(57)【要約】【課題】小型化が容易で、実装上の制約が少ない適応指向性受信装置、この適応指向性受信装置を実装した自動車及び携帯情報機器を提供する。【解決手段】無線信号による励振電流をそれぞれ出力するアンテナ素子Ａ１〜Ａ３と、励振電流を入力して励振電流の反射電流を出力する反射電流出力回路３１〜３３と、反射電流をベクトル合成して合成信号を生成する合成回路２と、合成信号から復調信号を生成するベースバンド信号生成回路１と、復調信号から目的関数を生成する目的関数計算装置４１と、目的関数が最適値になるように反射電流出力回路３１〜３３の負荷を制御して反射電流の位相を調整する調整装置４２とを備え、反射電流を調整することによりアンテナ素子Ａ１〜Ａ３により開口を構成するアダプティブアンテナの指向性を制御しながら、無線信号を復調する。【選択図】図３
2008211668.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナアレイを構成する複数のアンテナ素子と、
該複数のアンテナ素子のそれぞれの接地リアクタンスを調整する負荷をそれぞれ有し、且つ該負荷からの反射電流をそれぞれ出力する複数の反射電流出力回路と、
前記複数の反射電流出力回路がそれぞれ出力する前記反射電流をベクトル合成して、合成信号を生成する合成回路と、
前記合成信号から復調信号を生成するベースバンド信号生成回路と、
前記復調信号から目的関数を求め、該目的関数が最適値になるように、前記負荷の値をそれぞれ制御する演算処理回路
とを備え、前記負荷の値の制御により前記アンテナアレイの指向性を制御することを特徴とする適応指向性受信装置。
【請求項２】
前記複数の反射電流出力回路のそれぞれに、前記複数の反射電流出力回路がそれぞれ出力する前記反射電流の振幅を調整する反射電流振幅調整回路が接続され、
該反射電流振幅調整回路を介して、前記反射電流がそれぞれ前記合成回路に入力し、それぞれの反射電流振幅調整回路は前記演算処理回路に制御されて前記反射電流の振幅を調整することを特徴とする請求項１に記載の適応指向性受信装置。
【請求項３】
前記複数のアンテナ素子のそれぞれに、前記複数のアンテナ素子がそれぞれ出力する励振電流の振幅を調整する励振電流振幅調整回路が接続され、
該励振電流振幅調整回路を介して、前記励振電流が前記複数の反射電流出力回路のそれぞれに入力し、それぞれの励振電流振幅調整回路は、前記演算処理回路に制御されて前記励振電流の振幅を調整することを特徴とする請求項１に記載の適応指向性受信装置。
【請求項４】
ボンネット、屋根の前端若しくは後端、Ａピラー、又はリアウィンドウ若しくはリアサイドウィンドウの少なくともいずれかに配置され、アンテナアレイを構成する複数のアンテナ素子と、
該複数のアンテナ素子のそれぞれの接地リアクタンスを調整する負荷をそれぞれ有し、且つ該負荷からの反射電流をそれぞれ出力する複数の反射電流出力回路と、
前記複数の反射電流出力回路がそれぞれ出力する前記反射電流をベクトル合成して、合成信号を生成する合成回路と、
前記合成信号から復調信号を生成するベースバンド信号生成回路と、
前記復調信号から目的関数を求め、該目的関数が最適値になるように、前記負荷の値をそれぞれ制御する演算処理回路
とを備え、前記負荷の値の制御により前記アンテナアレイの指向性を制御して無線通信を行う受信機を装備したことを特徴とする自動車。 
【請求項５】
棒状アンテナ、逆Ｆ型アンテナ、若しくは基板アンテナの少なくともいずれかから複数個を選んでアンテナアレイを構成する複数のアンテナ素子と、
該複数のアンテナ素子のそれぞれの接地リアクタンスを調整する負荷をそれぞれ有し、且つ該負荷からの反射電流をそれぞれ出力する複数の反射電流出力回路と、
前記複数の反射電流出力回路がそれぞれ出力する前記反射電流をベクトル合成して、合成信号を生成する合成回路と、
前記合成信号から復調信号を生成するベースバンド信号生成回路と、
前記復調信号から目的関数を求め、該目的関数が最適値になるように、前記負荷の値をそれぞれ制御する演算処理回路
とを備え、前記負荷の値の制御により前記アンテナアレイの指向性を制御することにより無線通信を行うことを特徴とする携帯情報機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信用のアンテナに係り、特に移動通信において高い信号対干渉除去比（ＳＩＲ）が得られるアダプティブアンテナを用いた適応指向性受信装置、この適応指向性受信装置を実装した自動車及び携帯情報機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車で米国、豪州、中国等の広い走行領域を長時間の移動をしながらＦＭ放送等を受信する場合や、高層ビルが密集した市街地のようなフェージングの影響を受けやすい環境でＦＭ放送等を受信する場合、或いは携帯電話で無線信号を受信する場合、安定して受信することは困難であり、アレイアンテナ技術を使った指向性制御が必要となっている。
【０００３】
フェーズドアレイアンテナは電子的に指向性が制御できる複数のアンテナ（放射素子）からなる機能アンテナである。複数の放射素子・移相器と制御回路を必要とするため、その利用は軍用レーダなどの特殊用途に限定されていた。ところが近年ではマイクロ波ハードウェアの低廉化により通信応用として衛星搭載中継器や公衆無線基地局にも採用されるようになってきた。無線による移動通信において、低電力で高い伝送品質を維持するには、所望波の利得を最大にし、或いは所望波に対する干渉波の影響を最小にするようなアンテナ制御技術が有用である。指向性を電波環境に適応した最適化アルゴリズムによって自動制御される機能アンテナは「アダプティブアンテナ」と呼ばれる。具体的には、主ビームを所望波到来方向へ向ける、ヌル点を干渉波到来方向へ向ける、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大にする、マルチパス波を合成補償するなど、刻々変動する電波環境にアンテナ指向性を自律的に適応させるアンテナ制御技術である。アダプティブアンテナは、複数のアンテナで受信した信号を用い、空間フィルタによって信号対干渉除去比（ＳＩＲ）を最大化しようとするものである。
【０００４】
近年、簡単なハードウェア構成のアダプティブアンテナとして電子走査導波器（ESPAR）アンテナが精力的に研究されている（特許文献１〜３参照。）。電子走査導波器アンテナの開口は、１つの放射素子とその周りに配置された複数の寄生素子から構成される。放射素子と寄生素子は電磁的に結合され、寄生素子で受信した信号の最放射により、放射素子には寄生素子の受信信号の一部が受信される。寄生素子の出力にはバラクタなどの可変リアクタンス素子が接続されており、そのリアクタンス値を適当に変化させことにより、寄生素子に発生する誘導電流を制御し、放射指向性を変化させる。電子走査導波器アンテナでは、規範信号系列と放射素子受信信号の相関係数を最大とするリアクタンス値を勾配法などで見出すことにより、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大とする指向性を形成させる。
【特許文献１】特開２００３−１４２９２６号公報
【特許文献２】特開２００３−２０９４２６号公報
【特許文献３】特開２００３−２５８５３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のアダプティブアンテナは複数の送受信系統が必要で装置規模・消費電力が大きく、既存の機器に追加して使用することができない。よって低コスト化が図れず、民生無線端末製品に適用することが困難であった。従来の機器に追加して使用可能な、送受信系統が１チャンネルのアダプティブアンテナとして、励振素子とその励振素子と電磁結合させた非励振素子を利用する方法があるが、電磁結合の小さい小型アンテナを使うことができない。又、アンテナ素子を接近させて使用するため、実装上の制約が生じるという問題があった。
【０００６】
上記問題を鑑み、本発明は、小型化が容易で、実装上の制約が少ない適応指向性受信装置、この適応指向性受信装置を実装した自動車及び携帯情報機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明の第１の態様は、（イ）アンテナアレイを構成する複数のアンテナ素子と、（ロ）この複数のアンテナ素子のそれぞれの接地リアクタンスを調整する負荷をそれぞれ有し、且つこの負荷からの反射電流をそれぞれ出力する複数の反射電流出力回路と、（ハ）複数の反射電流出力回路がそれぞれ出力する反射電流をベクトル合成して、合成信号を生成する合成回路と、（ニ）合成信号から復調信号を生成するベースバンド信号生成回路と、（ホ）復調信号から目的関数を求め、この目的関数が最適値になるように、負荷の値をそれぞれ制御する演算処理回路とを備え、負荷の値の制御によりアンテナアレイの指向性を制御する適応指向性受信装置であることを特徴とする。
【０００８】
本発明の第２の態様は、（イ）ボンネット、屋根の前端若しくは後端、Ａピラー、又はリアウィンドウ若しくはリアサイドウィンドウの少なくともいずれかに配置され、アンテナアレイを構成する複数のアンテナ素子と、（ロ）この複数のアンテナ素子のそれぞれの接地リアクタンスを調整する負荷をそれぞれ有し、且つこの負荷からの反射電流をそれぞれ出力する複数の反射電流出力回路と、（ハ）複数の反射電流出力回路がそれぞれ出力する反射電流をベクトル合成して、合成信号を生成する合成回路と、（ニ）合成信号から復調信号を生成するベースバンド信号生成回路と、（ホ）復調信号から目的関数を生成し、この目的関数が最適値になるように、負荷の値をそれぞれ制御する演算処理回路とを備え、負荷の値の制御によりアンテナアレイの指向性を制御して無線通信を行う受信機を装備した自動車であることを特徴とする。 
本発明の第３の態様は、（イ）棒状アンテナ、逆Ｆ型アンテナ、若しくは基板アンテナの少なくともいずれかから複数個を選んでアンテナアレイを構成する複数のアンテナ素子と、（ロ）この複数のアンテナ素子のそれぞれの接地リアクタンスを調整する負荷をそれぞれ有し、且つこの負荷からの反射電流をそれぞれ出力する複数の反射電流出力回路と、（ハ）複数の反射電流出力回路がそれぞれ出力する反射電流をベクトル合成して、合成信号を生成する合成回路と、（ニ）合成信号から復調信号を生成するベースバンド信号生成回路と、（ホ）復調信号から目的関数を生成し、この目的関数が最適値になるように、負荷の値をそれぞれ制御する演算処理回路とを備え、負荷の値の制御によりアンテナアレイの指向性を制御することにより無線通信を行う携帯情報機器であることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、小型化が容易で、実装上の制約が少ない適応指向性受信装置、この適応指向性受信装置を実装した自動車及び携帯情報機器を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
次に、図面を参照して、本発明の第１〜第３の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。但し、以下に示す第１〜第３の実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、アンテナ素子、回路素子や回路ブロックの構成や配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
【００１１】
（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置は、図１に示すように、無線信号を受信する複数のアンテナ素子Ａ１〜Ａｍ（ｍは２以上の正の整数）と、複数のアンテナ素子Ａ１〜Ａｍにそれぞれ接続され、複数のアンテナ素子Ａ１〜Ａｍのそれぞれの接地リアクタンスを調整する負荷を有し、且つこの負荷からの反射電流Ｉｒ1〜Ｉｒmをそれぞれ出力する反射電流出力回路３１〜３ｍと、反射電流出力回路３１〜３ｍがそれぞれ出力する反射電流Ｉｒ1〜Ｉｒmをベクトル合成して、合成信号ＣＳを生成する合成回路２と、合成信号ＣＳから復調信号を生成するベースバンド信号生成回路１とを備える。
【００１２】
ここで、「アンテナ素子」は、空中から捉えた無線信号を受信装置側に出力する励振素子（給電素子）として機能する。複数のアンテナ素子Ａ１〜Ａｍの配列により、アダプティブアンテナの開口が構成される。第２の実施の形態を含め、本明細書では、図１に示すように、ｍ＝３の場合、即ち、第１〜第３のアンテナ素子Ａ１〜Ａｍにそれぞれ第１〜第３の反射電流出力回路３１〜３３が接続された場合を例に技術内容を説明するが、ｍ＝３の場合のみに限定されるものではないことは勿論である（但し、実用的な観点、特に小型化、低コスト化、高速化の観点からはｍ＝３、若しくはｍ≧３で、３に近い値が好ましい。）。
【００１３】
即ち、ｍ＝３の場合において、第１の反射電流出力回路３１は、第１のアンテナ素子Ａ１に接続された第１の方向性結合器ＤＣ1と、この第１の方向性結合器ＤＣ1に接続され、第１のアンテナ素子Ａ１の接地リアクタンスを調整する負荷としての第１の可変リアクタンス回路Ｚｎ1を有する。第１の可変リアクタンス回路Ｚｎ1は、第１のアンテナ素子Ａ１から第１の方向性結合器ＤＣ1を介して励振電流Ｉｄ1を入力し、反射電流Ｉｒ1を反射する。第１の方向性結合器ＤＣ1は、第１のアンテナ素子Ａ１が出力する励振電流Ｉｄ1を第１の可変リアクタンス回路Ｚｎ1に伝送すると共に、第１の可変リアクタンス回路Ｚｎ1が反射した反射電流Ｉｒ1を合成回路２に出力する。
【００１４】
又、第２の反射電流出力回路３２は、第２のアンテナ素子Ａ２に接続された第２の方向性結合器ＤＣ2と、この第２の方向性結合器ＤＣ2に接続され、第２のアンテナ素子Ａ２の接地リアクタンスを調整する負荷としての第２の可変リアクタンス回路Ｚｎ2を有する。第２の可変リアクタンス回路Ｚｎ2は、第２のアンテナ素子Ａ２から第２の方向性結合器ＤＣ2を介して励振電流Ｉｄ2を入力し、反射電流Ｉｒ2を反射する。第２の方向性結合器ＤＣ2は、第２のアンテナ素子Ａ２が出力する励振電流Ｉｄ2を第２の可変リアクタンス回路Ｚｎ2に伝送すると共に、第２の可変リアクタンス回路Ｚｎ2が反射した反射電流Ｉｒ2を合成回路２に出力する。更に、第３の反射電流出力回路３３は、第３のアンテナ素子Ａ３に接続された第３の方向性結合器ＤＣ3と、この第３の方向性結合器ＤＣ3に接続され、第３のアンテナ素子Ａ３の接地リアクタンスを調整する負荷としての第３の可変リアクタンス回路Ｚｎ3を有する。第３の可変リアクタンス回路Ｚｎ3は、第３のアンテナ素子Ａ３から第３の方向性結合器ＤＣ3を介して励振電流Ｉｄ3を入力し、反射電流Ｉｒ3を反射する。第３の方向性結合器ＤＣ3は、第３のアンテナ素子Ａ３が出力する励振電流Ｉｄ3を第３の可変リアクタンス回路Ｚｎ3に伝送すると共に、第３の可変リアクタンス回路Ｚｎ3が反射した反射電流Ｉｒ3を合成回路２に出力する。
【００１５】
そして、図１に示す適応指向性受信装置は、復調信号から求めた目的関数が最適になるように、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３のそれぞれの負荷（接地リアクタンス）をそれぞれ制御し、反射電流Ｉｒ1〜Ｉｒ3の位相を調整することにより、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３により開口を構成するアダプティブアンテナの指向性を制御しながら、無線信号を復調する。
【００１６】
合成回路２にベースバンド信号生成回路１が接続され、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３が空中から捉えた無線信号をベクトル合成して生成された合成信号ＣＳが、ベースバンド信号生成回路１の低雑音増幅器１１に入力される。ベースバンド信号生成回路１の出力側には、「演算処理回路」としてのディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）４が接続され、ベースバンド信号生成回路１で生成された復調信号を処理する。演算処理回路（ＤＳＰ）４は、復調信号から目的関数を求め、この目的関数が最適値になるように、負荷としての第１、第２、第３の可変リアクタンスＺｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3のそれぞれのリアクタンス値を制御する。
【００１７】
第１のアンテナ素子Ａ１の接地リアクタンスを調整する負荷である第１の可変リアクタンス回路Ｚｎ1の構成例を、図２に示す。第１の可変リアクタンス回路Ｚｎ1は、一端を方向性結合器ＤＣ1に接続した第１インダクタＬ1と、第１インダクタＬ1の他端側に接続した第２インダクタＬ2と、第２インダクタＬ2に接続したキャパシタＣ1と、キャパシタＣ1に接続した可変容量ダイオードＤ1を備え、可変容量ダイオードＤ1のアノード側が接地される。第２インダクタＬ2とキャパシタＣ1の接続点には、第３インダクタＬ3の一端が接続され、第３インダクタＬ3の他端が接地される。即ち、キャパシタＣ1と可変容量ダイオードＤ1とからなる直列接続回路に、第３インダクタＬ3が並列接続されている。また、キャパシタＣ1と可変容量ダイオードＤ1の接続点に一方の端子が接続された抵抗Ｒの他方の端子が、Ｄ−Ａ変換器５１に接続される。例えば、第１インダクタＬ1、第２インダクタＬ2、第３インダクタＬ3のインダクタンスは、それぞれ０．１μＨ、０．２２ｎＨ、０．２２ｎＨであり、キャパシタＣ1の容量は、０．１μＦ、抵抗Ｒの抵抗値は１００ｋΩ程度にすることができる。
【００１８】
第２、第３のアンテナ素子Ａ２，Ａ３の接地リアクタンスを調整する負荷である第２、第３の可変リアクタンスＺｎ2、Ｚｎ3の構成も、第１の可変リアクタンス回路Ｚｎ1と同様である。
【００１９】
第１、第２、第３の可変リアクタンスＺｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3は、それぞれＤ−Ａ変換器５１、５２、５３を介して、それぞれ演算処理回路としてのＤＳＰ４に接続される。
【００２０】
ベースバンド信号生成回路１は、合成回路２に接続された低雑音増幅器１１と、低雑音増幅器１１に接続されたミキサ１２、ミキサ１２に接続された局部発振器１８を備える。ミキサ１２は、低雑音増幅器１１の出力するＲＦ信号と局部発振器１８の出力するＲＦ信号とを混合し、例えば１０．７ＭＨｚの中間周波数（ＩＦ）の信号を生成する。
【００２１】
ベースバンド信号生成回路１において、局部発振器１８の出力するＲＦ信号と合成回路２の出力するＲＦ信号とはミキサ１２で混合された、ＩＦフィルタ１３に伝達される。ＩＦフィルタ１３に、自動利得調整（ＡＧＣ）増幅器１４が接続され、ＡＧＣ増幅器１４には、復調器１５が接続されている。ＩＦフィルタ１３により、合成回路２の出力するＲＦ信号と局部発振器１８の出力するＲＦ信号との差の周波数が抽出され、ＡＧＣ増幅器１４により、差の周波数であるＩＦ信号が増幅される。このＩＦ信号は、復調器１５によりベースバンド信号が生成される。ベースバンド信号は、更に、Ａ−Ｄ変換器１７でディジタル信号に変換され、演算処理回路（ＤＳＰ）４に入力される。
【００２２】
図３は、図１に示した演算処理回路としてのＤＳＰ４の内容を主に説明するための論理的なブロック図である。即ち、演算処理回路（ＤＳＰ）４は、その論理構成として、目的関数計算装置４１、調整装置４２及び可変リアクタドライバ４３を含むことを図３は示している。
【００２３】
ベースバンド信号は、図１に示すように、Ａ−Ｄ変換器１７により、ディジタルのベースバンド信号としての復調信号ＳRが生成される。この復調信号ＳRは演算処理回路（ＤＳＰ）４に入力されるが、演算処理回路（ＤＳＰ）４においては、図３に示すように、目的関数計算装置４１及び調整装置４２を用いて、復調信号ＳRが信号処理され、制御信号Ｓｃ1、Ｓｃ2、Ｓｃ3が生成される。制御信号Ｓｃ1、Ｓｃ2、Ｓｃ3は、可変リアクタドライバ４３へ出力される。可変リアクタドライバ４３は、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3にリアクタンス制御用電圧Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3を出力し、反射電流出力回路３１〜３３をそれぞれ構成している可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3のそれぞれの接地リアクタンス値が制御され、適応ビームが形成される。
【００２４】
図１〜図３に示す第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナでは、空中から捉えた無線信号の取り出しがアンテナ素子Ａ１〜Ａ３から行われ、全体の指向性パターンを制御し、適応ビームを形成する。「適応ビームを形成」とは、主ビームを所望波到来方向へ向ける、ヌル点を干渉波到来方向へ向ける、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大にするような指向性制御をいう。
【００２５】
そして、図３に示すように、可変リアクタドライバ４３が、反射電流出力回路３１〜３３のそれぞれの可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3にそれぞれ接続され、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3の接地リアクタンス値が制御される。可変リアクタドライバ４３は、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3がそれぞれ有する可変容量ダイオードＤ1に対して逆バイアス電圧を印加し、容量を変化させる可変電圧直流電源である。可変リアクタドライバ４３により、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3に印加するリアクタンス制御用電圧Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3をそれぞれ変化させることにより、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3それぞれのバラクタ回路の可変容量ダイオードＤ1の容量値を独立に変化させ、接地リアクタンス値を、それぞれ所望の値になるように独立に制御する。
【００２６】
これにより、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３上の励振電流の位相を変化させ、アダプティブアンテナの指向性特性を変化させることができる。図２に例示した回路では、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3のそれぞれに直列に固定の第１インダクタＬ1を挿入しているので、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3の接地リアクタンス値は、正から負の値までの範囲の値をとることができる。可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3を、容量性の回路素子とすれば、接地リアクタンス値は常に負の値となる。いずれにせよ、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3は、上述した第１インダクタＬ1、第２インダクタＬ2、第３インダクタＬ3、キャパシタＣ1、抵抗Ｒ及び可変容量ダイオードＤ1からなる回路に限定されず、接地リアクタンス値を制御可能な素子であれば良い。
【００２７】
なお、物理的構成としては、図３に示すベースバンド信号生成回路１、目的関数計算装置４１及び調整装置４２をすべてカーラジオ（ＦＭ受信機）の内部に実装する等の態様が可能である。更に、図１に示した受信装置全体を、携帯電話、或いはコンピュータ等の携帯型情報処理機器の内部に実装する等の態様が可能である。
【００２８】
調整装置４２の出力は、可変リアクタドライバ４３に接続され、可変リアクタドライバ４３の出力は、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3に接続されている。可変リアクタドライバ４３も、ベースバンド信号生成回路１、目的関数計算装置４１及び調整装置４２と共に、カーラジオ（ＦＭ受信機）、携帯電話、携帯型情報処理機器等に内蔵するようにしても良い。
【００２９】
ベースバンド信号生成回路１では、合成回路２から出力される合成信号ＣＳから復調信号ＳRを復調する。例えば、所望波がアナログＦＭのように包絡線が一定である変調方式の場合には定振幅性に着目し、ブラインドビーム形成が可能である。例えば、「所望信号の包絡線が一定である」という事前知識のみを用いた定包絡線基準によるアルゴリズムである定包絡線信号用アルゴリズム(Constant Modulus Algorithm：ＣＭＡ)の評価関数Ｑ(Ｘ)は、ｐ、ｑを正の整数として：
Ｑ(Ｚｎ)＝Ｅ［||ｙ（ｔ）|p−σp|q］              ・・・・・（１）
である。Ｚｎ＝［Zn１Zn２Zn３］は、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３にそれぞれ接続される負荷、ｙ（ｔ）はアンテナ出力で、Ｎ素子アレイにＰ個の波ｓm（ｔ）（ｍ＝１、２、・・・Ｐ）が方向ψmから入射する時：
【数１】
2008211668.tif 000003
【００３０】
と表される。αn（ψm）は第ｎ素子の方向ψmから入射する波の応答である。また、ｉnはアンテナで１Ｖの開放電圧が発生する時、アンテナ素子から出力する電流で次のように表される：
【数２】
2008211668.tif 000004
【００３１】
Ｚaはアンテナの自己インピーダンス、Ｘiはリアクタ値である（ｉ＝１〜ｎ）。 ｐ、ｑは正の整数で、本発明の第１の実施の形態ではｐ＝ｑ＝２とする。フェージングを考慮し、σは短区間平均値を用いる。評価関数Ｑを最小化するＸを直接探索法で求める。
【００３２】
ベースバンド信号生成回路１から出力した復調信号ＳRは、図３に示した目的関数計算装置４１に入力される。目的関数計算装置４１は、例えば、復調信号ＳRから同期検出して規範信号ＳSを発生させて相関をとり、規範信号ＳSと復調信号ＳRの相関係数を目的関数（評価関数）Ｑとして出力する相関器が採用可能である。相関器以外に、目的関数計算装置４１は、規範信号ＳSと復調信号ＳRの差電力を目的関数（評価関数）Ｑとして出力するようにしても良い。目的関数（評価関数）Ｑとしては、その他、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲが採用可能であるが、以後の説明は、目的関数（評価関数）Ｑは、規範信号ＳSと復調信号ＳRの相関係数であるとして記載する。目的関数計算装置４１の出力した目的関数（評価関数）Ｑは、調整装置４２へ入力される。
【００３３】
調整装置４２は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最適値（最大又は最小）になるように、直接探索法、勾配法、逐次探索法、或いは遺伝的アルゴリズムによって探索する。「直接探索法」は、最適化問題を解く方法であり、
（ａ）目的関数の勾配を必要としない、
（ｂ）数学的に収束が保証されている、
（ｃ）中庸な収束が得られることである、
のような特徴があるので、以下では、直接探索法を用いる場合について説明するが、調整装置４２の処理のアルゴリズムは、直接探索法に限定する必要はない。
【００３４】
直接探索法は、現在点の周りの一組の点（「メッシュ」という。）を探索し、最小化問題では目的関数が現在点より低い値を探す。低い点があれば、現在点を低い点に移し、メッシュを拡大して探索を続け、低い値がなければメッシュを縮小し再探索する手順を繰り返し、目的関数（評価関数）Ｑを最小にする。目的関数（評価関数）Ｑの逆数或いはＱの負値を用いれば最大値を探索することができる。
【００３５】
このため、調整装置４２は、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3の初期値及び初期設定での目的関数値Ｏ0を計算する初期設定手段４２１、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3に対応したメッシュを作成するメッシュ作成手段４２２、各メッシュポイントでの目的関数値を計算し評価する（ポーリングする）ポーリング手段４２３、現在の最適値とポーリングの結果を比較する最適値／ポーリング結果比較手段４２４、現在の最適値とポーリングの結果を比較し、低い点（又は高い点）があれば、現在最適値を低い点（又は高い点）に更新し、メッシュサイズを拡大し、低い値（又は高い値）がなければメッシュサイズを縮小するメッシュサイズ変更手段４２５、収束判定をする収束判定手段４２６を論理的な構成として備える。これらの初期設定手段４２１、メッシュ作成手段４２２、ポーリング手段４２３、最適値／ポーリング結果比較手段４２４、メッシュサイズ変更手段４２５、収束判定手段４２６は、専用のハードウェア（論理回路）で構成しても良く、汎用のプロセッサを用い、それを制御するソフトウェアにより等価な機能を実現するように、構成しても良い。
【００３６】
この様な論理的構成を備える調整装置４２は、直接探索法によって探索した結果を、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3の値を最適化するための制御信号Ｓｃ1、Ｓｃ2、Ｓｃ3として生成する。調整装置４２が生成した個々の制御信号Ｓｃ1、Ｓｃ2、Ｓｃ3は、可変リアクタドライバ４３へ出力される。可変リアクタドライバ４３は、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3のリアクタンスを最適化するために、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3にリアクタンス制御用電圧Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3を出力する。
【００３７】
＜アンテナの制御方法＞
図４に示すフローチャートを用いて、図１〜図３に示したアダプティブアンテナの制御方法、即ち、調整装置４２による可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3の値を最適化し、これにより主ビームを所望波到来方向へ向け、ヌル点を干渉波到来方向へ向け、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大にする指向性制御（最適値が最大値の場合）について、説明する。目的関数を相関値とする場合、相関値の逆数を目的関数とし最小化する。目的関数（評価関数）Ｑが、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲの場合は、調整装置４２は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最大になるように、直接探索法によって探索する。目的関数（評価関数）Ｑは、規範信号ＳSと復調信号ＳRの差電力である場合は、調整装置４２は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが最小になるように、直接探索法によって探索する。
【００３８】
（イ）先ず、ステップＳ１０１において、調整装置４２の初期設定手段４２１は、ｊ＝１、Ｋj＝１、Ｚj＝［Ｚ1，Ｚ2，Ｚ3］＝０として、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３に対応する可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3の初期値を設定する。更に、この初期設定での目的関数値Ｏ0を計算する、
（ロ）次に、ステップＳ１０２において、調整装置４２のメッシュ作成手段４２２は、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３に対応したメッシュポイントを作成する。例えばアンテナ素子Ａ１〜Ａ３が直線上に配置されたモノポールアンテナからなる場合、６個のメッシュポイントが作成される。
【００３９】
（ハ）そして、ステップＳ１０３において、調整装置４２のポーリング手段４２３は、各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ1〜Ｏ6を計算し評価する（ポーリングする）。
【００４０】
（ニ）ステップＳ１０４において、ｊ＝ｊ＋１とインクリメントした後、ステップＳ１０５において、調整装置４２の最適値／ポーリング結果比較手段４２４は、現在の最適値とポーリングの結果を比較する。即ち、各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ1〜Ｏ6の内、初期設定での目的関数値Ｏ0より小さな値があるか否か判断する。
【００４１】
（ホ）各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ1〜Ｏ6の内、初期設定での目的関数値Ｏ0より小さな値があればステップＳ１０６に進む。ステップＳ１０６において、調整装置４２のメッシュサイズ変更手段４２５は、現在最適値Ｏjを低い点Ｚjに更新し、Ｋjを１．４＊Ｋj-1としてメッシュサイズを、１．４の倍数で拡大する。
【００４２】
（ヘ）各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ1〜Ｏ6の内、初期設定での目的関数値Ｏ0より小さな値がなければ、ステップＳ１０７に進む。ステップＳ１０７において、調整装置４２のメッシュサイズ変更手段４２５は、ＫjをＫj-1／１．４として、メッシュサイズを１．４の倍数で縮小する。
【００４３】
（ト）そして、ステップＳ１０８において、調整装置４２の収束判定手段４２６は、収束判定をし、終了条件を１つでも満たせば終了とする。通常、メッシュサイズが許容誤差範囲に入ったときを終了条件とすれば良い。終了条件を満たさなければ、ステップＳ１０２に戻り、メッシュポイントを作成する。
【００４４】
一般に、受信信号には所望波と遅延波を含まれることが多い。例えば、ＦＭ放送を受信するとき遅延波があると定包絡性が損なわれるので、ＣＭＡアルゴリズムによって遅延波を取り除くことができる。又、地上波ディジタル放送を受信する場合、ガードインターバルとコピー元の信号の相関を最大化することにより遅延波を取り除くことができる。つまり、図１に示した適応指向性受信装置は、直接探索法を用い、定包絡ひずみを最小化或いはガードインターバルとコピー元の信号の相関関数を最大化する可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3の接地リアクタンス値の組を探索する。
【００４５】
＜性能評価１＞
本発明の第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置の性能評価を行った結果の例を、図５〜図６に示す。ここで、マルチパス環境でのＦＭ多重ＶＩＣＳ（登録商標）受信を想定し、入射信号を周波数が５０ｋＨｚ異なる等振幅のＣＷ信号とした。マルチパス環境では遅延波の干渉によりビートが発生することを模擬したモデルである。アダプティブアンテナの開口のボアサイト方向から入射すると仮定し、図４に示すフローチャートに従い、目的関数(１)が最小になる条件を直接探索法によって探索した。図５〜図６は、第１波の到来方向を９０°として固定し、第２波の到来方向がそれぞれ、１５０°、２７０°である場合の、電波暗室での指向性測定結果を示している。図５、６に示すように、所望波の方向に主ビームが形成され、干渉波の方向にヌルが形成されていることが分かる。
【００４６】
＜性能評価２＞
図７は、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの具体例として、自動車１００に、３本の棒状アンテナ（ロッドアンテナ）を実装した例を示している。即ち、３本の棒状アンテナ（ロッドアンテナ）をそれぞれアンテナ素子Ａ１〜Ａ３として機能させ、アダプティブアンテナを構成している。
【００４７】
図８（ａ）に、図１に示す適応指向性受信装置を自動車に搭載して、ＦＭ多重ＶＩＣＳ（登録商標）を受信して受信品質を調査する走行実験を行った結果を示す。ここで、アダプティブアンテナの開口は、図７に示した自動車１００に実装された３本のロッドアンテナにより構成される。比較のため、図８（ｂ）にモノポールアンテナ単体(指向性形成をしない)で走行実験を行った結果を示す。図８（ｂ）は、図７の３本のアンテナを全て取り払い、あらたに車両ルーフ後方右端に取り付けた１本のアンテナを使った走行実験の結果である。
【００４８】
図８（ａ）及び図８（ｂ）において図示された、黒丸、ハッチング付き四角、ハッチング付き丸、黒三角、及び×印はそれぞれの測定地点でのパケット誤り率を示しており、
（ア）黒丸は、パケット誤り率が１５％未満、
（イ）ハッチング付き四角は、パケット誤り率が１５％以上２５％未満、
（ウ）ハッチング付き丸印は、パケット誤り率が２５％以上５０％未満、
（エ）黒三角は、パケット誤り率が５０％以上７５％未満、
（オ）×印は、パケット誤り率が７５％以上、
をそれぞれ示す。図８（ａ）及び図８（ｂ）から、１本のモノポールアンテナを自動車に搭載した場合に比べて、図１に示す適応指向性受信装置を自動車に搭載した場合にパケット誤り率が著しく改善していることが分かる。
【００４９】
＜実装形態＞
第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナではアンテナ素子Ａ１〜Ａ３により開口が構成されるが、特許文献１〜３に記載のような１つの励振素子及びその励振素子と電磁結合する非励振素子（パラサイト素子）を使用するアダプティブアンテナと異なり、励振素子と非励振素子との区別はなく、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３のそれぞれは、互いに等価な素子である。励振素子と非励振素子との区別はないので、励振素子を中央にして非励振素子をその周辺に配置する等のトポロジーも不要であり、複数のアンテナ素子Ａ１〜Ａｍ（ｍは２以上の正の整数）の配置のトポロジーは任意である。
【００５０】
又、複数のアンテナ素子Ａ１〜Ａｍの構造は、例えばモノポールアンテナやヘリカルアンテナ等の外付けアンテナや、ＰＩＦＡ（planer inverted-F antenna）方式のいわゆる逆Ｆ型アンテナ、折れ曲がりモノポール方式のアンテナ、或いは配線パターンで平面バランを構成したプリント基板を利用した平面型の基板アンテナ等の内蔵アンテナを採用しても良い。つまり、アンテナ素子は円柱状の導電体棒に限定されるものではなく、平面アンテナ（パッチアンテナなど）を含めた種々のアンテナ構造が採用可能である。
【００５１】
又、複数のアンテナ素子Ａ１〜Ａｍのそれぞれは、互いに同一の構造や同一の形状である必要はなく、モノポールアンテナとフィルム状のアンテナ等の異なる構造のアンテナの組み合わせでも良い。
【００５２】
このため、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナは、携帯電話、ＦＭ受信機、パーソナルコンピュータ、電子手帳やＰＤＡ等の携帯情報機器、放送受信用自動車アンテナ、ＲＦタグ（電子タグ）リーダ等種々の分野に応用可能である。
【００５３】
以下においては、自動車及び携帯情報機器（携帯電話、ＦＭ受信機、パーソナルコンピュータ、ＰＤＡ）に実装する場合を例示するが、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの実装の形態は、これらの例示的な実装構造に限定されるものではないことは勿論である。
【００５４】
−実装例１：自動車−
例えば、自動車用の用途に限定しても、棒状アンテナ（ロッドアンテナ）の他、自動車の屋根の前端か後端に設置され、樹脂コートされたルーフアンテナ、自動車のＡピラーに内蔵され、金属製アンテナを手動で引き出すタイプのピラーアンテナや、リアウィンドウやリアサイドウィンドウ等に貼られるフィルム状のガラスアンテナのいずれかを、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３のいずれかとして採用し、それらを適宜組み合わせることにより、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナを実装した自動車を提供できる。即ち、ボンネット、屋根の前端若しくは後端、Ａピラー、又はリアウィンドウ若しくはリアサイドウィンドウの少なくともいずれかを選んでアンテナアレイを構成する複数のアンテナ素子Ａ１〜Ａ３を配置すれば良く、その場合、理論上は、同一構造のアンテナ同士の組み合わせ、例えば、図７に示すように、３本の棒状アンテナ（ロッドアンテナ）でアンテナ素子Ａ１〜Ａ３を構成しても良い。又、３個のアンテナ素子Ａ１〜Ａ３の内、２個が同一構造で、残る１個が異なる構造でも構わない。
【００５５】
この際、図１〜図３に示したのと同様に、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３とともに、反射電流出力回路３１〜３３、合成回路２、ベースバンド信号生成回路１、目的関数計算装置４１、調整装置４２及び可変リアクタドライバ４３も同時に組み込む必要がある。
【００５６】
この場合、ベースバンド信号生成回路１、目的関数計算装置４１、調整装置４２及び可変リアクタドライバ４３等は、それぞれ専用の回路として実装しても良く、自動車が搭載しているＦＭ受信機やＧＰＳ或いは、その他の電子機器の機能を利用して実装しても良い。特に、目的関数計算装置４１や調整装置４２等の一部の回路は、専用のハードウェア資源を用意せず、自動車が搭載しているＦＭ受信機等の電子機器が本来的に内蔵するマイクロプロセッサの機能を利用し、所定のソフトウェアでマイクロプロセッサを駆動することにより実現しても良い。
【００５７】
−実装例２：携帯電話−
又、図９に示すように、第１の実施の形態に係る携帯情報機器として、携帯電話２００にアンテナ素子Ａ１〜Ａ３を実装すれば、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナを実装した携帯電話２００を提供できる。即ち、図９は、第１〜３のアンテナ素子Ａ１〜Ａ３である棒状アンテナ（ホイップアンテナ）２１１ａ〜２１１ｃを携帯電話に実装した例を示す。或いは、図１０〜図１１に示すアンテナ素子を携帯電話に実装してもよい。図１０はアンテナ素子として、携帯電話２００に内蔵可能な逆Ｆ型アンテナ２１２を示し、図１１は、アンテナ素子として採用可能な基板アンテナ２１３を例示する。
【００５８】
逆Ｆ型アンテナ２１２は、図１０に示すようにマイクロストリップ・フィード・ラインに接続され、ビアホールを介して接地される。基板アンテナ２１３は、図１１に示すように２箇所のスリットを有する蛇行形状の誘電材質のパッチが、空間層（空隙）を挟んでグランドプレーンと分離された構造であり、１つのフィードポイント、及びショートポイント１、２を有する。
【００５９】
これらのアンテナ素子Ａ１〜Ａ３を用い、図１〜図３に示したのと同様に、反射電流出力回路３１〜３３、合成回路２、ベースバンド信号生成回路１、目的関数計算装置４１、調整装置４２及び可変リアクタドライバ４３を携帯電話２００に内蔵すれば、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナを実装した携帯電話２００を提供できる。
【００６０】
図示を省略しているが、携帯電話２００の構成としては、無線装置、キーボード等の入力装置、液晶表示装置（ＬＣＤ）等の表示装置、マイク、スピーカー、音声のアナログ信号をディジタル信号に変換し、ディジタル信号をアナログ信号に変換するＣＯＤＥＣ、ディジタル音声信号を音声符号化／復号化する音声処理装置、その他種々の信号処理や制御を行うマイクロプロセッサ等が含まれるのは勿論である。
【００６１】
ベースバンド信号生成回路１、目的関数計算装置４１、調整装置４２及び可変リアクタドライバ４３等は、ハードウェア資源としてそれぞれ専用の回路を集積化した半導体チップを用意して実装しても良く、それらの一部を携帯電話２００が本来的に内蔵しているマイクロプロセッサが、所定のソフトウェアで駆動されることにより実現されるようにしても良い。ベースバンド信号生成回路１は、携帯電話２００が本来的に内蔵している無線装置のハードウェア資源が採用可能であろう。
【００６２】
図９〜図１１に異なる構造のアンテナの例を説明したが、例えば、第１〜３のアンテナ素子Ａ１〜Ａ３を、それぞれホイップアンテナ、逆Ｆ型アンテナ、基板アンテナとしてもよい。また、理論上は、同一構造のアンテナ同士の組み合わせ、例えば、３本の棒状アンテナ（ホイップアンテナ）でアンテナ素子Ａ１〜Ａ３を構成する等、組み合わせの自由度は高く、任意に組み合わせることは可能である。又、３個のアンテナ素子Ａ１〜Ａ３の内、２個が同一構造で、残る１個が異なる構造でも構わない。即ち、棒状アンテナ、逆Ｆ型アンテナ、若しくは基板アンテナの少なくともいずれかから、適宜、複数個を選んでアンテナアレイを構成する３個のアンテナ素子Ａ１〜Ａ３の組み合わせを実現できる。
【００６３】
更に、棒状アンテナ（ホイップアンテナ）、逆Ｆ型アンテナ、基板アンテナは例示であり、他の種類のアンテナと、棒状アンテナ（ホイップアンテナ）、逆Ｆ型アンテナ、基板アンテナのいずれかとの組み合わせ等によっても、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３を実現可能なことは勿論である。
【００６４】
いずれにせよ、上記のように携帯電話２００に第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置を実装することによって、高層ビルが密集した市街地においても、指向性良無線信号を受信し、良好な通話を実現できる。
【００６５】
−実装例３：ＦＭ受信機−
携帯電話と同様に、棒状アンテナ（ホイップアンテナ）、逆Ｆ型アンテナ、基板アンテナ等、或いは他のアンテナを適宜組み合わせて、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３を構成し、更に、反射電流出力回路３１〜３３及び合成回路２を従来のＦＭ受信機に直接接続し、ＦＭ受信機の内部にベースバンド信号生成回路１と共に、目的関数計算装置４１、調整装置４２及び可変リアクタドライバ４３を組み込めば、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナを実装したＦＭ受信機が提供できる。
【００６６】
この際、ベースバンド信号生成回路１は、ＦＭ受信機が本来的に内蔵しているであろうが、目的関数計算装置４１、調整装置４２及び可変リアクタドライバ４３については、ハードウェア資源としてそれぞれ専用の回路を実装しても良く、それらの一部をＦＭ受信機が内蔵するマイクロプロセッサが、所定のソフトウェアで駆動されることにより実現されるようにしても良い。これにより、ＦＭ受信機の安定したデータ通信を実現できる。
【００６７】
−実装例４：ＰＣ及びＰＤＡ−
同様に、棒状アンテナ（ホイップアンテナ）、逆Ｆ型アンテナ、基板アンテナ等、或いは他のアンテナを適宜組み合わせて、アンテナ素子Ａ１〜Ａ３を構成し、更に、反射電流出力回路３１〜３３及び合成回路２と共に、ノート型パーソナルコンピュータやＰＤＡ等に実装し、ベースバンド信号生成回路１、目的関数計算装置４１、調整装置４２及び可変リアクタドライバ４３を組み込めば、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナを実装したノート型パーソナルコンピュータやＰＤＡを提供できる。ベースバンド信号生成回路１、目的関数計算装置４１、調整装置４２及び可変リアクタドライバ４３は、ハードウェア資源としてそれぞれ専用の回路を実装しても良く、目的関数計算装置４１や調整装置４２等、一部の回路は、ノート型パーソナルコンピュータやＰＤＡが内蔵するマイクロプロセッサが、所定のソフトウェアで駆動されることにより実現されるようにしても良い。これにより、ノート型パーソナルコンピュータやＰＤＡ安定したデータ通信を実現できる。
【００６８】
以上において、説明したように、本発明の第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置によれば、従来のように励振素子を中央に配置し、中央の励振素子に電磁結合する非励振素子を周辺に配置した電子走査導波器アンテナと比べて、電磁結合の小さい小型アンテナを使用することができる。
【００６９】
又、アダプティブアンテナを構成するためにアンテナ素子を接近して配置する必要がなく、アンテナ素子間の距離を任意に設定でき、更に、アンテナ素子の形状を統一する必要もないため、実装上の制約が少ない。
【００７０】
つまり、本発明の第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置によれば、小型化が容易で、実装上の制約が少ない適応指向性受信装置、自動車用アンテナ及び携帯電話等の携帯情報機器を提供できる。又、送受信系統が１系統であるため、構成が単純で低コスト化が図れる。更に、合成回路２の出力を分岐して従来の送受信機に接続すれば，従来の送受信機の機能をそのまま使用でき、高価な位相器も必要としない。
【００７１】
又、本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナのアンテナ素子数は３程度でも高い干渉除去能力が期待できるため、多数の非励振素子をアダプティブアンテナに利用する場合に比べて、アンテナ素子のリアクタンス値を最適化する演算に要する時間を短縮できる。
【００７２】
（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態に係る適応指向性受信装置は、図１２に示すように、第１、第２、第３のアンテナ素子Ａ１〜Ａ３のそれぞれが、第１、第２、第３の反射電流振幅調整回路６１〜６３を更に備える点が図１と異なる。即ち、第１の反射電流振幅調整回路６１は、第１の反射電流出力回路３１の第１の方向性結合器ＤＣ1と合成回路２の間に接続された、可変減衰器と増幅器とを直列接続した減衰・増幅回路である。第１の反射電流振幅調整回路６１は、更に第１の振幅調整回路用Ｄ−Ａ変換器７１を介して演算処理回路（ＤＳＰ）４に接続されている。又、第２の反射電流振幅調整回路６２は、第２の反射電流出力回路３２の第２の方向性結合器ＤＣ2と合成回路２の間に接続された、可変減衰器と増幅器とを直列接続した減衰・増幅回路である。第２の反射電流振幅調整回路６２は、更に第２の振幅調整回路用Ｄ−Ａ変換器７２を介して演算処理回路（ＤＳＰ）４に接続されている。そして、第３の反射電流振幅調整回路６３は、第３の反射電流出力回路３３の第３の方向性結合器ＤＣ3と合成回路２の間に接続された、可変減衰器と増幅器とを直列接続した減衰・増幅回路である。第３の反射電流振幅調整回路６３は、更に第３の振幅調整回路用Ｄ−Ａ変換器７３を介して演算処理回路（ＤＳＰ）４に接続されている。他は、図１に示した第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置と実質的に同様であるので、重複した説明を省略する。
【００７３】
図１３は、主に図１２に示した演算処理回路（ＤＳＰ）４の内容を説明する論理的なブロック図である。即ち、演算処理回路（ＤＳＰ）４は、その論理構成として、目的関数計算装置４１及び調整装置４２を含むことを図１３は示している。詳細な論理構成の説明を省略するが、調整装置４２は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最適値（最大又は最小）になるように、直接探索法、勾配法、逐次探索法、或いは遺伝的アルゴリズムによって探索する。例えば、直接探索法で最適化問題を解く場合は、図３において示したと同様に、調整装置４２は、初期設定手段４２１、メッシュ作成手段４２２、ポーリング手段４２３、最適値／ポーリング結果比較手段４２４、メッシュサイズ変更手段４２５、収束判定手段４２６を備える。反射電流振幅調整回路６１〜６３は、それぞれＤ−Ａ変換器７１〜７３を介して調整装置４２によってその減衰率又は増幅率を制御され、反射電流出力回路３１〜３３がそれぞれ出力する反射電流Ｉｒ1〜Ｉｒ3の振幅を調整する。
【００７４】
具体的には、第１の実施の形態で説明したように、調整装置４２は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが最適値（最大又は最小）になるように探索し、その結果を、図１３に示すように、反射電流Ｉｒ1〜Ｉｒ3の振幅の値を最適化するための制御信号Ｓｘ1、Ｓｘ2、Ｓｘ3として生成する。調整装置４２が生成した個々の制御信号Ｓｘ1、Ｓｘ2、Ｓｘ3は、それぞれＤ−Ａ変換器７１〜７３を介して、反射電流振幅調整回路６１〜６３に個別に出力される。そして、反射電流振幅調整回路６１〜６３は、制御信号Ｓｘ1、Ｓｘ2、Ｓｘ3に応じて反射電流Ｉｒ1〜Ｉｒ3の振幅がそれぞれ所望の値になるように独立にその減衰率又は増幅率を調整し、反射電流Ｉｒ1a〜Ｉｒ3aを出力する。図３を参照して説明した可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3に印加するリアクタンス制御用電圧Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3による位相制御と併せて、反射電流Ｉｒ1a〜Ｉｒ3aの振幅を制御することにより、アダプティブアンテナの指向性特性をより精緻に変化させることができる。
【００７５】
＜シミュレーションによる評価＞
図１４及び図１５は、第２の実施の形態に係る適応指向性受信装置において、アダプティブアンテナを円形アレイアンテナとして構成した場合の、期待できる信号対干渉雑音比ＳＩＮＲをシミュレーションにより評価した結果であり、縦軸は受信電力の累積確率分布（ＣＤＦ）、横軸は信号対干渉雑音比ＳＩＮＲである。ここで、到来する信号は２つの相関のないＢＰＳＫ（２相位相シフトキーイング）信号系列で、目的関数は規範信号と復調信号の相関値で、これを直接探索法により最大化する。
【００７６】
図１４（ａ）は、アレイ半径を半波長とし、アンテナ素子数ｍを、ｍ＝３〜６まで変化させた場合の信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを示す。図１４（ａ）に示すように、アンテナ素子数が３の場合にも、９０％以上の確率でＳＩＮＲ＞２０ｄＢが期待できる。
【００７７】
図１４（ｂ）は、アンテナ素子数ｍを３とした場合に、アレイ半径ＲをＲ＝０．２５λ〜λまで変化させた場合の信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを示す。図１４（ｂ）に示すように、アレイ半径Ｒが０．２５λの場合にも、９０％以上の確率でＳＩＮＲ＞２０ｄＢが期待できる。
【００７８】
図１５は、アンテナ素子数ｍを３、アレイ半径を０．５λとした場合に、励振電流の位相と反射電流の振幅を制御した場合、反射電流の振幅を制御しない場合、及び反射電流の振幅を規格化した場合の信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを示す。反射電流の振幅を制御しない場合にも、８０％以上の確率でＳＩＮＲ＞２０ｄＢが期待できるが、振幅を制御すると特に高い信号対干渉雑音比ＳＩＮＲが得られるようになる。
【００７９】
以上に説明したように、本発明の第２の実施の形態に係る適応指向性受信装置によれば、反射電流の振幅を制御することにより、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを改善することができる。他は、第１の実施の形態と実質的に同様であり、重複した記載を省略する。
【００８０】
（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態に係る適応指向性受信装置は、図１６に示すように、第１、第２、第３のアンテナ素子Ａ１〜Ａ３のそれぞれが、第１、第２、第３の励振電流振幅調整回路８１〜８３を直結して更に備える点が、図１に示した第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置と異なる。
【００８１】
第１の励振電流振幅調整回路８１は、第１のアンテナ素子Ａ１と第１の反射電流出力回路３１との間に接続された増幅器である。そして、第１の励振電流振幅調整回路８１は、第１の振幅調整回路用Ｄ−Ａ変換器９１を介して演算処理回路（ＤＳＰ）４に接続される。又、第２の励振電流振幅調整回路８２は、第２のアンテナ素子Ａ２と第２の反射電流出力回路３２との間に接続された増幅器である。そして、第２の励振電流振幅調整回路８２は、第２の振幅調整回路用Ｄ−Ａ変換器９２を介して演算処理回路（ＤＳＰ）４に接続される。一方、第３の励振電流振幅調整回路８３は、第３のアンテナ素子Ａ３と第３の反射電流出力回路３３との間に接続された増幅器である。更に、第３の励振電流振幅調整回路８３は、第３の振幅調整回路用Ｄ−Ａ変換器９３を介して演算処理回路（ＤＳＰ）４に接続される。その他の構成については、図１に示した第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置と同様である。
【００８２】
図１７は、主に図１６に示した演算処理回路（ＤＳＰ）４の内容を説明する論理的なブロック図である。即ち、演算処理回路（ＤＳＰ）４は、その論理構成として、目的関数計算装置４１及び調整装置４２を含むことを図１７は示している。詳細な論理構成の説明を省略するが、調整装置４２は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最適値（最大又は最小）になるように、直接探索法、勾配法、逐次探索法、或いは遺伝的アルゴリズムによって探索する。例えば、直接探索法で最適化問題を解く場合は、図３において示したと同様に、調整装置４２は、初期設定手段４２１、メッシュ作成手段４２２、ポーリング手段４２３、最適値／ポーリング結果比較手段４２４、メッシュサイズ変更手段４２５、収束判定手段４２６を備える。第１、第２、第３の励振電流振幅調整回路８１〜８３は、調整装置４２によってそれぞれその増幅率を制御され、第１、第２、第３のアンテナ素子Ａ１〜Ａ３がそれぞれ出力する励振電流Ｉｄ1〜Ｉｄ3の振幅を調整する。
【００８３】
具体的には、第１の実施の形態で説明したように調整装置４２が、入力された目的関数（評価関数）Ｑが最適値（最大又は最小）になるように探索した結果を、図１７に示すように、励振電流Ｉｄ1〜Ｉｄ3の振幅の値を最適化するための制御信号Ｓｙ1、Ｓｙ2、Ｓｙ3として生成する。調整装置４２が生成した個々の制御信号Ｓｙ1、Ｓｙ2、Ｓｙ3は、第１、第２、第３の励振電流振幅調整回路８１〜８３へそれぞれ出力される。そして、第１、第２、第３の励振電流振幅調整回路８１〜８３は、制御信号Ｓｙ1、Ｓｙ2、Ｓｙ3に応じて励振電流Ｉｄ1〜Ｉｄ3の振幅をそれぞれ所望の値になるように独立に調整して、電流Ｉｄ1a〜Ｉｄ3aを出力する。電流Ｉｄ1a〜Ｉｄ3aは、それぞれ第１、第２、第３の反射電流出力回路３１〜３３に出力される。
【００８４】
つまり、励振電流Ｉｄ1〜Ｉｄ3の振幅を変化させることにより、反射電流Ｉｒ1b〜Ｉｒ3bの振幅が変化し、可変リアクタンス回路Ｚｎ1、Ｚｎ2、Ｚｎ3に印加するリアクタンス制御用電圧Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3の制御による位相制御と併せ、アダプティブアンテナの指向性特性をより精緻に変化させることができる。また、低利特のアンテナを用いる場合、振幅を制御せず、単に低雑音増幅器を用いることも考えられる。
【００８５】
この様に、第１、第２、第３の励振電流振幅調整回路８１〜８３は、調整装置４２にそれぞれその増幅率を制御されて、目的関数が最適値になるように反射電流Ｉｒ1b〜Ｉｒ3bの振幅を調整する。リアクタンス制御用電圧Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3の制御による励振電流Ｉｄ1〜Ｉｄ3の位相と振幅を制御することにより、図１２に示した適応指向性受信装置と同様に、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを改善することができる。他は、第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置と実質的に同様であり、重複した記載を省略する。
【００８６】
（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は第１〜第３の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
【００８７】
例えば、既に述べたように、第１〜第３の実施の形態においては、アンテナ素子数ｍ＝３である場合の構成を示したが、４以上の多数のアンテナ素子を用いた構造でも構わない。
【００８８】
又、第１〜第３の実施の形態では、反射電流出力回路に方向性結合器を用いる場合を例示したが、方向性結合器の代わりにサーキュレータ等方向性結合器と等価な機能を有する電子部品に置き換えてよいことは勿論である。
【００８９】
更に、第１〜第３の実施の形態では、直接探索法について主に例示的に説明した。収束性が優れているという特徴からは、直接探索法が最も優れているが、本発明は、直接探索法に限定されるものと解釈すべきではなく、直接探索法以外の勾配法、逐次探索法、或いは遺伝的アルゴリズムを採用しても実現可能である。
【００９０】
又、第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナが、放送受信用自動車アンテナ、ＲＦタグリーダ、携帯情報機器としての携帯電話、ＦＭ受信機、パーソナルコンピュータやＰＤＡに実装可能であると例示的に説明したが、第２及び第３の実施の形態に係るアダプティブアンテナも、同様に、携帯電話、パーソナルコンピュータ、電子手帳、ＰＤＡ等の携帯情報機器、自動車、ＲＦタグ（電子タグ）リーダ等の種々の分野に応用可能であることは勿論である。
【００９１】
この様に、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置の物理的な構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る可変リアクタンス回路を例示する回路図である。
【図３】図１に示した演算処理回路（ＤＳＰ）の内容を主に説明するための論理的なブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの制御方法の例を説明するためのフローチャートである。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置の指向性測定結果の例を示すグラフである。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置の指向性測定結果の例を示すグラフである。
【図７】本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの実装状態の例を示す模式図である。
【図８】図８（ａ）は、本発明の第１の実施の形態に係る適応指向性受信装置による受信品質を調査する実験の結果を例示する図であり、図８（ｂ）はモノポールアンテナによる受信品質を調査する実験の結果を例示する図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの実装状態の他の例を示す模式図である。
【図１０】本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの開口を構成するアンテナ素子の例を示す模式図である。
【図１１】本発明の第１の実施の形態に係るアダプティブアンテナの開口を構成するアンテナ素子の他の例を示す模式図である。
【図１２】本発明の第２の実施の形態に係る適応指向性受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２に示した演算処理回路（ＤＳＰ）の内容を主に説明するための論理的なブロック図である。
【図１４】図１４（ａ）は、本発明の第２の実施の形態に係るアダプティブアンテナの開口を構成するアンテナ数を変化させた場合の期待できる信号対干渉雑音比ＳＩＮＲの確率を示す図で、図１４（ｂ）はアレイ半径を変化させた場合の信号対干渉雑音比ＳＩＮＲの確率を示す図である。
【図１５】本発明の第２の実施の形態に係る適応指向性受信装置の反射電流振幅の制御の有無による期待できる信号対干渉雑音比ＳＩＮＲの確率を示す図である。
【図１６】本発明の第３の実施の形態に係る適応指向性受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６に示した演算処理回路（ＤＳＰ）の内容を主に説明するための論理的なブロック図である。
【符号の説明】
【００９３】
Ａ１〜Ａ３…アンテナ素子
１…ベースバンド信号生成回路
２…合成回路
４…演算処理回路（ＤＳＰ）
１１…低雑音増幅器
１２…ミキサ
１３…ＩＦフィルタ
１４…ＡＧＣ増幅器
１５…復調器
１７…Ａ−Ｄ変換器
１８…局部発振器
３１〜３３…反射電流出力回路
４１…目的関数計算装置
４２…調整装置
４３…可変リアクタドライバ
６１〜６３…反射電流振幅調整回路
８１〜８３…励振電流振幅調整回路
４２１…初期設定手段
４２２…メッシュ作成手段
４２３…ポーリング手段
４２４…最適値／ポーリング結果比較手段
４２５…メッシュサイズ変更手段
４２６…収束判定手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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