(57)【要約】【課題】部品点数が少なく、消費電流が小さな交流−直流変換回路を提供する。【解決手段】この交流−直流変換回路１は、ダイオード１１〜１４を含む整流回路と、出力端子Ｔ１３，Ｔ１４間に直列接続された平滑および倍電圧生成用の電解コンデンサ１７，１８と、バランスおよび分圧用の抵抗素子１９，２０と、バランス用の抵抗素子１６と、全波整流モード時は抵抗素子１６を電解コンデンサ１７に並列接続し、倍電圧モード時は入力端子Ｔ１２と電解コンデンサ１７，１８間のノードＮ１７とを接続するスイッチ１５とを備える。したがって、抵抗素子１９，２０がバランス抵抗と分圧抵抗を兼ねるので、部品点数の低減化を図ることができる。また、倍電圧モード時には、抵抗素子１６を電解コンデンサ１７から切り離すので、消費電流の低減化を図ることができる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１および第２の入力端子間に入力された交流電圧を直流電圧に変換して第１および第２の出力端子間に出力する交流−直流変換回路であって、
第１〜第４のダイオードを含む整流回路を備え、
前記第１および第２のダイオードのアノードは前記第２の出力端子に共通接続され、それらのカソードはそれぞれ前記第１および第２の入力端子に接続され、前記第３および第４のダイオードのアノードはそれぞれ前記第１および第２の入力端子に接続され、それらのカソードは前記第１の出力端子に共通接続され、
さらに、前記第１および第２の出力端子間に直列接続された第１および第２のコンデンサと、
前記第２のコンデンサの端子間に直列接続された第１および第２の抵抗素子を含み、前記第２のコンデンサの端子間電圧を分圧する分圧回路と、
前記第１および第２の抵抗素子の抵抗値の和に略等しい抵抗値を有する第３の抵抗素子と、
全波整流モード時は前記第３の抵抗素子を前記第１のコンデンサに並列接続し、倍電圧モード時は前記第２の入力端子と前記第１および第２のコンデンサ間のノードとを接続する切換回路とを備える、交流−直流変換回路。
【請求項２】
前記分圧回路の出力電圧のレベル変化に基づいて前記直流電圧のレベル変化を求める演算制御回路を備える、請求項１に記載の交流−直流変換回路。
【請求項３】
請求項２に記載の交流−直流変換回路と、
前記交流−直流変換回路で生成された直流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータで生成された交流電圧によって駆動されるモータを含むスターリング冷凍機とを備え、
前記演算制御回路は、求めた前記直流電圧のレベル変化に基づいて前記インバータを制御する、冷却機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は交流−直流変換回路およびそれを用いた冷却機器に関し、特に、交流電圧を直流電圧に変換する交流−直流変換回路と、それを用いた冷却機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は、従来の交流−直流変換回路３０の構成を示す回路図である。図４において、この交流−直流変換回路３０は、入力端子Ｔ３１，Ｔ３２間に入力された商用交流電圧ＶＡＣを直流電圧ＶＤＣに変換して出力端子Ｔ３３，Ｔ３４間に出力する回路であって、ダイオード３１〜３４を含む整流回路と、全波整流モードと倍電圧モードを切り換えるためのスイッチ３５と、平滑および倍電圧生成用の電解コンデンサ３８，３９と、電解コンデンサ３８，３９の端子間電圧を等しくするための抵抗素子３６，３７と、抵抗素子４０，４１およびコンデンサ４２を含み、直流電圧ＶＤＣを分圧してモニタ電圧Ｖｄｃを生成する分圧回路と、平滑用のコンデンサ４３とを備える。
【０００３】
抵抗素子３６，３７は、電解コンデンサ３８，３９の静電容量値および漏れ電流のばらつきにより、電解コンデンサ３８，３９の端子間電圧が不均衡になるのを防止するためのバランス抵抗素子であり、同じ抵抗値を有する。モニタ電圧Ｖｄｃは、マイクロコンピュータによってモニタされる。直流電圧ＶＤＣは、負荷回路に与えられる。
【０００４】
次に、この交流−直流変換回路３０の動作について説明する。全波整流モード時は制御信号φＣが「Ｌ」レベルにされてスイッチ３５がオフされる。商用交流電圧ＶＡＣが正電圧の期間は、入力端子Ｔ３１、ダイオード３３、電解コンデンサ３８，３９、ダイオード３２、および入力端子Ｔ３２の経路で電流が流れ、交流電圧ＶＡＣが負電圧の場合は、入力端子Ｔ３２、ダイオード３４、電解コンデンサ３８，３９、ダイオード３１、および入力端子Ｔ３１の経路で電流が流れ、電解コンデンサ３８，３９は商用交流電圧ＶＡＣの振幅の２分の１に略等しい直流電圧である約１４０Ｖに充電される。
【０００５】
倍電圧モード時は制御信号φＣが「Ｈ」レベルにされてスイッチ３５がオンされる。商用交流電圧ＶＡＣが正電圧の期間は、入力端子Ｔ３１、ダイオード３３、電解コンデンサ３８、スイッチ３５、および入力端子Ｔ３２の経路で電流が流れ、交流電圧ＶＡＣが負電圧の場合は、入力端子Ｔ３２、スイッチ３５、電解コンデンサ３９、ダイオード３１、および入力端子Ｔ３１の経路で電流が流れ、電解コンデンサ３８，３９は商用交流電圧ＶＡＣの振幅に略等しい直流電圧である約２８０Ｖに充電される。
【０００６】
また、特許文献１には、倍電圧モードを持たない全波整流回路において、バランス用の抵抗素子を分圧回路として使用することにより、部品点数の低減化を図る技術が開示されている。
【特許文献１】特開２００１−３３３５９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、従来の交流−直流変換回路では、部品点数が多く、消費電流が大きいという問題があった。
【０００８】
それゆえに、この発明の主たる目的は、部品点数が少なく、消費電流が小さな交流−直流変換回路と、それを用いた冷却機器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る交流−直流変換回路は、第１および第２の入力端子間に入力された交流電圧を直流電圧に変換して第１および第２の出力端子間に出力する交流−直流変換回路であって、第１〜第４のダイオードを含む整流回路を備える。第１および第２のダイオードのアノードは第２の出力端子に共通接続され、それらのカソードはそれぞれ第１および第２の入力端子に接続され、第３および第４のダイオードのアノードはそれぞれ第１および第２の入力端子に接続され、それらのカソードは第１の出力端子に共通接続される。この交流−直流変換回路は、さらに、第１および第２の出力端子間に直列接続された第１および第２のコンデンサと、第２のコンデンサの端子間に直列接続された第１および第２の抵抗素子を含み、第２のコンデンサの端子間電圧を分圧する分圧回路と、第１および第２の抵抗素子の抵抗値の和に略等しい抵抗値を有する第３の抵抗素子と、全波整流モード時は第３の抵抗素子を第１のコンデンサに並列接続し、倍電圧モード時は第２の入力端子と第１および第２のコンデンサ間のノードとを接続する切換回路とを備える。
【００１０】
好ましくは、分圧回路の出力電圧のレベル変化に基づいて直流電圧のレベル変化を求める演算制御回路を備える。
【００１１】
また、この発明に係る冷却機器は、上記交流−直流変換回路と、交流−直流変換回路で生成された直流電圧を所望の周波数の交流電圧に変換するインバータと、インバータで生成された交流電圧によって駆動されるモータを含むスターリング冷凍機とを備え、演算制御回路は、求めた直流電圧のレベル変化に基づいてインバータを制御する。
【発明の効果】
【００１２】
この発明に係る交流−直流変換回路では、第２のコンデンサのバランス用の第１および第２の抵抗素子が分圧回路を兼ねるので、部品点数の低減化を図ることができる。また、倍電圧モード時には、第１のコンデンサ用のバランス用の第３の抵抗素子を第１のコンデンサから切り離すので、消費電流の低減化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、この発明の一実施の形態による冷却機器の要部を示すブロック図である。図１において、この冷却機器は、交流−直流変換回路１、インバータ２、モータ３、および演算制御回路４を備える。交流−直流変換回路１は、制御信号φＣが「Ｌ」レベルにされる全波整流モード時には、商用交流電圧ＶＡＣをその振幅の半分の電圧に略等しい約１４０Ｖの直流電圧ＶＤＣに変換し、制御信号φＣが「Ｈ」レベルにされる倍電圧モード時には、商用交流電圧ＶＡＣをその振幅電圧に略等しい約２８０Ｖの直流電圧ＶＤＣに変換する。
【００１４】
インバータ２は、演算制御回路４によって制御され、交流−直流変換回路１で生成された直流電圧ＶＤＣを所望の周波数の交流電圧Ｖａｃに変換してモータ３に与える。モータ３は、スターリング冷凍機（図示せず）を駆動して冷却機器の内部を冷却させる。演算制御回路４は、たとえばマイクロコンピュータで構成され、交流−直流変換回路１からのモニタ電圧Ｖｄｃや、モータ３の駆動電圧および電流、冷却機器内の温度などの測定結果に基づいて、制御信号φＣを生成して交流−直流変換回路１を制御するとともに、インバータ２を制御する。
【００１５】
図２は、交流−直流変換回路１の構成を示す回路図である。図２において、この交流−直流変換回路１は、入力端子Ｔ１１，Ｔ１２間に入力された商用交流電圧ＶＡＣを直流電圧ＶＤＣに変換して出力端子Ｔ１３，Ｔ１４間に出力する回路であって、ダイオード１１〜１４、スイッチ１５、抵抗素子１６，１９，２０、電解コンデンサ１７，１８、およびコンデンサ２１，２２を備える。
【００１６】
ダイオード１１〜１４は、整流回路を構成する。ダイオード１１，１２のアノードは出力端子Ｔ１４に共通接続され、出力端子Ｔ１４は接地電圧ＧＮＤを受ける。ダイオード１１，１２のカソードは、それぞれ入力端子Ｔ１１，Ｔ１２に接続される。ダイオード１３，１４のアノードは、それぞれ入力端子Ｔ１１，Ｔ１２に接続される。ダイオード１３，１４のカソードは、出力端子Ｔ１３に共通接続される。
【００１７】
電解コンデンサ１７，１８は、出力端子Ｔ１３，Ｔ１４間に直列接続され、全波整流モード時には整流回路で生成された全波整流電圧を平滑化して直流電圧ＶＤＣを生成し、倍電圧モード時には整流回路で生成された半波整流電圧を平滑化および加算して直流電圧ＶＤＣを生成する。
【００１８】
スイッチ１５の共通端子１５ｃは電解コンデンサ１７，１８間のノードＮ１７に接続され、その切換端子１５ａは抵抗素子１６を介して出力端子Ｔ１３に接続され、その切換端子１５ｂは入力端子Ｔ１２に接続される。制御信号φＣが「Ｌ」レベルにされる全波整流モード時にはスイッチ１５の端子１５ｃ，１５ａ間が導通し、制御信号φＣが「Ｈ」レベルにされる倍電圧モード時にはスイッチ１５の端子１５ｃ，１５ｂ間が導通する。
【００１９】
抵抗素子１９，２０は、ノードＮ１７と出力端子Ｔ１４との間に直列接続され、電解コンデンサ１８の端子間電圧を分圧してモニタ電圧Ｖｄｃを生成する。また、抵抗素子１６と抵抗素子１９，２０は、電解コンデンサ１７，１８の静電容量値および漏れ電流のばらつきにより、電解コンデンサ１７，１８の端子間電圧が不均衡になるのを防止するためのバランス抵抗素子である。このため、抵抗素子１９の抵抗値Ｒ１９と抵抗素子２０の抵抗値Ｒ２０との和（Ｒ１９＋Ｒ２０）は、抵抗素子１６の抵抗値Ｒ１６に等しくなるように設定されている。また、抵抗素子１６，１９，２０の抵抗値Ｒ１６，Ｒ１９，Ｒ２０は、電解コンデンサ１７，１８の内部抵抗値よりも十分に小さい。Ｒ１６＝Ｒ１９＋Ｒ２０はたとえば５００ｋΩであり、Ｒ２０／（Ｒ１９＋Ｔ２０）はたとえば１／１００である。コンデンサ２１は、抵抗素子２０に並列接続され、モニタ電圧Ｖｄｃの安定化を図る。コンデンサ２２は、出力端子Ｔ１３，Ｔ１４間に接続され、直流電圧ＶＤＣの安定化を図る。
【００２０】
次に、この交流−直流変換回路１の動作について説明する。全波整流モード時は制御信号φＣが「Ｌ」レベルにされてスイッチ１５の端子１５ｃ，１５ａ間が導通し、抵抗素子１６が電解コンデンサ１７に並列接続される。商用交流電圧ＶＡＣが正電圧の期間は、入力端子Ｔ１１、ダイオード１３、電解コンデンサ１７，１８、ダイオード１２、および入力端子Ｔ１２の経路で電流が流れ、交流電圧ＶＡＣが負電圧の場合は、入力端子Ｔ１２、ダイオード１４、電解コンデンサ１７，１８、ダイオード１１、および入力端子Ｔ１１の経路で電流が流れ、電解コンデンサ１７，１８は商用交流電圧ＶＡＣの振幅の２分の１に略等しい直流電圧である約１４０Ｖに充電される。
【００２１】
このとき、抵抗素子１６および抵抗素子１９，２０は電解コンデンサ１７，１８のバランス用の抵抗素子として動作し、電解コンデンサ１７，１８の端子間電圧が等しくなる。また、抵抗素子１９，２０は、分圧回路としても動作し、モニタ電圧Ｖｄｃを生成する。したがって、抵抗素子１９，２０が、バランス用の抵抗素子と分圧回路とを兼ねるので、部品点数の低減化を図ることができ、ひいては部品実装面積の小型化、装置の低コスト化を図ることができる。
【００２２】
また、倍電圧モード時は制御信号φＣが「Ｈ」レベルにされてスイッチ１５の端子１５ｃ，１５ｂ間が導通し、抵抗素子１６がノードＮ１７から切り離されるとともに、ノードＮ１７が入力端子Ｔ１２に接続される。商用交流電圧ＶＡＣが正電圧の期間は、入力端子Ｔ１１、ダイオード１３、電解コンデンサ１７、スイッチ１５、および入力端子Ｔ１２の経路で電流が流れ、交流電圧ＶＡＣが負電圧の場合は、入力端子Ｔ１２、スイッチ１５、電解コンデンサ１８、ダイオード１１、および入力端子Ｔ１１の経路で電流が流れ、電解コンデンサ１７，１８は商用交流電圧ＶＡＣの振幅に略等しい直流電圧である約２８０Ｖに充電される。このとき、抵抗素子１６がノードＮ１７から切り離されるので、抵抗素子１６に流れる電流が削減され、消費電流の低減化が図られる。
【００２３】
図３（ａ）〜（ｃ）は、倍電圧モード時に演算制御回路４がモニタ電圧Ｖｄｃに基づいて直流電圧ＶＤＣを求める方法を説明するためのタイムチャートである。図３（ａ）は電解コンデンサ１７の端子間電圧ＶＤＣ１の時間変化を示し、図３（ｂ）は電解コンデンサ１８の端子間電圧ＶＤＣ２の時間変化を示し、図３（ｃ）は出力端子Ｔ１３，Ｔ１４間の直流電圧ＶＤＣの時間変化を示している。
【００２４】
電解コンデンサ１８の端子間電圧ＶＤＣ２は、モニタ電圧Ｖｄｃに抵抗素子１９，２０からなる分圧回路の分圧比Ｒ２０／（Ｒ１９＋Ｒ２０）の逆数を乗算することによって得られる。電解コンデンサ１７の端子間電圧ＶＤＣ１の波形は、電解コンデンサ１８の端子間電圧ＶＤＣ１の波形の位相を交流電圧ＶＡＣの半周期分だけ進ませたものであるから、モニタ電圧Ｖｄｃから求めることができる。したがって、モニタ電圧Ｖｄｃから直流電圧ＶＤＣを求めることができる。
【００２５】
詳しく説明すると、図３（ａ）（ｂ）に示すように、電解コンデンサ１７，１８には交流電圧ＶＡＣが半周期分ずつ交互に与えられ、電解コンデンサ１７，１８の端子間電圧ＶＤＣ１，ＶＤＣ２のピーク値ＶＰは交流電圧ＶＡＣの振幅の略２分の１の電圧になる。電解コンデンサ１７，１８の電荷はインバータ２を介してモータ３に供給されるので、電圧ＶＤＣ１，ＶＤＣ２は交流電圧ＶＡＣのピーク間で消費電流に応じた傾きｋ（ただし、ｋは正の実数である）で低下する。
【００２６】
電圧ＶＤＣ１，ＶＤＣ２の各々は、交流電圧ＶＡＣと同じ周期で変化する。交流電圧ＶＡＣの周波数が５０Ｈｚの場合は１周期が２０ｍsecであるので、電圧ＶＤＣ１，ＶＤＣ２の各々は、２０ｍsec周期で変化し、電圧ＶＤＣ１の位相は電圧ＶＤＣ２の位相よりも１０ｍsecだけ進んでいる。
【００２７】
電圧ＶＤＣ２が減少傾向から上昇傾向に転ずる点を電圧ＶＤＣ２の１周期の開始点とし、その開始点の時間を０とする。電圧ＶＤＣ２は、ある時間ｔ１にピーク値ＶＰになった後、傾きｋで減少する。時間０〜ｔ１の期間をＡとし、時間ｔ１から１０ｍsecまでの期間をＢとすると、期間Ｂの電圧ＶＤＣ２は次式（１）で表わされる。
ＶＤＣ２＝ＶＰ−ｋ（ｔ−ｔ１）  …（１）
また、期間Ａ，Ｂにおける電圧ＶＤＣ１は次式（２）で表わされる。
ＶＤＣ１＝ＶＰ−ｋ（ｔ−ｔ１＋１０）  …（２）
したがって、区間Ａ，Ｂにおける直流電圧ＶＤＣはそれぞれ次式（３）（４）で表わされる。
ＶＤＣ１（区間Ａ）＝ＶＤＣ２（実測値）＋ＶＰ−ｋ（ｔ−ｔ１＋１０）  …（３）
ＶＤＣ１（区間Ｂ）＝２ＶＰ−２ｋ（ｔ−ｔ１）−１０ｋ  …（４）
したがって、数式（３）（４）と電圧ＶＤＣ２の実測値（すなわちモニタ電圧Ｖｄｃ）を用いて半周期分の直流電圧ＶＤＣの波形を求めることができる。その後は、以上の手順を繰り返せばよい。演算制御回路４は、このようにして求めた直流電圧ＶＤＣのレベル変化に基づいて交流−直流変換回路１およびインバータ２を制御する。
【００２８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】この発明の一実施の形態による冷却機器の要部の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示した交流−直流変換回路の構成を示す回路図である。
【図３】図１に示した演算制御回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図４】従来の交流−直流変換回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３０】
１，３０  交流−直流変換回路、２  インバータ、３  モータ、４  演算制御回路、Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ３１，Ｔ３２  入力端子、Ｔ１３，Ｔ１４，Ｔ３３，Ｔ３４  出力端子、１１〜１４，３１〜３４  ダイオード、１５，３５  スイッチ、１６，１９，２０，３６，３７，４０，４１  抵抗素子、１７，１８，３８，３９  電解コンデンサ、２１，２２，４２，４３  コンデンサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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