(57)【要約】【課題】  マルチキャリア信号における狭帯域干渉を低減するために狭帯域干渉を効率的に検出することができる装置を提供する。【解決手段】  複数のサブキャリアから成り、連続的時間フレームの構造を有するマルチキャリア受信信号における狭帯域干渉を検出するための受信装置１００が提供される。受信装置１００は、所定の振幅のサブキャリアとゼロ振幅のサブキャリアとを有する送信信号に基づく、複数の時間フレームのマルチキャリア受信信号から構成される合成受信信号を周波数ドメインへ変換して、合成受信信号スペクトラムを取得するための手段１１０と、合成受信信号スペクトラムからのサブキャリア強度を検出閾値と比較することによって狭帯域干渉を検出するための手段１２０と、合成受信信号スペクトラムにおいてその強度が検出閾値を超えるサブキャリアをキャンセルするための手段１３０とから構成される。【選択図】  図１ａ
2008206152.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア受信信号における狭帯域干渉を検出するための受信装置（１００）であって、前記マルチキャリア信号は、複数のサブキャリアから構成され、且つ連続的時間フレームの構造を有しており、
所定の振幅のサブキャリアとゼロ振幅のサブキャリアとを有する送信信号に基づく合成受信信号を周波数ドメインへ変換して、合成受信信号スペクトラムを取得するための手段（１１０）であって、前記合成受信信号が、複数の時間フレームのマルチキャリア受信信号から構成されるものである、手段と、
前記合成受信信号スペクトラムに基づいたサブキャリア強度を検出閾値と比較することによって狭帯域干渉を検出するための手段（１２０）と、
前記合成受信信号スペクトラムにおいて、サブキャリアの強度が前記検出閾値を超えるような場合にサブキャリアをキャンセルするための手段（１３０）と
を備えていることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記狭帯域干渉を検出するための手段（１２０）は、前記送信信号におけるゼロ振幅のサブキャリアに基づくサブキャリアの前記合成受信信号スペクトラムに基づいたサブキャリア強度を前記検出閾値と比較するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
サブキャリアがキャンセルされた前記合成受信信号スペクトラムを時間ドメインへ変換して、狭帯域干渉が低減された合成受信信号を取得するための手段を更に備えていることを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記合成受信信号を変換するための手段（１１０）は、繰り返し送信シーケンスから構成された送信信号に基づくマルチキャリア受信信号を変換するように構成されており、送信シーケンスの継続時間は時間フレーム未満であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の受信装置。
【請求項５】
送信シーケンスの継続時間は時間フレームの１／４であることを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
【請求項６】
前記送信シーケンスは１０回繰り返されることを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
【請求項７】
狭帯域干渉が低減された前記合成受信信号と時間同期するための手段を更に備えていることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の受信装置。
【請求項８】
狭帯域干渉が低減された前記合成受信信号に基づいて周波数オフセットを推定するための手段を更に備えていることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の受信装置。
【請求項９】
前記サブキャリアをキャンセルするための手段（１３０）は更に、その強度が前記検出閾値を超えるサブキャリアの周波数を含む周波数レンジ内のサブキャリアをキャンセルするように構成されていることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の受信装置。
【請求項１０】
前記周波数レンジは２つの連続するサブキャリアにわたることを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
【請求項１１】
ＯＦＤＭシステムにおける狭帯域干渉を検出するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の受信装置。
【請求項１２】
マルチキャリア受信信号における狭帯域干渉を検出するための方法であって、前記マルチキャリア受信信号が、複数のサブキャリアから成り且つ連続的時間フレームの構造を有しており、
所定の振幅のサブキャリアとゼロ振幅のサブキャリアとを有する送信信号に基づく合成受信信号を周波数ドメインへ変換して、合成受信信号スペクトラムを取得するステップであって、前記合成受信信号が、複数の時間フレームのマルチキャリア受信信号から構成されている、ステップと、
前記合成受信信号スペクトラムに基づいたサブキャリア強度を検出閾値と比較することによって狭帯域干渉を検出するステップと、
前記合成受信信号スペクトラムにおいて、サブキャリアの強度が前記検出閾値を超えるような場合にサブキャリアをキャンセルするステップと
を含む方法。
【請求項１３】
コンピュータ上で実行された際に請求項１２に記載された方法を実行することが可能なプログラムコードを有するコンピュータ・プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア動的スペクトラムシェアリングシステムに関し、特に共有スペクトラムデータ伝送における狭帯域干渉検出技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチキャリア動的スペクトラムシェアリング（ＤｙＳＳ：Dynamic Spectrum Sharing）システムという名称は、それらのシステムが広帯域で、しかもその帯域で他の狭帯域サービスがアクティブになっていることがあり得るような場合にも機能するという事実に由来する。特にＯＦＤＭシステム（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Domain Multiplexing）は干渉されるスペクトラムにおいてサブキャリアの非連続なグループを使用することができる。特に、未変調の、あるいはバーチャル（virtual）とも呼ばれるサブキャリアは、任意の起こり得る干渉を許容可能なレベルまで抑えるため、狭帯域通信システムによって占有される周波数区間に配置される。さらに、使用許可が免除されている帯域にあってはアクティブなＯＦＤＭサブキャリアでも他の信号（例えばBluetooth（登録商標）信号）からの干渉の影響を受ける可能性がある。信号スペクトラム内の強いと思われる狭帯域干渉（ＮＢＩ：Narrowband Interference）は受信機の同期タスクを著しく複雑にする。
【０００３】
一般に、同期（synchronization）目的と周波数補正（frequency correction）目的のために同期プリアンブル（synchronization preamble）を活用する全てのＯＦＤＭシステムは、例えばスペクトラムシェアリングシステムの場合において、狭帯域信号の有害な干渉の影響を受ける。スペクトラムシェアリングは例えば４Ｇ（第４世代）システムなどの無線システムの将来において重要な役割を果たすと考えられていることから、このことは特に不利である。また帯域幅は乏しいリソースであるため、これらのシステムは、アクティブな無線システムの数が徐々に増大しつつあるときに、起こり得る帯域内干渉（in-band interferenace）に対処するための何かうまいやり方を見つけ出す必要がある。
【０００４】
ＮＢＩ（狭帯域干渉）が強いと、タイミングと周波数の取得のためにいくつもの繰り返し部分から成る専用のトレーニングブロックを使用するという一般的なアプローチでは、スペクトラムシェアリングシステムが大きく劣化するという影響が現れる。従って、従来システムの不利な点は、どの受信機においても同期および周波数補正タスクが狭帯域干渉に悩まされ、このため全体のシステム性能が低下する恐れがあるということである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の課題は、狭帯域干渉の低減を可能とするために狭帯域干渉を効率的に検出するための技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するため、請求項１に記載された受信装置、および請求項１２に記載された受信方法を提供する。
【０００７】
本発明の受信装置は、マルチキャリア受信信号における狭帯域干渉（narrowband interference）を検出するための受信装置である。マルチキャリア受信信号は複数のサブキャリアから成り、連続的時間フレーム（sequential time frames）の構造をしている。本受信装置は、所定の振幅のサブキャリアとゼロ振幅のサブキャリアとを有する送信信号に基づく、複数の時間フレームのマルチキャリア信号から成る合成受信信号（合成された受信信号（composed receive signal））を周波数ドメインへ変換して合成受信信号スペクトラム（composed receive signal spectrum）を取得するための手段を備えている。本受信装置は、合成受信信号スペクトラムからのサブキャリア強度を検出閾値（detection threshold）と比較することによって狭帯域干渉を検出するための手段と、合成受信信号スペクトラムにおいて、サブキャリアの強度が前記検出閾値を超える場合にサブキャリアをキャンセルするための手段とを更に備えている。
【０００８】
本発明は、プリアンブル構造、特に８０２．１１システムのプリアンブル構造を用いて、共有スペクトラムシステムにおける狭帯域干渉を検出することができるという所見に基づいている。システムは斯かるプリアンブルに全てのサブキャリアは利用せず、また、狭帯域干渉はプリアンブル期間中の未使用のサブキャリアのギャップにおいて検出されることが可能である。狭帯域干渉が検出されると、周波数ドメインにおけるデマスキング（demasking）によって、すなわち狭帯域干渉によって占有されていない周波数を持つサブキャリアのみを使用することによって、その狭帯域干渉を容易に減らすことができる。特にＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network）では、斯かるプリアンブルを用いて狭帯域干渉を検出することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の実施の最良の形態を添付図面を参照して詳細に説明する。図１ａに、本発明の実施の一形態として、マルチキャリア受信信号における狭帯域干渉を検出するための受信装置（receiver aparatus）１００を示しており、マルチキャリア受信信号は、複数のサブキャリアから構成され、且つ連続的時間フレーム（sequential time frames）の構造を有する。受信装置１００は、所定の振幅のサブキャリアとゼロ振幅のサブキャリアとを有する信号に基づく合成受信信号（composed receive signal）を周波数ドメインへ変換して、合成受信信号スペクトラムを取得するための手段を備えており、合成受信信号は複数の時間フレームのマルチキャリア受信信号から構成されている。受信装置１００は、合成受信号スペクトラムからのサブキャリア強度を検出閾値（detection threshold）と比較することによって狭帯域干渉を検出するための手段１２０と、あるサブキャリアの強度がその検出閾値を超える場合に合成受信信号スペクトラムにおいてそのサブキャリアをキャンセルするための手段１３０とを更に備えている。
【００１０】
別の形態では狭帯域干渉を検出するための手段１２０は、送信信号におけるゼロ振幅のサブキャリアに基づくサブキャリアの合成受信信号スペクトラム（composed receive signal spectrum）からのサブキャリア強度を検出閾値と比較するように構成されている。受信装置１００は、サブキャリアがキャンセルされた合成受信信号スペクトラムを時間ドメインへ変換して、狭帯域干渉が低減された合成受信信号を取得するように構成されている。マルチキャリア受信信号は繰り返し送信シーケンス（repeated transmit sequences）から成る送信信号に基づくことができるが、送信シーケンスの継続時間は時間フレームより短い。１つの形態では送信シーケンスの継続時間は、例えばＷＬＡＮプリアンブルにおいて、時間フレームの１／４である。別の形態では、送信シーケンスは多数回繰り返される。例えば８０２．１１仕様に基づく好ましい形態によれば、送信シーケンスは１０回繰り返される。
【００１１】
１つの形態としてマルチキャリア受信信号は８０２．１１仕様に準拠したプリアンブル信号に基づく。
【００１２】
受信装置１００は狭帯域干渉が低減された合成受信信号と時間同期するための手段を更に備えることができる。さらに、１つの形態として、受信装置１００は、狭帯域干渉が低減された合成受信信号に基づいて周波数オフセット（frequency offset）を推定するための手段を更に備えることできる。サブキャリアをキャンセルするための手段は更に、その強度が検出閾値を超えたサブキャリアの周波数を含む周波数レンジ内のサブキャリアをキャンセルするように構成されている。狭帯域干渉（narrowband interferer）がプリアンブルのサブキャリアと衝突するケースでは、本発明は１つの形態として、近隣のサブキャリアのいずれかにおいて狭帯域干渉が検出される場合において、そのサブキャリアをキャンセルする。従って、１つの形態として、サブキャリアがキャンセルされる周波数レンジは２つの連続するサブキャリアにわたる。一般に本発明の実施形態はＯＦＤＭシステムに適用可能である。
【００１３】
本発明の実施形態によれば、狭帯域干渉はサブキャリア強度を検出閾値と比較して評価することによって周波数ドメインにおいて推定され、それに基づいて狭帯域干渉は干渉が検出された場合にサブキャリア強度をゼロに設定することによって抑制することができる。ただし、ゼロに設定されるサブキャリアの数は制限され、同期精度の劣化は許容範囲内に抑えられる。
【００１４】
図１ｂは、本発明の実施の一形態による受信装置１００の機能ブロックを示している。受信信号は、まず狭帯域干渉（ＮＢＩ）推定１５０を受ける。狭帯域干渉は周波数ドメインにおいて狭帯域干渉キャンセラ１５５によってキャンセル（除去）することができる。狭帯域干渉が低減された信号に基づいて、タイミング及び周波数推定器（timing and frequency estimator）１６０は、タイミング及び周波数補正器（timing and frequency corrector）１６５にタイミングと周波数の補正値（corrections）を提供する。タイミングと周波数が補正されると、チャネル推定器（channel estimator）１７０は、無線チャネルを推定してデータ検出器１７５にチャネル推定値を提供することができ、データ検出器（data detector）１７５は、最終的にデータを検出する。図１ｂは、マルチキャリアシステムの受信装置１００の概念図を示している。狭帯域干渉が推定され、低減された後、例えばＳ＆Ｃ（Schmidl and Cox）アルゴリズムなどの標準的なアルゴリズムを用いてタイミングと周波数の推定を実行することができる。
【００１５】
以下詳しく説明する本発明の好ましい実施形態では、Ｎ個の直交サブキャリアに分割された全体帯域幅Ｂにわたる（span）マルチキャリア信号について議論する。マルチキャリアシステムでは、ドップラーシフトおよび／または発振不安定性のせいで、ローカル発振器の周波数ｆLOは受信キャリア周波数ｆcに正確に等しくない。差分ｆd＝ｆc−ｆLOはキャリア周波数オフセット（ＣＦＯ：Carrier Frequency Offset）と呼ばれる。加えて、送信側と受信側の時間スケールは完全に揃っていないことから、スタートアップの時点において、受信機はＯＦＤＭシンボルがどこで始まるかを知らない。このため、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation）窓は間違った位置に置かれることになる。小数または分数的なタイミング誤差はシステム性能を全く劣化させないので、各受信ＯＦＤＭブロックの始まりを１サンプリング期間（Ｔ＝１／Ｂ）内で推定すれば十分である。次に、θは、受信時間スケールがその理想的なセッティングからどれだけずれている（シフトしている）かを示すサンプル数である。時刻ｔ＝ｎＴで収集された受信信号の時間ドメインサンプル（ｔｄｓ：time domain samples）は、次のように表すことができる。
【数１】
2008206152.tif 000003
上式においてＮはＯＦＤＭブロックサイズ、ν＝ｆdＮＴはサブキャリア間隔で規格化された周波数誤差（frequency error）、ｈ＝［ｈ（０），ｈ（１），．．．，ｈ（Ｌ−１）］Tは物理的チャネルのほかに送信／受信フィルタを包含する離散時間チャネルインパルス応答（ＣＩＲ：Channel Impulse Response）、ｉ（ｎ）はＮＢＩ項、最後にｎ（ｎ）は分散σn2の複素数値ＡＷＧＮである。
【００１６】
ＮＢＩをキャンセルした後、周波数及びタイミング同期ユニット（frequency and timing synchronization unit）は、受信サンプルｒ（ｎ）を利用して、νおよびθの推定値（以下、それぞれν＾およびθ＾と記す）を計算する。前者は、角速度２πν＾／Ｎでｒ（ｎ）をカウンター回転（counter-rotate）させるために使用される。一方、タイミング推定値は、受信ＤＦＴ窓を正しくポジショニングするために利用される。具体的にはｉＮ＋θ＾≦ｎ≦ｉＮ＋θ＾＋Ｎ−１のインデクスを持つサンプルｒ（ｎ）がＤＦＴデバイスに提供され、その対応する出力はｉ番目のＯＦＤＭブロック内のデータシンボルを検出するために使用される。
【００１７】
次に、所望の信号が２０ＭＨｚの帯域幅にわたり（span）、サブキャリア数が６４であるＷＬＡＮシナリオについて議論する。図２は、ＷＬＡＮシナリオで使用されるシステムパラメータ群を示している。これらのパラメータが本発明の実施形態のシミュレーションで使われる。ソフトウェア開発とシミュレーションをスピードアップするため、ＩＥＥＥ８０２．１１の一部の特性は省略された。現在欠けている特性の中には、誤り訂正符号化（error protection coding）とバーチャルキャリア（virtual carriers）の導入がある。しかしそのことは、狭帯域干渉の検出に関する本発明の実施形態の達成可能な利益を実証するのに妨げとならない。
【００１８】
図３は、ＷＬＡＮシナリオをテストするために使用される、８０２．１１標準に準拠したフレーム構造を示している。各フレームの始まりには、３つの同期ブロック３１０、３２０および３３０から構成されるプリアンブル３００が存在する。第１のブロック３１０は、信号検出、自動利得制御（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）、および粗周波数オフセット推定（coarse frequency offset estimation）に役立つ。ブロック３１０は、継続時間がｔi＝０．８μｓ（ｉ＝１．．．１０）の短トレーニングシーケンス（short training sequence）を１０回繰り返すことによって得られ、全体の継続時間は８μｓになる。短トレーニングシーケンスの長さはＮ／４である。第２のブロック３２０は、チャネル＆微細周波数オフセット推定（channel and fine frequency offset estimation）に役立ち、８μｓの継続時間を有する。時間ドメインにおいて、ブロック３２０は、Ｎシンボルから成る２つの長トレーニングシーケンスと、Ｎ／２シンボルから成るプリアンブルとから構成されている。第３のブロック３３０は、フレームの残余部分で使用される変調タイプと符号化率についての情報を搬送し、４μｓの継続時間を有する。第３のブロック３３０に続いて、サービス＆データ・ブロックが送信される。しかしこの部分は本願の範囲外にある。
【００１９】
図４に示すように、本発明の実施形態で実行される解析において、シミュレーションを実行するために単純化したフレーム構造が利用された。図４に示されたフレーム４００は、３つのブロック４１０、４２０、及び４３０から構成されている。図３において述べた機能は、図４におけるプリアンブルの３つのブロック４１０、４２０および４３０の機能にそれぞれ再配置（remap）されている。プリアンブル４００のブロック４１０は、その構造故に狭帯域干渉の存在を推定するのに特に適している。それは長さがＮ／４のトレーニングシーケンスの１０回の繰り返しを含む。さらに、第２のブロック４２０は、例えばＳ＆Ｃアルゴリズムを用いて、タイミングと周波数の両方の推定に使用することができる。第３のブロック４３０は、チャネル推定に使用することができる。図４に示すように、第２のブロック４２０の長さは２×Ｎ＋Ｎ／４であり、第３のブロック４３０の長さはＮ＋Ｎ／４である。同期性能に対するリマッピングの影響は無視可能であり、それは高速かつ信頼性の高いシミュレーション結果の必要性から動機付けられる。例えばＷＩＮＮＥＲ（Wireless World Initiative New Radio）シナリオに対して得られた結果は、干渉キャンセレーションの後、第１のブロック４１０はタイミング同期にもほとんど全く劣化なく使用することができる、ということを示している。
【００２０】
図５は、プリアンブル４００の第１のブロック４１０の構造を示している。それはサイズがＮ／４のブロックＢの一般的な繰り返しを示している。本発明の実施形態によるＮＢＩ推定アルゴリズムは、ＮＢＩ推定に先だって、最大タイミング誤差θ（最大Ｎ／２まで、つまり０≦θ≦Ｎ／２）が存在するという仮定の下で設計されている。斯かるＮＢＩ推定アルゴリズムは、図４および図５に示されたＷＬＡＮプリアンブル４００の第１のブロック４１０の特定の構造に依存する。このブロックは、短トレーニングシーケンス｛ｂ（ｎ）｝（ｎ＝１，．．．，Ｎ／４）を１０回繰り返したものである。熱雑音とキャリア周波数オフセットを無視すると、受信機において、プリアンブルのｎ番目の受信ｔｄｓ、ｒ（ｎ）は次のようになる。
【数２】
2008206152.tif 000004
ここでｘθ（ｎ）＝Σl=0L-1ｈ（ｌ）ｓ（ｎ−ｌ）はＬサンプルの長さのチャネルｈ（ｎ）によってフィルタリングされた後の所望の信号であり、ｘθ（ｎ）＝ｘ（ｎ−θ）である。
【００２１】
Ｌ＋θ≦Ｎ／２という条件で、プリアンブルの第１のブロックのｔｄｓを集めるシーケンス｛ｘθ（ｎ）｝（ｎ＝１，．．．，２Ｎ）は次のように周期的（周期＝Ｎ／４）である。
【数３】
2008206152.tif 000005
上式（３）における最後の等号はｎ＝１，．．．，１０Ｎ／４に対してシーケンス｛ｓ（ｎ）｝が周期的（周期＝Ｎ／４）であること、従ってｓ（ｎ−θ＋ｋＮ／４−ｌ）＝ｓ（ｎ−θ−ｌ）＝ｂ（ｍｏｄ（ｎ−θ−ｌ，Ｎ／４））という事実に起因する。
【００２２】
Ｒ（ｍ）（ｍ＝１，．．．，２Ｎ）をノイズを無視したプリアンブルの第１の２Ｎ次元ブロックのＤＦＴの結果とする。それは次のように表される。
【数４】
2008206152.tif 000006
Ｘθ（ｍ）とＩ（ｍ）はそれぞれ所望の信号と干渉のＤＦＴである。｛ｘθ（ｎ）｝の周期性ゆえに、Ｘθ（ｍ）は次のようになる。
【数５】
2008206152.tif 000007
ここでＡθ（ｍ）＝８Σn=0N/4-1ｘθ（ｎ）ｅj2πnm/2N。式（４）に式（５）を代入すると次式が得られる。
【数６】
2008206152.tif 000008
【００２３】
それゆえ、キャリア周波数オフセットが存在しない場合、Ｒ（ｍ）は、ｍ≠８ｌ（ｌ＝１，．．．，Ｎ／４）のインデクスを持つ全てのサブキャリア上のＮＢＩに対する不偏最適推定量（unbiased optimum estimator）である。Ｒ（ｍ）の絶対値の二乗と適切な閾値（検出閾値）をＰthとを対比して、｜Ｒ（ｍ）｜2＞Ｐthの場合に、ｍ番目のサブキャリアで伝送しているＮＢＩ源（NBI source）が存在すると見なされる。図６ａにＮＢＩ推定アルゴリズムの１つの適用例を示している。プリアンブルブロック４１０上の２Ｎ次元ＤＦＴが計算され、その出力はｍ≠８ｌ（ｌ＝１，．．．，Ｎ／４）のインデクスを持つ全てのサブキャリア上の干渉を推定するために使用される。
【００２４】
図６ａは、上記説明に基づいて決定された２つのスペクトラムを示している。第１のスペクトラム６００はプリアンブルブロック４１０上のＤＦＴからの結果であり、それは目的のサブキャリア６０２と狭帯域干渉６０４とを示している。サブキャリア６０２を対象としたので、スペクトラム６００から狭帯域干渉はサブキャリア６０４にわたって広がり、狭帯域干渉推定は、第２のスペクトラム６１０に示すように実行することができる。
【００２５】
ｍ＝８ｌ（ｌ＝１，．．．，Ｎ／４）のインデクスを持つサブキャリア上のＮＢＩを検出するタスクは、所望の信号が存在しているためにもっとやっかいである。ＮＢＩ推定は所望の信号の同期情報を取得し終わる前に実行されるので、最適な選択はＮＢＩ推定／信号同期統合戦略である。他方、このアプローチは最適ではあるが、非常に計算上の労力を要する。それゆえ、全体の複雑さを低く保つために、隣接する任意のサブキャリア（つまりｍ＝８ｌ±１）が干渉されていると結論される場合に、信号を搬送するサブキャリア（つまりｍ＝８ｌのインデクスを持つサブキャリア）も干渉されていると見なされるというシンプルなヒューリスティック（simple heuristic）が提案される。
【００２６】
残りのキャリア周波数オフセットはマルチキャリアシステムにおけるサブキャリア間の直交性を破壊する。このため、ＮＢＩ推定アルゴリズム全体は、第１のプリアンブルブロックにおける所望の信号の特定の構造に依存し、周波数オフセットは、例え小さくともＮＢＩ推定アルゴリズムに大きく影響するリスクがある。特に、議論しているケースでは、周波数オフセットνの影響は、所望の信号電力のますます大きな割合がｍ≠８ｌのインデクスを持つサブキャリアで受信され、このため所望の信号は干渉として検出されるリスクがあるという点である。数値結果は、本発明の実施の一形態によるＮＢＩ推定アルゴリズムがオフセットに対してサブキャリア間隔１／ＮＴの最大２０％まで（ＷＬＡＮシナリオに対するオフセットの範囲）頑強（robust）であることを示している。より大きなオフセットに対しては、ＮＢＩ推定は信頼性が低くく、全体の性能は劣化し、例えばＷＩＮＮＥＲシナリオのケースにおけるような異なるＮＢＩアルゴリズムが必要とされる。
【００２７】
どのサブキャリアがＮＢＩ源によって占有されるかを決定した後、干渉されていると結論付けられたサブキャリアをゼロに設定することによって干渉が取り除かれる。タイミング同期及びキャリア周波数推定アルゴリズムが高い信頼度で機能できるように、本発明の実施形態は全ての検出された干渉を除去または削減する。それでもなお、一定数のサブキャリアをゼロに設定することは所望の信号にも影響を及ぼす。すなわち、
・同期に有効なエネルギーはキャンセルされたサブキャリアの数に比例して低減し、このため熱雑音に起因するエラーがより起こりやすくなる。他方、ＷＬＡＮシナリオでは、同期プリアンブルは熱雑音に対して非常に頑強になるのに十分な長さを持つ。図６ｂは、キャンセルされたサブキャリアの数の関数としてＢＥＲを示している。同期アルゴリズムは、キャンセルされたサブキャリアの数が総数の最大５０％までであれば、ほとんど劣化を示さない。
・信号が歪む。
【００２８】
干渉電力漏洩（interference power leakage）は、時間ドメインにおいて干渉信号に窓を掛ける（windowing）ことによって引き起こされ、多数のサブキャリアにわたって干渉が拡がるという影響を及ぼし、このためＮＢＩキャンセレーションのタスクが複雑になる。干渉電力漏洩の問題はＤＦＴブロックサイズを例えば４Ｎまで増大させることによって対処できる。そうすることによって、ｓｉｎｃ関数のメインローブは（時間ドメインにおいて方形窓を掛けたことによる結果）４倍コンパクトになり、それに伴ってＮＢＩの電力漏洩も低減される。さらに、ＤＦＴ窓を４Ｎまで増大させることは所望の信号のキャンセレーションの歪みを低減するという有利な効果を生む。こうして、ＮＢＩキャンセレーションアルゴリズムを改善するため、例えば補間またはオーバサンプリング操作から得られる追加の時間ドメインサンプルが考慮される。
【００２９】
シンボル及びタイミング推定（symbol and timing estimation）は、Ｓ＆Ｃによって提案されたアルゴリズムに基づいて実行することができる。全てのＮＢＩをキャンセルしたと見なされるので、干渉は受信信号の数式の中にエクスプリシットにはこれ以上現れてこない。
【００３０】
シンボルタイミングのリカバリは、時間ドメインにおける２つの同一のハーフ（half）を有するトレーニングシンボルの探索に基づく。これらのハーフは、チャネルを通過した後もそれらの間にキャリア周波数オフセットによって引き起こされるであろう位相差が存在することを除いては同一のままである。トレーニングシンボルの斯かる２つのハーフは、長さＮの２つの同一のＯＦＤＭブロックを送信することによって同一なものとされる。タイミング同期を実現するためのＳ＆Ｃのアイデアは、２Ｎ−ｌｅｇ窓を用いて第１および第２のＯＦＤＭブロックの相互の関係を比較することである。正しいタイミングを推定するために使用されるタイミングメトリック（timing metric）は次式で与えられる。
【数７】
2008206152.tif 000009
上式において、
【数８】
2008206152.tif 000010
【数９】
2008206152.tif 000011
【００３１】
ｄは２Ｎサンプルの窓における第１のサンプルに対応する時間インデクスであることに留意する。シンボルタイミングの正しい値に対する推定値は式（７）におけるメトリックを最大にすることによって見出される。
【数１０】
2008206152.tif 000012
【００３２】
正しいタイミングを推定した後、トレーニングシンボルの全てのｔｄｓは次のように表される。
【数１１】
2008206152.tif 000013
【００３３】
次に、トレーニングシンボルの周期性の平均をとると、キャリア周波数オフセットは次のように推定することができる。
【数１２】
2008206152.tif 000014
ここでＲはトレーニングシンボルの受信サンプルのＮ−ｌｅｇ相関であり、次式で定義される。
【数１３】
2008206152.tif 000015
【００３４】
狭帯域干渉ブロックは改良することができる。図７は、受信装置１００の機能ブロックを示している。受信信号の時間ドメインサンプルが、サイズ４Ｎを有する４Ｎ−ＦＦＴ７００（Fast Fourier Transformation）に入力される。サンプル数は、例えば、サンプリング周波数で得られたサンプルの間を補間することによって、あるいはオーバサンプルリングによって確保できる。受信信号サンプルのスペクトラムは、狭帯域干渉キャンセレーションブロック７１０に提供される。ブロック７１５は、全てのサブキャリアにわたって干渉電力を計算し、計算された電力を狭帯域干渉推定ブロック７２０に提供する。ブロック７２０はキャンセルすべきサブキャリアを狭帯域干渉ブロック７１０に提供する。ブロック７１０は、干渉が検出されたサブキャリアで、図７に示すようにその強度が検出閾値を超えたものをキャンセルする。狭帯域干渉が低減された信号は、サイズが４Ｎの４Ｎ−ＩＦＦＴ７２５（Inverse Fast Fourier Transformation）に提供される。干渉が低減された信号は、時間ドメインへ変換し戻される。
【００３５】
本節では、ＷＬＡＮシナリオにおける本発明の実施の一形態によるＮＢＩキャンセレーションアルゴリムの性能を評価する。式（２）における干渉項は、全てのＮＢＩ源の寄与の総和であり、本システムにおいてｉ（ｎ）＝Σjｉ(j)（ｎ）。各ＮＢＩ源ｉ(j)（ｔ）は、ＰＡＭ（pulse amplitude modulated）信号として表される。そのスペクトラムは、規格化された周波数ν(j)∈［１，Ｎ］を中心とする。
【数１４】
2008206152.tif 000016
ここでシンボルｃm(j)＝ａm(j)＋ｊｂm(j)、ａm(j)、ｂm(j)∈｛±１，±３，．．．，±√Ｍ｝は、Ｍ点ＱＡＭコンステレーションに属するi.i.d.ランダム変数である。Ａ(j)は、信号スペクトラムにおけるＮＢＩ源の位置を決める干渉源電力をスケールするパラメータである。Ｔｓは、ＮＢＩシンボル間隔である。パルス整形関数ｇ（ｔ）はロールオフ（roll-off）αの二乗余弦関数（raised cosine）である。
【数１５】
2008206152.tif 000017
【００３６】
これらの仮定のもとでは、各ＮＢＩ源によって占有される帯域幅は次のようになる。
【数１６】
2008206152.tif 000018
【００３７】
ほとんどの結果は、帯域幅ＢNBI＝１ＭＨｚを占有し、ＳＩＲ（signal-to-interference ratio）＝−２０ｄＢの強いＮＢＩ干渉（ＮＢＩinterferer）が存在する場合に得られたものである。ＳＩＲは、所望の信号のサブキャリアで受信された平均電力と干渉信号の電力との比で定義される。
【数１７】
2008206152.tif 000019
【００３８】
次に、ＮＢＩが存在する場合の同期性能を調べるため、４つの異なるパラメータ、すなわちビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）、タイミング誤差のヒストグラム、キャリア周波数オフセットの平均自乗誤差（ＭＳＥ：Mean Square Error）、信号対ノイズ比（ＳＮＲ：signal-to-noise ratio）劣化が使用される。
【００３９】
ＢＥＲは、同期後に干渉されていないサブキャリアでのみ送信が起こることを仮定して計算された。それゆえ、信号は実質的に干渉が無く、ＮＢＩは同期誤差を通してのみ性能に影響を及ぼすと見なされる。チャネル推定は、ＮＢＩが存在しないときに実行される。図８は、ＮＢＩキャンセレーションアルゴリズムの干渉検出閾値の異なる値に対するＢＥＲ測定値をプロットした図である。これらの結果は１ＭＨｚの帯域幅を占有する１つのＮＢＩとＳＩＲ＝−２０ｄＢに対して得られたものである。周波数オフセットは、ν＝０．１であり、Ｅb／Ｅ0＝２０ｄＢである。閾値の小さな値に対しては、受信信号の多数のサブキャリアがゼロに設定されるのでＢＥＲ測定値は大きい。このため、干渉は取り除かれるが、有用な信号も取り除かれる。この結果、低いタイミング同期性能とＢＥＲ劣化がもたらされる。これらの結果から最適または準最適な結果を与える広い範囲の閾値が存在することに気がつく。このため、閾値がこの範囲内で選ばれるのであれば閾値の選択は重大な問題でない。閾値の大きな値に対しては全ての干渉が検出され、取り除かれるというわけにはいかず、ＢＥＲは増大する。
【００４０】
図９は、周波数オフセットνの異なる値（図中“ｎｉ”）に対して得られた結果を示している。提案されたアルゴリズムは、周波数誤差に対して最大ν＝０．２まで頑強（robust）である。周波数オフセットのより大きな値に対しては、損失（loss）は干渉なしに得られた理想的な曲線と対比して２ｄＢを超える。他方、狭帯域干渉がケアされなければ、システム性能は非常に悪い。
【００４１】
図１０は、干渉（サブキャリア）数の関数としてＢＥＲ結果を示している。干渉電力は全体でＳＩＲ＝−２０ｄＢを与えるように固定される。干渉数が増大するにつれ、ゼロに設定されるサブキャリアの数も増大する。いずれの場合も、本発明の実施形態によるＮＢＩ検出アルゴリズムは干渉数に対して頑強であることを結果は示している。つまり信号帯域幅のほぼ２５％を占める５つの干渉では損失は４ｄＢより低い。
【００４２】
図１１は、１つのＮＢＩ源の異なる電力値に対してＥb／Ｎ0の関数としてＢＥＲの結果を示している。実際問題、本アルゴリズムは強い干渉に対して最大ＳＩＲ＝−３５ｄＢまで頑強である。もっと強い干渉に対しては、あまりにも多くの干渉電力が所望の信号に漏洩し、システム性能はいくらか劣化する。
【００４３】
タイミング同期ユニットの精度を測定するため、タイミング誤差Δθ＝θ＾−θの確率密度関数を近似するヒストグラム（棒状図）が利用される。図１２乃至図１４は、ＮＢＩのないシステム（図１２）と、強いＮＢＩが存在するシステム（図１３）と、強いＮＢＩが存在する干渉キャンセレーション後のシステム（図１４）とにおける、タイミング同期に対して得られたそれぞれのタイミングヒストグラムを示している。タイミング推定値がレンジ［ＣＲlength−Ｌ，０］（ＣＰLength＝Cyclic Prefix Length）内に入っている場合に正しい同期が実現される。図２に示されたＷＬＡＮシナリオにおいて、巡回プリフィクス長（cyclic prefix length）はＣＰLength＝１６サンプルであり、チャネル長Ｌは特定のチャネル実現に依存する。結果は、ＮＢＩをケアするための専用の戦略がない場合、強い干渉が存在する場合の同期はほとんどのケースで不可能であるということを示している。他方、ＮＢＩキャンセレーション後に得られた結果は干渉のない理想的な最適状況に非常に近いことを示している。
【００４４】
図９に示すように、キャリア周波数推定誤差は、ＮＢＩキャンセレーション性能とＢＥＲの両方に影響を及ぼす。キャリア周波数推定のＭＳＥ（Mean Square Error）は次のよう定義される。
【数１８】
2008206152.tif 000020
【００４５】
図１５は、ＮＢＩキャンセレーションがない場合と基準としてＮＢＩがない場合のキャリア周波数推定のＭＳＥをそれぞれ示している。ＭＳＥは完全なタイミング推定と周波数オフセットν＝０を仮定して計算されている。この場合も同様に、干渉キャンセレーションがなければ推定性能は非常に悪くなる。電力漏洩に起因する残留干渉はＮＢＩキャンセレーション後の周波数推定アルゴリズムの性能におけるエラーフロア（error floor）を決定する。それでもなお、提示した結果は、調べられたシミュレーションシナリオではこのエラーフロアは十分に低いことを示している。
【００４６】
本発明の実施形態は従来のシステムを利用して狭帯域干渉をキャンセルすることができるという利点を有する。例えば８０２．１１仕様の変更は全く必要でないことから、狭帯域干渉は高い信頼度で検出することが可能である。こうして、狭帯域干渉を低減することが可能であり、同期および周波数オフセットをより正確に決定することができる。本発明の全体の実施形態はより頑強（robust）な伝送とより高いシステム性能を実現する。
【００４７】
本発明の方法の一定の実施要件に応じて、本発明の方法はハードウェアまたはソフトウェアで実施が可能である。本発明の実施は、本発明の方法が実行されるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協働することができるデジタル記憶媒体、特に電子的に読取可能な制御信号が保存された磁気ディスク、ＤＶＤまたはＣＤを使用して行うことができる。一般に、本発明は従ってコンピュータ上で走らせた際に本発明の方法を実行するプログラムコードが機械読取可能な媒体に記憶されたコンピュータ・プログラム製品である。言い換えると、本発明の方法は、コンピュータ上で走らせた際に本発明の少なくとも１つの方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータ・プログラムである。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１ａ】本発明の実施の一形態による受信装置の略構成図である。
【図１ｂ】本発明の実施の一形態による受信装置の機能ブロック図である。
【図２】ＷＬＡＮシステムのシミュレーションパラメータの表の一例を示す図である。
【図３】ＷＬＡＮフレーム構造の一例を示す図である。
【図４】シミュレーション用のフレーム構造の一例を示す図である。
【図５】プリアンブルの構造の一例を示す図である。
【図６ａ】２つの例示的なスペクトラムを用いて狭帯域干渉推定を説明するための図である。
【図６ｂ】キャンセルされたサブキャリアの数に対するビット誤り率のシミュレーション結果をグラフで示す図である。
【図７】狭帯域干渉キャンセレーションを説明するためのブロック図である。
【図８】干渉検出閾値に対するビット誤り率のシミュレーション結果をグラフで示す図である。
【図９】異なる周波数オフセットのＥb／Ｎ0に対するビット誤り率のシミュレーション結果をグラフで示す図である。
【図１０】異なる狭帯域干渉数のＥb／Ｎ0に対するビット誤り率のシミュレーション結果をグラフで示す図である。
【図１１】異なる信号対干渉電力比（ＳＩＲ）のＥb／Ｎ0に対するビット誤り率のシミュレーション結果をグラフで示す図である。
【図１２】狭帯域干渉が存在しない場合のタイミング推定値のシミュレーショ結果をヒストグラムで示す図である。
【図１３】狭帯域干渉は存在するが狭帯域干渉キャンセレーションが存在しない場合のタイミング推定値のシミュレーショ結果をヒストグラムで示す図である。
【図１４】狭帯域干渉キャンセレーションが存在する場合のタイミング推定値のシミュレーショ結果をヒストグラムで示す図である。
【図１５】キャリア周波数推定値の平均自乗誤差のシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
【００４９】
１００  受信装置
１１０  変換手段
１２０  検出手段
１３０  キャンセル手段
１５０  狭帯域干渉推定器
１５５  狭帯域干渉キャンセラ
１６０  タイミング＆周波数推定器
１６５  タイミング＆周波数補正器
１７０  チャネル推定器
１７５  データ検出器
３００  ＷＬＡＮプリアンブル
３１０  第１のブロック
３２０  第２のブロック
３３０  第３のブロック
４００  プリアンブル
４１０  第１のブロック
４２０  第２のブロック
４３０  第３のブロック
６００  第１のスペクトラム
６０２  目的のサブキャリア
６０４  狭帯域干渉
６１０  第２のスペクトラム
７００  ４Ｎ高速フーリエ変換
７１０  狭帯域干渉キャンセラ
７１５  カルキュレータ
７２０  狭帯域干渉推定器
７２５  ４Ｎ逆高速フーリエ変換
【図１ａ】
2008206152.tif 000021
【図１ｂ】
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【図２】
2008206152.tif 000023
【図３】
2008206152.tif 000024
【図４】
2008206152.tif 000025
【図５】
2008206152.tif 000026
【図６ａ】
2008206152.tif 000027
【図６ｂ】
2008206152.tif 000028
【図７】
2008206152.tif 000029
【図８】
2008206152.tif 000030
【図９】
2008206152.tif 000031
【図１０】
2008206152.tif 000032
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2008206152.tif 000037
【外国語明細書】
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2008206152.tif 000039
2008206152.tif 000040
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