(57)【要約】  【課題】  多重インバータシステムにおいて、相間リアクトルの過熱を防止し小型化を実現する。  【解決手段】  ２台のインバータを用い並列多重化した３相交流出力を系統電源または負荷に供給する多重インバータシステムとして、該２台のインバータの３相交流出力端子の各同相端子間に、並列多重化された各相の交流電力をそれぞれの中間点から出力する３個の相間リアクトルを接続し、該３個の相間リアクトルのうちの少なくともいずれかの中間点の電圧を検出し、該検出電圧を基準値と比較して、該基準値を超えるか否かを判定し、該判定の結果、該検出電圧が該基準値を超えるとき、該２台のインバータが出力を停止するように制御する構成とする。【選択図】  図２
2008125182.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２台のインバータを用いて並列多重化した３相交流出力を系統電源または負荷に供給する多重インバータシステムであって、
上記２台のインバータの３相交流出力端子の各同相端子間に接続され、並列多重化された各相の交流電力をそれぞれの中間点から出力する３個の相間リアクトルと、
上記３個の相間リアクトルのうちの少なくともいずれかの中間点の電圧を検出する検出部と、該検出された電圧を基準値と比較し、該検出電圧が該基準値を超えるか否かを判定する判定部とを有して成る保護回路と、
上記保護回路による判定結果に基づき、上記２台のインバータを制御する保護制御回路と、
を備えたことを特徴とする多重インバータシステム。
【請求項２】
上記保護制御回路は、上記保護回路における判定の結果、上記検出電圧が上記基準値を超えるとき、上記２台のインバータの出力が停止するように制御する構成である請求項１に記載の多重インバータシステム。
【請求項３】
上記相間リアクトルよりも前段側または後段側には、上記インバータで発生した高周波電流成分を除去するフィルタ回路が接続されている請求項１に記載の多重インバータシステム。
【請求項４】
上記３個の相間リアクトルよりも後段側に、該相間リアクトル側と、上記系統電源または負荷との接続をオン、オフする開閉器が接続されている請求項１に記載の多重インバータシステム。
【請求項５】
上記３個の相間リアクトルと上記開閉器との間に変圧器が接続されている請求項４に記載の多重インバータシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２台のインバータを用いて並列多重化した３相交流出力を系統電源または負荷に供給する技術に係り、特に、並列多重化された各相の交流電力を出力する相間リアクトルの過熱を防止する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
２台のインバータの並列運転を行う場合、スイッチング主素子の動作速度のばらつきや、リアクトル定数のばらつきや、フィルタ回路定数のばらつきなどにより、両インバータ間に還流電流が発生して出力電流にアンバランスが生じる。該出力電流のアンバランスは、インバータのキャリア周波数を高くしてリアクトルやフィルタ回路の小型化を図った系統連系インバータのシステムにおいて発生し易い。また、該出力電流のアンバランスは、インバータ、リアクトル、フィルタなどの定格電流値に余裕が必要となるばかりでなく、出力電流の歪み増大などの原因にもなる。
上記還流電流の電流アンバランスに対しては、従来から、２台のインバータ間に生じる還流電流を極力小さくして電流バランスをとる対策が実施されている。
この対策技術の一つとして、２台のインバータすなわちマスター機とスレーブ機のインバータの交流出力端子の各同相端子間にそれぞれ相間リアクトルを接続し、該相間リアクトルの中間点から並列多重された３相交流出力を得る並列運転方式のものがある。この場合、マスター機が電流制御を行い、スイッチング主素子を駆動するＰＷＭ信号をマスター機からスレーブ機へ同期分配することで電流のバランスをとるようにしている。
【０００３】
また、本発明に関連した従来技術であって、特許文献に記載されたものとしては、例えば特開平６−１４５５２号公報（特許文献１）に記載されたものがある。特開平６−１４５５２号公報には、相間リアクトル多重インバータで電流制御及び過電流保護に利用する２個の各インバータの出力電流センサの使用数を削減するために、各相間リアクトルに直列に１個または２個の電流センサを接続して各相の電流値を検出して比較し、電流バランスの制御を行うとする技術が記載されている。
【０００４】
【特許文献１】特開平６−１４５５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
相間リアクトルを用いた多重インバータシステムにおいて、相間リアクトルの小型化、低価格化を図るためには、インバータのスイッチング動作のばらつきをなくし、キャリア周波数とのトレードオフ点を考えた上で、適切なインダクタンス値と磁束密度裕度を決定することが望まれる。また、相間リアクトルを小型化した場合には、電流バランスが崩れ易く、磁気飽和し易くなる。磁気飽和は相間リアクトル自身の過熱や騒音の原因ともなる。よって、相間リアクトルの小型化にあたっては、相間リアクトル自身の保護も十分考慮する必要がある。
【０００６】
従来、相間リアクトルの保護技術としては、（１）電流のアンバランスが生じても、磁気飽和を起こさない大きな体格の相間リアクトルを用いる方法、及び（２）各インバータの少なくとも２相以上に設けられる電流検出器により、互のインバータの出力電流値を情報交換し、電流アンバランスを知る方法、の２つがある。（１）は、相間リアクトルが大型化するため、本発明が目指している相間リアクトルの小型化に逆行してしまい、かつ不経済である。（２）は、無負荷での単独運転状態や電流アンバランスの小さい状態を的確に把握することが困難である。多重インバータシステムにおいて、電流バランスが崩れる最も顕著な場合は、インバータ１台だけの単独運転となった場合である。インバータ装置が無負荷状態にある場合は、出力停止側インバータにもスイッチング主素子のフライホイールダイオードを通して還流電流が流れるため、運転継続状態にあるインバータとの電流の差異の区別がつけにくい。このため、無負荷時の単独運転の検出を行うことは困難である。このため、電流の検出値から単独運転状態を検出するには、運転継続状態にあるときのインバータの出力を大きくし、単独運転状態になったインバータとの電流の差異を大きくすることが必要となる。このためには、差電流の最大許容値を大きくした相間リアクトルを用いることになる。また、差電流の最大許容値が大きくなるに伴い、この分の増加を考慮した、インバータ定格電流値やインバータ周辺のリアクトルやフィルタなどの主回路部品の定格電流値を増やすことも必要になる。
【０００７】
本発明の課題点は、上記従来技術の状況に鑑み、相間リアクトルを用いた多重インバータシステムにおいて、（ａ）相間リアクトルを小型化した場合にも該相間リアクトルの過熱を防止可能にすること、（ｂ）無負荷状態時もインバータの単独運転を防止できるようにすること、（ｃ）不慮のシステムダウンを未然に防止できるようにすること等である。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題点を解決するために、本発明では、２台のインバータを用い並列多重化した３相交流出力を系統電源または負荷に供給する多重インバータシステムとして、該２台のインバータの３相交流出力端子の各同相端子間に、並列多重化された各相の交流電力をそれぞれの中間点から出力する３個の相間リアクトルを接続し、該３個の相間リアクトルのうちの少なくともいずれかの中間点の電圧を検出し、該検出電圧を予め設定した基準値と比較して、該基準値を超えるか否かを判定し、該判定の結果、該検出電圧が該基準値を超えるとき、該２台のインバータが出力を停止するように制御する構成とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、多重インバータシステムにおいて、相間リアクトルの小型化及び過熱防止が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の実施例につき、図面を用いて説明する。
図１〜図６は、本発明の第１の実施例の説明図である。
図１は、相間リアクトルの説明図である。
図１では説明を簡単にするために、便宜上、３相のうちの１相のＵ相分のみを示す。相間リアクトル２２は１つの鉄心コアに２個のコイルすなわちコイル端１、０を有するコイルと、コイル端２、０を有するコイルとが巻かれている。該２個のコイルは同じ巻回数で巻かれ、互いに磁束を打ち消し合うようになっている。また、コイル端１、２が、主インバータ、従インバータの共通出力Ｕａ、Ｕｂの配線に接続され、コイル端０、０の合流点が、主インバータと従インバータの多重出力Ｕが出力される点（多重出力点）となっている。また、ここでは、コイル端１、２間を１つのコイルとしてみた場合、多重出力点がこのコイルの中間点０に相当する。かかる構成の相間リアクトル２２としては、各インバータの電流が完全同一の場合には、コイル端１、２間の励磁インダクタンスはゼロとなる特性とし、また各インバータのごくわずかな差電流がもたらす励磁電流によっては、コイル端１、２間の励磁インダクタンスは大きな値となる特性としてある。
【００１１】
相間リアクトルは、コイル端０、１と、同０、２と間の電流バランスが崩れると励磁インダクタンスが発生する。このため、コイル端０、１と、同０、２との間に、インピーダンス電圧が発生する。本発明はこの作用を利用して相間リアクトルの保護を行う構成となっている。
相間リアクトルの中間点と共通相のいずれか一方の点、すなわち０、１間もしくは０、２間の電圧を検出し、アンバランス時に生じるインピーダンス電圧を検出する。
以上の発生電圧を基準値とレベル比較し、基準値を超えたなら、上位に異常を知らしめるための信号と主インバータを停止させるための信号を出力する手段の相間リアクトルの保護検知回路をシステムとして設ける。
ここで基準値は、アンバランス電流がリアクトル保護の許容アンバランス電流レベルになった場合に、検出点に現れる電圧と等価なものに予め設定する。また、リアクトル保護の許容アンバランス電流は、システムとしての許容アンバランス電流より１．５〜２倍程度は大きい値である。定常運転時に検出点に現れる電圧はこの基準値よりも低い。
また、無負荷運転において、単独運転が発生するとインバータ間には、還流電流が発生する。このとき、還流電流がアンバランス電流として作用し、このとき発生するインピーダンス電圧は、リアクトル保護の許容アンバランス電流によって生じるインピーダンス電圧よりも高くなる。よって、検出電圧は基準値を超えるため、単独運転検出保護動作が可能となる。
【００１２】
図２は、本発明の第１の実施例としての多重インバータシステムの構成図である。
図２において、１ａは主インバータ、１ｂは従インバータ、２ａ、２ｂは各インバータの平滑コンデンサ、３ａ〜８ａ、３ｂ〜８ｂは各インバータ１ａ、１ｂの主回路スイッチング素子、９ａ〜１４ａ、９ｂ〜１４ｂは各インバータ１ａ、１ｂの主回路フライホイールダイオード、２０、２１、２２は、インバータ１ａ、１ｂの３相交流出力端子の各同相端子間に接続され、並列多重化された各相の交流電力をそれぞれの中間点から出力する相間リアクトル、１７ａは、インバータ１ａの主素子駆動回路、１７ｂは、インバータ１ｂの主素子駆動回路、４０は、リアクトル４１、４２とダンパー抵抗４３とフィルタコンデンサ４４とから成り、インバータ１ａ、１ｂでＰＷＭ駆動で発生した高周波成分を除去するためのフィルタ回路、５０は、インバータが故障したときや系統異常が発生したときなどに系統電源や負荷を切離すための開閉器、６０は系統電源、７０は、電源位相検出用の絶縁トランス、８０ａ、８１ａ、８０ｂ、８１ｂは各インバータ１ａ、１ｂの電流検出器、８２ａ、８２ｂは、各インバータ１ａ、１ｂの直流電圧を検出する絶縁アンプ形の電圧検出器、３０は、Ｕ相部の相間リアクトル２２の中間点（コイルの巻数が１／２の点）の電圧を検出して基準値と比較し判定する保護回路、３１は、保護回路３０内にあって、上記相間リアクトル２２の中間点の電圧を検出する検出部としての検出回路、３２は、保護回路３０内にあって、上記検出回路３１が検出した電圧を基準値と比較し、該基準値を超えるか否かを判定する判定部としての判定回路、９０は、本多重インバータシステムの運転状態、異常状態などを管理する上位装置、９１は、上位装置９０中にあって、上記保護回路３０から送信される判定結果の信号を受信し、該判定結果信号に対応した制御信号を形成して出力する上位指令装置、９２は、上位装置９０中にあって、上位指令装置９１からの制御信号に基づき、本多重インバータシステムの運転状態、異常状態などに対応した処理を行う中央監視室装置である。
【００１３】
次に、図２に示す多重インバータシステムの動作につき説明する。
図２において、電圧検出器８２ａ、電流検出器８０ａ、８１ａ、絶縁トランス７０により、直流電圧信号ｖｄｃａ、主インバータのＵ、Ｗ相出力電流信号ｉｕａｆ、ｉｗａｆ、系統電圧信号ｒ、ｓ、ｔを得る。これらは系統と連系し、電流制御を行うための検出信号として、主インバータの制御回路部８３に取り込まれる。主インバータの電流ｉｕａ、ｉｖａ、ｉｗａはそれぞれ、直流入力電力量に応じた出力電流となるように、系統電圧Ｒ、Ｓ、Ｔに対し力率１の電流制御が行われる。電流制御の結果は、ＰＷＭ信号が主素子駆動回路１７ａに与えられ、電圧Ｕａ、Ｖａ、Ｗａが出力される。ここで、従インバータも主インバータの出力電圧Ｕａ、Ｖａ、Ｗａとほとんど同じ位相と大きさの電圧Ｕｂ、Ｖｂ、Ｗｂを出力するが、これは、主インバータに与えたＰＷＭ信号と同期したＰＷＭ信号が従インバータにも与えられるためである。このように、それぞれの出力電圧の位相と大きさが一致すると、各相電流どうしすなわちｉｕａとｉｕｂ、ｉｖａとｉｖｂ、ｉｗａとｉｗｂも一致するような状態となるが、実際には、主インバータ、従インバータの直流端子が共通なため、ＰＷＭ信号や主素子駆動回路部信号のごくわずかな同期ずれにより、主インバータ、従インバータの共通相の主回路スイッチング素子の、スイッチングのＯＮとＯＦＦのずれが発生し、それぞれのインバータの共通相出力間には数十ｎｓから数百ｎｓの短絡期間が生ずる。この短絡を抑制し、主インバータ、従インバータ間における還流電流を抑制するために、主インバータ、従インバータの各同相端子間に相間リアクトルが設けられる。相間リアクトルとしては、図１で説明した構成のものを用いる。
【００１４】
以下、相間リアクトル２２のコイル端１、２間の励磁インダクタンスの大きさと差電流の関係について示す。
インバータの主回路スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦ状態が、図３のようになっている場合について考える。ＰＷＭの１パルスで、相間リアクトル２２に印加される瞬時の電圧をＶＩＰＸ、励磁インダクタンスをＬ、励磁電流をｉｍとすると、瞬時電圧ＶＩＰＸは、抵抗分を無視すると式数１のように表される。
ＶＩＰＸ＝Ｌ・ｄｉｍ／ｄｔ                          …（数１）
このとき、各インバータ間の差電流Δｉとｉｍとの関係は、図４のようになり、次の数２で表される。
Δｉ＝２ｉｍ                                      …（数２）
ここで、インバータの直流電圧をＥｄ、基本周波数をＦ０、キャリア周波数をｆｃ、インバータのスイッチング動作速度ずれをΔｔon、Δｔoff、主回路スイッチング素子のフライホイールダイオードの順電圧ドロップ差をΔＶＦＶＤとするとき、相間リアクトル２２に印加される基本波半周期間の電圧時間積Ｖｔは数３で表される。
Ｖｔ＝Ｎ／２・｛ＮＥｄ（Δｔon−Δｔoff）＋ΔＶＦＶＤ／Ｎ・ｆ｝  …（数３）
Ｎ＝ｆｃ／Ｆ０                                               …（数４）
上記数３、数４により、電圧時間積が求まると、上記数１の両辺を積分することにより、インバータ動作の、半周期の励磁電流の最大値Ｉｍを求めることができる。結果は次の数５となる。
Ｉｍ＝１／Ｌ・∫ＶＩＰＸｄｔ＝１／Ｌ・Ｖｔ              …（数５）
上記数２、数３、及び数５からは、セット間の電流差の最大値ΔＩｐが導き出され、次の数６が得られる。
ΔＩｐ＝２・Ｉｍ・Ｌ／Ｎ・｛Ｅｄ（Δｔon−Δｔoff）＋ΔＶＦＶＤ／Ｎ・ｆ｝
…（数６）
以上の関係より、ΔＩｐの値の最大許容値をΔＩｍａｘとし、これ以下とするには、相間リアクトル２２のインダクタンス値の最小限を下記数７で表される値以上にすればよいことになる。
Ｌ＝１／ΔＩｍａｘ・｛ＮＥｄ（Δｔon−Δｔoff）＋ΔＶＦＶＤ／ｆ｝…（数７）
上記数７は、励磁電流をシステムとしての許容アンバランス電流に抑えるために最小限必要な相間リアクトル２２のインダクタンス値である。このことから、相間リアクトルの相間に生じるこのごくわずかなアンバランス電流による励磁作用から作られる励磁インダクタンスの値を、数７で表される値と同等以上に選定すれば、相間リアクトルの最小限化が可能となる。
【００１５】
次に、相間リアクトルの保護につき説明する。
相間リアクトルの保護は、保護回路３０により実施される。該保護回路３０は、検出部としての検出回路３１と、判定部としての判定回路３２とから構成され、該検出回路３１、該判定回路３２はそれぞれ、図５、図６に示す構成を備えている。
検出回路３１は、図５に示すように、抵抗Ｒｚ、ツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２、コンデンサＣｚを備えて構成され、高電圧パルスを除去するために機能する。図５において、相間リアクトル２２のコイル端２、０間の電圧ｖ１は、該相間リアクトル２２に発生した励磁電流から形成されたインピーダンス電圧波形でなく、高電圧のパルス電圧が重畳されキャリア周期毎に現れた波形となる。この原因は、主回路スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦ動作のタイミングずれにより数１００ｎｓ程度の期間、直流短絡が発生するためである。該検出回路３１は、この高電圧パルスを除去するために抵抗Ｒｚ、ツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２、コンデンサＣｚにより、入力電圧をクランプし、電圧ｖ２を出力する。
【００１６】
次に、判定回路３２につき、図６を用いて説明する。
検出回路３１より出力された電圧ｖ２は、正弦波でなく、ＰＷＭパルス電圧の合成された波形の交流であるため、基準値とレベル合わせが必要となる。このため、増幅回路３３によりゲインを低減され、動作整定回路３４を経て電圧ｖ３が取り出される。該電圧ｖ３は交流であるため、絶対値回路３５と平滑回路３６とにより、同一極性を有する直流電圧ｖ４に変えられる。絶対値回路３５を用いる理由は、（ａ）相間リアクトル２２のコイル端１、０間とコイル端２、０間の電圧は互いに絶対値が等しくかつ反対の極性となるため、どちらのコイルでも検出できるようにするため、及び（ｂ）電圧ｖ４と比較するための基準電圧ｖ５を直流で与えることができるようにするため、の２つである。検出された電圧ｖ４は、比較用ＩＣ３７により基準電圧ｖ５と比較し、該比較の結果、電圧ｖ４が基準電圧ｖ５を超える場合、比較用ＩＣ３７の出力により回路３８のトランジスタＱ１をＯＮさせ、リレー回路３９の励磁コイルＸを励磁し、出力接点の接点信号ＦＬ１、ＧＳを得る。ダイオードＤ１は、トランジスタＱ１を保護するためのものである。
【００１７】
以下、接点信号ＦＬ１、ＧＳにつき、図２を用いて説明する。
接点信号ＦＬ１は、上位装置９０へ警報接点信号として送られ、該上位装置９０中で上位指令装置９１はこれを受信すると、異常を知らせる信号ＦＬ２を形成し、該信号ＦＬ２をさらに上位の中央監視室装置９２へ出力するとともに、インバータ（主インバータ１ａ及び従インバータ１ｂ）の停止を行うためのＯＦＦ信号を主インバータ１ａの電流制御／保護制御回路８３に向けて出力する。電流制御／保護制御回路８３が該ＯＦＦ信号を受信すると、該電流制御／保護制御回路８３は対応した制御信号を形成して出力し、主インバータ１ａの出力及び従インバータ１ｂの出力を直ちに停止させる。また、中央監視室装置９２は、上記異常を知らせる信号ＦＬ２を受信すると、直ちに警報を発し、多重インバータシステム内に異常が発生していることを報知する。
【００１８】
接点信号ＧＳは、相間リアクトルの保護検出時間を短縮したい場合や、上位装置からの停止指示を省略したい場合などに使用される。すなわち、該接点信号ＧＳは、主インバータ１ａ及び従インバータ１ｂの停止を、上位指令装置９１や中央監視室装置９２を介さずに、直接、電流制御／保護制御回路８３による制御によって行う場合に使用される。この場合には、該接点信号ＧＳは、例えば直接的に電流制御／保護制御回路８３に入力される。
【００１９】
上記説明したように、本発明の第１の実施例によれば、無負荷状態時もインバータの単独運転の検出を行うことができ、該単独運転状態の継続を防止することができる。また、相間リアクトルに発生する電圧を検出することで該相間リアクトルの電流アンバランスを監視し、該電圧が基準値を超える場合にはインバータの出力を停止させる構成としているため、相間リアクトルの過熱を確実に防止することができる。また、該電圧の検出は、相間リアクトルの１個の中間点で検出可能なため、検出部を簡易構成かつ小型のものにできる。また、相間リアクトルを許容アンバランス電流に見合う程度のものとすることが可能となり、その結果、磁気飽和余裕を限界まで抑えた小型の相間リアクトルとすることができる。また、未然にシステムの異常を予告させ、システムを安全に停止させることができ、不慮のシステムダウンを未然に防止することができる。また、電流制御系や電流監視系とは別の手段で、異常状態を監視する構成のため、保護監視の信頼性を向上させることができる。
【００２０】
図７は、本発明の第２の実施例としての多重インバータシステムの構成図である。本第２の実施例の多重インバータシステムにおいては、相間リアクトルの保護構成及び保護動作は上記第１の実施例の場合と同じであるが、各インバータ１ａ、１ｂと相間リアクトル２０、２１、２２との間にフィルタ回路４５、４６を配し、該フィルタ回路４５、４６の出力点に相間リアクトル２０、２１、２２を接続した構成であること、及び、該相間リアクトルの中間点に変圧器５１を設けた構成であることが、該第１の実施例の場合とは異なる。上記フィルタ回路４５、４６は、主として、インバータ１ａ、１ｂの出力から、ＰＷＭ駆動による高周波成分を除去する。また、上記変圧器５１は、インバータ１ａ、１ｂや相間リアクトル２０、２１、２２側の部分と、開閉器５０や系統電源６０側の部分とを直流的に絶縁する。
【００２１】
上記第２の実施例によっても、上記第１の実施例の場合と同様の作用・効果が得られる。特に、本第２の実施例では、フィルタ回路４５、４６を相間リアクトル２０、２１、２２の前段側に設けているため、該相間リアクトル２０、２１、２２には、インバータ１ａ、１ｂのＰＷＭ駆動による高周波成分が除去された電流が入力されることになり、該相間リアクトル２０、２１、２２における高周波損失の低減化が可能となり、この分該相間リアクトル２０、２１、２２を小型にすることができる。また、フィルタ回路４５、４６のインダクタンス値は、相間リアクトル２０、２１、２２のインダクタンス値よりも大きいため、該フィルタ回路４５、４６のインダクタンス値により各相の総インダクタンス値のばらつきを抑えることにより相間リアクトル２０、２１、２２のインダクタンス値の低減化を図ることができる。このため、この点からも、該相間リアクトル２０、２１、２２の小型化がし易くなる。また、変圧器５１を設けた構成のため、インバータ１ａ、１ｂで発生した直流成分が系統電源６０に流入するのを阻止できるとともに、インバータ１ａ、１ｂの高周波スイッチングによる漏洩電流に起因したノイズの系統電源６０側への影響も抑えることができる。
【００２２】
図８は、本発明の第３の実施例としての多重インバータシステムの構成図である。本第３の実施例の多重インバータシステムにおいても、相間リアクトルの保護構成及び保護動作は上記第１の実施例の場合と同じであるが、相間リアクトル２０、２１、２２の出力側において、フィルタ回路４０と開閉器５０との間に変圧器５１を設けた構成であることが、該第１の実施例の場合と異なる。変圧器５１は、インバータ１ａ、１ｂや相間リアクトル２０、２１、２２やフィルタ回路４０側の部分と、開閉器５０や系統電源６０側の部分とを直流的に絶縁するために設ける。
【００２３】
上記第３の実施例によっても、上記第１の実施例の場合と同様の作用・効果が得られる。特に、上記第２の実施例の場合と同様、変圧器５１を設けた構成のため、インバータ１ａ、１ｂで発生した直流成分が系統電源６０に流入するのを阻止できるとともに、インバータ１ａ、１ｂの高周波スイッチングによる漏洩電流に起因したノイズの系統電源６０側への影響も抑えることができる。
【００２４】
図９は、本発明の第４の実施例としての多重インバータシステムの構成図である。本第４の実施例の多重インバータシステムにおいても、相間リアクトルの保護構成及び保護動作は上記第１の実施例の場合と同じであるが、並列多重化した３相交流出力を、系統電源に供給するのではなく、負荷としてのモータ６１に供給する構成であること、及び、主インバータ１ａ内のモータ制御／保護制御回路８５、従インバータ１ｂ内の保護制御回路８６は、それぞれ、モータ６１の速度制御、トルク制御も行うようにする構成であることが、上記第１の実施例の場合とは異なる。
上記第４の実施例によっても、上記第１の実施例の場合と同様の作用・効果が得られる。
【００２５】
なお、上記図７の構成の変形例として、該図７の構成において変圧器５１は設けない構成もあり、これも本発明の一実施例である。また、上記図９の構成の変形例として、該図９の構成において、相間リアクトル２０、２１、２２とモータ６１との間に、フィルタや開閉器を設ける構成もあり、これも本発明の一実施例である。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明における相間リアクトルの説明図である。
【図２】本発明の第１の実施例としての多重インバータシステムの構成図である。
【図３】図２の多重インバータシステムの動作波形の説明図である。
【図４】相間リアクトルのコイル巻線に生じる差電流と励磁電流の説明図である。
【図５】保護回路を構成する検出回路の構成例図である。
【図６】保護回路を構成する判定回路の構成例図である。
【図７】本発明の第２の実施例としての多重インバータシステムの構成図である。
【図８】本発明の第３の実施例としての多重インバータシステムの構成図である。
【図９】本発明の第４の実施例としての多重インバータシステムの構成図である。
【符号の説明】
【００２７】
１ａ…主インバータ、
１ｂ…従インバータ、
２ａ〜２ｂ…平滑コンデンサ、
３ａ〜８ａ…主インバータの主回路スイッチング素子、
３ｂ〜８ｂ…従インバータの主回路スイッチング素子、
９ａ〜１４ａ…主インバータの主回路フライホイールダイオード、
９ｂ〜１４ｂ…従インバータの主回路フライホイールダイオード、
１７ａ、１７ｂ…主素子駆動回路、
２０〜２２…相間リアクトル、
３０…保護回路、
３１…検出回路、
３２…判定回路、
３３…増幅回路、
３４…動作整定回路、
３５…絶対値回路、
３６…平滑回路、
３７…比較用ＩＣ
４０…フィルタ回路、
４１、４２…リアクトル、
４３…ダンパー抵抗、
４４…フィルタコンデンサ、
５０…開閉器、
５１…変圧器、
６０…系統電源、
６１…モータ、
７０…絶縁トランス、
８０ａ、８１ａ、８０ｂ、８１ｂ…電流検出器、
８２ａ、８２ｂ…電圧検出器、
７０…絶縁トランス、
８３…電流制御／保護制御回路、
８４、８６…保護制御回路、
８５…モータ制御／保護制御回路、
９０…上位装置、
９１…上位指令装置、
９２…中央監視室装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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