(57)【要約】【課題】新たなウェイト更新方法に関する技術を提供する。【解決手段】ＯＦＤＭ方式によって通信を行う通信装置１において、受信したパイロットサブキャリアに基づいて、マルチアンテナ信号処理のためのウェイトの更新を行うウェイト更新部１４３と、ウェイトの更新に用いられるパイロットサブキャリアの順序を制御する順序制御部１４６と、を備え、前記順序制御部１４６は、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを、ウェイトの更新に用いるように順序を制御する。【選択図】図５
2008211304.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数多重のために周波数方向に複数のサブキャリアを有する通信方式であって、前記サブキャリアの配置を時間軸方向及び周波数軸方向の２次元配置でみたときに、複数のパイロットサブキャリアが複数の周波数軸方向位置に存在する通信方式、によって通信を行う通信装置において、
受信したパイロットサブキャリアに基づいて、マルチアンテナ信号処理のためのウェイトの更新を行うウェイト更新部と、
ウェイトの更新に用いられるパイロットサブキャリアの順序を制御する順序制御部と、
を備え、
前記順序制御部は、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを、ウェイトの更新に用いるように順序を制御可能であることを特徴とする通信装置。
【請求項２】
前記順序制御部は、
前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、時間軸方向では同じ位置であって、周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを用いてウェイトの更新を行う周波数軸方向更新制御が可能であることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
【請求項３】
前記順序制御部は、
前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、時間軸方向及び周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを用いてウェイトの更新を行う斜め方向更新制御が可能であることを特徴とする請求項１又は２記載の通信装置。
【請求項４】
前記順序制御部は、
前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、時間軸方向では同じ位置であって周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを用いてウェイトの更新を行う周波数軸方向更新制御、
前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、周波数方向では同じ位置であって時間軸方向に異なる位置になるパイロットサブキャリアを用いてウェイトの更新を行う時間軸方向更新制御、及び
前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、時間軸方向及び周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを用いてウェイトの更新を行う斜め方向更新制御、
の３つの更新制御のうち、少なくともいずれか２つを組み合わせた制御を行うことを特徴とする請求項１記載の通信装置。
【請求項５】
マルチアンテナ信号処理に用いられるウェイトを、パイロットサブキャリアを用いて更新する方法であって、
前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを用いて、ウェイトの更新を行うことを特徴とするウェイト更新方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチアンテナ信号の処理を行う通信装置及びウェイト更新方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
マルチアンテナ技術は、無線通信において、送信・受信を複数のアンテナを用いて行うことにより、通信容量、周波数の利用効率、消費電力等の改善を行う技術である。なお、送信側・受信側いずれかのアンテナ数が１つであっても、他方のアンテナ数に応じて通信品質の改善等を行うことが可能である。
また、マルチアンテナ技術に関する用語として、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）がある。ＭＩＭＯとは、通信用語として用いられる場合、送信側及び受信側両方が複数のアンテナを用いる通信方式を指すことが多いが、マルチアンテナ技術全般を指して使われることもある。
【０００３】
マルチアンテナ信号の処理アルゴリズムによって得られる利点としては、次の４つが挙げられる。
（１）空間ダイバーシチ（Ｓｐａｔｉａｌ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）
（２）合成利得（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｇａｉｎ）
（３）干渉波除去（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ）
（４）空間多重（Ｓｐａｔｉａｌ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）
【０００４】
前記空間ダイバーシチは、空間的に離れたアンテナを用いることで、マルチパスなどの影響による通信品質の劣化を小さくすることである。
前記合成利得は、受信側・送信側の各アンテナの信号に対して伝搬路の情報（振幅、位相の変化）を利用した重みをかけることで、希望方向からの受信電力と雑音の比を大きくすることである。
【０００５】
前記干渉波除去は、各アンテナからの受信信号に対して、所望信号以外の到来信号（干渉信号）を打ち消すように重みをかけて合成する。受信アンテナ数よりも一つ小さい数の干渉信号を除去することができる。到来信号の伝搬係数が未知であるならば、なんらかの学習アルゴリズムを用いる必要がある。
前記空間多重は、干渉波除去を応用して同時に複数の通信路を確立する方法である。一人のユーザが複数のアンテナから異なる信号を送信して通信容量を増やす方法と、複数のユーザが同時に通信を行って周波数利用効率を高める方法とがある。後者の方法は、ＳＤＭＡ（Ｓｐａｃｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）と呼ばれる。
【０００６】
さて、近年注目を浴びているマルチアンテナ技術として、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；直交周波数分割多重）方式を用いたＯＦＤＭ−ＭＩＭＯがある。
ＯＦＤＭ方式は、複数の搬送波（サブキャリア）を周波数軸上に多数配置するとともに、複数の搬送波を一部重ならせて周波数利用効率を上げたものである。ＯＦＤＭは、地上波デジタル放送、無線ＬＡＮなどの伝送方式に採用されている。
【０００７】
ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯにおける重要な技術の一つとして、重み（ウェイト）の更新が挙げられる。
例えば、ウェイトは、マルチアンテナ技術において上記（２）の合成利得により、希望波方向からの受信電力と雑音電力の比を大きくして、希望波方向に強い指向性を向ける（ビームフォーミング）場合に用いられる。
なお、ビームフォーミングでは、希望波方向に強い指向性を向けるのに加えて、希望波以外の受信信号による影響を小さくすることもできる。
【０００８】
ウェイトは、参照信号を用いて生成される。例えば、ＯＦＤＭでは、受信側と送信側で既知の信号（パイロット信号）が挿入されているので、このパイロット信号を参照信号として、ウェイトを更新することができる。
【０００９】
ウェイトの更新アルゴリズムとしては、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅｓ）があり、これらが適切に動作した場合には誤差エネルギーを最小化し、（１）〜（４）のすべての利点を得ることができる。
【００１０】
ＯＦＤＭのパイロット信号は、時間軸方向に所定間隔で配置されているため、パイロット信号を受信する度に、逐次、ウェイトを更新することが可能である。
定常状態（伝搬係数に時間的に変化がない場合）においては、ある程度の回数以上のウェイトの更新を行うことで、ウェイトの計算結果が収束し、干渉信号や雑音信号の影響を小さくすることができる。
【００１１】
ウェイトの更新方法については、例えば、特許文献１に記載されている。
図１６は、特許文献１の図８の信号配列図を示している。この信号配列図は、ＯＦＤＭ方式による地上デジタルテレビ放送方式の信号配列である。同図では、縦軸をシンボル方向（時間軸方向）ｉとし、横軸をキャリア方向（周波数軸方向）ｋとしたキャリア−シンボル空間上のサブキャリア配置を示している。図中の黒丸はスキャッタード・パイロット（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）ＳＰを示し、白丸はデータ信号（データサブキャリア）を示している。
同図の信号配列の場合、同一のＳＰキャリア番号ｋｐについては、４シンボル周期でＳＰ信号が繰り返される。
【００１２】
特許文献１では、ＬＭＳアルゴリズムを適用してウェイトを更新する方法が説明されている。
同文献によれば、あるキャリア番号ｋｐの時刻ｉにあるＳＰ信号を用いて更新されたウェイトｗｂｋｐ（ｉ）があるときに、次のウェイトの更新は、同じキャリア番号ｋｐの４シンボル後に位置するＳＰ信号（キャリア番号ｋｐ，時刻ｉ＋４）を用いてウェイト更新値ｗｂｋｐ（ｉ＋４）を算出する。
すなわち、特許文献１のウェイトの更新方向は、図１７において矢印で示すように、シンボル方向（時間軸方向）のみである。換言すると、ウェイト更新に使用するＳＰ信号の順番は、単純な時間順である。
【００１３】
また、特許文献１においてＳＰ信号は、他のキャリア番号の位置にも存在するが、すべて独立してシンボル方向（時間軸方向）に更新されるだけである。
【特許文献１】特開２００３−１７４４２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
従来、ウェイト更新に使用するパイロット信号（参照信号）の順序について、適切な考察が行われたことがなく、上記のような単純な時間軸方向更新しかなかった。
しかし、従来技術では、移動体通信のように伝搬環境が変化する場合、次のような問題が発生する。
【００１５】
（１）ウェイトの計算が収束するまで信号の復調精度が悪くなる。参照信号となるパイロット信号は、時間軸方向に間隔を置いて配置されているため、収束までに何度か更新を行うには時間を要するからである。
（２）非定常状態において、時間軸方向の伝搬係数の変化が大きい場合に、ウェイトが収束しなくなる、もしくは、収束したときの精度が悪化する。この原因は、ウェイトが時間的に変動しないことを前提として推定を行うためである。
【００１６】
本発明は、ウェイト更新に使用される参照信号の順序に着目して、ウェイト更新に関する新たな技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明は、周波数多重のために周波数方向に複数のサブキャリアを有する通信方式であって、前記サブキャリアの配置を時間軸方向及び周波数軸方向の２次元配置でみたときに、複数のパイロットサブキャリアが複数の周波数軸方向位置に存在する通信方式、によって通信を行う通信装置において、受信したパイロットサブキャリアに基づいて、マルチアンテナ信号処理のためのウェイトの更新を行うウェイト更新部と、ウェイトの更新に用いられるパイロットサブキャリアの順序を制御する順序制御部と、を備え、前記順序制御部は、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを、ウェイトの更新に用いるように順序を制御可能であることを特徴とする。
【００１８】
上記本発明によれば、周波数軸方向のウェイト更新が行えるため、同じシンボル数で比較したときに、時間軸方向のみのウェイト更新に比べて、更新回数を多くすることができる。
【００１９】
前記順序制御部は、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、時間軸方向では同じ位置であって、周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを用いてウェイトの更新を行う周波数軸方向更新制御が可能であるのが好ましい。通信相手となる通信装置が高速で移動している場合には、周波数軸方向更新制御を行うことで、適切なウェイト更新が行える。
【００２０】
前記順序制御部は、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、時間軸方向及び周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを用いてウェイトの更新を行う斜め方向更新制御が可能であるのが好ましい。この場合、様々な方向への更新が可能となる。
【００２１】
前記順序制御部は、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、時間軸方向では同じ位置であって周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを用いてウェイトの更新を行う周波数軸方向更新制御、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、周波数方向では同じ位置であって時間軸方向に異なる位置になるパイロットサブキャリアを用いてウェイトの更新を行う時間軸方向更新制御、及び前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、時間軸方向及び周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを用いてウェイトの更新を行う斜め方向更新制御、の３つの更新制御のうち、少なくともいずれか２つを組み合わせた制御を行うのが好ましい。複数の更新制御を組み合わせることで、様々な方向への更新が可能となる。
【００２２】
他の観点からみた本発明は、マルチアンテナ信号処理に用いられるウェイトを、パイロットサブキャリアを用いて更新する方法であって、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは、周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを用いて、ウェイトの更新を行うことを特徴とする。
上記本発明によれば、周波数軸方向のウェイト更新が行えるため、同じシンボル数で比較したときに、時間軸方向のみのウェイト更新に比べて、更新回数を多くすることができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、周波数軸方向のウェイト更新が行えるため、同じシンボル数で比較したときに、時間軸方向のみのウェイト更新に比べて、更新回数を多くすることができる。
また、本発明によれば、時間軸方向の伝搬係数の変化よりも周波数軸方向の伝搬係数の変化の方が小さい場合には、より適切なウェイト更新が行える。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
本実施形態では、通信方式としてＷｉＭＡＸ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ  Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ  ｆｏｒ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ａｃｃｅｓｓ，  ＩＥＥＥ８０２．１６）を例として説明する。
【００２５】
図１は、ＷｉＭＡＸにおいて採用されているＯＦＤＭのサブキャリア配置を示している。ＯＦＤＭは、周波数多重方式の一種であり、周波数軸上で直交するように多数配置された搬送波（サブキャリア）にＱＡＭ変調をかけ、デジタル情報の伝送を行う通信方式である。
【００２６】
ＯＦＤＭのサブキャリアには、データサブキャリア（Ｄａｔａ  Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）、パイロットサブキャリア（Ｐｉｌｏｔ  Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）、ヌルサブキャリア（Ｎｕｌｌ  Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）の３種類がある。
データサブキャリアは、データや制御用メッセージを送信するためのサブキャリアであある。パイロットサブキャリアは、受信側及び送信側で既知の信号であり、伝搬係数推定に用いられたり、ウェイト更新の参照信号として用いられたりする。
【００２７】
ヌルサブキャリアは、実際には何も送信されないサブキャリアであり、低周波数域側のガードサブバンド（ガードサブキャリア）、高周波数域側のガードサブバンド（ガードサブキャリア）、及びＤＣサブキャリア（中心周波数サブキャリア）によって構成されている。
【００２８】
図２は、ヌルサブキャリアを除いたデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアの２次元配置を示している。図２において、横軸は周波数軸であり、縦軸は時間軸である。
図２の横軸のｌ（１〜Ｌ）はサブキャリア番号を示している。サブキャリア番号は、ヌルサブキャリアを除くサブキャリアについて、周波数の小さい順に番号を付したものである。なお、ヌルサブキャリアを含めた全サブキャリアの数を１０２４とした場合、データサブキャリア及びパイロットサブキャリアの総数Ｌは、８４０となる。
図２の縦軸のｋは、シンボル番号を示している。シンボル番号は、到来時間の早い順にシンボルに番号を付したものである。
【００２９】
なお、図２では、シンボル方向（時間軸方向）に３個×周波数軸方向に４個の計１２個のサブキャリアによって１つのタイル構造を構成している。タイルは、ユーザ割当の際の最小単位となるものである。
タイルの四隅には、パイロットサブキャリアが配置され、タイル内の他のサブキャリアはデータサブキャリアとされている。
図２に示すように、上記タイルが時間軸方向及び周波数軸方向に規則的に並んでいる。この結果、パイロットサブキャリアは、複数の周波数軸方向位置に存在するとともに、複数の時間軸方向位置に存在する。
【００３０】
図３は、本実施形態に係る通信装置の機能ブロックを示している。この通信装置１としては、主に基地局を想定する。この通信装置１は、複数のアンテナ素子１１を有し、フィルタリング処理部１４によって、空間フィルタリング特性を適応的に制御するアダプティブアレーアンテナシステムを構成している。
【００３１】
通信装置１は、各アンテナ素子１１に対応してＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部１２及びＦＦＴ部１３が設けられている。ＲＦ部１２は、送信側で付加されたガードインターバルの除去やＡ／Ｄ変換などの処理を行う。ＦＦＴ部では、直列／並列変換や離散フーリエ変換などの処理を行う。
各ＦＦＴ部１３の出力（マルチアンテナ信号）は、フィルタリング処理部１４に与えられる。フィルタリング処理部１４では、伝搬環境に応じた空間フィルタリング特性を適応的に求める。
【００３２】
図３には、通信装置１が通信しようとしている移動局（希望局）２以外に、干渉源となる干渉局（移動局）３，４を示した。希望局及び干渉局３，４の総数はＭ個とする。
希望局２及び干渉局３，４は、それぞれ、並列／直列変換や逆離散フーリエ変換などの処理を行うＩＦＦＴ部２１，３１，４１と、ガードインターバルの付加やＤ／Ａ変換などの処理を行うＲＦ部２２，３２，４２と、アンテナ素子２３，３３，４３を備えている。
【００３３】
送信側通信装置２，３，４と受信側通信装置１との間の伝搬路は、フェージング伝搬路となっている。サブキャリアは、フェージング伝搬路を通過すると、その振幅と位相が変化する。変化量は、サブキャリアの位置（時間軸方向位置と周波数軸方向位置）によって変わる。
【００３４】
受信側通信装置１の前記フィルタリング処理部１４は、各アンテナ素子１１に対応する各ＦＴＴ部からの出力信号に対して適当なウェイトをかけて合成し、各サブキャリアにおける所望信号を抽出して、出力信号として出力する。
図４は、図３における所望信号、出力信号、受信信号（厳密には、通信装置１のアンテナ素子１１に対応するＦＦＴ部１３からの信号）の関係を示すフィルタリングモデルを示している。
【００３５】
図４において、ｋはシンボル番号、ｌはサブキャリア番号を示す。また、Ｍは所望信号及び干渉信号の数を示す。
雑音信号Ｚ（ｋ，ｌ）は、各アンテナ素子１１における雑音を表す複素Ｎ×１ベクトルである。
受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）は、各アンテナ素子１１に対応するＦＦＴ部からの出力からなる複素Ｎ×１ベクトルである。
伝達関数Ｈｍ（ｋ，ｌ）（ｍ＝１〜Ｍ）は、各信号の各サブキャリアが、アンテナ素子数Ｎのフェージング伝搬路で受ける振幅と位相の変化を並べた複素Ｎ×１ベクトルである。
ウェイトＷ（ｋ，ｌ）は、受信信号の各要素に対して掛ける複素数重みの複素共役を並べたＮ×１ベクトルである。図４において、上付のＨは、複素共役転置を表す。また、以下において、上付のＴは転置を表す。
【００３６】
図４の各信号の関係は、式（１）（２）のように表される。
【数１】
2008211304.tif 000003
【数２】
2008211304.tif 000004
【００３７】
前記フィルタリング処理部１４の目的は、干渉信号の影響を受けている受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）から所望信号Ｓ１（ｋ，ｌ）だけを推定することである。
図５にフィルタリング処理部１４の詳細を示している。フィルタリング処理部１４は、受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）を逐次的に保存する第１バッファ（受信信号記憶部）１４１を備えている。第１バッファ１４１に蓄えられた受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）は、ウェイト乗算部１４２に与えられる。ウェイト乗算部１４２は、受信信号（データサブキャリア）Ｘ（ｋ，ｌ）にウェイトＷ（ｋ，ｌ）を乗じて、合成した出力信号Ｙ（ｋ，ｌ）＝Ｗ（ｋ，ｌ）ＨＸ（ｋ，ｌ）を出力する。
【００３８】
また、第１バッファ１４１の受信信号（パイロットサブキャリア）Ｘ（ｋ，ｌ）は、ウェイトＷ（ｋ，ｌ）の更新に用いられるため、ウェイト更新部１４３に与えられる。第１バッファ１４１に記憶している受信信号は、ウェイト乗算部１４２及びウェイト更新部１４３で使われなくなると随時消去される。
第１バッファ４１で受信信号を蓄積しておくことで、本実施形態のようにウェイト更新方向を多様化しても容易に対応できる。
【００３９】
ウェイト更新部１４３では、受信信号に含まれるパイロットサブキャリアを用いた更新処理により、ウェイトの更新を行い、更新後のウェイトを第２バッファ１４４へ出力する。なお、更新処理の詳細は後述する。
【００４０】
第２バッファ（更新ウェイト記憶部）１４４は、パイロットサブキャリアの位置でのウェイトＷ（ｋ，ｌ）（（ｋ，ｌ）＝（１，１），（１，４），・・・，（１，Ｌ），・・・）を逐次的に保存する。第２バッファ１４４の更新ウェイトは、後述のウェイト補間部１４５において使用されなくなると随時消去される。
【００４１】
ウェイト補間部１４５は、パイロットサブキャリア位置でのウェイトを用いて、データサブキャリア位置でのウェイトＷ（ｋ，ｌ）を補間して、そのウェイトＷ（ｋ，ｌ）をウェイト乗算部１４２に与える。
図６は、ウェイト補間の一例を示している。図６の例では、タイル単位での線形補間を行う。具体的には、図６（ｂ）に示すタイルのパイロットサブキャリア位置でのウェイトＷ１，Ｗ４，Ｗ９，Ｗ１２に対して、図６（ａ）に示す演算を行うことにより、データサブキャリア位置でのウェイトＷ２，Ｗ３，Ｗ５，Ｗ６，Ｗ７，Ｗ８，Ｗ１０，Ｗ１１を算出する。
この演算をすべてのタイルについて行うことで、全データサブキャリア位置でのウェイトを算出することができる。
【００４２】
［ウェイト更新部によるウェイト更新処理］
本実施形態のウェイト更新部１４３は、ＲＬＳアルゴリズムによってウェイトを更新するように構成されている。ただし、他のアルゴリズム、例えば、ＬＭＳアルゴリズムやＳＭＩアルゴリズムを用いても良い。
【００４３】
前記ウェイト更新部１４３は、受信信号中のパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）と、対応する所望信号の参照信号（パイロットサブキャリア）Ｓ（ｋ，ｌ）と、ウェイト更新パラメータＰと、を用いて、現在のウェイトＷ（ｋｐｒｅｖ，ｌｐｒｅｖ）を新たなウェイトＷ（ｋ，ｌ）に更新する。
【００４４】
ＲＬＳアルゴリズムによるウェイト更新演算式は、下記式（３）（４）のとおりである。なお、ウェイト更新部１４３では、式（４）で用いられるパラメータＰの更新値Ｐｎｅｘｔも算出する。Ｐの更新演算式は、下記式（５）のとおりである。
【数３】
2008211304.tif 000005
【数４】
2008211304.tif 000006
【数５】
2008211304.tif 000007
【００４５】
図５に示すように、上記式（３）〜（５）で用いられる値のうち、パイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）は、順序制御部１４６を介して、第１バッファ１４１から取得される。また、所望信号の参照信号（パイロットサブキャリア）Ｓ（ｋ，ｌ）は、参照信号生成部１４７によって生成され、ウェイト更新部１４３に与えられる。ウェイト更新パラメータＰ（Ｎ×Ｎ行列）は、第３バッファ（ウェイト更新パラメータ記憶部）１４８に保存されており、ウェイト更新部１４３は、当該第３バッファ１４８からパラメータＰを取得する。また、ウェイト更新部１４３によって更新されたパラメータＰｎｅｘｔは、第３バッファ１４８に更新保存され、次回のウェイト更新時のパラメータＰとして用いられる。
【００４６】
また、上記式（４）（５）におけるαは、忘却係数であり、０〜１の間の値をとる。αの値を調整することによって、周波数軸方向、時間軸方向に対する伝達関数の変動への追従特性を調整することができる。
【００４７】
［ウェイト更新順序制御］
前述のように、ウェイト更新部１４３は、順序制御部１４６を介して、第１バッファ１４１から受信信号（パイロットサブキャリア）Ｘ（ｋ，ｌ）を取得する。
順序制御部１４６は、第１バッファ１４１に保存されている受信信号の中から、パイロットサブキャリアを分離して抽出する。
そして、順序制御部１４６は、ウェイト更新部１４３がウェイト更新に用いるパイロットサブキャリアの順序を制御する。具体的には、順序制御部１４６は、分離したパイロットサブキャリアを、ウェイト更新に用いる順番に並べ替える。そして、順序制御部１４６は、並び替えたパイロットサブキャリアを、並び替えた順番で、ウェイト更新部１４３に与える。
順序制御部１４６は、１つ又は複数のパイロットサブキャリアの並び替えルール（更新順序ルール）を有している。なお、並び替えルール（更新順序）は、伝搬環境に応じて動的に変更することも可能である。
【００４８】
更新順序ルールの一例を図７に示す。このルールでは、まず、図７のＤ１方向への更新を行う。すなわち、同一シンボル（同一時間ｋ＝１）において周波数軸方向にある複数のパイロットサブキャリアを対象（１，１）〜（１，Ｌ）として、周波数の小さいパイロットサブキャリアから順番に用いてウェイト更新を行う（周波数軸方向更新制御；周波数軸昇順方向更新制御Ｄ１）。なお、周波数軸昇順方向制御Ｄ１の移動幅は、Ｌ（＝８４０）サブキャリア分である。
【００４９】
前記周波数軸昇順方向更新制御Ｄ１を行って、最大のサブキャリア番号Ｌを持つパイロットサブキャリア（１，Ｌ）まできたら、次に、図７のＤ２方向への更新を行う。すなわち、（１，Ｌ）の位置から時間軸方向へ移動し、時間軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリア（３，Ｌ）をウェイト更新に用いる（第１時間軸方向更新制御Ｄ２）。なお、第１時間軸方向更新の移動幅（パイロット間隔）は、２シンボル分である。
【００５０】
第１時間軸方向更新制御Ｄ２後は、図７のＤ３方向への更新を行う。すなわち、同一シンボル（同一時間）における周波数の大きいパイロットサブキャリアから順に、ウェイト更新に用いる（周波数軸方向更新制御；周波数軸降順方向更新制御Ｄ３）。換言すると、前記周波数軸昇順方向更新制御とは逆方向にウェイト更新を行う。なお、周波数軸降順方向更新制御Ｄ３の移動幅は、Ｌ（＝８４０）サブキャリア分である。
【００５１】
前記周波数軸降順方向更新制御Ｄ３を行って、最小のサブキャリア番号１を持つパイロットサブキャリア（３，１）まできたら、図７のＤ４方向への更新を行う。すなわち、（３，１）の位置から時間軸方向へ移動し、時間軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリア（４，１）をウェイト更新に用いる（第２時間軸方向更新制御Ｄ４）。なお、第２時間軸方向更新の移動幅（パイロット間隔）は、１シンボル分である。
第２時間軸方向更新制御Ｄ４後は、前記周波数軸昇順方向更新Ｄ１を行い、上記処理を繰り返す。
【００５２】
上記ルールでは、周波数軸昇順方向更新制御Ｄ１、第１時間軸方向更新制御Ｄ２、周波数軸降順方向更新制御Ｄ３、及び第２時間軸方向更新制御Ｄ４の４つの更新制御を組み合わせた制御となっている。上記更新制御Ｄ１〜Ｄ４では、周波数軸方向更新制御Ｄ１，Ｄ３と、時間軸方向更新制御Ｄ２，Ｄ４と、を組み合わせたものとなっている。
【００５３】
上記ルールによれば、パイロットサブキャリアが存在するシンボルについてみると、１シンボルあたりのウェイト更新数が、４２０回となる。時間軸方向のみのウェイト更新であれば、１シンボル１回しか行われないが、上記ルールでは、飛躍的に更新回数が増加する。この結果、適切なウェイトを高速で得ることができる。
【００５４】
また、図７のルールでは、周波数軸方向へ移動して行われる更新の方が、時間軸方向へ移動して行われる更新よりも多くなされる。したがって、各サブキャリアの位置における伝搬係数の相互相関を考えたときに、周波数軸方向のサブキャリア間での相互相関が時間軸方向での相互相関よりも大きい場合には、適切なウェイトが早期に得られる。なお、この点については後述する。
【００５５】
図８は、更新順序ルールの第２例を示している。
図８の例では、ユーザ割当の最小単位であるタイルを基準としてウェイト更新を行う。すなわち、時間軸方向に並んだタイル列単位でタイル更新を行い、周波数軸方向のそれぞれのタイル列では、別個にウェイト更新を行う。なおこの点については、図９〜図１１の例においても同様である。
より具体的には、図８の例では、次のようにウェイト更新を行う。まず、タイル左上のパイロットサブキャリア位置でのウェイトをＷ１、タイル右上のパイロットサブキャリア位置でのウェイトをＷ４、タイル左下のパイロットサブキャリア位置でのウェイトをＷ９、タイル右下のパイロットサブキャリア位置でのウェイトをＷ１２とする。
【００５６】
この場合、図８では、一つのタイルについて、Ｗ１、Ｗ４、Ｗ１２、Ｗ９の順番でウェイト更新を行い、後続のタイルについても同様の順番でウェイトを更新する。
Ｗ１からＷ４への移動Ｄ１１は、周波数軸方向更新制御（昇順）であり、Ｗ１２からＷ９への移動Ｄ１３も周波数軸方向更新制御（降順）である。また、Ｗ４からＷ１２への移動Ｄ１２及びＷ９から次のタイルのＷ１への移動Ｄ１４は時間軸方向更新制御である。
上記更新制御Ｄ１１〜Ｄ１４でも、周波数軸方向更新制御Ｄ１１，Ｄ１３と、時間軸方向更新制御Ｄ１２，Ｄ１４と、を組み合わせたものとなっている。
【００５７】
図９は、更新順序ルールの第３例を示している。図９では、一つのタイルについて、Ｗ１、Ｗ４、Ｗ９、Ｗ１２の順番でウェイト更新を行い、後続のタイルについても同様の順番でウェイトを更新する。
Ｗ１からＷ４への移動Ｄ２１は、周波数軸方向更新制御（昇順）であり、Ｗ９からＷ１２への移動Ｄ２３も周波数軸方向更新制御（降順）である。また、Ｗ４からＷ９への移動Ｄ２２及びＷ１２から次のタイルのＷ１への移動Ｄ２４は、時間軸方向及び周波数軸方向に同時に移動する斜め方向更新制御である。
上記更新制御Ｄ２１〜Ｄ２４では、周波数軸方向更新制御Ｄ２１，Ｄ２３と、斜め方向更新制御Ｄ２２，Ｄ２４と、を組み合わせたものとなっている。
【００５８】
図１０は、更新順序ルールの第４例を示している。図１０では、一つのタイルについて、Ｗ１、Ｗ１２、Ｗ４、Ｗ９の順番でウェイト更新を行い、後続のタイルについても同様の順番でウェイトを更新する。
Ｗ１からＷ１２への移動Ｄ３１及びＷ４からＷ９への移動Ｄ３３は、斜め方向更新制御である。また、Ｗ１２からＷ４への移動Ｄ３２及びＷ９から次のタイルのＷ１への移動Ｄ３４は、時間軸方向更新制御である。
上記更新制御Ｄ３１〜Ｄ３４では、斜め方向更新制御Ｄ３１，Ｄ３３と、時間軸方向更新制御Ｄ３２，Ｄ３４と、を組み合わせたものとなっている。
【００５９】
図１１は、更新順序ルールの第５例を示している。図１１では、ある一つのタイルＴ１について、Ｗ１，Ｗ４，Ｗ９，Ｗ１２の順番でウェイト更新を行い、時間軸方向にみて次のタイルＴ２については、Ｗ４，Ｗ１，Ｗ１２，Ｗ９の順番でウェイト更新を行う。以下、後続のタイルについて、この順番を交互に繰り返す。
【００６０】
図１１において、タイルＴ１のＷ１からＷ４への移動Ｄ４１、タイルＴ１のＷ９からＷ１２への移動Ｄ４３、タイルＴ２のＷ４からＷ１への移動Ｄ４５、タイルＴ２のＷ１２からＷ９への移動Ｄ４７は、周波数軸方向更新制御である。
タイルＴ１のＷ４からＷ９への移動Ｄ４２及びタイルＴ２のＷ１からＷ１２への移動Ｄ４６は、斜め方向更新制御である。
タイルＴ１のＷ１２からタイルＴ２のＷ４への移動Ｄ４４及びタイルＴ２のＷ９からその次のタイルＴ１のＷ１への移動Ｄ４８は、時間軸方向更新制御である。
このように、上記更新制御Ｄ４１〜Ｄ４８では、周波数軸方向更新制御Ｄ４１，Ｄ４３，Ｄ４５，Ｄ４７と、斜め方向更新制御Ｄ４２，Ｄ４６と、時間軸方向更新制御Ｄ４４，Ｄ４８と、を組み合わせたものとなっている。
【００６１】
図８〜図１１の各更新順序ルールによれば、パイロットサブキャリアが存在するシンボルについてみると、１シンボルあたりのウェイト更新数が２回となる。すなわち、時間軸方向のみのウェイト更新回数＝１回に比べて更新回数が倍増する。この結果、適切なウェイトを高速で得ることができる。
【００６２】
高速で適切なウェイトが得られることは、モバイルＷｉＭＡＸ（ＩＥＥＥ  ８０２．１６ｅ）のように、移動体との間で伝送を行う方式において、特に有用である。すなわち、ＷｉＭＡＸでは、１基本フレームは、アップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームを含み、基地局は、アップリンクサブフレームを、５ｍｓｅｃごとに受け取る。ところが、移動局の高速移動時には、サブフレーム間で伝搬係数の相互相関が非常に小さくなる。しかも、一つのサブフレームは、１５シンボルで構成されている。
【００６３】
したがって、時間軸方向のみでウェイト更新を行うと、１つのサブフレームあたり１０回しかウェイト更新が行えない。この結果、移動局の高速移動（例えば、１２０ｋｍ／ｈ）時には、更新アルゴリズムによっては、適切なウェイトを形成する前に、サブフレームが切り替わってしまう。
そして、サブフレーム間の相互相関は非常に低いため、サブフレームが切り替わると再度、ウェイト形成が必要となる。この結果、極端な場合には、永久に適切なウェイトが得られない場合が生じる。
【００６４】
これに対し、本実施形態の更新順序ルールによれば、１シンボル当たりの更新回数が多くなるため、高速で適切なウェイトが得られ、一つのサブフレーム内でのウェイト形成が可能となる。
また、本実施形態の更新順序ルールでは、複数の方向を組み合わせているので、更新順序の自由度が高い。特に、斜め方向を含んでいる場合には、より自由度が高くなる。
【００６５】
なお、更新順序ルールは、上記のものに限られるものではなく、少なくとも周波数軸方向更新制御又は斜め方向更新制御を含んだ様々な組み合わせが可能である。また、１回の更新制御における移動幅も自由に設定できる。
また、前記「斜め方向」は、時間軸方向及び周波数方向に同時に移動するものであれば、具体的な方向は特に限定されず、サブキャリア２次元配置図において周波数軸方向（昇順方向及び降順方向）及び時間軸方向（昇順方向及び降順方向）を除いた３６０°すべての方向が含まれる。
さらに、上記例では、一つのパイロットサブキャリアを１度しか更新に用いていないが、複数回更新に用いても良い。また、更新に用いないパイロットサブキャリアが存在してもよい。
【００６６】
［伝搬係数の相互相関とウェイト更新との関係について］
図１２は、ＷｉＭＡＸ  Ｕｐｌｉｎｋ  ＰＵＳＣのサブキャリアの２次元配列を示している。このサブキャリア配列上の各パイロットサブキャリア位置における伝搬係数ｈＡ，ｈＢ，ｈＣ，ｈＤ，ｈＥの相関係数を下記条件により算出した。
中心周波数：２６００ＭＨｚ
ドップラー周波数：（１）７．２Ｈｚ，（２）２８８Ｈｚ
遅延分散：（ａ）０．３７μｓｅｃ  （ｂ）２．２μｓｅｃ
【００６７】
なお、ドップラー周波数（１）７．２Ｈｚは、移動局の移動速度が３ｋｍ／ｈの場合、ドップラー周波数（２）２８８Ｈｚは、移動局の移動速度が１２０ｋｍ／ｈの場合に相当する。
遅延分散（ａ）０．３７μｓｅｃは、ＩＴＵ−Ｒ  Ｍ．１２２５  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  ｃｈ．Ａの値であり平均的な遅延分散を示す。遅延分散（ｂ）２．２μｓｅｃは、ＩＴＵ−Ｒ  Ｍ．１２２５  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  ｃｈ．Ｂの値であり、建物等が多く遅延分散が大きい場合を示している。
上記（１）と（ａ）の組み合わせが、想定される平均的な環境であり、上記（２）（ｂ）の組み合わせが想定環境の中で最悪に近い場合である。
【００６８】
また、図１３に示す信号点（サブキャリア）ｎ，ｍの伝搬係数ｈｎ，ｈｍの相関係数ρは、時間変化モデルをＪａｋｅｓモデル、遅延プロファイルを指数減衰遅延プロファイルとした場合、下記式のようにして求まる。
【数６】
2008211304.tif 000008
【００６９】
下記表１は、図１２の伝搬係数ｈＡと他の伝搬係数ｈＢ，ｈＣ，ｈＤ，ｈＥとの間の相関係数の計算結果を示している。
【表１】
2008211304.tif 000009
【００７０】
表１からわかるように、伝搬係数ｈＡと伝搬係数ｈＢとの間の相関係数［ｈＢ：ρ］及び伝搬係数ｈＡと伝搬係数ｈＣとの間の相関係数［ｈＣ：ρ］については、移動局の移動速度が低速である場合［（１）（ａ），（１）（ｂ）］には、相関係数がほぼ１であり大きい。
したがって、このような場合には、時間軸方向更新制御が好ましい。
【００７１】
しかし、遅延分散が平均的で、移動局の移動速度が高速である場合［（２）（ａ）］には、伝搬係数ｈＡと伝搬係数ｈｃとの間の相関係数［ｈＤ：ρ］が、［ｈＢ：ρ］及び［ｈＣ：ρ］よりも小さくなる。
したがって、移動局の移動速度が高速である場合には、周波数軸方向更新制御を行うのが好ましい。なお、遅延分散が大きい場合には、時間軸方向への更新を優先的に行うのが望ましい。
【００７２】
［シミュレーション］
モバイルＷｉＭＡＸのＵｐｌｉｎｋ  ＰＵＳＣのサブキャリア配置において、図１４に示すパターンＡ（比較例）及びパターンＢ（実施例）について、シミュレーションを下記条件にて行った。パターンＡは時間軸方向更新制御のみ、パターンＢは時間軸方向更新制御と周波数軸方向更新制御を組み合わせたものである。
【００７３】
（シミュレーションパラメータ）
中心周波数：２．６［ＧＨｚ］、サンプリング時間８９．２［ｎｓ］、サブキャリア間隔１０．９［ｋＨｚ］、アンテナ素子数：２、ＦＦＴサイズ：１０２４，ガードインターバル長：１１．４［μｓ］、使用サブキャリア数：８４０、フレーム長：５［ｍｓ］、Ｕｐｌｉｎｋサブフレーム長：１．５［ｍｓ］、変調方式：ＱＰＳＫ、使用アルゴリズム：ＲＬＳアルゴリズム（忘却係数０．５）
【００７４】
（シミュレーションにおける伝搬路モデル）
到来信号数：２（所望信号と干渉信号）、伝搬路モデル：等電力２波レイリーフェージングモデル、遅延時間差：８．９２×１０２［ｎｓ］、最大ドップラー周波数：２８８
［Ｈｚ］（１２０ｋｍ／ｈ移動時に相当）、平均受信ＳＮＲ：２０[ｄＢ]、平均受信ＳＩＲ:０[ｄＢ]
【００７５】
上記シミュレーション結果を図１５に示す。図１５は、データ部におけるＭＥＲ（変調エラーレート）により、図１４のウェイト更新パターンに対する干渉信号除去特性の変化（受信シンボルごとの）の比較を行ったものである。なお、ＭＥＲは、ＭＥＲ＝Ｅ［｜Ｙ（ｔ）−Ｗ（ｔ）ＨＸ（ｔ）｜２］によって算出した。また、伝搬路パラメータは、ランダムに変更して１００回の試行を行い、その平均値を算出した。
【００７６】
図１５のＰ１部分に現れているように、１５シンボルごとにＭＥＲが大きく落ち込むが、これは、１５シンボルのアップリンクの間にダウンリンク区間があり、ダウンリンク区間中に伝搬特性が大きく変わるためである。
【００７７】
図１５によれば、ＭＥＲが大きく落ち込んでも、実施例のパターンＢの方が、立ち上がりが早い。これは、１シンボルあたりの更新回数が多い（２倍）ためである（図１５のＰ２参照）。
また、ＭＥＲが立ち上がった場合も、パターンＢの方がパターンＡよりも約３ｄＢ大きくなっている（図１５のＰ３，Ｐ４参照）。なお、受信シンボルごとに復調特性が変化しているのは、パイロット間の伝搬特性の相関の大きさが異なるためである。
【００７８】
本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の意図を逸脱しないかぎり、様々な変形が可能である。例えば、本発明は、ＷｉＭＡＸに限らず、例えば、地上デジタル放送のための装置に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】ＯＦＤＭのサブキャリア構造を示す図である。
【図２】サブキャリアの周波数−時間２次元配列である。
【図３】通信装置のブロック図である。
【図４】簡略化した空間フィルタリングモデルを示す図である。
【図５】フィルタリング処理部のブロック図である。
【図６】ウェイト補間方法の説明図である。
【図７】ウェイト更新順序ルールの第１例を示す図である。
【図８】ウェイト更新順序ルールの第２例を示す図である。
【図９】ウェイト更新順序ルールの第３例を示す図である。
【図１０】ウェイト更新順序ルールの第４例を示す図である。
【図１１】ウェイト更新順序ルールの第５例を示す図である。
【図１２】各パイロットサブキャリアにおける伝搬係数を示す図である。
【図１３】伝搬係数の相互相関演算の前提を示す図である。
【図１４】シミュレーションにおけるウェイト更新パターンを示す図である。
【図１５】シミュレーション結果を示す図である。
【図１６】地上デジタル放送でのサブキャリア配置を示す図である。
【図１７】従来のウェイト更新方向を示す図である。
【符号の説明】
【００８０】
１：通信装置（基地局）  ２：希望局    ３：干渉局  ４：干渉局  １１：アンテナ素子  １２：ＲＦ部  １３：ＦＦＴ部  １４：フィルタリング処理部  １４１：第１バッファ（受信信号記憶部）  １４２：ウェイト乗算部  １４３：ウェイト更新部  １４４：第２バッファ（更新ウェイト記憶部）  １４５：ウェイト補間部  １４６：順序制御部  １４７：参照信号生成部  １４８：第３バッファ（ウェイト更新パラメータ記憶部）
【図１】
2008211304.tif 000010
【図２】
2008211304.tif 000011
【図３】
2008211304.tif 000012
【図４】
2008211304.tif 000013
【図５】
2008211304.tif 000014
【図６】
2008211304.tif 000015
【図７】
2008211304.tif 000016
【図８】
2008211304.tif 000017
【図９】
2008211304.tif 000018
【図１０】
2008211304.tif 000019
【図１１】
2008211304.tif 000020
【図１２】
2008211304.tif 000021
【図１３】
2008211304.tif 000022
【図１４】
2008211304.tif 000023
【図１５】
2008211304.tif 000024
【図１６】
2008211304.tif 000025
【図１７】
2008211304.tif 000026