(57)【要約】【課題】所望の放射パターンを得ることと、共振周波数の幅広い可変制御とが双方ともに容易な小形アンテナを実現すること。【解決手段】  可変電圧手段ＥV によって給電されるバイアス電圧は、ＲＦ信号が流れる接続端子８に重畳して印加され、これによって直流電流が、ローパスフィルタ７、給電点１ａ、ワイヤ２ａ（主ワイヤの右部）、ワイヤＡＡ′（右端の折り返し部）、ワイヤ３（従ワイヤ）、ワイヤＢ′Ｂ（左端の折り返し部）、ワイヤ２ｂ（主ワイヤの左部）、給電点１ｂ、及びインダクタ５を順次通って上記のシャーシアースに落ちる。４つの可変容量ユニット４は何れも、バラクタダイオードと抵抗を並列に接続したものである。ただし、バラクタダイオードの向きは、逆バイアスが掛かる向きにそれぞれ配向する。また、この可変容量ユニット４は、左右対称に、中心線（ｙ軸）からそれぞれ等距離に配置した。【選択図】図１−Ａ
2008098769.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
左右２点１組の給電点からなる１つの給電部を中央に有する１本の主ワイヤと、この主ワイヤに平行に配置されて左右各端部が前記主ワイヤの左右各端部にそれぞれ接続された従ワイヤとを有するフォールデッドダイポールアンテナにおいて、
２つの前記給電点の間の直流電圧を可変制御する可変電圧手段を有し、
前記主ワイヤは、
その左右各端部と前記給電部との間にそれぞれ可変容量ユニットを有し、
前記従ワイヤは、
各前記可変容量ユニットに対峙して並ぶ各対応部にそれぞれ他の可変容量ユニットを有し、
前記可変容量ユニットはそれぞれ、
バラクタダイオードと抵抗との並列接続で構成されており、
前記バラクタダイオードは、
前記可変電圧手段によって逆バイアスが印加される向きにそれぞれ接続されている
ことを特徴とするフォールデッドダイポールアンテナ。
【請求項２】
前記給電部を中心として左右対称形に形成されている
ことを特徴とする請求項１に記載のフォールデッドダイポールアンテナ。
【請求項３】
一端を給電点とする１本の主ワイヤと、この主ワイヤに平行に配置されて一端が前記主ワイヤの給電点でない一端に接続された従ワイヤとを有するフォールデッドモノポールアンテナにおいて、
前記給電点の直流電位を可変制御する可変電圧手段を有し、
前記主ワイヤは、
その途中に可変容量ユニットを有し、
前記従ワイヤは、
前記主ワイヤに接続されていない他端がアースされており、かつ、
前記可変容量ユニットに対峙して並ぶ対応部に他の可変容量ユニットを有し、
前記可変容量ユニットはそれぞれ、
バラクタダイオードと抵抗との並列接続で構成されており、
前記バラクタダイオードは、
前記可変電圧手段によって逆バイアスが印加される向きにそれぞれ接続されている
ことを特徴とするフォールデッドモノポールアンテナ。
【請求項４】
前記従ワイヤを複数本有する
ことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のアンテナ。
【請求項５】
前記抵抗の値は、
１０ｋΩ以上、１００ＭΩ以下である
ことを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載のアンテナ。
【請求項６】
前記主ワイヤと前記従ワイヤとが接続された端部から前記給電点までの前記主ワイヤの長さをＬ／４とした時に、
前記バラクタダイオードはそれぞれ、
各ワイヤ上において、前記端部から７Ｌ／４０以上、９Ｌ／４０以下離れた位置に配設されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載のアンテナ。
【請求項７】
前記主ワイヤの垂直断面積は、
前記従ワイヤの垂直断面積よりも小さい
ことを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載のアンテナ。
【請求項８】
前記主ワイヤの直径は、
前記従ワイヤの直径の１／８以上、１／２以下である
ことを特徴とする請求項７に記載のアンテナ。
【請求項９】
前記主ワイヤと前記従ワイヤはともに、任意回数折り畳まれている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載のアンテナ。
【請求項１０】
前記給電点に、
高周波電流と直流電流とを分離するバランを有し、
前記バランは、
ローパスフィルタとハイパスフィルタとを並列接続することによって構成されている
ことを特徴とする請求項１乃至請求項９の何れか１項に記載のアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可変容量素子を搭載した、共振周波数が可変制御可能なフォールデッドアンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
可変容量素子を用いて通信周波数の可変制御を可能としたダイポールアンテナとしては、例えば下記の特許文献１に記載されている小形アンテナが公知である。この従来のアンテナは、空中線路自体を構成する導体線路上にリアクタンス可変素子を挿入し、そのリアクタンス成分を直流電圧可変電源とバイアス線路とを用いて可変制御するものであり、この制御により、アンテナ（導体線路）の実効長を自在に変化させて、当該アンテナの共振周波数を可変制御するものである。
【特許文献１】特開平９−１３０１３２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記の従来アンテナの場合、バイアス線路に漏れる高周波がアンテナの放射パターン形状などに悪影響を及ぼすので、十分に望ましい放射特性を得ることはできない。また、その様な高周波漏れによる悪影響の様態は、必ずしも予測が容易なものではないので、この様な従来技術に基づいて所望の放射特性を備えたアンテナを設計することは難しい。
また、例えば車両の窓ガラスなどにアンテナを搭載する場合などには、共振周波数を可変制御するための専用のバイアス線路を用いる方式は、アンテナの美観などの観点からも必ずしも望ましい方式とは言えない。また、例えばチョークインダクタなどを用いて、そのバイアス線路への高周波漏れを低減させることはできるが、その方式は、上記の美観の問題をますます顕著にする。また、その様なチョークインダクタを用いても、バイアス線路への高周波漏れを完全に防止することはできない。
【０００４】
一方、空中線路上ではなく、その給電部に接続する整合回路の中に、バラクタダイオードなどのリアクタンス可変素子を搭載する方式も考えられるが、その様な方式を採用する場合、アンテナの実効長を直接的に可変制御できる訳ではないため、共振周波数の大幅な可変制御によるアンテナの広帯域化は困難となる。
【０００５】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、所望の放射パターンを得ることと、共振周波数の幅広い可変制御とが双方ともに容易な小形アンテナを実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、本発明の第１の手段は、左右２点１組の給電点からなる１つの給電部を中央に有する１本の主ワイヤと、この主ワイヤに平行に配置されて左右各端部がこの主ワイヤの左右各端部にそれぞれ接続された従ワイヤとを有するフォールデッドダイポールアンテナにおいて、上記の２つの給電点の間の直流電圧を可変制御する可変電圧手段を設け、上記の主ワイヤの左右各端部と給電部との間にそれぞれ可変容量ユニットを設け、これらの各可変容量ユニットに対峙して並ぶ、上記の従ワイヤの各対応部にそれぞれ他の可変容量ユニットを設け、これらの各可変容量ユニットをそれぞれバラクタダイオードと抵抗との並列接続で構成し、かつ、これらのバラクタダイオードをそれぞれ、上記の可変電圧手段によって逆バイアスが印加される向きに接続することである。
【０００７】
ただし、上記のワイヤとは、例えば線状、棒状、筒状、または板状などの導体線路（金属配線）のことを言う。また、上記の平行とは、従ワイヤが主ワイヤに沿って、それらの各部が略一定間隔隔てて略同方向に配置されていることを言っており、よって、双方ともに必ずしも直線的に真っ直ぐである必要はなく、また、必ずしも正確に平行である必要もない。即ち、これらのワイヤは、曲がっていても、折られていても、螺旋状に巻かれていてもよい。したがって、本発明に基づいて例えばヘリカルアンテナなどを製造することも可能である。
【０００８】
また、上記の主ワイヤや従ワイヤには、例えばヘリカルコイルなどのインダクタを任意の位置に挿入してもよい。元来、ワイヤ（金属配線）は、分布定数としてインダクタンス成分を各部に有するものであるから、当然ながらこの様な変形も許容される。また、特に小形アンテナを構成する場合、ワイヤにインダクタを挿入すると、アンテナの平面形成が容易ではなくなるが、その反面、アンテナの全長の短縮には大きな効果が得られる。
また、この様な挿入などによって配置されるこれらのインダクタを上記の主ワイヤや従ワイヤの一部と考えてもよく、また、上記の主ワイヤや従ワイヤの全部をその様なインダクタから構成してもよい。
なお、以上の事情は、後述の本発明の第３の手段（：フォールデッドモノポールアンテナの場合）についても同様である。
【０００９】
また、本発明の第２の手段は、上記の第１の手段において、当該フォールデッドダイポールアンテナを、上記の給電部を中心として左右対称形に形成することである。
ただし、バラクタダイオードの配向については、左右対称形とはせずにそのまま逆バイアスが掛かる向きに据え置く。
【００１０】
また、本発明の第３の手段は、一端を給電点とする１本の主ワイヤと、この主ワイヤに平行に配置されて、一端がこの主ワイヤの給電点でない一端に接続された従ワイヤとを有するフォールデッドモノポールアンテナにおいて、給電点の直流電位を可変制御する可変電圧手段を備え、主ワイヤの途中に可変容量ユニットを備え、主ワイヤに接続されていない従ワイヤの他端をアースし、かつ、上記の可変容量ユニットに対峙して並ぶ従ワイヤの対応部に他の可変容量ユニットを備え、これらの各可変容量ユニットをそれぞれバラクタダイオードと抵抗との並列接続で構成し、これらの各バラクタダイオードをそれぞれ上記の可変電圧手段によって逆バイアスが印加される向きに接続することである。
【００１１】
また、本発明の第４の手段は、上記の第１乃至第３の何れか１つの手段において、上記の従ワイヤを複数本設けることである。
【００１２】
また、本発明の第５の手段は、上記の第１乃至第４の何れか１つの手段において、上記の抵抗の値を１０ｋΩ以上、１００ＭΩ以下にすることである。この値は、より望ましくは、１００ｋΩ以上、１０ＭΩ以下である。この値が大き過ぎると、本発明における可変容量ユニットに抵抗を配設することによって得られる作用・効果が減少してしまい望ましくない。また、この値が小さ過ぎると、アンテナの消費電力が大きくなり過ぎてしまい望ましくない。
【００１３】
また、本発明の第６の手段は、上記の第１乃至第５の何れか１つの手段において、主ワイヤと従ワイヤとが接続された端部から給電点までの主ワイヤの長さをＬ／４とした時に、上記のバラクタダイオードをそれぞれ、各ワイヤ上において上記の端部から７Ｌ／４０以上、９Ｌ／４０以下離れた位置に配設することである。
ここで、例えばフォールデッドダイポールアンテナの場合、左右両端の各折り返し部分の間のワイヤ長が、Ｌ／２に一致するものと考えてよい。
【００１４】
なお、フォールデッドダイポールアンテナの場合には、上記の距離（７Ｌ／４０〜９Ｌ／４０）は、当該バラクタダイオードから近い方の端部からの距離とする。即ち、右側のバラクタダイオードの位置は、右側の端部からの距離によって規定し、左側のバラクタダイオードの位置は、左側の端部からの距離によって規定する。
【００１５】
また、本発明の第７の手段は、上記の第１乃至第６の何れか１つの手段において、主ワイヤの垂直断面積を従ワイヤの垂直断面積よりも小さくすることである。
ただし、ワイヤの断面積は、必ずしも２通りに制限する必要はなく、３段階以上の変化を持たせてもよいし、連続的に変化させてもよい。
【００１６】
また、本発明の第８の手段は、上記の第７の手段において、主ワイヤの直径を従ワイヤの直径の１／８以上、１／２以下にすることである。
ただし、各ワイヤの断面形状は、必ずしも正確に円形である必要はない。また、これらの断面形状を任意形状とする場合には、主ワイヤの垂直断面積は、従ワイヤの垂直断面積の約１／６４〜１／４程度であることが望ましい。
【００１７】
また、本発明の第９の手段は、上記の第１乃至第３の何れか１つの手段において、主ワイヤと従ワイヤはともに任意回数折り畳むことである。
ただし、その折り畳み回数は任意でよいが、通常は１〜３回程度が最適である。また、必ずしも逆方向に折り返す必要はなく、十分に共振成分（共振方向電流）が得られる向きに折り返せばよい。
【００１８】
しかしながら、より望ましい折り畳み形態としては、例えば、従ワイヤが１本の平面構成のフォールデッドダイポールアンテナの場合には、アンテナの上方、即ち給電部の反対側において、従ワイヤが主ワイヤに包囲されつつ内側に畳み込まれる様にして、左右両端の各折り返し部分を給電部の位置まで折り畳むと良く、更にもう一回折り畳む場合には、再度同様に、給電部の反対側においてそのアンテナの両翼端を内側に給電部の位置まで折り畳むとよい。
【００１９】
また、本発明の第１０の手段は、上記の第１乃至第９の何れか１つの手段において、上記の給電点に高周波電流と直流電流とを分離するバランを備え、このバランをローパスフィルタとハイパスフィルタとの並列接続によって構成することである。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。
【発明の効果】
【００２０】
以上の本発明の手段によって得られる効果は以下の通りである。
即ち、本発明の第１または第３の手段によれば、バラクタダイオードに逆バイアスが印加されるためこれらのバラクタダイオードは可変容量素子として作用し、また、それらの容量値は、上記の可変電圧手段からの直流給電電圧によって決定可能となる。このため、上記の可変電圧手段を制御手段として用いれば、アンテナの各可変容量ユニットの挿入箇所における高周波の位相推移を任意に可変制御することが可能となるため、当該アンテナの実効長を効果的に可変制御することが可能となる。
【００２１】
また、バラクタダイオードに逆バイアスを印加する場合には、その両端子間の直流抵抗は非常に大きくなり、その両端子間は直流に対して略絶縁状態となるため、通常、複数のバラクタダイオードと１つの直流電源とを直列接続した場合には、各バラクタダイオードにそれぞれ均等の電圧を掛けたり、或いは、その均等状態を維持したりすることは困難となる。
このため、上記の可変容量ユニットにおいて上記の抵抗を設けなかった場合には、直列接続されるそれらの各バラクタダイオードに等しい直流電圧を掛けることが困難となり、よって、各容量値もそれぞれ同じ値（即ち、設計値）にすることは困難となる。また、その場合、各バラクタダイオードに掛かる電圧が経時的に変化（ドリフト）するため、これによって、アンテナの動作も安定しなくなる。この様な現象が生じる要因としては、複数のバラクタダイオードの直列接続回路上における電荷の局所的な蓄積、偏在またはその電荷分布の経時的変動などが関与しているものと考えられる。
【００２２】
しかしながら、本発明の第１または第３の手段によれば、これらのバラクタダイオードに対してそれぞれ並列に接続される上記の各抵抗が、更に互いに直列に接続されるので、これらの直列抵抗上における直流通電作用によって、各バラクタダイオードに掛かる電圧を略均等に割り振り、かつ、それらを安定的に維持することができる。したがって、上記の手段によれば、各バラクタダイオードが示す容量値も設計値通りに均一となるため、低周波側への経時的な周波数シフトなどを伴うことなく、アンテナの共振周波数を設計値通りに安定させることができる。
【００２３】
このため、本発明の第１または第３の手段によれば、所望の放射特性を得ることと、通信周波数の可変制御とが双方ともに容易な小形アンテナを実現することができ、その動作も設計値通りに安定させることができる。
また、本発明の第１または第３の手段によれば、専用のバイアス線路も必要なくなるため、アンテナの放射パターン形状や美観などの劣化も未然に回避することができる。
【００２４】
また、本発明の第２の手段によれば、上記のフォールデッドアンテナをダイポールアンテナとする際に、電流が最大となる位置に給電点を配置することができるので、アンテナのインピーダンス整合が最も取り易くなるとともに、最も感度のよいアンテナを構成することが可能になる。
【００２５】
また、本発明の第４の手段によれば、上記の従ワイヤの作用に基づいた、伝送モード（差動モード）の電流の多重化によって、給電部を通る伝送モードの電流を更に増大させることができるので、更に感度の高いアンテナを構成することが可能となる。
また、本発明の第５の手段によれば、上記の各バラクタダイオードに常時均一に電圧を印加することができるとともに、その直流電流による電力消費を効果的に抑制することができる。
【００２６】
また、本発明の第６の手段によれば、小さい静電容量の変化に対して、アンテナの共振周波数を広範囲に調整することができる。また、同時に、静電容量の変化に対するインピーダンスの変化を十分に小さく抑えることができるので、これによって、効果的に反射損失を抑えることもできる。
【００２７】
また、本発明の第７の手段によれば、給電点からみたアンテナのインピーダンスが高くなるので、小形アンテナを構成した場合にも、給電点における反射損失を少なくすることができる。また、特に、本発明の第８の手段によれば、一般の定格の同軸ケーブルなどとの整合性をも極めて良好にすることができる。
【００２８】
また、本発明の第９の手段によれば、アンテナの占有領域を任意形状に変形したり、アンテナの占有領域の全長を効果的に短くしたりすることができる。このため、本発明の第９の手段によれば、当該アンテナの搭載性を柔軟に最適化することができる。
また、この折り返し回数は、１回から３回程度が妥当である。この回数を更に増やしても、折り畳み部分における、共振方向に垂直な方向の電流成分は、アンテナの共振作用に有効に寄与しないので、この回数をそれ以上に多くしても、アンテナを真っ直ぐに広げた時の線路長がその分余計に長くなってしまうだけで、効果的に小形化に寄与させることは難しくなる。
【００２９】
また、本発明の第１０の手段によれば、並列に接続された両フィルタの作用に基づいて、直流電流と高周波信号とを十分に少ない損失で良好に分離することができる。このため、その直流電流を可変制御する上記の可変電圧手段によって、上記のバラクタダイオードの容量値を自在に可変制御することができるとともに、目的の高周波信号に対するアンテナの感度を高く確保することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００３１】
（実施例１）
図１−Ａは、本実施例１のフォールデッドダイポールアンテナＡ１の回路図である。当該アンテナＡ１の動作周波数は２００ＭＨｚ付近とし、その空中線路部分が占める矩形領域の寸法は、左右方向（ｘ軸方向）を３３２ｍｍとし上下方向（ｙ軸方向）を３０ｍｍとした。
アンテナＡ１を構成する主ワイヤは、ワイヤ２ａとワイヤ２ｂから成り、その間（即ち、該主ワイヤの中央部）には給電部１が設けられている。２点一組の給電点（１ａ，１ｂ）から成るこの給電部１の一点１ａと端点Ａを結ぶワイヤ２ａは、直角の屈曲部を６箇所有する。同様に、給電部１の他方１ｂと端点Ｂを結ぶワイヤ２ｂも直角の屈曲部を６箇所有する。
【００３２】
また、端点Ａ′を右端とし端点Ｂ′を左端とするワイヤ３は、アンテナＡ１の従ワイヤを構成しており、その各部は、これと対を成す主ワイヤ（ワイヤ２ａ，２ｂ）に沿ってこれらに略平行に配設されている。即ち、ワイヤ２ａ、２ｂａは、それぞれワイヤ３と略平行に配置されている。当該アンテナＡ１の左右両端の各折り返し部分を構成する各ワイヤによって、点Ａと点Ａ′、並びに点Ｂと点Ｂ′は、それぞれ互いに接続されている。
【００３３】
これらの構成に基づき、即ち、上記の様に屈曲部を設けたことによって、始めｘ軸方向に左右延ばして平行に配置されていた主ワイヤと従ワイヤとの対は、左右両側とも図面上側に、左右対称にそれぞれ２回折り畳まれている。
即ち、このアンテナＡ１は、給電部１の反対側（即ち図面上方）において、従ワイヤ３が主ワイヤ（２ａ，２ｂ）に包囲されつつ内側に畳み込まれる様にして、左右両端の各折り返し部分（ワイヤＡＡ′とワイヤＢＢ′）を各給電点（１ａ，１ｂ）の位置まで折り畳み、更に同様に、給電部１の反対側においてそのアンテナの両翼端を再度内側に給電部１の位置まで折り畳んだものである。
なお、ワイヤ２ａ、２ｂ、およびワイヤ３上には、給電部１からｘ軸方向の距離が等しい合計４箇所に、可変容量ユニット４がそれぞれ装荷されている。また、ワイヤ２ａと２ｂは同一半径であるが、主ワイヤ（２ａ、２ｂ）と従ワイヤ３の半径の比は１：４に設定されている。
【００３４】
更に、バランス型のアンテナＡ１をアンバランス型の同軸線路に接続するために、バラン１０を給電部に配置している。このバラン１０の構成などについては、後から図１−Ｃを用いて詳しく説明する。
可変電圧手段ＥV は、０Ｖ〜２０Ｖの直流電圧を任意に制御して出力するためのものであり、その負電極はシャーシアースに、正電極はチョークコイルＬBTの一端にそれぞれ接続されている。また、このチョークコイルＬBTの他端は、Ｔ分岐９に直接接続された接続端子８において容量ＣBTの一端に接続されており、この容量ＣBTの他端がＲＦ出力端子ｔとなっている。
【００３５】
可変電圧手段ＥV によって給電されるバイアス電圧は、ＲＦ信号が流れる接続端子８に重畳して印加され、これによって直流電流が、ローパスフィルタ７、給電点１ａ、ワイヤ２ａ（主ワイヤの右部）、ワイヤＡＡ′（右端の折り返し部）、ワイヤ３（従ワイヤ）、ワイヤＢ′Ｂ（左端の折り返し部）、ワイヤ２ｂ（主ワイヤの左部）、給電点１ｂ、及びインダクタ５を順次通って上記のシャーシアースに落ちる。
なお、上記のインダクタ５やチョークコイルＬBTは、抵抗に代えてもよい。
【００３６】
図１−Ｂに、上記の可変容量ユニット４の回路図を示す。本図からも分かる様に、これらの可変容量ユニット４は、バラクタダイオードＤと抵抗Ｒを並列に接続したものである。ただし、バラクタダイオードＤの向きは、接続端子８に接続する直流電源からの直流バイアスに対して逆向きに、即ち、逆バイアスが掛かる向きにそれぞれ配向する。また、この可変容量ユニット４は、図１−Ａに示す様に左右対称に、給電部１の中央を通る中心線（ｙ軸）からそれぞれ１５０ｍｍ離して配置した。
【００３７】
これらの構成により、図１−Ｂに示す様に、直流電源（可変電圧手段ＥV ）から給電される直流電流ｉの向きは常にバラクタダイオードＤの向きと逆向きとなるが、ここで例えば、可変電圧手段ＥV の直流電圧を２０Ｖとし、可変容量ユニット４の抵抗Ｒの抵抗値を１ＭΩとすると、アンテナＡ１のワイヤ上では、４つの可変容量ユニット４が直列接続されているので、上記の直流電流ｉは５μＡになる。この電流は微小であるので、特にこの直流電流ｉによる消費電力が問題となることはない。また、この電流は微小であるが、各バラクタダイオードに印加される電圧を均等に維持するには十分な値である。
また、可変電圧手段ＥV の直流電圧を０Ｖ〜３２Ｖの間で変化させると、個々のバラクタダイオードに対する直流電圧は０Ｖ〜８Ｖの間で変化し、この時、本実施例における個々のバラクタダイオードの各容量値は、１３ｐＦ〜０．５ｐＦの範囲内で変化する。
【００３８】
図１−Ｃに、上記のバラン１０の回路図を示す。このバラン１０は、ハイパスフィルタ６、ローパスフィルタ７及びＴ分岐９により構成されており、各入出力端子はそれぞれ、上述の接続端子８とアンテナの給電点１ａ、１ｂに接続されている。ハイパスフィルタ６は、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 の直列接続の各段間に、一端がアースされたコイルＬ4 ，Ｌ5 の各他端を接続したものである。また、ローパスフィルタ７は、コイルＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 の直列接続の各段間に、一端がアースされたコンデンサＣ4 ，Ｃ5 の各他端を接続したものである。これらのフィルタ６，７は、Ｔ分岐９を用いて並列に接続されている。なお、図１−Ｃ中の直流電流ｉは、図１−Ｂの直流電流ｉと同じ電流を示している。
【００３９】
そして、チョークコイル５を含めた、図１−Ｃに示すこれらの回路は、アンテナＡ１の給電部１よりも更に当該アンテナの根元側に配置される部分であるから、例えば当該アンテナＡ１を車両のフロントガラスなどに配設する際には、これらの回路は、見えない場所または視界に比較的入り難い領域に配設することが可能となる。
【００４０】
以上の構成に従えば、特別なバイアス回路を使うことなく、各ワイヤに装荷したそれぞれの可変容量ユニット４に同じバイアス電圧を印加することができる。従って、本実施例１のアンテナＡ１においては、放射パターンを劣化させることなく、アンテナの共振周波数を自在に可変制御することができる。
【００４１】
また、通常、フォールデッドダイポールアンテナを構成する際に、該アンテナ寸法を利用波長の半分に比べて格段に小さくすると、アンテナの入力インピーダンスは、数オームと非常に小さくなってしまうが、しかしながら、本実施例１のアンテナＡ１においては、主ワイヤ（ワイヤ２ａ、２ｂ）と従ワイヤ（ワイヤ３）の径の比を１：４に設定しているため、入力インピーダンスは数十オームにまで高く引き上げられている。このため、当該アンテナＡ１は、十分に小形であるにも係わらず反射損失は小さい。
【００４２】
以下、上記のフォールデッドダイポールアンテナＡ１に係わる実験結果を例示的に引用しつつ、該アンテナの特性について更に詳しく説明する。
図２−Ａに、同アンテナＡ１の各バラクタダイオードＤの可変容量と共振周波数との関係を示す。このグラフから、バラクタダイオードＤの容量値を変化させることにより、共振周波数が変化していることがわかる。
また、図２−Ｂに、同アンテナＡ１の可変容量とインピーダンスとの関係を示す。一般に、インピーダンスの変化が大きいと反射損失が大きくなってしまう共振周波数帯が生じ易いが、本図２−Ｂからも分かる様に、このアンテナＡ１では、可変容量ユニット４の容量値を大幅に変化させてもインピーダンスはあまり変化していない。したがって、このアンテナＡ１では、反射損失が特に大きくなってしまう共振周波数はない。
【００４３】
図３−Ａ，−Ｂにそれぞれ、可変容量ユニット４の挿入位置を変化させたときの共振周波数と入力インピーダンスの変化を示す。×、○、および＊は、バラクタダイオードＤを、それぞれ、１３ｐＦ、２．５ｐＦ、および、１．５ｐＦに設定したときの値である。横軸は、前述の中心線からバラクタダイオードＤまでの距離である。この図３−Ａ，−Ｂより、中心からの距離が約１４ｃｍ〜１９ｃｍの範囲に可変容量ユニット４を配設すれば、入力インピーダンスをあまり変化させずに、つまり反射損失を増加させずに、共振周波数を広範囲（約１９０ＭＨｚ〜２５０ＭＨｚ）に渡って可変制御できることが分かる。
【００４４】
図４に、バラクタダイオードＤの容量値を変化させたときの４例の各共振周波数とその近傍における定在波比を例示する。本グラフでは、実線が計算値であり、□、●、×、および○印がそれぞれ実測値を示している。このグラフより、当該アンテナの共振周波数は、少なくとも１８７ＭＨｚから２３０ＭＨｚにまで制御できることが分かる。また、定在波比も十分に小さい。ただし、本図４には４例しか例示されていないが、実際には、可変制御される共振周波数（即ち、下向きに鋭い凸形状を示すグラフの谷底最深部の周波数）は、少なくとも１８７ＭＨｚから２３０ＭＨｚの間において連続的に存在し、かつ、何れの共振周波数においても定在波比は２未満を示す。
【００４５】
また、図５には、このアンテナＡ１の共振周波数を１９０ＭＨｚに調整した際のｚｘ平面上における指向性を示す。このグラフより、理想的な８の字形の指向性が得られていることが分かる。
更に、図６に、該アンテナＡ１の各共振周波数と利得との関係を例示する。このグラフより、凡そ−３ｄＢｉの十分良好な利得が広範囲に渡って平均的に得られており、少なくとも１８７ＭＨｚから２３０ＭＨｚにおいて安定した動作が得られることが分かる。
【００４６】
以上に述べたように、本実施例１のアンテナＡ１では、専用のバイアス線路が用いられていないため、該構成によって、従来よりも放射パターンが大きく改善されている。また、従来よりも各段に小形であるにも係わらず、十分整合がとり易いフォールデッドダイポールアンテナを実現することができた。
したがって、例えば本実施例に基づいて、自動車のフロントガラスの上部などに当該アンテナＡ１を搭載すれば、ドライバの視界を妨げることなく自動車内で、例えば、近い将来開局が期待されているデジタルラジオなどの電波（１８８ＭＨｚ〜１９２ＭＨｚ）を非常に良好に受信することが可能となる。また、このアンテナＡ１の受信帯域（１８７ＭＨｚ〜２３０ＭＨｚ）は、そのデジタルラジオの周波数帯域よりも高い方に大きな余裕を残している。このため、当該アンテナＡ１では、その配設対象、配設位置、配向などの配設状態の変化や、或いは人体などの障害物の接近などに伴って生じる得る、共振周波数の低周波側へのシフト現象などにも、十分良好かつ柔軟に対応することができる。
【実施例２】
【００４７】
図７−Ａは、本実施例２のフォールデッドモノポールアンテナＡ２の回路図である。このアンテナＡ２は、実施例１のフォールデッドダイポールアンテナＡ１をモノポールのヘリカルアンテナに変形したものであり、図５のグラフと略同様の指向性を示すものである。また、本図中の実施例１に対応する箇所には、同一符号または「″」が付された同様の符号を用いて示した。回路ＤＤの部分には、図７−Ｂに示す可変容量ユニット対ＤＤが接続される。
【００４８】
更に詳しく説明すると、従ワイヤ３″の一端Ａ′は、ワイヤＡＡ′からなる当該アンテナＡ２の折り返し部分に接続されており、該従ワイヤ３″の他端は、導体からなる板状の接地板Ｇに接続されている。この接地板Ｇの中央には、円筒形の穴Ｈが形成されており、主ワイヤ２ａ″の一端を構成する給電点１ａ″は、その円筒形の一方の底面の中心に配置されている。ただし、この底面は、接地板Ｇの上面Ｓ上にある方の底面である。主ワイヤ２ａ″は、給電点１ａ″と端点Ａとの間に螺旋状に配線されており、従ワイヤ３″もこれに沿って略一定間隔を維持する様に配線されている。
ＲＦ信号の入出力端子ｔは、容量ＣBTを介して給電点１ａ″に接続されており、入出力端子ｔが接続されていない容量ＣBTの他端には、チョークコイルＬBTの一端が接続されている。この容量ＣBTとチョークコイルＬBTは、図１−Ａの容量ＣBTとチョークコイルＬBTと同様に高周波（ＲＦ信号）と直流電流ｉとを分離するためのものであり、チョークコイルＬBTの他端には可変電圧手段ＥV の正電極が接続されている。一方、可変電圧手段ＥV の負電極側は、抵抗ｒを介して接地板Ｇに接続されている。
【００４９】
略平行な主ワイヤ２ａ″と従ワイヤ３″との線路対は、螺旋状に巻かれつつｘ軸方向に延びている。なお、従ワイヤ３″の断面積は、主ワイヤ２ａ″の断面積の１６倍に設定した。
図７−Ｂに、本実施例２の同アンテナＡ２の可変容量ユニット対ＤＤの回路図を示す。この回路ＤＤは、実施例１の可変容量ユニット４を互いに反対向きに配置したものであり、図７−Ｂの各接続点ａ，ｂ，ｃ，ｄがそれぞれ図７−Ａの同一点ａ，ｂ，ｃ，ｄを示している。また、図７−Ｂの直流電流ｉは図７−Ａに示した直流電流ｉと同じ電流である。即ち、本実施例２においても、バラクタダイオードＤは、直流の逆バイアスが掛かる向きに配置する。各バラクタダイオードＤの容量値は、本実施例２においても、先の実施例１と略同様に、可変電圧手段ＥV が出力する直流電圧の可変制御に基づいて自在に可変制御することができる。
この様な構成に従えば、アンテナを平面化することはできなくなるが、共振周波数を広範囲に渡って可変制御することができる所望のフォールデッドアンテナを更に小形化することが可能となる。
【００５０】
〔その他の変形例〕
本発明の実施形態は、上記の形態に限定されるものではなく、その他にも以下に例示される様な変形を行っても良い。この様な変形や応用によっても、本発明の作用に基づいて本発明の効果を得ることができる。
【００５１】
（変形例１）
例えば、上記の実施例１では、何れのワイヤ（２ａ，２ｂ，３）にも、インダクタを挿入しなかったが、これらのワイヤには、例えばヘリカルコイルなどのインダクタを挿入してもよい。また、これらのワイヤの全長を全て、例えばへリカルコイルなどの任意のインダクタから構成してもよい。また、これらの事情は、フォールデッドモノポールアンテナを構成する場合にも同様である。
【００５２】
（変形例２）
また、上記の実施例１では、フォールデッドダイポールアンテナの構成を例示したが、このアンテナＡ１のワイヤの右側半分を用いて、実施例２と同様に面Ｓ上に接続すれば、上記の実施例２と同様に同調制御可能なフォールデッドモノポールアンテナを構成することができる。そして、この様な場合にも、本発明の作用・効果を得ることができる。
また、その様な変形例においても、各ワイヤの任意の部位にヘリカルコイルなどを挿入することができる。
【００５３】
（変形例３）
また、上記の実施例１のフォールデッドダイポールアンテナＡ１（図１）では、主ワイヤと従ワイヤとを平行に配置したものを２段階折り畳んだ構造を示したが、空中線を折り畳む回数は任意でよく０回でも１回でもよい。また、主ワイヤに対して平行に配置される従ワイヤの本数は、複数にしてもよい。従ワイヤの本数を増やすことにより、給電部を通る伝送モード（差動モード）の電流を更に増大させることができる。
【００５４】
（変形例４）
また、ワイヤの垂直断面積は、必ずしも２通りに制限する必要はなく、３段階以上の変化を持たせてもよいし、連続的に変化させてもよい。したがって、例えば特に、アンテナの左右両端の各折り返し部分（例：ワイヤＡＡ′やＢＢ′の部分）やその近傍またはその周辺広範において、ワイヤの断面積を連続的かつ単調に変化させるなどの変形をそれぞれ行ってもよい。
【００５５】
（変形例５）
また、上記の主及び従ワイヤは、例えば同軸ケーブルの外側のアース線路を構成する様な編み込まれたメッシュ形態の導体線路に代替しても、勿論、上記の実施例と同じ作用・効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５６】
本発明は、例えば前述の様に、車載用のデジタルラジオの受信などに好適であるが、本発明は、それらの用途（利用周波数帯、搭載対象、配設領域、受信など）に、何ら限定して適用すべきものではなく、その他の任意の通信用途に利用することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１−Ａ】実施例１のフォールデッドダイポールアンテナＡ１の回路図
【図１−Ｂ】実施例１の同アンテナＡ１の可変容量ユニット４の回路図
【図１−Ｃ】実施例１の同アンテナＡ１のバラン１０の回路図
【図２−Ａ】同アンテナＡ１の可変容量と共振周波数との関係を示すグラフ
【図２−Ｂ】同アンテナＡ１の可変容量とインピーダンスとの関係を示すグラフ
【図３−Ａ】バラクタダイオードＤの位置と共振周波数との関係を示すグラフ
【図３−Ｂ】バラクタダイオードＤの位置とインピーダンスとの関係を示すグラフ
【図４】４つの共振周波数とその近傍における定在波比を例示するグラフ
【図５】アンテナＡ１のｚｘ平面上における指向性を示すグラフ
【図６】アンテナＡ１の各共振周波数と利得との関係を例示するグラフ
【図７−Ａ】実施例２のフォールデッドダイポールアンテナＡ２の回路図
【図７−Ｂ】実施例２の同アンテナＡ２の可変容量ユニット対ＤＤの回路図
【符号の説明】
【００５８】
Ａ１  ：  フォールデッドダイポールアンテナ
Ａ２  ：  フォールデッドモノポールアンテナ
１  ：  給電部
２ａ，２ｂ  ：  主ワイヤ
３  ：  従ワイヤ
４  ：  可変容量ユニット
Ｄ  ：  バラクタダイオード
Ｒ  ：  抵抗
ＥV ：  可変電圧手段
【図１−Ａ】
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【図１−Ｂ】
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【図１−Ｃ】
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【図２−Ａ】
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【図２−Ｂ】
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【図３−Ａ】
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【図３−Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７−Ａ】
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【図７−Ｂ】
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