(57)【要約】【課題】放電灯の点灯制御において、部品設計のマージンに余裕を持たせることができ、且つ点灯性を良好に維持できる放電灯点灯回路を提供する。【解決手段】放電灯点灯回路１は、トランジスタ５ａ，５ｂを含む直列共振回路及びブリッジドライバ６を有する電力供給部２と、ブリッジドライバ６の駆動周波数を制御する制御信号Ｓｃ１を生成する制御部１０を備える。制御部１０は、一定の制御信号Ｓ１を生成するサンプルホールド部１１と、直列共振回路の電圧と電流との位相差がゼロに近づくように制御信号Ｓ２を生成する周波数追従制御部１２と、交流電力の大きさが定常値に近づくように制御信号Ｓ３を生成する電力制御部１３を有する。時刻ｔ３から時刻ｔ４までは制御信号Ｓ１が選択され、時刻ｔ４から時刻ｔ５までは制御信号Ｓ２が選択され、時刻ｔ５以降は電力制御部１３からの制御信号Ｓ３が制御信号Ｓｃ１として選択される。【選択図】図４
2008053110.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
放電灯を点灯させるための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、
複数のスイッチング素子、インダクタ及びトランスのうち少なくとも一方、並びにコンデンサを含む直列共振回路と、前記複数のスイッチング素子を駆動する駆動部とを有し、直流電源を変換して前記交流電力を前記放電灯へ供給する電力供給部と、
前記駆動部の駆動周波数を制御するための制御信号を生成する制御部と、
前記放電灯に高圧パルスを印加して点灯を促す起動部と
を備え、
前記制御部が、
一定の前記制御信号を生成する第１の回路部と、
前記直列共振回路の電圧と電流との位相差がゼロに近づくように前記制御信号を生成する第２の回路部と、
前記交流電力の大きさが所定の時間関数に従って定常値に近づくように前記制御信号を生成する第３の回路部と
を有し、
前記高圧パルスが印加される第１の時刻以降においては前記第１の回路部からの前記制御信号が選択され、
前記第３の回路部からの前記制御信号に基づく駆動周波数が、前記第２の回路部からの前記制御信号に基づく駆動周波数を超える第３の時刻以降においては前記第３の回路部からの前記制御信号が選択され、
前記第１の時刻と前記第３の時刻との間の第２の時刻から前記第３の時刻までは、前記第２の回路部からの前記制御信号が選択されることを特徴とする、放電灯点灯回路。
【請求項２】
前記第２の時刻が、前記直列共振回路の電流の位相を検出可能となる時刻と同じか該時刻より後であることを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
【請求項３】
前記第２の回路部は、前記直列共振回路の電圧に基づく第１の信号、及び前記直列共振回路の電流に基づく第２の信号が入力される位相差検出部を有し、
前記位相差検出部は、前記第１の信号に対し、前記第２の信号の位相が進んだとき又は遅れたときに、その位相差に応じたパルス幅を有する位相差信号を生成し、
前記制御部は、前記位相差信号に基づいて前記駆動周波数を変化させることを特徴とする、請求項１または２に記載の放電灯点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両の前照灯などに用いられるメタルハライドランプ等の放電灯を点灯させるためには、電力を安定的に供給するための点灯回路（バラスト）が必要となる。例えば、特許文献１に開示された放電灯点灯回路は、直列共振回路を含む直流−交流変換回路を備えており、この直流−交流変換回路から放電灯へ交流電力が供給される。そして、供給電力の大きさは、直列共振回路の駆動周波数を変化させることにより制御される。
【０００３】
また、放電灯点灯回路は、放電灯の点灯制御も行う。すなわち、放電灯点灯回路は、放電灯の点灯前においては無負荷時出力電圧（ＯＣＶ：Open Circuit Voltage）を制御し、放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を点灯させたのち、過渡投入電力を低減しながら定常点灯状態へと移行させる。
【０００４】
ここで、図１６は、直列共振回路の駆動周波数と供給電力（またはＯＣＶ）の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。図１６において、グラフＧａは点灯前における駆動周波数とＯＣＶとの関係を示しており、グラフＧｂは点灯後における駆動周波数と供給電力との関係を示している。図１６に示すように、放電灯への供給電力（またはＯＣＶ）の大きさは、駆動周波数が直列共振周波数（点灯前：ｆａ、点灯後：ｆｂ）と等しいときに最大値となり、駆動周波数が直列共振周波数よりも大きくなる（または小さくなる）に従って減少する。駆動周波数が直列共振周波数よりも小さい領域ではスイッチング損失が大きくなり電力効率が低下するので、駆動周波数は、直列共振周波数よりも大きい領域においてその大きさが制御される。
【０００５】
放電灯の点灯制御において、点灯前の動作点は、直列共振周波数ｆａよりも大きい駆動周波数ｆｃに対応する点Ｐａに設定され、点灯後の動作点は、直列共振周波数ｆｂよりも大きい領域Ｘ内に設定される。従来の放電灯点灯回路においては、点Ｐａから領域Ｘへの移行を、例えば次のようにして行っている。すなわち、動作点Ｐａにおいて放電灯を点灯させた後、或る一定の時間だけ点灯前の駆動周波数ｆｃを維持する。このとき、駆動周波数及び供給電力の相関はグラフＧｂへ変化するので、動作点は点Ｐｃへ移行する。その後、駆動周波数を所定の変化分Δｆ（＝ｆｄ−ｆｃ）だけ強制的に変化させ、動作点を領域Ｘ内の点Ｐｂへ移行させる。
【特許文献１】特開２００５−６３８２１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、電源電圧の変動や動作温度のばらつき、電子部品の電気的特性の誤差などを考慮した上で周波数変化分Δｆを設定することは極めて難しい。放電灯点灯回路に使用される電子部品の特性にはばらつきがあり、点灯前及び点灯後の共振周波数の差（ｆｂ−ｆａ）は放電灯点灯回路の個体毎に異なる。従って、予めΔｆを設定するには、マージンを持った部品設計を行うか、或いは各個体毎にΔｆを調整する必要があるからである。しかし、部品設計にマージンを持たせるとオーバースペックとなってしまい、好ましくない。また、各個体毎にΔｆを調整したとしても、経年劣化によって回路の特性が変化すると、初期のΔｆのままでは点灯性が劣化してしまうおそれがある。
【０００７】
本発明は、上記した問題点を鑑みてなされたものであり、放電灯の点灯制御において、部品設計のマージンに余裕を持たせることができ、且つ点灯性を良好に維持できる放電灯点灯回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記した課題を解決するために、本発明による放電灯点灯回路は、放電灯を点灯させるための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、複数のスイッチング素子、インダクタ及びトランスのうち少なくとも一方、並びにコンデンサを含む直列共振回路と、複数のスイッチング素子を駆動する駆動部とを有し、直流電源を変換して交流電力を放電灯へ供給する電力供給部と、駆動部の駆動周波数を制御するための制御信号を生成する制御部と、放電灯に高圧パルスを印加して点灯を促す起動部とを備え、制御部が、一定の制御信号を生成する第１の回路部と、直列共振回路の電圧と電流との位相差がゼロに近づくように制御信号を生成する第２の回路部と、交流電力の大きさが所定の時間関数に従って定常値に近づくように制御信号を生成する第３の回路部とを有し、高圧パルスが印加される第１の時刻以降においては第１の回路部からの制御信号が選択され、第３の回路部からの制御信号に基づく駆動周波数が、第２の回路部からの制御信号に基づく駆動周波数を超える第３の時刻以降においては第３の回路部からの制御信号が選択され、第１の時刻と第３の時刻との間の第２の時刻から第３の時刻までは、第２の回路部からの制御信号が選択されることを特徴とする。
【０００９】
本発明者らは、点灯制御において、高圧パルスを印加して放電灯を点灯させたのち、放電灯へ十分な電力を供給しつつ放電を持続させることを考えた。そして、供給電力の最大値を与える直列共振周波数が、放電灯の点灯直後に図１６の周波数ｆｂへ瞬間的に移行するのではなく、低い周波数側から連続的にｆｂへ移行する（すなわち、点灯後の駆動周波数と供給電力との相関グラフＧｂが低周波数側から連続的に移動する）ことを突き止めた。
【００１０】
上記した放電灯点灯回路においては、第２の回路部が、直列共振回路の電圧と電流との位相差がゼロに近づくように制御信号を生成するので、この制御信号を用いれば、駆動部の駆動周波数を該直列共振回路の直列共振周波数に追従させることができる。従って、上記放電灯点灯回路によれば、第２の時刻から第３の時刻までの間は、刻々と変化する最大電力値に近い大きさの電力を放電灯に供給し続けることができる。
【００１１】
また、上記した放電灯点灯回路においては、高圧パルスが印加される第１の時刻以降、第２の時刻までは第１の回路部からの制御信号が選択されている。このように、第２の回路部の動作が可能となるまでは、第１の回路部からの制御信号によって駆動周波数を一定値に保持することにより、放電灯のアークを好適に成長させることができる。また、第３の回路部からの制御信号に基づく駆動周波数が、第２の回路部からの制御信号に基づく駆動周波数を超えるタイミング（第３の時刻）以降は、第３の回路部からの制御信号が選択されている。これにより、点灯制御のモードから、交流電力の大きさを所定の時間関数に従って定常値に近づける電力制御のモードへ好適に移行できる。
【００１２】
上記した放電灯点灯回路によれば、放電灯の点灯後、供給電力の最大値を与える直列共振周波数の変化に追従して駆動周波数を制御するので、図１６に示したΔｆを予め設定する必要がなく、電源電圧の変動や動作温度のばらつき、電子部品の電気的特性の誤差などに依存せず駆動周波数を制御でき、部品設計のマージンを抑えつつ、点灯性を良好に維持できる。
【００１３】
また、放電灯の点灯制御においては、その点灯性（点灯成功率）が重要となる。点灯性が高いと、点灯制御を何度も繰り返す必要がなく、点灯開始を早めることができるからである。特に、車輌用の前照灯などに放電灯が用いられる場合には、点灯開始はできるだけ早いことが好ましい。上記した放電灯点灯回路によれば、高圧パルスを印加して放電灯を点灯させたのち、放電灯へ十分な電力を供給しつつ放電を持続させることができるので、点灯性をより高めることができる。
【００１４】
また、放電灯点灯回路は、第２の時刻が、直列共振回路の電流の位相を検出可能となる時刻と同じか該時刻より後であることを特徴としてもよい。例えば、放電灯に流れる電流（ランプ電流）を検出することにより直列共振回路の電流の位相を検知する場合等には、放電灯に電流が流れ始める（すなわち、放電灯の電極間にアークが形成され始める）までは、直列共振回路の電流の位相を検知することができない。そこで、直列共振回路の電流の位相を検出可能となる時刻（すなわち第２の時刻）までは第１の回路部によって駆動周波数を一定値に保持しながらアークを成長させ、アークが或る程度成長してランプ電流が検出可能になった後に、第２の回路部によって駆動周波数を直列共振周波数に追従させるとよい。これにより、上記した放電灯点灯回路を好適に動作させることができる。
【００１５】
また、放電灯点灯回路は、第２の回路部が、直列共振回路の電圧に基づく第１の信号、及び直列共振回路の電流に基づく第２の信号が入力される位相差検出部を有し、位相差検出部は、第１の信号に対し、第２の信号の位相が進んだとき又は遅れたときに、その位相差に応じたパルス幅を有する位相差信号を生成し、制御部は、位相差信号に基づいて駆動周波数を変化させることを特徴としてもよい。これにより、上記した第２の回路部を好適に構成できる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明による放電灯点灯回路によれば、部品設計のマージンに余裕を持たせることができ、且つ点灯性を良好に維持できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、添付図面を参照しながら本発明による放電灯点灯回路の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１８】
図１は、本発明による放電灯点灯回路の一実施形態の構成を示すブロック図である。図１に示す放電灯点灯回路１は、放電灯Ｌを点灯させるための交流電力を放電灯Ｌへ供給する回路であって、直流電源Ｂからの直流電圧ＶＢを交流電圧に変換して放電灯Ｌに供給する。放電灯点灯回路１は、主に車輌用の、特に前照灯などの灯具に用いられる。なお、放電灯Ｌとしては、例えば水銀フリーのメタルハライドランプが好適に用いられるが、他の構造をもつ放電灯であってもよい。
【００１９】
放電灯点灯回路１は、直流電源Ｂから電源供給を受けて交流電力を放電灯Ｌに供給する電力供給部２と、放電灯Ｌの電極間電圧（以下、ランプ電圧と記す）及び電極間電流（以下、ランプ電流と記す）に基づいて、放電灯Ｌへの供給電力の大きさを制御する制御部１０と、制御部１０から出力されたアナログ信号である制御信号Ｓｃ１を電圧−周波数変換（Ｖ−Ｆ変換）して制御信号Ｓｃ２を生成するＶ−Ｆ変換部２４とを備える。
【００２０】
電力供給部２は、制御部１０からの制御信号Ｓｃ１（本実施形態では、Ｖ−Ｆ変換部２４からの制御信号Ｓｃ２）に基づく大きさの電力を放電灯Ｌへ供給する。電力供給部２は、点灯操作のためのスイッチ２０を介して直流電源Ｂ（バッテリーなど）に接続されており、直流電源Ｂから直流電圧ＶＢを受けて交流変換及び昇圧を行う。本実施形態の電力供給部２は、点灯開始時に放電灯Ｌに高圧パルスを印加して点灯を促す起動部３と、スイッチング素子である２つのトランジスタ５ａ及び５ｂと、トランジスタ５ａ及び５ｂを駆動する駆動部であるブリッジドライバ６とを有する。トランジスタ５ａ，５ｂとしては、例えば図１に示すようにＮチャネルＭＯＳＦＥＴが好適に用いられるが、他のＦＥＴやバイポーラトランジスタでもよい。本実施形態では、トランジスタ５ａのドレイン端子は直流電源Ｂのプラス側端子に接続されており、トランジスタ５ａのソース端子はトランジスタ５ｂのドレイン端子に接続されており、トランジスタ５ａのゲート端子はブリッジドライバ６に接続されている。また、トランジスタ５ｂのソース端子は接地電位線ＧＮＤ（すなわち直流電源Ｂのマイナス側端子）に接続されており、トランジスタ５ｂのゲート端子はブリッジドライバ６に接続されている。ブリッジドライバ６は、互いに逆相となる駆動信号Ｓｄｒｖ１、Ｓｄｒｖ２をトランジスタ５ａ、５ｂのゲート端子へ供給することにより、トランジスタ５ａ、５ｂを交互に導通させる。
【００２１】
本実施形態の電力供給部２は、トランス７、コンデンサ８、及びインダクタ９を更に有する。トランス７は、放電灯Ｌへ高圧パルスを印加し、また、電力を伝えると共に該電力を昇圧するために設けられる。また、トランス７、コンデンサ８、及びインダクタ９は、直列共振回路を構成している。すなわち、トランス７の一次巻線７ａと、インダクタ９と、コンデンサ８とが互いに直列に接続されている。そして、その直列回路の一端はトランジスタ５ａのソース端子及びトランジスタ５ｂのドレイン端子に接続されており、他端は接地電位線ＧＮＤに接続されている。この構成においては、トランス７の一次巻線７ａのリーケージ（漏れ）インダクタンス、及びインダクタ９のインダクタンスからなる合成リアクタンスと、コンデンサ８の容量とによって共振周波数が決定される。なお、一次巻線７ａ及びコンデンサ８のみによって直列共振回路を構成し、インダクタ９を省略してもよい。また、一次巻線７ａのインダクタンスをインダクタ９と較べて極めて小さく設定し、共振周波数が、インダクタ９とコンデンサ８の容量とによってほぼ決定されるようにしてもよい。
【００２２】
電力供給部２においては、コンデンサ８及び誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタ）による直列共振現象を利用し、トランジスタ５ａ，５ｂの駆動周波数をこの直列共振周波数以上の値に規定して該トランジスタ５ａ，５ｂを交互にオン／オフさせ、トランス７の一次巻線７ａに交流電力を生じさせる。この交流電力は、トランス７の二次巻線７ｂへ昇圧されて伝達され、二次巻線７ｂに接続された放電灯Ｌへ供給される。なお、トランジスタ５ａ，５ｂを駆動するブリッジドライバ６は、トランジスタ５ａ，５ｂが共に接続状態とならないように相反的に各トランジスタ５ａ，５ｂを駆動する。
【００２３】
この直列共振回路の点灯前における直列共振周波数ｆａ、および点灯後における直列共振周波数ｆｂは、それぞれ以下の式（１）、（２）によって表される。但し、式中においてＣはコンデンサ８の容量であり、Ｌｒはインダクタ９のインダクタンスであり、Ｌｐ１は点灯前における一次巻線７ｂのインダクタンスであり、Ｌｐ２は点灯後における一次巻線７ｂのインダクタンスである。
【数１】
2008053110.tif 000003
【数２】
2008053110.tif 000004
一般的にＬｐ１＞Ｌｐ２であることから、点灯前における直列共振周波数ｆａは点灯後における直列共振周波数ｆｂよりも小さくなる。
【００２４】
また、この直列共振回路のインピーダンスは、ブリッジドライバ６によるトランジスタ５ａ，５ｂの駆動周波数によって変化する。従って、放電灯Ｌに供給される交流電力の大きさを、該駆動周波数を変化させることにより制御できる。ここで、図２は、トランジスタ５ａ，５ｂの駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。図２に示すように、放電灯Ｌに供給される電力の大きさは、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎと等しいときに最大値Ｐｍａｘとなり、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎよりも大きくなる（または小さくなる）に従って減少する。但し、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎよりも小さい場合、スイッチング損失が大きくなり電力効率が低下する。従って、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、直列共振周波数ｆｏｎよりも大きい領域（図中の領域Ａ）においてその大きさが制御される。なお、直列共振周波数ｆｏｎよりも小さい周波数領域を容量性領域と呼び、直列共振周波数ｆｏｎよりも大きい周波数領域を誘導性領域と呼ぶ。本実施形態においては、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、ブリッジドライバ６に接続されたＶ−Ｆ変換部２４からの制御信号Ｓｃ２（周波数変調されたパルス列を含む信号）のパルス周波数に従って制御される。
【００２５】
起動部３は、放電灯Ｌに起動用の高圧パルスを印加するための回路であり、起動部３からトリガー電圧及び電流がトランス７に印加されると、トランス７の二次巻線７ｂにおいて生成される交流電圧に高圧パルスが畳重される。起動部３は、高圧パルスが印加されるタイミングを示すパルス印加信号Ｓｓｔａｒｔを生成するパルス印加信号発生回路３１と、高圧パルスを生成するための電力を蓄える起動用コンデンサ（容量素子）３２と、スパークギャップやガスアレスタ等の自己降伏型スイッチング素子３３とを有する。パルス印加信号発生回路３１の一端はトランス７の補助巻線７ｃの一端に接続されており、起動部３への入力電圧が提供される。パルス印加信号発生回路３１の他の一端は起動用コンデンサ３２の一端に接続されている。補助巻線７ｃ及び起動用コンデンサ３２それぞれの他端は、共に接地電位線ＧＮＤに接続されている。なお、起動部３への入力電圧については、例えば、トランス７の二次巻線７ｂから得てもよく、或いはインダクタ９と共にトランスを構成する補助巻線を設けて該補助巻線から得てもよい。
【００２６】
自己降伏型スイッチング素子３３の一端は起動用コンデンサ３２の一端と接続されており、自己降伏型スイッチング素子３３の他端は一次巻線７ａの途中に接続されている。起動部３においては、起動用コンデンサ３２の両端電圧Ｖｃｄが自己降伏型スイッチング素子３３の放電開始電圧に達すると、自己降伏型スイッチング素子３３が瞬間的に導通状態となることによってトリガー電圧及び電流が出力される。また、パルス印加信号発生回路３１は、起動用コンデンサ３２の両端電圧Ｖｃｄが放電により低下した瞬間にパルス印加信号Ｓｓｔａｒｔを生成し、このパルス印加信号Ｓｓｔａｒｔを後述する制御部１０へ提供する。
【００２７】
制御部１０は、放電灯Ｌのランプ電圧ＶＬ及びランプ電流ＩＬに基づいて、ブリッジドライバ６の駆動周波数（すなわち放電灯Ｌへの供給電力の大きさ）を制御する。制御部１０は、入力端１０ａ〜１０ｅ、及び出力端１０ｆを有する。入力端１０ａは、放電灯Ｌのランプ電圧ＶＬの振幅を示す信号（以下、ランプ電圧相当信号という）ＶＳ１を入力するために、ピークホールド回路２１を介して二次巻線７ｂの中間タップに接続されている。ランプ電圧相当信号ＶＳ１は、ランプ電圧ＶＬのピーク値の例えば０．３５倍に設定される。入力端１０ｂは、放電灯Ｌのランプ電流ＩＬを検出するために設けられた抵抗素子４の一端に、ピークホールド回路２２及びバッファ２３を介して接続されている。抵抗素子４の一端は、更に放電灯点灯回路１の出力端子を介して放電灯Ｌの一方の電極に接続され、抵抗素子４の他端は、接地電位線ＧＮＤに接続されている。そして、バッファ２３からは、ランプ電流ＩＬの振幅を示す信号（以下、ランプ電流相当信号という）ＩＳ１が出力される。
【００２８】
入力端１０ｃは、抵抗素子４の一端と接続されている。入力端１０ｃには、直列共振回路の電流の位相を検出するために、ランプ電流ＩＬを示す信号ＩＳ２が入力される。通常、直列共振回路の電流（すなわちトランス７の一次巻線７ａの電流）は、ランプ電流（すなわち二次巻線７ｂの電流）よりも大きい。従って、直列共振回路上に電流検出用の抵抗を配置すると電力損失が大きくなってしまう。このような理由から、本実施形態の制御部１０は、直列共振回路の電流と同位相であるランプ電流ＩＬを示す信号ＩＳ２を用いて、直列共振回路の電流の位相を検出する。
【００２９】
入力端１０ｄは、起動部３に接続されている。この入力端１０ｄには、パルス印加信号Ｓｓｔａｒｔが入力される。起動部３は、例えば起動用コンデンサ３２の両端電圧が所定電圧に達し自己降伏型スイッチング素子３３がＯＮしたタイミングで、パルス印加信号Ｓｓｔａｒｔを制御部１０へ出力する。また、入力端１０ｅは、電力供給部２の直列共振回路上の配線に、波形成形回路２５を介して接続されている。入力端１０ｅには、直列共振回路の電圧の位相を検出するために、直列共振回路の出力電圧Ｖｏｕｔが波形成形回路２５により矩形波に成形され（信号ＶＳ２）、入力される。なお、入力端１０ｅは、図に破線で示すように、例えばブリッジドライバ６とトランジスタ５ｂ（または５ａ）のゲート端子との接続点に接続されてもよい。この場合、入力端１０ｅには駆動信号Ｓｄｒｖ２（Ｓｄｒｖ１）が入力される。入力端１０ｅは、直列共振回路の電圧の位相を検出可能な箇所であれば、放電灯点灯回路１の何れの箇所に接続されてもよい。
【００３０】
Ｖ−Ｆ変換部２４は、アナログ信号である制御信号Ｓｃ１を制御部１０の出力端１０ｆから入力し、この制御信号Ｓｃ１をＶ−Ｆ変換して制御信号Ｓｃ２を生成する。本実施形態のＶ−Ｆ変換部２４の変換特性の概略を図３に示す。Ｖ−Ｆ変換部２４は、入力電圧（すなわち制御信号Ｓｃ１の電圧）が低いほど制御信号Ｓｃ２のパルス周波数が高くなるように構成されている。
【００３１】
次に、本実施形態の制御部１０の内部構成について説明する。図４は、制御部１０の内部構成の一例を示すブロック図である。図４に示すように、制御部１０は、制御信号Ｓ１を生成するサンプルホールド部１１、制御信号Ｓ２を生成する周波数追従制御部１２、制御信号Ｓ３を生成する電力制御部１３、及びこれらの制御信号Ｓ１〜Ｓ３のいずれかを選択して出力する選択部１４を有する。選択部１４は、制御信号Ｓ１〜Ｓ３のうち、最も低い電圧の信号を選択し、これを制御信号Ｓｃ１としてＶ−Ｆ変換部２４（図１参照）へ出力する。上述したように、Ｖ−Ｆ変換部２４では制御信号Ｓｃ１の電圧が低いほど制御信号Ｓｃ２のパルス周波数が高くなる（すなわち、直列共振回路の駆動周波数が高くなる）ので、選択部１４は、制御信号Ｓ１〜Ｓ３のうち直列共振回路の駆動周波数を最も高くするものを選択することとなる。
【００３２】
サンプルホールド部１１は、本実施形態における第１の回路部であり、一定電圧の制御信号Ｓ１を生成する。本実施形態のサンプルホールド部１１は、入力端１１ａ，１１ｂ、及び出力端１１ｃを有する。入力端１１ａには、電力制御部１３からの出力信号（制御信号Ｓ３）が入力される。入力端１１ｂには、制御部１０の入力端１０ｄを介してパルス印加信号Ｓｓｔａｒｔが入力される。サンプルホールド部１１は、パルス印加信号Ｓｓｔａｒｔをトリガとして制御信号Ｓ３の電圧値を保持し、その保持電圧値を制御信号Ｓ１として出力端１１ｃから選択部１４へ出力する。
【００３３】
周波数追従制御部１２は、本実施形態における第２の回路部であり、電力供給部２の直列共振回路の電圧と電流との位相差をゼロに近づける制御信号Ｓ２を生成する。周波数追従制御部１２は、入力端１２ａ，１２ｂ、及び出力端１２ｃを有する。入力端１２ａには、制御部１０の入力端１０ｃを介して信号ＩＳ２が入力される。入力端１２ｂには、制御部１０の入力端１０ｅを介して信号ＶＳ２が入力される。周波数追従制御部１２は、信号ＩＳ２に基づいて検知される直列共振回路の電流の位相と、信号ＶＳ２に基づいて検知される直列共振回路の電圧の位相との位相差がゼロに近づくように制御信号Ｓ２を生成し、該制御信号Ｓ２を選択部１４へ出力する。
【００３４】
電力制御部１３は、本実施形態における第３の回路部である。電力制御部１３は、放電灯Ｌの点灯前においては、放電灯Ｌに供給されるべきＯＣＶの大きさが所定値に近づくように制御信号Ｓ３を生成する。また、電力制御部１３は、放電灯Ｌの点灯後においては、放電灯Ｌに供給されるべき電力の大きさが所定の時間関数に従って定常値に近づくように制御信号Ｓ３を生成する。
【００３５】
図５は、上述した所定の時間関数の典型例を示すグラフである。図５において、縦軸は供給電力の大きさを示し、横軸は経過時間を示している。電力制御部１３は、放電灯Ｌの点灯後、例えば図５に示すような所定の時間関数に従って、まず供給電力の大きさが初期値（例えば７５Ｗ）となるように、そして、或る時刻ｔ０以降、供給電力の大きさが初期値から定常値（例えば３５Ｗ）へ徐々に近づくように、制御信号Ｓ３を生成する。
【００３６】
本実施形態の電力制御部１３は、図４に示すように、電力演算部１３１と、誤差増幅器１３２とを有する。電力演算部１３１は、制御部１０の入力端１０ａを介してランプ電圧相当信号ＶＳ１を入力する入力端１３１ａと、制御部１０の入力端１０ｂを介してランプ電流相当信号ＩＳ１を入力する入力端１３１ｂとを有する。そして、電力演算部１３１は、放電灯Ｌの点灯前においては、ＯＣＶの大きさを示すランプ電圧相当信号ＶＳ１が所定値に近づくように出力電圧Ｖ１を生成し、放電灯Ｌの点灯後においては、ランプ電圧相当信号ＶＳ１及びランプ電流相当信号ＩＳ１に基づいて、供給電力の大きさが所定の時間関数（図５参照）に従って定常値に近づくように出力電圧Ｖ１を生成する。出力電圧Ｖ１は、電力演算部１３１の出力端１３１ｃから抵抗１３３を介して誤差増幅器１３２の反転入力端子へ入力される。なお、誤差増幅器１３２の非反転入力端子は、所定の基準電圧Ｖ２を生成する電圧源１３４に接続されている。誤差増幅器１３２からの出力電圧は、制御信号Ｓ３としてサンプルホールド部１１及び選択部１４へ提供される。
【００３７】
選択部１４は、ダイオード１４３〜１４５を有する。ダイオード１４３〜１４５は、ダイオードＯＲ回路を構成している。すなわち、ダイオード１４３のカソードはサンプルホールド部１１の出力端１１ｃと接続されており、ダイオード１４４のカソードは周波数追従制御部１２の出力端１２ｃと接続されており、ダイオード１４５のカソードは電力制御部１３の出力端（誤差増幅器１３２の出力端）と接続されている。また、ダイオード１４３〜１４５のアノードは、互いに短絡されており、抵抗１４２を介して電源電位線Ｖｃｃと接続されるとともに、制御部１０の出力端１０ｆを介してＶ−Ｆ変換部２４と接続されている。従って、制御信号Ｓ１〜Ｓ３の電圧のうち最も低い電圧が接続点１４１の電圧となり、該電圧が制御信号Ｓｃ１として出力される。
【００３８】
ここで、周波数追従制御部１２の機能について、更に詳細に説明する。図６は、（ａ）トランジスタ５ａ，５ｂのオン／オフ状態、（ｂ）信号ＶＳ２の波形、（ｃ）直列共振回路の電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）の波形、（ｄ）直列共振回路の誘導性領域での電流波形、（ｅ）直列共振回路の共振状態での電流波形、（ｆ）直列共振回路の容量性領域での電流波形、のそれぞれの時間的変化を例示したグラフであり、それらの位相関係を表している。これらの図に示すように、誘導性領域では直列共振回路の電流の位相が電圧の位相よりも遅れており、共振状態では電流の位相が電圧の位相と一致し、容量性領域では電流の位相が電圧の位相よりも進んでいる。
【００３９】
周波数追従制御部１２は、直列共振回路の動作状態が容量性領域であるか否か（すなわち、直列共振回路の電圧波形に対して電流波形の位相が進んでいるか否か）を、次のようにして判断できる。すなわち、図６において、信号ＶＳ２がＨレベルに立ち上がる瞬間に直列共振回路の電流が０より大きく、且つ、信号ＶＳ２がＨレベルのときに直列共振回路の電流が０より小さくなった場合には、電圧波形に対して電流波形の位相が進んでおり、容量性領域と判断できる。或いは、信号ＶＳ２がＬレベルに下がる瞬間に直列共振回路の電流が０より小さく、且つ、信号ＶＳ２がＬレベルのときに直列共振回路の電流が０より大きくなった場合にも、電圧波形に対して電流波形の位相が進んでおり、容量性領域と判断できる。
【００４０】
周波数追従制御部１２は、直列共振回路の動作状態が容量性領域であると判断した場合に、制御信号Ｓ２の電圧値を低下させ、直列共振回路の駆動周波数を高めることによって、直列共振回路の電圧及び電流の位相差をゼロに近づける。逆に、直列共振回路の動作状態が容量性領域ではないと判断した場合には、制御信号Ｓ２の電圧値を高め、直列共振回路の駆動周波数を低下させることによって、直列共振回路の電圧及び電流の位相差をゼロに近づける。このように、周波数追従制御部１２は、直列共振回路の電圧及び電流の位相差がゼロに近づくように制御信号Ｓ２を生成することにより、直列共振回路の駆動周波数を直列共振周波数ｆｏｎに追従させる。なお、周波数追従制御部１２の構成及び動作の詳細については後述する。
【００４１】
続いて、放電灯点灯回路１の動作について図７〜図９を参照しながら説明する。図７は、（ａ）駆動周波数、（ｂ）起動用コンデンサ電圧、及び（ｃ）ランプ電圧ＶＬの遷移をそれぞれ示すグラフである。また、図８は、（ａ）パルス印加信号Ｓｓｔａｒｔ、（ｂ）制御信号Ｓｃ１、及び（ｃ）供給電力の推移をそれぞれ示すグラフである。なお、図７（ｄ）及び図８（ｄ）は、制御部１０における制御モードの変遷を示している。図９は、直列共振回路の駆動周波数と供給電力（またはＯＣＶ）の大きさとの関係を示すグラフと、制御部１０における制御モードとの対応関係を示す図である。
【００４２】
まず、放電灯点灯回路１に電源が投入されると（時刻ｔ１）、図７（ａ）に示すように、駆動周波数が最大値まで立ち上がる。このとき、制御部１０においては、電力制御部１３からの制御信号Ｓ３が制御信号Ｓｃ１として選択され、出力される。駆動周波数は制御信号Ｓｃ１によって制御され、時刻ｔ２に所定値ｆ１へ収束する（ＯＣＶ制御モード）。そして、点灯前における直列共振回路の駆動周波数と供給電力との関係は図９に示すグラフＧ１となっており、駆動周波数ｆ１に対応する動作点Ｐ１に応じた所定のＯＣＶが放電灯Ｌに印加される。また、この間、起動部３の起動用コンデンサへの充電が開始される。
【００４３】
続いて、起動用コンデンサ３２の両端電圧が所定値に達し、自己降伏型スイッチング素子３２がＯＮすると（図７（ｂ）の時刻ｔ３）、図７（ｃ）に示すように、起動部３によって放電灯Ｌに高圧パルスＰが印加される。この時刻ｔ３は、本実施形態における第１の時刻である。このとき、放電灯Ｌの電極間が放電により活性化するので、ランプ電圧ＶＬは２５Ｖ付近まで低下する。このとき、起動部３からパルス印加信号Ｓｓｔａｒｔが制御部１０へ出力される（図８（ａ））。制御部１０では、パルス印加信号Ｓｓｔａｒｔを受けてサンプルホールド部１１が電力制御部１３からの制御信号Ｓ３を保持し、その値を制御信号Ｓ１（一定値）として出力する。
【００４４】
このとき、図８（ｂ）に示すように、制御部１０の電力制御部１３から出力される制御信号Ｓ３が大きくなるが、制御部１０から出力される制御信号Ｓｃ１としては、選択部１４において制御信号Ｓ１が選択されるので、時刻ｔ３以降、制御信号Ｓｃ１は一定値に保持される。これにより、図７（ａ）に示すように駆動周波数が一定値ｆ１に維持される（周波数一定制御モード）。他方、図９に示す直列共振回路の駆動周波数と供給電力との関係は、グラフＧ２へ移行する。従って、動作点はＰ１からＰ２へ移行する。
【００４５】
続いて、放電灯Ｌのアークが成長し、ランプ電流ＩＬが次第に大きくなって信号ＩＳ２が検出可能となる（すなわち、直列共振回路の電流の位相を検出可能となる）と（図８（ｂ）の時刻ｔ４）、制御部１０の周波数追従制御部１２が制御信号Ｓ２を出力し始める。この時刻ｔ４は、本実施形態における第２の時刻である。このとき、図９に示すように、直列共振回路の共振周波数ｆｏｎ１は周波数ｆ１より高くなっており、周波数追従制御部１２は、この共振周波数ｆｏｎ１に駆動周波数を追従させるため、低電圧の制御信号Ｓ２を出力する。従って、時刻ｔ４以降、選択部１４においては制御信号Ｓ２が選択される（周波数追従モード）。
【００４６】
放電灯Ｌが点灯した後、直列共振回路の共振周波数は、図９に示すように低い周波数ｆｏｎ１から連続的に高い周波数ｆｏｎ２へ移行する。換言すれば、点灯後の駆動周波数と供給電力との相関グラフＧ２は、低周波数側から連続的に高周波数側のグラフＧ３へ移動する。周波数追従モードにおいては、制御部１０から出力される制御信号Ｓｃ１は、周波数追従制御部１２により、直列共振回路の駆動周波数が共振周波数を追従するように生成される。従って、図９に示すように、動作点は周波数ｆ１に対応するＰ２から周波数ｆｏｎ１に対応するＰ３へ移行し、その後、高周波数側へ移行する直列共振周波数に追従しながら、周波数ｆｏｎ２に対応するＰ４へ移行する。
【００４７】
この間、電力制御部１３は、放電灯Ｌへの供給電力の大きさが図５に示した時間関数に従って変化するように、制御信号Ｓ３を生成し続ける。そして、この制御信号Ｓ３が周波数追従制御部１２からの制御信号Ｓ２よりも小さくなる時刻ｔ５以降（すなわち、制御信号Ｓ３に基づく駆動周波数が、制御信号Ｓ２に基づく駆動周波数を超えたのち）は、選択部１４において制御信号Ｓ３が選択される（電力制御モード）。この時刻ｔ５は、本実施形態における第３の時刻である。そして、これ以後は、電力制御部１３によって、放電灯Ｌへの供給電力の大きさが定常値に近づくように制御信号Ｓｃ１が生成され、図９に示すように、動作点は誘導性領域内の定常点Ｐ５で安定する。
【００４８】
以下、本実施形態の周波数追従制御部１２及びサンプルホールド部１１の具体的な構成例及びその動作について説明する。
【００４９】
図１０は、周波数追従制御部１２の内部構成の一例を示すブロック図である。図１０に示すように、本実施形態の周波数追従制御部１２は、クランプ部１２１、増幅部１２２、ヒステリシスコンパレータ１２０、位相差検出部１２３、デジタルフィルタ部１２４、及びローパスフィルタ部１２５を有する。
【００５０】
クランプ部１２１の入力端１２１ａは周波数追従制御部１２の入力端１２ａを介して制御部１０の入力端１０ｃ（図４参照）に接続されており、入力端１２１ａには信号ＩＳ２が入力される。クランプ部１２１は、ランプ電流ＩＬの波形に応じた正弦波状の信号ＩＳ２をクランプする。また、増幅部１２２の入力端１２２ａはクランプ部１２１の出力端１２１ｂに接続されており、入力端１２２ａにはクランプ部１２１からの出力信号Ｓ２１（クランプ後の信号ＩＳ２）が入力される。増幅部１２２は、信号Ｓ２１を増幅してヒステリシスコンパレータ１２０へ提供する。ヒステリシスコンパレータ１２０は、増幅された信号Ｓ２１を波形成形して矩形波状の信号Ｓ２１Ｒを生成する。ヒステリシスコンパレータ１２０は、この信号Ｓ２１Ｒを位相差検出部１２３へ提供する。なお、この信号Ｓ２１Ｒは、本実施形態における、直列共振回路の電流に基づく第２の信号である。
【００５１】
位相差検出部１２３の一方の入力端１２３ａはヒステリシスコンパレータ１２０の出力端に接続されており、入力端１２３ａには信号Ｓ２１Ｒが入力される。また、位相差検出部１２３の他方の入力端１２３ｂには、周波数追従制御部１２の入力端１２ｂを介して信号ＶＳ２が入力される。なお、信号ＶＳ２は、本実施形態における、直列共振回路の電圧に基づく第１の信号である。位相差検出部１２３は、信号Ｓ２１Ｒと信号ＶＳ２との位相差を示す信号（位相差信号）Ｓ２３を生成する。
【００５２】
デジタルフィルタ部１２４の入力端１２４ａは位相差検出部１２３の出力端１２３ｃに接続されており、デジタルフィルタ部１２４は、位相差検出部１２３からの信号Ｓ２３に基づいて、直列共振回路の動作状態が容量性領域であるか否かを示す信号Ｓ２４を生成する。また、ローパスフィルタ部１２５の入力端１２５ａはデジタルフィルタ部１２４の出力端１２４ｂに接続されており、ローパスフィルタ部１２５は、デジタルフィルタ部１２４からの信号Ｓ２４に基づいて、制御信号Ｓ２を生成する。ローパスフィルタ部１２５の出力端１２５ｂは周波数追従制御部１２の出力端１２ｃと接続されており、制御信号Ｓ２は選択部１４へ出力される。
【００５３】
なお、選択部１４においては、図１０に示すようにダイオード１４４の前段に増幅器１４６を設け、吸い込みバッファ回路を構成するとより安定した動作が可能となる。
【００５４】
図１１は、増幅部１２２及び位相差検出部１２３の具体的な構成例を示す回路図である。増幅部１２２は、例えば、増幅器１２２ｃを用いた差動増幅回路として構成される。具体的には、増幅器１２２ｃの非反転入力端が、抵抗１２２ｄを介して入力端１２２ａに接続されるとともに、抵抗１２２ｅを介して接地電位に接続されている。増幅器１２２ｃの反転入力端は抵抗１２２ｆを介して接地電位に接続されており、反転入力端と出力端との間には帰還抵抗１２２ｇが接続されている。増幅器１２２ｃの出力端は増幅部１２２の出力端１２２ｂと接続されている。
【００５５】
位相差検出部１２３は、Ｄフリップフロップ１２３ｄ及び１２３ｈと、ＡＮＤゲート１２３ｅ及び１２３ｉと、ＮＯＴゲート１２３ｆ及び１２３ｊと、ＯＲゲート１２３ｇとを有する。Ｄフリップフロップ１２３ｄのＤ端子には信号ＩＳ２を矩形波に波形成形した信号Ｓ２１Ｒが入力され、クロック（ＣＫ）端子には信号ＶＳ２が入力される。そして、Ｄフリップフロップ１２３ｄのＱ出力（信号Ｓ２５）が後段のＡＮＤゲート１２３ｅへ出力される。
【００５６】
ＡＮＤゲート１２３ｅには、Ｄフリップフロップ１２３ｄからの信号Ｓ２５の他に、信号ＶＳ２と、信号Ｓ２１ＲがＮＯＴゲート１２３ｆにより反転された信号とが入力される。そして、これらの信号の論理積を示す信号Ｓ２６が、後段のＯＲゲート１２３ｇへ出力される。
【００５７】
Ｄフリップフロップ１２３ｈのＤ端子にはＮＯＴゲート１２３ｆからの出力信号（信号Ｓ２１Ｒの反転信号）が供給され、クロック（ＣＫ）端子には信号ＶＳ２がＮＯＴゲート１２３ｊにより反転して入力される。そして、Ｄフリップフロップ１２３ｈのＱ出力（信号Ｓ２７）が後段のＡＮＤゲート１２３ｉへ出力される。
【００５８】
ＡＮＤゲート１２３ｉには、Ｄフリップフロップ１２３ｈからの信号Ｓ２７の他に、ＮＯＴゲート１２３ｊからの出力信号（信号ＶＳ２の反転信号）と、信号Ｓ２１Ｒとが入力される。そして、これらの信号の論理積を示す信号Ｓ２８が、後段のＯＲゲート１２３ｇへ出力される。
【００５９】
ＯＲゲート１２３ｇは、信号Ｓ２６及びＳ２８の論理和を示す信号を出力する。このＯＲゲート１２３ｇからの出力信号は、信号Ｓ２３としてデジタルフィルタ部１２４（図１０参照）へ提供される。
【００６０】
ここで、図１２は、位相差検出部１２３における各信号のタイミングチャートである。図１１及び図１２を参照しながら、位相差検出部１２３の動作について説明する。
【００６１】
まず、信号ＶＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がった時点で、信号Ｓ２１Ｒの信号レベルがＤフリップフロップ１２３ｄにおいてラッチされ、Ｑ出力（信号Ｓ２５）として出力される。この信号Ｓ２５がＨレベルであって（すなわち、信号ＶＳ２がＨレベルに立ち上がる瞬間にランプ電流ＩＬが０より大きく）、且つ、信号ＶＳ２がＨレベルの時に信号Ｓ２１ＲがＬレベルの場合（すなわち、信号ＶＳ２がＨレベルのときにランプ電流ＩＬが０より小さくなった場合）にＡＮＤゲート１２３ｅからの出力信号Ｓ２６がＨレベルとなる。
【００６２】
また、信号ＶＳ２がＨレベルからＬレベルに立ち下がった時点で、ＮＯＴゲート１２３ｆからの出力信号（すなわち信号Ｓ２１Ｒの反転信号）レベルがＤフリップフロップ１２３ｈにおいてラッチされ、Ｑ出力（信号Ｓ２７）として出力される。この信号Ｓ２７がＨレベルであって（すなわち、信号ＶＳ２がＬレベルに下がる瞬間にランプ電流ＩＬが０より小さく）、且つ、信号ＶＳ２がＬレベルの時に信号Ｓ２１ＲがＨレベルの場合（すなわち、信号ＶＳ２がＬレベルのときにランプ電流ＩＬが０より大きくなった場合）にＡＮＤゲート１２３ｉからの出力信号Ｓ２８がＨレベルとなる。
【００６３】
そして、位相差検出部１２３からの出力信号（位相差信号）Ｓ２３として、これらの信号Ｓ２６及びＳ２８の論理和が出力される。すなわち、この出力信号Ｓ２３は、信号ＶＳ２に対して信号Ｓ２１Ｒの位相が進んだときに、信号Ｓ２１Ｒと信号ＶＳ２との位相差に応じたパルス幅を有する。この出力信号Ｓ２３が断続的にＨレベルとなるとき、直列共振回路の動作状態が容量性領域であると判断できる。なお、位相差検出部１２３は、信号ＶＳ２に対して信号Ｓ２１Ｒの位相が遅れたとき（すなわち誘導性領域のとき）に、信号Ｓ２１Ｒと信号ＶＳ２との位相差に応じたパルス幅を有する信号Ｓ２３を生成してもよい。この場合、出力信号Ｓ２３が継続的にＬレベルであるときに、直列共振回路の動作状態が容量性領域であると判断できる。
【００６４】
図１３は、デジタルフィルタ部１２４及びローパスフィルタ部１２５の具体的な構成例を示す回路図である。デジタルフィルタ部１２４は、Ｄフリップフロップ１２４ｃと、ＮＡＮＤゲート１２４ｄと、ＮＯＴゲート１２４ｅと、ＡＮＤゲート１２４ｆと、カウンタ１２４ｇとを有する。Ｄフリップフロップ１２４ｃのＤ端子及びプリセット（ＰＲＥ）端子には電源電圧Ｖｃｃが入力され、クロック（ＣＬＫ）端子には、位相差検出部１２３から入力端１２４ａを介して信号Ｓ２３が入力される。Ｄフリップフロップ１２４ｃのＱ出力は、信号Ｓ２４としてローパスフィルタ部１２５へ出力される。
【００６５】
ＡＮＤゲート１２４ｆには、Ｄフリップフロップ１２４ｃのＱ出力（信号Ｓ２４）が入力されるとともに、信号Ｓ２３がＮＯＴゲート１２４ｅを介して入力される。ＡＮＤゲート１２４ｆの出力信号Ｓ３０は、カウンタ１２４ｇのクリア（ＣＬＲ）端子に入力される。カウンタ１２４ｇのクロック（ＣＬＫ）端子には、信号ＶＳ２が入力される。カウンタ１２４ｇのＱＡ出力及びＱＣ出力は共にＮＡＮＤゲート１２４ｄに入力され、ＮＡＮＤゲート１２４ｄの出力信号Ｓ３１は、Ｄフリップフロップ１２４ｃのクリア（ＣＬＲ）端子に入力される。なお、ＮＡＮＤゲート１２４ｄに入力されるカウンタ１２４ｇの出力は、必要なカウント時間に応じて適切に選択されるとよい。
【００６６】
また、ローパスフィルタ部１２５は、ＰＮＰ型のトランジスタ１２５ｃと、抵抗１２５ｄ〜１２５ｆと、コンデンサ１２５ｇとを有する。トランジスタ１２５ｃのベース端子には、入力端１２５ａから抵抗１２５ｄを介して信号Ｓ２４が入力される。トランジスタ１２５ｃのエミッタ端子には電源電圧Ｖｃｃが入力され、トランジスタ１２５ｃのコレクタ端子は抵抗１２５ｅを介して出力端１２５ｂに接続されている。また、出力端１２５ｂは、互いに並列接続された抵抗１２５ｆ及びコンデンサ１２５ｇを介して接地電位線に接続されている。
【００６７】
ここで、図１４は、デジタルフィルタ部１２４及びローパスフィルタ部１２５における各信号のタイミングチャートである。図１３及び図１４を参照しながら、デジタルフィルタ部１２４及びローパスフィルタ部１２５の動作について説明する。
【００６８】
まず、位相差検出部１２３からの出力信号Ｓ２３がＬレベルからＨレベルに立ち上がると、Ｄフリップフロップ１２４ｃのＱ出力（信号Ｓ２４）はＨレベルにラッチされる。これにより、トランジスタ１２５ｃが非導通状態となるので、抵抗１２５ｆ及びコンデンサ１２５ｇからなるローパスフィルタ回路によって制御信号Ｓ２の電圧値は緩やかに低下する。従って、制御部１０（図４参照）から出力される制御信号Ｓｃ１の電圧値が緩やかに低下するので、直列共振回路の駆動周波数は緩やかに上昇する。
【００６９】
また、Ｄフリップフロップ１２４ｃのＱ出力（信号Ｓ２４）がＨレベルになると、ＡＮＤゲート１２４ｆの出力信号Ｓ３０はＬレベルからＨレベルに立ち上がり、信号Ｓ２３のＬレベルへの移行に応じてカウンタ１２４ｇのカウントが始まる。信号Ｓ２３がＬレベルに移行して、本実施形態では５カウント目にＮＡＮＤゲート出力信号Ｓ３１がＬレベルからＨレベルに立ち上がるので、Ｄフリップフロップ１２４ｃがリセットされ、信号Ｓ２３が再びＨレベルになるまではＤフリップフロップ１２４ｃのＱ出力（信号Ｓ２４）はＬレベルに保持される。これにより、トランジスタ１２５ｃが導通状態となるので、電源電圧Ｖｃｃ、抵抗１２５ｅ、及びコンデンサ１２５ｇからなるローパスフィルタ回路によって制御信号Ｓ２の電圧値は緩やかに上昇する。従って、制御部１０（図４参照）から出力される制御信号Ｓｃ１の電圧値が緩やかに上昇するので、直列共振回路の駆動周波数は緩やかに低下する。
【００７０】
前述したように、位相差検出部１２３からの出力信号Ｓ２３が断続的にＨレベルとなる場合、直列共振回路の動作状態が容量性領域であることを示している。この場合、制御信号Ｓｃ１の電圧値が低下して駆動周波数が上昇することにより、直列共振回路の電圧及び電流の位相差をゼロに近づける（すなわち、直列共振回路の動作状態を共振状態へ近づける）ことができる。逆に、信号Ｓ２３がＬレベルのまま一定である場合には、直列共振回路の動作状態は誘導性領域である。この場合、制御信号Ｓｃ１の電圧値が上昇して駆動周波数が低下することにより、直列共振回路の電圧及び電流の位相差をゼロに近づける（共振状態へ近づける）ことができる。
【００７１】
図１５は、サンプルホールド部１１の内部構成の一例を示す回路図である。サンプルホールド部１１は、例えば図１５に示すような回路によって好適に構成される。
【００７２】
図１５に示すサンプルホールド部１１は、バッファ回路１１１、スイッチ１１２、コンデンサ１１３、及びバッファ回路１１４によって構成されている。バッファ回路１１１の非反転入力端はサンプルホールド部１１の入力端１１ａに接続されており、電力制御部１３から制御信号Ｓ３を受ける。バッファ回路１１１の出力端は、該回路１１１の反転入力端に接続されると共に、スイッチ１１２の一端に接続されている。また、コンデンサ１１３の一端はスイッチ１１２の他端及びバッファ回路１１４の非反転入力端と接続されており、コンデンサ１１３の他端は接地電位線に接続されている。バッファ回路１１４の出力端はサンプルホールド部１１の出力端１１ｃに接続されており、バッファ回路１１４の出力信号が制御信号Ｓ１として出力される。
【００７３】
スイッチ１１２のオン／オフは、サンプルホールド部１１の入力端１１ｂから入力されるパルス印加信号Ｓｓｔａｒｔによって制御される。すなわち、パルス印加信号Ｓｓｔａｒｔをトリガとしてスイッチ１１２が閉じることにより、コンデンサ１１３が信号Ｓ３に相当する電荷を保持する。これにより、バッファ回路１１４の出力端からは、高圧パルスが印加されたタイミング（図８（ａ）に示す時刻ｔ３）での信号Ｓ３の値が出力され続けることとなる。
【００７４】
以上に説明した本実施形態の放電灯点灯回路１による効果について説明する。放電灯点灯回路１においては、図４に示したように、制御部１０が、一定の制御信号Ｓ１を生成するサンプルホールド部１１（第１の回路部）と、直列共振回路の電圧と同位相の信号ＶＳ２、及び直列共振回路の電流と同位相の信号ＩＳ２の位相差がゼロに近づくように制御信号Ｓ２を生成する周波数追従制御部１２（第２の回路部）と、供給電力の大きさが所定の時間関数（図５参照）に従って定常値に近づくように制御信号Ｓ３を生成する電力制御部１３（第３の回路部）とを有する。そして、図７及び図８に示したように、起動部３から高圧パルスが印加される第１の時刻ｔ３以降においてはサンプルホールド部１１からの制御信号Ｓ１が選択され、第３の時刻ｔ５以降においては電力制御部１３からの制御信号Ｓ３が選択され、第２の時刻ｔ４から時刻ｔ５までは、周波数追従制御部１２からの制御信号Ｓ２が選択され、制御信号Ｓｃ１とし制御部１０から出力される。
【００７５】
本発明者らは、点灯制御において、起動部３から高圧パルスを印加して放電灯Ｌを点灯させたのち、放電灯Ｌへ十分な電力を供給しつつ放電を持続させることを考えた。そして、供給電力の最大値を与える直列共振周波数が、図９に示したように、低い周波数ｆｏｎ１から高い周波数ｆｏｎ２へ連続的に移行する（すなわち、点灯後の駆動周波数と供給電力との相関グラフが、低周波数側のグラフＧ２から高周波数側のグラフＧ３へ連続的に移動する）ことを突き止めた。
【００７６】
本実施形態の放電灯点灯回路１においては、周波数追従制御部１２が、直列共振回路の電圧と電流との位相差がゼロに近づくように制御信号Ｓ２を生成するので、この制御信号Ｓ２によって、ブリッジドライバ６の駆動周波数を直列共振回路の直列共振周波数に追従させることができる。従って、時刻ｔ４から時刻ｔ５までの間（図９の動作点Ｐ３からＰ４までの間）は、刻々と変化する最大電力値に近い大きさの電力を放電灯Ｌに供給し続けることができる。
【００７７】
また、本実施形態の放電灯点灯回路１においては、高圧パルスが印加される時刻ｔ３から時刻ｔ４までは、サンプルホールド部１１からの制御信号Ｓ１が選択されている。周波数追従制御部１２の動作が可能となるまでは、サンプルホールド部１１からの制御信号Ｓ１によって駆動周波数を一定値に保持することにより、放電灯Ｌのアークを好適に成長させることができる。また、時刻ｔ５以降、電力制御部１３からの制御信号Ｓ３が選択されることにより、点灯制御状態から、交流電力の大きさを所定の時間関数に従って定常値に近づける電力制御状態へ好適に移行できる。
【００７８】
本実施形態の放電灯点灯回路１によれば、供給電力の最大値を与える直列共振周波数の変化に追従してブリッジドライバ６の駆動周波数を制御するので、図１５に示したΔｆを予め設定する必要がなく、電源電圧の変動や動作温度のばらつき、電子部品の電気的特性の誤差などに依存せず駆動周波数を制御でき、部品設計のマージンに余裕を持たせつつ、点灯性を良好に維持できる。
【００７９】
また、放電灯Ｌの点灯制御においては、その点灯性（点灯成功率）が高いと、点灯制御を何度も繰り返す必要がなく、点灯開始を早めることができる。特に、車輌用の前照灯などに放電灯が用いられる場合には、点灯開始はできるだけ早いことが好ましい。本実施形態の放電灯点灯回路１によれば、高圧パルスを印加して放電灯Ｌを点灯させたのち、放電灯Ｌへ十分な電力を供給しつつ放電を持続させることができるので、点灯性をより高めることができる。
【００８０】
また、本実施形態では、時刻ｔ４以降、周波数追従制御部１２が制御信号Ｓ２を出力し始める。この時刻ｔ４は、放電灯Ｌのアークが成長し、ランプ電流ＩＬが次第に大きくなって信号ＩＳ２が検出可能となる以降（すなわち、直列共振回路の電流の位相を検出可能となる時刻と同じか、該時刻より後）であることが好ましい。本実施形態のようにランプ電流ＩＬを用いて直列共振回路の電流の位相を検知する場合、放電灯Ｌの電極間にアークが形成され始めるまでは、直列共振回路の電流の位相を検知することができない。そこで、ランプ電流ＩＬを検出可能となる時刻ｔ４まではサンプルホールド部１１によって駆動周波数を一定値に保持しながらアークを成長させ、アークが或る程度成長してランプ電流ＩＬが検出可能になった後に、周波数追従制御部１２によって駆動周波数を直列共振周波数に追従させるとよい。これにより、本実施形態の制御部１０を好適に動作させることができる。
【００８１】
本発明による放電灯点灯回路は、上記した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、上記実施形態では制御部１０の選択部１４にダイオードＯＲ回路を採用しているが、駆動周波数を最も高くする制御信号を選択する回路であれば、他に様々な構成の回路を適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明による放電灯点灯回路の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】トランジスタの駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。
【図３】Ｖ−Ｆ変換部の変換特性の概略を示す図である。
【図４】制御部の内部構成の一例を示すブロック図である。
【図５】所定の時間関数の典型例を示すグラフである。
【図６】（ａ）トランジスタのオン／オフ状態、（ｂ）信号ＶＳ２の波形、（ｃ）直列共振回路の電圧の波形、（ｄ）直列共振回路の誘導性領域での電流波形、（ｅ）直列共振回路の共振状態での電流波形、（ｆ）直列共振回路の容量性領域での電流波形、のそれぞれの時間的変化を例示したグラフであり、それらの位相関係を表している。
【図７】（ａ）駆動周波数、（ｂ）起動用コンデンサ電圧、及び（ｃ）ランプ電圧ＶＬの遷移をそれぞれ示すグラフである。（ｄ）制御部における制御モードの変遷を示している。
【図８】（ａ）パルス印加信号、（ｂ）制御信号Ｓｃ１、及び（ｃ）供給電力の推移をそれぞれ示すグラフである。（ｄ）制御部における制御モードの変遷を示している。
【図９】直列共振回路の駆動周波数と供給電力（またはＯＣＶ）の大きさとの関係を示すグラフと、制御部における制御モードとの対応関係を示す図である。
【図１０】周波数追従制御部の内部構成の一例を示すブロック図である。
【図１１】増幅部及び位相差検出部の具体的な構成例を示す回路図である。
【図１２】位相差検出部における各信号のタイミングチャートである。
【図１３】デジタルフィルタ部及びローパスフィルタ部の具体的な構成例を示す回路図である。
【図１４】デジタルフィルタ部及びローパスフィルタ部における各信号のタイミングチャートである。
【図１５】サンプルホールド部１１の内部構成の一例を示す回路図である。
【図１６】直列共振回路の駆動周波数と供給電力（またはＯＣＶ）の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。
【符号の説明】
【００８３】
１…放電灯点灯回路、２…電力供給部、３…起動部、５ａ，５ｂ…トランジスタ、６…ブリッジドライバ、７…トランス、８…コンデンサ、９…インダクタ、１０…制御部、１１…サンプルホールド部、１２…周波数追従制御部、１３…電力制御部、１４…選択部、２１，２２…ピークホールド回路、２３…バッファ、２４…Ｖ−Ｆ変換部、２５…波形成形回路、１２０…ヒステリシスコンパレータ、１２１…クランプ部、１２２…増幅部、１２３…位相差検出部、１２４…デジタルフィルタ部、１２５…ローパスフィルタ部、１３１…電力演算部、１３２…誤差増幅器、ＩＬ…ランプ電流、ＶＬ…ランプ電圧、Ｓｃ１，Ｓｃ２…制御信号、Ｓｓｔａｒｔ…パルス印加信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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