(57)【要約】【課題】ハードウェア規模の増大を最小限にし、複数の送信局からの異なる受信タイミングオフセットの影響を軽減する。【解決手段】直交変換器１１１３−１〜１１１３−ＮＲは、受信した無線信号から抽出するＮ個の時系列データに対して直交変換を行う。マルチユーザ検出器１１１４−１〜１１１４−Ｎは、直交変換された時系列データから、各送信装置からの送信信号を抽出する。逆直交変換器１１１５−１〜１１１５−ＮＴは、抽出された送信信号に対して逆直交変換を行い、矩形フィルタ回路１１１６−１〜１１１６−ＮＴは、逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個の時系列データを抽出する。デ・インターリーバ回路１１１９−１〜１１１９−Ｕは、上記時系列データをデ・インターリーブし、復号器１１２０−１〜１１２０−Ｕは、復号して出力する。【選択図】図４
2008211325.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を複数のアンテナ素子により受信する受信装置であって、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、
前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、
前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、
前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と
を具備することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記直交変換手段は、各アンテナ素子で受信した無線信号のＡ番目からＮ個の時系列データを抽出した後、前記無線信号の（Ａ＋Ｎｗ）番目からＮ個の時系列データを抽出し、
前記矩形フィルタ手段から出力される複数のＮｗ個の時系列データを時系列順に繋げて、前記送信信号とすることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
自装置の前記アンテナ素子ごとの前記送信装置のアンテナ素子からのインパルス応答に基づいて、前記マルチユーザ検出手段にて各送信装置からの送信信号を抽出する際のパラメータとして用いられるマルチユーザ検出重みを算出するマルチユーザ検出重み演算手段
を具備することを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項４】
干渉が最も大きい送信装置からの無線信号に基づいて、前記Ｎ、前記Ｍｈ、前記Ｍｒ、または、前記Ｎｗのうち、少なくも１つ以上の値を調整する調整手段を更に具備することを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項５】
前記Ｎｗと前記Ｎは、Ｎｗ＝（２ｎ・ｎ・ｌｎ２）／（１+ｎ・ｌｎ２）（但し、Ｎ＝２ｎ）の関係にあることを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項６】
前記矩形フィルタ手段から出力される時系列データに基づいて、各アンテナ素子で受信した無線信号から干渉成分を除去する逐次干渉除去手段を更に具備し、
前記逐次干渉除去手段から出力される信号を復調する
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項７】
前記矩形フィルタからの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・デ・インターリーバを行うシンボル・デ・インターリーブ手段を更に具備することを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項８】
単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する送信装置であって、
直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を更に具備することを特徴とする送信装置。
【請求項９】
単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する複数の送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記複数の送信装置から送信される無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、
前記受信装置は、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、
前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、
前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、
前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と
を具備することを特徴とする無線送受信システム。
【請求項１０】
単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、
前記送信装置は、
直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を具備し、
前記受信装置は、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、
前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、
前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、
前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と、
前記矩形フィルタからの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・デ・インターリーバを行うシンボル・デ・インターリーブ手段と
を具備することを特徴とする無線送受信システム。
【請求項１１】
複数のアンテナ素子を備えた受信装置により、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を受信する無線受信方法であって、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換ステップと、
前記直交変換ステップにて直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出ステップと、
前記マルチユーザ検出ステップにて抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換ステップと、
前記逆直交変換ステップにて抽出された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタリングステップと
を含むことを特徴とする無線受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広帯域信号を伝送する受信装置、送信装置、無線送受信システム及び無線受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術の例として、ガードインターバル（ＧＩ）を用いるシングルキャリア伝送におけるマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple-input multiple-output）について説明する。従来技術としては、シングルキャリア伝送におけるシングルユーザＭＩＭＯがある（例えば、非特許文献１、２参照）。なお、該従来技術は、容易にマルチユーザＭＩＭＯシステムに拡張することが可能である。
【０００３】
図１２は、従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送における第ｕ番目のシングルキャリア送信機の構成例を示すブロック図である。また、図１３は、従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送におけるシングルキャリア受信機の構成例を示すブロック図である。
【０００４】
ここで、送信局（端末局：ＭＴ）数は、Ｕであり、第ｕ送信局の信号系列（送信アンテナ）数は、ｎｔ（ｕ）である。また、受信局での総送信信号系列数ＮＴは、次式で表される。
【０００５】
【数１】
2008211325.tif 000003
【０００６】
また、アクセスポイント（ＡＰ）における受信アンテナ数をＮＲ（ＮＲ≧ＮＴ）、離散フーリエ変換のポイント数をＮとする。ＧＩ長をＮｇとする。
【０００７】
図１２に示すような従来のシングルキャリア伝送の第ｕ送信機において、１００−ｕは誤り訂正符号化部、１０１−ｕはインターリーバ、１０２−ｕはデータ変調部、１０３−ｕは直／並列変換部、１０４−ｕ−１〜１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）はＧＩ挿入部、１０５−ｕ−１〜１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）は波形整形部、１０６−ｕ−１〜１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）はＤ／Ａ変換器、１０７−ｕ−１〜１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）は無線部、１０８−ｕ−１〜１０８−ｕ−ｎｔ（ｕ）は送信アンテナである。
【０００８】
図１２に示す第ｕ番目の送信局において、送信データ系列がチャネル符号器１００−ｕで符号化された後、インターリーバ１０１−ｕで送信データをインターリーブし、データ変調部１０２−ｕでＰＳＫ（Phase Shift Keying）もしくはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）による変調が行われて送信シンボル系列が生成される。その後、直／並列変換部１０３−ｕによってシンボル系列をアンテナ本数分ｎｔ（ｕ）のストリームに分割し、ＧＩ挿入部１０４−ｕ−１〜１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）でＮシンボル毎に１つのブロックを形成し、その末尾Ｎｇ個のシンボルをコピーし、ＧＩとして図１４に示すように挿入する。
【０００９】
次に、波形整形部１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）〜１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）で波形整形し（帯域制限を行うディジタルフィルタリング）、Ｄ／Ａ変換器１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）〜１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）でディジタル／アナログ変換が行われた後、無線部１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）〜１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）を経由してｎｔ（ｕ）本の送信アンテナ１０８−ｕ−ｎｔ（ｕ）〜１０８−ｕ−ｎｔ（ｕ）より送信される。
【００１０】
また、図１３に示すような従来のシングルキャリア伝送のＡＰの受信機において、１１０−１〜１１０−ＮＲは受信アンテナ、１１１−１〜１１１−ＮＲは無線部、１１２−１〜１１２−ＮＲはＡ／Ｄ変換器、１１３−１〜１１３−ＮＲはＧＩ除去部、１１４−１〜符号１１４−ＮＲは離散フーリエ変換器、１１５−１〜１１５−Ｎはマルチユーザ検出器、１１６−１〜１１６−ＮＴは逆離散フーリエ変換器、１１７−１〜１１７−Ｕは並／直列変換器、１１８−１〜１１８−Ｕはデータ復調器、１１９−１〜１１９−Ｕはデ・インターリーバ回路、１２０−１〜１２０−Ｕは誤り訂正復号部である。
【００１１】
図１３において、シングルキャリア送信信号は、ＮＲ本の受信アンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲより受信され、アンテナ毎に無線部１１１−１〜１１１−ＮＲでベースバンド信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器１１２−１〜１１２−ＮＲでアナログ／ディジタル変換が行われた後、１１３−１〜１１３−ＮＲでＧＩが除去される。その後、離散フーリエ変換器１１４−１〜１１４−ＮＲで受信信号をＮ個の周波数成分に分解し、周波数成分毎にＮＲ個の受信された信号を入力値としてマルチユーザ検出器１１５−１〜１１５−Ｎで信号分離が行われ、総送信信号ストリーム数ＮＴ個が出力値として得られる。
【００１２】
次に、マルチユーザ検出器１１５−１〜１１５−Ｎでマルチユーザ検出を行った後、逆離散フーリエ変換器１１６−１〜１１６−ＮＴを用いて時間信号に変換し、並／直列変換器１１７−１〜１１７−Ｕによって送信局毎の時間系列信号に変換する。最後に、データ復調器１１８−１〜１１８−Ｕ、デ・インターリーバ１１９−１〜１１９−Ｕ及び誤り訂正復号器１２０−１〜１２０−Ｕにより、データ復調、デ・インターリーブ及び誤り訂正復号が行われる。
【非特許文献１】中島昭範、ガーグディープシカ、安達文幸、“シングルキャリアＭＩＭＯ多重の伝送特性”、信学技報、ＲＣＳ２００４−１０７、ｐｐ．１３−１８、２００４年８月
【非特許文献２】J. Coon, S. Armour, M. Beach, and J. McGeehan, “Adaptive frequency-domain equalization for single-carrier multiple-input multiple-output wireless transmissions,” IEEE Trans. Signal Processing, vol. 53, pp. 3247-3256, Aug. 2005.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ところで、複数の送信局から信号を送信する場合、信号伝送のタイミングは、各送信局で独立に制御される。このような場合には、受信局では、各送信局から送信された信号の到来タイミングが異なる。
【００１４】
従来技術によるシングルキャリア伝送を用いたマルチユーザＭＩＭＯでは、送信信号をＮ個の信号からなるブロックにし、そのブロック毎にＮｇ個のガードインターバル（ＧＩ）を図１４に示すように挿入して送信する。このＧＩの挿入時間Ｔｇが、ユーザ（端末局）間の送信信号の到来する最大のタイミングオフセットＴｕよりも大きい場合（Ｔｇ≧Ｔｕ）には、受信信号の周波数成分は、他の信号との直交性が保たれているので、信号分離が可能である。
【００１５】
しかしならが、ＧＩの挿入時間Ｔｇが、ユーザ（端末局）間の送信信号の到来する最大のタイミングオフセットＴｕよりも小さい場合（Ｔｇ＜Ｔｕ）には、他の送信信号との直交性が崩れてしまい、信号をうまく分離できないため、特性が大幅に劣化してしまうという問題がある。したがって、従来技術によるシングルキャリア伝送を用いるマルチユーザＭＩＭＯの場合には、複数の送信局からの信号がＧＩ長を超えるような異なる受信タイミングで受信局に到来した場合に、どのようにして複数ユーザの信号を分離するかが問題となる。
【００１６】
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、ハードウェア規模の増大を最小限にしながら、複数の送信局からの異なる受信タイミングオフセットの影響を軽減することができる受信装置、送信装置、無線送受信システム及び無線受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上述した課題を解決するために、本発明は、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を複数のアンテナ素子により受信する受信装置であって、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段とを具備することを特徴とする受信装置である。
【００１８】
本発明は、上記の発明において、前記直交変換手段は、各アンテナ素子で受信した無線信号のＡ番目からＮ個の時系列データを抽出した後、前記無線信号の（Ａ＋Ｎｗ）番目からＮ個の時系列データを抽出し、前記矩形フィルタ手段から出力される複数のＮｗ個の時系列データを時系列順に繋げて、前記送信信号とすることを特徴とする。
【００１９】
本発明は、上記の発明において、自装置の前記アンテナ素子ごとの前記送信装置のアンテナ素子からのインパルス応答に基づいて、前記マルチユーザ検出手段にて各送信装置からの送信信号を抽出する際のパラメータとして用いられるマルチユーザ検出重みを算出するマルチユーザ検出重み演算手段を具備することを特徴とする。
【００２０】
本発明は、上記の発明において、干渉が最も大きい送信装置からの無線信号に基づいて、前記Ｎ、前記Ｍｈ、前記Ｍｒ、または、前記Ｎｗのうち、少なくも１つ以上の値を調整する調整手段を更に具備することを特徴とする。
【００２１】
本発明は、上記の発明において、前記Ｎｗと前記Ｎは、Ｎｗ＝（２ｎ・ｎ・ｌｎ２）／（１+ｎ・ｌｎ２）（但し、Ｎ＝２ｎ）の関係にあることを特徴とする。
【００２２】
本発明は、上記の発明において、前記矩形フィルタ手段から出力される時系列データに基づいて、各アンテナ素子で受信した無線信号から干渉成分を除去する逐次干渉除去手段を更に具備し、前記逐次干渉除去手段から出力される信号を復調することを特徴とする。
【００２３】
本発明は、上記の発明において、前記矩形フィルタからの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・デ・インターリーバを行うシンボル・デ・インターリーブ手段を更に具備することを特徴とする。
【００２４】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する送信装置であって、直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を更に具備することを特徴とする送信装置である。
【００２５】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、単単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する複数の送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記複数の送信装置から送信される無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、前記受信装置は、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段とを具備することを特徴とする無線送受信システムである。
【００２６】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、前記送信装置は、直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を具備し、前記受信装置は、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と、前記矩形フィルタからの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・デ・インターリーバを行うシンボル・デ・インターリーブ手段とを具備することを特徴とする無線送受信システムである。
【００２７】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた受信装置により、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を受信する無線受信方法であって、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換ステップと、前記直交変換ステップにて直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出ステップと、前記マルチユーザ検出ステップにて抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換ステップと、前記逆直交変換ステップにて抽出された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタリングステップとを含むことを特徴とする無線受信方法である。
【発明の効果】
【００２８】
この発明によれば、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行い、該直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出し、該抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行い、該逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する。したがって、ハードウェア規模の増大を最小限にしながら、複数の送信局からの異なる受信タイミングオフセットの影響を軽減することができるという利点が得られる。
【００２９】
また、本発明によれば、直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行った後、単数もしくは複数のアンテナ素子から単数もしくは複数の無線信号を送信する。上記インターリーバ及びデ・インターリーバを用いることで、干渉の影響によるバースト誤りをランダム誤りにすることができ、上記システムを用いたときに誤り訂正能力を最大に生かすことができるという利点が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
【００３１】
＜本発明の基本原理＞
本発明の基本原理について説明する。
図１は、本発明の実施形態としての無線通信システムの構成を示すブロック図である。図１に示すように、無線通信システムは、複数の送信局（第１送信局、…、第Ｕ送信局）と受信局とを相互に接続するネットワークである。各送信局及び受信局は、単数もしくは複数のアンテナを具備している。
【００３２】
図２は、本発明の基本原理を説明するための受信信号系列の一例を示す概念図である。また、図３は、重複切り出し法用いるマルチユーザ検出の一例を示す概念図である。なお、図２には、ユーザ数を２、各ユーザの送信アンテナ数を１、ユーザ１及び２のパス数（伝搬路数）をそれぞれＬ（１）、Ｌ（２）としたときの受信信号系列を示している。受信側では、図２に示すように、異なる遅延の複数のパスから構成される伝搬路を通って来た全ユーザの信号の重ね合わせの形で受信される。
【００３３】
上記受信信号に対し、図２に示すような範囲でＮ個の信号を入力値として直交変換を行うと、ユーザ１についてはａの部分、ユーザ２についてはｘの部分の信号の周期性は保たれている。一方、ｂ、ｃ、ｙ、ｚは、周期性が保たれていないので、ブロック間干渉（ＩＢＩ）となる。したがって、マルチユーザ検出によって信号分離を行った後のＩＢＩ成分は、Ｎ個の信号からなるブロック区間全体には広がらず、主にブロックの両端近辺の信号にのみ影響を与えている。そこで、図３に示す下部に示すように、ＩＢＩの影響が少ないブロックＡの中央部分のＮｗ信号のみを取り出して復調することで、ＩＢＩの影響を回避している。
【００３４】
上述した操作を図３に示すように直交変換器の入力を重複させながら行うことにより全送信信号系列を復調する。また、上記マルチユーザ検出のための重みは、従来の重みをそのまま用いようとすると、残留ＩＢＩの影響を考慮していないので、干渉をうまく抑圧できなくなるため、特性が大幅に劣化してしまう。そこで、本発明では、以下で説明するように導出されたマルチユーザ重みを用いることによって、優れた特性を得ることを可能としている。
【００３５】
次に、本発明の基本原理について数式を用いて説明する。なお、以下の説明において、上添え字Tは転置、上添え字Hは複素共役転置、上添え字＊は複素共役、α×βはα行β列の行列、Ｅ［．］はアンサンブル平均を意味する。また、α行α列の単位行列は、次式（２）で表され、α行β列の零行列は、次式（３）で表され、行列（もしくはベクトル）Ａのｐ行ｑ列目の要素は、次式（４）で表される。
【００３６】
【数２】
2008211325.tif 000004
【００３７】
【数３】
2008211325.tif 000005
【００３８】
【数４】
2008211325.tif 000006
【００３９】
＜重みの導出＞
まず、受信信号について説明する。
nr番目の受信アンテナで受信された受信信号(時系列)で、m番目の直交変換器へのN×1の入力信号ベクトルｒｎｒ＝［ｒｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋１），．．．，ｒｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋Ｎ）］Ｔは、次式（５）のように表せる。
【００４０】
【数５】
2008211325.tif 000007
【００４１】
ここで、チルダ（〜）Ｈｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）は、ｕ番目の送信局のｉ番目の送信アンテナとｎｒ番目の受信アンテナの間のチャネル応答行列であり、最初の列がｈｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）＝（ｈ０，ｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ），．．．，ｈＬ（ｕ）−１，ｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ），０１×（Ｎ−Ｌ（ｕ）））ＴのN×Nの巡回行列である。チルダ（〜）Ｈｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）は、次式（６）で与えられる。
【００４２】
【数６】
2008211325.tif 000008
【００４３】
なお、Ｌ（ｕ）は、ｕ番目のＭＴとＡＰ間のチャンネルインパルス応答数である。
【００４４】
また、ベクトルＳｕ，ｉ（ｍ）は、ｕ番目のＭＴのｉ番目の送信アンテナから送信されたＮ×１の所望送信信号の時系列ベクトル、ベクトルｎｎｒ（ｍ）は、ｎｒ番目の受信アンテナにおけるＮ×１の雑音の時系列ベクトルであり、それぞれ次式（７）、（８）で与えられる。
【００４５】
【数７】
2008211325.tif 000009
【００４６】
【数８】
2008211325.tif 000010
【００４７】
但し、次式（９）、（１０）の通りである。
【００４８】
【数９】
2008211325.tif 000011
【００４９】
【数１０】
2008211325.tif 000012
【００５０】
なお、Ｎｄ（ｕ）（＝Ｎ−Ｌ（ｕ）＋１）は、第ｕ送信局の第ｉアンテナにおけるブロック内で周期性が崩れていない信号数、２σ２ｎｒは、第ｎｒ番目の受信アンテナにおける雑音の分散を表す。また、τ（ｕ）は、ｕ番目のＭＴとＡＰの間の遅延時間である。
【００５１】
また、Ｘｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）及びｕｕ，ｉ（ｍ）は、それぞれ直前の信号からのＩＢＩのＮ×（Ｌ（ｕ）−１）のチャネル行列及び（Ｌ（ｕ）−１）×１の信号成分ベクトルである。また、Ｙｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）及びｖｕ，ｉ（ｍ）は、それぞれ直後の信号からのＩＢＩのＮ×（Ｌ（ｕ）−１）のチャネル行列及び（Ｌ（ｕ）−１）×１の信号成分ベクトルであり、それぞれ次式（１１）、(１２)、(１３)、(１４)で与えられる。
【００５２】
【数１１】
2008211325.tif 000013
【００５３】
【数１２】
2008211325.tif 000014
【００５４】
【数１３】
2008211325.tif 000015
【００５５】
【数１４】
2008211325.tif 000016
【００５６】
受信機では、始めにＮポイントの直交変換を適用し、受信信号をＮ個の成分に分解する。ＮＲ×１の受信信号の第ｋ直交成分ベクトルｒ（ｍ，ｋ）は、次式（１５）のように与えられる。
【００５７】
【数１５】
2008211325.tif 000017
【００５８】
ここで、Ｈ（ｍ，ｋ）、ｓ（ｍ，ｋ）、ｃ（ｍ，ｋ）及びｎ（ｍ，ｋ）は、それぞれ、第ｋ周波数点におけるＮＲ×ＮＴのチャネル伝達関数行列、ＮＴ×１の送信信号ベクトル、ＮＲ×１のＩＢＩ成分ベクトル、及びＮＲ×１の雑音ベクトルである。それぞれの行列もしくはベクトルの成分は、次式（１６）で与えられる．
【００５９】
【数１６】
2008211325.tif 000018
【００６０】
但し、ｉ’は、次式（１７）で表され、ｕ番目のＭＴのｉ番目のアンテナのインデックスを表す。例えば、ＭＴ数が３、１番目のＭＴのアンテナ数が２、２番目のＭＴのアンテナ数が１、３番目のＭＴのアンテナ数が３の場合の例を図４に示す。
【００６１】
【数１７】
2008211325.tif 000019
【００６２】
また、ベクトルｆ（ｋ）は、１×Ｎの直交変換ベクトルであり、次式（１８）で与えられる。
【００６３】
【数１８】
2008211325.tif 000020
【００６４】
受信信号の直交成分に対して、各直交成分でマルチユーザ検出を次式（１９）で示すように行う。
【００６５】
【数１９】
2008211325.tif 000021
【００６６】
本発明では、一例として、チャネルインパルス応答が与えられたとき、マルチユーザ検出後の受信信号の直交成分ベクトルｂ（ｍ、ｋ）と送信信号の直交成分ベクトルｓ（ｍ，ｋ）との誤差を最小とする、つまり、最小二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）規範に基づく重みを用いている。Ｗ（ｍ，ｋ）は、第ｋ直交成分における、ＭＭＳＥ規範に基づく重みであり、次式（２０）で与えられる。
【００６７】
【数２０】
2008211325.tif 000022
【００６８】
ここで、‖Ａ‖２は、行列Ａのノルムの２乗を表す。
次に、ベクトルＷ（ｍ，ｋ）は、Ｗｉｅｎｅｒ解（参考文献：菊間、アレーアンテナによる適応信号処理、１９９８．）として、次式（２１）のように求めることができる。
【００６９】
【数２１】
2008211325.tif 000023
【００７０】
ここで、Ｒ（ｍ，ｋ）は、受信信号ベクトルｒ（ｍ，ｋ）の自己相関行列であり、Ｑ（ｍ，ｋ）は、受信信号ベクトルｒ（ｍ，ｋ）と所望信号ベクトルｓ（ｍ，ｋ）との相互相関行列を表し、次式（２２）で表される。
【００７１】
【数２２】
2008211325.tif 000024
【００７２】
また、自己相関行列Ｒ（ｍ，ｋ）は、次式（２３）のようになる。
【００７３】
【数２３】
2008211325.tif 000025
【００７４】
ここで、行列Ｐは、次式（２４）で与えられる。
【００７５】
【数２４】
2008211325.tif 000026
【００７６】
また、第２項のチルダ（〜）Ｃ（ｍ，ｋ）の（ｐ，ｑ）要素［チルダ（〜）Ｃ（ｍ，ｋ）］ｐ，ｑは、次式（２５）のようになる。
【００７７】
【数２５】
2008211325.tif 000027
【００７８】
相互相関行列Ｑ（ｍ，ｋ）は、次式（２６）のようになる．
【００７９】
【数２６】
2008211325.tif 000028
【００８０】
ゆえに，チャネル行列Ｈ（ｍ，ｋ）が与えられたとき、求めるマルチユーザ検出のＭＭＳＥ重みＷ（ｍ，ｋ）は、次式（２７）のようになる。
【００８１】
【数２７】
2008211325.tif 000029
【００８２】
また、受信局で、雑音電力の推定が不要な重みは、次式（２８）のようになる．
【００８３】
【数２８】
2008211325.tif 000030
【００８４】
＜実施形態の構成＞
次に、本発明の実施形態について説明する。
図５は、本実施形態による、第ｕ送信局における送信系の構成を示すブロック図である。図５において、１１００−ｕは第ｕ送信局における誤り訂正符号化器、１１０１−ｕは第ｕ送信局におけるインターリーバ回路、１１０２−ｕは第ｕ送信局における変調器、１１０３−ｕは第ｕ送信局における直／並列変換器、１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第ｕ送信局における波形整形回路、１１０５−ｕ−１〜１１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第ｕ送信局におけるＤ／Ａ変換器、１１０６−ｕ−１〜１１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第ｕ送信局における無線部、１１０７−ｕ−１〜１１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第ｕ送信局における送信アンテナである。
【００８５】
また、図６は、本実施形態による、受信系の構成を示すブロック図である。図６において、１１０９−１〜１１０９−ＮＲは受信アンテナ、１１１０−１〜１１１０−ＮＲは無線部、１１１１−１〜１１１１−ＮＲはＡ／Ｄ変換器、１１１２−１〜１１１２−ＮＲはメモリ、１１１３−１〜１１１３−ＮＲは直交変換器、１１１４−１〜１１１４−Ｎはマルチユーザ検出器、１１１５−１〜１１１５−ＮＴは逆直交変換器、１１１６−１〜１１１６−ＮＴは矩形フィルタ回路、１１１７−１〜１１１７−Ｕは並／直列変換器、１１１８−１〜１１１８−Ｕは復調器、１１１９−１〜１１１９−Ｕはデ・インターリーバ回路、１１２０−１〜１１２０−Ｕは復号器である。そして、１１２１はマルチユーザ検出重み演算器である。なお、受信側での信号に対する帯域制限フィルタリングは、無線部１１１０−１〜１１１０−ＮＲからマルチユーザ検出器１１１４−１〜１１１４−Ｎの間のいずれかで施すことが可能である。
【００８６】
また、以下の説明では、オーバーサンプリングを仮定していないが、従来技術のように、Ａ／Ｄ変換器１１１１−１〜１１１１−ＮＲでオーバーサンプリングを行うことも可能である。この場合、Ａ／Ｄ変換器１１１１−１〜１１１１−ＮＲから矩形フィルタ回路１１１６−１〜１１１６−ＮＴの間のいずれかでダウンサンプリングを行う。ダウンサンプリングをメモリ１１１２−１〜１１１２−ＮＲから直交変換器１１１３−１〜１１１３−ＮＲまでの間のいずれかで行った場合には、受信側の信号処理の演算規模を小さくすることが可能である。また、ダウンサンプリングをマルチユーザ検出器１１１４−１〜１１１４−Ｎから矩形フィルタ回路１１１６−１〜１１１６−ＮＴまでのいずれかで行った場合には、希望信号電力を大きくすることもできる。
【００８７】
また、受信局では、通常用いられている方法により、各送信局の到来タイミングを推定する。例えば、各送信局の送信信号内に予め定められたタイミング検出用トレーニング信号を挿入し、受信局では、受信信号とトレーニング信号との相関をとることによって、各送信局の到来タイミングを推定することができる。
【００８８】
また、各送信局には、予め異なるタイミング検出用トレーニング信号を割り当てることも可能である。その他、各送信局において、予め定められた複数のタイミング検出用トレーニング信号のうち、ランダムに１つを選択して送信することも可能である。
【００８９】
また、受信局では、受信信号レベルの最も高いアンテナで受信した信号に対してのみ、タイミング検出用トレーニング信号との相関をとる方法、各アンテナで受信された信号毎にタイミング検出用トレーニング信号との相関をとり、それらを合成する方法などがある。このようにすることで、送信タイミングを検出することが可能である。この送信タイミング検出は、フレーム毎に行う方法、通信開始前に行う方法、前フレームで推定したタイミングを用いる方法などがある。以下では、信号送信を行う通信フレームの前に、各送信局からの受信タイミングを推定できているものとし、通信フレームでの動作について詳述する。
【００９０】
まず、送信側の説明をする。ここでは、第ｕ送信局の信号処理について説明する。第ｕ送信局で送信されるバイナリデータ系列を入力信号として、誤り訂正符号化器１１００−ｕに供給される。誤り訂正符号化器１１００−ｕでは、符号化されたバイナリデータ系列を出力する。インターリーバ回路１１０１−ｕでは、該誤り訂正符号化器１１００−ｕの出力を入力し、インターリーブされたデータ系列を出力する。その後、変調器１１０２−ｕは、インターリーブされたデータ系列を変調し、該変調されたシンボル系列を、直／並列変換器１１０３−ｕに供給する。直／並列変換器１１０３−ｕでは、ｎｔ（ｕ）個の系列に変換して出力する。
【００９１】
上記ｎｔ（ｕ）個の系列からなる出力信号は、波形整形回路１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）に供給される。該波形整形回路１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）では、系列毎に帯域制限された信号系列を出力する。該波形整形回路１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）の出力信号は、Ｄ／Ａ変換器１１０５−ｕ−１〜１１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）に入力される。Ｄ／Ａ変換器１１０５−ｕ−１〜１１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）では、ディジタル／アナログ変換が行われ、アナログ信号として、無線部１１０６−ｕ−１〜１１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）に供給される。無線部１１０６−ｕ−１〜１１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）では、ＲＦ信号として出力され、送信アンテナ１１０７−ｕ−１〜１１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）から送信される。以上の信号処理は、全送信局で同様に行われる。
【００９２】
続いて、受信側の信号処理について説明する。受信アンテナ１１０９−１〜１１０９−ＮＲで受信された信号は、その信号系列を入力信号とし、受信アンテナ毎に無線部１１１０−１〜１１１０−ＮＲに供給される。無線部１１１０−１〜１１１０−ＮＲでは、周波数変換が行われ、ベースバンド信号が出力される。該ベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１１１１−１〜１１１１−ＮＲに入力される。Ａ／Ｄ変換器１１１１−１〜１１１１−ＮＲでは、アナログ／ディジタル変換が行われ、得られたディジタル信号は、メモリ１１１２−１〜１１１２−ＮＲに記憶される。
【００９３】
その後、メモリ１１１２−１〜１１１２−ＮＲに記憶された信号系列は、図３に示すように、Ｎｗ個ずつ先頭位置をシフトさせながら、Ｎ個ずつ読み出され、直交変換器１１１３−１〜１１１３−ＮＲに供給される。第ｎｒ番目（ｎｒ＝１〜ＮＲ）の直交変換器１１１３−ｎｒにおいて、第ｍ番目（ｍは、ブロック番号）の直交変換器１１１３−ｍへの入力信号（時系列）をｒｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋１）〜ｒｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋Ｎ）としたとき、出力値（直交成分）は、予め設定されたＮ個の長さＮの直交信号ｅ（ｋ，ｎ）を用いて、次式（２９）のように表される．
【００９４】
【数２９】
2008211325.tif 000031
【００９５】
このようにして得られたＮ個の信号の直交成分は、それぞれ、成分毎にＮＲ個の信号を入力信号として、マルチユーザ検出重み演算器１１２１の出力値であるマルチユーザ検出重みとともに、マルチユーザ検出器１１１４−１〜１１１４−Ｎに入力される。マルチユーザ検出器１１１４−１〜１１１４−Ｎでは、次式（３０）で表すように、それぞれＮＴ個ずつの出力信号ｂ（ｍ，ｋ）を出力する。
【００９６】
【数３０】
2008211325.tif 000032
【００９７】
ここで、ｒ（ｍ，ｋ）は受信信号ベクトル、Ｗ（ｍ，ｋ）はマルチユーザ検出重みであり、それぞれ次式（３１）、（３２）で表される．
【００９８】
【数３１】
2008211325.tif 000033
【００９９】
【数３２】
2008211325.tif 000034
【０１００】
ここで、ハット（＾）Ｈ（ｍ，ｋ）は、ＮＲ×ＮＴの推定したチャネル行列を表し、ハット（＾）Ｃ（ｍ，ｋ）は、ＮＲ×ＮＲの推定した干渉成分の寄与を表す行列である。また、２σ２ｎｒは、第ｎｒ番目の受信アンテナにおける雑音の分散の推定値を表す。また、重み１は、平均二乗誤差最小（ＭＭＳＥ）基準で導出された解であり、重み２は、重み１で雑音の分散（電力）推定を不要とした重みである。また、Ｗ（ｍ，ｋ）は、チャネルの時変動がほとんどないとき、Ｗ（ｎ，ｋ）、（ｍ≠ｎ）としてｎ番目のブロックのマルチユーザ検出に用いることもできる。なお、マルチユーザ検出重み演算器１１２１の詳細については後述する。
【０１０１】
次に、直交成分毎にＮＴ個の出力信号が得られた後、ＮＴ個の逆直交変換器１１１５−１〜１１１５−ＮＴは、入力される送信系列毎に直交成分Ｎ個を逆直交変換し、ＮＴ個の時間信号系列を出力信号として出力する。矩形フィルタ回路１１１６−１〜１１１６−ＮＴは、上記ＮＴ個の信号系列を入力し、図５のように、Ｎ個の信号から、ブロック間干渉の影響が大きい前半部Ｍｈ個と後半部Ｍｔ個との信号を除去し、干渉の影響が小さい中心の残りである、Ｎｗ（＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）個の信号のみを抽出し、出力信号として出力する。並／直列変換器１１１７−１〜１１１７−Ｕは、その出力信号を並／直列変換し、送信局毎（Ｕ個）の信号系列を出力信号として出力する。
【０１０２】
最後に、復調器１１１８−１〜１１１８−Ｕは、上記Ｕ個の系列に変換された信号系列を復調し、復調された信号系列を出力する。デ・インターリーバ回路１１１９−１〜１１１９−Ｕは、上記復調された信号系列をデ・インターリーブし、その結果を復号器１１２０−１〜１１２０−Ｕに供給する。復号器１１１９−１〜１１１９−Ｕは、上記デ・インターリーブされた結果を復号し、復号結果として出力する。
【０１０３】
このような構成を適用することで、広帯域信号を伝送する場合においても、指向性制御を直交信号成分毎に行うことによって、任意の送信局間のタイミングオフセットで信号を送信局毎に分離することが可能となる。なお、上記処理は、ガードインターバル（ＧＩ）がある場合にも適用可能である。また、シングルユーザＭＩＭＯ（Ｕ＝１）の場合にも適用可能である。
【０１０４】
次に、図７は、マルチユーザ検出重み演算器１１２１の構成例を示すブロック図である。図７において、１４０１−１−１−１〜１４０１−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）はチャネルインパルス応答推定部、１４０２−１−１−１〜１４０２−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）はチャネル伝達関数推定部、１４０３−１−１−１〜１４０３−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）はＩＢＩ寄与行列推定部、１４０４−１〜１４０４−ＮＲは雑音電力推定部、１４０５はマルチユーザ検出重み計算部である。
【０１０５】
チャネルインパルス応答推定部１４０１−１−１−１〜１４０１−ＮＲ−Ｕ−ｎ（Ｕ）中の１４０１−ｎｒ−ｕ−ｉでは、パイロット受信信号を入力信号として、次式（３３）のような、第ｕ送信局の第ｉアンテナから送信され、受信局の第ｎｒ番目の受信アンテナで受信されたときの伝搬路のインパルス応答の推定値を出力値として出力する。
【０１０６】
【数３３】
2008211325.tif 000035
【０１０７】
伝達関数の推定は、受信信号とパイロット信号とのスライディング相関を演算することによって推定することができる。また、受信信号とパイロット信号とから最尤推定によって伝達関数を推定することも可能である。
【０１０８】
また、チャネルのインパルス応答と波形整形フィルタとの畳み込みの結果を推定することで、受信側での帯域制限フィルタの乗算をマルチユーザ検出と同時に行うことも可能である。
【０１０９】
その後、チャネルインパルス応答推定部１４０１−１−１−１〜１４０１−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）でそれぞれ推定したチャネルインパルス応答値を入力値として、チャネル伝達関数推定部１４０２−１−１−１〜１４０２−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）では、チャネル伝達関数（もしくは直交変換後の各成分）の推定値を計算し、ＩＢＩ寄与行列推定部１４０３−１−１−１〜１４０３−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）では、ＩＢＩ成分におけるチャネルの推定値の直交変換後の各成分を計算し、それぞれを出力する。チャネル伝達関数の推定値の第ｋ成分ハット（＾）Ｈｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ，ｋ）及びＩＢＩ成分におけるチャネルの推定値の直交変換後の第ｋ成分ハット（＾）Ｃｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ，ｋ）は、それぞれ、次式（３４）、次式（３５）のように表される。
【０１１０】
【数３４】
2008211325.tif 000036
【０１１１】
【数３５】
2008211325.tif 000037
【０１１２】
ここで、ハット（＾）Ｘｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）は、次式（３６）で表され、ハット（＾）Ｙｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）は、次式（３７）で表される。
【０１１３】
【数３６】
2008211325.tif 000038
【０１１４】
【数３７】
2008211325.tif 000039
【０１１５】
一方、雑音電力推定部１４０４−１〜１４０４−ＮＲでは、パイロット受信信号を入力信号とし、各受信アンテナにおける雑音電力を推定し、その推定値を出力する。雑音電力の推定は、例えば、受信信号電力と、推定した伝達関数の電力の和との差から求めることもできる。この場合、伝達関数を推定することができなかった遅延成分の電力は、雑音電力に加算されることになる。また、その他、各受信アンテナで信号が受信されていない時間区間を検出し、その区間において測定した受信電力から雑音電力を測定することも可能である。
【０１１６】
マルチユーザ検出重み計算部１４０５は、上述した、チャネル伝達関数推定部１４０２−１−１−１〜１４０２−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）から出力されたチャネル伝達関数（もしくは直交変換後の各成分）の推定値、及びＩＢＩ寄与行列推定部１４０３−１−１−１〜１４０３−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）から出力されたＩＢＩの各直交成分の推定値ハット（＾）Ｃ（ｍ，ｋ）、雑音電力推定部１４０４−１〜１４０４−ＮＲから出力された雑音電力の推定値２ハット（＾）σ２ｎｒ（ｎｒ＝１〜ＮＲ）を入力値として、マルチユーザ検出重みを計算し、その計算結果を出力する。
【０１１７】
ここで、上記マルチユーザ検出重み計算部１４０５では、送信側でパイロット信号を送信し、それを基に推定する方式であるが、データ部の受信信号を入力信号として、判定帰還した信号を送信パイロット信号と同様にみなし、マルチユーザ検出重みを推定することも可能である。また、上記のチャネルインパルス応答の推定は、時間信号を入力信号として推定しているが、直交変換後の受信信号を入力信号として推定することも可能である。上記システムは、雑音電力推定部１４０４−１〜１４０４−ＮＲで雑音電力を推定しているが、重み２を用いる場合には、この部分は不要となる。
【０１１８】
＜変形例＞
＜矩形窓サイズを可変＞
端末局毎に伝搬路（チャネルインパルス応答）が異なるため、端末局毎にＩＢＩの影響を大きく受けているブロックの端の信号数も異なる。そこで、受信局側では、チャネル推定した結果を基に、ＩＢＩの影響を受けている信号が最も多いユーザに合わせて、除去する前半部の信号数Ｍｈおよび後半部の信号数Ｍｔ、切り出す信号数（矩形窓フィルタの大きさ）Ｎｗを適応的に変えることで、伝送品質を改善させることを可能とする。
【０１１９】
具体的には、推定したチャネルインパルス応答から遅延スプレッドもしくはチャネルの最大遅延時間を求め、その値を基に、予め受信側にあるテーブルもしくは関数より最適なＮｗを推定する。
【０１２０】
＜ＦＦＴサイズを可変＞
ブロックの端のＩＢＩの影響を大きく受けている信号数は、直交変換器１１１３−１〜１１３−ＮＲのサイズＮによらず一定である。そこで、直交変換器１１１３−１〜１１３−ＮＲが高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の場合には、入・出力信号数をＮ＝２ｎ、切り出す信号数がＮｗであるとき、１つの信号当りのＦＦＴ演算量が最も少なく済むｎの値は、次式（３８）で与えられる。
【０１２１】
【数３８】
2008211325.tif 000040
【０１２２】
但し、ＦＦＴの演算量は、Ｎｌｏｇ２Ｎ＝ｎ２ｎである。
上記数式（３８）の計算結果より、切り出す信号数Ｎｗが決定されたとき、最適なＦＦＴブロックの大きさｎを上式に従って決定することによって、受信局側において、全信号を復調するための演算量を最も少なくすることが可能となる。
【０１２３】
＜符号化インターリーバ＞
図８は、ブロック・インターリーバを説明するための概念図である。
本発明を用いる場合、ＩＢＩが端の信号ほど大きく影響を与えるため、矩形フィルタ１１１６−１〜１１１６−ＮＴの各出力信号は、中心の信号ほど信頼性が高く（誤り率が小さく）、端に行くほど信頼性が低い（誤り率が大きい）。そのため、送信局（図５）においては、直／並列変換回路１１０３−ｕの直／並列変換後のｎｔ（ｕ）系列に対して、それぞれ、図８に示すようなＮｗ／２×Ｎｘのブロック・インターリーバを用いて、入力値を縦に読み込み、横に書き出していった結果を出力するシンボル・インターリーバ回路を設ける。
【０１２４】
受信局（図６）においては、矩形フィルタ回路１１１６−１〜１１１６−ＮＴの矩形フィルタ出力後の各信号系列に対して、Ｎｗ／２×Ｎｘのブロック・デ・インターリーバを用いて、入力値に対して、横に読み込み、縦に書き出していった結果を出力するシンボル・デ・インターリーバ回路を設ける。但し、Ｎｘは任意の正数である。
【０１２５】
信号系列に対し、図８に示すような縦の長さＮｗ／２のブロック・インターリーバ及びブロック・デ・インターリーバを用いて、信頼性の高い信号と信頼性の低い信号とが交互に並ぶようになる。これによって、誤りがバーストからランダムになるため、誤り訂正符号の効果を高めることが可能となる。
【０１２６】
また、シンボル・インターリーバとして、ブロック・インターリーバの代わりに、ランダム・インターリーバを用いてもよい。
【０１２７】
＜逐次干渉除去装置＞
受信局において、マルチユーザ検出の代わりに、逐次干渉除去装置を用いて信号を分離することも可能である。
図９は、逐次干渉除去装置を用いるときの受信機の構成を示すブロック図である。図９において、１５１０−１〜１５１０−ＮＲは受信アンテナ、１５１１−１〜１５１１−ＮＲは無線部、１５１２−１〜１５１２−ＮＲはＡ／Ｄ変換器、１５１３−１〜１５１３−ＮＲはメモリ、１５１４は逐次干渉除去装置、１５１５−１〜１１１５−Ｕは並／直列変換器、１５１６−１〜１５１６−Ｕはデ・インターリーバ回路、１５１７−１〜１５１７−Ｕは復号器である。また、１５１８は逐次干渉除去装置用重み演算器である。
【０１２８】
受信アンテナ１５１０−１〜１５１０−ＮＲで受信された信号は、受信アンテナ毎に無線部１５１１−１〜１５１１−ＮＲに供給される。無線部１５１１−１〜１５１１−ＮＲは、それぞれ、受信アンテナ毎に周波数変換を行い、ベースバンド信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器１５１２−１〜１５１２−ＮＲは、ベースバンド信号を入力信号として、アナログ信号をディジタル信号へ変換する。該ディジタル信号に変換された信号系列は、メモリ１５１３−１〜１５１３−ＮＲに記憶される。
【０１２９】
その後、メモリに保存された信号系列を、Ｎｗ個ずつシフトさせながら、Ｎ個ずつ読み出し、逐次干渉除去装置用重み演算器１５１８の出力値である等化重みとともに、逐次干渉除去装置１５１４に入力される。逐次干渉除去装置１５１４の詳細については後述する。逐次干渉除去装置１５１４から出力されたＮＴ個の信号系列は、並／直列変換器１５１５−１〜１５１５−Ｕに供給される。並／直列変換器１５１５−１〜１５１５−Ｕでは、送信局毎（Ｕ個）の信号系列を出力する。最後に、デ・インターリーバ回路１５１６−１〜１５１６−Ｕは、Ｕ個の系列に変換された信号系列を入力信号として、デ・インターリーブされた信号系列を出力する。復号器１５１７−１〜１５１７−Ｕでは、その信号系列を復号し、該復号結果を出力する。
【０１３０】
次に、図１０は、逐次干渉除去装置１５１４の構成を示すブロック図である。図１０において、１６０１−１〜１６０１−ＮＲは第１干渉減算器、１６０２−１−１〜１６０２−ＮＴ−ＮＲは直交変換器、１６０３−１〜１６０３−ＮＲは信号検出器、１６０４−１〜１６０４−ＮＴは逆直交変換器、１６０５−１〜１６０５−ＮＴは矩形フィルタ回路、１６０６−１〜１６０６−ＮＴは信号判定部、１６０７−１〜１６０７−ＮＴは遅延回路、１６０８はレプリカ生成回路、１６０９−１−１〜１６０９−（ＮＴ−１）−ＮＲは第２干渉減算器、１６１０−１〜１６１０−（ＮＴ−１）はレプリカ生成回路である。
【０１３１】
逐次干渉除去装置１５１４を動作させる際には、順序付けが重要になる。ここで、順序付けには、各アンテナのチャネルの推定値を用い、瞬時受信電力（信号電力対雑音電力比ＳＮＲ）であったり、各送信信号系列に対する平均の伝送品質（信号電力対干渉・雑音電力比ＳＩＮＲや、ビット誤り率特性など）であったり、優先度の高い送信信号系列順であったり、通常の逐次干渉除去装置で用いられている順序付けが全て適用可能である。
【０１３２】
以下の説明では、第ｍブロックの受信信号において、１番目の送信局の１番目のストリームから順に復調を行い、ｕ番目の送信局のｉ番目のストリーム復調時には、ｕ番目の送信局のｉ−１番目（ｉ＝１の場合には、ｕ−１番目の送信局のｎｔ（ｕ−１）番目）の復調結果を用いることを考える。
【０１３３】
レプリカ生成回路１６０８では、第ｍ−１ブロック以前における判定後のＮＴの系列からなる受信信号系列（時系列）を入力信号として、推定したチャネルインパルス応答を用いて、直前のブロックからの受信アンテナｎｒにおける、次式（３９）に示す、干渉成分のレプリカを生成し、その結果（時系列信号）を出力する。
【０１３４】
【数３９】
2008211325.tif 000041
【０１３５】
第１干渉減算器１６０１−１〜１６０１−ＮＲでは、受信信号（時系列）ベクトルｒｎｒ（ｍ）、及びレプリカ生成回路１６０８で生成された直前のブロックからの、上記数式（３９）で示す干渉成分のレプリカを入力として、受信信号から干渉成分を減算し、次式（４０）で示す結果を出力する。
【０１３６】
【数４０】
2008211325.tif 000042
【０１３７】
直交変換器１６０２−１−１〜符号１６０２−ＮＴ−ＮＲは、１つのブロックがＮ個の時系列信号からなる干渉成分除去後の受信信号を入力として、直交変換を行い、Ｎ個の直交成分を出力する。ここで、直交変換器１６０２−ｉ’−１〜１６０２−ｉ’−ＮＲ（但し、ｉ’は、上記数式（１７）で表される）から出力された信号の第ｋ直交成分ハット（＾）ｒｉ’−１（ｍ，ｋ）は、ｉ’−１番目のストリームまでの干渉信号を減算した受信信号に対して直交変換を行った後の第ｋ直交成分であり、次式（４１）、（４２）で表される。
【０１３８】
【数４１】
2008211325.tif 000043
【０１３９】
【数４２】
2008211325.tif 000044
【０１４０】
ここで、ハット（＾）Ｈｎｒ，ｕ，ｐ（ｍ）は、チルダ（〜）Ｈｎｒ，ｕ，ｐ（ｍ）の推定値であり、ハット（＾）ｓｕ，ｐ（ｍ）は、ベクトルｓｕ，ｐ（ｍ）のレプリカである．
【０１４１】
信号検出器１６０３−１〜１６０３−ＮＲは、直交変換器１６０２−１−１〜１６０２−ＮＴ−ＮＲの出力信号、及び逐次干渉除去装置用重み演算器１５１８で計算された残留ブロック間干渉を考慮した重みを入力値として信号検出を行い、Ｎ個からなるその結果を出力する。
【０１４２】
ここで、信号検出器１６０３−１−ｉ’における出力の第ｋ（＝１〜Ｎ）直交成分は、次式（４３）で表される．
【０１４３】
【数４３】
2008211325.tif 000045
【０１４４】
ここで，ベクトルｗｉ’（ｍ，ｋ）は、逐次干渉除去装置用重み演算器１５１８で生成される逐次干渉除去装置のためのマルチユーザ検出重みであり、干渉を除去した後の受信信号と送信信号との誤差を最小とするような値をとり、次式（４４）で与えられる。
【０１４５】
【数４４】
2008211325.tif 000046
【０１４６】
上記数式（４４）の重みは、上記マルチユーザ検出のＭＭＳＥ重みの導出と同様に式展開できる。また、Ｗｉ’（ｍ，ｋ）は、チャネルの時変動がほとんどないとき、Ｗｉ’（ｎ，ｋ）、（ｍ≠ｎ）としてｎ番目のブロックに用いることもできる。
【０１４７】
逆直交変換器１６０４−１〜１６０４−ＮＴは、信号検出後のＮ個からなる信号に対して逆直交変換を行い、Ｎ個の時系列信号を出力する。矩形フィルタ回路１６０５−１〜１６０５−ＮＴでは、逆直交変換後のＮ個からなる時系列信号に対して、ブロック間干渉の影響が大きい前半部Ｍｈ個と後半部Ｍｔ個の信号を除去し、干渉の影響が小さい中心の残りＮｗ（＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）個の信号のみを抽出して出力する。信号判定部１６０６−１〜符号１６０６−ＮＴでは、それぞれＮｗ個の時系列信号に対して、軟判定もしくは硬判定し、Ｎｗ個の判定結果を出力する。遅延回路１６０７−１〜１６０７−ＮＴでは、軟判定もしくは硬判定されたＮｗ個の信号に対して、１ブロック分の遅延を与えてレプリカ生成回路１６０８に出力する。
【０１４８】
次に、第２干渉減算器１６０９−１−１〜１６０９−（ＮＴ−１）−ＮＲは、ＮＲの系列からなる干渉を除去した受信信号（時系列）ｚ（ｍ）、及びレプリカ生成回路１６１０−１〜１６１０−（ＮＴ−１）で生成された直前のブロックからの干渉成分のレプリカを入力として、干渉を除去した受信信号から、新たに生成された干渉成分を減算した結果を出力する。
【０１４９】
ここで、干渉減算器１６０９−（ｉ’−１）−ｎｒの出力信号は、次式（４５）で表される。
【０１５０】
【数４５】
2008211325.tif 000047
【０１５１】
レプリカ生成回路１６１０−１〜１６１０−（ＮＴ−１）では、信号判定部１６０６−１〜１６０６−ＮＴで判定されたＮｗ個の信号に対して、推定したチャネルインパルス応答を用いて、第ｍブロックにおけるユーザ間干渉成分のレプリカ（ＮＲからなる時系列）を出力する。ここで、レプリカ生成回路１６１０−（ｉ’−１）から出力されるユーザ間干渉のレプリカは、次式（４６）で表される。
【０１５２】
【数４６】
2008211325.tif 000048
【０１５３】
直交変換器１６０２−１−１〜符号１６０２−ＮＴ−ＮＲは、第１干渉減算器１６０１−１〜１６０１−ＮＲの前段で行うことも可能である。この場合、ＮＲ×ＮＴ個必要であった直交変換器は、ＮＲ個で十分となる。また、この場合、レプリカ生成回路１６０８及びレプリカ生成回路１６１０−１〜１６１０−（ＮＴ−１）から出力される干渉レプリカは、直交成分に変換する必要があり、第１干渉減算器１６０１−１〜１６０１−ＮＲ及び第２干渉減算器１６０９−１−１〜１６０９−（ＮＴ−１）−ＮＲは、直交成分毎に干渉を除去することとなる。
【０１５４】
信号判定部１６０６−１〜符号１６０６−ＮＴでは、硬判定値もしくは軟判定値のいずれかの信号を出力する。また、一度、誤り訂正復号器へ入力し、その出力結果を硬判定もしくは軟判定することも可能である。受信側での信号に対する帯域制限フィルタリングは、無線部１５１１−１〜１５１１−ＮＲから逐次干渉除去装置１５１４の間のいずれか、もしくは信号検出器１６０３−１〜ＮＴで施すことが可能である。
【０１５５】
上記逐次干渉除去装置１５１４は、１ブロックで閉じた形で動作しているが、複数ブロックに渡って逐次干渉除去を行うことも可能である。例として、４ユーザで各ユーザの送信アンテナがそれぞれ１本で、ユーザ１→ユーザ２→ユーザ３→ユーザ４の順で復調する場合について以下に詳細に説明する。
【０１５６】
ここで、図１１は、逐次干渉除去装置１５１４の復調順の一例を示す概念図である。図１１に示すような順番で各ブロックを復調していくことにより、例えば、ユーザ３の第（ｍ＋１）ブロックを復調する際、ユーザ１については第（ｍ＋３）ブロックまでを、ユーザ２については第（ｍ＋２）ブロックまで復調しているので、第（ｍ＋１）ブロックにおけるユーザ１及びユーザ２の全信号成分のレプリカの生成が可能となる。したがって、復調誤りが生じていない場合には、ユーザ１及びユーザ２からの干渉信号を完全に除去してユーザ３の信号を復調することができるので、特性が改善される。
【０１５７】
これを一般的に書くと、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の第ｍブロックの復調を考えた場合、第ｕユーザの第ｉ−１アンテナから送信された送信信号に関しては、少なくとも第（ｍ＋１）ブロックまでを復調するように動作させる。これによって、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の第ｍブロックにおける復調は、第ｕユーザの第ｉ−１アンテナまでの干渉を除去した、次式（４７）に示す受信信号から行うことになる。これは、第ｕユーザの第ｉ−１アンテナまでの、第（ｍ＋１）ブロックからの次式（４８）で示されるＩＢＩ成分も除去されていることになる。
【０１５８】
【数４７】
2008211325.tif 000049
【０１５９】
【数４８】
2008211325.tif 000050
【０１６０】
このため、上記逐次干渉除去装置１５１４では、第（ｍ＋１）ブロックからの干渉を除去できなかったが、このように複数ブロックに渡って動作させることで、干渉をより低減し、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の復号特性を改善させることが可能となる。
【０１６１】
上述した動作は、逐次干渉除去装置１５１４の説明であったが、これを従来技術と同様に、並列干渉除去装置として適用することも可能である。また、上記逐次干渉除去装置１５１４にも、各種オプションを用いることが可能である．
【０１６２】
上述した実施形態によれば、従来のＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯと比較した場合、複数の送信局からの信号の受信タイミングがそれぞれＧＩ長を超えてしまった場合でも、タイミングオフセットによる伝送品質の劣化を軽減することが可能となる。したがって、送信局のタイミングコントロールが不要、もしくは簡易なものでよくなるため、送信側のシステムの簡易化を図ることができる。
【０１６３】
また、従来技術で必要であったＧＩが不要となるため、伝送効率を向上させることができる。
【０１６４】
さらに、複数の送信局が同時に通信することが可能となるため、周波数利用効率を改善することが可能となる。
【０１６５】
また、従来技術と比べて、マルチユーザ検出器の重み及び逆直交変換後の受信信号に対して矩形窓を乗算する演算器を追加しただけであるので，大幅なハードウェアの変更を必要としない。
【０１６６】
また、マルチユーザＭＩＭＯを考慮したシステム構成となっているため、ＧＩが無い送信信号でも、ユーザ間・アンテナ間の信号分離が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０１６７】
【図１】本発明に係る無線通信システムを示すシステム構成図である。
【図２】本発明の基本原理を説明するための受信信号系列の一例を示す概念図である。
【図３】重複切り出し法用いるマルチユーザ検出の一例を示す概念図である。
【図４】ＭＴ数が３、１番目のＭＴのアンテナ数が２、２番目のＭＴのアンテナ数が１、３番目のＭＴのアンテナ数が３の場合の例を示すブロック図である。
【図５】本実施形態による、第ｕ送信局における送信系の構成を示すブロック図である。
【図６】本実施形態による受信系の構成を示すブロック図である。
【図７】本実施形態によるマルチユーザ検出重み演算器１１２１の構成例を示すブロック図である。
【図８】本実施形態によるブロック・インターリーバを説明するための概念図である。
【図９】本実施形態において逐次干渉除去装置を用いるときの受信機の構成を示すブロック図である。
【図１０】本実施形態による逐次干渉除去装置１５１４の構成を示すブロック図である。
【図１１】本実施形態による逐次干渉除去装置１５１４の復調順の一例を示す概念図である。
【図１２】従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送における第ｕ番目のシングルキャリア送信機の構成例を示すブロック図である。
【図１３】従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送におけるシングルキャリア受信機の構成例を示すブロック図である。
【図１４】マルチユーザＭＩＭＯ伝送における送信ブロックの構成を示す概念図である。
【符号の説明】
【０１６８】
１１００−ｕ  誤り訂正符号化器
１１０１−ｕ  インターリーバ回路（シンボル・インターリーブ手段）
１１０２−ｕ  変調器
１１０３−ｕ  直／並列変換器
１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）  波形整形回路
１１０５−ｕ−１〜１１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）  Ｄ／Ａ変換器
１１０６−ｕ−１〜１１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）  無線部
１１０７−ｕ−１〜１１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）  送信アンテナ
１１０９−１〜１１０９−ＮＲ  受信アンテナ
１１１０−１〜１１１０−ＮＲ  無線部
１１１１−１〜１１１１−ＮＲ  Ａ／Ｄ変換器
１１１２−１〜１１１２−ＮＲ  メモリ
１１１３−１〜１１１３−ＮＲ  直交変換器（直交変換手段）
１１１４−１〜１１１４−Ｎ  マルチユーザ検出器（マルチユーザ検出手段）
１１１５−１〜１１１５−ＮＲ  逆直交変換器（逆直交変換手段）
１１１６−１〜１１１６−ＮＲ  矩形フィルタ回路（矩形フィルタ手段）
１１１７−１〜１１１７−Ｕ  並／直列変換器
１１１８−１〜１１１８−Ｕ  復調器
１１１９−１〜１１１９−Ｕ  デ・インターリーバ回路（シンボル・デ・インターリーブ手段）
１１２０−１〜１１２０−Ｕ  復号器
１１２１  マルチユーザ検出重み演算器（マルチユーザ検出重み演算手段）
１４０１−１−１−１  チャネルインパルス応答推定部
１４０２−１−１−１  チャネル伝達関数推定部
１４０３−１−１−１  ＩＢＩ成分推定部
１４０４−１−１−１〜１４０４−ＮＲ  雑音電力推定部
１４０５  マルチユーザ検出重み計算部
１５１０−１〜１５１０−ＮＲ  受信アンテナ
１５１１−１〜１５１１−ＮＲ  無線部
１５１２−１〜１５１２−ＮＲ  Ａ／Ｄ変換器
１５１３−１〜１５１３−ＮＲ  メモリ
１５１４  逐次干渉除去装置（逐次干渉除去手段）
１５１５−１〜１５１５−Ｕ  並／直列変換器
１５１６−１〜１５１６−Ｕ  デ・インターリーバ回路
１５１７−１〜１５１７−Ｕ  復号器
１５１８  逐次干渉除去装置用重み演算器
１６０１−１〜１６０１−ＮＲ  干渉減算器
１６０２−１−１〜１６０２−ＮＴ−ＮＲ  直交変換器（直交変換手段）
１６０３−１〜１６０３−ＮＴ  信号検出器
１６０４−１〜１６０４−ＮＴ  逆直交変換器（逆直交変換手段）
１６０５−１〜１６０５−ＮＴ  矩形フィルタ回路（矩形フィルタ手段）
１６０６−１〜１６０６−ＮＴ  復調器
１６０７−１〜１６０７−ＮＴ  遅延回路
１６０８  レプリカ生成回路
１６０９−１−１〜１６０１−ＮＴ−ＮＲ  干渉減算器
１６１０−１〜１６１０−２  レプリカ生成回路
【図１】
2008211325.tif 000051
【図２】
2008211325.tif 000052
【図３】
2008211325.tif 000053
【図４】
2008211325.tif 000054
【図５】
2008211325.tif 000055
【図６】
2008211325.tif 000056
【図７】
2008211325.tif 000057
【図８】
2008211325.tif 000058
【図９】
2008211325.tif 000059
【図１０】
2008211325.tif 000060
【図１１】
2008211325.tif 000061
【図１２】
2008211325.tif 000062
【図１３】
2008211325.tif 000063
【図１４】
2008211325.tif 000064
【手続補正書】
【提出日】平成20年4月14日(2008.4.14)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される複数の無線信号を複数のアンテナ素子により受信する受信装置であって、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、
前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出手段と、
前記検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、
前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と
を具備することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記直交変換手段は、各アンテナ素子で受信した無線信号のＡ番目からＮ個の時系列データを抽出した後、前記無線信号の（Ａ＋Ｎｗ）番目からＮ個の時系列データを抽出し、
前記矩形フィルタ手段から出力される複数のＮｗ個の時系列データを時系列順に繋げて、前記送信信号とすることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
自装置の前記アンテナ素子ごとの前記送信装置のアンテナ素子からのインパルス応答に基づいて、前記検出手段にて各送信装置からの送信信号を抽出する際のパラメータとして用いられるマルチユーザ検出重みを算出するマルチユーザ検出重み演算手段
を具備することを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項４】
干渉が最も大きい送信装置からの無線信号に基づいて、前記Ｎ、前記Ｍｈ、前記Ｍｔ、または、前記Ｎｗのうち、少なくも１つ以上の値を調整する調整手段を更に具備することを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項５】
前記Ｎｗと前記Ｎは、Ｎｗ＝（２ｎ・ｎ・ｌｎ２）／（１+ｎ・ｌｎ２）（但し、Ｎ＝２ｎ、ｎは任意の正数）の関係にあることを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項６】
前記矩形フィルタ手段から出力される時系列データに基づいて、各アンテナ素子で受信した無線信号から干渉成分を除去する逐次干渉除去手段を更に具備し、
前記逐次干渉除去手段から出力される信号を復調する
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項７】
前記矩形フィルタからの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・デ・インターリーバを行うシンボル・デ・インターリーブ手段を更に具備することを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項８】
単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により無線信号を送信する送信装置であって、
直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を更に具備することを特徴とする送信装置。
【請求項９】
単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により無線信号を送信する単数もしくは複数の送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記送信装置から送信される複数の無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、
前記受信装置は、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、
前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出手段と、
前記検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、
前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と
を具備することを特徴とする無線送受信システム。
【請求項１０】
単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により無線信号を送信する単数もしくは複数の送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記送信装置から送信される複数の無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、
前記送信装置は、
直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を具備し、
前記受信装置は、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、
前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出手段と、
前記検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、
前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と、
前記矩形フィルタからの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・デ・インターリーバを行うシンボル・デ・インターリーブ手段と
を具備することを特徴とする無線送受信システム。
【請求項１１】
複数のアンテナ素子を備えた受信装置により、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される複数の無線信号を受信する無線受信方法であって、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換ステップと、
前記直交変換ステップにて直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出ステップと、
前記検出ステップにて抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換ステップと、
前記逆直交変換ステップにて抽出された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタリングステップと
を含むことを特徴とする無線受信方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１７】
上述した課題を解決するために、本発明は、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される複数の無線信号を複数のアンテナ素子により受信する受信装置であって、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出手段と、前記検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段とを具備することを特徴とする受信装置である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１９】
本発明は、上記の発明において、自装置の前記アンテナ素子ごとの前記送信装置のアンテナ素子からのインパルス応答に基づいて、前記検出手段にて各送信装置からの送信信号を抽出する際のパラメータとして用いられるマルチユーザ検出重みを算出するマルチユーザ検出重み演算手段を具備することを特徴とする。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２０】
本発明は、上記の発明において、干渉が最も大きい送信装置からの無線信号に基づいて、前記Ｎ、前記Ｍｈ、前記Ｍｔ、または、前記Ｎｗのうち、少なくも１つ以上の値を調整する調整手段を更に具備することを特徴とする。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２１】
本発明は、上記の発明において、前記Ｎｗと前記Ｎは、Ｎｗ＝（２ｎ・ｎ・ｌｎ２）／（１+ｎ・ｌｎ２）（但し、Ｎ＝２ｎ、ｎは任意の正数）の関係にあることを特徴とする。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２４】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により無線信号を送信する送信装置であって、直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を更に具備することを特徴とする送信装置である。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２５】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、単単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により無線信号を送信する単数もしくは複数の送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記送信装置から送信される複数の無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、前記受信装置は、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出手段と、前記検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段とを具備することを特徴とする無線送受信システムである。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２６】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により無線信号を送信する単数もしくは複数の送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記送信装置から送信される複数の無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、前記送信装置は、直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を具備し、前記受信装置は、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出手段と、前記検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と、前記矩形フィルタからの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・デ・インターリーバを行うシンボル・デ・インターリーブ手段とを具備することを特徴とする無線送受信システムである。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２７】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた受信装置により、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される複数の無線信号を受信する無線受信方法であって、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換ステップと、前記直交変換ステップにて直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、送信装置の各アンテナ素子からの送信信号を抽出する検出ステップと、前記検出ステップにて抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換ステップと、前記逆直交変換ステップにて抽出された送信信号から、先端部のＭｈ個と終端部のＭｔ個との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ≧１）の時系列データを抽出する矩形フィルタリングステップとを含むことを特徴とする無線受信方法である。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１００
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１００】
ここで、ハット（＾）Ｈ（ｍ，ｋ）は、ＮＲ×ＮＴの推定したチャネル行列を表し、ハット（＾）Ｃ（ｍ，ｋ）は、ＮＲ×ＮＲの推定した干渉成分の寄与を表す行列である。また、２（＾）σ２ｎｒは、第ｎｒ番目の受信アンテナにおける雑音の分散の推定値を表す。また、重み１は、平均二乗誤差最小（ＭＭＳＥ）基準で導出された解であり、重み２は、重み１で雑音の分散（電力）推定を不要とした重みである。また、Ｗ（ｍ，ｋ）は、チャネルの時変動がほとんどないとき、Ｗ（ｎ，ｋ）、（ｍ≠ｎ）としてｎ番目のブロックのマルチユーザ検出に用いることもできる。なお、マルチユーザ検出重み演算器１１２１の詳細については後述する。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３】
2008211325.tif 000065