(57)【要約】【課題】平衡非平衡変換回路品の素子数が多いため小型で高性能のバラン内蔵型フィルタ回路の実現が困難である。【解決手段】特定帯域（２．４ＧＨｚ帯）で信号を伝送し、この特定帯域の低域側と高域側の隣接帯域（１．９ＧＨｚ以下と約３．６ＧＨｚ以上）で減衰させる特性のバンドパスフィルタと平衡非平衡変換回路の２つの機能を併せ持つ。通過帯域の隣接周波数帯域の信号成分を減衰させる第１と第２の減衰回路１０，２０が、非平衡入出力端子と第１の結合線路ＬＣ１の信号経路に接続されている。【選択図】図１
2008061082.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
非平衡入出力端子と、
第１と第２の端子を有し、該第１の端子が上記非平衡入出力端子に接続され、入力信号の通過帯域の低域側に第1の減衰極を有する第1の減衰回路と、
第３と第４の端子を有し、該第３の端子が上記非平衡入出力端子に接続され、上記通過帯域の高域側に第２の減衰極を有する第２の減衰回路と、
上記第1の減衰回路の第２の端子と第２の減衰回路の第４の端子に接続され、第1の結合線路で構成された帯域フィルタと、
平衡信号を入出力する第５と第６の入出力端子を有し、上記第1の結合線路に少なくとも一部が平行に配置され、電磁結合して上記通過帯域の信号を導出するかまたは上記第５と第６の入出力端子から入力された平衡信号を電磁結合により上記第１の結合線路に供給する第２の結合線路と
を有するバランスフィルタ回路。
【請求項２】
上記第２の減衰回路の第２の減衰極の周波数は、上記通過帯域の中心周波数の高調波と同じ周波数である
請求項1記載のバランスフィルタ回路。
【請求項３】
上記第1と第２の結合線路の電磁結合は、横結合または縦結合である
請求項1記載のバランスフィルタ回路。
【請求項４】
上記第１の減衰回路はインダクタとキャパシタを有する直列共振回路であり、上記第２の減衰回路はインダクタとキャパシタを有する並列共振回路である
請求項1記載のバランスフィルタ回路。
【請求項５】
上記第１の結合線路の波長短縮用キャパシタは、上記第２の減衰回路の容量成分を用いた
請求項４記載のバランスフィルタ回路。
【請求項６】
上記第1と第２の減衰回路と上記第1と第２の結合線路は同一基板に形成された
請求項1記載のバランスフィルタ回路。
【請求項７】
絶縁体基板上に構成された結合線路によって平衡非平衡変換回路とフィルタ回路が一体化された高周波装置であって、
第１と第２の端子を有し、該第１の端子が非平衡入出力端子に接続され、入力信号の通過帯域の低域側に第1の減衰極を有する第1の減衰回路と、
第３と第４の端子を有し、該第３の端子が上記非平衡入出力端子に接続され、上記通過帯域の高域側に第２の減衰極を有する第２の減衰回路と、
上記第1の減衰回路の第２の端子と上記第２の減衰回路の第４の端子に接続された結合線路からなる平衡非平衡変換回路と
を有する高周波装置。
【請求項８】
上記第1と第２の減衰回路はインダクタ及びキャパシタを有し、該インダクタ及びキャパシタは上記非平衡入出力端子側に配置される
請求項７記載の高周波装置。
【請求項９】
上記第２の減衰回路の第２の減衰極の周波数は、上記通過帯域の中心周波数の高調波と同じ周波数である
請求項７記載の高周波装置。
【請求項１０】
上記平衡非平衡変換回路の結合線路は、横結合または縦結合である
請求項７記載の高周波装置。
【請求項１１】
上記第1の減衰回路はインダクタとキャパシタを有する直列共振回路であり、上記第２の減衰回路はインダクタとキャパシタを有する並列共振回路である
請求項７記載の高周波装置。
【請求項１２】
上記平衡非平衡変換回路の結合線路の波長短縮用キャパシタは、上記第２の減衰回路の容量成分を用いた
請求項１１記載の高周波装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに電磁結合した第１および第２の結合線路を有し、いわゆるバラン（Balun：平衡非平衡変換回路）の機能と複数個の帯域通過フィルタの機能とを併せ持つフィルタ回路（以下、バランスフィルタ回路という）に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
結合線路を用いたバランスフィルタ回路としては従来様々なタイプがあるが、何れも、通過帯域の低域の隣接周波数帯域の信号レベルを減衰させる減衰回路を備えている。
たとえば２．４ＧＨｚ帯の信号を通過させ、隣接する１．９ＧＨｚ帯の他の通信方式の電波の周波数域を減衰させる特性を有し、バランの機能を備えるフィルタとして、誘電体層を積層させ低温焼成技術を用いて一体化した構造のフィルタ回路が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００３】
この特許文献１に、バランスフィルタ回路として、低温焼成技術を用いた積層型誘電体フィルタが開示されているが、これは平衡非平衡変換回路とフィルタ回路がそれぞれ誘電率の異なる誘電体層内で構成され上部と下部に積層された構造となっているため、形状寸法の小型化に限界がある。
また平衡非平衡変換回路の平衡入出力端子側にインダクタ及びキャパシタを配置する場合、高周波特性を考慮して鏡面対称に配置する必要がありレイアウト上の制限となる。また平衡入出力端子から出力される信号のレベルバランスが悪く選別工程でのトリミングを必要とする。また平衡入出力端子側にインダクタ及びキャパシタを配置するよりも多くのインダクタ及びキャパシタの素子数が必要になるため、小型化に不利であるとともに素子がばらつくことにより周波数特性が悪化する。
さらに、通常エッジ結合線路に接続される波長短縮用キャパシタは、減衰極を構成する共振回路のキャパシタとは別に構成される。このためキャパシタの製造精度がばらつくと、通過帯域が両側の減衰特性に影響されて帯域幅が狭くなってしまう問題がある。
【特許文献１】特開２００３−０８７００８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述したことに鑑み、本発明は通過帯域の低域側に存在する他の信号と、高域側の通過帯域の高調波信号とを減衰すると共に素子がばらついても所定の通過帯域特性を得ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明のバランスフィルタ回路は、非平衡入出力端子と、第１と第２の端子を有し、該第１の端子が上記非平衡入出力端子に接続され、入力信号の通過帯域の低域側に第1の減衰極を有する第1の減衰回路と、第３と第４の端子を有し、該第３の端子が上記非平衡入出力端子に接続され、上記通過帯域の高域側に第２の減衰極を有する第２の減衰回路と、上記第1の減衰回路の第２の端子と第２の減衰回路の第４の端子に接続され、第1の結合線路で構成された帯域フィルタと、平衡信号を入出力する第５と第６の入出力端子を有し、上記第1の結合線路に少なくとも一部が平行に配置され、電磁結合して上記通過帯域の信号を導出するかまたは上記第５と第６の入出力端子から入力された平衡信号を電磁結合により上記第１の結合線路に供給する第２の結合線路とを有する。
【０００６】
本発明の高周波装置は、絶縁体基板上に構成された結合線路によって平衡非平衡変換回路とフィルタ回路が一体化された高周波装置であって、第１と第２の端子を有し、該第１の端子が非平衡入出力端子に接続され、入力信号の通過帯域の低域側に第1の減衰極を有する第1の減衰回路と、第３と第４の端子を有し、該第３の端子が上記非平衡入出力端子に接続され、上記通過帯域の高域側に第２の減衰極を有する第２の減衰回路と、上記第1の減衰回路の第２の端子と上記第２の減衰回路の第４の端子に接続された結合線路からなる平衡非平衡変換回路とを有する。
【０００７】
非平衡入出力端子から入力された信号は、第１の減衰回路、第２の減衰回路、帯域通過フィルタ、平衡非平衡変換部を通って平衡信号に変換され、平衡入出力端子から出力される。このとき、帯域通過フィルタを構成するＬＣ並列共振回路の通過帯域の周波数では、当該ＬＣ並列共振回路のインピーダンスが低くなるようにその定数が設定されている。
この通過帯域の周波数では、通過帯域の低域側の隣接周波数域に減衰極を有するＬＣ直列共振回路のインピーダンスは高いが、通過帯域の隣接周波数域では低くなる。また、高域側の隣接周波数域に減衰極を有するＬＣ並列共振回路のインピーダンスは、通過帯域の周波数においてインピーダンスは低いが、通過帯域の高域隣接周波数域では高くなる。その結果、通過帯域の低域と高域の隣接周波数域で減衰極を有する通過帯域フィルタ特性が得られる。
【０００８】
さらに、入力信号は第１および第２の結合線路によって平衡非平衡変換される。このとき第１および第２の結合線路が屈曲され、結合線路の両端が平衡信号の出力経路と近づいた配置となっている。そのため、寄生インダクタンスの影響を受けることなく平衡非平衡変換が実行される。
またこれとは逆に、平衡入出力端子から平衡信号を供給して、フィルタ処理した後、非平衡入出力端子から非平衡信号を導出することもできる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のバランスフィルタ回路およびこれを用いた高周波装置は、高周波増幅回路等の接続を考慮して非平衡−平衡、あるいは平衡−非平衡とする入出力形式を実現しながらも、本来他信号や通過帯域の高調波成分等を減衰するとともに、小型化を有効に図りかつ製造ばらつきに強いフィルタ回路を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１に本発明の実施の形態に係るバランスフィルタ回路（またはフィルタ回路と記載する）の回路図を示す。このバランスフィルタ回路は、ＷＬＡＮ(Wireless LAN)やBluetoothなど無線データ通信機器のマイクロ波回路部を構成するアンテナとＩＣ回路(差動型マイクロ波増幅回路など)の段間に配置される高周波部品として用いられる。バランスフィルタ回路１の入出力端子として、非平衡入出力端子Ｔｕと平衡入出力端子Ｔｂ１，Ｔｂ２が構成されているが、信号入力はいずれか一方の端子から入力し、他方の端子から信号を導出する。
【００１１】
例えば、信号が非平衡入出力端子Ｔｕ１１から入力され平衡入出力端子Ｔｂ１，Ｔｂ２から出力信号が導出されるとき、非平衡入力−平衡出力のフィルタ回路を構成する。また、信号が平衡入出力端子Ｔｂ１，Ｔｂ２から入力され、非平衡入出力端子Ｔｕから導出されるとき、平衡入力−非平衡出力のフィルタ回路を構成する。
すなわち、入力端子は入力信号の入力形式に適合させるため、非平衡入力端子あるいは平衡入出力端子のどちらか一方にすることができるので、入力端子をいずれかに設定すればこれに伴い、出力端子は設定される。
【００１２】
フィルタ回路（バランスフィルタ回路）１は、第１の減衰回路１０、第２の減衰回路２０、結合線路部３０およびインピーダンス整合（変換）部４０を有する。このうち結合線路部３０は、マイクロストリップ線路（結合線路とも称する）出構成され、平面状のレイアウトは、例えば後述するように、同一の導電層から形成される、いわゆるエッジ結合または横結合と称されるタイプと、異なる導電層で誘電体層を挟んで電磁結合する、いわゆるブロードサイド結合または縦結合と称されるタイプとの２つの実施態様がある。両タイプは、この結合線路ＣＬ１，ＣＬ２の構造が異なるのみで基本的な等価回路の構成は共通する。
【００１３】
第１の減衰回路１０は、ＬＣ直列共振回路で構成され、一般にトラップ回路と称され、このＬＣ直列共振回路は例えばインダクタＬ１とキャパシタＣ１の素子で構成され、特定周波数、たとえば１．９ＧＨｚ付近に共振周波数の減衰極を有する。
第１の減衰回路１０の具体例として、非平衡入出力端子Ｔｕと基準電位（接地電位：ＧＮＤ）との間にインダクタＬ１の一端が接続され、他端がキャパシタＣ１の一端に接続され、このキャパシタＣ１の他端がグランドに接続される。
ここで、入力信号が非平衡入出力端子Ｔｕを介して第１の減衰回路１０に入力されるときは、非平衡入力端子であり、また逆にこの第１の減衰回路１０から非平衡入出力端子Ｔｕを介して出力信号を導出するときは、非平衡出力端子となる。この２通りの端子の役割をまとめて非平衡入出力端子Ｔｕと定義する。
【００１４】
第２の減衰回路２０はＬＣ並列共振回路で構成されたトラップ回路であり、通過帯域の中心周波数の約２倍の周波数、４．８ＧＨｚ付近に共振周波数の減衰極を有する。このＬＣ並列共振回路は、インダクタＬ２とキャパシタＣ２とを有する。
第２の減衰回路２０の具体例として、非平衡入出力端子ＴｕにインダクタＬ２の一端とキャパシタＣ２の一端が接続され、インダクタＬ２の他端とキャパシタＣ２の他端が結合線路ＣＬ１の一端に接続され、この結合線路ＣＬ１の他端はグランドに接続される。
結合線路部３０は、第１の結合線路ＣＬ１と第２の結合線路ＣＬ２とを有する。第１の結合線路ＣＬ１はＬＣ並列共振回路を構成し、グランドに接地される。この結合線路ＣＬ１は例えば、マイクロストリップ線路で形成され、線路長をλ／４（λは波長）とすることにより、上述した通過帯域の中心周波数、例えば２．４ＧＨｚで並列共振するバンドパス（帯域）フィルタを構成する。この図１に示すように結合線路ＣＬ１とグランド間にキャパシタが接続されず、ＣＬ１の他端が直接グランドに接続される。
【００１５】
結合線路ＣＬ１に波長短縮用のキャパシタを接続していないが、ＬＣ並列共振回路の容量成分を用いて、キャパシタを代用している。具体的には、第２の減衰回路２０の共振周波数（減衰極）は、通過帯域の中心周波数より高いので、通過帯域の周波数において、この並列共振器回路のインピーダンスは容量性となる。この容量成分が上記第１の結合線路ＣＬ１と直列接続されるので、線路長を短縮できる。
次に、第２の結合線路ＣＬ２は、例えばマイクロストリップ線路で形成され、結合線路ＣＬ１に沿って配置され、２つの平衡入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２の間に接続されている。
平衡入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２は、パターンレイアウトすると通常、寄生インダクタや寄生抵抗も含むがそれらは微少であるので、図１では、２つの平衡入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２の間に接続されているキャパシタＣ３のみを示す。ここで、出力信号が平衡入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２を介して導出されるときは、平衡入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２は平衡出力端子であり、逆に入力信号がこの平衡入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２を介して第２の結合線路に入力されるときは、平衡入力端子となる。この２通りの端子の役割をまとめて平衡入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２と定義する。
なお本実施形態において、第１の減衰回路１０の非平衡入出力端子ＴｕとインダクタＬ１の共通接続端子は第１の端子の相当し、キャパシタＣ１のグランドに接続されている端子が第２の端子に相当する。第２の減衰回路２０のインダクタＬ２とキャパシタＣ２が共通接続され、非平衡入出力端子Ｔｕに接続される端子が第３の端子に相当し、第１の結合線路ＣＬ１とインダクタＬ２とキャパシタＣ２が共通接続された端子が第４の端子に相当する。また、第２の結合線路ＣＬ２の平衡入出力端子Ｔｂ１，Ｔｂ２が第５と第６の端子に相当する。
【００１６】
次に図１のバランスフィルタ回路１の動作について説明する。以後説明を簡略化するため、入力信号を非平衡入出力端子Ｔｕから入力し、フィルタ処理した信号を平衡入出力端子Ｔｂ１，Ｔｂ２から導出する場合について説明する。勿論、この逆の信号入力、信号出力により、フィルタ処理を行うことができる。
非平衡入出力端子Ｔｕから、例えば２．４ＧＨｚの高周波信号が入力されると、第１の減衰回路１０の共振周波数は約１．９ＧＨｚであるので、この２．４ＧＨｚの信号は減衰されない。しかし、周波数約１．９ＧＨｚの他の信号は、第１の減衰回路１０の減衰極と一致するので、ここで減衰される。これにより希望信号に隣接する低域側の他の信号による妨害を減少させることができる。
【００１７】
次に、第１の減衰回路１０で隣接信号が減衰した信号は、第２の減衰回路２０に供給される。ここで第２の減衰回路２０はＬＣ並列共振回路で構成されたトラップを構成し、このトラップ中心周波数は、通過帯域の中心周波数の約２倍の４．８ＧＨｚに設定される。この結果、２．４ＧＨｚの高調波は減衰極の周波数と一致するので減衰される。
したがって、第２の減衰回路２０の出力では、入力信号に隣接する１．９ＧＨｚと４．８ＧＨｚの信号が減衰され、通過帯域内の希望信号のみが出力される。
第２の減衰回路２０を通過した信号は、結合線路部３０に供給され、第１の結合線路ＣＬ１で中心周波数２．４ＧＨｚのバンドパスフィルタが構成され、所定帯域幅の周波数が抽出される。
この第１と第２の結合線路ＣＬ１，ＣＬ２で結合されて、キャパシタＣ３でインピーダンス変換されて、平衡入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２から、互いに１８０度位相の異なる信号が導出される。
すなわち、非平衡入出力端子Ｔｕから入力された非平衡信号は、通過帯域の低域側と高域側の周波数が減衰された後、平衡入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２から導出される。
【００１８】
また、上述した信号入力の経路を逆にすることができる。例えば、平衡入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２にバランスした信号を入力し、第２の結合線路ＣＬ２に入力する。この第２の結合線路ＣＬ２と第１の結合線路ＣＬ１が電磁結合され、かつ第１の結合線路ＣＬ１の通過帯域の周波数（信号）のみが抽出される。この抽出された信号は、非平衡信号となり、第２の減衰回路２０の帯域の中心周波数の約２倍の周波数の信号が減衰され、さらに第１の減衰回路に供給され、通過帯域の低域側に設けられた約１．９ＧＨｚの共振周波数が減衰される。
このように、通過帯域の低域側と高域側に隣接する減衰極で不要な信号を減衰し、帯域周波数のみを抽出して、非平衡入出力端子Ｔｕから出力信号が導出される。
上述したように、このバランスフィルタ回路１は、入力と出力を入力形式に従って設定することができる。
【００１９】
また、このバランスフィルタ回路１を組み合わせて、種々の入力、出力形式のフィルタ回路を構成することができる。
具体例として、図１に示したバランスフィルタ回路１を２個用い、第１のバランスフィルタの平衡入出力端子Ｔｂ１，Ｔｂ２と第２のバランスフィルタの平衡入出力端子Ｔｂ１，Ｔｂ２とをお互い接続することにより、非平衡入力、非平衡出力のフィルタ回路を構成することができる。
また、他の例として、第１のバランスフィルタ回路の非平衡入出力端子Ｔｕと第２のバランスフィルタ回路の非平衡入出力端子Ｔｕをお互い接続することにより、平衡入力、平衡出力のフィルタ回路を構成することができる。
【００２０】
次に、図１のバランスフィルタ回路を有する高周波装置１００のパターンレイアウトとその断面構造について説明する。パターンレイアウトでは、第１の結合線路ＣＬ１と第２の結合線路ＣＬ２に関して、横結合線路（エッジ結合）と縦結合線路の実施形態があり、後者はフィルタ回路の面積が広くなる。
図２は結合線路をエッジ結合（横結合）させた場合の高周波装置１００のレイアウト例である。
図２に示す横結合タイプの高周波装置１００は、図３に示すように、たとえば半絶縁性半導体基板、その他導電率が低い基板１４０上に絶縁層１４２を形成し、この絶縁層１４２の上に基準電位（たとえば接地電位ＧＮＤ）を供給するグランド（ＧＮＤ）プレート１４４が形成されている。グランドプレート１４４上に層間誘電体層１４６が形成され、層間誘電体層１４６の上に殆どのフィルタ回路素子の素材である上層の導電層が形成されている。
【００２１】
高周波装置１００のパターンレイアウト図は図２に示す構成となっている。概略、パターンレイアウト図の左側領域に第１の減衰回路１１０、第２の減衰回路１０７の構成素子が配置され、右側領域に結合線路部１１４やインピーダンス整合部を構成する素子が配置されている。
高周波装置１００のパターンレイアウト図において、このパターンレイアウト図の外周部にグランド（ＧＮＤ）ライン１０１が配置され、グランドライン１０１の所定間隔に、ビアホール１０２を設け、これを介して下層のグランド（ＧＮＤ）プレート１４４に接続される。それにより、各受動素子がグランドライン１０１で囲まれ、バランスフィルタ回路１が電磁シールドされ、素子間の信号干渉が防止される。グランドライン１０１は、入力線路（配線）１０３と出力線路（配線）１２０，１２１を基板の端部までレイアウトするため、非平衡入出力端子１１１（Ｔｕ）、平衡入出力端子１１６（Ｔｂ１），１１７（Ｔｂ２）の端子取り出し領域のみ形成されていない。
【００２２】
第１の減衰回路１１０に対応するパターンレイアウト図について説明する。非平衡入出力端子１１１に、スパイラル形のインダクタ１０８の一方側端が接続されている。このインダクタ１０８は上層の導電層により形成され、その中心寄りの他方側端が、ビアホール１３０Ｂ、下層の導電層からなる接続層１３５、ビアホール１３０Ａ、キャパシタ１０９を介してグランドライン１０１に接続される。
バランスフィルタ回路１では、この接続層１３５のみが層間誘電体層１４６中に埋め込まれた下層の導電層により構成され、図２の平面図におけるその他の回路素子や配線は全て、層間誘電体層１４６上に形成された上層の導電層から構成される。
【００２３】
また、非平衡入出力端子１１１は、第２の減衰回路１０７に接続される。この第２の減衰回路１０７は、具体的にはスパイラル形のインダクタ１０５の中心寄りの一方の端子とキャパシタ１０６の一方の端子に接続される。また、非平衡入出力端子１１１は、ビアホール１３１Ａ、下層の導電層からなる接続層１３５Ａ、ビアホール１３１Ｂを介してインダクタ１０５の中心寄りの端子に接続されるとともにキャパシタ１０６の一方の端子に接続される。また、インダクタ１０５の他方の端子はキャパシタ１０６の他方の端子に接続される。
バランスフィルタ回路１では、この接続層１３５，１３５Ａのみが層間誘電体層１４６中に埋め込まれた下層の導電層から構成され、図２の平面図におけるその他の回路素子や配線は全て、層間誘電体層１４６上に形成された上層の導電層から構成される。
【００２４】
第２の減衰回路１０７の出力は結合線路部１１４に接続され、非平衡信号が平衡信号に変換されて導出される。
具体的に、第２の減衰回路１０７の出力は第１の結合線路１１２（ＣＬ１）の端部に接続される。第１の結合線路１１２は一部が屈曲された分布定数線路で構成され、他の端部がグランドライン１０１に接続される。
第２の結合線路１１３（ＣＬ２）の実効接合部が、第１の結合線路１１２の内周に沿って平行に同一平面上に配置され、これにより相互にエッジ結合（横結合）が可能になっている。
【００２５】
実効結合部の両端はそれぞれ平衡信号の出力線路１２０，１２１を介して平衡入出力端子１１６，１１７に接続される。平衡信号を導出する出力線路１２０，１２１間にインピーダンス整合用のキャパシタ１１５が配置されている。
図２に示す高周波装置１００のレイアウトパターン図において、第２の結合線路１１３とインピーダンス整合部は、キャパシタ１１５の中心で折り返したミラー対称配置となっている。これにより出力信号レベルが揃えられ、かつ位相が反転した２つの平衡信号の特性にパターン上で大きなズレが生じないように配慮されている。なお、全てのキャパシタ１０６，１０９，１１５は上層の導電層で、ＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ  Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ  Ｍｅｔａｌ）構造により形成されている。
【００２６】
なお、図３においては、インダクタ１０８の接続層１３５を第２の結合線路１１３の下層の接続層１３５Ａと同一の導電層で形成しているがこれに限らず、第２の結合線路１１３と異なる階層の導電層から接続層１３５を形成してもよい。このように、より下層の導電層を用いることにより、インダクタの交差部の寄生容量が低減でき、インダクタの高い特性が得られている。
【００２７】
また、図２と図３に示す断面構造のほかに平面パターンでも変更が可能である。例えば、図２の横結合線路の結合線路部１１４の変形例として、第１の結合線路１１２を屈曲しないで直線状に形成し、またこれに対して第２の結合線路１１３の一部をこの第１の結合線路１１２に平行に直線状にレイアウトし、インピーダンス整合用キャパシタを介して囲むように矩形状のパターンを形成する。そして、このキャパシタの両端から取り出し線路を接続し、平衡入出力端子１１６と１１７に接続する。このとき、第１の減衰回路１１０と第２の減衰回路１０７のレイアウトは限定されず、図２に示す領域に配置されても良い。
【００２８】
またこの他、縦結合線路の例として、第１の結合線路１１２を層間誘電体層１４６上に直線状にレイアウトし、これに対応して第２の結合線路１１３の一部を層間誘電体層１４６内に埋め込んで第１の結合線路１１２に平行に直線状にレイアウトし、インピーダンス整合用キャパシタを介して囲み矩形状のパターンを形成する。このキャパシタの両端に配線層を接続し、さらに平衡信号を導出するための出力端子を接続する。この例においても、第１の減衰回路と第２の減衰回路は図２のようにレイアウトされて良い。
【００２９】
図４に周波数−減衰量の周波数特性を示す。この周波数特性を示すグラフにおいて、横軸は周波数を示し、１ＧＨｚステップの目盛で０．００ＧＨｚから６．００ＧＨｚの範囲を示し、一方、縦軸は減衰量を示し、１０ｄＢステップ目盛で、０．０ｄＢから−６０．０ｄＢの範囲を示す。
図４に示す曲線ｂは非平衡入出力端子Ｔｕ（１１，１１１）から一方の平衡入出力端子Ｔｂ１（１２，１１６）を経路したときの信号伝送特性（レベルＬの周波数特性）を示し、曲線ａは非平衡入出力端子Ｔｕ（１１，１１１）から他方の平衡入出力端子Ｔｂ２（１３，１１７）を経路したときの信号伝送特性を示す。また、この曲線ａと曲線ｂを合成した値が曲線ｃであり、非平衡入出力端子Ｔｕ（１１，１１１）から信号を入力したときの平衡入出力端子Ｔｂ１（１２，１１６）、Ｔｂ２（１３，１１７）から取り出すトータル出力信号に対応する。
【００３０】
曲線ａは、１ＧＨｚ以下に１個の寄生トラップが存在するが、第１の減衰回路１０の共振周波数の１．９ＧＨｚのトラップも存在し、この１．９ＧＨｚの減衰極の減衰量が大きい。このＬＣ直列共振によるトラップは、上述したように図１においてはインダクタＬ１とキャパシタＣ１により発生し、図２においてはインダクタ１０８とキャパシタ１０９によるものである。このトラップの減衰量は、共振周波数で約−５２ｄＢである。また、通過帯域の高域側のトラップは、第２の減衰回路２０により発生し、具体的にはインダクタＬ２とキャパシタＣ２の並列共振により形成される。この並列共振周波数（減衰極）は約４，４ＧＨｚで、その周波数における減衰量は−５８ｄＢ以上である。
このとき、中心周波数２．４ＧＨｚの通過帯域の範囲では、各平衡入出力端子Ｔｂ１，Ｔｂ２から取り出す信号ロスはそれぞれ約４ｄＢである。
曲線ｂは非平衡入出力端子Ｔｕ（１１，１１１）から信号が入力され、平衡入出力端子Ｔｂ２（１３，１１７）から信号を取り出したときの、周波数に対する信号の振幅レベルで、その特性はほぼ曲線ａと同じである。
また、曲線ｃは曲線ａと曲線ｂを合成したときの周波数に対する振幅レベルである。曲線ｃの通過帯域における伝送ロスは約−２ｄＢであり、基準値の−３ｄＢより少ない。
【００３１】
このように、２．４ＧＨｚ帯の信号通過帯域の信号伝送ロス、１．９ＧＨｚ付近の隣接周波数帯域の極減衰周波数、１．５ＧＨｚ以下の低域減衰幅と４．８ＧＨｚ付近の極減衰周波数、減衰幅など、２つの平衡信号の特性がほぼ同一という結果が得られる。また、減衰極により通過帯域以外の他の無線通信に用いられる帯域の信号成分と高調波成分を効率よく減衰できる。
【００３２】
図５に、図４に示した周波数特性を一部拡大したグラフを示す。この周波数特性は、平衡入出力端子Ｔｂ１（１２，１１６）、Ｔｂ２（１３，１１７）から導出する通過帯域近傍の出力信号の位相差と減衰量を示す。
この拡大図において、横軸に周波数をとり、２．３ＧＨｚから２．６ＧＨｚの範囲を示す。また右側の縦軸に、位相を示し、１７０度から１９０度の範囲を示し、また左側の縦軸に拡大した減衰量を示し、０．０ｄＢから−４．０ｄＢの範囲を示す。
平衡入出力端子Ｔｂ１（１２，１１６）、Ｔｂ２（１３，１１７）から取り出した出力信号間の位相差は、周波数２．３ＧＨｚから２．４２ＧＨｚまで直線状に増加し、その周波数の範囲における位相差は１度以下である。また周波数２．４２ＧＨｚから２．６ＧＨｚの範囲では、１８０度と１７９度の範囲で直線状に減少し、その差は０．５度以下である。
【００３３】
また、通過帯域の周波数約２．４ＧＨｚと２．４８ＧＨｚの範囲における位相差は、約１．５度である。
このように、位相バランスは通過帯域において一般的な許容値１８０±１０度の範囲内である。
図２に示す第１の結合線路ＣＬ１と第２の結合線路ＣＬ２を屈曲させさせた場合、平衡入出力端子Ｔｂ１、Ｔｂ２から出力される平衡信号のレベルバランスと位相バランスは、電磁界シミュレーションの結果から、結合線路を直線とした場合と同等である。
勿論、第１の結合線路ＣＬ１と第２の結合線路ＣＬ２を平行に直線状に配置した時は、その位相差はさらに小さくなる。
【００３４】
次に、バランスフィルタ回路１に用いる素子がばらついたときの電気的特性の変化について述べる。
図６に容量値がばらついたときの減衰量−周波数特性に関する電気的特性を示す。
具体的には、バランスフィルタ回路１または高周波装置１００に用いられるキャパシタＣ１（１０９），Ｃ２（１０６）とＣ３（１１５）の容量値がばらついたときの、減衰量−周波数特性を示す。
横軸に周波数の、０．００ＧＨｚから６．００ＧＨｚの範囲を示し、縦軸に減衰量０．００ｄＢから−６０．００ｄＢの範囲を示す。
【００３５】
上述した容量値が＋（プラス）１０％ばらついたときの電気的特性を曲線ａ、ばらつきが無いときの特性を曲線ｂ、ばらつきが−（マイナス）１０％としたときの特性を曲線ｃにそれぞれ示す。
このとき、通過帯域より低域の減衰極の周波数の変化は曲線ａ，ｂ，ｃ間において約０．２ＧＨｚ以下であり、また変化したときの減衰量の変化はほぼ同じである。また、この減衰極より低域の約１．３ＧＨｚ領域での減衰量は−３０ｄＢ以下であり、容量値がばらついても基準値を満たしている。
通過帯域より高域側の減衰極の周波数は、曲線ａの約４．２ＧＨｚから曲線ｃの４．６ＧＨｚの範囲にあり、それに対応する減衰量は約−５９ｄＢと−５７ｄＢである。また減衰極の周波数より高域の約４．８ＧＨｚ付近の減衰量は、約−３５ｄＢから−３９ｄＢの範囲であり、基準値の−３０ｄＢより減衰量が大きい。
通過帯域において、容量値が−１０％から＋１０％ばらついたとき、減衰量は−３ｄＢ以下であり、基準値より減衰量は小さい。
【００３６】
図７に、図６に示す減衰量−周波数特性の拡大図を示す。具体的には、容量値がばらついたときの通過帯域とその近傍周波数の電気的特性図を示す。
容量値が＋１０％ばらついたときの周波数特性を曲線ａ、容量値がばらつかないとき、すなわちセンター値のときの特性を曲線ｂ、容量値が−１０％ばらついたときの特性を曲線ｃとし、またこれらに対応した位相特性をそれぞれ曲線ａ１、ｂ１、ｃ１に示す。
曲線ａに示すように、容量値がセンター値に対して＋１０％ばらついたとき、通過帯域の中心周波数は約２．３５ＧＨｚとなり、その結果、通過帯域の上限周波数である約２．７５ＧＨｚで減衰量は大きくなるが、約−３．０ｄＢで基準値以下の減衰量である。勿論、このときの通過帯域の下限周波数での減衰量は約−２．１ｄＢで、明らかに基準値より減衰量は少ない。
またこのときの位相特性を曲線ａ１に示す。曲線ａ１は、２．３０ＧＨｚから２．３４ＧＨｚまで直線状に増加し、その位相の変化量は１度以下である。２．３４ＧＨｚ付近で位相が急にマイナス方向に変化するが、その量は少なく約１度であり、その後２．３４ＧＨｚから２．６０ＧＨｚの範囲で、０．５度以下減少する。また、通過帯域の周波数では、位相の変化は殆んどない。
【００３７】
曲線ｂに示すように、容量値がセンター値に対してばらつかないとき、通過帯域の中心周波数は約２．４３ＧＨｚとなり、その結果、通過帯域の下限周波数である約２．４０ＧＨｚで減衰量は−２．０ｄＢ以下で、基準値以下の減衰量である。また、このときの通過帯域の上限周波数２．４７５ＧＨｚでの減衰量は約−２．０ｄＢ強で、明らかに基準値より減衰量は少ない。
またこのときの位相特性を曲線ｂ１に示す。曲線ｂ１は、２．３０ＧＨｚから２．４２ＧＨｚまで直線状に増加し、その位相の変化量は０．５度以下である。２．４２ＧＨｚ付近で位相が急に変化するが、その量は約１．５度であり、その後２．４３ＧＨｚから２．６０ＧＨｚの範囲で以下減少する。このときの位相の減衰量の変化は０．５度以下である。また、位相の変化は２．４２ＧＨｚ付近で最も大きいが、通過帯域では約１．５度以下の位相の変化である。
【００３８】
曲線ｂに示すように、容量値がセンター値に対して−１０％ばらついたとき、通過帯域の中心周波数は約２．５０ＧＨｚとなり、その結果、通過帯域の下限周波数である約２．非平衡入出力端子ＧＨｚで減衰量は大きくなるが、約−３．０ｄＢより少なく基準値以下の減衰量である。勿論、このときの通過帯域の上限周波数での減衰量は約−２．１ｄＢで、明らかに基準値より減衰量は少ない。
またこのときの位相特性を曲線ｃ１に示す。曲線ｃ１は、２．３０ＧＨｚから２．４９ＧＨｚまで直線状に増加し、その位相の変化量は１度以下である。２．３４ＧＨｚ付近で位相が急にマイナス方向に変化するが、その量は約２度であり、その後２．５１ＧＨｚから２．６０ＧＨｚの範囲で減少し、その位相差は０．１度以下である。また、通過帯域では、位相の変化は０．５度以下で位相の変化は殆んどない。
【００３９】
次に、図４から図７に示した電気的特性を不図示の他のバランスフィルタ回路の電気的特性と比較する。この比較用バランスフィルタ回路の特性を図８、図９、図１０に示す。このバランスフィルタ回路の回路構成は、図１に示すバランスフィルタ回路１と比較して第２の減衰回路が省略されていて、第１の減衰回路の出力と第１の結合線路ＣＬ１の一方の端子間に低域遮断回路を構成するキャパシタが接続され、このキャパシタと第１の結合線路ＣＬ１の共通接続点とグランド間にキャパシタが接続された構成となっている。
【００４０】
図８に示すように、上述した比較用バランスフィルタ回路は、通過帯域の低域側に約１．８ＧＨｚにトラップが形成され、高域側にトラップは形成されない。
図９に、図８に対応した出力端子（Ｔｂ１とＴｂ２）間の位相差を示す。通過帯域中の位相差は１度以内である。
【００４１】
上述したように、図１に示したバランスフィルタ回路１と比較用バランスフィルタ回路は、素子がばらつかないとき、通過帯域外の１．９ＧＨｚと４．８ＧＨｚにおける減衰量は−３０ｄＢ以上であり、また通過帯域内での位相差も基準値以内である。
【００４２】
次に、図１０に比較用バランスフィルタ回路の構成素子がばらついたときの電気的特性を示す。
図１０に示す、曲線ａはキャパシタの容量値がセンター値に対して＋１０％ばらついたときの特性を示す。通過帯域の高域側で、約−３．４ｄＢし、基準値以上の減衰量である。また、容量値がセンター値に対して−１０％ばらついたとき、曲線ｃを示し、通過帯域の低域側で、約−３．４ｄＢ減衰し、基準値の−３．０ｄＢより減衰量が大きく、基準値を満足しない。
【００４３】
従って、図１に示すバランスフィルタ回路１は、図１０に示した比較用バランスフィルタ回路に比べて、容量値がセンター値に対して−１０％から＋１０％以上ばらついても、通過帯域の減衰量は小さいことが分かる。
【００４４】
以上述べたように、帯域通過フィルタ特性に、その通過帯域の低域側と高域側に隣接周波数域を減衰させた特性を付与するための減衰回路が非平衡入出力端子の入力側に設けられていることから、その配置の自由度が高く全体の面積を小さくできる。
第２の減衰回路の減衰極を通過帯域の高調波にすることにより、使用周波数の高調波信号を減衰することができる。
結合線路の波長短縮用キャパシタを、並列共振回路を構成する第２の減衰回路の容量成分で代用するので、素子数を削減できる。
またフィルタを構成するキャパシタの素子数を減らす回路構成とし、キャパシタがばらついても、所定の減衰量と位相量を確保できる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】バランスフィルタ回路の回路構成を示す図である。
【図２】高周波装置のレイアウトパターン図である。
【図３】図２に示す高周波装置のパターン断面図である。
【図４】バランスフィルタ回路の周波数特性を示す図である。
【図５】図４に示す周波数特性の通過帯域の拡大図である。
【図６】素子がばらついたときの周波数特図である。
【図７】図６の通過帯域の拡大図である。
【図８】特性を比較するための比較用バランスフィルタ回路の周波数特性図である。
【図９】特性を比較するための比較用バランスフィルタ回路の位相特性を示す図である。
【図１０】特性を比較するための比較用バランスフィルタ回路のばらつき特性を示す図である。
【符号の説明】
【００４６】
１…バランスフィルタ回路、１０，１１０…第１の減衰回路、２０，１０７…第２の減衰回路、３０…結合線路部、４０…インピーダンス整合（変換）部、１００…高周波装置、１０１…グランド（ＧＮＤ）ライン、１０２…ビアホール、１０３…入力線路（配線）、１０５，１０８，Ｌ１，Ｌ２…インダクタ、１０６，１０９，１１５，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３…キャパシタ、１１２，１１３，ＣＬ１，ＣＬ２…結合線路（マイクロストリップ線路）、１１１，Ｔｕ…非平衡入出力端子、１１６，１１７，Ｔｂ１，Ｔｂ２…平衡入出力端子、１２０，１２１…出力線路（配線）、１４０…基板、１４２…絶縁層、１４４…グランド（ＧＮＤ）プレート、１４６…層間誘電体層。
【図１】
2008061082.tif 000003
【図２】
2008061082.tif 000004
【図３】
2008061082.tif 000005
【図４】
2008061082.tif 000006
【図５】
2008061082.tif 000007
【図６】
2008061082.tif 000008
【図７】
2008061082.tif 000009
【図８】
2008061082.tif 000010
【図９】
2008061082.tif 000011
【図１０】
2008061082.tif 000012