(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ信号等化装置において、必要メモリ容量の増大を抑制しつつ伝送路特性の推定精度を向上させる。【解決手段】データ信号と時間方向及び周波数方向に分散配置された既知のパイロット信号とを含むＯＦＤＭ信号を等化するＯＦＤＭ信号等化装置において、推定した前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定し、推定した前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化する。時間方向の補間の際、多項式補間を用いる。例えば、直近の４つのＳＰ信号（２００、２０４、２０８及び２１２）を用い、スプライン補間によって、直近の２つのＳＰ信号（２０８及び２１２）間に位置する３つのデータ信号（２０９〜２１１）の伝送路特性を補間する。【選択図】図４
2008199499.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むＯＦＤＭ信号を等化するＯＦＤＭ信号等化装置において、
前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定手段と、
推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間手段と、
推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化手段と、を備え、
前記補間手段は、多項式補間を用いて前記時間方向の補間を行う時間方向補間手段を備えた
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号等化装置。
【請求項２】
前記補間手段は、前記推定手段の推定によって得られた前記パイロット信号の伝送路特性と前記時間方向補間手段の補間によって得られた前記データ信号の伝送路特性を前記周波数方向に補間する周波数方向補間手段を更に備えた
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号等化装置。
【請求項３】
前記時間方向補間手段は、前記時間方向において、直近の前記パイロット信号間に位置する前記データ信号の伝送路特性を補間する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ信号等化装置。
【請求項４】
前記時間方向補間手段は、前記多項式補間としてスプライン補間を用いる
ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載のＯＦＤＭ信号等化装置。
【請求項５】
前記時間方向補間手段は、前記推定手段によって推定された、４つのパイロット信号の伝送路特性を用いて、前記時間方向に前記スプライン補間を行う
ことを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ信号等化装置。
【請求項６】
ＯＦＤＭ信号を用いたデジタル放送を受信するデジタル放送受信装置において、
請求項１〜請求項５の何れかに記載のＯＦＤＭ信号等化装置を備えた
ことを特徴とするデジタル放送受信装置。
【請求項７】
データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むＯＦＤＭ信号を等化するＯＦＤＭ信号等化方法において、
前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定ステップと、
推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間ステップと、
推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化ステップと、を備え、
前記補間ステップでは、多項式補間を用いて前記時間方向の補間を行う
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号等化方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信したＯＦＤＭ信号を等化するためのＯＦＤＭ信号等化装置及びＯＦＤＭ信号等化方法に関する。また、本発明は、それらを利用したデジタル放送受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
日本や欧州のデジタル放送システムでは、放送方式にＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を採用している。ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。
【０００３】
送信局では、サブキャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号をＱＡＭ、ＱＰＳＫ、ＤＱＰＳＫなどの変調方式で変調し、その変調によって得られる信号に対して逆フーリエ変換（IFFT）を施すことでＯＦＤＭ信号を生成する。一方、受信装置では、受信したＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換（FFT）を行い、フーリエ変換後の信号を復調する。
【０００４】
受信装置でＯＦＤＭ信号を受信する際、所謂マルチパスにより歪み（マルチパス歪み）の影響を受けて受信する場合が多い。送信局から送信された信号は、空中を伝播してから受信装置で受信されるが、電波の伝送路中に山や建築物等の障害物が存在すると、電波はその障害物で反射する。このとき、受信装置は、送信局から直接到来した直接波と共に障害物で反射した反射波を同時に受信することになる。直接波と反射波は位相が異なるため、これらの合成波は直接波と比べて歪みを受けた信号になる。この歪みがマルチパス歪みである。歪みを受けた信号から歪みを除去する等化処理を行うことなく、復調処理を行うと、正常なベースバンド信号を復元できず、受信装置側で出力される映像等に乱れが生じる。
【０００５】
このような歪みを除去する技術（等化技術）として、下記特許文献１及び２並びに下記非特許文献１に記載された技術がある。これらの技術では、ＯＦＤＭ信号に埋め込まれた既知のパイロット信号を利用している。
【０００６】
図１２に、日本のＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）方式における、パイロット信号の配置を示す（符号９０１等については後述）。このパイロット信号は、スキャッタードパイロット信号と呼ばれ、これをＳＰ信号と表記する。ＳＰ信号は、時間方向及び周波数方向に所定間隔をおいて分散配置される。フーリエ変換後のＯＦＤＭ信号は、分散配置されたＳＰ信号と、映像等を表すデータ信号と、から形成される。
【０００７】
データ信号の歪みを除去するためには、その歪みを表す伝送路特性を推定する必要がある。そこで、一般的には、受信したＳＰ信号の伝送路特性を推定した後、そのＳＰ信号の伝送路特性を時間方向に線形補間し、更に周波数方向に内挿補間することで、全データ信号に対する伝送路特性を推定するようにしている（下記特許文献１及び非特許文献１参照）。
【０００８】
しかしながら、車などの移動体に受信装置を搭載し、高速で移動しながらデジタル放送信号を受信する場合、時間方向において伝送路特性の変動が激しくなるため、時間方向の線形性が崩れて、線形補間によって推定した伝送路特性と実際の伝送路特性との間に誤差が生じる。つまり、伝送路特性を正確に推定することができなくなり、結果、映像等に乱れが生じることになる。
【０００９】
これに対し、下記特許文献２では、時間方向の補間にＦＩＲ型フィルタによる内挿を用いている。しかしながら、ＦＩＲ型フィルタを用いる場合、フィルタのタップ数（フィルタの次数）に応じてメモリに記憶しておくべきデータ量が増加するという問題が発生する。通常、この種のＦＩＲ型フィルタでは、或る程度のフィルタ性能を確保するために、大きなタップ数を用意する必要がある。例えば、１５次のＦＩＲ型フィルタを用いる場合、７シンボル分のデータを少なくともメモリに保持しておく必要がある。例えば、或るタイミングにおいて、図１２の破線四角枠９０１に対応する７シンボル分のデータをメモリに保持しておく必要がある。ＳＰ信号９０３を用いて、データ信号９０４の伝送路特性が１５次のＦＩＲ型フィルタより得られるからである。デジタル放送のＯＦＤＭ信号を形成するサブキャリアの本数は数千にも及ぶ。このため、時間方向の補間にＦＩＲ型フィルタを用いると、必要メモリ容量が大きく増大する。これは、受信装置のコストを押し上げてしまう。
【００１０】
一方、時間方向の補間に線形補間を用いる場合は、図１２の破線四角枠９０２に対応する３シンボル分のデータを保持しておけば十分である。線形補間では、直近の２つのＳＰ信号（例えば、図１２のＳＰ信号９０３と９０５）を用いて、そのＳＰ信号間の伝送路特性が補間されるからである。
【００１１】
【特許文献１】特許第３０８４３６８号公報
【特許文献２】特開２００６−２０３６１３号公報
【非特許文献１】伊丹誠，「わかりやすいＯＦＤＭ技術」，オーム社，２００５年１１月，ｐ．６６−８２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述したように、時間方向の補間に、
線形補間を用いた場合、伝送路特性の推定精度に問題がある。
ＦＩＲ型フィルタを用いた場合、必要メモリ容量が大きくなる。
【００１３】
そこで本発明は、必要メモリ容量の増大を抑制しつつ伝送路特性の推定精度向上に寄与するＯＦＤＭ信号等化装置及びＯＦＤＭ信号等化方法を提供することを目的とする。また、本発明は、そのＯＦＤＭ信号等化装置を利用したデジタル放送受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するために本発明に係るＯＦＤＭ信号等化装置は、データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むＯＦＤＭ信号を等化するＯＦＤＭ信号等化装置において、前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定手段と、推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間手段と、推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化手段と、を備え、前記補間手段は、多項式補間を用いて前記時間方向の補間を行う時間方向補間手段を備えたことを特徴とする。
【００１５】
時間方向の補間に多項式補間を用いることによって、伝送路特性の推定精度の向上が見込める。また、ＦＩＲ型フィルタを用いると比べて、等化処理用の必要メモリ容量を小さくすることも可能となる。
【００１６】
また具体的には例えば、前記補間手段は、前記推定手段の推定によって得られた前記パイロット信号の伝送路特性と前記時間方向補間手段の補間によって得られた前記データ信号の伝送路特性を前記周波数方向に補間する周波数方向補間手段を更に備えている。
【００１７】
また具体的には例えば、前記時間方向補間手段は、前記時間方向において、直近の前記パイロット信号間に位置する前記データ信号の伝送路特性を補間する。
【００１８】
また具体的には例えば、前記時間方向補間手段は、前記多項式補間としてスプライン補間を用いる。
【００１９】
また具体的には例えば、前記時間方向補間手段は、前記推定手段によって推定された、４つのパイロット信号の伝送路特性を用いて、前記時間方向に前記スプライン補間を行う。
【００２０】
上記目的を達成するために本発明に係るデジタル放送受信装置は、ＯＦＤＭ信号を用いたデジタル放送を受信するデジタル放送受信装置において  上記のＯＦＤＭ信号等化装置を備えたことを特徴とする。
【００２１】
上記目的を達成するために本発明に係るＯＦＤＭ信号等化方法は、データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むＯＦＤＭ信号を等化するＯＦＤＭ信号等化方法において、前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定ステップと、推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間ステップと、推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化ステップと、を備え、前記補間ステップでは、多項式補間を用いて前記時間方向の補間を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、必要メモリ容量の増大を抑制しつつ伝送路特性の推定精度向上に寄与するＯＦＤＭ信号等化装置及びＯＦＤＭ信号等化方法を提供することが可能となる。
【００２３】
本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。
【００２５】
図１に、本発明の実施形態に係るデジタル放送受信装置１００（以下、受信装置１００と略記する）の概略ブロック図を示す。
【００２６】
受信装置１００と図示されない送信局（デジタル放送送信装置）は、デジタル放送システムを構成し、このデジタル放送システムでは、放送方式にＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を採用している。ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリア（以下、単にキャリアとも言う）を多重して伝送する方式である。
【００２７】
送信局では、サブキャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号をＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）などの変調方式で変調し、その変調によって得られる信号に対して逆高速フーリエ変換（IFFT；Inverse Fast Fourier Transform）を施すことでＯＦＤＭ信号を生成する。ベースバンド信号は、伝送されるべき映像信号や音声信号を含む。生成されたＯＦＤＭ信号は、デジタル放送（例えば、いわゆる地上デジタル放送）により受信装置１００に対して送信されるべき信号として、送信局から送信される。
【００２８】
受信装置１００は、このデジタル放送によって送信されてきたデジタル放送信号を受信する。デジタル放送信号は、複数チャンネル分のＯＦＤＭ信号を含む。受信装置１００は、受信アンテナ１と、チューナ部２と、ＦＦＴ処理部３と、等化処理部４と、復調処理部５と、ＲＡＭ（Random Access Memory）６と、を備える。
【００２９】
チューナ部２は、受信アンテナ１を介して上記のデジタル放送信号を受信し、受信したデジタル放送信号の中から、選局されたチャンネルに対応するＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ変調信号）を抽出して出力する。チューナ部２から出力されたＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ処理部３に送られる。
【００３０】
ＦＦＴ処理部３は、受信したＯＦＤＭ信号を、高速フーリエ変換（FFT；Fast Fourier Transform）を用いて時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換する。この変換によって得られた周波数軸上のＯＦＤＭ信号は、等化処理部４に送られる。
【００３１】
等化処理部４は、受信した周波数軸上のＯＦＤＭ信号から歪みを除去する等化処理を行う。この歪みは、主として、マルチパスによって生じる。等化処理によって歪みが除去された信号（後述の等化信号）は、復調処理部５に送られる。
【００３２】
復調処理部５は、歪みが除去された信号（後述の等化信号）をベースバンド信号としてのＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）符号化信号に変換するための復調処理を行う。ＭＰＥＧ符号化信号は、デジタル放送によって伝達されるべき映像信号や音声信号を符号化した信号である。この復調処理によって得られたＭＰＥＧ符号化信号は、ＭＰＥＧデコーダ（不図示）に送られてデコードされた後、表示装置やスピーカ（双方不図示）に送られ、映像として表示又は音声として出力される。受信装置１００は、ＭＰＥＧデコーダ、表示装置及びスピーカをも含みうる。
【００３３】
ＲＡＭ６は、等化処理部４による等化処理に必要な情報を記憶する。尚、受信装置１００を形成する他の部位も、ＲＡＭ６を利用しうる。
【００３４】
デジタル放送の放送方式として、日本のＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）方式や欧州のＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）方式などがあるが、何れもサブキャリアの中に、振幅及び位相が既知のパイロット信号が挿入されている。例えば、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式では、図２に示すようにパイロット信号が配置される。以下、説明の具体化のため、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式に従ったデジタル放送信号（ＯＦＤＭ信号）を受信する場合を説明する。
【００３５】
ＦＦＴ処理部３から出力されるＯＦＤＭ信号は、図２に示す如く、周波数方向及び時間方向に配列されたデータ信号とパイロット信号とから成り、これを総称してＯＦＤＭシンボル列と呼ぶ。このパイロット信号は、一般にスキャッタードパイロット信号と呼ばれ、以下、これをＳＰ信号という。尚、一般的に、データ信号及びパイロット信号は夫々データシンボル及びパイロットシンボルとも呼ばれる。このため、本明細書におけるデータ信号及びパイロット信号（ＳＰ信号）を、夫々データシンボル及びパイロットシンボル（スキャッタードパイロットシンボル）と読み替えることもできる。また、周波数方向及び時間方向は夫々キャリア方向及びシンボル方向とも呼ばれる。
【００３６】
時間方向に対応する時間番号（シンボル番号）をｔで表し、周波数方向に対応するキャリア番号をｌで表す。ここで、ｔは０以上の整数をとり、ｌは０以上且つ（Ｌ−１）以下の整数をとる。Ｌは、ＯＦＤＭ信号を形成するサブキャリアの総本数である。ｔは、ＯＦＤＭ信号のシンボル長を単位として考えた時刻を表す。ｔとｌを一意に定めることによって一意に定まる、ＯＦＤＭシンボル列内の位置をキャリア位置と呼び、それを（ｔ，ｌ）にて表す。
【００３７】
ＳＰ信号は、ｌ＝３×（ｔ mod 4）＋１２ｐ、を満たすキャリア位置に配置される。ここで、modは剰余演算を表し、ｐは整数である。即ち、図２に示す如く、或る時刻ｔにおけるＯＦＤＭ信号においてＳＰ信号は周波数軸上にキャリア１２個おきに配置され、時刻ｔが１だけ進むごとにＳＰ信号はキャリア３個分、周波数方向にシフトされる。例えば、時刻ｔ＝０では、キャリア位置（０，０）、（０，１２）、（０，２４）、（０，３６）、・・・にＳＰ信号が配置され、時刻ｔ＝１では、キャリア位置（１，３）、（１，１５）、（１，２７）、（１，３９）、・・・にＳＰ信号が配置される。
【００３８】
ＯＦＤＭシンボル列において、ＳＰ信号が配置されていない部分にはデータ信号が配置される。データ信号は、送信局から受信装置１００に伝達されるべき本来の情報を含み、このデータ信号からＭＰＥＧ符号化信号が生成される。
【００３９】
図３に、図１の等化処理部４の内部ブロック図を示す。等化処理部４は、ＳＰ抽出部１１と、ＳＰ生成部１２と、ＳＰ複素除算部１３と、補間部１４と、複素除算部１５と、を備える。補間部１４は、時間方向補間部２１及び周波数方向補間部２２から成る。
【００４０】
ＦＦＴ処理部３から送られてくる周波数軸上のＯＦＤＭ信号はＳＰ抽出部１１に与えられる。この周波数軸上のＯＦＤＭ信号は、図２に示すようなＯＦＤＭシンボル列で表すことができる。ＳＰ抽出部１１は、周波数軸上のＯＦＤＭ信号（即ち、ＯＦＤＭシンボル列）の中からＳＰ信号を抽出する。ＳＰ抽出部１１によって抽出されたＳＰ信号を、以下、受信ＳＰ信号とも呼ぶ。
【００４１】
ＳＰ生成部１２は、ＳＰ抽出部１１によるＳＰ信号の抽出とは別に、既知の振幅及び位相を有するＳＰ信号を生成する。ＳＰ生成部１２によって生成されたＳＰ信号を、正解ＳＰ信号とも呼ぶ。受信ＳＰ信号は、空間伝播時の伝送路特性にて定まる歪みを含んでいるが、正解ＳＰ信号は、そのような歪みを含んでいない。このため、受信ＳＰ信号と正解ＳＰ信号は、通常、異なる。
【００４２】
ＳＰ複素除算部１３は、下記式（１）に従い、歪みを含む受信ＳＰ信号を正解ＳＰ信号にて複素除算することにより、空間伝播時にＳＰ信号に作用した伝送路特性を推定する。
【００４３】
【数１】
2008199499.tif 000003
【００４４】
ここで、ＸSP（ｔ，ｌ）は、ＳＰ抽出部１１によって抽出された、キャリア位置（ｔ，ｌ）の受信ＳＰ信号を表す。ｄSP（ｔ，ｌ）は、ＳＰ生成部１２によって生成された、キャリア位置（ｔ，ｌ）の正解ＳＰ信号を表す。ＨSP（ｔ，ｌ）は、ＳＰ複素除算部１３にて推定される、キャリア位置（ｔ，ｌ）の受信ＳＰ信号に対する伝送路特性を表す。ＸSP（ｔ，ｌ）、ｄSP（ｔ，ｌ）及びＨSP（ｔ，ｌ）は、夫々、複素平面上で定義される複素信号であるため、振幅を表す振幅成分及び位相を表す位相成分から成る。尚、ｄSP（ｔ，ｌ）は、日本のデジタル放送システムの仕様書（日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式）にて定められている。
【００４５】
ＳＰ複素除算部１３によって推定された伝送路特性ＨSP（ｔ，ｌ）は、補間部１４に与えられる。ＳＰ複素除算部１３では、ＳＰ信号に対してのみ伝送路特性が推定され、データ信号に対する伝送路特性は推定されない。そこで、補間部１４では、データ信号に対する伝送路特性を補間によって算出する。
【００４６】
具体的には、まず、ＳＰ複素除算部１３によって推定された伝送路特性ＨSP（ｔ，ｌ）が時間方向補間部２１に与えられる。時間方向補間部２１は、ＳＰ信号の伝送路特性ＨSP（ｔ，ｌ）を時間方向に補間する。より具体的に言えば、ＳＰ信号の伝送路特性ＨSP（ｔ，ｌ）に基づいて時間方向の補間を行い、これによって、ＳＰ信号が挿入されているキャリアに対応するデータ信号の伝送路特性を推定する。この際、多項式補間を用いるようにする。図２に示す如く、ＳＰ信号は時間方向に４シンボル間隔で配置されている。これを多項式補間することで、時間方向おいてＳＰ信号間の伝送路特性を推定することができる。
【００４７】
多項式補間に４タップのスプライン補間を用いる場合を例にとり、時間方向の補間方法について説明する。説明の具体化のため、或る１つのキャリア（キャリア番号）に着目して、図４を参照する。ＯＦＤＭシンボル列内の着目したキャリアにおいて、時刻ｔ、（ｔ＋４）、（ｔ＋８）及び（ｔ＋１２）にＳＰ信号２００、２０４、２０８及び２１２が配列され、時刻（ｔ＋９）、（ｔ＋１０）及び（ｔ＋１１）にデータ信号２０９、２１０及び２１１が配列されているものとする。例えば、ＳＰ信号２００、２０４、２０８及び２１２は、キャリア位置（０，０），（４，０），（８，０）及び（１２，０）のＳＰ信号であり、データ信号２０９、２１０及び２１１は、キャリア位置（９，０），（１０，０）及び（１１，０）のデータ信号である（図２をも参照）。
【００４８】
時間方向補間部２１は、ＳＰ信号２１２の伝送路特性が推定された後、４つのＳＰ信号２００、２０４、２０８及び２１２の伝送路特性を用いて、直近の２つのＳＰ信号（２０８及び２１２）間に位置する３つのデータ信号２０９〜２１１の伝送路特性を補間（推定）する。
【００４９】
４つのＳＰ信号２００、２０４、２０８及び２１２に対して推定された伝送路特性ＨSP（ｔ，ｌ）を、夫々、ＨSP（０）、ＨSP（４）、ＨSP（８）及びＨSP（１２）で表し、この補間によって得られるデータ信号２０９、２１０及び２１１に対する伝送路特性を、夫々、Ｈ（９）、Ｈ（１０）及びＨ（１１）で表す。そうすると、Ｈ（９）〜Ｈ（１１）は、下記式（２ａ）、（２ｂ）及び（２ｃ）の如く、４つのＳＰ信号の伝送路特性と所定の係数との積和演算から求めることができる。
【００５０】
【数２】
2008199499.tif 000004
【００５１】
ここで、ａで表記される係数として、例えば図５に示されるような固定値を用いる。即ち例えば、ａ（９，１）、ａ（９，２）、ａ（９，３）、ａ（９，４）、ａ（１０，１）、ａ（１０，２）、ａ（１０，３）、ａ（１０，４）、ａ（１１，１）、ａ（１１，２）、ａ（１１，３）及びａ（１１，４）として、夫々、７／３２０、−４２／３２０、３０３／３２０、５２／３２０、１／４０、−６／４０、２９／４０、１６／４０、１／６４、−６／６４、２５／６４及び４４／６４を用いる。
【００５２】
上記のような時間方向の補間をＳＰ信号が挿入されている各キャリアに対して行う。これにより、図６のような補間結果（推定結果）が得られる。即ち、時間方向の補間によって（換言すれば、時間方向の伝送路特性の推定によって）、ＳＰ信号が挿入されているキャリアにおける伝送路特性が全て推定される。
【００５３】
ＳＰ複素除算部１３によって推定されたＳＰ信号の伝送路特性及び時間方向補間部２１の補間によって推定されたデータ信号の伝送路特性が、周波数方向補間部２２に入力される。周波数方向補間部２２に入力される伝送路特性は、図６に示す如く、周波数方向に３キャリア間隔で配置されている。周波数方向補間部２２は、入力された伝送路特性を周波数方向に補間（３倍内挿補間）することにより、ＳＰ信号が挿入されていないキャリア（ｌ＝１、２など）に対する伝送路特性、即ち、まだ伝送路特性が推定されていないデータ信号に対する伝送路特性を推定する。
【００５４】
図７は、或る時刻ｔ（例えばｔ＝０）におけるＯＦＤＭシンボル列に対して、周波数方向の補間を行った結果を表している。周波数方向の補間（３倍内挿補間）の手法として、上記特許文献１及び２並びに非特許文献１に記載された手法を含む、公知の任意の手法を用いることができる。例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）型ローパスフィルタを用いて、周波数方向の補間を行えばよい。この場合、既に推定された３キャリア間隔の伝送路特性を周波数方向に並べて入力系列を形成し、この入力系列をＦＩＲ型ローパスフィルタに対して入力することで、ＦＩＲ型ローパスフィルタから、ＳＰ信号が挿入されていないキャリアに対する伝送路特性を得ることができる。但し、入力系列を形成する際、既に推定された３キャリア間隔の伝送路特性の間にゼロを２つずつ挿入するようにするとよい（図８参照）。
【００５５】
周波数方向の補間は、各時刻ｔにおけるＯＦＤＭシンボル列に対し、時刻ｔごとに行う。これにより、図９のような補間結果（推定結果）が得られ、全てのデータ信号に対する伝送路特性の推定が完了する。
【００５６】
再度、図３を参照する。キャリア位置（ｔ、ｌ）のデータ信号をＸ（ｔ、ｌ）で表し、データ信号Ｘ（ｔ、ｌ）に対して推定された伝送路特性をＨm（ｔ、ｌ）にて表す。補間部１４によって推定された、全データ信号に対する伝送路特性Ｈm（ｔ、ｌ）は、複素除算部１５に与えられる。全データ信号に対する伝送路特性Ｈm（ｔ、ｌ）は、例えば、周波数方向補間部２２から複素除算部１５に与えられる。また、ＦＦＴ処理部３からの、全データ信号Ｘ（ｔ、ｌ）を含む周波数軸上のＯＦＤＭ信号も複素除算部１５に与えられる。
【００５７】
複素除算部１５は、下記式（３）に従い、歪みを含むデータ信号Ｘ（ｔ、ｌ）を伝送路特性Ｈm（ｔ、ｌ）にて複素除算することにより、伝送路特性で表される歪みを除去した（或いは低減した）データ信号ｄ'（ｔ，ｌ）を生成する。即ち、複素除算部１５によってデータ信号が等化される。尚、Ｘ（ｔ，ｌ）、Ｈm（ｔ、ｌ）及びｄ'（ｔ，ｌ）は、夫々、複素平面上で定義される複素信号であるため、振幅を表す振幅成分及び位相を表す位相成分から成る。
【００５８】
【数３】
2008199499.tif 000005
【００５９】
複素除算部１５によって等化されたデータ信号ｄ'（ｔ，ｌ）は等化信号を形成し、この等化信号は図１の復調処理部５に送られて、ＭＰＥＧ符号化信号へと復調される。
【００６０】
図１０を参照して、上述の、等化処理部４による等化処理の手順の流れを説明する。図１０は、この手順の流れを表すフローチャートである。図３をも参照する。まず、ＳＰ抽出部１１が、図１のＦＦＴ処理部３からの周波数軸上のＯＦＤＭ信号より、ＳＰ信号を抽出する（ステップＳ１）。次に、ＳＰ複素除算部１３が、抽出されたＳＰ信号を複素除算することによってＳＰ信号の伝送路特性を推定する（ステップＳ２）。次に、時間方向補間部２１が、多項式補間を用いてＳＰ信号の伝送路特性を時間方向に補間する（ステップＳ３）。次に、周波数方向補間部２２が、既に推定された伝送路特性を周波数方向に内挿補間する（ステップＳ４）。次に、複素除算部１５が、補間によって得られた全データ信号に対する伝送路特性を用いて全データ信号の複素除算を行い、等化信号を得る（ステップＳ５）。
【００６１】
図１１に、本実施形態の等化処理部４を用いた場合における、Ｃ／Ｎ比（Carrier to Noise Ratio）−ＢＥＲ（Bit Error Rate）特性のシミュレーション結果を示す。シミュレーションの条件として、伝送路が２波レイリーフェージング伝送路であり、最大ドップラー周波数が５０Ｈｚであるという条件を与えた。また、上記式（２ａ）〜（２ｃ）の係数の値として、図５に示される値を用いた。図１１において、曲線２３３が、等化処理部４によるＣ／Ｎ比−ＢＥＲ特性を表す。曲線２３１及び２３２は、本実施形態に係る等化処理と異なる等化処理を用いた場合のＣ／Ｎ比−ＢＥＲ特性を表す。曲線２３１は、時間方向の補間に線形補間を用いた場合のそれを、曲線２３２は、時間方向の補間に１５次のＦＩＲ型フィルタを用いた場合におけるそれを表している。
【００６２】
従来の線形補間を用いた場合と比べて、等化処理部４の等化性能が優れていることが分かる。時間方向の補間に多項式補間を用いることによって、時間方向において伝送路特性の変動が激しくなった場合でも、より精度良く伝送路特性を推定できるからである。また、１５次のＦＩＲ型フィルタを用いた場合と比べても、等化処理部４の等化性能の方に優位性がある。ＦＩＲ型フィルタの次数を増大させることによってＦＩＲ型フィルタを用いた場合の等化性能を向上させることができるが、次数の増大は更なる必要メモリ容量の増大を招く（図１２参照）。
【００６３】
また、図１のＲＡＭ６は、上記式（３）の複素除算を行うために必要となる情報を逐次更新しながら記憶する。図４に示した例の場合、データ信号２０９、２１０及び２１１に対する伝送路特性を上述のスプライン補間によって推定するためには、ＳＰ信号２１２の伝送路特性が推定されるまで、ＳＰ信号２００、２０４及び２０８の伝送路特性を保持しておく必要がある。ＲＡＭ６は、この保持を行うため、必要な情報を記憶する。また、ＳＰ信号２１２の受信を経てデータ信号２０９〜２１１に対応する時刻の全データ信号の伝送路特性が推定されるまで、データ信号２０９〜２１１に対応する時刻の全データ信号を保持しておく必要ある。ＲＡＭ６は、この保持を行うため、必要な情報を記憶する。
【００６４】
スプライン補間を実現するために、キャリアごとにＳＰ信号の伝送路特性を必要数分保持しておく必要があるが、ＲＡＭ６に保持しておくべきデータ量は、従来の線形補間による時間方向補間と同様、概ね３シンボル分で足る。つまり、本実施形態によれば、ＦＩＲ型フィルタを用いて時間方向補間を行う場合と比べて、必要メモリ容量の増大が大幅に抑えられる。
【００６５】
＜＜変形等＞＞
上述した説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈５を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
【００６６】
［注釈１］
【００６７】
図３の時間方向補間部２１による多項式補間の例としてスプライン補間を示したが、他の種類の多項式補間を用いるようにしてもよい。例えば、多項式補間として、キュービック補間を用いるようにしてもよい。キュービック補間を用いた場合でも、上記式（２ａ）〜（２ｃ）と同様の式にて伝送路特性Ｈ（９）〜Ｈ（１１）を算出可能である。但し、式（２ａ）〜（２ｃ）に用いる係数（ａ（９，１）等）は、スプライン補間の場合と異なりうる。
【００６８】
また、多項式補間として、ラグランジュ補間を用いるようにしてもよい。ラグランジュ補間を用いる場合、例えば図４のＳＰ信号２００、２０４及び２０８及び２１２の伝送路特性を４つの点と捉えて、この４点を通る３次多項式を求める。そして、この３次多項式を用いてデータ信号２０９〜２１１に対する伝送路特性を推定算出すればよい。何れの種類の多項式補間を用いても、スプライン補間を用いた場合と同様、必要メモリ容量の増大が大幅に抑えられる。
【００６９】
［注釈２］
また、上述の実施形態では、時間方向の補間の際、直近の４つのＳＰ信号（図４では、２００、２０４、２０８及び２１２）の伝送路特性を用いて、直近の３つのデータ信号（図４では、２０９〜２１１）に対する伝送路特性を補間（推定）するようにしている。しかしながら、この際に用いるＳＰ信号は４以外であってもよい。５以上でもよく、或いは３とすることも可能である。例えば、用いるＳＰ信号を３にする場合、直近の３つのＳＰ信号２０４、２０８及び２１２に対する伝送路特性を用いて、直近の３つのデータ信号２０９〜２１１に対する伝送路特性が補間（推定）される。但し、伝送路特性の推定精度を考慮すれば、４以上のＳＰ信号を用いることが望ましい。
【００７０】
［注釈３］
受信装置１００は、任意の場所に設置することが可能であるが、従来技術の説明からも理解されるように、車両などの移動体（不図示）に搭載された時に特に有益である。受信装置１００を車両に設置する場合、受信装置１００は、車両に搭載されたカーナビゲーションシステムの一部となりうる。
【００７１】
また、日本のデジタル放送信号は、１３セグメントによって構成されるが、受信装置１００は、例えば、１３セグメントの内の所定の１セグメントのみを受信する。勿論、１３セグメント全て或いは２〜１２セグメント分のデジタル放送信号を受信するようにしても構わない。
【００７２】
［注釈４］
図１の受信装置１００は、ハードウェア、或いは、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。特に、図３の等化処理部４の機能は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。
【００７３】
ソフトウェアを用いて受信装置１００を構成する場合、ソフトウェアにて実現される部位についてのブロック図は、その部位の機能ブロック図を表すことになる。また、等化処理部４にて実現される機能の全部または一部を、プログラムとして記述し、該プログラムをプログラム実行装置（例えばコンピュータ）上で実行することによって、その機能の全部または一部を実現するようにしてもよい。
【００７４】
［注釈５］
上述の実施形態において、図１の等化処理部４は、ＯＦＤＭ信号等化装置として機能する。このＯＦＤＭ信号等化装置に図１のＦＦＴ処理部３も含まれている、と考えることもできる。等化処理部４、或いは、ＦＦＴ処理部３と等化処理部４とを併せた部位は、例えば、集積回路上に形成される。
【００７５】
上述の実施形態において、図３のＳＰ複素除算部１３は、ＳＰ信号の伝送路特性を推定する推定手段として機能する。この推定手段にＳＰ抽出部１１及び／又はＳＰ生成部１２も含まれている、と考えることもできる。上述の実施形態において、図３の複素除算部１５は、データ信号の等化を行うデータ信号等化手段として機能する。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】本発明の実施形態に係るデジタル放送受信装置の概略ブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係るＯＦＤＭシンボル列を表す図であり、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるパイロット信号の配置を示す図である。
【図３】図１の等化処理部の内部ブロック図である。
【図４】図３の時間方向補間部による時間方向補間処理を表す図である。
【図５】図３の時間方向補間部のスプライン補間で用いられる係数の数値を表す図である。
【図６】図３の時間方向補間部による時間方向補間処理の結果を示す図である。
【図７】図３の周波数方向補間部による周波数方向補間処理を表す図である。
【図８】図３の周波数方向補間部による、ＦＩＲ型ローパスフィルタを用いた周波数方向補間処理を表す図である。
【図９】図３の周波数方向補間部による周波数方向補間処理の結果を示す図である。
【図１０】図３の等化処理部の全体的な処理手順を表すフローチャートである。
【図１１】本発明の実施形態に係る等化処理のシミュレーション結果を表す図である。
【図１２】従来技術に係り、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるパイロット信号の配置を示す図である。
【符号の説明】
【００７７】
１  受信アンテナ
２  チューナ部
３  ＦＦＴ処理部
４  等化処理部
５  復調処理部
６  ＲＡＭ
１１  ＳＰ抽出部
１２  ＳＰ生成部
１３  ＳＰ複素除算部
１４  補間部
１５  複素除算部
２１  時間方向補間部
２２  周波数方向補間部
１００  デジタル放送受信装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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