(57)【要約】【課題】ヒステリシスコンパレータを用いた電源切り替え回路において、コンパレータのヒステリシス特性に電源電圧依存性が生じることなく、安定した切り替え動作ができるようにする。【解決手段】バッテリー電圧Ｖｂａｔとアダプター電圧ＶａｄｐとをコンパレータＯＰ１により比較し、バッテリーとアダプターにそれぞれ接続されたＭＯＳトランジスタを制御して電源切り替えを行う。その際、バッテリー電圧Ｖｂａｔとアダプター電圧Ｖａｄｐを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と抵抗Ｒ２１，Ｒ２２により同じ分圧比で分圧するとともに、それらの分圧抵抗と接地間に接続された電圧源ＶＳ１，ＶＳ２のうち一方の電圧源ＶＳ２と並列に接続されたＭＯＳトランジスタＭ１のオン・オフをコンパレータＯＰ１からの制御信号に応じて切り替えることにより、コンパレータＯＰ１の出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせる。【選択図】図１
2008125176.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧とを比較するコンパレータを有するコンパレータ回路において、
前記第１の電源からの電圧と前記第２の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、
前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧源と、を備え、
前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各電圧源のうち一方の電圧源の前記分圧抵抗への出力電圧を前記コンパレータの出力信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とするヒステリシスコンパレータ回路。
【請求項２】
前記一方の電圧源と並列に接続されたトランジスタを有し、
前記トランジスタを前記コンパレータの出力信号に応じてオン、オフすることを特徴とする請求項１記載のヒステリシスコンパレータ回路。
【請求項３】
第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧とを比較するコンパレータを有するコンパレータ回路において、
前記第１の電源からの電圧と前記第２の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、
前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧生成抵抗と、
前記各電圧生成抵抗にそれぞれ接続された定電流源と、を備え、
前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各定電流源のうち一方の定電流源から前記各電圧生成抵抗のうち一方に流れる電流を前記コンパレータの出力信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とするヒステリシスコンパレータ回路。
【請求項４】
前記一方の定電流源と直列に接続されたトランジスタを有し、
前記トランジスタを前記コンパレータの出力信号に応じてオン、オフすることを特徴とする請求項３記載のヒステリシスコンパレータ回路。
【請求項５】
第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧とを比較し、前記第１の電源と前記第２の電源にそれぞれ接続された各スイッチ素子の制御信号を出力するコンパレータを用いた電源切り替え回路において、
前記第１の電源からの電圧と前記第２の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、
前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧源と、を備え、
前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各電圧源のうち一方の電圧源の前記分圧抵抗への出力電圧を前記制御信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とする電源切り替え回路。
【請求項６】
前記一方の電圧源と並列に接続されたトランジスタを有し、
前記トランジスタを前記制御信号に応じてオン、オフすることを特徴とする請求項５記載の電源切り替え回路。
【請求項７】
第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧とを比較し、前記第１の電源と前記第２の電源にそれぞれ接続された各スイッチ素子の制御信号を出力するコンパレータを用いた電源切り替え回路において、
前記第１の電源からの電圧と前記第２の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、
前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧生成抵抗と、
前記各電圧生成抵抗にそれぞれ接続された定電流源と、を備え、
前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各定電流源のうち一方の定電流源から前記各電圧生成抵抗のうち一方に流れる電流を前記制御信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とする電源切り替え回路。
【請求項８】
前記一方の定電流源と直列に接続されたトランジスタを有し、
前記トランジスタを前記制御信号に応じてオン、オフすることを特徴とする請求項７記載の電源切り替え回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２系統の電圧を比較してそれぞれの電源を切り替えるためのコンパレータ回路、特にヒステリシス特性を持たせたヒステリシスコンパレータ回路および電源切り替え回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
バッテリーなどの内部電源で動作する携帯電子機器にＡＣアダプターなどの外部電源を接続し、その外部電源から携帯電子機器に電力を供給するように内部電源を切り離すような場合、それらの電源を切り替える電源切り替え回路が必要となる。そこで、２系統の電圧を比較してＭＯＳスイッチをオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）することにより電源を切り替えることが提案されている（例えば、特許文献１参照。）。図４はこのような従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。
【０００３】
図４に示す電源切り替え回路は、バッテリー電圧Ｖｂａｔが入力される入力ノードＴ１にドレイン（Ｄ）が接続されたＰチャネルのＭＯＳトランジスタＱ１０１と、アダプター電圧Ｖａｄｐが入力される入力ノードＴ２にドレイン（Ｄ）が接続されたＰチャネルのＭＯＳトランジスタＱ１０２と、バッテリー電圧Ｖｂａｔとアダプター電圧Ｖａｄｐを比較してＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２への制御信号を出力するコンパレータＯＰ１０１とを備えており、ＭＯＳトランジスタＱ１０１のゲート（Ｇ）にはコンパレータＯＰ１０１の出力信号である制御信号がドライバ１０１を介して入力され、ＭＯＳトランジスタＱ１０２のゲート（Ｇ）にはコンパレータＯＰ１０１からの制御信号がインバータＩＮＶ１０１で反転された信号がドライバ１０２を介して入力される。また、ＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２のソース（Ｓ）は出力ノードＴｏに接続され、出力ノードＴｏには出力コンデンサＣ１０１および負荷Ｒ１０１が接続される。Ｄ１０１，Ｄ１０２はＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２の寄生ダイオードを示している。
【０００４】
上記の電源切り替え回路において、コンパレータＯＰ１０１は演算増幅器からなり、電源電圧として出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。インバータＩＮＶ１０１は、このコンパレータＯＰ１０１の出力を反転する。このため、２つのＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２のオン、オフの状態は互いに逆になり、バッテリーとアダプターの電源が切り替えられて出力される。
【０００５】
すなわち、２つのＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２は、ゲートにＬ（Ｌｏｗ）レベルの信号を受けるとオン状態となり、Ｈ（Ｈｉｇｈ）レベルの信号を受けるとオフ状態となる。そして、Ｖｂａｔ＞Ｖａｄｐのとき、コンパレータＯＰ１０１の出力はＬレベルであり、ＭＯＳトランジスタＱ１０１はオン状態となる。また、コンパレータＯＰ１０１の出力を受けてインバータＩＮＶ１０１の出力はＨレベルとなり、ＭＯＳトランジスタＱ１０２はオフ状態となる。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔ＝バッテリー電圧Ｖｂａｔとなり、バッテリー電圧Ｖｂａｔとアダプター電圧Ｖａｄｐのうち高い方の電圧（バッテリー電圧Ｖｂａｔ）が選択出力される。
【０００６】
一方、Ｖｂａｔ＜Ｖａｄｐのときは、上記のＶｂａｔ＞ＶａｄｐのときとＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２のゲートに入力される信号の論理が逆転し、ＭＯＳトランジスタＱ１０１はオフ状態、ＭＯＳトランジスタＱ１０２はオン状態となる。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔ＝アダプター電圧Ｖａｄｐとなり、同様にバッテリー電圧Ｖｂａｔとアダプター電圧Ｖａｄｐのうち高い方の電圧（アダプター電圧Ｖａｄｐ）が選択出力される。
【０００７】
なお、２つのＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２は高耐圧や大電流を要求されることが多いため、ディスクリート部品を第一に考えている。このため、２つのＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２のソース（Ｓ）、ドレイン（Ｄ）はディスクリート部品で指定されている端子名を用いている。すなわち、通常の使用方法では寄生ダイオードのアノードと接続される側がドレイン、カソード側に接続される側がソースとなるため、ディスクリート部品としてはこの接続に応じてソース（Ｓ）、ドレイン（Ｄ）が指定されるので、本明細書もこれに従っている。これは、市販のＭＯＳトランジスタを用いて容易に背景技術や本発明を確認・実施できるようにするための配慮であるが、２つのＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２の実際の電流はドレインからソースに流れている。
【０００８】
上記のコンパレータＯＰ１０１は、電源電圧として出力電圧Ｖｏｕｔを用いているが、他の制御電源を用いることもできる。図５はこのような他の従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。この電源切り替え回路では、出力電圧Ｖｏｕｔから制御電圧Ｖｒｅｇを得る安定化電源回路としてレギュレータ１０３を備えており、その制御電圧ＶｒｅｇをコンパレータＯＰ１０２の電源電圧としている。
【０００９】
ここで、上述の図４および図５に示す電源切り替え回路においては、コンパレータＯＰ１０１，ＯＰ１０２の入力電圧として、コンパレータＯＰ１０１，ＯＰ１０２の電源電圧以上のレベルの電圧（例えばバッテリー電圧Ｖｂａｔとアダプター電圧Ｖａｄｐの差がほとんどない、Ｖｒｅｇ＝３Ｖに対しバッテリー電圧Ｖｂａｔおよびアダプター電圧Ｖａｄｐの範囲が５Ｖから１２Ｖ、など）が入力され、コンパレータＯＰ１０１，ＯＰ１０２の同相入力範囲を超えてしまい、コンパレータＯＰ１０１，ＯＰ１０２が正常に動作せず、２つの電圧の中で高い方の電圧を選択出力することができない場合がある。
【００１０】
そこで、コンパレータへの入力電圧が同相入力範囲となるように、バッテリー電圧Ｖｂａｔおよびアダプター電圧Ｖａｄｐを抵抗分圧してコンパレータに入力することが提案されている（例えば、特許文献２参照。）。図６はこのようなコンパレータの入力に抵抗分圧を適用する従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。
【００１１】
図６に示す電源切り替え回路では、バッテリー電圧Ｖｂａｔを抵抗Ｒ１１１，Ｒ１１２によって分圧し、その分圧した電圧をコンパレータＯＰ１０２の反転入力端子に入力するとともに、アダプター電圧Ｖａｄｐを抵抗Ｒ１２１，Ｒ１２２によって分圧し、その分圧した電圧をコンパレータＯＰ１０２の非反転入力端子に入力している。このように、コンパレータＯＰ１０２の入力に抵抗分圧を適用することにより、コンパレータＯＰ１０２の入力電圧が同相入力範囲となる。
【００１２】
ここで、抵抗Ｒ１１１，Ｒ１１２および抵抗Ｒ１２１，Ｒ１２２の抵抗値もＲ１１１，Ｒ１１２およびＲ１２１，Ｒ１２２と表すとすると（以下同様とする）、例えば、Ｒ１１１＝Ｒ１２１、Ｒ１１２＝Ｒ１２２、Ｒ１１１／Ｒ１１２＝５と設定し、バッテリー電圧Ｖｂａｔおよびアダプター電圧Ｖａｄｐが５Ｖから１２Ｖまでの範囲で変化する場合、コンパレータＯＰ１０２の反転入力端子および非反転入力端子に入力される電圧は０．８３Ｖ〜２Ｖとなり、コンパレータＯＰ１０２の制御電圧Ｖｒｅｇ＝３Ｖでも十分同相入力範囲に入り、正常に動作して選択出力することができる。
【００１３】
また、上記の回路で安定した電源切り替え動作を行うためには、切り替えレベルにヒステリシス幅を持たせることが有効である。図７はこの電源切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせた従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。
【００１４】
図７に示す電源切り替え回路では、抵抗Ｒ１２２とＧＮＤ（接地）間に抵抗Ｒ１２３を接続し、抵抗Ｒ１２３と並列にＮチャネルのＭＯＳトランジスタＭ１０１を接続し、ＭＯＳトランジスタＭ１０１のゲートをインバータＩＮＶ１０１の出力信号で制御している。ＭＯＳトランジスタＭ１０１は、ゲート信号がＨレベルでオンとなり、ゲート信号がＬレベルでオフとなる。
【００１５】
Ｖｂａｔ＞Ｖａｄｐのときは、コンパレータＯＰ１０２の出力はＬレベルとなるので、ＭＯＳトランジスタＭ１０１はオン状態となり、抵抗Ｒ１２３と抵抗Ｒ１２２の接続点はＧＮＤレベルになり、アダプター電圧Ｖａｄｐの分圧に抵抗Ｒ１２３は寄与しない。一方、Ｖｂａｔ＜Ｖａｄｐのときは、コンパレータＯＰ１０２の出力はＨレベルとなるので、ＭＯＳトランジスタＭ１０１はオフ状態となり、抵抗Ｒ１２３はアダプター電圧Ｖａｄｐの分圧抵抗として寄与する。
【００１６】
ここで、ｋ１，ｋ２を定数とし、例えばＲ１２１＝Ｒ１１１、Ｒ１２２＝ｋ１×Ｒ１１２、Ｒ１２２＋Ｒ１２３＝ｋ２×Ｒ１１２と設定した場合、バッテリー電圧Ｖｂａｔを基準にして、バッテリー電圧Ｖｂａｔ側からアダプター電圧Ｖａｄｐ側に切り替わるレベルは、次式で表される。
【００１７】
Ｖａｄｐ−Ｖｂａｔ＝（１−ｋ１）／ｋ１×Ｒ１１１／（Ｒ１１１＋Ｒ１１２）×Ｖｂａｔ  （＝ΔＶ１１１）  ……（１）
同様に、バッテリー電圧Ｖｂａｔを基準にして、アダプター電圧Ｖａｄｐ側からバッテリー電圧Ｖｂａｔ側に切り替わるレベルは、次式で表される。
【００１８】
Ｖａｄｐ−Ｖｂａｔ＝（１−ｋ２）／ｋ２×Ｒ１１１／（Ｒ１１１＋Ｒ１１２）×Ｖｂａｔ  （＝ΔＶ１１２）  ……（２）
具体的に、例えばＲ１１１／Ｒ１１２＝５、ｋ１＝０．９７８、ｋ２＝１．０２２に設定すると、ΔＶ１１１＝０．０１８７Ｖｂａｔ、ΔＶ１１２＝−０．０１７９Ｖｂａｔとなる。
【００１９】
図８は上記のヒステリシス特性を持たせた従来の電源切り替え回路における電源切り替えレベルを示す図である。実線はバッテリーからアダプターへの切り替えレベルであり、差電圧ΔＶ１１１を示している。破線はアダプターからバッテリーへの切り替えレベルであり、差電圧ΔＶ１１２を示している。
【００２０】
Ｖｂａｔ＞Ｖａｄｐで、ＭＯＳトランジスタＱ１０１がオン、ＭＯＳトランジスタＱ１０２がオフしている状態から、ＶｂａｔよりもΔＶ１１１だけＶａｄｐが高くなると、ＭＯＳトランジスタＱ１０１がオフし、ＭＯＳトランジスタＱ１０２がオンする。逆に、Ｖｂａｔ＜Ｖａｄｐで、ＭＯＳトランジスタＱ１０１がオフ、ＭＯＳトランジスタＱ１０２がオンしている状態から、ＶａｄｐがΔＶ１１２だけＶｂａｔよりも低くなると、ＭＯＳトランジスタＱ１０１がオンし、ＭＯＳトランジスタＱ１０２がオフする。
【特許文献１】特開２００５−１８５１４号公報
【特許文献２】特開平９−１３０９９６号公報（図３，図６，図８，図１１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかしながら、上記のような従来のヒステリシスコンパレータを用いた電源切り替え回路においては、電源切り替えレベルが電源電圧依存性を持ち、電源切り替えレベルを電源電圧の高い方で最適に設定すると電源電圧の低い領域で切り替えレベルが小さくなってノイズで誤動作したり、また電源電圧の低い方で最適に設定すると電源電圧の高い領域で切り替えレベルが大きくなって切り替えができなくなるという問題点がある。
【００２２】
すなわち、従来の構成では、差電圧ΔＶ１１１，ΔＶ１１２はＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２の寄生ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２のオン電圧ＶＦ（一般に０．６Ｖ程度の電圧）よりも低い電圧に設定しなければならない。差電圧ΔＶ１１１，ΔＶ１１２が寄生ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２のオン電圧ＶＦよりも高いと、ＭＯＳトランジスタＱ１０１がオンのときＶｏｕｔ＝Ｖｂａｔとなり、この状態でアダプター電圧Ｖａｄｐが上昇して（Ｖｂａｔ＋ＶＦ）の電圧以上になると、ＭＯＳトランジスタＱ１０２の寄生ダイオードＤ１０２がオンしてＶｏｕｔ＝（Ｖａｄｐ−ＶＦ）となり、ＭＯＳトランジスタＱ１０１はオンしているのでＶｂａｔ＝Ｖｏｕｔ＝（Ｖａｄｐ−ＶＦ）となり、アダプター側からバッテリーが逆充電され、切り替え判定用の電位差は（Ｖａｄｐ−Ｖｂａｔ）＝ＶＦに固定されてしまう。
【００２３】
したがって、ΔＶ１１１＞ＶＦに設定されていると、切り替えレベル以上に差電圧が大きくならず、電源切り替えが行われなくなる。同様に、ΔＶ１１２＞ＶＦに設定されていると、アダプター電圧Ｖａｄｐ側からバッテリー電圧Ｖｂａｔ側への切り替えができなくなる。このため、切り替えレベルの差電圧ΔＶ１１１，ΔＶ１１２は、寄生ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２の使用温度条件や負荷電流を考慮した最低オン電圧以下に設定する必要がある。
【００２４】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、コンパレータのヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能なヒステリシスコンパレータ回路および電源切り替え回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明では上記課題を解決するために、第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧とを比較するコンパレータを有するコンパレータ回路において、前記第１の電源からの電圧と前記第２の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧源と、を備え、前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各電圧源のうち一方の電圧源の前記分圧抵抗への出力電圧を前記コンパレータの出力信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とするヒステリシスコンパレータ回路が提供される。
【００２６】
このようなヒステリシスコンパレータ回路によれば、第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧を等しい分圧比でそれぞれ分圧し、それらの分圧抵抗に接続された電圧源のうち一方の電圧源の分圧抵抗への出力電圧をコンパレータからの出力信号に応じて切り替えるので、コンパレータのヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能になる。
【００２７】
また、本発明では上記課題を解決するために、第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧とを比較するコンパレータを有するコンパレータ回路において、前記第１の電源からの電圧と前記第２の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧生成抵抗と、前記各電圧生成抵抗にそれぞれ接続された定電流源と、を備え、前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各定電流源のうち一方の定電流源から前記電圧生成抵抗のうち一方に流れる電流を前記コンパレータの出力信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とするヒステリシスコンパレータ回路が提供される。
【００２８】
このようなヒステリシスコンパレータ回路によれば、第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧を等しい分圧比でそれぞれ分圧し、それらの分圧抵抗に接続された定電流源のうち一方の定電流源の分圧抵抗への出力電流をコンパレータからの出力信号に応じて切り替えるので、コンパレータのヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能になる。
【００２９】
また、本発明では上記課題を解決するために、第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧とを比較し、前記第１の電源と前記第２の電源にそれぞれ接続された各スイッチ素子の制御信号を出力するコンパレータを用いた電源切り替え回路において、前記第１の電源からの電圧と前記第２の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧源と、を備え、前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各電圧源のうち一方の電圧源の前記分圧抵抗への出力電圧を前記制御信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とする電源切り替え回路が提供される。
【００３０】
このような電源切り替え回路によれば、第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧を等しい分圧比でそれぞれ分圧し、それらの分圧抵抗に接続された電圧源のうち一方の電圧源の分圧抵抗への出力電圧をコンパレータからの制御信号に応じて切り替えるので、コンパレータのヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能になる。
【００３１】
また、本発明では上記課題を解決するために、第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧とを比較し、前記第１の電源と前記第２の電源にそれぞれ接続された各スイッチ素子の制御信号を出力するコンパレータを用いた電源切り替え回路において、前記第１の電源からの電圧と前記第２の電源からの電圧をそれぞれ分圧して前記コンパレータに入力する分圧抵抗と、前記各分圧抵抗と基準電位間にそれぞれ接続された電圧生成抵抗と、前記各電圧生成抵抗にそれぞれ接続された定電流源と、を備え、前記各分圧抵抗の分圧比を等しく設定するとともに、前記各定電流源のうち一方の定電流源から前記電圧生成抵抗のうち一方に流れるへの出力電流を前記制御信号に応じて切り替えることにより、前記コンパレータの出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせたことを特徴とする電源切り替え回路が提供される。
【００３２】
このような電源切り替え回路によれば、第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧を等しい分圧比でそれぞれ分圧し、それらの分圧抵抗に接続された定電流源のうち一方の定電流源の電圧生成抵抗への出力電流をコンパレータからの制御信号に応じて切り替えるので、コンパレータのヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能になる。
【発明の効果】
【００３３】
本発明のヒステリシスコンパレータ回路および電源切り替え回路は、第１の電源からの電圧と第２の電源からの電圧を等しい分圧比でそれぞれ分圧し、それらの分圧抵抗に接続された電圧源もしくは電流源と電圧生成抵抗に関し、電圧源の出力電圧もしくは電流源から電圧生成回路に流れる電流をコンパレータからの制御信号に応じて切り替えるので、コンパレータのヒステリシス特性に電源電圧依存性が生じることなく、常に安定した切り替え動作が可能になるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態の電源切り替え回路の構成を示す図である。この電源切り替え回路は、ヒステリシスコンパレータを用いて第１の電源であるバッテリーと第２の電源であるアダプターの２つの電源を切り替えるものであり、次のように構成されている。
【００３５】
バッテリーからのバッテリー電圧Ｖｂａｔが入力される入力ノードＴ１にドレイン（Ｄ）が接続されたスイッチ素子であるＭＯＳトランジスタＱ１と、アダプターからのアダプター電圧Ｖａｄｐが入力される入力ノードＴ２にドレイン（Ｄ）が接続されたスイッチ素子であるＭＯＳトランジスタＱ２と、バッテリー電圧Ｖｂａｔとアダプター電圧Ｖａｄｐを比較してＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２への制御信号を出力するコンパレータＯＰ１を備えている。２つのＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２は、ゲート（Ｇ）にＬレベルの信号を受けるとオン状態となり、Ｈレベルの信号を受けるとオフ状態となる。ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートにはヒステリシス特性を持つコンパレータＯＰ１の出力信号である制御信号がドライバ１を介して入力され、ＭＯＳトランジスタＱ２のゲートにはコンパレータＯＰ１からの制御信号がインバータＩＮＶ１で反転された信号がドライバ２を介して入力される。また、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のソース（Ｓ）は出力ノードＴｏに接続され、出力ノードＴｏには出力コンデンサＣ１および負荷Ｒ１が接続される。Ｄ１，Ｄ２はＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２の寄生ダイオードを示している。
【００３６】
なお、背景技術におけるＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２と同様に、２つのＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２とは高耐圧や大電流を要求されることが多いため、ディスクリート部品を第一に考えている（但し、ディスクリート部品に限定するわけではない）。このため、ＭＯＳトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２と同様に、２つのＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のソース（Ｓ）、ドレイン（Ｄ）はディスクリート部品で指定されている端子名を用いている。これは、市販のＭＯＳトランジスタを用いて容易に本発明を確認・実施できるようにするための配慮であるが、２つのＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２の実際の電流はドレインからソースに流れる。
【００３７】
上記コンパレータＯＰ１は演算増幅器からなり、出力電圧Ｖｏｕｔから制御電圧Ｖｒｅｇを得るレギュレータ（安定化電源）３からの制御電圧Ｖｒｅｇが電源電圧として供給される。また、インバータＩＮＶ１は、コンパレータＯＰ１の出力を反転する。このため、２つのＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のオン、オフの状態は互いに逆になり、バッテリーとアダプターの電源が切り替えられて出力される。
【００３８】
バッテリー電圧Ｖｂａｔは抵抗Ｒ１１，Ｒ１２によって分圧され、その分圧抵抗の接続点がコンパレータＯＰ１の反転入力端子に接続されている。アダプター電圧Ｖａｄｐは抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によって分圧され、その分圧抵抗の接続点がコンパレータＯＰ１の非反転入力端子に接続されている。このように、コンパレータＯＰ１の入力に抵抗分圧を適用することにより、コンパレータＯＰ１の入力電圧が同相入力範囲となる。
【００３９】
また、抵抗Ｒ１２と基準電位（ＧＮＤ（接地））間に出力電圧Ｖ１の電圧源ＶＳ１が接続され、抵抗Ｒ２２とＧＮＤ間に出力電圧Ｖ２の電圧源ＶＳ２が接続されており、一方の電圧源ＶＳ２と並列にＮチャネルのＭＯＳトランジスタＭ１が接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１はインバータＩＮＶ１の出力信号によりオン、オフされる。ＭＯＳトランジスタＭ１は、ゲート信号がＨレベルでオンとなり、ゲート信号がＬレベルでオフとなる。
【００４０】
上記の抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の分圧比は等しく設定され、一方の電圧源ＶＳ２の抵抗Ｒ２１，Ｒ２２への出力電圧をコンパレータＯＰ１からの制御信号に応じて切り替えることにより、コンパレータＯＰ１の出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせている。
【００４１】
ここで、例えばＲ２１＝Ｒ１１＝Ｒ１、Ｒ２２＝Ｒ１２＝Ｒ２の関係に設定した場合（もしくはＲ１１／Ｒ１２＝Ｒ２１／Ｒ２２＝Ｒ１／Ｒ２の関係に設定した場合）、バッテリー電圧Ｖｂａｔを基準にして、バッテリー電圧Ｖｂａｔ側からアダプター電圧Ｖａｄｐ側に切り替わるレベルは、次式で表される。
【００４２】
Ｖａｄｐ−Ｖｂａｔ＝Ｒ１／Ｒ２×Ｖ１  （＝ΔＶ１１）  ……（３）
同様に、バッテリー電圧Ｖｂａｔを基準にして、アダプター電圧Ｖａｄｐ側からバッテリー電圧Ｖｂａｔ側に切り替わるレベルは、次式で表される。
【００４３】
Ｖａｄｐ−Ｖｂａｔ＝Ｒ１／Ｒ２×（Ｖ１−Ｖ２）  （＝ΔＶ１２）  ……（４）
具体的に、例えばＲ１／Ｒ２＝５、Ｖ１＝３０ｍＶ、Ｖ２＝６０ｍＶに設定すると、ΔＶ１１＝５×３０ｍＶ＝１５０ｍＶ、ΔＶ１２＝５×（３０−６０）ｍＶ＝−１５０ｍＶとなる。
【００４４】
なお、上記の式（３）について詳細に説明すると、図１の構成で電圧源ＶＳ２の出力電圧Ｖ２＝０のときにコンパレータＯＰ１の２つの入力電圧が等しくなる条件は、Ｒ２１＝Ｒ１１＝Ｒ１、Ｒ２２＝Ｒ１２＝Ｒ２（もしくはＲ１１／Ｒ１２＝Ｒ２１／Ｒ２２＝Ｒ１／Ｒ２）であるので、次のようになる。
【００４５】
Ｖ１＋（Ｖｂａｔ−Ｖ１）×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｖａｄｐ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）
上式の左辺は、Ｖｂａｔ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｖ１×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）であるので、両辺に（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２を乗じると、Ｖｂａｔ＋Ｒ１／Ｒ２×Ｖ１＝Ｖａｄｐとなり、式（３）が得られる。
【００４６】
また、式（４）について説明すると、図１の構成でＶ２≠０のときにコンパレータＯＰ１の２つの入力電圧が等しくなる条件は、次のようになる。
Ｖ１＋（Ｖｂａｔ−Ｖ１）×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｖ２＋（Ｖａｄｐ−Ｖ２）×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）
これより、
Ｖｂａｔ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｖ１×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｖａｄｐ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｖ２×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）
両辺に（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２を乗じると、Ｖｂａｔ＋Ｒ１／Ｒ２×Ｖ１＝Ｖａｄｐ＋Ｒ１／Ｒ２×Ｖ２となり、式（４）が得られる。
【００４７】
図２は上記のヒステリシス特性を持たせた第１の実施の形態の電源切り替え回路における電源切り替えレベルの一例を示す図である。実線はバッテリーからアダプターへの切り替えレベルであり、差電圧ΔＶ１１を示している。破線はアダプターからバッテリーへの切り替えレベルであり、差電圧ΔＶ１２を示している。
【００４８】
第１の実施の形態の電源切り替え回路においては、式（３）および式（４）の右辺にＶｂａｔの項が存在せず、また図２のグラフでも判るように、電源切り替えレベルの差電圧ΔＶ１１，ΔＶ１２は電圧依存性がなく、一定レベルとなる。したがって、差電圧ΔＶ１１，ΔＶ１２を最適に設定すれば、電源電圧の大きさに関係なく、常に安定した電源切り替え動作が可能になる。
【００４９】
図３は本発明の第２の実施の形態の電源切り替え回路の構成を示す図であり、図１と同一符号は同一構成要素を示している。第２の実施の形態では、図１の電圧源ＶＳ１，ＶＳ２の代わりに電圧生成抵抗Ｒ１３，Ｒ２３が接続され、抵抗Ｒ１２と電圧生成抵抗Ｒ１３の接続点に定電流源ＩＳ１が接続され、抵抗Ｒ２２と電圧生成抵抗Ｒ２３の接続点に定電流源ＩＳ２が接続されている。また、電圧生成抵抗Ｒ２３と並列にＭＯＳトランジスタＭ１が接続されており、このＭＯＳトランジスタＭ１はインバータＩＮＶ１の出力信号によりオン、オフされる。
【００５０】
上記の電源切り替え回路においては、一方の定電流源ＩＳ２の電圧生成抵抗への出力電流をコンパレータＯＰ１からの制御信号に応じて切り替えることにより、コンパレータＯＰ１の出力切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせている。
【００５１】
すなわち、抵抗Ｒ１２と電圧生成抵抗Ｒ１３の接続点には定電流源ＩＳ１から出力される定電流Ｉ１が導かれ、抵抗Ｒ２２と電圧生成抵抗Ｒ２３の接続点には定電流源ＩＳ２から出力される定電流Ｉ２が導かれる。このとき、電圧生成抵抗Ｒ１３の抵抗値を抵抗Ｒ１２に比べて十分小さく、電圧生成抵抗Ｒ２３の抵抗値を抵抗Ｒ２２に比べて十分小さく設定し、定電流Ｉ１，Ｉ２の値を、バッテリー電圧Ｖｂａｔ、アダプター電圧Ｖａｄｐによって抵抗Ｒ１１，Ｒ１２、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２に流れる電流値よりも十分大きな値に設定すると、上記の各接続点の電圧は電圧源とみなすことができる。したがって、抵抗Ｒ１２と電圧生成抵抗Ｒ１３の接続点の電圧Ｖ１１≒Ｉ１×Ｒ１３、抵抗Ｒ２２と電圧生成抵抗Ｒ２３の接続点の電圧Ｖ１２≒Ｉ２×Ｒ２３となり、図１の電源切り替え回路と同様、コンパレータＯＰ１のヒステリシス特性に電圧依存性が生じることなく、常に安定した電源切り替え動作が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源切り替え回路の構成を示す図である。
【図２】第１の実施の形態の電源切り替え回路における電源切り替えレベルの一例を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の電源切り替え回路の構成を示す図である。
【図４】従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。
【図５】他の従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。
【図６】コンパレータの入力に抵抗分圧を適用する従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。
【図７】電源切り替えレベルにヒステリシス特性を持たせた従来の電源切り替え回路の構成を示す図である。
【図８】ヒステリシス特性を持たせた従来の電源切り替え回路における電源切り替えレベルを示す図である。
【符号の説明】
【００５３】
１，２  ドライバ
３  レギュレータ
Ｃ１  出力コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２  寄生ダイオード
ＩＮＶ１  インバータ
ＩＳ１，ＩＳ２  定電流源
Ｍ１，Ｑ１，Ｑ２  ＭＯＳトランジスタ
ＯＰ１  コンパレータ
Ｒ１  負荷
Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２  抵抗
Ｒ１３，Ｒ２３  電圧生成抵抗
Ｔ１，Ｔ２  入力ノード
Ｔｏ  出力ノード
ＶＳ１，ＶＳ２  電圧源
【図１】
2008125176.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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