(57)【要約】【課題】入出力を直流的に絶縁し入力の直流電圧を交流電圧に直接変換する直流交流変換装置を提供すること。【解決手段】電圧変換回路１が、変換回路入力端３１と変換回路出力端３２とを直流的に絶縁しつつ交流出力の極性に応じた極性の電圧を変換回路出力端３２に出力する。第１スイッチ２が導通状態になると変換回路出力端３２の電圧がフィルタ入力端４１に印加される。第２スイッチ３が導通状態となると変換回路出力端３２の電圧がフィルタ入力端４１に印加されることなくフィルタ回路４内の電流が流れる経路が確保される。フィルタ出力端４２にはフィルタ入力端４１に印加された電圧がフィルタ回路４により平滑され出力される。第１、第２スイッチ２、３のそれぞれが導通状態となる時間の比を調整することにより交流電圧Ｖ２の大きさを制御でき、変換回路出力端３２に出力される電圧の極性を変えることにより交流電圧Ｖ２の極性を制御できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧が入力される一対の直流入力端と、
交流電圧が出力される一対の交流出力端と、
電圧変換回路と、
フィルタ回路と、
第１スイッチと、
第２スイッチとを有し、
前記電圧変換回路は、一対の変換回路入力端と一対の変換回路出力端とを有し、前記変換回路入力端と前記変換回路出力端とを直流的に絶縁すると共に、前記変換回路入力端に印加された直流電圧を、前記交流電圧の極性に応じた極性を有する電圧に変換して前記変換回路出力端に出力し、
前記フィルタ回路は、一対のフィルタ入力端と一対のフィルタ出力端とを有し、
前記直流入力端と前記変換回路入力端とが接続され、前記変換回路出力端と前記フィルタ入力端とが前記第１スイッチを介して接続され、前記フィルタ出力端と前記交流出力端とが接続され、前記フィルタ入力端の間に前記第２スイッチが接続されることを特徴とする直流交流変換装置。
【請求項２】
前記電圧変換回路は、
前記変換回路出力端に２次側巻線が接続されたトランスと、
該トランスの１次側巻線と前記変換回路入力端との間に設けられたスイッチング回路とを有し、
該スイッチング回路は、プッシュプル回路、フルブリッジ回路、またはハーフブリッジ回路のいずれかであることを特徴とする請求項１に記載の直流交流変換装置。
【請求項３】
前記第１スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、
前記一対の変換回路出力端の一方と前記一対のフィルタ入力端の一方との間に前記スイッチング素子の１つが、エミッタまたはソースが前記一方のフィルタ入力端に接続されるように介在し、
前記一対の変換回路出力端の他方と前記一対のフィルタ入力端の他方との間に前記スイッチング素子の他の１つが、エミッタまたはソースが前記他方のフィルタ入力端に接続されるように介在することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の直流交流変換装置。
【請求項４】
前記第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、
前記第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続されることを特徴とする請求項３に記載の直流交流変換装置。
【請求項５】
前記第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、
前記第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのコレクタまたはドレインが互いに接続されて直列接続されることを特徴とする請求項３に記載の直流交流変換装置。
【請求項６】
前記第１スイッチを構成する半導体スイッチング素子の一方のエミッタまたはソースと、該エミッタまたはソースに接続される前記第２スイッチを構成する半導体スイッチング素子のエミッタまたはソースとの接続点と、前記フィルタ入力端の一方との間に、電流センス抵抗が介在することを特徴とする請求項５に記載の直流交流変換装置。
【請求項７】
前記第１スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備えると共に、該第１スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続され、
前記一対の変換回路出力端の一方と前記一対のフィルタ入力端の一方との間に前記第１スイッチが介在し、
前記一対の変換回路出力端の他方と前記一対のフィルタ入力端の他方は直接接続され、
前記第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備えると共に、該第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の直流交流変換装置。
【請求項８】
前記第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子の互いに接続されたエミッタまたはソースが接地電位に接続されていることを特徴とする請求項４または請求項７に記載の直流交流変換装置。
【請求項９】
直流電圧を直流的に絶縁し、所要の極性の電圧に変換する電圧変換回路と、
交流電圧を出力するフィルタ回路と、
前記電圧変換回路と前記フィルタ回路との間に設けられ、電流を断続させる第１スイッチと、
前記フィルタ回路の前記第１スイッチ側を短絡および開放する第２スイッチとを有することを特徴とする直流交流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に開示されているＡＣインバータでは、図２６に示すように、バッテリ（例えばＤＣ１２Ｖ）等のＤＣ入力部２１０の電源端子に接続される電源ライン２１０ａは、チョークコイルやコンデンサよりなるＤＣ入力フィルタ２３０に接続される。スイッチング回路２４０は、ＤＣ入力部２１０からの直流電源（ＤＣ１２Ｖ）を例えば５５ｋＨｚで発振させるためのプッシュプル方式の回路である。ＤＣ高電圧整流回路２６０は、スイッチング回路２４０の高周波発振によってトランス２５０の高電圧用コイルに発生した高電圧出力（例えば１４０Ｖ）の波形を平滑化し、ＤＣ出力ライン２６０ａよりドライブ回路２８０へ出力する。ドライブ回路２８０（交流化回路）は、例えば４個のＦＥＴを二つのＡＣ出力ライン２８０ａ、２８０ｂに対してＨブリッジ形に接続してなる周知のもので、対角に位置するＦＥＴが所定のデューティ比で交互にオン駆動されることによって、ＡＣ出力ライン２８０ａ、２８０ｂに例えば５５Ｈｚの交流電圧を発生させる。
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−３１５３５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１では、スイッチング回路２４０により直流電源（ＤＣ１２Ｖ）を高周波（５５ｋＨｚ）で発振させ、トランス２５０から高電圧（１４０Ｖ）として出力させた後、この高電圧高周波波形をＤＣ高電圧整流回路２６０で平滑化し、ドライブ回路２８０（交流化回路）により所望（５５Ｈｚ）の交流電圧を発生させる。
【０００５】
ＤＣ入力部２１０からの低電圧の直流電源を、高電圧で低周波数の交流電圧に変換してＡＣ出力ライン２８０ａ、２８０ｂに出力するために、直流電圧から交流電圧への変換、交流電圧から直流電圧への変換、直流電圧から交流電圧への変換と、３回の変換を必要とする。所望の交流電圧が出力されるまでの電力変換制御が複雑であり、構成回路部品の点数も多い。スイッチング損失等の回路動作における損失が大きくなってしまうおそれがあり十分な電力変換効率を得ることができない場合があり問題である。また、構成回路部品が多いため、回路実装面積の増大や、部品コスト、製造コストの増大を招来するおそれがあり問題である。
【０００６】
本発明は前記背景技術に鑑みなされたものであり、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の直流電圧を所望の交流電圧に直接変換する新規な回路方式を提案するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記目的を達成するために、請求項１に係る直流交流変換装置は、直流電圧が入力される一対の直流入力端と、交流電圧が出力される一対の交流出力端と、電圧変換回路と、フィルタ回路と、第１スイッチと、第２スイッチとを有し、電圧変換回路は、一対の変換回路入力端と一対の変換回路出力端とを有し、変換回路入力端と変換回路出力端とを直流的に絶縁すると共に、変換回路入力端に印加された直流電圧を、交流電圧の極性に応じた極性を有する電圧に変換して変換回路出力端に出力し、フィルタ回路は、一対のフィルタ入力端と一対のフィルタ出力端とを有し、直流入力端と変換回路入力端とが接続され、変換回路出力端とフィルタ入力端とが第１スイッチを介して接続され、フィルタ出力端と交流出力端とが接続され、フィルタ入力端の間に前記第２スイッチが接続されることを特徴とする。
【０００８】
請求項１の直流交流変換装置では、電圧変換回路が、変換回路入力端と変換回路出力端とを直流的に絶縁しつつ、所望の交流出力の極性に応じた極性の電圧を変換回路出力端に出力する。第１スイッチが導通状態になると、変換回路出力端の電圧がフィルタ回路のフィルタ入力端に印加される。第２スイッチが導通状態となると、変換回路出力端の電圧がフィルタ回路のフィルタ入力端に印加されることなくフィルタ回路内の電流が流れる経路が確保される。
【０００９】
フィルタ出力端には、フィルタ入力端に印加された電圧がフィルタ回路により平滑され出力される。第１スイッチと第２スイッチとのそれぞれが導通状態となる時間の比を調整することによって、フィルタ出力端に現れる電圧の大きさを制御できる。変換回路出力端に出力される電圧の極性を変えることにより、フィルタ出力端に現れる電圧の極性を制御できる。
【００１０】
このように、請求項１の直流交流変換装置は、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の直流電圧を所望の交流電圧に直接変換することができる。
【００１１】
また、請求項２に係る直流交流変換装置は、請求項１に記載の直流交流変換装置において、電圧変換回路は、変換回路出力端に２次側巻線が接続されたトランスと、トランスの１次側巻線と変換回路入力端との間に設けられたスイッチング回路とを有し、スイッチング回路は、プッシュプル回路、フルブリッジ回路、またはハーフブリッジ回路のいずれかであることを特徴とする。
【００１２】
請求項２の直流交流変換装置では、直流電圧は、プッシュプル回路、フルブリッジ回路、またはハーフブリッジ回路のいずれかで構成されるスイッチング回路によりスイッチング制御され、トランスの１次側巻線に入力される。トランスの２次側巻線からは、スイッチング制御に応じた極性の電圧が出力される。
【００１３】
これにより、スイッチング回路におけるスイッチング制御に応じて、変換回路出力端に交流電圧の極性に応じた極性を有する電圧を出力することができる。
【００１４】
また、請求項３に係る直流交流変換装置は、請求項１または請求項２に記載の直流交流変換装置において、第１スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、一対の変換回路出力端の一方と一対のフィルタ入力端の一方との間にスイッチング素子の１つが、エミッタまたはソースが一方のフィルタ入力端に接続されるように介在し、一対の変換回路出力端の他方と一対のフィルタ入力端の他方との間にスイッチング素子の他の１つが、エミッタまたはソースが他方のフィルタ入力端に接続されるように介在することを特徴とする。
【００１５】
請求項３の直流交流変換装置では、第１スイッチとして逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いても、変換回路出力端に現れる電圧の極性によらず、変換回路出力端とフィルタ入力端との間を非導通とすることができる。
【００１６】
また、請求項４に係る直流交流変換装置は、請求項３に記載の直流交流変換装置において、第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続されることを特徴とする。
【００１７】
請求項４の直流交流変換装置では、第２スイッチとして逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いても、第２スイッチを非導通とすることができる。
【００１８】
また、請求項５に係る直流交流変換装置は、請求項３に記載の直流交流変換装置において、第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのコレクタまたはドレインが互いに接続されて直列接続されることを特徴とする。
【００１９】
請求項５の直流交流変換装置でも、第２スイッチとして逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いても、第２スイッチを非導通とすることができる。
【００２０】
また、請求項６に係る直流交流変換装置は、請求項５に記載の直流交流変換装置において、第１スイッチを構成する半導体スイッチング素子の一方のエミッタまたはソースと、エミッタまたはソースに接続される第２スイッチを構成する半導体スイッチング素子のエミッタまたはソースとの接続点と、フィルタ入力端の一方との間に、電流センス抵抗が介在することを特徴とする。
【００２１】
これにより、フィルタ入力端に流れる電流を検出することができる。フィルタ入力端には、第１スイッチの導通により流れる電流、および第２スイッチの導通により流れる電流の、いずれの電流も流れるので、電流を常時検出することができる。
【００２２】
また、請求項７に係る直流交流変換装置は、請求項１または請求項２に記載の直流交流変換装置において、第１スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備えると共に、第１スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続され、一対の変換回路出力端の一方と一対のフィルタ入力端の一方との間に第１スイッチが介在し、一対の変換回路出力端の他方と一対のフィルタ入力端の他方は直接接続され、第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備えると共に、第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続されることを特徴とする。
【００２３】
２つの逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子のそれぞれのエミッタまたはソースが接続され、半導体スイッチング素子が直列接続されて第１スイッチが構成される。第２スイッチについてもエミッタまたはソースが接続され、半導体スイッチング素子が直列接続されている。このため、半導体スイッチング素子を導通制御する基準電位が共通となって、第１スイッチ、第２スイッチのそれぞれについて、共通のドライブ電源を使用することができる。
【００２４】
また、請求項８に係る直流交流変換装置は、請求項４または請求項７に記載の直流交流変換装置において、第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子の互いに接続されたエミッタまたはソースが接地電位に接続されていることを特徴とする。
【００２５】
また、請求項９に係る直流交流変換装置は、直流電圧を直流的に絶縁し、所要の極性の電圧に変換する電圧変換回路と、交流電圧を出力するフィルタ回路と、電圧変換回路とフィルタ回路との間に設けられ、電流を断続させる第１スイッチと、フィルタ回路の第１スイッチ側を短絡および開放する第２スイッチとを有することを特徴とする。
【００２６】
請求項９の直流交流変換装置では、電圧変換回路が、直流電圧を直流的に絶縁しつつ、所望の交流出力の極性に応じた極性の電圧に変換する。第１スイッチが導通状態になると、変換回路出力端の電圧がフィルタ回路のフィルタ入力端に印加される。第２スイッチが短絡状態となると、電圧変換回路の出力電圧がフィルタ回路のフィルタ入力端に印加されることなくフィルタ回路内の電流が流れる経路が確保される。
【００２７】
フィルタ出力端には、フィルタ入力端に印加された電圧がフィルタ回路により平滑され出力される。第１スイッチと第２スイッチとのそれぞれが導通状態(短絡状態)となる時間の比を調整することによって、フィルタ回路の出力に現れる電圧の大きさを制御できる。電圧変換回路の出力電圧の極性を変えることにより、フィルタ回路は交流電圧を出力する。
【００２８】
このように、請求項９の直流交流変換装置は、直流電圧を直流的に絶縁しつつ、所望の交流電圧を出力することができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の直流電圧を所望の交流電圧に直接変換することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明の直流交流変換装置について具体化した実施形態を図１乃至図２５に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００３１】
本発明の原理を説明する図１の直流交流変換装置では、一対の直流入力端１０から直流電圧Ｖ１が入力され、一対の交流出力端２０から交流電圧Ｖ２が出力される。直流入力端１０は、電圧変換回路１の一対の変換回路入力端３１に接続されている。電圧変換回路１の変換回路出力端３２の一方は第１スイッチ２を介して、電圧変換回路１の変換回路出力端３２の他方は直接に、フィルタ回路４の一対のフィルタ入力端４１に接続されている。また、フィルタ入力端４１の端子間は第２スイッチ３で接続されている。フィルタ回路４の一対のフィルタ出力端４２は、一対の交流出力端２０に接続されている。
【００３２】
電圧変換回路１は、変換回路入力端３１と変換回路出力端３２とが直流的に絶縁されており、変換回路入力端３１に印加された直流電圧Ｖ１を、交流電圧Ｖ２の極性に応じた極性を有する電圧に変換して変換回路出力端３２に出力する。
【００３３】
フィルタ回路４は、フィルタ入力端４１とフィルタ出力端４２との間に備えられる一対のコイルＬ１、Ｌ２と、フィルタ出力端４２の端子間に接続される出力コンデンサＣ１とを有して構成される一般的なフィルタ回路である。
【００３４】
第１スイッチ２が導通状態になると、変換回路出力端３２の電圧がフィルタ回路４のフィルタ入力端４１に印加される。第２スイッチ３が導通状態となると、変換回路出力端３２の電圧がフィルタ回路４のフィルタ入力端４１に印加されることなくフィルタ回路４内の電流が流れる経路が確保される。フィルタ出力端４２には、フィルタ入力端４１に印加された電圧がフィルタ回路４により平滑され出力される。第１スイッチ２と第２スイッチ３とのそれぞれが導通状態となる時間の比を調整することによって、フィルタ出力端４２に現れる電圧の大きさを制御できる。変換回路出力端３２に出力される電圧の極性を変えることにより、フィルタ出力端４２に現れる電圧の極性が制御される。
【００３５】
図２の回路図は実施形態の直流交流変換装置である。電圧変換回路１は、１次側に中間タップを備えたトランスＴＲと、エミッタ端子が共通に接続され、コレクタ端子が１次側巻線の両端の各端子にそれぞれ接続されたＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２とを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２のエミッタ端子とトランスＴＲの中間タップとの間に、平滑コンデンサＣ０が接続され、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２のエミッタ端子を負側として直流電圧Ｖ１が入力される。ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２は、スイッチング回路としてのプッシュプル回路である。
【００３６】
トランスＴＲの２次側巻線の各端子には、それぞれＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６のコレクタ端子が接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６のエミッタ端子は、フィルタ回路４のコイルＬ１、Ｌ２の一端にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６で第１スイッチ２を構成している。これにより、第１スイッチ２として逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６を用いても、変換回路出力端に現れる電圧の極性によらず、変換回路出力端とフィルタ入力端との間を非導通とすることができる。
【００３７】
また、ＩＧＢＴ素子Ｔ５のエミッタ端子とコイルＬ１の一端との接続経路にはＩＧＢＴ素子Ｔ７のエミッタ端子が接続され、ＩＧＢＴ素子Ｔ６のエミッタ端子とコイルＬ２の一端との接続経路にはＩＧＢＴ素子Ｔ８のエミッタ端子が接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８は、それぞれのコレクタ端子が互いに接続されて直列接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８で第２スイッチ３を構成している。これにより、第２スイッチ３として逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８を用いても、第２スイッチ３を非導通とすることができる。
【００３８】
ここで、各ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８は、逆並列ダイオードを備えている。なお、ＩＧＢＴ素子Ｔ５〜Ｔ８は、請求項の半導体スイッチング素子に相当する。
【００３９】
以下、図３乃至図１６において、実施形態の直流交流変換装置（図２）の回路動作を段階ごとに示す。図３乃至図８は交流電圧Ｖ２の電圧上昇期の回路動作である。図９乃至図１６は交流電圧Ｖ２の電圧下降期の回路動作である。交流電圧Ｖ２の周波数に比べてＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８を十分高い周波数でスイッチングし、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６のオンデューティを制御することにより、交流電圧Ｖ２を生成する。
【００４０】
先ず、交流電圧Ｖ２の電圧上昇期の回路動作について説明する。図３乃至図８が、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、（Ｔ２）、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期の動作である。
【００４１】
図３の動作状態（１）において、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態でＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通する。中間タップを挟んで直列に接続されているトランスＴＲの１次側巻線の一方に直流電圧Ｖ１が印加される。直流電圧Ｖ１の正極から、中間タップを介してＩＧＢＴ素子Ｔ１を流れて直流電圧Ｖ１の負極に向かう経路に電流が流れる。この電流によりトランスＴＲが励磁され、２次側巻線の基準端子を正電位とする電圧が誘起される。基準端子から、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１または／および負荷（不図示）、コイルＬ２、およびＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に戻る経路に電流が流れる。
【００４２】
これにより、出力コンデンサＣ１の端子間電圧である交流電圧Ｖ２も時間と共に上昇する。
【００４３】
交流電圧Ｖ２の電圧上昇期においては、図３乃至図８で示される１周期の動作期間のうち、図３で示される動作状態（１）の占める時間割合が大きい。
【００４４】
尚、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通状態となる前に導通状態となっているので、トランスＴＲからコイルＬ１、Ｌ２に電流が流れ始める際に、ターンオン損失は発生しない。
【００４５】
次に図４の動作状態（２）に移行する。図４の動作状態（２）では、まずＩＧＢＴ素子Ｔ１を非導通とする。トランスＴＲの励磁電流の連続性により、トランスＴＲの中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に戻る経路に電流が流れる。
【００４６】
同時に、コイルＬ１、Ｌ２に流れる電流の連続性により、コイルＬ２から、ＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ５を介してコイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路に電流が流れる。トランスＴＲの１次側巻線には、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流に重畳されてこのコイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーによる電流に応じた電流が流れる。これにより、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部が直流電圧Ｖ１の電源に回生される。なお、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの他の一部は、出力コンデンサＣ１に移動し、出力コンデンサＣ１への充電が継続される。こうして交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。
【００４７】
次に図５の動作状態（３）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通する。コイルＬ２から流れ出るコイル電流は、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７を介してコイルＬ１に至る経路で流れ続ける。このとき、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部は、順次、出力コンデンサＣ１に移動する。出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。
【００４８】
同時に、トランスＴＲの励磁電流は、１次側に代えて２次側に流れる。ＩＧＢＴ素子Ｔ６、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、およびＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に戻る経路にトランスＴＲの励磁電流が流れる。これは、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通により、トランスＴＲの２次側巻線が短絡されているからである。
【００４９】
この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ８のコレクタ・エミッタ端子間の電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｔ８が非導通状態から導通状態に変わる前後で変わらないので、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の導通時にスイッチング損失は発生しない。これはＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオードにより導通の前後で端子間電圧が略一定であるからである。
【００５０】
尚、図４、図５の動作状態（２）、（３）は、図３の動作状態（１）から次に説明する図６の動作状態（４）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図４、図５の動作状態（２）、（３）の期間は可及的に短くすることが好ましい。
【００５１】
次に図６の動作状態（４）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が非導通とされる。コイルＬ２の電流は、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）、コイルＬ２、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７で構成される閉回路を流れ続ける。このとき、出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。
【００５２】
また、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流は、１次側巻線の中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に至る閉回路を流れる。そして、励磁エネルギーによる電流がなくなるところで、トランスＴＲがリセットされる。
【００５３】
次に図７の動作状態（５）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通される。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）、コイルＬ２、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７で構成される閉回路を流れ続ける。このとき、出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。
【００５４】
次に図８の動作状態（６）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が非導通とされる。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ２、ＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路を流れる。このとき、出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。
【００５５】
この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ８のコレクタ・エミッタ端子間は、導通状態から非導通状態に変化する前後で端子間電圧は変わらない。ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオードが導通状態を維持するからである。このため、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の導通制御に際してはスイッチング損失が発生しない。
【００５６】
図８の動作状態（６）の後、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を導通することにより、図３の動作状態（１）に移行する。図３の動作状態（１）から図８の動作状態（６）を、この順で繰り返すことにより、交流電圧Ｖ２を上昇させることができる。交流電圧Ｖ２の上昇幅は、図３の動作状態（１）の期間と図６の動作状態（４）の期間の比を調整することにより行なう。
【００５７】
尚、図７、図８の動作状態（５）、（６）は、図６の動作状態（４）から図３の動作状態（１）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図７、図８の動作状態（５）、（６）の期間は、可及的に短くすることが好ましい。
【００５８】
交流電圧Ｖ２の電圧上昇期においては、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期において、図３の動作状態（１）が十分に大きな時間割合で継続し、コイルＬ１、Ｌ２に十分な電磁エネルギーが蓄積されるので、１周期の動作の中で図３の動作状態（１）に引き続く図４乃至図８の動作状態（２）〜（６）において、コイルＬ１、Ｌ２の電流の向きは一定であり、出力コンデンサＣ１は常に充電され続ける。
【００５９】
次に、交流電圧Ｖ２の電圧下降期の回路動作について説明する。図９乃至図１６が、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期である。この動作を繰り返すことにより出力コンデンサＣ１が放電されていき、交流電圧Ｖ２が下降していく。
【００６０】
図９の動作状態（７）へ移行する前段階（図１６の動作状態（１４））は、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通の状態であって、出力コンデンサＣ１から、コイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ６、コイルＬ２を通って電流が流れ、出力コンデンサＣ１が放電して交流電圧Ｖ２が下降している状態である。このとき、出力コンデンサＣ１からの電流によりトランスＴＲが励磁され、トランスＴＲの１次側巻線に直流電圧Ｖ１とほぼ等しい電圧が発生し、トランスＴＲの中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ１の逆並列ダイオードを通って電流が流れる。したがって、出力コンデンサＣ１の放電電流は、トランスＴＲの励磁電流とトランスＴＲの１次側の電流との合計になる。
【００６１】
図９の動作状態（７）は、この状態でＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通される。トランスＴＲの１次側巻線に流れる電流は、直流電圧Ｖ１の電源からトランスＴＲの中間タップに向かう方向に増え始める（ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通される直前に流れていたトランスＴＲの１次側電流が減り始める。）。これに伴い、トランスＴＲの２次側基準端子方コイルＬ１に向かう電流が増え始める（ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通される直前に流れていたトランスＴＲの２次側電流が減り始める。）。したがって、出力コンデンサＣ１の電圧の降下が低減する。
【００６２】
更にＩＧＢＴ素子Ｔ１の導通状態が続くと、トランスＴＲの１次側電流、２次側電流ともに上記の方向に増え続け、１次側では直流電圧Ｖ１の電源からトランスＴＲの中間タップに向けた電流が流れる（電流の向きが変わる。）。同様に、トランスＴＲの２次側も、トランスＴＲの基準端子からコイルＬ１に向かう電流が流れ（電流の向きが変わり）、図１０に示すような動作状態（８）になる。ただし、ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通する直前の電流値やＩＧＢＴ素子Ｔ１の導通時間によっては、電流の向きが変わらない場合もある。以下、上記のとおり電流の向きが変わったものとして説明をする。
【００６３】
次に図１１の動作状態（９）に移行する。図１１の動作状態（９）では、まずＩＧＢＴ素子Ｔ１を非導通とする。トランスＴＲの励磁電流の連続性により、トランスＴＲの中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に戻る経路に励磁電流が流れる。
【００６４】
同時に、コイルＬ１、Ｌ２に流れる電流の連続性により、コイルＬ２から、ＩＧＢＴ素子Ｔ６の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ５を介してコイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路に電流が流れる。トランスＴＲの１次側巻線には、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流に重畳されてこのコイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーによる電流に応じた電流が流れる。これにより、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部が直流電圧Ｖ１の電源に回生される。尚、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの他の一部は、出力コンデンサＣ１に移動し、出力コンデンサＣ１への充電が継続される。こうして交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。
【００６５】
次に図１２の動作状態（１０）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通する。コイルＬ２から流れ出るコイル電流は、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７を介してコイルＬ１に至る経路で流れ続ける。このとき、コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーの一部は、順次、出力コンデンサＣ１に移動する。出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇する。
【００６６】
同時に、トランスＴＲの励磁電流は、１次側に代えて２次側に流れる。ＩＧＢＴ素子Ｔ６、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、およびＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に戻る経路にトランスＴＲの励磁電流が流れる。これは、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通によりトランスＴＲの２次側巻線が短絡されているからである。
【００６７】
この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ８のコレクタ・エミッタ端子間の電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｔ８が非導通状態から導通状態に変わる前後で変わらないので、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の導通時にスイッチング損失は発生しない。これはＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオードにより導通の前後で端子間電圧がほぼ一定であるからである。
【００６８】
尚、図１１、図１２の動作状態（９）、（１０）は、図１０の動作状態（８）から次に説明する図１３の動作状態（１１）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図１１、図１２の動作状態（９）、（１０）の期間は可及的に短くすることが好ましい。
【００６９】
次に図１３の動作状態（１１）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が非導通とされる。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ１、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）、コイルＬ２、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７で構成される閉回路を流れ続ける。このとき出力コンデンサＣ１への充電が継続され、交流電圧Ｖ２が上昇を続ける。
【００７０】
また、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流は、１次側巻線の中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に至る閉回路を流れる。そして、励磁エネルギーによる電流がなくなるところで、トランスＴＲがリセットされる。
【００７１】
コイルＬ１、Ｌ２に蓄えられていたエネルギーが全て放出されると、出力コンデンサＣ１とコイルＬ１、Ｌ２の共振により、コイルＬ１、Ｌ２に流れる電流の向きが逆転する。すなわち、図１４の動作状態（１２）に示すように、出力コンデンサＣ１からコイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ８、コイルＬ２の順に電流が流れ、出力コンデンサＣ１は放電される。これにより交流電圧Ｖ２は下降する。交流電圧Ｖ２の下降期では、負荷の有無等にもよるが、図１３の動作状態（１１）の期間を図１０の動作状態（８）に比べて長くする。
【００７２】
次に図１５の動作状態（１３）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通される。出力コンデンサＣ１が放電され続け、交流電圧Ｖ２が下降を続ける。
【００７３】
次に図１６の動作状態（１４）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が非導通とされる。コイルＬ１、Ｌ２の電流は、コイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線、ＩＧＢＴ素子Ｔ６、コイルＬ２、出力コンデンサＣ１および／または負荷（不図示）で構成される閉回路を流れる。このとき、出力コンデンサＣ１の放電が継続され、交流電圧Ｖ２が下降を続ける。
【００７４】
この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ７のコレクタ・エミッタ端子間は、導通状態から非導通状態に変換する前後で端子間電圧は変わらない。ＩＧＢＴ素子Ｔ７の逆並列ダイオードが導通状態を維持するからである。このため、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の導通制御に際してスイッチング損失は発生しない。
【００７５】
図１６の動作状態（１４）の後、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を導通することにより、図９の動作状態（７）に移行する。図９の動作状態（７）から図１６の動作状態（１４）をこの順で繰り返すことにより交流電圧Ｖ２を下降させることができる。交流電圧Ｖ２の下降幅は、図１０の動作状態（８）の期間と図１３の動作状態（１１）の期間との比を調整することにより行なう。
【００７６】
尚、図１５、図１６の動作状態（１３）、（１４）は、図１３の動作状態（１１）から図９の動作状態（７）へ、回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持しながら移行するための状態である。そのため、図１５、図１６の動作状態（１３）、（１４）の期間は可及的に短くすることが好ましい。
【００７７】
交流電圧Ｖ２の電圧下降期においては、負荷の有無にもよるが、図１３、図１４の動作状態（１１）、（１２）が、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期中で充分に大きな割合で継続することで、交流電圧Ｖ２の下降を実現することができる。
【００７８】
尚、コイルＬ１、Ｌ２とＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８との間を流れるコイル電流の方向が、出力コンデンサＣ１を充電する電流方向から放電する電流方向に反転するタイミングは、図１５の動作状態（１３）でのタイミングとは限らない。図９および図１０の動作状態（７）、（８）における時間や回路パラメータの条件に応じて、図１１乃至図１３の動作状態（９）〜（１１）の何れかのタイミングで反転することも考えられる。また、図１０の動作状態（８）によっても電流方向が出力コンデンサＣ１を放電する電流方向に維持される場合もある。この場合は、図９乃至図１６の全期間で出力コンデンサＣ１は放電され続け、交流電圧Ｖ２は下降を続ける。
【００７９】
尚、上記の説明では、ＩＧＢＴ素子Ｔ１が導通状態となり、出力コンデンサＣ１のコイルＬ１側の電位がコイルＬ２側の電位よりも高くなる場合を説明したが、ＩＧＢＴ素子Ｔ１の代わりにＩＧＢＴ素子Ｔ２を上記説明と同様に、導通状態、非導通状態とすることにより、出力コンデンサＣ１のコイルＬ２側の電位をコイルＬ１側の電位よりも高くすることができる。これにより、交流電圧Ｖ２を発生させることが可能となる。
【００８０】
次に、図１の直流交流変換装置において、入出力の方向を逆転する場合の回路動作について説明する。一対の交流出力端２０から交流電圧Ｖ２が入力され、一対の直流入力端１０から直流電圧Ｖ１が出力される、いわゆる交流直流変換動作を行なう場合である。
【００８１】
一対の交流出力端２０に供給される交流電圧Ｖ２は、第２スイッチ３が導通されることにより電流経路が形成され、フィルタ回路４のコイルＬ１，Ｌ２に電磁エネルギーが蓄積される。
【００８２】
第２スイッチ３に代えて第１スイッチ２を導通することにより、コイルＬ１、Ｌ２に蓄積された電磁エネルギーが変換回路出力端３２から電圧変換回路１に入力される。電圧変換回路１に入力される電圧は、交流電圧Ｖ２に応じた極性を有する電圧である。
【００８３】
電圧変換回路１では、極性を有する電圧を直流電圧Ｖ１に整流して、直流入力端１０に出力する。
【００８４】
図２の直流交流変換装置に基づいて、図１７乃至図２１により、交流直流変換の回路動作を段階ごとに説明する。交流電圧Ｖ２の電圧極性に応じて交流出力端から流れ込む電流方向は反転する。反転した電流に応じて、トランスＴＲにおいて中間タップを介して直結された２つの巻線の何れかから整流された電流が出力されることにより、直流電圧Ｖ１が出力される。
【００８５】
図１７の動作状態（１５）において、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態にある場合、交流電圧Ｖ２に応じたコイル電流ＩＬが流れ、コイルＬ１、Ｌ２に電磁エネルギーが蓄積されていく。コイル電流ＩＬは、交流電圧Ｖ２の電源からコイルＬ１を介して電流が流れ込む方向を正とする。図１７の動作状態（１５）では交流電圧Ｖ２はコイルＬ１側が高電位である場合を示している。コイル電流ＩＬは、コイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ８を介してコイルＬ２に至る経路で流れる。交流電圧Ｖ２は両極性の電圧であるので、交流電圧Ｖ２の極性に応じてコイル電流ＩＬの電流方向が反転する。
【００８６】
次に図１８の動作状態（１６）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通する。コイル電流ＩＬは、図１７の動作状態（１５）から継続して流れ続ける。
【００８７】
この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されているため、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６には電流は流れない。そのため、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６にはターンオン損失は発生しない。
【００８８】
次に図１９の動作状態（１７）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が非導通とされる。コイルＬ１、Ｌ２から流れるコイル電流ＩＬは、コイルＬ１から、ＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオード、トランスＴＲの２次側巻線（図１９においてトランスＴＲの右側の巻線）、ＩＧＢＴ素子Ｔ６を介してコイルＬ２に至る経路で流れる。この電流によりトランスＴＲが励磁され、トランスＴＲの１次側（図１９においてトランスＴＲの左側）に電圧が発生する。トランスＴＲの２次側において基準端子から励磁電流が流れ込んでいるため、トランスＴＲの１次側においては、基準端子の電位が高くなるように電圧が発生する。この電圧により、トランスＴＲの中間タップから、コンデンサＣ０、ＩＧＢＴ素子Ｔ１の逆並列ダイオードを介してトランスＴＲの１次側巻線に戻る経路で電流が流れる。
【００８９】
この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ７のコレクタ・エミッタ端子間は、導通状態から非導通状態に変化する前後で端子間電圧は変わらない。ＩＧＢＴ素子Ｔ７の逆並列ダイオードが導通状態を維持するからである。このため、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の導通制御に際してはスイッチング損失は発生しない。
【００９０】
次に図２０の動作状態（１８）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通する。図１７、図１８の動作状態（１５）、（１６）の場合と同様に、交流電圧Ｖ２に応じたコイル電流ＩＬが、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８を介して流れ、コイルＬ１、Ｌ２に電磁エネルギーが蓄積されていく。図２０の動作状態（１８）では、交流電圧Ｖ２はコイルＬ１側が高電位である場合を示している。
【００９１】
同時に、トランスＴＲの励磁電流が２次側に流れる。ＩＧＢＴ素子Ｔ６、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、およびＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に戻る経路にトランスＴＲの励磁電流が流れる。
【００９２】
図２０の動作状態（１８）では、トランスＴＲの２次側巻線が短絡されているので、２次側巻線に励磁電流が流れ１次側巻線には流れない。この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ７のコレクタ・エミッタ端子間の電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｔ７が非導通状態から導通状態に変わる前後で変わらないので、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の導通時にターンオン損失は発生しない。
【００９３】
次に図２１の動作状態（１９）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通の状態でＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が非導通となる。コイル電流ＩＬは、図２０の動作状態（１８）から継続して流れ続ける。
【００９４】
同時に、トランスＴＲの励磁電流が、２次側に代えて１次側に流れる。中間タップから、コンデンサＣ０、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に戻る経路にトランスＴＲの励磁電流が流れる。これにより、トランスＴＲの励磁エネルギーが直流電圧Ｖ１の電源に回生される。
【００９５】
トランスＴＲの励磁エネルギーの回生が完了してトランスＴＲがリセットされると、図１７の動作状態（１５）に戻る。以後、図１７乃至図２１の動作状態（１５）〜（１９）を繰り返し、交流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１に変換される。
【００９６】
交流電圧Ｖ２の大きさに応じて図１７の動作状態（１５）と図１９の動作状態（１７）との動作期間の比を調整することにより、直流電圧Ｖ１の値を制御することができる。例えば、ＩＧＢＴ素子Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期におけるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通時間割合を、交流電圧Ｖ２の電圧波高値に対して負の相関を有して変化させる。すなわち、交流電圧Ｖ２の電圧波高値が大きくなるほど導通時間割合を小さくし、交流電圧Ｖ２の電圧波高値が小さくなるほど導通時間割合を大きくする。これにより、電圧波高値が時間と共に変化する交流電圧Ｖ２に対して、直流電圧Ｖ１を略一定の電圧値に維持することができる。
【００９７】
図１８の動作状態（１６）と図２０の動作状態（１８）とは、それぞれ図１７の動作状態（１５）と図１９の動作状態（１７）との間の状態遷移を、状態遷移を、コイルＬ１、Ｌ２、トランスＴＲの励磁電流の連続性を保ったまま行なうためのものであり、これらの動作状態の期間は可及的に短くすることが好ましい。図１７乃至図２１の説明では、交流電圧Ｖ２の極性として、コイルＬ１側が高電位である場合を例に説明した。電圧の極性が反転してコイルＬ２側が高電位となる場合には、トランスＴＲの電流方向が反転するところ、１次側の回生電流や励磁電流が流れる１次側巻線が入れ替わることにより、整流作用を奏することができる。交流電圧Ｖ２の極性に関わらず、ＩＧＢＴ素子Ｔ５〜Ｔ８に対して同じ制御を行なうことで、交流直流変換動作を奏することができる。
【００９８】
また、交流直流変換動作の場合には、トランスＴＲの１次側に備えられるＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２は必ずしも導通制御する必要はない。ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２に並列接続されている逆並列ダイオードにより整流動作を奏することができるからである。
【００９９】
また、コイルＬ１、Ｌ２に電磁エネルギーを蓄積するために制御されるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８と、コイルＬ１、Ｌ２に蓄積された電磁エネルギーをトランスＴＲの１次側に送るために制御されるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６とは、導通期間がオーバーラップしながら交互に導通・非導通が繰り返される。これにより、交流電圧Ｖ２として入力されるエネルギーを直流電圧Ｖ１として出力することができる。更にコイル電流ＩＬの電流経路が常に確保されるので、蓄積エネルギーによるサージ電圧が発生することはない。
【０１００】
また、交流電圧Ｖ２の電圧波高値にコイル電流ＩＬが追従するので、入力される交流電圧Ｖ２とコイル電流ＩＬとの位相を合致させることができ、良好な力率を実現することができる。
【０１０１】
以上詳細に説明したとおり、本実施形態に係る直流交流変換装置によれば、フィルタ出力端４２には、フィルタ入力端４１に印加された電圧がフィルタ回路４により平滑され出力される。第１スイッチ２であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６と、第２スイッチ３であるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８との、それぞれが導通状態となる時間の比を調整することによって、フィルタ出力端４２に現れる交流電圧Ｖ２の大きさを制御できる。また、変換回路出力端３２に出力される電圧の極性を変えることにより、フィルタ出力端４２に現れる交流電圧Ｖ２の極性を制御できる。入力される直流電圧Ｖ１と出力される交流電圧Ｖ２とを直流的に絶縁しつつ、直流電圧Ｖ１を所望の交流電圧Ｖ２に直接変換することができる。
【０１０２】
また、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流は、１次側巻線の中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に至る閉回路を流れ、トランスＴＲの励磁エネルギーが直流電圧Ｖ１の電源に回生される。この回生動作が完了しトランスＴＲの励磁エネルギーによる電流がなくなるところで、トランスＴＲがリセットされる。
【０１０３】
逆並列ダイオードを有するＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６、およびＴ７、Ｔ８は、それぞれエミッタ端子間が接続されて、第１スイッチ２、第２スイッチ３を構成しているので、電圧の極性によらず、双方向に導通、非導通の制御が可能となる。
【０１０４】
互いにエミッタ端子が接続されているＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ７、およびＴ６、Ｔ８は、導通制御の際の基準電位を共通とすることができ、共通のドライブ電源を使用することができる。導通制御およびドライブ電源を簡略化することができる。
【０１０５】
尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。
【０１０６】
例えば、本実施形態においては、電圧変換回路１の実施形態として、トランスＴＲの１次側に中間タップを備えて、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２で構成されるプッシュプル回路構成を例示したが、本願はこれに限定されるものではない。図２２に示す直流交流変換装置の第１の別例の回路ブロック図では、電圧変換回路１としてＩＧＢＴ素子Ｔ１１〜Ｔ１４によりフルブリッジ回路が構成される場合である。
【０１０７】
トランスＴＲの１次側巻線の一方の端子は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｔ１３のコレクタ端子との接続点が接続されており、他方の端子は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１２のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｔ１４のコレクタ端子との接続点が接続されている。また、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１およびＴ１２のコレクタ端子は、共通に直流電圧Ｖ１の電源の正極に接続されており、ＩＧＢＴ素子Ｔ１３およびＴ１４のエミッタ端子は、共通に直流電圧Ｖ１の電源の負極に接続されている。これにより、フルブリッジ回路が構成され、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１、Ｔ１４と、ＩＧＢＴ素子Ｔ１２、Ｔ１３とを、交互に導通することにより、トランスＴＲの１次側巻線に印加される電圧の極性を反転することができる。
【０１０８】
また、図２３に示す直流交流変換装置の第２の別例の回路ブロック図では、電圧変換回路１としてＩＧＢＴ素子Ｔ２１、Ｔ２２、およびコンデンサＣ２１、Ｃ２２により、ハーフブリッジ回路が構成される場合である。
【０１０９】
トランスＴＲの１次側巻線の一方の端子は、直列に接続されたコンデンサＣ２１、Ｃ２２の接続点が接続されており、他方の端子は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｔ２１のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｔ２２のコレクタ端子との接続点が接続されている。また、コンデンサＣ２１、Ｃ２２の他端は、各々、ＩＧＢＴ素子Ｔ２１のコレクタ端子、ＩＧＢＴ素子Ｔ２２のエミッタ端子に接続されると共に、直流電圧Ｖ１の電源の正極、負極に接続されている。これにより、ハーフブリッジ回路が構成され、ＩＧＢＴ素子Ｔ２１とＩＧＢＴ素子Ｔ２２とを交互に導通することにより、トランスＴＲの１次側巻線に印加される電圧の極性を反転することができる。
【０１１０】
また、本実施形態においては、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８のコレクタ端子間が接続されると共に、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ７のエミッタ端子間、およびＩＧＢＴ素子Ｔ６、Ｔ８のエミッタ端子間が接続されて構成される場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。
【０１１１】
例えば、図２２の第１の別例では、図２の実施形態における電圧変換回路１に代えて電圧変換回路１Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２に代えてＩＧＢＴ素子Ｔ１１〜Ｔ１４を備えた構成である。また、第２スイッチ３に代えて第２スイッチ３Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８について、図２の実施形態におけるコレクタ端子間の接続に代えて、エミッタ端子間が接続された構成である。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８に関して、エミッタ端子間が接続される構成とされる。これにより、電圧の極性によらず、双方向に導通、非導通の制御が可能となる。また、逆並列ダイオードが対向しているので、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８を介する経路を非導通とすることができるという特徴は確保されながら、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６と共にフルブリッジ回路と同じ回路構成となる。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８のスイッチング制御に汎用のフルブリッジドライバを使用することができ好都合である。更にこの場合、共通接続されたＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８のエミッタ端子を接地電位とすれば好都合である。
【０１１２】
また、図２４の第３の別例では、図２の実施形態に加えて、ＩＧＢＴ素子Ｔ６、Ｔ８のエミッタ端子間の接続点を接地電位として、この接続点とコイルＬ２との間に、電流センス抵抗ＲＳを備える構成である。これにより、コイル電流を常時検出することができる。
【０１１３】
また、電流センス抵抗ＲＳが備えられている位置がスイッチング制御の際の基準電位であり電位的に固定されるので、動作状態による大きな電位変動はない。したがって、電流センス抵抗ＲＳに流れる電流により検出される微少電圧の検出を容易に行なうことができる。
【０１１４】
また、図２５の第４の別例では、図２の実施形態における第１スイッチ２および第２スイッチ３に代えて、第１スイッチ２Ａおよび第２スイッチ３Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６に関して、エミッタ端子間が接続されて直列接続され、トランスＴＲの２次側巻線の一方とコイルＬ２との間に備えられ、トランスＴＲの２次側巻線の他方とコイルＬ１との間は直接接続される構成である。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６をスイッチング制御する基準電位を互いに接続されたエミッタ端子とすることができ、スイッチング制御の際のドライブ電源を共通にすることができる。スイッチング制御およびドライブ電源を簡略化することができる。
【０１１５】
また、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８に関しても、エミッタ端子間が接続される構成とすれば、同様にスイッチング制御の際のドライブ電源を共通にすることができる。スイッチング制御およびドライブ電源を簡略化することができる。
【０１１６】
また、互いに接続されるエミッタ端子を接地電位に接続すれば、接地電位を基準電位としてドライブ電源を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１７】
【図１】本発明の原理を示す回路ブロック図である。
【図２】実施形態の回路ブロック図である。
【図３】直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（１）を示す図である。
【図４】直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（２）を示す図である。
【図５】直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（３）を示す図である。
【図６】直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（４）を示す図である。
【図７】直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（５）を示す図である。
【図８】直流交流変換動作において電圧上昇期の動作状態（６）を示す図である。
【図９】直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（７）を示す図である。
【図１０】直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（８）を示す図である。
【図１１】直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（９）を示す図である。
【図１２】直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１０）を示す図である。
【図１３】直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１１）を示す図である。
【図１４】直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１２）を示す図である。
【図１５】直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１３）を示す図である。
【図１６】直流交流変換動作において電圧下降期の動作状態（１４）を示す図である。
【図１７】交流直流変換動作における動作状態（１５）を示す図である。
【図１８】交流直流変換動作における動作状態（１６）を示す図である。
【図１９】交流直流変換動作における動作状態（１７）を示す図である。
【図２０】交流直流変換動作における動作状態（１８）を示す図である。
【図２１】交流直流変換動作における動作状態（１９）を示す図である。
【図２２】直流交流変換装置の第１の別例を示す回路ブロック図である。
【図２３】直流交流変換装置の第２の別例を示す回路ブロック図である。
【図２４】直流交流変換装置の第３の別例を示す回路ブロック図である。
【図２５】直流交流変換装置の第４の別例を示す回路ブロック図である。
【図２６】背景技術の回路ブロック図である。
【符号の説明】
【０１１８】
１      電圧変換回路
２      第１スイッチ
３      第２スイッチ
４      フィルタ回路
１０      直流入力端
２０      交流出力端
３１      変換回路入力端
３２      変換回路出力端
４１      フィルタ入力端
４２      フィルタ出力端
Ｃ１      出力コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２      コイル
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８      ＩＧＢＴ素子  
ＴＲ      トランス
Ｖ１      直流電圧
Ｖ２      交流電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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