(57)【要約】【課題】  GPON方式のように、広ダイナミックレンジかつバースト信号ごとに異なるレベルの光信号が入力される場合において、短プリアンブル内で安定した利得制御できる前置増幅器を提供する。【解決手段】  データ信号からデータカウント数として抽出したタイミング情報を用いて、前置増幅器101の利得切替を制御する方式とすることで、高速かつ高精度に利得切替を行う。このため前置増幅器101内に、TIA本体107の他に、レベル検出器103、プリアンブル復元回路105、カウンタ104、制御回路102を設ける。また、利得切替に伴う帯域劣化や位相余裕低下を抑止する為、TIA本体107の信号増幅用トランジスタに対する電流注入／電流引抜を行うためのバイアス端子を設ける。【選択図】  図１
2008211702.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号の強度に応じた電流信号を入力する入力端子と、
前記入力端子から入力された前記電流信号を電圧信号に変換する第１の増幅器と、
前記第１の増幅器から出力された前記電圧信号を入力して増幅する第２の増幅器と、
前記第２の増幅器から出力された電圧信号を出力する出力端子と、
前記電圧信号の個数を計数し、計数した結果を出力するカウンタと
を具備して成り、
前記カウンタが出力したカウント値に基づき前記第１の増幅器の利得を切り替える
ことを特徴とする前置増幅器。
【請求項２】
請求項１において、
前記電圧信号のレベルを検出し、前記カウンタに前記レベルを出力するレベル検出器を更に具備して成り、
前記カウンタは前記レベル検出器によって検出された前記電圧信号のレベルを基準に動作開始する
ことを特徴とする前置増幅器。
【請求項３】
請求項２において、
前記レベル検出器の出力した前記レベルと前記カウンタの出力した前記カウント値とに基づいて前記第１の増幅器の利得を切り替えることを特徴とする前置増幅器。
【請求項４】
請求項３において、
前記電圧信号を入力して有意電圧信号を前記カウンタに出力するプリアンブル復元回路を更に具備して成り、
前記カウンタは前記有意電圧信号の個数を計数する
ことを特徴とする前置増幅器。
【請求項５】
請求項４において、
前記カウンタの動作開始の基準レベルを前記光信号に対応する電圧信号の許容消光比および前記光信号に対応する電圧信号が有する雑音レベルに基づいて決定することを特徴とする前置増幅器。
【請求項６】
請求項１において、
前記第１の増幅器は、メイントランジスタと、前記メイントランジスタの上段に接続されたカスコードトランジスタと、前記メイントランジスタと前記カスコードトランジスタとの接続点に設けられたバイアス端子とを含んで成り、
前記バイアス端子を介して前記メイントランジスタへの電流注入および電流引抜を制御する
ことを特徴とする前置増幅器。
【請求項７】
請求項６において、
前記電圧信号のレベルを検出し、前記カウンタに前記レベルを出力するレベル検出器を更に具備して成り、
前記カウンタは前記レベル検出器によって検出された前記電圧信号のレベルを基準に動作開始する
ことを特徴とする前置増幅器。
【請求項８】
請求項７において、
前記レベル検出器の出力した前記レベルと前記カウンタの出力した前記カウント値とに基づいて前記第１の増幅器の利得を切り替えることを特徴とする前置増幅器。
【請求項９】
請求項８において、
前記電圧信号を入力して有意電圧信号を前記カウンタに出力するプリアンブル復元回路を更に具備して成り、
前記カウンタは前記有意電圧信号の個数を計数する
ことを特徴とする前置増幅器。
【請求項１０】
請求項９において、
前記カウンタの動作開始の基準レベルを前記光信号に対応する電圧信号の許容消光比および前記光信号に対応する電圧信号が有する雑音レベルに基づいて決定することを特徴とする前置増幅器。
【請求項１１】
光入力端子と、
一方の端子が基準電位に接続されたアバランシェフォトダイオードと、
入力端子が前記アバランシェフォトダイオードの他方の端子に接続され、前記アバランシェフォトダイオードに入力した光信号に対応する電流信号を入力して電流−電圧変換を行い、電圧変換された信号を出力する前置増幅器と、
入力端子が前記前置増幅器の出力端子に接続され、前記前置増幅器から出力された電圧信号を入力し、前記電圧信号に対して波形整形を行い、波形整形された電圧信号を出力するポストアンプと、
前記波形整形された電圧信号に対して信号処理を行う信号処理回路が外部接続されるよう構成され、前記ポストアンプの出力端子が内部接続された波形整形電圧信号出力端子と
を具備して成り、
前記前置増幅器は、前記光信号に対応する前記電流信号を入力する電流信号入力端子と、前記電流信号入力端子から入力された前記電流信号を電圧信号に変換する第１の増幅器と、前記第１の増幅器から出力された前記電圧信号を入力して増幅する第２の増幅器と、前記第２の増幅器から出力された電圧信号を出力する電圧信号出力端子と、前記電圧信号の個数を計数し、計数した結果を出力するカウンタとを具備して成り、
前記カウンタが出力したカウント値に基づき前記第１の増幅器の利得を切り替える
ことを特徴とする光受信装置。
【請求項１２】
請求項１１において、
前記電圧信号のレベルを検出し、前記カウンタに前記レベルを出力するレベル検出器を更に具備して成り、
前記カウンタは前記レベル検出器によって検出された前記電圧信号のレベルを基準に動作開始する
ことを特徴とする光受信装置。
【請求項１３】
請求項１２において、
前記レベル検出器の出力した前記レベルと前記カウンタの出力した前記カウント値とに基づいて前記第１の増幅器の利得を切り替えることを特徴とする光受信装置。
【請求項１４】
請求項１３において、
前記電圧信号を入力して有意電圧信号を前記カウンタに出力するプリアンブル復元回路を更に具備して成り、
前記カウンタは前記有意電圧信号の個数を計数する
ことを特徴とする光受信装置。
【請求項１５】
請求項１４において、
前記カウンタの動作開始の基準レベルを前記光信号に対応する電圧信号の許容消光比および前記光信号に対応する電圧信号が有する雑音レベルに基づいて決定することを特徴とする光受信装置。
【請求項１６】
請求項１１において、
前記第１の増幅器は、メイントランジスタと、前記メイントランジスタの上段に接続されたカスコードトランジスタと、前記メイントランジスタと前記カスコードトランジスタとの接続点に設けられたバイアス端子とを含んで成り、
前記バイアス端子を介して前記メイントランジスタへの電流注入および電流引抜を制御する
ことを特徴とする光受信装置。
【請求項１７】
請求項１６において、
前記電圧信号のレベルを検出し、前記カウンタに前記レベルを出力するレベル検出器を更に具備して成り、
前記カウンタは前記レベル検出器によって検出された前記電圧信号のレベルを基準に動作開始する
ことを特徴とする光受信装置。
【請求項１８】
請求項１７において、
前記レベル検出器の出力した前記レベルと前記カウンタの出力した前記カウント値とに基づいて前記第１の増幅器の利得を切り替えることを特徴とする光受信装置。
【請求項１９】
請求項１８において、
前記電圧信号を入力して有意電圧信号を前記カウンタに出力するプリアンブル復元回路を更に具備して成り、
前記カウンタは前記有意電圧信号の個数を計数する
ことを特徴とする光受信装置。
【請求項２０】
請求項１９において、
前記カウンタの動作開始の基準レベルを前記光信号に対応する電圧信号の許容消光比および前記光信号に対応する電圧信号が有する雑音レベルに基づいて決定することを特徴とする光受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はPON（Passive Optical Network）方式等のバースト受信機の前置増幅器およびそれを用いた光受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
GEPONは米国電気電子学会においてIEEE 802.3ahとして標準化された受動型光通信ネットワークPONの規格である。この規格を実現する一構成例として、従来、プリアンプのトランスインピーダンスをスイッチによる切替方式とし、レベル検出器、遅延回路を用いてトランスインピーダンスの切り替え制御を行う光受信装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、光通信ネットワークに適用される光受信器であって特に信号光がバースト状に伝送されるバースト光受信器に関するものとして、従来、受信信号光から変換された電気信号の強度に応じ増幅利得を切り換えるとともに、増幅処理後の電気信号の立上がり／立下がりの変化点の所定のカウント値のときに制御信号をＯｆｆとし、信号セルの１ビット目について”Ｈ”レベル信号の生成処理を抑圧するマスク生成回路を備えたものがあった。バーストプリアンプの利得の切り替えにＮビット要する場合には、リセットパルス信号の入力後、マスク生成回路は利得切り替え前のＮビット受信時間に亘って制御信号をＯｎに設定する構成を開示している（例えば、特許文献２参照）。
【０００４】
また、バースト多重伝送系における受信回路、特にバースト信号の到着を検出するバースト信号検出回路として、従来、カウンタ回路がバースト信号を入力し、所定のパルス数のカウントが終了したらカウント回路からの出力信号をハイレベルにしてバースト信号を検出したこととする技術があった（例えば、特許文献３参照）。
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−８６４６６号公報
【特許文献２】特開２００４−１８０１７６号公報
【特許文献３】特開平６−３１８９０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本願発明者は本願に先立って、ITU-T G984.2で標準化されるGPON方式で適用可能なプリアンプに関し、トランスインピーダンスの制御形式から検討を進めた。
【０００７】
図２はGPONシステムの模式図である。同図に示すように、GPON(Gigabit-capable Passive Optical Network)方式は、複数のONU(Optical Network Unit)と1つのOLT(Optical Line Terminal)とを結び信号を送受信する方式である。同図に記載した例では、ONU221から送信された信号201と、他のONU222から送信された信号202と、加入者223においてSTB225、TV226、PC227、ルータ228が直接または間接的に接続されたONU224から送信された信号203とが光カプラ（受動素子）241を介してそれぞれ信号211、信号212、信号213として収容局231に設けられたOLT232へ送られる。光カプラ241とOLT232とは、例えば上り1.25 GHzの通信速度を持つ通信路で接続されている。収容局231は更に上位の通信路に接続されており、一般に、収容局231を境にして光カプラ241の在る側をアクセス系、上位の通信路の側を基幹系と呼ぶ。OLT232は、各ONU221、222、224から送出された各々異なるレベルのバースト光信号211、212、213を受信する必要がある。
【０００８】
図３はOLT光受信モジュール232の構成図である。光受信モジュールは、APD(Avalanche Photo Diode)110と電流-電圧変換を行うTIA(Trans-Impedance Amplifier)回路と呼ばれる前置増幅器（プリアンプ）101とを内蔵したPDモジュール301と、ATC(Auto Threshold Control)-IC（ポストアンプ）302とを含んで構成される。APD110は一方の端子が基準電位（例えば接地電位）111に接続され、他方の端子が前置増幅器101の入力端子112に接続されている。PDモジュール301では、１）ONU221、222、224から送信された光信号をAPD110にて光電変換することで電流信号として取り出し、２）前置増幅器101にて電流信号を電圧信号に変換し後段のATC-IC302に伝達する。次にATC-IC302にて信号波形の整形を行い、後段のCDR(Clock and Data Recovery)機能を有した信号処理回路303へ信号伝達を行う。APD110に入力される光信号は、例えば光入力強度が-32〜-６dBmの範囲であり、消光比が10以上である光信号とすることができるが、本発明はこの数値に限定されない。また、APD110から出力された光電流は、例えば2μＡ〜1.8ｍＡの範囲の値を持つものとすることができるが、本発明はこの数値に限定されない。ここで、前置増幅器101は、その利得が切替によって可変である利得切替型となっており、切替の段数としては、例えば3段とすることができる。前置増幅器101の出力はATC-IC302の入力に接続され、これらは例えば差動接続するのが好適であるが、本発明はこれに限定されない。前置増幅器101とATC-IC302とは共に双方向Resetで制御される。ATC-IC302の出力はCDR付きの信号処理ASIC303の入力に接続され、これらは例えば差動接続するのが好適であるが、本発明はこれに限定されない。ATC-IC302は信号処理ASIC303からのシステムReset信号により制御される。
【０００９】
図４は特許文献１の図３に記載された前置増幅器を発明者独自の視点から再構成した前置増幅器の構成図である。PD410に入力された光電流信号をDOUTP/Mに電圧信号として出力するのが前置増幅器401の主機能である。APD410は一方の端子が基準電位（例えば接地電位）411に接続され、他方の端子が前置増幅器401の入力端子412に接続されている。メインTIA407はPD410から入力端子412を介して入力した光電流を電流-電圧変換する。メインTIA407の出力は帰還抵抗409を介して自身の入力に帰還される。電流-電圧変換するときの変換係数(利得)はトランスインピーダンスと呼ばれ、制御回路402からの制御信号により高低を制御できるよう構成される。メインアンプ407から電圧変換された信号を出力アンプ408を通し出力端子413、414に出力するパスがメインパスである。出力アンプ408はメインアンプ（メインTIA）407の出力とリファレンス406の出力とを比較した結果を出力端子413、414に出力する。レベル検出回路403はメインTIA407の出力に接続され、制御回路402からの制御信号に基づきメインTIA407からの出力信号のレベルを検出する。レベル検出回路403にて検出された信号レベルに対応する信号が遅延回路404に入力され、ここで遅延処理された後にタイミング制御信号として制御回路402へ出力される。制御回路402は、レベル検出回路403の出力と遅延回路404からのタイミング制御信号とに基づいてメインTIA407へ制御信号を出力し、メインTIA407のトランスインピーダンスを制御する。
【００１０】
図７にTIAの最も単純な構成例を示す。iが入力端子、oが出力端子、QN0がメイントランジスタ701である。また、RLが負荷抵抗、RFが帰還抵抗409であり、それぞれの抵抗値もRL、RFと表すこととする。
【００１１】
同図に示した回路の帯域(fc)はオープンループ利得をaとすると、
【００１２】
【数１】
2008211702.tif 000003
【００１３】
と表され、また、ループ利得は、
【００１４】
【数２】
2008211702.tif 000004
【００１５】
のように書ける。このため帰還抵抗値RFが大きいと帯域低下が見込まれ、帰還抵抗値RFが小さいと位相余裕低下が見込まれる。また一般に、増幅器の最小入力を制限する要因は雑音である。そのため前置増幅器401の主な雑音成分である熱雑音を低減するには帰還抵抗値RFを増大させる必要がある。一方、最大入力は回路内部のトランジスタが動作飽和することにあり、帰還抵抗値RFを低減させる必要がある。そこで広ダイナミックレンジの入力に対応するため、複数の利得を用意し、光受信レベルに応じ制御回路により帰還抵抗値RFおよび負荷抵抗値RLを制御することで、適切な利得の選択を行うのが一般的である。
【００１６】
図１４にトランスインピーダンスの切替形式を示す。トランスインピーダンスの切替形式にはクランプ型、段階切替型、および無段階切替型があるが、クランプ型は消光比耐力を原理的に実現できないこと、無段階切替型は回路の安定動作を図るには充分な時間が必要なことから、消光比耐力を確保しつつ回路の安定動作を図るには段階切替型でトランスインピーダンスの切替を実現するのが最も効果的であるとの結論に達した。
【００１７】
そこで、GEPON規格実現で用いられる図４のプリアンプ構成を適用可能か否か、発明者独自の視点から検討を行った。
【００１８】
図５にバースト信号のデータ構造を示す。バースト光信号の1フレームは、１）プリバイアス区間、２）プリアンブル区間、３）デリミッタ区間、および４）ペイロード区間からなる。
【００１９】
１）プリバイアス区間は、送信時の光出力を安定化させるための区間であり、規格では0〜16bitが割り当てられる。0〜16bitのうちのどのbit数が割り当てられるかは環境により変動する。２）プリアンブル区間は、クロック同期を行うための区間であり、規格では44bitが割り当てられる。３）デリミッタ区間は、フレームを検出するための区間であり、規格では20bitが割り当てられる。４）ペイロード区間は、データ本体のために割り当てられる。
【００２０】
このようなデータ構造を採用しているため、TIA/ATCの出力安定化とCDRでのクロック同期との両方をプリアンブル区間にて完了させる必要がある。
【００２１】
従来方式を採用したGEPONではプリアンブル区間は256bit以上あり、デバイスや環境条件が変動しても、図４に示す回路を用い、図６のようにTIAの利得切替は入力レベル判定を起点とし遅延回路404で生成したタイミング制御信号に基づいて行えば十分であった。しかし、ITU-T G.984.2に規定された1.24Gbpsの仕様では44bitをTIA／ATC／CDRで配分する必要があり、大きく見積もってもTIAはデータ先頭から16bit以内で出力安定化、すなわち、利得切替が終了し、それ以降、利得切替がない状態にすることが完了している必要がある。
【００２２】
そのため、レベル検出を起点に遅延回路404を用いる方式ではGPON方式の特徴である短オーバーヘッドへの対応が困難であるとの結論に達した。
【００２３】
図８は従来のTIAの構成図である。TIAはメイントランジスタQN0を含んで成るアンプ801に負荷抵抗RL部と帰還抵抗RF部とが接続されて構成される。利得制御機能の導入時には高利得時の帯域低下と低利得時の位相余裕低下とを共に抑制しなくてはならない。そのため、従来、帰還抵抗値RFに応じ、図８に示すように負荷抵抗値RLを切り替えることができるよう設計することで、それらの両立を図っていた。
【００２４】
しかしながら、短オーバーヘッドへの対応に伴い、従来以上の出力負荷の上昇が予測され、新たな帯域低下及び位相余裕低下への対策を盛り込む必要があるとの結論にも達した。
【００２５】
なお、特許文献２は予め設定しておいたビット数をカウントした後に制御信号をＯｎに設定する技術を開示するが、この技術においては、データそのものをカウントに使用せず、外部ASIC等から制御するものと思われる。
【００２６】
また、特許文献３はバースト信号の検出にカウンタを用いる技術を開示するが、この技術においては、当該カウンタによるカウント動作をトランスインピーダンスアンプの利得切替に用いていない。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。すなわち、本発明の切替制御方式は、PD電流をメインTiAで電流電圧変換し、電圧信号を複数のレベル検出信号およびデータ検出信号に変換し、信号レベル検出信号とデータ検出信号状態に応じトランスインピーダンスを切り替えることを特徴とする。また、このときの複数のレベル検出信号は消光比及び想定される雑音から決定されることを特徴とする。
【００２８】
また、メインTiA内のメイントランジスタの電流の注入/引抜をトランスインピーダンス毎に制御することを特徴とする。
【００２９】
具体的には、本発明の前置増幅器は、光信号の強度に応じた電流信号を入力する入力端子と、前記入力端子から入力された前記電流信号を電圧信号に変換する第１の増幅器と、前記第１の増幅器から出力された前記電圧信号を入力して増幅する第２の増幅器と、前記第２の増幅器から出力された電圧信号を出力する出力端子と、前記電圧信号の個数を計数し、計数した結果を出力するカウンタとを具備して成り、前記カウンタが出力したカウント値に基づき前記第１の増幅器の利得を切り替えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３０】
上記手段による発明の代表的な効果は、GPON方式の短いオーバーヘッド内においてトランスインピーダンスを適切に切り替え、安定した出力波形を得ることである。
【実施例１】
【００３１】
以下本発明の実施例について図面を用いて詳述する。実施例の各ブロックを構成する素子は公知の集積回路技術により1個の半導体基板上に形成する。トランジスタ素子はBJTに限らず、いずれの素子でも実現可能である。
【００３２】
図１は本実施の形態の前置増幅回路である。
【００３３】
メインTIA107はPD110から入力した光電流を電流-電圧変換する。メインTIA107の出力は帰還抵抗109を介して自身の入力に帰還される。電流電圧変換するときの変換係数(利得)はトランスインピーダンスと呼ばれ、制御回路102からの制御信号により高低を制御できるよう構成される。切替タイミング高速化の観点から、利得段数は少ないほうが良い一方、入出力のダイナミックレンジ規定から、段数は多いほうが良い。高速切替と、制御の容易さとを考慮し、例えば高／中／低の3段階とするのが好適であるが、本発明はこの段数に限定されない。初期状態は微小入力信号に対応する為、通常は高いトランスインピーダンスとする。
【００３４】
メインアンプ107から電圧変換された信号を出力アンプ108を通し出力端子113、114に出力するパスがメインパスである。出力アンプ108はメインアンプ（メインTIA）107の出力とリファレンス106の出力とを比較した結果を出力端子113、114に出力する。
【００３５】
レベル検出回路103はメインTIA107の出力に接続され、メインTIA107で電圧変換された信号と図１０に示す3つの信号レベルとの比較を実施する。電圧変換された信号レベルが一度以上レベル検出回路103の比較閾値１(Level1:VDET)以上となった場合は、カウンタ104を動作可能状態に遷移させるフラグ(カウンタイネーブル)をカウンタ104に出力する。電圧変換された信号レベルがレベル検出回路103の比較閾値２(Level2:VCH)以上となった場合は、トランスインピーダンスを1段階下げるフラグを制御回路102に出力する。電圧変換された信号レベルがレベル検出回路103の比較閾値３(Level3:VFRC)以上となった場合は、トランスインピーダンスを最小値に下げるフラグを制御回路102に出力する。
【００３６】
プリアンブル復元回路105は、メインTIA107の出力に接続され、電圧変換された信号を内部回路の論理的に意味の有る電圧に変換し、後段のカウンタ104に出力する回路である。プリアンブル復元回路105は、例えばBPF(Band Pass Filter)などで構成するのが好適である。
【００３７】
カウンタ104は、レベル検出回路103のカウンタイネーブル出力とプリアンブル復元回路105の出力とに接続され、比較閾値１以上の信号数をカウントし、その結果を制御回路102にタイミング情報（タイミング制御信号）として出力する。
【００３８】
制御回路102においては、比較閾値１・２・３およびタイミング情報をもとに適切な高／中／低の利得から最適な利得選択を図１２Ａに示す表に基づいて行う。その利得選択の詳細は以下の通りである。尚、図１２Ｂは図１２Ａの切替真理値表の内容を波形図で示した図である。
【００３９】
（１）トランスインピーダンスの状態が(高)である場合において電圧変換された信号レベルが比較閾値１・２・３のいずれよりも小さい場合は、カウンタ104の計数動作およびトランスインピーダンスの切替動作は発生しない。
【００４０】
（２）トランスインピーダンスの状態が(高)である場合において電圧変換された信号レベルが比較閾値１以上かつ比較閾値２未満の場合は、カウンタ104は計数動作するが、トランスインピーダンスの切替動作は発生しない。さらにこの状態のまま2パルス分計数すると、ノイズ信号などによる誤動作回避の為、切替動作が発生しないよう、切替動作を抑止してトランスインピーダンスの状態を(高)でロックする。
【００４１】
（３）トランスインピーダンスの状態が(高)において電圧変換信号レベルが比較閾値２以上である場合で、かつ、カウンタ104のカウント状態が2パルス未満である場合は、トランスインピーダンスの状態を(高)から(中)へ一段階低下させる。
【００４２】
（４）トランスインピーダンスの状態が既に(高)から(中)に遷移した状態において、電圧変換された信号の第3パルス目の信号レベルが比較閾値２より小さい場合は、ノイズなどによる誤動作回避の為、切替動作を抑止してトランスインピーダンスの状態を(中)でロックする。
【００４３】
（５）トランスインピーダンスの状態が既に(高)から(中)に遷移した状態において、電圧変換された信号の第3パルス目の信号レベルが比較閾値２以上である場合は、トランスインピーダンスの状態を(中)から(低)へさらに一段階低下させる。
【００４４】
以上のように、比較閾値１・２・３およびタイミング情報をもとに制御することから比較閾値１・２・３の設定にも特徴がある。以下詳述する。以下説明簡単の為、帰還抵抗＝トランスインピーダンス値とし、帰還抵抗値を高利得側からRH, RM, RLとすると、ノイズやオーバーシュート量を主信号の20%と仮定すると誤動作しない為に比較閾値１・２・３(VDET  ,  VCH ,   VFRC) 間には次の関係が必須となる。
1.2 × VDET ＜ VCH   ［１］
1.2 × VCH ＜ VFRC   ［２］
また、最小振幅規定を守る必要がある。
【００４５】
図１１にレベルダイヤを示す。このレベルダイヤのように出力VCHで低いトランスインピーダンスに遷移するので、最小出力規定(VMIN)、最大出力規定(VMAX)とすると、
VFRC < VMAX   ［３］
VMIN < VCH *RM / RH   ［４］
VMIN < VCH *RL / RM   ［５］
となる。以上［１］〜［５］を満たす比較閾値１・２・３を設定する。
【００４６】
以上のように、適切な閾値設定とカウンタ制御の設定とを行うことで、高速かつ高精度のゲイン切替（利得切替）を実現可能である。
【００４７】
図９は本発明の前置増幅器の一実施例である前置増幅器101を構成するTIAの一構成例である。TIAはアンプ901に負荷抵抗RL部と帰還抵抗RF部とが接続されて構成される。図８の従来技術と比較して、メイントランジスタQN0の上段にカスコードトランジスタQN1が接続され、さらにメイントランジスタQN0のコレクタ端子に電流制御用のibias端子が設けられて、一組のアンプ901を構成している点が図８の従来技術とは異なる。
【００４８】
トランスインピーダンス状態が(高)の時はRFが大きい為、式Aから理解できるように、帯域が低下するので、帯域低下を抑止する必要がある。そこで、メイントランジスタに流れる電流をibias端子から注入することで増やし、オープンループ利得を増やす。その結果、回路定数を変更することなく回路の帯域を増大させる。一方で、トランスインピーダンス状態が(低)の時は、ループ帯域が大きく帯域の広いことから、回路の安定度が下がる。そこで、メイントランジスタに流れる電流をibias端子から引き抜くことで、ループ利得の低減と帯域の低下をはかり、位相余裕を確保することで、回路の安定度を高める。このように切り替えるトランスインピーダンス状態に毎に、メイントランジスタに流れる電流を制御し、高利得時の帯域低下と低利得時の位相余裕低下の対策を行う。
【００４９】
以上、本実施例によれば、GPON方式の短いオーバーヘッド内においてトランスインピーダンスを適切に切り替え、安定した出力波形を得ることが可能となる。
【実施例２】
【００５０】
実施例１に示した利得選択の動作(1)〜(5)では、前提条件として、カウンタ104のカウント動作はプリアンブル信号部の入力によって発生すると仮定している。従って、ノイズ環境が悪くカウンタ104がプリバイアス部において誤カウント動作した場合には、適切なトランスインピーダンスに遷移することが困難である。
【００５１】
例えば、図１３に示すように、プリバイアスのLowレベルが主信号レベルの0.1倍程度しかなく、プリバイアスのオーバーシュートも主信号レベルの0.1倍程度しかなく、主信号レベルがプリバイアス入力の最大値の５倍以上となっているようなノイズ環境が悪い時の波形に対しては、適切なトランスインピーダンスに遷移することが困難である。
【００５２】
そこで、特にノイズ環境が悪い場合に有効な救済措置として、上述の(1)〜(5)の後に以下の(6)(7)の動作を追加してもよい。
【００５３】
（６）トランスインピーダンスの状態が(高)であり、かつ、カウンタ104のカウントパルス数が3以上8未満である状態で、電圧変換された信号のレベルが比較閾値３以上の場合は、トランスインピーダンスの状態を(高)から(低)に2段階一度に遷移させる。
【００５４】
（７）トランスインピーダンスの状態が(中)であり、かつ、カウンタ104のカウントパルス数が4以上8未満である状態で、電圧変換された信号のレベルが比較閾値３以上の場合は、トランスインピーダンスの状態を(中)から(低)に遷移させる。
【００５５】
比較閾値１・２・３およびタイミング情報をもとに制御することから比較閾値１・２・３の設定にも特徴がある点については、上述の実施例１と同様である。但し、以下の点が異なる。
【００５６】
図１１のレベルダイヤにおいて、ノイズ環境が悪くプリバイアス部で誤カウントするということは、消光比とノイズ入力とで比較閾値１を超え、カウンタ104が動作可能状態に遷移し、かつ、ノイズ入力による波形揺らぎでメインアンプ107からプリアンブル復元回路105へと伝達した信号の波形により誤カウントしているといえる。プリアンブル復元回路105のBPFで高周波ノイズおよび低周波ノイズのある程度の除去は可能だが、信号帯域のノイズの除去は不可能である。
【００５７】
そこで、ノイズの除去は不可能という前提に立ち、プリバイアス部で比較信号１を越える場合に、最も低いトランスインピーダンスに遷移しても最小出力電圧規定に違反しないように設定する。
【００５８】
GPONの消光比スペック10dBとは、Lowレベルで主信号の10%程度の信号レベルであることを考慮し、プリバイアス部のオーバーシュート＋雑音を主信号の10%程度とすれば、比較信号１のプリバイアス部主信号レベルは、
I ＝ VDET / RH *5
となる。この光電流を低利得(RL)で動作させた電圧が最小出力規定(VMIN)より大きくとる必要があることから、
VMIN < VDET *RL / RH *5   ［６］
となる。以上の［６］を実施例１の［１］〜［５］に追加した［１］〜［６］を満たす比較閾値１・２・３を設定する。
【００５９】
以上、本実施例によれば、特にノイズ環境が悪い場合においても、GPON方式の短いオーバーヘッド内においてトランスインピーダンスを適切に切り替え、安定した出力波形を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明を適用した前置増幅器の構成図である。
【図２】GPONシステムの模式図である。
【図３】OLT側受信モジュールの模式図である。
【図４】GEPON規格を満足させられる前置増幅器の構成例である。
【図５】ITU-T G984.2で標準化された1フレームの例である。
【図６】GEPONでのトランスインピーダンス切替イメージを示す図である。
【図７】最も単純に構成したTIAの模式図である。
【図８】トランスインピーダンスの切替に対応した、従来技術によるトランスインピーダンスアンプの構成例である。
【図９】本発明を適用したトランスインピーダンス構成例である。
【図１０】比較閾値レベルの内容を示した図である。
【図１１】切替段数3段で構成した時のレベルダイヤの一例である。
【図１２Ａ】状態ごとの切替真理値表である。
【図１２Ｂ】図１２Ａの切替真理値表の内容を波形図で示した図である。
【図１３】ノイズ環境が悪い時の波形例である。
【図１４】トランスインピーダンス値の制御方式を示した図である。
【符号の説明】
【００６１】
101  前置増幅器（TIA）
102  制御回路
103  レベル検出回路
104  カウンタ
105  プリアンブル復元回路
106  リファレンス回路
107  メインアンプ（メインTIA）
108  出力アンプ
109  帰還抵抗
110  アバランシェフォトダイオード（APD）
111  基準電位
112  入力端子
113、114  出力端子
201、202、203、211、212、213  バースト光信号
221、222、224  光ネットワークユニット（ONU）
223  加入者
225  セットトップボックス（STB）
226  テレビジョン受像機（TV）
227  パーソナルコンピュータ（PC）
228  ルータ
231  収容局
232  光回線端末（OLT）／光受信モジュール（光受信装置）
241  光カプラ
301  フォトダイオードモジュール（PDモジュール）
302  自動閾値制御集積回路（ATC-IC）／ポストアンプ
301  信号処理回路（クロックデータリカバリ（CDR）付き信号処理ASIC）
401  前置増幅器（TIA）
402  制御回路
403  レベル検出回路
404  遅延回路
406  リファレンス回路
407  メインアンプ（メインTIA）
408  出力アンプ
409  帰還抵抗
410  アバランシェフォトダイオード（APD）
411  基準電位
412  入力端子
413、414  出力端子
701  メイントランジスタ
801  アンプ
901  アンプ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１３】
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【図１４】
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