(57)【要約】【課題】低負荷時におけるインバータ駆動損失の低減を図ること。【解決手段】２つのコンデンサを有するコンデンサ回路（3）と、６つのスイッチング素子を有するインバータ回路（5）と、コンデンサ回路（3）の中間電位点とインバータ回路（5）の１つのスイッチングレグの中間点との間に接続されたスイッチ（4）とを備えている。インバータ回路（5）がスイッチ（4）のオンオフ切換によって三相結線動作と二相結線動作とに切り換わる。インバータ回路（5）のスイッチング周波数は、三相結線動作時より二相結線動作時の方が高くなるように制御される。【選択図】図１
2008061411.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のコンデンサを直列に有し、直流電圧を充放電可能なコンデンサ回路（3）と、該コンデンサ回路と互いに並列接続され、６つのスイッチング素子を有するインバータ回路（5）と、上記コンデンサ回路（3）の中間電位点と上記インバータ回路（5）の１つのスイッチングレグの中間点との間に接続されたスイッチ回路（4）とを備え、
上記インバータ回路（5）が上記スイッチ回路（4）のオンオフ切換によって三相結線動作と二相結線動作とに切り換わり、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、
上記インバータ回路（5）において二相結線動作時のスイッチング周波数が三相結線動作時のスイッチング周波数より高くなるように、インバータ回路（5）のスイッチング周波数を変更する変更手段（P3）を備えている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、
上記インバータ回路（5）の二相結線動作時にスイッチングするスイッチング素子の少なくとも１つは、ＭＯＳ−ＦＥＴである
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１において、
上記インバータ回路（5）の二相結線動作時にスイッチングするスイッチング素子の少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体が用いられている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項２または３において、
交流電源に接続され、ワイドバンドギャップ半導体が用いられた２つのスイッチング素子が直列に設けられたスイッチングレグを有し、交流電源の極性に応じて同期整流する整流回路（2）を備えている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４において、
上記整流回路（2）は、そのスイッチングレグとブリッジ結線され、２つのダイオードを直列に有するダイオードレグを備える一方、
上記整流回路（2）のダイオードレグの中間点とコンデンサ回路（3）の中間電位点との間に接続されたスイッチ回路（7）を備え、
上記スイッチ回路（7）のオンオフ切換によって、上記整流回路（2）が倍電圧整流と全波整流とを切り換えて行うように構成されている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項４または５において、
上記交流電源と上記整流回路（2）のスイッチングレグの中間点との間に接続されたリアクトル（L）を備え、
上記交流電源の半周期の間に一回以上、電流が上記リアクトル（L）、整流回路（2）のスイッチング素子、コンデンサ回路（3）のコンデンサを順に流れて短絡させるように、整流回路（2）のスイッチング素子をスイッチングする
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項３乃至６の何れか１項において、
上記ワイドバンドギャップ半導体は、ＳｉＣ素子である
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１乃至７の何れか１項において、
上記インバータ回路（5）で変換した交流電力によって圧縮機の電動機を駆動するものである
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項８において、
上記圧縮機は、空調機の冷媒回路に設けられるものである
ことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、軽負荷時の高効率化に係るものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置が知られている。例えば、特許文献１の電力変換装置は、６個の半導体スイッチを三相ブリッジに結線したインバータ主回路と、複数のコンデンサが直列接続されたコンデンサ回路とを備えている。インバータ主回路の半導体スイッチは、トランジスタとダイオードとを並列接続してなるものである。インバータ主回路とコンデンサ回路とは、互いに並列に設けられている。さらに、コンデンサ回路の中間電位点とインバータ主回路の何れか一相のアームの中間接続点との間には、オンオフ可能なスイッチ回路が接続されている。
【０００３】
そして、この電力変換装置では、スイッチ回路をオンオフし、二相方式の運転と三相方式の運転とを切り換えるようにしている。二相方式の運転は、スイッチ回路をオンして、インバータ主回路におけるスイッチ回路が接続されている２組の半導体スイッチの動作を停止し、残り４個の半導体スイッチをオンオフ動作させる。三相方式の運転は、スイッチ回路をオフして、インバータ主回路における６個の半導体スイッチをオンオフ動作させる。したがって、二相方式の運転では、インバータ主回路において４個の半導体スイッチだけが動作するので、三相方式の運転に比べて、インバータ主回路における損失が約２／３に減少する。
【特許文献１】特開２０００−３４１９７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上述した電力変換装置では、駆動する電動機の損失が考慮されておらず、損失の低減が十分でないという問題があった。つまり、二相方式の制御は、電動機の低速運転領域で用いることが考えられるが、一般にこの低速域では電動機の運転効率が低いため、特に損失低減を十分に図る必要があった。
【０００５】
本発明は、斯かる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、三相結線動作と二相結線動作とに切換可能なインバータ回路を有する電力変換装置において、二相結線動作時にインバータ損失だけでなく電動機も含めた損失低減を十分に図ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
第１の発明は、複数のコンデンサを直列に有し、直流電圧を充放電可能なコンデンサ回路（3）と、該コンデンサ回路と互いに並列接続され、６つのスイッチング素子を有するインバータ回路（5）と、上記コンデンサ回路（3）の中間電位点と上記インバータ回路（5）の１つのスイッチングレグの中間点との間に接続されたスイッチ回路（4）とを備え、上記インバータ回路（5）が上記スイッチ回路（4）のオンオフ切換によって三相結線動作と二相結線動作とに切り換わり、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置を前提としている。そして、本発明は、上記インバータ回路（5）において二相結線動作時のスイッチング周波数が三相結線動作時のスイッチング周波数より高くなるように、インバータ回路（5）のスイッチング周波数を変更する変更手段（P3）を備えている。
【０００７】
上記の発明では、インバータ回路（5）が三相結線動作する場合、図３に示すように、コンデンサ回路（3）に印可された両端電圧が電動機へ出力される。また、インバータ回路（5）が二相結線動作する場合、図２に示すように、コンデンサ回路（3）に印可された両端電圧の半分が電動機へ出力される。したがって、電動機を高速回転域（高出力領域）で駆動させる場合、三相結線動作で制御され、電動機を低速回転域（低出力領域）で駆動させる場合、二相結線動作で制御される。これにより、二相結線動作では、スイッチングするスイッチング素子の数量が少ない分、インバータ損失が低減される。
【０００８】
さらに、二相結線動作時には、三相結線動作時のインバータ回路（5）のスイッチング周波数よりも高いスイッチング周波数で制御される。つまり、三相結線動作時で最適と思われたスイッチング周波数と同じ周波数で二相結線動作させるのではなく、二相結線動作時は三相結線動作時において最適なスイッチング周波数よりも高い周波数で電動機が駆動される。これにより、図４に示すように、インバータ損失だけでなく電動機も含めた損失が最小になる。したがって、低速域における電動機の運転効率が向上する。
【０００９】
第２の発明は、上記第１の発明において、上記インバータ回路（5）の二相結線動作時にスイッチングするスイッチング素子の少なくとも１つは、ＭＯＳ−ＦＥＴである。
【００１０】
上記の発明では、ＭＯＳ−ＦＥＴがＩＧＢＴ等に比べてスイッチング損失が低いため、全体の損失が一層低減される。
【００１１】
第３の発明は、上記第１の発明において、上記インバータ回路（5）の二相結線動作時にスイッチングするスイッチング素子の少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体が用いられている。
【００１２】
上記の発明では、スイッチング素子の少なくとも１つにＳｉＣ素子やＧａＮ素子等のワイドバンドギャップ半導体が用いられるので、従来のＳｉ素子等に比べてスイッチング損失が低減される。
【００１３】
第４の発明は、上記第２または第３の発明において、交流電源に接続され、ワイドバンドギャップ半導体が用いられた２つのスイッチング素子が直列に設けられたスイッチングレグを有し、交流電源の極性に応じて同期整流する整流回路（2）を備えている。
【００１４】
上記の発明では、整流回路（2）のスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体が用いられるので、スイッチング素子の導通抵抗が低減される。したがって、整流回路（2）の低損失化が図れる。
【００１５】
第５の発明は、第４の発明において、上記整流回路（2）は、そのスイッチングレグとブリッジ結線され、２つのダイオード（2c,2d）を直列に有するダイオードレグを備える。一方、本発明は、上記整流回路（2）のダイオードレグの中間点とコンデンサ回路（3）の中間電位点との間に接続されたスイッチ回路（7）を備え、上記スイッチ回路（7）のオンオフ切換によって、上記整流回路（2）が倍電圧整流と全波整流とを切り換えて行うように構成されている。
【００１６】
上記の発明では、スイッチ回路（7）がオンされると、整流回路（2）にて倍電圧整流が行われ、スイッチ回路（7）がオフされると、整流回路（2）にて全波整流が行われる。この場合においても、上記第４の発明と同様に、整流回路（2）の低損失化が図れる。
【００１７】
第６の発明は、上記第４または第５の発明において、上記交流電源と上記整流回路（2）のスイッチングレグの中間点との間に接続されたリアクトル（L）を備え、上記交流電源の半周期の間に一回以上、電流が上記リアクトル（L）、整流回路（2）のスイッチング素子（2a,2b）、コンデンサ回路（3）のコンデンサ（3a,3b）を順に流れて短絡させるように、整流回路（2）のスイッチング素子（2a,2b）をスイッチングする。
【００１８】
上記の発明では、交流電源の半周期において、一回以上、電源電圧が短絡されるので、リアクトル（L）を流れる電流の通電幅が広がり、電源力率が向上する。
【００１９】
第７の発明は、上記第３乃至第６の何れか１の発明において、上記ワイドバンドギャップ半導体は、ＳｉＣ素子である。
【００２０】
上記の発明では、ワイドバンドギャップ半導体としてＳｉＣ素子が用いられるので、インバータ回路（5）や整流回路（2）のスイッチング損失が確実に低減される。
【００２１】
第８の発明は、上記第１乃至第７の何れか１の発明において、上記インバータ回路（5）で変換した交流電力によって圧縮機の電動機を駆動するものである。
【００２２】
上記の発明では、例えば、空調機や冷蔵庫等に設けられる圧縮機の電動機が駆動される。これら空調機や冷蔵庫は、定格出力より低い領域、即ち低速回転域で運転される頻度が高い。したがって、その低速領域で圧縮機の運転効率が向上し、空調機や冷蔵庫等の省エネ化が図れる。
【００２３】
第９の発明は、上記第８の発明において、上記圧縮機は、空調機の冷媒回路に設けられるものである。
【００２４】
上記の発明では、空調機の冷暖房負荷が小さい中間期において、圧縮機の電動機が低速運転される。したがって、この中間期において、圧縮機の運転効率が向上するので、空調機の省エネ化が図れる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、インバータ回路（5）が三相結線動作と二相結線動作とに切換可能な電力変換装置（1）において、二相結線動作時のスイッチング周波数を三相結線動作時のスイッチング周波数より高く設定するようにした。つまり、三相結線動作時で最適と思われたスイッチング周波数と同じ周波数で二相結線動作させるのではなく、二相結線動作時は三相結線動作時において最適なスイッチング周波数よりも高い周波数で駆動させるようにした。これにより、電動機の低速運転において、インバータおよび電動機を含めた損失を低減することができる。したがって、電動機、それを用いた圧縮機の運転効率を向上させることができる。さらに、その圧縮機を備えた空調機において、特に中間期での運転効率を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
【００２７】
《発明の実施形態１》
本発明の実施形態１について説明する。図１に示すように、本実施形態の電力変換装置（1）は、整流回路（2）と、コンデンサ回路（3）と、インバータ回路（5）と、制御回路（8）とを備えている。
【００２８】
上記整流回路（2）は、交流電源である商用電源（10）に接続されている。この整流回路（2）は、商用電源（10）の交流電圧を直流電圧に変換するものである。
【００２９】
上記コンデンサ回路（3）は、２つのコンデンサ（3a,3b）が直列に設けられて整流回路（2）に接続されている。このコンデンサ回路（3）は、整流回路（2）で変換された直流電圧を充放電するものである。
【００３０】
上記インバータ回路（5）は、コンデンサ回路（3）と互いに並列に接続されている。インバータ回路（5）は、６つのスイッチング素子（5a〜5f）を有し、それらが三相ブリッジ結線されている。つまり、このインバータ回路（5）は、３つのスイッチングレグ（leg1〜leg3）が結線されている。そして、インバータ回路（5）は、直流電圧を交流電圧に変換し、電動機（11）へ供給する。なお、各スイッチング素子（5a〜5f）は、トランジスタ（自己消弧形素子）とダイオードとが並列接続されてなる半導体スイッチを構成している。
【００３１】
上記コンデンサ回路（3）における２つのコンデンサ（3a,3b）の間と、インバータ回路（5）のスイッチングレグ（leg1）の中間点との間には、機械的なスイッチ（4）が接続されている。つまり、このスイッチ（4）は、コンデンサ回路（3）の中間電位点とインバータ回路（5）の１つのスイッチングレグの中間点との間に接続されたスイッチ回路を構成している。
【００３２】
この電力変換装置（1）では、スイッチ（4）のオンオフ切換によってインバータ回路（5）が三相結線動作（三相インバータ）と二相結線動作（Ｖ結線インバータ）とに切り換わるように構成されている。具体的に、スイッチ（4）をオン状態に且つインバータ回路（5）においてスイッチ（4）が接続されているスイッチングレグ（leg1）のスイッチング素子（5a,5b）をオフ状態にすると、図２に示す等価回路となり、二相結線動作に切り換わる。また、スイッチ（4）をオフ状態にすると、図３に示す等価回路となり、三相結線動作に切り換わる。なお、図２および図３は、商用電源（10）や整流回路（2）を省略している。
【００３３】
つまり、三相結線動作では、３つのスイッチングレグ（leg1〜leg3）がスイッチングされ、コンデンサ回路（3）の直流電圧ｖｄｃの全電圧が電動機（11）に印可される。一方、二相結線動作では、２つのスイッチングレグ（leg2,leg3）がスイッチングされ、コンデンサ回路（3）の直流電圧ｖｄｃの約１／２の電圧が電動機（11）に印可される。したがって、二相結線動作では、使用するスイッチングレグの数量が三相結線動作に比べて２／３となるため、インバータ損失（スイッチング損失）が約２／３に低減される。
【００３４】
また、上記インバータ回路（5）の６つのスイッチング素子（5a〜5f）は、２種類のトランジスタが用いられている。具体的に、二相結線動作時にスイッチングする４つのスイッチング素子（5c〜5f）のトランジスタには、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられ、残りのスイッチング素子（5a,5b）のトランジスタには、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられている。ＭＯＳ−ＦＥＴは、ＩＧＢＴに比べて低損失である。さらに、ＭＯＳ−ＦＥＴの半導体素子には、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ素子が用いられている。このＳｉＣ素子は、従来のＳｉ素子よりも、高温・高電圧動作に優れ、低損失である。このように、二相結線動作時に使用するスイッチング素子（5c〜5f）にＳｉＣ素子を有するＭＯＳ−ＦＥＴを用いることにより、二相結線動作のインバータ損失が一層低減される。また、ＭＯＳ−ＦＥＴやＳｉＣ素子は、ＩＧＢＴやＳｉ素子に比べて高価であるが、６つのうち４つのスイッチング素子（5a〜5f）に用いるので、それ程コスト高にならない。なお、ワイドバンドギャップ半導体としては、ＳｉＣの他に、例えばＧａＮ（窒化ガリウム）等のバンドギャップがＳｉよりも大きい素子であればよい。
【００３５】
本実施形態の電力変換装置（1）は、空調機の冷媒回路に設けられる圧縮機の電動機（11）を駆動するものである。空調機の冷媒回路は、図示しないが、圧縮機と凝縮器と膨張機構と蒸発器とが閉回路に接続され、冷媒が可逆に循環して蒸気圧縮式冷凍サイクルを行うものである。空調機では、一般に、夏期や冬期のように冷暖房負荷が大きい場合、圧縮機が高速回転域（高出力領域）で運転され、いわゆる中間期のように負荷が小さい場合、圧縮機が低速回転域（低出力領域）で運転される。したがって、空調機に用いられる圧縮機の電動機（11）は、定格出力より低い出力で運転される頻度が高いといえる。
【００３６】
上記制御回路（8）は、電動機（11）の回転速度（ω）（以下、単に速度という。）に基づいてスイッチ（4）のオンオフ切換を行うように構成されている。具体的に、制御回路（8）は、電動機（11）の速度（ω）が予め設定された電動機（11）の速度基準値（ωbase）以上の場合、スイッチ（4）をオフし、速度基準値（ωbase）未満の場合、スイッチ（4）をオンする。
【００３７】
また、上記制御回路（8）は、インバータ回路（5）において二相結線動作時のスイッチング周波数が三相結線動作時のスイッチング周波数より高くなるように、インバータ回路（5）のスイッチング周波数を変更する変更手段としてスイッチング周波数設定回路（P3）を備えている。
【００３８】
電力変換装置（1）で電動機（11）を駆動制御する際、インバータ損失だけでなく電動機（11）の損失も含めて行う必要がある。そこで、本願の発明者らは、インバータおよび電動機（11）の合計損失（以下、単に損失という。）と、インバータ回路（5）のスイッチング周波数との間に図４に示す関係があることを見出した。つまり、二相結線動作時において損失が最小となるスイッチング周波数（図４のｂ）は、三相結線動作時において損失が最小となるスイッチング周波数（図４のａ）より高いことが分かる。したがって、このようにスイッチング周波数を変更することにより、二相結線動作時、即ち低速回転域における損失が一層低減される。
【００３９】
次に、上記制御回路（8）の具体的な制御動作について、図５を参照しながら説明する。制御回路（8）には、比較器（P2）とスイッチング周波数設定回路（P3）とスイッチング信号発生回路（P4）とが設けられている。
【００４０】
先ず、電動機（11）の実際の速度（ω）と速度指令値（ωref）との速度差が導出され（図５のＰ１）、スイッチング信号発生回路（P4）に入力される。一方、比較器（P2）において、電動機（11）の速度（ω）が予め設定された速度基準値（ωbase）と比較される。そして、電動機（11）の速度（ω）が速度基準値（ωbase）以上の場合、高速回転域であるとして、インバータ回路（5）を三相結線動作へ切り換える切換信号を発信してスイッチ（4）のオフさせる。逆に、電動機（11）の速度（ω）が速度基準値（ωbase）未満の場合、低速回転域であるとして、インバータ回路（5）を二相結線動作へ切り換える切換信号を発信してスイッチ（4）をオンさせる。
【００４１】
上記スイッチング周波数設定回路（P3）では、比較器（P2）より三相／二相結線動作の切換信号が発信されると同時に、インバータ回路（5）のスイッチング周波数が変更される。つまり、比較器（P2）にて電動機（11）の速度（ω）が速度基準値（ωbase）以上と判断された場合、インバータ回路（5）のスイッチング周波数が予め設定されたイッチング周波数（図４のａ）に変更される。逆に、比較器（P2）にて電動機（11）の速度（ω）が速度基準値（ωbase）未満と判断された場合、インバータ回路（5）のスイッチング周波数が三相結線動作時のスイッチング周波数よりも高いスイッチング周波数（図４のｂ）に変更される。
【００４２】
上記スイッチング信号発生回路（P4）には、上述した速度（ω）と速度指令値（ωref）との速度差以外に、電動機（11）の電流値および電動機（11）の回転子位置が入力されると共に、スイッチング周波数設定回路（P3）で変更されたスイッチング周波数が入力される。そして、スイッチング信号発生回路（P4）では、これら入力された値に基づいて、インバータ回路（5）の駆動させる信号波が生成される。これにより、電動機（11）は、低速回転域（低出力領域）において二相結線動作でインバータ駆動されると共に、そのインバータ回路（5）のスイッチング周波数が三相結線動作時よりも高い値で駆動される。したがって、低速回転時において、インバータおよび電動機（11）の損失が低減され、運転効率が向上する。
【００４３】
−実施形態１の効果−
この実施形態１によれば、インバータ回路（5）が三相結線動作と二相結線動作とに切換可能な電力変換装置（1）において、二相結線動作時のスイッチング周波数を三相結線動作時のスイッチング周波数より高く設定するようにした。つまり、三相結線動作時で最適と思われたスイッチング周波数と同じ周波数で二相結線動作させるのではなく、二相結線動作時は三相結線動作時において最適なスイッチング周波数よりも高い周波数で駆動させるようにした。これにより、電動機（11）の低速運転において、インバータおよび電動機（11）を含めた損失を低減することができる。したがって、電動機（11）、それを用いた圧縮機の運転効率を向上させることができる。さらに、その圧縮機を備えた空調機において、特に中間期での運転効率を向上させることができる。
【００４４】
また、インバータ回路（5）のスイッチング素子（5a〜5f）のうち、二相結線動作時にスイッチングさせるスイッチング素子（5c〜5f）にＭＯＳ−ＦＥＴを用いるようにしたので、インバータ損失を低減することができる。したがって、電動機（11）の低速運転における運転効率を一層向上させることができる。さらに、そのＭＯＳ−ＦＥＴの半導体素子にＳｉＣ素子を用いるようにしたので、従来のＳｉ素子を用いる場合に比べて、インバータ損失を低減することができる。これにより、電動機（11）の低速運転における効率が一層向上する。
【００４５】
《発明の実施形態２》
本発明の実施形態２について説明する。本実施形態は、図６に示すように、上記実施形態１において整流回路（2）の構成を具体的に限定したものである。したがって、ここでは、上記実施形態１と異なる点について説明する。
【００４６】
本実施形態の整流回路（2）は、リアクトル（L）とスイッチングレグ（leg4）を各１つ備えている。
【００４７】
上記スイッチングレグ（leg4）は、２つのスイッチング素子（2a,2b）が直列に設けられている。各スイッチング素子（2a,2b）は、トランジスタ（自己消弧形素子）とダイオードとが並列接続されてなる半導体スイッチを構成している。そして、そのトランジスタには、インバータ回路（5）のスイッチング素子（5a〜5f）と同様に、ＳｉＣ素子の半導体素子を有するＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これにより、ＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗を従来のＳｉ素子を用いた場合に比べて低減できる。したがって、ＭＯＳ−ＦＥＴの導通抵抗がダイオードの導通抵抗より低くなり、ＭＯＳ−ＦＥＴをオンすると、電流はダイオード側を流れずにＭＯＳ−ＦＥＴ側を流れる。つまり、スイッチング素子（2a,2b）の導通損失がダイオード側を導通させる従来の場合より低減される。
【００４８】
なお、スイッチング素子（2a,2b）は、ＭＯＳ−ＦＥＴが何らかの理由でオン動作不可の場合、電流がダイオード側を流れるようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴに高電圧が作用するのを防止している。つまり、このダイオードは、ＭＯＳ−ＦＥＴの保護用として設けられている。
【００４９】
上記スイッチングレグ（leg4）は、コンデンサ回路（3）とでブリッジ結線されている。つまり、スイッチングレグ（leg4）がコンデンサ回路（3）と並列に接続され、商用電源（10）がスイッチングレグ（leg4）の中間点とコンデンサ回路（3）の中間点との間に接続されている。リアクトル（L）は、商用電源（10）とスイッチングレグ（leg4）の中間点との間に接続されている。
【００５０】
本実施形態の制御回路（8）は、商用電源（10）の電源電圧の極性に応じて同期整流するように、整流回路（2）のスイッチング素子（2a,2b）をスイッチングする。例えば、電源電圧の極性が正に切り換わると同時に、スイッチングレグ（leg4）の上アーム側のスイッチング素子（2a）をオンし、電源電圧の極性が負に切り換わると同時に、下アーム側のスイッチング素子（2b）をオンする。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴは、スイッチング速度がＩＧＢＴ等よりも速いため、確実に同期整流の制御を行うことができる。したがって、整流回路（2）における損失低下、且つ、電力変換効率の向上を図ることができる。その結果、電動機（11）の運転効率を一層向上させることができる。
【００５１】
また、本実施形態の制御回路（8）は、次の制御を行うように構成してもよい。
【００５２】
制御回路（8）は、商用電源（10）の電源半周期の間に、整流回路（2）を一回または複数回短絡させ（以下、短絡制御という。）、それ以外の期間は上述した同期整流の制御を行うようにする。ここでは、電源極性が正の半周期における制御について説明する。
【００５３】
この場合、電源極性が正に切り換わると同時に、上アーム側のスイッチング素子（2a）をオンし、同期整流の制御を行う。そして、オンしてから所定時間が経過すると、オン状態のスイッチング素子（2a）をオフすると共に、下アーム側のスイッチング素子（2b）をオンし、短絡制御を行う。この短絡制御では、正の交流電流がリアクトル（L）、スイッチング素子（2b）、コンデンサ回路（3）の下側のコンデンサ（3b）へ順に流れる。そうすると、電源電圧が短絡し、リアクトル（L）を流れる電流の通電幅が大きくなる。これにより、電源力率が向上する。スイッチング素子（2b）がオンされてから所定時間が経過すると、オン状態のスイッチング素子（2b）をオフすると共に、上アーム側のスイッチング素子（2a）をオンし、再び同期整流の制御を行う。つまり、この制御では、電源極性が正の半周期の間に、同期整流の制御と短絡制御とが交互に行われる。なお、電源極性が負の半周期についても同様の制御が行われる。したがって、このような制御を行うことにより、整流回路（2）の低損失化を図りつつ、電源力率をも向上させることができる。
【００５４】
《発明の実施形態３》
本発明の実施形態３について説明する。本実施形態は、図７に示すように、上記実施形態２における整流回路（2）にダイオードレグ（leg5）を追加すると共に、その整流回路（2）とコンデンサ回路（3）との間に新たなスイッチ（7）を設けたものである。ここでは、上記実施形態１と異なる点について説明する。
【００５５】
本実施形態の整流回路（2）は、リアクトル（L）とスイッチングレグ（leg4）とダイオードレグ（leg5）を各１つ備えている。ダイオードレグ（leg5）は、２つのダイオード（2c,2d）が直列に設けられている。この整流回路（2）では、スイッチングレグ（leg4）とダイオードレグ（leg5）とがブリッジ結線されている。つまり、商用電源（10）がスイッチングレグ（leg4）の中間点とダイオードレグ（leg5）の中間点との間に接続されている。上記スイッチ（7）は、ダイオードレグ（leg5）の中間点とコンデンサ回路（3）の中間点との間に接続されている。つまり、本実施形態の整流回路（2）は、スイッチ（7）がオン状態になると、倍電圧整流回路に切り換わり、スイッチ（7）がオフ状態になると、全波整流回路に切り換わるように構成されている。
【００５６】
本実施形態の制御回路（8）は、スイッチ（7）がオン状態およびオフ状態の何れの場合も、上記実施形態２と同様に、商用電源（10）の電源電圧の極性に応じて同期整流するように整流回路（2）のスイッチング素子（2a,2b）をスイッチングする。つまり、倍電圧整流回路および全波整流回路の双方において、同期整流が行われる。したがって、上記実施形態と同様に、損失低下と電力変換効率の向上とを図ることができる。特に、全波整流回路においては、倍電圧整流回路の場合よりも電源電圧を低くできるため、スイッチング損失や電動機（11）の渦電流損失を低減することができる。その結果、電動機（11）の運転効率を一層向上させることができる。
【００５７】
なお、本実施形態では、スイッチ（7）をオフにして全波整流回路に切り換えた場合において、上記実施形態２と同様に、電源半周期の間に同期整流の制御と短絡制御とを交互に行うようにしてもよい。その場合も、整流回路（2）の低損失化を図りつつ、電源力率を向上させることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
以上説明したように、本発明は、インバータ回路が三相結線動作と二相結線動作とに切換可能な電力変換装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】実施形態１の電力変換装置を示す構成図である。
【図２】インバータ回路の二相結線動作時の等価回路を示す図である。
【図３】インバータ回路の三相結線動作時の等価回路を示す図である。
【図４】損失とスイッチング周波数の関係を示すグラフである。
【図５】制御回路の制御動作を示すブロック図である。
【図６】実施形態２の電力変換装置を示す構成図である。
【図７】実施形態３の電力変換装置を示す構成図である。
【符号の説明】
【００６０】
1        電力変換装置
2        整流回路
3        コンデンサ回路
4        スイッチ（スイッチ回路）
5        インバータ回路
P3       スイッチング周波数設定回路（変更手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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