(57)【要約】【課題】ＤＢＦ方式レーダにおいて、遠距離検出性能と近距離広角監視を両立させることができるレーダ装置を得る。【解決手段】波動を空間に放射するとともに、空間中に存在する物体で反射された反射波を受信し、受信した反射波に信号処理を施すことにより、物体に関する計測を行うディジタルビームフォーミング方式のレーダ装置であって、方位角毎に異なる所要最大距離が想定された観測範囲に波動を照射するとともに、各方位角の送信利得が所要最大距離における距離減衰特性に基づいて設定された指向特性を有する送信空中線３を設けた。【選択図】図４
2008170193.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
波動を空間に放射するとともに、空間中に存在する物体で反射された反射波を受信し、受信した反射波に信号処理を施すことにより、物体に関する計測を行うディジタルビームフォーミング方式のレーダ装置であって、
方位角毎に異なる所要最大距離が想定された観測範囲に波動を照射するとともに、各方位角の送信利得が所要最大距離における距離減衰特性に基づいて設定された指向特性を有する送信空中線
を備えたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記送信空中線は、各方位角の送信利得が前記所要最大距離の４乗に反比例するように設定された指向特性を有する
ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記送信空中線は、各方位角において、前記所要最大距離の４乗に反比例する送信利得よりも大きな利得となるように設定された指向特性を有する
ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記送信空中線は、大気減衰が大きい場合には、前記距離減衰特性に大気減衰特性を考慮して設定された指向特性を有する
ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記送信空中線は、前記所要最大距離が近傍界である場合には、近傍界の距離減衰特性を考慮して設定された指向特性を有する
ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項６】
前記送信空中線は、前記距離減衰特性と、前記所要最大距離における信号処理の時間分解能により定まる信号処理利得とに基づいて設定された指向特性を有し、
前記反射波から得た受信信号を入力し、前記所要最大距離によって異なる時間分解能で目標信号を検出する目標検出手段をさらに備えた
ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項７】
前記信号処理利得は、時間分解能に比例する
ことを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。
【請求項８】
前記信号処理利得は、時間分解能の平方根に比例する
ことを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。
【請求項９】
前記目標検出手段は、方位角毎に想定された所要最大距離における信号処理の時間分解能を、他の方位角における同一距離の信号にも適用する
ことを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。
【請求項１０】
前記送信空中線は、前記距離減衰特性と、受信ビームの指向性利得とに基づいて設定された指向特性を有し、
前記反射波を受信する複数の受信空中線と、
前記複数の受信空中線で受信された反射波を合成することにより受信ビームを形成し、かつ受信ビームパタンが所要最大距離によって異なるものを形成する受信ビーム形成手段とをさらに備えた
ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、方位角毎に異なる所要最大距離が想定された観測範囲に波動を照射するとともに、各方位角の送信利得が所要最大距離における距離減衰特性に基づいて設定された指向特性を有する送信空中線を用いるレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、ディジタルビームフォーミング（ＤＢＦ：Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｂｅａｍ  Ｆｏｒｍｉｎｇ）方式のレーダ装置が知られている（例えば、非特許文献１参照）。このＤＢＦ方式のレーダ装置では、電波の送信は広いビーム幅を持つ空中線により行い、その照射領域内で、狭いビーム幅を持つ複数の受信ビームを合成し、目標検出を行う。
【０００３】
ＤＢＦ方式のレーダ装置によれば、受信ビームを論理的に合成することから、複数の方向を同時にレーダ観測することが可能である。例えば、空中線ビームを機械走査するレーダの場合、複数の方向を時分割で計測することになるため、観測方向によって観測時刻に差が生じてしまうが、ＤＢＦ方式では、そのような問題がない。また、広い角度範囲を計測する場合、機械走査空中線では、空中線を１周期走査する時間が、１方向あたりの時間分解能となる。したがって、時間分解能は空中線走査の機械的制約を受ける。それに対して、ＤＢＦ方式では、機械走査を行う必要がないため、検出性能が許容する範囲で、短時間で観測を繰り返すことができる、すなわち、高時間分解能な観測が可能である。
【０００４】
【非特許文献１】Merrill I. Skolnik, Introduction to Radar Systems, Third Edition, pp.610-615, McGraw-Hill, 2001.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ただし、ＤＢＦ方式では、受信ビームを形成する全領域を送信ビームにより照射する必要がある。これは送信ビーム幅が広いことを意味する。個々の方向への送信ビーム幅が広いため、送信空中線の利得が低くなる。これにより、目標検出が可能な最大探知距離が短くなるという問題点があった。
【０００６】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、ＤＢＦ方式レーダにおいて、遠距離検出性能と近距離広角監視を両立させることができるレーダ装置を得るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係るレーダ装置は、波動を空間に放射するとともに、空間中に存在する物体で反射された反射波を受信し、受信した反射波に信号処理を施すことにより、物体に関する計測を行うディジタルビームフォーミング方式のレーダ装置であって、方位角毎に異なる所要最大距離が想定された観測範囲に波動を照射するとともに、各方位角の送信利得が所要最大距離における距離減衰特性に基づいて設定された指向特性を有する送信空中線を設けたものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明に係るレーダ装置は、ＤＢＦ方式レーダにおいて、遠距離検出性能と近距離広角監視を両立させることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係るレーダ装置について図１から図４までを参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示す図である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
【００１０】
図１において、この実施の形態１に係るレーダ装置は、送信波を生成する発振器１と、送信波の一部を取り出すカプラ（ＤＣ）２と、送信波を空間へ放射する送信空中線３と、反射波を空間から取り込み受信波を出力する受信空中線４（４ａ、４ｂ、４ｃ）と、カプラ２の出力と受信波を混合することにより、反射波を低周波へ周波数変換したものである受信信号を得るミキサ５（５ａ、５ｂ、５ｃ）と、受信信号をアナログ信号からディジタル信号へ変換するＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）６（６ａ、６ｂ、６ｃ）と、各ＡＤ変換器６から出力されたディジタル受信信号を合成することにより受信ビームを形成する受信ビーム形成部（受信ビーム形成手段）７と、受信ビーム形成後の受信信号から目標信号を検出する目標検出部（目標検出手段）８とが設けられている。
【００１１】
図２は、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の送信空中線の構成を示す図である。図２において、この実施の形態１に係るレーダ装置の送信空中線３は、分配器３１と、減衰器３２（３２１、３２２、３２３、・・・、３２Ｎ）と、送信素子３３（３３１、３３２、３３３、・・・、３３Ｎ）とが設けられている。
【００１２】
つぎに、この実施の形態１に係るレーダ装置の動作について図面を参照しながら説明する。
【００１３】
図１の構成は一般的なＤＢＦ方式のレーダ装置と同様のものであるが、送信空中線３の指向特性に特徴がある。
【００１４】
まず、発振器１が送信波を生成する。この送信波の周波数としてレーダで良く使用されるものは、マイクロ波帯やミリ波帯の周波数帯である。発振器１でも、例えばそれらの周波数帯の送信波を生成すれば良いが、本実施の形態は特に送信周波数帯を限定するものではない。
【００１５】
一般的に、レーダ装置で使用される送信波は、目標の距離情報を得るために、何がしかの変調が施されるため、発振器１でも送信波に必要な変調を施したものを出力する。従来から良く用いられている変調方式としては、例えばパルス変調やＦＭＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｗａｖｅ）変調などが知られている。本実施の形態では、送信波の変調方式については特に限定しないが、例えばパルス変調を用いる場合、送信波を送信してから受信波を受信するまでの時間差が、レーダから目標までの距離に比例する。また、ＦＭＣＷ変調を用いる場合、送信波と受信波を混合して得られる受信信号（一般にビート信号と呼ばれる）の周波数に目標信号の距離の情報が含まれるようになるので、目標検出部８における信号処理により、目標距離を得ることができる。
【００１６】
カプラ２は、発振器１で生成された送信波を送信空中線３へ出力するとともに、送信波の一部をミキサ５ａ、５ｂ、５ｃへ出力する。
【００１７】
送信空中線３は、カプラ２から入力した送信波を空間へ放射する。空間へ放射された送信波は、外部に存在する物体によって反射される。このときに発生した反射波の一部が、レーダ装置の位置へ戻ってくる。
【００１８】
受信空中線４ａ、４ｂ、４ｃは、レーダ装置の位置に戻ってきた反射波を取り込み、これを出力する。これら受信空中線４ａ、４ｂ、４ｃは、それぞれが少しずつ離れた位置に配置されている。そのため、反射波の到来方向によって、受信空中線４ａ、４ｂ、４ｃで受信される反射波の間での位相差が変化する。
【００１９】
ミキサ５ａ、５ｂ、５ｃは、それぞれ受信空中線４ａ、４ｂ、４ｃから入力した反射波を、カプラ２から入力した送信波と混合することにより、反射波周波数と送信波周波数の差の周波数を持つ受信信号が得られるため、これを出力する。送信波としてパルス変調波を送信した場合、受信信号の周波数は、目標とレーダ装置の間の相対速度に比例するドップラー周波数と一致する。あるいは送信波としてＦＭＣＷ変調波を送信した場合、受信信号の周波数はドップラー周波数と目標距離に依存するものとなる。
【００２０】
ＡＤ変換器６ａ、６ｂ、６ｃは、ミキサ５ａ、５ｂ、５ｃから出力されたアナログ受信信号をディジタル受信信号へ変換する。変換後のディジタル受信信号は、受信ビーム形成部７へ出力される。
【００２１】
受信ビーム形成部７と目標検出部８では、ディジタル受信信号にディジタル信号処理を施す。まず、受信ビーム形成部７は、受信空中線４ａ、４ｂ、４ｃで取り込んだ反射波に起因する受信信号を合成することにより、反射波を到来方向毎に分離する処理を行う。
【００２２】
到来方向毎に分離する方法は、一般に知られている到来方向推定処理を適用すれば良い。例えば、次のような方法により、到来方向毎に反射波を分離することができる。受信空中線４の位置の相違により、同一の反射波が各受信空中線４に到達する際の遅延時間に相違が生じる。この遅延時間の相違は、それぞれの受信空中線４で取り込んだ反射波の位相の違いとなって現れる。そこで、ある到来方向を仮定し、その到来方向に対応する位相の差を補償した後に、全受信空中線４で得られた反射波に対応する受信信号を加算する。これにより、仮定した到来方向を持つ反射波に対応する受信信号成分のみが積算されることになる。仮定する到来方向を複数通りに変えて、同じ処理を繰り返せば、到来方向毎に分離された受信信号が得られることになる。すなわち、複数方向に指向した受信ビーム方向毎の受信信号が論理的に得られることになる。
【００２３】
受信ビーム形成部７からは、到来方向毎に分離された受信信号が出力される。
【００２４】
次に、目標検出部８は、これらを取り込み、目標検出信号処理を行う。この目標検出信号処理は、入力した受信信号電力が受信機雑音電力よりも十分大きい場合に、目標が存在すると判定する。目標検出部８では、必要に応じて、信号対雑音比（ＳＮ比）を十分高くするための処理も行う。具体的には、複数の時刻に得られた受信信号を積算する、すなわち積分することが行われる。積分処理では、信号電力が積み上がる度合いの方が、受信機雑音電力が積み上がる度合いよりも大きくなることを利用して、ＳＮ比を改善し、目標検出性能を向上させる。
【００２５】
例えば、受信信号の時系列にフーリエ変換を行えば、受信信号周波数毎に信号積分を行うことになる。パルス変調方式のレーダ装置にこれを適用した場合、ドップラー周波数毎に目標検出を行うことになるため、目標の有無が分かるとともに、目標の視線方向相対速度も分かることになる。一方、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置の場合に、受信信号にフーリエ変換を施すと、目標の視線方向相対速度と距離に依存するビート信号の周波数、すなわちビート周波数毎に目標検出が行われる。このビート周波数だけでは、視線方向相対速度と距離の情報を分離することができないが、一般に良く知られている手法として、ＦＭＣＷ方式におけるＦＭ変調として、送信周波数を時間とともに上昇させる（アップチャープ）区間と、逆に下降させる（ダウンチャープ）区間を設け、両区間で得られた２つのビート周波数を組み合わせることにより、距離と速度を推定することが可能である。
【００２６】
本実施の形態に係るレーダ装置の特徴は、送信空中線３の指向特性にある。これを図３と図４を用いて説明する。
【００２７】
まず、図３は、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置が観測対象とする領域（観測範囲）、すなわち覆域内における方位角と所要最大距離を示す図である。図３において、上辺、下辺、左辺及び右辺からなる、斜線で示す長方形領域２０の下辺中央にレーダ装置２１が位置している。今、レーダ装置の方位角０度を方向２２とし、長方形領域２０の方位角−θｎから＋θｎまでの方位角範囲をレーダ装置の観測対象領域（観測範囲）とする。ここでは、方位角の代表値として、長方形領域２０の上辺右隅の点２３を通る方位角θ０、右辺の点２４を通る方位角θｉ、同じく右辺の点２５を通る方位角θｎの３つの方位角を用いて説明する。方位角θ０、θｉ、θｎにおける所要最大距離ｒmax（θ）はそれぞれｒmax（θ０）＝ｒ０、ｒmax（θｉ）＝ｒｉ、ｒmax（θｎ）＝ｒｎとなっている。すなわち、レーダ装置２１と点２３の間の距離がｒ０、レーダ装置２１と点２４の間の距離がｒｉ、レーダ装置２１と点２５の間の距離がｒｎとなる。
【００２８】
なお、図３では、長方形領域２０の上辺左隅の点２６を通る方位角−θ０、左辺の点２７を通る方位角−θｉ、同じく左辺の点２８を通る方位角−θｎも図示されている。
【００２９】
各方位角の所要最大距離ｒ０、ｒｉ、ｒｎにおいて、同じ目標検出性能を得るには、各所要最大距離でＳＮ比が同じになるようにすれば良い。方位角がθ０からθｎまでの範囲では、方位角が大きくなるにしたがって、所要最大距離が短くなる。点と見なせる目標を観測する場合、目標からの反射波の受信電力は距離の４乗に反比例することが知られている。受信機雑音は一定であると見なせるとすると、ＳＮ比が距離の４乗に反比例する。したがって、方位角がθ０からθｎまでの範囲では、方位角が大きくなるにしたがって、距離減衰量が小さくなり、必要なシステム利得が小さくなる。このシステム利得の差を送信空中線３の指向性パタンに割り当てるのが本実施の形態の特徴となる。
【００３０】
図４は、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の送信空中線の指向特性を示す図である。横軸が方位角（Ａｚｉｍｕｔｈ）、縦軸が送信利得（Ｇａｉｎ）である。方位角θ０、θｉ、θｎにおける送信空中線３の利得をそれぞれＧ０、Ｇｉ、Ｇｎとする。図４に示すように、Ｇｉ＝Ｇ０・（ｒｉ／ｒ０）４、Ｇｎ＝Ｇ０・（ｒｉ／ｒ０）４である。前述のように距離減衰量が距離の４乗の比例することから、送信利得が所要最大距離の４乗に反比例するように送信空中線３を構成すれば、−θｎからθｎまでの範囲の全ての方位角において、想定する最小レーダ断面積を持つ目標を検出する際のＳＮ比を一定にすることができる。
【００３１】
例えば、図３に示したように、長方形領域２０の幅が片側ｗ、両側（左辺と右辺の間）で２ｗであるとする。所要最大距離ｒmax（θ）は、方位角θに依存するものとなる。すなわち、次の式が成立する。
【００３２】
ｒmax（θ）＝ｗ／ｓｉｎθ
【００３３】
一方、受信電力Ｐｒは、距離ｒの４乗に反比例し、送信利得Ｇｔ（θ）に比例する。すなわち、次の式が成立する。
【００３４】
Ｐｒ（ｒ，θ）＝ＣＧｔ（θ）／ｒ４
【００３５】
ただし、Ｃはレーダ装置の諸元によって定まる定数である。目標検出部８で検出可能な最小の受信信号電力である最小受信感度をｓｍｉｎとする。目標検出が可能な条件は、次の式となる。
【００３６】
Ｐｒ（ｒ，θ）≧Ｐｒ（ｒmax，θ）＝ＣＧｔ（θ）／ｒmax４≧ｓｍｉｎ
【００３７】
よって、次の式が成立する送信空中線３を用いれば、覆域内の全域で一定の目標検出性能が得られることになる。
【００３８】
Ｇｔ（θ）≧ｗ４ｓｍｉｎ／Ｃｓｉｎ４θ≡Ｇｔ,min（θ）
【００３９】
すなわち、−θmax＜θ＜θmaxの範囲内の任意のθにおいて、ｓｉｎ４θに反比例する指向特性Ｇｔ,min（θ）よりも大きな指向性利得を持つ送信空中線３を用いれば、良いことになる。
【００４０】
このように、方位角の大きな範囲において、送信空中線３の利得を低く設定することにより、方位角の小さな範囲における送信空中線３の利得を高めることが可能になる。何故なら、送信空中線３に入力した送信波の電力を各方位角へ分配して放射する際に、送信空中線３の方位角の大きな範囲へ放射する電力を減らせば、それ以外の範囲、すなわち方位角の小さな範囲へ放射する電力を増やすことが可能となるためである。
【００４１】
なお、以上の説明では、送信空中線３の利得が所要最大距離の４乗に反比例するような指向特性を説明した。この指向特性は、効率が最大とするものである。しかし、各方位角において、所要最大距離の４乗に反比例する利得よりも大きな利得となるような指向特性とすれば、方位角の小さい範囲での遠距離におけるシステム利得は低下するものの、広角近距離のＳＮ比は高く設定されることになる。近距離でのＳＮ比が高くなるということは、近距離での検出精度、すなわち相対距離計測精度や相対速度計測精度が向上することを意味する。例えば、移動体に搭載して、進行方向に存在する障害物を検出するレーダ装置の場合、近距離に存在する障害物ほど、短時間の後に移動体と衝突する可能性が高い。よって、近距離目標を高精度に計測することは、衝突回避に有効なものとなる。
【００４２】
なお、図４のような指向特性を、例えばアレーアンテナで実現する場合には、アレーアンテナ面での励振分布が図４の特性のフーリエ変換となるように、アレーアンテナ各素子の送信波の振幅を調整すれば良い。
【００４３】
このような送信空中線３の構成例を図２に示す。この送信空中線３では、入力された送信波を分配器３１によりＮ個の送信素子３３１〜３３Ｎに分配する。ただし、送信素子３３に分配する途中にＮ個の減衰器３２１〜３２Ｎを挿入している。この減衰器３２の減衰量を調整することにより、励振される電流が送信素子３３により異なるようになる。そこで、送信素子３３を空間的に配置していることにより得られる電流の励振分布が、所望の指向特性の逆フーリエ変換と一致するようにすれば、送信空中線３の指向特性として所望のパタン、すなわち図４のようなパタンが得られることになる。なお、図２では減衰器３２１〜３２Ｎを用いたが、減衰器３２１〜３２Ｎの代わりにアンプを挿入し、その利得を調整することによっても、送信素子３３１〜３３Ｎ毎の出力電力を変えることができる。あるいは、分配器３１の出力電力の分配の比率を出力端子毎に異なるものとすることができる場合は、減衰器３２を挿入する必要はなくなる。例えば、マイクロストリップ線路を用いて送信空中線へ電力を給電する場合、それぞれの送信素子３３１〜３３Ｎへの分岐後の線路幅を分岐毎に変えれば、分岐線毎に異なる電力が供給されることになる。
【００４４】
以上のように、レーダ観測領域の形状が限定されるような場合、例えば車両に搭載して前方を監視するようなレーダ装置の場合、ＤＢＦ方式のレーダ装置において、送信空中線３のビーム幅が広いことに起因する遠距離での目標検出性能の低下を最小限に抑えることが可能になる。すなわち、狭い角度範囲の遠距離目標検出と、近距離に限定した広い角度範囲の目標検出性能を同時に実現することが可能となる。
【００４５】
特に、方位角θに対して、ｓｉｎ４θに反比例する送信空中線３の指向特性とすることにより、覆域全体での目標検出性能を最も効率良く実現することが可能になる。すなわち、送信空中線３から放射する送信波電力を最も効率良く利用することができることを意味するため、送信波電力を最小とすることができる。これは、消費電力の低下に寄与するとともに、他のレーダに与える干渉の度合いが最低となる。
【００４６】
なお、以上では所要最大距離の４乗に反比例する受信信号強度を仮定したが、距離減衰として大気減衰が無視できないことがある。このような大気減衰が大きい場合は、距離の４乗に反比例する効果に加えて、大気減衰特性の効果を考慮したものとすれば良い。単位距離を伝搬する間の対数表現による減衰量が一定となる。すなわち、対数表現した減衰量は電波の伝搬距離に比例するものとなるので、この効果を加えて、送信空中線３の指向特性を設定すれば良い。
【００４７】
また、レーダから極めて近距離が計測範囲となる場合、距離減衰が距離の４乗に反比例する特性から外れることがある。このような近距離領域が観測領域にある場合、つまり、所要最大距離が近傍界である場合は、近傍界の距離減衰特性を考慮して、送信空中線３の指向特性を定めれば良い。近傍界の距離減衰特性については、一般に良く知られる電磁界解析手法を用いれば、容易に求めることができる。
【００４８】
実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係るレーダ装置について図５を参照しながら説明する。図５は、この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の送信空中線の指向特性を示す図である。
【００４９】
上記の実施の形態１では、各方位角の所要最大距離における距離減衰量の相違を、送信空中線３の利得の相違に割り当てることにより、レーダ装置の送信電力を有効に各方位角へ配分するものである。しかし、レーダ資源の配分は、送信空中線３の利得以外でも調整することができる。この実施の形態２では、レーダ資源の配分を信号処理レートに割り当てるものである。
【００５０】
本実施の形態２に係るレーダ装置は、上記の実施の形態１と同様の構成であるが、送信空中線３の指向特性が異なる。図５において、一点鎖線の特性が上記の実施の形態１で説明した送信空中線３の指向特性４１、実線が本実施の形態２のレーダ装置の送信空中線３の指向特性４２である。
【００５１】
目標検出部（目標検出手段）８は、受信した反射波から得た受信信号を入力し、所要最大距離によって異なる時間分解能で目標信号を検出する。
【００５２】
図５において、２つの指向特性４１と４２を比較すると、方位角の小さい領域の部分では、指向特性４２の利得の方が指向特性４１の利得よりも低くなっている。そのため、送信空中線３を除く構成要素の性能が同じであれば、方位角の小さい範囲における遠距離での目標検出性能は実施の形態１よりも低くなっている。例えば、この方位角範囲での最大探知距離が短くなる。しかし、方位角が大きくなると、指向特性４２の利得の方が指向特性４１の利得よりも大きくなる。例えば、方位角θｉでは、指向特性４２の利得Ｇｉの方が指向特性４１の利得よりもΔＧｉだけ大きく、方位角θｎでは、指向特性４２の利得Ｇｎの方が指向特性４１の利得よりもΔＧｎだけ大きい。このような領域においては、送信空中線３を除く構成要素の性能が同じであれば、システム利得は過剰となる。この過剰となったシステム利得は、データ出力レートに配分することが可能となる。すなわち、方位角の大きい範囲では、信号積分の時間を短くすることが可能になる。信号積分の時間を短くすると、所要最大距離における信号処理の時間分解能により定まる信号処理利得は低下するが、信号処理結果を出力する時間分解能、すなわち出力データレートを高くすることが可能となる。信号積分時間を短くすることによる信号処理利得の低下の比率を、指向特性４１と指向特性４２の利得比と同じにすれば、方位角によらず、所要最大距離における目標検出性能を確保することが可能となる。
【００５３】
信号積分時間と信号処理利得の関係は、信号積分をどのように行うかによって変わる。コヒーレント積分と呼ばれる積分方法、すなわち信号の相関時間内に同位相で信号を加算する方法を用いる場合は、信号処理利得は信号積分時間、つまり時間分解能と比例関係にある。よって、コヒーレント積分を用いる場合は、信号積分時間と信号処理利得は比例するとして、前述の信号処理利得の低下の比率を設定すれば良い。一方、インコヒーレント積分と呼ばれる積分方法、すなわち、位相をなくした状態、例えば電力値を加算する方法を用いる場合、信号処理利得は信号積分時間、つまり時間分解能の平方根に比例する。よって、インコヒーレント積分を用いる場合は、信号処理利得は信号積分時間の平方根に比例するとして、前述の信号処理利得の低下の比率を設定すれば良い。
【００５４】
なお、指向特性４２のように、指向特性４１よりも広いビーム幅を持つ空中線は比較的容易に実現することができる。例えば、ガウス型の主ビーム特性を持つ空中線は良く知られたものである。ガウス関数は中心から標準偏差で定まる幅の内側では、上に凸の関数となる。したがって、ビーム幅をある程度広くとれば、下に凸の形状となる指向特性４１より、高い利得を大きな方位角範囲で持つようになることが分かる。
【００５５】
また、以上の説明では、方位角の大きい範囲においてデータレートを変更することを説明したが、方位角が小さい範囲においても、距離が短い領域では方位角の大きい範囲と同じデータレートとしても、所定の目標検出性能を得ることができる。すなわち、ある方位角における所要最大距離においてデータレートを決めるとともに、その所要最大距離と同じ距離においては、他の方位角、すなわち、より小さい方位角においても、同じデータレートを設定し、信号積分を行うようにすれば、同一距離で同じデータレートとすることができる。つまり、目標検出部８は、方位角毎に想定された所要最大距離における信号処理の時間分解能を、他の方位角における同一距離の信号にも適用する。
【００５６】
例えば、車両に搭載して前方を監視するレーダ装置の場合、近距離にいる目標ほど、その目標が自車両と衝突する場合に、衝突までの時間が短い。このような緊急性の高い近距離監視において、高いデータレートでの前方監視を行うことにより、衝突回避または衝突被害低減のための車両制御を迅速に起動することが可能になる。
【００５７】
実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係るレーダ装置について説明する。
【００５８】
上記の実施の形態２では、各方位角の所要最大距離における距離減衰量の相違を、送信空中線３の利得の相違と、信号処理の時間分解能の相違に割り当てるレーダ装置を説明した。この実施の形態３では、レーダ資源の配分を受信ビーム合成の利得に割り当てるものである。
【００５９】
本実施の形態３に係るレーダ装置は、上記の実施の形態１及び２と同様の構成である。また、送信空中線３の指向特性が図５と同様に、方位角の大きい範囲で実施の形態１の指向特性よりも高くなっている点も、上記の実施の形態２と同じである。上記実施の形態２と異なるのは、過剰となるシステム利得をデータレートではなく、受信ビーム合成の利得に割り当てる点である。
【００６０】
送信空中線３は、上記の距離減衰特性と、受信ビームの指向性利得とに基づいて設定された指向特性を有する。受信ビーム形成部（受信ビーム形成手段）７は、受信信号を合成することにより受信ビームを形成し、かつ受信ビームパタンが所要最大距離によって異なるものを形成する。
【００６１】
レーダ装置で前方を監視する場合に、所要最大距離方向と直交する方向の空間分解能としてΔｗを得ることを考える。所要最大距離方向と直交する方向の空間分解能は、受信ビーム合成における角度分解能によって決まる。この角度分解能をΔθとする。距離ｒを観測する場合、角度分解能Δθと空間分解能Δｗの関係は次の式で表される。
【００６２】
Δｗ＝ｒΔθ
【００６３】
今、空間分解能Δｗを固定すると、距離ｒと角度分解能Δθは反比例の関係にある。したがって、同じ空間分解能Δｗを得るのに、近距離ほど角度分解能Δθは大きな値で良いことになる。角度分解能Δθが大きい、すなわち受信ビームが広くなると、受信ビーム合成における利得は低下するが、これは送信空中線３の利得が過剰となることで補うことができる。受信ビーム幅が広いことから、全角度範囲を覆うのに必要な受信ビーム数を少なくすることができるため、受信ビーム合成の演算量を少なくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の送信空中線の構成を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係るレーダ装置が観測対象とする領域（覆域）内における方位角と所要最大距離を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の送信空中線の指向特性を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の送信空中線の指向特性を示す図である。
【符号の説明】
【００６５】
１  発振器、２  カプラ、３  送信空中線、４  受信空中線、５  ミキサ、６  ＡＤ変換器、７  受信ビーム形成部、８  目標検出部、３１  分配器、３２  減衰器、３３  送信素子。
【図１】
2008170193.tif 000003
【図２】
2008170193.tif 000004
【図３】
2008170193.tif 000005
【図４】
2008170193.tif 000006
【図５】
2008170193.tif 000007