(57)【要約】【課題】受信機の構成が複雑にならず、かつ、大きなレベルの信号が入力されたときでも増幅器の入力ダイナミックレンジが低下することを抑止して線形性に優れた所望の信号対雑音比を実現できるようにする。【解決手段】複数の帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎと、その中から何れかを選択するアナログスイッチＡＳＷ１〜ＡＳＷｎとを設け、何れかの帰還抵抗を選択することで利得制御を行うようにすることにより、入力トランジスタＮ１のドレイン電流が一定となるようにするとともに、帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎの切り替えによっても開放利得が変化しないようにして、入力ダイナミックレンジの低下を抑止して線形性を改善する。また、帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎの選択により入力インピーダンスを所望の値にすることができるようにして、ＬＣ回路を用いた整合回路を不要とする。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号の入力端にゲートが接続されたソース接地トランジスタと、
上記信号の入力端と信号の出力端との間に設けられた複数の帰還抵抗と、
上記複数の帰還抵抗の中から何れかを選択的に接続するスイッチとを備え、
上記スイッチを切り替えることにより利得制御を行うように構成したことを特徴とする低雑音増幅器。
【請求項２】
上記複数の帰還抵抗は、上記信号の入力端と上記信号の出力端との間に並列に設けられ、
上記スイッチは、上記複数の帰還抵抗に対してそれぞれ直列に接続された複数のアナログスイッチにより構成されていることを特徴とする請求項１に記載の低雑音増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は低雑音増幅器に関し、特に、帰還回路を有するソース接地型の低雑音増幅器に用いて好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、ラジオ受信機やテレビ受像機などの無線受信機では、アンテナで受信した微弱な高周波信号を増幅する増幅器が用いられる。ただし、増幅の際に増幅器から出力されるノイズが大きくなると、受信機の感度が悪化してしまう。そこで、受信機の増幅器には、ノイズの発生が少ないＬＮＡ（Low Noise Amplifier：低雑音増幅器）が用いられることが多い。
【０００３】
ＬＮＡは大別して、帰還回路を構成しないタイプと、帰還回路を構成するタイプとがある。帰還回路を構成しないＬＮＡの場合、入力抵抗はハイインピーダンスになるため、そのようなＬＮＡにアンテナ回路を接続するときは、入力トランス等を用いてインピーダンス整合を行う必要が出てくる。一方、帰還型の構成にすることにより、所望の入力インピーダンスを得ることができるので、入力トランス等を介さずにアンテナ回路とＬＮＡとを直接接続することが可能となる。
【０００４】
図４は、従来の帰還型ＬＮＡの構成例を示す図である。図４に示す従来のＬＮＡは、信号の入力端ＩＮと出力端ＯＵＴとの間に接続されたソース接地トランジスタ（入力トランジスタ）Ｎ１と、入力端ＩＮと出力端ＯＵＴとの間に接続された帰還用の抵抗ＲＮおよびキャパシタＣＮとを備えて構成されている。
【０００５】
ソース接地トランジスタＮ１のゲートはキャパシタＣ１を介して信号入力端ＩＮに接続され、ドレインは信号出力端ＯＵＴに接続されている。また、ソース接地トランジスタＮ１のドレインは、負荷抵抗ＲＬを介して電源ＶＤＤにも接続されている。ソース接地トランジスタＮ１のソースはグランドに接続されている。
【０００６】
トランジスタＮ２は、ソース接地トランジスタＮ１と共に電流ミラー回路を構成している。すなわち、トランジスタＮ２のゲートが、自身のドレインにダイオード接続されるとともに、ソース接地トランジスタＮ１のゲートに抵抗Ｒ２を介して接続されている。トランジスタＮ２のソースはグランドに接続されている。このように電流ミラー回路を構成することにより、ソース接地トランジスタＮ１とトランジスタＮ２とのサイズ比で、ソース接地トランジスタＮ１を流れるドレイン電流が決まる。
【０００７】
ところで、無線受信機では通常、受信信号の利得を調整するためにＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路が設けられている。ＲＦ（Radio Frequency）ＡＧＣ回路は、アンテナで受信された高周波信号の利得を調節して、受信信号のレベルを一定に保つようにするものである。
【０００８】
すなわち、ＲＦ−ＡＧＣ回路は、アンテナ入力信号の電界強度が閾値より大きくないときは動作せず、受信信号の利得を下げることはない。しかし、アンテナに強電界の信号が入力されて電界強度が閾値を超えると、ＲＦ−ＡＧＣ回路が動作して受信信号の利得を下げることにより、無線受信機に過大な電力が加えられないようにする。このようなＲＦ−ＡＧＣの動作は、例えばＬＮＡの利得を制御することで実現できる。
【０００９】
図４に示す従来のＬＮＡでは、制御端子ＰＧから抵抗Ｒ１を介してトランジスタＮ２のゲートに印加する制御電圧によって、ＬＮＡの利得（受信信号の利得）を可変としている。具体的には、通常はＬＮＡの利得が最大となるように設定しておき、レベルの大きな信号が入力されたときに、そのレベルに応じて制御電圧を変化させることで、ＬＮＡの利得を適切な値まで下げるようにしている。このようにトランジスタのゲート電圧のレベルを切り替えることによって利得を可変とする高周波増幅回路は、例えば特許文献１にも開示されている。
【特許文献１】特開平８−３０７１５９号公報の図３
【００１０】
利得を可変とする別の方式として、増幅器のソース抵抗の大きさを切り替えることによって利得を可変とする技術も存在する（例えば、特許文献２参照）。特許文献２に記載の可変利得増幅回路では、複数のソース接地増幅回路を構成する複数組のＭＯＳトランジスタのソース側に複数のスイッチを接続し、このスイッチにより何れかの増幅回路を選択して電圧利得を制御する。
【特許文献２】特開２００４−２６６３０９号公報の図２１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、図４または特許文献１のようにゲート電圧を制御することで増幅器の利得を可変とする方式では、入力トランジスタのドレイン電流が変化するため、入力トランジスタのダイナミックレンジが低下してしまう。例えば図４の場合、トランジスタＮ２のゲート電圧を変えると、電流ミラーの入力回路を構成するトランジスタＮ２に流れる基準電流が変わるため、出力回路のソース接地トランジスタＮ１に流れるドレイン電流も変わってしまう。このため、大きなレベルの信号が入力されたときの歪み特性が悪化し、線形性に優れた所望の信号対雑音比を実現することができないという問題があった。
【００１２】
また、特許文献２のようにソース抵抗を制御することで増幅器の利得を可変とする方式では、ソース抵抗を変えたときに増幅器の開放利得が変化するため、入力トランジスタのダイナミックレンジが低下してしまう。このため、線形性に優れた所望の信号対雑音比を実現することができないという問題があった。
【００１３】
また、特許文献２の増幅器をＦＭラジオ受信機のＬＮＡ等に用いた場合、雑音指数の観点からアンテナ入力回路とＬＮＡとの間のインピーダンス整合を抵抗で実現することは困難で、ＬＣ回路を用いたトランス結合の整合回路が必要となる。この場合、複数の局の中から受信を希望する希望局の周波数に同調をとってインピーダンスマッチングをする手段が必要となり、受信機の構成が複雑になるという問題もあった。
【００１４】
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、受信機の構成が複雑にならず、かつ、大きなレベルの信号が入力されたときでも増幅器の入力ダイナミックレンジが低下することを抑止して線形性に優れた所望の信号対雑音比を実現できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記した課題を解決するために、本発明では、信号の入力端にゲートが接続されたソース接地トランジスタを備えたソース接地型増幅器において、信号の入力端と出力端との間に、複数の帰還抵抗と、当該複数の帰還抵抗の中から何れかを選択するスイッチとを設け、スイッチの切り替えにより何れかの帰還抵抗を選択することで利得制御を行うようにしている。
【発明の効果】
【００１６】
上記のように構成した本発明によれば、トランジスタのゲート電圧やソース抵抗を切り替える方式ではなく、帰還型増幅器の帰還抵抗を切り替えて利得を制御しているため、入力トランジスタのゲートバイアス電圧は一定で、ドレイン電流は一定となる。また、帰還抵抗の切り替えによって増幅器の開放利得が変化することもない。このため、入力ダイナミックレンジの低下を抑止して線形性を改善することができ、所望の信号対雑音比を実現することができる。さらに、選択可能に複数の帰還抵抗を設けて帰還型増幅器を構成することにより、入力インピーダンスを所望の値にすることができるため、ＬＣ回路を用いた整合回路が不要となり、増幅器を用いた受信機の構成を簡素化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態によるＬＮＡの構成例を示す図である。なお、この図１において、図４に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。
【００１８】
図１において、Ｎ１はソース接地型の入力トランジスタであり、そのゲートがキャパシタＣ１を介して信号の入力端ＩＮに接続され、ソースがグランドに接続され、ドレインが信号の出力端ＯＵＴに接続されている。ＲＬは負荷抵抗であり、ソース接地トランジスタＮ１の出力（ドレイン）と電源ＶＤＤとの間に接続されている。
【００１９】
Ｎ２はソース接地トランジスタＮ１と共に電流ミラー回路を構成するトランジスタである。すなわち、トランジスタＮ２のゲートが、自身のドレインにダイオード接続されるとともに、ソース接地トランジスタＮ１のゲートに抵抗Ｒ２を介して接続されている。トランジスタＮ２のドレインは抵抗Ｒ１を介して電源ＶＤＤに接続され、ソースはグランドに接続されている。このように電流ミラー回路を構成することにより、ソース接地トランジスタＮ１とトランジスタＮ２とのサイズ比で、ソース接地トランジスタＮ１を流れるドレイン電流が決まる。
【００２０】
また、信号の出力端ＯＵＴ（ソース接地トランジスタＮ１のドレイン）と信号の入力端ＩＮ（ソース接地トランジスタＮ１のゲート）と間には、帰還回路が設けられている。帰還回路は、信号の入力端ＩＮと出力端ＯＵＴとの間に並列に設けられた複数の帰還抵抗ＲＮ１，ＲＮ２，・・・，ＲＮｎ（ｎは２以上の整数）と、当該複数の帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎに対してそれぞれ直列に接続された複数のアナログスイッチＡＳＷ１，ＡＳＷ２，・・・，ＡＳＷｎとを備えて構成されている。
【００２１】
ここで、複数の帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎは、その抵抗値がそれぞれ異なっている。複数のアナログスイッチＡＳＷ１〜ＡＳＷｎは、制御端子ＰＧ１〜ＰＧｎから印加される制御電圧によってオン／オフが制御され、何れか１つのみが選択的にオンとされるようになっている。
【００２２】
本実施形態では、ＬＮＡの利得を変えるときに、ソース接地トランジスタＮ１のゲートバイアス電圧は一定とする。その代わりに、アナログスイッチＡＳＷ１〜ＡＳＷｎのオン／オフを切り替えて、当該アナログスイッチＡＳＷ１〜ＡＳＷｎに直列接続された帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎの何れかを選択的に用いることにより、ＬＮＡの利得制御を行う。
【００２３】
この場合、帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎの選択により負帰還量（帰還抵抗値）を変化させると、ＬＮＡの入力インピーダンスが変わることから、インピーダンス不整合によるロスが生じるかもしれない。しかし、ＡＧＣ動作でＬＮＡの利得を減少させるときは入力信号のレベルが大きいときであり、下記の理由から上述のようなロスの問題は起こらない。
【００２４】
すなわち、信号源電圧をＥ、信号源抵抗をＲｓ、ＬＮＡの入力インピーダンスをＲｉとしたとき、Ｒｓ＝Ｒｉのときに最大電力
Ｐmax＝Ｅ２／(４Ｒｓ)
がＬＮＡに供給される。これがインピーダンス整合のとれたときである。
【００２５】
いま、ＬＮＡの利得を変えるために帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎの何れかをアナログスイッチＡＳＷ１〜ＡＳＷｎにより選択して帰還抵抗値を変えたとする。このときインピーダンス不整合が生じ、Ｒｉ＝１．５Ｒｓになったとすると、そのときＬＮＡに供給される電力Ｐ１は、
Ｐ１＝Ｅ２／(６．２５Ｒｓ)
となる。
【００２６】
よって、インピーダンス不整合によるロスは、
Ｐloss＝１０×LOG(Ｐmax／Ｐ１)＝２[ｄＢ]
となり、問題にならないレベルである。したがって、例えば入力インピーダンスＲｉの値が最大でも１．５Ｒｓとなるように帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎの抵抗値を設定しておけば、インピーダンス不整合によるロスはほぼ無視できる。
【００２７】
以上詳しく説明したように、本実施形態では、帰還回路を有するソース接地型のＬＮＡにおいて、当該帰還回路を複数の帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎで構成するとともに、その中から何れかを選択するアナログスイッチＡＳＷ１〜ＡＳＷｎを設け、何れかの帰還抵抗を選択することでＬＮＡの利得制御を行うようにしている。
【００２８】
このように、帰還型増幅器の帰還抵抗値を切り替えて利得を制御しているため、入力トランジスタであるソース接地トランジスタＮ１のゲートバイアス電圧は一定で、ドレイン電流は一定となる。また、帰還抵抗値の切り替えによってＬＮＡの開放利得が変化することもない。このため、大きなレベルの信号が入力されたときでもＬＮＡの入力ダイナミックレンジが低下することを抑止して線形性に優れた所望の信号対雑音比を実現できる。特に、２信号の妨害波が入力されたときにおける信号対雑音比を改善することができる。
【００２９】
さらに、本実施形態によれば、帰還回路として抵抗値が異なる複数の帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎを設け、この中から何れかを選択して接続する構成とすることにより、ＬＮＡの入力インピーダンスを所望の値にすることができる。このため、ＬＣ回路を用いた整合回路が不要となり、ＬＮＡを用いた受信機の構成を簡素化することができる。
【００３０】
図２は、本実施形態によるＬＮＡの他の構成例を示す図である。なお、この図２において、図１に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。図２の例は、カスコード接続した２つのトランジスタにより増幅段を構成したものである。この場合は、カスコード接続の上側に位置するゲート接地トランジスタの出力（ドレイン）から信号の入力端ＩＮに帰還回路を設ける。
【００３１】
図２において、Ｎ３はゲート接地トランジスタであり、ソース接地トランジスタＮ１にカスコード接続されるとともに、そのドレインが信号の出力端ＯＵＴに接続されている。ゲート接地トランジスタＮ３のドレインは、負荷抵抗ＲＬを介して電源ＶＤＤにも接続されている。ソース接地トランジスタＮ１は初段増幅器として機能し、ゲート接地トランジスタＮ３は次段増幅器として機能する。
【００３２】
Ｎ４，Ｎ５はバイアス回路を構成するトランジスタであり、ゲート接地トランジスタＮ３のバイアスを決定する。このバイアス回路は、その一端が抵抗Ｒ３を介して電源ＶＤＤに接続され、他端がグランドに接続されている。その他の構成は図１と同様である。以上のように、トランジスタＮ１，Ｎ３をカスコード接続することにより、広帯域で安定した利得を得ることができるようになる。
【００３３】
なお、上記実施形態では、並列接続した複数の帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎに対してそれぞれ直列に複数のアナログスイッチＡＳＷ１〜ＡＳＷｎを接続する構成について説明したが、スイッチの構成はこれに限定されない。例えば、並列接続した複数の帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎをパス上に含む複数の信号線の中から何れかを選択するセレクタにより構成しても良い。
【００３４】
また、上記実施形態では、抵抗値の異なる複数の帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎを並列に設け、この中から何れか１つを選択する構成について説明したが、これに限定されない。例えば、図３に示すように、複数の帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎと複数のアナログスイッチＡＳＷ１〜ＡＳＷｎとをラダー状に接続し、何れかのアナログスイッチＡＳＷ１〜ＡＳＷｎを選択することにより、１個以上の帰還抵抗の合成抵抗値を可変とするようにしても良い。この場合、複数の帰還抵抗ＲＮ１〜ＲＮｎの抵抗値はそれぞれ異なっていても良いし、同じであっても良い。
【００３５】
その他、上記実施形態は、本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明は、帰還回路を有するソース接地型低雑音増幅器に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本実施形態によるＬＮＡの構成例を示す図である。
【図２】本実施形態によるＬＮＡの他の構成例を示す図である。
【図３】本実施形態で用いる帰還抵抗とアナログスイッチの他の構成例を示す図である。
【図４】従来のＬＮＡの構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３８】
Ｎ１  ソース接地トランジスタ
Ｎ２  電流ミラー回路を構成するトランジスタ
Ｎ３  ゲート接地トランジスタ
Ｎ４  バイアス回路を構成するトランジスタ
Ｎ５  バイアス回路を構成するトランジスタ
ＲＬ  負荷抵抗
ＲＮ１〜ＲＮｎ  帰還抵抗
ＡＳＷ１〜ＡＳＷｎ  アナログスイッチ
ＩＮ  信号の入力端
ＯＵＴ  信号の出力端
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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