(57)【要約】【課題】アシンメトリなアナログ信号をデジタル信号に変換する。【解決手段】Ａ／Ｄ変換回路１において、再生ＲＦ信号のピーク値、ボトム値及び平均値を検波回路１０で検波する。Ａ／Ｄ変換特性演算部１２は、これらの値に基づいて再生ＲＦ信号のアシンメトリを補正するような所望のＡ／Ｄ変換特性を演算し、Ｄ／Ａコンバータ１６に指示する。Ｄ／Ａコンバータ１６は所望のＡ／Ｄ変換特性となるようにコンパレータＣ１〜Ｃ２５５に与える基準電位を生成する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力アナログ信号と基準電位とを比較するコンパレータを有するＡ／Ｄ変換回路であって、
前記入力アナログ信号のピーク値、ボトム値及び平均値を検出する検出回路と、
前記ピーク値、ボトム値、及び平均値に応じ、所望のＡ／Ｄ変換特性となるように基準電位を設定する調整回路と、
を有することを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
【請求項２】
請求項１記載の回路において、
前記所望のＡ／Ｄ変換特性は、前記ボトム値をデジタル値の最小値、前記ピーク値をデジタル値の最大値、前記平均値をデジタル値の中間値に変換し、前記ボトム値と前記平均値との間は入力電圧値に応じてリニアにデジタル値が変化し、前記平均値と前記ピーク値との間は入力電圧値に応じてリニアにデジタル値が変化するような特性とすることを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
【請求項３】
請求項１記載の回路において、
前記所望のＡ／Ｄ変換特性は、前記ボトム値をデジタル値の最小値、前記ピーク値をデジタル値の最大値、前記平均値をデジタル値の中間値に変換し、前記ボトム値と前記平均値との間、及び前記平均値と前記ピーク値との間はいずれも入力電圧値に応じて非リニアにデジタル値が変化するような特性とすることを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
【請求項４】
請求項１記載の回路において、
前記入力アナログ信号は、光ディスクからの再生ＲＦ信号であり、
前記所望のＡ／Ｄ変換特性は、前記再生ＲＦ信号に基づくデータ再生品質に応じて更新されることを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
【請求項５】
請求項１記載の回路において、
前記入力アナログ信号は、光ディスクからの再生ＲＦ信号であり、
前記所望のＡ／Ｄ変換特性は、前記光ディスクの再生エリア毎に設定されることを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載の回路において、
前記調整回路はＤ／Ａ変換回路を含み、前記Ｄ／Ａ変換回路は、所望のＡ／Ｄ変換特性となるようにデジタル値からアナログ基準電位を生成することを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載の回路において、
前記Ａ／Ｄ変換回路は、並列型、インターポレーション型、パイプライン型、カスケード型、サブレンジング型、フォールディング型のいずれかであることを特徴とするＡ／Ｄ変換回路。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載のＡ／Ｄ変換回路を有し、光ディスクから読み出したアナログ信号をデジタル信号に変換して復調する光ディスク装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＡ／Ｄ変換回路及び光ディスク装置に関し、特に入力アナログ信号のアシンメトリあるいは上下非対称性の補正に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＨＤ  ＤＶＤやＢＤ（Blu-ray Disc）等の次世代光ディスクでは、ディスク上のピットとレーザスポット直径の関係から、再生信号は前後のピットから符号間干渉を受けることとなり、信号再生時にはこの干渉を積極的に利用してＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式で再生を行うことが提案されている。ここに、ＰＲＭＬは、前後のピット間の干渉を前提とし、再生信号から最も確からしいデータを読み取る信号処理方式であり、波形干渉を抑えずに狭い周波数帯域のままデータを記録再生するＰＲ検出と、１ビット毎に判別するのではなく複数の再生信号列から最も確からしいビット列を復号するＭＬ復号の複合技術である。
【０００３】
ＨＤ  ＤＶＤのＰＲクラスはメディアとピックアップ間の伝達特性からＰＲ［１，２，２，２，１］とされているが、最短反転２Ｔ（Ｔは基準時間長）の変調コードが採用されており、ＰＲ［１，２，２，２，１］では、２Ｔ信号の振幅が得られない問題がある。光ディスクの再生方法としては一般にダイレクトスライス法が用いられるが、ピット長が２Ｔの場合は上記のように信号振幅が小さいため、ダイレクトスライス法では２Ｔ信号を抽出することが困難である。ＰＲＭＬ法においては、再生信号に最も近い時間遷移をもつ目標信号を選択し、目標信号を生成するビット列をデコード結果として出力する。目標信号は指定したインパルスレスポンス（ＰＲクラス）とビット列の畳み込みにより算出される。したがって、光ディスクの記録密度に応じた適切なＰＲクラスが選択される。ＰＲクラスをＰＲ［ａ，ｂ］で表現するものとすると、ＰＲ［１，１］はインパルス応答が連続する２つの識別点に１：１の割合で出現する特性を示す。したがって、入力｛０・・１・・・｝に対する応答出力は｛０・・１１・・｝となる。また、ＰＲ［１，２，１］はインパルス応答が連続する３つの識別点に１：２：１の割合で出現する特性を示す。したがって、入力｛０・・１・・｝に対する応答特性は｛０・・１２１・・｝となる。ＨＤ  ＤＶＤの場合、ＰＲクラスはＰＲ［１，２，２，２，１］とされ、これはインパルス応答が連続する５個の識別点に１：２：２：２：１の割合で出現することを示す。
【０００４】
しかしながら、ＰＲＭＬ法では、上下対称のシンメトリな再生信号に対しては精度よくデコードできるが、上下に非対称のアシンメトリな再生信号に対しては非常に脆く、悪影響を及ぼすことがある。
【０００５】
下記の特許文献１には、信号のアシンメトリの大小を検出し、アシンメトリが大きい場合にはスライサによる２値化を行い、アシンメトリが小さい場合にはＰＲＭＬで２値化を行うことが開示されている。
【０００６】
また、特許文献２には、ＰＲＭＬ方式のデータ再生チャネルに使用されるフラッシュ型Ａ／Ｄ変換回路において、基準電圧の中心電圧レベルを調整するための調整回路を設けることが開示されている。
【０００７】
【特許文献１】特開２００２−２７９７３６号公報
【特許文献２】特開平８−８３４０３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記特許文献１に開示された技術では、アシンメトリが大きな再生信号の場合にはスライサによる２値化が行われるため、２Ｔ信号をデコードすることが困難で本質的な解決に至っていない。
【０００９】
本発明の目的は、上下に非対称のアシンメトリな信号が入力された場合でも的確に２値化を行うことができるＡ／Ｄ変換回路及び光ディスク装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、入力アナログ信号と基準電位とを比較するコンパレータを有するＡ／Ｄ変換回路であって、前記入力アナログ信号のピーク値、ボトム値及び平均値を検出する検出回路と、前記ピーク値、ボトム値、及び平均値に応じ、所望のＡ／Ｄ変換特性となるように基準電位を設定する調整回路とを有することを特徴とする。
【００１１】
本発明の１つの実施形態では、前記所望のＡ／Ｄ変換特性は、前記ボトム値をデジタル値の最小値、前記ピーク値をデジタル値の最大値、前記平均値をデジタル値の中間値に変換し、前記ボトム値と前記平均値との間は入力電圧値に応じてリニアにデジタル値が変化し、前記平均値と前記ピーク値との間は入力電圧値に応じてリニアにデジタル値が変化するような特性とする。
【００１２】
また、本発明の他の実施形態では、前記所望のＡ／Ｄ変換特性は、前記ボトム値をデジタル値の最小値、前記ピーク値をデジタル値の最大値、前記平均値をデジタル値の中間値に変換し、前記ボトム値と前記平均値との間、及び前記平均値と前記ピーク値との間はいずれも入力電圧値に応じて非リニアにデジタル値が変化するような特性とする。
【００１３】
本発明のＡ／Ｄ変換回路は、並列型、インターポレーション型、パイプライン型、カスケード型、サブレンジング型、フォールディング型のいずれでもよい。
【００１４】
本発明のＡ／Ｄ変換回路は、光ディスクに対してデータを記録しあるいは再生する光ディスク装置に組み込むことができる。光ディスク装置は、光ディスクから読み出した再生ＲＦ信号をＡ／Ｄ変換回路でデジタル信号に変換して復調する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、簡易な構成で非リニアなＡ／Ｄ特性を実現することができる。したがって、このようなＡ／Ｄ変換回路を用いることで、上下に非対称な、あるいはアシンメトリな再生ＲＦ信号も的確にデジタル信号に変換することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
【００１７】
＜第１実施形態＞
図１に、ＨＤ  ＤＶＤやＢＤ（Blu-ray Disc）等の次世代光ディスクを再生する光ディスク装置に用いられるＡ／Ｄ変換回路１の構成を示す。光ディスク装置の光ピックアップにより光ディスクから読み出された再生ＲＦ信号は、イコライザにより等化処理された後、Ａ／Ｄ変換回路１によりＡ／Ｄ変換され、ＰＲＭＬ処理部にてＰＲＭＬ処理されデコードされる。従来の光ディスク装置では、Ａ／Ｄ変換回路としてリニアなＡ／Ｄ変換特性を有するが、図１に示すＡ／Ｄ変換回路１は、入力ＲＦ信号のアシンメトリを解消するために非リニアな特性を有する。
【００１８】
図１に示すＡ／Ｄ変換回路１の説明に先立ち、まず比較のため、リニアな変換特性を有する従来のＡ／Ｄ変換回路について説明する。
【００１９】
図５に、従来のＡ／Ｄ変換回路１を示す。再生ＲＦ信号を８ビットのデジタル信号に変換する回路である。Ａ／Ｄ変換回路１は、再生ＲＦ信号が供給されるコンパレータＣ１〜Ｃ２５５を有する。コンパレータＣ１〜Ｃ２５５のそれぞれの非反転入力端子（＋）に再生ＲＦ信号が供給される。また、コンパレータＣ１〜Ｃ２５５のそれぞれの反転入力端子（−）に基準電位が供給される。基準電位は、複数の基準抵抗Ｒの両端に所定の上限電位Ｖｒｅｆ１、下限電位Ｖｒｅｆ２を供給し、基準抵抗Ｒにより等分割されて与えられる。コンパレータＣ１〜Ｃ２５５は、再生ＲＦ信号と等分割された基準電圧とを比較し、それぞれエンコーダ５０に出力する。エンコーダ５０は、各コンパレータＣ１〜Ｃ２５５の出力を符号化して８ビットデータとして出力する。
【００２０】
一方、図１のＡ／Ｄ変換回路１は、図５に示すＡ／Ｄ変換回路１に対して、各コンパレータＣ１〜Ｃ２５５に与える基準電位の設定方法が異なる。すなわち、複数の抵抗Ｒにより等分割するのではなく、所望のＡ／Ｄ変換特性が得られるように基準電位を設定する調整回路を有する。
【００２１】
調整回路は、検波回路１０、Ａ／Ｄ変換特性演算部１２、ＣＰＵ１４及びＤ／Ａコンバータを含む。検波回路１０は、再生ＲＦ信号のピーク値Ｖｒｆｐｋ、ボトム値Ｖｒｆｂｔｍ、及び平均値Ｖｒｆａｖｅを検出してＡ／Ｄ変換特性演算部１２に供給する。Ａ／Ｄ変換特性演算部１２は、ピーク値Ｖｒｆｐｋ、ボトム値Ｖｒｆｂｔｍ、及び平均値Ｖｒｆａｖｅに基づいて、所望のＡ／Ｄ変換特性を演算する。ここに、所望のＡ／Ｄ変換特性は入力アナログ信号のレベルに対して非リニアな変換特性であり、例えばピーク値Ｖｒｆｐｋをデジタル値ＦＦｈ、ボトム値Ｖｒｆｂｔｍをデジタル値００ｈ、平均値Ｖｒｆａｖｅをデジタル値８０ｈに設定し、横軸に入力電圧、縦軸にデジタル値を用いた場合の２次元座標平面において、（Ｖｒｆｂｔｍ，００ｈ）と（Ｖｒｆａｖｅ，８０ｈ）とを直線で接続し、（Ｖｒｆａｖｅ，８０ｈ）と（Ｖｒｆｐｋ，ＦＦｈ）とを直線で接続することで、全体として非リニアな特性となるように設定したものである。ＣＰＵ１４はＡ／Ｄ変換特性演算部１２のタイミング制御を行う。Ａ／Ｄ変換特性演算部１２をＣＰＵ１４で構成してもよい。
【００２２】
図２に、Ａ／Ｄ変換特性を示す。横軸は入力電圧、縦軸はＡ／Ｄ変換後のデジタル値である。図５に示す従来のＡ／Ｄ変換回路１では、各コンパレータに上限電位Ｖｒｅｆ１と下限電位Ｖｒｅｆ２の間の電位差を抵抗Ｒで等分割して得られる電位を与えているので、下限電位Ｖｒｅｆ２（ボトム値に対応）を００ｈ、上限電位Ｖｒｅｆ１（ピーク値に対応）をＦＦｈとし、この間を直線で接続したようなリニアな特性１００となる。これに対し、本実施形態では、ボトム値と平均値を直線で接続し、平均値とピーク値を直線で接続する特性とするので、非リニアな特性２００となる。
【００２３】
図３に、図２に示す非リニアな特性２００となるように各コンパレータＣ１〜Ｃ２５５に与えるべき基準電位の設定方法を示す。基準電位は、Ａ／Ｄ変換特性演算部１２で設定される所望のＡ／Ｄ変換特性に基づき、Ｄ／Ａコンバータ１６でＡ／Ｄ変換特性演算部１２から指示されるデジタル値をアナログ電位に変換することで得られる。図３において、横軸にＤ／Ａコンバータ１６で生成される基準電位を示し、縦軸にデジタル値を示す。００ｈ〜８０ｈまでは、直線２００−１で示される特性に従ってアナログ電位に変換され、各コンパレータに供給される。例えば、００ｈをＤ／Ａ変換して得られる電位はコンパレータＣ１に供給され、８０ｈをＤ／Ａ変換して得られる電位は中間のコンパレータＣ１２８に供給される。また、８０ｈ〜ＦＦｈまでは、直線２００−１と傾きが異なる直線２００−２で示される特性に従ってアナログ電位に変換され各コンパレータに供給される。図２と図３とを比較することで、中間のコンパレータＣ１２８には常に再生ＲＦ信号の平均値電位が基準電位として与えられ、再生ＲＦ信号の平均電位は従来のＡ／Ｄ変換特性では他のデジタル値に変換されてしまう（８０ｈより小さい値）ところ、本実施形態では常にフルスケールの中間点（８０ｈ）に変換されることが理解されよう。このように所望のＡ／Ｄ変換特性が得られるように基準電位を設定することで、再生ＲＦ信号は非リニアなＡ／Ｄ変換特性によりデジタル信号に変換され、再生ＲＦ信号の平均値より下のレベルの信号と上のレベルの信号に対してＡ／Ｄ変換の分解能を等しく与えることができる。本実施形態では、上記のように再生ＲＦ信号の平均値のＡ／Ｄ変換結果は、常にＡ／Ｄ変換フルスケールの中点値を得ることになり、再生ＲＦ信号のアシンメトリが効果的に補正される。
【００２４】
本実施形態の検波回路１０は、ピーク検波回路、ボトム検波回路、平均値検出回路で構成されるが、それぞれの時定数は再生ＲＦ信号帯域のノイズを除去すべく、十分に低く設定するのがよい。例えば、回転周波数程度の周波数帯域（ＤＶＤの標準速度では内周側で２０Ｈｚ前後、外周側で１０Ｈｚ程度）とする。また、平均値検出回路は例えばローパスフィルタで構成できるが、可変抵抗ＶＲとキャパシタで構成し、可変抵抗ＶＲの値を光ディスクの回転周波数に応じて設定する。再生ＲＦ信号の平均値はアシンメトリの度合いを示すが、アシンメトリの変動周波数は光ディスクの回転周波数に応じて変動する。一般に、光ディスクの回転周波数が増大するほどアシンメトリの変動周波数は増大する。そこで、光ディスクの回転周波数に応じて可変抵抗ＶＲの値を設定することで平均値を確実に抽出できる。
【００２５】
また、本実施形態ではＡ／Ｄ変換特性演算部１２で所望のＡ／Ｄ変換特性、つまり再生ＲＦ信号のアシンメトリを補正するような特性を決定しているが、アシンメトリは記録条件の変化により現れ、その量も変化する。例えば、温度による記録パワーの変化や記録感度の面内バラツキ、多層ディスクにおける層毎の感度ムラや球面収差による記録感度の相違によりアシンメトリが変化する。このため、所望のＡ／Ｄ変換特性も固定的なものではなくアシンメトリに応じて動的に変化させてもよい。アシンメトリの変化に追従して所望のＡ／Ｄ変換特性を変化させるには、例えば以下の方法がある。
（１）光ディスク回転開始時あるいは再生開始時において、再生開始点の再生ＲＦ信号のピーク値、ボトム値、平均値検波を行い、アシンメトリ補正に最適なＡ／Ｄ変換特性を得る。以後、データ再生を行いつつデータ再生品質、例えばエラーレートを測定し、エラーレートが劣化し一定水準を超えた場合に再生ＲＦ信号のピーク値、ボトム値、平均値検波を再び実行し、アシンメトリ補正に最適なＡ／Ｄ変換特性を再度取得する。
（２）光ディスク回転開始時あるいは再生開始時において、光ディスクを複数エリアに分割し（例えば各層の内周エリア、中周エリア、外周エリアに分割）、それぞれのエリアで再生ＲＦ信号のピーク値、ボトム値、平均値検波を行い、アシンメトリ補正に最適なＡ／Ｄ変換特性を得る。以後、再生時には再生エリアに応じて取得したＡ／Ｄ変換特性で再生を行い、エリアが変わったら当該エリアのＡ／Ｄ変換特性に切り替えて再生する。
（３）上記の（１）と（２）とを併用する。すなわち、各エリア毎に最適なＡ／Ｄ変換特性を取得し、再生時には再生エリアに応じたＡ／Ｄ変換特性を用いる一方、エラーレートが一定水準を超えた場合にＡ／Ｄ変換特性を再度取得する。
【００２６】
また、本実施形態では、所望のＡ／Ｄ変換特性として、（入力電圧，デジタル値）＝（ＲＦ信号のボトム値，００ｈ）、（ＲＦ信号の平均値，８０ｈ）、（ＲＦ信号のピーク値，ＦＦｈ）の３点をそれぞれ直線で接続して得られる特性としたが、これら３点を通る近似曲線を算出して所望のＡ／Ｄ変換特性としてもよい。近似曲線は例えば２次曲線であるが任意の近似式を用いることができる。
【００２７】
図４に、３点を２次曲線で近似して得られる所望のＡ／Ｄ変換特性３００を示す。比較のため、従来のリニアなＡ／Ｄ変換特性１００も併せて示す。Ａ／Ｄ変換特性演算部１２はピーク値、ボトム値及び平均値から特性３００を演算してＤ／Ａコンバータ１６に指示する。
【００２８】
さらに、本実施形態では、並列型Ａ／Ｄ変換回路を例にとり説明したが、他の型のＡ／Ｄ変換回路、例えばカスケード型、インターポレーション型、パイプライン型、サブレンジング型、フォールディング型にも同様に適用することができる。インターポレーション型Ａ／Ｄ変換回路は並列型の変形であり、コンパレータの前段にコンパレータの数より少ないプリアンプを設け、隣接するプリアンプ出力間に電圧を補間する抵抗ストリングを接続し、そのタップ電圧をコンパレータに供給する。通常、プリアンプには基準電位差を等分割した電位が与えられるが、図１と同様に再生ＲＦ信号のピーク値、ボトム値、及び平均値を検出してＡ／Ｄ変換特性演算部１２にて所望のＡ／Ｄ変換特性を演算しＤ／Ａコンバータ１６に指示し、Ｄ／Ａコンバータ１６から基準電位をプリアンプに供給すればよい。また、パイプライン型Ａ／Ｄ変換回路やカスケード型Ａ／Ｄ変換回路はＭＳＢからＬＳＢまで１ビットずつ順番にＡ／Ｄ変換を行う、つまり最初のステージでＡ／Ｄ変換してＭＳＢをまず決定し、その量子化誤差を次段のステージでＡ／Ｄ変換して２ビット目を決定し、同様の処理を繰り返してＬＳＢまで決定するのであるが、所望のＡ／Ｄ変換特性となるようにＤ／Ａコンバータ１６から基準電位を各段のコンパレータ及びＤ／Ａ変換器に供給すればよい。サブレンジング型あるいはフォールディング型Ａ／Ｄ変換回路は、並列型を２つ設け、それぞれに上位ビットと下位ビットのＡ／Ｄ変換を分担させて２ステージでＡ／Ｄ変換するものであるが、所望のＡ／Ｄ変換特性となるようにＤ／Ａコンバータ１６から上位ビットステージ及び下位ビットステージの基準電位をそれぞれ与えればよい。
【００２９】
図６に、８ビットのサブレンジング型Ａ／Ｄ変換回路を示す。サブレンジング型Ａ／Ｄ変換回路は、まず上位ビットをＡ／Ｄ変換し、続いて残差分の下位ビットをＡ／Ｄ変換する。上位ビットをＡ／Ｄ変換するためのコンパレータ基準電位は、図１と同様に再生ＲＦ信号のピーク値、ボトム値及び平均値を検波回路１０で検出し、Ａ／Ｄ変換特性演算部１２で演算されてＤ／Ａコンバータ１６から供給される。Ｄ／Ａコンバータ１６は１５チャネルのコンバータであり、Ｖｃ１〜Ｖｃ１５の基準電位を出力し、各コンパレータＣ１〜Ｃ１５に基準電位を与える。また、Ａ／Ｄ変換特性演算部１２は、コンパレータ基準電位Ｖｃ１〜Ｖｃ１５により得られた上位４ビットを参照し、下位４ビット用のコンパレータ基準電位Ｖｃ１６〜Ｖｃ３０を演算してＤ／Ａコンバータ７６に供給する。一方、上位４ビットの結果は上位４ビット用のＡ／Ｄ変換と同様の変換特性を有するＤ／Ａコンバータ７０でＤ／Ａ変換し、差分器７２で再生ＲＦ信号からＤ／Ａ変換結果を差し引くことで残差分を求める。この残差分が下位４ビット用のＡ／Ｄ変換の入力として各コンパレータＣ１６〜Ｃ３０に供給される。なお、残差分はもとの再生ＲＦ信号に比べてダイナミックレンジが１／１６程度になっているため、ダイナミックレンジを揃えるためにアンプ７４で１６倍した上で各コンパレータＣ１６〜Ｃ３０に供給するのが好適である。Ｄ／Ａコンバータ７６もＤ／Ａコンバータ１６同様に１５チャネルのＤ／Ａコンバータであり、Ａ／Ｄ変換特性演算部１２で決定された特性によりコンパレータ基準電位Ｖｃ１６〜Ｖｃ３０を生成して各コンパレータＣ１６〜Ｃ３０に供給する。各コンパレータＣ１６〜Ｃ３０は残差分をそれぞれ基準電位と比較し、比較結果をエンコーダ７８で符号化して下位４ビットを出力する。エンコーダ５０からの上位４ビットとエンコーダ７８からの下位４ビットを併せた全８ビットを出力する。図６では、Ａ／Ｄ変換特性演算部１２がＤ／Ａコンバータ７０の特性を制御し、かつ、Ｄ／Ａコンバータ７０の特性を制御し、かつ、Ｄ／Ａコンバータ１６，７６のＤ／Ａ特性を指示しているが、これらの特性は相互に関連性を有するため単一のＣＰＵで構成することが好適である。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】実施形態の構成図である。
【図２】実施形態の所望のＡ／Ｄ変換特性図である。
【図３】所望のＡ／Ｄ変換特性を得るためのＤ／Ａコンバータの特性図である。
【図４】他の実施形態における所望のＡ／Ｄ変換特性図である。
【図５】従来のＡ／Ｄ変換回路の構成図である。
【図６】さらに他の実施形態のＡ／Ｄ変換回路の構成図である。
【符号の説明】
【００３１】
１  Ａ／Ｄ変換回路、１０  検波回路、１２  Ａ／Ｄ変換特性演算部、１４  ＣＰＵ、１６  Ｄ／Ａコンバータ、５０  エンコーダ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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