(57)【要約】【課題】水晶発振回路を含む発振装置、半導体装置、電子機器等の消費電力を全体として抑制する。【解決手段】発振装置は、第１の定電流を生成する第１の定電流源と、第１の定電流が通電され、定電圧を生成する定電圧制御トランジスタとを含む定電圧生成回路と、定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路とを備える。定電圧は、動作保証温度範囲において第１の定電流に応じて変動する第１の傾きを有する。水晶発振回路において、動作保証温度範囲における発振停止電圧は第２の傾きを有する。第１の傾きは、第１の傾きと第２の傾きとの差と相関を有する水晶発振回路の消費電流と、第１の定電流の大きさと相関を有する定電圧生成回路の消費電流との和を極小とするように定められている。【選択図】図９
2008236629.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振装置であって、
第１の定電流を生成する第１の定電流源と、前記第１の定電流が通電され、定電圧を生成する定電圧制御トランジスタとを含み、前記定電圧は、温度変化に対して第１の傾きを有し、前記第１の傾きは前記第１の定電流に応じて変動する、定電圧生成回路と、
前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路であって、発振可能な前記定電圧の下限値である発振停止電圧は温度変化に対して第２の傾きを有する、水晶発振回路と、
を備え、
前記第１の傾きは、前記第１の傾きと前記第２の傾きとの差と相関を有する前記水晶発振回路の消費電流と、前記第１の定電流の大きさと相関を有する前記定電圧生成回路の消費電流との和を極小とするように定められていることを特徴とする、発振装置。
【請求項２】
請求項１に記載の発振装置において、
前記第１の定電流は、前記定電圧制御トランジスタをサブスレッショルド領域で動作させる値に設定されている、発振装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の発振装置は、さらに、
前記第１の定電流源を、間欠動作させる間欠制御部を備え、
前記第１の傾きは、前記水晶発振回路の消費電流と、前記間欠動作時における前記定電圧生成回路の消費電流との和を極小とするように定められている、発振装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３に記載の発振装置において、
前記定電圧生成回路は、複数のトランジスタを含み、
前記複数のトランジスタの中から選択された少なくとも１つのトランジスタが前記定電圧制御トランジスタとして使用されている、発振装置。
【請求項５】
発振装置であって、
基準電圧を参照して第１の定電流を生成する第１の定電流源と、前記第１の定電流が通電され、定電圧を生成する定電圧制御トランジスタとを含み、前記定電圧は、温度変化に対して第１の傾きを有し、前記第１の定電流に応じて変動する、定電圧生成回路と、
前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路であって、発振可能な前記定電圧の下限値である発振停止電圧は温度変化に対して第２の傾きを有する、水晶発振回路と、
定電流制御トランジスタを用いて第２の定電流を生成し、前記第２の定電流を用いて前記基準電圧を生成する定電流回路と、
を備え、
前記第１の傾きは、前記第１の傾きと前記第２の傾きとの差と相関を有する前記水晶発振回路の消費電流と、前記第１の定電流の大きさと相関を有する前記定電圧生成回路の消費電流と、前記第２の定電流の大きさと相関を有する前記定電流回路の消費電流との和を極小とするように定められていることを特徴とする、発振装置。
【請求項６】
請求項５に記載の発振装置において、
前記第１の定電流は、前記定電圧制御トランジスタをサブスレッショルド領域で動作させる値に設定され、
前記第２の定電流は、前記定電流制御トランジスタをサブスレッショルド領域で動作させる値に設定されている、発振装置。
【請求項７】
請求項５または請求項６に記載の発振装置は、さらに、
前記第１の定電流源と、前記定電流回路を、間欠動作させる間欠制御部を備え、
前記第１の傾きは、前記水晶発振回路の消費電流と、前記間欠動作時における前記定電圧生成回路の消費電流と、前記間欠動作時における前記定電流回路の消費電流の和を極小とするように定められている、発振装置。
【請求項８】
請求項１ないし請求項７のいずれかに記載の発振装置において、
動作保証温度範囲の上限温度における前記定電圧は、前記上限温度における前記水晶発振回路の発振開始電圧に設定されている、発振装置。
【請求項９】
請求項１ないし請求項７いずれかに記載の発振装置において、
動作保証温度範囲の上限温度における前記定電圧は、前記上限温度における前記水晶発振回路の発振開始電圧にノイズマージンを加えた値に設定されている、発振装置。
【請求項１０】
請求項１ないし請求項７のいずれかに記載の発振装置において、
前記定電圧は、動作保証温度範囲の全温度において、前記水晶発振回路の発振開始電圧にノイズマージンを加えた第１の値と、前記動作保証温度範囲の上限温度における前記定電圧と前記動作保証温度範囲の下限温度における前記定電圧の差に前記第１の値を加えた第２の値との間に設定されている、発振装置。
【請求項１１】
請求項１ないし請求項１０のいずれかに記載の発振装置において、
動作保証温度範囲の下限温度における前記定電圧と前記下限温度における前記発振停止電圧との差は、０．４ボルト以下である、発振装置。
【請求項１２】
請求項１ないし請求項１１のいずれかに記載の発振装置において、
動作保証温度範囲の下限温度における前記定電圧と前記下限温度における前記発振停止電圧との差は、動作保証温度範囲の上限温度における前記定電圧と前記上限温度における前記発振停止電圧との差の２倍以下である、発振装置。
【請求項１３】
請求項１ないし請求項１２のいずれかに記載の発振装置を含む半導体装置。
【請求項１４】
請求項１ないし請求項１２のいずれかに記載の発振装置、または、請求項１３に記載の半導体装置を含み、前記発振装置の発振出力を用いて、動作基準信号を生成する電子機器。
【請求項１５】
請求項１ないし請求項１２のいずれかに記載の発振装置、または、請求項１３に記載の半導体装置を含み、前記発振装置の発振出力を用いて、時刻基準信号を生成する時計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発振装置、半導体装置、電子機器および時計に関する。
【背景技術】
【０００２】
定電圧を生成する定電圧生成回路と、生成された定電圧により水晶振動子を発振させる水晶発振回路とを含んで構成される発振装置が知られている。このような発振装置は、時計、携帯電話、コンピュータ端末などに広く用いられている。このような発振装置は、特に携帯電話などのモバイル機器に搭載される場合など、消費電力を抑制することが求められている。
【０００３】
水晶発振回路の消費電力は、水晶発振回路を駆動するための定電圧が大きい程大きくなるため、定電圧は極力小さくすることが消費電力の観点からは望ましい。一方で、水晶発振回路は、水晶発振回路に用いられるインバータ、発振させる水晶振動子の特性、負荷容量などにより定まる発振停止電圧を有している。発振停止電圧は、一般的な動作保証温度範囲（例えば、−４０℃〜８０℃）において、温度の上昇に伴い所定の傾きで直線的に低下することが知られている。供給される定電圧が発振停止電圧を下回ると水晶発振回路の発振動作が停止してしまうため、動作保証温度範囲において、常に定電圧は発振停止電圧以上に設定される必要がある。
【０００４】
ここで、動作保証温度範囲において、定電圧の温度変化を、発振停止電圧の温度変化と同じにする、すなわち、定電圧の温度変化に対する傾きを、発振停止電圧の温度変化に対する傾きと同じにする技術が知られている（例えば、特許文献１）。こうすれば、動作保証温度範囲の全体に亘って、定電圧を、発振停止電圧以上で、極力小さくすることができ、水晶発振回路の消費電力を小さくすることができる。
【０００５】
【特許文献１】特開平１０−５３８３５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記技術では、定電圧生成回路における消費電流が考慮されていない。このため、水晶発振回路の消費電力を小さくすることができたとしても、定電圧生成回路における消費電力が大きくなり、結果として電子回路全体の消費電力は大きくなってしまうおそれがあった。例えば、上記技術では、定電圧生成回路において、定電圧制御トランジスタをしきい値Ｖｔｈを大きく超える領域で動作させるべく、定電圧制御トランジスタに比較的高い電流を通電させている。
【０００７】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、定電圧生成回路と水晶発振回路を含む発振装置、半導体装置、電子機器等の消費電力を全体として小さくすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために本発明の第１の態様は、発振装置を提供する。第１の態様に係る発振装置は、定電圧生成回路と、水晶発振回路とを備える。前記定電圧生成回路は、第１の定電流を生成する第１の定電流源と、前記第１の定電流が通電され、定電圧を生成する定電圧制御トランジスタとを含み、前記定電圧は、温度変化に対して第１の傾きを有し、前記第１の傾きは前記第１の定電流に応じて変動する。前記水晶発振回路は、前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路であって、発振可能な前記定電圧の下限値である発振停止電圧は温度変化に対して第２の傾きを有する。本発止回路において、第１の傾きは、前記第１の傾きと前記第２の傾きとの差と相関を有する前記水晶発振回路の消費電流と、前記第１の定電流の大きさと相関を有する前記定電圧生成回路の消費電流との和を極小とするように定められている。第１の態様に係る発振装置によれば、発振装置全体の消費電力を抑制することができる。
【０００９】
第１の態様に係る発振装置において、第１の定電流は、前記定電圧制御トランジスタをサブスレッショルド領域で動作させる値に設定されていても良い。こうすれば、定電圧生成回路の消費電流を極めて小さくできるため、発振装置全体の消費電力を抑制することができる。
【００１０】
第１の態様に係る発振装置は、さらに、前記第１の傾きを、間欠動作させる間欠制御部を備え、前記第１の定電流は、前記水晶発振回路の消費電流と、前記間欠動作時における前記定電圧生成回路の消費電流との和を極小とするように定められていても良い。こうすれば、間欠動作により定電圧生成回路の消費電流を抑制できるため、第１の傾きを水晶発振回路の消費電流をより小さくするように設定できる。この結果、発振装置全体の消費電力をより抑制することができる。
【００１１】
第１の態様に係る発振装置において、前記定電圧生成回路は、複数のトランジスタを含み、前記複数のトランジスタの中から選択された少なくとも１つのトランジスタが前記定電圧制御トランジスタとして使用されていても良い。
【００１２】
本発明の第２の態様は、発振装置を提供する。第１の態様に係る発振装置は、定電圧生成回路と、水晶発振回路と、定電流回路とを備える。前記定電圧生成回路は、基準電圧を参照して第１の定電流を生成する第１の定電流源と、前記第１の定電流が通電され、定電圧を生成する定電圧制御トランジスタとを含み、前記定電圧は、温度変化に対して第１の傾きを有し、前記第１の定電流に応じて変動する。前記水晶発振回路は、前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路であって、発振可能な前記定電圧の下限値である発振停止電圧は温度変化に対して第２の傾きを有する。前記定電流回路は、定電流制御トランジスタを用いて第２の定電流を生成し、前記第２の定電流を用いて前記基準電圧を生成する。本発振装置において、前記第１の傾きは、前記第１の傾きと前記第２の傾きとの差と相関を有する前記水晶発振回路の消費電流と、前記第１の定電流の大きさと相関を有する前記定電圧生成回路の消費電流と、前記第２の定電流の大きさと相関を有する前記定電流回路の消費電流との和を極小とするように定められている。第２の態様に係る発振装置によれば、発振装置全体の消費電力を抑制することができる。
【００１３】
第２の態様に係る発振装置において、前記第１の定電流は、前記定電圧制御トランジスタをサブスレッショルド領域で動作させる値に設定され、前記第１の傾きは、前記定電流制御トランジスタをサブスレッショルド領域で動作させる値に設定されていても良い。こうすれば、定電圧生成回路および定電流回路の消費電流を極めて小さくできるため、発振装置全体の消費電力を抑制することができる。
【００１４】
第２の態様に係る発振装置は、さらに、前記第１の定電流源と、前記定電流回路を、間欠動作させる間欠制御部を備え、前記第１の傾きは、前記水晶発振回路の消費電流と、前記間欠動作時における前記定電圧生成回路の消費電流と、前記間欠動作時における前記定電流回路の消費電流の和を極小とするように定められていても良い。こうすれば、間欠動作により定電圧生成回路および定電流回路の消費電流を抑制できるため、第１の傾きを水晶発振回路の消費電流をより小さくするように設定できる。この結果、発振装置全体の消費電力をより抑制することができる。
【００１５】
上記態様に係る発振装置において、動作保証温度範囲の上限温度における前記定電圧は、前記上限温度における前記水晶発振回路の発振開始電圧に設定されていても良く、動作保証温度範囲の上限温度における前記定電圧は、前記上限温度における前記水晶発振回路の発振開始電圧にノイズマージンを加えた値に設定されていても良い。また、前記定電圧は、動作保証温度範囲の全温度において、前記水晶発振回路の発振開始電圧にノイズマージンを加えた第１の値と、前記動作保証温度範囲の上限温度における前記定電圧と前記動作保証温度範囲の下限温度における前記定電圧の差に前記第１の値を加えた第２の値との間に設定されても良い。こうすれば、水晶発振回路の消費電流を、水晶発振回路が動作停止しない範囲で極小にすることができる。
【００１６】
上記態様に係る発振装置において、動作保証温度範囲の下限温度における前記定電圧と前記下限温度における前記発振停止電圧との差は、０．４ボルト以下であっても良く、動作保証温度範囲の下限温度における前記定電圧と前記下限温度における前記発振停止電圧との差は、動作保証温度範囲の上限温度における前記定電圧と前記上限温度における前記発振停止電圧との差の２倍以下であっても良い。
【００１７】
本発明は、上記態様のほか、種々の態様にて実現され得る。例えば、本発明は、上記態様に係る発振装置を含む半導体装置として実現される。また、本発明は、上記態様に係る発振装置または該半導体装置を含み、前記発振装置の発振出力を用いて、動作基準信号を生成する電子機器、あるいは、上記態様に係る発振装置または該半導体装置を含み、前記発振装置の発振出力を用いて、時刻基準信号を生成する時計として実現される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施態様について、図面を参照しつつ、実施例に基づいて説明する。
【００１９】
Ａ．第１実施例：
・発振装置の構成：
図１〜図４を参照して、第１実施例における発振装置について説明する。図１は、発振装置の概略構成を示す説明図である。図２は、定電流回路の内部構成を示す説明図である。図３は、レギュレータの内部構成を示す説明図である。図４は、水晶発振回路の内部構成を示す説明図である。図１に示すように、発振装置１００は、定電流回路２３０と、レギュレータ２１０と、水晶発振回路１１０と、制御回路２２０とを含んでいる。
【００２０】
定電流回路２３０は、後述するように定電流Ｉｒｅｆ１およびＩｒｅｆ２を生成し、生成した定電流を用いて基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。図２に示すように、定電流回路２３０には、高電位側電源ＶＤと、低電位側電源ＶＳとが供給される。定電流回路２３０は、ソースおよびゲートが低電位側電源ＶＳに接続されたディプレッション型のＮチャンネル電界効果トランジスタＭ１１を備えている。トランジスタＭ１１は、定電流Ｉｒｅｆ１を生成する定電流源として機能する。定電流Ｉｒｅｆ１は、例えば、５ｎＡ〜１２ｎＡ（ナノアンペア）程度に設定されている。トランジスタＭ１１のドレインと高電位側電源ＶＤとの間には、エンハンスメント型のＰチャンネル電界効果トランジスタＭ１２が配置されている。以下では、Ｎチャンネル電界効果トランジスタをｎトランジスタと表記し、Ｐチャンネル電界効果トランジスタをｐトランジスタと表記し、特に断らない限り、エンハンスメント型のトランジスタであるものとする。
【００２１】
定電流回路２３０は、さらに、ｐトランジスタＭ１３とｎトランジスタＭ１４とを備えている。ｐトランジスタＭ１３のソースは高電位側電源ＶＤと接続されている。ｎトランジスタＭ１４は、ｐトランジスタＭ１３のドレインと低電位側電源ＶＳとの間に配置されている。ｐトランジスタＭ１３は、上述したｐトランジスタＭ１２とカレントミラーを構成している。この結果、直列に接続されたｐトランジスタＭ１３と、ｎトランジスタＭ１４には、定電流Ｉｒｅｆ２が通電する。定電流Ｉｒｅｆ２は、例えば、Ｉｒｅｆ１の約３倍の値とされる。ｎトランジスタＭ１４は、ダイオード接続されており、ｎトランジスタＭ１４のドレイン−ソース間の電圧は、一定に保持されている。この結果、低電位側電源ＶＳの電位にｎトランジスタＭ１４のドレイン−ソース間の電圧を加えた電位が基準電圧Ｖｒｅｆとして出力される。Ｖｒｅｆの出力ノードと低電位側電源ＶＳとの間には安定化容量としてキャパシタＣ１が配置されている。
【００２２】
レギュレータ２１０は、定電流回路２３０から供給される基準電圧Ｖｒｅｆを参照して、定電圧ＶＲを生成する定電圧生成回路である。レギュレータ２１０は、差動増幅回路２１０１と、出力回路２１０２とを備えている。
【００２３】
差動増幅回路２１０１は、定電流源として機能するｎトランジスタＭ２１と、差動対を構成する２つのｎトランジスタＭ２２およびＭ２３と、カレントミラーを構成する２つのｐトランジスタＭ２４およびＭ２５とを含んでいる。ｎトランジスタＭ２１のゲートには、上述した基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、この結果、定電流Ｉ１が生成される。定電流Ｉ１は、本実施例では、上述した定電流Ｉｒｅｆ１と同一にされる。
【００２４】
出力回路２１０２は、定電流源として機能するｎトランジスタＭ３１と、ダイオード接続されたｐトランジスタＭ３２と、出力用トランジスタとして機能するｐトランジスタＭ３３とを含んでいる。３つのトランジスタＭ３１〜Ｍ３３は、低電位側電源ＶＳと高電位側電源ＶＤとの間に、低電位側電源ＶＳ側から符号の順に直列に配置されている。ｎトランジスタＭ３１のゲートには、上述した基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、この結果、定電流Ｉ２が生成される。定電流Ｉ２は、本実施例では、５０ｎＡに設定されている。定電流Ｉ２の値は、発振装置１００の消費電力の抑制のために重要な意味を有するので、後に詳述する。
【００２５】
差動増幅回路２１０１は、第１の入力端に入力された電圧と、第２の入力端に入力された電圧との差分を増幅して出力する回路である。差動増幅回路２１０１の第１の入力端であるｎトランジスタＭ２２のゲートには、基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。差動増幅回路２１０１の第２の入力端であるｎトランジスタＭ２３のゲートには、ｎトランジスタＭ３１のドレイン電圧ＦＢが入力される。差動増幅回路２１０１の出力であるｐトランジスタＭ２４のドレイン電圧は、出力回路２１０２のｐトランジスタＭ３３のゲートに入力される。この結果、基準電圧Ｖｒｅｆと、出力回路２１０２におけるｎトランジスタＭ３１のドレイン電圧ＦＢが同じになるように、ｐトランジスタＭ３３のドレイン電流が制御される（Ｖｒｅｆ＝ＦＢ）。この結果、出力回路２１０２の出力ノード（ｐトランジスタＭ３３のソース）から出力される定電圧ＶＲは、基準電圧ＶｒｅｆにｐトランジスタＭ３２のソース−ドレイン電圧Ｖｄｓを加えた値に設定される（ＶＲ＝Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｓ）。このように、定電圧ＶＲの値は、ｐトランジスタＭ３２の特性に左右されるので、本明細書において、ｐトランジスタＭ３２を定電圧制御トランジスタとも呼ぶ。
【００２６】
なお、レギュレータ２１０は、キャパシタＣ２、Ｃ３、Ｃ４を含んでいる。キャパシタＣ２は、基準電圧Ｖｒｅｆの安定化容量として、基準電圧の入力ノードと低電位側電源ＶＳの間に配置されている。キャパシタＣ３は、位相補償容量として、差動増幅回路２１０１の出力ノード（ｐトランジスタＭ２４のドレイン、ｐトランジスタＭ３３のゲート）と、出力用トラインジスタの出力ノード（ｐトランジスタＭ３３のソース）との間に配置されている。キャパシタＣ４は、定電圧ＶＲの安定化容量として、定電圧ＶＲの出力ノードと低電位側電源ＶＳとの間に配置されている。
【００２７】
水晶発振回路１１０は、水晶振動子５００を発振させる回路である。水晶発振回路１１０は、定電圧ＶＲと低電位側電源ＶＳとが供給され、定電圧ＶＲを用いて発振駆動される。水晶発振回路１１０は、インバータ１１０１と、フィードバック回路１１０２とを含んで構成される。フィードバック回路１１０２は、水晶振動子５００の一端に接続されるゲート端子１１１、水晶振動子５００の他端に接続されるドレイン端子１１２と、帰還抵抗Ｒｆと、出力抵抗Ｒｄと、位相補償用のキャパシタＣａｃを含んでいる。フィードバック回路１１０２は、インバータ１１０１のドレイン出力の位相を、１８０度反転してインバータ１１０１のゲートへフィードバック入力する。インバータ１１０１は、ドレインが互いに接続された一対のｐトランジスタＭ４１、ｎトランジスタＭ４２を含む。インバータ１１０１は、低電位側電源ＶＳと定電圧ＶＲとの間に配置され、両者の電位差により電力供給を受け駆動される。以上の構成の水晶発振回路１１０は、インバータ１１０１に定電圧ＶＲが印加されると、インバータ１１０１を構成するトランジスタ対が交互にオンオフ駆動され、最終的には水晶振動子５００が安定した発振動作を行うようになる。これにより、この水晶発振回路１１０の出力ノード（インバータ１１０１のドレイン）からは、所定の周波数をもつ発振信号ＦＳが出力されることになる。なお、水晶発振回路１１０において、ゲート端子１１１と低電位側電源ＶＳの間、および、ドレイン端子１１２と低電位側電源ＶＳの間には、発振安定化容量として、それぞれ、キャパシタＣＧ、ＣＤが配置されている。
【００２８】
制御回路２２０は、発振信号ＦＳが入力され、発振信号ＦＳを分周あるいは逓倍して、所望の周波数を有するクロック信号を生成する。発振装置１００が生成したクロック信号は、例えば、発振装置１００が搭載されている電子機器の中央処理装置６００に供給される。中央処理装置６００は、例えば、供給されたクロック信号を、中央処理装置６００自身あるいは中央処理装置６００が制御する他の回路や半導体装置の動作基準信号として用いる。あるいは、中央処理装置６００は、例えば、供給されたクロック信号を、時刻基準信号として用いて、時計機能、時間計測機能を実現する。発振装置１００が搭載される電子機器としては、例えば、携帯電話、ノートパソコンなどのモバイル機器、ビデオ、ＤＶＤ、ゲーム機器、パソコンなどの家電製品がある。本実施例では、発振装置１００は、半導体製造技術を用いて半導体装置として形成される。発振装置１００は、中央処理装置６００と同一の半導体装置として形成されても良いし、中央処理装置６００とは別体の半導体装置として形成され、中央処理装置６００とインターフェースを介して接続されても良い。
【００２９】
・発振装置の温度特性：
次に、図５〜図６を参照して、発振装置１００の温度特性について説明する。図５は、発振装置１００の温度特性を示す図である。図６は、定電圧制御トランジスタの特性を説明する図である。水晶発振回路１１０には、用いられる水晶振動子５００の特性、インバータ１１０１の特性、キャパシタＣＧ、ＣＤなどにより定まる発振停止電圧ＶＩが存在する。発振停止電圧ＶＩは、水晶発振回路１１０が発振可能な定電圧ＶＲの下限値であり、定電圧ＶＲが、発振停止電圧ＶＩを下回ると、水晶発振回路１１０の発振動作が停止してしまう。一方で、水晶発振回路１１０の消費電力は、定電圧ＶＲに依存し、定電圧ＶＲが大きいほど大きくなる。水晶発振回路１１０を、少ない消費電力で駆動するためには、供給される定電圧ＶＲの値を、できるだけ小さく設定することが望ましい。従って、レギュレータ２１０から水晶発振回路１１０に供給される定電圧ＶＲは、発振停止電圧ＶＩより大きく、かつ、できるだけ小さな値に設定することが望ましい。
【００３０】
水晶発振回路１１０の発振停止電圧ＶＩは、図５に示すように、温度変化に対して、直線的に低下することが知られている。所定の動作保証温度の下限温度Ｔ０（本実施例では、−４０℃）における発振停止電圧ＶＩをＶＩ（Ｔ０）、上限温度Ｔ１（本実施例では、８５℃）における発振停止電圧ＶＩをＶＩ（Ｔ１）と表記する。発振停止電圧ＶＩの温度変化に対する変動量をΔＶＩ＝ＶＩ（Ｔ１）−ＶＩ（Ｔ０）とする。ΔＶＩは、発振停止電圧ＶＩの温度特性を表す直線の傾きの大きさに対応する。
【００３１】
本実施例において、定電圧ＶＲの温度特性は、図５において示すように調整されている。定電圧ＶＲは、図５に示すように温度変化に対して、直線的に低下する。所定の動作保証温度の下限温度Ｔ０における定電圧ＶＲをＶＲ（Ｔ０）、上限温度Ｔ１における定電圧ＶＲをＶＲ（Ｔ１）と表記する。定電圧ＶＲの温度変化に対する変動量をΔＶＲ＝ＶＲ（Ｔ１）−ＶＲ（Ｔ０）とする。ΔＶＲは、定電圧ＶＲの温度特性を表す直線の傾きの大きさに対応する。
【００３２】
ここで、定電圧ＶＲの傾きに対応する変動量ΔＶＲを定める主要因について説明する。図６には、レギュレータ２１０の出力回路２１０２に含まれる上述した定電圧制御トランジスタＭ３２におけるゲート−ソース間電圧の絶対値｜Ｖｇｓ｜と、ドレイン−ソース間に通電される定電流Ｉ２との関係が示されている。図６には、下限温度Ｔ０における｜Ｖｇｓ｜−Ｉ２曲線と、上限温度Ｔ１における｜Ｖｇｓ｜−Ｉ２曲線が示されている。
【００３３】
ここで、定電流Ｉ２がＩｂで一定である場合、下限温度Ｔ０と上限温度Ｔ１との間におけるゲート−ソース間電圧の変動量の絶対値｜ΔＶｇｓ（Ｉｂ）｜は、図６に図示されている巾で表される。一方、定電流Ｉ２がＩｂより低いＩａである場合、限温度Ｔ０と上限温度Ｔ１との間におけるゲート−ソース間電圧の変動量の絶対値｜ΔＶｇｓ（Ｉａ）｜は図６に図示されている巾で表される。これから解るように、温度変化に対するゲート−ソース間電圧の変動量の絶対値｜ΔＶｇｓ｜は、通電する定電流Ｉ２が小さい程大きくなり、大きいほど小さくなることが解る。
【００３４】
ここで、図３に示すように定電圧制御トランジスタＭ３２はダイオード接続されているため、ゲート−ソース間電圧とドレイン−ソース間電圧は等しい（Ｖｇｓ＝Ｖｄｓ）。そして、上述したようにＶＲ＝Ｖｒｅｆ＋Ｖｄｓであるから、Ｖｒｅｆが一定であるとすると、ΔＶＲ＝ΔＶｄｓ＝ΔＶｇｓである。従って、定電圧ＶＲの温度変化に対する変動量の絶対値｜ΔＶＲ｜、および、定電圧ＶＲの温度変化を表す直線の傾きの絶対値は、通電する定電流Ｉ２が小さい程大きくなり、大きいほど小さくなることが解る。
【００３５】
・発振装置の温度特性の最適化
以上のような発振装置１００の温度特性を最適に設定する手法について図７〜図９を参照して説明する。ここで、発振装置１００の温度特性の最適化の目的は、動作保証温度範囲内のすべての温度において発振装置が停止することなく動作し、かつ、発振装置１００の消費電流を極力小さくすることである。そのための方針は以下のとおりである。
１．上限温度Ｔ１における定電圧ＶＲ（Ｔ１）を、上限温度Ｔ１における発振開始電圧Ｖｓ（Ｔ１）＋ノイズマージン電圧Ｖｎに設定する。
２．水晶発振回路１１０の消費電流を抑制するため、定電圧ＶＲの温度変化に対する傾き（ΔＶＲに対応）を、発振停止電圧ＶＩの温度変化に対する傾き（ΔＶＩに対応）になるべく近付ける（平行に近付ける）。
３．レギュレータ２１０の消費電流を抑制するため、定電流Ｉ２は、なるべく小さくする。
【００３６】
ここで、発振停止電圧ＶＩが発振している水晶発振回路１１０が発振停止してしまう電圧であるのに対して、発振開始電圧Ｖｓは、停止している水晶発振回路１１０が発振を開始する電圧である。発振開始電圧Ｖｓは、発振停止電圧ＶＩ＋０．１Ｖ程度である。ノイズマージン電圧Ｖｎは、定電圧ＶＲがノイズにより変動することを考慮して設けるマージンであり、本実施例では０．１Ｖ程度としている。したがって、本実施例では、ＶＲ（Ｔ１）を、ＶＩ（Ｔ１）＋０．４Ｖに設定する。この設定は、定電流Ｉ２の大きさに応じて、適切なしきい値電圧Ｖｔｈを持つトランジスタを定電圧制御トランジスタＭ３２として選択することにより実現できる。このように、ＶＲ（Ｔ１）を設定すると、定電圧ＶＲは、動作保証温度範囲の全温度において、水晶発振回路１１０の発振開始電圧ＶｓにノイズマージンＶｎを加えた値ＶＲｍｉｎと、上限温度Ｔ１における定電圧ＶＲ（Ｔ１）と下限温度Ｔ０における定電圧ＶＲ（Ｔ０）の差にＶＲｍｉｎを加えた値ＶＲｍａｘとの間に設定される（Ｖｓ＋Ｖｎ≦ＶＲ≦Ｖｓ＋Ｖｎ＋（ＶＲ（Ｔ０）−ＶＲ（Ｔ１））。
【００３７】
また、２番目の方針と３番目の方針は、上述した温度特性から解るように互いに相反する。すなわち、ΔＶＩに近づけるために、ΔＶＲを小さくしようとすると、レギュレータ２１０の消費電流が大きくなってしまう。このため、発振装置１００の温度特性の最適化は、定電圧制御トランジスタＭ３２の選択と、定電流Ｉ２の設定が重要となる。
【００３８】
図７には、ある１つのｐトランジスタを定電圧制御トランジスタＭ３２として用いた場合における定電流Ｉ２と定電圧ＶＲとの関係と、定電流Ｉ２と定電圧ＶＲの温度変化に対する変動量の絶対値｜ΔＶＲ｜との関係とが図示されている。図７には、定電流Ｉ２と定電圧ＶＲとの関係として、下限温度Ｔ０における定電圧ＶＲ（Ｔ０）と、上限温度Ｔ１における定電圧ＶＲ（Ｔ１）をそれぞれ図示している。かかる定電圧制御トランジスタＭ３２を用いる場合には、図に示す定電流設定範囲に定電流Ｉ２を設定できるが、ＶＲ（Ｔ１）を、Ｖｓ（Ｔ１）＋ノイズマージン電圧とする定電流Ｉ２は、図に示すＩｘとなる。
【００３９】
図８に、定電圧制御トランジスタＭ３２に用いるトランジスタと定電流Ｉ２を適宜変更しながら、ＶＲ（Ｔ１）をＶｓ（Ｔ１）＋ノイズマージン電圧に設定した場合における、｜ΔＶＲ｜と水晶発振回路１１０の消費電流Ｉｏｓｃとの関係と、｜ΔＶＲ｜とレギュレータ２１０の消費電流Ｉｒｅｇとの関係とを示す。なお、消費電流Ｉｏｓｃおよび消費電流Ｉｒｅｇは、動作保証温度範囲の中央値ｔ（本実施例では２５℃＝常温）における消費電流を用いた。
【００４０】
図８において、右側の波線で示すように、定電流Ｉ２を小さくし過ぎると、｜ΔＶＲ｜が｜ΔＶＩ｜と比較して大きくなり、図９（ａ）に示すように、定電圧ＶＲの傾きが、発振停止電圧ＶＩの傾きと比較して大きくなってしまう。水晶発振回路１１０の温度ｔにおける消費電流Ｉｏｓｃは、｜ΔＶＲ｜と｜ΔＶＩ｜との差分に相関を有し、当該差分が大きいほど消費電流Ｉｏｓｃは大きくなる。すなわち、｜ΔＶＲ｜と｜ΔＶＩ｜との差分が大きいと、温度ｔにおいて定電圧ＶＲが必要以上に大きくなる。従って、レギュレータ２１０の消費電流Ｉｒｅｇは小さいものの、水晶発振回路１１０の消費電流Ｉｏｓｃが大きくなり、発振装置１００全体の消費電流は、大きくなってしまう。
【００４１】
一方で、図８において、左側の波線で示すように、定電流Ｉ２を大きく設定すれば、図９（ｂ）に示すように、｜ΔＶＲ｜と｜ΔＶＩ｜を等しくすることができる。こうすれば、温度ｔにおいて、定電圧ＶＲを最小にすることができる。しかしながら、レギュレータ２１０の消費電流Ｉｒｅｇは、当然ながら定電流Ｉ２の大きさと相関を有し、定電流Ｉ２が大きいほど消費電流Ｉｒｅｇは大きくなる。水晶発振回路１１０の消費電流Ｉｏｓｃは最小にできるものの、レギュレータ２１０の消費電流Ｉｒｅｇが大きくなり、発振装置１００全体の消費電流は、大きくなってしまう。
【００４２】
本実施例では、図８において、中央の波線で示すように、定電圧制御トランジスタＭ３２と定電流Ｉ２を最適化することにより、水晶発振回路１１０の消費電流Ｉｏｓｃとレギュレータ２１０の消費電流Ｉｒｅｇの和が最小になるように｜ΔＶＲ｜ａｉｍを設定している。
【００４３】
以上説明した本実施例によれば、水晶発振回路１１０の消費電流Ｉｏｓｃと、レギュレータ２１０の消費電流Ｉｒｅｇの和を極小にし、その結果として発振装置１００全体の消費電流を抑制することができる。具体的には、本実施例では、レギュレータ２１０の定電流Ｉ２は、数十ｎＡレベルに抑制される。このレベルの低い低電流は、定電圧制御トランジスタＭ３２に通電されると、定電圧制御トランジスタＭ３２をしきい値電圧Ｖｔｈ近傍またはしきい値電圧Ｖｔｈ以下の領域、いわゆるサブスレッショルド領域で動作させる。
【００４４】
Ｂ．第２実施例：
図１０を参照して、第２実施例について説明する。第２実施例における発振装置において、第１実施例と異なる点は、レギュレータの構成である。その他の構成は、第１実施例と同様であるので、その説明を省略する。図１０は、第２実施例におけるレギュレータの構成を示す図である。第２実施例におけるレギュレータ２１０ａが、第１実施例におけるレギュレータ２１０と異なる点は、出力回路２１０２ａにおいて、１つの定電圧制御トランジスタＭ３２に代えて、複数の定電圧制御トランジスタＭ３２ａ〜Ｍ３２ｄが選択可能に設けられた点である。
【００４５】
具体的には、複数の定電圧制御トランジスタＭ３２ａ〜Ｍ３２ｄは、それぞれ、スイッチとして機能するｐトランジスタＳＷａ〜ＳＷｄと直列に接続されている。そして、定電圧制御トランジスタとスイッチ用トランジスタの各組は、それぞれ、並列に接続されている。各スイッチ用トランジスタＳＷａ〜ＳＷｄのゲートには選択信号ＸＴａ〜ＸＴｄが、制御回路２２０から入力され、オンとオフが切り替えられる。複数の定電圧制御トランジスタＭ３２ａ〜Ｍ３２ｄは、電流増幅率βが異なる複数種類のトランジスタを含む。電流増幅率βは、トランジスタのゲート幅Ｗ、ゲート長Ｌのサイズを変更することによって、任意の値に設定することができる。複数の定電圧制御トランジスタＭ３２ａ〜Ｍ３２ｄのうち、オンにされたスイッチ用トランジスタと直列に接続されたトランジスタが、定電圧ＶＲの値を制御するために使用される。レギュレータ２１０ａのその他の構成は、第１実施例におけるレギュレータ２１０と同一であるので、同一の構成要素について、図１０において、図３と同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００４６】
第２実施例における発振装置によれば、複数の定電圧制御トランジスタＭ３２ａ〜Ｍ３２ｄの中から、１または複数のトランジスタを選択的に使用することにより、定電圧ＶＲの値を微調整することができる。すなわち、電流増幅率βの小さなトランジスタを選択するほど、出力される定電圧ＶＲは大きくなり、電流増幅率βの大きなトランジスタを選択するほど、出力される定電圧ＶＲは小さくなる。
【００４７】
この結果、例えば、水晶振動子５００の種類により、水晶発振回路１１０の発振停止電圧ＶＩが微妙に変動するのに合わせて、定電圧ＶＲを微調整して、消費電力の極小化を図ることができる。
【００４８】
Ｃ．第３実施例：
図１１〜図１３を参照して、第３実施例における発振装置について説明する。図１１は、第３実施例におけるレギュレータの構成を示す図である。図１２は、間欠動作信号を示すタイミングチャートである。図１３は、第３実施例における発振装置の温度特性の最適化について説明する図である。
【００４９】
第３実施例における発振装置において、第１実施例と異なる点は、レギュレータの構成である。その他の構成は、第１実施例と同様であるので、その説明を省略する。第３実施例におけるレギュレータ２１０ｂが、第１実施例におけるレギュレータ２１０と異なる点は、間欠動作用のスイッチとして機能する２つのトランジスタＭ０１およびＭ０２が設けられた点である。第１の間欠動作用トランジスタＭ０１は、ｐトランジスタであり、差動増幅回路２１０１の差動対を構成する２つのｐトランジスタＭ２４、Ｍ２５と高電位側電源ＶＤとの間に直列に配置されている。第２の間欠動作用トランジスタＭ０２は、２つの定電流源としてのｎトランジスタＭ２１、Ｍ３５と低電位側電源ＶＳとの間に直列に配置されている。
【００５０】
第１の間欠動作用トランジスタＭ０１のゲートには第１の間欠動作信号ＬＰＶが、制御回路２２０から入力され、オンとオフが切り替えられる。第２の間欠動作用トランジスタＭ０２のゲートには第２の間欠動作信号ＸＬＰＶが、制御回路２２０から入力され、オンとオフが切り替えられる。また、差動増幅回路２１０１の出力ノードと高電位側電源ＶＤとの間には、間欠動作時における差動増幅回路２１０１の出力ノードの安定化容量として、キャパシタＣ５が配置されている。レギュレータ２１０ｂのその他の構成は、第１実施例におけるレギュレータ２１０と同一であるので、同一の構成要素について、図１１において、図３と同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００５１】
第１の間欠動作信号ＬＰＶがハイの時に第１の間欠動作用トランジスタＭ０１はオフになり、差動増幅回路２１０１への電流の供給が遮断される。第１の間欠動作信号ＬＰＶがローの時に第１の間欠動作用トランジスタＭ０１はオンになり、差動増幅回路２１０１に電流が供給される。第２の間欠動作信号ＸＬＰＶは、第１の間欠動作信号ＬＰＶの反転信号である。第２の間欠動作信号ＸＬＰＶがローの時に第２の間欠動作用トランジスタＭ０２はオフになり、差動増幅回路２１０１および出力回路２１０２への電流の供給が遮断される。第２の間欠動作信号ＸＬＰＶがハイの時に第２の間欠動作用トランジスタＭ０２はオンになり、差動増幅回路２１０１および出力回路２１０２に電流が供給される。従って、第１の間欠動作信号ＬＰＶがハイで第２の間欠動作信号ＸＬＰＶがローの時、レギュレータ２１０ｂは動作を停止し、第１の間欠動作信号ＬＰＶがローで第２の間欠動作信号ＸＬＰＶがハイの時、レギュレータ２１０は動作する。図１２に示すように、第１の間欠動作信号ＬＰＶおよび第２の間欠動作信号ＸＬＰＶは、所定のタイミングでハイとローを繰り返す。この結果、レギュレータ２１０から出力される定電圧ＶＲは、一定に保たれる。このような間欠動作により、レギュレータ２１０は実用に耐える定電圧ＶＲを出力しつつ、その消費電流が低く抑えられる。
【００５２】
第３実施例における振動回路では、第１実施例における振動回路より｜ΔＶＲ｜ａｉｍを小さくして、定電圧ＶＲの温度変化に対する傾きを、発振停止電圧ＶＩの温度変化に対する傾きにより近付けることができる。すなわち、レギュレータ２１０ｂにおいて、第２の間欠動作信号ＸＬＰＶがハイの時に流れる定電流Ｉ２を第１実施例より高くしても、第２の間欠動作信号ＸＬＰＶがローの時に流れる定電流Ｉ２は０であるため、時間平均では、消費電流は低く抑えられるからである。
【００５３】
図１３を参照して、さらに説明する。間欠動作時における時間平均のレギュレータの消費電流Ｉｒｅｇは、間欠動作がない場合における消費電流Ｉｒｅｇより低くなる。したがって、第３実施例における｜ΔＶＲ｜とレギュレータ２１０の消費電流Ｉｒｅｇとの関係を示す線は、第１実施例における｜ΔＶＲ｜とレギュレータ２１０の消費電流Ｉｒｅｇとの関係を示す線より、低消費電流側にシフトする。この結果、レギュレータ２１０ａの消費電流Ｉｒｅｇと、水晶発振回路１１０の消費電流Ｉｏｓｃとの和が極小になる｜ΔＶＲ｜ａｉｍは、間欠動作がない場合（第１実施例）と比較して、小さくなる。すなわち、このような｜ΔＶＲ｜ａｉｍを実現するように定電流Ｉ２の設定および定電圧制御トランジスタＭ３２の選択を行うことにより、定電圧ＶＲの温度変化に対する傾きを発振停止電圧ＶＩの温度変化に対する傾きにより近付けることができる。具体的には、出願人の実験によれば、下限温度Ｔ０における定電圧ＶＲ（Ｔ０）と下限温度Ｔ０における発振停止電圧ＶＩ（ＴＯ）との差は、０．４ボルト以下まで近づけることができる。また、下限温度Ｔ０における定電圧ＶＲ（Ｔ０）と下限温度Ｔ０における発振停止電圧ＶＩ（Ｔ０）との差は、上限温度Ｔ１における定電圧ＶＲ（Ｔ１）と上限温度Ｔ１における発振停止電圧ＶＩ（Ｔ１）との差の２倍以下にまで近付けることができる。
【００５４】
この結果、水晶発振回路１１０の消費電流Ｉｏｓｃ自体を抑制することができる。この結果、第３実施例における発振装置全体の消費電流は、第１実施例よりさらに大幅に低減することができる。
【００５５】
Ｄ．変形例：
・第１変形例：
上記実施例では、定電流回路２３０における定電流Ｉｒｅｆ１、および、Ｉｒｅｆ２は、ｎＡレベルの小さな値に固定し、定電圧ＶＲの温度特性の調整は、レギュレータ２１０における定電流Ｉ２および定電圧制御トランジスタＭ３２により行っている。定電流回路２３０の出力であるＶｒｅｆの温度特性は、レギュレータ２１０における定電圧ＶＲの温度特性が定電流Ｉ２および定電圧制御トランジスタＭ３２の影響を受けるのと同様に、定電流Ｉｒｅｆ１、および、Ｉｒｅｆ２の大きさ、および、定電流回路２３０におけるトランジスタＭ１１、Ｍ１２、Ｍ１４の特性の影響を受けて変動し得る。その結果、基準電圧Ｖｒｅｆの変動は、レギュレータ２１０における定電流Ｉ２に変動を与えるので、定電圧ＶＲの温度特性にも若干の影響を与える。このため、すなわち、定電流Ｉｒｅｆ１、および、Ｉｒｅｆ２を大きくすれば、定電圧ＶＲの温度変化に対する傾き｜ΔＶＲ｜を小さくできる。このため、レギュレータ２１０における定電流Ｉ２および定電圧制御トランジスタＭ３２の調整に加えて、定電流Ｉｒｅｆ１、Ｉｒｅｆ２や定電流回路２３０のトランジスタＭ１１、Ｍ１２、Ｍ１４の調整も行っても良い。かかる場合には、レギュレータ２１０と定電流回路２３０と水晶発振回路１１０のそれぞれの消費電流の総和を極小にするように、温度変化に対する傾き｜ΔＶＲ｜を設定すれば良い。このような調整を行った場合、定電流Ｉｒｅｆ１、Ｉｒｅｆ２、Ｉ２は、数ｎＡ〜数十ｎＡレベルに抑制される。このレベルの低い低電流は、トランジスタＭ１２、Ｍ１４や定電圧制御トランジスタＭ３２に通電されると、これらのトランジスタをしきい値電圧Ｖｔｈ近傍またはしきい値電圧Ｖｔｈ以下の領域、いわゆるサブスレッショルド領域で動作させる。
【００５６】
・第２変形例：
上記第３実施例では、レギュレータ２１０ｂの間欠動作を行っているが、定電流回路２３０についても間欠動作を行っても良い。図１４は、間欠動作可能な定電流回路の一例を示す図である。図１４に示す定電流回路２３０ｂは、第３の間欠動作用トランジスタＭ０３と、第４の間欠用トランジスタＭ０４とを含んでいる。第３の間欠動作用トランジスタＭ０３は、ｎトランジスタＭ１４（定電流源）と、低電位側電源ＶＳとの間に配置されている。第４の間欠用トランジスタＭ０４は、ｐトランジスタＭ１３と、高電位側電源ＶＤとの間に配置されている。第３の間欠動作用トランジスタＭ０３は、第２の間欠動作用トランジスタＭ０２と同様に、制御回路２２０からの第２の間欠動作信号ＸＬＰＶによりオンとオフが切り替えられるスイッチとして機能する。第４の間欠用トランジスタＭ０４は、第１の間欠動作用トランジスタＭ０１と同様に、制御回路２２０からの第１の間欠動作信号ＬＰＶによりオンとオフが切り替えられるスイッチとして機能する。定電流回路２３０ｂにおける他の構成は、図２に示す定電流回路２３０と同一であるので、同一の構成要素については、図１４において図２と同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００５７】
本変形例によれば、さらに、発振装置全体の消費電流を抑制することができる。また、第１変形例のように、レギュレータ２１０と定電流回路２３０と水晶発振回路１１０のそれぞれの消費電流の総和を極小にするように、温度変化に対する傾き｜ΔＶＲ｜を設定する場合には、間欠動作時における定電流回路２３０の消費電流を考慮することとしても良い。
【００５８】
・第３変形例：
上記実施例では、図１に示すように、発振装置１００の出力であるクロック信号は、中央処理装置６００に出力されるが、これに限られない。例えば、腕時計を始めとする時計に発振装置１００を搭載する場合には、発振信号ＦＳを分周して得られた１Ｈｚのクロック信号を、時刻基準信号として、時計の秒針、分針、時針を回転駆動するステップモータの駆動コイルに出力することとしても良い。
【００５９】
以上、本発明の実施例および変形例について説明したが、本発明はこれらの実施例および変形例になんら限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲内において種々の態様での実施が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】発振装置の概略構成を示す説明図。
【図２】定電流回路の内部構成を示す説明図。
【図３】レギュレータの内部構成を示す説明図。
【図４】水晶発振回路の内部構成を示す説明図。
【図５】発振装置の温度特性を示す図。
【図６】定電圧制御トランジスタの特性を説明する図。
【図７】第１実施例における発振装置の温度特性の最適化について説明する第１の図。
【図８】第１実施例における発振装置の温度特性の最適化について説明する第２の図。
【図９】第１実施例における発振装置の温度特性の最適化について説明する第３の図。
【図１０】第２実施例におけるレギュレータの構成を示す図。
【図１１】第３実施例におけるレギュレータの構成を示す図。
【図１２】間欠動作信号を示すタイミングチャート。
【図１３】第３実施例における発振装置の温度特性の最適化について説明する図。
【図１４】間欠動作可能な定電流回路の一例を示す図。
【符号の説明】
【００６１】
１００...発振装置
１１０...水晶発振回路
１１１...ゲート端子
１１２...ドレイン端子
２１０、２１０ａ、２１０ｂ...レギュレータ
２２０...制御回路
２３０、２３０ｂ...定電流回路
５００...水晶振動子
６００...中央処理装置
１１０１...インバータ
１１０２...フィードバック回路
２１０１...差動増幅回路
２１０２、２１０２ａ...出力回路
【図１】
2008236629.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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