(57)【要約】【課題】ＦＭ受信機におけるパルスノイズ除去を、受信電界強度が弱電界のときと、中電界以上との双方で好適に実現することが難しい。【解決手段】検波出力ＳＤＥＴは、弱電界ノイズがパルスノイズの誤検出を起こしやすいため、弱電界時にはスイッチ９８をオフし、ノイズ検出回路１００への入力を遮断する。ノイズ検出回路１００は、弱電界時に、検波前の中間信号ＳＩＦ１からＳメータ回路９０が抽出する交流成分信号ＳＭ−ＡＣに基づいてパルスノイズを検出する。ＳＭ−ＡＣは、低レベルリミッタ回路９２にて、所定の基底レベル信号ＳＢＡＳＥを下回る期間をＳＢＡＳＥのレベルにクリップされた後、ノイズ検出回路１００に入力される。中電界以上では、スイッチ９８がオンされ、ノイズ検出回路１００はＳＤＥＴ及びＳＭ−ＡＣに基づいてパルスノイズを検出する。【選択図】図１
2008236398.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を検波して得られる検波信号に重畳されたパルスノイズを検出して除去するパルスノイズ除去回路において、
前記受信信号に基づいて、受信電界強度に応じた電界強度信号を生成する強度信号生成回路と、
前記受信信号が有する振幅の変動に応じた変動成分信号を生成する変動成分信号生成回路と、
前記検波信号に基づく第１監視対象信号又は前記変動成分信号に基づく第２監視対象信号を入力され、それらに基づいて前記パルスノイズを検出するパルスノイズ検出回路と、
前記受信電界強度が所定閾値以下となる弱電界状態の場合にオフ状態となって、前記パルスノイズ検出回路への前記第１監視対象信号の入力を遮断し、一方、前記受信電界強度が前記弱電界状態を超える状態の場合にオン状態となって、前記第１監視対象信号を前記パルスノイズ検出回路に入力させるスイッチ回路と、
を有することを特徴とするパルスノイズ除去回路。
【請求項２】
請求項１に記載のパルスノイズ除去回路において、
前記パルスノイズ検出回路は、前記弱電界状態を超える状態にて、前記第１監視対象信号及び前記第２監視対象信号を入力されること、を特徴とするパルスノイズ除去回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のパルスノイズ除去回路において、
目的伝送信号の帯域より上のカットオフ周波数を有し、前記検波信号を入力され前記第１監視対象信号を出力する検波出力ハイパスフィルタと、
前記目的伝送信号の帯域より上のカットオフ周波数を有し、前記変動成分信号を入力され前記第２監視対象信号を出力する変動成分ハイパスフィルタと、
を有することを特徴とするパルスノイズ除去回路。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれか１つに記載のパルスノイズ除去回路において、
前記強度信号生成回路及び前記変動成分生成回路となるシグナルメータ回路を有し、
前記シグナルメータ回路は、前記受信信号に応じた被計測信号を平滑化して前記電界強度信号を生成し、また、前記被計測信号を包絡線検波して前記変動成分信号を生成すること、
を特徴とするパルスノイズ除去回路。
【請求項５】
請求項４に記載のパルスノイズ除去回路において、
前記弱電界状態での前記変動成分信号のノイズ変動を低減する弱電界時ノイズ変動低減回路を有し、
前記弱電界時ノイズ変動低減回路は、
基底レベル信号を生成する基底レベル信号生成回路と、
前記変動成分信号のうち前記基底レベル信号を下回る期間を当該基底レベル信号でクリップするリミッタ回路と、
を有し、
前記基底レベル信号生成回路が生成する前記基底レベル信号は、前記弱電界状態にて、前記ノイズ変動の振幅の少なくとも一部が前記リミッタ回路によってクリップされるように設定され、
前記パルスノイズ検出回路は、前記リミッタ回路によって前記ノイズ変動が抑制された前記変動成分信号に基づく信号を、前記第２監視対象信号として入力されること、
を特徴とするパルスノイズ除去回路。
【請求項６】
請求項５に記載のパルスノイズ除去回路において、
前記基底レベル信号は、前記電界強度信号を用いて生成されること、を特徴とするパルスノイズ除去回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線等の受信信号の検波出力に含まれるパルスノイズを除去するパルスノイズ除去回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ラジオ放送の受信、例えば車載のＦＭ受信機でＦＭ放送を受信する場合、車両のエンジン、電動ミラーやワイパーなどにて発生するイグニッションノイズのように時間幅の短く振幅の大きいパルス状のノイズ（以下、パルスノイズと呼ぶ）が受信信号に重畳されることがある。このパルスノイズは音質劣化の要因となるため、従来よりパルスノイズ除去回路が設けられている。
【０００３】
図５は、従来のＦＭ受信機の構成を示すブロック図である。アンテナ２にて受信されたＲＦ（Radio Frequency）信号は、第１混合回路４にて第１の局部発振信号と混合され、目的受信信号が所定の中間周波数ｆＩＦ１の第１中間信号ＳＩＦ１へ周波数変換される。
【０００４】
ＳＩＦ１は第２混合回路６にて第２の局部発振信号と混合され、所定の中間周波数ｆＩＦ２を有する第２中間信号ＳＩＦ２へ周波数変換される。ＳＩＦ２はｆＩＦ２を中心周波数とするバンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）であるＩＦＢＰＦ８を通過後、検波回路１０にてＦＭ検波され、コンポジット信号である検波信号ＳＤＥＴが抽出される。ちなみに、このコンポジット信号であるＳＤＥＴは、左チャネル信号（Ｌ）と右チャネル信号（Ｒ）との和信号（Ｌ＋Ｒ）と差信号（Ｌ−Ｒ）、及び１９ｋＨｚのステレオパイロット信号が重畳されたものである。なお、差信号（Ｌ−Ｒ）は３８ｋＨｚサブ信号を振幅変調した形で他の信号に重畳されている。
【０００５】
この検波信号ＳＤＥＴは、ローパスフィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）１２を介して差分回路１４の（＋）端子に入力される。一方、差分回路１４の（−）端子には、スイッチ１６を介してパイロットキャンセル信号ＳＰＬＣが入力される。パイロットキャンセル信号ＳＰＬＣは、コンポジット信号から抽出されたパイロット信号である。差分回路１４の（＋）端子と（−）端子との間はキャパシタ２０で接続される。
【０００６】
また、ＳＤＥＴは、ハイパスフィルタ（High Pass Filter：ＨＰＦ）２２を介してノイズ検出回路２４に入力される。ＨＰＦ２２をコンポジット信号を通過しないように設定することで、ＨＰＦ２２の出力には高周波を有するノイズ成分が取り出される。ノイズ検出回路２４は、ＨＰＦ２２の出力を所定の時定数で積分し、その積分値と所定の基準電圧Ｖtとを比較する。ノイズ検出回路２４は、パルスノイズのような大きなパルスが入力されたときに、積分値がＶtを超えるように構成される。ノイズ検出回路２４が基準電圧Ｖtに基づいて、ＳＤＥＴからパルスノイズを検出すると、ゲート信号生成回路２６が、パルスノイズの時間幅に応じた期間、スイッチ１６をオフする。
【０００７】
スイッチ１６は通常はオン状態であり、差分回路１４は、ＳＤＥＴとパイロットキャンセル信号ＳＰＬＣとの差分をＦＭマルチプレクサ２８へ出力する。ＦＭマルチプレクサ２８は、差分回路１４から出力される和信号（Ｌ＋Ｒ）、差信号（Ｌ−Ｒ）に基づいてステレオ音声信号を生成し、スピーカ等からなる出力回路へ出力する。
【０００８】
一方、パルスノイズが検出されてスイッチ１６がオフ状態となると、差分回路１４の（−）端子の電位はキャパシタ２０を介して（＋）端子と同じように変化し、差分回路１４からはＳＤＥＴに応じた電圧変化は出力されない。すなわち、ＳＤＥＴに重畳されているパルスノイズも差分回路１４から出力されず、これにより音声出力からパルスノイズが除去される。
【特許文献１】特開平８−１６３０６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
受信電界強度が弱電界の場合には、検波信号ＳＤＥＴに含まれるノイズの高周波成分が中電界以上に比べて増大する。この弱電界ノイズをパルスノイズとして誤検出しないように、ノイズ検出回路２４の基準電圧Ｖtを高く設定すると、中電界以上の場合においてパルスノイズの検出効率が低下する。すなわち、弱電界でのパルスノイズの誤検出抑制と中電界以上でのパルスノイズの検出漏れ抑制とを好適に両立させるように基準電圧Ｖtを設定することが難しいという問題があった。
【００１０】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、受信電界強度にかかわらずにパルスノイズを好適に検出し除去できるパルスノイズ除去回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、受信信号を検波して得られる検波信号に重畳されたパルスノイズを検出して除去するパルスノイズ除去回路であって、前記受信信号に基づいて、受信電界強度に応じた電界強度信号を生成する強度信号生成回路と、前記受信信号が有する振幅の変動に応じた変動成分信号を生成する変動成分信号生成回路と、前記検波信号に基づく第１監視対象信号又は前記変動成分信号に基づく第２監視対象信号を入力され、それらに基づいて前記パルスノイズを検出するパルスノイズ検出回路と、前記受信電界強度が所定閾値以下となる弱電界状態の場合にオフ状態となって、前記パルスノイズ検出回路への前記第１監視対象信号の入力を遮断し、一方、前記受信電界強度が前記弱電界状態を超える状態の場合にオン状態となって、前記第１監視対象信号を前記パルスノイズ検出回路に入力させるスイッチ回路と、を有するものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、弱電界状態では、弱電界ノイズが問題となる検波信号はパルスノイズの検出には用いず、パルスノイズによる変動と他の原因による低レベルの変動とを弁別することが比較的容易な変動成分信号に基づいてパルスノイズを検出する。これにより、弱電界状態でのパルスノイズを精度良く検出し除去することが可能となる。一方、中電界以上では、パルスノイズと低レベルノイズとの弁別が比較的容易な検波信号に基づいてパルスノイズを検出することで、パルスノイズを精度良く検出し除去することが可能である。すなわち、本発明によれば、広範な電界強度にてパルスノイズを好適に検出し除去することができる。
【００１３】
また、中電界以上では、検波信号と併せて変動成分信号もパルスノイズの検出に用いることで、弱電界状態と中電界以上の状態との境界にて、パルスノイズの検出動作の連続性が向上する。
【００１４】
ここで例えば、パルスノイズに応じた変動が生じる変動成分信号は、シグナルメータ回路によって得ることができる。そのシグナルメータ回路により得られる変動成分信号は弱電界状態においてフロアノイズとして現れるノイズ変動が大きくなる性質を有するが、弱電界時ノイズ変動低減回路は、そのノイズ変動の振幅のうちの少なくとも一部を基底レベルにクリップする。これにより、ノイズ変動の振幅が抑制され、それをパルスノイズとして誤検出することを防止できる。なお、クリップによりパルスノイズの波高も低下するものの、ノイズ変動との絶対的な差は基本的に変わらないので、中電界以上と同様の基準で、パルスノイズをフロアノイズから弁別することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。
【００１６】
図１は、本発明の実施形態であるＦＭ受信機の概略の構成を示すブロック図である。本ＦＭ受信機５０は、その主要部を集積回路（ＩＣ）として構成され、例えば、自動車の車載オーディオ機器に用いられる。ＦＭ受信機５０は、アンテナ５２、ＲＦアンプ５４、第１局部発振回路５６、第１混合回路５８、ＢＰＦ６０，６４、アンプ６２，７２、第２局部発振回路６６、第２混合回路６８、ＩＦＢＰＦ７０、検波回路７４、ＬＰＦ７６、差分回路７８、キャパシタ８０、ＦＭマルチプレクサ８２、パイロット信号抽出回路８４、ＰＬＬ（Phase Lock Loop）回路８６、Ｓメータ回路９０、低レベルリミッタ回路９２、ＨＰＦ９４，９６、モード切換スイッチ９８、ノイズ検出回路１００、ゲート信号生成回路１０２、及びノイズキャンセルスイッチ１０４を含んで構成される。
【００１７】
アンテナ５２で受信されたＲＦ信号ＳＲＦはＲＦアンプ５４で増幅された後、第１混合回路５８に入力される。第１混合回路５８は、入力されたＲＦ信号ＳＲＦを、第１局部発振回路５６から入力される第１局部発振信号ＳＬＯ１と混合して、第１中間信号ＳＩＦ１を生成する。ＳＬＯ１の周波数ｆＬＯ１は、ＳＲＦに含まれる周波数ｆＲの目的受信局の信号が第１混合回路５８によるＳＩＦ１への周波数変換にて所定の第１中間周波数ｆＩＦ１に変換されるように調整される。第１中間周波数ｆＩＦ１は、例えば、１０．７ＭＨｚに設定される。
【００１８】
ＳＩＦ１は、ＢＰＦ６０、アンプ６２及びＢＰＦ６４を経て、第２混合回路６８とＳメータ回路９０とにそれぞれ入力される。
【００１９】
第２混合回路６８は、入力された第１中間信号ＳＩＦ１を、第２局部発振回路６６から入力される第２局部発振信号ＳＬＯ２と混合して、第２中間周波数ｆＩＦ２の第２中間信号ＳＩＦ２を生成する。ＳＬＯ２の周波数ｆＬＯ２は、（ｆＩＦ１−ｆＩＦ２）に設定され、ＳＩＦ１に含まれる周波数ｆＩＦ１の目的受信信号は第２混合回路６８において周波数ｆＩＦ２に変換される。第２中間周波数ｆＩＦ２は、例えば、４５０ｋＨｚに設定される。
【００２０】
ＳＩＦ２は、ＩＦＢＰＦ７０及びアンプ７２を経て、検波回路７４に入力される。検波回路７４はＦＭ検波回路であり、例えば、クオドラチュア検波回路で構成される。検波回路７４は、アンプ７２から入力されたＳＩＦ２をＦＭ検波して、コンポジット信号である検波信号ＳＤＥＴを抽出する。
【００２１】
この検波信号ＳＤＥＴは、ＬＰＦ７６に入力される。ＬＰＦ７６は、コンポジット信号帯域を通過するように構成される。このＬＰＦ７６により、コンポジット信号帯域より高い周波数帯域に現れるノイズ成分が除去される。ＬＰＦ７６にて抽出されたコンポジット信号は、差分回路７８の（＋）端子、及びパイロット信号抽出回路８４に入力される。
【００２２】
パイロット信号抽出回路８４は、コンポジット信号から１９ｋＨｚのパイロット信号ＳＰＬを抽出してＰＬＬ回路８６に供給する。ＰＬＬ回路８６はＳＰＬを基に１９ｋＨｚのパイロットキャンセル信号ＳＰＬＣや３８ｋＨｚのステレオ復調用信号ＳＰＬ２を生成し出力する。
【００２３】
差分回路７８の（−）端子には、ＰＬＬ回路８６からノイズキャンセルスイッチ１０４を介してパイロットキャンセル信号ＳＰＬＣが入力される。パイロットキャンセル信号ＳＰＬＣは、基本的にコンポジット信号から抽出されたパイロット信号ＳＰＬであり、ＳＰＬと同一のレベル、周波数及び位相を有する。
【００２４】
後述するパルスノイズ除去回路がパルスノイズを除去する動作を行っていない状態では、ノイズキャンセルスイッチ１０４はオン状態とされ、ＳＰＬＣが差分回路７８に入力される。この場合には、差分回路７８の出力は、コンポジット信号からパイロット信号ＳＰＬを除いたもの、すなわち和信号（Ｌ＋Ｒ）と差信号（Ｌ−Ｒ）のみとなる。
【００２５】
ＦＭマルチプレクサ８２は、差分回路７８の出力信号を入力されると共に、ＰＬＬ回路８６からステレオ復調用信号ＳＰＬ２を入力される。ＦＭマルチプレクサ８２は、ＳＰＬ２を用いて、差分回路７８の出力信号から差信号（Ｌ−Ｒ）を復調する。さらにＦＭマルチプレクサ８２は、この差信号（Ｌ−Ｒ）と、差分回路７８の出力信号から抽出した和信号（Ｌ＋Ｒ）とから、マトリクス方式によりＬ信号とＲ信号とを分離し、Ｌ信号及びＲ信号からなるステレオ信号をスピーカ等からなる出力回路へ出力する。
【００２６】
ＳＩＦ１のもう１つの入力先であるＳメータ回路９０は、ＳＩＦ１に基づいて、受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣを生成すると共に、ＳＩＦ１に含まれるノイズ等に起因する変動成分信号ＳＭ−ＡＣを生成する。
【００２７】
図２は、Ｓメータ回路９０の概略の構成を示す回路図である。Ｓメータ回路９０は、例えば、直列に接続された６段のリミッタアンプ１１０-1〜１１０-6、それらの出力を並列に入力される加算器１１２、加算器１１２の出力電流ＩＯＵＴに基づいてＳＭ−ＤＣ及びＳＭ−ＡＣの生成に用いる電流を取り出すカレントミラー回路１１４、カレントミラー回路１１４の出力電流に基づいてそれぞれＳＭ−ＤＣ及びＳＭ−ＡＣを生成する平滑化回路１１６，１１８を含んで構成される。
【００２８】
ＳＩＦ１は初段のリミッタアンプ１１０-1に入力され、各リミッタアンプ１１０で順次増幅されると共に、各リミッタアンプ１１０-k（ｋは１≦ｋ≦６なる整数）の出力信号ＳＡｋとして加算器１１２に入力される。加算器１１２は、各ＳＡｋと基準電圧Ｖaとの電圧差δVＡｋ（≡ＳＡｋ−Ｖa）を求め、δVＡｋ＞０なるδVＡｋについて、当該電圧差に応じた電流δIＡｋを生成し、それらの合成電流をＩＯＵＴとして出力する。
【００２９】
ＩＯＵＴはカレントミラー回路１１４の入力側経路のトランジスタＴｒ１を介して、Ｔｒ２を有する出力側経路及びＴｒ３を有する出力側経路にそれぞれ折り返される。Ｔｒ２を有する出力側経路に接続される平滑化回路１１６は、Ｔｒ２のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に互いに並列に接続された抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ１からなる。平滑化回路１１６は、Ｔｒ２から出力されるＩＯＵＴを抵抗値Ｒ１及び容量値Ｃ１に応じて定まる時定数で平滑化し、ＳＭ−ＤＣを生成する。例えば、Ｒ１を１０ｋΩ程度、Ｃ１を０．４７μＦ程度とすることで、ＳＭ−ＤＣとして、十分に平滑化され実質的に直流とみなせる信号が得られる。
【００３０】
一方、Ｔｒ３を有する出力側経路に接続される平滑化回路１１８は、平滑化回路１１６と同様に、Ｔｒ３のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に互いに並列に接続された抵抗Ｒ２及びキャパシタＣ２からなる。平滑化回路１１８は、Ｔｒ３から出力されるＩＯＵＴを抵抗値Ｒ２及び容量値Ｃ２に応じて定まる時定数で平滑化し、ＳＭ−ＡＣを生成する。例えば、Ｒ２を５．７ｋΩ程度、Ｃ２を１０００ｐＦ程度とすることで、平滑化回路１１８の時定数は、ＳＩＦ１の振幅変動に追随できる程度の値となる。その結果、加算器１１２及び平滑化回路１１８は、包絡線検波器を構成し、パルスノイズ等によってＳＩＦ１に生じる振幅変動を交流信号であるＳＭ−ＡＣとして抽出する。
【００３１】
このＳメータ回路９０は、パルスノイズ除去回路の一部を構成する。パルスノイズ除去回路は、Ｓメータ回路９０の他に、図１に示す低レベルリミッタ回路９２、ＨＰＦ９４，９６、モード切換スイッチ９８、ノイズ検出回路１００、ゲート信号生成回路１０２、ノイズキャンセルスイッチ１０４、及び差分回路７８を含んで構成され、ＦＭマルチプレクサ８２からパルスノイズが出力されないようにする。
【００３２】
パルスノイズ除去回路は、ＳＤＥＴとＳＭ−ＡＣとを監視対象信号として、これらに基づいてパルスノイズの発生を監視し、その発生を検出すると、パルスノイズを除去する動作を行う。
【００３３】
ＳＤＥＴは、検波回路７４からＨＰＦ９６に入力され、ＨＰＦ９６からモード切換スイッチ９８を介してノイズ検出回路１００に入力される。ＨＰＦ９６は、本ＦＭ受信機における目的伝送信号であるコンポジット信号の帯域より高い周波数にカットオフ周波数を設定される。これによりＨＰＦ９６は入力されたＳＤＥＴからコンポジット信号を除去し、ＨＰＦ９６の出力には第１の監視対象信号として、ＳＤＥＴに含まれる高周波のノイズ成分が取り出される。
【００３４】
一方、ＳＭ−ＡＣは、低レベルリミッタ回路９２及びＨＰＦ９４を介してノイズ検出回路１００に入力される。低レベルリミッタ回路９２は、ＳＭ−ＡＣのうち所定の基底レベル信号ＳＢＡＳＥを下回る期間をＳＢＡＳＥのレベルにクリップするリミッタ回路である。本ＦＭ受信機では、基底レベル信号ＳＢＡＳＥはＳＭ−ＤＣを用いて生成される。
【００３５】
図３は、Ｓメータ回路９０の出力信号ＳＭ−ＡＣ，ＳＭ−ＤＣの受信電界強度に応じた変化を示す模式的なグラフである。同図において、横軸が受信電界強度、縦軸が信号ＳＭ−ＡＣ，ＳＭ−ＤＣの電圧である。曲線１２０はＳＭ−ＡＣのＤＣレベルφＡＣであり、点線１２２ｕ，１２２ｄはそれぞれＳＭ−ＡＣのノイズ変動の振幅の上限（φＡＣ＋δＮＵ）、下限（φＡＣ−δＮＤ）を表している。また曲線１２４はＳＭ−ＤＣの値φＤＣを表している。図３に示すＳＭ−ＤＣは、所定の弱電界の範囲にて、
φＤＣ＞φＡＣ   ………（１）
となるように、上へオフセットしている。低レベルリミッタ回路９２にはこのようにオフセットさせたＳＭ−ＤＣが入力される。このオフセットは例えば、図１に示していないオフセット回路を用いて、Ｓメータ回路９０と低レベルリミッタ回路９２との間にて付与される。なお、ＳＭ−ＤＣ，ＳＭ−ＡＣそれぞれの立ち上がりの傾きαＭ−ＤＣ，αＭ−ＡＣを、
αＭ−ＤＣ＜αＭ−ＡＣ   ………（２）
なる条件の下で調整することで、（１）式が成り立つ電界強度範囲を所定の弱電界範囲に限定することができる。ＳＭ−ＤＣのオフセット量は、例えば、ＳＭ−ＡＣが立ち上がっていない弱電界範囲でのＳＭ−ＡＣの上限レベル（φＡＣ＋δＮＵ）に応じて設定することができる。
【００３６】
低レベルリミッタ回路９２は、Ｓメータ回路９０及び図示しないオフセット回路を用いて生成されたオフセット後のＳＭ−ＤＣを基底レベル信号ＳＢＡＳＥとして用い、ＳＭ−ＡＣ≧ＳＢＡＳＥのとき、ＳＭ−ＡＣに応じた電圧を出力し、ＳＭ−ＡＣ＜ＳＢＡＳＥのとき、ＳＢＡＳＥに応じた電圧を出力する。
【００３７】
図４は、低レベルリミッタ回路９２の動作を説明する信号波形の模式図である。図４（ａ）は、低レベルリミッタ回路９２に入力されるＳＭ−ＡＣの波形例を実線１３０で示すと共に、基底レベル信号ＳＢＡＳＥとして用いるＳＭ−ＤＣを点線１３２で示している。この例では、ＳＭ−ＤＣはＳＭ−ＡＣのノイズ変動の振幅の上限（φＡＣ＋δＮＵ）より少し下に設定されている。なお、実線１３０のＳＭ−ＡＣは、低レベルのノイズ変動の中にパルスノイズによる大きな変動波形１３４が現れている様子を示している。
【００３８】
一方、図４（ｂ）は、低レベルリミッタ回路９２から出力される信号の波形を実線１３６で示している。実線１３６の波形は、図４（ａ）のＳＭ−ＡＣに対応して低レベルリミッタ回路９２から出力される信号波形を示している。例えば、弱電界ではノイズ変動の振幅（δＮＵ＋δＮＤ）は中電界以上に比べて大きくなるが、低レベルリミッタ回路９２を用いることで、ノイズ変動の振幅は（φＡＣ＋δＮＵ）とＳＭ−ＤＣとの差に縮小する。なお、低レベルリミッタ回路９２では、パルスノイズの波高も低下するが、ノイズ変動との絶対的な差は基本的に変わらない。
【００３９】
基底レベル信号は、必ずしもＳＭ−ＤＣに基づいて生成する必要はなく、例えば、電界強度に依存しない一定レベルに設定することもできる。一方、基底レベル信号をＳＭ−ＤＣに基づいて生成する構成は、ＳＭ−ＤＣとＳＭ−ＡＣのＤＣレベルφＡＣ又はノイズ変動の振幅の上限（φＡＣ＋δＮＵ）とが電界強度に対して同じような変化をすることに起因して、広範な電界強度範囲においてノイズ変動の振幅を好適に抑制することができるという特徴を有している。
【００４０】
この低レベルリミッタ回路９２の出力は図１に示すようにＨＰＦ９４に入力される。ＨＰＦ９４は、ＨＰＦ９６と同様に、本ＦＭ受信機における目的伝送信号であるコンポジット信号の帯域より高い周波数にカットオフ周波数を設定される。これによりＨＰＦ９４は低レベルリミッタ回路９２の出力信号から、コンポジット信号に対応して生じる変動成分を除去し、ＨＰＦ９４の出力には第２の監視対象信号として、ノイズ変動の高周波成分や鋭い波形を有するパルスノイズを含む信号が取り出される。
【００４１】
モード切換スイッチ９８は、ＳＭ−ＤＣに基づいて断続状態を切り換える。具体的には、ＳＭ−ＤＣが弱電界状態に対応する電圧である場合には、モード切換スイッチ９８はオフ状態となり、ＨＰＦ９６の出力をノイズ検出回路１００に入力させない。一方、ＳＭ−ＤＣが弱電界状態を超える状態、すなわち中電界以上の状態に対応する電圧である場合には、モード切換スイッチ９８はオン状態となり、ＨＰＦ９６の出力をノイズ検出回路１００に入力する。なお、モード切換スイッチ９８がオン状態となる場合には、ＨＰＦ９６の出力とＨＰＦ９４の出力とが加算合成されてノイズ検出回路１００に入力される。
【００４２】
ノイズ検出回路１００は、モード切換スイッチ９８がオフする弱電界状態では、ＨＰＦ９４の出力、すなわちＳＭ−ＡＣに基づいてパルスノイズを検出する。このように、弱電界状態においてＳＭ−ＡＣと比較して弱電界ノイズが大きくなり得るＳＤＥＴをパルスノイズの検出に用いないことは、ランダムノイズである弱電界ノイズをパルスノイズとして誤検出することを回避できる。さらに、ＳＭ−ＡＣに基づくパルスノイズの検出は、上述のように低レベルリミッタ回路９２によって弱電界状態を含む広範な電界強度範囲においてノイズ変動を抑制することにより、ノイズ変動をパルスノイズとして誤検出することを防止可能である。
【００４３】
一方、中電界以上の状態では、ノイズ検出回路１００は、ＨＰＦ９６の出力とＨＰＦ９４の出力とを合成した信号に基づいてパルスノイズを検出する。中電界以上の状態では、ランダムノイズのレベルは弱電界状態に比べて低下するので、それをパルスノイズとして誤検出する可能性は低くなる。そこで、中電界以上では、ＳＤＥＴに基づいてパルスノイズを検出することができる。ここで、ＳＭ−ＡＣは電界強度が大きくなるにつれて、リミッタアンプ１１０のリミッタの効果が大きくなり、振幅が小さくなる。そのため、電界強度が大きくなるほど、ＳＭ−ＡＣはパルスノイズの検出には適さなくなり、中電界以上の全範囲においてパルスノイズをＳＭ−ＡＣだけに基づいて高精度に検出することは難しい。しかし、中電界以上でも弱電界寄りの領域では、ＳＭ−ＡＣをパルスノイズの検出に用いることが可能であり、この領域にてＳＤＥＴ及びＳＭ−ＡＣの双方を用いてパルスノイズの発生を監視することで、パルスノイズの検出効率の向上が図れる。また、ＳＤＥＴが有効な電界強度範囲とＳＭ−ＡＣが有効な電界強度範囲とをオーバーラップさせることで、モード切換スイッチ９８がオン状態での検出モードとオフ状態での検出モードとの切り換えが円滑に行われる。
【００４４】
このように、モード切換スイッチ９８のオン／オフにより、監視対象信号を切り換えることで、弱電界から中電界以上に亘る広範な電界強度範囲にて、パルスノイズを好適に検出し除去することができる。
【００４５】
ちなみに、ノイズ検出回路１００は、増幅器、積分回路、比較器、及びゲイン制御回路を含んで構成される。増幅器はＨＰＦ９４，９６からの監視対象信号を増幅し、積分回路はその増幅器の出力を所定の時定数で積分する。この積分はキャパシタの充電により行うことができる。比較器は、積分値が所定の閾値を超えると、パルスノイズが入力されたと判断して、ゲート信号生成回路１０２へトリガパルスを出力する。ゲイン制御回路は、積分回路を構成するキャパシタの充電電圧に基づいて増幅器のゲインを制御する。積分回路は、低レベルのノイズが増幅器に入力されている間は、充電電圧が比較的低いレベルに維持されるように充放電時定数を設定されている。この低い充電電圧に対して、ゲイン制御回路は、増幅器のゲインを大きな値に設定する。これにより、パルスノイズが入力されたときに充電電圧が直ちに比較器の閾値以上に上昇するので、パルスノイズ除去動作までのタイムラグを縮小することができる。一方、充電電圧が上昇すると、ゲイン制御回路はゲインを低下させる。これにより、充電電圧の低下が促され、パルスノイズ検出に対する不感時間が抑制される。また、ゲインは、低レベルノイズの頻度が高くなった場合に低下し、低レベルノイズの積分値が比較器の閾値を超え、パルスノイズとして誤検出されることが防止される。
【００４６】
ゲート信号生成回路１０２は、ノイズキャンセルスイッチ１０４へゲート信号を供給する。パルスノイズが検出されない期間は、ゲート信号生成回路１０２はゲート信号として例えば、Ｌ（Low）レベルを出力し、これに対応してノイズキャンセルスイッチ１０４は上述したようにオン状態とされ、パイロット信号のキャンセル及びステレオ音声出力の再生が行われる。一方、パルスノイズの検出によりノイズ検出回路１００からトリガパルスを受けると、ゲート信号生成回路１０２はゲート信号を所定の期間、Ｈ（High）レベルとする。ノイズキャンセルスイッチ１０４は、ゲート信号がＨレベルの期間、オフ状態となり、ＰＬＬ回路８６から差分回路７８の（−）端子へのパイロットキャンセル信号ＳＰＬＣの入力を停止する。なお、Ｈレベルとする時間幅は、パルスノイズの想定幅に応じて設定される。
【００４７】
ノイズキャンセルスイッチ１０４がオフとなると、差分回路７８の（−）端子はフローティング状態となる。そのため、差分回路７８の（＋）端子と（−）端子との間に接続されたキャパシタ８０により、（−）端子の電位は（＋）端子の電位の変位量と同じだけ変化する。従って、（＋）端子にＳＤＥＴが入力されても、差分回路７８からはＳＤＥＴに応じた電圧変化は出力されない。ここで、ノイズ検出回路１００にてパルスノイズとして検知されたＳＤＥＴの波形が（＋）端子に入力されるタイミングが、ノイズキャンセルスイッチ１０４のオフ期間となるように、（＋）端子に至るＳＤＥＴの経路とノイズキャンセルスイッチ１０４に至るパルスノイズ除去回路の経路との信号伝達の遅延量が調整される。これにより、ＳＤＥＴに重畳されたパルスノイズが差分回路７８から出力されることが阻止され、音声出力からパルスノイズが除去される。
【００４８】
上述の実施形態では、ＳＭ−ＡＣに基づく監視対象信号を生成するＨＰＦ９４とＳＤＥＴに基づく監視対象信号を生成するＨＰＦ９６とを設けたが、これら２つのＨＰＦの代わりに、両監視対象信号の合流点とノイズ検出回路１００との間に共通のＨＰＦを設ける構成とすることもできる。
【００４９】
なお、ノイズ検出回路１００が両監視対象信号におけるパルスノイズの検出を共通に行う構成としているので、両監視対象信号のレベルは概ねバランスさせるのが好適であり、そのために必要に応じて増幅器や減衰器を挿入してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施形態であるＦＭ受信機の概略の構成を示すブロック図である。
【図２】Ｓメータ回路の概略の構成を示す回路図である。
【図３】Ｓメータ回路の出力信号ＳＭ−ＡＣ，ＳＭ−ＤＣの受信電界強度に応じた変化を示す模式的なグラフである。
【図４】低レベルリミッタ回路の動作を説明する信号波形の模式図である。
【図５】従来のＦＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００５１】
５０  ＦＭ受信機、５２  アンテナ、５４  ＲＦアンプ、５６  第１局部発振回路、５８  第１混合回路、６０，６４  ＢＰＦ、６２，７２  アンプ、６６  第２局部発振回路、６８  第２混合回路、７０  ＩＦＢＰＦ、７４  検波回路、７６  ＬＰＦ、７８  差分回路、８０  キャパシタ、８２  ＦＭマルチプレクサ、８４  パイロット信号抽出回路、８６  ＰＬＬ回路、９０  Ｓメータ回路、９２  低レベルリミッタ回路、９４，９６  ＨＰＦ、９８  モード切換スイッチ、１００  ノイズ検出回路、１０２  ゲート信号生成回路、１０４  ノイズキャンセルスイッチ、１１０  リミッタアンプ、１１２  加算器、１１４  カレントミラー回路、１１６，１１８  平滑化回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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