(57)【要約】【課題】本発明は差動ドライバ回路に関し，ＬＶＤＳのインターフェースとして使用した時にスリープモードにおいてもコモンモード電圧を維持することを目的とする。【解決手段】  一方の端子を高電位電源に接続された定電流源に，他方の端子を低電位電源に接続され，２つの電界効果トランジスタを直列に接続して一組とした第１と第２のスイッチング回路からなる差動回路を備え，２つのスイッチング回路の２つのトランジスタの一方を交互に駆動する信号を基に，一対の伝送路に流れる信号電流の方向を切替えて信号伝送をし，定電流源は運用モード時の電流値と，スリープモード時の低い電流値とに切替えられ，低電位電源と他方の端子の間に抵抗を接続するか，短絡するかの切替えが可能な回路を設け，スリープモード時に，切替回路のスイッチをオフにしてスリープモード時のコモンモード電圧を通常時のレベルと同等に維持するよう構成する。【選択図】図１
2008199236.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一方の端子を高電位電源に接続された定電流源に共通に接続され，他方の端子を低電位電源側の共通の線路に接続され，２つのトランジスタを直列に接続して一組とした第１と第２のスイッチング回路からなる差動回路を備え，前記第１と第２のスイッチング回路の２つのトランジスタの何れか一方のゲートを交互に駆動する差動駆動信号を基に，一対の伝送路に流れる信号電流の方向を切替えることにより信号伝送をする差動ドライバ回路において，
前記定電流源は，運用モード時の電流値と，スリープモード時の前記運用モード時の電流値より低い電流値とに制御信号により切替えられる構成を備え，
前記差動回路の他方の端子と低電位電源との間に制御信号により抵抗を接続するか，抵抗を短絡するかの切替えが可能な切替回路を設け，
スリープモード時に前記定電流源をスリープモード時の電流値に切替えると共に，前記切替回路の抵抗を接続するように切替えることにより，スリープモード時のコモンモード電圧を運用時のレベルと同等に維持することを特徴とする差動ドライバ回路。
【請求項２】
一方の端子を高電位電源に接続された定電流源に共通に接続され，他方の端子を低電位電源側の個別の線路に接続され，２つのトランジスタを直列に接続して一組とした第１と第２のスイッチング回路からなる差動回路を備え，前記第１と第２のスイッチング回路の２つの電界効果トランジスタの何れか一方のゲートを交互に駆動する差動駆動信号を基に，一対の伝送路に流れる信号電流の方向を切替えることにより信号伝送をする差動ドライバ回路において，
前記定電流源は，運用モード時の電流値と，スリープモード時の前記運用モード時の電流値より低い電流値とに制御信号により切替えられる構成を備え，
前記差動回路を構成する前記第１のスイッチング回路の他方の端子を低電位電源に接続し，前記第２のスイッチング回路の他方の端子と低電位電源との間に制御信号により抵抗を接続するか，抵抗を短絡するかの切替えが可能な切替回路を設け，
スリープモード時に前記定電流源をスリープモード時の電流値に切替えると共に，前記切替回路の抵抗を接続するように切替えることにより，スリープモード時のコモンモード電圧を運用時のレベルと同等に維持することを特徴とする差動ドライバ回路。
【請求項３】
請求項２において，
前記第１のスイッチング回路の他方の端子と低電位電源との間に制御信号により抵抗を接続するか，抵抗を短絡するかの切替えが可能な切替回路を設け，
スリープモード時に前記定電流源をスリープモード時の電流値に切替えると共に，前記第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路のそれぞれの他方の端子に設けた各切替回路を，それぞれの抵抗を接続するよう切替えることにより，スリープモード時のコモンモード電圧を運用時のレベルと同等に維持することを特徴とする差動ドライバ回路。
【請求項４】
一方の端子を高電位電源に接続された定電流源に共通に接続され，他方の端子を低電位電源側の共通の線路に接続され，２つのトランジスタを直列に接続して一組とした第１と第２のスイッチング回路からなる差動回路を備え，前記第１と第２のスイッチング回路の２つのトランジスタの何れか一方のゲートを交互に駆動する差動駆動信号を基に，一対の伝送路に流れる信号電流の方向を切替えることにより信号伝送をする差動ドライバ回路において，
前記定電流源は，運用モード時の電流値と，スリープモード時の前記運用モード時の電流値より低い電流値とに制御信号により切替えられる構成を備え，
前記差動回路の他方の端子と低電位電源との間に，第１のスイッチと直列に接続された第１のダイオードとで構成する第１の切替回路と，第２のスイッチと直列に接続された前記第１のダイオードより電圧降下量が大きい第２のダイオードとで構成する第２の切替回路と，を並列に接続し，
運用モードにおいて，前記第１と第２の切替回路を駆動して，前記第１のスイッチをオン，第２のスイッチをオフにし，スリープモードにおいて，前記第１のスイッチをオフ，第２のスイッチをオンとなるよう制御することにより，スリープモード時のコモンモード電圧を運用時のレベルと同等に維持することを特徴とする差動ドライバ回路。
【請求項５】
一方の端子を高電位電源に接続された定電流源に共通に接続され，他方の端子を低電位電源側の共通の線路に接続され，２つのトランジスタを直列に接続して一組とした第１と第２のスイッチング回路からなる差動回路を備え，前記第１と第２のスイッチング回路の２つのトランジスタの何れか一方のゲートを交互に駆動する差動駆動信号を基に，一対の伝送路に流れる信号電流の方向を切替えることにより信号伝送をする差動ドライバ回路において，
前記定電流源は，運用モード時の電流値と，スリープモード時の前記運用モード時の電流値より低い電流値とに制御信号により切替えられる構成を備え，
前記第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路の全てのゲートに対してスリープモードにおいて各トランジスタをオフにし，運用モード時には通常の差動回路として駆動する電圧を供給するバイアス電圧発生部を設け，
前記一対の伝送路のそれぞれに対してスリープモードにおいて固定電圧を供給するよう切替えられる切替回路を設け，
スリープモード時に前記定電流源をスリープモード時の電流値に切替えると共に，前記切替回路を切替えることにより，スリープモード時のコモンモード電圧を運用時のレベルと同等に維持することを特徴とする差動ドライバ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，一対の伝送路に流れる信号電流の向きを切り替えることにより信号を伝送する差動ドライバ回路に関し，特に小振幅差動信号（ＬＶＤＳ）インターフェースに用いられる差動ドライバ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年，高速データの要求を満たすため，小振幅差動信号（ＬＶＤＳ:Low Voltage Differential Signal) インターフェースが注目されている。
【０００３】
図６は従来例１の差動ドライバ回路の構成を示す図であり，ＬＶＤＳのインターフェースとして使用される。図６のＡ．はＮ型電界効果トランジスタとＰ型電界効果トランジスタという極性が逆のトランジスタを直列に接続し，それを対にして使用することにより差動出力を発生させる回路（特許文献１参照）であり，図６のＢ．はＮ型電界効果トランジスタという同一極性のトランジスタだけを直列に接続しそれを対にして使用することにより差動出力を発生させる回路である。スイッチングに使用するトランジスタを違う極性のものを対にして使用するか，若しくは全て同じ極性を持つトランジスタを使用するかによりバイアスに印加する電圧は異なるが，バイアス電圧に対応して４つのトランジスタで構成されるスイッチング回路の電流の向きを変え，終端抵抗から取り出す電圧振幅を変える働きをする。簡単のため，以降は図６のＡ．について説明を行うが，Ｂ．についても同様である。なお，電界効果トランジスタではなく，バイポーラ型トランジスタによっても図６と同様の差動ドライバ回路を構成することができる。
【０００４】
図６のＡ．に示す構成において，８０は電流源（ＩｍＡはＩミリアンペアを表す），８１，８２はＰ型電界効果トランジスタ（以下，Ｐ型トランジスタという）でありＭＰ１，ＭＰ２で表示され，８３，８４はＮ型ＭＯＳトランジスタ（以下，Ｎ型トランジスタという）でありＭＮ１，ＭＮ２で表示され，８５はインバータ（ＩＮＶ），８６，８７は伝送路，８８は終端抵抗（抵抗値ＲＬ）である。また，Ｂ．に示す構成では，８０，８５〜８８はＡ．の同一符号の各部と同じであり，８３，８３’，８４，８４’は同じＮ型トランジスタである。なお，図６のＡ．に示すＮ型トランジスタＭＮ１，ＭＮ２のソースはグランド（ＧＮＤ）に接続しているが，ＤＣレベル設定抵抗またはＤＣレベル設定トランジスタを通ってグランドに接続する構成を備える回路も存在し，図６のＢ．についても同様である。
【０００５】
図７は電流源の変化に対応した出力電圧とコモンモード電圧の変化を示す図であり，図７のＡ．は電流源８０に流れる電流がＩ（ｍＡ）の場合である。図７のＡ．のａは入力電圧Ｖinが低レベル（ＧＮＤ）の場合，ＭＰ１がオンとなり，インバータ８５で反転された高レベルの信号が入力されたＭＮ２がオン，ＭＰ２とＭＮ１がオフで，電流源８０の電流ＩがＭＰ１，伝送路８６，終端抵抗ＲＬ８８，伝送路８７，ＭＮ２を通って流れ，終端抵抗ＲＬの両端に生じる出力電圧Ｖout ＝Ｉ×ＲＬが発生する。
【０００６】
一方，入力電圧Ｖinが高レベルの場合，ＭＮ１がオン，インバータ８５で反転された低レベルの信号が入力されたＭＰ２がオン，ＭＰ１とＭＮ２がオフとなるため，電流源８０の電流ＩがＭＰ２，伝送路８７，終端抵抗ＲＬ８８，伝送路８６，ＭＮ１を通って流れて，終端抵抗ＲＬの両端に入力電圧Ｖinが高レベルの場合の出力電圧に対して低レベル（ＧＮＤ）の出力電圧が図７のＡ．のｂのように発生する。入力電圧Ｖinが高レベルと低レベルのそれぞれに対応する出力電圧Ｖout は論理“１”か“０”を表すが，出力電圧が“０”であるか“１”であるかを識別するための閾値であるコモンモード電圧（Ｖcom で表す）は図７のＡ．に示すようにＩ×ＲＬ／２である。
【０００７】
このような差動ドライバ回路は携帯電話等の電池駆動のシステムで使用されているが，その稼働時間を延長するために低消費電力化が要求されている。そのための手段として，ＬＶＤＳ出力にパワーセーブの機能を持たせることが提案されている。すなわち，ＬＶＤＳのパワーセーブの機能としてスリープモードを取り得るようにしたものである。
【０００８】
その提案されているスリープモードの条件として，次の２つが両立することが必要である。
【０００９】
(1) 差動出力電圧振幅を低減する。
【００１０】
(2) コモンモード電圧Ｖcom を維持する。
【００１１】
上記(1) を満足するために電流源の電流量を減少させる方法が一般的であり，図７のＢ．のａとｂには，電流源の電流量Ｉをほぼ半減したＩ’（ｍＡ：＝Ｉ／２）とした場合の差動出力電圧振幅Ｖout ’（＝Ｉ’×ＲＬ）とＧＮＤが示されている。この時のコモンモード電圧Ｖcom ’は，差動出力電圧振幅Ｖout ’の半分（＝Ｉ’×ＲＬ／２）となってしまい，図７のＡ．に示す通常状態のコモンモード電圧Ｖcom より低下するため上記(2) に示す条件を満たすことができない。なお，図６のＮ型トランジスタＭＮ１，ＭＮ２のソースにＤＣレベル設定抵抗またはＤＣレベル設定トランジスタを設けた構成であっても，通常モード時とスリープモード時の何れの場合にも，ＤＣレベル設定抵抗やＤＣレベル設定トランジスタには電流に比例した電圧が発生するため，ＤＣレベル設定抵抗またはＤＣレベル設定トランジスタが無い場合（図６の構成）と同様の問題が発生する。
【００１２】
一方，負荷の変化に対してソースドレイン間の電圧が変動し，コモンモード電圧が定まらず，ノイズによる発振が生じるという課題を解決するための技術が提案されており（特許文献２参照），その構成を従来例２の差動ドライバ回路として図８に示す。図中，９０は出力回路，９０ａは高電位電源に接続されソースフォロワとして動作するＮ型トランジスタ，９０ｂは低電位電源に接続されソースフォロワとして動作するＰ型トランジスタ，９１はスイッチ回路，９１ａ〜９１ｄは差動型のスイッチ回路を構成するＮ型トランジスタ，９２，９３は入力端子であり，低電位側の電源電圧と高電位側の電源電圧まで振れる互いに反転された差動信号が入力され，９４，９５は出力端子でここで発生する電位はＶ２，Ｖ１，９６は基準電位生成回路，Ｖ３，Ｖ４はＮ型トランジスタ９０ａとＰ型トランジスタ９０ｂのゲートへ供給する基準電位である。
【００１３】
図８の構成では，出力端子９４，９５の差動電位ＶＯＤ＝Ｖ１−Ｖ２であり，出力のオフセット電圧ＶＯＣは，ＶＯＣ＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２と表わされる。これらのＶＯＤとＶＯＣが目標の値となるよう，Ｎ型トランジスタ９０ａとＰ型トランジスタ９０ｂのゲートへ供給される基準電位Ｖ３，Ｖ４を決定し，基準電位生成回路９６から供給する。この技術により，ノイズによる発振を防ぎ，コモンモード電圧を安定にすることができる。
【特許文献１】特開２０００−３１８１０号公報（図１）
【特許文献２】特開２００５−２２３８７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図６に示す従来例１の構成では上記したようにスリープモードにおいてコモンモード電圧が低下するという問題があり，上記図８に示す構成によれば，計算により求めた電位を低電位の電源に接続する電界効果型トランジスタと高電位の電源に接続する電界効果トランジスタのゲートに対して供給するよう基準電位生成回路を設ける必要があり電位を決定するための計算を要し，基準電位生成回路を新たに設けることによりコストが増大するという問題がある。
【００１５】
本発明は小振幅差動信号（ＬＶＤＳ）のインターフェースとして使用した時にスリープモードにおいてもコモンモード電圧を維持することができる差動ドライバ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
図１は本発明の基本構成を示し，Ａ．は構成，Ｂ．は出力電圧とコモンモード電圧の変化を示す図である。図中，１０は電源，１１は通常の電流値Ｉとそれより小さくした電流値（ここでは例としてＩ／２で示す）とに切り替え可能な電流源，２は上記図６のＡ．に示す従来の回路と同様のＰ型，Ｎ型という極性が逆のトランジスタを直列にした一対のトランジスタを含む差動回路であり，２０，２１は第１のスイッチング回路を構成するＰ型トランジスタ（ＭＰ１）とＮ型トランジスタ（ＭＮ１），２２，２３は第２のスイッチング回路を構成するＰ型トランジスタ（ＭＰ２）とＮ型トランジスタ（ＭＮ２），２４は入力信号Ｖinを反転するインバータ（ＩＮＶ），２５，２６は差動回路の出力電流が流れる伝送路，２７は終端抵抗（抵抗値ＲＬ），３は抵抗切替回路，３０は抵抗（抵抗値Ｒ），３１はスイッチ，４は通常モードかスリープモードかの切替制御を行う制御部である。なお，差動回路２の構成は上記図６のＡ．に示す回路と同じであるが，上記図６のＢ．に示すＮ型トランジスタのような同一極性のトランジスタを直列に接続したものに対して使用した構成の場合にも同様に適用することができる。
【００１７】
図１において，差動回路２を通常モードで使用する場合，制御部４は電流源１１は通常の電流値Ｉで動作するよう制御部４により設定され，同時に抵抗切替回路３に対してスイッチ（ＳＷ）３１をオンにする。この場合，差動回路２を構成する第１のスイッチング回路２０，２１のゲートに正相の入力信号Ｖinを供給し，第２のスイッチング回路２２，２３のゲートにインバータ２４で反転した入力信号を供給することにより，従来回路と同様に電流源１１からの電流Ｉが差動回路２の第１と第２のスイッチング回路を構成するトランジスタの動作状態が入力電圧に応じて切替えられる。図１のＢ．のａ．に示すように入力電圧Ｖinのロウ（Low)とハイ（High) とに対応して，伝送路２５，２６を通る電流により出力電圧として終端抵抗（ＲＬ）２７の両端に電源（Ｖ）レベルまたはＧＮＤレベルの電圧が発生する。この時のコモンモード電圧Ｖcom は，Ｖcom ＝Ｉ×ＲＬ／２となる。
【００１８】
次に差動回路２をスリープモードにした場合，制御部４から電流源１１に対して電流値Ｉを小さくした値Ｉ’（Ｉ’＜Ｉ）に低減させる制御信号を供給すると共に抵抗切替回路３に対してスイッチ３１をオフにする制御信号を供給する。これにより，抵抗切替回路３の抵抗３０が差動回路２と低電圧電源（ＧＮＤ）との間に挿入された状態となる。この状態では，図１のＢ．のｂ．に示すように，抵抗切替回路３の抵抗３０により電圧（＝Ｉ’×Ｒ）が発生する。この時，入力電圧Ｖinに対応した差動回路２で発生する電流Ｉ’により終端抵抗２７で発生する電圧Ｖout ’（＝Ｉ’×ＲＬ）が，上記の抵抗３０により発生する電圧に加算される。この時，コモンモード電圧Ｖcom ’はＶout の電圧の中間電圧であり，グランド（ＧＮＤ）に対して抵抗Ｒによって発生する電圧を含めて次の値となる。
【００１９】
Ｖcom ’＝Ｉ’×ＲＬ／２＋Ｉ’×Ｒ
このコモンモード電圧Ｖcom ’は，通常モードにおけるコモンモード電圧Ｖcom との差がないよう，抵抗３０の値が選択されており，スリープモードにおいても，通常モードと同様にコモンモード電圧を維持することができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば小振幅差動信号のインターフェースにおいて差動回路に流れる電流を減少させるスリープモードにおいて，簡易な構成によりコモンモード電圧を維持することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図２は実施例１の構成である。図２のＡ．は構成，Ｂ．は論理表を示す図である。図中，１０，１１，２，２０〜２７，４の各符号は上記図１の同一符号の各部と同じであり，説明を省略する。図２の３−１は第２のスイッチング回路を構成する電界効果トランジスタＭＰ２（２２）とＭＮ２（２３）の低電位電源側の端子に設けられた抵抗切替回路，３０−１は抵抗（抵抗値Ｒ），３１−１はスイッチであり，第１のスイッチング回路を構成する電界効果トランジスタＭＰ１（２０）とＭＮ１（２１）の定電位電源側の端子はグランド（ＧＮＤ）に直接接続されている。なお，この実施例１の構成は，第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路は，異なる極性のトランジスタを直列接続した構成であるが，これらの第１と第２のスイッチング回路を同一極性のトランジスタにより構成して，ゲートに供給する入力電圧の位相を変えて差動動作を行う差動回路（従来例の図６のＢ．の構成）を構成した場合にも同様に適用できることは上記図１と同様である。
【００２２】
図２のＢ．は実施例１における論理表であり，通信時（通常モード）ではスイッチ（ＳＷ）３１−１はオンになるよう制御部４からの制御信号により切替えられ抵抗Ｒ（３０−１）が短絡され，電流源１１は電流Ｉで動作するよう制御され，第１のスイッチング回路２０（ＭＰ１），２１（ＭＮ１）及び第２のスイッチング回路２２（ＭＰ２），２３（ＭＮ２）はそれぞれ入力信号Ｖinの内容に応じた動作をする（don't careで表示）。
【００２３】
これに対し，スリープモードでは，制御部４からの制御信号により電流源１１の電流値を通常モード時値Ｉより小さくした値Ｉ’（Ｉ’＜Ｉ）に切り替える制御信号を供給すると共に，抵抗切替回路３−１に対してスイッチ３１−１をオフにする制御信号を供給する。これにより，抵抗切替回路３−１の抵抗Ｒ（３０−１）が差動回路２と低電圧電源（ＧＮＤ）との間に挿入された状態となり，スリープモード時のみ電流が抵抗Ｒ（３０−１）を流れて電圧降下を起こす。この結果，第２のスイッチング回路（ＭＰ２とＭＮ２）の電位は電圧降下分だけ押し上げられ，抵抗値Ｒを調節することによりスリープモード時においてもコモンモード電圧Ｖcom を，通常モードの場合と同様のレベルに維持することができる。この場合，抵抗Ｒ（３０−１）に電流が流れる必要があるため，トランジスタＭＰ１，ＭＮ２がオンになっている必要があるため，図２のＢ．の論理表に示すように，スリープモード時にＭＰ１とＭＮ２をオンにし，ＭＰ２とＭＮ１をオフにするよう入力電圧Ｖinを供給する。
【００２４】
図３は実施例２の構成である。図３のＡ．は構成，Ｂ．は論理表を示す図である。図中，１０，１１，２，２０〜２７，４の各符号は上記図１の同一符号の各部と同じであり，説明を省略する。図３の３−２は第１と第２のスイッチング回路を構成する電界効果トランジスタのそれぞれの低電位電源側の端子とグランド（ＧＮＤ）との間に設けられた２組の抵抗とスイッチにより構成された抵抗切替回路であり，３０−２ａ，３０−２ｂは抵抗（Ｒ１，Ｒ２で表す），３１−２ａ，３１−２ｂはスイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２で表す）である。
【００２５】
実施例２において，通信時（通常モード）では，図３のＢ．に示すようにスイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンにするよう制御部４により切替えられ，電流源１１は電流Ｉで動作するよう制御され第１のスイッチング回路２０（ＭＰ１），２１（ＭＮ１）及び第２のスイッチング回路２２（ＭＰ２），２３（ＭＮ２）はそれぞれ入力信号Ｖinの内容に応じた動作をする（don't careで表示）。
【００２６】
一方，スリープモードでは制御部４からの制御信号により電流源１１の電流値を通常モード時値Ｉより小さくした値Ｉ’（Ｉ’＜Ｉ）に切り替える制御信号を供給すると共に，抵抗切替回路３−２に対してスイッチＳＷ１，ＳＷ２をオフにする制御信号を供給する。これにより，抵抗切替回路３−２の抵抗Ｒ１，Ｒ２を電流Ｉ’が流れて電圧降下を起こし，第１のスイッチング回路（ＭＰ１，ＭＮ１）と第２のスイッチング回路（ＭＰ２，ＭＮ２）の電位は電圧降下分だけ押し上げられる。抵抗値Ｒ１及びＲ２を調節することによりスリープモード時においてもコモンモード電圧Ｖcom を維持することが可能となる。この実施例２の場合，必ずしもＲ１とＲ２の値は同一にする必要がなく，トランジスタのオン抵抗のばらつきによるコモンモード電圧Ｖcom のばらつきをＲ１及びＲ２で調整することにより，吸収することが可能である。
【００２７】
図４は実施例３の構成である。図４のＡ．は構成，Ｂ．は論理表を示す図である。図中，１０，１１，２，２０〜２７，４の各符号は上記図１の同一符号の各部と同じであり，説明を省略する。３−３ａは第１のスイッチング回路（ＭＰ１とＭＮ１）の低電位電源側の端子とグランド（ＧＮＤ）の間に設けたダイオード切替回路ＤＳＷ１，３−３ｂは第２のスイッチング回路の低電位電源側の端子とグランド（ＧＮＤ）の間にダイオード切替回路ＤＳＷ２であり，ダイオード切替回路ＤＳＷ１は通常モードでオンとなるスイッチ（ＳＷ１）とダイオード（Ｄ１）の直列回路で構成され，ダイオード切替回路ＤＳＷ２は通常モードでオフとなるスイッチ（ＳＷ２）とダイオード（Ｄ２）の直列回路で構成される。なお，第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路の低電位電源側の端子は直接接続され，ダイオード切替回路ＤＳＷ１，ＤＳＷ２の各スイッチＳＷ１，ＳＷ２の端子に接続される。
【００２８】
ここで，ダイオードＤ１とダイオードＤ２はＩ−Ｖ（電流−電圧）特性が異なり，電流を流した時の電圧降下量が異なるものを使用する。また，ダイオードＤ１とダイオードＤ２は，複数のダイオードを直列に接続してダイオード群全体で電圧降下量を大きくしてもよい。この実施例３では，図１の構成及び図２，図３に示す実施例１，２の構成と異なり抵抗を使用せずダイオードを用いスイッチと直列に接続したダイオード切替回路を使用している点に特徴を備える。
【００２９】
具体的には，図４のダイオードＤ１を電圧降下量の小さいダイオード，ダイオードＤ２を電圧降下量の大きいダイオードとすると，図４のＢ．に示す論理表のように，通常モードではスイッチＳＷ１をオンにし（閉じ），スイッチＳＷ２をオフにし（開く），ダイオードＤ１により生じる小さな電圧降下で使用するが，スリープモード（パワーセーブ）時にはスイッチＳＷ２をオンにし（閉じ），スイッチＳＷ１をオフにし（開く），ダイオードＤ２で発生する大きな電圧降下で使用する。こうすることで，コモンモード電圧Ｖcom を維持することが可能となる。
【００３０】
図５は実施例４の構成である。図５のＡ．は構成，Ｂ．は論理表を示す図である。図中，１０，１１，２，２０〜２３，２５〜２７，４の各符号は上記図１の同一符号の各部と同じであり，説明を省略する。２８は通常モード時は上記図１〜図４と同様の構成により入力電圧Ｖinを第１スイッチング回路に供給し，入力電圧ＶinをインバータＩＮＶで反転して第２のスイッチング回路のゲートに供給し，スリープモード時に第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路を構成する全てのトランジスタをオフにするバイアス電圧をそれぞれのゲートに供給するように切替えられるバイアス電圧発生部，３−４は電源電圧Ｖccを抵抗Ｒ１とＲ２で分圧した電位を差動回路の出力側の伝送路２５と２６にスイッチＳＷ１を介して供給するか否かの切替えが行われる抵抗切替回路である。
【００３１】
実施例４の場合，図５のＢ．の論理表に示すように，通常モード時はバイアス電圧発生部２８には入力電圧Ｖinに対応して各トランジスタＭＰ１，ＭＮ１，ＭＰ２，ＭＮ２がオンまたはオフの状態となる。この時，スイッチＳＷ１，ＳＷ２を共にオフ（開いた状態）となるため，終端抵抗ＲＬは抵抗Ｒ１，Ｒ２による影響を受けない。
【００３２】
これに対し，スリープモード（パワーセーブ）時には，スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンにする（閉じる）ことにより，終端抵抗ＲＬの両端に印加される電圧は抵抗Ｒ１，Ｒ２の比率によって決定するコモンモード電圧に強制的に決定される。この時，スイッチングに使用している第１及び第２のスイッチング回路を構成する４つのトランジスタ（ＭＰ１，ＭＮ１，ＭＰ２，ＭＮ２）のどれか一つでもオン状態になると，トランジスタに電流が流れてしまい，コモンモード電圧が維持できなくなる。そのため，バイアス電圧発生部２８は第１及び第２のスイッチング回路の全てのトランジスタをオフにするようゲート端子に対してバイアス電圧を制御する。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の基本構成を示す図である。
【図２】実施例１の構成を示す図である。
【図３】実施例２の構成を示す図である。
【図４】実施例３の構成を示す図である。
【図５】実施例４の構成を示す図である。
【図６】従来例１の差動ドライバ回路の構成を示す図である。
【図７】電流源の変化に対応した出力電圧とコモンモード電圧の変化を示す図である。
【図８】従来例２の差動ドライバ回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３４】
１０      高電位側の電源
１１      電流源
２        差動回路
２０，２１    第１のスイッチング回路（ＭＰ１，ＭＮ１）
２２，２３    第２のスイッチング回路（ＭＰ２，ＭＮ２）
２４      インバータ（ＩＮＶ）
２５，２６    伝送路
２７      終端抵抗（ＲＬ）
３        抵抗切替回路
３０      抵抗（Ｒ）
３１      スイッチ
４        制御部
【図１】
2008199236.tif 000003
【図２】
2008199236.tif 000004
【図３】
2008199236.tif 000005
【図４】
2008199236.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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