(57)【要約】【課題】入力電圧の変動にもかかわらず、フルブリッジ出力波形に含まれる基本波成分が一定値に保持されるインバータ回路を提供する。【解決手段】入力電圧源１に接続されたフルブリッジ回路２の出力を圧電トランス４に印加し、圧電トランス４の出力によって負荷５を動作させる。フルブリッジ回路２のデューティーを駆動回路６で制御する。入力電圧源１からの直流を分圧器７により所定の比率で分圧する。分圧器出力を全波整流発生器１０に導入し、これに基づいた正弦波の全波整流波形を生成し、これを比較器９に入力する。基準電圧発生器１１で分圧器出力の最小値である基準電圧を生成し、これを比較器９に入力する。比較器９において基準電圧と正弦波の全波整流波形との比較によって矩形波を得て、この矩形波を駆動回路６に入力し、フルブリッジ回路２のデューティー制御を行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧源に接続されたフルブリッジ回路の出力を圧電トランスに印加し、この圧電トランスの出力によって負荷を動作させるインバータ回路において、
前記フルブリッジ回路のデューティーを制御する駆動回路と、前記入力電圧源からの直流を所定の比率で分圧する分圧器と、この分圧器からの出力を受け入れて分圧器出力に基づいた正弦波の全波整流波形を生成する全波整流発生器と、分圧器出力の最小値を基準電圧として出力する基準電圧発生器と、前記全波整流発生器と基準電圧発生器との出力を受け入れて比較する比較器を備え、
前記比較器において前記基準電圧と正弦波の全波整流波形との比較によって矩形波を生成し、この矩形波を前記駆動回路に入力することで、フルブリッジ回路のデューティー制御を行うようにしたことを特徴とするインバータ回路。
【請求項２】
前記正弦波の全波整流波形として、｜k・Ｖin×cos（ωｔ）｜（ただし、kは、入力電圧Ｖinの分圧比）によって表されたものを使用し、前記基準電圧として、分圧器出力の最小値であるk・Ｖinminを使用することを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パソコンのディスプレイや液晶テレビのバックライト用に適したインバータ回路に関するものであって、特に、入力電圧の変化を吸収して圧電トランスの効率を低下することなく、広範囲の入力電圧に対応可能としたインバータ回路に係る。
【背景技術】
【０００２】
ノートパソコン用などのバックライトインバータは、入力電源がアダプタとバッテリの２系統に対応する必要があるため、その入力電圧の範囲は２倍から３倍程度に変化する。一方、この種のバックライトインバータとして使用されている圧電インバータは、圧電トランスの周波数特性(共振特性)を利用して、駆動周波数を可変とすることにより、その出力電流を制御することができる。従って、入力電圧が変化した場合も、駆動周波数を可変とすることにより、入力変動を吸収して、出力電流を一定に保つことが可能である。
【０００３】
しかしながら、圧電トランスの変換効率は、共振点近傍の特定の領域で効率最大となり、その領域から外れると徐々に変換効率が低下するため、入力電圧が変化すると、それに伴い周波数も変化し、圧電トランスの最高効率を得る周波数範囲から外れてしまい、ひいてはインバータの効率が低下する。従って、圧電トランスを使用したバックライトインバータにおいては、入力電圧の変化を圧電トランスの前段で制御し、一定の電圧を圧電トランスに入力することが必要となる。
【０００４】
このような要請に伴い、特許文献１に示すようなインバータ回路が提案されている。この従来技術は、一対のスイッチを有するフルブリッジ回路(全波ブリッジ回路)のデューティーを制御することでその出力電圧を可変とし、入力電圧が変化しても圧電トランスに印加される電圧を一定に保つものである。この場合、デューティーの制御は、フルブリッジ回路の出力電圧をフィードバックし、基準波と比較することにより行っていた。
【０００５】
しかし、特許文献１のような従来技術においては、出力電圧の平均値を検出してフィードバックをかけるため、制御に時間を要する問題があった。特に、最近のノートパソコン用のバックライトインバータにおいては、パソコンを構成するＣＰＵの消費電流の増加に伴い、パソコンの状態によってはその消費電流が急変し、インバータの入力電圧がステップ的に変化し、制御の速度が遅いと、液晶画面にちらつきが発生する問題が発生する。
【０００６】
このような問題点を解決するために、入力電圧と基準三角波とを比較することで、入力電圧の変動に応じたデューティー制御を可能とした図４に示すようなインバータ回路も提案されている。
【０００７】
すなわち、このインバータ回路では、入力電圧源１に接続されたフルブリッジ回路２の出力を低域ろ波器３を介して圧電トランス４に印加し、この圧電トランス４の出力によってバックライトなどの負荷５を動作させる。このフルブリッジ回路２を駆動回路６により制御するに当たっては、まず、入力電圧源１からの直流を分圧器７によって所定の比率で分圧して比較器９に入力すると共に、この比較器９には基準三角波発生器８からの基準波を入力する。そして、比較器９において前記入力電圧と基準三角波との比較によって得られた矩形波を駆動回路６に入力することで、フルブリッジ回路２のデューティー制御を行い、その出力電圧を可変としている。
【０００８】
図５は、図４のインバータ回路の動作を示すタイムチャートであって、分圧器７からの出力電圧k・Ｖinと基準三角波発生器８、比較器９及びフルブリッジ回路２の出力波形を示すものである。なお、図５において、k・Ｖinminは分圧器７の出力電圧の最低値（入力電圧源１の出力電圧Ｖinの最低値に対応）であって基準三角波の最低電圧値、ｖは基準三角波の振幅電圧、ｔはフルブリッジ回路出力の１周期の時間、ｔ１はフルブリッジ回路２の出力が０ｖとなる時間幅である。
【０００９】
この図５から判るように、図４の従来技術では、基準三角波が分圧器７の出力よりも低い場合に比較器９の出力はＬ、基準三角波が分圧器７の出力よりも高い場合に比較器９の出力はＨとなるような矩形波が比較器９から出力される。この場合、分圧器出力の変動に伴い、矩形波のＬ区間とＨ区画の幅が変化し、例えば、入力電圧Ｖinが上昇すると比較器出力の矩形波のＬ区画の幅が広くなる。
【００１０】
この比較器９からの矩形波がフルブリッジ回路２を駆動するデューティーに対応するので、フルブリッジ回路２からの出力電圧の平均値が制御されることになる。なお、フルブリッジ回路２では、一対のスイッチングを交互にオン・オフすることで、比較器出力である直流の矩形波のタイミングに合わせて、入力電圧Ｖinを交互に反転させた交流の矩形波＋Ｖinと−Ｖinが生成される。
【００１１】
【特許文献１】特開平１０−２８５９４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
圧電トランスは、基本波（正弦波）を伝送するため、基本波成分を制御する必要がある。その場合、図４に示す従来技術は、フルブリッジ回路の出力電圧を駆動回路にフィードバックすることがなく、入力電圧源１の出力電圧を基準三角波と比較することでデューティーを決定しているため、入力電圧の変動に対する反応が早いという利点を有する。しかし、この図４の従来技術は、入力電圧Ｖinの変動に伴いデューティーを変化させた場合に、フルブリッジ出力波形に含まれる基本波成分Ｖｆが直線的に変化しないという欠点があった。以下、その理由を説明する。
【００１３】
まず、図４の回路において、デューティーＤは、フルブリッジ回路のオン時間（周期−１周期中の０ｖ区間）／（周期）であり、周期は２π／ω、１周期中の０ｖ区間は４倍のｔ１であるから、次のように決定される。
Ｄ＝（２π／ω−４ｔ１）／（２π／ω）
＝１−（２／π）×ω×ｔ１
【００１４】
次に、三角波の１／４周期に注目すると、図５の波形図に示すように、基準三角波と分圧器出力k・Ｖinminとの比例関係から、次のことが判る。
ｔ１：１／４×２π／ω＝（k・Ｖin−k・Ｖinmin）：ｖ
この比例式から、ｔ１が次のように決定される。
ｔ１＝｛π／（２ω）｝×k（Ｖin−Ｖinmin）／ｖ
【００１５】
従って、デューティーは、次のようになる。
Ｄ＝１−（２／π）×ω×｛π／（２ω）｝×ｋ（ＶinーＶinmin）／ｖ
＝１−ｋ（ＶinーＶinmin）／ｖ
【００１６】
このデューティーのとき、フルブリッジ出力波形に含まれる基本波成分Ｖｆは、次のようになる。
Ｖｆ＝（２√２／π）×Ｖin×ｃｏｓ｛（π／２）・（１−Ｄ）｝
ここで、Ｖin＝Ｖinminのときは、ｔ１＝０となるから、Ｄ＝１となる。従って、Ｖin＝ＶinminのときのＶｆの値は、（２√２／π）×Ｖinとなる。
【００１７】
この回路において、Ｖin＝２×ＶinminとなったときのＶｆの値を上記値（２√２／π）×Ｖinと同じにするには、
ｃｏｓ｛（π／２）・（１−Ｄ）｝＝１／２
となるように、デューティーＤを制御すればよい。
【００１８】
すなわち
（π／２）・（１−Ｄ）＝ａｒｃｃｏｓ（１／２）
故に
（π／２）・（１−Ｄ）＝π／３
となる。
【００１９】
このことは、Ｄ＝１／３、ただし、Ｖin＝２×Ｖinminであることを意味するから、
ｋ／ｖ＝（２／３）・（１／Ｖinmin）
となるように、ｋを設定すればよい。
【００２０】
この条件で、ＶinをＶinmin〜２×Ｖinminまで可変して、基本波成分Ｖｆの変化をみる。すなわち、入力電圧の変動がＶinminから２×Ｖinminとなるようなインバータ回路において、Ｖinminと２×Ｖinminとで基本波成分Ｖｆが等しくなるように設定し、Ｖinminと２×Ｖinminの間の各電圧における基本波成分Ｖｆの値を検証する。
Ｖｆ＝（２√２／π）×Ｖin×ｃｏｓ｛（π／２）・（１−Ｄ）｝
Ｄ＝１−ｋ（ＶinーＶinmin）／ｖ
＝１−（２／３）・（１／Ｖinmin）・（Ｖin−Ｖinmin）
【００２１】
ここで、Ｖinmin＝９０ｖとすると、前記のｋ／ｖ＝（２／３）・（１／Ｖinmin）から、
ｋ／ｖ＝７．４１×exp（−３）
となる。そこで、このＶinmin＝９０ｖ、２×Ｖinmin＝１８０ｖ、ｋ／ｖ＝７．４１×exp（−３）に基づいて基本波成分Ｖｆを各入力電圧ごとに計算したものが、次の表１であり、この表１をグラフ化したものが図６である。
【００２２】
【表１】
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【００２３】
この表１及び図６から判るように、入力電圧を９０ｖから１８０ｖへと２倍にした場合に、デューティーＤは１／３となっており、また、９０ｖおよび１８０ｖにおける基本波成分Ｖｆはほぼ等しい値になっている。しかし、その間の入力電圧においては、基本波成分Ｖｆが９０ｖおよび１８０ｖにおける基本波成分Ｖｆと大きくずれてしまい、等しい値を得ることができない。このことは、入力電圧が中間の値においては、圧電トランス４に加わる基本波成分Ｖｆが適正な値からずれてしまい、圧電トランス４から負荷５に加わる出力も不適当なものとなることを意味する。
【００２４】
本発明は前記のような従来技術の問題点を解決するために提案されたものであって、その目的は、入力電圧の変動にもかかわらず、フルブリッジ出力波形に含まれる基本波成分が一定値に保持され、圧電トランスを適切な状態で駆動することのできるインバータ回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
前記の目的を達成するために、本発明のインバータ回路は、入力電圧源に接続されたフルブリッジ回路の出力を圧電トランスに印加し、この圧電トランスの出力によって負荷を動作させるインバータ回路において、前記フルブリッジ回路のデューティーを制御する駆動回路と、前記入力電圧源からの直流を所定の比率で分圧する分圧器と、この分圧器からの出力を受け入れて分圧器出力に基づいた正弦波の全波整流波形を生成する全波整流発生器と、分圧器出力の最小値を基準電圧として出力する基準電圧発生器と、前記全波整流発生器と基準電圧発生器との出力を受け入れて比較する比較器を備え、前記比較器において前記基準電圧と正弦波の全波整流波形との比較によって矩形波を生成し、この矩形波を前記駆動回路に入力することで、フルブリッジ回路のデューティー制御を行うようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
前記のような構成を有する本発明によれば、基準電圧（例えば、分圧器出力の最小値であるk・Ｖinmin）と、正弦波の全波整流波形、例えば、｜k・Ｖin×cos（ωｔ）｜（ただし、kは、入力電圧Ｖinの分圧比）とを比較器で比較してデューティー制御用の矩形波を生成することで、デューティーＤを、フルブリッジ回路からの出力電圧の基本波成分Ｖｆを計算した場合に、基本波成分Ｖｆ中から入力電圧Ｖinが消えるような値とすることが可能になる。その結果、入力電圧Ｖinの変動にもかかわらず、常にフルブリッジ回路の出力電圧の基本波成分を一定に保つことが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
（１）実施形態の構成
図１は、本発明の実施形態を示すブロック図であって、前記図４に示す従来技術と同一の部分については、同一の符号を付し、説明は省略する。
【００２８】
この実施形態においては、図４の従来技術において設けられていた基準三角波発生器８の代わりに、分圧器７からの出力k・Ｖinに基づいて正弦波の全波整流波形を生成し、これを比較器９に出力する全波整流発生器１０が設けられている。この全波整流発生器１０は、図２の全波整流波発生器出力波形に示すように、k・Ｖin×cos（ωｔ）の正弦波を電圧０ｖにおいて折り返した形状、すなわち、｜k・Ｖin×cos（ωｔ）｜の式で表される正弦波の全波整流波形を生成するものである。
【００２９】
一方、比較器９には、前記全波整流発生器１０と共に基準電圧発生器１１が接続されている。この基準電圧発生器１１は、入力電圧Ｖinの最小値Ｖinminに分圧器７の分圧比kを乗じた電圧（分圧器出力の最小値であるk・Ｖinmin）を比較器９に出力するものである。
【００３０】
比較器９においては、前記基準電圧と正弦波の全波整流波形との比較によって矩形波を生成し、これを駆動回路６に出力する。すなわち、図２の比較器出力に示すように、基準電圧k・Ｖinminが正弦波の全波整流波形｜k・Ｖin×cos（ωｔ）｜よりも下回った場合に比較器出力がＬ区間、上回った場合に比較器出力がＨ区間となるような矩形波が出力される。
【００３１】
そして、従来技術と同様に、この比較器９からの矩形波がフルブリッジ回路２を駆動するデューティーに対応するので、フルブリッジ回路２からの出力電圧の平均値が制御されることになる。なお、フルブリッジ回路２では、一対のスイッチングを交互にオン・オフすることで、比較器出力である直流の矩形波のタイミングに合わせて、入力電圧Ｖinを交互に反転させた交流の矩形波＋Ｖinと−Ｖinが生成される。
【００３２】
（２）実施形態の作用
このような構成を有する本実施形態において、前記従来技術と同様に、デューティーＤは、フルブリッジ回路のオン時間（周期−１周期中の０ｖ区間）／（周期）であり、周期は２π／ω、１周期中の０ｖ区間は４倍のｔ１であるから、次のように決定される。
Ｄ＝１−（２／π）×ω×ｔ１
【００３３】
一方、オフ期間であるｔ１は、基準電圧であるk・Ｖinminと、正弦波の全波整流波形｜k・Ｖin×cos（ωｔ）｜の交点であるから、次の式から求められる。
k・Ｖin×cos（ωｔ１）＝k・Ｖinmin
cos（ωｔ１）＝Ｖinmin／Ｖin
ｔ１＝（１／ω）×arccos（Ｖinmin／Ｖin）
【００３４】
前記のようにして得られたｔ１をデューティーＤを表す式に代入すると、次の通りとなる。
Ｄ＝１−（２／π）×ω×ｔ１
＝１−（２／π）×ω×（１／ω）×arccos（Ｖinmin／Ｖin）
＝１−（２／π）×arccos（Ｖinmin／Ｖin）
【００３５】
さらに、前記の従来技術において述べたように、フルブリッジ回路２の出力波形に含まれる基本波成分Ｖｆは、次の式で表されるので、そこに、本実施形態のデューティーＤを代入すると、次の通りである。
Ｖｆ＝（２√２／π）×Ｖin×ｃｏｓ｛（π／２）・（１−Ｄ）｝
＝（２√２／π）×Ｖin×ｃｏｓ｛（π／２）・（１−（１−（２／π）×arccos（Ｖinmin／Ｖin）））｝
＝（２√２／π）×Ｖin×ｃｏｓ｛（π／２）・（２／π）×arccos（Ｖinmin／Ｖin）｝
＝（２√２／π）×Ｖin×ｃｏｓ｛arccos（Ｖinmin／Ｖin）｝
＝（２√２／π）×Ｖin×（Ｖinmin／Ｖin）
＝（２√２／π）×Ｖinmin
【００３６】
（３）実施形態の効果
以上の式から分かるように、本実施形態においては、フルブリッジ回路２の出力波形に含まれる基本波成分Ｖｆは、入力電圧の最小値Ｖinminによって決定され、入力電圧Ｖinに左右されることがない。
【００３７】
そこで、従来技術と比較のために、このＶinmin＝９０ｖ、２×Ｖinmin＝１８０ｖ、圧縮後の電圧を８０ｖとすると、に基づいて基本波成分Ｖｆを各入力電圧ごとに計算したものが、次の表２であり、この表２をグラフ化したものが図３である。
【００３８】
【表２】
2008125335.tif 000004
【００３９】
この表２及び図３から判るように、入力電圧を９０ｖから１８０ｖへと２倍にした場合に、デューティーＤは１／３となっており、また、９０ｖから１８０ｖのどの電圧においてもその基本波成分Ｖｆは等しい値になっている。このように、本実施形態によれば、入力電圧の全域にわたって圧電トランス４に加わる基本波成分Ｖｆが適正な値となり、圧電トランス４から負荷５に加わる出力も常時一定に確保されることを意味する。
（４）他の実施形態
本発明は前記の実施の形態に限定されるものではなく、入力電圧Ｖinが基本波成分Ｖｆのパラメータとならないものであれば、比較器に入力する基準電圧と正弦波の全波整流波形との関係を適宜設定することができる。すなわち、本発明は、前記のようにオフ期間であるｔ１は、基準電圧であるk・Ｖinminと、正弦波の全波整流波形｜k・Ｖin×cos（ωｔ）｜の交点であることに着目して、
k・Ｖin×cos（ωｔ１）＝k・Ｖinmin……（Ａ）
としたが、この式の左辺と右辺が等しくなることを維持したまま基準電圧と全波整流発生器からの出力波形を次のように決定することができる。
【００４０】
(1) 前記（Ａ）式の左辺と右辺に、所定の値ｑを乗じたもの。
基準電圧＝ｑ×k・Ｖinmin
全波整流された波形＝ｑ×｜k・Ｖin×cos（ωｔ）｜
(2) 前記式あるいは(1) の式を変形したもの。
基準電圧＝ｑ×Ｖinmin／Ｖin
全波整流された波形＝ｑ×｜cos（ωｔ）｜
(3) 前記（Ａ）式あるいは(1) の式を変形したもの。
基準電圧＝ｑ
全波整流された波形＝ｑ×｜（Ｖin／Ｖinmin）×cos（ωｔ）｜
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明のインバータ回路の一実施形態を示すブロック回路図。
【図２】本発明の実施形態における各部の出力波形を示すタイムチャート。
【図３】本発明の実施形態におけるデューティーと基本波成分の関係を示すグラフ。
【図４】従来のインバータ回路の一例を示すブロック回路図。
【図５】従来のインバータ回路における各部の出力波形を示すタイムチャート。
【図６】従来のインバータ回路におけるデューティーと基本波成分の関係を示すグラフ。
【符号の説明】
【００４２】
１…入力電圧源
２…フルブリッジ回路
３…低域ろ波器
４…圧電トランス
５…負荷
６…駆動回路
７…分圧器
８…基準三角波発生器
９…比較器
１０…全波整流発生器
１１…基準電圧発生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2008125335.tif 000009
【図６】
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