(57)【要約】【課題】同期専用のチャネルを用いずに、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式で伝送された信号に対して高精度にキャリア再生を行うキャリア再生回路を得ること。【解決手段】Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ変調された信号がさらにチャネル符号多重化された多重化信号を受信し、多重化信号を周波数変換したベースバンド信号に対してキャリア位相補正を行う受信装置において、ベースバンド信号と拡散符号との部分相関値に基づいて、キャリア位相補正を行うための再生キャリア信号を生成するキャリア再生回路であって、部分相関値とＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調に用いられた直交系列群との相関値である直交相関値の実部と虚部の２乗和を求め、２乗和を最大とする直交相関値を選択する最大直交相関値選択部２０−１〜２０−Ｎと、最大チャネル数以下の所定のチャネル数分の最大直交相関値を加算し、その結果に基づき再生キャリア信号を生成する加算部２１と、を備える。【選択図】        図２−１
2008211366.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ（Ｍ進スペクトル拡散）変調された信号がさらにチャネル符号多重化された多重化信号を受信し、多重化信号を周波数変換したベースバンド信号に対してキャリア位相補正を行う受信装置において、ベースバンド信号と拡散符号との部分相関値に基づいて、前記キャリア位相補正を行うための再生キャリア信号を生成するキャリア再生回路であって、
チャネルごとに、前記部分相関値とＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調に用いられた直交系列群との相関値である直交相関値の実部と虚部の２乗和を求め、２乗和を最大とする直交相関値を選択する最大直交相関値選択手段と、
符号多重化される最大チャネル数以下の所定のチャネル数分の前記最大直交相関値を加算し、その加算結果に基づき再生キャリア信号を生成する加算手段と、
を備えることを特徴とするキャリア再生回路。
【請求項２】
前記最大直交相関値選択手段は、伝送路状況に応じて変更される伝送速度を示す伝送速度情報に基づき変調多値数を求め、その変調多値数の直交系列群に対応する直交相関値のなかから前記選択を行い、
前記加算手段は、前記伝送速度情報に基づきデータチャネル多重数を求め、前記所定のチャネル数を前記データチャネル多重数以下の値とすることを特徴とする請求項１に記載のキャリア再生回路。
【請求項３】
Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ（Ｍ進スペクトル拡散）変調された信号がさらに符号多重化された多重化信号を受信し、多重化信号を周波数変換したベースバンド信号に対してキャリア位相補正を行う受信装置において、前記ベースバンド信号と拡散符号との部分相関値に基づいて、前記キャリア位相補正を行うための再生キャリア信号を生成するキャリア再生回路であって、
所定のチャネル数のチャネルにおいて、チャネルごとに、前記部分相関値とＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調に用いられた直交系列群との相関値である直交相関値のうちの１つを選択し、選択した直交相関値を前記所定のチャネル数分加算してその加算結果の実部と虚部の２乗和を求め、さらに、前記２乗和を求める処理を、すべての組み合わせの直交相関値について行い、その後、得られた２乗和を最大とする加算結果を選択し、選択した加算結果に基づき再生キャリア信号を生成する加算手段、
を備えることを特徴とするキャリア再生回路。
【請求項４】
前記加算手段は、伝送路状況に応じて変更される伝送速度を示す伝送速度情報に基づき変調多値数を求め、その変調多値数の直交系列群に対応する直交相関値のなかから前記選択を行い、さらに、前記伝送速度情報に基づきデータチャネル多重数を求め、前記所定のチャネル数を前記データチャネル多重数以下の値とすることを特徴とする請求項３に記載のキャリア再生回路。
【請求項５】
前記加算手段は、加算結果の偏角を算出し、その偏角に基づきキャリア位相誤差を求め、そのキャリア位相誤差に基づき再生キャリア信号を生成することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載のキャリア再生回路。
【請求項６】
前記加算処理においては、前記偏角の絶対値が所定の閾値以内となるような非線形処理を行い、前記処理後の値に基づき再生キャリア信号を生成することを特徴とする請求項５に記載のキャリア再生回路。
【請求項７】
所定の閾値α［ｒａｄ］を０［ｒａｄ］以上π［ｒａｄ］以下の値とし、前記非線形処理においては、前記偏角がα［ｒａｄ］を超える場合には前記偏角をα［ｒａｄ］とし、前記偏角が−α［ｒａｄ］より小さい場合には前記偏角を−α［ｒａｄ］とすることを特徴とする請求項６に記載のキャリア再生回路。
【請求項８】
所定の閾値α［ｒａｄ］を０［ｒａｄ］以上π［ｒａｄ］以下の値とし、前記非線形処理においては、前記偏角がα［ｒａｄ］を超える場合または前記偏角が−α［ｒａｄ］より小さい場合には、前記偏角を０［ｒａｄ］とすることを特徴とする請求項６に記載のキャリア再生回路。
【請求項９】
キャリア再生回路動作開始時にリセットし、１シンボル毎にカウントアップするカウンタ、
をさらに備え、
前記カウンタから出力されるカウント値に基づき、前記閾値αの値を変更することを特徴とする請求項７または８に記載のキャリア再生回路。
【請求項１０】
前記加算手段は、前記キャリア位相誤差を前記偏角の時間平均値とすることを特徴とする請求項５〜９のいずれか１つに記載のキャリア再生回路。
【請求項１１】
前記加算手段は、前記キャリア位相誤差を積分して再生キャリア信号を生成することを特徴とする請求項５〜１０のいずれか１つに記載のキャリア再生回路。
【請求項１２】
Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ（Ｍ進スペクトル拡散）変調された信号が、チャネルごとに異なる遅延量を付加されてチャネル符号多重化された多重化信号を受信する受信装置であって、
請求項１〜１１のいずれか１つに記載のキャリア再生回路と、
前記キャリア再生回路から出力される再生キャリア信号に基づき、多重化信号を周波数変換したベースバンド信号のキャリア位相補正を行う位相補正手段と、
キャリア位相補正後のベースバンド信号と拡散符号との部分相関値を求める部分相関値算出手段と、
チャネルごとに、前記部分相関値に前記遅延量の補正を行う遅延補正手段と、
チャネルごとに、前記遅延補正後の部分相関値とＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調で用いられた直交系列群との相関である直交相関値を算出し、前記キャリア再生回路に出力する直交相関値算出手段と、
チャネルごとに、前記直交相関値に基づき最尤判定を行うことにより復調データを生成するデータ復調手段と、
前記チャネルごとの復調データを直列に並び変える並直列変換手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１３】
チャネルごとに異なる拡散符号を用いてＭ−ａｒｙ／ＳＳ（Ｍ進スペクトル拡散）変調された信号がさらにチャネル符号多重化された多重化信号を受信する受信装置であって、
請求項１〜１１のいずれか１つに記載のキャリア再生回路と、
前記キャリア再生回路から出力される再生キャリア信号に基づき、多重化信号を周波数変換したベースバンド信号のキャリア位相補正を行う位相補正手段と、
チャネルごとに、キャリア位相補正後のベースバンド信号と前記拡散符号との部分相関値を求める部分相関値算出手段と、
チャネルごとに、前記部分相関値とＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調で用いられた直交系列群との相関である直交相関値を算出し、前記キャリア再生回路に出力する直交相関値算出手段と、
チャネルごとに、前記直交相関値に基づき最尤判定を行うことにより復調データを生成するデータ復調手段と、
前記チャネルごとの復調データを直列に並び変える並直列変換手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１４】
Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ（Ｍ進スペクトル拡散）変調された信号がさらにチャネル符号多重化された多重化信号を受信する受信装置であって、
請求項１〜１０のいずれか１つに記載のキャリア再生回路と、
多重化信号を周波数変換したベースバンド信号と拡散符号との部分相関値を求める部分相関値算出手段と、
チャネルごとに、前記部分相関値とＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調で用いられた直交系列群との相関である直交相関値を算出し、前記キャリア再生回路に出力する直交相関値算出手段と、
チャネルごとに、前記キャリア再生回路から出力される再生キャリア信号に基づき直交相関値のキャリア位相補正を行い、前記補正後の直交相関値に基づき最尤判定を行うことにより復調データを生成するデータ復調手段と、
前記チャネルごとの復調データを直列に並び変える並直列変換手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項１５】
伝送速度を示す伝送速度情報が符号多重化され、前記伝送速度情報に基づき変調多値数およびデータチャネル多重数を決定され、前記変調多値数に基づきＭ−ａｒｙ／ＳＳ（Ｍ進スペクトル拡散）変調された信号がさらに前記データチャネル多重数分チャネル符号多重化された多重化信号を受信する受信装置であって、
請求項２または４に記載のキャリア再生回路と、
前記多重化信号から伝送速度情報を抽出する伝送速度抽出手段と、
前記キャリア再生回路から出力される再生キャリア信号に基づき、多重化信号を周波数変換したベースバンド信号のキャリア位相補正を行う位相補正手段と、
キャリア位相補正後のベースバンド信号と拡散符号との部分相関値を求める部分相関値算出手段と、
チャネルごとに、前記部分相関値に前記遅延量の補正を行う遅延補正手段と、
チャネルごとに、前記遅延補正後の部分相関値とＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調で用いられた直交系列群との相関である直交相関値を算出し、前記キャリア再生回路に出力する直交相関値算出手段と、
前記伝送速度情報に基づき変調多値数およびデータチャネル多重数を求め、前記データチャネル多重数に対応するチャネルについて、チャネルごとに、前記直交相関値と前記変調多値数に基づき最尤判定を行うことにより復調データを生成するデータ復調手段と、
前記チャネルごとの復調データを直列に並び変える並直列変換手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直接拡散方式の通信システムにおけるキャリア再生回路および受信装置に関するものであり、特に、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ（M-ary／Spread  Spectrum：Ｍ進スペクトル拡散）方式の通信システムにおけるキャリア再生回路および受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体通信システムや衛星通信システムでは、画像，音声，データ等を伝送する方式の一つとしてスペクトラム拡散（Spread  Spectrum：ＳＳ）通信方式が注目されている。ＳＳ通信方式には、直接拡散（ＤＳ：Direct  Spread）方式や周波数ホッピング（ＦＨ：Frequency  Hopping）方式等がある。ＤＳ方式は、情報信号に比してはるかに広帯域の擬似雑音(ＰＮ)系列を情報信号に直接乗算することによって情報信号をスペクトル拡散して通信を行う方式である。
【０００３】
ＤＳ方式のうち、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ（M-ary／Spread  Spectrum：Ｍ進スペクトル拡散）方式は、２K個（Ｋは自然数）の互いに直交する符号系列（直交符号系列）をあらかじめ用意しておき、Ｋビットの送信データごとに１つの直交符号系列を選択し、選択した直交符号系列を直接拡散して信号伝送する方式である。Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式は、スペクトル拡散を実現しつつ、直交符号系列の１周期の時間でＫビットの情報伝送を行うことができるため、情報伝送速度の高速化に適した伝送方式である。以下では、このＫの値を変調多値数と呼ぶ。
【０００４】
また、ＤＳ方式では、それぞれ異なる拡散符号でスペクトル拡散された複数の信号を符号多重化して、並列に伝送することにより情報伝送速度の高速化が可能である（たとえば、下記特許文献１参照）。情報伝送速度の高速化のためには、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式を用い、さらに、このような符号多重化を行うことが望ましい。
【０００５】
以下、下記特許文献１に記載の従来の直接拡散方式の通信システムにおける受信装置について説明する。下記特許文献１の受信装置では、１つの同期専用チャネルとＮ個のデータチャネルに対してスペクトル拡散変調、符号多重化、および周波数変換された多重ＲＦ（Radio  Frequency）信号を受信することを前提としている。まず、下記特許文献１の受信装置では、受信アンテナが多重ＲＦ信号を受信し、ＲＦ増幅部が多重ＲＦ信号の電力の増幅を行う。そして、準同期検波部が、電力増幅された多重ＲＦ信号を周波数変換することにより、チップレートの周波数帯域を持つベースバンド信号へ変換する。
【０００６】
つぎに、符号同期部は、準同期検波部で生成されたベースバンド信号と、拡散符号発生部が生成した同期専用拡散符号ＰＮ−０との相関演算を行う。そして、その相関演算結果を用いて受信信号に対して拡散符号同期及びクロック同期を確立し、符号同期信号及びクロック信号を出力する。
【０００７】
符号同期確立後、拡散符号発生部は、クロック信号および符号同期信号に基づき、クロックおよび位相が一致した拡散符号群（１つの同期専用チャネルとＮ個のデータチャネルの計（Ｎ＋１）個の拡散符号）を発生する。そして、キャリア再生部は、拡散符号発生部が生成する符号同期した同期専用拡散符号ＰＮ−０を用いて、準同期検波部によって周波数変換されたベースバンド信号に対して逆拡散処理を行う。つぎに、キャリア再生部は、この逆拡散結果からキャリア位相の推定を行い、その推定結果を再生キャリア信号として出力する。
【０００８】
つぎに、Ｎ個のベースバンド復調部は、キャリア再生部で生成される再生キャリア信号と準同期検波部で周波数変換されたベースバンド信号を用いて、キャリア位相補正後のベースバンド信号を生成する。そして、ｎ番目（ｎ＝１，…，Ｎ）のベースバンド復調部は、キャリア位相補正後のベースバンド信号に対して、拡散符号発生部から出力され、符号同期が確立している拡散符号ＰＮ−ｎを用いて逆拡散処理を行い、逆拡散結果を用いてデータ復調を行う。最後に、パラレル／シリアル変換部は、Ｎ個のベースバンド復調部から出力される復調データを、あらかじめ決められた順番で直列データに変換し復調データとして出力する。
【０００９】
【特許文献１】特開平８−１６７８６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上記従来の技術によれば、同期専用チャネルを設け、その同期専用チャネルを用いてキャリア再生を行うことにより、復調データを抽出している。そのため、データ伝送を行わない同期専用チャネルが必要となり、伝送効率が悪化するという問題があった。
【００１１】
一方、上述の伝送効率の悪化を避けるために、同期専用チャネルを用いずにキャリア再生を行うことが考えられる。Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式の伝送において、同期専用チャネルを用いずにキャリア再生を行う場合には以下のような処理となる。
【００１２】
たとえば、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式で伝送された変調多値数Ｋを有する信号を復調するときには、拡散符号を２K個に分割して求める部分的な逆拡散結果（以下部分相関値という）を２K個生成する。そして、部分相関値と２K個の直交符号系列との相関を示す２K個の直交相関値を求める。Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式の伝送で用いる２K個の符号系列は、互いに直交しているため、２K個の直交相関値のうち、Ｋビット単位の送信データの系列に対応する１個の直交相関値のみが、変調成分を含む有意な値となり、残りの（２K−１）個の直交相関値は雑音成分のみとなる。同期専用のチャネルを用いずに、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式で伝送された変調多値数Ｋを有する信号を復調する場合には、２K個の直交相関値からキャリア再生で使用する直交相関値を選択する必要がある。
【００１３】
しかしながら、上記の直交相関値を選択する際に、受信信号のＳＮ比が悪い状態では雑音成分のみの直交相関値を誤って選択する可能性がある。この場合、キャリア再生部では、誤選択した雑音成分のみの直交相関値を用いてキャリア再生信号を生成することになる。そのため、再生キャリア信号の推定精度が悪くなり、復調データの品質が劣化するという問題があった。
【００１４】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、同期専用のチャネルを用いることなく、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式で伝送された信号に対して高精度にキャリア再生を行うキャリア再生回路および受信装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ（Ｍ進スペクトル拡散）変調された信号がさらにチャネル符号多重化された多重化信号を受信し、多重化信号を周波数変換したベースバンド信号に対してキャリア位相補正を行う受信装置において、ベースバンド信号と拡散符号との部分相関値に基づいて、前記キャリア位相補正を行うための再生キャリア信号を生成するキャリア再生回路であって、チャネルごとに、前記部分相関値とＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調に用いられた直交系列群との相関値である直交相関値の実部と虚部の２乗和を求め、２乗和を最大とする直交相関値を選択する最大直交相関値選択手段と、符号多重化される最大チャネル数以下の所定のチャネル数分の前記最大直交相関値を加算し、その加算結果に基づき再生キャリア信号を生成する加算手段と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
この発明によれば、キャリア再生回路において複数のチャネルの直交相関値を加算してキャリア再生を行うようにした。このため、キャリア再生部の誤選択の確率が低くなりキャリア推定精度が向上し、同期専用のチャネルを用いずに、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式で伝送された信号に対して高品質の復調データを得ることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下に、本発明にかかるキャリア再生回路および受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１８】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる受信装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の受信装置は、送信装置から送信された多重ＲＦ信号（Radio  Frequency）を受信する受信アンテナ１と、受信した多重信号を増幅するＲＦ（Radio  Frequency）増幅部２と、増幅された多重信号を周波数変換して、チップレートの周波数帯域を持つベースバンド信号を生成する準同期検波部３と、ベースバンド信号に対して位相補正を行う位相補正部４と、送信装置が用いた拡散符号と位相補正されたベースバンド信号の部分相関演算を行うことにより部分相関値を求める部分相関値算出部５と、部分相関値に基づき拡散符号周期に同期したシンボルクロックを生成する符号同期部６と、部分相関値に遅延補正を行う遅延補正部７−１〜７−Ｎ（Ｎはデータチャネル数）と、シンボル周期ごとにシンボルクロックの立ち上りのタイミングで遅延補正後の部分相関値を送出するラッチ８−１〜８−Ｎと、ラッチから出力された遅延補正後の部分相関値に基づき直交相関値を求める行列乗算部９−１〜９−Ｎと、キャリア再生部１０と、２K個の直交相関値に対して最尤判定を行ってＫビットの並列復調データを生成するデータ復調部１１−１〜１１−Ｎと、並列復調データを直列データに変換する並直列変換部１２と、で構成される。
【００１９】
本実施の形態では、送信処理において、全データチャネル同一の拡散符号を用いてＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調が行われた後に、データチャネルごとに異なる遅延量を与えられて多重化された多重信号を受信装置が受信するものとする。本実施の形態では、送信処理で用いる拡散符号および遅延量（チャネルごと）はあらかじめ定められているものとし、受信装置がこれらを保持しているものとする。なお、受信装置において、遅延量はチャネルごとにチャネル番号と対応付けられて保持されているものとする。また、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ変調では、２K（Ｋは自然数）個の直交する符号系列（直交符号系列）を用意しておき、Ｋビットの送信データごとに直交符号系列を１つ選択し、選択した直交符号系列を、拡散符号を用いて直接拡散する。本実施の形態では、送信処理で用いるこれらの２K個の直交符号系列、および、送信データと直交符号系列との対応はあらかじめ決められているものとし、本実施の形態の受信装置は、２K個の直交符号系列、および、送信データと直交符号系列との対応を保持しているものとする。
【００２０】
つづいて、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。本実施の形態の受信装置においては、まず、受信アンテナ１が、多重信号を受信しＲＦ増幅部２に出力する。ＲＦ増幅部２は、多重信号を電力増幅して、準同期検波部３に出力する。準同期検波部３は、電力増幅された多重信号を周波数変換し、チップレートの周波数帯域の、複素数の値を持つベースバンド信号を生成し、位相補正部４に出力する。
【００２１】
位相補正部４は、準同期検波部３から出力されたベースバンド信号を、キャリア再生部１０で生成される再生キャリア信号の位相と反対方向に位相回転させた信号を出力することにより、ベースバンド信号に対してキャリア位相の補正を行う。キャリア再生部１０の再生キャリア信号生成処理については後述する。
【００２２】
つぎに、部分相関値算出部５は、保持している拡散符号を用いて、拡散符号と、位相補正部４から出力される位相補正後のベースバンド信号と、の部分相関演算を行う。具体的には、本実施の形態では、１シンボル長（１拡散符号周期）を２K個のブロックに分割して部分相関演算を行い、２K個の部分相関値を符号同期部６および遅延補正部７−１〜７−Ｎにそれぞれ出力する。部分相関値は複素数の値を有する。
【００２３】
つぎに、符号同期部６は、部分相関値算出部５から出力された２K個の部分相関値に基づき受信信号に乗算されている拡散符号の拡散符号周期の開始タイミングを検出し、この開始タイミングに同期したシンボル周期のクロック（以下、シンボルクロックという）を生成する。このとき、拡散符号周期の開始タイミングをシンボルクロックの立ち上がりエッジのタイミングとするように同期させる。拡散符号周期の開始タイミングの検出方法は、たとえば、拡散符号周期内で２K個の部分相関値の２乗和の合計が最大となるタイミングとして検出すればよい。
【００２４】
つぎに、遅延補正部７−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、保持しているｎ番目のデータチャネルに対応する遅延量（送信処理で与えられた遅延量）に基づき、Ｎ個のデータチャネルの全てにおいてシンボル周期の開始タイミングがそろうようにタイミングを調整して、２K個の部分相関値を出力する。たとえば、ｎ番目のデータチャンネルの遅延量をｔａn秒とし、遅延量が“０”である場合のデータ出力タイミングをｔ秒後とすると、遅延補正部７−ｎは、部分相関値を（ｔ−ｔａn）秒後に出力する。つぎに、ラッチ８−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、遅延補正部７−ｎから出力された２K個の部分相関値を、シンボル周期毎にシンボルクロックの立ち上りエッジのタイミングで抽出する。
【００２５】
つぎに、行列乗算部９−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、ラッチ８−ｎから出力された２K個の部分相関値と２K個の各直交符号系列と相関演算を行い２K個の相関値（以下、直交相関値という）を求める。たとえば、送信処理のＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調で用いた符号長２Kビットの直交符号系列を１列２K行の行列ｆi（ｉ＝１，…，２K）とし、Ｈ＝２Kとするとき、（ｆ1ｆ2…ｆH）のように２K個の直交符号系列を行方向に並べた２K行２K列の行列を行列Ａとする。そして、部分相関値を各列の要素とする１行２K列の行列と、行列Ａと、の乗算を行うことにより２K個の直交相関値を求める。なお、部分相関値が複素数であることから直交相関値も複素数である。
【００２６】
つぎに、データ復調部１１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、行列乗算部９−ｎから出力された２K個の直交相関値に対して最尤判定を行って、Ｋビットの復調データを生成する。データ復調部１１−１〜Ｎが、それぞれこの復調処理を行うため、Ｎ個の並列データが生成されることになる。並直列変換部１２は、データ復調部１１−１〜１１−Ｎからそれぞれ出力される計（Ｋ×Ｎ）ビットの並列復調データを並直列変換して１系列の復調データを生成する。
【００２７】
つづいて、本実施の形態のキャリア再生部１０の再生キャリア信号生成処理について説明を行う。図２−１は、本実施の形態のキャリア再生部１０の機能構成例を示す図である。図２−１に示すように、本実施の形態のキャリア再生部１０は、２K個の直交相関値の実部と虚部の２乗和を求め、その２乗和が最大となる直交相関値を誤差信号として出力する最大電力直交相関値選択部２０−１〜２０−Ｎと、最大電力直交相関値選択部２０−１〜２０−Ｎから出力された誤差信号をすべて加算して合成誤差信号を生成する加算部２１と、合成誤差信号の時間平均値を求める平均化部２２と、時間平均値から偏角を求め、キャリア位相誤差として出力する逆正接演算部２３と、キャリア位相誤差を積分して再生キャリア信号として出力する積分器２４と、で構成される。なお、ここでは、加算部２１，平均化部２２，逆正接演算部２３，積分器２４をそれぞれ備えることとしたが、全てを一体化する、または、これらのうちの２つまたは３つを一体化するように構成してもよい。
【００２８】
キャリア再生部１０においては、まず、最大電力直交相関値選択部２０−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、行列乗算部０−ｎから出力された２K個の直交相関値に対して、それぞれ（（実部の二乗）＋（虚部の二乗））を算出し、この（（実部の二乗）＋（虚部の二乗））が最大となる直交相関値を選択する。この選択した直交相関値を誤差信号として出力する。以下では、この（（実部の二乗）＋（虚部の二乗））の演算を行う処理を電力算出処理と呼び、（（実部の二乗）＋（虚部の二乗））を電力と呼ぶ。
【００２９】
つぎに、加算部２１は、各最大電力直交相関値選択部２０−ｎから出力される誤差信号を加算して合成誤差信号を生成する。なお、Ｎ＝１の場合の加算部２１は、最大電力直交相関値選択部２０−１から出力された誤差信号をそのまま合成誤差信号として出力する。つぎに、平均化部２２は、シンボル周期毎に加算部２１から出力される合成誤差信号を、時間方向に平均化を行う。なお、この平均化はＳＮ比を向上させるために行うが、十分なＳＮ比が得られる場合には行わなくてもよい。また、平均化を行う時間に制約はなく、通信システムに応じて設定すればよい。
【００３０】
つぎに、逆正接演算部２３は、複素数の値を持つ時間平均化された合成誤差信号の偏角を算出し、キャリア位相誤差として出力する。そして、積分器２４は、逆正接演算部２３から出力されたキャリア位相誤差を積分し、再生キャリア信号（キャリア信号の位相）として位相補正部４に出力する。
【００３１】
なお、本実施の形態の符号同期部６は、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ変調されたデータチャネルの拡散符号周期に対して開始タイミングを求めるようにしたが、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ変調されたデータチャネル以外のチャネル（以下、別チャネルとよぶ）が、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ変調されたデータチャネルの符号周期に同期して多重化されている場合には、この別チャネルの拡散符号周期の開始タイミングを求めて、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ変調されたデータチャネルの拡散符号周期に対して開始タイミングに同期したシンボルクロックを生成するようにしても良い。
【００３２】
また、本実施の形態では、シンボルクロックの立ち上りエッジを符号同期のタイミングにあわせて発生するようにしたが、ラッチ８−１〜８−Ｎが、符号同期のタイミングとシンボルクロックの立ち上りエッジとの時間差（位相差）分だけずらして抽出することにより、符号同期するタイミングの部分相関値を抽出するようにすれば、シンボルクロックのクロック位相は任意で良い。
【００３３】
なお、図２−１で示した構成例のキャリア再生部１０においては、平均化部２２の後に逆正接演算部２３が逆正接演算を行って位相情報に変換したが、図２−２に示すように逆正接演算部２３を削除し、逆正接演算部２３ａ−１〜２３ａ−Ｎを最大電力直交相関値選択部２０−１〜２０−Ｎと加算部２１の間に配置し、逆正接演算処理を加算処理の前に行うようにしてもよい。この場合、逆正接演算部２３ａ−１〜２３ａ−Ｎは、それぞれに入力される最大電力直交相関値の偏角を求め誤差位相量として加算部２１に出力する。加算部２１の処理は、加算対象が、直交相関値の替わりに位相誤差量となる以外は図２−１の構成例と同様である。平均化部２２の処理は、平均化対象が位相誤差量となり、出力先が逆正接演算部２３の替わりに積分器２４となる以外は、図２−１の構成例と同様である。積分器２４は、平均化部２２から出力された平均化された位相誤差量をキャリア位相誤差として図２−１の構成例と同様に積分を行う。
【００３４】
また、図２−３に示すように図２−１の機能構成例から、平均化部２２と逆正接演算部２３を削除し、加算部２１と積分器２４の間に逆正接演算部２３ｂ，平均化部２２ａを追加することにより、逆正接演算と平均化の順番を逆にしてもよい。この場合、逆正接演算部２３ｂは、加算部２１から出力された合成誤差信号の偏角を求め、位相誤差量として平均化部２２ａに出力し、位相誤差量の時間平均値を求めて積分器２４に出力する。積分器２４の処理は、平均化部２２ａから出力された平均化された位相誤差量をキャリア位相誤差として図２−１の構成例の積分器２４と同様に積分を行う。
【００３５】
さらに、図２−１で示した構成例のキャリア再生部１０においては、最大電力直交相関値選択部２０−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）が、直交相関値の電力算出処理を行い、電力値が最大となる直交相関値を求めた後に、加算部２１がＮチャネル分の加算処理を行ったが、図３に示すように、最大電力直交相関値選択部２０−１〜２０−Ｎ，加算部２１の替わりに、同相加算・最大電力直交相関値選択部２５を備え、加算処理と最大電力選択処理の順序を入れ替えるようにしてもよい。この場合、同相加算・最大電力直交相関値選択部２５は、各データチャネルの２K個の直交相関値からそれぞれ任意の１個を抽出し、抽出したＮ個の直交相関値を加算する。この抽出と加算をすべての組み合わせ２KN通りについて行う。そして、これらの加算結果の中から（（実部の二乗）＋（虚部の二乗））が最大となる加算結果を合成誤差信号として平均化部２２に出力する。平均化部２２，逆正接演算部２３，積分器２４の処理は、図２−１の構成例の平均化部２２，逆正接演算部２３，積分器２４の処理と同様である。
【００３６】
図３の構成例では、加算演算数は多くなるが、電力算出処理を行う前に同相加算処理を行うため、加算結果のＳＮ比が向上する。したがって、図３の例では、このＳＮ比の向上により、加算結果を誤選択する確率が低下し、図２−１〜２−３に示したキャリア再生部１０の構成例と比較して、合成誤差信号が雑音成分のみとなる確率が低下し、再生キャリア信号をより高精度に算出することができる。
【００３７】
また、図２−３の場合と同様に、図３の構成例から逆正接演算部２３と平均化部２２を削除し、逆正接演算部２３ｂ，平均化部２２ａを追加して、逆正接演算と平均化の順番を逆にしてもよい。この場合、逆正接演算部２３ｂは、同相加算・最大電力直交相関値選択部２５から出力される合成誤差信号の偏角を求め、合成位相誤差として平均化部２２ａに出力し、平均化部２２ａは、合成位相誤差を時間方向に平均化する処理を行う。積分器２４は、時間平均化された合成位相誤差をキャリア位相誤差として図２−１の構成例と同様に積分を行う。
【００３８】
なお、図２−１〜３のキャリア再生部１０の構成例においては、加算部２１は、Ｎチャネル分の加算処理を行ったが、加算処理を行うチャネル数は、あらかじめ決められたＰ（ＰはＮ以下の自然数）としてもよい。また、図３の同相加算・最大電力直交相関値選択部２５の加算処理においてＮチャネル分の加算を行ったが、あらかじめ決められたＰ（ＰはＮ以下の自然数）チャネル分を加算するようにしてもよい。Ｐ＜Ｎの場合には、図２−１〜２−３または図３に示したキャリア再生部１０と比べて、キャリア再生の高精度化に対する効果は軽減するが、回路規模を小さくすることができる。したがって、回路規模とキャリア再生の高精度化の要求に応じて考慮してＰを選択するようにすればよい。また、最大チャネル数Ｎの全てを常に使用するとは限らず、このような場合には、使用するチャネル数をＰとし、使用するチャネル数が変化する場合には、そのチャネル数に応じてＰの設定値を変えるようにしてもよい。
【００３９】
以上のように、本実施の形態のキャリア再生部１０では、Ｎチャネル分のＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調された信号が多重されている受信信号に対して、加算部２１で合成誤差信号を生成して、合成誤差信号を用いて再生キャリア信号を生成している。この合成誤差信号は、１データチャネルのみの信号から生成される誤差信号に比べ、信号成分を含むチャネル数の期待値をＮ倍に高めることができる。このため、合成誤差信号が雑音成分のみとなる確率が低下し、同期専用のチャネルを用いることなく、再生キャリア信号を高精度に算出することができる。また、本実施の形態の受信装置では、前述のキャリア再生回路において高精度な再生キャリア信号を用いて復調処理を行うため、高品質な復調データを得ることができる。さらに、本実施の形態の受信装置では、同期専用のチャネルを挿入することによる伝送効率の低下を防ぐことができる。
【００４０】
実施の形態２．
図４は、本発明にかかる受信装置の実施の形態２の機能構成例を示す図である。図４に示すように、本実施の形態の受信装置は、実施の形態１の受信装置から遅延補正部７−１〜７−Ｎを削除し、部分相関値算出部５に替えて部分相関値算出部５ａ−１〜５ａ−Ｎを備えている。実施の形態１と同様の機能のものは同一の符号を付して説明を省略する。
【００４１】
実施の形態１では、Ｎチャネルの信号に同一拡散符号を乗算し、各チャネルに異なる遅延量を付加して符号多重化した信号を受信する受信装置を示したが、本実施の形態の受信装置は、各チャネルに対してそれぞれ異なる拡散符号を乗算して、各チャネルに遅延量を付加せずに符号多重化した信号を受信する。チャネルごとの拡散符号はあらかじめ定められており、受信装置で保持しているものとする。
【００４２】
本実施の形態の動作について説明する。以下、実施の形態１と異なる部分についてのみ説明する。位相補正部４の処理までは実施の形態１と同様であるが、位相補正部４は、部分相関値算出部５ａ−１〜５ａ−Ｎにそれぞれ位相補正後のベースバンド信号を出力する。つぎに、部分相関値算出部５ａ−１〜５ａ−Ｎは、それぞれ各チャネルに対応する拡散符号を用いて、拡散符号と位相補正後のベースバンド信号との部分相関値を算出する。具体的には、本実施の形態では、１シンボル長を２K個のブロックに分割して部分相関演算を行い、２K個の部分相関値を符号同期部６および同一のチャネル番号に対応するラッチ８−１〜８−Ｎにそれぞれ出力する。これ以外の動作は、実施の形態１と同様である。
【００４３】
以上のように本実施の形態では、部分相関値算出部５ａ−１〜５ａ−Ｎは、それぞれ各チャネルに対応する拡散符号を用いて部分相関値を算出するようにした。また、本実施の形態のキャリア再生部１０は、実施の形態１のキャリア再生部１０と同一の構成とした。このため、チャネルごとに異なる拡散符号により拡散された信号を受信する場合においても、本実施の形態の受信装置は、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
【００４４】
実施の形態３．
図５は、本発明にかかる受信装置の実施の形態３の機能構成例を示す図である。図５に示すように、本実施の形態の受信装置は、実施の形態１の受信装置のキャリア再生部１０，データ復調部１１−１〜１１−Ｎに替えて、キャリア再生部１０ａ，データ復調部１１ａ−１〜１１ａ−Ｎを備えている。実施の形態１と同様の機能のものは同一の符号を付して説明を省略する。
【００４５】
実施の形態１の受信装置は、キャリア再生部１０で算出した再生キャリア信号を位相補正部４にフィードバックしたが、本実施の形態では、図５に示すように再生キャリア信号をフィードフォワードする構成としている。図６は、本実施の形態のキャリア再生部１０ａの機能構成例を示す図である。図６に示すように、キャリア再生部１０ａは、実施の形態１の図２−１で示したキャリア再生部１０から、積分器２４を削除した構成とする。実施の形態１の図２−１と同様の機能のものは同一の符号を付して説明を省略する。
【００４６】
つづいて本実施の形態の動作について説明する。以下、実施の形態１と異なる部分のみ説明する。部分相関値算出部５の処理は、実施の形態１では位相補正後のベースバンド信号と拡散符号の部分相関演算を行ったが、本実施の形態では位相補正前のベースバンド信号と拡散符号の部分相関演算を行う点が異なるが、それ以外は実施の形態１と同様である。また、キャリア再生部１０ａは、逆正接演算部２３の出力を再生キャリア信号として、データ復調部１１ａ−１〜１１ａ−Ｎにそれぞれ出力する。そして、データ復調部１１ａ−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、行列乗算部９−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）から出力される２K個の直交相関値に対して再生キャリア信号が示す位相に基づき位相補正を行った後に、最尤判定を行ってＫビットの並列復調データを出力する。それ以外の動作は、実施の形態１と同様である。
【００４７】
以上のように、本実施の形態では、実施の形態１の位相補正部４を削除し、再生キャリア信号をデータ復調部１１ａ−１〜１１ａ−Ｎに出力し、データ復調部１１ａ−１〜１１ａ−Ｎが位相補正を行った後に最尤判定を行ってＫビットの並列復調データを出力するようにした。このため、位相補正部４を備える必要がなく、実施の形態１より構成を簡略化し、かつ、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
【００４８】
実施の形態４．
図７−１は、本発明にかかるキャリア再生部１０ｂの実施の形態４の機能構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置の構成は、実施の形態１の再生キャリア部１０をキャリア再生部１０ｂに替える以外は、実施の形態１の受信装置と同様とする。図７−１に示すように、本実施の形態のキャリア再生部１０は、実施の形態１の図２−３で示したキャリア再生部１０に非線形処理部２６を追加しているが、それ以外は、実施の形態１の図２−３で示したキャリア再生部１０と同様である。実施の形態１と同様の機能のものは、同一の符号を付して説明を省略する。
【００４９】
図７−２，図７−３は、本実施の形態の別の構成例を示す図である。ここでは、まず、図７−１の構成例について説明し、図７−２，図７−３の構成例については後述する。本実施の形態においても、実施の形態１と同様に、全チャネル同一の拡散符号を用いてＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調が行われた後に、データチャネルごとに異なる遅延量を与えられて多重化された多重信号を受信するものとする。本実施の形態では、キャリア再生部１０ｂにおいて、合成誤差信号、又は、合成誤差信号の偏角に対して非線形処理を行った後に時間方向の平均化処理を行うことにより、本実施の形態１と比較して、より高精度な再生キャリア信号の生成を行う。
【００５０】
つづいて、図７−１を用いて、本実施の形態のキャリア再生部１０ｂの動作について説明を行う。以下、実施の形態１と異なる部分について説明する。本実施の形態のキャリア再生部１０ｂの非線形処理部２６は、逆正接演算部２３ｂから出力された位相誤差量に対して非線形処理を行い、非線形処理後の位相量を平均化部に出力する。本実施の形態の非線形処理としては、たとえば、閾値α［ｒａｄ］をあらかじめ決めておき、図８−１に示すように出力信号の絶対値の最大値をα［ｒａｄ］で制限するリミッタ処理、または、図８−２に示すように入力信号の絶対値がα［ｒａｄ］より大きい場合には０［ｒａｄ］を出力する処理等が想定される。
【００５１】
平均化部２２ａは、位相誤差量の替わりに、非線形処理された合成誤差位相の平均化を行うが、それ以外は実施の形態１の図２−３の構成例の平均化部２２ａと同様である。積分器２４の処理は、実施の形態１の図２−３の構成例と同様である。また、これ以外の受信装置における動作は、実施の形態１と同様である。
【００５２】
位相誤差量は、再生キャリア信号（キャリア位相）がフィードバック制御により十分に引き込まれ、かつ、信号成分を有する場合には０［ｒａｄ］付近の値を有する。本実施の形態では、この位相誤差量に対して、上述のように非線形処理を行うことにより、位相誤差量が雑音成分のみでランダムな位相量を有する場合においても、非線形処理後の合成誤差位相を実施の形態１と比較して小さい値に抑えることができる。このため、本実施の形態では、実施の形態１で生成する再生キャリア信号と比べてジッタ特性を低減することができ、より高精度な再生キャリア信号の生成が可能である。特に、加算部２１で加算するチャネル数Ｐ（ＰはＮ以下の自然数）の値を小さくする場合には、合成誤差位相が雑音成分のみから生成される可能性が高くなるため、この非線形処理により再生キャリア信号のジッタ特性を低減する効果は大きくなる。特に、Ｐ＝１とした場合においても、従来のチャネル加算を行わない受信装置と比べても再生キャリア信号の精度を向上させることができる。
【００５３】
なお、非線形処理部２６で用いる閾値αは、たとえば、再生キャリア信号のフィードバック制御引き込み時には比較的大きい値にし、再生キャリア信号のフィードバック制御引き込み後には比較的小さい値にするように、時間経過により値を変化させることにより、短時間での再生キャリア信号のフィードバック制御引き込みと、引き込み後の再生キャリア信号の高精度化との両立が可能である。この場合、たとえば、キャリア再生部１０ａの動作開始時にリセットし、１シンボル毎にカウントアップするカウンタを用い、このカウンタ値に応じてαの値を適切に変えるようにすればよい。
【００５４】
なお、図７−１においては、非線形処理部２６を、逆正接演算部２３ｂと平均化部２２ａの間に配置したが、図７−２に示すように、非線形処理部２６を削除し、最大電力直交相関値選択部２０−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）と加算部２１の間に、非線形処理部２６ａ−１〜２６ａ−Ｎを備えるようにしてもよい。この場合、非線形処理部２６ａ−１〜２６ａ−Ｎは、位相量ではなく複素数の直交相関値に対して非線形処理を行う必要があり、たとえば、虚数成分のみにあらかじめ閾値βを定め、直交相関値を閾値β以内の範囲に制限する方法等がある。このように、直交相関値を制限することにより、積分器２４の出力を図７−１の場合と同様に制限することができる。また、この場合、加算部２１および逆正接演算部２３ｂは、非線形処理後の直交相関値を入力して処理することになるが、それ以外の処理は、図７−１の構成例と同様である。積分器２４の処理については、図７−１の構成例と同様である。
【００５５】
また、図７−３に示すように、図７−１の構成例の非線形処理部２６を削除し、加算部２１と逆正接演算部２３ｂの間に非線形処理部２６ｂを備えるようにしてもよい。この場合にも、非線形処理部２６ｂは、図７−２の構成例の非線形処理部２６ａ−１〜２６ａ−Ｎと同様に複素数の値に対する非線形処理を行う。逆正接演算部２３ｂの処理は、非線形処理後の直交相関値が入力値となるが、それ以外は図７−１の構成例と同様である。平均化部２２ａ，積分器２４の処理については、図７−１の構成例と同様である。
【００５６】
なお、本実施の形態では、図２−３に非線形処理部２６を追加したが、図９に示すように、実施の形態１の図３の構成例に非線形処理部２６を追加するようにしてもよい。図９には、非線形処理部２６を逆接演算部２３ｂと平均化部２２ａの間に配置しているが、図７−３と同様に逆接演算と非線形処理の順序を入れ替え、非線形処理部２６ｂを逆接演算部２３ｂの前に配置するようにしてもよい。
【００５７】
なお、図７−１〜７−３の構成例では、実施の形態１の図２−３に非線形処理部２６を追加するようにしたが、図２−１または図２−２の構成例に非線形処理部２６を追加するようにしてもよい。図２−１の構成例に非線形処理部２６を追加する場合には、逆正接演算部２３と積分器２４の間に配置すればよい。図２−２の構成例に非線形処理部２６を追加する場合には、加算部２１と平均化部２２の間に配置すればよい。
【００５８】
また、図９においては、逆正接演算部２３ｂを、同相加算・最大電力直交相関値選択部２５と非線形処理部２６の間に配置したが、非線形処理部２６と平均化部２２ａの間、または、平均化部２２ａと積分器２４の間に配置してもよい。この場合、図７−２，７−３の例と同様に非線形処理部２６は、直交相関値に対して非線形処理を行う。また、非線形処理部２６と平均化部２２ａの間に配置する場合の処理は、逆正接演算部２３ｂへの入力値が非直線性処理後の直交相関値となる。平均化部２２ａと積分器２４の間に配置する場合の処理は、逆正接演算部２３ｂへの入力値が平均化後の直交相関値となる。それ以外の処理は、図９の構成例と同様である。
【００５９】
なお、本実施の形態では、実施の形態１の受信装置のキャリア再生部１０をキャリア再生部１０ｂに替えるようにしたが、実施の形態２の受信装置のキャリア再生部１０をキャリア再生部１０ｂに替えるようにしてもよい。また、実施の形態３の受信装置のキャリア再生部１０ａを、本実施の形態のキャリア再生部１０ｂから積分器２４を削除したものに替えるようにしてもよい。
【００６０】
以上のように、本実施の形態では、キャリア再生部１０ｂにおいて、非直線性処理を行うことにより、キャリア位相誤差の範囲を制限するようにした。このため、実施の形態１に比べ、キャリア再生信号のジッタ特性を改善することができより高品質な復調データを得ることができる。
【００６１】
実施の形態５．
図１０は、本発明にかかる受信装置の実施の形態５の機能構成例を示す図である。図１０に示すように、本実施の形態の受信装置は、実施の形態１の受信装置に伝送速度情報抽出部２７を追加し、実施の形態１の受信装置のキャリア再生部１０，データ復調部１１に替えて、キャリア再生部１０ｃ，データ復調部１１ｂ−１〜１１ｂ−Ｎを備えている。実施の形態１と同様の機能のものは同一の符号を付して説明を省略する。
【００６２】
本実施の形態の受信装置では、適応変調動作により変調多値数とデータチャネル多重数が決定され、その変調多値数を用いて、全チャネル同一の拡散符号を用いてＭ−ａｒｙ／ＳＳ変調が行われた後、データチャネル多重数分のデータチャネルについて、それぞれ異なる遅延量を与えられて、多重化された多重信号を受信する。ここで、適応変調動作とは、伝送路状況に応じて伝送速度を変え、伝送速度を示す伝送速度情報に基づいて変調多値数とデータチャネル多重数を決定する動作をいう。したがって、伝送路状態に応じて、変調多値数とデータチャネル多重数が変動する。なお、本実施の形態では、伝送速度情報が受信信号に符号多重化されているものとする。また、伝送速度情報に対する変調多値数とデータチャネル多重数の対応はあらかじめ定められており、本実施の形態の受信装置で保持しているものとする。
【００６３】
つづいて、本実施の形態の動作について説明する。以下、実施の形態１と異なる部分について説明する。受信アンテナ１，ＲＦ増幅部２，準同期検波部３の動作については、実施の形態１と同様である。位相補正部４は、実施の形態１と同様に位相補正処理を行った後に、位相補正後のベースバンド信号を部分相関値算出部５および伝送速度情報抽出部２７に出力する。伝送速度情報抽出部２７は、逆拡散処理およびデータ復調処理を行うことにより、位相補正後のベースバンド信号から伝送速度情報を抽出し、キャリア再生部１０ｃ，データ復調部１１ｂ−１〜１１ｂ−Ｎ，並直列変換部１２ａに出力する。
【００６４】
部分相関値算出部５，符号同期部６，遅延補正部７−１〜７−Ｎ，ラッチ８−１〜８−Ｎ，行列乗算部９−１〜９−Ｎの動作は実施の形態１と同様である。キャリア再生部１０ｃは、後述のように、伝送速度情報から変調多値数およびデータチャネル多重数を求め、その変調多値数およびデータチャネル多重数に応じて再生キャリア信号を生成する。
【００６５】
データ復調部１１ｂ−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、伝送速度情報に基づき変調多値数Ｊ（ＪはＫ以下の自然数）を求め、その変調多値数に応じたデータ復調処理を行い、Ｊビットの並列復調データを出力する。並直列変換部１２ａは、伝送速度情報に基づき変調多値数Ｊとデータチャネル多重数Ｉ（ＩはＮ以下の自然数）を求め、データ復調部１１ｂ-１〜１１ｂ−Ｎから、そのＪとＩに対応する有意な並列復調データを選択し、選択した並列復調データを並直列変換して１系列の復調データを生成する。なお、ここでは、データチャネルの割当ての優先順位は、送信側と受信側であらかじめ決められているものとし、データチャネル多重数がわかれば、有意な（データ送信に使用される）チャネル番号が一意に決まるものとし、その対応を受信装置で保持しているものとする。
【００６６】
図１１は、本実施の形態のキャリア再生部１０ｃの機能構成例を示す図である。図１１に示すように、本実施の形態のキャリア再生部１０ｃは実施の形態１の図２−１に示した構成例の加算部２１を加算部２１ａに替えているが、それ以外は実施の形態１のキャリア再生部１０と同様である。実施の形態１と同様の機能のものは同一の符号を付して説明を省略する。
【００６７】
つづいて、本実施の形態のキャリア再生部１０ｃの動作について説明する。キャリア再生部１０ｃの最大電力直交相関値選択部２０−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は、伝送速度情報に基づき変調多値数Ｊを求める。そして、最大電力直交相関値選択部２０−ｎは、行列乗算部９−ｎから入力される２K個の直交相関値のうち、２J個の有意な直交相関値を選び、その２J個の有意な直交相関値のなかから最大電力を有する直交相関値を選択し、誤差信号として出力する。なお、ここでは、２K個の直交相関値のうちの有意な２J個の直交相関値のデータ位置は、あらかじめＪの値に応じて決められており、Ｊが決まると一意に２J個の直交相関値が選択できるものとする。
【００６８】
つぎに、加算部２１ａは、伝送速度情報に基づきデータチャネル多重数Ｉを求め、Ｉチャネル分の誤差信号を加算して合成誤差信号を生成する。これ以外の処理は、実施の形態１の図２−１の構成例と同様である。
【００６９】
なお、以上の説明では、適応変調動作において変調多値数とデータチャネル多重数が時間変動する場合について示したが、変調多値数とデータチャネル多重数のいずれか一方のみが時間変動し、もう一方が固定値の場合でも、本実施の形態の受信装置において、同様に受信することができる。その場合には、変調多値数が固定値の場合には、上記の伝送速度情報に基づく変調多値数の替わりにその固定値の変調多値数を用い、データチャネル多重数が固定値の場合には、上記の伝送速度情報に基づくデータチャネル多重数の替りにその固定値のデータチャネル多重数をそれぞれ用いればよい。
【００７０】
また、図１１の機能構成例においては、キャリア再生部１０ｃは、最大電力直交相関値選択部２０−１〜２０−Ｎで各データチャネルに対して最大電力を有する相関値を求めた後に、加算部２１ａで加算処理を行ったが、実施の形態１の図３と同様に、加算処理と最大電力選択処理の順序を入れ替えることが可能である。図１２に、加算処理と最大電力選択処理の順序を入れ替えた場合のキャリア再生部１０ｃの機能構成例を示す。図１２の機能構成例は、図３の機能構成例の同相加算・最大電力直交相関値選択部２５を同相加算・最大電力直交相関値選択部２５ａに替える以外は、図３の機能構成例と同様である。同相加算・最大電力直交相関値選択部２５ａは、伝送速度情報に基づきデータチャネル多重数Ｉおよび変調多値数Ｊを求める。そして、行列乗算部９−ｎから入力される２K個の直交相関値のうち、２J個の有意な直交相関値を選び、Ｉチャネル分の直交相関値を任意の組合せで加算する。そして、この加算結果の電力が最大となる加算結果を合成誤差信号として出力する。平均化部２２，逆正接演算部２３，積分器２４の動作は図３の機能構成例と同様である。
【００７１】
なお、本実施の形態のキャリア再生部１０ｃに実施の形態２で示した非線形処理部２６を追加するようにしてもよい。図１３は、本実施の形態のキャリア再生部１０ｃに非線形処理部２６を追加した機能構成例を示す図である。また、図１２で示したキャリア再生部１０ｃに実施の形態２で示した非線形処理部２６を追加するようにしてもよい。図１４は、図１２で示したキャリア再生部１０ｃに非線形処理部２６を追加した機能構成例を示す図である。非線形処理部２６の動作は、実施の形態２と同様である。
【００７２】
また、キャリア再生部１０ｃは、図２−２，図２−３，図７−２，図７−３の最大電力直交相関値選択部２０−１〜２０−Ｎ，加算部２１を最大電力直交相関値選択部２０ａ−１〜２０ａ−Ｎ，加算部２１ａに入れ替えた構成としてもよい。
【００７３】
なお、本実施の形態では、図１０では、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ変調された各データチャネルに対して異なる遅延量を付加して符号多重化した信号に対する受信装置を示したが、各データチャネルをそれぞれ異なる拡散符号を用いて生成し、このデータチャネルに遅延量を付加することなく符号多重化される信号を受信する場合には、図１５に示す機能構成例とすればよい。図１５に示す受信装置は、実施の形態３の図４で示した機能構成例の受信装置に伝送速度情報抽出部２７を加え、データ復調部１１−１〜１１−Ｎをデータ復調部１１ｂ−１〜１１ｂ−Ｎに替えたものである。各部の機能は、実施の形態３または本実施の形態で説明した同一符号のものと同一である。
【００７４】
以上のように、本実施の形態では、変調多値数やデータチャネル多重数が伝送速度情報に基づいて時間変動する適応変調動作を行うシステムにおいて、伝送速度情報抽出部２７が伝送速度情報を抽出し、キャリア再生部１０ｃが伝送速度情報に基づいて変調多値数やデータチャネル多重数を求め、求めた変調多値数やデータチャネル多重数に応じてキャリア再生を行うようにした。このため、適応変調動作を行うシステムにおいても、実施の形態１のキャリア再生回路と同様に同期チャネルを設けることなく、高精度な再生キャリア信号を生成することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
以上のように、本発明にかかるキャリア再生装置および受信装置は、直接拡散方式の通信システムに有用であり、特に、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ方式の通信システムに適している。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】本発明にかかる受信装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。
【図２−１】実施の形態１のキャリア再生部の機能構成例を示す図である。
【図２−２】実施の形態１のキャリア再生部の別の機能構成例を示す図である。
【図２−３】実施の形態１のキャリア再生部の別の機能構成例を示す図である。
【図３】実施の形態１のキャリア再生部の加算処理と最大電力選択処理の順序を入れ替えた機能構成例を示す図である。
【図４】実施の形態２の受信装置の機能構成例を示す図である。
【図５】実施の形態３の受信装置の機能構成例を示す図である。
【図６】実施の形態３のキャリア再生部の機能構成例を示す図である。
【図７−１】実施の形態４のキャリア再生部の機能構成例を示す図である。
【図７−２】実施の形態４のキャリア再生部の別の機能構成例を示す図である。
【図７−３】実施の形態４のキャリア再生部の別の機能構成例を示す図である。
【図８−１】非線形処理を説明するための図である。
【図８−２】複素数の非線形処理を説明するための図である。
【図９】実施の形態１のキャリア再生部に非線形処理部を追加した図である。
【図１０】実施の形態５の受信装置の機能構成例を示す図である。
【図１１】実施の形態５のキャリア再生部の機能構成例を示す図である。
【図１２】加算処理と最大電力選択処理の順序を入れ替えた場合のキャリア再生部の機能構成例を示す図である。
【図１３】実施の形態５のキャリア再生部に非線形処理部を追加した機能構成例を示す図である。
【図１４】図１２のキャリア再生部に非線形処理部を追加した機能構成例を示す図である。
【図１５】実施の形態３の受信装置に実施の形態５の伝送速度情報抽出部を加えた機能構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００７７】
１  受信アンテナ
２  ＲＦ増幅部
３  準同期検波部
４  位相補正部
５，５ａ−１〜５ａ−Ｎ  部分相関値算出部
６  符号同期部
７−１〜７−Ｎ遅延補正部
８−１〜８−Ｎ  ラッチ
９−１〜９−Ｎ  行列乗算部
１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ  キャリア再生部
１１−１〜１１−Ｎ，１１ａ−１〜１１ａ−Ｎ，１１ｂ−１〜１１ｂ−Ｎ  データ復調部
１２，１２ａ  並直列変換部
２０−１〜２０−Ｎ  最大電力直交相関値選択部
２１，２１ａ  加算部
２２，２２ａ  平均化部
２３，２３ａ−１〜２３ａ−Ｎ，２３ｂ  逆正接演算部
２４  積分器
２５，２５ａ  同相加算・最大電力直交相関値選択部
２６，２６ａ−１〜２６ａ−Ｎ  非線形処理部
２７  伝送速度情報抽出部
【図１】
2008211366.tif 000003
【図２−１】
2008211366.tif 000004
【図２−２】
2008211366.tif 000005
【図２−３】
2008211366.tif 000006
【図３】
2008211366.tif 000007
【図４】
2008211366.tif 000008
【図５】
2008211366.tif 000009
【図６】
2008211366.tif 000010
【図７−１】
2008211366.tif 000011
【図７−２】
2008211366.tif 000012
【図７−３】
2008211366.tif 000013
【図８−１】
2008211366.tif 000014
【図８−２】
2008211366.tif 000015
【図９】
2008211366.tif 000016
【図１０】
2008211366.tif 000017
【図１１】
2008211366.tif 000018
【図１２】
2008211366.tif 000019
【図１３】
2008211366.tif 000020
【図１４】
2008211366.tif 000021
【図１５】
2008211366.tif 000022