(57)【要約】【課題】  検波ダイオードを不要とすると共に、回路構成を簡単化したＡＬＣ機能付きハーモニックミキサ回路を提供する。【解決手段】  互いに極性が逆になるように並列接続されたアンチパラレルダイオード６を有し、局発信号ＬＯと中間周波数信号ＩＦとを混合するミキサ回路における局発信号のレベル制御回路において、アンチパラレルダイオード６に対して、ダイオードの閾値電圧Ｖf よりも低い直流電圧Ｅdcを印加する直流電圧印加手段１３，１４と、アンチパラレルダイオード６の両端電位差（Ｖ1 −Ｖ2 ）をモニタして、この電位差に応じて局発信号ＬＯのレベルを制御する制御回路１５とを設ける。【選択図】      図１
2008136010.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに極性が逆になるように並列接続されたアンチパラレルダイオードを有し、局部発振信号と中間周波数信号とを混合するミキサ回路における局部発振信号のレベル制御回路であって、
前記アンチパラレルダイオードに対して、ダイオードの閾値電圧よりも低い直流電圧を印加する直流電圧印加手段と、
前記アンチパラレルダイオードの両端電位差をモニタして、この電位差に応じて前記局部発振信号のレベルを制御する制御手段と、
を含むことを特徴とするレベル制御回路。
【請求項２】
前記直流電圧印加手段は、抵抗を介して前記直流電圧を前記アンチパラレルダイオードに印加することを特徴とする請求項１記載のレベル制御回路。
【請求項３】
前記制御手段は、前記電位差と所定基準値とを比較してこの比較結果に応じて前記局部発振信号のレベルを制御することを特徴とする請求項１または２記載のレベル制御回路。
【請求項４】
請求項１〜３いずれか記載のレベル制御回路を含むことを特徴とするミキサ回路。
【請求項５】
互いに極性が逆になるように並列接続されたアンチパラレルダイオードを有し、局部発振信号と中間周波数信号とを混合するミキサ回路における局部発振信号のレベル制御方法であって、
前記アンチパラレルダイオードに対して、ダイオードの閾値電圧よりも低い直流電圧を印加しつつ、前記アンチパラレルダイオードの両端電位差をモニタして、この電位差に応じて前記局部発振信号のレベルを制御することを特徴とするレベル制御方法。
【請求項６】
前記直流電圧は、抵抗を介して前記アンチパラレルダイオードに印加することを特徴とする請求項５記載のレベル制御方法。
【請求項７】
前記電位差と所定基準値とを比較してこの比較結果に応じて前記局部発振信号のレベルを制御することを特徴とする請求項５または６記載のレベル制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は局部発振信号のレベル制御回路及びそのレベル制御方法並びにそれを用いたミキサ回路に関し、特にアンチパラレルダイオードを有し、局部発振信号と中間周波数信号とを混合するハーモニックミキサ回路の局部発振信号のレベル制御方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１２は従来の一般的なハーモニックミキサ２０の回路を示す図である（特許文献１，２参照）。図示する如く、互いに逆極性になるように２つのダイオードＤ１，Ｄ２が並列に接続されたいわゆるアンチパラレルダイオード６の一端は、コンデンサ８を介して、局部発振信号の供給端子であるＬＯポート１に接続されると共に、ショートスタブ４に接続されている。
【０００３】
アンチパラレルダイオード６の他端は、コンデンサ９を介して、高周波信号を出力するＲＦポート３が接続されると共に、オープンスタブ５が接続されている。また、このアンチパラレルダイオード６の他端は、中間周波数信号の供給端子であるＩＦポート２となっており、このＩＦポート２には、コンデンサＣ１とコイルＬ１とからなるローパスフィルタ７を介して、ＩＦ入力端子２８が接続されている。
【０００４】
なお、ショートスタブ４は、局部発振信号（以下、単に局発信号と称す）に対して１／４波長の長さを有するマイクロストリップ線路であり、またオープンスタブ５は、高周波信号の波長に対して１／２の長さを有するマイクロストリップ線路である。
【０００５】
アンチパラレルダイオード６に正弦波が印加されると、波形の上下がクリップされて、出力波は方形波となる。この方形波は基本周波数の奇数倍の周波数成分の和として表わされるので、アンチパラレルダイオード６を、奇数次の周波数結合素子として利用するようになっている。アンチパラレルダイオード６のこのような特性に基づいて、ＲＦポート３には、周波数が（２ｆLO±ｆIF）の信号が現われることになる。なお、ｆLOは局部発振周波数であり、ｆIFは中間周波数であるものとする。
【０００６】
図１２に示したハーモニックミキサは、中間周波数ｆLOの直接発振が困難なミリ波通信などにおいて、当該周波数ｆLOを逓倍する必要がないために、回路面積をコンパクトにまとめることができるという理由によって、広く使用されている。
【０００７】
【特許文献１】特開平１１−２９８２５５号公報
【特許文献２】特開２００１−３０８６４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
この様なハーモニックミキサにおいて、ＬＯポートに印加すべき局発信号ＬＯのレベルを一定に制御することが必要になる場合がある。この場合には、ハーモニックミキサ２０のＬＯポート１へ入力される局発信号を検波してこの検波出力レベルをモニタし、このモニタ出力に基づいて局発信号のレベルを自動制御するＡＬＣ（Auto Level Control）回路が用いられる。このＡＬＣ回路を用いたハーモニックミキサ回路の例を図１３に示しており、図１２と同等部分は同一符号により示している。
【０００９】
図１３を参照すると、局発信号はＬＯ入力端子２７からＶＧＡ（Variable Gain Amplifier ：可変利得増幅器）１９へ入力され、このＶＧＡ１９の出力はカプラ（方向性結合器）２１により２分岐される。１つの分岐出力はハーモニックミキサ２０のＬＯポート１へ供給されており、他の分岐出力は検波ダイオード２２及びコンデンサ２５、コイル２６からなる検波回路へ供給されている。この検波出力はフィードバック制御回路２４において、基準レベルと比較され、この比較結果に基づいて、ＶＧＡ１９の利得が制御されることにより、局発信号のレベルが基準レベルになるように自動制御されるようになっている。
【００１０】
なお、図１３において、抵抗２３はカプラ２１の終端抵抗を示し、コンデンサ１１は直流阻止用コンデンサを示している。なお、ハーモニックミキサ２０のポート３１はＤＣリターンポートと称されるものである。
【００１１】
この様な回路構成において、カプラ２１として分岐定数線路を用いた場合には、その線路長は所望周波数（局発信号の周波数ｆLO）の波長の１／４の長さを必要とする。従って、回路が大きくなってしまうという欠点がある。また、検波ダイオードを用いているために、抵抗やコンデンサなどの受動素子と比べてコストが高くなる他に、検波ダイオードを用いた場合には、カプラの結合量や、ダイオードの検波特性のばらつきがあるために、局発信号の入力レベルを所望値にするには、局発信号入力レベルに対する検波出力電圧を、検波ダイオード個別に検査し調整することが必要になる。更に、検波ダイオードに局発信号を過入力すると、ダイオードが破壊されて信頼性にも問題がある。
【００１２】
この様に、従来のＡＬＣ機能を有するハーモニックミキサ回路では、ＡＬＣ回路に検波回路を用いているために、部品点数が多くなる他に、検波ダイオードの校正や調整が必要となって、局発信号入力レベルに対する検波出力電圧を個別に検査しなければならず、煩雑であると共に、コストアップの要因となっている。
【００１３】
本発明の目的は、検波ダイオードを不要とすると共に、回路構成を簡単化したＡＬＣ機能付きハーモニックミキサ回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明によるレベル制御回路は、互いに極性が逆になるように並列接続されたアンチパラレルダイオードを有し、局部発振信号と中間周波数信号とを混合するミキサ回路であって、前記アンチパラレルダイオードに対して、ダイオードの閾値電圧よりも低い直流電圧を印加する直流電圧印加手段と、前記アンチパラレルダイオードの両端電位差をモニタして、この電位差に応じて前記局部発振信号のレベルを制御する制御手段とを含むことを特徴とする。
【００１５】
本発明によるミキサ回路は、上記のレベル制御回路を有することを特徴とする。
【００１６】
本発明によるミキサ回路の局部発振信号のレベル制御方法は、互いに極性が逆になるように並列接続されたアンチパラレルダイオードを有し、局部発振信号と中間周波数信号とを混合するミキサ回路における局部発振信号のレベル制御方法であって、前記アンチパラレルダイオードに対して、ダイオードの閾値電圧よりも低い直流電圧を印加しつつ、前記アンチパラレルダイオードの両端電位差をモニタして、この電位差に応じて前記局部発振信号のレベルを制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、ＡＬＣ回路に検波ダイオードを用いない構成としたので、検波レベルの確認や調整が不要となって、製造コストを低く抑えることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下に、図面を用いて本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態のハーモニックミキサ回路を示す図であり、図１３と同等部分は同一符号により示されている。また、図２は図１におけるハーモニックミキサ２０の具体例を示しており、その周辺の一部回路をも含んでいる。なお、図２において、図１，１２，１３と同等部分は同一符号により示されている。
【００１９】
図１，２において、図１２，１３と相違する部分についてのみ説明する。ＩＦポート２に接続されたローパスフィルタ７と直流阻止用コンデンサ１０との接続点３０には、安定化のための抵抗１３と直流電源１４との直列回路が設けられている。ＤＣリターンポート３１と接地間には、安定化のための抵抗１２が接続されている。そして、コンデンサ１０と抵抗１３との接続点３０は、制御回路１５の一入力となっており、ＤＣリターンポート３１は制御回路１５の他入力となっている。
【００２０】
制御回路１５は、抵抗Ｒ１〜Ｒ３及びアンプＡ１からなる差動アンプ１６と、ログアンプ（ＬＯＧ  ＡＭＰ）１７と、直流電源Ｅ１及びアンプＡ２からなる直流アンプ（ＤＣ  ＡＭＰ）１８とから構成されている。ＤＣリターンポート３１と接続点３０とは、差動アンプ１６の入力抵抗Ｒ１とＲ２とに夫々接続されている。
【００２１】
すなわち、制御回路１５はアンチパラレルダイオード６の両端電位差を、差動アンプ１６により取出し、ログアンプ１７及び直流アンプ１８を介して、制御電圧を得て、ＶＧＡ１９の利得を制御し、局発信号が入力されるＬＯポート１への信号レベルを所望の値（直流電源Ｅ１の電圧値）にするようになっている。
【００２２】
分布定数線路であるストリップ線路４は、コンデンサ１１と協働して、局発信号に対しては開放となり、高周波信号に対しては接地として機能する。ストリップ線路５は、局発信号に対しては接地となり、高周波信号に対しては開放として機能する。
【００２３】
図１，２の回路において、直流電源１４の電圧Ｖdcは、ダイオードＤ１，Ｄ２の閾値（順方向電圧）Ｖf より低い電圧であるものとする。図２の回路は、直流的には図３の等価回路となり、交流的には図４の等価回路となる。交流信号がゼロの状態では、ダイオードの両端の電圧をＶ1 ，Ｖ2 とすると、Ｖ1 ＝Ｖdc（Ｖ），Ｖ2 ＝０（Ｖ）である。ここで、交流信号が入力されると、図４で示すＶrfがどのように変化するかを考える。
【００２４】
信号振幅が小さい場合には、Ｖrfは入力信号波形そのものである（図５）。信号振幅が（Ｖf −Ｖdc）を超えると、一方のダイオードにかかる電圧がＶf を超えるために、当該ダイオードが整流動作を始め、図４に示すように、正方向の電流Ｉrfが流れ出す（図６）。直流的には、ダイオード両端の抵抗にＩrfの平均電流が流れ出すことになり、図３のＶ1 はＶdcから減少し、Ｖ2 は０から増加方向に変化する。
【００２５】
つまり、ダイオード両端間の電位差は減少する。更に、ダイオード両端の抵抗値を充分大きくしておくことにより、ダイオードに流れる電流はほぼ０で、ダイオード両端の電位差が減少するという効果が得られることになる。結局、Ｖrf，Ｉrfは、図７のようになる。更に、交流信号の振幅を増加させていくと、Ｖ1 の減少及びＶ2 の増加は、それぞれ大きくなり、図８の如くなる。
【００２６】
結局、図３のＶ1 ，Ｖ2 の電位差は、交流入力信号に応じて小さくなり、最後には、０に近くなってしまうことが分る。０に近くなった状態は、ダイオードにかかる電圧振幅が正及び負側共に、Ｖf を超えて整流され、方形波に近い状態、すなわち、奇数次成分を多く含む状態となっており、ハーモニックミキサ回路の局発信号入力レベルとして最適な状態になったことを示している。
【００２７】
実際に、図２の回路における計算を実行し、局発信号の入力電力に対するダイオード６の両端の電位差を求めた計算結果を図９に示している。また、送信ミキサとして動作させた場合の局発信号（ＬＯ）の入力電力対高周波信号（ＲＦ）の出力電力、及び２ｆLOの信号のリークを計算した結果を、図１０に示す。図１０より、入力電力の最適値を決めれば、それに応じたダイオード両端の電位差は図９から読みとることができる。
【００２８】
従って、ダイオードの両端の電位差を差動アンプ１６で取出し、ログアンプ１７を介して直流アンプ１８へ入力して基準電源Ｅ１と比較して、この比較結果に応じて、局発信号レベルを可変するＶＧＡ１９にフィードバック制御をかけることにより、ダイオード両端の電位差を所望の値で一定となるようなフィードバックループを構成することができる。よって、局発信号のレベルを所望の一定値（直流アンプ１８の直流電源Ｅ１に相当）にできるＡＬＣ回路が実現できることになるのである。
【００２９】
なお、図１３に示した従来の回路を送信ミキサとして動作させた場合の局発信号（ＬＯ）の入力電力対高周波信号（ＲＦ）の電力、２ｆLOの信号のリークを計算した結果を図１１に示している。本発明による回路の計算結果である図１０と比較すると、ＬＯ入力電力が低いところでは、本発明の回路においては、２ｆLOのリークが多くなっているが、実際の使用条件となるであろうＬＯ入力電力が大きいところでは、リーク量は従来回路と大差ないことが分る。これはダイオードの動作点が移動することによる。これにより、ミキサの特性として、従来回路と本発明の回路とは同等であることになる。
【００３０】
上述した本発明の作用をまとめると、以下の如くなる。アンチパラレルダイオード６に、ダイオードの順方向電圧である閾値Ｖf より低い直流電圧Ｖdcを、抵抗を介して与えておく。この状態では、ダイオードには電流は流れないので、ダイオードの両端電圧は直流直電Ｖdcと等しくなっている。ここで、ダイオードにＬＯ信号としての交流信号が加わると、ダイオードは整流動作を始め、その結果、ＬＯ信号のレベルの増加に伴って、ダイオードの両端電位差は減少していく。従って、このダイオード両端電位差をモニタしてレベル可変回路へフィードバックすることにより、ＬＯ信号のレベルを、最適値でかつ一定に維持できる。
【００３１】
この様に、本発明によれば、回路特性は従来のものと同等を維持しつつ、カプラや検波ダイオードを用いることがないので、回路面積が縮小しかつ検波ダイオードの個別の検波レベルの確認や調整が不要となり、製造コストが低下することになる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の実施の形態の回路図である。
【図２】図１のハーモニックミキサ２０の周辺部を含む具体例回路図である。
【図３】ハーモニックミキサ２０の直流的等価回路図である。
【図４】ハーモニックミキサ２０の交流的等価回路図である。
【図５】ＬＯ入力信号が小さいときの動作波形図である。
【図６】ＬＯ入力信号が大きいときの動作波形図である。
【図７】アンチパラレルダイオードの両端の動作波形図である。
【図８】ＬＯ入力信号が大きいときの動作波形図である。
【図９】外部より電圧をかけたときのアンチパラレルダイオードの両端電位差を示す図である。
【図１０】本発明によるＬＯ入力電力を示す図である。
【図１１】従来回路によるＬＯ入力電力を示す図である。
【図１２】ハーモニックミキサの一般的回路図である。
【図１３】ＡＬＣ機能を有する従来のハーモニックミキサ回路の例を示す図である。
【符号の説明】
【００３３】
１  ＬＯポート
２  ＩＦポート
３  ＲＦポート
４，５  ストリップ線路
６  アンチパラレルダイオード
７  ＬＰＦ
８，９，１０，１１  コンデンサ
１２，１３  抵抗
１４  直流電源
１５  制御回路
１６  差動アンプ
１７  ログアンプ
１８  直流アンプ
１９  ＶＧＡ
２０  ハーモニックミキサ
２７  ＬＯ入力端子
２８  ＩＦ入力端子
２９  ＲＦ出力端子
３１  ＤＣリターンポート
【図１】
2008136010.tif 000003
【図２】
2008136010.tif 000004
【図３】
2008136010.tif 000005
【図４】
2008136010.tif 000006
【図５】
2008136010.tif 000007
【図６】
2008136010.tif 000008
【図７】
2008136010.tif 000009
【図８】
2008136010.tif 000010
【図９】
2008136010.tif 000011
【図１０】
2008136010.tif 000012
【図１１】
2008136010.tif 000013
【図１２】
2008136010.tif 000014
【図１３】
2008136010.tif 000015