(57)【要約】【課題】固定オン時間のＰＦＭ制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、簡易な制御回路構成で、軽負荷時にはスイッチング周波数が低下して消費電流の低減を図ることができ、重負荷時には入出力電圧の変化に関わらず概ね一定のスイッチング周波数で動作するようにする。【解決手段】スイッチＳＷ１に対して固定オン時間のＰＦＭ制御を行う制御回路を、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧との誤差を増幅する誤差増幅器１と、誤差増幅器１から出力された誤差信号により周波数を増減する電圧制御発振器２と、電圧制御発振器２から出力された周波数信号によりトリガーされて所定のオン時間（固定オン時間）を生成するワンショット回路３とで構成し、そのオン時間を入出力電圧の変化に連動させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された直流をスイッチング素子によりオン、オフして直流電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記スイッチング素子のオン時間を固定してオフ時間を可変するパルス周波数変調制御を行う制御回路を備え、
前記制御回路は、前記スイッチング素子のオン時間を入力電圧もしくは出力電圧の少なくとも一方の変化に連動させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記スイッチング素子のオン時間は、前記入力電圧の上昇に伴って減少させるか、もしくは前記出力電圧の上昇に伴って増加させることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御回路は、前記出力電圧と目標電圧との誤差を増幅する誤差増幅器と、前記誤差増幅器から出力された誤差信号により周波数を増減する発振器と、前記発振器から出力された周波数信号によりトリガーされて所定のオン時間を生成するワンショット回路とを有することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記ワンショット回路は、キャパシタと、前記キャパシタに充電電流を供給する電流供給回路と、前記キャパシタの電圧が設定電圧を超えたかを判定する電圧判定回路とを含むことを特徴とする請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記電流供給回路は、前記入力電圧に応じた充電電流を供給することを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記キャパシタは、前記出力電圧もしくは前記目標電圧に応じた容量値を持つ容量可変のキャパシタであることを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記電圧判定回路は、前記出力電圧もしくは前記目標電圧に応じた判定電圧を用いることを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子のオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）によりＤＣ−ＤＣ（直流−直流）変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に固定オン時間のＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御（パルス周波数変調制御）で動作するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯機器などの電源として使用されるＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、待機時の電流消費を削減することが求められてきている。固定オン時間のＰＦＭ制御は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン時間を固定し、オフ時間を可変することで出力電圧を調整する制御手法であり、負荷電流が少ないときにはＤＣ−ＤＣコンバータは電流不連続モードで動作し、負荷電流の減少にほぼ比例してスイッチング周波数が減少する。このため、待機時などの軽負荷時にはスイッチングによる損失を自動的に低減することができる。
【０００３】
負荷電流がある程度大きい場合には、ＰＦＭ制御のＤＣ−ＤＣコンバータは電流連続モードでの動作となり、入力電圧と出力電圧の比に応じて決まる概ね一定のスイッチング周波数で動作する。したがって、入力電圧一定の条件下で使用する場合には、オン時間を適当な値に決めることにより、重負荷時のスイッチング周波数を所望の範囲に調整することができる。
【０００４】
しかし、バッテリーの消耗や複数電源の使用により入力電圧が変化する場合や、出力電圧を任意に設定して使用したい場合には、動作条件によりスイッチング周波数が変化してしまうため、電力変換効率の低下やスイッチングノイズ管理の煩雑化をもたらすことになる。この対策として、軽負荷時にはＰＦＭ制御を行い、重負荷時にはスイッチング周波数固定でオン、オフ時間可変のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御へ切り替えることが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００４−９６９８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記のような従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、軽負荷時と重負荷時とでスイッチング制御方式を切り替える場合には、広い負荷領域で高効率を維持することができるが、制御回路を切り替えるための電流検出が必要になるとともに、２系統の制御回路を搭載する必要があることから、回路構成が複雑となり、制御回路での消費電流が増大するという問題点がある。
【０００６】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、簡易な構成で、消費電流の低減を図ることができ、入力電圧や出力電圧の変化に関わらず、軽負荷時にはスイッチング周波数が低下し、重負荷時には概ね一定のスイッチング周波数で動作が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明では上記課題を解決するために、入力された直流をスイッチング素子によりオン、オフして直流電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング素子のオン時間を固定してオフ時間を可変するパルス周波数変調制御を行う制御回路を備え、前記制御回路は、前記スイッチング素子のオン時間を入力電圧もしくは出力電圧の少なくとも一方の変化に連動させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータが提供される。
【０００８】
このようなＤＣ−ＤＣコンバータによれば、パルス周波数変調制御を行う制御回路により、スイッチング素子のオン時間を入力電圧もしくは出力電圧の少なくとも一方の変化に連動させるので、簡易な構成で、消費電流の低減を図ることができ、入力電圧や出力電圧の変化に関わらず、軽負荷時にはスイッチング周波数が低下し、重負荷時には概ね一定のスイッチング周波数で動作する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、ＰＦＭ制御を行う制御回路により、スイッチング素子のオン時間を入力電圧もしくは出力電圧の少なくとも一方の変化に連動させるので、簡易な構成で、消費電流の低減を図ることができ、入力電圧や出力電圧の変化に関わらず、軽負荷時にはスイッチング周波数が低下し、重負荷時には概ね一定のスイッチング周波数で動作するという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示す図である。このＤＣ−ＤＣコンバータは、入力された直流をスイッチＳＷ１によりオン、オフして直流電力を制御する降圧コンバータであり、スイッチＳＷ１のオン時間を固定してオフ時間を可変するＰＦＭを行う制御回路を備え、スイッチＳＷ１のオン時間を入力電圧Ｖｉｎもしくは出力電圧Ｖｏｕｔの少なくとも一方の変化に連動させる。具体的には、スイッチＳＷ１のオン時間は、入力電圧Ｖｉｎの上昇に伴って減少させるか、もしくは出力電圧Ｖｏｕｔの上昇に伴って増加させる。
【００１１】
上記制御回路は、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧との誤差を増幅する演算増幅器からなる誤差増幅器（ERROR AMP）１と、誤差増幅器１から出力された誤差信号によりスイッチング周波数を増減する電圧制御発振器（VCO）２と、電圧制御発振器２から出力された周波数信号によりトリガーされて所定のオン時間（固定オン時間）を生成するワンショット回路３とを有している。
【００１２】
また、スイッチＳＷ１と直列にダイオードＤ１が接続されている。スイッチＳＷ１のオン、オフにより発生した脈流をインダクタＬ１とキャパシタＣ１により整流、平滑して負荷（図示せず）に電力を供給する。出力電圧Ｖｏｕｔは抵抗Ｒ１により分圧されて検出され、その検出信号が誤差増幅器１の反転入力端子（−）に入力され、誤差増幅器１の非反転入力端子（＋）に入力される目標値の基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、出力電圧Ｖｏｕｔが設定された目標電圧よりも高い場合には電圧制御発振器２の周波数を低下させ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも低い場合には電圧制御発振器２の周波数を上昇させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と等しくなるように制御する。また、軽負荷の場合は出力電圧Ｖｏｕｔが高くなり、重負荷の場合は出力電圧Ｖｏｕｔが低くなることから、軽負荷では周波数が低下し、重負荷では周波数が上昇する制御が行われることになる。
【００１３】
ワンショット回路３には、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔに関する情報がフィードバック入力され、これらの情報に応じてスイッチＳＷ１のオン時間の値を調整する。降圧コンバータでは、電流連続モードにおけるオン時比率は概ね「出力電圧Ｖｏｕｔ／入力電圧Ｖｉｎ」で決まるため、オン時間の値は、入力電圧Ｖｉｎに反比例し出力電圧Ｖｏｕｔに比例する特性に近づけることが望ましい。
【００１４】
図２は本発明の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図であり、図１と同一符号は同一構成要素を示している。実施の形態では、入力電圧Ｖｉｎからの直流をオン、オフするスイッチング素子としてＰチャネルのＭＯＳトランジスタＰＭ１が用いられ、このＭＯＳトランジスタＰＭ１のゲートとワンショット回路３との間にドライバ４（インバータ）が挿入されている。
【００１５】
図３は実施の形態の誤差増幅器１の詳細を示す回路図である。この誤差増幅器１は、電流源Ｉ１１とＰチャネルのＭＯＳトランジスタＰＭ１１，ＰＭ１２及びＮチャネルのＭＯＳトランジスタＮＭ１１，ＮＭ１２からなり、１段の差動増幅回路で構成されている。誤差信号である出力信号（Ｏｕｔ）は、電圧制御信号（ＶＣ）として電圧制御発振器２に入力される。また、反転入力端子−出力端子間に適当な位相補償素子を接続することで、制御ループの安定性を持たせることができる。
【００１６】
図４は実施の形態の電圧制御発振器２の構成例を示す回路図である。この電圧制御発振器２は、電流源Ｉ２１とキャパシタＣ２１とＰチャネルのＭＯＳトランジスタＰＭ２１〜ＰＭ２６及びＮチャネルのＭＯＳトランジスタＮＭ２１〜ＮＭ２６からなり、遅延回路を含むリングオシレータで構成されている。
【００１７】
ＭＯＳトランジスタＰＭ２１とＭＯＳトランジスタＰＭ２３はカレントミラー回路を構成しており、誤差増幅器１からの電圧制御信号（ＶＣ）の電圧が上昇すると、ＭＯＳトランジスタＮＭ２１を流れる電流が増加し、ＭＯＳトランジスタＰＭ２１及びＭＯＳトランジスタＰＭ２３に流れる電流も増加する。したがって、キャパシタＣ２１を充電する電流も増加し、発振周波数は高くなる。逆に、電圧制御信号（ＶＣ）の電圧が下降すると、ＭＯＳトランジスタＮＭ２１を流れる電流が減少し、ＭＯＳトランジスタＰＭ２１及びＭＯＳトランジスタＰＭ２３に流れる電流も減少して、キャパシタＣ２１を充電する電流が減少し、発振周波数は低くなる。
【００１８】
キャパシタＣ２１は、上記のように電圧制御信号（ＶＣ）により制御された電流で充電される一方、キャパシタＣ２１の充電電圧（両端電圧）が電流源Ｉ２１とＭＯＳトランジスタＮＭ２４で構成されるインバータの閾値電圧より高くなると発振信号（ＣＫ）がＨ（High）レベルになるとともに、ＭＯＳトランジスタＮＭ２３のゲート電圧がＨレベルになるため、ＭＯＳトランジスタＮＭ２３を介して一瞬で放電される。このため、電圧制御発振器２から出力される発振信号（ＣＫ）の波形は、微小時間Ｈレベルになるひげ状のパルスとなる（図１参照）。この電圧制御発振器２の消費電流は、発振周波数が低下するほど小さくなる。
【００１９】
上記電圧制御発振器２の発振信号（ＣＫ）は、ワンショット回路３の入力信号（Ｉｎ）となる。図５は実施の形態のワンショット回路３の構成例を示す回路図である。このワンショット回路３は、抵抗Ｒ３１と電流源Ｉ３１と容量可変のキャパシタＣ３１と、ＰチャネルのＭＯＳトランジスタＰＭ３１〜ＰＭ３３及びＮチャネルのＭＯＳトランジスタＮＭ３１〜ＮＭ３４からなり、キャパシタＣ３１は、出力電圧Ｖｏｕｔもしくは目標電圧に応じた容量値を持つ容量可変のキャパシタとなっている。このワンショット回路３の出力信号（Ｏｕｔ）は、ドライバ４に入力される。
【００２０】
上記ワンショット回路３においては、キャパシタＣ３１に充電電流を供給する電流供給回路がＭＯＳトランジスタＰＭ３１により構成され、入力電圧Ｖｉｎに応じた充電電流を供給する。また、キャパシタＣ３１の電圧が設定電圧を超えたかを判定する電圧判定回路が電流源Ｉ３１とＭＯＳトランジスタＮＭ３２により構成されている。
【００２１】
入力信号（Ｉｎ）がＨレベルになると、キャパシタＣ３１はＭＯＳトランジスタＮＭ３１を通して放電され、出力信号（Ｏｕｔ）は素早くＨレベルになる。続いて微小時間（Ｈレベル期間Ｔｏ）が経過し、入力信号（Ｉｎ）がＬ（Low）レベルになると、キャパシタＣ３１は抵抗Ｒ３１からＭＯＳトランジスタＰＭ３１を通して充電電流が流れ、徐々に充電されていく。キャパシタＣ３１の電圧が、電流源Ｉ３１とＭＯＳトランジスタＮＭ３２で構成されるインバータのしきい値Ｖｔｈ１に達すると、出力信号（Ｏｕｔ）はＬレベルに戻る。
【００２２】
このとき、インバータのしきい値Ｖｔｈ１を、使用するＭＯＳＦＥＴの零温度係数点付近に設定すれば、スイッチングのオン時間の温度依存性を低減することができる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流は、ゲート電圧が低い領域では正、ゲート電圧が高い領域では負の温度特性を示すことが知られており、その境界付近のゲート電圧では温度係数が小さくなる。
【００２３】
上記ワンショット回路３の出力信号（Ｏｕｔ）におけるＨレベル期間Ｔｏｎは、入力信号（Ｉｎ）におけるＨレベル期間Ｔｏとワンショット回路３のキャパシタＣ３１をインバータのしきい値Ｖｔｈ１まで充電する時間であるＨレベル遅延期間Ｔｄを加算した期間Ｔｏ＋Ｔｄとなる。キャパシタＣ３１を充電する電流は、ＭＯＳトランジスタＰＭ３１の電流が流れるしきい値をＶｔｈ２とすると、概ね（Ｖｉｎ−｜Ｖｔｈ２｜）／Ｒ３１（抵抗Ｒ３１の抵抗値もＲ３１と表す）となり、入力電圧Ｖｉｎの上昇に伴って増加する。
【００２４】
一方、上記インバータのしきい値Ｖｔｈ１は入力電圧に依存しないため、Ｈレベル遅延期間Ｔｄの値は入力電圧Ｖｉｎの上昇に伴って減少する。Ｈレベル遅延期間ＴｄはキャパシタＣ３１を充電する電流に反比例するから、Ｈレベル期間Ｔｏｎは近似的にＴｏｎ＝Ｔｏ＋Ｋ／（Ｖｉｎ−｜Ｖｔｈ２｜）と表される（Ｋは定数）。この式で表されるＴｏｎが入力電圧Ｖｉｎの使用範囲で所望の反比例曲線に近くなるようＴｏとＫを定めることが望ましい。例えば、｜Ｖｔｈ２｜＝１Ｖで、入力電圧Ｖｉｎ＝３Ｖ，５ＶのときのＨレベル期間Ｔｏｎがそれぞれ２５０ｎｓ，１５０ｎｓになるという要求を満たすためには、Ｔｏ＝５０ｎｓ，Ｋ＝４００ｎｓ・Ｖとすればよい。
【００２５】
また、実施の形態では、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する抵抗Ｒ１の分圧比に応じてキャパシタＣ３１の容量値を変更することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの変化に対応させている。この方式は、抵抗Ｒ１を集積回路に内蔵し、ロジックで出力電圧Ｖｏｕｔの設定を切り替えて使用する場合などに適している。
【００２６】
図６は抵抗Ｒ１の分圧比に応じてキャパシタＣ３１の容量値を変更するロジック構成の一例を示す図である。抵抗Ｒ１は、抵抗Ｒｄと、これに直列に接続された抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ３の並列回路からなり、抵抗Ｒｄ１と抵抗Ｒｄ２にはそれぞれスイッチＳＷｄ１，Ｓｗｄ２が直列に接続されている。また、キャパシタＣ３１は、キャパシタＣ３１１〜Ｃ３１３の並列回路からなり、キャパシタＣ３１２とキャパシタＣ３１３にはそれぞれスイッチＳＷｃ１，ＳＷｃ２が直列に接続されている。
【００２７】
スイッチＳＷｄ１，ＳＷｃ１は信号（Ｄ１）によりオン、オフし、スイッチＳＷｄ２，ＳＷｃ２は信号（Ｄ２）によりオン、オフする。これにより、抵抗Ｒ１の分圧比が決定され、キャパシタＣ３１の容量値が決まる。信号（Ｄ１），（Ｄ２）の「０」，「１」の値と抵抗Ｒ１の分圧比及びキャパシタＣ３１の容量比の関係は図の表に示す通りである。上記のように、集積回路内のロジックで分圧比を変えることにより出力電圧Ｖｏｕｔの設定を切り替えて使用することができる。
【００２８】
このように、実施の形態では、ＰＦＭ制御を行う制御回路により、スイッチング素子であるＭＯＳトランジスタＰＭ１のオン時間を入力電圧Ｖｉｎもしくは出力電圧Ｖｏｕｔの少なくとも一方の変化に連動させて対応しているので、簡易な構成で、消費電流の低減を図ることができ、入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏｕｔの変化に関わらず、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧の差が大きい軽負荷時にはスイッチング周波数が低下し、重負荷時には概ね一定のスイッチング周波数で動作する。
【００２９】
図７は実施の形態のワンショット回路３の他の構成例を示す回路図である。このワンショット回路３は、図５の電流源Ｉ３１とＭＯＳトランジスタＮＭ３２の替わりに演算増幅器を用いたコンパレータ３１を使用し、その非反転入力端子に入力する比較電圧値Ｖｔｈｃを出力電圧Ｖｏｕｔに応じて変化させることにより、スイッチングのオン時間を出力電圧Ｖｏｕｔの変化に対応させている。コンパレータ３１の反転入力端子にはキャパシタＣ３２が接続されており、その他は図５の回路と同様の構成となっている。
【００３０】
なお、本発明は、実施の形態で説明したように、固定オン時間ＰＦＭ制御のＤＣ−ＤＣコンバータを簡易かつ低消費電流の制御回路で実現し、入出力電圧の情報に応じてそのオン時間を定めることにより、入出力電圧の変化によるスイッチング周波数の変化を抑制するものであり、降圧コンバータに限られることなく、昇圧や反転コンバータにも適用可能である。また、実施の形態のダイオードＤ１の替わりにＭＯＳトランジスタを用いる同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
【図３】実施の形態の誤差増幅器の詳細を示す回路図である。
【図４】実施の形態の電圧制御発振器の構成例を示す回路図である。
【図５】実施の形態のワンショット回路の構成例を示す回路図である。
【図６】抵抗の分圧比に応じてキャパシタの容量値を変更するロジック構成の一例を示す図である。
【図７】実施の形態のワンショット回路の他の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３２】
１  誤差増幅器
２  電圧制御発振器
３  ワンショット回路
４  ドライバ
３１  コンパレータ
Ｃ１，Ｃ２１，Ｃ３１，Ｃ３２  キャパシタ
Ｄ１  ダイオード
Ｉ１１，Ｉ２１，Ｉ３１  電流源
Ｌ１  インダクタ
ＮＭ１１，ＮＭ１２，ＮＭ２１〜ＮＭ２６，ＮＭ３１〜ＮＭ３４  ＮチャネルのＭＯＳトランジスタ
ＰＭ１，ＰＭ１１，ＰＭ１２，ＰＭ２１〜ＰＭ２６，ＰＭ３１〜ＰＭ３３  ＰチャネルのＭＯＳトランジスタ
Ｒ１，Ｒ３１  抵抗
ＳＷ１  スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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