(57)【要約】      （修正有）【課題】超広帯域インパルス及び１−ビットデジタルサンプラーを使用する超広帯域インパルス無線通信システムにおいて、簡単なＯＯＫ（ＯＮ−ＯＦＦ−Ｋｅｙｉｎｇ）変調またはパルス位置変調（ＰＰＭ）方式を実現する。【解決手段】インパルス発生器の出力を増幅するための増幅器とを含む送信ＲＦモジュールと、受信された信号のエンベロープを検出するための２段包絡線検波器と、検出された信号を球形パルスに変換する比較器とを含む受信ＲＦモジュールと、前記受信ＲＦモジュールから伝送される信号を１−ビットデジタルサンプラーを用いてデジタル信号に復元するためのデジタル信号復元部と、インパルス変調またはパルスマッピングのための送信信号処理部と、デジタル信号を同期化し且つシンボル同期を追跡するための受信信号処理部と、超広帯域インパルス信号を送受信するための超広帯域アンテナと、を含む。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
超広帯域インパルス及び１−ビットデジタルサンプラーを使用する超広帯域インパルス無線通信システムにおいて、
送信信号処理部と、ＯＯＫ変調またはパルス位置変調方式を実現することが可能な集積型のインパルス発生器と、前記インパルス発生器の出力を増幅するための増幅器とを含む送信ＲＦモジュールと、
受信された信号のエンベロープを検出するための２段包絡線検波器と、前記検出された信号を球形パルスに変換する比較器とを含む受信ＲＦモジュールと、
前記受信ＲＦモジュールから伝送される信号を前記１−ビットデジタルサンプラーを用いてデジタル信号に復元するためのデジタル信号復元部と、
インパルス変調またはパルスマッピングのための送信信号処理部と、
前記デジタル信号を同期化し且つシンボル同期を追跡するための受信信号処理部と、
超広帯域インパルス信号を送受信するための超広帯域アンテナと、を含むことを特徴とする、超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項２】
前記１−ビットデジタルサンプラーは、
時間遅延素子を持つクロック発生器と、前記球形パルスを検出するためのパルス検出器とを含み、
前記クロック発生器では、システムクロックを漸次遅延させ、前記システムクロックから漸次同一に位相変換された並列のクロック信号のシーケンスを発生させ、前記パルス検出器は、前記クロック信号のシーケンスを前記球形パルスに適用することにより、前記球形パルスを検出することを特徴とする、請求項１に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項３】
前記クロック発生器は、時間遅延または位相変換素子を含み、
一定の時間差／位相差を持つ多数のシステムクロックを生成し、前記多数のシステムクロックを並列構造に配置することを特徴とする、請求項２に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項４】
前記送信ＲＦモジュールの集積型のインパルス発生器は、
少なくとも一つの入力端子に、送信するｎビットデータを入力するＤラッチと、
前記Ｄラッチの出力信号と、前記出力信号を一定の時間だけ遅延させた信号とを混合するためのＡＮＤゲートと、
前記出力信号の歪みを防止するために電流ドライブを行うためのインバータチェーンと、を含むことを特徴とする、請求項１に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項５】
一つの入力端子に、送信するデータを印加する場合、残りの入力端子はデジタル論理信号（「Ｈｉｇｈ」）に固定させることにより、データ信号があるたびに、前記Ｄラッチからインパルス信号を出力することを特徴とする、請求項４に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項６】
前記受信ＲＦモジュールは、
前記超広帯域アンテナから受信された信号のうち隣接周波数の干渉を防ぐための広帯域バイパスフィルタと、
前記広帯域バイパスフィルタでフィルタリングされた信号の低雑音増幅のための低雑音増幅器と、
前記低雑音増幅器で増幅された信号の大きさを調節するための能動型減衰器と、
前記能動型減衰器を通過した信号を増幅するためのＡＧＣ増幅器と、を含み、
前記ＡＧＣ増幅器で増幅されたＲＦ信号を前記球形パルスに作るための前記２段包絡線検波器を含むことを特徴とする、請求項１に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項７】
前記送信信号処理部は、
送信するデータを臨時格納する送信データメモリと、
順方向エラー訂正エンコードを行うＦＥＣエンコーダと、
前記送信するデータパケットの始まりと終りを知らせるスタート／エンド信号を発生するスタート／エンド信号発生部と、
送信するデータと制御データを選択するマルチプレクサと、
前記マルチプレクサを通過したデータを格納する送信メモリと、
ＯＯＫまたはＰＰＭ変調を行い、受信信号の波形を前記インパルス発生器の入力に適した波形に変換するパルスマッパーと、を含むことを特徴とする、請求項１に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項８】
前記送信信号処理部は、全体信号伝達の流れを制御するために、それぞれの素子に制御データを印加する制御器をさらに含むことを特徴とする、請求項７に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項９】
前記受信信号処理部は、
前記デジタル信号復元部で復元されたデジタル信号に対する信号同期および同期追跡過程を処理するシンボル同期部と、
前記同期化された信号のパルス列の始まりと終りを確認するスタート／エンド信号確認部と、
伝送されたデータを格納するための受信データメモリと、
前記送信信号処理部でエンコードされた信号をデコードする順方向エラー訂正デコーダと、
復元された本来のデータを格納する受信メモリと、を含むことを特徴とする、請求項１に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項１０】
前記受信信号処理部は、全体信号伝達の流れを制御するために、それぞれの素子に制御データを印加する制御器をさらに含むことを特徴とする、請求項９に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項１１】
前記超広帯域アンテナは、傾斜接地面を持つプリント基板の断面に階段状にプリントされた四角形のモノポールアンテナであって、同一平面の導波管給電構造を持つことを特徴とする、請求項１に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項１２】
前記超広帯域アンテナは、給電部に三角形または四角形の遷移部を挿入して広帯域特性を持つようにすることを特徴とする、請求項１１に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項１３】
前記デジタル信号復元部のデジタルサンプラーは、１ビットデジタルサンプラーであり、
前記シンボル同期部は、
前記１ビットデジタルサンプラーで量子化された入力信号に存在する雑音を除去する第１過程と、
前記雑音が除去された信号において同期時点を仮定する第２過程と、
前記仮定した同期時点に対する検証によって同期時点を確定する第３過程とを行い、
前記各過程によって入力信号に対するシンボル同期を獲得することを特徴とする、請求項９に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項１４】
前記シンボル同期部は、前記１−ビットデジタルサンプラーの前記量子化された入力信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を高めるための相関器を含み、
前記第１過程は、前記相関器を用いて、前記量子化された入力信号から一定の大きさ以下の信号を除去し、
前記第２過程は、前記雑音が除去された信号からサンプル集団を抽出し、前記サンプル集団のうちの一番目のサンプル集団から最も大きい値のサンプルを検索し、これを同期時点と仮定し、
前記第３過程は、各シンボルのビット決定ウィンドウを定義し、前記仮定した同期時点から所定のフレーム時間で所定の回数を乗じる分だけの時点に前記ビット決定ウィンドウを移動しながら、所定の範囲内に前記シンボルが含まれているかを調査する検証過程によって、前記仮定した同期時点を同期時点と確定することを特徴とする、請求項１３に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項１５】
前記相関器は、下記数式１を満足させるｍ（ｎ）であり、
前記第１過程は、
前記１ビットデジタルサンプラーで量子化された信号
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の信号対雑音比（ＳＮＲ）を高めるために、前記相関器ｍ（ｎ）を用いて、前記量子化された
2008061239.tif 000020
から一定の大きさ以下の信号を除去することを特徴とする、請求項１４に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【数１】
2008061239.tif 000021
（ここで、ｍ（ｎ）は大きさが１の長方形の相関器（ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒ  ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ）であり、Ｎｍはフィルタの幅であり、Ｔｈはノイズ成分を除去するための臨界値であり、符号＊はコンボリューション積を示す。）
【請求項１６】
前記第２過程は、
前記雑音が除去された信号
2008061239.tif 000022
において独立または連続して０ではない値を持つサンプル集団を「ｉｓｌａｎｄ」と定義し、それぞれのサンプル集団「ｉｓｌａｎｄ」内で最も大きい値を持つサンプルを算出して、前記それぞれの「ｉｓｌａｎｄ」内で最も大きい値を持つサンプルを「ｆｌａｇ」と定義し、前記サンプル集団のうちの一番目のサンプル集団の「ｉｓｌａｎｄ」内で最も大きい値を持つサンプル「ｆｌａｇ」のインデックスｎｆｌａｇ，１を同期時点と仮定することを特徴とする、請求項１５に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項１７】
前記第３過程は、
前記仮定した同期時点ｎｆｌａｇ，１から所定のフレーム時間ｉ・Ｎｆ以後の時点ｎｆｌａｇ，１＋ｉ・Ｎｆを中心として所定の幅ＮＢＤＷを持つビット決定ウィンドウを定義し、下記数式２によって、ＢＤＷの中心ＢＤＷｃｅｎ，ｉをフレーム間隔Ｎｆで予め設定された回数Ｎｉを乗じた時点まで移動させながら、０より大きい値を有するシンボルがそれぞれのＢＤＷ内に含まれているかを調査し、前記ＢＤＷ内に連続して０ではない値であるシンボルが存在する場合、前記仮定したｎｆｌａｇ，１を正確な同期時点ｎａｃｑと見なすことを特徴とする、請求項１６に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【数２】
2008061239.tif 000023
（ここで、ＢＤＷｃｅｎ，ｉ＝ｎｆｌａｇ，１  ＋  ｉ・Ｎｆ  （ｉ＝１，  ２，  …，  Ｎｉ）である。）
【請求項１８】
前記ＢＤＷの中心ＢＤＷｃｅｎ，ｉをフレーム間隔Ｎｆで予め設定された回数Ｎｉを乗じた時点まで移動させながら、いずれか一つのＢＤＷ内に０のみが存在する場合、その以後の次のサンプルから同期が獲得される時点まで前記第２過程と前記第３過程を繰り返し行うことを特徴とする、請求項１７に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項１９】
同期が獲得された区間以後の最初シンボルに対するＢＤＷｃｅｎ，１ｓｔは、同期獲得時点ｎａｃｑを基準として決定し、下記式３を満足し、ｋ＋１番目のシンボルに対するＢＤＷｋ＋１の中心ＢＤＷｃｅｎ，ｋ＋１は、以前のＢＤＷｃｅｎ，ｋ時点、およびｋ番目のウィンドウであるＢＤＷｋ内で最も大きい値を持つサンプルインデックスｎｆｌａｇ，ｋとＢＤＷｋの中心インデックスＢＤＷｃｅｎ，ｋとの差異であるオフセットΔｋ＋１によって決定し、下記式４を満足し、前記ＢＤＷｃｅｎ，１とＢＤＷｃｅｎ，ｋ＋１を用いて、獲得された同期を追跡することを特徴とする、請求項１８に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【数３】
2008061239.tif 000024
（ここで、αは同期獲得区間の全シンボル数である。）
【数４】
2008061239.tif 000025
（ここで、Δｋ＋１＝ｎｆｌａｇ，ｋ−ＢＤＷｃｅｎ，ｋである。）
【請求項２０】
ｋ番目のサンプル集団内にシンボルが存在しなくてサンプルインデックスｎｆｌａｇ，ｋを探すことができない場合には、オフセットΔｋ＋１を０と見なすことを特徴とする、請求項１９に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【請求項２１】
前記シンボル同期を獲得し、その後同期追跡によってそれぞれのシンボルに対してＢＤＷを設定し、前記信号
2008061239.tif 000026
に対するＢＤＷ内に０ではないサンプルが存在する場合、前記信号
2008061239.tif 000027
を「１（ＯＮ）」と決定し、前記ＢＤＷ内に０のみが存在する場合、前記信号
2008061239.tif 000028
を「０（ＯＦＦ）」と決定することを特徴とする、請求項２０に記載の超広帯域インパルス無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超広帯域インパルス無線（ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒａｄｉｏ−ｂａｓｅｄ  ｕｌｔｒａ  ｗｉｄｅｂａｎｄ、以下「ＩＲ−ＵＷＢ」ともいう）通信システムに係り、より詳しくは、エネルギー検出技法に基づく受信機、集積型インパルス発生器を含む送信機、１ビット高速デジタルサンプラーおよびビット決定ウィンドウを用いた同期獲得および追跡技法を用い、低消費電力及び低複雑度を有し、且つ、数十メートル以内の近距離において数Ｍｂｐｓまたはそれ以下の通信を行うことが可能な超広帯域インパルス無線通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
超広帯域インパルス無線（ＩＲ−ＵＷＢ）通信では、従来の連続的な正弦波を使用する無線通信システムとは異なり、時間領域で数ナノ秒（１０−９秒）以下の幅を有し、周波数領域で超広帯域周波数スペクトルを有するパルスを使用する。ＩＲ−ＵＷＢ通信システムは、極超短のパルスを使用し、混合器としてＲＦ構成部品を必要としないので、システムが複雑ではなく、消費電力を極力減少することができるという利点がある。よって、理論としては、数十Ｍｂｐｓまでの低電力データ通信が可能である。また、インパルスを使用するので、ＩＲ−ＵＷＢ通信は、正確な時間精度特性を持つシステムの製作に応用することができ、低電力／低速／超精密位置追跡および認識システムに活用することができる。
【０００３】
従来の技術１として、韓国電気研究院でガウシアンパルスを作る方法とＯＯＫ（ＯＮ−ＯＦＦ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式による無線通信送信装置（特許文献１参照）があるが、これは、従来の技術のシステムの複雑性を解決するために、装置の簡単化および送信用消費電力の減少などを目的とする発明であって、従来の無線通信用送信装置に用いられる搬送波として、例えば正弦波のような連続波に代えて、ガウシアンモノサイクルパルスの超広帯域特性を利用する。上記従来の技術１における無線通信送信装置は、一定の間隔を持つ超広帯域パルスを発生するガウシアンモノサイクル発生器と、２進ランダムデータを発生させる２進ランダムデータ発生器と、前記２進ランダムデータ発生器によって発生した２進ランダムデータによって制御され、前記ガウシアンモノサイクル発生器から発生した周期的なパルスをオン／オフキイング変調するスイッチ手段と、前記変調されたガウシアンモノサイクルパルスの周波数帯域幅を制限するフィルタ手段と、前記フィルタの出力を増幅する増幅手段と、前記増幅された信号を放射するアンテナとを含んでなる。インパルスは、マイクロプロセッサまたは球形波発振器によって発生し、入力された球形波の立ち上がりエッジで発生する。
【０００４】
ここで、インパルス発生器をチップタイプとしてより簡単化した無線通信システムを実現したものが従来の技術２であり、これは、三星電子が提案した超広帯域パルス列発生器（特許文献２参照）である。前記従来の技術２では、チップタイプのインパルス発生器の設計方法を提案するが、この方法は、入力信号に対して適正の時間間隔をおいてラッチを介してインパルス発生器を作るものである。この方式は、データ値が変化するたびに信号が反転するＢＰＳＫ変調方式に対する信号発生技法である。
【０００５】
ところが、上記従来の技術によれば、ＵＷＢ技術の活性化のため、多様なインパルス通信方式が必須であるが、上記従来の技術１は、モジュールを基にするインパルス発生器を用い、上記従来の技術２は、複雑なＩＲ−ＵＷＢ受信機を用い、システムの構成が簡単で、且つ消費電力が低いシステムを構成することが簡単ではないという問題点がある。
【０００６】
他の従来の技術には、特許文献３〜５のような文献が存在する。
【０００７】
実際に実現すべき低消費電力及び低複雑性のＩＲ−ＵＷＢシステムのためには、低消費電力及び低複雑性を支援するチップを基にするインパルス発生の技術が要望される。また、超広帯域インパルス受信器において、デジタル信号復元部はシステムの基本構成において最も核心的な要素であるが、時間領域における広帯域信号は数ナノ秒（１０−９秒）以下なので、広帯域インパルスをデジタル信号に変換する技術は様々な方法で実現可能である。ところが、システムの複雑性、価格、電力消耗などを考慮すれば、容易に実現できる技術ではない。したがって、上述した従来のインパルス通信システムは、広帯域インパルス信号をデジタル信号に復元する新しい方法を提示していないか、或いは従来の広帯域高速Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）を使用している。殆どの場合、インパルスの帯域幅は５００ＭＨｚ以上なので、ＡＤＣは１ＧＨｚ以上の帯域幅を持たなければならない。このような１ＧＨｚ以上の帯域幅を有し且つ数Ｇｓｐｓ（ｓａｍｐｌｅ  ｐｅｒ  ｓｅｃｏｎｄ）のサンプル率を有する高速のＡ／Ｄ変換器と精密な位相同期ループ（ＰＬＬ）を使用することにより、高価の装置が必要であり、このような装置を運用するために高電力を使用する。
【０００８】
また、インパルス信号に対する正確な時間同期化技術は、複雑な同期回路を要求し、低費用及び低電力の特性を持つ超広帯域インパルスシステムの長所を減少させるので、信号処理において、受信したシンボル（ｓｙｍｂｏｌ）の簡単な検出及び追跡の技術が極めて重要である。
【特許文献１】韓国特許登録第１００４７００２９００００号
【特許文献２】韓国特許登録第１００５２０１５０００００号
【特許文献３】米国特許第６，９２５，１０９号（公告日：２００５年８月２日）
【特許文献４】米国特許第４，７４３，９０６号（公告日：１９８８年５月１０日）
【特許文献５】米国特許第４，６４１，３１７号（公告日：１９８７年２月３日）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、上述した問題点を解決するために創案されたもので、その目的とするところは、より簡単なＯＯＫ（ＯＮ−ＯＦＦ−Ｋｅｙｉｎｇ）およびパルス位置変調（ＰＰＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの支援が可能な送信端の集積型インパルス発生装置と、１−ビット高速デジタルサンプラーを用いたインパルス信号のデジタル信号復元装置およびビット決定ウィンドウを使用した信号同期および追跡方法を用い、低費用及び低電力の特性を持つ超広帯域インパルス無線通信システムを提供することにある。特に、全体システムに対する信号処理構成部を提示し、実際、中低速データレート（ｉｎｔｅｒｍｉｄｉａｔｅ−ｌｏｗ  ｄａｔａ  ｒａｔｅ）、低電力及び低複雑度のシステムを持つ超広帯域インパルス無線通信システムを開発し、ホームネットワーク家電機器、センサネットワーク、低電力のＵＷＢ−ＲＦＩＤ、中低速データレートの近距離個人通信機器の制御に活用できるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明は、超広帯域インパルス及び１−ビットデジタルサンプラーを使用する超広帯域インパルス無線通信システムにおいて、送信信号処理部と、単一のＯＯＫ（ＯＮ−ＯＦＦ−Ｋｅｙｉｎｇ）変調またはパルス位置変調（ＰＰＭ）方式を実現することが可能な集積型インパルス発生器と、前記インパルス発生器の出力を増幅するための増幅器とを含む送信ＲＦモジュールと、受信された信号のエンベロープを検出するための２段包絡線検波器と、前記検出された信号を球形パルスに変換する比較器とを含む受信ＲＦモジュールと、前記受信ＲＦモジュールから伝送される信号を前記１−ビットデジタルサンプラーを用いてデジタル信号に復元するためのデジタル信号復元部と、インパルス変調またはパルスマッピングのための送信信号処理部と、前記デジタル信号を同期化し且つシンボル同期を追跡するための受信信号処理部と、超広帯域インパルス信号を送受信するための超広帯域アンテナと、を含むことを特徴とする。
【００１１】
ここで、前記１−ビットデジタルサンプラーは、時間遅延素子を持つクロック発生器と、前記球形パルスを検出するためのパルス検出器とを含み、前記クロック発生器ではシステムクロックを漸次遅延させ、前記システムクロックから漸次同一に位相変換された並列のクロック信号のシーケンスを発生させ、前記パルス検出器は、前記クロック信号のシーケンスを前記球形パルスに適用することにより、前記球形パルスを検出することができる。前記クロック発生器は、時間遅延または位相変換素子を含み、一定の時間差／位相差を持つ多数のシステムクロックを生成し、前記多数のシステムクロックを並列構造に配置することができる。
【００１２】
より好ましくは、前記送信ＲＦモジュールの集積型インパルス発生器は、少なくとも一つの入力端子に、送信するｎビットデータを入力するＤラッチと、前記Ｄラッチの出力信号と、前記出力信号を一定の時間だけ遅延させた信号とを混合するためのＡＮＤゲートと、前記出力信号の歪みを防止するために電流ドライブを行うためのインバータチェーンと、を含むことができる。
【００１３】
更に、前記Ｄラッチは、一つの入力端子に、送信するデータを印加する場合、残りの入力端子はデジタル論理信号（「Ｈｉｇｈ」）に固定させることにより、データ信号があるたびに、前記Ｄラッチからインパルス信号を出力する。
【００１４】
また、前記受信ＲＦモジュールは、前記超広帯域アンテナから受信された信号のうち隣接周波数の干渉を防ぐための広帯域バイパスフィルタと、前記広帯域バイパスフィルタでフィルタリングされた信号の低雑音増幅のための低雑音増幅器と、前記低雑音増幅器で増幅された信号の大きさ調節のための能動型減衰器と、前記能動型減衰器を通過した信号を増幅するためのＡＧＣ増幅器と、を含み、前記ＡＧＣ増幅器で増幅されたＲＦ信号を前記球形パルスにするための前記２段包絡線検波器とを含むことができる。
【００１５】
ここで、前記受信ＲＦモジュールに２段包絡線検波器と比較器を設置して球形信号の幅を広めて綺麗な球形パルスを得、デジタルサンプラーでデジタル信号変換を正確に行うようにした。
【００１６】
前記送信信号処理部は、送信するデータを臨時格納する送信データメモリと、順方向エラー訂正エンコードを行うＦＥＣエンコーダ（Ｆｏｒｗａｒｄ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ  ｅｎｃｏｄｅｒ）と、前記送信するデータパケットの始まりと終りを知らせるスタート／エンド信号を生成するスタート／エンド信号発生部と、送信するデータと制御データを選択するＭＵＸと、前記ＭＵＸを通過したデータを格納する送信メモリと、ＯＯＫまたはＰＰＭ変調を行い、受信信号の波形を前記インパルス発生器の入力に適した波形に変換するパルスマッパー（Ｐｕｌｓｅ  ｍａｐｐｅｒ）とを含むことができる。
【００１７】
前記送信信号処理部は、全体信号伝達の流れを制御するために、それぞれの素子に制御データを印加する制御器をさらに含むことができる。
【００１８】
前記送信メモリに格納されたデータは、パルスマッパーで所望のパルス列に変調されるが、ここで、前記パルスマッパーは、入力データをＲｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ（ＲＺ）信号に変換し、ＯＯＫ変調の場合は、データの模様をＲＺ信号に変えるが、ＰＰＭ変調のためには、データの時間位置をＰＰＭコードに応じて変換させてインパルス発生器に印加し、ＰＰＭを可能にする。
【００１９】
また、前記受信信号処理部は、前記デジタル信号復元部で復元されたデジタル信号に対する信号同期および同期追跡過程を処理するシンボル同期部と、前記同期化された信号のパルス列の始まりと終りを確認するスタート／エンド信号確認部と、伝送したデータを格納するための受信データメモリと、前記送信信号処理部でエンコードされた信号をデコードする順方向エラー訂正デコーダ（Ｆｏｒｗａｒｄ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ  ｄｅｃｏｄｅｒ）と、復元された本来のデータを格納する受信メモリとを含むことができる。
【００２０】
好ましくは、前記受信信号処理部は、全体信号伝達の流れを制御するために、それぞれの素子に制御データを印加する制御器を更に含むことができる。
【００２１】
また、前記超広帯域アンテナは、傾斜接地面を持つプリント基板の断面に階段状にプリントされた四角形のモノポールアンテナであって、同一平面の導波管給電構造を持ち、また、給電部に三角形または四角形の遷移部（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）を挿入して広帯域特性を持つようにすることもできる。
【００２２】
更に、前記デジタル信号復元部のデジタルサンプラーは、１ビットデジタルサンプラーが望ましく、前記シンボル同期部は、前記１ビットデジタルサンプラーで量子化された入力信号に存在する雑音を除去する第１過程と、前記雑音が除去された信号において同期時点を仮定する第２過程と、前記仮定した同期時点に対する検証によって同期時点を確定する第３過程とを行い、前記入力信号に対するシンボル同期を獲得することができる。
【００２３】
好ましくは、前記シンボル同期部は、前記１−ビットデジタルサンプラーの前記量子化された入力信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を高めるための相関器を含み、前記第１過程は、前記相関器を用いて、前記量子化された入力信号から一定の大きさ以下の信号を除去し、前記第２過程は、前記雑音が除去された信号からサンプル集団を抽出し、前記サンプル集団のうちの一番目のサンプル集団から最も大きい値のサンプルを検索し、これを同期時点と仮定し、前記第３過程は、各シンボルのビット決定ウィンドウを定義し、前記仮定した同期時点から所定のフレーム時間で所定の回数を乗じる分だけの時点に前記ビット決定ウィンドウを移動しながら、所定の範囲内に前記シンボルが含まれているかを調査する検証過程によって、前記仮定した同期時点を同期時点と確定することができる。
より好ましくは、前記相関器は、下記式１を満足させるｍ（ｎ）であり、前記第１過程は、前記１ビットデジタルサンプラーで量子化された信号
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の信号対雑音比（ＳＮＲ）を高めるために、前記相関器ｍ（ｎ）を用いて、前記量子化された
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から一定の大きさ以下の信号を除去することができる。
【数１】
2008061239.tif 000005
（ここで、ｍ（ｎ）は大きさが１の長方形の相関器（ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒ  ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ）であり、Ｎｍはフィルタの幅であり、Ｔｈはノイズ成分を除去するための臨界値であり、符号＊はコンボリューション積を示す。）
【００２４】
前記第２過程は、前記雑音が除去された信号
2008061239.tif 000006
において独立または連続して０ではない値を持つサンプル集団を「ｉｓｌａｎｄ」と定義し、それぞれのサンプル集団「ｉｓｌａｎｄ」内で最も大きい値を持つサンプルを算出して、前記それぞれの「ｉｓｌａｎｄ」内で最も大きい値を持つサンプルを「ｆｌａｇ」と定義し、前記サンプル集団のうちの一番目のサンプル集団の「ｉｓｌａｎｄ」内で最も大きい値を持つサンプル「ｆｌａｇ」のインデックスｎｆｌａｇ，１を同期時点と仮定する。
前記第３過程は、前記仮定した同期時点ｎｆｌａｇ，１から所定のフレーム時間ｉ・Ｎｆ以後の時点ｎｆｌａｇ，１＋ｉ・Ｎｆを中心として所定の幅ＮＢＤＷを持つビット決定ウィンドウを定義し、下記数式２によって、ＢＤＷの中心ＢＤＷｃｅｎ，ｉをフレーム間隔Ｎｆで予め設定された回数Ｎｉを乗じた時点まで移動させながら、０より大きい値を有するシンボルがそれぞれのＢＤＷ内に含まれているかを調査し、前記ＢＤＷ内に連続して０ではない値であるシンボルが存在する場合、前記仮定したｎｆｌａｇ，１を正確な同期時点ｎａｃｑと見なす。
【数２】
2008061239.tif 000007
（ここで、ＢＤＷｃｅｎ，ｉ＝ｎｆｌａｇ，１  ＋  ｉ・Ｎｆ  （ｉ＝１，  ２，  …，  Ｎｉ）である。）
【００２５】
更に、前記ＢＤＷの中心ＢＤＷｃｅｎ，ｉをフレーム間隔Ｎｆで予め設定された回数Ｎｉを乗じた時点まで移動させながら、いずれか一つのＢＤＷ内に０のみが存在する場合、その以後の次のサンプルから同期が獲得される時点まで前記第２過程と前記第３過程を繰り返し行う。
【００２６】
同期が獲得された区間以後の最初シンボルに対するＢＤＷｃｅｎ，１ｓｔは、同期獲得時点ｎａｃｑを基準として決定し、下記数式３を満足し、ｋ＋１番目のシンボルに対するＢＤＷｋ＋１の中心ＢＤＷｃｅｎ，ｋ＋１は、以前のＢＤＷｃｅｎ，ｋ時点、およびｋ番目のウィンドウであるＢＤＷｋ内で最も大きい値を持つサンプルインデックスｎｆｌａｇ，ｋとＢＤＷｋの中心インデックスＢＤＷｃｅｎ，ｋとの差異であるオフセットΔｋ＋１によって決定し、下記数式４を満足し、前記ＢＤＷｃｅｎ，１とＢＤＷｃｅｎ，ｋ＋１を用いて、獲得された同期を追跡することを特徴とする、超広帯域インパルス無線通信システム。
【数３】
2008061239.tif 000008
（ここで、αは同期獲得区間の全シンボル数である。）
【数４】
2008061239.tif 000009
（ここで、Δｋ＋１＝ｎｆｌａｇ，ｋ−ＢＤＷｃｅｎ，ｋである。）
【００２７】
また、ｋ番目のサンプル集団内にシンボルが存在しなくてサンプルインデックスｎｆｌａｇ，ｋを探すことができない場合には、オフセットΔｋ＋１を０と見なす。
更に、前記シンボル同期を獲得し、その後同期追跡によってそれぞれのシンボルに対してＢＤＷを設定し、前記信号
2008061239.tif 000010
に対するＢＤＷ内に０ではないサンプルが存在する場合、前記信号
2008061239.tif 000011
を「１（ＯＮ）」と決定し、前記ＢＤＷ内に０のみが存在する場合、前記信号
2008061239.tif 000012
を「０（ＯＦＦ）」と決定する。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、アナログ球形パルスからデジタル信号を復元する高速デジタルサンプラーおよびビット決定ウィンドウを用いる信号同期獲得および追跡技術を採用して、全体システムを単純化させると共に、電力消耗の減少効果をもたらす。
【００２９】
また、送信端でデータを簡単にインパルス信号に変換するデジタル論理回路のみで構成されたインパルス発生技法を用いて、送信端システムの単純化および電力消耗の減少効果をもたらし、全体システムに対する信号処理部の構成部を提示して、実際、中低速、低電力および低複雑性のシステムを持つ超広帯域インパルス無線通信システムを提供することができる。
【００３０】
また、本発明に係る超広帯域インパルス受信器では、低い仕様の１ビットサンプラーと簡単なデジタル回路のみでシンボル同期を獲得し追跡する方法によってハードウェアの複雑性および電力消耗を低めることができる。
【００３１】
また、シンボル同期の区間を探してその区間内でデータを判断することにより、簡単な過程によってシンボル同期を獲得し追跡することが可能となる。
このようなシステムは、ホームネットワーク家電機器、センサネットワーク、低電力ＵＷＢ−ＲＦＩＤ、中低速近距離個人通信機器の制御に活用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下、添付図面を参照して本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システム（ＩＲ−ＵＷＢ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍ）について詳細に説明する。本発明による超広帯域インパルス無線通信システムは、インパルス信号を用いるＯＯＫ又はＰＰＭ変調が可能であり、１ビットデジタルサンプラー及びビット決定ウィンドウを用いる同期獲得及び同期追跡方式を使用する低複雑度のシステムである。
【００３３】
図１は本発明に係るＩＲ−ＵＷＢ無線通信システムの実施例を示す概略図である。
【００３４】
図１に示すように、本発明に係るＩＲ−ＵＷＢ無線通信システムは、概略的に、超広帯域受信アンテナ１０、受信ＲＦモジュール２０、１ビットデジタルサンプラーを用いる信号復元部３０、信号処理部４０、送信ＲＦモジュール５０、および送信アンテナ６０で構成することができる。
【００３５】
より詳しくは、上記受信ＲＦモジュール２０は、送信信号処理部５１０、インパルス発生器及びシェーパ５２０、並びに超広帯域増幅器５３０を含む。前記送信信号処理部５１０は、ＯＯＫ及びＰＰＭ変調方式を行うパルスマッパー（Ｐｕｌｓｅ  ｍａｐｐｅｒ）を含む。前記インパルス発生器及びシェーパ５２０は、超広帯域インパルス発生器及びバイパスフィルタからなる。前記超広帯域増幅器は、前記インパルス発生器及びシェーパ５２０の出力を増幅させる。
【００３６】
上記受信ＲＦモジュール２０は、様々な受信信号のうち特定の周波数の範囲に属する信号のみを通過させるためのバイパスフィルタＢＰＦ２１０と、前記フィルタリングされた信号の低雑音増幅のための低雑音増幅器ＬＮＡ２２０と、前記増幅された信号のエンベロープ（ｅｎｖｅｌｏｐ）を検出するための２段包絡線検波器（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）２３０と、前記検出されたエンベロープ信号を球形パルスに変換する比較器（Ｃｏｍｐａｒａｔｏｒ）２４０とを含む。一方、信号復元部３０は、受信ＲＦモジュール２０を通過したＲＦ信号をデジタル信号に復元する過程が行われるところであり、信号処理部４０は、受信信号処理部４１０と、測距およびポジショニング（Ｒａｎｇｉｎｇ  ＆  Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ）素子４２０とを含んでなり、信号復元部３０で復元されて検出された信号に対する同期を獲得しデコードする過程が行われるところである。
【００３７】
前記本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの一実施例は、受信インパルスの大きさのみを用いて信号を復元する非コヒーレント（Ｎｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔ）方式を利用し、簡単なＯＯＫおよびＰＰＭ変調方式を実現することが可能な集積型インパルス発生器の構造を提案する。
【００３８】
図２は本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの送信ＲＦモジュールの集積型インパルス発生器の一実施例を示す図である。
【００３９】
図２に示すように、送信ＲＦモジュール５０のインパルス発生器及びシェーパ５２０は、集積型インパルス発生器５２１とインパルスシェーパ５２３で構成される。集積型インパルス発生器５２１は、一つの入力端子には送信するｎビットデータを入力し、残りの入力端子はデジタル論理信号Ｈｉｇｈ（３．３Ｖ）に固定させたＤラッチ５２１１と、Ｄラッチ５２１１の出力信号と前記出力信号を一定の時間だけ遅延させた信号とを混合するためのＡＮＤゲート５２１３と、インバータ５２１５とからなる。Ｄラッチ５２１１の一つの入力端子はデジタル論理信号Ｈｉｇｈに固定させ、Ｄラッチ５２１１の残りの入力端子にはデータ信号を印加すると、Ｄラッチ５２１１は、データ信号があるたびにインパルス信号を出力する。ＡＮＤゲート５２１３は、前記出力された信号とこの出力信号を一定の時間（ｔ）だけ遅延させた信号とを混合して広帯域三角パルスを得る。出力部は、三角パルス信号の歪みを防止するために、電流ドライビングのためのインバータ５２１５のチェーンを使用する。インパルス発生器５２１から出力されたインパルスは、バイパスフィルタであるインパルスシェーパ５２３を経て超広帯域の適用のために割り当てられた周波数帯域及びスペクトルマスク（ｓｐｅｃｔｒｕｍ  ｍａｓｋ）の規定に合わせて変換され、広帯域増幅器５３０で増幅されて超広帯域送信アンテナ６０を介して送信される。このような構成によって従来のインパルス発生方法より簡単に実現することができ、全体システムの価格および複雑性を確実に低減することができる。
【００４０】
図３は、前述した送信ＲＦモジュールがプリント基板にプリントされた形態を示す図であり、図４は、図１に示す実施例に係る送信ＲＦモジュール５０の送信信号処理部５１０から出力されるデータの模様を示す図である。図４に示すように、送信（Ｔｘ）信号処理部５１０からのデータは、パルスマッパーによってＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）に変換される。図５は図４の信号入力に対してインパルス発生器５２１とインパルスシェーパ（バイパスフィルタ）５２３を通過したときに実際に得られるインパルスを示す図である。
【００４１】
図６は本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの受信ＲＦモジュールの構成、および各部分から得られる出力波形を示す図である。
【００４２】
図６に示すように、受信ＲＦモジュール２０は、アンテナ１０から受信された信号のうち隣接周波数の干渉を防ぐための広帯域バイパスフィルタ２１０、フィルタリングされた信号の低雑音増幅のための低雑音増幅器２２０、信号の大きさを調節するための能動型減衰器２２３、再び信号を増幅するためのＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）増幅器２２６、前記増幅されたＲＦ信号のエンベロープを検出するための２段包絡線検波器（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）２３０、および前記検出されたエンベロープ信号を球形パルスに変換する比較器（Ｃｏｍｐａｒａｔｏｒ）２４０から構成される。上記受信ＲＦモジュール２０は、受信アンテナ１０から受信される変調された信号を低雑音増幅器２２０で３０ｄＢ以上増幅し、さらに能動型減衰器２２３でその信号波形は変形されていないまま信号の大きさを調節し、ＡＧＣ増幅器２２６で２〜３４ｄＢに振幅調節する。このように増幅されたインパルス信号は、２段包絡線検波器２３０および比較器２４０を経て球形パルスに変換される。
【００４３】
レギュレータ２１５を用い、上記受信ＲＦモジュール２０の構成素子にはそれぞれＤＣ電源が供給されるが、比較器２４０は数十ｍＶ以上の基準電圧を有し、前記レギュレータ２１５からの制御信号によって電圧レベルが調整できるように設計されており、検波された信号が一定の時間以上基準電圧以上に入力されると、数ナノ秒以上の幅を持つ球形パルスを出力する。この際、球形パルスの信号幅を広め、ノイズの影響を減らして綺麗な波形を得るために、包絡線検波器と比較器をもう１段設置することができる。
【００４４】
図７は図６に示したような本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの受信ＲＦモジュールに２段包絡線検波器と比較器を具現する方法の実例を示す。図７に示すように、比較器２４０は可変的な基準電圧を持つことができ、比較器２４０の入力信号は電圧レベル検出器および制御器２３５によって先頭値が測定されてＡＧＣ増幅器２２６の増幅率が調整できる。
【００４５】
図８は図６および図７に示すような受信ＲＦモジュールを介して測定された球形パルスの波形グラフを示す図である。
【００４６】
図９は本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの１ビットデジタルサンプラーを用いるデジタル信号復元部の構成を示す図である。
【００４７】
１ビットデジタルサンプラー３０は、時間遅延素子を持つクロック発生器３１０で既存のシステムクロックを少しずつ遅延させて全体的に高速クロックとして作動させ、この高速クロックを、受信された信号に適用して比較器出力の極超短の球形波のようなパルスを検出させるパルス検出器からなっているが、これは、相対的に周波数の低いシステムクロックを用いて、時間遅延素子を持つクロック発生器３１０で既存のシステムクロックを少しずつ遅延させて、全体的に高速クロックを持たせるタイムインターリービング（Ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）構造といえる。より詳しくは、クロック発生器３１０は、相対的に遅延時間が正確なインバータを遅延素子として使用し、或いは既存のシステムクロックの位相を変化させながら所望のクロックを得ることができる。まず、相対的に反復周波数の低いシステム基準クロック（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  Ｃｌｏｃｋ）と、時間遅延または位相変換素子を用いて一定の時間差（システムクロック周期以内）／位相差（３６０°以内）を持つシステムクロックと同一の多数のクロックを生成し、比較器から出力される極超短の球形パルスのような信号を立ち上がりまたは立ち下がり時間で検出するために、時間遅延／位相変更された多数のシステムクロックを並列に配置させる。クロック発生器３１０から発生する多数のシステムクロックに対してそれぞれ信号検出部が存在し、これは配列構造を成す。前記多数の信号検出部の一つ以上の信号検出部から信号が感知されると、データが受信されたと判断する。このようなクロック発生器３１０に対しては、図１０に詳しく示されているが、多数のＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）を用い、位相が少しずつ異なる多数のクロックを発生させることにより、短いパルスに対して高速サンプリングを可能にする。
【００４８】
パルス検出信号処理部３２０は、前記検出した時間遅延／位相遅延したシステムクロックから一番目のクロックのみを選択し、１周期の間に他のクロックの立ち上がり／立下りエッジで検出された信号は無視する。このような方式を選択する理由は、インパルス伝播チャンネルが多重経路環境で約２０ナノ秒以上の信号遅延プロファイル（ｐｏｗｅｒ  ｄｅｌａｙ  ｐｒｏｆｉｌｅ）を持つため、１周期の間に一つの信号に対して前記１ビットデジタルサンプラーは少なくとも２つ以上の時間遅延クロックがインパルス信号を検出するので、前記１ビットデジタルサンプラーに一つの信号と強制に認識させる必要があるからである。
【００４９】
図１１は比較器の出力に対する並列に作られた高速のクロックによる信号検出タイミング図であって、受信された信号のパルス幅はＴ（Ｔ＜インパルス反復周期）とし、既存クロックの周期はＴｓとすれば、信号探知のために遅延時間をＴｓ／４として、既存のクロックより９０°ずつ位相ずれを持つ３つのクロックを並列に作って、それぞれはクロックの立ち上がりエッジで受信された信号を取る。この際、デジタル素子の応答時間を考慮して、信号の確実な検出のために、遅延時間は受信信号パルス幅の１／２倍より少ないか同一でなければならない。図１１で検出された信号は、図９の１番目の信号検出部で信号を探し、その後、インパルス１周期の間に入力される全ての値は捨てるようにする。本発明に係る信号復元方法は、近距離からインパルスを用いて、位置測定のためのシステムでも使用できる。すなわち、従来のＡＤＣを用いる精密無線測位方法とは異なり、本発明で提示する方法によって、デジタル部でギガシンボル率Ｇｓｐｓの性能を持つ並列クロックを生成し、数ナノ秒のパルス幅を持つ球形パルスの位置を探すことができる。この場合、位置測定解像度は、１ビット高速デジタルサンプラーの速度だけでなく、球形パルスの幅とも関連がある。このような本発明に係るシステムを用いてシンボル同期を獲得する過程については、より詳細に後述する。
【００５０】
図１２は、本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムにおいてロジック分析器を用いて測定された信号の復元過程を示す図である。送信信号はＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）信号であり、検波された信号はパルス幅が送信信号幅より一層少なく、最終復元されたデジタル信号はＮＲＺ（Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）信号である。
【００５１】
図１３は、本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの送信（Ｔｘ）信号処理部を示す図である。
【００５２】
前記送信信号処理部５１０は、送信するデータを臨時格納する送信データメモリ５１１、送信すべきデータをエンコードするためのＦＥＣエンコーダ（Ｆｏｒｗａｒｄ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ  ｅｎｃｏｄｅｒ）５１２、送信するデータパケットの始まりと終りを知らせるスタート／エンド信号を生成するスタート／エンド信号発生部５１３、送信するデータと制御データを選択するマルチプレクサ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）ＭＵＸ５１５、ＭＵＸ５１５を通過した信号を格納する送信メモリ５１６、送信メモリ５１６に格納された送信するデータを変調するためのパルスマッパー５１７、および各種制御信号を発生する制御部５１４から構成される。
【００５３】
図１４は本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの受信（Ｒｘ）信号処理部を示す図である。
【００５４】
前記送信信号処理部５１０と同様に、受信された信号は全て受信信号処理部４１０で実時間にて処理されるが、受信された信号は信号復元部３０の１ビット高速デジタルサンプラーを用いてデジタル信号に変換され、受信信号処理部４１０で同期化し、検出された信号をデコードして最終的に本来のデータを獲得する。
【００５５】
受信信号処理部４１０は、シンボル同期部４１１、スタート／エンド信号確認部４１２、受信メモリ４１３、ＦＥＣデコーダ４１４および受信データメモリ４１５から構成される。このように構成される受信信号処理部４１０を介してデータを受信する過程をより詳しく説明すると、次の通りである。まず、受信された信号は信号復元部３０の１ビット高速デジタルサンプラーを用いてデジタル信号に変換される。この信号を用いて受信信号処理部４１０のシンボル同期部４１１で信号同期および同期追跡過程を経る。その後、スタート／エンド信号確認部４１２で前記デジタル信号のフレームの始まりと終りを確認し得るように開始と終了を示す信号を判断し、同期が獲得された信号を受信メモリ４１３に格納する。そして、ＦＥＣデコーダ４１４で、前記受信メモリ４１３に格納されたデータを読み取り、前記送信信号処理部５１２でエンコードされたデータをデコードし、最終的に本来のデータをデータメモリ４１５に格納する。また、受信信号処理部４１０には、全体信号伝達の流れを制御するための制御信号が存在し、前記受信信号処理部を成すそれぞれの素子に制御信号を印加する制御された状態らの変化を順次示す制御器であるＦＳＭ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｓｔａｔｅ  Ｍａｃｈｉｎｅ）４１６が含まれる。
【００５６】
図１５は本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムにおけるデータ伝送プロトコールの一実施例を示す図である。図１５の上段はＰｅａｒ−ｔｏ−Ｐｅａｒ方式（１：１方式）を採用する場合のデータ伝送プロトコール構造を示し、図１５の下段は多重ユーザの場合にデータを分けて伝送する方法を示す。
【００５７】
図１６は、本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムに用いられる超広帯域アンテナの一実施例を示す断面図である。
【００５８】
図１６に示すように、前記アンテナは、傾斜接地面を持つプリント基板の端面に階段状にプリントされた平板型モノポールアンテナを使用することができるが、特性を向上させるために傾斜接地面を持つようにした。同一平面の導波管給電方式（ｃｏｐｌａｎａｒ  ｗａｖｅｇｕｉｄｅ  ｆｅｅｄｉｎｇ）を使用することが好ましく、前記アンテナの給電部の端部とメインスクェア（ｍａｉｎ  ｓｑｕａｒｅ）との間には三角形または四角形の遷移部（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）を挿入して広帯域特性を持つようにする。
【００５９】
本発明に係る無線通信システムにおけるシンボル同期獲得は、シンボル同期部４１１が前記１ビット高速デジタルサンプラーで量子化された入力信号に対して、前記入力信号の雑音を除去し、前記信号に対する同期時点を仮定した後、前記仮定した同期時点に対する検証によって同期時点を確定する。図１７は、本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムを用いるシンボル同期獲得過程を示す。
【００６０】
図１７を参照して、本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムにおいてシンボル同期部４１１がシンボル同期を獲得する過程について説明する。超広帯域インパルス受信器のアンテナ１０が信号を受信（Ｓ１１０）すると、受信された信号を、ＲＦ増幅器などを含む受信ＲＦモジュール２０および信号復元部３０のサンプラー２３０で量子化された入力信号として算出（Ｓ１２０）する。前記算出された量子化された入力信号から一定の大きさ以下の信号を除去して雑音を除去（Ｓ１３０）するが、ここで、シンボル同期部４１１は、前記入力信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を高めるための相関器を含み、前記相関器を用いて前記入力信号から雑音を除去する。
【００６１】
そして、雑音が除去された信号からサンプル集団を抽出し、抽出されたサンプル集団のうちの１番目のサンプル集団で最も大きい値を持つサンプルを同期時点と仮定（Ｓ１４０）する。その後、前記仮定した同期時点から所定のフレーム時間間隔で、又は所定の回数だけ移動しながら、所定の範囲内にシンボルが含まれているかを調査する検証（Ｓ１５０）過程を経て、前記所定の回数だけ連続して前記所定の範囲内にシンボルが存在する場合に、前記仮定した同期時点を同期時点と確定（Ｓ１６０）する。
【００６２】
図１８〜図２２は本発明に係る同期獲得の各過程で現われる信号の実施例を示す。図１８はインパルス伝播チャネルを介して受信された波形を示し、インパルス信号およびノイズが含まれている。受信された信号が図６のバイパスフィルタ（ＢＰＦ）２１０、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２０、包絡線検波器２３０を通過すると、図１９のような低周波信号が得られる。図２０は、比較器の出力を１ビットデジタルサンプラーを介してサンプリングし１ビットで量子化した形状を示す。ここで、算出されたデジタル信号
2008061239.tif 000013
は０と１の値のみからなり、シンボル同期を獲得するための量子化された入力信号となる。特に、同期獲得区間では、システム内で定められたビットの数と同一であり、値「１」を有する送信データビットが伝送される。
【００６３】
次に、このような算出された量子化された受信信号に対する同期獲得を行う各過程をより具体的に説明する。
【００６４】
まず、量子化された入力信号から雑音を除去するが、１ビットデジタルサンプラーで量子化された
2008061239.tif 000014
の信号対雑音比（ＳＮＲ）を高めるために、上記式１のように単純化した相関器（Ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ）を用いて一定の大きさ以下の信号は除去する。ここで、相関器は大きさが１の長方形であり、フィルタの幅Ｎｍはチャネル状態および送信パルス信号に応じて適切に設定することができる。また、ノイズ成分を除去するための臨界値Ｔｈは平均ノイズの大きさの１．５倍程度が好ましい。
【００６５】
前記量子化された入力信号から雑音を除去すると、図２１のような信号が得られる。図２１の信号から分かるように、前記入力信号から前記相関器を用いて雑音が除去された結果、サンプル集団が形成されたことを確認することができる。
【００６６】
前記量子化された入力信号から雑音を除去した後、同期時点を仮定するが、図２１に示されている、雑音が除去された入力信号
2008061239.tif 000015
において独立または連続して０より大きい値を持つサンプル集団を「ｉｓｌａｎｄ」と定義し、上記数式２によって、それぞれのサンプル集団「ｉｓｌａｎｄ」内で最も大きい値を持つサンプルを「ｆｌａｇ」と定義し、１番目の「ｉｓｌａｎｄ」のインデックス「ｆｌａｇ」であるｎｆｌａｇ，１を同期時点と仮定する。
【００６７】
そして、前記仮定した同期時点を検証する過程を経るが、仮定した同期時点を検証するために、まず仮定した同期時点からフレーム時間ｉ・Ｎｆ以後の時点であるｎｆｌａｇ，１＋ｉ・Ｎｆを中心としてＮＢＤＷの幅を持つビット決定ウィンドウＢＤＷを定義し、ＢＤＷｉの中心ＢＤＷｃｅｎ，ｉをフレーム間隔Ｎｆを所定の回数Ｎｉだけ乗じた時点まで移動しながら、ＢＤＷ内に０ではない値、すなわちシンボルが含まれているかを調査する。
【００６８】
この点について図２２を参照して説明すると、仮定した同期時点である一番目の「ｉｓｌａｎｄ」のインデックス「ｆｌａｇ」からフレーム時間Ｎｆ以後の次のサンプル集団のインデックス「ｆｌａｇ」であるｎｆｌａｇ，２を中心としてＮＢＤＷの幅を持つＢＤＷを定義すると、ＢＤＷ１となり、さらにフレーム時間Ｎｆ以後の時点のＢＤＷを前述のような方法で定義すると、ＢＤＷ２となる。このような方法で所定の回数Ｎｉだけ移動しながら、ＢＤＷ内に０より大きい値、すなわちシンボル（パルス）が含まれているかを調査する。
【００６９】
設定された回数Ｎｉの間、連続してＢＤＷ内に０より大きい値が存在する場合、同期時点として仮定したｎｆｌａｇ，１を正確な同期時点ｎａｃｑと見なして同期獲得を済ませ、そうではない場合、次のサンプルから同期が獲得される時点まで同期時点の仮定過程と仮定した同期時点の検証過程を繰り返し行って正確な同期時点を探す。ここで、前記ＢＤＷの反復回数Ｎｉは３〜６であれば適当である。
【００７０】
そして、ＢＤＷの幅ＮＢＤＷを狭くするほど、正確な同期が得られるが、ＢＤＷの幅が狭いほど、無線チャネル、雑音、時間変動（Ｔｉｍｉｎｇ  Ｊｉｔｔｅｒ）などの環境の変化に敏感になる。逆に、ＮＢＤＷを広くするほど環境の変化に鈍感になる利点はあるが、ノイズ成分が増加するため、ＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）が高くなる。また、アンテナ１０から受信された信号はバイパスフィルタ２１０、低雑音増幅器２２０、包絡線検波器２３０を通過して信号復元部３０の１ビット高速デジタルサンプラーでサンプリングされるが、シンボル同期獲得以後には、ＢＤＷ区間内でのみサンプリングが必要であり、前記１ビット高速デジタルサンプラーでの電力消耗は、ＮＢＤＷの大きさと密接に関連するので、ＮＢＤＷの大きさは、低電力消耗のために、できるだけ短いことが望ましい。
【００７１】
本発明に係る無線通信システムにおけるシンボル同期獲得過程によってシンボル同期獲得が成功的に行われると、受信端では再び同期獲得時点ｎａｃｑを基準とする各フレーム間隔内のＢＤＷを再設定し、ＢＤＷ内でデータ（０または１）を判別する。また、ＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）を低めるために、ＢＤＷ内の信号に対して単純な相関器および相関値を用いて一定の大きさ以下の信号を除去する過程をさらに行う。
【００７２】
ところが、正確なシンボル同期獲得が行われたとしても、データ伝送途中に送受信期間の距離が変わるか或いは無線チャネル環境などが随時変わるため、周期的にシンボル同期時点に対する追跡（ｔｒａｃｋｉｎｇ）が必要である。
【００７３】
図２３は、本発明に係る無線通信システムにおけるシンボル同期追跡過程を示す図である。図２３に示すように、同期獲得区間以後、最初シンボルに対するＢＤＷｃｅｎ，１ｓｔは、上記式３のように同期獲得時点ｎａｃｑを基準として決定し、ｋ＋１番目のシンボルに対するＢＤＷｋ＋１の中心ＢＤＷｃｅｎ、ｋ＋１は、上記数式４のように以前ＢＤＷｃｅｎ、ｋ時点の他にもオフセットΔｋ＋１まで考慮する。ここで、Δｋ＋１はｎｆｌａｇ，ｋ−ＢＤＷｃｅｎ，ｋである。ｋ＋１番目のシンボルのオフセットΔｋ＋１は、図２３のように、ｋ番目のウィンドウであるＢＤＷｋ内で最も大きい値「ｆｌａｇ」を持つサンプルインデックスｎｆｌａｇ，ｋとＢＤＷｋの中心インデックスＢＤＷｃｅｎ，ｋとの差異によって定義し、もしｋ番目のシンボルが存在しなくてｎｆｌａｇ、ｋを探すことができない場合には、オフセットを０と見なす。実例としてＯＯＫ変調方式を使用する場合、以前のシンボルが存在する場合に限ってその次のＢＤＷｋ＋１のオフセットを変更する。これは別途の信号なしに効率よくシンボルを追跡するためである。
【００７４】
このようにシンボル同期を獲得し、その後シンボル同期追跡によってそれぞれのシンボル毎にＢＤＷが設定されると、ＢＤＷ内でビットを判別することができるが、前記受信信号
2008061239.tif 000016
のＢＤＷ内に０より大きいサンプルが存在する場合、前記信号
2008061239.tif 000017
を「１（ＯＮ）」と決定し、前記ＢＤＷ内に０のみが存在する場合、前記信号
2008061239.tif 000018
を「０（ＯＦＦ）」と決定する。
【００７５】
以上、提案された本発明に係るインパルスシステムの受信端では、従来の高速ＡＤＣを使用せず、デジタル信号を復元する１ビット高速デジタルサンプラーを用いて全体システムを単純化させ、デジタル部における信号検出を行って電力消耗の減少効果をもたらす。特に、ビット決定ウィンドウを用いた信号同期獲得及び追跡技術は、非常に複雑な位相同期ループ回路を用い、シンボルの正確な時点に対する同期獲得ではなく、各ＢＤＷ内のシンボルを検出することで行われるので、信号処理部をさらに簡素化させ、電力消耗を最小化した。
【００７６】
上述した本発明によれば、アナログ球形パルスを信号に復元するための１ビット高速デジタルサンプラー及びビット決定ウィンドウを用いる同期獲得及び追跡技術により、全体システムが簡素化し、電力消耗が減少する。
【００７７】
た、送信システムにおいて、データをインパルス信号に変換するため、デジタル回路のみで具現されたインパルス発生方法を用いるので、超広帯域インパルス無線通信システムについての送信機の構造が簡素化し、電力消耗が減少する。
【００７８】
このようなシステムは、ホームネットワーク家電機器、センサネットワーク、低電力ＵＷＢ−ＲＦＩＤ、中低速近距離個人通信機器の制御に活用できる。
【００７９】
本発明に係る、高速デジタルサンプラーおよびビット決定ウィンドウを用いるシンボル同期化技法を使用する近距離インパルス無線通信システムは、本発明の技術的思想の範囲内において様々な形態に変形、応用可能であり、上記実施例に限定されるものではない。また、前記実施例と図面は、発明の内容を詳細に説明するための目的に過ぎず、発明の技術的思想の範囲を限定しようとする目的ではない。以上説明した本発明は、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者であれば、本発明の技術的思想から逸脱しない範囲内において、様々な置換、変形および変更が可能なので、前記実施例および添付図面に限定されるものではないのは勿論であり、特許請求の範囲だけでなく、請求の範囲と均等な範囲をも含んで判断されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの実施例を示す概略ブロック図である。
【図２】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの送信ＲＦモジュールの集積型インパルス発生器の実施例を示す図である。
【図３】図２の実施例に係るインパルス発生器チップを含む送信ＲＦモジュールがプリント基板にプリントされた形態を示す図である。
【図４】図１の実施例の送信ＲＦモジュールの送信信号処理部から出力されるデータを示す図である。
【図５】図２の実施例の送信ＲＦモジュールからインパルスシェーパ（バイパスフィルタ）を経て出力されるインパルスを示す図である。
【図６】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの受信ＲＦモジュールの実施例および各部分における出力波形の模様を示す図である。
【図７】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの受信ＲＦモジュールに実現された２段包絡線検波回路と比較器回路を示す図である。
【図８】図６の実施例の受信ＲＦモジュールを経て測定された球形インパルス波形グラフを示す図である。
【図９】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの１ビットデジタルサンプラーを用いるデジタル信号復元部の構成を示す図である。
【図１０】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムのクロック発生器に対する構成とその出力波形を示す図である。
【図１１】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの１ビットデジタルサンプラーにおける比較器の出力に対する信号のサンプリング過程およびタイミングダイヤグラムを示す図である。
【図１２】ロジック分析器を用いて本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムで測定された信号の復元過程の実施例を示す図である。
【図１３】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの送信信号処理部の構成を示す図である。
【図１４】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの受信信号処理部の構成を示す図である。
【図１５】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムにおけるデータ伝送プロトコールの一実施例を示す図である。
【図１６】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムに用いられる超広帯域アンテナの実施例を示す断面図である。
【図１７】本発明に係る超広帯域インパルス無線通信システムの超広帯域インパルス受信機におけるシンボル同期獲得過程を示す流れ図である。
【図１８】インパルス信号および雑音が含まれた超広帯域アンテナから受信した入力信号の一例を示す図である。
【図１９】本発明に係る超広帯域インパルス受信器を用いて増幅器、包絡線検波器を通過した信号を示す図である。
【図２０】本発明に係る１ビットデジタルサンプラーによってデジタル化された信号を示す図である。
【図２１】本発明に係るデジタル相関器の出力を示す図である。
【図２２】本発明に係るビット決定ウィンドウおよび初期同期獲得過程を示す図である。
【図２３】本発明によってビット決定ウィンドウを用いたシンボル同期追跡過程を示す図である。
【符号の説明】
【００８１】
２０      受信ＲＦモジュール
３０      信号復元部
４０      信号処理部
５０      送信ＲＦモジュール
２１０    バイパスフィルタ
２２０    低雑音増幅器
２３０    ２段包絡線検波器
２４０    比較器
３１０    クロック発生器
３２０    パルス検出信号処理部
４１０    受信（Ｒｘ）信号処理部
５１０    送信（Ｔｘ）信号処理部
５２０    集積型インパルス発生器
５３０    広帯域増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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