(57)【要約】【課題】ＤＣ駆動源のＤＣ電圧駆動において、加速度外乱除去性能の大幅な改善により位置決め精度を向上させるアクチュエータの電圧制御方法を提供する。【解決手段】アクチュエータのＤＣモータを電圧駆動する電圧源を制御器により制御する電圧制御方法であって、上記アクチュエータを、上記ＤＣモータのコイルのインダクタンス、抵抗及び逆起電力を含む伝達関数で表して、この伝達関数により、上記インダクタンス、抵抗および逆起電力のゲインを補償する段階と、該補償したゲインをかけた制御信号により前記ＤＣモータの電圧駆動源を制御する段階とを含む。【選択図】  図２
2008211904.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アクチュエータのＤＣモータを電圧駆動する電圧源を制御器により制御する電圧制御方法であって、
上記アクチュエータを、上記ＤＣモータのコイルのインダクタンス、抵抗及び逆起電力を含む伝達関数で表して、この伝達関数により、上記インダクタンス、抵抗および逆起電力のゲインを補償する段階と、
該補償したゲインをかけた制御信号により前記ＤＣモータの電圧駆動源を制御する段階と、を含むことを特徴とするアクチュエータの電圧制御方法。
【請求項２】
請求項１記載のアクチュエータの電圧制御方法において、上記ＤＣモータのインダクタンス、抵抗及び逆起電力（パラメータ）を上記ゲインの補償を含めて最適化することを特徴とするアクチュエータの電圧制御方法。
【請求項３】
請求項１または２記載のアクチュエータの電圧制御方法において、上記ＤＣモータの状態を検出する段階と、目標設定手段により設定された目標値と上記検出した状態信号との偏差を２階積分する段階と、この２階積分した偏差に、上記補償したゲインを加える段階を含むことを特徴とするアクチュエータの電圧制御方法。
【請求項４】
請求項３記載のアクチュエータの電圧制御方法において、上記ＤＣモータの状態を検出する段階は、上記ＤＣモータに流れる電流を検出する段階を含み、上記検出した電流値に基づいて上記コイルのインダクタンスと抵抗を推定し、上記各ゲインを修正しつつ適応制御するアクチュエータの電圧制御方法。
【請求項５】
請求項４記載のアクチュエータの電圧制御方法において、上記検出した電流からマイナーフィードバックを施して、見かけ上の上記コイルのインピーダンスを変化させる段階を含むアクチュエータの電圧制御方法。
【請求項６】
請求項１記載のアクチュエータの電圧制御方法において、上記伝達関数は、上記ＤＣモータの電圧を制御する制御入力を u、ＤＣモータの角度出力を x、角速度を v、ＤＣモータに流れる電流を i、上記電圧駆動源と上記ＤＣモータの状態を検出する状態検出器のゲインをまとめて g とおき、上記制御入力 u から上記角度出力 x への伝達関数G(s)が下記式１で表されるアクチュエータの電圧制御方法。
G(s) = x(s) / u(s)
= g k / [s (k2 + J R s + J L s2)]  ・・・式１
（ただし、R はＤＣモータの抵抗、L はインダクタンス、kはトルク定数、Jは慣性モーメント、wはトルク外乱である。）
【請求項７】
請求項６記載のアクチュエータの電圧制御方法において、トルク外乱 wに対する感度関数S(s)が下記式２で表されるアクチュエータの電圧制御方法。
S(s) = (R + L s) / [s (k2 + J R s + J L s2)]  ・・・式２
【請求項８】
請求項７記載のアクチュエータの電圧制御方法において、上記電圧源駆動の感度関数を(R + L s) / [ s (k2 + J R s + J L s2) ]、電流源駆動の感度関数を1 /（J s2）としたときに、これらの比が下記式３で表され、
式３を、ゲインを a、零点を ｑ、極を p1、p2 で下記式５に変形したときに、
極p1、p2が複素極となる領域を使用するアクチュエータの電圧制御方法。
J s (R + L s) / (k2 + J R s + J L s2)  ・・・式３
a s (s + q) / [(s + p1)(s + p2)]  ・・・式５
【請求項９】
請求項７記載のアクチュエータの電圧制御方法において、電流関数i(s)が下記式７で表され、 x、u、i の履歴から R、 L、 g、 k を推定するアクチュエータの電圧制御方法。
i(s) = (g u(s) − k v(s)) / (R + s L) = (g u(s) − k s x(s)) / (R + s L)  ・・・式７
【請求項１０】
請求項７記載のアクチュエータの電圧制御方法において、角度出力関数x（s)を下記式８で表して、 x、 i、の履歴と上記 k の推定値から w と J を推定するアクチュエータの電圧制御方法。
x(s) = (k i(s) + w(s)) / (J s2)  ・・・式８
【請求項１１】
請求項７記載のアクチュエータの電圧制御方法における上記式１の伝達関数G(s)において、制御関数に、ＤＣモータに流れる電流 i から制御入力 u に戻るマイナーフィードバックh(s)を加えて、ＤＣモータ１１のコイルインピーダンスを下記式９
により設定したアクチュエータの電圧制御方法。
1 / (R + s L − h(s))  ・・・式９
【請求項１２】
請求項１１記載のアクチュエータの電圧制御方法において、h = Rの場合は、感度関数S(s)が下記式１２で表されるアクチュエータの電圧制御方法。
S(s) = 1 /(J s2 + k2/L)  ・・・式１２
【請求項１３】
請求項１１記載のアクチュエータの電圧制御方法において、h = R + s L1の場合は、感度関数S(s)が下記式１３で表されるアクチュエータの電圧制御方法。
S(s) = 1 / [J s2 + k2/(L - L1)]  ・・・式１３
（ただし、L1 ＜ L である。）
【請求項１４】
請求項１１記載のアクチュエータの電圧制御方法において、h = -R1の場合は、感度関数S(s)が下記式１５で表されるアクチュエータの電圧制御方法。
S(s) = ((R + R1) + L s) / [s (k2 + J (R + R1) s + J L s2)]  ・・・式１５
（ただし、 L1 ＜ L である。）
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アクチュエータの制御、より具体的には、ＤＣ（直流）駆動源と位置または角度センサ等を備えるアクチュエータを電圧源にて駆動する、アクチュエータの電圧制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＤＣ駆動源であるＤＣモータは電流源でドライブする方法が一般的であり、ＤＣモータを使った位置決め制御には、通常、電流源を適用した駆動回路が用いられている。電流とＤＣモータが発生する出力（トルク）は略比例しており、また出力とＤＣモータの出力可動部の位置は単純な２階積分の関係にあるので、モデル化しやすく、制御系アルゴリズムが簡単だからである。
【０００３】
一方、電圧源でＤＣモータを駆動する方法も古くから用いられてきた。電圧源によるＤＣモータの駆動は、速度（回転速度）に比例した逆起電圧と印加電圧がバランスする点がＤＣモータの速度となるため、定速度運動をさせたい場合などに、電流源駆動よりも有用である。しかし従来の電圧源駆動では、ＤＣモータのコイルの性質を厳密にモデル化していない、つまり、ＤＣモータのインダクタンスと抵抗、トルク定数（逆起電圧定数）を含めて最適化設計していなかった。そのため、ＤＣモータ制御系のゲインが非常に低く、精度や外乱抑制性能が限定的になっている。例えば、玩具のＤＣモータを電池で駆動する場合などである。
そこで、コイルの特性を考慮した電圧源駆動による制御方法が提案された（特許文献１）。
【特許文献１】特開２００２-２３７１５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１記載の電圧源駆動による制御方法は、主要な目的が回路の簡略化（電流検出用の抵抗器が一つ減っている）にあるため、熱などにより変化するコイルの特性を補償する方法、手段に関する記載や示唆がない。しかも、もう一つの積分器の付加やマイナーループに関する記載がなく、インダクタンス、トルク定数等、ＤＣモータの特性の最適化に関する記載も示唆もない。このため特許文献１の制御方法により得られる特性、性能は、電流源による駆動方法に比較して改善することはなかった。したがってこの制御方法を、高精度な回転制御や位置制御が必要なＤＣ駆動源、例えばＶＣＭ（Voice Coil Motor）が用いられているハードディスクドライブのヘッドアクチュエータの位置決め制御系には適用できなかった。
【０００５】
本発明は、かかる従来技術の課題を解決するためになされたものであって、ＤＣ駆動源のＤＣ電圧駆動において、加速度外乱除去性能の大幅な改善により位置決め精度を向上させるアクチュエータの電圧制御方法を提供することを目的とする。さらに本発明は、制御器内部の二階積分により、ランプ状目標に対するゼロ偏差追従を向上させ、講習はにおける動作音を低減し、アナログ駆動系の非線形飽和を回避できるアクチュエータの電圧制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
かかる課題を解決する本発明のアクチュエータの電圧制御方法は、アクチュエータのＤＣモータを電圧駆動する電圧源を制御器により制御する電圧制御方法であって、上記アクチュエータを、上記ＤＣモータのコイルのインダクタンス、抵抗及び逆起電力を含む伝達関数で表して、この伝達関数により、上記インダクタンス、抵抗および逆起電力のゲインを補償する段階と、該補償したゲインをかけた制御信号により前記ＤＣモータの電圧駆動源を制御する段階とを含むことに特徴を有する。
【０００７】
本発明のアクチュエータの電圧制御方法においては、上記ＤＣモータのインダクタンス、抵抗及び逆起電力（パラメータ）を上記ゲインの補償を含めて最適化する。
【０００８】
実際的には、上記ＤＣモータの状態を検出する段階と、目標設定手段により設定された目標値と上記検出した状態信号との偏差を２階積分する段階と、この２階積分した偏差に、上記補償したゲインを加える段階を含む。
上記ＤＣモータの状態を検出する段階は、上記ＤＣモータに流れる電流を検出する段階を含み、上記検出した電流値に基づいて上記コイルのインダクタンスと抵抗を推定し、上記各ゲインを修正しつつ適応制御することが好ましい。
さらに、上記検出した電流からマイナーフィードバックを施して、見かけ上の上記コイルのインピーダンスを変化させる段階を含むことが好ましい。
【０００９】
本発明のアクチュエータの電圧制御方法において、上記伝達関数は、上記ＤＣモータの電圧を制御する制御入力を u、ＤＣモータの角度出力を x、角速度を v、ＤＣモーターに流れる電流を i、上記電圧駆動源と上記ＤＣモータの状態を検出する状態検出器のゲインをまとめて g とおき、上記制御入力 u から上記角度出力 x への伝達関数G(s)を下記式１で表す。
G(s) = x(s) / u(s)
= g k / [s (k2 + J R s + J L s2)]  ・・・式１
（ただし、R はＤＣモータの抵抗、L はインダクタンス、kはトルク定数、Jは慣性モーメント、wはトルク外乱である。）
【００１０】
トルク外乱 wに対する感度関数S(s)は、下記式２により表される。
S(s) = (R + L s) / [s (k2 + J R s + J L s2)]  ・・・式２
【００１１】
さらに本発明のアクチュエータの電圧制御方法において、上記電圧源駆動の感度関数を(R + L s) / [ s (k2 + J R s + J L s2) ]、電流源駆動の感度関数を1 /（J s2）としたときに、これらの比を下記式３で表し、式３を、ゲインを a、零点を ｑ、極を p1、p2 で下記式５に変形したときに、極p1、p2が複素極となる領域を使用することが好ましい。
J s (R + L s) / (k2 + J R s + J L s2)  ・・・式３
a s (s + q) / [(s + p1)(s + p2)]  ・・・式５
【００１２】
電流関数i(s)を下記式７で表して、 x、u、i の履歴から R、 L、 g、 k を推定する。
i(s) = (g u(s) − k v(s)) / (R + s L) = (g u(s) − k s x(s)) / (R + s L)  ・・・式７
【００１３】
角度出力関数x(s)を下記式８で表して、x、 i、の履歴と上記 k の推定値から w と J を推定する。
x(s) = (k i(s) + w(s)) / (J s2)  ・・・式８
【００１４】
h = Rとした場合は、感度関数S(s)が下記式１２で表される。
S(s) = 1 /(J s2 + k2/L)  ・・・式１２
h = R + s L1とした場合は、感度関数S(s)が下記式１３で表される。
（ただし、L1 ＜ L である。）
h = -R1とした場合は、感度関数S(s)が下記式１５で表される。
S(s) = ((R + R1) + L s) / [s (k2 + J (R + R1) s + J L s2)]  ・・・式１５
（ただし、 L1 ＜ L である。）
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、加速度外乱除去性能の大幅な改善およびアクチュエータの位置決め精度が向上する。
ＤＣモータの駆動状態を検出する検出手段の出力を二階積分することにより、ランプ状目標に対するゼロ偏差追従が可能になり、高周波における動作音が低減し、アナログ駆動系の非線形飽和を回避できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下本発明を適用した最良の実施形態について図を参照して説明する。図１には、本発明の電圧制御装置のハードウエア構成の実施形態をブロックで示した。この電圧制御装置は、ＤＣ駆動源としてのＤＣモータ１１と、ＤＣ駆動源の状態を検出する手段としての位置（角度）検出器１３とを備えた制御対象に対して、位置（角度）検出器１３の出力から制御入力を算出する制御器１５と、制御入力 u に基づいてＤＣモータ１１を駆動する電圧ドライバ（電圧源）１７と、ＤＣモータ１１に流れる電流を検出する電流センサとしての電流検出器（ＡＤ変換器）１９を備えている。
【００１７】
制御器１５は、ＤＳＰなどのディジタル演算器２１によって構成される。このディジタル演算器２１にはさらに、位置角度検出器１３からのアナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器２３、及びディジタル演算器２１からの出力をアナログ信号に変換して制御入力を生成するＤＡ変換器２５が付随する。
【００１８】
電流検出器１９は、ＤＣモータ１１の負入力に直列接続された低抵抗器 Rs の端子電圧 Vs をＡＤ変換して電流値を出力するＡ／Ｄ変換器である。なお、低抵抗器 Rs に替えてホール素子等を用いてもよい。
【００１９】
さらに電圧制御装置は、位置角度検出器１３の出力の目標を設定する目標値設定回路２７を備えている。ディジタル演算器２１は、位置角度検出器１３の出力が目標値設定手段２７から出力された目標値 ref との偏差を解消するようにＤＣモータ１１を駆動する電圧を演算する。
【００２０】
この電圧制御装置をハードディスクドライブに適用する場合は、ＤＣモータ１１がＶＣＭ（Voice Coil Motor）に、位置角度検出器１３の出力が、磁気ヘッドが読み込んだＰＥＳ（Position Error Signal）、または磁気ヘッドをトラッキングするアームの回転角を検出するエンコーダー出力に相当する。この明細書では簡単のためロータリー型ＤＣモータ（ＶＣＭ）に適用した場合について説明するが、リニア型のＤＣモータに適用した場合の構成も同様である。
【００２１】
図１に示した電圧制御装置を含む制御対象全体の伝達関数のブロック図を図２に示した。ここで、制御入力を u、角度出力を x、角速度を v、ＤＣモータ１１に流れる電流を i、及び電圧ドライバ１７と位置角度検出器１３のゲインをまとめて g とおく。さらに、ＤＣモータ１１の抵抗を R、インダクタンスを L、トルク定数を k、慣性モーメントを J 、トルク外乱を w とおく。このとき、制御入力 u から角度出力xへの伝達関数G(s)は、下記式１のようになる。
G(s) = x(s) / u(s)
= g k / [s (k2 + J R s + J L s2)]  ・・・式１
トルク外乱 w から角度出力 x への伝達関数、すなわち外乱に対する感度関数S(s)は、下記式２のようになる。
S(s) = (R + L s) / [s (k2 + J R s + J L s2)]  ・・・式２
【００２２】
図２に示した伝達関数について詳細に説明する。制御入力 u に対して一定ゲイン g がかかり、それが電圧となってＤＣモータ１１に印加される。その印加電圧とＤＣモータ１１のインピーダンス 1 / (R + s L) により電流 i が流れ、電流 i にトルク定数 k を乗じたものがトルク（i k）となる。トルク（i k）を慣性モーメント J で割り、一階積分すると角速度 v が得られ、角速度 v をさらに一階積分すると角度出力 x が得られる。また、角速度 v に逆起電圧定数（ = トルク定数） k を掛けて生じる電圧が逆起電圧であり、入力からの電圧と逆方向に働く。
【００２３】
以上により、トルク外乱 w = 0 として式、
v(s) = [g u(s) − k v(s)] [1 / (R + s L)] k [1 / (s J)]
x(s) = v(s) / s
を解くと、前記式１が得られる。
また、制御入力 u = 0として式、
v(s) = [w(s) − k2 / (R + s L) v(s)] [1 / (s J)]
x(s) = v(s) / s
を解くと、前記式２が得られる。
【００２４】
次に、式１と式２から、本発明を適用した実際の制御系における外乱除去比について、従来の電流源駆動における外乱除去比と比較しながら説明する。なお、電流源駆動では、トルク外乱wから角度出力xへの伝達関数（感度関数）は 1 / (J s2) である。
【００２５】
電圧源駆動の感度関数  (R + L s) / [ s (k2 + J R s + J L s2) ]  と電流源駆動の感度関数  1 /（J s2） の比（前項÷後項）をとり、その値が１より小さくなれば、電圧源駆動の方がトルク外乱 w に対する感度が低くなり、制御目的に適っている。上記感度関数の比を演算すると、
J s (R + L s) / (k2 + J R s + J L s2)  ・・・式３
となる。
式３を 1 / s で整理すると
[R / (L s2) + 1] / [k2 / (J L s2) + R / (L s) + 1]  ・・・式４
となるから、 s が無限大の場合におけるゲインは１である。
【００２６】
また、式３を、ゲインを a、零点を ｑ、極を p1、p2 として、
a s (s + q) / [(s + p1)(s + p2)]  ・・・式５
と変形し、周波数特性を両対数プロットで表すと、極 p1 と極 p2 の値により、概ね図３の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）のパターンに大別される。図３の各グラフにおいて、縦軸はゲイン(dB)、横軸は周波数である。
【００２７】
図３の各グラフにおいて、斜線で示した領域が本実施形態の電圧制御の方が外乱に対する感度が低い領域、つまり外乱に強い領域であることを示している。なお、横線で示した領域では逆であることを示している。
図３（Ａ）のケースは極 p1、p2 が実数かつ p1≠p2 のときである。このケースは、感度関数の比はほぼ全域で０dB、すなわち殆ど差はない。
図３（Ｂ）のケースは極 p1 = p2 のときである。このケースでは、中域以上の周波数域において、本実施形態の電圧制御が好ましいことが分かる。
図３（Ｃ）のケースは、極 p1、p2 が複素極の場合である。このケースでは電圧制御により大きな感度低下が達成されていて、本実施形態において最も好ましい状態であることが分かる。本発明の実施形態における電圧制御方法ではこのモード、すなわち (k2 + J R s + J L s2) = 0 が s について複素根を持つ場合を主に用いる。ただし、極 p1、p2 の周波数周辺においては、逆に感度関数が高くなる領域 P があるので、この領域 P は排除するように設定し、またこの領域 P を使用しないように設定する。
【００２８】
実際のＤＣモータを使用した電圧制御装置のパラメータの一例を、ハードディスクドライブのヘッドアクチュエータおよびこのヘッドアクチュエータを駆動するＤＣモータとしてのＶＣＭについて説明する。このハードディスクドライブのアクチュエータ位置制御においては、ＶＣＭのコイル抵抗 = ８Ω、インダクタンス = ５mH、トルク定数 = １N/A、慣性モーメント = １０-3kg、等が普通である。これは、ＶＣＭの永久磁石にフェライト磁石を適用した一般的なケースである。さらに強力な永久磁石、例えばネオジウム系の磁石を用いることで、トルク定数を数倍に上げることが可能である。例えばトルク定数を１０にすると、
零点 = R/L = １６００ (rad/sec)
極 = ８００ ± I  ４５００ (rad/sec)
となって、零点は約２５４Hz、極は約７２８Hzにおいて得られ、図３（Ｃ）に示した特性が得られる。
【００２９】
一方、式１の伝達関数の、特に低域に着目すると、電圧源駆動の場合の伝達関数は一階の積分特性と同等である。なお、電流源駆動における入出力間伝達関数は、二階の積分特性と同等である。すなわち、低周波数域において、伝達関数は、電圧源駆動の場合は -6dB/oct、電流源駆動の場合は -12dB/octであり、位相はそれぞれ -90度、-180度回っている（図４参照）。目標値に定常偏差ゼロで追従させることが目的であるサーボ系では、制御器内部に積分器を一つ以上含む。この積分器により、電流源駆動の場合は位相がさらに90度回って -270度になる。ここから適当な周波数に零点を２つ挿入して、開ループゲインが１になる周波数での位相を -150度（位相余裕30度）程度まで回復させることで閉ループを安定化させる。本発明の電圧制御方法では、低周波数域での位相は -90度であるから、電流制御の場合と同じ位相余裕を得ても、制御器内にもう一つの積分器を入れる余裕がある。そこで本発明では、制御器内に積分器を２つ含む制御系を構成した。これにより、通常のステップ状の目標値入力のみならず、ランプ状の目標値に対して、偏差ゼロで追従できる。
【００３０】
本発明の電圧制御方法及び電圧制御装置によれば、ベアリングの非線形挙動等があっても低周波数域でのゲインが高く、ランプ状の目標値に対する偏差をゼロにできる。これは、例えばＤＶＤやＣＤ等のドライブで使用されているスパイラルトラックへの追従性能を大きく改善する。さらに、ハードディスクドライブにおいても、従来の同心円として配置されたトラック構成のみならず、スパイラルトラックに追従する制御系を実現できることを示しており、特に連続した大きなファイル、例えば最近需要の大きい動画や音楽データへのアクセス性能を大きく改善できることを示している。
【００３１】
図５（Ａ）、（Ｂ）には制御系の開ループ伝達関数のプロット例を示した。上述の複素極がゼロクロス周波数より高い周波数にあるのか（図５（Ａ））、低い周波数にあるのか（図５（Ｂ））によって制御系の構成は異なる。すなわち、複素極がゼロクロス周波数より低い周波数にある場合、複素極は単なるピークフィルタとしてループに含んでかまわないが、高い周波数にある場合は、ノッチフィルタを用いるか位相補償するなどの手段により安定化を施す必要がある。この補償においてはＤＣモータ１１の各パラメータの依存度が大きいため、制御しやすい制御対象とすべく、各パラメータの最適化が重要である。
【００３２】
また、本発明の電圧制御方法及び電圧制御装置ではコイルのインダクタンス、トルク定数をパラメータとして含むが、これらは熱、経時変化などにより変動する。そこでその変化を同定し、適応制御する方法が有用である。そのために本発明の実施形態では、ＶＣＭを駆動する電圧源において、ＶＣＭの動作状態を検出する手段として、ＶＣＭを流れる電流を検出するセンサを設けることが好ましい。このセンサは、ホールセンサによる電流検出でもよいし、ＶＣＭと直列に接続された微小抵抗に発生する電圧を測定する構成（図１参照）でもよい。本発明は、原理的にはこの電流検出センサがなくとも各パラメータを同定することは可能であるが、電流検出センサがあれば外乱を分離して負荷トルクを計測できるので、同定精度を改善できる。
【００３３】
以下、パラメータ同定方法の実施例を示す。
（１）電流センサがない場合
式１と式２から角度出力関数x(s)は、
x(s) = [a / (s (s2 + b s + c))] u(s) + [(R + L s) / (s (s2 + b s + c))] w(s)  ・・・式６
となる。 x(s)、u(s)、w(s) が十分にリッチ（制御に必要な全ての周波数成分を含む）であると仮定して、角度出力 x と制御入力 u の履歴から R、L、a、b、c、w をそれぞれ推定して設定する。
ただし、  a = g k / (J L) 、  b = R/L 、  c = k2 / (J L)
である。電流センサがない場合は、 g、k、J を個別に推定により設定することはできないが、制御のためには a、 b、c を推定により設定できれば十分である。
【００３４】
この方法の場合は、トルク外乱wが未知かつ非常に大きい状況で全てのパラメータを設定しなければならないので、精度が低い。
【００３５】
（２）電流センサがある場合
図２の伝達関数から電流関数i(s)は、
i(s) = (g u(s) − k v(s)) / (R + s L) = (g u(s) − k s x(s)) / (R + s L)  ・・・式７
となるので、x、u、i の履歴から R、 L、 g、 k を推定して設定する。電流センサがある場合は外乱項（トルク外乱w）を含まないので、高精度な推定による設定が可能である。
【００３６】
同様に図２の伝達関数から角度出力関数x(s)は、
x(s) = (k i(s) + w(s)) / (J s2)  ・・・式８
となるので、 x、 i、の履歴と上記 k の推定値から w と J を推定により設定できる。この式８は外乱項（w(s)）を含むが、求めるパラメータがトルク外乱wと慣性モーメントJだけなので、（推定）精度への影響は無視できる。
【００３７】
上記いずれの方法も、公知の推定アルゴリズム、例えば最小二乗法や勾配法を利用できる。そうして推定したパラメータを用いて、制御系のゲインを決定し、設定する。このゲインの決定方法には、ＬＱ法、極配置法など、公知のアルゴリズムを利用できる。また、上記はパラメータ推定であるが、制御系を含めた閉ループ系を常に同じ伝達関数に保つという方針で一括して適応制御することも可能である。
【００３８】
さらに、図２のブロックで示す伝達関数系に、ＤＣモータ１１に流れる電流 i から制御入力 uに戻るマイナーフィードバックh(s)を加え、図６に示した伝達関数系（制御系）を構成することもできる。これにより見かけ上のＤＣモータ１１のコイルインピーダンスは、
1 / (R + s L − h(s))  ・・・式９
となり、マイナーフィードバックh(s)により制御できる。このとき、制御対象全体の伝達関数G(s)と、トルク外乱 w に対する感度関数S(s)は、それぞれ式１０、式１１で表される。
G(s) = x(s) / u(s) = g k / [s(k2 + J s (R + L s − h(s)))]  ・・・式１０
S(s) = (R + L s − h(s)) / [s(k2 + J s (R + L s − h(s)))]  ・・・式１１
【００３９】
マイナーフィードバックh(s)は、マイナーループが安定（式９の極が安定）する限り任意に設定できるが、以下、マイナーフィードバックh(s)を求める方法に対応した本発明の電圧制御方法について説明する。
h = R のとき、ＤＣモータ１１のコイルインピーダンスはインダクタンス s、 L のみであるから、感度関数S(s)は
S(s) = 1 /(J s2 + k2/L)  ・・・式１２
となり、電流源駆動に比べ、極以下の周波数帯で一様に１２dB/oct低くなる。ただし、h ＞ R のときは系が不安定になるので、実際に搭載する場合は h を R より若干小さく設定しておく。以下同様である。
【００４０】
h = R + s L1 のとき
R に加え、インダクタンス L1 をマイナーフィードバックh(s)に含むことにより、感度関数S(s)を、
S(s) = 1 / [J s2 + k2/(L - L1)]  ・・・式１３
とすることができる。これにより極を自在に制御できる。
ただし、 L1 ＜ L である。
【００４１】
h = -R1のとき
式９はＱ値が無限大となっている。このような系でもフィードバックにより閉ループを安定化できるが、近くに変動の大きい機械共振がある場合など、何らかの事情によりＱ値を下げる必要がある場合は、h として大きな R1 をネガティブフィードバックすることによってＱ値を下げることができる。すなわち、かかる制御系は、下記式１４の伝達関数G(s)で表すことができる。
G(s) = x(s) / u(s) = g k / [s (k2 + J (R + R1) s + J L s2)]  ・・・式１４
【００４２】
この場合の感度関数S(s)は式１５のようになる。感度関数S(s)については、零点の周波数も上がるので、R1 の増加と共にトルク外乱抑制性能は劣化する。しかしそれでも電流源駆動に比べ、６dB/octの優位性がある。
S(s) = ((R + R1） + L s) / [s (k2 + J (R + R1) s + J L s2)]  ・・・式１５
【００４３】
h = -R1 + L1 s のとき
感度関数の劣化をできるだけ避け、かつＱ値をできるだけ下げ、また極の周波数を高くとることが目的である場合は、インダクタンスも制御する。例えば、式１４の零点と極の周波数を一致させることが一つの設計指針となる場合などである。この場合の感度関数S(s)は式１６のようになる。
S(s) = [(R + R1） + (L - L1) s] / [s (k2 + J (R + R1) s + J (L - L1) s2)]  ・・・式１６
ただし、 L1 ＜ L である。
【００４４】
上記マイナーフィードバックh(s)を含む制御系は、図１に示した低抵抗 Rs に生じる電圧 Vs 検出し、h(s) Vs/Rs  としてフィードバックさせることで構成できる。これはアナログオペアンプ等のアナログ回路で構成してもよいし、図１のようにＡＤ変換器１９ａを用いて電圧 Vs を取り込んだ後にマイナーフィードバック h(s)をディジタルフィルタとしてかけて、結果を制御入力 u に加算することによって構成することもできる。
【００４５】
以上の電圧源による駆動及びＤＣモータ１１のコイルに流れる電流を検出するハードウエア回路を具備した場合の、図１に示されるディジタル演算器２１内部の演算ブロック２１０の例を図７に示した。この演算ブロック２１０は、検出した位置と目標値の偏差を２階積分する積分回路２１１と、その微分をとる微分回路２１２と、一または数サンプル前までの制御入力 u にそれぞれ適当な制御ゲインｆ１〜ｆ５をかけて和をとることにより制御入力を決定する制御入力決定回路２１３と、偏差と電流値と過去の制御入力の履歴から適応的に制御対象のパラメータを同定し、制御ゲインｆ１〜ｆ５をチューニングする適応同定／適応制御器２１４と、ＤＣモータ１１のコイルインピーダンスを見かけ上変化させるためのコイルインピーダンス変換フィルタ２１５とから構成される。
【００４６】
制御ゲインｆ１〜ｆ５は、位置信号と目標値 ref の偏差にかけるゲインｆ３と、偏差を第一積分器で積分した一階積分値にかけるゲインｆ２と、一階積分値を積分器で積分した二階積分値にかけるゲインｆ１と、偏差を微分器で微分した微分値にかけるゲインｆ４と、ゲインｆ１乃至ｆ５をかけた出力を遅延回路で遅延された過去入力値にかけるゲインｆ５である。これらゲインｆ１〜ｆ５がかけられた値の和が制御入力値 u として出力される。
【００４７】
適応同定・適応制御器２１４は、制御入力値 u 、ＡＤ変換器１９からの電流値及び位置検出器１３からの位置信号に基づいてゲインｆ１〜ｆ５をチューニングする。
【００４８】
コイルインピーダンス変換フィルタ２１５は、ゲインｆ６、ｆ７及びｆ８により構成される。ＡＤ変換器１９からの電流値にはゲインｆ６がかけられ、その電流値が演算による遅延(DELAY)の後ゲインｆ７がかけられ、さらにゲインｆ６、ｆ７がかけられた電流値が、遅延回路で遅延(DELAY)されてゲインｆ８がかけられ、これらのゲインｆ６、ｆ７、ｆ８がかけられた電流値が制御入力値 u に加算される。
【００４９】
そうして加算された電流値と制御入力値 u の和がＤＡ変換器２５に出力され、新たなアナログの制御入力値 u に変換されて電圧ドライバ１７に出力される。
【００５０】
なお、図７において、制御ゲインｆ１〜ｆ５は公知の制御系アルゴリズムで設定することができる。例えば伝達関数法、極配置法、ＬＱ法、Ｈ∞法など多種の方法があり、また中間に状態推定器を入れてもよい。本発明は、いずれの制御方法を使用してもよく、制御方法には限定されない。また、コイルインピーダンス変換フィルタは、もっと次数の大きいフィルタを入れることも可能であるため、系として安定である限り、フィルタの構成について限定されるものではない。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
本発明は、ハードディスクドライブを始めとする、ＶＣＭなどのＤＣ駆動源に用いた位置決め系の制御に特に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の電圧制御装置のハードウエア構成の実施形態をブロックで示す図である。
【図２】図１に示した電圧制御装置の伝達関数を示す図である。
【図３】図２の伝達関数に基づき、周波数特性をプロットしたグラフを示す図であって、（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）はそれぞれ極極p1と極p2の値を異ならせた場合を示す図である。
【図４】本発明の電圧駆動と従来の電流駆動の入出力間伝達関数の周波数とゲインとの関係をグラフで示す図である。
【図５】（Ａ）、（Ｂ）はそれぞれ、本発明の電圧制御装置において制御系の開ループ伝達関数のプロット例を示す図である。
【図６】図２に示した伝達関数系にマイナーフィードバックh(s)を加えた伝達関数系の実施形態をブロックで示す図である。
【図７】図１に示したディジタル演算器内部の演算ブロックの実施形態を示す図である。
【符号の説明】
【００５３】
１１  （ＤＣ駆動源）ＤＣモータ
１３  位置（角度）検出器
１５  制御器
１７  電圧ドライバ（電圧源）
１９  電流検出器（電流センサ）
２１  ディジタル演算器
２３  ＡＤ変換器
２７  目標値設定回路
u  制御入力
x  角度出力
v  角速度
i  ＤＣモータに流れる電流
g  電圧ドライバと位置角度検出器のゲイン
ref  目標値
R  ＤＣモータの抵抗
L  ＤＣモータのインダクタンス
K  ＤＣモータのトルク定数
J  ＤＣモータの慣性モーメント
W  トルク外乱
G(s)  伝達関数（制御入力 u から角度出力 x）
S(s)  外乱に対する感度関数（トルク外乱 w から角度出力 x）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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