(57)【要約】【課題】停止時に初期状態の誤差増幅器の出力電圧がコンパレータ入力への発振信号振幅の下限値を下回るように設計した誤差増幅器にあって、起動時には急速に誤差増幅器の出力電圧を上げて動作状態に至らしめることができる誤差増幅器の起動回路を提供する。【解決手段】停止時には、スイッチ制御回路はスイッチ２７，２９，３０を同時に閉じておくよう制御し、位相調整用容量２４に蓄積された電荷を放電して初期状態に置く。起動時には、スイッチ制御回路はスイッチ３０のみ開き、スイッチ２７，２９を閉じておくよう制御するため、短絡回路３２を介して充電回路３１により位相調整用容量２４が急速充電される。そして誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の制御範囲の下限値に達して、コンパレータの出力部から時比率信号が出力されると、スイッチ制御回路はスイッチ２７，２９を開放し、通常状態となる。【選択図】図１
2008236915.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誤差増幅器の起動時に、該誤差増幅器に接続される位相調整回路の位相調整用容量に対し所定の値まで急速充電する充電回路を、前記位相調整回路とは別に設けたことを特徴とする誤差増幅器の起動回路。
【請求項２】
前記位相調整回路が、前記位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗を含む場合には、前記充電回路の動作中に前記位相調整用抵抗を短絡する短絡回路を設けたことを特徴とする請求項１記載の誤差増幅器の起動回路。
【請求項３】
前記充電回路および前記短絡回路は各々スイッチを備え、前記充電回路の動作中には前記各々のスイッチが閉じられていることを特徴とする請求項２記載の誤差増幅器の起動回路。
【請求項４】
前記充電回路および前記短絡回路に備えられた各々スイッチは、スイッチ制御回路により開閉制御されることを特徴とする請求項３記載の誤差増幅器の起動回路。
【請求項５】
前記誤差増幅器の停止時において、前記位相調整用容量に蓄積された電荷を放電する放電回路を前記位相調整回路とは別に設けたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の誤差増幅器の起動回路。
【請求項６】
誤差増幅器の位相調整経路とは別の充電経路で前記誤差増幅器の位相調整用容量を充電する回路を備え、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段スイッチが動作を開始するまでの間、前記誤位相調整用容量を急速充電することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記位相調整経路に前記位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗を含む場合には、前記充電回路の動作中に前記位相調整用抵抗を短絡する短絡回路を備えることを特徴とする請求項６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記充電回路および前記短絡回路は各々スイッチを備えるとともに前記誤差増幅器の出力を所定の発振振幅信号と比較する比較器および該比較器の出力を監視するスイッチ制御回路を備え、前記充電回路の動作中には前記スイッチ制御回路が前記各々のスイッチを閉じるよう制御することを特徴とする請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記スイッチ制御回路は、前記誤差増幅器の出力を所定の発振振幅信号の下限値と直接比較する比較器からの出力信号を監視して前記各々のスイッチの開閉制御を行うことを特徴とする請求項８記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記誤差増幅器に接続される位相調整用容量に対し、停止時において、前記位相調整用容量に蓄積された電荷を放電する放電回路を前記誤差増幅器の位相調整回路とは別に設けたことを特徴とする請求項６ないし９のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源を所定の時比率で制御するための時比率信号を出力するコンパレータの一入力となる、誤差増幅器出力電圧を制御する誤差増幅器の起動回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図６は、誤差増幅器としてオペアンプを使用した場合の従来の典型的なＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。図６においてＤＣ−ＤＣコンバータは、その出力段に設けられているスイッチング手段Ｍ１(１４)を所定の時比率でオン／オフして、リアクトルＬ１６におけるエネルギーの蓄積と放出を制御し、出力コンデンサＣout１７から所用の直流出力Ｖout３４を得るものである。誤差増幅器２０は、オペアンプＯＰ２３、位相調整用容量Ｃ１(２４)、位相調整用抵抗Ｒ３(２５)、入力抵抗Ｒ０(２１)を備え、オペアンプＯＰ２３の非反転入力は基準電圧VREF２２に接続され、またオペアンプＯＰ２３の反転入力は上記位相調整用抵抗Ｒ３(２５)の一端と入力抵抗Ｒ０(２１)の一端に接続されて構成される。なお、上記位相調整用抵抗Ｒ３(２５)の他端は上記位相調整用容量Ｃ１(２４)に接続され、上記入力抵抗Ｒ０(２１)の他端は電圧分割抵抗Ｒ１(３５)と電圧分割抵抗Ｒ２(３６)の分割点に接続されている。そして誤差増幅器２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout３４を電圧分割抵抗Ｒ１(３５)，Ｒ２(３６)により分割して得た入力電圧Ｖo３７と基準電圧VREF２２の誤差を増幅する。誤差増幅器２０の出力電圧VE２６は、コンパレータ(比較器)１１によって発振回路１０の出力である発振信号(三角波信号)と比較され、時比率信号１２に変換される。時比率信号１２はドライバＤＲ１３に印加され、ドライバＤＲ１３の出力はＤＣ−ＤＣコンバータの出力段に設けられたスイッチング手段Ｍ１(１４)のゲートに印加され、所定の時比率でスイッチング手段Ｍ１(１４)をオン／オフする。スイッチング手段Ｍ１(１４)がオンした場合には、スイッチング電源の入力電圧ＰＶＤＤ１５から供給される電流がリアクトルＬ(１６)、出力コンデンサＣout１７に流れる。そのため出力コンデンサＣout１７には所定の電荷が蓄積され、これが直流出力Ｖout３４となって負荷回路(図示せず)に供給されるとともに分割抵抗Ｒ１(３５)と分割抵抗Ｒ２(３６)を経てグランドに流れる。
【０００３】
このように従来の典型的なＤＣ−ＤＣコンバータには誤差増幅器２０が配置されており、誤差増幅器２０の入力電圧Ｖo３７が基準電圧VREF２２より低い場合には、誤差増幅器２０の出力電圧VE２６が上昇して時比率を増加させるように制御することによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout３４を上昇させる。逆に、誤差増幅器２０の入力電圧Ｖo３７が基準電圧VREF２２より高い場合には、誤差増幅器２０の出力電圧VE２６が下降して時比率を減少させるように制御することによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout３４を下降させる。こうしてＤＣ−ＤＣコンバータの出力段から安定化した直流出力電圧Ｖout３４を得るようにしている。
【０００４】
図７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ中のコンパレータ(比較器)へ三角波を供給する発振回路の構成例を示す図である。図７における発振回路は三角波を生成し、生成した三角波を図６のコンパレータ(比較器)１１の反転入力端子に入力する。図７において、三角波としてタイミング容量ＣＴ５の両端電圧を出力する端子であるＶｏｓｃ６の電圧は、コンパレータＣＭＰ１(７)，ＣＭＰ２(８)によりそれぞれ所定電圧ＶＨ，ＶＬと比較され、Ｖｏｓｃ６の電圧＞ＶＨとなるとフリップフロップＦＦ(９)がセットされてＦＦ９の出力ＱがＨレベルとなり、タイミング容量ＣＴ５の電荷を定電流源２による定電流ｉ２で放電してＶｏｓｃ６の電圧を直線的に下げる。一方、Ｖｏｓｃ６の電圧＜ＶＬとなるとフリップフロップＦＦ(９)がリセットされてＦＦ(９)の出力ＱがＬレベルとなり、タイミング容量ＣＴ５
を定電流源１による定電流ｉ１で充電してＶｏｓｃ６の電圧を直線的に上昇させる。これにより図７に示す発振回路は、制御範囲が所定電圧ＶＨ，ＶＬの間に設定された三角波を生成する。
【０００５】
図８は、誤差増幅器としてＧｍ(トランスコンダクタンス)アンプを使用した場合の従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。図８のＤＣ−ＤＣコンバータは、図６のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるオペアンプを使用する誤差増幅器２０に代えてＧｍアンプを使用する誤差増幅器２０’により構成したもので、その基本的な動作は図６に示した回路と同じであるためその説明を省略することにする。なお、図８において誤差増幅器２０’は、Ｇｍアンプ２３’、位相調整用容量Ｃ１(２４’)、位相調整用抵抗Ｒ３(２５’)を備え、Ｇｍアンプ２３’の非反転入力は基準電圧VREF２２に接続され、またＧｍアンプ２３’の反転入力は電圧分割抵抗Ｒ１(３５)と電圧分割抵抗Ｒ２(３６)の分割点に接続されて構成される。また位相調整用抵抗Ｒ３(２５’)の一端はＧｍアンプ２３’の出力端に接続され、他端は位相調整用容量Ｃ１(２４’)に接続され、位相調整用容量Ｃ１(２４’)の一端は位相調整用抵抗Ｒ３(２５’)に接続され、他端はグランドに接続されている。そして誤差増幅器２０’は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout３４を電圧分割抵抗Ｒ１(３５)，Ｒ２(３６)により分割して得た入力電圧Ｖo３７と基準電圧VREF２２の誤差を増幅する。
【０００６】
なお、図６に示すようなオペアンプを用いた誤差増幅器においては、オペアンプ（ＯＰ２）の出力と反転入力の間に接続された位相調整用容量（Ｃ１(２４)）および位相調整用抵抗（Ｒ３(２５)）の直列回路が、誤差増幅器（２０）の位相調整回路もしくは位相調整経路を構成する。また、図８に示すようなＧｍアンプ用いた誤差増幅器においては、Ｇｍアンプ（２３’）の出力とグランドの間に接続された位相調整用容量（Ｃ１(２４’)）および位相調整用抵抗（Ｒ３’(２５’)）の直列回路が、誤差増幅器（２０’）の位相調整回路もしくは位相調整経路を構成する（以下同様）。
【０００７】
従来技術にかかるＧｍアンプを使用した誤差増幅器の例が特許文献１に開示されており、該特許文献１においては、出力電圧が目標電圧より所定値（該文献１の実施例では±５％）以上離れていると、誤差増幅器の位相補償回路を構成するコンデンサの電圧を固定するとともに位相補償回路を構成する抵抗の値を大きくして強制的に誤差信号を大きくすることにより、応答を早める電源回路に用いている。
【特許文献１】特開２００６−２０４０２２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところでＤＣ−ＤＣコンバータの起動時を考えた場合、ソフトスタート機能を持たせて徐々にオン時比率を上げていき、間違っても起動時にスイッチング素子などに過大な電流が流れないよう設計するのが普通である。しかし、上記特許文献１では電源をオンした直後に誤差信号が最大となるため、スイッチング電源の時比率も最大となり、スイッチング素子などに過大な電流が流れてしまうという問題がある。
【０００９】
また上述した図６に示したＤＣ−ＤＣコンバータ起動時に、時比率の高い状態から動作を開始して出力電圧がオーバーシュートするのを防ぐためには、初期状態の誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の下限値ＶＬを下回るように設計する必要がある。図６において単純に初期状態の誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の下限値ＶＬを下回るように設計した場合には、誤差増幅器の出力電圧が緩やかに上昇して制御範囲ＶＬを超えるまで、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段スイッチ(通常MOSFETで構成されている)は動作を開始しないので、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動が遅くなる(図３(ａ)参照)という課題が生じる。
【００１０】
そこで本発明は、上記した課題を解決するため、停止時に初期状態の誤差増幅器の出力電圧がコンパレータ入力への発振信号振幅の下限値を下回るように設計した誤差増幅器にあって、起動時には急速に誤差増幅器の出力電圧を上げて動作状態に至らしめることができる誤差増幅器の起動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段スイッチが動作を開始するまでの間、誤差増幅器の位相調整経路とは別の充電経路で誤差増幅器の位相調整用容量を充電する回路を設けて、誤差増幅器の位相調整用容量を急速充電するようにしている。また誤差増幅器の位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗がある場合には、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分による影響で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止しないように、位相調整用抵抗の両端を短絡して位相調整用容量を充分に充電するようにしている。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、誤差増幅器の出力電圧を所定の範囲まで高速で持ち上げることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動の高速化を図ることが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
［実施形態１］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路の原理的構成を示す回路ブロック図である。図１において本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路は、オペアンプの仮想短絡を利用した誤差増幅器に対し、起動時、該誤差増幅器の位相調整経路とは別の充電経路で誤差増幅器の位相調整用容量を充電する回路を設けて、誤差増幅器の位相調整用容量を急速充電するよう構成したものである。また誤差増幅器の位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗がある場合には、起動時、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分による影響で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止しないように、位相調整用抵抗の両端を短絡する回路を設けて、位相調整用抵抗の両端を短絡するようにしている。
【００１４】
すなわち図１において充電経路を形成するため、充電回路３１、短絡回路３２、放電回路３３を設けている。充電回路３１はスイッチＳ１(２７)および定電流源である電流引き込み手段ＩＯ(２８)により構成され、短絡回路３２は位相調整用抵抗Ｒ３(２５)を短絡するスイッチＳ２(２９)により構成され、放電回路３３は位相調整用容量Ｃ１(２４)に蓄えられた電荷を放電するためにスイッチＳ３(３０)を設けて構成される。また誤差増幅器の位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗がある場合には、起動時、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分による影響で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止(図３(ｂ)参照：図３については、後述の実施形態２にて詳述する)しないように、位相調整用抵抗の両端を短絡する回路を設けて、位相調整用抵抗の両端を短絡して位相調整用容量を充分に充電することが望ましい(図３(ｃ)参照)。
【００１５】
図１に示した本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路のスイッチ制御の概略について説明すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動前すなわち停止時には、スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)、スイッチＳ３(３０)を制御するスイッチ制御回路(図４参照)によりスイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)、スイッチＳ３(３０)を同時に閉じ、位相調整用容量Ｃ１(２４)に蓄積された電荷を放電して初期状態に置く。スイッチＳ２(２９)とスイッチＳ３(３０)を同時に閉じた状態では、誤差増幅器がボルテージフォロワの構成となるので、誤差増幅器の出力は基準電圧VREF（三角波振幅の下限値ＶＬより小さい）と等しくなる。なお、起動前の停止時に作動する誤差増幅器の初期化回路としては
、位相調整用容量Ｃ１(２４)の電荷を放電するスイッチＳ３(３０)があればよく、位相調整用抵抗の両端を短絡するスイッチＳ２(２９)は必ずしも必要ではない。当該スイッチＳ２(２９)は、起動時に重要な機能を果たす。
【００１６】
次にＤＣ−ＤＣコンバータの起動時には、上記スイッチ制御回路はスイッチＳ３(３０)のみ開き、スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)を閉じておくよう制御するため、短絡回路(３２)を介して充電回路(３１)により、位相調整用容量Ｃ１(２４)が急速充電される(図３(ｃ)参照)。そして図１に示す誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の制御範囲に達して、図４に示すコンパレータ１１の出力部から時比率信号１２が出力されると、上記スイッチ制御回路はスイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)を開放し、通常状態となる。なお各スイッチは、MOSFET(図示省略)などで構成することができる。
［実施形態２］
図２は、本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路の原理的構成を示す回路ブロック図である。図２において本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路は、Ｇｍ(トランスコンダクタンス)アンプを利用した誤差増幅器に対し、起動時に該誤差増幅器の位相調整経路とは別の充電経路で誤差増幅器の位相調整用容量を充電する回路を設けて、誤差増幅器の位相調整用容量を急速充電するよう構成したものである。また誤差増幅器の位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗がある場合には、起動時、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止しないように、位相調整用抵抗の両端を短絡する回路を設けて、位相調整用抵抗の両端を短絡するようにしている。
【００１７】
すなわち図２において充電経路を形成するため、充電回路３１’、短絡回路３２’、放電回路３３’を設けている。充電回路３１’はスイッチＳ１(２７’)および定電流源である電流供給手段ＩＯ(２８’)により構成され、短絡回路３２’は位相調整用抵抗Ｒ３(２５’)を短絡するスイッチＳ２(２９’)により構成され、放電回路３３’は位相調整用容量Ｃ１(２４’)に蓄えられた電荷を放電するためにスイッチＳ３(３０’)を設けて構成される。また誤差増幅器の位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗がある場合には、起動時、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分による影響で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止(図３(ｂ)参照)しないように、位相調整用抵抗の両端を短絡して位相調整用容量を充分に充電することが望ましい(図３(ｃ)参照)。
【００１８】
図２に示した本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路のスイッチ制御の概略について説明すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動前すなわち停止時には、スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)、スイッチＳ３(３０’)を制御するスイッチ制御回路(図５参照)によりスイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)、スイッチＳ３(３０’)を同時に閉じ、位相調整用容量Ｃ１(２４’)に蓄積された電荷をグランドに放電して初期状態に置く。次にＤＣ−ＤＣコンバータの起動時には、上記スイッチ制御回路はスイッチＳ３(３０’)のみ開き、スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)を閉じておくよう制御するため、短絡回路(３２’)を介して充電回路(３１’)により、位相調整用容量Ｃ１(２４’)が急速充電される(図３(ｃ)参照)。そして図２に示す誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の制御範囲に達して、図５に示すコンパレータ１１の出力部から時比率信号１２が出力されると、上記スイッチ制御回路はスイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)を開放し、通常状態となる。なお各スイッチは、MOSFET(図示省略)などで構成することができる。
【００１９】
図３（ａ）ないし図３（ｃ）は、本発明の実施形態に係る誤差増幅器の起動時波形を示す比較図である。そして図３（ａ）は、充電回路なしの場合であり、図６に示した従来の典型的なＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、単純に初期状態の誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の下限値ＶＬを下回るように設計した場合には、誤差増幅器の出力電圧が緩やかに
上昇して制御範囲ＶＬを超えるまでＤＣ−ＤＣコンバータの出力段スイッチは動作を開始しないため、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動が遅くなる様子を示している。図３（ｂ）は、短絡回路を設けず（もしくは動作させず）、充電回路のみを適用した場合であり、既に説明したように誤差増幅器の位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗がある場合に、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分(図３(ｂ)に示した”drop”参照)による影響で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止し、図３(ａ)に示したのと同じ傾斜で再び充電を開始するため図３(ａ)と同様にＤＣ−ＤＣコンバータの起動が遅くなる様子を示している。すなわち、充電中は、（誤差増幅器出力電圧の初期値）＋（充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分drop）＋（位相調整用容量の充電電圧）が誤差増幅器の出力電圧となるが、この値が三角波振幅の下限値ＶＬを越えてスイッチＳ２が開放されると第２項の電圧降下分dropがなくなるので、その分誤差増幅器の出力電圧が低下してしまう。これにより、誤差増幅器の出力電圧が上述した充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分により下限値ＶＬを下回り、この電圧降下分を図３（ａ）と同様に充電する時間がさらに必要になるのでＤＣ−ＤＣコンバータの起動が遅くなる。図３（ｃ）は、充電回路と短絡回路を組み合わせた場合であり、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分による影響を考慮しなくてよいため位相調整用容量の充電を十分に行うことができることから、誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の下限値ＶＬを越える状態を速やかに実現でき、ＤＣ−ＤＣコンバータの高速起動を保障できる。
［適用例］
図４は、本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路をＤＣ−ＤＣコンバータに応用した例を示す構成ブロック図である。図４のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上述した本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路は、充電経路を形成するため、充電回路３１、短絡回路３２、放電回路３３を設けている。充電回路３１はスイッチＳ１(２７)および定電流源である電流引き込み手段ＩＯ(２８)により構成され、短絡回路３２は位相調整用抵抗Ｒ３(２５)を短絡するスイッチＳ２(２９)により構成され、放電回路３３は位相調整用容量Ｃ１(２４)に蓄えられた電荷を放電するためにスイッチＳ３(３０)を設けて構成される。また図４のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、上記スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)、スイッチＳ３(３０)の開閉を制御するスイッチ制御回路４０を備えている。スイッチ制御回路４０は、２つのナンド（ＮＡＮＤ）回路４３，４５と、インバータ４７とで構成される。ナンド回路４３の第１の入力は、コンパレータ１１の出力信号、すなわち時比率信号１２をインバータ４１により反転した信号であり、第２の入力はナンド回路４５の出力信号４６である。またナンド回路４５の第１の入力は、起動/停止信号であり、第２入力はナンド回路４３の出力信号４４であり、ナンド回路４５の出力は、充電回路３１に設けられたスイッチＳ１(２７)、および短絡回路３２に設けられたスイッチＳ２(２９)の開閉に利用される。またインバータ４７の入力は、起動/停止信号であり、その出力信号は、放電回路３３に設けられたスイッチＳ３(３０)の開閉に利用される。また、２つのナンド回路４３，４５はフリップフロップを構成している。
【００２０】
図４のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ制御回路４０および誤差増幅器の起動回路の動作を説明すると、図４のＤＣ−ＤＣコンバータが停止しているとき、すなわち停止信号３９がＬレベルで且つ時比率信号１２の反転信号がＨレベルのときは、ナンド回路４５の出力はＨレベルとなり、充電回路３１に設けられたスイッチＳ１(２７)および短絡回路３２に設けられたスイッチＳ２(２９)を「閉」にする。またインバータ４７の出力はＨレベルとなり、放電回路３３に設けられたスイッチＳ３(３０)を「閉」にする。したがって、スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)、スイッチＳ３(３０)はすべて閉じることにより、位相調整用容量Ｃ１(２４)に蓄えられた電荷は放電され、初期状態にされる。
【００２１】
次いで、図４のＤＣ−ＤＣコンバータが起動されたときは、時比率信号１２の反転信号がＨレベルのままであるが起動信号３９がＨレベルとなり、インバータ４７の出力はＬレベルとなり、放電回路３３に設けられたスイッチＳ３(３０)を「開」にする。一方、ナン
ド回路４５の出力はＨレベルのままで、充電回路３１に設けられたスイッチＳ１(２７)および短絡回路３２に設けられたスイッチＳ２(２９)を「閉」に維持する。したがって、スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)は閉じ、スイッチＳ３(３０)は開くことにより、位相調整用容量Ｃ１(２４)に対して急速充電が行われる。
【００２２】
誤差増幅器の出力電圧VE(２６)が上昇して、発振回路１０の発振振幅レベルの下限値ＶＬを超えるとＤＣ−ＤＣコンバータのコンパレータ１１から最初のパルスが出力、すなわち時比率信号１２が出力される(Ｈレベルになる)と、インバータ４１によりその出力信号は反転されてＬレベルとなり、その結果、ナンド回路４５の出力はＬレベルとなり、充電回路３１に設けられたスイッチＳ１(２７)および短絡回路３２に設けられたスイッチＳ２(２９)を開く。したがって、スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)が開き、スイッチＳ３(３０)も開いた状態を維持することにより、誤差増幅器の起動回路の役目を終了する。つまりＤＣ−ＤＣコンバータの本来の誤差増幅器として機能するようにされる。
【００２３】
なお上記図４に示す構成に代えて図４に示した誤差増幅器の出力信号VE２６を発振回路１０の発振振幅下限レベルVLと直接比較するコンパレータ(図示せず)を別途設け、当該コンパレータ(図示せず)の出力をインバータ４１の出力に代えてナンド回路４３の第１の入力とすることなどにより、充電回路３１に設けられたスイッチＳ１(２７)および短絡回路３２に設けられたスイッチＳ２(２９)の閉開を制御するようにしてもよい。
【００２４】
図５は、本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路をＤＣ−ＤＣコンバータに応用した例を示す構成ブロック図である。図５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上述した本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路は、充電経路を形成するため、充電回路３１’、短絡回路３２’、放電回路３３’を設けている。充電回路３１’はスイッチＳ１(２７’)および定電流源である電流供給手段ＩＯ(２８’)により構成され、短絡回路３２’は位相調整用抵抗Ｒ３(２５’)を短絡するスイッチＳ２(２９’)により構成され、放電回路３３’は位相調整用容量Ｃ１(２４’)に蓄えられた電荷を放電するためにスイッチＳ３(３０’)を設けて構成される。また図５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、上記スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)、スイッチＳ３(３０’)の開閉を制御するスイッチ制御回路４０を備えている。スイッチ制御回路４０は、２つのナンド回路４３，４５と、インバータ４７とで構成される。ナンド回路４３の第１の入力は、コンパレータ１１の出力信号、すなわち時比率信号１２をインバータ４１により反転した信号であり、第２の入力はナンド回路４５の出力信号４６である。またナンド回路４５の第１の入力は、起動/停止信号であり、第２入力はナンド回路４３の出力信号４４であり、ナンド回路４５の出力は、充電回路３１’に設けられたスイッチＳ１(２７’)、および短絡回路３２’に設けられたスイッチＳ２(２９’)の開閉に利用される。またインバータ４７の入力は、起動/停止信号であり、その出力信号は、放電回路３３’に設けられたスイッチＳ３(３０’)の開閉に利用される。また、２つのナンド回路４３，４５はフリップフロップを構成している。
【００２５】
図５のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ制御回路４０および誤差増幅器の起動回路の動作を説明すると、図５のＤＣ−ＤＣコンバータが停止しているとき、すなわち停止信号３９がＬレベルで且つ時比率信号１２のインバータ４１による反転信号がＨレベルのときは、ナンド回路４５の出力はＨレベルとなり、充電回路３１’に設けられたスイッチＳ１(２７’)および短絡回路３２’に設けられたスイッチＳ２(２９’)を「閉」にする。またインバータ４７の出力はＨレベルとなり、放電回路３３’に設けられたスイッチＳ３(３０)を「閉」にする。したがって、スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)、スイッチＳ３(３０’)はすべて閉じることにより、位相調整用容量Ｃ１(２４’)に蓄えられた電荷は放電され、初期状態にされる。また、初期状態における誤差増幅器の出力はグランド電位となる。
【００２６】
次いで、図５のＤＣ−ＤＣコンバータが起動されたときは、時比率信号１２のインバータ４１による反転信号がＨレベルのままであるが起動信号３９がＨレベルとなり、インバータ４７の出力はＬレベルとなり、放電回路３３’に設けられたスイッチＳ３(３０’)を「開」にする。一方、ナンド回路４５の出力はＨレベルままで、充電回路３１’に設けられたスイッチＳ１(２７’)および短絡回路３２’に設けられたスイッチＳ２(２９’)を「閉」に維持する。したがって、スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)は閉じ、スイッチＳ３(３０’)は開くことにより、位相調整用容量Ｃ１(２４’)に対して急速充電が行われる。
【００２７】
誤差増幅器の出力電圧VE(２６’)が上昇して、発振回路１０の発振振幅レベルの下限値ＶＬを超えるとＤＣ−ＤＣコンバータのコンパレータ１１から最初のパルスが出力、すなわち時比率信号１２が出力される(Ｈレベルになる)と、インバータ４１によりその出力信号は反転されてＬレベルとなり、その結果、ナンド回路４５の出力はＬレベルとなり、充電回路３１’に設けられたスイッチＳ１(２７’)および短絡回路３２’に設けられたスイッチＳ２(２９’)を開く。したがって、スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)が開き、スイッチＳ３(３０’)も開いた状態を維持することにより、誤差増幅器の起動回路の役目を終了する。つまりＤＣ−ＤＣコンバータの本来の誤差増幅器として機能するようにされる。
【００２８】
なお上記図５に示す構成に代えて図５に示した誤差増幅器の出力信号VE２６’を発振回路１０の発振振幅下限レベルVLと直接比較するコンパレータ(図示せず)を別途設け、当該コンパレータ(図示せず)の出力をインバータ４１の出力に代えてナンド回路４３の第１の入力とすることなどにより、充電回路３１’に設けられたスイッチＳ１(２７’)および短絡回路３２’に設けられたスイッチＳ２(２９’)の閉開を制御するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路の原理的構成を示す回路ブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路の原理的構成を示す回路ブロック図である。
【図３】本発明の実施形態に係る誤差増幅器の起動時波形を示す比較図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路をＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例を示す構成ブロック図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路をＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例を示す構成ブロック図である。
【図６】誤差増幅器としてオペアンプを使用した場合の従来の典型的なＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図７】ＤＣ−ＤＣコンバータ中のコンパレータへ三角波を供給する発振回路の構成を示す図である。
【図８】誤差増幅器としてＧｍ(トランスコンダクタンス)アンプを使用した場合の従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３０】
１０      発振回路
１１      コンパレータ(比較器)
１３      ドライバ
１４      スイッチング手段(PMOSFET)
１５      スイッチング電源の入力電圧
１６      リアクトル
１７      出力用コンデンサ
２０、２０’      誤差増幅器
２１      入力抵抗
２２      基準電圧
２３      オペアンプ
２３’      Ｇｍアンプ
２４、２４’      位相調整用容量
２５、２５’      位相調整用抵抗
２７、２７’      スイッチ
２８      定電流源（電流引き込み手段）
２８’      定電流源（電流供給手段）
２９、２９’      スイッチ
３０、３０’      スイッチ
３１、３１’      充電回路
３２、３２’      短絡回路
３３、３３’      放電回路
３５、３６      電圧分割抵抗
４０      スイッチ制御回路
４１      インバータ
４３      ナンド回路
４５      ナンド回路
４７      インバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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