(57)【要約】【課題】スイッチング素子の両端間電圧がスナバダイオードの特性に依存せず、しかも損失を低減することができるスナバ回路を提供する。【解決手段】スナバ回路２２は、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時におけるサージエネルギーを、スナバダイオードＤｓを通してスナバコンデンサに充電する。またスナバ回路２２は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン，オフ動作により、電源である直流電源Ｅからの入力電圧を変換して出力電圧を供給する電力変換装置３に組み込まれる。そしてここでは、電力変換装置３の電圧供給ライン間に接続する入力コンデンサＣ１を、前記スナバコンデンサとして構成する。【選択図】図１
2008206283.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子のターンオフ時におけるサージエネルギーを、スナバダイオードを通してスナバコンデンサに充電するスナバ回路において、
前記スナバ回路は、前記スイッチング素子のオン，オフ動作により、電源からの入力電圧を変換して出力電圧を供給する電力変換装置に組み込まれ、
この電力変換装置の電圧供給ライン間に接続するコンデンサを、前記スナバコンデンサとして構成したことを特徴とするスナバ回路。
【請求項２】
前記コンデンサは、前記電力変換装置の入力コンデンサまたは出力コンデンサであることを特徴とする請求項１記載のスナバ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子の電圧破壊を防止するためのスナバ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、スイッチング電源装置に組み込まれるトランジスタやＦＥＴなどの半導体スイッチング素子は、オフ状態からオン状態に移行するターンオン時、およびオン状態からオフ状態に移行するターンオフ時に、当該スイッチング素子に加わる過渡電圧を低減して、スイッチング素子の電圧破壊を防止するために、抵抗，コンデンサ，ダイオードの各素子を組み合わせてなるスナバ回路が付加される。そして、このような構成のスナバ回路は、例えば特許文献１などに開示されている。
【０００３】
図５は、特許文献１で提案されたスナバ回路を適用した回路例である。同図において、Ｅは直流電源、Ｓ１，Ｓ２はスイッチング回路１をなす直列接続されたスイッチング素子であり、これはスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点に接続したインダクタンスＬ１と共に、スイッチング電源装置のインバータ回路を構成している。また、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のドレイン・ソース間には、帰還ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ逆並列接続される。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路は、直流電源Ｅの両端間に接続され、直流電源Ｅの正極端子にコレクタを接続するハイサイドのスイッチング素子Ｓ１と、直流電源Ｅの負極端子にエミッタを接続するローサイドのスイッチング素子Ｓ２が、制御回路（図示せず）からの駆動信号により、交互にオン，オフするように構成される。また、直流電源Ｅの両端間には、この直流電源Ｅからの直流入力電圧を平滑化するなどの目的で、入力コンデンサＣ１が接続される。
【０００４】
２はスイッチング素子Ｓ１に適用されたスナバ回路であり、このスナバ回路２は、スイッチング素子Ｓ２のコレクタ・エミッタ間に、スナバダイオードＤｓとスナバコンデンサＣｓとを順に直列に接続し、当該スナバコンデンサＣｓとスナバダイオードＤｓの接続点と、前記直流電源Ｅの正極端子との間にスナバ抵抗Ｒｓを接続して構成される。
【０００５】
そしてこの場合は、ハイサイドのスイッチング素子Ｓ１がオン状態となる一方、ローサイドのスイッチング素子Ｓ２がオフ状態となっているときに、入力電流Ｉｉｎが流れ、インダクタンスＬ１を通して負荷（図示せず）側に電力を伝送し、ハイサイドのスイッチング素子Ｓ１がオフ状態となる一方、ローサイドのスイッチング素子Ｓ２がオン状態となっているときに、それまでインダクタンスＬ１に蓄えられていたエネルギーを、引き続き負荷側に供給する。すなわちここでは、入力コンデンサＣ１，スイッチング回路１，およびインダクタンスＬ１により、直流電源１からの入力電圧を変換して負荷（図示せず）に出力電圧を供給する電力変換装置３が構成される。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が交互にオン，オフを繰り返す一連の動作中において、スイッチング素子Ｓ２がターンオフした瞬間に、スナバダイオードＤｓが導通してスナバコンデンサＣｓが充電され、スイッチング素子Ｓ２の両端であるエミッタ・コレクタ間に過大な電圧が印加するのを防止する。その後、スイッチング素子Ｓ２がターンオンすると、スナバコンデンサＣｓからスナバ抵抗Ｒｓを経て入力コンデンサＣ１に放電電流が流れ、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーの一部が入力コンデンサＣ１に回生される。
【０００７】
また図６は、スナバ回路１２を、ハイサイドのスイッチング素子Ｓ１に適用した例である。ここに示すスナバ回路１２は、スイッチング素子Ｓ１のコレクタ・エミッタ間に、スナバコンデンサＣｓとスナバダイオードＤｓを順に直列に接続すると共に、この、スナバコンデンサＣｓとスナバダイオードＤｓの接続点と、直流電源Ｅ１の負極端子との間にスナバ抵抗Ｒｓを接続して構成される。それ以外の構成は、図５に示すものと共通している。
【０００８】
そしてこの回路例では、スイッチング素子Ｓ１がターンオフした瞬間に、スナバダイオードＤｓが導通してスナバコンデンサＣｓが充電され、スイッチング素子Ｓ１の両端であるエミッタ・コレクタ間に過大な電圧が印加するのを防止する。その後、スイッチング素子Ｓ１がターンオンすると、スナバコンデンサＣｓから入力コンデンサＣ１を経てスナバ抵抗Ｒｓに放電電流が流れ、スナバコンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーの一部が入力コンデンサＣ１に回生される。
【特許文献１】特開平１０−４２５５４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、上述した従来のスナバ回路２，１２では、次のような問題点を生じる。
【００１０】
図５に示すスナバ回路２は、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時におけるサージエネルギーが大きい場合に、容量の大きなスナバコンデンサＣｓを必要とするが、この場合には放電時の時定数を短くするために、放電用のスナバ抵抗Ｒｓの抵抗値を小さくしなければならない。そのため、スナバ抵抗Ｒｓひいてはスナバ回路１としての損失が増加する。
【００１１】
また、特にスイッチング素子Ｓ２のサージ周波数が高く、そのサージ電圧が急峻に変化する場合には、スナバダイオードＤｓのリカバリー（逆回復）時間や接合容量などの特性が、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時における両端間電圧に影響を及ぼす。これは、図６に示すスイッチング素子Ｓ１に適用したスナバ回路１２であっても、同じことがいえる。
【００１２】
本発明は上記の各問題点に着目してなされたもので、スイッチング素子の両端間電圧がスナバダイオードの特性に依存せず、しかも損失を低減することができるスナバ回路を提供することを、その目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明における請求項１のスナバ回路は、上記目的を達成するために、スイッチング素子のターンオフ時におけるサージエネルギーを、スナバダイオードを通してスナバコンデンサに充電するスナバ回路において、前記スナバ回路は、前記スイッチング素子のオン，オフ動作により、電源からの入力電圧を変換して出力電圧を供給する電力変換装置に組み込まれ、この電力変換装置の電圧供給ライン間に接続するコンデンサを、前記スナバコンデンサとして構成したものである。
【００１４】
また、請求項２のスナバ回路は、前記コンデンサが、前記電力変換装置の入力コンデンサまたは出力コンデンサであることを特徴とするである。
【発明の効果】
【００１５】
請求項１の発明によれば、スイッチング素子のターンオフ時に、このスイッチング素子の両端間に発生しようとするサージ電圧が、そのまま電力変換装置の電圧供給ライン間に接続するコンデンサに電荷として蓄えられるので、サージエネルギーを吸収するためのコンデンサを不用にできる。また、このコンデンサは、本来電力変換装置の電圧供給ラインに接続される容量の大きな素子であるので、スイッチング素子のターンオフ時におけるサージエネルギーがコンデンサに吸収されても、コンデンサの電圧は急峻な変化が起こらず、スナバダイオードが急激に逆バイアスされることはなくなって、スナバダイオードのリカバリー時間や接合容量の影響を受けない。しかも、スイッチング素子のターンオフ時におけるサージエネルギーは、そのまま電力変換装置のコンデンサに充電されつつ、回生されるので、放電時の時定数を考慮する必要がなく、スナバ回路としての損失を低減できる。
【００１６】
請求項２の発明によれば、既存の電力変換装置に組み込まれる既存の入力コンデンサや出力コンデンサを利用して、スイッチング素子のサージエネルギーを吸収し、回生することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明におけるスナバ回路の好ましい一実施形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。なお、従来の図５や図６と共通する回路や素子には共通の符号を付し、共通する箇所の説明は重複を避けるために極力省略する。
【００１８】
図１は、第１実施例における回路図を示したものである。本実施例におけるスナバ回路２２は、例えばパワーモジュールのような高密度実装の電力変換装置３（すなわち、スイッチング電源装置）に組み込まれる。また、スイッチング回路１の構成として、本実施例は同一特性のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列接続したものを用いているが、これは例えばフォワード型やフライバック型のコンバータのように、１個のスイッチング素子で構成したり、またフルブリッジ型のコンバータのように、４個のスイッチング素子で構成してもよい。図１に示す電力変換装置３は、従来例で示したものと全く同じ回路構成であり、ハイサイドのスイッチング素子Ｓ１とローサイドのスイッチング素子Ｓ２は、制御回路（図示せず）からの駆動信号により、交互にオン，オフ動作するようになっている。
【００１９】
図１に示すスナバ回路２２は、ローサイドのスイッチング素子Ｓ２に適用されたものである。具体的には、スイッチング素子Ｓ１のコレクタにスナバダイオードＤｓのアノードを接続し、このスナバダイオードＤｓのカソードに電流制限用抵抗Ｒ１の一端を接続すると共に、この抵抗Ｒ１の他端を、直流電源Ｅの正極端子に繋がる入力コンデンサＣ１の一端に接続して構成される。
【００２０】
次に、上記構成についてその作用を説明する。電力変換装置３の主回路における動作は従来例と同じであり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン，オフ動作により、直流電源Ｅからの入力電圧を変換して、負荷（図示せず）に出力電圧を供給する。具体的には、ハイサイドのスイッチング素子Ｓ１がオン状態となる一方、ローサイドのスイッチング素子Ｓ２がオフ状態となっているときに、インダクタンスＬ１を通して負荷側に電力を伝送し、ハイサイドのスイッチング素子Ｓ１がオフ状態となる一方、ローサイドのスイッチング素子Ｓ２がオン状態となっているときに、それまでインダクタンスＬ１に蓄えられていたエネルギーを、引き続き負荷に供給する。
【００２１】
また、スナバ回路２２の動作として、スイッチング素子Ｓ２がターンオフした瞬間に、スナバダイオードＤｓが導通して、抵抗Ｒ１を経て入力コンデンサＣ１にサージエネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｓ１の両端であるエミッタ・コレクタ間に過大な電圧が印加するのを防止する。このときの入力コンデンサＣ１は、本来直流電源Ｅの両端間に接続される容量の大きな素子であるので、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時におけるサージエネルギーが入力コンデンサＣ１に吸収されても、入力コンデンサＣ１の電圧は急峻な変化が生じない。したがって、従来のようにスナバダイオードＤｓのリカバリー時間や接合容量などに、スイッチング素子Ｓ２の両端間電圧が左右されることはない。
【００２２】
また、前記スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時におけるサージエネルギーは、そのまま入力コンデンサＣ１に充電されつつ、回生されるので、放電時の時定数を考慮しなくても良い。よって、従来のようなスナバ抵抗Ｒｓを不要にして、スナバ回路２２としての損失を低減することができる。
【００２３】
なお、本実施例ではスナバ抵抗Ｒｓに代わる抵抗Ｒ１が、スナバ回路２２に組み込まれているが、これは入力コンデンサＣ１への充電時における充電電流を制限するためのものであり、当該充電電流がスナバダイオードＤｓの電流容量を超えなければ、不要にできる。よって、特に抵抗Ｒ１が存在しない回路構成では、ほぼ無損失でスイッチング素子Ｓ２のサージエネルギーを電力変換装置３の入力コンデンサＣ１に回生することができる。
【００２４】
このように本実施例では、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時におけるサージエネルギーを、スナバダイオードＤｓを通してスナバコンデンサに充電するスナバ回路２２において、前記スナバ回路２２は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン，オフ動作により、電源である直流電源Ｅからの入力電圧を変換して出力電圧を供給する電力変換装置３に組み込まれ、この電力変換装置３の電圧供給ライン間に接続するコンデンサ（入力コンデンサＣ１）を、前記スナバコンデンサとして構成している。
【００２５】
このようにすると、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時に、このスイッチング素子Ｓ２の両端間に発生しようとするサージ電圧が、そのまま電力変換装置３の電圧供給ライン間に接続する入力コンデンサＣ１に電荷として蓄えられるので、サージエネルギーを吸収するためのコンデンサ（従来例のスナバコンデンサＣｓ）を不用にできる。また、この入力コンデンサＣ１は、本来電力変換装置３の電圧供給ラインに接続される容量の大きな素子であるので、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時におけるサージエネルギーが入力コンデンサＣ１に吸収されても、入力コンデンサＣ１の電圧は急峻な変化が起こらず、スナバダイオードＤｓが急激に逆バイアスされることはなくなって、スナバダイオードＤｓのリカバリー時間や接合容量の影響を受けない。しかも、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時におけるサージエネルギーは、そのまま電力変換装置３の入力コンデンサＣ１に充電されつつ、回生されるので、放電時の時定数を考慮する必要がなく、スナバ回路２２としての損失を低減できる。
【００２６】
なお、本実施例では、スイッチング素子Ｓ２のサージエネルギーを吸収・回生するコンデンサとして、電力変換装置３の入力コンデンサＣ１を利用しているが、負荷に供給する出力電圧ラインの両端間に接続した出力コンデンサを利用してもよい。こうすれば、既存の電力変換装置３に組み込まれる既存の入力コンデンサＣ１や出力コンデンサを利用して、スイッチング素子Ｓ２のサージエネルギーを吸収し、回生することができる。
【００２７】
図３は、図１の回路図において、スイッチング素子Ｓ２がターンオフした前後のスイッチング素子Ｓ２の両端間電圧ＶＤＳ（上段）と、電力変換装置３の入力電流Ｉｉｎ（下段）の各波形を示したものである。また比較のために、図４には、従来の図５の回路図において、スイッチング素子Ｓ２がターンオフした前後のスイッチング素子Ｓ２の両端間電圧ＶＤＳと、電力変換装置３の入力電流Ｉｉｎの各波形を示す。これらの各図において、横軸は時間を示し、縦軸は電圧または電流を示している。図５に示す回路では、スナバダイオードＤｓのリカバリー時間や接合容量の影響を受けて、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時に、サージ電圧（ＶＤＳ）やサージ電流（Ｉｉｎ）が大きく振動するが、図１に示す本実施例の回路では、そうしたサージ電圧やサージ電流の振動が小さくなっていることがわかる。
【００２８】
図２は、ハイサイドのスイッチング素子Ｓ１に適用した別な第２実施例のスナバ回路３２を示している。ここでのスナバ回路３２は、スイッチング素子Ｓ１のエミッタにスナバダイオードＤｓのカソードを接続し、このスナバダイオードＤｓのアノードに電流制限用抵抗Ｒ１の一端を接続すると共に、この抵抗Ｒ１の他端を、直流電源Ｅの負極端子に繋がる入力コンデンサＣ１の他端に接続して構成される。
【００２９】
次に、上記構成についてその作用を説明する。電力変換装置３の主回路における動作は従来例と同じなので、ここでは説明しない。スナバ回路３２において、スイッチング素子Ｓ１がターンオフした瞬間に、スナバダイオードＤｓが導通して、入力コンデンサＣ１にサージエネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｓ１の両端であるエミッタ・コレクタ間に過大な電圧が印加するのを防止する。このときの入力コンデンサＣ１は、本来直流電源Ｅの両端間に接続される容量の大きな素子であるので、スイッチング素子Ｓ１のターンオフ時におけるサージエネルギーが入力コンデンサＣ１に吸収されても、入力コンデンサＣ１の電圧は急峻な変化が生じない。したがって、従来のようにスナバダイオードＤｓのリカバリー時間や接合容量などに、スイッチング素子Ｓ１の両端間電圧が左右されることはない。
【００３０】
また、前記スイッチング素子Ｓ１のターンオフ時におけるサージエネルギーは、そのまま入力コンデンサＣ１に充電されつつ、回生されるので、放電時の時定数を考慮しなくても良い。よって、従来のようなスナバ抵抗Ｒｓを不要にして、スナバ回路３２としての損失を低減することができる。
【００３１】
なお、本実施例ではスナバ抵抗Ｒｓに代わる抵抗Ｒ１が、スナバ回路３２に組み込まれているが、当該充電電流がスナバダイオードＤｓの電流容量を超えなければ、不要にできる。よって、特に抵抗Ｒ１が存在しない回路構成では、ほぼ無損失でスイッチング素子Ｓ１のサージエネルギーを入力コンデンサＣ１に回生できる。
【００３２】
このように本実施例でも、スイッチング素子Ｓ１のターンオフ時におけるサージエネルギーを、スナバダイオードＤｓを通してスナバコンデンサに充電するスナバ回路３２において、前記スナバ回路３２は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン，オフ動作により、電源である直流電源Ｅからの入力電圧を変換して出力電圧を供給する電力変換装置３に組み込まれ、この電力変換装置３の電圧供給ライン間に接続するコンデンサ（入力コンデンサＣ１）を、前記スナバコンデンサとして構成している。
【００３３】
そのため、スイッチング素子Ｓ１のターンオフ時に、このスイッチング素子Ｓ２の両端間に発生しようとするサージ電圧が、そのまま入力コンデンサＣ１に電荷として蓄えられるので、サージエネルギーを吸収するためのコンデンサを不用にできる。また、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時におけるサージエネルギーが入力コンデンサＣ１に吸収されても、入力コンデンサＣ１の電圧は急峻な変化が起こらず、スナバダイオードＤｓが急激に逆バイアスされることはなくなって、スナバダイオードＤｓのリカバリー時間や接合容量の影響を受けない。しかも、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時におけるサージエネルギーは、そのまま電力変換装置３の入力コンデンサＣ１に充電されつつ、回生されるので、スナバ回路２２としての損失を低減できる。
【００３４】
なお、ここでもスイッチング素子Ｓ２のサージエネルギーを吸収・回生するコンデンサとして、電力変換装置３の入力コンデンサＣ１のみならず出力コンデンサを利用してもよいことは、上述したとおりである。
【００３５】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の第１実施例における電力変換回路の要部回路図である。
【図２】本発明の第２実施例における電力変換回路の要部回路図である。
【図３】図１に示す回路図で、スイッチング素子Ｓ２の両端間電圧ＶＤＳと、電力変換装置の入力電流Ｉｉｎの波形図である。
【図４】図１に示す回路図のスイッチング素子Ｓ２入力電流と電圧波形図である。
【図５】従来例における電力変換回路の要部回路図である。
【図６】従来の別な例における電力変換回路の要部回路図である。
【符号の説明】
【００３７】
３  電力変換装置
２２，３２  スナバ回路
Ｅ  直流電源
Ｓ１，Ｓ２  スイッチング素子
Ｃ１  入力コンデンサ（スナバコンデンサ、コンデンサ）
Ｄ３  スナバダイオード
【図１】
2008206283.tif 000003
【図２】
2008206283.tif 000004
【図３】
2008206283.tif 000005
【図４】
2008206283.tif 000006
【図５】
2008206283.tif 000007
【図６】
2008206283.tif 000008