(57)【要約】【課題】本発明は、回路内に流れる電流を検出して電源駆動回路に帰還させる電源装置において、その回路内に大電流が流れ続けるのを防止することを目的とする。【解決手段】本発明の電源装置は、２次巻線の両端電圧が一度反転することにより、第３のコンデンサに静電エネルギーが蓄えられ、この第３のコンデンサに両端電圧が発生し、この第３のコンデンサから出力端子に非直接接続状態の電源供給ラインを用いて比較器と基準電圧発生回路に電力を供給する構成としたため、出力端子の両端がショート状態となった、あるいは初期状態からショート状態にあったとしても、出力電流が過電流状態となり続けることがない。【選択図】図１
2008125244.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源駆動回路と、この電源駆動回路における出力部にその１次巻線が接続されたトランスと、このトランスの２次巻線に接続された出力端子と、この出力端子の一端と前記２次巻線の一端との間に介在された電流検出抵抗と、この電流検出抵抗の一端にその第１の入力端が接続されるとともに前記電流検出抵抗の他端にその第２の入力端が接続された比較器と、前記第１の入力端あるいは前記第２の入力端と前記電流検出抵抗との間に介在された基準電圧発生回路とを備え、前記２次巻線の一端にそのアノードを接続させるとともにそのカソードを前記電流検出抵抗の一端に接続させた第１のダイオードと、この第１のダイオードのカソードにその一端を接続させるとともにその他端を前記２次巻線の他端に接続させた第１のコンデンサと、前記２次巻線の一端にその一端を接続させた第２のコンデンサと、この第２のコンデンサの他端にそのカソードを接続するとともにそのアノードを前記第１のコンデンサの他端に接続させた第２のダイオードと、この第２のダイオードのカソードにそのアノードを接続させた第３のダイオードと、この第３のダイオードのカソードにその一端を接続させるとともにその他端を前記第１のコンデンサの一端あるいは他端に接続させた第３のコンデンサとを設け、前記第３のダイオードと前記第３のコンデンサとの接続点と前記比較器の電源供給部とを電源供給ラインにより接続し、この電源供給ラインを出力端子非直接接続状態とし、前記比較器における出力信号を前記電源駆動回路にフィードバックする電源装置。
【請求項２】
比較器における出力端子と電源駆動回路におけるフィードバック入力とはフォトカプラを用いて電気的に接続した請求項１に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、過電流保護回路を有する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来この種の電源装置は、図５に示されるように、電源駆動回路１における出力部１Ａにトランス２の一次巻線２Ａを接続し、２次巻線２Ｂには出力端子３を接続させていた。また、この出力端子３の一端と２次巻線２Ｂの一端との間には電流検出抵抗４を介在させ、この電流検出抵抗４の一端には比較器５の非反転入力５Ａを接続するとともに、電流検出抵抗４の他端には比較器５の反転入力５Ｂを接続していた。さらに、電流検出抵抗４の一端と比較器５の非反転入力５Ａとの間には基準電圧発生回路６を介在させ、比較器５における出力端子５Ｃと電源駆動回路１におけるフィードバック入力１Ｂとを接続していた。そして、電流検出抵抗４に電流が流れることに起因して発生する電圧と基準電圧発生回路６の電圧とを比較器５により比較するとともに、その結果を電源駆動回路１のフィードバック入力１Ｂに帰還することにより、負荷７と２次巻線２Ｂとを結ぶループ内に流れる電流量を制御していた。
【０００３】
また、比較器５の電源供給部５Ｄを出力端子３と接続することにより、負荷７の両端電圧を利用して比較器５を駆動させていた。
【０００４】
なお、この出願に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【特許文献１】特開平５−２４９１５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
このような従来の電源装置は回路に大電流が流れ続ける可能性があることが問題となっていた。
【０００６】
すなわち、上記従来の構成においては、出力端子３両端に接続した負荷７がショート状態となってしまった場合、或は、負荷７がショート状態で電源が立ち上がった場合、比較器５における電源供給部５Ｄ，５Ｅに電力が供給されることがないため、比較器５が作動しない。そうすると、大電流が電流検出抵抗４に流れているのにもかかわらず、その電流を抑制しようとする信号を比較器５における出力端子５Ｃが電源駆動回路１のフィードバック入力１Ｂに帰還させることができないため、負荷７と２次巻線２Ｂとを結ぶループ内に大電流が流れ続ける可能性があった。
【０００７】
そこで本発明は、負荷と２次巻線とを結ぶループ内に流れる電流（以下、出力電流と示す）を検出して電源駆動回路に帰還させる電源装置において、その出力電流が過電流状態となり続けるのを防止することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
そして、この目的を達成するために本発明は、電源駆動回路と、この電源駆動回路における出力部にその１次巻線が接続されたトランスと、このトランスの２次巻線に接続された出力端子と、この出力端子の一端と前記２次巻線の一端との間に介在された電流検出抵抗と、この電流検出抵抗の一端にその第１の入力端が接続されるとともに前記電流検出抵抗の他端にその第２の入力端が接続された比較器と、前記第１の入力端あるいは前記第２の入力端と前記電流検出抵抗との間に介在された基準電圧発生回路とを備え、前記２次巻線の一端にそのアノードを接続させるとともにそのカソードを前記電流検出抵抗の一端に接続させた第１のダイオードと、この第１のダイオードのカソードにその一端を接続させるとともにその他端を前記２次巻線の他端に接続させた第１のコンデンサと、前記２次巻線の一端にその一端を接続させた第２のコンデンサと、この第２のコンデンサの他端にそのカソードを接続するとともにそのアノードを前記第１のコンデンサの他端に接続させた第２のダイオードと、この第２のダイオードのカソードにそのアノードを接続させた第３のダイオードと、この第３のダイオードのカソードにその一端を接続させるとともにその他端を前記第１のコンデンサの一端あるいは他端に接続させた第３のコンデンサとを設け、前記第３のダイオードと前記第３のコンデンサとの接続点と前記比較器の電源供給部とを電源供給ラインにより接続し、この電源供給ラインを出力端子非直接接続状態とし、前記比較器における出力信号を前記電源駆動回路にフィードバックする構成としたものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の電源装置は、２次巻線の両端電圧が一度反転することにより、第３のコンデンサに静電エネルギーが蓄えられ、この第３のコンデンサに両端電圧が発生し、この第３のコンデンサから出力端子に非直接接続状態の電源供給ラインを用いて比較器と基準電圧発生回路に電力を供給する構成としたため、出力端子の両端がショート状態となった、あるいは初期状態からショート状態にあったとしても、出力電流が過電流状態となり続けることがない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における電源装置の構造について図面を参照しながら説明する。
【００１１】
図１において、電源駆動回路８の出力部８Ａにはトランス９の１次巻線９Ａを接続し、このトランス９の２次巻線９Ｂには出力端子１０を接続し、２次巻線９Ｂの一端と出力端子１０の一端との間には電流検出抵抗１１を介在させ、電流検出抵抗１１の一端に比較器１２の非反転入力１２Ａを接続するとともに、電流検出抵抗１１の他端に比較器１２の反転入力１２Ｂを接続し、電流検出抵抗１１と比較器１２の非反転入力１２Ａとの間には基準電圧発生回路１３を介在させ、比較器１２の出力端子１２Ｃから出力される出力信号を電源駆動回路のフィードバック入力８Ｂに帰還させている。
【００１２】
そして、２次巻線９Ｂの一端にはダイオード１４のアノードを接続しており、このダイオード１４のカソードにはコンデンサ１５の一端を接続し、このコンデンサ１５の他端を２次巻線９Ｂの他端に接続している。
【００１３】
また、２次巻線９Ｂの一端にはコンデンサ１６の一端を接続しており、このコンデンサ１６の他端にはダイオード１７のカソードを接続し、このダイオード１７のアノードを２次巻線９Ｂの他端に接続している。
【００１４】
そして、コンデンサ１６とダイオード１７の接続点１８にはダイオード１９のアノードを接続しており、ダイオード１９のカソードにはコンデンサ２０の一端を接続し、このコンデンサ２０の他端をコンデンサ１５とダイオード１４との接続点に接続している。なお、コンデンサ２０の他端は、コンデンサ１５と２次巻線９Ｂとの接続点に接続させてもかまわない。
【００１５】
そして、このダイオード１９とコンデンサ２０との接続点２１から比較器１２の電源供給部１２Ｄまでを電源供給ライン１００により接続し、この電源供給ライン１００を出力端子非直接接続状態としている。
【００１６】
次に、電流検出抵抗１１及び比較器１２を用いた電流制御フィードバック動作について説明する。電源駆動回路８から発生した電流がトランス９の１次巻線９Ａに流れると磁束が発生し、トランス９の２次巻線９Ｂに起電力が発生する。この起電力により発生した交流電流が、ダイオード１４、コンデンサ１５により整流平滑され、直流となった電流が出力端子１０に接続された負荷２２に流れる。一方、比較器１２の非反転入力１２Ａには電流検出抵抗１１の一端の電圧が基準電圧発生回路１３を介して印加され、反転入力１２Ｂには電流検出抵抗１１の他端の電位が印加される。
【００１７】
ここで、反転入力１２Ｂの電位を基準に考えると、電流検出抵抗１１に流れる電流が低い場合、電流検出抵抗１１における電圧降下が基準電圧発生回路１３における発生電圧よりも低くなるため、反転入力１２Ｂの電位に対して非反転入力１２Ａの電位が低くなり、比較器１２の出力端子１２Ｃからの出力はローレベルとなる。そうすると、電源駆動回路８に信号がフィードバックされず、負荷１８に流れる出力電流の増加は制限されない。
【００１８】
一方、電流検出抵抗１１に流れる電流が高い場合、電流検出抵抗１１における電圧降下が基準電圧発生回路１３による発生電圧よりも高くなるため、反転入力１２Ｂの電位に対して非反転入力１２Ａの電位が高くなる。そうすると、比較器１２の出力端子１２Ｃからの出力はハイレベルとなり、電源駆動回路に信号がフィードバックされ、負荷１８に流れる出力電流の増加が制限される。
【００１９】
続いて、電源供給ライン１００を用いた比較器１２への電力供給動作について説明する。
【００２０】
まずここで、トランス９の２次巻線９Ｂの両端電圧をＶ9B、コンデンサ１５の両端電圧をＶ15、コンデンサ１６の両端電圧をＶ16、接点１８の電位をＶ18、コンデンサ２０の両端電圧をＶ20と定義する。
【００２１】
これらＶ9B、Ｖ15、Ｖ16、Ｖ18、Ｖ20の変化を、図２を用いて説明する。図２において、ｔ０〜ｔ３は時間を表している。なお、回路内のダイオード１４、１７、１９の順方向降下電圧は全て１Ｖとして説明する。
【００２２】
まず、ｔ０において電源駆動回路８から１次巻線９Ａに電流が流れ、磁束が発生し、２次巻線９Ｂには＋６Ｖの両端電圧Ｖ9Bが発生する。
【００２３】
次に、ｔ０〜ｔ１においてその６Ｖの電圧からダイオード１４の順方向降下電圧１Ｖを差し引いた電圧５Ｖがコンデンサ１５に加わることによって、コンデンサ１５の両端電圧Ｖ15が５Ｖに充電される。
【００２４】
その後、ｔ１において２次巻線９Ｂの両端電圧Ｖ9Bが−２０Ｖとなると、それに伴いコンデンサ１６の両端電圧Ｖ16が１９Ｖまで上昇する。即ち、接点１８はダイオード１７を介してグランドに接続されているため０Ｖからダイオード１７の順方向降下電圧１Ｖを差し引いた−１Ｖを維持しており、一方、コンデンサ１６と２次巻線９Ｂとの接続点が−２０Ｖとなることにより、コンデンサ１６の両端には１９Ｖの電圧が印加されることとなるため、コンデンサの両端電圧Ｖ16が１９Ｖまで上昇する。
【００２５】
次に、ｔ１〜ｔ２において２次巻線の両端電圧Ｖ9Bが再び−２０Ｖから＋６Ｖまで上昇するに従って、図２に示すごとく接続点１８の電位Ｖ18は２次巻線９Ｂの両端電圧Ｖ9Bにコンデンサ１６の両端電圧Ｖ16分を底上げしたような軌跡を描いて２５Ｖまで上昇する。
【００２６】
そして、ｔ２において２次巻線の両端電圧Ｖ9Bが６Ｖまで上昇した時、コンデンサ２０の両端電圧Ｖ20が１９Ｖにまで上昇する。これは、コンデンサ２０の一端が接続点１８の電位Ｖ18である２５Ｖからダイオード１９の順方向降下電圧１Ｖを差し引いた２４Ｖとなるとともに、その他端が２次巻線９Ｂの両端電圧Ｖ9Bである６Ｖからダイオード１４の順方向降下電圧１Ｖを差し引いた５Ｖとなるため、その電位差分の１９Ｖがコンデンサ２０の両端に印加されるためである。
【００２７】
ここから、負荷２２がショート状態となり、出力端子１０の両端がグランドに接続された状態を図３を用いて説明する。
【００２８】
まず、ｔ４において負荷２２がショート状態となり、出力端子１０の両端がグランドに接続された状態となると、出力端子１０からダイオード１４のカソードまでの電位が０Ｖとなり、このダイオード１４の順方向降下電圧１Ｖ分が２次巻線９Ｂの両端電圧Ｖ9Bとなる。
【００２９】
その間、コンデンサ１５はその両端をグランドに接続された状態にあるため０Ｖを維持し、コンデンサ１６の両端電圧Ｖ16はその影響を受けずに１９Ｖを維持している。そして、接点１８はこのコンデンサ１６の両端電圧Ｖ16に２次巻線９Ｂの両端電圧の＋側１Ｖを加えた電圧である２０Ｖピーク電圧が維持された状態となっている。そのため、コンデンサ２０の一端が接続点１８の電位Ｖ18である２０Ｖからダイオード１９の順方向降下電圧１Ｖを差し引いた１９Ｖとなるとともに、その他端がグランドと略同電位となるため、その電位差分の１９Ｖがコンデンサ２０の両端に印加される。
【００３０】
このような構成により、負荷２２が何らかの不具合によりショート状態となり、出力端子１０がグランドに接続された状態となったとしても、コンデンサ２０の両端電圧Ｖ20が１９Ｖを維持するため、比較器１２の電源供給部１２Ｄには出力端子１０の電位から少なくともコンデンサ２０の両端電圧Ｖ20分が底上げされた電圧が電源供給ライン１００を通じて印加されることとなるため、この比較器１２が回路内に流れる電流を検出し、電源駆動回路８に信号を帰還し続けることが可能となるため、その回路内に大電流が流れ続けるのを防止することができる。
【００３１】
さらに、電源供給ライン１００を出力端子非直接接続状態としておくことにより、電源供給ライン１００の電位をグランドに落とす心配が無く、安定した電力供給を可能とすることができる。
【００３２】
なお、比較器１２の出力端子１２Ｃから電源駆動回路８のフィードバック入力８Ｂへの信号伝達をフォトカプラにより行えば、トランス９の１次側と２次側とを非直接接続状態にて構成することができ望ましい。
【００３３】
ここで、図１における比較器１２と電流検出抵抗１３との具体的な回路構成について図４を用いて説明する。
【００３４】
図４における入力端子２３が図１における電源供給部１２Ｄに対応しており、電源供給ライン１００から電圧Ｖｃｃが入力される。そして、図４における入力端子２４が図１における電源供給部１２Ｅに対応しており、グランドに接続されている。そして、図４におけるＮＰＮ型トランジスタ２５のエミッタが図１におけるダイオード１４と電流検出抵抗１１との接点Ｖ＋に対応しており、図４におけるＮＰＮ型トランジスタ２６のエミッタが図１における出力端子１０と電流検出抵抗１１との接点Ｖ−に対応している。
【００３５】
ここで、図４におけるバンドギャップ基準電圧発生回路２７内では、入力端子２３にカレントミラー２８を接続し、カレントミラー２８におけるＰＮＰ型トランジスタ２８Ａのコレクタ及びベースをＮＰＮ型トランジスタ３０のコレクタに接続し、ＮＰＮ型トランジスタ３０のベースをＰＮＰ型トランジスタ２８Ｂのコレクタ及び出力端子２９に接続している。そして、ＮＰＮ型トランジスタ３０のエミッタを抵抗３１、３２の一端に接続し、抵抗３１の他端をＮＰＮ型トランジスタ３３のベース、コレクタに接続し、抵抗３２の他端をＮＰＮ型トランジスタ３４のコレクタ及びＮＰＮ型トランジスタ３５のベースに接続している。
【００３６】
そして、ＮＰＮ型トランジスタ３４のエミッタを抵抗３６の一端に接続し、この抵抗３６の他端及びＮＰＮ型トランジスタ３３のエミッタ、ＮＰＮ型トランジスタ３５のエミッタをグランドに接続している。
【００３７】
そして、バンドギャップ基準電圧発生回路２７の入力端子２３にはカレントミラー３８におけるＰＮＰ型トランジスタ３８Ａ、ＰＮＰ型トランジスタ３８Ｂ、ＰＮＰ型トランジスタ３８Ｃのエミッタを接続しており、それぞれのベースを接続点３９にて接続している。そして、ＰＮＰ型トランジスタ３８Ａのコレクタをそのベースに接続するとともにＮＰＮ型トランジスタ４０のコレクタに接続し、このＮＰＮ型トランジスタ４０のベースをバンドギャップ基準電圧発生回路２７の出力端子２９に接続している。そして、ＮＰＮ型トランジスタ４０のエミッタを抵抗４１を介してＧＮＤに接続している。
【００３８】
また、ＰＮＰ型トランジスタ３８Ｂのコレクタは抵抗４２の一端に接続しており、抵抗４２の他端をＮＰＮ型トランジスタ２５のコレクタに接続している。そして、このＮＰＮ型トランジスタ２５のベースを抵抗４２の一端に接続している。そして、抵抗４２の他端とＮＰＮ型トランジスタ２５のコレクタとの接続点４３にはＮＰＮ型トランジスタ２６のベースを接続している。そして、ＰＮＰ型トランジスタ３８ＣのコレクタをＮＰＮ型トランジスタ２６のコレクタ及びＰＮＰ型トランジスタ４４のベースに接続している。次に、動作原理について説明する。
【００３９】
まず、バンドギャップ基準電圧発生回路２７の入力端子２３に入力電圧Ｖｃｃが入力されるとともに、出力端子２９からは基準電圧Ｖｒｅｆ（ａ）とＮＰＮ型トランジスタ３０のベース・エミッタ間電圧ＶBE３０との電圧値の和が出力されている。ここで、ＮＰＮ型トランジスタ３０のベース・エミッタ間電圧ＶBE３０とＮＰＮ型トランジスタ４０のベース・エミッタ間電圧ＶBE４０とを等しくしておくことにより、抵抗４１には基準電圧Ｖｒｅｆ（ａ）に等しい一定電圧である、基準電圧Ｖｒｅｆ（ｂ）が印加される。
【００４０】
この基準電圧Ｖｒｅｆ（ｂ）が抵抗４１の両端に印加されることにより、定電流ＩｒｅｆがＮＰＮ型トランジスタ４０のコレクタ・エミッタ間に流れる。
【００４１】
そうすると、この定電流Ｉｒｅｆがカレントミラー３８におけるＰＮＰ型トランジスタ３８Ａのエミッタ・コレクタ間に流れ、このＩｒｅｆと同じ電流がＰＮＰ型トランジスタ３８Ｂのエミッタ・コレクタ間に流れる。
【００４２】
このＰＮＰ型トランジスタ３８Ｂのエミッタ・コレクタ間に流れる電流が抵抗４２に流れることにより、基準電圧Ｖｒｅｆ（ｃ）が発生する。これが、図１に示した基準電圧発生回路１３に該当する。この抵抗４２とＮＰＮ型トランジスタ２５との接点４３における電位は、図１における接点Ｖ＋の電位にＮＰＮ型トランジスタ２５のベース・エミッタ間電圧ＶBE２５とを足し合わせるとともに基準電圧Ｖｒｅｆ（ｃ）を差し引いた電位となっている。
【００４３】
この接点４３の電位が図１に示す接点Ｖ−の電位よりもＮＰＮ型トランジスタ２６のベース・エミッタ間電圧ＶBE２６分以上大きいとき、即ち、図１に示すＶ＋の電位が、Ｖ−の電位よりも基準電圧Ｖｒｅｆ（ｃ）分以上高くなったとき、この図４に示すＮＰＮ型トランジスタ２６のベース・エミッタ間に電流が流れ、それに伴い、ＮＰＮ型トランジスタ２６のコレクタ・エミッタ間にも電流が流れる。
【００４４】
そうすると、ＰＮＰ型トランジスタ４４のベース電圧が低下し、ＰＮＰ型トランジスタ４４のエミッタ・ベース間に電流が流れるとともに、エミッタ・コレクタ間に電流が流れ、その電流が図１に示す比較器１２Ｃから出力される。そして、この比較器１２Ｃからの出力信号が電源駆動回路８のフィードバック入力８Ｂに帰還される。
【００４５】
なお、本実施の形態における比較器１２の部分を増幅器と表現される場合もありえるが、その増幅器も必ず比較動作、あるいは増幅後に比較、または比較後に増幅動作を行わせるものであるから、比較動作を行うことができる増幅器も比較器の範疇に含まれるものである。
【００４６】
なお、本実施形態におけるＰＮＰ型トランジスタ３８Ｃを抵抗などで代用し、カレントミラー３８の構成外とすることも可能であるが、ＰＮＰ型トランジスタ３８Ｃをカレントミラー３８の一部とすることにより、ＮＰＮ型トランジスタ２５を流れる電流量とＮＰＮ型トランジスタ２６を流れる電流量とを等しくすることができ、その結果としてＮＰＮ型トランジスタ２５、２６のベース・エミッタ間電圧ＶBE２５、ＶBE２６を等しくすることができ、高精度な電流制御を可能とすることができ望ましい。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
本発明の電源装置は、回路内に大電流が流れ続けることがないという効果を有し、各種電気機器において有用である。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置の回路図
【図２】本発明の実施の形態１における電源装置の動作波形図
【図３】本発明の実施の形態１における電源装置の動作波形図
【図４】本発明の実施の形態１の電源装置における比較器及び基準電圧発生回路の構成を示す回路図
【図５】従来の電源装置の回路図
【符号の説明】
【００４９】
８  電源駆動回路
８Ａ  出力部
９  トランス
９Ａ  １次巻線
９Ｂ  ２次巻線
１０  出力端子
１１  電流検出抵抗
１２  比較器
１２Ａ  非反転入力（第１の入力端）
１２Ｂ  反転入力（第２の入力端）
１２Ｄ  電源供給部
１３  基準電圧発生回路
１４  ダイオード
１５  コンデンサ
１６  コンデンサ
１７  ダイオード
１９  ダイオード
２０  コンデンサ
１００  電源供給ライン
【図１】
2008125244.tif 000003
【図２】
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【図３】
2008125244.tif 000005
【図４】
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【図５】
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