(57)【要約】【課題】蓄電素子の電圧状態に関わらずＤＣ／ＤＣコンバータの起動が可能な高信頼性の電源装置を提供することを目的とする。【解決手段】通常のＤＣ／ＤＣコンバータ構成に、第１スイッチング手段３を駆動する第１駆動回路１３に所定の駆動電圧を出力する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を設け、動作開始時には第２スイッチング手段５をオフにした状態で第１スイッチング手段３をオンオフ動作させ、安定動作時には第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段５が交互にオンオフ動作を行うようにしたものであり、動作開始時に電流逆流を阻止できるとともに、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の入力源は安定した電圧を有する定電圧源１となるので、蓄電素子１１の電圧状態に関わらず常に第１駆動回路１３に十分な電圧を供給することが可能となり、確実な起動の確保が可能な高信頼性の電源装置を実現できる。【選択図】図１
2008061435.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電圧源と、
前記定電圧源の一端に接続された第１スイッチング手段と、
前記定電圧源の他端と前記第１スイッチング手段の他端の間に接続された第２スイッチング手段と、
前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段の接続点に一端が接続されたチョークコイルと、
前記チョークコイルの他端と前記定電圧源の他端の間に接続された蓄電素子と、
前記第１スイッチング手段を駆動する第１駆動回路と、
前記第２スイッチング手段を駆動する第２駆動回路と、
前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うように制御する制御回路と、
所定の駆動電圧を前記第１駆動回路に出力する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記制御回路と前記第１駆動回路の間に前記制御回路の出力信号の基準電圧を変換して出力する信号伝達回路とから構成され、
動作開始時には前記第２スイッチング手段をオフにした状態で前記第１スイッチング手段をオンオフ動作させ、
安定動作時には前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うようにした電源装置。
【請求項２】
蓄電素子と、
前記蓄電素子の一端に接続された第１スイッチング手段と、
前記蓄電素子の他端と前記第１スイッチング手段の他端の間に接続されたチョークコイルと、
前記第１スイッチング手段と前記チョークコイルの接続点に一端が接続された第２スイッチング手段と、
前記第２スイッチング手段の他端と前記蓄電素子の他端の間に接続された定電圧源と、
前記第１スイッチング手段を駆動する第１駆動回路と、
前記第２スイッチング手段を駆動する第２駆動回路と、
前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うように制御する制御回路と、
所定の駆動電圧を前記第１駆動回路に出力する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと
前記制御回路と前記第１駆動回路の間に前記制御回路の出力信号の基準電圧を変換して出力する信号伝達回路とから構成され、
動作開始時には前記第２スイッチング手段をオフにした状態で前記第１スイッチング手段をオンオフ動作させ、
安定動作時には前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うようにした電源装置。
【請求項３】
絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、制御回路からの制御信号が生成される前に出力されるようにした請求項１、または２に記載の電源装置。
【請求項４】
第１スイッチング手段のオンデューティーが１で動作する状態を有する請求項１、または２に記載の電源装置。
【請求項５】
定電圧源と蓄電素子を入れ替えて接続した請求項１、または２に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は入力された電圧を任意の設定電圧に変換する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、定電圧源の電圧を任意の電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣ電圧変換装置が様々な分野で利用されている。このようなＤＣ／ＤＣ電圧変換装置として、例えば入力電圧を昇圧して出力する構成のものが特許文献１に提案されている。このＤＣ／ＤＣ電圧変換装置のブロック回路図を図７に示す。バッテリ等の定電圧源が接続された電源電圧ライン１０１は昇圧回路１０３、ゲート回路１０５、および平滑回路１０７を介して出力端子１０８に至る。ここで、昇圧回路１０３は電源電圧ライン１０１に接続されたコイル１０９とＦＥＴトランジスタ１１１の一端が直列に接続され、ＦＥＴトランジスタ１１１の他端はグランドに接続されている。ＦＥＴトランジスタ１１１にはダイオード１１３が形成されている。コイル１０９とＦＥＴトランジスタ１１１の接続点、すなわち昇圧回路１０３の出力はゲート回路１０５を構成するＦＥＴトランジスタ１１５の一端に接続される。なお、ＦＥＴトランジスタ１１５にもダイオード１１７が形成されている。ＦＥＴトランジスタ１１５の他端は平滑回路１０７に接続されている。
【０００３】
ＦＥＴトランジスタ１１３、１１５は、のこぎり波発生回路１１９、パルス幅制御回路１２１、ソフトスタート回路１２３、アンド回路１２５、反転回路１２７、およびステップアップ回路１２９によってオンオフ動作が制御されている。なお、これらの配線は図７に示した通りである。
【０００４】
次に、このようなＤＣ／ＤＣ電圧変換装置の動作を簡単に説明する。
【０００５】
初期動作期間中は、ステップアップ回路１２９により、ＦＥＴトランジスタ１１５を遮断するように制御する。これにより、ＦＥＴトランジスタ１１５はオフになり、ダイオード１１７は逆接状態であるので、出力端子１０８から昇圧回路１０３への電流逆流が阻止される。この状態で、ＦＥＴトランジスタ１１１をオンオフ動作させることにより、電源電圧ライン１０１の電圧の昇圧動作が開始して出力端子１０８から出力される。
【０００６】
次に、安定動作時にはステップアップ回路１２９は反転回路１２７からのオンオフ駆動信号をそのままＦＥＴトランジスタ１１５に伝達するので、ＦＥＴトランジスタ１１１とＦＥＴトランジスタ１１５は交互にオンオフ動作を行い、効率よく昇圧動作を行う。
【０００７】
このようにして、初期動作時の電流逆流を阻止しつつ、動作安定時には効率のよい昇圧動作が可能なＤＣ／ＤＣ電圧変換装置を実現していた。
【特許文献１】特許第３１７５２２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
このようなＤＣ／ＤＣ電圧変換装置（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータという）を用いた電源装置は、確かに電流逆流防止による高信頼性と、２つのＦＥＴトランジスタの交互オンオフ動作による高効率が同時に得られる昇圧動作が可能となるのである。しかし、このような電源装置を例えばハイブリッド自動車のように、高電圧を扱う定電圧源から低電圧を扱う蓄電素子に充電するといった降圧動作が必要な用途に応用すると、電源装置は図８に示す構成になる。
【０００９】
図８において、構成部品は図７と同じであり、接続方法が異なる。すなわち、コイル１０９とＦＥＴトランジスタ１１５を入れ替え、ＦＥＴトランジスタ１１５のソース端子がＦＥＴトランジスタ１１１のドレイン端子と接続されるようにする。さらに、反転回路１２７とステップアップ回路１２９をＦＥＴトランジスタ１１１のゲート端子に接続する。この理由は次の通りである。
【００１０】
降圧動作をさせる場合、電源電圧ライン１０１の電圧Ｖｄｄは出力端子１０８の電圧Ｖｏよりも低くなるため、ＦＥＴトランジスタ１１５がオンになっても電流逆流が起こらない。一方で、ＦＥＴトランジスタ１１１がオンになると、出力端子１０８からグランドに向かって電流逆流が起こる。従って、反転回路１２７とステップアップ回路１２９をＦＥＴトランジスタ１１１のゲート端子に接続して、初期動作期間中はＦＥＴトランジスタ１１１を遮断する（オフにする）ようにステップアップ回路１２９で制御する。
【００１１】
このような構成により、降圧動作においても初期動作期間中の電流逆流を阻止しつつ降圧動作が行えるが、ここで問題となるのは、ＦＥＴトランジスタ１１１、１１５に高耐圧のＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴを用いた場合で、出力端子１０８に電圧が印加されている場合である。すなわち、出力端子１０８に負荷しか接続されていなければ、動作終了に伴い電圧Ｖｏは０ＶになるのでＦＥＴトランジスタ１１５のソース端子も０Ｖになる。従って、起動時にＦＥＴトランジスタ１１５のゲート端子にアンド回路１２５の出力をそのまま入力してもゲート電圧がソース電圧を上回るため、ＦＥＴトランジスタ１１５をオンオフ駆動することができる。
【００１２】
一方、ハイブリッド自動車の例のように、出力端子に蓄電素子（低電圧バッテリやキャパシタ等）が接続されている場合であれば、動作が終了しても電圧Ｖｏは０Ｖではない。ゆえに、ＦＥＴトランジスタ１１５のソース端子も電圧Ｖｏと等電圧になる。ＮチャネルＭＯＳ型のＦＥＴトランジスタ１１５は前記したようにソース電圧よりも高いゲート電圧を印加しなければ駆動できないので、もし蓄電素子の電圧Ｖｏがアンド回路１２５から出力される電圧よりも低ければ、ＦＥＴトランジスタ１１５を駆動できるのであるが、高ければ駆動することができず降圧動作が行えない。従って、蓄電素子を組み合わせた電源装置を従来技術で構成した場合、確実な起動が確保されず信頼性が低下するという課題があった。
【００１３】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、低電圧バッテリやキャパシタ等の蓄電素子の電圧状態に関わらずＤＣ／ＤＣコンバータの起動を可能にする信頼性の高い電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、通常のＤＣ／ＤＣコンバータの構成に、第１スイッチング手段を駆動する第１駆動回路に所定の駆動電圧を出力する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを設け、動作開始時には第２スイッチング手段をオフにした状態で前記第１スイッチング手段をオンオフ動作させ、安定動作時には前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うようにしたものである。これにより、常に絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータから第１駆動回路に十分な駆動電圧を供給することが可能となるので、動作開始時に第１スイッチング手段を確実にオン動作させることができる。その結果、前記目的を達成することができる。
【００１５】
また、本発明の電源装置は、定電圧源と蓄電素子を直列に接続し、その間にＤＣ／ＤＣコンバータを設けた構成に対し、第１スイッチング手段を駆動する第１駆動回路に所定の駆動電圧を出力する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを設け、動作開始時には第２スイッチング手段をオフにした状態で前記第１スイッチング手段をオンオフ動作させ、安定動作時には前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段が交互にオンオフ動作を行うようにしたものである。これによっても、常に絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータから第１駆動回路に十分な駆動電圧を供給することが可能となるので、動作開始時に第１スイッチング手段を確実にオン動作させることができる。その結果、前記目的を達成することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の電源装置によれば、動作開始時に第１スイッチング手段を確実にオン動作させられる上、第２スイッチング手段をオフ状態にするので、電流逆流を阻止することができ、かつ降圧動作を行うことが可能となり、高信頼な電源装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、ここでは前記した車両用の電源装置の場合について述べる。
【００１８】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図である。図２は、本発明の実施の形態１における電源装置の信号伝達回路の回路図である。図３は、本発明の実施の形態１における電源装置の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック回路図である。図４は、本発明の実施の形態１における電源装置の動作を示す経時変化図であり、（ａ）は定電圧源の電圧Ｖｂの経時変化図を、（ｂ）は絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｉの経時変化図を、（ｃ）は第１スイッチング手段のゲート−ソース間の電圧差Ｖｇｓの経時変化図を、（ｄ）は蓄電素子の電圧Ｖｃの経時変化図を、それぞれ示す。
【００１９】
図１において、バッテリからなる定電圧源１は、その両端（正極と負極間）に平滑コンデンサ２が接続されるとともに、その一端（正極）にＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴからなる第１スイッチング手段３のドレイン端子が接続されている。また、定電圧源１の他端（負極）と第１スイッチング手段３の他端（本実施の形態１ではソース端子に相当）の間には、同じくＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴからなる第２スイッチング手段５が接続されている。なお、第２スイッチング手段５のソース端子は定電圧源１の負極に、第２スイッチング手段５のドレイン端子は第１スイッチング手段３のソース端子にそれぞれ接続されている。ここで、第１スイッチング手段３、および第２スイッチング手段５にＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴを用いたのは、車両用の大電力を扱うことを考慮して、高耐圧なスイッチング素子が望ましいためである。
【００２０】
第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段５の接続点には、チョークコイル７の一端が接続されている。チョークコイル７の他端と定電圧源１の他端（負極）の間には平滑コンデンサ９が接続されている。平滑コンデンサ９の両端には並列に蓄電素子１１が接続されている。蓄電素子１１は複数の電気二重層キャパシタを定格電圧（ここでは従来同様に定電圧源１の定格電圧より低くした）になるように直列に接続して用いた。なお、電気二重層キャパシタの接続方法は直列接続に限らず、並列や直並列に接続してもよい。また、複数の電気二重層キャパシタ間の電圧バランスを取るためのバランス回路を設けてもよい。
【００２１】
第１スイッチング手段３のゲート端子と第２スイッチング手段５のゲート端子には、それぞれ第１駆動回路１３と第２駆動回路１５が接続され、これらにより第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段５がオンオフ駆動されている。第１駆動回路１３と第２駆動回路１５を駆動する制御信号は制御回路１７から生成される。ここで、制御回路１７と第２駆動回路１５の間には反転回路１８が接続されているので、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段５が交互にオンオフ動作を行うように制御される。すなわち、同時導通を防止するように制御されている。
【００２２】
以上のような通常のＤＣ／ＤＣコンバータの構成に加え、本実施の形態１ではさらに、制御回路１７と第１駆動回路１３の間に、制御回路１７の出力信号（パルス信号）の基準電圧を変換して出力する信号伝達回路１９を設けている。すなわち、信号伝達回路１９は、次のような機能を有する。
【００２３】
本実施の形態１では、制御回路１７の出力信号はパルス信号であるが、その基準電圧（パルスがオフの時の電圧と定義する）を０Ｖとしている。しかし、第１駆動回路１３を駆動するためには、基準電圧を第１スイッチング手段３のソース電圧Ｖｓにしなければ、第１スイッチング手段３のゲート端子にＶｓより高いゲート電圧Ｖｇを印加できない。そこで、信号伝達回路１９は０Ｖの基準電圧を第１スイッチング手段３のソース電圧Ｖｓに変換して、パルス信号を出力する機能を有する。
【００２４】
なお、信号伝達回路１９の構成は多種考えられるが、本実施の形態１では図２に示す構成とした。すなわち、電圧電流変換部２５で制御回路１７から入力されたパルス信号を電流パルスに変換し、それに応じて電流電圧変換部２７のスイッチング手段２９（例えばＦＥＴ）がオンオフすることにより、基準電圧が第１スイッチング手段３のソース電圧Ｖｓに変換されて駆動信号Ｖｄｒとして第１駆動回路１３に出力される。
【００２５】
また、本実施の形態１では、定電圧源１の電圧を入力して、所定の駆動電圧を第１駆動回路１３に出力するように絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１が接続される構成としている。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１はトランスを含むことにより絶縁型の回路構成としている。その具体例を図３に示す。
【００２６】
図３において、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の入力側にはトランス３１の一次側巻線３３とＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチング素子３５が直列に接続されている。トランス３１の二次側には、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力側に接続される二次側巻線３７と、出力電圧を既定値に設定するための出力制御用巻線３９が形成されている。なお、二次側巻線３７と出力制御用巻線３９は同じ構成としている。二次側巻線３７と出力制御用巻線３９の一端にはそれぞれダイオードからなる整流素子４１のアノード端子が接続されている。また、二次側巻線３７と出力制御用巻線３９の他端と整流素子４１のカソード端子の間には平滑コンデンサ４３が接続されている。出力制御用巻線３９は、整流素子４１と平滑コンデンサ４３を介して、スイッチング素子３５をオンオフ駆動するための制御部４５に接続されている。
【００２７】
このような構成により、制御部４５は出力制御用巻線３９からの出力を取り込み、その出力電圧が設定値になるようにスイッチング素子３５をオンオフ制御する。その結果、二次側巻線３７と出力制御用巻線３９は同構成であるので、二次側巻線３７の出力電圧、すなわち絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧は制御部４５の設定値になって出力される。この際、一次側巻線３３と二次側巻線３７はトランス３１を介しているので、電気的に直接接続されていない。従って、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを構成することができる。
【００２８】
なお、図３で示した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の構成は一例であり、この構成に限定されるものではない。また、本実施の形態１で絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を用いた理由については後述する。
【００２９】
第１駆動回路１３は２個のトランジスタ２３を用いて図１に示すように接続した構成を有する。なお、第２駆動回路１５も同様の構成としている。
【００３０】
次に、このような電源装置の動作について、図４を参照しながら説明する。なお、図４において、横軸は時間ｔを、縦軸は図１に示した４ヶ所の電圧、すなわち図４（ａ）は定電圧源１の電圧Ｖｂ、図４（ｂ）は絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧Ｖｉ、図４（ｃ）は第１スイッチング手段３のゲート−ソース間の電圧差Ｖｇｓ、図４（ｄ）は蓄電素子１１の電圧Ｖｃをそれぞれ示す。なお、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧Ｖｉは図３の出力における＋Ｖｉと−Ｖｉの差であると定義する。
【００３１】
まず、時間ｔ０からｔ１の間は車両を起動する前の状態である。この時、定電圧源１の電圧Ｖｂは図４（ａ）に示すように一定である。また、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１はまだ動作していないので、その出力電圧Ｖｉは０Ｖである。蓄電素子１１は、車両非使用時に蓄電されていた電荷が自己放電していくので、その電圧Ｖｃは図４（ｄ）に示すように既定充電電圧Ｖｃｅより小さい初期電圧Ｖｃｓになる。この時の第１スイッチング手段３のソース端子には、従来例で説明したように蓄電素子１１の初期電圧Ｖｃｓが印加されるが、ゲート−ソース間の電圧差Ｖｇｓは０Ｖであるので、ゲート電圧ＶｇはＶｃｓとなる。なお、図４（ｃ）の縦軸ではＶｃｓを原点（＝０）として示した。
【００３２】
次に、車両を起動するために、時間ｔ１でイグニションスイッチ（図示せず）をオンにする。これにより、通常の車両であればエンジンを始動するためにスタータを駆動するので一時的に定電圧源１の電圧Ｖｂが下がるのであるが、一部のハイブリッド車のように走行開始後にエンジンを始動する車両もあり、この場合は時間ｔ１でも定電圧源１の電圧Ｖｂは一定のままである。図４（ａ）では後者の場合について示した。いずれにしても、車両起動後は定電圧源１の電圧Ｖｂは図４（ａ）に示すように引き続き一定となる。この時間ｔ１で絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は動作を開始する。これにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧Ｖｉは、第１駆動回路１３に供給する所定の駆動電圧（以下、出力既定電圧という）Ｖｉｏに至り、以後安定する。なお、出力既定電圧は、第１スイッチング手段３のゲートしきい値電圧より十分高く、かつゲート破壊電圧より小さい範囲にて任意に設定できる。
【００３３】
その後、時間ｔ２で制御回路１７から第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段５を駆動するための制御信号が生成される。従って、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力既定電圧Ｖｉｏは、制御回路１７からの制御信号が生成される前に出力されることになる。この動作開始時には、第１スイッチング手段３をオンオフ動作するように制御信号を生成している。これらにより、第１スイッチング手段３を遅延なく駆動できるので、高信頼性が得られる。
【００３４】
制御回路１７からオンオフ制御を行う信号が生成されると、信号伝達回路１９で基準電圧が変換されて、第１駆動回路１３内のトランジスタ２３をオンにする。その結果、図４（ｃ）に示すように絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力Ｖｉｏ（駆動電圧）を波高値とするオンオフ信号が第１駆動回路１３を介して第１スイッチング手段３のゲート−ソース間に印加されるので、第１スイッチング手段３のゲート電圧Ｖｇがソース電圧ＶｓよりＶｉｏだけ高くなる。この際、Ｖｉｏがゲートしきい値電圧を超えればオン状態に、ゲートしきい値電圧を下回ればオフ状態になり、まず第１スイッチング手段３を駆動することができる。一方、第２スイッチング手段５は第２駆動回路１５によりオフ状態となるので、電流逆流を阻止できる。
【００３５】
以後、第２スイッチング素子５がオフの状態で、第１スイッチング手段３がオンオフ動作を繰り返すことにより、蓄電素子１１へは降圧動作により充電が開始され、図４（ｄ）に示すように電圧Ｖｃは上昇していく。なお、制御信号のパルス幅、すなわちデューティー比（Ｖｇｓに反映される）はＶｃの上昇に応じて、図４（ｃ）に示すようにＶｃが既定充電電圧Ｖｃｅになるように変化していく。
【００３６】
このような動作により、時間ｔ３でＶｃがＶｃｅに至ると蓄電素子１１の充電が完了するので、制御回路１７は図４（ｃ）に示すようにＶｃｅを維持するための一定の制御信号を生成する。これにより、ｔ３以降ではＶｃはＶｃｅに維持される。このような安定動作時には、第２駆動回路は第２スイッチング手段５のオンオフ動作を開始する。これにより、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段５が交互にオンオフ動作を行うことになる。
【００３７】
なお、電源装置の用途によっては蓄電素子１１への既定充電電圧Ｖｃｅを定電圧源１の電圧Ｖｂとほぼ等しく設定する場合がある。このためには、蓄電素子１１の電圧ＶｃがＶｂと等しくなるように制御すればよいので、本実施の形態１ではＶｃがＶｃｅ（≒Ｖｂ）に至れば、制御回路１７は第１スイッチング手段３のオンデューティー（デューティー比のオン期間の比率）を１とするように制御している。その結果、第１スイッチング手段３は常時オンになるので、定電圧源１と蓄電素子１１がチョークコイル７を介して直結されることになり、Ｖｃ≒Ｖｂに制御できる。
【００３８】
なお、一般的なＤＣ／ＤＣコンバータでは、オンデューティーを１にすると、チャージポンプ回路（第１駆動回路１３と信号伝達回路１９に相当）の電圧が低下していき、スイッチングできないという課題があったが、この構成の場合、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力をチャージポンプ回路に接続することで、第１スイッチング手段３の駆動に必要な電圧を常時供給できるため、安定な動作が可能となる。
【００３９】
以上の構成、動作により、第１スイッチング手段３に高耐圧のＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴを用いた場合でも、定電圧源１の電圧を絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１で出力既定電圧Ｖｉｏに変換してゲート端子に印加できるので、蓄電素子１１の電圧の高低に関わらず、確実にゲート端子へソース端子より高い電圧の印加が可能となり、高信頼性が得られる電源装置を実現できた。
【００４０】
ここで、本実施の形態１で絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を用いた理由について説明する。もし、非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（２つのスイッチング手段で電圧変換を行うもので、入力と出力が電気的に接続されている）を用いたとすると、その出力電圧は既定値に固定される。その結果、蓄電素子１１の初期の電圧Ｖｃが低かった場合、その状態で第１スイッチング手段３のゲート端子に非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの固定された出力電圧を印加すると、ゲート−ソース間の電位差が極めて大きくなり、第１スイッチング手段３を破壊してしまう可能性がある。一方、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の場合、その出力既定電圧Ｖｉｏは、第１スイッチング手段３のソース電圧Ｖｓに加算する電圧として出力することができる。従って、Ｖｓがどのような電圧値であっても、それにＶｉｏを加算してゲート端子に印加するので、Ｖｉｏ＝Ｖｇｓとなり、ゲート−ソース間の電位差は図４（ｃ）のパルスの高さに示されるように常に一定となる。ゆえに、第１スイッチング手段３を破壊する可能性がなく、極めて高信頼性が得られる。このような理由から絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を用いている。
【００４１】
（実施の形態２）
図５は本発明の実施の形態２における電源装置のブロック回路図である。図５において、図１と同じ構成要素には同じ符号を用い、説明を省略する。すなわち、本実施の形態２の特徴は、図５に示すように定電圧源１と蓄電素子１１を入れ替えて接続した点である。このような構成とすることにより、実施の形態１に比べ、主要な動作は同じであるが、さらに以下の動作が可能となる。
【００４２】
実施の形態１では降圧動作であるため、定電圧源１の電圧Ｖｂとほぼ等しい電圧までしか蓄電素子１１を充電できなかった。この場合、通常時は負荷（図示せず）には定電圧源１の電圧Ｖｂが供給されているので、定電圧源１の電圧低下時にＶｂとほぼ等しい蓄電素子１１の電圧Ｖｃを供給することで、負荷への電圧を安定させる用途には好適であった。
【００４３】
一方、実施の形態２では定電圧源１と蓄電素子１１を入れ替えて接続しているが、定電圧源１を入力として見た場合、従来と同様に昇圧回路が形成されることになるので、定電圧源１の電圧Ｖｂを、それより昇圧して蓄電素子１１に充電することができる。この昇圧回路により、蓄電素子１１に接続されている負荷が高電圧仕様であっても対応することが可能になる。なお、この構成で定電圧源１から昇圧して蓄電素子１１を充電する場合の動作は従来と同じである。また、蓄電素子１１への充電初期においては、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１からの電圧が小さすぎるので、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の動作を停止させている。
【００４４】
本実施の形態２の構成における特徴となる点は、電源装置の使用終了時に高電圧で蓄えられた蓄電素子１１の電力を降圧して定電圧源１に充電する動作が可能となることである。これにより、蓄電素子１１の電力を有効に利用することができる。なお、この場合は、使用終了時に蓄えられた蓄電素子１１の電圧を絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１で出力既定電圧Ｖｉｏに変換して第１スイッチング手段３のゲート端子に印加できるので、確実にゲート端子へソース端子より高い電圧の印加が可能となり、第１スイッチング手段３を駆動することができる。この降圧動作の開始時に第２スイッチング手段５をオフ状態とすることにより電流逆流を阻止することができる。従って、実施の形態１と同様に高信頼性が得られる。
【００４５】
以上の構成、動作により、第１スイッチング手段３のソース端子より高い電圧を確実にゲート端子へ印加でき、また電流逆流を阻止できるので高信頼性が得られる上に、定電圧源より高電圧で蓄電素子を充電でき、使用終了時に蓄電素子の電力を定電圧源に充電できる高効率性を併せて得られる電源装置を実現できた。
【００４６】
（実施の形態３）
図６は本発明の実施の形態３における電源装置のブロック回路図である。図６において、図１と同じ構成要素には同じ符号を用い、説明を省略する。すなわち、本実施の形態３の特徴は、実施の形態１に比べて構成部品の接続を変えた点である。
【００４７】
具体的には、蓄電素子１１の一端（正極）に第１スイッチング手段３のドレイン端子を接続し、蓄電素子１１の他端（負極）と第１スイッチング手段３の他端（ソース端子）の間にチョークコイル７を接続するとともに、第１スイッチング手段３のソース端子とチョークコイル７の接続点に第２スイッチング手段５の一端（ドレイン端子）を接続し、第２スイッチング手段５の他端（ソース端子）と蓄電素子１１の他端（負極）の間に定電圧源１を接続した構成となる。なお、定電圧源１の極性は図１の構成に比べ正負逆転している。これに伴って、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力（＋Ｖｉと−Ｖｉ）も逆転している。上記以外の構成は図１と同じである。
【００４８】
このように接続を変更することにより、定電圧源１と蓄電素子１１は直列に接続されることになる。従って、例えば定電圧源１に接続された負荷（図示せず）が大電流を消費したことにより定電圧源１の電圧Ｖｂが一時的に下がったとすると、その電圧降下を補うように蓄電素子１１の電力を供給することで、負荷の動作を安定化させる電源装置として適用できる。
【００４９】
図６に示した電源装置の動作については実施の形態１と全く同じであり、蓄電素子１１の電圧状態に関係なく第１駆動回路１３に対して第１スイッチング手段３の駆動に十分な電圧が供給されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作開始時においても第１スイッチング手段３の駆動電圧を高めることができ、確実な起動の確保が可能になる。また、この時に第２スイッチング手段５をオフ状態にすることにより、定電圧源１からの電流逆流を阻止することができる。
【００５０】
なお、本実施の形態３においても実施の形態２と同様に定電圧源１と蓄電素子１１を入れ替えて接続した構成としてもよい。この場合も、上記効果に加え、実施の形態２と同様の効果、すなわち定電圧源１より高電圧で蓄電素子１１を充電でき、使用終了時に蓄電素子１１の電力を定電圧源１に充電できる高効率性を得ることができる。
【００５１】
以上の構成、動作により、蓄電素子１１の電圧状態に関係なく、確実に起動が可能な高信頼性の電源装置を実現できた。
【００５２】
なお、実施の形態１〜３では、蓄電素子１１として電気二重層キャパシタを用いた例を示したが、これは電気化学キャパシタ等の他のキャパシタや、低電圧バッテリ（二次電池）でもよい。さらに、車両用の電源装置の場合について述べたが、携帯機器等の車両用以外の電源装置にも適用できる。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明にかかる電源装置は電流逆流を阻止できるとともに、蓄電素子の電圧の高低に関わらず確実に第１スイッチング手段を駆動できるので、入力された電圧を任意の設定電圧に変換する高信頼な電源装置等として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図
【図２】本発明の実施の形態１における電源装置の信号伝達回路の回路図
【図３】本発明の実施の形態１における電源装置の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック回路図
【図４】本発明の実施の形態１における電源装置の動作を示す経時変化図であり、（ａ）は定電圧源の電圧Ｖｂの経時変化図、（ｂ）は絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｉの経時変化図、（ｃ）は第１スイッチング手段のゲート−ソース間の電圧差Ｖｇｓの経時変化図、（ｄ）は蓄電素子の電圧Ｖｃの経時変化図
【図５】本発明の実施の形態２における電源装置のブロック回路図
【図６】本発明の実施の形態３における電源装置のブロック回路図
【図７】従来の電源装置の昇圧用ブロック回路図
【図８】従来の電源装置の降圧用ブロック回路図
【符号の説明】
【００５５】
１  定電圧源
３  第１スイッチング手段
５  第２スイッチング手段
７  チョークコイル
１１  蓄電素子
１３  第１駆動回路
１５  第２駆動回路
１７  制御回路
１９  信号伝達回路
２１  絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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