いて算出した電圧実効値による偏差蓄積分をリセットするものであり、実施形態２とでは、電圧ピークを検出するためのピーク値はほぼ同じであるが、応答性を高めることができる。
【００４４】
（計算機シミュレーション）
上記の実施形態２または３における電圧ピーク発生と検出について、計算機シミュレーション結果を説明する。
【００４５】
図４は、負荷変動発生前のインバータ出力電圧波形の例を示す。但し、振幅は１、周波数は６０［Ｈｚ］とする。負荷変動が発生する前は、繰り返し制御を用いた電圧制御により、電圧波形が整形されているとする。図５は、負荷変動が発生し、電圧波形にピークが生じた場合の波形例を示す。
【００４６】
図６は、負荷変動前におけるインバータ出力を三相全波整流した値、及びｄｑ変換を用いて算出した電圧実効値を示す。ある閾値、例えば１．０５の値より大きくなったら、電圧ピーク検出とするが、負荷変動前は検出されない。図７は、電圧波形にピークを生じさせる負荷変動発生後におけるインバータ出力を三相全波整流した値、及びｄｑ変換を用いて算出した電圧実効値を示す。同様に、閾値１．０５より大きくなったら電圧ピーク検出とする。電圧波形にピークを生じさせる負荷変動発生後は、電圧ピークが１．０５より大きくなっており、電圧ピークを検出できる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の実施形態１を示す制御装置のブロック図。
【図２】本発明の実施形態２を示す制御装置のブロック図。
【図３】本発明の実施形態３における電圧ピーク検出回路図。
【図４】負荷変動発生前のインバータ出力電圧波形例。
【図５】負荷変動発生後の電圧波形ピークの波形例。
【図６】負荷変動発生前の三相全波整流波形と電圧実効値。
【図７】負荷変動発生後の三相全波整流ピーク波形と電圧実効値。
【図８】ＵＰＳの全体回路図。
【図９】瞬低補償装置の全体回路図。
【図１０】従来の電圧制御ブロック図。
【符号の説明】
【００４８】
３  インバータ
９  歪み補正制御部
１０  自動電圧制御部（ＡＶＲ）
２１  離散フーリエ変換部
２２  逆離散フーリエ変換部
２３  増幅器
２４  リミッタ
２５  偏差蓄積部
２６  リミッタ値制御部
【図１】
2008131735.tif 000008
【図２】
2008131735.tif 000009
【図３】
2008131735.tif 000010
【図４】
2008131735.tif 000011
【図５】
2008131735.tif 000012
【図６】
2008131735.tif 000013
【図７】
2008131735.tif 000014
【図８】
2008131735.tif 000015
【図９】
2008131735.tif 000016
【図１０】
2008131735.tif 000017