(57)【要約】【課題】入力データが交播パターン以外の場合であっても、高速かつ高精度にデューティを検出する。【解決手段】入力データＤｉｎと、該入力データＤｉｎと周波数および位相が同期したクロックＣＫとを入力とし、前記入力データＤｉｎのデューティの１００％からの差分δを表す信号Ｅｒｒを、前記入力データＤｉｎに遷移が生じた時だけ出力する。前記信号Ｅｒｒは、前記入力データＤｉｎのデューティの１００％からの差分δに対応する時間を単位時間Ｔに対して増減した時間幅のパルス信号である。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力データと、該入力データと周波数および位相が同期したクロックとを入力とし、前記入力データのデューティの１００％からの差分を表す信号を、前記入力データに遷移が生じた時だけ出力することを特徴とするデューティ検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載のデューティ検出回路において、
前記入力データのデューティの１００％からの差分を表す信号は、前記入力データのデューティの１００％からの差分に対応する時間を、前記デューティの１００％に対応する単位時間に対して増減した時間幅のパルス信号であることを特徴とするデューティ検出回路。
【請求項３】
入力データを該入力データと周波数および位相が同期したクロックにより取り込む第１のフリップフロップと、
前記入力データと前記第１のフリップフロップの出力信号とから、前記入力データのデューティの１００％に対応する単位時間に対する差分を該単位時間に対して加減した時間幅をもつ信号を、前記入力データが遷移したとき出力する第１の論理回路と、
を備えたことを特徴とするデューティ検出回路。
【請求項４】
請求項３に記載のデューティ検出回路において、
前記第１のフリップフロップの出力信号を前記クロックの反転クロックにより取り込む第２のフリップフロップと、
前記第１のフリップフロップの出力信号と前記第２のフリップフロップの出力信号とから、前記単位時間のパルス幅をもつ信号を、前記入力データが遷移したときだけ出力する第２の論理回路と、
を更に備えたことを特徴とするデューティ検出回路。
【請求項５】
請求項３に記載のデューティ検出回路において、
前記第１の論理回路は、前記入力データと前記第１のフリップフロップの出力信号の排他的論理和をとる第１の排他的論理和回路と、該第１の排他的論理和回路の出力信号と前記第１のフリップフロップの出力信号の論理積をとる第１の論理積回路とからなることを特徴とするデューティ検出回路。
【請求項６】
請求項４に記載のデューティ検出回路において、
前記第２の論理回路は、前記第１のフリップフロップの出力信号と前記第２のフリップフロップの出力信号の排他的論理和をとる第２の排他的論理和回路と、該第２の排他的論理和回路の出力信号と前記第２のフリップフロップの出力信号の論理積をとる第２の論理積回路とからなることを特徴とするデューティ検出回路。
【請求項７】
請求項３に記載のデューティ検出回路において、
前記第１の論理回路は、前記入力データの反転信号と前記第１のフリップフロップの出力信号の論理積をとる第３の論理積回路からなることを特徴とするデューティ検出回路。
【請求項８】
請求項４に記載のデューティ検出回路において、
前記第２の論理回路は、前記第１のフリップフロップの出力信号の反転信号と前記第２のフリップフロップの出力信号の論理積をとる第４の論理積回路からなることを特徴とするデューティ検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力するデータ信号のデューティを検出するデューティ検出回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図７に従来のデューティ検出回路を示す（例えば、特許文献１参照）。従来のデューティ検出回路は、図７（ａ）のように、入力データＤｉｎを入力するドライバ４０と、抵抗Ｒｆと容量Ｃｆからなるローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０により構成されている。
【０００３】
動作を説明するために、入力データＤｉｎとしてクロックのような交播パターンが入力する場合を図７（ｂ）に示す。入力データＤｉｎは、Ｈ，Ｌ，Ｈ，ＬのごとくＨとＬが繰返し現れる信号列であり、入力データＤｉｎの１ビット分であるＨは、デューティが１００％の時に、１ＵＩ（ユニットインターバル）の時間Ｔsecだけハイレベルが続き、Ｌは１ＵＩの時間Ｔsecだけローレベルが続く。入力データＤｉｎは起点よりＮビット入力する。
【０００４】
ドライバ４０は、入力データＤｉｎがＨの時に電流Ｉで容量Ｃｆを充電し、入力データＤｉｎがＬの時に電流Ｉで容量Ｃｆを放電する。デューティが１００％の時は、ドライバ４０がＨになる時間とＬになる時間は均等であるため、ドライバ４０が容量Ｃｆを充放電する動作はバランスし、出力Ｏｕｔの電位はＶｏのまま一定となる。
【０００５】
次に、入力データＤｉｎのＨのデューティが１ＵＩに対してδだけ少なくなった場合を考える。このときは、入力データＤｉｎのＬのデューティは、１ＵＩに対してδだけ大きくなる。容量Ｃｆの充放電電流Ｉの時間をＴ・（１±δ）、入力したＮビットのうちのＨのビット数とＬのビット数を（交播パターンなので）等しくＮ／２とおくと、出力Ｏｕｔの電位Ｖｏからの電位差ΔＶ１は以下のように表される。
ΔＶ１＝｛（１−δ）・Ｔ・Ｉ・Ｎ／２−（１＋δ）・Ｔ・Ｉ・Ｎ／２
−（Ｔ・Ｉ・Ｎ／２−Ｔ・Ｉ・Ｎ／２）｝・（１／Ｃ）
＝−δ・Ｉ・Ｔ・（１／Ｃ）・Ｎ                                （１）
このように、従来技術によると、交播パターンでは、デューティの１００％からの差分δに比例し、且つ入力ビット数Ｎに比例した電位差ΔＶ１が、デューティ検出結果として、出力Ｏｕｔに表われる。
【特許文献１】特開平１１−２４３３２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図７（ｃ）は、従来のデューティ検出回路に、交播パターンでない入力データＤｉｎを入力した場合に、正確には、デューティを検出できないことを示す図である。入力データＤｉｎは、Ｈビットの連続や、Ｌビットの連続を含むが、十分長い時間で見ると、Ｈビットのビット数とＬビットのビット数が一致する信号列を仮定する。
【０００７】
入力データＤｉｎのＨのデューティが１ＵＩに対してδだけ少なくなった場合を考える。このとき、入力データＤｉｎのＬのデューティは、１ＵＩに対してδだけ大きくなる。このδが見えるのは入力データＤｉｎにＨからＬまたはＬからＨの遷移があった場合に限られるため、（１）式に、入力データＤｉｎの遷移確率ηを導入すると、出力Ｏｕｔの電位Ｖｏからの電位差ΔＶ１’は以下のように表される。
ΔＶ１’＝η｛（１−δ）・Ｔ・Ｉ・Ｎ／２−（１＋δ）・Ｔ・Ｉ・Ｎ／２
−（Ｔ・Ｉ・Ｎ／２−Ｔ・Ｉ・Ｎ／２）｝・（１／Ｃ）
＝−η・δ・Ｉ・Ｔ・（１／Ｃ）・Ｎ                            （２）      
【０００８】
ここで、入力データＤｉｎにｎビット連続するＬビットが現れた場合に着目する。この場合、出力Ｏｕｔの電位からの電位差ΔＶ１’（デューティを表す）に加わる電位差ΔＶ２は、（２）式において（信号がないため）δを１、ηを１、Ｎをｎと置き換えて表される。
ΔＶ２＝−Ｉ・Ｔ・（１／Ｃ）・ｎ                                      （３）      
【０００９】
すなわち、入力データＤｉｎにｎビット連続するＬビットが現れた場合には、デューティの１００％からの差分を表す比例係数「η・δ・Ｎ」が、「ｎ＋η・δ・Ｎ」となり、「η・δ」が０．５×０．１＝０．０５程度の値をとることを考えると、デューティの差分を表す係数「η・δ・Ｎ」が、入力データＤｉｎのパターンに依存する係数ｎより十分大きく表示されるようにするためには、連続ビット数ｎの２００倍程度のビット数Ｎを検出する必要がある。
【００１０】
よって、従来のデューティ検出回路は、交播パターン以外の入力データＤｉｎのデューティを検出するには、多数のビットを受信しなければならず、正しい検出値を表示するまでに長い時間を要し、また、入力データＤｉｎのパターンの影響により出力Ｏｕｔの電位が（３）式のごとく大きく変動するため、検出精度も高くできない課題がある。
【００１１】
本発明の目的は、入力データが交播パターン以外の場合であっても、高速かつ高精度にデューティを検出できるデューティ検出回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のデューティ検出回路は、入力データと、該入力データと周波数および位相が同期したクロックとを入力とし、前記入力データのデューティの１００％からの差分を表す信号を、前記入力データに遷移が生じた時だけ出力することを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のデューティ検出回路において、前記入力データのデューティの１００％からの差分を表す信号は、前記入力データのデューティの１００％からの差分に対応する時間を、前記デューティの１００％に対応する単位時間に対して増減した時間幅のパルス信号であることを特徴とする。
請求項３にかかる発明のデューティ検出回路は、入力データを該入力データと周波数および位相が同期したクロックにより取り込む第１のフリップフロップと、前記入力データと前記第１のフリップフロップの出力信号とから、前記入力データのデューティの１００％に対応する単位時間に対する差分を該単位時間に対して加減した時間幅をもつ信号を、前記入力データが遷移したとき出力する第１の論理回路と、を備えたことを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項３に記載のデューティ検出回路において、前記第１のフリップフロップの出力信号を前記クロックの反転クロックにより取り込む第２のフリップフロップと、前記第１のフリップフロップの出力信号と前記第２のフリップフロップの出力信号とから、前記単位時間のパルス幅をもつ信号を、前記入力データが遷移したときだけ出力する第２の論理回路と、を更に備えたことを特徴とする。
請求項５にかかる発明は、請求項３に記載のデューティ検出回路において、前記第１の論理回路は、前記入力データと前記第１のフリップフロップの出力信号の排他的論理和をとる第１の排他的論理和回路と、該第１の排他的論理和回路の出力信号と前記第１のフリップフロップの出力信号の論理積をとる第１の論理積回路とからなることを特徴とする。
請求項６にかかる発明は、請求項４に記載のデューティ検出回路において、前記第２の論理回路は、前記第１のフリップフロップの出力信号と前記第２のフリップフロップの出力信号の排他的論理和をとる第２の排他的論理和回路と、該第２の排他的論理和回路の出力信号と前記第２のフリップフロップの出力信号の論理積をとる第２の論理積回路とからなることを特徴とする。
請求項７にかかる発明は、請求項３に記載のデューティ検出回路において、前記第１の論理回路は、前記入力データの反転信号と前記第１のフリップフロップの出力信号の論理積をとる第３の論理積回路からなることを特徴とする。
請求項８にかかる発明は、請求項４に記載のデューティ検出回路において、前記第２の論理回路は、前記第１のフリップフロップの出力信号の反転信号と前記第２のフリップフロップの出力信号の論理積をとる第４の論理積回路からなることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、入力データの同符号連続の影響を受けにくいため、従来例と同一の精度で、従来例より数百倍程度高速にデューティ検出が可能となる。また、同一の検出時間では、著しく高い精度でデューティ検出を行うことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
＜第１の実施例＞
図１は本発明の第１の実施例のデューティ検出回路１０の構成を示すブロックである。図１のデューティ検出回路１０は、フリップフロップＦＦ１，ＦＦ２、排他的論理和回路ＥＸＯＲ１，ＥＸＯＲ２、論理積回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２からなる。
【００１５】
本実施例のデューティ検出回路１０は、データＤｉｎを入力とし、また、該入力データＤｉｎに周波数および位相が同期したクロックＣＫを入力とし、入力データＤｉｎのデューティ１００％からの差分をパルス幅で表す信号Ｅｒｒと、その信号Ｅｒｒが出力する際に基準パルス幅を示す信号Ｒｅｆとを出力する。
【００１６】
本実施例のデューティ検出回路１０の接続関係は次の通りである。フリップフロップＦＦ１は、Ｄ端子に入力データＤｉｎを入力し、Ｃ端子にクロックＣＫを入力する。フリップフロップＦＦ２は、Ｄ端子にフリップフロップＦＦ２のＱ端子の出力信号Ｑ１を入力し、Ｃ端子にクロックＣＫの反転クロックを入力する。排他的論理和回路ＥＸＯＲ１は、入力データＤｉｎとフリップフロップＦＦ１のＱ端子の出力信号Ｑ１を入力する。排他的論理和回路ＥＸＯＲ２は、フリップフロップＦＦ１のＱ端子の出力信号Ｑ１とフリップフロップＦＦ２のＱ端子の出力信号Ｑ２を入力する。論理積回路ＡＮＤ１は、排他的論理和回路ＥＸＯＲ１の出力信号とフリップフロップＦＦ１のＱ端子の出力信号Ｑ１を入力し、信号Ｅｒｒを出力する。論理積回路ＡＮＤ２は、排他的論理和回路ＥＸＯＲ２の出力信号とフリップフロップＦＦ２のＱ端子の出力信号Ｑ２を入力し、信号Ｒｅｆを出力する。
【００１７】
本実施例のデューティ検出回路１０のデューティ検出動作を、図２のタイムチャートにより説明する。図２では、入力データＤｉｎが、Ｈ，Ｌ，Ｈ，Ｈ，Ｌ，Ｌ，Ｈ，Ｌの順に入力する例を示している。入力データＤｉｎのデューティが１００％の場合は、Ｈの１ビットは単位時間Ｔだけ続く。入力データＤｉｎのデューティの１００％からの差分は、時間δ・Ｔで示しており、入力データＤｉｎがＨからＬへ立ち下る時に現れる。デューティの１００％からの差分時間δ・Ｔが、信号Ｅｒｒのパルス幅の増減に現れれば、デューティを検出し、表示したことになる。
【００１８】
本実施例のデューティ検出回路１０では、フリップフロップＦＦ１が入力データＤｉｎをクロックＣＫで取り込み、クロックＣＫの立ち下がりで、取り込んだ入力データＤｉｎを信号Ｑ１として出力する。信号Ｑ１は、クロックＣＫの立ち下りでＨ、Ｌの状態が変わるため、入力データＤｉｎとデータ列は同じで、タイミングがＴ／２だけ遅れたデューティ１００％のデータとなる。排他的論理和回路ＥＸＯＲ１は、入力データＤｉｎと信号Ｑ１が異なるデータを示している時にＨとなる。信号Ｑ１は、入力データＤｉｎよりＴ／２だけ遅れているため、排他的論理和回路ＥＸＯＲ１は、入力データＤｉｎが立ち上がる時と立ち下がる時にＨパルスを出力する。そして、立ち上がる時のパルス幅は信号Ｑ１の遅延時間Ｔ／２に一致し、立ち下がる時のパルス幅は信号Ｑ１の遅延時間Ｔ／２に入力データＤｉｎのデューティ変動分であるδ・Ｔが加減された時間となる。この排他的論理和回路ＥＸＯＲ１の出力と、信号Ｑ１の論理積を論理積回路ＡＮＤ１で演算すると、入力データＤｉｎの立ち上がり時に出力されるＨパルスが消える。よって、論理積回路ＡＮＤ１の出力である信号Ｅｒｒは、入力データＤｉｎの遷移が生じた時だけＨとなり、そのパルスの幅が、デューティの１００％からの差分であるδ・ＴをＴ／２に加減した時間を表示する。図２において、入力データＤｉｎがＨからＬに遷移したときだけ信号ＥｒｒがＨになり、データがＨで連続したときやＬで連続したときには信号ＥｒｒはＨにならないことがわかる。
【００１９】
一方、信号Ｑ１はフリップフロップＦＦ２に入力する。フリップフロップＦＦ２は、クロックＣＫの反転クロックによりデータを取り込むため、クロックＣＫの立ち上がりエッジで信号Ｑ２を出力する。信号Ｑ２は、信号Ｑ１よりＴ／２だけ遅延した信号となる。信号Ｑ１と信号Ｑ２の排他的論理和を排他的論理和回路ＥＸＯＲ２でとることにより、信号Ｑ１の立ち上がり時と立ち下がり時の両方に、Ｔ／２だけの時間幅を持つパルスが出力される。排他的論理和回路ＥＸＯＲ２の出力と信号Ｑ２の論理積を論理積回路ＡＮＤ２でとると、信号Ｑ１の立ち上がり時に出力されるパルスが消える。よって、論理積回路ＡＮＤ２の出力である信号Ｒｅｆは、入力データＤｉｎの遷移が生じた時だけ出力し、そのパルス幅はＴ／２である。図２において、信号Ｑ１がＨからＬに遷移したときだけ信号ＲｅｆがＨになり、信号Ｑ１がＨで連続したときやＬで連続したときには信号ＲｅｆはＨにならないことがわかる。
【００２０】
図３は、本実施例のデューティ検出回路１０の出力である信号ＥｒｒとＲｅｆのパルス幅（単位時間Ｔに対する割合）をグラフ化したものである。入力データＤｉｎのデューティが６０％から１４０％まで変わると、信号Ｅｒｒのパルス幅は０．９から０．１に線形に減少し、デューティを表示する。Ｒｅｆのパルス幅は０．５で一定であり、入力データＤｉｎの遷移があった場合に、パルス幅の基準であるＴ／２を表示する。
【００２１】
本実施例のデューティ検出回路１０の出力形式を図７で説明した従来例と同一とする出力回路２０を付加して、デューティが従来例と比較して高速かつ高精度に検出できることを示す。図４（ａ）において、図１に示したデューティ検出回路１０の出力である信号ＥｒｒとＲｅｆから出力Ｏｕｔを生成する出力回路２０は、電流源Ｉｅ，Ｉｒ、スイッチＳＷｅ，ＳＷｒ、および容量Ｃからなる。
【００２２】
電源に接続した電流源Ｉｅは、容量Ｃを一定電流Ｉで充電する。またＧＮＤに接続した電流源Ｉｒは、容量Ｃから一定電流Ｉを放電する。充電は、信号ＥｒｒがＨである時間だけスイッチＳＷｅがＯＮ状態となって行われる。放電は、信号ＲｅｆがＨである時間だけスイッチＳＷｒがＯＮ状態となって行われる。図４（ｂ）のような入力データＤｉｎが入力すると、入力データＤｉｎに遷移がある時のみ、図２を用いて説明したごとく、信号Ｅｒｒはデューティの１００％からの差分を示すδ・ＴをＴ／２に加えた時間だけ、Ｈになる。一方、信号Ｒｅｆは入力データＤｉｎに遷移がある時のみ、Ｔ／２の時間だけＨになる。信号Ｅｒｒ，ＲｅｆがＨになると、その時間だけＳＷｅ，ＳＷｒは各々ＯＮになる。入力データＤｉｎに１回の遷移があると、容量Ｃには、δ・Ｔ±Ｔ／２の時間だけ電流Ｉが流れ込み、また、Ｔ／２の時間だけ電流Ｉが放出される。
【００２３】
よって、容量Ｃの両端に現れる電圧は電位Ｖｏから以下の電圧だけ降下する。
ΔＶ＝−η・δ・Ｔ・Ｉ・（１／Ｃ）・Ｎ                                （４）
ここで、ηは入力データＤｉｎの遷移確率、Ｎは入力したビット数である。（４）式は、前述の（２）式と同じであり、従来例と同様にデューティの１００％からの差分δにより、電圧差ΔＶが表わされることを示している。
【００２４】
本実施例と従来例との違いは、信号Ｅｒｒ，Ｒｅｆは、入力データＤｉｎの遷移がある時だけＨになるため、入力データＤｉｎが同符号連続してもスイッチＳＷｅ，ＳＷｒは閉じたままとなり、容量Ｃの電位は保持される点にある。したがって、従来例で見られたような、（３）式で表される電位差ΔＶ２が全く発生しない。よって、デューティの１００％からの差分δが、少ないビット数Ｎのデータから正確に表示でき、高速かつ高精度なデューティ検出が可能となる。
【００２５】
＜第２の実施例＞
本発明の第２の実施例のデューティ検出回路３０を図５に示す。本実施例のデューティ検出回路３０は、第１の実施例と類似の回路のため、詳しくは説明しないが、第１の実施例では、２個の排他的論理和回路ＥＸＯＲ１，ＥＸＯＲ２、２個の論理積回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２を使用していたのに対し、第２の実施例では、２個の論理積回路ＡＮＤ３，ＡＮＤ４だけの少ない回路数で構成できる。図６のタイムチャートに示すように、第１の実施例と同一の信号である入力データＤｉｎとクロックＣＫを入力として、第１の実施例と同一の信号ＥｒｒとＲｅｆを出力できる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の第１の実施例のデューティ検出回路のブロック図である。
【図２】図１のデューティ検出回路の動作のタイムチャートである。
【図３】信号ＥｒｒとＲｅｆの特性図である。
【図４】(ａ)は図１のデューティ検出回路に出力回路を付加したブロック図、(ｂ)は動作波形図である。
【図５】第２の実施例のデューティ検出回路のブロック図である。
【図６】図５のデューティ検出回路の動作のタイムチャートである。
【図７】(ａ)は従来のデューティ検出回路のブロック図、(ｂ)は動作波形図である。
【符号の説明】
【００２７】
１０：第１の実施例のデューティ検出回路
２０：出力回路
３０：第２の実施例のデューティ検出回路
４０：ドライバ
５０：ローパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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