(57)【要約】【課題】センサネットワークにおいて、非コヒーレント型受信器の消費電力の約９４％を占める直列接続の電圧増幅器に関して、非動作時、動作時の各状態における貫通電流を抑え、低消費電力、信号増幅率大の無線トランシーバ用電圧増幅器を提供する。【解決手段】メインアンプと該メインアンプの出力をフィードバックするサブアンプから構成され、前記サブアンプのダイナミックレンジが第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）に制限されており、入力信号（Ｖｉｎ）が無い場合に双安定となり、入力信号に第１の電圧と第２の電圧の中間電圧差（Ｖａ）以上の変化がある場合にサブアンプがメインアンプに対し信号をフィードバックしてメインアンプの動作点をメインアンプのスレショルド電圧（Ｖｔ）とする電圧増幅器において、サブアンプの入力側にキャパシタと抵抗が設けられ、サブアンプの入力電圧が所定電圧（Ｖｍ）にクランプ（固定）させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
メインアンプと該メインアンプの出力をフィードバックするサブアンプから構成され、前記サブアンプのダイナミックレンジが第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）に制限されており、入力信号（Ｖｉｎ）が無い場合に双安定となり、入力信号に第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）の中間電圧差（２Ｖａ）以上の変化がある場合にサブアンプがメインアンプに対し信号をフィードバックしてメインアンプの動作点をメインアンプのスレショルド電圧（Ｖｔ）とする電圧増幅器において、
サブアンプの入力側にキャパシタと抵抗が設けられ、サブアンプの入力電圧が所定電圧（Ｖｍ）にクランプ（固定）されたことを特徴とする無線トランシーバ用電圧増幅器。
【請求項２】
前記所定電圧（Ｖｍ）が、前記第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）の中間電圧であることを特徴とする請求項１に記載の無線トランシーバ用電圧増幅器。
【請求項３】
前記電圧増幅器が動作時、入力信号（Ｖｉｎ）が無い場合に、前記サブアンプの作用により前記メインアンプの動作点がシフトすることにより、前記メインアンプの貫通電流を削減されることを特徴とする請求項１又は２に記載の無線トランシーバ用電圧増幅器。
【請求項４】
前記電圧増幅器が動作時、入力信号（Ｖｉｎ）が無い場合に、前記サブアンプのバイアス点がシフトすることにより、前記サブアンプの貫通電流を削減されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の無線トランシーバ用電圧増幅器。
【請求項５】
前記電圧増幅器が動作時、入力信号（Ｖｉｎ）がある場合に、前記サブアンプに中間電圧差（Ｖａ）以上の入力振幅を有する信号が入力することによりフィードバックが発生して、増幅率が増加することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の無線トランシーバ用電圧増幅器。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれかの無線トランシーバ用電圧増幅器の回路に、Zigzag回路を適用し、非動作時（スタンバイ時）の消費電力を削減することを特徴とする無線トランシーバ用電圧増幅器。
【請求項７】
前記サブアンプに必要となる前記第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）と所定電圧（Ｖｍ）の各電圧を発生する電圧発生器を設けたことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかの無線トランシーバ用電圧増幅器。
【請求項８】
前記サブアンプに必要となる前記第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）の間のインピーダンスを可変とすることで、中間電圧差（２Ｖａ）を変化させ、これにより前記電圧増幅器に対して最小入力信号振幅の制御を行うことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかの無線トランシーバ用電圧増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バッテリ容量で駆動するセンサノードにより構成される無線センサネットワークに関し、特に各センサノードにおいて、無線トランシーバの受信回路に用いられる電圧増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年注目されている無線センサネットワーク（Wireless sensor network；ＷＳＮ）は、センシング機能を有するセンサノードを無線通信によってネットワーク化したものである。無線センサネットワークは、各センサノードで環境情報を取得し、マルチホップで基地局にデータを収集することが可能なため、河川や森林のリモートセンシング，防犯センシング，農場監視システム，工場生産管理システムなど様々なアプリケーションが考えられている。しかしながら、各センサノードは通常バッテリで動作することから、センサノードの数が膨大な数（数万から数百万個）に及ぶようなシステムや、広大な敷地や立ち入りの困難な場所にセンサノードを設置し使用するシステムでは、バッテリ交換作業が大きな課題となっている。このため、各センサノードのバッテリ交換の回数を削減し（バッテリ交換の極小化を図り）、システム全体の可用時間の長期化（ライフタイムの拡大）を図ることが、センサネットワークの実用化に向けての技術課題となっている。
【０００３】
各センサノードにおける消費電力は、無線データ通信に関わる部分が支配的となっている。各センサノードにおいて無線データ通信に関わる部分は、ＲＦ（Radio Frequency）トランシーバである。
例えば、ＲＦトランシーバとして、４３３ＭＨｚ帯の非コヒーレント型ＯＯＫ（on-off keying）トランシーバを採用するセンサネットワークの場合、各ノード間の通信距離は５ｍ程度であり、各ノードの目標消費電力は１ｍＷである。このＲＦトランシーバの受信回路において、直列に接続された電圧増幅器（cascade gain amp）は、受信回路全体の消費電力の約９４％を占めている。
【０００４】
従来の電圧増幅器を図７に示す。従来の電圧増幅器は、インバータ型の電圧増幅器であり、メインアンプであるインバータの入出力を抵抗で短絡した構成を有する。ＲＦトランシーバの受信回路は、このインバータ型の電圧増幅器が直列的に複数接続されている。図７に示すように、このインバータ型の電圧増幅器は、抵抗からなるフィードバックループがあるため、メインアンプはバイアス調整を行う必要がない。メインアンプのバイアス電圧は、自動的に供給電圧の半分にセットすることができる。このインバータ型の電圧増幅器は、大きな電圧ゲインを有するが、貫通電流が流れるため、たとえ入力信号が無くても消費電力が大きいという問題がある。
【０００５】
そのため、上述のインバータ型の電圧増幅器の替わりに、図８に示されるラッチ型の電圧増幅器が提案されている（非特許文献１）。このラッチ型の電圧増幅器は、インバータ型の電圧増幅器の問題点である貫通電流を抑えるために提案されたものである。このラッチ型の電圧増幅器は、入力信号Ｖｉｎが無い場合に双安定性を有する。このことは、図９（ａ）に示されるラッチ型の電圧増幅器のＤＣ特性から示される。
入力信号Ｖｉｎがあると、メインアンプはそれを増幅し、同時にサブアンプを駆動する。サブアンプは、そのフィードバックによってメインアンプの増幅を助ける。
【０００６】
入力信号Ｖｉｎに２Ｖａ以上の変化があると、サブアンプがメインアンプに対し信号をフィードバックすることで、メインアンプの動作点をＶｔとすることができる。印加される電位差２Ｖａは非常に小さいため、サブアンプは、サブスレッショルド領域で動作するため消費電力(貫通電流を含む) を非常に小さくできる。また、非動作時にメインアンプのバイアス電圧がＶｈまたはＶｌとなることで、図９（ｂ）からわかるように貫通電流も削減することができる。
【０００７】
【非特許文献１】R. Drost, R. Hopkins, and I. E, “Proximity Communication,” Proc. IEEE CICC, pp. 469-472, Sep. 2003.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記のラッチ型の電圧増幅器は、入力信号Ｖｉｎが方形波の場合にだけ有効に機能するものであり、入力信号が交流（ＡＣ）の場合に問題が発生する。すなわち、このラッチ型の電圧増幅器にＡＣ入力信号が入ると、メインアンプへのフィードバックまでに遅延が発生し、図１０に示すように、入力信号とサブアンプの出力信号に位相差が発生してしまう。そのためメインアンプの入力信号は、入力信号Ｖｉｎとフィードバックされた信号の合成信号となり、図１１に示すようにメインアンプのＤＣレベルが変動し、それに伴い増幅率が低下するといった問題がある。
なお、この位相差を回避する方法として、メインアンプおよびサブアンプのサイズを大きくして遅延を改善する方法が考えられるが、この方法は低消費電力化に向かない。
【０００９】
本発明は、貫通電流を抑え、消費電力効果、信号増幅効果の優れた無線トランシーバ用電圧増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決すべく、本発明のセンサネットワークにおける無線トランシーバ用電圧増幅器は、メインアンプと該メインアンプの出力をフィードバックするサブアンプから構成され、前記サブアンプのダイナミックレンジが第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）に制限されており、入力信号（Ｖｉｎ）が無い場合に双安定となり、入力信号に第１の電圧と第２の電圧の中間電圧差（2Ｖａ）以上の変化がある場合にサブアンプがメインアンプに対し信号をフィードバックしてメインアンプの動作点をメインアンプのスレショルド電圧（Ｖｔ）とする電圧増幅器において、サブアンプの入力側にキャパシタと抵抗が設けられ、サブアンプの入力電圧が所定電圧（Ｖｍ）にクランプ（固定）されたことを特徴とする。ここで、所定電圧（Ｖｍ）は、第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）の中間電圧であることが好適である。
【００１１】
本発明の無線トランシーバ用電圧増幅器は、電圧増幅器が動作時、入力信号（Ｖｉｎ）が無い場合に、サブアンプの作用により前記メインアンプの動作点がシフトすることにより、メインアンプの貫通電流を削減され、また、電圧増幅器が動作時、入力信号（Ｖｉｎ）が無い場合に、サブアンプのバイアス点がシフトすることにより、サブアンプの貫通電流を削減される。
そして、電圧増幅器が動作時、入力信号（Ｖｉｎ）がある場合に、サブアンプに中間電圧差（Ｖａ）以上の入力振幅を有する信号が入力することによりフィードバックが発生して、増幅率が増加する。
【００１２】
本発明の無線トランシーバ用電圧増幅器は、上記の無線トランシーバ用電圧増幅器の回路において、Zigzag回路を適用し、非動作時（スタンバイ時）の消費電力を削減することを特徴とする。ここで、Zigzag回路とは、「K. Min, H. Kawaguchi, and T. Sakurai, ”Zigzag Super Cut-off CMOS(ZSCCMOS) Block Activation with Self-Adaptive Voltage Level Controller,” Dig. IEEE ISSCC, pp. 400−401, Feb. 2003.」の文献に開示されている回路であり、このZigzag回路を用いることで、各ノードの電位が固定されることによりリーク電流の削減と、スタートアップの高速化を図ることができる。
【００１３】
また、本発明の無線トランシーバ用電圧増幅器は、サブアンプに必要となる第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）と所定電圧（Ｖｍ）の各電圧を発生する電圧発生器を設けたことを特徴とする。そして、サブアンプに必要となる前記第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）の間のインピーダンスを可変とすることで、中間電圧差（2Ｖａ）を変化させ、これにより前記電圧増幅器に対して最小入力信号振幅の制御を行うことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の無線トランシーバ用電圧増幅器によれば、非コヒーレント型受信器の消費電力の約９４％を占める直列接続の電圧増幅器（cascade gain amp）に関して、非動作時（スタンバイ時）、動作時に信号入力がない場合、動作時に信号入力がある場合の各状態における貫通電流を削減し、消費電力を削減できるといった効果を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら詳細に説明していく。ただし、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
【実施例１】
【００１６】
図１に、実施例１の無線トランシーバ用電圧増幅器の回路図を示す。メインアンプとその出力をフィードバックするサブアンプから構成され、サブアンプのダイナミックレンジが第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）に制限されており、入力信号（Ｖｉｎ）が無い場合に双安定となり、入力信号に第１の電圧と第２の電圧の中間電圧差（２Ｖａ）以上の変化がある場合にサブアンプがメインアンプに対し信号をフィードバックしてメインアンプの動作点をメインアンプのスレショルド電圧（Ｖｔ）とする点は、上述したラッチ型の電圧増幅器と同様である。
【００１７】
図８で示されるラッチ型の電圧増幅器の回路図と比較して異なる点は、図１中の矢印で示される破線の楕円内の部分であり、キャパシタＣｆｂと抵抗Ｒｆｂが加えられ、サブアンプの入力電圧が所定電圧（Ｖｍ）にクランプさせている点である。この異なる点によって、電圧増幅器のバイアス点が安定し、また、正弦波の入力信号を受け入れることが可能となる。
メインアンプは入力信号（Ｖｉｎ）を増幅して、出力バッファを動作させ出力信号（Ｖｏｕｔ）を生成する。
【００１８】
図１に示された実施例１の電圧増幅器の回路も、図８で示されるラッチ型の電圧増幅器の回路図と同様に、位相差の問題は回避できていない。しかし、サブアンプの入力電圧を所定電圧（Ｖｍ）にクランプさせ、サブアンプの入力ＤＣレベル（入力電圧）を固定可能としたことで、非動作時（スタンバイ時）、動作時に信号入力がない場合、動作時に信号入力がある場合の各状態における貫通電流を削減し、消費電力を削減可能としている。
【００１９】
次に、実施例１の電圧増幅器のＤＣ特性について説明を行う。図２は、実施例１の電圧増幅器のＤＣ特性を示すグラフで、図２（ａ）はバイアス電圧を、図２（ｂ）はバイアス電流を表している。図２（ａ）は１Ｖの供給電圧での動作ポイントを説明している。図２（ａ）のグラフ上のカーブは、メインアンプとサブアンプの動作カーブが２箇所で交差していることを示している。メインアンプの出力電圧（Ｖｉ）が、サブアンプのダイナミックレンジが第１の電圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｌ）の中間電圧差（2Ｖａ）を越えるたびに、メインアンプのバイアス点は入れ替わる。中間電圧差（Ｖａ）が小さい値であるため、バイアス点は従来のラッチ型の電圧増幅器のものとほとんど同じとなる。
【００２０】
また、図２（ｂ）は、メインアンプとサブアンプを流れているバイアス電流を示している。メインアンプのバイアス電流はシフトされたバイアス電圧のおかげで、２４０μアンペア（最大値から１２％ダウン）になる。そして、このことは出力バッファを流れている貫通電流を減少させることになる。ここで、サブアンプのバイアス電圧は、Ｖｍ（＝０．５Ｖ）に固定されているが、サブアンプの供給電圧は５０ｍＶ（＝Ｖｈ−Ｖｌ）であるため、バイアス電流は非常に小さくなる。
【実施例２】
【００２１】
次に実施例２では、実施例１の電圧増幅器の回路において、Ｖｍ，Ｖｈ，Ｖｌ，Ｖａなどの設定パラメータを変え、非動作時の消費電力や動作時の過渡特性について示す。
実施例２の電圧増幅器の回路は、図１に示す回路と同じ構成で、Ｖｍ＝０．５Ｖ，Ｖｈ＝０．６Ｖ，Ｖｌ＝０．４Ｖ(Ｖａ＝０．１Ｖ) と設定している。メインアンプのＶｔを約０．５１Ｖ、サブアンプのＶｔを０．４９Ｖとすることで、非動作時にＶｍにバイアスされたサブアンプの出力はＶｌに固定される。このことにより非動作時の貫通電流を抑えている。
【００２２】
実施例２の電圧増幅器の非動作時の各部の消費電力を表１に示す。非動作時の本回路の消費電力は約２８９μＷである。
【００２３】
【表１】
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【００２４】
次に、実施例２の電圧増幅器の動作時の過渡解析結果を示す。本電圧増幅器は、入力信号がない場合は安定点に遷移しているため、サブアンプの入力信号は少なくともＶａを超えなければ(メインアンプとサブアンプの交点を超えなければ)、２つの案定点を遷移しながら増幅動作を繰り返すという不安定動作を行ってしまう。従って、本電圧増幅器の入力振幅は少なくともサブアンプの入力振幅が２Ｖａを超える大きさが必要である。実施例２の電圧増幅器では入力振幅を０．１Ｖにしている。Ｖａが入力信号振幅の最小値を決めるのである。
【００２５】
実施例２のサブアンプの入力信号が２Ｖａを超え、正常に動作しているとき（入力信号が０．１Ｖの場合）の各部波形を図３−１に示す。また反対に、実施例２のサブアンプの入力信号が２Ｖａを超えず、不安定動作を行っているもの（入力信号が０．０９Ｖの場合）を図３−２に示す。
【００２６】
サブアンプの入力がＶｍによって０．５Ｖに固定されており、メインアンプのＶｔ＞０．５Ｖであり、サブアンプのＶｔ＜０．５Ｖであるため、メインアンプの入力バイアスはほぼ０．５Ｖに固定となる。以上より、メインアンプのゲインが高いところで増幅動作が可能となる。Ｖｍをサブアンプでなくメインアンプの入力に印加することで同様の動作を期待できるが、非動作時の消費電力を下げることができないため、本回路の構成が最も低消費電力化を達成できると考えられる。
【００２７】
下記表２に、入力信号電圧を変化させたときの消費電力と電圧ゲインをまとめる。シミュレーションでは電圧ゲインをみるために入力端子および出力端子に高インピーダンスプローブを使用することを前提に行っている。表２に示すように、消費電力は入力信号振幅が０．１Ｖのときに４１８μＷ、電圧ゲインは１１．０ｄＢとなっている。
【００２８】
【表２】
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【実施例３】
【００２９】
実施例３の電圧増幅器は、実施例１の電圧増幅器の入力信号（Ｖｉｎ）に対して、入力電圧振幅を調整し得る入力電圧振幅調整回路を設けたものである。図４に、実施例３の電圧増幅器の回路図を示す。入力電圧振幅調整回路を設けることにより、無線通信においてキャリアの状況を確認するために必要なキャリアセンス機能を実現可能である。
【実施例４】
【００３０】
前述した実施例の電圧増幅器において、動作時に信号入力がない場合とある場合の両方で既に消費電力の削減は行われている。本発明の電圧増幅器がインバータの多段接続であることに着目し、非動作時（スタンバイ時）の消費電力の削減を図るべく、Zigzag回路を適用する。Zigzag回路については、「K. Min, H. Kawaguchi, and T. Sakurai, ”Zigzag Super Cut-off CMOS(ZSCCMOS) Block Activation with Self-Adaptive Voltage Level Controller,” Dig. IEEE ISSCC, pp. 400−401, Feb. 2003.」の文献に詳細に説明されている。このZigzag回路を用いることで、各ノードの電位が固定されることによりリーク電流の削減と、スタートアップの高速化を図ることができる。このZigzag回路を導入した実施例４の電圧増幅器の回路図を図５に示す。
【実施例５】
【００３１】
本発明の電圧増幅器の回路図は、Ｖｈ，Ｖｌ，Ｖｍを必要となる。従って、この３つの電位を発生する電圧発生器が必要となる。３つの電位を発生する電圧発生器の回路図を図６に示す。
本電圧発生器の回路単体にて、サブアンプに必要なＶｈ，Ｖｌ，Ｖｍを生成可能である。また、Ｖｈ−Ｖｌ＝２Ｖａが非常に小さいために電力供給能力が低く抑えることができ、低消費電力である。また、非動作時（スタンバイ時）のために、Ｐ−ＭＯＳスイッチ，Ｎ−ＭＯＳスイッチを備えている。さらに、Selv 信号によってＶｈ，Ｖｌ間のインピーダンスを変化させることで、２Ｖａを変化させることが可能であり、最小入力信号振幅を制御できることとなる。
【００３２】
次に、シミュレーションによる従来の電圧増幅器回路との比較結果について述べる。なお、２Ｖａは０．０５Ｖと設定している。
図１２は、に入力信号振幅を変化させたときの電圧ゲイン特性を示している。この図１２からわかるように入力信号振幅が０．０４Ｖとなったところで急激にゲインが増加することがわかり、最小入力信号振幅が存在することがわかる。
【００３３】
また、図１３は、周波数特性を示している。周波数が高くなるにつれゲインが下っており、本発明の電圧増幅器は、最小信号入力が存在するために、従来の増幅器に比べゲインが低くなる。しかし、これは高周波で最適化することにより対処可能である。
また、図１４は、入力信号振幅を変化させたときの、動作時に信号入力がある時の消費電力特性を示す。本発明の電圧増幅器の消費電力には、電圧発生器の消費電力も含んでいる。この結果から、本発明の電圧増幅器は従来に比べ常に低消費電力であり、入力信号振幅が０．０４Ｖのときは３１％の電力削減効果を得ることができるという見積りを得る。
また、下表３に、スタンバイ時の消費電力とデューティサイクルが１０−３のときのトータル消費電力をまとめる。この結果からデューティサイクルが１０−３のとき消費電力を５４％削減可能であるという見積りを得る。
【００３４】
【表３】
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【００３５】
図１５は、スタンバイ信号をハイ（high）にしたときの各回路の遷移(スタートアップタイム) を示す。この結果からZigzag回路の導入によりスタートアップタイムが３５％削減できていることが理解される。
【実施例６】
【００３６】
次に、ソフトウェアキャリアセンスについて説明する。一般に無線センサネットワークにおいて無駄な電力を浪費しないようにデータの衝突と干渉を避けるべきである。あるノードがデータを送信している間に、その周りの他のノードが通信しないことが望ましく、その問題を解決する１つの方法として、多くのＭＡＣ(Media access control) ではキャリアセンスアプローチは広く用いられている。データを送信する前にすべてのノードはキャリアセンスを行う。もしキャリアが空間に存在すると判定した場合、そのノードはパケットの送信を延期する。典型的なキャリアセンスの方法はＲＳＳＩ(received signal strength indicator) を測ることである。もし検出されたチャネルの電力が閾値より大きければ、チャネルをビジーと見なす。そうでない場合は、周りはアクティブでないと見なす。ＲＳＳＩキャリアセンスは、Ａ／Ｄコンバータなどの比較的消費電力の大きい回路を追加する必要があるため、無線センサネットワークのように消費電力の制約が大きい場合は不適当である。
【００３７】
図１６は、本発明のソフトウェアキャリアセンスの概念図を示す。この概念図において、Ｎｏｄｅ−ＡがＮｏｄｅ−Ｂにパケットを伝達するとし、Ｎｏｄｅ−ＣはＮｏｄｅ−Ａのキャリアセンスレンジ外であるノードの１つである。送信するＲＦ信号としてＯＯＫ変調を行うバイナリ信号をマンチェスター符号化する。マンチェスター符号化では、例として信号''0''を''01''、信号''1''を''10''と設定する。符号化された信号は両方とも''1''を含み、これはＯＯＫ信号ではある特定の振幅の存在によって表される。よって、受信器が''1''を検出すればキャリアは利用されていると判断できる。一方で全く検出できなければキャリアはあいていると判断する。通信にはＢＥＲ (ｂｉｔ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅが存在し、誤りが１ビットでも混入するとパケット信号はロストしてしまう。しかし、ＢＥＲが非常に大きい場合でもキャリアセンスでは問題がない。ＢＥＲが１０−１の場合でも９０％の確率でマンチェスター符号内の振幅を検出できるためである。ソフトウェアキャリアセンスはこれを利用する。
【００３８】
あるＢＥＲが達成されるように、信号の強さの閾値(Ｐamp)を設定する。もしＮｏｄｅ−Ｂの受信データ(Ｐdata）がＰampより大きい場合、Ｎｏｄｅ−Ｂは正しくＮｏｄｅ−Ａからパケットを受け取ることができる。また同様にキャリア信号強度の閾値(Ｐc)を設定する。キャリアセンスレンジはＰcによって決まり、ＰcはＰampより小さく設定する。本発明の電圧増幅器は最小入力振幅を持ち、それより小さい信号は無視できる。また、本発明の電圧増幅器ではＰampとＰcは調整可能である。よって、ノードがキャリアセンスをする場合は閾値をＰcに設定し、パケットを受信する場合はＰampに設定すれば良い。受話ノードにおいて衝突を減らすために、キャリアセンスレンジ(rc) は送信レンジ(rt) より大きくするべきである。ＰcをＰampより小さく設定することにより、送信ノードは他のノードからの送信が受話ノードの周りに存在しているのを発見することができるようにする。このことにより衝突を防ぐことが可能になる。また、Ｐampをより大きく設定することで無視できる入力信号振幅も大きくできる。よって強度の大きい信号のみを増幅し、強度の小さい干渉波を抑制できる。この図１６において、Ｎｏｄｅ−ＡがＮｏｄｅ−Ｃの送信を検出することができない場合でも、Ｎｏｄｅ−ＢはＮｏｄｅ−Ｃからの干渉波を無視することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
本発明によれば、無線センサネットワークシステム全体の可用時間向上（低電力化）が図ることができ、センサノードの数が膨大な数に及ぶようなシステムや、広大な敷地や立ち入りの困難な場所にセンサノードを設置し使用するシステムへの利用が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】実施例１の無線トランシーバ用電圧増幅器の回路図を示す。
【図２】実施例１の電圧増幅器のＤＣ特性を示すグラフで、（ａ）はバイアス電圧を、（ｂ）はバイアス電流を表している。
【図３−１】実施例２の電圧増幅器の入力信号がＶａを超え、正常に動作しているときの各部波形を示す。
【図３−２】実施例２の電圧増幅器の入力信号がＶａを超えず、不安定動作を行っているものを示す。
【図４】実施例３の電圧増幅器の回路図を示す。
【図５】実施例４の電圧増幅器の回路図を示す。
【図６】３つの電位を発生する電圧発生器の回路図を示す。
【図７】従来のインバータ型の電圧増幅器の回路図を示す。
【図８】ラッチ型の電圧増幅器の回路図を示す。
【図９】ラッチ型の電圧増幅器のＤＣ特性を示す。
【図１０】ラッチ型の電圧増幅器における入力信号とサブアンプの出力信号に位相差を示す。
【図１１】ラッチ型の電圧増幅器におけるメインアンプのＤＣレベルが変動し、それに伴い増幅率が低下する様子を示す。
【図１２】入力信号振幅変化時の電圧ゲイン特性の比較を示す。
【図１３】周波数特性の比較を示す。
【図１４】入力信号振幅変化時の消費電力特性の比較を示す。
【図１５】スタンバイ信号をハイにしたときの各回路のスタートアップタイムの比較を示す。
【図１６】ソフトウェアキャリアセンスの概念図を示す。
【符号の説明】
【００４１】
１  メインアンプ回路
２  サブアンプ回路
【図１】
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【図２】
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【図３−１】
2008199517.tif 000008
【図３−２】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2008199517.tif 000015
【図１０】
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【図１１】
2008199517.tif 000017
【図１２】
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【図１３】
2008199517.tif 000019
【図１４】
2008199517.tif 000020
【図１５】
2008199517.tif 000021
【図１６】
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