(57)【要約】【課題】振幅信号と位相信号とのタイミング差を精度よく調整し、ベクトル変調波信号の歪をなくした送信装置を提供する。【解決手段】位相−周波数変換部１１は、遅延調整部１８から出力される遅延位相信号ｐ１（ｔ）を、周波数信号ｆ１（ｔ）に変換する。周波数変調部１２は、周波数信号ｆ１（ｔ）を変調して位相変調波信号Ｓｃ（ｔ）を生成する。乗算部１４は、遅延調整部１７から出力される遅延振幅信号ｒ１（ｔ）と、位相−周波数変換部１１から出力される周波数信号ｆ１（ｔ）とを乗算し、乗算信号ｍ（ｔ）を算出する。帯域フィルタ１５は、乗算信号ｍ（ｔ）から歪み周波数成分を抽出した歪み抽出信号ｎ（ｔ）を出力する。制御部１６は、歪み抽出信号ｎ（ｔ）が所定のレベル以下となるように、遅延調整部１７及び１８が調整する遅延量を制御する。【選択図】図１
2008048052.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ポーラ変調方式を用いた送信装置であって、
入力される位相信号を周波数信号に変換する位相−周波数変換部と、
前記周波数信号を周波数変調して、位相変調波信号を生成する周波数変調部と、
入力される振幅信号に従って前記位相変調波信号を増幅する増幅部と、
前記増幅部に入力される振幅信号と前記周波数信号とを乗算する乗算部と、
前記乗算部で乗算された信号から、所定帯域の歪み周波数成分を抽出する帯域フィルタと、
前記帯域フィルタで抽出された歪み周波数成分が所定のレベル以下になるように、前記位相−周波数変換部に入力される位相信号及び前記増幅部に入力される振幅信号の少なくとも一方の遅延量を調整する遅延調整／制御部とを備える、送信装置。
【請求項２】
ポーラ変調方式を用いた送信装置であって、
入力される位相信号を周波数信号に変換する位相−周波数変換部と、
前記周波数信号を周波数変調して、位相変調波信号を生成する周波数変調部と、
入力される振幅信号に従って前記位相変調波信号を増幅する増幅部と、
前記増幅部から出力される信号の振幅を検波する振幅検波部と、
前記増幅部から出力される信号の周波数を検波する周波数検波部と、
前記振幅検波部で検波された振幅信号と前記周波数検波部で検波された周波数信号とを乗算する乗算部と、
前記乗算部で乗算された信号から、所定帯域の歪み周波数成分を抽出する帯域フィルタと、
前記帯域フィルタで抽出された歪み周波数成分が所定のレベル以下になるように、前記位相−周波数変換部に入力される位相信号及び前記増幅部に入力される振幅信号の少なくとも一方の遅延量を調整する遅延調整／制御部とを備える、送信装置。
【請求項３】
前記位相−周波数変換部が、前記入力される位相信号を時間微分処理する微分器で構成されることを特徴とする、請求項１又は２に記載の送信装置。
【請求項４】
前記位相−周波数変換部が、
前記入力される位相信号に従って、前記周波数変調部からフィードバックされる位相変調波信号の分周信号を出力する可変分周器と、
基準周波数信号を発生する基準周波数信号源と、
前記分周信号の位相と前記基準周波数信号の位相とを比較する位相比較器と、
前記位相比較器の比較結果から前記周波数信号を生成する低域フィルタとで構成されることを特徴とする、請求項１又は２に記載の送信装置。
【請求項５】
前記帯域フィルタが、前記乗算部で乗算された信号をデジタル処理するデジタルフィルタで構成されることを特徴とする、請求項１又は２に記載の送信装置。
【請求項６】
前記帯域フィルタが、前記乗算部で乗算された信号を離散フーリエ変換する離散フーリエ変換器で構成されることを特徴とする、請求項１又は２に記載の送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ポーラ変調方式を用いた送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ポーラ変調方式とは、図１３に示すように、入力信号から分離された振幅信号ｒ（ｔ）及び位相信号ｐ（ｔ）を、それぞれ個別に処理する方式である。図１３において、位相変調部１０１は、角周波数ωｃの搬送波信号を位相信号ｐ（ｔ）で位相変調して、位相変調波信号Ｓｃ（ｔ）を生成する。増幅部１０２は、振幅信号ｒ（ｔ）に基づく利得で位相変調波信号Ｓｃ（ｔ）を増幅して、位相変調波信号Ｓｃ（ｔ）に振幅変調成分を与え、ベクトル変調波信号Ｓｒｆ（ｔ）を生成する。なお、位相変調波信号Ｓｃ（ｔ）及びベクトル変調波信号Ｓｒｆ（ｔ）は、下記の＜式１＞及び＜式２＞で表される。
Ｓｃ（ｔ）＝ｃｏｓ［ωｃ・ｔ＋ｐ（ｔ）］  …  ＜式１＞
Ｓｒｆ（ｔ）＝ｒ（ｔ）・Ｓｃ（ｔ）        …  ＜式２＞
【０００３】
この増幅部１０２に入力される信号は、振幅方向の変動成分を持たない位相変調波信号であるため定包絡線信号となる。従って、増幅部１０２として効率の良い非線形増幅器を使用できるので、高効率の送信装置を提供することができる。
【０００４】
ところが、このポーラ変調方式では、振幅信号ｒ（ｔ）の成分が増幅部１０２へ到達するタイミングと、位相信号ｐ（ｔ）の成分が増幅部１０２へ到達するタイミングとの間に差（遅延時間）があると、ベクトル変調波信号Ｓｒｆ（ｔ）に歪みが生じるという問題がある。この歪みは、周波数スペクトラムの広がりを生じさせる（図１４の（ｂ））。
【０００５】
そこで、上記問題を解決するために、次のような技術が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。図１５は、従来の送信装置の構成例を示す図である。この従来の送信装置は、位相変調部１０１及び増幅部１０２に加えて、振幅検波部１１１と、位相検波部１１２と、遅延比較部１１３及び１１４と、遅延調整部１１５及び１１６とをさらに備えている。
【０００６】
この従来の送信装置では、振幅検波部１１１及び位相検波部１１２を用いて、増幅後のベクトル変調波信号Ｓｒｆ（ｔ）を検波して、実際の出力信号から検波振幅信号ｒ２（ｔ）及び検波位相信号ｐ２（ｔ）をそれぞれ抽出する。そして、遅延比較部１１３で検波振幅信号ｒ２（ｔ）と入力する振幅信号ｒ（ｔ）とを比較し、比較結果に従って両方の信号のタイミングが一致するように、遅延調整部１１５で振幅信号ｒ（ｔ）の遅延量を調整する。同様に、遅延比較部１１４で検波位相信号ｐ２（ｔ）と入力する位相信号ｐ（ｔ）とを比較して、比較結果に従って両方の信号のタイミングが一致するように、遅延調整部１１６で位相信号ｐ（ｔ）の遅延量を調整する。
【特許文献１】特開２００５−２０３９６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記従来の送信装置では、振幅検波部１１１及び位相検波部１１２において必ず検波誤差が生じるため、検波振幅信号ｒ２（ｔ）の波形と、振幅信号ｒ（ｔ）の波形とが完全に一致しない。このため、遅延比較部１１３における検波振幅信号ｒ２（ｔ）と振幅信号ｒ（ｔ）との比較結果には、比較誤差が含まれてしまう。同様に、検波位相信号ｐ２（ｔ）の波形と、位相信号ｐ（ｔ）の波形とが完全に一致しないため、遅延比較部１１４における検波位相信号ｐ２（ｔ）と位相信号ｐ（ｔ）との比較結果には、比較誤差が含まれてしまう。これらの比較誤差があるため、遅延調整部１１５及び１１６における遅延量の調整だけでは振幅信号と位相信号とのタイミング差を十分に吸収することができず、ベクトル変調波信号Ｓｒｆ（ｔ）に歪みが残ってしまう。
【０００８】
それ故に、本発明の目的は、振幅信号と位相信号とのタイミング差を精度よく調整し、ベクトル変調波信号の歪をなくすことが可能な送信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、ポーラ変調方式を用いた送信装置に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明の送信装置は、入力される位相信号を周波数信号に変換する位相−周波数変換部と、周波数信号を周波数変調して位相変調波信号を生成する周波数変調部と、入力される振幅信号に従って位相変調波信号を増幅する増幅部と、増幅部に入力される振幅信号と周波数信号とを乗算する乗算部と、乗算部で乗算された信号から所定帯域の歪み周波数成分を抽出する帯域フィルタと、帯域フィルタで抽出された歪み周波数成分が所定のレベル以下になるように、位相−周波数変換部に入力される位相信号及び増幅部に入力される振幅信号の少なくとも一方の遅延量を調整する遅延調整／制御部とを備える。
【００１０】
又は、増幅部から出力される信号の振幅を検波する振幅検波部と、増幅部から出力される信号の周波数を検波する周波数検波部とをさらに備えて、乗算部において、振幅検波部で検波された振幅信号と周波数検波部で検波された周波数信号とを乗算することで、歪み周波数成分を抽出するための信号を生成してもよい。
【００１１】
好ましくは、位相−周波数変換部が、入力される位相信号を時間微分処理する微分器で構成される。又は、位相−周波数変換部が、入力される位相信号に従って周波数変調部からフィードバックされる位相変調波信号の分周信号を出力する可変分周器と、基準周波数信号を発生する基準周波数信号源と、分周信号の位相と基準周波数信号の位相とを比較する位相比較器と、位相比較器の比較結果から周波数信号を生成する低域フィルタとで構成される。
また、好ましくは、帯域フィルタが、乗算部で乗算された信号を、デジタル処理するデジタルフィルタか離散フーリエ変換する離散フーリエ変換器かで構成される。
【発明の効果】
【００１２】
上記本発明によれば、従来に存在していた検波誤差及び比較誤差の影響がない。よって、振幅信号と位相信号とのタイミング差を高精度で調整でき、ベクトル変調波信号の歪をなくすことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。図１において、第１の実施形態に係る送信装置は、位相−周波数変換部１１と、周波数変調部１２と、増幅部１３と、乗算部１４と、帯域フィルタ１５と、制御部１６と、遅延調整部１７及び１８とを備える。位相−周波数変換部１１及び周波数変調部１２は、位相変調部に相当する。
【００１４】
まず、本発明の第１の実施形態に係る送信装置の各構成の概要を説明する。
遅延調整部１８は、制御部１６の制御に従って、入力する位相信号ｐ（ｔ）の遅延量を調整し、遅延位相信号ｐ１（ｔ）として出力する。位相−周波数変換部１１は、遅延調整部１８から出力される遅延位相信号ｐ１（ｔ）を、周波数信号ｆ１（ｔ）に変換する。この変換は、図２に示すように、遅延位相信号ｐ１（ｔ）を時間微分することによって行われる。変換された周波数信号ｆ１（ｔ）は、周波数変調部１２及び乗算部１４に入力される。周波数変調部１２は、位相−周波数変換部１１で変換された周波数信号ｆ１（ｔ）を周波数変調して、位相変調された位相変調波信号Ｓｃ（ｔ）を生成する。遅延調整部１７は、制御部１６の制御に従って、入力する振幅信号ｒ（ｔ）の遅延量を調整し、遅延振幅信号ｒ１（ｔ）として出力する。増幅部１３は、遅延調整部１７から出力される遅延振幅信号ｒ１（ｔ）に従って、周波数変調部１２から出力される位相変調波信号Ｓｃ（ｔ）を増幅し、ベクトル変調波信号Ｓｒｆ（ｔ）を生成する。
【００１５】
乗算部１４は、遅延調整部１７から出力される遅延振幅信号ｒ１（ｔ）と、位相−周波数変換部１１から出力される周波数信号ｆ１（ｔ）とを乗算し、乗算信号ｍ（ｔ）を算出する。このとき、遅延振幅信号ｒ１（ｔ）と周波数信号ｆ１（ｔ）とのタイミング差（時間差）が無い又は小さい場合には、周波数信号ｆ１（ｔ）のピークでは遅延振幅信号ｒ１（ｔ）が限りなくゼロになるため、フラットな乗算信号ｍ（ｔ）が得られる（図３Ａ）。一方、遅延振幅信号ｒ１（ｔ）と周波数信号ｆ１（ｔ）とのタイミング差（時間差）が大きい場合には、周波数信号ｆ１（ｔ）のピークでは遅延振幅信号ｒ１（ｔ）がゼロでなくなるため、歪みが生じた乗算信号ｍ（ｔ）が得られる（図３Ｂ）。結果、乗算信号ｍ（ｔ）の周波数スペクトラムに広がりが生じる（図４）。この周波数スペクトラムの広がりは、高い周波数で顕著に表われる傾向がある（例えば、図４中の矢印部分）。
【００１６】
この周波数信号ｆ１（ｔ）は、位相信号ｐ（ｔ）に基づいて生成され、かつ、位相信号ｐ（ｔ）の持つ情報を伝送する信号であるから、周波数信号ｆ１（ｔ）と振幅信号ｒ（ｔ）とのタイミング差を検出して調整する行為は、位相信号ｐ（ｔ）と振幅信号ｒ（ｔ）とのタイミング差を検出して調整する行為と、同等の効果がある。
【００１７】
なお、図３Ａ及び図３Ｂには、振幅信号が限りなくゼロに近づき、かつ、周波数信号のピークが特に大きい例を示した。送信装置が用いられる無線通信システムによって適用される変調方式は様々であり、そして、変調方式によって振幅信号がゼロに近づく度合いや周波数信号のピークの度合いも異なる。しかしながら、上記第１の実施形態に係る送信装置では、振幅信号がゼロに近づく度合いや周波数信号のピークの度合いが図３Ａや図３Ｂの例と異なっていたとしても、振幅信号と周波数信号とのタイミング差によって乗算信号に生じた時間波形のわずかな歪みは、周波数領域では周波数スペクトラムの広がりになって現れる。
【００１８】
帯域フィルタ１５は、乗算部１４で算出された乗算信号ｍ（ｔ）から、所定帯域の歪み周波数成分を抽出し、歪み抽出信号ｎ（ｔ）として出力する。なお、この所定帯域は、例えば、上述した周波数スペクトラムの広がりが顕著に表われる周波数帯域等に設定すればよい。制御部１６は、帯域フィルタ１５から出力される歪み抽出信号ｎ（ｔ）が所定のレベル以下となるように、すなわち乗算信号ｍ（ｔ）の周波数スペクトラムの広がりを所定の範囲以内に抑制するように、遅延調整部１７が調整する振幅信号ｒ（ｔ）の遅延量、及び遅延調整部１８が調整する位相信号ｐ（ｔ）の遅延量を、それぞれ制御する。遅延量の制御手法の一例については、後述する。
【００１９】
次に、各構成の詳細な回路例を説明する。
図５及び図６は、位相−周波数変換部１１及び周波数変調部１２の詳細な回路例を示す図である。図５は、位相−周波数変換部１１を微分器１１ａで構成し、周波数変調部１２を電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２ａで構成した例である。この例では、微分器１１ａを用いて遅延位相信号ｐ１（ｔ）を時間微分処理することで、周波数信号ｆ１（ｔ）を生成する。
【００２０】
また、図６は、位相−周波数変換部１１を、遅延位相信号ｐ１（ｔ）に従って周波数変調部１２からフィードバックされる位相変調波信号Ｓｃ（ｔ）の分周信号を出力する可変分周器１１ｅ、基準周波数信号を発生する基準周波数信号源１１ｂ、分周信号の位相と基準周波数信号の位相とを比較する位相比較器１１ｃ、及び位相比較器１１ｃの比較結果から周波数信号ｆ１（ｔ）を生成する低域フィルタ１１ｄで構成し、周波数変調部１２を電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２ａで構成した例である。この例では、電圧制御発振器１２ａの出力をＰＬＬ処理することで、周波数信号ｆ１（ｔ）を生成する。従って、この回路例に対応させた場合には、図１に示す回路に、周波数変調部１２から位相−周波数変換部１１へ向かうフィードバック経路が足されることになる。
【００２１】
図７及び図８は、帯域フィルタ１５の回路例を示す図である。図７は、帯域フィルタ１５をデジタルフィルタ１５ａで構成した例である。図８は、帯域フィルタ１５を離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）１５ｂで構成した例である。
ここで、このデジタルフィルタ１５ａや離散フーリエ変換器１５ｂを用いる場合には、入力される乗算信号ｍ（ｔ）がデジタル信号である必要がある。よって、この場合には、帯域フィルタ１５に入力される前にアナログからデジタルへ変換しなければならない。図９は、第１の実施形態に係る送信装置にアナログ−デジタル変換の構成（ＡＤ変換器１９ａ）及びデジタル−アナログ変換の構成（ＤＡ変換器１９ｂ）を加えた回路例である。
【００２２】
図１０は、制御部１６の詳細な回路例を示す図である。図１１は、図１０の制御部１６で行われる処理動作を説明するフローチャートである。図１０において、制御部１６は、信号レベル算出部１６ａと、第１メモリ１６ｂと、第２メモリ１６ｃと、比較器１６ｄと、カウンタ１６ｅと、セレクタ１６ｆとを備える。
【００２３】
まず、セレクタ１６ｆが、カウンタ１６ｅの出力を選択する（ステップＳ１０１）。また、カウンタ１６ｅは、カウント値（遅延量調整値）を初期値に設定する（ステップＳ１０２）。初期化する値は、例えば８ビットのデジタル制御を行う場合には、−１２７となる。この設定された初期値は、第２メモリ１６ｃに記憶される（ステップＳ１０３）。また、初期時に信号レベル算出部１６ａから出力される値（歪み抽出信号ｎ（ｔ）に比例した信号レベル）が、第１メモリ１６ｂに記憶される（ステップＳ１０４）。
【００２４】
次に、カウンタ１６ｅが、カウント値を１つカウントアップさせて、すなわち位相信号ｐ（ｔ）及び振幅信号ｒ（ｔ）の遅延量を変化させる（ステップＳ１０５）。そして、比較器１６ｄが、変化後の信号レベル算出部１６ａの出力値と第１メモリ１６ｂに記憶されている前回の値とを比較する（ステップＳ１０６）。この比較の結果、変化後の信号レベル算出部１６ａの出力値の方が大きい場合には遅延量が少ないと判断され（ステップＳ１０７、Ｎｏ）、カウンタ１６ｅが、カウント値をさらに１つカウントアップさせてステップＳ１０５以後の処理を繰り返して行う。一方、変化後の信号レベル算出部１６ａの出力値の方が小さい場合には遅延量が現時点で適切であると判断され（ステップＳ１０７、Ｙｅｓ）、第２メモリ１６ｃがカウンタ１６ｅの現カウント値を記憶すると共に、第１メモリ１６ｂが、この出力値を記憶する（ステップＳ１０８及びＳ１０９）。
【００２５】
この繰り返し処理は、カウンタ１６ｅのカウント値の上限まで行われる（ステップＳ１１０）。上述した８ビットのデジタル制御を行う場合には、上限が＋１２７になる。以上の処理によって、信号レベル算出部１６ａの出力値が最小となる遅延量、すなわち調整可能範囲内での最適な遅延量が、第２メモリ１６ｆに記憶されることになる。そして、カウント値の上限まで行われると、セレクタ１６ｆが、第２メモリ１６ｆの出力を選択する（ステップＳ１１１）。なお、通常この処理は、振幅信号ｒ（ｔ）の制御と位相信号ｐ（ｔ）の制御とは、独立して行われる。
【００２６】
以上のように、本発明の第１の実施形態に係る送信装置によれば、検波信号を用いずに遅延量を調整するため、従来に存在していた検波誤差及び比較誤差の影響がない。よって、振幅信号と位相信号とのタイミング差を高精度で調整でき、ベクトル変調波信号の歪をなくすことが可能となる。
【００２７】
なお、本実施形態では、カウンタ１６ｅがカウント値をカウント値の上限までカウントアップするように動作する制御方法の例を説明したが、予め所定のレベルを設定し、信号レベル算出部１６ａの出力値が設定された所定のレベルより小さくなった時点でカウンタ１６ｅがカウントアップを停止するように動作するように制御しても良い。
また、カウンタ１６ｅがカウント値をカウント値の上限までカウントアップする動作において、信号レベル算出部１６ａの出力値が最小になる状態を探し、その結果に基づいてベクトル変調波信号の歪みを最小にすることができる。
また、予め所定のレベルを設定し、信号レベル算出部１６ａの出力値が設定された所定のレベルより小さくなった時点でカウンタ１６ｅがカウントアップを停止する動作を行うことで、ベクトル変調波信号の歪みを所定のレベルより小さく抑えることができる。
ベクトル変調波信号の歪みは、最小値であるのが最も望ましいが、最小値でなくても、送信装置に要求される性能（歪みのレベル）を満たしていればよい場合がある。そのような場合には、信号レベル算出部１６ａの出力値が最小値になる状態を探さなくても、信号レベル算出部１６ａの出力値が所定のレベルより小さくなる状態を探すことで、制御を簡略化することができる。この場合、信号レベル算出部１６ａの出力値は、ベクトル変調波信号の歪みのレベルと相関があるため、送信装置に要求される性能（歪みのレベル）に基づいて、信号レベル算出部１６ａの出力値の到達目標値となる所定のレベルを予め求め、設定すればよい。
【００２８】
（第２の実施形態）
図１２は、本発明の第２の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。図１２において、第２の実施形態に係る送信装置は、位相−周波数変換部１１と、周波数変調部１２と、増幅部１３と、乗算部１４と、帯域フィルタ１５と、制御部１６と、遅延調整部１７及び１８と、振幅検波部２１と、周波数検波部２２とを備える。図１２で分かるように、第２の実施形態に係る送信装置の構成は、上記第１の実施形態に係る送信装置の構成と比べて、振幅検波部２１及び周波数検波部２２が異なる。以下、この異なる構成を中心に第２の実施形態に係る送信装置を説明する。
【００２９】
振幅検波部２１は、増幅部１３で増幅出力されたベクトル変調波信号Ｓｒｆ（ｔ）を検波して、検波振幅信号ｒ２（ｔ）を抽出する。周波数検波部２２は、増幅部１３で増幅出力されたベクトル変調波信号Ｓｒｆ（ｔ）を検波して、検波周波数信号ｆ２（ｔ）を抽出する。乗算部１４は、振幅検波部２１から出力される検波振幅信号ｒ２（ｔ）と、周波数検波部２２から出力される検波周波数信号ｆ２（ｔ）とを乗算し、乗算信号ｍ（ｔ）を算出する。
【００３０】
以上のように、本発明の第２の実施形態に係る送信装置によれば、検波信号を用いるが検波信号と入力信号との比較に基づいて遅延量を調整しないため、従来に存在していた検波誤差及び比較誤差の影響がない。よって、振幅信号と位相信号とのタイミング差を高精度で調整でき、ベクトル変調波信号の歪をなくすことが可能となる。また、ベクトル変調波信号から検波した信号を用いるので、周波数変調部や増幅部で生じる遅延差の影響も回避できる。
【００３１】
なお、上記第１及び第２の実施形態では、振幅信号ｒ（ｔ）及び位相信号ｐ（ｔ）の遅延調整をそれぞれ行って、両方の信号のタイミング差を制御する構成を説明した。しかし、両方の信号のタイミング差を制御できるのであれば、いずれか一方の信号だけを遅延調整する構成であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００３２】
本発明は、ポーラ変調方式の送信装置等に利用可能であり、特に振幅信号と位相信号とのタイミング差を精度よく調整してベクトル変調波信号の歪をなくしたい場合等に適している。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図２】位相−周波数変換部１１で行われる変換処理の概念を説明する図
【図３Ａ】乗算部１４で行われる乗算処理の概念を説明する図
【図３Ｂ】乗算部１４で行われる乗算処理の概念を説明する図
【図４】図３Ａと図３Ｂとの相違による影響を説明する図
【図５】位相−周波数変換部１１及び周波数変調部１２の詳細な回路例を示す図
【図６】位相−周波数変換部１１及び周波数変調部１２の他の詳細な回路例を示す図
【図７】帯域フィルタ１５の回路例を示す図
【図８】帯域フィルタ１５の他の回路例を示す図
【図９】第１の実施形態に係る送信装置にＡＤ変換器及びＤＡ変換器の構成を加えた回路例
【図１０】制御部１６の詳細な回路例を示す図
【図１１】制御部１６で行われる処理動作を説明するフローチャート
【図１２】本発明の第２の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図１３】ポーラ変調方式を説明する図
【図１４】ポーラ変調方式に存在する問題を説明する図
【図１５】従来の送信装置の構成例を示すブロック図
【符号の説明】
【００３４】
１１  位相−周波数変換部
１１ａ  微分器
１１ｂ  基準周波数信号源
１１ｃ、１６ｄ、１１３、１１４  比較器
１１ｄ  低減フィルタ
１１ｅ  可変分周器
１２  周波数変調部
１２ａ  電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１３、１０２  増幅部
１４  乗算部
１５  帯域フィルタ
１５ａ  デジタルフィルタ
１５ｂ  離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）
１６  制御部
１６ａ  信号レベル算出部
１６ｂ、１６ｃ  メモリ
１６ｅ  カウンタ
１６ｆ  セレクタ
１７、１８、１１５、１１６  遅延調整部
１９ａ  アナログ−デジタル変換器（ＡＤ変換器）
１９ｂ  デジタル−アナログ変換器（ＤＡ変換器）
２１、１１１  振幅検波器
２２  周波数検波器
１０１  位相変調部
１１２  位相検波器
【図１】
2008048052.tif 000003
【図２】
2008048052.tif 000004
【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2008048052.tif 000011
【図９】
2008048052.tif 000012
【図１０】
2008048052.tif 000013
【図１１】
2008048052.tif 000014
【図１２】
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【図１３】
2008048052.tif 000016
【図１４】
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【図１５】
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