(57)【要約】【課題】加速度変化に対して検知感度の高い加速度検出装置を提供する。【解決手段】第１の音叉型振動素子２０ａを備えるＶＣＸＯ２と、第２の音叉型振動素子２０ｂを備え、第２の音叉型振動素子２０ｂにより決定される共振周波数に基づいてＶＣＸＯ２からの出力信号を移相する共振回路５と、ＶＣＸＯ２からの出力信号と共振回路５からの出力信号の位相を比較する位相比較回路７と、位相比較回路７から出力される位相差信号を直流化するＬＰＦ８と、ＬＰＦ８からの出力信号を増幅する高利得増幅回路９とを備え、第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂは、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置したうえで、高利得増幅回路９からの出力信号を加速度検出信号として出力すると共に制御電圧としてＶＣＸＯ２にフィードバックするようにした。【選択図】図１
2008170307.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電材料から成る第１の応力感応素子を共振素子として備えた電圧制御型圧電発振回路と、
圧電材料から成る第２の応力感応素子を共振素子として備え、当該第２の応力感応素子により決定される共振周波数に基づいて前記電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号を移相する共振回路と、
前記電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号と前記共振回路から出力される出力信号の位相を比較する位相比較回路と、
前記位相比較回路から出力される位相差信号を直流化して出力するローパスフィルタと、を備え、
前記第１及び第２の応力感応素子は、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ、前記第１及び第２の応力感応素子において検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置したうえで、前記ローパスフィルタから出力される出力信号を、加速度検出信号として出力すると共に、制御信号として前記電圧制御型圧電発振回路にフィードバックすることを特徴とする加速度検出装置。
【請求項２】
前記ローパスフィルタから出力される出力信号を増幅する増幅回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の加速度検出装置。
【請求項３】
前記第１及び第２の応力感応素子は、第１及び第２の音叉型振動素子により構成され、
前記第１及び第２の音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された２本の振動腕と、該２本の振動腕の延長方向一端を結合する結合部とを有し、前記第１及び第２の音叉型振動素子の各振動腕の延長方向を加速度検出軸方向と一致させ、且つ、前記第１及び第２の音叉型振動素子を対向配置したことを特徴とする請求項１又は２に記載の加速度検出装置。
【請求項４】
前記第１及び第２の応力感応素子は、第１及び第２の双音叉型振動素子により構成され、前記第１及び第２の双音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された２本の振動腕と、該２本の振動腕の延長方向の両端を夫々結合した結合部と、を有する双音叉型振動素子であり、前記結合部の何れか一方を固定端、他方を自由端とし、前記２本の振動腕の延長方向を加速検出方向と一致させ、且つ、前記第１及び第２の双音叉型振動素子を対向配置したことを特徴とする請求項１又は２に記載の加速度検出装置。
【請求項５】
前記電圧制御型圧電発振回路の出力信号を矩形化して出力する第１の矩形化回路を備えたことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の加速度検出装置。
【請求項６】
前記共振回路の出力信号を矩形化して出力する第２の矩形化回路を備えたことを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の加速度検出装置。
【請求項７】
前記電圧制御型圧電発振回路の出力信号を移相する移相回路を備えたことを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の加速度検出装置。
【請求項８】
前記移相回路は、９０°移相回路であることを特徴とする請求項７に記載の加速度検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は圧電材料から成る応力感応素子を検出センサとして用いた加速度検出装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、加速度を検出する加速度センサは、次世代の自動車、ロボット、宇宙産業など幅広い応用を目指して研究、開発が行われている。民生機器向けに開発されている加速度センサは、加速度検知機構を半導体プロセスにより作製したＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）センサが良く知られている。
一方、例えば気体や液体などの圧力の測定を行う圧力センサ等においてはＭＥＭＳセンサ以外にも音叉型振動子を利用したものが開発されている。
【０００３】
図６は、特許文献１に開示されている従来の振動式センサ回路の構成を示した図である。図６に示す従来の振動式センサ回路１００は、センサ部１０１とドライブ回路１０２により構成される。センサ部１０１はセンサ素子である振動子１０１ａ、アンプ１０１ｂ、整流回路１０１ｃを有して構成される。振動子１０１ａは、例えばチタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ：lead zirconium titanate）が組付けられた振動子である。
ドライブ回路１０２は、電圧制御発振器１０２ａ、アンプ１０２ｂ、位相比較器１０２ｃを有して構成される。このように構成されるセンサ回路１００では、センサ部１０１の振動子１０１ａがドライブ回路部１０２の電圧制御発振器１０２ａにより駆動される。
ここで、振動子１０１ａが物理的な応力（圧力）を受けると、振動子１０１ａの共振周波数が変化する。振動子１０１ａの共振周波数が変化すると、ドライブ回路１０２の位相比較器１０２ｃから出力される出力信号の位相が変動する。これにより、電圧制御発振器１０２ａの出力信号は振動子１０１ａの共振周波数と一致するように制御され、振動子１０１ａは応力に応じた共振周波数で振動することになる。よって、ライン１０４または１０３の出力を検知信号として取り出すことで振動子１０１ａが受けた応力値を検知することができる。
【特許文献１】実開昭６２−１５５３３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、近年、ＭＥＭＳ加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く、しかも高リニアリティで感度の温度安定度が良い圧電振動子を用いた加速度検出装置が求められている。圧電振動子を用いた加速度検出装置としては、例えば、図６に示した振動センサ回路１００を利用することが考えられる。即ち、ドライブ回路１０２の位相比較器１０２ｃのＤＣ出力（制御電圧）を応力値信号（加速度信号）として利用することが考えられる。しかしながら、通常、電圧制御発振器１０２ａにはＬＣ共振器やＣＲ共振器が用いられ、このような共振器を有する電圧制御発振器１０２ａは、制御電圧に対する周波数変化量が大きい。即ち、周波数感度特性が高い。このため、従来の振動センサ回路１００において、共振周波数を検知結果とせずに位相比較器１０２ｃの制御電圧を応力値信号（加速度信号）の検知結果として利用する場合は、周波数変化量に対する制御電圧の変化量が小さく検知感度が高いセンサを実現することができないという欠点があった。
本発明は上記したような点を鑑みてなされたものであり、加速度変化に対して検知感度の高い加速度検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、本発明の加速度検出装置は、圧電材料から成る第１の応力感応素子を共振素子として備えた電圧制御型圧電発振回路と、圧電材料から成る第２の応力感応素子を共振素子として備え、当該第２の応力感応素子により決定される共振周波数に基づいて電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号を移相する共振回路と、電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号と共振回路から出力される出力信号の位相を比較する位相比較回路と、位相比較回路から出力される位相差信号を直流化して出力するローパスフィルタと、を備え、第１及び第２の応力感応素子は、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ、第１及び第２の応力感応素子において検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置したうえで、ローパスフィルタから出力される出力信号を、加速度検出信号として出力すると共に、制御信号として電圧制御型圧電発振回路にフィードバックすることを特徴とする。
このような本発明によれば、電圧制御型圧電発振回路の制御電圧を加速度信号として利用するようにしている。電圧制御型圧電発振回路は制御電圧に対する周波数可変範囲が電圧制御型発振回路に比べて周波数制御感度が低いため、加速動作に伴う周波数変化に対してローパスフィルタの制御電圧の変化を大電流化することができる。この結果、加速度変化に対して高感度センサを実現することができる。
【０００６】
また本発明の加速度検出装置は、ローパスフィルタから出力される出力信号を増幅する増幅回路を備えたことを特徴とする。このような本発明によれば、ローパスフィルタから出力される出力信号のレベルが小さい場合でも加速度信号として用いることが可能になる。
【０００７】
また本発明の加速度検出装置は、第１及び第２の応力感応素子は、第１及び第２の音叉型振動素子により構成され、第１及び第２の音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された２本の振動腕と、２本の振動腕の延長方向一端を結合する結合部とを有し、第１及び第２の音叉型振動素子の各振動腕の延長方向を加速度検出軸方向と一致させ、且つ、第１及び第２の音叉型振動素子を対向配置したことを特徴とする。このような本発明によれば、加速度を検知する応力感応素子として音叉型振動素子を用いることが可能になるので、従来のＭＥＭＳ加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く、しかも高リニアリティで感度の温度安定度が良いといった利点がある。また、第１及び第２の音叉型振動素子を加速度検出軸方向に対して対向配置しているので、加速度の検出感度を約２倍に高めることができる。
【０００８】
また本発明の加速度検出装置は、第１及び第２の応力感応素子は、第１及び第２の双音叉型振動素子により構成され、第１及び第２の双音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された２本の振動腕と、該２本の振動腕の延長方向の両端を夫々結合した結合部と、を有する双音叉型振動素子であり、結合部の何れか一方を固定端、他方を自由端とし、２本の振動腕の延長方向を加速検出方向と一致させ、且つ、第１及び第２の双音叉型振動素子を対向配置したことを特徴とする。このような本発明によれば、加速度を検知する応力感応素子として、双音叉型振動素子を用いることが可能になるので、音叉型振動素子を用いた場合より応力感度を高めることができる。また、第１及び第２の双音叉型振動素子を加速度検出軸方向に対して対向配置しているので、加速度の検出感度を約２倍に高めることができる。
【０００９】
また本発明の加速度検出装置は、電圧制御型圧電発振回路の出力信号を矩形化して出力する第１の矩形化回路を備えたことを特徴とする。
このような本発明によれば、位相比較回路の前段に第１の矩形化回路を設けたことで位相比較回路において精度の高い位相比較を行うことが可能になる。
【００１０】
また本発明の加速度検出装置は、共振回路の出力信号を矩形化して出力する第２の矩形化回路を備えたことを特徴とする。このような本発明によれば、位相比較回路の前段に第２の矩形化回路を設けたことで位相比較回路において精度の高い位相比較を行うことが可能になる。
【００１１】
また本発明の加速度検出装置は、電圧制御型圧電発振回路の出力信号を移相する移相回路を備えたことを特徴とする。このような本発明によれば、電圧制御型圧電発振回路から分岐して出力される出力信号の一方を位相比較回路の位相特性に併せて移相回路により移相できるので位相比較回路において精度の高い位相比較を行うことが可能になる。
【００１２】
また本発明の加速度検出装置は、移相回路は、９０°移相回路であることを特徴とする。このような本発明によれば、電圧制御型圧電発振回路から分岐して出力される出力信号の一方を、位相比較回路の位相特性に併せて９０°移相できるので位相比較回路から出力される位相差信号により加速度の向き検出することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示したブロック図である。
この図１に示す加速度検出装置１は、電圧制御型水晶発振回路（以下、ＶＣＸＯ（voltage controlled crystal oscillator）と称する）２、第１の矩形化回路（波形整形回路）３、９０°移相回路４、共振回路５、第２の矩形化回路（波形整形回路）６、位相比較回路７、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと称する）８、高利得増幅回路９、及び緩衝増幅回路（以下、バッファアンプと称する）１０により構成される。
ＶＣＸＯ２は、第１の音叉型水晶振動素子（第１の応力感応素子）２０ａを備える。第１の音叉型水晶振動素子２０ａは、発振回路の共振子として機能すると共に、加速度を検出する加速度検出素子として機能する。ＶＣＸＯ２では、高利得増幅回路９からの制御電圧Ｖcontを図示していない可変容量ダイオードのカソードに印加することにより発振ループの負荷容量を変化させて出力信号の発振周波数が一定となるように制御している。ＶＣＸＯ２の出力信号は分岐されて第１の矩形化回路３及び９０°移相回路４に入力される。
【００１４】
第１の矩形化回路３は、例えばコンパレータなどにより構成され、ＶＣＸＯ２から出力される出力信号を矩形波信号に変換して出力する。
９０°移相回路４は、ＶＣＸＯ２から出力される出力信号の位相を９０°移相した後、共振回路５に出力する。なお、９０°移相回路４の構成にもよるが、通常、９０°移相回路４において移相可能な信号波形は正弦波とされるので、ＶＣＸＯ２は出力信号波形が正弦波形となるように回路を構成することが望ましい。
共振回路５は、第２の音叉型水晶振動素子（第２の応力感応素子）２０ｂを備え、この第２の音叉型水晶振動素子２０ｂにより決定される共振周波数に基づいて、９０°移相回路４の出力信号を移相して出力する。
第２の矩形化回路６もまた、例えばコンパレータなどにより構成され、共振回路５の出力信号を矩形波信号に変換して位相比較回路７に出力する。
【００１５】
位相比較回路７は、第１の矩形化回路３からの出力信号と、第２の矩形化回路６からの出力信号との位相を比較し、その比較結果を出力する。このとき、位相比較回路７は９０°の位相差を基準に位相比較を行って、その位相差を位相差信号として出力する。
なお、位相比較回路７において位相比較を行う場合には、入力信号の少なくとも一方の波形が矩形である必要があるため、本実施形態では位相比較回路７の前段に夫々第１及び第２の矩形化回路３、６を設けるようにしているが、これはあくまでも一例であり、少なくとも第１又は第２の矩形化回路３、６の何れか一方だけでも良い。またＶＣＸＯ２の出力波形が矩形波であれば、第１及び第２の矩形化回路３、６は必ずしも設ける必要はない。但し、通常、９０°移相回路４等に入力する信号波形を正弦波形にする必要があるため、９０°移相回路４が設けられている場合にはＶＣＸＯ２の出力波形を正弦波形とし、位相比較回路７に入力する際に第１、第２の矩形化回路３、６により矩形化することが望ましい。更に、位相比較回路７に入力される２つの信号のレベルが一致していないと検波結果に２つの入力信号の位相差以外に信号レベルの差に基づく値も含まれてしまい正確な加速度検知結果を得ることができない可能性がある。従って、このような不具合の発生を防止する為にも第１、第２の矩形化回路３、６により矩形化（波形整形）することが望ましい。
【００１６】
ＬＰＦ８は、位相比較回路７から出力される位相差信号を直流化して出力する。
高利得増幅回路９は、ＬＰＦ８からの出力信号を増幅して出力する。高利得増幅回路９で増幅された信号はバッファアンプ１０を介して加速度検出信号Ｓαとして出力すると共に、制御電圧ＶcontとしてＶＣＸＯ２にフィードバックするようにしている。
【００１７】
図２は本実施形態の加速度検出装置に備えられる第１及び第２の音叉型水晶振動素子の構成を模式的に示した図である。
この図２に示すように第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂは、加速度を検出する加速度検出軸方向が一致し、且つ、音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂにおいて検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置されている。即ち、それぞれ並列に配置された２本の振動腕２１ａ、２１ｂと、この２本の振動腕２１ａ、２１ｂの延長方向一端を結合する結合部２２とから成る。そして、第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂの各結合部２２を、当該音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂがそれぞれ搭載される基板（図示しない）に固定するようにしている。なお、結合部２２は基板と接続する固定部である。このとき、図２に示すように第１の音叉型水晶振動素子２０ａの各振動腕２１ａ、２１ｂと第２の音叉型水晶振動素子２０ｂの各振動腕２１ａ、２１ｂの延長方向を加速度検出軸方向に一致させ、且つ、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの振動腕２１ａ、２１ｂの自由端部と第２の音叉型水晶振動素子２０ｂの振動腕２１ａ、２１ｂの自由端部を対向配置する、或いは第１の音叉型水晶振動素子２０ａの結合部２２と第２の音叉型水晶振動素子２０ｂの結合部２２を対向配置するようにした。即ち、振動腕２１ａ、振動腕２１ｂの延長方向が各音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂとの間で互いに逆向きとなるようにした。
【００１８】
このように構成される第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂは、図示しない駆動電極に交流電圧を印加すると、並列する２本の振動腕２１ａ、２１ｂが破線で示すように対称的に屈曲振動する。そして、屈曲振動している状態で、例えば、図２に示す矢印方向の加速度αが加わると、第１の音叉型水晶振動素子２０ａには見かけ上では加速度αの方向とは逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子２０ａの振動腕２１ａ、２１ｂは加速度αに対して逆の方向へ引っ張られる引張応力を受けることになる。この場合、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの周波数は引張応力の影響を受けて高くなる。一方、第２の音叉型水晶振動素子２０ｂにも見かけ上では加速度αの方向とは逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子２０ｂの振動腕２１ａ、２１ｂは、結合部２２の方向へ圧縮する圧縮応力を受けることになる。この場合、第２の音叉型水晶振動素子２０ｂの周波数は圧縮応力の影響を受けて低くなる。
そこで、本実施形態では、このような第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂに加速度が加わったとき発生する周波数変化に基づき加速度検出信号Ｓαを得るようにしている。
【００１９】
このような音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂは、従来のＭＥＭＳ加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く（例えば±３ｇ〜±４００ｇ）、しかも高リニアリティ（例えば、０．０５％Ｆ．Ｓ．）で温度感度安定度が良いといった利点がある。
そして、加速度検出軸方向と振動腕２１ａ、２１ｂとの延長方向とを一致させることができるので、加速度検出軸方向と垂直方向（基板面に垂直な方向）に対する低背化にも有利である。なお、図２においては説明を分かり易くするために音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂの屈曲振動の概念を破線により示したが、実際には音叉型水晶振動素子２０の形状自体は殆ど変位しないものである。
【００２０】
上記のように構成される本実施形態の加速度検出装置１においては、ＬＰＦ８の後段に高利得増幅回路９を設け、この高利得増幅回路９において増幅した増幅信号を加速度検出信号Ｓαとして出力すると共に制御電圧ＶcontとしてＶＣＸＯ２にフィードバックすることによりＶＣＸＯ２の周波数ズレをＰＬＬ制御により補正するようにした。このように構成した場合、ＶＣＸＯ２は制御電圧に対する周波数可変範囲がＶＣＯに比べて狭い（周波数制御感度が低い）ため、図３に示すように、加速動作に伴う周波数変化に対してＬＰＦ８の出力電圧（制御電圧）の変化を大電流化（高電位化）することができる。この結果、加速度変化に対して高感度センサを実現することができる。
また、本実施形態の加速度検出装置１においては、ＶＣＸＯ２の制御電圧Ｖcontである高利得増幅回路９の出力電圧を、バッファアンプ１０を介して加速度検出信号Ｓαとして出力するようにしているので静的加速度（重力加速度）を検出することができる。
【００２１】
また本実施形態の加速度検出装置１では、第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂを加速度検出軸方向に対して対向配置しているので、音叉型水晶振動素子が１つの場合に比べて位相比較回路７から出力される位相差信号のレベルを約２倍に高めることができる。これにより加速度の検出感度を約２倍に高めることができる。
また本実施形態のように音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂを用いて加速度センサを構成した場合は、従来のＭＥＭＳ加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く、しかも高リニアリティで、感度の温度安定度が良いといった利点もある。
【００２２】
またこれまで説明した第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂの構成はあくまでも一例であり、本発明の音叉型水晶振動素子としては、例えば図４に示すような双音叉型水晶振動子を用いることも可能である。
図４に示す双音叉型水晶振動素子２３は、並列に配置された２本の振動腕２１ａ、２１ｂと、この２本の振動腕２１ａ、２１ｂの延長方向の両端を夫々結合した結合部２２ａ、２２ｂとから成る。そして、この場合は、例えば、結合部２２ａ、２２ｂの内、一方の結合部２２ａだけを双音叉型水晶振動素子２３が搭載される基板（図示しない）に固定し、他方を自由端とすれば良い。なお、結合部２２ａは基板と接続する固定部である。
双音叉型水晶振動素子２３を用いて本実施形態の加速度検出装置を構成した場合は、自由端側の結合部２２ｂが重りとして機能するため大きな慣性力を発生させることができるので、上記した音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂより加速度感度を高めることができる。
【００２３】
また、本実施形態では、ＶＣＸＯ２と共振回路５との間にＶＣＸＯ２から出力される正弦波信号を移相する移相回路として９０°移相回路４を設けるようにしているが、移相回路は必ずしも９０°移相回路である必要はない。また、位相比較回路７の特性によっては移相回路を必ずしも設ける必要はない。但し、ＶＣＸＯ２と共振回路５との間に移相回路を設け、ＶＣＸＯ２から分岐して出力される出力信号の一方を、位相比較回路７の位相特性に併せて移相することで、位相比較回路７において第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂから出力される出力信号の位相差を確実に検出することが可能になる。
特に、本実施形態のように位相比較回路７が９０°位相比較回路であり、移相回路として９０°移相回路を設けると、位相比較回路７において第１及び第２の音叉型水晶振動素子から出力される出力信号の位相差から加速度の向きを検出することが可能になる。つまり、図２に於いて加速度αの方向であるか加速度αと逆の方向であるかを検出可能になる。即ち、位相比較回路７が０°位相比較回路である場合、位相比較回路７からは定速度状態から加速度が増減した何れの状況に対しても位相差が大きくなるような出力結果が得られる。従ってこの場合は加速度の方向を確認することはできない。
一方、本実施形態のように位相比較回路７が９０°位相比較回路であり、９０°移相回路４を設けた構成では、位相比較回路７の出力結果は、例えば定速度状態から加速した場合であれば位相差が大きくなるような信号が、また定速度状態から減速した場合であれば位相差が小さくなるような信号となる。従ってこの場合は、加速度の方向を確認することができる。
【００２４】
また、本実施形態ではＶＣＸＯ２は出力信号波形を正弦波としているため、位相比較回路７の前段に第１の矩形化回路を設けるようにしているが、例えばＶＣＸＯ２を正弦波信号と矩形波信号とを出力可能な２出力型水晶発振器ですれば、第１の矩形化回路３を設ける必要はない。
図５はそのような２出力型ＶＣＸＯの回路構成例を示した図である。
この図５に示す２出力型ＶＣＸＯは、インバータ回路４０が３つのＣＭＯＳインバータＩＣ１１、ＩＣ１２、ＩＣ１３の直列接続によって構成されている。
この場合、各ＣＭＯＳインバータＩＣ１１、ＩＣ１２、ＩＣ１３の入出力間には、自己バイアス用の第１の帰還抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３がそれぞれ並列に接続されている。またＣＭＯＳインバータＩＣ１１の入力とＣＭＯＳインバータＩＣ１２の出力との間には、正帰還回路４１として水晶振動素子２０、可変コンデンサＴＣ、及びコンデンサＣ１１を直列に接続した直列回路が並列に接続されている。
【００２５】
コンデンサＣ１１と可変コンデンサＴＣとの接続点は、第２の帰還抵抗Ｒ１４を介してインバータ回路４０の出力であるＣＭＯＳインバータＩＣ１３の出力に接続されている。またコンデンサＣ１１と可変コンデンサＴＣとの接続点と接地（ＧＮＤ）との間にはコンデンサＣ１２が設けられている。さらにインバータ回路４０の出力には、ノイズ除去用のコンデンサＣ１３が接続されている。
さらに、コンデンサＣ１２と接地（ＧＮＤ）との間に可変容量ダイオードＤ１を設けるようにしている。この場合、可変容量ダイオードＤ１のアノードは接地され、カソードはコンデンサＣ１２に接続されることになる。さらに可変容量ダイオードＤ１のカソードには抵抗Ｒ１５を介して周波数調整用のコントロール電圧Ｖcontが印加される。このように構成されるＶＣＸＯでは、第２の帰還抵抗Ｒ１４、水晶振動素子２０、コンデンサＣ１１、Ｃ１２、可変コンデンサＴＣ、及び可変容量ダイオードＤ１等により発振ループが形成される。従って、可変容量ダイオードＤ１のカソードに抵抗Ｒ１５を介して制御電圧Ｖcontを印加して可変容量ダイオードＤ１の容量を可変することで、発振ループの負荷容量を変化させて発振周波数が所定の発振周波数となるよう制御している。
【００２６】
このように構成される２出力型ＶＣＸＯではインバータ回路４０のＣＭＯＳインバータＩＣ１３から矩形波信号を得ることができる。
また、インバータ回路４０から出力される矩形波信号は、第２の帰還抵抗Ｒ１４、可変コンデンサＴＣ、水晶振動素子２０を介してインバータ回路４０の入力側へ正帰還されることになる。このとき水晶振動素子２０はフィルタとして機能することから、インバータ回路４０の出力側から水晶振動素子２０を介してインバータ回路４０の入力側に正帰還される矩形波信号は、水晶振動素子２０においてスプリアス成分が濾過される。
従って、インバータ回路４０の出力側において矩形波であった帰還信号は入力側において正弦波となる。そこで、この場合の２出力型ＶＣＸＯではインバータ回路４０の入力側から正弦波信号を出力するようにした。このようにすれば、１つの回路から矩形波信号と正弦波信号を出力することが可能になり、回路構成を簡略化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示した図である。
【図２】音叉型水晶振動素子の構成を示した図である。
【図３】ＶＣＸＯとＶＣＯの周波数感度特性を示した図である。
【図４】双音叉型水晶振動素子の構成を示した図である。
【図５】２出力型水晶発振器の回路構成例を示した図である。
【図６】従来の振動式センサ回路の構成を示した図である。
【符号の説明】
【００２８】
１…加速度検出装置、２…ＶＣＸＯ、３…第１の矩形化回路、４…９０°移相回路、５…共振回路、６…第２の矩形化回路、７…位相比較回路、８…ＬＰＦ、９…高利得増幅回路、１０…バッファアンプ、２０ａ、２０ｂ…音叉型水晶振動素子、２１ａ、２１ｂ…振動腕、２２…結合部、２３…双音叉型水晶振動素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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