(57)【要約】【課題】入出力を直流的に絶縁し入力の交流電圧を直流電圧に直接変換する回路方式を提供すること。【解決手段】交流電圧Ｖ２が入力される交流入力端２０は交流入力回路入力端４２に接続され、交流入力回路出力端４１は第１スイッチ２を介して整流回路入力端３２に接続される。また交流入力回路出力端４１の端子間は第２スイッチ３で接続され、整流回路出力端３１は直流出力端１０に接続される。整流回路入力端３２と整流回路出力端３１とは直流的に絶縁され整流回路入力端３２に印加された交流電圧Ｖ２の極性に応じた極性の電圧を直流電圧Ｖ１に変換して出力する。第１スイッチ２の導通により交流入力回路出力端４１の電圧が整流回路入力端３２に印加され第２スイッチ３の導通により交流入力回路出力端４１が接続され交流入力回路４内の電流経路が確保される。第１、第２スイッチ２、３が導通状態となる時間比を調整して直流電圧Ｖ１の電圧の大きさを制御する。【選択図】図１
2008048487.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧が入力される一対の交流入力端と、
直流電圧が出力される一対の直流出力端と、
交流入力回路と、
整流回路と、
第１スイッチと、
第２スイッチとを有し、
前記交流入力回路は、一対の交流入力回路入力端と、一対の交流入力回路出力端と、前記交流入力回路入力端から前記交流入力回路出力端に至る経路に設けられる少なくとも一つのインダクタンス素子とを有し、
前記整流回路は、一対の整流回路入力端と、一対の整流回路出力端と、前記整流回路入力端に接続されたトランスと、前記トランスと前記整流回路出力端との間に設けられた整流部を有し、
前記交流入力端と前記交流入力回路入力端とが接続され、前記交流入力回路出力端と前記整流回路入力端とが前記第１スイッチを介して接続され、前記整流回路出力端と前記直流出力端とが接続され、前記交流入力回路出力端の間に前記第２スイッチが接続されることを特徴とする交流直流変換装置。
【請求項２】
前記第１スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、
前記一対の交流入力回路出力端の一方と前記一対の整流回路入力端の一方との間に前記スイッチング素子の１つが、エミッタまたはソースが前記一方の交流入力回路出力端に接続されるように介在し、
前記一対の交流入力回路出力端の他方と前記一対の整流回路入力端の他方との間に前記スイッチング素子の他の１つが、エミッタまたはソースが前記他方の交流入力回路出力端に接続されるように介在することを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
【請求項３】
前記第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、
前記第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが接続されて直列接続されることを特徴とする請求項２に記載の交流直流変換装置。
【請求項４】
前記第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、
前記第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのコレクタまたはドレインが接続されて直列接続されることを特徴とする請求項２に記載の交流直流変換装置。
【請求項５】
前記第１スイッチを構成する半導体スイッチング素子の一方のエミッタまたはソースと、該エミッタまたはソースに接続される前記第２スイッチを構成する半導体スイッチング素子のエミッタまたはソースとの接続点と、前記交流入力回路出力端の一方との間に、電流センス抵抗が介在することを特徴とする請求項４に記載の交流直流変換装置。
【請求項６】
前記第１スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備えると共に、該第１スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続され、
前記一対の交流入力回路出力端の一方と前記一対の整流回路入力端の一方との間に前記第１スイッチが介在し、
前記一対の交流入力回路出力端の他方と前記一対の整流回路入力端の他方は直接接続され、
前記第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備えると共に、該第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続されることを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
【請求項７】
前記第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子の互いに接続されたエミッタまたはソースが接地電位に接続されていることを特徴とする請求項３または請求項６に記載の交流直流変換装置。
【請求項８】
前記整流部は、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を備え、該逆並列ダイオードがセンタータップ型整流回路、または、ブリッジ型全波整流回路のいずれかを構成することを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
【請求項９】
インダクタンス素子を備え交流電圧が印加される交流入力回路と、
両極性の電圧を直流的に絶縁し直流電圧に変換する整流回路と、
前記整流回路と前記交流入力回路との間に設けられ、電流を断続させる第１スイッチと、
前記交流入力回路の前記第１スイッチ側を短絡および開放する第２スイッチとを有することを特徴とする交流直流変換装置。
【請求項１０】
交流電圧が入力される一対の交流入力端と、
直流電圧が出力される一対の直流出力端と、
交流入力回路と、
整流回路と、
第１スイッチと、
第２スイッチとを有し、
前記交流入力回路は、一対の交流入力回路入力端と、一対の交流入力回路出力端と、前記交流入力回路入力端から前記交流入力回路出力端に至る経路に設けられる少なくとも一つのインダクタンス素子とを有し、
前記整流回路は、一対の整流回路入力端と、一対の整流回路出力端と、前記整流回路入力端に接続されたトランスと、前記トランスと前記整流回路出力端との間に設けられた整流部を有し、
前記交流入力端と前記交流入力回路入力端とが接続され、前記交流入力回路出力端と前記整流回路入力端とが前記第１スイッチを介して接続され、前記整流回路出力端と前記直流出力端とが接続され、前記交流入力回路出力端の間に前記第２スイッチが接続される交流直流変換装置において前記交流電圧を変換して前記直流電圧を出力する駆動方法であって、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとは、共に導通状態にある期間を経て交互に導通されることを特徴とする交流直流変換装置の駆動方法。
【請求項１１】
前記第１および第２スイッチの導通周期に占める前記第２スイッチが導通する時間割合は、前記交流電圧における波高値に対して、負の相関を有して制御されることを特徴とする請求項１０に記載の交流変換装置の駆動方法。
【請求項１２】
ステップ１：前記第２スイッチの導通状態下で、前記第１スイッチを導通するステップ、
ステップ２：前記第１スイッチの導通状態下で、前記第２スイッチを非導通とするステップ、
ステップ３：前記第１スイッチの導通状態下で、前記第２スイッチを導通するステップ、
ステップ４：前記第２スイッチの導通状態下で、前記第１スイッチを非導通とするステップとを有し、
前記ステップ１からステップ４を繰り返すことを特徴とする請求項１１に記載の交流直流変換装置の駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換装置、およびその駆動方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に開示されているＡＣインバータでは、図１２に示すように、バッテリ（例えばＤＣ１２Ｖ）等のＤＣ入力部２１０の電源端子に接続される電源ライン２１０ａは、チョークコイルやコンデンサよりなるＤＣ入力フィルタ２３０に接続される。スイッチング回路２４０は、ＤＣ入力部２１０からの直流電源（ＤＣ１２Ｖ）を例えば５５ｋＨｚで発振させるためのプッシュプル方式の回路である。ＤＣ高電圧整流回路２６０は、スイッチング回路２４０の高周波発振によってトランス２５０の高電圧用コイルに発生した高電圧出力（例えば１４０Ｖ）の波形を平滑化し、ＤＣ出力ライン２６０ａよりドライブ回路２８０へ出力する。ドライブ回路２８０（交流化回路）は、例えば４個のＦＥＴを二つのＡＣ出力ライン２８０ａ、２８０ｂに対してＨブリッジ形に接続してなる周知のもので、対角に位置するＦＥＴが所定のデューティ比で交互にオン駆動されることによって、ＡＣ出力ライン２８０ａ、２８０ｂに例えば５５Ｈｚの交流電圧を発生させる。
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−３１５３５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１は直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換装置に関する技術であり、交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換装置に関する技術ではない。ＡＣ出力部から交流電圧を入力し、ＤＣ入力部２１０に直流電圧を出力する回路動作については何ら記載がない。
【０００５】
ここで、スイッチング回路２４０やドライブ回路２８０に備えられているＦＥＴが逆並列ダイオードを有する素子であり、ＤＣ高電圧整流回路２６０がスイッチング素子で構成されているとすれば、スイッチング回路２４０やドライブ回路２８０を整流回路としＤＣ高電圧整流回路２６０をスイッチング回路として制御すれば、ＡＣ出力部からＤＣ入力部２１０に向かって交流直流変換装置を構成することは可能ではある。しかしながらこの場合、回路構成が複雑になり部品点数も多くなってしまう。スイッチング損失等の回路動作における損失が大きくなってしまうおそれがあり十分な電力変換効率を得ることができない場合があり問題である。また、構成部品が多いため回路実装面積の増大や、部品コスト、製造コストの増大を招来するおそれがあり問題である。
【０００６】
本発明は前記背景技術に鑑みなされたものであり、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の交流電圧を所望の直流電圧に直接変換する新規な回路方式を提案するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記目的を達成するために、請求項１に係る交流直流変換装置は、交流電圧が入力される一対の交流入力端と、直流電圧が出力される一対の直流出力端と、交流入力回路と、整流回路と、第１スイッチと、第２スイッチとを有し、交流入力回路は、一対の交流入力回路入力端と、一対の交流入力回路出力端と、交流入力回路入力端から交流入力回路出力端に至る経路に設けられる少なくとも一つのインダクタンス素子とを有し、整流回路は、一対の整流回路入力端と、一対の整流回路出力端と、整流回路入力端に接続されたトランスと、トランスと整流回路出力端との間に設けられた整流部を有し、交流入力端と交流入力回路入力端とが接続され、交流入力回路出力端と整流回路入力端とが第１スイッチを介して接続され、整流回路出力端と直流出力端とが接続され、交流入力回路出力端の間に第２スイッチが接続されることを特徴とする。
【０００８】
請求項１の交流直流変換装置では、交流入力端から入力される交流電圧は、第２スイッチの導通により、一対の交流入力回路入力端を介して交流入力回路に入力され、交流入力回路において交流電圧の極性に応じた極性を有する電磁エネルギーがインダクタンス素子に蓄積される。その後、第１スイッチの導通と第２スイッチの非導通とにより、インダクタンス素子に蓄積されている電磁エネルギーは、一対の交流入力回路出力端から一対の整流回路入力端を介して整流回路に供給される。整流回路では、トランスにより直流的に絶縁され、整流部により直流電圧に変換されて、整流回路出力端を介して直流出力端に直流電圧を出力する。
【０００９】
このように、請求項１の交流直流変換装置は、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の交流電圧を所望の直流電圧に直接変換することができる。
【００１０】
また、請求項２に係る交流直流変換装置は、請求項１に記載の交流直流変換装置において、第１スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、一対の交流入力回路出力端の一方と一対の整流回路入力端の一方との間にスイッチング素子の１つが、エミッタまたはソースが前記一方の交流入力回路出力端に接続されるように介在し、一対の交流入力回路出力端の他方と一対の整流回路入力端の他方との間にスイッチング素子の他の１つが、エミッタまたはソースが他方の交流入力回路出力端に接続されるように介在することを特徴とする。
【００１１】
請求項２の交流直流変換装置では、第１スイッチとして逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いても、交流入力回路出力端に現れる電圧の極性によらず、交流入力回路出力端と整流回路入力端との間を非導通とすることができる。
【００１２】
また、請求項３に係る交流直流変換装置は、請求項２に記載の交流直流変換装置において、第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが接続されて直列接続されることを特徴とする。
【００１３】
請求項３の交流直流変換装置では、第２スイッチとして逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いても、第２スイッチを非導通とすることができる。
【００１４】
また、請求項４に係る交流直流変換装置は、請求項２に記載の交流直流変換装置において、第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備え、第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのコレクタまたはドレインが接続されて直列接続されることを特徴とする。
【００１５】
請求項４の交流直流変換装置でも、第２スイッチとして逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いても、第２スイッチを非導通とすることができる。
【００１６】
また、請求項５に係る交流直流変換装置は、請求項４に記載の交流直流変換装置において、第１スイッチを構成する半導体スイッチング素子の一方のエミッタまたはソースと、エミッタまたはソースに接続される第２スイッチを構成する半導体スイッチング素子のエミッタまたはソースとの接続点と、交流入力回路出力端の一方との間に、電流センス抵抗が介在することを特徴とする。
【００１７】
これにより、交流入力回路出力端に流れる電流を検出することができる。交流入力回路出力端には、第１スイッチの導通により流れる電流、および第２スイッチの導通により流れる電流の、いずれの電流も流れるので、電流を常時検出することができる。
【００１８】
また、請求項６に係る交流直流変換装置は、請求項１に記載の交流直流変換装置において、第１スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備えると共に、第１スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続され、一対の交流入力回路出力端の一方と一対の整流回路入力端の一方との間に第１スイッチが介在し、一対の交流入力回路出力端の他方と一対の整流回路入力端の他方は直接接続され、第２スイッチは、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を２つ備えると共に、第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子は、それぞれのエミッタまたはソースが互いに接続されて直列接続されることを特徴とする。
【００１９】
２つの逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子のそれぞれのエミッタまたはソースが互いに接続され、半導体スイッチング素子が直列接続されて第１スイッチが構成される。第２スイッチについてもエミッタまたはソースが互いに接続され、半導体スイッチング素子が直列接続されている。このため、半導体スイッチング素子を導通制御する基準電位が共通となって、第１スイッチ、第２スイッチのそれぞれについて、共通のドライブ電源を使用することができる。導通制御およびドライブ電源を簡略化することができる。
【００２０】
また、請求項７に係る交流直流変換装置は、請求項３または請求項６に記載の交流直流変換装置において、第２スイッチを構成する２つの半導体スイッチング素子の互いに接続されたエミッタまたはソースが接地電位に接続されていることを特徴とする。
【００２１】
また、請求項８に係る交流直流変換装置は、請求項１に記載の交流直流変換装置であって、整流部は、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を備え、該逆並列ダイオードがセンタータップ型整流回路、または、ブリッジ型全波整流回路のいずれかを構成することを特徴とする。
【００２２】
これにより、半導体スイッチング素子をスイッチング制御することで、直流出力端から直流電圧が入力される場合に直流電圧を両極性の電圧に変換してトランスに入力することができる。したがって、交流直流変換装置を直流交流変換装置として使用することもできる。
【００２３】
また、請求項９に係る交流直流変換装置は、インダクタンス素子を備え交流電圧が印加される交流入力回路と、両極性の電圧を直流的に絶縁し直流電圧に変換する整流回路と、整流回路と交流入力回路との間に設けられ、電流を断続させる第１スイッチと、交流入力回路の第１スイッチ側を短絡および開放する第２スイッチとを有することを特徴とする。
【００２４】
請求項９の交流直流変換装置では、第１スイッチを非導通にすると共に第２スイッチを導通して、インダクタンス素子を備え交流電圧が印加される交流入力回路の第１スイッチ側を短絡することに応じてインダクタンス素子に交流電圧に応じた電磁エネルギーを蓄積する。その後、第２スイッチを非導通にすると共に第１スイッチを導通して、インダクタンス素子に蓄積された電磁エネルギーを整流回路に放出する。整流回路では交流電圧を直流的に絶縁し、整流して直流電圧を出力する。
【００２５】
また、請求項１０に係る交流直流変換装置の駆動方法は、交流電圧が入力される一対の交流入力端と、直流電圧が出力される一対の直流出力端と、交流入力回路と、整流回路と、第１スイッチと、第２スイッチとを有し、交流入力回路は、一対の交流入力回路入力端と、一対の交流入力回路出力端と、交流入力回路入力端から交流入力回路出力端に至る経路に設けられる少なくとも一つのインダクタンス素子とを有し、整流回路は、一対の整流回路入力端と、一対の整流回路出力端と、整流回路入力端に接続されたトランスと、トランスと整流回路出力端との間に設けられた整流部を有し、交流入力端と交流入力回路入力端とが接続され、交流入力回路出力端と整流回路入力端とが第１スイッチを介して接続され、整流回路出力端と直流出力端とが接続され、交流入力回路出力端の間に第２スイッチが接続される交流直流変換装置において交流電圧を変換して直流電圧を出力する駆動方法であって、第１スイッチと第２スイッチとは、共に導通状態にある期間を経て交互に導通されることを特徴とする。
【００２６】
請求項１０の交流直流変換装置の駆動方法では、第１スイッチと第２スイッチとが交互に導通する際、第１スイッチと第２スイッチとが共に導通状態にある期間を有して切り替わる。
【００２７】
これにより、入力の交流電圧を直流電圧に直接変換することができる。また、第１スイッチと第２スイッチとが共に非導通となってしまう期間はなく、インダクタンス素子に流れる電流の経路が常に確保されており、電圧サージが発生することはない。電流経路が形成されずインダクタンス素子に蓄積された電磁エネルギーによるサージ電圧の発生を防止することができる。
【００２８】
また、請求項１１に係る交流直流変換装置の駆動方法は、請求項１０に記載の交流直流変換装置の駆動方法において、第１および第２スイッチの導通周期に占める第２スイッチが導通する時間割合は、交流電圧における波高値に対して、負の相関を有して制御されることを特徴とする。
【００２９】
つまり、第２スイッチが導通する時間の割合が、交流電圧の波高値（すなわち絶対値）が小さい時ほど長く、波高値が大きい時ほど短くなるように制御する。また、第２スイッチが導通状態ではインダクタンス素子にエネルギーが蓄積され、第２スイッチが非導通状態でかつ第１スイッチが導通状態では交流電圧に加えてインダクタンス素子に蓄積されたエネルギー分だけ昇圧された電圧が整流回路に印加される。
第２スイッチが導通する時間が長いほど、インダクタンス素子にエネルギーを貯める時間が長い。したがってインダクタンス素子に貯まるエネルギーも多いため、昇圧が大きい。一方、第２スイッチが導通する時間が短いほど、インダクタンス素子にエネルギーを貯める時間が短い。したがってインダクタンス素子に貯まるエネルギーも少ないため、昇圧が小さい。
すなわち、交流電圧の波高値が小さい時ほど昇圧が大きく、交流電圧の波高値が大きい時ほど昇圧が小さくなる。このように制御することで整流回路に印加される電圧を制御することができるので、直流出力端に出力する直流電圧の変動を抑制することができる。
【００３０】
また、請求項１２に係る交流直流変換装置の駆動方法は、請求項１０に記載の交流直流変換装置の駆動方法において、第２スイッチの導通状態下で、第１スイッチを導通するステップ（ステップ１）、第１スイッチの導通状態下で、第２スイッチを非導通とするステップ（ステップ２）、第１スイッチの導通状態下で、第２スイッチを導通するステップ（ステップ３）、第２スイッチの導通状態下で、第１スイッチを非導通とするステップ（ステップ４）とを有し、（ステップ１）から（ステップ４）を繰り返すことを特徴とする。
【００３１】
第１スイッチを導通（ステップ１）した後、第２スイッチを非導通とし（ステップ２）、第２スイッチの導通状態の下で、第１スイッチを非導通とする（ステップ４）という動作を交互に繰り返すことにより、インダクタンス素子に蓄積される交流電圧の電磁エネルギーが直流電圧として出力される。
【００３２】
また、第２スイッチを非導通とする前に第１スイッチが導通とされ（ステップ１）、第１スイッチを非導通とする前に第２スイッチが導通とされるので（ステップ３）、交流入力回路のインダクタンス素子に流れる電流の経路が常に確保されており、電圧サージが発生することはない。
【発明の効果】
【００３３】
本発明によれば、入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、入力の交流電圧を所望の直流電圧に直接変換することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下、本発明の直流交流変換装置について具体化した実施形態を図１乃至図１２に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００３５】
本発明の原理を説明する図１の交流直流変換装置では、一対の交流入力端２０から交流電圧Ｖ２が入力され、一対の直流出力端１０から直流電圧Ｖ１が出力される。交流入力端２０は、交流入力回路４の一対の交流入力回路入力端４２に接続されている。交流入力回路４の交流入力回路出力端４１の一方は第１スイッチ２を介して、交流入力回路４の交流入力回路出力端４１の他方は直接に、整流回路１の一対の整流回路入力端３２に接続されている。また、交流入力回路出力端４１の端子間は第２スイッチ３で接続されている。整流回路１の一対の整流回路出力端３１は、一対の直流出力端１０に接続されている。
【００３６】
交流入力回路４は交流入力回路入力端４２から交流入力回路出力端４１に至る経路に設けられる少なくとも一つのインダクタンス素子としてのコイルＬを有して構成されている。
【００３７】
図示は省略するが、整流回路１は、整流回路入力端３２に接続されたトランスと、トランスと整流回路出力端３１との間に設けられた整流部を有している。したがって、整流回路入力端３２と整流回路出力端３１とが直流的に絶縁されており、整流回路入力端３２に印加された交流電圧Ｖ２の極性に応じた極性を有する電圧を、直流電圧Ｖ１に変換して整流回路出力端３１に出力する。
【００３８】
整流回路入力端３２に印加される電圧は交流電圧Ｖ２によって極性が変化し、第１スイッチ２と第２スイッチ３の動作によって電圧が変化する。なお、第１スイッチ２、第２スイッチ３の動作周波数は、交流電圧Ｖ２の周波数に比べて十分高い周波数で動作される。
第１スイッチ２と第２スイッチ３とは、共に導通状態にある期間を経て交互に導通される。第２スイッチ３が導通状態では交流入力回路出力端４１が短絡され、交流入力回路４内の電流が流れる経路が確保される。このときコイルＬにエネルギーが蓄積される。
第２スイッチ３が非導通状態でかつ第１スイッチ２が導通状態では交流電圧Ｖ２に加えてコイルＬに蓄積されたエネルギー分だけ昇圧された電圧が第１スイッチ２を介して整流回路入力端３２に印加される。
第１スイッチ２と第２スイッチ３とは少なくともいずれか一方が導通状態であるので、コイルＬを流れる電流の経路が確保され、電圧サージが発生することがない。また、交流電圧Ｖ２の極性が反転すると、電流の向きが逆になり整流回路入力端３２に印加される電圧も反転するが、整流回路１の整流部により整流されるので交流電圧Ｖ２の極性に関わらず直流出力端１０には直流電圧が出力される。
また、第１スイッチ２および第２スイッチ３の導通周期に占める第２スイッチ３が導通する時間割合を制御すると、コイルＬに蓄積されるエネルギー量が制御できる。ここで、コイルＬに蓄積されるエネルギーは、上述のとおり、第２スイッチ３を非導通状態とし第１スイッチ２を導通状態とした場合の昇圧に用いられる。したがって、第２スイッチ３を非導通状態としかつ第１スイッチ２を導通状態とする時の交流電圧Ｖ２の電圧値を考慮すれば、整流回路入力端３２に印加される電圧（交流電圧Ｖ２に加えてコイルＬに蓄積されたエネルギー分だけ昇圧された電圧）を制御することができるので、直流出力端１０に出力する直流電圧Ｖ１の電圧の大きさを制御できる。
したがって、交流電圧Ｖ２の極性に関わらず、所望の電圧値を有する直流電圧Ｖ１が得られる。
【００３９】
図２の回路図は実施形態の交流直流変換装置である。整流回路１は、１次側の巻線の両端に整流回路入力端としての一対の端子を備え２次側の巻線に中間タップを含めた３端子を備えたトランスＴＲと、エミッタ端子が共通に接続され、コレクタ端子が２次側巻線の中間タップを除いた両端の端子にそれぞれ接続されたＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２とを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２のエミッタ端子とトランスＴＲの中間タップとの間に、平滑コンデンサＣ０が接続され、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２のエミッタ端子を負側として直流電圧Ｖ１が出力される。この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２は、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であり、逆並列ダイオードが整流素子として機能する。逆並列ダイオードとＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２とトランスＴＲの２次側の接続により整流部を構成し、センタータップ型整流回路を形成している。
【００４０】
トランスＴＲの１次側巻線の一対の端子には、それぞれＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６のコレクタ端子が接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６のエミッタ端子は、交流入力回路４のコイルＬ１、Ｌ２の一端にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６で第１スイッチ２を構成している。これにより、第１スイッチ２として逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６を用いても、交流入力回路出力端に現れる電圧の極性によらず、交流入力回路出力端と整流回路入力端との間を非導通とすることができる。
【００４１】
また、ＩＧＢＴ素子Ｔ５のエミッタ端子とコイルＬ１の一端との接続経路にはＩＧＢＴ素子Ｔ７のエミッタ端子が接続され、ＩＧＢＴ素子Ｔ６のエミッタ端子とコイルＬ２の一端との接続経路にはＩＧＢＴ素子Ｔ８のエミッタ端子が接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８は、それぞれのコレクタ端子が互いに接続されて直列接続されている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８で第２スイッチ３を構成している。これにより、第２スイッチ３として逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８を用いても、第２スイッチ３を非導通とすることができる。
【００４２】
ここで、各ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８は、逆並列ダイオードを備えている。なお、ＩＧＢＴ素子Ｔ５〜Ｔ８は、請求項の半導体スイッチング素子に相当する。交流入力回路４はコイルＬ１、Ｌ２の一端が、一対の交流入力回路出力端である。また、コイルＬ１、Ｌ２の他端は一対の交流入力回路入力端である。平滑コンデンサＣ１はコイルＬ１、Ｌ２の他端の間に接続されている。
【００４３】
以下、図３乃至図７において、実施形態の交流直流変換装置（図２）の駆動方法を段階ごとに示す。
【００４４】
図３の動作状態（１）において、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態にある場合、交流電圧Ｖ２に応じたコイル電流ＩＬが流れ、コイルＬ１、Ｌ２に電磁エネルギーが蓄積されていく。交流電圧Ｖ２に応じて、コイル電流ＩＬの向きが変わる。図３の動作状態（１）では交流電圧Ｖ２はコイルＬ１側が高電位である場合を示している。コイル電流ＩＬは、コイルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ８を介してコイルＬ２に至る経路で流れる。
【００４５】
次に図４の動作状態（２）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通する。コイル電流ＩＬは、図３の動作状態（１）から継続して流れ続ける。
【００４６】
この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通状態に維持されているため、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６には電流は流れない。
【００４７】
次に図５の動作状態（３）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が非導通とされる。コイルＬ１、Ｌ２から流れるコイル電流ＩＬは、コイルＬ１から、ＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオード、トランスＴＲの１次側巻線（図５においてトランスＴＲの左側の巻線）、ＩＧＢＴ素子Ｔ６を介してコイルＬ２に至る経路で流れる。ここでＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６は図４の動作状態（２）において既に導通状態にあるので、ターンオン損失は発生しない。この電流によりトランスＴＲが励磁され、トランスＴＲの２次側（図５においてトランスＴＲの右側）に電圧が発生する。トランスＴＲの１次側において基準端子から励磁電流が流れ込んでいるため、トランスＴＲの２次側においては、基準端子の電位が高くなるように電圧が発生する。この電圧により、トランスＴＲの中間タップから、コンデンサＣ０、ＩＧＢＴ素子Ｔ１の逆並列ダイオードを介してトランスＴＲの２次側巻線に戻る経路で電流が流れる。図５中トランスＴＲの２次側の上側の端子には、中間タップに対して正の電圧が発生するが、これによる電流の向きはＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードのカソードからアノードへ流れる向きであるのでＩＧＢＴ素子Ｔ２の経路には電流は流れない。
【００４８】
この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ７のコレクタ・エミッタ端子間は、導通状態から非導通状態に変化する前後で端子間電圧は変わらない。ＩＧＢＴ素子Ｔ７の逆並列ダイオードが導通状態を維持するからである。このため、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の導通制御に際してはスイッチング損失は発生しない。
【００４９】
次に図６の動作状態（４）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態に維持されたままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通する。図３、図４の動作状態（１）、（２）の場合と同様に、交流電圧Ｖ２に応じたコイル電流ＩＬが、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８を介して流れ、コイルＬ１、Ｌ２に電磁エネルギーが蓄積されていく。図６の動作状態（４）では、交流電圧Ｖ２はコイルＬ１側が高電位である場合を示している。
【００５０】
同時に、トランスＴＲの励磁電流が１次側に流れる。ＩＧＢＴ素子Ｔ６、ＩＧＢＴ素子Ｔ８の逆並列ダイオード、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、およびＩＧＢＴ素子Ｔ５の逆並列ダイオードを介して１次側巻線に戻る経路にトランスＴＲの励磁電流が流れる。
【００５１】
図６の動作状態（４）では、トランスＴＲの１次側巻線が短絡されているので、１次側巻線に励磁電流が流れ２次側巻線には流れない。この場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ７のコレクタ・エミッタ端子間の電圧は、ＩＧＢＴ素子Ｔ７が非導通状態から導通状態に変わる前後で変わらないので、ＩＧＢＴ素子Ｔ７の導通時にターンオン損失は発生しない。
【００５２】
次に図７の動作状態（５）に移行する。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が導通の状態でＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が非導通となる。コイル電流ＩＬは、図６の動作状態（４）から継続して流れ続ける。
【００５３】
同時に、トランスＴＲの励磁電流が、１次側に代えて２次側に流れる。中間タップから、コンデンサＣ０、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に戻る経路にトランスＴＲの励磁電流が流れる。
【００５４】
トランスＴＲがリセットされると、図３の動作状態（１）に戻る。以後、図３乃至図７の動作状態（１）〜（５）を繰り返し、交流電圧Ｖ２が直流電圧Ｖ１に変換される。
なお、上記の動作状態（１）〜（５）の制御の周波数は、交流電圧Ｖ２の周波数より十分高い。したがって、上記では交流電圧Ｖ２の極性がコイルＬ１側が高電位である場合について説明した。交流電圧Ｖ２の極性が反転するとトランスＴＲの１次側の電流の向きが逆になる。しかし、図５の動作状態（３）においてトランスＴＲの２次側では、トランスＴＲの中間タップから、コンデンサＣ０、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介してトランスＴＲの２次側に戻る経路で電流が流れる。図中トランスＴＲの２次側の下側の端子には、中間タップに対して正の電圧が発生するが、これによる電流の向きはＩＧＢＴ素子Ｔ１の逆並列ダイオードのカソードからアノードへ流れる向きであるのでＩＧＢＴ素子Ｔ１の経路には電流は流れない。こうして交流電圧Ｖ２の極性に関わらず直流電圧に変換できる。
【００５５】
交流電圧Ｖ２の大きさに応じて図３の動作状態（１）と図５の動作状態（３）との動作期間の比を調整することにより、直流電圧Ｖ１の値を制御することができる。例えば、ＩＧＢＴ素子Ｔ５〜Ｔ８の導通制御の１周期におけるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通時間割合を、交流電圧Ｖ２の電圧波高値に対して負の相関を有して変化させる。すなわち、交流電圧Ｖ２の電圧波高値が大きい時ほどＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通時間割合を小さくし、交流電圧Ｖ２の電圧波高値が小さい時ほどＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通時間割合を大きくする。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通状態ではコイルＬ１、Ｌ２に電磁エネルギーが蓄積され、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８が非導通でかつＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６が導通状態で、その蓄積された電磁エネルギーだけ交流電圧Ｖ２が昇圧されてトランスＴＲの１次側に印加される。
すなわち、交流電圧Ｖ２の波高値が小さい時ほど昇圧が大きく、交流電圧Ｖ２の波高値が大きい時ほど昇圧が小さくなる。このように制御することでトランスＴＲに印加される電圧を制御することができるので、電圧波高値が時間と共に変化する交流電圧Ｖ２に対して、直流電圧Ｖ１を略一定の電圧値に維持することができる。
【００５６】
図４の動作状態（２）と図６の動作状態（４）とは、それぞれ図３の動作状態（１）と図５の動作状態（３）との間の状態遷移を、コイルＬ１、Ｌ２、トランスＴＲの励磁電流の連続性を保ったまま行なうためのものであり、これらの動作状態の期間は可及的に短くすることが好ましい。
【００５７】
また、コイルＬ１、Ｌ２に電磁エネルギーを蓄積するために制御されるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８と、コイルＬ１、Ｌ２に蓄積された電磁エネルギーをトランスＴＲの２次側に送るために制御されるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６とは、導通期間がオーバーラップしながら交互に導通・非導通が繰り返される。これにより、コイル電流ＩＬの電流経路が常に確保されるので、蓄積エネルギーによるサージ電圧が発生することはない。
【００５８】
また、交流電圧Ｖ２の波高値に対して負の相関を持つようにＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８の導通時間割合を制御することにより、交流電圧Ｖ２の波高値にコイル電流ＩＬが追従するので、入力される交流電圧Ｖ２とコイル電流ＩＬとの位相を合致させることができ、良好な力率を実現することができる。
【００５９】
次に、図２に示した実施形態の交流直流変換装置において、電力の供給を逆転して直流交流変換動作を行なわせる場合の回路ブロック図を図８に示す。図８に示す回路では、整流回路を形成するダイオードは、ＩＧＢＴ素子Ｔ１，Ｔ２に逆並列に接続されているダイオードであるため、直流交流変換装置としても動作可能である。以下の説明では、交流直流変換動作との対比のため、回路ブロックにおける各部位の呼称は、図２において説明した交流直流変換動作における呼称で統一する。
【００６０】
整流回路１において、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２のエミッタ端子を負側とし、トランスＴＲ巻線の中間タップを正極として、直流電圧Ｖ１が入力される。
【００６１】
以下、直流交流変換動作について説明する。なお、以下の説明はトランスＴＲの直流電圧Ｖ１側を１次側、ＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６側を２次側とする。
【００６２】
動作状態（６）：はじめに、第１スイッチであるＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６を導通状態とする。
【００６３】
動作状態（７）：ＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６が導通状態のまま、ＩＧＢＴ素子Ｔ１（またはＩＧＢＴ素子Ｔ２）を導通状態としてトランスＴＲに直流電圧Ｖ１をトランスＴＲの１次側に印加する。印加した電圧に応じた電力がＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６、コイルＬ１，Ｌ２を介して伝送されて交流入力回路４の出力端子に電圧が発生する。また、このときにコイルＬ１，Ｌ２にエネルギが蓄えられる。
このときＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６には、既に導通状態であるので、スイッチング損失は発生しない。
【００６４】
動作状態（８）：次にＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６が導通状態のままＩＧＢＴ素子Ｔ１を非導通とする。
トランスＴＲの励磁電流の連続性により、中間タップ―直流電圧Ｖ１の電源―整流ダイオードであるＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオード（またはＩＧＢＴ素子Ｔ１の逆並列ダイオード）―トランスＴＲという経路に電流が流れる。
一方、コイルＬ１，Ｌ２に流れる電流の連続性により、コイルＬ１，Ｌ２、ＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６、トランスＴＲの２次側巻線からなる経路に電流が流れ続ける。
【００６５】
動作状態（９）：次にＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６が導通状態のまま第２スイッチであるＩＧＢＴ素子Ｔ７，Ｔ８を導通状態とする。
トランスＴＲの２次側巻線がＩＧＢＴ素子Ｔ７，Ｔ８の導通により短絡状態となるので、トランスＴＲの励磁電流はトランスＴＲ１次側ではなく２次側を流れる。コイルＬ１，Ｌ２を流れる電流も、ＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６ではなくＩＧＢＴ素子Ｔ７，Ｔ８を介して流れる。
【００６６】
動作状態（１０）：次にＩＧＢＴ素子Ｔ７，Ｔ８が導通状態のままＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６を非導通状態とする。
トランスＴＲの２次側巻線の電流経路がなくなるため、励磁電流は１次側巻線を流れる。コイルＬ１，Ｌ２を流れる電流は引き続きＩＧＢＴ素子Ｔ７，Ｔ８を介して流れる。
なお、動作状態（９）から動作状態（１０）までの間には、トランスＴＲは励磁されることがなく、トランスＴＲはリセットする。
【００６７】
動作状態（１１）：次にＩＧＢＴ素子Ｔ７，Ｔ８の導通状態のままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６を導通状態とする。
励磁電流は無く、コイルＬ１，Ｌ２を流れる電流のみが引き続きＩＧＢＴ素子Ｔ７，Ｔ８を介して流れ続ける。
【００６８】
動作状態（１２）：次にＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６を導通状態のままで、ＩＧＢＴ素子Ｔ７，Ｔ８を非導通状態とする。コイルＬ１，Ｌ２を流れる電流はＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６とトランスＴＲの２次側を流れる。これに伴い、トランスＴＲの１次側にも電圧が発生し、中間タップと直流電圧Ｖ１とＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオード（またはＩＧＢＴ素子Ｔ１の逆並列ダイオード）からなる経路に電流が流れる。
【００６９】
以上の動作状態（６）から動作状態（１２）を一周期として繰り返す。動作状態（７）の時間と動作状態（１０）の時間との比を調整することにより、交流入力回路４の端子に発生する電圧値を調整する。つまり、動作状態（７）の時間が動作状態（１０）の時間に比べて長くなると電圧値は上昇し、短くなると電圧値は下降する。なお、動作状態（８）、（９）と動作状態（１１）、（１２）、（１）は回路内のコイルに流れる電流の連続性を維持する動作であり、可及的に短くすることが望ましい。
【００７０】
また、上記動作は動作状態（７）でＩＧＢＴ素子Ｔ１を導通状態として電力をトランスＴＲの２次側に伝送したが、ＩＧＢＴ素子Ｔ１に代えてＩＧＢＴ素子Ｔ２を導通制御すれば、トランスＴＲの２次側に発生する電圧の極性は逆になり、逆極性の電圧が交流入力回路４の端子に発生する。つまり、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を導通状態とする周期とＩＧＢＴ素子Ｔ２を導通状態とする周期を切り換え、交流入力回路４の端子に発生する電圧の極性を制御することで交流を発生させることができる。
【００７１】
例えば、所望の交流電圧の周波数に合わせてＩＧＢＴ素子Ｔ１を導通状態とする周期とＩＧＢＴ素子Ｔ２を導通状態とする周期を切り換え、所望の交流電圧の周波数より十分高い周波数で各周期を繰り返すように各ＩＧＢＴ素子を動作させれば、所望の電圧波形を持った交流を発生することができる。
【００７２】
また、以上の動作は第１スイッチであるＩＧＢＴ素子Ｔ５，Ｔ６と第２スイッチであるＩＧＢＴ素子Ｔ７，Ｔ８のうち少なくとも一方が導通状態であるので、コイルＬ１，Ｌ２を流れる電流経路を確保することができ、サージの発生を防止することができる。
【００７３】
また、動作状態（１０）と動作状態（１１）との間で、動作状態（７）でトランスＴＲに印加した電圧と逆極性の電圧をＩＧＢＴ素子Ｔ２（またはＴ１）を導通制御して印加するステップを加えれば、トランスＴＲを確実にリセットさせることができる。
【００７４】
以上詳細に説明したとおり、本実施形態に係る交流直流変換装置、およびその駆動方法によれば、交流入力端２０から入力される交流電圧Ｖ２は、第２スイッチ３の導通により、一対の交流入力回路入力端４２を介して交流入力回路４に入力され、交流入力回路４において交流電圧Ｖ２の極性に応じた極性を有する電磁エネルギーが蓄積される。その後、第１スイッチ２の導通と第２スイッチ３の非導通とにより、交流入力回路４に蓄積されている電磁エネルギーは、交流電圧Ｖ２の極性に応じた極性を有する電圧として一対の交流入力回路出力端４１から一対の整流回路入力端３２を介して整流回路１に供給され、一対の整流回路出力端３１から直流電圧Ｖ１が出力される。整流回路１では、整流回路入力端３２と整流回路出力端３１とが直流的に絶縁ており、整流回路入力端３２に印加される交流電圧Ｖ２の極性に応じた極性の電圧に関わらず、整流回路出力端３１に直流電圧が出力される。入力と出力とを直流的に絶縁しつつ、第１スイッチ２と第２スイッチ３とを共に導通状態にある期間を経て交互に導通制御することにより、入力の交流電圧Ｖ２を所望の直流電圧Ｖ１に直接変換することができる。
【００７５】
また、逆並列ダイオードを有するＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６、およびＴ７、Ｔ８は、それぞれ、電流経路に対して互いに逆方向に接続されて第１スイッチ２、第２スイッチ３が構成されているので、電圧の極性によらず、双方向に導通、非導通の制御が可能となる。
【００７６】
また、実施形態の交流直流変換装置（図２）におけるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ７およびＴ６、Ｔ８は、互いにエミッタ端子が接続されているので、導通制御の際の基準電位を共通とすることができ、共通のドライブ電源を使用することができる。導通制御およびドライブ電源を簡略化することができる。
【００７７】
また、本実施形態に係る交流直流変換装置に関して、出力端子である直流出力端１０から直流電圧Ｖ１を入力し、入力端子である交流入力端２０から交流電圧Ｖ２を出力する駆動方法によれば、交流入力回路入力端４２には、交流入力回路出力端４１に印加された電圧が交流入力回路４により平滑され出力される。第１スイッチ２であるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６と、第２スイッチ３であるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８との、それぞれが導通状態となる時間の比を調整することによって、交流入力回路入力端４２に現れる交流電圧Ｖ２の波形や電圧値の大きさを制御できる。また、整流回路入力端３２に出力される電圧の極性を変えることにより、交流入力回路入力端４２に現れる交流電圧Ｖ２の極性を制御できる。入力される直流電圧Ｖ１と出力される交流電圧Ｖ２とを直流的に絶縁しつつ、直流電圧Ｖ１を所望の交流電圧Ｖ２に直接変換することができる。
【００７８】
また、トランスＴＲの励磁エネルギーによる電流は、２次側巻線の中間タップから、直流電圧Ｖ１の電源、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆並列ダイオードを介して２次側巻線に至る閉回路を流れ、トランスＴＲの励磁エネルギーが直流電圧Ｖ１の電源に回生される。この回生動作が完了しトランスＴＲの励磁エネルギーによる電流がなくなるところで、トランスＴＲがリセットされる。
【００７９】
尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。
【００８０】
例えば、本実施形態においては、整流回路１の実施形態として、トランスＴＲの２次側に中間タップを備えて、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２の逆並列ダイオードで構成されるセンタータップ型整流回路を例示したが、本願はこれに限定されるものではない。図９に示す交流直流変換装置の第１の別例の回路ブロック図では、整流回路１としてＩＧＢＴ素子Ｔ１１〜Ｔ１４の逆並列ダイオードによりブリッジ型全波整流回路が構成される場合である。
【００８１】
トランスＴＲの２次側巻線の一方の端子は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｔ１３のコレクタ端子との接続点が接続されており、他方の端子は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１２のエミッタ端子とＩＧＢＴ素子Ｔ１４のコレクタ端子との接続点が接続されている。また、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１およびＴ１２のコレクタ端子は、共通に直流電圧Ｖ１の電源の正極に接続されており、ＩＧＢＴ素子Ｔ１３およびＴ１４のエミッタ端子は、共通に直流電圧Ｖ１の電源の負極に接続されている。また各ＩＧＢＴ素子には逆並列ダイオードが接続されている。この逆並列ダイオードにより、ブリッジ型全波整流回路が構成される。また、直流交流変換装置として動作させる場合、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１、Ｔ１４と、ＩＧＢＴ素子Ｔ１２、Ｔ１３とを、交互に導通することにより、トランスＴＲの２次側巻線に印加される電圧の極性を反転することができる。
【００８２】
また、第１の別例の交流直流変換装置（図９）におけるＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８、および第４の別例の交流直流変換装置（図１２）におけるＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６は、互いにエミッタ端子が接続されているので、導通制御の際の基準電位を共通とすることができ、共通のドライブ電源を使用することができる。導通制御およびドライブ電源を簡略化することができる。
【００８３】
また、整流回路１では、トランスＴＲの２次側巻線と整流回路出力端子との間に、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２を備えてＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２の逆並列ダイオードにより、センタータップ型整流回路を構成する場合について説明した。しかしながら、本発明では、トランスＴＲの２次側巻線と整流回路出力端子との間には、トランスＴＲから出力される両極性の電圧を整流する整流回路を備えていればよく、ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２、ＩＧＢＴ素子Ｔ１１〜Ｔ１４に代えて、これらのＩＧＢＴ素子が有する逆並列ダイオードと同じ方向にダイオード等の整流素子を備える構成でも同様の作用、効果を奏することは言うまでもない。整流回路としてダイオードや逆並列ダイオードに代えて、半導体スイッチング素子を用いて同期整流動作させても良い。この場合、ダイオードのリカバリ特性等による損失を抑制することができる。
【００８４】
また、本実施形態においては、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８のコレクタ端子間が接続されると共に、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ７のエミッタ端子間、およびＩＧＢＴ素子Ｔ６、Ｔ８のエミッタ端子間が接続されて構成される場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００８５】
例えば、図９の第１の別例では、図２の実施形態の交流直流変換装置における整流回路１に代えて整流回路１Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２に代えてＩＧＢＴ素子Ｔ１１〜Ｔ１４を備えた構成である。また、第２スイッチ３に代えて第２スイッチ３Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８について、図２の実施形態の交流直流変換装置におけるコレクタ端子間の接続に代えて、エミッタ端子間が接続された構成である。ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８に関して、エミッタ端子間が接続される構成とされる。これにより、電圧の極性によらず、双方向に導通、非導通の制御が可能となる。また、逆並列ダイオードが対向しているので、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８を介する経路を非導通とすることができるという特徴は確保されながら、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６と共にフルブリッジ回路と同じ回路構成となる。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８のスイッチング制御に汎用のフルブリッジドライバを使用することができ好都合である。更にこの場合、共通接続されたＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８のエミッタ端子を設置電位とすれば好都合である。
【００８６】
また、図１０の第２の別例では、図２の実施形態の交流直流変換装置に加えて、ＩＧＢＴ素子Ｔ６、Ｔ８のエミッタ端子間の接続点を接地電位として、この接続点とコイルＬ２との間に、電流センス抵抗ＲＳを備える構成である。これにより、コイル電流を常時検出することができる。
【００８７】
また、電流センス抵抗ＲＳが備えられている位置がスイッチング制御の際の基準電位であり電位的に固定されるので、動作状態による大きな電位変動はない。したがって、電流センス抵抗ＲＳに流れる電流により検出される微少電圧の検出を容易に行なうことができる。
【００８８】
また、図１１の第３の別例では、図２の実施形態の交流直流変換装置における第１スイッチ２および第２スイッチ３に代えて、第１スイッチ２Ａおよび第２スイッチ３Ａを備えている。ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６に関して、エミッタ端子間が接続されて直列接続され、トランスＴＲの１次側巻線の一方とコイルＬ２との間に備えられ、トランスＴＲの１次側巻線の他方とコイルＬ１との間は直接接続される構成である。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｔ５、Ｔ６をスイッチング制御する基準電位を互いに接続されたエミッタ端子とすることができ、スイッチング制御の際のドライブ電源を共通にすることができる。スイッチング制御およびドライブ電源を簡略化することができる。
【００８９】
また、ＩＧＢＴ素子Ｔ７、Ｔ８に関しても、エミッタ端子間が接続される構成とすれば、同様にスイッチング制御の際のドライブ電源を共通にすることができる。スイッチング制御およびドライブ電源を簡略化することができる。
【００９０】
また、互いに接続されるエミッタ端子を接地電位に接続すれば、接地電位を基準電位としてドライブ電源を構成することができる。
【００９１】
整流回路１、１Ａの整流部としてのＩＧＢＴ素子Ｔ１、Ｔ２およびＴ１１〜Ｔ１４はいずれも逆並列ダイオードを備え、逆並列ダイオードによりセンタータップ型整流回路またはブリッジ型全波整流回路を構成したが、この構成に限らない。ダイオードのみを備え、センタータップ型整流回路またはブリッジ型全波整流回路を構成しても良い。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】本発明の交流直流変換装置を示す回路ブロック図である。
【図２】実施形態の交流直流変換装置において、交流直流変換動作を行わせる場合の回路ブロック図である。
【図３】交流直流変換動作における動作状態（１）を示す図である。
【図４】交流直流変換動作における動作状態（２）を示す図である。
【図５】交流直流変換動作における動作状態（３）を示す図である。
【図６】交流直流変換動作における動作状態（４）を示す図である。
【図７】交流直流変換動作における動作状態（５）を示す図である。
【図８】実施形態の交流直流変換装置において、直流交流変換動作を行わせる場合の回路ブロック図である。
【図９】交流直流変換装置の第１の別例を示す回路ブロック図である。
【図１０】交流直流変換装置の第２の別例を示す回路ブロック図である。
【図１１】交流直流変換装置の第３の別例を示す回路ブロック図である。
【図１２】背景技術の回路ブロック図である。
【符号の説明】
【００９３】
１      整流回路
２      第１スイッチ
３      第２スイッチ
４      交流入力回路
１０      直流出力端
２０      交流入力端
３１      整流回路出力端
３２      整流回路入力端
４１      交流入力回路出力端
４２      交流入力回路入力端
Ｌ１、Ｌ２      コイル
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ８      ＩＧＢＴ素子
ＴＲ      トランス
Ｖ１      直流電圧
Ｖ２      交流電圧
【図１】
2008048487.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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