(57)【要約】【課題】固定受信環境及び移動受信環境を問わず、あらゆる方向から到来する複数の到来波を受信する際に、受信品質劣化を補償することが可能なＯＦＤＭ受信装置を提供する。【解決手段】ＯＦＤＭ受信装置１は、アレーアンテナ部１０、直交復調部２０、指向性形成部３０、ＡＦＣ部４０、信号選択切換部５０及びダイバーシティ合成部６０を備える。指向性形成部３０は、アレーアンテナ部１０が受信したＯＦＤＭ信号の到来方向が既知でなくても、Ｎ系統の指向性ビームをＭ−ＭＳＮ手法またはＭ−ＤＣＭＰ手法により適応的に形成し、各到来波を分離受信する。ＡＦＣ部４０は、移動受信によるドップラーの影響を補償し、信号選択切換部５０は、信号レベルの高いＬ系統の信号を選択する。ダイバーシティ合成部６０は、シンボルフィルタ処理を行う複数の補間処理のうちの一つの補間処理を、送られてくるＬ系統の信号の切り換わりまでのシンボル期間に応じて選択し、サブキャリア毎に最大比合成を行う。【選択図】図１０
2008178044.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタル伝送の受信装置において、
Ｋ本の複数のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部と、
前記アレーアンテナ部を介して受信したＫ素子分のＯＦＤＭ信号をＩＱ信号に直交復調する直交復調部と、
前記ＩＱ信号に基づいてＮの複数の系統の指向性ビームを形成し、Ｎ系統の指向性ビームに対応するアレー合成用重み係数とＮ系統に分配した前記ＩＱ信号とからアレー合成信号を生成し、前記アレーアンテナ部への到来波を分離したＮ系統の信号を生成する指向性形成部と、
前記生成されたＮ系統の信号に対し、周波数シフトを補償するＡＦＣ部と、
前記補償されたＮ系統の信号の各信号レベルを測定し、その信号レベルの高い上位Ｌ系統の信号を選択切換する信号選択切換部と、
前記Ｌ系統の信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部とを備え、
前記指向性形成部は、
前記直交復調されたＩＱ信号について、予め設定されたサンプル数分のデータを蓄積するサンプルバッファ部と、
前記サンプルバッファ部から読み出したＩＱ信号を分配する分配部と、
前記分配されたＩＱ信号におけるＫ素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記Ｎ系統に対応する到来角情報を持つベクトルとに基づいて、Ｎ系統のアレー合成用重み係数を計算するアレー合成用重み係数計算部と、
前記分配されたＮ系統のＩＱ信号を、前記アレー合成用重み係数計算部における処理時間分遅延させる遅延調整部と、
前記遅延されたＮ系統のＩＱ信号と前記Ｎ系統のアレー合成用重み係数とからアレー合成信号を生成するアレー合成信号生成部とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記指向性形成部のアレー合成用重み係数計算部は、
ＭＳＮ手法（Ｍａｘｉｍａｌ  ＳＮＲ  Ｍｅｔｈｏｄ）により、前記分配されたＩＱ信号におけるＫ素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記Ｎ系統に対応する到来角情報を持つステアリングベクトルとに基づいて、Ｎ系統のアレー合成用重み係数を計算することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記指向性形成部のアレー合成用重み係数計算部は、
ＤＣＭＰ手法（Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｌｙ  Ｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ  Ｍｉｎｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｐｏｗｅｒ  Ｍｅｔｈｏｄ）により、前記分配されたＩＱ信号におけるＫ素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記Ｎ系統に対応する到来角情報を持つ拘束ベクトルとに基づいてＮ系統のアレー合成用重み係数を計算することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
請求項１から３までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記信号選択切換部は、
前記ＡＦＣ部により補償されたＮ系統の信号の各信号レベルを測定し、系統番号及びレベル値を出力するレベル測定部と、
前記出力された系統番号及びレベル値に基づいて、Ｎ系統の系統番号のうちのレベル値の高い上位Ｌ系統の系統番号を判定するレベル判定部と、
前記判定されたＬ系統の系統番号に基づいて、Ｎ系統の信号のうちのＬ系統の信号を選択切換し、予め設定された時間分遅延させて前記Ｌ系統の信号を出力する選択切換部とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
請求項４に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記ダイバーシティ合成部は、
前記Ｌ系統の信号における周波数領域の信号から算出した伝送路特性を入力し、シンボルフィルタ処理を行うシンボルフィルタ部と、
前記信号選択切換部のレベル判定部からＬ系統の系統番号を入力し、該Ｌ系統の系統番号と前記信号選択切換部の選択切換部における遅延時間とに基づいて、シンボルフィルタ処理を特定するための信号を出力するシンボルフィルタ指定部とを備えて、前記Ｌ系統の信号をサブキャリア毎に最大比合成し、
前記シンボルフィルタ部は、
前記シンボルフィルタ指定部からのシンボルフィルタ処理を特定するための信号に基づいて、
前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部に伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、
前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿補間により求めた伝送路特性と、時間方向に１シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第２の補間処理を行い、
前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に１シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性と、本来のＳＰ位置の伝送路特性を削除して０とした伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第３の補間処理と行い、
前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルしかない場合に、前記シンボルフィルタ処理を行わない第４の補間処理とを行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
ＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタル伝送の受信装置において、
Ｋ本の複数のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部と、
前記アレーアンテナ部を介して受信したＫ素子分のＯＦＤＭ信号をＩＱ信号に直交復調する直交復調部と、
前記ＩＱ信号に基づいてＮの複数の系統の指向性ビームを形成し、Ｎ系統の指向性ビームによるアレー合成用重み係数とＮ系統に分配した前記ＩＱ信号とからアレー合成信号を生成し、前記アレーアンテナ部への到来波を分離したＮ系統の信号を生成する指向性形成部と、
前記生成されたＮ系統の信号に対し、周波数シフトを補償するＡＦＣ部と、
前記補償されたＮ系統の信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部とを備え、
前記指向性形成部は、
前記直交復調されたＩＱ信号について、予め設定されたサンプル数分のデータを蓄積するサンプルバッファ部と、
前記サンプルバッファ部から読み出したＩＱ信号を分配する分配部と、
前記分配されたＩＱ信号におけるＫ素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記Ｎ系統に対応する到来角情報を持つベクトルとに基づいて、Ｎ系統のアレー合成用重み係数を計算するアレー合成用重み係数計算部と、
前記分配されたＮ系統のＩＱ信号を、前記アレー合成用重み係数計算部における処理時間分遅延させる遅延調整部と、
前記遅延されたＮ系統のＩＱ信号と前記Ｎ系統のアレー合成用重み係数とからアレー合成信号を生成するアレー合成信号生成部とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
請求項１から５までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記信号選択切換部は、指向性形成部により生成されたＮ系統の信号の各信号レベルを測定し、その信号レベルの高い上位Ｌ系統の信号を選択切換し、
前記ＡＦＣ部は、選択切換されたＬ系統の信号に対し、周波数シフトを補償し、
前記ダイバーシティ合成部は、補償されたＬ系統の信号を、サブキャリア毎に最大比合成することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を採用するデジタル放送やデジタル伝送分野の受信技術に係わり、特に、デジタル放送や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）等の電波を受信する際に発生するマルチパスフェージングの影響を低減するダイバーシティ合成技術や干渉波の影響を除去するためのアダプティブアレーアンテナ技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ方式を採用するデジタル放送やデジタル伝送における従来の受信技術として、非特許文献１及び特許文献１に記載のものがある。非特許文献１には、様々な角度からの到来波が、移動受信によって各々周波数シフト（以下、ドップラーシフトという。）を引き起こし、これらが足し合わされる環境（以下、多重ドップラーシフト環境という。）によって発生する、ＯＦＤＭ信号のキャリア間干渉を、ビームスペースアダプティブアレーアンテナ（以下、ＢＳＡＡＡという。）を用いて補償する技術が記載されている。このＢＳＡＡＡを用いて補償する方式は、固定重み係数で形成される指向性ビームをマルチビーム型に配置し、３６０度全方位を万遍なくカバーすることにより、複数の到来方向からの受信波を各指向性ビームで分離受信して、各々ドップラーシフトをＡＦＣ（Ａｕｔｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌ）によって補償し、ＡＦＣ後の全ての信号に対してサブキャリア毎の最大比合成を行うものである。
【０００３】
また、特許文献１には、多重ドップラーシフト環境によって発生する、ＯＦＤＭ信号のキャリア間干渉を、異なる到来波を異なる指向性ビームでそれぞれ分離合成するマルチビーム型適応指向性制御方式により補償する技術が記載されている。この方式は、参照信号を必要とせず、相関行列の固有ベクトルを重み係数として直接求めることで、第１固有ベクトル、第２固有ベクトルの順に各到来波に対応する固有ベクトルビーム（指向性ビーム）を求めるものである。この方式では、ベキ乗法および減次という処理を組み合わせることにより、高速に計算することができる。
【０００４】
【非特許文献１】ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ  Ｃｏｍｍｕｎ  Ｖｏｌ．Ｅ８７−Ｂ，Ｎｏ．１，Ｐａｇｅ．２０−２８，Ｊａｎ．２００４，「Ｂｅａｍ−Ｓｐａｃｅ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ａｒｒａｙ  Ａｎｔｅｎｎａ  ｆｏｒ  Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｎｇ  ｔｈｅ  Ｄｏｐｐｌｅｒ  Ｓｐｒｅａｄ  ｉｎ  ＯＦＤＭ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ」
【特許文献１】特開２００６−５４６０３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
前述の非特許文献１の方式では、固定重み係数を用いて指向性ビームを形成することから、各指向性ビームのメインビーム方向に所望波が到来し、ダイナミックレンジを確保できる方向から不要波が到来してくる場合は、所望波と不要波を分離して受信することができ、ドップラーシフトで生じるキャリア間干渉を補償することが可能となる。しかしながら、ダイナミックレンジを確保できない方向から不要波が到来してくる場合は、不要波成分も受信することになる。このため、この方式では、所望波と不要波を分離して受信することができず、ドップラーシフトで生じるキャリア間干渉を補償することができない場合があるという問題があった。
【０００６】
また、前述の特許文献１の方式は、固有ベクトルを収束させるために必要な計算量を少なくすることを目的としており、ある計算区間で求めた固有ベクトルを、次の計算区間で求める予定の固有ベクトルの初期ベクトルとして使用する（順次更新する）ことにより実現している。したがって、低速で移動する受信環境のように、計算区間同士の信号レベルの変動速度が遅い場合は問題はない。しかしながら、高速で移動する受信環境のように、計算区間同士の信号レベルの変動速度が速い場合は、固有ベクトルを収束させることができず、受信品質が劣化するという問題があった。
【０００７】
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、固定受信環境及び移動受信環境を問わず、あらゆる方向から到来する複数の到来波を受信する際に、受信品質劣化を補償することが可能なＯＦＤＭ受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、請求項１の発明は、ＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタル伝送の受信装置において、Ｋ本の複数のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部と、前記アレーアンテナ部を介して受信したＫ素子分のＯＦＤＭ信号をＩＱ信号に直交復調する直交復調部と、前記ＩＱ信号に基づいてＮの複数の系統の指向性ビームを形成し、Ｎ系統の指向性ビームに対応するアレー合成用重み係数とＮ系統に分配した前記ＩＱ信号とからアレー合成信号を生成し、前記アレーアンテナ部への到来波を分離したＮ系統の信号を生成する指向性形成部と、前記生成されたＮ系統の信号に対し、周波数シフトを補償するＡＦＣ部と、前記補償されたＮ系統の信号の各信号レベルを測定し、その信号レベルの高い上位Ｌ系統の信号を選択切換する信号選択切換部と、前記Ｌ系統の信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部とを備え、前記指向性形成部は、前記直交復調されたＩＱ信号について、予め設定されたサンプル数分のデータを蓄積するサンプルバッファ部と、前記サンプルバッファ部から読み出したＩＱ信号を分配する分配部と、前記分配されたＩＱ信号におけるＫ素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記Ｎ系統に対応する到来角情報を持つベクトルとに基づいて、Ｎ系統のアレー合成用重み係数を計算するアレー合成用重み係数計算部と、前記分配されたＮ系統のＩＱ信号を、前記アレー合成用重み係数計算部における処理時間分遅延させる遅延調整部と、前記遅延されたＮ系統のＩＱ信号と前記Ｎ系統のアレー合成用重み係数とからアレー合成信号を生成するアレー合成信号生成部とを備えたことを特徴とする。
【０００９】
また、請求項２の発明は、前記指向性形成部のアレー合成用重み係数計算部が、ＭＳＮ手法（Ｍａｘｉｍａｌ  ＳＮＲ  Ｍｅｔｈｏｄ）により、前記分配されたＩＱ信号におけるＫ素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記Ｎ系統に対応する到来角情報を持つステアリングベクトルとに基づいて、Ｎ系統のアレー合成用重み係数を計算することを特徴とする。
【００１０】
また、請求項３の発明は、前記指向性形成部のアレー合成用重み係数計算部が、ＤＣＭＰ手法（Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｌｙ  Ｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ  Ｍｉｎｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｐｏｗｅｒ  Ｍｅｔｈｏｄ）により、前記分配されたＩＱ信号におけるＫ素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記Ｎ系統に対応する到来角情報を持つ拘束ベクトルとに基づいてＮ系統のアレー合成用重み係数を計算することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項４の発明は、前記信号選択切換部が、前記ＡＦＣ部により補償されたＮ系統の信号の各信号レベルを測定し、系統番号及びレベル値を出力するレベル測定部と、  前記出力された系統番号及びレベル値に基づいて、Ｎ系統の系統番号のうちのレベル値の高い上位Ｌ系統の系統番号を判定するレベル判定部と、前記判定されたＬ系統の系統番号に基づいて、Ｎ系統の信号のうちのＬ系統の信号を選択切換し、予め設定された時間分遅延させて前記Ｌ系統の信号を出力する選択切換部とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
また、請求項５の発明は、前記ダイバーシティ合成部が、前記Ｌ系統の信号における周波数領域の信号から算出した伝送路特性を入力し、シンボルフィルタ処理を行うシンボルフィルタ部と、前記信号選択切換部のレベル判定部からＬ系統の系統番号を入力し、該Ｌ系統の系統番号と前記信号選択切換部の選択切換部における遅延時間とに基づいて、シンボルフィルタ処理を特定するための信号を出力するシンボルフィルタ指定部とを備えて、前記Ｌ系統の信号をサブキャリア毎に最大比合成し、前記シンボルフィルタ部が、前記シンボルフィルタ指定部からのシンボルフィルタ処理を特定するための信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部に伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿補間により求めた伝送路特性と、時間方向に１シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第２の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に１シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性と、本来のＳＰ位置の伝送路特性を削除して０とした伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第３の補間処理と行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルしかない場合に、前記シンボルフィルタ処理を行わない第４の補間処理とを行うことを特徴とする。
【００１３】
また、請求項６の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置のうちの信号選択切換部を備えておらず、前記アレーアンテナ部、直交復調部、指向性形成部、ＡＦＣ部及びダイバーシティ合成部を備え、Ｎ＝Ｌとしたことを特徴とする。
【００１４】
また、請求項７の発明は、請求項１から５までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ受信装置において、ＡＦＣ部と信号選択切換部との配置位置を入れ換え、信号選択切換部の後段にＡＦＣ部を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
以上のように、本発明によれば、固定受信環境及び移動受信環境を問わず、あらゆる方向から到来する複数の到来波を受信する際に、受信品質劣化を補償することが可能なＯＦＤＭ受信装置を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。図１は、本発明による実施例１のＯＦＤＭ受信装置を示すシステム構成図である。このＯＦＤＭ受信装置１は、Ｋ本のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部１０と、Ｋ素子分の受信ＯＦＤＭ信号を復調してＩＱ信号（Ｉ：Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ（同相成分）、Ｑ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ（直交成分））を得る直交復調部２０と、Ｎ系統の指向性ビームを適応的に形成し、Ｎ系統のアレー合成用重み係数と直交復調部２０からのＩＱ信号からＮ系統のアレー合成信号を計算する指向性形成部３０と、指向性形成部３０によりＮ系統の適応指向性ビームで各到来波を分離して受信（以下、分離受信という。）した後に、ドップラーシフト補償したＮ系統の信号を生成して出力するＡＦＣ部４０と、ＡＦＣ部４０からのＮ系統の合成信号の各信号レベルを測定し、その測定値の高い上位Ｌ系統を選択切換して出力する信号選択切換部５０と、信号選択切換部５０からのＬ系統の出力信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部６０とを備えて構成される。以下、各部の詳細について説明する。
【００１７】
〔アレーアンテナ部〕
アレーアンテナ部１０は、Ｋ本のアンテナを各アレー素子として構成するアンテナ部であり、配置によって様々な形状のアレーアンテナ部とすることができる。図２は、図１に示したアレーアンテナ部１０のアレー素子の配置例を示す図である。図２において、（ａ）は各アレー素子を線上に配置した線形アレーを示している。（ｂ）は各アレー素子を平面上に配置した平面アレーを示している。（ｃ）は各アレー素子を円形に配置した円形アレーを示している。尚、図２（ａ）〜（ｃ）に示したアレーアンテナ部１０の配置は一例であり、他の配置により構成するようにしてもよい。また、アレー素子の間隔は等間隔であってもよいし、不等間隔であってもよい。
【００１８】
〔直交復調部〕
直交復調部２０は、アレーアンテナ部１０からＫ素子分の受信ＯＦＤＭ信号を入力し、これらの受信ＯＦＤＭ信号を直交復調してＩＱ信号を生成し、Ｋ素子分のＩＱ信号を出力する。ここで、ＩＱ信号は、等価ベースバンド信号であり、以下、ＩＱ信号を等価ベースバンド信号として説明する。尚、直交復調処理をＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号で行って、そのあと等価ベースバンドに変換してもかまわない。
【００１９】
図３は、図１に示した直交復調部２０の構成を示す図である。この直交復調部２０は、Ｋ素子分のＢＰＦ（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）部２１、ローカル信号発生部２２、π/２移相器２６、２個のＫ分配部２３−１，２３−２、（Ｋ素子×２）個の乗算部２４−１，２４−２、及び（Ｋ素子×２）個のＬＰＦ部２５−１，２５−２を備えて構成される。
【００２０】
ＢＰＦ部２１は、アレーアンテナ部１０からのＫ素子分の受信ＯＦＤＭ信号を入力し、予め設定された周波数範囲の信号のみを通過させる。ローカル信号発生部２２は、予め設定されたローカル信号を発生し、Ｋ分配部２３−１は、そのローカル信号を等レベル及び同位相の信号に、Ｋ素子分の数だけ分配する。また、Ｋ分配部２３−２は、π/２移相器２６で位相がπ/２シフトされたローカル信号を等レベル及び同位相の信号に、Ｋ素子分の数だけ分配する。乗算部２４−１，２４−２は、ＢＰＦ部２１通過後の信号と、Ｋ分配部２３−１，２３−２により分配されたローカル信号とをそれぞれ乗算（直交復調）し、Ｋ素子分のＩ信号とＱ信号を各々出力する。ＬＰＦ部２５は、Ｋ素子分のＩＱ信号をそれぞれ入力し、予め設定された遮断周波数以下の信号のみを通過させる。このようにして生成されたＫ素子分のＩＱ信号は、指向性形成部３０に送られる。
【００２１】
〔指向性形成部〕
指向性形成部３０は、直交復調部２０からのＫ素子分のＩＱ信号を入力し、Ｎ系統の指向性ビームを適応的に形成し、この指向性ビームを生成するアレー合成用重み係数と、入力したＩＱ信号とからＮ系統のアレー合成信号（ＩＱ信号）を生成して出力する。
【００２２】
図４は、図１に示した指向性形成部３０の構成を示す図である。この指向性形成部３０は、Ｍサンプルバッファ部３１、（Ｎ＋１）分配部３２、アレー合成用重み係数計算部３３、Ｎ系統の遅延調整部３４、及びＮ系統のアレー合成信号生成部３５を備えて構成される。
【００２３】
Ｍサンプルバッファ部３１は、直交復調部２０からのＫ素子分のＩＱ信号を入力し、図示しない入出力タイミング発生部からの入出力タイミング信号に従って、Ｍサンプル分のＩＱ信号を蓄積して書き込み、読み出す。Ｍサンプルバッファ部３１は、ＦＩＦＯ（Ｆｉｒｓｔ  Ｉｎ  Ｆｉｒｓｔ  Ｏｕｔ）構成のように、データを書き込んで読み出す場合に、書き込んだ順番どおりにデータを読み出す構成となっており、入出力タイミング信号により、データの入出力を行うサンプル単位が指定される。（Ｎ＋１）分配部３２は、Ｍサンプルバッファ部３１からのＭサンプル単位のＩＱ信号を入力し、信号レベルが同一であって時間的に同期している信号を（Ｎ＋１）系統に分配して出力する。ここでは、Ｍサンプルバッファ部３１であるメモリの一例としてＦＩＦＯを利用した場合を示したがこれに限るものではなく、同様な処理を行うもので代用してもかまわない。
【００２４】
アレー合成用重み係数計算部３３は、（Ｎ＋１）分配部３２により分配された（Ｎ＋１）系統のＩＱ信号のうち１系統のＩＱ信号を入力し、図示しないステップ角発生部からのステップ角を入力し、後述する手法によりアレー合成用重み係数の最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）を計算する。尚、最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）はベクトルで表され、Ｗｏｐｔ（ｎ）＝［ｗ１（ｎ），ｗ２（ｎ），・・・，ｗｋ（ｎ）］である（以下、同じ。）。ここで、ｎは指向性ビーム番号（最大はＮ）であり、後述する（１）式に示すように、ステップ角Ａに従って増減される。尚、前述した（Ｎ＋１）分配部３２により分配されるＩＱ信号の系統数Ｎは、予め設定されたステップ角Ａにより予め設定される。
【００２５】
遅延調整部３４は、（Ｎ＋１）分配部３２により分配された（Ｎ＋１）系統のＩＱ信号のうちの残りのＮ系統のＩＱ信号をそれぞれ入力し、アレー合成用重み係数計算部３３の処理時間を考慮した時間分遅延調整し、遅延調整したＩＱ信号を出力する。アレー合成信号生成部３５は、アレー合成用重み係数計算部３３により計算されたアレー合成用重み係数の最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）と遅延調整部３４からのＩＱ信号［ｘ１，ｘ２，・・・，ｘｋ］とを、図５に示すように、乗算部３６によりそれぞれ複素乗算後、加算部３７によりＫ素子の各素子成分を加算し、Ｎ系統のアレー合成信号ｙ（ｎ）を生成する。このように生成されたＮ系統の合成出力信号（ＩＱ信号）は、ＡＦＣ部４０に送られる。
【００２６】
以下、アレー合成用重み係数計算部３３における適応指向性形成のアルゴリズムについて、Ｍ−ＭＳＮ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｍａｘｉｍａｌ  ＳＮＲ  Ｍｅｔｈｏｄ）アダプティブアレー方式を用いた場合、及びＭ−ＤＣＭＰ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｌｙ  Ｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ  Ｍｉｎｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｐｏｗｅｒ  Ｍｅｔｈｏｄ）アダプティブアレー方式を用いた場合についてそれぞれ説明する。
【００２７】
〔Ｍ−ＭＳＮアダプティブアレー方式〕
ＭＳＮ（最大ＳＮＲ法）アダプティブアレー方式は、所望波の到来方向（Ｖ：ステアリングベクトル）が既知であるという条件の下で適応的に指向性を制御する手法である。地上デジタル放送の移動受信環境は、複数の所望波を受信する多重ドップラーシフト環境であると考えることもできるため、複数の到来方向を各々参照信号とするＮ個の指向性ビームの最適ウェイトを求め、到来波成分を分離し、後段でダイバーシティ合成する手法が有効である。尚、ＭＳＮアダプティブアレー方式の詳細については、「菊間著、“アレーアンテナによる適応信号処理”、科学技術出版」の文献を参照されたい。
【００２８】
ここで説明するＭ−ＭＳＮアダプティブアレー方式は、ＭＳＮアダプティブアレー方式を拡張したものであり、複数の所望波の到来方向を推定するため、（１）式に示すように、Ａ度ステップで得られるＮ系統分のステアリングベクトルを使用して最適ウェイトを求める。
【数１】
2008178044.tif 000003
【００２９】
Ｍ−ＭＳＮアダプティブアレーの最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）は、（２）式により求めることができる。尚、Ｒｘｘは相関行列である。前述のように、最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）及びＶ（ｎ）はベクトルで表される。
【数２】
2008178044.tif 000004
【００３０】
図６は、図４に示したアレー合成用重み係数計算部３３において求める最適ウェイトの計算手順を示すフローチャート図である。以下、図６のフローチャート図に従って説明する。
【００３１】
（ステップ５０１）
まず、アレー合成用重み係数計算部３３は、Ｒｘｘ（相関行列）を計算する。相関行列Ｒｘｘは、各アレー素子の受信信号の相関値を行列表現したものであり、入力ベクトルＸ（ｔ）と入力ベクトルの複素共役転置Ｘ（ｔ）Ｈとの内積を取り、Ｍサンプル分の時間的な加算平均を行うことにより求めることができる。
【数３】
2008178044.tif 000005
ここで、Ｍはサンプル数、Ｋはアレー素子数、Ｈは複素共役転置、Ｔは転置を示す。
【００３２】
（ステップ５０２）
次に、アレー合成用重み係数計算部３３は、相関行列Ｒｘｘの逆行列Ｒｘｘ−１を計算する。逆行列Ｒｘｘ−１は、例えば、ガウスの消去法、ＬＵ分解等の計算アルゴリズムを用いて求めることができる。尚、逆行列の計算手法の詳細については、「戸川著、“科学技術計算ハンドブック”、サイエンス社」を参照されたい。
【００３３】
（ステップ５０３）
次に、アレー合成用重み係数計算部３３は、Ｖ（ｎ）（ステアリングベクトル）を計算する。ステアリングベクトルＶ（ｎ）は、指向性ビームのメインローブ方向を決めるものであり、（４）式により表される。
【数４】
2008178044.tif 000006
【００３４】
尚、Ｋ素子が等間隔に配置された線形アレーの場合のυＫ（ｎ）は（５）式となる。
【数５】
2008178044.tif 000007
【００３５】
（ステップ５０４）
次に、アレー合成用重み係数計算部３３は、最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）を計算する。
【数６】
2008178044.tif 000008
【００３６】
（ステップ５０５）
最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）はＮ通りの値があるため、アレー合成用重み係数計算部３３は、前述のステップ５０３，５０４をＮ通り計算する。なお、このＮ通りの計算は時系列に行うものではなく、同時に行うものとする。
【００３７】
〔Ｍ−ＤＣＭＰアダプティブアレー方式〕
ＤＣＭＰ（方向拘束付出力電力最小化法）アダプティブアレー方式は、所望波（複数も可）の拘束方向（Ｃ：拘束行列）を指定し、拘束条件で保護する成分はそのままにし、保護されない他の成分を抑圧するように出力電力を最小化する手法である。ＤＣＭＰアダプティブアレーの最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）を（７）式に示す。最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）は、拘束行列Ｃで拘束する所望波成分に拘束応答ベクトルＨで重み付けをすることにより求めることができる。尚、ＤＣＭＰアダプティブアレー方式の詳細については、「菊間著、“アレーアンテナによる適応信号処理”、科学技術出版」の文献を参照されたい。
【数７】
2008178044.tif 000009
【数８】
2008178044.tif 000010
【数９】
2008178044.tif 000011
【００３８】
地上デジタル放送の移動受信環境は、複数の所望波を受信する多重ドップラーシフト環境であると考えることもできるため、複数の到来方向を各々参照信号とするＮ個の指向性ビームの最適ウェイトを求め、到来波成分を分離し、後段でダイバーシティ合成する手法が有効である。ここで説明するＭ−ＤＣＭＰアダプティブアレー方式は、ＤＣＭＰアダプティブアレー方式を拡張したものであり、Ｍ−ＭＳＮアダプティブアレー方式と同様に、複数の所望波の到来方向を推定するため、拘束条件を単一方向にし、また拘束応答ベクトルをＨ＝１とした場合のＡ度ステップで得られるＮ系統分の拘束ベクトルＣ（ｎ）（＝ステアリングベクトル）を使用して最適ウェイトを求める。
【００３９】
したがって、Ｍ−ＤＣＭＰアダプティブアレーの最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）は（１０）式となる。
【数１０】
2008178044.tif 000012
以下、最適ウェイトの計算手順を、図６のフローチャート図に従って説明する。
【００４０】
（ステップ５０１，５０２）
アレー合成用重み係数計算部３３は、Ｒｘｘ（相関行列）を計算し、相関行列Ｒｘｘの逆行列Ｒｘｘ−１を計算する。この計算処理は、前述したとおりである。
【００４１】
（ステップ５０３）
次に、アレー合成用重み係数計算部３３は、拘束ベクトルＣ（ｎ）を計算する。拘束ベクトルＣ（ｎ）は、指向性ビームのメインローブ方向を決めるものであり、（１１）式により表される。
【数１１】
2008178044.tif 000013
【００４２】
尚、Ｋ素子が等間隔に配置された線形アレーの場合のｃＫ（ｎ）は（１２）式となる。
【数１２】
2008178044.tif 000014
【００４３】
（ステップ５０４）
次に、アレー合成用重み係数計算部３３は、最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）を計算する。
【数１３】
2008178044.tif 000015
【００４４】
（ステップ５０５）
最適ウェイトＷｏｐｔ（ｎ）はＮ通りの値があるため、アレー合成用重み係数計算部３３は、前述のステップ５０３，５０４をＮ通り計算する。なお、このＮ通りの計算は時系列に行うものではなく、同時に行うものとする。
【００４５】
〔ＡＦＣ部〕
図１に戻って、ＡＦＣ部４０は、指向性形成部３０によりＮ系統の指向性ビームによって到来波を分離受信した後、指向性形成部３０からのＮ系統のアレー合成信号（ＩＱ信号）を入力し、ドップラーシフトの周波数を推定して補償し、ドップラー補償後のＩＱ信号を出力する。
【００４６】
図７は、図１に示したＡＦＣ部４０の構成を示す図である。このＡＦＣ部４０は、有効シンボル長遅延部４１−１，４１−２、乗算部４２−１，４２−２、移動平均部４３−１，４３−２、ドップラー周波数計算部４４、及び周波数補正部４５をそれぞれＮ系統分備えて構成される。
【００４７】
有効シンボル長遅延部４１−１は、指向性形成部３０からのＩ信号Ｉ（ｔ）を入力し、有効シンボル期間Ｔｕ遅延されたＩ信号Ｉ（ｔ＋Ｔｕ）を生成する。また、有効シンボル長遅延部４１−２は、指向性形成部３０からのＱ信号Ｑ（ｔ）を入力し、有効シンボル期間Ｔｕ遅延されたＱ信号Ｑ（ｔ＋Ｔｕ）を生成する。
【００４８】
乗算部４２−１は、指向性形成部３０からのＩ信号Ｉ（ｔ）と、有効シンボル長遅延部４１−１により遅延されたＩ信号Ｉ（ｔ＋Ｔｕ）とを乗算する（相関をとる）。また、乗算部４２−２は、指向性形成部３０からのＩ信号Ｉ（ｔ）と、有効シンボル長遅延部４１−２により遅延されたＱ信号Ｑ（ｔ＋Ｔｕ）とを乗算する（相関をとる）。
【００４９】
移動平均部４３−１は、乗算部４２−１により乗算された信号について、ガードインターバル期間のサンプル（ＮＴｇ）分の移動平均をとったＳｉｉ（ｔ）を生成する。また、移動平均部４３−２は、乗算部４２−２により乗算された信号について、ガードインターバル期間のサンプル（ＮＴｇ）分の移動平均をとったＳｉｑ（ｔ）を生成する。これらの信号Ｓｉｉ（ｔ）及びＳｉｑ（ｔ）は、ドップラー周波数計算部４４に送られる。
【００５０】
Ｓｉｉ（ｔ）及びＳｉｑ（ｔ）は、（１４）式及び（１５）式によりそれぞれ計算する。
【数１４】
2008178044.tif 000016
【数１５】
2008178044.tif 000017
【００５１】
ドップラー周波数計算部４４は、移動平均部４３−１，４３−２により算出されたＳｉｉ（ｔ）及びＳｉｑ（ｔ）から、ＯＦＤＭシンボル毎にＩシンボル分の加算平均を行い、（１６）式によってドップラー周波数ｆｄを計算する。
【数１６】
2008178044.tif 000018
【００５２】
周波数補正部４５は、指向性形成部３０からのＩＱ信号と、ドップラー周波数計算部４４からのドップラー周波数ｆｄとをそれぞれ入力し、ドップラー周波数ｆｄを位相回転量θｆｄに換算した（１７）式及び（１８）式により、ドップラー補償後のＩＱ信号を得る。
【数１７】
2008178044.tif 000019
【数１８】
2008178044.tif 000020
【００５３】
このような処理がＮ系統分行われ、得られたドップラー補償後のＮ系統のＩＱ信号は、信号選択切換部５０に送られる。尚、前述したＡＦＣ部４０によるドップラー補償の手法はフィードフォワード型を例として説明したが、ドップラー補償の手法にはその他多くの手法があり、本発明をフィードフォワード型に限定するものではない。
【００５４】
〔信号選択切換部〕
信号選択切換部５０は、ＡＦＣ部４０からドップラー補償後のＮ系統のＩＱ信号を入力し、各信号レベルを測定し、Ｎ系統の信号レベル測定値のうちの予め設定されたＬ系統（Ｌ＜Ｎ）について、信号レベル測定値の高い上位Ｌ系統を選択し、Ｌ系統のＩＱ信号を出力する。
【００５５】
図８は、図１に示した信号選択切換部５０の構成を示す図である。この信号選択切換部５０は、Ｎ系統のＭサンプルレベル測定部５１、レベル判定部５２、及び選択切換部５３を備えて構成される。選択切換部５３は、入力ポート５４、出力ポート５５、及びＬ系統の遅延部５６を備えている。
【００５６】
Ｍサンプルレベル測定部５１は、ＡＦＣ部４０からのＮ系統のＩＱ信号を入力し、（１９）式によりＭサンプル期間における平均信号レベルを測定し、系統番号（１，２，・・・，Ｎ）及びレベル値（例えば、−１０ｄＢｍ）をレベル判定部５２に出力する。
【数１９】
2008178044.tif 000021
【００５７】
レベル判定部５２は、Ｎ系統のＭサンプルレベル測定部５１から系統番号及びレベル値を入力し、レベル値を基準にしてＮ系統の信号から信号レベルの高い上位Ｌ系統の信号を選択し、選択した系統番号を選択切換部５３及び後述するシンボルフィルタ指定部６９（図９を参照）に出力する。
【００５８】
選択切換部５３は、レベル判定部５２からＬ系統の系統番号を入力し、この系統番号に基づいて、Ｍサンプルレベル測定部５１から入力ポート５４に入力したＮ系統のＩＱ信号のうち、出力ポート５５から出力するＬ系統のＩＱ信号に切り換えるために、入力ポート５４と出力ポートとの接続を切り換える。そして、選択切換部５３の遅延部５６は、出力ポート５５からのＬ系統のＩＱ信号に対し、後述するダイバーシティ合成部６０のシンボルフィルタ部６３（図９を参照）における切り換え対応処理の準備時間分遅延させて出力する。
【００５９】
後述するダイバーシティ合成部６０は、伝送路推定処理において一般的な伝送路推定方式を利用した場合、伝送路推定対象であるシンボルを含めて計７シンボルを使用した時間内挿処理を行うことから、選択切換部５３において選択されていた系統の信号と、選択切換後に選択された新たな系統の信号とを使用して伝送路推定を行う場合が発生し、受信品質劣化が生じてしまう。そこで、選択切換部５３は、Ｌ系統の遅延部５６を備え数シンボルの遅延を生じさせることにより、ダイバーシティ合成部６０のシンボルフィルタ部６３において選択切換部５３での切り換えタイミングに合った伝送路推定のフィルタ処理が行われるように、切換対応処理の準備時間を与える。具体的には、遅延部５６は、シンボルフィルタ部６３において後述する補間処理Ｉ（図１１を参照）を行う場合に少なくとも７シンボル分データ蓄積を与え、補間処理IIを行う場合に少なくとも５シンボル分のデータ蓄積を与え、補間処理IIIを行う場合に少なくとも３シンボル分のデータ蓄積を与え、補間処理IVを行う場合に少なくとも１シンボル分のデータ蓄積を与える必要があることから、結果として、少なくとも７シンボル期間の遅延を与えるものとする。尚、伝送路推定の対象シンボルは、計7シンボルデータのうちの４番目のシンボルデータを使用して行うものとする。
【００６０】
また、選択切換部５３において選択切り換えが頻繁に発生しないように、一度選択された信号は、選択されなくなるまで入力ポート５４と出力ポート５５との間の接続を換えないものとする。尚、前述の信号選択切換部５０では、信号選択基準として信号レベルを用いたが、信号品質（ＭＥＲ：変調誤差比  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｉｏ）を選択基準として用いるようにしてもよい。
【００６１】
〔ダイバーシティ合成部〕
ダイバーシティ合成部６０は、信号選択切換部５０からＬ系統のＩＱ信号を入力し、Ｌ系統のダイバーシティ合成をする際に、サブキャリア毎に最大比合成を行い、最大比合成後のＩＱ信号を出力する。
【００６２】
図９は、図１に示したダイバーシティ合成部６０の構成を示す図である。このダイバーシティ合成部６０は、ＦＦＴ部６１、ＳＰ抽出部６２−１、ＳＰ発生部６２−２、除算部６２−３、シンボルフィルタ部６３、キャリアフィルタ部６４、ダイバーシティ合成用重み係数計算部６５、遅延調整部６６、及び乗算部６７をそれぞれＬ系統分備えて構成され、さらに、シンボルフィルタ指定部６９及び同相合成部６８を備えて構成される。
【００６３】
ＦＦＴ部６１は、信号選択切換部５０からＬ系統のＩＱ信号を入力し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。ＳＰ抽出部６２−１は、ＦＦＴ部６１からの周波数領域の信号を入力し、復調の際の基準信号となるＳＰ信号を抽出する。
ＳＰの位置ｋｐは（２０）式により定義される。
【数２０】
2008178044.tif 000022
【００６４】
ＳＰ発生部６２−２は、既知のＳＰ信号を発生する。除算部６２−３は、ＳＰ抽出部６２−１により抽出されたＳＰ信号とＳＰ発生部６２−２により発生された既知のＳＰ信号とを複素除算する。これにより、ＳＰの位置の伝送路特性（振幅と位相）
2008178044.tif 000023
を求めることができる。
【００６５】
シンボルフィルタ部６３は、時間方向の内挿処理であるシンボルフィルタ処理を行い、キャリアフィルタ部６４は、周波数方向の内挿処理であるキャリアフィルタ処理を行い、これらの処理により、各系統のサブキャリア毎の伝送路特性Ｈｌ（ｓ，ｃ）を推定する。ダイバーシティ合成用重み係数計算部６５は、伝送路特性Ｈｌ（ｓ，ｃ）を使用して最大比合成用のサブキャリア毎の重み係数Ｗｌ（ｓ，ｃ）を求める。乗算部６７は、ダイバーシティ合成用重み係数計算部６５からの重み係数Ｗｌ（ｓ，ｃ）と、ＦＦＴ部６１からのもう一方の出力信号とを複素乗算する。ここで、ＦＦＴ部６１からのもう一方の出力信号は、遅延調整部６６により、ＳＰ抽出部６２−１、除算部６２−３、シンボルフィルタ部６３、キャリアフィルタ部６４およびダイバーシティ合成用重み係数計算部６５の処理時間分遅延される。同相合成部６８は、乗算部６７からの各系統の出力信号を同相合成して出力する。ここで、ｓはシンボル番号、ｃはサブキャリア番号、ｌはダイバーシティ合成部への入力番号を示す。
【００６６】
以下、シンボルフィルタ処理、キャリアフィルタ処理、最大比合成処理、及び伝送路推定手法について説明する。
【００６７】
〔シンボルフィルタ処理〕
シンボルフィルタ部６３によるシンボルフィルタ処理の一例として直線内挿手法を説明する。
【００６８】
ＳＰの位置の伝送路特性
2008178044.tif 000024
、及びこのシンボルよりも４シンボル後のＳＰの位置の伝送路特性
2008178044.tif 000025
が除算部６２−３により既に算出されていると仮定すると、残りのシンボルは、まずシンボル間の差分量ΔＨｌ，ｋｐを（２１）式により計算し、残りの各シンボルの伝送路特性を（２２）式により推定する。
【数２１】
2008178044.tif 000026
【数２２】
2008178044.tif 000027
【００６９】
〔キャリアフィルタ処理〕
次に、キャリアフィルタ部６４によるキャリアフィルタ処理の一例としてＦＦＴ法を説明する。ＦＦＴ法では、まずシンボルフィルタ部６３により推定された伝送路特性以外に零内挿を行う。
【数２３】
2008178044.tif 000028
【００７０】
さらに、ＯＦＤＭ信号帯城端の誤差を低減するため、ＯＦＤＭ信号帯域の左端及び右端にＡ及びＢで示したベクトルを挿入し、ＩＦＦＴを行う。ｃｌはＯＦＤＭの総キャリア数である。
【数２４】
2008178044.tif 000029
【数２５】
2008178044.tif 000030
【数２６】
2008178044.tif 000031
【数２７】
2008178044.tif 000032
【００７１】
その後、折り返し除去のため、帯域制限フィルタ係数Ｆを
2008178044.tif 000033
に乗算し、フーリエ変換して伝送路特性Ｈｌ（ｓ，ｃ）を得る。
【数２８】
2008178044.tif 000034
【００７２】
〔最大比合成処理〕
ダイバーシティ合成用重み係数計算部６５は、シンボルフィルタ処理及びキャリアフィルタ処理の２次元フィルタを行うことにより得られた伝送路特性Ｈｌ（ｓ，ｃ）から、最大比合成用のダイバーシティ合成用重み係数をサブキャリア毎に算出する。系統間の重み割合は、（２９）式に示すように伝送路推定値の大小によって決定される。尚、
2008178044.tif 000035
はＨｌの共役複素数である。
【数２９】
2008178044.tif 000036
【００７３】
〔伝送路推定手法〕
マルチパスフェージング影響下では、シンボルフィルタ部６３の内挿処理の違いにより移動受信特性やマルチパス耐性が異なる。ここでは、一般的な伝送路推定方式と高速移動受信用の伝送路推定方式について説明する。一般的な伝送路推定方式は、図１０（ａ）に示すように、時間的に計７シンボル離れたＳＰを使用して直線内挿する方式であるため、時変動の影響を受けやすい。しかし、マルチパス環境下では周波数方向に３キャリア毎に内挿されたＳＰを使用して伝送路推定を行うため、長い遅延時間のマルチパス波の影響を受けにくい。一方、高速移動受信用の伝送路推定方式は、図１０（ｂ）に示すように、時間方向の内挿は行わず、周波数方向の内挿処理のみを行う方式であるため、時変動に強い。しかし、マルチパス環境下では、周波数方向の１２キャリア毎のＳＰしか使用しないため、長い遅延時間のマルチパス波の影響を受けやすい。
【００７４】
〔切換対策用のシンボルフィルタ処理〕
次に、シンボルフィルタ部６３による切換対策用のシンボルフィルタ処理について説明する。この処理は、信号選択切換部５０からの系統番号および信号選択切換部５０の遅延部５６における遅延時間（予め設定された遅延時間）に基づいて、補間処理を順次切り換えるものである。シンボルフィルタ指定部６９は、信号選択切換部５０のレベル判定部５２から系統番号を入力し、常に系統番号をモニターすることにより、何シンボル後に現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が送られてくるのかを知ることができる。すなわち、シンボルフィルタ指定部６９は、入力した系統番号が変化したことを判断した場合、そのときから、信号選択切換部５０の遅延部５６により信号を遅延させる予め設定された時間に相当するシンボル後に、新たな系統の信号が送られてくる切換発生ラインを認識する。したがって、シンボルフィルタ指定部６９は、入力した系統番号が変化したタイミング及びその後のタイムカウントによって切換発生ラインのタイミングを認識し、図１１に示す補間処理Ｉ〜IVを使い分け、シンボルフィルタ部６３に処理を行わせる。以下、βは非負整数である。尚、補間処理の優先順位は、Ｉ＞II＞III＞IVである。
【００７５】
（補間処理Ｉ）
この補間処理Ｉは、シンボルフィルタ指定部６９が、現在選択されている系統の信号に対して、異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。前述したシンボルフィルタ処理と同様の処理を行う。
【００７６】
（補間処理II）
この補間処理IIは、シンボルフィルタ指定部６９が、現在選択されている系統の信号に対して、異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。シンボルフィルタの対象区間に対して、（ａ）時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路応答を使用して直線内挿処理によって求めた伝送路応答と、（ｂ）時間方向に１シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路応答と、（ｃ）ＳＰ位置の伝送路応答とを使用して時間方向の伝送路推定を行う。
【数３０】
2008178044.tif 000037
【００７７】
（補間処理III）
この補間処理IIIは、シンボルフィルタ指定部６９が、現在選択されている系統の信号に対して、異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。シンボルフィルタの対象区間に対して、（ｄ）時間方向に１シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路応答と、（ｅ）本来のＳＰ位置の伝送路応答を削除して０となった伝送路応答とを使用して伝送路推定を行う。
【数３１】
2008178044.tif 000038
【００７８】
〔補間処理IV〕
この補間処理IVは、シンボルフィルタ指定部６９が、現在選択されている系統の信号に対して、異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルしかない場合に使用する。この処理ではシンボルフィルタ処理を行わない。
【００７９】
このように、シンボルフィルタ指定部６９は、入力した系統番号が変化したことを判断した場合、新たな系統の信号が送られてくるのが遅延部５６において予め設定された遅延時間に相当するシンボル後（７シンボル後）であることを判断する。この場合、シンボルフィルタ部６３に補間処理Ｉを引き続き行わせる。そして、シンボルフィルタ指定部６９は、タイムカウントにより、新たな系統の信号が送られてくるのが伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル後であることを判断すると、シンボルフィルタ部６３に補間処理IIを行わせる。さらに、伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル後であることを判断すると、シンボルフィルタ部６３に補間処理IIIを行わせる。そして、伝送路推定の対象シンボルしかない場合であることを判断すると、シンボルフィルタ部６３に補間処理IVを行わせる。
【００８０】
以上のように、実施例１のＯＦＤＭ受信装置１によれば、固定受信環境及び移動受信環境を問わず、あらゆる方向から到来する複数の到来波を受信する際に、受信品質劣化を補償することが可能となる。
【００８１】
〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。図１２は、本発明による実施例２のＯＦＤＭ受信装置を示すシステム構成図である。このＯＦＤＭ受信装置２は、アレーアンテナ部１０、直交復調部２０、指向性形成部３０、ＡＦＣ部４０、及びダイバーシティ合成部６０を備えて構成される。図１に示した実施例１のＯＦＤＭ受信装置１とこのＯＦＤＭ受信装置２とを比較すると、ＯＦＤＭ受信装置２は、ＯＦＤＭ受信装置１の構成のうちの信号選択切換部５０を備えていない点で相違する。
【００８２】
すなわち、ＯＦＤＭ受信装置２は、Ｋ本のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部１０と、Ｋ素子分の受信ＯＦＤＭ信号を復調してＩＱ信号を得る直交復調部２０と、Ｎ系統の指向性ビームを適応的に形成し、Ｎ系統のアレー合成用重み係数と直交復調部２０からのＩＱ信号とからＮ系統のアレー合成信号を計算する指向性形成部３０と、指向性形成部３０によりＮ系統の適応指向性ビームで各到来波を分離受信した後に、ドップラーシフト補償したＮ系統の信号を生成して出力するＡＦＣ部４０と、ＡＦＣ部４０からのＮ系統（この場合、Ｎ＝Ｌ）の合成信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部６０とを備えて構成される。各部の詳細については前述したので説明を省略する。
【００８３】
実施例２のＯＦＤＭ受信装置２によれば、実施例１のＯＦＤＭ受信装置１に比べて信号選択切換部５０を備えていないから、実施例１の効果に加えて、全体として装置構成が簡易になる。この構成は、指向性形成部３０の指向性ビーム数（Ｎ）が、例えば１〜４程度の少数の場合に適している。
【００８４】
〔実施例３〕
次に、実施例３について説明する。図１３は、本発明による実施例３のＯＦＤＭ受信装置を示すシステム構成図である。このＯＦＤＭ受信装置３は、アレーアンテナ部１０、直交復調部２０、指向性形成部３０、信号選択切換部５０、ＡＦＣ部７０、及びダイバーシティ合成部６０を備えて構成される。図１に示した実施例１のＯＦＤＭ受信装置１とこのＯＦＤＭ受信装置３とを比較すると、ＯＦＤＭ受信装置３は、ＡＦＣ部７０が信号選択切換部５０の後段に備えて構成される点、及び、ＯＦＤＭ受信装置１のＡＦＣ部４０にはＮ系統の信号が入力されることから、Ｎ系統分の処理部により構成されるのに対し、ＯＦＤＭ受信装置３のＡＦＣ部７０にはＬ系統の信号が入力されることから、Ｌ系統分の処理部により構成される点で相違する。
【００８５】
すなわち、ＯＦＤＭ受信装置３は、Ｋ本のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部１０と、Ｋ素子分の受信ＯＦＤＭ信号を復調してＩＱ信号を得る直交復調部２０と、Ｎ系統の指向性ビームを適応的に形成し、Ｎ系統のアレー合成用重み係数と直交復調部２０からのＩＱ信号からＮ系統のアレー合成信号を計算する指向性形成部３０と、指向性形成部３０からのＮ系統のアレー合成信号の各信号レベルを測定し、その測定値の上位Ｌ系統を選択切換して出力する信号選択切換部５０と、指向性形成部３０によりＮ系統の適応指向性ビームで各到来波を分離受信し、信号選択切換部５０によりＬ系統を選択切換した後に、ドップラーシフト補償したＬ系統の信号を生成して出力するＡＦＣ部７０と、ＡＦＣ部７０からのＬ系統の出力信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部６０とを備えて構成される。各部の詳細については前述したので説明を省略する。
【００８６】
実施例３のＯＦＤＭ受信装置３によれば、実施例１のＯＦＤＭ受信装置１に比べて、系統数の少ない信号を入力して処理するＡＦＣ部７０を備えているから、実施例１の効果に加えて、全体として装置構成が簡易になる。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】本発明による実施例１のＯＦＤＭ受信装置を示すシステム構成図である。
【図２】アレーアンテナ部の配置例を示す図である。
【図３】直交復調部の構成を示す図である。
【図４】指向性形成部の構成を示す図である。
【図５】アレー合成信号生成部の構成を示す図である。
【図６】アレー合成用重み係数計算部の計算手順を示すフローチャート図である。
【図７】ＡＦＣ部の構成を示す図である。
【図８】信号選択切換部の構成を示す図である。
【図９】ダイバーシティ合成部の構成を示す図である。
【図１０】一般的な伝送路推定方式及び高速移動受信用の伝送路推定方式を説明する図である。
【図１１】切換対策用のシンボルフィルタ処理を説明する図である。
【図１２】本発明による実施例２のＯＦＤＭ受信装置を示すシステム構成図である。
【図１３】本発明による実施例３のＯＦＤＭ受信装置を示すシステム構成図である。
【符号の説明】
【００８８】
１，２，３  ＯＦＤＭ受信装置
１０  アレーアンテナ部
２０  直交復調部
２１  ＢＰＦ部
２２  ローカル信号発生部
２３−１，２３−２  Ｋ分配部
２４−１，２４−２  乗算部
２５−１，２５−２  ＬＰＦ部
２６  π/２移相器
３０  指向性形成部
３１  Ｍサンプルバッファ部
３２  （Ｎ＋１）分配部
３３  アレー合成用重み係数計算部
３４  遅延調整部
３５  アレー合成信号生成部
３６  乗算部
３７  加算部
４０，７０  ＡＦＣ部
４１−１，４１−２  有効シンボル長遅延部
４２−１，４２−２  乗算部
４３−１，４３−２  移動平均部
４４  ドップラー周波数計算部
４５  周波数補正部
５０  信号選択切換部
５１  Ｍサンプルレベル測定部
５２  レベル判定部
５３  選択切換部
５４  入力ポート
５５  出力ポート
５６  遅延部
６０  ダイバーシティ合成部
６１  ＦＦＴ部
６２−１  ＳＰ抽出部
６２−２  ＳＰ発生部
６２−３  除算部
６３  シンボルフィルタ部
６４  キャリアフィルタ部
６５  ダイバーシティ合成用重み係数計算部
６６  遅延調整部
６７  乗算部
６８  同相合成部
６９  シンボルフィルタ指定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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