(57)【要約】【課題】過渡時等において、インバータのスイッチング素子を操作することで多相回転機の出力を制御するに際し、多相回転機の電気的な状態量に基づき、回転速度を高精度に算出することができないこと。【解決手段】高周波電圧設定部４０では、インバータ３４の出力信号に高周波信号ｖｈｄｃを重畳する。誤差算出部４２では、実電流ｉα、ｉβから、このときに電動機１０を実際に伝播する高周波信号を抽出する。そして、これら抽出された信号と高周波信号ｖｈｄｃとの２つの信号の位相差（誤差量Δ）を算出する。ＰＩ制御部４４では、誤差量に基づき回転角度θを算出する。速度算出部４６では、回転角度θの変化量を誤差量Δで補正することで、回転速度ωを算出する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータのスイッチング素子を操作することで多相回転機の出力を制御するに際し、前記多相回転機の電気的な状態量に基づき前記多相回転機の回転角度に関する情報を取得する多相回転機の制御装置において、
前記電気的な状態量に基づき、現に取得されている回転角度についての誤差量を算出する誤差算出手段と、
前記取得されている回転角度について、その変化量を算出する変化量算出手段と、
前記変化量及び前記誤差量に基づき、前記多相回転機の回転速度を算出する速度算出手段とを備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。
【請求項２】
前記変化量算出手段によって算出される変化量から高周波成分を除去して前記速度算出手段に出力する手段を更に備えることを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。
【請求項３】
前記誤差算出手段によって算出される誤差量から高周波成分を除去して前記速度算出手段に出力する手段を更に備えることを特徴とする請求項１又は２記載の多相回転機の制御装置。
【請求項４】
前記除去対象となる高周波を、前記回転速度に関する情報に応じて可変設定する手段を更に備えることを特徴とする請求項２又は３記載の多相回転機の制御装置。
【請求項５】
前記誤差量に基づき前記回転角度を算出する角度算出手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の多相回転機の制御装置。
【請求項６】
前記速度算出手段によって算出される前記回転速度の時間積分値に基づき、前記回転角度を算出する角度算出手段を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の多相回転機の制御装置。
【請求項７】
前記角度算出手段は、前記時間積分値を前記誤差量に基づき補正することで前記回転角度を算出することを特徴とする請求項６記載の多相回転機の制御装置。
【請求項８】
前記速度算出手段は、前記誤差量に基づき前記変化量を補正するものであり、
前記誤差量に基づく前記変化量の補正量と前記誤差量に基づく前記時間積分値の補正量とを各別に設定することを特徴とする請求項７記載の多相回転機の制御装置。
【請求項９】
前記回転角度に関する情報に基づき、前記多相回転機の電気角の周期とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段を更に備え、
前記誤差算出手段は、前記重畳により実際に伝播する周波数信号に基づき、前記誤差量を算出することを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１０】
前記多相回転機は、突極性を有するものであり、
前記重畳手段は、前記回転角度に関する情報に基づき、前記多相回転機のインダクタンスが最小となると想定される方向に前記周波数信号を重畳するものであり、
前記誤差算出手段は、前記誤差量として、前記重畳により実際に伝播する周波数信号と前記重畳手段によって重畳される周波数信号とからなる２つのベクトル信号同士の外積値又は内積値を用いることを特徴とする請求項９記載の多相回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータのスイッチング素子を操作することで多相回転機の出力を制御するに際し、前記多相回転機の電気的な状態量に基づき前記多相回転機の回転角度に関する情報を取得する多相回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、突極性を有する３相電動機に対するインバータの出力信号の推定ｄ軸方向に高周波信号を重畳し、このとき実際に伝播する周波数信号に基づき回転角度を算出するものも提案されている。すなわち、３相電動機のインダクタンスはｄ軸方向が最小であるため、ｑ軸方向と比較してｄ軸方向には電流が流れやすい。このため、重畳される高周波信号の位相角にかかわらず、実際に伝播する電流信号はｄ軸方向に大きな値を有する信号となる。したがって、推定ｄ軸方向に高周波信号を重畳した際に実際に伝播する周波数信号が推定ｄ軸からずれているなら、推定ｄ軸が実際のｄ軸と異なることがわかる。上記制御装置では、この点に着目し、実際に伝播する周波数信号と推定ｄ軸との差を縮めるように推定ｄ軸を補正することで、回転角度についての情報を取得することができる。
【０００３】
更に、この制御装置では、回転角度の時間微分値として、回転速度を算出している。
【０００４】
なお、上記実際に伝播する周波数信号に基づき回転角度を算出する制御装置としては、上記特許文献１の他、例えば下記特許文献２がある。
【特許文献１】特開２００４−２５４４２３号公報
【特許文献２】特許第３３１２４７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、３相電動機の回転速度が変化する過渡運転時においては、上記態様にて算出される回転角度の算出に遅れが生じ、一時的に回転角度の算出精度が低下するおそれがある。このときには、回転角度の時間微分値としての回転速度の算出精度も低下することとなる。そして、回転速度の算出精度が低下するときには、こうした態様にて算出される回転速度に基づき３相電動機の出力制御をしたのでは、その制御性が低下する。
【０００６】
なお、上記制御装置に限らず、インバータのスイッチング素子を操作することで多相回転機の出力を制御するに際し、前記多相回転機の電気的な状態量に基づき前記多相回転機の回転角度に関する情報を取得するものにあっては、回転速度の算出精度が低下するおそれのあるこうした実情も概ね共通したものとなっている。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、インバータのスイッチング素子を操作することで多相回転機の出力を制御するに際し、前記多相回転機の電気的な状態量に基づき、回転速度をより高精度に算出することのできる制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００９】
請求項１記載の発明は、前記電気的な状態量に基づき、現に取得されている回転角度についての誤差量を算出する誤差算出手段と、前記取得されている回転角度について、その変化量を算出する変化量算出手段と、前記変化量及び前記誤差量に基づき、前記多相回転機の回転速度を算出する速度算出手段とを備えることを特徴とする。
【００１０】
多相回転機の実際の回転速度が変化する過渡時等において、算出されている回転角度と実際の回転角度とがずれているときには、算出される回転速度についての変化量は、実際の回転速度からずれたものとなっている。そしてこのときには、算出される回転角度と実際の回転角度との大小関係は、実際の回転速度と算出される回転速度との大小関係を表現するパラメータとなっている。上記構成では、この点に着目し、誤差量によって、実際の回転速度と算出される回転速度との大小関係を把握しつつ、回転角度の変化量に基づき回転速度を算出する。これにより、回転速度をより高精度に算出することが可能となる。
【００１１】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記変化量算出手段によって算出される変化量から高周波成分を除去して前記速度算出手段に出力する手段を更に備えることを特徴とする。
【００１２】
多相回転機の電気的な状態量に高周波ノイズが混入すると、電気的な状態量に基づき取得される回転速度に関する情報にも高周波ノイズが混入する。そして、このノイズの影響は、回転角度の変化量を算出する際には特に顕著となる。この点、上記構成では、回転速度の算出に用いる上記回転角度の変化量から高周波ノイズを除去することで、回転速度の算出値から高周波ノイズの影響を好適に除去することができる。
【００１３】
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記誤差算出手段によって算出される誤差量から高周波成分を除去して前記速度算出手段に出力する手段を更に備えることを特徴とする。
【００１４】
多相回転機の電気的な状態量に高周波ノイズが混入すると、電気的な状態量に基づき算出される回転速度についての誤差量にも高周波ノイズが混入する。この点、上記構成では、回転速度の算出に用いる上記回転角度の誤差量から高周波ノイズを除去することで、回転速度の算出値から高周波ノイズの影響を好適に除去することができる。
【００１５】
請求項４記載の発明は、請求項２又は３記載の発明において、前記除去対象となる高周波を、前記回転速度に関する情報に応じて可変設定する手段を更に備えることを特徴とする。
【００１６】
多相回転機の電気的な状態量は、出力軸の機械的な回転に起因して周期性を有したものとなる。そして、上記高周波ノイズは、出力軸の機械的な回転に伴う固定子と回転子との相対的な位置関係の変化に起因して、これら両部材を構成する物質の相対的な位置関係が変化することによって生じるものが多い。こうして生じる高周波ノイズは、多相回転機の回転速度に依存することとなる。この点、上記構成では、回転速度に関する情報に基づき除去対象となる高周波を可変設定することで、上記要因にて生成されると想定される高周波ノイズにターゲットを定めてこれを好適に除去することができる。
【００１７】
なお、上記回転速度に関する情報とは、速度算出手段によって算出される回転速度や、変化量算出手段によって算出される変化量である。
【００１８】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の発明において、前記誤差量に基づき前記回転角度を算出する角度算出手段を更に備えることを特徴とする。
【００１９】
実際の回転角度は、実際の回転速度に対する現に取得されている回転角度の差と、現に取得されている回転速度との和である。このため、誤差量を用いることで実際の回転角度を算出することができる。
【００２０】
請求項６記載の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の発明において、前記速度算出手段によって算出される前記回転速度の時間積分値に基づき、前記回転角度を算出する角度算出手段を備えることを特徴とする。
【００２１】
上記回転角度に関する誤差量に基づき例えば積分制御等により回転角度を算出する場合、多相回転機の回転速度が変化する過渡状態等において、算出される回転角度が実際の回転角度に対してずれたものとなりやすい。この点、上記構成では、上記態様にて算出される回転速度の時間積分値を用いることで、算出される回転角度の追従遅れを好適に抑制又は回避することができる。
【００２２】
請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記角度算出手段は、前記時間積分値を前記誤差量に基づき補正することで前記回転角度を算出することを特徴とする。
【００２３】
上記構成では、時間積分値を誤差量に基づき補正することで、誤差量に基づく回転角度のフィードバック補正を行なうことができ、ひいては回転角度をより高精度に算出することができる。
【００２４】
請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記速度算出手段は、前記誤差量に基づき前記変化量を補正するものであり、前記誤差量に基づく前記変化量の補正量と前記誤差量に基づく前記時間積分値の補正量とを各別に設定することを特徴とする。
【００２５】
誤差量に基づき変化量を補正することで高精度に回転速度を算出するための補正量は、誤差量に基づき時間積分値を補正することで回転角度を高精度に算出するための補正量と相違し得る。この点、上記構成では、上記２つの補正量を各別に設定することで、回転速度及び回転角度をより高精度に算出することができる。
【００２６】
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれかに記載の発明において、前記回転角度に関する情報に基づき、前記多相回転機の電気角の周期とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段を更に備え、前記誤差算出手段は、前記重畳により実際に伝播する周波数信号に基づき、前記誤差量を算出することを特徴とする。
【００２７】
上記構成では、インバータの出力信号に周波数信号を重畳する。これにより、多相回転機を所定の周波数信号が伝播されると想定される。ただし、取得されている回転角度と実際の回転角度とがずれている場合、想定される周波数信号と実際に伝播する周波数信号との間にずれが生じると考えられる。上記構成では、この点に着目し、想定される周波数信号と実際に伝播する周波数信号との間のずれに基づき、誤差量を算出する。
【００２８】
なお、重畳により実際に伝播する周波数信号とは、回転機の電気的な状態量の検出値のうち、周波数信号を重畳するためにインバータの出力として直接操作される状態量と同一でない状態量の検出値に基づき算出される信号とする。例えば、周波数信号を重畳すべくインバータの出力電圧（回転機の相電圧）が指令電圧に操作される場合には、実際に伝播する周波数信号とは、電圧以外の状態量（例えば電流）の検出値に基づき算出される信号のこととする。
【００２９】
請求項１０記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記多相回転機は、突極性を有するものであり、前記重畳手段は、前記回転角度に関する情報に基づき、前記多相回転機のインダクタンスが最小となると想定される方向に前記周波数信号を重畳するものであり、前記誤差算出手段は、前記誤差量として、前記重畳により実際に伝播する周波数信号と前記重畳手段によって重畳される周波数信号とからなる２つのベクトル信号同士の外積値又は内積値を用いることを特徴とする。
【００３０】
回転角度に関する情報にずれが生じている場合、重畳により実際に伝播する周波数信号と前記重畳手段によって重畳される周波数信号とからなる２つのベクトル信号の間に位相差が生じ、これが回転角度の誤差となっている。しかし、この位相差を直接算出するためには、逆三角関数の演算を行なう等、処理が煩雑化する。この点、上記構成では、ベクトル信号同士の外積値又は内積値を用いることで、上記誤差量として、位相差と相関を有する値を簡易に算出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる多相回転機の制御装置をハイブリッド車に搭載される３相電動機の制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００３２】
図１に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。
【００３３】
図示される電動機１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。すなわち、図２に示すように、電動機１０のロータ１０ａは、鉄のボディに永久磁石が埋め込まれて構成されている。
【００３４】
先の図１に示すαβ変換部２０は、電動機１０を実際に流れる電流のうちのＵ相の実電流ｉｕ及びＶ相の実電流ｉｖに基づき、電動機１０を流れる電流を、静止座標系の電流、すなわちα軸及びβ軸の電流ベクトルに変換する部分である。ここでは、例えば、Ｕ相をα軸と同位相とし、これと直交するようにβ軸を定める。
【００３５】
ｄｑ変換部２２は、α軸上の実電流ｉα及びβ軸上の実電流ｉβを、回転座標系の電流、すなわちｄ軸上の実電流ｉｄ及びｑ軸上の実電流ｉｑに変換する部分である。この変換に際しては、電動機１０の出力軸の回転角度θを用いる。より正確には、回転角度θは、電気角であり、α軸を基準としたｄ軸正方向の回転角度である。この際、ローパスフィルタにより、上記αβ変換部２０の出力から後述する高周波信号を除去する処理をも行なう。このため、ｄｑ変換部２２は、電動機１０を実際に流れる電流のうち、出力制御のために使用される電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を抽出することとなる。
【００３６】
指令電流設定部２４は、電動機１０に対する要求トルクＴｄに基づき、ｄ軸上での指令電流ｉｄｃ及びｑ軸上での指令電流ｉｑｃを設定する部分である。
【００３７】
指令電圧設定部２６は、指令電流ｉｄｃ及び指令電流ｉｑｃ並びに実電流ｉｄ及び実電流ｉｑに基づき、ｄ軸上での指令電圧ｖｄｃ及びｑ軸上での指令電圧ｖｑｃを算出する部分である。この変換は、基本的には、ｄ軸上での実電流ｉｄの指令電流ｉｄｃへのフィードバック制御、及びｑ軸上での実電流ｉｑの指令電流ｉｑｃへのフィードバック制御によって行われる。このフィードバック制御は、例えば比例積分制御とすればよい。また、本実施形態では、周知の非干渉化制御を併用する。すなわち、本実施形態では、フィードバック制御及び非干渉化制御によって、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを設定する。なお、非干渉化制御に際しては、電動機１０の回転速度ωを用いる。
【００３８】
３相変換部２８は、ｑ軸上の指令電圧ｖｑｃと、ｄ軸上の指令電圧ｖｄｃに応じた加算器３０の出力とを、ｕ相の指令電圧ｖｕｃ、ｖ相の指令電圧ｖｖｃ、及びｗ相の指令電圧ｖｗｃに変換する部分である。この変換に際しては、回転角度θが用いられる。
【００３９】
ＰＷＭ信号生成部３２では、指令電圧ｖｕｃ、ｖｖｃ，ｖｗｃの電圧を電動機１０に印加するためのインバータ３４の操作信号を生成する部分である。これにより、インバータ３４のスイッチング素子が操作され、高圧バッテリ３６の電圧が電動機１０に印加されるようになる。
【００４０】
次に、本実施形態にかかる電動機１０の回転角度θの取得にかかる処理について説明する。
【００４１】
本実施形態では、電動機１０の出力制御をする際、電動機１０の電気角の周期よりも短い周期の高周波信号をインバータ３４の出力に重畳する。換言すれば、上記指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに応じて実際に電動機１０を流れる電流の周期よりも短い周期の高周波信号を重畳する。そして、これにより電動機１０を実際に伝播する高周波信号に基づき、電動機１０の回転角度θを算出する。これは、電動機１０が突極性を有することに鑑みてなされるものである。
【００４２】
すなわち、電動機１０は、その構造上、突極性を有するために、ｄ軸方向のインダクタンスが最小であり、ｑ軸方向のインダクタンスが最大となっている。このため、ｑ軸方向よりもｄ軸方向の方が電流が流れやすいために、上記高周波信号を重畳する際、電動機１０を実際に伝播する高周波信号は、ｄ軸方向に偏向する。具体的には、図３（ａ）に示すように、推定されるｄ軸（推定ｄ軸）が実際のｄ軸（実ｄ軸）に対して進角している場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、破線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、実ｄ軸側に偏向するために、推定ｄ軸に対して遅角側にずれる。また、図３（ｂ）に示すように、推定ｄ軸と実ｄ軸とが一致する場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、破線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、推定ｄ軸と一致する。更に、図３（ｃ）に示すように、推定ｄ軸が実ｄ軸に対して遅角している場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、破線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、実ｄ軸側に偏向するために、推定ｄ軸に対して進角側にずれる。
【００４３】
上記性質を利用すれば、ｄ軸を推定算出することができ、ひいては回転角度θを算出することができる。すなわち、実際に高周波信号が伝播する方向を推定ｄ軸方向としつつ高周波信号の重畳を繰り返すことで、重畳する高周波信号の位相角を実際に伝播する高周波信号の位相角に一致させることができ、ひいては、推定ｄ軸を実ｄ軸と一致させることができる。
【００４４】
具体的には、先の図１に示すように、高周波電圧設定部４０では、ｄ軸と想定される方向に高周波信号としての電圧信号ｖｈｄｃを印加すべく、電圧信号ｖｈｄｃを上記加算器３０に出力する。このため、３相変換部２８には、指令電圧ｖｄｃに電圧信号ｖｈｄｃが重畳された信号が入力されることとなる。
【００４５】
一方、誤差算出部４２は、α軸上の実電流ｉαとβ軸上の実電流ｉβと上記電圧信号ｖｈｄｃとに基づき、回転角度θと実際の回転角度との誤差量Δを算出する。図４に、誤差算出部４２の構成を示す。
【００４６】
高周波電流抽出部４２ａは、上記実電流ｉα及び実電流ｉβの高周波成分を抽出することで、電動機１０に実際に伝播する高周波信号としてのα軸上の電流信号ｉｈαとβ軸上の電流信号ｉｈβとを生成し出力する。αβ変換部４２ｂは、回転角度θを用いて、高周波電圧設定部４０の出力する電圧信号ｖｈｄｃのα軸及びβ軸の成分を算出する。外積値算出部４２ｃは、α軸及びβ軸上での成分に基づき、電圧信号ｖｈｄｃとしてのベクトル信号と電流信号ｉｈα，ｉｈβとしてのベクトル信号との外積値を算出する。この外積値は、電圧信号ｖｈｄｃと電流信号ｉｈα，ｉｈβとの２つのベクトル信号の位相角の差と相関を有するパラメータである。換言すれば、回転角度θと実際の回転角度との角度差と相関を有するパラメータである。そこで本実施形態では、この外積値を上記誤差量Δとする。
【００４７】
先の図１に示したＰＩ制御部４４は、上記電流信号ｉｈα，ｉｈβと上記電圧信号ｖｈｄｃとの２つのベクトル信号の位相角の差を低減するように回転角度θを算出する部分である。これは、位相角の差をゼロとすることができれば、高周波電圧設定部４０の出力する電圧信号ｖｈｄｃをインダクタンスが最小の方向とすることができると考えられるからである。３相変換部２８では、回転角度θに基づき指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを設定する。このため、高周波電圧設定部４０による電圧信号ｖｈｄｃは、回転角度θからすればインダクタンスが最小となると想定される方向、すなわちｄ軸と想定される方向に電圧信号ｖｈｄｃを重畳するため、位相角の差をゼロとすることができれば、回転角度θは実際の回転角度に一致していると考えられる。本実施形態では、ＰＩ制御部４４によって誤差量Δに基づく比例項及び積分項の和を算出し、これを回転角度θとして出力する。
【００４８】
速度算出部４６では、回転角度θ及び誤差量Δを用いて、電動機１０の回転速度を算出する。図５に、速度算出部４６の構成を示す。
【００４９】
変化量算出部４６ａでは、回転角度θの時間微分値（変化量ω１）を算出する。補正量算出部４６ｂは、誤差量Δに基づき変化量ω１の補正量Δωを算出する。この補正量Δωは、変化量ω１と実際の回転速度とのずれを補償するためのものである。ここで、これについて図６に基づき説明する。
【００５０】
例えば回転速度が変化する電動機１０の過渡運転時等にあっては、図６に実線にて示す実際の回転角度に対して、一点鎖線にて示す算出される回転角度θがずれたものとなる。このときには、変化量ω１も実際の回転速度からずれたものとなる。このとき、実際の回転速度と変化量ω１との大小関係は、実際の回転角度と算出される回転角度θとの大小関係と対応関係にある。すなわち、図６に示す例では、実際の回転速度の方が変化量ω１よりも早く、この場合、実際の回転角度の方が算出される回転角度θよりもずれ量δだけ進角する。このようにずれ量δから、実際の回転速度に対して変化量ω１が小さいのか大きいのかを把握することができる。このため、ずれ量δに基づき、変化量ω１を補正することで、これを実際の回転速度に近似させることができると考えられる。
【００５１】
そこで先の図５に示した補正量算出部４６ｂでは、実際の回転角度と算出される回転角度θとの角度差と相関を有するパラメータである誤差量Δを用いて補正量Δωを算出する。この補正量Δωは、例えば誤差量Δに基づく比例項とすればよい。また、実際の回転角度と算出される回転角度θとの離間速度が実際の回転速度と変化量ω１との差を示すことに鑑み、誤差量Δに基づく微分項としてもよい。更に、例えば比例項＋微分項、比例項＋積分項等としてもよい。
【００５２】
そして、加算器４６ｃでは、上記変化量ω１と補正量算出部４６ｂの算出する補正量Δωとの和を、最終的な回転速度ωとして算出し、出力する。これにより、電動機１０の過渡時においても、回転速度ωをより高精度の算出することができる。
【００５３】
図７に、本実施形態にかかる回転速度ωの算出処理の手順を示す。この処理は、例えばマイクロコンピュータにて所定周期で繰り返し実行される。
【００５４】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電動機１０を実際に伝播する高周波信号（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）を検出する。続くステップＳ１２においては、重畳した高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）及び検出される高周波信号（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）に基づき、これらのベクトル信号の位相差を外積値によって定量化した誤差量Δを算出する。更に、ステップＳ１４においては、誤差量Δに基づき、回転角度θを算出する。続くステップＳ１６においては、回転角度θの時間微分値として変化量ω１を算出する。そしてステップＳ１８においては、誤差量Δに基づき、補正量Δωを算出する。そしてステップＳ２０においては、変化量ω１を補正量Δωによって補正することで、回転速度ωを算出する。
【００５５】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５６】
（１）回転角度θの変化量ω１と誤差量Δとに基づき、電動機１０の回転速度ωを算出した。これにより、回転速度ωをより高精度に算出することが可能となる。
【００５７】
（２）誤差量Δに基づき回転角度θを算出した。これにより、回転角度θを適切に算出することができる。
【００５８】
（３）回転角度θに基づき、ｄ軸方向に振動する高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）をインバータ３４の出力信号に重畳する際、重畳により実際に伝播する高周波信号（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）に基づき、誤差量Δを算出した。これにより、実際に伝播すると想定される高周波信号と実際に伝播する高周波信号との間のずれに基づき、誤差量Δを算出することができる。
【００５９】
（４）電動機１０のインダクタンスが最小となると想定される方向（ｄ軸方向）に高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）を重畳し、重畳により実際に伝播する高周波信号と重畳される高周波信号とからなる２つのベクトル信号同士の外積値に基づき誤差量Δを算出した。これにより、誤差量Δを簡易に算出することができる。
【００６０】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６１】
図８に、本実施形態にかかる速度算出部４６の構成を示す。なお、図８において、先の図５に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
【００６２】
図示されるように、本実施形態では、変化量算出部４６ａの出力は、ローパスフィルタ４６ｄに入力される。このローパスフィルタ４６ｄは、変化量算出部４６ａの出力する変化量ω１から、高周波成分を除去するものである。ここで、高周波成分は、基本的には、電動機１０の固定子とロータ１０ａの磁石及び鉄との相対的な位置関係の変化によって生じるものである。すなわち、固定子の任意の箇所と近接するロータ１０ａ部分は、磁石の埋め込まれた部分と埋め込まれてない部分とが、電動機１０の回転に伴って交互に生じる。このため、上記近接する部分が、鉄の埋め込まれていない部分から鉄の埋め込まれた部分へ変化する際や鉄の埋め込まれた部分から鉄の埋め込まれていない部分へ変化する際には、上記近接する部分の物性が不連続的に変化する。そして、この不連続的な変化が高周波ノイズとなって電動機１０の電気的な状態量に混入する。このため、実電流ｉｕ，ｉｖには、これに起因する高周波ノイズが混入することとなる。このため、実電流ｉｕ，ｉｖに基づき算出される誤差量Δに高周波ノイズが混入し、ひいては回転角度θ、変化量ω１にも混入する。特に、変化量ω１は、回転角度θを時間微分することで得られるため、高周波ノイズの影響が顕著となりやすい。
【００６３】
そこで本実施形態では、加算器４６ｃによる回転速度ωの算出に先立ち、ローパスフィルタ４６ｄによって、変化量ω１から高周波成分を除去する。これにより、回転速度ωから高周波成分の影響を好適に除去することができる。
【００６４】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００６５】
（５）変化量ω１から高周波成分を除去した後、回転速度ωを算出した。これにより、回転速度ωの算出値から高周波ノイズの影響を好適に除去することができる。
【００６６】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６７】
図９に、本実施形態にかかる速度算出部４６の構成を示す。なお、図８において、先の図５に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
【００６８】
図示されるように、本実施形態では、誤差量Δは、ローパスフィルタ４６ｅに入力される。このローパスフィルタ４６ｅは、誤差量Δから、高周波成分を除去するものである。この高周波成分の発生原因としては、先の第２の実施形態において想定したものと同一のものが想定されている。このように、本実施形態では、補正量Δωを算出するに先立ち、ローパスフィルタ４６ｅによって、誤差量Δから高周波成分を除去する。これにより、回転速度ωから高周波成分の影響を好適に除去することができる。
【００６９】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００７０】
（６）誤差量Δから高周波成分を除去した後、補正量Δωを算出した。これにより、補正量Δωから高周波ノイズの影響を好適に除去することができ、ひいては回転速度ωの算出値から高周波ノイズの影響を好適に除去することができる。
【００７１】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７２】
図１０に、本実施形態にかかる速度算出部４６の構成を示す。なお、図１０において、先の図５に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
【００７３】
図示されるように、本実施形態では、変化量算出部４６ａの出力する変化量ω１から高周波成分を除去するローパスフィルタ４６ｄと、誤差量Δから高周波成分を除去するローパスフィルタ４６ｅとの双方を備える。これにより、回転速度ωから高周波成分の影響をいっそう好適に除去することができる。
【００７４】
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７５】
図１１に、本実施形態にかかる速度算出部４６の構成を示す。なお、図９において、先の図５に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
【００７６】
本実施形態では、ローパスフィルタ４６ｄによって除去する高周波成分を、回転速度ωに応じて可変設定する。これは、電動機１０の電気的な状態量に混入する高周波ノイズ（実電流ｉｕ，ｉｖに混入する高周波ノイズ）が、回転速度ωに依存するためである。すなわち、上述したように、高周波ノイズの発生原因は、電動機１０の回転に伴って、固定子の任意の箇所と近接するロータ１０ａ部分が交互に磁石の埋め込まれた部分と埋め込まれてない部分とのいずれかになることにより、近接する部分の物性が不連続的に変化する現象が周期的に生じることによる。そして、この不連続的な変化の周期は回転速度ωによって定まるため、回転速度ωに応じて高周波ノイズの周波数が変化する。そこで本実施形態では、ローパスフィルタ４６ｄによって除去する高周波成分を、回転速度ωが増大するほど高い周波数へと可変設定することで、上記要因にて生じる高周波ノイズをより適切に除去することができる。
【００７７】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果や、先の第２の実施形態の上記（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００７８】
（７）除去対象となる高周波を、回転速度ωに応じて可変設定した。これにより、上記態様にて生成されると想定される高周波ノイズにターゲットを定めてこれを好適に除去することができる。
【００７９】
（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８０】
図１２に、本実施形態にかかる回転角度θの算出処理、及び回転速度ωの算出処理を示す。
【００８１】
補正量算出部５０は、誤差量Δに基づき、回転角度（より正確には後述する時間積分値θ１）についての補正量Δθを算出する部分である。この補正量Δθは、誤差量Δに基づく比例項及び積分項の和として算出すればよい。また、これに代えて、例えば、比例項として算出してもよく、更に比例項及び微分項及び積分項の和として算出してもよい。
【００８２】
積分演算部５２では、回転速度ωの時間積分値θ１を算出する。加算部５４は、時間積分値θ１と補正量Δθとの和として、回転角度θを算出する。また、変化量算出部５６は、回転角度θの時間微分値として、変化量ω１を算出する部分である。ローパスフィルタ５８は、変化量ω１から、上記第２〜第５の実施形態において説明した高周波ノイズを除去する。
【００８３】
一方、補正量算出部６０は、誤差量Δに基づき、変化量ω１（より正確には、変化量ω１から高周波成分を除去した値）を補正する補正量Δωを算出する。ここで、補正量Δωは、誤差量Δに基づく比例項及び積分項の和として算出すればよい。また、これに代えて、例えば、比例項や微分項として算出してもよく、更に比例項及び微分項として算出してもよい。そして、加算部６２では、変化量ω１（より正確には、変化量ω１から高周波成分を除去した値）を補正量Δωによって補正することで、回転速度ωを算出する。
【００８４】
このように、本実施形態でも、変化量ω１を補正量Δωにて補正することで、回転速度ωを高精度に算出することができる。更に、本実施形態では、回転速度ωに基づき回転角度θが算出されるため、回転速度ωが実際の回転速度からずれていると、これが誤差量Δとしてフィードバック補正される。これにより、回転速度ωをより高精度に算出することが可能となる。また、時間積分値θ１が補正量Δθに基づき補正されるため、回転角度θについても高精度に算出することができる。
【００８５】
特に、回転速度ωの算出に際し、変化量ω１から高周波成分を除去する処理を行なうため、この除去後の値にはフィルタ処理による遅れが生じ得る。この遅れは、本実施形態では、変化量ω１（より正確には、変化量ω１から高周波成分を除去した値）に対する補正量Δωによる補正によって補償されることとなる。これにより、回転速度ωからフィルタ処理により遅れ及び高周波ノイズの影響を好適に除去することができ、ひいては回転速度ω及び回転角度θをいっそう高精度に算出することができる。
【００８６】
図１３に、過渡時における上記処理により算出される回転速度ωと実際の回転速度との関係の実験結果を示す。図１３（ａ）の実線は、実際の回転速度（センサによる検出値）、２点鎖線は、回転速度ωを示す。詳しくは、図中、２点鎖線は、先の図１２の補正量算出部５０，６０のいずれにおいても誤差量Δの比例項及び積分項の和として補正量Δθ，Δωを算出した場合を示している。図示されるように、算出される回転速度ωは、実際の回転速度を高精度に表現している。これに対し、先の図１に示した処理にて算出される回転角度θの時間微分値として回転速度を算出した場合（先の図５の変化量ω１）を、図１３（ｂ）に１点鎖線にて示す。このように、変化量ω１は、実際の回転速度からずれたものとなる。
【００８７】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）、（４）の効果や、先の第２の実施形態の上記（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００８８】
（８）回転速度ωに基づき、回転角度θを算出した。これにより、算出される回転角度θの追従遅れを好適に抑制又は回避することができる。
【００８９】
（９）時間積分値θ１を誤差量Δに基づき補正することで回転角度θを算出した。これにより、この誤差量Δに基づく回転角度θのフィードバック補正を行なうことができ、ひいては回転角度θをより高精度に算出することができる。
【００９０】
（１０）誤差量Δに基づく変化量ω１の補正量Δωと誤差量Δに基づく時間積分値θ１の補正量Δθとを各別に設定した。これにより、回転速度ω及び回転角度θをより高精度に算出することができる。
【００９１】
（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９２】
図１４に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。なお、図１４において、先の図１に示した部材と対応する部材には、便宜上同一の符号を付している。
【００９３】
図示されるように、本実施形態では、インバータ３４の出力信号に高周波信号を重畳させるべく、高周波電流設定部７０を備えている。高周波電流設定部７０では、回転角度θによってｄ軸方向と推定される方向、すなわちインダクタンスが最小となると想定される方向に、高周波信号としての電流信号ｉｈｄｃを重畳すべく、電流信号ｉｈｄｃを加算器７２に出力する。加算器７２では、指令電流設定部２４によって設定されるｄ軸上の指令電流ｉｄｃに電流信号ｉｈｄｃを重畳したものを指令電圧設定部２６に出力する。
【００９４】
指令電圧設定部２６は、上述したように、ｄ軸上の実電流ｉｄ及び指令電流ｉｄｃの差に基づきｄ軸上の指令電圧ｖｄｃを設定し、ｑ軸上の実電流ｉｑ及び指令電流ｉｑｃの差に基づきｑ軸上の指令電圧ｖｑｃを設定する。ここで、本実施形態にかかるｄｑ変換部２２ａではローパスフィルタ処理を行なわないために、実電流ｉｄ，ｉｑには電動機１０を実際に伝播した高周波信号が混入している。このため、これら指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃには、電流信号ｉｈｄｃを重畳したときに（より正確には電流信号ｉｈｄｃを重畳すべく指令電圧を設定したときに）実際に電動機１０を伝播する周波数信号が混入している。
【００９５】
指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃは、αβ変換部７４においてα軸上の指令電圧ｖαｃとβ軸上の指令電圧ｖβｃとに変換される。そして、誤差算出部７６では、これら指令電圧ｖαｃ及び指令電圧ｖβｃから、電動機１０を実際に伝播する高周波信号に応じたα軸上の電圧信号ｖｈαとβ軸上の電圧信号ｖｈβとを抽出する。そして、電流信号ｉｈαのベクトル信号と、電圧信号ｖｈα、ｖｈβのベクトル信号との外積値を、上記誤差量Δとして算出する。
【００９６】
このように、本実施形態では、インバータ３４の出力信号に重畳される高周波信号として電流信号ｉｈｄｃを用い、且つこのとき電動機１０を実際に伝播する高周波信号が混入する指令電圧ｖαｃ、ｖβｃの高周波成分と電流信号ｉｈｄｃとの２つのベクトル信号の外積値によって、誤差量Δを算出することができる。
【００９７】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果を得ることができる。
【００９８】
（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９９】
図１５に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。なお、図１５において、先の図１に示した部材と対応する部材には、便宜上同一の符号を付している。
【０１００】
本実施形態では、誤差算出部７８は、高周波成分の除去された実電流ｉｄ，ｉｑと、実電流ｉα，ｉβから抽出される高周波成分とに基づき、誤差量Δを算出する。図１６に、誤差算出部７８による誤差量Δの算出に用いる関係情報を示す。
【０１０１】
図１６は、出力制御用の実際の電流ベクトル（実電流ｉｄ，ｉｑ）の位相角と、電動機１０の出力トルクと、電動機１０を実際に伝播する周波数信号の振幅値（目標振幅値）との関係を示す。詳しくは、この関係は、インバータ３４の出力信号に、電動機１０のインダクタンスが最小となる方向の高周波信号を重畳した場合の関係を示している。図示されるように、出力制御用の電流ベクトルの位相角や出力トルクによって目標振幅値は変化する。このため、実際の振幅値が目標振幅値からずれるときには、出力制御用の電流の位相角として実際の位相角からずれた値を認識していると考えられる。換言すれば、実際の回転角度とずれた回転角度を電動機１０の回転角度（正確には電気角）と認識していると考えられる。
【０１０２】
上記誤差算出部７８では、上記実電流ｉｄ，ｉｑから、その電流ベクトルの位相角と出力トルクとを推定する。そして、これらと上記関係情報とに基づき、目標振幅値を算出する。そして、上記実電流ｉα，ｉβから抽出される高周波成分の振幅と目標振幅値との差に基づき、誤差量Δを算出する。
【０１０３】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）、（４）の効果と同様の効果を得ることができる。
【０１０４】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１０５】
・先の第３及び第４及び第６の実施形態において、ローパスフィルタ４６ｄ，４６ｅ，５８の除去対象となる高周波を、回転速度ωによって可変設定してもよい。また、除去対象となる高周波を可変とする際に参照する回転速度に関する情報としては、回転速度ωに限らず、変化量ω１であってもよい。
【０１０６】
・上記第１〜第７の実施形態では、外積値の算出を固定座標系成分によって行なったが、回転座標系成分（例えばｄ軸及びｑ軸成分）によって行なってもよい。
【０１０７】
・上記外積値を算出するためのベクトル信号としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば先の図１において、実電流ｉα，ｉβの高周波成分を電圧ベクトルｖα，ｖβに変換し、これと電圧信号ｖｈｄｃとの外積値を算出してもよい。要は、電動機１０の電気的な状態量のうち、インバータ３４の出力信号に高周波信号を重畳すべく直接の操作対象となる電気的な状態量以外の検出値から算出される高周波信号を、電動機１０を実際に伝播する高周波信号とすればよい。すなわち、例えばインバータ３４の出力電圧（電動機１０の相電圧）を指令電圧に操作することで高周波信号を重畳する場合、電圧以外の電気的な状態量（例えば電流）の検出値によって算出される高周波信号を電動機１０を実際に伝播する高周波信号とすればよい。
【０１０８】
・インバータ３４の出力信号に重畳する高周波信号が電動機１０で実際に伝播する際に電流が偏向する性質を利用した誤差量Δの算出手法としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、重畳する高周波信号としてのベクトル信号Ａと、実際に伝播する高周波信号としてのベクトル信号Ｂとの内積に基づき、（１−Ａ・Ｂ／｜Ａ｜｜Ｂ｜）を誤差量Δとしてもよい。これによっても、逆三角関数の演算を行なうことなく、重畳する高周波信号としてのベクトル信号Ａと実際に伝播する高周波信号としてのベクトル信号Ｂとの位相差を定量化するパラメータとしての誤差量Δを算出することができる。もっとも、これらベクトル信号の外積や内積の値を算出するものに限らず、逆三角関数に基づきこれらベクトル信号間の位相差を算出することで、これを誤差量Δとしてもよい。
【０１０９】
・上記各実施形態では、回転速度ωを非干渉化制御に用いたが、これに限らず、例えば指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを設定するための入力パラメータとして用いてもよい。
【０１１０】
・多相回転機の電気的な状態量に基づき多相回転機の回転角度に関する情報を取得する手法としては、インバータの出力信号に周波数信号を重畳した際に電動機を実際に伝播する周波数信号に基づき行なうものに限らない。例えば誘起電圧に基づき検出されるもの等であってもよい（例えば「特開２００６−２３０１２０号公報」や「電子工学ハンドブック  第６版  電気学会  第２１編  ３．６」参照）。
【０１１１】
・構造上、突極性を有する電動機としては、上記電動機１０に限らない。例えば図１７（ａ）に示すような埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）でもよく、また例えば図１７（ｂ）に示すような同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）でもよい。
【０１１２】
・多相回転機としては、電動機に限らず、発電機であってもよい。
【０１１３】
・上記各実施形態では、ハイブリッド車に本発明にかかる制御装置を適用したが、これに限らず、例えば電気自動車に適用してもよい。更には内燃機関を動力源とする車両におけるパワーステアリング等の動力伝達手段としての電動機に本発明の制御装置を適用してもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１１４】
【図１】第１の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。
【図２】同実施形態にかかる電動機のロータを示す図。
【図３】回転角度の検出に関する問題点を示す図。
【図４】上記実施形態にかかる誤差算出部の処理を示す図。
【図５】上記実施形態にかかる速度算出部の処理を示す図。
【図６】速度算出部による回転速度の算出原理を説明する図。
【図７】上記実施形態にかかる回転速度の算出処理の手順を示す流れ図。
【図８】第２の実施形態にかかる速度算出部の処理を示す図。
【図９】第３の実施形態にかかる速度算出部の処理を示す図。
【図１０】第４の実施形態にかかる速度算出部の処理を示す図。
【図１１】第５の実施形態にかかる速度算出部の処理を示す図。
【図１２】第６の実施形態にかかる回転角度及び回転速度の算出処理を示す図。
【図１３】同実施形態にかかる回転速度の算出精度を示すタイムチャート。
【図１４】第７の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。
【図１５】第８の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。
【図１６】出力制御用の電流の位相と出力トルクと目標振幅値との関係を示す図。
【図１７】上記各実施形態の変形例における電動機のロータを示す図。
【符号の説明】
【０１１５】
１０…電動機、４２…誤差算出部（誤差算出手段の一実施形態）、４６…速度算出部（速度算出手段の一実施形態）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
2008125207.tif 000006
【図５】
2008125207.tif 000007
【図６】
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【図７】
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【図８】
2008125207.tif 000010
【図９】
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【図１０】
2008125207.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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