(57)【要約】【課題】  ＩＥＥＥ８０２．１１ａやＨＩＰＥＲＬＡＮなどのＯＦＤＭ変調方式を採用する、優れた通信装置を提供する。【解決手段】  受信振幅から受信電力値を算出する前にセレクタを設け、受信振幅がＡＤコンバータの絶対値振幅の最大値であった場合には、その数倍の振幅値を基に電力値を算出することにより、急激に高い受信電力で信号を受信した場合、より高速にＡＧＣアンプにおける受信信号レベルの設定を行なうことが可能になる。また、デシベル表記にてループ・フィルタを構成することにより、急激に受信電力が下がった場合においても、急峻に増幅度を上げることが可能になる。【選択図】  図１４
2008211845.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
バースト的に信号の送受信を行なう通信システム下で動作する通信装置であって、
受信信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
ＡＤ変換器から出力される受信信号の絶対値振幅を評価し、該絶対値振幅が前記ＡＤ変換器の最大値に近い値でないときには前記ＡＤ変換器から入力される受信信号をそのまま出力し、該絶対値振幅が前記ＡＤ変換器の最大値に極めて近い値のときには前記ＡＤ変換器の絶対値振幅最大値の数倍の所定の振幅値を出力する受信信号評価手段と、
前記受信信号評価手段による評価結果に基づいて受信電力を算出する受信電力算出手段と、
該受信電力に基づいてＡＧＣアンプのゲイン制御を行なうゲイン制御部と、
を具備することを特徴とする通信装置。
【請求項２】
バースト信号の先頭に第１〜第４のプリアンブルが付加されており、
前記第１〜第２のプリアンブルを用いて信号振幅の正規化を行なうとともに、前記第３〜第４のプリアンブルを用いて伝送路推定を行なう、
ことを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
前記の受信電力値をデシベル表記の値に変換する変換手段と、
デシベル表記の値となった受信電力値を平滑化するループ・フィルタと、
をさらにゲイン制御部内に備える、
ことを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項４】
バースト的に信号の送受信を行なう通信システム下で動作する通信装置であって、バースト信号の先頭にはプリアンブルが付加されており、
ある一定の時間窓に関して既知信号系列との相互相関値を算出し、その最大値の６０％乃至８０％程度の値を閾値として、該閾値を上回る相関値が最大値出現の以前に存在する場合には、該閾値を上回る相関値が出現する最も早い時刻を受信タイミングとして抽出する、
ことを特徴とする通信装置。
【請求項５】
既に算出されている暫定周波数オフセット値により補正を行なった受信信号と既知信号系列の間で相互相関値を算出する、
ことを特徴とする請求項４に記載の通信装置。
【請求項６】
ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、バースト信号の先頭には複数サブキャリア毎に電力が充填されているプリアンブルとすべてのサブキャリアに電力が充填されているプリアンブルが付加されており、
複数サブキャリア毎に電力が充填されているプリアンブルによりラフな周波数オフセット値をマクロ情報として算出する手段と、
全サブキャリアに電力が充填されているプリアンブルにより詳細な周波数オフセット値をマイクロ情報として算出する手段と、
マイクロ情報で得られている周波数オフセット値に対して、マクロ情報で得られている値とマイクロ情報で得られている振幅値を基に補正を行なうことにより、最終的な周波数オフセット値の検出値を抽出する手段と、
該最終的な周波数オフセット値の検出値を基に、オシレータを駆動し、オシレータの出力と受信信号を１回の乗算を行なうことにより周波数オフセットを補正する手段と、
ことを特徴とする通信装置。
【請求項７】
バースト的に信号の送受信を行なう通信システム下で動作する通信装置であって、
信号受信を開始してから規定時間後に増幅度合いをロックするアナログ・アンプによるＡＧＣと、
ディジタル領域において、受信信号の電力を算出し正規化するディジタル・ゲイン・コントロール部と、
を備えることを特徴とする通信装置。
【請求項８】
ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、バースト信号の先頭には同一波形のプリアンブルが複数シンボルにわたって付加されており、
複数のプリアンブルシンボルを、周波数オフセットを補正した後に時間軸信号状態で加算し、加算後の信号をＦＦＴにフィードする、
ことを特徴とする通信装置。
【請求項９】
ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、バースト信号の先頭にはプリアンブルが付加されており、
プリアンブルの隣接するサブキャリアを重み付け加算することによりチャネル・ベクタを生成する、
ことを特徴とする通信装置。
【請求項１０】
隣接サブキャリアの重み付け加算を行なう第１のチャネル・ベクタ生成手段と、
隣接サブキャリアの重み付け加算を行なわない第２のチャネル・ベクタ生成手段と、
伝送レートモードに応じて前記第１又は第２のチャネル・ベクタ生成手段のうちいずれかにより生成されたチャネル・ベクタを用いて伝送路推定処理を行なう伝送路推定手段と、
を備えることを特徴とする請求項９に記載の通信装置。
【請求項１１】
ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、バースト信号の先頭にはプリアンブルが付加され、さらに情報信号の幾つかのサブキャリアに既知のパイロット・サブキャリアが挿入されており、
伝送路推定後のパイロット・サブキャリアを挿入されているだけ加算する手段と、
該加算したパイロット・サブキャリアの信号点により周波数オフセット値を推定する手段と、
該推定した周波数オフセット値を基にループ・フィルタにより周波数オフセットを追従するようにチャネル・ベクタを更新していく手段と、
を具備することを特徴とする通信装置。
【請求項１２】
周波数オフセットを追従するためにループ・ゲインの異なる複数のループ・フィルタを備え、
シンボルを受信する回数に応じて前記のいずれかのループ・フィルタによる算出結果を補正用に用いるかを決定する、
ことを特徴とする請求項１１に記載の通信装置。
【請求項１３】
ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、
情報シンボルの受信サブキャリアを仮判定によりチャネル・ベクタ推定値を算出し、内部に格納されているチャネル・ベクタと該チャネル・ベクタ推定値の差分から受信タイミングのドリフト具合を推定し、ループ・フィルタにより補正を行なう、
ことを特徴とする通信装置。
【請求項１４】
受信タイミングのドリフト具合を推定するのに用いるサブキャリアを中心周波数から遠いサブキャリアに関してのみ適応する、
ことを特徴とする請求項１３に記載の通信装置。
【請求項１５】
ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、
情報シンボルを受信する毎に、受信シンボルの信号点よりチャネル・ベクタを推定し、受信装置内に格納してあるチャネル・ベクタの更新を行なう、
ことを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の無線局間で相互に通信を行なう通信システムに係り、特に、ＩＥＥＥ８０２．１１ａやＨＩＰＥＲＬＡＮなどのＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式を採用する無線通信システムにおいて送受信する通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数のコンピュータを接続してＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）を構成することにより、ファイルやデータなどの情報の共有化、プリンタなどの周辺機器の共有化を図ったり、電子メールやデータ・コンテンツの転送などの情報の交換を行なったりすることができる。
【０００３】
最近では、無線ＬＡＮが注目されている。この種の無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。また、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入の検討が行なわれている。
【０００４】
無線ＬＡＮの規格として、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂやＩＥＥＥ８０２．１１ａなどが当業界において広く知られている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格では、２．４ＧＨｚ帯でＣＣＫ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｃｏｄｅ  Ｋｅｙｉｎｇ）方式を用い、最大１１Ｍｂｐｓまでの無線通信が可能である。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格では、５ＧＨｚ帯でＯＦＤＭ方式を用い、伝送速度最大５４Ｍｂｐｓを可能にしている。ここで、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式とは、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式の一種で、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。
【０００５】
また、無線ＬＡＮ分野で重要度が高くなりつつある他の標準規格として ＨＩＰＥＲＬＡＮ（Ｈｉｇｈ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ：高性能無線ローカル・エリア・ネットワーク）を挙げることができる。
【０００６】
ＨｉｐｅｒＬＡＮ は固定基地局やアクセス・ポイント経由でネットワーク・アクセスを提供するとともに、特定の規格やライセンス又は一極化されたインフラストラクチャを必要としないマルチメディア・システムのための特別なコンピューティングに対応するよう設計されており、さらにＭＰＥＧ（ＭｏｖｉｎｇＰｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔｓ Ｇｒｏｕｐ）を始めとする６Ｍｂｐｓから５４Ｍｂｐｓまでの最新のリアルタイム・ディジタル音声／画像の標準規格のサポートに十分な性能を備えている。
【０００７】
このうちＨＩＰＥＲＬＡＮ２（以降、「Ｈ／２」と表記する）は、５ＧＨｚ帯域においてＯＦＤＭ変調で伝送を行なう無線ＬＡＮシステムであり（例えば、は特許文献２を参照のこと）、物理層のパラメータはＩＥＥＥ８０２．１１ａと類似している点が多い。
【０００８】
【非特許文献１】ＩＥＥＥ  Ｓｔｄ  ８０２．１１ａ  Ｐａｒｔ  １１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ  Ｍｅｄｉｕｍ  ＡｃｃｅｓｓＣｏｎｔｒｏｌ  （ＭＡＣ） ａｎｄ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｌａｙｅｒ  （ＰＨＹ）  ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ： ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｌａｙｅｒｉｎ  ｔｈｅ  ５ＧＨｚ  Ｂａｎｄ
【非特許文献２】ＥＴＳＩ  ＴＳ  １０１  ４７５，Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｒａｄｉｏ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）；  ＨＩＰＥＲＬＡＮ  Ｔｙｐｅ２；Ｐｈｙｓｉｃａｌ（ＰＨＹ）  Ｌａｙｅｒ
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａやＨＩＰＥＲＬＡＮなどのＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式を採用する、優れた通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、ＯＦＤＭ変調方式で送受信を行ない、複数の伝送レートモードが定義された通信システム下で動作する通信装置であって、
送信信号を増幅する増幅手段又は送信信号を減衰する減衰手段と、
伝送レートモードに応じて送信アンプへの入力を送信信号、送信信号を前記増幅手段により増幅した信号、送信信号を前記減衰手段により減衰した信号又は信号のいずれかに切り換える切換手段と、
を備えることを特徴とする通信装置である。
【００１１】
出力信号の振幅値が飽和することによりベクタ・エラーが生じることがある。ＯＦＤＭの場合、振幅ダイナミック・レンジが大きいので、非線形領域を使うと、特性劣化を招来してしまう。このため、送信シンボルの誤差の要因とならないように、通常は、入力信号振幅にマージンを持たせて、アンプの線形性が確保されている区間での信号振幅を行なうこと、すなわち、バックオフをとることが行なわれる。しかしながら、マージンを持たせれば持たせるほど、電源効率は悪くなる傾向にあり、省電力化の観点から問題が生じる。
【００１２】
そこで、本発明の第１の側面では、送信パワー・アンプの前段にスイッチを設け、伝送レートモードに応じてパワー・アンプへの入力信号を変更することにより、各々の伝送レートモードに必要な分だけのバックオフにて電源効率を提供することが可能となる。これにより、省電力化が図れるようになるとともに、低伝送レートモード時には送信電力を上げることが可能となる。
【００１３】
また、本発明の第２の側面は、バースト的に信号の送受信を行なう通信システム下で動作する通信装置であって、
受信信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
ＡＤ変換器から出力される受信信号の絶対値振幅を評価し、該絶対値振幅が前記ＡＤ変換器の最大値に近い値でないときには前記ＡＤ変換器から入力される受信信号をそのまま出力し、該絶対値振幅が前記ＡＤ変換器の最大値に極めて近い値のときには前記ＡＤ変換器の絶対値振幅最大値の数倍の所定の振幅値を出力する受信信号評価手段と、
前記受信信号評価手段による評価結果に基づいて受信電力を算出する受信電力算出手段と、
を備え、該受信電力に基づいてＡＧＣアンプのゲイン制御を行なうことを特徴とする通信装置である。
【００１４】
受信電力のダイナミック・レンジを吸収するためにＡＧＣが用いられる。Ｈ／２やＩＥＥＥ８０２．１１ａにおいては、信号がバースト的に受信されることから、バースト毎にＡＧＣアンプの増幅度合いを決定する必要があり、さらにこの処理は信号を受信してから短時間でＡＤコンバータの信号レンジに調整する必要がある。
【００１５】
本発明の第２の側面によれば、受信振幅から受信電力値を算出する前にセレクタを設け、受信振幅がＡＤコンバータの絶対値振幅の最大値であった場合には、その数倍の振幅値を基に電力値を算出することにより、急激に高い受信電力で信号を受信した場合、より高速にＡＧＣアンプにおける受信信号レベルの設定を行なうことが可能になる。また、デシベル表記にてループ・フィルタを構成することにより、急激に受信電力が下がった場合においても、急峻に増幅度を上げることが可能になる。
【００１６】
また、本発明の第３の側面は、バースト的に信号の送受信を行なう通信システム下で動作する通信装置であって、バースト信号の先頭にはプリアンブルが付加されており、
複数段の自己相関算出部と、
前記の自己相関算出部の各段において算出された相関値を受信電力値で正規化する正規化部と、
正規化された相関値を複数段にわたり加算してプリアンブルの自己相関を測定する自己相関測定部と、
該測定されたプリアンブル部の自己相関に基づいて受信パケットの存在を認識するパケット認識部と、
を備えることを特徴とする通信装置である。
【００１７】
本発明の第３の側面によれば、プリアンブル部の自己相関を測定することにより受信パケットの存在を認識する構成となっているが、自己相関算出ブロックを複数段にわたり構成し、各段において算出された相関値を受信電力値で正規化し、格段で算出された正規化された相関値を複数段にわたり加算してプリアンブルの自己相関を測定することによって、受信電力に依存しない自己相関値を算出することができる。また、受信電力の急峻な上昇によりパケット受信時刻を取り間違えるようなことを防ぐことが可能である。また、ピーク推定処理を同様に構成することにより、自己相関値の極大値を抽出することが可能である。
【００１８】
ここで、プリアンブル部の自己相関値の極大値を模索するために、所定の閾値を越えた相関値がその後一定期間最大値として更新されないことを確認した後に信号の受信検出並びに受信時刻の報告を行なうようにしてもよい。
【００１９】
また、本発明の第４の側面は、バースト的に信号の送受信を行なう通信システム下で動作する通信装置であって、バースト信号の先頭にはプリアンブルが付加されており、
ある一定の時間窓に関して既知信号系列との相互相関値を算出し、その最大値の６０％乃至８０％程度の値を閾値として、該閾値を上回る相関値が最大値出現の以前に存在する場合には、該閾値を上回る相関値が出現する最も早い時刻を受信タイミングとして抽出する、
ことを特徴とする通信装置である。
【００２０】
本発明の第４の側面によれば、遅延分散が存在する環境においても、受信パケットの先頭位置をより的確に抽出することができ、シンボル間干渉の影響を最小限にとどめることが可能である。また、タイミング検出の入力信号に対して、パケット検出で得られた暫定周波数オフセット値にて補正を行なうことにより、大きな周波数オフセットが存在する信号を受信した場合であっても、好適にタイミング検出処理を行なうことが可能であるとともに、暫定周波数オフセット値を補正に用いるため処理遅延をほとんど考慮する必要がない。
【００２１】
ここで、既に算出されている暫定周波数オフセット値により補正を行なった受信信号と既知信号系列の間で相互相関値を算出することにより、詳細の受信タイミングを検出するようにしてもよい。
【００２２】
また、本発明の第５の側面は、ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、バースト信号の先頭には複数サブキャリア毎に電力が充填されているプリアンブルとすべてのサブキャリアに電力が充填されているプリアンブルが付加されており、
複数サブキャリア毎に電力が充填されているプリアンブルによりラフな周波数オフセット値をマクロ情報として算出する手段と、
全サブキャリアに電力が充填されているプリアンブルにより詳細な周波数オフセット値をマイクロ情報として算出する手段と、
マイクロ情報で得られている周波数オフセット値に対して、マクロ情報で得られている値とマイクロ情報で得られている振幅値を基に補正を行なうことにより、最終的な周波数オフセット値の検出値を抽出する手段と、
該最終的な周波数オフセット値の検出値を基に、オシレータを駆動し、オシレータの出力と受信信号を１回の乗算を行なうことにより周波数オフセットを補正する手段と、
ことを特徴とする通信装置である。
【００２３】
本発明の第５の側面によれば、オシレータの出力と受信信号を１回の乗算を行なうことにより周波数オフセットを補正することができる。過去に知られている方法では、暫定周波数オフセット値により１次的な補正を行ない、さらに詳細な周波数オフセット値により２次的な補正を行なう必要があったが、この手間（周波数オフセットの補正すなわちオシレータの出力との乗算処理)が半分に軽減される。また、Ａｒｃｔａｎ回路を構成することにより、簡易な構成で受信信号の振幅値などに依存しないＡｒｃｔａｎ値を求めることが可能である。
【００２４】
また、本発明の第６の側面は、バースト的に信号の送受信を行なう通信システム下で動作する通信装置であって、
信号受信を開始してから規定時間後に増幅度合いをロックするアナログ・アンプによるＡＧＣと、
ディジタル領域において、受信信号の電力を算出し正規化するディジタル・ゲイン・コントロール部と、
を備えることを特徴とする通信装置である。
【００２５】
本発明の第６の側面によれば、ディジタル・ゲイン・コントロール処理を付加することにより、アナログ・アンプによるＡＧＣで補正しきれなかった受信信号振幅の変動を吸収し、後段の処理ブロックにおける語長を制限しても特性を犠牲にしないことが可能である。
【００２６】
また、本発明の第７の側面は、ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、バースト信号の先頭には同一波形のプリアンブルが複数シンボルにわたって付加されており、
複数のプリアンブルシンボルを、周波数オフセットを補正した後に時間軸信号状態で加算し、加算後の信号をＦＦＴにフィードする、
ことを特徴とする通信装置である。
【００２７】
本発明の第７の側面によれば、プリアンブルのＰｒｅ−３部とＰｒｅ−４部を時間軸信号時に加算してから出力することにより、チャネル・ベクタの精度を上げることが可能になるのみならず、ＦＦＴの実行回数を減らすことが可能である。
【００２８】
また、本発明の第８の側面は、ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、バースト信号の先頭にはプリアンブルが付加されており、
プリアンブルの隣接するサブキャリアを重み付け加算することによりチャネル・ベクタを生成する、
ことを特徴とする通信装置である。
【００２９】
本発明の第８の側面によれば、隣接サブキャリアの重み付け加算を行なったチャネル・ベクタと、隣接サブキャリアの重み付け加算を行なわないチャネル・ベクタを２系統生成し、伝送レートモードに応じてどちらのチャネル・ベクタにて伝送路推定処理を行なうかを判断するようになっているので、チャネル・ベクタの精度を上げることが可能になるのみならず、Ｈ／２、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのどちらにも対応可能である。
【００３０】
また、本発明の第９の側面は、ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、バースト信号の先頭にはプリアンブルが付加され、さらに情報信号の幾つかのサブキャリアに既知のパイロット・サブキャリアが挿入されており、
伝送路推定後のパイロット・サブキャリアを挿入されているだけ加算する手段と、
該加算したパイロット・サブキャリアの信号点により周波数オフセット値を推定する手段と、
該推定した周波数オフセット値を基にループ・フィルタにより周波数オフセットを追従するようにチャネル・ベクタを更新していく手段と、
を具備することを特徴とする通信装置である。
【００３１】
ここで、周波数オフセットを追従するためにループ・ゲインの異なる複数のループ・フィルタを備え、シンボルを受信する回数に応じて前記のいずれかのループ・フィルタによる算出結果を補正用に用いるかを決定するようにしてもよい。
【００３２】
また、本発明の第１０の側面は、ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、
情報シンボルの受信サブキャリアを仮判定によりチャネル・ベクタ推定値を算出し、内部に格納されているチャネル・ベクタと該チャネル・ベクタ推定値の差分から受信タイミングのドリフト具合を推定し、ループ・フィルタにより補正を行なう、
ことを特徴とする通信装置である。
【００３３】
本発明の第１０の側面によれば、情報シンボルの受信サブキャリアを仮判定によりチャネル・ベクタ推定値を算出し、内部に格納されているチャネル・ベクタと該チャネル・ベクタ推定値の差分から受信タイミングのドリフト具合を推定し、ループ・フィルタにより残留周波数オフセットの補正並びに受信タイミング・ドリフトの補正を行なうので、簡易な構成で且つ高精度に補正処理を行なうことができる。
【００３４】
ここで、受信タイミングのドリフト具合を推定するのに用いるサブキャリアを中心周波数から遠いサブキャリアに関してのみ適応するようにしてもよい。
【００３５】
また、本発明の第１１の側面は、ＯＦＤＭ変調方式でバースト的に信号が送受信される通信システム下で動作する通信装置であって、
情報シンボルを受信する毎に、受信シンボルの信号点よりチャネル・ベクタを推定し、受信装置内に格納してあるチャネル・ベクタの更新を行なう、
ことを特徴とする通信装置である。
【００３６】
本発明の第１１の側面によれば、情報シンボル（サブキャリア）を受信する毎に受信シンボルの信号点よりチャネル・ベクタを推定し、受信装置内に格納してあるチャネル・ベクタの更新を行なうので、信号受信過程においてフェーディングの変動などにより受信信号の基準位相や基準振幅が変動しているような環境においても、好適に受信処理を行なうことが可能である。また、簡易な回路構成で実現することができる。
【発明の効果】
【００３７】
本発明によれば、送信パワー・アンプの前段にスイッチを設け、伝送レートモードに応じてパワー・アンプへの入力信号を変更することにより、各々の伝送レートモードに必要な分だけのバックオフにて電源効率を提供することが可能となる。これにより、省電力化が図れるようになるとともに、低伝送レートモード時には送信電力を上げることが可能となる。
【００３８】
また、本発明によれば、受信振幅から受信電力値を算出する前にセレクタを設け、受信振幅がＡ／Ｄコンバータの絶対値振幅の最大値であった場合には、その数倍の振幅値を基に電力値を算出することにより、急激に高い受信電力で信号を受信した場合、より高速にＡＧＣアンプにおける受信信号レベルの設定を行なうことが可能になる。また、デシベル表記にてループ・フィルタを構成することにより、急激に受信電力が下がった場合においても、急峻に増幅度を上げることが可能になる。
【００３９】
また、本発明によれば、プリアンブル部の自己相関を測定することにより受信パケットの存在を認識する構成となっているが、自己相関算出ブロックを複数段にわたり構成し、各段において算出された相関値を受信電力値で正規化し、各段で算出された正規化された相関値を複数段にわたり加算してプリアンブルの自己相関を測定することによって、受信電力に依存しない自己相関値を算出することができる。また、受信電力の急峻な上昇によりパケット受信時刻を取り間違えるようなことを防ぐことが可能である。また、Ｐｅａｋ  Ｅｘａｍｉｎａｔｉｏｎ処理を同様に構成することにより、自己相関値の極大値を抽出することが可能である。
【００４０】
また、本発明によれば、詳細の受信タイミングの検出を、既知信号系列と相互相関値により求める構成となっているが、ある一定の時間窓に関して相互相関値を算出し、その最大値の６０％乃至８０％程度の値を閾値とし、この閾値を上回る相関値が最大値出現の以前に存在する場合には、閾値を上回る相関値が出現する最も早い時刻を受信タイミングとして抽出するので、遅延分散が存在する環境においても、受信パケットの先頭位置をより的確に抽出することができ、シンボル間干渉の影響を最小限にとどめることが可能である。また、タイミング検出の入力信号に対して、パケット検出で得られた暫定周波数オフセット値にて補正を行なうことにより、大きな周波数オフセットが存在する信号を受信した場合であっても、好適にタイミング検出処理を行なうことが可能であるとともに、暫定周波数オフセット値を補正に用いるため処理遅延をほとんど考慮する必要がない。
【００４１】
また、本発明によれば、複数サブキャリア毎に電力が充填されているプリアンブルによりラフな周波数オフセット値をマクロ情報として算出するとともに、全サブキャリアに電力が充填されているプリアンブルにより詳細な周波数オフセット値をマイクロ情報として算出し、マイクロ情報で得られている周波数オフセット値に対して、マクロ情報で得られている値とマイクロ情報で得られている振幅値を基に補正を行なうことにより、最終的な周波数オフセット値の検出値を抽出し、このような手順で得られた最終的な周波数オフセット値の検出値を基に、オシレータを駆動し、オシレータの出力と受信信号を１回の乗算を行なうことにより周波数オフセットを補正することができる。過去に知られている方法では、暫定周波数オフセット値により１次的な補正を行ない、さらに詳細な周波数オフセット値により２次的な補正を行なう必要があったが、この手間（周波数オフセットの補正すなわちオシレータの出力との乗算処理)が半分に軽減される。また、Ａｒｃｔａｎ回路を構成することにより、簡易な構成で受信信号の振幅値などに依存しないＡｒｃｔａｎ値を求めることが可能である。
【００４２】
また、本発明によれば、ディジタル・ゲイン・コントロール処理を付加することにより、アナログ・アンプによるＡＧＣで補正しきれなかった受信信号振幅の変動を吸収し、後段の処理ブロックにおける語長を制限しても特性を犠牲にしないことが可能である。
【００４３】
また、本発明によれば、プリアンブルのＰｒｅ−３部とＰｒｅ−４部を時間軸信号時に加算してから出力することにより、チャネル・ベクタの精度を上げることが可能になるのみならず、ＦＦＴの実行回数を減らすことが可能である。
【００４４】
また、本発明によれば、隣接サブキャリアの重み付け加算を行なったチャネル・ベクタと、隣接サブキャリアの重み付け加算を行なわないチャネル・ベクタを２系統生成し、伝送レートモードに応じてどちらのチャネル・ベクタにて伝送路推定処理を行なうかを判断するようになっているので、チャネル・ベクタの精度を上げることが可能になるのみならず、Ｈ／２、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのどちらにも対応可能である。
【００４５】
また、本発明によれば、情報シンボルの受信サブキャリアを仮判定によりチャネル・ベクタ推定値を算出し、内部に格納されているチャネル・ベクタと該チャネル・ベクタ推定値の差分から受信タイミングのドリフト具合を推定し、ループ・フィルタにより残留周波数オフセットの補正並びに受信タイミング・ドリフトの補正を行なうので、簡易な構成で且つ高精度に補正処理を行なうことができる。
【００４６】
また、本発明によれば、情報シンボル（サブキャリア）を受信する毎に受信シンボルの信号点よりチャネル・ベクタを推定し、受信装置内に格納してあるチャネル・ベクタの更新を行なうので、信号受信過程においてフェーディングの変動などにより受信信号の基準位相や基準振幅が変動しているような環境においても、好適に受信処理を行なうことが可能である。また、簡易な回路構成で実現することができる。
【００４７】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４８】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００４９】
Ａ．ＨＩＰＥＲＬＡＮ２及びＩＥＥＥ８０２．１１ａの物理層信号
ＨＩＰＥＲＬＡＮ２（以降Ｈ／２と表記）は、５ＧＨｚ帯域においてＯＦＤＭ変調で伝送を行なう無線ＬＡＮシステムであり、物理層のパラメータはＩＥＥＥ８０２．１１ａと類似している点が多い（Ｈ／２はＴＤＭＡ方式、ＩＥＥＥ８０２．１１ａはＣＳＭＡ／ＣＡ方式でそれぞれ多重アクセスを行なう）。
【００５０】
ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式の一種で、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送の一例は、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に変調を行ない、その複数キャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。
【００５１】
図１には、ＯＦＤＭシンボルの時間ビューを示している。図示の通り、１ＯＦＤＭシンボルは３．２マイクロ秒で構成されており、これに０．８マイクロ秒（又は０．４マイクロ秒）のガードタイムが付加されて１ＯＦＤＭシンボルの送信単位となっている。
【００５２】
また、図２には、ＯＦＤＭシンボルの周波数ビューを示している。図示の通り、サブキャリア間隔は３１２．５ｋＨｚで、ベースバンド０ＨｚのサブキャリアをＮＵＬＬとし合計５３本のサブキャリアを用いて送受信が行なわれる。また、情報が変調されているＯＦＤＭシンボルには、パイロット・サブキャリアが−２１×３１２．５ｋＨｚ、−７×３１２．５ｋＨｚ、＋７×３１２．５ｋＨｚ、＋２１×３１２．５ｋＨｚにそれぞれ配置されている。パイロット・サブキャリアの複素振幅は送受で既知の値となっている。
【００５３】
ＨＩＰＥＲＬＡＮ２やＩＥＥＥ８０２．１１ａにおいては、複数の伝送レートモードが定義されており、受信機におけるＳＮＲ（信号対雑音比）に応じて、伝送レートモードが選択されて情報の送受信が行なわれる。具体的には、受信側のＳＮＲが高い場合には高い所要ＳＮＲの高伝送レートモードが選択され、受信側のＳＮＲが低い場合には低い所要ＳＮＲの低伝送レートモードが選択される。
【００５４】
ＨＩＰＥＲＬＡＮ２やＩＥＥＥ８０２．１１ａで定義されている伝送レートモードと変調方式並びに符号化率の組み合わせを下表に示している。
【００５５】
【表１】
2008211845.tif 000003
【００５６】
Ｈ／２又はＩＥＥＥ８０２．１１ａのいずれであっても、物理層における信号はパケット単位で伝送される。各パケットにはその先頭にプリアンブルと呼ばれる信号が付加された状態で送受信される。
【００５７】
Ｈ／２の場合、幾つかのプリアンブル・パターンが定義されており、送受信するパケット（バースト）の属性に応じてプリアンブルのパターンが選択される。一方、８０２．１１ａの場合、送信されるバーストの属性に関わらず一意のプリアンブル・パターンが定義されている。
【００５８】
以下、これらのシステムで用いられるプリアンブルのパターンについて説明する。
【００５９】
図３には、Ｈ／２におけるブロードキャスト・バースト時のプリアンブルの構成を示している。Ｈ／２では、このブロードキャスト・バーストは、アクセス・ポイント（ＡＰ）から２ミリ秒間隔で定期的に送信される。各移動端末（ＭＴ）は、この信号を受信することにより初期同期を行ない、ブロードキャスト・バーストの情報を受信する。さらに言えば、ブロードキャスト・バースト中のＢＣＨ／ＦＣＨ／ＡＣＨの各情報をデコードすることによりダウンリンク・バースト（ＤＬＢｕｒｓｔ）並びにアップリンク・バースト（ＵＬ Ｂｕｒｓｔ）の送信指定時刻を抽出する。すなわち、ＭＴがブロードキャスト・バーストを受信することにより、すべての通信が始まるという仕様になっている。
【００６０】
図３中のＰｒｅ−１部並びにＰｒｅ−２部は、サブキャリア４本毎にエネルギーが充填されている既知パターン信号である。また、Ｐｒｅ−３部並びにＰｒｅ−４部は、５２本のサブキャリアにエネルギーが充填されている既知パターン信号である。
【００６１】
図４には、Ｈ／２ダウンリンク・バースト時のプリアンブルの構成を示している。これは、Ｈ／２システムにおいて、ダウンリンクの情報チャネル伝送用途で用いられるバーストである。このバーストにおいては、ブロードキャスト・バーストにおけるＰｒｅ−３部並びにＰｒｅ−４部のみがプリアンブルとして用いられている。
【００６２】
また、図５には、Ｈ／２アップリンク・バースト時のプリアンブルの構成を示している。これは、Ｈ／２システムにおいて、アップリンク伝送用途で用いられるバーストである。図示の通り、ブロードキャスト・バーストに似ているが、Ｐｒｅ−１部のパターンが異なっている。Ｈ／２では、ダウンリンクやアップリンクの他、ＭＴ同士が直接情報の送受信を行なう直接リンク（ＤｉｒｅｃｔＬｉｎｋ）というものが定義されている。直接リンク・バーストのプリアンブルも、アップリンク・バーストのプリアンブルと同一のパターンを使用する。
【００６３】
図６には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのパケット・プリアンブルの構成を示している。図示の通り、これはＨ／２ システムにおけるアップリンク・バーストとほとんど同様であるが、Ｐｒｅ−２部の最後の０．８マイクロ秒分の極性が異なっている。
【００６４】
Ｈ／２では、セルラーシステムと同様、ＡＰとＭＴが主従関係に置かれており、ＡＰに接続する各ＭＴはＡＰが管理するタイミングに同期する。ＡＰは２ミリ秒間隔で「ＭＡＣフレーム」と呼ばれる伝送単位を送信する。
【００６５】
図７には、ＭＡＣフレームの構成を示している。同図に示す通り、基本的には、ＢＣフェーズ、ＤＬフェーズ、ＵＬフェーズ、ＲＡフェーズより構成されている。Ｈ／２では、送受信アンテナをセクタライズしたＡＰ用のＭＡＣフレーム・フォーマットも定義されているが、本明細書中では説明を簡単にするためオムニセルＡＰの場合のみを採り上げる。
【００６６】
ＢＣフェーズ：
セルラーで言うところのＣＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）に相当するブロードキャスト・バーストが送信される。ＡＰが各ＭＴ宛に制御用の情報を配送する目的で用いられる。ＭＡＣフレーム毎にフレームの先頭部分で定期的に送信されている。
【００６７】
ＤＬフェーズ：
ダウンリンク・フェーズのことで、ＡＰからＭＴ宛に送信する情報チャネルが収容される区間のことをこのように呼ぶ。
ＡＰは、所望のＭＴ宛にどのタイミングでどれだけの情報を送信するかを自律的に決定し、割当てスロットのスケジューリングを行なう。先のブロードキャスト・バースト内の信号で本ＭＡＣフレーム中のどのタイミングで誰宛の情報が送信されるかを通達し、その後ダウンリンク・フェーズにて該当する情報を送信する手順が例外なくとられる。ダウンリンク・フェーズにてＡＰからＭＴ宛に送信されるバーストをダウンリンク・バースト（ＤＬバースト）と呼ぶ。
【００６８】
ＵＬフェーズ：
アップリンク・フェーズのことで、各ＭＴからＡＰ宛に送信する情報チャネルが収容される区間のことをこのように呼ぶ。
ＭＴは、ブロードキャスト・バーストを受信することにより本ＭＡＣフレーム中のどのタイミングで送信してよいかの情報を受け取り、この指示に従ってアップリンクの信号を送信する。アップリンク・フェーズにてＭＴからＡＰ宛に送信されるバーストをアップリンク・バースト（ＵＬバースト）と呼ぶ。
【００６９】
ＲＡフェーズ：
ランダム・アクセス・フェーズ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｐｈａｓｅ）のことで、ＭＴが初めて現在のＡＰに接続を要求する際には、このことを伝えるため、ＲＡフェーズ中のランダム・アクセス・チャネル（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を利用して送信を行なう。
【００７０】
また、ＭＴ間でダイレクトに信号を送受信する直接リンク・フェーズ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｌｉｎｋ  Ｐｈａｓｅ：ＤｉＬ  Ｐｈａｓｅ）と呼ばれるフェーズが存在することもあるが、Ｈ／２の仕様上では、直接リンク・フェーズはオプションとなっている。
【００７１】
Ｂ．送受信機（モデム部）の全体構成
図８及び図９には、本実施形態に係る送信機及び受信機の機能構成を模式的に示している。
【００７２】
まず、送信機の全体的な動作について、図８を参照しながら説明する。
【００７３】
モデム部は、ディジタル信号処理を行なう、チャネル・コーディング部（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｃｏｄｉｎｇ）、逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、プリアンブル生成部（Ｐｒｅａｍｂｌｅ  Ｃｒｅａｔｉｏｎ）、ガードタイム挿入部（Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）、ディジタル低域フィルタ（ＬＰＦ）の各ブロックと、これに続いてアナログ信号処理を行なう、ＤＡコンバータ、アナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）、直交変調器（ＩＱ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）、パワーアンプ（Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）などの各ブロックにより構成される。
【００７４】
また、ディジタル信号処理を行なう各ブロックは、タイムベース・コントローラ（以下、ＴＢＣと表記）により制御されており、処理を開始すべき時刻や終了する時刻、又は処理に伴い必要となるパラメータなどがＴＢＣから各ブロックに適時入力される。アナログ信号処理部については、図示していない処理ブロックも存在するが、本発明には直接関連しないことから本明細書では説明を省略する。
【００７５】
次に、図示の送信機において信号を送信する場合の手順について説明する。
【００７６】
通信プロトコルの上位レイヤから送信すべきビット列がチャネル・コーディング部に入力されると、該ブロックにおいて、畳込み符号化などの符号化、パンクチャ、インタリーブなどが、ＴＢＣから入力されるパラメータに応じて実行される。さらに、インタリーブ後の符号化ビット列を送信シンボルに変換するシンボル・マッピングが行なわれ、Ｉ−Ｑの２次元振幅で表現される送信シンボル系列が出力される。
【００７７】
このようにして生成された送信シンボル系列はＩＦＦＴへと入力される。ＩＦＦＴでは、離散フーリエ逆変換が実行される。これにより、送信シンボル系列を周波数軸上に並べた場合に得られる時間軸信号系列が生成される。
【００７８】
時間軸信号系列は、次ブロックのガードタイム挿入部へと入力され、サイクリックエクステンションにより例えば２５％程度の冗長な時間軸信号を生成する。上記の手順で生成された信号は、送信信号の情報部として送信される。
【００７９】
本発明でターゲットにしている通信方式においては、Ａ項で既に説明した通り、送信信号の先頭部にはプリアンブルと呼ばれる既知パターンの信号が付加されてから情報信号が送信される。
【００８０】
このプリアンブル信号系列は、図示のプリアンブル生成部により生成され、あるいはＲＯＭなどのプリアンブル格納部にあらかじめ格納されている。ＴＢＣは、信号を送信する場合、まずプリアンブル信号系列を出力するように命令を発行し、続いてガードタイム挿入部に対して送信信号の情報部を出力するように命令を発行する。これにより、Ａ項で示したような送信信号を生成する。さらに、送信信号は、必要に応じてディジタル・フィルタによりオーバーサンプル並びに帯域制限が施される。
【００８１】
このような手順で生成された送信信号は、ＤＡコンバータへとフィードされ、ＤＡコンバータにてディジタル信号からアナログ信号への変換を行なう。さらに、アナログのＬＰＦなどにより帯域制限を行なった後、直交変調器により所望の周波数チャネルへと送信信号の中心周波数を変換する。最後に、パワー・アンプにより信号振幅を増幅してから、送信アンテナ（図示しない）を介して送信信号が伝送路上に送出される。
【００８２】
次いで、受信機の全体的な構成について、図９を参照しながら説明する。
【００８３】
モデム部は、ディジタル信号処理を行なう、チャネル・デコーダ部（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｄｅｃｏｄｉｎｇ）、伝送路推定部（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｅ）、フーリエ変換部（ＦＦＴ）、同期処理部（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ）、ディジタル低域フィルタ（ＬＰＦ）の各ブロックと、これに先行してアナログ信号処理を行なう、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）、アナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）、ＡＧＣアンプ、直交復調器（ＩＱ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）、ローノイズ・アンプ（ＬＮＡ）などの各ブロックにより構成される。
【００８４】
また、ディジタル信号処理を行なう上記の各ブロックはタイムベース・コントローラ（以下ＴＢＣと表記）により制御されており、処理を開始すべき時刻や終了する時刻、又は処理に伴い必要となるパラメータなどがＴＢＣから各ブロックに適時入力される。アナログ信号処理部については、図示していない処理ブロックも存在するが、本発明の要旨には直接関連しないことから本明細書では説明を省略する。
【００８５】
次いで、図示の受信機において信号を受信する場合の手順について説明する。
【００８６】
受信信号が図示していない受信アンテナ（本実施形態では、送信アンテナと共用)を介して受信されると、ＬＮＡにて線形増幅が行なわれた後に、直交復調器により受信信号の中心周波数をベースバンドへと変換する。さらにＡＧＣアンプにより受信電力の大まかな正規化を行ない、受信信号の電力のダイナミック・レンジを狭め、ＡＤコンバータのダイナミック・レンジに収まるよう適切な受信レベルになるように信号振幅の調整を行なう。この信号はさらにアナログＬＰＦに入力され、受信信号の信号帯域外の信号成分除去を行なう。このようにして得られた信号は、ＡＤコンバータに入力され、ディジタル信号へと変換される。
【００８７】
ＡＤコンバータが信号帯域幅の２倍以上のサンプル・レートを有している場合には、ディジタルＬＰＦにてさらに帯域制限を行なう。このようにして得られた受信信号は、同期処理部へとフィードされる。同期処理部内では、プリアンブルを検出することにより信号の存在を確認すると、精密な受信タイミングの確認や周波数オフセット除去作業、さらに必要に応じて受信信号電力の正規化を行ない、ＯＦＤＭシンボルの有効シンボル部を抽出してＦＦＴへと受信信号をフィードする。
【００８８】
ＦＦＴでは、離散フーリエ変換が行なわれ、受信信号波形から周波数軸上に並べられた受信シンボル系列を抽出する。受信シンボル系列は、ＯＦＤＭシンボル毎に伝送路推定部へと入力される。伝送路推定部においては、入力されたプリアンブル部よりチャネル・ベクタを生成し、チャネル・ベクタと入力された情報シンボルを基にインタリーブされた符号化ビット列を抽出する。この符号化ビット列は、チャネル・デコーダ部へと入力され、内部でデインタリーブ処理、ビタビ復号などによる最尤系列推定処理を行なうことにより受信ビット系列の推定を行なう。
【００８９】
上述した手順で得られた受信ビット推定系列は、受信ビット系列として通信プロトコルの上位レイヤへと受け渡される。ここで、受信機のディジタル信号処理部の各ブロックはＴＢＣにより制御されており、ＴＢＣは同期処理部から伝えられた受信タイミングに応じて各ブロックに対して、処理開始並びに終了時刻、さらには処理に必要なパラメータを供給する。
【００９０】
Ｃ．送信側パワー・アンプについて
ＯＦＤＭ信号の時間軸波形はガウス分布することから、ＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）が通常の複素ＰＡＭ伝送よりも高いことが知られている。
【００９１】
通常の送信パワー・アンプに用いられるアンプの入出力特性は、例えば、図１０に示すようなものが一般的である。同図に示すように、入力振幅に応じた位相特性が存在し、さらに出力振幅も徐々にある値に漸近するように飽和する。
【００９２】
出力信号の振幅値が飽和することによりベクタ・エラーが生じることがある。ＯＦＤＭの場合、振幅ダイナミック・レンジが大きいので、非線形領域を使うと、特性劣化を招来してしまう。このため、送信シンボルの誤差の要因とならないように、通常は、入力信号振幅にマージンを持たせて、アンプの線形性が確保されている区間での信号振幅を行なうことが行なわれる。一般的には、マージンを持たせることを「バックオフをとる」などと呼ぶ。
【００９３】
しかしながら、マージンを持たせれば持たせるほど、電源効率（＝平均出力電圧／電源電圧）は悪くなる傾向にあり、省電力化の観点から問題が生じる。
【００９４】
そこで、パワー・アンプにどれほどのバックオフを持たせるかが問題となるが、上述した伝送レートモードにより必要なバックオフ値は異なってくる。高伝送レートモードでは、より低いベクタ・エラーが要求されるためである。例えば、出力バックオフにして３ｄＢのマージンをとった場合、各伝送レートモードにおける所要ＳＮＲ（Ｅｓ／Ｎｏ）とＢＥＲ（ビット・エラー比）の関係は図１１に示す通りとなる。
【００９５】
図１１では、各伝送レートモードにおいて、薄線が完全な線形アンプにて増幅を行なった場合、濃線が非線形アンプにて増幅を行なった場合をそれぞれ示している。同図から明らかな通り、伝送レートが１８Ｍｂｐｓまでであれば、特性に劣化は生じないものの、伝送レートが５４Ｍｂｐｓくらいの高速になると激しく劣化が生じていることが判る。
【００９６】
そこで、本実施形態では、送信アンプに与えるバックオフ値を伝送レートモードにより変更するようにした。図１２には、伝送レートモードに応じて送信アンプに与えるバックオフ値を切り替えることができる送信機の構成（パワー・アンプ部分）を示している。
【００９７】
パワー・アンプへの入力信号線において、パワー・アンプの前段にアッテネータ（Ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ）とスイッチ（Ｓｗｉｔｃｈ）を挿入する。スイッチの出力がパワー・アンプへと入力されている。
【００９８】
入力信号（Ｔｘ．Ｓｉｇｎａｌ）は、複数の信号線へと分岐され、アンプ（Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を介してスイッチに入力される線０１、そのまま入力される線０２、アッテネータにより減衰してから入力される線０３がそれぞれスイッチへと入力される。スイッチでは、送信する信号のデータレートモードが入力されており、これに応じて、どの入力信号を出力するかを決定する。
【００９９】
次いで、図示の送信機の具体的な動作について説明する。例えば、６Ｍｂｐｓ〜１８Ｍｂｐｓの伝送レートで送信を行なう場合には、スイッチは信号線０１を出力し、２４Ｍｂｐｓ〜３６Ｍｂｐｓの伝送レートで送信を行なう場合にはスイッチは信号線０２を出力し、４８Ｍｂｐｓ〜５４Ｍｂｐｓの伝送レートで送信を行なう場合にはスイッチは信号線０３を出力する。これにより、送信パワー・アンプのバックオフの高低を伝送レートモードに応じて設定することが可能となる。
【０１００】
なお、上記の各信号線０１／０２／０３に関しては、一例を示しただけであり、信号線０１と０２、又は０２と０３のみで図示の回路が構成されていても、本発明の効果を同様に発揮することが期待できる。
【０１０１】
また、信号線０１ではアンプが挿入されていることになるが、スイッチにおいて信号線０１を出力しない場合には、このアンプの電源を切るという手順が併用されると、省電力効果やその他の面でさらに好適である。
【０１０２】
Ｄ．受信側ＡＧＣ
受信側のＡＧＣ（Ａｕｔｏ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）においては、受信電力のダイナミック・レンジを吸収するために用いられるＡＧＣアンプが存在する。
【０１０３】
Ｈ／２やＩＥＥＥ８０２．１１ａにおいては、信号がバースト的に受信されることから、バースト毎にＡＧＣアンプの増幅度合いを決定する必要がある。さらに、この処理は信号を受信してから短時間でＡＤコンバータの信号レンジに調整する必要がある。具体的には、プリアンブルのＰｒｅ−３並びにＰｒｅ−４部は、伝送路推定部においてチャネル・ベクタとして用いられるため（後述）、Ｐｒｅ−１並びにＰｒｅ−２部において、信号振幅の正規化を終了する必要がある。
【０１０４】
ＡＧＣアンプの制御をディジタル・ドメインで行なう場合、例えば図１３に示すようなコントロール・ループが組まれる。図示の例では、ＡＧＣアンプ出力を、アナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）を通過させた後、ＡＤコンバータによりディジタル変換してからゲイン・コントロールを施す。そして、ＤＡコンバータによりアナログ信号に戻してからアナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）を通過させた後にＡＧＣアンプにフィードバックする。この場合、このループ内にフィルタが介在していることから制御に遅延が生じ、あまり高速な(高周波の)ループ・ゲインを適用できない。
【０１０５】
これに起因して、受信電力が大きいままバーストの受信が行なわれる可能性があり、ＡＧＣの処理においては幾つかの留意事項が存在する。
【０１０６】
図１３に示したＡＧＣアンプは、その増幅度合いを電圧コントロールされているが、電圧コントロール用の信号は、ディジタル部により算出され、これをＤＡコンバータによりアナログ化することにより得られている。
【０１０７】
図１４には、図１３中のゲイン・コントロール部の内部構成を示している。以下、図１４を参照しながら、ゲイン・コントロール部で実行される処理内容について説明する。
【０１０８】
ゲイン・コントロール部には、ＡＤコンバータから出力された受信信号のＩ軸振幅とＱ軸振幅、並びにゲイン・コントロールを行なうか否かを指示する命令信号Ｌｏｃｋ  Ｆｌａｇが入力されている。
【０１０９】
Ｌｏｃｋ  Ｆｌａｇ信号がオンの場合、ゲイン・コントロール部ではすべての処理をストップさせ、前回出力したゲイン・コントロールのための出力信号をホールドする（ホールドする機構は特に図示しない）。一方、Ｌｏｃｋ  Ｆｌａｇ進行がオフの場合、ゲイン・コントロール部は、受信信号振幅を基にＡＧＣアンプにおける増幅度合いを算出する。
【０１１０】
入力された受信信号すなわちＡＤコンバータから出力された受信信号のＩ軸振幅とＱ軸振幅は、まず各セレクタ（Ｓｅｌ）に入力される。セレクタでは、ゲイン・コントロール部の内部でその絶対値振幅を評価し、ＡＤコンバータの最大値あるいは最大値に極めて近い値でなかった場合には、入力された受信信号を出力する。一方、入力信号の絶対値振幅値がＡＤコンバータの最大値あるいは最大値に極めて近い値であった場合には、入力信号に代えて内部に格納されているＭａｘ  Ｖａｌｕｅを出力する。
【０１１１】
このＭａｘ  Ｖａｌｕｅは、ＡＤコンバータの絶対値振幅最大値よりも２倍から８倍程度の値（好適な値としては４倍程度の値）としておく。これにより、受信信号がＡＤコンバータのダイナミック・レンジを越えて大きい場合にも、受信信号電力が飽和することを防ぐことができる。
【０１１２】
セレクタから出力された各信号は、それぞれ２乗計算回路に入力されてＩ軸振幅とＱ軸振幅の２乗がとられ、さらに加算器でこれらの和が算出され、受信振幅から受信電力を算出する仕組みとなっている。
【０１１３】
このようにして得られた受信電力値は、線形→対数変換回路（Ｌｏｇ（））によりデシベル表記の値と変換される。この変換回路は、一般にルックアップ・テーブルにより構成される。
【０１１４】
デシベル表記の値となった受信電力値は、１次のループ・フィルタへと入力される。ループ・ゲインのα倍は、ゲイン・コントロール部に受信シンボルが４０ＭＨｚで入力される場合、デシベル表記の受信電力値を７ビット・シフトにより０．００７８１２５倍にした値を随時加算する。
【０１１５】
ループ・フィルタの出力は、極性を変換することにより、受信信号振幅を正規化するための電力の正規化係数となる。そして、電力の正規化係数は、対数→線形変換回路（Ｌｉｎｅａｒ（））により、該電力正規化係数に対応する振幅値に変換した後に、この値をＡＧＣアンプにおける増幅度合いを指示する信号として出力する。対数→線形変換回路は、一般にルックアップ・テーブルにより構成される。
【０１１６】
Ｅ．同期処理部
Ｈ／２に基づく通信システムでＡＰの同期系（すなわちアップリンク受信用）、並びにＩＥＥＥ８０２．１１ａに基づく通信システムの同期系に必要とされる処理を以下のように定義した。
【０１１７】
（１）ＰＤＵ（Ｐｒｏｔｏｃｏｌ  Ｄａｔａ  Ｕｎｉｔ）トレインの捕捉
バースト的に送信されてくるＰＤＵトレイン（パケット）の存在を発見する。
（２）周波数オフセットの検出並びに補正
２００ｋＨｚ以上の周波数オフセットを検出して補正し、後段の処理ブロックに受け渡す。
（３）受信タイミングの捕捉
ＯＦＤＭシンボルの切れ目を検出し、後段の処理ブロックに受け渡す。
【０１１８】
一方、Ｈ／２のＭＴの同期系（すなわち、ダウンリンク受信用）に必要とされる処理を下記の通りと定義した。
【０１１９】
（１）ＡＰの探索並びにＭＡＣフレームの捕捉
ＡＰが２ミリ秒毎に送信するブロードキャスト・バーストを検出し、このキャリアにおいて接続すべきＡＰが存在することを認識する。
（２）周波数オフセットの検出並びに補正
２００ｋＨｚ以上の周波数オフセットを検出して補正し、後段の処理ブロックに受け渡す。
（３）受信タイミングの捕捉
ＯＦＤＭシンボルの切れ目を検出し、後段の処理ブロックに受け渡す。
【０１２０】
以下では、これらの処理を行なうための処理ブロックを「同期処理部」と称し、同期処理部の構成などについて説明を行なう。
【０１２１】
Ｅ−１．コントローラから同期処理部への制御情報
ＡＰ用の同期処理とＭＴ用の同期処理では処理内容が異なるが、およそ似たような処理で各リンクの受信が可能である。そこで、同期処理部は、コントローラからのコマンドに応じて、どちらの処理も可能なものとすることにした。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの同期処理もＨ／２のアップリンクとほぼ同様に実行可能であるため、これにも対応することとした。
【０１２２】
すなわち、同期処理部は、コントローラから与えられたコマンドに応じて、相応の処理を行なう機構を備えている。同期処理部は、下表に示す数値が設定されることにより、コントローラから同期処理部に対してコマンドが与えられたと認識する。
【０１２３】
【表２】
2008211845.tif 000004
【０１２４】
以下、各数値が示すメッセージの内容について説明する。
【０１２５】
Ｅ−１−１．ＯＰＥＲＡＴＩＯＮ＿ＭＯＤＥ
ＯＰＥＲＡＴＩＯＮ＿ＭＯＤＥは、同期処理部にどのシステムの同期系処理を行なわせるかを指示する環境変数である。ＯＰＥＲＡＴＩＯＮ＿ＭＯＤＥに設定すべき数値は、下表に示す３通りであり、２ビット情報で構成される。
【０１２６】
【表３】
2008211845.tif 000005
【０１２７】
この環境変数（ＯＰＥＲＡＴＩＯＮ＿ＭＯＤＥ）は、Ｐｏｗｅｒ Ｏｎ Ｒｅｓｅｔ後にセットし、オペレーション中変更されない。
【０１２８】
Ｅ−１−２．ｉＲｘＯｒｄｅｒ
ｉＲｘＯｒｄｅｒは、同期処理部に対して特定の処理を行なわせたり処理をストップさせたりするなどの指示を行なうコマンドである。現状で定義したコマンドは下表に示す６通りであり、３ビット情報で構成される。
【０１２９】
【表４】
2008211845.tif 000006
【０１３０】
このコマンド（ｉＲｘＯｒｄｅｒ）は、コントローラから同期処理部に対して希望する処理を行なわせるトリガとなるものであり、同期処理部はコマンドを受け取ることにより、直ちに相応の処理を開始する。幾つかのコマンドにおいては付随パラメータを設定する必要がある。これらのパラメータ値について以下で説明する。
【０１３１】
（１）ｉＲｘＯｒｄｅｒがＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨ、又は、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨ、又は、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨであった場合：
【０１３２】
【表５】
2008211845.tif 000007
【０１３３】
（２）ｉＲｘＯｒｄｅｒがＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＣＡＮであった場合：
【０１３４】
【表６】
2008211845.tif 000008
【０１３５】
Ｅ−２．各コマンド発行タイミング
Ｅ−１項で説明した各コマンドをどのタイミングでどのようにセットすればよいかについて、各環境時について一例を示しながら説明する。
【０１３６】
Ｅ−２−１．ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＢＥ＿ＩＤＬＥ
コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＢＥ＿ＩＤＬＥは、すべてのアクションを終了する際に必ず発行する。同期処理部は、このコマンドを受け付けることにより、現在処理中のすべての動作を直ちに終了させ、アイドル状態となる。アイドル状態とは、まさしく何の処理も行なわない状態である。具体的な発行例については後述に譲る。
【０１３７】
Ｅ−２−２．ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＣＡＮ
コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＣＡＮは、キャリア・センスを行なわせるコマンドである。キャリアで通信しているＡＰが近隣に存在するか否かをチェックする際に発行することを想定しており、ＭＴに電源を投入した後、すべての周波数チャネルにおいて、このコマンドを用いてキャリアのセンスをする。図１５には、このコマンドの発行例を示している。同期処理部は、このコマンドを受け取ると、付随パラメータｉＲｘＯｒｄｅｒＰａｒａｍ１で指定された時間の間パケットの検出処理を継続的に行ない（受信処理は行なわない）、検出処理で算出される最大ピーク値を出力する。
【０１３８】
ＭＴは、各周波数チャネルにおいて、コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＣＡＮによる処理を行ない、最大のピーク値を観測した周波数チャネルにおいて送受信を試みることになるだろう。勿論、コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＣＡＮは、セル・サーチ用途としても利用可能で、あるＡＰとの間で信号の送受信を開始した後に他周波数チャネルの様子を手っ取り早く見る場合にも有効である。
【０１３９】
このコマンドによる処理が終了した後は、コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＢＥ＿ＩＤＬＥを発行し、同期処理部を初期化する必要がある。
【０１４０】
Ｅ−２−３．ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨ
コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのパケットを発見し受信を試みる場合に発行する。ＣＳＭＡでアクセスが行なわれている時間帯においては、コントローラは常にこのコマンドを発行してＩＥＥＥ８０２．１１ａのパケット捜索を行なっている必要がある。このコマンドの具体的な発行例については後述に譲る。
【０１４１】
Ｅ−２−４．ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨ
コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨは、Ｈ／２のアップリンク・バースト受信を試みる場合に発行する。Ｈ／２の場合、受信タイミングはあらかじめ既知ではあるが、周波数オフセットの問題などもあり、ＬｏｎｇＰｒｅａｍｂｌｅを期待してプリアンブル先頭部も処理対象としている。そのため、処理内容はコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨが発行された場合とほとんど同様となる。
【０１４２】
ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨ、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨが発行された場合の処理について、図１６を参照しながら説明する。
【０１４３】
コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨが発行されると、同期処理部はパケットの捜索を開始し、パケットが受信されたと判断された場合には自動的に受信処理を進める。受信タイミング、周波数オフセット、受信ゲインそれぞれを補正した信号が、コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＢＥ＿ＩＤＬＥが発行されるまでＦＦＴに対して次々にフィードされていく。
【０１４４】
同期処理部は、受信パケットの長さに関する情報は保持していないため、パケット全体の受信が終了した時点で、コントローラは受信処理を終了させるためにコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＢＥ＿ＩＤＬＥを発行する必要がある。
【０１４５】
ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨ、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨには、付随パラメータｉＲｘＯｒｄｅｒＰａｒａｍ１並びにｉＲｘＯｒｄｅｒＰａｒａｍ２を指定する必要がある。コントローラは、各状況に応じてこれらのパラメータを設定し、同期処理部を制御することが可能である。
【０１４６】
詳細は後述に譲るが、コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨは、Ｈ／２のダウンリンクにおいても発行する必要があるので、注意が必要である。
【０１４７】
Ｅ−２−５．ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨ
コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨは、Ｈ／２のブロードキャスト・バースト受信を試みる場合に発行する。Ｈ／２のブロードキャスト・バーストは２ミリ秒毎に巡回するＭＡＣフレームの先頭で必ず送信されてくることになっており、ＭＴのＡＧＣアンプのゲイン値は前ＭＡＣフレームを受信したときに用いた値を継続して利用できる筈である。したがって、同期処理部は、このコマンドが発行されると、ブロードキャスト・バーストのプリアンブルの先頭部からまともな振幅値で信号が入力されてくることを想定している。
【０１４８】
また、初めてブロードキャスト・バーストを受信する場合には、ＡＧＣのアンプのゲインが設定されていないため、ブロードキャスト・バーストのプリアンブルの先頭部からまともな振幅値で信号が入力されない場合も想定される。したがって、初めてブロードキャスト・バーストを受信する場合には、このコマンドの代わりにコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨを発行する。このコマンドでブロードキャスト・バーストの存在が確認されたら、コントローラはその２ミリ秒後にコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨを発行し、本格的にブロードキャスト・バーストの受信処理を開始する手順となる。
【０１４９】
Ｅ−２−６．ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＲＥＣＥＩＶＥ
コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＲＥＣＥＩＶＥは、Ｈ／２のダウンリンク・バースト受信を試みる場合に発行することを想定している。ダウンリンク・バースト受信時には、既にこのＭＡＣフレームにおいてブロードキャスト・バーストを受信済みで、ＡＧＣアンプのゲインやダウンリンク・バーストの受信タイミングの情報は既知であることを仮定している。（とは言っても、詳細の受信タイミング制御は行なわれる。）
【０１５０】
図１７には、運良くブロードキャスト・バーストを１回で受信できた場合のＨ／２ダウンリンク受信処理手順を示している。また、図１８には、他のＭＴからのアップリンク・バーストをブロードキャスト・バーストと取り違えた場合のＨ／２ダウンリンク受信処理手順を示している。
【０１５１】
Ｅ−３．内部処理手順
同期処理部内では、複数の機能単位モジュールが存在し、個々のモジュールがそれぞれの目的に応じて動作していく。同期処理部内に存在する機能単位モジュールを以下に示しておく。
【０１５２】
（１）Ｐａｃｋｅｔ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ（パケット検出）
（２）Ｔｉｍｉｎｇ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ（タイミング検出）
（３）Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｏｆｆｓｅｔ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  Ｂｌｏｃｋ（周波数オフセット測定）
（４）Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｂｌｏｃｋ（ディジタル・ゲイン・コントロール）
（５）Ｐｒｅａｍｂｌｅ  Ｅｘｔｒａｃｔｏｒ（プリアンブル抽出）
（６）Ｓｙｍｂｏｌ  Ｅｘｔｒａｃｔｏｒ（シンボル抽出）
【０１５３】
これらの各モジュールが、コントローラから入力されるコマンドに応じて実行する協働的動作について、以下に説明する。
【０１５４】
Ｅ−３−１．内部処理手順（ケース１）
まず、コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨ、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨが発行されたときの処理について、図１９を参照しながら説明する。
【０１５５】
ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨ、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨが発行されると、直ちにパケット検出部の動作が開始され、プリアンブル先頭部（図１９中のＰｒｅ−１並びにＰｒｅ−２部）の発見を試みる。なお、粗い周波数オフセット（Ｃｏａｒｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｏｆｆｓｅｔ）の値も同時に計測される。
【０１５６】
パケット検出部（Ｐａｃｋｅｔ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）は、付随パラメータｉＲｘＯｒｄｅｒＰａｒａｍ１で指定された時間にわたり、ｉＲｘＯｒｄｅｒＰａｒａｍ２で指定された値をスレッショルド値としてプリアンブルＰｒｅ−１並びにＰｒｅ−２の探索処理を続ける。図１９では、時間内にスレッショルド値を越えるパケット検出部の出力が観測された場合の例を示している。
【０１５７】
プリアンブルＰｒｅ−２部を受信し終えた時点で、パケット検出部の出力値は最大値を出力する筈であるが、極大値を抽出する目的から最大値が出力されてからしばらく経過した後に、大雑把な受信タイミング並びに周波数オフセット値を確定させる。
【０１５８】
同期処理部内の他の機能単位モジュールは、パケット検出部の出力をトリガに動作を開始する。
【０１５９】
タイミング検出部（Ｔｉｍｉｎｇ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）は、パケット検出部の出力値がスレッショルド値を越えた時点で動作を開始し、およそプリアンブルＰｒｅ−４部の受信を開始した辺りで結果を出力する。タイミング検出部の出力により、どのシンボルからどのシンボルまでをＦＦＴにフィードすべきかどうかを示す情報が抽出される。
【０１６０】
周波数オフセット測定部（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｏｆｆｓｅｔ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  Ｂｌｏｃｋ）は、パケット検出部が受信タイミングと周波数オフセット値を確定させた時点でカウンタをスタートさせ、動作を開始する。その後、およそプリアンブルＰｒｅ−４部を受信し終えた辺りで結果を出力する。
【０１６１】
周波数オフセット測定部の出力値とパケット検出部の出力値を基に、周波数オフセット補正値が決定される。決定した周波数オフセット値を基に、これを補正するオシレータを動作させ、オシレータの出力は同期処理部の最終段において、ＦＦＴにフィードするシンボルと乗算される。
【０１６２】
ディジタル・ゲイン・コントロール部（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｂｌｏｃｋ）は、パケット検出部が受信タイミングと周波数オフセット値を確定させると、直ちに動作を開始する。その後、およそプリアンブルＰｒｅ−４部の受信を開始した辺りで結果を出力する。ディジタル・ゲイン・コントロール部の出力は、Ａ／Ｄコンバータが出力する信号電力の変動（ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎ）を吸収するための係数であり、同期処理部の最終段において、ＦＦＴにフィードするシンボルと乗算される。
【０１６３】
プリアンブル抽出部（Ｐｒｅａｍｂｌｅ  Ｅｘｔｒａｃｔｏｒ）は、上記のタイミング検出部、無周波数オフセット測定部、ディジタル・ゲイン・コントロール部の各出力がすべて出揃ったことをトリガに動作を開始し、逐次同期処理部内に格納していた受信シンボルに対して相応の演算を施した後にＦＦＴにシンボルをフィードする。プリアンプル抽出部は、プリアンブルＰｒｅ−３並びにＰｒｅ−４部を出力し終えると処理を終了する。
【０１６４】
シンボル抽出部（Ｓｙｍｂｏｌ  Ｅｘｔｒａｃｔｏｒ）は、プリアンプル抽出部の処理が終了したことをトリガに動作を開始し、同期処理部内に格納していた受信シンボルに対して相応の演算を施した後にＦＦＴにシンボルをフィードする。シンボル抽出部は、コントローラからコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＢＥ＿ＩＤＬＥが発行されるまでひたすら処理を続行する。
【０１６５】
Ｅ−３−２．内部処理手順（ケース２）
次に、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨ、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＲＥＣＥＩＶＥが発行されたときの処理について、図２０を参照しながら説明する。
【０１６６】
これらは、Ｈ／２のＭＴのみに発行されるコマンドである。あるＭＡＣフレームにおいて突然ダウンロード・バーストのみを受信することはあり得ないので、コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＲＥＣＥＩＶＥが発行されダウンロード・バーストの受信を試みる前には、必ずコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨが発行されブロードキャスト・バーストの受信を試みている筈である。以下では、これらのシーケンスを追って説明する。
【０１６７】
ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨが発行されると、直ちにパケット検出部の動作が開始され、ブロードキャスト・バーストのプリアンブル先頭部（図２０中のＰｒｅ−１並びにＰｒｅ−２部)の発見を試みる。パケット検出部は、付随パラメータｉＲｘＯｒｄｅｒＰａｒａｍ１で指定された時間にわたり、ｉＲｘＯｒｄｅｒＰａｒａｍ２で指定された値をスレッショルド値としてプリアンブルＰｒｅ−１並びにＰｒｅ−２部の探索処理を続ける。
【０１６８】
ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨの発行は、コントローラが前回のブロードキャスト・バーストの受信から２ミリ秒（ＭＡＣフレーム分）時間が経過したと判断したタイミングで与えることを想定している。
【０１６９】
プリアンブルＰｒｅ−２部を受信し終えた時点でパケット検出部の出力値は最大値を出力する筈であるが、極大値を抽出する目的から最大値が出力されてからしばらく経過した後に大雑把な受信タイミング並びに周波数オフセット値を確定させる。
【０１７０】
同期処理部内の他の機能単位モジュールは、パケット検出部の出力をトリガに動作を開始する。
【０１７１】
タイミング検出部は、パケット検出部の出力値がスレッショルド値を越えた時点で動作を開始し、およそプリアンブルＰｒｅ−４部の受信を開始した辺りで結果を出力する。タイミング検出部の出力により、どのシンボルからどのシンボルまでをＦＦＴにフィードすべきかの情報が抽出される。
【０１７２】
周波数オフセット測定部は、パケット検出部が受信タイミングと周波数オフセット値を確定させた時点でカウンタをスタートさせ、動作を開始する。その後、およそプリアンブルＰｒｅ−４部を受信し終えた辺りで結果を出力する。周波数オフセット測定部の出力値を基に、周波数オフセット補正値が決定される。Ｈ／２のＭＴにおいては、過去のバースト受信によりＡＰとの周波数オフセット値がおよそ既知であるため、ここで算出した周波数オフセット補正値は、ＡＰとの周波数オフセット値のリファインの目的で使用される。リファインされた周波数オフセット値を基に、これを補正するオシレータを動作させ、オシレータの出力は同期処理部の最終段において、ＦＦＴにフィードするシンボルと乗算される。
【０１７３】
ディジタル・ゲイン・コントロール部は、パケット検出部が受信タイミングと周波数オフセット値を確定させると、直ちに動作を開始する。その後、およそプリアンブルＰｒｅ−４部の受信を開始した辺りで結果を出力する。ディジタル・ゲイン・コントロール部の出力は、Ａ／Ｄコンバータが出力する信号電力の変動を吸収するための係数であり、同期処理部の最終段において、ＦＦＴにフィードするシンボルと乗算される。
【０１７４】
プリアンブル抽出部は、タイミング検出部、周波数オフセット測定部、ディジタル・ゲイン・コントロール部の各出力がすべて出揃ったことをトリガに動作を開始し、逐次同期処理部内に格納していた受信シンボルに対して相応の演算を施した後にＦＦＴにシンボルをフィードする。プリアンブル抽出部は、プリアンブルＰｒｅ−３並びにＰｒｅ−４部を出力し終えると処理を終了する。
【０１７５】
シンボル抽出部は、プリアンブル抽出部の処理が終了したことをトリガに動作を開始し、同期処理部内に格納していた受信シンボルに対して相応の演算を施した後にＦＦＴにシンボルをフィードする。シンボル抽出部は、コントローラからコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＢＥ＿ＩＤＬＥが発行されるまでひたすら処理を続行する。
【０１７６】
以上で、ブロードキャスト・バーストの受信が完了する。
【０１７７】
この後、ブロードキャスト・バースト内の信号をデコードすることによりこのＭＡＣフレーム内で送信されてくるダウンロード・バーストの受信タイミングなどの情報が抽出される。この情報に基づき、コントローラは該当するタイミングでコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＲＥＣＥＩＶＥを発行する。
【０１７８】
タイミング検出部は、このコマンドの発行をトリガにカウンタをスタートさせ、動作を開始する。およそプリアンブルＰｒｅ−４部の受信を開始した辺りで結果を出力する。タイミング検出部の出力により、どのシンボルからどのシンボルまでをＦＦＴにフィードすべきかの情報が抽出される。
【０１７９】
周波数オフセット測定部もこのコマンドの発行をトリガにカウンタをスタートさせ、動作を開始する。その後、およそプリアンブルＰｒｅ−４部を受信し終えた辺りで結果を出力する。周波数オフセット測定部の出力値（周波数オフセット補正値）は、ＡＰとの周波数オフセット値のリファインの目的で使用される。リファインされた周波数オフセット値を基に、これを補正するオシレータを動作させ、オシレータの出力は同期処理部の最終段において、ＦＦＴにフィードするシンボルと乗算される。
【０１８０】
ディジタル・ゲイン・コントロール部もこのコマンドの発行をトリガにカウンタをスタートさせ、動作を開始する。その後、およそプリアンブルＰｒｅ−４部の受信を開始した辺りで結果を出力する。ディジタル・ゲイン・コントロール部の出力は、Ａ／Ｄコンバータが出力する信号電力の変動を吸収するための係数であり、同期処理部の最終段において、ＦＦＴにフィードするシンボルと乗算される。
【０１８１】
プリアンブル抽出部は、タイミング検出部、周波数オフセット測定部、ディジタル・ゲイン・コントロール部の各出力がすべて出揃ったことをトリガに動作を開始し、逐次同期処理部内に格納していた受信シンボルに対して相応の演算を施した後にＦＦＴにシンボルをフィードする。プリアンブル抽出部は、プリアンブルＰｒｅ−３並びにＰｒｅ−４部を出力し終えると処理を終了する。
【０１８２】
シンボル抽出部は、プリアンブル抽出部の処理が終了したことをトリガに動作を開始し、同期処理部内に格納していた受信シンボルに対して相応の演算を施した後にＦＦＴにシンボルをフィードする。シンボル抽出部は、コントローラからコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＢＥ＿ＩＤＬＥが発行されるまでひたすら処理を続行する。
【０１８３】
以上で、ダウンロード・バーストの受信が完了する。
【０１８４】
なお、上記では、ブロードキャスト・バーストの受信にコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨを用いたが、ＭＡＣフレームの切れ目が既に明らかになっている場合（すなわちブロードキャスト・バーストがどのタイミングで受信されるかの情報を確実に得ている場合）には、ブロードキャスト・バーストの受信用途としてコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨを用いることも可能である。
【０１８５】
Ｅ−４．同期処理部の内部構成
同期処理部の内部構造を機能単位別に図示すると、図２１に示す通りとなる。
【０１８６】
各機能単位は、同時に動作しないことが確定しているものも存在し、且つ同様の処理内容を含むものも存在する。回路化する際には、これら同様の処理は同一の回路を用いて演算が可能であり、共用することが必要である。そこで、図２２には、回路ベースで表記した同期処理部の全体ブロック図を示している。
【０１８７】
図２２では、同期処理部がＨ／２  ＡＰ、Ｈ／２  ＭＴ、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのいずれでも動作するように構成されているので、処理の流れが分り難い。そこで、図２３にはＨ／２  ＡＰ及びＩＥＥＥ８０２．１１ａとして動作する場合の同期処理部の構成を示すとともに、図２４にはＨ／２  ＭＴとして動作する場合の同期処理部の構成を示している。Ｈ／２  ＭＴであっても、最初のブロードキャスト・バーストを受信するときには、Ｈ／２  ＡＰにおけるアップリンク・バスと受信処理と同様の処理が必要である。
【０１８８】
図２３と図２４の大きな相違は、周波数オフセットをどこで補正するかである。Ｈ／２  ＭＴの場合には、有無を言わさず受信信号を過去の受信結果で得られている周波数オフセット値で補正する。
【０１８９】
以下では、同期処理部内の各機能単位内部の構成や処理内容について詳解する。
【０１９０】
Ｅ−４−１．パケット検出部
図２５には、パケット検出部の内部構成を示している。パケット検出部内部の動作周波数は２０ＭＨｚを想定しており、Ａ／Ｄコンバータよりディジタル・フィルタを介して５０ナノ秒毎に伝えられる信号を入力とする。
【０１９１】
パケット検出部への入力信号は、ディジタル・フィルタの出力信号（Ｓｔｒａｉｇｈｔ  Ｉｎｐｕｔ）、０．８マイクロ秒前に受信した信号（Ｄｅｌａｙｅｄ  Ｉｎｐｕｔ）、０．８マイクロ秒前に受信した信号との複素共役乗算結果（Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  Ｉｎｐｕｔ）、並びに受信信号のパワー（Ｐｏｗｅｒ  Ｉｎｐｕｔ）である。
【０１９２】
複素共役結果から入力されてきた信号に対しては、過去０．８マイクロ秒にわたり累積加算を行なうことにより、自己相関を計算する。
【０１９３】
受信信号のパワーから入力されてきた信号に対しては、過去１．６マイクロ秒にわたり入力されてきた信号の累積加算を行なう。
【０１９４】
複素共役入力の累積加算結果（自己相関値）は、受信信号のパワーの累積加算結果により正規化する（図２５中のＮｏｒｍブロックで行なわれるが、その詳細は後述に譲る）。このとき、入力されてきた信号の振幅が極端に小さかった場合には、正規化された値を小さな値とするため、受信信号のパワーの累積加算結果はあるスレッショルド値よりも小さかった場合にはそのスレショルド値で底打ちさせる。これで、「電力で正規化された自己相関値」が生成されたことになる。
【０１９５】
一方、ディジタル・フィルタの出力信号の入力Ｓ１と０．８マイクロ秒前に受信した信号入力Ｓ２を用いて下式に示す演算を行ない、Ｓ３を生成し、さらにＳ３を過去０．８マイクロ秒にわたり累積加算する。これで、「Ｓ３の累積加算値」が生成されたことになる。
【０１９６】
【数１】
2008211845.tif 000009
【０１９７】
上述のようにして生成された「電力で正規化された自己相関値」は、各々０．８マイクロ秒分の信号を格納するＦＩＦＯバッファへと格納される。ＦＩＦＯバッファは、図示の通りチェイン状に数段にわたり構成されている。各ＦＩＦＯバッファの出力は、パケット検出器が現在どのシステムのどの機器の同期処理部の処理を行なっているのかに応じて極性反転された後に加算され、その加算結果Ｓｙが比較器に入力される。
【０１９８】
一方、「Ｓ３の累積加算値」も、同様に各々０．８マイクロ秒分の信号を格納するＦＩＦＯバッファへと格納される。図示の通り、ＦＩＦＯバッファはチェイン状に数段にわたり構成されている。各ＦＩＦＯバッファの出力は、パケット検出部が現在どのシステムのどの機器の同期処理部の処理を行なっているのかに応じて（すなわちコントローラからどのコマンドを受け取ったかに応じて）極性反転された後に加算され、加算結果Ｓｘが比較器に入力される。
【０１９９】
比較器内部では、パケット検出部が現在どのシステムのどの機器の同期処理部の処理を行なっているのかに応じて（すなわちコントローラからどのコマンドを受け取ったかに応じて）信号Ｓｙ又はゼロ信号を出力する。それぞれの場合についての極性反転処理並びに比較器内部処理の内容を以下に示す。
【０２００】
（１）Ｈ／２受信機として動作している際にコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨ 又はＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＣＡＮを受け取った場合：
極性反転においては、直近に算出された「電力で正規化された自己相関値」並びに、直近に算出された「Ｓ３の累積加算値」の極性を反転する。
比較器においては、Ｓｘの値が負の数値であった場合にゼロ信号を、それ以外の場合にはＳｙを出力する。アップリンク・バーストのプリアンブルＰｒｅ−１部並びにＰｒｅ−２部を受信している際には、Ｓｘの値が正の数値である筈なので、Ｓｘの値が負の数値となった時点でアップリンク・バーストのプリアンブルを受信している確率はゼロとみなし、ゼロ信号を出力する。この処理により誤検出の確率を下げる効果がある。
【０２０１】
（２）ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨを受け取った場合：
極性反転においては、直近に算出された「電力で正規化された自己相関値」並びに、直近に算出された「Ｓ３の累積加算値」の極性を反転する。
比較器においては、Ｐｒｅ−１部を受信している間はＳｘの値が正の数値であった場合にゼロ信号を、それ以外の場合にはＳｙを出力する。一方、Ｐｒｅ−２部を受信している間はＳｘの値が正の数値であった場合にゼロ信号を、それ以外の場合にはＳｙを出力する。ブロードキャスト・バーストのプリアンブルＰｒｅ−１部を受信している際には、Ｓｘの値が負の数値である筈なので、Ｓｘの値が正の数値となった時点でブロードキャスト・バーストのプリアンブルＰｒｅ−１部を受信している確率はゼロとみなし、ゼロ信号を出力する。また、ブロードキャスト・バーストのプリアンブルＰｒｅ−２部を受信している際には、Ｓｘの値が正の数値である筈なので、Ｓｘの値が負の数値となった時点でブロードキャスト・バーストのプリアンブルＰｒｅ−２部を受信している確率はゼロとみなし、ゼロ信号を出力する。この処理によりＰｒｅ−１部とＰｒｅ−２部の識別を行ない、誤検出を防いでいる。
【０２０２】
（３）ＩＥＥＥ８０２．１１ａ受信機として動作している際にコマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨ又はＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＣＡＮを受け取った場合：
極性反転においては、極性反転は行なわない。
比較器においては、Ｓｘの値に関わらずＳｙを出力する。すなわち、この場合、ディジタル・フィルタの出力信号並びに０．８マイクロ秒前に受信した信号の各信号に関する信号処理を行なう必要はない。
【０２０３】
上述した手順で処理が行なわれ比較器から出力された信号を基にＩ−Ｑペアより振幅値を算出し、Ｉ−Ｑペアとこの振幅値が、ピーク推定処理へと渡される。
【０２０４】
次いで、ピーク推定処理について説明する。ピーク推定ブロックには、コントローラからのコマンド・パラメータが入力されており、どのくらいの時間パケット捜索を行なうかの情報と、パケットを受信したか否かを判断するためのスレッショルド値が保持されている。この前提において、下記の処理を行なう。
【０２０５】
（１）入力された振幅値とスレッショルド値を比較し、振幅値がスレッショルド値を越えていた場合には、この時刻、Ｉ−Ｑ信号ペア、並びに振幅値を記憶する。
（２）スレッショルド値を越える振幅値が現れた後、設定期間（具体的には０．８マイクロ秒乃至２．４マイクロ秒）以内にスレッショルドを越える振幅値が再度出現した場合、これらをカップリングし高い振幅値を示したもののみを記憶する。
（３）最後に記憶した最大の振幅値を記憶してから設定期間だけ時間が経過したら、振幅値の極大値を抽出したものとみなし、記憶されている時刻を仮受信タイミングとして認識し、且つ記憶されているＩ−Ｑ信号ペアのＡｒｇｕｍｅｎｔを仮周波数オフセット値として認識する。さらに、パケットのプリアンブルを発見した旨のトリガ信号を生成する。
【０２０６】
図２６及び図２７には、ここまでの一連の処理の流れを示している。但し、図２６はＨ／２アップリンク又はＩＥＥＥ８０２．１１ａ受信時におけるタイミング検出部内部信号と状態を示し、図２７はＨ／２ダウンリンク・ブロードキャスト・バースト受信時におけるタイミング検出部内部信号と状態を示している。
【０２０７】
各図に示す通り、Ｈ／２のアップリンク又はＩＥＥＥ８０２．１１ａ受信時は１回のピークにてパケット受信を認識するが、Ｈ／２のダウンリンク・ブロードキャスト・バースト受信時は２回のピークを抽出することによりパケット受信を認識する。特に初期同期時には、アップリンク・バーストとブロードキャスト・バーストを見極める必要があるため、Ｈ／２のダウンリンク・ブロードキャスト・バースト受信の認識は厳しく設定されている。
【０２０８】
次に、パケット検出部内部に構成される正規化回路（Ｎｏｒｍ．のブロック）の内部構成とその動作について、図２８を参照しながら説明する。このブロックでは、第１入力の信号を第２入力の信号値で正規化する処理が行なわれる。
【０２０９】
まず、第２入力の値において１がセットされている最上位ビットの位置を抽出し、第１入力及び第２入力とも上記「１がセットされている最上位ビットの位置」が最上位ビットになるようビット・シフトする。さらに、シフト後の第２入力の値でテーブル引きを行ない、この値の逆数値構成要素を出力する。この値に定数を加算したものが正規化のための係数となり、第１入力にこの係数を乗じることにより正規化された信号が出力される。
【０２１０】
Ｅ−４−２．タイミング検出器
タイミング検出部内部の動作周波数は４０ＭＨｚを想定している。２０ＭＨｚ処理だと、時間軸分解能が不十分だと判断したのが主な理由である。ＡＷＧＮチャネルにおいては２０ＭＨｚ処理でも優位差はないが、例えばＢＲＡＮチャネルのように１０ナノ秒毎に各素波が到着する伝播路モデルにおいては、２０ＭＨｚ分解能だと各遅延素波の電力を正確に算出できない。これに起因して、ＦＦＴへフィードする信号の時間窓がずれるのだが、ＢＲＡＮ−Ｃチャネルなどのように適度に遅延分散が大きいチャネルにおいてはこの影響が無視できないことが分っている。
【０２１１】
図２９には、タイミング検出部の内部構成を示している、タイミング検出部への入力信号は、周波数オフセットが補正された受信信号であり、Ｈ／２ＡＰやＩＥＥＥ８０２．１１ａの同期処理部として動作する際には、パケット検出部が出力した仮周波数オフセット値を用いて入力信号を補正したものをタイミング検出部の入力とする。また、Ｈ／２ＭＴとして動作している際には、過去に測定した周波数オフセット値を用いて補正したものがタイミング検出部の入力となる。
【０２１２】
タイミング検出処理は、基本的には、受信したプリアンブルＰｒｅ−３部とタイミング検出部内に保持しているＰｒｅ−３部のレプリカとの相互相関を算出することにより行なわれる。相互相関の算出はＰｒｅ−３部の有効シンボル長に渡り計算される（具体的には３．２マイクロ秒）。相互相関値は、上述したパケット検出部が抽出した仮受信タイミングを中心に１．６マイクロ秒乃至３．２マイクロ秒の時間窓範囲で計算し、相互相関値の最も高いタイミングが受信タイミングとなる筈である。
【０２１３】
しかし、遅延パスを伴うチャネルにおいては、ここで単純に最も相互相関値が高いタイミングを受信タイミングとして認識することは得策ではない。
【０２１４】
例えば、図３０に示すような２波チャネルＰａｔｈ＃１並びにＰａｔｈ＃２を介して信号が受信された場合を考えてみる。この場合、シンボルは図３１のように受信され、タイミング検出部が最も相互相関値が高いタイミングを受信タイミングとして認識した場合には、図示されたＦＦＴウィンドウで示された区間の信号をＦＦＴへフィードしてしまう。これにより、１つ後ろのシンボルのエネルギーが混入することになり、シンボル間干渉が生じる結果となる。
【０２１５】
このような事態を防ぐため、タイミング検出部は、遅延パス・チャネルにおいて、図３２に示すように、先に到着した素波を基準に受信タイミングを決定すべきである。
【０２１６】
これを実現するために、タイミング検出部内部では、下記の手順で先に到着した素波を模索する。各タイミングにおける相互相関値を計算し、これをすべて最大ピーク抽出（Ｍａｘ  Ｐｅａｋ  Ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ）ブロックに入力する。このブロックの内部では、まず、相互相関値が最大となるタイミングを抽出し、さらに、この相関値の６０％（乃至８０％）を越える相関値が出現する最前方のタイミングを受信タイミングとして抽出する。図３３には相関値に基づいて受信タイミングを抽出する様子を示している。
【０２１７】
実際には、さらに後方にマージンを持たせるため、タイミング検出部が抽出した受信タイミングよりも幾らか（例えば２００ナノ秒分）前方からの信号をＦＦＴへとフィードする。このマージンは、少なくすればするほど１つ後ろのシンボルからの干渉を受け易くなり、多くすればするほど１つ前のシンボルからの干渉を受け易くなる（すなわち、潜在的に遅延波に弱くなる）。
【０２１８】
Ｅ−４−３．周波数オフセット測定部
周波数オフセット測定部内部の動作周波数は２０ＭＨｚを想定している。
【０２１９】
図３４には、周波数オフセット測定部の内部構造を示している。周波数オフセット測定部の入力信号は、３．２マイクロ秒前に受信した信号との複素共役乗算結果である。複素共役乗算を行なう回路はパケット検出部の入力信号生成に用いられた回路と共用することが可能であり、周波数オフセット測定部がアクティベートされる際には、複素共役乗算を行なう回路には、現在受信した信号と３．２マイクロ秒前に受信した信号がフィードされるようスイッチされる。
【０２２０】
周波数オフセット測定部内部では、入力されてきた信号の累積加算が行なわれているだけであり、この処理がプリアンブルＰｒｅ−４部の受信開始時辺りからＰｒｅ−４部を受信し終える直前まで行なわれる。
【０２２１】
周波数オフセット測定部は、パケット検出部の出力する仮周波数オフセット値と同様、周波数オフセット値をＩ−Ｑベクタで出力する。このＩ−Ｑベクタを角度情報に変換するためにａｒｃｔａｎ（）を計算するブロックが必要となる。この処理は、図３５に示す回路で行なわれる。
【０２２２】
ａｒｃｔａｎ（）は、Ｉ軸信号とＱ軸信号を入力とし、角度情報［ｒａｄｉａｎ］を出力する。まず、入力されたＩ軸信号はＱ軸信号により正規化し、正規化された信号値によってテーブル参照することによって角度情報を抽出する。正規化の手法は、パケット検出部の構成要素である正規化回路（Ｎｏｒｍａｌｉｚａｔｉｏｎ）ブロックと全く同様である。
【０２２３】
なお、ａｒｃｔａｎ回路は、パケット検出部の出力又は周波数オフセット測定部の出力（ともにＩ−Ｑ信号）を入力信号として動作する。どちらが入力されるかは、パケット検出部又は周波数オフセット測定部のいずれが現在アクティブなのかに応じてスイッチされる。
【０２２４】
基本的には、１パケットの受信当たり２回動作するだけなので動作周波数に縛りはないが、処理遅延を最小限にできる周波数で動作させるべきだろう。
【０２２５】
周波数オフセット測定部とａｒｃｔａｎ（）により生成された周波数オフセット値は、スコープが±１５６．２５ｋＨｚしかない。しかし、実際には、これを上回る周波数オフセット値を持った信号が入力される可能性がある。そこで、最終的な周波数オフセット値は、周波数オフセット測定部とａｒｃｔａｎ（）により生成された周波数オフセット値に加え、パケット検出部が出力した信号をも参照して決定する。パケット検出部が出力する仮周波数オフセット値はスコープが±６２５．０ｋＨｚまであり、パケット検出部が出力するＩ−Ｑ信号のコンステレーションからおおまかな周波数オフセットの範囲を判定することが可能である。上記で説明した処理を行なうのが、図３６に示す精密周波数オフセット算出（Ｐｒｅｃｉｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｏｆｆｓｅｔ  Ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ）回路である。
【０２２６】
精密周波数オフセット算出回路は、１パケットの受信につき１回実行される。図３６に示すように、精密周波数オフセット算出回路は、パケット検出部の出力と周波数オフセット測定部の出力と、ａｒｃｔａｎ（）回路の出力を入力信号としている。パケット検出部の出力と周波数オフセット測定部の出力から判断される条件に応じて、ａｒｃｔａｎ（）回路の出力値に対して補正処理を行なう。具体的には、判断条件並びに補正は、下式に示す通りである。
【０２２７】
【数２】
2008211845.tif 000010
【０２２８】
上式において、Ｓａ．ｉ、Ｓａ．ｑ は周波数オフセット測定部の出力値、Ｓｂ．ｉ、Ｓｂ．ｑはパケット検出部の出力値、Ａｒｇｕｍｅｎｔは周波数オフセット測定部の出力に基づいて計算したａｒｃｔａｎ（）回路の出力である。
【０２２９】
このようにして生成された周波数オフセット値は、オシレータに入力され、オシレータの出力と受信信号が乗算されることにより周波数オフセットの補正処理が完了する。オシレータは一般的な回路構成のものを適用することができるので、本明細書では説明を省略する。
【０２３０】
Ｅ−４−４．ディジタル・ゲイン・コントロール部
ディジタル・ゲイン・コントロール部内部の動作周波数は２０ＭＨｚを想定している。
【０２３１】
図３７には、ディジタル・ゲイン・コントロール部の内部構成を示している。ディジタル・ゲイン・コントロール部の入力信号は、受信信号の電力値であり、内部で各シンボル（サンプル）の累積加算を行ない、平均電力を算出する。この平均電力値を基に受信信号レベルを安定化（ｓｔａｂｉｌｉｚｅ）させる目的で受信信号と乗算する係数をテーブル引きにより抽出する。
【０２３２】
パケット検出部がパケットを発見しこれを確定させたことをトリガにＡＧＣアンプへの制御信号をロックするが、このロックされた制御信号により増幅されたシンボルが入力されるまでそれなりの遅延が生じる（フィルタによる遅延が主原因である）。ディジタル・ゲイン・コントロール部は、パケット検出部がパケットを発見したことを確定してから、さらにこの遅延分だけ待ってから電力値の累積加算を開始し、累積加算を３．２マイクロ秒にわたり行なう。
【０２３３】
ルックアップ・テーブル（Ｎｏｒｍ．  Ｆａｃｔｏｒ  Ｔａｂｌｅ）では、電力値→振幅係数の変換が行なわれる。
【０２３４】
Ｅ−４−５．プリアンブル抽出部
プリアンブル抽出部は、タイミング検出部の出力する受信タイミング情報に応じてメモリに格納されているプリアンブルのＰｒｅ−３部並びにＰｒｅ−４部を抽出し、抽出したＰｒｅ−３部並びにＰｒｅ−４部に対して周波数オフセット補正を行ない、さらに、振幅補正を行なった後にＦＦＴに対して信号をフィードするブロックである。
【０２３５】
上述した、タイミング検出部、周波数オフセット測定部、ディジタル・ゲイン・コントロール部におけるすべての処理が終了したことをトリガに、プリアンブル抽出部はアクティベートされる。
【０２３６】
なお、同期処理部からはプリアンブルＰｒｅ−１部並びにＰｒｅ−２部は出力しない。プリアンブルＰｒｅ−３部並びにＰｒｅ−４部は、後段の伝送路推定部において、リファレンス・チャネル・ベクタ生成の目的で利用される。Ｐｒｅ−３部とＰｒｅ−４部は同一信号が周回して送信されてくるため、両者を同位相加算してリファンレス・チャネル・ベクタを生成してやれば、チャネル・ベクタの精度はＳＮＲ換算で３ｄＢ向上する。
【０２３７】
一方、プリアンブル抽出部が動作し始める頃にはプリアンブルＰｒｅ−３部並びにＰｒｅ−４部は既に受信し終わっており、この分、後段のブロックに信号を受け渡すまでにタイムラグが生じている。このタイムラグは特にＩＥＥＥ８０２．１１ａの受信機においてはクリティカルな問題となる（信号を受信し終わってから１６マイクロ秒以内にＡＣＫを返送しなければならない場合が存在するため、受信処理はなるべくタイムラグのないように終了させる必要がある）。
【０２３８】
そこで、プリアンブル抽出部では、Ｐｒｅ−３部とＰｒｅ−４部を時間軸信号の時点で同位相加算し、加算した結果をＦＦＴにフィードしてやることによりプリアンブル部のＦＦＴ実行を１回で終了させることにしている。
【０２３９】
Ｅ−４−６．シンボル抽出部
シンボル抽出部は、プリアンブル抽出部がプリアンブルＰｒｅ−３部並びにＰｒｅ−４部をＦＦＴにフィードした後にアクティベートされ、その後、ＯＦＤＭシンボルを受信する毎に次々にＦＦＴへ信号をフィードしていく。基本的な処理内容はプリアンブル抽出部とほとんど同様であるため、回路的には完全に同一回路で実現されている。唯一、シンボル抽出部においては、Ｐｒｅ−３部並びにＰｒｅ−４部の同位相加算処理が行なわれないだけである。
【０２４０】
シンボル抽出部は、コントローラから、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＢＥ＿ＩＤＬＥのコマンドを受け取るまで延々と処理を繰り返す。
【０２４１】
Ｆ．伝送路推定部
伝送路推定部に必要とされる処理を以下の通りと定義した。
【０２４２】
（１）チャネル推定
プリアンブル（既知系列）を用いたチャネル・ベクタの抽出とシンボルとの複素共役乗算によるチャネル等化
（２）残留周波数オフセット補正
パイロット・サブキャリアを用いて残留周波数オフセットの検出と補正
（３）サンプル・タイミングのドリフト対策
送受信間の相対クロック周波数の不一致に起因する受信タイミングのドリフトに起因して周波数軸上で基準位相が旋回する様を補正
（４）チャネル・ベクタ更新
仮判定後シンボルを用いてリファレンスを更新しフェーディングをゆっくり追従
【０２４３】
以下、伝送路推定部の構成及び動作について詳解する。
【０２４４】
Ｆ−１．コントローラから伝送路推定部への制御情報
伝送路推定部へのメインの入力信号はＦＦＴの出力（すなわちサブキャリア信号）であるが、このＦＦＴからフィードされる信号に対して伝送路推定部がどのような処理を行なうべきかを指示する信号がコントローラから入力されることを想定している。コントローラからの指示信号は下表に示す４つを想定している。
【０２４５】
【表７】
2008211845.tif 000011
【０２４６】
以下、各数値が示すメッセージの内容について説明する。
【０２４７】
Ｆ−１−１．ＯＰＥＲＡＴＩＯＮ＿ＭＯＤＥ
ＯＰＥＲＡＴＩＯＮ＿ＭＯＤＥは、同期処理部にどのシステムの同期系処理を行なわせるかを指示する環境変数である。
【０２４８】
ＯＰＥＲＡＴＩＯＮ＿ＭＯＤＥに設定すべき数値は下表に示す３通りであり、２ビット情報となるが、伝送路推定部においては、ＯＰＥＲＡＴＩＯＮ＿ＭＯＤＥの値により、ＭＴの受信処理とＡＰの受信処理を変更することはないため、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの受信処理を行なうのかＨ／２の受信処理を行なうのかを示す１ビット情報が提供されれば十分である。
【０２４９】
【表８】
2008211845.tif 000012
【０２５０】
Ｆ−１−２．ｉＳｙｍｂｏｌＩｎｄｅｘ
伝送路推定部にはＦＦＴの演算結果がサブキャリア単位で入力されてくることを想定している。ｉＳｙｍｂｏｌＩｎｄｅｘは、現在入力されてきているサブキャリアがパケット（ＰＤＵトレイン）の何番目のＯＦＤＭシンボルに格納されていたかを示す信号である。図３８に示すイメージで入力することを想定している。
【０２５１】
ただ、このカウンタ値は現状４８を最大値にｓａｔｕｒａｔｅさせても構わない。６ビット程度で構成するとよいだろう。
【０２５２】
なお、Ｈ／２ダウンリンク受信（ＭＴの受信処理）時において、既に同一のＡＰから多量のパケットを受信した経験がある場合には、図３９に示すようにｉＳｙｍｂｏｌＩｎｄｅｘ値を入力してやると若干の伝送特性良化が期待できる。同期処理部において算出したＡＰとの周波数オフセット値が十分にリファインされていることをあてにし、伝送路推定部内で想定する残留周波数オフセット値のスコープを狭めることにより、伝送特性の改善を期待するものである。
【０２５３】
Ｆ−１−３．ｉＭｏｄＭｏｄｅ
ｉＭｏｄＭｏｄｅは、現在入力されてきている信号の変調方式を示す情報であり、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの４種類を想定している。最小で２ビット情報となる。伝送路推定部は、符号化率にはＩｎｓｅｎｓｉｔｉｖｅである。
【０２５４】
異なる変調方式のシンボルが一つのパケットに存在する場合があるが、この場合は適時ｉＭｏｄＭｏｄｅの値を変更する。
【０２５５】
Ｆ−１−４．ｉＦｒｅｑＣｏｈｅｒｅｎｔ
ｉＦｒｅｑＣｏｈｅｒｅｎｔは、伝送路のチャネル・ベクタを算出する際に隣接するサブキャリアの情報を参照してもよいか否かを指示するフラグである。差し当たり、当該パケットにおける全シンボルにおいて最も高いビットレートを提供する部分におけるＰＨＹ＿ＭＯＤＥが以下のいずれかである場合には１を、それ以外の場合には０を入力するとよいだろう。
【０２５６】
ＢＰＳＫ  符号化率Ｒ＝１／２
ＢＰＳＫ  符号化率Ｒ＝３／４
ＱＰＳＫ  符号化率Ｒ＝１／２
【０２５７】
ＩＥＥＥ８０２．１１ａの受信を行なう際には、ＰＨＹ＿ＭＯＤＥがペイロード部２シンボル目の受信処理を行なう段階にならないと明らかにならない点に注意が必要である。
【０２５８】
上記では、ｉＦｒｅｑＣｏｈｅｒｅｎｔは、ＰＨＹ＿ＭＯＤＥにより一意に確定する場合を示したが、同期処理部が伝送路の遅延分散に類する情報を抽出する場合には、この情報を伝送路推定部にフィードしてやるといった構成も考えられる。
【０２５９】
Ｆ−２．制御信号入力タイミング
上述したコントローラからの各信号をどのタイミングで入力すべきかは、Ｈ／２の受信機として動作するのか、あるいはＩＥＥＥ８０２．１１ａの受信機として動作するのかによって若干相違する。
【０２６０】
Ｆ−２−１．Ｈ／２受信機として動作する場合
Ｈ／２の場合、ＰＤＵトレインを構成するＬＣＨ／ＳＣＨの数、また各々のトランスポート・チャネルにおけるＰＨＹ＿ＭＯＤＥは、信号が送受信される前に確定している（ＭＴはブロードキャスト・バーストに格納されている情報をデコードすることにより抽出済みの筈である）。
【０２６１】
したがって、ｉＭｏｄＭｏｄｅ（ＰＨＹ＿ＭＯＤＥより一意に確定)並びにｉＦｒｅｑＣｏｈｅｒｅｎｔ（現状ではＰＨＹ＿ＭＯＤＥにより一意に確定）は、ＰＤＵトレインの受信処理開始と同時に入力可能である。この場合の制御信号の入力タイミングは図４０に示す通りとなる。
【０２６２】
Ｆ−２−２．ＩＥＥＥ８０２．１１ａ受信機として動作する場合
ＩＥＥＥ８０２．１１ａの場合、パケットを構成するシンボル数やＰＨＹ＿ＭＯＤＥ相当の情報はペイロード部の１シンボル目に格納されている。したがって、これを復号しないことにはｉＭｏｄＭｏｄｅ並びにｉＦｒｅｑＣｏｈｅｒｅｎｔとも設定しようがない。この場合の制御信号の入力タイミングは図４１に示す通りとなる。
【０２６３】
ＩＥＥＥ８０２．１１ａの場合には、パケットの先頭部（ペイロード部の１シンボル目）に、該パケットの長さ、変調クラスなどを示すＰＬＣＰヘッダが格納されている。ペイロード部２シンボル目以降の情報部の変調方式はこの部分をデコードしないと抽出できないため、ｉＦｒｅｑＣｏｈｅｒｅｎｔの値を、ｉＳｙｍｂｏｌＩｎｄｅｘ＝２のタイミングでも入力する。
【０２６４】
Ｆ−３．内部処理手順
前述したように、伝送路推定部における処理内容は以下の通りである。
【０２６５】
（１）チャネル・ベクタとの複素共役乗算
（２）残留周波数オフセット検出と補正
（３）受信タイミングのドリフト対策
（４）チャネル・ベクタ更新
【０２６６】
以下、各処理の手順について詳解する。
【０２６７】
Ｆ−３−１．チャネル・ベクタとの複素共役乗算
パケットを受信すると、まず、プリアンブルＰｒｅ−３部／Ｐｒｅ−４部がＦＦＴから入力される。伝送路推定部では、Ｐｒｅ−３部／Ｐｒｅ−４部より得られる複素振幅値をチャネル・ベクタの初期値として扱う。この値は内部に保持しておき、受信シンボルとの間で複素共役乗算を行なう（差分（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）をとる）。
【０２６８】
サブキャリアはおよそ１６ＭＨｚにわたって配置されるため、周波数軸上のＣｏｈｅｒｅｎｃｙはほとんど期待できないものと仮定している。そのため、チャネル・ベクタは、サブキャリア毎に生成しておき、情報が変調されたサブキャリアが入力されると、同じ周波数に配置されたチャネル・ベクタと複素共役乗算を行なう。
【０２６９】
すなわち、入力信号がＰｒｅ−３部／Ｐｒｅ−４部である場合には、入力されたシンボル（サブキャリア）をチャネル・ベクタとして格納し、入力信号が情報シンボルである場合には、格納されたチャネル・ベクタと入力シンボルとの間で複素共役乗算を行なう。複素共役乗算は、１シンボル（サブキャリア）が入力される毎に１回処理が行なわれる。
【０２７０】
Ｆ−３−２．残留周波数オフセット検出と補正
ＦＦＴには同期処理部で周波数オフセットを補正した信号が入力されるが、実際には同期処理部で補正しきれなかった残留周波数オフセットが存在している。そこで、伝送路推定部においてこの残留周波数オフセットを追従する処理を行なう。
【０２７１】
各ＯＦＤＭシンボルには、既知パターンであるパイロット・サブキャリアが４本挿入されているので、これを用いて、１ＯＦＤＭシンボルを受信する毎に逐次周波数オフセット値の更新を行なう。
【０２７２】
すなわち、残留周波数オフセット値の検出は１ＯＦＤＭシンボルを受信する毎に１回行なわれ、この検出結果は次のＯＦＤＭシンボル受信時に反映される。残留周波数オフセット値の反映（複素共役乗算）は、チャネル・ベクタの位相を回転させることにより行なうため、１シンボル（サブキャリア）が入力される毎に１回行なわれる。
【０２７３】
Ｆ−３−３．受信タイミングのドリフト対策
マスター・クロックが送受間でずれていると、受信タイミングもドリフトしていく。これに起因して、サブキャリア毎の基準位相値が周波数軸上で旋回し、中心周波数から遠い周波数にて送受信されるサブキャリアの基準位相が大きく回転してしまう。
【０２７４】
これを補正するために、中心周波数から遠い周波数にて送受信される幾つかのサブキャリアの伝送路推定後の信号点配置を参照することにより受信タイミングのドリフト具合を検出し、補正をかける。
【０２７５】
残留周波数オフセット値の検出同様、ドリフト具合の検出は１ＯＦＤＭシンボルを受信する毎に１回行なわれ、この検出結果は次のＯＦＤＭシンボル受信時に反映される。受信タイミング・ドリフト情報の反映（複素共役乗算）は、チャネル・ベクタの位相を回転させることにより行なうため、１シンボル（サブキャリア）が入力される毎に１回行なわれる。
【０２７６】
Ｆ−３−４．チャネル・ベクタ更新
チャネル・ベクタは、プリアンブルＰｒｅ−３／Ｐｒｅ−４部を保持することにより初期値を得るが、情報シンボルを受信する毎に、このベクタをリファインする目的で更新していく。チャネル・ベクタのリファインは各周波数のサブキャリア毎に独立して行なうため、１シンボル（サブキャリア）が入力される毎に１回行なわれる。
【０２７７】
Ｆ−４．伝送路推定部の内部構造
図４２には、伝送路推定部の内部構造を機能単位別に示している。また、図４３には、伝送路推定部の全体ブロックを回路ベースで示している。以下、各図を参照しながら、伝送路推定部の各機能ブロックにおける処理内容について詳解する。
【０２７８】
Ｆ−４−１．チャネル・ベクタと複素共役乗算
伝送路推定部には、プリアンブル（Ｐｒｅ−３部／Ｐｒｅ４部）とペイロード部が順次入力されてくるが、プリアンブル部が入力されている間は、入力シンボルがチャネル・ベクタとしてＦＩＦＯバッファに蓄積される。この様子を図４４に示している。
【０２７９】
蓄積するチャネル・ベクタは２種類用意されている。一方は入力されてきたプリアンブル信号を既知サブキャリア・パターンに応じて極性を反転したものをそのまま格納し、他方は隣接サブキャリアと重み付け加算した後に格納する。重み付け加算においては、サブキャリアの振幅を１．０倍したものに両隣接サブキャリアの振幅を０．５倍したものを加算し、加算結果を２で割った値を格納している。なお、図４４中のシンボル内に表記されている数値はサブキャリア番号であり、ＰはＰａｄシンボルであることを示している。
【０２８０】
チャネル・ベクタが２系統用意されているのは、周波数軸上のコヒーレンシーを期待してよいか否かにより使い分けるためである。期待してよいか否かはコントローラから入力されるｉＦｒｅｑＣｏｈｅｒｅｎｔの１ビット情報により決定され、この値に応じてチャネル・ベクタ・バッファの出力セレクタをスイッチする。チャネル・ベクタ・バッファの出力セレクタは、Ｈ／２受信機の場合とＩＥＥＥ８０２．１１ａ受信機の場合で動作が異なる（前述）。
【０２８１】
次に、ペイロード部が入力されてきている際の動作について図４５を参照しながら説明する。ＦＦＴから順次サブキャリア（シンボル）がロードされる毎に、ロードされたサブキャリアと同一の周波数キャリアに相当するチャネル・ベクタが格納部から順次出力される。図４５では、ｉＦｒｅｑＣｏｈｅｒｅｎｔとして１が入力され、チャネル・ベクタとして隣接サブキャリア情報を参照したものを利用する場合を示している。この場合、図４４で格納した２系統のチャネル・ベクタのうち、下方のＦＩＦＯバッファに格納されたチャネル・ベクタがセレクタにより選択されることになる。
【０２８２】
Ｆ−４−２．残留周波数オフセット検出／補正並びに受信タイミングのドリフト対策
残留周波数オフセットに関しては、ＯＦＤＭシンボルに４つ挿入されているパイロット・サブキャリアを用いて残留周波数オフセット値を推定し、２次ループ・フィルタにて補正をかける。
【０２８３】
また、受信タイミングのドリフトに関しては、中心周波数から遠い周波数にて送受信される幾つかのサブキャリアにおける伝送路等化後の信号点配置を参照することにより受信タイミングのドリフト具合を検出し、補正をかける。受信タイミングのドリフトに起因する基準位相の旋回の補正も同様に２次ループ・フィルタを用いて行なう。
【０２８４】
但し、受信タイミングのドリフト対策に関しては、ＢＰＳＫ並びにＱＰＳＫ変調時には補正を行なわずとも大きな特性の劣化を伴わずに伝送が可能であることが分っているため、１６ＱＡＭ並びに６４ＱＡＭの変調が行なわれている場合にのみ受信タイミングのドリフト対策を行なうこととする（補正を行なうと逆に特性が劣化する）。
【０２８５】
図４６には、これらの補正を行なうための処理動作を図解している。各ループ・フィルタへの入力値は、伝送路等化後のパイロット・サブキャリアを４本分同位相加算した結果のＩ−Ｑシンボルのａｒｇｕｍｅｎｔである。周波数オフセットが存在した場合にはすべてのサブキャリアに対して同じ基準位相のシフトが生じている筈であり、パイロット・サブキャリア４本を同位相加算することにより雑音への耐性を強める。ａｒｇｕｍｅｎｔを求めるのは面倒なのでＱ軸信号でこれを代用する。
【０２８６】
また、この系からは推定された基準位相オフセット値が出力され、出力値は受信タイミング・ドリフト対策ブロックが生成する基準位相値と加算された後にオシレータ・ブロックにおいてＩ−Ｑベクタ表現に変換される。このＩ−ＱベクタをＦＩＦＯバッファから出力されてくるチャネル・ベクタと乗算することによりチャネル・ベクタの残留周波数オフセットへの追従と受信タイミング・ドリフトの対策が行なわれている。
【０２８７】
一方、受信タイミング・ドリフト対策には、中心周波数から遠いサブキャリア幾つか分の情報を用いる。受信タイミングがΔｔ秒だけドリフトすると、中心周波数からｆ［Ｈｚ］離れたサブキャリアにおける基準位相オフセット値θf［ｒａｄｉａｎ］は、下記の式で表される。
【０２８８】
【数３】
2008211845.tif 000013
【０２８９】
すなわち、外側に配置されたサブキャリアの方が受信タイミングのドリフトには強いｓｅｎｓｉｂｉｌｉｔｙを有していることになる。これが、中心周波数から遠いサブキャリア幾つか分の情報を用いる理由である。
【０２９０】
受信タイミング・ドリフト検出への入力は、伝送路等化後の信号に対して、推定される信号コンステレーション成分（図４６におけるＤｅｃブロックの出力）を差し引いたものに相当する。推定される信号コンステレーションはＤｅｃブロックの中で仮判定を行なうことにより抽出される。もし、この推定される信号コンステレーションが正確で、且つ周波数オフセット並びに受信タイミング・ドリフトが生じていなければ、受信シンボルに対して課せられた変動分が受信タイミング・ドリフト検出に入力される筈である。そこで、サブキャリア・シンボルＳに対して下式に示す計算を行ない、変動分をＰとして抽出する。
【０２９１】
【数４】
2008211845.tif 000014
【０２９２】
なお、Ｈｉｇｈ ＢａｎｄシンボルとＬｏｗ Ｂａｎｄシンボルで減算を行なっているため、伝送路に周波数特性が存在しないと仮定すれば、残留周波数オフセットの影響はＰには現れない。
【０２９３】
上記の式により算出されたシンボルＰのＱ軸の値をループ・フィルタに入力し、受信タイミングのドリフトに起因する基準位相の周波数軸上での旋回分を算出する。
【０２９４】
受信タイミングのドリフトに起因する基準位相の周波数軸上での旋回を補正するためには、サブキャリア毎に異なる基準位相値を算出する必要があるが、この処理が図４６中のＣａｌ．ブロックで行なわれる。
【０２９５】
Ｆ−４−３．チャネル・ベクタ更新
チャネル・ベクタは、シンボルを受信する毎に更新する。更新は、Ｖｎを次状態のチャネル・ベクタ、Ｖｃを現状態のチャネル・ベクタ、Ｖｕを更新用チャネル・ベクタとした場合に、次式によりＶｎを生成することによって行なわれる。
【０２９６】
【数５】
2008211845.tif 000015
【０２９７】
ここで、αはＦｏｒｇｅｔ  Ｆａｃｔｏｒであり、０．９５辺りの数値である。
【０２９８】
図４７には、チャネル・ベクタ更新の処理動作を図解している。Ｖｕは、受信サブキャリア（シンボル）からＤｅｃブロックから出力される「推定される信号コンステレーション」成分を差し引いたものである。上記の「推定される信号コンステレーション」が正しく判定されていれば、Ｖｕは最新のチャネル・ベクタとなるので、この情報でＶｃを更新することによりゆったりと変動するフェーディングなどに追従させることを考慮している。
【０２９９】
Ｆ−４−４．仮判定ブロック
仮判定ブロック（図４６中のＤｅｃ．ブロック）では、伝送路等化後のシンボルとチャネル・ベクタが入力され、シンボルにおける変調信号コンステレーションを推定する。要するに、送信側でどの信号点で送信したのかを仮判定する処理を行ない、その結果を出力する。さらに、入力された変調シンボルから軟判定ビットを抽出するＤｅｍａｐｐｅｒ相当の処理も行なう。この出力は、伝送路推定部の出力でもあり、デインタリーバへとフィードされることになる。
【０３００】
仮判定には、伝送路等化後のシンボルとチャネル・ベクタの他、現在どの変調方式にて送受信されているのかの情報（ｉＭｏｄＭｏｄｅ）も入力され、変調方式に応じて仮判定処理ならびＤｅｍａｐ処理を適応的に行なう。図４８には、仮判定ブロックの構造を図解している。
【０３０１】
Ｆ−４−５．各種設定パラメータ
伝送路推定部においては、各所にループ・フィルタが用いられている。下表には、現状ほどよいと判断されている各種ループ・ゲイン値を示している。
【０３０２】
【表９】
2008211845.tif 000016
【０３０３】
なお、受信タイミング・ドリフト対策部のループ・フィルタへの入力値は、１サブキャリア当たりの位相旋回量に正規化した値であることを前提としている。
【０３０４】
【表１０】
2008211845.tif 000017
【０３０５】
【表１１】
2008211845.tif 000018
【産業上の利用可能性】
【０３０６】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
【図面の簡単な説明】
【０３０７】
【図１】ＯＦＤＭシンボルの時間ビューを示した図である。
【図２】ＯＦＤＭシンボルの周波数ビューを示した図である。
【図３】Ｈ／２におけるブロードキャスト（同報通信）・バースト時のプリアンブルの構成を示した図である。
【図４】Ｈ／２ダウンリンク・バースト時のプリアンブルの構成を示した図である。
【図５】Ｈ／２アップリンク・バースト時のプリアンブルの構成を示した図である。
【図６】ＩＥＥＥ８０２．１１ａのパケット・プリアンブルの構成を示した図である。
【図７】ＭＡＣフレームの構成を示した図である。
【図８】本発明の一実施形態に係る送信機の構成を模式的に示した図である。
【図９】本発明の一実施形態に係る受信機の構成を模式的に示した図である。
【図１０】通常の送信パワー・アンプに用いられるアンプの入出力特性を示した図である。
【図１１】出力バックオフにして３ｄＢのマージンをとった場合の各伝送レートモードにおける所要ＳＮＲとＢＥＲの関係を示した図である。
【図１２】伝送レートモードに応じて送信アンプに与えるバックオフ値を切り替えることができる送信機の構成（パワー・アンプ部分）を示した図である。
【図１３】ディジタル処理によりＡＧＣアンプの制御を行なうコントロール・ループの構成を示した図である。
【図１４】図１３中のゲイン・コントロール部の内部構成を示した図である。
【図１５】コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＣＡＮの発行例を示した図である。
【図１６】ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨ、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨが発行された場合の処理を説明するための図である。
【図１７】運良くブロードキャスト・バーストを一回で受信できた場合のＨ／２ダウンリンク受信処理手順を示した図である。
【図１８】他のＭＴからのアップリンク・バーストをブロードキャスト・バーストと取り違えた場合のＨ／２ダウンリンク受信処理手順を示した図である。
【図１９】コマンドＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿１１Ａ＿ＳＥＡＲＣＨ、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＵＬ＿ＳＥＡＲＣＨが発行されたときの処理を説明するための図である。
【図２０】ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＳＥＡＲＣＨ、ＳＹＮＣ＿ＴＢＣ＿ＰＡＲＡ＿ＳＴＡＲＴ＿Ｈ２ＤＬ＿ＲＥＣＥＩＶＥが発行されたときの処理を説明するための図である。
【図２１】同期処理部の内部構造を機能単位別に示した図である。
【図２２】回路ベースで表記した同期処理部の全体ブロック図である。
【図２３】Ｈ／２  ＡＰ及びＩＥＥＥ８０２．１１ａとして動作する場合の同期処理部の構成を示した図である。
【図２４】Ｈ／２  ＭＴとして動作する場合の同期処理部の構成を示した図である。
【図２５】パケット検出部の内部構成を示した図である。
【図２６】Ｈ／２アップリンク又はＩＥＥＥ８０２．１１ａ受信時におけるタイミング検出部内部信号と状態を示した図である。
【図２７】Ｈ／２ダウンリンク・ブロードキャスト・バースト受信時におけるタイミング検出部内部信号と状態を示した図である。
【図２８】パケット検出部内部に構成される正規化回路の内部構成を示した図である。
【図２９】タイミング検出部の内部構成を示した図である。
【図３０】２パス・モデルを解して信号が受信された様子を示した図である。
【図３１】図３０に示すような２波チャネルを介して信号が受信された場合のシンボル受信（シンボル間干渉）の様子を示した図である。
【図３２】遅延パス・チャネルにおいて、図３２に示すように、先に到着した素波を基準に受信タイミングを決定してシンボル間干渉を回避した様子を示した図である。
【図３３】相関値に基づいて受信タイミングを抽出する様子を示した図である。
【図３４】周波数オフセット測定部の内部構造を示した図である。
【図３５】ａｒｃｔａｎ（）回路の内部構造を示した図である。
【図３６】精密周波数オフセット算出（Ｐｒｅｃｉｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｏｆｆｓｅｔ  Ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ）回路の内部構成を示した図である。
【図３７】ディジタル・ゲイン・コントロール部の内部構成を示した図である。
【図３８】ｉＳｙｍｂｏｌＩｎｄｅｘの入力イメージを示した図である。
【図３９】ｉＳｙｍｂｏｌＩｎｄｅｘ値を入力してやる様子を示した図である。
【図４０】各制御信号の入力タイミング（Ｈ／２受信機の場合）を示した図である。
【図４１】各制御信号の入力タイミング（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ受信機の場合）を示した図である。
【図４２】伝送路推定部の内部構造を機能単位別に示した図である。
【図４３】伝送路推定部の全体ブロックを回路ベースで示した図である。
【図４４】入力シンボルがチャネル・ベクタとしてＦＩＦＯバッファに蓄積される様子を示した図である。
【図４５】ペイロード部が入力されてきている際の動作を説明するための図である。
【図４６】残留周波数オフセット補正並びに受信タイミング・ドリフト対策の動作を説明するための図である。
【図４７】チャネル・ベクタ更新の処理動作を説明するための図である。
【図４８】仮判定ブロックの構造を示した図である。
【図１】
2008211845.tif 000019
【図２】
2008211845.tif 000020
【図７】
2008211845.tif 000021
【図１０】
2008211845.tif 000022
【図１２】
2008211845.tif 000023
【図１４】
2008211845.tif 000024
【図１５】
2008211845.tif 000025
【図１６】
2008211845.tif 000026
【図１７】
2008211845.tif 000027
【図１８】
2008211845.tif 000028
【図１９】
2008211845.tif 000029
【図２０】
2008211845.tif 000030
【図２１】
2008211845.tif 000031
【図２２】
2008211845.tif 000032
【図２３】
2008211845.tif 000033
【図２４】
2008211845.tif 000034
【図２５】
2008211845.tif 000035
【図２８】
2008211845.tif 000036
【図２９】
2008211845.tif 000037
【図３０】
2008211845.tif 000038
【図３１】
2008211845.tif 000039
【図３２】
2008211845.tif 000040
【図３３】
2008211845.tif 000041
【図３４】
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【図３５】
2008211845.tif 000043
【図３６】
2008211845.tif 000044
【図３７】
2008211845.tif 000045
【図３８】
2008211845.tif 000046
【図３９】
2008211845.tif 000047
【図４０】
2008211845.tif 000048
【図４１】
2008211845.tif 000049
【図４２】
2008211845.tif 000050
【図４４】
2008211845.tif 000051
【図４６】
2008211845.tif 000052
【図４８】
2008211845.tif 000053
【図３】
2008211845.tif 000054
【図４】
2008211845.tif 000055
【図５】
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【図６】
2008211845.tif 000057
【図８】
2008211845.tif 000058
【図９】
2008211845.tif 000059
【図１１】
2008211845.tif 000060
【図１３】
2008211845.tif 000061
【図２６】
2008211845.tif 000062
【図２７】
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【図４３】
2008211845.tif 000064
【図４５】
2008211845.tif 000065
【図４７】
2008211845.tif 000066