(57)【要約】      （修正有）【課題】入力信号の音声成分に強調処理を行いながらその入力信号に対してＡＧＣ圧縮処理を行って、音声成分の振幅値を強調し、音声明瞭度の向上を実現する。【解決手段】入力信号から音声帯域信号を抽出するバンドパスフィルタと、入力信号からＬＲチャネル各８サンプルあたりの最大振幅値を検出して検波信号とする検波回路と、検波回路で得られた検波信号に応じて音声強調制御信号およびＡＧＣ圧縮制御信号を生成する制御回路Ｌｏｇｉｃ３，４と、バンドパスフィルタＢＰＦ１の出力信号に対して音声強調制御信号に基づく音声帯域強調処理およびＡＧＣ圧縮制御信号に基づくＡＧＣ圧縮処理を行うと共に、入力信号に対してＡＧＣ圧縮制御信号に基づくＡＧＣ圧縮処理を行い、且つ前記音声帯域強調処理および前記ＡＧＣ圧縮処理が行われた音声帯域信号と前記ＡＧＣ圧縮処理が行われた前記第２の入力信号とを加算する加算回路Ａｄｄ２を備える。【選択図】図１
2008089982.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第２の入力信号から音声帯域信号を抽出するバンドパスフィルタ手段と、
前記第２の入力信号から所定サンプル数あたりの最大振幅値を検出して検波信号とする第３の検波手段と、
該第３の検波手段で得られた検波信号に応じて音声強調制御信号およびＡＧＣ圧縮制御信号を生成する第２の制御手段と、
前記バンドパスフィルタ手段の出力信号に対して前記音声強調制御信号に基づく音声帯域強調処理および前記ＡＧＣ圧縮制御信号に基づくＡＧＣ圧縮処理を行うと共に、前記第２の入力信号に対して前記ＡＧＣ圧縮制御信号に基づくＡＧＣ圧縮処理を行い、且つ前記音声帯域強調処理および前記ＡＧＣ圧縮処理が行われた音声帯域信号と前記ＡＧＣ圧縮処理が行われた前記第２の入力信号とを加算する第２の加算手段と、
を備えることを特徴とするデジタル音声信号処理装置。
【請求項２】
請求項１に記載のデジタル音声信号処理装置において、
第１の入力信号から低域信号を抽出するローパスフィルタ手段と、
前記第１の入力信号から所定サンプル数あたりの最大振幅値を検出して検波信号とする第１の検波手段と、
前記ローパスフィルタ手段の出力信号の所定サンプル数あたりの最大振幅値を検出して検波信号とする第２の検波手段と、
前記第１の検波手段で得られた検波信号と前記第２の検波手段で得られた検波信号に基づき低域圧縮制御信号を生成する第１の制御手段と、
前記ローパスフィルタ手段で抽出した前記低域信号に対して前記低域圧縮制御信号に基づき低域圧縮処理を行うと共に、該低域圧縮処理した信号を前記第１の入力信号から減算する第１の加算手段とを備え、
該第１の加算手段の出力信号を前記第２の入力信号としたことを特徴とするデジタル音声信号処理装置。
【請求項３】
請求項１に記載のデジタル音声信号処理装置において、
前記音声強調制御信号に補正をかけて音声強調をより強くする第２の補正手段を備えたことを特徴とするデジタル音声信号処理装置。
【請求項４】
請求項２に記載のデジタル音声信号処理装置において、
前記低域圧縮制御信号に補正をかけて低域圧縮をより強くする第１の補正手段を備えたことを特徴とするデジタル音声信号処理装置。
【請求項５】
請求項１に記載のデジタル音声信号処理装置において、
前記バンドパスフィルタ手段の出力信号の所定サンプル数あたりの最大振幅値を検出して検波信号とする第４の検波手段を備え、
前記第４の検波手段で得られた検波信号のレベルが前記第３の検波手段で得られた検波信号のレベルに対して所定の比率を下回るとき、前記音声強調制御信号に補正をかけて、音声強調をより強くすることを特徴とするデジタル音声信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音声帯域の信号の強調および音声明瞭度の向上を図ったデジタル音声信号処理装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
デジタル音声信号処理技術では、入力信号によって信号処理中にオーバーフローが生じないようにするため、入力信号の振幅値に応じて出力信号の振幅値を圧縮するＡＧＣ（Ａuto Gain Control）という信号処理が行われる。従来のＡＧＣ回路を、図１８を用いて説明する。検波回路Det１１は２チャネルの入力信号in_l、in_rを入力して、信号agc_l、agc_rとして取り込み、１６サンプル（ＬＲチャネル各８サンプル）中からその振幅値（絶対値）の最も大きい信号を検波信号det_agc_inとして取り出す。次段の制御回路Logic１１では、その検波信号det_agc_inと予め設定されたＡＧＣの設定条件に基づき、ＡＧＣ圧縮制御信号agc_rev_gainを生成する。このＡＧＣ圧縮制御信号agc_rev_gainを加算回路Add１１において両チャネルの入力信号in_l、in_rに乗算することにより、ＡＧＣ処理が行われる。
【０００３】
図１９に図１８のＡＧＣ回路の処理のフローチャートを示す。ステップＭ００１では信号agc_lとして信号in_lを取り込む。ステップＭ００２は、信号agc_rとして信号in_rを取り込む。ステップＭ００３では信号agc_l、agc_rの１６サンプル（ＬＲチャネル各８サンプル）の振幅値から、信号det_agc_inを得る。ステップＭ００４では信号det_agc_inと予め設定されたＡＧＣの設定条件からＡＧＣ圧縮制御信号agc_rev_gainを算出する。ステップＭ００５ではＬチャネル出力信号Loutとして「agc_l＊agc_rev_gain」を得る。ステップＭ００６ではＲチャネル出力信号Routとして「agc_r＊agc_rev_gain」を得る。
【０００４】
一方、特定の音声帯域信号の振幅値を大きくする回路としては、エンハンスメント回路がある。これは、図２０に示すように、バンドパスフィルタBPF２により入力信号の特定の音声帯域成分を取り出し、加算回路Add１２において、任意のゲイン分だけ増幅した後に元の入力信号に加算するという信号処理である（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平１１−３０８４８４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、図１８に示したＡＧＣ回路は、入力信号の最大振幅値に対してのみ圧縮処理を行うため、振幅値の高い低域成分と振幅値の低い中高域成分が大部分を占める音声成分とが同時に入力された場合、低域成分の振幅値に反応してＡＧＣ処理が行われ、低域成分と同時に音声成分も圧縮されるという問題がある。このため、ＡＧＣ動作中では、入力信号の種類によっては、音声成分が聞きづらくなる。
【０００６】
また、図２０に示したエンハンスメント回路は、最終出力段のゲインを信号処理中に更新しない。入力信号の振幅値によって最終出力段のゲインを信号処理中に更新する場合はほとんどない。
【０００７】
本発明の目的は、入力信号の音声成分に強調処理を行いながらその入力信号に対してＡＧＣ圧縮処理を行って、オーバーフローを防止しながら音声成分の振幅値を強調して、音声明瞭度の向上を実現し、また、低域成分に対しては独立して圧縮処理を行うようにしてさらに音声明瞭度の向上を図ったデジタル音声信号処理装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のデジタル音声信号処理装置は、第２の入力信号から音声帯域信号を抽出するバンドパスフィルタ手段と、前記第２の入力信号から所定サンプル数あたりの最大振幅値を検出して検波信号とする第３の検波手段と、該第３の検波手段で得られた検波信号に応じて音声強調制御信号およびＡＧＣ圧縮制御信号を生成する第２の制御手段と、前記バンドパスフィルタ手段の出力信号に対して前記音声強調制御信号に基づく音声帯域強調処理および前記ＡＧＣ圧縮制御信号に基づくＡＧＣ圧縮処理を行うと共に、前記第２の入力信号に対して前記ＡＧＣ圧縮制御信号に基づくＡＧＣ圧縮処理を行い、且つ前記音声帯域強調処理および前記ＡＧＣ圧縮処理が行われた音声帯域信号と前記ＡＧＣ圧縮処理が行われた前記第２の入力信号とを加算する第２の加算手段と、を備えることを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のデジタル音声信号処理装置において、第１の入力信号から低域信号を抽出するローパスフィルタ手段と、前記第１の入力信号から所定サンプル数あたりの最大振幅値を検出して検波信号とする第１の検波手段と、前記ローパスフィルタ手段の出力信号の所定サンプル数あたりの最大振幅値を検出して検波信号とする第２の検波手段と、前記第１の検波手段で得られた検波信号と前記第２の検波手段で得られた検波信号に基づき低域圧縮制御信号を生成する第１の制御手段と、前記ローパスフィルタ手段で抽出した前記低域信号に対して前記低域圧縮制御信号に基づき低域圧縮処理を行うと共に、該低域圧縮処理した信号を前記第１の入力信号から減算する第１の加算手段とを備え、該第１の加算手段の出力信号を前記第２の入力信号としたことを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項１に記載のデジタル音声信号処理装置において、前記音声強調制御信号に補正をかけて音声強調をより強くする第２の補正手段を備えたことを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項２に記載のデジタル音声信号処理装置において、前記低域圧縮制御信号に補正をかけて低域圧縮をより強くする第１の補正手段を備えたことを特徴とする。
請求項５にかかる発明は、請求項１に記載のデジタル音声信号処理装置において、前記バンドパスフィルタ手段の出力信号の所定サンプル数あたりの最大振幅値を検出して検波信号とする第４の検波手段を備え、前記第４の検波手段で得られた検波信号のレベルが前記第３の検波手段で得られた検波信号のレベルに対して所定の比率を下回るとき、前記音声強調制御信号に補正をかけて、音声強調をより強くすることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
請求項１に係る発明によれば、第２の入力信号の音声帯域の信号に対して強調処理が行われると共に、その第２の入力信号の全体に対してＡＧＣ圧縮処理が行われるので、オーバーフロー防止と共に、音声明瞭度の向上を実現することができ、また第３の検波手段を両処理用に共用できる利点もある。請求項２にかかる発明によれば、ＡＧＣ圧縮処理および音声強調処理の前段で低域圧縮処理が行われるので、音声強調と低域圧縮が独立して行われ、音声明瞭度をさらに向上させることできる。請求項３および５にかかる発明によれば、音声強調の程度を補正でき、請求項４にかかる発明によれば低域圧縮の程度を補正できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
＜第１の実施の形態＞
図１は本発明の第１の実施の形態のデジタル音声信号処理装置の構成を示すブロック図である。Det１は検波回路であり、入力信号in_l、in_rの内の連続する１６サンプル（ＬＲチャネル各８サンプル）中の振幅値（絶対値）が最も大きい信号を検波信号det_inとして出力する。LPF１は一次のローパスフィルタである。Det２も検波回路であり、ローパスフィルタLPF１の出力信号lpf_l、lpf_rの内の連続する１６サンプル（ＬＲチャネル各８サンプル）中の振幅値（絶対値）が最も大きい信号を検波信号det_lpf_inとして出力する。Logic１は制御回路であり、検波信号det_inを入力して、dB変換検波信号det_in_dBと dB変換圧縮制御信号incont_dBを出力する。Logic２も制御回路であり、dB変換検波信号det_in_dB、dB変換圧縮制御信号incont_dB、検波信号det_lpf_inを入力して、低域圧縮制御信号lpf_rev_gainを生成する。Add１は加算回路であり、ローパスフィルタLPF１から出力する低域成分lpf_ｌ、lpf_rと、制御回路Logic２で求めた低域圧縮制御信号lpf_rev_gainと、入力信号in_l、in_rとを使用して、入力信号in_l、in_rの低域成分を圧縮する。
【００１１】
なお、請求項との関係では、検波回路Det１は第１の検波手段の一例、検波回路Det２は第２の検波手段の一例、ローパスフィルタLPF１はローパスフィルタ手段の一例、制御回路Logic１と制御回路Logic２は第１の制御手段の一例、加算回路Add１は第１の加算手段の一例である。
【００１２】
Det３は検波回路であり、加算回路Add１から出力する低域圧縮信号agc_l、agc_rの内の連続する１６サンプル（ＬＲチャネル各８サンプル）中の振幅値（絶対値）が最も大きい信号を検波信号det_agc_inとして出力する。BPF１は低域圧縮信号agc_l、agc_r中から音声成分を取り出すバンドパスフィルタである。Logic３は制御回路であり、検波信号det_agc_inを入力して、dB変換検波信号det_agc_dBとdB変換強調制御信号agccont_dBとＡＧＣ圧縮制御信号agc_rev_gainを出力する。Logic４も制御回路であり、dB変換検波信号det_agc_dBとdB変換強調制御信号agccont_dBを入力して、音声強調制御信号bpf_rev_gainを出力する。Add２は加算回路であり、音声強調制御信号bpf_rev_gainによりバンドパスフィルタBPF１の出力信号を強調し、ＡＧＣゲイン制御信号agc_rev_gainによりバンドパスフィルタBPF１の出力信号と加算回路Add１の出力信号agc_l、agc_rをＡＧＣ処理し、さらに、これらのゲイン調整されたバンドパスフィルタBPF１の出力信号と加算回路Add１の出力信号agc_l、agc_rを加算する。
【００１３】
なお、請求項との関係では、検波回路Det３は第３の検波手段の一例、バンドパスフィルタBPF１はバンドパスフィルタ手段の一例、制御回路Logic３と制御回路Logic４は第２の制御手段の一例、加算回路Add２は第２の加算手段の一例である。
【００１４】
図３に図１のデジタル音声処理装置の全体の処理のフローチャートを示す。ステップＡ００１では検波回路Det１により入力信号の振幅値を検波する。ステップＡ００２ではローパスフィルタLPF１により入力信号の低域成分を抽出する。ステップＡ００３では検波回路Det２により低域成分の振幅値を検波する。ステップＡ００４では制御回路Logic１により入力信号に応じてdB変換信号を生成する。ステップＡ００５では制御回路Logic２によりステップＡ００４の結果より低域圧縮制御信号を生成する。ステップＡ００６では加算回路Add１により入力信号の低域成分を圧縮する。ステップＡ００７ではAdd1により低域圧縮した入力信号の振幅値を検波する。ステップＡ００８では制御回路Logic３により入力信号の振幅値に応じてdB変換信号やＡＧＣ圧縮制御信号を生成する。ステップＡ００９では制御回路Logic３により音声強調制御信号を生成する。ステップＡ０１０ではバンドパスフィルタBPF１により低域圧縮信号から音声成分を抽出する。ステップＡ０１１では加算回路Add２により音声成分を強調し、低域圧縮信号と音声強調信号にＡＧＣ処理を施す。このフローチャート中のステップＡ００１〜Ａ００３，Ａ００６，Ａ００７の処理は、入力信号の１サンプル毎に行う。ステップＡ００４，Ａ００５，Ａ００８〜Ａ０１１は、前段の処理がＬＲ各８サンプル完了すれば、信号処理を行う(1/8処理）。この1/8処理は、ステップ数の削減のために行っている。
【００１５】
図４に検波回路Det１の処理のフローチャートを示す。ステップＢ００１では入力信号in_lの絶対値を変数Ａ（バッファ）に代入する。ステップＢ００２では入力信号in_rの絶対値を変数Ｂ（バッファ）に代入する。ステップＢ００３ではＡ≧ＢならステップＢ００４に進み、Ａ＜ＢならステップＢ００５に進む。ステップＢ００４では変数Ｂに検波信号det_inを代入する。ステップＢ００５では変数Ａに検波信号det_inを代入する。ステップＢ００６ではＡ≧ＢならステップＢ００７に進み、Ａ＜ＢならステップＢ００８に進む。ステップＢ００７では変数Ａをdet_inとする。ステップＢ００８では変数Ｂをdet_inとする。
【００１６】
ローパスフィルタLPF１は、一般的なIIR型一次LPFの信号処理を行う。ローパスフィルタLPF１の出力信号、つまり入力信号in_l、in_rの低域成分を信号lpf_l、lpf_rとする。ローパスフィルタLPF１のカットオフ周波数ｆｃは４０〜６００Hzの内から選択する。
【００１７】
図５に検波回路Det２の処理のフローチャートを示す。各処理は図４に示した検波回路Det１と同様であるので、詳しい説明は省略する。
【００１８】
制御回路Logic１では、まずRelease処理（信号の終端部を緩衝する処理）を行う。これは検波信号det_inに対して整流処理を行うフィルタリングである。Release Timeが長い程、Release処理対象の信号に対して出力の変化を緩やかにする。入力信号が1.0→０のように急峻に変化する場合、Releaseフィルタは指定したRelease Timeに設定する。Release処理後に、検波信号det_inをdB変換してdB変換検波信号det_in_dBとし、このdB変換検波信号det_in_dBの値としきい値Ｖthを比較し、その結果からdB変換圧縮制御信号incont_dBを以下のように算出する。
incont_dB ＝ 0                            （Ｖth≧det_in_dB)
incont_dB ＝ −(det_in_dB−Ｖth)＊alpha    (Ｖth＜det_in_dB)
・・・(1)
上式は、信号det_in_dBが、しきい値Ｖth以下の場合圧は圧縮せず、しきい値Ｖthより大きい場合にしきい値Ｖthと係数alphaに基づき圧縮量を算出することを示す。この制御回路Logic１で使用する各値を以下に示す。Release Timeは0.1〜5 secから選択する。Ｖthは−40 dBFS 〜 0 dBFSから選択する。Ratioは1.5：1  〜  inf：1から選択（inf＝∞）する。alpha＝(Ratio−1)/Ratioである。
【００１９】
図６に制御回路Logic１の処理のフローチャートを示す。ステップＤ００１では検波信号det_inに前記したRelease処理を行う。ステップＤ００２では変数Ａ（バッファ）に検波信号det_inのdB変換検波信号（det_in_dB)を代入する。ステップＤ００３ではＶｔｈ＜ＡならステップＤ００４に進み、Ｖｔｈ≧ＡならステップＤ００５に進む。ステップＤ００４では変数Ａに「−(Ａ−Ｖth)＊alpha」を代入する。ステップＤ００５では変数Ａに０を代入する。ステップＤ００６では変数ＡをdB変換圧縮信号incont_dBとする。
【００２０】
制御回路Logic２では、dB変換検波信号det_in_dB、dB変換圧縮制御incont_dB、検波信号det_lpf_inをdB変換したdB変換検波信号det_lpf_dBより、以下の式によって、低域成分の圧縮量を算出し変数Ａに代入する。
Ａ＝ incont_dB ＋ (det_in_dB −det_lpf_dB)                    ・・・(2)
上式は、det_in_dBとdet_lpf_dBの差分をincont_dB の補正値とするものである。低域成分が大きい場合、「det_in_dB − det_lpf_dB」の値が小さくなり、結果として、圧縮量は大きくなる。低域成分が小さい場合、逆に圧縮量は小さくなる。得られた低域成分の圧縮量の最大値を−12 dB、最小値を０ dBに制限し、linear変換後、入力信号を加味して−1した値を低域圧縮制御信号lpf_rev_gainとする。制御回路Logic２で使用するRelease Timeは、制御回路Logic１と同じ設定値を使用する。
【００２１】
図７に制御回路Logic２の処理のフローチャートを示す。ステップＥ００１では検波信号det_lpf_inのRelease処理を行う。ステップＥ００２では検波信号det_lpf_inのdB変換を行う。ステップＥ００３では変数Ａに「det_in_dB−det_lpf_dB」を代入する。ステップＥ００４では変数Ａに「incont_dB＋Ａ」を代入する。ステップＥ００５ではＡ＜−12ならステップＥ００６に進み、Ａ≧−12ならステップＥ００７に進む。ステップＥ００６では変数Ａに−12を代入する。ステップＥ００７ではＡ＞０ならステップＥ００８に進む。Ａ≦０ならステップＥ００９に進む。ステップＥ００８では変数Ａに０を代入する。ステップＥ００９では変数Ａの値をlinear変換しこれに−１したものを、低域圧縮制御信号lpf_rev_gainとする。ステップＥ０１０ではdet_inとdet_lpf_inに0を代入する。
【００２２】
加算回路Add１では、まずAttack処理（信号の始端部を緩衝する処理）を行う。これは、低域圧縮制御信号lpf_rev_gainに対して整流処理を行うフィルタリングである。Attack Timeが短い程、低域圧縮制御信号lpf_rev_gainの変化を速くする。入力信号が1.0→０のように急峻に変化する場合、Releaseフィルタが動作し始める。しかし、入力信号が低周波数の場合、その変化を滑らかにするために、20msecの間、Release処理ではなく、指定したAttack TimeでAttack処理を続ける。その後、Releaseフィルタが動作し、Attack Time＝50msecに設定する。０→1.0のように低レベルから高いレベルへ変化する場合は、指定したAttack Timeに設定され、Attackフィルタが動作し始める。この設定は、制御回路Logic３の後記するRelease/Attack処理の中で行う。加算回路Add１で使用するAttack Timeは、１msec〜50msecから選択する。
【００２３】
図８に加算回路Add１の処理のフローチャートを示す。ステップＦ００１では低域圧縮制御信号lpf_rev_gainに対しAttack処理を行う。ステップＦ００２では「in_l＋lpf_l＊lpf_rev_gain」を低域圧縮出力信号agc_lとする。ステップＦ００３では「in_r＋lpf_r＊lpf_rev_gain」を低域圧縮出力信号agc_rとする。
【００２４】
図９に検波回路Det３の処理のフローチャートを示す。各処理は図４に示した検波回路Det１と同様であるので、詳しい説明は省略する。
【００２５】
制御回路Logic３では、Release/Attack処理を行うが、ここでは検波信号det_agc_inをRelease処理した後、そのRelease処理の結果と検波信号det_agc_inからAttack処理用の係数を設定する。dB変換検波信号det_agc_dBとしきい値Ｖthを比較し、その結果からdB変換圧縮信号agccont_dBを以下のように算出する。
agccont_dB ＝ 0                               （Ｖth≧det_agc_dB)
agccont_dB ＝ −(det_agc_dB−Ｖth)＊alpha     （Ｖth＜det_agc_dB)
・・・(3)
上式は、入力信号の振幅値が、Ｖth以下の場合は圧縮せず、Ｖthより大きい場合にＶthとalphaから圧縮量を算出する。agccont_dBをlinear変換した結果を、ＡＧＣ圧縮制御信号agc_rev_gainに代入する。この制御回路Logic３で使用するRelease Time、Ａttck Time、Ｖth、ratio、alpha等は、前記した制御回路Logic１、加算回路Add１で用いたのと同じである。
【００２６】
図１０に制御回路Logic３の処理のフローチャートを示す。ステップＨ００１では検波信号det_agc_inにRelease/Attack処理を行う。ステップＨ００２では検波信号det_agc_inのdB変換を行ってdet_agc_dBとし、これを変数Ａに代入する。ステップＨ００３ではＶth＜ＡならステップＨ００４に進み、Ｖth≧ＡならステップＨ００５に進む。ステップＨ００４では変数Ａに「−1＊(Ａ−Ｖth)＊alpha」を代入する。ステップＨ００５では変数Ａに0を代入する。ステップＨ００６は、agccont_dBに変数Ａの値を代入する。ステップＨ００７は、agccont_dBをlinear変換してＡＧＣ圧縮制御信号agc_rev_gainとする。
【００２７】
制御回路Logic４は、制御回路Logic３の結果を使用し、音声帯域の強調量を決定する。強調量は以下の式から算出し、変数Ａに代入する。
Ａ＝−keff＊(det_agc_dB＋agccont_dB−Ｖth＊alpha)            ・・・(4)
上式において、「det_agc_dB＋agccont_dB」は出力信号の振幅値を示す。「Ｖth＊alpha」は現在の設定条件での入力信号の振幅値が０ dB時における出力信号の振幅値を示す。−keffは強調量の効果量を示す。keff＝０〜１であり、０の場合は強調量を０、keff＝１の場合は強調量を最大とする。本発明では、得られた強調量の最大値を＋18 dB、最小値を０ dBに制限する。強調量を算出した後、ノイズ対策として、det_agc_dBが−40 dBより低い場合、強調量を低減する処理を行う。強調量の低減は、det_agc_dBが−40 dB〜−60 dBの間で行い、以下の式から算出し、変数Ａに代入する。
Ａ＝Ａ＊(det_agc_dB＋60)/20                                  ・・・(5)
上式において、(det_agc_dB＋60)/20が強調量の低減量を表す。−60 dB未満の場合は、強調量を０に制限する。また、強調量が負の場合も０に制限する。結果として、得られた強調量をlinear変換し、入力信号を加味し、−1した値を音声強調制御信号bpf_rev_gainとする。
【００２８】
図１１に制御回路Logic４の処理のフローチャートを示す。ステップＩ００１では変数Ａに「det_agc_dB＋agccont_dB」を代入する。ステップＩ００２では変数Ａに「Ａ−Ｖth＊alpha」を代入する。ステップＩ００３では変数Ａに「−keff＊Ａ」を代入する。ステップＩ００４ではＡ＞＋18ならステップＩ００５に進み、Ａ≦＋18ならステップＩ００６に進む。ステップＩ００５ではＡに＋18を代入する。ステップＩ００６では変数Ｂにdet_agc_dBを代入する。ステップＩ００７ではＢ＜−40ならステップＩ００８へ進み、Ｂ≧−40ならステップＩ０１２に進む。ステップＩ００８では変数Ｂに「Ｂ＋60」を代入する。ステップＩ００９ではＢ＜0ならステップＨ０１０に進み、Ｂ≧0ならステップＨ０１１に進む。ステップＩ０１０ではＢに0を代入する。ステップＩ０１１では変数Ａに「Ａ＊(Ｂ/20)」を代入する。ステップＩ０１２ではＡ＜0ならステップＩ０１３へ進み、Ａ≧０ならステップＩ０１４へ進む。ステップＩ０１３では変数Ａに０を代入する。ステップＩ０１４ではbpf_rev_gainにlinear変換（Ａ）−1を代入する。ステップＩ０１５ではdet_agc_inに０を代入する。
【００２９】
バンドパスフィルタBPF１では、入力信号agc_l、agc_rをIIR型BPF信号処理する。BPF１の出力信号、つまり音声帯域成分はbpf_l、bpf_rである。バンドパスフィルタBPF１で使用するＡttck Timeは、加算回路Add１と同じ設定値を使用する。このバンドパスフィルタBPF１で使用する値は、中心周波数foを1k 〜 5kHzから選択する。
【００３０】
図１２にバンドパスフィルタBPF１の処理のフローチャートを示す。ステップＪ００１ではbpf_rev_gainにAttack処理を行う。ステップＪ００２ではagc_rev_gainにAttack処理を行う。ステップＪ００３ではbpf_lにagc_lのBPF信号処理した結果を代入する。ステップＪ００４ではbpf_rにagc_rのBPF信号処理した結果を代入する。
【００３１】
図１３に加算回路Add２の処理のフローチャートを示す。加算回路Add３では、Output Trimを−31 dB 〜 ＋24 dBとする。ステップＫ００１ではbpf_lに「bpf_l＊bpf_rev_gain＊agc_rev_gain」を代入する。ステップＫ００２ではbpf_rに「bpf_r＊bpf_rev_gain＊agc_rev_gain」を代入する。ステップＫ００３ではagc_lに「agc_l＊agc_rev_gain」を代入する。ステップＫ００４ではagc_rに「agc_r＊agc_rev_gain」を代入する。ステップＫ００５ではLoutに「agc_in＋bpf_l」を代入する。ステップＫ００６ではRoutに「agc_in＋bpf_l」を代入する。
【００３２】
＜第２の実施の形態＞
図２は本発明の第２の実施の形態のデジタル音声信号処理装置の構成を示すブロック図である。第２の実施の形態は図１に示したデジタル音声信号処理装置に対して、検波回路Det４、圧縮レベル補正回路１０と強調レベル補正回路１１をさらに加えたものである。図１のデジタル音声信号処理装置では、低域成分の振幅が大きく、圧縮し切れない場合、後段の音声強調処理部分に圧縮し切れない信号成分が出力されてしまい、音声帯域の強調の効果が薄くなってしまう。
【００３３】
そこで、第２の実施の形態では、これに対する対策として、圧縮レベル補正回路１０により、例えば、制御回路Logic２の低域圧縮量の最大制限値を−12 dBよりもさらに負の大きな値、例えば−15 dBに切り替えておき、低域圧縮制御信号lpf_rev_gainに補正をかけて低域圧縮がより強く行われるようにする。また、強調レベル変更回路１１により、例えば、制御回路Logic４の音声帯域の強調量を示すkeffの値を１より大きく、例えば1.2にしておき、また例えば、音声帯域強調量の最大値を＋18 dBよりもさらに正の大きな値、例えば＋21 dBに切り替えておき、音声帯域強調制御信号bpf_rev_gainに補正をかけて音声帯域強調がより強く行われるようにする。さらに、検波回路Det４で検波した音声帯域の検波信号det_bpf_inが検波回路Det３で検波した低域圧縮信号の検波信号det_agc_inに対して、レベルの面で予め決めた比率を下回るときに、例えば、制御回路Logic４の音声帯域の強調量を示すkeffの値を１より大きく、例えば1.2にし、また例えば、音声帯域強調量の最大値を＋18 dBよりもさらに正の大きな値、例えば＋21 dBに切り替えておき、音声帯域強調制御信号bpf_rev_gainに補正をかけて音声帯域強調がより強く行われるようにする。なお、請求項との関係では、圧縮レベル補正回路１０は第１の補正手段の一例であり、強調レベル補正回路１１は第２の補正手段の一例であり、検波回路Det４は第４の検波手段の一例である。
【００３４】
＜第１の実施例＞
図１４は本発明のデジタル音声信号処理装置の第１の実施例の結果を示す特性図である。第１の実施例は、入力信号 In(n)＝正弦波（f＝3,500 Hz、振幅値＝−70 〜 0 dB)、サンプリング周波数 Fs＝44,100 Hz、Ｖth＝−30 dBFS、ratio＝2:1、Attack Time＝1 msec、Release Time＝5 sec、keff＝1、Output Trim＝0 dB、LPF１のカットオフ周波数 fc＝400 Hz、BPF１の中心周波数 fo＝3,500 Hzの条件によるものである。
【００３５】
第１の実施例は、入力信号が3,500 Hzの音声成分のみであるので、ローパスフィルタLPF１の出力信号lpf_l、lpf_rの振幅値は０と仮定する。入力信号の振幅値が−20 dBの場合に注目して、各信号処理の動作を確認する。検波回路Det１の検波信号はdet_in ＝ 10^(−20/20) ＝0.1、ローパスフィルタLPF１の出力信号はlpf_l ＝ lpf_r ＝０、検波回路Ｄet２の出力信号はdet_lpf_in ＝０である。
【００３６】
制御回路Logic１の出力信号は、
det_in_dB ＝ dB(det_in) ＝ −20 dB
incont_dB ＝ −(det_in−Ｖth)＊alpha 
＝ −(−20−(−30))＊(2−1)/2 ＝ −5 dB
・・・(6)
【００３７】
制御回路Logic２については、ローパスフィルタLPF１の処理の出力結果は、限りなく小さいとして、一意的に−255 dB（最低値）と仮定すると、
det_lpf_dB ＝dB(det_lpf_in) ＝dB(0) ≒ −255 dB
Ａ ＝ incont_dB ＋ (det_in_dB − det_lpf_dB) 
＝ −5＋(−20−(−255)) ＝ ＋230
Ａ ＞ ０より、Ａ ＝ ０
lpf_rev_gain ＝ linear(Ａ)−1.0 ＝ 1.0−1.0 ＝ 0
・・・(7)
【００３８】
加算回路Add１については、
agc_l ＝ agc_r ＝ in_l ＋ lpf_l＊lpf_rev_gain ＝ 0.1＋0 ＝ 0.1
・・・(8)
検波回路Det３の検波信号は、
det_agc_in ＝ 0.1である。
【００３９】
制御回路Logic３の出力信号は、
det_agc_dB ＝dB(det_agc_in) ＝ −20 dB
agccont_dB ＝ −(det_agc_in−Ｖth)＊alpha
＝ −(−20−(−30))＊(2−1)/2 ＝−5 dB
agc_rev_gain ＝ linear(−5) ＝0.562
・・・(9)
【００４０】
制御回路Logic４については、
Ａ ＝ −keff＊(det_agc_dB＋agccont_dB−Ｖth＊alpha)
＝ −1＊(−20＋(−5)−(−30)＊(2−1)/2) ＝ ＋10 dB
Ａ ＜ 18、Det_agc_dB ＞ −40より、Ａ ＝ ＋10
bpf_rev_gain ＝ linear(＋10)−1 ＝ 2.162
・・・(10)
【００４１】
加算回路Add２については、
Lout ＝ Rout ＝ agc_in＊agc_rev_gain ＋ bpf_l＊bpf_rev_gain＊agc_rev_gain
＝ 0.1＊0.562＋2.162＊0.1＊0.562 ＝ 0.178( ＝ −15 dB)
・・・(11)
【００４２】
結果として、上記のように入力信号が、f ＝ 3,500Hz、振幅値＝ −20 dBの場合は、音声帯域の強調量は＋10 dB（＝−15−（−25））であり、出力信号の振幅値は−15 dBとなる。図１４には音声帯域の強調およびＡＧＣ（本発明）を実線で、ＡＧＣのみを長点線で、バイパス（エンハンスメントおよびＡＧＣとも無し）を短点線で示した。このように、3,500Hzの正弦波を入力した場合、ＡＧＣのみの場合よりも、本発明のデジタル音声信号処理回路の方が出力信号を強調できることを確認した。また、最終出力段の振幅値(図中では、OutＡ_0)に対してサチレーションを発生しないように、ダイナミックに強調量を制御できることを確認した。なお、図１４において、OutA_0 dBは入力信号の振幅レベルが０ dBのとき、ＡＧＣ出力信号が−15 dB（＝−30＊(2−1)/2)であることを示す。また、OutA_m20 dBは入力信号の振幅レベルが−20 dBのとき、ＡＧＣ出力信号が−25 dB（＝−20＋(−1＊（−20−（−30))＊(2−1)/2)であることを示す。また、OutD_m20 dBは入力信号の振幅レベルが−20 dBのとき、本発明の出力信号が−15 dB（＝−20＋(−5)＋10）であることを示す。
【００４３】
一方で、従来のＡＧＣ回路（図１８）において、第１の実施例と同じ条件での各信号処理の動作を確認すると、
検波回路Det１１の検波信号はdet_agc_in ＝ 10^(−20/20) ＝0.1である。
制御回路Logic１１については、
det_agc_dB ＝ dB(det_agc_in) ＝ −20 dB
incont_ B ＝ −(det_in−Ｖth)＊alpha 
＝ −(−20−(−30))＊(2−1)/2 ＝ −5 dB
agc_rev_gain ＝ linear(−5) ＝ 0.5623
・・・(12)
よって、
Lout ＝ Rout
＝ agc_l＊agc_rev_gain ＝ 0.1＊0.5623 ＝ 0.0562
dB(0.0562) ＝ −25 dB
・・・(13)
【００４４】
結果として、ＡＧＣ回路の出力信号の振幅値として、−25 dBを得ることになり、第１の実施例の低域圧縮（実際には圧縮無し）と音声強調を行ってＡＧＣ処理した−15 dBより小さくなる。
【００４５】
＜第２の実施例＞
図１５、１６、１７は本発明の第２の実施例に関する波形図であり、図１５は入力信号、図１６は図１５の入力信号を入力した従来のＡＧＣ回路（図１８）の出力信号、図１７は図１５の入力信号を入力した第２の実施例の出力信号である。
【００４６】
第２の実施例では、入力信号 In(n)＝0.7079＊sin(2π＊20＊n/Fs) ＋ 0.2511＊sin(2π＊3500＊n/Fs)、サンプリング周波数 Fs＝44,100 Hz、Ｖth＝−30 dBFS、ratio＝2:1、Attack Time＝1 msec、Release Time＝5 sec、keff＝1、Output Trim＝0 dB、LPF１のカットオフ周波数 fc＝400 Hz、BPF１の中心周波数 fo＝3,500 Hzという条件で測定を行っている。
【００４７】
第１の実施例と同様、各信号処理の動作を確認する。第２の実施例では、入力信号の最大振幅値に注目し、各信号処理の動作を確認する。
検波回路Det１では、入力信号の合成波の振幅値は、
√((0.7079＊sin(2π＊20/Fs)＋0.2511＊sin(2π＊3500/Fs))2＋
＋(0.7079＊cos(2π＊20/Fs)＋0.2511＊cos(2π＊3500/Fs))2）＝0.9365
・・・(14)
【００４８】
ローパスフィルタLPF１では、入力信号の低域成分のみを抽出できたと仮定し、
lpf_l ＝ lpf_r ＝ 0.7079＊sin(2π＊20＊n/Fs)                    ・・・(15)
検波回路Det２では、低域成分の振幅値＝0.7079である。
制御回路Logic１では、
det_in_dB ＝ dB変換(0.9365) ＝ −0.5698 dB
incont_dB ＝ −1＊(−0.5698−(−30))＊(2−1)/2＝ −14.7151 dB
・・・(16)
【００４９】
制御回路Logic２では、
det_lpf_dB ＝ dB変換(0.7079) ＝ −3 dB
Ａ ＝ det_in_dB−det_lpf_dB＋incont_dB 
＝ −0.5698−(−3)＋(−14.7151) ＝ −12.2849 dB
Ａ＜−12なので、Ａ＝−12
lpf_rev_gain ＝ linear変換(Ａ)−1 ＝ −0.7488
・・・(17)
【００５０】
加算回路Add１では、
agc_l ＝ agc_r ＝ in_l ＋ lpf_l＊lpf_rev_gain
＝ 0.7079＊sin(2π＊20＊n/Fs)＋0.2511＊sin(2π＊3500＊n/Fs)
＋ 0.7079＊sin(2π＊20＊n/Fs)＊(−0.7488)
＝ 0.1778＊sin(2π＊20＊n/Fs)＋0.2511＊sin(2π＊3500＊n/Fs)
・・・(18)
【００５１】
検波回路Det３では、agc_lの合成波の振幅値は、
√((0.1778＊sin(2π＊20/Fs)＋0.2511＊sin(2π＊3500/Fs))2
＋(0.1778＊cos(2π＊20/Fs)＋0.2511＊cos(2π＊3500/Fs))2)＝0.4163
・・・(19)
【００５２】
制御回路Logic３では、
det_agc_dB ＝ dB変換(0.4163) ＝ −7.6118 dB
agccont_dB ＝ −1＊(−7.6118−(−30))＊(2−1)/2 ＝ −11.1940 dB
agc_rev_gain ＝ linear変換(agccont_dB) ＝ 0.2756
・・・(20)
【００５３】
制御回路Logic４では、
Ａ ＝ −1＊1＊(−7.6118＋(−11.1941)−(−30)＊(2−1)/2) ＝ 3.8059 dB
ここで、det_agc_dB ＞ −40 dBより、Ａ ＝ ＋3.8059 dB
bpf_rev_gain ＝ linear変換(＋3.8059)−1 ＝ 0.5499
・・・(21)
バンドパスフィルタBPF１では、BPF信号処理により、音声帯域のみ取り出されると仮定すると、音声帯域bpf_l、bpf_rに「0.2511＊sin(2π＊3500＊n/Fs)」を代入する。
【００５４】
加算回路Add２では、
bpf_l ＝ bpf_r ＝ 0.2511＊sin(2π＊3500＊n/Fs)＊0.5499＊0.2756
＝ 0.0381＊sin(2π＊3500＊n/Fs)
agc_l ＝ agc_r 
＝ (0.1778＊sin(2π＊20＊n/Fs)＋0.2511＊sin(2π＊3500＊n/Fs))＊0.2756
＝ 0.0490＊sin(2π＊20＊n/Fs)＋0.0692＊sin(2π＊3500＊n/Fs)
Lout ＝ Rout
＝ 0.0490＊sin(2π＊20＊n/Fs)＋0.0692＊sin(2π＊3500＊n/Fs)
＋ 0.0381＊sin(2π＊3500＊n/Fs)
＝ 0.0490＊sin(2π＊20＊n/Fs)＋0.1073＊sin(2π＊3500＊n/Fs)
・・・(22)
【００５５】
結果として、入力信号が、図１５に示すように、低域成分が0.7079＊sin(2π＊20＊n/Fs)、音声帯域が0.2511＊sin(2π＊3500＊n/Fs)のとき、本発明の出力信号は、図１７に示すように、低域成分が0.0490＊sin(2π＊20＊n/Fs)、音声帯域が0.1073＊sin(2π＊3500＊n/Fs)となる。
【００５６】
また、第２の実施例と同じ条件での従来のＡＧＣ回路（図１８）の各信号処理を確認する。検波回路Det１１では、入力信号の合成波の振幅値は、
√((0.7079＊sin(2π＊20/Fs)＋0.2511＊sin(2π＊3500/Fs))2＋
＋(0.7079＊cos(2π＊20/Fs)＋0.2511＊cos(2π＊3500/Fs))2)＝0.9365
・・・(23)
【００５７】
制御回路Logic１１では、
det_agc_dB ＝ dB変換(0.9365) ＝ −0.5698 dB
agccont_dB ＝ −1＊(−0.5698−(−30))＊(2−1)/2 ＝ −14.7151 dB
agc_rev_gain ＝ linear変換(agccont_dB) ＝ 0.1838
・・・(24)
【００５８】
よって、出力信号は以下のようになる。
Lout ＝ Rout 
＝ (0.7079＊sin(2π＊20＊n/Fs) ＋ 0.2511＊sin(2π＊3500＊n/Fs))＊0.1838
＝ 0.1301＊sin(2π＊20＊n/Fs) ＋ 0.0462＊sin(2π＊3500＊n/Fs)
・・・(25)
【００５９】
結果として、従来のＡＧＣ回路の出力信号は、図１６に示すように、低域成分が0.1301＊sin(2π＊20＊n/Fs)、音声帯域が0.0462＊sin(2π＊3500＊n/Fs)となる。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明の第１の実施形態のデジタル音声信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態のデジタル音声信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図３】第１の実施形態のデジタル音声信号処理装置の全体の処理のフローチャートである。
【図４】検波回路Det１の処理のフローチャートである。
【図５】検波回路Det２の処理のフローチャートである。
【図６】制御回路Logic１の処理のフローチャートである。
【図７】制御回路Logic２の処理のフローチャートである。
【図８】加算回路Add１の処理のフローチャートである。
【図９】検波回路Det３の処理のフローチャートである。
【図１０】制御回路Logic３の処理のフローチャートである。
【図１１】制御回路Logic４の処理のフローチャートである。
【図１２】バンドパスフィルタBPF１の処理のフローチャートである。
【図１３】加算回路Add２の処理のフローチャートである。
【図１４】第１の実施例の結果を示す特性図である。
【図１５】第２の実施例の入力信号の波形図である。
【図１６】第２の実施例と同じ条件設定した従来のＡＧＣ回路に図１５の入力信号を入力させたときの出力信号の波形図である。
【図１７】第２の実施例の出力信号の波形図である。
【図１８】従来のデジタル音声信号処理装置のＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。
【図１９】図１８のＡＧＣ回路の処理のフローチャートである。
【図２０】従来のデジタル音声信号処理装置のエンハンスメント回路の構成を示すブロック図である。
【図１】
2008089982.tif 000003
【図２】
2008089982.tif 000004
【図３】
2008089982.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2008089982.tif 000009
【図８】
2008089982.tif 000010
【図９】
2008089982.tif 000011
【図１０】
2008089982.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
2008089982.tif 000021
【図２０】
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