(57)【要約】 【課題】  マトリクスコンバータの大きな利点である入力電流制御性能を損なうＰＷＭの飽和現象を抑制する。【解決手段】  交流電源電圧（１）とマトリクスコンバータ主回路（３）との間の各相に接続される入力フィルタ（２）と、双方向スイッチを駆動するためのゲートドライバ（６）と、出力電圧演算部（７ｂ）、入力電圧演算部（７ｃ）、ＰＷＭ演算部（７ｄ）、転流演算部（７ｅ）からなるコントローラ（７）と、電源電圧の瞬時値を検出するための入力電圧検出器（４）と、交流電源電圧の各相に入力側である交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力をもつ双方向スイッチで直接接続し、出力電圧指令に応じて交流電源電圧をＰＷＭ制御し、任意の交流及び直流電圧を出力するマトリクスコンバータにおいて、入力電圧検出器（４）によって得られた交流電圧検出値を基に、電源電圧の最大相と最小相の差が最も小さくなる電圧を出力電圧のリミット値として演算・保持するものである。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源電圧とマトリクスコンバータ主回路との間の各相に接続される入力フィルタと、双方向スイッチを駆動するためのゲートドライバと、出力電圧演算部、入力電圧演算部、ＰＷＭ演算部、転流演算部からなるコントローラと、電源電圧の瞬時値を検出するための入力電圧検出器と、交流電源電圧の各相に入力側である交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力をもつ双方向スイッチで直接接続し、出力電圧指令に応じて交流電源電圧をＰＷＭ制御し、任意の交流及び直流電圧を出力するマトリクスコンバータにおいて、
前記入力電圧検出器によって得られた交流電圧検出値を基に、電源電圧の最大相と最小相の差が最も小さくなる電圧を出力電圧のリミット値として演算・保持することを特徴とするマトリクスコンバータ。
【請求項２】
前記マトリクスコンバータの出力電圧指令値の瞬時値が前記出力電圧のリミット値を超える指令電圧が出力された場合、電圧出力値をリミットしたものを出力電圧指令として使用することを特徴とする請求項１記載のマトリクスコンバータ。
【請求項３】
前記マトリクスコンバータの出力電圧指令値の瞬時値が前記出力電圧のリミット値を超える指令電圧が出力された場合、指令電圧と前記リミット値との差分に比例するゲインをあらかじめ出力電圧実効値に乗算演算し、その演算結果の瞬時値を前記リミット値によりリミットすることを特徴とする請求項１記載のマトリクスコンバータ。
【請求項４】
前記マトリクスコンバータの出力電圧指令値の瞬時値が前記出力電圧のリミット値を超える指令電圧が出力された場合、指令電圧と前記リミット値との差分に比例する３倍調波を加算することを特徴とする請求項1記載のマトリクスコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から任意の周波数へ出力変換可能な電力変換装置に関し、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式を用いたマトリクスコンバータ（ＰＷＭサイクロコンバータともいう）に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８に従来のマトリクスコンバータ（ＰＷＭサイクロコンバータ）回路の構成図を示す。図において、７ｂは負荷モータ５を駆動するための出力電圧演算部、７ｃはA/D変換器によりデジタル信号化された入力電圧を演算する入力電圧演算部、７ｄは出力電圧演算部７ｂと入力電圧演算部７ｃより得られた演算結果より双方向スイッチの駆動タイミングを決定するＰＷＭ演算部、７ｅは電流を連続して流し続けるための転流動作を実現する転流演算部を示している。この制御構成によりマトリクスコンバータを駆動のための演算処理を実施している。
ＰＷＭサイクロコンバータは、交流電源と負荷側を電力用半導体素子で直接接続しているため、出力の電圧と入力の電流を同時に制御することが可能である。しかしながらＰＷＭサイクロコンバータはＰＷＭインバータのような直流キャパシタ（直流中間回路）が存在しないため、電圧は入力電圧以上出力することができない。よって、電圧利用率の大きい二相変調を使うのが一般的である（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図９は特許文献１の「三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置」の入力相情報の波形を示す図であり、ｒ、ｓ、ｔ相の３相入力電流指令ｉｒ、ｉｓ、ｉｔの波形を示している。区間番号ＩＣは入力電流指令の一周期を６０°毎に分けている各区間の番号であって、ＩＣ番号は０〜５まででそれぞれ二進数の三ビットで表される。また、基準信号Ｂｅはデジタル１ビットで、絶対値が最大となる入力電流指令の符号を識別する信号であって、Ｂｅ＝０の時絶対値が最大となる入力電流指令が正で、Ｂｅ＝１の時が負である。このＢｅとＩＣとによって各入力相の入力電流指令の絶対値が最小か、中間か、最大か、が分かる。入力電流指令の絶対値が最大となる入力相を入力Ｂａｓ相、最小の入力相を入力Ｓｅｃ相、中間を入力Ｔｏｐ相と定義する。なお、入力電流分配率ａは三相入力電流指令の中の中間値と最小値との比を示すものである。
【０００４】
一方、図１０は三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置の出力相情報の波形を示す図であり、ｕ、ｖ、ｗ相の３相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形を示している。区間番号ＯＣは出力電圧指令の一周期を６０°毎に分けている各区間の番号であって、ＯＣは０〜５までで各ＯＣは二進数の三ビットで表される。基準信号Ｂｅが１の時に出力相電圧指令が最大となる出力相を出力Ｈｉｇｈ相、基準信号Ｂｅが１の時に出力相電圧指令が最小となる出力相を出力Ｌｏｗ相、その中間となる出力相を出力Ｍｉｄｄｌｅ相と定義する。
【０００５】
出力電圧指令関数Ｆｈは、図１０で出力相電圧指令の下に示す出力相電圧指令と同一周波数、同一位相の振幅が１の三相対称正弦波の最大値と最小値との差を表し、もう一つの出力電圧指令関数Ｆｍは、中間値と最小値との差を表している。この出力電圧指令関数Ｆｈ、Ｆｍと、入力電流指令に関する入力電流分配率ａ、基準信号Ｂｅ、ｒ相の入力電流指令の位相γ、電源線間電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ等を基に、次式により仮直流電圧Ｅｄ、出力Ｈｉｇｈ相と出力Ｌｏｗ相間の線間電圧指令の絶対値Ｖｈ*、出力Ｍｉｄｄｌｅ相と出力Ｌｏｗ相間の線間電圧指令の絶対値Ｖｍ*を求め、スイッチング・タイミングＴ０ｈ、Ｔ１ｈ、Ｔ０ｍ、Ｔ１ｍ、を計算する。
【０００６】
Ｅｄ＝Δｅｔｏｐ＋ａ＊Δｅｓｅｃ              ・・・（１）
但し、Δｅｔｏｐ：入力Ｔｏｐ相と入力Ｂａｓ相の間の線間電圧の絶対値、
Δｅｓｅｃ：入力Ｓｅｃ相と入力Ｂａｓ相の線間電圧の絶対値、
Ｖｈ*＝Ｆｈ＊Ｖ*                              ・・・（２）
Ｖｍ*＝Ｆｍ´＊Ｖ*                              ・・・（３）
Ｔ０ｈ／Ｔ２＝１−（１＋ａ）＊Ｖｈ*／Ｅｄ      ・・・（４）
Ｔ１ｈ／Ｔ２＝１−Ｖｈ*／Ｅｄ                  ・・・（５）
Ｔ０ｍ／Ｔ２＝１−（１＋ａ）Ｖｍ*／Ｅｄ        ・・・（６）
Ｔ１ｍ／Ｔ２＝１−Ｖｍ*／Ｅｄ                  ・・・（７）
但し、Ｔ２：キャリヤ周波数の半周期、で求めたスイッチタイミングよりスイッチングパターンＳＰ０ｈ、ＳＰ１ｈ、ＳＰ０ｍ、ＳＰ１ｍを作成する。
【０００７】
図１１は、三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置のスイッチパターンを示す図であり、図１１（ａ）は出力Ｈｉｇｈ相のパターンＳＰ０ｈ、ＳＰ１ｈを示し、図１１（ｂ）は出力Ｍｉｄｌｅ相のパターンＳＰ０ｍ、ＳＰ１ｍを表している。図中、Ｔ２は三角波キャリヤの半周期であり、Ｔ０ｈ、Ｔ１ｈはＳＰ０ｈ、ＳＰ１ｈのキャリヤ三角波との比較タイミングを、Ｔ０ｍ、Ｔ１ｍはＳＰ０ｍ、ＳＰ１ｍのキャリヤ三角波との比較タイミングを示している。なお、ＰＪｈ、ＰＪｍ等はＳＰ０ｈ、ＳＰ０ｍを変換した変換パターンである。
【０００８】
このようなスイッチング・パターンによって、例えば、”ＳＰ１ｈ＝１、ＳＰ０ｈ＝１”の場合は、出力相Ｈｉｇｈ相と入力Ｂａｓ相（入力電流指令の絶対値が最大の入力相）間のスイッチをＯｎする。また、”ＳＰ１ｈ＝１、ＳＰ０ｈ＝０”の時は、出力Ｈｉｇｈ相と入力Ｓｅｃ相（絶対値が最小となる入力相）間のスイッチをＯｎとする。また、”ＳＰ１ｈ＝０、ＳＰ０ｈ＝０”の時は、出力Ｈｉｇｈ相と入力Ｔｏｐ相（絶対値が中間の入力相）間のスイッチをＯｎとするスイッチパターンにより駆動する。
また、ＰＷＭサイクロコンバータの入力電流制御の
【特許文献１】特開平１１−３４１８０７号公報（図２、図３、図５）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
マトリクスコンバータは入力側と出力側を繋ぐ双方向スイッチによって、電源電圧を直接スイッチングすることにより出力側に任意の電圧・周波数を出力する。
しかし反面、コンバータとインバータとを組み合わせた直流中間回路を有するインバータ方式と異なり、マトリクスコンバータは入力電圧以上の電圧を出力することができないといったデメリットも有する。マトリクスコンバータの出力可能電圧としては、三相交流電源を用いる場合、一般に全領域ＰＷＭの飽和なしに出力可能な電圧は入力電圧×0.866倍、平均出力可能電圧としては入力電圧×0.955倍と言われている。これは入力電圧の瞬時値が最大値の0.866倍まで小さくなり、かつ平均電圧が0.955倍であるためである。
従来のマトリクスコンバータの入力電流制御方式では、ＰＷＭ制御の中に入力電流を制御する制御パラメータを設け、平均値として電流制御をする方式が一般的である。この場合、ＰＷＭの飽和が発生しないのが入力電流制御の大前提であり、ＰＷＭが飽和し始める、入力電圧の0.866倍以上の電圧を出力する場合、入力電流制御が一部できない区間が発生し、結果入力電流歪みを増加させるというような問題もあった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、高い電圧を出力する場合にも全領域で入力電流を制御し、マトリクスコンバータの大きな利点である高調波電流レスを実現できる装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記問題を解決するため、本発明は、交流電源電圧とマトリクスコンバータ主回路との間の各相に接続される入力フィルタと、双方向スイッチを駆動するためのゲートドライバと、出力電圧演算部、入力電圧演算部、ＰＷＭ演算部、転流演算部からなるコントローラと、電源電圧の瞬時値を検出するための入力電圧検出器と、交流電源電圧の各相に入力側である交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力をもつ双方向スイッチで直接接続し、出力電圧指令に応じて交流電源電圧をＰＷＭ制御し、任意の交流及び直流電圧を出力するマトリクスコンバータにおいて、
前記入力電圧検出器によって得られた交流電圧検出値を基に、電源電圧の最大相と最小相の差が最も小さくなる電圧を出力電圧のリミット値として演算・保持することを特徴とするものである。
このように、出力電圧に入力電圧に対応したリミッタを設け、リミッタより大きな値を出力する場合は出力電圧に低次高調波を重畳し電圧ピーク値を抑制した電圧を出力する。これにより全領域でのＰＷＭ制御が飽和なく実施でき、低い電圧を出力する場合と同じ入力電流制御性能を維持することが可能となる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明はマトリクスコンバータの大きな利点である入力電流制御性能を損なうＰＷＭの飽和現象を抑制するものである。また、入力電圧の0.866倍以上の電圧を出力する場合においても同様の飽和抑制が実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
（発明概要）マトリクスコンバータには転流動作が存在する。この動作により、転流中にスイッチングが完了しないような短いＰＷＭ指令が発生した場合、実際には電圧出力がなされない場合がある。この現象と同じく、入力電圧に対し、大きな電圧を出力している場合も、転流動作が完了する前に次のスイッチングが発生する場合があり、結果ＰＷＭが飽和し、マトリクスコンバータの大きな特徴である入力電流制御性能が低下する恐れがある。しかしこの間題は、入力電圧の位相により出力可能な電圧が変動することと、キャリア周波数に比例して影響が大きくなるため、指令系での補正が困難である。
そこでＰＷＭ幅演算後に既定のリミット値と比較し、超えている場合は飽和の可能性があるため幅をリミットして、その差分を別の相に加算するようにしたものである。
【００１３】
（基本原理）６図にマトリクスコンバータ出力1相分の双方向スイッチの回路構成と電流方向が正の場合のゲート信号波形を示している。マトリクスコンバータはインバータと異なり、IGBTをすべてオフすると電流経路が無くなり、サージ電圧が発生してしまう。このサージ電圧を抑制するために、転流動作を行っている。図６は、マトリクスコンバータ出力1相分の双方向スイッチの回路構成と、それに対応したゲート信号を示している。図は出力電流の方向が正の場合のゲート信号である。
この転流動作の１回目と4回目は、入力短絡防止のためのスイッチング動作であり、出力電圧には影響しない（Ｓ１＆Ｓ２からＳ３＆Ｓ４に転流する場合は、１回目がＳ１と４回目はＳ３となり、それぞれは短絡防止のための空打ちである。それがＳ３＆Ｓ４からＳ５＆Ｓ６に転流する場合は１回目がＳ３、４回目がＳ５となる）。しかし、この動作と入力電圧の位相により、特に高い電圧を出力する際にＰＷＭ出力電圧の飽和現象が発生し、入力電流制御を不可能にし、その結果入力電流歪みが増加する。
そこで、ＰＷＭ幅演算後に既定のリミット値と比較し、超えている場合は飽和の可能性があるため幅をリミットして、その差分を別の相に加算しＰＷＭ出力電圧の飽和を抑制する。
【００１４】
図７は本方式を導入した際の波形を示している。図のように、最も幅が大きいTOHが、ある既定のレベル以上になるとTOHをその値でリミットし、なおかつ電流分配率を変化させないようT1Hを決定する。またこのままでは電圧出力レベルが低下するため、リミットした幅の分をTOMに加算し、またこの新しいTOMに応じたT1Mを決定する。これによリVmaxが減少した分、Vmidを補正し、その結果ＰＷＭ出力電圧の飽和を抑制しつつ、三相合計で高い電圧出力を可能にする。
具体的な制御演算式は下記のものを採用する。なお、この場合の抑制パラメータを「最大電圧補償幅」として、TＣＯＭＰ (単位μsec)として演算する。この場合のリミットパルス幅はTth=Tc-TＣＯＭＰとする。
【００１５】
TOH＞Tthの場合
TOH’＝Tth                                ・・・（８）
T1H’＝Tth／（1+α）                      ・・・（９）
TOM’＝（1＋α）（T1M+T1H）−Tth           ・・・（１０）
T1M’＝（T1M＋T1H）−Tth／（1+α）        ・・・（１１）
【００１６】
TOH＝＜Tthの場合
TOH’＝TOH                                ・・・（１２）
T1H’＝T1H                                ・・・（１３）
TOM’＝TOM                                ・・・（１４）
T1M’＝T1M                                ・・・（１５）
これにより、最終的に出力される電圧は以下の式となる。
【００１７】
ΔVmax＝（ΔEmax+αΔEmid）×T1H／Tc                  ・・・（１６）
ΔVmid＝（ΔEmax+αΔEmid）×T1M／Tc                  ・・・（１７）
ΔVmax’＝（ΔEmax＋αΔEmid）×Tth／Tc×1／（1＋α） ・・・（１８）
Δvmid’＝（ΔEmax＋αΔEmid）×{（T1M＋T1H）−Tth／（1＋α）}×1／Tc ・・・（１９）
（１６）、（１７）式を合計すると（１８）、（１９）式の合計と同じになるため、三相合計の出力電圧は飽和せず減少しない。
以下、本発明の方法の実施例について図に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１８】
図１は、本発明によるマトリクスコンバータ回路の構成図を示す。図において、１は三相交流電源、２は入力フィルタ、３は双方向スイッチを用いたマトリクスコンバータ主回路、４は入力電圧検出器群、５は駆動対象となる負荷モータ、６は双方向スイッチを駆動するためのゲートドライバ、７は制御演算を実施するコントローラを示している。
マトリクスコンバータは三相交流電源１を双方向スイッチと呼ばれる高速半導体スイッチング素子により任意の電圧・電流を出力し、負荷モータ５を高効率・高精度に駆動する電力変換装置である。このマトリクスコンバータを駆動するためのコントローラ７の内部構成を説明する。７ａは入力電圧検出器群４により検出された入力電圧をコントローラ７に取り込む際に使用するA/D変換器、７ｂは負荷モータ５を駆動するための出力電圧演算部、７ｃはA/D変換器７ａによりデジタル信号化された入力電圧を演算する入力電圧演算部、７ｄは出力電圧演算部７ｂと入力電圧演算部７ｃより得られた演算結果より双方向スイッチの駆動タイミングを決定するＰＷＭ演算部、７ｅは電流を連続して流し続けるための転流動作を実現する転流演算部を示している。この制御構成によりマトリクスコンバータを駆動のための演算処理を実施している。
【００１９】
図２は前述したコントローラ７の内部構成ブロック図である。コントローラ７は出力電圧演算部７ｂ、入力電圧演算部７ｃ、ＰＷＭ演算部７ｄ、転流演算部７ｅ、出力電圧飽和処理部７ｆからなる。本実施例のコントローラが従来と相違する部分は出力電圧飽和処理部７ｆを備えた部分である。入力電圧演算部７ｃより得られた演算結果より、入力電圧の0.866倍を出力電圧のリミット値として保持し、出力電圧演算部７ｂの出力電圧指令１がリミット値を超える場合、出力電圧飽和処理部７ｆで飽和抑制処理をした新しい演算結果である出力電圧指令2を指令電圧としてＰＷＭ演算部７ｄに出力する。
【００２０】
図１、２に示したマトリクスコンバータ回路と制御コントローラにより本発明を実施する。図３は第１の実施例における出力電圧飽和処理部７ｆの処理内容を示すフローチャートである。
Ｓ１は出力電圧指令１が入力電圧×０．８６６より大きいか否かを判断するステップである。
Ｓ２は出力電圧指令１が入力電圧×０．８６６より大きい場合、出力電圧指令１を入力電圧指令の０．８６６倍の値に制限するステップである。
Ｓ３はリミットされた出力電圧指令を出力電圧指令２としてＰＷＭ演算部７ｄへ出力するステップである。
Ｓ４はＳ１において出力電圧指令１が入力電圧×０．８６６より小さい場合、出力電圧指令にどんな制限もすることなしに出力電圧指令１をそのまま出力電圧指令２としてＰＷＭ演算部７ｄへ出力するステップである。
実際の出力電圧は正弦波であるため高電圧出力時においてもその電圧位相によっては入力電源電圧の0.866倍を超えない場合もある。よって出力電圧指令を線間電圧指令に変換し、その線間電圧指令の瞬時値をリミット値によりリミットし、最終的な出力電圧指令として使用することによりＰＷＭの飽和を抑制する。
【００２１】
図４は第２の実施例における出力電圧飽和処理部７ｆの処理内容を示すフローチャートである。図４が図３の第１の実施例と相違する部分は、Ｓ１とＳ２の間に出力電圧補正処理をするステップＳ５を有する部分であり、その他は図３と同様である。
このＳ５は、出力電圧指令値１と入力電圧検出値、あらかじめ出力電圧と入力電圧の0.866倍に比例したゲイン（Ｋ）を使用して次式により、出力電圧指令値１の補正をするステップである。
【００２２】
出力電圧指令値１＝出力電圧指令値１×Ｋ（入力電圧×0.866−出力電圧指令値１）
・・・（１）
図３のように電圧指令をリミットするとＰＷＭの飽和は発生しないが、実際に出力される電圧が小さくなってしまう。そこであらかじめ出力電圧と入力電圧の0.866倍に比例したゲイン（Ｋ）を演算し、これを出力電圧に積算することにより、あらかじめ出力電圧を大きくし、これにより得られた線間電圧指令の瞬時値をリミット値によりリミットし、最終的な出力電圧指令として使用することによりＰＷＭの飽和を抑制し、かつ本来の指令と同じ電圧を出力可能となる。
【００２３】
図５は第３の実施例における出力電圧飽和処理部７ｆの処理内容を示すフローチャートである。図において、ステップＳ１、Ｓ３、Ｓ４は第１の実施例と同様である。すなわち、Ｓ１は出力電圧指令１が入力電圧×０．８６６より大きいか否かを判断するステップである。Ｓ６は、出力電圧指令値１と入力電圧検出値、あらかじめ出力電圧と入力電圧の0.866倍に比例したゲイン（Ｋ）を使用して次式により、出力電圧指令値１の補正をするステップである。
【００２４】
出力電圧指令値１＝出力電圧指令値１×Ｋ（入力電圧×0.866−出力電圧指令値１）
×Ｓｉｎ（３ωｔ）                                                  ・・・（２）
第２の実施例の図４と同じく、あらかじめ出力電圧と入力電圧の0.866倍に比例したゲインを演算し、これを出力電圧周波数の3倍高調波のゲインとして積算し、出力線間電圧の瞬時値に加算することによりＰＷＭの飽和を抑制する。本実施例も第２の実施例の図４と同様本来の指令と同じ電圧を出力可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明のマトリクスコンバータ回路の構成図
【図２】本発明のコントローラ７の内部構成ブロック図
【図３】本発明の第１の実施例のフローチャート
【図４】本発明の第２の実施例のフローチャート
【図５】本発明の第３の実施例のフローチャート
【図６】本発明の双方向スイッチとゲート信号
【図７】本発明による飽和抑制の説明図
【図８】従来のマトリクスコンバータ（ＰＷＭサイクロコンバータ）回路の構成図
【図９】従来の三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置の入力相情報の波形図
【図１０】従来の三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置の出力相情報の波形図
【図１１】従来の三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置のスイッチングパターンを示す図
【符号の説明】
【００２６】
１  三相交流電源
２  入力フィルタ
３  マトリクスコンバータ主回路
４  入力電圧検出器群
５  負荷モータ
６  ゲートドライバ
７  コントローラ
７ａ  A/D変換器
７ｂ  出力電圧演算部
７ｃ  入力電圧演算部
７ｄ  ＰＷＭ演算部
７ｅ  転流演算部
７ｆ  出力電圧飽和処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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