(57)【要約】【課題】補助電源電圧の安定化を追求しつつ、負荷の変動を帰還するスイッチング電源回路を提供することを目的とするものである。【解決手段】一次側に設けられたスイッチングトランジスタ１１１に流れる電流を検出する電流検出回路２１０を有し、電流検出回路２１０の出力に基づき二次側に接続された負荷の変動を検出する。電流検出回路２１０の出力は、ピーク保持回路２２０によりピークが保持されて、結合コンデンサＣａｃにより二次側から帰還される帰還電圧に重畳される。スイッチングトランジスタ１１１は、結合コンデンサＣａｃの出力電圧により制御される。【選択図】図２
2008043143.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの一次巻線側に印加される直流入力電圧をスイッチング素子によりオン／オフし、前記トランスの二次側の出力電圧から帰還される帰還電圧を用いて前記スイッチング素子のオン／オフ期間が制御されるスイッチング電源回路において、
前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段の出力のピークを保持するピーク保持手段と、
前記ピーク保持手段の出力を、前記帰還電圧に重畳して結合する結合手段とを有し、
前記スイッチング素子は、前記結合手段の出力電圧に基づきオン／オフが制御されることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記スイッチング素子のオン／オフを制御するスイッチング制御手段を有し、
前記スイッチング制御手段の電源電圧を、前記直流入力電圧から得ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子を備えたスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、特許第３０１１０５３号公報（特許文献１）に開示された従来のスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。スイッチング電流回路１００はトランスＴを有し、フライバックコンバータ部１１０、スイッチング制御部１２０、補助電源回路１３０、誤差増幅回路１４０、フォトカプラ１５０、補助電源回路１３０の出力電圧を分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２、結合コンデンサＣａｃとを備える。
【０００３】
フライバックコンバータ部１１０の一次側には直流電源が接続されて、入力電圧Ｖｉｎとして印加されており、一次側に設けられたスイッチング素子により、この直流電源のオン／オフを制御して安定した負荷電圧を二次側から出力する。スイッチング制御部１２０は、このスイッチング素子のオン／オフ制御を行うものであり、フライバックコンバータ部１１０における二次側から一次側への帰還電圧に基づきスイッチング素子のオン／オフを制御する。
【０００４】
補助電源回路１３０は、スイッチング制御回路１２０の動作電圧を提供するものであり、この動作電圧は一次側に接続された直流電源により誘起される。
【０００５】
誤差増幅回路１４０とフォトカプラ１５０は、帰還電圧を一次側へ供給するための回路である。誤差増幅回路１４０は負荷電圧と図示しない基準電圧との誤差電圧を出力し、フォトカプラ１５０を介してこの誤差電圧を帰還電圧して一次側へ帰還している。
【０００６】
抵抗Ｒ１、Ｒ２は、補助電源回路１３０の出力電圧を分圧しており、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点からは補助電源回路１３０の出力電圧と比例した電圧が出力される。この電圧は、結合コンデンサＣａｃにより、フォトカプラ１５０から出力される誤差電圧に重畳されて、スイッチング制御回路１２０へ入力される。
【０００７】
スイッチング制御回路１２０は、出力がスイッチングトランジスタ１１１のゲートに印加されており、入力された電圧に基づきスイッチングトランジスタ１１１のオン／オフの制御を行う。
【０００８】
このように、スイッチング電源回路１００では、誤差電圧に、入力電圧Ｖｉｎにより誘起された補助電源電圧の交流成分を重畳した電圧を帰還し、この電圧に基づきスイッチングトランジスタ１１１のオン／オフを制御している。すなわちスイッチング電源回路１００では、入力電圧Ｖｉｎの変動分も帰還してスイッチングトランジスタ１１１のオン／オフ制御を行う。よって、出力電圧における入力電圧の変動による影響を低減し、より安定した出力電圧を負荷へ供給することが可能となっている。また、スイッチング電源回路１００において、入力電圧Ｖｉｎの変動、二次側に接続された負荷の変動によるものであるから、入力電圧Ｖｉｎの変動を帰還することにより負荷変動を帰還することができる。
【特許文献１】特許第３０１１０５３号公報
【特許文献２】米国特許第４５５３０８４号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記従来のスイッチング電源回路において、スイッチング制御回路に供給される補助電源電圧は変動が小さい方が望ましいが、補助電源電圧の変動が小さくなるように設定した場合、負荷の変動を十分に帰還することができない。
【００１０】
また、負荷の変動を十分に帰還する別の方法として、スイッチング制御回路を高耐圧かつ電圧変動に強い構成とし、その動作電圧を直接一次側から取得してこの動作電圧の変動を帰還する方法が考えられる。しかしながらこのような方法では一次側の電圧が不安定であるために帰還電圧のノイズが大きくなり、上記従来の技術に適用することができない。
【００１１】
本発明は、上記の問題点を鑑みて、これらを解決すべくなされたものであり、補助電源電圧の安定化を追求しつつ、負荷の変動を帰還するスイッチング電源回路を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明のスイッチング電源回路は、上記の目的を達成するために以下の構成を採用した。
【００１３】
本発明のスイッチング電源回路は、トランスの一次巻線側に印加される直流入力電圧をスイッチング素子によりオン／オフし、前記トランスの二次側の出力電圧から帰還される帰還電圧を用いて前記スイッチング素子のオン／オフ期間が制御されるスイッチング電源回路において、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力のピークを保持するピーク保持手段と、前記ピーク保持手段の出力を、前記帰還電圧に重畳して結合する結合手段とを有し、前記スイッチング素子は、前記結合手段の出力電圧に基づきオン／オフが制御される構成とすることができる。
【００１４】
係る構成によれば、例えばスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段に電源を供給する補助電源電圧と独立して、入力電圧の変動を一次側へ帰還することができるので、補助電源電圧の安定化を追求しつつ、入力電圧の変動を帰還することができる。
【００１５】
また、前記スイッチング素子のオン／オフを制御するスイッチング制御手段を有し、前記スイッチング制御手段の電源電圧を、前記直流入力電源から得る構成とすることができる。
【００１６】
係る構成によれば、前記スイッチング制御手段へ電源電圧を供給する電源供給手段を必要とせず、当該スイッチング電源回路の回路規模を縮小することができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、補助電源電圧の安定化を追求しつつ、負荷の変動を帰還することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明のスイッチング電源回路では、一次側に設けられたスイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段を有し、電流検出手段の出力に基づき二次側に接続された負荷の変動を検出する。またスイッチング電源回路は電流検出手段の出力のピークを保持するピーク保持手段を有し、このピーク保持手段の出力と、二次側から帰還される帰還電圧とを結合する結合手段により重畳する。スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段は、この結合手段の出力電圧に基づきスイッチング素子のオン／オフを制御する。これによりスイッチング電源回路では負荷の変動を帰還する。
【実施例１】
【００１９】
以下に図面を参照して本発明の実施例について説明する。図２は本発明の実施例１のスイッチング電源回路２００を示す図の例である。図２において、図１を用いて説明したスイッチング電源回路１００と同様の機能構成を有する部分には、図１で用いた符号と同様の符号を付与した。
【００２０】
スイッチング電源回路２００は、フライバックコンバータ部１１０、スイッチング制御回路１２０、補助電源回路１３０、誤差増幅回路１４０、フォトカプラ１５０、電流検出回路２１０、ピーク保持回路２２０、結合コンデンサＣａｃとから構成されている。
【００２１】
スイッチング電源回路２００では、フライバックコンバータ部１１０の一次側に接続された直流電源より入力される入力電圧Ｖｉｎのオン／オフの時間比をスイッチング制御回路１２０により変調させ、二次側からの帰還電圧を抑えるように負荷電圧を調整する。
【００２２】
スイッチング電源回路２００における帰還電圧は、誤差増幅回路１４０において取り出される、スイッチング電源回路２００の負荷電圧と基準電圧との誤差電圧と、電流検出回路２１０により検出される一次側に流れる電流に基づく電圧とを結合コンデンサＣａｃにより結合した電圧となる。
【００２３】
フライバックコンバータ部１１０は、トランスＴに一次巻線ｎ１、二次巻線ｎ２とが設けられている。そして、フライバックコンバータ部１１０は、一次側にスイッチングトランジスタ１１１を備え、二次側に整流平滑化回路を構成するダイオードＤ１と出力コンデンサＣ１とを備える。
【００２４】
フライバックコンバータ部１１０では、スイッチングトランジスタ１１１がオンのとき、二次側において整流平滑化された直流電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを出力し、それと同時に入出力電位差に相当するエネルギーをトランスＴに蓄積する。そして、スイッチングトランジスタ１１１がオフのとき、トランスＴに蓄積されたエネルギーを出力電圧Ｖｏｕｔとして二次側より出力する。このフライバックコンバータ部１１０の出力電圧Ｖｏｕｔが、スイッチング電源回路１００に接続された負荷へ供給される負荷電圧となる。
【００２５】
スイッチング制御回路１２０は、スイッチングトランジスタ１１１のオン／オフを制御するものであり、その出力がスイッチングトランジスタ１１１のゲートに印加されている。このスイッチング制御回路１２０は、例えば図示しないＰＷＭコンパレータなどを有するＰＷＭ−ＩＣなどにより実現しても良い。
【００２６】
補助電源回路１３０は、スイッチング制御回路１２０を動作させる動作電圧を発生させるものであり、トランスＴに設けられた補助巻線ｎｓを備える。補助電源回路１３０では、入力電圧Ｖｉｎによって補助巻線ｎｓで誘起された電圧を、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２とから構成される整流平滑化回路により直流化する。そして、この直流化された電圧が、スイッチング制御部１２０の動作電圧としてスイッチング制御装置１２０へ供給される。
【００２７】
誤差増幅回路１４０は、フライバックコンバータ部１１０の二次側から出力される負荷電圧と図示しない基準電圧と比較し、その誤差電圧を出力する。フォトカプラ１５０は、スイッチング電流回路２００の一次側と二次側を絶縁するものであり、ここでは誤差増幅回路１４０から出力される誤差電圧信号を一次側へ伝達している。
【００２８】
電流検出回路２１０は、直流電源とスイッチングトランジスタ１１１との間に接続されており、スイッチングトランジスタ１１１に流れる電流を検出し、電圧信号として出力している。電流検出回路２１０についての詳細は後述する。ピーク保持回路２２０は、電流検出回路２１０からの出力のピークを保持する。このピーク保持回路２２０の出力は結合コンデンサＣａｃに印加されて、交流成分のみがフィルタされる。
【００２９】
結合コンデンサＣａｃによりフィルタされた交流成分は、フォトカプラ１５０により伝達された誤差電圧信号に重畳されて、スイッチング制御回路１２０へ入力される。スイッチング制御回路１２０では、この入力信号を用いてスイッチングトランジスタ１１１のオン／オフを制御する。
【００３０】
係る構成によれば、スイッチングトランジスタ１１１に流れる電流の変動を帰還するので、補助電源回路１３０の出力電圧と独立して負荷の変動を帰還することができる。
【００３１】
以下に本実施例のスイッチング電源回路２００において、負荷が変動した場合について説明する。
【００３２】
スイッチング電源回路２００において、二次側に接続された負荷の変動により負荷電流が増加した場合について説明する。図３は、スイッチングトランジスタ１１１に流れる電流波形を示す図の例であり、図３(Ａ)は電流検出回路２１０の出力を示し、図３（Ｂ）はピーク保持回路２２０の出力を示している。
【００３３】
スイッチングトランジスタ１１１には、スイッチングトランジスタ１１１のスイッチング周期と同期して、図３（Ａ）に示すようなパルス状の電流が流れており、このパルス波形が電流検出回路２１０の出力となる。
【００３４】
このパルス波形がピーク保持回路２２０に入力されると、それぞれのパルスにおけるピークが保持されて、図３（Ｂ）に示すような包絡線状の電圧信号がピーク保持回路２２０より出力される。ここで、本実施例のピーク保持回路２２０は、スイッチングトランジスタ１１１のスイッチング周期よりも大きな時定数で電流検出回路２１０から出力される電圧信号を保持するものとした。
【００３５】
ピーク保持回路２２０の出力電圧は、結合コンデンサＣａｃに印加されて交流成分のみがフィルタされる。そして、この交流成分が、フォトカプラ１５０から出力される誤差電圧信号へ重畳されてスイッチング制御部１２０へ入力される。
【００３６】
このように、スイッチング電源回路２００では、二次側に接続された負荷の変動を、一次側に流れる電流の変動に換算し、この電流の変動を帰還している。このため、スイッチング電源回路２００では、補助電源部１３０の出力電圧とは独立して負荷の変動を帰還させることができる。
【００３７】
よって、例えば補助電源回路１３０において、スイッチング制御部１２０へ供給される補助電源電圧が変動しないよう、補助電源電圧の安定化を追求した設計とすること可能となる。尚、補助電源回路１３０の出力コンデンサであるコンデンサＣ２の値を大きくとれば、補助電源部１３０の出力である補助電源電圧の変動を抑えることができる。
【００３８】
ここで、本実施例の電流検出回路２１０について説明する。
【００３９】
本実施例の電流検出回路２１０には、例えばスイッチングトランジスタ１１１に直列接続された抵抗素子によって実現しても良い。また、電流検出回路２１０において低消費電力を実現したい場合には、例えば図４に示す回路を用いても良い。図４は、米国特許第４５５３０８４号明細書の図２に開示された電流検出回路を示す図である。
【００４０】
図４に示す電流検出回路では、垂直ＭＯＳセル構造により構成されたトランジスタを用いることにより、ＡＢ間に流れる電流を、ＡＢ間に電圧降下を発生させることなく検出することが可能である。
【００４１】
以上に説明したように、本発明のスイッチング電源回路２００によれば、補助電源電圧の安定化を追求しつつ、負荷変動を帰還することができる。このことにより、スイッチング電源回路２００は、負荷変動に対する即応性と、負荷電圧の安定性を向上させることができる。
【実施例２】
【００４２】
以下に図面を参照して本発明の実施例２のスイッチング電源回路２００Ａについて説明する。図５は、実施例２のスイッチング電源回路２００Ａを示す回路図の例である。
【００４３】
実施例２のスイッチング電源回路２００Ａでは、一次側から直接スイッチング制御回路１２０の動作電圧が供給されている点が実施例１と異なる。よって、図５に示す各部において、実施例１と同様の機能構成を有するものには図２と同様の符号を付与し、説明を省略する。
【００４４】
一次側よりスイッチング制御回路１２０に供給される電圧は、コンデンサＣ２により平滑化されてスイッチング制御回路１２０の動作電圧とされている。このとき、例えばコンデンサＣ２の値を大きくとれば一次側の入力電圧の変動を抑え、スイッチング制御回路１２０へ供給される動作電圧の変動を抑えることができる。また本実施例では、スイッチング制御回路１２０を、高耐圧かつ入力電圧の変動に強い構成としても良い。
【００４５】
係る構成によれば、スイッチング制御回路１２０へ動作電圧を供給する補助電源回路１３０を用いずともスイッチング制御回路１２０の電源電圧の安定化を追求しつつ、負荷変動を十分に帰還することができる。このため、スイッチング電源回路２００Ａの回路規模を縮小することができる。
【００４６】
以上、各実施例に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施例にあげた構成、その他の要素との組み合わせなど、ここで示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することが可能であり、その応用形態に応じて適切に定めることができる。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
本発明は、スイッチング素子を備えたスイッチング電源回路に応用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】特許第３０１１０５３号公報（特許文献１）に開示された従来のスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
【図２】実施例１のスイッチング電源回路２００を示す図である。
【図３】スイッチングトランジスタ１１１に流れる電流波形を示す図である。
【図４】米国特許第４５５３０８４号明細書の図２に開示された電流検出回路を示す図である。
【図５】実施例２のスイッチング電源回路２００Ａを示す回路図である。
【符号の説明】
【００４９】
１００、２００、２００Ａ  スイッチング電源回路
１１０  フライバックコンバータ
１１１  スイッチングトランジスタ
１２０  スイッチング制御回路
１３０  補助電源回路
１４０  誤差増幅回路
１５０  フォトカプラ
Ｃａｃ  結合コンデンサ
【図１】
2008043143.tif 000003
【図２】
2008043143.tif 000004
【図３】
2008043143.tif 000005
【図４】
2008043143.tif 000006
【図５】
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