(57)【要約】【課題】希望波と干渉波との受信電力差が小さい場合であっても、希望波に生じる干渉を検出し、軟判定値の補正を実行することが可能な軟判定値補正方法、及びその軟判定値補正方法を実行する受信装置、プログラムの提供。【解決手段】受信装置２０では、ＥＶＭ算出器２８が、１番目のＯＦＤＭシンボルにおける１番目のサブキャリアに対する一次変調シンボルに対する検出距離を基準とし、受信した受信信号の一次変調シンボルが基準からどの程度離れているのかを表す指標として評価値ΔＥl,mを算出する。その評価値ΔＥl,mが規定閾値以上であれば、重み制御器２９が、受信信号に対し干渉が発生したものと推定して、軟判定値Ｗl、m、nに重み係数を乗じ、補正された軟判定値Ｖl、m、nを算出し、デインターリーバ３０を介して軟判定値Ｖl、m、nが入力されたビタビ復号器３１が受信ビット列を復号する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
誤り訂正符号にて符号化され、インターリーブにより並べ替えられた入力ビット列を、Ｎ（Ｎは１以上の整数）ビットのシンボル毎に、前記シンボルを、複素平面上に設定された２N個の基準マッピング位置のいずれかにマッピングし、そのマッピングした基準マッピング位置に対応付けられた振幅、位相を有した信号となるように変調された受信信号を復調して、前記誤り訂正符号の復号に用いる軟判定値を生成する復調手段を備えた受信装置において、前記復調手段が生成した軟判定値を補正する軟判定値補正方法であって、
前記受信信号のばらつき度合いを算出するばらつき度算出過程と、
前記ばらつき度算出過程で算出されたばらつき度合いが、予め規定された規定閾値以上である場合、前記受信信号に対する干渉が発生したものとし、前記誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように、前記シンボル毎に軟判定値を補正する軟判定値補正過程と
を備えることを特徴とする軟判定値補正方法。
【請求項２】
前記ばらつき度算出過程は、
前記受信信号を復調する際に前記シンボル単位で検出される振幅、位相に従って前記複素平面上に表される信号点位置と各基準マッピング位置との距離のうち、最短のものを検出距離として求め、その検出距離を前記ばらつき度合いとすることを特徴とする請求項１に記載の軟判定値補正方法。
【請求項３】
前記ばらつき度算出過程は、
前記受信信号を復調する際に前記シンボル単位で検出される振幅、位相に従って前記複素平面上に表される信号点位置と各基準マッピング位置との距離のうち、最短のものを検出距離として求め、予め規定された規定数のシンボルに対する前記検出距離を平均することで平均検出距離を求めると共に、その平均検出距離を前記ばらつき度合いとすることを特徴とする請求項１に記載の軟判定値補正方法。
【請求項４】
前記ばらつき度算出過程は、
前記受信信号を復調する際に前記シンボル単位で検出される振幅、位相に従って前記複素平面上に表される信号点位置と各基準マッピング位置との距離のうち、最短のものを検出距離として求め、前記受信信号の受信開始後に最初に求められた前記検出距離を基準距離とし、前記基準距離と前記検出距離との差分を検出差分として求めると共に、その検出差分を前記ばらつき度合いとすることを特徴とする請求項１に記載の軟判定値補正方法。
【請求項５】
前記ばらつき度算出過程は、
前記受信信号を復調する際に前記シンボル単位で検出される振幅、位相に従って前記複素平面上に表される信号点位置と各基準マッピング位置との距離のうち、最短のものを検出距離として求め、予め規定された規定数のシンボルに対する前記検出距離を平均した平均検出距離を求めると共に、前記受信信号の受信開始後に最初に求められた前記平均検出距離を基準距離とし、前記基準距離と前記検出距離との差分を前記ばらつき度合いとすることを特徴とする請求項１に記載の軟判定値補正方法。
【請求項６】
前記ばらつき度算出過程は、
前記受信信号を復調する際に前記シンボル単位で検出される振幅を検出振幅とし、予め規定された規定数のシンボルに対する前記検出振幅に基づいて、前記検出振幅の標準偏差を検出偏差として求め、その検出偏差を前記ばらつき度合いとすることを特徴とする請求項１に記載の軟判定値補正方法。
【請求項７】
前記ばらつき度算出過程は、
前記受信信号を復調する際に前記シンボル単位で検出される振幅を検出振幅とし、予め規定された規定数のシンボルに対する前記検出振幅に基づいて、前記検出振幅の標準偏差を検出偏差として求め、前記受信信号の受信開始後に最初に求められた前記検出偏差を基準偏差とし、前記基準偏差と前記検出偏差との差分を前記ばらつき度合いとする請求項１に記載の軟判定値補正方法。
【請求項８】
前記軟判定値補正過程は、
前記ばらつき度合いが規定閾値以上である場合、予め規定された重み係数を前記軟判定値に乗じることを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれかに記載の軟判定値補正方法。
【請求項９】
前記軟判定値補正過程は、
前記ばらつき度合いが大きいほど、前記誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように、前記ばらつき度合いと前記重み係数とが予め対応付けられたテーブルに従って、前記重み係数を決定することを特徴とする請求項８に記載の軟判定値補正方法。
【請求項１０】
前記受信装置で受信される受信信号は、直交周波数多重伝送方式で送信されたものであり、
前記ばらつき度算出過程は、
前記受信信号を復調する際に出力される周波数軸上の複素信号に基づき、前記ばらつき度合いを算出することを特徴とする請求項１ないし請求項９のいずれかに記載の軟判定値補正方法。
【請求項１１】
前記受信装置は、前記入力ビット列を複数のシンボルからなる１パケットとして受信し、
前記インターリーブは、
前記インターリーブ前の前記入力ビット列を構成する各ビット間の連続した並びが不連続となるように予め定められた規則に従って、前記インターリーブ前の各ビットを、前記パケット内のそれぞれ異なる時刻に受信される複数のシンボルに亘って振り分けることを特徴とする請求項１ないし請求項１０のいずれかに記載の軟判定値補正方法。
【請求項１２】
誤り訂正符号にて符号化され、インターリーブにより並べ替えられた入力ビット列を、Ｎ（Ｎは１以上の整数）ビットのシンボル毎に、前記シンボルを、複素平面上に設定された２N個の基準マッピング位置のいずれかにマッピングし、そのマッピングした基準マッピング位置に対応付けられた振幅、位相を有した信号となるように変調された受信信号を復調して、前記誤り訂正符号の復号に用いる軟判定値を生成する復調手段を備えた受信装置において、
前記受信信号のばらつき度合いを算出するばらつき度算出手段と、
前記ばらつき度算出手段で算出されたばらつき度合いが、予め規定された規定閾値以上である場合、前記受信信号に対する干渉が発生したものとし、前記誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように、前記シンボル毎に軟判定値を補正する軟判定値補正手段と
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１３】
請求項１ないし請求項１１のいずれかに記載の軟判定値補正方法の各過程をコンピュータに実行させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誤り訂正符号の復号に用いられる軟判定値の補正方法、及びその補正方法を適用した受信装置、プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、無線通信を用いて複数の通信機器間で、データを送受信するデジタル無線通信システムが知られている。
そして、デジタル無線通信システムにおいて使用されるアクセス制御方式の一つとしてＣＳＭＡ／ＣＡ方式が知られている。
【０００３】
このＣＳＭＡ／ＣＡ方式では、データを送信しようとする通信機器は、受信先の通信機器との通信に使用するチャンネルをキャリアセンスし、そのチャンネルが空いていれば、データを送信し、空いていなければ、チャンネルが空くのを待ってデータを送信する。
【０００４】
また、デジタル無線通信システムにおいて使用される符号化方式の一つとして、畳み込み符号が知られており、その復号方式としては、誤り訂正能力の高いビタビ復号が広く用いられている。
【０００５】
このビタビ復号では、受信信号から、符号器の状態遷移を推定し、最も確からしい（最尤）状態遷移を選んで送信信号を推定する。このとき、状態遷移の確からしさを数量的に表すための尤度として、受信符号と候補符号とのハミング距離を用いるのが一般的である。そして、尤度を求める際に、受信信号を０，１の２値で表す硬判定と、受信信号の振幅に応じた多値で表す軟判定とが知られている。
【０００６】
つまり、硬判定で生成される判定値は、その判定値自体の信頼性に関わらず、復号に与える影響がいずれも同じであるのに対して、軟判定値で生成される判定値は、その判定値自体の信頼性が低いと復号に与える影響も小さくなるため、硬判定の場合よりも復号の信頼性が高くなる（以下では、軟判定において尤度を表す値（即ち、判定値）を軟判定値と称する）。
【０００７】
これを利用して、干渉が発生した場合には、軟判定値がビタビ復号に寄与しないように、その値をＮＵＬＬ制御する通信機器が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
ただし、この特許文献１では、他のシステム（例えば、気象用レーダ等）から送信されるパルス状の干渉波により、通信機器で本来受信すべき希望波に干渉が生じることを想定している。このため、特許文献１に記載の通信機器では、干渉波の送信電力が希望波の送信電力よりも（即ち、干渉波と希望波との受信電力差が）極端に大きいこと、かつ干渉波が周期的に送信されることを利用して、干渉の発生を検出している。
【特許文献１】特開２００１−２５７６０４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、ＣＳＭＡ／ＣＡ方式を利用した車車間通信等では、隠れ端末問題に起因した干渉が生じる。
例えば、ＣＳＭＡ／ＣＡ方式を利用した車車間通信が可能な複数の車両（車両Ａ、車両Ｂ、車両Ｃ）が、図１０に示すように、車両Ｂ、もしくは車両Ｃと車両Ａとの間で通信可能であり、かつ車両Ｂと車両Ｃとの間で通信不可能な位置関係にあり、さらに車両Ｂが車両Ａに対してデータを送信しようとしている場合、車両Ｂは、車両Ａとの通信に使用するチャンネルをキャリアセンスする。しかし、このような位置関係では、車両Ｂのキャリアセンス可能な範囲外に車両Ｃが存在しているため、車両Ｂでキャリアセンスしても、車両Ｂが車両Ｃの存在を検出する（即ち、車両Ｃから送信される信号を車両Ｂで受信する）ことができない。よって、車両Ｃから車両Ａに対してデータが送信されていても、車両Ｂでは、車両Ａとの通信に使用するチャンネルが空いているものと判断し、車両Ａに対してデータを送信してしまうため、車両Ａは、希望波を受信している間に干渉が発生する可能性があった（ただし、ここでは、車両Ｃから車両Ａに対するデータを希望波とし、車両Ｂから車両Ａに対するデータを干渉波とする）。
【０００９】
しかしながら、このような場合、一つのシステムを構成する通信機器（即ち、同一の構成を有した通信機器）から送信された信号間で干渉が生じており、希望波と干渉波との受信電力にはほとんど差がないこと、及び干渉波が必ずしも周期的に送信されるわけではないことから、特許文献１に記載の装置を含めた従来の技術を用いても、希望波に生じる干渉（即ち、干渉波）を検出することが困難であった。その結果、干渉が生じている受信信号に対する軟判定値を補正することも不可能であり、データを正しく復号することも困難であった。
【００１０】
そこで、本発明は、希望波と干渉波との受信電力差が小さい場合であっても、希望波に生じる干渉を検出し、軟判定値の補正を実行することが可能な軟判定値補正方法、及びその軟判定値補正方法を実行する受信装置、プログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するためになされた第一発明の軟判定値補正方法は、誤り訂正符号にて符号化され、インターリーブにより並べ替えられた入力ビット列を、Ｎ（Ｎは１以上の整数）ビットのシンボル毎に、そのシンボルを、複素平面上に設定された２N個の基準マッピング位置のいずれかにマッピングし、そのマッピングした基準マッピング位置に対応付けられた振幅、位相を有した信号となるように変調された受信信号を復調して、誤り訂正符号の復号に用いる軟判定値を生成する復調手段を備えた受信装置において、復調手段が生成した軟判定値を補正するものである。
【００１２】
そして、本発明の軟判定値補正方法では、ばらつき度算出過程で受信信号のばらつき度合いを算出し、そのばらつき度合いが予め規定された規定閾値以上である場合、軟判定値補正過程で、受信信号に対する干渉が発生したものとし、誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように、シンボル毎に軟判定値を補正する。なお、この補正された軟判定値が誤り訂正符号の復号に用いられる。
【００１３】
このように、本発明の軟判定値補正方法によれば、受信信号のばらつき度合いに基づいて、受信信号に対する干渉の発生を検出するため、受信信号と干渉の要因となる他の信号との受信電力差が極端に大きくなくとも、受信信号に干渉が発生したことを検出することができる。
【００１４】
このため、本発明の軟判定値補正方法によれば、干渉が発生しているシンボルに対して算出された軟判定値を、誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように補正することで、誤り訂正符号の復号を精度良く行うことができ、通信の品質を向上させることができる。
【００１５】
なお、ここでいう軟判定値とは、軟判定における尤度（確からしさ）を表す値である。
また、本発明の軟判定値補正方法のばらつき度算出過程では、請求項２に記載のように、受信信号を復調する際にシンボル単位で検出される振幅、位相に従って複素平面上に表される信号点位置と各基準マッピング位置との距離のうち、最短のものを検出距離として求め、その検出距離をばらつき度合いとしても良い。
【００１６】
つまり、請求項２に記載の軟判定値補正方法では、複素平面上に表される信号点位置が基準マッピング位置からどの程度はなれているのかを、ばらつき度合いとして算出している。
【００１７】
したがって、本発明の軟判定値補正方法によれば、検出距離が規定閾値（即ち、規定された距離）よりも大きい場合、その検出距離に対応するシンボルの軟判定値を、誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように補正することができる。
【００１８】
さらに、本発明の軟判定値補正方法のばらつき度算出過程は、請求項３に記載のように、受信信号を復調する際にシンボル単位で検出される振幅、位相に従って複素平面上に表される信号点位置と各基準マッピング位置との距離のうち、最短のものを検出距離として求め、予め規定された規定数のシンボルに対する検出距離を平均することで平均検出距離を求めると共に、その平均検出距離をばらつき度合いとすることが望ましい。
【００１９】
本発明の軟判定値補正方法によれば、シンボル毎に求められる検出距離を規定数のシンボルで平均することで、一つのシンボルに対して求められる検出距離がノイズ等の影響を受けて偶発的に誤ったものとなっても（例えば、極端に大きな値となったり、誤った基準マッピング位置との距離を検出しても）、干渉が発生したものと誤って判断されることを防止することができる。
【００２０】
なお、本発明の軟判定値補正方法のばらつき度算出過程では、請求項４に記載のように、受信信号を復調する際にシンボル単位で検出される振幅、位相に従って複素平面上に表される信号点位置と各基準マッピング位置との距離のうち、最短のものを検出距離として求める。そして、受信信号の受信開始後に最初に求められた検出距離を基準距離とし、基準距離と検出距離との差分を検出差分として求めると共に、その検出差分をばらつき度合いとしても良い。
【００２１】
このような本発明の軟判定値補正方法によれば、受信開始後に最初に求められた基準距離と、各シンボル毎に求められる検出距離との差分をばらつき度合いとすることにより、受信信号のノイズ分をカットした後に（即ち、ノイズを除去した受信信号から）、干渉の発生を検出することができる。つまり、本発明の軟判定値補正方法によれば、ノイズが大きな受信信号であっても、干渉の発生を正確に検出することができる。
【００２２】
また、本発明の軟判定値補正方法のばらつき度算出過程では、請求項５に記載のように、受信信号を復調する際にシンボル単位で検出される振幅、位相に従って複素平面上に表される信号点位置と各基準マッピング位置との距離のうち、最短のものを検出距離として求める。そして、予め規定された規定数のシンボルに対する検出距離を平均した平均検出距離を求めると共に、受信信号の受信開始後に最初に求められた平均検出距離を基準距離とし、基準距離と検出距離との差分をばらつき度合いとすることができる。
【００２３】
ところで、本発明の軟判定値補正方法のばらつき度算出過程では、請求項６に記載のように、受信信号を復調する際にシンボル単位で検出される振幅を検出振幅とし、予め規定された規定数のシンボルに対する検出振幅に基づいて、その検出振幅の標準偏差を検出偏差として求め、その検出偏差をばらつき度合いとしても良い。
【００２４】
このような軟判定値補正方法であっても、受信信号と干渉の要因となる他の信号との電力差が極端に大きくなくとも、受信信号に対して干渉が発生したことを検出することができる。そして、本発明の軟判定値補正方法によれば、干渉が発生したことを検出した場合、誤り訂正符号の復号への寄与度が小さくなるように軟判定値を補正することにより、通信の品質をより向上させることができる。
【００２５】
また、本発明の軟判定値補正方法のばらつき度算出過程は、請求項７に記載のように、受信信号を復調する際にシンボル単位で検出される振幅を検出振幅とし、予め規定された規定数のシンボルに対する検出振幅に基づいて、検出振幅の標準偏差を検出偏差として求めると共に、受信信号の受信開始後に最初に求められた検出偏差を基準偏差とし、基準偏差と検出偏差との差分をばらつき度合いとすることができる。
【００２６】
つまり、本発明の軟判定値補正方法では、受信開始後に最初に求められた基準偏差と、シンボル毎に求められる標準偏差との検出差分をばらつき度合いとすることにより、ノイズを除去した受信信号から干渉の発生を検出することになる。
【００２７】
これにより、本発明の軟判定値補正方法によれば、ノイズが大きな受信信号であっても、干渉の発生を検出することができ、誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように軟判定値を補正することで、通信の品質をより向上させることができる。
【００２８】
さらに、請求項８に記載のように、軟判定値補正過程は、ばらつき度合いが規定閾値以上である場合、予め規定された重み係数を軟判定値に乗じることが望ましい。
この場合、請求項９に記載のように、軟判定値補正過程では、ばらつき度合いが大きいほど、誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように、ばらつき度合いと重み係数とが予め対応付けられたテーブルに従って、重み係数を決定しても良い。
【００２９】
また、受信装置で受信される受信信号が、直交周波数多重（ＯＦＤＭ）伝送方式で送信されたものである場合、本発明の軟判定値補正方法のばらつき度算出過程は、請求項１０に記載のように、受信信号を復調する際に出力される周波数軸上の複素信号に基づき、ばらつき度合いを算出することが望ましい。つまり、本発明の軟判定値補正方法で算出されるばらつき度合いは、いわゆるＯＦＤＭ復調の過程で出力される複素信号に基づいて算出されるものでも良い。
【００３０】
なお、受信装置が入力ビット列を複数のシンボルからなる１パケットとして受信する場合、本発明の軟判定値補正方法におけるインターリーブは、請求項１１に記載のように、インターリーブ前の入力ビット列を構成する各ビット間の連続した並びが不連続となるように予め定められた規則に従って、インターリーブ前の各ビットを、パケット内のそれぞれ異なる時刻に受信される複数のシンボルに亘って振り分けることが望ましい。
【００３１】
このようなインターリーブを実行する本発明の軟判定値補正方法によれば、送信側で入力されたビット列を構成する各ビットを、受信信号であるパケット内に散在させることができ、例えば、パケットの後半部分で干渉が発生しても、受信信号中の全てのビット列を復号することができる。
【００３２】
次に、第二発明の受信装置は、誤り訂正符号にて符号化され、インターリーブにより並べ替えられた入力ビット列を、Ｎ（Ｎは１以上の整数）ビットのシンボル毎に、そのシンボルを、複素平面上に設定された２N個の基準マッピング位置のいずれかにマッピングし、そのマッピングした基準マッピング位置に対応付けられた振幅、位相を有した信号となるように変調された受信信号を復調して、誤り訂正符号の復号に用いる軟判定値を生成する復調手段を備えたものである。
【００３３】
そして、第二発明の受信装置では、ばらつき度算出手段が受信信号のばらつき度合いを算出し、そのばらつき度合いが予め規定された規定閾値以上である場合、軟判定値補正手段が、受信信号に対する干渉が発生したものとし、誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように、シンボル毎に軟判定値を補正する。ただし、この補正された軟判定値が誤り訂正符号の復号に用いられる。
【００３４】
つまり、本発明の受信装置は、第一発明の軟判定値補正方法を実現するためのものであり、請求項１に記載の軟判定値を実行した場合に得られる効果と同様の効果を得ることができる。
【００３５】
ところで、上記（請求項１から請求項１１）軟判定値補正方法は、この方法を構成する各過程をコンピュータに実行させるためのプログラムであっても良い。
この場合、プログラムは、例えば、ＤＶＤ−ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、ハードディスク等のコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録され、必要に応じてコンピュータにロードされるものでも良いし、ネットワークを介してコンピュータにロードされるものでも良い。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第一実施形態］
図１は、本発明が適用された通信システムを構成する送信装置、及び受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【００３７】
なお、通信システム１は、複数の送信装置１０と、複数の受信装置２０とから構成されている。
〈送信装置の構成〉
図１に示すように、送信装置１０は、パケット単位で送信される送信ビット列を、誤り訂正符号（本実施形態では、畳み込み符号）にて符号化するエンコーダ１１と、エンコーダ１１から出力される符号列の順番を並び替える（インターリーブ処理をする）インターリーバ１２と、インターリーバ１２の出力をＮビット毎に２NＱＡＭのシンボル点（以下、基準シンボル点ともいう）にマッピングするマッパ１３と、マッパ１３の出力（以下、一次変調シンボルという）ｄを、直交周波数多重（ＯＦＤＭ）に使用するＭ（Ｍは２以上の整数）本のサブキャリアに対応させて、逆ＦＦＴ変換を実行することにより、ＯＦＤＭシンボル（以下、二次変調シンボルともいう）のＩ成分及びＱ成分を表す二つのデータ列を生成するＯＦＤＭ変調器１４と、ＯＦＤＭ変調器１４が生成した二つのデータ列をそれぞれデジタル−アナログ変換することにより、Ｉ成分及びＱ成分を表す二つのベースバンド信号を生成するＤＡ変換器１５と、ＤＡ変換器１５が生成した二つのベースバンド信号を混合して送信信号を生成する直交変調器１６と、直交変調器１６が生成した送信信号を、予め設定された周波数帯の信号にアップコンバートし、送信アンテナＡＳを介して送信するＲＦ送信部１７とを備えている。
〈インターリーバ〉
ここで、図２（Ａ）は、インターリーバの概略構成を示すブロック図であり、図２（Ｂ）は、本実施形態で実行されるインターリーブ処理を説明するための説明図である。
【００３８】
図２（Ａ）に示すように、インターリーバ１２は、予め規定された順序に従ってビット列を構成する各ビットを分配するディストリビュータ１２ａと、ディストリビュータ１２ａで分配された各ビットを格納し、その格納された順序で出力するＦＩＦＯ１２ｂ、１２ｃと、ディストリビュータ１２ａで分配された各ビットを格納し、その格納された順序とは逆の順序で出力するＬＩＦＯ１２ｄ、１２ｅと、ＦＩＦＯ１２ｂ、１２ｃ、及びＬＩＦＯ１２ｄ、１２ｅに格納されたビット列を予め規定された順序で結合するマージ１２ｆとを備えている。
【００３９】
なお、本実施形態では、ＦＩＦＯ１２ｂ、１２ｃ、及びＬＩＦＯ１２ｄ、１２ｅは、それぞれ少なくともＭ×Ｎビットの記憶領域を有しており、ＦＩＦＯ１２ｂ、１２ｃ、及びＬＩＦＯ１２ｄ、１２ｅの総数は任意の数（ここでは、説明を簡素化するため、その数を４とした）とする。
【００４０】
したがって、図２（Ｂ）に示すように、ディストリビュータ１２ａに入力された入力ビット列を構成する各ビットは、その入力順に従って、ＦＩＦＯ１２ａ、ＬＩＦＯ１２ｄ、ＦＩＦＯ１２ｂ、ＬＩＦＯ１２ｃの順に割り振られる。このため、ＦＩＦＯ１２ａには、入力ビット列を構成する各ビットのうち、１番目、５番目、９番目、・・・のビットが格納され、ＦＩＦＯ１２ｂには、３番目、７番目、１１番目、・・・のビットが格納される。さらに、ＬＩＦＯ１２ｄには、４番目、８番目、１２番目、・・・Ｌ×Ｍ×Ｎ番目のビットが格納され、ＬＩＦＯ１２ｅには、２番目、６番目、１０番目、・・・のビットが格納される。
【００４１】
そして、入力ビット列を構成する全てのビットがＦＩＦＯ１２ｂ、１２ｃ、及びＬＩＦＯ１２ｄ、１２ｅに入力されると、マージ１２ｆは、ＦＩＦＯ１２ａ、ＦＩＦＯ１２ｂ、ＬＩＦＯ１２ｃ、ＬＩＦＯ１２ｄの順にそれぞれに格納されたビット列をつなぎ合わせ、そのつなぎ合わされた出力ビット列をマッパ１３に出力する。
【００４２】
つまり、インターリーバ１２では、エンコーダ１１から入力されるビット列の各ビット間の連続した並びが、インターリーバ１２から出力された時に不連続となるように、入力ビット列の各ビットを、送信信号におけるＯＦＤＭシンボルに振り分ける。
〈受信装置の構成〉
一方、受信装置２０は、図１に示すように、受信アンテナＡＲを介して送信装置１０から送信された送信信号を受信して信号処理に適した周波数帯の信号にダウンコンバートするＲＦ受信部２１と、ＲＦ受信部２１の出力から不要な周波数成分を除去するフィルタ２２と、フィルタ２２が出力する受信信号を、平均電力が予め設定された目標値に一致するようにゲイン（利得）を自動的に調整しながら増幅する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器２３と、ＡＧＣ増幅器２３にて増幅された受信信号から、Ｉ成分及びＱ成分を表すベースバンド信号を生成する直交復調器２４と、直交復調器２４が生成した二つのベースバンド信号をそれぞれサンプリングして、Ｉ成分及びＱ成分を表す二つのデータ列を生成するＡＤ変換器２５とを備えている。
【００４３】
また、受信装置２０は、ＡＤ変換器２５が生成した二つのデータ列を、ＦＦＴ変換することにより、Ｍ本のサブキャリアに対応させた一次変調シンボルに復調するＯＦＤＭ復調器２６と、ＯＦＤＭ復調器２６にて復調された一次変調シンボルに基づいてＮビットの軟判定値を生成するデマッパ２７と、ＯＦＤＭ復調器２６にて復調された一次変調シンボルに基づいて受信信号のばらつき度合いを評価する評価値を生成するＥＶＭ算出器２８と、ＥＶＭ算出器２８が生成する評価値に基づいて重み係数を設定し、その重み係数をデマッパが生成する軟判定値のそれぞれに乗じることにより、補正された軟判定値からなる符号列を生成する重み制御器２９と、重み制御器２９が生成した符号列の順番を元の順番に並べ替えるデインターリーバ３０と、デインターリーバ３０の出力に基づいて最尤復号を行い受信ビット列を生成するビタビ復号器３１とを備えている。
【００４４】
なお、本実施形態において、送信装置１０のエンコーダ１１、マッパ１３、ＯＦＤＭ変調器１４、及び受信装置２０のＯＦＤＭ復調器２６、デマッパ２７、ＥＶＭ算出器２８、重み制御器２９、ビタビ復号器３１は、予め用意されたプログラムに従って、マイクロコンピュータが処理を実行することにより実現されるものである。
〈受信装置の動作〉
次に、受信装置２０の動作について説明する。
【００４５】
まず、ＴがＯＦＤＭシンボルのシンボル時間、ｐ（ｔ）が（１）式で定義されるパルス波形、ｄl,mがｌ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｍ（ｍ＝−Ｍ／２、−（Ｍ／２）+１、・・・、（Ｍ／２）−１）番目のサブキャリアに対する一次変調シンボルであるとすると、送信装置１０が送信する送信信号Ｓｓ（ｔ）は、（２）式で表される。
【００４６】
【数１】
2008131364.tif 000003
そして、ｈ（ｔ）が送信装置１０と受信装置２０との間の伝搬路のインパルス応答、ｆ（ｔ）がフィルタ２２のインパルス応答（理想矩形フィルタ）、ｎ（ｔ）が伝搬路で付加されフィルタ２２で帯域制限されたノイズであるとすると、フィルタ２２で帯域制限された受信信号Ｓｒ（ｔ）は、（３）式で表される。ただし、伝搬路で付加されるノイズは、両側スペクトル密度がＮ０／２の白色ガウスノイズである。
【００４７】
【数２】
2008131364.tif 000004
なお、式中の記号＊は、畳み込み演算を示す。
【００４８】
また、ＡＧＣ増幅器２３のゲインをｇ（ｔ）とすると、ＡＧＣ増幅器２３で増幅された受信信号Ｓｃ（ｔ）は、（４）式で表される。
【００４９】
【数３】
2008131364.tif 000005
この増幅された受信信号Ｓｃ（ｔ）を直交復調器２４にて直交復調することにより生成されたＩ成分を表すベースバンド信号をＲｅ［Ｓｃ（ｔ）］、Ｑ成分を表すベースバンド信号をＩｍ［Ｓｃ（ｔ）］、ＡＤ変換器２５でのサンプリング間隔をＴｓとすると、ＡＤ変換器２５がベースバンド信号Ｒｅ［Ｓｃ（ｔ）］をサンプリングしたｋ番目のデータｒIq［ｋ］は（５）式、ベースバンド信号Ｉｍ［Ｓｃ（ｔ）］をサンプリングしたｋ番目のデータｒQq［ｋ］は（６）式で表される。
【００５０】
【数４】
2008131364.tif 000006
そして、ＯＦＤＭ復調器２６では、これらベースバンド信号をサンプリングしたデータ列に基づいて、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｍ番目のサブキャリアに対応した一次変調シンボルｄl、mを出力する。さらに、デマッパ２７では、この一次変調シンボルｄl、mに含まれるｎ番目のビットの軟判定値Ｗl、m、nを次式（（７）式、もしくは（８）式）に従って算出する。
【００５１】
【数５】
2008131364.tif 000007
なお、（８）式において、Ａは各サブキャリア毎に、その振幅から設定される値であり、本実施形態では、１０1/2／５とする。
【００５２】
ただし、（７）式は、一次変調シンボルの生成に、ＱＰＳＫ（Ｎ＝２の場合）を用いた場合、（８）式は、一次変調シンボルの生成に、１６ＱＡＭ（Ｎ＝４の場合）を用いた場合であり、他の場合には、これらの式から容易に類推可能である。
〈ＥＶＭ算出器〉
次に、ＥＶＭ算出器２８について説明する。
【００５３】
ここで、図３は、ＥＶＭ算出器２８の概略構成を示すブロック図である。
図３に示すように、ＥＶＭ算出器２８は、一次変調シンボルｄl、mによって表される信号点位置と複数の基準シンボル点（例えば、２NＱＡＭシンボル点等）との距離を算出し、その距離のうち最短の距離を検出距離Ｅl,mとする差分検出部２８ａと、受信装置２０で受信開始後に最初（即ち、１番目）に受信したＯＦＤＭシンボルにおける１番目のサブキャリアに対する一次変調シンボルｄ1、1から、差分検出部２８ａで算出された検出距離（以下、基準距離とする）Ｅ1,1を格納する記憶部２８ｂと、差分検出部２８ａで検出距離Ｅl,mが算出される毎に、その検出距離Ｅl,mから記憶部２８ｂに記憶されている基準距離Ｅ1,1を減算し、その減算値を評価値ΔＥl,mとして重み制御器２９に出力する減算部２８ｃとを備えている。
【００５４】
具体的に、差分検出部２８ａでの基準シンボル点をｄbとすると、検出距離Ｅl,mは（９）式で表される。
【００５５】
【数６】
2008131364.tif 000008
なお、（９）式において、Bは後述する規定閾値ｔｈaと整合させるために任意に決定される値であり、本実施形態では、１００とする。
【００５６】
ここで、図４、５は、ＥＶＭ算出器２８で算出される評価値について説明するための（即ち、評価値の概要を示す）説明図である。
まず、図４に示すように、ＥＶＭ算出器２８では、一次変調シンボルが表す信号点位置（図中、ｄ）と、各基準シンボル点（図中、第一から第四基準シンボル点）との距離のうち、最短の距離を検出距離（図中、Ｅ）とする（例えば、図中、ｄl、１であれば、第一基準シンボル点が最も近いため、第一基準シンボル点との距離が検出距離Ｅl、1となる）。
【００５７】
そして、図５に示すように、受信装置２０が受信を開始してから最初に出力された（即ち、１番目のＯＦＤＭシンボルにおける１番目のサブキャリアに対する一次変調シンボルｄ1、1から出力された）基準距離Ｅ1,1と、最初に受信したＯＦＤＭシンボルにおける２番目以降のサブキャリアに対する一次変調シンボル（即ち、ｄ1,2以降、図中、ｄl、m-1やｄl、m）から出力された検出距離との差分（図中、ΔＥ）を評価値（例えば、ｄl、mであれば、評価値ΔＥl,mは、Ｅl,m−Ｅ1,1）とする。
【００５８】
つまり、ＥＶＭ算出器２８から出力される評価値ΔＥは、実際に一次変調シンボルが表す信号点位置から、その信号点位置がマッピングされるべき基準シンボル点を中心とした半径基準距離の基準円Ｅ1,1までの距離である。このため、ＥＶＭ算出器２８では、それぞれの信号点位置が基準距離Ｅ1,1と比べてどの程度離れているのか、即ち、各信号点位置の基準円からのばらつき度合いが評価値となっている。
【００５９】
ただし、図４は、一次変調にＱＰＳＫを用いた場合である。
〈重み制御器〉
一方、重み制御器２９は、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルから生成された全ての軟判定値Ｗl,m,nに対して、（１０）式に示す処理を実行する。
【００６０】
【数７】
2008131364.tif 000009
つまり、ＥＶＭ算出器２８で算出された評価値ΔＥl,mが、予め設定された規定閾値ｔｈa以上である場合には、そのＯＦＤＭシンボルに対して干渉が発生したものとして、デマッパ２７で生成された軟判定値Ｗl,m,nに重み係数γaを乗じることで補正された軟判定値Ｖl,m,nとする。また、ＥＶＭ算出器２８で算出された評価値ΔＥl,mが、規定閾値ｔｈa未満である場合には、デマッパ２７で生成された軟判定値Ｗl,m,nをそのまま補正された軟判定値Ｖl,m,nとする。
【００６１】
なお、規定閾値ｔｈa、重み係数γaは、実験に基づいて設定される定数である。特に、重み係数γaは、誤り訂正符号の復号への寄与度が低下、即ち、重み係数γaが乗じられた軟判定値Ｖl、m、nがビタビ復号に与える影響が低下するように設定されている。また、重み係数γa＝１の場合には、重み係数の補正を実行しない従来の受信装置と同様となる。
【００６２】
そして、この補正された軟判定値Ｖl,m,nは、デインターリーバ３０にてデインターリブされた後、ビタビ復号器３１に入力され、受信ビット列へと復号される。
つまり、第一実施形態の受信装置２０では、ＥＶＭ算出器２８が、１番目のＯＦＤＭシンボルにおける１番目のサブキャリアに対する一次変調シンボルｄ1、1に対する検出距離Ｅ1,1を基準とし、受信した受信信号の一次変調シンボルｄl,mが基準円からどの程度離れているのかを表す指標として評価値ΔＥl,mを算出する。そして、重み制御器２９が、ＥＶＭ算出器２８で算出された評価値ΔＥl,mが規定閾値ｔｈa以上であれば、受信信号に対し干渉が発生したものと推定して、一次変調シンボルｄl,mを含むｌ番目のＯＦＤＭシンボルに対して算出された軟判定値Ｗl、m、nに重み係数γaを乗じ、補正された軟判定値Ｖl、m、nを算出する。その後、ビタビ復号器３１は、デインターリーバ３０を介して入力され、重み制御器２９で補正された軟判定値Ｖl,m,nから、受信ビット列を復号する。
［第一実施形態の効果］
以上説明したように、第一実施形態の受信装置２０では、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｍ番目のサブキャリアに対する一次変調シンボルｄl、mが表す信号位置と基準マッピング位置とから算出される評価値ΔＥl,mに基づいて、受信信号に対する干渉の発生を検出するため、受信信号と干渉の要因となる他の信号との受信電力差が極端に大きくなくとも、受信信号に干渉が発生したことを検出することができる。
【００６３】
したがって、本実施形態の通信システム１によれば、干渉が発生しているＯＦＤＭシンボルで算出された軟判定値Ｗl,m,nに、誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように設定された重み係数γaを乗じることで、ビタビ復号の精度が低下することを防止でき、通信の品質を向上させることができる。
【００６４】
また、本実施形態の受信装置２０によれば、受信開始後に最初に受信したＯＦＤＭシンボルにおける１番目のサブキャリアに対する一次変調シンボルｄ1、1から算出された基準距離Ｅ1,1と、各一次変調シンボルｄl、mから求められる検出距離Ｅl、mとの差分を評価値ΔＥl,mとするため、受信信号のノイズをカットした状態（即ち、ノイズを除去した受信信号から）で、干渉の発生を検出することができる。つまり、受信装置２０によれば、ノイズが大きな受信信号であっても、干渉の発生を正確に検出することができる。
【００６５】
ここで、本実施形態の通信システムの有効性を評価するために受信ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を計算機シミュレーションにより算出した結果を示す。
なお、図６は、シミュレーションにおける干渉のモデルを示す説明図である。
【００６６】
まず、図６（Ａ）、（Ｂ）に示すように、シミュレーション中の受信装置では、受信装置が受信すべき希望信号Ｓｄ（平均受信電力Ｐｄ＝１、パケット送信時間Ｔｐ）に、希望信号の受信開始から時間τ後に希望信号との時間的な重なりを有した（即ち、希望信号Ｓｄで干渉が発生する要因となる）干渉信号Ｓｕ（平均受信電力Ｐｕ、パケット送信時間Ｔｐ、希望信号との重なり時間Ｔｐ−τ）を加え、それらの信号が白色ガウスノイズと共に受信信号として受信されるものとしてシミュレーションを行った。
【００６７】
さらに、シミュレーションの条件としては、表１に示すように、インターリーバ１２、デインターリーバ３０におけるインターリーブサイズを２００ＯＦＤＭシンボル、マッパ１３、デマッパ２７で用いる変復調形式をＱＰＳＫ（＝２2ＱＡＭ）、サブキャリア数をＭ＝５２、伝搬路の特性をｈ（ｔ）＝１、シンボル同期は理想的な状態にあるものとした。
【００６８】
【表１】
2008131364.tif 000010
また、シミュレーション条件として、希望信号のパケット送信時間に対する干渉信号の重畳時間τ／Ｔｐを０．７とし、規定閾値ｔｈaを３０、重み係数γaを０とした。
【００６９】
そして、図７は、希望信号Ｓｄの情報ビット１ビットあたりの平均受信エネルギー
に対する雑音電力密度をＥｂ／Ｎ０として、Ｅｂ／Ｎ０に対するＢＥＲ特性を求めたものである。ただし、黒塗りのプロットは、本実施形態に示した受信装置２０をモデル化してシミュレーションを実行した結果であり、白抜きのプロットは、重み係数γaを１とした場合、即ち、重み係数の制御を実行しない従来の受信装置としてシミュレーションを実行した結果である。さらに、本シミュレーションでは、希望信号の平均受信電力と干渉信号の平均受信電力との比（ＤＵＲ＝Ｐｄ／Ｐｕ＝１／Ｐｕ）を、−１０ｄＢ（図中、丸のプロット）、−６ｄＢ（図中、三角のプロット）、０ｄＢ（図中、四角のプロット）の三通りで実施した。
【００７０】
図７に示すグラフから、受信装置２０によれば、ＤＵＲに関わらず、受信ビット誤り率を低下させること、即ち、希望信号Ｓｄ内に生じる情報ビットの誤り数を低下させることがわかる。さらに、図７から、受信装置２０をモデル化したシミュレーション結果によれば、Ｅｂ／Ｎ０＞１５ｄＢであれば、ＢＥＲが１０-7以下となることがわかり、干渉信号Ｓｕに起因する干渉が希望信号Ｓｄで生じても、受信された情報ビットに生じる誤りが低減されていることがわかる。
【００７１】
なお、本シミュレーションでは、希望信号のパケット送信時間に対する干渉信号の重畳時間τ／Ｔｐを０．７としたため、前述の比較的短い干渉に対する従来の発明に比べて、連続して発生する干渉の発生時間が長くとも（即ち、干渉が長時間発生しても）、ビット列を精度良く復号可能であることが確認された。
【００７２】
以上説明したように、本シュミレーション結果によれば、希望信号と干渉信号との受信電力比が同じ程度であっても、干渉の発生を検出し、希望信号を精度良く復号可能であることを確認することができた。
【００７３】
なお、第一実施形態の受信装置２０によれば、一次変調シンボルｄl、mが表す信号位置と基準マッピング位置とに基づいて、受信信号に対する干渉の発生を検出するため、簡易な回路構成で、干渉の発生を検出し、ビット列を精度良く復号することができる。
［第二実施形態］
次に、本発明の第二実施形態について説明する。
【００７４】
上記第一実施形態に示した受信装置２０と第二実施形態の受信装置とでは、ＥＶＭ算出器が異なるのみである。このため、第一実施形態に示す受信装置２０と同様の構成、及び処理については、同一の符号を付して説明を省略し、第一実施形態とは異なるＥＶＭ算出器を中心に説明する。
【００７５】
ここで、図８は、第二実施形態におけるＥＶＭ算出器の概略構成を示すブロック図である。
ＥＶＭ算出器３８は、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｍ番目のサブキャリアに対する一次変調シンボルｄl、mの振幅（以下、検出振幅ｇl、mとする）を検出する振幅算出部３８ａと、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルに対して振幅算出部３８ａで検出された全ての検出振幅ｇl、mを平均した平均振幅ｇAVElを算出する平均振幅算出部３８ｂと、平均振幅算出部３８ｂで算出された平均振幅ｇAVElと振幅算出部３８ａで検出された検出振幅ｇl、mとの振幅差分Δｇl、mを算出する振幅差分算出部３８ｃと、振幅差分算出部３８ｃで算出された振幅差分Δｇl、mに基づき、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルに対する標準偏差σlを算出する標準偏差算出部３８ｄと、受信開始後の１番目のＯＦＤＭシンボルに対して算出された標準偏差（以下、基準偏差とする）σ1を記憶する記憶部３８ｅと、記憶部３８ｅに記憶された基準偏差σ1と標準偏差算出部３８ｄで算出される各ＯＦＤＭシンボルに対する標準偏差σlとの差分を算出し、その値を評価値Δσlとして重み制御器２９に出力する減算部３８ｆとを備えている。
【００７６】
ただし、第二実施形態における重み制御器２９は、評価値Δσlが規定閾値ｔｈa以上である場合に、受信信号に対して干渉が発生したものと判定し、軟判定値Ｗl、m、nに重み係数γaを乗じて、補正後の軟判定値Ｖl、m、nを算出する。
【００７７】
ここで、図９は、ＥＶＭ算出器３８が算出する評価値について説明するための（即ち、評価値の概要を示す）説明図である。
図９（Ａ）、（Ｂ）に示すように、ＯＦＤＭシンボルにおける一次変調シンボルが表す信号点位置（図中、ｄ）は、それぞれの一次変調シンボルの振幅ｇを平均した平均振幅ｇaveを中心とした帯状のリング内（以下、この帯状のリングを分布帯という）に分布する。したがって、この分布帯の幅は、そのＯＦＤＭシンボル内での一次変調シンボルにおける振幅ｇのばらつきを表しており、ＥＶＭ算出器３８では、このばらつきの度合いを標準偏差σにより示している。
【００７８】
さらに、ＥＶＭ算出器３８では、図９（Ａ）に示すように、受信装置で最初に受信した（即ち、１番目の）ＯＦＤＭシンボルから求められる標準偏差を基準偏差σ1とした上で、図９（Ｂ）に示すように、２番目以降（図中、ｌ番目）のＯＦＤＭシンボルから求められる標準偏差σlと基準偏差σ1との差分を算出する。
【００７９】
つまり、ＥＶＭ算出器３８では、受信装置で最初に受信したＯＦＤＭシンボルに対する分布帯の幅と、２番目以降のＯＦＤＭシンボルに対する分布帯の幅との差分を評価値Δσ
としている。したがって、第二実施形態の受信装置では、各ＯＦＤＭシンボルから求められる分布帯の幅が、受信装置で最初に受信したＯＦＤＭシンボルから求められる分布帯の幅よりも規定閾値ｔｈa以上に広くなった場合に、干渉が発生したものとしている。
【００８０】
なお、図９中の標準偏差σは、イメージであり、その概念を正確に表すものではない。
［第二実施形態の効果］
以上説明したように、第二実施形態の受信装置によれば、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルに対する一次変調シンボルｄl、mの検出振幅ｇl、mから算出される標準偏差σlに基づいて、受信信号に対する干渉の発生を検出するため、受信信号と干渉の要因となる他の信号との電力差が極端に大きくなくとも、受信信号に干渉が発生したことを検出することができる。
【００８１】
さらに、第二実施形態の実施形態の通信システム１によれば、干渉が発生しているＯＦＤＭシンボルで算出された軟判定値Ｗl,m,nに、誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように設定された重み係数γaを乗じることで、ビタビ復号の精度が低下することを防止でき、通信の品質を向上させることができる。
［その他の実施形態］
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において様々な態様にて実施することが可能である。
【００８２】
例えば、上記第一実施形態におけるＥＶＭ算出器２８は、差分検出部２８ａと、記憶部２８ｂと、減算部２８ｃとを備えているが、図１１に示すように、差分検出部２８ａのみから構成されていても良い。つまり、ＥＶＭ算出器２８は、図４に示すように、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｍ番目のサブキャリアに対する一次変調シンボルｄl、mから求めれる検出距離Ｅl、mを、そのまま評価値Ｅとしても良い。
【００８３】
この場合、ＥＶＭ算出器２８では、それぞれの一次変調シンボルｄl、mがマッピングされる信号点位置が、基準シンボル点からどの程度離れているのかを、評価値Ｅとすることになる。
【００８４】
また、第一実施形態のＥＶＭ算出器２８では、差分検出部２８ａから出力される検出距離をＯＦＤＭシンボル単位で平均（以下、平均した検出距離を平均検出距離とする）しても良い。つまり、１番目のＯＦＤＭシンボルに対する平均検出距離を基準距離とし、基準距離と２番目以降のＯＦＤＭシンボルに対する平均検出距離との差分を評価値として重み制御器２９に出力しても良い。また、ＥＶＭ算出器２８が差分検出部２８ａのみから構成されている場合には、求められた平均検出距離を評価値としても良い。
【００８５】
このように、検出距離をＯＦＤＭシンボル単位で平均することにより、ノイズ等の影響で、一つの一次変調シンボルにおける検出距離が偶発的に長くなったとしても、干渉の発生を正確に検出することができる。
【００８６】
なお、先の説明では、ＯＦＤＭシンボル単位で検出距離を平均したが、平均の方法は、これに限るものではない。例えば、同一周波数のサブキャリア毎に、検出距離を平均しても良い。
【００８７】
一方、第二実施形態におけるＥＶＭ算出器３８では、１番目のＯＦＤＭシンボルに対して求められた基準偏差σ1と、二番目以降のＯＦＤＭシンボルに対する標準偏差σlとの差分を評価値Δσとして出力しているが、第二実施形態における評価値の算出方法は、これに限るものではない。
【００８８】
例えば、図９に示すような、検出距離ｇのばらつき度合い（図中の分布帯での幅）、即ち、一次変調シンボルｄl、mの検出振幅ｇl、mに対する標準偏差σlをそのまま評価値σとしても良い。つまり、図１２に示すように、第二実施形態のＥＶＭ算出器３８では、記憶部３８ｅと、減算部３８ｆとが省略されていても良い。
【００８９】
また、上記実施形態（第一実施形態及び第二実施形態）では、ＥＶＭ算出器２８から出力された評価値が規定閾値ｔｈa以上である場合には、デマッパ２７で生成された軟判定値Ｗl,m,nに予め定められた重み係数γaを乗じていたが、重み係数γaの算出方法は、これに限るものではない。
【００９０】
例えば、重み係数は、図１４に示すように、評価値（表中、ｌｅｖｅｌ）の大きさと、重み係数とが予め対応付けられたテーブルに従って、ＥＶＭ算出器２８から算出される評価値から自動的に決定されても良い。
【００９１】
このような受信装置によれば、評価値に応じて重み係数を変化させるため、重み係数に一つの値を用いる場合に比べて、復号後のビット列をより正確なものとすることができる。
【００９２】
ただし、この場合のテーブルは、評価値が干渉の発生を表している可能性が高いほど、補正された軟判定値Ｖl、m、nによるビタビ復号への寄与度が低下するように、評価値と重み係数とが対応付けられている必要がある。
【００９３】
なお、上記実施形態における通信システムでは、伝送方式としてＯＦＤＭを用いたが、使用される伝送方式は、これに限るものではない。例えば、図１３に示すように、送信装置５０は、マッパ１３からの出力を、ＱＡＭ変調器５１で２NＱＡＭにより一次変調した後、直交変調器１６で直交変調して送信しても良い。ただし、受信装置６０には、送信装置５０のＱＡＭ変調器５１に対応した復調器として、ＱＡＭ復調器５２が備えられている必要がある。さらに、受信装置６０のＥＶＭ算出器２８は、ＱＡＭ復調器５２からの出力により、上記実施形態のように検出距離や、標準偏差を用いて評価値を算出する必要がある。なお、変調方式は、ＱＡＭのみでなく、ＰＳＫでも良い。
【００９４】
つまり、上記実施形態における通信システムでは、ＯＦＤＭ変復調が実施されなくとも良い。
なお、この場合、２NＱＡＭ、もしくは２NＰＳＫ信号のシンボルを用いた平均値により評価値を算出しても良い。その平均の算出方法としては、複数のシンボルから平均を算出する方法や、一つのシンボル内でのサンプリング回数から平均を算出する方法が挙げられる。ただし、後者の場合、ＡＤＣ２５から出力された受信信号から平均を求める必要がある。
【００９５】
また、上記実施形態のインターリーブでは、ビット列を構成する各ビットがパケット内のＯＦＤＭシンボルにまたがって、即ち、インターリーブ後のビット列がパケット内に散在するように実施されたが、インターリーブの方法は、これに限るものではない。例えば、周知のインターリーブ方法を用いても良い。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】実施形態の通信システムを構成する送信装置及び受信装置のブロック図。
【図２】インターリーバでの処理、及びインターリーバの構成を示す説明図。
【図３】第一実施形態におけるＥＶＭ算出器の構成を示すブロック図。
【図４】第一実施形態のＥＶＭ算出器が出力する評価値の概要を示す説明図。
【図５】第一実施形態のＥＶＭ算出器が出力する評価値の概要を示す説明図。
【図６】シミュレーションにおける干渉のモデルを示す説明図。
【図７】Ｅｂ／Ｎｏに対するＢＥＲ特性のシミュレーション結果を示すグラフ
【図８】第二実施形態におけるＥＶＭ算出器の構成を示すブロック図。
【図９】第二実施形態のＥＶＭ算出器が出力する評価値の概要を示す説明図。
【図１０】車車間通信において発生する隠れ端末問題を説明するための説明図。
【図１１】第一実施形態におけるＥＶＭ算出器の変形例を示すブロック図。
【図１２】第二実施形態におけるＥＶＭ検出器の変形例を示すブロック図。
【図１３】通信システムの変形例を示すブロック図。
【図１４】重み係数の設定についての変形例を示すテーブル。
【符号の説明】
【００９７】
１…通信システム  １０…送信装置  １１…エンコーダ  １２…インターリーバ  １３…マッパ  １４…ＯＦＤＭ変調器  １５…ＤＡ変換器  １６…直交変調器  １７…ＲＦ送信部  ２０…受信装置  ２１…ＲＦ受信部  ２２…フィルタ  ２３…ＡＧＣ増幅器  ２３…増幅器  ２４…直交復調器  ２５…ＡＤ変換器  ２６…ＯＦＤＭ復調器  ２７…デマッパ  ２８…ＥＶＭ算出器  ２９…重み制御器  ３０…デインターリーバ  ３１…ビタビ復号器
【図１】
2008131364.tif 000011
【図２】
2008131364.tif 000012
【図３】
2008131364.tif 000013
【図６】
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【図７】
2008131364.tif 000015
【図８】
2008131364.tif 000016
【図１１】
2008131364.tif 000017
【図１２】
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【図１３】
2008131364.tif 000019
【図１４】
2008131364.tif 000020
【図４】
2008131364.tif 000021
【図５】
2008131364.tif 000022
【図９】
2008131364.tif 000023
【図１０】
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