(57)【要約】【課題】電圧制御を行うことができ、出力波形が良好で、軽量小型化された、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた電動機駆動回路を提供する。【解決手段】単巻変圧器Ｔｒの中間端子Ｃに直流電源の一方の極が接続され、両端の端子にスイッチング素子ＴＲａ，ＴＲｂが接続されている。出力側は、単巻変圧器の両端の端子と中間端子に対して対称の位置に複数のタップ端子設けられ、半導体スイッチング素子ＴＨａ１〜ＴＨａ３，ＴＨｂ１〜ＴＨｂ３，ＴＨｎが接続されている、ＴＲａ，ＴＲｂは交互に開閉する。ＴＲａ，ＴＲｂと同期して、ＴＨｂ１，ＴＨａ１を開閉すれば２Ｅの電圧が出力され、ＴＨｂ２，ＴＨａ２を開閉すれば５Ｅ／３の電圧が出力され、ＴＨｂ３，ＴＨａ３を開閉すれば４Ｅ／３の電圧が出力され、ＴＨｎを開閉すればＥの電圧が出力され、ＴＨａ３，ＴＨｂ３を開閉すれば２Ｅ／３の電圧が出力され、ＴＨａ２，ＴＨｂ２を開閉すればＥ／３の電圧が出力される。【選択図】図２
2008048526.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、
前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、
前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、
前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、
少なくとも１つの選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであることを特徴とする電動機駆動回路。
【請求項２】
単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子よりも内側であって前記中間点の端子に対して対称の位置に設けられた端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、
前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、
前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、
前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、
前記対称の位置に設けられたタップ端子に接続された選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであることを特徴とする電動機駆動回路。
【請求項３】
単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、
前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、
前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、
前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、
前記対称の位置に設けられたタップ端子に接続された選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであり、
かつ、少なくとも１つの選択回路においては、前記一方向性素子に並列に、開閉制御が可能であって前記方向とは逆方向に電流を流す一方向性素子が接続され、これら一方向性素子の開閉制御により、電動機の駆動と回生制動を行うものであることを特徴とする電動機駆動回路。
【請求項４】
単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子よりも内側であって前記中間点の端子に対して対称の位置に設けられた端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、
前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、
前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、
前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、
前記対称の位置に設けられたタップ端子に接続された選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであり、
かつ、少なくとも１つの選択回路においては、前記一方向性素子に並列に、開閉制御が可能であって前記方向とは逆方向に電流を流す一方向性素子が接続され、これら一方向性素子の開閉制御により、電動機の駆動と回生制動を行うものであることを特徴とする電動機駆動回路。
【請求項５】
単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、
前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、
前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、
前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、
前記対称の位置に設けられたタップ端子に接続された選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであり、
かつ、前記タップ端子とは異なる１以上のタップ端子と前記一方の端子との間に、開閉制御が可能であって前記方向とは逆方向に電流を流す一方向性素子が接続され、これら一方向性素子の開閉制御により、電動機の駆動と回生制動を行うものであることを特徴とする電動機駆動回路。
【請求項６】
単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子よりも内側であって前記中間点の端子に対して対称の位置に設けられた端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、
前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、
前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、
前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、
前記対称の位置に設けられたタップ端子に接続された選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであり、
かつ、前記タップ端子とは異なる１以上のタップ端子と前記一方の端子との間に、開閉制御が可能であって前記方向とは逆方向に電流を流す一方向性素子が接続され、これら一方向性素子の開閉制御により、電動機の駆動と回生制動を行うものであることを特徴とする電動機駆動回路。
【請求項７】
前記電動機が鉄道車両に搭載された電動機であり、前記直流電源が前記鉄道車両に搭載されたバッテリーであって、前記回生制動時の回生電流を前記バッテリーに吸収させることを特徴とする請求項３ないし６のいずれか１項に記載の電動機駆動回路。
【請求項８】
前記単巻変圧器の中間点の端子もタップ端子とすることを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の電動機駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば自動車におけるバッテリー電源、鉄道車両における架線電源等、既存の直流電圧条件の制約の下で作動する電気機械システムにおいて、小型化を実現し、さらに、電気機械システムの作動により適した電圧を得るために、電圧を変換することができるＤＣ／ＤＣコンバータを用いた電動機制御回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、バッテリーの技術進歩、大型化等に伴い種々なる分野に、バッテリーが採用される傾向にある。例えば、自動車のバッテリーを電源とする電気駆動システム、エンジンとバッテリーによるハイブリッド駆動システム、鉄道車両での電池を電源とする架線レスの電気駆動システム、あるいは、架線区間は架線を電源として、架線から駆動動力を得ると同時にバッテリーを充電し、非架線区間はバッテリーを電源とするハイブリッド駆動システムなどがある。また、一般の自動車を考えた場合、車内電源は１２Ｖのバッテリーのみで、車内で使用する電気機器は１２Ｖをそのまま電源として使用するか、あるいは、ＤＣ／ＤＣコンバータで昇降圧を行って電源として使用するかの何れかである。このようにバッテリーを電源とした種々なる用途にＤＣ／ＤＣコンバータが使用されている。また、鉄道車両においても、上述したようにバッテリーを電源として用いる場合に、架線の電源電圧が１５００Ｖである場合には、バッテリーも１５００Ｖという高圧が要求され、ＤＣ／ＤＣコンバータも１５００Ｖに対応するものを用いている。
【０００３】
このように、車両にバッテリーをはじめ、電気機器を搭載する場合、バッテリーを含めた機器の軽量、小型化が強く要請される。また、電圧調整が可能であることも重要な要素であるとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータを使用する場合は、軽量、小型化が要求されている。
【０００４】
ここで、変圧器を用いて、出力電圧を電源電圧、例えば、バッテリー電圧の２倍としたＤＣ／ＤＣコンバータについて考えてみる。図２６〜図３２は、同じバッテリーから、容量が等しく、出力電圧をバッテリー電圧の２倍としたセンタータップ方式のＤＣ／ＤＣコンバータの３種の接続方式を示す。これらの図中、Ｂａはバッテリー、ＴＲａ，ＴＲｂはトランジスタ、Ｔｒは変圧器、Ｄｄａ，Ｄｄｂはダイオード、ＬＲは負荷、Ｓｗはスイッチである。トランジスタＴＲａ〜ＴＲｂとしては、絶縁ゲート型バイポーラー・トランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いられている。一般的に使用されているＩＧＢＴは、図２９に示すように、コレクタ−エミッタ間にダイオードが逆並列、すなわち、ダイオードのコレクタ側にカソード、エミッタ側にアノードが接続されるように、逆並列にダイオードが接続されている。なお、以下の説明では、特に断らない限り、ＩＧＢＴには、逆並列にダイオードが接続されているものとして説明し、このダイオードの図示は省略する。
【０００５】
図２６は、非特許文献１に記載されているような、センタータップ接続方式のＤＣ／ＤＣコンバータの一例の回路図である。バッテリーＢａの電圧はＥ、バッテリーＢａの（＋）端子は、変圧器Ｔｒの１次巻線の中間点の端子Ｃに接続され、１次巻線の両端子ＡＢには、それぞれトランジスタＴＲａ，ＴＲｂのコレクタが、バッテリーＢａの（−）端子には、トランジスタＴＲａ，ＴＲｂのエミッタが接続され、トランジスタＴＲａ，ＴＲｂは交互に一定周期でＯＮ−ＯＦＦする。バッテリー電圧は、トランジスタＴＲａのＯＮ時には変圧器Ｔｒの１次巻線の上半分、トランジスタＴＲｂのＯＮ時には変圧器の１次巻線Ｔｒの下半分に印加される。変圧器の１次２次間は絶縁されており、変圧器の１次２次の巻線比は１：２、２次側の中間点の端子Ｃ’は接地されている。
【０００６】
２次巻線の端子Ａ’，Ｂ’には、それぞれダイオードＤｄａ，Ｄｄｂのアノード側が接続され、ダイオードＤｄａ，Ｄｄｂのカソード側は、負荷ＬＲの（＋）端子で互いに接続され、負荷ＬＲの（−）側は中間点の端子Ｃ’に接続されている。２次側巻線には、トランジスタＴＲａ，ＴＲｂのＯＮ−ＯＦＦによって交流矩形波電圧が誘起される。２次巻線電圧は、ダイオードＤｄａ，Ｄｄｂによって整流され、負荷ＬＲの両端には、巻線比が１：２であるので、バッテリー電圧Ｅの２倍の直流出力電圧２Ｅが現れる。なお、図２６において、スイッチＳｗは、負荷電流をＯＮ−ＯＦＦするために設けられたものである。
【０００７】
図２７は、図２６において、接地されていた２次巻線の中間点の端子Ｃ’をバッテリーＢａの（＋）端子に、負荷ＬＲの（−）端子を変圧器Ｔｒの２次巻線の中間点の端子Ｃ’から、バッテリーＢａの（−）端子に接続変更をしたものである。すなわち、バッテリーＢａとＤＣ／ＤＣコンバータの２次側が直列に接続されていることになる。バッテリー電圧がＥであるので、負荷ＬＲの電圧を２Ｅにするためには、ＤＣ／ＤＣコンバータは電圧Ｅだけを分担すればよい。出力容量が等しいという条件としているので、負荷ＬＲに流れる電流は、図２６の場合と等しい。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータは、図２６の場合と比べて、電流は等しく、電圧が１／２であるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの容量は１／２でよいことになり、大幅な軽量、小型化が実現できる。
【０００８】
図２８は、図２７の変圧器Ｔｒを１次，２次の巻線を有する２巻線変圧器から、単巻変圧器に置き換えたものであり、特許文献１にも記載されているものである。ＤＣ／ＤＣコンバータの中で重量的に最も大きな部分を占める変圧器をより小型化できる効果がある。変圧器Ｔｒを単巻変圧器に置き換えても機能的には、図２７と同じである。しかしながら、この回路では、ベースにバッテリー電圧Ｅがあり、Ｅより高い電圧しか得ることができない。
【０００９】
図３０により、２巻線変圧器と単巻変圧器の関係を説明する。
【００１０】
図３０（Ａ）は、巻線比２：１の２巻線変圧器である。１次電圧２Ｅ，電流Ｉとすれば、２次電圧Ｅ，電流２Ｉで、容量は２ＥＩ（ｋＶＡ）である。
【００１１】
図３０（Ｂ）は、巻線比２：１の単巻線変圧器である。１次電圧２Ｅ，電流Ｉとすれば、２次電圧Ｅ，電流２Ｉで、容量は２ＥＩ（ｋＶＡ）である。１次巻線と２次巻線が分離されていないことを除けば、機能上は、図３０（Ａ）の２巻線変圧器と同じである。この図３０（Ｂ）において、巻線の端子Ａ−Ｃ間を流れる電流は、１次電流Ｉと２次電流２Ｉの差のＩ（上向き）である。巻線の端子Ｃ−Ｂ間を流れる電流は、１次電流のみであるからＩである。したがって、巻線を２分割した図３０（Ｃ）の２巻線変圧器と等価であるから、２巻線変圧器と考えて表現すれば、１次電圧Ｅ、電流Ｉで、２次電圧Ｅ、電流Ｉとなり、容量はＥＩ（ｋＶＡ）である。このことは、巻線比２：１の変圧器は、単巻変圧器にすれば容量、重量、寸法が約１／２になることを意味し、車両搭載用としては大きなメリットがあることが分かる。
【００１２】
ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の制御は、従来はトランジスタＴＲａ，ＴＲｂの導通幅（ＯＮ幅）を変えることで行われている。図３１は、基本的なＤＣ／ＤＣコンバータを説明するための構成図である。図中、Ｂａはバッテリー、ＴＲａ，ＴＲｂはトランジスタ、Ｔｒは変圧器、Ｄｄａ，Ｄｄｂはダイオード、Ｌはインダクタンス、Ｃａはキャパシタ、ＬＲは負荷である。トランジスタＴＲａ，ＴＲｂはスイッチングトランジスタとして動作し、インダクタンスＬはエネルギー蓄積インダクタンス、キャパシタＣａはエネルギー蓄積キャパシタとして動作する。トランジスタＴＲａ，ＴＲｂは図２６〜図２８のトランジスタＴＲａ，ＴＲｂと同様に、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御される
【００１３】
出力電圧波形を図３２に示す。上側の波形は、端子Ａ’−Ｂ’間の交流電圧波形で、トランジスタＴＲａおよびＴＲｂの導通幅をｔとした場合の波形を示す。下側の２段に図示した波形は、上段がＤＣ／ＤＣコンバータの出力Ｄ−Ｇ間、下段がフィルタで平滑後の負荷ＬＲの両端Ｆ―Ｇ間の直流波形を示す。出力電圧の平均値は次式で与えられる。
ｅ＝（ｔ／Ｔ）・Ｅ
したがって、導通幅ｔを制御することによって、出力電圧を制御できる。
【００１４】
このような変圧器１次側での電圧制御方法では、２次側電圧には多くの高調波成分が含まれ、この高調波成分が後に接続される機器（負荷）に悪影響を与えないように、高調波成分を除去し電圧を平滑にするためにＤＣ／ＤＣコンバータの出力と、負荷の間にインダクタンスＬとキャパシタＣａで構成される低域濾波フィルタを挿入する必要がある。このフィルタは鉄心入りのリアクトルを使用するため、どうしても形状、質量とも大型になるのは避けられず、車載用としては好ましくない。しかも、従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、そのままの回路で、回生制動動作を行わせることはできないものであった。
【特許文献１】特開２００３−６１３５４号公報
【非特許文献１】「実用電子回路ハンドブック（１）」（１９８９年１月２０日、ＣＱ出版株式会社、第３１版発行）、第３８９頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
この発明は、上述した事情に鑑みてなされたもので、ＤＣ／ＤＣコンバータとして、従来型と略同様な機能を有するとともに、電圧制御を行うことができ、出力波形が良好で、軽量小型化された、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた電動機駆動回路を提供することを目的とする。さらに、付加回路を採用することによって、回生制動をも行うように発展させた電動機駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
請求項１に記載の発明は、単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、少なくとも１つの選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであることを特徴とする。
【００１７】
請求項２に記載の発明は、単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子よりも内側であって前記中間点の端子に対して対称の位置に設けられた端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、前記対称の位置に設けられたタップ端子に接続された選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであることを特徴とする。
【００１８】
請求項３に記載の発明は、単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、前記対称の位置に設けられたタップ端子に接続された選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであり、かつ、少なくとも１つの選択回路においては、前記一方向性素子に並列に、開閉制御が可能であって前記方向とは逆方向に電流を流す一方向性素子が接続され、これら一方向性素子の開閉制御により、電動機の駆動と回生制動を行うものであることを特徴とする。
【００１９】
請求項４に記載の発明は、単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子よりも内側であって前記中間点の端子に対して対称の位置に設けられた端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、前記対称の位置に設けられたタップ端子に接続された選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであり、かつ、少なくとも１つの選択回路においては、前記一方向性素子に並列に、開閉制御が可能であって前記方向とは逆方向に電流を流す一方向性素子が接続され、これら一方向性素子の開閉制御により、電動機の駆動と回生制動を行うものであることを特徴とする。
【００２０】
請求項５に記載の発明は、単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、前記対称の位置に設けられたタップ端子に接続された選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであり、かつ、前記タップ端子とは異なる１以上のタップ端子と前記一方の端子との間に、開閉制御が可能であって前記方向とは逆方向に電流を流す一方向性素子が接続され、これら一方向性素子の開閉制御により、電動機の駆動と回生制動を行うものであることを特徴とする。
【００２１】
請求項６に記載の発明は、単巻変圧器の中間点の端子に直流電源の一方の極が接続され、前記単巻変圧器の両端の端子よりも内側であって前記中間点の端子に対して対称の位置に設けられた端子にそれぞれスイッチング素子を介して前記直流電源の他方の極が接続され、前記単巻変圧器の前記両端の端子および前記両端の端子間であって前記中間点の端子に対して対称の１以上の位置に設けられた複数のタップ端子がそれぞれ選択回路を介して電動機の一方の端子に接続され、前記直流電源の前記他方の極が前記電動機の他方の端子に接続されてなり、前記スイッチング素子は、ともに導通する期間が存在しないように交互に開閉制御されるものであり、前記それぞれの選択回路は、開閉制御が可能であって前記電動機を駆動する方向に電流を流す一方向性素子を有し、前記対称の位置に設けられたタップ端子に接続された選択回路が前記スイッチング素子の開閉制御に同期して開閉制御されるものであり、かつ、前記タップ端子とは異なる１以上のタップ端子と前記一方の端子との間に、開閉制御が可能であって前記方向とは逆方向に電流を流す一方向性素子が接続され、これら一方向性素子の開閉制御により、電動機の駆動と回生制動を行うものであることを特徴とする。
【００２２】
請求項７に記載の発明は、請求項３ないし６のいずれか１項に記載の電動機駆動回路において、前記電動機が鉄道車両に搭載された電動機であり、前記直流電源が前記鉄道車両に搭載されたバッテリーであって、前記回生制動時の回生電流を前記バッテリーに吸収させることを特徴とする。
【００２３】
請求項８に記載の発明は、請求項１ないし７のいずれか１項に記載の電動機駆動回路において、前記単巻変圧器の中間点の端子もタップ端子とすることを特徴とする。この場合、中間点の端子は、対称軸上であることから、本明細書では、対称の位置に含まれるものとする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、電動機の駆動時において、単巻変圧器の入力側の中間点の端子に接続された直流電源を中間点の端子の両側の巻線に交互に電流を流すようにしたバッテリー側のトランジスタに対して、単巻変圧器の出力側に接続された選択回路とを同期して開閉することによって、出力電圧を制御でき、さらに、導通率制御を組み合わせることも可能であり、より円滑な出力電圧制御ができる。さらに、選択回路として、電動機の駆動方向とは逆方向に電流を流すスイッチング素子を組み合わせることによって、回生制動も可能である。
【００２５】
バッテリー側のトランジスタの導通率を変える従来方式の出力電圧制御方式は、出力電圧の高調波成分を除去するため、ＬＣフィルタが大型になる嫌いがあったが、ここで提案の単巻変圧器の巻線に設けた各タップに半導体スイッチを接続し、これらを順次切り替えてゆく電圧ステップ切り替え方式では、高調波の少ない直流電圧が得られ、フィルタは、小型または不要となる。半導体スイッチの数は増えるが、冷却フィンの共通化が可能で、全体として軽量小型化が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して説明する。なお、各図中、同一の機能を有する部材または要素には同一の符号を付して、重複した説明を省略する。
【００２７】
図１は、本発明に用いられるＤＣ／ＤＣコンバータにおける負荷の駆動時の基本的な構成に対応する構成を説明するためのものである。図中、図２６〜図２８と同様の部分には同じ符号を付して、説明を省略する。ＴＨａ，ＴＨｂは、半導体スイッチング素子であり、この半導体スイッチング素子の一例としては、上述したＩＧＢＴや、弁作用のある整流素子、例えばサイリスタ等が用いられる。図２８の回路では、ＤＣ／ＤＣコンバータ不動作時において、スイッチＳｗがなければ、常にバッテリーＢａからダイオードＤｄａ，Ｄｄｂを通して負荷ＬＲに電流が流れた状態になり、回路動作上好ましくない。スイッチＳｗを図２８に示すように、ダイオードＤｄａ，Ｄｄｂと負荷ＬＲの間に入れれば問題ないが、無接点回路として構成した回路に機械的スイッチを入れるのは保護用遮断器以外、回路構成上好ましくない。単巻変圧器Ｔｒの巻線の両側端子に接続されているダイオードＤｄａ，Ｄｄｂを、半導体スイッチング素子ＴＨａ，ＴＨｂで置き換えることによって、この問題を解消できるだけでなく、半導体スイッチング素子ＴＨａ，ＴＨｂをトランジスタＴＲａ，ＴＲｂと関連付けて制御すること、すなわち、「同期点弧方式」と呼ぶことができる新しい方式を提供するもので、幅広い応用が可能となる。しかし、図１の回路では、同期点呼方式を採用しても、出力電圧は２Ｅであり、半導体スイッチング素子ＴＨａ，ＴＨｂをダイオードとした図２８の回路と変わりはない。
【００２８】
図２は、本発明の第１の実施の形態を説明するための構成図であり、図３は、その動作説明図である。図中、Ｂａはバッテリー、ＴＲａ，ＴＲｂはトランジスタ、Ｔｒは変圧器、ＬＲは負荷、ＴＨａ１〜ＴＨａ３，ＴＨｂ１〜ＴＨｂ３，ＴＨｎは半導体スイッチング素子である。トランジスタＴＲａ，ＴＲｂとしては、上述したものと同様に絶縁ゲート型バイポーラー・トランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いることができる。本発明の実施の形態の説明においても、特に断らない限り、ＩＧＢＴには、逆並列にダイオードが接続されているものとして説明し、このダイオードの図示は省略している。半導体スイッチング素子ＴＨａ１〜ＴＨａ３，ＴＨｂ１〜ＴＨｂ３，ＴＨｎの一例としては、上述したＩＧＢＴや、弁作用のある整流素子、例えばサイリスタ等を用いることができる。負荷ＬＲとしては、直流電動機に限られるものではなく、インバータ電動機等も含まれるが、要は、ＤＣ／ＤＣコンバータの直流出力によって駆動でき、回生制動時に直流電圧が出力できれば足りるものである。
【００２９】
第１の実施の形態の回路動作について説明する。この回路は、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータの単巻変圧器Ｔｒの巻線の両側端子に加えて、巻線の中間に幾つかのタップ端子（この例では、Ｃ点とＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓ点の４箇所であるが、タップ端子の数と位置は、これに限られるものではなく、この例よりも多くても少なくてもよく、中間点のタップ端子は必ずしも設けなくてもよい。）を設けるとともに、巻線両端端子Ａ，Ｐ，Ｒ，Ｃ，Ｂ，Ｑ，Ｓのそれぞれに半導体スイッチング素子ＴＨａ１〜ＴＨａ３，ＴＨｂ１〜ＴＨｂ３，ＴＨｎを接続し、これらの半導体スイッチング素子を、単巻変圧器Ｔｒの巻線両端端子Ａ，Ｂとバッテリー（−）端子間に接続されたトランジスタＴＲａ、ＴＲｂと関連を持たせてＯＮ−ＯＦＦするようにしたものである。高調波成分を増やすことなくＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御することができる。
【００３０】
なお、この例では、タップ端子間の巻線数が均等となるように、タップ端子を設けた。しかし、必ずしも均等となるようにしなければならないものではなく、適度の巻線数でタップ端子を設ければよい。また、アース側を（−）電位としたから、半導体スイッチング素子ＴＨａ１〜ＴＨａ３，ＴＨｂ１〜ＴＨｂ３，ＴＨｎは、負荷ＬＲに正電圧を与える方向となるように接続している。もちろん、逆方向でもよい。また、タップ端子ＰとＱ，ＲとＳは、それぞれ中間点のタップ端子Ｃに対して、対称の位置にある。
【００３１】
まず、トランジスタＴＲａ，ＴＲｂと半導体スイッチング素子ＴＨａ１，ＴＨｂ１が同期して開閉される場合の動作について説明する。この動作形態は、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータの動作と同様であり、単巻変圧器Ｔｒの両端は、選択回路、この実施の形態では、半導体スイッチング素子ＴＨａ１，ＴＨｂ１を介して負荷（電動機）に接続されている。トランジスタＴＲａ，ＴＲｂは、交互に所定の時間Ｔだけ導通し、単巻変圧器Ｔｒに矩形波の交流電圧を誘起する。図３の最上段に示すように、トランジスタＴＲａと同期して半導体スイッチング素子ＴＨｂ１を閉じ、次の半サイクルは、トランジスタＴＲｂと同期して半導体スイッチング素子ＴＨａ１を閉じるように制御すれば、負荷ＬＲには２Ｅの電圧が加わる。すなわち、図１の動作と同様に２Ｅの電圧が出力される。
【００３２】
次に、トランジスタＴＲａと同期して、半導体スイッチング素子ＴＨｂ１に代えて半導体スイッチング素子ＴＨｂ２を閉じ、トランジスタＴＲｂと同期して、半導体スイッチング素子ＴＨａ１に代えて半導体スイッチング素子ＴＨａ２を閉じるように制御すれば、図３の上から２段目に示すように、負荷ＬＲには、５Ｅ／３の電圧が加わる。
【００３３】
以下同様に、トランジスタＴＲａと同期して半導体スイッチング素子ＴＨｂ３を閉じ、トランジスタＴＲｂと同期して半導体スイッチング素子ＴＨａ３を閉じるように制御すれば、図３の上から３段目に示すように、負荷ＬＲには４Ｅ／３の電圧が加わる。
【００３４】
さらに、トランジスタＴＲａと同期して半導体スイッチング素子ＴＨｎを閉じ、トランジスタＴＲｂと同期して半導体スイッチング素子ＴＨｎを閉じるように制御すれば、図３の上から４段目に示すように、負荷ＬＲにはＥの電圧が加わる。なお、出力電圧Ｅを得るためには、トランジスタＴＲａ，ＴＲｂを開のままで、半導体スイッチング素子ＴＨｎを閉じたままとしてもよい。
【００３５】
さらに、トランジスタＴＲａと同期して半導体スイッチング素子ＴＨａ３を閉じ、トランジスタＴＲｂと同期して半導体スイッチング素子ＴＨｂ３を閉じるように制御すれば、図３の上から５段目に示すように、負荷ＬＲには２Ｅ／３の電圧が加わる。
【００３６】
さらに、トランジスタＴＲａと同期して半導体スイッチング素子ＴＨａ２を閉じ、トランジスタＴＲｂと同期して半導体スイッチング素子ＴＨｂ２を閉じるように制御すれば、図３の最下段に示すように、負荷ＬＲにはＥ／３の電圧が加わる。
【００３７】
この電圧制御方法を「ステップ電圧制御」と呼ぶことにする。ステップ電圧制御では、出力電圧波形は、ほぼ直流でサイクルの切り替わり点で電圧の切れ込みが出るが、僅かのキャパシタを接続することで、吸収可能で、導通率制御のように大きなフィルタを必要としない。さらに、出力電圧制御に使用される半導体スイッチの数が増えるが、任意の瞬間に通電している素子は１個のみであるので、単純な整流回路の２個の場合と比較して、損失の増加はない、したがって、構成的にも１個の冷却フィンに全部の半導体スイッチを取り付けるような方法が採用可能である。
【００３８】
上述したステップ電圧制御では、電圧を連続的に変えることはできないが、ステップ電圧制御に導通率制御を併用すれば、連続的な電圧制御も可能である。図４に電圧制御の一実施例における中途の経過を示す。トランジスタＴＲａと同期して半導体スイッチング素子ＴＨａ３が導通し、トランジスタＴＲｂと同期して半導体スイッチング素子ＴＨｂ３が導通して、電圧２Ｅ／３を出力している状態から、上のステップに電圧を上げる場合、トランジスタＴＲａに同期して先ず半導体スイッチング素子ＴＨａ３を導通させ、その後、時間をおいて導通率ｔで半導体スイッチング素子ＴＨｎを導通させる。次の半サイクルは、トランジスタＴＲｂに同期して先ず半導体スイッチング素子ＴＨｂ３を導通させ、その後、導通率ｔで半導体スイッチング素子ＴＨｎを導通させる、このときの出力電圧ｅは、次式で与えられる。
ｅ＝（Ｅ／３）・（ｔ／Ｔ）＋（２Ｅ／３）
導通率ｔを０から１００％に順次変化させることにより電圧を２Ｅ／３からＥへ連続的に制御できる。他のステップについても同様である。このように導通率を制御する方法では、出力電圧に高調波成分を含むが、その大きさは（１／ステップ数）小さく、したがって、フィルタも小さくてすむ。
【００３９】
図５は、第１の実施の形態における他の実施例を説明するための構成図である。図中、ＴＨａ０，ＴＨｂ０は半導体スイッチング素子である。この実施例では、単巻変圧器Ｔｒの両端の端子よりも内側であって中間点の端子に対して対称の位置に設けられた端子に、トランジスタＴＲａ，ＴＲｂが接続されている。換言すれば、図２で説明した単巻変圧器の両端Ａ，Ｂのそれぞれ外側に、同じ巻線数で出力側の端子Ｆ，Ｇが設けられているものである（すなわち、タップ端子Ｆ，Ｇは端子Ｃを対称点として対称の位置にある。）。この実施例では、この外側の巻線の巻線比に応じた電圧が加算できるので、２Ｅの電圧よりも高い出力電圧を得ることができる。動作については、図２で説明した実施例と同様であるので、説明を省略する。
【００４０】
上述した電動機駆動回路の応用例について以下に説明する。
【００４１】
誘導電動機の回転数は、電源周波数と電動機の極数により決まる、しかし、周波数を変えるだけで、電動機に加わる電圧をそのままにしておけば、電動機の本来の目的であるトルクの発生させるために必要な磁束が、周波数の増加と共に減少するので、発生可能なトルクも減少する。したがって、周波数に対して電動機の発生トルクを一定に維持しようとすれば、周波数を変えるだけでなく、電動機に加わる電圧についても周波数に比例して変える必要がある（別の見方をすれば、加えられる交流電圧の半波の面積が一定になるようにする）。この目的のために開発されたのがＶＶＶＦ（Variable Voltage Variable Frequency ）インバータである。電源電圧の制約がなく、周波数に比例して電圧をどこまでも増加させることができるならば、発生するトルクもどこまでも一定に維持できる、しかし、実際の応用を考えた場合、電源電圧に限りがあるので、電動機に加える電圧をどこまでも周波数に比例して増加して行くことはできない。
【００４２】
一般的には、次のような方法によっている、図６にしたがって説明する。先ず、周波数（電動機回転数に略比例）と電圧を比例して変化させることができる領域Ａでは、トルク一定になるように（略電動機電流一定）、周波数と電圧を比例させて増加させ（Ｖ／Ｆ一定）電動機を加速する。これ以上は、電圧を増加させることはできないので、以後は電圧一定で周波数のみを変える。
【００４３】
領域Ｂでは、出力パワー一定になるように周波数を変える、電動機に加わる電圧は変えることができないので、電動機の出すことのできるトルクは、周波数の増加と共に低下する。したがって、一定パワー制御のままでは、やがて、必要なトルクより、電動機の出し得るトルクが小となり、電動機は失速してしまう。
【００４４】
領域Ｃでは、これを避けるために、失速する手前で、出力一定とするパワー制御を、トルクを電動機が失速しない範囲で出し得るトルク内に抑える制御、すなわち、電動機の特性を考慮した制御に切換える（電動機トルクを周波数の自乗に比例して下げる）。電動機の加速が終了すれば、加速トルクは必要なくなり、電動機は負荷トルクとバランスした一定周波数、一定電圧で回転するようにＶＶＶＦインバータは制御する。
【００４５】
ＶＶＶＦインバータをＶ／Ｆ一定で制御したときの誘導電動機の回転数とトルクの関係図７に示す。各カーブに示されて周波数は夫々のカーブに対するＶＶＶＦインバータの周波数を意味する。カーブと横軸（トルク０の軸）との交点が各周波数に対応した同期速度を示し、同期速度ではトルクは零である。同期速度より左側のカーブは駆動トルクを示し、同期速度と電動機回転数の差（すなわち、すべり周波数）が増加するに従って、トルクは増加し、あるすべり周波数で最大となり、それから先はすべり周波数の増加と共にトルクは減少する。この最大トルクを停動トルクと呼び、最大トルクより右側が安定域で電動機としての使用範囲である。同期速度より右側のカーブは回生ブレーキトルクを示し、駆動トルクと同じように、トルクは同期速度と電動機の回転数の差（この場合は負のすべり周波数の絶対値）が増加するに従って増加し、あるすべり周波数で最大となり、それから先は減少する。最大トルクより左側が安定域でブレーキとしての使用範囲である。
【００４６】
停止している誘導電動機を起動、加速するためには、負荷トルクだけでなく被駆動体の慣性に打勝って加速できるだけの加速トルクが必要で、このトルクを発生できる周波数と電圧を与える必要がある。例えば、図７の例では、必要なすべり周波数は１０Ｈｚ程度であるので、起動時はすべり周波数の１０Ｈｚに等しい周波数とＶ／Ｆ一定を満足する電圧を与えれば、必要なトルクを出せることがわかる。これによって電動機は回転を始め、ＶＶＶＦインバータの周波数、電圧が変化しないとすると、動作点はトルクカーブ上をすべり周波数が小となる方向（右向き）に移動し、発生するトルクは回転の上昇とともに低下する。これに対して、ＶＶＶＦインバータの発生周波数を、すべり周波数が常に一定になるように上げて行けば、トルク一定線上を右に移動し、一定トルク加速を行うことができる。
【００４７】
高速で回転している電動機に、例えば、図７のブレーキ減速トルクを発生させるためには、電動機の回転数において、図７のブレーキ減速トルクを発生させるトルクカーブに対応する周波数と電圧をＶＶＶＦインバータから与える必要がある。電動機は、このブレーキトルクにより減速される。ＶＶＶＦインバータの周波数、電圧が変化しないとすると、トルクカーブ上の動作点は左に移動し発生するトルクは回転の低下とともに低下する。これに対してＶＶＶＦインバータの発生周波数を、負のすべり周波数が常に一定になるように下げて行けば、トルク一定線上を左に移動し、一定トルクでの回生ブレーキを作動できる。なお、回生ブレーキを安定に作動させるためには、ＶＶＶＦインバータの直流側に回生エネルギーを吸収する能力が要求される。
【００４８】
一般に、電動機の速度制御を行う場合、電圧と周波数の関係は、Ｖ／Ｆを一定に保つように制御が行われる。電圧の制御には、大きく分類すると、ＰＷＭ（Pulse width modulation）とＰＡＭ（Pulse amplitude modulation）の２種類がある。
【００４９】
ＰＷＭ方式のＶＶＶＦインバータで誘導電動機等の交流電動機を駆動する場合、どのような制御が行われるかを図８，図９に従って説明する。図９の波形図は、各部の波形を纏めて示したものてある。最上段に三角波と１２０°の位相差を持った、３相Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＶＶＶＦインバータの出力相電圧に対応する３つの正弦波の波形を示す。三角波は変調波、３つの正弦波は被変調波とも呼ばれる。三角波は一定振幅で、周波数は、１ｋＨｚ以上の一定周波数の場合（非同期）、あるいは、正弦波周波数と一定の比を持ち、変調波と同期した波形の場合とがある。電動機Ｍの起動時は必要な加速トルクを発生するすべり周波数と電圧（振幅）に対応した、１２０°の位相差を持った、３つの正弦波を被変調波として与えられる。以後、電動機Ｍのすべり周波数が一定になるように、３つの被変調正弦波の電圧（振幅）と周波数の比を一定に保ちながら、正弦波の振幅が三角波の振幅に略等しくなるまで、電動機Ｍの加速に応じて変えるように制御する。図９は、三角波のパルス数（パルス数とは被変調波の正弦波の半波の中に含まれる三角波の±の山の数を言う）９で、正弦波と同期している場合を示したものである。
【００５０】
図９のＡ点についてみると、Ｕ相の正弦波の瞬時値のみが、三角波より大で、Ｖ相とＷ相の正弦波の瞬時値は三角波より小である。この瞬間におけるＶＶＶＦインバータの各構成素子の導通状態は図８（Ａ）に示してある。（Ｕ相正弦波＞三角波）であるので、トランジスタＴＲｕはＯＮ、トランジスタＴＲｘはＯＦＦである。電動機ＭのＵ相端子は（＋）側に接続される。（Ｖ相正弦波＜三角波）、（Ｗ相正弦波＜三角波）であるので、トランジスタＴＲｙ，ＴＲｚはＯＮ、トランジスタＴＲｖ，ＴＲｗはＯＦＦで、電動機ＭのＶ相及びＷ相の各端子は零電位に落とされる。これによって、図８（Ａ）に示した太線の回路で、電源Ｂａから電動機Ｍに電流が流れ、電動機Ｍにはトルクを発生する。
【００５１】
図９のＢ点にくると、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の正弦波全てが三角波より小となり、点Ａで、ＯＮであったトランジスタＴＲｕもＯＦＦとなり、トランジスタＴＲｘがＯＮとなる、電動機Ｍは電源から切り離され、今までトランジスタＴＲｕを通って電動機ＭのＵ相に流れ込んでいた電流は、トランジスタＴＲｕがＯＦＦになっても電動機Ｍのインダクタンスがあるので直ぐには零とならず、トランジスタＴＲｘの逆並列ダイオードを通って図８（Ｂ）に太線で示した回路で閉ループができ、電流が流れ次第に減衰する。一方、インダクタンスに蓄えられていたエネルギーは太線の回路でキャパシタＣａの電圧を突き上げる。時間が経過して、再びＵ相正弦波が三角波より高くなると、図８（Ａ）の状態に戻る。
【００５２】
三角波とＶ相正弦波の交点Ｃ点においては、今までＯＮ状態にあった、トランジスタＴＲｙがＯＦＦする。今までトランジスタＴＲｙを通って電動機ＭのＶ相巻線に流れていた電流は、図８（Ｃ）に示す様に、電動機Ｍのインダクタンス、ＴＲｖの逆並列ダイオードを通して上向きに流れ、トランジスタＴｒｕ経由で閉ループができ時間とともに減衰する。一方、電源から電動機Ｍに流れ込む電流はＶ相に流れていた分減少する。
【００５３】
この点を経過すると、Ｖ相正弦波も三角波より大となり、Ｄ点においては、トランジスタＴＲｕ，ＴＲｖが夫々ＯＮとなり、電源（＋）側に接続される。トランジスタＴＲｘ，ＴＲｙはＯＦＦである。トランジスタＴＲｚはＯＮ状態を継続しているので、図８（Ｄ）の太線で示した回路で電動機Ｍに電流が流れる。この状態はＷ相正弦波と三角波が交差し、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の正弦波が何れも三角波より大になる点までの時間継続する。
【００５４】
時間が経過して、動作点がこの交点より右側に移動すると、例えばＥ点においては、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の正弦波が何れも三角波より大となるので、今までＯＮであったトランジスタＴＲｚもＯＦＦとなる。今まで、トランジスタＴＲｚを通して流れていた電流は、電動機Ｍのインダクタンスのために直ぐには零とならず、トランジスタＴＲｗの逆並列ダイオードを通して太線で示した閉ループを形成する電流は徐々に減衰する。この状態は、Ｗ相正弦波と三角波の交点まで継続し、交点を超えると図８（Ｄ）の状態に戻る。
【００５５】
以後、Ｕ，Ｖ，Ｗ相正弦波と三角波の交点がくるごとに作動するトランジスタが切換わる。この関係を纏めて示したのが、図９の上から２番目から４番目の波形で、電動機ＭのＵ，Ｖ，Ｗ相各端子の電位の時間的変化を示している。移相差１２０°を持った３つの矩形粗密波である。例えば、Ｕ相の波形についてみれば、矩形粗密波の上側の線がトランジスタＴＲｕがＯＮの状態を示し、電動機ＭのＵ相端子は、電源（＋）側に接続されるので（＋）電位、下側の線はトランジスタＴＲｘがＯＮの状態を示し、電動機ＭのＵ相端子は電源（−）側に接続されるので零電位を示す。
【００５６】
図９の下側の３つの波形は、上から、Ｕ−Ｖ、Ｖ−Ｗ、Ｗ−Ｕの端子間電圧を示す。中央が密で、両端が粗の矩形波で与えられる。近似的には正弦波とみることができる。
【００５７】
再び、図６に戻り、変調波とＶＶＶＦ出力周波数の関係がどのようになっているかを説明する。図６の領域Ａ、一定トルク加速領域で誘導電動機ＭはＶＶＶＦインバータにより、Ｖ／Ｆ一定加速される。一般に、低速度域では変調波は非同期でｋＨｚオーダーの比較的高い周波数が使用される。加速に従い変調波は同期に切換えられ、９パルス、３パルスとなり、領域Ａの最後に１パルスとなり領域Ｂに入る。領域Ｂの一定パワー加速領域は、電圧一定、周波数のみが変えられる。変調波は同期方式の１パルスである。領域Ｃは、電動機特性領域制御で１パルス変調、トルクが電動機の停動トルクを超えないように１／Ｆ2 に比例してトルクを下げる。
【００５８】
９パルス、３パルス及び１パルスの各部波形を  図１０、図１１及び図１２に示す。
図９と同様に、変調波である三角波と被変調波Ｕ、Ｖ、Ｗ相電圧に対応する１２０度の位相差を持った正弦波との切りあいを示す。次の２〜４段目までの三つの波形は図９と同様に図８の電動機ＭのＵ，Ｖ，Ｗ端子の電位の変化を示した矩形の粗密波で、最上段の波形の切りあいに対応しており、正弦波＞三角波で、ＶＶＶＦの電動機各相アームに対応する上側のトランジスタがＯＮでバッテリーの（＋）電位、正弦波＜三角波で、ＶＶＶＦの電動機各相アームに対応する下側のトランジスタがＯＮでバッテリーのＧ電位となる。次の５〜７段目までの三つの波形は、図９と同様に、図８の電動機ＭのＵ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕ端子間の電圧の変化を示した波形で、Ｕ−Ｖ端子間電圧は２段目のＵ端子の電位を示した波形と３段目のＶ端子の電位を示した波形との差である。以下同様である。最後の３段は電動機端子と三相巻線の中性点との間の電圧で電動機の相電圧を示す。
【００５９】
ＰＷＭ制御の最も大きいメリットは、１つのＰＷＭ変換器で電圧制御と周波数制御を同時に行うことができるので、回路構成が簡単になることである。ＰＷＭで切り出された電圧波形には、上述したように基本波成分に加えて、多くの高調波成分が含まれ、電動機の内部損失増加の原因となる。汎用機を使用した一般の応用では、電動機の枠番を上げる方法で対応しているが、車両搭載用では、重量、寸法の点からこのような方法をとることができない。また、一般的な電動機では、巻線のインダクタンスがフィルタの役目をして、流れる電流は正弦波に近い形に整形される。しかし、電源電圧１２Ｖ程度の低電圧で使用する高速電動機の場合は、巻線の巻数が非常に少なくなり、インダクタンスも小さいので、定格回転に近い領域（定格周波数付近）は別として、回転数の低い領域（周波数の低い領域）では、巻線のインダクタンスによる平滑効果が期待できない。このため、電圧波形に含まれる高調波成分により、流れる電流、さらには、空隙磁束にも高調波成分が含まれ、回転子には、この高調波磁束を打ち消すための反作用磁束を発生させるために、高調波電流が流れ回転子に抵抗損を発生し、回転子発熱の原因となる。
【００６０】
一方、ＰＡＭ制御の場合は、電圧制御と周波数制御がそれぞれ別個の変換器で行われ、回路構成が複雑となる。電圧制御変換器には、チョッパーあるいはＤＣ／ＤＣコンバータが使用され、周波数制御変換器には、１８０°矩形波、１２０°矩形波、あるいは、含有割合の高い第５、第７等の低次高調波を除去した変調方式を使用したインバータが使用される。インバータ出力電圧の基本波に対する高調波の含有割合は変調方式で決まり、電圧に関係ないが、周波数の低い領域では、電圧制御変換器によりインバータに加わる電圧は低く抑えられるので、高調波の絶対値は低く抑えられ、回転子に発生する損失も僅かである。回転の上昇とともに、電圧は上昇し、高調波の絶対値は増加し、損失も増加傾向を示すが、周波数が定格周波数に近づくに従って、インダクタンスは小さいとは言いながらも、高い周波数成分の、高調波電流に対してはフィルタ効果が期待できる。したがって、含有割合の多い低次高調波を除去するような変調方式をとれば、回転子の損失は全速度域に亘り低＜抑えることができる制御方式が実現できる、しかし、どんなに性能が良くても、大型のものでは自動車に搭載は困難である。したがって、電圧制御変換器をいかに小さくできるかがポイントとなる。かかる観点から、上述した単巻変圧器方式のＤＣ／ＤＣコンバータを用いた電動機駆動回路は、自動車搭載用として、有利である。
【００６１】
図１３は、自動車のバッテリーを電源として、ＰＡＭ方式のＶＦインバータと、ここで提案するＤＣ／ＤＣコンバータを、高速交流電動機の可変電圧（ＶＶ：Variable Voltage）電源に使用する場合の本発明の電動機制御回路の１例である。図中の符号は図２と同様であり、ＴＨｃ１，ＴＨｄ１も図２の半導体スイッチング素子ＴＨａ１，ＴＨｂ１と同様である。また、ＶＦインバータを構成するＴＲｕ〜ＴＲｚはスイッチングトランジスタである。なお、図１４はＤＣ／ＤＣコンバータの各部電圧電流波形を示したものである。図１４の最上段の交流電圧は、単巻変圧器の中間点の端子Ｃを基準としたＡ点の電圧を示す。バッテリー電圧をＥとすれば、トランジスタＴＲａがＯＮ時のＡ点電位は−Ｅ、トランジスタＴＲｂがＯＮ時のＡ点電位は＋Ｅである。単巻変圧器のタップ端子Ｘの位置を端子Ａと中間点のタップ端子Ｃの中間点とし、タップ端子Ｙの位置を端子Ｂと中間点のタップ端子Ｃの中間点とした（しかし、タップ端子の位置および数はこの実施例に限られるものではない。）。また、単巻変圧器Ｔｒは、図５で説明したように、入力側よりも外側に、端子Ｆ，Ｇが設けられてもよい。以下の実施例でも同様である。
【００６２】
第１のモードでは、トランジスタＴＲａと同期して半導体スイッチング素子ＴＨａ２、トランジスタＴＲｂと同期して半導体スイッチング素子ＴＨｂ２に点弧信号が与えられる。Ｄ点の電位はＥ／２となる。半導体スイッチング素子ＴＨａ２，ＴＨｂ２に流れる電流をＩとすると、単巻変圧器の巻線Ｙ−Ｂ間には上向きにＩ、巻線Ｃ−Ｂ間には下向きにＹ−Ｂ間電流Ｉとアンペアターンが等しくなる電流Ｉ／２が流れ、結果的に巻線Ｙ−Ｂ間には上向きにＩ／２、巻線Ｃ−Ｙ間には下向きにＩ／２、すなわち、トランジスタＴＲｂ，ＴＲａには逆並列に接続されたダイオード部にＩ／２、バッテリ−にＩ／２の電流が流れる。電動機が加速するに従って電流は変化するが、図１４では一定として示してある。ＰＡＭインバータは、加速に応じてトルク一定になるような周波数制御が行われる。
【００６３】
第２のモードでは、半導体スイッチング素子ＴＨｎに点弧信号が与えられ、Ｄ点はバッテリーに直結され、その電位はＥである。半導体スイッチング素子ＴＨｎに流れる電流をＩとすると、負荷へはバッテリーから直接電流が流れるので、単巻変圧器の巻線Ｃ−Ｂ、Ｃ−Ａ間には励磁電流のみが流れる。負荷電流と比べて、小さいので、図９には示してない。バッテリーにはＩの電流が流れる。
【００６４】
第３のモードでは、半導体スイッチング素子ＴＨａ２，ＴＨｂ２に点弧信号が与えられるが、ここでは最初のモードのように、半導体スイッチング素子ＴＨａ２、ＴＨｂ２の点弧信号は、トランジスタＴＲｂ、ＴＲａと必ずしも同期する必要なく、自由に与えることができるし、また、半導体スイッチング素子ＴＨａ２，ＴＨｂ２に同時に与えてもよい。トランジスタＴＲａの導通時、半導体スイッチング素子ＴＨｂ２が導通し、仮に、半導体スイッチング素子ＴＨａ２に点弧信号が与えられていても、電位の低い方は逆電位が加わるので、電位の高いほうのみが導通する。Ｄ点の電位は３Ｅ／２、巻線Ａ−Ｙ間には下向きに電流Ｉ、巻線Ｃ−Ａ間には上向きに３Ｉ／２が流れ、結果的に巻線Ｃ−Ａ間にはＩ／２、Ｃ−Ｙ間にはＩが流れる。
【００６５】
第４のモードでは、半導体スイッチング素子ＴＨａ１、ＴＨｂ１に点弧信号が与えれる。トランジスタＴＲａの導通時に半導体スイッチング素子ＴＨｂ１が導通し、Ｄ点電位は２Ｅ、巻線Ａ−Ｂ間には下向きに電流Ｉ、巻線Ｃ−Ａ間には上向きに２Ｉが流れ、結果的に巻線Ｃ−Ａ間にはＩ、巻線Ｃ−Ｂ間にはＩが流れる。
【００６６】
図１３の電動機制御回路における逆変換モード、すなわち、回生制動モードについて、波形図である図１５を参照して説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータのトランジスタＴＲａ、ＴＲｂには点弧信号が与えられ、交互に導通し動作状態にあるとする。電動機は高速回転中でキャパシタＣａは最大電圧で充電された状態にあり、減速指令が与えられると、ＶＦインバータはその周波数を下げる方向に制御され、キャパシタＣａの電位は突き上げられる。トランジスタＴＲｂが導通中であるとすると、半導体スイッチング素子ＴＨｂ１と逆並列に接続されている半導体スイッチング素子ＴＨｄ１を点弧すると、キャパシタＣａ（＋）→インダクタンスＬ→半導体スイッチング素子ＴＨｄ１→トランジスタＴＲｂ→キャパシタＣａ（−）なる回路で電流が流れ、インダクタンスＬにエネルギーが蓄えられる（図１５のＴＲｂ電流）。トランジスタＴＲｂの点弧信号がＯＦＦされ、流れていた電流が切られると、インダクタンスＬにＬ・ｄＩ／ｄｔなる電流を流し続けようとする電圧が発生する。キャパシタＣａ（＋）→半導体スイッチング素子ＴＨｄ１→端子Ｂ→巻線Ｂ−Ｃ→バッテリー→キャパシタＣａ（−）なる回路で電流が流れ、同時に、巻線Ａ−Ｃ間にＢ−Ｃ間に流れた電流とアンペアターンの等しい電流Ｉが、端子Ａ→巻線Ａ−Ｃ→バッテリー→トランジスタＴＲａのダイオード部→端子Ａの回路で、Ａ→Ｃの方向に流れ、バッテリーは結果的に２Ｉの電流で充電される。トランジスタＴＲａのダイオード側にのみ電流が流れるが、トランジスタＴＲａには点弧信号を与えておく。インダクタンスＬに発生する電圧Ｌ・ｄＩ／ｄｔは時間とともに減衰するので、バッテリーへの充電電流も時間とともに減少する、図１５では一定値で示してある。
【００６７】
電流が規定値まで減少したところで、半導体スイッチング素子ＴＨａ１に点弧信号を与えると、今まで導通していた半導体スイッチング素子ＴＨｄ１に逆電圧が加わり、半導体スイッチング素子ＴＨｄ１はＯＦＦする。同時に、バッテリーへの充電電流は零となる。今度は、キャパシタＣａ（＋）→インダクタンスＬ→半導体スイッチング素子ＴＨａ１→トランジスタＴＲａ→キャパシタＣａ（−）なる回路で電流が流れ、インダクタンスＬにエネルギーが蓄えられる。トランジスタＴＲａの点弧信号がＯＦＦされ、流れていた電流は切られる、したがって、インダクタンスＬにＬ・ｄＩ／ｄｔなる電流を流し続けようとする電圧が発生する。キャパシタＣａ（＋）→半導体スイッチング素子ＴＨａ１→巻線Ａ−Ｃ→バッテリー→キャパシタＣａ（−）なる回路で電流が流れ、同時に、巻線Ｂ−Ｃ間にＡ−Ｃ間に流れた電流とアンペアターンの等しい電流Ｉが巻線Ｂ−Ｃ→バッテリー→トランジスタＴＲｂのダイオード部→巻線Ｂ−Ｃの回路で、Ｂ→Ｃの方向に流れ、バッテリーは結果的に２Ｉの電流で充電される。以後、同様な経過が交互に繰り返され、バッテリの充電によって回生制動が行われる。
【００６８】
回転速度の低下とともに、電動機の誘起電圧は低下するので、キャパシタＣａの電圧も低下する。したがって、インダクタンスＬへの充電パワーも低下する。このため、エネルギー量を確保するために充電時間を長く取る必要がある。しかし、蓄えられるエネルギーの絶対量は速度の低下とともに減少するので、Ｌ・ｄＩ／ｄｔの減衰勾配が大となり、バッテリーへの充電は電動機速度の低下とともに短くなる。
【００６９】
図１６は、本発明の電動機制御回路を電気鉄道車両に応用した一実施例である。なお、図１６では、電動機の駆動時に用いられるタップ端子と半導体スイッチング素子よりなる回路の図示を省略してあるが、図２や図１３と同様に適宜の数と位置にこれらが設けられているものである。図１６において、ＰＴは架線からパワーを受けるためのパンタグラフ、ＦｉｌＬはＥＭＩ（電磁干渉）の原因となる高調波電流が外部(架線側)に流出するのを阻止するためのフィルタリアクトルで、キャパシタＣａと対でＥＭＩフィルターを構成する。最近の直流電車の駆動システムは、インバータ電動機として誘導電動機を用いで構成される。ＶＶＶＦインバータと誘導電動機の関係について、説明を簡単にするために、誘導電動機は２極とすると、ＶＶＶＦインバータの発生する周波数ｆと、誘導電動機の回転周波数ｆｍの関係を、ｆ＞ｆｍとすれば、パワーはＶＶＶＦインバータから誘導電動機方向に流れ、誘導電動機は電動機として動作し電車は加速する。逆に、ｆ＜ｆｍであれば、誘導電動機は発電機となり、パワーは誘導電動機からＶＶＶＦインバータ方向に流れ、誘導電動機には、ブレーキ力が働き電車は減速する。所謂、回生制動である。
【００７０】
誘導電動機にブレーキ力が働き、電車が円滑に減速するためには、誘導電動機に発生するパワーを吸収してくれる受け皿があってのことである。現在の直流架線給電システムでの回生制動方式は、この回生パワーの受け皿を、パンタグラフＰＴを介して、たまたま同じ架線給電システム内で、架線からパワーをとり加速運転している電車に期待している。電車が架線からパワーをとり走行している状態を、鉄道用語では力行という。以後、力行という言葉を使用する。したがって、運良く、力行中で、回生パワーを吸収してくれる電車がある場合は良いが、このような電車がない場合は、キャパシタＣａの電圧を突き上げ、過電圧検知が動作し、回生ブレーキを諦め、車上搭載の抵抗器を受け皿としたダイナミックブレーキに、あるいは、摩擦ブレーキに切り替えられる。回生失効と呼ばれ、現実に相当高い頻度で発生している。
【００７１】
この回生失効で無駄に熱となるエネルギーの回収、および、摩擦ブレーキの多用による摩擦ブレーキ部品の消耗に対する保守費用の低減等のために、車上にバッテリーを搭載しようという提案がなされている。構成をシンプルにするには、バッテリー電圧と架線給電システムの電圧を等しくするのが望ましいが、最も一般的である１５００Ｖ直流架線給電方式に適用する場合、高圧のバッテリーは扱いが難しく、バッテリーは非常に大きなバックパワーを持っているため、安全面でも危険が伴う、このため、各所でなされている提案は、バッテリー電圧を比較的低く設定している。上述した単巻変圧器を使用したＤＣ／ＤＣコンバータを用いた電動機制御回路はこの要求にマッチしたものである。
【００７２】
ＶＶＶＦインバータでの回生制動は、ＶＶＶＦインバータ自体が制御能力を持っており、一般的にはブレーキ力がブレーキ開始から停止付近まで一定になるように、実際には電動機電流一定の制御が行われ、回生電流は、ブレーキ開始点が最大で速度の低下とともに直線的に減少し速度０で回生電流も０となる。これに対して、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御は、導通率制御のような対応は一切不要で、周期的にトランジスタＴＲａ，ＴＲｂを交互にＯＮ−ＯＦＦし、これに同期して半導体スイッチング素子ＴＨａ１，ＴＨｂ１のゲートに信号を与え、キャパシタＣａの電圧に拮抗する電圧を端子Ｄ点にひたすら発生させておけば、ＶＶＶＦインバータの制御に応じて回生電流は巻線Ｂ−Ｃ経由でバッテリー、巻線Ａ−Ｃ経由でバッテリーへ自動的に流れ込み、バッテリーに吸収される。
【００７３】
バッテリーに吸収されたエネルギー量は、次の運転時の電車の加速エネルギーとして再利用される。都市内交通の場合、ブレーキ時にバッテリーに回収されるエネルギー量はバッテリーの充放電効率を考慮に入れても、加速に必要な全エネルギー量の３０〜４０％に相当し、電車の空調、照明等で消費するには多すぎる量である。したがって、次の力行時に充電分を加速エネルギーの一部に利用する方法が最も望ましい解決方法である。バッテリーからの放出方法としては、架線とバッテリーから同時に並列に給電する方法がある。架線とバッテリーからの夫々のパワーの分担は、架線電圧に対して、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御することにより変えることができる。ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータで一般に行われるトランジスタＴＲａ，ＴＲｂの導通率を制御する方法、半導体スイッチング素子ＴＨｃ１，ＴＨｄ１の点弧位置をトランジスタＴＲａ，ＴＲｂに対して制御する方法があるが、どちらもＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の脈動が大きく、安定な制御のためには電流の脈動を小さく抑えることが必要で、そのためフィルタインダクタンスが大きくなる。
【００７４】
図１６の電動機制御回路では、半導体スイッチング素子ＴＨｎのアノード側をバッテリーの（＋）端子に接続し、カソード側を電動機制御回路ＴＨａ１、ＴＨｂ１のカソードと一括してＤ点に接続している。これにより、力行時に、半導体スイッチング素子ＴＨｎが導通状態にあれば、Ｄ点には常時バッテリー電圧が印加され、半導体スイッチング素子ＴＨａ１、ＴＨｂ１の点弧位置を、トランジスタＴＲａ，ＴＲｂに対して制御すれば、バッテリー電圧Ｅとその２倍の２Ｅの中間の任意の電圧を得ることができる。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の脈動は、前述の方法と比べて１／２となるのでフィルタインダクタンスを小型化できる利点がある。
【００７５】
図１６の電動機制御回路の力行時の動作を説明する。図１７は、力行１００％導通時の電圧波形を示す。ＤＣ／ＤＣコンバータはトランジスタＴＲａ，ＴＲｂが交互に導通を繰り返し、Ａ点の電位はトランジスタＴＲｂのＯＮ時は２Ｅ、トランジスタＴＲａのＯＮ時はＧ電位である。Ｄ点の電位は、力行時には、例えば、半導体スイッチング素子ＴＨｎには、点弧信号が与えられ導通状態にあるので、ベースとしてバッテリー電圧Ｅが与えられている。半導体スイッチング素子ＴＨａ１，ＴＨｂ１をトランジスタＴＲｂ，ＴＲａに同期して導通させること、あるいは、半導体スイッチング素子ＴＨａ１，ＴＨｂ１に同時に点弧信号を与えることにより１００％の出力電圧２Ｅが得られる。
【００７６】
図１８は、半導体スイッチング素子ＴＨａ１，ＴＨｂ１をトランジスタＴＲｂ，ＴＲａに同期させず、αなる位相角を以って導通させる。位相角αを変えることにより、Ｄ点電圧をＥと２Ｅの間で自由に変えることができる。
【００７７】
図１９は、回生制動のための半導体スイッチング素子をタップ端子に接続した実施例の電動機制御回路を示す。図１９においても、電動機の駆動時に用いられるタップ端子と半導体スイッチング素子よりなる回路の図示を省略してある。単巻変圧器Ｔｒの巻線端子ＡとＣ、ＢとＣの間に設けられたタップ端子Ｘ，Ｙに、図１３で説明したＤＣ／ＤＣコンバータの逆変換動作をさせるための半導体スイッチング素子ＴＨｃ１、ＴＨｄ１を巻線両端端子Ａ，Ｂから、タップ端子Ｘ，Ｙに接続変更したものである。タップ端子Ｘ，Ｙに図１３と同様に、半導体スイッチング素子ＴＨａ２，ＴＨｂ２が並列に接続されていてもよい。バッテリーは、充電電圧と放電電圧との間に比較的大きな電圧差があり、バッテリー放電時のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を正常時の架線給電電圧変動範囲の上限付近に選定した場合、回生充電時のＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子電圧は、回生制動時の制限電圧を超えて過電圧検知回路を動作させ、回生打切りとなる可能性も考えておかなければならない。図１９の電動機制御回路では、Ｘ，Ｙなる中間タップを設けることにより、バッテリーの放電充電電圧の変動を補償して、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を負荷電動機側から見て、略一定にしようとするものである。これにより力行、回生共安定な動作が可能となる。
【００７８】
図２０の波形図で、図１９の電動機制御回路の逆変換動作について説明する、巻線Ａ−Ｃと巻線Ｘ−Ｃ（巻線Ｂ−Ｃと巻線Ｙ−Ｃ）の巻線比をｒとする。端子Ｘの電位はトランジスタＴＲｂのＯＮ時はＥ＋ｒＥ、トランジスタＴＲａのＯＮ時はＥ−ｒＥである。逆変換時、半導体スイッチング素子ＴＨｎはＯＦＦとする。トランジスタＴＲｂ，ＴＲａに同期して、半導体スイッチング素子ＴＨｃ１、ＴＨｄ１を導通させれば、端子Ｄは、電圧Ｅ＋ｒＥに対向する。ここで、電動機駆動用ＶＶＶＦインバータが回生ブレーキ動作に入れば、キャパシタＣａの電圧は突き上げられ、Ｅ＋ｒＥを超えたところで、インダクタンスＬを通して、仮にトランジスタＴＲａが導通、半導体スイッチング素子ＴＨｄ１に点弧信号が加えられているとすると、キャパシタＣａ（＋）→インダクタンスＬ→半導体スイッチング素子ＴＨｄ１→端子Ｙ→巻線Ｙ−Ｃ→端子Ｃ→バッテリー→キャパシタＣａ（−）なる回路で電流Ｉが流れる、巻線Ａ−Ｃには、巻線Ｙ−Ｃに流れた電流Ｉとアンペアターンの等しい電流ｒＩが、Ａ−Ｃの方向に流れ、バッテリーにはＩ＋Ｉｒなる電流が流れ込む。次の半サイクルに切り替わる手前で、半導体スイッチング素子ＴＨｃ１を点弧すると、半導体スイッチング素子ＴＨｄ１に流れていた電流がＴＨｃ１に移り、キャパシタＣａ（＋）→インダクタンスＬ→半導体スイッチング素子ＴＨｃ１→端子Ｘ→巻線Ｘ−Ａ→端子Ａ→トランジスタＴＲａ→キャパシタＣａ（−）なる回路で電流Ｉが流れる。バッテリー充電電流も零となる。次の、サイクルに入るとトランジスタＴＲａがＯＦＦされ、インダクタンスにＬ・ｄｉ／ｄｔが誘起し、キャパシタＣａの電圧に加算され、キャパシタＣａ（＋）→インダクタンスＬ→半導体スイッチング素子ＴＨｃ１→端子Ｘ→巻線Ｘ−Ｃ→端子Ｃ→バッテリー−キャパシタＣａ（−）なる回路で電流Ｉが流れる、巻線Ｂ−Ｃには、巻線Ｘ−Ｃに流れた電流Ｉとアンペアターンの等しい電流ｒＩが、Ｂ−Ｃの方向に流れ、バッテリーにはＩ＋Ｉｒなる電流が流れ込む。以下同様な経過をたどる。
【００７９】
図２１は、図１９と同じ効果を持たせるための、もう一つの実施例である。バッテリー充電時のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を正常時の架線給電電圧変動範囲の上限付近に選定し、力行時の電圧低下を補償するために、単巻変圧器の巻線両側端子Ａ、Ｂの外側に夫々巻線Ａ−Ｘ’、Ｂ−Ｙ’を追加し、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を負荷電動機側からみて、略一定にしようとするものである。
【００８０】
図２２は、直流直巻電動機の速度制御に本発明の電動機制御回路を用いた実施例を示す。直流直巻電動機は回転子である電機子Ｍと、固定子である界磁巻線ＭＦから構成される。界磁巻線ＭＦに電流を流すことにより磁界が作られ、この磁界と電機子電流の間で回転力を発生し電動機は回転する。電動機を逆転させるためには、逆転器ＲＶを切替え、今まで閉じていた接点を開き、開いていた接点を閉じる。これによって界磁巻線ＭＦに流れる電流の方向を変える。さらに、電流の流れる方向が逆になることにより、磁界の方向も逆転し、回転子に逆回転方向の回転力を発生させる。また、ブレーキ時は、電動機の誘起電圧の方向を変えないで電流の方向を逆にする必要があるので、やはり逆転器ＲＶによる界磁の接続を切替える。
【００８１】
直流直巻電動機の速度制御には、加える電圧を電動機の加速に従って徐々に上昇させる制御が必要である、図２２において、加速運転を行うには、各巻線端子に接続されている半導体スイッチング素子ＴＨａ１，ＴＨａ２，ＴＨｂ１，ＴＨｂ２，ＴＨｎを選択して使用する。トランジスタＴＲａ，ＴＲｂを１／２周期毎に交互に導通させることにより、インバータを作動させ、トランジスタＴＲａに同期して半導体スイッチング素子ＴＨａ２、トランジスタＴＲｂに同期して半導体スイッチング素子ＴＨｂ２を交互に導通させることにより、直流電動機には最低のステップ電圧Ｅ／２を直接（図２３）、あるいは、トランジスタＴＲａ、半導体スイッチング素子ＴＨａ１とＴＨａ２の導通率制御、および、トランジスタＴＲｂ、半導体スイッチング素子ＴＨｂ１とＴＨｂ２の導通率制御を交互に行うことより零から最低ステップ電圧Ｅ／２までの電圧を徐々に与える（図２４）。
【００８２】
電動機の加速に応じて、電流が減少するので、基準の電流値まで減少したことを目安に、次のステップ、すなわち、トランジスタＴＲａ、半導体スイッチング素子ＴＨｎ、および、トランジスタＴＲｂ、半導体スイッチング素子ＴＨｎを交互に導通させることにより、直流電動機には次のステップ電圧Ｅを直接、あるいは、トランジスタＴＲａ、半導体スイッチング素子ＴＨａ２と半導体スイッチング素子ＴＨｎの導通率制御、および、トランジスタＴＲｂ、半導体スイッチング素子ＴＨｂ２と半導体スイッチング素子ＴＨｎの導通率制御を交互に行い、次ステップ電圧Ｅまでの電圧を徐々に与える、同様に、トランジスタＴＲａ、半導体スイッチング素子ＴＨｂ２、および、トランジスタＴＲｂ、半導体スイッチング素子ＴＨａ２を交互に導通させることにより、直流電動機には次のステップ電圧３Ｅ／２を直接、あるいは、トランジスタＴＲａ、半導体スイッチング素子ＴＨｎと半導体スイッチング素子ＴＨｂ２の導通率制御、および、トランジスタＴＲｂ、半導体スイッチング素子ＴＨｎと半導体スイッチング素子ＴＨａ２の導通率制御を交互に行い、さらなるステップ電圧３Ｅ／２までの電圧を徐々に与える。最後は、トランジスタＴＲａ、半導体スイッチング素子ＴＨｂ１、および、トランジスタＴＲｂ、半導体スイッチング素子ＴＨａ１を交互に導通させ直接、あるいは、トランジスタＴＲａ、半導体スイッチング素子ＴＨｂ２と半導体スイッチング素子ＴＨｂ１の導通率制御、および、トランジスタＴＲｂ、半導体スイッチング素子ＴＨａ２と半導体スイッチング素子ＴＨａ１の導通率制御を交互に行い、最大電圧２Ｅが加えられ、電動機は電圧２Ｅでさらに加速され、負荷とバランスした速度、電流で回転を継続する。
【００８３】
回生制動への切り替えは、一旦、半導体スイッチング素子ＴＨａ，ＴＨｂをＯＦＦして電流を零とし、但し、ＤＣ／ＤＣコンバータは無負荷で動作を継続する。界磁巻線の接続を切替え、次いで、トランジスタＴＲａの導通時は半導体スイッチング素子ＴＨｃ１を、トランジスタＴＲｂの導通時は半導体スイッチング素子ＴＲｄ１を夫々同期して導通させ、直流電動機の残留磁気により、直流電動機電機子Ｍ（＋）端子→直巻界磁ＭＦ→電流断続防止インダクタＬ→半導体スイッチング素子ＴＨｃ１→トランジスタＴＲａ（あるいは、半導体スイッチング素子ＴＨｄ１→トランジスタＴＲｂを半周期毎交互に）→点Ｇ→直流電動機（−）端子なる回路で、電流を立ち上げる（図２５）。電流断続防止用インダクタンスＬに流れる電流Ｉは次第に増加し、インダクタンスＬにエネルギーが蓄えられる、規定値まで増加したところで、図２５では、たまたま、トランジスタＴＲｂが導通の１／２周期で、Ｘ点に対応、Ｘ点では、トランジスタＴＲａの導通に同期して半導体スイッチング素子ＴＨｃ１を導通せず、半導体スイッチング素子ＴＨｄ１を導通したままとする。
【００８４】
インダクタンスＬに蓄えられたエネルギーにより、単巻変圧器のＢ端子電圧は突き上げられ、巻線Ｂ−Ａ間には、キャパシタＣａの電圧＋Ｌ・ｄＩ／ｄｔなる電圧が加わり、キャパシタＣａ（＋）端子→電流断続防止インダクタＬ→半導体スイッチング素子ＴＨｄ１→単巻変圧器Ｔｒ巻線Ｂ−Ａ→トランジスタＴＲａ→点Ｇ→キャパシタＣａ（−）端子なる径路で電流Ｉが流れる。これに対して、単巻変圧器にはＡ−Ｃなる方向に、Ｂ−Ａ方向の電流Ｉとアンペアターンの等しい電流、Ｃ点は単巻変圧器の中間点であるので巻数はＢ−Ａ間の１／２、したがって２Ｉなる電流が流れ、結果的に、単巻変圧器Ｂ−Ｃ間にＢ−Ｃ方向にＩ，Ａ−Ｃ間にＡ−Ｃ方向にＩなる電流が流れ、両者の和２Ｉなる電流がバッテリーＢａに充電電流として流入する。  この電流は、Ｌ・ｄＩ／ｄｔが時間とともに減少するので、Ｌに流れる電流は減少傾向を示す。
【００８５】
トランジスタＴＲａの導通の１／２周期の末期、図２５のＹ点、半導体スイッチング素子ＴＨｃ１を導通，半導体スイッチング素子ＴＨｄ１には逆電圧が加わるので直ちに電流零、バッテリー充電電流も零となる。キャパシタＣａ（＋）端子→電流断続防止インダクタＬ→半導体スイッチング素子ＴＨｃ１→トランジスタＴＲａ→点Ｇ→キャパシタＣａ（−）端子なる径路で電流が流れ、Ｌにエネルギーが蓄えられ、電流は増加する。  
【００８６】
ＴＲａの導通信号をＯＦＦすると単巻変圧器Ｔｒの巻線Ａ−Ｃ間には、キャパシタＣａの電圧＋Ｌ・ｄＩ／ｄｔなる電圧とバッテリーＢａの電圧の差電圧が、Ｃ−Ａ方向に加わり、巻線Ｂ−Ｃ間にＢ−Ｃ方向の電圧を発生、巻線Ｂ−Ｃ→バッテリーＢａ→Ｇ点→トランジスタＴＲｂのダイオード部→巻線Ｂ−Ｃ方向に電流が流れる、この電流に対して、単巻変圧器Ｔｒの巻線Ａ−Ｃ間には、Ｂ−Ｃ間に流れる電流によって単巻変圧器内に発生する磁界を打消す方向に、アンペアターンの等しい電流が流れ、バッテリーには両電流の和が充電電流として流れる。この電流は、Ｌ・ｄＩ／ｄｔが時間とともに減少するので、Ｌに流れる電流は減少傾向を示す。
【００８７】
以後、１／２周期毎に同様な経過をたどる。電動機から見れば、回生制動が作動するので、その速度は次第に低下し、誘起起電力も速度の低下とともに低下する。電動機の制動力は速度の低下とは無関係に一定に保つ必要があるので、電動機電流を一定にするように制御する必要がある。一方、バッテリー電圧は、ほぼ一定であるので、インダクタンスＬによる突き上げ電圧を大きくしてやる必要がある。したがって、電動機の電流が一定になるように、Ｌへのエネルギー蓄積時間を長くするように制御を行う必要がある。電動機速度の低下とともに、バッテリーへの充電電流の時間幅は狭くなり充電電流は減少してゆく。
【００８８】
なお、回生制動に用いる半導体スイッチング素子（上述した実施例では、ＴＨｃ１，ＴＨｄ１）は、電動機の駆動電圧を得るための半導体スイッチング素子（上述した実施例では、ＴＨａ０〜ＴＨａ３，ＴＨｂ０〜ＴＨｂ３，ＴＨｎ等）の複数に並列に設けて、選択して用いてもよい。もちろん、すべての電動機の駆動電圧を得るための半導体スイッチング素子に並列に設けて、選択して用いてもよい。これらの場合は、中間タップＣに対して対称のタップに接続した半導体スイッチング素子が選択される。また、図１９で説明したように、電動機の駆動電圧を得るための半導体スイッチング素子が接続されるタップ端子とは別異のタップ端子に、回生制動に用いる半導体スイッチング素子を接続するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８９】
本発明においては、上述したように、タップ端子を有する単巻変圧器を用いて、同期点弧方式を採用したことにより、動作電圧の制御が可能となるとともに、回生制動を行う場合には、安定な回生制動が可能であり、自動車用、あるいは、電気鉄道車両用として有効である。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】本発明に用いられるＤＣ／ＤＣコンバータにおける負荷の駆動時の基本的な構成に対応する構成の説明図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態を説明するための構成図である。
【図３】図１の動作説明図である。
【図４】ステップ電圧制御に導通率制御を併用した場合の説明図である。
【図５】第１の実施の形態における他の実施例を説明するための構成図である。
【図６】電動機の動作説明図である。
【図７】誘導電動機のトルク対回転数特性の説明図である。
【図８】ＶＶＶＦインバータで誘導電動機の動作説明図である。
【図９】図８の回路の各部波形図である。
【図１０】９パルス変調の場合の各部波形図である。
【図１１】３パルス変調の場合の各部波形図である。
【図１２】１パルス変調の場合の各部波形図である。
【図１３】本発明の自動車用の電動機制御回路の１例である。
【図１４】図１３の回路の電動機駆動の場合の各部波形図である。
【図１５】図１３の回路の回生制動の場合の各部波形図である。
【図１６】本発明の電動機制御回路を電気鉄道車両に応用した一実施例の回路図である。
【図１７】図１６の回路の力行１００％の場合の説明図である。
【図１８】図１６の回路の力行誘導角αの場合の説明図である。
【図１９】回生制動のための他の実施例の電動機制御回路図である。
【図２０】図１９の回路の各部波形図である。
【図２１】回生制動のための他の実施例の電動機制御回路図である。
【図２２】本発明の電動機制御回路を直流直巻電動機の速度制御に用いた実施例の回路図である。
【図２３】図２２の回路の動作説明図である。
【図２４】図２２の回路の動作説明図である。
【図２５】図２２の回路の各部波形図である。
【図２６】従来のセンタータップ接続方式のＤＣ／ＤＣコンバータの一例の回路図である。
【図２７】図２７の回路において、一次，２次巻線の中間点を接続した回路図である。
【図２８】従来の単巻変圧器を用いたＤＣ／ＤＣコンバータの一例の回路図である。
【図２９】一般的に使用されているＩＧＢＴの説明図である。
【図３０】２巻線変圧器と単巻変圧器の関係を説明するための構成図である。
【図３１】従来の基本的なＤＣ／ＤＣコンバータを説明するための構成図である。
【図３２】図３２のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧波形図である。
【符号の説明】
【００９１】
Ｂａ：バッテリー、ＴＲａ，ＴＲｂ…トランジスタ、ＴＨａ０〜ＴＨａ３，ＴＨｂ０〜ＴＨｂ３，ＴＨｎ：半導体スイッチング素子、Ｔｒ：単巻変圧器、ＬＲ：負荷、Ｌ：インダクタンス、Ｃａ：キャパシタ、Ｍ：電動機、ＴＲｕ〜ＴＲｚ：トランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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