(57)【要約】【課題】出力電力の供給効率低下を防止しつつ、簡単な構成でスイッチング素子の間欠動作を防止することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。【解決手段】変換回路４２と、トランス４３と、整流回路４４と、コンデンサ４６と、補助電源４７から得られる電力により起動及び駆動を行い変換回路４２の動作を制御する制御回路２と、コンデンサ４６と制御回路２との間に設けられるダイオード３とを備えてＤＣ−ＤＣコンバータ１を構成し、コンデンサ４６からの出力をブリーダ抵抗の代わりに制御回路２によって消費させる。【選択図】図１
2008131754.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を備え、それら複数のスイッチング素子がそれぞれオン、オフすることにより、入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する変換回路と、
前記複数のスイッチング素子のそれぞれの動作を制御する制御回路と、
前記変換回路からの出力を昇圧または降圧するトランスと、
前記トランスからの出力を整流する整流回路と、
前記整流回路からの出力を平滑するコンデンサと、
前記コンデンサからの出力を前記制御回路に供給させると共に前記制御回路の電源からの出力が前記コンデンサへ供給されることを防止する逆流防止手段と、
を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記逆流防止手段は、ダイオードである、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記コンデンサと前記制御回路との間において前記逆流防止手段に直列接続される第１のスイッチと、
前記コンデンサにかかる電圧が第１の所定電圧以上になると、前記第１のスイッチをオンするスイッチ制御手段と、
を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項３に記載のＤＣーＤＣコンバータであって、
前記スイッチ制御手段は、前記コンデンサにかかる電圧が前記第１の所定電圧よりも大きい第２の所定電圧以上になると、前記第１のスイッチをオフする、
ことを特徴とするＤＣーＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記制御回路と前記電源との間に設けられる第２のスイッチと、
前記コンデンサにかかる電圧が第３の所定電圧以上になると、前記第２のスイッチをオフする電力切替制御手段と、
を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は、既存のＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、メイン電源４１から得られる直流電圧Ｖｉｎを交流電圧に変換して出力する変換回路４２と、その変換回路４２からの出力を降圧するトランス４３と、そのトランス４３からの出力を整流する整流回路４４と、コイル４５を介した整流回路４４からの出力を平滑するコンデンサ４６と、補助電源４７から得られる電力により起動及び駆動を行い変換回路４２へ制御信号を出力することで変換回路４２の動作を制御する制御回路４８とを備える。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の電力供給先である電子回路４９はコンデンサ４６に接続され、コンデンサ４６から電子回路４９へ直流電圧が出力されるものとする。
【０００３】
上記整流回路４４は、ダイオード５０、５１を備えて構成されている。すなわち、ダイオード５０のアノード端子がトランス４３の２次側コイルの一方端子に接続され、ダイオード５０のカソード端子がダイオード５１のカソード端子及びコイル４５を介したコンデンサ４６の一方端子に接続されている。ダイオード５１のアノード端子がトランス４３の２次側コイルの他方端子に接続されている。なお、トランス４３の２次側コイルの中間タップはコンデンサ４６の他方端子に接続されている。
【０００４】
上記変換回路４２は、互いに直列接続されるスイッチング素子５２、５３と、互いに直列接続されるスイッチング素子５４、５５とがそれぞれメイン電源４１に並列接続されると共にトランス４３の１次側コイルに並列接続されて構成されている。制御回路４８から出力される制御信号によりスイッチング素子５２、５５とスイッチング素子５３、５４とが交互にオン、オフすることでメイン電源４１から得られる直流電圧が交流電圧に変換されトランス４３の１次側コイルにかかる。スイッチング素子５２〜５５は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など特に限定されない。
【０００５】
上記制御回路４８は、補助電源４７から出力される電力が入力される電源部５６と、電子回路４９から要求される負荷に基づいて上記制御信号のデューティを決定する出力信号部５７とを備える。
【０００６】
ところで、電子回路４９から要求される負荷が軽い場合では、上記制御信号を出力するためのバッファ回路を構成する各トランジスタのそれぞれの閾値電圧のばらつきなどにより、スイッチング素子５２、５５またはスイッチング素子５３、５４への制御信号のデューティがほぼゼロになる状態が続いてスイッチング素子５２、５５またはスイッチング素子５３、５４が間欠動作してしまうおそれがある。そして、スイッチング素子５２、５５またはスイッチング素子５３、５４が間欠動作してしまうと、トランス４３の１次側コイルが間欠発振（偏励磁）してしまうという問題がある。
【０００７】
そこで、スイッチング素子５２〜５５の間欠動作を防止するために、図４に示すように、コンデンサ４６にブリーダ抵抗５８を並列に接続することが考えられる。この構成によれば、ブリーダ抵抗５８によりＤＣ−ＤＣコンバータ４０の出力電力を常時消費させることができるので、電子回路４９から要求される負荷が軽くても制御信号のデューティがゼロにならずスイッチング素子５２〜５５の間欠動作を防止することができる。
【０００８】
しかしながら、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、ブリーダ抵抗５８を設けるだけという簡単な構成でスイッチング素子５２〜５５の間欠動作を防止することができるが、ブリーダ抵抗５８によりＤＣ−ＤＣコンバータ４０の出力電力が常に消費されるため、その分出力電力の供給効率が低下してしまうという問題がある。
【０００９】
そこで、ブリーダ抵抗５８を設ける代わりに、電子回路４９から要求される負荷をセンサにより検出したときのみＤＣ−ＤＣコンバータ４０を動作させることが考えられる。（例えば、特許文献１参照）
【特許文献１】特開２０００−２９１１０７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上述のように、電子回路４９から要求される負荷をセンサにより検出したときのみＤＣ−ＤＣコンバータ４０を動作させるためには、電子回路４９から要求される負荷を検出するためのセンサやその検出した負荷に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ４０を動作させるか否かの判断をするための機能などが新たに必要になり、これらセンサや機能を実現させるためにはＤＣ−ＤＣコンバータ４０の構成が複雑になるという問題がある。
【００１１】
そこで、本発明では、出力電力の供給効率低下を防止しつつ、簡単な構成でスイッチング素子の間欠動作を防止することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のスイッチング素子を備え、それら複数のスイッチング素子がそれぞれオン、オフすることにより、入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する変換回路と、前記複数のスイッチング素子のそれぞれの動作を制御する制御回路と、前記変換回路からの出力を昇圧または降圧するトランスと、前記トランスからの出力を整流する整流回路と、前記整流回路からの出力を平滑するコンデンサと、前記コンデンサからの出力を前記制御回路に供給させると共に前記制御回路の電源からの出力が前記コンデンサへ供給されることを防止する逆流防止手段とを備える。
【００１３】
これにより、逆流防止手段を備えるだけでＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力をブリーダ抵抗の代わりに制御回路によって消費させることができるので、出力電力の供給効率低下を防止しつつ、簡単な構成でスイッチング素子の間欠動作を防止することができる。
【００１４】
上記逆流防止手段は、ダイオードにより構成してもよい。
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記コンデンサと前記制御回路との間において前記逆流防止手段に直列接続される第１のスイッチと、前記コンデンサにかかる電圧が第１の所定電圧以上になると、前記第１のスイッチをオンするスイッチ制御手段とを備えて構成してもよい。
【００１５】
また、上記スイッチ制御手段は、前記コンデンサにかかる電圧が前記第１の所定電圧よりも大きい第２の所定電圧以上になると、前記第１のスイッチをオフするように構成してもよい。
【００１６】
これにより、コンデンサにかかった大きな電圧が制御回路にかかることを防止することができる。
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記制御回路と前記電源との間に設けられる第２のスイッチと、前記コンデンサにかかる電圧が第３の所定電圧以上になると、前記第２のスイッチをオフする電力切替制御手段とを備えて構成してもよい。
【００１７】
これにより、第２のスイッチがオフになると、コンデンサからの出力のみで制御回路が動作するようになり制御回路の電源の消費電力をより低減することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力の供給効率低下を防止しつつ、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する複数のスイッチング素子の間欠動作を簡単な構成で防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。なお、図４に示す構成と同じ構成には同じ符号を付している。
【００２０】
図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１は、変換回路４２と、トランス４３と、整流回路４４と、コイル４５と、コンデンサ４６と、補助電源４７から得られる電力により起動及び駆動を行い変換回路４２へ制御信号を出力することで変換回路４２の動作を制御する制御回路２と、コンデンサ４６と制御回路２との間に設けられるダイオード３（逆流防止手段）と、補助電源４７と制御回路２との間に設けられるスイッチ４（第２のスイッチ）と、補助電源４７とスイッチ４との間に設けられるダイオード５とを備える。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の電力供給先である電子回路４９は、例えば、車両のパワーステアリング用モータの駆動を制御するインバータなどのＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｕｎｉｔ）が考えられる。また、トランス４３は、変換回路４２からの出力を昇圧するように構成してもよい。また、スイッチ４は、半導体スイッチまたはメカニカルスイッチで構成してもよい。
【００２１】
上記ダイオード３は、アノード端子がコンデンサ４６の高電位側端子に接続され、カソード端子が電源部５６の高電位側端子に接続されている。
上記制御回路２は、電源部５６と、出力信号部５７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧、すなわち、コンデンサ４６にかかる電圧Ｖｄｃに基づいてスイッチ４のオン、オフを制御する出力電圧監視部６（電力切替制御手段）とを備えて構成されている。
【００２２】
上記出力電圧監視部６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作開始時、電圧Ｖｄｃがゼロから上昇していき所定電圧Ｖ１（第１の所定電圧または第３の所定電圧）以上になると、スイッチ４をオフする。なお、上記所定電圧Ｖ１は、例えば、補助電源４７の出力電圧以上の電圧とする。これにより、スイッチ４がオフすると、コンデンサ４６からの出力を補助電源４７からの出力の代わりに制御回路２へ供給することができる。
【００２３】
このように、コンデンサ４６と制御回路２との間にダイオード３を設けるだけで、コンデンサ４６からの出力をブリーダ抵抗の代わりに制御回路２によって消費させることができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力の供給効率低下を防止しつつ、ダイオード３を設けるだけという簡単な構成でスイッチング素子５２〜５５の間欠動作を防止することができる。
【００２４】
また、コンデンサ４６からの出力により制御回路２が駆動するため、補助電源４７からの出力が小さく変動したり瞬断しても、制御回路２が停止することがないため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１も停止することがない。また、補助電源４７からの出力が小さく変動したり瞬断しても、制御回路２が停止することがないため、制御回路２が停止することを防止するためのコンデンサを電源部５６に並列接続する必要がない。
【００２５】
なお、スイッチ４及び出力電圧監視部６を備えないようにしてＤＣ−ＤＣコンバータ１をさらに簡単な構成にしてもよいが、図１に示すように、スイッチ４及び出力電圧監視部６を備える構成は、スイッチ４がオフになると、コンデンサ４６からの出力だけで制御回路２を駆動させることができるため、スイッチ４及び出力電圧監視部６を備えない構成に比べて、補助電源４７の消費電力をより低減することができる。
【００２６】
次に、本発明の他の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。
図２は、本発明の他の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。なお、図１に示す構成と同じ構成には同じ符号を付している。
【００２７】
図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータ７が図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１と異なる点は、ダイオード３に直列にＭＯＳＦＥＴ８（第１のスイッチ）を接続している点と、そのＭＯＳＦＥＴ８のオン、オフを制御回路２内の出力電圧監視部９（スイッチ制御手段または電力切替制御手段）が電圧Ｖｄｃに基づいて制御する点である。なお、ＭＯＳＦＥＴ８は、他の半導体スイッチやメカニカルスイッチに代えてもよい。
【００２８】
上記出力電圧監視部９は、電圧Ｖｄｃが上記所定電圧Ｖ１以上になると、ＭＯＳＦＥＴ８をオンすると共に、スイッチ４をオフする。なお、出力電圧監視部９は、電圧Ｖｄｃが上記所定電圧Ｖ１以外の電圧以上になると、スイッチ４をオフするように構成してもよい。
【００２９】
このように構成されるＤＣ−ＤＣコンバータ７も、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の出力電力の供給効率低下を防止しつつ、ダイオード３及びＭＯＳＦＥＴ８を備えるだけという簡単な構成でスイッチング素子５２〜５５の間欠動作を防止することができる。また、補助電源４７からの出力が小さく変動したり瞬断しても、制御回路２が停止することがない。
【００３０】
なお、上記出力電圧監視部９は、電圧Ｖｄｃが所定電圧Ｖ１よりも大きい所定電圧Ｖ２（第２の所定電圧）以上になると、ＭＯＳＦＥＴ８をオフするように構成してもよい。上記所定電圧Ｖ２は、例えば、制御回路２を構成する部品の耐圧よりも大きな電圧とする。モータからそのモータを制御する電子回路４９へ回生電流が流れたときに電圧Ｖｄｃが制御回路２を構成する部品の耐圧よりも大きな電圧になる場合がある。このとき、ＭＯＳＦＥＴ８をオフすることにより制御回路２にその大きな電圧がかかることを防止し制御回路２が破損することを防止することができる。
【００３１】
図３は、そのような構成の出力電圧監視部９の一例を示す図である。
図３に示す出力電圧監視部９は、コンパレータ１０、１１と、抵抗１２〜１４とを備えて構成されている。すなわち、コンパレータ１０の出力端子とコンパレータ１１の出力端子との接続点は、抵抗１２を介して出力電圧Ｖ３の電源に接続されると共にＭＯＳＦＥＴ８のゲート端子に接続されている。コンパレータ１０のマイナスの入力端子は、出力電圧Ｖ４の電源に接続され、コンパレータ１１のプラスの入力端子は、出力電圧Ｖ５の電源に接続されている。抵抗１３及び抵抗１４は、互いに直列接続され、電圧Ｖｄｃが印加される。抵抗１３及び抵抗１４の接続点は、コンパレータ１０のプラスの入力端子に接続されていると共にコンパレータ１１のマイナスの入力端子に接続されている。なお、上記出力電圧Ｖ３はコンパレータ１０及びコンパレータ１１が共にハイレベルの信号を出力しているときＭＯＳＦＥＴ８がオンするような電圧に設定されているものとする。また、上記抵抗１３及び抵抗１４の接続点の電圧は電圧Ｖｄｃの１／２の電圧になるように設定され、上記出力電圧Ｖ４は上記所定電圧Ｖ１の１／２の電圧になるように設定され、上記出力電圧Ｖ５は上記所定電圧Ｖ２の１／２の電圧になるように設定されているものとする。
【００３２】
例えば、所定電圧Ｖ１を１２Ｖ、所定電圧Ｖ２を１６Ｖとする場合を考える。
このような場合において、電圧Ｖｄｃが１１Ｖのときは、コンパレータ１０の出力信号がローレベルになり、コンパレータ１１の出力信号がハイレベルになり、ＭＯＳＦＥＴ８がオフする。また、電圧Ｖｄｃが１３Ｖのときは、コンパレータ１０の出力信号がハイレベルになり、コンパレータ１１の出力信号もハイレベルになり、ＭＯＳＦＥＴ８はオンする。また、電圧Ｖｄｃが１７Ｖのときは、コンパレータ１０の出力信号がハイレベルになり、コンパレータ１１の出力信号がローレベルになり、ＭＯＳＦＥＴ８がオフする。
【００３３】
なお、抵抗１３及び抵抗１４の接続点の電圧、出力電圧Ｖ４、及び出力電圧Ｖ５は、それぞれ、電圧Ｖｄｃの１／２の電圧、所定電圧Ｖ１の１／２の電圧、及び所定電圧Ｖ２の１／２の電圧に限定されない。
【００３４】
また、上記出力電圧監視部９は、ハードウェアで構成しているが、ソフトウェアで構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
【図２】本発明の他の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
【図３】出力電圧監視部の一例を示す図である。
【図４】既存のＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
【符号の説明】
【００３６】
１  ＤＣ−ＤＣコンバータ
２  制御回路
３  ダイオード
４  スイッチ
５  ダイオード
６  出力電圧監視部
７  ＤＣ−ＤＣコンバータ
８  ＭＯＳＦＥＴ
９  出力電圧監視部
１０  コンパレータ
１１  コンパレータ
１２  抵抗
１３  抵抗
１４  抵抗
４０  ＤＣ−ＤＣコンバータ
４１  メイン電源
４２  変換回路
４３  トランス
４４  整流回路
４５  コイル
４６  コンデンサ
４７  補助電源
４８  制御回路
４９  電子回路
５０  ダイオード
５１  ダイオード
５２  スイッチング素子
５３  スイッチング素子
５４  スイッチング素子
５５  スイッチング素子
５６  電源部
５７  出力信号部
５８  ブリーダ抵抗
【図１】
2008131754.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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