(57)【要約】【課題】測定値が量子化誤差に埋もれる問題を改善するとともに、大振幅のジッタを高分解能で測定することができるジッタ測定装置を提供する。【解決手段】ジッタ測定装置１は、入力端Ｔ１から入力される被測定信号ＲＦの位相揺らぎであるジッタを測定するものであって、被測定信号ＲＦに位相同期した局部発振信号Ｌ０を出力する局部発振回路１０と、被測定信号ＲＦと局部発振信号Ｌ０とを同相位相及び直交位相の各々で混合して直交検波する直交検波回路２０と、直交検波回路２０での直交検波により得られる第１ジッタ直交成分ＩＦ１及び第２ジッタ直交成分ＩＦ２をディジタル信号に変換し、このディジタル信号に対して所定の演算を行って被測定信号ＲＦのジッタを求めるディジタル信号処理回路３０とを備える。【選択図】図１
2008190993.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端から入力される被測定信号の位相揺らぎであるジッタを測定するジッタ測定装置において、
前記被測定信号に位相同期した局部発振信号を出力する局部発振回路と、
前記被測定信号と前記局部発振信号とを同相位相及び直交位相の各々で混合して直交検波する直交検波回路と、
前記直交検波回路での直交検波により得られる直交信号をディジタル信号に変換し、当該ディジタル信号に対して所定の演算を行って前記被測定信号のジッタを求めるディジタル信号処理回路と
を備えることを特徴とするジッタ測定装置。
【請求項２】
前記ディジタル信号処理回路は、基準信号を前記入力端から入力した場合に得られるディジタル信号に対して所定の処理を施したデータを校正データとして予め保持しておき、前記被測定信号のジッタを測定する場合に得られる前記ディジタル信号を前記校正データを用いて校正することを特徴とする請求項１記載のジッタ測定装置。
【請求項３】
前記ディジタル信号処理回路は、ディジタル信号に変換された前記直交信号からジッタの変化量を求め、当該変化量を累積的に加算する演算を行うことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のジッタ測定装置。
【請求項４】
前記入力端から入力される前記被測定信号の振幅を調整する振幅調整回路を備えることを特徴とする請求項１から請求項３の何れか一項に記載のジッタ測定装置。
【請求項５】
前記ディジタル信号処理回路で求められたジッタをアナログ信号に変換する変換回路を備えることを特徴とする請求項１から請求項４の何れか一項に記載のジッタ測定装置。
【請求項６】
前記直交検波回路は、前記被測定信号と前記局部発振信号とを同相位相及び直交位相の各々で混合する第１、第２のミキサ回路を備えており、
前記局部発振回路は、前記第１、第２のミキサ回路の何れかに入力される信号を、前記被測定信号と前記局部発振信号との位相を比較するための信号として用いる
ことを特徴とする請求項１から請求項５の何れか一項に記載のジッタ測定装置。
【請求項７】
前記第１、第２のミキサ回路の何れか他方から出力される信号の振幅を調整する振幅調整部を備えることを特徴とする請求項６記載のジッタ測定装置。
【請求項８】
前記局部発振信号を逓倍した信号と前記被測定信号とを混合して、前記入力端から入力される被測定信号の周波数を変換する周波数変換回路を備えることを特徴とする請求項１から請求項７の何れか一項に記載のジッタ測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、被測定信号の位相揺らぎであるジッタを測定するジッタ測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ジッタとは、ディジタル信号に生ずる位相揺らぎのうち、周波数が１０Ｈｚ程度より高い成分をいい、例えば高速且つ大容量のディジタル信号を伝送する伝送路において伝送されるディジタル信号が雑音の影響を受けることにより生ずる。このジッタが大きくなると符号誤り率が大きくなってディジタル信号の正常な伝送を行うことができなくなるため、ディジタル回線の品質を測定するためにジッタ測定装置が用いられている。
【０００３】
図１１は、従来のジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。尚、図１１に示すジッタ測定装置の詳細については、以下の特許文献１を参照されたい。図１１に示す通り、従来のジッタ測定装置１００は、電圧制御水晶発振器１０１、パワーディバイダ１０２、逓倍回路１０３、ミキサ回路１０４ａ及びフィルタ１０４ｂからなる周波数変換回路１０４、位相周波数比較器１０５、ジッタ検出用フィルタ１０６、パワーディバイダ１０７、及びループフィルタ１０８を備える。
【０００４】
電圧制御水晶発信器１０１から周波数ｆ１０２の信号が出力されると、この信号はパワーディバイダ１０２を介して逓倍回路１０３に入力され、逓倍回路１０３において整数比Ｍで逓倍されて周波数ｆ１０３＝Ｍ・ｆ１０２の信号に変換される。この変換された信号は、周波数変換回路１０４に入力される。周波数変換回路１０４においては、外部から入力される周波数ｆ１０１の被測定信号と逓倍回路１０３から出力された周波数ｆ１０３の信号とがミキサ回路１０４ａで周波数混合され、フィルタ１０４ｂによって濾波された周波数｜ｆ１０１−ｆ１０３｜の成分が位相周波数比較器１０５に出力される。
【０００５】
位相周波数比較器１０５においては、周波数変換回路１０４から出力された周波数｜ｆ１０１−ｆ１０３｜の信号と、パワーディバイダ１０２で分岐された周波数ｆ１０２の信号とが比較され、その位相誤差を示す位相誤差信号がジッタ検出用フィルタ１０６、パワーディバイダ１０７、及びループフィルタ１０８を順に介して電圧制御水晶発振器１０１にフィードバックされる。このように、従来のジッタ測定装置１００は、位相同期ループ（Phase Locked Loop：ＰＬＬ）回路が設けられており、位相周波数比較器１０５に入力される信号の周波数が等しくなるように（｜ｆ１０１−ｆ１０３｜＝ｆ１０２となるように）電圧制御水晶発信器１０１が動作する。
【０００６】
ここで、周波数変換回路１０４からの出力信号（周波数｜ｆ１０１−ｆ１０３｜）には、外部から入力される被測定信号（周波数ｆ１０１）の位相雑音と、電圧制御水晶発振器１０１を含むＰＬＬ回路の出力信号（周波数ｆ１０３）の位相雑音とが含まれている。更に、位相周波数比較器１０５の出力する位相誤差信号には、上記の位相雑音に加えて、電圧制御水晶発振器１０１の出力信号（周波数ｆ１０２）の位相雑音が含まれる。このため、電圧制御水晶発振器１０１として位相雑音が極めて小さいものを用いれば、位相周波数比較器１０５の出力する位相誤差信号から被測定信号の位相雑音が抽出され、ジッタ検出用フィルタ１０６を介することによりジッタ出力が得られる。ジッタ測定装置１００は、このようにして被測定信号のジッタを測定している。
【０００７】
また、以下の特許文献２には、ＰＬＬ回路を備えるジッタ測定装置において位相誤差信号の不連続性を解消する技術が開示されている。図１２は、ＰＬＬ回路を備える従来のジッタ測定装置における位相誤差信号の一例を示す図である。位相誤差信号は、被測定信号と参照信号とを位相周波数比較器で比較して得られる信号である。この位相誤差信号は、図１１に示すジッタ測定装置１００が備える位相周波数比較器１０５から出力される位相誤差信号と同等の信号である。
【０００８】
位相周波数比較器は、通常、比較している信号の一周期（１ユニット・インターバル：以下、「１ＵＩ」という）内における位相誤差を検出することはできるが、１ＵＩを越える位相誤差を直接的には検出することはできない。このため、比較している信号の位相誤差が大きくなって１ＵＩを越えると、位相周波数比較器から出力される位相誤差信号は、図１２において符号Ｚ１を付した曲線で示す通り、その値が急激に「０」近傍に低下して不連続になる。
【０００９】
図１１に示す従来のジッタ測定装置１００において、以上の位相誤差信号の不連続性を解消するためには、ミキサ回路１０４ａで入力される信号をダウンコンバートして周波数を低くすることにより、位相周波数比較器１０５における比較周波数の１ＵＩを相対的に拡げれば良いと考えられる。しかしながら、かかる対策を施しても、位相誤差信号が１ＵＩを越えた場合には不連続性が生ずる。
【００１０】
以下の特許文献２に開示された技術においては、位相誤差信号が１ＵＩを越えた場合には、図１２において符号Ｚ２を付した曲線で示す通り、位相誤差信号の値を上限値の１ＵＩの値に固定することで、位相誤差信号の不連続性を解消している。
【特許文献１】特許第３０３０５９８号公報
【特許文献２】特許第３７０８９００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところで、従来のジッタ測定装置には以下の２つの問題がある。第一の問題点は、ジッタ測定装置で得られたジッタ出力をアナログ・ディジタル変換器（以下、「ＡＤＣ」という）により量子化してコンピュータ等でディジタル処理する場合に、例えば、単一周波数で正弦波状のジッタを観測しようとすると、正弦波のピーク近辺で測定値が量子化誤差に埋もれて殆ど変化しない状況が発生し得ることである。かかる状況が発生してもジッタの振幅の最大値と最小値との差（ピーク・トゥ・ピーク値）を測定する場合には問題がないが、ジッタのＲＭＳ（Root Mean Square）値を測定する場合には誤差が生じてしまう。
【００１２】
この問題は、有効ビット数の多い低速ＡＤＣを用いれば解決できるが、ＡＤＣのサンプリング周波数はジッタの周波数に対してナイキストの定理を満たすよう２倍以上の周波数であることが必要である。例えば、国際電気通信連合の電気通信標準化部門（以下、「ＩＴＵ−Ｔ」という）が定めている勧告Ｏ．１７２によれば、ＳＴＭ−６４（所謂１０Ｇｂｐｓ通信）において測定すべきジッタ周波数の上限は８０ＭＨｚであり、同勧告Ｏ．１７３によればＯＴＵ３（所謂４３Ｇｂｐｓ通信）において測定すべきジッタ周波数の上限は３２０ＭＨｚにいたる。従って、複数のＡＤＣでインターリーブ動作をさせたとしても、ＡＤＣにはある程度高速のサンプリング周波数が必要であり、有効ビット数の多い低速ＡＤＣを採用することは実際上困難である。
【００１３】
また、アンダーサンプリング技術によって有効ビット数の多い低速ＡＤＣを用いることもできる。しかしながら、サンプリング周波数（例えば１０ＭＨｚ）がジッタ周波数（例えば８０ＭＨｚ）と逓倍関係になる場合にはジッタ波形の一点しか測定できない。このため、ジッタの最大振幅測定等の基本的な測定機能を実現できないことから、ジッタ測定装置として意味をなさない。
【００１４】
第二の問題点は、位相周波数比較器における比較周波数の１ＵＩを超えてジッタを測定することができず、大振幅のジッタを高分解能に測定することができない、ということである。上述の特許文献２に開示された技術は、位相誤差信号の値を上限値の１ＵＩの値に固定することで、位相誤差信号の不連続性を解消しているものの、１ＵＩを越える位相誤差信号を測定できてはいない。
【００１５】
例えば、ＩＴＵ−Ｔが定めている勧告Ｏ．１７２によれば、ＳＴＭ−６４（所謂１０Ｇｂｐｓ通信）において測定すべきジッタ振幅は最大３２００ＵＩｐｐ（添字ｐｐはピーク・トゥ・ピークを意味する）である。このジッタ振幅３２００ＵＩｐｐを、例えば１２ビットＡＤＣで量子化した場合には、測定分解能は１ＵＩ程度である。将来、ＳＴＭ−２５６（所謂４０Ｇｂｐｓ通信）が勧告される折には、同じ１２ビットＡＤＣで量子化する場合の測定分解能が４ＵＩとなることが予想され、ＳＴＭ−６４よりも更に悪化することが懸念される。
【００１６】
また、図１１に示す従来のジッタ測定装置１００において、比較周波数の１ＵＩを超えないようにするには、概算で１０ＧＨｚ÷３２００≒３ＭＨｚ程度にダウンコンバートしなければならない。ダウンコンバートで信号スルーレートが小さくなると、位相周波数比較器１０５で付加されるジッタ（位相周波数比較器１０５の入力雑音÷信号スルーレート）が増加して測定確度が劣化するという問題も生じる。よって、図１１に示すジッタ測定装置１００においては、測定可能なジッタ振幅と測定確度とがトレードオフになってしまう。
【００１７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、測定値が量子化誤差に埋もれる問題を改善するとともに、大振幅のジッタを高分解能で測定することができるジッタ測定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記課題を解決するために、本発明のジッタ測定装置は、入力端（Ｔ１）から入力される被測定信号（ＲＦ）の位相揺らぎであるジッタを測定するジッタ測定装置（１〜５）において、前記被測定信号に位相同期した局部発振信号（Ｌ０）を出力する局部発振回路（１０、６０）と、前記被測定信号と前記局部発振信号とを同相位相及び直交位相の各々で混合して直交検波する直交検波回路（２０）と、前記直交検波回路での直交検波により得られる直交信号をディジタル信号に変換し、当該ディジタル信号に対して所定の演算を行って前記被測定信号のジッタを求めるディジタル信号処理回路（３０）とを備える。
この発明によると、入力端から入力される被測定信号に位相同期した局部発振信号が局部発振回路で生成され、この局部発振信号と被測定信号とが直交検波回路において同相位相及び直交位相の各々で混合されて直交検波され、直交検波により得られる直交信号がディジタル信号処理回路においてディジタル信号に変換されて所定の演算が行われることにより被測定信号のジッタが求められる。
また、本発明のジッタ測定装置は、前記ディジタル信号処理回路が、基準信号を前記入力端から入力した場合に得られるディジタル信号に対して所定の処理を施したデータを校正データとして予め保持しておき、前記被測定信号のジッタを測定する場合に得られる前記ディジタル信号を前記校正データを用いて校正することを特徴としている。
また、本発明のジッタ測定装置は、前記ディジタル信号処理回路が、ディジタル信号に変換された前記直交信号からジッタの変化量を求め、当該変化量を累積的に加算する演算を行うことを特徴としている。
また、本発明のジッタ測定装置は、前記入力端から入力される前記被測定信号の振幅を調整する振幅調整回路（４０）を備えることを特徴としている。
また、本発明のジッタ測定装置は、前記ディジタル信号処理回路で求められたジッタをアナログ信号に変換する変換回路（５１、５２）を備えることを特徴としている。
また、本発明のジッタ測定装置は、前記直交検波回路が、前記被測定信号と前記局部発振信号とを同相位相及び直交位相の各々で混合する第１、第２のミキサ回路（２３、２４）を備えており、前記局部発振回路は、前記第１、第２のミキサ回路の何れか一方に入力される信号を、前記被測定信号と前記局部発振信号との位相を比較するための信号として用いることを特徴としている。
また、本発明のジッタ測定装置は、前記第１、第２のミキサ回路の何れか他方から出力される信号の振幅を調整する振幅調整部（６２）を備えることを特徴としている。
更に、本発明のジッタ測定装置は、前記局部発振信号を逓倍した信号と前記被測定信号とを混合して、前記入力端から入力される被測定信号の周波数を変換する周波数変換回路（７０）を備えることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、入力端から入力される被測定信号に位相同期した局部発振信号を生成し、この局部発振信号と被測定信号とを直交検波し、直交検波により得られる直交信号をディジタル信号に変換して所定の演算を行って被測定信号のジッタを求めているため、ジッタの変化が小さいときの量子化誤差の影響を軽減することができ、測定値が量子化誤差に埋もれる問題を改善することができるという効果がある。
また、本発明によれば、被測定信号ＲＦのジッタを測定する場合に得られるディジタル信号を、予め求めた校正データを用いて校正しているため、ジッタ測定装置において生ずる各種誤差（ＤＣオフセット、ゲイン誤差、直交誤差）等を補正することができるという効果がある。
また、本発明によれば、ディジタル信号に変換された直交信号からジッタの変化量を求め、当該変化量を累積的に加算しているため、位相雑音が１ＵＩを超える場合であってもジッタを測定することができ、大振幅のジッタを高分解能に測定することができるという効果がある。
また、本発明によれば、入力端から入力される被測定信号の振幅を調整する振幅調整回路を備えているため、被測定信号ＲＦのジッタ成分、即ち位相情報を保存したままパワーを一定に保ち、測定中に被測定信号の振幅が変化する場合にも直交検波回路での検波を安定させ、測定精度を向上することが可能になるという効果がある
また、本発明のジッタ測定装置は、ディジタル信号処理回路で求められたジッタをアナログ信号に変換する変換回路を備えているため、ジッタのアナログ信号出力が可能になるという効果がある。
また、本発明によれば、局部発振回路の位相検出部を直交検波回路のミキサ回路と兼用することにより、特に被測定信号の周波数が高い（例えば数十ＧＨｚ）場合にコストを節減することが可能になるという効果がある。
また、本発明のジッタ測定装置は、直交検波回路が備える第１、第２のミキサ回路の何れか一方に入力される信号を被測定信号と局部発振信号との位相を比較するための信号として用いているため、直交検波回路の一部を局部発振回路で共用することができ、コスト低減を図ることができるという効果がある。
更に、本発明によれば、局部発振回路を用いて被測定信号に位相同期した信号を発生し、それを逓倍して被測定信号と混合することにより、被測定信号のジッタを保存したまま周波数をダウンコンバートさせているため、被測定信号の数十ＧＨｚと高い場合であっても、安価な部品で直交検波回路を構成することができる。この結果として、ジッタ測定装置のコスト低減を図ることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、図面を参照して本発明の実施形態によるジッタ測定装置について詳細に説明する。
【００２１】
〔第１実施形態〕
図１は、本発明の第１実施形態によるジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。図１に示す通り、本実施形態のジッタ測定装置１は、局部発振回路１０、直交検波回路２０、及びディジタル信号処理回路３０を備えており、入力端Ｔ１から入力される被測定信号ＲＦの位相揺らぎであるジッタを測定し、その測定結果を出力端Ｔ２から出力する。尚、本実施形態では入力端Ｔ１から入力される被測定信号ＲＦは、ジッタを有しており、遷移点においてある閾値（スレッショルドレベル）と交差する上昇エッジと下降エッジが交番するクロック信号であるとする。
【００２２】
局部発振回路１０は、位相検出部１１、ループフィルタ１２、発振器１３、クロック分配分周部１４、周波数逓倍器１５、及びクロック分配部１６を備えており、被測定信号ＲＦに位相同期した局部発振信号Ｌ０を出力する。位相検出部１１は、被測定信号ＲＦと局部発振信号Ｌ０との位相誤差を検出し、その位相誤差を示す信号を出力する。この位相検出部１１としては、例えば位相比較器（Phase Detector）、位相周波数比較器（Phase Frequency Detector）、論理積回路（ＡＮＤ回路）、排他的論理和回路（ＸＯＲ回路）の他、ミキサ回路等を用いることができる。
【００２３】
ループフィルタ１２は、位相検出部１１から出力される信号から高周波成分を除去して発振器１３を制御する制御信号を出力する。発振器１３は、ループフィルタ１２からの制御信号に応じた所定の周波数を有する信号を出力する。この発振器１３としては、例えば電圧で制御するＤＲＯ（Dielectric Resonator Oscillator：誘電体共振発振器）、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscilator：電圧制御発振器）の他、電流で制御するＹＴＯ（Yttrium-Iron-Garnet Tuned Oscillator：イットリウム・鉄・ガーネット発振器）等を用いることができる。
【００２４】
クロック分配分周部１４は、発振器１３から出力される信号を複数に分配するクロック分配部１４ａと、分配された信号の各々を所定の分周比で分周する分周回路１４ｂ〜１４ｄとを備えている。図１に示す例では、クロック分配部１４ａが発振器１３から出力される信号を３分配し、分周回路１４ｂ，１４ｃは分配された信号をそれぞれ「Ａ」分周し、分周回路１４ｄは分配された信号を「Ｂ」分周する。尚、「Ａ」，「Ｂ」は任意の正の数であり、「１」であっても良い。
【００２５】
周波数逓倍器１５は、クロック分配分周部１４が備える分周回路１４ｄからの信号を所定の逓倍比で逓倍した局部発振信号Ｌ０を出力する。図１に示す例では、分周回路１４ｄからの信号を「Ｆ」倍に逓倍した局部発振信号Ｌ０を出力する。尚、「Ｆ」は任意の正の数であり、「１」であっても良い。クロック分配部１６は、周波数逓倍器１５から出力される局部発振信号Ｌ０を位相検出部１１と直交検波回路２０とに分配する。
【００２６】
直交検波回路２０は、クロック分配部２１、直交化器２２、及びミキサ回路２３，２４を備えており、入力端Ｔ１から入力される被測定信号ＲＦと局部発振回路１０から出力される局部発振信号Ｌ０とを同相位相及び直交位相の各々で混合して直交検波し、第１ジッタ直交成分ＩＦ１と第２ジッタ直交成分ＩＦ２とを出力する。クロック分配部２１は、入力端Ｔ１から入力される被測定信号ＲＦを第１被測定信号ＲＦ１及び第２被測定信号ＲＦ２に分岐してミキサ回路２３，２４にそれぞれ分配する。尚、図示の通り、クロック分配部２１は、局部発振回路１０の位相検出部１１に対しても被測定信号ＲＦを分配する。
【００２７】
直交化器２２は、局部発振回路１０からの局部発振信号Ｌ０を直交化して位相が９０°異なる第１局部発振信号Ｌ１と第２局部発振信号Ｌ２とを生成する。尚、通信の分野では、一般的に、直交化された信号の同相位相をIn-phaseといい、直交位相をQuadrature-phaseという。このため、以下の説明では、同相位相の成分を「Ｉ成分」といい、直交位相の成分を「Ｑ成分」という場合がある。
【００２８】
ミキサ回路２３は、クロック分配部２１から出力される第１被測定信号ＲＦ１と直交化器２２から出力されるＩ成分である第１局部発振信号Ｌ１とを混合する。ミキサ回路２４は、クロック分配部２１から出力される第２被測定信号ＲＦ２と直交化器２２から出力されるＱ成分である第２局部発振信号Ｌ２とを混合する。これらミキサ回路２３，２４によって直交検波が行われる。ミキサ回路２３で混合された信号はＩ成分である第１ジッタ直交成分ＩＦ１として出力され、ミキサ回路２４で混合された信号はＱ成分である第２ジッタ直交成分ＩＦ２として出力される。
【００２９】
ここで、被測定信号ＲＦ（第１被測定信号ＲＦ１及び第２被測定信号ＲＦ２）を以下の（１）式で表し、直交化器２２から出力される第１局部発振信号Ｌ１及び第２局部発振信号Ｌ２を以下の（２）,（３）式でそれぞれ表す。但し、以下の（１）式において、ＡＲ，φは被測定信号ＲＦの振幅及び位相雑音である。また、以下の（２），（３）式において、ＡＰ，θは第１局部発振信号Ｌ１及び第２局部発振信号Ｌ２の振幅及び位相雑音である。更に、以下の（１）〜（３）式において、ωは被測定信号ＲＦのキャリア周波数（角周波数）である。
【数１】
2008190993.tif 000003
【数２】
2008190993.tif 000004
【数３】
2008190993.tif 000005
【００３０】
一般的に、ミキサ回路の出力端は、第１入力端（例えば、被測定信号を入力する入力端）及び第２入力端（例えば、局部発振信号を入力する入力端）からの信号の漏れを防ぐために、信号帯域の上限周波数が第１，第２入力端よりも低くなっている。このことを考慮すると、ミキサ回路で混合された信号のうち、和周波数（キャリア周波数の２逓倍波）は出力端には現れず、混合された信号のベースバンド信号のみが出力端に現れる。よって、ミキサ回路２３，２４の感度をＫとすると、ミキサ回路２３から出力される第１ジッタ直交成分ＩＦ１及びミキサ回路２４から出力される第２ジッタ直交成分ＩＦ２は以下の（４），（５）式でそれぞれ表せる。
【数４】
2008190993.tif 000006
【数５】
2008190993.tif 000007
【００３１】
局部発振回路１０を注意深く設計し、局部発振信号Ｌ０（第１局部発振信号Ｌ１及び第２局部発振信号Ｌ２）の位相雑音が極めて小さくφ≫θが成り立つとしてθを無視し、Ｋ０＝ＫＡＲＡＰとすると、上記（４），（５）式は以下の（６），（７）式で表すことができる。
【数６】
2008190993.tif 000008
【数７】
2008190993.tif 000009
【００３２】
上記（６），（７）式は、被測定信号ＲＦの位相雑音φ、即ちジッタを直交化したものであるから、これらを用いると以下の（８）式で示す通り、直交値の位相角から被測定信号ＲＦの位相雑音φを求めることができる。
【数８】
2008190993.tif 000010
但し、この方法で得られる位相雑音には制限があるため、実際には別の方法で演算により求める。この方法の詳細については後述する。
【００３３】
信号処理部３０は、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）３１，３２及び信号処理部３３を備えており、直交検波回路２０から出力される第１ジッタ直交成分ＩＦ１及び第２ジッタ直交成分ＩＦ２をディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号に対して所定の演算を行って被測定信号ＲＦのジッタを求める。ＡＤＣ３１は、局部発振回路１０の分周回路１４ｂから出力される信号のタイミングで第１ジッタ直交成分ＩＦ１をサンプリングし、標本化及び量子化を行ってディジタル信号に変換する。ＡＤＣ３２は、局部発振回路１０の分周回路１４ｃから出力される信号のタイミングで第２ジッタ直交成分ＩＦ２をサンプリングし、標本化及び量子化を行ってディジタル信号に変換する。
【００３４】
信号処理部３３は、ＡＤＣ３１，３２から出力されるディジタル信号に対して所定の演算処理を施して被測定信号ＲＦのジッタを求める。信号処理部３３の演算結果には、ジッタのピーク・トゥ・ピーク値、ゼロ・トゥ・ピーク値、ＲＭＳ値等が含まれる。信号処理部３３の演算結果は出力端Ｔ２に出力される。
【００３５】
尚、ジッタを測定する必要のある通信規格においては、通信装置が有するクロック同期回路が追従できる低周波ジッタよりも、クロック同期回路が追従できない高周波ジッタに着目する場合がある。例えば、ＩＴＵ−Ｔに規定されている同期ディジタル通信網（Synchronous Digital Hierarchy：ＳＤＨ）や光トランスポート通信網（Optical Transport Network：ＯＴＮ）が該当する。ＩＴＵ−Ｔが定める勧告Ｏ．１７２におけるＳＴＭ−６４（所謂１０Ｇｂｐｓ通信）では、遮断周波数が２０ｋＨｚと４ＭＨｚの２種類のハイ・パス・フィルタ（ＨＰＦ）と、遮断周波数が８０ＭＨｚのロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）とを組み合わせて測定帯域を制限することとしている。このため、信号処理部３３において、ディジタル・フィルタによってジッタの測定帯域を制限することもできる。
【００３６】
次に、信号処理部３３で行われる演算について具体的に説明する。前述した（８）式を用いれば被測定信号ＲＦの位相雑音φを求めることができるが、この式を用いて得られた位相雑音φは±π、即ち±０．５ＵＩの範囲に限られるという問題がある。換言すると、位相雑音φは、Ｉ成分が横軸に設定され、Ｑ成分が縦軸に設定された平面内の単位円上における一点の横軸に対する角度（位相角）として表現することができるが、その一点が単位円上を数周回った場合の位相角φ±２ｎπ（ｎは整数）と区別することができないという問題がある。このままでは、位相周波数比較器の検出範囲が１ＵＩに制限されるという従来と同様の問題が生ずる。
【００３７】
かかる問題を解消するために、本実施形態においては、信号処理部３３がＩ成分及びＱ成分の組み合わせを二組用いて位相角の変化量を求めている。図２は、信号処理部３３でジッタを求めるために行われる演算の概念を説明するための図である。図２に示す通り、Ｉ成分である第１ジッタ直交成分ＩＦ１が横軸に設定され、Ｑ成分である第２ジッタ直交成分ＩＦ２が縦軸に設定された平面内に単位円Ｃが設定されているとする。
【００３８】
この単位円Ｃ上において、符号Ｕ１を付した点は、ある時点でＡＤＣ３１，３２の各々でサンプリングされたＩ成分及びＱ成分の組み（Ｉ（ｎ−１），Ｑ（ｎ−１））で示される点である。また、符号Ｕ２を付した点は、次の時点でＡＤＣ３１，３２の各々でサンプリングされたＩ成分及びＱ成分の組み（Ｉ（ｎ），Ｑ（ｎ））で示される点である。図２に示す通り、点Ｕ１の位相角から点Ｕ２の位相角までの変化量Δφ（ｎ）が±π、即ち±０．５ＵＩの範囲内であれば、その変化量を累積加算することで、単位円Ｃ上の点が単位円Ｃ上を何周回ったとしても、その位相雑音（ジッタ）を直接的に正確に求めることができる。信号処理部３３は、以上説明した演算を行ってジッタを求めている。
【００３９】
図３は、信号処理部３３で行われる処理を示すフローチャートである。まず、被測定信号ＲＦのジッタ測定が開始される前に、予め校正データを算出する処理が行われる（ステップＳ１）。この校正データは、実際の回路で生じる種々の誤差（アンプのオフセットやゲイン誤差、直交化器２２の直交誤差、配線長差等）に起因するサンプル値の誤差を校正（キャリブレーション）するために用いるデータである。
【００４０】
具体的には、何らかの位相ゆらぎを持つ周期関数（例えば、位相変調された正弦波）を基準信号として入力端Ｔ１から入力させる。このときに、信号処理部３３は、ＡＤＣ３１，３２から出力されるディジタル信号を順次取得し、取得したディジタル信号に対して最小二乗法等の既知の方法でカーブフィッティングを行って、第１ジッタ直交成分ＩＦ１及び第２ジッタ直交成分ＩＦ２のＤＣオフセット、信号振幅、直交誤差（位相差π／２からのずれ）を校正データとして算出して保持しておく。
【００４１】
以上の処理が終了した後に、被測定信号ＲＦを入力端Ｔ１から入力させることで被測定信号ＲＦのジッタ測定が開始される。ジッタ測定が開始されると、信号処理部３３は、ＡＤＣ３１から出力されるディジタル信号（Ｉ成分）と、ＡＤＣ３２から出力されるディジタル信号（Ｑ成分）との各々についてサンプル値を取得する（ステップＳ２）。尚、以後の処理においては、図３に示すステップＳ２〜Ｓ５の処理が繰り返されるため、以下では正の整数ｎを用いて説明を一般化し、ｎ番目のサンプル値を取得するものとする。
【００４２】
ここで、信号処理部３３がＡＤＣ３１から取得したｎ番目のサンプル値をＩ（ｎ）とし、ＡＤＣ３２から取得したｎ番目のサンプル値をＱ（ｎ）とすると、これらはサンプリング周期をＴｓとして以下の（９），（１０）式でそれぞれ表すことができる。
【数９】
2008190993.tif 000011
【数１０】
2008190993.tif 000012
【００４３】
次に、信号処理部３３は、ステップＳ２で取得したサンプル値を、ステップＳ１で求めた校正データによって補正して正規化する（ステップＳ３）。ＡＤＣ３１に入力するディジタル信号（Ｉ成分）のＤＣオフセット及び振幅をそれぞれＶｏｆｆｉ，ＡＶｉとし、ＡＤＣ３２に入力するディジタル信号（Ｑ成分）のＤＣオフセット及び振幅をそれぞれＶｏｆｆｑ，ＡＶｑとすると、ステップＳ３の処理で正規化された信号Ｉ１（ｎ），Ｑ１（ｎ）は以下の（１１），（１２）式でそれぞれ表すことができる。
【数１１】
2008190993.tif 000013
【数１２】
2008190993.tif 000014
【００４４】
更に、校正データとして取得した直交化器２２の直交誤差をθＨとして、Ｑ成分の位相を基準として固定した上で、Ｉ成分の位相を補正したものをＩ２（ｎ）とすると以下の（１３）式で表すことができる。尚、ここでは、Ｑ成分の位相を基準としてＩ成分の位相を補正する場合について説明するが、逆にＩ成分の位相を基準としてＱ成分の位相を補正しても良い。
【数１３】
2008190993.tif 000015
【００４５】
ステップＳ３の処理が終了すると、信号処理部３３は、（ｎ−１）番目及びｎ番目の校正済みのサンプル値を用いて、ジッタの変化量Δφ（ｎ）を算出する処理を行う（ステップＳ４）。具体的に、ジッタの変化量Δφ（ｎ）は以下の（１４）〜（１６）式から求められる。以下の（１６）式中におけるarctanは、直交値から±πの値を得ることができる関数であるとする。
【数１４】
2008190993.tif 000016
【数１５】
2008190993.tif 000017
【数１６】
2008190993.tif 000018
但し、１番目（ｎ＝１）の場合には、（ｎ−１）番目のサンプル値が存在しない。かかる場合には、最初の位相角を基準位相とすることから、Δφ（１）＝０として処理する。
【００４６】
次いで、信号処理部３３は、ステップＳ４で算出したジッタの変化量Δφを累積加算してジッタφを算出する（ステップＳ５）。尚、ここの処理では、得られたジッタφのピーク・トゥ・ピーク値やＲＭＳ値等の統計演算を併せて行っても良い。この統計情報は、全ての測定が終了するのを待たずに、ステップＳ５で逐次更新することができる。以上の処理が終了すると、次のサンプルを得るためにステップＳ２に戻る。尚、測定を終了する場合には、ステップＳ２に戻る必要はなく、任意のステップで測定を中断してもよい。通信の規格で測定時間が規定されている場合にはそれに従う。
【００４７】
ここで、前述したステップＳ４において得られる変化量Δφ（ｎ）は、±πの範囲であるという制限がある。換言すると、あるサンプル値を得てから次のサンプル値を得るまでの間に、ジッタの変化量が±０．５ＵＩを超えるような場合は測定はできないということである。しかしながら、以下の考察によって、実際のアプリケーション上では問題がないことが分かる
【００４８】
図４は、ジッタがサンプリングされる様子を概念的に示す図である。図４において、符号Ｗを付した正弦波状の曲線は周波数ｆｊのジッタである。また、この曲線Ｗ上の点Ｕ１１，Ｕ１２は、サンプリング周波数ｆｓのレートでサンプリングされたジッタの標本化点を示している。尚、前述した通り、アンダーサンプリングでは問題があるため、ここではオーバーサンプリングするものとする。ナイキストの定理を満たす周波数でオーバーサンプリングする場合に、任意の連続した２つの標本化点Ｕ１１，Ｕ１２はジッタＷの半周期以内にあり、それら標本化点Ｕ１１，Ｕ１２間のジッタの変化量Δφが最大になるのは、それら標本化点Ｕ１１，Ｕ１２の中間の時刻において、ジッタφのレベルが０となるときである。
【００４９】
このとき、ジッタの変化量Δφの最大値は、以下の（１７）式で表される。
【数１７】
2008190993.tif 000019
【００５０】
上記（１７）式を参照すると、サンプリング周波数ｆｓが一定であるとすると、ジッタの周波数ｆｊが高くなるにつれてsinの値が大きくなることが分かる。一方、ジッタの周波数ｆｊが高くなる場合にはジッタ振幅Ａｊが小さくなるのが一般的であるため、必ずしもジッタの周波数ｆｊが高いときにジッタの変化量Δφが大きくなる訳ではない。例えば、ＩＴＵ−Ｔが定めている勧告Ｏ．１７２によれば、ＳＴＭ−６４（所謂１０Ｇｂｐｓ通信）において測定すべきジッタは、ジッタの周波数が４００ｋＨｚの場合にはジッタ振幅が２ＵＩｐｐであるのに対し、最大のジッタ周波数８０ＭＨｚにおいてはジッタ振幅が０．２ＵＩｐｐとなっている。
【００５１】
従って、実際にジッタ測定を必要とする通信規格に照らして、測定すべき所定のジッタ振幅Aｊにおける最大のジッタ周波数に対して｜Δφ｜≦０．５ＵＩとなるように、サンプリング周波数ｆｓを決定すれば良い。例えば、ジッタの周波数ｆｊが４００ｋＨｚの場合であって、ジッタ振幅Ａｊが２ＵＩｐｐのときには、サンプリング周波数ｆｓが５ＭＨｚ以上であれば良い。これに対し、ジッタ振幅Ａｊが０．２ＵＩｐｐのときには、サンプリング周波数ｆｓに依らずに必ず｜Δφ｜≦０．５ＵＩとなる。実用化されているＡＤＣのサンプリングレートには１Ｇｂｐｓを超えるものもあり、｜Δφ｜≦０．５ＵＩという制約から要求されるサンプリング周波数ｆｓを満たすことができ、実際のアプリケーションにおいて問題がないことが分かる。
【００５２】
前述したステップＳ５では、ステップＳ４で算出したジッタの変化量Δφを累積加算してジッタφを算出しているが、測定誤差は累積されることがないため、ジッタφを高い精度で求めることができる。以下、その理由について説明する。図５は、ジッタの変化量Δφが累積加算される様子を概念的に示す図である。図５においては、図２と同様に、Ｉ成分である第１ジッタ直交成分ＩＦ１が横軸に設定され、Ｑ成分である第２ジッタ直交成分ＩＦ２が縦軸に設定された平面内の単位円Ｃを図示している。
【００５３】
この単位円Ｃ上において、符号Ｕ２１，Ｕ２２′，Ｕ２３を付した点は、それぞれ（ｎ−１）番目、ｎ番目、（ｎ＋１）番目のサンプリング点を表している。但し、点Ｕ２２′は誤差を有しており、その真値は点Ｕ２２であるとする。図５に示す例では、点Ｕ２１の位相角から点Ｕ２２′の位相角までの変化量Δφ（ｎ）はやや大きめであり、点Ｕ２２′の位相角から点Ｕ２３の位相角までの変化量Δφ（ｎ＋１）はやや小さめであるが、これらの変化量Δφ（ｎ），Δφ（ｎ＋１）を加算すると、点Ｕ２１の位相角から点Ｕ２３の位相角までの正しい変化量が求められる。従って、点Ｕ２２を誤って点Ｕ２２′であるとサンプリングしても誤差は累積されないことが分かる。
【００５４】
また、個々の点Ｕ２１，Ｕ２２′，Ｕ２３を求める際には量子化誤差が発生するが、量子化における１ＬＳＢ（Least Siginificant Bit：最下位ビット）に相当するビット幅の中で、真値に対する誤差は一定ではなく、誤差がプラスになることもあればマイナスになることもある。従って、ステップＳ５で行われる累積加算の処理において、量子化誤差は累積されることなく平均化される。また、個々の点Ｕ２１，Ｕ２２′，Ｕ２３から位相の変化量Δφ（ｎ），Δφ（ｎ＋１）を求めるに当たり、arctan等の演算処理を行うため、丸め誤差等の演算誤差も発生する。しかしながら、演算誤差もまた真値に対してプラスになることもあればマイナスになることもある。従って、ステップＳ５で行われる累積加算の処理において、演算誤差も累積されることなく平均化される。
【００５５】
次に、本実施形態のジッタ測定装置１の全体的な動作について簡単に説明する。尚、図３に示すステップＳ３の処理が予め行われており、信号処理部３３には既に校正データが保持されているとする。入力端Ｔ１から被測定信号ＲＦが入力されると、直交検波回路２０のクロック分配部２１で分配され、分配された一つの被測定信号ＲＦが局部発振回路１０の位相検出部１１に入力される。そして、位相検出部１１において被測定信号ＲＦと局部発振信号Ｌ０との位相誤差が検出され、検出された位相誤差はループフィルタ１２に入力されて高周波部分が除去された後に、制御信号（制御用電圧又は制御用電流）として発振器１３に入力される。発振器１３は、入力される制御信号に応じた所定の周波数を有する信号を出力する。
【００５６】
発振器１３から出力された信号はクロック分配分周部１４に入力され、分周回路１４ｄにおいて所定の分周比（「Ｂ」）で分周されて周波数逓倍器１５に入力される。尚、発振器１３から出力された信号のうち、分周回路１４ｂ，１４ｃに入力した信号は所定の分周比（「Ａ」）で分周されて信号処理部３０のＡＤＣ３１，３２にそれぞれ入力される。周波数逓倍器１５に入力した信号は、所定の逓倍比（「Ｆ」）で逓倍されて局部発振信号Ｌ０として出力され、クロック分配部１６によって位相検出部１１と直交検波回路２０とに分配される。
【００５７】
直交検波回路２０に入力された信号は、直交化器２２によって直交化され、位相が９０°異なる第１局部発振信号Ｌ１及び第２局部発振信号Ｌ２が生成される。第１局部発振信号Ｌ１はミキサ回路２３に入力し、クロック分配部２１で分配された第１被測定信号ＲＦ１と混合され、これにより第１ジッタ直交成分ＩＦ１が生成されて出力される。第２局部発振信号Ｌ２はミキサ回路２４に入力し、クロック分配部２１で分配された第２被測定信号ＲＦ２と混合され、これにより第２ジッタ直交成分ＩＦ２が生成されて出力される。
【００５８】
直交検波回路２０から出力された第１ジッタ直交成分ＩＦ１及び第２ジッタ直交成分ＩＦ２は信号処理部３０に入力し、ＡＤＣ３１，３２でそれぞれディジタル信号に変換される。これらのディジタル信号は信号処理部３３に入力される。信号処理部３３では、図３に示すステップＳ２〜Ｓ５の処理が繰り返し行われることにより、被測定信号ＲＦのジッタが求められる。信号処理部３３で求められた演算結果は出力端Ｔ２に出力される。
【００５９】
以上説明した通り、本実施形態のジッタ測定装置１は、被測定信号ＲＦと同じ周波数の局部発振信号Ｌ０とを同相位相及び直交位相の各々で混合して直交検波してジッタを求めている。ここで、直交検波により得られる第１ジッタ直交成分ＩＦ１及び第２ジッタ直交成分ＩＦ２は、一方の信号（例えば、Ｉ成分である第１ジッタ直交成分ＩＦ１）の変化が小さいために量子化雑音に埋もれてしまう場合であっても、他方の信号（例えば、Ｑ成分である第２ジッタ直交成分ＩＦ２）の変化は大きく量子化雑音には埋もれないという、直交化の特長を有している。しかも、ジッタそのものを量子化するのではなく、第１ジッタ直交成分ＩＦ１及び第２ジッタ直交成分ＩＦ２を量子化している。このため、量子化雑音の影響が軽減され、測定値が量子化誤差に埋もれるという問題を改善することができる。
【００６０】
また、本実施形態のジッタ測定装置１は、直交検波により得られた第１ジッタ直交成分ＩＦ１及び第２ジッタ直交成分ＩＦ２を用いてジッタを測定し、ジッタの変化量Δφを累積加算してジッタφを算出しているため、位相雑音が１ＵＩを超える場合であってもジッタを測定することができ、大振幅のジッタを高分解能に測定することができる。
【００６１】
ここで、上述した直交検波はミキサ回路２３，２４を用いたホモダイン検波である。ホモダイン検波はダイレクト・コンバージョン方式とも呼ばれ、ミキサ回路の出力にＤＣオフセットがあることが知られている。本実施形態では、ジッタ測定を実行する前に、予め保持している校正データを用いてＤＣオフセットを校正しているため、ミキサ回路のＤＣオフセットを解消することができる。
【００６２】
〔第２実施形態〕
図６は、本発明の第２実施形態によるジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。尚、図６においては、図１に示す構成と同一の構成には同一の符号を付してある。図６に示す通り、本実施形態のジッタ測定装置２は、第１実施形態によるジッタ測定装置１が備える局部発振回路１０、直交検波回路２０、及びディジタル信号処理回路３０に加えてゲイン調整回路４０（振幅調整回路）を備えている。尚、図１に示す直交検波回路２０は、被測定信号ＲＦを３分配するクロック分配部２１を備えていたが、本実施形態の直交検波回路２０はクロック分配部２１に代えて被測定信号ＲＦを４分配するクロック分配部２５を備えている。
【００６３】
ゲイン調整回路４０は、増幅回路４１と自動ゲイン調整回路４２とを備える。増幅回路４１は、自動ゲイン調整回路４２の制御の下で、入力端Ｔ１から入力される被測定信号ＲＦを所定の増幅率で増幅する。増幅回路４１で増幅された被測定信号はクロック分配部２５に入力されて４分配される。自動ゲイン調整回路４２は、クロック分配部２５で分配される被測定信号のパワーを監視し、増幅回路４１から出力される被測定信号のパワーを所定の値に保つための制御信号を増幅回路４１に出力する。
【００６４】
以上のゲイン調整回路４０を備えることにより、被測定信号ＲＦのジッタ、即ち位相情報を保存したままパワーを一定に保ち、測定中に被測定信号ＲＦの振幅が変化しても直交検波回路２０における検波を安定させて測定精度を向上させることができる。ディジタル信号処理回路３０の信号処理部３３が図３に示すステップＳ３の処理を行うことにより、ミキサ回路が有する静的なＤＣオフセットが除去されるのに対し、ゲイン調整回路４０を設けることで、被測定信号ＲＦのレベルが急変した場合に生ずるＤＣオフセットの過渡応答といった動的な誤差要因を除去することができる。
【００６５】
〔第３実施形態〕
図７は、本発明の第３実施形態によるジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。尚、図７においては、図１に示す構成と同一の構成には同一の符号を付してある。図７に示す通り、本実施形態のジッタ測定装置３は、第１実施形態によるジッタ測定装置１が備える局部発振回路１０、直交検波回路２０、及びディジタル信号処理回路３０に加えてディジタル・アナログ変換器（以下、「ＤＡＣ」という）５１（変換回路）及びロー・パス・フィルタ（以下、「ＬＰＦ」という）５２（変換回路）を備えている。
【００６６】
ＤＡＣ５１は、ディジタル信号処理回路３０の信号処理部３３で求められたディジタル信号のジッタをアナログ信号に変換する。ＬＰＦ５２は、ＤＡＣ５１から出力されるアナログ信号のジッタに含まれるＤＡＣ５１を駆動するクロック及びその高調波成分並びに非高調波スプリアス成分を除去するものである。ＬＰＦ５２を介した信号は、出力端Ｔ３から出力される。
【００６７】
以上のＤＡＣ５１及びＬＰＦ５２を備えることにより、信号処理部３３で求められたジッタをアナログ信号に変換して出力することが可能になる。図１１に示す従来のジッタ測定装置１００では、パワーディバイダ１０７からのアナログ信号がジッタ出力として直接的に得られていた。本実施形態では、直交検波回路２３，２４からそれぞれ出力される第１ジッタ直交成分ＩＦ１及び第２ジッタ直交成分ＩＦ２がジッタそのものではないが、以上のＤＡＣ５１及びＬＰＦ５２を備えることにより、従来と同様のアナログ信号のジッタを得ることができる。尚、ＤＡＣ５１及びＬＰＦ５２は、図６に示す第２実施形態のジッタ測定装置２にも適用可能である。
【００６８】
〔第４実施形態〕
図８は、本発明の第４実施形態によるジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。尚、図８においても、図１に示す構成と同一の構成には同一の符号を付してある。図８に示す通り、本実施形態のジッタ測定装置４は、局部発振回路６０、直交検波回路２０、ディジタル信号処理回路３０、及び振幅調整部６２を備えている。尚、図１に示す直交検波回路２０は、被測定信号ＲＦを３分配するクロック分配部２１を備えていたが、本実施形態の直交検波回路２０はクロック分配部２１に代えて被測定信号ＲＦを第１被測定信号ＲＦ１と第２被測定信号ＲＦ２とに２分配するクロック分配部２６を備えている。
【００６９】
局部発振回路６０は、直交検波回路２０の構成の一部を兼用した構成である。具体的に、局部発振回路６０は、図１に示す位相検出部１１に代えて直交検波回路２０の直交化器２２及びミキサ回路２４を備えており、これに加えてクロック分配部６１、ループフィルタ１２、発振器１３、クロック分配分周部１４、及び周波数逓倍器１５を備える構成である。尚、図１中のクロック分配部１６は省略されている。
【００７０】
クロック分配部６１はミキサ回路２４から出力されるジッタ直交成分ＩＦ２を２分配する。分配された一方のジッタ直交成分ＩＦ２は、ディジタル信号処理回路３０のＡＤＣ３２に供給され、分配された他方のジッタ直交成分ＩＦ２は、ループフィルタ１２に供給されて発振器１３を制御する制御信号として用いられる。また、周波数逓倍器１５から出力される局部発振信号Ｌ０は、分配されずに直交検波回路２０の直交化器２２に入力される。
【００７１】
図１に示す第１実施形態のジッタ測定装置１においては、局部発振回路１０の位相検出部１１で被測定信号ＲＦと局部発振信号Ｌ０との位相誤差を検出し、その位相誤差を示す信号（正確には、ループフィルタ１２を介した信号）を発振器１３を制御する制御信号として用いていた。これに対し、本実施形態では、第２被測定信号ＲＦ２と第２局部発振信号Ｌ２とをミキサ回路２４で混合して得られる第２ジッタ直交成分ＩＦ２（正確には、ループフィルタ１２を介した信号）を発振器１３を制御する制御信号として用いている。
【００７２】
振幅調整部６２は、直交検波回路２０のミキサ回路２３から出力される第１ジッタ直交成分ＩＦ１の振幅を調整する回路である。具体的には、第２ジッタ直交成分ＩＦ２の振幅がクロック分配部６１において減衰したのと同じ減衰比で第１ジッタ直交成分ＩＦ１の振幅が減衰するように調整する。図９は、振幅調整部６２の具体的な回路構成例を示す図である。
【００７３】
図９（ａ）に示す振幅調整部６２は、パワーディバイダ６５と終端抵抗６６とからなり、パワーディバイダ６５の一方の出力を終端抵抗６６で終端した構成である。図９（ｂ）に示す振幅調整部６２は、３つの抵抗６７ａ，６７ｂ，６７ｃから所謂Ｔ型のアッテネータが形成された構成である。図９（ｃ）に示す振幅調整部６２は、３つの抵抗６８ａ，６８ｂ，６８ｃから所謂Π型（π型）のアッテネータが形成された構成である。
【００７４】
上記構成のジッタ測定装置４では、局部発振回路６０においてミキサ回路２４から出力される第２ジッタ直交成分ＩＦ２を用いて局部発振信号Ｌ０が生成される。この局部発振信号Ｌ０は、直交化器２２に入力されて直交化され、位相が９０°異なる第１局部発振信号Ｌ１及び第２局部発振信号Ｌ２が生成される。第１局部発振信号Ｌ１はミキサ回路２３に入力し、クロック分配部２６で分配された第１被測定信号ＲＦ１と混合され、これにより第１ジッタ直交成分ＩＦ１が生成されて出力される。第２局部発振信号Ｌ２はミキサ回路２４に入力し、クロック分配部２６で分配された第２被測定信号ＲＦ２と混合され、これにより第２ジッタ直交成分ＩＦ２が生成されて出力される。
【００７５】
直交検波回路２０から出力された第１ジッタ直交成分ＩＦ１は、振幅調整部６２を介してディジタル信号処理回路３０のＡＤＣ３１に入力される。一方、直交検波回路２０から出力された第２ジッタ直交成分ＩＦ２は、クロック分配部６１を介してディジタル信号処理回路３０のＡＤＣ３２に入力される。第１ジッタ直交成分ＩＦ１，第２ジッタ直交成分ＩＦ２は、ＡＤＣ３１，３２においてそれぞれディジタル信号に変換され、信号処理部３３において前述した処理と同様の処理（図３に示すステップＳ２〜Ｓ５の処理）が行われ、これにより被測定信号ＲＦのジッタが求められる。
【００７６】
尚、以上の説明では、局部発振回路６０において、被測定信号ＲＦと局部発振信号Ｌ０との位相を比較するための信号として、ミキサ回路２４から出力される第２ジッタ直交成分ＩＦ２を用いていた。しかしながら、ミキサ回路２３から出力される第１ジッタ直交成分ＩＦ１を用いても良い。第１ジッタ直交成分ＩＦ１を用いる場合には、被測定信号ＲＦと直交する位相に同期した信号が局部発振信号Ｌ０として出力されるため、前述した（７）式に示すsin成分が第１ジッタ直交成分ＩＦ１として出力され、前述した（６）式に示すcos成分が第２ジッタ直交成分ＩＦ２として出力される点に留意して信号処理を行えば良い。また、本実施形態においても、第３実施形態のＤＡＣ５１及びＬＰＦ５２を備えることができる。
【００７７】
以上の通り、本実施形態のジッタ測定装置４によれば、直交検波回路２０の構成の一部（直交化器２２及びミキサ回路２４）を局部発振回路６０で兼用しているため、特に被測定信号ＲＦの周波数が高い場合（例えば、数十ＧＨｚ）にコストを低減することができる。なぜならば、図１に示す位相検出部１１に用いるＰＦＤやＰＤの動作上限周波数は１．５ＧＨｚ程度であり、被測定信号ＲＦがそれを超える周波数の場合には高価な分周器を用いて周波数を下げなければならないからである。また、図１に示す位相検出部１１としてミキサ回路を用いることもできるが、直交検波回路２０のミキサ回路２４（或いは、ミキサ回路２３）と兼用したほうが安価であるのは明らかである。
【００７８】
〔第５実施形態〕
図１０は、本発明の第５実施形態によるジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。尚、図１０においても、図１に示す構成と同一の構成には同一の符号を付してある。図１０に示す通り、本実施形態のジッタ測定装置５は、第１実施形態によるジッタ測定装置１が備える局部発振回路１０、直交検波回路２０、及びディジタル信号処理回路３０に加えて周波数変換回路７０を備えている。尚、図１に示す局部発振回路１０は、発振器１３から出力される信号を３分配するクロック分配部１４ａと分周回路１４ｂ〜１４ｄとからなるクロック分配分周部１４を備えていたが、本実施形態のでは、クロック分配分周部１４のクロック分配部１４ａに代えて発振器１３からの信号を４分配するクロック分配部１４ｅを備えている。
【００７９】
周波数変換回路７０は、ミキサ回路７１、フィルタ７２、及び周波数逓倍器７３を備えており、入力端Ｔ１から入力される被測定信号ＲＦの周波数を変換する。ミキサ回路７１は、入力端Ｔ１からの被測定信号ＲＦと周波数逓倍器７３からの局部発振信号Ｌ３とを混合する。フィルタ７２は、ミキサ回路７１から出力される被測定信号ＲＦ３から所定の周波数成分を除去し、残りの周波数成分を通過させる。
【００８０】
ここで、ミキサ回路７１から出力される被測定信号ＲＦ３には、必要とする周波数成分（被測定信号ＲＦと局部発振信号Ｌ３との差周波）の他に、不要な周波数成分（被測定信号ＲＦの漏れ、局部発振信号Ｌ３の漏れ、被測定信号ＲＦと局部発振信号Ｌ３との和周波、高調波、非高調波スプリアス等）が含まれている。これら不要な周波数成分は、ミキサ回路７１の出力端子の帯域制限だけでは除去できない場合が考えられるため、上記のフィルタ７２を備えている。フィルタ７２は、ＬＰＦ、ＬＰＦとＨＰＦとの組合せ、又はバンド・パス・フィルタ（ＢＰＦ）で構成される。
【００８１】
フィルタ７２を通過した信号が直交検波回路２０のクロック分配部２１に入力される。周波数逓倍器７３は、局部発振回路１０のクロック分配分周部１４に設けられたクロック分配部１４ｅが分配した信号の周波数を逓倍比（「Ｍ」）で逓倍して局部発振信号Ｌ３として出力する。尚、「Ｍ」は任意の正の数であり、「１」であっても良い。
【００８２】
本実施形態のジッタ測定装置５では、入力端Ｔ１から入力された被測定信号ＲＦがミキサ回路７１において、周波数逓倍部７３から出力される局部発振信号Ｌ３と混合されることにより、被測定信号ＲＦのジッタを保存したまま周波数をダウンコンバートさせた被測定信号ＲＦ３を得ている。このため、被測定信号ＲＦの周波数が数十ＧＨｚと高い場合であっても、安価な部品で直交検波回路２０を構成することができるため、コスト低減を図ることができる。また、本実施形態においても、第３実施形態のＤＡＣ５１及びＬＰＦ５２を備えることができる。
【００８３】
以上、本発明の実施形態によるジッタ測定装置について説明したが、本発明は上記実施形態に制限されることなく、本発明の範囲内で自由に変更が可能である。例えば、上記実施形態では、局部発振回路１０等において、クロック分配分周部１４で分配された信号を「Ａ」分周する分周回路１４ｂ，１４ｃと「Ｂ」分周する分周回路１４ｄとを備えていた。しかしながら、分周回路１４ｂ，１４ｃを１つだけ設けるとともに、分周回路で分周された信号をディジタル信号処理回路３０のＡＤＣ３１，３２の各々に供給する構成であっても良い。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】本発明の第１実施形態によるジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。
【図２】信号処理部３３でジッタを求めるために行われる演算の概念を説明するための図である。
【図３】信号処理部３３で行われる処理を示すフローチャートである。
【図４】ジッタがサンプリングされる様子を概念的に示す図である。
【図５】ジッタの変化量Δφが累積加算される様子を概念的に示す図である。
【図６】本発明の第２実施形態によるジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３実施形態によるジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４実施形態によるジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。
【図９】振幅調整部６２の具体的な回路構成例を示す図である。
【図１０】本発明の第５実施形態によるジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来のジッタ測定装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】ＰＬＬ回路を備える従来のジッタ測定装置における位相誤差信号の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００８５】
１〜５        ジッタ測定装置
１０          局部発振回路
２０          直交検波回路
２３，２４    ミキサ回路
３０          ディジタル信号処理回路
４０          ゲイン調整回路
５１          ＤＡＣ
５２          ＬＰＦ
６０          局部発振回路
６２          振幅調整部
７０          周波数変換回路
Ｌ０          局部発振信号
ＲＦ          被測定信号
ＲＦ１        第１被測定信号
ＲＦ２        第２被測定信号
Ｔ１          入力端
【図１】
2008190993.tif 000020
【図２】
2008190993.tif 000021
【図３】
2008190993.tif 000022
【図４】
2008190993.tif 000023
【図５】
2008190993.tif 000024
【図６】
2008190993.tif 000025
【図７】
2008190993.tif 000026
【図８】
2008190993.tif 000027
【図９】
2008190993.tif 000028
【図１０】
2008190993.tif 000029
【図１１】
2008190993.tif 000030
【図１２】
2008190993.tif 000031