(57)【要約】【課題】出力電流検出用抵抗を使用することなく、ＰＷＭ制御と、ＰＦＭ制御又はＶＦＭ制御とを、負荷の状態に応じて切り換える際の負荷電流を正確に設定することができるスイッチングレギュレータを得る。【解決手段】電流検出回路１０は、インダクタ電流がゼロである間、ローレベルの信号ＣＭＰｏｕｔを出力し、コンデンサＣ１１は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１を介して、定電流源１１から供給された定電流がＰＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４からなるカレントミラー回路で折り返されてなる電流で充電され、信号ＣＭＰｏｕｔがハイレベルであるとき、コンデンサＣ１１は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２によって放電され、ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２は、ローレベルの切換信号Ｓｃが１回以上継続して入力されると制御モードをＰＷＭ制御からＰＦＭ制御に切り換えるようにした。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチングトランジスタと、
該スイッチングトランジスタのスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるインダクタと、
前記スイッチングトランジスタと該インダクタとの接続部の電圧から、該インダクタに流れるインダクタ電流の検出を行い、該インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、前記入力電圧に応じた時間が経過した後に所定の切換信号を生成して出力する切換信号生成回路部と、
前記出力端子から出力される出力電圧が前記所定の定電圧になるように、前記スイッチングトランジスタに対して、該切換信号生成回路部からの切換信号に応じてＰＷＭ制御又はＰＦＭ制御のいずれかを行う制御回路部と、
を備え、
前記制御回路部は、前記切換信号生成回路部から前記所定の切換信号が１回以上継続して入力されると前記ＰＦＭ制御を行うことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項２】
入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチングトランジスタと、
該スイッチングトランジスタのスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるインダクタと、
前記スイッチングトランジスタと該インダクタとの接続部の電圧から、該インダクタに流れるインダクタ電流の検出を行い、該インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、前記入力電圧に応じた時間が経過した後に所定の切換信号を生成して出力する切換信号生成回路部と、
前記出力端子から出力される出力電圧が前記所定の定電圧になるように、前記スイッチングトランジスタに対して、該切換信号生成回路部からの切換信号に応じてＰＷＭ制御又はＶＦＭ制御のいずれかを行う制御回路部と、
を備え、
前記制御回路部は、前記切換信号生成回路部から前記所定の切換信号が１回以上継続して入力されると前記ＶＦＭ制御を行うことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
前記切換信号生成回路部は、
前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続部の電圧から、該インダクタに流れるインダクタ電流の検出を行い、該インダクタ電流がゼロになったことを検出すると所定の２値の検出信号を生成して出力する電流検出回路と、
該電流検出回路から前記所定の検出信号が出力されると、該検出信号を前記入力電圧に応じた時間だけ遅延させて前記切換信号として出力する信号生成回路と、
を備えることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
前記信号生成回路は、前記入力電圧が大きくなるほど前記遅延時間を大きくすることを特徴とする請求項３記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項５】
前記信号生成回路は、
前記電流検出回路からの前記検出信号が入力されたインバータと、
前記入力電圧を電源にして該インバータに定電流を供給する定電流回路と、
前記インバータの出力信号によって充放電が行われるコンデンサと、
該コンデンサの電圧を２値化して前記切換信号を生成する２値化回路と、
を備えることを特徴とする請求項４記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項６】
前記定電流回路は、前記インバータに供給する定電流値が可変設定されることを特徴とする請求項５記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項７】
前記制御回路部は、前記定電流回路に対して、前記インバータに供給する定電流値を、制御方式の切り換えに応じて変えさせることを特徴とする請求項５記載のスイッチングレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭ制御と、ＰＦＭ制御又はＶＦＭ制御とを、負荷の状態に応じて切り換えるようにしたスイッチングレギュレータに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、環境問題に対する配慮から、電子機器の省電力化が求められている。特に電池駆動による電子機器においてその傾向が顕著である。一般に、省電力化を図るには、電子機器で消費する電力を削減することと、電源回路自体の効率を向上させ無駄な電力消費を抑えることが重要である。
小型の電子機器に使用される高効率の電源回路としては、インダクタを用いた非絶縁型のスイッチングレギュレータが広く用いられている。スイッチングレギュレータの制御方法には、大きく３つの方法が知られている。
【０００３】
１つは、一定周波数のクロックパルスのデューティサイクルを変化させて出力電圧を一定に制御するＰＷＭ（pulse width modulation）制御であり、１つは、パルス幅が一定でクロックの周期を変化させて出力電圧を一定に制御するＰＦＭ（pulse frequency modulation）制御であり、もう１つは、出力電圧誤差に応じてパルス幅が一定のクロック出力を制御して出力電圧を一定に制御するＶＦＭ（variable frequency modulation）制御である。なお、ＰＦＭ制御には、周波数を無段階に変化させる方式と、ＰＷＭ制御で使用する周波数のクロックを間引いて擬似的に周波数を変化させる方式とがある。
【０００４】
ＰＷＭ制御は、軽負荷でも一定周期でスイチングトランジスタのオン／オフ制御を行うため、負荷へ出力する電流が小さい軽負荷での効率は悪化する。これに対して、ＰＦＭ制御及びＶＦＭ制御は、接続された負荷に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングさせる信号の周波数が変動するため、機器に対してノイズやリップルの影響が大きいが、軽負荷に対してはＰＷＭ制御よりも効率がよい。
このようなことから、従来は、負荷条件に応じて、ＰＷＭ制御とＰＦＭ制御、又はＰＷＭ制御とＶＦＭ制御を切り換えて制御することにより、軽負荷から重負荷まで電源効率を高めるようにしていた。
【０００５】
前記負荷条件を検出する方法としては、入力電圧をなす電源電圧から出力端子の間に出力電流検出用抵抗を挿入して、該出力端子からの出力電流を検出する方法が一般的である。しかし、このような方法では、出力電流が大きくなるほど出力電流検出用抵抗による電力損失が増加するため、電池を電源とした小型電子器には適さなかった。このため、出力電流検出用抵抗を使用しない方法として、誤差増幅回路の電圧レベルを用いて間接的に負荷の状態を検出する方法があった（例えば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特許第３６４７８１１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、誤差増幅回路は、出力電圧に重畳されているリップル成分の影響を除去するための積分回路を付属しており、該積分回路は通常位相補償回路として誤差増幅回路に付加されている。該積分回路は、通常ＰＷＭ制御時の動作周波数に合わせて最適化されているため、ＰＦＭ制御時のように、ＰＷＭ制御時よりも動作周波数が低くなる（又はＰＷＭ制御用のパルス信号からパルスを間引きする）と、積分回路出力は差動誤差出力でもあるため、スイッチング動作直後は有効に機能するが、ＰＷＭ制御用のパルス信号からパルスを間引きする等してスイッチング動作が停止した状態においては、誤差増幅回路の出力電圧は、０Ｖ又は電源電圧レベルになり、負荷電流を検出する信号としては有効に機能しなくなる。このため、ＰＦＭ制御時は、誤差増幅回路の出力電圧が、負荷電流に対して一定の電圧を維持することができなくなり、誤差増幅回路の出力電圧と負荷電流との関係が一定しなくなる。このため、出力電流検出用抵抗を用いて負荷電流を測定する方法よりも、制御方法が切り換わるときの負荷電流を正確に設定することができないという問題があった。
【０００７】
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、出力電流検出用抵抗を使用することなく、ＰＷＭ制御と、ＰＦＭ制御又はＶＦＭ制御とを、負荷の状態に応じて切り換える際の負荷電流を正確に設定することができるスイッチングレギュレータを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係るスイッチングレギュレータは、入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチングトランジスタと、
該スイッチングトランジスタのスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるインダクタと、
前記スイッチングトランジスタと該インダクタとの接続部の電圧から、該インダクタに流れるインダクタ電流の検出を行い、該インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、前記入力電圧に応じた時間が経過した後に所定の切換信号を生成して出力する切換信号生成回路部と、
前記出力端子から出力される出力電圧が前記所定の定電圧になるように、前記スイッチングトランジスタに対して、該切換信号生成回路部からの切換信号に応じてＰＷＭ制御又はＰＦＭ制御のいずれかを行う制御回路部と、
を備え、
前記制御回路部は、前記切換信号生成回路部から前記所定の切換信号が１回以上継続して入力されると前記ＰＦＭ制御を行うものである。
【０００９】
また、この発明に係るスイッチングレギュレータは、入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチングトランジスタと、
該スイッチングトランジスタのスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるインダクタと、
前記スイッチングトランジスタと該インダクタとの接続部の電圧から、該インダクタに流れるインダクタ電流の検出を行い、該インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、前記入力電圧に応じた時間が経過した後に所定の切換信号を生成して出力する切換信号生成回路部と、
前記出力端子から出力される出力電圧が前記所定の定電圧になるように、前記スイッチングトランジスタに対して、該切換信号生成回路部からの切換信号に応じてＰＷＭ制御又はＶＦＭ制御のいずれかを行う制御回路部と、
を備え、
前記制御回路部は、前記切換信号生成回路部から前記所定の切換信号が１回以上継続して入力されると前記ＶＦＭ制御を行うものである。
【００１０】
具体的には、前記切換信号生成回路部は、
前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続部の電圧から、該インダクタに流れるインダクタ電流の検出を行い、該インダクタ電流がゼロになったことを検出すると所定の２値の検出信号を生成して出力する電流検出回路と、
該電流検出回路から前記所定の検出信号が出力されると、該検出信号を前記入力電圧に応じた時間だけ遅延させて前記切換信号として出力する信号生成回路と、
を備えるようにした。
【００１１】
この場合、前記信号生成回路は、前記入力電圧が大きくなるほど前記遅延時間を大きくするようにした。
【００１２】
また、前記信号生成回路は、
前記電流検出回路からの前記検出信号が入力されたインバータと、
前記入力電圧を電源にして該インバータに定電流を供給する定電流回路と、
前記インバータの出力信号によって充放電が行われるコンデンサと、
該コンデンサの電圧を２値化して前記切換信号を生成する２値化回路と、
を備えるようにした。
【００１３】
また、前記定電流回路は、前記インバータに供給する定電流値が可変設定されるようにした。
【００１４】
また、前記制御回路部は、前記定電流回路に対して、前記インバータに供給する定電流値を、制御方式の切り換えに応じて変えさせるようにした。
【発明の効果】
【００１５】
本発明のスイッチングレギュレータによれば、前記切換信号生成回路部は、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続部の電圧から、該インダクタに流れるインダクタ電流の検出を行い、該インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、前記入力電圧に応じた時間が経過した後に所定の切換信号を生成し、前記制御回路部は、前記切換信号生成回路部から前記所定の切換信号が１回以上継続して入力されるとＰＷＭ制御からＰＦＭ制御又はＶＦＭ制御を行うようにした。このことから、入力電圧に関係なく出力端子から出力される出力電流において、一定の電流値でＰＷＭ制御と、ＰＦＭ制御又はＶＦＭ制御との切り換えを行うことができ、出力電流検出用抵抗を使用することなく、ＰＷＭ制御と、ＰＦＭ制御又はＶＦＭ制御とを負荷の状態に応じて切り換える際の負荷電流を正確に設定することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。
図１において、スイッチングレギュレータ１は、入力電圧として入力端子ＩＮに入力された入力電圧Ｖｉｎを所定の定電圧に変換し、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子ＯＵＴから負荷７に出力する、インダクタを使用した非絶縁型のスイッチングレギュレータである。
【００１７】
スイッチングレギュレータ１は、入力電圧Ｖｉｎの出力制御を行うためのスイッチング動作を行うＰＭＯＳトランジスタからなるスイッチングトランジスタＭ１と、ＮＭＯＳトランジスタからなる同期整流用トランジスタＭ２と、ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２と、ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２の動作を切り換えるための切換信号Ｓｃを生成して出力する切換信号生成回路３と、コンデンサＣ１と、インダクタＬ１とを備えている。
また、切換信号生成回路３は、インダクタＬ１に電流が流れていないことを検出している間、ローレベルの信号を出力する電流検出回路１０と、インバータを形成するＰＭＯＳトランジスタＭ１１及びＮＭＯＳトランジスタＭ１２と、定電流源１１と、カレントミラー回路を形成するＰＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４と、コンデンサＣ１１と、インバータ１２とを備えている。
【００１８】
なお、ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２は制御回路部を、切換信号生成回路３は切換信号生成回路部を、定電流源１１、インバータ１２、コンデンサＣ１１、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１３，Ｍ１４及びＮＭＯＳトランジスタＭ１２は信号生成回路を、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１及びＮＭＯＳトランジスタＭ１２はインバータを、定電流源１１及びＰＭＯＳトランジスタＭ１３，Ｍ１４は定電流回路を、インバータ１２は２値化回路をそれぞれなしている。また、スイッチングレギュレータ１において、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１を除く各回路を１つのＩＣに集積するようにしてもよく、場合によっては、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流用トランジスタＭ２、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１を除く各回路を１つのＩＣに集積するようにしてもよい。
【００１９】
入力端子ＩＮと接地電圧ＧＮＤとの間には、スイッチングトランジスタＭ１と同期整流用トランジスタＭ２が直列に接続され、スイッチングトランジスタＭ１と同期整流用トランジスタＭ２との接続部をＬｘとする。接続部Ｌｘと出力端子ＯＵＴとの間にはインダクタＬ１が接続され、出力端子ＯＵＴと接地電圧ＧＮＤとの間にはコンデンサＣ１が接続されている。
スイッチングトランジスタＭ１と同期整流用トランジスタＭ２の各ゲートはＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２にそれぞれ接続されている。
【００２０】
ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２は、出力電圧Ｖｏｕｔが入力されており、ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２内で生成した所定の基準電圧と出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した分圧電圧との電圧比較を行い、該分圧電圧が該基準電圧になるようにスイッチングトランジスタＭ１及び同期整流用トランジスタＭ２のスイッチングをそれぞれ制御する。この際、ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２は、切換信号生成回路３から入力された切換信号Ｓｃに応じてＰＦＭ制御又はＰＷＭ制御のいずれか一方を選択し、選択した制御方法にしたがってスイッチングトランジスタＭ１のゲートに制御信号ＰＨＳＩＤＥを、同期整流用トランジスタＭ２のゲートに制御信号ＮＬＳＩＤＥをそれぞれ出力する。
【００２１】
切換信号生成回路３において、電流検出回路１０には接続部Ｌｘの電圧ＶＬｘが入力されており、電流検出回路１０から出力された２値の信号ＣＭＰｏｕｔは、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１及びＮＭＯＳトランジスタＭ１２の各ゲートにそれぞれ入力される。ＰＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４の各ソースはそれぞれ入力電圧Ｖｉｎに接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４の各ゲートは接続され該接続部はＰＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインに接続されており、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４はカレントミラー回路を形成している。ＰＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインと接地電圧ＧＮＤとの間には定電流源１１が接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ１４のドレインと接地電圧ＧＮＤとの間にはＰＭＯＳトランジスタＭ１１及びＮＭＯＳトランジスタＭ１２が直列に接続されている。また、コンデンサＣ１１がＮＭＯＳトランジスタＭ１２に並列に接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１とＮＭＯＳトランジスタＭ１２との接続部はインバータ１２の入力端に接続され、インバータ１２の出力端から切換信号Ｓｃが出力される。
【００２２】
このような構成において、スイッチングレギュレータ１の動作モードとしては、連続モードと不連続モードとがある。
連続モードは、出力端子ＯＵＴから負荷７に出力される負荷電流が大きく、スイッチングトランジスタＭ１がオンしているときにインダクタＬ１に大きな電流が流れ、インダクタＬ１に蓄えられるエネルギーが大きいことから、スイッチングトランジスタＭ１がオフしている間は、インダクタＬ１から負荷７に電流を供給し続けることができる。
【００２３】
連続モード時では、制御信号ＰＨＳＩＤＥと制御信号ＮＬＳＩＤＥは同相の信号であることから、スイッチングトランジスタＭ１がオンしている場合は、同期整流用トランジスタＭ２はオフしており、スイッチングトランジスタＭ１がオフしている場合は、同期整流用トランジスタＭ２はオンしている。スイッチングトランジスタＭ１がオンしているときは、接続部Ｌｘの電圧ＶＬｘはハイレベルとなり、スイッチングトランジスタＭ１がオフするとインダクタＬ１の逆起電力によって電圧ＶＬｘは負電圧まで低下する。しかし、同期整流用トランジスタＭ２がオンするため、電圧ＶＬｘは、接地電圧ＧＮＤを少し下回った電圧でクランプされる。このような状態では、次にスイッチングトランジスタＭ１がオンするまで、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギーが接地電圧ＧＮＤからインダクタＬ１を介して出力端子ＯＵＴに供給され、インダクタＬ１からの電流が連続的に流れる。
【００２４】
次に、不連続モード時の動作について説明する。
負荷電流が小さくなるとインダクタＬ１に流れるインダクタ電流も小さくなるため、インダクタＬ１に蓄えられるエネルギーも少なくなる。このため、スイッチングトランジスタＭ１がオフしてから次にオンする前に、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギーをすべて放出してしまう。このようなことから、出力端子ＯＵＴに接続されているコンデンサＣ１の電荷がインダクタＬ１と同期整流用トランジスタＭ２を介して接地電圧ＧＮＤに放電される状態が発生するため、極端に効率が低下してしまう。
【００２５】
このような状態になると、電圧ＶＬｘは正電圧になるため、変換回路１０の出力信号ＣＭＰｏｕｔの信号レベルが反転してローレベルになる。ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２は、ローレベルの信号ＣＭＰｏｕｔが入力されることにより、制御信号ＮＬＳＩＤＥをローレベルにして同期整流用トランジスタＭ２をオフさせて、逆電流による効率の低下を防止する。
電圧ＶＬｘが正電圧になってから、次にスイッチングトランジスタＭ１がオンするまでの期間をアイドル期間とすると、不連続モード時の１フレームの動作は、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間＋同期整流トランジスタＭ２のオン期間＋アイドル期間で構成される。
【００２６】
このように不連続モードが始まる時点は負荷電流によって決まり、アイドル期間の長さは負荷電流に応じて変化する。電流検出回路１０は、例えば電圧ＶＬｘがゼロであることから、インダクタ電流がゼロであることを検出し、インダクタ電流がゼロである間、すなわち前記アイドル期間の間、ローレベルの信号を出力する。
電流検出回路１０は、インダクタ電流がゼロである間、ローレベルの信号ＣＭＰｏｕｔを出力し、インダクタ電流が流れているときはハイレベルの信号ＣＭＰｏｕｔを出力する。信号ＣＭＰｏｕｔがローレベルになると、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１がオンして導通状態になると共にＮＭＯＳトランジスタＭ１２がオフして遮断状態になる。このため、コンデンサＣ１１は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１を介して、定電流源１１から供給された定電流がＰＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４からなるカレントミラー回路で折り返されてなる電流で充電される。
【００２７】
これに対して、信号ＣＭＰｏｕｔがハイレベルであるとき、すなわちインダクタ電流が流れているときは、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１がオフして遮断状態になると共にＮＭＯＳトランジスタＭ１２がオンして導通状態になる。このため、コンデンサＣ１１は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２によって放電される。インバータ１２は、コンデンサＣ１１に充電される電荷によって与えられる電圧がしきい値を超えるとローレベルの切換信号Ｓｃを出力し、コンデンサＣ１１の電圧が該しきい値以下である場合はハイレベルの切換信号Ｓｃを出力する。
【００２８】
ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２は、ローレベルの切換信号Ｓｃが１回以上継続して入力される制御モードをＰＷＭ制御からＰＦＭ制御に切り換える。
スイッチングトランジスタＭ１がオンしているときのインダクタ電流の傾きは、インダクタＬ１のインダクタンスをＬとすると（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌになり、スイッチングトランジスタＭ１がオフしているときのインダクタ電流の傾きは−Ｖｏｕｔ／Ｌになる。これより、入力電圧Ｖｉｎが大きいときほど、短時間でインダクタＬ１にエネルギーを蓄積することができ、インダクタ電流がゼロになる時間は長くなる。このように、インダクタ電流がゼロになる時間は、出力端子ＯＵＴから出力される出力電流が大きいほど短くなり、該出力電流が小さいほど長くなることを利用して制御方式の切り換えを行う。
【００２９】
一方、コンデンサＣ１１の電圧がインバータ１２の設定されたしきい値電圧になると、インバータ１２は、出力信号の信号レベルを反転させて切換信号ＳｃとしてＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２に出力する。例えば、インバータ１２のしきい値電圧がＶｉｎ／２であるとした場合、定電流でコンデンサＣ１１を充電すると、入力電圧Ｖｉｎが大きいときほど、信号ＣＭＰｏｕｔがローレベルになってから切換信号Ｓｃがローレベルになる時間が長くなり、入力電圧Ｖｉｎが小さいときほど、信号ＣＭＰｏｕｔがローレベルになってから切換信号Ｓｃがローレベルになる時間が短くなる。このことから、入力電圧Ｖｉｎに関係なく出力端子ＯＵＴから出力される出力電流において、一定の電流値でＰＷＭ制御とＰＦＭ制御の切り換えを行うことができる。
【００３０】
また、ＰＦＭ制御からＰＷＭ制御に切り換える条件としては、切換信号Ｓｃにおけるローレベルパルスが次のフレームで検出されない場合、所定のフレーム回数の間に渡って切換信号Ｓｃにおけるローレベルパルスが検出されない場合、又は、切換信号Ｓｃにおけるローレベルパルスを検出してから所定の時間は該ローレベルパルスの検出を禁止し、その後前記ローレベルパルスを検出した場合等が考えられ、スイッチングレギュレータの使用目的に応じて使い分けるようにすればよい。
【００３１】
ここで、図１の切換信号生成回路３において、インバータ１２の代わりにコンパレータを使用するようにしてもよく、このようにした場合、図１の切換信号生成回路３は図２のようになる。なお、図２では図１と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略すると共に図１との相違点のみ説明する。
図２における図１との相違点は、図１のインバータ１２の代わりに抵抗Ｒ１１，Ｒ１２及びコンパレータ１４を使用したことにある。
【００３２】
図２において、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２及びコンデンサＣ１１を接続した接続部がコンパレータ１４の反転入力端に接続されている。入力電圧Ｖｉｎと接地電圧ＧＮＤとの間には、抵抗Ｒ１１及びＲ１２が直列に接続され、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との接続部がコンパレータ１４の非反転入力端に接続されている。なお、定電流源１１、コンパレータ１４、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２、コンデンサＣ１１、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１３，Ｍ１４及びＮＭＯＳトランジスタＭ１２は信号生成回路を、コンパレータ１４及び抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は２値化回路をそれぞれなしている。
【００３３】
コンパレータ１４は、コンデンサＣ１１の電圧と、入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１１及びＲ１２で分圧した分圧電圧との電圧比較を行い、該比較結果を示す２値の信号を切換信号Ｓｃとして出力する。コンパレータ１４の反転しきい値電圧は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗比で決定され、抵抗Ｒ１及びＲ２の各抵抗値をｒ１及びｒ２とすると、Ｖｉｎ×ｒ１／（ｒ１＋ｒ２）になる。該反転しきい値電圧が図１のインバータ１２におけるしきい値電圧をなしており、図２の切換信号生成回路３は、図１の場合と同様の動作を行う。
【００３４】
また、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１を介してコンデンサＣ１１を所定の定電流で充電する該定電流値を、インダクタＬ１のインダクタンスや出力電圧Ｖｏｕｔの設定値の変更に合わせて変えることができるようにしてもよく、このようにした場合、図１は図３のようになる。なお、図３では図１と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略すると共に図１との相違点のみ説明する。
図３における図１との相違点は、図１の切換信号生成回路３にＰＭＯＳトランジスタＭ１５〜Ｍ１７及びヒューズＦ１５〜Ｆ１７を追加したことにある。
【００３５】
図３において、ＰＭＯＳトランジスタＭ１５及びヒューズＦ１５が直列に接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ１６及びヒューズＦ１６が直列に接続され、同様にＰＭＯＳトランジスタＭ１７及びヒューズＦ１７が直列に接続され、該各直列回路がそれぞれＰＭＯＳトランジスタＭ１４に並列に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１５〜Ｍ１７の各ゲートは、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３とＭ１４の各ゲートの接続部にそれぞれ接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３〜Ｍ１７はカレントミラー回路を形成している。なお、定電流源１１、インバータ１２、コンデンサＣ１１、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１３〜Ｍ１７、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２及びヒューズＦ１５〜Ｆ１７は信号生成回路を、定電流源１１、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３〜Ｍ１７及びヒューズＦ１５〜Ｆ１７は定電流回路をそれぞれなしている。
【００３６】
スイッチングトランジスタＭ１がオンしているときのインダクタ電流の傾きは、（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌとなり、スイッチングトランジスタＭ１がオフしているときのインダクタ電流の傾きは−Ｖｏｕｔ／Ｌになる。これより、入力電圧Ｖｉｎ及びインダクタンスＬが異なれば、同じ時間でインダクタＬ１に蓄積することができるエネルギーが異なり、インダクタ電流がゼロになる時間も異なってくる。このようなことから、ヒューズＦ１５〜Ｆ１７を選択的にトリミングして切断することにより、コンデンサＣ１１を充電する際の定電流値を変えることができ、ＰＷＭ制御とＰＦＭ制御を切り換える出力電流値を所望の値にすることができる。
【００３７】
なお、図３では、ＰＭＯＳトランジスタ及びヒューズを直列に接続した３つの直列回路をＰＭＯＳトランジスタＭ１４にそれぞれ並列に接続する場合を例にして説明したが、これは一例であり、ＰＭＯＳトランジスタ及びヒューズを直列に接続した１つ以上の直列回路をＰＭＯＳトランジスタＭ１４に並列に接続するようにすればよい。
【００３８】
このように、本第１の実施の形態におけるスイッチングレギュレータでは、電流検出回路１０は、インダクタ電流がゼロである間はローレベルの信号ＣＭＰｏｕｔを、インダクタ電流が流れているときはハイレベルの信号ＣＭＰｏｕｔを出力し、定電流でコンデンサＣ１１を充電する場合、入力電圧Ｖｉｎが大きいときほど、信号ＣＭＰｏｕｔがローレベルになってから切換信号Ｓｃがローレベルになる時間が長くなり、入力電圧Ｖｉｎが小さいときほど、信号ＣＭＰｏｕｔがローレベルになってから切換信号Ｓｃがローレベルになる時間が短くなる。このことから、入力電圧Ｖｉｎに関係なく出力端子ＯＵＴから出力される出力電流において、一定の電流値でＰＷＭ制御とＰＦＭ制御の切り換えを行うことができ、出力電流検出用抵抗を使用することなく、ＰＷＭ制御とＰＦＭ制御とを、負荷の状態に応じて切り換える際の負荷電流を正確に設定することができる。
【００３９】
第２の実施の形態．
前記第１の実施の形態では、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１を介してコンデンサＣ１１を所定の定電流で充電するようにしたが、ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２がＰＦＭ制御を行うときとＰＷＭ制御を行うときとで、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１を介してコンデンサＣ１１を充電する定電流値を変えるようにしてもよく、このようにしたものを本発明の第２の実施の形態とする。
図４は、本発明の第２の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。なお、図４では、図１と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略すると共に図１との相違点のみ説明する。
【００４０】
図４における図１との相違点は、図１の切換信号生成回路３にＰＭＯＳトランジスタＭ１５とスイッチ１５を追加したことにあり、これに伴って、図１の切換信号生成回路３を切換信号生成回路３ａにし、図１のスイッチングレギュレータ１をスイッチングレギュレータ１ａにした。
図４において、スイッチングレギュレータ１ａは、入力電圧として入力端子ＩＮに入力された入力電圧Ｖｉｎを所定の定電圧に変換し、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子ＯＵＴから負荷７に出力する、インダクタを使用した非絶縁型のスイッチングレギュレータである。
【００４１】
スイッチングレギュレータ１ａは、スイッチングトランジスタＭ１と、同期整流用トランジスタＭ２と、ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２と、ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２の動作を切り換えるための切換信号Ｓｃを生成して出力する切換信号生成回路３ａと、コンデンサＣ１と、インダクタＬ１とを備えている。
また、切換信号生成回路３ａは、電流検出回路１０と、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１及びＮＭＯＳトランジスタＭ１２と、定電流源１１と、カレントミラー回路を形成するＰＭＯＳトランジスタＭ１３〜Ｍ１５と、コンデンサＣ１１と、インバータ１２と、スイッチ１５とを備えている。
【００４２】
なお、切換信号生成回路３ａは切換信号生成回路部を、定電流源１１、インバータ１２、スイッチ１５、コンデンサＣ１１、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１３〜Ｍ１５及びＮＭＯＳトランジスタＭ１２は信号生成回路を、定電流源１１、スイッチ１５及びＰＭＯＳトランジスタＭ１３〜Ｍ１５は定電流回路をそれぞれなしている。また、スイッチングレギュレータ１ａにおいて、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１を除く各回路を１つのＩＣに集積するようにしてもよく、場合によっては、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流用トランジスタＭ２、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１を除く各回路を１つのＩＣに集積するようにしてもよい。
【００４３】
ＰＭＯＳトランジスタＭ１５とスイッチ１５の直列回路がＰＭＯＳトランジスタＭ１４に並列に接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ１５のゲートは、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３とＭ１４の各ゲートの接続部に接続されて、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３〜Ｍ１５はカレントミラー回路を形成している。ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２は、スイッチ１５のスイッチング制御を行い、ＰＷＭ制御を行うときはスイッチ１５をオンさせて導通状態にし、ＰＦＭ制御を行うときはスイッチ１５をオフさせて遮断状態にする。このようにすることにより、コンデンサＣ１１に流れ込む定電流値をＰＷＭ制御とＰＦＭ制御時時で変えることができる。
【００４４】
なお、図４では、ＰＭＯＳトランジスタとスイッチを直列に接続した１つの直列回路をＰＭＯＳトランジスタＭ１４に並列に接続する場合を例にして説明したが、これは一例であり、ＰＭＯＳトランジスタとスイッチを直列に接続した１つ以上の直列回路をＰＭＯＳトランジスタＭ１４に並列に接続するようにすればよい。
【００４５】
このように、本第２の実施の形態におけるスイッチングレギュレータでは、ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２がＰＦＭ制御を行うときとＰＷＭ制御を行うときとで、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１を介してコンデンサＣ１１を充電する定電流値を変えるようにしたことから、前記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができると共に、ＰＷＭ制御からＰＦＭ制御に切り換えるときの出力端子から出力される出力電流値と、ＰＦＭ制御からＰＷＭ制御に切り換えるときの該出力電流値をそれぞれ設定することができる。
【００４６】
なお、前記第１及び第２の各実施の形態では、同期整流型のスイッチングレギュレータを例にして示したが、同期整流用トランジスタＭ２の代わりにダイオードを使用したような非同期方式のスイッチングレギュレータにも適用することができる。この場合、図１から図４において、同期整流用トランジスタＭ２の代わりにカソードが接続部Ｌｘに接続されアノードが接地電圧ＧＮＤに接続されたダイオードに置き換える以外は同じであることからその説明を省略する。
また、前記第１及び第２の各実施の形態では、ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路２が、ＰＦＭ制御とＰＷＭ制御の切り換えを行う場合を例にして示したが、ＰＦＭ制御の代わりにＶＦＭ制御を行うようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの他の回路例を示した図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの他の回路例を示した図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。
【符号の説明】
【００４８】
１，１ａ  スイッチングレギュレータ
２  ＰＦＭ／ＰＷＭ制御回路
３，３ａ  切換信号生成回路
７  負荷
１０  電流検出回路
１１  定電流源
１２  インバータ
１４  コンパレータ
１５  スイッチ
Ｍ１  スイッチングトランジスタ
Ｍ２  同期整流用トランジスタ
Ｍ１１，Ｍ１３〜Ｍ１７  ＰＭＯＳトランジスタ
Ｍ１２  ＮＭＯＳトランジスタ
Ｌ１  インダクタ
Ｃ１，Ｃ１１  コンデンサ
Ｒ１１，Ｒ１２  抵抗
Ｆ１５〜Ｆ１７  ヒューズ
【図１】
2008206214.tif 000003
【図２】
2008206214.tif 000004
【図３】
2008206214.tif 000005
【図４】
2008206214.tif 000006