(57)【要約】      （修正有）【課題】電源回路を通したクロストークに基づく歪みを抑制した低歪み率のスイッチング増幅装置を提供する。【解決手段】アナログ入力信号あるいはデジタル入力信号をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変換器１７、該ＰＷＭ変換器の出力信号をスイッチング増幅する第1、及び第2のスイッチング増幅回路において、夫々スイッチング増幅段２２、２６，および該スイッチング増幅段の出力信号から高周波成分を取り除いてオーディオ信号に復調する夫々ローパスフィルタ２３、２７を備え、各スイッチング増幅段２２，２６に直流電圧を共通に供給する一つの直流電源回路５１と、前記第１のスイッチング増幅回路の復調されたオーディオ信号を前記第２のスイッチング増幅回路のＰＷＭ変換器の入力側に負帰還し、前記第１のスイッチング増幅回路の出力変動に伴って前記第２のスイッチング増幅回路に発生する歪みを抑制する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ入力信号あるいはデジタル入力信号をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変換器、該ＰＷＭ変換器の出力信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅段、および該スイッチング増幅段の出力信号から高周波成分を取り除いてオーディオ信号に復調するローパスフィルタを備え、第１のチャンネルのオーディオ信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅回路と、
アナログ入力信号あるいはデジタル入力信号をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変換器、該ＰＷＭ変換器の出力信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅段、および該スイッチング増幅段の出力信号から高周波成分を取り除いてオーディオ信号に復調するローパスフィルタを備え、第２のチャンネルのオーディオ信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅回路と、  
前記第１のスイッチング増幅回路および第２のスイッチング増幅回路を構成するスイッチング段のそれぞれに直流電圧を共通に供給する一つの直流電源回路と、
前記第１のスイッチング増幅回路の復調されたオーディオ信号を前記第２のスイッチング増幅回路のＰＷＭ変換器の入力側に負帰還するフィルタ回路を備え、前記第１のスイッチング増幅回路の出力変動に伴って前記第２のスイッチング増幅回路に発生する歪みを抑制したことを特徴とするスイッチング増幅装置。
【請求項２】
アナログ入力信号あるいはデジタル入力信号をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変換器、該ＰＷＭ変換器の出力信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅段、および該スイッチング増幅段の出力信号から高周波成分を取り除いてオーディオ信号に復調するローパスフィルタを備え、第１のチャンネルのオーディオ信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅回路と、
アナログ入力信号あるいはデジタル入力信号をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変換器、該ＰＷＭ変換器の出力信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅段、および該スイッチング増幅段の出力信号から高周波成分を取り除いてオーディオ信号に復調するローパスフィルタを備え、第２のチャンネルのオーディオ信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅回路と、  
前記第１のスイッチング増幅回路および第２のスイッチング増幅回路を構成するスイッチング段のそれぞれに直流電圧を共通に供給する一つの直流電源回路と、
前記第１のスイッチング増幅回路の入力信号の反転信号を前記第２のスイッチング増幅回路の入力側に供給するフィルタ回路および減衰器を備え、前記第１のスイッチング増幅回路の出力変動に伴って第２のスイッチング増幅回路に発生する歪みを抑制したことを特徴とするスイッチング増幅装置。
【請求項３】
請求項１または２記載のスイッチング増幅装置において、
前記フィルタ回路の周波数特性は、前記直流電源回路のインピーダンスが高インピーダンスを示す周波数帯域に低インピーダンスの通過帯域を有することを特徴とするスイッチング増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング増幅装置にかかり、特に、入力された信号をＰＷＭ信号に変換した後、スイッチング方式で増幅するスイッチング増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
オーディオアンプにおいては、入力信号を忠実に増幅することが求めらる。忠実度の指針となる測定項目が歪み率であり、通常はノイズ成分も歪みの一種ととらえＴＨＤ（Total Harmonic Distortion：全調波歪み率）として表される。
【０００３】
スイッチング方式のアンプにおける歪み率を抑制する従来技術としては、アナログ式のリニアアンプ等で一般的な負帰還方式、入力信号をＰＷＭ信号に変換する際に発生する変換誤差を少なくする演算アルゴリズムを用いる方式、スイッチング素子で発生する歪み特性の逆となる歪みをあらかじめプログラムしておき、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)等で演算して入力信号に加えるプリディストーション方式などが知られている。
【０００４】
これらの従来の歪み抑制技術を用いることにより、スイッチング方式のアンプであっても静特性で０．０１％以下となる歪み率を達成できる。この静特性での歪み率はステレオアンプの場合、Ｌ，Ｒ両チャンネルに同一の信号を加え、あるいは片チャンネルにのみ信号を加えて測定を行う。
【０００５】
また、スイッチング方式のアンプにおける音量調整には、デジタルアッテネータを用いて行う方法が知られている。この方法では、ＰＣＭ方式のデジタルオーディオ信号をＰＷＭ信号に変換する前に、デジタルアッテネータによりデジタルオーディオ信号に対して、音量の調整値に応じて、例えば上位から下位へのビットシフトを行うことによって達成している。
【０００６】
また、他の音量調整の方法として、出力段に供給する電源電圧を音量の設定値に応じて変化させる方法がある。これらの音量調整方法については、例えば特許文献１に開示されている。しかし、このタイプの音量調整方法は、言い方を変えると電源電圧の変動に特に弱いということになる。このため、電源電圧を電圧可変式の安定化回路で定電圧化して用いなければならない。前記安定化回路は、負帰還によって電源電圧を一定に制御する回路が一般的である。
【０００７】
なお、スイッチング方式の出力段を有するオーディオアンプでは電源電圧の制御により音量の調整を行うことが多い。これは以下の理由によるものである。（１）ＰＣＭ（Pulse Code Modulation)等のデジタル信号入力方式のデジタルアンプにおけるＰＣＭ信号からＰＷＭ信号への変換演算は、ＣＤから再生されたデジタルオーディオ信号を入力した場合、１６ビット信号を８から１０ビット程度にビットシフトし、変換誤差を補正するアルゴリズムを採用しているため、入力の信号データが低音量つまり下位ビットデータになるほど変換誤差が大きくなる。このため、電源電圧の制御による音量調整の方がＰＷＭ変換精度の点でＰＣＭ信号からＰＷＭ信号への変換前にデジタル演算で音量調整するより有利になる。（２）アナログ入力信号をＰＷＭ信号に変換して増幅するＤ級アンプでは、電源電圧の変化で増幅率が変わるため負帰還技術による性能向上が困難になる。反面、ＰＷＭ信号変換時に用いる基準三角波に比較してアナログ入力信号が著しく小さくなることがなくなるため基準三角波の直線性と精度が問題となり難い。このため、電源電圧の制御による音量調整の方がＰＷＭ信号に変換する前にアナログ入力信号を減衰して音量調整するより有利になる。（３）デジタル信号処理、アナログ信号処理どちらの方式においても入力信号が無信号時あるいは小音量時には電源電圧を下げ、出力段でスイッチングするＰＷＭ信号の波高値を小さくすることができるため消費電力、Ｓ／Ｎ比、不要幅射の点で有利になる。
【０００８】
ところで、Ｌ，Ｒの各チャンネルで電源回路を共用する場合には、一方のチャンネルの増幅動作に伴ってスピーカ負荷に流れる電流によって電源回路が影響を受け、程度の差はあれ電源電圧が変動する。この電源電圧の変動は他方のチャンネルの信号に歪みを付加することになる。したがって、チャンネル毎に定電圧回路を設けることが最良であるが、出力段で消費する電力は大きいため、回路規模、スペース、コストの点で難しいことも多い。
【０００９】
なお、複数チャンネルを有するスイッチング増幅器において、各チャンネル問の相互干渉の影響を抑制する技術としては特許文献２が知られている。
【特許文献１】特開２００１−２０２６９６号公報
【特許文献２】特開２００４−３２０３２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図５は、Ｌ，Ｒ両チャンネルで電源回路を共用した場合、一方のチャンネルの増幅動作により他方のチャンネルの信号に歪が付加されることについて説明する図である。図５（Ａ）において、５１は電源回路、５４はＬチャンネルの信号を増幅する出力段、５５はＲチャンネルの信号を増幅する出力段、Ｖｉｎ１はＬチャンネルの入力信号、Ｖｏｕｔ１はＬチャンネルの出力信号、Ｖｉｎ２はＲチャンネルの入力信号、Ｖｏｕｔ２はＲチャンネルの出力信号を示す。
【００１１】
図５（Ｂ）に示すように、Ｌチャンネルに有音の入力信号が入力され、Ｒチャンネルに無音の入力信号が入力されている。なお、ＬチャンネルおよびＲチャンネルの出力段は、図示しないオーディオ信号をＰＷＭ信号に変換する変換器、ドライバ、スイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）およびＬＰＦを備えている。電源回路５１は、ＬチャンネルおよびＲチャンネルの出力段５４，５５に共通の電源電圧を供給する。
【００１２】
ここで、電源回路５１の出力が一定であると仮定すると、図５（Ｂ）に示すようなピークを有する電圧波形の入力信号Ｖｉｎ１がＬチャンネルに入力されると、出力段５４からは、図５（Ｂ）に示すようなピークを有する出力信号Ｖｏｕｔ１が出力される。出力信号Ｖｏｕｔ１の波形は、入力信号Ｖｉｎ１の波形と相似でゲイン分だけ増幅されている。Ｌチャンネルスピーカが純抵抗であれば、Ｌチャンネル出力段から出力されるオーディオ信号の電流波形も入力されたオーディオ信号の電流波形と相似形になる。
【００１３】
また、図５（Ｂ）に示すような電圧波形（無音信号）の入力信号Ｖｉｎ２がＲチャンネルに入力されると、出力段５５からは、図に示すような無音の出力信号Ｖｏｕｔ２が出力される。
【００１４】
しかしながら、電源回路５１の内部インピーダンスＲの影響あるいは安定化回路の応答遅れにより、本来、一定電圧であるべき電源回路５１の出力電圧Ｖｃｃが変動する場合には、Ｒチャンネル出力段から出力される信号に歪が付加されることになる。すなわち、電源電圧を変化させて音量を調整するスイッチング方式のアンプでは、Ｌチャンネルの出力変動によって変動する電源電圧ＶｃｃがＲチャンネル出力段に電源電圧として供給されている。このため、Ｒチャンネルから出力される信号には歪が付加されることになる。
【００１５】
このため、図５（Ｂ）に示すような電圧波形（無音信号）の入力信号Ｖｉｎ２が入力されているにもかかわらず、Ｒチャンネルスピーカには、図５（Ｃ）に示す電圧波形の出力信号Ｖｏｕｔ２’が出力されることになる。このため、Ｒチャンネルスピーカからノイズ音が出力されることになる。また、電源電圧Ｖｃｃの変動により、Ｌチャンネル出力段から出力される出力信号Ｖｏｕｔ１にも歪が付加されて、図５（Ｃ）に示すような信号Ｖｏｕｔ１’となる。すなわち、波形のピークがつぶれ、アンダーシュートが発生した波形となる。
【００１６】
このように、電源回路を通じて他のチャンネルからクロストークが発生し、これにより歪みが発生する。
【００１７】
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたもので、クロストークによる歪みを抑制して、低歪み率のスイッチング増幅装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明は上記課題を解決するため、次のような手段を採用した。
【００１９】
アナログ入力信号あるいはデジタル入力信号をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変換器、該ＰＷＭ変換器の出力信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅段、および該スイッチング増幅段の出力信号から高周波成分を取り除いてオーディオ信号に復調するローパスフィルタを備え、第１のチャンネルのオーディオ信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅回路と、アナログ入力信号あるいはデジタル入力信号をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変換器、該ＰＷＭ変換器の出力信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅段、および該スイッチング増幅段の出力信号から高周波成分を取り除いてオーディオ信号に復調するローパスフィルタを備え、第２のチャンネルのオーディオ信号をスイッチング増幅するスイッチング増幅回路と、前記第１のスイッチング増幅回路および第２のスイッチング増幅回路を構成するスイッチング段のそれぞれに直流電圧を共通に供給する一つの直流電源回路と、前記第１のスイッチング増幅回路の復調されたオーディオ信号を前記第２のスイッチング増幅回路のＰＷＭ変換器の入力側に負帰還するフィルタ回路を備え、前記第１のスイッチング増幅回路の出力変動に伴って前記第２のスイッチング増幅回路に発生する歪みを抑制する。
【発明の効果】
【００２０】
本発明は、以上の構成を備えるため、電源回路を通したクロストークに基づく歪みを抑制して、低歪み率のスイッチング増幅装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、最良の実施形態を添付図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施形態にかかるスイッチング増幅装置を説明する図である。図１において、入力端子１２に入力されたデジタル入力信号はデジタルインターフェイス回路１５を介して、ＤＳＰあるいはＰＬＤ（Programmable Logic Device)素子により形成された演算回路１７に入力される。入力端子１１，１３に入力されたアナログ入力信号はＡ／Ｄコンバータ１４，１６によりデジタル信号に変換された後、デジタルインターフェイス回路１５を介して演算回路１７に入力される。演算回路１７では入力されたデジタル信号をＰＷＭ信号に変換し、変換されたＰＷＭ信号はドライバ回路１８、２１に入力される。ドライバ回路は必要に応じてＤＣレベルシフトを行い、出力スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ２を備えた出力増幅段２２、２６を駆動する。
【００２２】
出力増幅段２２，２６は、高速スイッチング特性に優れ、かつＯＮ抵抗の低いＭＯＳ−ＦＥＴが用いられる。出力増幅段によりスイッチング増幅されたＰＷＭ信号は、ＬＰＦ(Low Pass Filter)２３，２７により搬送波を除去し、オーディオ信号に復調してスピーカ３０，３１を駆動する。
【００２３】
音量の調整は、出力増幅段２２，２６の電源電圧Ｖｃｃを制御することにより行われる。前述したように、コストあるいは設置スペースの都合により、前記電源電圧Ｖｃｃを供給する電源回路５１は、ＬチャンネルおよびＲチャンネルで共用される。
【００２４】
電源回路５１を通じて発生するクロストークは、どの周波数でも一定の割合で発生するわけではなく、主に電源回路のインピーダンスの周波数特性に依存し、インピーダンスの高くなる周波数においてクロストークが増加する。
【００２５】
本実施形態では、一方のチャンネル（例えばＬｃｈ）のＬＰＦ２３からの出力信号を抵抗分圧回路で形成した減衰器２８により減衰した後、電源回路のインピーダンス特性に応じたフィルタ２４により、クロストークによる歪み要因となる成分（歪み要因信号）を抽出する。次に抽出した歪み要因信号をＡ／Ｄ変換器１９によりＡ／Ｄ変換し、演算回路１７に入力する。演算回路１７は、前記抽出した歪み要因信号を反転し、他方のチャンネル（この例の場合はＲｃｈ）の入力信号に加算する。
【００２６】
また、他方のチャンネル（例えばＲｃｈ）のＬＰＦ２７からの出力信号を抵抗分圧回路により形成した減衰器２９で減衰した後、電源回路のインピーダンス特性に応じたフィルタ２５により、クロストークによる歪み要因となる成分（歪み要因信号）を抽出する。次に抽出した歪み要因信号をＡ／Ｄ変換器２０によりＡ／Ｄ変換し、演算回路１７に入力する。演算回路１７は、前記抽出した歪み要因信号を反転し、他方のチャンネル（この例の場合はＬｃｈ）の入力信号に加算する。これにより、それぞれのチャンネル間で発生するクロストークを抑制することができる。なお、フィルタ２４，２５は、演算回路１７内で演算回路により構成してもよい。
【００２７】
図１の例では説明の簡単化のため、出力チャンネル数を２として説明したが、チャンネル数が３以上の場合には、減衰器の入力に当該チャンネル以外の全てのチャンネルのＬＰＦからの出力信号を加えるとよい。
【００２８】
図４は、電源回路のインピーダンス特性（図４（Ａ））、およびこのインピーダンス特性に対応するフィルタ特性（図４（Ｂ））の一例を示す図である。図４（Ａ）に示すようなインピーダンス特性を有する電源回路に対応するフィルタ２４，２５は、前記インピーダンス特性のピーク中心周波数である４５Ｈｚに中心周波数を有する比較的Ｑ（周波数特性の先鋭度を表す）の高いバンドパスフィルタで構成することができる。
【００２９】
図２は、本発明の他の実施形態を説明する図である。入力端子１１に入力されたＬチャンネルアナログ信号は、ＰＷＭ信号に変換する際にもっとも効率のよい信号レベルに差動増幅器３２により増幅された後、変換器３４によりＰＷＭ信号に変換され、ドライバ回路１８を介して出力増幅段２２においてスイッチング増幅される。増幅されたＰＷＭ信号はＬＰＦ２３において搬送波を除去しオーディオ信号に復調し、スピーカ３０を駆動する。
【００３０】
また、入力端子１３に入力されたＲチャンネルアナログ信号は、ＰＷＭ信号に変換する際にもっとも効率のよい信号レベルに差動増幅器３３により増幅された後、変換器３６によりＰＷＭ信号に変換され、ドライバ回路２１を介して出力増幅段２６においてスイッチング増幅される。増幅されたＰＷＭ信号はＬＰＦ２７において搬送波を除去しオーディオ信号に復調し、スピーカ３１を駆動する。
【００３１】
この図の例では、一方のチャンネル（Ｌｃｈ）のフィルタ２４から抽出した歪み要因信号を他方のチャンネル（Ｒｃｈ）に入力されたアナログ信号をを増幅する差動増幅器３３の（−）入力端子に加える。また、他方のチャンネル（Ｒｃｈ）のフィルタ２５から抽出した歪み要因信号を一方のチャンネル（Ｌｃｈ）に入力されたアナログ信号を増幅する差動増幅器３２の（−）入力端子に加える。
【００３２】
このように、一方のチャンネルから抽出した歪み要因信号を、入力されたアナログ信号を増幅する他方のチャンネルの差動増幅器の（−）入力端子に加えて歪み成分を相殺する。これにより、それぞれのチャンネル間で発生するクロストークを抑制することができる。
【００３３】
図２の例では説明の簡単化のため、出力チャンネル数を２として説明したが、チャンネル数が３以上の場合には、差動増幅器の（−）入力端子に当該チャンネル以外の全てのチャンネルのＬＰＦからの出力信号を加えるとよい。
【００３４】
図３は、本発明のさらに他の実施形態を説明する図である。図３において、３７，３８はフィルタ、３９，４０は減衰器である。なお、フィルタ３７，３８は、電源回路５１のインピーダンス特性のピーク中心周波数に中心周波数を有する比較的Ｑの高いバンドパスフィルタで構成する。
【００３５】
この図の例では、一方のチャンネル（Ｌｃｈ）のフィルタ３７から抽出した歪み要因信号を減衰器３９を介して他方のチャンネル（Ｒｃｈ）に入力されたアナログ信号を増幅する差動増幅器３３の（−）入力端子に加える。また、他方のチャンネル（Ｒｃｈ）のフィルタ３８から抽出した歪み要因信号を減衰器４０を介して一方のチャンネル（Ｌｃｈ）に入力されたアナログ信号を増幅する差動増幅器３２の（−）入力端子に加える。
【００３６】
一方のチャンネルのスピーカを駆動する出力電流の変動が電源回路を通じて他方のチャンネルに付加する歪みのレベルは、一方のチャンネルのスピーカを駆動する出力電流によって変化する。このため、電源電圧が高い（音量が大きい）場合には減衰量を小さくして、差動増幅器に加算するクロストーク成分を多くし、電源電圧が低い（音量が小さい）場合には減衰量を大きくして、差動増幅器に加算するクロストーク成分を小さくする。すなわち、マイコン５２は、音量操作部５３による音量操作の値にしたがって電源電圧Ｖｃｃを制御するとともに減衰器３９，４０による減衰量を制御する。
【００３７】
本実施形態は、図２，３を参照して説明したような、ＬＰＦ２３、２７からの出力信号から抽出した歪み要因信号をフィードバックしてクロストークを抑制する技術とは異なり、一種のプリディストーションであるため歪みの発生とその補正の間に時間差が無い過渡応答性優れた増幅装置を得ることができる。
【００３８】
以上説明したように、本発明の実施形態によれば、各チャンネルの出力増幅段用の電源回路を共用し、かつ前記電源回路の電源電圧の制御により音量調整を行う多チャンネル用のスイッチング増幅装置において、一方のチャンネルの出力信号から抽出した歪み要因信号を他方のチャンネルの入力信号にフィードバックし、あるいは一方のチャンネルの入力信号から抽出した歪み要因信号を反転して他方のチャンネルの入力信号に供給するので、前記電源回路を通じて付加される他のチャンネルの信号成分（クロストーク）による歪みを除去して、歪みの少ないスイッチング増幅装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の実施形態にかかるスイッチング増幅装置を説明する図である。
【図２】他の実施形態を説明する図である。
【図３】さらに他の実施形態を説明する図である。
【図４】電源回路のインピーダンス特性およびフィルタ特性の一例を示す図である。
【図５】一方のチャンネルの増幅動作により他方のチャンネルの信号に歪が付加されることについて説明する図である。
【符号の説明】
【００４０】
１５  デジタルインタフェース
１７  演算回路
１８，２１  ドライバ回路
２２，２６  出力増幅段
２３，２７  ＬＰＦ
２８，２９  減衰器
３０，３１  スピーカ
３２，３３  差動増幅回路
３４，３６  変調器
３５  基準三角波発振器
３７，３８  フィルタ
３９，４０  減衰器
５１  電源回路
５２  マイコン
５３  音量操作部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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