(57)【要約】【課題】本発明は、伝搬パス毎に伝搬パラメータを少ない演算量で同時かつ高精度に求めることができる伝搬パス推定装置及びパスダイバーシチ受信装置を提供することを目的とする。【解決手段】アンテナで受信した信号を変換した周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出する抽出手段と、予め用意された基準パイロットキャリアまたは抽出手段で抽出した抽出パイロットキャリアに対して順次所定量の位相回転を与える位相回転手段と、位相回転手段で位相回転された基準パイロットキャリアまたは抽出パイロットキャリアと位相回転されていない抽出パイロットキャリアまたは基準パイロットキャリアの相関演算を行って相互相関値を得る相関演算手段と、相互相関値から遅延プロファイルを生成して希望波及び遅延波の伝搬パスを求め、伝搬パスの相互相関値から伝搬パス毎の信号の遅延時間、相関位相、前記希望波と遅延波の比であるＤＵ比を算出する伝搬パラメータ算出手段を有する。【選択図】図３
2008042306.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パイロットキャリアを含む電波を受信して、伝搬パスのパラメータを推定する伝搬パス推定装置であって、
アンテナで受信した信号を変換した周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出する抽出手段と、
予め用意された基準パイロットキャリアまたは前記抽出手段で抽出した受信パイロットキャリアに対して順次所定量の位相回転を与える位相回転手段と、
前記位相回転手段で位相回転された基準パイロットキャリアまたは受信パイロットキャリアと位相回転されていない受信パイロットキャリアまたは基準パイロットキャリアの相関演算を行って相互相関値を得る相関演算手段と、
前記相互相関値から遅延プロファイルを生成して希望波及び遅延波に関する相互相関値を求め、前記相互相関値から前記伝搬パス毎の信号の遅延時間、相関位相、前記希望波と遅延波の比であるＤＵ比を算出する伝搬パラメータ算出手段を
有することを特徴とする伝搬パス推定装置。
【請求項２】
請求項１記載の伝搬パス推定装置において、
前記相関演算手段で得た相互相関値を複数シンボルにわたって平均化して前記伝搬パラメータ算出手段に供給する平均化手段を
有することを特徴とする伝搬パス推定装置。
【請求項３】
請求項２記載の伝搬パス推定装置において、
前記伝搬パラメータ算出手段は、最初の１シンボルまたは数シンボルの相互相関値から、事前に設定した閾値を超える相互相関値の絶対値のピーク点を伝搬パスとしておおよそ特定し、前記ピーク点前後の相互相関値を複数シンボルにわたって平均化した相互相関値の絶対値のピーク点を伝搬パスとして特定することを特徴とする伝搬パス推定装置。
【請求項４】
複数系統のアンテナで受信した信号を変換した周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出する複数の抽出手段と、
予め用意された基準パイロットキャリアに対して順次所定量の位相回転を与える位相回転手段と、
前記位相回転手段で位相回転された基準パイロットキャリアと前記複数の抽出手段で得た受信パイロットキャリアの相関演算を行って複数系統の相互相関値を得る複数の相関演算手段と、
前記複数系統の相互相関値から遅延プロファイルを生成して希望波及び遅延波の伝搬パスを求め、前記複数系統のうち１系統の前記伝搬パスの相互相関値から前記伝搬パス毎の信号の遅延時間、相関位相、前記希望波と遅延波の比であるＤＵ比を算出し、前記１系統を除く複数系統の前記伝搬パスの相互相関値から前記伝搬パス毎の信号の相関位相を算出する複数の伝搬パラメータ算出手段と、
前記複数の伝搬パラメータ算出手段で得た伝搬パス毎の信号の複数系統の相関位相から伝搬パス毎の信号の到来方向を検出する到来方向検出手段を
有することを特徴とする伝搬パス推定装置。
【請求項５】
請求項４記載の伝搬パス推定装置と、
前記複数系統のアンテナで受信した信号それぞれを前記伝搬パス毎の信号の到来方向に基づいて位相回転する位相回転手段と、
位相回転した複数系統の信号を前記伝搬パス毎に分離して合成する第１の合成手段と、
前記伝搬パス毎に分離した合成信号を前記伝搬パス毎の信号の遅延時間と相関位相に基づいて同位相で合成する第２の合成手段を
有することを特徴とするパスダイバーシチ受信装置。
【請求項６】
請求項５記載のパスダイバーシチ受信装置において、
前記第２の合成手段は、前記伝搬パスの希望波と遅延波それぞれを前記ＤＵ比に基づいた重み付けを行って合成することを特徴とするパスダイバーシチ受信装置。
【請求項７】
請求項４記載の伝搬パス推定装置と、
前記伝搬パス推定装置で得た前記複数系統のアンテナ毎の相互相関値から複数の伝搬パスの信号をそれぞれ分離するウエートベクトルを生成するウエートベクトル推定手段と、
前記複数系統のアンテナで受信した信号それぞれに前記ウエートベクトルを乗算して合成し前記複数の伝搬パスの信号を分離する信号分離手段と、
伝搬パス毎に分離した信号それぞれを等化したのち、または、前記伝搬パス毎の信号の遅延時間と相関位相に基づいて同位相としたのち合成するパス合成手段を
有することを特徴とするパスダイバーシチ受信装置。
【請求項８】
請求項１乃至３のいずれか１項記載の伝搬パス推定装置と、
前記アンテナで受信した信号を変換した周波数領域の信号から伝搬パラメータ算出手段で得た前記伝搬パス毎の信号の遅延時間、相関位相を用いて前記伝搬パス毎の信号を周波数領域で分離する伝搬パス分離手段と、
前記伝搬パス分離手段で分離された前記伝搬パス毎の信号を同位相で合成する合成手段を
有することを特徴とするパスダイバーシチ受信装置。
【請求項９】
請求項８記載のパスダイバーシチ受信装置において、
前記合成手段は、前記伝搬パスの希望波と遅延波それぞれを前記ＤＵ比に基づいた重み付けを行って合成することを特徴とするパスダイバーシチ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、伝搬パス推定装置及びパスダイバーシチ受信装置に関し、特に、信号帯域に複数のパイロットキャリアを含む電波の伝搬パスを推定し、推定した伝搬パスを用いてパスダイバーシチ受信を行う伝搬パス推定装置及びパスダイバーシチ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地上デジタル放送のほか、移動中継のための番組素材伝送装置（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｉｃｋ−ｕｐ  Ｕｎｉｔ）にも、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）の信号形式が採用され、マラソン中継やワイヤレスカメラにおいて使用されている。ＯＦＤＭ信号は、周波数軸上に直交する複数のサブキャリアを配置することで、周波数選択性フェージングに対し、ある程度の耐性を持つ。
【０００３】
一方、周波数選択性フェージングをもたらす遅延波など干渉波の影響を軽減することを目的として、空間ダイバーシチ受信、アダプティブアンテナ（例えば、非特許文献１参照）、干渉波キャンセラなどの技術が開発されている。これらの受信装置を開発する際には、使用する伝搬環境の特性を把握、または利用するため、遅延プロファイル、希望波の信号電力と遅延波の信号電力の比であるＤＵ比、到来方向などに代表される伝搬パラメータを測定する必要がある。
【０００４】
ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを測定する伝搬解析装置は、例えば特許文献１に記載されているように、受信信号から抽出したパイロットキャリアを既知の基準パイロットキャリアで除算し、ＩＦＦＴ演算して求める方法が一般的であり、この方法を基にした様々な方法が提案されている。
【０００５】
図１は、遅延プロファイルを求める伝搬解析装置の一般的なブロック図を示す。同図中、受信したＯＦＤＭ信号を混合器１でローカル信号発生部２からのローカル信号と混合し、低域フィルタ（ＬＰＦ）を通して濾波した中間周波信号をＡＤ変換部３でデジタル信号に変換した後、直交復調部４で直交復調し、ガードインターバル相関演算部５にてガードインターバル相関を行うことによりシンボル同期を確立する。その後、窓位置制御部６によって有効シンボルを切り出した後、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算部７にてＦＦＴ演算処理を行って、周波数領域の信号に変換する。
【０００６】
ＣＰ抽出部８は周波数領域に変換した信号から等化用に挿入されているパイロットキャリアを抽出し、複素除算部９にて上記パイロットキャリアを基準ＣＰ発生部１０の出力する基準パイロットキャリアで複素除算して得られる伝搬路特性（伝搬路で受けた振幅、位相の変動）を、遅延プロファイル測定部１１でＩＦＦＴ演算することで遅延プロファイルを求めることができる。
【０００７】
また、直線内挿部１２はデータキャリアの両側のパイロットキャリアの伝搬路特性から、パイロットキャリア間にあるデータキャリアの伝搬路特性を直線内挿することで推定して復調部１３に供給しており、復調部１３はＦＦＴ演算部７から供給されるデータキャリアを復調する。キャリアＳＮ比測定部１４は、キャリア以外のノイズフロアの電力と各キャリアの電力の比を測定する。
【０００８】
ところで、正確な遅延プロファイルを得るためには、一般に精密なシンボル同期と複数シンボルにわたる平均処理が必要であるため、特許文献２に開示されたような同期手段と併用した遅延プロファイル測定法などが提案されている。
【０００９】
電波の到来方向推定については、パイロット信号等の参照信号を用いない方法として、ビームフォーマ法、線形予測法、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）やＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ  ｖｉａ  Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）等の方法が提案されている。また、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間末尾の所定長区間と同一波形を繰り返すガードインターバル期間を利用して、希望波方向だけを正確に求める方法がある（特許文献３参照）。
【００１０】
参照信号を用いる方法としては、例えば特許文献４に記載のように、２系統のアンテナで受信したＯＦＤＭ信号の１シンボルから、それぞれパイロットキャリアを抽出し、遅延波などの影響を抑圧してアンテナ間位相差を検出し、最大受信電力を有する希望波の到来方向だけを高精度に推定するものがある。
【００１１】
一方、各パス成分を効率良く受信する技術として、携帯電話などの移動通信システムで用いられるＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式のパスダイバーシチ受信技術が挙げられる。これは、スペクトラム拡散（Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）技術に基づいた通信技術であり、拡散符号を利用してパスサーチを行い、遅延時間の異なる各パス成分のタイミングを合わせた後、時間領域において同位相で合成する。ＣＤＭＡ方式では、狭帯域の信号そのものを固有の擬似ランダム符号で拡散するため、パスのタイミングを検出して合成することで、干渉、熱雑音に対する希望波の電力比を向上させ、受信特性を改善できる。
【特許文献１】特開２００２−３３５２２６号公報
【特許文献２】特開２０００−１３４１７６号公報
【特許文献３】特開２００５−３４８２７８号公報
【特許文献４】特開２００５−１４０７６８号公報
【非特許文献１】木村  濱住  渋谷「地上デジタル放送用ＯＦＤＭアダプティブアレーの検討」映像メディア学会技術報告、Ｖｏｌ．２７，Ｎｏ．１７，ｐ２５−２８
【非特許文献２】「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム」ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３３
【非特許文献３】「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
特許文献１に記載のＯＦＤＭ信号の遅延プロファイル測定方法では、ある１つのパス成分の高精度な遅延時間情報だけ求める場合でも、シンボル毎に抽出したパイロットキャリアを基準パイロットで除算した後ＩＦＦＴ演算を行って、測定可能な時間範囲全ての遅延プロフアイルを求めてから抽出する必要があり、精度を高めるために平均するシンボル数が多くなると、演算負荷が大きくなるという問題があった。
【００１３】
また、受信電力が変動する場合、遅延プロファイルの絶対レベルも変動するため、有効パス成分とサイドローブ成分を区別し有効パス成分だけ抽出するために、別途レベルを規格化する必要があり、閾値を設定するのが面倒であるという問題があった。また、従来の遅延プロファイル測定方法だけでは、観測した希望波や、各遅延波の到来方向などの伝搬パラメータを同時かつ正確に求めることができないという問題があった。
【００１４】
到来波の方向推定に関して、参照信号を用いないＭＵＳＩＣやＥＳＰＲＩＴなどの手法では、信号源が異なるなど互いに相関が低く、（アンテナ数−１）以内の到来波の到来方向は高精度に求めることができるものの、反射波など相関が高いコヒーレントな到来波、あるいは（アンテナ数−１）を超える到来波の到来方向を、少ない受信系統数で正確に推定することは一般に困難であった。
【００１５】
一方、特許文献４に記載のように、参照信号であるパイロットキャリアを利用して、最大受信電力を有する希望波の到来方向だけを高精度に推定する方法があったが、希望波以外の各パス成分の伝搬パラメータ（各遅延波の遅延時間、相関位相、ＤＵ比、到来方向）を同時に求めることはできなかった。
【００１６】
一方、ＯＦＤＭ信号の受信特性を改善するための技術として、空間ダイバーシチ受信を利用して複数パスの影響を軽減する技術や、希望波以外の各パス成分を干渉波とみなし、等化によってキャンセルする技術は提案されているが、ＣＤＭＡ方式のパスダイバーシチ受信のように、各パス成分を分離して再合成するなど、積極的に利用して受信特性を向上させる技術は、実現が困難であるという問題があった。
【００１７】
本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、伝搬パス毎に伝搬パラメータを少ない演算量で同時かつ高精度に求めることができる伝搬パス推定装置及びパスダイバーシチ受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明の伝搬パス推定装置は、パイロットキャリアを含む電波を受信して、伝搬パスのパラメータを推定する伝搬パス推定装置であって、
アンテナで受信した信号を変換した周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出する抽出手段と、
予め用意された基準パイロットキャリアまたは前記抽出手段で抽出した受信パイロットキャリアに対して順次所定量の位相回転を与える位相回転手段と、
前記位相回転手段で位相回転された基準パイロットキャリアまたは受信パイロットキャリアと位相回転されていない受信パイロットキャリアまたは基準パイロットキャリアの相関演算を行って相互相関値を得る相関演算手段と、
前記相互相関値から遅延プロファイルを生成して希望波及び遅延波に関する相互相関値を求め、前記相互相関値から前記伝搬パス毎の信号の遅延時間、相関位相、前記希望波と遅延波の比であるＤＵ比を算出する伝搬パラメータ算出手段を有することにより、伝搬パス毎に伝搬パラメータを少ない演算量で同時かつ高精度に求めることができる。
【００１９】
前記伝搬パス推定装置において、
前記相関演算手段で得た相互相関値を複数シンボルにわたって平均化して前記伝搬パラメータ算出手段に供給する平均化手段を有することができる。
【００２０】
前記伝搬パス推定装置において、
前記伝搬パラメータ算出手段は、最初の１シンボルまたは数シンボルの相互相関値から、事前に設定した閾値を超える相互相関値の絶対値のピーク点を伝搬パスとしておおよそ特定し、前記ピーク点前後の相互相関値を複数シンボルにわたって平均化した相互相関値の絶対値のピーク点を伝搬パスとして特定することができる。
【００２１】
また、本発明の伝搬パス推定装置は、複数系統のアンテナで受信した信号を変換した周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出する複数の抽出手段と、
予め用意された基準パイロットキャリアに対して順次所定量の位相回転を与える位相回転手段と、
前記位相回転手段で位相回転された基準パイロットキャリアと前記複数の抽出手段で得た受信パイロットキャリアの相関演算を行って複数系統の相互相関値を得る複数の相関演算手段と、
前記複数系統の相互相関値から遅延プロファイルを生成して希望波及び遅延波の伝搬パスを求め、前記複数系統のうち１系統の前記伝搬パスの相互相関値から前記伝搬パス毎の信号の遅延時間、相関位相、前記希望波と遅延波の比であるＤＵ比を算出し、前記１系統を除く複数系統の前記伝搬パスの相互相関値から前記伝搬パス毎の信号の相関位相を算出する複数の伝搬パラメータ算出手段と、
前記複数の伝搬パラメータ算出手段で得た伝搬パス毎の信号の複数系統の相関位相から伝搬パス毎の信号の到来方向を検出する到来方向検出手段を有することにより、伝搬パス毎に信号の到来方向を検出することができる。
【００２２】
本発明のパスダイバーシチ受信装置は、請求項４記載の伝搬パス推定装置と、
前記複数系統のアンテナで受信した信号それぞれを前記伝搬パス毎の信号の到来方向に基づいて位相回転する位相回転手段と、
位相回転した複数系統の信号を前記伝搬パス毎に分離して合成する第１の合成手段と、
前記伝搬パス毎に分離した合成信号を前記伝搬パス毎の信号の遅延時間と相関位相に基づいて同位相で合成する第２の合成手段を有することにより、受信特性を改善することができる。
【００２３】
前記パスダイバーシチ受信装置において、
前記第２の合成手段は、前記伝搬パスの希望波と遅延波それぞれを前記ＤＵ比に基づいた重み付けを行って合成することができる。
【００２４】
また、本発明のパスダイバーシチ受信装置は、請求項４記載の伝搬パス推定装置と、
前記伝搬パス推定装置で得た前記複数系統のアンテナ毎の相互相関値から複数の伝搬パスの信号をそれぞれ分離するウエートベクトルを生成するウエートベクトル推定手段と、
前記複数系統のアンテナで受信した信号それぞれに前記ウエートベクトルを乗算して合成し前記複数の伝搬パスの信号を分離する信号分離手段と、
伝搬パス毎に分離した信号それぞれを等化したのち、または、前記伝搬パス毎の信号の遅延時間と相関位相に基づいて同位相としたのち合成するパス合成手段を有することができる。
【００２５】
また、本発明のパスダイバーシチ受信装置は、請求項１乃至３のいずれか１項記載の伝搬パス推定装置と、
前記アンテナで受信した信号を変換した周波数領域の信号から伝搬パラメータ算出手段で得た前記伝搬パス毎の信号の遅延時間、相関位相を用いて前記伝搬パス毎の信号を周波数領域で分離する伝搬パス分離手段と、
前記伝搬パス分離手段で分離された前記伝搬パス毎の信号を同位相で合成する合成手段を有することにより、受信特性を改善することができる。
【００２６】
前記パスダイバーシチ受信装置において、
前記合成手段は、前記伝搬パスの希望波と遅延波それぞれを前記ＤＵ比に基づいた重み付けを行って合成することができる。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、伝搬パス毎に伝搬パラメータを少ない演算量で同時かつ高精度に求めることができ、パスダイバーシチ受信により受信特性を改善することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００２９】
本実施形態では、送受信号は、非特許文献２で定められた形式のＯＦＤＭ信号であるものとする。この形式のＯＦＤＭ信号は、図２に示すように、周波数方向に８キャリア毎に、シンボル方向には常に同じ位置に、伝送路等化用の基準としてパイロットキャリア（ＣＰ：Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ  Ｐｉｌｏｔ）が、（１）式を生成多項式とする擬似ランダム系列（ＰＮ系列）の値によりＢＰＳＫ変調されて挿入されている。
【００３０】
ｇ（ｘ）＝ｘ１１＋ｘ２＋１                …（１）
本発明で求める伝搬パラメータのうち、各パスを経た信号の遅延時間、相関位相、希望波の信号電力と遅延波の信号電力の比であるＤＵ比については、１系統の受信信号で推定可能である。ここで、相関位相とは、後述するように、基準パイロットキャリアと受信パイロットキャリアの相互相関ピーク値の位相を示す。
【００３１】
一方、各パスを経た信号の到来方向を推定するためには、例えば搬送波の半波長離れた位置に配置されているアンテナとの位相差を利用するため、少なくとも２系統の受信信号が必要となる。
【００３２】
＜遅延時間、相関位相、ＤＵ比の検出＞
まず、遅延時間、相関位相、ＤＵ比を求める方法について説明する。
【００３３】
図３は、本発明の伝搬パス推定装置の一実施形態のブロック図を示す。同図中アンテナ２０で受信した信号を、周波数変換器２１でデジタル信号処理が可能な周波数にダウンコンバートし、ＡＤ変換部２２によりデジタル信号にした後、直交復調部２３で復調してＩＱ信号に分離する。ここでは、ＡＤ変換した後、直交復調をデジタル信号処理で行うこととしたが、直交復調によりＩＱ信号に分離した後、ＡＤ変換でデジタル信号に変換してもよい。
【００３４】
次に、シンボル同期部２４でガードインターバル相関演算を行うことによりシンボル同期を確立して希望波の１有効シンボルを切り出し、それらをＦＦＴ演算部２５でＦＦＴ演算して復調部２６に供給すると共に、ＣＰ抽出部２７に供給し全部でＰ個のパイロットキャリア（ＣＰ）を抽出する。このようにして抽出したＣＰを以下では受信パイロットキャリアと呼ぶ。
【００３５】
一方、受信側の基準ＣＰ生成部３０で発生させた全Ｐ個の基準パイロットキャリアそれぞれに対し、位相回転部３１にて、（２）式に示す値Ｚｍ，ｐを複素乗算して位相回転を与えた全Ｐ個の基準ＣＰを、第ｍ組の位相回転基準パイロットキャリアとして、事前にメモリ３２に格納しておく。
【００３６】
Ｚｍ，ｐ＝ｅｘｐ（ｊ・２πｐ・ｍ／Ｎ）      …（２）
ここで、ｐは０からＰ‐１の整数値をとるパイロットキャリア番号、Ｎは分割数で任意に設定可能であり、例えば１０２４などの値とする。また、ｍは０からＮ−１の整数値をとるものとし、上記の位相回転を基準パイロットキャリアに乗算した全Ｎ組の位相回転基準パイロットキャリアをメモリ３２に格納する。
【００３７】
つまり、基準ＣＰが｛ｒ０，ｒ１，…，ｒＰ‐１｝で与えられる場合、第ｍ組の位相回転基準パイロットキャリアとして、
｛ｒ０，ｒ１ｅｊ２π１ｍ／Ｎ，…，ｒＰ‐１ｊ２π（Ｐ−１）ｍ／Ｎ｝をメモリ３２に格納することになる。
【００３８】
ここでは、位相回転基準パイロットキャリアを事前にメモリ３２に格納するとしたが、受信時にその都度、基準パイロットキャリアを発生し、位相回転処理を行い、位相回転基準パイロットキャリアを生成することでメモリ３２を省くこともできる。
【００３９】
また、基準パイロットキャリアに位相回転を与えるとしたが、基準パイロットキャリアはそのままで、受信パイロットキャリア側に位相回転を与えたとしても、同様の結果が得られる。
【００４０】
相関演算部３３では、ＣＰ抽出部２７から抽出した受信パイロットキャリアとメモリ３２から出力される全Ｎ組の位相回転基準パイロットキャリアの相互相関演算を順次行い、相互相関値保持部３４にて、全Ｎ組の相互相関値を保持する。図４は横軸をｍ、縦軸を相互相関値の絶対値｜γ（ｍ）｜としてプロットした例であり、遅延プロファイルと呼ぶ。
【００４１】
遅延プロファイル上で検出可能な伝搬パスである有効パスを経た信号の位置をピーク点が示す位置からおおよそ求める。上記の相互相関値γ（ｍ）の演算は（３）式を用いて行う。
【００４２】
【数１】
2008042306.tif 000003
ここで、ｘｐはパイロットキャリア番号がｐの受信パイロットキャリアであり、ｙｍ，ｐは第ｍ組でパイロットキャリア番号がｐの位相回転基準パイロットキャリアである。また、ｘａｖ，ｙｍａｖはそれぞれ各組のｐ個にわたるｘｐ，ｙｍ，ｐそれぞれの平均値である。
【００４３】
また、上記の相関演算は周波数領域で行うものであるが、（４）式で表わされるフーリエ変換の定義により、時間領域での時間のずれが、周波数領域での位相回転に相当する。
【００４４】
【数２】
2008042306.tif 000004
このため、図５の変形例のブロック図に示すように、受信パイロットキャリアと基準パイロットキャリアをＩＦＦＴ演算部４１，４２でＩＦＦＴ演算して、それぞれ時間領域に変換した後、基準パイロットキャリア（または、受信パイロットキャリア）を時間ずらし部４３にてサンプル時間単位でずらしてメモリ４４に格納し、相関演算部４５で相関演算を行うことで、図４の遅延プロファイルと同様の結果を得ることができる。
【００４５】
なお、以下では図３に示す周波数領域での位相回転を用いた方法で説明を行う。相互相関値保持部３４からの図４に示す遅延プロファイルの各ピーク点は、各パスの受信タイミングを表わし、その絶対値が相関の強さを示すため、事前に設定した閾値（固定値）を超えるパスを検出可能な伝搬パスである有効パスとして、以後解析の対象とする。
【００４６】
精度を高めるため、上記の相関演算処理を複数シンボルにわたって行い、シンボル方向に平均することで、高精度な遅延プロファイルが得られるが、本発明では、測定可能な時間範囲（ｍ＝０〜Ｎ−１）全ての遅延プロファイルを求めることが目的ではなく、各有効パスに対する伝搬パラメータを求めることを目的としている。
【００４７】
従って、本発明では、最初の１シンボルから数シンボルだけで、事前に設定した閾値を超える相互相関値の絶対値｜γ（ｍ）｜のピーク点から、有効パスを経た信号をおおよそ特定し、その相互相関値の絶対値のピーク点前後の部分的な相互相関値（図６の実線部）だけを、複数シンボルにわたって平均化して求めることで、演算量を減らしつつ、正確に有効パスを通過した各信号に対する相互相関値γ（ｍｄ），γ（ｍｕ１），γ（ｍｕ２）を、そのピーク点から抽出することが可能になる。
【００４８】
相関演算を利用した本発明では、（３）式により、完全に相関がとれたときの相互相関値の最大値が１となり、完全に相関がとれないときの相互相関値の最小値が０となるように規格化されているため、複数シンボルにわたって平均する場合でも、閾値（固定値）の設定を容易に行うことができ、信号電力に拘わらず有効パスを経た信号の抽出が容易となる。
【００４９】
以上の平均処理を図３の平均化部３５にて行い、有効パス検出部３６では、事前に設定した閾値を越える最も大きいピーク点を希望波の相関値とし、それ以外のピーク点を遅延波の相関値として検出し、有効パス遅延時間検出部３７にて、希望波との時間差を各遅延波の遅延時間として求める。例えば図６に示す遅延プロファイルにおいては、遅延時間（ｍｕ１−ｍｄ）、遅延時間（ｍｕ２−ｍｄ）を求める。
【００５０】
また、有効パス位相検出部３８では、ピーク点の相互相関値の位相から、各有効パス成分の相関位相を求める。例えば、希望波のピーク点の相関値が（５）式で表わされる場合、希望波の相関位相はφｄと推定される。
【００５１】
【数３】
2008042306.tif 000005
相関位相に関しても、ピーク点を求めるときと同様にして、シンボル方向にわたって平均をとることで、精度を高めることができる。ピーク点の相互相関値から得られる相関位相は、後述する方法による有効パスを通過した各信号の到来方向の推定や、同位相で合成するパスダイバーシチ受信に必要となる情報である。
【００５２】
一方、有効パスＤＵ比検出部３９では、各遅延波のＤＵ比を希望波との相互相関値の絶対値の比としておおよそ求めることができる。例えば第１遅延波（遅延波の中で最も受信電力が大きいもの）のＤＵ比は｜γ（ｍｄ）｜／｜γ（ｍｕ１）｜で求められ、第２遅延波のＤＵ比は｜γ（ｍｄ）｜／｜γ（ｍｕ２）｜で求められる。
【００５３】
＜有効パスＤＵ比検出＞
各遅延波のＤＵ比をより正確に求める場合は、有効パス遅延時間検出部３７で得られた遅延時間情報と、本出願人が先に特願２００６−１０７１８２号で提案した方法を組み合わせた次の方法で高精度に求めることができる。
【００５４】
上記先願の方法は、ＤＵ比の大きい遅延波から順に、遅延時間に起因する位相回転量を、受信パイロットキャリアのコンスタレーション上の分布から推定し、各有効パスを通過した信号を分離して行く過程で、到来方向、遅延時間、位相回転量、ＤＵ比などを求めるものであり、各遅延波の相対的な受信レベルを正確に求めることができる。
【００５５】
図７は、希望波、第１遅延波、第２遅延波の３波が有効パスであるとした場合に各遅延波のＤＵ比を求めるためのブロック図を示す。同図中、アンテナ２０、周波数変換器２１、ＡＤ変換部２２、直交復調部２３、シンボル同期部２４、ＦＦＴ演算部２５、ＣＰ抽出部２７、有効パス遅延時間検出部３７は、図３に示したものと同一であり、その説明を省略する。
【００５６】
図７において、ＣＰ抽出部２７で抽出した受信パイロットキャリアに対し、平均化部５０で信号値毎に平均化し、希望波信号電力検出部５１で平均値の２乗を希望波信号電力として検出する。
【００５７】
一方、それぞれの受信パイロットキャリアから信号値毎に得られた平均値を減算器５２で差し引く。これは、先願に記載のように受信パイロットキャリアから希望波信号成分を除去することに相当する。また、ＦＦＴ演算部２５に入力される信号は、希望波信号に完全にシンボル同期がとられた有効シンボルであり、希望波のＦＦＴ窓位置ずれによる位相回転はないものとする。
【００５８】
続いて、減算部５２の出力する希望波信号成分を除去した信号に対し、有効パス遅延時間検出部３７で得られた第１遅延波の遅延時間に相当する位相回転を移相部５３で与えて補償する。なお、第１遅延波とは、遅延波の中で最も受信電力が大きいもので、例えば得られた有効パスの相互相関値の絶対値で判断できる。これにより、第１遅延波にシンボル同期がとられ、第１遅延波のＦＦＴ窓位置ずれによる位相回転がない受信パイロットキャリアが得られる。
【００５９】
さらに、第１遅延波にシンボル同期がとられた受信パイロットキャリアに対し、平均化部５４で信号値毎に平均化し、第１遅延波信号電力検出部５５で平均値の２乗を希望波信号電力として検出する。
【００６０】
一方、それぞれの受信パイロットキャリアから信号値毎に得られた平均値を減算部５６で差し引く。これは、受信パイロットキャリアから、第１遅延波信号成分を除去することに相当する。最後に、減算部５６の出力する第１遅延波信号成分を除去した信号に対し、有効パス遅延時間検出部３７で得られた第２遅延波の第１遅延波からの遅延時間に相当する位相回転を移相部５７で与えて補償する。これにより、第２遅延波にシンボル同期がとられ、第２遅延波のＦＦＴ窓位置ずれによる位相回転がない受信パイロットキャリアが得られる。
【００６１】
さらに、第２遅延波にシンボル同期がとられた受信パイロットキャリアに対し、平均化部５８で得た信号値毎の平均値の２乗を、第２遅延波の信号電力として第２遅延波信号電力検出部５９で検出する。以上で検出された各信号電力について、有効パスＤＵ比検出部６０で各遅延波のＤＵ比を検出することが可能になる。
【００６２】
＜有効パス到来方向検出＞
次に、各有効パスを経た信号の到来方向を推定する本発明による方法について説明する。本発明で提案する到来方向推定方法では、例えば搬送波の半波長離れた位置にアンテナが配置されているもう１系統の受信信号が必要である。
【００６３】
図８は、本発明の到来方向推定装置の一実施形態のブロック図を示す。ここで、各有効パスを経た信号の遅延時間、相関位相、ＤＵ比を求める際に用いた系統を第１の受信系統とし、第１の受信系統のアンテナに対し搬送波の半波長離れた位置にアンテナを配置した系統を第２の受信系統として、到来方向推定を行う。
【００６４】
第２の受信系統では、第１の受信系統と同様に、受信した信号を周波数変換部にて周波数変換し、ＡＤ変換部でデジタル信号に変換した後、デジタル直交復調でＩＱの信号に分離する。ただし、第１の受信系統と同じ局部発振器出力を分配させて使用し、ＡＤ変換部でも同時かつ同じサンプリング周波数でサンプリングを行うものとする。このような条件が満たされていれば、シンボル同期を確立する過程は、第１の受信系統のシンボル同期部２４で確立したタイミングを用いて有効シンボルを切り出せば良いため、第２の受信系統ではシンボル同期部を省略することができる。
【００６５】
第２の受信系統で切り出した有効シンボルに対し、ＦＦＴ演算部６２でＦＦＴ演算した後、ＣＰ抽出部６３で受信パイロットキャリアを抽出する。
【００６６】
次に、第１の受信系統で実施した処理と同様に、基準ＣＰ生成部３０で生成し、位相回転部３１で位相を回転させた位相回転基準パイロットキャリアと、受信パイロットキャリアの相互相関演算を相関演算部６４で行う。ただし、位相回転基準パイロットキャリアの生成に関しては、第１の受信系統で生成したものと同一であるので、図８に示すように、第２の受信系統の基準ＣＰ生成部、位相回転部、メモリ３２部は省略が可能である。また、第２の受信系統では、第１の受信系統で特定した各有効パスを経た信号を示す相互相関値のピーク点の位置に基づいて、その位置だけに相当する位相回転を与えた位相回転基準ＣＰとの相互相関演算だけを行うことで、各有効パスを経た信号の相互相関値が得られるため、演算量を大きく軽減することができる。ここで、第１の受信系統の相互相関値のピーク点の位置で第２の受信系統の相互相関値がピーク点となるとは限らない。
【００６７】
例えば、第１の受信系統で求めた有効パスを経た第１遅延波が、ｍ＝ｍｕ１に相当する位置にあり、相互相関値が（６）式で表わされると仮定すると、
【００６８】
【数４】
2008042306.tif 000006
図９に示すように、第２の受信系統では、全Ｐ個の基準パイロットキャリア（ｐ＝０〜Ｐ−１）それぞれに対し、ｅｘｐ（ｊ・２πｐ・ｍｕ１／Ｎ）を複素乗算して位相回転を与えた位相回転基準パイロットキャリアと、受信パイロットキャリアの相互相関演算だけを行えばよく、ｍ≠ｍｕ１以外の点についての演算は行う必要がない。
【００６９】
第２の受信系統で得られるｍ＝ｍｕ１についての演算結果より、相互相関値が（７）式で表わされるとすると、
【００７０】
【数５】
2008042306.tif 000007
位相差△φｕ１＝φｕ１，２−φｕ１，１が、各アンテナで受信した第１遅延波のアンテナ間位相差を示す。ここで、φｕ１，２はφｕ１，１にアンテナ間路長差に相当する位相差が加わったものに相当する。
【００７１】
図８に示す有効パス位相検出部６５は、第２の受信系統の第１遅延波の相関位相φｕ１，２を検出して有効パス間位相差検出部６６に供給する。有効パス間位相差検出部６６は第２の受信系統の第１遅延波の相関位相φｕ１，２と、第１の受信系統の第１遅延波の相関位相φｕ１，１との位相差△φｕ１を求める。有効パス到来方向検出部６７は位相差△φｕ１から電波到来方向θｕ１を求める。
【００７２】
図１０に、アンテナ素子間隔がｄ、電波到来方向がθ、アンテナ間位相差が△φの場合の一般的な関係を示す。位相差が△φｕ１でアンテナ間隔が搬送波周波数の半波長である場合、（８）式で電波の到来方向を推定することができる。
【００７３】
θｕ１＝ｓｉｎ−１（△φｕ１／π）              …（８）
また、第１の受信系統で説明した方法と同様に、１シンボルだけでなく、シンボル方向にわたって相互相関値の平均をとることで、第２の受信系統で受信した第１遅延波の相関位相をより高精度に求めることができる。
【００７４】
第１遅延波のみならず、希望波、第２遅延波等の他の有効パスを経た信号についても同様にして、到来方向を求める。その演算についても同時に少ない演算量で求めることができる。また、推定できるパス数に制限はなく、相互相関ピーク点で分離できる全てのパス成分について、到来方向を個別に求めることができる。
【００７５】
＜有効パス到来方向検出（受信系統３系統）＞
以上では、到来方向を推定するための受信系統を２系統としたが、３系統以上の受信系統を用意して、空間的に平均化することでさらに精度を高めることもできる。
【００７６】
図１１は、第２の受信系統のアンテナから第１、第２の受信系統のアンテナ間隔（搬送波の半波長）と同じ距離に配置したアンテナを持ち、第２の受信系統と全く同じ構成の第３の受信系統を追加した実施形態のブロック図を示す。
【００７７】
同図中、第２の受信系統で行った処理と同様に、第１の受信系統で求めた各有効パスを示す相互相関値のピーク点の位置に基づいて、その位置に相当する位相回転を与えた位相回転基準パイロットキャリアと受信パイロットキャリアの相互相関演算だけを行い、第３の受信系統における各信号の相関位相を求める。
【００７８】
その後、有効パス間位相差検出部６８で第２、第３の受信系統のアンテナ間位相差を求め、位相差平均処理部６９で第１、第２の受信系統のアンテナ間位相差と平均することで、各信号のアンテナ間位相差を正確に求め、有効パス到来方向検出部７０における到来方向推定の精度を高めることが可能である。
【００７９】
＜空間分離型パスダイバーシチ１＞
次に、前記で推定した伝搬パラメータを用いて、アレーアンテナで受信したガードインターバル期間以下の遅延時間を持つ各パスを経た信号を空間的に分離受信した後、同位相で合成する空間分離型パスダイバーシチ受信装置の第１の実施形態について、図１２のブロック図を参照しながら説明する。
【００８０】
図１２は、例として４つの受信系統を持ち、希望波と第１遅延波を空間的に分離して受信し、それぞれの信号の位相を合わせた後に、希望波と第１遅延波を合成するマルチビームアダプティブアレーアンテナである。
【００８１】
同図中、それぞれが搬送波の半波長離れて配置された４系統のアンテナ８０ａ〜８０ｄで受信した信号を、デジタル信号処理可能な周波数まで変換した後、ＡＤ変換部８１ａ〜８１ｄでデジタル信号に変換する。各受信信号は２分岐されて一方をパス推定部８２に入力する。パス推定部８２は図１１と同様の構成であり、前述したように各パスを経た信号の到来方向、遅延時間、相関位相、ＤＵ比などの伝搬パラメータを求める。なお、パス推定部８２への入力は４系統の信号全てを用いるとしているが、隣接する２系統の信号だけでもよい。
【００８２】
次に、分岐した他方の信号を移相部８３ａ１，８３ａ２〜８３ｄ１，８３ｄ２に供給する。移相部８３ａ１，８３ａ２〜８３ｄ１，８３ｄ２はパス推定部８２の有効パス到来方向検出部７０で求めた希望波と第１遅延波の到来方向情報に基づいた位相回転を各信号にデジタル信号処理で与えて同位相とする。合成部８４は第１遅延波を同位相で合成し、合成部８５は希望波を同位相で合成する。上記の処理は、各信号の到来方向にそれぞれ個別にアンテナの指向性を形成することに相当する。
【００８３】
さらに、希望波と第１遅延波のパスダイバーシチ受信を実現するため、まず、個別のアンテナ指向性で第１遅延波と分離して受信した希望波の信号に対し、パス推定部８２の有効パス遅延時間検出部３７で推定した第１遅延波の遅延量に相当する遅延を遅延部８６で与えて補償する。ここで与える遅延は、例えばタップ付き遅延線（Ｔａｐｐｅｄ  Ｄｅｌａｙ  Ｌｉｎｅ：ＴＤＬ）などで実現する。
【００８４】
次に、希望波と第１遅延波では、伝搬経路が異なり、各々のフェージング変動によって、希望波と第１遅延波の間で全キャリア同一の位相回転が生じるため、パス推定部８２の有効パス位相検出部３８で推定した希望波と第１遅延波の相関位相の差分（パス間相対位相とする）に相当する位相回転を移相部８７で希望波に与えて補償する。
【００８５】
また、パス推定部８２の有効パスＤＵ比検出部３９で得られる信号の電力比を乗算部８８，８９それぞれの重み付け係数ｈ１，ｈ２として合成部９０で合成することにより、最大比合成のパスダイバーシチ受信が可能となる。
【００８６】
以上で説明したように、直交する複数のサブキャリアで構成されたＯＦＤＭ信号において、各パスを経た信号を時間領域で同位相合成するパスダイバーシチを実現するためには、遅延による位相回転（遅延の挿入）と、伝搬路でのフェージングによる位相回転を個別に補償する必要がある。
【００８７】
ただし、図１３に示す構成を用いることで、これらの位相回転補償をキャリア毎に同時に行うことも可能である。図１３では、個別のアンテナ指向性で合成した第１遅延波と希望波の信号に対し、それぞれ同じシンボル切り出し位置（ここでは希望波にシンボル同期しているとする）で取り出した１シンボル分のＯＦＤＭ信号を、ＦＦＴ演算部９１，９２それぞれでＦＦＴ演算して周波数領域に変換する。
【００８８】
図１４（Ａ）は希望波のデータキャリアのコンスタレーション（１６ＱＡＭ変調）を示す。一方、希望波の信号に同期した位置でシンボルを切り出した遅延波の信号は、周波数領域では、図１４（Ｂ）に示すように各キャリアが個別に位相回転したコンスタレーションを示す。
【００８９】
この位相回転を補償するために、パス推定部８２の有効パス遅延時間検出部３７で得られる遅延時間情報に基づいて、その遅延量に相当する位相回転量を補償する。つまり、移相部９３で希望波に対し、遅延による位相回転と伝搬路でのフェージングによる位相回転を与えて補償する。遅延波の遅延時間が△ｍｕ（＝ｍｕ−ｍｄ）である場合、キャリア番号ｋの受信パイロットキャリアに与える位相回転の補償量△φｍｕ，ｋは（９）式で表わされ、この補償を行った後のコンスタレーションを図１４（Ｃ）に示す。
【００９０】
△φｍｕ，ｋ＝２πｋ・△ｍｕ／Ｎ          …（９）
次に、伝搬路でのフェージング変動によって生じる希望波との位相差（図１４（Ｃ）に示す△φ）を補償するため、パス推定部８２の有効パス位相検出部３８で得られる位相差情報に基づいて、その位相回転量を補償する。この補償を行った場合のコンスタレーションを図１４（Ｄ）に示す。
【００９１】
以上では、便宜上２つのステップに分けて説明したが、遅延時間に相当する位相回転量と、伝搬路でのフェージング変動によって生じる位相差△φを合成して、一度にキャリア毎の位相補償を行うことができる。同時に補償を行う場合のキャリア毎の位相回転補償量△φｋを（１０）式に示す。
【００９２】
△φｋ＝△φｍｕ，ｋ＋△φ            …（１０）
以上の処理により、図１４（Ａ）の希望波と図１４（Ｄ）の遅延波を周波数領域でキャリア毎に同位相合成することが可能である。また、重み付け係数ｈ１，ｈ２をパス推定部８２の有効パスＤＵ比検出部３９で得られる信号の電力比とすることで、最大比合成のパスダイバーシチ受信が可能となる。
【００９３】
図１２、図１３の説明では、簡単のために希望波と遅延波１波を合成する構成としたが、パスダイバーシチを試みるパス数に応じて信号をそれぞれ分岐させることで拡張が可能である。
【００９４】
図１５は、合成するパス数を３としたときのブロック図を示す。それぞれが搬送波の半波長離れて配置された４系統のアンテナ８０ａ〜８０ｄで受信した信号を、デジタル信号処理可能な周波数まで変換した後、ＡＤ変換部８１ａ〜８１ｄでデジタル信号に変換する。各受信信号は２分岐されて一方をパス推定部８２に入力する。
【００９５】
分岐した他方の信号を移相部８３ａ１，８３ａ２，８３ａ３〜８３ｄ１，８３ｄ２，８３ｄ３に供給する。移相部８３ａ１，８３ａ２，８３ａ３〜８３ｄ１，８３ｄ２，８３ｄ３はパス推定部８２の有効パス到来方向検出部７０で求めた希望波と第１遅延波と第２遅延波の到来方向情報に基づいた位相回転を各信号にデジタル信号処理で与える同位相とする。合成部８４は第１遅延波を同位相で合成し、合成部８５は希望波を同位相で合成し、合成部９５は第２遅延波を同位相で合成する。
【００９６】
さらに、個別のアンテナ指向性で第１遅延波及び第２遅延波と分離して受信した希望波の信号に対し、パス推定部８２の有効パス遅延時間検出部３７で推定した第２遅延波との遅延量に相当する遅延を遅延部９６で与えて補償する。また、第１遅延波の信号に対し第２遅延波との遅延量に相当する遅延を遅延部９７で与えて補償する。
【００９７】
次に、パス推定部８２の有効パス位相検出部３８で推定した希望波と第２遅延波の相関位相の差分（パス間相対位相）に相当する位相回転を移相部９８で希望波に与えて補償し、第１遅延波と第２遅延波の相関位相の差分（パス間相対位相）に相当する位相回転を移相部９９で第１遅延波に与えて補償する。
【００９８】
また、パス推定部８２の有効パスＤＵ比検出部３９で得られる信号の電力比を乗算部１００，１０１，１０２それぞれの重み付け係数ｈ１，ｈ２，ｈ３として合成部１０３で合成することで、最大比合成のパスダイバーシチ受信が可能となる。
【００９９】
＜空間分離型パスダイバーシチ２＞
図１６に、前記で推定した伝搬パラメータを用いて、アレーアンテナで受信したガードインターバル期間以下の遅延時間を持つ各パスを経た信号を空間的に分離受信した後、同位相で合成する空間分離型パスダイバーシチ受信装置の第２の実施形態のブロック図を示す。
【０１００】
図１６において、それぞれが搬送波の半波長離れて配置された４系統のアンテナ８０ａ〜８０ｄで受信した信号を、デジタル信号処理可能な周波数まで変換した後、ＡＤ変換部８１ａ〜８１ｄでデジタル信号に変換する。デジタル信号はＦＦＴ演算部１４０ａ〜１４０ｄで周波数領域の信号に変換され、２分岐されて一方をパス推定部１４１に入力する。パス推定部１４１は図１１と同様の構成であり、前述したように各パスを経た周波数領域の信号の到来方向、遅延時間、相関位相、ＤＵ比などの伝搬パラメータを求める。
【０１０１】
ウエートベクトル推定部１４２では、パス推定部１４１で特定した第ｋパスの受信系統毎の相互相関値を成分とする列ベクトルｈｋを第ｋパスのアレー応答ベクトルとする。さらに、伝搬パス毎に求めたアレー応答ベクトルから（１１）式を用いて擬似的な相関行列Ｒｘｘを生成し、（１２）式を用いて、各伝搬パスの信号をそれぞれ分離するウエートベクトルＷｋを求める。ここで、σｎ２Ｉは対角成分が正値で相関行列が正則となるように加える雑音行列であり、ｈｋ＊はｈｋの共役ベクトル、ｈｋＴはｈｋの転置ベクトル、Ｒｘｘ−１はＲｘｘの逆行列である。
【０１０２】
【数６】
2008042306.tif 000008
ウエートベクトル推定部１４２の出力するウエートベクトルＷ１，Ｗ２は希望波と第１遅延波を受信するためのウエートベクトルで、乗算部１４３ａ１，１４３ａ２〜１４３ｄ１，１４３ｄ２に供給される。
【０１０３】
乗算部１４３ａ１〜１４３ｄ１はＦＦＴ演算部１４０ａ〜１４０ｄの出力信号にウエートベクトルＷ１を乗算し、乗算部１４３ａ１〜１４３ｄ１の出力信号は合成部１４５に供給されて希望波が合成される。乗算部１４３ａ２〜１４３ｄ２はＦＦＴ演算部１４０ａ〜１４０ｄの出力信号にウエートベクトルＷ２を乗算し、乗算部１４３ａ２〜１４３ｄ２の出力信号は合成部１４６に供給されて第１遅延波が合成される。
【０１０４】
合成部１４５，１４６の出力信号は等化部１４７，１４８で等化されたのち、乗算部１４９、１５０に供給され、パス推定部１４１で得られる希望波と第１遅延波の電力比を重み付け係数ｈ１，ｈ２として乗算され、合成部１５１で合成され出力される。
【０１０５】
この第２の実施形態では、ウエートベクトルＷｋは、受信分離する希望パス以外のパスには指向性ヌルを形成するため、第１の実施形態に比べて、各信号を空間的により明確に分離して受信することが可能となる。
【０１０６】
図１７は、空間分離型パスダイバーシチ受信装置の第２の実施形態の変形例のブロック図を示す。この変形例では希望波と第１遅延波のパスダイバーシチ受信を時間領域で実現する。すなわち、ＡＤ変換部８１ａ〜８１ｄの出力信号をＦＦＴ演算せずに、２分岐してパス推定部１４１と乗算部１４３ａ１，１４３ａ２〜１４３ｄ１，１４３ｄ２に供給する。
【０１０７】
合成部１４６の出力する第１遅延波は遅延部１５２でパス推定部８２で推定した第１遅延波の遅延量に相当する遅延を補償され、移相部１５３で希望波と第１遅延波の相関位相の差分に相当する位相回転を与えたのち、合成部１５４にて合成部１４５の出力する希望波と合成する。こののち、ＦＦＴ演算部１５５で周波数領域の信号に変換して出力する。
【０１０８】
＜周波数領域分離型パスダイバーシチ＞
次に、空間的にパスの分離を行うことなく、１系統の受信信号内で互いに独立したフェージング変動を受けた複数のパスを分離し、同位相で再合成するパスダイバーシチ受信の実施形態について説明する。このような形式のパスダイバーシチは、一般にスペクトル拡散技術のＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）方式において、高速のチップレートを持つ拡散符号を用いて各パス成分を時間的に分離し、各パスを経た信号を別々に拡散復調して再合成することにより実現可能である。
【０１０９】
しかし、非特許文献２で定められた形式のＯＦＤＭ信号では、同一の受信系統で受信した希望波以外の遅延波の信号は、等化処理によって影響を軽減させることはできるが、分離して同位相で合成して受信特性を改善する、いわゆるレイク受信方法はいままで提案されていない。
【０１１０】
本発明では、前記推定したパス推定による伝搬パラメータのうち、各パスを経た信号の遅延時間と位相差情報を基に、周波数領域で各信号を分離して再合成するので、周波数領域分離型パスダイバーシチと呼ぶ。
【０１１１】
図１８は、希望波と第１遅延波を合成する周波数領域分離型パスダイバーシチ受信装置の原理を説明するためのブロック図を示す。
【０１１２】
同図中、受信信号をデジタル信号に変換し、シンボル同期部２４でシンボル同期を確立して希望波の１有効シンボルを切り出し、ＦＦＴ演算部２５で周波数領域の信号ａに変換したのち２系統に分岐する。ＦＦＴ演算後のコンスタレーションの例を図２０（Ａ）に示す。なお、図２０（Ａ）〜（Ｆ）は、図１８の各部におけるデータキャリアのコンスタレーション（１６ＱＡＭ変調）に対応している。
【０１１３】
分岐した信号ａの一方は通常の復調動作と同様に、等化部１１０に供給して伝搬路特性（遅延波が存在する場合はその影響も含む）の影響をキャンセルした希望波信号ｃが得られる。希望波信号等化後のコンスタレーション例を図２０（Ａ）に示す。ただし、コンスタレーションはデータキャリアの信号値のみ表示している。
【０１１４】
等化部１１０のブロック図を図１９に示す。同図中、ＣＰ抽出部１１１は周波数領域に変換した信号から等化用に挿入されているパイロットキャリアを抽出し、複素除算部１１２にて上記パイロットキャリアを基準ＣＰ発生部１１３の出力する基準パイロットキャリアで複素除算して伝搬路特性（伝搬路で受けた振幅、位相の変動）を得る。
【０１１５】
キャリアフィルタ１１４では、パイロットキャリア間にあるデータキャリアの伝搬路特性を推定して内挿したのち複素除算部１１５に供給する。複素除算部１１５はデータキャリアを推定したデータキャリアの伝搬路特性で複素除算して伝搬路特性の影響をキャンセルした希望波信号ｃを得る。ここまでは、テレビジョン学会技術報告  ＩＴＥ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｒｅｐｏｒｔ  Ｖｏｌ．２０，Ｎｏ．５３  ｐｐ．５５「ＯＦＤＭ復調における適応等化方式の検討」などに詳細が述べられている。また、振幅平均部１１６は、複素除算部１１２で得られたキャリア毎の複素信号値の絶対値の平均を求めて出力する。
【０１１６】
図１８において、分岐した信号ａの他方は移相部１２０に供給され、パス推定部８２の有効パス位相検出部３８で得られた希望波の相関位相に基づいた位相回転を与えて補償する。図２０（Ｂ）に位相補償後のコンスタレーションを示す。通常はＦＦＴ演算部２５でＦＦＴ演算をする前に直流成分などのオフセットを除去するが、まだ残留成分がある場合はオフセット除去部１２１で除去する。
【０１１７】
オフセット除去部１２１では、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの各変調方式において、各キャリアの信号値は原点を中心にマッピングされていることから、キャリア毎の信号値を平均するなどしてオフセットを推定する。その後、推定したオフセットを各キャリアの信号値から差し引くことでオフセットを除去した図２０（Ｂ）に示す信号ｂを得ることができる。ここで、簡単のため、ＦＦＴ演算部２５に供給される信号は、希望波にシンボル同期がとられ、希望波に完全に同期して抽出した有効シンボルであるものとする。
【０１１８】
次に、位相回転とオフセットの補償を行った信号から、等化部の出力ｃをシンボル判定部１２２でシンボル判定を行い、レベル補正部１２３でレベルを補正した図２０（Ｄ）に示す信号ｄをキャリア毎に減算するため、減算部１２４に供給する。ここで示したシンボル判定部１２２は、残留誤差や雑音を除去するため、キャリア毎に最も近い送信信号値を判定して出力する。一方、レベル補正部１２３は、等化部１１０で送信信号レベルに等化された信号を、等化を行う前の受信信号レベルに戻す処理を行う。これは、シンボル判定部１２２から出力された信号値に、等化部１１０の振幅平均部１１６が出力するキャリア毎の複素信号値の絶対値の平均値を乗算することで実現できる。
【０１１９】
減算部１２４の減算により、受信信号から希望波に相当する信号成分が除去された遅延波に相当する図２０（Ｅ）に示す信号ｅが得られる。
【０１２０】
さらに、減算部１２４の出力に対し、図１９と同様の構成の等化部１２５で等化処理を行うことで図２０（Ｆ）に示す遅延波信号ｆが復調される。その後、図２０（Ｃ）に示す希望波信号ｃと図２０（Ｆ）に示す遅延波信号ｆそれぞれに、等化部１１０，１２５それぞれの振幅平均部１１６が出力するキャリア毎の複素信号値の絶対値の平均値（つまり、信号電力）を乗算部１２６，１２７で重み係数として乗算し、加算部１２８でキャリア毎に各信号を再合成することで、最大比合成のパスダイバーシチ受信が可能となる。
【０１２１】
また、ＤＵ比に閾値を設け、設定した閾値を越えた場合は有効パスとはみなさず、重み係数を０として復調に寄与しないようにすることもできる。さらに、図１８では、等化部１１０，１２５で得られた信号電力から重み付けの係数を決定したが、パス推定部８２の有効パスＤＵ比検出部３９で推定した遅延波のＤＵ比に基づいて重み付けを行っても良い。
【０１２２】
図２１は、希望波と第１遅延波、第２遅延波を合成する周波数領域分離型パスダイバーシチ受信装置の一実施形態のブロック図を示す。ここで第１遅延波は、遅延時間の大小に拘わらず、第２遅延波より受信電力が大きい方を指す。
【０１２３】
まず、ＦＦＴ演算前の時間領域の受信信号を離散時間形式で表現すると、（１３）式で表わされる。
【０１２４】
【数７】
2008042306.tif 000009
上式右辺の第１項から第３項は、それぞれ希望波、第１遅延波、第２遅延波に相当する項を示し、ａｋはキャリア番号ｋの送信信号、ｂｍは受信信号の時刻ｍに関する信号サンプリング値、ρｄ，ρｕ１，ρｕ２は希望波、第１遅延波、第２遅延波それぞれの信号振幅に関するフェージング変動、φｄ，φｕ１，φｕ２はそれぞれの位相に関するフェージング変動、ｍｕ１，ｍｕ２は第１遅延波、第２遅延波それぞれの遅延時間、ＮはＦＦＴのポイント数とする。ただし、簡単のため熱雑音は省略した。
【０１２５】
上式に相当する信号を、ＦＦＴ演算部２５にて周波数領域に変換すると、キャリア番号ｋの信号は（１４）式で表わされる。
【０１２６】
【数８】
2008042306.tif 000010
次に、（１４）式で表される信号に対し、移相部１２０でパス推定部８２の有効パス位相検出部３８で得られた希望波の相関位相からの位相回転量φｄに基づいた補償を行い（ｅ−ｊφｄを乗算）、さらに等化部１１０、シンボル判定部１２２、レベル補正部１２３を経て得られた信号ρｄａｋを減算部１２４で減算すると、（１４）式の右辺第１項の希望波成分が除去された（１５）式で示される信号が得られる。ここで、直流成分などによるオフセットはないものとする。
【０１２７】
【数９】
2008042306.tif 000011
得られた信号を等化部１２５に供給して等化処理を行うことで、第１遅延波の信号を再生することができる。一方、第１遅延波の信号を除去し、第２遅延波の信号を再生するため、パス推定部８２の有効パス遅延時間検出部３７と有効パス位相検出部３８で得られた第１遅延波の遅延時間に相当する位相回転と相関位相差からの位相回転量を合わせた
【０１２８】
【数１０】
2008042306.tif 000012
を移相部１３０で乗算して補償を行った後オフセット除去部１３３でオフセット除去を行い、さらに等化部１２５、シンボル判定部１３１、レベル補正部１３２を経て得られた、もう一方の信号ρｕ１ａｋを減算部１３４で減算すると、（１５）式の右辺第１項の第１遅延波成分が除去された（１６）式で示される信号が得られる。
【０１２９】
【数１１】
2008042306.tif 000013
得られた信号を等化部１３５に入力して等化処理を行うことで、第２遅延波の信号を再生することができる。
【０１３０】
以上の処理により、希望波、第１遅延波、第２遅延波がそれぞれ分離され、同位相とすることができるため、これらに乗算部１２６，１２７，１３６で適当な重みｈ１，ｈ２，ｈ３を付け、加算部１３７で再合成することにより、ＯＦＤＭ信号を３パス合成するパスダイバーシチ受信が可能となる。
【０１３１】
前述したように、重み付け係数ｈ１，ｈ２，ｈ３を振幅平均部１１６、あるいは、有効パスＤＵ比検出部３９で得られる信号の電力比とすることで、最大比合成のパスダイバーシチ受信が可能となる。
【０１３２】
＜パイロットキャリア（ＳＰ）＞
なお、上記実施形態では、非特許文献２で規定された形式のＯＦＤＭ信号で説明したが、非特許文献３で規定されている地上デジタルテレビジョン放送波に含まれるパイロットキャリア（ＳＰ：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）も、挿入されるキャリアの位置は異なるが、パイロットキャリア（ＣＰ）と同様の手法で、本発明を容易に適用することが可能である。
【０１３３】
図２１にパイロットキャリア（ＳＰ）の配置を示す。パイロットキャリア（ＳＰ）の配置は、シンボル番号をｎ、キャリア番号をｋとしたとき、（１５）式の関係を満たす。
【０１３４】
ｋ  ｍｏｄ  １２＝３（ｎ  ｍｏｄ  ４）      …（１５）
ただし、ｍｏｄは剰余を示す。また、送信されるキャリアシンボルは（１６）式を生成多項式とする擬似ランダム系列をなす値で、パイロットキャリアＣＰと同様にＢＰＳＫ変調されており、受信側で振幅と位相が既知である。
【０１３５】
ｇ（ｘ）＝ｘ１１＋ｘ９＋１              …（１６）
図２２に示すように、パイロットキャリア（ＳＰ）ではパイロットキャリア（ＣＰ）と異なり、連続する４シンボルでは挿入されるパイロットキャリア（ＳＰ）のキャリア番号が異なる。しかし、パイロットキャリア（ＳＰ）が存在しないキャリアには内挿補間、つまり４シンボルに１回処理を行うことでパイロットキャリアＣＰと同様にシンボル方向に対し、常に同一キャリア（３キャリア毎）にパイロットキャリア（ＳＰ）が挿入されていると考えることができる。また、遅延波の検出時間範囲は狭くなるが、４シンボルシーケンスのパイロットキャリア（ＳＰ）を用いて、シンボル毎に相関演算を行っても良い。
【０１３６】
従って、非特許文献２で規定された形式の信号を用いて本発明の実施形態を説明したが、４シンボルに１回処理を行うことで、非特許文献３で規定された地上デジタルテレビジョン放送波においても適用することが可能になる。また、説明では時間領域と周波数領域の変換にＦＦＴまたはＩＦＦＴを用いたが、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）またはＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いることもできる。
【０１３７】
このようにして、有効パスを検出するための閾値の設定を容易に行うことができ、検出した有効パスの遅延時間、相関位相、ＤＵ比を少ない演算量で同時かつ高精度に求めることができる。また、少なくとも２系統のアンテナで検出可能な有効パス全ての到来方向を高精度に推定することができ、その推定結果に基づいてＯＦＤＭ信号の各パス成分を空間領域あるいは周波数領域で分離した各パス成分を同位相で合成して受信特性を改善できる。
【０１３８】
なお、ＣＰ抽出部２７が請求項記載の抽出手段に相当し、位相回転部３１が位相回転手段に相当し、相関演算部３３が相関演算手段に相当し、相互相関値保持部３４，有効パス検出部３６〜有効パスＤＵ比検出部３９が伝搬パラメータ算出手段に相当し、平均化部３５が平均化手段に相当し、有効パス到来方向検出部６７が到来方向検出手段に相当し、８３ａ１〜８３ｄ２が位相回転手段に相当し、合成部８４，８５が第１の合成手段に相当し、遅延部８６〜合成部９０が第２の合成手段に相当し、パス推定部８２，１４１，ウエートベクトル推定部１４２がウエートベクトル推定手段に相当し、乗算部１４３ａ１，１４３ａ２〜１４３ｄ１，１４３ｄ２，合成部１４５，１４６が信号分離手段に相当し、等化部１４７，１４８，乗算部１４９、１５０，合成部１５１，遅延部１５２，移相部１５３がパス合成手段に相当し、等化部１１０〜乗算部１２７が伝搬パス分離手段に相当し、加算部１２８が合成手段に相当する。
【図面の簡単な説明】
【０１３９】
【図１】遅延プロファイルを求める伝搬解析装置の一般的なブロック図である。
【図２】パイロットキャリア（ＣＰ）の配列を説明するための図である。
【図３】本発明の伝搬パス推定装置の一実施形態のブロック図である。
【図４】遅延プロファイルを示す図である。
【図５】本発明の伝搬パス推定装置の一実施形態の変形例のブロック図である。
【図６】部分的相関演算を説明するための図である。
【図７】有効パスＤＵ比検出部のブロック図である。
【図８】本発明の到来方向推定装置の一実施形態のブロック図である。
【図９】部分的相関演算を説明するための図である。
【図１０】位相差と希望波の到来方向との関係を示す図である。
【図１１】受信系統３系統の到来方向推定装置のブロック図である。
【図１２】空間分離型パスダイバーシチ受信装置の第１の実施形態のブロック図である。
【図１３】空間分離型パスダイバーシチ受信装置の第１の実施形態の変形例のブロック図である。
【図１４】図１３におけるデータキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図１５】合成するパス数を３としたときの空間分離型パスダイバーシチ受信装置のブロック図である。
【図１６】空間分離型パスダイバーシチ受信装置の第２の実施形態のブロック図である。
【図１７】空間分離型パスダイバーシチ受信装置の第２の実施形態の変形例のブロック図である。
【図１８】希望波と第１遅延波を合成する周波数領域分離型パスダイバーシチ受信装置の原理を説明するためのブロック図
【図１９】等化部のブロック図である。
【図２０】図１８におけるデータキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図２１】希望波と第１遅延波、第２遅延波を合成する周波数領域分離型パスダイバーシチ受信装置の一実施形態のブロック図である。
【図２２】パイロットキャリア（ＳＰ）の配列を説明するための図である。
【符号の説明】
【０１４０】
２０  アンテナ
２１  周波数変換器
２２  ＡＤ変換部
２３  直交復調部
２４  シンボル同期部
２５  ＦＦＴ演算部
２６  復調部
２７，６３  ＣＰ抽出部
３０  基準ＣＰ生成部
３１  位相回転部
３２，４４  メモリ
３３，４５，６４  相関演算部
３４  相互相関値保持部
３５，５０，５８  平均化部
３６  有効パス検出部
３７  有効パス遅延時間検出部
３８，６５  有効パス位相検出部
３９，６０  有効パスＤＵ比検出部
４１，４２  ＩＦＦＴ演算部
４３  時間ずらし部
４５  相関演算部
５１  希望波信号電力検出部
５２，５６  減算部
５３，５７  移相部
５５  第１遅延波信号電力検出部
５９  第２遅延波信号電力検出部
６６，６８  有効パス間位相差検出部
６７，７０  有効パス到来方向検出部
６９  位相差平均処理部
８０ａ〜８０ｄ  アンテナ
８１ａ〜８１ｄ  ＡＤ変換部
８２  パス推定部
８３ａ１，８３ａ２〜８３ｄ１，８３ｄ２，８７，９３  移相部
８４，８５，９０  合成部
８６，９６，９７  遅延部
８８，８９，１００〜１０２  乗算部
９１，９２  ＦＦＴ演算部
１１０，１２５，１３５  等化部
１２０，１３０  移相部
１２１，１３３  オフセット除去部
１２２，１３１  シンボル判定部
１２３，１３２  レベル補正部
１２４，１３４  減算部
１２６，１２７，１３６  乗算部
１２８，１３７  加算部
【図１】
2008042306.tif 000014
【図２】
2008042306.tif 000015
【図３】
2008042306.tif 000016
【図４】
2008042306.tif 000017
【図５】
2008042306.tif 000018
【図６】
2008042306.tif 000019
【図７】
2008042306.tif 000020
【図８】
2008042306.tif 000021
【図９】
2008042306.tif 000022
【図１０】
2008042306.tif 000023
【図１１】
2008042306.tif 000024
【図１２】
2008042306.tif 000025
【図１３】
2008042306.tif 000026
【図１４】
2008042306.tif 000027
【図１５】
2008042306.tif 000028
【図１６】
2008042306.tif 000029
【図１７】
2008042306.tif 000030
【図１８】
2008042306.tif 000031
【図１９】
2008042306.tif 000032
【図２０】
2008042306.tif 000033
【図２１】
2008042306.tif 000034
【図２２】
2008042306.tif 000035