(57)【要約】【課題】出力負荷短絡時のトランスの温度上昇を許容値以内に抑えつつ、電源投入時の起動時間は延長しないスイッチング電源装置を提供。【解決手段】ＯＮ／ＯＦＦ動作により入力直流電流をパルス電流に変換して２次巻線Ｓ１に供給するＰＷＭ制御回路Ｕ１は、定常時には、その起動電圧を、第１の起動抵抗Ｒ１を介して流入する入力直流電流によって充電されるコンデンサＣ１から所定の時間をかけて得る。一方、２次回路の出力負荷Ｚが短絡されトランスＴ１に過電流が流れると、定常時は短絡されている第２の起動抵抗Ｒ１０の短絡を解放し、第１および第２の抵抗の合成抵抗を介して流入する電流によって、定常時における所定の時間より長い時間をかけて、ＰＷＭ制御回路Ｕ１の起動電圧を得る。【選択図】図１
2008148404.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
ＯＮ／ＯＦＦ動作により入力直流電流をパルス電流に変換して前記２次巻線に供給するスイッチング素子とを含むスイッチング電源装置において、
前記入力直流電流を、第１の起動抵抗を介して充電して前記スイッチング素子の起動電圧を所定の時間をかけて生成するコンデンサと、
第１の起動抵抗に直列接続され、定常時には短絡されている第２の起動抵抗と、
２次回路の出力負荷が短絡され前記トランスに過電流が流れると、第２の起動抵抗の短絡を解放し、前記入力直流電流を、第１および第２の抵抗の合成抵抗を介して前記コンデンサに充電し、定常時における前記所定の時間より長い時間をかけて前記起動電圧を前記コンデンサに生成させる起動抵抗増大手段とを含むことを特徴とする、スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング素子は、前記起動電圧が生成されてから、所定の値に低下するまで、前記パルス電流のパルス幅を絞る間欠動作を継続し、これによって、前記過電流によって前記トランスに生じる温度の高騰を抑制することを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記起動抵抗増大手段は、
前記スイッチング素子の起動電圧が第１のスレッショルド電圧まで低下すると出力をＨｉｇｈレベルとする第１のコンパレータと、
第１のコンパレータの出力がＨｉｇｈレベルとなっている間は充電され、Ｌｏｗレベルとなっている間は放電を行うコンデンサであって、充電の方が放電より急速に行われるコンデンサと、
前記充電および放電によって前記コンデンサの電圧が第２のスレッショルド電圧まで上昇すると、出力をＬｏｗレベルとする第２のコンパレータと、
第２のコンパレータの出力がＬｏｗレベルとなるとＯＦＦとなる第１のスイッチと、
第２の起動抵抗の両端に接続され、第１のスイッチがＯＦＦとなるとＯＦＦとなることによって、第２の起動抵抗の短絡を解放する第２のスイッチとで構成されることを特徴とする、請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷短絡という異常時の回路保護機能を有するスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４はスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。スイッチング電源装置１０は、ダイオードＤＢとアルミ電解コンデンサＣＢにて整流平滑された電圧（エネルギー）をトランスＴ１を介してメインスイッチＱ１で駆動する。かかるスイッチング電源装置の基本的な構成は、例えば特許文献１（特開２００６−２４６６８１号公報）に記載されている。
【０００３】
トランスＴ１は少なくとも１次メイン巻線Ｐ１と２次出力巻線Ｓ１と１次巻線Ｐ２とを有し、メインスイッチＱ１のＯＮ／ＯＦＦをＰＷＭ制御する１次ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御回路Ｕ１で動作する。ＰＷＭ制御回路Ｕ１は、ＯＮ／ＯＦＦ動作により、入力直流電流をパルス電流に変換して２次巻線Ｓ１に供給するスイッチング素子である。ＰＷＭ制御回路Ｕ１は、アルミ電解コンデンサＣＢにて整流平滑された入力直流電流が起動抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１に充電されて得られる電圧により、起動時の電圧を得る構成となっている。ＰＷＭ制御回路Ｕ１が起動するとメインスイッチＱ１のＯＮ／ＯＦＦの制御が始まり、巻線Ｐ２に電圧が発生して、このＶＣＣ電圧を電源としてＰＷＭ制御回路Ｕ１が動作する。
【０００４】
図５は、図４のスイッチング電源装置１０における出力負荷Ｚが何らかの異常により短絡してしまった場合の制御動作を示す波形図である。図５（ａ）は、スイッチＱ１のスイッチングと、これによって１次巻線Ｐ２に発生するＶＣＣ電圧とを示す。図５（ｂ）は、スイッチＱ１の間欠動作期間（スイッチング動作時）に対して停止期間（スイッチング停止）を延長することによってトランスＴ１に流れる電流を低減する場合のスイッチＱ１のスイッチングと、そのとき１次巻線Ｐ２に発生するＶＣＣ電圧とを示す。
【０００５】
スイッチング電源装置１０の２次出力負荷Ｚが短絡された場合には、電流検出抵抗Ｒ２に過大電流が流れ、検出電圧（抵抗Ｒ２の両端電圧）をＰＷＭ制御回路Ｕ１が検出して、ＰＷＭ制御回路Ｕ１の過電流保護が働き、図５（ａ）の間欠動作期間に示すように、メインスイッチＱ１のパルス幅を絞る。パルス幅が絞られ、供給電力が不足するため、１次の巻線Ｐ２に発生する電圧が低下し、ＶＣＣ電圧も低下し、ＰＷＭ制御回路Ｕ１の間欠動作ストップ電圧（ここでは９Ｖ）まで低下すると、ＰＷＭ制御回路Ｕ１は電源を停止し、スタンバイモード（停止期間）になる。
【０００６】
スタンバイモードになると、ＰＷＭ制御回路Ｕ１の消費電流が減るため、起動抵抗Ｒ１を介して流れる電流が整流用コンデンサ（ＶＣＣコンデンサ）Ｃ１を充電し始める。ＶＣＣ電圧がＰＷＭ制御回路Ｕ１の間欠動作スタート電圧（ここでは１５Ｖ）まで上昇すると、ＰＷＭ制御回路Ｕ１は起動し、再びメインスイッチＱ１を駆動するパルス信号を出力する。電源は動作し始めるが、出力負荷Ｚが短絡されているので、再び間欠動作期間にてパルス幅が絞られ、電源は停止し、スタンバイモード（停止期間）になる。このように、停止期間と間欠動作期間とが繰り返される。
【０００７】
しかし、図５（ａ）に示すように、間欠動作期間（Ｑ１スイッチング動作時）１００ｍ秒に対して停止期間（Ｑ１スイッチング停止）がこれに等しい１００ｍ秒である場合、停止期間は短く、トランスＴ１に流れる電流が大きくなり、安全規格上の温度許容値をオーバーしてしまう。温度を下げるには、トランスＴ１に流れる電流を抑える必要がある。電流を抑えるには、（１）間欠モードの動作時の電流を小さくすること、（２）停止期間を長くすること、の２つの対策が考えられる。
【０００８】
上記の対策（１）をとるには、具体的には、過電流保護用入力電圧補正抵抗Ｒ３を例えば９４ｋΩから８０ｋΩにして、過電流保護のスレッショルド（電流設定値）を下げればよい。なお、７０ｋΩ程度まで下げると、電源起動時にパルスが拡げられず、起動不良の可能性があるため、過電流設定値は８０ｋΩ程度までしか下げられない。
【０００９】
上記の対策（２）をとるには、具体的には、起動抵抗Ｒ１を６ｋΩから２７ｋΩにし、停止期間を延長すればよい。これら部品の定数は、電源の仕様に応じて最適値に調整される。
【００１０】
これらの対策（１）（２）をとった場合、図５（ｂ）に示すように、間欠動作期間（Ｑ１スイッチング動作時）に対して停止期間（Ｑ１スイッチング停止）が延長され、トランスＴ１に流れる電流が低減される。
【特許文献１】特開２００６−２４６６８１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかし、上記２点の対策を施すことによって、トランスＴ１の温度を許容値以内に抑えることはできるものの、電源投入時の起動時間（入力電圧投入から、２次出力電圧が立ち上がるまでの時間）が５秒程度（対策前の５倍の時間）と長時間かかるようになってしまう。このようなディグレードが生じると、使用者に、故障であるとの疑義を抱かせるおそれがある。
【００１２】
本発明はこのような課題に鑑み、出力負荷短絡時のトランスの温度上昇を許容値以内に抑えつつ、電源投入時の起動時間を、上記の対策前と同レベルにするスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は上述の課題を解決するために、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
ＯＮ／ＯＦＦ動作により入力直流電流をパルス電流に変換して２次巻線に供給するスイッチング素子とを含むスイッチング電源装置において、入力直流電流を、第１の起動抵抗を介して充電してスイッチング素子の起動電圧を所定の時間をかけて生成するコンデンサと、第１の起動抵抗に直列接続され、定常時には短絡されている第２の起動抵抗と、２次回路の出力負荷が短絡されトランスに過電流が流れると、第２の起動抵抗の短絡を解放し、入力直流電流を、第１および第２の抵抗の合成抵抗を介してコンデンサに充電し、定常時における所定の時間より長い時間をかけて起動電圧をコンデンサに生成させる起動抵抗増大手段とを含むことを特徴とする。
【００１４】
上記のスイッチング素子は、起動電圧が生成されてから、所定の値に低下するまで、パルス電流のパルス幅を絞る間欠動作を継続し、これによって、過電流によってトランスに生じる温度の高騰を抑制する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、定常時には起動時間を延長することなく、出力負荷短絡などの異常時のみ起動時間（停止期間）を延長し、トランスに流れるスイッチング電流を低減できる。その結果、損失を減らし、温度上昇を抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
次に添付図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。図中、本発明に直接関係のない要素は図示を省略する。また、同様の要素は同一の参照符号によって表示する。さらに、信号や電流はそれらが通る線路の符号によって表記するものとする。
【００１７】
図１は本発明の実施形態を示すスイッチング電源装置の回路図であり、図４の回路図に対して、点線で示す追加部分を追加したものである。図４と共通の部分については説明を省略し、点線で示す追加部分について、以下、説明する。
【００１８】
図１のスイッチング電源装置１００は、第１の起動抵抗Ｒ１に直列に、出力負荷短絡時用の第２の起動抵抗Ｒ１０を追加接続したものであり、起動抵抗Ｒ１０の両端をオープン／ショートするためのスイッチＱ１０、スイッチＱ１０のベース電圧をＯＮ／ＯＦＦ制御するためのスイッチＱ３１、コンパレータＵ１０、Ｕ１１等で構成される。これらスイッチＱ１０、Ｑ３１、コンパレータＵ１０、Ｕ１１が、後述するように、負荷短絡時に起動抵抗をＲ１単独の状態から、Ｒ１とＲ１０との直列合成抵抗になるよう、起動抵抗を増大させる手段となっている。
【００１９】
定常動作時、起動時はスイッチＱ１０をＯＮにしておき、起動抵抗Ｒ１０をショートして、起動抵抗Ｒ１のみで、ＶＣＣコンデンサＣ１を充電する。出力負荷短絡時にトランスＴ１に過電流が流れると、スイッチＱ１０をＯＦＦにして（起動抵抗Ｒ１０の短絡を解放）、起動抵抗Ｒ１と起動抵抗Ｒ１０との直列合成抵抗を介してＶＣＣコンデンサＣ１を充電する。この場合、抵抗値が数倍に増大するため、定常時に必要とされる起動時間より長い起動時間（停止期間）が必要とされ、トランスＴ１に流れる電流を低減できる。
【００２０】
図２は図１に示すスイッチング電源装置が定常時から出力負荷短絡時に至る場合の動作を示す波形図である。図２（ａ）に示すように、定常時はＶＣＣ電圧が約１３Ｖに保たれている。この値はコンパレータＵ１０のスレッショルド１０Ｖを超えているため、図２（ｂ）のコンパレータＵ１０の出力Ｕ１０−ＯＵＴはＬｏｗレベルであり、図２（ｄ）のコンパレータＵ１１の出力Ｕ１１−ＯＵＴはＨｉｇｈレベルとなり、スイッチＱ３１はＯＮ状態であり、次段のスイッチＱ１０もＯＮ状態であるため、起動抵抗Ｒ１０はショート状態にあり、無いものと見なせる。
【００２１】
出力負荷Ｚが短絡されると、図４および図５について説明したように、ＶＣＣ電圧が低下する。ＶＣＣ電圧がコンパレータＵ１０のスレッショルド（１０Ｖ）以下まで低下すると、コンパレータＵ１０の出力Ｕ１０−ＯＵＴはＨｉｇｈレベル（１４Ｖ）となる。
【００２２】
ＶＣＣ電圧がさらに間欠動作ストップ電圧（９Ｖ）まで低下するとＰＷＭ制御回路Ｕ１はスタンバイモードになり、再度起動抵抗Ｒ１を介してＶＣＣコンデンサＣ１を充電し始め、１０Ｖまで上昇するとコンパレータＵ１０の出力Ｕ１０−ＯＵＴはＬｏｗレベル（０Ｖ）に低下する。これが繰り返される。
【００２３】
コンパレータＵ１０の出力Ｕ１０−ＯＵＴのパルス電圧は、抵抗Ｒ２４を介してコンデンサＣ２１に印加される。なおダイオードＤ２０は逆流防止用のダイオードであり、これは、コンパレータＵ１０の出力Ｕ１０−ＯＵＴがＨｉｇｈレベルの時にコンデンサＣ２１に充電された電荷が、Ｌｏｗレベルの時に放電してしまうのを防止するものである。また、抵抗Ｒ２５はコンデンサＣ２１に蓄えられた電荷の放電用抵抗である。コンデンサＣ２１の両端電圧は、図２（ｃ）に示す通りである。
【００２４】
充電流が流れる抵抗Ｒ２４を１５０ｋΩ程度とし、放電流が流れる抵抗Ｒ２５を４７０ｋΩ程度とすることで、充電の方が放電より急速に行われる。これにより、コンデンサＣ２１の電圧が上昇して、コンパレータＵ１１のスレッショルド（５Ｖ）に達すると、出力Ｕ１１−ＯＵＴはＬｏｗレベルになり、スイッチＱ３１をＯＦＦとし、次段スイッチＱ１０もＯＦＦとする。
【００２５】
これにより、起動抵抗は、（起動抵抗Ｒ１＋起動抵抗Ｒ１０）の直列抵抗となり、再起動時間（停止期間）が延長されることとなる。したがって、図１のトランスＴ１に流れる電流は低減され、トランスＴ１の温度上昇が抑えられる。
【００２６】
一方、出力負荷短絡が解除されれば、ＶＣＣ電圧は定常状態の１３Ｖに復帰し、コンパレータＵ１０の出力Ｕ１０−ＯＵＴはＬｏｗレベル（０Ｖ）に低下する。コンデンサＣ２１に充電されていた電荷は抵抗Ｒ２５を介して放電され、定常状態に戻る。
【００２７】
本発明の実施形態の、以上の動作によれば、定常時は、起動抵抗Ｒ１の抵抗値を６ｋΩ程度として電源の起動時間（ＶＣＣ電圧：０Ｖ→１５Ｖまでの時間）を１秒程度とし、出力負荷短絡などによる間欠モードが持続した時に起動抵抗を３０ｋΩ程度（＝起動抵抗Ｒ１＋起動抵抗Ｒ１０）に切り替えて、間欠モードの停止期間を５秒程度に延ばし、トランスＴ１に流れる電流を低下させて温度上昇を許容値以内に抑える。
【００２８】
図３は図１のスイッチング電源装置の起動時の動作を示す波形図である。起動前は、すべての電圧は０Ｖである。入力電圧が印加されると、図３（ａ）（ｂ）に示すように、平滑用コンデンサＣＢとＶＣＣ２電圧は瞬時に立ち上がる。
【００２９】
図３（ｃ）に示すＶＣＣ電圧は起動抵抗を介してＶＣＣコンデンサＣ１を充電して０Vから上昇していく。ＶＣＣ電圧立ち上がり時のＶＣＣ電圧は、コンパレータＵ１０のスレッショルド（１０Ｖ）以下であるため、コンパレータＵ１０の出力Ｕ１０−ＯＵＴはＨｉｇｈレベル（１４Ｖ）を出力し、抵抗Ｒ２４を介してコンデンサＣ２１を充電する。コンデンサＣ２１の両端電圧は、図３（ｄ）に示す通りである。
【００３０】
コンデンサＣ２１の電圧がコンパレータＵ１１のスレッショルド（５Ｖ）に達する前に、ＶＣＣ電圧がコンパレータＵ１０のスレッショルド（１０Ｖ）以上になるよう、予め、Ｒ２４とＣ２１／Ｒ２５の時定数を設定する。この期間が不感時間となる。起動抵抗Ｒ１＝６ｋΩ、ＶＣＣコンデンサＣ１＝１００μＦとすると、コンパレータＵ１０のスレッショルド（１０Ｖ）に到達するまでの充電時間は、約０．４秒となる。したがって、マージンを考慮して２倍の０．８秒以上に設定しておくとよい。
【００３１】
このように、コンデンサＣ２１の電圧がコンパレータＵ１１のスレッショルド（５Ｖ）に到達する前に、ＶＣＣ電圧がコンパレータＵ１０のスレッショルド（１０Ｖ）以上になるため、スイッチＱ１０はＯＮ状態を維持し、起動抵抗Ｒ１のみでＶＣＣコンデンサＣ１を充電することとなり、起動時間が延長することはない。
【００３２】
本実施形態では、出力負荷の短絡等で間欠動作になった場合、ＶＣＣ電圧の下降／上昇を検知し、その下降／上昇がある期間、持続した場合に、異常状態であると検知して、停止期間を延長し、損失を低減する。本実施形態では、検出したパルス電圧（コンパレータＵ１０の出力Ｕ１０−ＯＵＴ）の持続期間をＲ２４とＣ２１／Ｒ２５の時定数を利用して検知したが、検出したパルス電圧の持続期間を検知する方法は、上記の方法以外でもよい。例えばパルスカウンタを用いてパルス数をカウントし、規定の回数を超えたら、スイッチＱ１０をＯＦＦして、停止期間を延長してもよい。
【００３３】
また、間欠動作を検知する方法はＶＣＣ電圧でなくてもよく、メインスイッチＱ１の電圧Ｖｄｓや、ＶＣＣ巻線電圧を直接検出してもよい。
【００３４】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【産業上の利用可能性】
【００３５】
本発明は、負荷短絡という異常時の回路保護機能を有するスイッチング電源装置に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の実施形態を示すスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置が定常時から出力負荷短絡時に至る場合の動作を示す波形図である。
【図３】図１のスイッチング電源装置の起動時の動作を示す波形図である。
【図４】スイッチング電源装置の一例を示す回路図である。
【図５】図４のスイッチング電源装置における出力負荷が何らかの異常により短絡してしまった場合の制御動作を示す波形図である。
【符号の説明】
【００３７】
１０、１００  スイッチング電源装置
Ｒ１、Ｒ１０  起動抵抗
Ｃ１、Ｃ２１  コンデンサ
Ｑ１、Ｑ１０、Ｑ３１  スイッチ
Ｕ１  ＰＷＭ制御回路
Ｕ１０、Ｕ１１  コンパレータ
【図１】
2008148404.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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