(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ通信システムに循環遅延ダイバーシティを適用する際の循環遅延によるサブキャリア間の位相差の変化を抑制する。【解決手段】無線送信機は、第１変調シンボルをＮサブキャリア周期の第１サブキャリアに割り当てる割り当て部（１４）、第１変調シンボルに対応した少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭ信号を生成するために、第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボルにＯＦＤＭ変調を施す変調器（１４−１５）、及びＯＦＤＭシンボルにシンボル長のｄ／Ｎ倍（ｄは０〜Ｎ−１の整数）に対応する遅延量の循環遅延を施す循環遅延部１６、及びＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニット（１７−１９）を有する。【選択図】      図１
2008048092.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いる無線送信方法において、
第１変調シンボルをＮ（Ｎは２以上の整数）サブキャリア周期の複数の第１サブキャリアに割り当てること；
前記第１変調シンボルに対応した少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭ信号を生成するために、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボルにＯＦＤＭ変調を施すこと；
前記ＯＦＤＭシンボルに該ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ倍（ｄは０〜Ｎ−１の整数）及びｄ／Ｎ／Ｍ倍（Ｍは２以上の整数、ｄは０〜Ｍ−１の整数）のいずれか一方に対応する遅延量の循環遅延を施すこと；及び
前記循環遅延が施されたＯＦＤＭシンボルを送信すること；を具備する無線送信方法。
【請求項２】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いる無線送信機において、
第１変調シンボルをＮ（Ｎは２以上の整数）サブキャリア周期の複数の第１サブキャリアに割り当てる割り当て部と；
前記第１変調シンボルに対応した少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭ信号を生成するために、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボルにＯＦＤＭ変調を施す変調器と；
前記ＯＦＤＭシンボルに該ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ倍（ｄは０〜Ｎ−１の整数）及びｄ／Ｎ／Ｍ倍（Ｍは２以上の整数、ｄは０〜Ｍ−１の整数）のいずれか一方に対応する遅延量の循環遅延を施す循環遅延部と；
前記ＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニットと；を具備する無線送信機。
【請求項３】
前記遅延量がｄ／Ｎ倍である場合に、前記第１変調シンボルは、コードが乗じられている請求項２記載の無線送信機。
【請求項４】
前記コードは、互いに直交する複数のコードのうちの１つである請求項３記載の無線送信機。
【請求項５】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いる無線送信機において、
第１変調シンボルをＮ（Ｎは２以上の整数）サブキャリア周期の複数の第１サブキャリアに割り当てる割り当て部と；
前記第１サブキャリアのうちｋ番目のサブキャリアに−３６０＊ｄ／Ｎ＊ｋ度（ｄは０〜Ｎ−１の整数）及び−３６０＊ｄ／Ｎ／Ｍ＊ｋ度（Ｍは２以上の整数、ｄは０〜Ｍ−１の整数）のいずれか一方の位相回転を施す位相回転部と；
前記第１変調シンボルに対応した少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭ信号を生成するために、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボルにＯＦＤＭ変調を施す変調器と；
前記ＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニットと；を具備する無線送信機。
【請求項６】
前記位相回転量が−３６０＊ｄ／Ｎ＊ｋ度である場合に、前記第１変調シンボルは、コードが乗じられている請求項５記載の無線送信機。
【請求項７】
前記コードは、互いに直交する複数のコードのうちの１つである請求項６記載の無線送信機。
【請求項８】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いる無線送信機において、
既知信号からなる第１変調シンボルにコードを乗じる乗算器と；
第１変調シンボルをＮ（Ｎは２以上の整数）サブキャリア周期の複数の第１サブキャリアに割り当て、データ信号からなる第２変調シンボルを第２サブキャリアに割り当てる割り当て部と；
前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルに対応した少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭ信号を生成するために、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボル及び前記第２サブキャリアに割り当てられた第２変調シンボルにＯＦＤＭ変調を施す変調器と；
前記ＯＦＤＭシンボルに該ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ倍（ｄは０〜Ｎ−１の整数）に対応する遅延量の循環遅延を施す循環遅延部と；
前記ＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニットと；を具備する無線送信機。
【請求項９】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いる無線送信機において、
既知信号からなる
第１変調シンボルをＮ（Ｎは２以上の整数）サブキャリア周期の複数の第１サブキャリアに割り当て、データ信号からなる第２変調シンボルを第２サブキャリアに割り当てる割り当て部と；
前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルに対応した少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭ信号を生成するために、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボル及び前記第２サブキャリアに割り当てられた第２変調シンボルにＯＦＤＭ変調を施す変調器と；
前記ＯＦＤＭシンボルに該ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ／Ｍ倍（Ｍは２以上の整数、ｄは０〜Ｍ−１の整数）に対応する遅延量の循環遅延を施す循環遅延部と；
前記ＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニットと；を具備する無線送信機。
【請求項１０】
ｄ／Ｎ倍またはｄ／Ｎ／Ｍ倍が整数値の場合の処理
前記ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ倍またはｄ／Ｎ／Ｍ倍は整数値であり、前記遅延部は該整数値を前記遅延量とする請求項２、８または９記載の無線送信機。
【請求項１１】
ｄ／Ｎ倍またはｄ／Ｎ／Ｍ倍が非整数値の場合の処理
前記ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ倍またはｄ／Ｎ／Ｍ倍は非整数値であり、前記遅延部は該該非整数値を丸め操作により整数化した値を前記遅延量とする請求項２、８または９記載の無線送信機。
【請求項１２】
ｄ／Ｎ倍またはｄ／Ｎ／Ｍ倍が非整数値の場合の処理
前記丸め操作は、四捨五入、切捨て及び切り上げの少なくとも一つである請求項１１記載の無線送信機。
【請求項１３】
請求項８に記載の無線送信機から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信ユニットと；
受信されるＯＦＤＭ信号をサブキャリア毎の信号に分離するために、前記受信されるＯＦＤＭ信号に逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施すＩＦＦＴユニットと；
分離された前記サブキャリア毎の信号を第１変調シンボル及び第２変調シンボルに分離する分離部と；
分離された第１変調シンボルにコードを乗じる乗算器と；
前記第１変調シンボルに対応する第１チャネル推定値を求めるために、前記コードが乗じられた第１変調シンボルから前記第１変調シンボルに対応するチャネル応答を推定する推定部と；
第２チャネル推定値を生成するために、前記第１チャネル推定値を合成する合成部と；
前記第２チャネル推定値を用いて前記第２変調シンボルを等化する等化部と；
等化された第２変調シンボルを復号する復号部と：具備する無線受信機。
【請求項１４】
請求項９に記載の無線送信機から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信ユニットと；
受信されるＯＦＤＭ信号をサブキャリア毎の信号に分離するために、前記受信されるＯＦＤＭ信号に逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施すＩＦＦＴユニットと；
分離された前記サブキャリア毎の信号を第１変調シンボル及び第２変調シンボルに分離する分離部と；
前記ｄの各々に対応する第１チャネル推定値を得るために、前記第１変調シンボルＭ個毎に隣接する第１変調シンボル間の位相差が３６０＊ｄ／Ｍとなる位相回転を与えてＭ個分を加算することにより前記ｄの各々に対応するチャネル応答を推定する推定部と；
第２チャネル推定値を生成するために、前記第１チャネル推定値を合成する合成部と；
前記第２チャネル推定値を用いて前記第２変調シンボルを等化する等化部と；
等化された第２変調シンボルを復号する復号部と：具備する無線受信機。
【請求項１５】
各々が請求項２、５、８または９のいずれか１項に記載の無線送信機であって、前記ｄが互いに異なる値に設定されている複数の無線送信機を具備する無線送信システム。
【請求項１６】
前記複数の無線送信機は、セルラシステムのセル／セクタ構成のセルを形成するように配置される請求項１５記載の無線送信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の無線送信方法、送信機及び受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ方式を用いる無線通信システムでは、送信機において周波数軸で変調を施すことによってマルチパスフェージングの等化を簡易に行うことができる。また、送信機と受信機間に複数のパスが存在する場合、パス間の空間ダイバーシティ効果によって受信特性が改善されるという効果も得られる。ダイバーシティ効果を人為的に達成する方法として、循環遅延ダイバーシティが知られている。
【０００３】
特許文献１には、循環遅延ダイバーシティを適用したＯＦＤＭ移動通信システムが開示されている。ＯＦＤＭ移動通信システムに循環遅延ダイバーシティを適用する場合、特許文献１にも記載されているように、ＯＦＤＭ信号を複数の送信アンテナから送信する際、アンテナ毎に異なる遅延量を用いて循環遅延（サイクリックシフト）を行う。特許文献１では、好ましくは遅延量の差が最大となるように循環遅延の遅延量を設定するとしている。循環遅延が施された信号は、受信機端では遅延波と等価に扱われることになるため、結果として送信アンテナの数に相当するパスが形成され、それによってダイバーシティ効果を得ることができる。
【特許文献１】特開２００５−３５４７０８号公報（図２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
循環遅延は時間軸上の処理であり、これは周波数軸上で遅延量に比例した一定角速度の位相回転を施す処理と数学的に等価であることが広く知られている。従って、ＯＦＤＭ信号に循環遅延を施す処理は、周波数軸上でＯＦＤＭ信号の各サブキャリアに位相回転を施す処理と数学的に等価である。
【０００５】
このようにＯＦＤＭ通信システムにおいて循環遅延ダイバーシティを実施した場合、周波数軸で見るとサブキャリアに位相回転が施される。このような位相回転が生じると、一般にはサブキャリア間の相対的な位相関係が変わってしまう。このことは循環遅延の遅延時間を特許文献１のように設定した場合においても、同様である。ＯＦＤＭ信号においてサブキャリア間の相対位相関係（サブキャリア間の位相差）が変化することは、実用上好ましくない。
【０００６】
例えば、サブキャリアに割り当てられている信号に、サブキャリア間で直交性や擬似直交性を作り出すためのコードを乗じられている場合、循環遅延によりサブキャリア間の相対位相関係が変化すると、直交性や疑似直交性が維持されなくなる。また、サブキャリア間の相対位相関係が変化すると、情報をサブキャリア間の位相差で表現して伝送する「差動符号化」を用いることもできなくなる。
【０００７】
本発明の目的は、ＯＦＤＭ通信システムに循環遅延ダイバーシティを適用する際、循環遅延によるサブキャリア間の位相差の変化をなくすか若しくは小さくすることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１の態様によると、第１変調シンボルをＮ（Ｎは２以上の整数）サブキャリア周期の複数の第１サブキャリアに割り当てること；前記第１変調シンボルに対応した少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭ信号を生成するために、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボルにＯＦＤＭ変調を施すこと；前記ＯＦＤＭシンボルに該ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ倍（ｄは０〜Ｎ−１の整数）及びｄ／Ｎ／Ｍ倍（Ｍは２以上の整数、ｄは０〜Ｍ−１の整数）のいずれか一方に対応する遅延量の循環遅延を施すこと；及び前記循環遅延が施されたＯＦＤＭシンボルを送信すること；を具備する無線送信方法が提供される。
【０００９】
第２の態様によると、第１変調シンボルをＮ（Ｎは２以上の整数）サブキャリア周期の複数の第１サブキャリアに割り当てる割り当て部と；前記第１変調シンボルに対応した少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭ信号を生成するために、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボルにＯＦＤＭ変調を施す変調器と；前記ＯＦＤＭシンボルに該ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ倍（ｄは０〜Ｎ−１の整数）及びｄ／Ｎ／Ｍ倍（Ｍは２以上の整数、ｄは０〜Ｍ−１の整数）のいずれか一方に対応する遅延量の循環遅延を施す循環遅延部と；前記ＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニットと；を具備する無線送信機が提供される。
【００１０】
第３の態様によると、第１変調シンボルをＮ（Ｎは２以上の整数）サブキャリア周期の複数の第１サブキャリアに割り当てる割り当て部と；前記第１サブキャリアのうちｋ番目のサブキャリアに−３６０＊ｄ／Ｎ＊ｋ度（ｄは０〜Ｎ−１の整数）及び−３６０＊ｄ／Ｎ／Ｍ＊ｋ度（Ｍは２以上の整数、ｄは０〜Ｍ−１の整数）のいずれか一方の位相回転を施す位相回転部と；前記第１変調シンボルに対応した少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭ信号を生成するために、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボルにＯＦＤＭ変調を施す変調器と；前記ＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニットと；を具備する無線送信機が提供される。
【００１１】
第４の態様によると、既知信号からなる第１変調シンボルにコードを乗じる乗算器と；
第１変調シンボルをＮ（Ｎは２以上の整数）サブキャリア周期の複数の第１サブキャリアに割り当て、データ信号からなる第２変調シンボルを第２サブキャリアに割り当てる割り当て部と；前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルに対応した少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭ信号を生成するために、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボル及び前記第２サブキャリアに割り当てられた第２変調シンボルにＯＦＤＭ変調を施す変調器と；前記ＯＦＤＭシンボルに該ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ倍（ｄは０〜Ｎ−１の整数）に対応する遅延量の循環遅延を施す循環遅延部と；前記ＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニットと；を具備する無線送信機が提供される。
【００１２】
第５の態様によると、第１変調シンボルをＮ（Ｎは２以上の整数）サブキャリア周期の複数の第１サブキャリアに割り当て、データ信号からなる第２変調シンボルを第２サブキャリアに割り当てる割り当て部と；前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルに対応した少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭ信号を生成するために、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボル及び前記第２サブキャリアに割り当てられた第２変調シンボルにＯＦＤＭ変調を施す変調器と；前記ＯＦＤＭシンボルに該ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ／Ｍ倍（Ｍは２以上の整数、ｄは０〜Ｍ−１の整数）に対応する遅延量の循環遅延を施す循環遅延部と；前記ＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニットと；を具備する無線送信機が提供される。
【００１３】
第６の態様によると、第４の態様による無線送信機から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信ユニットと；受信されるＯＦＤＭ信号をサブキャリア毎の信号に分離するために、前記受信されるＯＦＤＭ信号に逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施すＩＦＦＴユニットと；分離された前記サブキャリア毎の信号を第１変調シンボル及び第２変調シンボルに分離する分離部と；分離された第１変調シンボルにコードを乗じる乗算器と；前記第１変調シンボルに対応する第１チャネル推定値を求めるために、前記コードが乗じられた第１変調シンボルから前記第１変調シンボルに対応するチャネル応答を推定する推定部と；第２チャネル推定値を生成するために、前記第１チャネル推定値を合成する合成部と；前記第２チャネル推定値を用いて前記第２変調シンボルを等化する等化部と；等化された第２変調シンボルを復号する復号部と：具備する無線受信機が提供される。
【００１４】
第７の態様によると、第５の態様による無線送信機から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する受信ユニットと；受信されるＯＦＤＭ信号をサブキャリア毎の信号に分離するために、前記受信されるＯＦＤＭ信号に逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施すＩＦＦＴユニットと；分離された前記サブキャリア毎の信号を第１変調シンボル及び第２変調シンボルに分離する分離部と；前記ｄの各々に対応する第１チャネル推定値を得るために、前記第１変調シンボルＭ個毎に隣接する第１変調シンボル間の位相差が３６０＊ｄ／Ｍとなる位相回転を与えてＭ個分を加算することにより前記ｄの各々に対応するチャネル応答を推定する推定部と；第２チャネル推定値を生成するために、前記第１チャネル推定値を合成する合成部と；前記第２チャネル推定値を用いて前記第２変調シンボルを等化する等化部と；等化された第２変調シンボルを復号する復号部と：具備する無線受信機が提供される。
【００１５】
さらに、第８の態様によると、前記ｄが互いに異なる値に設定されている複数の無線送信機を具備する無線送信システムが提供される。
【発明の効果】
【００１６】
ＯＦＤＭ通信システムに循環遅延ダイバーシティを適用する際、循環遅延によるサブキャリア間の位相差の変化をなくすか若しくは小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。  
（第１の実施形態）  
図１を参照すると、第１変調シンボル生成部１１及び第２変調シンボル生成部１２は、例えば直交位相シフトキーイング（quadrature phase shift keying：QPSK）あるいは直交振幅変調（quadrature amplitude modulation：QAM）のようなディジタル変調方式によって、ビット列から第１変調シンボル及び第２変調シンボルをそれぞれ生成する。
【００１８】
第１変調シンボル生成部１１は、例えばパイロット信号のような送受で既知の信号のビット列を変調することにより、第１変調シンボルを生成する。パイロット信号は、良く知られているようにチャネル推定（伝搬路推定とも称される）のために用いられる。第２変調シンボル生成部１２は、例えばデータ信号のビット列を変調することにより、第２変調シンボルを生成する。第１変調シンボル生成部１１及び第２変調シンボル生成部１２は、それ自体が変調機能を有する必要は必ずしもなく、例えば予め第１変調シンボル及び第２変調シンボルが記憶されたメモリであっても良い。
【００１９】
コード乗算部１３では、第１変調シンボルにコードが乗じられる。ここで述べるコードとは複素数値の系列である。コードが乗じられた第１変調シンボルは、サブキャリア割り当て部１４に入力される。一方、第２変調シンボルはサブキャリア割り当て部１４に直接入力される。サブキャリア割り当て部１４は、コードが乗じられた第１変調シンボルをＯＦＤＭシンボルのＮ（Ｎは２以上の整数）周期の複数のサブキャリア（第１サブキャリア）に割り当て、第２変調シンボルをＯＦＤＭシンボルの他の複数のサブキャリア（第２サブキャリア）に割り当てる。第１サブキャリア及び第２サブキャリアは、ＯＦＤＭシンボルのために用意されたサブキャリア群から選択される。
【００２０】
サブキャリア割り当て部１４によって第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボル及び第２サブキャリアに割り当てられた第２変調シンボルは、逆高速フーリエ変換（inverse fast Fourier transform：ＩＦＦＴ）ユニット１５において周波数領域の信号から時間領域の信号に変換されることにより、ＯＦＤＭ信号が生成される。ここで、ＯＦＤＭ信号は第１変調シンボルおよび第２変調シンボルに対応する少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含む。サブキャリア割り当て部１４及びＩＦＦＴユニット１５は、第１変調シンボルおよび第２変調シンボルに対してＯＦＤＭ変調を施すＯＦＤＭ変調器を形成している。
【００２１】
このようにしてＯＦＤＭ変調器によって生成されるＯＦＤＭ信号は、循環遅延部１６に入力される。循環遅延部１６では、入力されるＯＦＤＭシンボルに対して循環遅延が施される。ここで、循環遅延部１６における循環遅延の遅延量は、サブキャリア割り当て部１４から与えられるサブキャリア割り当てに関する情報（特に、第１変調シンボルが割り当てられる第１サブキャリアの周期Ｎの情報）に従って、ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ倍（ｄは０〜Ｎ−１の整数）に対応する値となるように定められる。ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ倍に対応する値とは、ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ倍の値が整数値の場合は当該整数値であり、非整数値の場合は後述するように当該非整数値を丸め操作（rounding operation）により整数化した値をいう。
【００２２】
循環遅延部１６から出力されるＯＦＤＭ信号は、サイクリックプリフィックス（cyclic prefix：ＣＰ）付加部１７によってＣＰが付加される。ＣＰ付加後のＯＦＤＭ信号は、ディジタル−アナログ変換器、アップコンバータ及び電力増幅器などを含む無線部１８によって無線（ＲＦ）信号に変換され、アンテナ１９から送信される。
【００２３】
ここで、循環遅延について詳細に述べる。例えば｛a1, a2, a3, a4, a5, a6, a7, a8, a9, a10｝で表される元信号に遅延量２の循環遅延を施すと、｛a9, a10, a1, a2, a3, a4, a5, a6, a7, a8｝という信号系列になる。同じ元信号に遅延量５の循環遅延を施すと、｛a6, a7, a8, a9, a10, a1, a2, a3, a4, a5｝という信号系列になる。これらの例から明らかなように、元信号の長さを超える遅延量の循環遅延を行うことは本質的に意味をなさない。例えば、上記の元信号に遅延量１２の循環遅延を施すと、｛a9, a10, a1, a2, a3, a4, a5, a6, a7, a8｝という信号系列となり、これは遅延量２の循環遅延を施した場合と同じになる。一般的には、遅延量を元信号の長さで割った余りが同じ場合には、循環遅延して得られる波形も同じになる。
【００２４】
前述したように時間軸上で循環遅延を施す処理は、周波数軸で位相回転を施す処理と数学的に等価である。ＯＦＤＭ信号に対して循環遅延を施すことは、周波数軸上でサブキャリア毎に位相回転を施すことと数学的に等価である。より具体的には、ＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭシンボルのＸ（０≦Ｘ＜１）倍の循環遅延を施す処理は、サブキャリア数がＫ本の場合、ｋ番目のサブキャリアに−３６０＊Ｘ＊ｋ度の位相回転を施す処理と等価である。
【００２５】
このような位相回転が生じると、一般にはサブキャリア間の相対的な位相関係が変わってしまう。これに対して、本実施形態によると第１変調シンボルが割り当てられたサブキャリア間の相対的な位相関係が循環遅延によって変化することが避けられる。以下、その原理を説明する。
【００２６】
本実施形態のようにシンボル長のｄ／Ｎ倍に相当する遅延量の循環遅延を施した場合、ｋ番目のサブキャリアにおける位相回転量p[k]は、  
【数１】
2008048092.tif 000003
【００２７】
と表すことができる。従って、Ｎサブキャリア周期で配置された任意の２つの第１サブキャリアにそれぞれ与えられた位相回転量の差（すなわちｋ１−ｋ２＝Ｎとしたときの位相回転量p[k1]と位相回転量p[k2]との差）は、次式となる。
【数２】
2008048092.tif 000004
【００２８】
ｄは整数であるから、３６０＊ｄは０度と等価になる。すなわち、Ｎサブキャリア周期で配置された任意の２つの第１サブキャア間の位相差は０度となるので、相対的な位相関係は循環遅延によって変化しないことが分かる。
【００２９】
次に、図２〜図７を用いて本実施形態におけるＮの決め方について説明する。図２〜図７はＯＦＤＭシンボル上のサブキャリアに対する第１変調シンボル及び第２変調シンボルの割り当ての例を示している。なお、図２〜図７の例では一つのＯＦＤＭシンボルに１２個のサブキャリアが含まれているが、一般にはさらに多数のサブキャリアが含まれる。
【００３０】
図２は、第１変調シンボル及び第２シンボルが１つのＯＦＤＭシンボル１０１上のサブキャリアに配置される例を示している。この場合、１つのＯＦＤＭシンボル１０１上での第１変調シンボルの周期をＮ（図２ではＮ＝３）サブキャリアとする。
【００３１】
図３及び図４は、第１変調シンボルが複数のＯＦＤＭシンボルに跨って配置される場合には、複数のＯＦＤＭシンボルを一つのＯＦＤＭシンボルグループとして、ＯＦＤＭシンボルグループを周波数軸方向に見たときの第１変調シンボルの周期をＮサブキャリアとする。
【００３２】
図３は、第１変調シンボルが２つのＯＦＤＭシンボル１０１及び１０２に跨って配置される場合の例である。図３の例では、ＯＦＤＭシンボル１０１及び１０２を含むＯＦＤＭシンボルグループ上での第１変調シンボルの周期Ｎは３サブキャリア周期である。このとき一つのＯＦＤＭシンボル１０１または１０２上での第１変調シンボルの周期は、２＊Ｎ＝６サブキャリア周期である。
【００３３】
図４は、第１変調シンボルが３つのＯＦＤＭシンボル１０１，１０２及び１０３に跨って配置される場合の例である。図４の例においても、ＯＦＤＭシンボル１０１、１０２及び１０３を含むＯＦＤＭシンボルグループ上での第１変調シンボルの周期Ｎは、３サブキャリア周期である。この場合、一つのＯＦＤＭシンボル１０１または１０３上での第１変調シンボルの周期は、２＊Ｎ＝６サブキャリア周期である。
【００３４】
図５、図６及び図７に示されるように、全ての第１変調シンボルが一定のサブキャリア周期で配置されていなくともよい。すなわち、ＯＦＤＭシンボル方向に見て第１変調シンボルが異なる複数のサブキャリア周期で配置されていてもよい。その場合、第１変調シンボルの複数の周期のうちのいずれか１つをＮとしてもよい。
【００３５】
例えば、図５の例ではＯＦＤＭシンボル１０１上に第１変調シンボルのサブキャリア周期は３サブキャリア周期と４サブキャリア周期が存在するので、Ｎ＝３もしくはＮ＝４とする。この場合、選択したサブキャリア周期以外の周期で配置されている第１変調シンボル間では、位相関係が維持されなくなるので、より多く出現している周期を選択することが望ましい。図５の例では３サブキャリア周期の方が多いので、Ｎ＝３とすることが望ましい。
【００３６】
図６は、図３と同様に第１変調シンボルが２つのＯＦＤＭシンボル１０１及び１０２に跨って配置される場合の例である。図３の例では、ＯＦＤＭシンボル１０１及び１０２を含むＯＦＤＭシンボルグループ上での第１変調シンボルのサブキャリア周期は３サブキャリア周期と４サブキャリア周期が存在するので、Ｎ＝３もしくはＮ＝４とする。
【００３７】
図７は、図４と同様に第１変調シンボルが３つのＯＦＤＭシンボル１０１及び１０３に跨って配置される場合の例である。図４の例においても、ＯＦＤＭシンボル１０１及び１０３を含むＯＦＤＭシンボルグループ上での第１変調シンボルのサブキャリアは３サブキャリア周期と４サブキャリア周期が存在するので、Ｎ＝３もしくはＮ＝４とすればよい。
【００３８】
以上のように決められたＮの情報がサブキャリア割り当て部１４より循環遅延部１６に与えられる。
【００３９】
次に、循環遅延部１６の処理についてより詳細に説明する。以下ではＯＦＤＭシンボルのサンプル数（シンボル長）をＬとして説明する。シンボル長Ｌは、一般にはＯＦＤＭ変調におけるＦＦＴサイズと同じ値となる。しかし、ＯＦＤＭ変調後にアップサンプリングやダウンサンプリングなどの処理が施されると、シンボル長ＬはＦＦＴサイズ以外の値となる場合もある。例えば、ＯＦＤＭ変調後に２倍アップサンプリングを施した場合、ＬはＦＦＴサイズの２倍となる。
【００４０】
第１の実施形態によれば、ＯＦＤＭシンボルのシンボル長をＬとすると、循環遅延に用いられる遅延量はＬ＊ｄ／Ｎと表される。Ｌ，ｄ及びＮのいずれの変数も整数であるが、これらの変数の値によってはＬ＊ｄ／Ｎの計算結果が整数値にならない場合がある。その場合には、計算結果として得られる実数値（非整数値）に近い整数値を選び、それを遅延量とする。Ｌ＊ｄ／Ｎの計算結果が整数値の場合は、勿論それを遅延量とする。
【００４１】
Ｌ＊ｄ／Ｎの計算結果が非整数値の場合に、それを整数化するためには、例えば四捨五入、切捨てあるいは切り上げなどの丸め操作を非整数値に対して施せばよい。このようにＬ＊ｄ／Ｎが非整数値の場合、これを丸め操作により整数化し、整数化した値を循環遅延の遅延量とすることにより、第１変調シンボル間にかかる相対的な位相回転の差を小さくすることができる。例えば、Ｌ＝１０２４でかつＮ＝３の場合、ｄは０，１及び２の値をとり、Ｌ＊ｄ／Ｎの計算結果は以下のようになる。
【数３】
2008048092.tif 000005
【００４２】
小数点以下を四捨五入して、計算結果に最も近い整数を選ぶと、ｄ＝０，１，２に対応する遅延量は０，３４１，６８３となる。小数点以下に切捨てを用いた場合、ｄ＝０，１，２に対応する遅延量は０，３４１，６８２となる。切り上げを用いた場合、ｄ＝０，１，２に対応する遅延量は０，３４２，６８３となる。このとき、Ｎサブキャリア周期のサブキャリア間の位相回転量の差、すなわちｋ１−ｋ２＝３としたときの位相回転量p[k1]とp[k2]の差は
【数４】
2008048092.tif 000006
【００４３】
となり、３６０度に十分近い値となる。
【００４４】
以上述べたように、本実施形態によると第１変調シンボルが割り当てられた第１サブキャリア間の相対的な位相関係が循環遅延によって変化することがない。従って、第１変調シンボルに元々ある性質が維持される。例えば、コード乗算部１３によって第１変調シンボルに直交性または擬似直交性を持つコードが乗じられている場合、第１変調シンボル間の直交性または擬似直交性を維持することができる。なお、直交性とは相関値が０になることをいう。疑似直交性とは、相関値の絶対値が自己相関値より小さな値になることをいう。
【００４５】
次に、図８を参照して第１の実施形態の変形例について説明する。図１に示した無線送信機との相違点のみ述べると、図８の無線送信機ではサブキャリア割り当て部１４の後段に位相回転部２１が配置され、位相回転部２１の後段にＩＦＦＴユニット２２が配置される。
【００４６】
ＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭシンボルのＸ（０≦Ｘ＜１）倍の遅延量の循環遅延を施す処理は、ｋ番目のサブキャリアに対して−３６０＊Ｘ＊ｋ度の位相回転を施す処理と等価である。この点に注目して、図８の変形例では時間軸で循環遅延を施す処理に代えて、この処理と等価な周波数軸の処理で置き換えている。
【００４７】
すなわち、図１と同様にサブキャリア割り当て部１４によって第１サブキャリアに割り当てられた第１変調シンボル及び第２サブキャリアに割り当てられた第２変調シンボルは、図８の例では位相回転部２１に入力される。位相回転部２１では、第１変調シンボルが割り当てられた第１サブキャリアおよび第２変調シンボルが割り当てられた第２サブキャリアに対して位相回転が施される。位相回転部２１における位相回転量は、サブキャリア割り当て部１４から与えられるサブキャリア割り当てに関する情報（特に、第１変調シンボルが割り当てられる第１サブキャリアの周期Ｎの情報）に従って、−３６０＊ｄ／Ｎ＊ｋ度（ｄは０〜Ｎ−１の整数）に設定される。
【００４８】
位相回転部２１によって位相回転が与えられた第１サブキャリアに割り当てられている第１変調シンボル、及び第２サブキャリアに割り当てられている第２変調シンボルは、ＩＦＦＴユニット２２によって周波数領域の信号から時間領域の信号に変換されることにより、ＯＦＤＭ信号が生成される。このＯＦＤＭ信号は第１変調シンボルおよび第２変調シンボルに対応する少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルを含む。
【００４９】
ＩＦＦＴユニット２２から出力されるＯＦＤＭ信号は、ＣＰ付加部１７によってＣＰが付加された後、無線部１８を介してアンテナ１９から送信される。
【００５０】
このように図８の無線送信機は、図１に示した無線送信機と等価なＯＦＤＭ信号を生成して送信することができる。このような構成にすることにより、例えばサブキャリアの一部に循環遅延を施すことができる。
【００５１】
以下に、第１変調シンボル及び第２変調シンボルが、Ｍ（Ｍは２以上）個の送信機で同じ場合における、図１及び図８に記載した無線送信機の動作および図９に記載した受信機の動作を説明する。
【００５２】
第１変調シンボルが既知信号であるとは、送受で既知のビット列を変調することによって第１変調シンボルを生成すること、または、予め用意されていた第１変調シンボルが送受で既知であるとことを意味する。
【００５３】
コード乗算部１３によって第１変調シンボルに乗じられるコードの選び方について説明する。コード乗算部１３では、Ｍ個の互いに直交化または擬似直交化されたコードが用意される。一方、遅延量を決めるパラメータであるｄは０〜Ｎ−１までのＮ個の値をとることができるので、Ｍ個のコードに対してＮ個のｄを１対１に対応付ける。例えばＭ＝３（送信機が３つ）かつＮ＝３（第１の変調シンボルの周期が３）の場合には、  
１番目のコードではｄ＝０  
２番目のコードではｄ＝１  
３番目のコードではｄ＝２  
のように対応付けを決める。そして、送信機毎に互いに異なるコードを設定し、上述した対応付けに基づきｄを決める。すなわち、第１の送信機には１番目のコード、第２の送信機には２番目のコード、第３の送信機には３番目のコードを設定し、第１の送信機のｄを０、第２の送信機のｄを１、第３の送信機のｄを２と決める。コードとｄとの対応付け情報は、送信機と受信機との間で共有される。
【００５４】
ＮがＭよりも小さい場合には、あるdの値が複数のコードに対応付けられてもよい。例えば、Ｍ＝３かつＮ＝２の場合には、  
１番目のコードではｄ＝０  
２番目のコードではｄ＝０  
３番目のコードではｄ＝１  
というように対応付けを決める。この場合、第１の送信機には１番目のコード、第２の送信機には２番目のコード、第３の送信機には３番目のコードを設定し、第１の送信機のｄを０、第２の送信機のｄを０、第３の送信機のｄを１と決める。
【００５５】
次に、図９を用いて無線受信機について説明する。図９を参照すると、図１の無線送信機から送信されるＯＦＤＭ信号はアンテナ３１によって受信される。アンテナ３１から出力される受信ＯＦＤＭ信号は、低雑音増幅器、ダウンコンバータ及びアナログ−ディジタル変換器などを含む無線部３２によりベースバンドディジタル信号に変換される。ベースバンドディジタル信号は、サイクリックプリフィックス（cyclic prefix：ＣＰ）除去部３３に入力され、ＣＰが除去される。
【００５６】
ＣＰ除去後のベースバンドディジタル信号は、高速フーリエ変換（fast Fourier transform：ＦＦＴ）ユニット３４によって時間領域の信号から周波数領域の信号、すなわちサブキャリア毎の信号に変換される。サブキャリア毎の信号は、サブキャリア分離部３５によって第１の変調シンボルと第２変調シンボルとに分離される。
【００５７】
サブキャリア分離部３５によって分離された第１変調シンボルは、コード乗算部３６−１〜３６−Ｍによってコードが乗じられる。コード乗算部３６−１〜３６−Ｍには各送信機に設定されているコードと同じコードがそれぞれ用意されている。前述したＭ＝３（送信機が３つ）の場合、コード乗算部３６−１には１番目のコード、コード乗算部３６−２には２番目のコード、３６−３には３番目のコードが用意されている。従って、コード乗算部３６−１〜３６−Ｍからは、図１のコード乗算部１３においてＭ個のコードが乗じられた第１変調シンボルが分離される。一方、サブキャリア分離部３５によって分離された第２変調シンボルは、チャネル等化部３９に入力される。
【００５８】
チャネル推定部３７−１〜３７−Ｍでは、コード乗算部３６−１〜３６−Ｍから出力される第１変調シンボルを用いて各コードに対応する個別のチャネル応答が推定され、個別のチャネル推定値が求められる。個別のチャネル推定値は、チャネル推定値合成部３８によって合成され、合成チャネル推定値が求められる。チャネル等化部３９では、合成チャネル推定値を用いてサブキャリア分離部３５からの第２変調シンボルに対してチャネル等化、すなわちチャネル応答を補償する処理が行われる。
【００５９】
以下、コード乗算部３６−１〜３６−Ｍにより第１変調シンボルにコードを乗じて第１の変調シンボルを分離する処理についてさらに詳しく説明する。前述のとおり、Ｍ個のコードは互いに直交または擬似直交の関係にある。従って、第１変調シンボルにあるコードを乗じることにより、それ以外のコードを乗じた第１変調シンボルの信号電力を弱め、所望の信号を分離することができる。すなわち、第１変調シンボルにＭ個のコードを乗算することにより、それぞれのコードが乗じられた信号を分離することができる。このようにして得られたＭ個の信号は、それぞれ前述したように対応付けられたｄをもって循環遅延が施されている。
【００６０】
次に、チャネル推定部３７−１〜３７−Ｍにおいて個別チャネル応答を推定する処理について説明する。コードを乗じることによって分離された第１変調シンボルは、Ｎサブキャリア周期の第１サブキャリアに割り当てられた信号である。そこで、チャネル推定部３７−１〜３７−Ｍでは例えばフィルタを用いて第１サブキャリア間のＮ−１サブキャリアに割り当てられている信号を補間により求める。さらに、チャネル推定部３７−１〜３７−Ｍは、補間により求められた信号に対して対応付けられたｄに基づく位相回転を施すことにより、個別のチャネル推定値をチャネル推定値合成部３８へ出力する。このようにして、図１または図８に示したような構成を有する複数の無線送信機から異なるｄをもってＯＦＤＭ信号が送信され、これが図９の無線受信機によって受信される。
【００６１】
（第２の実施形態）  
以下、図１０を参照して第２の実施形態を説明する。第２の実施形態は複数の無線送信機からなり、各無線送信機は、第１変調シンボル生成部１１−１，１１−２，・・・，１１−Ｍ、第２変調シンボル生成部１２−１，１２−２，・・・，１２−Ｍ、サブキャリア割り当て部１４−１，１４−２，・・・，１４−Ｍ、ＩＦＦＴユニット１５−１，１５−２，・・・，１５−Ｍ、循環遅延部１６−１，１６−２，・・・，１６−Ｍ、ＣＰ付加部１７−１，１７−２，・・・，１７−Ｍ、無線部１８−１，１８−２，・・・，１８−Ｍ、アンテナ１９−１，１９−２，・・・，１９−Ｍが設けられ、さらに直交数通知部４１が設けられる。前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルは複数の無線送信機間で同じである。
【００６２】
１つの無線送信機に着目した場合、図１と比較して、コード乗算部１３がなく、循環遅延部１６の動作が異なっている。循環遅延部１６−１，１６−２，・・・，１６−Ｍにおける各々の遅延量は、直交数通知部４１から与えられる直交数Ｍ（ここでは、無線送信機の数）の情報に従って、ＯＦＤＭシンボルの長さのｄ／Ｎ／Ｍ倍（Ｍは２以上の整数、ｄは０〜Ｍ−１の整数）に対応する値となるように定められる。この場合、異なるｄを用いて異なる遅延時間の循環遅延が施された第１変調シンボルは、互いに直交する関係となる。従って、第１変調シンボルに対して特に直交コードを乗じることなく、直交性を作り出すことができる。以下、直交コードを用いることなく直交性が得られる原理について説明する。
【００６３】
上述のように、ＯＦＤＭ信号にシンボル長のｄ／Ｎ／Ｍ倍に相当する遅延量の循環遅延を施した場合、Ｎサブキャリア毎に割り当てられたＭ個の第１変調シンボル間にかかる位相回転量の差、すなわち
【数５】
2008048092.tif 000007
【００６４】
としたときの位相回転量p[k1],...,p[kM]の差は、以下のようになる。
【数６】
2008048092.tif 000008
【００６５】
すなわち、Ｍ個の第１変調シンボルに循環遅延を施す処理は、第１変調シンボルに以下のコードを乗じる処理と等価であることが分かる。
【数７】
2008048092.tif 000009
【００６６】
ここで、０〜Ｍ−１の異なる値を持つｄ１及びｄ２により定義される２つのコードは、次式の関係となることから互いに直交することが分かる。
【数８】
2008048092.tif 000010
【００６７】
このようにある整数Ｍに従って送信された信号は、異なるｄが設定された場合に第１変調シンボルが互いに直交する関係となる。従って、直交化させたい無線送信機の数をＭとして設定することにより、各無線送信機間で第１変調シンボルに直交性を持たせることができる。  
第２の実施形態におけるＮの決め方については、第１の実施形態におけるＮの決め方と同様であるため、説明を省略する。
【００６８】
第２の実施形態によれば、ＯＦＤＭシンボルのシンボル長をＬとすると、循環遅延に用いられる遅延量はＬ＊ｄ／Ｎ／Ｍと表される。Ｌ，ｄ，Ｎ及びＭのいずれの変数も整数であるが、これらの変数の値によってはＬ＊ｄ／Ｎ／Ｍの計算結果が整数値にならない場合がある。その場合には、計算結果として得られる実数値（非整数値）に近い整数値を選び、それを遅延量とする。Ｌ＊ｄ／Ｎ／Ｍの計算結果が整数値の場合は、勿論それを遅延量とする。
【００６９】
Ｌ＊ｄ／Ｎ／Ｍの計算結果が非整数値の場合に、それを整数化するためには、例えば四捨五入、切捨てあるいは切り上げなどの丸め操作を非整数値に対して施せばよい。このようにＬ＊ｄ／Ｎ／Ｍが非整数値の場合、これを丸め操作により整数化し、整数化した値を循環遅延の遅延量とすることにより、第１変調シンボル間にかかる相対的な位相回転の差を小さくすることができる。例えば、Ｌ＝１０２４で、Ｎ＝３かつＭ＝３の場合、ｄは０，１及び２の値をとり、Ｌ＊ｄ／Ｎ／Ｍの計算結果は以下のようになる。
【数９】
2008048092.tif 000011
【００７０】
小数点以下を四捨五入して、計算結果に最も近い整数を選ぶと、ｄ＝０，１，２に対応する遅延量は０，１１４，２２８となる。小数点以下に切捨てを用いた場合、ｄ＝０，１，２に対応する遅延量は０，１１３，２２７となる。切り上げを用いた場合、ｄ＝０，１，２に対応する遅延量は０，１１４，２２８となる。
【００７１】
次に、図１１を参照して第２の実施形態の変形例について説明する。図１０に示した無線送信機との相違点のみ述べると、図１１に示される無線送信機では、サブキャリア割り当て部１４−１，１４−２，・・・，１４−Ｍの後段に位相回転部２１−１，２１−２，・・・，２１−Ｍがそれぞれ配置され、位相回転部２１−１，２１−２，・・・，２１−Ｍの後段にＩＦＦＴユニット２２−１，２２−２，・・・，２２−Ｍがそれぞれ配置される。
【００７２】
前述したようにＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭシンボルのＸ（０≦Ｘ＜１）倍の遅延量の循環遅延を施す処理は、サブキャリア数がＫ本の場合、ｋ番目のサブキャリアに対して−３６０＊Ｘ＊ｋ度の位相回転を施す処理と等価である。この点に注目して、図１１の変形例では時間軸で循環遅延を施す処理に代えて、この処理と等価な周波数軸の処理で置き換えている。すなわち、位相回転部２１−１，２１−２，・・・，２１−Ｍでは、直交数通知部４１から与えられる直交数Ｍ（ここでは、無線送信機の数）の情報に従って、ｋ番目のサブキャリアに−３６０＊ｄ／Ｎ／Ｍ＊ｋ度（Ｍは２以上の整数、ｄは０〜Ｍ−１の整数）の位相回転が施される。
【００７３】
次に、図１２を用いて無線受信機について説明する。図１２を参照すると、図１０または図１１の無線送信機から送信されるＯＦＤＭ信号はアンテナ３１によって受信される。アンテナ３１から出力される受信ＯＦＤＭ信号は、低雑音増幅器、ダウンコンバータ及びアナログ−ディジタル変換器などを含む無線部３２によりベースバンドディジタル信号に変換される。ベースバンドディジタル信号は、ＣＰ除去部３３によってＣＰが除去される。
【００７４】
ＣＰ除去後のベースバンドディジタル信号は、ＦＦＴユニット３４によって時間領域の信号から周波数領域の信号、すなわちサブキャリア毎の信号に変換される。サブキャリア毎の信号は、サブキャリア分離部３５によって第１の変調シンボルと第２変調シンボルとに分離される。
【００７５】
サブキャリア分離部３５によって分離された第１変調シンボルは、位相回転部４０−１〜４０−Ｍに入力される。位相回転部４０−１〜４０−Ｍでは、第１変調シンボルＭ個毎に隣接する変調シンボル間の位相差が−３６０＊ｄ／Ｍの位相回転が乗じられ、かつＭ個分が加算されることにより、あるｄを用いて送信された第１変調シンボルが分離される。チャネル推定部３７−１〜３７−Ｍでは、こうして分離された第１変調シンボルを用いてＭ個の無線送信機個別のチャネル応答が推定され、個別のチャネル推定値が求められる。個別のチャネル推定値は、チャネル推定値合成部３８によって合成され、合成チャネル推定値が求められる。チャネル等化部３９では、合成チャネル推定値を用いてサブキャリア分離部３５からの第２変調シンボルに対してチャネル等化、すなわちチャネル応答を補償する処理が行われる。
【００７６】
以下、位相回転部４０−１〜４０−Ｍにより、あるｄを用いて送信された第１変調シンボルを分離する処理について詳しく説明する。前述の通り、第１変調シンボルに重畳される位相回転量をＭ個分並べた系列は、ｄが異なる場合に互いに直交する。すなわち、第１変調シンボルにＭ個の直交するコードを乗じたものとみなすことができる。従って、第１の実施形態と同様にしてＭ個のコードを乗じることによってそれぞれ所望の信号を分離することができる。このようにして得られたＭ個の信号は、それぞれ前述のとおり対応するｄをもって循環遅延が施されている信号である。
【００７７】
次に、チャネル推定部３７−１〜３７−Ｍにおいて個別チャネル応答を推定する処理について説明する。コードを乗じることによって分離された第１変調シンボルは、Ｎサブキャリア周期の第１サブキャリアに割り当てられた信号である。そこで、チャネル推定部３７−１〜３７−Ｍでは例えばフィルタを用いて第１サブキャリア間のＮ−１サブキャリアに割り当てられている信号を補間により求める。さらに、チャネル推定部３７−１〜３７−Ｍは、補間により求められた信号に対して対応するｄに基づく位相回転を施すことにより、個別のチャネル推定値をチャネル推定値合成部３８へ出力する。このようにして、図１０または図１１に示したような構成を有する複数の無線送信機から異なるｄをもってＯＦＤＭ信号が送信され、これが図１２の無線受信機によって受信される。
【００７８】
（第３の実施形態）  
図１３、図１４及び１５を用いて本発明の第３の実施形態について説明する。図１３は、セルラシステムで用いられているセル／セクタ構成を示している。図１３に示されるように、基地局ＢＳが形成する１つのセルは、複数のセクタＳ１，Ｓ２及びＳ３により構成される。セクタＳ１，Ｓ２及びＳ３は、それぞれの一部が互いに重なっている。
【００７９】
このようなセルセクタ構成を用いるセルラシステムに、第１及び第２の実施形態に従う無線送信機を適用する場合について説明する。
【００８０】
第１の実施形態に従う無線送信機をセル／セクタ構成に対応させる場合、セクタ毎に異なるｄを設定する。例えばＮ＝３の場合、ｄは０，１，２の３つの整数をとることができるので、図１３の３つのセクタＳ１，Ｓ２及びＳ３にそれぞれ０，１及び２を割り当てる。Ｎがセクタ数よりも多い場合には、ｄ＝０〜Ｎ−１の一部をそれぞれのセクタＳ１，Ｓ２及びＳ３に割り当てる。Ｎがセクタ数よりも小さい場合には、ｄ＝０〜Ｎ−１の一部を複数回セクタに割り当てることで、全てのセクタに０〜Ｎ−１までの整数を割り当てる。
【００８１】
ｄの設定に際しては、例えば図１４に示されるように複数の無線送信機に対して、パラメータ設定部４２が接続される。パラメータ設定部４２は、セクタ間で互いに異なるｄを循環遅延部１６−１，１６−２，・・・，１６−Ｍに対して設定する。また、予めセクタ毎に異なるｄを循環遅延部１６−１，１６−２，・・・，１６−Ｍに対して割り当てておいてもよい。
【００８２】
このようにすることにより、セクタ間で循環遅延ダイバーシティを適用した場合においても、第１変調シンボル間の位相関係が変えられないため、第１変調シンボルの本来の性質を維持することができる。例えば、互いに直交する３つのコードを図１３の３つのセクタＳ１，Ｓ２及びＳ３にそれぞれ割り当て、各コードをコード乗算部１３−１，１３−２，・・・１３−Ｍによって第１変調シンボルに乗じる。互いに直交する３つのコードとは、例えば以下のような例が挙げられる。
【数１０】
2008048092.tif 000012
【００８３】
このようなコードを第１変調シンボルに乗じることによって生成されるＯＦＤＭ信号では、コードの直交性が保持されるために、第１変調シンボルをセクタＳ１，Ｓ２及びＳ３間で互いに直交させることができる。これによりセクタＳ１，Ｓ２及びＳ３毎のチャネル推定を容易に行うことが可能になる。
【００８４】
一方、第２の実施形態に従う無線送信機をセル／セクタ構成に対応させる場合は、Ｍをセクタ数としてセクタ毎に異なるｄを設定する。例えば、図１３の例ではセクタ数は３であるので、Ｍ＝３とする。そして、３つのセクタＳ１，Ｓ２及びＳ３に対してそれぞれｄ＝０，ｄ＝１及びｄ＝２を設定して循環遅延を施す。
【００８５】
ｄの設定に際しては、例えば図１５に示されるように図１０に示した無線送信機において直交数通知部４１に代えてパラメータ設定部４２を設ける。パラメータ設定部４２は、セクタ間で互いに異なるｄを循環遅延部１６−１，１６−２，・・・，１６−Ｍに対してが設定する。また、予めセクタ毎に異なるｄを循環遅延部１６−１，１６−２，・・・，１６−Ｍに対して割り当てておいてもよい。このようにすることにより、別途コードを乗じることなく、セクタ間で第１変調シンボルを互いに直交化させることができる。
【００８６】
このように第３の実施形態によれば、セル／セクタ構成のセルラシステムにおいて、セクタ間で異なる遅延量を用いることにより、ダイバーシティゲインを効果的に増加させることができる。
【００８７】
第３の実施形態においても、図９および図１２に示される受信機構成が適用できる。ただし図１３に示されるようなセル／セクタ構成においては、ある１つの受信機が一度に３つの送信機からの信号を同程度の電力で受信することは難しい。さらに言えば、あるセクタの中心付近にいる場合においては、当該セクタに対応する送信機からの信号が他の送信機からの信号とくらべて強い電力で受信されることになる。チャネル推定部３７−１〜３７−Ｍにおいてはセクタ毎のチャネルが推定されるが、その信号電力が他と比べて小さい場合、その個別のチャネル推定値の精度が他と比べて低くなってしまう。その結果、チャネル推定値合成部３８で個別のチャネル推定値を合成して得られる合成チャネル推定値の精度も劣化させてしまう。そのため図１３に示されるようなセル／セクタ構成における図９および図１２に示される受信機においては、チャネル推定値合成部において次のような処理を加えることによって、合成チャネル推定値の精度を改善することができる。すなわち、チャネル推定部３７−１〜３７−Ｍから出力される個別チャネル推定値それぞれの電力Ｐ−１からＰ-Ｍを測定し、あるｍ（ｍ＝１〜Ｍ）における電力Ｐ−ｍがある閾値よりも低い場合には、チャネル推定部３７−ｍから出力される個別チャネル推定値を、合成の計算に加えないこととする。ある閾値とは、あらかじめ絶対値として決めておいてもよいし、例えばＰ−１〜Ｐ−Ｍの合計電力を基準として計算してもよい。このようにして計算した合成チャネル推定値は、精度の低い個別のチャネル推定値が加算されないために、精度が改善される。
【００８８】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】第１の実施形態に従う送信機の例を示すブロック図
【図２】第１変調シンボルの割り当ての例を示す図
【図３】第１変調シンボルの割り当ての例を示す図
【図４】第１変調シンボルの割り当ての例を示す図
【図５】第１変調シンボルの割り当ての例を示す図
【図６】第１変調シンボルの割り当ての例を示す図
【図７】第１変調シンボルの割り当ての例を示す図
【図８】第１の実施形態に従う送信機の他の例を示すブロック図
【図９】第１の実施形態に従う受信機の例を示す図
【図１０】第２の実施形態に従う送信機の例を示すブロック図
【図１１】第２の実施形態に従う送信機の他の例を示すブロック図
【図１２】第２の実施形態に従う受信機の例を示す図
【図１３】セルセクタ構成の例を示す図
【図１４】第３の実施形態に従う無線送信システムの例を示すブロック図
【図１５】第３の実施形態に従う無線送信システムの他の例を示すブロック図
【符号の説明】
【００９０】
１１・・・第１変調シンボル生成部
１２・・・第２変調シンボル生成部
１３・・・コード乗算部
１４・・・サブキャリア割り当て部
１５・・・ＩＦＦＴユニット
１６・・・循環遅延部
１７・・・ＣＰ付加部
１８・・・無線部
１９・・・送信アンテナ
２１・・・位相回転部
２２・・・ＩＦＦＴユニット
３１・・・受信アンテナ
３２・・・無線部
３３・・・ＣＰ除去部
３４・・・ＦＦＴユニット
３５・・・サブキャリア分離部
３６・・・コード乗算部
３７・・・チャネル推定部
３８・・・チャネル推定値合成部
３９・・・チャネル等化部
４１・・・直交数通知部
４２・・・パラメータ設定部
【図１】
2008048092.tif 000013
【図２】
2008048092.tif 000014
【図３】
2008048092.tif 000015
【図４】
2008048092.tif 000016
【図５】
2008048092.tif 000017
【図６】
2008048092.tif 000018
【図７】
2008048092.tif 000019
【図８】
2008048092.tif 000020
【図９】
2008048092.tif 000021
【図１０】
2008048092.tif 000022
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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