(57)【要約】【課題】  アクティブフィルタにおいて、オペアンプのＧＢ積が不足していても十分な特性が得られるようにする。【解決手段】  入力信号を抵抗器Ｒ41を通じてオペアンプＱ41Iの非反転入力端に供給するとともに、オペアンプＱ41Iの反転出力端と非反転入力端との間に、帰還用のコンデンサＣ41を接続してアクティブフィルタを構成する。コンデンサＣ41に別の抵抗器ｒ41を直列に接続する。コンデンサＣ41の値と、抵抗器ｒ41との積Ｃ41・ｒ41を、オペアンプＱ41IのＧＢ積に対して    ＧＢ＝１／（Ｃ41・ｒ41）に設定する。【選択図】  図６
2008211531.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子が抵抗器を通じてオペアンプの非反転入力端に接続され、
上記オペアンプの反転出力端が出力端子に接続され、
上記オペアンプの上記反転出力端と上記非反転入力端との間に帰還用のコンデンサが接続されてアクティブフィルタが構成されるとともに、
上記コンデンサに別の抵抗器が直列に接続され、
上記オペアンプの利得Ｇおよび通過帯域幅Ｂとの積Ｇ・Ｂに対して、
上記コンデンサの値Ｃと、上記別の抵抗器の値ｒとの積Ｃ・ｒが、
Ｇ・Ｂ＝１／（Ｃ・ｒ）
に設定されている
ことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項２】
請求項１に記載のフィルタ回路において、
上記別の抵抗器がＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗である
ことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項３】
入力端子が抵抗器を通じてオペアンプの非反転入力端に接続され、
上記オペアンプの反転出力端が出力端子に接続され、
上記オペアンプの上記反転出力端と上記非反転入力端との間に、帰還用のコンデンサとＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン・ソース間との直列回路の複数個が並列に接続され、
上記複数の直列回路のそれぞれにおいて、上記コンデンサの値Ｃと、上記ＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗の値ｒとの積Ｃ・ｒが、上記オペアンプの利得Ｇおよび通過帯域幅Ｂとの積Ｇ・Ｂに対して
Ｇ・Ｂ＝１／（Ｃ・ｒ）
に設定されるとともに、
上記複数の直列回路のそれぞれにおける上記ＭＯＳ−ＦＥＴをオンオフ制御する
ことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項４】
請求項１、請求項２あるいは請求項３に記載のフィルタ回路において、
バイカッド型フィルタあるいは複素バンドパスフィルタを構成する
ようにしたフィルタ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、フィルタ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
オペアンプアンプを使用したアクティブ型のフィルタとして、図１２に示すようなバイカッド型の２次のローパスフィルタがある。このフィルタにおいては、オペアンプＱA、ＱBがそれぞれローパスフィルタとして作用するとともに、オペアンプＱCがインバータとして作用するので、全体として２次のローパスフィルタが構成される。この結果、端子ＴAに入力が供給されると、端子ＴB、ＴCにローパスフィルタ出力が同相および逆相で出力される。
【０００３】
また、図１３は、オペアンプＱA、ＱBにより図１２のバイカッド型のローパスフィルタをバランス型に構成するとともに、このローパスフィルタを２組設け、これらの間でフィードバックを行うことにより、４次の複素バンドパスフィルタを構成した場合である。この複素バンドパスフィルタの機能や用途などについては、後述する。
【０００４】
なお、先行技術文献として例えば以下のものがある。
【特許文献１】特開昭５８−１７２００９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、図１２および図１３のフィルタにおいて、これに使用されるオペアンプＱA、ＱBとして周波数帯域が限定されたものを使用すると、オペアンプＱA、ＱBの周波数特性に起因する極がフィルタ特性に追加されてしまい、位相遅延がフィルタのＱ値を設計値よりも高くしてしまう。
【０００６】
この場合、図１２のローパスフィルタにおいては、帰還用の抵抗器ＲfがＱ値を決定するので、例えば抵抗器Ｒfの値を下げることにより特性の変化を補正することができる。
【０００７】
図１４ＡおよびＢは、図１２のローパスフィルタの利得特性および群遅延特性（位相遅延特性）を示し、オペアンプＱA、ＱBとして、理想的な特性のオペアンプを使用した場合と、ＧＢ積が500ＭHzのオペアンプを使用した場合である。なお、ローパスフィルタとしてのカットオフ周波数は４ＭHzの場合である。
【０００８】
そして、図１４によれば、ＧＢ積＝500ＭHzの場合に、群遅延特性（図１４Ｂ）が若干上昇しているだけで、大きな違いはなく、抵抗器Ｒf、ＲA、ＲBあるいはコンデンサＣA、ＣBの値を調整することで、その違いを容易に吸収できる。
【０００９】
ところが、図１３のバンドパスフィルタにおいては、ローパスフィルタ（図１２）の特性が、バンドパスフィルタの中心周波数に対して対称に現れる。このため、バンドパスフィルタの通過帯域の上限周波数および下限周波数は、比帯域が広いバンドパスフィルタほど、周波数差が大きくなり、図１２のローパスフィルタにおけるような補正は効果がなくなってしまう。
【００１０】
この結果、本来対称であるべきバンドパスフィルタの通過帯域特性が非対称となってしまい、通過帯域内の遅延特性も対称性が悪化してしまう。そして、デジタル放送の受信用のバンドパスフィルタは、特に通過帯域内の遅延特性や利得特性が重要なので、上記のような対称性の悪化を生じると、受信特性性が悪化してしまう。
【００１１】
図１５ＡおよびＢは、図１３のバンドパスフィルタの利得特性および群遅延特性を示し、オペアンプＱA〜ＱBとして、理想的な特性のオペアンプを使用した場合と、ＧＢ積が500ＭHzのオペアンプを使用した場合の特性である。なお、バンドパスフィルタとしての上限周波数および下限周波数は１ＭHzおよび９ＭHzの場合である。
【００１２】
しかし、図１５によれば、ＧＢ積＝500ＭHzの場合には、通過帯域内の利得が高域側で上昇するとともに、群遅延時間もかなり大きくなっている。これは、バンドパスフィルタとしての非対称性に起因するので、対称な特性を持つローパスフィルタの抵抗器やコンデンサの値を調整しても、補正することはできない。
【００１３】
この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この発明においては、
入力端子が抵抗器を通じてオペアンプの非反転入力端に接続され、
上記オペアンプの反転出力端が出力端子に接続され、
上記オペアンプの上記反転出力端と上記非反転入力端との間に帰還用のコンデンサが接続されてアクティブフィルタが構成されるとともに、
上記コンデンサに別の抵抗器が直列に接続され、
上記オペアンプの利得Ｇおよび通過帯域幅Ｂとの積Ｇ・Ｂに対して、
上記コンデンサの値Ｃと、上記別の抵抗器の値ｒとの積Ｃ・ｒが、
Ｇ・Ｂ＝１／（Ｃ・ｒ）
に設定されている
ことを特徴とするフィルタ回路
とするものである。
【発明の効果】
【００１５】
この発明によれば、帰還形の積分回路や帰還形ローパスフィルタを使用したフィルタにおいて、使用するオペアンプの周波数特性により生じるフィルタ特性の変動を改善することができ、オペアンプとしてＧＢ積の小さなものを使用することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
〔１〕  オペアンプを使用した積分回路の解析
図１は、図１２や図１３のフィルタにも使用されている積分回路（ローパスフィルタ）を示す。すなわち、入力信号ｅiが、抵抗器Ｒを通じて位相反転型のオペアンプＱに供給されるとともに、その出力ｅoの一部が、コンデンサＣを通じてオペアンプＱの入力に帰還される。
【００１７】
この積分回路において、
Ａv：オペアンプＱの利得
Ａ ：通過帯域におけるオペアンプＱの利得
ω ：信号ｅiの周波数（角周波数。以下同様）
ωh：オペアンプの高域側のカットオフ周波数
ωo：オペアンプＱのＧＢ積
とすると、
ωo＝Ａ・ωh                                            ・・・ (1)
である。
【００１８】
また、オペアンプＱの利得Ａが、カットオフ周波数ωh以上では、−６dB/octの割り合いで低下するとともに、位相が90°遅れているとすると、この領域では、
Ａv＝ｊＡ・ωh／ω
＝ｊωo／ω                                          ・・・ (2)
である。
【００１９】
さらに、図１の積分回路において、
ωc：積分回路のカットオフ周波数
とすると、
ωc＝１／（Ｃ・Ｒ）                                     ・・・ (3)
である。
【００２０】
この結果、この積分回路の伝達特性Ｇ(ｓ)は図５に示す(4)式となる。ここで、(4)式の第１項は、利得Ｇvが
Ｇv＝ｊωc／ω
の理想積分回路である。また、(4)式の第２項は、オペアンプＱのＧＢ積ωoと、カットオフ周波数ωcとの和（ωc＋ωo）の特性を有する１次のローパスフィルタが追加された伝達特性であることを意味する。
【００２１】
したがって、ωc≪ωoの場合、(4)式は、図５に(5)式と示すようになり、ＧＢ積ωoをカットオフ周波数とした１次のローパスフィルタが追加された伝達特性とみなすことができる。
【００２２】
〔２〕  オペアンプのＧＢ積の補正
ここでは、オペアンプのＧＢ積の補正の基本について説明する。
【００２３】
〔２−１〕  補正（その１）
図２に示すように、図１の積分回路のコンデンサＣに抵抗器ｒを直列に接続した場合を考える。なお、
ωt＝１／（Ｃ・ｒ）                                     ・・・ (6)
とする。
【００２４】
すると、この場合には、図５に示す(7)式を得ることができる。そして、このとき、
ωt＝ωo
とすることにより、(7)式は、図５に示す(8)式となり、カットオフ周波数がωc／（１＋ωc／ωo）に低下した理想積分回路となる。
【００２５】
したがって、補正としては、帰還用のコンデンサＣの値を、１／（１＋ωc／ωo）に減少させるとともに、上記のように１／（Ｃ・ｒ）をオペアンプＱのＧＢ積ωoに合わせることにより、目的とする特性の積分回路を得ることができる。
【００２６】
〔２−２〕  補正（その２）
図３に示すように、図１の積分回路のコンデンサＣに抵抗器Ｒfを並列に接続した場合を考える。なお、
ωc＝１／（Ｃ・Ｒ）                                     ・・・ (3)
ωb＝１／（Ｃ・Ｒf）                                    ・・・ (9)
とする。
【００２７】
すると、この場合には、
Ｒf／Ｒ＝ωc／ωb
Ａv＝ｊωo／ω
となる。
【００２８】
この結果、図３の積分回路の伝達特性Ｇ(ｓ)は図５に示す(10)式となる。この場合、(10)式の分子の項が本来のローパスフィルタの伝達特性であり、分母の項がＧＢ積に影響を与える要因となる。なお、この(10)式を書き直すと、図５の(11)式となり、２次のローパスフィルタであることが分かる。
【００２９】
次に、図４に示すように、図３の積分回路のコンデンサＣに抵抗器ｒを直列接続した場合を考える。なお、
ωc＝１／（Ｃ・Ｒ）                                     ・・・ (3)
ωb＝１／（Ｃ・Ｒf）                                    ・・・ (9)
とする。
【００３０】
すると、この場合には、まず、抵抗器Ｒfにより上記のように、
Ｒf／Ｒ＝ωc／ωb
Ａv＝ｊωo／ω
となる。
【００３１】
そして、
ωt＝１／（Ｃ・ｒ）                                     ・・・ (6)
とすると、この抵抗器ｒを接続した場合、すなわち、図４の積分回路においては、その伝達特性Ｇ(ｓ)は図５に示す(12)式となる。そこで、
ωt＝ωo
とすると、(12)式は図５に示す(13)式となる。
【００３２】
この(13)式は、基本となるローパスフィルタのカットオフ周波数ωc（｜Ｇv｜＝１）と、ローパスフィルタ全体のカットオフ周波数ωbとが
Ｋ＝１／｛１＋（ωc＋ωb）／ωo｝
に低下した理想１次ローパスフィルタであることを示している。
【００３３】
また、このローパスフィルタおよび積分回路を使用したバイカッド型２次ローパスフィルタにおいては、
Ｋ＝１／｛１＋（ωc／ωo）（１＋１／Ｑ）｝
とも表すことができ、１次ローパスフィルタの特性はＱが低いほど、ローパスフィルタにおける周波数変化が大きくなる。
【００３４】
〔２−３〕  オペアンプのＧＢ積の補正のまとめ
図１の積分回路において、図２あるいは図４にも示すように、
・帰還用のコンデンサＣに抵抗器ｒを直列に接続する。  
・コンデンサＣおよび抵抗器ｒの積Ｃ・ｒで決まる周波数を、使用するオペアンプＱのＧＢ積ωoに合わせる。  
このようにすると、余分な極による位相遅延を補正でき、これがローパスフィルタとしての特性に及ぼす影響を改善できる。
【００３５】
〔３〕  実施例
図６において、符号２４は、この発明を適用した複素バンドパスフィルタの一例を示し、この例においては、複素バンドパスフィルタ２４はバランス型に構成されている場合である。この複素バンドパスフィルタ２４の使用例については後述するが、今の場合、複素バンドパスフィルタ２４は、中間周波フィルタおよび移相回路として使用される。また、この複素バンドパスフィルタ２４に供給される信号は、平衡な中間周波信号ＳIFI、ＳIFQである。
【００３６】
そして、図６において、平衡入力平衡出力のオペアンプＱ41I、Ｑ42IおよびＱ41Q、Ｑ42Qが設けられ、平衡な第１の中間周波信号ＳIFIが１対の抵抗器Ｒ41、Ｒ41を通じてオペアンプＱ41Iに供給され、このオペアンプＱ４1Iの出力が１対の抵抗器Ｒ42、Ｒ42を通じてオペアンプＱ42Iに供給され、オペアンプＱ42Iから所定の中間周波信号ＳIFIが平衡に取り出される。
【００３７】
また、オペアンプＱ41Iには、１対のコンデンサＣ41、Ｃ41および抵抗器ｒ41、ｒ41の直列回路と、抵抗器Ｒ43により負帰還がかけられ、オペアンプＱ42Iには１対のコンデンサＣ42、Ｃ42および抵抗器ｒ42、ｒ42の直列回路により負帰還がかけられるとともに、これらアンプＱ41I、Ｑ42Iの間には、１対の抵抗器Ｒ44、Ｒ44により負帰還がかけられる。こうして、２次のバイカッドタイプのローパスフィルタ２４Ｉが構成される。
【００３８】
同様に、平衡な第２の中間周波信号ＳIFQが１対の抵抗器Ｒ41、Ｒ41を通じてオペアンプＱ41Qに供給され、このオペアンプＱ４1Qの出力が１対の抵抗器Ｒ42、Ｒ42を通じてオペアンプＱ42Qに供給され、オペアンプＱ42Qから所定の中間周波信号ＳIFQが平衡に取り出される。
【００３９】
また、オペアンプＱ41Qには、１対のコンデンサＣ41、Ｃ41および抵抗器ｒ41、ｒ41の直列回路と、抵抗器Ｒ43により負帰還がかけられ、オペアンプＱ42Qには１対のコンデンサＣ42、Ｃ42および抵抗器ｒ42、ｒ42の直列回路により負帰還がかけられるとともに、これらアンプＱ41Q、Ｑ42Qの間には、１対の抵抗器Ｒ44、Ｒ44により負帰還がかけられる。こうして、２次のバイカッドタイプのローパスフィルタ２４Ｑが構成される。
【００４０】
さらに、オペアンプアンプＱ41Iの出力端が、１対の抵抗器Ｒ45、Ｒ45を通じてオペアンプアンプＱ41Qの入力端に接続されるとともに、このオペアンプアンプＱ41Qの出力端が、１対の抵抗器Ｒ46、Ｒ46を通じてオペアンプアンプＱ41Iの入力端に接続される。また、オペアンプアンプＱ42Iの出力端が、１対の抵抗器Ｒ47、Ｒ47を通じてオペアンプアンプＱ42Qの入力端に接続されるとともに、このオペアンプアンプＱ42Qの出力端が、１対の抵抗器Ｒ48、Ｒ48を通じてオペアンプアンプＱ42Iの入力端に接続される。
【００４１】
この場合、抵抗器Ｒ41、Ｒ42およびコンデンサＣ41、Ｃ42が、図１〜図４の抵抗器ＲおよびコンデンサＣに対応し、抵抗器ｒ41、ｒ42が抵抗器ｒに対応する。また、抵抗器Ｒ43が抵抗器Ｒfに対応する。
【００４２】
なお、例えば、
Ｒ42＝Ｒ44
Ｒ45＝Ｒ46＝Ｒ47＝Ｒ48
ｒ41＝ｒ42
Ｃ41＝Ｃ42
とされる。
【００４３】
こうして、ローパスフィルタ２４Ｉ、２４Ｑにより４次の複素バンドパスフィルタ２４が構成され、オペアンプＱ42I、Ｑ42Qからは所定の中間周波信号ＳIFI、ＳIFQが取り出される。
【００４４】
そして、この場合、〔２〕により説明したように、コンデンサＣ41および抵抗器ｒ41の積Ｃ41・ｒ41で決まる周波数を、オペアンプＱ41I、Ｑ41QのＧＢ積ωoに合わせるとともに、コンデンサＣ42および抵抗器ｒ42の積Ｃ42・ｒ42で決まる周波数を、オペアンプＱ42I、Ｑ42QのＧＢ積ωoに合わせておけば、不要な極による位相遅延を補正でき、複素バンドパスフィルタ２４としての利得特性および群遅延特性を改善することができる。
【００４５】
実際には、コンデンサＣ41、Ｃ42の値を計算値よりも２％程度小さく設計し、１／（Ｃ41・ｒ41）、１／（Ｃ42・ｒ42）がカットオフ周波数ωcとなるように、素子Ｃ41、Ｃ42、ｒ41、ｒ42の値を調整して目的とする特性に合わせ込むことができる。このようにすれば、ＧＢ積が小さいオペアンプであっても、必要な特性の複素バンドパスフィルタ２４を実現することができる。
【００４６】
図７および図８は、図６の複素バンドパスフィルタ２４の利得特性および群遅延特性を示すもので、
・オペアンプＱ41I〜Ｑ42Qとして理想的な特性のオペアンプを使用した場合の特性
・ＧＢ積が500ＭHzのオペアンプＱ41I〜Ｑ42Qを使用し、補正前の特性
・                〃                               補正後の特性
を示す。なお、オペアンプＱ41I〜Ｑ42Qの条件およびバンドパスフィルタとしての条件は、図１３の場合と同様である。
【００４７】
そして、これらの特性によれば、オペアンプＱ41I〜Ｑ42QとしてＧＢ積が小さいものを使用しても、理想的な特性のオペアンプを使用した場合とほぼ同じ特性が得られることを示している。
【００４８】
こうして、図６の複素バンドパスフィルタ２４によれば、使用しているオペアンプＱ41I〜Ｑ42QのＧＢ積が不足していても、必要な利得特性および群遅延特性を得ることができる。
【００４９】
〔４〕  フィルタの調整回路
図１における積分回路（ローパスフィルタ）はコンデンサＣの値を変更することにより、カットオフ周波数を変更あるいは調整することができる。同様に、図６における複素バンドパスフィルタ２４も、コンデンサＣ41、Ｃ42の値を変更することにより、その通過帯域幅および中心周波数を調整することができる。しかし、上述からも明らかなように、図６の複素バンドパスフィルタ２４においては、積Ｃ41・ｒ41、Ｃ42・ｒ42の値は一定にしておく必要がある。
【００５０】
図９は、そのような場合に適した調整回路の一例を示す。なお、図９は、オペアンプＱ42I（およびＱ42Q）について示すものであり、コンデンサＣ42の値を４ビットの制御データｂ1〜ｂ4により16段階に調整できる場合である。なお、この回路は全体はＩＣ化されている。
【００５１】
すなわち、オペアンプＱ42Iの反転出力端と非反転入力端との間に、コンデンサＣ0と抵抗器ｒ0との直列回路が接続されるとともに、コンデンサＣk（k＝1〜4）と、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑk）のドレイン・ソース間（あるいはソース・ドレイン間）との直列回路が接続される。さらに、オペアンプＱ42Iの非反転出力端と反転入力端との間に、コンデンサＣ0と抵抗器ｒ0との直列回路が接続されるとともに、コンデンサＣkと、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑk）のドレイン・ソース間（あるいはソース・ドレイン間）との直列回路が接続される。
【００５２】
この場合、コンデンサＣkの値は、
Ｃk＝Ｃ1×２の（ｋ−１）乗                              ・・・ (11)
とされる。また、ＦＥＴ（Ｑk）のゲート長はどれも等しくされるが、ゲート幅ＧWkは、
ＧWk＝ＧW×２の（ｋ−１）乗                             ・・・ (12)
とされる。例えば、ゲート長は0.3μmとされ、ＧW＝10μmとされる。
【００５３】
そして、システム制御回路（図示せず）からＦＥＴ（Ｑk）のゲートに調整用の制御ビットｂkが供給される。
【００５４】
なお、オペアンプＱ41I、Ｑ41Qの場合もオペアンプＱ42I、Ｑ42Qと同様に構成されるとともに、抵抗器Ｒ45、Ｒ45が接続される。
【００５５】
このような構成によれば、コンデンサＣ0、ＣkがコンデンサＣ42に対応し、抵抗器ｒ0およびＦＥＴ（Ｑk）のオン抵抗ｒkが抵抗器ｒ42に対応する。
【００５６】
そして、ビットｂkがすべて“Ｌ”レベルの場合には、ＦＥＴ（Ｑk）はすべてオフであるから、オペアンプＱ42Iの反転出力端と非反転入力端との間には、コンデンサＣ0および抵抗器ｒ0の直列回路だけが接続されたことになる。
【００５７】
したがって、この場合には、
Ｃ42・ｒ42＝Ｃ0・ｒ0
となる。なお、この状態は、オペアンプＱ42Iの非反転出力端と反転入力端との間においても同様である。
【００５８】
また、調整用ビットｂ1〜ｂ4のうちの任意のビットｂkが“Ｈ”レベルで、他のビットが“Ｌ”レベルの場合には、ＦＥＴ（Ｑk）がオンになり、他のＦＥＴはオフになるので、オペアンプＱ42Iの反転出力端と非反転入力端との間には、
コンデンサＣ0および抵抗器ｒ0の直列回路と
コンデンサＣkとＦＥＴ（Ｑk）のオン抵抗ｒkとの直列回路と
が並列に接続されることになる。
【００５９】
ただし、このとき、ＦＥＴ（Ｑk）においては、(12)式が成立するので、
ｒk＝ｒ1／２の（ｋ−１）乗                              ・・・ (13)
となり、コンデンサＣkとオン抵抗ｒkとの積（時定数）Ｃk・ｒkは、
Ｃk・ｒk＝Ｃ1×２の（ｋ−１）乗×ｒ1／２の（ｋ−１）乗                                  ＝Ｃ1・ｒ1（＝Ｃ0・ｒ0）                        ・・・ (14)
となり、どのＦＥＴ（Ｑk）がオンになっても一定である。
【００６０】
また、このとき、コンデンサＣ42に対応する容量が、
Ｃ42＝Ｃ0
から
Ｃ42＝Ｃ0＋15・Ｃ1
までの間を、値Ｃ1ずつ16段階に変化する。
【００６１】
そして、この場合、ＦＥＴ（ＱK）をスイッチ素子と使用すると同時に、そのオン抵抗ｒkを積Ｃ42・ｒ42を構成する抵抗ｒ42として使用しているので、抵抗器ｒkを別個に設ける必要がない。特に、値ｒ42は小さな値であり、そのような小さな値の抵抗器をＩＣにおいて実現することは不利であるが、ＦＥＴ（Ｑk）のオン抵抗ｒKを抵抗器ｒ42の一部として利用しているので、ＩＣ化に有利である。
【００６２】
〔５〕  複素バンドパスフィルタ２４の使用例
ここでは、複素バンドパスフィルタ２４を使用して好適なテレビ受信機について説明する。すなわち、テレビ放送に使用される周波数（チャンネル）は国によって様々であり、カラー方式にも、ＮＴＳＣ、ＰＡＬ、ＳＥＣＡＭやそれらを変形したものがある。さらに、アナログ放送もあれば、デジタル放送もある。
【００６３】
そこで、テレビ放送の受信信号系を、テレビ放送を受信して中間周波信号を出力するフロントエンド回路と、そのフロントエンド回路の出力を処理してカラー映像信号および音声信号を出力するベースバンド処理回路とに分割し、それぞれをＩＣ化することが考えられている。つまり、そのようにすれば、フロントエンド回路のＩＣと、ベースバンド処理回路のＩＣとを組み合わせることにより、テレビ放送の放送方式の違いに対処することができる。
【００６４】
そこで、まず、そのフロントエンド回路およびベースバンド処理回路の一例についてそれぞれ説明する。
【００６５】
〔５−１〕  フロントエンド回路の例
図１０は、各国のテレビ放送を、その放送形式にかかわらず受信できるフロントエンド回路の一例を示す。この例においては、それぞれの国のテレビ放送で使用されている周波数を、
(A)  46〜147ＭHz（ＶLバンド）
(B) 147〜401ＭHz（ＶHバンド）
(C) 401〜887ＭHz（Ｕバンド）
の３バンドに分割し、それぞれの受信バンドにおいて、周波数を目的とするチャンネルに対応して変更できるようにした場合である。
【００６６】
すなわち、図１０において、鎖線で囲った部分１０が、そのフロントエンド回路を示し、これは１チップＩＣにＩＣ化されている。また、このＩＣ（フロントエンド回路）１０は、外部接続用の端子ピンＴ11〜Ｔ19を有する。
【００６７】
そして、テレビ放送の放送波信号がアンテナANTにより受信され、その受信信号が、端子ピンＴ11からスイッチ回路１１を通じてアンテナ同調回路１２Ａ〜１２Ｃに選択的に供給される。この場合、アンテナ同調回路１２Ａ〜１２Ｃは、上記(A)〜(C)項の受信バンドにそれぞれ対応するものであり、同調用コンデンサの容量をデジタルデータにより変更して同調周波数を変更し、この結果、目的とする周波数（チャンネル）の受信信号に同調するように構成されている。
【００６８】
そして、これら同調回路１２Ａ〜１２Ｃからの受信信号が、高周波アンプ１３Ａ〜１３Ｃを通じ、さらに、段間同調回路１４Ａ〜１４Ｃを通じてスイッチ回路１５に供給される。このスイッチ回路１５は、スイッチ回路１１と連動して切り換えられるものであり、したがって、スイッチ回路１５からは目的とする受信バンドの受信信号ＳRXが取り出される。そして、この取り出された受信信号ＳRXがミキサ回路１２Ｉ、１２Ｑに供給される。
【００６９】
なお、同調回路１４Ａ〜１４Ｃも同調回路１２Ａ〜１２Ｃと同様に構成されているものであるが、同調回路１４Ａは復同調回路とされている。また、同調回路１２Ａ〜１４Ｃの同調用コンデンサはＩＣ１０に内蔵され、同調用コイルはＩＣ１０に外付けとされている。
【００７０】
また、ＶＣＯ３１において、所定の周波数の発振信号が形成される。このＶＣＯ３１は、局部発振信号を形成するためのものであり、ＰＬＬ３０の一部を構成している。すなわち、ＶＣＯ３１の発振信号が可変分周回路３２に供給されて１／Ｎ（Ｎは正の整数）の周波数の信号に分周され、この分周信号が位相比較回路３３に供給される。さらに、外部から端子ピンＴ15を通じて信号形成回路３４に基準周波数のクロック（周波数は１〜２ＭHz程度）が供給されて所定の周波数ｆ34の信号に分周され、この分周信号が位相比較回路３３に基準信号として供給される。
【００７１】
そして、位相比較回路３３の比較出力がループフィルタ３５に供給されて可変分周回路３２の出力信号と、形成回路３４の出力信号との位相差に対応してレベルの変化する直流電圧が取り出され、この直流電圧がＶＣＯ３１に発振周波数ｆ31の制御電圧として供給される。なお、フィルタ３５には、端子ピンＴ16を通じて平滑用のコンデンサＣ11が外付けされる。
【００７２】
したがって、ＶＣＯ３１の発振周波数ｆ31は、
ｆ31＝Ｎ・ｆ34                                          ・・・ (21)
となるので、システム制御用のマイクロコンピュータ（図示せず）により分周比Ｎを制御すれば、ＶＣＯ３１の発振周波数ｆ31を変更することができる。例えば、周波数ｆ31は、受信バンドおよび受信周波数（受信チャンネル）に対応して1.8〜3.6ＧHzとされる。
【００７３】
そして、このＶＣＯ３１の発振信号が可変分周回路３６に供給されて１／Ｍ（例えば、Ｍ＝２、４、８、16、32）の周波数に分周され、この分周信号が分周回路３７に供給されて1/2の周波数で、かつ、位相が互いに直交する分周信号ＳLOI、ＳLOQに分周され、これら信号ＳLOI、ＳLOQがミキサ回路２１Ｉ、２１Ｑに局部発振信号として供給される。
【００７４】
ここで、
ｆLO：局部発振信号ＳLOI、ＳLOQの周波数
とすれば、
ｆLO＝ｆ31／（２Ｍ）
＝Ｎ・ｆ34／（２Ｍ）
＝ｆ34・Ｎ／（２Ｍ）                                ・・・ (22)
となる。したがって、分周比Ｍ、Ｎを変更することにより、局部発振周波数ｆLOを、所定の周波数ステップで広い範囲にわたって変更することができる。
【００７５】
また、
ＳRX：受信を希望する受信信号
ＳUD：イメージ妨害信号
とし、簡単のため、
ＳRX＝ＥRX・sinωRXｔ
ＥRX：受信信号ＳRXの振幅
ωRX＝２πｆRX
ｆRX：受信信号ＳRXの中心周波数
ＳUD＝ＥUD・sinωUDｔ
ＥUD：イメージ妨害信号ＳUDの振幅
ωUD＝２πｆUD
ｆUD：イメージ妨害信号ＳUDの中心周波数
とする。
【００７６】
さらに、局部発振信号ＳLOI、ＳLOQについて、
ＳLOI＝ＥLO・sinωLOｔ
ＳLOQ＝ＥLO・cosωLOｔ
ＥLO：信号ＳLOI、ＳLOQの振幅
ωLO＝２πｆLO
とする。
【００７７】
ただし、このとき、
ωIF＝２πｆIF
ｆIF：中間周波数。例えば、４〜5.5ＭHz（放送方式により変更する）
とすれば、アッパーヘテロダイン方式の場合には、
ｆRX＝ｆLO−ｆIF
ｆUD＝ｆLO＋ｆIF
である。
【００７８】
したがって、ミキサ回路２１Ｉ、２１Ｑからは、次のような信号ＳIFI、ＳIFQが出力される。すなわち、
ＳIFI＝（ＳRX＋ＳUD）×ＳLOI
＝ＥRX・sinωRXｔ×ＥLO・sinωLOｔ
＋ＥUD・sinωUDｔ×ＥLO・sinωLOｔ
＝α｛cos（ωRX−ωLO）ｔ−cos（ωRX＋ωLO）ｔ｝
＋β｛cos（ωUD−ωLO）ｔ−cos（ωUD＋ωLO）ｔ｝
ＳIFQ＝（ＳRX＋ＳUD）×ＳLOQ
＝ＥRX・sinωRXｔ×ＥLO・cosωLOｔ
＋ＥUD・sinωUDｔ×ＥLO・cosωLOｔ
＝α｛sin（ωRX＋ωLO）ｔ＋sin（ωRX−ωLO）ｔ｝
＋β｛sin（ωUD＋ωLO）ｔ＋sin（ωUD−ωLO）ｔ｝
α＝ＥRX・ＥLO／２
β＝ＥUD・ＥLO／２
の信号ＳIFI、ＳIFQが取り出される。
【００７９】
そして、これら信号ＳIFI、ＳIFQが、映像中間周波信号および音声中間周波信号の占有帯域幅（例えば、６〜８ＭHz）に比べて広帯域のローパスフィルタ２２に供給され、この結果、ローパスフィルタ２２において、和の角周波数（ωRX＋ωLO）、（ωUD＋ωLO）の信号成分（および局部発振信号ＳLOI、ＳLOQ）が除去され、ローパスフィルタ２２からは、
ＳIFI＝α・cos（ωRX−ωLO）ｔ＋β・cos（ωUD−ωLO）ｔ
＝α・cosωIFｔ＋β・cosωIFｔ                     ・・・ (23)
ＳIFQ＝α・sin（ωRX−ωLO）ｔ＋β・sin（ωUD−ωLO）ｔ
＝−α・sinωIFｔ＋β・sinωIFｔ                   ・・・ (24)
が取り出される。
【００８０】
そして、これら信号ＳIFI、ＳIFQが、後述する振幅位相補正回路２３を通じて図６により説明した複素バンドパスフィルタ（ポリフェイズ・バンドパスフィルタ）２４に供給される。この複素バンドパスフィルタ２４は、
(a) バンドパスフィルタの周波数特性を有する。  
(b) 信号ＳIFIと信号ＳIFQとの間に、90°の位相差を与える。  
(c) 周波数軸上において、零周波数に対して対称の周波数ｆ0と周波数−ｆ0とを中心周波数とする２つのバンドパス特性を有するものであり、入力信号の相対位相によりこれを選択することができる。  
の特性を有するものである。
【００８１】
したがって、複素バンドパスフィルタ２４において、上記(b)、(c)項により信号ＳIFQが信号ＳIFIに対して90°遅相され、
ＳIFI＝α・cosωIFｔ＋β・cosωIFｔ                     ・・・ (25)
ＳIFQ＝−α・sin（ωIFｔ−90°）＋β・sin（ωIFｔ−90°）
＝α・cosωIFｔ−β・cocωIFｔ                     ・・・ (26)
とされる。つまり、信号ＳIFIと、信号ＳIFQとの間では、信号成分α・cosωIFｔは互いに同相であり、信号成分β・cocωIFｔは互いに逆相である。
【００８２】
そして、この信号ＳIFI、ＳIFQがレベル補正用のアンプ２５に供給されて信号ＳIFIと信号ＳIFQとが加算され、レベル補正アンプ２５からは以下のような信号ＳIFが取り出される。
【００８３】
すなわち、
ＳIF＝ＳIFI＋ＳIFQ
＝２α・cosωIFｔ
＝ＥRX・ＥLO・cosωIFｔ                             ・・・ (27)
が取り出される。この取り出された信号ＳIFは、信号ＳRXをアッパーヘテロダイン方式で受信したときの中間周波信号にほかならない。そして、この中間周波信号ＳIFには、イメージ妨害信号ＳUDは含まれていない。なお、振幅位相補正回路２３は、この(27)式が十分に成立するように、すなわち、イメージ妨害信号ＳUDが最小となるように、信号SIFI、ＳIFQの振幅および位相を補正するものである。
【００８４】
さらに、このとき、レベル補正用のアンプ２５において、放送方式の違いにより信号ＳIFI、ＳIFQのレベルが異なっても、後述するＡＧＣ特性（特に、ＡＧＣの開始レベル）などが変化しないように、信号ＳIFのレベルが補正される。
【００８５】
そして、この中間周波信号ＳIFが、ＡＧＣ用の可変利得アンプ２６を通じ、さらに、直流分のカット用およびエリアジング用のバンドパスフィルタ２７を通じて端子ピンＴ12に出力される。
【００８６】
したがって、分周比Ｍ、Ｎを変更すれば、(22)式にしたがって目的とする周波数（チャンネル）を選択することができ、端子ピンＴ12に出力された中間周波信号ＳIFを放送方式に対応して復調すれば、目的とする放送を視聴することができることになる。
【００８７】
こうして、このフロントエンド回路１０のよれば、46〜887ＭHzという広い周波数範囲に対して、１チップＩＣで対応できるる。また、広い周波数範囲に対して妨害特性を低下させることなく、より少ない部品点数で、フロントエンド回路１０を実現できる。さらに、デジタル放送およびアナログ放送の放送方式の違いや、世界的な地域による放送方式の違いに対して、１つのフロントエンド回路１０で対応することができる。
【００８８】
また、クロック信号の高調波などによる受信妨害が少なくなり、結果として受信感度が上昇する。さらに、ＰＬＬ３０は、コンデンサＣ11を除き、すべての回路部品がオンチップ化ができるので、外乱に強く、妨害発生の少ないＰＬＬとすることができる。また、高周波アンプ１３Ａ〜１３Ｃには、同調回路１４Ａ〜１４Ｃがそれぞれ接続されるだけなので、負荷が軽く、高周波アンプ１３Ａ〜１３Ｃを低歪みとすることができる。
【００８９】
〔５−１−１〕  ＡＧＣの例
ＡＧＣ電圧ＶAGCが後述するベースバンド処理回路において形成され、このＡＧＣ電圧ＶAGCが端子ピンＴ14を通じてＡＧＣ用の可変利得アンプ２６にその利得の制御信号として供給される。したがって、これにより中間周波段のＡＧＣが行われる。
【００９０】
また、例えば、目的とする受信信号ＳRXのレベルが大きすぎたり、受信信号ＳRXに大きなレベルの妨害波信号が混在している場合には、上記の通常のＡＧＣでは対応しきれなくなる。そこで、ローパスフィルタ２２から出力される信号ＳIFI、ＳIFQがレベル検出回路４１に供給され、ＡＧＣ用アンプ２６においてＡＧＣを行う以前の信号ＳIFI、ＳIFQのレベルが所定値を越えたか否かが検出される。そして、この検出信号と、端子ピンＴ14のＡＧＣ電圧ＶAGCとが加算回路４２に供給され、その加算出力が形成回路４３に供給されて遅延ＡＧＣ電圧ＶDAGCが形成され、この遅延ＡＧＣ電圧ＶDAGCが高周波アンプ１３Ａ〜１３Ｃに利得の制御信号として供給され、遅延ＡＧＣが行われる。
【００９１】
したがって、希望する受信信号の強さと、受信を希望しない多くの信号の強さとのＤ／Ｕから最適なＡＧＣ動作ができるので、デジタル放送とアナログ放送、あるいはそれらが混在していても、希望する放送を良好に受信することができる。
【００９２】
〔５−１−２〕  テスト用・調整用電圧の例
ローパスフィルタ２２から出力される信号ＳIFI、ＳIFQがリニア検波回路４４に供給され、検波および平滑されることにより信号ＳIFI、ＳIFQのレベルを示す直流電圧Ｖ44とされ、この電圧Ｖ44が端子ピンＴ13に出力される。
【００９３】
この端子ピンＴ13に出力された直流電圧Ｖ44は、フロントエンド回路１０のテスト時や調整時などに使用される。例えば、入力信号（受信信号）のレベルを広い周波数範囲にわたってチェックするときに使用することができ、すなわち、狭帯域の中間周波フィルタを通した出力と違い、アンテナ端子ピンＴ11からミキサ回路２１Ｉ、２１Ｑまでの信号ラインについて広帯域の減衰特性を直接チェックすることができる。
【００９４】
また、アンテナ同調回路１２Ａ〜１２Ｃおよび段間同調回路１４Ａ〜１４Ｃを調整する場合には、入力テスト信号をアンテナ端子ピンＴ11に加え、端子ピンＴ14に供給されるＡＧＣ電圧ＶAGCを所定値に固定すれば、直流電圧Ｖ44の変化からトラッキング調整を行うことができる。さらに、フロントエンド回路１０の各機能の調整や特性の測定がデジタルデータにより行うことができ、自動調整および自動測定ができる。
【００９５】
〔５−１−３〕  定電圧回路
ＩＣ１０には、定電圧回路５３が設けられ、端子ピンＴ17から電源電圧＋ＶCCが供給される。この定電圧回路５３は、ＰＮ接合のバンドギャップを利用して電源電圧＋ＶCCから所定の値の定電圧を形成するものであり、その形成された定電圧はＩＣ１０のそれぞれの回路に供給される。なお、定電圧回路５３の出力電圧は微調整可能とされる。
【００９６】
したがって、各回路をＭＯＳ−ＦＥＴにより構成した場合でも、それらの回路に供給される電圧を高めに設定することができ、ＭＯＳ−ＦＥＴの性能を最大限に引き出すことができる。
【００９７】
〔５−１−４〕  初期設定
上述の複素バンドパスフィルタ２４の中心周波数および通過帯域幅、振幅位相補正回路２３の補正量、レベル補正用アンプ２５の利得は、受信するテレビ放送の放送方式に対応する必要があるので、可変とされるとともに、外部から設定できるようにされている。例えば、複素バンドパスフィルタ２４の中心周波数は3.8〜5.5ＭHz、通過帯域は5.7〜８ＭHzの範囲で可変とされている。
【００９８】
そして、組み立て時や工場出荷時などに、これら回路２３〜２５の設定値が、端子ピンＴ18から不揮発性メモリ５１に書き込まれる。また、同調回路１２Ａ〜１２Ｃ、１４Ａ〜１４Ｃのトラッキング用のデータ（同調周波数を微調整するデータ）や定電圧回路５３の出力電圧を微調整するデータも、同様に端子ピンＴ18から不揮発性メモリ５１に書き込まれる。したがって、それぞれの回路の特性を、受信するテレビ放送の放送方式に対応したものに設定することができる。
【００９９】
〔５−１−５〕  使用時の動作
このＩＣ１０を使用した受信機の電源が投入されたときも、不揮発性メモリ５１の設定値がバッファメモリ５２にコピーされ、このコピーされた設定値が回路１２Ａ〜１２Ｃ、１４Ａ〜１４Ｃ、２３〜２５、５３のそれぞれにデフォルト値として供給される。
【０１００】
そして、ユーザがチャンネルを選択したときには、そのためのデータが、システム制御用のマイクロコンピュータ（図示せず）から端子ピンＴ19を通じてバッファメモリ５２に供給されていったん保存され、この保存されたデータがスイッチ回路１１、１５、同調回路１２Ａ〜１２Ｃ、１４Ａ〜１４Ｃ、可変分周回路３２、３６に供給され、目的とするチャンネル（周波数）を含む受信バンドが選択されるとともに、その選択された受信バンドにおいて、目的とするチャンネルが選択される。
【０１０１】
〔５−１−６〕  まとめ
図１０に示すフロントエンド回路１０によれば、(A)〜(C)項に示すように、46〜887ＭHzの周波数帯におけるテレビ放送を受信することができる。そして、そのとき、複素バンドパスフィルタ２４の中心周波数および通過帯域幅が可変とされているの、国内の地上デジタルテレビ放送や地上アナログテレビ放送だけでなく、国外のデジタルテレビ放送やアナログテレビ放送にも対応できる。
【０１０２】
〔５−２〕  ベースバンド処理回路の例
図１１は、ベースバンド処理回路の一例を示し、これはフロントエンド回路１０から出力される中間周波信号ＳIFを処理してカラー映像信号および音声信号を出力するものである。すなわち、図１１において、鎖線で囲った部分６０が、そのベースバンド処理回路を示し、これは１チップＩＣにＩＣ化されている。また、このＩＣ（ベースバンド処理回路）６０は、外部接続用の端子ピンＴ61〜Ｔ67を有する。
【０１０３】
そして、フロントエンド回路１０の端子ピンＴ12から出力された中間周波信号ＳIFが、端子ピンＴ61からＡ／Ｄコンバータ回路６１に供給されてデジタル中間周波信号にＡ／Ｄ変換され、このデジタル中間周波信号ＳIFが、フィルタ６２により不要な周波数成分を除去される。
【０１０４】
そして、デジタルテレビ放送の受信時には、フィルタ６２からのデジタル中間周波信号ＳIFが復調回路６３に供給されてベースバンドのデジタル信号が復調されて取り出され、この復調出力がエラー訂正回路６４に供給されてエラー訂正されたデータストリームとされ、このデータストリームが端子ピンＴ62に出力される。したがって、この端子ピンＴ62の信号を、その放送方式にしたがってデコードすれば、もとのカラー映像信号および音声信号を得ることができる。
【０１０５】
また、アナログテレビ放送の受信時には、フィルタ６２からのデジタル中間周波信号ＳIFが映像中間周波フィルタ７１に供給されてデジタル映像中間周波信号が取り出され、この信号がゴースト除去回路７２においてゴースト成分が除去されてから復調回路７３に供給されてデジタルカラー映像信号が復調される。そして、このデジタ信号がＤ／Ａコンバータ回路７４に供給されてアナログカラー映像信号にＤ／Ａ変換され、このカラー映像信号が端子ピンＴ63に出力される。
【０１０６】
さらに、アナログテレビ放送の受信時には、フィルタ６２からのデジタル中間周波信号ＳIFが音声中間周波フィルタ８１に供給されてデジタル音声中間周波信号が取り出され、この信号が復調回路８２に供給されてデジタル音声信号が復調される。そして、このデジタ音声信号がＤ／Ａコンバータ回路８４に供給されて左および右チャンネルの音声信号にＤ／Ａ変換され、これら音声信号が端子ピンＴ64、Ｔ65に出力される。
【０１０７】
また、ＡＧＣ電圧形成回路９１においてＡＧＣ電圧ＶAGCが形成され、このＡＧＣ電圧ＶAGCが端子ピンＴ67に出力されてフロントエンド回路１０の端子ピンＴ14に供給され、上記のように通常のＡＧＣおよび遅延ＡＧＣが行われる。
【０１０８】
さらに、クロック形成回路９２において、所定の周波数のクロックが形成され、このクロックがベースバンド処理回路６０の各部に供給されるとともに、端子ピンＴ66を通じて、さらに、フロントエンド回路１０の端子ピンＴ15を通じて信号形成回路３４に供給される。
【０１０９】
したがって、クロックの高調波などによる受信妨害が少なくなり、結果として受信感度が上昇する。
【０１１０】
〔６〕  まとめ
(31) 帰還形の積分回路や帰還形ローパスフィルタを使用したフィルタにおいて、使用するオペアンプの周波数特性により生じるフィルタ特性の変動を改善することができ、オペアンプとしてＧＢ積の小さなものを使用することができる。
【０１１１】
(32) オペアンプの周波数特性が良くなくても良好なフィルタ特性が得られるので、高周波信号に対しても低電力のフィルタを実現することができる。
【０１１２】
(33) 多数のオペアンプを使用する場合、あるいは高次の複素フィルタを構成する場合、低消費電力化に非常に有効である。
【０１１３】
(34) 同一のオペアンプを使用した場合、フィルタ特性の変化の小さなものを実現することができる。
【０１１４】
(35) デジタル放送の受信機などのように、通過帯域内の伝送特性への要求が厳しいフィルタであっても実現できる。
【０１１５】
(36) 帰還用のコンデンサの容量と、ＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗との積を一定とするとともに、その積を使用するオペアンプのＧＢ積に対応させることにより、必要なフィルタ特性を保持しつつフィルタ特性の調整を行うことができる。
【０１１６】
〔７〕  その他
図９において、抵抗器ｒ0をＦＥＴのオン抵抗とすることもできる。また、上述においては、ＦＥＴ（Ｑk）のゲート長を等しくするとともに、ゲート幅を変更してオン抵抗ｒkを異なる値としたが、ゲート幅を等しくするとともに、ゲート長を変更して、あるいは両者を変更してオン抵抗ｒkを異ならせることもできる。
【０１１７】
さらに、上述において、局部発振信号ＳLOI、ＳLOQおよび複素バンドパスフィルタ２４により信号ＳIFI、ＳIFQにおける受信信号ＳRXの中間周波信号成分を逆相とし、イメージ妨害信号ＳUDの中間周波信号成分を同相とすることもでき、その場合には、信号ＳIFIと信号ＳIF1との減算を行えば、受信信号ＳRXの中間周波信号ＳIFを得ることができる。
【０１１８】
つまり、信号ＳIFI、ＳIFQにおいて、受信信号の中間周波信号成分と、イメージ妨害信号の中間周波信号成分とが互いに逆相になるように、局部発振信号ＳLOI、ＳLOQの位相関係および複素バンドパスフィルタ２４における移相を設定し、信号ＳIFI、ＳIFQの加算あるいは減算をすればよい。
【０１１９】
また、複素バンドパスフィルタ２４と振幅位相補正回路２３との接続位置を逆にすることもできる。
【０１２０】
さらに、アンプ２５において、(25)式から(26)式を減算すれば、
ＳIF＝ＳIFI−ＳIFQ
＝２β・cosωIFｔ
＝ＥUD・ＥLO・cosωIFｔ
となり、イメージ妨害信号ＳUDを取り出すことができるので、これによりイメージ妨害信号ＳUDが最小となるように、振幅位相補正回路２３において、信号SIFI、ＳIFQの振幅および位相を補正することができる。
【０１２１】
〔略語の一覧〕
Ａ／Ｄ    ：Analog to Digital
ＡＧＣ    ：Automatic Gain Control
Ｄ／Ａ    ：Digital to Analog
Ｄ／Ｕ    ：Desire to Undesire ratio
ＦＥＴ    ：Field Effect Transistor
ＧＢ積    ：Gain Bandwidth product
ＩＣ      ：Integrated Circuit
ＭＯＳ    ：Metal Oxide Semiconductor
ＮＴＳＣ  ：National Television System Committee
ＰＡＬ    ：Phase Alternation by Line
ＰＬＬ    ：Phase Locked Loop
Ｑ値      ：Quality Factor
ＳＥＣＡＭ：Sequential a Memoire Color Television System
ＶＣＯ    ：Voltage Controlled Oscillator
【図面の簡単な説明】
【０１２２】
【図１】この発明を説明するための接続図である。
【図２】この発明を説明するための接続図である。
【図３】この発明を説明するための接続図である。
【図４】この発明を説明するための接続図である。
【図５】図１〜図４の回路の特性を説明するための数式を示す図である
【図６】この発明の一形態を示す接続図である。
【図７】図６の回路の特性を示す図である。
【図８】図６の回路の特性を示す図である。
【図９】図６の回路に使用できる回路の一形態を示す図である。
【図１０】この発明を適用できる受信回路の一部を示す系統図である。
【図１１】図１０の続きを示す系統図である。
【図１２】この発明を説明するための接続図である。
【図１３】この発明を説明するための接続図である。
【図１４】図１２の回路の特性を示す図である。
【図１５】図１３の回路の特性を示す図である。
【符号の説明】
【０１２３】
１０…フロントエンド回路（ＩＣ）、１２Ａ〜１２Ｃ…アンテナ同調回路、１３Ａ〜１３Ｃ…高周波アンプ、１４Ａ〜１４Ｃ…段間同調回路、１５Ａ〜１５Ｃ…入力バッファ回路、１６Ａ〜１６Ｃ…電圧比較回路、１７Ａ〜１７Ｃ…バッファ回路、２１Ａおよび２１Ｂ…ミキサ回路、２２…ローパスフィルタ、２３…振幅位相補正回路、２４…複素バンドパスフィルタ、２５…レベル補正アンプ、２６…可変利得アンプ、２７…バンドパスフィルタ、３０…ＰＬＬ、３７…分周回路、４１…レベル検出回路、４３…遅延ＡＧＣ電圧形成回路、４４…リニア検波回路、５１…不揮発性メモリ、５２…バッファメモリ、５３…定電圧回路、６０…ベースバンド処理回路（ＩＣ）、Ｑ41I〜Ｑ42Q…オペアンプ、Ｃ41およびＣ42…帰還用コンデンサ、ｒ41およびｒ42…調整用抵抗器、
【図１】
2008211531.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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