(57)【要約】【課題】複数アンテナで受信される信号のサンプリングレートを制御する。【解決手段】受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎのアンテナ１０１で受信された信号は、ＢＰＦ１０２でフィルタリングされ、ＬＮＡ１０３増幅され、分配部１０４で分配される。ΔΣA/D変換部１０５は、ＲＦ信号を１bitのビット列に変換して高次オーバーサンプルする。チャネルフィルタ１０６は、復調前のサンプリングレートを調整し、フィルタリングを施し、エイリアス成分を取り出す。通信路応答推定部１０７は、それぞれのチャネルフィルタ１０６の出力から通信路応答を推定し、推定結果を基に各チャネルフィルタ１０６のオーバーサンプルの次数を変更し、合成または復調などを制御するための制御信号を信号合成復調処理部１０８に供給する。信号合成復調処理部１０８は、オーバーサンプルされた信号を所定の方法で合成して、復調する。本発明は、受信装置に適用できる。【選択図】図４
2008098967.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の信号受信手段と、
所定の範囲内で、または、複数の値のうちのいずれかでサンプリングレートを切り替えて複数の前記信号受信手段により受信された受信信号をそれぞれサンプリングし、チャネル信号を出力する複数のチャネル信号出力手段と、
複数の前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートを制御する制御手段と、
前記チャネル信号出力手段により出力されたチャネル信号を基に、応答を推定する応答推定手段と、
前記応答推定手段による応答の推定結果に基づいて、受信特性を評価する評価手段と、
前記評価手段による複数のサンプリングレートにおける受信特性の評価を基に、複数の前記チャネル信号出力手段におけるそれぞれのサンプリングレートを決定する決定手段と
を備える受信装置。
【請求項２】
主となる情報の受信前に前記主となる情報を受信するために必要な副の情報を受信する期間内において、
前記制御手段は、前記応答推定手段が複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるように複数の前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートをそれぞれ制御し、
前記応答推定手段は、複数の前記チャネル信号出力手段のそれぞれにおいての、複数のサンプリングレートにおける応答を推定し、
前記評価手段は、複数の前記チャネル信号出力手段のそれぞれにおいての、複数のサンプリングレートにおける応答に基づいて、受信特性を評価し、
前記決定手段は、前記評価手段による受信特性の評価を基に、複数の前記チャネル信号出力手段において前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートを複数の前記チャネル信号出力手段ごとに決定し、
前記主となる情報の受信期間において、
前記制御手段は、複数の前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートが前記所定のサンプリングレートとなるように制御する
請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記チャネル信号出力手段における受信信号のサンプリングにおいて、異なるサンプリングレートのそれぞれのサンプル点は異なるものである
請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
前記評価手段は、複数のチャネル信号出力手段のそれぞれにおける複数のサンプリングレートの全ての組み合わせにおける受信特性を評価し、
前記決定手段は、前記評価手段による、複数の前記チャネル信号出力手段のそれぞれにおける複数のサンプリングレートの全ての組み合わせにおける受信特性の評価を基に、複数の前記チャネル信号出力手段において前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートの組み合わせを決定する
請求項２に記載の受信装置。
【請求項５】
前記決定手段は、前記評価手段による、複数の前記チャネル信号出力手段のそれぞれにおける複数のサンプリングレートの全ての組み合わせにおける受信特性の評価値のうち、評価値が最も大きい組み合わせを、複数の前記チャネル信号出力手段において前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするためのサンプリングレートの組み合わせとして決定する
請求項４に記載の受信装置。
【請求項６】
前記決定手段は、前記評価手段による、複数の前記チャネル信号出力手段のそれぞれにおける複数のサンプリングレートの全ての組み合わせにおける受信特性の評価値を、所定の閾値と比較し、前記所定の閾値よりも大きな評価値を得る組み合わせのうち、最も消費電力の少ない組み合わせを、複数の前記チャネル信号出力手段において前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするためのサンプリングレートの組み合わせとして決定する
請求項４に記載の受信装置。
【請求項７】
前記チャネル信号出力手段は、
前記受信信号をオーバーサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ/Ｄ変換手段と、
前記Ａ/Ｄ変換手段により変換されて得られたデジタル信号のレートを変換して、前記制御手段により制御されるサンプリングレートのチャネル信号を出力するレート変換手段と
を含む
請求項１に記載の受信装置。
【請求項８】
前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、前記受信信号を復調する復調手段を更に備える
請求項１に記載の受信装置。
【請求項９】
前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、RAKE合成のフィンガー数およびタップ係数を制御する合成制御手段を更に備える
請求項８に記載の受信装置。
【請求項１０】
前記復調手段は、複数のアンテナにより送信された複数の信号の分離を行い、分離された信号を復調する
請求項８に記載の受信装置。
【請求項１１】
前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、ダイバーシチ合成係数を制御する合成制御手段を更に備える
請求項８に記載の受信装置。
【請求項１２】
それぞれ異なるアンテナを有する複数の信号受信手段により信号を受信する受信装置の受信方法において、
主となる情報の受信前であって、前記主となる情報を受信するために必要な副の情報に対応する信号を受信する期間内に、
複数の前記信号受信手段のそれぞれにおいて複数の前記アンテナにより受信された前記副の情報に対応する受信信号を、複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるように制御されたサンプリングレートでサンプリングし、
複数のサンプリングレートでサンプリングされた前記副の情報に対応する受信信号の応答を推定し、
推定された複数のサンプリングレートに対応する応答に基づいて、複数の前記受信手段により受信された前記受信信号の複数のサンプリングレートにおける受信特性を評価し、
受信特性の評価を基に、前記主となる情報に対応する受信信号をそれぞれサンプリングするための所定のサンプリングレートを、複数の前記信号受信手段ごとに決定し、
前記主となる情報に対応する信号の受信期間に、
前記主となる情報に対応する受信信号をサンプリングするためのサンプリングレートが、複数の前記受信手段ごとに決定された前記所定のサンプリングレートとなるように制御し、
複数の前記信号受信手段のそれぞれにおいて前記複数のアンテナによって受信された前記主となる情報に対応する受信信号を、前記所定のサンプリングレートで、それぞれサンプリングする
ステップを含む受信方法。
【請求項１３】
受信信号の処理を制御するコンピュータが実行可能なプログラムであって、
主となる情報の受信前であって、前記主となる情報を受信するために必要な副の情報に対応する信号を受信する期間内に、
複数の前記信号受信手段のそれぞれにおいて複数の前記アンテナにより受信された前記副の情報に対応する受信信号の、複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるように制御されたサンプリングレートでのサンプリングを制御し、
複数のサンプリングレートでサンプリングされた前記副の情報に対応する受信信号の応答を推定し、
推定された複数のサンプリングレートに対応する応答に基づいて、複数の前記受信手段により受信された前記受信信号の複数のサンプリングレートにおける受信特性を評価し、
受信特性の評価を基に、前記主となる情報に対応する受信信号をそれぞれサンプリングするための所定のサンプリングレートを、複数の前記信号受信手段ごとに決定し、
前記主となる情報に対応する信号の受信期間に、
前記主となる情報に対応する受信信号をサンプリングするためのサンプリングレートが、複数の前記受信手段ごとに決定された前記所定のサンプリングレートとなるように制御し、
複数の前記信号受信手段のそれぞれにおいて前記複数のアンテナによって受信された前記主となる情報に対応する受信信号の、複数の前記信号受信手段ごとの前記所定のサンプリングレートでのサンプリングを制御する
ステップ含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
【請求項１４】
請求項１３に記載のプログラムが記録されている記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置、受信方法、プログラム、並びに、記録媒体に関し、特に、受信特性を向上させることができるようにした、受信装置、受信方法、プログラム、並びに、記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線受信機において、１シンボルの信号を複数回サンプリングするFractional SamplingもしくはOver Sampling方式が提案されている。
【０００３】
例えば、DS/SS（Direct Sequence Spread Spectrum：直接スペクトラム拡散）変調方式におけるサンプリング間隔と特性のトレードオフについて（例えば、非特許文献１参照）、また、OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重化伝送）変調方式におけるFractional Samplingによるダイバーシチの効果について（例えば、非特許文献２参照）は、既に検討されており、サンプリングレートが増加することによって特性が良くなることは明らかである。
【０００４】
【非特許文献１】K. J. Kim, S. Y. Kwon, E. K. Hong, and K. C. Whang, “Effect of Tap Spacing on the Performance of Direct-Sequence Spread-Spectrum RAKE Receiver,” IEEE Trans. on Commun., vol.48, no.6, June 2000.
【非特許文献２】C. Tepedelenlioglu, and R. Challagulla, “Low Complexity Multipath Diversity through Fractional Sampling in OFDM,” IEEE Trans. on Signal Processing, vol.52, no.11, Nov.2004.
【０００５】
また、従来、CDMA（Code Division Multiple Access；符号分割多重接続）システムの受信機においては、受信信号をオーバーサンプリングした後、チャネル応答を推定し、最適な逆拡散タイミングを検出する機構が考えられてきた（例えば、非特許文献３参照）。
【０００６】
【非特許文献３】Tu Chunjiang, Zhou Xin, Liu Bo-an; Chen Hongyi, "The design of 802.11b WLAN baseband processor," Proceedings. 5th International Conference on ASIC, 2003, Vol. 2, pp.852-855 Oct. 2003.
【０００７】
その例として、例えば、スライディング相関を用いる方法がある（例えば、特許文献１、特許文献２、および、非特許文献４参照）。図１は、スライディング相関を用いてチャネル応答推定方式で信号を受信する受信装置１のブロック図である。
【０００８】
受信信号はスライディング相関部１１に入力される。スライディング相関部１１は、拡散符号生成部１２から入力された、ある位相τの拡散符号を受信信号に乗算する。乗算されて得られた信号は、積分部１３に入力され、１拡散符号周期分積分され、２乗回路１４に供給されて、位相τに対応したチャネル応答が検出される。そして、２乗回路１４の出力は、チャネル応答推定部１５に入力される。チャネル応答推定部１５は、位相τ以外の異なる位相に対応したチャネル応答全体を推定する。
【０００９】
【特許文献１】米国公開特許  ＵＳ２００３/０１２３４０８"CDMA Receiving Apparatus,"
【特許文献２】米国公開特許  ＵＳ２００４/０１３９４６６      "Finger Allocation for a Path Searcher in a Multipath Receiver,"
【非特許文献４】J. Mitsugi, M. Mukai, H. Tsurumi, "Path-search algorithm introducing path-management tables for a DS-CDMA mobile terminal," Proceedings. The 13th IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, Vol. 2, pp. 730-734, Sept. 2002.
【００１０】
また、その他の例として、相関を用いる方法もある（例えば、非特許文献５、特許文献３参照）。図２は、相関を用いてチャネル応答を推定する受信装置２１の構成を示すブロック図である。
【００１１】
図示しないA/D変換によりオーバーサンプルされた受信信号は、デシメータ３１に入力され、適切なサンプル間隔にダウンサンプリングされる。デシメータ３１の出力は、相関フィルタ３２に入力されて、相関処理（整合フィルタ処理）が実行される。受信信号が所定の相関を有するものである場合、相関フィルタ３２の出力は、チャネル応答を直接表すので、チャネル応答推定部３３は、これを基に、チャネル応答全体を推定する。この方式においては、チャネル応答を短時間に推定することができる。 
【００１２】
【非特許文献５】H. Hamada, M. Nakamura, T. Kubo, M. Minowa, Y. Oishi, "Performance evaluation of the path search process for the W-CDMA system," Proceesing. 1999 IEEE 49th Vehicular Technology Conference, Vol. 2, pp.980-984, May 1999
【特許文献３】米国公開特許ＵＳ２００４/００１３２１８      “Receiving Device and Receiving Method,”
【００１３】
また、更にそれ以外の方法として、複数の相関器を用いる方法がある（例えば、特許文献４参照）。図３は、２つの相関フィルタを用いて、必要なときだけ細かいチャネル応答を推定することができる受信装置４１の構成を示すブロック図である。
【００１４】
受信信号は、デシメータ５１に入力される。デシメータ５１は、入力された受信信号を、２つのデシメーションレートによってデシメーションを行い、高いデシメーションレート（低いオーバーサンプリング次数）によるデシメーション出力を相関フィルタ５２に出力し、低いデシメーションレート（高いオーバーサンプリング次数）によるデシメーション出力を、相関フィルタ５３に出力する。そして、必要に応じて、相関フィルタ５２により大まかなチャネル応答を推定し、その結果を利用して、相関フィルタ５３を必要な遅延でのみ動作させることにより、詳細なチャネル応答を推定することができるようになされている。そして、チャネル応答推定部５４は、これらを基に、チャネル応答全体を推定する。
【００１５】
【特許文献４】米国特許ＵＳ６４８７１９３      “Path Searched Device and CDMA Receiver with the Same,”
【００１６】
なお、図１乃至図３を用いて説明した、これらの技術は、いずれも、１チップ内のインパルス応答の最大値を検出するためのものであって、１チップ１サンプル以上の検出を行うものではない。
【００１７】
また、近年、MIMO(Multiple Input Multiple Output)、SIMO(Single Input Multiple Output)、MISO(Multiple Input Single Output)等、複数アンテナを用いた通信技術が注目されるに至っている。例えば、MIMOの場合、送信器側と受信器側の双方において、複数のアンテナ、または、複数のアンテナ素子（少なくとも１つのアンテナを備えて構成されている素子）を備えて、複数の論理的に独立した伝送路を実現するものであり、受信装置においては、受信した信号を分解し、同時に復調することによって、周波数利用効率の改善とダイバーシチ効果による誤り率の低減を同時に達成するものである（例えば、非特許文献６参照）。
【００１８】
【非特許文献６】井坂元彦“MIMO通信路における符号化と変調”電子情報通信学会論文誌A,Vol.J86-A, No.12, pp.1292-1302, ; ２００３年１２月発行
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
従来の検討によって、サンプリングレートが増加することにより特性が良くなることは明らかである。しかしながら、たとえば、Fractional Samplingを行うと、その次数に応じて回路の動作速度を増加する必要が生じるため、消費電力が増加する。また、並列信号処理を用いる場合、回路の実装面積が増加し、コストが増大する。
【００２０】
特性が良くなるとしても、消費電力の増加、回路の実装面積の増加およびコストアップは、いずれにおいても無線端末には好ましくない。
【００２１】
また、従来のMIMO技術の問題点は、特に受信側において、受信特性を向上させるためには、より多くのアンテナ素子を必要とすることである。近年、例えば、携帯型の情報処理装置やノート型のパーソナルコンピュータなどにおいても、無線通信によりウェブページを閲覧するなど、容量の大きな情報を無線通信で受信する機能が要求される。したがって、小型のワイヤレスLAN(Local Area Network)端末、または、ワイヤレスLANカードなどが必要とされているが、受信特性を向上させるためにより多くのアンテナ素子を搭載すると、装置、または、カードの小型化が困難となる。
【００２２】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、消費電力の増加、回路の実装面積の増加およびコストアップを抑制しつつ、所定のアンテナ数で受信する信号の受信特性を向上させることができるようにするものである。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明の一側面の受信装置は、複数の信号受信手段と、所定の範囲内で、または、複数の値のうちのいずれかでサンプリングレートを切り替えて複数の前記信号受信手段により受信された受信信号をそれぞれサンプリングし、チャネル信号を出力する複数のチャネル信号出力手段と、複数の前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートを制御する制御手段と、前記チャネル信号出力手段により出力されたチャネル信号を基に、応答を推定する応答推定手段と、前記応答推定手段による応答の推定結果に基づいて、受信特性を評価する評価手段と、前記評価手段による複数のサンプリングレートにおける受信特性の評価を基に、複数の前記チャネル信号出力手段におけるそれぞれのサンプリングレートを決定する決定手段とを備える。
【００２４】
主となる情報の受信前に前記主となる情報を受信するために必要な副の情報を受信する期間内において、前記制御手段には、前記応答推定手段が複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるように複数の前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートをそれぞれ制御させるようにすることができ、前記応答推定手段には、複数の前記チャネル信号出力手段のそれぞれにおいての、複数のサンプリングレートにおける応答を推定させるようにすることができ、前記評価手段には、複数の前記チャネル信号出力手段のそれぞれにおいての、複数のサンプリングレートにおける応答に基づいて、受信特性を評価させるようにすることができ、前記決定手段には、前記評価手段による受信特性の評価を基に、複数の前記チャネル信号出力手段において前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートを複数の前記チャネル信号出力手段ごとに決定させるようにすることができ、そして、前記主となる情報の受信期間において、前記制御手段には、複数の前記チャネル信号出力手段におけるサンプリングレートが前記所定のサンプリングレートとなるように制御させるようにすることができる。
【００２５】
前記チャネル信号出力手段における受信信号のサンプリングにおいて、異なるサンプリングレートのそれぞれのサンプル点は異なるものであるとすることができる。
【００２６】
前記評価手段には、複数のチャネル信号出力手段のそれぞれにおける複数のサンプリングレートの全ての組み合わせにおける受信特性を評価させるようにすることができ、前記決定手段には、前記評価手段による、複数の前記チャネル信号出力手段のそれぞれにおける複数のサンプリングレートの全ての組み合わせにおける受信特性の評価を基に、複数の前記チャネル信号出力手段において前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートの組み合わせを決定させるようにすることができる。
【００２７】
前記決定手段には、前記評価手段による、複数の前記チャネル信号出力手段のそれぞれにおける複数のサンプリングレートの全ての組み合わせにおける受信特性の評価値のうち、評価値が最も大きい組み合わせを、複数の前記チャネル信号出力手段において前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするためのサンプリングレートの組み合わせとして決定させるようにすることができる。
【００２８】
前記決定手段には、前記評価手段による、複数の前記チャネル信号出力手段のそれぞれにおける複数のサンプリングレートの全ての組み合わせにおける受信特性の評価値を、所定の閾値と比較させることができ、前記所定の閾値よりも大きな評価値を得る組み合わせのうち、最も消費電力の少ない組み合わせを、複数の前記チャネル信号出力手段において前記主となる情報に対応する信号をサンプリングするためのサンプリングレートの組み合わせとして決定させるようにすることができる。
【００２９】
前記チャネル信号出力手段には、前記受信信号をオーバーサンプリングして、デジタル信号に変換するＡ/Ｄ変換手段と、前記Ａ/Ｄ変換手段により変換されて得られたデジタル信号のレートを変換して、前記制御手段により制御されるサンプリングレートのチャネル信号を出力するレート変換手段とを含ませるようにすることができる。
【００３０】
前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、前記受信信号を復調する復調手段を更に備えさせるようにすることができる。
【００３１】
前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、RAKE合成のフィンガー数およびタップ係数を制御する合成制御手段を更に備えさせるようにすることができる。
【００３２】
前記復調手段には、複数のアンテナにより送信された複数の信号の分離をおこなわせるようにすることができ、分離された信号を復調させるようにすることができる。
【００３３】
前記応答推定手段により推定された応答に基づいて、ダイバーシチ合成係数を制御する合成制御手段を更に備えさせるようにすることができる。
【００３４】
本発明の一側面の受信方法は、それぞれ異なるアンテナを有する複数の信号受信手段により信号を受信する受信装置の受信方法であって、主となる情報の受信前であって、前記主となる情報を受信するために必要な副の情報に対応する信号を受信する期間内に、複数の前記信号受信手段のそれぞれにおいて複数の前記アンテナにより受信された前記副の情報に対応する受信信号を、複数のサンプリングレートでサンプリングされた前記副の情報に対応する受信信号の応答を推定することができるように制御されたサンプリングレートでサンプリングし、複数のサンプリングレートにおける応答を推定し、推定された複数のサンプリングレートに対応する応答に基づいて、複数の前記受信手段により受信された前記受信信号の複数のサンプリングレートにおける受信特性を評価し、受信特性の評価を基に、前記主となる情報に対応する受信信号をそれぞれサンプリングするための所定のサンプリングレートを、複数の前記信号受信手段ごとに決定し、前記主となる情報に対応する信号の受信期間に、前記主となる情報に対応する受信信号をサンプリングするためのサンプリングレートが、複数の前記受信手段ごとに決定された前記所定のサンプリングレートとなるように制御し、複数の前記信号受信手段のそれぞれにおいて前記複数のアンテナによって受信された前記主となる情報に対応する受信信号を、前記所定のサンプリングレートで、それぞれサンプリングするステップを含む。
【００３５】
本発明の一側面のプログラムまたは記録媒体に記録されているプログラムは、受信信号の処理を制御するコンピュータが実行可能なプログラムであって、主となる情報の受信前であって、前記主となる情報を受信するために必要な副の情報に対応する信号を受信する期間内に、複数の前記信号受信手段のそれぞれにおいて複数の前記アンテナにより受信された前記副の情報に対応する受信信号の、複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるように制御されたサンプリングレートでのサンプリングを制御し、複数のサンプリングレートでサンプリングされた前記副の情報に対応する受信信号の応答を推定し、推定された複数のサンプリングレートに対応する応答に基づいて、複数の前記受信手段により受信された前記受信信号の複数のサンプリングレートにおける受信特性を評価し、受信特性の評価を基に、前記主となる情報に対応する受信信号をそれぞれサンプリングするための所定のサンプリングレートを、複数の前記信号受信手段ごとに決定し、前記主となる情報に対応する信号の受信期間に、前記主となる情報に対応する受信信号をサンプリングするためのサンプリングレートが、複数の前記受信手段ごとに決定された前記所定のサンプリングレートとなるように制御し、複数の前記信号受信手段のそれぞれにおいて前記複数のアンテナによって受信された前記主となる情報に対応する受信信号の、複数の前記信号受信手段ごとの前記所定のサンプリングレートでのサンプリングを制御するステップ含む処理をコンピュータに実行させる。
【００３６】
本発明の一側面においては、複数の信号受信手段において受信される受信信号に対して、複数のサンプリングレートにおける応答を推定することができるように、受信信号をサンプルするためのサンプリングレートが制御され、応答が推定され、推定された応答に基づいて、受信特性が評価され、受信特性の評価を基に、主となる情報に対応する信号をサンプリングするための所定のサンプリングレートが複数の前記信号受信手段のそれぞれにおいて決定されて、複数の前記信号受信手段のそれぞれにおいて主となる情報に対応する信号をサンプリングするためのサンプリングレートが、決定された所定のサンプリングレートとなるように制御される。
【００３７】
ネットワークとは、少なくとも２つの装置が接続され、ある装置から、他の装置に対して、情報の伝達をできるようにした仕組みをいう。ネットワークを介して通信する装置は、独立した装置どうしであっても良いし、１つの装置を構成している内部ブロックどうしであっても良い。
【００３８】
また、通信とは、無線通信および有線通信は勿論、無線通信と有線通信とが混在した通信、即ち、ある区間では無線通信が行われ、他の区間では有線通信が行われるようなものであっても良い。さらに、ある装置から他の装置への通信が有線通信で行われ、他の装置からある装置への通信が無線通信で行われるようなものであっても良い。
【００３９】
受信装置は、独立した装置であっても良いし、送受信装置または情報処理装置の受信処理を行うブロックであっても良い。
【発明の効果】
【００４０】
本発明の一側面によれば、信号を受信することができ、特に、複数の受信手段により受信された受信信号のそれぞれのサンプリングにおいて、複数のサンプリングレートの中から受信特性の良いサンプリングレートを、複数の受信手段のそれぞれによって受信された受信信号のサンプリングごとに選択して、受信時のサンプリングレートをそれぞれ制御するので、消費電力の増加、回路の実装面積の増加およびコストアップを抑制しつつ、受信特性を向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
本発明を適用した受信機は、例えば、１シンボルをオーバーサンプルするA/D変換器、オーバーサンプルの次数を変更することのできるチャネルフィルタを含む複数の信号受信ユニット、通信路応答推定器、合成処理や復調処理を行う信号処理部を含んで構成される。
【００４２】
複数の信号受信ユニットのうちのあるアンテナで受信された信号は、例えば、バンドパスフィルタ、増幅器を通過して、分配器で分配され、I相（同相成分）信号とQ相（直交成分）信号とに対応して備えられる２つのA/D変換器にそれぞれ入力される。これら２つのA/D変換器は、１シンボルをオーバーサンプルする。そして、オーバーサンプルされた信号は、I相信号およびQ相信号にそれぞれ対応した２つのチャネルフィルタに供給され、受信信号のエイリアス成分が取り出される。
【００４３】
そして、複数のアンテナにより受信されたそれぞれの２つのチャネルフィルタの出力から、通信路応答が推定され、これを基に、復調処理が実行される。
【００４４】
上述したように、受信アンテナ数を増加させることにより受信特性が良くなることは明らかである。しかしながら、受信アンテナ数を増加させると、装置の小型化が困難になり、また、コストが増大する。また、上述したように、サンプリングレートが増加することにより特性が良くなることは明らかである。しかしながら、たとえば、Fractional Samplingを行うと、その次数に応じて回路の動作速度を増加する必要が生じるため、消費電力が増加する。また、並列信号処理を用いる場合、回路の実装面積が増加し、コストが増大する。
【００４５】
すなわち、装置の大きさやコストによって決まる所定数のアンテナで信号を受信する場合において、消費電力やコストの増加を抑制しつつ、受信特性を良好なものとすることが求められている。
【００４６】
そこで、この受信機においては、それぞれの信号受信ユニットにおいて、チャネルフィルタ出力におけるサンプリングレートは固定値が用いられているのではなく、チャネルフィルタ出力におけるサンプリングレートを可変とすることができるようになされている。また、信号受信ユニットごとにサンプリングレートを異なるものとして設定することも可能である。この受信機においては、送信アンテナが複数である場合、それぞれの送信アンテナごとの通信路応答に基づいて、また、送信アンテナが１つである場合も、そのアンテナにより送信される信号の通信路応答に基づいて、それぞれの受信ユニットのチャネルフィルタ出力におけるサンプリングレートとして、設定可能なサンプリングレートのうちのいずれに設定した場合に受信特性が良いかを判定し、受信ユニットごとに受信特性の良いサンプリングレートを設定し、通信が行われるようになされている。また、サンプリングレートの設定は、消費電力量の要求を満たすように設定されるものとすることも可能である。
【００４７】
なお、それぞれの受信ユニットにおいて、設定可能なそれぞれのサンプリングレートにおけるサンプリング点がそれぞれ異なるものであるほうが、受信特性が向上するため、好適である。
【００４８】
以下、図を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
【００４９】
図４は、複数の受信ユニットを有し、それぞれの受信ユニットにおいて、サンプルレート切り替えが可能なようになされている受信装置８１の構成を示すブロック図である。
【００５０】
受信装置８１は、受信ユニット９１−１乃至受信ユニット９１−ＮのＮ個の受信ユニット、通信路応答推定部１０７、および、信号合成復調処理部１０８を含んで構成され、合成処理や復調処理が施されて得られた受信信号が、図示しない後段のデジタル信号処理部において処理されるようになされている。受信ユニット９１−１乃至受信ユニット９１−Ｎのそれぞれの構成は基本的に同一であるので、ここでは、受信ユニット９１−１の構成について説明する。
【００５１】
受信ユニット９１−１は、アンテナ１０１−１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０２−１、LNA（low noise amplifier）１０３−１、分配部１０４、ΔΣA/D変換部１０５−１−１およびΔΣA/D変換部１０５−２−１、並びに、チャネルフィルタ１０６−１−１およびチャネルフィルタ１０６−２−１で構成されている。
【００５２】
アンテナ１０１−１で受信された信号は、バンドパスフィルタ１０２−１に供給される。バンドパスフィルタ１０２−１は、所定の周波数帯域以外の信号をフィルタリングする。LNA１０３−１は、供給されたＲＦ信号を低雑音で増幅する。分配部１０４−１は、増幅されたＲＦ信号を分配し、ΔΣA/D変換部１０５−１−１およびΔΣA/D変換部１０５−２−１に供給する。
【００５３】
ΔΣA/D変換部（ΔΣADC；ΔΣ analog to digital converter）１０５−１−１およびΔΣA/D変換部１０５−２−１は、供給されたＲＦ信号を、１bitのビット列に変換して、高次オーバーサンプルする。オーバーサンプルされた信号は、チャネルフィルタ１０６−１−１およびチャネルフィルタ１０６−２−１にそれぞれ供給される。
【００５４】
チャネルフィルタ１０６−１−１およびチャネルフィルタ１０６−２−１は、復調前のサンプリングレートを調整し、フィルタリングを施し、受信信号のエイリアス成分を取り出す。このとき、チャネルフィルタ１０６−１−１およびチャネルフィルタ１０６−２−１は、通信路応答推定部１０７の制御に基づいて、サンプリングレートを調整（オーバーサンプルの次数を変更）する。チャネルフィルタ１０６−１−１およびチャネルフィルタ１０６−２−１においては、予め複数の設定可能なサンプリングレートが定められ、通信路応答推定部１０７の制御に基づいて、複数のうちのいずれかのサンプリングレートに調整されるものであっても良いし、また、所定の範囲内であれば、いずれのサンプリングレートを取ることも可能なようになされ、通信路応答推定部１０７の制御に基づいて、所定の範囲内のいずれかのサンプリングレートに調整されるものであっても良い。サンプリングレートの調整については、後述する。
【００５５】
そして、チャネルフィルタ１０６−１−１から出力されるＩ信号（同相成分）とチャネルフィルタ１０６−２−１から出力されるＱ信号（直交成分）は、それぞれ、信号合成復調処理部１０８、および、通信路応答推定部１０７に供給される。
【００５６】
以下の説明においては、アンテナ１０１−１乃至アンテナ１０１−Ｎを個々に区別する必要がない場合、単に、アンテナ１０１と称し、バンドパスフィルタ１０２−１乃至バンドパスフィルタ１０２−Ｎを個々に区別する必要がない場合、単に、バンドパスフィルタ１０２と称し、ＬＮＡ１０３−１乃至ＬＮＡ１０３−Ｎを個々に区別する必要がない場合、単に、ＬＮＡ１０３と証するものとする。また、ΔΣA/D変換部１０５−１−１、ΔΣA/D変換部１０５−２−１、・・・ΔΣA/D変換部１０５−１−Ｎ、ΔΣA/D変換部１０５−２−Ｎを個々に区別する必要がない場合、単に、ΔΣA/D変換部１０５と称し、チャネルフィルタ１０６−１−１、チャネルフィルタ１０６−２−１、・・・チャネルフィルタ１０６−１−Ｎ、チャネルフィルタ１０６−２−Ｎを個々に区別する必要がない場合、単に、チャネルフィルタ１０６と称する。
【００５７】
そして、通信路応答推定部１０７は、それぞれのチャネルフィルタ１０６の出力から通信路応答を推定する。そして、通信路応答推定部１０７は、通信路応答の推定結果に基づいて、それぞれのチャネルフィルタ１０６におけるオーバーサンプルの次数を変更する。また、通信路応答推定部１０７は、ダイバーシチ合成またはＲＡＫＥ合成、もしくは、ＭＩＭＯ信号復調などの処理を制御するための制御信号を、信号合成復調処理部１０８に供給する。信号合成復調処理部１０８は、オーバーサンプルした信号を、受信信号の形式に即した所定の方法で復調する。通信路応答推定部１０７が有する機能については、図６を用いて後述する。
【００５８】
なお、図４においては、アナログデジタル変換に、ΔΣA/D変換部１０５を用いているが、ΔΣA/D変換以外の他の方法のA/D変換処理を行うA/D変換部を用いるものとしても良い。また、ここでは、A/D変換処理においてあらかじめオーバーサンプルし、チャネルフィルタ１０６において、復調前のサンプリングレートを調整する構成としたが、例えば、A/D変換時にサンプリングレートを調整するようにしても良いし、従来広く行われているように、ミキサにより周波数変換を行った後、A/D変換を行い、A/D変換時にサンプリングレートを調整するものとしても良い。
【００５９】
すなわち、図４においては、アナログデジタル変換にΔΣA/D変換部１０５を用い、チャネルフィルタ１０６において復調前のサンプリングレートを調整する構成としたが、アナログの受信信号を取得し、通信路応答推定部１０７の制御に基づいて、所定の複数のサンプリングレート、または、所定範囲内のサンプリングレートのデジタル信号に変換する機能を有していれば、これ以外の構成をとるものとしてもよい。
【００６０】
次に、チャネルフィルタ１０６によるサンプリングレートの調整について説明する。
【００６１】
入力された信号のサンプリングレートを、所望のサンプリングレートに変換する場合、通常、2つのクロックの最小公倍数を実現するクロックに一度アップサンプリングし、エイリアシングを除去するフィルタを通過させてから、ダウンサンプリングする方法が取られる（例えば、P.P.VAIDYANATHAN, “Multirate systems and filter banks”, PRENTICE-HALL P T Rの文献に記載されている）。
【００６２】
なお、このような方法を取ると、それぞれのサンプリングレートによっては、最小公倍数を実現するクロックが大きくなるため、その後段に続くディジタルフィルタの実装を考慮すると、消費電力や実装面積の面で現実的ではない場合がある。
【００６３】
また、例えば、入力サンプルの周波数Fsを1.5Fsに変換する場合、信号が2サンプル入力すると、3サンプル出力する必要があるので、出力の1サンプル分は何かのデータで補完しなければならない。これは、1.5Fs×1/3=0.5Fsの周波数ごとにエイリアシングを発生させることを意味するが、挿入するデータを一つ前のタイミングのデータとすると、発生するエイリアシング信号にSINCフィルタ特性（移動平均フィルタ特性）を加えることができるので、エイリアシング信号を減衰することができる。さらに、1.5Fsを2サンプルごとに加算すれば、SINCフィルタ特性を実現することができ、デシメーション時に干渉するエイリアシング成分を減衰することができる。このようにして得られたシンボルに対して、更にデシメーションを行うとエイリアシングの影響を受けてしまうが、SINCフィルタでエイリアシング信号が許容範囲まで減衰されていれば問題はなく、また、希望信号が狭帯域信号であり、帯域内にエイリアシング信号が干渉しなければ、後段のディジタルフィルタで、その影響を軽減することができる。
【００６４】
このようなシステムは、SINCフィルタを2段形成したものと等価になり、実装コストは非常に小さくなる。しかしながら、アンチエイリアシングフィルタをSINCフィルタと限定することにより、エイリアシングの減衰量が不十分だったり、希望帯域内の振幅を減衰させたり、特性劣化を考慮する必要が生じるなどの問題が発生する。これらの影響を最小限に抑えるために、リサンプルを行う場合は、できるだけ高い周波数とし、変換する周波数レンジを最低限希望帯域以上に設定するものとすると好適である。これにより、エイリアシングは希望帯域内には発生せず、後段のディジタルフィルタを用いてさらにこれらのエイリアシング信号を減衰することができる。また、このようにすることにより、1段目のSINCフィルタのノッチ周波数が大きくなるため、希望帯域の減衰量も小さくなる。
【００６５】
この方法を用いれば、サンプリングレート変換を行うチャネルフィルタ１０６の実装コストを減少させることが可能である。なお、このような構成においては、前段のディジタルフィルタの要求スピードが上がるため、消費電力が増大してしまう可能性がある。
【００６６】
また、チャネルフィルタ１０６の構成を、例えば、図５に示されるようにしてもよい。
【００６７】
ＬＰＦ１２１は、所定の周波数帯域異常の高周波成分の信号をフィルタリングする。デシメータ１２２は、供給された信号のサンプリングレートを、所定の割合X1で減少させる（１／Ｘ1倍する）ものであり、サンプリングレートＦｓ1の入力信号を、所定のタイミングでピックアップして出力するので、所定のサンプリングレートＦｓ2の出力信号のサンプル点は、信号のピックアップのタイミングによって決まる。
【００６８】
サンプリングレート変換部（ＳＲＣ；Sampling Rate Converter）１２３は、入力信号のサンプリングレートＦｓ2と、出力信号のサンプリングレートＦｓ3において、Ｆｓ2/（Ｆｓ3−Ｆｓ2）サンプルに１サンプルの割合で、前タイミングで得られたデータを補完する処理を実行する。
【００６９】
SINCフィルタ１２４は、移動平均演算を実行する。なお、要求されるEVM（Error Vector Magnitude；変調精度）特性によっては、SINCフィルタ１２４を省略するものとしてもよい。一般に、BPSKやQPSKにおいて要求されるEVM特性は、EVM<-20dB程度であり、16QAMや64QAMなどにおいて要求されるEVM特性は、EVM<-30dB程度である。このような要求仕様を考慮すると、BPSK、QPSKにおいては、SINCフィルタを省略した特性で十分である。
【００７０】
そして、デシメータ１２５は、供給された信号のサンプリングレートを、所定の割合Ｘ2で減少させる（１／Ｘ2倍する）ものであり、サンプリングレートＦｓ3の入力信号を、所定のタイミングでピックアップして出力するので、所定のサンプリングレートＦｓ4の出力信号のサンプル点は、信号のピックアップのタイミングによって決まる。ＬＰＦ１２６は、所定の周波数帯域異常の高周波成分の信号をフィルタリングする。デシメータ１２７は、供給された信号のサンプリングレートを、所定の割合Ｘ3倍で減少させる（１／Ｘ3倍する）ものであり、サンプリングレートＦｓ4の入力信号を、所定のタイミングでピックアップして出力するので、後段のシステムにおいて要求されるサンプリングレートＦｓ5の出力信号のサンプル点は、信号のピックアップのタイミングによって決まる。
【００７１】
すなわち、チャネルフィルタ１０６においては、デシメータ１２２、デシメータ１２５、または、デシメータ１２７におけるデシメーションの割合とサンプル点の設定、および、サンプリングレート変換部１２３におけるサンプリングレートの変換係数（補完する信号の発生割合）を適宜設定することにより、ΔΣＡ/Ｄ変換部１０５の出力を、所定のサンプル点の所定のサンプリングレートの信号に変換し、フィルタリングを行うことが可能なようになされている。
【００７２】
図６は、通信路応答推定部１０７が有する機能を示す機能ブロック図である。すなわち、通信路応答推定部１０７は、チャネル信号取得部１５１、応答推定部１５２、評価関数演算部１５３、サンプリングレート決定部１５４、サンプリングレート設定部１５５、および、復調処理制御部１５６により表される機能を有している。
【００７３】
チャネル信号取得部１５１は、チャネルフィルタ１０６により得られるチャネル信号を取得する。
【００７４】
応答推定部１５２は、チャネル信号取得部１５１により取得されたチャネル信号に基づいて、応答を推定する。応答推定の詳細な処理については後述する。
【００７５】
評価関数演算部１５３は、実際に有効なデータの送受信の前、すなわち、実データが送信される前に、例えば、同期信号や、拡散符号などが送信される区間を利用して、その区間に送信される同期信号や拡散符号の受信応答に基づいて、最も有効なサンプリングレートを決定するために、受信特性を評価する。具体的には、評価関数演算部１５３は、受信特性を評価するための所定の評価関数の演算を実行する。
【００７６】
サンプリングレート決定部１５４は、実際に有効なデータの送受信の前に、例えば、同期信号や、拡散符号などが送信される区間内に、サンプリングレート設定部１５５を制御して、複数のサンプリングレートにおける応答を得ることができるような受信処理を実行させるとともに、それぞれにおいて得られた応答に基づいた評価関数演算部１５３による評価関数の演算結果と、必要に応じて、消費電力量の条件を基に、有効なデータの受信のサンプリングレート（必要に応じてサンプル点）を決定する。
【００７７】
ここでは、上述したように、チャネルフィルタ１０６においては、予め複数の設定可能なサンプリングレート、および、それぞれのサンプリングレートにおけるサンプル点が定められ、通信路応答推定部１０７の制御に基づいて、複数のうちのいずれかのサンプリングレートに調整されるものとして説明する。
【００７８】
サンプリングレート決定部１５４は、実際に有効なデータの送受信の前に、サンプリングレート設定部１５５を制御して、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれにおける予め設定可能になされている複数のサンプリングレートおよびサンプル点の全てにおいて受信処理を実行させるとともに、実際に有効なデータの受信時には、そのうち、最も適するサンプリングレート（必要に応じてサンプル点）を、評価関数演算部１５３による評価関数の演算結果と、必要に応じて、消費電力量の条件を基に決定する。
【００７９】
サンプリングレート設定部１５５は、サンプリングレート決定部１５４の制御に基づいて、複数のチャネルフィルタ１０６におけるサンプリングレートおよびサンプル点をそれぞれ設定する。
【００８０】
復調処理制御部１５６は、例えば、送信側のシステムが複数アンテナを有していた場合、すなわち、信号の送受信システムがMIMOである場合、受信信号の中から、データとともに送信された系統ごとに固有な符号を割り当てたパイロット信号を解析することにより、信号合成復調処理部１０８における合成処理や復調処理に必要な係数を決定し、その処理を制御するものである。信号合成復調処理部１０８は、この解析結果を基に、受信信号が混信した状態から、互いの干渉を除去して重畳された信号を分離した後、復調を行う。信号を分離する代表的な方法としては、例えば、最尤判定、最小平均二乗誤差、または、V-BLAST（Vertical-bell laboratories layered space-time architecture)などが知られている。
【００８１】
また、復調処理制御部１５６は、例えば、送信側のシステムにおいてアンテナが１つである、すなわち、信号の送受信システムがSIMOである場合、DS/SS信号受信時におけるRAKE合成のフィンガー数およびタップ係数や、OFDM信号受信時におけるダイバーシチ合成係数など、信号合成復調処理部１０８における合成処理や復調処理に必要な係数を決定し、その処理を制御するものである。
【００８２】
次に、評価関数について説明するとともに、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのオーバーサンプルの次数の決定について説明する。
【００８３】
Ｎ個あるアンテナ１０１のうち、仮に、ｍ番目のアンテナにおけるオーバーサンプルの次数をＫｍとする。通信路容量の上界を、次の式（１）とする。
【００８４】
【数１】
2008098967.tif 000003
【００８５】
ここで、<Ｃ>は、通信路容量の平均値であり、ρは平均ＳＮ比、Ｎは送信側のアンテナ数、ＩはＫ×Ｋの単位行列であって、Ｋは、次の式（２）で示される。
【００８６】
【数２】
2008098967.tif 000004
【００８７】
また、Ｒは正規化した相互相関行列であり、その要素Ｒ（ｍ１，ｋ１，ｍ２，ｋ２）は、ＲのＱ番目の要素であり、Ｑは、次の式（３）で示される。
【００８８】
【数３】
2008098967.tif 000005
【００８９】
そして、要素Ｒ（ｍ１，ｋ１，ｍ２，ｋ２）は、式（４）および式（５）で示される。
【００９０】
【数４】
2008098967.tif 000006
【００９１】
【数５】
2008098967.tif 000007
【００９２】
ここで、ｈ（ｍ，ｋ，ｎ）は、ｎ番目の送信アンテナから送信され、ｍ番目の受信アンテナのｋ番目のサンプル点においてサンプリングされた信号の通信路応答である。
【００９３】
なお、受信装置８１は、複数のアンテナを用いて信号を受信するものであるが、信号を送信するシステムは、１つのアンテナを用いるシステム（SIMO）である場合と、複数のアンテナから複数の信号を送信するシステム（MIMO）である場合との、いずれの場合も存在する。すなわち、受信装置８１は、送信側のシステムが１つのアンテナを用いるシステムである場合、RAKE合成やダイバーシチ合成を行い、送信側のシステムが複数のアンテナから複数の信号を送信するシステムである場合、ＭＩＭＯ信号復調処理を行うものである。
【００９４】
すなわち、通信路応答推定部１０７は、送信側のシステムが１つのアンテナを用いるシステムであってRAKE合成やダイバーシチ合成を行が行われる場合、送信側のアンテナ数Ｎ、および、何番目の送信アンテナであるかを示す係数ｎが、いずれも１である場合の処理を実行して通信路応答を求める。
【００９５】
上述した式（１）乃至式（５）を用いて説明したように、受信装置８１は、複数のアンテナを用いて信号を受信するものであり、更に、受信信号も、複数のアンテナにより送信される場合があるので、個々の受信ユニット９１における応答に基づいてサンプリングレートを決定するのではなく、上述した式（１）から、例えば、式（１）の右辺、または、次の式（６）を評価関数とし、それぞれの受信ユニット９１におけるサンプリングレートの組み合わせにおける応答に基づいてサンプリングレートを決定する。
【００９６】
【数６】
2008098967.tif 000008
【００９７】
次に、それぞれの受信ユニット９１における実際の応答の推定の具体的な例として、DS/SS信号を受信する場合と、OFDM信号を受信する場合における応答の推定について説明する。
【００９８】
まず、受信装置８１がDS/SS信号を受信する場合の応答の推定ついて説明する。
【００９９】
IEEE802.11bのパケットの先頭では、同一の拡散符号が同期用シンボルとして１２８回送信される。受信装置８１は、このシンボルを受信している期間内にサンプリングレートを選択する処理を実行する。
【０１００】
また、ここでは、例として、チャネルフィルタ１０６が実際のデータ受信時において取りうるチャネルフィルタ１０６の出力におけるサンプリングレートが、１シンボル４サンプル、または、２サンプルのうちのいずれかであるものとして説明する。
【０１０１】
DS/SS信号を受信する場合の同期用シンボル受信時のチャネルのインパルス応答推定（図６の応答推定部１５２による応答の推定処理）について、図７を用いて説明する。
【０１０２】
チャネルフィルタ１０６内のデシメータ１８１（例えば、図５のデシメータ１２２、デシメータ１２５、または、デシメータ１２７）が設定されることにより、所定のサンプリングレートおよび同期点（サンプリング点）でサンプリングが実行される。
【０１０３】
サンプリングレート設定部１５５は、まず、対応可能なサンプリングレートにおけるそれぞれのサンプリング点でのサンプリングが実行されるように、チャネルフィルタ１０６を設定する。例えば、チャネルフィルタ１０６が実際のデータ受信時において取りうるサンプリングレートが、１シンボル４サンプル、または、２サンプルのうちのいずれかであり、１シンボル４サンプルのときのサンプル点に２サンプルのときのサンプル点が含まれている場合は、１シンボル４サンプルでサンプルが行われるように設定され、１シンボル４サンプルのときのそれぞれのサンプル点と、１シンボル２サンプルのときのそれぞれのサンプル点とが異なっている場合は、それぞれのサンプル点においてサンプルが行われる、すなわち、１シンボル６サンプルでサンプリングが行われるように設定されるものとすると好適である。
【０１０４】
そして、相関フィルタ１８２における拡散符号の自己相関関数は、次の式（７）のように定義される。
【０１０５】
【数７】
2008098967.tif 000009
【０１０６】
ここで、Mは拡散符号長、Ｇは１チップのサンプル数（オーバーサンプルの次数）、ｐ(m)は拡散符号波形のmサンプル目、dは自己相関関数の位相差である。そして、相互相関行列は、次の式（８）とし、式（８）のrは、式（９）で表される。
【０１０７】
【数８】
2008098967.tif 000010
【０１０８】
【数９】
2008098967.tif 000011
【０１０９】
ここで、Dはインパルス応答の最大遅延に対応したサンプル数、Tは転置、Hは複素共役転置を表す。
【０１１０】
そして、平均化回路１８３の出力は、次の式（１０）に示される。
【０１１１】
【数１０】
2008098967.tif 000012
【０１１２】
ここで、x(d)は、d番目の拡散符号のサンプルに対応する平均化回路の出力である。
【０１１３】
そして、 チャネルのインパルス応答行列は、次の式（１１）に示される。
【０１１４】
【数１１】
2008098967.tif 000013
【０１１５】
式（１１）において、ｃ(d)は、d番目のサンプルの遅延に対応するインパルス応答とする。
【０１１６】
メモリ１８５には、相互相関行列Rの擬似逆行列R+が記憶されている。インパルス応答推定部１８４は、メモリ１８５に記憶されているRの擬似逆行列R+を用いて、次の式（１２）のように、チャネルのインパルス応答を推定する。
【０１１７】
【数１２】
2008098967.tif 000014
【０１１８】
ここで、相関行列Rの特異値分解が行われる。次の式（１３）が満たされたとしたとき、Rの特異値σ1,…,σqより、式（１４）が成り立つ。
【０１１９】
【数１３】
2008098967.tif 000015
【０１２０】
【数１４】
2008098967.tif 000016
【０１２１】
これに対して、擬似逆行列R+の特異値は1/σ1,…,1/σqで与えられ、その特異値分解を行うと、式（１５）および式（１６）が得られる。
【０１２２】
【数１５】
2008098967.tif 000017
【０１２３】
【数１６】
2008098967.tif 000018
【０１２４】
ここで、あまりに小さい特異値を擬似逆行列の計算に用いると、誤差が大きくなってしまう。そこで、特異値の閾値を決め、それ以下の特異値を０として擬似逆行列を計算するようにしてもよい。
【０１２５】
１チップをG倍でオーバーサンプルした場合のｇ番目のサンプルのｎチップ目の応答は、次の式（１７）で与えられる。
【０１２６】
【数１７】
2008098967.tif 000019
【０１２７】
ここでTcは１チップ時間長である。
【０１２８】
図８に、４パルスのインパルス応答が存在した場合の相関フィルタ１８２の出力を示す。チャネルフィルタ１０６は、ここでは、１シンボルがＹチップである場合、１シンボル中Ｙサンプル、すなわち、１チップ１サンプルのとき、図中ｂおよびｅのサンプル点でサンプリングを行い、１シンボル中２×Ｙサンプル、すなわち、１チップ２サンプルのとき、図中ａ，ｃ，ｄ、およびｆのサンプル点でサンプリングを行う。
【０１２９】
従来の方式では、１シンボル中の最大出力を基準に１つのポイントでサンプリングされて、RAKE合成が実行されていた。これに対して、サンプリングレート設定部１５５は、１チップ１サンプルのとき、図中ｂおよびｅのサンプル点でサンプリングを行い、１シンボル中４サンプル、すなわち、１チップ２サンプルのとき、図中ａ，ｃ，ｄ、およびｆのサンプル点でサンプリングを行うように、チャネルフィルタ１０６を制御する。
【０１３０】
例えば、１チップ１サンプルのとき、図９に示されるように、図中ｂ、ｅ、および、ｈのサンプル点でサンプリングされてRAKE合成が実行され、１チップ２サンプルのとき、図１０に示されるように、図中ａ，ｃ，ｄ，ｆ、ｇおよびｉのサンプル点でサンプリングされてRAKE合成が実行されるので、従来における場合のように、最大出力を基準に、図中ｂで示される１ポイントがサンプリングされる場合と比較して、より多くの信号電力を復調に用いることができる。
【０１３１】
このようにして、DS/SS信号を受信する場合に、１チップ２サンプルにおける場合の応答と、１チップ１サンプルにおける場合の応答とが算出される。
【０１３２】
次に、OFDM信号を受信する場合の応答の推定について説明する。
【０１３３】
OFDM変調方式のパイロット信号のように、特定の周波数において重要な信号が受信される場合にも、サンプリングレートを適応的に変化させることは有効である。例えば、図１１に示されるような通信路応答を仮定する。このような通信路を経由した信号を図１２のAに示されるように１シンボル１サンプルで受信すると、図１２のＢに示されるような周波数特性を得る。これに対して、図１３のＡに示されるように１シンボル２サンプルで受信する場合、図１３のＢおよび図１３のＣに示されるように、異なる周波数において信号強度の落ち込みが発生する。また、場合によっては、信号強度の落ち込みの程度が小さくなることも考えられる。
【０１３４】
IEEE802.11a/gのパケットの先頭においては、同期用シンボルが１０回送信される。通信路応答推定部１０７のサンプリングレート決定部１５４は、この１０回の同期用シンボルを受信する期間内にサンプリングレートを選択する処理を実行する。
【０１３５】
また、ここでは、例として、チャネルフィルタ１０６が実際のデータ受信時において取りうるサンプリングレートが、１シンボル２サンプル、または、１サンプルのうちのいずれかであるものとして説明する。
【０１３６】
サンプリングレート設定部１５５は、まず、対応可能なサンプリングレートにおけるそれぞれのサンプリング点でのサンプリングが実行されるように、チャネルフィルタ１０６を設定する。例えば、チャネルフィルタ１０６が実際のデータ受信時において取りうるサンプリングレートが、１シンボル２サンプル、または、１サンプルのうちのいずれかであり、１シンボル２サンプルのときのいずれかのサンプル点に１サンプルのときのサンプル点が含まれている場合は、１シンボル２サンプルでサンプルが行われるように設定され、１シンボル２サンプルのときのそれぞれのサンプル点と、１シンボル１サンプルのときのサンプル点とが異なっている場合は、それぞれのサンプル点においてサンプルが行われる、すなわち、１シンボル３サンプルでサンプリングが行われるように設定されるものとすると好適である。
【０１３７】
応答推定部１５２は、DS/SS信号における場合と同様にして、擬似逆行列を用いてチャネルのインパルス応答を推定する。ただし、OFDMにおける場合では、擬似逆行列として、拡散符号に代わって、ショートプリアンブル信号の時間波形が用いられる。そして、応答推定部１５２は、インパルス応答の推定値をDFT（discrete Fourier transform）し、周波数応答を計算する。
【０１３８】
チャネル応答をh(t)とすると１時間シンボルをG倍でオーバーサンプルした場合のｇ番目のサンプルのｎ個目の応答は、次の式（１８）で与えられる。
【０１３９】
【数１８】
2008098967.tif 000020
【０１４０】
ここで、Tsは１単位時間あたりのシンボル長（１OFDMシンボル長／DFTポイント数）である。そして、ｇ番目のサンプルの周波数応答は、次の式（１９）で与えられる。
【０１４１】
【数１９】
2008098967.tif 000021
【０１４２】
ここで、Nは、OFDMのサブキャリア数である。
【０１４３】
図１４は、受信信号パルスの相関波形が三角形になる場合のチャネル応答の例である。そして、図１４の例の場合において、図１５は、１シンボル１サンプルの場合のチャネルのインパルス応答、図１６は、その周波数応答であり、図１７は、１シンボル２サンプルの場合の１サンプル目のチャネルのインパルス応答、図１８は、その周波数応答、図１９は、１シンボル２サンプルの場合の２サンプル目のチャネルのインパルス応答、図２０は、その周波数応答である。１シンボル２サンプルの場合には、図１８および図２０の周波数応答をダイバーシチ合成することにより、信号が復調される。
【０１４４】
例えば、図１４において特定のサブキャリア（例えばパイロット信号など）に周波数応答のヌルが当たる場合には、１シンボル２サンプルに切り替えて、ダイバーシチ合成を実行するようにしても良い。
【０１４５】
そして、評価関数演算部１５３は、各アンテナによって受信された信号の応答を取得し、式（１）に基づいて、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのオーバーサンプルの次数の組み合わせのすべてにおける評価関数を演算する。
【０１４６】
具体的には、評価関数演算部１５３は、DS/SS信号を受信する場合においては、式（１７）で与えられる、１チップをG倍でオーバーサンプルした場合のｇ番目のサンプルのｎチップ目の応答に基づいて、また、OFDM信号を受信する場合においては、式（１８）または式（１９）により与えられる応答に基づいて、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのオーバーサンプルの次数の組み合わせのすべてにおいて、式（１）の右辺、または、上述した式（６）を評価関数として演算し、その演算結果をサンプリングレート決定部１５４に供給する。
【０１４７】
そして、サンプリングレート決定部１５４は、評価関数演算部１５３から供給された評価関数の演算結果を基に、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートを決定する。
【０１４８】
例えば、評価関数を上述した式（６）とした場合、サンプリングレート決定部１５４は、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのオーバーサンプルの次数の組み合わせのうち、次の式（２０）が満たされる組み合わせがあるか否か、換言すれば、評価関数が所定の閾値Ｓよりも大きくなる組み合わせがあるか否かを求め、評価関数が所定の閾値Ｓよりも大きくなる組み合わせがある場合、そのうちのいずれかに、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートの組み合わせを決定する。
【０１４９】
【数２０】
2008098967.tif 000022
【０１５０】
例えば、通信品質が最も重要となる状況においては、サンプリングレート決定部１５４は、評価関数が最も大きくなるサンプリングレートの組み合わせを検出し、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートの組み合わせとして決定する。
【０１５１】
また、通信品質よりも消費電力量が重要となる状況において（例えば、装置のバッテリ容量またはバッテリ残量などの条件によって）は、サンプリングレート決定部１５４は、消費電力量が有利となるように、上述した式（２０）を満たす範囲で、低いサンプリングレートの組み合わせを優先的に選択するものとすると好適である。
【０１５２】
また、サンプリングレート決定部１５４は、評価関数が所定の閾値Ｓよりも大きくなる組み合わせがなかった場合、評価関数の値が最も大きくなるようなサンプリングレートの組み合わせを検出し、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートの組み合わせとして決定する。
【０１５３】
すなわち、サンプリングレートは、受信ユニットごとに決定され、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートは同一の値であるとは限らない。
【０１５４】
また、サンプリングレート決定部１５４は、通信品質と消費電力量のいずれが重要であるかのみならず、例えば、BER（Bit Error Rate）が所定の値よりも低ければ、消費電力量を優先としてサンプリングレートの組み合わせを選択し、BERが所定の値よりも高いときに、評価関数を基に、BERができるだけ低くなるようなサンプリングレートの組み合わせを選択するものとしても良い。
【０１５５】
なお、ここでは、サンプリングレート設定部１５５が、まず、対応可能なサンプリングレートにおけるそれぞれのサンプリング点でのサンプリングが実行されるように、チャネルフィルタ１０６を設定して、得られた複数の応答から、評価関数演算部１５３が対応可能なそれぞれのサンプリングレートの全ての組み合わせにおける場合の評価関数を算出し、サンプリングレート決定部１５４が評価関数を比較することにより、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートの組み合わせを決定するものとして説明したが、サンプリングレート設定部１５５が、例えば、対応可能な第１のサンプリングレートの組み合わせでサンプリングを実行させて、評価関数演算部１５３が、得られた応答から、第１のサンプリングレートの組み合わせにおける場合の評価関数を算出し、その後、サンプリングレート設定部１５５が対応可能な第２のサンプリングレートの組み合わせでサンプリングを実行させて、評価関数演算部１５３が得られた応答から、第２のサンプリングレートの組み合わせにおける場合の評価関数を算出し、同様に、サンプリングレート設定部１５５が対応可能なサンプリングレートの組み合わせで順次サンプリングを実行させて、評価関数演算部１５３がそれぞれの場合における評価関数を算出した後、サンプリングレート決定部１５４が評価関数を用いて比較を行うことにより、サンプリングレートの組み合わせを決定するものとしても良いことはいうまでもない。
【０１５６】
また、DS/SS信号の場合もOFDM信号の場合も、上述したように、切り替えられるそれぞれのサンプリングレートにおけるサンプリングポイントは、同一ではない方が良い特性を得ることができる。
【０１５７】
例えば、１シンボル１サンプルおよび４サンプルでサンプリングレートを切り替えるとき、１シンボル１サンプルにおける場合のサンプル点が、１シンボル４サンプルにおける場合のいずれのサンプル点とも一致していないほうが、いずれかのサンプルレートにおいて、できるだけ良い応答を得ることができる可能性が高くなる。すなわち、１シンボル１サンプルおよび４サンプルのいずれで信号を受信するかを決めるとき、それぞれのサンプル点におけるチャネル応答を取得して、それらの組み合わせにより評価関数を算出するので、一つのチャネルフィルタ１０６におけるシンボル１サンプルおよび４サンプルのそれぞれのサンプル点が重なっていないほうが、良い応答を得るサンプル点がいずれかのサンプルレートにおけるサンプル点に含まれる可能性が高くなるため、好適である。
【０１５８】
換言すれば、例えば、１シンボル１サンプルおよび４サンプルでサンプリングレートを切り替えるときに、１シンボル１サンプルにおける場合のサンプル点が１シンボル４サンプルにおける場合のいずれかのサンプル点と一致していたり、１シンボル２サンプルおよび４サンプルでサンプリングレートを切り替えるときに、１シンボル２サンプルにおける場合のサンプル点が１シンボル４サンプルにおける場合のサンプル点に含まれるような場合、サンプリングレートの切り替えを行ったときのBER特性は、切り替えを行わないサンプリングの場合のいずれか良い方のBER特性と等しくなる。しかしながら、切り替えられるそれぞれのサンプリングレートにおけるサンプリングポイントが同一ではないとき、切り替えを行わないサンプリングの場合のいずれか良い方のBER特性と比較しても、ほとんどの場合において、特性が改善される。
【０１５９】
複数のアンテナを用いて信号を受信する場合に、アンテナ数を増加させれば、受信特性は向上するが、受信装置または情報処理装置などに設けられた受信ユニットの小型化を図ることが困難となる。このようにすることにより、複数のアンテナを用いて信号を受信する場合に、アンテナ数を増加させずに決められたアンテナ数を用いても、１シンボルを常に１サンプルでサンプリングする場合よりも受信特性を向上させることができるとともに、１シンボルを常にオーバーサンプルする場合より消費電力を抑制することができる。これにより、MIMOまたはSIMOのシステムにおいて、受信装置または情報処理装置などに設けられた受信ユニットの小型化を図ることが可能となる。
【０１６０】
次に、図２１のフローチャートを参照して、OFDM信号受信時における受信処理について説明する。
【０１６１】
ステップＳ１において、通信路応答推定部１０７は、同期用シンボルの受信が開始されるか否かを判断する。ステップＳ１において、同期用シンボルの受信が開始されないと判断された場合、開始されると判断されるまで、ステップＳ１の処理が繰り返される。
【０１６２】
ステップＳ１において、同期用シンボルの受信が開始されたと判断された場合、ステップＳ２において、通信路応答推定部１０７のサンプリングレート設定部１５５は、まず、対応可能なサンプリングレートにおけるそれぞれのサンプリング点でのサンプリングが実行されるように、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのチャネルフィルタ１０６を設定して、サンプリングレートを、サンプリングレート決定のための所定の値とする。
【０１６３】
ステップＳ３において、チャネル信号取得部１５１は、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれからチャネル信号を取得し、応答推定部１５２は、擬似逆行列を用いて、具体的には、例えば、上述した式（１８）および式（１９）を演算することにより、それぞれのサンプリングレートにおけるサンプル点でサンプルした場合の応答を推定し、それによって得られた、それぞれのサンプリングレートにおけるサンプル点でサンプルした場合の応答を、評価関数演算部１５３に供給する。
【０１６４】
ステップＳ４において、評価関数演算部１５３は、複数の受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれから取り得るサンプリングレートの組み合わせのうち、評価関数の演算が終了していない１つのサンプリングレートの組み合わせを選択する。
【０１６５】
ステップＳ５において、評価関数演算部１５３は、例えば、上述した式（２０）を用いて、選択された組み合わせに基づいて受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートを設定した場合における評価関数を演算する。
【０１６６】
ステップＳ６において、評価関数演算部１５３は、複数の受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎにおいて取り得るサンプリングレートの全ての組み合わせにおける評価関数の算出は終了したか否かを判断する。ステップＳ６において、取り得るサンプリングレートの全ての組み合わせにおける評価関数の算出は終了していないと判断された場合、処理は、ステップＳ４に戻り、それ以降の処理が繰り返される。
【０１６７】
ステップＳ６において、取り得るサンプリングレートの全ての組み合わせにおける評価関数の算出は終了したと判断された場合、ステップＳ７において、サンプリングレート決定部１５４は、通信品質要求および消費電力要求に応じて、複数の受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれにおけるサンプリングレートおよび同期点(サンプル点）を決定する。
【０１６８】
具体的には、例えば、通信品質が最も重要となる状況においては、サンプリングレート決定部１５４は、評価関数が最も大きくなるサンプリングレートの組み合わせを検出し、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートとして決定する。
【０１６９】
また、通信品質よりも消費電力量が重要となる状況において（例えば、装置のバッテリ容量またはバッテリ残量などの条件によって）は、サンプリングレート決定部１５４は、消費電力量が有利となるように、上述した式（２０）を満たす範囲で、低いサンプリングレートの組み合わせを優先的に選択するものとすると好適である。
【０１７０】
また、サンプリングレート決定部１５４は、評価関数が所定の閾値Ｓよりも大きくなる組み合わせがなかった場合、評価関数の値が最も大きくなるようなサンプリングレートの組み合わせを検出し、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートとして決定する。
【０１７１】
また、サンプリングレート決定部１５４は、通信品質と消費電力量のいずれが重要であるかのみならず、例えば、BER（Bit Error Rate）が所定の値よりも低ければ、消費電力量を優先としてサンプリングレートの組み合わせを選択し、BERが所定の値よりも高いときに、評価関数を基に、BERができるだけ低くなるようなサンプリングレートの組み合わせを選択するものとしても良い。
【０１７２】
ステップＳ８において、復調処理制御部１５６は、決定されたサンプリングレートにおける応答推定の結果に基づいて、ＭＩＭＯ復調に必要な各係数、または、ダイバーシチ合成係数を決定して、信号合成復調処理部１０８を制御して係数値を設定する。
【０１７３】
具体的には、復調処理制御部１５６は、例えば、送信側のシステムが複数アンテナを有していた場合、すなわち、信号の送受信システムがMIMOである場合、データとともに送信された系統ごとに固有な符号を割り当てたパイロット信号をデータとともに受信し、混信した受信信号の中からパイロット信号を解析して信号を分離して復調するために、信号合成復調処理部１０８において必要な係数を決定し、その処理を制御する。また、復調処理制御部１５６は、例えば、送信側のシステムにおいてアンテナが１つである、すなわち、信号の送受信システムがSIMOである場合、OFDM信号受信時におけるダイバーシチ合成係数を決定し、その処理を制御する。
【０１７４】
そして、ステップＳ９において、通信路応答推定部１０７は、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのチャネルフィルタ１０６を制御して、決定されたサンプリングレートおよびサンプル点を設定して、受信信号のサンプリングを行って、データシンボルの受信を開始し、処理が終了される。
【０１７５】
このような処理により、複数のアンテナを用いて信号を受信する場合において、評価関数の演算結果に基づいて、受信特性および消費電力量の要求条件をできるだけ満たすようなサンプリングレートの組み合わせを求めることができるので、１シンボルを常にオーバーサンプルする場合より消費電力を抑制することができるとともに、１シンボルを常に１サンプルでサンプリングする場合よりも良い受信特性を得ることができる。
【０１７６】
次に、図２２のフローチャートを参照して、DS/SS信号受信時における受信処理について説明する。
【０１７７】
ステップＳ４１において、通信路応答推定部１０７は、同期用シンボルとなる拡散符号の受信が開始されるか否かを判断する。ステップＳ４１において、拡散符号の受信が開始されないと判断された場合、開始されると判断されるまで、ステップＳ４１の処理が繰り返される。
【０１７８】
ステップＳ４１において、拡散符号の受信が開始されたと判断された場合、ステップＳ４２において、通信路応答推定部１０７のサンプリングレート設定部１５５は、まず、対応可能なサンプリングレートにおけるそれぞれのサンプリング点でのサンプリングが実行されるように、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのチャネルフィルタ１０６を設定して、サンプリングレートを、サンプリングレート決定のための所定の値とする。
【０１７９】
ステップＳ４３において、チャネル信号取得部１５１は、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれからチャネル信号を取得し、応答推定部１５２は、擬似逆行列を用いて、具体的には、例えば、上述した式（７）乃至式（１７）を演算することにより、それぞれのサンプリングレートにおけるサンプル点でサンプルした場合のチャネル応答を推定し、それによって得られた、それぞれのサンプリングレートにおけるサンプル点でサンプルした場合のチャネル応答を、評価関数演算部１５３に供給する。
【０１８０】
ステップＳ４４において、評価関数演算部１５３は、複数の受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれから取り得るサンプリングレートの組み合わせのうち、評価関数の演算が終了していない１つのサンプリングレートの組み合わせを選択する。
【０１８１】
ステップＳ４５において、評価関数演算部１５３は、例えば、上述した式（２０）を用いて、選択された組み合わせに基づいて複数の受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートを設定した場合における評価関数を演算する。
【０１８２】
ステップＳ４６において、評価関数演算部１５３は、複数の受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎにおいて取り得るサンプリングレートの全ての組み合わせにおける評価関数の算出は終了したか否かを判断する。ステップＳ４６において、取り得るサンプリングレートの全ての組み合わせにおける評価関数の算出は終了していないと判断された場合、処理は、ステップＳ４４に戻り、それ以降の処理が繰り返される。
【０１８３】
ステップＳ４６において、取り得るサンプリングレートの全ての組み合わせにおける評価関数の算出は終了したと判断された場合、ステップＳ４７において、サンプリングレート決定部１５４は、通信品質要求および消費電力要求に応じて、複数の受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれにおけるサンプリングレートおよび同期点(サンプル点）を決定する。
【０１８４】
具体的には、例えば、通信品質が最も重要となる状況においては、サンプリングレート決定部１５４は、評価関数が最も大きくなるサンプリングレートの組み合わせを検出し、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートとして決定するようにしてもよいし、通信品質よりも消費電力量が重要となる状況においては、サンプリングレート決定部１５４は、消費電力量が有利となるように、上述した式（２０）を満たす範囲で、低いサンプリングレートの組み合わせを優先的に選択するものとしてもよい。
【０１８５】
また、サンプリングレート決定部１５４は、評価関数が所定の閾値Ｓよりも大きくなる組み合わせがなかった場合、評価関数の値が最も大きくなるようなサンプリングレートの組み合わせを検出し、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのサンプリングレートとして決定する。また、サンプリングレート決定部１５４は、通信品質と消費電力量のいずれが重要であるかのみならず、例えば、BERが所定の値よりも低ければ、消費電力量を優先としてサンプリングレートの組み合わせを選択し、BERが所定の値よりも高いときに、評価関数を基に、BERができるだけ低くなるようなサンプリングレートの組み合わせを選択するものとしても良い。
【０１８６】
ステップＳ４８において、決定されたサンプリングレートにおける応答推定の結果に基づいて、復調処理制御部１５６は、ＭＩＭＯ復調に必要な各係数、または、RAKE合成のフィンガー数およびタップ係数を決定して、信号合成復調処理部１０８を制御してこれらの値を設定する。
【０１８７】
具体的には、復調処理制御部１５６は、例えば、送信側のシステムが複数アンテナを有していた場合、すなわち、送受信システムがMIMOである場合、データとともに送信されたパイロット信号を解析することなどにより、信号合成復調処理部１０８における合成処理や復調処理に必要な係数を決定し、その処理を制御する。また、復調処理制御部１５６は、例えば、送信側のシステムにおいてアンテナが１つである、すなわち、送受信システムがSIMOである場合、DS/SS信号受信時におけるRAKE合成のフィンガー数およびタップ係数を決定し、その処理を制御する。
【０１８８】
そして、ステップＳ４９において、通信路応答推定部１０７は、受信ユニット９１−１乃至９１−Ｎそれぞれのチャネルフィルタ１０６を制御して、決定されたサンプリングレートおよびサンプル点を設定して、受信信号のサンプリングを行って、データシンボルの受信を開始し、処理が終了される。
【０１８９】
このような処理により、複数のアンテナを用いて信号を受信する場合において、評価関数の演算結果に基づいて、受信特性および消費電力量の要求条件をできるだけ満たすようなサンプリングレートの組み合わせを求めることができるので、１シンボルを常にオーバーサンプルする場合より消費電力を抑制することができるとともに、１シンボルを常に１サンプルでサンプリングする場合よりも良い受信特性を得ることができる。
【０１９０】
上述した一連の処理は、ソフトウェアにより実行することもできる。そのソフトウェアは、そのソフトウェアを構成するプログラムが、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば汎用のパーソナルコンピュータなどに、記録媒体などからインストールされる。この場合、例えば、図４を用いて説明した受信装置８１は、図２３に示されるようなパーソナルコンピュータ３０１により構成される。
【０１９１】
図２３において、ＣＰＵ（Central Processing Unit）３１１は、ＲＯＭ（Read Only Memory）３１２に記憶されているプログラム、または記憶部３１８からＲＡＭ（Random Access Memory）３１３にロードされたプログラムにしたがって、各種の処理を実行する。ＲＡＭ３１３にはまた、ＣＰＵ３１１が各種の処理を実行する上において必要なデータなども適宜記憶される。
【０１９２】
ＣＰＵ３１１、ＲＯＭ３１２、およびＲＡＭ３１３は、バス３１４を介して相互に接続されている。このバス３１４にはまた、入出力インタフェース３１５も接続されている。
【０１９３】
入出力インタフェース３１５には、キーボード、マウスなどよりなる入力部３１６、ディスプレイやスピーカなどよりなる出力部３１７、ハードディスクなどより構成される記憶部３１８、モデム、ターミナルアダプタなどより構成される通信部３１９、および、信号受信部３２０が接続されている。通信部３１９は、インターネットを含むネットワークを介しての通信処理を行う。
【０１９４】
信号受信部３２０は、図４を用いて説明したアンテナ１０１、ＢＰＦ１０２、ＬＮＡ１０３、分配部１０４、ΔΣＡ/Ｄ変換部１０５、および、チャネルフィルタ１０６を有しているか、または、同様の機能を実行可能なようになされており、図６を用いて説明した通信路応答推定部１０７の機能を有するＣＰＵ３１１の制御に基づいて、上述した場合と同様の処理を実行する。また、信号合成復調処理部１０８の機能は、ＣＰＵ３１１が有していても良いし、信号受信部３２０が有していても良い。
【０１９５】
入出力インタフェース３１５にはまた、必要に応じてドライブ３２１が接続され、磁気ディスク３３１、光ディスク３３２、光磁気ディスク３３３、もしくは、半導体メモリ３３４などが適宜装着され、それらから読み出されたコンピュータプログラムが、必要に応じて記憶部３１８にインストールされる。
【０１９６】
一連の処理をソフトウェアにより実行させる場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば汎用のパーソナルコンピュータなどに、ネットワークや記録媒体からインストールされる。
【０１９７】
この記録媒体は、図２３に示されるように、装置本体とは別に、ユーザにプログラムを供給するために配布される、プログラムが記憶されている磁気ディスク３３１（フロッピディスクを含む）、光ディスク３３２（ＣＤ-ＲＯＭ（Compact Disk-Read Only Memory），ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）を含む）、光磁気ディスク３３３（ＭＤ（Mini-Disk）（商標）を含む）、もしくは半導体メモリ３３４などよりなるパッケージメディアにより構成されるだけでなく、装置本体に予め組み込まれた状態でユーザに供給される、プログラムが記憶されているＲＯＭ３１２や、記憶部３１８に含まれるハードディスクなどで構成される。
【０１９８】
また、本明細書において、記録媒体に記録されるプログラムを記述するステップは、記載された順序に沿って時系列的に行われる処理はもちろん、必ずしも時系列的に処理されなくとも、並列的あるいは個別に実行される処理をも含むものである。
【０１９９】
なお、本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明
の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０２００】
【図１】従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明を適用した受信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】図４のチャネルフィルタの構成例を示すブロック図である。
【図６】図４の通信路応答推定部の機能を示す機能ブロック図である。
【図７】応答推定について説明するための図である。
【図８】４パルスのインパルス応答が存在した場合の相関フィルタの出力例を示す図である。
【図９】１チップ１サンプルにおけるサンプル点の例について説明するための図である。
【図１０】１チップ２サンプルにおけるサンプル点の例について説明するための図である。
【図１１】通信路応答の一例について説明するための図である。
【図１２】１シンボル１サンプルの場合の周波数特性について説明するための図である。
【図１３】１シンボル２サンプルの場合の周波数特性について説明するための図である。
【図１４】受信信号パルスの相関波形が三角形になる場合のチャネル応答の例について説明するための図である。
【図１５】１シンボル１サンプルの場合のチャネルのインパルス応答を示す図である。
【図１６】１シンボル１サンプルの場合のチャネルの周波数応答を示す図である。
【図１７】１シンボル２サンプルの場合の１サンプル目のチャネルのインパルス応答を示す図である。
【図１８】１シンボル２サンプルの場合の１サンプル目のチャネルの周波数応答を示す図である。
【図１９】１シンボル２サンプルの場合の２サンプル目のチャネルのインパルス応答を示す図である。
【図２０】１シンボル２サンプルの場合の２サンプル目のチャネルの周波数応答を示す図である。
【図２１】OFDM信号受信時における受信処理について説明するためのフローチャートである。
【図２２】DS/SS信号受信時における受信処理について説明するためのフローチャートである。
【図２３】パーソナルコンピュータの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０２０１】
８１  受信装置，  ９１  受信ユニット，  １０１  アンテナ，  １０２  BPF，  １０３  LNA，  １０４  分配部，  １０５  ΔΣA/D変換部，  １０６  チャネルフィルタ，  １０７  通信路応答推定部，  １０８  信号合成復調処理部，  １２２  デシメータ，  １２３  サンプリングレート変換部，  １２４  SINCフィルタ，  １２５，１２７  デシメータ，  １５１  チャネル信号取得部，  １５２  応答推定部，  １５３  評価関数演算部，  １５４  サンプリングレート決定部，  １５５  サンプリングレート制御部，  １５６  復調処理制御部，  １８１  デシメータ，  １８２  相関フィルタ，  １８３  平均化回路，  １８４  インパルス応答推定部，  １８５  メモリ
【図１】
2008098967.tif 000023
【図２】
2008098967.tif 000024
【図３】
2008098967.tif 000025
【図４】
2008098967.tif 000026
【図５】
2008098967.tif 000027
【図６】
2008098967.tif 000028
【図７】
2008098967.tif 000029
【図８】
2008098967.tif 000030
【図９】
2008098967.tif 000031
【図１０】
2008098967.tif 000032
【図１１】
2008098967.tif 000033
【図１２】
2008098967.tif 000034
【図１３】
2008098967.tif 000035
【図１４】
2008098967.tif 000036
【図１５】
2008098967.tif 000037
【図１６】
2008098967.tif 000038
【図１７】
2008098967.tif 000039
【図１８】
2008098967.tif 000040
【図１９】
2008098967.tif 000041
【図２０】
2008098967.tif 000042
【図２１】
2008098967.tif 000043
【図２２】
2008098967.tif 000044
【図２３】
2008098967.tif 000045