(57)【要約】【課題】信号復号時の演算量を削減し、処理遅延を小さくする。【解決手段】受信シンボルとＱＲ分解部２２からの出力が乗算部２１に供給され、受信シンボルとＱＲ分解部２２の出力とが乗算される。サブグループの数に対応して複数の乗算部２１とＱＲ分解部２２とが設けられている。乗算部２２によって、共役転置行列と受信シンボルとが乗算されることによって、受信シンボルが直交化される。ＱＲ分解部２２に対してＡＧＳ部２３からの置換チャネル行列が供給される。ＡＧＳ部２３には，チャネル推定部１４からのチャネル応答行列が供給される。乗算部２１からの複数のサブグループに分割され、直交化された受信シンボルがローカル検出器２４に供給される。ローカル検出器２４は、各サブグループが直交化されていることを利用して階層型アルゴリズム（例えばＭアルゴリズム）による信号検出を行う。【選択図】図４
2008053853.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の情報信号から得られた互いに独立のＬ個の送信信号を混合したＭ個の混合信号が入力される信号入力手段と、
上記Ｍ個の混合信号を上記Ｌ個の送信信号に対応するＬ個の分離信号に復号する信号復号手段と、
上記信号復号手段において使用されるＭ行Ｌ列のチャネル応答行列を推定する処理を行うチャネル応答推定手段とからなり、
上記信号復号手段は、
上記チャネル応答推定手段からの上記チャネル応答行列を変形およびＱＲ分解した行列の一部または全部と上記混合信号を用いて上記Ｍ個の混合信号をＧｒ個のサブグループに分割する分割手段と、
上記サブグループ毎に信号検出を行うローカル検出手段と
を有する信号復号装置。
【請求項２】
請求項１に記載の信号復号装置において、
上記Ｍ個の混合信号は、Ｌ個の送信アンテナから放出された送信信号が混合されたものであり、上記信号入力手段は、Ｍ個の受信アンテナによる受信である信号復号装置。
【請求項３】
請求項１に記載の信号復号装置において、
上記サブグループの分割を所定の条件に応じて適応的に行う信号復号装置。
【請求項４】
請求項１に記載の信号復号装置において、
上記ローカル検出手段は、階層型検出アルゴリズムである信号復号装置。
【請求項５】
所定の情報信号から得られた互いに独立のＬ個の送信信号を混合したＭ個の混合信号が入力される信号入力ステップと、
上記Ｍ個の混合信号を上記Ｌ個の送信信号に対応するＬ個の分離信号に復号する信号復号ステップと、
上記信号復号ステップにおいて使用されるＭ行Ｌ列のチャネル応答行列を推定する処理を行うチャネル応答推定ステップとからなり、
上記信号復号ステップは、
上記チャネル応答推定ステップからの上記チャネル応答行列を変形およびＱＲ分解した行列の一部または全部と上記混合信号を用いて上記Ｍ個の混合信号をＧｒ個のサブグループに分割する分割ステップと、
上記サブグループ毎に信号検出を行うローカル検出ステップと
を有する信号復号方法。
【請求項６】
請求項５に記載の信号復号方法において、
上記Ｍ個の混合信号は、Ｌ個の送信アンテナから放出された送信信号が混合されたものであり、上記信号入力ステップは、Ｍ個の受信アンテナによる受信である信号復号方法。
【請求項７】
請求項５に記載の信号復号方法において、
上記サブグループの分割を所定の条件に応じて適応的に行う信号復号方法。
【請求項８】
請求項５に記載の信号復号方法において、
上記ローカル検出ステップは、階層型検出アルゴリズムである信号復号方法。
【請求項９】
所定の情報信号から得られた互いに独立のＬ個の送信信号を混合したＭ個の混合信号が入力される信号入力ステップと、
上記Ｍ個の混合信号を上記Ｌ個の送信信号に対応するＬ個の分離信号に復号する信号復号ステップと、
上記信号復号ステップにおいて使用されるＭ行Ｌ列のチャネル応答行列を推定する処理を行うチャネル応答推定ステップとからなり、
上記信号復号ステップは、
上記チャネル応答推定ステップからの上記チャネル応答行列を変形およびＱＲ分解した行列の一部または全部と上記混合信号を用いて上記Ｍ個の混合信号をＧｒ個のサブグループに分割する分割ステップと、
上記サブグループ毎に信号検出を行うローカル検出ステップと
を有する信号復号方法をコンピュータに実行させるプログラム。
【請求項１０】
所定の情報信号から得られた互いに独立のＬ個の送信信号を混合したＭ個の混合信号が入力される信号入力ステップと、
上記Ｍ個の混合信号を上記Ｌ個の送信信号に対応するＬ個の分離信号に復号する信号復号ステップと、
上記信号復号ステップにおいて使用されるＭ行Ｌ列のチャネル応答行列を推定する処理を行うチャネル応答推定ステップとからなり、
上記信号復号ステップは、
上記チャネル応答推定ステップからの上記チャネル応答行列を変形およびＱＲ分解した行列の一部または全部と上記混合信号を用いて上記Ｍ個の混合信号をＧｒ個のサブグループに分割する分割ステップと、
上記サブグループ毎に信号検出を行うローカル検出ステップと
を有する信号復号方法をコンピュータに実行させるプログラムが格納された記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば移動通信において、高速化および高容量化を可能とする信号復号装置、信号復号方法、プログラム並びに情報記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信における周波数利用効率の向上を図るために、ＭＩＭＯ(Multiple Input Multiple Output)が注目されている。次世代移動無線アクセスシステムでは、数百Ｍbps 〜数Ｇbps の最大伝送レートを実現しようとしている。このような高い伝送レートを高い周波数利用効率と共に実現する技術として空間分割多重(Space Division Multiplexing:SDM) が注目されている。
【０００３】
ＳＤＭでは、送信機において複数のアンテナを使用してアンテナ毎に異なる信号（データストリームを分割したサブストリーム）を同一周波数上で送信し、それらを空間的に多重する伝送方式である。このような多重化によって、利用周波数帯域を広げることなく、基本的には、送信アンテナ数に比例した伝送レートを得ることが可能となる。
【０００４】
ＳＤＭにおいてその伝送能力に影響する要素の一つとして、受信機における信号検出アルゴリズムがある。このアルゴリズムとしては、ＺＦ(Zero-Forcing)や最小平均二乗誤差(Minimum Mean Square Error:mmse)規範に基づく空間フィルタリングと、最尤検出(Maximum Likelihood Detection:MLD)の二つに大別できる。
【０００５】
空間フィルタリングは、送信アンテナ数より多い数（Ｌ）の受信アンテナを使用するアクティブアレーによる空間フィルタリングである。
【０００６】
ＭＬＤについて簡単に説明する。ある時刻の各サブストリームの取り得る値は、変調多値数しか存在しないので、変調多値数をＳとし、送信アンテナ数（サブストリーム数）をＬとするとき、全てのサブストリームの取り得る組合せはＳL 通りとなる。受信した受信信号に対してその中の一つのサブストリームが送信された場合の確率密度を計算し、確率密度が最も大きい送信信号をＳL 通りから選択するのがＭＬＤである。
【０００７】
ＳＤＭおよびＭＬＤに関しては、下記の非特許文献１に記載されている。
【０００８】
【非特許文献１】電子情報通信学会論文誌  Ｂ  Vol.J87-B No.9 pp.1162-1173 2004年9 月
【０００９】
ＭＬＤに対して、伝送能力をできる限り保ちつつ、その演算量を削減する手法が提案されている。本願発明者は、複数のＱＲ分解(Multiple-QR-Decomposition:Multi-QRD) によるＳＤＭ信号の分離を行う信号検出アルゴリズムを提案している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
空間フィルタリングは、少ない計算量で実現できる代わりに、ＭＬＤと比較して伝送能力が劣るという欠点がある。一方、ＭＬＤは、優れた伝送能力を有するが、莫大な演算量を必要とする問題点がある。上述したように、送信アンテナ数Ｎの指数でもって演算量が増大する。
【００１１】
したがって、この発明の目的は、演算量が削減でき、処理遅延の小さい空間多重方式における信号検出アルゴリズムによる信号復号装置、信号復号方法、プログラム並びに情報記録媒体を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した課題を解決するために、この発明は、所定の情報信号から得られた互いに独立のＬ個の送信信号を混合したＭ個の混合信号が入力される信号入力手段と、
Ｍ個の混合信号をＬ個の送信信号に対応するＬ個の分離信号に復号する信号復号手段と、
信号復号手段において使用されるＭ行Ｌ列のチャネル応答行列を推定する処理を行うチャネル応答推定手段とからなり、
信号復号手段は、
チャネル応答推定手段からのチャネル応答行列を変形およびＱＲ分解した行列の一部または全部と混合信号を用いてＭ個の混合信号をＧｒ個のサブグループに分割する分割手段と、
サブグループ毎に信号検出を行うローカル検出手段と
を有する信号復号装置である。
【００１３】
また、この発明は、所定の情報信号から得られた互いに独立のＬ個の送信信号を混合したＭ個の混合信号が入力される信号入力ステップと、
Ｍ個の混合信号をＬ個の送信信号に対応するＬ個の分離信号に復号する信号復号ステップと、
信号復号ステップにおいて使用されるＭ行Ｌ列のチャネル応答行列を推定する処理を行うチャネル応答推定ステップとからなり、
信号復号ステップは、
チャネル応答推定ステップからのチャネル応答行列を変形およびＱＲ分解した行列の一部または全部と混合信号を用いてＭ個の混合信号をＧｒ個のサブグループに分割する分割ステップと、
サブグループ毎に信号検出を行うローカル検出ステップと
を有する信号復号方法である。
さらにこの発明は、信号復号方法をコンピュータに実行させるプログラムであり、また、プログラムが記録された記録媒体である。
【発明の効果】
【００１４】
この発明は、サブグループに受信信号を分割し、各サブグループ毎に階層型アルゴリズム等によって信号検出を行う。サブグループ毎の並列的処理によって、演算量を削減できると共に、処理遅延を小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、この発明の一実施の形態について図面を参照して説明する。図１Ａおよび図１Ｂは、一実施の形態による通信システムにおける送信機の一例の構成を示す。送信ビット系列がＦＥＣ(Forward Error Correction)エンコーダ１に入力され、エラー訂正符号化される。ＦＥＣエンコーダ１の出力がブロックインターリーバ２に供給され、ＯＦＤＭシンボル単位でインターリーブの処理がなされる。インターリーバ２の出力がＳ／Ｐコンバータ３に供給され、シリアルデータからパラレルデータへ変換される。Ｓ／Ｐコンバータ３は、送信データを例えばＬ例えば４個の送信アンテナＡＴ１、ＡＴ２，ＡＴ３，ＡＴ４に対する送信データ系列を生成する。
【００１６】
なお、Ｓ／Ｐコンバータ３を入力段に設け、４個の並列のデータ系列に対してＦＥＣエンコーダ１およびインターリーバ２をそれぞれ設けるようにしても良い。
【００１７】
Ｓ／Ｐコンバータ３に対して接続されたＳ／Ｐコンバータ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄによって、データ系列が複数のデータ系列に分けられる。Ｓ／Ｐコンバータ４ａ〜４ｄからのデータ系列がマッパー５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄにそれぞれ供給される。マッパー５ａ〜５ｄは、それぞれディジタル変調（ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation) 、ＰＳＫ(Phase Shift Keying)等）の変調を行うものである。
【００１８】
マッパー５ａ〜５ｄのそれぞれの出力が逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform):IFFT)部６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄに供給され、時間領域波形が生成される。ＩＦＦＴ部６ａ〜６ｄに対しては、パイロットシンボル生成器７からのパイロットシンボルが供給され、パイロットシンボルが付加される。
【００１９】
ＩＦＦＴ部６ａ〜６ｄの出力がガードインターバル(Guard Interval:GI) 付加部８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄに供給され、ガードインターバルがシンボル時間単位で付加される。ガードインターバル８ａ〜８ｄの出力が図示しない電力増幅器を介して送信アンテナＡＴ１，ＡＴ２，ＡＴ３，ＡＴ４にそれぞれ供給され、電波として送出される。
【００２０】
Ｓ／Ｐコンバータ４ａ〜４ｄは、ＯＦＤＭ変調方式のサブキャリアの個数に対応するチャネルにデータを分けるものである。Ｓ／Ｐコンバータ４ａに関する構成を抽出して図１Ｂに示す。ＯＦＤＭのサブキャリアの個数をｎとすると、Ｓ／Ｐコンバータ４ａがｎチャネルの並列データを形成する。各チャネルのデータ系列がマッパー５ａ1 〜５ａn にそれぞれ供給され、ＩＦＦＴ部６ａによってＯＦＤＭ信号とされ、ガードインターバル付加部８ａにおいて、ＯＦＤＭシンボル毎にガードインターバルが付加される。
【００２１】
図２は、Ｌ個の送信アンテナから出力される出力信号の構成を示す。送信信号は、チャネル推定に使用される既知シンボル（パイロットと称する）と送信データを格納したデータシンボルとから構成される。図２において、縦方向が送信アンテナの番号（１，２，・・・、Ｌ）を示し、横軸が時間を示し、１パケットのデータ構成が示されている。１パケットの先頭のＰシンボル（ＯＦＤＭシンボルを意味する）がパイロットであり、その後のＤシンボルがデータシンボルである。なお、図２のパケット構成は、一例であって、他のパケット構成をとるようにしても良い。
【００２２】
図３は、この発明の一実施の形態における受信機の構成を示す。Ｍ例えば４個の受信アンテナＡＴ１１，ＡＴ１２，ＡＴ１３，ＡＴ１４らの受信信号がガードインターバル除去部１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄにそれぞれ供給される。ガードインターバル除去部１１ａ〜１１ｄは、受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに応じてガードインターバルを除去する。
【００２３】
この発明の一実施の形態は、Ｌ個の送信アンテナと、Ｍ個の受信アンテナとを使用し、複数の通信路を形成し、周波数利用効率や通信品質の向上を図る技術である、ＭＩＭＯ(Multiple Input Multiple Output)であって、個々のアンテナから同一時刻・同一周波数で異なるデータ系列の信号を送信することができるＳＤＭ伝送を行うものである。
【００２４】
ガードインターバル除去部１１ａ〜１１ｄの出力信号がＦＦＴ（高速フーリエ変換）部１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄにそれぞれ供給される。ＦＦＴ部１２ａ〜１２ｄによって、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。ＦＦＴ部１２ａ〜１２ｄのそれぞれの出力は、ＯＦＤＭのサブキャリア数ｎの並列のデータ系列からなる。
【００２５】
ＦＦＴ部１２ａ〜１２ｄの出力中のデータシンボルがシンボル復号部１３に供給され、パイロットシンボルがチャネル推定部１４に供給される。チャネル推定部１４は、受信パイロット信号（既知シンボル）と送信既知シンボルレプリカを用いてチャネル推定を行う。チャネル推定は、送信既知シンボルの構成に応じて適切な方法で行われる。
【００２６】
シンボル復号部１３は、チャネル推定後に、ＦＦＴ部１２ａ〜１２ｄの出力と、チャネル推定部１４で推定されたチャネル応答行列とを用いた送信信号検出を行う。すなわち、ＳＤＭ伝送技術では、送信側および受信側間の全てのアンテナの組合せによって形成されるＭＩＭＯチャネルのチャネル応答行列（伝達係数行列とも呼ばれる）Ｈを既知信号等を基に受信側で推定し、個々の送信アンテナから送信されたデータ系列に分離する処理がなされる。
【００２７】
この発明の一実施の形態においては、シンボル復号部１３における信号検出アルゴリズムとして、後述するように、複数のＱＲ分解(Multiple-QR-Decomposition:Multi-QRD) とグループディテクション(group detection: GD) を組み合わせた信号検出アルゴリズムが使用される。シンボル復号部１３に対して、チャネル推定部１４の出力が供給され、シンボル復号部１３によって各送信アンテナから送信されたデータ系列が分離して得られる。
【００２８】
これらの送信データ系列がマッパーの逆の復調処理を行うデマッパー１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄにそれぞれ供給され、送信側でなされたディジタル変調の復調がなされる。デマッパー１５ａ〜１５ｄのデマッピング処理としては、硬判定または軟判定が可能である。ＦＥＣ符号を適用する場合には、軟判定を用いる方がＦＥＣ復号効果を向上させることが可能である。
【００２９】
デマッパー１５ａ〜１５ｄのそれぞれの出力がＰ／Ｓコンバータ１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄにそれぞれ供給される。Ｐ／Ｓコンバータ１６ａ〜１６ｄによって、ＯＦＤＭのサブキャリア数に等しい数のチャネルが一つのチャネルにまとめられる。さらに，Ｐ／Ｓコンバータ１７によって、Ｐ／Ｓコンバータ１６ａ〜１６ｄの出力データ系列が一つの受信データ系列にまとめられる。
【００３０】
Ｐ／Ｓコンバータ１７の出力が送信側のインターリーブに対応するデインターリーブ処理を行うデインターリーバ１８を介してＦＥＣデコーダ１９に供給される。ＦＥＣデコーダ１９によってＦＥＣ符号から送信ビット系列が復号される。
【００３１】
なお、送信側において、送信アンテナと対応するデータ系列毎にインターリーブおよびＦＥＣ符号化を行う構成とされている場合には、受信側においても、Ｐ／Ｓコンバータ１６ａ〜１６ｄのそれぞれの出力に対してデインターリーバが接続され、各デインターリーバに対してＦＥＣデコーダが接続され、ＦＥＣデコーダの出力がＰ／Ｓコンバータによって一つの系列にまとめられる構成とされる。
【００３２】
次に、この発明の特徴とするシンボル復号部１３について説明する。処理遅延量を削減するために、並列処理を可能とするアルゴリズムとして、グループディテクション(group detection: GD、以下、ＧＤと適宜称する) が有効と考えられる。ＧＤは、受信信号をプロジェクタと呼ばれる機能によって複数のサブグループに分離し、グループ毎にＭＬＤ、階層型検出アルゴリズム等による検出が行われる。ＧＤは、受信信号をグループに分離することによって、グループ分けしないＭＬＤと比較してダイバーシチ利得が失われるが、代わりに演算量を削減することが可能となる。さらに、グループ毎の検出は、並列化が可能であるので、処理遅延の点においても優位である。
【００３３】
図４は、この発明の一実施の形態におけるシンボル復号部１３の構成例を示す。受信シンボルが乗算部２１に供給される。乗算部２１には、ＱＲ分解部２２からの出力が供給され、受信シンボルとＱＲ分解部２２の出力とが乗算される。サブグループの数に対応して複数の乗算部２１とＱＲ分解部２２とが設けられている。乗算部２２によって、共役転置行列と受信シンボルとが乗算されることによって、受信シンボルが直交化される。ＱＲ分解部２２に対して適応グループ制御(Adaptive Grouping Scheme:AGS)部２３からの置換チャネル行列が供給される。ＡＧＳ部２３には，チャネル推定部１４からのチャネル応答行列が供給される。チャネル応答行列を行または列について置換したものを置換チャネル行列と称する。乗算部２１、ＱＲ分解部２２およびＡＧＳ部２３がプロジェクタを構成する。
【００３４】
乗算部２１からの複数のサブグループに分割され、直交化された受信シンボルがローカル検出器２４に供給される。ローカル検出器２４は、各サブグループが直交化されていることを利用して階層型アルゴリズム（例えばＭアルゴリズム）による信号検出を行う。
【００３５】
上述したこの発明の一実施の形態、特に、シンボル復号部１３の処理についてより詳細に説明する。簡単のために、ＡＧＳ部２３において適応的グループ制御を行わない場合について説明する。最初に受信信号モデルについて説明する。送信アンテナ数をＬ，受信アンテナ数をＭとする。時刻ｔ，サブキャリアｋ，送信アンテナｌから送信されるシンボルをｓl (t,k) ，受信アンテナｍで受信されるシンボルをｒm (t,k) ，送信アンテナｌと受信アンテナｍの間のチャネル応答をｈm,l (t,k) とし，雑音をｎm (t,k) とすると，受信シンボルベクトルｒ(t,k) を下記の式（１）で表すことができる。チャネル応答行列は、チャネル推定部１４において推定され、シンボル復号部１３に供給される。
【００３６】
【数１】
2008053853.tif 000003
【００３７】
これ以降の説明では、ｔ，ｋを省略する。信号検出処理は、シンボル時間毎、サブキャリア毎になされる。
【００３８】
受信シンボルがプロジェクタ（乗算部２１、ＱＲ分解部２２およびＡＧＳ部２３）によってＧｒ個のサブグループに分割される。以下の説明は、例えばＧｒ＝２とし、一つのサブグループに属する送信シンボル数をＬ／Ｇｒとした場合である。このように、各サブグループに属するシンボル数を互いに等しくする場合が最も処理遅延を短縮することができる。
【００３９】
チャネル応答行列Ｈを改めて置換チャネル行列Ｈ1 と書き直す。式（２）に示すように、Ｈ1 は、ＱＲ分解によって、ユニタリ行列Ｑ1 と上三角行列Ｒ1 に分解することができる。
【００４０】
【数２】
2008053853.tif 000004
【００４１】
式（３）に示すように、このＱ1 の共役転置行列をｒに乗算することによって、受信シンボルを直交化することができる。
【００４２】
【数３】
2008053853.tif 000005
【００４３】
式（３）において、直交化受信ベクトルｚ1 の後半要素ｚ1,L/Gr+1・・・ｚi,L に注目すると、それらは、送信シンボルｓL/Gr+1・・・ｓL のみによって構成されている。すなわち、これらの要素を取り出すことで、送信シンボル数Ｌからなる受信シンボルをＬ／Ｇｒのグループに分離することができる。
【００４４】
【数４】
2008053853.tif 000006
【００４５】
次に、先のチャネル応答行列Ｈの列について、前半と後半を入れ替えた置換チャネル行列をＨ2 （式（５））とする。
【００４６】
【数５】
2008053853.tif 000007
【００４７】
この行列Ｈ2 についてもＨ1 と同様に処理を進めることによって、式（６）に示す直交化受信ベクトルｚ2 を得る。
【００４８】
【数６】
2008053853.tif 000008
【００４９】
ベクトルｚ2 についても、ｚ1 と同様に後半要素ｚ2,L/Gr+1・・・ｚ2,L を取り出すと、式（７）に示すように、それらは、送信シンボルｓ1 ・・・ｓL/Grのみによって構成されている。
【００５０】
【数７】
2008053853.tif 000009
【００５１】
このように、送信シンボル数Ｌの受信シンボルがそれぞれ送信シンボルｓL/Gr+1・・・ｓL またはｓ1 ・・・ｓL/Grを含む２個のサブグループに分割される。
【００５２】
ローカル検出器２４では、乗算部２１からのＧｒ（例えば２）個のサブグループが直交化されていることを生かして階層型アルゴリズムによる検出を行う。階層化アルゴリズムの代表的なものとし、Ｍアルゴリズムや、sphere decoding が挙げられるが，ここではＭアルゴリズムによる信号検出法を概略的に説明する。なお、簡略化のため、先の１番目のサブグループについてのみ説明する．
【００５３】
Ｍアルゴリズムは第１ステージに計算されるメトリックについて，小さい順にＳl 個のみを次のステージへと残すことにより全体としてメトリック演算量を削減する方法である。図５は、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying) の場合のＭアルゴリズムの動作の様子を示している。ローカル検出器２４では、２乗ユークリッド距離をメトリックとして用いる。ただし、２乗ユークリッド距離以外のメトリックを用いることも可能である。第１ステージでは，式（８）に示すメトリックμ1,u （１≦μ≦Ｓ，Ｓは変調毎のシンボル点数）が計算される。
【００５４】
【数８】
2008053853.tif 000010
【００５５】
ここで，ｓ＾l は、送信アンテナｌから送信されるシンボルのレプリカである。レプリカは、受信信号から復号されたシンボルに対して送信側と同様の処理によって生成されたシンボルである。このメトリックから小さい順にＳ1 個が次のステージへの累積メトリックΛl,ν（１≦ν≦Ｓ1 ）となる。以降、第ｌステージ（１＜ｌ≦Ｌ／Ｇｒ）におけるメトリックμ1,u （１≦μ≦ＳＳl-1 ）は、次式で計算される。
【００５６】
【数９】
2008053853.tif 000011
【００５７】
ここで、ｓ＾l は、累積メトリックΛl,νを計算するのに用いられた送信シンボルレプリカである。すべてのステージでメトリックの計算が終了したら，そのメトリックから対数尤度比(log-likelihood ratio:LLR)が計算される。
【００５８】
上述した説明では、サブグループを作成する際に、例えば送信シンボル毎の受信電力が異なること等の条件を考慮していない。ＡＧＳ（適応グループ制御）部２３は、所定の条件を基準として適応グループ制御を行うものである。以下では、例として受信信号対雑音電力比(signal-to-noise power ratio:SNR) を条件とした適応グループ制御を示す。まず、送信シンボルｓl に対する受信ＳＮＲγl を下記の式（１０）にて定義する。式（１０）の｜｜a ｜｜は、ベクトルａのユークリッドノルムを示す。
【００５９】
【数１０】
2008053853.tif 000012
【００６０】
求められた受信ＳＮＲγl を大きい順に順序付けし、それをrank(l) （１≦ｌ≦Ｌ）という変数に置き換える。rank(1) が最大のＳＮＲに対応し、rank(L) が最小のＳＮＲに対応する。このランキングに従って、ＱＲ分解前に置換チャネル行列Ｈ1 ，Ｈ2 の列を制御する。一例として、Ｌ＝Ｍ＝４で、サブグループ毎のシンボル数を同一とする場合に、下記の４パターンＡＧＳ１，ＡＧＳ２，ＡＧＳ３，ＡＧＳ４の何れかが選択される。
【００６１】
ＡＧＳ１は、ｓrank(1) とｓrank(4) を一つのグループ、ｓrank(2) とｓrank(3) を他のグループへ分割する方法である。この場合の置換チャネル行列は、下記に示すものとなる。
【００６２】
【数１１】
2008053853.tif 000013
【００６３】
ＡＧＳ２は、ｓrank(1) とｓrank(2) を一つのグループ、ｓrank(3) とｓrank(4) を他のグループへ分割する方法である。この場合の置換チャネル行列は、下記に示すものとなる。
【００６４】
【数１２】
2008053853.tif 000014
【００６５】
ＡＧＳ３は、ｓrank(1) とｓrank(3) を一つのグループ、ｓrank(2) とｓrank(4) を他のグループへ分割する方法である。この場合の置換チャネル行列は、下記に示すものとなる。
【００６６】
【数１３】
2008053853.tif 000015
【００６７】
ＡＧＳ４は、ランキングを考慮しないものである。この場合の置換チャネル行列は、下記に示すものとなる。
【００６８】
【数１４】
2008053853.tif 000016
【００６９】
この発明の一実施の形態についてさらに説明する。図６は、一実施の形態の処理の流れを示すものである。最初のステップＳＴ１において、チャネル推定部１４によって伝搬路の品質が計算され、チャネル応答行列が求められる。次のステップＳＴ２において、適応グループ制御がなされる。すなわち、上述したようなＡＧＳ１〜ＡＧＳ４の何れかによってＧｒ個のサブグループが形成される。
【００７０】
サブグループ毎に処理ＳＴ３1 ，ＳＴ３2 ，・・・，ＳＴ３Grがなされる。すなわち、各サブグループ毎に、ＱＲ分解処理、共役転置行列ＱH を受信シンボルに対して乗算する処理、直交化ベクトルに対するローカル検出処理が順になされる。ローカル検出処理は、階層型検出以外のＭＬＤ等も可能である。
【００７１】
図７に示すように、ＱH を受信シンボルに対して乗算する処理は、その行列構造から、個々のサブグループ毎に計算する必要はなく、全体で１回の乗算で行うことも可能となる。
【００７２】
階層型検出アルゴリズムについて、Ｍアルゴリズムとsphere decoding （スフィア・デコーディング）の例について説明する。上述したように、一実施の形態では、サブグループ毎に階層型検出を行っているが、ここでは、アルゴリズム自体の説明を簡素化するために、サブグループ分割を行っていない場合について説明する。送信アンテナ数をＬとする。
【００７３】
ＱＲ分解処理、共役転置行列ＱH を受信シンボルに対して乗算する処理は、アルゴリズムによらず、共通である。ＱH 乗算後の受信シンボルベクトルｚは、下記のものとなる。
【００７４】
【数１５】
2008053853.tif 000017
【００７５】
式（１１）のｚL のみに注目すると、下記の式になっていることが分かる。
【００７６】
【数１６】
2008053853.tif 000018
【００７７】
つまり、１つの送信シンボルｓL のみにより構成されている。そこで、このｚL について送信シンボルレプリカｓL ＾（送信シンボルレプリカ数をＳとおく。例えばＱＰＳＫならば、Ｓ＝４、１６ＱＡＭならば、Ｓ＝１６）を用いてメトリックを計算する。このメトリックμL,u は次式によって計算される。
【００７８】
【数１７】
2008053853.tif 000019
【００７９】
但し、式（１３）の右辺の２乗はなくても問題はない。
【００８０】
ここで、このメトリックμL,u の内の値の小さいものから順にＳL （≦Ｓ）個選択し、それらを累積メトリックΛL,ν（１≦ν≦ＳL ）とする。
【００８１】
次に、式（１１）のｚL-1 に注目すると、下記の式になっていることが分かる。
【００８２】
【数１８】
2008053853.tif 000020
【００８３】
ここで、ｓL については、式（１３）でメトリックを計算しているので、ここでは、ｓL-1 に対するメトリックμL-1,u （１≦ｕ≦ＳＳL ）を次式により計算する。
【００８４】
【数１９】
2008053853.tif 000021
【００８５】
ここでまた、このメトリックμL-1,u の内の値の小さいものから順にＳL-1 個選択し、それらを累積メトリックΛL-1,ν（１≦ν≦ＳL-1 ）とする。
【００８６】
Ｍアルゴリズムでは、同様の計算をｚl まで繰り返す。途中のｚl におけるメトリックμl,u （１≦ｕ≦ＳＳL-1 ）は、下記の式に示すものとなる。
【００８７】
【数２０】
2008053853.tif 000022
【００８８】
ここで、ｓp,v ＾はΛl+1,νはの計算に用いられる送信アンテナｐからの送信シンボルレプリカである。
【００８９】
メトリックの計算がｚl まで終了したら、そのメトリックにしたがって最終的な送信シンボルの硬判定値あるいは軟判定値を出力する。
【００９０】
上述したＭアルゴリズムの処理の基本的なフローチャートを図８に示す。ステップＳＴ１１において、変数ｌがＬに設定される。ステップＳＴ１２において、メトリックμL,u が計算される。ステップＳＴ１３において、メトリックμL,u の内の値の小さいものから順にＳL （≦Ｓ）個選択し、それらを累積メトリックとする。
【００９１】
ステップＳＴ１４において、ｌ＝１かどうかが判定される。そうでない場合には、ステップＳＴ１５において、ｌの値が−１（デクリメント）され、ステップＳＴ１２（メトリックの計算）に処理が戻る。ステップＳＴ１４において、ｌ＝１と判定されると、メトリックの計算が終了する。ステップＳＴ１６において、計算されたメトリックに対する硬判定値あるいは軟判定値を出力する。
【００９２】
次に、sphere decoding （スフィア・デコーディング）について説明する。sphere decoding は、ある半径Ｃの球体を用いて、ＭＬＤにおける送信シンボル候補点数を削減するアルゴリズムである。受信シンボル点から球体Ｃの内部にある送信シンボル候補のみについてメトリックを計算する。
【００９３】
送信シンボル候補ベクトルをｓ＾とすると、球体Ｃ内にシンボル候補が存在するということは、下記の式（１７）を満たすこととなる。
【００９４】
【数２１】
2008053853.tif 000023
【００９５】
式（１７）を展開すると、下記の式（１８）となる。
【００９６】
【数２２】
2008053853.tif 000024
【００９７】
ｓL ＾に注目すると、式（１８）を成立させるためには、下記の式（１９）が成立しなければならない。
【００９８】
【数２３】
2008053853.tif 000025
【００９９】
したがって、下記の式（２０）を成立させるｓL ＾を選択する。
【０１００】
【数２４】
2008053853.tif 000026
【０１０１】
さらに、式（１８）を成立させるためには、下記の式（２１）も成立しなければならない。
【０１０２】
【数２５】
2008053853.tif 000027
【０１０３】
ここで、ｓL ＾については、式（２０）で既に候補が選択されているため、式（２１）からはｓL-1 ＾に着目して候補を選択する。すなわち、下記の式（２２）を満たすｓL-1 ＾を選択する。
【０１０４】
【数２６】
2008053853.tif 000028
【０１０５】
以上の計算をｓ1 ＾まで繰り返して行う。途中のｓl ＾に注目すると、下記の式（２３）を成立させるｓ1 ＾を選択することとなる。なお、繰り返し候補を選択する際に、球体の半径を繰り返し毎に変更することも可能である。すなわち、ＣをＣｌと置き換える。ｓ1 ＾までの処理が終了したら、選択された送信シンボル候補から硬判定値あるいは軟判定値を出力する。
【０１０６】
【数２７】
2008053853.tif 000029
【０１０７】
上述したsphere decoding の処理の基本的なフローチャートを図９に示す。ステップＳＴ２１において、変数ｌがＬに設定される。ステップＳＴ２２において、球体の半径Ｃが設定される。ステップＳＴ２３において、球体内の送信シンボル候補を選択する。
【０１０８】
ステップＳＴ２４において、ｌ＝１かどうかが判定される。そうでない場合には、ステップＳＴ２５において、ｌの値が−１（デクリメント）され、ステップＳＴ２２（球体の半径の設定）に処理が戻る。ステップＳＴ２４において、ｌ＝１と判定されると、メトリックの計算が終了する。ステップＳＴ２６において、計算されたメトリックに対する硬判定値あるいは軟判定値を出力する。
【０１０９】
上述したこの発明の一実施の形態のシンボル復号部の演算量を評価した結果（パケット当たりに必要な実数乗算回数）を表１に示す。
【０１１０】
【表１】
2008053853.tif 000030
【０１１１】
表１には、ＱＰＳＫの場合と、１６ＱＡＭの場合とに関して、複数の信号検出アルゴリズムに関して演算量が示されている。ＺＦ(Zero-Focing) と、ＭＬＤと、ＱＲＭ−ＭＬＤと、Multi −ＱＲＤ−ＧＤ( 一実施の形態）のそれぞれの乗算回数が示されている。ＱＲＭ−ＭＬＤとMulti −ＱＲＤ−ＧＤに着目すると、１６ＱＡＭの場合、Ｓ1 ＝１４のMulti −ＱＲＤ−ＧＤは、〔Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 〕＝〔１２，１２，１２〕のＱＲＭ−ＭＬＤの演算量を約１８％削減している。後述するように、これらのＢＥＲ(Bit Error Rate:ビット誤り率）特性はほぼ同等であり、Multi −ＱＲＤ−ＧＤは演算量、遅延時間量を効果的に削減することが可能である。また、〔Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 〕＝〔１０，１０，１０〕のＱＲＭ−ＭＬＤは、Ｓ1 ＝１４のMulti −ＱＲＤ−ＧＤより演算量が多いが、ＢＥＲ特性が後述するように、大きく劣化する。すなわち、ＱＲＭ−ＭＬＤは、Ｓ1 の削減によるＢＥＲの劣化の影響が大きいことが言える。
【０１１２】
計算機シミュレーションによりこの発明の一実施の形態（Multi −ＱＲＤ−ＧＤ）と従来のアルゴリズムのＢＥＲ特性を評価する。下記の表２は、シミュレーション諸元である。
【０１１３】
【表２】
2008053853.tif 000031
【０１１４】
表２において、Ｌは送信アンテナ数、Ｍは受信アンテナ数であり、（Ｌ＝Ｍ＝４）である。サブキャリア変調には、ＱＰＳＫおよび１６ＱＡＭを用いる。分割グループ数Ｇｒは２とする。チャネル推定には、ＣＩ(Carrier Interferometory) パイロットシンボルを用いる推定法を用いる。パイロットシンボル数が２であり、１シンボル当たりで２送信アンテナのパイロットを含むものとする。同期系については理想状態を仮定する。チャネルモデルは指数減衰２４波レイリーフェージング、パス間隔６２．５nsec、最大遅延時間１４３７．５nsec、遅延スプレッド３６０nsecとする。最大ドップラ周波数は１０Hzとし、準静的環境を想定する。
【０１１５】
図１０は、この発明の一実施の形態におけるＡＧＳの効果を示す。ＱＰＳＫの場合、ＡＧＳ１と３が他に比べてＢＥＲ＝１０-5において、０．７ｄＢ程度のＥｂ／Ｎｏ改善を示している。これは、受信ＳＮＲが大きいシンボルとこれが小さいシンボルとを同じグループとすることによって、ＳＮＲが小さいシンボルの検出精度向上させることができるからである。１６ＱＡＭの場合もＡＧＳ１が最も良いＢＥＲを示している。
【０１１６】
図１１は、Ｍアルゴリズムにおけるステージ毎の生き残りパス数Ｓl の効果を示している。ＱＰＳＫの場合、そもそも信号点数Ｓが４と小さいために、１つでもパス数を減らすと、ＢＥＲの劣化が大きいことが分かる。一方、１６ＱＡＭの場合は、生き残りパス数の削減によるＢＥＲの劣化がＱＰＳＫほど大きくはない。特に、Ｓl ＝１６とＳl ＝１４のＢＥＲはほぼ近い特性となっている。
【０１１７】
図１２は、ＱＰＳＫの場合のＢＥＲを比較している。ＱＰＳＫの場合は、Multi −ＱＲＤ−ＧＤ( 一実施の形態）はＱＲＭ−ＭＬＤと比較してＢＥＲ＝１０-5において、０．５ｄＢ程度のＥｂ／Ｎｏ劣化を生じている。ＱＰＳＫの場合は、ＱＲＭ−ＭＬＤにおけるＭアルゴリズムの誤差伝搬が小さく、ダイバーシチ利得の効果があるため良い特性となっている。但し、前述したように、演算量は、Multi −ＱＲＤ−ＧＤの方が１０％程度小さい。
【０１１８】
図１３は、１６ＱＡＭの場合のＢＥＲを比較している。１６ＱＡＭの場合は、演算量はMulti −ＱＲＤ−ＧＤが小さいにもかかわらず、ＢＥＲ特性はＱＲＭ−ＭＬＤと比較して同等、もしくはMulti −ＱＲＤ−ＧＤが優れている。これは、ＱＲＭ−ＭＬＤの場合はＭアルゴリズムでの誤差伝搬があるため、ダイバーシチ利得をもってしてもその伝搬の影響をカバーできていないためである。一方、Multi −ＱＲＤ−ＧＤはグループ分割によるダイバーシチ利得の減少があるものの、Ｍアルゴリズム内での誤差伝搬の影響が小さいために、ＢＥＲ劣化が小さい。
【０１１９】
以上、この発明の実施の形態について具体的に説明したが、この発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。例えばサブグループ数とサブグループ毎のシンボル数については、上述した一実施の形態の例に限定されるものではない。送信アンテナ数をＬ、分割するサブグループ数をＧｒ、サブグループｇ内の送信シンボル数をＮｇとして、サブグループの分割方法について説明する。
【０１２０】
サブグループ数Ｇｒと送信アンテナ数Ｌとの関係は、Ｇｒ≦Ｌとなる。ＱＲ分解の回数は、サブグループ数Ｇｒと一致する。任意の送信アンテナｌから送信されたシンボルｓl は２以上のサブグループに所属することも可能である。したがって、ΣＮｇ＝Ｌに限らず、ΣＮｇ≧Ｌとすることも可能である。Σは、ｇ＝１からＧｒまでの合計をとることを意味する。この場合、ｓl に対する出力が複数のローカル検出器から出力されるので、これらの出力を選択または合成する。この方法は、演算量が増加するが、ローカル検出器の出力について選択／合成ダイバーシチ効果を得ることができる。
【０１２１】
また、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式に限らず、狭帯域シングルキャリア伝送方式とＳＤＭを組み合わせた通信システム、周波数領域等化を用いる広帯域シングルキャリア伝送方式とＳＤＭを組み合わせた通信システムなどへの応用も可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１２２】
【図１】この発明の一実施の形態における送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の一実施の形態における送信信号の構成を示す略線図である。
【図３】この発明の一実施の形態における受信機の構成を示すブロック図である。
【図４】この発明によるシンボル復号部の一例の構成を示すブロック図である。
【図５】ローカル検出器のＭアルゴリズムによるメトリック演算量の削減を示す略線図である。
【図６】この発明の一実施の形態の処理の流れを示すフローチャートである。
【図７】この発明の一実施の形態の処理の流れの一部変形例を示すフローチャートである。
【図８】この発明の一実施の形態におけるローカル検出の一例であるＭアルゴリズムの処理を示すフローチャートである。
【図９】この発明の一実施の形態におけるローカル検出の他の例であるsphere decoding の処理を示すフローチャートである。
【図１０】適応グループ制御の効果を示す計算機シミュレーションの結果のグラフである。
【図１１】生き残りパス数の効果を示す計算機シミュレーションの結果のグラフである。
【図１２】ＱＰＳＫに関してＢＥＲ特性の比較を示す計算機シミュレーションの結果のグラフである。
【図１３】１６ＱＡＭに関してＢＥＲ特性の比較を示す計算機シミュレーションの結果のグラフである。
【符号の説明】
【０１２３】
１３・・・シンボル復号部
１４・・・チャネル推定部
２１・・・乗算部
２２・・・ＱＲ分解部
２３・・・適応グループ制御部
２４・・・ローカル検出器
【図１】
2008053853.tif 000032
【図２】
2008053853.tif 000033
【図３】
2008053853.tif 000034
【図４】
2008053853.tif 000035
【図５】
2008053853.tif 000036
【図６】
2008053853.tif 000037
【図７】
2008053853.tif 000038
【図８】
2008053853.tif 000039
【図９】
2008053853.tif 000040
【図１０】
2008053853.tif 000041
【図１１】
2008053853.tif 000042
【図１２】
2008053853.tif 000043
【図１３】
2008053853.tif 000044