(57)【要約】【課題】  各スイッチング素子の電圧を検出すること無く最適なデッドタイムを設定できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】  直流出力電圧を所定の目標値に近づけるためにフルブリッジインバータ１の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフを制御する制御部が、検出した直流出力電圧値を目標電圧に近づけるために制御信号を演算して出力するＰＩ制御部９と、制御信号を基にフルブリッジインバータ１のデッドタイムを演算して決定するデッドタイム決定部１０とを有し、制御信号及び決定されたデッドタイムを基に前記フルブリッジインバータ１の個々のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフを制御する。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
各スイッチング素子にソフトスイッチング用コンデンサが並列に接続されたフルブリッジインバータの出力側に、リアクトルを介して変圧器が接続され、更に前記変圧器の二次側に整流回路が接続されて直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
直流出力電圧を所定の目標値に近づけるために各スイッチング素子のオン／オフを制御する出力電圧制御手段が、検出した直流出力電圧値を基に制御信号を演算して出力する制御信号演算部と、
前記制御信号と前記フルブリッジインバータのデッドタイムとの特定の関係を記憶したタイミング記憶部と、
前記制御信号に基づいて前記デッドタイムを決定するデッドタイム決定部と、
前記制御信号及び決定されたデッドタイムを基に前記フルブリッジインバータの個々のスイッチング素子のオン／オフを制御するスイッチング制御部とを備えて成ることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
制御信号演算部がＰＩ制御を実施し、タイミング記憶部がフィードバック制御部の出力値とフルブリッジインバータのデッドタイムとを関連付けた関数を記憶し、デッドタイム決定部は前記関数に基づいてデッドタイムを演算する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
各スイッチング素子にソフトスイッチング用コンデンサが並列に接続されたフルブリッジインバータの出力側に、リアクトルを介して変圧器が接続され、更に前記変圧器の二次側に整流回路が接続されて直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
直流出力電圧を検出する検出工程と、
前記直流出力電圧を目標値に近づけるための演算を実施して制御信号を出力する制御信号演算工程と、
前記制御信号を基に前記フルブリッジインバータのデッドタイムを決定するデッドタイム決定工程と、
前記制御信号及び決定されたデッドタイムを基に前記フルブリッジインバータの個々のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御工程とを有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フルブリッジインバータを用いたＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータの１つとしてフルブリッジインバータを用いたものがある。これは、フルブリッジインバータにより直流を交流に変換し、変換した交流電圧を変圧器を用いて昇圧（或いは降圧）し、整流して出力している。このような回路の場合、各スイッチング素子はノイズの削減や効率アップのために所謂ソフトスイッチング制御が行われ、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）制御が実施されている。
このフルブリッジ方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるＺＶＳ制御は、制御１サイクルの中で次に示すように、反転動作に伴い２回のデッドタイムが存在する。図６は特許文献１に開示された従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図、図７は基本動作説明図であり、これらの図を基に説明する。尚、図６において、Ｑ１１〜Ｑ１４はスイッチング素子、Ｃ１１〜Ｃ１５はコンデンサ、ＶＤＴ１１〜ＶＤＴ１５は電圧センサ、Ｌ１１はリアクトル、１１は変圧器、１２は制御部、１３は直流電源、１４は負荷である。
【０００３】
〈第１の電圧反転動作〉
スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１４がオンして変圧器１１に電力が出力されている状態図７（ａ）からＱ１１がオフして変圧器１１への電力出力が停止する一連のＺＶＳ動作は、この上アームスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１３のオフをきっかけにして行われる。このとき、フルブリッジ回路の出力電流は最大であり、リアクトルＬ１１は電流を流し続けようとする。この結果、コンデンサＣ１１、Ｃ１２はほぼ定電流で充放電され、夫々コンデンサＣ１１、Ｃ１２の電圧ＶＣ１１はほぼ直線的に変化（ＶＣ１１：０→Ｖｃｃ、ＶＣ１２：Ｖｃｃ→０）する（状態（ｂ））。こうして緩やかに電圧が反転し、スイッチング素子Ｑ１１のオフ動作はＺＶＳとなる。
【０００４】
その後、ダイオードＤ１２を介してリアクトル電流は流れ続ける（状態（ｃ））。この期間、コンデンサＣ１２の電圧ＶＣ１２はほぼ０Ｖに維持されるため、この期間にスイッチング素子Ｑ１２がオンすればＺＶＳとなる。そして、スイッチング素子Ｑ１１をオフしてからスイッチング素子Ｑ１２をオンするまでの時間がデッドタイム（第１デッドタイム）となる。その後はスイッチング素子Ｑ１２を介してリアクトル電流は流れ続ける（状態（ｄ））。
【０００５】
〈第２の電圧反転動作〉
やがて、反対側レッグの下アームスイッチング素子Ｑ１４がオフすると、反対側レッグの電圧反転動作が開始される。即ち、リアクトル電流によるコンデンサＣ１３，Ｃ１４の電圧は概ね直線的に変化（ＶＣ１１：Ｖｃｃ→０、ＶＣ１２：０→Ｖｃｃ）し、緩やかに電圧が反転する（状態（ｅ））。その結果、スイッチング素子Ｑ１４のオフ動作はＺＶＳとなる。尚、この電圧反転動作は、比較的大きなリアクトルエネルギーの放出を要するため、リアクトル電流は急速に減少し、下アームスイッチング素子のオフ電圧反転時間は、上アームスイッチング素子のオフ後のそれに比べて時間がかかる。
【０００６】
その後、ダイオードＤ１３を介して電流は流れ続ける（状態（ｆ））。この期間、コンデンサＣ１３の電圧ＶＣ１３はほぼ０Ｖに維持されるため、この期間にスイッチング素子Ｑ１３をオンすればスイッチング素子Ｑ１３はＺＶＳとなる。そして、スイッチング素子Ｑ１４をオフしてからスイッチング素子Ｑ１３をオンするまでの時間がデッドタイム（第２デッドタイム）となる。その後はスイッチング素子Ｑ１３を介してリアクトル電流が流れる（状態（ｇ））が、上アームのダイオードＤ１３及びスイッチング素子Ｑ１３を介して流れる状態は、電源に逆方向の経路で流れるため、リアクトル電流が急激に減少して０になる。そして、直流電源１３のエネルギーにより逆極性の電流が流れ始め、逆極性での出力動作が開始される（状態（ｈ））。以降、上述した動作が左右反転して行われる。
【０００７】
このようにＺＶＳ動作を広い出力電圧範囲で実現するには、デッドタイムを精緻に設定する必要があり、特許文献１では４つのスイッチング素子の両端の電圧を夫々検出して、次にオンになる素子の両端電圧が０Ｖになるを待ってＺＶＳを行っていた。
【０００８】
【特許文献１】特開２００２−２３８２５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記特許文献１の構成は、４つの電圧検出装置が必要なため装置の構成が複雑であったし、検出した電圧値を基に制御するため、制御も複雑なものとなっていた。
そこで、本発明はこのような問題点に鑑み、各スイッチング素子の電圧を検出すること無く最適なデッドタイムを設定できるＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決する為に、請求項１に記載の発明は、各スイッチング素子にソフトスイッチング用コンデンサが並列に接続されたフルブリッジインバータの出力側に、リアクトルを介して変圧器が接続され、更に前記変圧器の二次側に整流回路が接続されて直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、直流出力電圧を所定の目標値に近づけるために各スイッチング素子のオン／オフを制御する出力電圧制御手段が、検出した直流出力電圧値を基に制御信号を演算して出力する制御信号演算部と、前記制御信号と前記フルブリッジインバータのデッドタイムとの特定の関係を記憶したタイミング記憶部と、前記制御信号に基づいて前記デッドタイムを決定するデッドタイム決定部と、前記制御信号及び決定されたデッドタイムを基に前記フルブリッジインバータの個々のスイッチング素子のオン／オフを制御するスイッチング制御部とを備えて成ることを特徴とする。
この構成によれば、制御信号演算部が出力する制御信号を基にデッドタイムを変化させるので、デッドタイムを決定するに際して各スイッチング素子の電圧を検出する必要がないし、電流を検出する必要もなくなる。よって、装置の信頼性を向上できる。また、デッドタイムは制御信号に応じて自動決定されるので遅滞なく制御でき、高効率の無電圧スイッチング制御を実施できる。
【００１１】
請求項２の発明は、請求項１に記載の発明において、制御信号演算部がＰＩ制御を実施し、タイミング記憶部がフィードバック制御部の出力値とフルブリッジインバータのデッドタイムとを関連付けた関数を記憶し、デッドタイム決定部は前記関数に基づいてデッドタイムを演算することを特徴とする。
この構成によれば、無電圧スイッチングを行う最適なデッドタイムを設定できる。
【００１２】
請求項３の発明は、各スイッチング素子にソフトスイッチング用コンデンサが並列に接続されたフルブリッジインバータの出力側に、リアクトルを介して変圧器が接続され、更に前記変圧器の二次側に整流回路が接続されて直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、直流出力電圧を検出する検出工程と、前記直流出力電圧を目標値に近づけるための演算を実施して制御信号を出力する制御信号演算工程と、前記制御信号を基に前記フルブリッジインバータのデッドタイムを決定するデッドタイム決定工程と、前記制御信号及び決定されたデッドタイムを基に前記フルブリッジインバータの個々のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御工程とを有するることを特徴とする。
この方法によれば、演算により決定された制御信号を基にデッドタイムが決定されるので、直流出力電圧を検出するだけで無電圧スイッチングを実施できる。よって、各スイッチング素子の電圧を検出する必要がないし、電流を検出する必要もなく、装置の信頼性を向上できる。また、デッドタイムは制御信号に応じて自動決定されるので遅滞なく制御でき、高効率の無電圧スイッチング制御を実施できる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、制御信号演算部が出力する制御信号を基にデッドタイムを変化させるので、デッドタイムを決定するに際して各スイッチング素子の電圧を検出する必要がないし、電流を検出する必要もなくなる。よって、装置の信頼性を向上できる。また、デッドタイムは制御信号に応じて自動決定されるので遅滞なく制御でき、高効率の無電圧スイッチング制御を実施できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明を具体化した実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路図であり、Ｑ１〜Ｑ４はフルブリッジインバータ１を構成するスイッチング素子、Ｃ１〜Ｃ４はソフトスイッチング用コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４はフリーホイールダイオード（以下、単にダイオードと称する）、Ｄ５〜Ｄ８は整流回路２を構成するダイオード、Ｌ１はリアクトル、３は変圧器、４はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する制御部、５は直流電源、６は負荷、７は電圧センサである。
【００１５】
図２は制御部４の論理構成を示すブロック図であり、９はＰＩ制御部、１０はデッドタイム決定部である。目標出力電圧と現在の出力電圧との差がＰＩ制御部９に入力され、ＰＩ制御部９において、電圧センサ７により検出した出力電圧を所定の目標電圧に近づけるＰＩ演算が実施される。そして、このＰＩ制御部９の出力信号である制御信号（ＰＩｏｕｔ）に応じて、デッドタイム決定部（以下、ＤＴ決定部とする）１０において所定の演算が成されてデッドタイムが決定され、制御信号とこのデッドタイムにより各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はオン／オフ制御される。
【００１６】
ＰＩ制御部９及びＤＴ決定部１０は、図示しないマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータの記憶部には、所定の動作を実施する動作プログラムに加えて図５に示すような関係を有するデッドタイム演算関数（後述する数１、及び数２）が記憶されている。そして、このマイクロコンピュータがＰＩ制御を実施し、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフを制御する。
尚、この図５の制御信号とデッドタイムの関係図は、直流電源電圧Ｖｃｃ＝４８Ｖ、コンデンサ０．０２２μＦ、リアクトル１．３μＨ、変圧器の一次／二次＝８Ｔ／７０Ｔ、二次平滑リアクトル１ｍＨ、出力電圧３８０Ｖ、出力電力１ｋＷ、キャリア周波数１８ｋＨｚとしてシミュレーションしたデータである。また、ｔａは第１の電圧反転動作時間、ｔｂは第２の電圧反転動作時間、ｔｃは第２の電圧反転後のソフトスイッチング成立時間（ｔｃ＝ｔｂ＋ダイオード逆流時間）、Ｐは定格出力電圧に対する出力電力の割合である。
【００１７】
この図５の関係に基づいてデッドタイムを決定する根拠は次のようである。一連のＺＶＳ動作は、上アームスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ３）のオフ動作により開始される。そして、デッドタイム設定の根拠となる前後２回の左右レッグの電圧反転時間は、上アームスイッチング素子オフ時のフルブリッジインバータの出力電流の大きさにより決定される。
また、上アームスイッチング素子オフ時のフルブリッジインバータの出力電流の大きさは、上アームスイッチング素子のオン時間、換言すればオンデューティにより決定されるし、上アームスイッチング素子のオンデューティはＰＩ制御部９の出力する制御信号（ＰＩｏｕｔ）に比例して変化する。結局、上アームスイッチング素子のオフ動作に伴う左右レッグの電圧反転時間は、制御信号（ＰＩｏｕｔ）に応じて変化するため、ＰＩ制御部９の出力によって、上下アームのスイッチング素子のデッドタイムを精緻に設定することができる。
【００１８】
従って、制御信号（ＰＩｏｕｔ）と上下アームのスイッチング素子の最適デッドタイムの関係を調べ、その関係を近似式にしてプログラムすれば、制御信号（ＰＩｏｕｔ）の数値から上下アームのスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）のデッドタイムを決定することができる。
【００１９】
具体的な制御動作を図３の要部波形図を基に説明する。図３において、Ｓ１は制御信号（ＰＩｏｕｔ）、Ｓ２はＰＷＭ信号を生成するための三角波、Ｓ３〜Ｓ６はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御信号波形である。
制御信号（ＰＩｏｕｔ）Ｓ１は−１から０の間で変化し、三角波Ｓ２は−１から＋１の間で変化する。この制御信号Ｓ１と三角波Ｓ２を比較して、スイッチング素子Ｑ１の基本駆動信号が生成される。そして、この基本駆動信号を反転してスイッチング素子Ｑ２の基本駆動信号が生成される。並行して、制御信号（ＰＩｏｕｔ）Ｓ１を反転したデータと上記三角波Ｓ２を比較してスイッチング素子Ｑ４の基本駆動信号が生成され、このスイッチング素子Ｑ４の基本駆動信号を反転してスイッチング素子Ｑ３の基本駆動信号が生成される。
【００２０】
一方で、制御信号（ＰＩｏｕｔ）Ｓ１を変数とする数１に示す関数を用いて第１デッドタイムtd１が演算により決定され、同様に制御信号（ＰＩｏｕｔ）Ｓ１を変数とする数２に示す関数を用いて第２デッドタイムtd２が演算により決定される。
尚、これらの関数は、図５の関係を基に設定される。また、図４は各スイッチング素子印加電圧の変化モデル図を示し、第１の電圧反転動作時間ｔａ、第２の電圧反転動作時間ｔｂ、第２の電圧反転後のソフトスイッチング成立時間ｔｃ、第１デッドタイムtd１、第２デッドタイムtd２の関係を示している。
【００２１】
【数１】
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【００２２】
【数２】
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【００２３】
こうして得たデッドタイムtd１、td２を用いて、デッドタイム決定部（マイクロコンピュータ）８で個々のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の実駆動信号が生成される。具体的に、スイッチング素子Ｑ１及びＱ３の基本駆動信号の立ち上がり時間を、第２デッドタイムtd２だけ遅らせてスイッチング素子Ｑ１及びＱ３の実駆動信号Ｓ３，Ｓ５を得る。また、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４の基本駆動信号の立ち上がり時間を第１デッドタイムtd１だけ遅らせてスイッチング素子Ｑ２及びＱ４の実駆動信号Ｓ４，Ｓ６を得る。こうして作成された駆動信号により個々のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はオン／オフ制御され、直流出力電圧が目標値に成るよう制御され、無電圧スイッチング制御が実施される。
【００２４】
このように、ＰＩ演算部の出力である制御信号を基にデッドタイムを変化させるので、デッドタイムを決定するに際して各スイッチング素子の電圧を検出する必要がないし、電流を検出する必要もなくなる。よって、装置の信頼性を向上できる。また、デッドタイムは制御信号に応じて自動決定されるので遅滞なく制御できる。
更に、デッドタイムを演算により精緻に設定するため、電圧反転直後のダイオードを逆流中にスイッチング素子をオンし、ソフトスイッチングを確実に成立させると共に、ダイオード逆流時間を短くして効率を向上させることができ、無電圧スイッチングを行う最適なデッドタイムを設定でき、高効率の無電圧スイッチング制御を実施できる。
【００２５】
尚、上記実施形態は、制御部４がＰＩ制御を実施する例を説明したが、ＰＩ制御でなくとも良く、例えばＰＩＤ制御（比例積分微分）制御であってもよい。また、関数を設定して制御信号を基に演算によりデッドタイムを決定しているが、図５に示す制御信号とデッドタイムの関係データをマップとして記憶すれば、演算せずに制御することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態の一例を示す回路図である。
【図２】図１の制御部の論理構成図である。
【図３】図２の要部波形図である。
【図４】各スイッチング素子印加電圧の変化モデル図である。
【図５】図２のＤＴ決定部が保持しているＰＩ制御部の出力する制御信号とデッドタイムの関係を説明するグラフ図である。
【図６】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図７】リアクトル電流波形とデッドタイムの関係を示す説明図である。
【符号の説明】
【００２７】
１・・フルブリッジインバータ、２・・整流回路、３・・変圧器、４・・制御部（出力電圧制御手段、タイミング記憶部、スイッチング制御部）、５・・直流電源、７・・電圧センサ、９・・ＰＩ制御部（制御信号演算部）、１０・・デッドタイム決定部、Ｃ１〜Ｃ４・・ソフトスイッチング用コンデンサ、Ｌ１・・リアクトル。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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