(57)【要約】【課題】特にスパッタなどのプロセスを用いて半導体や液晶基板を製造する製造装置分野において、プロセスの過程で発生するアークを抑制し、発生したアークエネルギを最小限に抑えるため、正弦波状の交流波形を生成する交流電源装置を提供することを目的とする。【解決手段】交流電源装置２Ａは、負荷装置２４へ高周波電力を供給する高周波電力変換器３０、およびこの高周波電力変換器３０におけるパワー素子のゲートのスイッチング動作をパルス幅制御するためのスイッチング信号を生成する発振制御手段５を備える。この発振制御手段５は、高周波電力変換器３０が正弦波状の高周波交流電力を供給できるようにスイッチング信号を生成し、かつ、アークを判定する基準であるアーク基準と、負荷装置２４へ供給される高周波電力における出力電圧を電圧検出器３４から入力し、この出力電圧がアーク基準と異なるとき、又は前記出力電流がアーク基準を越えるときに、アークを検出し、高周波交流電力の負荷装置２４への供給を遮断させ、アークエネルギを制御する。【選択図】図２
2008206372.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電力から変換した高周波交流電力を負荷装置へ供給する電源であって、アークを抑制する交流電源装置において、
前記商用交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣ電力変換器と、
前記直流電力を高周波交流電力に変換する高周波電力変換器と、
前記ＡＣ−ＤＣ電力変換器における高周波電力変換器への直流電圧であるバス電圧および直流電流であるバス電流を検出する第１の電圧および電流検出手段と、
前記高周波交流電力における負荷装置への２相又は３相の出力電圧および出力電流を検出する第２の電圧および電流検出手段と、 
前記直流電力を負荷装置の特性に応じて一定の直流電力に制御する電力制御手段と、
前記高周波電力変換器が正弦波状の高周波波交流電力を負荷装置へ供給するように、前記直流電力に対する所定の直流電力指令を、直流電力指令と、前記出力電圧の実効値および出力電流の実効値を乗算して得られる出力交流電力の実効値との電力偏差である第１の電力偏差によって補正し、
この補正により得られる新たな直流電力指令と、前記バス電圧およびバス電流を乗算して得られる直流電力との電力偏差である第２の電力偏差を電力制御し、
この電力制御により得られる電流指令と、前記出力電流に対する周波数指令である出力周波数指令に応じたサインテーブルを用いることにより前記出力電流を座標変換して得られる実電流とに基づいて、前記高周波電力変換器における複数のパワー素子のゲートのスイッチング動作をパルス幅制御し、スイッチング制御信号を出力する発振制御手段と、
を備えることを特徴とする交流電源装置。
【請求項２】
前記発振制御手段は、
前記直流電力指令と出力電圧の実効値と出力電流の実効値とバス電圧とバス電流とを入力し、出力電圧の実効値および出力電流の実効値を乗算し、得られる出力交流電力の実効値を前記直流電力指令から減算し、この減算により得られる第１の電力偏差信号を偏差補正信号として前記直流電力指令に加算し、前記バス電圧およびバス電流を乗算し、得られる実際の直流電力を前記加算により得られる新たな直流電力指令から減算し、この減算により得られる電力偏差である第２の電力偏差に比例積分制御し、この比例積分制御により得られる有効分直流電流指令を出力する直流電力制御手段と、
前記２相の出力電流と出力周波数指令とを入力し、出力周波数指令に応じて定めたサイン値に基づいて、有効分帰還直流電流と無効分帰還直流電流とに前記２相の出力電流を座標変換する座標変換手段と、
ゼロとする無効分直流電流指令と前記無効分帰還直流電流と有効分直流電流指令と有効分帰還直流電流とを入力し、無効分直流電流指令から無効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる無効分電流偏差を比例積分制御し、前記有効分直流電流指令から有効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる有効分電流偏差を比例積分制御し、前記比例積分制御により得られる無効分直流電圧指令と有効分直流電圧指令とを前記サイン値に基づいて座標変換し、この座標変換により得られる２相の交流電圧指令を出力する電源電流制御手段と、
前記２相の交流電圧指令と前記２相の交流電圧指令を変調する搬送波信号とを入力し、前記搬送波信号を２相の交流電圧指令でパルス幅変調し、このパルス幅変調により得られるスイッチングパルス制御信号を前記高周波電力変換器に出力するパルス幅制御手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の交流電源装置。
【請求項３】
前記発振制御手段は、
前記直流電力指令と出力電圧の実効値と出力電流の実効値とバス電圧とバス電流とを入力し、出力電圧の実効値および出力電流の実効値を乗算し、得られる出力交流電力の実効値を前記直流電力指令から減算し、この減算により得られる第１の電力偏差信号を偏差補正信号として前記直流電力指令に加算し、前記バス電圧およびバス電流を乗算し、得られる実際の直流電力を前記加算により得られる新たな直流電力指令から減算し、この減算により得られる電力偏差である第２の電力偏差に比例積分制御し、この比例積分制御により得られる有効分直流電流指令を出力する直流電力制御手段と、
前記３相の出力電流と出力周波数指令とを入力し、３相の出力電流から２相の出力電流に変換し、出力周波数指令に応じて定めたサイン値に基づいて、有効分帰還直流電流と無効分帰還直流電流とに前記２相の出力電流を座標変換する座標変換手段と、
ゼロとする無効分直流電流指令と前記無効分帰還直流電流と有効分直流電流指令と有効分帰還直流電流とを入力し、無効分直流電流指令から無効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる無効分電流偏差を比例積分制御し、前記有効分直流電流指令から有効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる有効分電流偏差を比例積分制御し、前記比例積分制御により得られる無効分直流電圧指令と有効分直流電圧指令とを前記サイン値に基づいて座標変換し、この座標変換により得られる２相の交流電圧指令に基づいて３相の交流電圧指令を出力する電源電流制御手段と、
前記３相の交流電圧指令と前記３相の交流電圧指令を変調する搬送波信号とを入力し、前記搬送波信号を３相の交流電圧指令でパルス幅変調し、このパルス幅変調により得られるスイッチングパルス制御信号を前記高周波電力変換器に出力するパルス幅制御手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の交流電源装置。
【請求項４】
前記発振制御手段は、さらに、
アークを判定する基準であるアーク基準と前記出力電圧又は出力電流とを入力し、出力電圧がアーク基準と異なるとき、又は出力電流がアーク基準を越えるとき、アークを検出し、遮断信号を出力するアーク検出手段と、
前記遮断信号によって高周波交流電力を遮断し、アークエネルギを制御する出力遮断切替手段と、
を備えることを特徴とする請求項１から３までの何れかに記載の交流電源装置。
【請求項５】
前記電力制御手段は、
前記直流電力による直流電圧に対する電圧指令である直流電圧指令と前記バス電圧とを入力し、直流電圧指令からバス電圧を減算し、この減算により得られる電圧偏差を比例積分制御し、この比例積分により得られる有効分直流電流指令を出力する直流電圧制御手段と、
前記商用交流電源の３相の交流電流と前記商用交流電源の回転角である電源の回転角とを入力し、３相の交流電流を２相の交流電流に変換し、前記電源の回転角に応じて定めたサイン値に基づいて前記２相の交流電流を座標変換し、この座標変換により得られる有効分帰還直流電流および無効分帰還直流電流を出力する相／座標変換手段と、
前記有効分直流電流指令と有効分帰還直流電流とを入力し、有効分直流電流指令から有効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる電流偏差を比例積分制御して有効分直流電圧指令を算出し、かつ、ゼロとする無効分直流電流指令と無効分帰還直流電流とを入力し、無効分直流電流指令から無効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる電流偏差を比例積分制御して無効分直流電圧指令を算出し、さらに、前記サイン値を入力し、前記有効分直流電圧指令と無効分直流電圧指令とを前記サイン値に基づいて座標変換し、この座標変換により得られる２相の交流電圧指令に基づいて３相の交流電圧指令を出力する電源電流制御手段と、
前記３相の交流電圧指令と３相の交流電圧指令を変調する搬送信号とを入力し、搬送信号を３相の交流電圧指令のレベルに応じてパルス幅変調し、前記ＡＣ−ＤＣ変換器における複数のパワー素子のゲートをオンオフ動作させる３相のパルス指令信号を出力するパルス幅制御手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の交流電源装置。
【請求項６】
前記パワー素子は、ＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１から５までの何れかの請求項に記載の交流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源装置に関するものであり、特に、スパッタなどのプロセスを用いて半導体や液晶基板を製造する製造装置分野において、プロセスの過程で発生するアークを抑制し、発生したアークエネルギを最小限に抑え、かつ商用交流電源に対する力率を高く保持するのに適した交流電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、負荷装置であるスパッタ装置では、スパッタ装置内でプラズマ放電を起こすことによりスパッタリングプロセスを実現している。このため、高電圧の直流（ＤＣ）電源 や交流（ＡＣ）電源を使用して、スパッタ装置内の電極に印加し、プラズマ放電を実現している。
【０００３】
しかしながら、この高電圧の電源をプラズマが浮遊している電極間に印加することにより、電極間で耐圧破壊が起こり短絡現象が発生し、過大電流が流れることがある。この短絡現象が所謂、アークと呼ばれる現象である。このアークが発生すると、製造物である基板に異物が飛散し、商品価値を損なうという問題に直面する。このため、アーク現象を捕らえて高速遮断することにより、製造物への影響を抑えることが不可欠になっていた。
【０００４】
このようなプロセスの過程で発生するアーク現象を捕らえて遮断する交流電源装置として、例えば特許文献１に記載のものがある。また、この特許文献１に記載の交流電源装置よりも技術的に格段に向上した交流電源装置、すなわち、アーク現象を捕らえて遮断するだけでなく、プロセスの過程で発生するアークを抑制し、発生したアークエネルギを最小限に抑える交流電源装置として、本出願の同一出願人によりなされた、本出願時には未公開である特願２００５−３０８８３４号に記載のものがある。以下、この交流電源装置について、図８、図９および図１０を用いて説明する。図８は、この交流電源装置を成膜用基板製造装置に適用した場合の制御ブロック図であり、図９および図１０は、それぞれ図８の電力制御手段および発振制御手段を示す制御ブロック図である。
【０００５】
この交流電源装置２３は、図８に示すように、電圧検出器３４が、高周波電力変換器３０により変換され負荷装置２４へ供給される交流電力に対する出力電圧帰還信号Ｅを検出する。また、図１０に示すように、発振制御手段３６のアーク検出手段４３に備えた比較器５０が、高周波電力変換器３０のスイッチング素子を動作させるためのパルス指令信号Ｊと、前記出力電圧帰還信号Ｅから生成された帰還パルス信号Ｈとを入力する。パルス指令信号Ｊのレベル値と帰還パルス信号Ｈのレベル値とを比較してその値が異なるときのみ、アーク検出信号Ｋをラッチおよび遮断信号発生器５１に出力する。さらに、アーク検出信号Ｋがラッチおよび遮断信号発生器５１に入力すると、遮断信号Ｌを出力遮断切替器５７に出力する。遮断信号Ｌによってスイッチング指令信号Ｉを遮断し、制御信号Ｒを遮断する。これにより、アーク検出信号Ｋを検出すると、スイッチング素子のゲートをオンオフ動作するための制御信号Ｒを遮断し、これにより負荷装置２４へ供給する電源を遮断することができる。
【０００６】
以下、交流電源装置２３の構成について詳細に説明する。交流電源装置２３は、図８に示すように、ＡＣ−ＤＣ整流器２５、平滑用コンデンサ２６、ＤＣ―ＤＣ電力変換器２７、平滑用コンデンサ２８、電流検出器２９、電圧検出器３、高周波電力変換器３０、高周波トランス３１、リアクタ３３、電圧検出器３４、直流制御用電源３７、電力制御手段３５および発振制御手段３６を備える。交流電源装置２３は、入力する商用交流電力を一旦直流電力に変換し、さらに直流電力から交流電力に変換し、その交流電力を負荷装置２４へ供給する。
【０００７】
ＡＣ−ＤＣ整流器２５は、整流素子例えば、ダイオードを用いた３相全波整流回路であり、３相交流電力を入力し、３相交流電力を整流し、直流電力を平滑用コンデンサ２６に出力する。ＡＣ−ＤＣ整流器２５は、出力正極端子が平滑用コンデンサ２６の一端に接続され、出力負極端子が平滑用コンデンサ２６の他端に接続される。平滑用コンデンサ２６は、ＡＣ−ＤＣ整流器２５から直流電力を入力し、直流電圧を平滑にし、得られる第１の直流電力をＤＣ／ＤＣ変換器２７に出力する。平滑用コンデンサ２６は、一端がＤＣ−ＤＣ電力変換器２７の入力正極端子に接続され、他端がＤＣ−ＤＣ電力変換器２７の入力負極端子に接続される。
【０００８】
ＤＣ／ＤＣ電力変換器２７は、パワー素子である半導体スイッチング素子例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）（以下、第１のスイッチング素子という。）と直流リアクタとを備えるスイッチング回路であり、第１のスイッチング素子のゲートに入力される制御信号（以下、ゲート制御信号という。）Ａにより、コレクターエミッタ間の導通／遮断を制御する。第１のスイッチング素子のコレクタおよびエミッタは、平滑用コンデンサ２６および平滑用コンデンサ２８の負極端子にそれぞれ接続される。直流リアクタは、その一端が平滑用コンデンサ２６の正極端子に接続され、他端が平滑用コンデンサ２８の正極端子に接続される。すなわち、ＤＣ／ＤＣ変換器２７は、第１の直流電力を入力し、内在する第１のスイッチング素子のゲートをゲート制御信号Ａによりオン／オフ動作させ、第２の直流電力を平滑用コンデンサ２８に出力する。ＡＣ−ＤＣ整流器２５とＤＣ／ＤＣ電力変換器２７との機能を纏めてＡＣ−ＤＣ電力変換器９５とする。
【０００９】
平滑用コンデンサ２８は、第２の直流電力を入力し、第２の直流電圧を平滑にし、高周波電力変換器３０に出力する。平滑用コンデンサ２８は、その一端が高周波電力変換器３０の入力正極端子に接続され、他端が高周波電力変換器３０の入力負極端子に接続される。電流検出器２９は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して、被測定電流を非接触で検出するセンサであり、ＤＣ―ＤＣ電力変換器２７の出力側の実際直流電流値〔Ｃ〕（以下、〔〕は信号レベルをいう。例えば、信号Ｃの信号レベル〔Ｃ〕を示す）（直流電流帰還信号のレベルに相当する。）や過電流を検出する。電圧検出器３は、平滑用コンデンサ２８と高周波電力変換器３０との間の出力電圧を検出する。
【００１０】
高周波電力変換器３０は、インバータ回路であり、相対向する２対の半導体スイッチング素子例えば、ＩＧＢＴ（Ｑ１およびＱ４スイッチ）およびＩＧＢＴ（Ｑ２およびＱ３スイッチ）の対（以下、第２のスイッチング素子という。）が、第２のスイッチング素子のゲートに入力される制御信号（以下、スイッチング制御信号という。）Ｄにより、コレクターエミッタ間の導通／遮断を制御する。すなわち、高周波電力変換器３０は、第２のスイッチング素子が、交互にオン／オフ動作を繰り返し、平滑用コンデンサ２８により平滑された波形の電圧を有する第２の直流電力を矩形波交流波形の電圧を有する第１の交流電力に変換する回路である。すなわち、高周波電力変換器３０は、第２の直流電力を入力し、内在する第２のスイッチング素子のゲートをスイッチング制御信号Ｄによりオン／オフ動作させ、第２の直流電力を第１の交流電力に変換し、前記交流電力を高周波トランス３１に出力する。
【００１１】
高周波トランス３１は、１次巻線３１ｐに第１の交流電力を入力し、第１の交流電力と電気的に絶縁させた第２の交流電力に変換し、負荷装置２４へ供給する。このように、高周波トランス３１は、入力の商用交流電源２２と高周波交流電力とを絶縁する。以上の説明において、高周波トランス３１は、高周波電力変換器３０と負荷装置２４との間に配置したが、商用交流電源装置２２とＡＣ−ＤＣ電力変換器２５との間に配置しても商用交流電源２２と高周波交流電力とを絶縁することができる。
【００１２】
リアクタ３３は、高周波トランス３１の２次側における出力電流の電流変化率を抑制するためのインダクタンス機器である。電圧検出器３４は、高周波トランス３１と負荷装置２４との間の出力電圧を検出する検出器である。直流制御用電源３７は、電力制御手段３５および発振制御手段３６における直流回路に直流定電圧を供給するための制御用定電圧電源である。本構成において、直流制御用電源３７は、商用交流電源２２から２相商用電源を入力し、直流定電圧を出力するようにしたが、商用交流電源２２とは別系統の電源を用いることにより、全く独立した直流制御用電源として直流定電圧を出力することができる。
【００１３】
電力制御手段３５は、図９に示すように、基本電力指令値設定器３８、帰還電力演算器３９、減算器４０、ＰＩＤ制御器４１およびＧＡＴＥ制御器４２を備える。基本電力指令値設定器３８は、負荷装置２４に見合う例えば、装置の大きさ、生産効率などのパラメータにより定められる直流入力電力の基本電力指令値〔Ｓ〕を設定する設定器である。帰還電力演算器３９は、平滑用コンデンサ２８とＤＣ−ＡＣ電力変換器３０との間に、かつ正極と負極との間に接続した電圧検出器３による実際直流電圧値〔Ｂ〕（直流電圧帰還信号のレベルに相当する。）および実際直流電流値〔Ｃ〕を入力し、実際直流電圧値〔Ｂ〕と実際直流電流値〔Ｃ〕とを乗算し、演算の結果により、得られる帰還電力値を減算器４０に出力する。
【００１４】
減算器４０は、基本電力指令値設定器３８による基本電力指令値〔Ｓ〕と帰還電力値とを入力し、基本電力指令値〔Ｓ〕から帰還電力値を減算し、演算の結果により、得られる電力偏差値をＰＩＤ制御器４１に出力する。ＰＩＤ制御器４１は、電力偏差値を入力し、電力偏差値をＰＩＤ制御して、得られる操作量をＧＡＴＥ制御器４２に出力する。ＧＡＴＥ制御器４２は、電力偏差値に応じてＰＩＤ制御するＰＩＤ制御器４１による操作量に基づいて、ゲート制御信号ＡをＤＣ−ＤＣ電力変換器２７における第１のスイッチング素子のゲートに出力する。すなわち、電力制御手段３５は、負荷装置２４に見合う基本電力指令値〔Ｓ〕から帰還電力値を減算し、演算の結果により、得られる電力偏差値に基づいて、ゲート制御信号ＡをＤＣ―ＤＣ電力変換器２７に出力し、そのゲート制御信号Ａによって、第２の直流電力を制御させる。
【００１５】
発振制御手段３６は、図１０に示すように、アーク検出手段４３およびパルス指令演算手段４４を備える。アーク検出手段４３は、パルストランス４５、差動増幅器４６、絶対値変換器４７、基準電圧設定器４８、電圧判定器４９、比較器５０、ラッチおよび遮断信号発生器５１、および再起動信号演算器５２を備える。
【００１６】
パルストランス４５は、ディジタル信号用広帯域トランスであり、電圧検出器３４による出力電圧帰還信号Ｅを入力し、電気的に絶縁される出力電圧帰還信号Ｅを差動増幅器４６に出力する。パルストランス４５は、電圧検出器３４と差動増幅器４６との間に配置され、パルストランス４５の２次側巻線４５ｓと１次側巻線４５ｐの巻線比を例えば１：１とする。これにより、パルストランス４５の1次側巻線４５ｐの信号と２次側巻線４５ｓの信号とを絶縁することができ、パルストランス４５を有しない発振制御手段に比べて、信号の入出力の絶縁性が優れている。さらに、パルストランス４５の代わりにフォトカプラを使用する場合に比べて、信号の伝達遅れをさらに低減させることができる。
【００１７】
差動増幅器４６は、電圧検出器３４による出力電圧帰還信号Ｅをパルストランスを介して入力し、出力電圧帰還信号Ｅを増幅し、得られる帰還電圧信号ＦＡを絶対値変換器４７に出力する。絶対値変換器４７は、帰還電圧信号ＦＡを入力し、帰還電圧信号ＦＡの絶対値を演算し、演算の結果により、得られる片極性の帰還電圧信号Ｇを電圧判定器４９に出力する。基準電圧設定器４８は、電気的なノイズによる処理回路の誤動作を防止するために、一定の基準電圧値〔ＮＡ〕を設定する設定器である。
【００１８】
電圧判定器４９は、基準電圧値〔ＮＡ〕と片極性の帰還電圧信号レベル〔Ｇ〕とを入力し、基準電圧値〔ＮＡ〕と帰還電圧信号レベル〔Ｇ〕とを比較し、帰還電圧信号レベル〔Ｇ〕が、基準電圧値〔ＮＡ〕に等しいとき、又はより大きいときに帰還パルス信号Ｈを、小さいときにゼロをそれぞれ比較器５０に出力する。比較器５０は、パルス指令演算手段４４による片極性のパルス指令信号Ｊと、出力電圧帰還信号Ｅから編集された片極性の帰還パルス信号Ｈとを入力し、パルス指令信号Ｊとパルス帰還パルス信号Ｈとを比較し、パルス指令信号Ｊの電圧値に対し帰還パルス信号Ｈの電圧値が異なるときのみ、アーク検出信号Ｋをラッチおよび遮断信号発生器５１に出力する。この場合、比較器５０は、パルス指令信号Ｊと帰還パルス信号Ｈとの間の電圧差が所定の範囲内にない場合に、電圧が異なるものと判定し、アーク検出信号Ｋを出力する。
【００１９】
ラッチおよび遮断信号発生器５１は、アーク検出信号Ｋを入力し、アーク検出信号Ｋを記憶することによって、遮断信号Ｌを出力遮断切換器５７と再起動信号演算器５２に出力する。これにより、高周波電力変換器３０は、スイッチング指令信号Ｉを遮断し、それによって第２のスイッチング素子を遮断することにより、高周波電力変換器３０の出力電力を高速遮断することができる。再起動信号演算器５２は、遮断信号Ｌを入力し、一定時間後に再起動信号Ｍをラッチおよび遮断信号発生器５１に出力する。これにより、ラッチおよび遮断信号発生器５１により出力される遮断信号Ｌが、次のアーク検出信号Ｋを検出するために、一定時間後にリセットされる。
【００２０】
パルス指令演算手段４４は、図１０に示すように、スイッチング周波数設定器５３、デッドバンド設定器５４、スイッチング信号生成器５５、絶対値変換器５６、出力遮断切替器５７、Ｐ側素子ドライブ回路５８およびＮ側素子ドライブ回路５９を備える。ここで、絶対値変換器５６、出力遮断切替器５７、Ｐ側素子ドライブ回路５８およびＮ側素子ドライブ回路５９を纏めて出力遮断切替／ドライブ部６１とする。スイッチング周波数設定器５３は、第２のスイッチング素子のゲートをオン／オフ動作させるためのスイッチング指令信号Ｉのスイッチング周波数指令値〔Ｐ〕を設定する設定器である。デッドバンド設定器５４は、スイッチング指令信号ＩのＰ側とＮ側のパルス信号の切換えのときに、第２のスイッチング素子が確実にオフするためのデッドバンド期間〔Ｑ〕を設定する設定器である。
【００２１】
スイッチング信号生成器５５は、スイッチング周波数指令値〔Ｐ〕とデッドバンド期間〔Ｑ〕とを入力し、スイッチング周波数指令値〔Ｐ〕とデッドバンド期間〔Ｑ〕とからスイッチング指令信号Ｉを生成し、スイッチング指令信号Ｉを絶対値変換器５６および出力遮断切替器５７に出力する。絶対値変換器５６は、スイッチング指令信号Ｉを入力し、スイッチング指令信号Ｉの絶対値を演算し、演算の結果により、得られる片極性のパルス指令信号Ｊをアーク検出手段４３の比較器５０に出力する。
【００２２】
出力遮断切替器５７は、スイッチング指令信号Ｉを入力し、ラッチおよび遮断信号発生器５１による遮断信号Ｌによって、スイッチング指令信号Ｉを遮断し、Ｐ側素子のドライブ回路５８およびＮ側素子のドライブ回路５９へ出力する制御信号Ｒを遮断する。Ｐ側素子ドライブ回路５８は、制御信号Ｒを入力し、制御信号ＲによってＰ側の第２のスイッチング素子を駆動させるためのスイッチング制御信号Ｄ（Ｐ）を高周波電力変換器３０に出力する。Ｎ側素子ドライブ回路５９は、制御信号Ｒを入力し、制御信号ＲによってＮ側の第２のスイッチング素子を駆動させるためのスイッチング制御信号Ｄ（Ｎ）を高周波電力変換器３０に出力する。
【００２３】
このようにして、交流電源装置２３は、商用交流電源２２からの商用交流電力を用いて、矩形波状の交流波形を有する高周波交流電力を生成し、負荷装置２４へ供給する。そして、アークを検出した場合には、電源を高速遮断して高周波交流電力の供給を停止することにより、アークの発生を抑制することができる。
【００２４】
また、交流電源装置２３における他のアーク検出手段として、例えば、本出願の同一出願人によりなされた、本出願時に未公開である特願２００５−３３５８１４号公報に記載のものがある。図１１を参照して、この他のアーク検出手段と図１０に示した発振制御手段３６のアーク検出手段４３とを比較すると、両手段とも、パルストランス４５、差動増幅器４６，絶対値変換器４７、比較器５０、ラッチおよび遮断信号発生器５１および再起動信号演算器５２を備えている点で同一であるが、他のアーク検出手段は、基準電圧設定器４８および電圧判定器４９を備えておらず、アーク基準設定器８５を備えている点で相違する。すなわち、図１０に示したアーク検出手段４３における基準電圧設定器４８および電圧判定器４９と、パルス指令演算手段４４における絶対値変換器５６とを削除し、図８に示した電圧検出器３４による出力電圧帰還信号Ｅの代わりに電流検出器（図示せず）による出力電流帰還信号Ｆを置換し、かつ比較器５０に入力する絶対値信号Ｊの代わりにアーク基準設定器８５によるアーク基準信号ＮＢを置換したものである。これにより、交流電源装置２３は、出力電流値〔Ｆ〕とアークを判定する基準であるアーク基準値〔ＮＢ〕とを比較し、出力電流値〔Ｆ〕がアーク基準値〔ＮＢ〕に等しいとき、又はより大きいとき、アークを検出することができる。つまり、交流電源装置２３は、前述した出力電圧帰還信号Ｅによるアークを検出する場合に限定されず、出力電流帰還信号Ｆによるアークを検出する場合にも適用できる。
【００２５】
【特許文献１】特開平７−２３３４７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
上述したように、交流電源装置では、負荷装置へ供給する交流電力は矩形波状の交流電力である。このため、負荷装置内の電極間に印加される交流電力に基づく印加電流又は電圧が急峻に変化することから、エネルギがプラズマの生成に過剰なストレスを与える、又はプラズマの活性化を淀ませる。これにより、アークが発生し易くなり、アークエネルギを抑制することができないという問題が生じる虞がある。 
【００２７】
また、従来、ＡＣ−ＤＣ整流器であるブリッジダイオード整流器において、商用交流電源からの電源電圧がブリッジ整流ダイオードによって全波整流された後、平滑コンデンサで平滑される。これによって、平滑コンデンサの出力電圧は、脈流が小さくなる。しかし、平滑コンデンサの出力電流は、高調波を含む脈流が大きい。したがって、前述の交流電源装置に用いるブリッジダイオード整流器では、商用交流電源の力率が低下するという問題が生じる虞がある。
【００２８】
そこで、本発明は、特にスパッタなどのプロセスを用いて半導体や液晶基板を製造する製造装置分野において、プロセスの過程におけるアークの発生を抑制し、発生したアークエネルギを最小限に抑えるため、正弦波状の交流波形を生成する交流電源装置を提供することを目的とする。さらに、商用交流電源の入力力率を改善する交流電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
上記目的を達成するために、本発明は、商用交流電力から変換した高周波交流電力を負荷装置へ供給する電源であって、アークを抑制する交流電源装置において、前記商用交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣ電力変換器と、前記直流電力を高周波交流電力に変換する高周波電力変換器と、前記ＡＣ−ＤＣ電力変換器における高周波電力変換器への直流電圧であるバス電圧および直流電流であるバス電流を検出する第１の電圧および電流検出手段と、前記高周波交流電力における負荷装置への２相又は３相の出力電圧および出力電流を検出する第２の電圧および電流検出手段と、前記直流電力を負荷装置の特性に応じて一定の直流電力に制御する電力制御手段と、前記高周波電力変換器が正弦波状の高周波波交流電力を負荷装置へ供給するように、前記直流電力に対する所定の直流電力指令を、直流電力指令と、前記出力電圧の実効値および出力電流の実効値を乗算して得られる出力交流電力の実効値との電力偏差である第１の電力偏差によって補正し、この補正により得られる新たな直流電力指令と、前記バス電圧およびバス電流を乗算して得られる直流電力との電力偏差である第２の電力偏差を電力制御し、この電力制御により得られる電流指令と、前記出力電流に対する周波数指令である出力周波数指令に応じたサインテーブルを用いることにより前記出力電流を座標変換して得られる実電流とに基づいて、前記高周波電力変換器における複数のパワー素子のゲートのスイッチング動作をパルス幅制御し、スイッチング制御信号を出力する発振制御手段と、を備えることを特徴とする。
【００３０】
さらに、好適には、前記発振制御手段は、前記直流電力指令と出力電圧の実効値と出力電流の実効値とバス電圧とバス電流とを入力し、出力電圧の実効値および出力電流の実効値を乗算し、得られる出力交流電力の実効値を前記直流電力指令から減算し、この減算により得られる第１の電力偏差信号を偏差補正信号として前記直流電力指令に加算し、前記バス電圧およびバス電流を乗算し、得られる実際の直流電力を前記加算により得られる新たな直流電力指令から減算し、この減算により得られる電力偏差である第２の電力偏差に比例積分制御し、この比例積分制御により得られる有効分直流電流指令を出力する直流電力制御手段と、前記２相の出力電流と出力周波数指令とを入力し、出力周波数指令に応じて定めたサイン値に基づいて、有効分帰還直流電流と無効分帰還直流電流とに前記２相の出力電流を座標変換する座標変換手段と、ゼロとする無効分直流電流指令と前記無効分帰還直流電流と有効分直流電流指令と有効分帰還直流電流とを入力し、無効分直流電流指令から無効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる無効分電流偏差を比例積分制御し、前記有効分直流電流指令から有効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる有効分電流偏差を比例積分制御し、前記比例積分制御により得られる無効分直流電圧指令と有効分直流電圧指令とを前記サイン値に基づいて座標変換し、この座標変換により得られる２相の交流電圧指令を出力する電源電流制御手段と、前記２相の交流電圧指令と前記２相の交流電圧指令を変調する搬送波信号とを入力し、前記搬送波信号を２相の交流電圧指令でパルス幅変調し、このパルス幅変調により得られるスイッチングパルス制御信号を前記高周波電力変換器に出力するパルス幅制御手段と、を備えることを特徴とする。
【００３１】
又は、前記発振制御手段は、前記直流電力指令と出力電圧の実効値と出力電流の実効値とバス電圧とバス電流とを入力し、出力電圧の実効値および出力電流の実効値を乗算し、得られる出力交流電力の実効値を前記直流電力指令から減算し、この減算により得られる第１の電力偏差信号を偏差補正信号として前記直流電力指令に加算し、前記バス電圧およびバス電流を乗算し、得られる実際の直流電力を前記加算により得られる新たな直流電力指令から減算し、この減算により得られる電力偏差である第２の電力偏差に比例積分制御し、この比例積分制御により得られる有効分直流電流指令を出力する直流電力制御手段と、前記３相の出力電流と出力周波数指令とを入力し、３相の出力電流から２相の出力電流に変換し、出力周波数指令に応じて定めたサイン値に基づいて、有効分帰還直流電流と無効分帰還直流電流とに前記２相の出力電流を座標変換する座標変換手段と、ゼロとする無効分直流電流指令と前記無効分帰還直流電流と有効分直流電流指令と有効分帰還直流電流とを入力し、無効分直流電流指令から無効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる無効分電流偏差を比例積分制御し、前記有効分直流電流指令から有効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる有効分電流偏差を比例積分制御し、前記比例積分制御により得られる無効分直流電圧指令と有効分直流電圧指令とを前記サイン値に基づいて座標変換し、この座標変換により得られる２相の交流電圧指令に基づいて３相の交流電圧指令を出力する電源電流制御手段と、前記３相の交流電圧指令と前記３相の交流電圧指令を変調する搬送波信号とを入力し、前記搬送波信号を３相の交流電圧指令でパルス幅変調し、このパルス幅変調により得られるスイッチングパルス制御信号を前記高周波電力変換器に出力するパルス幅制御手段と、を備えることを特徴とする。
【００３２】
さらに、好適には、前記発振制御手段は、さらに、アークを判定する基準であるアーク基準と前記出力電圧又は出力電流とを入力し、出力電圧がアーク基準と異なるとき、又は出力電流がアーク基準を越えるとき、アークを検出し、遮断信号を出力するアーク検出手段と、前記遮断信号によって高周波交流電力を遮断し、アークエネルギを制御する出力遮断切替手段と、を備えることを特徴とする。
【００３３】
さらに、好適には、前記電力制御手段は、前記直流電力による直流電圧に対する電圧指令である直流電圧指令と前記バス電圧とを入力し、直流電圧指令からバス電圧を減算し、この減算により得られる電圧偏差を比例積分制御し、この比例積分により得られる有効分直流電流指令を出力する直流電圧制御手段と、前記商用交流電源の３相の交流電流と前記商用交流電源の回転角である電源の回転角とを入力し、３相の交流電流を２相の交流電流に変換し、前記電源の回転角に応じて定めたサイン値に基づいて前記２相の交流電流を座標変換し、この座標変換により得られる有効分帰還直流電流および無効分帰還直流電流を出力する相／座標変換手段と、前記有効分直流電流指令と有効分帰還直流電流とを入力し、有効分直流電流指令から有効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる電流偏差を比例積分制御して有効分直流電圧指令を算出し、かつ、ゼロとする無効分直流電流指令と無効分帰還直流電流とを入力し、無効分直流電流指令から無効分帰還直流電流を減算し、この減算により得られる電流偏差を比例積分制御して無効分直流電圧指令を算出し、さらに、前記サイン値を入力し、前記有効分直流電圧指令と無効分直流電圧指令とを前記サイン値に基づいて座標変換し、この座標変換により得られる２相の交流電圧指令に基づいて３相の交流電圧指令を出力する電源電流制御手段と、前記３相の交流電圧指令と３相の交流電圧指令を変調する搬送信号とを入力し、搬送信号を３相の交流電圧指令のレベルに応じてパルス幅変調し、前記ＡＣ−ＤＣ変換器における複数のパワー素子のゲートをオンオフ動作させる３相のパルス指令信号を出力するパルス幅制御手段と、を備えることを特徴とする。
【００３４】
さらに、好適には、前記パワー素子は、ＩＧＢＴであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３５】
以上説明したように、本発明によれば、交流電源装置は、パルス幅制御による正弦波状の滑らかな高周波交流電力を生成し、負荷装置へ供給するようにした。これにより、負荷装置内におけるプロセスのためのプラズマ放電を安定させ、アークの発生を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
〔構成／２相の交流電源装置〕
図１は、本発明に係る交流電源装置を成膜用基板製造装置に適用した場合の制御ブロック図である。成膜用基板製造装置１Ａは、商用交流電源２２、交流電源装置２Ａおよび負荷装置２４例えば、スパッタ装置を備える。図２は、本発明に係る交流電源装置における発振制御手段を示す制御ブロック図である。以下の説明を簡単にするため、交流電源装置２Ａは、２相の交流電力を出力する電源装置とする。
【００３７】
交流電源装置２Ａは、図１に示すように、ＡＣ−ＤＣ整流器２５、平滑用コンデンサ２６、ＤＣ−ＤＣ電力変換器２７、平滑用コンデンサ２８、電圧検出器３、電流検出器２９、高周波電力変換器３０、高周波トランス３１、電流検出器４、リアクタ３３、電圧検出器３４、直流制御用電源３７、電力制御手段３５および発振制御手段５を備える。図１は、図８と同一の機能について同一の符号を付して表す。交流電源装置２Ａは、概略的に言えば、入力する商用交流電力を一旦直流電力に変換し、さらに直流電力から正弦波状の交流電力に変換し、この正弦波状の交流電力を負荷装置２４へ供給する。
【００３８】
交流電源装置２Ａは、基本的に、図１および図８に示すように、交流電源装置２３が発振制御手段３６を備えているのに対し、発信制御手段５を備えている点が異なる。したがって、ＡＣ−ＤＣ整流器２５、平滑用コンデンサ２６、ＤＣ−ＤＣ電力変換器２７、平滑用コンデンサ２８、電圧検出器３、電流検出器２９、高周波電力変換器３０、高周波トランス３１、リアクタ３３、電圧検出器３４、直流制御用電源３７および電力制御手段３５は、前述したので説明を省略する。
【００３９】
以下、電流検出器４および発振制御手段５について説明する。電流検出器４は、高周波電力変換器３０と負荷装置２４との間の配線に直列接続し、高周波電力変換器３０の第２のスイッチング素子のゲートを制御するため、かつ負荷装置２４の負荷に見合った正弦波状の交流電力を形成するための出力電流である交流電流帰還信号Ｆを検出する。
【００４０】
発振制御手段５は、図２に示すように、スイッチング信号生成部８６、アーク検出手段４３および出力遮断切替／ドライブ部６１を備える。図２は、図１０と同一の機能について同一の符号を付して表示する。発振制御手段５は、図２および図１０に示すように、前述した発振制御手段３６におけるスイッチング信号生成部６０の代わりに、スイッチング信号生成部８６を置換したものである。尚、出力遮断切替／ドライブ部６１は、前述したように、遮断信号Ｌによってスイッチング指令信号Ｉをオフ動作する、つまり負荷装置２４に供給する高周波交流電力を遮断するための出力遮断切替器５７と、スイッチング指令信号Ｉに基づいて高周波電力変換器３０に内在する第２のスイッチング素子のゲートをオンオフ動作するためのスイッチング制御信号Ｄを出力するＰ側素子ドライブ回路５８およびＮ側素子ドライブ回路５９と、スイッチング指令信号Ｉを絶対値変換する絶対値変換器５６とを備える。アーク検出手段４３および出力遮断切替／ドライブ部６１については、前述したので説明を省略する。
【００４１】
スイッチング信号生成部８６は、直流電力制御手段６、座標変換手段７、電源電流制御手段８およびＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御器９を備える。
【００４２】
ところで、図３は、電流ベクトルに対するα−β静止座標軸とｄ−ｑ回転座標軸との関係を示す図である。図３において、ｄ−ｑ回転座標軸は、α−β静止座標軸をβ軸を基線とし電流の回転角（電流の位相に相当する。）θだけ反時計回りに回転させた座標軸とする。ここで、β軸およびｑ軸は有効分電流とし、α軸およびｄ軸は無効分電流とする。何故ならば、負荷装置２４は、交流電源装置２Ａから見たとき、インダクタンスと抵抗との組合せとみなすことができる。さらに、インダクタンスに流れる電流は無効分とし働き、また抵抗に流れる電流は有効分として働くからである。また、α−β静止軸上の電流ベクトルＩのα成分、β成分をそれぞれＩα、Ｉβとし、回転軸上のｄ成分、ｑ成分をそれぞれＩｄ、Ｉｑとする。また、回転角θは、後述する出力周波数指令の回転角Φ又は電源の回転角δに適用する。
【００４３】
図２に戻って、先ず、直流電力制御手段６、座標変換手段７、電源電流制御手段８およびＰＷＭ制御器９の構成について、概略的に説明する。直流電力制御手段６は、図１および図２に示すように、交流電源装置２Ａが負荷装置２４へ供給する所定の交流電力に対応する直流電力の指令値である所定の直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃと、電圧検出器３４による出力電圧である交流電圧帰還信号Ｅの実効値と、電流検出器４による出力電流である交流電流帰還信号Ｆの実効値と、ＡＣ−ＤＣ電力変換器９５における高周波電力変換器３０への直流電圧であるバス電圧Ｂと、直流電流であるバス電流Ｃとを入力し、有効分直流電流指令信号Ｉ＊qを電源電流制御手段８に出力する。
【００４４】
座標変換手段７は、出力電流である交流電流帰還信号Ｆと、出力電流に対する周波数指令である出力周波数指令ｆ＊とを入力し、無効分帰還直流電流である無効分直流電流帰還信号Ｉｄと、有効分帰還直流電流である有効分直流電流帰還信号Ｉｑと、周波数指令ｆ＊に応じて定めた後述するサイン値ＳＩＮΦおよびコサイン値ＣＯＳΦとを電源電流制御手段８に出力する。
【００４５】
電源電流制御手段８は、無効分電流指令である無効分直流電流指令信号Ｉ＊ｄ（本発明に係る交流電源装置２ＡではＩ＊ｄ＝ゼロとする。）と、無効分直流電流帰還信号Ｉｄと、有効分直流電流指令信号Ｉ＊ｑと、有効分直流電流帰還信号Ｉｑとを入力し、すでに静止軸／回転軸座標変換器１４において回転軸上で演算した信号に対し、さらにサインテーブル１３に基づき回転軸／静止軸に変換した後、２相の無効分交流電圧指令信号Ｖ＊αおよび有効分交流電圧指令信号Ｖ＊βをＰＷＭ制御器９に出力する。
【００４６】
ＰＷＭ制御器９は、２相の無効分交流電圧指令信号Ｖ＊αおよび有効分交流電圧指令信号Ｖ＊βを入力し、Ｐ相（正極）パルス指令信号およびＮ相（負極）パルス指令信号であるスイッチング指令信号Ｉを出力遮断切替／ドライブ部６１に出力する。出力遮断切替／ドライブ部６１は、スイッチング指令信号Ｉを入力し、Ｐ相のスイッチング制御信号Ｄ（Ｐ）とＮ相のスイッチング制御信号Ｄ（Ｎ）とから構成されるスイッチング制御信号Ｄを高周波電力変換器３０に出力する。
【００４７】
次に、直流電力制御手段６、座標変換手段７および電源電流制御手段８の構成について詳細に説明する。
【００４８】
直流電力制御手段６は、図２に示すように、直流電力指令設定器（図示せず）、電力演算器１１、減算器８７、加算器８８、帰還電力演算器３９、減算器１０およびＰＩ制御器１２を備える。直流電力指令設定器（図示せず）は、交流電源装置２Ａが負荷装置２４に供給する所定の交流電力に対応する直流電力の指令値である所定の直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃを設定する設定器であり、直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃを減算器８７に出力する。
【００４９】
電力演算器１１は、電圧実効値演算器（図示せず）、電流実効値演算器（図示せず）、実電力演算器（図示せず）および絶対値演算器（図示せず）を備える。電圧実効値演算器（図示せず）は、交流電圧帰還信号Ｅの実効値を演算する演算器であり、交流電圧帰還信号Ｅを入力し、交流電圧帰還信号Ｅに基づいて電圧実効値を演算し、電圧実効値を実電力演算器（図示せず）に出力する。電流実効値演算器（図示せず）は、交流電流帰還信号Ｆの実効値を演算する演算器であり、交流電流帰還信号Ｆを入力し、交流電流帰還信号Ｆに基づいて電流実効値を演算し、電流実効値を実電力演算器（図示せず）に出力する。実電力演算器（図示せず）は、電圧実効値と電流実効値とを入力し、電圧実効値と電流実効値とを乗算し、演算の結果により、得られる電力信号の実効値を絶対値演算器（図示せず）に出力する。絶対値演算器（図示せず）は、電力信号の実効値を入力し、電力信号の実効値の絶対値を演算し、演算の結果により、得られる電力信号の実効値の絶対値である実効電力信号Ｐ２を減算器８７に出力する。
【００５０】
減算器８７は、直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃと実効電力信号Ｐ２とを入力し、直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃから実効電力信号Ｐ２を減算し、演算の結果により、得られる第１の直流電力偏差を加算器８８に出力する。加算器８８は、直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃと第１の直流電力偏差とを入力し、直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃに第１の直流電力偏差を加算し、演算の結果により、得られる新たな直流電力指令信号Ｐ１＊ｄｃを減算器１０に出力する。帰還電力演算器３９は、前述したように、バス電圧信号Ｂとバス電流信号Ｃとを入力し、バス電圧信号Ｂとバス電流信号Ｃとを乗算し、演算の結果により、得られる実際の直流電力信号を減算器１０に出力する。
【００５１】
減算器１０は、新たな直流電力指令Ｐ１＊ｄｃと実際の直流電力信号とを入力し、新たな直流電力指令Ｐ１＊ｄｃから実際の直流電力信号を減算し、得られる第２の直流電力偏差をＰＩ制御器１２に出力する。ＰＩ制御器１２は、第２の直流電力偏差を入力し、第２の直流電力偏差にＰＩ制御して操作量として有効分直流電流指令信号Ｉ＊ｑを減算器１７に出力する。
【００５２】
座標変換手段７は、図２に示すように、出力周波数指令設定器（図示せず）、サインテーブル１３および静止軸／回転軸座標変換器１４を備える。出力周波数指令設定器（図示せず）は、出力電流である交流電流帰還信号Ｆの周波数を変化させる設定器であり、出力周波数指令信号f＊を設定する設定器である。ここで、出力周波数指令信号ｆ＊は、予め、成膜用基板製造装置１Ａにおけるプロセスの反応形態に基づいて定めるものとする。出力周波数指令設定器（図示せず）は、出力周波数指令信号ｆ＊を後述するサインテーブル１３に出力する。サインテーブル１３は、交流電流帰還信号Ｆに係る出力周波数指令ｆ＊からサイン波形信号を生成し、サイン波の波高値に対応した周波数―サイン値変換器である。つまり、サインテーブル１３は、出力周波数指令ｆ＊の回転角Φ（３６０×ｆ＊×ｔ（度）に相当する。）に基づくサイン値ＳＩＮΦおよびサイン値ＳＩＮΦから演算されるコサイン値ＣＯＳΦに対応した値を静止軸／回転軸変換器１４および回転軸／静止軸変換器１９に出力する。ここで、ｔは、交流電流帰還信号Ｆが負から正に変化するときのゼロクロス点からの経過時間とする。サイン値ＳＩＮΦおよびコサイン値ＣＯＳΦは、例えば、出力周波数指令の回転角Φが９０度、ゼロ度においてそれぞれ最大値“１”となる。さらに、サインテーブル１３は、サイン波形の１サイクル分に対し、出力周波数指令の回転角Φが０度、４５度、９０度、１３５度、１８０度、２２５度、２７０度、３１５度、３６０度であるとき、０、１／√（２）、１、１／√（２）、０、−１／√（２）、−１、−１／√（２）、０を静止軸／回転軸座標変換器１４および回転軸／静止軸変換器１９にそれぞれ出力する。
【００５３】
静止軸／回転軸座標変換器１４は、交流電流帰還信号Ｆとサインテーブル１３によるサイン値ＳＩＮΦおよびコサイン値ＣＯＳΦとを入力し、一般的に知られた式（１）および式（２）により、静止軸／回転軸座標変換器１４によるα−β静止軸系からｄ−ｑ回転軸系への座標変換によって、無効分直流電流帰還信号Ｉｄと有効分直流電流帰還信号Ｉｑとを減算器１５および減算器１７にそれぞれ出力する。
Ｉｄ＝−Ｉβ×ＳＩＮΦ＋Ｉα×ＣＯＳΦ      （１） 
Ｉｑ＝  Ｉβ×ＣＯＳΦ＋Ｉα×ＳＩＮΦ      （２）
この場合、式（１）および式（２）を使ってＩｄおよびＩｑを演算するとき、Ｉβ＝Ｆ、Ｉα＝０とする。
【００５４】
電源電流制御手段８は、図２に示すように、減算器１５、ＰＩ制御器１６、減算器１７、ＰＩ制御器１８および回転軸／静止軸座標変換器１９を備える。減算器１５は、無効分直流電流指令設定器（図示せず）による無効分直流電流指令信号Ｉ＊ｄ（ゼロとする。）と静止軸／回転軸座標変換器１４による無効分電流帰還信号Ｉｄとを入力し、無効分電流指令信号Ｉ＊ｄから無効分電流帰還信号Ｉｄを減算し、得られる無効分電流偏差をＰＩ制御器１６に出力する。ＰＩ制御器１６は、無効分電流偏差を入力し、無効分電流偏差にＰＩ制御し、得られる無効分直流電圧指令信号Ｖ＊ｄを操作量として回転軸／静止軸座標変換器１９に出力する。
【００５５】
減算器１７は、有効分直流電流指令信号Ｉ＊ｑと静止軸／回転軸座標変換器１４による有効分直流電流帰還信号Ｉｑとを入力し、有効分直流電流指令信号Ｉ＊ｑから有効分直流電流帰還信号Ｉｑを減算し、得られる有効分電流偏差をＰＩ制御器１８に出力する。ＰＩ制御器１８は、有効分電流偏差を入力し、有効分電流偏差にＰＩ制御し、得られる有効分直流電圧指令信号Ｖ＊ｑを操作量として回転軸／静止軸座標変換器１９に出力する。
【００５６】
回転軸／静止軸座標変換器１９は、無効分直流電圧指令信号Ｖ＊ｄと有効分直流電圧指令信号Ｖ＊ｑとサインテーブル１３によるサイン値ＳＩＮΦおよびコサイン値ＣＯＳΦとを入力し、無効分電圧指令信号Ｖ＊ｄと有効分電圧指令信号Ｖ＊ｑとを出力周波数指令の回転角Φに応じてｄ−ｑ回転軸系からα−β静止軸系に座標変換し、得られる無効分交流電圧指令信号Ｖ＊αと有効分交流電圧指令信号Ｖ＊βとをＰＷＭ制御器９に出力する。
【００５７】
図６は、本発明に係る交流電源装置におけるＰＷＭ制御による信号波（指令信号）と搬送波（搬送波信号）とＰＷＭ信号との関係を示す図である。ここで、横軸ｔは経過時間、縦軸は信号レベルをそれぞれ示す。図６（Ａ）は、信号波（正弦波）と搬送波（三角波）との関係の一例を示す図である。例えば、３レベル方式として、２つの搬送波を正および負側にそれぞれ備える。図６（Ｂ）は、後述するＰＷＭ制御器９によるＰＷＭ信号（Ｐ相パルス電圧指令信号およびＮ相パルス電圧指令信号を指す）を示す。図６は、信号波の信号レベルと搬送波の信号レベルとを比較し、信号波の信号レベルが搬送波の信号レベルより大きいときオンとし、信号波の信号レベルが搬送波の信号レベルに等しい又はより小さいときオフとしたＰＷＭ信号を示す。この場合、例えば、信号波のゼロクロス点のタイミングによって信号波の正負を判定し、同一方向における信号波と搬送波とのレベルを比較するものとする。
【００５８】
図２に戻って、ＰＷＭ制御器９は、無効分交流電圧指令信号Ｖ＊αと有効分交流電圧指令信号Ｖ＊βと発生器（図示せず）から搬送波信号例えば、三角波状信号とを入力し、無効分電圧指令信号Ｖ＊αと搬送波信号との間の差信号、および有効分電圧指令信号Ｖ＊βと搬送波信号との間の差信号をＰＷＭ信号とし、Ｐ相パルス電圧指令信号およびＮ相パルス電圧指令信号（これらの信号を合わせてスイッチング指令信号Ｉとする。）を出力遮断切替／ドライブ部６１に出力する。
【００５９】
一方、前述したように、出力遮断切替／ドライブ部６１の出力遮断切替器５７により、スイッチング指令信号Ｉを遮断又は接続する。スイッチング指令信号Ｉをアーク検出手段４３による遮断信号Ｌによって遮断する場合、Ｐ側素子のドライブ回路５８およびＮ側素子のドライブ回路５９に出力する制御信号Ｒを遮断し、負荷装置２４への交流電力を遮断する。一方、スイッチング指令信号Ｉを接続する場合、スイッチング指令信号Ｉが制御信号Ｒとして、Ｐ側素子ドライブ回路５８に入力し、制御信号ＲによってＰ側の第２のスイッチング素子のゲートをオンオフ動作させるためのスイッチング制御信号Ｄ（Ｐ）を高周波電力変換器３０に出力する。また、Ｎ側素子ドライブ回路５９は、制御信号Ｒを入力し、制御信号ＲによってＮ側の第２のスイッチング素子のゲートをオンオフ動作させるためのスイッチング制御信号Ｄ（Ｎ）を高周波電力変換器３０に出力する。
【００６０】
これにより、交流電源装置２Ａは、スイッチング指令信号Ｉを接続する場合、スイッチング制御信号Ｄ（Ｐ）およびＤ（Ｎ）に基づいて、高周波電力変換器３０の第２のスイッチング素子のゲートをオンオフ動作することによって、正弦波状の交流電力を負荷装置２４へ供給することができる。つまり、交流電源装置２Ａは、従来の交流電源装置２３に比べて、負荷装置２４内におけるプロセスのためのプラズマ放電を円滑かつ、安定させることができ、アークの発生を抑制することができる。何故ならば、従来の交流電源装置２３では、負荷装置２４へ所定のパルス幅を有する方形波状（矩形波状）の交流電力を供給するため、交流電源装置２３の出力電圧が急峻に変化することによって、交流電力のエネルギがプラズマの生成に過剰なストレスを与え、又は、プラズマの活性化を淀ませるなどして、プラズマ放電の活性化を不安定とさせる虞があった。これに対し、本発明に係る交流電源装置２Ａでは、出力電圧がなだらかに変化することによって、プラズマ放電の活性化を安定させることができるからである。
【００６１】
さらに、交流電源装置２Ａは、スイッチング指令信号Ｉを遮断する場合、前述した図１０に示すように、アーク検出手段４３によってアーク検出信号Ｋを検出すると、アーク検出信号Ｋに基づいてラッチおよび遮断信号発生器５１を介し、遮断信号Ｌが出力遮断切替器５７に入力する。遮断信号Ｌが出力遮断切替器５７に入力すると、スイッチング指令信号Ｉを遮断し、スイッチング制御信号Ｄをオフすることによって、負荷装置２４への交流電力の供給を遮断することができる。つまり、交流電源装置２Ａは、アークエネルギを抑えることができる。
【００６２】
図４は、本発明に係る交流電源装置を成型用基板製造装置に適用した場合における他の例の制御ブロック図である。図５は、本発明に係る他の交流電源装置における電力制御手段を示す制御ブロック図である。成膜用基板製造装置１Ｂは、図４に示すように、商用交流電源２２、交流電源装置２Ｂおよび負荷装置２４例えば、スパッタ装置を備える。交流電源装置２Ｂは、電源位相検出器２０、ＡＣリアクタ６２，６３，６４、電流検出器６５，６６、ＡＣ−ＤＣ電力変換器６７、リアクタ８４、平滑用コンデンサ２８、電圧検出器３、電力制御手段６８、高周波電力変換器３０、高周波トランス３１、電流検出器４、リアクタ３３、電圧検出器３４、発振制御手段５および直流制御用電源３７を備える。
【００６３】
交流電源装置２Ｂは、基本的に言って、図１および図４に示すように、交流電源装置２ＡのＡＣ−ＤＣ電力変換器２５、ＤＣ−ＤＣ電力変換器２７および電力制御手段３５を、ＡＣ−ＤＣ電力変換器６７および電力制御手段６８に置き換えたものである。平滑用コンデンサ２８、電圧検出器３、高周波電力変換器３０、高周波トランス３１、電流検出器４、リアクタ３３、電圧検出器３４、発振制御手段５および直流制御用電源３７については、前述したので説明を省略する。
【００６４】
電源位相検出器２０は、商用交流電源２２とＡＣ−ＤＣ電力変換器６７との間のＬ１相とＬ３相との配線間に接続し、後述する商用交流電源２２の回転角（以下、電源の回転角という。）δを検出する検出器であり、Ｌ１相とＬ３相との間の相間電圧信号のゼロクロス点（位相角ゼロ度）を検出し、ゼロクロス点に基づいて、経過時間ｔにおける電源の回転角δ（３６０×ｆ０×t（度）に相当する。）を検出する。ここで、ｆ０は、商用交流電源２２の周波数であり、５０ヘルツ又は６０ヘルツとし、ｔは、Ｌ１相とＬ３相との間の相間電圧信号が負から正に変化するときのゼロクロス点を検出してからの経過時間とする。
【００６５】
ＡＣリアクタ６２，６３，６４は、電源回路のエネルギー制御用として、商用交流電源２２とＡＣ−ＤＣ電力変換器６７との間のＬ１相、Ｌ２相およびＬ３相の各配線に直列接続する。電流検出器６５，６６は、電流検出器４と同様であり、商用交流電源２２とＡＣ−ＤＣ電力変換器６７とを接続する３線のうちＬ１相、Ｌ３相の配線に直列接続し、流れるＬ１相電流帰還信号ＩＬ１およびＬ３相電流帰還信号ＩＬ３をそれぞれ検出する検出器である。
【００６６】
ＡＣ−ＤＣ電力変換器６７は、商用交流電源２２による交流電力を直流電力に変換するための６個の半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（以下、第３のスイッチング素子という。）を備えたスイッチング回路である。後述する電力制御手段６８による第３のスイッチング素子のゲートをオンオフするための制御信号（以下、ゲート制御信号という。）Ａによって、コレクターエミッタ間の導通／遮断を制御する。
【００６７】
リアクタ８４は、ＡＣ−ＤＣ電力変換器６７と高周波電力変換器３０との間の正極側配線に直列接続し、ＡＣ−ＤＣ電力変換器６７による直流電力に対する直流電流を平滑化するための素子である。
【００６８】
電力制御手段６８は、図４および図５に示すように、無効分直流電流指令信号ｉ＊ｄ（ゼロとする。）と直流電圧指令ｖ＊ｄｃと直流電圧帰還信号Ｂと商用交流電源２２のＬ１相およびＬ３相の電流帰還信号ＩＬ１およびＩＬ３と商用交流電源２２の回転角δとを入力し、ＡＣ−ＤＣ電力変換器６７の第３のスイッチング素子のゲートをオンオフ動作させるためのゲート制御信号ＡをＡＣ−ＤＣ電力変換器６７に出力する。
【００６９】
電力制御手段６８は、図５に示すように、直流電圧制御手段６９、相／座標変換手段７０、電源電流制御手段７１およびＰＷＭ制御器７２を備える。直流電圧制御手段６９は、直流電圧指令設定器（図示せず）、減算器７３およびＰＩ制御器７４を備える。直流電圧指令設定器（図示せず）は、負荷装置２４の負荷に見合う直流電圧指令ｖ＊ｄｃを設定する設定器であり、電圧検出器３による直流電圧帰還信号Ｂに対する直流電圧指令ｖ＊ｄｃを減算器７３に出力する。
【００７０】
減算器７３は、直流電圧指令設定器（図示せず）による直流電圧指令信号ｖ＊ｄｃと直流電圧帰還信号Ｂとを入力し、直流電圧指令信号ｖ＊ｄｃから直流電圧帰還信号Ｂを減算し、得られる直流電圧偏差信号をＰＩ制御器７４に出力する。ＰＩ制御器７４は、直流電圧偏差信号を入力し、直流電圧偏差信号にＰＩ制御して、得られる有効分直流電流指令ｉ＊ｑを操作量として減算器８０に出力する。
【００７１】
相／座標変換手段７０は、３相／２相変換器７５、静止軸／回転軸座標変換器７６およびサインテーブル７７を備える。３相／２相変換器７５は、電流検出器６５によるＬ１相の電流帰還信号ＩＬ１および電流検出器６６によるＬ３相の電流帰還信号ＩＬ３を入力し、Ｌ１相の電流帰還信号ＩＬ１およびＬ３相の電流帰還信号ＩＬ３の値からＬ２相の電流帰還信号ＩＬ２を演算し、得られる３相の電流帰還信号ＩＬ１，ＩＬ２，ＩＬ３を以下の一般的に知られた式（３）および式（４）に代入し、α−β静止座標軸上の成分である２相の電流帰還信号Ｉα，Ｉβを演算し、静止軸／回転軸座標変換器７６に出力する。
Ｉβ＝√（２／３）×（ＩＬ１−ＩＬ２／２−ＩＬ３／２）        （３）
Ｉα＝√（２／３）×（√（３）／２×（ＩＬ２−ＩＬ３））     （４）
【００７２】
静止軸／回転軸座標変換器７６は、２相の電流帰還信号Ｉα，Ｉβと、後述するサインテーブル７７によるサイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδとを入力し、２相の電流帰還信号Ｉα，Ｉβと、サイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδとに基づいて、前述した式（１）および式（２）におけるΦの代わりにδを置換した各式により、α−β静止座標軸系からｄ−ｑ回転座標軸系に座標変換し、得られる無効電流分である無効分直流電流帰還信号ｉｄおよび有効電流分である有効分電流帰還信号ｉｑを減算器７８，８０にそれぞれ出力する。
【００７３】
サインテーブル７７は、電源位相検出器２０による商用交流電源２２の電圧の回転角（以下、電源の回転角という。）δとサイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδとを変換する変換器であり、電源の回転角（商用電源電圧信号の位相に相当する。）δと電源の回転角δに基づくサイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδとの関係を定めるテーブルである。サインテーブル７７は、例えば、商用交流電源２２が正弦波状の電源である場合、サイン波形の１サイクル分に対し、電源の回転角δが０度、４５度、９０度、１３５度、１８０度、２２５度、２７０度、３１５度、３６０度であるとき、０、１／√（２）、１、１／√（２）、０、−１／√（２）、−１、−１／√（２）、０を静止軸／回転軸座標変換器７６および回転軸／静止軸座標変換器８２にそれぞれ出力する。
【００７４】
電源電流制御手段７１は、減算器７８、ＰＩ制御器７９、減算器８０、ＰＩ制御器８１、回転軸／静止軸座標変換器８２および２相／３相変換器８３を備える。減算器７８は、無効分直流電流指令信号ｉ＊ｄ（ゼロとする。）と無効分直流電流帰還信号ｉｄとを入力し、無効分直流電流指令信号ｉ＊ｄから無効分直流電流帰還信号ｉｄを減算し、得られる無効分電流偏差信号をＰＩ制御器７９に出力する。ＰＩ制御器７９は、無効分電流偏差信号を入力し、無効分電流偏差にＰＩ制御して、得られる無効分直流電圧指令信号ｖ＊ｄを操作量として回転軸／静止軸座標変換器８２に出力する。
【００７５】
減算器８０は、有効分直流電流指令信号ｉ＊ｑと有効分直流電流帰還信号ｉｑとを入力し、有効分直流電流指令信号ｉ＊ｑから有効分直流電流帰還信号ｉｑを減算し、得られる有効分電流偏差信号をＰＩ制御器８１に出力する。ＰＩ制御器８１は、有効分電流偏差信号を入力し、有効分電流偏差信号にＰＩ制御して、得られる有効分直流電圧指令信号ｖ＊ｑを操作量として回転軸／静止軸座標変換器８２に出力する。
【００７６】
回転軸／静止軸座標変換器８２は、無効分直流電圧指令信号ｖ＊ｄと有効分直流電圧指令信号ｖ＊ｑとサインテーブル７７によるサイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδとを入力し、式（５）および式（６）により、ｄ−ｑ回転座標軸系からα−β静止座標軸系に変換し、得られるα−β静止座標軸におけるα，β成分である２相の交流電圧指令信号ｖ＊α，ｖ＊βを２相／３相変換器８３に出力する。
v*α＝  v*d×ＣＯＳδ＋v*q×ＳＩＮδ            （５）
v*β＝−v*d×ＳＩＮδ＋v*q×ＣＯＳδ            （６）
【００７７】
２相／３相変換器８３は、２相の交流電圧指令信号ｖ＊αおよびｖ＊βを入力し、一般的に知られた式（７）、式（８）および式（９）により、２相の交流電圧指令信号ｖ＊α，ｖ＊βから３相の交流電圧指令信号であるＬ１相の交流電圧指令信号ｖ＊Ｌ１、Ｌ２相の交流電圧指令信号ｖ＊Ｌ２およびＬ３相の交流電圧指令信号ｖ＊Ｌ３に変換演算し、Ｌ１相の交流電圧指令信号ｖ＊Ｌ１、Ｌ２相の交流電圧指令信号ｖ＊Ｌ２およびＬ３相の交流電圧指令信号ｖ＊Ｌ３をＰＷＭ制御器７２に出力する。
v*L1＝√（２／３）×v*β                                              （７）
v*L2＝√（２／３）×｛（−１／２）×v*β＋（√（３）／２）×v*α｝    （８）
v*L3＝√（２／３）×｛（−１／２）×v*β−（√（３）／２）×v*α｝    （９）
【００７８】
ＰＷＭ制御器７２は、信号波としてＬ１，Ｌ２，Ｌ３の３相の電圧指令信号ｖ＊Ｌ１，ｖ＊ｌ２，Ｖ＊Ｌ３と、発生器（図示せず）からの搬送波例えば、三角波信号とを入力し、３相の電圧指令信号ｖ＊Ｌ１，ｖ＊Ｌ２，ｖ＊Ｌ３と三角波信号とをそれぞれ比較し、３相の電圧指令信号ｖ＊Ｌ１，ｖ＊Ｌ２，ｖ＊Ｌ３の振幅に応じて、パルス幅の等価電圧が正弦波形に変調された出力波形とするＬ１相のパルス指令信号ｖ＊Ｌ１ｐ、Ｌ２相のパルス指令信号ｖ＊Ｌ２ｐおよびＬ３相のパルス指令信号ｖ＊Ｌ３ｐを、ＡＣ−ＤＣ電力変換器６７の第３のスイッチング素子のゲートをオンオフ動作させるためのゲート制御信号Ａを生成するためにドライブ回路（図示せず）に出力する。これにより、商用交流電源２２の入力力率が１に近い交流電力を負荷装置２４へ供給することができる。
【００７９】
以上により、本発明に係る交流電源装置２Ａ，２Ｂは、発振制御手段５におけるパルス幅制御によって正弦波状の交流電力を負荷装置２４に出力することによって、負荷装置２４内のプロセスのためにプラズマ放電を安定させ、アークの発生を抑制することができる。
【００８０】
さらに、本発明に係る交流電源装置２Ｂは、有効分の電流について、直流電圧指令信号ｖ＊ｄｃと直流電圧帰還信号Ｂとの電圧偏差にＰＩ制御して、有効分直流電流指令信号ｉ＊ｑを出力する。また、電流検出器６５によるＬ１相電流帰還信号ＩＬ１および電流検出器６６によるＬ３相電流帰還信号ＩＬ２とサインテーブル７７によるサイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδとに基づいて３相−２相変換器７５および静止軸／回転軸座標変換器７６による変換によって、得られる有効分直流電流帰還信号ｉｑおよび無効分直流電流帰還信号ｉｄを出力する。また、有効分直流電流指令信号ｉ＊ｄと有効分直流電流帰還信号ｉｑとの直流電流偏差にＰＩ制御して、有効分電圧指令信号ｖ＊ｄを回転軸／静止軸座標変換器８２に出力する。一方、無効分の電流について、無効分直流電流指令ｉ＊ｄ（ゼロとする。）と無効分直流電流帰還信号ｉｄとの直流電流偏差にＰＩ制御して、無効分電圧指令信号ｖ＊ｄを回転軸／静止軸座標変換器８２に出力する。有効分電圧指令信号ｖ＊ｑと無効分電圧指令信号ｖ＊ｄとサインテーブル７７によるサイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδとに基づいて回転軸／静止軸座標変換器８２、２相−３相変換器８３、ＰＷＭ制御器７２による変換および制御を行って、ＬＩ相、Ｌ２相、Ｌ３相のパルス指令信号ｖ＊Ｌ１ｐ，ｖ＊Ｌ２ｐ，ｖ＊Ｌ３ｐをそれぞれ生成する。また、交流電源装置３相のパルス指令信号ｖ＊Ｌ１ｐ，ｖ＊Ｌ２ｐ，ｖ＊Ｌ３ｐを、第３のスイッチング素子であるＩＧＢＴのゲートをオンオフするための制御信号Ａを生成するためにドライブ回路（図示せず）に出力する。これにより、交流電源装置２Ｂは、アークの発生を抑制することができ、かつ、商用交流電源２２の入力力率が１に近い交流電力を負荷装置２４へ供給することができる。つまり、無効電力を削減することができる。
【００８１】
〔動作／２相の交流電源装置〕
次に、交流電源装置２Ａの動作について説明する。交流電源装置２Ａは、大きく分けて、商用交流電源２２から平滑直流電力を生成する機能と、アークの発生を最小限に抑えるために平滑直流電力から負荷装置２４に必要な正弦波交流電力を供給する機能と、負荷装置２４内に発生するアークによる製造物への悪影響を最小限に抑えるためのアーク検出／出力遮断切替機能とを備える。交流電源装置２Ａは、交流電源装置２３が負荷装置２４に矩形波状の交流電力を供給するのに対し、正弦波状交流電力を供給する点で異なる。そこで、交流電源装置２Ａのうち、正弦波状の交流電力を制御する発振制御手段５の動作について説明する。
【００８２】
発振制御手段５は、図２に示すように、交流電源装置２Ａが負荷装置２４へ供給する所定の交流電力に対応する直流電力の指令値である所定の直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃと、電力演算器１１による実効電力信号Ｐ２とが減算器８７に入力すると、減算器８７によって、直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃから実効電力信号Ｐ２を減算し、得られる電力偏差である第１の電力偏差信号を加算器８８に出力する。ここで、実効電力信号Ｐ２は、電圧検出器３４による交流電圧帰還信号Ｅおよび電流検出器４による交流電流帰還信号Ｆが電力演算器１１に入力すると、電力演算器１１に内蔵する電圧実効値演算器（図示せず）、電流実効値演算器（図示せず）、実電力演算器（図示せず）および絶対値演算器（図示せず）によって、演算し、出力される。すなわち、交流電圧帰還信号Ｅが電圧実効値演算器（図示せず）に入力すると、電圧実効値演算器（図示せず）によって電圧実効値を実電力演算器（図示せず）に出力する。同様に、交流電流帰還信号Ｆが電流実効値演算器（図示せず）に入力すると、電流実効値演算器（図示せず）によって電流実効値を実電力演算器（図示せず）に出力する。次に、電圧実効値と電流実効値とを実電力演算器（図示せず）に入力すると、実電力演算器（図示せず）によって電力信号の実効値を演算し、絶対値演算器（図示せず）に出力する。さらに、電力信号の実効値が絶対値演算器（図示せず）に入力すると、絶対値演算器（図示せず）によって電力信号の実効値の絶対値を演算し、演算の結果により、得られる電力信号の実効値の絶対値を示す信号である。
【００８３】
減算器８７による第１の電力偏差信号と直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃとが加算器８８に入力すると、加算器８８によって第１の電力偏差信号に直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃを加算し、演算の結果により、得られる新たな直流電力指令信号Ｐ１＊ｄｃを減算器１０に出力する。新たな直流電力指令信号Ｐ１＊ｄｃと帰還電力演算器３９による実際の直流電力信号とが減算器１０に入力すると、減算器１０によって、新たな直流電力指令信号Ｐ１＊ｄｃから実際の直流電力信号を減算し、得られる電力偏差である第２の電力偏差信号をＰＩ制御器１２に出力する。第２の電力偏差信号がＰＩ制御器１２に入力すると、ＰＩ制御器１２によって第２の電力偏差信号にＰＩ制御して操作量として有効分直流電流指令Ｉ＊ｑを減算器１７に出力する。これにより、交流電源装置２Ａは、直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃに、直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃと電力演算器１１による実効電力信号Ｐ２との電力偏差である第１の電力偏差信号を加算し、補正した新たな直流電力指令信号Ｐ１＊ｄｃと実際の直流電力信号との電力偏差である第２の電力偏差信号にＰＩ制御し、有効分直流電流指令Ｉ＊ｑを出力することができる。
【００８４】
交流電流帰還信号Ｆとサインテーブル１３によるサイン値ＳＩＮΦおよびコサイン値ＣＯＳΦとが静止軸／回転軸座標変換器１４に入力すると、静止軸／回転軸座標変換器１４によって交流電流帰還信号Ｆをサイン値ＳＩＮΦおよびコサイン値ＣＯＳΦに応じてα−β静止軸系からd−q回転軸系に変換し、無効分直流電流帰還信号ｉｄおよび有効分直流電流帰還信号ｉｑを減算器１５，１７にそれぞれ出力する。これにより、交流電源装置２Ａは、交流電流帰還信号Ｆを、交流電流帰還信号Ｆに係る出力周波数指令ｆ＊に応じて定めたサイン値ＳＩＮΦおよびコサイン値ＣＯＳΦに基づいて座標変換することによって、有効分直流電流帰還信号ｉｄおよび無効分直流電流帰還信号ｉｑに変換することができる。
【００８５】
無効分直流電流指令信号Ｉ＊d（ゼロとする。）および無効分直流電流帰還信号Ｉｄが減算器１５に入力すると、減算器１５によって、無効分直流電流指令信号Ｉ＊ｄから無効分直流電流帰還信号Ｉｄを減算し、得られる無効分電流偏差信号をＰＩ制御器１６に出力する。無効分電流偏差信号がＰＩ制御器１６に入力すると、ＰＩ制御器１６によって、無効分電流偏差信号にＰＩ制御して、無効分直流電圧指令信号Ｖ＊ｄを回転軸／静止軸座標変換器１９に出力する。また、有効分直流電流指令信号Ｉ＊ｑおよび有効分直流電流帰還信号Ｉｑが減算器１７に入力すると、減算器１７によって、有効分直流電流指令信号Ｉ＊ｑから有効分直流電流帰還信号Ｉｑを減算し、得られる有効分電流偏差信号をＰＩ制御器１８に出力する。有効分電流偏差信号がＰＩ制御器１８に入力すると、ＰＩ制御器１８によって、有効分電流偏差信号にＰＩ制御して、有効分直流電圧指令信号Ｖ＊ｑを回転軸／静止軸座標変換器１９に出力する。
【００８６】
無効分直流電圧指令信号Ｖ＊ｄと有効分直流電圧指令信号Ｖ＊ｑとサインテーブル１３によるサイン値ＳＩＮΦおよびコサイン値ＣＯＳΦとが回転軸／静止軸座標変換器１９に入力すると、回転軸／静止軸座標変換器１９によって、無効分電圧指令信号Ｖ＊ｄと有効分電圧指令信号Ｖ＊ｑとがサイン値ＳＩＮΦおよびコサイン値ＣＯＳΦに基づいてd−q回転座標軸からα−β静止座標軸に変換演算し、無効分交流電圧指令信号Ｖ＊αおよび有効分交流電圧指令信号Ｖ＊βをＰＷＭ制御器９に出力する。
【００８７】
無効分交流電圧指令信号Ｖ＊αおよび有効分交流電圧指令信号Ｖ＊βがＰＷＭ制御器９に入力すると、ＰＷＭ制御器９によって、無効分交流電圧指令信号Ｖ＊αおよび有効分交流電圧指令信号Ｖ＊βから２相のＰ（正極を指す。）相パルス指令信号およびＮ（負極を指す。）相パルス指令信号を出力遮断切替器５７を介しＰ側素子ドライブ回路５８およびＮ側素子ドライブ回路５９にそれぞれ出力する。Ｐ相パルス指令信号およびＮ相パルス指令信号がＰ側素子ドライブ回路５８およびＮ側素子ドライブ回路５９にそれぞれ入力すると、Ｐ側素子ドライブ回路５８およびＮ側素子ドライブ回路５９によって、高周波電力変換器３０の第２のスイッチング素子であるＩＧＢＴのゲートをオンオフ動作させるためのスイッチング制御信号Ｄ（Ｐ）およびＤ（Ｎ）を高周波電力変換器３０に出力する。これにより、交流電源装置２Ａは、負荷装置２４へ正弦波状の交流電力を供給することができる。つまり、交流電源装置２Ａは、負荷装置２４内におけるプロセスのためのプラズマ放電を円滑かつ安定させることができ、アークの発生を抑制することができる。
【００８８】
次に、他の交流電源装置２Ｂの動作について説明する。交流電源装置２Ｂは、大きく分けて、入力力率が１に近い商用交流電源２２から平滑直流電力を生成する機能と、アークの発生を最小限に抑えるために平滑直流電力から必要な正弦波交流電力を負荷装置２４へ供給する機能と、負荷装置２４内に発生するアークによる製造物への悪影響を最小限に抑えるためのアーク検出／出力遮断切替機能とを備える。交流電源装置２Ｂは、交流電源装置２Ａが通常の商用交流電源２２から平滑直流電力を生成するのに対し、入力力率が“１”に近い商用交流電源２２から平滑直流電力を生成する点で異なる。そこで、商用交流電源２２に対し、商用交流電源２２の入力力率が“１”に近づくために平滑直流電力を制御する電力制御手段６８の動作について説明する。
【００８９】
電力制御手段６８は、図４および図５に示すように、平滑用コンデンサ２８の両端電圧を一定に保つために、あるいは直流電力を一定に保つために、直流電圧指令信号ｖ＊ｄｃに対し平滑用コンデンサ２８の両端電圧を直流電圧帰還信号Ｂとしてフィードバックすることにより制御する。メジャーループは、直流電圧指令信号ｖ＊ｄｃと直流電圧帰還信号Ｂとから得られた電圧偏差信号にＰＩ制御して、有効分電流指令信号ｉ＊ｑを出力する主制御を構成する。
【００９０】
マイナーループとして、先ず、交流電源装置２Ｂの電流検出器６５によるＬ１相の電流帰還信号ＩＬ１および電流検出器６６によるＬ３相の電流帰還信号ＩＬ３に基づくＬ１、Ｌ２およびＬ３相の電流帰還信号ＩＬ１、ＩＬ２およびＩＬ３が３相／２相変換器７５に入力すると、３相／２相変換器７５によって、３相の電流帰還信号から２相の無効分交流電流帰還信号ｉαおよび有効分交流電流帰還信号ｉβを静止軸／回転軸座標変換器７６に出力する。無効分交流電流帰還信号ｉαと有効分交流電流帰還信号ｉβと電源の回転角δに応じて定めたサインテーブル７７によるサイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδとが静止軸／回転軸座標変換器７６に入力すると、静止軸／回転軸座標変換器７６によって、無効分交流電流帰還信号ｉαと有効分交流電流帰還信号ｉβとをサイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδに応じて無効分直流電流帰還信号ｉｄおよび有効分直流電流帰還信号ｉｑに座標変換し、減算器７８，８０８０にそれぞれ出力する。これにより、交流電源装置２Ｂは、無効分交流電流帰還信号ｉαおよび有効分交流電流帰還信号ｉβから無効分直流電流帰還信号ｉｄおよび有効分直流電流帰還信号ｉｑに変換することができる。
【００９１】
次に、無効分直流電流指令（ゼロとする）ｉ＊dと無効分直流電流帰還信号ｉｄとが減算器７８に入力すると、減算器７８によって、無効分直流電流偏差信号をＰＩ制御器７９に出力する。同様に、有効分直流電流指令ｉ＊ｑと有効分直流電流帰還信号ｉｑとが減算器８０に入力すると、減算器８０によって、有効分電流偏差信号をＰＩ制御器８１に出力する。無効分電流偏差信号および有効分電流偏差信号がＰＩ制御器７９，８１にそれぞれ入力すると、ＰＩ制御器７９，８１によって、それぞれＰＩ制御し、操作量として無効分直流電圧指令信号ｖ＊ｄおよび有効分直流電圧指令信号ｖ＊ｑを回転軸／静止軸座標変換器８２に出力する。
【００９２】
無効分直流電圧指令信号ｖ＊ｄおよび有効分直流電圧指令信号ｖ＊ｑとサインテーブル７７によるサイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδとが回転軸／静止軸座標変換器８２に入力すると、回転軸／静止軸座標変換器８２によって、無効分直流電圧指令信号ｖ＊ｄおよび有効分直流電圧指令信号ｖ＊ｑを、サイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδに基づいて無効分交流電圧指令ｖ＊αおよび有効分交流電圧指令ｖ＊βに変換し、無効分交流電圧指令ｖ＊αおよび有効分交流電圧指令ｖ＊βを２相／３相変換器８３に出力する。
【００９３】
無効分交流電圧指令ｖ＊αおよび有効分交流電圧指令ｖ＊βが２相／３相変換器８３に入力すると、２相／３相変換器８３によって、無効分交流電圧指令ｖ＊αおよび有効分交流電圧指令ｖ＊βを３相の交流電圧指令、つまりＬ１相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ１、Ｌ２相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ２およびＬ３相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ３に変換し、Ｌ１相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ１、Ｌ２相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ２およびＬ３相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ３をＰＷＭ制御器７２に出力する。
【００９４】
さらに、Ｌ１相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ１、Ｌ２相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ２およびＬ３相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ３がＰＷＭ制御器７２に入力すると、ＰＷＭ制御器７２によって、Ｌ１相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ１、Ｌ２相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ２およびＬ３相の交流電圧指令ｖ＊Ｌ３をパルス幅制御して、第３のスイッチング素子のゲートをオンオフするための制御信号Ａの基になる３相のパルス指令信号、つまり、Ｌ１相のパルス指令信号ｖ＊Ｌ１Ｐ、Ｌ２相のパルス指令信号ｖ＊Ｌ２ＰおよびＬ３相のパルス指令信号ｖ＊Ｌ３Ｐを第３のスイッチング素子のドライブ回路（図示せず）に出力する。これにより、交流電源装置２Ｂは、無効分直流電流指令ｉ＊ｄをゼロとし、かつＡＣ−ＤＣ電力変換器６７に内蔵したＩＧＢＴをパルス幅制御することによって、インダクタンス分の電流（無効分）を略ゼロに制御することができ、商用交流電源２２の電流帰還信号と電圧帰還信号との位相を略一致させることができる。つまり、交流電源装置２Ｂは、商用交流電源２２の入力力率を極めて“１”に近づけるように制御することができる。
【００９５】
図７は、本発明に係る交流電源装置における経過時間に対する出力電圧波形および出力電流波形を示す図である。図７（Ａ）は、横軸ｔが経過時間、縦軸が出力電圧レベルをそれぞれ示す。ここで、実線は出力電圧の瞬時値、破線は出力電圧の実効値をそれぞれ示す。図７（Ｂ）は、横軸ｔが経過時間、縦軸が電流の瞬時値をそれぞれ示す。図７（Ａ）によれば、出力電圧信号は、その瞬時値が一定の直流電圧でありかつ、出力電圧の大きさに応じたパルス幅列を有するＰＷＭ電圧信号である。図７（Ｂ）によれば、出力電流信号は、負荷装置２４が抵抗のみからなるものとすれば、出力電流信号の位相が出力電圧の場合と同一である。図７（Ａ）と図７（Ｂ）とを瞬時値同士で比較すると、出力電流信号が、例えば正のとき、出力電圧信号が正および“０”に変化する。この特性は、恰も負荷装置２４へ供給する電源が直流電源の場合、アークの発生を防止するために電源として逆極性の電圧を印加する場合に相当する。これにより、交流電源装置２Ａおよび２Ｂは、パルス幅制御により正弦波状の交流電力を負荷装置２４へ供給することによって、出力交流電力を正逆に切替える時、プラズマ放電の切替を容易にし、かつプラズマ放電を極めて滑らかに変化させるため、プラズマを無理なく生成することができる。つまり、交流電源装置２Ａおよび２Ｂは、負荷装置２４内のプロセスのためのプラズマ放電を円滑かつ安定させることができ、アークの発生を抑制することができる。
【００９６】
以上の説明により、本発明に係る交流電源装置２Ａ，２Ｂによれば、正弦波状の交流電力を供給することによって、負荷装置２４内のプロセスのためのプラズマ放電を安定させることができる。つまり、アークの発生を抑制することができる。さらに、交流電源装置２Ｂは、ＡＣ−ＤＣ電力変換器６７の第３のスイッチング素子にＩＧＢＴを使用することによって、ＡＣ−ＤＣ電力変換器６７の出力電流波形に高調波成分のノイズを低減することができ、商用交流電源２２の入力力率を改善することができる。さらに、交流電源装置２Ｂは、無効分直流電流指令（ゼロとする。）ｉ＊ｄと直流電圧指令信号ｖ＊ｄｃと直流電圧帰還信号Ｂと商用交流電源２２による３相の電流帰還信号ＩＬ１，ＩＬ２，ＩＬ３と電源位相検出器２０による電源の回転角δに応じて定めたサイン値ＳＩＮδおよびコサイン値ＣＯＳδとを入力し、直流電圧指令信号ｖ＊ｄｃから直流電圧帰還信号Ｂを減算し、得られる有効分直流電流指令信号ｉ＊ｑを出力する。３相の電流帰還信号ＩＬ１，ＩＬ２，ＩＬ３を３相／２相変換および座標変換し、無効分直流電流帰還信号ｉｄと有効分の直流電流帰還信号ｉｑを出力する。さらに、無効分直流電流指令信号ｉ＊ｄと無効分直流電流帰還信号ｉｄとによる無効分電流偏差および有効分直流電流指令信号ｉ＊ｑと有効分直流電流帰還信号ｉｑとによる有効分電流偏差に基づいてＰＩ制御し、さらに座標変換し、その後、相変換し、さらにパルス幅制御して、ＡＣ−ＤＣ電力変換器６７の第３のスイッチング素子であるＩＧＢＴのゲートをオンオフするためのゲート制御信号Ａの基とする３相のパルス指令信号、つまり、Ｌ１相のパルス指令信号ｖ＊ＬＩｐ、Ｌ２相のパルス指令信号ｖ＊Ｌ２ｐ、Ｌ３相のパルス指令信号ｖ＊Ｌ３ｐをドライブ回路（図示せず）に出力する。これにより、交流電源装置２Ｂは、商用交流電源２２の入力力率を極めて“１”に近づけるように制御することができ、商用交流電源２２の入力力率を改善することができる。
【００９７】
以上の説明では、本発明に係る交流電源装置２Ａ，２Ｂは、アークを検出する手段として、スイッチングパルス指令信号波形と出力電圧の瞬時値波形とを比較し、両波形が異なるときアークを検出し、又は、アーク基準と出力電流値とを比較し、出力電流値がアーク基準に等しいとき又はより大きいとき、アークを検出するようにしたが、これに限定されるものではない。例えば、交流電源装置２Ａ，２Ｂと負荷装置２４との間のアース線に流れる電流である実際のアース電流とアークと判定する基準電流値であるアース基準電流値とを比較して、実際のアース電流値がアース基準電流値に等しいとき、又はより大きいとき、アークを検出する場合にも適用することができる。
【００９８】
また、本発明に係る交流電源装置２Ａ、２Ｂは、２相の交流電源装置としたが、２相の交流電源装置に限定されることなく、後述する３相の交流電源装置２Ｃ，２Ｄにも適用できる。先ず、３相の交流電源装置２Ｃの構成について概略的に説明する。ただし、交流電源装置２Ｃ，２Ｄは、基本的に交流電源装置２Ａ，２Ｂのそれぞれの場合と同様であるので、以下、説明を簡単にするために２相の交流電源装置２Ａの場合と異なる点について説明する。
【００９９】
〔構成／３相の交流電源装置〕
すなわち、交流電源装置２Ｃは、図１および図１２に示すように、高周波電力変換器３０の代わりとする高周波電力変換器３０ａ、２相の高周波トランス３１の代わりとする３相の高周波トランス３１ａ、電流検出器８９、発振制御手段５の代わりとする発振制御手段５ａを備える。高周波電力変換器３０ａは、６個のＩＧＢＴを内蔵する電力変換器である。電流検出器８９は、高周波トランスス３１ａと負荷装置２４との間に配置し、互いに３線で結線したＵＶＷ３相のうちＵ相の配線に直列接続し、Ｕ相の配線に流れる電流を検出する検出器である。交流電源装置２Ｃと負荷装置２４との結線方法は、図１４（Ａ）および図１４（Ｂ）に示すように、一般的に知られた三角結線（Δ結線）又は星型結線（Ｙ結線）とする。
【０１００】
また、発振制御手段５ａは、図１５に示すように、直流電力制御手段６ａ、座標変換手段７ａ、電源電流制御手段８ａ、ＰＷＭ制御器９ａおよび出力遮断切替／ドライブ部６１ａを備える。直流電力制御手段６ａは、図２に示した直流電力制御手段６と基本的に同様であるが、後述するように、交流電源装置２Ｃの出力電力（３相）を演算するための演算式が異なる。これにより、直流電力制御手段６ａは、直流電圧帰還信号Ｂと直流電流帰還信号Ｃと直流電力指令信号Ｐ＊ｄｃとＵ−Ｗ相相間電圧Ｅｕ−ｗとＷ相電流Ｆｗとを入力し、有効分直流電流指令信号Ｉ＊ｑを電源電流制御手段８ａに出力する。
【０１０１】
座標変換手段７ａは、図２および図１５に示すように、座標変換手段７に、さらに３相／２相変換器９０を備える。３相／２相変換器９０は、電流検出器４および電流検出器８９と静止軸／回転軸座標変換器１４との間に配置し、３相の交流電流帰還信号Ｆｕ，Ｆｖ（Ｆｖは、ＦｕとＦｗとから演算して求める。），Ｆｗを入力し、交流電源装置２Ａの場合と同様に、３相の交流電流帰還信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆｗから２相の交流電流帰還信号Ｆα，Ｆβに変換し、２相の交流電流帰還信号Ｆα，Ｆβを静止軸／回転軸座標変換器１４に出力する。これにより、座標変換手段７ａは、無効分直流電流帰還信号Ｉｄおよび有効分直流電流帰還信号Ｉｑを電源電流制御手段８ａに出力する。
【０１０２】
電源電流制御手段８ａは、図２に示した電源電流制御手段８に、さらに２相／３相変換器９１を備える。２相／３相変換器９１は、回転軸／静止軸座標変換器１９とＰＷＭ制御器９ａとの間に配置し、回転軸／静止軸座標変換器１９による無効分交流電圧指令信号Ｖ＊αおよび有効分交流電圧指令信号Ｖ＊βを入力し、交流電源装置２Ａの場合と同様に、３相の交流電圧指令信号Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗをＰＷＭ制御器９ａに出力する。これにより、電源電流制御手段８ａは、無効分直流電流指令信号Ｉ＊ｄと有効分直流電流指令信号Ｉ＊ｑと無効分直流電流帰還信号Ｉｄと有効分直流電流帰還信号Ｉｑとを入力し、３相の交流電圧指令信号Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗをＰＷＭ制御器９ａに出力する。
【０１０３】
ＰＷＭ制御器９ａは、図２および図１５に示すように、２相のＰＷＭ制御器９の代わりに配置した３相のＰＷＭ制御器であり、３相の交流電圧指令信号Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗを入力し、ＵＶＷ３相のパルス状電圧指令信号Ｖ＊ｕｐ，Ｖ＊ｖｐ，Ｖ＊ｗｐを出力遮断切替器５７を介し、ＵＶＷ３相の各相素子ドライブ回路９２，９３，９４に出力する。ＵＶＷ各相の素子ドライブ回路９２，９３，９４は、ＵＶＷ３相のパルス状電圧指令信号Ｖ＊ｕｐ，Ｖ＊ｖｐ，Ｖ＊ｗｐを入力し、交流電源装置２Ａの場合と同様に、高周波電力変換器３０ａに内在するスイッチング素子のゲートをオンオフ動作させるためのスイッチング制御信号Ｄ（Ｕ），Ｄ（Ｖ），Ｄ（Ｗ）を高周波電力変換器３０ａに出力する。
【０１０４】
〔動作／３相の交流電源装置〕
次に、交流電源装置２Ｃの動作について説明する。ただし、交流電源装置２Ａと異なる点についてのみ説明する。先ず、図２に示した直流電力制御手段６における交流電圧帰還信号Ｅおよび交流電流帰還信号Ｆの代わりに、例えば、図１２および図１５に示すように、電圧検出器３４によるＵ−Ｗ相の相間電圧Ｅｕ−ｗおよび電流検出器４によるＷ相の相電流Ｆｗを電力演算器１１に入力し、実効電力信号Ｐ２の代わりに、一般的に知られた式
Ｐ＝√（３）×＜Ｅｕ−ｗ＞×＜Ｆｗ＞
によって演算される値の絶対値を演算し、演算の結果により、得られる実効電力値の絶対値である実効電力信号Ｐ２ａを減算器８７に出力する。ここで、Ｐは、３相の交流電源装置２Ｃから負荷装置２４へ供給する３相電力を示し、＜Ｅｕ−ｗ＞および＜Ｆｗ＞は、Ｕ−Ｗ相の相間電圧Ｅｕ−ｗおよびＷ相の相電流Ｆｗの実効値をそれぞれ示す。
【０１０５】
また、座標変換手段７ａにおいて、交流電流帰還信号Ｆの代わりに、ＵＶＷ３相の交流電流帰還信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆｗが３相／２相変換器９０に入力すると、３相／２相変換器９０によって、ＵＶＷ３相の交流電流帰還信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆｗを２相の交流電流帰還信号ＦαおよびＦβに変換し、２相の交流電流帰還信号ＦαおよびＦβを静止軸／回転軸座標変換器１４に出力する。２相の交流電流帰還信号ＦαおよびＦβと前述したサインテーブル１３によるサイン値ＳＩＮΦおよびコサイン値ＣＯＳΦとが静止軸／回転軸座標変換器１４に入力すると、静止軸／回転軸座標変換器１４によって、無効分直流電流帰還信号Ｉｄおよび有効分直流電流帰還信号Ｉｑを減算器１５および減算器１７にそれぞれ出力する。
【０１０６】
また、交流電源装置２Ａの場合において前述した２相の交流電圧指令信号Ｖ＊α，Ｖ＊βが２相／３相変換器９１に入力すると、２相／３相変換器９１によって、２相の交流電圧指令信号Ｖ＊α，Ｖ＊βを３相の交流電圧指令信号Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗに変換し、交流電圧指令信号Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗをＰＷＭ制御器９ａに出力する。さらに、３相の交流電圧指令信号Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗと搬送信号とがＰＷＭ制御器９ａに入力すると、交流電源装置２Ａの場合の２相が３相に変更した場合に相当し、ＰＷＭ制御器９ａによって、３相の交流電圧指令信号Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗと搬送信号とを比較演算し、３相のパルス状指令信号Ｖ＊ｕｐ，Ｖ＊ｖｐ，Ｖ＊ｗｐを出力遮断切替器５７に出力する。
【０１０７】
３相のパルス状指令信号Ｖ＊ｕｐ，Ｖ＊ｖｐ，Ｖ＊ｗｐが出力遮断切替器５７に入力すると、出力遮断切替器５７が遮断側から接続側に切替れば、制御信号Ｒとして３相のパルス状指令信号Ｖ＊ｕｐ，Ｖ＊ｖｐ，Ｖ＊ｗｐをＵＶＷ各相の素子ドライブ回路９２，９３，９４に出力する。３相のパルス状指令信号Ｖ＊ｕｐ，Ｖ＊ｖｐ，Ｖ＊ｗｐがＵＶＷ各相の素子ドライブ回路９２，９３，９４に入力すると、ＵＶＷ各相の素子ドライブ回路９２，９３，９４によって、高周波電力変換器３０ａに内在するスイッチング素子のゲートをオンオフ動作するためのスイッチング制御信号Ｄ（Ｕ），Ｄ（Ｖ），Ｄ（Ｗ）を高周波電力変換器３０ａに出力する。これにより、３相の交流電源装置２Ｃは、交流電源装置２Ａと同様に、負荷装置２４へ正弦波状の交流電力を出力することができる。つまり、交流電源装置２Ｃは、負荷装置２４内におけるプロセスのためのプラズマ放電を円滑かつ安定させることができ、アークの発生を抑制することができる。
【０１０８】
また、３相の交流電源装置２Ｄは、交流電源装置２Ａに対する交流電源装置２Ｂの関係と同様である。すなわち、交流電源装置２Ｄは、交流電源装置２Ｂと同様に、正弦波状の交流電力を負荷装置２４に出力することができる。つまり、交流電源装置２Ｄは、負荷装置２４内におけるプロセスのためのプラズマ放電を円滑かつ、安定させることができ、アークの発生を抑制することができる。かつ、商用交流電源２２の入力力率を極めて“１”に近づけるように制御することができ、商用交流電源２２の入力力率を改善することができる。  
【０１０９】
したがって、本発明に係る交流電源装置２Ｄによれば、負荷装置２４内におけるプロセスのためのプラズマ放電を円滑かつ、安定させることができ、アークの発生を抑制することができ、かつ商用交流電源２２の入力力率を極めて“１”に近づけるように制御することができ、商用交流電源２２の入力力率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】本発明に係る交流電源装置を成膜用基板製造装置に適用した場合の制御ブロック図である。
【図２】本発明に係る交流電源装置における発振制御手段を示す制御ブロック図である。
【図３】電流ベクトルに対するα−β静止座標軸とｄ−ｑ回転座標軸との関係を示す図である。
【図４】本発明に係る他の交流電源装置を成膜用基板製造装置に適用した場合の制御ブロック図である。
【図５】本発明に係る他の交流電源装置における電力制御手段を示す制御ブロック図である。
【図６】本発明に係る交流電源装置におけるＰＷＭ制御による信号波（指令信号）と搬送波（搬送波信号）とＰＷＭ信号との関係を示す図である。
【図７】本発明に係る交流電源装置における経過時間に対する出力電圧波形および出力電流波形を示す図である。
【図８】従来の交流電源装置を成膜用基板製造装置に適用した場合の制御ブロック図である。
【図９】従来の交流電源装置における電力制御手段を示す制御ブロック図である。
【図１０】従来の交流電源装置における発振制御手段を示す制御ブロック図である。
【図１１】従来の交流電源装置における他のアーク検出手段を示す図である。
【図１２】本発明に係る他の交流電源装置（３相）を成膜用基板製造装置に適用した場合の制御ブロック図である。
【図１３】本発明に係る他の交流電源装置（３相）を成膜用基板製造装置に適用した場合の制御ブロック図である。
【図１４】本発明に係る他の交流電源装置（３相）と負荷装置とを結線する結線方式を示す図である。
【図１５】本発明に係る他の交流電源装置（３相）における発振制御手段を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
【０１１１】
１，１０１  成膜用基板製造装置
２Ａ，２Ｂ，２Ｃ，２Ｄ，２３  交流電源装置
３  電圧検出器
４  電流検出器
５，５ａ，３６  発振制御手段
６，６ａ  直流電力制御手段
７，７ａ  座標変換手段
８，８ａ  電源電流制御手段
９，９ａ，７２  ＰＷＭ制御器
１０，１５，１７，４０，７３，７８，８０，８７  減算器
１１  電力演算器
１２，１６，１８，７４，７９，８１  ＰＩ制御器
１３  サインテーブル
１４，７６  静止軸／回転軸座標変換器
１９，８２  回転軸／静止軸座標変換器
２０  電源位相検出器
２２  商用交流電源
２４  負荷装置
２５  ＡＣ−ＤＣ整流器
２６  平滑用コンデンサ
２７  ＤＣ−ＤＣ電力変換器
２８  平滑用コンデンサ
２９  電流検出器
３０，３０ａ  高周波電力変換器
３１，３１ａ  高周波トランス
３３  リアクタ
３４  電圧検出器
３５，６８  電力制御手段
３７  直流制御用電源
３８  基本電力指令値設定器
３９  帰還電力演算器
４１  ＰＩＤ制御器
４２  ＧＡＴＥ制御器
４３  アーク検出手段
４４  パルス指令演算手段
４５  パルストランス
４６  差動増幅器
４７  絶対値変換器
４８  基準電圧設定器
４９  電圧判定器
５０  比較器
５１  ラッチおよび遮断信号発生器
５２  再起動信号演算器
５３  スイッチング周波数設定器
５４  デッドバンド設定器
５５  スイッチング信号生成器
５６  絶対値変換器
５７  出力遮断切替器
５８  Ｐ側素子ドライブ回路
５９  Ｎ側素子ドライブ回路
６０，８６  スイッチング信号生成部
６１，６１ａ  出力遮断切替／ドライブ部
６２，６３，６４  ＡＣリアクタ
６５，６６  電流検出器
６７  ＡＣ−ＤＣ電力変換器
６９  直流電圧制御手段
７０  相／座標変換手段
７１  電源電流制御手段
７５，９０  ３相／２相変換器
７７  サインテーブル
８３，９１  ２相／３相変換器
８４  リアクタ
８５  アーク基準設定器
８８  加算器
８９  電流検出器
９２  Ｕ相素子ドライブ回路
９３  Ｖ相素子ドライブ回路
９４  Ｗ相素子ドライブ回路
９５  ＡＣ−ＤＣ電力変換器
Ａ  ゲート制御信号
Ｂ  直流電圧帰還信号
Ｃ  直流電流帰還信号
Ｄ  スイッチング制御信号
Ｅ  交流電圧帰還信号
Ｆ  交流電流帰還信号
Ｉ  スイッチング指令信号
Ｌ  遮断信号
Ｓ  基本電力指令信号
Ｐ＊ｄｃ  直流電力指令信号
Ｐ１＊ｄｃ  新たな直流電力指令信号
Ｐ２，Ｐ２ａ  実効電力信号
ｆ＊  出力周波数指令信号
Φ  出力周波数指令の回転角
δ  電源の回転角（電源の位相に相当）
Ｉ＊ｄ，ｉ＊ｄ  無効分直流電流指令信号
Ｉ＊ｑ，ｉ＊ｑ  有効分直流電流指令信号
Ｉｄ，ｉｄ  無効分直流電流帰還信号
Ｉｑ，ｉｑ  有効分直流電流帰還信号
ｖ＊Ｌ１Ｐ  Ｌ１相パルス指令信号
ｖ＊Ｌ２Ｐ  Ｌ２相パルス指令信号
ｖ＊Ｌ３Ｐ  Ｌ３相パルス指令信号
ＩＬ１  Ｌ１相の電流帰還信号
ＩＬ２  Ｌ２相の電流帰還信号
ＩＬ３  Ｌ３相の電流帰還信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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