(57)【要約】【課題】回転機に対するインバータの出力電圧を操作することで回転機の回転状態を制御するに際し、高変調率運転時において、制御の応答性が低下しやすいこと。【解決手段】電動機１０を流れる実電流ｉｄ，ｉｑと、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃとの差を、電圧方程式に入力することで、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すために電動機１０に出力すべき電圧に対する実際の電圧の差（電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑ）を算出する。ｄ軸積分演算部４６及びｑ軸積分演算部４８では、電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑのそれぞれの積分演算によって、指令電圧Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１を算出する。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転機に対するインバータの出力電圧を操作することで回転機の回転状態を制御する回転機の制御装置において、
前記回転機のｄ軸及びｑ軸の指令電流と前記ｄ軸及び前記ｑ軸の実電流とに基づき、前記指令電流を流すために前記回転機に出力すべきｄｑ軸上の電圧に対する実際の電圧の偏差を算出する電圧偏差算出手段と、
該算出される偏差を小さくするように前記出力電圧を操作する操作手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記電圧偏差算出手段は、前記ｄｑ軸上の電流をｄｑ軸上での電圧に変換する電圧方程式に基づき前記電圧の偏差を算出することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記操作手段は、前記算出される偏差についての時系列的に前後する複数の値に基づき前記インバータに対する指令電圧を算出する指令電圧算出手段を備え、前記指令電圧に基づき前記インバータの出力電圧を操作することを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記指令電圧算出手段は、前記算出される電圧の偏差の累積値を算出する手段と、該累積値に基づき前記指令電圧を算出する手段とを備えることを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記指令電圧算出手段は、前記ｄｑ軸上の実電流に基づきｄｑ軸上での実際の出力電圧を算出する手段と、前記算出される実際の出力電圧に応じて前記指令電圧を補正する手段とを更に備えることを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記指令電圧算出手段の算出する指令電圧のベクトルの長さが制限電圧を上回るとき、前記累積値の算出を制限する制限手段を更に備えることを特徴とする請求項４又は５記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記制限手段は、前記指令電圧算出手段の算出する指令電圧のベクトルの長さが制限電圧を上回るとき、前記累積値のｄ軸成分及びｑ軸成分の絶対値の増加方向の算出を禁止する禁止手段を備えることを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
【請求項８】
前記制限手段は、前記指令電圧算出手段の算出する指令電圧のベクトルの長さが制限電圧を上回るとき、前記指令電圧を、そのベクトルの長さが前記制限電圧以下となるように補正する手段と、該補正後の指令電圧に応じて前記累積値を強制的に変更する手段とを備えることを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
【請求項９】
前記電圧偏差算出手段に前記指令電流及び前記実電流を入力するに先立ち、これら双方に対して同一特性のローパスフィルタによるフィルタ処理を施すことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の回転機の制御装置。
【請求項１０】
前記回転機の回転角度及び回転速度を取得する手段を更に備え、
前記操作手段は、前記算出される電圧の偏差を小さくするようにｄｑ軸上での指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、前記回転角度の取得タイミングから前記インバータの出力電圧を更新するタイミングまでの時間における前記回転機の回転量を前記取得される回転速度に基づき算出する手段と、前記取得される回転角度に対して前記回転量だけ進角させた角度に基づき前記ｄｑ軸上での指令電圧を前記インバータの各相の指令電圧に変換する手段とを備え、前記各相の指令電圧に基づき前記出力電圧を操作することを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の回転機の制御装置。
【請求項１１】
前記回転機は、極対数が「５」以上であることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の回転機の制御装置。
【請求項１２】
前記回転機が、電動式パワーステアリングのアクチュエータとして用いられてなることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載の回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転機に対するインバータの出力電圧を操作することで回転機の回転状態を制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、ｄｑ軸上での指令電流と実電流との差に基づき比例積分演算によってインバータに対するｄｑ軸上での指令電圧を算出する３相電動機の制御装置も提案されている。そして、ｄｑ軸上での指令電圧を３相の指令電圧に変換した後、この指令電圧に基づきインバータの出力電圧を操作する。ただし、インバータの出力電圧は、インバータの入力電圧によって制限される。すなわち、インバータの指令電圧がインバータの入力電圧を上回るときには、インバータの出力電圧を指令電圧とすることはできない。この際、積分演算を継続すると積分項の絶対値が過大となるおそれがある。
【０００３】
そこで上記制御装置では、ｄｑ軸上での指令電圧が制限値を超えるとき、ｄｑ軸上での指令電圧を増大させる積分演算を停止するようにしている。これにより、積分項の絶対値が過大となることを回避することができる。
【特許文献１】特開２００６−２９６１１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、ｄｑ軸上の指令電圧が制限値を超えるのは、主として電動機の高回転速度領域である。そして、高回転速度領域においては、ｑ軸に所望の電流を流すためには、ｄｑ軸上の指令電圧ベクトルの位相を進めることが望まれる。ただし、上記制御装置では、積分演算を停止することで積分項の絶対値が過大となることを回避することができるとはいえ、上記ｄｑ軸上の指令電圧が制限値近傍となる際に指令電圧ベクトルの位相を迅速に進めることが困難であった。このため、指令電流に対する実電流の応答性が低下し、ひいては回転機の回転状態（回転速度、トルク等）の制御の応答性が低下するという問題がある。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機に対するインバータの出力電圧を操作することで回転機の回転状態を制御するに際し、その制御の応答性を高めることのできる回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００７】
請求項１記載の発明は、前記回転機のｄ軸及びｑ軸の指令電流と前記ｄ軸及び前記ｑ軸の実電流とに基づき、前記指令電流を流すために前記回転機に出力すべきｄｑ軸上の電圧に対する実際の電圧の偏差を算出する電圧偏差算出手段と、該算出される偏差を小さくするように前記出力電圧を操作する操作手段とを備えることを特徴とする。
【０００８】
インバータの出力電圧が入力電圧に応じて定まる制限値近傍においてこれを上回る方向に変化する際には、電圧ベクトルの位相を進める必要が生じる。ここで、上記電圧の偏差は、電圧ベクトルの位相を進める側に顕著に生じることとなる。換言すれば、ｄ軸上の電圧が不足している旨を示すものとなる。この点、上記発明では、算出される電圧の偏差を小さくするように出力電圧を操作することで、出力電圧のベクトル位相を迅速に進めることができ、ひいては出力制御の応答性を高めることができる。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電圧偏差算出手段は、前記ｄｑ軸上の電流をｄｑ軸上での電圧に変換する電圧方程式に基づき前記電圧の偏差を算出することを特徴とする。
【００１０】
上記発明では、電圧方程式を用いることで、電圧の偏差を適切に算出することができる。
【００１１】
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記操作手段は、前記算出される偏差についての時系列的に前後する複数の値に基づき前記インバータに対する指令電圧を算出する指令電圧算出手段を備え、前記指令電圧に基づき前記インバータの出力電圧を操作することを特徴とする。
【００１２】
上記発明では、時系列的に前後する複数の値に基づきインバータに対する指令電圧を算出するために、電圧の偏差の履歴等を考慮して指令電圧を設定することができる。
【００１３】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記指令電圧算出手段は、前記算出される電圧の偏差の累積値を算出する手段と、該累積値に基づき前記指令電圧を算出する手段とを備えることを特徴とする。
【００１４】
上記累積値は、回転機の運転状態が定常となるときには、一定値となり、しかも、その値は、電圧の偏差をゼロとするために要求される値に応じたものとなる。このため、上記発明では、定常状態においては電圧の偏差が常時ゼロとなる指令電圧を設定することができる。
【００１５】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記指令電圧算出手段は、前記ｄｑ軸上の実電流に基づきｄｑ軸上での実際の出力電圧を算出する手段と、前記算出される実際の出力電圧に応じて前記指令電圧を補正する手段とを更に備えることを特徴とする。
【００１６】
上記発明では累積値に基づき算出される指令電圧を補正する手段を備えることで、ゲイン設定等の制御の自由度を向上させることができる。
【００１７】
請求項６記載の発明は、請求項４又は５記載の発明において、前記指令電圧算出手段の算出する指令電圧のベクトルの長さが制限電圧を上回るとき、前記累積値の算出を制限する制限手段を更に備えることを特徴とする。
【００１８】
インバータの出力電圧はインバータの入力電圧によって制限される。このため、指令電圧のベクトルの長さが所定以上となるときには、インバータの出力電圧を指令電圧とすることができない。そしてこのときには、出力電圧が累積値に応じたものとならないことがあり、累積値が正しく制御に反映されないおそれがある。そして、この場合、累積値の絶対値が過度に大きくなるおそれがある。この点、上記発明では、制限手段を備えることで、こうした問題を回避することができる。
【００１９】
請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記制限手段は、前記指令電圧算出手段の算出する指令電圧のベクトルの長さが制限電圧を上回るとき、前記累積値のｄ軸成分及びｑ軸成分の絶対値の増加方向の算出を禁止する禁止手段を備えることを特徴とする。
【００２０】
上記発明では、ｄ軸成分及びｑ軸成分の累積値の絶対値の増大を禁止することで、累積値の絶対値が過度に大きくなることを回避することができる。
【００２１】
請求項８記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記制限手段は、前記指令電圧算出手段の算出する指令電圧のベクトルの長さが制限電圧を上回るとき、前記指令電圧を、そのベクトルの長さが前記制限電圧以下となるように補正する手段と、該補正後の指令電圧に応じて前記累積値を強制的に変更する手段とを備えることを特徴とする。
【００２２】
上記補正後の指令電圧は、そのベクトルの長さが制限電圧以下となっているために、インバータの実際の出力電圧を反映したものとなる。したがって、この指令電圧に応じて累積値を補正するなら、累積値が過度に不適切な値となることを回避することができる。
【００２３】
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれかに記載の発明において、前記電圧偏差算出手段に前記指令電流及び前記実電流を入力するに先立ち、これら双方に対して同一特性のローパスフィルタによるフィルタ処理を施すことを特徴とする。
【００２４】
実電流には、回転座標系の実電流の周期と比較して高周波のノイズが混入するためにこれをフィルタ処理することでノイズを除去することが望ましい。しかしこの場合、フィルタ処理後の実電流には遅延が生じる傾向にある。そしてこれにより指令電流と実電流との間に遅延が生じると、電圧の偏差を高精度に算出することが困難となる。この偏差の算出精度の低下は、特に回転機の回転速度が高回転速度となるにつれて顕著となる。この点、上記発明では、指令電流及び実電流の双方に同一特性のフィルタ処理を施すことで、指令電流及び実電流の遅延量を同一とすることができ、ひいては電圧の偏差の算出精度を、回転機の回転速度にかかわらず高く維持することができる。
【００２５】
請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれかに記載の発明において、前記回転機の回転角度及び回転速度を取得する手段を更に備え、前記操作手段は、前記算出される電圧の偏差を小さくするようにｄｑ軸上での指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、前記回転角度の取得タイミングから前記インバータの出力電圧を更新するタイミングまでの時間における前記回転機の回転量を前記取得される回転速度に基づき算出する手段と、前記取得される回転角度に対して前記回転量だけ進角させた角度に基づき前記ｄｑ軸上での指令電圧を前記インバータの各相の指令電圧に変換する手段とを備え、前記各相の指令電圧に基づき前記出力電圧を操作することを特徴とする。
【００２６】
ｄｑ軸上での指令電圧をインバータの各相の指令電圧に変換する際に、取得される回転角度を直接用いた場合、回転角度の取得タイミングと、インバータの出力電圧が更新されるタイミングとの間に、回転機が回転する。このため、取得される回転角度を直接用いて変換された出力電圧としたのでは、出力電圧が適切な値に対して遅延することとなる。この点、上記発明では、出力電圧が更新されるタイミングを見越して取得される回転角度よりも上記回転量だけ進角させた回転角度を用いて変換を行うことで、出力電圧を回転角度に応じたより適切なものとすることができる。
【００２７】
なお、請求項１〜１０のいずれかに記載の発明は、請求項１１記載の発明によるように、前記回転機は、極対数が「５」以上であることを特徴としてもよい。
【００２８】
請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれかに記載の発明において、前記回転機が、電動式パワーステアリングのアクチュエータとして用いられてなることを特徴とする。
【００２９】
パワーステアリングのアクチュエータには、ｑ軸電流の増加要求等に対する特に迅速な応答が望まれる。この点、上記発明では、上記操作手段を備えることで、応答性を高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を、車載パワーステアリングのアクチュエータとしての３相電動機の制御装置に適用した一実施形態を図面を参照しつつ説明する。
【００３１】
図１に、本実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す。
【００３２】
図示されるように、電動機１０は、パワーステアリングのアクチュエータであり、ここでは、表面磁石同期電動機（ＳＰＭＳＭ）にて構成されている。なお、電動機１０の極対数は、本実施形態では、「７」とされている。
【００３３】
電動機１０の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１２が接続されている。このインバータ１２は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれに対応したスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６との並列接続体を備えて構成されている。更に、インバータ１２は、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に逆並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。そして、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ２を直列接続する接続点が電動機１０のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４を直列接続する接続点が電動機１０のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子ＳＷ５及びスイッチング素子ＳＷ６を直列接続する接続点が電動機１０のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。
【００３４】
インバータ１２の各１組のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６との両端には、平滑コンデンサ１４を介してバッテリ１６の電圧が印加されている。
【００３５】
一方、マイクロコンピュータ（マイコン２０）は、電動機１０の出力軸の回転角度を検出する位置センサ２２や、Ｕ相及びＶ相に流れる電流を検出する電流センサ２４，２６の検出結果を取り込む。そして、マイコン２０は、Ｗ相に流れる電流を、キルヒホッフの法則に基づき、Ｕ相を流れる電流とＶ相を流れる電流とから算出する。そして、マイコン２０は、上記電動機１０の出力軸の回転角度や３つの相を流れるそれぞれの電流等に基づき、ゲート駆動回路ＧＤを介してスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を操作する。詳しくは、パワーステアリングでは、図示しないハンドル操作によって生じるトルクが検出され、マイコン２０では、これに応じて要求トルクＴｄが算出される。更に、マイコン２０では、電動機１０の出力トルクが要求トルクＴｄとなるように、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を操作する。
【００３６】
図２に、マイコン２０の行なう処理のうち、特にスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を操作するための操作信号の生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、本実施形態では、電動機１０を流れる実電流がｄｑ軸上での指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃとなるように制御するため、ｄｑ軸上での各種演算パラメータの算出処理を特に示している。このため、制御対象である電動機１０についても、ｄｑ軸上での等価モデルを図示している。
【００３７】
本実施形態では、電圧方程式を用いて、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと実電流ｉｄ，ｉｑとから、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すために電動機１０に出力すべき電圧に対する実際に出力される電圧の偏差を算出し、これがゼロとなるように指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を設定する。ここで、電動機１０の電圧方程式は、電動機１０の抵抗Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、逆起電力定数Φを用いると、下記の式によって表現される。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｓＬｄ）ｉｄ                        ―ωＬｑ×ｉｑ        …（ｃ１）
ｖｑ＝                    （Ｒ＋ｓＬｑ）ｉｑ    ＋ω（Φ＋Ｌｄ×ｉｄ）…（ｃ２）
上記の式において、実電流ｉｄ，ｉｑの代わりに、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを代入するなら、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すために電動機１０に出力すべき電圧が算出されると考えられる。このため、上記の式（ｃ１）において、指令電流ｉｄｃ及び実電流ｉｄの差を代入することで上記偏差のｄ軸成分を算出することができ、また、上記の式（ｃ２）において、指令電流ｉｑｃと実電流ｉｑとの差を代入することで上記偏差のｑ軸成分を算出することができる。
【００３８】
すなわち、ｄ軸偏差算出部３０では、指令電流ｉｄｃに対する実電流ｉｄの差を算出し、ｑ軸偏差算出部３２では、指令電流ｉｑｃに対する実電流ｉｑの差を算出する。そして、ｄ軸非干渉項算出部３４では、ｄ軸偏差算出部３０の出力に基づき、上記の式（ｃ１）の右辺第１項に関する演算を行う。一方、ｄ軸干渉項算出部３６では、ｑ軸偏差算出部３２の出力に基づき、上記の式（ｃ１）の右辺第２項に関する演算を行う。そして、ｄ軸電圧偏差算出部３８では、ｄ軸非干渉項算出部３４の出力からｄ軸干渉項算出部３６の出力を減算することで、ｄ軸電圧偏差ΔＶｄを算出する。
【００３９】
これに対し、ｑ軸非干渉項算出部４０では、ｑ軸偏差算出部３２の出力に基づき、上記の式（ｃ２）の右辺第１項に関する演算を行う。一方、ｑ軸干渉項算出部４２では、ｄ軸偏差算出部３０の出力に基づき、上記の式（ｃ２）の右辺第２項に関する演算を行う。そして、ｑ軸電圧偏差算出部４４では、ｑ軸非干渉項算出部４０の出力とｑ軸干渉項算出部４２の出力とを加算することで、ｑ軸電圧偏差ΔＶｑを算出する。
【００４０】
ｄ軸積分演算部４６では、積分ゲインＫωを用いたｄ軸電圧偏差ΔＶｄの積分演算によって、指令電圧Ｖｄｃ１を算出する。一方、ｑ軸積分演算部４８では、積分ゲインＫωを用いたｑ軸電圧偏差ΔＶｑの積分演算によって、指令電圧Ｖｑｃ１を算出する。指令電圧Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１は、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すために電動機１０に出力すべき電圧に対する実際の電圧の差を小さくするための値となっている。
【００４１】
電圧制限部５０では、指令電圧Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１のベクトルの長さが制限電圧Ｖｔｈを上回るとき、指令電圧Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１を補正することで、最終的な指令電圧Ｖｄｃ，Ｖｑｃのベクトルの長さが制限電圧Ｖｔｈ以下となるようにする。そして、最終的な指令電圧Ｖｄｃ，Ｖｑｃは、ＰＷＭ／インバータ５２においてＵＶＷ相の指令電圧に変換され、ＰＭＷ制御によって先の図１に示したインバータ１２が操作される。すなわち、ＵＶＷ相の指令電圧を出力電圧とすべくＰＷＭ制御によって算出される操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎが先の図１に示したゲート駆動回路ＧＤに出力されることで、インバータ１２が操作される。
【００４２】
以下、上記態様による指令電圧Ｖｄｃ，Ｖｑｃの設定の作用効果について記載する。
【００４３】
図３に、電動機１０が低回転速度領域にあるときと、電動機１０が高回転速度領域にあるときとにおける指令電圧Ｖｄｃ，Ｖｑｃの設定態様について説明する。
【００４４】
本実施形態では、電動機１０としてＳＰＭＳＭを用いているため、ｑ軸電流のみによって要求トルクとなるように電動機１０の出力が制御可能である。特に、ＳＰＭＳＭでは、ｄ軸電流ゼロであるときに最小の電流で最大のトルクを生成可能であるため、基本的には、最大トルク制御を行うべくｄ軸の指令電流ｉｄｃをゼロとする。このため、電動機１０の低回転速度領域においては、回転速度ωが無視できることに鑑みると、ｑ軸の指令電圧Ｖｑは「Ｒｉｑ」と近似でき、また、ｄ軸の指令電圧Ｖｑは略ゼロとなる。このため、ｑ軸の指令電流ｉｑｃの変化に応じて、指令電圧Ｖｄｃ，Ｖｑｃはｑ軸上で変動することとなる。
【００４５】
一方、電動機１０の高回転速度領域においては、回転速度ωが大きいために、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）の右辺第２項が大きい値となる。このため、ｑ軸の指令電圧Ｖｑは、「ωΦａ」と近似でき、また、ｄ軸の指令電圧は、「−ωＬｑ×ｉｑ」と近似できる。このため、要求トルクを増大させるべく指令電流ｉｑｃを増加させる際には、指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ，Ｖｑｃ）を進角させる必要がある。
【００４６】
ここで、上記処理によれば、指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ，Ｖｑｃ）を迅速に進角させることが可能となる。これは、電圧偏差ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）が、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すために電動機１０に出力すべき電圧に対する実際に出力される電圧の偏差ベクトルであり、高回転速度領域においては指令電流ｉｑｃが増加するときには出力すべきｄ軸の電圧を増加させる要求が生じるためである。このため、例えば図４に指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ，Ｖｑｃ）の長さが制限電圧Ｖｔｈとなるときについて例示するように、電圧偏差ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）は、指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ，Ｖｑｃ）の位相を進める方向となる。換言すれば、制限電圧Ｖｔｈによって定まる曲線と指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ，Ｖｑｃ）との交点における上記曲線の接線方向に近似した方向となる。このため、電圧偏差ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）の積分演算を行うことで算出される指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）は、その長さが大きく増大するものとはならず、位相が進んだものとなる。
【００４７】
したがって、上記処理によれば、指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）の位相を迅速に進ませることができる。なお、上記ｑ軸電圧偏差ΔＶｑの算出に際しては、上記電圧方程式のうち逆起電圧の項を簡易的に削除した。これは、本実施形態の処理によれば指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）の位相を迅速に進ませることができるため、電動機１０の回転速度の変化に起因する逆起電圧の変化の影響は、電圧偏差ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）の積分制御によって補償可能であることによる。
【００４８】
ただし、指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）の長さが制限電圧Ｖｔｈを超えるときには、指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）を補正したものを指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ，Ｖｑｃ）とするとともに、積分演算を制限する。以下、これについて、図５に基づき説明する。図５は、先の図２に示した電圧制限部５０の行う処理である。この処理は、実際には、マイコン２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００４９】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと実電流ｉｄ，ｉｑとに基づき上述した処理によって電圧偏差ΔＶｄ、ΔＶｑを算出する。続くステップＳ１２においては、制限オーバーフラグがオンであるか否かを判断する。制限オーバーフラグは、前回の制御周期において算出された指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）の長さＶｏｍ（ｎ−１）が制限電圧Ｖｔｈを上回っているときにオンとなる。この処理は、積分演算を制限するか否かを判断するためのものである。
【００５０】
ここで、制限電圧Ｖｔｈは、バッテリ１６の電圧ＶＢの「√（３／８）」倍の値に所定値Ａを乗算して得られる。ここで、所定値Ａは、例えば「１．０５〜１．１０」程度の値とすることが望ましい。すなわち、指令電圧ベクトルの長さがバッテリ１６の電圧ＶＢの「√（３／８）」倍の値以上となると、インバータ１２の出力電圧を指令電圧とすることができない。このため、通常、制限電圧Ｖｔｈは、バッテリ１６の電圧ＶＢの「√（３／８）」倍の値以下とされるものである。しかし、本実施形態では、指令電圧ベクトルの長さがバッテリ１６の電圧ＶＢの「√（３／８）」倍の値近傍となるとき、積分演算によって指令電圧ベクトルは位相が進むように算出されるのであって、その長さが過度に大きくなるように算出されるのではない。そして、この際、バッテリ１６の電圧ＶＢの「√（３／８）」倍以下の値となるときに、積分演算を禁止したのでは、積分演算によって指令電圧ベクトルの位相を迅速に進める際の妨げとなることが懸念される。このため、制限電圧Ｖｔｈを、バッテリ１６の電圧ＶＢの「√（３／８）」倍よりも大きい値とする。
【００５１】
上記ステップＳ１２において制限オーバーフラグがオンとなっていると判断されると、ステップＳ１４〜Ｓ２４において、積分演算を制限する処理を行う。すなわち、ステップＳ１４では、今回の電圧偏差ΔＶｄと前回の指令電圧Ｖｄｃ１（ｎ−１）との積が負であるか否かを判断する。すなわち、積分演算によって、ｄ軸の積分演算値（指令電圧Ｖｄｃ１）が増大するか否かを判断する。この処理は、ｄ軸の積分演算を制限しなくてよいか否かを判断するものである。そして、ステップＳ１４において肯定判断されるときには、ｄ軸の積分演算を制限しなくてもよいと判断し、ステップＳ１６に移行する。そして、ステップＳ１６においては、今回のｄ軸の指令電圧Ｖｄｃ１（ｎ）を、積分演算によって算出する。すなわち、前回の指令電圧Ｖｄｃ１（ｎ−１）に電圧偏差ΔＶｄに応じた量を乗算することでＶｄｃ１（ｎ）を算出する。一方、ステップＳ１４において否定判断されるときには、ステップＳ１８において、今回の指令電圧Ｖｄｃ１（ｎ）を、前回の指令電圧Ｖｄｃ１（ｎ−１）とする。
【００５２】
ステップＳ１６、Ｓ１８の処理が完了するときには、ステップＳ２０に移行する。ステップＳ２０においては、前回の指令電圧Ｖｑｃ１（ｎ−１）と今回の電圧偏差ΔＶｑとの積が負であるか否かを判断する。すなわち、積分演算によって、ｑ軸の積分演算値（指令電圧Ｖｑｃ１）が増大するか否かを判断する。この処理は、ｑ軸の積分演算を制限しなくてよいか否かを判断するものである。そして、ステップＳ２０において肯定判断されるときには、ｑ軸の積分演算を制限しなくてもよいと判断し、ステップＳ２２に移行する。そして、ステップＳ２２においては、今回のｑ軸の指令電圧Ｖｑｃ１（ｎ）を、積分演算によって算出する。すなわち、前回の指令電圧Ｖｑｃ１（ｎ−１）に電圧偏差ΔＶｑに応じた量を乗算することで指令電圧Ｖｑｃ１（ｎ）を算出する。一方、ステップＳ２０において否定判断されるときには、ステップＳ２２において、今回の指令電圧Ｖｑｃ１（ｎ）を、前回の指令電圧Ｖｑｃ１（ｎ−１）とする。
【００５３】
一方、上記ステップＳ１２において否定判断されるときには、ステップＳ２６において、通常の積分演算によって指令電圧Ｖｄｃ（ｎ），Ｖｑｃ（ｎ）を算出する。そして、上記ステップＳ２２，Ｓ２４，Ｓ２６の処理が完了するときには、ステップＳ２８に移行する。
【００５４】
ステップＳ２８においては、今回の指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）の長さを算出する。続くステップＳ３０においては、指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）の長さが制限電圧Ｖｔｈよりも大きいか否かを判断する。そして、制限電圧Ｖｔｈよりも大きいと判断されるときには、ステップＳ３２において、指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）を補正することで、最終的な指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ，Ｖｑｃ）を算出する。すなわち、指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）に、その長さＶｏｍに対する制限電圧Ｖｔｈの比を乗算することでベクトルの長さを変更する。なお、この際、上記制限オーバーフラグをオンとする。一方、ステップＳ３０において否定判断されるときには、ステップＳ３４において、今回の指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ，Ｖｑｃ）を、今回の指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）とする。なお、この際、上記制限オーバーフラグをオフとする。
【００５５】
なお、ステップＳ３２、Ｓ３４の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。
【００５６】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５７】
（１）指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと実電流ｉｄ，ｉｑとに基づき、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すために電動機１０に出力すべきｄｑ軸上の電圧に対する実際の電圧の偏差(電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑ)を算出し、これを小さくするようにインバータ１２に対する出力電圧を操作した。これにより、出力電圧ベクトルの位相を迅速に進めることができ、ひいては出力制御の応答性を高めることができる。
【００５８】
（２）ｄｑ軸上の電流をｄｑ軸上での電圧に変換する電圧方程式に基づき電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑを算出した。これにより、電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑを適切に算出することができる。
【００５９】
（３）電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑの積分演算によって指令電圧Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１を算出した。これにより、定常状態においては電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑが常時ゼロとなるように指令電圧Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１を設定することができる。
【００６０】
（４）指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）の長さが制限電圧Ｖｔｈを上回るとき、積分演算の算出を制限した。これにより、指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）の長さが過度に大きくなることを回避することができる。
【００６１】
（５）指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）の長さが制限電圧Ｖｔｈを上回るとき、ｄ軸及びｑ軸の指令電圧Ｖｄｃ１、Ｖｑｃ１の絶対値の増加方向の算出を禁止した。これにより、積分演算値が過度に大きくなることを回避することができる。
【００６２】
（６）電動機１０の極対数を「７」とした。このように、極対数の大きい電動機にあっては、回転速度が大きくなりやすい傾向にあるため、上記作用効果を特に好適に奏することができる。
【００６３】
（７）電動機１０を、電動式パワーステアリングのアクチュエータとして用いた。パワーステアリングのアクチュエータには、ｑ軸電流の増加要求等に対する特に迅速な応答が望まれるため、上記作用効果を特に好適に奏することができる。
【００６４】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６５】
図６に、本実施形態にかかる電圧制限部５０の行う処理の手順を示す。この処理は、実際には、マイコン２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００６６】
この一連の処理では、まずステップＳ４０において、先の図５のステップＳ１０と同様にして電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑを算出する。続くステップＳ４２においては、電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑの積分演算に基づき、指令電圧Ｖｄｃ１（ｎ），Ｖｑｃ１（ｎ）を算出する。更に、ステップＳ４４においては、先の図５のステップＳ２８と同様にして指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）の長さＶｏｍ（ｎ）を算出する。続くステップＳ４６では、先の図５のステップＳ３０と同様、長さＶｏｍ（ｎ）が制限電圧Ｖｔｈを上回るか否かを判断する。そして、制限電圧Ｖｔｈを上回ると判断されるときには、ステップＳ４８において、先の図５のステップＳ３２と同様の処理を行い、また、制限電圧Ｖｔｈ以下であると判断されるときには、ステップＳ５２において、先の図５のステップＳ３４と同様の処理を行う。
【００６７】
上記ステップＳ４８の処理が完了すると、本実施形態では、今回の指令電圧Ｖｄｃ１（ｎ），Ｖｑｃ（ｎ）を、ステップＳ４８の処理のなされた指令電圧Ｖｄｃ，Ｖｑｃとする。これにより、積分演算値が過大となることを回避することができる。特に、本実施形態では、先の第１の実施形態のように、積分演算値を制限するための処理にＩＦ文を用いないため、マイコン２０の演算負荷を低減することができる。
【００６８】
図７に、高回転速度領域において要求トルクをステップ状に増加させた際の上記処理の応答性を示す。詳しくは、図７（ａ）においては、太線にてバッテリ１６の電圧ＶＢを「３５Ｖ」とした場合の変調率の推移を示し、１点鎖線にて同電圧ＶＢを「３０Ｖ」とした場合の変調率の推移を示す。また、図７（ｂ）においては、太線にてバッテリ１６の電圧ＶＢを「３５Ｖ」とした場合の電圧位相の推移を示し、１点鎖線にて同電圧ＶＢを「３０Ｖ」とした場合の電圧位相の推移を示す。更に、図７（ｃ）においては、太線にてバッテリ１６の電圧ＶＢを「３５Ｖ」とした場合のｑ軸実電流の推移を示し、１点鎖線にて同電圧ＶＢを「３０Ｖ」とした場合のｑ軸実電流の推移を示し、２点鎖線にてｑ軸の指令電流ｉｑｃの推移を示す。図示されるように、バッテリ１６の電圧ＶＢが低いほど変調率が大きくなるにもかかわらず、その応答性に大差はない。
【００６９】
これに対し、図８に、先の図２の積分演算部４６，４８を、偏差算出部３０，３２の直後に配置した場合についての高回転速度領域において要求トルクをステップ状に増加させた際の応答性を示す。なお、図８（ａ）〜図８（ｃ）は、図７（ａ）〜図７（ｃ）と対応している。図示されるように、バッテリ１６の電圧ＶＢが低いほど変調率が大きくなることに起因して、応答性が低下している。すなわち、図９に示すように、電圧ベクトルの長さがバッテリ１６の電圧ＶＢの「√（３／８）」倍の値近傍となるときには、電圧ベクトルの応答性が低下している。これは、電流偏差の値を電圧方程式に代入する場合、指令電圧ベクトルの長さが伸長する方向に指令電圧ベクトルが算出されるため、積分演算が停止されることによる。このため、図１０に示す高回転速度領域において、応答性が低下する。
【００７０】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）、（６）、（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
（８）指令電圧ベクトル（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）の長さが制限電圧Ｖｔｈを上回るとき、指令電圧（Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１）を、そのベクトルの長さが制限電圧Ｖｔｈ以下となるように補正した。これにより、積分演算値が過度に不適切な値となることを回避することができる。
【００７１】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７２】
図１１に、本実施形態にかかるスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を操作するための操作信号の生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図１１において、先の図２と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【００７３】
図示されるように、本実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑに応じてインバータ１２の実際の出力電圧を推定し、これに基づき積分演算部４６，４８の値を補正する。すなわち、ｄ軸非干渉項算出部６０では、実電流ｉｄに基づき、上記の式（ｃ１）の右辺第１項に関する演算を行う。一方、ｄ軸干渉項算出部６２では、実電流ｉｑに基づき、上記の式（ｃ１）の右辺第２項に関する演算を行う。そして、ｄ軸電圧算出部６４では、ｄ軸非干渉項算出部６０の出力からｄ軸干渉項算出部６２の出力を減算することで、ｄ軸電圧Ｖｄを算出する。更に、比例項算出部６６では、ｄ軸電圧Ｖｄに比例ゲインＫｐを乗算する。そして、ｄ軸指令電圧補正部６８では、積分演算部４６の出力から比例項算出部６６の出力を減算することで、積分演算部４６の出力である指令電圧Ｖｄｃ１を補正して電圧制限部５０に出力する。
【００７４】
これに対し、ｑ軸非干渉項算出部７０では、実電流ｉｑに基づき、上記の式（ｃ２）の右辺第１項に関する演算を行う。一方、ｑ軸干渉項算出部７２では、実電流ｉｄに基づき、上記の式（ｃ２）の右辺第２項に関する演算を行う（ただし、逆起電圧の項については簡易的に除いている）。そして、ｑ軸電圧算出部７４では、ｑ軸非干渉項算出部７０の出力とｑ軸干渉項算出部７２の出力とを加算することで、ｑ軸電圧Ｖｑを算出する。更に、比例項算出部７６では、ｑ軸電圧Ｖｑに比例ゲインＫｐを乗算する。そして、ｑ軸指令電圧補正部７８では、積分演算部４８の出力から比例項算出部７６の出力を減算することで、積分演算部４８の出力である指令電圧Ｖｑｃ１を補正して電圧制限部５０に出力する。なお、電圧制限部５０では、補正された指令電圧Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１に基づき、先の第１の実施形態で示した処理を行う。
【００７５】
こうした処理によれば、比例ゲインＫｐを設けることで、設計の自由度を増大させることができる。
（９）ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑに基づきｄｑ軸上での実際の出力電圧Ｖｄ，Ｖｑを算出し、これに応じて指令電圧Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１を補正した。これにより、ゲイン設定等の制御の自由度を向上させることができる。
【００７６】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７７】
図１２に、本実施形態にかかるスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を操作するための操作信号の生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図１２において、先の図１１と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【００７８】
図示されるように、本実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑをローパスフィルタ９２、９４にてフィルタ処理をした後、上記偏差算出部３０，３２等で用いる。これは、実電流ｉｄ，ｉｑには、電動機１０の電気角の回転周期よりも高周波のノイズが混入しやすいためである。更に、本実施形態では、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに対してもローパスフィルタ９６，９８によるフィルタ処理を施す。そして、これらローパスフィルタ９０〜９８を同一の特性を有するものとする。これにより、フィルタ処理による実電流ｉｄ，ｉｑの遅延量と指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの遅延量とを同一とすることができる。
【００７９】
なお、本実施形態では、ローパスフィルタ９０〜９８として、１次遅れフィルタを用い、且つその時定数等を同一に設定している。
【００８０】
以上説明した本実施形態によれば、先の第３の実施形態の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００８１】
（１０）指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ及び実電流ｉｄ，ｉｑ双方に対して同一特性のローパスフィルタ９０〜９６によるフィルタ処理を施した。これにより、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ及び実電流ｉｄ，ｉｑの遅延量を同一とすることができ、ひいては、電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑや、出力電圧Ｖｄｃ，Ｖｑｃ等をより高精度に算出することができる。
【００８２】
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８３】
図１３に、本実施形態にかかるスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を操作するための操作信号の生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図１３において、先の図２と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【００８４】
本実施形態では、現在の回転角度θ（電気角）に対して、進角量Δθだけ進角させた角度によって指令電圧Ｖｄｃ，ＶｑｃをＵＶＷ相の指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに変換し、これに基づきインバータ１２の出力電圧を操作する。
【００８５】
図１４に、本実施形態にかかる指令電圧Ｖｄｃ，ＶｑｃのＵＶＷ相の指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃへの変換処理の手順を示す。この処理は、マイコン２０により、例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００８６】
この一連の処理では、まずステップＳ７０において回転角度θ及び回転速度ωを検出する。続くステップＳ７２においては、回転角度θの検出タイミングから指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに応じたインバータ１２の出力電圧の操作タイミングまでの時間Ｔ内での電動機１０の回転量（進角量Δθ）を算出する。これは、回転速度ωに、上記時間Ｔを乗算することで算出することができる。
【００８７】
続くステップＳ７４においては、ステップＳ７０にて検出された回転角度θに、ステップＳ７２にて算出された進角量Δθを加算した角度「θ＋Δθ」にて、指令電圧Ｖｄｃ，ＶｑｃをＵＶＷ相の指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに変換する。そして、ステップＳ７６では、ＵＶＷ相の指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに応じてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。ここでは、例えばＵＶＷ相の指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃの三角波ＰＷＭ処理によって、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成すればよい。なお、ステップＳ７６の処理が完了すると、この一連の処理を一旦終了する。
【００８８】
上記処理によれば、インバータ１２の出力電圧が操作されるタイミングでの回転角度にとって適切な指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃを算出することができる。このため、回転角度θの検出タイミングからインバータ１２の出力電圧の操作タイミングまでの時間ずれに起因する回転角度の誤差を好適に補償することができる。
【００８９】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００９０】
（１１）回転角度θを進角量Δθだけ進角させた角度に基づき、指令電圧Ｖｄｃ，ＶｑｃをＵＶＷ相の指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに変換した。これにより、出力電圧を回転角度に応じたより適切なものとすることができる。
【００９１】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００９２】
・指令電圧Ｖｄｃ１，Ｖｑｃ１の算出手法としては、電圧偏差ΔＶｄ、ΔＶｑの積分演算に限らない。例えば、電圧偏差ΔＶｄ、ΔＶｑの比例積分演算や、比例積分微分演算であってもよい。更に、電圧偏差ΔＶｄ、ΔＶｑの比例演算や、電圧偏差ΔＶｄ、ΔＶｑの微分演算であってもよい。
【００９３】
・第２の実施形態における第１の実施形態からの変更点を、第３〜第５の実施形態に適用してもよい。
【００９４】
・第３の実施形態における第１の実施形態からの変更点を、第２、第５の実施形態に適用してもよい。
【００９５】
・第４の実施形態における第３の実施形態からの変更点を、第１、第２、第５の実施形態に適用してもよい。
【００９６】
・第５の実施形態における第１の実施形態からの変更点を、第２〜第４の実施形態に適用してもよい。
【００９７】
・第３、第４の実施形態において、算出される電圧Ｖｄ，Ｖｑに比例ゲインＫｐを加算する代わりに、算出される電圧Ｖｄ，Ｖｑの比例積分演算や比例積分微分演算を行ってもよい。
【００９８】
・第４の実施形態において、ローパスフィルタ９２〜９８としては、１次遅れフィルタに限らず、例えば２次遅れフィルタであってもよい。
【００９９】
・ｑ軸電圧偏差ΔＶｑの算出に際して、上記電圧方程式の逆起電圧の項を考慮してもよい。
【０１００】
・制限電圧Ｖｔｈの設定手法としては、上記実施形態で例示したものに限らない。ここでは、上記所定値Ａを、「１」以上とすることが望ましく、「１」より大きくすることがより望ましい。
【０１０１】
・上記各実施形態では、電動機１０をパワーステアリングのアクチュエータとして用いたが、これに限らず、例えばハイブリッド車や電気自動車の原動機として用いてもよい。
【０１０２】
・電動機１０としては、表面磁石同期電動機に限らず、例えば埋め込み磁石同期電動機であってもよい。また、極対数としては、「７」に限らない。例えば「５」以上であってもよい。ただし、極対数が大きいほど電気角周波数が大きくなりやすく、変調率が「１」となる付近で位相が進むよう電圧ベクトルを操作する必要があるため、本発明の作用効果を好適に奏することができる。
【０１０３】
・回転機としては、電動機に限らず、発電機であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】第１の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。
【図２】同実施形態にかかるインバータの操作信号の算出に関する処理を示すブロック図。
【図３】高回転速度領域及び低回転速度領域の指令電圧の設定態様を示す図。
【図４】上記実施形態にかかる電圧偏差ベクトルと指令電圧ベクトルとを示す図。
【図５】同実施形態にかかる指令電圧の算出処理の手順を示す流れ図。
【図６】第２の実施形態にかかる指令電圧の算出処理の手順を示す流れ図。
【図７】同実施形態にかかる電圧ベクトルの位相及びｑ軸電流の応答性を示すタイムチャート。
【図８】従来技術による電圧ベクトルの位相及びｑ軸電流の応答性を示すタイムチャート。
【図９】上記従来技術による電圧ベクトルの推移例を示す図。
【図１０】上記従来技術による応答性の低下領域を示す図。
【図１１】第３の実施形態にかかるインバータの操作信号の算出に関する処理を示すブロック図。
【図１２】第４の実施形態にかかるインバータの操作信号の算出に関する処理を示すブロック図。
【図１３】第５の実施形態にかかるインバータの操作信号の算出に関する処理を示すブロック図。
【図１４】同実施形態にかかる指令電圧の３相変換処理の手順を示す流れ図。
【符号の説明】
【０１０５】
１０…電動機、１２…インバータ、２０…マイコン（制御装置の一実施形態）。
【図１】
2008236853.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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