(57)【要約】【課題】入力・出力波形を正弦波に制御でき、出力線間電圧指令値が高出力・低出力電圧領域にも入出力電圧の高調波低減およびコモンモード電圧の低減、脈動抑制を図る。【解決手段】交流直接変換器３の双方向スイッチを直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトル変調方法でＰＷＭ制御する。３相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開した基本空間ベクトルの状態を、６つの単振動ベクトルＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、ＶＹｍｉｎと零ベクトルＶｚと、入力電圧検出値Ｖｉ、出力電流検出値Ｉｏのうち、Ｖｏｌ＊が領域ＢＬを境とする低出力電圧領域と高出力電圧領域とで異なる５つの空間ベクトルを選択する。Ｖｏｌ＊が高出力電圧領域のとき、条件を満たす組み合わせの７パターンから空間ベクトルを選択する。【選択図】図７
2008048530.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調でＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、
多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、出力電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＶＸｍａｘ、ＶＹｍａｘと、中間のベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄと、最小のベクトルＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＶｚと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＶｒｏｔを基本ベクトルとし、このうち出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊が低出力電圧領域に存在するときには４つの単振動ベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｄ、ＶＹｍｉｎと１つの零ベクトルＶｚとを選択し、出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊が高出力電圧領域に存在するときには４つの単振動ベクトルＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄと１つの零ベクトルＶｚとを選択し、
前記選択した５つの基本ベクトルと、入力電流指令値Ｉｉ＊および出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊を静止αβ軸上に展開した入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊、出力線間電圧指令値Ｖｏｌα＊、Ｖｏｌβ＊および入力電圧検出値Ｖｉ、出力電流検出値Ｉｏから、該５つの基本ベクトルのデューティを求めて入力と出力の波形を同時に正弦波化することを特徴とする交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
【請求項２】
前記線間電圧指令値Ｖｏｌ＊が高出力電圧領域に存在するとき、
・入力波形と出力波形を同時に正弦波化することができること、
・スイッチング遷移に最大相と最小相間の直接転流がないこと、
・１相ごとのスイッチング遷移が可能なこと、
の３つの条件を満たすことができる組み合わせの７パターンを決定し、この７パターンの中から前記５つの基本ベクトルを選択することを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
【請求項３】
前記デューティの演算は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列を用いて演算することを特徴とする請求項１または２に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
【請求項４】
前記デューティの演算は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列の解が、ひとつでも負となる場合、または５つの基本ベクトルのデューティの加算値が１とならない場合に、正当な解が得られるまで基本ベクトルの選択を切り換えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
【請求項５】
前記デューティの演算は、前記７パターンのうち、予め入力・出力セクターの位相情報だけから、その任意の入出力セクター状態で発生し得ないパターンを除外して演算することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
【請求項６】
前記デューティの演算は、前記出力電流検出値Ｉｏに代えて、該出力電流検出値Ｉｏと入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊との係数比較によって計算的に該入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊を求めることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
【請求項７】
前記デューティ演算は、システムに不安定な挙動を与える想定外の指令値が入力されたとき、フェールセーフモードとして仮想ＤＣリンク方式と同様のベクトルを選択し、デューティ解を必ず得ることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相の交流電源から任意の電圧または周波数に変換した多相出力を得る交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータ）に係り、特に時々刻々と大きさ・位相が変化する空間ベクトルを入力／出力それぞれで表現し、使用する基本ベクトルを選択してデューティ演算する空間ベクトル変調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から存在するこの種の交流−交流直接変換装置は、自己消弧形の半導体素子を用いた双方向スイッチを高速に切換え、単相または多相の交流入力を任意の電圧または周波数の電力に変換する変換装置であり、図１に基本構成を示す。三相交流電源１のＲ、Ｓ、Ｔの各相に入力フィルタ（ＩｎｐｕｔＦｉｌｔｅｒ）２と双方向スイッチＳ１〜Ｓ９構成の交流−交流直接変換回路３を介挿し、制御装置（コントローラ）４によって各双方向スイッチを電源周波数よりも十分高い周波数でＰＷＭ制御することにより、入力電圧をモータなどの負荷Ｌｏａｄに直接に印加しながら任意の電圧または周波数に制御したＵ、Ｖ、Ｗの交流出力を得る。なお、双方向スイッチは、図示のように単方向スイッチを複数用いて構成する場合もある。
【０００３】
ここで、交流−交流直接変換装置の制御法には、大きく分けて仮想ＤＣリンク形（間接変換法）と直接ＡＣ−ＡＣ変換形との２つの方式がある。仮想ＤＣリンク方式では、仮想的に直流リンクを考えて仮想入力コンバータと仮想出力インバータを独立に制御できるように工夫したもので、従来の電流形ＰＷＭコンバータ＋電圧形ＰＷＭインバータの構成に似ており、制御の考え方が容易になる。一方で、入力側と出力側の各相が１：１で全て異なる相に結線するような６つのスイッチングパターンが発生しないという制約条件がある。直接ＡＣ−ＡＣ変換形では、上記のスイッチングパターンに制約条件が無い。
【０００４】
また、ＰＷＭ制御するスイッチングパターンを生成する変調方式としては、主にキャリア比較方式と空間ベクトル方式がある。キャリア比較方式は三角波キャリアと正弦波との大小比較によりスイッチングパターンを生成するもので、仮想ＤＣリンク方式に適用したキャリア比較方式としては、仮想コンバータのキャリア及び仮想ＰＷＭパルスから仮想インバータキャリアを生成することで、ＰＷＭ制御のスイッチング回数を少なくかつ同数にしてスイッチング損失やノイズを低減し、出力電圧の制御精度を向上させるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
仮想DCリンク形でキャリア比較による変調方式とする交流−交流直接変換装置で、仮想コンバータの仮想直流電圧の大きさをＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で制御することで出力電圧の大きさを調整し、仮想インバータでは出力周波数のみを制御する方法も提案されている（例えば、非特許文献１参照）。この制御方法では、出力電圧が低出力領域の時に、電圧高低差の少ないパルスを用いるため、電圧高低差が大きいパルスに比べて、パルス幅を広くできる。また、コモンモード電圧が入力中間相電圧を基準にして変動する。これらによって、出力電圧の高調波低減やコモンモード電圧を低減できる。
【０００６】
空間ベクトル方式は、交流−交流直接変換装置の出力電圧指令値に応じて瞬時空間ベクトルを選択する方式であり、この選択によりスイッチングパターンが決定される。この空間ベクトル方式を採用した交流−交流変換装置も提案されている（例えば、非特許文献２参照）。この空間ベクトル方式においては、時間積分した磁束鎖交数ベクトルの指令値軌跡に近づくように、回転ベクトル、最大単振動ベクトルおよび零ベクトルとを組み合わせて出力電圧の空間ベクトルを選ぶことにより、高調波成分の小さい出力電圧波形を得ると共に、高電圧出力時に誘導電動機駆動時の磁気騒音、トルクリップルを低減することができる。
【０００７】
さらに、変調方式が空間ベクトルではないが、直接ＡＣ／ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置で、空間ベクトルを用いて２７つあるスイッチングパターンを適切に選ぶことで波形歪みを低減している（例えば、非特許文献３参照）。
【特許文献１】特開２００５−１６８１９８号公報
【非特許文献１】仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式に基づいたマトリックスコンバータのＰＡＭ制御法、平成１７年電気学会産業応用部門大会、１−４３、１−２０３〜１−２０６
【非特許文献２】石黒章夫、  古橋武、  石田宗秋、  大熊繁、  内川嘉樹：「空間ベクトルを用いたＰＷＭ制御サイクロコンバータの出力電圧制御法」、電学論Ｄ、  Ｖｏｌ．１１０、  Ｎｏ．６、  ｐｐ．６５５−６６３  （１９９０）
【非特許文献３】Ｐ．Ｍｕｔｓｃｈｌｅｒ、Ｍ．Ｍａｒｃｋｓ：”Ａ  Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ”  ＩＥＥＥ  ｔｒａｎｓ．  ｏｎ  Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．  Ｖｏｌ４９、Ｎｏ．２、ｐ３６２−（２００２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
例えば、特許文献１や非特許文献１では、変調方式がキャリア比較方式で出力電圧の制御精度の向上、または出力電圧の高調波低減やコモンモード電圧の低減を行っているが、スイッチングによる位相、大きさの遷移を空間ベクトルの挙動によって把握することができる空間ベクトル方式ではスイッチングパターンを生成するプロセスが異なり、適用できない。
【０００９】
また、非特許文献２においては、出力電圧の高調波低減と高出力時のモータ負荷のトルクリップルを低減できるが、入力電流を任意の正弦波に制御することができないため、装置入力側の高調波が非常に大きくなる。したがって、この手法は、入力が系統電源に接続されないような用途に限定されてしまう。また、コモンモード電圧の低減はできない。
【００１０】
一方、非特許文献３は、直接トルク制御／直接電力制御／切り換え制御則等を用いているが、入出力電流を直接切り換え制御するため、出力電流だけでなく入力電流も検出する必要がある。また、基本ベクトルの電圧誤差や位相差が大きくなるスイッチングパターンもあり、この場合には制御が遅くなることやスイッチング回数、スイッチング順序に無駄が生じ、高速な制御に不向きであることやコモンモード電圧の低減ができない。
【００１１】
本発明の目的は、キャリア比較方式とスイッチングパターンを生成するプロセスが異なる空間ベクトル方式による変調方式で、入出力電圧の高調波低減およびコモンモード電圧の低減を図ることができ、または入出力の磁束ベクトルの脈動抑制を図ることができる交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記の課題を解決するための本発明は、以下の方法を特徴とする。
【００１３】
（１）多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調でＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、
多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、出力電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＶＸｍａｘ、ＶＹｍａｘと、中間のベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＹｍｉｄと、最小のベクトルＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｎと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＶｚと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＶｒｏｔを基本ベクトルとし、このうち出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊が低出力電圧領域に存在するときには４つの単振動ベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｄ、ＶＹｍｉｎと１つの零ベクトルＶｚとを選択し、出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊が高出力電圧領域に存在するときには４つの単振動ベクトルＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄと１つの零ベクトルＶｚとを選択し、
前記選択した５つの基本ベクトルと、入力電流指令値Ｉｉ＊および出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊を静止αβ軸上に展開した入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊、出力線間電圧指令値Ｖｏｌα＊、Ｖｏｌβ＊および入力電圧検出値Ｖｉ、出力電流検出値Ｉｏから、該５つの基本ベクトルのデューティを求めて入力と出力の波形を同時に正弦波化することを特徴とする。
【００１４】
（２）前記線間電圧指令値Ｖｏｌ＊が高出力電圧領域に存在するとき、
・入力波形と出力波形を同時に正弦波化することができること、
・スイッチング遷移に最大相と最小相間の直接転流がないこと、
・１相ごとのスイッチング遷移が可能なこと、
の３つの条件を満たすことができる組み合わせの７パターンを決定し、この７パターンの中から前記５つの基本ベクトルを選択することを特徴とする。
【００１５】
（３）前記デューティの演算は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列を用いて演算することを特徴とする。
【００１６】
（４）前記デューティの演算は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列の解が、ひとつでも負となる場合、または５つの基本ベクトルのデューティの加算値が１とならない場合に、正当な解が得られるまで基本ベクトルの選択を切り換えることを特徴とする。
【００１７】
（５）前記デューティの演算は、前記７パターンのうち、予め入力・出力セクターの位相情報だけから、その任意の入出力セクター状態で発生し得ないパターンを除外して演算することを特徴とする。
【００１８】
（６）前記デューティの演算は、前記出力電流検出値Ｉｏに代えて、該出力電流検出値Ｉｏと入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊との係数比較によって計算的に該入力電流指令値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊を求めることを特徴とする。
【００１９】
（７）前記デューティ演算は、システムに不安定な挙動を与える想定外の指令値が入力されたとき、フェールセーフモードとして仮想ＤＣリンク方式と同様のベクトルを選択し、デューティ解を必ず得ることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
以上のとおり、本発明によれば、入力・出力波形を正弦波に制御でき、出力線間電圧指令値が高出力および低出力電圧領域に存在するときにも入出力電圧の高調波低減およびコモンモード電圧の低減、脈動抑制を図ることができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１の３相入力、３相出力の交流−交流直接変換装置を例に挙げ、以下に説明する。入力電源の短絡と出力電流の不連続を起こさないスイッチング条件を考えると、９つの双方向スイッチは表１に示す２７（３3）パターンの組み合わせに限定される。
【００２２】
【表１】
2008048530.tif 000003
【００２３】
この表１中、空間ベクトル上に存在する個々のベクトル（以下、基本ベクトル）について説明すると、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３は３相のうち２相のみを使ったスイッチングになる単振動ベクトルのグループ、Ｒ１は反時計方向回転ベクトルのグループ、Ｒ２は時計方向回転ベクトルのグループ、Ｚは出力電圧が常に零になる零ベクトルのグループである。
【００２４】
したがって、図１の交流−交流直接変換装置を正常に動作させるには、この２７パターンの中から任意の状態を選択して制御する必要がある。そこで、これら２７のスイッチングパターンを、３相／２相変換により３相交流から２相の静止αβ軸上に展開すると、出力電圧の空間ベクトルは図２のように表現でき（図２は、入力相電圧位相θ＝１５度の例）、以下に本発明に適用する直接ＡＣ−ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調方式を簡単に説明する。。
【００２５】
交流−交流直接変換装置の出力ＵＶ間の線間電圧Ｖｕｖを静止α軸方向として基準にし、図２のような出力電圧の空間ベクトルを構成する。図２は、入力相電圧位相θが１５度の例で、交流−交流直接変換装置はその瞬時の入力電圧の位相状態や大きさにより２７つある基本ベクトルが変動し、入力電圧が３相交流電源であれば、電源周波数（例えば５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）に同期して空間ベクトルも変動することになる。この点が、通常のインバータ制御と異なる点である（通常のインバータで用いられる空間ベクトルは、入力電圧が直流のため、長さや位相が固定された６角形となる）。
【００２６】
また、交流−交流直接変換装置において仮想的に直流リンクを考えて制御する方式では、仮想コンバータと仮想インバータに分離して考えることができるため、入力側と出力側で個別に６角形の固定長・固定位相の空間ベクトルを用いることができる。したがって、制御が従来通りに単純化して容易になるが、仮想直流リンクは仮想上２本の線で入力相と出力相を結線する必要があるので、入力３相と出力３相のすべてを用いて接続する状態（表１におけるＳＴＡＴＥ１９〜２４の６つのスイッチング状態）が表現できない。そこで、本発明ではこの６つのスイッチング状態を有効活用するために、直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトルによる変調方式で制御を考えていく。
【００２７】
先述した基本ベクトルについて、表１に示すように６つのグループに分け、位相角３０度の方向を正軸とした単振動ベクトルのグループを単振動ベクトルＳ１、位相角１５０度方向を正軸とした単振動ベクトルＳ２、位相角２７０度方向を正軸とした単振動ベクトルＳ３、長さは最大一定で反時計方向に回転する回転ベクトルＲ１、同じく長さ一定で時計方向に回転する回転ベクトルＲ２、および６角形の中心零点で固定された零ベクトルＺ、以上６つのグループに分ける。これら各々の基本ベクトルは、入力電圧の位相θに依存、つまり入力電圧の角速度ωiに同期して変動する。また、ベクトルの長さ（６角形の大きさ）は入力線間電圧の大きさに対応する。
【００２８】
一方、入力電流の空間ベクトルについても同様の考え方で定義することができる。図３は、出力電流位相φ＝１５度のときの入力電流の空間ベクトルを示しており、入力Ｒ相電流を静止α軸基準としている。交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータのような電源周波数より十分高い周波数でスイッチの切り替え制御するもの）は、出力電圧制御は入力電圧を切り刻んでＰＷＭ制御する電圧形インバータの要領で行い、入力電流制御は誘導性負荷を想定した出力電流（負荷電流）を切り刻んでＰＷＭ制御する電流形コンバータと同様になる。したがって、入力電流の空間ベクトルは出力電流位相φ、つまり出力電流の角速度ωoに依存して変動する基本ベクトルによって表現される。また、ベクトルの長さはそのときの負荷（出力電流の大きさ）に依存する。
【００２９】
ここで、図２の出力電圧の空間ベクトルと、図３の入力電流の空間ベクトルの違いに着目する。表１で示したグループ分けは、図２の出力電圧の空間ベクトルを形成する基本ベクトルの種類に対応しており、図３の入力電流には対応していない。図４は、入力電流の空間ベクトル（左）と、出力電圧の空間ベクトル（右）を比較した例である（入力電圧位相θ＝１５度、出力電流位相φ＝１５度の場合）。図４（ｂ）の出力電圧の空間ベクトルで単振動する基本ベクトルのグループは、図４（ａ）の入力電流の空間ベクトルでは同じ長さの基本ベクトルに展開される。図４の負荷条件／位相条件で例えると、出力電圧の基本ベクトルで３０度方向の単振動ベクトルＳ１軸は、入力側では６方向の軸それぞれにおける最大長の基本ベクトルに展開されている（図中のｉＲＴＴ，ｉＳＴＴ，ｉＳＲＲ，ｉＴＲＲ，ｉＴＳＳ，ｉＲＳＳ）。また、回転ベクトルに関しては、出力電流位相に従って回転し、軸の基準がずれているものの出力側と同様に、固定長ベクトルで表現される。
【００３０】
以下、本発明の実施形態になる直接ＡＣ−ＡＣ変換形の空間ベクトル変調方式について述べる。
【００３１】
（実施形態１）
非特許文献２のような手法を用いて出力線間電圧波形の改善およびスイッチング回数とコモンモード電圧の低減を制御目的とした場合、スイッチング回数低減により高調波が抑制されるものの入力電流は正弦波とならずに高調波を発生して、系統連系システムであれば電力系統に悪影響を与える。したがって、前記手法は系統連系システムでない用途や、別途高調波を減少させる何らかの装置を要するシステムに限定される。
【００３２】
本実施形態では、直接ＡＣ／ＡＣ変換形の空間ベクトル変調法により、制御的に入力と出力の波形を同時に正弦波化する手法を提案する。
【００３３】
非特許文献２では、３つの基本ベクトルを用いて出力のみ空間ベクトル変調している。３つの出力電圧の基本ベクトルを調整することで、出力電圧の静止α軸方向、β軸方向の成分抽出、および３つの基本ベクトルのパルス出力時間（デューティ加算値）が演算周期時間Ｔに等しくなるように制御している。
【００３４】
一方で、入力電流も制御するためには、入力側のα軸とβ軸方向を制御する２つの自由度がさらに必要と考える。したがって、入出力両方の波形を任意に制御するためには、合計５つの基本ベクトルの制御が最低でも必要である。図５に示す入力および出力空間ベクトルのセクター領域分けの定義において、入力位相指令値θＩｉ＊の存在するセクターが「１」、かつ、出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊の存在するセクターが「１」のときを代表例として以下に説明する。
【００３５】
図６は、出力側空間ベクトルセクター「１」について、単振動ベクトルと回転ベクトル、および零ベクトルの合計８つを定義したものである。図に示すように単振動ベクトルＸ軸とＹ軸を定義し、回転ベクトル方向軸をＲ軸とする。Ｘ軸、Ｙ軸に関しては、１セクター内にそれぞれ３つのベクトルが存在するので、瞬時値の大きい順にｍａｘ、ｍｉｄ、ｍｉｎの添え字を与えて表現する（ＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、ＶＹｍｉｎ）。回転ベクトル方向軸（Ｒ軸）は１セクター内に必ず１つのみ存在し、Ｖｒｏｔとおく。零ベクトルＶｚは、入力相電圧の中間相を用いて表現し（例：入力相電圧の大きさの関係がＲ＞Ｓ＞Ｔの関係であるならば、Ｓ相が中間相なので表１のスイッチングステートＺ２：双方向スイッチの接続状態がＳＳＳを用いる）、零ベクトルＶｚに用いる中間相は入力位相指令値θＩｉ＊が存在する入力セクター「１〜１２」の判別で自動的に決定される（入力セクター３、４、９、１０→ＲＲＲ、１、２、７、８→ＳＳＳ、５、６、１１、１２→ＴＴＴ）。入力相電圧の中間相を零ベクトルとすることにより、出力側の波形制御の電圧基準となる相が常に中間相となることから、コモンモード電圧の低減が可能となる。また、単振動ベクトルと回転ベクトルは、入力位相指令値θＩｉ＊が存在する入力セクターの領域とその位相状態から、スイッチングステートとそのベクトルの大きさ・位相が決定される。
【００３６】
ところで、入出力波形を正弦波化するためには、図６で定義した基本ベクトル８つの中から５つを選択して空間ベクトル変調する必要がある。１セクター内における基本ベクトルの選択パターンは、8Ｃ5＝５６パターン存在することになり、この中から適宜、制御方針に沿った最適パターンを選択して変調制御する。
【００３７】
この選択手法として、回転ベクトル１つ、零ベクトル１つ、単振動ベクトル３つを用いて制御する手法を本願出願人は提案している。この手法では、入力空間ベクトルも出力空間ベクトルも６０度位相差内の５つの基本ベクトルで構成されており、入出力波形の正弦波化とスイッチング回数低減、最大相と最小相間の直接転流防止を実現できる。
【００３８】
本実施形態は、上記の選択手法と同様に、入出力波形の正弦波化を図りながら、出力電圧のＰＷＭパルス落差を低減する手法を提案する。まず、出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊が低出力電圧領域に存在する事例について説明する。
【００３９】
電圧誤差低減について説明する。図７は、出力側空間ベクトルにおいて低出力電圧領域と高出力電圧領域を定義したものである。出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊が、境界線ＢＬの内側のとき（つまり境界よりも絶対値の小さい領域）は低出力電圧領域、境界線ＢＬより外側の領域は高出力電圧領域とする。また、境界線ＢＬ上の場合は、低出力領域、高出力領域のどちらとするかは、任意に定めるものとする。
【００４０】
本実施形態での空間ベクトル変調は、５つの基本ベクトルのデューティを決定してＰＷＭ制御を行うことにより、入力・出力ともに１制御周期内で積分的に電圧指令値に一致させる手法である。ここで、出力側の空間ベクトル変調の高調波について着目する。図８は、入力位相θ＝１５°の時の出力セクター「１」について示したものである。図９は、図８の状態において、１制御周期内における出力線間電圧指令値Ｖｕｖ＊とＰＷＭパルスの関係をＵＶ線間について示したものである。どちらも同じ電圧指令値が入力されており、１制御周期内のＰＷＭパルスの積分値は電圧指令値の大きさに一致している。
【００４１】
図８において、従来の仮想ＤＣリンクＰＷＭ方式では、電圧利用率も最も良い単振動ベクトルの最大値と２番目に大きな単振動ベクトルを用いて制御していた。図８の例では、ＲＴＲ、ＲＳＲ、ＲＴＴ、ＲＳＳ、および零電圧ＳＳＳを用いることになるので、図９のように、出力線間電圧指令値Ｖｕｖ＊に対して入力線間電圧ＶｒｔとＶｒｓのパルスを出力することになる。入力線間電圧Ｖｒｔはその瞬時における最大の入力線間電圧であり、これを用いると電圧利用率を高めることができるものの、低出力電圧領域では電圧指令値に対して大きな差をもつパルスとなる。また、偏差の大きいパルスを出力することでパルス幅も狭くなるため、デッドタイム等でパルス出力の削られる割合が大きくなり、電圧誤差に影響を与えやすい。
【００４２】
そこで、本実施形態では、電圧指令値が小さい領域においては、単振動ベクトルの最大値（つまり図８におけるＲＴＲやＲＴＴ）の代わりに、単振動ベクトルの最小値（図８におけるＳＴＴやＳＴＳ）を用いることで、より電圧指令値に近い値のパルスを出力させる。図９は、そのときのパルス出力の様子を示したものであるが、従来方式の入力線間電圧Ｖｒｔを出力することなく、出力線間電圧指令値Ｖｕｖ＊に近い値である入力線間電圧Ｖｓｔを出力することで、従来方式よりも全体的にパルス出力時間が増加している（パルスの出力されない時間：零電圧出力時間が減少している）。これにより、デッドタイムによるパルス出力の削られる割合が少なくなり、電圧誤差に対する影響度を低減することができるため、より高精度な制御が可能となる。特に、極低電圧領域では、最小オンパルス幅（パルス欠け）の改善が期待できる。
【００４３】
以上のように、出力側の空間ベクトルから選択すべき５つの基本ベクトルを優先的に決定し、入力側空間ベクトルはそれに対応するものを利用する。５つの基本ベクトルのデューティ演算に関しては、三角公式等を用いて幾何学的に解く手法や、逆行列を演算する手法で計算できるが、本実施形態ではＭｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列を用いて演算し、入力・出力波形ともに正弦波化する例を以下に説明する。
【００４４】
上述のように５つの基本ベクトルを選択した上で、入力電流指令値Ｉｉ＊および出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊を静止αβ軸上に展開した値Ｉｉα＊、Ｉｉβ＊、およびＶｏｌα＊、Ｖｏｌβ＊を与える。また、便宜上、５つの基本ベクトル「ＶＸｍｉｄ、ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｄ、ＶＹｍｉｎ、Ｖｚ」を出力側で「Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５」、入力側で「Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５」と定義し直す（例：図１０）。入出力それぞれで、５つの基本ベクトルを静止αβ軸に分解し、「Ｉ１α、Ｉ２α、Ｉ３α、Ｉ４α、Ｉ５α」「Ｉ１β、Ｉ２β、Ｉ３β、Ｉ４β、Ｉ５β」、「Ｖ１α、Ｖ２α、Ｖ３α、Ｖ４α、Ｖ５α」「Ｖ１β、Ｖ２β、Ｖ３β、Ｖ４β、Ｖ５β」とする。求めるべき５つの基本ベクトルのデューティを「ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４、ｄ５」とし、これらの加算値はｄ１＋ｄ２＋ｄ３＋ｄ４＋ｄ５＝１となるから、以上より数式（１）を導くことができる。
【００４５】
【数１】
2008048530.tif 000004
【００４６】
ここで、出力線間電圧指令値Ｖｏｌ＊に関しては駆動したい負荷に合わせて任意に与えればよいが、入力電流指令値Ｉｉ＊に関しては、交流−交流直接変換装置の原理上、その大きさは出力する負荷電流に依存して決定される。したがって、入力電流指令値Ｉｉ＊の大きさについては出力電圧指令値Ｖｏｌ＊の大きさと独立に制御することはできない。そこで、交流−交流直接変換装置の入力−出力間の三相瞬時有効電力は等しいという関係と、入力位相指令θ＊で入力無効電力を調整する条件から、（２）式のようにＩｉα＊、Ｉｉβ＊に関する連立方程式を導く。
【００４７】
【数２】
2008048530.tif 000005
【００４８】
なお、Ｖｉは入力相電圧、Ｖｏ＊は出力電圧指令の相電圧、Ｉｏは出力電流検出値で、それぞれαβ軸変換している。また、無効電力調整用の入力位相指令θ＊は、入力相電圧位相に対する入力電流位相の差（θＩｉ−θＶｉ）である。
【００４９】
（２）式を解くと、（３）式のようになり、入力相電圧検出値Ｖｉ、出力電圧指令値Ｖｏｌ＊、出力電流検出値Ｉｏの情報を用いて、（１）式左辺のＩｉα＊、Ｉｉβ＊を計算的に求めることができる。
【００５０】
【数３】
2008048530.tif 000006
【００５１】
なお、Ｖｉｌは入力線間電圧である。
【００５２】
５つの基本ベクトルのデューティｄ１〜ｄ５は、（１）式の逆行列を演算することで、（４）式のように求めることができる。
【００５３】
【数４】
2008048530.tif 000007
【００５４】
以上、本実施形態では、図７で定義する低出力電圧領域において、４つの単振動ベクトルＶＸｍｉｄ、ＶＸｍｉｎ、ＶＹｍｉｄ、ＶＹｍｉｎ、および零ベクトルＶｚの５つの基本ベクトルを選択し、出力電流検出値Ｉｏと（１）〜（４）式のデューティ演算式から５つの基本ベクトルの出力時間を決定する。
【００５５】
本実施形態によれば、入出力波形を同時に正弦波化して、低出力電圧領域において出力電圧のＰＷＭパルス落差を最小限として出力電圧高調波を低減することができる手段を備えた直流ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。また、極低電圧領域において、デッドタイムによるパルス欠けの影響を低減し、より高精度な電圧出力が得られる。
【００５６】
（実施形態２）
実施形態１では、（３）式において出力電流検出値Ｉｏを用いて入力電流指令値Ｉｉ＊を計算している。したがって、出力電流の検出が必須となり、電流センサ等の検出手段を用いる必要がある。そこで、本実施形態では出力電流を検出することなく、５つの基本ベクトルのデューティ（出力時間）を演算できる手法を提案する。
【００５７】
デューティ演算までの手順は実施形態１と同様であるが、（３）式における出力電流検出値Ｉｏα、Ｉｏβを使用しない点が異なる。まず、（１）式の係数行列中の「Ｉ１α、Ｉ２α、Ｉ３α、Ｉ４α、Ｉ５α」「Ｉ１β、Ｉ２β、Ｉ３β、Ｉ４β、Ｉ５β」を、すべてＩｏα、Ｉｏβの関係式に変換して係数比較する。例えば、（１）式の３行目Ｉｏαに関する式に着目して、図１１の空間ベクトルの状態（Ｉ１＝ＲＳＳ、Ｉ２＝ＲＳＲ、Ｉ３＝ＲＴＴ、Ｉ４＝ＲＴＲ、Ｉ５＝ＳＳＳ）を代表して説明する。この状態における（１）式を展開すると、（５）式のように表現できる。
【００５８】
【数５】
2008048530.tif 000008
【００５９】
なお、本例以外のスイッチング状態（Ｉ１〜Ｉ５に適用されるスイッチング状態がどのような場合）でも、（５）式のようにＩｏα、Ｉｏβの係数で表現できる。また、Ｉ１α〜Ｉ５αのデューティ係数は、全てテーブル展開すれば、基本ベクトルに応じて選択するだけでよい。
【００６０】
（５）式の左辺Ｉｉα＊に、（３）式のＩｉα＊を代入すると、左辺と右辺がＩｏα、Ｉｏβでそれぞれ係数比較できるため、Ｉｏα、Ｉｏβの出力電流検出値を消去できる。すなわち、係数比較の必要十分条件から、（６）式を導くことができる。
【００６１】
【数６】
2008048530.tif 000009
【００６２】
Ｉｉβ＊についても同様に係数比較で任意のデューティの関係式が導かれる。以上から、Ｖｏ１＊とデューティの関係式も含めて行列形式で一般化表現すると（７）式となる。
【００６３】
【数７】
2008048530.tif 000010
【００６４】
ここで、Ｋｖａ１〜Ｋｖａ５は、それぞれＫｖａａｎ（係数：ｎ＝１〜５）・Ｖｉ１ａ＋Ｋｖａｂｎ（係数：ｎ＝１〜５）・Ｖｉ１ｂである。Ｋｖｂ１〜Ｋｖｂ５は、それぞれＫｖｂａｎ（係数：ｎ＝１〜５）・Ｖｉ１ａ＋Ｋｖｂｂｎ（係数：ｎ＝１〜５）・Ｖｉ１ｂである。ｎはベクトル番号１〜５、ｄ１〜ｄ５は５つの基本ベクトルを用いた空間ベクトルのデューティ、Ｖｏｌα＊とＶｏｌβ＊は出力線間電圧指令、Ｉｉｘｘ（Ｉｉａａ：Ｉｉα＊を求める式のＩｏαの項に掛ける係数、Ｉｉａｂ：Ｉｉα＊を求める式のＩｏβの項に掛ける係数、Ｉｉｂａ：Ｉｉβ＊を求める式のＩｏαの項に掛ける係数、Ｉｉｂｂ：Ｉｉβ＊を求める式のＩｏβの項に掛ける係数）は入力電流指令計算値（（３）式より代入）、Ｋｉｘｘ１〜Ｋｉｘｘ５（ｘｘはａａ，ａｂ，ｂａ，ｂｂ）は係数である。
【００６５】
（７）式に示すように、デューティ係数行列は７×５の非正方行列となるので、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列の計算手法を用いて（８）式のようにデューティｄ１〜ｄ５を演算する。
【００６６】
【数８】
2008048530.tif 000011
【００６７】
なお、デューティ係数逆行列の「＋」は、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列を意味する。
【００６８】
以上がデューティ演算（空間ベクトル変調）の手順である。本実施形態によれば、出力電流を検出することなく、入出力波形を任意に正弦波化できるとともに、低出力電圧領域における出力電圧誤差（ＰＷＭパルスの高さ）も可能な限り低減できる手段を備えた直流ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。また、出力電流の大きさを高精度に検出する必要が無くなるため、デューティ制御のための出力電流センサが不要となり、低コスト化や、簡易的なオープンループ制御が可能となる。
【００６９】
本実施形態のシミュレーション結果を図１３（ａ）に示す。比較のため、図１２（ａ）に、従来の仮想ＤＣリンク方式のシミュレーション結果も示す。図１３（ａ）は、図１２（ａ）の出力線間電圧と比べて、最大相を出力していないことが分かる。
【００７０】
（実施形態３）
本実施形態は、図７で定義するところの高出力電圧領域の５ベクトル選択手法とそのデューティ演算に関するものである。高出力電圧領域では、実施形態１、２の低出力電圧領域と異なり、出力線間電圧指令値が大きいので、零電圧ベクトルとの電圧差が大きくなる。したがって、指令値の大きさと近い電圧ベクトルのみでＰＷＭパルスを構成するには、落差の大きい零ベクトルＶｚは使用しない方が、出力電圧の高調波低減（電圧誤差低減）ができる。
【００７１】
図６で定義するところの零電圧ベクトルＶｚ以外の７ベクトルの中から５ベクトルを選択する手法としては、7Ｃ5＝２１パターン存在する。このうち、制約条件としては、以下のものとする。
【００７２】
（１）入力波形と出力波形を同時に正弦波化することができること（デューティ解が存在すること）。
【００７３】
（２）スイッチング遷移に最大相と最小相間の直接転流がないこと。
【００７４】
（３）１相ごとのスイッチング遷移が可能なこと。
【００７５】
以上の３つの条件を満たすことができる組み合わせは、２１パターン中、表２に示す７パターンに限られる。
【００７６】
【表２】
2008048530.tif 000012
【００７７】
そこで、本実施形態では、高出力電圧領域においてこの７パターンの中から条件に合う組み合わせを選択して５つの基本ベクトルを決定する。デューティの演算手法に関しては、実施形態１と同様に、（１）〜（４）式を用いて演算する。このとき、上述の７つのベクトルの中から５つの基本ベクトルを選択するパターンすべてについて、正当なデューティ解が得られるまで繰り返し演算する。上記（１）〜（３）の条件を満たしていれば、７つの組み合わせの中から必ず１つはデューティ解が得られるため、その組み合わせとデューティを最終的な出力に適用する。
【００７８】
本実施形態では、以上の手順で５つの基本ベクトルとその出力時間を演算することにより、高出力電圧領域で落差の大きい零電圧ベクトルＶｚを出力することなく入出力波形を制御することができる手段を備えた直流ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。さらに、実施形態１と組み合わせることで全領域で出力高調波を低減することができる。
【００７９】
（実施形態４）
本実施形態は、実施形態３と同様に、高出力電圧領域で、表２の７パターンのうちいずれかを選択する。ただし、デューティを演算する際に、出力電流検出値Ｉｏを用いない点が、実施形態３と異なる。このプロセスは実施形態２と同様で、（５）〜（７）式で示したように、係数比較により出力電流値Ｉｏα＊、Ｉｏβ＊を消去する。デューティ演算行列の係数行列は、（７）式で示すように７×５の非正方行列となるため、（８）式のようにＭｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列演算からデューティ解を計算する。以後は、実施形態３と同様に、デューティ解が必ず１つは得られるため、繰り返し演算により正当な解を導く。
【００８０】
本実施形態によれば、実施形態３の効果に加えて、出力電流値を検出することなく実現できる手段を備えた直流ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。
【００８１】
シミュレーション結果例を図１３（ｂ）に示す。比較のため、従来の仮想ＤＣリンク方式の波形も図１２（ｂ）に示す。出力線間電圧を比較すると、本実施形態は出力電圧が高いときに指令値との落差の大きい零電圧を出力していないことが分かる。したがって、従来方式よりも出力電圧の高調波の低減が期待できる。
【００８２】
（実施形態５）
実施形態３、実施形態４の手法では、高出力電圧領域におけるスイッチング状態のうち、実施形態３で示す３つの制約条件を満たす７パターンすべてについて、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列を用いたデューティ解を常時求めていた。その中から最終的にデューティが負とならず、かつデューティ解の加算値が１となるような条件を満たす正当解を導いて適用するわけであるが、この手順であると７パターンすべてを求めるための演算時間を必要とする。また、７パターンから瞬時に解を一意に決定するためには、入出力空間のセクター情報（指令値位相・大きさも含めて）を更に細分化する必要があり、交流−交流直接変換装置のような空間ベクトル自体が時々刻々と変化する状態にあっては大変難解な判別式となる。
【００８３】
そこで、本実施形態では、実施形態３、４の手法をベースとし、予め入力・出力セクターの位相情報だけから、その任意の入出力セクター状態で発生し得ないパターン情報をテーブル化しておき、常時演算するパターン数を７パターンよりも少なくする手段を備えた直流ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。
【００８４】
例えば、図５のセクター定義を図１４のように再定義して、入力セクター「１」、出力セクター「１」の場合を考えると、表２におけるＨｉｇｈ−ｍｏｄｅ３と、Ｈｉｇｈ−ｍｏｄｅ６は、このセクター内で常に制約条件を満たすことができないため、演算処理から除外することができる。
【００８５】
したがって、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列演算を２回分短縮できる。他のセクター条件についても同様に、必ずこのような条件が存在するので、これらを予め除外して演算することができる。
【００８６】
以上から、実施形態３、４よりも演算処理を少なくしてその高速化ができる効果がある。
【００８７】
（実施形態６）
実施形態３〜５では、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅの一般化逆行列の演算処理を、特異値分解法等によってリアルタイム処理しているが、（８）式に示す７×５の係数行列が最大列階数（ｒａｎｋ＝５）であるとすると、Ｍｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅ条件から（９）式が成り立つことはすでに証明されているので、これを用いて（１０）式に変換する。
【００８８】
【数９】
2008048530.tif 000013
【００８９】
なお、Ａはデューティ係数行列、ＡＴはＡの転置行列、Ａ＋はＡのＭｏｏｒｅ−Ｐｅｎｒｏｓｅ一般化逆行列である。
【００９０】
【数１０】
2008048530.tif 000014
【００９１】
入出力セクター情報から、高出力電圧領域における７パターンのそれぞれにおいて、５つの基本ベクトルの選択状況が予め分かるため、その状態における（１０）式を展開すれば、複雑な行列演算も展開された形でデューティ演算式が与えられる。例えば、図１４の入出力セクター定義において、入力セクター「１」、出力セクター「１」であり、表２のＨｉｇｈ−ｍｏｄｅ１の場合を例に挙げると、５ベクトル選択状況は「ＲＳＲ、ＳＴＳ、ＲＳＳ、ＳＴＴ、ＲＴＳ」となる。これら５つの基本ベクトルを静止αβ軸上に展開した際のデューティ係数行列は（１１）式となる。
【００９２】
【数１１】
2008048530.tif 000015
【００９３】
上記行列の階数は５（最大列階数）であるので、（１０）式に代入すると（１２）式のように、各デューティを演算できる。
【００９４】
【数１２】
2008048530.tif 000016
【００９５】
他のベクトル状態についても同様の数式を導いてテーブル化することにより、逆行列演算をリアルタイムに処理する必要が無くなる。
【００９６】
以上より、本実施形態では（１０）式に基づく演算式によって演算自体を簡素化し、処理を高速化することができる手段を備えた直流ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。
【００９７】
（実施形態７）
上述までの実施形態の手法を組み合わせて空間ベクトル変調することで、入出力波形を正弦波化するとともに出力電圧の高調波低減を全電圧領域で実現できる。本実施形態では、図７の低出力電圧領域と高出力電圧領域の定義で実施形態１〜６の手段を用いた際に、全領域で制約条件を満たす正当なデューティ解が得られるようにフェールセーフの考えを適用する。
【００９８】
表３は、全領域で考えられる基本ベクトルの選択パターンをまとめたものである。フェールセーフモードとして、従来の仮想ＤＣリンク方式と同様のＶＸｍａｘ、ＶＸｍｉｄ、ＶＹｍａｘ、ＶＹｍｉｄ、Ｖｚの５つのベクトルを選択することで、想定外の指令値入力であっても必ず正当なデューティ解を得る。すなわち、図１５のような手順で処理する。
【００９９】
【表３】
2008048530.tif 000017
【０１００】
図１５の手順は、図７に基づき低出力電圧領域と高出力電圧領域を判別し（Ｓ１）、高電圧領域ならば７パターンベクトル選択処理へ移行し、低電圧領域ならベクトルが１つに決定されるのでそのままデューティ演算へ移行し（Ｓ２）、高電圧モードでは７つの組み合わせのうち、正当な解が得られるまでループを繰り返し（Ｓ３、Ｓ４）、高電圧モードで正当解がない場合は低電圧モードの処理へ移行し（Ｓ５）、低電圧モードの処理でも正当な解が得られない想定外の場合はフェールセーフモードへ移行する（Ｓ６〜Ｓ８）。
【０１０１】
本実施形態によれば、入力・出力指令値が想定外の範囲のものであっても、何らかしらのデューティ指令を導いて、システム制御への不安定な挙動を防止することができる手段を備えた直流ＡＣ−ＡＣ変換形の交流−交流直接変換装置となる。
【図面の簡単な説明】
【０１０２】
【図１】交流−交流直接変換装置の基本構成図。
【図２】出力電圧の基本空間ベクトル図。
【図３】入力電流の基本空間ベクトル図。
【図４】入力側空間ベクトル図（ａ）と出力側空間ベクトル図（ｂ）。
【図５】空間ベクトルの「入力側」セクターと「出力側」セクターの定義例。
【図６】出力セクター「１」における基本空間ベクトルの状態図。
【図７】出力側空間ベクトルの低出力電圧領域と高出力電圧領域の定義例。
【図８】出力セクター「１」における基本空間ベクトルの状態図。
【図９】１制御周期内における出力電圧指令値とＰＷＭパルスの関係図。
【図１０】入力側と出力側の空間ベクトルの定義し直し例。
【図１１】入力側と出力側の空間ベクトルの状態図。
【図１２】仮想ＤＣリンク方式のシミュレーション結果。
【図１３】実施形態のシミュレーション結果。
【図１４】入出力セクターの再定義例。
【図１５】デューティ演算手順例。
【符号の説明】
【０１０３】
１  交流電源
２  入力ＬＣフィルタ
３  交流−交流直接変換回路
４  制御装置
【図１】
2008048530.tif 000018
【図２】
2008048530.tif 000019
【図３】
2008048530.tif 000020
【図４】
2008048530.tif 000021
【図５】
2008048530.tif 000022
【図６】
2008048530.tif 000023
【図７】
2008048530.tif 000024
【図８】
2008048530.tif 000025
【図９】
2008048530.tif 000026
【図１０】
2008048530.tif 000027
【図１１】
2008048530.tif 000028
【図１２】
2008048530.tif 000029
【図１３】
2008048530.tif 000030
【図１４】
2008048530.tif 000031
【図１５】
2008048530.tif 000032