(57)【要約】【課題】空間ベクトル変調に、入出力電圧の高調波低減およびコモンモード電圧の低減を図り、または入出力の磁束ベクトルの脈動抑制を図る。【解決手段】３相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開した基本空間ベクトルの状態を、線間電圧指令ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの単振動ベクトルＸ軸、Ｙ軸で最大のベクトルＶＸｍａｘ、ＶＹｍａｘと、中間のベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄと、最小のベクトルＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＶｚと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＶｒｏｔを基本ベクトルとし、これら８つの基本ベクトルによってセクター内を８つの領域Ｄ１〜Ｄ８に分け、線間電圧指令ベクトルＶｏ＊が領域Ｄ１〜Ｄ８のいずれの領域にあるかによってＰＷＭ制御に使用する３つの基本ベクトルを決定し、かつ３つの基本ベクトルのデューティを決定する。【選択図】図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調でＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、
多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、線間電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＶＸｍａｘ、ＶＹｍａｘと、中間のベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄと、最小のベクトルＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＶｚと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＶｒｏｔを基本ベクトルとし、これら８つの基本ベクトルによってセクター内を８つの領域Ｄ１〜Ｄ８に分け、
線間電圧指令値ベクトルＶｏ＊が前記領域Ｄ１〜Ｄ８のいずれの領域にあるかによってＰＷＭ制御に使用する３つの前記基本ベクトルを決定し、かつ線間電圧指令ベクトル値Ｖｏ＊から前記３つの基本ベクトルのデューティを決定して空間ベクトルとすることを特徴とする交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
【請求項２】
前記基本ベクトルの決定は、常に６０度位相差以下のベクトルを使用するとともに、線間電圧指令値ベクトルＶｏ＊の大きさに近い瞬時値の基本ベクトルとすることを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
【請求項３】
前記各領域Ｄ１〜Ｄ８を決定する基本ベクトルのスイッチング状態遷移条件として、＜条件１＞出力１相ごとに切り替わること、＜条件２＞入力最大相と最小相間の直接転流がないこと、＜条件３＞コモンモード電圧を低減することの各条件をクリアできる遷移パターンが存在しない領域Ｄ４〜Ｄ７を一括して前記ベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄ、Ｖｚの３種を用いて空間ベクトルを構成することを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
【請求項４】
前記各領域Ｄ１〜Ｄ８を決定する基本ベクトルのスイッチング状態遷移条件として、入力最大相と最小相間の直接転流がないことの条件をクリアできる遷移パターンが存在しない領域Ｄ２、Ｄ３、Ｄ５のうち、領域Ｄ２，Ｄ３は統合して前記回転ベクトルを利用して別の基本ベクトルを選択し、領域Ｄ５は前記回転ベクトルを利用して別の基本ベクトルを選択することを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相の交流電源から任意の電圧または周波数に変換した多相出力を得る交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータ）に係り、特に時々刻々と大きさ・位相が変化する空間ベクトルを入力／出力それぞれで表現し、使用する基本ベクトルを選択してデューティ演算する空間ベクトル変調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から存在するこの種の交流−交流直接変換装置は、自己消弧形の半導体素子を用いた双方向スイッチを高速に切換え、単相または多相の交流入力を任意の電圧または周波数の電力に変換する変換装置であり、図１に基本構成を示す。三相交流電源１のＲ、Ｓ、Ｔの各相に入力フィルタ（ＩｎｐｕｔＦｉｌｔｅｒ）２と双方向スイッチＳ１〜Ｓ９構成の交流−交流直接変換回路３を介挿し、制御装置（コントローラ）４によって各双方向スイッチを電源周波数よりも十分高い周波数でＰＷＭ制御することにより、入力電圧をモータなどの負荷Ｌｏａｄに直接に印加しながら任意の電圧または周波数に制御したＵ、Ｖ、Ｗの交流出力を得る。なお、双方向スイッチは、図示のように単方向スイッチを複数用いて構成する場合もある。
【０００３】
ここで、交流−交流直接変換装置の制御法には、大きく分けて仮想ＤＣリンク形（間接変換法）と直接ＡＣ−ＡＣ変換形との２つの方式がある。仮想ＤＣリンク方式では、仮想的に直流リンクを考えて仮想入力コンバータと仮想出力インバータを独立に制御できるように工夫したもので、従来の電流形ＰＷＭコンバータ＋電圧形ＰＷＭインバータの構成に似ており、制御の考え方が容易になる。一方で、入力側と出力側の各相が１：１で全て異なる相に結線するような６つのスイッチングパターンが発生しないという制約条件がある。直接ＡＣ−ＡＣ変換形では、上記のスイッチングパターンに制約条件が無い。
【０００４】
また、ＰＷＭ制御するスイッチングパターンを生成する変調方式としては、主にキャリア比較方式と空間ベクトル方式がある。キャリア比較方式は三角波キャリアと正弦波との大小比較によりスイッチングパターンを生成するもので、仮想ＤＣリンク方式に適用したキャリア比較方式としては、仮想コンバータのキャリア及び仮想ＰＷＭパルスから仮想インバータキャリアを生成することで、ＰＷＭ制御のスイッチング回数を少なくかつ同数にしてスイッチング損失やノイズを低減し、出力電圧の制御精度を向上させるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
仮想DCリンク形でキャリア比較による変調方式とする交流−交流直接変換装置で、仮想コンバータの仮想直流電圧の大きさをＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で制御することで出力電圧の大きさを調整し、仮想インバータでは出力周波数のみを制御する方法も提案されている（例えば、非特許文献１参照）。この制御方法では、出力電圧が低出力領域の時に、電圧高低差の少ないパルスを用いるため、電圧高低差が大きいパルスに比べて、パルス幅を広くできる。また、コモンモード電圧が入力中間相電圧を基準にして変動する。これらによって、出力電圧の高調波低減やコモンモード電圧を低減できる。
【０００６】
空間ベクトル方式は、交流−交流直接変換装置の出力電圧指令値に応じて瞬時空間ベクトルを選択する方式であり、この選択によりスイッチングパターンが決定される。この空間ベクトル方式を採用した交流−交流変換装置も提案されている（例えば、非特許文献２参照）。この空間ベクトル方式においては、時間積分した磁束鎖交数ベクトルの指令値軌跡に近づくように、回転ベクトル、最大単振動ベクトルおよび零ベクトルとを組み合わせて出力電圧の空間ベクトルを選ぶことにより、高調波成分の小さい出力電圧波形を得ると共に、高電圧出力時に誘導電動機駆動時の磁気騒音、トルクリップルを低減することができる。
【０００７】
さらに、変調方式が空間ベクトルではないが、直接ＡＣ／ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置で、空間ベクトルを用いて２７つあるスイッチングパターンを適切に選ぶことで波形歪みを低減している（例えば、非特許文献３参照）。
【特許文献１】特開２００５−１６８１９８号公報
【非特許文献１】仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式に基づいたマトリックスコンバータのＰＡＭ制御法、平成１７年電気学会産業応用部門大会、１−４３、１−２０３〜１−２０６
【非特許文献２】石黒章夫、  古橋武、  石田宗秋、  大熊繁、  内川嘉樹：「空間ベクトルを用いたＰＷＭ制御サイクロコンバータの出力電圧制御法」、電学論Ｄ、  Ｖｏｌ．１１０、  Ｎｏ．６、  ｐｐ．６５５−６６３  （１９９０）
【非特許文献３】Ｐ．Ｍｕｔｓｃｈｌｅｒ、Ｍ．Ｍａｒｃｋｓ：”Ａ  Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ”  ＩＥＥＥ  ｔｒａｎｓ．  ｏｎ  Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．  Ｖｏｌ４９、Ｎｏ．２、ｐ３６２−（２００２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
例えば、特許文献１や非特許文献１では、変調方式がキャリア比較方式で出力電圧の制御精度の向上、または出力電圧の高調波低減やコモンモード電圧の低減を行っているが、スイッチングによる位相、大きさの遷移を空間ベクトルの挙動によって把握することができる空間ベクトル方式ではスイッチングパターンを生成するプロセスが異なり、適用できない。
【０００９】
また、非特許文献２においては、出力電圧の高調波低減と高出力時のモータ負荷のトルクリップルを低減できるが、入力電流を任意の正弦波に制御することができないため、装置入力側の高調波が非常に大きくなる。したがって、この手法は、入力が系統電源に接続されないような用途に限定されてしまう。また、低出力領域における出力電圧の誤差やコモンモード電圧の低減はできない。
【００１０】
一方、非特許文献３は、直接トルク制御／直接電力制御／切り換え制御則等を用いているが、入出力電流を直接切り換え制御するため、出力電流だけでなく入力電流も検出する必要がある。また、基本ベクトルの電圧誤差や位相差が大きくなるスイッチングパターンもあり、この場合には制御が遅くなることやスイッチング回数、スイッチング順序に無駄が生じ、高速な制御に不向きであることや低出力領域の出力電圧の誤差低減、コモンモード電圧の低減ができない。
【００１１】
本発明の目的は、キャリア比較方式とスイッチングパターンを生成するプロセスが異なる空間ベクトル方式による変調方式で、出力電圧の誤差低減、入出力電圧の高調波低減およびコモンモード電圧の低減を図ることができ、または入出力の磁束ベクトルの脈動抑制を図ることができる交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記の課題を解決するための本発明は、以下の方法を特徴とする。
【００１３】
（１）多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調でＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、
多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、線間電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＶＸｍａｘ、ＶＹｍａｘと、中間のベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄと、最小のベクトルＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＶｚと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＶｒｏｔを基本ベクトルとし、これら８つの基本ベクトルによってセクター内を８つの領域Ｄ１〜Ｄ８に分け、
線間電圧指令値ベクトルＶｏ＊が前記領域Ｄ１〜Ｄ８のいずれの領域にあるかによってＰＷＭ制御に使用する３つの前記基本ベクトルを決定し、かつ線間電圧指令ベクトル値Ｖｏ＊から前記３つの基本ベクトルのデューティを決定して空間ベクトルとすることを特徴とする。
【００１４】
（２）前記基本ベクトルの決定は、常に６０度位相差以下のベクトルを使用するとともに、線間電圧指令値ベクトルＶｏ＊の大きさに近い瞬時値の基本ベクトルとすることを特徴とする。
【００１５】
（３）前記各領域Ｄ１〜Ｄ８を決定する基本ベクトルのスイッチング状態遷移条件として、＜条件１＞出力１相ごとに切り替わること、＜条件２＞入力最大相と最小相間の直接転流がないこと、＜条件３＞コモンモード電圧を低減することの各条件をクリアできる遷移パターンが存在しない領域Ｄ４〜Ｄ７を一括して前記ベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄ、Ｖｚの３種を用いて空間ベクトルを構成することを特徴とする。
【００１６】
（４）前記各領域Ｄ１〜Ｄ８を決定する基本ベクトルのスイッチング状態遷移条件として、入力最大相と最小相間の直接転流がないことの条件をクリアできる遷移パターンが存在しない領域Ｄ２、Ｄ３、Ｄ５のうち、領域Ｄ２，Ｄ３は統合して前記回転ベクトルを利用して別の基本ベクトルを選択し、領域Ｄ５は前記回転ベクトルを利用して別の基本ベクトルを選択することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
以上のとおり、本発明によれば、直接ＡＣ−ＡＣ変換形で空間ベクトルによる変調方式とした場合の交流−交流直接変換装置で、出力電圧誤差低減、入出力電圧の高調波低減およびコモンモード電圧の低減を図ることができ、または入出力の磁束ベクトルの脈動抑制を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１の３相入力、３相出力の交流−交流直接変換装置を例に挙げ、以下に説明する。入力電源の短絡と出力電流の不連続を起こさないスイッチング条件を考えると、９つの双方向スイッチは表１に示す２７（３3）パターンの組み合わせに限定される。
【００１９】
【表１】
2008048531.tif 000003
【００２０】
この表１中、空間ベクトル上に存在する個々のベクトル（以下、基本ベクトル）について説明すると、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３は３相のうち２相のみを使ったスイッチングになる単振動ベクトルのグループ、Ｒ１は反時計方向回転ベクトルのグループ、Ｒ２は時計方向回転ベクトルのグループ、Ｚは出力電圧が常に零になる零ベクトルのグループである。
【００２１】
したがって、図１の交流−交流直接変換装置を正常に動作させるには、この２７パターンの中から任意の状態を選択して制御する必要がある。そこで、これら２７のスイッチングパターンを、３相／２相変換により３相交流から２相の静止αβ軸上に展開すると、出力電圧の空間ベクトルは図２のように表現でき（図２は、入力相電圧位相θ＝１５度の例）、以下に本発明に適用する直接ＡＣ−ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調方式を簡単に説明する。。
【００２２】
交流−交流直接変換装置の出力ＵＶ間の線間電圧Ｖｕｖを静止α軸方向として基準にし、図２のような出力電圧の空間ベクトルを構成する。図２は、入力相電圧位相θが１５度の例で、交流−交流直接変換装置はその瞬時の入力電圧の位相状態や大きさにより２７つある基本ベクトルが変動し、入力電圧が３相交流電源であれば、電源周波数（例えば５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）に同期して空間ベクトルも変動することになる。この点が、通常のインバータ制御と異なる点である（通常のインバータで用いられる空間ベクトルは、入力電圧が直流のため、長さや位相が固定された６角形となる）。
【００２３】
また、交流−交流直接変換装置において仮想的に直流リンクを考えて制御する方式では、仮想コンバータと仮想インバータに分離して考えることができるため、入力側と出力側で個別に６角形の固定長・固定位相の空間ベクトルを用いることができる。したがって、制御が従来通りに単純化して容易になるが、仮想直流リンクは仮想上２本の線で入力相と出力相を結線する必要があるので、入力３相と出力３相のすべてを用いて接続する状態（表１におけるＳＴＡＴＥ１９〜２４の６つのスイッチング状態）が表現できない。そこで、本発明ではこの６つのスイッチング状態を有効活用するために、直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調方式で制御を考えていく。
【００２４】
先述した基本ベクトルについて、表１に示すように６つのグループに分け、位相角３０度の方向を正軸とした単振動ベクトルのグループを単振動ベクトルＳ１、位相角１５０度方向を正軸とした単振動ベクトルＳ２、位相角２７０度方向を正軸とした単振動ベクトルＳ３、長さは最大一定で反時計方向に回転する回転ベクトルＲ１、同じく長さ一定で時計方向に回転する回転ベクトルＲ２、および６角形の中心零点で固定された零ベクトルＺ、以上６つのグループに分ける。これら各々の基本ベクトルは、入力電圧の位相θに依存、つまり入力電圧の角速度ωiに同期して変動する。また、ベクトルの長さ（６角形の大きさ）は入力線間電圧の大きさに対応する。
【００２５】
一方、入力電流の空間ベクトルについても同様の考え方で定義することができる。図３は、出力電流位相φ＝１５度のときの入力電流の空間ベクトルを示しており、入力Ｒ相電流を静止α軸基準としている。交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータのような電源周波数より十分高い周波数でスイッチの切り替え制御するもの）は、出力電圧制御は入力電圧を切り刻んでＰＷＭ制御する電圧形インバータの要領で行い、入力電流制御は誘導性負荷を想定した出力電流（負荷電流）を切り刻んでＰＷＭ制御する電流形コンバータと同様になる。したがって、入力電流の空間ベクトルは出力電流位相φ、つまり出力電流の角速度ωoに依存して変動する基本ベクトルによって表現される。また、ベクトルの長さはそのときの負荷（出力電流の大きさ）に依存する。
【００２６】
ここで、図２の出力電圧の空間ベクトルと、図３の入力電流の空間ベクトルの違いに着目する。表１で示したグループ分けは、図２の出力電圧の空間ベクトルを形成する基本ベクトルの種類に対応しており、図３の入力電流には対応していない。図４は、入力電流の空間ベクトル（左）と、出力電圧の空間ベクトル（右）を比較した例である（入力電圧位相θ＝１５度、出力電流位相φ＝１５度の場合）。図４（ｂ）の出力電圧の空間ベクトルで単振動する基本ベクトルのグループは、図４（ａ）の入力電流の空間ベクトルでは同じ長さの基本ベクトルに展開される。図４の負荷条件／位相条件で例えると、出力電圧の基本ベクトルで３０度方向の単振動ベクトルＳ１軸は、入力側では６方向の軸それぞれにおける最大長の基本ベクトルに展開されている（図中のｉＲＴＴ，ｉＳＴＴ，ｉＳＲＲ，ｉＴＲＲ，ｉＴＳＳ，ｉＲＳＳ）。また、回転ベクトルに関しては、出力電流位相に従って回転し、軸の基準がずれているものの出力側と同様に、固定長ベクトルで表現される。
【００２７】
以下、本発明の実施形態になる直接ＡＣ−ＡＣ変換形の空間ベクトル変調方式について述べる。
【００２８】
（実施形態１）
先述した従来の直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトル変調方式をベースに、出力電圧の誤差低減を最優先した手法を以下に説明する。
【００２９】
図５は、直接ＡＣ／ＡＣ変換形の出力電圧の空間ベクトルについて、セクターを定義したものである。ここで、図中の出力セクター「１」（位相−３０度〜＋３０度）に出力線間電圧指令ベクトルが存在する場合を例に挙げて説明する。図６は、出力セクター「１」における基本ベクトル（単振動ベクトル、回転ベクトルおよび零ベクトル）の状態を拡大して示したものである。図６において、反時計方向に位相が進むと考えて位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のものは添え字にｍａｘ、中間のものをｍｉｄ、最小のものをｍｉｎとしている（ＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、ＶＹｍｉｎ）。零ベクトルＶｚは、コモンモード電圧を低減することを目的に、入力相電圧の中間電圧となる相を用いる（例えば、３相入力相電圧の瞬時値関係がＶｒ（Ｒ相電圧）＞Ｖｓ（Ｓ相電圧）＞Ｖｔ（Ｔ相電圧）のとき、零ベクトルＶｚにはＳ相を用いた零ベクトルＳＳＳ：表１のＳＴＡＴＥ２６を用いる）。
【００３０】
また、直接ＡＣ−ＡＣ変換形による出力電圧の空間ベクトルにおいては、どのような状況でも回転ベクトルＶｒｏｔが、必ず１つずつ各セクター内に存在する。８つの基本ベクトル（ＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、ＶＹｍｉｎ、Ｖｒｏｔ、Ｖｚ）には、表１で示す２７つのスイッチングパターンの内、入力電圧の位相に依存してどれかが適用されることになる。
【００３１】
非特許文献２では、電圧指令値ベクトルＶｏ＊と使用する基本ベクトルの位相差が最も低減できる手法として、単振動ベクトルの最大相（ＶＸｍａｘもしくはＶＹｍａｘ）と回転ベクトルＶｒｏｔと零ベクトルＶｚの３種を用いて変調している。なお、ＶＸｍａｘとＶＹｍａｘの選択の仕方は、Ｖｒｏｔの位相と電圧指令値ベクトルＶｏ＊の位相を比較して、Ｖｏ＊が反時計方向基準で進んでいるときはＶＹｍａｘを、遅れているときはＶＸｍａｘを使用するように選択している。つまり、常に６０度よりも小さい位相差の基本ベクトルを使用することにより、モータ磁束ベクトル軌跡＝トルク脈動への悪影響が極力低減できる、としている。
【００３２】
これに対し、本実施形態では８つの中から３つの基本ベクトルを用いて空間ベクトルを変調し、出力するＰＷＭパルスの電圧落差に着目して、出力線間電圧の高調波低減を最優先している。
【００３３】
いま、図７のような電圧指令値ベクトルＶｏ＊および基本ベクトル状態が与えられたとする。非特許文献２の手法であると、図７の状態においては、ＶＸｍａｘ、Ｖｒｏｔ、Ｖｚの３つの基本ベクトルを使用してＰＷＭ制御するが、本実施形態では、図７の斜線部分で示す領域に指令値が存在することを判別し、ＶＸｍａｘ、Ｖｒｏｔ、およびＶＸｍｉｄを用いてＰＷＭ制御する。
【００３４】
非特許文献２の従来法であると、電圧指令値Ｖｏ＊の大きさは、Ｖｚ（すなわち零電圧）に対して大きな落差となり、ＰＷＭパルスも狭くて高い電圧となる。このようなパルスはデッドタイムの影響で出力時間が削られ、電圧誤差の原因となりやすいとともに、波高値の高いパルスであるために高調波も大きくなる。
【００３５】
一方、本実施形態の手法であると、指令値に対して電圧落差の大きいＶｚの代わりに、電圧値が電圧指令値ベクトルＶｏ＊に近接したＶＸｍｉｄを用いているため、パルス幅が広くなり、電圧誤差を極力低減できるとともに、波高値を低く抑えることができるため、出力電圧の高調波を最小限に抑制できる。
【００３６】
図８は、本実施形態の手法を用いて、セクター内の領域Ｄ１〜Ｄ８に分けた様子を示している（出力セクター「１」の例）。３つの基本ベクトルを選択する際に、電圧指令値ベクトルＶｏ＊との電圧誤差の低減を最も優先させている。
【００３７】
図９は、図８における領域Ｄ１〜Ｄ８の決定フローチャートの一例である。まず、電圧指令値とその位相情報から電圧指令値ベクトルＶｏ＊をＸ軸方向に分解した成分Ｖｏ＊ｘとＹ軸方向に分解した成分Ｖｏ＊ｙを求める。ＶＸｍｉｄとＶＹｍｉｄを結ぶ線は、（１）−Ａ式のように表現できるため、この左辺の値が１より大きいか小さいかを判別することで領域分けできる。すなわち、左辺の値が１より大きい場合は、領域Ｄ１〜Ｄ３のいずれかになり、１より小さい場合は領域Ｄ４〜Ｄ８のいずれかと分かる。
【００３８】
【数１】
2008048531.tif 000004
【００３９】
以下、図９に従い、（１）−Ｂ式が成立しかつ電圧指令値ベクトルＶｏ＊の位相が回転ベクトルＶｒｏｔ位相より小さい場合に電圧指令値ベクトルＶｏ＊をＸ軸方向とＲ軸方向（Ｒ軸：回転ベクトルＶｒｏｔの位相を基準とした軸）に分解して（１）−Ｃが成立すれば領域Ｄ２，成立しなければ領域Ｄ３，等しいもしくは大きい場合に電圧指令値ベクトルＶｏ＊をＹ軸方向とＲ軸方向に分解して（１）−Ｄ式が成立すれば領域Ｄ１，成立しなければ領域Ｄ３，（１）−Ｂ式が成立せずかつ（１）−Ｅ式が成立すれば領域Ｄ８，（１）−Ｈ式が成立せず電圧指令値ベクトルＶｏ＊の位相がＸ軸寄りで（１）−Ｆ式もしくは（１）−Ｇ式が成立すれば領域Ｄ５、成立しなければ領域Ｄ７、電圧指令値ベクトルＶｏ＊のＹ軸寄りで（１）−Ｈ式もしくは（１）−Ｉ式が成立すれば領域Ｄ４，成立しなければ領域Ｄ６となり、Ｄ１〜Ｄ８の領域分けができる。この領域分けが完了すると、自動的に使用する３つの基本ベクトルが決定される。表２は、領域と使用するベクトルをまとめたものである。
【００４０】
【表２】
2008048531.tif 000005
【００４１】
表２により使用する３つの基本ベクトルが決定されたら、それらのデューティを演算する。３つの基本ベクトルで構成される３角形を考えて三角公式を利用、もしくは逆行列演算などから求めることができる。ここでは例として、逆行列演算の解法を述べる。
【００４２】
電圧指令値ベクトルＶｏ＊、および単振動ベクトルＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、ＶＹｍｉｎ、回転ベクトルＶｒｏｔ、零ベクトルＶｚをそれぞれ静止αβ軸上の値に分解し、添え字にα、βを付す。例えば電圧指令値ベクトルＶｏ＊が領域Ｄ３にあるときは、表２より、ＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄ、Ｖｒｏｔの３種を用いるので、（２）式に示す行列方程式が成り立つ。（ＶＸｍｉｄのデューティをｄ１、ＶＹｍｉｄのデューティをｄ２、Ｖｒｏｔのデューティをｄ３とおく。）
【００４３】
【数２】
2008048531.tif 000006
【００４４】
求めたい解はデューティｄ１、ｄ２、ｄ３であるので、（３）式のような逆行列を利用して解くことができる。
【００４５】
【数３】
2008048531.tif 000007
【００４６】
以上が本実施形態１におけるデューティ演算までのプロセスの説明であり、電圧指令値の大きさに近い基本ベクトルを選択して使用することで、非特許文献２の手法と比較して出力線間電圧のＰＷＭパルスの電圧誤差を低減できる。
【００４７】
また、デッドタイム（半導体スイッチ切換の転流時間）でパルス出力時間が欠けることによる電圧誤差の低減に繋がる。これは、電圧指令値と似通った瞬時値を持つ基本ベクトルを使用することで、ＰＷＭパルスの高さを減少し、ＰＷＭパルス幅が広がるためである。
【００４８】
（実施形態２）
実施形態１は、出力線間電圧のＰＷＭパルスの電圧落差を最も低減して空間ベクトル変調する手段であるが、その際に使用する基本ベクトルの位相差は、図８における領域Ｄ１，Ｄ２を除き、６０度位相差の基本ベクトルを用いている。このような基本ベクトルの位相差状態は非特許文献２で述べられているモータ磁束鎖交数ベクトル軌跡の脈動、すなわちモータトルクリップルや騒音に影響を与える。図８における領域Ｄ１，Ｄ２と同様に、常に６０度位相差以下の基本ベクトルで空間ベクトルを構成するには、回転ベクトルＶｒｏｔを常時利用しつつ、単振動ベクトルのＸ軸もしくはＹ軸のどちらか一方のみを用いる必要がある。以上を踏まえて領域分けすると、図１０のように表現できる。
【００４９】
本実施形態では図１０の領域Ｄ１〜Ｄ６分けに基づいて空間ベクトル変調することにより、常に６０度位相差以下のベクトルを使用するとともに、電圧落差についてもなるべく低減できるように、電圧指令値ベクトルＶｏ＊に近い瞬時値の基本ベクトルを選択する。領域Ｄ１〜Ｄ６分けプロセスについては図１１に決定フローチャートで示し、デューティ演算等は実施形態１と同様の考え方で導くことができる。
【００５０】
本実施形態では、常に６０度位相差以下の基本ベクトルを使用することで、モータ負荷等の磁束鎖交数ベクトルの脈動を低減するとともに、６０度位相差以下で電圧指令値ベクトルＶｏ＊の大きさに近い基本ベクトルを使用することで、電圧誤差の低減も可能となる。
【００５１】
（実施形態３）
実施形態１の手法について、スイッチング回数の低減に着目して、各領域の基本ベクトルのスイッチングパターンの遷移を考える。電圧指令値ベクトルＶｏ＊がセクター「１」の中にあり、図１２のような領域分けの状態を例に挙げる。スイッチングパターンの遷移を決定づける要素として、
＜条件１＞出力１相ごとに切り替わること（例：ｕｖｗ：ＲＴＴ→ｕｖｗ：ＲＳＳは、Ｖ相とＷ相が同時にＴ→Ｓに切り替わっているため不可）
＜条件２＞入力相電圧の最大相と最小相間の直接転流がないこと（例：入力相電圧の相関係がＲ＞Ｓ＞Ｔの時、中間相＝Ｓ相なので、Ｒ相とＴ相間のスイッチングは不可）
＜条件３＞コモンモード電圧を低減すること（入力相電圧の中間相で構成された零ベクトルを使用、Ｒ＞Ｓ＞ＴならばＳＳＳ）
以上３つの条件となる制御とする。表３は、図１２における各領域Ｄ１〜Ｄ８において上述の制約条件を考慮したスイッチングパターンの遷移例である。領域Ｄ４〜Ｄ７においては、制約条件をクリアできる遷移パターンが存在せず、どうしても２相以上の同時スイッチングを引き起こしてしまい、スイッチング回数・損失の増加を伴う。
【００５２】
【表３】
2008048531.tif 000008
【００５３】
そこで、本実施形態では、領域Ｄ４〜Ｄ７においては図１２におけるＳＴＴ、ＳＴＳ（ＶＸｍｉｎとＶＹｍｉｎ）を使用せずに、領域Ｄ４〜Ｄ７を一括してＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄ、Ｖｚの３種の基本ベクトルを用いて空間ベクトルを構成する。このときの領域分けは、図１３のようになる。
【００５４】
本実施形態を適用することにより、実施形態１より電圧誤差は大きくなる領域があるが、スイッチングに関しては最適なパターンで遷移することができるため、スイッチング回数を低減することができ、コモンモード電圧を低減して電圧落差の大きい転流を防止することができる。これにより、スイッチングによる損失の低減、発生ノイズの低減、絶縁劣化の抑制、高調波の抑制が可能となる。
【００５５】
（実施形態４）
実施形態２の手法についても、スイッチング回数の低減に着目して、各領域の基本ベクトルのスイッチングパターンの遷移を考える。電圧指令値ベクトルＶｏ＊がセクター「１」の中にあり、図１４のような領域分けの状態を例に挙げて説明する。実施形態３と同様にして、１相ごとのスイッチングと入力電圧の最大相と最小相間の直接転流防止を制約条件とした場合、図１４の各領域のスイッチングパターンは表４のとおりである。
【００５６】
【表４】
2008048531.tif 000009
【００５７】
この例では、領域Ｄ２、Ｄ３，Ｄ５のときに条件をクリアできるスイッチングパターンが存在しないため、以下のように領域分けを変更する。
【００５８】
領域Ｄ２，Ｄ３は統合し、ＲＳＳ、ＲＴＳ、ＳＳＳのベクトルを用いてＲＴＳ→ＲＳＳ→ＳＳＳもしくはＳＳＳ→ＲＳＳ→ＲＴＳの順でスイッチングする。
【００５９】
領域Ｄ５のときは、ＲＴＳ、ＲＴＲ、ＳＴＳのベクトルを用いてＲＴＲ→ＲＴＳ→ＳＴＳもしくはＳＴＳ→ＲＴＳ→ＲＴＲの順にスイッチングする。
【００６０】
以上のように、回転ベクトル（ＲＴＳ）を利用しつつ、制約条件を満たす別の基本ベクトルを選択することでスイッチングを最適化する。
【００６１】
本実施形態により、実施形態２の手法よりもスイッチング回数を低減しつつ、常に６０度位相差以下の基本ベクトルを使用して磁束鎖交数ベクトル軌跡の脈動を極力低減し、電圧落差の大きい転流を防止することができる。これにより、損失の低減、発生ノイズの低減、絶縁劣化の抑制、高調波の抑制が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】交流−交流直接変換装置の基本構成図。
【図２】出力電圧の基本空間ベクトル図。
【図３】入力電流の基本空間ベクトル図。
【図４】入力側空間ベクトル図（ａ）と出力側空間ベクトル図（ｂ）。
【図５】空間ベクトルの「出力側」セクターの定義例。
【図６】出力セクター「１」における基本空間ベクトルの状態図。
【図７】電圧指令値ベクトルおよび基本電圧ベクトル状態図。
【図８】セクター内の領域Ｄ１〜Ｄ８の例。
【図９】領域Ｄ１〜Ｄ８の決定フローチャートの例。
【図１０】セクター内の領域分けの例。
【図１１】領域Ｄ１〜Ｄ６の決定フローチャートの例。
【図１２】セクター内の領域Ｄ１〜Ｄ８分けの例。
【図１３】セクター内の領域分けの例。
【図１４】セクター内の領域Ｄ１〜Ｄ８分けの例。
【符号の説明】
【００６３】
１  交流電源
２  入力ＬＣフィルタ
３  交流−交流直接変換回路
４  制御装置
【図１】
2008048531.tif 000010
【図２】
2008048531.tif 000011
【図３】
2008048531.tif 000012
【図４】
2008048531.tif 000013
【図５】
2008048531.tif 000014
【図６】
2008048531.tif 000015
【図７】
2008048531.tif 000016
【図８】
2008048531.tif 000017
【図９】
2008048531.tif 000018
【図１０】
2008048531.tif 000019
【図１１】
2008048531.tif 000020
【図１２】
2008048531.tif 000021
【図１３】
2008048531.tif 000022
【図１４】
2008048531.tif 000023