(57)【要約】【課題】制御応答性を犠牲にすることなく回転角速度検出分解能を高め、これにより、回転角速度に基づく電動モータの制御を適切に行うことができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】舵取り機構２に操舵補助力を与える電動モータ３は、モータ制御装置５によって制御される。電動モータ３に付設されたレゾルバ４は、電動モータ３のロータの回転角度θに関する正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを出力する。これがレゾルバアンプ８で増幅された後、Ａ／Ｄ変換ポート１３を介して、所定のサンプリング周期でサンプリングされ、マイクロコンピュータ６に取り込まれる。こうして読み込まれる正弦信号および余弦信号の今回値sinθi，cosθiおよび前回値sinθi-1，cosθi-1に基づいて、角速度演算部２５によって、電動モータ３のロータの回転角速度ωが求められる。これを用いて、補償制御部２３は、目標電流値に対する補正値を求める。【選択図】図１
2008062711.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動モータのロータの回転角度θに関する正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを出力する信号出力手段と、
この信号出力手段が出力する前記正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを所定周期毎に読み込む信号読み込み手段と、
この信号読み込み手段が読み込んだ正弦信号sinθおよび余弦信号cosθの今回値および前回値に基づいて、前記電動モータのロータの回転角速度ωを演算する回転角速度演算手段と、
この回転角速度演算手段によって演算された回転角速度ωを用いて前記電動モータを制御する制御手段とを含む、モータ制御装置。
【請求項２】
前記回転角速度演算手段は、次式（Ａ）に基づいて、回転角速度ωを演算するものである、請求項１記載のモータ制御装置。
ω＝sinθi・cosθi-1−cosθi・sinθi-1          （Ａ）
ただし、sinθiは正弦信号の今回値、sinθi-1は正弦信号の前回値、cosθiは余弦信号の今回値、cosθi-1は余弦信号の前回値である。
【請求項３】
前記回転角速度演算手段は、sin（θi−θi-1）≒θi−θi-1とみなせる線形領域で前記式（Ａ）を適用して回転角速度ωを求めるものである、請求項２記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電動モータを制御するためのモータ制御装置に関する。このモータ制御装置は、たとえば、ステアリングホイール等の操作部材の操作に応じて電動モータを駆動し、この電動モータを駆動源として舵取り車輪に転舵力を与える車両用操舵装置に適用することができる。このような車両用操舵装置には、電動モータによって舵取り機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置、電動モータによって駆動されるポンプの発生油圧を舵取り機構に伝達して操舵補助する電動ポンプ式パワーステアリング装置、操作部材と舵取り機構との間の機械的なリンクを無くし、専ら電動モータの駆動力によって舵取り車輪を転舵させるステア・バイ・ワイヤ・システムなどが含まれる。
【背景技術】
【０００２】
従来から、車両の舵取り機構に電動モータが発生するトルクを伝達することにより、操舵の補助を行う電動パワーステアリング装置が用いられている。電動モータは、ステアリングホイールに加えられた操舵トルクや車速に応じて定められた目標電流値に基づいて駆動制御されるようになっている。
電動モータにブラシレスモータを用いる場合には、そのロータの回転角度情報を検出し、その検出結果に基づいて、モータ駆動回路を制御するための制御信号が生成される。回転角度情報の検出には、レゾルバのように、ロータ回転角度θに関する正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを生成する信号出力手段が用いられる。これらの信号に基づいて、ロータ回転角度θに応じた制御信号が生成されるようになっている。
【０００３】
一方、電動パワーステアリング装置においては、ステアリングホイールから運転者が受ける操舵感（フィーリング）を油圧式パワーステアリング装置に近づけるために、各種の補償制御が行われる。この補償制御のために、電動モータのロータの回転速度である回転角速度ωが演算される。
回転角速度ωの演算のために、従来からのモータ制御装置は、余弦信号cosθに対する正弦信号sinθの比を演算して正接信号tanθを求め、その逆関数Tan-1（sinθ/cosθ）を演算することによって、ロータ回転角度θを求める。すなわち、所定のサンプリング周期毎にサンプリングされる正弦信号sinθおよび余弦信号cosθに基づいて、その都度ロータ回転角度θが求められる。そして、ロータ回転角度θの今回値θiと前回値θi-1との差が制御周期差分ｄθ（＝θi−θi-1）として求められ、これが回転角速度ω（＝ｄθ）として用いられる。
【特許文献１】特開２００１−１８７５７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところが、モータ制御装置を構成するマイクロコンピュータに正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを取り込むときの分解能（サンプリング周期）には制限があるから、それに応じて回転角速度の検出分解能も制限を受ける。
そこで、ロータ回転角度の今回値θiと前回値θi-1との差を求める代わりに、回転角速度ωを求めるためのロータ回転角度θのサンプリング時間間隔を長くして、今回値θiとｎサンプリング周期前の値θi-nとの差を求めることにすれば、回転角速度ωの分解能を高くすることができる。すなわち、回転角速度分解能は、ロータ回転角分解能／サンプリング時間（たとえば、１deg／５０msec＝０．０２deg／msec）で与えられるので、サンプリング時間間隔を長くすれば、ロータ回転角度θのサンプリング周期を短くすることなく、回転角速度ωの分解能を高めることができる。
【０００５】
しかし、サンプリング時間間隔を長くすれば、それに応じて回転角速度ωの更新周期が長くなり、その結果、補償制御の応答性が悪くなる。
そこで、この発明の目的は、制御応答性を犠牲にすることなく回転角速度検出分解能を高め、これにより、回転角速度に基づく電動モータの制御を適切に行うことができるモータ制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記の目的を達成するための請求項１記載の発明は、電動モータ（３）のロータの回転角度θに関する正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを出力する信号出力手段（４，８）と、この信号出力手段が出力する前記正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを所定周期毎に読み込む信号読み込み手段（６，１３）と、この信号読み込み手段が読み込んだ正弦信号sinθおよび余弦信号cosθの今回値および前回値に基づいて、前記電動モータのロータの回転角速度ωを演算する回転角速度演算手段（２５）と、この回転角速度演算手段によって演算された回転角速度ωを用いて前記電動モータを制御する制御手段（２３）とを含む、モータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は後述の実施形態における対応構成要素等を表す。以下、この項において同じ。
【０００７】
この構成によれば、信号出力手段が生成する正弦信号sinθおよび余弦信号cosθからロータ回転角度θを求めるのではなく、これらの正弦信号sinθおよび余弦信号cosθの今回値および前回値を用いてロータの回転角速度が演算される。これにより、長い時間間隔を開けて得られる信号を用いなくても高分解能の回転角速度値を得ることができ、制御の応答性を犠牲にすることもない。したがって、このようにして得られる回転角速度ωを用いることにより、電動モータの適切な制御が可能となる。
【０００８】
請求項２記載の発明は、前記回転角速度演算手段は、次式（Ａ）に基づいて、回転角速度ωを演算するものである、請求項１記載のモータ制御装置である。
ω＝sinθi・cosθi-1−cosθi・sinθi-1          （Ａ）
ただし、sinθiは正弦信号の今回値、sinθi-1は正弦信号の前回値、cosθiは余弦信号の今回値、cosθi-1は余弦信号の前回値である。
【０００９】
この構成では、三角関数の加法定理を利用した演算により、正弦信号sinθおよび余弦信号cosθの前回値および今回値をそのまま用いて回転角速度ωが求められる。すなわち、sin（θi−θi-1）＝sinθi・cosθi-1−cosθi・sinθi-1であることを利用して、sin（θi−θi-1）≒（θi−θi-1）とみなし、これを回転角速度ωとしている。このような演算により、ロータ回転角度θを求めることなく、回転角速度ωを求めることができる。しかも、正弦信号sinθおよび余弦信号cosθの乗算演算を行うことにより、演算分解能を向上することができ、これによっても、制御精度を高めることができる。
【００１０】
前記回転角速度演算手段は、たとえば、正弦信号の今回値sinθiと余弦信号の前回値cosθi-1とを乗算する第１乗算手段（４３）、余弦信号の今回値cosθiと正弦信号の前回値sinθi-1とを乗算する第２乗算手段（４４）、および前記第１乗算手段の乗算結果から前記第２乗算手段の乗算結果を差し引く減算手段（４５）を含むものであってもよい。
請求項３記載の発明は、前記回転角速度演算手段は、sin（θi−θi-1）≒θi−θi-1とみなせる線形領域で前記式（Ａ）を適用して回転角速度ωを求めるものである、請求項２記載のモータ制御装置である。
【００１１】
この構成により、前記式（Ａ）を用いて回転角速度ωを正確に用いることができる。
前記回転角速度演算手段が前記線形領域で前記式（Ａ）を適用して回転角速度ωを求めるためには、具体的には、前記信号読み込み手段が正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを読み込む周期を、読み込み周期間におけるロータ回転角度θの変化量Δθが｜Δθ｜＝｜θi−θi-1｜≦６０°を満たすように十分に短く定めておけばよい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。この電動パワーステアリング装置は、車両のステアリングホイールに加えられる操舵トルクを検出するトルクセンサ１と、車両の舵取り機構２に操舵補助力を与える電動モータ３と、この電動モータ３を駆動制御するモータ制御装置（ＥＣＵ：電子制御ユニット）５とを備えている。モータ制御装置５は、トルクセンサ１が検出する操舵トルクと車内ＬＡＮ（ＣＡＮバス）を通じて与えられる車速情報とに応じて電動モータ３を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。電動モータ３は、この実施形態では、三相ブラシレスＤＣモータである。
【００１３】
モータ制御装置５は、ＣＰＵ、ＲＡＭおよびＲＯＭを含むマイクロコンピュータ６と、電動モータ３に流れるＵ相電流ｉuaおよびＶ相電流ｉvaをそれぞれ検出するモータ電流検出回路７Ｕおよび７Ｖと、電動モータ３に付設されたレゾルバ４の出力信号を増幅するレゾルバアンプ８と、電動モータ３に電力を供給するモータドライバ９とを備えている。レゾルバアンプ８は、レゾルバ４とともに信号出力手段を構成しており、電動モータ３のロータ回転角度θに関する正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを出力する。ロータ回転角度θは、電動モータ３のＵ相電機子巻線の位置を基準とするロータ（界磁）の角度である。
【００１４】
マイクロコンピュータ６は、トルクセンサ１の出力信号をＡ／Ｄ変換ポート１１を介してディジタルデータで表された操舵トルクとして取り込み、また、車内ＬＡＮからの車速情報を通信ポート１２を介して取り込む。そして、マイクロコンピュータ６は、操舵トルクおよび車速に基づいて電動モータ３の電流指令値を設定し、さらに、この電流指令値とモータ電流検出回路７Ｕ，７Ｖの出力信号とに基づいて電圧指令値を設定し、この電圧指令値をモータドライバ９に与える。これにより、モータドライバ９から電動モータ３に適切な電圧が印加され、電動モータ３から操舵補助に必要十分なトルクが発生する。
【００１５】
マイクロコンピュータ６は、所定のプログラムを実行することによって実現される複数の機能処理手段を備えている。この複数の機能処理手段には、操舵トルクおよび車速に基づいて目標電流値を演算する目標電流演算部２１が含まれている。この目標電流演算部２１が出力する目標電流値は、加算部２２に入力されるようになっている。この加算部２２には、各種の補償制御を行う補償制御部２３からの補正値が与えられ、この補正値が目標電流値に加算されて、補正後の目標電流値が求められるようになっている。この補正後の目標電流値は、電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に与えるべき電流（正弦波電流）の振幅を表す電流指令値Ｉa*である。
【００１６】
補償制御部２３は、たとえば、ステアリングホイールの収斂性を向上させるための収斂性補正値を演算する収斂性補正部などを含み、通信ポート１２からの車速および電動モータ３のロータの回転角速度ωに基づいて、目標電流値を補正するための補正値を演算するようになっている。
マイクロコンピュータ６は、電動モータ３のロータの回転角速度ωを演算するための角速度演算部２５を備えている。この角速度演算部２５には、レゾルバアンプ８の出力信号をディジタルデータに変換して取り込むＡ／Ｄ変換ポート１３からのデータが与えられている。Ａ／Ｄ変換ポート１３は、所定のサンプリング周期でレゾルバアンプ８の出力信号をサンプリングしてディジタルデータに変換し、ディジタル化された正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを生成する。
【００１７】
角速度演算部２５は、次式（Ａ）に従って、回転角速度ωを求めるように構成されている
ω＝Δθ≒sinΔθ＝sinθicosθi-1−cosθisinθi-1      ……（Ａ）
ただし、θiは今サンプリング周期でのロータ回転角度、
θi-1は前サンプリング周期でのロータ回転角度
Δθ＝θi−θi-1である。
【００１８】
マイクロコンピュータ６は、さらに、ｄ−ｑ軸電流指令値演算部２６を備えている。このｄ−ｑ軸電流指令値演算部２６は、電流指令値Ｉa*に基づいて、ｄ−ｑ座標系におけるｄ軸電流指令値ｉda*およびｑ軸電流指令値ｉqa*を求める。ｄ−ｑ座標系は、電動モータ３のロータと同期して回転するｄ軸およびｑ軸からなる回転直交座標系である。ｄ軸は、ロータが形成する磁束の方向に沿った軸であり、ｑ軸は、電動モータ３が発生するトルクの方向に沿った軸である。
【００１９】
ここで、三相交流座標をｄ−ｑ座標に変換するための変換行列［ｃ］は、次式のとおりである。
【００２０】
【数１】
2008062711.tif 000003
したがって、電流指令値Ｉa*を三相分相処理して得られるＵ相電流指令値をｉua*とし、Ｖ相電流指令値をｉva*とし、Ｗ相電流指令値をｉwa*とすると、ｄ−ｑ座標系のｄ軸電流指令値ｉda*およびｑ軸電流指令値ｉqa*は、下記第(2)式で表される。
【００２１】
【数２】
2008062711.tif 000004
また、Ｕ相電流指令値ｉua*、Ｖ相電流指令値ｉva*およびＷ相電流指令値ｉwa*は、それぞれ下記第(3)，(4)，(5)式で表される。
【００２２】
【数３】
2008062711.tif 000005
そして、これらの第(3)，(4)，(5)式を上記第(2)式に代入して整理すると、ｄ軸電流指令値ｉda*およびｑ軸電流指令値ｉqa*は、下記第(6)式のように表すことができる。
【００２３】
【数４】
2008062711.tif 000006
したがって、ｄ−ｑ軸電流指令値演算部２６は、ｄ軸電流指令値ｉda*＝０と設定する一方で、次の第(7)式に従ってｑ軸電流指令値ｉqa*を算出する。
【００２４】
【数５】
2008062711.tif 000007
ｄ−ｑ軸電流指令値演算部２６によって算出されたｑ軸電流指令値ｉqa*は、減算部２７ｑに入力されるようになっている。この減算部２７ｑには、Ｕ相モータ電流検出回路７ＵおよびＶ相モータ電流検出回路７Ｖがそれぞれ検出するＵ相電流ｉuaおよびＶ相電流ｉvaを三相交流／ｄ−ｑ座標変換して求められるｑ軸電流ｉqaが入力されている。Ｕ相モータ電流検出回路７ＵおよびＶ相モータ電流検出回路７Ｖの出力信号は、Ａ／Ｄ変換ポート１４，１５によってディジタルデータに変換されてマイクロコンピュータ６に取り込まれ、電流検波部１６，１７で検波された後、三相交流／ｄ−ｑ座標変換部２８に入力されるようになっている。三相交流／ｄ−ｑ座標変換部２８は、下記第(8)式に従って、Ｕ相電流ｉuaおよびＶ相電流ｉvaをｄ−ｑ座標系の値に変換する。
【００２５】
【数６】
2008062711.tif 000008
三相交流／ｄ−ｑ座標変換部２８には、Ａ／Ｄ変換ポート１３からの正弦信号sinθおよび余弦信号θが与えられており、これらを用いて前記式(8)に従う演算が行われるようになっている。
【００２６】
三相交流／ｄ−ｑ座標変換部２８は、三相交流／ｄ−ｑ座標変換により得られたｑ軸電流ｉqaを減算部２７ｑに与える。したがって、減算部２７ｑからは、ｑ軸電流ｉqaのｑ軸電流指令値ｉqa*に対する偏差が出力されることになる。
一方、上記第(6)式から、ｄ軸電流指令値ｉda*は、電流指令値Ｉa*にかかわらず零に設定することが好ましいことが理解できる。そこで、このｄ軸電流指令値ｉda*は常に零に設定され、この「ｄ軸電流指令値ｉda*＝０」は減算部２７ｄに入力されるようになっている。そして、減算部２７ｄには、三相交流／ｄ−ｑ座標変換部２８において上記第(8)式に従い、Ｕ相電流ｉuaおよびＶ相電流ｉvaを三相交流／ｄ−ｑ座標変換して得られるｄ軸電流ｉdaが入力されている。これにより、減算部２７ｄは、ｄ軸電流ｉdaのｄ軸電流指令値ｉda*に対する偏差を出力することになる。
【００２７】
減算部２７ｄ，２７ｑから出力される偏差は、それぞれｄ軸電流ＰＩ（比例積分）制御部２９ｄおよびｑ軸電流ＰＩ制御部２９ｑに与えられる。ＰＩ制御部２９ｄ，２９ｑは、それぞれ、減算部２７ｄ，２７ｑから入力される偏差に基づいてＰＩ演算を行い、これによりｄ軸電圧指令値Ｖda*およびｑ軸電圧指令値Ｖqa*を求める。
ｄ軸電圧指令値Ｖda*およびｑ軸電圧指令値Ｖqa*は、ｄ−ｑ／三相交流座標変換部３１に入力されるようになっている。このｄ−ｑ／三相交流座標変換部３１にはまた、レゾルバアンプ８からＡ／Ｄ変換ポート１３を介して取り込まれた正弦信号sinθおよび余弦信号cosθが入力されている。ｄ−ｑ／三相交流座標変換部３１は、これらを用い、下記第(9)式に従って、ｄ軸電圧指令値Ｖda*およびｑ軸電圧指令値Ｖqa*を三相交流座標系の指令値Ｖua*，Ｖva*，Ｖwa*に変換する。そして、その得られたＵ相電圧指令値Ｖua*、Ｖ相電圧指令値Ｖva*およびＷ相電圧指令値Ｖwa*を、三相ＰＷＭ形成部３２に入力する。
【００２８】
【数７】
2008062711.tif 000009
なお、Ｗ相電圧指令値Ｖwa*は、上記第(9)式の演算によるのではなく、零からＵ相電圧指令値Ｖua*およびＶ相電圧指令値Ｖva*を減算することにより求めることができる。このようにすれば、ＣＰＵへの負担を軽減できる。むろん、ＣＰＵの演算速度が十分である場合には、上記第(9)式に従う演算によってＷ相電圧指令値Ｖwa*を算出するようにしてもよい。
【００２９】
三相ＰＷＭ形成部３２は、Ｕ相電圧指令値Ｖua*、Ｖ相電圧指令値Ｖva*およびＷ相電圧指令値Ｖwa*にそれぞれ対応したＰＷＭ信号Ｓu，Ｓv，Ｓwを作成し、その作成したＰＷＭ信号Ｓu，Ｓv，Ｓwをモータドライバ９に向けて出力する。これにより、モータドライバ９から、電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に、それぞれＰＷＭ信号Ｓu，Ｓv，Ｓwに応じた電圧Ｖua，Ｖva，Ｖwaが印加され、電動モータ３から、操舵補助に必要なトルクが発生される。
【００３０】
図２は、角速度演算部２５の構成例を説明するためのブロック図である。角速度演算部２５は、Ａ／Ｄ変換ポート１３における１サンプリング周期前の正弦信号sinθi-1を記憶する正弦信号メモリ４１と、１サンプリング周期前の余弦信号cosθi-1を記憶する余弦信号メモリ４２と、２つの乗算器４３，４４と、減算器４５とを備えている。一方の乗算器４３には、今サンプリング周期の正弦信号sinθiと、余弦信号メモリ４２から読み出された前サンプリング周期の余弦信号cosθi-1とが与えられ、これらが乗算されてsinθicosθi-1が求められる。他方の乗算器４４には、今サンプリング周期の余弦信号cosθiと、正弦信号メモリ４１から読み出された前サンプリング周期の正弦信号sinθi-1とが与えられ、これらが乗算されてcosθisinθi-1が求められる。減算器４５では、乗算器４３の出力から乗算器４４の出力が減算され、その結果、sinθicosθi-1−cosθisinθi-1＝sin（θi−θi-1）が求められる。これが回転角速度ωとして出力される。
【００３１】
ただし、図３に示すように、上記式によって回転角速度ω（＝Δθ＝θi−θi-1）を求めることができるのは、sinΔθ≒Δθとみなすことができる領域、すなわち、sinΔθにリニアリティ（線形性）が認められる線形領域４０内である。したがって、サンプリング周期間のロータ回転角度θの変化量Δθが線形領域４０の範囲内となるようにＡ／Ｄ変換ポート１３のサンプリング周期を定めておくことが好ましい。より具体的には、Δθが±６０°の範囲内に収まるように、Ａ／Ｄ変換ポート１３のサンプリング周期を定めればよい。
【００３２】
一方、たとえば、Ａ／Ｄ変換ポート１３が１６ビットの分解能で正弦信号sinθおよび余弦信号cosθをディジタル化するものであるとすると、正弦信号sinθおよび余弦信号cosθの乗算演算を行って回転角速度ωを求める角速度演算部２５は、３２ビットの分解能で回転角速度ωを求めることになる。こうして高分解能で回転角速度ωが求められることにより、この回転角速度ωを用いて行われる補償制御部２３での制御の精度を高めることができ、それに応じて、操舵フィーリングを向上することができる。具体的には、モータ制御音や振動を低減することができる。しかも、サンプリング時間間隔を長くして分解能を向上しているわけではなく、Ａ／Ｄ変換ポート１３のサンプリング周期毎に更新される回転角速度ωを得ることができるので、回転角速度検出の応答性が悪くなることもない。したがって、補償制御部２３での補償制御を十分な応答性で行うことができる。
【００３３】
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することもできる。たとえば、角速度演算部２５は、減算器４５の出力に対して平均化処理を行う平均化処理部をさらに含むものであってもよい。これにより、乗算演算に起因するばらつきを低減でき、回転角速度ωの値の安定化を図ることができる。
また、前述の実施形態では、ＰＩ制御が適用された場合を例にあげたが、このＰＩ制御に代えて、ＰＩＤ（比例積分微分）制御が適用されてもよい。
【００３４】
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】この発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。
【図２】角速度演算部の構成例を説明するためのブロック図である。
【図３】回転角速度の演算が可能な線形領域を説明するための図である。
【符号の説明】
【００３６】
３…電動モータ、４…レゾルバ、５…モータ制御装置、６…マイクロコンピュータ、４０…線形領域、４１…正弦信号メモリ、４２…余弦信号メモリ、４３，４４…乗算器、４５…減算器
【図１】
2008062711.tif 000010
【図２】
2008062711.tif 000011
【図３】
2008062711.tif 000012