(57)【要約】【課題】圧電トランスを用いた高電圧電源装置の出力電圧を安定して制御する。【解決手段】第１の制御電圧と第１の基準電圧を比較して第２の制御電圧を出力する制御部と、第２の基準電圧と所定の時定数で電圧が充電される電圧とが比較され、比較結果に応じて発振信号が生成され、該発振信号のデューティー比を可変して出力する発振部と、上記発振部から発振信号が供給され矩形波を出力する駆動部と、上記駆動部から出力された矩形波によりスイッチングされてインダクタとコンデンサにより発生した電圧が供給され、所定倍された電圧を出力するトランスと、トランスから導出された出力電圧が供給され、該出力電圧を整流する高圧整流部とを有し、発振周波数とデューティー比を同時に制御し、安定した高電圧を出力する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の制御電圧と第１の基準電圧を比較して第２の制御電圧を出力する制御部と、
第２の基準電圧と所定の時定数で電圧が充電される電圧とが比較され、比較結果に応じて発振信号が生成され、該発振信号のデューティー比を可変して出力する発振部と、
上記発振部から発振信号が供給され矩形波を出力する駆動部と、
上記駆動部から出力された矩形波によりスイッチングされてインダクタとコンデンサにより発生した電圧が供給され、所定倍された電圧を出力するトランスと、
上記トランスから導出された出力電圧が供給され、該出力電圧を整流する高圧整流部と
を有する高電圧電源装置。
【請求項２】
上記高電圧電源装置は、上記高圧整流部で得られた直流電圧を検出し上記制御部に上記第１の基準電圧として帰還する出力電圧検出部を有する
請求項１記載の高電圧電源装置。
【請求項３】
上記高電圧電源装置は、上記高電整流部の電流を検出し、該電流に応じた電圧を発生して上記第１の基準電圧とする
請求項１記載の高電圧電源装置。
【請求項４】
上記制御部は、出力にダイオードを有し、上記第１の制御電圧に応じて該ダイオードのカソード電圧を制御して上記発振部の第２の基準電圧を可変する
請求項１記載の高電圧電源装置。
【請求項５】
上記制御部は増幅器を有し、該増幅器の出力に上記ダイオードと抵抗が直列接続されて上記第２の基準電圧を可変する
請求項４記載の高電圧電源装置。
【請求項６】
上記ダイオードのカソードは上記増幅器の出力に接続され、上記第２の基準電圧の電圧を所定電圧以下となるように設定する
請求項５記載の高電圧電源装置。
【請求項７】
上記発振部は比較器を有し、該比較器で上記発振信号と第３の基準信号を比較しデューティー比を可変した発振信号を出力する
請求項１記載の高電圧電源装置。
【請求項８】
第１の制御電圧と第１の基準電圧を比較して第２の制御電圧を出力する増幅器を有する制御部と、
上記第２の制御電圧に応じて生成される第２の基準電圧と所定の時定数で電圧が放電される電圧が第１の比較器で比較され、比較結果に応じて上記充電を放電して発振信号を生成し、該発振信号のデューティー比を第２の比較器を用いて可変して出力する発振部と、
上記発振部から発振信号が供給され矩形波を出力する駆動部と、
上記駆動部から出力された矩形波によりスイッチングされてインダクタで昇圧された電圧が供給され、所定倍された電圧を出力する圧電トランスと、
上記圧電トランスから導出された出力電圧が供給され、該出力電圧を整流する高圧整流部と
を有する高電圧電源装置。
【請求項９】
上記高電圧電源装置は、上記高圧整流部で得られた直流電圧を検出し上記制御部に上記第１の基準電圧として帰還する出力電圧検出部を有する
請求項８記載の高電圧電源装置。
【請求項１０】
上記高電圧電源装置は、上記高圧整流部の電流を検出し、該電流に応じた電圧を発生して上記第１の基準電圧とする
請求項９記載の高電圧電源装置。
【請求項１１】
上記制御部は増幅器を有し、該増幅器の出力にダイオードと抵抗が直列接続されて上記第２の基準電圧を可変する
請求項９記載の高電圧電源装置。
【請求項１２】
上記ダイオードのカソードは上記増幅器の出力に接続され、上記第２の基準電圧の電圧を所定電圧以下となるように設定する
請求項１１記載の高電圧電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高電圧電源装置に関し、特に電子写真法を用いた複写機、あるいはプリンタ装置等の複写機に用いる圧電トランスを用いた高電圧電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電子写真法を用いた複写機、あるいはプリンタ等の電子写真装置には帯電、現像、転写工程で直流の高電圧を印加するため高電圧電源装置が使用されている。
これらに使われている高電圧電源装置の出力電圧は数１０Ｖ〜３ＫＶ位の高電圧を出力する電源や、１ＫＶ〜８ＫＶ位まで出力する電源などがあり、出力の負荷は数１０ＫΩ（キロオーム）〜１０ＧΩ（ギガオーム）と大きく変化する場合もある。
【０００３】
圧電トランスを使った高電圧電源装置が使用されており、セラミックを素材とした圧電トランスは有機絶縁物を必要としないので耐熱性、耐火性の問題もなく、高電圧電源装置を小型化且つ軽量化できる優れた特徴を持っている。
上述した圧電トランスは、共振周波数は長さや形状で決まる。圧電トランスの１次側は厚さ方向に固有の共振周波数を持っていて、交流電圧を印加すると逆電圧効果により機械振動を起こす。２次側では、１次側で発生した機械振動が圧電効果により再度電気信号に変換され、電圧が導出される。周波数（λ）のλ／２、λ、３λ／２で共振し、共振周波数で最大の出力電圧を発生し、共振周波数から離れるに従い出力電圧は低下する。このように、圧電トランスにおける出力電圧は周波数に依存する。
【０００４】
圧電トランスを駆動するための回路として例えば特許文献１に、出力電圧に対応して駆動周波数を変化させることが開示してある。
またこの特許文献１に示してあるように、他励もしくは自励による固定された周波数において、デューティー比制御回路で制御された波形に同期して圧電トランスの入力電圧をスイッチングして変化させる駆動回路がある。また、さらに、特許文献２には、周波数制御とデューティー比制御を消費電力に応じて切り替えて制御する方式が開示されている。
【０００５】
【特許文献１】特開昭６１−１５２１６５号公報
【特許文献２】特開２００３−２３５２５５号公報
【特許文献３】特開２００５−１９８４６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図８に圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電気的特性の例を示す。圧電トランス１６（ＰＺＴ１）は共振点（周波数）で最大の電圧を出力し、この共振点を基準にして周波数を上げても下げても出力電圧は低下する。周波数を制御して圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の出力電圧を制御する場合、デューティー比を一定にすると、共振点の周波数から周波数を変化させても例えば数１００Ｖ以下にはならない特性があり、さらに周波数を大きく変化させると隣接した共振点近くなりまた出力が上昇してしまう。そのため出力電圧が数１０Ｖで無負荷状態のときには、制御できない。
【０００７】
また、デューティー比制御では他励もしくは自励による固定された周波数が例えば１００ＫＨｚを超える場合、１周期の時間は１０μｓｅｃ（マイクロ秒）となり、デューティー比を絞って（小さくして）出力を制限しようとしても駆動パルスを発生するＩＣ（集積回路）や圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の入力をスイッチングするＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等の能力により制限され数μｓｅｃ（マイクロ秒）を制御することができない。また、数１０Ｖの低電圧を得ることができなかった。これらのことにより周波数制御とデューティー比制御を消費電力に応じて切り替えて制御する方式でも数１０Ｖの低電圧を得ることはできない。
【０００８】
また、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の入力に正弦波を入力した場合デューティー比約５０％のとき効率が良いことが知られているが、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の入力をＦＥＴ等でスィッチングしコイル（インダクタ）とコンデンサで生成された擬似正弦波を入力する場合、高調波が多く含まれるためデューティー比約５０％のとき最大効率とはならない場合がある。例えば３０％または４０％付近が最大効率になる場合があるが、従来の周波数制御とデューティー比制御ではどちらか片方しか制御できず高効率での制御ができない。
【０００９】
このため、本願出願人は特許文献３で周波数制御とデューティー比制御を同時に行う回路方式を提案した。この回路方式は、比較的に出力電圧、電流が低く、周波数制御において共振点より十分高い周波数での制御であれば有効に機能した。しかし、ある程度共振周波数に近い周波数での制御では、周波数の時間を決めているコンデンサの充電電流を制御しているために充電電流の僅かな変化でも大きく周波数が変化し、ノイズで充電電流が影響を受け周波数が不安定になり、その結果制御が不安定となる現象があった。また、特許文献３に開示した周波数制御とデューティー比制御を同時に行う回路方式は部品点数が多く、製造工数もかかり高価になる。
以上の点から、充電電流を変化させることなく周波数とデューティー比制御を同時に行い、ノイズに対しても安定して動作し、共振点（周波数）近傍でも安定して制御できる巻線トランスや圧電トランスを用いた高電圧電源装置が要望されている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
また、本発明の高電圧電源装置は、第１の制御電圧と第１の基準電圧を比較して第２の制御電圧を出力する制御部と、第２の基準電圧と所定の時定数で電圧が充電される電圧とが比較され、比較結果に応じて発振信号が生成され、該発振信号のデューティー比を可変して出力する発振部と、上記発振部から発振信号が供給され矩形波を出力する駆動部と、上記駆動部から出力された矩形波によりスイッチングされてインダクタとコンデンサにより発生した電圧が供給され、所定倍された電圧を出力する圧電トランスと、圧電トランスから導出された出力電圧が供給され、該出力電圧を整流する高圧整流部とを有する。
【００１１】
また、本発明の高電圧電源装置は、第１の制御電圧と第１の基準電圧を比較して第２の制御電圧を出力する増幅器を有する制御部と、上記第２の制御電圧に応じて生成される第２の基準電圧と所定の時定数で電圧が放電される電圧が第１の比較器で比較され、比較結果に応じて上記充電を放電して発振信号を生成し、該発振信号のデューティー比を第２の比較器を用いて可変して出力する発振部と、上記発振部から発振信号が供給され矩形波を出力する駆動部と、上記駆動部から出力された矩形波によりスイッチングされてインダクタで昇圧された電圧が供給され、所定倍された電圧を出力する圧電トランスと、圧電トランスから導出された出力電圧が供給され、該出力電圧を整流する高圧整流部とを有する。
【００１２】
本発明の高電圧電源装置は、外部から供給された制御電圧と基準電圧を比較して増幅器の出力電圧を可変してダイオードのカソード電圧を制御し、発振部の基準電圧を可変する。この可変された基準電圧に応じて発振周波数を可変し、さらに発振信号のデューティー比を可変して駆動部のスイッチ素子を制御して矩形波を生成し、矩形波により昇圧部から高電圧を発生させ、圧電トランスに供給し、巻線トランスや圧電トランスで高電圧を発生し整流して直流電圧を出力する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の高電圧電源装置は、発振器の発振周波数を決めるのに充電電流を制御することなく基準電圧を制御するので、充電電流の僅かな変化で大きく周波数が変化し、ノイズで充電電流が影響を受け周波数が不安定になり、制御が不安定になることを防止することができる。
また、本発明は、周波数とデューティー比を同時に制御し、広範囲の出力電圧を得るようにし、また圧電トランスの共振周波数近傍でも安定して制御できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１に本発明の実施形態に係る高電圧電源装置１０のブロック構成図、図２に具体的な回路図を示す。以下圧電トランスを用いた高電圧電源装置について説明するが、本発明の基本原理は巻線トランスを用いた高電圧電源装置にも適用できる。
高電圧電源装置１０は、例えば、基準電圧部１１、制御部１２、発振部１３、駆動部１４、昇圧部１５、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）、高圧整流部１７、出力電圧（電流）検出部１８などで構成される。
【００１５】
基準電圧（発生）部１１はツェナーダイオードＤ１を用いて定電圧を発生し、他の機能ブロックに直流電圧を供給している。
制御部１２は主に増幅器（ＡＭＰ）ＩＣ３を用いた構成で、コントロール電圧（制御電圧）と出力電圧検出部１８から帰還された電圧（電流）が供給され、発振部の基準電圧を制御する。
発振部１３は、比較器（ＣＯＭ）ＩＣ１、抵抗、容量（コンデンサ）などで構成され、所定の時定数でコンデンサに充電される電圧と基準電圧が比較され、この比較値が反転する電圧でスィッチを介して、コンデンサに蓄積された電荷（電圧）を放電する動作を繰り返し、例えば三角波の発振信号を生成する。また、比較器ＩＣ１の出力に比較器（ＣＯＭ）ＩＣ２が設けられ、この比較器ＩＣ２でデューティー比制御部が制御される。
駆動部１４は、コンプリメンタリープッシュプル回路とスイッチ回路で構成され、デューティー比が制御された発振信号が供給され、スイッチ回路から矩形波が出力される。
昇圧部１５は、インダクタＬ１、コンデンサＣ５などで構成され、昇圧された矩形波が圧電トランス１６（ＰＺＴ１）に擬似正弦波として供給される。
高圧整流部１７は、ダイオードＤ３，Ｄ４とコンデンサＣ６で構成され、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）から出力された電圧を整流する。
出力電圧（電流）検出部１８は、抵抗Ｒ１４，Ｒ１３とコンデンサＣ７、またはダイオード、コンデンサで構成され、出力電圧（電流）の一部を検出して制御部１２に帰還する。
【００１６】
直流電圧Ｖｉｎが端子Ｔ１に入力されると、基準電圧部１１と制御部１２に電圧が供給される。そして、基準電圧部１１で発生した直流電圧は発振部１３、駆動部１４に供給される。端子Ｔ３から供給される制御電圧（コントロール電圧）Ｖｒｅｆと出力電圧（電流）検出部１８で検出された制御電圧が制御部１２に入力され、制御電圧が出力され、発振部の基準電圧が制御される。すなわち、制御電圧Ｖｒｅｆにより、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の発振周波数が制御される。
発振部１３でこの基準電圧と発振部１３の一部を構成する発振器から出力される電圧が比較され、三角波の発振信号を生成し、さらにこの三角波と基準電圧を比較してデューティー比を制御する。すなわち、周波数とデューティー比を同時に制御する。この制御された発振信号は駆動部１４で矩形波を発生し、昇圧部１５に出力し、昇圧された矩形波が擬似正弦波に変換されて圧電トランス１６（ＰＺＴ１）に供給される。圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）で発生した高電圧は高圧整流部１７で整流され、直流電圧に変換され、端子Ｔ５から負荷に出力される。また、高圧整流部１７に接続された出力電圧(電流)検出部１８から出力電圧（電流）が検出され、制御部１２に帰還され発振周波数と同時にデューティー比が制御されて出力電圧の変動が防止される。
【００１７】
このように、本発明は、発振器の発振周波数を決めるのに充電電流を制御することなく、制御部１２で制御電圧Ｖｒｅｆに応じて基準電圧を発生し発振周波数を決めるので、充電電流の僅かな変化で大きく周波数が変化し、ノイズで充電電流が影響を受け周波数が不安定になり、制御が不安定になることを防止することができる。
また、本発明は、発振周波数とデューティー比を同時に制御することにより広範囲の出力電圧を得ることができる。また、本発明は部品点数を増やすことなく、ノイズの影響を受けにくくすると共に圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の共振周波数近傍でも安定した動作ができる。
【００１８】
図２に、図１に示した高電圧電源装置１０の具体的回路構成例を示す。図２の高電圧電源装置５０は出力電圧を検出して制御部１２に制御電圧を帰還する構成である。
図２に示すように、基準電圧部１１は、抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＤ１、コンデンサＣ２で構成される。基準電圧部１１の入力側に、入力の端子Ｔ１とＧＮＤ（グランド；接地）端子Ｔ２間にコンデンサＣ１が接続される。端子Ｔ１に抵抗Ｒ１の一端が接続され、抵抗Ｒ１の他端はツェナーダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ２の一端に接続され、このツェナーダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２の他端は端子Ｔ２に接続される。そしてツェナーダイオードＤ１のカソードから基準電圧が各機能ブロックに出力される。
【００１９】
制御部１２は、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５、増幅器ＩＣ３（ＡＭＰ；アンプ）、ダイオードＤ２とコンデンサＣ３で構成される。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３で増幅器ＩＣ３の帰還回路を構成し、安定した動作が得られるようにしている。
制御（コントロール）電圧Ｖｒｅｆが供給される抵抗Ｒ２は増幅器ＩＣ３の非反転入力端子に接続され、反転入力端子は抵抗Ｒ３とＲ４の一端に接続される。増幅器ＩＣ３の出力端子はダイオードＤ２のカソードとコンデンサＣ３の一端に接続され、コンデンサＣ３の他端は抵抗Ｒ３の他端に接続される。ダイオードＤ２のアノードは抵抗Ｒ５の一端に接続され、この抵抗Ｒ５の他端は比較器ＩＣ１の反転入力端子に接続される。また、抵抗Ｒ４の他端は出力電圧検出部１８の出力に接続される。なお、増幅器ＩＣ３の電源端子は端子Ｔ１と端子Ｔ２に接続されている。
【００２０】
発振部１３は、発振器とデューティー比制御回路で構成される。発振器は比較器ＩＣ１、抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９、コンデンサＣ４とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１で構成される。
抵抗Ｒ６の一端はツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、他端は抵抗Ｒ５の他端と抵抗Ｒ７の一端に接続される。抵抗Ｒ７の他端は端子Ｔ２に接続される。抵抗Ｒ８の一端はツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、他端は比較器ＩＣ１の非反転入力端子とコンデンサＣ４の一端とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに接続される。コンデンサＣ４の他端は端子Ｔ２に接続される。抵抗Ｒ９の一端は、ツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、他端は比較器ＩＣ１の出力端子とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに接続される。またＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のソースは端子Ｔ２に接続される。なお、比較器ＩＣ１の電源端子はツェナーダイオードＤ１のカソードと端子Ｔ２に接続されている。
【００２１】
デューティー比制御回路は、比較器ＩＣ２、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２で構成される。抵抗Ｒ１０の一端はツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、他端は比較器ＩＣ２の反転入力端子と抵抗Ｒ１１の一端に接続される。抵抗Ｒ１１の他端は端子Ｔ２に接続される。また比較器ＩＣ２の出力は抵抗Ｒ１２を介してツェナーダイオードＤ１のカソードに接続される。また、比較器の非反転入力端子はコンデンサＣ４の一端に接続される。なお、比較器ＩＣ２の電源端子はツェナーダイオードＤ１のカソードと端子Ｔ２に接続されている。
【００２２】
駆動部１４は、コンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３で構成される。コンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ２を構成するＮＰＮトランジスタＱ２ａのベースとＰＮＰトランジスタＱ２ｂのベースは共通接続され、比較器ＩＣ２の出力に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ２ａのコレクタはツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、エミッタはＰＮＰトランジスタＱ２ｂのエミッタとＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに接続される。ＰＮＰトランジスタＱ２ｂのコレクタは端子Ｔ２に接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のソースは端子Ｔ２に接続され、ドレインはインダクタＬ１の他端に接続される。
【００２３】
昇圧部１５は、インダクタＬ１とコンデンサＣ５で構成される。インダクタＬ１の一端は端子Ｔ１に接続され、他端はコンデンサＣ５の一端と圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（１）に接続される。コンデンサＣ５の他端は端子Ｔ２に接続される。
【００２４】
圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（２）は端子Ｔ２に接続され、また出力の電極（３）は高圧整流部１７に接続される・
【００２５】
高圧整流部１７は、ダイオードＤ３，Ｄ４とコンデンサＣ６で構成される。圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）はダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードに接続され、ダイオードＤ３のカソードは抵抗Ｒ１５の一端と出力電圧検出部１８に接続される。ダイオードＤ４のアノードとコンデンサＣ６の他端は端子Ｔ２に接続される。また、抵抗Ｒ１５の他端から整流された高電圧が端子Ｔ５に接続された負荷に出力される。
【００２６】
出力電圧検出部１８は、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４とコンデンサＣ７で構成される。抵抗Ｒ１４の一端はダイオードＤ３のカソードに接続され、他端は抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ７の一端に接続される。また、抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ７の他端は端子Ｔ２に接続される。
【００２７】
次に、図２に示す高電圧電源装置５０の動作について説明する。
まず、制御部１２に設けられたダイオードＤ２が非導通の場合について説明する。このとき、抵抗Ｒ６とＲ７の抵抗比で決まる電圧が比較器ＩＣ１の反転入力端子に基準電圧として供給される。一方、コンデンサＣ４の電圧は、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４で決まる時定数で上昇する。コンデンサＣ４の電圧が上昇し、所定時間後にコンデンサＣ４の電圧、すなわち反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧（基準電圧）より大きくなると、比較器ＩＣ１の出力端子（ノードＮ３）は上昇する。出力電圧が上昇し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の閾値電圧（Ｖｔｈ）以上になると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオン動作し、ドレイン−ソース間は導通し、コンデンサＣ４から電流が端子Ｔ２に流れ、コンデンサＣ４の電圧は低下し、端子Ｔ２のレベル（例えば０Ｖ）になる。
すると、比較器ＩＣ１の反転入力端子が非反転入力端子の電圧より高くなり、比較器ＩＣ１の出力電圧が下がりＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧が下がるのでＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオフする。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオフすると、コンデンサＣ４に抵抗Ｒ８を介して電流が充電され、コンデンサＣ４の電圧が抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４で決まる時定数で上昇する。時定数が大きいと三角波となり、また小さいと入力波形が指数関数的に上昇する矩形波となる。しかし、発振器として動作させるには、一般に三角波を発生させる。なお、反転入力端子の電圧が一定のとき、発振器から出力される三角波の周期（周波数）は一定である。
【００２８】
このように、発振器から出力される三角波の発振信号がデューティー比制御部を構成する比較器ＩＣ２の非反転入力に供給される。一方この比較器ＩＣ２の反転入力端子には抵抗Ｒ１０、Ｒ１１の抵抗比で決定される電圧が基準電圧として供給される。その結果、比較器ＩＣ２の非反転入力端子に供給される電圧が、反転入力端子に供給されている基準電圧より高くなると、出力（ノードＮ５）の出力電圧は高くなる。
一方、比較器ＩＣ２の非反転入力端子に供給される電圧が、反転入力端子に供給されている基準電圧より低くなると、ノードＮ５の出力電圧は低くなる。
その結果、比較器ＩＣ２の出力から、１周期におけるオン、オフ期間が制御された（デューティー比が可変された）矩形波が出力される。
【００２９】
ノードＮ５の出力電圧が高くなるとコンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ２のＮＰＮトランジスタＱ２ａがオンし、エミッタ電圧（ノードＮ６）が高くなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３の閾値電圧（Ｖｔｈ）以上になるとオンする。
ノードＮ５の電圧が低くなるとＮＰＮトランジスタＱ２ａがオフし、ＰＮＰトランジスタＱ２ｂがオンし、ノードＮ６の電圧は下がる。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３の閾値電圧（Ｖｔｈ）以下になるのでオフする。
このようにして、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３がオン、オフ動作して矩形波の電圧がドレインから出力される。
【００３０】
インダクタＬ１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３、コンデンサＣ５とドレインの共通接続点（ノードＮ７）で発生する電圧が、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（１）に供給され、電極（３）から発振周波数とデューティー比で決まる電圧が出力される。電極（３）から出力された高電圧は高圧整流部１７に供給され、そこで整流されてプラス極性の高電圧が抵抗Ｒ１５を介して端子Ｔ５から出力される。
また、高圧整流部１７の出力に出力電圧検出部１８が接続され、ここで検出された電圧に応じた制御電圧が抵抗Ｒ４を介して、制御部１２の増幅器ＩＣ３の反転入力端子に供給され、出力電圧の変動などを防止する。
【００３１】
次に、端子Ｔ３から供給される制御電圧Ｖｒｅｆを可変したときの高電圧電源装置５０の動作例を図３〜図６に基いて説明する。
ここで、図２に示す高電圧電源装置５０において、例えば端子Ｔ１（Ｖｉｎ）に供給される直流電圧が２４Ｖ、端子Ｔ２をＧＮＤ（接地）とし、基準電圧部１１のツェナーダイオードＤ１の出力電圧を５．３Ｖとする。
端子Ｔ３から制御電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ２を介して増幅器ＩＣ３の非反転入力端子（＋）に供給され、反転入力端子（−）に供給される電圧と比較される。その結果、例えば出力電圧（ノードＮ８）がノードＮ１の電圧ＶＮ１からＶｆ（ダイオードの順方向接合電圧）を減算した電圧（ＶＮ１−Ｖｆ）以下になると、ダイオードＤ２は導通する。その結果、ダイードＤ２に流れる電流が抵抗Ｒ６に流れ、抵抗Ｒ６に流れる電流が増加するのでノードＮ１の電圧はダイオードＤ２が非導通時より低下する。
一方、ノードＮ８の電圧が電圧（ＶＮ１−Ｖｆ）以上になると、ダイオードＤ２は非導通となり、ノードＮ１の電圧は抵抗Ｒ６とＲ７の抵抗比で決まる電圧となる。
【００３２】
制御電圧Ｖｒｅｆが供給され、増幅器ＩＣ３の反転入力端子の電圧と比較された結果、出力（ノードＮ８）の電圧が“Ｈ”レベル、たとえば５．２４Ｖになったとする（図３の波形ａ）。この状態において、ダイオードＤ２は非導通状態となり、ノードＮ１の電圧は上述した抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗比で決まり、この電圧が比較器ＩＣ１の反転入力端子に供給される。一方、比較器ＩＣ１の非反転入力端子には抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４の時定数で決まるほぼ三角波形の電圧が供給され、コンデンサＣ４の電圧が反転入力端子の電圧より高くなると、それに伴い比較器ＩＣ１の出力(ノードＮ３)電圧が上昇する。ノードＮ３の電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の閾値電圧Ｖｔｆ以上になると導通し、コンデンサＣ４に蓄積された電荷を放電し、コンデンサＣ４の端子電圧すなわち非反転入力端子は０Ｖとなる。
【００３３】
比較器ＩＣ１の非反転入力端子の電圧が０Ｖになると、反転入力端子の電圧が高いので、比較器ＩＣ１の出力は下がり、例えば０Ｖとなる。するとＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧は閾値電圧以下となるので、非道通(オフ)状態になり、ドレインからソースへ電流は流れない。その結果、コンデンサＣ４に抵抗Ｒ８を介して電流が流れ込み、コンデンサＣ４の電圧、すなわち非反転入力端子の電圧は上昇する。非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧以上となり、出力（ノードＮ３）の電圧が上昇し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１をオンする。以下このような動作を繰り返すことにより、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ８の共通接続点（ノードＮ２）でほぼ三角波の発振信号が得られ、この発振信号が比較器ＩＣ２の非反転入力端子（ノードＮ２）に供給される。図３の波形ｃにノードＮ２における三角波の発振信号を示す。
【００３４】
比較器ＩＣ２は、発振周期を一定に維持した状態で、デューティー比を可変する機能を有する。比較器ＩＣ２の反転入力端子（ノードＮ４）に抵抗Ｒ１０とＲ１１の抵抗比で決まる一定電圧が供給され、非反転入力端子には、三角波の発振信号が供給される。
図３に示すように、時刻ｔ１において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１がオンした結果、ノードＮ１の電圧が急激に低下し、たとえば０Ｖに低下する。比較器ＩＣ２で、ノードＮ４の電圧（図３の波形ｂ）と発振信号（図３の波形ｃ）が比較され、ノードＮ５の出力は急激に０Ｖに遷移する。そして、ノードＮ５の出力は０Ｖの状態を維持する（波形ｄ）。
【００３５】
時刻ｔ２になると、ノードＮ２の電圧は上昇してノードＮ４の電圧より高くなる。すると比較器ＩＣ２の出力（ノードＮ５）は“Ｈ”レベルに遷移する（図３波形ｄ参照）。このノードＮ５の“Ｈ”レベルは、時刻ｔ３まで維持される。以下同様な動作が繰り返される。なお、時刻ｔ１から時刻ｔ３の期間が発振信号の１周期を示し、時刻ｔ２から時刻ｔ３の“Ｈ”レベルの期間と１周期の比がデューティー比として定義される。
【００３６】
図３の波形ｄの矩形波がコンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ２に供給され、この入力が“Ｈ”レベルのとき、ＮＰＮトランジスタＱ２ａがオン（ＯＮ）し、ＰＮＰトランジスタＱ２ｂがオフ（ＯＦＦ）する。その結果、ＮＰＮトランジスタＱ２ａのエミッタは“Ｈ”レベルとなり、この“Ｈ”レベルの電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに供給される。すると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３はオンし、ノードＮ７の電圧は０Ｖとなる。
一方、入力が“Ｌ”レベルのとき、ＮＰＮトランジスタＱ２ａはオフ（ＯＦＦ）し、ＰＮＰトランジスタＱ２ｂがオン（ＯＮ）する。その結果、ＰＮＰトランジスタＱ２ｂのエミッタは“Ｌ”レベルとなり、この“Ｌ”レベルの電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに供給される。すると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３はオフし、ノードＮ７の電圧は高電圧となる。
【００３７】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３をオン、オフ動作させてインダクタＬ１、コンデンサＣ５の昇圧部１５で発生した高電圧が圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（１）に供給される。電極（３）からは、発振周波数とデューティー比で決まる高電圧が出力され、高圧整流部１７に出力される。
高圧整流部１７で整流されて高電圧の直流電圧が導出され、端子Ｔ５に接続される負荷に出力される。また、高圧整流部１７の電圧を出力電圧検出部１８で検出し、この検出した電圧を制御部１２の増幅器ＩＣ３の反転入力端子にフィードバックする。
図３に示す波形図において、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７で最大パワー時の発振周波数が決定され、例えばその周波数は約１６４ＫＨｚで、デューティー比は約４７％である。
【００３８】
次に、端子Ｔ３から供給される制御電圧Ｖｒｅｆが下がり、それに伴い増幅器ＩＣ３の出力(ノードＮ８)が下がり、ダイオードＤ２がオンする。ダイオードＤ２に流れる電流が増加するに伴い、比較器ＩＣ１の反転入力端子（ノード１）の電圧は低下する。すると、ノードＮ１の電圧、すなわち三角波を形成する基準電圧が下がるので、発振周波数は増加する。この増加した発振周波数のデューティー比が制御されて、上述した動作により、所望の高圧の出力電圧が端子Ｔ５から得られる。
【００３９】
図４に、制御電圧Ｖｒｅｆが下がったときの高電圧電源装置５０の波形図を示す。具体例として、増幅器ＩＣ３の出力（ノードＮ８）の電圧が“Ｌ”レベル、たとえば０Ｖとなったときの動作を示す。
増幅器ＩＣ３の出力（ノードＮ８）が“Ｌ”レベル、例えば０Ｖになると、ダイオードＤ２はオンし、抵抗Ｒ５に流れる電流は最大となる。このとき、抵抗Ｒ６に流れる電流も最大となるので、この抵抗Ｒ６で発生する電圧も最大となり、比較器ＩＣ１の反転入力端子（ノードＮ１）の電圧は、最小で４．１Ｖとなる（図４の波形ａ’参照）。
【００４０】
いま、ノードＮ１の発振信号の波形の時定数は一定であるので、コンデンサＣ４の電圧（ノードＮ２）の電圧の上昇波形は変わらないが、非反転入力端子（ノードＮ１）の電圧が低くなり（図４の波形ａ’参照）、比較器ＩＣ１の出力は以前より早くプラス側に上昇し、“Ｈ”レベルとなる。その結果、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１をオン動作する時間が早くなる。すなわち発振周波数が高くなり、またその周期は短くなる（図４の波形ｃ’参照）。
【００４１】
この周波数が高くなった発振信号が、上述したように、発振信号の１周期期間内でデューティー比が制御されて駆動部１４に供給される。圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（１）に電圧が供給され、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）から高電圧が導出された後、整流されて端子Ｔ５から高電圧が負荷に出力される。図４の波形ｄ’に示すように、駆動部１４から出力される矩形波は、例えば周波数が約２５６ＫＨｚ、デューティー比が約１６％である。
【００４２】
このように、制御電圧Ｖｒｅｆを可変して、増幅器ＩＣ３の出力電圧を制御して、ダイオードＤ２をオン、オフまたオン時における導通電流を可変することにより、発振部１３の基準電圧を可変し、発振周波数を制御する。このダイオードＤ２を図２に示す接続にすると、ノードＮ１の電圧は抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の抵抗比で決定される電圧より高く設定することはできないので、発振器の発振周波数を一定以下にならない。一方ダイオードＤ２の接続を図２と逆にすると発振周波数を一定以上にすることはできない。したがって、このダイオードＤ２は周波数を制限する役目を果す。
【００４３】
もしダイオードＤ２を除去すると、増幅器ＩＣ３の出力が極端の場合、“Ｈ”レベルとなり、抵抗Ｒ６と並列接続された構成となると、比較器ＩＣ１の反転入力端子の電圧は上昇する、その結果、コンデンサＣ４に蓄積された電荷の充放電の周期が長くなり、発振周波数が下がり、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の共振周波数を超える現象が生じる。この共振周波数近傍で動作が不安定になったり、また制御電圧を上昇させても発振器の周波数が下り、出力電圧が減少したりする。すなわち、制御状態が統一されなくなり制御が難しくなる。
【００４４】
次に、出力電圧が最大、最小のときの波形図を図５、図６に示す。
図５に最大電圧を出力するときの高電圧電源装置５０の波形図を示す。制御電圧Ｖｒｅｆを下げ、発振信号の発振周波数を例えば約１６９ＫＨｚに設定する。そのとき、デューティー比は約４６％となる。デューティー比を制御する比較器ＩＣ２の出力（ノードＮ５）における出力波形を図５の波形ｆに示す。波形ｆの矩形波をした発振信号がコンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ２に入力され、ＮＰＮトランジスタＱ２ａ、ＰＮＰトランジスタＱ２ｂのエミッタから出力する。その出力を波形ｇに示す。この波形ｇはノードＮ５における波形ｆと振幅は異なるが同相である。
【００４５】
波形ｇがＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに入力され、スイッチング動作して得られた出力波形を波形ｈに示す。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３がオンすると、ドレイン電圧は０Ｖとなり、オフすると、昇圧部１５で例えば振幅が約７３Ｖで擬似正弦波が発生する。波形ｆ（ノードＮ７）に示す“Ｈ”レベル期間に擬似正弦波のプラス側の半周期を示す波形となる。この擬似正弦波が入力されると、圧電トランス１６（ＰＺＴ１）でさらに高電圧が発生し、それを整流して約２，０００Ｖの直流電圧を端子Ｔ５から導出する。
【００４６】
次に、制御電圧Ｖｒｅｆを上げ、出力電圧を最小値４００Ｖにしたときの高電圧電源装置５０の動作例について説明する。このときの発振周波数は約１８２ＫＨｚ、デューティー比は約４１％である。図６に出力電圧が最小のときのノードＮ５，Ｎ６，Ｎ７の波形図を示す。
ノードＮ５の電圧を波形ｆ’に示し、ノードＮ６の電圧を波形ｇ’に、またノードＮ７の電圧を波形ｈ’にそれぞれ示す。この波形ｆ’、ｇ’に示す波形は、図５の波形ｆ、波形ｇと比較して、周波数（周期）が異なり、またデューティー比も異なる。さらに、波形ｈ’の最大電圧は約５８Ｖで、波形ｈより低い。
【００４７】
次に、図７に他の高電圧電源装置１００の実施形態を示す。高電圧電源装置１００の構成素子で図２に示す高電圧電源装置５０と同一の構成素子は同じ番号（符号）を付与する。図７に示す高電圧電源装置１００は高電圧電源装置５０と比較して、制御部に基準電圧を供給する出力電流検出部の構成が異なり、高圧整流部１７で出力電流を検出して電圧に変換して基準電圧を発生する。しかし、この高電圧電源装置１００は高電圧電源装置５０に備えられた、比較器ＩＣ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３間に接続されたコンプリメンタリープッシュプルトランジスタＱ３が省略された構成となっている。ここでは、図２の高電圧電源装置５０と同じ構成の説明は省略し、異なる部分について説明する。
【００４８】
出力電流検出部の具体構成について説明する。圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）にダイオードＤ４のカソードが接続され、アノードが抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ２０の一端に接続される。この抵抗Ｒ２１の他端はツェナーダイオードＤ１のカソードに接続され、コンデンサＣ２０の他端は端子Ｔ２（グランド）に接続される。
【００４９】
次に、高電圧電源装置１００の動作は、増幅器ＩＣ３に出力電流を検出し基準電圧を発生する出力電流検出部を除き図２に示す高電圧電源装置５０と同じであるので、ここでは詳細な説明は省略する。
増幅器ＩＣ３の反転入力端子に供給された制御電圧Ｖｒｅｆが非反転入力端子に供給された基準電圧と比較され出力端子から所定の電圧が出力される。出力電圧によりダイオードＤ２がオン、オフ制御され比較器ＩＣ１の反転入力端子（ノードＮ１）の電圧が設定される。比較器ＩＣ１でノードＮ１とノードＮ２の電圧が比較され、ノードＮ２で発生する三角波の電圧がノードＮ１の電圧より高くなると出力からプラス電圧が出力され、この電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の閾値電圧Ｖｔｈより高くなるとオンし、コンデンサＣ４の電荷を放電し、ノードＮ２の電圧は０Ｖになる。すると、比較器ＩＣ１の出力電圧は下がりＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の閾値電圧以下となり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１はオフする。その結果、コンデンサＣ４の電圧は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４の定数で決定される時定数で上昇する。このようにして、ノードＮ２で三角波の発振信号が生成される。
【００５０】
ノードＮ２で発生した三角波の発振信号は比較器ＩＣ２に供給し、そこでデューティー比が制御され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに出力される。
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３がオン、オフ動作して矩形波を発生され、ノードＮ７で高圧の擬似正弦波を発生し圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（１）に供給する。
圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）から高圧の電圧が発生し、この電圧が正極性のとき、高圧整流部で整流して端子Ｔ５から所定の直流電圧を出力する。
一方、出力電圧が負極性のときダイオードＤ４が導通し、端子Ｔ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２１を介して圧電トランス１６（ＰＺＴ１）の電極（３）、（２）、端子Ｔ２に電流が流れる。その結果、出力電圧の変動に伴い、ダイオードＤ４に流れる電流が変化し、その電流変化に対応した電圧が抵抗Ｒ２１に発生し基準電圧として増幅器ＩＣ３の非反転入力端子に供給される。これにより、出力電圧（電流）が変動したとき、その変動分で制御部の基準電圧を制御して、増幅器ＩＣ３の出力電圧を制御し、出力電圧の変動を防止する。
【００５１】
このように、本発明は、発振器の発振周波数を決めるのに充電電流を制御することなく基準電圧を制御するので、充電電流の僅かな変化で大きく周波数が変化し、ノイズで充電電流が影響を受け周波数が不安定になり、制御が不安定になることを防止することができる。
また、本発明は、周波数とデューティー比を同時に制御するので広範囲の出力電圧を得ることができ、また圧電トランスの共振周波数近傍でも安定して制御できる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】高電圧電源装置のブロック構成を示す図である。
【図２】正出力電圧の高電圧電源装置の回路構成を示す図である。
【図３】高電圧電源装置の動作を示す波形図である。
【図４】高電圧電源装置の動作を示す波形図である。
【図５】高電圧電源装置の動作を示す波形図である。
【図６】高電圧電源装置の動作を示す波形図である。
【図７】他の高電圧電源装置の回路構成を示す図である。
【図８】圧電トランスの周波数―出力電圧特性を示す図である。
【符号の説明】
【００５３】
１０，５０，１００…高電圧電源装置、１１…基準電圧部、１２…制御部、１３…発振部、１４…駆動部、１５…昇圧部、１６，ＰＺＴ１…圧電トランス、１７…高圧整流部、１８…出力電圧（電流）検出部、Ｑ２…コンプリメンタリープッシュプルトランジスタ、Ｑ２ａ…ＮＰＮトランジスタ、Ｑ２ｂ…ＰＮＰトランジスタ、Ｑ１，Ｑ３…ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ２０，Ｒ２１…抵抗、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７，Ｃ２０…コンデンサ、Ｄ１…ツェナーダイオード、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…ダイオード、ＩＣ１，ＩＣ２…比較器、ＩＣ３…増幅器、Ｌ１…インダクタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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