(57)【要約】【課題】より低次の高調波電流を低減する。【解決手段】一次巻線に入力されるｍ相の交流電力を（ｍ×ｎ）個の二次巻線に分配する多重変圧器２０と、ｍ組の多重電力変換器とを備えている。この多重電力変換器は、各二次巻線が誘起する交流電力を可変電圧、あるいは可変周波数の交流電力に変換するｎ段の単相セルインバータ３ａ〜３ｆが直列接続されて構成され、多重変圧器２０の二次巻線は、同相出力に対応するｎ個の単相セルインバータ３ａ〜３ｆ間では６０／ｎ度ずつの位相差を持ち、ｍ相すべてに対応するｍ×ｎ個の単相セルインバータ間の位相差が６０／（ｍ×ｎ）度ずつある。【選択図】図１
2008295149.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｎ，ｍは自然数であるとき、一次巻線に入力されるｍ相の交流電力を（ｍ×ｎ）個の二次巻線に分配する多重変圧器と、ｍ組の多重電力変換器とを備え、前記多重電力変換器は、前記各二次巻線に分配された交流電力を可変電圧、あるいは可変周波数の交流電力に変換するｎ個の単相セルインバータが直列接続されて構成された多重電力変換装置において、
前記多重変圧器の二次巻線は、同相出力に対応するｎ段の前記単相セルインバータ間では６０／ｎ度ずつの位相差を持ち、ｍ相すべてに対応する（ｍ×ｎ）個の単相セルインバータ間の位相差が６０／（ｍ×ｎ）度ずつあることを特徴とする多重電力変換装置。
【請求項２】
ｎ，ｍは自然数であるとき、一次巻線に入力されるｍ相の交流電力を（ｍ×ｎ）個の二次巻線に分配する多重変圧器と、ｍ組の多重電力変換器とを備え、前記多重電力変換器は、前記各二次巻線に分配された交流電力を可変電圧、あるいは可変周波数の交流電力に変換するｎ個の単相セルインバータが直列接続されて構成された多重電力変換装置において、
前記多重変圧器の二次巻線は、同相出力に対応するｎ段の前記単相セルインバータ間では６０／ｎ度ずつの位相差を持ち、同一段に対応する単相セルインバータの相間の位相差が６０／（ｍ×ｎ）度ずつあることを特徴とする多重電力変換装置。
【請求項３】
ｍ＝３であって、前記多重電力変換装置の出力をＵ、Ｖ、Ｗの３相出力としたとき、
前記多重変圧器の二次巻線の位相差が、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）、（Ｗ、Ｕ、Ｖ）又は（Ｖ、Ｗ、Ｕ）の順で２０／ｎ度ずつ遅れ、あるいは進んでいることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の多重電力変換装置。
【請求項４】
一次巻線に入力される３相交流電力を６個の二次巻線に分配する多重変圧器と、３組の多重電力変換器とを備え、前記多重電力変換器は、前記各二次巻線に分配された交流電力を可変電圧、あるいは可変周波数の交流電力に変換する２個の単相セルインバータが直列接続されて構成された多重電力変換装置において、
前記多重変圧器の二次巻線は、同相出力に対応する２個の前記単相セルインバータ間では３０度の位相差を保ち、３相すべてに対応する６個の単相セルインバータ間の位相差が１０度であることを特徴とする多重電力変換装置。
【請求項５】
ｎは自然数であるとき、一次巻線に入力される３相交流電力を３×ｎ個の二次巻線に分配する多重変圧器と、３組の多重電力変換器とを備え、前記各多重電力変換器は、前記各二次巻線に分配された交流電力を可変電圧、あるいは可変周波数の交流電力に変換するｎ個の単相セルインバータが直列接続されて構成され、互いに１２０度ずつの出力位相差を持たせて、３相負荷装置を駆動する多重電力変換装置において、
前記多重変圧器の二次巻線は、同相出力に対応するｎ個の前記単相セルインバータ間では６０／ｎ度ずつの位相差を備え、
前記３相負荷装置は、第一の相がＵ相であり、このＵ相に対して出力が１２０度遅れた相がＶ相であり、前記Ｕ相に対して１２０度進んだ相がＷ相であり、
前記多重変圧器は、一次巻線から二次巻線への位相差が、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）、（Ｗ、Ｕ、Ｖ）又は（Ｖ、Ｗ、Ｕ）の順で２０／ｎ度ずつ進むか、又は遅れ、更にＶ相に対する二次巻線位相は１２０度遅れ、Ｗ相に対する二次巻線位相は１２０度進んでいることを特徴とする多重電力変換装置。
【請求項６】
前記単相セルインバータ内に設けた平滑コンデンサの容量を増加し、もしくは前記多重変圧器のインピーダンスを調整することにより、前記平滑コンデンサの電圧リプルを低減することを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の多重電力変換装置。
【請求項７】
前記多重電力変換装置の出力電圧は、線間電圧で３ｋＶ以上であることを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載の多重電力変換装置。
【請求項８】
ｎ，ｍは自然数であるとき、一次巻線に入力されるｍ相の交流電力を（ｍ×ｎ）個の二次巻線に分配する多重変圧器であって、
前記二次巻線は、同相出力に対応するｎ個の前記二次巻線間では６０／ｎ度ずつの位相差を持ち、ｍ相すべてに対応するｍ×ｎ個の前記二次巻線間の位相差が６０／（ｍ×ｎ）度ずつあることを特徴とする多重変圧器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の単相セルインバータを直列接続した多重電力変換装置、及びこれに用いる多重変圧器に関する。
【背景技術】
【０００２】
高圧(例えば、３ｋＶ以上)モータの可変速運転においては、インバータの大容量化や出力波形改善のため、単相セルインバータを直列に接続した多重電力変換装置が用いられている。この多重電力変換装置は、３相交流電源から位相が異なる三相交流電圧を複数出力する多重変圧器を用いており、例えば、特許文献１には、各Ｕ、Ｖ、Ｗ相の一つの二次巻線を２０度ずつずらし、残りの各相２つずつ、計６つの二次巻線の位相を１０度ずつずらす方法が提案されている。これにより１８パルス整流と、３６パルス整流相当の組み合わせにより電源高調波を低減している。
【０００３】
そしてこれらの出力を多重接続することで得られた単相交流信号を電動機に入力する。この装置では、単相セルインバータの数を増加することや平滑コンデンサ部の直流電圧を高くすることにより、出力変圧器を用いないで高電圧を電動機に直接印加できる特徴がある。このため、出力変圧器による電力損失が無視でき、高効率の電力変換を実現できる。このとき、電源高調波を低減するため、多重変圧器の二次巻線の位相を調整することで、出力各相に対するｎ個（ｎは自然数）の単相セルインバータへの入力位相を、各出力相とも同じように、６０／ｎ度ずつずらす。これにより、６ｎパルス整流化することで、（６ｎ−１）、（６ｎ＋１）次より下の次数の高調波を低減することができる。これらは一般的に知られており、これを利用した多重電力変換装置については、特許文献２に記載されている。
【特許文献１】特開平１０−３３７０４２号公報
【特許文献２】米国特許第５６２５５４５号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、各特許文献の技術において、各相共通で６０／ｎ度ずつずらした場合、ｎ＝２のような段数の少ない場合では、低減することができない高調波次数が１１次、１３次以上となり、ｎ＝３や４のときに比べ低次の高調波電流が残る問題点がある。また、特許文献１のように各相の幾つかの巻線の一部を組み合わせた場合、（６ｋ＋１）、（６ｋ−１）（ｋは正の整数）次以外の高調波電流が発生するおそれもある。
【０００５】
そこで、本発明は、より低次の高調波電流を低減することができる多重電力変換装置、及びこれに用いる多重変圧器を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記課題を解決するため、本発明の多重電力変換装置は、ｎ，ｍは自然数であるとき、一次巻線に入力されるｍ相の交流電力を（ｍ×ｎ）個の二次巻線に分配する多重変圧器と、ｍ組の多重電力変換器とを備え、前記多重電力変換器は、前記各二次巻線に分配される交流電力を可変電圧、あるいは可変周波数の交流電力に変換するｎ段の単相セルインバータが直列接続されて構成された多重電力変換装置において、前記多重変圧器の二次巻線は、同相出力に対応するｎ個の前記単相セルインバータ間では６０／ｎ度ずつの位相差を持ち、ｍ相すべてに対応するｍ×ｎ個の単相セルインバータ間の位相差が６０／（ｍ×ｎ）度ずつあることを特徴とする。
【０００７】
多重変圧器の二次電流は、単相セルインバータが発生する高調波電流を含んでおり、この高調波電流には電圧リプルによる成分と電圧リプルに依らない成分とがある。
ｍ相すべてに対応するｍ×ｎ個の単相セルインバータ間の位相差が６０／（ｍ×ｎ）度ずつあることにより、電圧リプルに依らない成分であって、（６ｎ−１）、（６ｎ＋１）次よりも低い高調波電流が低減する。また、単相セルインバータ内に設けた平滑コンデンサの容量もしくは、多重変圧器のインピーダンスを調整することにより、平滑コンデンサの電圧リプルを低減することによって、電圧リプルが低減し、電圧リプルによる高調波電流成分が低減する。また、前記多重電力変換装置の出力をＵ、Ｖ、Ｗの３相とし、前記多重変圧器の二次巻線から前記単相セルインバータへの入力信号の位相差が、（Ｕ、Ｖ、Ｗ)、（Ｗ、Ｕ、Ｖ）又は（Ｖ、Ｗ、Ｕ）の順で２０／ｎ度ずつ遅れるか、進んでいることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、より低次の高調波電流を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
（第１実施形態）
本実施形態の多重電力変換装置は、ｎ＝２の２段多重方式を採用する。
図１において、多重電力変換装置１００は、ｍ＝３の三相の商用電源１に接続された多重変圧器２０と、多重変圧器２０に接続された６個の単相セルインバータ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆとを備え、出力が直列接続された２つの単相セルインバータ３ａと３ｂ，３ｃと３ｄ，３ｅと３ｆを３相接続して電動機４に接続している。なお、出力が直列接続された２段の単相セルインバータ３ａ，３ｂは、多重電力変換器を構成し、単相セルインバータ３ｃ，３ｄ及び単相セルインバータ３ｅ，３ｆも同様に多重電力変換器を構成する。すなわち、多重電力変換装置１００は、多重変圧器２０と、出力が３相接続された３組の多重電力変換器とを備えている。なお、図１において、多重電力変換装置１００は、中性点Ｐを設けて三相Ｙ結線により電動機４に接続されているが、Δ結線により接続してもよい。
【００１０】
多重変圧器２０は、Ｙ結線された一次巻線と６個の三相の二次巻線とを備え、三相電力を６つの二次巻線に分配する。また、二次巻線は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相において同相の単相セルインバータ（３ａと３ｂ、３ｃと３ｄ、３ｅと３ｆ）間では６０／ｎ＝３０度ずつの位相差を保ち、各相の同一段の多重電力変換器は６０／６＝１０度ずつの位相差を保っている。すなわち、全相について対応する計６（＝３相×ｎ）個の単相セルインバータ間では６０／６＝１０度ずつの位相差を保っている。例えば、多重変圧器２０の二次巻線の位相は、各々、０度（Ｕ相３a)、−３０度（Ｕ相３ｂ)、１０度（Ｖ相３ｃ)、−２０度（Ｖ相３ｄ)、２０度（Ｗ相３ｅ）、−１０度（Ｗ相３ｆ)となるように調節されている。この場合Ｕ→Ｖ→Ｗの順で、位相が１０度ずつ進んでいる（０度→１０度→２０度及び−３０度→−２０度→−１０度）。
【００１１】
ここで、二次巻線は、同相の単相セルインバータ間が絶縁され、各相毎にスター千鳥結線又はデルタ千鳥結線を用いて、位相角を持たせている。ここで、千鳥結線とは、各相に複数の巻線を設け、他相の巻線に渡るようにする結線である。なお、図１ではスター千鳥結線やデルタ千鳥結線を記載しているが、所定の位相をずらす際、スター千鳥でもデルタ千鳥でも可能な場合は、何れを用いても結果は同等である。例えば、１０度遅れの場合、スター千鳥結線を用いてスター結線から１０度遅らせてもよく、デルタ千鳥結線を用いてデルタ結線から２０度進めてもよい。
【００１２】
多重変圧器２０の各相ｎ（＝２）個の交流出力は単相セルインバータ３ａ，３ｂ（Ｕ相出力用）、３ｃ，３ｄ（Ｖ相出力用）、３ｅ，３ｆ（Ｗ相出力用）に入力される。単相セルインバータ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆは、ダイオード整流部３０１ａと平滑コンデンサ部３０２ａと、スイッチング素子によるインバータ部３０３ａとを備え、３相交流電力を任意の振幅、周波数の単相交流電力に変換する。すなわち、単相セルインバータ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆは、三相ブリッジにより構成されるダイオード整流部３０１ａが三相交流電力を直流電力に変換し、この直流電力は平滑コンデンサ部３０２ａにより平滑され、インバータ部３０３ａに入力される。なお、平滑コンデンサ部３０２ａのリプル電圧は商用電源１の電源周波数の２倍の周波数を備えている。
【００１３】
さらに、インバータ部３０３ａは、直列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４とが並列接続されており、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がＯＮ状態にされ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がＯＦＦ状態にされる第１の状態と、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がＯＮ状態にされ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がＯＦＦ状態にされる第２の状態とで、出力電圧の極性が反転する。また、インバータ部３０３ａは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のすべてがＯＦＦ状態にされることもあり、電動機４に流れる電動機電流の導通角が制御され、電動機４に印加される平均電圧が変化する。また、スイッチング周波数が変化することにより、電動機４の回転速度が変化する。
【００１４】
また、直列接続された単相セルインバータ３ａのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４と、単相セルインバータ３ｂのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４とは、各々同時にＯＮ−ＯＦＦ制御され、平滑コンデンサ部３０２ａに充電された直流電圧の２倍の電圧を出力する。すなわち、３つの多重電力変換器は、出力が三相Ｙ結線されることによって、多重変圧器２０の出力電圧の２倍の電圧で電動機４を駆動する。なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４には、各々転流ダイオードが接続され、電動機４の内部インダクタンスによる逆起電力を転流する。なお、図１において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、ＩＧＢＴを使用しているが、ＦＥＴでもよく、ｐｃｈ−ＦＥＴとｎｃｈ−ＦＥＴとを組み合わせれば、容易に反転器を構成することができる。
【００１５】
次に、本実施形態の効果を示すために、多重変圧器の出力電圧の相間に位相のずれがない例について説明する。図２は２段多重の比較例の構成図であり、この比較例は多重変圧器２の二次巻線がＵ、Ｖ、Ｗ相共にスター結線とデルタ結線で接続され、単相セルインバータ３ａから３ｆへ入力される位相は、０度、−３０度（Ｕ相）、０度、−３０度（Ｖ相）、０度、−３０度（Ｗ相）であり、相間に位相差が存在しない。なお、正の数値が大きいほど進み位相であることを示す。同様にｎ＝３の場合、各相は３個の単相セルインバータで構成され、多重変圧器の二次巻線の位相はＵ、Ｖ、Ｗ相共通で、例えば０度、−２０度、−４０度ずつずらされる。また、ｎ＝４の場合、各相は４個の単相セルインバータで構成され、多重変圧器の二次巻線の位相はＵ、Ｖ、Ｗ相共通で、例えば０度、−１５度、−３０度、−４５度ずつずらされる。
【００１６】
次に、本実施形態と比較例とを比較して、高調波低減効果を説明する。平滑コンデンサ部３０２ａのコンデンサ電圧Ｖdcはリプル成分を含んでおり、このコンデンサ電圧Ｖdcは、直流電圧ＶＤＣとＶdcリプル（インバータ出力周波数の２倍）とに分けられる。また、多重変圧器２の二次電流は、インバータ部３０３ａのスイッチングによる高調波電流成分を含んでいる。言い換えれば、直流電圧ＶＤＣによる高調波電流、すなわちＶdcリプルに依らない高調波電流が流れ、Ｖdcリプルに依る高調波電流が流れる。
【００１７】
まず、比較例のような各相間に位相のずれがない場合について、多重変圧器２の二次電流が、平滑コンデンサ部３０２ａのコンデンサ電圧Ｖdcのリプルに依らない電流成分とＶdcリプルに依存する電流成分とに分けられ、各成分をＵ，Ｖ，Ｗ各相の和として（１）式、（２）式のように近似する。なお、Ｖdc直流成分はＵ，Ｖ，Ｗ各相の寄与を同位相成分に分けてモデル化している。
【００１８】
Ｖdcリプルに依らないｘ次電流成分（比較例）：ωx≡ｘ次周波数
Ｉxs・{sin（ωx・t)＋sin（ωx・t)＋sin（ωx・t)}＝３・Ｉxs・sin（ωx・t)（１）
Ｖdcリプルに依るｘ次電流成分（比較例）：ωc≡Ｖdcリプル周波数＝２×インバータ出力周波数
Ｉxr・{sin（ωc・t)・sin（ωx・t)＋sin（ωc・t−2・120°)・sin（ωx・t)＋sin（ωc・t＋2・120°)・sin（ωx・t)}＝０                                      （２）
すなわち、比較例では、Ｖdcリプルに依らない高調波電流成分が主として残留し、Ｖdcリプルに依る高調波電流成分は完全にキャンセルされる。
【００１９】
次に、第１実施形態のように位相をずらした場合は、（１）式及び（２）式が（３）式及び（４）式のように書き換えられる。なお、式中の±のうち、符号＋はＵ→Ｖ→Ｗの順で１０度ずつ位相を進ませた場合を示し、符号−は逆に１０度ずつ位相を遅らせた場合を示す。
Ｖdcリプルに依らないｘ次電流成分：
Ｉxs・{sin（ωx・t)＋sin（ωx・t±ｘ・１０°)＋sin（ωx・t±ｘ・２０°)}（３）
Ｖdcリプルに依るｘ次電流成分：
Ｉxr・{sin（ωc・t)・sin（ωx・t)＋sin（ωc・t−２・120°)・sin（ωx・t±ｘ・10°)+ sin（ωc・t＋２・120°)・sin（ωx・t±ｘ・20°)}                    （４）
【００２０】
なお、（４）式の第１項〜第３項については、各々（５）式〜（７）式のように書き換えられる。
sin（ωc・t)・sin（ωx・t)＝1/2・{cos(ωx−ωc)・t−cos(ωx＋ωc)・t}   （５）
sin（ωc・t−２・120°)・sin（ωx・t±ｘ・10°)＝1/2・[cos{(ωx-ωc)・t±ｘ・10°＋240°}−cos{(ωx＋ωc)・t±ｘ・10°−240°}]                         （６）
sin（ωc・t+２・120°)・sin（ωx・t±ｘ・20°)＝1/2・[cos{(ωx-ωc)・t±ｘ・20°−240°}−cos{(ωx＋ωc)・t±ｘ・20°+240°}]                           （７）
以上により、各相の位相をずらすことで、Ｖdcリプルによるｘ次高調波はＶdcリプル周波数ωcと高調波ωｘによるビート成分（ωn±ωc）になる（シフトする）ことが判る。
【００２１】
更に、第１実施形態の具体的な値として、インバータ出力周波数を電源周波数と同じ５０Ｈｚ（すなわち、ωc＝２π×１００Ｈｚ）として、ｘ（＝９，１１，１３，１５）次高調波成分の大きさを各々（８）式〜（１３）式のように求める。なお、Ｕ→Ｖ→Ｗの順で１０度ずつ位相を進ませた場合とする。
【００２２】
○９次高調波
Ｖdcリプル成分；ｘ（＝１１次）−Ｖdcリプル（２次）：
1/2・Ｉ11r・{cos(ω9・t)＋cos(ω9・t＋110°＋240°)＋cos(ω9・t＋220°−240°)}
＝1/2・Ｉ11r・{2.92・cos(ω9・t)＋0.51・sin(ω9・t)}
＝1.48・Ｉ11r・sin(ω9・t＋80.1°)                                     （８）
Ｖdc直流成分；ｘ＝９次：  なし
【００２３】
○１１次高調波
Ｖdcリプル成分；ｘ（＝１３次）−Ｖdcリプル（２次）：
1/2・I13r・{cos(ω11・t)+cos(ω11・t＋130°＋240°)＋cos(ω11・t＋260°−240°)}
＝1/2・I13r・{2.92・cos(ω11・t)＋0.51・sin(ω11・t)}
＝1.48・I13r・sin(ω11・t＋80.1°)                                     （９）
Ｖdc直流成分；ｘ＝１１次：
Ｉ11s・{sin（ω11・t)＋sin（ω11・t＋110°)＋sin（ω11・t＋220°)}
＝Ｉ11s・{0.3・cos（ω11・t)−0.11・sin（ω11・t)}
＝0.32・I11s・sin（ω11・t−69.9°)                                  （１０）
【００２４】
○１３次高調波
Ｖdcリプル成分；ｘ（＝１１次）＋Ｖdcリプル（２次）：
1/2・Ｉ11r・{−cos(ω13・t)−cos(ω13・t＋110°−240°)−cos(ω13・t＋220°＋240°)}
＝1/2・Ｉ11r・{−0.19・cos(ω13・t)＋0.21・sin(ω13・t)}
＝0.14・Ｉ11r・sin(ω13・t−42.1°)                                  （１１）
Ｖdc直流成分；ｘ＝１３次：
Ｉ13s・{sin（ω13・t)＋ sin（ω13・t＋130°)＋ sin（ω13・t＋260°)}
＝I13s・{−0.21・cos（ω13・t)＋0.19・sin（ω13・t)}
＝0.28・I13s・sin（ω13・t−47.9°)                                  （１２）
【００２５】
○１５次高調波
Ｖdcリプル成分；ｘ（＝１３次）＋Ｖdcリプル（２次）：
1/2・Ｉ13r・{−cos(ω15・t)−cos(ω15・t＋130°−240°)−cos(ω15・t＋260°＋240°)}
＝1/2・Ｉ13r・{0.11・cos(ω15・t)−0.3・sin(ω15・t)}
＝0.16・Ｉ13r・sin(ω15・t−20.1°)                                  （１３）
Ｖdc直流成分；ｘ＝１５次：  なし
【００２６】
以上の計算より、比較例の直流電圧ＶＤＣによる１１次、１３次高調波振幅が3Ｉ11s、3Ｉ13sであるのに対し、本実施形態の１１次、１３次高調波振幅は0.3Ｉ11s、0.3Ｉ13s程度となり、高調波振幅が約１／１０に低下する。代わりに、Ｖdcリプル成分により、９次，１１次の高調波振幅が増加する。しかし、これらは、単相セルインバータの平滑コンデンサ容量を増加することで、Ｖdcリプルによる高調波振幅を低減することが可能である。また、多重変圧器のインピーダンスを上げることで高調波成分を低減することも可能である。なお、比較例においては、直流電圧ＶＤＣによる高調波電流成分が主であったため、平滑コンデンサ容量を調整するなどしてＶdcリプルを低減しても、高調波を十分低減することはできなかった。
すなわち、本実施形態によれば、多重変圧器２の二次巻線の位相を同じ大きさでずらすことにより、（６ｎ±１）より小さい高調波を低減する比較例に比べ、より高次の高調波までを低減することができる。これにより、段数の少ない多重電力変換装置１００であっても、高調波電流を十分に低減することが可能である。
【００２７】
図３、図４にシミュレーション結果を示す。図３では図２で示した比較例と図１に示した本実施形態（ｎ＝２）におけるシミュレーション結果として、電源電流（Ａ）の電流波形とＦＦＴ（高速フーリエ変換）解析結果とを示す。図３（ａ）は比較例の電流波形であり、図３（ｃ）は本実施形態の電流波形であり、本実施形態の方が波形歪みが少ない。また、図３（ｂ）は比較例のＦＦＴ解析結果を示し、図３（ｄ）は本実施形態のＦＦＴ解析結果を示す。基本波５０Ｈｚに対して、比較例では１２パルスダイオード／サイリスタ整流器と同等の１１次、１３次高調波、（６ｎ±１）次の高調波が多く発生している。これに対して、本実施形態では、９次、１１次の高調波が発生しているが、比較例よりも大きく低減できている。
【００２８】
また、図４は、それらの各高調波成分の割合（％）を示す。白抜き棒が比較例を示し、斜線の棒が第１実施形態を示している。なお、９次、１１次の高調波振幅は、平滑コンデンサ部３０２ａのコンデンサ容量や、多重変圧器２０のインピーダンスを増加させることによっても低減することができる。
【００２９】
また、多重変圧器２０の二次巻線を調整し、例えば、Ｕ、Ｖ、Ｗ相に対する各相２つずつの単相セルインバータ３ａ〜３ｆへの入力位相を、各々、０度、−３０度（Ｕ相）、１０度、−２０度（Ｖ相）、−１０度、−４０度（Ｗ相）のようにＷ、Ｕ、Ｖの順で位相を１０（＝３０／ｎ）度ずつ進めたり、又は、０度、−３０度（Ｕ相）、−２０度、−５０度（Ｖ相）、−１０度、−４０度（Ｗ相）のようにＶ、Ｗ、Ｕの順で位相を１０（＝３０／ｎ）度ずつ進めたりすることでも、同等の効果を得ることができる。
【００３０】
また、本実施形態の多重電力変換装置は、同相の単相セルインバータ（３ａと３ｂ、３ｃと３ｄ、３ｅと３ｆ）への入力位相差を６０／ｎ＝３０度ずつずらし、全相について対応する計６（＝３相×ｎ）個の単相セルインバータでは６０／３ｎ＝１０度ずつの位相差を相対的に保持していればよく、位相の絶対値には無関係である。例えば、各々の単相セルインバータ（３ａと３ｂ、３ｃと３ｄ、３ｅと３ｆ）の位相が、１５度，−１５度（Ｕ相）、２５度，−５度（Ｖ相）、５度，−２５度（Ｗ相）でも同様の効果を得る。
【００３１】
また、図１に示したダイオード整流部３０１ａは、ダイオードブリッジの代わりに、サイリスタ等の半導体スイッチング素子を用いて、コンバータに置換して構成することができる。この置換は各単相インバータ３ａ〜３ｆのすべてのダイオード整流部に対して行う。以上より、本実施形態では、比較例よりも電源高調波を大幅に低減することができる。
【００３２】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について、第１実施形態と異なる点について説明する。第１実施形態では、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の順で位相が１０度ずつ進んでいるのに対し、第２実施形態では、１０度ずつ遅れている。これにより、計算式は示していないが、第１実施形態と同様に、直流電圧ＶＤＣに起因する１１次、１３次高調波成分が低減し、Ｖdcリプルによる高調波成分として、第２実施形態では１３次、１５次の成分が発生する。
【００３３】
図５の多重電力変換装置１１０は、多重変圧器２１の二次巻線位相を調整し、Ｕ、Ｖ、Ｗ相において同相の単相セルインバータ（３ａと３ｂ、３ｃと３ｄ、３ｅと３ｆ）間では６０／ｎ＝３０度ずつ、全相について対応する計６（＝３相×ｎ）個の単相セルインバータでは６０／３ｎ＝１０度ずつの位相差を持たせている点で第１実施形態と同様である。しかしながら、多重変圧器２１の二次巻線は、０度（Ｕ相3a）、−３０度（Ｕ相3b）、−１０度（Ｖ相3c）、−４０度（Ｖ相3d）、−２０度（Ｗ相3e）、−５０度（Ｗ相3f）となるように位相を遅らしている点で第１実施形態と異なる。なお、第１実施形態と同様に、平滑コンデンサ容量の増加などによりＶdcリプルを低減することで、高調波振幅が低下する。
【００３４】
また、図５とは別に、多重変圧器２１の二次巻線を調整し、例えば、Ｕ、Ｖ、Ｗ相に対する各２つの単相セルインバータ３ａ〜３ｆへの入力位相が、各々、０度，−３０度（Ｕ相）、−１０度，−４０度（Ｖ相）、１０度，−２０度（Ｗ相）となるように、Ｗ、Ｕ、Ｖの順で位相を１０度ずつ遅らせたり、又は、０度，−３０度（Ｕ相）、２０度，−１０度（Ｖ相）、１０度，−２０度（Ｗ相）のようにＶ、Ｗ、Ｕの順で位相を１０度ずつ遅らせたりすることでも、図５の場合と同等の効果を得ることができる。また、これらは第１実施形態と同様、同相の単相セルインバータ（３ａと３ｂ、３ｃと３ｄ、３ｅと３ｆ）への入力位相差が６０／ｎ＝３０度ずつずれ、全相について対応する計６（＝３相×ｎ）個の単相セルインバータでは６０／３ｎ＝１０度ずつの位相差を相対的に保持していればよく、位相の絶対値には無関係である。また、第１実施形態の記載と同様に、デルタ千鳥とスター千鳥の何れを用いても、所定の位相をずらすことが可能であれば等価である。
以上より、本実施形態では、多重変圧器を用いた多重電力変換装置は、比較例よりも電源高調波を大幅に低減できる効果がある。
【００３５】
（第３実施形態）
第１実施形態は、各相について単相セルインバータを２個直列に接続するｎ＝２の場合について説明したが、各相について単相セルインバータを４個直列に接続することができる。図６において、本発明の第３実施形態である多重電力変換装置１２０は、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に対し、各々ｎ＝４つの単相セルインバータ31a〜31Lを多重接続している。多重変圧器２２は、各単相インバータへの入力位相が、各々、０度，−１５度，−３０度，−４５度（Ｕ相）、−５度，−２０度，−３５度，−５０度（Ｖ相）、−１０度，−２５度，−４０度，−５５度（Ｗ相）となるように二次巻線位相を調節している。
【００３６】
なお、図６以外であっても、各相４つの単相セルインバータ（３１ａ〜３１ｄ、３１ｅ〜３１ｈ、３１ｉ〜３１Ｌ）への入力が各々６０／ｎ＝１５度ずつ遅れるか進むかの位相差を持ち、全相について対応する計１２（＝３相×ｎ）個の単相セルインバータでは６０／３ｎ＝５度ずつの位相差を保てばよい。これにより、第１実施形態と同様、比較例であって２４パルス整流相当の構成では低減することができなかった、２３次，２５次の高調波振幅を低減することができる。
【００３７】
また、図示しないが、ｎ＝３でも同様であり、各相ｎ段、ｍ相出力のケースであれば、各相ｎ個の単相セルインバータ間の入力位相が各々６０／ｎ度ずつ、全相について対応する計ｎ×ｍ個の単相セルインバータ間では６０／（ｍ×ｎ）度ずつの位相差を保つことで、比較例よりも高調波を低減することができる。また、多重電力変換装置の出力電圧を線間電圧で３ｋＶ以上とすることで、高圧の電動機を駆動することができる。
【００３８】
（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態について、第１実施形態から第３実施形態までと異なる点について説明する。本実施形態では、３相出力の電力変換装置において、各相ｎ個の単相セルインバータを多重接続する。一の相をＵ相とし、Ｕ相に対して出力が１２０度遅れた相をＶ相とし、１２０度進んだ相をＷ相とした場合、多重変圧器の一次巻線から二次巻線への位相差が、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）、（Ｗ、Ｕ、Ｖ）、又は（Ｖ、Ｗ、Ｕ）の順で２０／ｎ度ずつ進むか、又は遅れ、それから更にＶ相に対する二次巻線位相は１２０度遅れ、Ｗ相に対する二次巻線位相は１２０度進んだ位相となるように多重変圧器の二次位相を調節する。例えば、ｎ＝２の場合、０度，−３０度（Ｕ相）、−１１０（＝10−120）度，−１４０（＝−20−120）度（Ｖ相）、１４０（＝20＋120）度，１１０（＝−10＋120）度（Ｗ相）とする。本実施形態では、各相の位相差（１２０度）を考慮して多重変圧器の二次位相を調整することで、Ｖdcリプルの位相を合わせる。第４実施形態では、第１実施形態と同様に、直流電圧ＶＤＣによる高調波振幅を低減する効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の第１実施形態の多重電力変換装置の構成図である。
【図２】比較例である多重電力変換装置の構成図である。
【図３】シミュレーションによる電源電流とそのＦＦＴ解析結果について、第１実施形態と比較例とを比較した図である。
【図４】シミュレーションによる電源電流の高調波成分について、第１実施形態と比較例とを比較した図である。
【図５】本発明の第２実施形態の多重電力変換装置の構成図である。
【図６】本発明の第３実施形態の多重電力変換装置の構成図である。
【符号の説明】
【００４０】
１  商用電源
２，２０，２１，２２，２３  多重変圧器、
３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ，３１ｅ，３１ｆ，３１ｇ，３１ｈ，３１ｉ，３１ｊ，３１ｋ，３１Ｌ  単相セルインバータ
４  電動機
１００，１０５，１１０，１２０      多重電力変換装置
３０１ａ  ダイオード整流部
３０２ａ  平滑コンデンサ部
３０３ａ  インバータ部
Ｐ    中性点
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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