(57)【要約】【課題】スイッチング動作によって電力変換を行うことにより直流電源から交流電圧を生成するインバータ電源装置を小型化すると共に、広い出力範囲において従来よりも電力変換効率を高くする。【解決手段】このインバータ電源装置は、共通の直流電源電圧を入力してフライバック方式の電力変換動作を行う複数の電力変換回路と、該複数の電力変換回路の出力を合成して脈流電圧を生成する出力合成回路と、該出力合成回路によって生成された脈流電圧を周期的に極性反転することによって交流電圧に変換する極性反転回路と、複数の電力変換回路に含まれている駆動回路における駆動信号の生成動作を制御すると共に、極性反転回路における極性反転動作のタイミングを制御する制御部とを具備する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
コア及び該コアに回巻された１次側巻線及び２次側巻線を有するトランスと、前記トランスの１次側巻線に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従って前記トランスの１次側巻線に電流を流すスイッチング素子と、前記スイッチング素子に供給される駆動信号を生成する駆動回路と、前記トランスの２次側巻線に発生する電圧を整流する出力回路とを各々が含み、共通の直流電源電圧を入力してフライバック方式の電力変換動作を行う複数の電力変換回路と、
前記複数の電力変換回路の出力を合成して脈流電圧を生成する出力合成回路と、
前記出力合成回路によって生成された脈流電圧を周期的に極性反転することによって交流電圧に変換する極性反転回路と、
前記複数の電力変換回路に含まれている駆動回路における駆動信号の生成動作を制御すると共に、前記極性反転回路における極性反転動作のタイミングを制御する制御部と、
を具備するインバータ電源装置。
【請求項２】
前記トランスが、アモルファス金属の磁性体を含むコアを有する、請求項１記載のインバータ電源装置。
【請求項３】
前記複数の電力変換回路に含まれている前記トランスの２次側巻線の一端が共通接続されており、前記出力合成回路が、前記複数の電力変換回路の出力と前記極性反転回路の入力との間にそれぞれ接続された複数の逆流防止素子を含み、前記複数の電力変換回路の出力電流が合成されて前記極性反転回路に入力される、請求項１又は２記載のインバータ電源装置。
【請求項４】
前記出力合成回路が、前記複数の電力変換回路の出力にそれぞれ接続された複数の逆流防止素子を含み、前記複数の電力変換回路に含まれている前記トランスの２次側巻線及び前記出力回路が前記複数の逆流防止素子を介してカスケード接続されており、前記複数の電力変換回路の出力電圧が合成されて前記極性反転回路に入力される、請求項１又は２記載のインバータ電源装置。
【請求項５】
前記出力合成回路が、前記制御部から供給される制御信号に従って、前記複数の電力変換回路の出力を合成して得られる電圧をゼロにするためのスイッチ回路を含む、請求項１〜４のいずれか１項記載のインバータ電源装置。
【請求項６】
前記制御部が、ＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）を含む、請求項１〜５のいずれか１項記載のインバータ電源装置。
【請求項７】
前記複数の電力変換回路の各々が、前記出力回路に接続されたローパスフィルタを含む、請求項１〜６のいずれか１項記載のインバータ電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング動作によって電力変換を行うことにより直流電源から交流電圧を生成するインバータ電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源から所望の周波数及び電圧を有する交流電圧を生成する交流電源装置は、一般的に、直流電源の電圧を変換する昇圧チョッパや絶縁型スイッチング電源等の直流電圧変換回路と、直流電圧変換回路から出力される直流電圧をブリッジ回路を用いてスイッチングして交流電圧を生成するインバータ回路とによって構成される。
【０００３】
しかしながら、そのような構成によれば、直流電圧変換回路におけるスイッチング動作に伴う電力損失と、ブリッジ回路におけるスイッチング動作に伴う電力損失との両方が発生するので、電力変換効率が低いという問題がある。そこで、直流電源から脈流電圧を生成し、周期的な極性反転によって脈流電圧を交流電圧に変換することが行われている。
【０００４】
関連する技術として、下記の特許文献１には、高効率の正弦波交流電源回路が開示されている。この正弦波交流電源回路は、直流電源と、該直流電源の出力を脈流波形に変調して出力させる脈流信号発生器と、直流電源から出力される脈流波形の半サイクル毎に極性を反転する極性反転器とによって構成され、脈流信号発生器が、記憶手段及びＤ／Ａ変換器によって構成され、直流電源が、Ｄ／Ａ変換器の出力信号をスイッチング信号として任意の直流電圧を生成するスイッチングレギュレータによって構成される。
【０００５】
また、下記の特許文献２には、電力変換効率を高くすることのできるＤＣ／ＡＣ変換装置が開示されている。このＤＣ／ＡＣ変換装置は、供給される直流電力をトランスの１次側で主スイッチによりスイッチングしてトランスの２次側に交流電力を生成し、該交流電力を整流・平滑してほぼ正弦波の全波整流波形に対応した主脈流波信号を発生するスイッチング増幅部と、主脈流波信号を１周期毎に極性反転させて交流出力信号を生成するスイッチ素子を有する極性反転部と、全波整流波形の基準脈流波信号を発生し、該基準脈流波信号のレベルに応じたデューティ比の高周波パルスを発生し、該高周波パルスにより主スイッチをオン／オフ駆動する制御回路部とを具備する。
【０００６】
特許文献２に記載されているように、脈流電圧を発生するスイッチング増幅部と、脈流電圧を周期的に極性反転する極性反転回路とを組み合わせることにより、交流電源装置における電力変換効率が改善される。しかしながら、スイッチング増幅部において、大きな出力電流を得るためには、トランス又はチョークコイルやコンデンサ等の部品が大型化してしまう。また、負荷電流が大きいときに電力変換効率が高くなるように設計を行うと、負荷電流が小さいときに不要な消費電流が生じて電力変換効率が低くなってしまう。
【特許文献１】特開平５−２７６７６２号公報（第１頁、図１）
【特許文献２】特開平１０−２５７７８１号公報（第１−２頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、スイッチング動作によって電力変換を行うことにより直流電源から交流電圧を生成するインバータ電源装置を小型化すると共に、広い出力範囲において従来よりも電力変換効率を高くすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明の１つの観点に係るインバータ電源装置は、（ａ）コア及び該コアに回巻された１次側巻線及び２次側巻線を有するトランスと、トランスの１次側巻線に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従ってトランスの１次側巻線に電流を流すスイッチング素子と、スイッチング素子に供給される駆動信号を生成する駆動回路と、トランスの２次側巻線に発生する電圧を整流する出力回路とを各々が含み、共通の直流電源電圧を入力してフライバック方式の電力変換動作を行う複数の電力変換回路と、（ｂ）複数の電力変換回路の出力を合成して脈流電圧を生成する出力合成回路と、（ｃ）出力合成回路によって生成された脈流電圧を周期的に極性反転することによって交流電圧に変換する極性反転回路と、（ｄ）複数の電力変換回路に含まれている駆動回路における駆動信号の生成動作を制御すると共に、極性反転回路における極性反転動作のタイミングを制御する制御部とを具備する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、直流電源電圧に基づいて動作する複数の電力変換回路の出力を合成することにより脈流電圧を生成し、周期的な極性反転によって脈流電圧を交流電圧に変換するので、インバータ電源装置を小型化すると共に、広い出力範囲において従来よりも電力変換効率を高くすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下に、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照番号を付して、説明を省略する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ電源装置の構成を示す図である。このインバータ電源装置は、直流電源電圧の入力端子１及び２と、交流電源電圧の出力端子３及び４と、入力段のフィルタ１０と、フィルタ１０を介して供給される直流電源電圧をスイッチングすることによって電力変換を行う複数の電力変換回路（図１においては、第１の電力変換回路１１〜第４の電力変換回路１４を示す）と、電力変換回路１１〜１４の出力電流を合成して脈流電圧を生成する出力合成回路３０と、周期的な極性反転によって脈流電圧を交流電圧に変換する極性反転回路４０と、出力段のフィルタ５０と、出力リレー６０と、電力変換回路１１〜１４等を制御する制御部７０とを有している。
【００１１】
さらに、このインバータ電源装置は、電力変換回路１１〜１４の共通の入力電圧を検出する入力電圧検出回路８１と、出力合成回路３０の出力電圧を検出する出力電圧検出回路８２と、電力変換回路１１〜１４の入力電流をそれぞれ検出する入力電流検出回路９１〜９４と、電力変換回路１１〜１４の出力電流をそれぞれ検出する出力電流検出回路１０１〜１０４と、外部機器との通信に用いられる通信インタフェース１１０とを有している。なお、電力変換回路１１〜１４の入力電流を検出する替わりに、フィルタ１０の入力電流又は出力電流を検出するようにしても良いし、電力変換回路１１〜１４の出力電流を検出する替わりに、出力合成回路３０、極性反転回路４０、フィルタ５０、又は、出力リレー６０の出力電流を検出するようにしても良い。
【００１２】
フィルタ１０は、例えば、コイルとコンデンサとによって構成され、直流電源電圧と電力変換回路１１〜１４との間の交流的な干渉を低減する。
第１の電力変換回路１１は、１次側の交流電圧を昇圧又は降圧して２次側に出力するトランス２０と、トランスの１次側巻線２１に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従ってトランスの１次側巻線２１に電流を流すＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子２４と、制御部７０から供給されるスイッチング制御信号に基づいて、スイッチング素子２４を駆動するための駆動信号を生成する駆動回路２５と、トランスの２次側巻線２２に発生する電圧を半波整流するダイオード２６と、ダイオード２６に接続されたコンデンサ２７とを含んでいる。ここで、ダイオード２６及びコンデンサ２７は、出力回路を構成している。さらに、出力回路に、ローパスフィルタ２８を接続するようにしても良い。
【００１３】
トランス２０は、磁性体のコア２３と、コア２３に回巻された１次側巻線２１及び２次側巻線２２とを有している。１次側巻線２１の巻数をＮ１とし、２次側巻線２２の巻数をＮ２とすると、損失がないとした場合に、１次側と２次側との間の昇圧比は、Ｎ２／Ｎ１となる。なお、トランス２０に付されたドットの記号は、巻線の極性を示している。
【００１４】
一般に、スイッチング電源において、トランスの１次側から２次側への電力伝達方式としては、スイッチング素子がオンした時に１次側から２次側に電力を伝達するフォワード方式と、スイッチング素子がオフした時に１次側から２次側に電力を伝達するフライバック方式とがある。本実施形態においては、昇圧比を高くとり易いフライバック方式を採用している。フライバック方式は、チョークコイルが不要で部品点数が少なく、回路が簡単になるというメリットを有している。
【００１５】
図１に示すようなフライバック方式の電力変換回路１１においては、トランスの１次側巻線２１と２次側巻線２２とが逆極性の関係となっており、スイッチング素子２４がオンしている間は、トランス２０の１次側電流は増加するが、トランス２０の２次側においてはダイオード２６で逆バイアスされているので２次側電流は流れない。トランス２０は、スイッチング素子２４がオンしている時に、コア２４にエネルギーを蓄える。
【００１６】
次に、スイッチング素子２４がオフすると、磁場が電流を維持しようとするので、トランス２０の電圧極性が反転して、トランス２０の２次側において電流が流れる。トランス２０の２次側電流は、トランスの２次側巻線２２に直列接続されたダイオード２６を介してコンデンサ２７に充電される。本発明においては、制御部７０が、スイッチング素子２４のオン時間を制御し、あるいは、オン周期（スイッチング周波数）を制御することにより、脈流電圧を発生させる。
【００１７】
また、本実施形態においては、トランスのコア２３として、高い飽和磁束密度を有するアモルファス金属の磁性体が用いられる。具体的な材料としては、例えば、鉄（Ｆｅ）とコバルト（Ｃｏ）を含むアモルファス合金Ｆｅ−Ｃｏ（６０〜８０ｗｔ％）を用いることができる。コアのタイプとしては、粉末材料を焼結することにより成型したバルクタイプが好適である。また、リボン状のコアを積層したラミネートタイプを用いることもできる。
【００１８】
アモルファス金属の磁性体は、フェライトよりも飽和磁束密度が高く、温度による磁気特性の変化が小さく、ヒステリシス損失や渦電流損失が小さくて高周波特性が良いという特徴を有している。また、アモルファス金属の磁性体をトランスのコアとして用いることにより、コアが磁気的に飽和し難く、コアの発熱量も小さいので、同じサイズのフェライトを用いる場合の２倍以上の電力を供給でき、瞬間的な電流供給能力はフェライトの１０倍程度にもなる。
【００１９】
トランスの１次側巻線２１に接続される回路と、トランスの２次側巻線２２に接続される回路とは、フォトカプラ等の光信号伝送素子を用いることにより、互いにアイソレートされる。例えば、制御部７０をトランスの１次側巻線２１に接続する場合には、出力電圧検出回路８２及び出力電流検出回路１０１〜１０４から制御部７０への信号経路の一部に光信号伝送素子が用いられる。一方、制御部７０をトランスの２次側巻線２２に接続する場合には、入力電圧検出回路８１及び入力電流検出回路９１〜９４から制御部７０への信号経路の一部に光信号伝送素子が用いられると共に、制御部７０から電力変換回路１１〜１４への信号経路の一部に光信号伝送素子が用いられる。なお、電流を電磁誘導による起電力に基づいて検出するタイプの電流検出回路については、アイソレートのための素子を設ける必要はない。
【００２０】
以上、第１の電力変換回路１１について説明したが、第２〜第４の電力変換回路１２〜１４についても同様である。図１に示すように、電力変換回路１１〜１４に含まれているトランスの２次側巻線の一端は、共通接続されている。また、出力合成回路３０は、複数の逆流防止素子（図１においては、ダイオード３１〜３４を示す）と、スイッチ回路３５とを含んでいる。ダイオード３１〜３４のアノードは、電力変換回路１１〜１４の出力にそれぞれ接続されており、ダイオード３１〜３４のカソードは、極性反転回路４０の入力ノードＡに接続されている。
【００２１】
ダイオード３１〜３４によって、電力変換回路１１〜１４の出力電流が合成されて所望の脈流電圧が生成されると共に、出力電流の逆流が防止される。また、電力変換回路１１〜１４のいずれかが故障した場合においても、故障した箇所の判断が容易となる。逆流防止素子としては、ダイオードの他に、トランジスタ等を用いることができる。また、電力変換回路１１〜１４の各々がダイオード２６を含んでいるので、逆流防止素子を省略して、電力変換回路１１〜１４の出力を直接接続するようにしても良い。
さらに、スイッチ回路３５が、制御部７０から供給されるゼロ点制御信号に従ってオンすることにより、極性反転回路４０の入力電圧が所定のタイミングでゼロにされる。
【００２２】
図２は、図１に示す極性反転回路の構成例を示す図である。図２に示すように、極性反転回路４０は、入力ノードＡに接続されたＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ回路４１及び４２と、入力ノードＢに接続されたＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ回路４３及び４４とを有している。スイッチ回路４１とスイッチ回路４３との接続点は出力ノードＣに接続され、スイッチ回路４２とスイッチ回路４４との接続点は出力ノードＤに接続されている。入力ノードＢの電位を基準（０Ｖ）として考えると、入力ノードＡの電位は、図２に示すような脈流波形を有する。ここで、脈流波形における２つの山が、交流波形における１サイクルに相当している。
【００２３】
制御部７０から供給される反転制御信号に従って、前半の半サイクルにおいてスイッチ回路４１及び４４がオンし、後半の半サイクルにおいてスイッチ回路４２及び４３がオンする。これにより、出力ノードＣと出力ノードＤとの間には、図２に示すような交流電圧が表れる。図１に示す出力合成回路３０のスイッチ回路３５は、スイッチ回路４１〜４４が半サイクル毎に開閉するタイミングに同期して、入力ノードＡと入力ノードＢとの間の電圧をゼロにする。これにより、スイッチ回路４１〜４４の開閉に伴うノイズの発生が抑えられる。
【００２４】
再び図１を参照すると、フィルタ５０は、ローパスフィルタ又はバンドパスフィルタで構成されており、極性反転回路４０から出力される交流電圧に含まれているノイズ成分を低減する。出力リレー６０は、制御部７０から供給されるリレー制御信号に従って開閉し、必要なときに交流電圧を出力端子３及び４に供給する。
【００２５】
ここで、電力変換回路１１〜１４の各々においてローパスフィルタ２８を設ける場合には、出力段のフィルタ５０を省略することもできる。本発明によれば、電力変換回路１１〜１４がスイッチング動作によって脈流を生成し、出力合成回路３０がそれらの脈流を合成して負荷に供給する。このスイッチング動作の周波数は、数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ程度であり、スイッチング動作に伴って出力に重畳される高周波スイッチングノイズ成分を除去してノイズ成分の少ない正弦波を得るためには、インバータ電源装置の出力段に大容量のローパスフィルタ（例えば、図１のフィルタ５０）を設けるのが普通である。しかしながら、出力段に大容量のローパスフィルタを設ける替わりに、電力変換回路１１〜１４の各々に小容量のローパスフィルタ２８を設けるようにすれば、インバータ電源装置の小型化が容易になるだけでなく、電力変換回路１１〜１４のいずれかを停止するような場合に、その電力変換回路に設けられているローパスフィルタには電流が流れないので、効率低下を防ぐことができる。
【００２６】
制御部７０は、制御信号を生成するコントロールブロックを一体化して収めたＤＳＰ（digital signal processor）を含んでおり、ＤＳＰの内部又は外部において、ソフトウェア（制御プログラム）やデータを格納する不揮発性メモリ等の格納部７１を含んでいる。格納部７１は、データテーブル（ルックアップテーブル）を有しており、このデータテーブルには、インバータ電源装置の動作を制御するために用いられるスイッチング素子のオン時間の正弦波生成プログラムや数値テーブル等の各種の設定情報が格納されている。
【００２７】
制御部７０は、電力変換回路１１〜１４に含まれている駆動回路２５における駆動信号の生成動作を制御するスイッチング制御信号を生成すると共に、極性反転回路４０における極性反転動作のタイミングを制御する反転制御信号を生成し、出力合成回路３０のスイッチ回路３５の開閉を制御するゼロ点制御信号を生成する。
【００２８】
ここで、制御部７０は、入力電圧検出回路８１によって検出される電力変換回路１１〜１４の入力電圧の値と、入力電流検出回路９１〜９４によって検出される電力変換回路１１〜１４の入力電流の値と、出力電圧検出回路８２によって検出される出力合成回路３０の出力電圧の値と、出力電流検出回路１０１〜１０４によって検出される電力変換回路１１〜１４の出力電流の値等との内から選択されたものに基づいて、駆動信号の生成動作を制御する。
【００２９】
例えば、制御部７０は、検出された出力電圧に基づいて駆動信号のデューティを制御すると共に、算出された電力変換効率（＝出力電力値／入力電力値）に基づいて駆動信号の周波数を制御するようにしても良い。あるいは、入力端子１及び２に接続される直流電源の状態（入力電圧又は入力電力）、出力端子３及び４に接続される負荷の状態（出力電圧又は出力電力）、温度の状態、又は、トランスの１次側巻線２１及び２次側巻線２２の巻数やコア２３の種類等をパラメータとして、最適な駆動条件を格納部７１のデータテーブルに格納しておき、制御部７０が、入力電圧検出回路８１等の検出結果に基づいてデータテーブルを参照することにより、電力変換回路１１〜１４に含まれているスイッチング素子のＰＷＭ制御を最適化するようにしても良い。
【００３０】
さらに、制御部７０は、極性反転回路４０において極性反転動作が行われるタイミングにおいて、電力変換回路１１〜１４に含まれているトランスの２次側巻線に電流が流れないように、駆動信号の生成動作を制御するようにしても良い。
【００３１】
次に、本発明の第１の実施形態に係るインバータ電源装置の動作について、図１〜図４を参照しながら説明する。
図３は、電力変換回路の出力の合成を模式的に示す波形図である。ここでは、脈流電圧を生成するために、電力変換回路１１〜１４を、第１の電力変換回路１１、第２の電力変換回路１２、第３の電力変換回路１３、第４の電力変換回路１４の順で、優先的に動作させるものとする。
【００３２】
図３に示すように、期間Ｔ０〜Ｔ７において電力変換回路１１〜１４を段階的に動作させて、電力変換回路１１〜１４の出力電流Ｉｏｕｔ１〜Ｉｏｕｔ４を合成することにより、半サイクルの脈流波形を有するトータルの出力電流Ｉｏｕｔが得られ、脈流波形を有する出力電圧が発生する。図３においては、出力電流Ｉｏｕｔ１〜Ｉｏｕｔ４及び期間Ｔ０〜Ｔ７を一定として、波形を単純化して示しているが、出力電流Ｉｏｕｔ１〜Ｉｏｕｔ４及び／又は期間Ｔ０〜Ｔ７を細かく設定したり、電力変換回路の数を増やしたりすることによって、正弦波に近い脈流波形を得ることができる。
【００３３】
図４は、駆動信号と出力電流との関係を模式的に示す波形図である。トータルの出力電流Ｉｏｕｔが小さい期間においては、第１の電力変換回路１１のスイッチング素子に供給される１相の駆動信号ＤＳ１のみが活性化される。出力電流Ｉｏｕｔを増加させるために、第１の電力変換回路１１及び第２の電力変換回路１２のスイッチング素子に供給される２相の駆動信号ＤＳ１及びＤＳ２が活性化される。さらに出力電流Ｉｏｕｔを増加させるために、第１の電力変換回路１１〜第３の電力変換回路１３のスイッチング素子に供給される３相の駆動信号ＤＳ１〜ＤＳ３が活性化される。出力電流Ｉｏｕｔが大きい期間においては、第１の電力変換回路１１〜第４の電力変換回路１４のスイッチング素子に供給される４相の駆動信号ＤＳ１〜ＤＳ４が活性化される。出力電流Ｉｏｕｔを減少させる場合には、その逆の過程をたどる。
【００３４】
このように、複数の電力変換回路の出力を合成して脈流波形を得るようにすれば、各々の電力変換回路の出力が小さくて済むので、トランス等の部品を小型化できる。さらに、動作していない電力変換回路においては電力損失がゼロとなるので、トータルの電力変換効率を高めることができる。
【００３５】
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図５は、本発明の第２の実施形態に係るインバータ電源装置の構成を示す図である。このインバータ電源装置は、電力変換回路１１〜１４の出力の接続方式が第１の実施形態におけるのと異なっているが、その他の点に関しては第１の実施形態と同様である。
【００３６】
電力変換回路１１〜１４の出力には、出力合成回路３０に含まれているダイオード３１〜３４のアノードがそれぞれ接続されている。また、ダイオード３４のカソードは、電力変換回路１３に含まれているトランスの２次側巻線の一端に接続されており、ダイオード３３のカソードは、電力変換回路１２に含まれているトランスの２次側巻線の一端に接続されており、ダイオード３２のカソードは、電力変換回路１１に含まれているトランスの２次側巻線の一端に接続されており、ダイオード３１のカソードは、極性反転回路４０の入力ノードＡに接続されている。これによって、電力変換回路１１〜１４に含まれているトランスの２次側巻線及び出力回路が、ダイオード３１〜３４を介してカスケード接続され、電力変換回路１１〜１４の出力電圧が合成されて所望の脈流電圧が生成されると共に、出力電流の逆流が防止される。
【産業上の利用可能性】
【００３７】
本発明は、スイッチング動作によって電力変換を行うことにより直流電源から交流電圧を生成するインバータ電源装置において利用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るインバータ電源装置の構成を示す図である。
【図２】図１に示す極性反転回路の構成例を示す図である。
【図３】電力変換回路の出力の合成を模式的に示す波形図である。
【図４】駆動信号と出力電流との関係を模式的に示す波形図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るインバータ電源装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３９】
１、２  入力端子
３、４  出力端子
１０、５０  フィルタ
１１〜１４  電力変換回路
２０  トランス
２１  １次側巻線
２２  ２次側巻線
２３  コア
２４  スイッチング素子
２５  駆動回路
２６  ダイオード
２７  コンデンサ
２８  ローパスフィルタ
３０  出力合成回路
３１〜３４  ダイオード
３５  スイッチ回路
４０  極性反転回路
６０  出力リレー
７０  制御部
７１  格納部
８１  入力電圧検出回路
８２  出力電圧検出回路
９１〜９４  入力電流検出回路
１０１〜１０４  出力電流検出回路
１１０  通信インタフェース
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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