(57)【要約】      （修正有）【課題】ＰＬＣネットワークなどの有線通信ネットワークで伝送する信号の出力を、規制機関によって規定された最大許容コモンモード電流を超過することなく増加させる。【解決手段】ネットワークデバイスは、標準規格のネットワークにおいて規制機関の準拠規定を満たしているか試験し、出力電圧を、最大許容ＣＭ電流が検出されるまで調節する。そしてこの電圧レベルおよびＣＭ電流を、不揮発性メモリに記録および記憶する。さらに、ネットワークデバイスは実際のネットワークに接続され、出力電圧を、先に記録した値に設定する。実際のネットワークにおけるＣＭ電流が、電圧レベルにおいて測定および記録され、実際のネットワークにて測定されたＣＭ電流と、最大許容ＣＭ電流との差が計算される。この差は、ネットワークデバイスからの信号出力を、最大許容ＣＭ電流を超過せずにどれほど増加させることができるか計算するために用いられる。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
有線通信ネットワークに接続されたデバイスからの伝送信号の出力を、許容されるコモンモード電流の範囲を超えることなく増加させる方法であって、
一定のインピーダンスが印加された標準規格のネットワークにデバイスを接続する第１ステップと、
第１のコモンモード電流を測定する第２ステップと、
上記第１のコモンモード電流において、上記デバイスの第１の差動モード電圧を測定する第３ステップと、
上記デバイスを有線通信ネットワークに接続する第４ステップと、
上記有線通信ネットワークに対して信号を伝送するために、上記デバイスに上記第１の差動モード電圧を印加する第５ステップと、
上記第１の差動モード電圧が印加された状態での第２のコモンモード電流を測定する第６ステップと、
上記第２のコモンモード電流の絶対値が、上記第１のコモンモード電流の絶対値よりも小さい場合、上記第２のコモンモード電流と上記第１のコモンモード電流との差に比例するように、上記有線通信ネットワークに信号を伝送するための上記第１の差動モード電圧から第２の差動モード電圧まで、電圧を増加させる第７ステップと、を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
上記許容されるコモンモード電流は、上記第１のコモンモード電流と等しいことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ｄＢ単位での上記電圧増加は、上記第２のコモンモード電流と上記第１のコモンモード電流との間での、ｄＢ単位での差と等しいことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
上記有線通信ネットワークは、交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ）ネットワークであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
上記伝送信号は、各チャネルが固有の周波数に対応している複数チャネルで伝送されており、これら各チャネルに対して第１ステップから第７ステップまでの各ステップをそれぞれ実行するステップさらに含むことを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ）ネットワークに接続されたデバイスから、複数の副搬送波周波数を含む周波数帯域で伝送させる信号の出力を、該副搬送波周波数それぞれで、許容されるコモンモード電流の範囲を超えることなく増加させる方法であって、
一定のインピーダンスが印加された標準規格のネットワークに接続された場合に、上記デバイスから信号を伝送するステップと、
上記標準規格のネットワークにおける、各副搬送波周波数での第１のコモンモード電流を記録するステップと、
伝送された上記信号の、上記各副搬送波周波数における第１の差動モード電圧を記録するステップと、
上記デバイスを、交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ）ネットワークに接続するステップと、
上記各副搬送波周波数において、上記第１の差動モード電圧で信号を伝送するステップと、
上記交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ）ネットワークにおいて、上記各副搬送波周波数における第２のコモンモード電流を記録するステップと、
上記第２のコモンモード電流から上記第１のコモンモード電流を差し引いたコモンモード電流差の値を、上記副搬送波周波数ごとに計算するステップと、
伝送された上記信号の出力を増加させるステップであって、出力が増加された上記信号では、上記各副搬送波周波数において第２の差動モード電圧が印加されており、上記各副搬送波周波数における上記第２の差動モード電圧は、上記各副搬送波周波数における上記コモンモード電流差の絶対値の分だけ、上記各副搬送波周波数における上記第１の差動モード電圧よりも増加させるステップと、を含むことを特徴とする方法。
【請求項７】
上記標準規格のネットワークにおいて上記各副搬送波周波数で伝送された上記信号の上記第１の差動モード電圧を記録するステップでは、伝送された上記信号の電力スペクトル密度を記録するステップを含むことを特徴とする、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
上記標準規格のネットワークにおける上記各副搬送波周波数での上記第１のコモンモード電流を記録するステップでは、上記コモンモード電流を検出するステップと、検出された上記電流に対してフーリエ変換演算を実行するステップとを含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項９】
上記交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ）ネットワークにおける上記各副搬送波周波数での上記第２のコモンモード電流を記録するステップでは、上記コモンモード電流を検出するステップと、検出された上記電流に対してフーリエ変換演算を実行するステップとを含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項１０】
交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ）ネットワークに接続するためのネットワークアダプタであって、
交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ)ネットワークにて信号を伝送するために調節可能な出力設定部を有するトランスミッタと、
上記交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ)ネットワークに信号が伝送された場合に、基準コモンモード電流を検出するための電流プローブと、
プロセッサと、
上記プロセッサがアクセス可能なメモリとを備え、
上記メモリには、
一定のインピーダンスが印加された標準規格のネットワークにおける最大許容コモンモード電流を示す許容コモンモード電流値と、
上記標準規格のネットワークにおける上記許容コモンモード電流となる伝送出力を示す第１の出力設定値と、
以下に示す方法手順を実行するための、プロセッサによって読み取り可能な命令プログラムとが記憶され、
上記方法手順が、
上記トランスミッタの出力を、上記第１の出力設定値とするステップ（ａ）と、
上記第１の出力設定値で上記交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ）ネットワークに出力された場合に上記電流プローブによって検出された上記基準コモンモード電流値と、上記許容コモンモード電流値との間の差を計算するステップ（ｂ）と、
上記トランスミッタの出力を、計算された上記コモンモード電流差に比例する分だけ上記第１の設定よりも大きい第２の出力設定値に設定するステップ（ｃ）とを含んでいることを特徴とするネットワークアダプタ。
【請求項１１】
伝送された上記信号が、複数の副搬送波周波数を含む周波数帯域に渡って電力スペクトル密度を有することを特徴とする請求項１０に記載のネットワークアダプタ。
【請求項１２】
複数の上記許容コモンモード電流値が、上記副搬送波周波数のうちの、固有の周波数とそれぞれ関連付けられてメモリに記憶されていることを特徴とする、請求項１１に記載のネットワークアダプタ。
【請求項１３】
メモリに記憶されている上記トランスミッタの第１の出力設定値は、上記複数の許容コモンモード電流値となる上記電力スペクトル密度を示すことを特徴とする請求項１２に記載のネットワークアダプタ。
【請求項１４】
上記方法手順は、上記差を計算する前に、上記第１の出力設定とするステップ（ａ）において、上記交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ）ネットワークに信号が伝送された場合に、上記電流プローブによって検出された基準コモンモード電流に対してフーリエ変換演算を行うことによって、上記複数の副搬送波周波数のうちの、固有の周波数にそれぞれ関連付けられた、複数の基準コモンモード電流値を取得する手順をさらに含み、
上記差を計算する上記方法手順は、上記各周波数について、上記基準コモンモード電流値と各副搬送波周波数における上記許容コモンモード電流値それぞれとの差を計算する方法手順を含むことを特徴とする請求項１１に記載のネットワークアダプタ。
【請求項１５】
上記方法手順は、計算された上記コモンモード電流差の値から、上記第２の出力設定値用の上記電力スペクトル密度を計算するステップをさらに含み、
上記トランスミッタの出力の設定値を第２の出力設定値に設定する上記方法手順では、計算された上記電力スペクトル密度から上記第２の出力設定値を決定するステップを含んでいることを特徴とする請求項１４に記載のネットワークアダプタ。
【請求項１６】
上記アダプタは、電子視聴覚機器と接続するための入力ポートを備えることを特徴とする、請求項１０に記載のネットワークアダプタ。
【請求項１７】
上記電流プローブは、第１の抵抗と第２の抵抗とにそれぞれ関連付けられた、第１の変成器と第２の変成器との組、ならびに上記第１の抵抗の電圧と上記第２の抵抗の電圧との差を検出する検出手段を備えることを特徴とする、請求項１０に記載のネットワークアダプタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デバイスからの伝送信号の出力を増加させるための方法、複数の副搬送波周波数を含む周波数帯域で伝送された信号の出力を増加させるための方法、およびネットワークアダプタに関するものである。特には、本発明は、交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ）ネットワークなどの有線通信ネットワークにおいて通信信号の出力を最適化するための方法およびネットワークデバイスに関する。
【背景技術】
【０００２】
電子デバイスが有線通信ネットワークにおいて通信信号を伝送させる場合に、そのネットワークの配線システムにおいて生じる信号の不平衡を、コモンモード（ＣＭ）電流によって示すことができる。デバイスが差動信号によって有線ネットワークで駆動している場合、位相はずれるのだが、一方の端子に流れる電流と、他方の端子に流れる電流との量は同じとなる。このため、ＣＭ電流は、一対の配線におけるキャンセルされていない正味の電流を示す。デバイスからのＣＭ電流の量は、主に、デバイスにおいて印加されるネットワーク負荷（インピーダンス）の不平衡度に依存している。
【０００３】
ところで、ＣＭ電流は、放射妨害の直接の原因となる。そこで、放射妨害を低減するために、デバイスをネットワークに接続する場合の最大許容ＣＭ電流を、規制機関が規定している。ＣＭ電流は、一般的には、インピーダンス安定回路網（ＩＳＮ)と称される、公知である一定のインピーダンスが印加された特殊な試験部品に接続されたデバイスで測定される。このＩＳＮは、準拠性テストのために規定された、時間・場所・設定によって変化することなく、必須の不平衡度となる所定の負荷を与える規格部品である。もしデバイスが準拠性テストに合格すれば、デバイスは、実際のネットワークに接続されたときにＣＭ電流以下の電流を生成して放射妨害を最低限に抑えるはずである。
【０００４】
しかしながら、ＣＭ電流と、伝送される信号の差動モード（ＤＭ）電圧との間には、固定的な関係が存在する。つまり、最大許容ＣＭ電流を規定することによって、ＤＭ電圧の許容レベルも制限され、これによって信号出力、ひいてはデバイスの通信性能が制限される。
【０００５】
有線通信ネットワークの１つとして、交流（ＡＣ）電力線通信（ＰＬＣ）ネットワークがある。このＰＬＣネットワークは、ホームプラグ（ＨｏｍｅＰｌｕｇ（登録商標））規格に基づくＰＬＣネットワークなどのように、家庭内または単体のビル内において、既存の電気配線を用いることができる。このようなタイプのネットワークでは、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）、および、ステレオ受信機、デジタルビデオレコーダ（ＤＶＲ)、デジタルテレビ、およびＡＶサーバなどの、音声および／または映像（視聴覚すなわちＡＶ）デバイスを含む様々な家庭用電子（ＣＥ）機器が、アダプタによってＰＬＣネットワークに接続されている。なお、このアダプタは、上記したデバイスが電気配線を介して通信信号を送受信できるようにするためのものである。上記アダプタは、ＰＣまたはＣＥデバイスとは別体となったものであってもよく、製造時にＰＣまたはＣＥデバイスに組み込まれたものであってもよい。例えば、ＰＣまたはＣＥデバイスとは別体のＨｏｍｅＰｌｕｇアダプタは、ＰＣまたはＣＥデバイスからの入力を受けるためのイーサネット（登録商標）ポートと、プラグをＡＣ壁コンセントに差し込むための出力ポートとを有している。
【非特許文献１】Ian P. Macfarlane，”A Probe for the Measurement of Electrical Unbalance of Networks and Devices”, in IEEE Trans. Electromagn. Compat., vol. 41, no. 1, pp. 3-14, Feb. 1999.
【非特許文献２】K.Y.See, A. Ｋａmarul, P.L.So,”Longtitudinal Conversion Loss of Power Line Network for Typical Singapore Household”, Power Engineering Conference, 2005. IPEC 2005. The 7th International, Nov. 29 2005-Dec. 2 2005, pp. 1-265.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
一般的なＡＣ配線ネットワークでは、電気コンセントの位置、端子の種類、および機器の使用法によってその状態が変化する。このため、ＰＬＣネットワークの回線インピーダンス特性は常に一定ではない。さらに、規制機関によって規定された最大許容ＣＭ電流は、様々な負荷の不平衡度を有する様々なネットワークをも包含するように、任意に低い値で設定される。このため、ＰＬＣアダプタがＰＬＣネットワーク上への伝送を行っている際に生じる実際のＣＭ電流は、最大許容ＣＭ電流未満となることが多い。そこで、最大許容ＣＭ電流を超過することなく、伝送される信号出力を増加させることができるならば、結果として、通信システムの性能を改善することができる。しかしながら、ＰＬＣアダプタ内のトランスミッタは、通常、準拠性テストによって規定された最大許容ＣＭ電流によって決定された出力に固定されている。さらにＰＬＣアダプタは、ネットワーク上への伝送を行っている際に生じる実際のＣＭ電流を決定することはできない。
【０００７】
そこで、有線通信ネットワーク上に伝送される信号出力を、最大許容ＣＭ電流を超過することなく最適化する方法およびデバイスが必要とされている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る方法およびネットワークデバイスは、ＰＬＣネットワークなどの有線通信ネットワークにおいてデバイスによって伝送される信号出力を、最大許容ＣＭ電流を超過することなく増加させるためのものである。上記ネットワークデバイスは、例えばＰＬＣ用のＨｏｍｅＰｌｕｇアダプタによって実現できる。上記ネットワークデバイスは、まず、標準規格のネットワークにて規制機関の規定に準拠しているかテストされる。そして、上記ネットワークデバイスの出力電圧を、最大許容ＣＭ電流が検出されるまで調節する。さらに、この出力電圧レベルおよびＣＭ電流が、ネットワークデバイスの不揮発性メモリに書き込まれ記憶される。次に、ネットワークデバイスを実際に利用するネットワークに接続し、出力電圧を、予め記録した値に設定する。そして、この電圧レベルで、実際に利用するネットワークにおけるＣＭ電流を測定し記録する。実際に利用するネットワークに接続された上記デバイスに関して測定したＣＭ電流から最大許容ＣＭ電流を引きその値を計算する。この計算された値は、負となる。これは、通常、実際に利用するネットワークでは、標準規格のネットワークよりも負荷の平衡度が大きいからである。計算された上記ＣＭ電流差は、上記デバイスからの信号の出力を、最大許容ＣＭ電流を超過することなく、どれほど増加させることができるかを計算するために用いられる。上記ネットワークデバイスは、実際のネットワークに接続されている際のＣＭ電流を測定するための電流プローブを備えている。上記ＣＭ電流差は、増加させる出力量を計算するためのみに用いられる。このため、上記電流プローブは、準拠性テストを行う際に用いられる電流プローブほど複雑かつ高価である必要はない。上記ネットワークデバイスは、実際のネットワークにおいて生じるＣＭ電流を、電源が投入される度に測定することができる。あるいは、上記ネットワークデバイスは、実際のネットワークにおける負荷状態が変化する度に出力を調節できるように、一定の間隔をおいて実際のネットワークにおいて生じるＣＭ電流を測定することもできる。このように、上記デバイスからの出力が、最大許容ＣＭ電流を超過することなく、様々なネットワーク負荷に合わせて最適化される。
【０００９】
本発明の性質および利点をより完全に理解するために、添付図面と共に、以下の詳細な説明を参照されたい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
コモンモード（ＣＭ）電流の測定は、一般的には、被試験装置（ＥＵＴ）を、インピーダンス安定回路網（ＩＳＮ)と称される特殊な部品に接続することによって行われる。ＩＳＮについては、国際電気標準会議（International Electrotechnical Commission (IEC)）, CISPR 22, Fifth Edition, 2005に記載されている。通常は、規制機関が、ＣＭインピーダンスおよび縦方向変換損（ＬＣＬ)についての準拠性テストを行うためのＩＳＮを規定している。ＩＳＮによって、一定のインピーダンスの標準負荷状態、および必要なネットワーク平衡度を示すＬＣＬ値が得られる。このような負荷状態において、許容される最大ＣＭ電流レベルが決定される。
【００１１】
所定の配線システムでは、出力電圧（ＶＴ）とＣＭ電流ＩＣＭとの関係は、電源インピーダンス（デバイス）および負荷インピーダンス（ネットワーク）の関数と、ＬＣＬの項とで表すことができる。この関数は、I. P. Macfarlane, “A probe for measurement of electrical unbalance of networks and devices”, in IEEE Trans. Electromagn. Compat., vol. 41, no. 1, pp. 3-14, Feb. 1999（非特許文献１）において報告されている。上記関係は、以下の形式で記述することができる：
ＩＣＭ（ｄＢμＡ)＝ＶＴ（ｄＢμＶ）−ＬＣＬ（Ｚｉ）−ｆ（Ｚｉ)    式（１）
上記Ｚｉはネットワークインピーダンスを表しており、ＬＣＬはＺｉの関数である。（ＬＣＬの明確な形式は、以下の式（１０）および（１１）に示されている)。
【００１２】
ＶＴは、２つの出力端子間における電圧であり、また情報を有する信号である。より優れたシステム性能を得るためには、ＶＴレベルは一般的に高い方が望ましい。２つの異なるネットワーク、すなわちＩＳＮ（ａ）と任意の負荷が印加された実際のネットワーク（ｂ）とにレベルＶＴの信号を供給し、ＩＣＭの差を得るために式（１）を用いると、以下が得られる：
ΔＩＣＭ＝−ΔＬＣＬ−Δｆ（Ｚｉ)（デシベル換算）    式（２）
ネットワーク（ｂ）への負荷に応じて生じるＣＭ電流を、ネットワーク（ａ）、すなわちＩＳＮ（ａ）への負荷に応じて生じるＣＭ電流よりも少なくすることが可能である。このような状態は次の場合に生じるであろう。すなわち、規制機関による要件が非常に厳しい（すなわち、不平衡度が高い状態に対応するためＬＣＬを低く規定している）ために、実際に利用するアプリケーションにおける大部分のネットワークの負荷が良好な平衡度を示している場合である。従って、負荷インピーダンスが不定である実際のネットワークに接続されたデバイスからのＶＴを、規制機関による要件に反することなく動的に増加させることができる。
【００１３】
本発明は、規制機関による要件を満たしながら、様々な負荷状態を示す有線ネットワークに接続されたデバイスに対して、通信性能の最適化を図る方法を提供する。本発明による当該方法は、以下のように要約することができる：
負荷（ａ）を印加したＩＳＮのＣＭ電流を測定し、ＩＣＭ（ａ）≦最大ＩＣＭとなるＶＴ（ａ）を記録するステップ、
ＶＴ＝ＶＴ（ａ）に設定し、負荷（ｂ）を印加した実際に利用するネットワークに接続されたＥＵＴのＣＭ電流を測定し、ＩＣＭ（ｂ）を記録するステップ、
ΔＩＣＭ＝[ＩＣＭ（ｂ）−ＩＣＭ（ａ）]を計算するステップ、
および、ＩＣＭ（ｂ）≦最大ＩＣＭとなるように、ΔＩＣＭ値に基づいてＶＴ（ｂ）レベルを調節するステップを含む。
【００１４】
上記デバイスの較正は、工場または試験室において、ＩＳＮを用いて一度だけ行われる。なお、ＶＴ（ａ）（第１の差動モード電圧）およびＩＣＭ（ａ）（第１のコモンモード電流)の基準データは、製造されるデバイスの不揮発性メモリ内に記憶させることができる。また、ＶＴを調節するためには、ＣＭ電流の絶対値の代わりに偏差を用いる。これによって、ＣＭ電流を測定するための正式な準拠性テストにおいて用いられる、複雑な設備および機器の代わりに、より簡素なＣＭ電流測定方法を用いることができる。また、信号レベルを、ＣＭモード電流偏差（ΔＩＣＭ)に基づいて動的に設定することができる。なお、実際に利用するネットワークのインピーダンス、ならびに関連するＬＣＬを測定する必要はない。
【００１５】
（縦方向変換損）
ＣＭ電流は、ネットワークの配線構造の平衡度に密接に関連しており、縦方向変換損（ＬＣＬ)のパラメータによって決定することができる。また、ＬＣＬは、以下の式（３）によって定義される：
【００１６】
【数１】
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【００１７】
上記ＥＬおよびＶＴは、図１の試験回路に示されている。図１に示す試験回路では、電源インピーダンスＺＴを伴う信号源ＥＬから一対の配線に電圧が注入されており、端子間で差動電圧ＶＴを生成する。図１の右側には、テストモデルとなる配線システムが示されている。なお、この配線システムは、配線端子とシステムグラウンド（system ground）と間でのインピーダンスがＺｉ（ｉ＝１、２、３）であるＹ型ネットワークにより示されている。ここで、負荷Ｚ２＝Ｚ１となるネットワークでは、完全な平衡度となる負荷を有している。このような場合、上記配線システムが、位相がずれた電圧源（out-of-phase voltage source)によって駆動されるミラー回路（mirrored circuit）と対称を成すため、Ｉ１およびＩ２の振幅の大きさは等しく、かつ位相がずれる。また、これによってＩ３（ＣＭ電流）がゼロになるため、Ｚ３に流入する正味の電流はなく、ネットワーク内に流入する全ての電流（Ｉ１）がデバイス内に帰還する（Ｉ２)。
【００１８】
しかし実際に利用する配線システムでは、配線と終端部品（termination component）との不適合性に起因し、完璧な平衡度の負荷を得ることは実質的に不可能である。このため、Ｚ２≠Ｚ１である一般的な場合においては、デバイスに帰還しない電流の一部を示すため、Ｉ３がＺ３内に流入する正味の電流となり、すなわちＣＭ電流となる。Ｉ３はまた、上記配線システムからの放射源でもあり、規制面における懸念事項を引き起こす。ＬＣＬを計算するために、Ｉ１、Ｉ２を解いてＶＴを求めることができる。図１にキルヒホッフの法則を適用することによって、Ｖ１、Ｖ２、ＶＴを以下のように表すことができる：
Ｖ１＝ＥＬ−（Ｉ１）[Ｚｔ／２]              式（４）
Ｖ２＝ＥＬ−（Ｉ２）[ＺＴ／２]              式（５）
ＶＴ＝Ｖ１−Ｖ２＝（Ｉ１−Ｉ２）[Ｚｓ／２]    式（６）
また、Ｚ１、Ｚ２、およびＺ３のＹ−ネットワークから、
Ｖ１＝Ｉ１Ｚ１＋Ｉ３Ｚ３    式（７）
Ｖ２＝Ｉ２Ｚ２＋Ｉ３Ｚ３    式（８）
Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２          式（９）
式（４)のＶ１および式（５）のＶ２を、式（７)および式（８)に代入すると、式（７)、式（８）、および式（９）から、Ｉ１、Ｉ２のＺ１、Ｚ２、Ｚ３、ＺＴの項、ならびにＥＬの項を解くことができる。式（３)および式（６)とＩ１およびＩ２とを組み合わせると、以下のようになる：
【００１９】
【数２】
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【００２０】
上記において、Ｚ０＝Ｚ１＋Ｚ２であり、ΔＺ＝|Ｚ１−Ｚ２|である。
【００２１】
ＬＣＬは、Ｚ１とＺ２との差であるΔＺに依存して、配線の不平衡度を示す。特定のＶＴ値では、一般的にはＬＣＬが大きいほど平衡度特性が良好となるため、Ｚ３へ流入するＣＭ電流は少ない。逆に、特定のＩＣＭの場合、ＬＣＬが高いほど、ＶＴすなわち信号出力を大きくすることができる。
（コモンモード電流）
ところで、デバイスを有線ネットワークに接続する際には、ＣＭ電流を考慮する必要がある。図１に示されている回路における、試験信号ＥＬをＥＵＴに置き換えた場合、図２Ａに示すシステムになる。図２Ａで示すシステムにおけるデバイスは、電源インピーダンスＺＴの信号源ＶＳを規範にして形成されている。また、Ｚｃｔは、ＥＵＴのコモンモードインピーダンスを示す。図２Ｂは、信号源ＶＳ、およびインピーダンスＺｃｔとは異なるように再構成された電源インピーダンスＺＴを伴う等価回路である。信号源ＶＳおよび電源インピーダンスＺＴは、２つの部分に均等に分割されており、前提として、ＥＵＴが、上記配線よりも遥かに高いＬＣＬとなる理想的な平衡度を有しているものとする。
【００２２】
式（４）〜式（９）によりＩ１およびＩ２を求めた手順と同一の手順に従って、ＣＭ電流ＩＣＭ＝Ｉ１＋Ｉ２を、Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、ＺＴ、およびＶＳの項について計算することができる。式（１０)を用いて、ＩＣＭとＬＣＬとを組み合わせることによって、ＣＭ電流ＩＣＭは、先に引用したマクファーレンの参考文献によって説明されるように、次式に近似することができる：
【００２３】
【数３】
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【００２４】
Ｚｃｍ＝Ｚ３＋[Ｚ１Ｚ２]／[Ｚ２＋Ｚ１]は、Ｙネットワークのコモンモードインピーダンスであり、Ｚ０＝Ｚ２＋Ｚ１は、差動モードインピーダンス、すなわちＺ０は（差動）通信信号によって見られるようなインピーダンスである。
【００２５】
（負荷の変動によるΔＩＣＭ）
規制機関は通常、放射妨害を最低限に抑えることを目的として、準拠性テスト用のインピーダンス安定回路網（ＩＳＮ）を規定している。ＩＳＮによって、必要なネットワーク平衡度について規定されたＬＣＬ値を有する、（想定される周波数帯域内での）標準規格での一定のインピーダンスの負荷状態が得られる。従って信号出力ＶＴは、自動的に式（１１)によって制限される。さらに、実際の配線状態の平衡度が、ほぼ常に良好となるようにするため、ＩＳＮのＬＣＬを任意の低い値に規定してもよい。
【００２６】
デバイスが有線ネットワークに接続された場合、配線システムの実際のＬＣＬ値は、デバイスにおけるインピーダンス（図１のＺ１、Ｚ２、およびＺ３）に依存する。式（１１）のＩＣＭ対ＶＴの関係のみならずＬＣＬ値は、周波数依存性を有しており、それゆえ、準拠性テストのために規定された値よりも大きくてよく、あるいは小さくてもよい。さらに、回線インピーダンスの特性が常に一定ではないタイプの配線の場合、デバイスアクセスポイントの時間および場所を考慮する必要がある。ＰＬＣネットワークはその一例である。すなわち、家庭での典型的なＡＣ配線の状態は、コンセントの位置、終端（termination）の種類、および機器の使用法に起因して動的に変動し得るからである。
【００２７】
本発明は、規制機関による試験要件を満たしながら、信号出力を最大にして通信性能を向上させる必要性に取り組んでいる。本発明では、デバイスのアクセス時の時刻および場所に応じてネットワークインピーダンスが変動するシステムが特に好適である。これらを考慮すると、Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、および関連するＬＣＬが事前に分かっていなければ、式（１１）を直接適用してＩＣＭまたはＶＴを予測することは困難である。一方、ＩＣＭは、ＶＴとネットワークインピーダンスＺｉ（ｉ＝１−３)との両方の関数であるため、ＩＣＭの変化を検出し、Ｚｉの変動による総合的な効果を決定することができる。
【００２８】
ＩＳＮ（ａ）、および任意の負荷が印加され、端子電圧ＶＴが同じ値に維持されている実際に利用するネットワーク（ｂ）それぞれに、式（１１）を適用することを考慮すると、下記式（１２）に示すようになる。
【００２９】
ΔＩＣＭ＝−ΔＬＣＬ−Δｆ（Ｚｉ)    式（１２）
上記ｆ（Ｚｉ）は、式（１１)の右辺の第２項である。そして、差分項（differential term）は、負荷（ｂ）および負荷（ａ）の使用による値の偏差を示している。負荷（ａ）については、ＩＳＮ、ＬＣＬ、およびＺｉは既知であり、固定値となる。
【００３０】
式（１２）では、負荷インピーダンスを、ＩＳＮ負荷（ａ）から、正のΔＬＣＬとΔｆ（Ｚｉ)とを組み合わせた、任意のネットワークに印加した負荷（ｂ）へと変更することによって、ＩＣＭが低下する可能性があることを示している（負のΔＩＣＭ）。これは、ＩＳＮの平衡度よりも、ネットワークの平衡度の方が高いことを意味している。
【００３１】
負荷インピーダンスに応じてＶＴをどのように調節できるかを理解するために、式（１１）を以下のように書き換えることができる：
ＶＴ（ｄＢμＶ）＝ＩＣＭ（ｄＢμＡ)＋Ｋ（ｄＢ)    式（１３）
ここで、Ｋは、負荷インピーダンスＺｉによって完全に決定されるパラメータである。つまり、Ｋは、次のように仮定するならば、所定の配線対に関する定数とみなすことができる。すなわち、（１）Ｚｉは、考慮中は変化しないものとし、（２）所定の信号スペクトル内において考慮する周波数成分が１つだけであると仮定する。ここでは、注目する各周波数成分を個々に処理し、かつ、所定の周波数においてＺｉが定数となるように、周波数分割が十分に小さいことが想定されている。
【００３２】
式（１１）を負荷（ａ）および（ｂ）に適用し、対応する直線をログスケール（log scale）でプロットすると、図３が得られる。ＩＣＭ（ａ）は、負荷としてのＩＳＮに関して許容可能な最大ＣＭ電流であり、そして、両負荷のための端子電圧としてＶＴ（ａ）を伴う場合は、以下の式となるであろう：
ＶＴ（ａ）＝ＩＣＭ（ａ）＋Ｋａ    式（１４）
および、
ＶＴ（ａ）＝ＩＣＭ（ｂ）＋Ｋｂ、[図３のＡポイント]    式（１５）
式（１５)から式（１４）を引くと、Ｋｂは以下のようになる：
Ｋｂ＝Ｋａ−[ＩＣＭ（ｂ）−ＩＣＭ（ａ）]＝Ｋａ−ΔＩＣＭ    式（１６）
図３の直線（ｂ）上において、ＩＣＭ（ａ）に対応する（図３のＢポイントでの）ＶＴは、以下のようになる：
ＶＴ（ｂ）＝ＩＣＭ（ａ）＋Ｋｂ＝ＩＣＭ（ａ）＋[Ｋａ−ΔＩＣＭ]＝ＶＴ（ａ）−ΔＩＣＭ    式（１７）
式（１７）は、ΔＩＣＭが負である限りは、ＶＴ（ｂ）（第２の差動モード電圧）＞ＶＴ（ａ）であることを示す。従ってＶＴは、規制機関による準拠要件として規定されたＩＳＮによって決定される最大ＩＣＭ（ａ）値に応じて調節可能である。
【００３３】
（ＰＬＣネットワークにおいてＶＴを調節する方法）
有線通信ネットワークにおける性能を最適化するように最大信号出力を達成するための、本発明に係る一般的な手順は、以下のステップを含むものとして要約される：
（１）負荷（ａ）であるＩＳＮでのＣＭ電流を測定し、ＩＣＭ（ａ）≦最大ＩＣＭとなる場合のＶＴ（ａ）を記録するステップ、
（２）ＶＴ＝ＶＴ（ａ）に設定し、負荷（ｂ）である実際に利用するネットワークに接続されたＥＵＴのＣＭ電流を測定し、ＩＣＭ（ｂ）（第２のコモンモード電流）を記録するステップ、
（３）ΔＩＣＭ＝[ＩＣＭ（ｂ）−ＩＣＭ（ａ）]を計算するステップ、
および（４）ＩＣＭ（ｂ）≦最大ＩＣＭとなるように、ΔＩＣＭ値に基づいてＶＴ（ｂ）レベルを調節するステップ。
【００３４】
この一般的な手順を、ホームプラグ規格のＰＬＣネットワークにおける具体的な実施形態により、図４および図５を参照しながら以下に説明する。非営利の業界団体であるホームプラグパワーラインアライアンス（Home Plug Power Alliance）は、５０〜６０Ｈｚの電力を分配する家庭の電力線を介して、通信および視聴覚（ＡＶ）媒体を伝送するための規格を公開している。基本的な伝送技術は、文献および業界において周知である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ)を利用している。ＯＦＤＭとは、基本的には、利用可能なスペクトルをいくつかの狭周波数帯に分割して、低データレートの副搬送波にすることである。高いスペクトル効率を得るために、これら副搬送波の周波数応答が重なり合って直交するため、ＯＦＤＭと称される。各狭周波数帯の副搬送波は、様々な変調形式を用いて変調可能である。副搬送波の間隔が狭くなるように選択することによって、チャネルの転送機能を、各副搬送波の帯域幅内で単純定数（simple constant）とする。このように、周波数選択チャネルが多数のフラットフェージングサブチャネルに分割され、これによって高性能のイコライザを用いる必要がなくなる。ＨｏｍｅＰｌｕｇ  ＡＶ（ＨＰＡＶ）によって用いられるＯＦＤＭは、高品質のマルチストリーム娯楽志向ネットワークを既存の配線上に提供し、また、周波数帯域が２ＭＨｚ〜２８ＭＨｚの９１７の副搬送波（トーン）を用いる。
【００３５】
本発明に係る上記方法では、ＩＣＭおよびこれに対応するＶＴの全ての値を、上記した周波数領域にて測定される。測定を時間領域で行う場合は、周波数領域成分を得るために、高速フーリエ変換（ＦＥＴ）の演算を実施してもよい。
【００３６】
具体的な実施形態では、上記ステップ（１）において、ＶＴ（ａ）およびＩＣＭ（ａ）を、工場または準拠性テストの試験室で、指定されたＩＳＮを用いて一度のみ測定する。なお、得られたデータを、後で行うＶＴ計算のために、デバイスが備える不揮発性メモリに記憶しておいてもよい。
【００３７】
また、ステップ（３）では、必要な値はＩＣＭの偏差、すなわちΔＩＣＭのみであるため、正確なＩＣＭは重要ではない。測定により、正確なＩＣＭ値に比例した読みとり結果が得られさえすれば、ＩＣＭを推定することができる。したがって、正式な準拠性テストを行うために必要とされる一般的な装置は不要となる。このような装置の代わりに、デバイスにＩＣＭ測定部を組み込み、ネットワークの負荷状態の経時的変化に応じてＶＴを調節できるようにするための、より簡素で安価な検出手段を用いる。
【００３８】
システム運用のために、準拠性テストに通常用いられる９ｋＨの分解能帯域幅の代わりに、ＦＦＴによる分解能を選択することができる。例えば、本方法を実施するにあたり、ＯＦＤＭシステムのトーン（搬送波）間隔が、好適なオプションとなる場合もある。
【００３９】
一部の周波数では、ΔＩＣＭが正となることがある。これは、ＶＴを下げる必要があるか、あるいは特定の周波数が用いられていないことを示している。しかし、本発明による上記方法は主に、次の場合に適用可能である。すなわち、ＩＳＮのＬＣＬが、低い放射妨害を保証するには平衡度が乏しいネットワークの場合である。従って、実際のアプリケーションの多くにおいて、大多数のネットワークの平衡度が向上する、すなわち平衡度が乏しい上記ＩＳＮよりもＬＣＬの値が高くなる。
【００４０】
準拠性テストにおいて規定されているＣＭモード電流と、本発明において用いられる推定値とを区別するために、以下において「基準ＣＭ電流」という用語をＩＣＭとして用いる。この基準ＣＭ電流は、ネットワーク平衡度を推定するため、および基準ＣＭ電流偏差ΔＩＣＭに基づいてＶＴを調節するために用いられる。モニタリング用に選択した基準ＣＭ電流は、準拠性テストにて得られたＣＭ電流値と線形な関係を有しているものとする。重要なのはＣＭ電流の偏差であって、絶対値は重要ではない。偏差は、基準ＣＭ電流の変化から得ることができる。基準ＣＭ電流は、規制試験によって規定された実際のＣＭ電流を適当に擬したものであり、時間領域と周波数領域との両方において重要な波形特性を維持する。従って本発明においては、決定しなければならないのはΔＩＣＭのみであるため、準拠性テストでの測定で必要とされるような複雑かつ高価な電流プローブをデバイスに組み込む必要はない。
【００４１】
図４は、本発明に係る上記方法を実施するための試験装置、および様々なネットワーク負荷に対するＨｏｍｅＰｌｕｇ  ＡＶ（ＨＰＡＶ）アダプタが備える主要な機能的な構成部材を示している。上記ＨＰＡＶアダプタ１０は、回線２０における信号を、テスト用の負荷（ａ）３０、テスト用の負荷（ａ’）４０、あるいは実際に利用する負荷（ｂ）５０のいずれかに伝送させる機能を有するものである。なお、このＨＰＡＶアダプタ１０をテスト用の負荷（ａ）３０に接続する場合、準拠性テストのために、電磁妨害（ＥＭＩ）受信機６０を回線２０に接続する。このＥＭＩ受信機６０は、実際のＣＭ電流を測定するために、高い正確性を有するＣＭ電流プローブ６２を備えている。上記ＨＰＡＶアダプタ１０は、ＨＰＡＶトランスミッタ１２、ＨＰＡＶ受信機１４、プロセッサ１６、高速フーリエ変換（ＦＥＴ）機能ブロック７４、および基準ＣＭ電流プローブ１８を備えてなる構成である。なお、上記高速フーリエ変換機能ブロック７４は、上記プロセッサ１６が不図示のＲＯＭ等に記録されたコンピュータプログラムまたはソフトウェアをＲＡＭ等に読み出し実行することによって実現できる機能ブロックである。上記プロセッサ１６は、回線１７によってＨＰＡＶトランスミッタ１２と接続されている。そして、上記プロセッサ１６は、一般的にはその電力スペクトル密度（ＰＳＤ)を設定することによって、ＨＰＡＶトランスミッタ１２の出力電圧ＶＴを制御する。電力スペクトル密度（ＰＳＤ)は、周波数に応じて信号出力をどのように割り当てるのかを示すものである。
【００４２】
上記方法について、図４を参照しながら以下に説明する：
（１）テスト用の負荷（ａ）３０にアダプタ１０を接続するステップであって、このテスト用の負荷（ａ）３０はＩＳＮであり、準拠性テスト用のＬＣＬ（例えば１６ｄＢ）が規定されている。
（２）ＨＰＡＶトランスミッタ１２の初期電力レベルを設定するステップ。
（３）プローブ６２を用いて実際のＣＭ電流を測定するステップ。
（４）プローブ６２を用いて測定された実際のＣＭ電流が、準拠性テストにおいて許容される最大ＣＭ電流となるまで、ＨＰＡＶトランスミッタ１２の出力を調節するステップであって、このときの出力をＶＴ（ａ）としてＰＳＤの形式で記録し、各副搬送波の周波数のＶＴ（ａ）を取得する。
（５）ＨＰＡＶ受信機１４を介して、プローブ１８により基準ＣＭ電流を受信するステップであって、この場合、ＨＰＡＶシステムでは２４．４ｋＨｚのトーン間隔となる。
（６）基準ＣＭ電流の周波数分布、すなわち各搬送波の周波数において基準ＣＭ電流を得るために、基準ＣＭ電流についてＦＦＴ操作を実行するステップ。
（７）基準ＣＭ電流値をＩＣＭ（ａ）として記録するステップ。
（８）ＬＣＬが可変な、ＰＬＣネットワークのＡＣ配線である実際の負荷（ｂ）５０に、アダプタ１０を接続するステップ。
（９）ＨＰＡＶトランスミッタ１２の出力を、ステップ（４)においてＰＳＤの形式で記録したＶＴ（ａ）に設定するステップ。
（１０）プローブ１８を用い、ＨＰＡＶ受信機１４を介して基準ＣＭ電流を受け取るステップ。
（１１）基準ＣＭ電流の周波数分布、すなわち各副搬送波の周波数での基準ＣＭ電流を得るために、基準ＣＭ電流についてＦＦＴ操作を実行するステップ。
（１２）基準ＣＭ電流値をＩＣＭ（ｂ）として記録するステップ。
（１３）各周波数について、ΔＩＣＭ＝ＩＣＭ（ｂ）−ＩＣＭ（ａ）を計算するステップ。
（１４）ＨＰＡＶトランスミッタ１２への出力を、式（１７）のΔＩＣＭに応じてＶＴ（周波数毎のＰＳＤ）で調節してＶＴ（ｂ）を得る、すなわちＶＴをＶＴ（ａ）からΔＩＣＭの絶対値分だけ増加させるステップ。
【００４３】
なお、ステップ（１）〜ステップ（１４)の内の少なくともステップ（２)、ステップ（４）〜ステップ（７)、およびステップ（９）〜ステップ（１４）は、コンピュータプログラムまたはソフトウェアをＲＯＭ（図示せず）からＲＡＭ（図示せず）等へ読み出すことによって実現されることに留意されたい。
【００４４】
図４では、テスト用の負荷（ａ’）４０を用いた試験を任意で行うことができる。（例えば３５ｄＢを超える）非常に高いＬＣＬは、完全な平衡度となる負荷であると考えることができる。このような負荷を用いて検出された基準ＣＭ電流は、ＨＰＡＶ受信機１４が検出できなければならない最小の電流である。図４に示すように、基準ＣＭ電流プローブ１８はΔＩＣＭの測定を行う必要がある。量産を目的とする場合、ＣＭ電流の準拠性テストに用いるプローブ６２のような、典型的なクリップ式電流プローブ（clip-on current probe）をプローブ１８に利用することは、費用およびサイズ面を考慮すると適切ではない。
【００４５】
図５は、基準ＣＭ電流ＩＣＭを検出するためのプローブ１１８が組み込まれたアダプタ１１０を示している。このアダプタ１１０は、ホームプラグ（ＨｏｍｅＰｌｕｇ）  ＰＬＣネットワークと接続するための出力ポートを有したＨＰＡＶアダプタである。あるいは、アダプタ１１０は、ＰＣまたはＡＶデバイスなどのＣＥデバイスと接続するための入力ポートを備えた個別のデバイスであってもよい。さらには、上記ＨＰＡＶアダプタは、ＰＣまたはＡＶデバイスなどのＣＥデバイスに内蔵されていてもよい。図示されているアダプタ１１０は、調節可能なトランスミッタ１１２を有している。このトランスミッタ１１２は、回線１１７を介して様々な電力設定をトランスミッタ１１２に送信するものであり、プロセッサ１１６によって制御されている。このプロセッサ１１６は、メモリ１１９に接続されている、あるいはメモリ１１９を備えている。メモリ１１９は、本発明に係るステップを実行するためのコンピュータプログラム指示を保持している。上記ステップ（４）および（７）においてそれぞれ記録されたＩＣＭ（ａ）およびＶＴ（ａ）の値を、アダプタ１１０の製造中にメモリ１１９内に記憶させ、それによりこれらの値がアダプタ１１０の出荷時にその内部に組み込まれる構成であってもよい。そして、アダプタ（または、内蔵アダプタを有するＣＥデバイス）が実際のＡＣ配線（ＰＬＣネットワーク)に接続されると、上記プロセッサが残りのステップを実行し出力を調節する。上記プロセッサは、ＰＬＣネットワークに印加された負荷による不平衡度の変化に対応するために、アダプタまたはＣＥデバイスに電源が投入される毎に、あるいは一定の間隔で、出力を再調整するようにプログラムされていてもよい。
【００４６】
基準ＣＭ電流プローブ１１８は、疎結合された２つの変成器Ｔ１およびＴ２を備えている。トランスミッタ１１２からの主信号ＶＴへの妨害を最小限にして、これら変成器Ｔ１およびＴ２からＩ１およびＩ２がそれぞれサンプリングされる。抵抗Ｒ１およびＲ２は、正確な抵抗値を有する電流センサ素子であって、オペアンプＳにおいて加算するために、電流を電圧に変換する。オペアンプＳからの出力は、Ｒ１とＲ２との間の電圧差であり、受信機１１４に供給され、そして典型的な入力信号と同様に処理される。受信機１１４は、増幅器７０、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）７２、およびＦＦＴ機能ブロック７４を備えてなる構成である。また、アダプタ１１０は、伝送モードにある際に、測定された基準ＣＭ電流ＩＣＭに対して受信機１１４がＦＦＴを行えるように、全二重オペレーションであることを前提とする。図５における基準ＣＭ電流測定は、ＩＣＭ＝Ｉ３である式（９）と等しい。Ｔ１およびＴ２は、Ｒ１およびＲ２の出力電圧の位相が異なるように、また測定されたＩＣＭがＩＣＭ＝|Ｉ１|−|Ｉ２|となるように構成されなければならない。上記ＦＦＴ機能ブロック７４は、図では受信機１１４が有する機能ブロックとして示されているが、これはソフトウェアによって実装されていてもよく、またプロセッサ１１６によって実行されるプログラム命令としてメモリ１１９内に記憶されているものであってもよい。
【００４７】
本発明について、好ましい実施形態を参照しながら具体的に図示および説明した。しかし当業者であれば、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、形式および細部に様々な変更を加えることができることについて理解するであろう。従って、開示されている発明は単なる例証として考えられるものであり、本発明の範囲は特許請求の範囲によってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】縦方向変換損（ＬＣＬ）を説明するための試験回路であって、２つの端子間で差動電圧ＶＴを生成するように、電源インピーダンスＺＴを伴った、一対の配線に電圧を注入する信号源ＥＬを示す試験回路図である。
【図２Ａ】図１に示す試験回路図において、試験信号ＥＬを、電源インピーダンスＺＴを伴う信号源ＶＳを規範として形成した被試験装置（ＥＵＴ)に置き換えた回路図であって、ＺｃｔはＥＵＴのコモンモードインピーダンスを示す。
【図２Ｂ】信号源ＶＳ、およびインピーダンスＺｃｔとは異なるように再構成された、電源インピーダンスＺＴを伴う、図２Ａに示す回路に対する等価回路を示す回路図である。
【図３】２つの異なるネットワーク状態におけるＩＣＭの関数であるＶＴを示すグラフである。
【図４】本発明に係る方法にて利用する試験装置であって、様々なネットワーク負荷に接続するためのＨｏｍｅＰｌｕｇ  ＡＶ（ＨＰＡＶ）アダプタが備える主要な機能的部材を示すブロック図である。
【図５】基準コモンモード（ＣＭ）電流ＩＣＭを検出するプローブを備えた、本発明に係るＨＰＡＶアダプタのブロック図である。
【符号の説明】
【００４９】
１０    ＨｏｍｅＰｌｕｇ  ＡＶ（ＨＰＡＶ）アダプタ
１２    ＨＰＡＶトランスミッタ
１４    ＨＰＡＶ受信機
１６    プロセッサ
１８    基準ＣＭ電流プローブ
２０    回線
６２    ＣＭ電流プローブ
７４    高速フーリエ変換（ＦＦＴ）機能ブロック
１１０  アダプタ
１１２  トランスミッタ
１１４  受信機
１１６  プロセッサ
１１７  回線
１１８  基準ＣＭ電流プローブ
１１９  メモリ
【図１】
2008211789.tif 000006
【図２Ａ】
2008211789.tif 000007
【図２Ｂ】
2008211789.tif 000008
【図３】
2008211789.tif 000009
【図４】
2008211789.tif 000010
【図５】
2008211789.tif 000011
【外国語明細書】
[TITLE OF THE INVENTION]
A METHOD FOR INCREASING THE POWER OF A TRANSMISSION SIGNAL FROM A DEVICE, A METHOD FOR INCREASING THE POWER OF A SIGNAL TRANSMITTED OVER A FREQUENCY BAND, A NETWORK ADAPTER
[FIELD OF THE INVENTION]
The present invention relates to a method for increasing the power of a transmission signal from a device and a method for increasing the power of a signal transmitted over a frequency band and a network adapter. The invention relates generally to wired communications networks, such as alternating-current (AC) powerline communications (PLC) networks, and more particularly to a method and network device for optimizing the communications signal power on such networks.
[BACKGROUND OF THE INVENTION]
When an electronic device is transmitting a communication signal on a wired communications network, the unbalance of the signal in the network wiring system can be represented by the common-mode (CM) current.  The concept is that if the device drives the wired network via differential signals, the current that flows into one terminal should be of equal amount, but out of phase with respect to current flowing into the other terminal.  Thus, CM current refers to the un-cancelled net current in a pair of wires.  The amount of CM current from a device is mainly dependent on the amount of unbalance of the network load (impedance) presented to the device.
CM current is a direct source of radiation interference.  To reduce radiation interference, regulatory bodies often specify the maximum allowable CM current when the device is connected to the network.  The CM current is typically measured with the device connected to a special test component of known fixed impedance, called an Impedance Stabilization Network (ISN).  The ISN is a standard component that provides a predetermined load with the required degree of unbalance specified for the compliance test, which should not vary with time, location or setup.  If the device passes the test, then it should generate equal or less CM current when connected to the actual network to minimize radiation interference.
However, there is a fixed relation between CM current and the differential mode (DM) voltage of the transmitted signal.  By specifying the maximum allowed CM current, the level of DM voltage permitted is also limited, which limits the signal power and thus the communication performance of the device.
One type of wired communications network is an alternating-current (AC) powerline communications (PLC) network that uses the existing electrical wiring in a home or single building, such as a PLC network based on the HomePlugTM standard.  In this type of network, personal computers (PCs) and various consumer electronic (CE) devices, including audio and/or video (audio-visual or AV) devices such as stereo receivers, digital video recorders (DVRs), digital TVs, and AV servers, are connected to the PLC network by adapters that enable the devices to transmit and receive communications signals over the electrical wiring.  The adapter may be a separate adapter or be embedded in the PC or CE device at time of manufacture.  For example, a separate HomePlugTM adapter for a PC or CE device may have an Ethernet port for input from the PC or CE device and an output port that plugs into an AC wall outlet.
PLC networks do not have a constant characteristic line impedance because conditions in a typical AC wiring network can change due to locations of electrical outlets, types of terminations, and usage of appliances.  In addition, the maximum allowable CM current specified by regulatory bodies may be set at an arbitrarily low value to account for a wide range of networks with a wide range of load unbalance.  For these reasons, the actual CM current when a PLC adapter is transmitting on a PLC network is often less than that the maximum allowable CM current.  Thus the transmitted signal power could be increased, thereby improving performance of the communication system, without exceeding the maximum allowable CM current.  However, the transmitters in PLC adapters typically have a fixed output power that is determined by the maximum allowable CM current specified by the compliance test.  In addition, it is not possible for the PLC adapter to determine the actual CM current when it is transmitting on the network.
What is needed is a method and device that optimizes the signal power transmitted on a wired communications network without exceeding the maximum allowable CM current.
[NONPATENT LITERATURE１]
Ian P. Macfarlane ，”A Probe for the Measurement of Electrical Unbalance of Networks and Devices”, in IEEE Trans. Electromagn. Compat., vol. 41, no. 1, pp. 3-14, Feb. 1999.
[NONPATENT LITERATURE２]
K.Y.See, A. Kamarul, P.L.So,”Longtitudinal Conversion Loss of Power Line Network for Typical Singapore Household”, Power Engineering Conference, 2005. IPEC 2005. The 7th International, Nov. 29 2005-Dec. 2 2005, pp. 1-265.
[MEANS TO SOLVE THE PROBLEMS]
The invention is a method and network device for increasing the power of the signal transmitted by the device on a wired communications network, such as a PLC network, without exceeding the maximum allowable CM current.  The device, which may be a HomePlugTM adapter for a PLC, is first tested for regulatory body compliance on a standard network.  The output voltage of the device is adjusted until the maximum allowable CM current is detected, and this voltage level and CM current are recorded and stored in non-volatile memory of the device.  The device is then connected to the actual network and the output voltage set to the previously recorded value.  At this voltage level, the CM current in the actual network is measured and recorded.  The difference between the CM current measured with the device on the actual network and the maximum allowable CM current is calculated.  Because the actual network will typically have a more balanced load than the standard network, this difference will be a negative value.  The calculated CM current difference is then used to calculate the amount the output power of the signal from the device can be increased without exceeding the maximum allowable CM current.  The network device includes a current probe for measuring the CM current when connected to the actual network.  Because only the difference in CM current is needed to calculate the amount of output power increase, this current probe does not need to be as complex or costly as current probes used to perform the compliance test.  The network device may measure the CM current on the actual network each time it is powered on or at regular intervals so that the output power can be adjusted as load conditions on the actual network vary.  In this manner the output power from the device is optimized to varying network load conditions without exceeding the maximum allowable CM current.
For a fuller understanding of the nature and advantages of the present invention, reference should be made to the following detailed description taken together with the accompanying figures.
[DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS]
The measurement of common-mode (CM) current is typically done by connecting the equipment under test (EUT) to a special component called an Impedance Stabilization Network (ISN), which is described in International Electrotechnical Commission (IEC), CISPR 22, Fifth Edition, 2005.  Regulatory bodies usually specify ISN for compliance testing in terms of CM impedance and Longitudinal Conversion Loss (LCL).  ISN provides a standardized loading condition of fixed impedances and the LCL value representing required network balance.  Under such load conditions, a maximum level of CM current is permitted.
For a given wiring system, the relationship between output voltage (VT) and CM current, ICM, is a function of source impedance (the device) and load impedances (the network) and can be expressed in terms of LCL.  This function has been reported by I. P. Macfarlane, “A probe for measurement of electrical unbalance of networks and devices”, in IEEE Trans. Electromagn. Compat., vol. 41, no. 1, pp. 3-14, Feb. 1999 (nonpatent literature 1）.  The relationship can be written in the following form:
ICM (dBμA)=VT (dBμV) - LCL (Zi) - f (Zi)          Equation (1)
where Zi  represent network impedances, and LCL is in fact also a function of Zi.  (Explicit forms of LCL are given in Equations (10) and (11) below).
VT is the voltage between two output terminals and is the information-bearing signal.  Higher VT level is normally desirable for better system performance.  If a signal of level VT is applied respectively to two different networks: (a) the ISN; and (b) an actual network with an arbitrary load, and Equation (1) is used to obtain the difference of ICM, it gives:
ΔICM= - ΔLCL- Δ f (Zi), in dB.             Equation (2)
It can be seen that it is possible the CM current with the load of network (b) can be less than with the load of network (a), the ISN.  This condition will most likely occur if the regulatory requirement is set to be so stringent (i.e., a low LCL for a highly unbalanced condition) that most networks in real application scenarios would present better balanced loads.  Thus it is possible to increase VT dynamically with the device connected to the actual network of unknown load impedances without exceeding the regulatory requirements.
This invention provides a method for communication performance optimization for devices connected to wired networks which present varying load conditions to the devices, while still meeting the regulatory requirements.  The method of this invention can be summarized as follows:
Measure CM current with ISN, the load (a), and record VT(a) with ICM(a) ≦ maximum ICM;
Set VT=VT(a), and measure CM current with the EUT connected to the actual network of load (b), and record ICM(b);
Calculate ΔICM = [ICM (b) - ICM (a)]; and
Adjust VT(b) level based on the value of ΔICM value such that ICM(b) ≦ maximum ICM.
The device needs to be calibrated only once by using ISN in the factory or test laboratory.  The reference data, VT (a) (a first differential mode voltage) and ICM (a) (a first common mode current), can be stored in non-volatile memory of devices being manufactured.  The deviation of CM current, instead of the absolute value of CM current, is used to adjust VT.  This allows the use of a simpler CM current measurement method instead of the complex setup and equipment involved in the formal compliance test for the measurement of CM current.  Also, the signal level is set dynamically based on CM mode current deviation (ΔICM).  There is no need to measure actual network impedances and related LCL.
(Longitudinal Conversion Loss)
CM current is closely related to balance of a network’s wiring structure, which can be determined by the parameter Longitudinal Conversion Loss (LCL).  LCL is defined by
2008211789.tif 000012
with EL and VTshown in the test circuit of Fig. 1.  The signal source EL, with source impedance ZT, is injected into a pair of wires and generates a differential voltage VTbetween terminals.  On the right side of Fig. 1 is the wiring system under test modeled by a Y-shape network of impedances Zi (i=1, 2, 3) among terminals of wires and system ground.  A network with load Z2=Z1has a perfectly balanced loads.  In such a case, I1 and I2 are of equal magnitude and out of phase since the system is symmetric with the mirrored circuit driven by out-of-phase voltage source.  Also, it causes I3(the CM current) to be zero, and therefore no net current flows into Z3, with all current entering network (I1) returning to the device (I2).
However, due to mismatch of wires and termination components, it is virtually impossible to have perfectly balanced loads in an actual wiring system.  Thus, for the general case of Z2≠Z1, I3becomes the net current flowing into Z3 and is the CM current since it represents the portion of current that does not return to the device.  It is also the source of radiation from the wiring system, which causes regulatory concern.  To calculate LCL, VT can be found by solving I1, I2.  Applying Kirchhoff’s law in Fig.1, V1, V2, VT can be expressed as follows:
V1 = EL- (I1) [Zt/2 ]                               Equation (4)
V2 = EL- (I2) [ZT/2 ]                         Equation (5)
VT =V1 -V2= (I1- I2) [Zs/2 ]                        Equation (6)
Also, from the Y-network of Z1, Z2, andZ3
V1=I1Z1+I3Z3                                    Equation (7)
V2=I2Z2+I3Z3                                    Equation (8)
I3=I1+I2                                  Equation (9)
By substituting V1, V2 from Equations (4), (5) into Equations in (7), (8), I1, I2 can be solved from (7), (8) and (9) in terms of Z1, Z2,  Z3, ZT, and EL.  Combining Equations (3), (6), and I1, I2 results in the following:
2008211789.tif 000013
where Z0 = Z1+Z2 ,and ΔZ= |Z1- Z2|.
LCL provides a measure of wiring unbalance with dependency on ΔZ, the difference of Z1 and Z2.  For a given VTvalue, a greater LCL will in general result in less CM current into Z3due to better balance properties.  Conversely, for a specified ICM, a greater LCL allows a higher VT, which means larger signal power.
(Common-mode current) 
CM current needs to be considered when a device is connected to wired networks.  In the circuit of Fig. 1, if the test signal EL is replaced by the EUT, it becomes the system shown in Fig. 2A, where the device is modeled by a signal source VSwith source impedance ZT, and Zct is the common mode impedance of EUT.   Fig. 2B is an equivalent circuit with the signal source VS and source impedance ZT re-arranged in differential forms with respect to impedance Zct.  The signal source VS and source impedance ZT are evenly divided into two parts assuming the EUT is ideally balanced with a much higher LCL than the wires.
Following the same procedure for Equations (4) to (9) for solving for I1, I2, the CM current ICM =I1 +I2 can be calculated in terms of Z1, Z2,  Z3, ZT, and VS.  Combining ICM with LCL using Equation (10), CM current ICM can be approximated by the following, as described by the previously-cited Macfarlane reference:
2008211789.tif 000014
where Zcm= Z3 + [Z1Z2] /[Z2+Z1] is the common mode impedance of the Y network,
and  Z0 = Z2+Z1 is the differential mode impedance, i.e., Z0 is the impedance as seen by the (differential) communication signal.
(ΔICM due to Load Variations)
For the purpose minimizing radiation interference, regulatory bodies usually specify the impedance stabilization network (ISN) for the compliance test.  The ISN provides a standardized loading condition of fixed impedances (within the frequency band considered) with the LCL value specified for required network balance.  The signal power, VT, is therefore implicitly limited by Equation (11).  Furthermore, the LCL of the ISN can be specified to an arbitrarily low value to ensure that, statistically, for the majority of occasions the actual wiring conditions will have better balanced loads.
When a device is attached to a wired network, the actual LCL value of the wiring system depends on the impedances (Z1, Z2, Z3 of Fig. 1) presented to the device.  It is likely that the LCL value as well as the ICM to VT relationship of Equation (11) is frequency dependent, and therefore can be either greater or less than the value specified for the compliance test.  Furthermore, for types of wires that do not have constant characteristic line impedance the time and location of the device access point needs to be accounted for.  A PLC network is one such example because conditions in a typical AC wiring in a household can change dynamically due to locations of outlets, types of terminations, and usage of appliances.
This invention addresses the need to maximize the signal power for improving communication performance while still meeting the regulatory test requirements.  This is particularly desirable for systems with network impedances that vary with time and location of the device’s access point.  With these considerations, it is very difficult to apply Equation (11) directly for predicting ICM or VTwithout prior knowledge of Z1, Z2, Z3 , and the associated LCL.  On the other hand, since ICM is a function of both VT and network impedance Zi (i=1-3), it is possible to detect the change of ICMand determine the aggregate effect due to variations of Zi.
Considering that Equation (11) is applied respectively to: (a) the ISN; and (b) an actual network with an arbitrary load while the terminal voltage VT is kept at the same value, then 
ΔICM = - ΔLCL- Δf (Zi)                     Equation (12)
Where f (Zi) is the second term on the right side of Equation (11), and the differential terms indicate the value deviations of using loads (b) and load (a).   For load (a), the ISN, LCL and Ziare known and fixed values. 
Equation (12) shows that it is possible ICM will decrease (negative ΔICM) as a result of changing the load impedance from (a) the ISN load to (b) any network with a load with combined positive ΔLCL and Δf (Zi), which means a more balanced network than the ISN.
To understand how VTcan be adjusted according to load impedances, Equation (11) can be re-written as 
VT (dBμV) = ICM (dBμA)+ K (dB)          Equation (13)
where K is a parameter completely determined by the load impedances Zi.  K can be considered as a constant for a given pair of wires assuming that (1) Zi do not vary over the time duration under consideration, and (2) there is only one frequency component considered within the signal spectrum.  It is envisioned that each frequency component of interest can be treated individually, and the frequency partition is small enough such that Ziare constant at a given frequency.
Applying Equation (11) to loads (a) and (b) and plotting the corresponding lines in log scale results in Fig. 3.  It can be seen that if ICM(a) is the maximum CM current allowed for the ISN as the load and with VT (a) as the terminal voltage for both loads, then 
VT (a) = ICM (a)+ Ka                      Equation (14)
and
VT (a) = ICM (b)+ Kb, [point A on Fig. 3]     Equation (15)
By subtracting Equation (14) from Equation (15), Kb can be found to be
Kb=Ka - [ICM (b) - ICM (a)]=Ka - ΔICM          Equation (16)
Then on line (b) in Fig. 3, the corresponding VT (point B) for ICM (a) is 
VT (B) = ICM (a) + Kb= ICM (a) + [Ka - ΔICM]= VT (a) - ΔICM  
Equation (17)
Equation (17) shows that VT (b)(a second differential mode voltage)> VT (a) as long as ΔICM is negative.  Thus, it is possible that VT can be adjusted according to the constraint of the maximum ICM (a) value, which is determined by the ISN specified from regulatory compliance requirements. 
(Method for VT Adjustment in a PLC Network)
The general procedure according to this invention to achieve maximum signal power for performance optimization in a wired communications network are summarized as follows:
(1) Measure CM current with the ISN, the load (a), and record VT(a) with ICM(a) ≦ maximum ICM;
(2) Set VT=VT(a), and measure CM current with the EUT connected to the actual network of load (b), and record ICM(b)(a second common mode current);
(3) Calculate ΔICM = [ICM (b) - ICM (a)]; and
(4) Adjust VT (b) level based on the value of ΔICM value such that ICM(b) ≦maximum ICM.
This general procedure will be explained for a specific implementation in a HomePlugTM PLC network, with reference to Figs. 4 and 5.  The HomePlug Power Alliance, a non-profit industry association, has published standards for the transmission of communications and audio-visual (AV) media over home power lines that distribute power at 50-60Hz.  The basic transmission technique is Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM), which is well known in the literature and in industry.  The basic idea of OFDM is to divide the available spectrum into several narrowband, low data rate subcarriers.  To obtain high spectral efficiency the frequency response of the subcarriers are overlapping and orthogonal, hence the name OFDM.  Each narrowband subcarrier can be modulated using various modulation formats.  By choosing the subcarrier spacing to be small, the channel transfer function reduces to a simple constant within the bandwidth of each subcarrier.  In this way, a frequency selective channel is divided into many flat fading subchannels, which eliminates the need for sophisticated equalizers.  The OFDM used by HomePlug AV (HPAV) provides high quality, multi-stream entertainment-oriented networking over existing AC wiring and uses 917 subcarriers (tones) in the frequency band between 2MHz and 28MHz.
In the method of this invention, all values of ICM, and corresponding VT, are measured in the frequency domain.  If measurements are done in the time domain, then a Fast Fourier Transform (FFT) operation may be used to obtain the frequency domain components.
In Step 1, for a specific implementation, VT(a) and ICM(a) need to be measured only once using the specified ISN in the factory or laboratory of the compliance test.  The resulting data can be stored in the non-volatile memory of the devices for the remainder of the VTcalculation.
In Step 3, since only the deviation of ICM , i.e., ΔICM, is required, precise accuracy of ICMis not important.  An estimation of ICM can be done as long as the measurement gives a reading proportional to the accurate ICM value.  There is no need to employ the usual setup required for the formal compliance test.   Instead, a simpler and less expensive detection approach can be used, which makes it possible to incorporate the ICM measurement into the devices to enable VT adjustment during time-varying network load conditions. 
The resolution of FFT can be a choice of system operation rather than the 9kHz resolution bandwidth normally used for the compliance test.  For example, the tone (carrier) spacing of the OFDM system may be a more convenient option for implementing this method.
It is possible that at some frequencies ΔICM is positive, which implies that VT needs to be reduced or that that particular frequency not be used.  However, the method of this invention is mainly applicable to the case where the LCL of the ISN is specified to represent networks of very poor balance to ensure low radiation interference.  Thus in most practical applications, the majority of networks will result in better balance; i.e., a higher LCL than that of the ISN. 
To distinguish CM mode current defined in the compliance test from the estimated value used in this invention, the term “Reference CM current” will be used as ICM.  Thus Reference CM current will be used for the purpose of estimating network balance and adjusting the VTbased on Reference CM current deviation ΔICM.  The assumption is that the selected Reference CM current for monitoring has a linear relationship with the CM current value obtained in the compliance test.  The absolute value of CM current is not crucial since it is only the deviation that is of interest, and the deviation can be derived from changes of Reference CM current.  The Reference CM current will be a reasonable replica of the actual CM current as defined by the regulatory test and will retain the crucial waveform properties in both time and frequency domains.  Thus, because only ΔICM is required to be determined in this invention, a complex and expensive current probe, like that required for the compliance test measurement, is not required to be incorporated into the devices.
Fig. 4 shows a test setup for implementation of the method of this invention, and illustrates the general functional components of a HomePlug AV (HPAV) Adapter for connection to various network loads.  The HPAV Adapter 10 is capable of transmitting a signal on line 20 to either Test Load (a) 30, Test Load (a’) 40, or Actual Load (b) 50.  When Adapter 10 is connected to Test Load (a) 30, an electromagnetic interference (EMI) Receiver 60 is connected to line 20 for the compliance testing.  The EMI Receiver 60 has a highly precise CM current probe 62 to measure actual CM current.  The HPAV Adapter 10 includes a HPAV Transmitter 12, a HPAV Receiver 14, a Processor 16, and a Fast Fourier Transform (FFT) functional block 74, which may be a computer program or software executed by Processor 16, and a Reference CM current probe 18.  The Processor 16 is connected by line 17 to the HPAV Transmitter 12 and controls the output voltage VT of the HPAVTransmitter 12, typically by setting its power spectral density (PSD), which describes how the power of the signal is distributed with frequency.
The method will now be described with reference to Fig. 4 as follows:
(1) Connect the Adapter 10 to Test Load (a) 30, which is the ISN and LCL (for example 16dB) for the compliance test.
(2) Set an initial power level on the HPAV Transmitter 12.
(3) Measure the actual CM current with probe 62.
(4) Adjust the power of the HPAVTransmitter 12 until the actual CM current measured with probe 62 is the maximum CM allowable by the compliance test.  Record this as VT (a) in the form of PSD, to obtain VT (a) for each of the subcarrier frequencies. 
(5) Receive the Reference CM current with probe 18 through the HPAV Receiver 14, which in a HPAV system has a 24.4kHz tone spacing.
(6) Perform a FFT operation on the Reference CM current to obtain the frequency distribution of Reference CM current, i.e., the Reference CM current at each of the subcarrier frequencies.
(7) Record the Reference CM current values as ICM (a).
(8) Connect the Adapter 10 to Actual Load (b) 50, which is the AC wiring of the PLC network with variable LCL.
(9) Set the power of HPAVTransmitter 12 to VT (a) in the form of PSD recorded in step (4).
(10) Receive the Reference CM current with probe 18 through the HPAV Receiver 14.
(11) Perform a FFT operation on the Reference CM current to obtain the frequency distribution of Reference CM current, i.e., the Reference CM current at each of the subcarrier frequencies.
(12) Record the Reference CM current values as ICM (b).
(13) Calculate ΔICM = ICM (b) - ICM (a) for each frequency.
(14) Adjust the power to the HPAVTransmitter 12 to VT (PSD per frequency) according to ΔICMwith Equation (17) to obtain VT (B), i.e., increase VTfrom VT (a) by the absolute value of ΔICM.
It is noted that, among the steps (1) through (14), at least the steps (2), (4) through (7), and (9) through (14) can be executed by reading out a computer program or software from a ROM (not illustrated) to a RAM or the like (not illustrated). 
In Fig. 4, an optional test with Test Load (a’) 40 may also be done.  A very high LCL (e.g., >35dB) can be considered as a perfectly balanced load.  The Reference CM current detected with such a load will be the lowest one that the HPAV Receiver 14 should be able to detect.  As shown in Fig. 4, a Reference CM current probe 18 is required to make the ΔICMmeasurement.  For an implementation intended for mass production, a typical clip-on current probe for probe 18, like probe 62 used for the CM current compliance test, is not suitable due to considerations of both cost and size.
Fig. 5 illustrates an adapter 110 that incorporates a probe 118 for detection of Reference CM current ICM.  The adapter 110 may be an HPAV adapter with an output port for connection to a HomePlugTM PLC network and may be a separate device with an input port for connection to a PC or CE device, such as an AV device.  The HPAV adapter may also be embedded into a PC or CE device, such as an AV device.  The adapter 110 is shown as having an adjustable transmitter 112 that is controlled by a processor 116 that sends different power settings to transmitter 112 on line 117.  Processor 116 is connected to or includes memory 119 that may include computer program instructions for executing the steps of the invention.  During manufacturing of adapter 110, the values of ICM (a) and VT (a) recorded in steps (4) and (7) immediately above, respectively, may be stored in memory 119, so these values are incorporated into the adapter when it is shipped.  Then when the adapter (or the CE device with the embedded adapter) is connected to the actual AC wiring (the PLC network), the processor performs the remaining steps to adjust the output power.  The processor may also be programmed to re-adjust the output power each time the adapter or CE device is turned on or at regular intervals, to account for changes in load unbalance on the PLC network.
The reference CM current probe 118 includes two loose-coupled transformers T1 and T2, from which I1 and I2, respectively, are sampled with minimum disturbance to main signal VT from transmitter 112.  Resistors R1 and R2represent the current sensor elements of precise resistance values that convert current into voltage for summation in the operational amplifier S.  The output from S is the difference in voltage across R1 and R2 and is fed into the receiver 114 for processing like a typical input signal.  Receiver 114 includes amplifier 70, analog-to-digital converter (ADC) 72 , and FFT functional block 74.  The adapter 110 is assumed to be in full-duplex operation such that the receiver 114 is available for executing FFT on the measured Reference CM current ICM while the adapter 110 is in transmission mode.  The Reference CM current measurement in Fig. 5 is equivalent to Equation (9) with ICM =I3.  T1 and T2 should be constructed such that the output voltage on R1 and R2are out of phase, and the ICM measured is in fact ICM=|I1|-|I2|.  The FFT is illustrated as a functional block of receiver 114 but could be implemented in software and stored in memory 119 as program instructions executable by processor 116.
While the present invention has been particularly shown and described with reference to the preferred embodiments, it will be understood by those skilled in the art that various changes in form and detail may be made without departing from the spirit and scope of the invention.  Accordingly, the disclosed invention is to be considered merely as illustrative and limited in scope only as specified in the appended claims.
[BRIEF DESCRIPTIONS OF THE DRAWINGS]
Fig. 1 is a test circuit for explaining longitudinal conversion loss (LCL) and shows a signal source EL, with source impedance ZT, injected into a pair of wires to generate a differential voltage VT between two terminals.
Fig. 2A is the circuit of Fig. 1 with the test signal EL replaced by the equipment under test (EUT), where the EUT is modeled by a signal source VSwith source impedance ZT, and Zct is the common mode impedance of the EUT.
Fig. 2B is an equivalent circuit for the circuit of Fig. 2A with the signal source VS and source impedance ZT re-arranged in differential forms with respect to impedance Zct.  
Fig. 3 are graphs of VTas functions of ICM for two different network conditions.
Fig. 4 is a test setup for the method of this invention and illustrates the general functional components of a HomePlug AV (HPAV) adapter for connection to various network loads.  
Fig. 5 is a block diagram of an HPAV adapter according to this invention with a probe for detection of Reference common-mode (CM) current ICM. 
[REFERENCE NUMERALS]
10 … HomePlug AV (HPAV) Adapter
12 … HPAV Transmitter
14 … HPAV Receiver
16 … Processor
18 … Reference CM current probe
20 … line
62 … CM current probe
74 … Fast Fourier Transform (FFT) functional block
110 … adapter
112 … transmitter
114 … receiver
116 … processor
117 … line
118 … reference CM current probe
119 … memory
1．   A method for increasing the power of a transmission signal from a device connected to a wired communications network without exceeding an allowable common mode current, the method comprising:
(1）connecting the device to a standard network having a generally fixed impedance;
(2）measuring a first common mode current;
(3）measuring a first differential mode voltage of the device in the presence of the first common mode current;
(4）connecting the device to the wired communications network;
(5）applying the first differential mode voltage to the device to transmit a signal over the wired communications network;
(6）measuring a second common mode current with the applied first differential mode voltage; and
(7）if the absolute value of the second common mode current is less than the absolute value of the first common mode current, then increasing the voltage from the first differential mode voltage to the second differential mode voltage to transmit a signal over the wired communications network, wherein the voltage increase is proportional to the difference between the second common mode current and the first common mode current.
2．   The method of claim 1 wherein the allowable common mode current is generally equal to the first common mode current.
3．   The method of claim 1 wherein the voltage increase in dB is generally equal to the difference between the second common mode current and the first common mode current in dB.
4．   The method of claim 1 wherein the wired communications network is an alternating current (AC) powerline communications (PLC) network.
5．   The method of claim 4 wherein the transmission signal is transmitted over a plurality of channels, each channel corresponding to a unique frequency, and further comprising performing the step (1)-(7） for each of said channels.
6．   A method for increasing the power of a signal transmitted over a frequency band including a plurality of subcarrier frequencies from a device connected to an alternating current (AC) powerline communications network (PLC) without exceeding an allowable common mode current at each of said subcarrier frequencies, the method comprising:
transmitting a signal from the device when connected to a standard network having a generally fixed impedance;
recording a first common mode current on the standard network at each of said frequencies;
recording a first differential mode voltage of the transmitted signal at each of said frequencies;
connecting the device to the alternating current (AC) powerline communications (PLC) network;
transmitting a signal having the first differential mode voltage at each of said frequencies;
recording a second common mode current on the alternating current (AC) powerline communications (PLC) network at each of said frequencies;
calculating a common mode current difference value, the second common mode current - the first common mode current, for each of said frequencies; and
increasing the power of the transmitted signal, said increased-power signal having a second differential mode voltage at each of said frequencies, wherein the second differential mode voltageat each of said frequencies is increased above the first differential mode voltage at each of said frequencies by the absolute value of said common mode current difference value at each of said frequencies. 
7．   The method of claim 6 wherein recording the first differential mode voltageof the transmitted signal on the standard network at each of said frequencies comprises recording the power spectral density of the transmitted signal.
8．   The method of claim 6 wherein recording the first common mode current on the standard network at each of said frequencies comprises detecting the common mode current and performing a Fourier transform operation on the detected current.
9．   The method of claim 6 wherein recording the second common mode current on the alternating current (AC) powerline communications network (PLC) at each of said frequencies comprises detecting the common mode current and performing a Fourier transform operation on the detected current.
10．  A network adapter for connection to an alternating current (AC) powerline communications network (PLC) comprising:
a transmitter having an adjustable power setting for transmitting a signal on the alternating current (AC) powerline communications network (PLC);
a current probe for detecting a reference common mode current when a signal is transmitted on the alternating current (AC) powerline communications network (PLC);
a processor;
memory accessible to the processor;
an allowable common mode current value stored in memory and representing the maximum allowed common mode current on a standard network having a generally fixed impedance;
a first power setting value stored in memory and representing the transmitted power that results in said allowable common mode current on said standard network; 
a program of instructions stored in memory and readable by the processor for undertaking method acts of:
(a) setting the transmitter power to said first setting;
(b) calculating the difference between the reference common mode current detected by the current probe when power is transmitted on the alternating current (AC) powerline communications network (PLC) at said first power setting and the allowable common mode current value; and
(c) setting the transmitter power to a second power setting, said second setting being greater than said first setting by an amount generally proportional to said calculated common mode current difference.
11．  The adapter according to claim 10 wherein the transmitted signal has a power spectral density over a frequency band including a plurality of subcarrier frequencies.
12．  The adapter according to claim 11 wherein the allowable common mode current value comprises a plurality of allowable common mode current values stored in memory, each being associated with a unique one of said frequencies.
13．  The adapter according to claim 12 wherein the transmitter first power setting value stored in memory represents the power spectral density that results in said plurality of allowable common mode current values.
14．  The adapter according to claim 11 wherein the method acts further comprise: prior to calculating said difference, performing a Fourier transform operation on the reference common mode current detected by the current probe when a signal is transmitted on the alternating current (AC) powerline communications network (PLC) at said first power setting to thereby obtain a plurality of reference common mode current values, each being associated with a unique one of said frequencies; and
wherein the method act of calculating said difference comprises:
calculating, for each of said frequencies, the difference between the reference common mode current value and the allowable common mode current at each frequency.
15．  The adapter according to claim 14 wherein the method acts further comprise calculating the power spectral density for said second power setting from said calculated common mode current difference values, and wherein the method act of setting the transmitter power to a second power setting comprises determining said second power setting from said calculated power spectral density.
16．  The adapter according to claim 10 wherein the adapter includes an input port for connects to an electronic audio-visual device.
17．  The adapter according to claim 10 wherein the current probe comprises a pair of a first transformer and a second transformer, associated a first resistor and, a second resistor respectively, and means for detecting the voltage difference across the first resistor and the second resistor.
１    Abstract
A method and network device increases the power of the signal transmitted by the device on a wired communications network, such as a powerline communications (PLC) network, without exceeding the maximum allowable common-mode (CM) current specified by regulatory bodies.  The device is first tested for regulatory body compliance on a standard network.  The output voltage of the device is adjusted until the maximum allowable CM current is detected, and this voltage level and CM current are recorded and stored in non-volatile memory of the device.  The device is then connected to the actual network and the output voltage set to the previously recorded value.  At this voltage level, the CM current in the actual network is measured and recorded.  The difference between the CM current measured with the device on the actual network and the maximum allowable CM current is calculated and used to calculate the amount the output power of the signal from the device can be increased without exceeding the maximum allowable CM current.  
２    Representative Drawing
Figure 4
【図１】
2008211789.tif 000015
【図２Ａ】
2008211789.tif 000016
【図２Ｂ】
2008211789.tif 000017
【図３】
2008211789.tif 000018
【図４】
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【図５】
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