(57)【要約】【課題】多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御する電圧制御と、矩形波制御とを行うに際し、矩形波制御から電圧制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することのできる多相回転機の制御装置を提供する。【解決手段】図９（ｄ）に示すように、矩形波制御時においては、通常、実際の電圧ベクトルＶｒが、現在生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するための電圧ベクトルＶｅと相違する。矩形波制御時において、上記電圧ベクトルＶｅを逐次算出し、これが制限電圧ＶＬ以下であるとき、矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替える。ここで、制限電圧ＶＬは、インバータの入力電圧によって定まるものである。【選択図】      図９
2008206383.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該多相回転機の出力を制御する多相回転機の制御装置において、
前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、
前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、
前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧に関するパラメータの値を推定する推定手段とを備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。
【請求項２】
前記推定手段は、前記多相回転機のｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを含むモデルに基づき前記パラメータを推定するものであって且つ、前記ｄ軸インダクタンスを定数とするとともに、前記ｑ軸インダクタンスを前記多相回転機を流れる電流に応じて可変設定することを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。
【請求項３】
前記推定手段の推定誤差を、前記電圧制御手段による制御のなされているときに前記電圧制御手段によって前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする請求項２記載の多相回転機の制御装置。
【請求項４】
前記誤差学習手段は、前記多相回転機の回転速度が所定以上であるときの前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータに基づき前記学習を行うことを特徴とする請求項３記載の多相回転機の制御装置。
【請求項５】
前記推定手段の推定する前記パラメータの推定誤差を、前記電圧制御手段による制御のなされているときに前記電圧制御手段によって前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。
【請求項６】
前記誤差学習手段による学習結果と前記推定手段による推定とに基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であると判断されるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備えることを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
【請求項７】
前記誤差学習手段は、前記電圧制御手段の制御から前記矩形波制御手段の制御へと切り替えられる際の前記推定手段の推定値を学習するものであり、
前記切替手段は、前記推定手段によって推定される値と閾値とを比較することで前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるか否かの判断を行うものであって且つ、前記閾値を、前記誤差学習手段の学習した値と、前記インバータの入力電圧についての前記誤差学習手段による学習時の値及び現在の値とに基づき設定することを特徴とする請求項６記載の多相回転機の制御装置。
【請求項８】
前記電圧制御手段は、前記多相回転機を流れる電流をその指令値とするために各相に印加される電圧を指令値に制御するものであり、
前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、前記多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否かを判断する判断手段と、
前記電流の指令値の近傍の領域内に入ると判断されてからの前記推定手段による推定値の変化量に基づき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段とを更に備えることを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。
【請求項９】
前記推定手段による推定に基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１０】
前記推定手段は、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記パラメータとの関係を定めるマップを備えることを特徴とする請求項１又は９記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１１】
前記マップは、前記多相回転機の回転速度の検出値、前記多相回転機を流れる電流の検出値、及び前記多相回転機の温度と前記パラメータとの関係を定めることを特徴とする請求項１０記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１２】
多相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該多相回転機の出力を制御する多相回転機の制御装置において、
前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、
前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、
前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧に関するパラメータを推定する推定手段と、
前記推定手段の推定値に基づき、前記要求される電圧の最大値が前記電圧制御手段による制御への切り替えのための所定電圧以下となるときに前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段と、
前記推定値に基づく前記切り替えのタイミングついての、前記多相回転機の抵抗成分及びインダクタンス成分の少なくとも一方の変化による誤差を抑制する抑制手段とを備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。
【請求項１３】
前記電圧制御手段は、前記多相回転機を流れる電流をその指令値とするために各相に印加される電圧を指令値に制御するものであり、
前記抑制手段は、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、前記多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否かを判断する手段と、前記電流の指令値の近傍の領域内に入ると判断されてからの前記推定手段による推定値の変化量に基づき、前記要求される電圧の最大値が前記電圧制御手段による制御への切り替えのための所定電圧以下となるときを判断する手段とを備えることを特徴とする請求項１２記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１４】
前記抑制手段は、前記推定手段を、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記パラメータとの関係を定めるマップを備えて構成することで実現されてなることを特徴とする請求項１２記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１５】
前記マップは、前記多相回転機の回転速度の検出値、前記多相回転機を流れる電流の検出値、及び前記多相回転機の温度と前記パラメータとの関係を定めることを特徴とする請求項１４記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１６】
多相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該多相回転機の出力を制御する多相回転機の制御装置において、
前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、
前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、
前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧及びその相当値のいずれかを推定する推定手段とを備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。
【請求項１７】
前記推定手段による推定に基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を備えることを特徴とする請求項１６記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１８】
前記所定電圧は、前記インバータへの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値以下に設定されてなることを特徴とする請求項６，７，９又は１２〜１５，１７記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１９】
前記推定手段は、前記多相回転機に対する要求トルクと前記多相回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする請求項１〜９，１２，１３，１６〜１８のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
【請求項２０】
前記推定手段は、前記矩形波制御手段によって生成されている出力トルクとしての前記要求トルクを前記電圧制御手段の制御によって生成する場合に前記多相回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すために前記電圧制御手段の指令値として要求される電圧に関するパラメータを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする請求項１９記載の多相回転機の制御装置。
【請求項２１】
前記推定手段は、前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記多相回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする請求項１〜９，１２，１３，１６〜１８のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
【請求項２２】
前記推定手段は、前記電流の検出値に基づき前記多相回転機の出力トルクを推定する手段と、該出力トルクを前記電圧制御手段の制御によって生成する場合に前記多相回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すために前記多相回転機の各相に印加される電圧及びその相当値のいずれかを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする請求項２１記載の多相回転機の制御装置。
【請求項２３】
前記多相回転機が３相回転機であり、
前記推定手段は、ｄｑ軸上の電圧を推定することを特徴とする請求項１〜２２のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
【請求項２４】
前記電圧制御手段による前記指令値の最大値が前記インバータへの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値以上となるとき、前記電圧制御手段による制御から前記矩形波制御手段による制御に切り替えることを特徴とする請求項１〜２３のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
【請求項２５】
多相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該多相回転機の出力を制御する多相回転機の制御装置において、
前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、
前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、
前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値と前記多相回転機の出力軸の回転速度の検出値とに基づき、前記矩形波制御手段による制御から前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段とを備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。
【請求項２６】
前記切替手段は、前記矩形波制御手段による制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるときに前記切り替えを行うことを特徴とする請求項２５記載の多相回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該多相回転機の出力を制御する多相回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を所望に制御すべく、各相に印加すべき電圧の指令値（指令電圧）を算出し、算出される指令電圧とキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作するＰＷＭ制御を行うものも提案されている。これにより、３相電動機の各相に印加される電圧を指令電圧とすることができ、ひいては各相に流れる電流を所望に制御することができる。
【０００３】
また、３相電動機の高速度回転領域において、インバータのスイッチング素子のオン・オフ周期と３相電動機の電気角の回転周期とを略一致させるいわゆる矩形波制御もなされている（特許文献１〜３）。
【特許文献１】特開２０００−５０６８９号公報
【特許文献２】特開２００４−２８２８０３号公報
【特許文献２】特開２００４−７２９５４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ただし、高回転速度領域において矩形波制御を行い且つそれ以外の領域においてＰＷＭ制御を行う場合、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替える際にトルクが急激に変化するおそれがある。
【０００５】
なお、上記矩形波制御とＰＷＭ制御とを行うものに限らず、多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御する電圧制御と、矩形波制御とを行う制御装置にあっては、矩形波制御と電圧制御との間の切り替えに伴ってトルク変動が生じるおそれのあるこうした実情も概ね共通したものとなっている。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御する電圧制御と、矩形波制御とを行うに際し、矩形波制御と電圧制御との間の切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することのできる多相回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００８】
請求項１記載の発明は、前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧に関するパラメータの値を推定する推定手段とを備えることを特徴とする。
【０００９】
電圧制御手段の制御性は、指令値の最大値に依存する。これは、多相回転機の各相に印加可能な電圧の最大値がインバータへの入力電圧程度であることによる。ここで、上記発明では、矩形波制御がなされるとき、同制御によって生成されている出力トルクを上記電圧制御手段によって実現するために要求される電圧に関するパラメータが推定される。このため、矩形波制御手段による制御がなされている際、その制御を電圧制御手段によって行う場合の制御性を把握することができる。このため、矩形波制御手段と電圧制御手段との間の切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを判断することができる。
【００１０】
なお、上記パラメータとしては、上記電圧そのものの他、例えば３相回転機にあっては、ｄｑ軸上での電圧の長さや、ｄｑ軸上での電圧のｄ軸成分、ｄｑ軸上の電圧ベクトルの位相等がある。
【００１１】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記推定手段は、前記多相回転機のｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを含むモデルに基づき前記パラメータを推定するものであって且つ、前記ｄ軸インダクタンスを定数とするとともに、前記ｑ軸インダクタンスを前記多相回転機を流れる電流に応じて可変設定することを特徴とする。
【００１２】
多相回転機のインダクタンス成分は、多相回転機の温度や多相回転機を流れる電流に応じて変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これらインダクタンス成分等が一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。
【００１３】
ここで、上記仮定の下では、ｑ軸のインダクタンス成分の変動が上記推定に大きな影響を及ぼす一方、ｄ軸インダクタンス成分の変動が上記推定に及ぼす影響は小さいことが発明者によって見出されている。上記発明では、この点に着目し、ｑ軸インダクタンス成分を変化させる要因となる多相回転機を流れる電流に応じてｑ軸インダクタンス成分を可変設定することで、上記推定を高精度に行うことができる。
【００１４】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記推定手段の推定誤差を、前記電圧制御手段による制御のなされているときに前記電圧制御手段によって前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする。
【００１５】
上記電圧に関するパラメータをモデルに基づき推定するに際しｑ軸のインダクタンスを多相回転機を流れる電流に基づき可変設定することで、モデルを構成するパラメータの変動による推定値の変動を好適に補償することができるとはいえ、推定値の絶対値についてはｑ軸インダクタンスの可変設定のみによっては高精度に設定することができない。この点、上記発明では、電圧制御手段による制御がなされているときに同電圧制御手段によって多相回転機に印加される電圧に関するパラメータの値と上記推定される値とに基づくことで、多相回転機の任意の動作点におけるモデル誤差を高精度に学習することができる。そして、この動作点からの変化に対するモデルのパラメータの変化による影響をｑ軸インダクタンスの可変設定によって好適に補償することで、高精度な推定が可能となる。
【００１６】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記誤差学習手段は、前記多相回転機の回転速度が所定以上であるときの前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータに基づき前記学習を行うことを特徴とする。
【００１７】
モデルを用いた上記電圧に関するパラメータの推定値の変動の要因としてｑ軸インダクタンスの変動が特に顕著となるのは、多相回転機の高回転速度領域である。上記発明では、この点に着目し、ｑ軸インダクタンスを可変設定するのみでモデルパラメータの変動による推定値の変動を好適に補償し得るときに、すなわち、多相回転機の回転速度が所定以上であるときに、学習を行う。これにより、ｑ軸インダクタンスの可変設定と学習結果との協働により、上記推定をいっそう高精度に行うことができる。
【００１８】
請求項５記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記推定手段の推定する前記パラメータの推定誤差を、前記電圧制御手段による制御のなされているときに前記電圧制御手段によって前記多相回転機に印加される電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする。
【００１９】
多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、多相回転機の温度や多相回転機を流れる電流に応じて変化することなどから、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなる。この点、上記発明では、誤差学習手段を備えることで、モデルのパラメータの変化に起因する推定誤差を好適に学習することができる。
【００２０】
請求項６記載の発明は、請求項３〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記誤差学習手段による学習結果と前記推定手段による推定とに基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であると判断されるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備えることを特徴とする。
【００２１】
上記発明では、所定電圧によって、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを定量化することができる。そして、この所定電圧に基づき切り替えを行うことで、矩形波制御から電圧制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することができる。更に、所定電圧以下であるか否かの判断に際して、推定手段のみならず、誤差学習手段の学習結果を用いることで、推定手段による推定誤差の影響を好適に補償しつつ高精度な判断を行うことができる。
【００２２】
請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記誤差学習手段は、前記電圧制御手段の制御から前記矩形波制御手段の制御へと切り替えられる際の前記推定手段の推定値を学習するものであり、前記切替手段は、前記推定手段によって推定される値と閾値とを比較することで前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるか否かの判断を行うものであって且つ、前記閾値を、前記誤差学習手段の学習した値と、前記インバータの入力電圧についての前記誤差学習手段による学習時の値及び現在の値とに基づき設定することを特徴とする。
【００２３】
電圧制御手段による制御によって多相回転機に印加される電圧が所定電圧以上となると、その制御性が低下する。このため、上記印加される電圧が所定電圧以上となることで、通常、矩形波制御手段による制御への切り替えがなされる。このため、この切り替え時の推定手段の推定値、すなわち上記誤差学習手段の学習した値を、矩形波制御手段による制御から電圧制御手段による制御へと切り替えるための閾値とすることができると考えられる。ただし、インバータの入力電圧が変動した場合には、矩形波制御手段による制御と電圧制御手段による制御との間の切り替えに適した所定電圧が変化する。上記発明では、この点に着目し、学習手段の学習した値とインバータの入力電圧についての誤差学習手段による学習時の値及び現在の値に基づき閾値を設定することで、電圧制御手段による制御によって多相回転機に印加される電圧が所定電圧以下となったか否かの判断を適切に行うことができる。
【００２４】
請求項８記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電圧制御手段は、前記多相回転機を流れる電流をその指令値とするために各相に印加される電圧を指令値に制御するものであり、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、前記多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否かを判断する判断手段と、前記電流の指令値の近傍の領域内に入ると判断されてからの前記推定手段による推定値の変化量に基づき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段とを更に備えることを特徴とする。
【００２５】
多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、多相回転機の温度や、多相回転機を流れる電流によって生じる磁界等によって変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これら抵抗成分やインダクタンス成分等が一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。
【００２６】
ここで、上記発明では、多相回転機を流れる電流が、前記電圧制御手段による電流の指令値の近傍の領域に入るか否かを判断する。この判断に際しては、電圧の推定値を用いていないため、この判断は、上記変化の影響を受けず高精度に行うことができる。一方、上記領域に入ってから、矩形波制御時に生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に電圧制御手段に要求される電圧が電圧制御手段の制御性を高く維持することのできる値となるまでの期間における多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分の変化は小さい。このため、この期間における上記電圧ベクトルの変化量は、上記領域に応じて一義的に定まると考えられる。上記発明では、この点に着目し、矩形波制御によって生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に電圧制御手段に要求される電圧が電圧制御手段の制御性を高く維持することのできる値となったか否かを高精度に判断することができ、ひいては電圧制御手段と矩形波制御手段との間の切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制することができる。
【００２７】
なお、「多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否か」は、３相回転機において、ｄｑ軸上の実電流のベクトルの先端がｄｑ軸上の指令値の近傍の領域内に入るか否かとすることが望ましい。
【００２８】
請求項９記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記推定手段による推定に基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備えることを特徴とする。
【００２９】
上記発明では、所定電圧によって、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを定量化することができる。そして、この所定電圧に基づき切り替えを行うことで、矩形波制御から電圧制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することができる。
【００３０】
請求項１０記載の発明は、請求項１又は９記載の発明において、前記推定手段は、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記パラメータとの関係を定めるマップを備えることを特徴とする。
【００３１】
多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、多相回転機の温度や、多相回転機を流れる電流によって生じる磁界等によって変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これら抵抗成分やインダクタンス成分等が一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。
【００３２】
この点、上記発明では、マップを用いて上記パラメータの値を推定するために、上記変化を反映した推定値を算出することができ、ひいてはパラメータの値の推定精度を向上させることができる。
【００３３】
請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記マップは、前記多相回転機の回転速度の検出値、前記多相回転機を流れる電流の検出値、及び前記多相回転機の温度と前記パラメータとの関係を定めることを特徴とする。
【００３４】
上記発明では、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値に加えて、多相回転機の温度を用いることで、上記変化を反映した推定値をより高精度に算出することができ、ひいてはパラメータの値の推定精度をいっそう向上させることができる。
【００３５】
請求項１２記載の発明は、前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧に関するパラメータを推定する推定手段と、前記推定手段の推定値に基づき、前記要求される電圧の最大値が前記電圧制御手段による制御への切り替えのための所定電圧以下となるときに前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段と、前記推定値に基づく前記切り替えのタイミングついての、前記多相回転機の抵抗成分及びインダクタンス成分の少なくとも一方の変化による誤差を抑制する抑制手段とを備えることを特徴とする。
【００３６】
電圧制御手段の制御性は、指令値の最大値に依存する。これは、多相回転機の各相に印加可能な電圧の最大値がインバータへの入力電圧程度であることによる。ここで、上記発明では、矩形波制御がなされるとき、同制御によって生成されている出力トルクを上記電圧制御手段によって実現するために要求される電圧に関するパラメータが推定される。このため、矩形波制御手段による制御がなされている際、その制御を電圧制御手段によって行う場合の制御性を把握することができる。このため、矩形波制御手段と電圧制御手段との間の切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを判断することができる。
【００３７】
ところで、多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、多相回転機の温度や、多相回転機を流れる電流によって生じる磁界等によって変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これら抵抗成分やインダクタンス成分等が一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。このため、推定値に基づく切り替えタイミングに誤差が生じる。この点、上記発明では、上記抵抗成分及びインダクタンス成分の少なくとも一方の変化による誤差を抑制する抑制手段を備えることで、こうした事態に好適に対処することができる。
【００３８】
なお、上記パラメータとしては、上記電圧そのものの他、例えば３相回転機にあっては、ｄｑ軸上での電圧の長さや、ｄｑ軸上での電圧のｄ軸成分、ｄｑ軸上の電圧ベクトルの位相等がある。
【００３９】
請求項１３記載の発明は、請求項１２記載の発明において、前記電圧制御手段は、前記多相回転機を流れる電流をその指令値とするために各相に印加される電圧を指令値に制御するものであり、前記抑制手段は、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、前記多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否かを判断する手段と、前記電流の指令値の近傍の領域内に入ると判断されてからの前記推定手段による推定値の変化量に基づき、前記要求される電圧の最大値が前記電圧制御手段による制御への切り替えのための所定電圧以下となるときを判断する手段とを備えることを特徴とする。
【００４０】
上記発明では、多相回転機を流れる電流が、前記電圧制御手段による電流の指令値の近傍の領域に入るか否かを判断する。この判断に際しては、電圧の推定値を用いていないため、この判断は、上記抵抗値やインダクタンスの変化の影響を受けず高精度に行うことができる。一方、上記領域に入ってから、矩形波制御時に生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に電圧制御手段に要求される電圧が電圧制御手段の制御性を高く維持することのできる値となるまでの期間における多相回転機の抵抗成分やインダクタンス成分の変化は小さい。このため、この期間における上記電圧ベクトルの変化量は、上記領域に応じて一義的に定まると考えられる。上記発明では、この点に着目し、矩形波制御によって生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に電圧制御手段に要求される電圧が電圧制御手段の制御性を高く維持することのできる値となったか否かを高精度に判断することができ、ひいては電圧制御手段への切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制することができる。
【００４１】
なお、「多相回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否か」は、３相回転機において、ｄｑ軸上の実電流のベクトルの先端がｄｑ軸上の指令値の近傍の領域内に入るか否かとすることが望ましい。
【００４２】
請求項１４記載の発明は、請求項１２記載の発明において、前記抑制手段は、前記推定手段を、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記パラメータとの関係を定めるマップを備えて構成することで実現されてなることを特徴とする。
【００４３】
上記発明では、マップを用いて上記パラメータの値を推定するために、上記インダクタンス等の変化を反映した推定値を算出することができ、ひいてはパラメータの値の推定精度を向上させることができる。
【００４４】
請求項１５記載の発明は、請求項１４記載の発明において、前記マップは、前記多相回転機の回転速度の検出値、前記多相回転機を流れる電流の検出値、及び前記多相回転機の温度と前記パラメータとの関係を定めることを特徴とする。
【００４５】
上記発明では、前記多相回転機の回転速度の検出値及び前記多相回転機を流れる電流の検出値に加えて、多相回転機の温度を用いることで、上記インダクタンス等の変化を反映した推定値をより高精度に算出することができ、ひいてはパラメータの値の推定精度をいっそう向上させることができる。
【００４６】
請求項１６記載の発明は、前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、前記矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧及びその相当値のいずれかを推定する推定手段とを備えることを特徴とする。
【００４７】
電圧制御手段の制御性は、指令値の最大値に依存する。これは、多相回転機の各相に印加可能な電圧の最大値がインバータへの入力電圧程度であることによる。ここで、上記構成では、矩形波制御がなされるとき、同制御によって生成されている出力トルクを上記電圧制御手段によって実現するために要求される電圧及びその相当値のいずれかが推定される。このため、矩形波制御手段による制御がなされている際、その制御を電圧制御手段によって行う場合の制御性を把握することができる。このため、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを判断することができる。
【００４８】
請求項１７記載の発明は、請求項１６記載の発明において、前記推定手段による推定に基づき、前記要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるとき、前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を備えることを特徴とする。
【００４９】
上記構成では、所定電圧によって、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを定量化することができる。そして、この所定電圧に基づき切り替えを行うことで、矩形波制御から電圧制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することができる。
【００５０】
請求項１８記載の発明は、請求項６，７，９又は１２〜１５，１７記載の発明において、前記所定電圧は、前記インバータへの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値以下に設定されてなることを特徴とする。
【００５１】
電圧制御手段の制御性を高く維持することができる指令値の最大値は、理論上、インバータの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値であることが周知である。すなわち、これ以上に指令値が大きいときには、電圧制御手段によって多相回転機を所望の出力とする制御性が低下する。この点、上記構成では、上記所定電圧を、電圧制御手段による制御性を高く維持することのできる最大値以下に設定することで、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに際し、電圧制御手段による制御性を高く維持することができる。このため、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えに際し、矩形波制御手段によって生成されていた出力トルクからの変化を抑制する制御を好適に行うことができる。
【００５２】
また、請求項１８記載の発明と同様の目的の発明として、請求項６，７，９又は１２〜１５，１７記載の発明において、前記所定電圧は、前記インバータへの入力電圧の「１．２７×１／２」倍の値以下に設定されてなることを特徴としてもよい。
【００５３】
請求項１９記載の発明は、請求項１〜９，１２，１３，１６〜１８のいずれか１項に記載の発明において、前記推定手段は、前記多相回転機に対する要求トルクと前記多相回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする。
【００５４】
矩形波制御手段による制御がなされている場合、この制御が正常になされているなら、多相回転機の出力トルクは、要求トルクに近似すると考えられる。この点、上記発明では、要求トルクを利用することで、「矩形波制御手段によって生成されている出力トルク」の値を簡易に取得することができる。
【００５５】
請求項２０記載の発明は、請求項１９記載の発明において、前記推定手段は、前記矩形波制御手段によって生成されている出力トルクとしての前記要求トルクを前記電圧制御手段の制御によって生成する場合に前記多相回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すために前記電圧制御手段の指令値として要求される電圧に関するパラメータを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする。
【００５６】
矩形波制御によって生成されている出力トルクがわかれば、これを電圧制御手段によって生成する場合に多相回転機を流れる電流を推定することができる。そして、この電流を流すために多相回転機に印加される電圧（電圧の指令値）に関するパラメータは、上記電流と回転速度とによって定まる。このため、上記発明では、矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータを推定することができる。
【００５７】
請求項２１記載の発明は、請求項１〜９，１２，１３，１６〜１８のいずれか１項に記載の発明において、前記推定手段は、前記多相回転機を流れる電流の検出値と前記多相回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする。
【００５８】
電圧制御手段によって任意の出力トルクを生成するために要求される電圧の指令値は、回転速度に依存する。一方、矩形波制御手段による制御によって生成されている出力トルクは、多相回転機を流れる電流によって推定可能である。この点、上記構成では、これら回転速度の検出値及び電流の検出値に基づき、矩形波制御によって生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に要求される電圧を好適に推定することができる。
【００５９】
請求項２２記載の発明は、請求項２１記載の発明において、前記推定手段は、前記電流の検出値に基づき前記多相回転機の出力トルクを推定する手段と、該出力トルクを前記電圧制御手段の制御によって生成する場合に前記多相回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すために前記多相回転機の各相に印加される電圧及びその相当値のいずれかを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする。
【００６０】
多相回転機を流れる電流の検出値は、多相回転機の出力トルクと相関を有するパラメータである。上記構成では、この点に鑑み、電流の検出値に基づき上記出力トルクを推定する。また、矩形波制御によって生成されている出力トルクがわかれば、これを電圧制御手段によって生成する場合に多相回転機を流れる電流を推定することができる。そして、この電流を流すために多相回転機に印加される電圧、換言すれば電圧の指令値は、上記電流と回転速度とによって定まる。このため、上記構成では、矩形波制御手段による制御がなされるとき、該制御によって生成されている出力トルクを電圧制御手段によって生成する場合に指令値として要求される電圧及びその相当値のいずれかを推定することができる。
【００６１】
請求項２３記載の発明は、請求項１〜２２のいずれか１項に記載の発明において、前記多相回転機が３相回転機であり、前記推定手段は、前記要求される電圧に関するパラメータ又は前記要求される電圧の相当値としてのｄｑ軸上の電圧を推定することを特徴とする。
【００６２】
上記構成では、要求される電圧の相当値として、ｄｑ軸上の電圧を推定することで、矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えを、直流電圧に基づき行うことができる。このため、電圧の振幅を考慮する必要がないことから、切り替えにかかる処理を簡易に行うことができる。
【００６３】
請求項２４記載の発明は、請求項１〜２３のいずれか１項に記載の発明において、前記電圧制御手段による前記指令値の最大値が前記インバータへの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値以上となるとき、前記電圧制御手段による制御から前記矩形波制御手段による制御に切り替えることを特徴とする。
【００６４】
電圧制御手段による制御における指令値についての臨界値は、インバータの入力電圧の「１．２８×１／２」倍の値であることが周知である。すなわち、これ以上に指令値が大きいときには、電圧制御手段によって多相回転機の出力を所望の出力とする制御性が低下する。この点、上記構成では、指令値が上記値以上であるときに矩形波制御に切り替えることで、電圧制御手段による指令値が上記値以上となる領域であっても多相回転機の出力トルクの制御性を高く維持することができる。
【００６５】
請求項２５記載の発明は、前記多相回転機の各相に印加される電圧の変化の周期を前記多相回転機の電気角の回転周期と略一致させるべく前記スイッチング素子を操作する矩形波制御手段と、前記多相回転機の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべく前記スイッチング素子を操作する電圧制御手段と、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値と前記多相回転機の出力軸の回転速度の検出値とに基づき、前記矩形波制御手段による制御から前記電圧制御手段による制御に切り替える切替手段とを備えることを特徴とする。
【００６６】
多相回転機の各相を流れる電流の検出値は、多相回転機の出力トルクと相関を有する。このため、電流の検出値に基づき矩形波制御手段から電圧制御手段への切り替えを行うことで、切り替えに際して出力トルクの変動を抑制し得る。しかも、回転速度の検出値を用いて切り替えを行うことで、矩形波制御手段による制御がなされるべき高回転速度領域にあるのか、あるいは同回転速度が電圧制御手段による制御が適切な領域に移行しつつあるのかを判断することもできる。また、下記請求項１８の構成を有することで、電圧制御手段の制御性を高く維持することができる領域であるのかを判断することもできる。このため、電圧制御手段による制御が適切な領域において、出力トルクの変動を抑制しつつ電圧制御手段への切り替えを行うことができる。
【００６７】
請求項２６記載の発明において、請求項２５記載の発明において、前記切替手段は、前記矩形波制御手段による制御によって生成されている出力トルクを前記電圧制御手段によって生成する場合に前記指令値として要求される電圧の最大値が所定電圧以下であるときに前記切り替えを行うことを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６８】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる多相回転機の制御装置をハイブリッド車に搭載される３相電動機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００６９】
図１に、電動機４の制御システムの全体構成を示す。
【００７０】
図示される電動機４は、埋込磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）からなる。また、電動機４の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１０が接続されている。このインバータ１０は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれとバッテリ４２の正極側又は負極側とを導通させるべく、スイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との並列接続体を備えて構成されている。更に、インバータ１０は、各スイッチング素子１２〜２２に逆並列に接続されたフライホイールダイオード２４〜３４を備えている。そして、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１４を直列接続する接続点が電動機４のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子１６及びスイッチング素子１８を直列接続する接続点が電動機４のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子２０及びスイッチング素子２２を直列接続する接続点が電動機４のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子１２〜２２は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。
【００７１】
インバータ１０の各１組のスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との両端には、平滑コンデンサ４０が接続されている。
【００７２】
一方、マイクロコンピュータ５０は、バッテリ４２の両端の電圧ＶＢを検出する電圧センサ４４や、電動機４の出力軸の回転角度を検出する位置センサ５２、Ｕ相及びＶ相に流れる電流を検出する電流センサ５４，５６の出力を取り込む。そして、マイクロコンピュータ５０は、Ｗ相に流れる電流を、キルヒホッフの法則に基づき、Ｕ相を流れる電流ｉｕとＶ相を流れる電流ｉｖとから算出する。そして、マイクロコンピュータ５０は、上記電動機４の出力軸の回転角度や３つの相を流れるそれぞれの電流等に基づき、ゲート駆動回路６０〜７０を介してスイッチング素子１２〜２２を操作する。
【００７３】
図２に、マイクロコンピュータ５０の行なう処理についてのブロック線図を示す。本実施形態では、三角波ＰＷＭ制御及び矩形波制御によって、電動機４の出力トルクを要求トルクに制御する。以下では、図２に示す処理について、三角波ＰＷＭ制御に関する処理、矩形波制御に関する処理、及びこれら両制御の切り替えに関する処理の順に説明する。
【００７４】
＜ＰＷＭ制御＞
３相２相変換部８０は、上記電流センサ５４，５６によって検出されるＵ相を流れる実電流ｉｕ及びＶ相を流れる実電流ｉｖと、これらに基づき算出されるＷ相を流れる実電流ｉｗとを、ｄｑ軸に座標変換して実電流ｉｄ及び実電流ｉｑを生成する部分である。ちなみに、この座標変換に際しては、電動機４の回転角度が用いられるために、３相２相変換部８０には、位置センサ５２によって検出される回転角度θが入力される。一方、指令電流生成部８２は、要求トルクＴｃに応じて指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを生成する部分である。これら指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃは、ｄｑ軸上での電流の指令値となっている。
【００７５】
上記指令電流ｉｄｃと実電流ｉｄとの差に基づき、ＰＩ制御部８４によって比例項と積分項とが算出される。そして、これら算出値の和は、第１指令電圧ｖｄ１としてＰＩ制御部８４から出力される。また、指令電流ｉｑｃと実電流ｉｑとの差に基づき、ＰＩ制御部８６によって比例項と積分項とが算出される。そして、これら算出値の和は、第１指令電圧ｖｑ１としてＰＩ制御部８６によって出力される。ここで、これら第１指令電圧ｖｄ１，ｖｑ１の振る舞いについて説明する。
【００７６】
上記３つの相のそれぞれに印加される電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ、３相のそれぞれを流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、３相のそれぞれに生じる逆起電力ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ、電動機４の抵抗Ｒ、自己インダクタンスＬ´、相互インダクタンスＭ、時間微分演算子Ｐとの関係は下式となる。
ｖｕ＝（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｕ  −１／２×ＰＭ×ｉｖ  −１／２×ＰＭ×ｉｗ＋ｅｕ
ｖｖ＝−１／２×ＰＭ×ｉｕ＋（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｖ  −１／２×ＰＭ×ｉｗ＋ｅｖ
ｖｗ＝−１／２×ＰＭ×ｉｕ  −１／２×ＰＭ×ｉｖ＋（Ｒ＋ＰＬ´）×ｉｗ＋ｅｗ
ここで、ｄｑ軸変換を行なうと、ｄ軸及びｑ軸の電圧ｖｄ，ｖｑは、電気角の回転速度ωと、ｄ軸上のインダクタンスＬｄ及びｑ軸上のインダクタンスＬｑと、逆起電力ωφとを用いて下式（ｃｄ）及び（ｃｑ）となる。なお、電気角の回転速度は、電動機４の回転速度に電動機４の極対数を乗算した値である。
ｖｄ＝（Ｒ＋ＰＬｄ）×ｉｄ        −ωＬｑ×ｉｑ          …（ｃｄ）
ｖｑ＝        ωＬｄ×ｉｄ＋（Ｒ＋ＰＬｑ）×ｉｑ  ＋ωφ  …（ｃｑ）
上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）に示されるように、電動機４に印加される電圧の各軸成分は、電動機４を流れる電流のうち同一の軸成分に比例する項のみならず、異なる軸成分に比例する項や逆起電力ωφ（以下、これらを干渉項という）を含む。
【００７７】
そこで、本実施形態では、非干渉化制御部８８により、これら干渉項を、実電流ｉｄ及び実電流ｉｑに基づき算出して第０指令電圧ｖｄ０，ｖｑ０を算出する。そして、第１指令電圧ｖｄ１と第０指令電圧ｖｄ０との和としてｄ軸の指令電圧ｖｄｃ１を算出し、第１指令電圧ｖｑ１と第０指令電圧ｖｑ０との和としてｑ軸の指令電圧ｖｑｃ１を算出する。
【００７８】
ｄ軸の指令電圧ｖｄｃ１とｑ軸の指令電圧ｖｑｃ１とは、２相３相変換部９２に取り込まれる。２相３相変換部９２では、ｄ軸の指令電圧ｖｄｃ１とｑ軸の指令電圧ｖｑｃ１とを、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃ１と、Ｖ相の指令電圧ｖｖｃ１と、Ｗ相の指令電圧ｖｗｃ１とに変換する。これら指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１は、電動機４の各相に指令電流を流すときに各相に印加すべき電圧となっている。これら指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１は、基本的には、正弦波となって且つその電圧の中心がゼロとなっている。ただし、電圧センサ４４によって検出されるバッテリ４２の電圧に基づき、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の変調率が大きいときには、正弦波に所定の高調波を重畳したものが最終的な指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１とされる。なお、電動機４の各相の上記指令電流とは、上記指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相のそれぞれにおける指令電流を意味する。
【００７９】
これら指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１は、各々比較器９４，９６，９８の非反転入力端子に印加される。比較器９４，９６，９８では、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１と、三角波生成部１００によって生成される三角形状の搬送波との大小が比較される。そして、これら各比較器９４、９６、９８の出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１は、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を各々パルス幅変調（ＰＷＭ）したものとなる。
【００８０】
出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１は、切替部１０２に取り込まれる。そして、切替部１０２から出力される信号及びインバータ１０４，１０６，１０８によるそれらの反転信号が、Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１１０に取り込まれる。Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１１０では、上記出力される各信号とこれに対応する上記反転信号とを、これらのエッジ部分同士のタイミングの重なりを避けるように波形整形する。そして、波形整形された信号は、Ｕ相のスイッチング素子１２を操作する操作信号ｇｕｐ、Ｕ相のスイッチング素子１４を操作する操作信号ｇｕｎ、Ｖ相のスイッチング素子１６を操作する操作信号ｇｖｐ、Ｖ相のスイッチング素子１８を操作する操作信号ｇｖｎ、Ｗ相のスイッチング素子２０を操作する操作信号ｇｗｐ、Ｗ相のスイッチング素子２２を操作する操作信号ｇｗｎとなる。
【００８１】
上記構成において切替部１０２により出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１が選択されているときには、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相の電流（指令電流）に追従させるべく、ＰＩ制御によりスイッチング素子１２〜２２の操作がなされる。この際には、３相に印加される電圧は、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１に追従する。
【００８２】
＜矩形波制御＞
トルク推定部１２０は、２相３相変換部８０の出力するｄｑ軸上での実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、電動機４の出力トルクを推定する。この推定トルクＴｅは、例えば電動機４のトルク定数Ｋｔ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを用いて、下記の式によって算出すればよい。
【００８３】
Ｔｅ＝Ｋｔ×ｉｑ−（Ｌｄ−Ｌｑ）×ｉｄ×ｉｑ
ｖｑｃ算出部１２２は、要求トルクＴｃと推定トルクＴｅとの差に基づき、ｑ軸上の指令電圧ｖｑｃ２を算出する。一方、ｖｄｃ算出部１２４は、指令電圧ｖｑｃ２とバッテリ４２の電圧ＶＢとに基づき、ｄ軸上の指令電圧ｖｄｃ２を算出する。これらｖｑｃ算出部１２２及びｖｄｃ算出部１２４は、指令電圧ｖｑｃ２，ｖｄｃ２によって定まる電圧ベクトルの長さをバッテリ４２の電圧ＶＢに応じて定まる長さとしつつ、同電圧ベクトルの位相を定める処理を行っている。そして、２相３相変換部１２６は、指令電圧ｖｑｃ２、ｖｄｃ２を、３相の指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２に変換する。これら指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２は、略正弦波形状の信号である。また、出力信号生成部１２８では、指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２に基づき、出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２を生成する。ここで、出力信号ｇｕ２は、指令電圧ｖｕｃ２がゼロ以上のときに論理「Ｈ」となり、ゼロ未満のときに論理「Ｌ」となる。また、出力信号ｇｖ２は、指令電圧ｖｖｃ２がゼロ以上のときに論理「Ｈ」となり、ゼロ未満のときに論理「Ｌ」となる。更に、出力信号ｇｗ２は、指令電圧ｖｗｃ２がゼロ以上のときに論理「Ｈ」となり、ゼロ未満のときに論理「Ｌ」となる。なお、これら出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２は、切替部１０２に出力される。
【００８４】
上記指令電圧ｖｕｃ２，ｖｖｃ２，ｖｗｃ２は、電動機４の電気角の回転周期と略等しい周期を有する。このため、出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２は、その論理「Ｈ」及び論理「Ｌ」の繰り返しの周期が電気角の１周期と略一致する。このため、上記構成において切替部１０２により出力信号ｇｕ２、ｇｖ２、ｇｗ２が選択されているときには、各相のアームの上段のスイッチング素子１２，１６，２０及び下段のスイッチング素子１４，１８，２２が交互にオン・オフされる周期が、電気角の１周期と略一致する。このため、切替部１０２によって出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２が選択される矩形波制御時には、電動機４の各相に印加される電圧が矩形波状に変化して且つ、その変化の周期が電気角の１周期と略等しくなる。
【００８５】
＜切替処理＞
図３に、ＰＷＭ制御を行う領域と矩形波制御を行う領域とを示す。図示されるように、低回転速度領域から中回転速度領域まではＰＷＭ制御を行う領域であり、高回転速度領域は矩形波制御を行う領域である。そして、ＰＷＭ制御を行う領域と矩形波制御を行う領域との境界は、要求トルクＴｃが大きいほど低回転速度側となる。ここで、高回転速度領域において、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替えるのは、次の理由による。
【００８６】
電動機４の各相に印加可能な電圧の上限値は、バッテリ４２の電圧ＶＢである。このため、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となる状態、換言すれば変調率が「１」以上の状態では、電動機４の各相に実際に印加される電圧を指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１とすることができない。図４（ａ）に、変調率が「１」のときの各相に印加される電圧の推移を示し、図４（ｂ）に、変調率が「１」よりも大きいときの各相に印加される電圧の推移を示す。図示されるように、変調率が「１」よりも大きいときには各相に印加される電圧の振幅は、バッテリ４２の電圧ＶＢの「１／２」によって制限されるため、正弦波形状の電圧とはならない。しかし、この場合であっても、図４（ａ）に示される電圧と比較すると、図４（ｂ）中斜線にて示す領域だけ電圧の利用度が向上している。これにより、各相に印加される電圧の実効値を、先の図４（ａ）に示したものと比較して大きくすることができる。このため、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相の指令電流を電動機４に流すことが可能となる。したがって、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となったとしても、ＰＷＭ制御を継続することで、電動機４に、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相の電流を流すことは可能である。
【００８７】
上記指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が増大していくと、最終的には、電動機４の各相に印加される電圧は、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１と同一周期で「ＶＢ／２」と「−ＶＢ／２」とに交互に変化する矩形波状となる。しかし、理論的には、変調率が「１．２８」となることでＰＷＭ制御による制御性が極度に低下することが知られている。このため、本実施形態では、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が、バッテリ４２の電圧ＶＢの「１．２８／２」倍の値となることでＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替える。
【００８８】
詳しくは、図２に示す切替制御部１３０では、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を定める指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を取り込み、これに基づき、切替部１０２を操作する。図５に、切替制御部１３０の行う処理のうち、特にＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。なお、この処理は、マイクロコンピュータ５０により、ＰＷＭ制御がなされている期間において例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００８９】
この一連の処理においては、まずステップＳ１０において、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１によって定まる電圧ベクトルの長さが、制限電圧ＶＬ以上であるか否かを判断する。ここで、制限電圧ＶＬは、電圧ＶＢに「１．２８」及び「３／８」の平方根を乗算した値である。指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値に「３／２」の平方根を乗算したものがｄｑ軸上の電圧ベクトルの長さとなる。そして、最大値として上記変調率が「１．２８」であるときの値を用いると、これは、「ＶＢ／２」に「１．２８」を乗算した値となる。このため、上記ステップＳ１０によって、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の最大値が、「ＶＢ／２」に「１．２８」を乗算した値以上であるか否かを判断することができる。そして、ステップＳ１０において肯定判断されると、ステップＳ１２において、上記切替部１０２を操作して出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２を選択することで、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替える処理がなされる。
【００９０】
なお、ステップＳ１０において否定判断されるときや、ステップＳ１２の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。
【００９１】
図６に、ＰＷＭ制御と矩形波制御とによってとり得るｄｑ軸上の電流を示す。図中、実線にて示す指令電流曲線ＣＬは、上記指令電流生成部８２によって生成される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの描く曲線である。この曲線（指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ）は、電動機４の制御に対する要求に応じて適宜設定されるものであるが、本実施形態では、要求トルクＴｃを最小の電流で実現することのできるｄｑ軸上の電流によって設定されている。一方、図中、２点鎖線にて示すのは、実際に電動機４に流すことの可能な電流の境界をｄｑ上で定義する制限曲線ＬＬである。この制限曲線ＬＬは、バッテリ４２の電圧ＶＢ及び回転速度に基づき定まるものである。このため、ＰＷＭ制御時には、実電流ｉｄ，ｉｑは、指令電流曲線ＣＬと制限曲線ＬＬとの交点である上限ＰＭを超えることはできない。したがって、指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃが上限ＰＭに達することで矩形波制御に切り替えられることとなる。
【００９２】
矩形波制御がなされているときには、一般に、ｄｑ軸上の電流は、上記指令電流曲線ＣＬによって規定される電流とは一致しない。すなわち、矩形波制御とＰＷＭ制御とでは、例えば図６のベクトルＶ１とベクトルＶ２とが互いに等しいトルクを実現するにもかかわらず電流が異なるというように、要求トルクＴｃが同一でも、ｄｑ軸上の電流が相違する。しかし、矩形波制御によって生成されるトルクをＰＷＭ制御によって実現する際のｄｑ軸上の電流ベクトルの長さが上限ＰＭ以下であるなら、矩形波制御によって生成されていた出力トルクをＰＷＭ制御によって生成することが可能である。このため、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えに際して出力トルクの変動を抑制することができると考えられる。
【００９３】
そこで本実施形態では、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に要求される指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１の相当値を推定し、これに基づき、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１が所定電圧以下であるか否かを判断する。ここで、所定電圧は、上記制限曲線ＬＬに応じて定まるものである。そして、所定電圧以下であるときにＰＷＭ制御に切り替えることで、切り替えに伴う出力トルクの変動を抑制する。
【００９４】
図７に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、先の図２のトルク推定部１２０及び切替制御部１３０によってなされるものであり、具体的には、マイクロコンピュータ５０によって、矩形波制御のなされる期間において所定周期で繰り返し実行される。
【００９５】
この一連の処理では、まずステップＳ２０において、実電流ｉｄ，ｉｑを取得する。続くステップＳ２２においては、実電流に基づき推定トルクＴｅを算出する。これらステップＳ２０，Ｓ２２の処理は、先の図２に示したトルク推定部１２０によってなされる処理である。続くステップＳ２４では、推定トルクＴｅに基づき、これをＰＷＭ制御によって生成するための指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定する。これは、図８に示すように、上記指令電流曲線ＣＬにおいて出力トルクが推定トルクＴｅとなるときの指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを求める処理となる。これは、推定トルクＴｅと指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃのそれぞれとの関係を定める２つの関数によって求めてもよいし、また、推定トルクＴｅと指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃのそれぞれとの関係を定める２つのマップによって求めてもよい。
【００９６】
続くステップＳ２６においては、推定される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに基づき、これを生成するための指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定する。これは、上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）のｄｑ軸上の電流として、上記推定される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを代入することで算出することができる。
【００９７】
続くステップＳ２８においては、推定された指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１によって定まる電圧ベクトルの長さが、上記制限電圧ＶＬから所定値αを減算した値以下であるか否かを判断する。この処理は、推定トルクＴｅをＰＷＭ制御によって生成する際に要求される指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１が、変調率「１．２８」よりも小さい値となるか否かを判断するためのものである。なお、ここで所定値αは正の数であり、先の図５に示した処理によるＰＷＭ制御から矩形波制御への切替と、この図７に示す処理による矩形波制御からＰＷＭ制御への切替とのハンチングを回避するために設けられている。そして、ステップＳ２８において肯定判断されるときには、ステップＳ３０において、先の図２の切替部１０２が操作されることで出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１が選択され、ＰＷＭ制御への切替がなされる。ちなみに、矩形波制御がなされているときには、先の図２に示したＰＩ制御部８４，８６における積分項はゼロに保持される設定とする。
【００９８】
なお、ステップＳ２８において否定判断されるときや、ステップＳ３０の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。
【００９９】
図９に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御と矩形波制御との切替に伴うｄｑ軸上での電圧ベクトルの推移を示す。詳しくは、図９において、実線にて実際の電圧ベクトルＶｒを示し、一点鎖線にて、現在の出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトルＶｅを示しており、２点鎖線にて、制限電圧ＶＬを示している。
【０１００】
図９（ａ）においては、ｄｑ軸上の電圧ベクトルの長さが制限電圧ＶＬよりも短く、ＰＷＭ制御を行っているときを示している。また図９（ｂ）は、電圧ベクトルＶｅの長さが制限電圧ＶＬとなり、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替えるときを示している。そして、図９（ｃ）は、矩形波制御を行うときを示している。このときには、生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトルＶｅの長さが制限電圧ＶＬよりも長くなっている。ここでは、電圧ベクトルＶｒの長さは制限電圧ＶＬと一致するが、ＰＷＭ制御時よりも位相を進めることで高回転速度制御を実現している。同様に、図９（ｄ）も、生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトルＶｅの長さが制限電圧ＶＬよりも長く、矩形波制御を行うときを示している。これに対し、図９（ｅ）は、生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトルＶｅの長さが制限電圧ＶＬよりも所定値αだけ短く、矩形波制御からＰＷＭ制御へ切り替えるときを示している。そして、図９（ｆ）は、切替後のＰＷＭ制御を行うときを示している。
【０１０１】
図１０に、図９（ａ）〜図９（ｆ）に示した電圧ベクトルの推移についてのタイムチャートを示す。ここで、図１０（ａ）は、先の図９（ａ）〜図９（ｃ）に示した推移と対応しており、図１０（ｂ）は、先の図９（ｄ）〜図９（ｆ）に示した推移と対応している。図１０（ａ）に示されるように、電圧ベクトルＶｒの長さが制限電圧ＶＬとなることで矩形波制御に切り替えることで、出力トルク（推定トルクＴｅ）の変動を抑制しつつ、切り替えを行うことができる。しかも、矩形波制御に切り替えることで、高回転速度領域における電圧利用率（バッテリ４２の電圧ＶＢに対する線間電圧の１次成分の実効値）を向上させることができ、電動機４の回転速度を高回転速度に制御することが可能となる。また、図１０（ｂ）に示すように、生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトルＶｅの長さが制限電圧ＶＬより短くなるときにＰＷＭ制御に切り替えることで、出力トルク（推定トルクＴｅ）の変動を好適に抑制しつつ切り替えを行うことができる。
【０１０２】
更に、本実施形態のように、生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１（電圧ベクトルＶｅ）に基づき、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを行うことで、出力トルクの変動の抑制のみならず、先の図３に示した両制御の境界近傍にて適切に切り替えを行うこともできる。すなわち、図１１（ａ）に示す高回転速度且つ低トルク領域の動作点Ｐにあっては、矩形波制御時の電流ベクトルは、図１１（ｂ）に示されるようなものとなることがある。そして、この場合、電流ベクトルは、指令電流曲線ＣＬによって定まる電流ベクトルと近似するために、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えタイミングと誤判断されるおそれがある。これに対し、本実施形態では、先の図７のステップＳ２６において指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定する際、上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）を用いるために、切り替えタイミングを、実電流ｉｄ，ｉｑに加えて、回転速度に基づき判断していることとなる。このため、図１１（ａ）に示した動作点Ｐにおいて、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えタイミングと誤判断されることを好適に回避することもできる。
【０１０３】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【０１０４】
（１）矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合の指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を推定した。これにより、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替える際の出力トルクの変動を抑制することができる状況か否かを判断することができる。
【０１０５】
（２）推定される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１によって定義される電圧ベクトルの長さが所定電圧以下であるとき、ＰＷＭ制御に切り替えた。このため、所定電圧によって、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを定量化することができる。
【０１０６】
（３）上記所定電圧を、バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８」及び「３／８」の平方根を乗算した値である制限電圧ＶＬに設定した。これにより、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えに際し、ＰＷＭ制御の制御性を高く維持することができる。このため、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えに際し、出力トルクの急変を抑制するように適切な制御をすることができる。
【０１０７】
（４）電動機４の実電流ｉｄ，ｉｑと電動機４の回転速度とに基づき、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御で生成するための指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定した。これにより、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を好適に推定することができる。
【０１０８】
（５）出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するための指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定し、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと回転速度の検出値とに基づき、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定した。これにより、上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）に基づき、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を好適に推定することができる。
【０１０９】
（６）矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される３相の電圧の代わりに、その相当値としてのｄｑ軸上の電圧を推定した。これにより、電圧の振幅を考慮する必要がないため、切り替えにかかる処理を簡易に行うことができる。
【０１１０】
（７）ＰＷＭ制御による指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１によって定義される電圧ベクトルの長さが、制限電圧ＶＬとなることで、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えた。これにより、極力ＰＷＭ制御を用いつつも、ＰＷＭ制御による出力トルクの制御性が低下する以前に矩形波制御に切り替えることができる。
【０１１１】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１１２】
上記実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき推定トルクＴｅを算出し、推定トルクＴｅ及び回転速度に基づき、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えタイミングか否かを判断した。このことは、実電流ｉｄ，ｉｑと回転速度と（バッテリ４２の電圧ＶＢと）によって、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替えるタイミングを判断することができることを意味する。そこで、本実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑと回転速度とに基づき、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替えるタイミングをマップによって判断する。
【０１１３】
図１２に、本実施形態において用いるマップを示す。図示されるように、本実施形態では、バッテリ４２の電圧ＶＢと実電流ｉｄ，ｉｑと回転速度とによって定義される４次元上の各点毎に、マップ値として「１」及び「０」のいずれかの値が定められている。そして、「１」は、現在生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトル（ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）の長さが、制限電圧ＶＬ（より正確には、ＶＬ−α）よりも大きいことを示している。また、「０」は、現在生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１によって定義される電圧ベクトルの長さが、制限電圧ＶＬ（より正確には、ＶＬ−α）以下であることを示している。このマップは、実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度によって定まる動作点毎に、先の図７に示す処理を行うことで作成することができる。そして、このマップをマイクロコンピュータ５０に格納することで、上記第１の実施形態と同様、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを行うことができる。
【０１１４】
図１３に、本実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、矩形波制御がなされている期間において、マイクロコンピュータ５０により、所定周期で繰り返し実行される。
【０１１５】
この一連の処理では、まずステップＳ４０において、上記電圧ＶＢと実電流ｉｄ，ｉｑと回転速度とから、先の図１２に示したマップを用いてマップ値を算出する。ここで、実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度によって定まる動作点や、電圧ＶＢがマップ値の定義されている点ではない場合には、補間演算を行えばよい。そして、ステップＳ４２においては、算出されたマップ値が「０」であるか否かを判断する。この処理は、現在生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトル（ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）の長さが、制限電圧ＶＬ（より正確には、ＶＬ−α）以下であるか否かを判断するものである。そして、ステップＳ４２において「０」と判断されるときには、ステップＳ４４において、ＰＷＭ制御に切り替える。
【０１１６】
なお、ステップＳ４２において否定判断されるときや、ステップＳ４４の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。
【０１１７】
以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【０１１８】
（８）実電流ｉｄ，ｉｑと回転速度とに基づき矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを行った。これにより、ＰＷＭ制御による制御が適切な領域において、出力トルクの変動を抑制しつつＰＷＭ制御への切り替えを行うことができる。
【０１１９】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１２０】
上記実施形態では、矩形波制御時に生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって実現するための指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を、モデル（上記式（ｃｄ）、（ｃｑ））によって推定した。ところで、上記モデルは、電動機４の状態に応じて変化する。詳しくは、例えば電動機４を流れる電流によって生じる磁界に応じてインダクタンスＬｄ，Ｌｑが変化する。また、電動機４の温度によって抵抗Ｒが変化する。このため、これらインダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定として上記指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定したのでは、上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化に依存して推定精度が変動するおそれがある。
【０１２１】
そこで本実施形態では、図１４に示す態様にて、推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１に基づくＰＷＭ制御への切り替えタイミングの誤差を抑制する。
【０１２２】
図１４（ａ）において、実線にて示す曲線は、先の図６同様、指令電流曲線ＣＬである。今、矩形波制御によって電動機４を流れる電流が電流ベクトルＶ１であるとする。このとき、図中、１点鎖線にて示す等トルク曲線と指令電流曲線ＣＬとの交点ＳＰの近傍の領域を切替領域ＳＡとする。そして、矩形波制御による電流ベクトルが電流ベクトルＶ１から電流ベクトルＶ３に移行することで、その先端が切替領域ＳＡ内に入るとき、上記の式（ｃｄ）（ｃｑ）によって推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を記憶する。
【０１２３】
図１４（ｂ）に、このとき記憶される電圧ベクトルＶＶ３を示す。ここで、本実施形態では、矩形波制御からＰＷＭ制御へ切り替えるための電圧ベクトルの変化量の閾値Δを定める。この閾値Δは、電流ベクトルが切替領域ＳＡ内に入ってから上記交点ＳＰとなるまでの期間における推定される電圧ベクトルの長さの変化量に基づき設定されている。このため、図１４（ｂ）に示すように、推定される電圧ベクトルが電圧ベクトルＶＶ３から電圧ベクトルＶＶ４に変化することで、その長さの変化量が閾値Δとなったときに、実際の電圧ベクトルの長さを、図１４（ｂ）に２点鎖線にて示す制限電圧ＶＬ（より正確には、ＶＬ−α）以下とすることができると考えられる。ここで、図１４（ｂ）では、電圧ベクトルＶＶ４の長さが、制限電圧ＶＬよりも長い場合を例示している。これは、上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）において、インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とすることに起因した推定誤差のためである。しかし、この場合であっても、電圧ベクトルＶＶ３から閾値Δだけ長さが変化した電圧ベクトルＶＶ４については、その長さが正確に制限電圧ＶＬ以下となっていると考えられる。これは、上記推定される電圧ベクトルが電圧ベクトルＶＶ３から電圧ベクトルＶＶ４へと移行する期間内における上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化が無視できることによる。
【０１２４】
こうした処理を行うことで、本実施形態では、上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）においてインダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とすることによるＰＷＭ制御への切り替えに際しての誤差を抑制する。図１５に、上記処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０により、矩形波制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。
【０１２５】
この一連の処理では、まずステップＳ５０において、現在の要求トルクＴｃに基づき、先の図１４（ａ）に示した指令電流曲線ＣＬと等トルク曲線との交点ＳＰ（切替点）を算出する。この処理は、例えば、先の図２に示した指令電流生成部８２に現在の要求トルクＴｃを入力した際の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを切替点とすることで行うことができる。続くステップＳ５２においては、先の図１４（ａ）に示した切替領域ＳＡを設定する。ここでは例えば、切替点とのｄ軸成分及びｑ軸成分における差がそれぞれ所定量以下の領域を切替領域とすればよい。
【０１２６】
続くステップＳ５４においては、実電流ｉｄ，ｉｑが切替領域内に入ったか否かを判断する。そして、切替領域内にない場合には、ステップＳ５０、Ｓ５２の処理を繰り返す。そしてステップＳ５４において切替領域内であると判断されるときには、ステップＳ５６に移行する。ステップＳ５６〜Ｓ６０の処理では、先の図７のステップＳ２２〜Ｓ２６の処理を行う。そして、ステップＳ６０の処理が完了すると、ステップＳ６２において、切替領域となった直後のステップＳ６０において推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の長さを記憶済みであるか否かを判断する。そして、ステップＳ６２において否定判断されるときには、ステップ６４において、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の長さを記憶し、ステップＳ５６に戻る。
【０１２７】
一方、ステップＳ６２において記憶済みであると判断されるときには、ステップＳ６６において、ステップＳ６０にて推定された指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の長さに対する記憶された長さの差が上記閾値Δ以上となるか否かを判断する。そして、閾値Δ未満であるときには、ステップＳ５６に戻る。
【０１２８】
これに対し閾値Δ以上であると判断されるときには、ステップＳ６８において、ＰＷＭ制御に切り替える処理を行う。
【０１２９】
図１６（ａ）に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに伴う回転速度及び出力トルクの推移を示す。これに対し、図１６（ｂ）に、先の第１の実施形態におけるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時における回転速度及び出力トルクの推移例を示す。図１６（ｂ）に示す例では、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに際して、出力トルクが変動している。これは、矩形波制御への切り替えに伴い、先の図７に示した処理がなされるのであるが、この際、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の推定に誤差が生じていると、矩形波制御を継続すべき状態であるにもかかわらず、ＰＷＭ制御への切り替え時であると誤判断がなされ、ＰＷＭ制御に切り替えられることによる。この場合、ＰＷＭ制御によって要求トルクＴｃを生成するために要求される電圧を電動機４に印加することができないため、電動機４を流れる電流を所望に制御することができず、ひいては出力トルクが変動する。
【０１３０】
これに対し、本実施形態では、先の図１５に示した処理を行うことで、矩形波制御からＰＷＭ制御への不適切な切り替えを抑制又は回避することができるため、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに伴う出力トルクの変動を好適に抑制することができる。
【０１３１】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【０１３２】
（９）推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１に基づくＰＷＭ制御への切り替えのタイミングついての、電動機４の抵抗Ｒ及びインダクタンスＬｄ、Ｌｑの変化による誤差を抑制する処理を行った。これにより、ＰＷＭ制御時の電動機４の出力トルクの変化を好適に抑制することができる。
【０１３３】
（１０）電動機４を流れる電流が切替領域内に入ると判断されてからの指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の長さの変化量に基づき、ＰＷＭ制御によって要求される電圧が同制御への切り替えのための所定電圧以下となるときを判断した。これにより、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に要求される電圧の指令値がＰＷＭ制御の制御性を高く維持することのできる値であるか否かを高精度に判断することができる。
【０１３４】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１３５】
図１７に、本実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０により、矩形波制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１７において、先の図１５に示した処理と対応する処理には、便宜上同一のステップ番号を付している。
【０１３６】
図示されるように、本実施形態では、切替領域に入ると判断されてからの電圧ベクトルの長さの変化量に代えて、位相の変化量に基づきＰＷＭ制御への切り替えを行う。すなわち、切替領域に入ると、ステップＳ７０において、そのときにステップＳ６０にて推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相φを記憶する。そして、その後、推定される電圧ベクトルの変化を監視し、その位相に対する上記位相φの差が閾値β以下となると（ステップＳ７２：ＹＥＳ）、ＰＷＭ制御に切り替える（ステップＳ６８）。すなわち、先の図１４（ｂ）に示したように、ＰＷＭ制御を行う際のベクトルは、矩形波制御を行う際のベクトルよりもその位相が遅れている。このため、記憶された位相φよりも閾値β以上遅角側に位相が変化することで、ＰＷＭ制御に切り替える。
【０１３７】
このように、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータとして、電圧ベクトル（指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１）の位相φを用いることによっても、電圧ベクトルの長さが制限電圧ＶＬ以下となるタイミングを高精度に判断することができる。
【０１３８】
以上説明した本実施形態によっても、先の第３の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１３９】
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１４０】
図１８に、本実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０により、矩形波制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。
【０１４１】
この一連の処理では、まずステップＳ８０において、実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及び電動機４の温度に基づき、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１をマップ演算する。ここで、マップは、上記実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及び電動機４の温度の４つのパラメータを入力とし、これらから上記指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を定めるものである。これは、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１のそれぞれについて、上記４つのパラメータとの関係を定めるマップを予め作成しておくことで実現することができる。このマップは、上記４つのパラメータによる上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化に応じて上記要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１が変化するように予め実験等によって適合されてたものである。このため、このマップを用いて推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１には、上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とみなしつつ上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）によって推定されたもののような誤差が生じない。
【０１４２】
上記ステップＳ８０の処理が完了すると、ステップＳ８２、Ｓ８４の処理において、先の図７に示したステップＳ２８、Ｓ３０と同様の処理を行う。
【０１４３】
（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１４４】
図１９に、本実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０により、矩形波制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。
【０１４５】
この一連の処理では、まずステップＳ９０において、実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及び電動機４の温度に基づき、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相φをマップ演算する。ここで、マップは、上記実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及び電動機４の温度の４つのパラメータを入力とし、これらから上記指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相φを定めるものである。これは、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相について、上記４つのパラメータとの関係を定めるマップを予め作成しておくことで実現することができる。このマップは、上記４つのパラメータによる上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化に応じて上記要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相が変化するように予め実験等によって適合されたものである。このため、このマップを用いて推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相には、上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とみなしつつ上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ）によって推定されたもののような誤差が生じない。
【０１４６】
上記ステップＳ９０の処理が完了すると、ステップＳ９２において、上記位相φが所定値γと略一致するか否かを判断する。この処理は、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成可能であるか否かを判断するものである。ここで、所定値γは、回転速度、トルク、及びバッテリ４２の電圧ＶＢによってマップ演算される。これは、電動機４の出力制御では、通常、電動機４の状態に応じて力率が可変設定されることによる。このため、ＰＷＭ制御に切り替えることが適切な位相は、電動機４の運転状態に応じて変化する。この変化に応じて適切な所定値γを設定するためのパラメータが、回転速度、トルク、及び電圧ＶＢである。
【０１４７】
上記位相φが所定値γとなると、ステップＳ９４において、先の図７に示したステップＳ３０と同様の処理を行う。
【０１４８】
以上説明した本実施形態においても、先の第５の実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。
【０１４９】
（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１５０】
本実施形態では、矩形波制御時に生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって実現するための指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１をモデル（上記の式（ｃｄ）、（ｃｑ））によって推定する際の推定誤差を、ＰＷＭ制御時に電動機４に印加されている電圧に基づき学習する。具体的には、本実施形態では、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時において、要求トルクＴｃに基づき先の図７のステップＳ２４の要領で指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定し、推定される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと回転速度とに基づき指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を推定する。これら推定される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１と、ＰＷＭ制御によって電動機４に印加される電圧（先の図２に示した２相３相変換部９２に入力される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）とのずれは、上記推定誤差と考えられる。このため、本実施形態では、この際推定される電圧ベクトル（指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）の長さを、上記制限電圧ＶＬが上記モデルの推定誤差を補償するように補正された値として用いる。
【０１５１】
図２０に、本実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えの原理を示す。詳しくは、図２０（ａ）に、回転速度の推移を示し、図２０（ｂ）に、インバータ１０の出力する電圧ベクトルの長さ（出力電圧）の推移を示し、図１０（ｃ）に上記推定される電圧ベクトルの長さ（推定電圧）の推移を示す。図示されるように、出力電圧が制限電圧ＶＬとなることでＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられる時刻ｔ１において、そのときの推定電圧を記憶する。そして、推定電圧が記憶値以下となる時刻ｔ２において、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替える。これにより、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に要求される出力電圧が制限電圧ＶＬ以下となることで切り替えを行うことができる。
【０１５２】
ただし、実際には、上記モデル誤差は、電動機４を流れる電流や温度に応じて変動する。このため、ＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えた際に電動機４に流れていた電流や電動機４の温度と、矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替える際に電動機４に流れている電流や電動機４の温度との間に相違がある場合、上記推定される電圧ベクトルの長さは、制限電圧ＶＬが上記モデルの推定誤差を補償するように補正された値とはならないおそれがある。すなわち、例えば図２１の1)に示すように、高回転速度・小トルクにてＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられた後、中回転速度・大トルクにて矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替えられる場合には、両切り替え時における電流が大きく相違するためにモデル誤差も変化していると考えられる。また、例えば2)に示すように、高回転速度・中トルクにてＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられた後、中回転速度・大トルクにて矩形波制御からＰＷＭ制御へと切り替えられる場合にも、両切り替え時における電流が大きく相違するためにモデル誤差が変化していると考えられる。
【０１５３】
そこで本実施形態では、上記モデルのうち、ｑ軸インダクタンスを、電流に基づき可変設定する。このように、ｑ軸インダクタンスのみを可変設定するのは、次の理由による。矩形波制御がなされる領域は、基本的に回転速度が大きいため、上記モデルのうち、干渉項が支配的となる。このため、推定誤差に対するモデルの抵抗の変動等による影響は無視し得る。このため、モデルのパラメータのうち変動し得るものとしては、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、及び逆起電力定数φが問題となる。
【０１５４】
図２２に、これらｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、及び逆起電力定数φのいずれか１つを変動させた場合における推定される電圧ベクトルの長さ（推定電圧）の変動の算出結果を示す。図２２では、全てのパラメータを固定した場合の推定電圧に対するいずれか１つのパラメータを変動させた場合の推定電圧の比の変動量の百分率を示している。図示されるように、ｑ軸インダクタンスを変動させた場合（実線）には、電圧の推定誤差が大きく変化するのに対し、ｄ軸インダクタンスや逆起電力定数φ（破線、１点鎖線）を変動させても推定誤差はほとんど変化しない。このため、Ｌｑインダクタンスのみを可変設定することで、マイクロコンピュータ５０の演算負荷の増大を極力抑制しつつも上記モデルの推定誤差を好適に補償することが可能となる。
【０１５５】
ただし、インバータ１０の入力電圧は、変動する。一方、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時に推定される電圧ベクトルの長さは、インバータ１０の入力電圧が変動していない場合に、上記推定誤差を補償するように上記制限電圧ＶＬを補正した値として適切な値となる。したがって、インバータ１０の入力電圧が変動する際には、入力電圧の変動に応じて上記推定される電圧ベクトルの長さを補正する。
【０１５６】
図２３に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０によって、例えば矩形波制御のなされる領域近傍において所定周期で繰り返し実行される。
【０１５７】
この一連の処理では、まずステップＳ１００において、電動機４を流れている電流に基づき、上記モデルのｑ軸インダクタンスをマップ演算する。ここで、マップは、図２４に示されるように、電動機４を流れる電流の振幅が大きいほど小さい値とされている。続くステップＳ１０２においては、要求トルクＴｃに基づき、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定する。この処理は、先の図８に示した要領で行うことができる。ただし、要求トルクＴｃが急激する際には、実際の電流の変化はこれに追従できないため、電動機４の出力トルクがこれに一致しない。このため、本実施形態では、先の図８に示した要領で推定された電流をフィルタ処理することで最終的な推定値とする。これにより、要求トルクＴｃを用いつつも、出力トルクを生成するための電流を高精度に推定することができる。
【０１５８】
続くステップＳ１０４においては、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと回転速度とに基づき、上記モデルを用いて指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定する。そして、ステップＳ１０６では、推定電圧ベクトルの長さＮｒｍを算出する。続くステップＳ１０８では、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時であるか否かを判断する。この判断は、先の図５のステップＳ１０において肯定判断されるか否かの判断となる。そして、切り替え時であると判断されると、ステップＳ１１０において、そのときの制限電圧ＶＬと、推定電圧ベクトルの長さＮｒｍとを、それぞれＶＬ０，Ｎｒｍ０として記憶する。
【０１５９】
これに対し、ステップＳ１０８において切り替え時でないと判断されるときには、ステップＳ１１２において、制限電圧変動量ΔＶＬを算出する。これは、上記ステップＳ１１０において記憶される制限電圧ＶＬ０に対する現在の制限電圧ＶＬの変動量を算出する処理である。続くステップＳ１１４においては、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。具体的には、現在の推定電圧ベクトルの長さＮｒｍを、閾値と比較する処理となる。ここで、閾値は、ステップＳ１１０にて記憶された制限電圧ＶＬ０に対する長さＮｒｍ０の比に変動量ΔＶＬを乗算した値「（Ｎｒｍ０／ＶＬ０）ΔＶＬ」にて長さＮｒｍ０を補正したものとする。ここで、長さＮｒｍ０は、バッテリ４２の電圧が変動しないなら閾値として適切な値と考えられる。一方、値「（Ｎｒｍ０／ＶＬ０）ΔＶＬ」は、バッテリ４２の電圧変動量ΔＶＬによる推定電圧ベクトルの長さの変化を補償するための補正量である。
【０１６０】
ステップＳ１１４にて肯定判断されるときには、ステップＳ１１６にてＰＷＭ制御へと切り替える。これに対し、ステップＳ１１０、Ｓ１１６の処理が完了するときや、ステップＳ１１４にて否定判断されるときには、この一連の処理を一旦終了する。
【０１６１】
図２５（ａ）に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えに伴う出力トルクの推移例を示す。図示されるように、本実施形態によれば、ＰＷＭ制御に切り替える際の出力トルクの変動が好適に抑制されている。これに対し、図２５（ｂ）には、先の第１の実施形態にかかる処理によって切り替えをした場合を示す。図示されるように、この場合、ＰＷＭ制御への切り替えに伴い出力トルクが変動する。
【０１６２】
図２６（ａ）に、上記切り替えに伴う出力トルクについての別の推移例（先の図２１の2)の経路を通りＰＷＭ制御へと切り替える際のトルクの推移例）を示す。これに対し、図２６（ｂ）には、ｑ軸インダクタンスを固定したモデルを用いて、先の図２１の2)の経路を通りＰＷＭ制御へと切り替える際のトルクの推移例を示す。図示されるように、この場合、切り替えに際してトルクが変動する。
【０１６３】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて更に以下の効果が得られるようになる。
【０１６４】
（１１）モデルのパラメータのうちのｄ軸インダクタンスを定数とするとともにｑ軸インダクタンスを電動機４を流れる電流に応じて可変設定しつつ、所定のトルクをＰＷＭ制御によって生成する場合の指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を推定した。これにより、上記モデルによる推定を高精度に行うことができる。
【０１６５】
(１２)ＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられる際の推定電圧ベクトル（指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）に基づき、上記モデルの推定誤差を学習した。これにより、切り替え時におけるモデル誤差を高精度に学習することができる。そして、切り替え時からの変化に対するモデルのパラメータの変化による影響をｑ軸インダクタンスの可変設定によって好適に補償することで、上記モデルの推定精度を向上させることができる。
【０１６６】
(１３)ＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられる際の推定電圧ベクトルの長さを、同切り替え時に対する現在のバッテリ４２の電圧ＶＢの変動量にて補正することで、ＰＷＭ制御への切り替え判断用の閾値を設定した。これにより、上記閾値によって、矩形波制御手段から電圧制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを適切に判断することができる。
【０１６７】
(１４)電動機４に対する要求トルクＴｃと電動機４の回転速度とに基づき、上記推定を行った。これにより、「矩形波制御によって生成されている出力トルク」を簡易に取得することができる。
【０１６８】
(１５)要求トルクＴｃをＰＷＭ制御によって生成する場合に電動機４の各相を流れる指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定し、該指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すためのＰＷＭ制御の指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を、回転速度の検出値に基づき推定した。これにより、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を適切に推定することができる。
【０１６９】
（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１７０】
図２７に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０によって、矩形波制御のなされる期間において所定周期で繰り返し実行される。なお、図２７において、先の図２３と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付してその説明を割愛する。
【０１７１】
この一連の処理では、ステップＳ１０４の処理が完了すると、ステップＳ１０６ａにおいて、推定電圧ベクトルの位相Φを算出する。そして、ステップＳ１０８において肯定判断されるときには、ステップＳ１１０ａにおいて、バッテリ４２の電圧ＶＢと、位相Φとを、それぞれＶＢ０、Φ０として記憶する。また、ステップＳ１１２の処理が完了するときには、ステップＳ１１４ａにおいて、現在の位相Φを閾値と比較することで、ＰＷＭ制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。この閾値は、上記ステップＳ１１０ａにて記憶される位相Φ０を電圧の変動量ΔＶＢに応じた補正量ｔａｂｌｅ（ΔＶＢ）にて補正することで設定される。
【０１７２】
以上説明した本実施形態によっても、先の第７の実施形態に準じた効果が得られる。
【０１７３】
（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１７４】
図２８に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０によって、例えば矩形波制御のなされる領域近傍において所定周期で繰り返し実行される。なお、図２７において、先の図２３と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付してその説明を割愛する。
【０１７５】
この一連の処理では、ステップＳ１０８において否定判断されるときには、ステップＳ１１４ｂにおいて、現在の推定電圧ベクトルの長さＮｒｍを補正したものが制限電圧ＶＬから所定値αを減算した値以下となるか否かに基づき、ＰＷＭ制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。ここで、現在の長さＮｒｍの補正は、上記ステップＳ１１０ｂにて記憶した長さＮｒｍ０に対する制限電圧ＶＬ０の比「ＶＬ０／Ｎｒｍ０」を長さＮｒｍに乗算することで行う。この比「ＶＬ０／Ｎｒｍ０」は、推定誤差を補償すべく推定電圧ベクトルの長さを補正する補正係数である。
【０１７６】
以上説明した本実施形態によっても、先の第７の実施形態に準じた効果が得られる。
【０１７７】
（第１０の実施形態）
以下、第１０の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１７８】
図２９に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ５０によって、例えば矩形波制御のなされる領域近傍において所定周期で繰り返し実行される。なお、図２９において、先の図２３と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付してその説明を割愛する。
【０１７９】
この一連の処理では、ステップＳ１０８ｃにおいて、上記モデルの推定誤差を学習することができるタイミングであるか否かを判断する。具体的には、ＰＷＭ制御中且つ回転速度が所定速度以上であるか否かを判断する。ここで、回転速度が所定速度以上であるときとするのは、ｑ軸インダクタンスを先の図２４に示したマップにて可変設定するモデルの適用領域が高回転速度領域であることによる。すなわち、上述したように、ｑ軸インダクタンスの変動による推定精度の変動が支配的となるのは上記モデルの干渉項が支配的となる高回転速度領域であるため、回転速度が高回転速度領域か否かを判断する。また、ＰＷＭ制御中であるときとするのは、モデルの推定値との比較対象となる値を取得するためである。
【０１８０】
ステップＳ１０８ｃにて肯定判断されるときには、ステップＳ１０９において、ＰＷＭ制御の指令電圧ベクトルの長さＮＲＭ（先の図２に示した２相３相変換部９２に入力されるベクトルの長さ）を取得する。続くステップＳ１１０ｃにおいては、推定電圧ベクトルの長さＮｒｍをＮｒｍ０として記憶する。
【０１８１】
一方、ステップＳ１０８ｃにて否定判断されるときには、ステップＳ１１４ｃにおいて、推定電圧ベクトルの現在の長さＮｒｍを補正したものが制限電圧ＶＬから所定値αを引いたもの以下となるか否かに基づき、ＰＷＭ制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。ここで、現在の長さＮｒｍの補正は、ステップＳ１１０ｃにて記憶した長さＮｒｍ０に対するステップＳ１０９にて記憶した長さＮＲＭの比「ＮＲＭ／Ｎｒｍ０」を現在の長さＮｒｍに乗算することで行う。この比「ＮＲＭ／Ｎｒｍ０」は、推定誤差を補償すべく推定電圧ベクトルの長さを補正する補正係数である。
【０１８２】
以上説明した本実施形態によっても、先の第７の実施形態に準じた効果が得られる。
【０１８３】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１８４】
・先の第１の実施形態において、先の図７のステップＳ２０〜Ｓ２６の処理に代えて、実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度から、指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１や電圧ベクトル（ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）の長さをマップ演算する処理を行ってもよい。この際のマップも、先の第２の実施形態と同様にして作成することができる。
【０１８５】
・先の第１の実施形態では、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令電圧として要求される３相の電圧を直接推定する代わりに、その相当値としてのｄｑ軸上の電圧を推定したがこれに限らない。例えばαβ軸上での電圧を推定してもよく、３相の電圧を直接推定してもよい。
【０１８６】
・矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えは、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令電圧として要求される３相の電圧が、バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８／２」を乗算した値（あるいはＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替える値よりもヒステリシス幅だけ小さい値）以下とするものに限らない。バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８／２」を乗算した値以下の任意の所定電圧を設け、上記３相の電圧が所定電圧以下となるときにＰＷＭ制御に切り替えることで、ＰＷＭ制御に切り替えた際のＰＷＭ制御の制御性を良好なものとすることができる。
【０１８７】
・更に、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えは、指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１が、バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８／２」を乗算した値以上となるときに行うものに限らない。ただし、バッテリ４２の電圧ＶＢに「１．２８／２」を乗算した値以下の所定値以上となるときに切り替えを行うことが望ましい。
【０１８８】
・上記各実施形態では、ＰＷＭ制御の制御性を高く維持することのできる指令値の最大値を、インバータの入力電圧の「１．２８×１／２」とした。ここでは、理論的に算出さされる正確な値である「１．２７」代の値を切り上げて「１．２８」としていた。しかし、小数点の３桁目を切り捨てて「１．２７」としてもよい。
【０１８９】
・先の第２の実施形態において、矩形波制御を行う領域で実電流ｉｄ，ｉｑが取り得る値が広範囲にわたることに鑑みれば、先の図１２に示したマップデータは大規模なものとなりやすい。このため、現在生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成するために要求される電圧ベクトル（ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）の長さが、制限電圧ＶＬ（より正確には、ＶＬ−α）以下となる動作点のみについてマップを作成し、先の図１３に示した処理においては、実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度によって定義される動作点が、マップ値を定める動作点と不一致又は同動作点によって補間演算することのできない点であるときには、マップ値を「１」と算出するようにしてもよい。これにより、記憶されるデータ数を削減することができる。
【０１９０】
・先の図７のステップＳ２６の処理の完了後、推定された指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相を算出し、この位相と先の図１９のステップＳ９２に示す閾値γとが一致するときに、ＰＷＭ制御に切り替えてもよい。
【０１９１】
・先の第３の実施形態や第４の実施形態においては切替点を要求トルクＴｃに基づき算出したが、これに限らず、例えば推定トルクＴｅや、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき算出してもよい。
【０１９２】
・先の第３の実施形態や第４の実施形態における切替領域の境界と切替点との距離を、実電流ｉｄ，ｉｑ等に応じて可変設定してもよい。
【０１９３】
・上記第３の実施形態や第４の実施形態における切替領域を都度算出する代わりに、指令電流曲線ＣＬよりもｄ軸よりの領域として予め設定しておいてもよい。
【０１９４】
・上記第１、第３、第４の実施形態においては、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータを実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度に基づき推定したが、これに限らず、例えば先の第７〜第１０の実施形態のように、要求トルクＴｃと回転速度とに基づき推定してもよい。
【０１９５】
・上記第２の実施形態においては、バッテリ４２の電圧ＶＢ、実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度に基づきＰＷＭ制御への切り替えタイミングを判断したが、これに限らず、例えばバッテリ４２の電圧ＶＢ、要求トルクＴｃ及び回転速度に基づきＰＷＭ制御への切り替えタイミングを判断してもよい。
【０１９６】
・先の第７〜第１０の実施形態においては、矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータの値を要求トルクと回転速度とに基づき推定したが、これに限らず、例えば実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度に基づき推定してもよい。
【０１９７】
・先の第７の実施形態において、ＰＷＭ制御へと切り替えるための制限電圧の設定手法としては、上述したものに限らない。例えば「Ｎｒｍ０×ＶＬ／ＶＬ０」としてもよい。
【０１９８】
・先の第８の実施形態において、推定される位相φを学習結果に基づき補正したものと基準となる位相とを比較することで切替タイミングを判断してもよい。
【０１９９】
・先の第７、第８及び第９の実施形態では、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替わる度にモデルの誤差を学習し、また、第１０の実施形態では、ＰＷＭ制御において回転速度が所定速度以上となる度にモデルの誤差を学習したが、これに限らない。例えば、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替わる際や、ＰＷＭ制御において回転速度が所定速度以上となる際に一旦学習を行った後には、走行距離が所定以上となるまで再学習を行わないようにしてもよい。この場合であっても、学習結果を用いることで、矩形波によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータの値を高精度に推定することができる。
【０２００】
・上記第７の実施形態において、ＰＷＭ制御への切り替えタイミングの判断のための閾値を、上記実施形態で用いた値から所定値αを減算した値としてもよい。
【０２０１】
・ｑ軸インダクタンスを固定する場合であっても、各トルクの値毎に推定誤差を学習することで、モデルの推定誤差を補償しつつＰＷＭ制御への切り替えタイミングを高精度に判断することはできる。
【０２０２】
・矩形波制御によって生成されている出力トルクをＰＷＭ制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータとしては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えばｄ軸の指令電圧であってもよい。
【０２０３】
・矩形波制御としては、先の図２に例示した処理に限らない。例えば上記特許文献１に記載されている手法を用いてもよい。
【０２０４】
・ＰＷＭ制御としては、先の図２に例示した処理に限らない。例えば、非干渉化制御部８８を備えなくてもよい。また、ＰＷＭ制御のための搬送波としては、三角波に限らず、鋸波等であってもよい。更に、要求トルクＴｃからｄｑ軸上の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを求めるものに限らず、要求トルクＴｃから３相の指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを直接求め、これに基づき指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を算出してもよい。ここで、指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃから指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を求める際には、上述した３相の電流と３相の電圧との関係を定める関係式を用いればよい。
【０２０５】
・電動機４の各相に印加される電圧をその指令値に制御すべくスイッチング素子１２〜２２を操作する電圧制御としては、上記ＰＷＭ制御に限らない。例えば、ヒステリシスコンパレータの２つの入力端子のいずれか一方に各１相の指令電圧ｖｕｃ１，ｖｖｃ１，ｖｗｃ１を、また他方に同１相の実電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを入力することで、瞬時電圧値制御を行ってもよい。
【０２０６】
・上記各実施形態では、インバータ１０の入力電圧をバッテリ４２の電圧としたが、これに限らない。例えばバッテリ４２の電圧を昇圧する昇圧回路を備えて、昇圧回路によって昇圧された電圧をインバータ１０の入力電圧としてもよい。
【０２０７】
・３相電動機としては、ＩＰＭＳＭに限らない。また、多相回転機としては、３相電動機に限らず、例えば３相発電機であってもよい。
【０２０８】
・多相回転機の制御装置としては、上記マイクロコンピュータ５０に限らず、例えば専用の集積回路（ＩＣ）であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【０２０９】
【図１】第１の実施形態にかかる電動機及びその制御システムを示す図。
【図２】同実施形態にかかる電動機の出力制御の処理を示すブロック図。
【図３】同実施形態にかかるＰＷＭ制御と矩形波制御との領域を示す図。
【図４】ＰＷＭ制御の問題点を示すタイムチャート。
【図５】上記実施形態にかかるＰＷＭ制御から矩形波制御への切替処理の手順を示すフローチャート。
【図６】上記実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替条件を説明する図。
【図７】同実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。
【図８】上記切替処理における電流の推定態様を示す図。
【図９】上記切替処理による電圧ベクトルの推移を示す図。
【図１０】上記切替処理による電圧ベクトルの推移を示すタイムチャート。
【図１１】実電流のみに基づく切替の問題点を説明する図。
【図１２】第２の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替に用いるマップを示す図。
【図１３】同実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。
【図１４】第３の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替手法を説明する図。
【図１５】同実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。
【図１６】同実施形態にかかるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え態様を示すタイムチャート。
【図１７】第４の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。
【図１８】第５の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。
【図１９】第６の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。
【図２０】第７の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の原理を説明するタイムチャート。
【図２１】上記切替原理に基づく切り替えの問題点を示す図。
【図２２】電圧推定モデルのパラメータの変動量と誤差との関係を示す図。
【図２３】上記実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。
【図２４】同実施形態にかかる電圧推定モデルのｑ軸インダクタンスの設定手法を示す図。
【図２５】同実施形態にかかる切り替えの効果を示すタイムチャート。
【図２６】同実施形態にかかる切り替えの効果を示すタイムチャート。
【図２７】第８の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。
【図２８】第９の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。
【図２９】第１０の実施形態にかかる矩形波制御からＰＷＭ制御への切替処理の手順を示すフローチャート。
【符号の説明】
【０２１０】
４…電動機、１０…インバータ、１２〜２２…スイッチング素子、５０…マイクロコンピュータ（多相回転機の制御装置の一実施形態）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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