(57)【要約】【課題】波形の乱れの発生が抑制されたデジタル変調信号を簡単に発生させることができるようにする。【解決手段】第１の変調周波数ｆ1に関する２種類の係数および第２の変調周波数ｆ2に関する２種類の係数を格納した係数ＲＯＭ１と、変調データの値に従って何れかの周波数に関する係数を選択し、選択した周波数に関する２種類の係数のうち、累積加算値が閾値を超えない間は一方の係数を使用し、累積加算値が閾値を超えたときには他方の係数を使用して、係数値をサンプリング周波数毎に順次加算していく累積加算演算部２と、累積加算演算部２により求められたサンプルポイント毎の角振動数に対応する正弦波の振幅を計算するＣＯＲＤＩＣ３とを備え、周波数を変えるのに所定の収束時間を要するＰＬＬ回路を使わず、僅かな数の係数だけからデジタル演算によりＦＳＫ変調信号を発生できるようにする。【選択図】        図１
2008148014.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される変調データの値に従ってデジタル変調信号を発生するデジタル変調器であって、
変調周波数およびサンプリング周波数に応じた角振動数を表した係数であって、第１の変調周波数に応じた第１および第２の係数と第２の変調周波数に応じた第３および第４の係数とを格納した係数メモリと、
上記係数メモリに格納された複数種類の係数のうち、上記変調データの値に従って上記第１および第２の係数の組または上記第３および第４の係数の組の何れかを選択し、選択した組の２種類の係数のうち、累積加算値が閾値を超えない間は一方の係数を使用し、累積加算値が上記閾値を超えたときには他方の係数を使用して、係数値を上記サンプリング周波数毎に順次加算していくことにより、サンプルポイント毎の角振動数を求める累積加算演算部と、
上記累積加算演算部により求められたサンプルポイント毎の角振動数に対応する正弦波の振幅を計算することにより上記デジタル変調信号を発生する三角関数演算部とを備えたことを特徴とするデジタル変調器。
【請求項２】
上記第１の変調周波数をｆ1、上記第２の変調周波数をｆ2、上記サンプリング周波数をｆs（ｆs＞２ｆ1、ｆs＞２ｆ2）として、上記第１の係数は２ｆ1π／ｆs、上記第２の係数は（２ｆ1−ｆs）π／ｆs、上記第３の係数は２ｆ2π／ｆs、上記第４の係数は（２ｆ2−ｆs）π／ｆsで表されることを特徴とする請求項１に記載のデジタル変調器。
【請求項３】
入力される変調データの値に従ってデジタル変調信号を発生するデジタル変調器であって、
変調周波数およびサンプリング周波数に応じた角振動数を表した係数であって上記変調周波数に応じて用意された２種類の係数を格納するとともに、上記変調周波数と無関係の角振動数を表した固定の係数を格納した係数メモリと、
上記変調データの値が変化したときに上記固定の係数を選択するとともに、それ以外のときに上記２種類の係数を選択し、上記２種類の係数を選択した場合には、累積加算値が閾値を超えない間は一方の係数を使用し、累積加算値が上記閾値を超えたときには他方の係数を使用して、上記係数メモリに格納された係数値を上記サンプリング周波数毎に順次加算していくことにより、サンプルポイント毎の角振動数を求める累積加算演算部と、
上記累積加算演算部により求められたサンプルポイント毎の角振動数に対応する正弦波の振幅を計算することにより上記デジタル変調信号を発生する三角関数演算部とを備えたことを特徴とするデジタル変調器。
【請求項４】
上記変調周波数をｆ、上記サンプリング周波数をｆs（ｆs＞２ｆ）として、上記一方の係数は２ｆπ／ｆs、上記他方の係数は（２ｆ−ｆs）π／ｆsで表されることを特徴とする請求項３に記載のデジタル変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はデジタル変調器に関し、特に、メモリに格納された係数を使ってデジタル変調を行う回路に用いて好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信のデジタル化が進行している。デジタル無線通信では、従来のアナログ信号による変調に代わり、デジタル信号で直接搬送波を変調するデジタル変調が用いられる。デジタル変調の方式には、デジタル信号（変調データ）に応じて搬送波の周波数を変化させるもの（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）、位相を変化させるもの（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）、振幅を変化させるもの（ＡＳＫ：Amplitude Shift Keying）、振幅と位相を変化させるもの（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）等がある。
【０００３】
一般に、これらのデジタル変調では、信号処理の際に所定周波数の搬送波信号を使用する。多くの場合、搬送波信号は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路によって発生する（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平６−３５０６５６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記特許文献１のようなＰＬＬ方式の場合、ロック状態に収束して動作が安定するまでに複雑な信号処理が必要で、所定の時間がかかってしまう。そのため、変調データの値の変化に応じて搬送波の周波数や位相を変化させる際のレスポンスが悪く、デジタル変調された信号の波形に乱れが生じてしまうという問題があった。また、周波数変調を行うＦＳＫでは、周波数が異なる複数の搬送波を用意する必要があり、デジタル変調された信号を簡単に発生させることができないという問題もあった。
【０００５】
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、変調データに応じて搬送波信号の周波数や位相を変化させる際のレスポンスを改善することで、デジタル変調された信号の波形における乱れの発生を抑制できるようにするとともに、デジタル変調された信号を簡単に発生させることができるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記した課題を解決するために、本発明では、変調周波数およびサンプリング周波数に応じた角振動数を表した係数であって、第１の変調周波数に応じた第１および第２の係数と第２の変調周波数に応じた第３および第４の係数とを格納した係数メモリと、係数メモリに格納された複数種類の係数のうち、変調データの値に従って第１および第２の係数の組または第３および第４の係数の組の何れかを選択し、選択した組の２種類の係数のうち、累積加算値が閾値を超えない間は一方の係数を使用し、累積加算値が閾値を超えたときには他方の係数を使用して、係数値をサンプリング周波数毎に順次加算していくことにより、サンプルポイント毎の角振動数を求める累積加算演算部と、累積加算演算部により求められたサンプルポイント毎の角振動数に対応する正弦波の振幅を計算することによりデジタル変調信号を発生する三角関数演算部とを備えている。
【０００７】
本発明の他の態様では、変調周波数およびサンプリング周波数に応じた角振動数を表した係数であって当該変調周波数に応じて用意された２種類の係数を格納するとともに、変調周波数と無関係の角振動数を表した固定の係数を格納した係数メモリと、変調データの値が変化したときに固定の係数を選択するとともに、それ以外のときに２種類の係数を選択し、２種類の係数を選択した場合には、累積加算値が閾値を超えない間は一方の係数を使用し、累積加算値が閾値を超えたときには他方の係数を使用して、係数メモリに格納された係数値をサンプリング周波数毎に順次加算していくことにより、サンプルポイント毎の角振動数を求める累積加算演算部と、累積加算演算部により求められたサンプルポイント毎の角振動数に対応する正弦波の振幅を計算することによりデジタル変調信号を発生する三角関数演算部とを備えている。
【発明の効果】
【０００８】
上記のように構成した本発明によれば、一の変調周波数に対して２種類用意した僅かな数の係数だけからデジタル演算によりデジタル変調信号を発生することができる。つまり、周波数や位相を変えるのに所定の収束時間を要するＰＬＬ回路を使わず、係数を用いたデジタル演算によってデジタル変調信号を発生することができる。このため、周波数や位相の切替時に収束時間を待つ必要がなく、瞬時にしかも滑らかに周波数や位相を変化させることができる。これにより、デジタル変調信号の波形に乱れが生じるのを抑制することができる。また、変化させる周波数に合わせて複数種類の係数を用意するだけでよく、複数の搬送波を用意する必要がないので、デジタル変調信号を簡単に発生させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
（第１の実施形態）
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明のデジタル変調器を実施した第１の実施形態によるＦＳＫ変調器の構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態によるＦＳＫ変調器は、係数ＲＯＭ１、累積加算演算部２、ＣＯＲＤＩＣ（Coordinate Rotation Digital Computer）３、Ｄ／Ａ変換器４、ミキサ５およびアンテナ６を備えている。累積加算演算部２が有する積分器１５およびＣＯＲＤＩＣ３に対するスタートパルスは、サンプリング周波数ｆsの間隔で入力される。
【００１０】
係数ＲＯＭ１は、本発明の係数メモリに相当するものである。すなわち、係数ＲＯＭ１は、変調周波数（求めるＦＳＫ変調信号の２種類の周波数ｆ1，ｆ2）およびサンプリング周波数ｆs（ｆs＞２ｆ1，ｆs＞２ｆ2であり、ｆs＞＞２ｆ1，ｆs＞＞２ｆ2であることが好ましい）に応じた角振動数を表した係数であって、第１の変調周波数ｆ1に対して第１および第２の係数を格納するとともに、第２の変調周波数ｆ2に対して第３および第４の係数を格納している。本実施形態において、第１の係数は２ｆ1π／ｆs、第２の係数は（２ｆ1−ｆs）π／ｆs、第３の係数は２ｆ2π／ｆs、第４の係数は（２ｆ2−ｆs）π／ｆsで表される。
【００１１】
累積加算演算部２は、係数ＲＯＭ１に格納された係数値をサンプリング周波数ｆs毎に順次加算していき、角振動数の累積加算値を求めるものである。この累積加算演算部２は、係数ＲＯＭ１に格納された複数種類の係数のうち、変調データの値（０または１）に従って第１および第２の係数の組｛２ｆ1π／ｆs，（２ｆ1−ｆs）π／ｆs｝または第３および第４の係数の組｛２ｆ2π／ｆs，（２ｆ2−ｆs）π／ｆs｝の何れかを選択する。そして、選択した組の２種類の係数のうち、累積加算値が閾値を超えない間は一方の係数を使用し、累積加算値が閾値を超えたときには他方の係数を使用して、係数値をサンプリング周波数ｆs毎に順次加算していくことにより、サンプルポイント毎の角振動数を求める。
【００１２】
この累積加算演算部２は、セレクタ１１〜１４、積分器１５および比較器１６を備えて構成されている。第１のセレクタ１１は、係数ＲＯＭ１に格納された第１および第２の係数｛２ｆ1π／ｆs，（２ｆ1−ｆs）π／ｆs｝の何れかを選択して第３のセレクタ１３に出力する。第２のセレクタ１２は、係数ＲＯＭ１に格納された第３および第４の係数｛２ｆ2π／ｆs，（２ｆ2−ｆs）π／ｆs｝の何れかを選択して第３のセレクタ１３に出力する。
【００１３】
第３のセレクタ１３は、第１のセレクタ１１から出力される係数と第２のセレクタ１２から出力される係数との何れかを選択して積分器１５に出力する。この第３のセレクタ１３は、入力される変調データの値に応じて選択を行う。すなわち、変調データの値が“０”のときは第１のセレクタ１１からの出力（第１および第２の係数の組｛２ｆ1π／ｆs，（２ｆ1−ｆs）π／ｆs｝）を選択し、変調データの値が“１”のときは第２のセレクタ１２からの出力（第３および第４の係数の組｛２ｆ2π／ｆs，（２ｆ2−ｆs）π／ｆs｝）を選択する。
【００１４】
積分器１５は、第３のセレクタ１３より供給される係数を順次加算していくことにより、角振動数の累積加算値を求める。求めた累積加算値は、ＣＯＲＤＩＣ３および比較器１６に出力する。比較器１６は、積分器１５より供給される角振動数の累積加算値と所定の閾値とを大小比較し、その比較結果に応じた信号を第４のセレクタ１４に出力する。
【００１５】
ここで、比較器１６にて比較する所定の閾値は、変調データの値が“０”のときに使用する第１の閾値と、変調データの値が“１”のときに使用する第２の閾値との２種類がある。第１の閾値は、（ｆs−４ｆ1）π／２ｆs  （ただし、ｆs＞４ｆ1）とする。また、第２の閾値は、（ｆs−４ｆ2）π／２ｆs  （ただし、ｆs＞４ｆ2）とする。
【００１６】
第４のセレクタ１４は、変調データの値が“０”のときには第１の閾値との比較結果を選択し、その比較結果に応じた信号を第１のセレクタ１１の制御端子に出力する。また、第４のセレクタ１４は、変調データの値が“１”のときには第２の閾値との比較結果を選択し、その比較結果に応じた信号を第２のセレクタ１２の制御端子に出力する。
【００１７】
これにより、第１のセレクタ１１は、積分器１５より供給される角振動数の累積加算値が第１の閾値以下であることを示す比較信号が比較器１６より供給されたときは、一方の係数｛２ｆ1π／ｆs｝を選択する。また、累積加算値が第１の閾値より大きいことを示す比較信号が比較器１６より供給されたときは、他方の係数｛（２ｆ1−ｆs）π／ｆs｝を選択する。
【００１８】
同様に、第２のセレクタ１２は、積分器１５より供給される角振動数の累積加算値が第２の閾値以下であることを示す比較信号が比較器１６より供給されたときは、一方の係数｛２ｆ2π／ｆs｝を選択する。また、累積加算値が第２の閾値より大きいことを示す比較信号が比較器１６より供給されたときは、他方の係数｛（２ｆ2−ｆs）π／ｆs｝を選択する。
【００１９】
図２は、以上のように構成した累積加算演算部２の動作例を示す図である。なお、図２（ａ）は参照のために図示した周波数ｆ1[ｋＨｚ]の正弦波信号であり、図２（ｂ）が累積加算演算部２の動作例を示している。図２（ａ）において、黒丸は各サンプルポイントを示している。ｆ1[ｋＨｚ]の場合、正弦波信号上の各サンプルポイントの振幅値は、ｆ1個の波形を１サイクル（１サイクルは１ｍ秒）として同じ値に戻る。
【００２０】
累積加算演算部２は、サンプリング周波数ｆs毎に一方の係数｛２ｆ1π／ｆs｝を順次加算していくので、図２（ｂ）のように角振動数の累積加算値は一定の割合で徐々に大きくなっていく。そして、その累積加算値が第１の閾値｛（ｆs−４ｆ1）π／２ｆs｝を超えると、第１のセレクタ１１によって、加算する値が他方の係数｛（２ｆ1−ｆs）π／ｆs｝に切り替えられる。
【００２１】
いま、サンプリング周波数ｆsは第１の変調周波数ｆ1に比べて充分に大きい（２ｆ1＜＜ｆs）。よって、他方の係数｛（２ｆ1−ｆs）π／ｆs｝は負の値で、その絶対値も第１の閾値に比べて充分に大きいものとなる。そのため、この他方の係数｛（２ｆ1−ｆs）π／ｆs｝を加算することによって、図２（ｂ）に示すように、累積加算値が一気に小さい値に落とされる。その後は、再び一方の係数｛２ｆ1π／ｆs｝が順次加算されていくので、累積加算値が再び上昇していく。このような動作をｆ1回繰り返すと、ｆ1個前のサンプルポイントでの累積加算値と同じ値に戻る。
【００２２】
ＣＯＲＤＩＣ３は、本発明の三角関数演算部に相当するものであり、累積加算演算部２により求められたサンプルポイント毎の角振動数に対応する正弦波および余弦波の振幅を計算することにより、デジタル変調信号（周波数ｆ1の正弦波信号および余弦波信号、または周波数ｆ2の正弦波信号および余弦波信号）を発生する。これは、図２（ｂ）のような波形のデータから、図２（ａ）のような波形の正弦波信号または余弦波信号を生成することに相当する。
【００２３】
ＣＯＲＤＩＣ３は、三角関数、乗算、除算などの初等関数演算によって２次元ベクトルの平面回転を実現するアルゴリズムで、シフト、加減算、テーブルからの定数読み出しによる演算を繰り返し行うことで三角関数の値を得ることができる。例えば、ｘ軸上の点Ｐ0(1,0)を基準点として、あるサンプルポイントの角振動数だけ回転させた点Ｐ(x,y)の座標を求めれば、そのｘ座標を当該角振動数に対応するcos関数の値、つまり求める余弦波信号の振幅として得ることができる。また、ｙ座標を当該角振動数に対応するsin関数の値、つまり求める正弦波信号の振幅として得ることができる。
【００２４】
Ｄ／Ａ変換器４は、ＣＯＲＤＩＣ３より出力された周波数ｆ1またはｆ2の正弦波信号および余弦波信号をそれぞれデジタル信号からアナログ信号に変換する。ミキサ５は、Ｄ／Ａ変換器４によりアナログ信号とされた周波数ｆ1またはｆ2の正弦波信号および余弦波信号と周波数ωの搬送波信号とを混合して周波数変換を行う。このミキサ５は、乗算器２１，２２および加算器２３を備えている。第１の乗算器２１は、ＣＯＲＤＩＣ３より出力された正弦波信号（sinｆ1またはsinｆ2）と所定周波数ωの搬送波としての余弦波信号（cosω）とを乗算して加算器２３に出力する。第２の乗算器２２は、ＣＯＲＤＩＣ３より出力された余弦波信号（cosｆ1またはcosｆ2）と所定周波数ωの搬送波としての正弦波信号（sinω）とを乗算して加算器２３に出力する。
【００２５】
加算器２３は、第１および第２の乗算器２１，２２から出力される信号を加算してアンテナ６に出力する。つまり、以上のように構成したミキサ５は、sinｆ1・cosω-＋cosｆ1・sinω＝sin（ｆ1＋ω）またはsinｆ2・cosω-＋cosｆ2・sinω＝sin（ｆ2＋ω）なる演算を行うことによって正弦波によるデジタル変調信号を発生し、これをアンテナ６に出力するようになっている。これにより、デジタル変調信号は、例えばＦＭ電波としてアンテナ６から放射される。
【００２６】
図３は、以上のように構成した第１の実施形態によるＦＳＫ変調器により発生されるデジタル変調信号、つまりＦＳＫ変調信号の波形を示す図である。図３に示すように、本実施形態のＦＳＫ変調器に変調データを入力することよって、変調データの値が“０”のときは周波数（ｆ1＋ω）の正弦波となり、変調データの値が“１”のときは周波数（ｆ2＋ω）の正弦波となるような周波数変調信号を得ることができる。
【００２７】
以上詳しく説明したように、第１の実施形態によれば、係数ＲＯＭ１に格納した４種類の係数だけからデジタル演算によりＦＳＫ変調信号を発生することができる。つまり、変調データの値に応じて周波数を変えるのに所定の収束時間を要するＰＬＬ回路を使わず、係数を用いたデジタル演算によってＦＳＫ変調信号を発生することができる。
【００２８】
このため、周波数の切替時に収束時間を待つ必要がなく、瞬時にしかも滑らかに周波数を変化させることができる。これにより、ＦＳＫ変調信号の波形に乱れが生じるのを抑制することができる。また、変化させる周波数に合わせて複数種類の係数を用意するだけでよく、複数の搬送波を用意する必要がないので、ＦＳＫ変調信号を簡単に発生させることができる。
【００２９】
また、正弦波信号（sinｆ1またはsinｆ2）や余弦波信号（cosｆ1またはcosｆ2）をルックアップテーブルで発生する場合に比べて、係数ＲＯＭ１の容量を格段に少なくすることができ、ハードウェア規模を小さくすることができるというメリットも有する。
【００３０】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図４は、本発明のデジタル変調器を実施した第２の実施形態によるＰＳＫ変調器の構成例を示す図である。この図４において、図１に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。図４に示すように、第２の実施形態によるＰＳＫ変調器は、係数ＲＯＭ４１、累積加算演算部４２、ＣＯＲＤＩＣ３、ミキサ５およびアンテナ６を備えている。
【００３１】
係数ＲＯＭ４１は、変調周波数ｆおよびサンプリング周波数ｆsに応じた角振動数を表した係数であって、当該変調周波数ｆに対して用意された２種類の係数（第１の実施形態で説明した第１および第２の係数に相当）と、変調周波数ｆと無関係の角振動数を表した固定の係数（ここでは“π／２”の１種類の係数）を格納している。
【００３２】
累積加算演算部４２は、入力される変調データの値が“０”から“１”または“１”から“０”へと変化したときに固定の係数“π／２”を選択するとともに、それ以外のときに２種類の係数の組｛２ｆπ／ｆs，（２ｆ−ｆs）π／ｆs｝を選択する。そして、２種類の係数を選択した場合には、累積加算値が閾値を超えない間は一方の係数｛２ｆπ／ｆs｝を使用し、累積加算値が閾値を超えたときには他方の係数｛（２ｆ−ｆs）π／ｆs｝を使用する。累積加算演算部４２は、このようにして選択した係数値をサンプリング周波数毎に順次加算していくことにより、サンプルポイント毎の角振動数を求める。
【００３３】
この累積加算演算部４２は、第１のセレクタ１１、第３のセレクタ１３、積分器１５および比較器３６を備えて構成されている。第１のセレクタ１１は、係数ＲＯＭ４１に格納された第１および第２の係数｛２ｆπ／ｆs，（２ｆ−ｆs）π／ｆs｝の何れかを選択して第３のセレクタ１３に出力する。
【００３４】
第３のセレクタ１３は、入力される変調データの値に応じて、第１のセレクタ１１から出力される係数と係数ＲＯＭ４１に格納された固定の係数との何れかを選択して積分器１５に出力する。すなわち、変調データの値が変化していないときは第１のセレクタ１１からの出力（第１および第２の係数の組｛２ｆπ／ｆs，（２ｆ−ｆs）π／ｆs｝）を選択し、変調データの値が変化したときは固定の係数｛π／２｝を選択する。
【００３５】
積分器１５は、第３のセレクタ１３より供給される係数を順次加算していくことにより、角振動数の累積加算値を求める。求めた累積加算値は、ＣＯＲＤＩＣ３および比較器３６に出力する。比較器３６は、積分器１５より供給される角振動数の累積加算値と所定の閾値とを大小比較し、その比較結果に応じた信号を第１のセレクタ１１の制御端子に出力する。ここで、所定の閾値は、（ｆs−４ｆ）π／２ｆs  （ただし、ｆs＞４ｆ）とする。
【００３６】
これにより、第１のセレクタ１１は、積分器１５より供給される角振動数の累積加算値が所定の閾値以下であることを示す比較信号が比較器３６より供給されたときは、一方の係数｛２ｆπ／ｆs｝を選択する。また、累積加算値が所定の閾値より大きいことを示す比較信号が比較器３６より供給されたときは、他方の係数｛（２ｆ−ｆs）π／ｆs｝を選択する。
【００３７】
ＣＯＲＤＩＣ３は、累積加算演算部４２により求められたサンプルポイント毎の角振動数に対応する正弦波および余弦波の振幅を計算することにより、周波数ｆの正弦波信号および余弦波信号を発生する。ミキサ５は、ＣＯＲＤＩＣ３より出力された正弦波信号（sinｆ）および余弦波信号（cosｆ）と周波数ωの搬送波信号とを混合して周波数変換を行う。すなわち、ミキサ５は、sinｆ・cosω-＋cosｆ・sinω＝sin（ｆ＋ω）なる演算を行うことによって正弦波によるデジタル変調信号を発生し、これをアンテナ６に出力するようになっている。これにより、デジタル変調信号は、例えばＦＭ電波としてアンテナ６から放射される。
【００３８】
図５は、以上のように構成した第２の実施形態によるＰＳＫ変調器により発生されるデジタル変調信号、つまりＰＳＫ変調信号の波形を示す図である。図５に示すように、本実施形態のＰＳＫ変調器に変調データを入力することよって、変調データの値に応じて位相がπ／２だけ変わるような位相変調信号を得ることができる。
【００３９】
以上詳しく説明したように、第２の実施形態によれば、係数ＲＯＭ４１に格納した３種類の係数だけからデジタル演算によりＰＳＫ変調信号を発生することができる。つまり、変調データの値に応じて位相を変えるのに所定の収束時間を要するＰＬＬ回路を使わず、係数を用いたデジタル演算によってＰＳＫ変調信号を発生することができる。
【００４０】
このため、位相の切替時に収束時間を待つ必要がなく、瞬時にしかも滑らかに位相を変化させることができる。これにより、ＰＳＫ変調信号の波形に乱れが生じるのを抑制することができる。また、９０度の位相変化であれば、固定の係数として“π／２”の１種類を用意し、これを累積加算演算部４２にて加算（減算でも良い）するだけで簡単に位相を変えることができ、ＰＳＫ変調信号を簡単に発生させることができる。
【００４１】
また、正弦波信号（sinｆ）や余弦波信号（cosｆ）をルックアップテーブルで発生する場合に比べて、係数ＲＯＭ４１の容量を格段に少なくすることができ、ハードウェア規模を小さくすることができるというメリットも有する。
【００４２】
なお、ここでは２相のＰＳＫ変調を例に挙げて説明したが、これに限定されない。例えば、４相のＰＳＫ変調器を構成する場合は、固定の係数として“π／２，π，３π／２”の３種類を用意すればよい。
【００４３】
また、第１の実施形態でＦＳＫ変調、第２の実施形態でＰＳＫ変調を行う例について説明したが、ＡＳＫ変調器やＱＡＭ変調器なども同様の思想で構成することが可能である。例えばＡＳＫ変調器は、図４に示した回路を以下のようにアレンジすることによって構成することが可能である。
【００４４】
すなわち、係数ＲＯＭ４１には第１の係数｛２ｆπ／ｆs｝および第２の係数｛（２ｆ−ｆs）π／ｆs｝の２種類のみを格納しておく。また、第３のセレクタ１３は省略し、第１のセレクタ１１の出力をダイレクトに積分器１５に入力する。そして、例えばミキサ５の後段に増幅器を設け、入力される変調データの値に応じて、ミキサ５から出力される変調信号の増幅率を変える。
【００４５】
その他、上記第１および第２の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明は、メモリに格納された係数を使ってデジタル変調を行う回路、例えばＦＳＫ変調器、ＰＳＫ変調器、ＡＳＫ変調器、ＱＡＭ変調器などに有用である。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】第１の実施形態によるＦＳＫ変調器の構成例を示す図である。
【図２】第１、第２の実施形態による累積加算演算部の動作例を示す図である。
【図３】第１の実施形態によるＦＳＫ変調信号の波形を示す図である。
【図４】第２の実施形態によるＰＳＫ変調器の構成例を示す図である。
【図５】第２の実施形態によるＰＳＫ変調信号の波形を示す図である。
【符号の説明】
【００４８】
１，４１  係数ＲＯＭ
２，４２  累積加算演算部
３  ＣＯＲＤＩＣ
４  Ｄ／Ａ変換器
５  ミキサ
【図１】
2008148014.tif 000003
【図２】
2008148014.tif 000004
【図３】
2008148014.tif 000005
【図４】
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【図５】
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