(57)【要約】【課題】駆動中におけるモータ相電流のゼロクロス点近傍での波形歪みを、補償値とのずれの影響を最大限軽減した状態で改善することで、トルク脈動や回転数変動を低減したモータ駆動用インバータ制御装置を提供する。【解決手段】交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するモータ駆動用インバータ制御装置で、インバータの動作をコントロールする制御演算部では、モータの回転を維持するために必要なインバータが出力すべき電圧を算出する基本出力電圧演算部と、モータの相電流波形歪みを改善する電圧を基本出力電圧演算部での演算周期よりも短い周期で算出する波形改善電圧演算部とを設け、基本出力電圧と波形改善電圧とに基づいてＰＷＭ信号を波形改善電圧演算部での演算周期で更新することによって、モータ相電流のゼロクロス点近傍での波形歪みの改善が図れるものである。【選択図】図１
2008206246.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、
前記制御演算部には、前記モータの回転を維持するために必要な前記インバータが出力すべき電圧を算出する基本出力電圧演算部と、
前記モータの相電流波形歪みを改善する電圧を前記基本出力電圧演算部での演算周期よりも短い周期で算出する波形改善電圧演算部と、
前記基本出力電圧演算部により算出された電圧と前記波形改善電圧演算部により算出された電圧とに基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を前記波形改善電圧演算部での演算周期で更新するＰＷＭ信号生成部と、
を設けたモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項２】
前記基本出力電圧演算部における前記モータの回転を維持するために必要な前記インバータが出力すべき電圧の算出周期が前記インバータを制御するＰＷＭ信号のキャリア周期に一致し、前記波形改善電圧演算部における前記モータの相電流波形歪みを改善する電圧の算出周期が前記インバータを制御するＰＷＭ信号のキャリア周期の１／２に一致することを特徴とした請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項３】
前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタで構成され、前記インバータの母線間にはコンデンサとを設け、前記リアクタと前記コンデンサとの共振周波数を交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように前記リアクタおよび前記コンデンサの組み合わせを決定することを特徴とした請求項１または２に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項４】
モータを有し、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動用インバータ制御装置を用いて前記モータを駆動する機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ回路を備えた誘導モータ、直流モータのベクトル制御インバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
可変電圧可変周波数の交流電圧によりモータを駆動するＰＷＭインバータは、スイッチング素子が直列に接続されたアームが基本単位となっており、上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子が交互にオン／オフされる。通常、上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子とが同時にオンして短絡することを防止するために、オン／オフの切替の際には、上側と下側のスイッチング素子が同時にオフとなる期間が設けられる。この同時にオフとなる短絡防止時間はデッドタイムと呼ばれるが、このデッドタイム期間中において、スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオードの不完全ターンオンに起因して相電流のゼロクロス点及びその近傍（以下、単にゼロクロス点近傍という）で出力電圧が不連続になり、これによって相電流も不連続になって波形に歪みを生じる場合がある。その結果、相電流のゼロクロス点近傍において、負荷であるモータのトルクが脈動したり、回転速度が変動したりするなどの問題を生じていた。この問題を解決するために、特許文献１では、モータ電流の極性に応じてデッドタイムに起因する電圧歪みを補償している。
【特許文献１】特開２００２−９５２６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、従来の補償方法では、補償タイミングのずれが大きい場合には、補償の効果が小さくなったり、電圧歪みの補償が逆効果となったりしてしまうという問題がある。
【０００４】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、波形歪みと補償値とのずれの影響を軽減す波形改善を行うモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するために本発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータとインバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、制御演算部には、モータの回転を維持するために必要なインバータが出力すべき電圧を算出する基本出力電圧演算部と、モータの相電流波形歪みを改善する電圧を基本出力電圧演算部での演算周期よりも短い周期で算出する波形改善電圧演算部と、基本出力電圧演算部により算出された電圧と波形改善電圧演算部により算出された電圧とに基づいてインバータを制御するＰＷＭ信号を波形改善電圧演算部での演算周期で更新するＰＷＭ信号生成部とを設けたものである。
【０００６】
これによって、駆動中におけるモータ相電流の波形歪みを改善することが可能となり、トルク脈動や回転数変動を低減した良質のモータ駆動用インバータ制御装置を実現できる。
【発明の効果】
【０００７】
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、相電流のゼロクロス点近傍で波形に歪みを生じるような場合でも、モータの回転を維持するために必要なインバータが出力すべき
電圧を演算する周期よりも短い周期でモータの相電流波形歪みを改善する電圧を算出し、インバータを制御するＰＷＭ信号に反映させることにより、歪みと補償値とのずれの影響を軽減することが可能となり、その結果、良好なモータ駆動の維持が図れるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
第１の発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記制御演算部には、前記モータの回転を維持するために必要な前記インバータが出力すべき電圧を算出する基本出力電圧演算部と、前記モータの相電流波形歪みを改善する電圧を前記基本出力電圧演算部での演算周期よりも短い周期で算出する波形改善電圧演算部と、前記基本出力電圧演算部により算出された電圧と前記波形改善電圧演算部により算出された電圧とに基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を前記波形改善電圧演算部での演算周期で更新するＰＷＭ信号生成部とを設けたものである。
【０００９】
これにより、相電流のゼロクロス点近傍で波形に歪みを生じるような場合でも、モータの回転を維持するために必要なインバータが出力すべき電圧を演算する周期よりも短い周期でモータの相電流波形歪みを改善する電圧を算出し、インバータを制御するＰＷＭ信号に反映させることにより、波形歪みと補償値とのずれの影響を軽減でき、その結果、良好なモータ駆動を維持が可能となる。
【００１０】
第２の発明は、特に、第１の発明において、前記基本出力電圧演算部における前記モータの回転を維持するために必要な前記インバータが出力すべき電圧の算出周期が前記インバータを制御するＰＷＭ信号のキャリア周期に一致し、前記波形改善電圧演算部における前記モータの相電流波形歪みを改善する電圧の算出周期が前記インバータを制御するＰＷＭ信号のキャリア周期の１／２に一致するものである。
【００１１】
これにより、一般的なモータ駆動用マイクロコンピュータで制御する場合において、最小限の処理時間で波形歪みと補償値とのずれの影響を軽減することが可能となる。
【００１２】
第３の発明は、特に、第１または第２の発明において、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタで構成され、前記インバータの母線間にはコンデンサとを設け、前記リアクタと前記コンデンサとの共振周波数を交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように前記リアクタおよび前記コンデンサの組み合わせを決定するものである。
【００１３】
これにより、電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。
【００１４】
第４の発明は、モータを有し、第１から第３の発明のいずれかのモータ駆動用インバータ制御装置を用いて前記モータを駆動するものである。これにより、良好なモータ駆動を行う空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器などの機器を実現することができる。
【００１５】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１６】
（実施の形態１）
本発明の第１の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図１に示す。
【００１７】
モータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源１、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ７、ダイオードブリッジ７の直流出力側に接続されるリアクタ１１、直流母線間にはコンデンサ１２、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。
【００１８】
ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続されている。
【００１９】
インバータ２は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、コンデンサ１２の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電圧が印加される。
【００２０】
Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１３ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１３ｘよりなる。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｖ及び低圧側スイッチング素子１３ｙよりなる。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｗ及び低圧側スイッチング素子１３ｚよりなる。
【００２１】
また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４ｙ，１４ｚが接続されている。
【００２２】
インバータ２におけるスイッチング素子１３ｕとスイッチング素子１３ｘの相互接続点、スイッチング素子１３ｖとスイッチング素子１３ｙの相互接続点、スイッチング素子１３ｗとスイッチング素子１３ｚの相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。
【００２３】
インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。
【００２４】
また、インバータ２の母線には母線電流検出器１５が配されている。
【００２５】
制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベースドライバ１０と、相電流変換部２０と、モータ位相推定部１７と、回転子速度検出部１８と、電流指令演算部１９と、基本出力電圧演算部２１と、波形改善電圧演算部２２からなる。
【００２６】
相電流変換部２０は母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流を観察し、そのインバータ母線電流をブラシレスモータ３の相電流に変換する。相電流変換部２０は実際にはインバータ母線電流が変化した時から所定期間の間だけ電流を検出する。
【００２７】
モータ位相推定部１７は、相電流変換部２０により変換されたブラシレスモータ３の相電流と、基本出力電圧演算部２１で演算される出力電圧と、インバータ入力電圧検出部１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ３の位相を推定する。
【００２８】
さらに、回転子速度検出部１８では、推定された位相からブラシレスモータ３の速度を
推定する。
【００２９】
電流指令演算部１９では、推定された回転子５の速度と目標速度との偏差情報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき電流指令値をＰＩ演算などを用いて導出される。
【００３０】
基本出力電圧演算部２１では、電流指令値と相電流変換部２０により変換されたブラシレスモータ３の相電流との偏差情報に基づいて、ブラシレスモータ３の回転を維持するために必要なインバータが出力すべき正弦波状の基本出力電圧を演算する。
【００３１】
波形改善電圧演算部２２では、モータ位相推定部１７により推定されたブラシレスモータ３の位相情報を基に、相電流波形歪み改善電圧を演算する。
【００３２】
基本出力電圧演算部２１で求まる基本出力電圧と、波形改善電圧演算部２２で求まる相電流波形歪み改善電圧によって、相電流波形が歪みのない正弦波となるような出力電圧をＰＷＭ信号生成部９で求め、ブラシレスモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号が生成される。
【００３３】
最終的にＰＷＭ信号はベースドライバ１０に出力され、各スイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ，１３ｘ，１３ｙ，１３ｚはＰＷＭ信号に従い駆動し、正弦波状の相電流が流れる正弦波駆動を実現している。
【００３４】
図２に各々の演算部で求まる電圧波形や相電流波形を示す。図２（ａ）は、基本出力電圧演算部２１で求まる基本出力電圧波形を示したもので、モータ位相推定部１７により推定されたブラシレスモータ３の位相情報によって正弦波状の出力電圧を生成し、その振幅は電流指令演算部１９からの電流指令値と相電流変換部２０からの実際の電流値との比較演算によって決定される。
【００３５】
図２（ａ）に示す基本出力電圧波形のみを用いてＰＷＭ信号生成部９からＰＷＭ信号を出力した場合、ブラシレスモータ３の相電流波形は、図２（ｂ）に示すような歪んだものとなってしまう。
【００３６】
これは、インバータ２の上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子とが同時にオンして短絡することを防止するためのデッドタイム期間中において、スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオードの不完全ターンオンに起因してゼロクロス点近傍で出力電圧が不連続になるためである。
【００３７】
その結果、相電流のゼロクロス点近傍において、負荷であるモータのトルクが脈動したり、回転速度が変動したりするなどの問題を生じていた。
【００３８】
図２（ｃ）は、この問題を解決するための波形改善電圧演算部２２で求めた波形改善電圧である。
【００３９】
これは、図２（ｂ）に示す歪んだ相電流波形において、正弦波形に対して電流値が不足している位相においては波形改善電圧をプラス値に、逆に、正弦波形に対して電流値が過大となっている位相においては波形改善電圧をマイナス値となるようなものであり、基本出力電圧に対して５次の高調波成分を演算することによって求めた。
【００４０】
図２（ｄ）は、ＰＷＭ信号生成部９において、図２（ａ）に示す基本出力電圧波形に図２（ｃ）に示す波形改善電圧を重畳させた波形である。
【００４１】
図２（ｄ）に示す合成波形を用いてＰＷＭ信号生成部９からＰＷＭ信号を出力することによって、ブラシレスモータ３の相電流波形を、図２（ｅ）に示すような歪みのない正弦波電流にすることを実現している。
【００４２】
制御部６における制御タイミングについて図３を用いて説明する。
【００４３】
ＰＷＭタイマはモータ駆動用の一般的なマイコンに搭載されており、アップカウントとダウンカウントを繰り返す（図３（ａ））。なお、図３の横軸は時間を意味する。
【００４４】
ＰＷＭ信号は、ダウンカウントからアップカウントへ移行するタイミング（以下、ＰＷＭタイマの谷という）毎の周期を１キャリア周期としてオンオフを繰り返す（図３（ｂ）〜図３（ｄ））。
【００４５】
ＰＷＭ信号の１キャリア周期の設定に関しては、制御性向上の面からより短く（高周波で）設定が可能であることが望ましいが、一方で、ブラシレスモータ３の相電流を相電流変換部２０で取得されてからＰＷＭ信号生成部９での信号出力までの処理時間よりも長く設定されなければならないという制約もある。
【００４６】
中でも、モータ位相推定部１７では、ブラシレスモータ３の抵抗値やインダクタンス値、各相の電流値や印加電圧値などを用いた電圧方程式を解くことにより位相を推定するが、この推定演算に関しては、比較的多量の演算処理が必要となってくる。
【００４７】
よって、図３に示すようにインバータ印加電圧と相電流取得（図３（１））からモータ位相推定と回転子速度検出と電流指令演算と基本出力電圧演算（図３（２））、波形改善電圧演算（図３（３））、ＰＷＭ信号生成（図３（４））までの一連の演算処理が１キャリア周期内に収まり、次のＰＷＭタイマの谷のタイミングでＰＷＭ信号への反映（図３（５））がなされるようなシーケンスがこれまで一般的に用いられてきた。
【００４８】
なお、図３（１）’〜図３（５）’および図３（１）”〜図３（５）”は、図３（１）〜図３（５）の繰り返しを意味する。
【００４９】
ここで一例として、ブラシレスモータ３に４極モータを用い、インバータ２のキャリア周波数を１０ｋＨｚとしたシステムにおいて、ブラシレスモータ３が１００ｒｐｓで回転している場合について考える。
【００５０】
ブラシレスモータ３が４極モータであることから、電気角２周期で機械角１回転となり、１００ｒｐｓで回転しているときの基本出力電圧の電気周波数は２００Ｈｚとなっている。
【００５１】
波形改善電圧演算部２２では、モータ位相推定部１７により推定されたブラシレスモータ３の位相情報を基に、基本出力電圧に対して５次の高調波成分を演算することによって相電流波形歪み改善電圧（図４）を求めており、この波形の周波数は２００Ｈｚの５倍で、１ｋＨｚとなる。
【００５２】
キャリア周波数の１０ｋＨｚ毎に、基本出力電圧に対して５次の高調波成分である波形改善電圧（電気周波数１ｋＨｚ）の演算が行われるため、図４に示すようにこの波形の電気角分解能は３６°となり、正弦波形を生成するには十分な分解能であるとは言えない。
【００５３】
そこで、本発明の第１の実施の形態においては、図５に示すようなシーケンスで制御が
行われるようにした。なお、図５においては図３と同様に、ＰＷＭタイマ（ａ）はアップカウントとダウンカウントを繰り返す（図５（ａ））。各相のＰＷＭ信号は１キャリア周期ごとにオンオフを繰り返す（図５（ｂ）〜図５（ｄ））。また、図５（１）’…および図５（１）”…は、図５（１）…の繰り返しを意味する。
【００５４】
比較的処理時間を要しない、基本出力電圧に対して５次の高調波成分となる波形改善電圧の演算を、ＰＷＭタイマ（図５（ａ））のダウンカウント中とアップカウント中、それぞれ１回ずつ行い（図５（３）と図５（６））、ＰＷＭ信号生成部９において、キャリア１周期毎に求まる基本出力電圧波形に重畳させ、ＰＷＭ信号を生成（図５（４）と図５（７））し、ＰＷＭタイマの谷と山（アップカウントからダウンカウントへ移行）のタイミングでＰＷＭ信号への反映（図５（５）と図５（８））が行われるようにすることによって、相電流波形歪み改善電圧の波形の電気角分解能は図３に示すものと比較し、２倍となった（図６）。
【００５５】
上述した例、ブラシレスモータ３に４極モータを用い、インバータ２のキャリア周波数を１０ｋＨｚとしたシステムにおいて、ブラシレスモータ３が１００ｒｐｓで回転している場合においては、図６に示すように波形改善電圧の電気角分解能は１８°となり、正弦波形への改善精度が向上した。
【００５６】
なお、図５におけるＰＷＭタイマがアップカウント中の波形改善電圧演算（図５（６））に用いるブラシレスモータ３の位相情報は、モータ位相推定部１７により１キャリア周期毎に推定された位相の変化量の１／２を前回の推定結果に加算したものとしている。
【００５７】
これによって、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置において、駆動中におけるモータ相電流のゼロクロス点近傍での波形歪みを、補償値とのずれの影響を最大限軽減した状態で改善することが可能となり、トルク脈動や回転数変動を低減した良好なモータ駆動の維持が可能である。
【００５８】
（実施の形態２）
本発明に係るコンデンサ１２およびリアクタ１１の仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。
【００５９】
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、コンデンサ１２とリアクタ１１との共振周波数ｆＬＣ（ＬＣ共振周波数）を電源周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるようにコンデンサ１２とリアクタの１１組み合わせを決定する。
【００６０】
ここで、コンデンサ１２の容量をＣ［Ｆ］、リアクタ１１のインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆＬＣは次式のように表される。
【００６１】
【数１】
2008206246.tif 000003
【００６２】
即ち、ｆＬＣ＞４０ｆｓを満たすようにコンデンサ１２とリアクタ１１の組み合わせを
決定するものである（ＩＥＣ規格では電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているため）。
【００６３】
以上により、コンデンサ１２およびリアクタ１１の組み合わせを決定することで、小型、軽量、低コストを実現したモータ駆動用インバータ制御装置において、電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。
【００６４】
なお、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器など、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用でき、いずれの場合においても、信頼性の高い製品の実現に貢献するものである。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、モータ相電流の歪みを位相のズレを抑制した補償によって高精度に改善でき、高効率を維持しつつ安定した電流供給が可能となるもので、小型のモータ起動装置を必要とするＡＶ機器（特に小型機器）などにも広く用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図
【図２】本発明の実施の形態１における動作結果を示す図
【図３】一般的なモータ駆動用インバータ制御装置の制御タイミングを示す図
【図４】図３に示す制御における、波形改善電圧を示す図
【図５】本発明の実施の形態１における制御タイミングを示す図
【図６】図５に示す制御における、波形改善電圧を示す図
【符号の説明】
【００６７】
１  交流電源
２  インバータ
３  ブラシレスモータ
４  固定子
４ｕ〜４ｗ  巻線
５  回転子
６  制御部
７  ダイオードブリッジ
８ｕ〜８ｗ  端子
９  ＰＷＭ信号生成部
１０  ベースドライバ
１１  リアクタ
１２  コンデンサ
１３ｕ〜１３ｗ  上アームスイッチング素子
１３ｘ〜１３ｚ  下アームスイッチング素子
１４ｕ〜１４ｗ、１４ｘ〜１４ｚ  フリーホイールダイオード
１５  母線電流検出器
１６  インバータ入力電圧検出部
１７  モータ位相推定部
１８  回転子速度検出部
１９  電流指令演算部
２０  相電流変換部
２１  基本出力電圧演算部
２２  波形改善電圧演算部
【図１】
2008206246.tif 000004
【図２】
2008206246.tif 000005
【図３】
2008206246.tif 000006
【図４】
2008206246.tif 000007
【図５】
2008206246.tif 000008
【図６】
2008206246.tif 000009