(57)【要約】【課題】低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができるジッタ発生装置および位相変調装置を提供する。【解決手段】周波数ωのキャリア信号を出力するキャリア信号発生器１と、変調信号Ｐ＝ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）を出力する変調信号発生器２と、直交変調器３と、直交変調器３に直流電圧を与える直流電源４と、直交変調器３の出力信号を増幅するとともに、その振幅を一定に揃えるリミッタアンプ５と、を備える。キャリア信号発生器１からのキャリア信号は直交変調器３のＲＦ入力端子に、変調信号発生器２からの変調信号は直交変調器３のＱ端子に、直流電源４からの直流電圧は直交変調器３のＩ端子に、それぞれ入力される。【選択図】図１
2008098892.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャリア信号にジッタを発生させるジッタ発生装置において、
キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、
ジッタに対応する変調信号を発生させる変調信号発生器と、
前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、
他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、
前記直交変調器の出力信号の振幅を一定にするリミッタアンプと、
を備えることを特徴とするジッタ発生装置。
【請求項２】
キャリア信号にジッタを発生させるジッタ発生装置において、
キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、
ジッタに対応する変調信号を発生させる変調信号発生器と、
前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、
他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、
前記直交変調器の後段に配置される周波数逓倍器と、
前記周波数逓倍器の後段に配置される帯域通過フィルタと、
を備えることを特徴とするジッタ発生装置。
【請求項３】
前記変調信号を減衰させて前記一方の変調入力信号を生成する可変減衰器を備えることを特徴とする請求項１または２に記載のジッタ発生装置。
【請求項４】
前記一方の変調入力信号を、前記変調信号と外部信号との間で切り替える切替スイッチを備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のジッタ発生装置。
【請求項５】
キャリア信号を位相変調する位相変調装置において、
キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、
変調信号を発生させる変調信号発生器と、
前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、
他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、
前記直交変調器から出力される信号の振幅が一定に近づくように、前記変調信号と同期して前記直流電圧の電圧値を補正する電圧補正装置と、
を備えることを特徴とする位相変調装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、キャリア信号にジッタを発生させるジッタ発生装置およびキャリア信号を位相変調する位相変調装置に関し、とくに広帯域なジッタ発生装置および位相変調装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、通信機器の性能検査等において、広帯域なジッタ発生装置が必要とされている。従来のジッタ発生装置としては、図７（ａ）に示すように、キャリア信号発生器２１と、キャリア信号周波数（ω）と変調信号周波数（ｐ）の和の周波数（ω＋ｐ）を発振周波数とする信号発生器２２の信号を加算器２３において加算し、リミッタアンプ２４を通すことによって被位相変調信号を得る装置が知られている（非特許文献１のAPPENDIX VII参照）。
【非特許文献１】ITU-T  0.172(04/2005) Jitter and wander measuring equipment for digital system which are based on Synchronous Digital Hierarchy (SDH)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
図７（ａ）に示す装置では、キャリア信号発生器２１および信号発生器２２の２つの高周波信号発生器が必要となる。これらはいずれもキャリア信号周波数あるいはキャリア信号周波数に近い高周波信号を発生する必要があり、コストとともにスペースが要求されることとなる。また、被位相変調角または変調指数を制御するためには、変調信号自体ではなく、高周波信号の振幅を制御する必要があり、技術的な負担が大きい。
【０００４】
また、図７（ａ）に示す装置では、本来あるべき被位相変調信号に対する誤差が存在する。図７（ｂ）は、キャリア信号ｃｏｓ（ωｔ）と変調信号Ｐ＝ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）の関係をベクトルで示す図である。
【０００５】
図７（ｂ）に示すように、被位相変調角は、
θ＝ｔａｎ−１{ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）／（１＋ｍ・ｃｏｓ（ｐｔ））}
となり、被位相変調信号ｇ（ｔ）は、
ｇ（ｔ）
＝ｃｏｓ（ωｔ＋θ）
＝ｃｏｓ[ωｔ＋ｔａｎ−１{ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）／（１＋ｍ・ｃｏｓ（ｐｔ））}]
である。
【０００６】
図７（ｂ）または上式からも明らかなように、θが大きくなる（変調指数ｍが大きくなる）に従い、本来あるべき被位相変調信号
ｆ０（ｔ）＝ｃｏｓ{ωｔ＋ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）}
からの誤差（位相変調波形歪）が大きくなる。
【０００７】
また、直交変調器を用いて位相変調をかけることは当然可能であるが、この場合、キャリア信号をｃｏｓ（ωｔ）、変調信号をｓｉｎ（ｐｔ）、ｔは時間とすると、被変調信号は、
ｃｏｓ{ωｔ＋ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）}
となる。
ｃｏｓ{ωｔ＋ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）}
＝ｃｏｓ（ωｔ）・ｃｏｓ{ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）}−ｓｉｎ（ωｔ）・ｓｉｎ{ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）
となるので、直交変調器にて変調信号ｓｉｎ（ｐｔ）の位相変調をかける場合、入力信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）は、
Ｉ（ｔ）＝ｃｏｓ{ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）}
Ｑ（ｔ）＝ｓｉｎ{ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）}
となり、Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）ともに、周波数ｐの無限の高調波成分が含まれることになり、Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）信号を忠実に実現することは困難である。
【０００８】
本発明の目的は、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができるジッタ発生装置および位相変調装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のジッタ発生装置は、キャリア信号にジッタを発生させるジッタ発生装置において、キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、ジッタに対応する変調信号を発生させる変調信号発生器と、前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、  前記直交変調器の出力信号の振幅を一定にするリミッタアンプと、を備えることを特徴とする。
このジッタ発生装置によれば、キャリア信号発生器により発生されたキャリア信号を直交変調器により位相変調し、さらにその出力信号の振幅をリミッタアンプで一定にするので、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができる。
【００１０】
本発明のジッタ発生装置は、キャリア信号にジッタを発生させるジッタ発生装置において、キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、ジッタに対応する変調信号を発生させる変調信号発生器と、前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、前記直交変調器の後段に配置される周波数逓倍器と、前記周波数逓倍器の後段に配置される帯域通過フィルタと、を備えることを特徴とする。
【００１１】
前記変調信号を減衰させて前記一方の変調入力信号を生成する可変減衰器を備えてもよい。
【００１２】
前記一方の変調入力信号を、前記変調信号と外部信号との間で切り替える切替スイッチを備えてもよい。
【００１３】
本発明の位相変調装置は、キャリア信号を位相変調する位相変調装置において、キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、変調信号を発生させる変調信号発生器と、前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、前記直交変調器から出力される信号の振幅が一定に近づくように、前記変調信号と同期して前記直流電圧の電圧値を補正する電圧補正装置と、を備えることを特徴とする。
この位相変調発生装置によれば、キャリア信号発生器により発生されたキャリア信号を直交変調器により位相変調するとともに、直交変調器から出力される信号の振幅が一定に近づくように、変調信号と同期して直流電圧の電圧値を補正するので、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明のジッタ発生装置によれば、キャリア信号発生器により発生されたキャリア信号を直交変調器により位相変調し、さらにその出力信号の振幅をリミッタアンプで一定にするので、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができる。
【００１５】
本発明の位相変調装置によれば、キャリア信号発生器により発生されたキャリア信号を直交変調器により位相変調するとともに、直交変調器から出力される信号の振幅が一定に近づくように、変調信号と同期して直流電圧の電圧値を補正するので、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図１〜図６を参照して、本発明による位相変調装置の実施形態について説明する。
【００１７】
図１（ａ）は、本発明による位相変調装置の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【００１８】
図１（ａ）に示すように、本実施形態の位相変調装置は、周波数ωのキャリア信号を出力するキャリア信号発生器１と、変調信号Ｐ＝ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）を出力する変調信号発生器２と、直交変調器３と、直交変調器３に直流電圧を与える直流電源４と、直交変調器４の出力信号を増幅するとともに、その振幅を一定に揃える振幅調整手段としてのリミッタアンプ５と、を備える。
【００１９】
図１（ａ）に示すように、キャリア信号発生器１からのキャリア信号は直交変調器３のＲＦ入力端子に、変調信号発生器２からの変調信号は直交変調器３のＱ端子に、直流電源４からの直流電圧は直交変調器３のＩ端子に、それぞれ入力される。なお、直交変調器３のＱ端子およびＩ端子への入力を入れ替えてもよい。
【００２０】
図１（ｂ）は直交変調器３の構成例を示すブロック図である。図１（ｂ）に示すように、直交変調器３は、キャリア信号を受ける９０°分配器３１と、９０°分配器３１の一の出力信号および変調信号を受けるダブルバランスドミキサー３２と、９０°分配器３１の他の出力信号および直流電圧を受けるダブルバランスドミキサー３３と、ダブルバランスドミキサー３２およびダブルバランスドミキサー３３の出力信号を加算する加算器３４と、により構成される。直交変調器３は、これらの各要素の部品の組み合わせ、あるいは市販ＩＣとして安価に得ることができる。
【００２１】
図２は、直交変調器３の出力信号（被位相変調信号）についてのＩ−Ｑ平面上のベクトル図である。図２では簡略化のためＩベクトル長を１としている。
【００２２】
図２のベクトル図に示すように、被位相変調角θおよび被位相変調信号ｆ（ｔ）は以下のようになる。
θ＝ｔａｎ−１{ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）}
ｆ（ｔ）＝ｃｏｓ{ωｔ＋ｔａｎ−１（ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ））}
【００２３】
図３（ａ）は、変調信号Ｐ＝ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）に対する被変調位相角θの波形差の計算結果を示している。図３（ａ）には、変調信号Ｐ＝ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）、被変調位相角θとともに、それらの波形差（位相変調波形歪）が表示されている。ここでは、変調指数ｍ＝０．１π[ｒａｄ]の場合を示している。
【００２４】
一方、図３（ｂ）は、図７（ａ）に示す従来の装置における同様の計算結果を示している。図３（ｂ）には、図３（ａ）と同様、変調指数ｍ＝０．１π[ｒａｄ]の場合における、変調信号Ｐ＝ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）、被変調位相角θ、および、それらの波形差が表示されている。
【００２５】
図３（ａ）および図３（ｂ）を比較すれば明らかなように、本実施形態の位相変調装置では、従来の装置に対して位相変調波形歪が大幅に抑制される。
【００２６】
以上のように、本実施形態の位相変調装置では、高い周波数の信号を発生させる高周波信号発生器としてキャリア信号発生器１のみが使用される。このため、２つの高周波信号発生器を用いる従来の装置に比べて、大幅なコストダウンおよび装置の小型化を図ることができる。また、位相変調波形歪を抑制することができる。
【００２７】
図４（ａ）は、被位相変調信号の変調指数を可変するための可変減衰器を設けた構成を示すブロック図である。
【００２８】
図４（ａ）に示す例では、変調信号発生器２と直交変調器３のＱ端子との間に可変減衰器１１を挿入しており、可変減衰器１１によって変調信号の強度を制御することにより変調指数を可変できる。このため、従来の装置（図７）のように高周波信号の利得調整をする必要がなく、簡単に変調指数を制御できる。
【００２９】
図４（ｂ）は、変調信号発生器２と直交変調器３のＱ端子との間に切替スイッチを設けた構成を示すブロック図である。
【００３０】
図４（ｂ）の例では、直交変調器３のＱ端子に入力する信号として、上記変調信号と、外部信号とを切替スイッチ１２により任意に選択できる。このため、装置を汎用的な位相変調器として利用可能となる。
【００３１】
図５（ａ）は、直交変調器３の出力側に周波数逓倍器を設けた構成を示すブロック図である。
【００３２】
図５（ａ）の例では、直交変調器３の出力側に周波数逓倍器１３を接続するとともに、周波数逓倍器１３からの信号を、帯域通過フィルタ１４を介して出力することで、逓倍分の周波数であって振幅一定の被位相変調信号を得ることができる。
【００３３】
図５（ｂ）は、補正信号による位相変調波形歪の抑制を図った構成を示すブロック図である。
【００３４】
図５（ｂ）の例では、補正信号発生器１６において変調信号に基づく補正信号を発生させ、これを加算器１７において直流電源４からの直流電圧（ａ）に加算したうえで直交変調器３のＩ端子に与えている。
【００３５】
補正信号は、例えば、変調信号の２倍の周波数の正弦波（ｂ・ｃｏｓ（２ｐｔ））とすることができる。図６はこの場合における被位相変調信号についてのＩ−Ｑ平面上のベクトル図である。図６に示すように、補正信号によってＩ信号、Ｑ信号による合成ベクトルが円周上に近づくため、θとｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）との差分である位相変調波形歪をさらに抑制することができる。
【００３６】
本発明の適用範囲は上記実施形態に限定されることはない。本発明による位相変調装置は、ジッタ発生装置への適用に限定されることなく広範な用途に適用可能である。また、上記一連の実施形態における複数の構成要素を任意に組み合わせることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明による位相変調装置の一実施形態の構成を示す図であり、（ａ）は、位相変調装置の一実施形態の構成を示すブロック図、（ｂ）は直交変調器の構成例を示すブロック図。
【図２】被位相変調信号についてのＩ−Ｑ平面上のベクトル図。
【図３】波形歪を示す図であり、（ａ）は、本実施形態の位相変調装置における変調信号Ｐ＝ｍ・ｓｉｎ（ｐｔ）に対する被変調位相角θの波形差の計算結果を示す図、（ｂ）は、従来の装置における同様の計算結果を示す図。
【図４】他の実施形態を示す図であり、（ａ）は、被位相変調信号の変調指数を可変するための可変減衰器を設けた構成を示すブロック図、（ｂ）は、変調信号発生器２と直交変調器３のＱ端子との間に切替スイッチを設けた構成を示すブロック図。
【図５】他の実施形態を示す図であり、（ａ）は、直交変調器３の出力側に周波数逓倍器を設けた構成を示すブロック図、（ｂ）は、補正信号による位相変調波形歪の抑制を図った構成を示すブロック図。
【図６】図５（ｂ）の構成における被位相変調信号についてのＩ−Ｑ平面上のベクトル図。
【図７】従来の装置等を示す図であり、（ａ）は、従来の装置の構成を示すブロック図、（ｂ）は、キャリア信号と変調信号の関係を示すベクトル図。
【符号の説明】
【００３８】
１      キャリア信号発生器
２      変調信号発生器
３      直交変調器
４      直流電源
５      リミッタアンプ（振幅調整手段）
１１    可変減衰器
１６    補正信号発生器（電圧補正装置）
【図１】
2008098892.tif 000003
【図２】
2008098892.tif 000004
【図３】
2008098892.tif 000005
【図４】
2008098892.tif 000006
【図５】
2008098892.tif 000007
【図６】
2008098892.tif 000008
【図７】
2008098892.tif 000009