(57)【要約】【課題】ステッピングモータ駆動装置において、ゼロクロス近傍での検出電流値が目標電流値から逸脱することによって発生する波形歪みを低減する。【解決手段】ゼロクロス近傍判別手段１１によりゼロクロス近傍を判別したとき、スイッチ手段２０のオン抵抗が高いスイッチ素子をオンさせオン抵抗が低いスイッチ素子をオフさせる。ＰＷＭオン期間では巻線２の両端に印加される電圧が小さくなり、これにより強制導通区間中に増加する供給電流の電流量を小さくし、強制導通区間終了後でも検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。ＰＷＭオフ期間では巻線２の両端に印加される電圧が高くなり電流の減衰量を大きくし、ＰＷＭオン期間に遷移後の電流を小さくし、検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。【選択図】図１
2008125206.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動対象であるステッピングモータが備える巻線への供給電流を検出する供給電流検出手段と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチ手段と、目標電流値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段と、巻線での供給電流値と目標電流値を比較する比較手段と、前記比較手段の結果に無関係に、所定の区間前記スイッチ手段を導通状態に保つ強制導通区間生成手段と、前記強制導通区間後に、巻線への供給電流が目標電流値と同等となった時点で、前記スイッチ手段を非導通状態にするパルス幅変調制御手段と、巻線への供給電流の符号が反転するゼロクロス近傍を判別するゼロクロス判別手段を備えたステッピングモータ駆動装置において、前記スイッチ手段の電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれが、高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタの並列接続で構成され、前記強制導通区間生成手段で生成される、強制導通区間もしくは、前記ゼロクロス判別手段で判別されたゼロクロス近傍において、低いオン抵抗を有するトランジスタを非導通状態にさせ、高いオン抵抗を有するトランジスタを導通させることにより、トランジスタのオン抵抗を増大させることを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載のステッピングモータ駆動装置であって、電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれが、高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタの並列接続で構成されているスイッチ手段の代わりに、電源側のみトランジスタが高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタを並列接続で構成されているスイッチ手段を備え、強制導通区間生成手段で生成される、強制導通区間もしくは、前記ゼロクロス判別手段で判別されたゼロクロス近傍において、低いオン抵抗を有するトランジスタを非導通状態にさせ、高いオン抵抗を有するトランジスタを導通させることにより、トランジスタのオン抵抗を増大させることを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項３】
請求項１に記載のステッピングモータ駆動装置であって、電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれが、高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタの並列接続で構成されているスイッチ手段の代わりに、接地側のみトランジスタが高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタを並列接続で構成されているスイッチ手段を備え、強制導通区間生成手段で生成される、強制導通区間もしくは、前記ゼロクロス判別手段で判別されたゼロクロス近傍において、低いオン抵抗を有するトランジスタを非導通状態にさせ、高いオン抵抗を有するトランジスタを導通させることにより、トランジスタのオン抵抗を増大させることを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項４】
請求項１に記載のステッピングモータ駆動装置であって、高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタが並列接続で構成されているスイッチ手段の代わりに、電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれが、複数個のトランジスタの並列接続で構成されているスイッチ手段を備え、強制導通区間生成手段で生成される強制導通区間もしくは、ゼロクロス判別手段で判別されたゼロクロス近傍において、複数個のトランジスタの一部をオフさせることにより、トランジスタのオン抵抗を増大させることを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項５】
請求項４に記載のステッピングモータ駆動装置であって、電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれが、複数個のトランジスタが並列接続で構成されているスイッチ手段の代わりに、電源側のみトランジスタが複数個のトランジスタが並列接続で構成されているスイッチ手段を備え、強制導通区間生成手段で生成される強制導通区間もしくは、ゼロクロス判別手段で判別されたゼロクロス近傍において、複数個のトランジスタの一部をオフさせることにより、トランジスタのオン抵抗を増大させることを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項６】
請求項４に記載のステッピングモータ駆動装置であって、電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれが、複数個のトランジスタが並列接続で構成されているスイッチ手段の代わりに、接地側のみトランジスタが複数個のトランジスタが並列接続で構成されているスイッチ手段を備え、強制導通区間生成手段で生成される強制導通区間もしくは、ゼロクロス判別手段で判別されたゼロクロス近傍において、複数個のトランジスタの一部をオフさせることにより、トランジスタのオン抵抗を増大させることを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項７】
駆動対象であるステッピングモータが備える巻線への供給電流を検出する供給電流検出手段と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチ手段と、前記スイッチ手段のトランジスタの制御端子の電圧レベルを制御する制御端子電圧レベル切替回路と、目標電流値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段と、巻線での供給電流値と目標電流値を比較する比較手段と、前記比較手段の結果に無関係に、所定の区間前記スイッチ手段を導通状態に保つ強制導通区間生成手段と、前記強制導通区間後に、巻線への供給電流が目標電流値と同等となった時点で、前記スイッチ手段を非導通状態にするパルス幅変調制御手段と、巻線への供給電流の符号が反転するゼロクロス近傍を判別するゼロクロス判別手段を備えたステッピングモータ駆動装置において、強制導通区間生成手段で生成される、強制導通区間もしくは、ゼロクロス判別手段で判別されたゼロクロス近傍において、制御端子電圧レベル切替回路により電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれの制御端子の電圧を切替えることで、トランジスタのオン抵抗を増大させることを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項８】
請求項７に記載のステッピングモータ駆動装置であって、電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれのオン抵抗を制御端子電圧レベル切替回路により増大させる代わりに、電源側のみトランジスタのオン抵抗を制御端子電圧レベル切替回路により増大させ、強制導通区間生成手段で生成される強制導通区間もしくは、ゼロクロス判別手段で判別されたゼロクロス近傍において、トランジスタのオン抵抗を増大させることを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項９】
請求項７に記載のステッピングモータ駆動装置であって、電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれのオン抵抗を制御端子電圧レベル切替回路により増大させる代わりに、接地側のみトランジスタのオン抵抗を制御端子電圧レベル切替回路により増大させ、強制導通区間生成手段で生成される強制導通区間もしくは、ゼロクロス判別手段で判別されたゼロクロス近傍において、トランジスタのオン抵抗を増大させることを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ステッピングモータ駆動装置に関し、ステッピングモータを低騒音に駆動する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ステッピングモータは、ＤＳＣやＤＶＣといった撮影用電子機器のズーム、フォーカス、絞りの調整に用いられている。撮影用電子機器に用いられるステッピングモータの動作には低騒音、低振動が求められる。ステッピングモータが発する騒音は機器の内蔵マイクにキャッチされ雑音として録音されるからである。この要求に応えて、ステッピングモータの駆動を低騒音に駆動する技術が、特許文献１に開示されている。
【０００３】
特許文献１に記載されている従来のマイクロステップ駆動方式のステッピングモータ駆動装置の従来技術について図２０を参照して説明する。また、ステッピングモータは複数の相の巻線を備えるが、巻線毎に設けられる構成要素は同一であるため、１相の巻線とその巻線に設けられる構成要素のみを記載する。
【０００４】
図２０においてステッピングモータ駆動装置は、電源１、巻線２、供給電流検出手段３、電流目標値を表す参照信号生成手段４、比較器５、パルス幅変調制御手段６、強制導通区間生成手段７、基準パルス生成部８、フリップフロップ９、通電論理部１０、巻線２への供給電流を制御するスイッチ手段、巻線２への給電経路となるトランジスタ６１、６２、６３、６４、フライホイールダイオード６５、６６、６７、６８、で構成される。
【０００５】
前記パルス幅変調制御手段６は基準パルス生成部８、強制導通区間生成手段７、フリップフロップ９、通電論理部１０から構成される。基準パルス生成部８は、フリップフロップ９をパルス幅変調周期（以降、ＰＷＭ周期と呼ぶ）毎にセットする。これにより、通電論理部１０は、スイッチ手段６０を構成するトランジスタ６１と６２のいずれかと、トランジスタ６３と６４のいずれかを、貫通の発生しない組み合わせとタイミングで、一定周期毎に導通させる。通電論理部１０によって、トランジスタ６１と６２、および６３と６４のいずれかを導通させるかが決まり、巻線２を流れる電流の向きが決まる。以降、電源１から巻線２へ電力が供給され、流れる電流を供給電流と呼ぶ。導通期間中、電源１から巻線２へ電力が供給され、巻線２へ流れる電流が増加する。巻線２を流れる電流が増加する期間をＰＷＭオン期間と呼ぶ。
【０００６】
電源１から巻線２へ供給される電流を、供給電流検出手段３を検出し、検出電流値として比較器５へ出力する。以降、供給電流検出手段３が検出する巻線２へ流れる電流を単に検出電流と呼ぶ。参照信号生成手段４はステップ状に増加し、そして減少する階段波を生成し、電流制限値を表す参照信号として、比較器５へ出力する。参照信号生成手段４が生成する電流制限値を表す参照信号は、巻線２を流れる電流にとって、目標電流となるものであり、以降の動作説明においては、この参照信号を単に目標電流と呼ぶ。比較器５は、入力された検出電流値と目標電流値を比較し、検出電流値が目標電流値と同等になった時点で、フリップフロップ９をリセットする。フリップフロップ９をリセットすることにより、通電論理部１０は、スイッチ手段を構成するトランジスタ６３と６４の両方を遮断する。トランジスタ６３と６４の両方が遮断している期間、トランジスタ６１と６２の両方とも遮断している場合には、巻線２を流れる電流は、フライホイールダイオード６７と６８のいずれかと、フライホイールダイオード６５と６６のいずれかで回生する。トランジスタ６３と６４の両方が遮断している期間、トランジスタ６１と６２の両方を導通させる場合には、巻線２を流れる電流は、トランジスタ６１と６２にて回生する。トランジスタ６３と６４の両方が遮断している期間、トランジスタ６１と６２のいずれか片方のみを導通させる場合には、導通させなかったトランジスタに接続するフライホイールダイオードが順バイアスであれば、フライホイールダイオード６５と６６のいずれかと、トランジスタ６１と６２のいずれかで、巻線電流は回生する。導通させなかったトランジスタに接続するフライホイールダイオードが逆バイアスであれば、フライホイールダイオード６７と６８のいずれかと、トランジスタ６１と６２のいずれかで巻線電流は回生する。以降、フリップフロップ９がリセットされ、回生動作によって前記巻線２を流れる電流が減少する期間をＰＷＭオフ期間と呼ぶ。
【０００７】
フリップフロップ９のリセット後、基準パルス生成部８はフリップフロップ９を一定周期毎にセットする。これにより、前記動作が繰り返される。
【０００８】
以上の動作により、巻線２へ供給される平均電流が電流目標値に漸近するように制御される。目標電流値がステップ状に増減することで、巻線２へ供給される平均電流がステップ状に増減し、巻線２以外の他相の巻線についても、同様に動作することで、ステップの進行する速度に応じた回転速度で、ステッピングモータが回転動作する。
【特許文献１】特開２００４−２１５３８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、前記のステッピングモータの駆動装置によれば、ＰＷＭオン期間へ遷移後には供給電流にオーバーシュートが存在する場合がある。前記オーバーシュートを図２０と図２１と図２２と図２３と図２４を参照しながら、前記課題について説明する。
【００１０】
図２０は、従来のステッピングモータ駆動装置の構成図である。図２１は、ＰＷＭオフ期間動作を示す図である。図２２は、ＰＷＭオン期間動作を示す図である。図２３は、前記のステッピングモータ駆動装置におけるオーバーシュートが存在する場合の電流波形図である。図２４は、前記ステッピングモータ駆動装置の巻線２に流れる電流波形図である。
【００１１】
ＰＷＭオフ期間において、図２１に示すように、トランジスタ６１とトランジスタ６２がオン状態に制御されて回生している場合、トランジスタ６４のドレインの寄生容量に電荷が蓄積され、基準パルス生成部８の出力信号がフリップフロップ９をセットすることにより、ＰＷＭオン期間に遷移し、図２２に示すように、トランジスタ６１とトランジスタ６４がオン状態に制御されて導通した場合、トランジスタ６４のドレインの寄生容量の電荷を放電する放電電流が、供給電流検出手段３へ流入することにより検出電流にはね上がりが発生する。したがって、放電電流を含んだ検出電流を供給電流検出手段３で検出し、供給電流値を示す信号として比較器５に入力されれば、巻線２への供給電流が実際には目標電流値を上回っていなくとも、前記放電電流によるはね上がりによって上回ったと誤検出される場合がある。その場合には、図２３に示すように、このはね上がりが発生している可能性のある一定期間中は、供給電流検出手段３での電流検出値を無視し強制的に導通状態にする強制導通区間を必要とする。前記強制導通区間は、強制導通区間生成手段７に入力されるＣＬＫ数を検出し一定の区間比較器５からの出力信号を無視し、その一定区間を強制導通区間とすることで、電流検出を無視することができる。
【００１２】
しかし強制導通区間中にも供給電流は増加し、目標電流値が小さい駆動ステップでは、強制導通区間中に供給電流が増加し強制導通区間終了時には目標電流値を超えてしまい、図２４のように波形が歪んでしまう。前記目標電流値が小さい駆動ステップを、電流の正負が反転する点の近傍という意味でゼロクロス近傍と呼ぶ。
【００１３】
この波形歪みによって、駆動対象のステッピングモータに騒音が生じるため、騒音の低減効果が十分でないという問題がある。
【００１４】
本発明の目的は、上記の従来技術の問題点を解決して、駆動対象であるステッピングモータの動作を低騒音化する駆動装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
前記課題を解決するために本発明は下記の構成を有する。
【００１６】
請求項１記載のステッピングモータ駆動装置は、駆動対象であるステッピングモータが備える巻線２への供給電流を検出する供給電流検出手段３と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチ手段２０ａと、目標電流値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段４と、巻線２での供給電流値と参照信号生成手段４から生成される目標電流値を比較する比較器５と、前記比較器５の結果に無関係に、所定の区間前記スイッチ手段２０ａを導通状態に保つ強制導通区間生成手段７と、前記強制導通区間後に、巻線２への供給電流が目標電流値と同等になった時点で、前記スイッチ手段２０ａをＰＷＭオフ期間にするパルス幅変調制御手段６と、巻線への供給電流の符号が反転するゼロクロス近傍を判別するゼロクロス近傍判別手段１１を備えたステッピングモータ駆動装置において、前記スイッチ手段２０ａが電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれが高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタの並列接続で構成することを特徴とする。
【００１７】
請求項２記載のステッピングモータ駆動装置は、駆動対象であるステッピングモータが備える巻線２への供給電流を検出する供給電流検出手段３と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチ手段２０ｂと、目標電流値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段４と、巻線２での供給電流値と参照信号生成手段４から生成される目標電流値を比較する比較器５と、前記比較器５の結果に無関係に、所定の区間前記スイッチ手段２０ｂを導通状態に保つ強制導通区間生成手段７と、前記強制導通区間後に、巻線２への供給電流が目標電流値と同等になった時点で、前記スイッチ手段２０ｂをＰＷＭオフ期間にするパルス幅変調制御手段６と、巻線への供給電流の符号が反転するゼロクロス近傍を判別するゼロクロス近傍判別手段１１を備えたステッピングモータ駆動装置において、前記スイッチ手段２０ｂが電源側のみトランジスタが高いオン抵抗を有するストランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタの並列接続で構成することを特徴とする。
【００１８】
請求項３記載のステッピングモータ駆動装置は、駆動対象であるステッピングモータが備える巻線２への供給電流を検出する供給電流検出手段３と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチ手段２０ｃと、目標電流値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段４と、巻線２での供給電流値と参照信号生成手段４から生成される目標電流値を比較する比較器５と、前記比較器５の結果に無関係に、所定の区間前記スイッチ手段２０ｃを導通状態に保つ強制導通区間生成手段７と、前記強制導通区間後に、巻線２への供給電流が目標電流値と同等になった時点で、前記スイッチ手段２０ｃをＰＷＭオフ期間にするパルス幅変調制御手段６と、巻線への供給電流の符号が反転するゼロクロス近傍を判別するゼロクロス近傍判別手段１１を備えたステッピングモータ駆動装置において、前記スイッチ手段２０ｃが接地側のみトランジスタが高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタの並列接続で構成することを特徴とする。
【００１９】
請求項４記載のステッピングモータ駆動装置は、駆動対象であるステッピングモータが備える巻線への供給電流を検出する供給電流検出手段３と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチ手段４０ａと、目標電流値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段４と、巻線２での供給電流値と参照信号生成手段４から生成される目標電流値を比較する比較器５と、前記比較器５の結果に無関係に、所定の区間前記スイッチ手段４０ａを導通状態に保つ強制導通区間生成手段７と、前記強制導通区間後に、巻線への供給電流が目標電流値と同等になった時点で、前記スイッチ手段４０ａをＰＷＭオフ期間にするパルス幅変調制御手段６と、巻線への供給電流の符号が反転するゼロクロス近傍を判別するゼロクロス近傍判別手段１１を備えたステッピングモータ駆動装置において、前記スイッチ手段４０ａ が、電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれが、複数個のトランジスタの並列接続で構成されることを特徴とする。
【００２０】
請求項５記載のステッピングモータ駆動装置は、駆動対象であるステッピングモータが備える巻線への供給電流を検出する供給電流検出手段３と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチ手段４０ｂと、目標電流値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段４と、巻線２での供給電流値と参照信号生成手段４から生成される目標電流値を比較する比較器５と、前記比較器５の結果に無関係に、所定の区間前記スイッチ手段４０ｂを導通状態に保つ強制導通区間生成手段７と、前記強制導通区間後に、巻線への供給電流が目標電流値と同等になった時点で、前記スイッチ手段４０ｂをＰＷＭオフ期間にするパルス幅変調制御手段６と、巻線への供給電流の符号が反転するゼロクロス近傍を判別するゼロクロス近傍判別手段１１を備えたステッピングモータ駆動装置において、前記スイッチ手段４０ｂの電源側のみトランジスタが、複数個のトランジスタの並列接続で構成されることを特徴とする。
【００２１】
請求項６記載のステッピングモータ駆動装置は、駆動対象であるステッピングモータが備える巻線への供給電流を検出する供給電流検出手段３と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチ手段４０ｃと、目標電流値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段４と、巻線２での供給電流値と参照信号生成手段４から生成される目標電流値を比較する比較器５と、前記比較器５の結果に無関係に、所定の区間前記スイッチ手段４０ｃを導通状態に保つ強制導通区間生成手段７と、前記強制導通区間後に、巻線への供給電流が目標電流値と同等になった時点で、前記スイッチ手段をＰＷＭオフ期間にするパルス幅変調制御手段６と、巻線への供給電流の符号が反転するゼロクロス近傍を判別するゼロクロス近傍判別手段１１を備えたステッピングモータ駆動装置において、前記スイッチ手段４０ｃの接地側のみトランジスタが、複数個のトランジスタの並列接続で構成されることを特徴とする。
【００２２】
請求項７記載のステッピングモータ駆動装置は、駆動対象であるステッピングモータが備える巻線への供給電流を検出する供給電流検出手段３と、導通状態において巻線２へ給電し、非導通状態において巻線２への給電を停止するスイッチ手段５０と、目標電流値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段４と、巻線２での供給電流値と参照信号生成手段４から生成される目標電流値を比較する比較器５と、前記比較器５の結果に無関係に、所定の区間前記スイッチ手段５０を導通状態に保つ強制導通区間生成手段７と、前記強制導通区間後に、巻線２への供給電流が目標電流値と同等になった時点で、前記スイッチ手段５０をＰＷＭオフ期間にするパルス幅変調制御手段６と、巻線２への供給電流の符号が反転するゼロクロス近傍を判別するゼロクロス近傍判別手段１１と、スイッチ手段５０の電源側のトランジスタと接地側のトランジスタの両方の制御端子電圧を制御する、制御端子電圧レベル切替回路１２を備えたステッピングモータ駆動装置において、制御端子電圧レベル切替回路１２が電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれの制御端子の電圧を切替ることを特徴とする。
【００２３】
請求項８記載のステッピングモータ駆動装置は、駆動対象であるステッピングモータが備える巻線への供給電流を検出する供給電流検出手段３と、導通状態において巻線２へ給電し、非導通状態において巻線２への給電を停止するスイッチ手段５０と、目標電流値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段４と、巻線２での供給電流値と参照信号生成手段４から生成される目標電流値を比較する比較器５と、前記比較器５の結果に無関係に、所定の区間前記スイッチ手段５０を導通状態に保つ強制導通区間生成手段７と、前記強制導通区間後に、巻線への供給電流が目標電流値と同等になった時点で、前記スイッチ手段５０をＰＷＭオフ期間にするパルス幅変調制御手段６と、巻線２への供給電流の符号が反転するゼロクロス近傍を判別するゼロクロス近傍判別手段１１と、スイッチ手段５０の電源側トランジスタと接地側のトランジスタの両方の制御端子電圧を制御する、制御端子電圧レベル切替回路１２を備えたステッピングモータ駆動装置において、制御端子電圧レベル切替回路１２が電源側のトランジスタの制御端子のみ電圧を切替ることを特徴とする。
【００２４】
請求項８記載のステッピングモータ駆動装置は、駆動対象であるステッピングモータが備える巻線への供給電流を検出する供給電流検出手段３と、導通状態において巻線２へ給電し、非導通状態において巻線２への給電を停止するスイッチ手段５０と、目標電流値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段４と、巻線２での供給電流値と参照信号生成手段４から生成される目標電流値を比較する比較器５と、前記比較器５の結果に無関係に、所定の区間前記スイッチ手段５０を導通状態に保つ強制導通区間生成手段７と、前記強制導通区間後に、巻線への供給電流が目標電流値と同等になった時点で、前記スイッチ手段５０をＰＷＭオフ期間にするパルス幅変調制御手段６と、巻線２への供給電流の符号が反転するゼロクロス近傍を判別するゼロクロス近傍判別手段１１と、スイッチ手段５０の電源側トランジスタと接地側のトランジスタの両方の制御端子電圧を制御する、制御端子電圧レベル切替回路１２を備えたステッピングモータ駆動装置において、制御端子電圧レベル切替回路１２が接地側のトランジスタの制御端子のみ電圧を切替ることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、ゼロクロス近傍で抵抗値の高い駆動手段で駆動させることにより、ＰＷＭオン期間において、巻線の両端に印加される電圧が小さくなり、増加する電流量を小さくすることが可能である。これにより強制導通区間中に増加する電流量を小さくし、強制導通区間終了後でも検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。ＰＷＭオフ期間では、巻線の両端に印加される電圧が大きくなり、減少する電流量を大きくすることが可能であり、ＰＷＭオン期間に遷移後の電流を小さくし、検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
（実施の形態１）
本発明のステッピングモータ駆動装置の実施の形態１について図１、図２、図３、図４を参照しながら説明する。図１は実施の形態１におけるステッピングモータ駆動装置を示す構成図である。ステッピングモータ駆動装置は電源１、巻線２、供給電流検出手段３、目標電流値を表す参照信号生成手段４、比較器５、パルス幅変調制御手段６、パルス幅変調制御手段６はさらに強制導通区間生成手段７、基準パルス生成部８、フリップフロップ９、通電論理部１０、から構成され、ゼロクロス近傍判別手段１１、巻線２への供給を制御するスイッチ手段２０ａ、前記スイッチ手段２０ａはオン抵抗の低いトランジスタ２１、２２、２３、２４、オン抵抗の高いトランジスタ３１、３２、３３、３４、で構成される。図２は実施の形態１におけるトランジスタの制御端子電圧のタイミングチャートである。図３は実施の形態１におけるステッピングモータ駆動装置の電流波形図である。図４は実施の形態１における巻線２に流れる電流波形図である。
【００２７】
参照信号生成手段４が生成する目標電流値は、ステップ状に増加し、そして減少する階段波を生成し目標電流値を示す信号として比較器５へ出力する。目標電流値のステップが進行する周期は、ＣＬＫ周期によって決定される。ゼロクロス近傍判別手段１１はこの目標電流値を生成する参照信号生成手段に４に入力されるＣＬＫ数を検出しステップ数をカウントごとによってゼロクロス近傍を判別し、通電論理部１０へ出力する。
【００２８】
ステッピングモータ駆動装置は、巻線２へ供給される平均電流が、参照信号生成手段４が生成する目標電流に漸近するべく、パルス幅変調制御（以降、ＰＷＭ制御と呼ぶ）する。
【００２９】
トランジスタのオン／オフの状態について図２を参照しながら説明する。動作は基本的に同一のため、巻線２に流れる電流が図１の矢印に流れる方向で制御される場合について説明する。以降、巻線２に流れる電流をＩＭとする。
【００３０】
供給電流ＩＭが矢印方向で制御される間、図２に示すようにＰＷＭオン期間ではトランジスタ２２、３２、２４、３４がオンに、それ以外のトランジスタはオフに、それぞれ制御される。そして電流ＩＭは供給電流検出手段３を経由し、検出電流値を示す信号として比較器５へ出力する。比較器５へは参照信号生成手段４からの目標電流値を示す信号と、供給電流検出手段３からの検出電流値を示す信号が入力される。入力された目標電流値と検出電流値を比較し、検出電流値が目標電流値と同等になった時点で、フリップフロップ９をリセットすることで、非導通状態へと遷移する。この時ＰＷＭオフ期間となりトランジスタ２１、３１、２２、３２がオンとなり非導通へ遷移すると、巻線２への供給電流が遮断され、巻線２へ流れる電流回生動作により電流の減少を開始する。非導通へ遷移後、基準パルス生成部が一定周期毎にフリップフロップ９をセットすることで、導通、非導通が繰り返され、巻線２へ供給される平均電流が、目標電流に漸近するように動作する。
【００３１】
ゼロクロス近傍の目標電流値が低いところでは、ゼロクロス近傍判別手段１１がゼロクロス近傍を判別し、ＰＷＭオン期間ではトランジスタ３１、３４がオン状態に制御される。電源電圧１の電圧値をＶＭ、巻線２のインダクタンス値をＬ、ＰＷＭオン期間に巻線２に印加される電圧をＶｏｎ、各トランジスタのオン抵抗をＲｏｎトランシ゛スタNO、モータが回転することによって発生する逆起電圧をＥｍとするとき、増加する電流の傾きｄｉ／ｄｔは、
ｄｉ／ｄｔ＝Ｖｏｎ／Ｌ                                   （１）
となる。このとき巻線２に印加される電圧Ｖｏｎは
Ｖｏｎ＝ＶＭ−ＩＭ×（Ｒｏｎ31＋Ｒｏｎ34）−Ｅｍ          （２）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオン期間の場合、供給電流が流れる電流経路のトランジスタ３１、３４のオン抵抗を高く設計しているため、ＰＷＭオン期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｎはトランジスタ２１、３１が並列接続でオン、トランジスタ２４、３４が並列接続でオンしている場合より小さくなり、図３に示すように従来例より巻線２に流れる電流の増加の傾きを小さくすることが可能である。これにより強制導通区間中に増加する電流量を小さくし、強制導通区間終了後でも検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。ＰＷＭオフ期間ではトランジスタ３１、３２がオン状態に制御される。巻線２に印加される電圧をＶｏｆｆとするとき、減少する電流の傾きｄｉ／ｄｔは、
ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｏｆｆ／Ｌ                              （３）
となる。このとき巻線２に印加される電圧Ｖｏｆｆは
Ｖｏｆｆ＝ＩＭ×（Ｒｏｎ31＋Ｒｏｎ32）＋Ｅｍ             （４）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオフ期間の場合回生電流が流れる電流経路のトランジスタ３１、３２のオン抵抗を高く設計しているため、ＰＷＭオフ期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｆｆはトランジスタ２１、３１が並列接続でオン、トランジスタ２２、３２が並列接続でオンしている場合より大きくなり、図３に示すように従来例より巻線２に流れる電流の減少の傾きを大きくすることが可能である。ＰＷＭオン期間に遷移後の電流を小さくし、検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００３２】
よって目標電流値に対する検出電流値の逸脱が減少し、図４に示すように波形歪みが低減される。
【００３３】
（実施の形態２）
本発明のステッピングモータ駆動装置の実施の形態２について図５、図６を参照しながら説明する。図５は実施の形態２におけるステッピングモータ駆動装置を示す構成図である。
【００３４】
図５に示すように、実施の形態２の特徴は、実施の形態１の図１に比較して、スイッチ手段２０ｂが図１の電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれが高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタの並列接続で構成されているのに対して、電源側のトランジスタが高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタの並列接続で構成されていることである。
【００３５】
構成は実施の形態１と同一である。巻線２に流れる電流が図５の矢印に流れる方向で制御される場合について説明する。図６はトランジスタ２１、２２、２３、２４、３１、３２のオン／オフの動作を示している。ゼロクロス近傍以外でのトランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ２１、３１、２４がオンにそれ以外はオフに制御される。ＰＷＭオフ期間ではトランジスタ２１、３１、２２、３２がオンにそれ以外はオフに制御される。
【００３６】
ゼロクロス近傍でのトランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ３１、２４がオンに制御され、増加する電流の傾きｄｉ／ｄｔは、式（１）となり、巻線２に印加される電圧はＶｏｎ、
Ｖｏｎ＝ＶＭ−ＩＭ×（Ｒｏｎ31＋Ｒｏｎ24）−Ｅｍ          （５）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオン期間の場合、供給電流が流れる電流経路のトランジスタ３１のオン抵抗を高く設計しているため、ＰＷＭオン期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｎはトランジスタ２１、３１が並列接続でオンしている場合より小さくなり、増加する電流量を小さくすることが可能である。これにより強制導通区間中に増加する電流量を小さくし、強制導通区間終了後でも検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００３７】
ＰＷＭオフ期間ではトランジスタ３１、３２がオンに制御され減少する電流の傾きｄｉ／ｄｔは、式（３）となり、巻線２の両端に印加される電圧Ｖｏｆｆは
Ｖｏｆｆ＝ＩＭ×（Ｒｏｎ31＋Ｒｏｎ32）＋Ｅｍ              （６）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオフ期間の場合回生電流が流れる電流経路のトランジスタ３１、３２のオン抵抗を高く設計しているため、ＰＷＭオフ期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｆｆはトランジスタ２１、３１が並列接続でオン、トランジスタ２２、３２が並列接続でオンしている場合より大きくなり、減少する電流量を大きくすることが可能であり、ＰＷＭオン期間に遷移後の電流を小さくし、検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００３８】
よって目標電流値に対する検出電流値の逸脱が減少し、波形歪みが低減される。
【００３９】
（実施の形態３）
本発明のステッピングモータ駆動装置の実施の形態３について図７、図８を参照しながら説明する。図７は実施の形態３におけるステッピングモータ駆動装置を示す構成図である。
【００４０】
図７に示すように、実施の形態３の特徴は、実施の形態１の図１に比較して、スイッチ手段２０ｃが図１の電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれが高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタの並列接続で構成されているのに対して、接地側のトランジスタが高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタの並列接続で構成されていることである。
【００４１】
構成は実施の形態１と同一である。巻線２に流れる電流が図７の矢印に流れる方向で制御される場合について説明する。図８はトランジスタ２１、２２、２３、２４、３３、３４のオン／オフの動作を示している。ゼロクロス近傍以外でのトランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ２２、２４、３４がオンにそれ以外はオフに制御される。ＰＷＭオフ期間ではトランジスタ２１、２２がオンにそれ以外はオフに制御される。
【００４２】
ゼロクロス近傍でのトランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ２２、３４がオンに制御され、増加する電流の傾きｄｉ／ｄｔは、式（１）となり、巻線２に印加される電圧はＶｏｎ、
Ｖｏｎ＝ＶＭ−ＩＭ×（Ｒｏｎ21＋Ｒｏｎ34）−Ｅｍ          （７）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオン期間の場合、供給電流が流れる電流経路のトランジスタ３４のオン抵抗を高く設計しているため、ＰＷＭオン期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｎはトランジスタ２４、３４が並列接続でオンしている場合より小さくなり、増加する電流量を小さくすることが可能である。これにより強制導通区間中に増加する電流量を小さくし、強制導通区間終了後でも検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００４３】
よって目標電流値に対する検出電流値の逸脱が減少し、波形歪みが低減される。
【００４４】
（実施の形態４）
本発明のステッピングモータ駆動装置の実施の形態について図９、図１０を参照しながら説明する。
【００４５】
図９は実施の形態４におけるステッピングモータ駆動装置の構成図である。図９に示すように、実施の形態の特徴は、実施の形態１の図１に比較して、スイッチ手段４０ａが図１の電源側のトランジスタと接地側のトランジスタそれぞれが高いオン抵抗を有するトランジスタと低いオン抵抗を有するトランジスタの並列接続で構成されているのに対して、電源側のトランジスタが同サイズのトランジスタが並列接続で、接地側のトランジスタが同サイズのトランジスタが並列接続で構成されていることである。
【００４６】
ステッピングモータ駆動装置は電源１、巻線２、供給電流検出手段３、目標電流値を表す参照信号生成手段４、比較器５、パルス幅変調制御手段６、パルス幅変調制御手段６はさらに強制導通区間生成手段７、基準パルス生成部８、フリップフロップ９、通電論理部１０、ゼロクロス近傍判別手段１１から構成され、巻線２への供給を制御するスイッチ手段４０ａ、前記スイッチ手段４０ａは、同サイズの複数個のトランジスタ４１−１〜４１−ｎが並列接続で、同サイズの複数個のトランジスタ４２−１〜４２−ｎが並列接続で、同サイズの複数個のトランジスタ４３−１〜４３−ｎが並列接続で、同サイズの複数個のトランジスタ４４−１〜４４−ｎが並列接続で接続され構成される。
【００４７】
トランジスタのオン／オフの状態について図１０を参照しながら説明する。図１０は実施の形態４におけるトランジスタの制御端子電圧のタイミングチャートである。動作は基本的に同一のため、巻線２に流れる電流ＩＭが図９の矢印に流れる方向で制御される場合について説明する。
【００４８】
図１０に示すように供給電流ＩＭが矢印方向で制御される間、ＰＷＭオン期間ではトランジスタ４２−１〜４２−ｎ、４４−１〜４４−ｎがオン状態に、それ以外のトランジスタはオフ状態に、それぞれ制御される。そして電流ＩＭは供給電流検出手段３を経由し、検出電流値を示す信号として比較器５へ出力する。比較器５へは参照信号生成手段４からの目標電流値を示す信号と、供給電流検出手段３からの検出電流値を示す信号が入力される。入力された目標電流値と検出電流値を比較し、検出電流値が目標電流値と同等になった時点で、フリップフロップ９をリセットすることで、非導通状態へと遷移する。この時ＰＷＭオフ期間となりトランジスタ４１−１〜４１−ｎ、４２−１〜４２−ｎがオン状態に、それ以外のトランジスタはオフ状態にそれぞれ制御され、非導通へ遷移すると、巻線２への供給電流が遮断され、巻線２へ流れる電流回生動作により電流の減少を開始する。非導通へ遷移後、基準パルス生成部が一定周期毎にフリップフロップ９をセットすることで、導通、非導通が繰り返され、巻線２へ供給される平均電流が、目標電流に漸近するように動作する。
【００４９】
ゼロクロス近傍の目標電流値が低いところでは、ゼロクロス近傍判別手段１１がゼロクロス近傍を判別し、ＰＷＭオン期間ではトランジスタ４１−１、４４−１がオン状態に制御され、それ以外のトランジスタはオフ状態に制御される。電源１の電圧値をＶＭ、巻線２のインダクタンス値をＬ、ＰＷＭオン期間に巻線２に印加される電圧をＶｏｎ、トランジスタによるオン抵抗をＲｏｎ、モータが回転することによって発生する逆起電圧をＥｍとするとき、増加する電流の傾きは、式（１）となる。このとき巻線２の両端に印加される電圧Ｖｏｎは
Ｖｏｎ＝ＶＭ−ＩＭ×（Ｒｏｎ41-1＋Ｒｏｎ44-1）−Ｅｍ      （８）  
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオン期間の場合、供給電流が流れる電流経路のトランジスタ４１−１、４４−１によるトランジスタのオン抵抗は、トランジスタ４１−１〜４１−ｎが並列接続でオン、４４−１〜４４−ｎが並列接続でオンしている場合と比較してトランジスタによるオン抵抗が高くなり、ＰＷＭオン期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｎはトランジスタ４１−１〜４１−ｎが並列接続でオン、トランジスタ４４−１〜４４−ｎがオンしている場合より小さくなり、増加する電流量を小さくすることが可能である。これにより強制導通区間中に増加する電流量を小さくし、強制導通区間終了後でも検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。ＰＷＭオフ期間ではトランジスタ４１−１、４２−１がオン状態に制御される。巻線２に印加される電圧をＶｏｆｆとするとき、減少する電流の傾きは式（３）となる。このとき巻線２の両端に印加される電圧Ｖｏｆｆは
Ｖｏｆｆ＝ＩＭ×（Ｒｏｎ41-1＋Ｒｏｎ42-1）＋Ｅｍ            （９）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオフ期間の場合、回生電流が流れる電流経路のトランジスタ４１−１、４２−１によるトランジスタのオン抵抗は、トランジスタ４１−１〜４１−ｎが並列接続でオン、４２−１〜４２−ｎが並列接続でオンしている場合と比較してトランジスタによるオン抵抗が高くなり、ＰＷＭオフ期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｆｆはトランジスタ４１−１〜４１−ｎが並列接続でオン、４２−１〜４２−ｎが並列接続でオンしている場合より大きくなり、減少する電流量を大きくすることが可能であり、ＰＷＭオン期間に遷移後の電流を小さくし、検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００５０】
よって目標電流値に対する検出電流値の逸脱が減少し、波形歪みが低減される。
【００５１】
なお、実施の形態４では、ゼロクロス近傍において、ＰＷＭオン期間ではトランジスタ４１−１、４４−１のみオンしていたがトランジスタ４１−２、４４−２など並列接続されている複数個のトランジスタをオンしてもよい。ＰＷＭオフ期間においてもトランジスタ４１−１、４２−１のみオンしていたがトランジスタ４１−２、４２−２など並列接続されている複数個のトランジスタをオンしてもよい。複数個のトランジスタをオン／オフさせることによりオン抵抗を調整することが可能であり、巻線２に流れる電流の傾きを調整することが可能である。
【００５２】
（実施の形態５）
本発明のステッピングモータ駆動装置の実施の形態５について図１１、図１２を参照しながら説明する。図１１は実施の形態５におけるステッピングモータ駆動装置を示す構成図である。
【００５３】
図１１に示すように、実施の形態５の特徴は、実施の形態４の図９に比較して、スイッチ手段４０ａが電源側のトランジスタが同サイズのトランジスタが並列接続で、接地側のトランジスタが同サイズのトランジスタが並列接続で構成されているのに対して、電源側のトランジスタが同サイズのトランジスタの並列接続で構成されていることである。
【００５４】
構成は実施の形態４と同一であり、巻線２に流れる電流が図１１の矢印に流れる方向で制御される場合について説明する。図１２はトランジスタ４１−１〜４１−ｎ、４２−１〜４２−ｎ、４３−１、４４−１、のオン／オフの動作を示している。
【００５５】
ゼロクロス近傍以外でのトランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ４１−１〜４１−ｎ、４４−１がオンにそれ以外はオフに制御される。ＰＷＭオフ期間ではトランジスタ４１−１〜４１−ｎ、４２−１〜４２−ｎがオンにそれ以外はオフに制御される。
【００５６】
ゼロクロス近傍でのトランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ４１−１、４４−１がオンに制御され、増加する電流の傾きｄｉ／ｄｔは、式（１）となり、巻線２に印加される電圧はＶｏｎ、
Ｖｏｎ＝ＶＭ−ＩＭ×（Ｒｏｎ41-1＋Ｒｏｎ44-1）−Ｅｍ    （１０）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオン期間の場合、供給電流が流れる電流経路のトランジスタ４１−１、４４−１によるトランジスタのオン抵抗は、トランジスタ４１−１〜４１−ｎが並列接続でオン、４４−１〜４４−ｎが並列接続でオンしている場合と比較してトランジスタによるオン抵抗が高くなり、ＰＷＭオン期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｎはトランジスタ４４−１〜４４−ｎが並列接続でオンしている場合より小さくなり、増加する電流量を小さくすることが可能である。これにより強制導通区間中に増加する電流量を小さくし、強制導通区間終了後でも検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００５７】
ＰＷＭオフ期間ではトランジスタ４１−１、４２−１がオンに制御され減少する電流の傾きｄｉ／ｄｔは、式（３）となり、巻線２の両端に印加される電圧Ｖｏｆｆは
Ｖｏｆｆ＝ＩＭ×（Ｒｏｎ41-1＋Ｒｏｎ42-1）＋Ｅｍ        （１１）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオフ期間の場合、回生電流が流れる電流経路のトランジスタ４１−１、４２−１によるスイッチ素子のオン抵抗は、トランジスタ４１−１〜４１−ｎが並列接続でオン、４２−１〜４２−ｎが並列接続でオンしている場合と比較してトランジスタによるオン抵抗が高くなり、ＰＷＭオフ期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｆｆはトランジスタ４１−１〜４１−ｎが並列接続でオン、４２−１〜４２−ｎが並列接続でオンしている場合より大きくなり、減少する電流量を大きくすることが可能であり、ＰＷＭオン期間に遷移後の電流を小さくし、検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００５８】
よって目標電流値に対する検出電流値の逸脱が減少し、波形歪みが低減される。
【００５９】
なお、実施の形態５では、ゼロクロス近傍において、ＰＷＭオン期間ではトランジスタ４１−１、４４−１のみオンしていたがトランジスタ４１−２、４４−２など並列接続されている複数個のトランジスタをオンしてもよい。ＰＷＭオフ期間においてもトランジスタ４１−１、４２−１のみオンしていたがトランジスタ４１−２、４２−２など並列接続されている複数個のトランジスタをオンしてもよい。複数個のトランジスタをオン／オフさせることによりオン抵抗を調整することが可能であり、巻線２に流れる電流の傾きを調整することが可能である。
【００６０】
（実施の形態６）
本発明のステッピングモータ駆動装置の実施の形態６について図１３、図１４を参照しながら説明する。図１３は実施の形態６におけるステッピングモータ駆動装置を示す構成図である。
【００６１】
図１３に示すように、実施の形態６の特徴は、実施の形態４の図９に比較して、スイッチ手段４０ｃが電源側のトランジスタが同サイズのトランジスタが並列接続で、接地側のトランジスタが同サイズのトランジスタが並列接続で構成されているのに対して、接地側のトランジスタが同サイズのトランジスタの並列接続で構成されていることである。
【００６２】
構成は実施の形態４と同一であり、巻線２に流れる電流が図１３の矢印に流れる方向で制御される場合について説明する。図１４はトランジスタ４１−１、４２−１、４３−１〜４３−ｎ、４４−１〜４４−ｎ、のオン／オフの動作を示している。
【００６３】
ゼロクロス近傍以外でのトランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ４２−１、４４−１〜４４−ｎがオンにそれ以外はオフに制御される。ＰＷＭオフ期間ではトランジスタ４１−１、４２−ａがオンにそれ以外はオフに制御される。
【００６４】
ゼロクロス近傍でのトランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ４１−１、４４−１がオンに制御され、増加する電流の傾きｄｉ／ｄｔは、式（１）となり、巻線２に印加される電圧はＶｏｎ、
Ｖｏｎ＝ＶＭ−ＩＭ×（Ｒｏｎ41-1＋Ｒｏｎ44-1）−Ｅｍ      （１２）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオン期間の場合、供給電流が流れる電流経路のトランジスタ４１−１、４４−１によるトランジスタのオン抵抗は、トランジスタ４４−１〜４４−ｎが並列接続でオンしている場合と比較してトランジスタによるオン抵抗が高くなり、ＰＷＭオン期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｎはトランジスタ４４−１〜４４−ｎが並列接続でオンしている場合より小さくなり、増加する電流量を小さくすることが可能である。これにより強制導通区間中に増加する電流量を小さくし、強制導通区間終了後でも検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００６５】
よって目標電流値に対する検出電流値の逸脱が減少し、波形歪みが低減される。
【００６６】
なお、実施の形態６では、ゼロクロス近傍において、ＰＷＭオン期間ではトランジスタ４１−１、４４−１のみオンしていたがトランジスタ４４−１など並列接続されている複数個のトランジスタをオンしてもよい。複数個のトランジスタをオン／オフさせることによりオン抵抗を調整することが可能であり、巻線２に流れる電流の傾きを調整することが可能である。
【００６７】
（実施の形態７）
本発明のステッピングモータ駆動装置の実施の形態７について図１５、図１６、図１７を参照しながら説明する。
【００６８】
図１５は実施の形態７におけるステッピングモータ駆動装置の構成図である。ステッピングモータ駆動装置は電源１、巻線２、供給電流検出手段３、目標電流値を表す参照信号生成手段４、比較器５、パルス幅変調制御手段６、パルス幅変調制御手段６はさらに強制導通区間生成手段７、基準パルス生成部８、フリップフロップ９、通電論理部１０、ゼロクロス近傍判別手段１１から構成され、制御端子電圧レベル切替回路１２、巻線２への供給を制御するスイッチ手段５０、前記スイッチ手段５０はトランジスタ５１、５２、５３、５４で構成される。図１６は制御端子電圧レベル切替回路１２の構成を示す図である。前記制御端子電圧レベル切替回路１２は電源１、ゼロクロス近傍判別手段１１の信号によりスイッチをオン／オフするスイッチ１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄ、トランジスタの制御端子の電圧レベルを切替えるための抵抗１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄ、１４ｅ、１４ｆ、１４ｇ、１４ｈで構成される。
【００６９】
トランジスタのオン／オフの状態について図１７を参照しながら説明する。動作は基本的に同一のため、巻線２に流れる電流ＩＭが図１５の矢印に流れる方向で制御される場合について説明する。
【００７０】
供給電流ＩＭが矢印方向で制御される間、制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ〜１３ｄはオフに制御される。図１７に示すようにＰＷＭオン期間ではトランジスタ５１、５４がフルオン状態になるよう制御される。そして電流ＩＭは供給電流検出手段３を経由し、検出電流値を示す信号として比較器５へ出力する。比較器５へは参照信号生成手段４からの目標電流値を示す信号と、供給電流検出手段３からの検出電流値を示す信号が入力される。入力された目標電流値と検出電流値を比較し、検出電流値が目標電流値と同等になった時点で、フリップフロップ９をリセットすることで、非導通状態へと遷移する。この時ＰＷＭオフ期間となりトランジスタ５１、５２はフルオン状態に制御され非導通へ遷移すると、巻線２への供給電流が遮断され、巻線２へ流れる電流回生動作により電流の減少を開始する。非導通へ遷移後、基準パルス生成部が一定周期毎にフリップフロップ９をセットすることで、導通、非導通が繰り返され、巻線２へ供給される平均電流が、目標電流に漸近するように動作する。
【００７１】
ゼロクロス近傍の目標電流値が低いところでは、ゼロクロス近傍判別手段１１がゼロクロス近傍を判別し、制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ〜１３ｄがオン状態に制御される。トランジスタのオン抵抗は、キャリアの移動度μ、ゲート酸化膜容量Ｃｏｘ、トランジスタのサイズＷ、Ｌ、閾値Ｖｔｈとしたとき、
Ｒｏｎ＝１／（μ＊Ｃｏｘ＊Ｗ／Ｌ（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ））      （１４）
となり、通電論理部１０の出力信号が抵抗分割により信号レベルが切替えられスイッチ手段５０に入力されることにより、例えば、トランジスタ５４のＶｇｓの電圧は通電論理部１０の出力信号をＶＭとした場合、
Ｖｇｓ＝（Ｒ１４ｇ／（Ｒ１４ｆ＋Ｒ１４ｇ））×ＶＭ        （１５）
となり、制御端子電圧レベル切替回路１２の抵抗１４ａ〜１４ｈが等しいとき、Ｖｇｓの電圧は１／２となり、式（１４）よりオン抵抗は高くなる。
【００７２】
ＰＷＭオン期間ではトランジスタ５１、５２は制御端子電圧レベル切替回路１２によってトランジスタのオン抵抗が高くなるよう制御され、電源電圧１の電圧値をＶＭ、巻線２のインダクタンス値をＬ、ＰＷＭオン期間に巻線２に印加される電圧をＶｏｎ、トランジスタによるオン抵抗をＲｏｎ、モータが回転することによって発生する逆起電圧をＥｍとするとき、増加する電流の傾きは、式（１）となる。このとき巻線２に印加される電圧Ｖｏｎは、制御端子電圧レベル切替回路１２によってトランジスタのオン抵抗を高くなるよう制御されたときのオン抵抗をＲｏｎｈとしたとき、
Ｖｏｎ＝ＶＭ−ＩＭ×（Ｒｏｎｈ51＋Ｒｏｎｈ54）−Ｅｍ      （１６）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオン期間の場合、供給電流が流れる電流経路のトランジスタ５１、５４は、制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ〜１３ｄがオンすることにより、通電論理部１０からの信号が制御端子電圧レベル切替回路１２の抵抗１４ａ〜１４ｈにより分圧されスイッチ手段５０に入力されることにより、トランジスタのオン抵抗が高くなるよう制御され、巻線２の両端に印加される電圧Ｖｏｎは制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ〜１３ｄがオフしている場合より小さくなり、増加する電流量を小さくすることが可能である。これにより強制導通区間中に増加する電流量を小さくし、強制導通区間終了後でも検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。ＰＷＭオフ期間の場合、巻線２に印加される電圧をＶｏｆｆとするとき、減少する電流の傾きは、式（３）となり、このとき巻線２の両端に印加される電圧Ｖｏｆｆは
Ｖｏｆｆ＝ＩＭ×（Ｒｏｎｈ51＋Ｒｏｎｈ52）＋Ｅｍ          （１７）    
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオフ期間の場合、回生電流が流れる電流経路のトランジスタ５１、５２は通電論理部１０からの信号が制御端子電圧レベル切替回路１２の抵抗１４ａ〜１４ｈにより分圧されスイッチ手段５０に入力されることにより、トランジスタのオン抵抗が高くなるよう制御されるので、ＰＷＭオフ期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｆｆは制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ〜１３ｄがオフしている場合より大きくなり、減少する電流量を大きくすることが可能であり、ＰＷＭオン期間に遷移後の電流を小さくし、検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００７３】
よって目標電流値に対する検出電流値の逸脱が減少し、波形歪みが低減される。
【００７４】
（実施の形態８）
本発明のステッピングモータ駆動装置の実施の形態８について図１８を参照しながら説明する。図１８はトランジスタ５１、５２、５３、５４のオン／オフの動作を示している。
【００７５】
実施の形態８の特徴は、実施の形態４に比較して、ゼロクロス近傍で制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ、１３ｂのみオンし、電源側のトランジスタのオン抵抗のみ増大させることである。
【００７６】
構成は実施の形態７と同一であり、巻線２に流れる電流が実施の形態７と同一方向に流れるよう制御される場合について説明する。
【００７７】
ゼロクロス近傍以外では制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ〜１３ｄはオフに制御される。トランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ５１、５４がオンにそれ以外はオフに制御される。ＰＷＭオフ期間ではトランジスタ５１、５２がオンにそれ以外はオフに制御される。
【００７８】
ゼロクロス近傍では制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ、１３ｂはオンに制御され、１３ｃ、１３ｄはオフに制御される。トランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ５１、５４がオンに制御され、増加する電流の傾きｄｉ／ｄｔは、式（１）となり、巻線２に印加される電圧Ｖｏｎは、
Ｖｏｎ＝ＶＭ−ＩＭ×（Ｒｏｎｈ51＋Ｒｏｎ54）−Ｅｍ        （１８）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオン期間の場合、供給電流が流れる電流経路のトランジスタ５１、５４によるトランジスタのオン抵抗は、制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ、１３ｂがオンしていない場合と比較してトランジスタ５１のオン抵抗が高くなり、ＰＷＭオン期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｎは制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ、１３ｂがオフしている場合より小さくなり、増加する電流量を小さくすることが可能である。これにより強制導通区間中に増加する電流量を小さくし、強制導通区間終了後でも検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００７９】
ＰＷＭオフ期間ではトランジスタ５１、５２がオンに制御され減少する電流の傾きｄｉ／ｄｔは、式（３）となり、巻線２の両端に印加される電圧Ｖｏｆｆは
Ｖｏｆｆ＝ＩＭ×（Ｒｏｎｈ51＋Ｒｏｎｈ52）＋Ｅｍ          （１９）      となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオフ期間の場合、回生電流が流れる電流経路のトランジスタ５１、５２によるトランジスタのオン抵抗は、制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ、１３ｂがオフしている場合と比較してトランジスタ５１、５２によるオン抵抗が高くなり、ＰＷＭオフ期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｆｆは制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ、１３ｂがオフしている場合より大きくなり、減少する電流量を大きくすることが可能であり、ＰＷＭオン期間に遷移後の電流を小さくし、検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００８０】
よって目標電流値に対する検出電流値の逸脱が減少し、波形歪みが低減される。
【００８１】
（実施の形態９）
本発明のステッピングモータ駆動装置の実施の形態９について図１９を参照しながら説明する。図１９はトランジスタ５１、５２、５３、５４のオン／オフの動作を示している。
【００８２】
実施の形態９の特徴は、実施の形態７に比較して、ゼロクロス近傍で制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ｃ、１３ｄのみオンし、接地側のトランジスタのオン抵抗のみ増大させることが特徴である。
【００８３】
構成は実施の形態７と同一であり、巻線２に流れる電流が実施の形態７と同一方向に流れるよう制御される場合について説明する。
【００８４】
ゼロクロス近傍以外では制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ａ〜１３ｄはオフに制御される。トランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ５１、５４がオンにそれ以外はオフに制御される。ＰＷＭオフ期間ではトランジスタ５１、５２がオンにそれ以外はオフに制御される。
【００８５】
ゼロクロス近傍では制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ｃ、１３ｄはオンに制御され、１３ａ、１３ｂはオフに制御される。トランジスタの動作はＰＷＭオン期間ではトランジスタ５１、５４がオンに制御され、増加する電流の傾きｄｉ／ｄｔは、式（１）となり、巻線２に印加される電圧Ｖｏｎは、
Ｖｏｎ＝ＶＭ−ＩＭ×（Ｒｏｎ51＋Ｒｏｎｈ54）−Ｅｍ        （２０）
となる。ゼロクロス近傍でのＰＷＭオン期間の場合、供給電流が流れる電流経路のトランジスタ５１、５４によるトランジスタのオン抵抗は、制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ｃ、１３ｄがオンしていない場合と比較してトランジスタ５４のオン抵抗が高くなり、ＰＷＭオン期間に巻線２に印加される電圧Ｖｏｎは制御端子電圧レベル切替回路１２のスイッチ１３ｃ、１３ｄがオフしている場合より小さくなり、増加する電流量を小さくすることが可能である。これにより強制導通区間中に増加する電流量を小さくし、強制導通区間終了後でも検出電流値が目標電流値を超えることを抑制できる。
【００８６】
よって目標電流値に対する検出電流値の逸脱が減少し、波形歪みが低減される。
【産業上の利用可能性】
【００８７】
本発明は、ステッピングモータ駆動装置に関し、ゼロクロス近傍でトランジスタのオン抵抗を高くすることにより波形歪みを抑制し、騒音を低減する方法として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】本発明の実施の形態１におけるステッピングモータ駆動装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１におけるトランジスタの制御端子電圧のタイミングチャート
【図３】本発明の実施の形態１におけるステッピングモータ駆動装置の電流波形図
【図４】本発明の実施の形態１におけるステッピングモータ駆動装置の巻線電流波形図
【図５】本発明の実施の形態２におけるステッピングモータ駆動装置の構成図
【図６】本発明の実施の形態２におけるトランジスタの制御端子電圧のタイミングチャート
【図７】本発明の実施の形態３におけるステッピングモータ駆動装置の構成図
【図８】本発明の実施の形態３におけるトランジスタの制御端子電圧のタイミングチャート
【図９】本発明の実施の形態４におけるステッピングモータ駆動装置の構成図
【図１０】本発明の実施の形態４におけるスイッチ素子の制御端子電圧のタイミングチャート
【図１１】本発明の実施の形態５におけるステッピングモータ駆動装置の構成図
【図１２】本発明の実施の形態５におけるスイッチ素子の制御端子電圧のタイミングチャート
【図１３】本発明の実施の形態６におけるステッピングモータ駆動装置の構成図
【図１４】本発明の実施の形態６におけるスイッチ素子の制御端子電圧のタイミングチャート
【図１５】本発明の実施の形態７におけるステッピングモータ駆動装置の構成図
【図１６】本発明の制御端子電圧レベル切替回路１２の構成図
【図１７】本発明の実施の形態７におけるスイッチ素子の制御端子電圧のタイミングチャート
【図１８】本発明の実施の形態８におけるスイッチ素子の制御端子電圧のタイミングチャート
【図１９】本発明の実施の形態９におけるスイッチ素子の制御端子電圧のタイミングチャート
【図２０】従来のステッピングモータ駆動装置の構成図
【図２１】従来のステッピングモータ駆動装置のＰＷＭオフ期間動作を示す図
【図２２】従来のステッピングモータ駆動装置のＰＷＭオン期間動作を示す図
【図２３】従来のステッピングモータ駆動装置のタイミングチャート
【図２４】従来のステッピングモータ駆動装置の巻線電流波形図
【符号の説明】
【００８９】
１  電源
２  巻線
３  供給電流検出手段
４  参照信号生成手段
５  比較器
６  パルス幅変調制御手段
７  強制導通区間生成手段
８  基準パルス生成部
９  フリップフロップ
１０  通電論理部
１１  ゼロクロス近傍判別手段
１２  制御端子電圧レベル切替回路
１３ａ〜１３ｄ  制御端子電圧レベル切替スイッチ
１４ａ〜１４ｈ  制御端子電圧レベル切替用抵抗
２０ａ〜２０ｃ  スイッチ手段
２１〜２４  トランジスタ
３１〜３４  トランジスタ
４０ａ〜４０ｃ  スイッチ手段
４１〜４４  トランジスタ
５０  スイッチ手段
５１〜５４  トランジスタ
６０  スイッチ手段
６１〜６４  トランジスタ
６５〜６８  フライホイールダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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