(57)【要約】【課題】軽負荷から通常負荷へと復帰する際に、出力電圧が安定化するまでに遅れが発生する。【解決手段】スイッチング回路１２は、入力端子１０２と接地間に直列に接続されたスイッチングトランジスタＭ１と同期整流トランジスタＭ２を含み、２つのトランジスタの接続点の電圧を、スイッチング電圧ＶｓｗとしてインダクタＬ１の一端に印加する。パルス変調器２０は、降圧型スイッチングレギュレータ２００の出力電圧（Ｖｏｕｔ２）が所定の基準電圧Ｖｒｅｆに近づくようデューティ比が調節されるＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを生成する。復帰パルス信号生成部３０は、降圧型スイッチングレギュレータ２００の出力電圧とは相関なくデューティ比が設定される復帰パルス信号Ｓ１を生成する。ドライバ回路１０は、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍまたは復帰パルス信号Ｓ１のいずれかを選択して、スイッチング回路１２を駆動する。【選択図】図１
2008206376.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチングレギュレータの制御回路であって、
入力端子と接地間に直列に接続されたスイッチングトランジスタと同期整流トランジスタを含み、２つのトランジスタの接続点の電圧を、スイッチング電圧として本制御回路の外部に接続されるインダクタの一端に印加するスイッチング回路と、
前記スイッチングレギュレータの出力電圧が所定の基準電圧に近づくようデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成するパルス変調器と、
前記スイッチングレギュレータの出力電圧とは相関なくデューティ比が設定される復帰パルス信号を生成する復帰パルス信号生成部と、
前記パルス変調信号または前記復帰パルス信号のいずれかを選択して、前記スイッチングトランジスタおよび前記同期整流トランジスタをスイッチングさせるドライバ回路と、
前記スイッチングレギュレータにより駆動される負荷の軽負荷状態を検出すると、少なくとも当該制御回路の一部を休止させ、軽負荷状態から通常負荷状態への復帰が検出されると、休止させた制御回路の一部を動作させる制御部と、
を備え、
前記ドライバ回路は、通常負荷状態において、前記パルス変調信号を選択し、軽負荷状態から通常負荷状態への遷移期間において、前記復帰パルス信号を選択することを特徴とする制御回路。
【請求項２】
前記復帰パルス信号生成部は、前記復帰パルス信号のデューティ比を所定値に設定することを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
【請求項３】
前記復帰パルス信号生成部は、
前記入力端子に印加される入力電圧と、前記基準電圧で規定される前記出力電圧の目標値の比に応じて、前記復帰パルス信号のデューティ比を設定することを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
【請求項４】
一端が接地されたキャパシタと、
一端が前記キャパシタの他端に接続されたインダクタと、
前記インダクタの他端に、前記スイッチング電圧を供給する請求項１から３のいずれかに記載の制御回路と、
を備え、前記キャパシタの他端の電圧を出力することを特徴とする降圧型スイッチングレギュレータ。
【請求項５】
スイッチングレギュレータの制御方法であって、
前記スイッチングレギュレータの出力電圧が所定の基準電圧に近づくようデューティ比が制御されるパルス変調信号を生成するステップと、
前記スイッチングレギュレータの出力電圧とは相関なくデューティ比が設定される復帰パルス信号を生成するステップと、
前記スイッチングレギュレータにより駆動される負荷の軽負荷状態を検出すると、少なくとも前記スイッチングレギュレータの制御回路の一部を休止させ、軽負荷状態から通常負荷状態への復帰が検出されると、休止させた制御回路の一部を動作させるステップと、
通常負荷状態において前記パルス変調信号を選択し、軽負荷状態から通常負荷状態への遷移期間において、前記復帰パルス信号を選択し、選択した信号にもとづいて、前記スイッチングレギュレータのスイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタをスイッチングさせるステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングレギュレータに関し、特に同期整流方式のスイッチングレギュレータの制御技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の携帯電話、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、パーソナルコンピュータなどの電子機器にはリチウムイオン電池などが電源として搭載される。リチウムイオン電池の電圧は、３Ｖ〜４Ｖ程度であり、この電圧をそのままマイコンに供給したのでは、無駄な電力消費が発生するため、降圧型のスイッチングレギュレータを用いて電池電圧を降圧し、定電圧化してマイコンに供給するのが一般的である。
【０００３】
降圧型のスイッチングレギュレータには、整流用のダイオードを用いる方式（以下、ダイオード整流方式という）と、ダイオードの代わりに、整流用トランジスタを用いる方式（以下、同期整流方式という）が存在する。前者の場合、負荷に流れる負荷電流が低いときに高効率が得られるという利点を有するが、制御回路の外部に、インダクタ、キャパシタに加えてダイオードが必要となるため、回路面積が大きくなる。後者の場合、負荷に供給する電流が小さいときの効率は、前者に比べて劣るが、ダイオードの代わりにトランジスタを用いるため、ＬＳＩの内部に集積化することができ、周辺部品を含めた回路面積としては小型化が可能となる。携帯電話などの電子機器において、小型化が要求される場合、整流用トランジスタを用いたスイッチングレギュレータ（以下、同期整流方式スイッチングレギュレータという）が用いられることが多い。
【０００４】
同期整流方式のスイッチングレギュレータの軽負荷時の効率を改善するために、軽負荷を検出すると、スイッチングレギュレータの制御回路の内部の不要な回路ブロックを停止し、消費電力を低減する場合がある。
【特許文献１】特開２００７−０２８７３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本出願人は、スイッチングレギュレータの軽負荷状態の動作について検証するにあたり、以下の課題を認識するに至った。
スイッチングレギュレータは、出力電圧に応じた検出電圧と、基準電圧との誤差を、誤差増幅器によって増幅し、誤差電圧を生成する。スイッチングトランジスタのオン、オフのデューティ比は、誤差電圧にもとづいて設定される。その結果、フィードバックによって基準電圧と検出電圧が一致し、所望の出力電圧が生成される。
【０００６】
ここで軽負荷時に誤差増幅器を停止した場合、誤差電圧は、フィードバックとは無関係な電圧レベルとなる。その後通常の負荷状態に復帰する場合、誤差電圧がフィードバックに依存した値に復帰するまでには、ある程度の時間が必要とされる。したがって、軽負荷から通常負荷へと復帰する際に、出力電圧が所望の電圧値に安定化するまでに遅れが発生する場合があった。
【０００７】
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、その包括的な目的は、同期整流方式のスイッチングレギュレータにおいて、軽負荷状態から通常負荷状態への復帰時間の短縮にある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のある態様は、スイッチングレギュレータの制御回路に関する。この制御回路は、入力端子と接地間に直列に接続されたスイッチングトランジスタと同期整流トランジスタを含み、２つのトランジスタの接続点の電圧を、スイッチング電圧として本制御回路の外部に接続されるインダクタの一端に印加するスイッチング回路と、スイッチングレギュレータの出力電圧が所定の基準電圧に近づくようデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成するパルス変調器と、スイッチングレギュレータの出力電圧とは相関なくデューティ比が設定される復帰パルス信号を生成する復帰パルス信号生成部と、パルス変調信号または復帰パルス信号のいずれかを選択して、スイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタをスイッチングさせるドライバ回路と、スイッチングレギュレータにより駆動される負荷の軽負荷状態を検出すると、少なくとも当該制御回路の一部を休止させ、軽負荷状態から通常負荷状態への復帰が検出されると、休止させた制御回路の一部を動作させる制御部と、を備える。ドライバ回路は、通常負荷状態において、パルス変調信号を選択し、軽負荷状態から通常負荷状態への遷移期間において、復帰パルス信号を選択する。
【０００９】
「スイッチングレギュレータの出力電圧とは相関なく」とは、デューティ比が出力電圧の値に依存しないことを意味する。これは、別の観点からいえば、フィードバックによらずに生成されると把握することもできる。
軽負荷状態において制御回路の一部を停止すると、その復帰時に、パルス変調信号のデューティ比が理想的な値に近づくまでに、長い時間を要することになる。この態様によれば、復帰動作中に、フィードバックとは無関係に生成される復帰パルス信号を利用してスイッチングを再開することにより、短時間で出力電圧を所望の値に近づけることができる。
【００１０】
復帰パルス信号生成部は、復帰パルス信号のデューティ比を所定値に設定してもよい。この場合、構成を簡略化できる。
【００１１】
復帰パルス信号生成部は、入力端子に印加される入力電圧と、基準電圧で規定される出力電圧の目標値の比に応じて、復帰パルス信号のデューティ比を設定してもよい。
この場合、出力電圧を最適化するために必要なデューティ比によってスイッチング動作が再開されるため、出力電圧を短時間で目標値に近づけることができる。
【００１２】
本発明の別の態様は、降圧型スイッチングレギュレータである。この降圧型スイッチングレギュレータは、一端が接地されたキャパシタと、一端がキャパシタの他端に接続されたインダクタと、インダクタの他端に、スイッチング電圧を供給する上述のいずれかの制御回路と、を備え、キャパシタの他端の電圧を出力する。
【００１３】
本発明のさらに別の態様は、スイッチングレギュレータの制御方法に関する。この制御方法は、スイッチングレギュレータの出力電圧が所定の基準電圧に近づくようデューティ比が制御されるパルス変調信号を生成するステップと、スイッチングレギュレータの出力電圧とは相関なくデューティ比が設定される復帰パルス信号を生成するステップと、スイッチングレギュレータにより駆動される負荷の軽負荷状態を検出すると、少なくともスイッチングレギュレータの制御回路の一部を休止させ、軽負荷状態から通常負荷状態への復帰が検出されると、休止させた制御回路の一部を動作させるステップと、通常負荷状態においてパルス変調信号を選択し、軽負荷状態から通常負荷状態への遷移期間において、復帰パルス信号を選択し、選択した信号にもとづいて、スイッチングレギュレータのスイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタをスイッチングさせるステップと、を備える。
【００１４】
なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１５】
本発明に係るスイッチングレギュレータによれば、軽負荷状態からの短時間で復帰できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００１７】
本明細書において、「部材Ａと部材Ｂが接続」された状態とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ａと部材Ｂの間に部材Ｃが設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００１８】
本実施の形態に係る降圧型スイッチングレギュレータは、たとえば１．５Ｖで動作するマイコンのように、消費電流が動作状態に応じて変化する負荷に対して、安定な電圧を駆動する用途に好適に用いられる。以下、本実施の形態に係る降圧型スイッチングレギュレータの構成について詳細に説明する。
【００１９】
図１は、実施の形態に係る降圧型スイッチングレギュレータ２００の構成を示す回路図である。降圧型スイッチングレギュレータ２００は、同期整流方式の降圧型スイッチングレギュレータであり、制御回路１００、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１を含む。制御回路１００は、ひとつの半導体基板に集積化されたＬＳＩ（Large Scale Integration）チップであり、スイッチング素子として機能するスイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２は、この制御回路１００に内蔵される。
出力キャパシタＣ１は一端が接地され、他端がインダクタＬ１の一端に接続される。インダクタＬ１の他端は、制御回路１００と接続され、スイッチング電圧Ｖｓｗが印加される。
【００２０】
この降圧型スイッチングレギュレータ２００は、制御回路１００によってインダクタＬ１に流れる電流を制御し、出力キャパシタＣ１に電荷を充電することにより電池電圧Ｖｂａｔを降圧し、出力キャパシタＣ１に現れる電圧を負荷回路（不図示）に供給する。
【００２１】
制御回路１００は、入力・出力端子として、入力端子１０２、スイッチング端子１０４、出力端子１０６、接地端子１０８を備える。入力端子１０２には、入力電圧Ｖｉｎが印加される。また、スイッチング端子１０４は、インダクタＬ１に接続され、制御回路１００の内部で生成したスイッチング電圧Ｖｓｗが出力される。出力端子１０６は、負荷回路に印加される出力電圧Ｖｏｕｔが帰還される端子である。接地端子１０８は接地される。
【００２２】
制御回路１００は、ドライバ回路１０、パルス変調器２０、復帰パルス信号生成部３０、セレクタＳＷ１、制御部４０、軽負荷検出部４２、通常負荷検出部４４、抵抗Ｒ１、Ｒ２、スイッチング回路１２を備える。
【００２３】
スイッチング回路１２は、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２を含む。スイッチングトランジスタＭ１は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタであって、ソース端子は入力端子１０２に接続され、ドレイン端子はスイッチング端子１０４に接続される。スイッチングトランジスタＭ１のバックゲート端子は入力端子１０２と接続される。
同期整流トランジスタＭ２は、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタであって、ソース端子は接地され、ドレイン端子はスイッチングトランジスタＭ１のドレイン端子およびスイッチング端子１０４と接続される。また、同期整流トランジスタＭ２のバックゲート端子は接地されている。
【００２４】
スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２は、入力電圧Ｖｉｎが印加される入力端子１０２と接地間に直列に接続されており、２つのトランジスタの接続点の電圧を、スイッチング電圧ＶｓｗとしてインダクタＬ１の一端に印加する。
【００２５】
パルス変調器２０は、パルス変調信号Ｓｐｗｍを生成する。パルス変調信号Ｓｐｗｍのデューティ比は、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式によって、降圧型スイッチングレギュレータ２００の出力電圧Ｖｏｕｔが所定の目標電圧に近づくよう調節される。
【００２６】
この機能を実現するために、パルス変調器２０は誤差増幅器２２、ＰＷＭコンパレータ２４、発振器２６、ＲＳフリップフロップ２８、キャパシタＣ１０、抵抗Ｒ１０を含む。
抵抗Ｒ１、Ｒ２は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧し、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）倍した検出電圧Ｖｏｕｔ２を誤差増幅器２２の反転入力端子へと出力する。誤差増幅器２２の非反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力されている。誤差増幅器２２はｇｍアンプであって、検出電圧Ｖｏｕｔ２および基準電圧Ｖｒｅｆの誤差を増幅し、誤差電圧Ｖｅｒｒとして出力する。
【００２７】
キャパシタＣ１０、抵抗Ｒ１０は、誤差増幅器２２の出力端子と接地端子間に直列に接続され、ローパスフィルタを形成する。誤差電圧Ｖｅｒｒは、ローパスフィルタにより平滑化される。発振器２６は、所定の周波数で発振し、三角波またはのこぎり波状の周期電圧Ｖｏｓｃを出力する。ＰＷＭコンパレータ２４は、周期電圧Ｖｏｓｃと誤差電圧Ｖｅｒｒとを比較し、Ｖｏｓｃ＞Ｖｅｒｒのときハイレベル、Ｖｏｓｃ＜Ｖｅｒｒのときローレベルとなるパルス信号Ｖｒを出力する。発振器２６は、周期電圧Ｖｏｓｃの１周期ごとに所定レベルとなるセット信号Ｖｓを出力する。
【００２８】
ＲＳフリップフロップ２８のリセット端子には、パルス信号Ｖｒが、そのセット端子にはセット信号Ｖｓが入力される。ＲＳフリップフロップ２８の出力信号Ｓｐｗｍは、出力電圧Ｖｏｕｔおよび基準電圧Ｖｒｅｆに応じてパルス幅変調された信号となる。
【００２９】
なお、パルス変調器２０の構成は図１のそれに限定されるものではなく、ＲＳフリップフロップ２８を用いずに、ＰＷＭコンパレータ２４の出力を直接パルス幅変調信号として出力する構成であってもよいし、誤差増幅器２２としてｇｍアンプの代わりに演算増幅器を用いてもよい。また、ＰＷＭ方式に限定せずに、パルス周波数変調方式（ＰＦＭ）、あるいはオンタイム固定（Constant On-time）方式などによってデューティ比を調節してもよい。
【００３０】
復帰パルス信号生成部３０は、降圧型スイッチングレギュレータ２００の出力電圧Ｖｏｕｔとは相関なくデューティ比が設定される復帰パルス信号Ｓ１を生成する。デューティ比は、予め決められた値、たとえば、３０％に設定する。
【００３１】
セレクタＳＷ１には、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍまたは復帰パルス信号Ｓ１が入力される。セレクタＳＷ１は、後述の制御部４０からの指示に応じて、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍ、復帰パルス信号Ｓ１のいずれかを選択し、ドライバ回路１０へと出力する。
【００３２】
ドライバ回路１０は、セレクタＳＷ１から出力されるＰＷＭ信号Ｓｐｗｍまたは復帰パルス信号Ｓ１のいずれかにもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２を相補的に、オンオフさせる。
【００３３】
軽負荷検出部４２は、降圧型スイッチングレギュレータ２００により駆動される負荷の軽負荷状態を検出する。軽負荷状態の検出は特に限定されず、公知のさまざまな方法で実現可能である。たとえば、同期整流トランジスタＭ２の両端の電圧をモニタして軽負荷状態を検出してもよいし、誤差増幅器２２から出力される誤差電圧Ｖｅｒｒをモニタして、軽負荷状態を検出してもよい。なお、通常負荷状態とは、軽負荷状態ではない状態を意味する。
【００３４】
通常負荷検出部４４は、軽負荷状態から通常負荷状態に遷移したことを検出する。本実施の形態では、検出電圧Ｖｏｕｔ２を所定のしきい値電圧Ｖｔｈ２と比較し、Ｖｏｕｔ２＜Ｖｔｈ２となったことにより、軽負荷状態から通常負荷状態への遷移を検出する。なお、その他の方法によって検出してもよい。
【００３５】
制御部４０は、軽負荷検出部４２によって軽負荷状態が検出されると、消費電力の低減のために、少なくとも制御回路１００の一部を休止させる。休止状態の設定はイネーブル信号Ｓｅｎによって指定される。たとえば制御部４０は、軽負荷状態において、誤差増幅器２２、ＰＷＭコンパレータ２４、発振器２６を休止させてもよい。
また、制御部４０は通常負荷検出部４４によって、軽負荷状態から通常負荷状態への復帰が検出されると、休止させた制御回路１００の一部を休止から復帰させ、通常動作をさせる。
【００３６】
さらに、制御部４０は、セレクタＳＷ１の状態を制御する。具体的には、制御部４０は、通常負荷状態において、セレクタＳＷ１をＰＷＭ信号Ｓｐｗｍ側にオンし、軽負荷状態から通常負荷状態への遷移期間において、セレクタＳＷ１を復帰パルス信号Ｓ１側にオンする。
【００３７】
ドライバ回路１０は、パルス変調器２０から出力されるＰＷＭ信号Ｓｐｗｍ、もしくは復帰パルス信号Ｓ１のいずれか（以下、パルス信号Ｓ２という）にもとづき、スイッチングトランジスタＭ１と同期整流トランジスタＭ２のゲート電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２を制御する。スイッチングトランジスタＭ１は、そのゲート電圧Ｖｇ１がローレベルのときがオンし、ハイレベルのときオフする。同期整流トランジスタＭ２は、そのゲート電圧Ｖｇ２がハイレベルのときオンし、ローレベルのときオフする。
【００３８】
ドライバ回路１０は、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２がそれぞれオンする時間の比を、パルス信号Ｓ２のハイレベルとローレベルのデューティ比にもとづいて設定し、２つのトランジスタを相補的に交互にオンオフさせる。スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２が同時にオンして貫通電流が流れるのを防止するため、ドライバ回路１０は、ゲート電圧Ｖｇ１がハイレベル、ゲート電圧Ｖｇ２がローレベルとなる期間（デッドタイム）を各周期ごとに設ける。
【００３９】
その結果、ドライバ回路１０は、通常負荷状態において、パルス変調信号Ｓｐｗｍにもとづいてスイッチング回路１２を駆動し、軽負荷状態から通常負荷状態への遷移期間において、復帰パルス信号Ｓ１にもとづいてスイッチング回路１２を駆動する。
【００４０】
以上が制御回路１００および降圧型スイッチングレギュレータ２００全体の構成である。次に、降圧型スイッチングレギュレータ２００の動作を説明する。
図２（ａ）〜（ｇ）は、図１の降圧型スイッチングレギュレータ２００の動作を示すタイムチャートである。同図（ａ）は、周期電圧Ｖｏｓｃおよび誤差電圧Ｖｅｒｒを、同図（ｂ）はＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを、同図（ｃ）はＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのみによってスイッチング回路１２を駆動した場合の検出電圧Ｖｏｕｔ２を、同図（ｄ）は復帰パルス信号Ｓ１を、同図（ｅ）はセレクタＳＷ１の状態を、同図（ｆ）はパルス信号Ｓ２を、同図（ｇ）はパルス信号Ｓ２によってスイッチング回路１２を駆動した場合の検出電圧Ｖｏｕｔ２を示す。
【００４１】
時刻ｔ０以前は通常負荷状態である。時刻ｔ０に軽負荷状態となると、出力キャパシタＣ１から負荷に流れる電流が減少するため、出力電圧Ｖｏｕｔ（検出電圧Ｖｏｕｔ２）が上昇する。軽負荷検出部４２によって軽負荷状態への遷移が検出されると、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティ比が徐々に低下し、やがてスイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２のスイッチングが停止する。軽負荷状態では、誤差増幅器２２、ＰＷＭコンパレータ２４、発振器２６等の動作も停止する。誤差増幅器２２が停止することにより、誤差電圧Ｖｅｒｒが低下する。
【００４２】
スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２のスイッチングが停止すると、出力キャパシタＣ１に対する電荷の供給が停止するため、検出電圧Ｖｏｕｔ２が徐々に低下していく。
【００４３】
時刻ｔ１に、軽負荷状態から通常負荷状態へと復帰する。その結果、出力キャパシタＣ１から負荷に対して電流が流れるため、検出電圧Ｖｏｕｔ２が低下する。検出電圧Ｖｏｕｔ２がしきい値電圧Ｖｔｈ２まで低下すると、通常負荷検出部４４によって通常負荷状態への復帰が検出され、誤差増幅器２２、ＰＷＭコンパレータ２４、発振器２６の動作が再開する。その結果、誤差電圧Ｖｅｒｒは、時間とともに徐々に上昇する。ここで誤差電圧ＶｅｒｒはキャパシタＣ１０、抵抗Ｒ１０の影響により、緩やかに上昇するため、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティ比も、緩やかにもとのデューティ比へと変化していく。
【００４４】
本実施の形態に係る降圧型スイッチングレギュレータ２００の効果を明確とするため、図２（ｃ）を参照して、復帰パルス信号生成部３０、セレクタＳＷ１を使用しない場合の動作を説明する。この場合、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティ比が緩やかに増加すると、検出電圧Ｖｏｕｔ２の上昇も緩やかになり、基準電圧Ｖｒｅｆと一致するまでの時間τ１が長くなる。これが本実施の形態に係る降圧型スイッチングレギュレータ２００が解決しようとする課題である。
【００４５】
本実施の形態に係る降圧型スイッチングレギュレータ２００は、この課題を以下のように解決する。
【００４６】
復帰パルス信号生成部３０は、フィードバックとは無関係にデューティ比が決定される復帰パルス信号Ｓ１を生成する。時刻ｔ２から所定期間τ３の間、セレクタＳＷ１は復帰パルス信号Ｓ１側にオンする。なお、所定期間τ３は、誤差増幅器２２の動作開始後に、誤差電圧Ｖｅｒｒがある程度大きな値に復帰するのに要する時間に応じて決定すればよい。
【００４７】
つまり、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２は、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍよりもデューティ比の大きな復帰パルス信号Ｓ１によってオン、オフされる。その結果、同図（ｇ）に示すように、検出電圧Ｖｏｕｔ２は同図（ｃ）に示す場合に比べて素早く上昇する。その後、時刻ｔ３にセレクタＳＷ１がＰＷＭ信号Ｓｐｗｎ側にオンする。時刻ｔ３以降、検出電圧Ｖｏｕｔ２が基準電圧Ｖｒｅｆに近づくようにフィードバックによって出力電圧Ｖｏｕｔが調節される。
本実施の形態に係る降圧型スイッチングレギュレータ２００によれば、基準電圧Ｖｒｅｆと一致するまでの時間τ２を、同図（ｃ）の時間τ１に比べて短縮することができる。
【００４８】
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００４９】
実施の形態では、復帰パルス信号Ｓ１のパルス幅を所定値に固定する場合について説明したが、本発明はこれに限定されない。たとえば、復帰パルス信号生成部３０は、入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔの目標値（＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）の比に応じて、復帰パルス信号Ｓ１のデューティ比を設定してもよい。通常負荷状態の定常状態において、出力電圧Ｖｏｕｔの目標値と入力電圧Ｖｉｎとの間には、以下の関係が成立する。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ×Ｄｘ
ここで、ＤｘはスイッチングトランジスタＭ１と同期整流トランジスタＭ２のオン時間の比率、すなわちＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティ比である。
【００５０】
したがって、復帰パルス信号Ｓ１のデューティ比を入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔの目標値に応じて設定することにより、通常動作への復帰をより短時間で行うことができる。
【００５１】
実施の形態では、降圧型スイッチングレギュレータについて説明が、本発明は昇圧型スイッチングレギュレータにも適用できる。
【００５２】
実施の形態では、制御回路１００がひとつのＬＳＩに一体集積化される場合を説明したが、これには限定されず、一部の構成要素がＬＳＩの外部にディスクリート素子あるいはチップ部品として設けられ、あるいは複数のＬＳＩにより構成されてもよい。
【００５３】
また、本実施の形態において、ハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】実施の形態に係る降圧型スイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。
【図２】図２（ａ）〜（ｇ）は、図１の降圧型スイッチングレギュレータの動作を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
【００５５】
１００  制御回路、  １０２  入力端子、  １０４  スイッチング端子、  １０６  出力端子、  １０８  接地端子、  ２００  降圧型スイッチングレギュレータ、  １０  ドライバ回路、  １２  スイッチング回路、  ２０  パルス変調器、  ２２  誤差増幅器、  ２４  ＰＷＭコンパレータ、  ２６  発振器、  ２８  ＲＳフリップフロップ、  ３０  復帰パルス信号生成部、  ４０  制御部、  ４２  軽負荷検出部、  ４４  通常負荷検出部、  ＳＷ１  セレクタ、  Ｃ１  出力キャパシタ、  Ｌ１  インダクタ、  Ｍ１  スイッチングトランジスタ、  Ｍ２  同期整流トランジスタ、  Ｓ１  復帰パルス信号。
【図１】
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【図２】
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