(57)【要約】【課題】知覚符号化を、後続するＦＯＤＢ又はＳＯＤＢビーム形成により良く適合するようカスタマイズするための、新しいビット割り当て方式を提案する。【解決手段】ビット割り当てにおける周波数依存優先度を制御する。周波数依存優先度は、全体域を３帯域に分割し、低域側から、高優先度、最高優先度、低優先度の順である。係数へのビットの割り当ては、まず最高優先度である中域の帯域で逆順に、高優先度である低域の帯域で前方順に、最後に低優先度である高域の帯域で前方順に行われる。【選択図】図１２
2008139702.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
音響信号の指向性を制御する音響符号化装置であって、
音響信号を電気信号に変換する無指向性マイクロホンアレイと、
前記無指向性マイクロホンアレイの出力信号を、圧縮されたビットストリームに変換する知覚符号化手段と、
前記圧縮されたビットストリームを復号し、元の時間軸信号の信号を再構築する知覚音響復号手段と、
再構築された前記信号の指向性を目標方向に制御するビームフォーマー手段とを備え、
前記知覚符号化手段は、マイクロホンアレイの出力信号を不可逆圧縮し、
前記ビームフォーマー手段は、前記知覚音響復号手段における復号時に前記信号の指向性制御を行い、
前記知覚音響復号手段は、前記無指向性マイクロホンアレイによる音響信号の収録時と異なるチャンネル配置または指向性で、復号された信号を再生する
ことを特徴とする音響符号化装置。
【請求項２】
音響信号の指向性を制御する音響符号化装置であって、
音響信号を電気信号に変換し、十字配置された無指向性マイクロホンアレイと、
前記無指向性マイクロホンアレイの中心に位置するマイクロホンの出力信号を低域濾波するローパスフィルタ手段と、
前記ローパスフィルタ手段の出力とマイクロホンアレイの出力信号とを、圧縮されたビットストリームに変換する知覚符号化手段と、
前記圧縮されたビットストリームを復号し、元の時間軸信号の信号を再構築する知覚音響復号手段と、
再構築された前記信号の指向性を目標方向に制御するビームフォーマー手段とを備え、
前記無指向性マイクロホンアレイの中心に位置するマイクロホンの出力信号のビット割当量を、他のマイクロホンの出力信号のビット割当量よりも大きくし、
前記知覚符号化手段は、不均一なビット配分で各マイクロホンの出力信号を圧縮し、
前記ビームフォーマー手段は、前記知覚音響復号手段で復号された前記信号に、１次傾度のビームフォーマーまたは２次傾度のビームフォーマーを適用する
ことを特徴とする音響符号化装置。
【請求項３】
前記知覚符号化手段は、前記ビームフォーマー手段における１次傾度のビームフォーマーまたは２次傾度のビームフォーマーの周波数感度特性を補償するよう圧縮ひずみを調整した、周波数ごとのビット配分を行なう
ことを特徴とする請求項１に記載の音響符号化装置。
【請求項４】
前記ローパスフィルタ手段は、前記中心に位置するマイクロホンアレイの出力信号に対して、位相に影響を与えない零位相フィルタ処理を行なう
ことを特徴とする請求項２に記載の音響符号化装置。
【請求項５】
不均一なビット配分を行うことにより、全体として圧縮歪みを削減する
ことを特徴とする請求項２に記載の音響符号化装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アレイ信号処理によって指向性を制御する技術において、アレイ信号を符号化する装置に関する。アレイマイクロホンで収音されたマルチチャンネル信号は、本音響符号化装置により圧縮符号化され、伝送された後に復号され、信号処理装置によって指向性を制御されることにより、再生時に受聴者が任意の方向に指向性を制御することが可能となる。
【背景技術】
【０００２】
オーディオ信号処理アプリケーションにおいて、再生時に任意の方向に指向性を制御（空間フィルタリング）することがしばしば要求される。これは、興味の対象が存在する方向以外の全ての信号を削除又は減衰させ、特定の方向からの音を聴くものである。指向性を持つマイクロホンは上記の機能を持っている。
【０００３】
このような指向性マイクロホンを発展させた、より柔軟なマイクロホンアレイ、すなわちそれぞれ異なる空間位置に配置された無指向性マイクロホン（以下、センサとする）の集まりが開発されてきた。図１に示すように、マイクロホンアレイモジュール１０１と併せて、ビーム形成モジュール１０２の信号処理によって指向性が制御されている（特許文献１参照）。
【０００４】
図２に示すように、各センサ出力に異なる遅延を与えて加算するというビーム形成手法は、今日でも多く用いられている。各センサ出力は、時間２０１だけ遅延され、振幅重み２０２によって重み付けされた後に加算される。マイクロホンアレイの感度は、音響信号がセンサ間の空間を伝搬する時間に関係する。
【０００５】
上記手法によるビーム形成の例として、近接する２つのセンサを備えた、１次カージオイド(cardioid)特性のビーム形成処理を、図３に示す。
【０００６】
ここでは、２つのセンサ３０２及び３０３間の距離をｄとし、時間遅延３０４（Ｔ）が、センサ３０３の出力を遅延させる。遅延信号は減算ノード３０５においてセンサ３０２の出力であるマイクロホン信号から減算され、この１次傾度ビームフォーマー(First Order Beam Former)（ＦＯＤＢ）の出力ｙ1（ｔ）が生成される。
【０００７】
音源（３０１）が遠方にあり平面波とみなせる（遠方条件）とすると、音源（３０１）の方位がθであり、周波数がｆのときの、ＦＯＤＢの利得は、次式のように表される。
【０００８】
【数１】
2008139702.tif 000003
【０００９】
ここでＹ1（ｆ，θ）はビーム出力ｙ1（ｔ）のスペクトルを表し、Ｓ（ｆ）は信号元のスペクトルを表し、ｋは音ベクトルを表し、｜ｋ｜＝２πｆ／ｃは、音速をｃとしたときの波数を表す。
【００１０】
全方向に一様の感度を持つ無指向性センサと比べて、ＦＯＤＢの指向特性は、図４に示すようなカージオイド特性を持つ（ｄ＝８ｍｍ、遅延Ｔ＝ｄ／ｃとした場合）。
【００１１】
同様に、３つの無指向性センサによって、より指向性が鋭い２次カージオイド特性ビームを形成することができる。図５は、２次傾度ビームフォーマー（ＳＯＤＢ）の模式図である。２次傾度ビームフォーマーは、モジュール５０２−５０５から成るＦＯＤＢと、モジュール５０３及び５０６−５０８から成るＦＯＤＢとの、２つのＦＯＤＢを備えている。さらに前記２つのＦＯＤＢ間の傾度を、減算ノード（５０９）で生成する。遠方条件が該当する場合は、音源（５０１）の方位がθであり、周波数がｆのときの、ＳＯＤＢの利得は、以下のように表される。
【００１２】
【数２】
2008139702.tif 000004
【００１３】
ＳＯＤＢの指向特性を図６に示す。
さらに、ビームフォーマー出力のＳ／Ｎ比を高めるために、サイドローブキャンセラと呼ばれる手法が用いられることがある。サイドローブキャンセラは、メインアレイによって特定の方向に指向性を持たせた信号（メインビーム）を生成する一方で、補助アレイによってメインアレイのサイドローブとなる成分を多く含む信号（ヌルビーム(Null Beam)）を生成し、メインビームからヌルビームを減算することにより、メインビームの指向性を高める手法である。
【００１４】
以上の手法を具体化するために、十字型アレイを例として考えてみる。図１のマイクロホンアレイモジュール１０１は、図７に示すような中心対照の十字アレイとして具体化される。ここでは、５つの無指向性センサがＸ軸及びＹ軸に沿って等間隔に配列されており、各軸に沿ったそれぞれ１列のアレイは、エレメント同士の間隔がｄである３つの等間隔の無指向性センサから構成される。ここで、象限間の対角線によってアレイの全平面をセグメントＩ、ＩＩ、ＩＩＩ、ＩＶの４つのセグメントに分割して表記する。
【００１５】
例えばセグメントＩに対象とする音源が存在する場合、メインアレイは、センサ＃３と＃４と＃５とから構成される。補助アレイは、センサ＃１と＃２とから構成される。メインビームは、ＦＯＤＢ手法とＳＯＤＢ手法によって成形される。
【００１６】
以下、図１におけるビーム形成モジュール１０２を詳細に示した、図８を用いて説明する。図８に示すように、位相差が最も大きいセンサ（この場合はセンサ＃３及び＃４）の出力を処理して、ＦＯＤＢ８０１の低周波数部分（低域フィルタリング８０２の出力）としてＦＯＤＢを形成する。また、ＳＯＤＢ（８０３）として全てのセンサの出力を用いて高周波数部分（高域フィルタリング８０４の出力）が形成される。補助センサ（センサ出力＃１及び＃２）は、ヌルビームを構成するために、単純な減算処理が行われる（減算ビーム形成モジュール８０５の出力）。
【００１７】
図１に示すように、センサ出力に対して直接ビームフォーマーを適用した場合、指向性を効果的に制御することができる。しかしながら、再生時にユーザが指向性を制御したい場合には、全てのセンサの出力データがエンドユーザに配信される必要があり、伝送すべきデータの量はセンサの個数に比例して大きくなる。
【００１８】
伝送帯域幅及び記録容量は常に限りがあることから、知覚符号化などの高圧縮率の非可逆圧縮手法によって各センサの出力データを圧縮することが望ましい。図９に符号化を含んだアレイ信号処理のフレームワークを示す。図９におけるマイクロホンアレイモジュール９０１は、図１のマイクロホンアレイモジュール１０１と同一であり、ビーム形成モジュール９０４は、図１のビーム形成モジュール１０２と同一である。知覚符号化装置９０２は、アレイモジュールの出力を、より小さなデータサイズのビットストリームに効率よく圧縮する。知覚復号装置９０３はビットストリームを復号して、マルチチャンネル信号を出力する。
【００１９】
非可逆オーディオ圧縮手法として、人間の聴覚システムの特性を利用した数多くの知覚オーディオ符号化が数多く利用可能となっている（例えばＡＡＣやＡＣ−３やＡＴＲＡＣやＭＰ３やＰＡＣ）。
【特許文献１】米国特許第６６０３８６１号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
一般的に、これらの最先端の知覚オーディオ符号化では、ビットレートに制約がある場合でも、知覚上十分な音質を有する復号音声を得ることが可能である。しかしながら、厳密な精度を要求するビーム形成モジュール９０４による処理が後続する場合には、十分な音質を得られるとは限らない。コーデック（知覚符号化装置９０２及び知覚復号装置９０３）が非可逆圧縮であるために発生した知覚できない歪みが、センサ出力間の差分を変化させてしまい、ＦＯＤＢやＳＯＤＢにおけるビーム形成に多大な影響を与えてしまうという課題がある。
【００２１】
本発明では、後続するＦＯＤＢ又はＳＯＤＢビーム形成により良く適合するよう、知覚オーディオ符号化を最適化する、新しいビット割り当て方式を提案することを目的とする。
【００２２】
また、十字型アレイ（図７）に基づいてＦＯＤＢとＳＯＤＢ（図８）とを組み合わせることにより、さらに複雑なビームフォーマーが実装される場合は、より多くの方法を提案することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
ＦＯＤＢやＳＯＤＢの形態をとるビーム形成のために、本発明では、それぞれのセンサ出力を圧縮する間に効率的なビットを割り当てるために、周波数に応じてビット配分に優先順位をつける方法を提案する。また、十字型アレイとＦＯＤＢ及びＳＯＤＢの組み合わせの場合には、センサ間での不均一なビット割り当てを提案する。さらに、十字型アレイの中心にあるセンサの出力信号については、ビーム出力の指向性感度をさらに高めるために、零位相フィルタ処理及び部分周波数シフト方法を提案する。
【００２４】
上記目的を達成するために、本発明に係る音響符号化装置は、音響信号の指向性を制御する音響符号化装置であって、音響信号を電気信号に変換する無指向性マイクロホンアレイと、前記無指向性マイクロホンアレイの出力信号を、圧縮されたビットストリームに変換する知覚符号化手段と、前記圧縮されたビットストリームを復号し、元の時間軸信号の信号を再構築する知覚音響復号手段と、再構築された前記信号の指向性を目標方向に制御するビームフォーマー手段とを備え、前記知覚符号化手段は、マイクロホンアレイの出力信号を不可逆圧縮し、前記ビームフォーマー手段は、前記知覚音響復号手段における復号時に前記信号の指向性制御を行い、前記知覚音響復号手段は、前記無指向性マイクロホンアレイによる音響信号の収録時と異なるチャンネル配置または指向性で、復号された信号を再生することを特徴とする。
【００２５】
また、本発明の他の局面に係る音響符号化装置は、音響信号の指向性を制御する音響符号化装置であって、音響信号を電気信号に変換し、十字配置された無指向性マイクロホンアレイと、前記無指向性マイクロホンアレイの中心に位置するマイクロホンの出力信号を低域濾波するローパスフィルタ手段と、前記ローパスフィルタ手段の出力とマイクロホンアレイの出力信号とを、圧縮されたビットストリームに変換する知覚符号化手段と、前記圧縮されたビットストリームを復号し、元の時間軸信号の信号を再構築する知覚音響復号手段と、再構築された前記信号の指向性を目標方向に制御するビームフォーマー手段とを備え、前記無指向性マイクロホンアレイの中心に位置するマイクロホンの出力信号のビット割当量を、他のマイクロホンの出力信号のビット割当量よりも大きくし、前記知覚符号化手段は、不均一なビット配分で各マイクロホンの出力信号を圧縮し、前記ビームフォーマー手段は、前記知覚音響復号手段で復号された前記信号に、１次傾度のビームフォーマーまたは２次傾度のビームフォーマーを適用することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明は、後続の１次傾度ビームフォーマー及び／又は２次傾度ビームフォーマーを効果的に機能させるために、簡便な手法で知覚符号化装置を最適化することに成功している。本発明により、指向性制御された出力信号の音質が大幅に向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下の実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００２８】
始めに、ＦＯＤＢ及びＳＯＤＢの利得の周波数特性と、指向特性について解析する。
アレイ信号処理の原理によれば、アレイを構成するセンサの間隔は、アレイが対象とする信号の上限周波数によって制限される。
【００２９】
空間における信号のエリアジング(aliasing)を回避するために、センサ間の距離は以下を満たす必要がある。
【００３０】
【数３】
2008139702.tif 000005
【００３１】
例えば、サンプリング周波数を４４．１ｋＨｚとしたシステムを考える場合、取り扱う周波数の上限ｆmaxは２２．０５ｋＨｚとなり、ｄは約７．７ｍｍ以下である必要がある。
【００３２】
センサ間隔が近距離であり、音波がセンサ間を空間的に伝播する遅延が十分に短い場合、すなわち
【数４】
2008139702.tif 000006
及び
【数５】
2008139702.tif 000007
の場合、前述のＦＯＤＢ及びＳＯＤＢの振幅特性はそれぞれ次式によって近似できる。
【００３３】
【数６】
2008139702.tif 000008
【００３４】
上記の数式から分かるとおり、ＦＯＤＢの振幅特性は周波数に対して直線的に増加し、ＳＯＤＢの振幅特性は周波数に対して２次的に増加する。最大利得が得られる指向角（すなわち、θ＝０；Ｔ＝ｄ／ｃ）におけるＦＯＤＢとＳＯＤＢの周波数振幅応答を図１０に示す。ここでは、ｆrは上記の２つの制約、すなわち
【数７】
2008139702.tif 000009
及び
【数８】
2008139702.tif 000010
から決定される。例えばサンプリング周波数を４４．１ｋＨｚとし、ｄを７．７ｍｍとした場合には、ｆrは、
【数９】
2008139702.tif 000011
として解かれる。
【００３５】
典型的な知覚符号化装置９０２の基本的な構成を図１１に示す。自然音が知覚符号化装置９０２に適用される場合、時間−周波数変換モジュール１１０１によって周波数領域に変換された信号のエネルギー分布は、一般的に、低域で大きく、高域になるにつれて減衰している。指定されたビットレートとサンプリング周波数とフレーム長とから決定される使用可能なビット量１１０２を、効率的に配分するためには、スペクトル係数のレベルが大きいほど伝送すべき情報量も増えることを仮定している。したがって、知覚モデル（聴覚心理モデル１１０３）が設定する聴覚心理的な要求を保ちつつ量子化誤差を振り分けるための量子化及び符号化モジュール１１０４のために、低域のスペクトル係数に優先的にビットを割り当てるのは妥当な方法である。
【００３６】
後続する後処理が無い場合には、実際に上記ビット割り当て方法は非常に効果的である。しかしながら、知覚符号化の後段に、ＦＯＳＢ又はＳＯＳＢが続く場合、前述の周波数に応じたビット配分では、ビーム出力信号の指向性感度を損なうこともある。
【００３７】
本発明の実施の形態１は、周波数によるビット割り当ての優先度の設定方法である。本発明における新しい周波数依存優先度は、基準フレームサイズを１０２４として図１２に示される。本提案によれば、係数へのビットの割り当ては、まずｆ1−＞ｆ0の周波数帯域内で高域から低域に向かって、次に０−＞ｆ1の周波数帯域内で低域から高域に向かって、最後にｆ0−＞ｆs／２の周波数帯域内で低域から高域に向かって行われる。この場合ｆ0はアレイを構成するセンサの間隔ｄに対して、
【数１０】
2008139702.tif 000012
のように依存する。また、ｆ1は、ｆ1＝０．０５ｆsＨｚ（ｆsはサンプリング周波数）のように大まかに定めることができる。自然音がＦＦＴやＭＤＣＴなどの時間−周波数変換モジュール１１０１によって周波数領域に変換された場合、一般的に、音声エネルギーの９５％以上は、０Ｈｚ−＞ナイキスト周波数の１０％（すなわち、サンプリング周波数の５％）の帯域内に含まれている。
【００３８】
新ビット割り当ての優先度の設定方法の根拠を以下に示す。ｆ0−＞ｆ1の周波数帯域内の場合、前述のとおり出力ビームの指向性は最大となり、低域になるにつれて指向先鋭度は小さくなる。一方、前記出力信号のゲインは高域になるにつれて小さくなる。すなわち、最高優先度がこの周波数帯域に与えられ、最高域に最も多くのビットを配分し、低域になるにつれて少ないビットを割り当てる場合、効率的かつ正確に信号を圧縮できるということである。
【００３９】
周波数帯域が０−＞ｆ1の場合、出力ビームの指向特性は弱く、この帯域では、重要度の高い信号の音質を保証する方が、指向性を保証するよりも重要である。したがって、これまでの符号化装置と同様に、最低域に最も多くのビットを配分し、高域になるにつれて少ないビットを割り当てる。周波数帯域がｆ0−＞ｆs／２の場合も同様である。
【００４０】
本実施の形態を実現するために、量子化及び符号化モジュール１１０４は、図１３に示すように構成される。ここでは、モジュール１３０１〜１３０４は、モジュール１１０１〜１１０４と全く等しい。時間−周波数変換モジュール１３０１による時間−周波数変換後、全周波数帯域にわたった信号は、周波数分割モジュール１３０４により３つの帯域に分割される。はじめに、第１の周波数帯域が、第１の量子化モジュール１３０５にて量子化され、未使用ビット量１３０６は使用可能なビット量１３０２から第１の量子化モジュール１３０５で使用されたビット量を差し引くことにより求められる。次に、第２の周波数部分は、前記の未使用ビット量１３０６に基づき、第２の量子化モジュール１３０７にて量子化される。未使用ビット量１３０８は、前回の未使用ビット量１３０６から第２の量子化モジュール１３０７で使用されたビット量を差し引くことにより求められる。次に、第３の周波数部分は、新しく求められた未使用ビット量１３０８に基づき、第３の量子化モジュール１３０９にて量子化される。人間の知覚感性モデル１３０３は、３つの量子化モジュール１３０５、１３０７及び１３０９において共通に用いられる。
【００４１】
上記実施の形態の具体的な実装はコーデック毎に異なってもよい。例えば、最新のＭＰＥＧ  ＡＡＣ符号化装置に関しては、符号化装置内において時間−周波数変換されたフレームスペクトルは、複数のスケールファクタバンド（スケールファクタバンド）に分割される。ビットレートと符号化誤差の間に単純な関係がないために、標準的なＡＡＣ符号化アルゴリズムは、２つのループを入れ子にして、反復法を用いて次善解を求める。この２つのループが入れ子になった反復法では、「ビットループ」と呼ばれる内側のループで所望のビットレートとなるよう調整し、「歪ループ」と呼ばれる外側のループで、スケールファクタバンド毎のビット割り当てを調整することにより、聴覚心理的に音質を最適化させる。前記反復法を確実に収束させるために、スケールファクタの変更ステップは、反復の度に小さくされる。
【００４２】
図１４は、典型的なＡＡＣ符号化装置の量子化及び符号化処理の基本的なフローチャートの例を示す。あらかじめ、最大のスペクトル係数と利用可能ビット数とから、グローバルゲインを算出するとともに、全てのスケールファクタバンドのスケールファクタをゼロとして設定する初回の量子化（Ｓ１４０１）が実行される。以降の処理は、３つのループに分けられる。最上位のループは「フレームループ」と称される。フレームループの反復は、フレームループの初期設定（Ｓ１４０２）、終了条件（Ｓ１４０３）及び回数カウント（Ｓ１４１４）により制御される。フレームループ内には、Ｓ１４０４により推定される個数の歪ループが存在する。歪ループの反復は、歪ループの初期設定（Ｓ１４０５）、終了条件（Ｓ１４０６）及び回数カウント（Ｓ１４１２）により制御される。各歪ループには、実際に使用されたビット数を数えるビットループ（Ｓ１４１３）が存在する。
【００４３】
本発明は、各歪ループ内の処理（図１４における破線のブロック）に関する改良である。従来、低いスケールファクタバンドから高いスケールファクタバンド（１４０７及び１４１０）へと処理されてきた。S１４０９で、Ｓ／Ｎ比がＳ／Ｍ比より大きく、聴覚心理モデルの音質条件を満たさないスケールファクタバンドに対して、追加のビットが割り当てられると共に、スケールファクタ（Ｓ１４１１）の値を小さくした上で、次の歪ループで使用するために保存される。
【００４４】
図１５に、本発明における上記の処理を示す。はじめに、本実施の形態で用いる境界周波数値をスケールファクタバンドにマッピングする。仮に、ｆ0は第３５番目のスケールファクタバンドにマッピングされ、ｆ1は第１７番目のスケールファクタバンドにマッピングされるとする。図１５に示すように、ここでは上記の従来処理とは異なり、スケールファクタバンドはそれぞれ異なる優先度をもつ３つの部分に分割される。３５番目から１７番目までのスケールファクタバンドのためのスケールファクタが、最優先に調整される（Ｓ１５０１〜Ｓ１５０４）。上記のスケールファクタバンド全てが処理されると、次に、０番目から１６番目までのスケールファクタバンド（Ｓ１５０５〜Ｓ１５０８）のためのスケールファクタの調整を開始する。最後に、上記の２つの処理が終了すると、３６番目から有効な最大スケールファクタバンド数までのスケールファクタバンド（Ｓ１５０９〜Ｓ１５１２）のためのスケールファクタの調整を開始する。その他の処理ブロックＳ１５１３〜Ｓ１５１５は、Ｓ１４１１、Ｓ１４１２及びＳ１４１５と同一の処理ブロックである。
【００４５】
スケールファクタバンドの量子化優先度を変化させることにより、より多くのビットが優先度の高いスケールファクタバンドに割り当てられると予想される。その結果、量子化精度が向上し、これらのスケールファクタバンドにおける歪みが減少する。
【００４６】
ここで図９に示すシステム全体は、図７に示す十字型アレイと、図８に示すＦＯＤＢ及びＳＯＤＢを組み合わせたビーム形成によって、詳しく説明されるとする。
【００４７】
なお、ビームフォーマーが狙う指向方向に関わらず、中心センサ＃５の出力の低周波数部分が最終ビームに与える影響は極めて小さい。この性質を利用することにより、チャネルのビット割り当ての効率をさらに高めることができる。
【００４８】
本発明の実施の形態２のように、精度が低いセンサ＃５の出力の低周波数部分の圧縮率を高めること又は低周波数部分を削除することは妥当であると言える。前述したように、低周波数成分の圧縮には信号全体に必要とされるビットの殆どが使用される。したがって、上記の処理を実施することにより、チャネル＃５の符号化に必要なビットには余裕ができるので、全体として高い忠実度を得るために、チャンネル＃５の余裕ビットを他のチャネルに均一に割り振ることができる。
【００４９】
図８に示す高域通過フィルタが理想的もしくはほぼ理想的な遮断特性を備える場合、遮断周波数によっては、このチャネルに割り当てるビット量を大幅に減らしても問題ない。例えば、遮断周波数が０．０５ｆsＨｚを超える場合は、割り当てるビット量を本来の割り当てビット量の１／４にすることが可能である。
【００５０】
また、図１６に示すように、チャネル＃５は、ゼロ位相フィルタリングモジュール１６０１によって低周波数成分を削除することができる。その他のモジュール１６０２〜１６０４は、図９に示すモジュール９０２〜９０４と同一のモジュールである。
【００５１】
なお、チャネル位相情報に影響を与えないために、ここでは零位相フィルタ処理が必要とされる。零位相フィルタ手法を図１７に示す。まずセンサ＃５の出力を例えばｘ0，ｘ1，…，ｘnのように通常通りフィルタリングして（Ｓ１７０１）、シーケンスｙ0，ｙ1，…，ｙnを取得し、出力シーケンスをｙn，ｙn-1，…，ｙ0のように逆順にする（Ｓ１７０２）。この逆順のシーケンスを再度フィルタリングして（Ｓ１７０３）、新シーケンスｚ0，ｚ1，…，ｚnを取得し、ｚn，ｚn-1，…，ｚ0になるように最終的に逆順にする（Ｓ１７０４）。この処理によって、出力シーケンスｚn，ｚn-1，…，ｚ0には、元のシーケンスｘ0，ｘ1，…，ｘnに対して、位相歪みを発生させずに振幅特性を変化させることができる。
【００５２】
もちろん、シーケンスが２回フィルタリングされるため、補償を行う必要がある。例えば、零位相フィルタ処理の通過帯域リップルは、ＩＩＲフィルタの通過帯域リップルの半分であるべきで、最終ストップバンドの減衰量は１つのフィルタの倍であるべきである。
【００５３】
図８に示す高域フィルタモジュールが厳密なロールアップ特性を有さない場合、低周波数成分を削除してしまう代わりに、より低い圧縮精度で低周波数成分を圧縮する方が望ましい。
【００５４】
なお、実施の形態１は、実施の形態２と組み合わせることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明は、ホームシアターシステムや、カーオーディオシステムや、携帯プレーヤや、携帯通信機器や、電子ゲームシステム等のアプリケーションにおいて利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】従来の指向性ビーム生成の図である。
【図２】遅延和ビーム形成の構成を示す図である。
【図３】１次傾度ビームフォーマーの模式図である。
【図４】１次傾度ビームフォーマーの指向性パターンを示す図である。
【図５】２次傾度ビームフォーマーの模式図である。
【図６】２次傾度ビームフォーマーの指向性パターンを示す図である。
【図７】十字型アレイの構成を示す図である。
【図８】１次傾度及び２次傾度ビームフォーマーを組み合わせた模式図である。
【図９】知覚符号化を含んだアレイ信号処理のフレームワークである。
【図１０】１次傾度ビームフォーマー及び２次傾度ビームフォーマー双方の利得を示す図である。
【図１１】典型的な知覚符号化装置の基本的構成を示す図である。
【図１２】音声エネルギーの分布とビット割り当ての優先度を示す図である。
【図１３】本発明における、知覚符号化装置の基本的な構成を示す図である。
【図１４】ＭＰＥＧ  ＡＡＣ符号化装置の量子化モジュールのフローチャートである。
【図１５】本発明における、歪ループ内のフローチャートである。
【図１６】本発明における、十字型アレイ及び指向性ビーム生成の図である。
【図１７】零位相低域フィルタ処理を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００５７】
１０１  マイクロホンアレイモジュール
１０２  ビーム形成モジュール
３０２，３０３  無指向性マイクロホン（センサ）
３０４  時間遅延
３０５  減算ノード
８０２  低域フィルタリング
８０４  高域フィルタリング
８０５  減算ビーム形成モジュール
９０１  マイクロホンアレイモジュール
９０２  知覚符号化装置
９０３  知覚復号装置
９０４  ビーム形成モジュール
１１０１  周波数変換モジュール
１１０２，１３０２  使用可能なビット
１１０３  聴覚心理モデル
１１０４，１３０５  符号化モジュール
１３０１  周波数変換モジュール
１３０３  聴覚心理モデル
１３０４  周波数分割モジュール
１３０６，１３０８  未使用ビット
１６０１  ゼロ位相フィルタリングモジュール
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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