(57)【要約】【課題】より簡単なデジタル信号処理により制御信号を生成することが可能になると共に、該制御信号の生成に関わる演算負荷の軽減と、より安価な構成とを共に実現することが可能な能動型騒音制御装置を提供する。【解決手段】減算器６０は、相殺誤差信号ｅ（ｎ）からエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を減算することにより、マイクロフォン１８の位置で消音しなければならなかった共鳴騒音ｄ（ｎ）を推定し、この推定した共鳴騒音ｄ（ｎ）をコントローラ２０２への入力信号である第１基準信号ｘ（ｎ）とする。コントローラ２０２内では、遅延フィルタ５４により第１基準信号ｘ（ｎ）を時間Ｚ-nだけ遅延させて第２基準信号ｘ´（ｎ）を生成し、第１基準信号ｘ（ｎ）と第２基準信号ｘ´（ｎ）とに基づいて制御信号ｙ（ｎ）を生成する。【選択図】図１
2008247308.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
車室内の騒音を相殺するための制御信号を生成する制御手段と、前記制御信号を前記騒音の相殺音として前記車室内に出力する音出力手段と、前記騒音と前記相殺音との相殺誤差音を相殺誤差信号として前記制御手段に出力する相殺誤差信号検出手段とを有する能動型騒音制御装置において、
前記制御手段は、
前記相殺誤差信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
前記音出力手段と前記相殺誤差信号検出手段との間の伝達特性に対応する補正値に基づいて前記制御信号を補正してデジタル信号のエコーキャンセル信号を生成するエコーキャンセル部と、
前記デジタル信号に変換された前記相殺誤差信号から前記エコーキャンセル信号を減算して第１基準信号を生成する減算器と、
前記車室の共鳴特性から定まる共鳴周波数の１／４周期に相当する時間だけ前記第１基準信号を遅延させて第２基準信号を生成する遅延フィルタと、
前記第１基準信号を補正して第１補正信号を生成する第１フィルタと、
前記第２基準信号を補正して第２補正信号を生成する第２フィルタと、
前記第１補正信号と前記第２補正信号とを合成して前記制御信号を生成する加算器と、
前記制御信号をデジタル信号からアナログ信号に変換して前記音出力手段に出力するＤＡ変換部と、
を有する
ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項２】
車室内の騒音を相殺するための制御信号を生成する制御手段と、前記制御信号を前記騒音の相殺音として前記車室内に出力する音出力手段と、前記騒音と前記相殺音との相殺誤差音を相殺誤差信号として前記制御手段に出力する相殺誤差信号検出手段とを有する能動型騒音制御装置において、
前記制御手段は、
前記相殺誤差信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
前記音出力手段と前記相殺誤差信号検出手段との間の伝達特性に対応する補正値に基づいて前記制御信号を補正してデジタル信号のエコーキャンセル信号を生成するエコーキャンセル部と、
前記デジタル信号に変換された前記相殺誤差信号から前記エコーキャンセル信号を減算して第１基準信号を生成する減算器と、
前記車室の共鳴特性から定まる共鳴周波数に基づく所定時間だけ前記第１基準信号を遅延させて第２基準信号を生成する遅延フィルタと、
前記第１基準信号と前記第２基準信号とを合成して合成信号を生成する加算器と、
所定のゲインにより前記合成信号の振幅を所定の大きさに調整して前記制御信号を生成する振幅調整部と、
前記制御信号をデジタル信号からアナログ信号に変換して前記音出力手段に出力するＤＡ変換部と、
を有する
ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項３】
請求項１記載の能動型騒音制御装置において、
前記エコーキャンセル部は、
前記伝達特性中の位相特性の余弦値により前記第１基準信号を補正して出力する第１余弦補正部と、
前記位相特性の正弦値により前記第２基準信号を補正して出力する第１正弦補正部と、
前記第１余弦補正部の出力から前記第１正弦補正部の出力を減算して減算信号を生成する減算部と、
前記余弦値により前記第２基準信号を補正して出力する第２余弦補正部と、
前記正弦値により前記第１基準信号を補正して出力する第２正弦補正部と、
前記第２余弦補正部の出力及び前記第２正弦補正部の出力を加算して加算信号を生成する第１加算部と、
前記減算信号を補正して出力する第１補正フィルタ部と、
前記加算信号を補正して出力する第２補正フィルタ部と、
前記第１補正フィルタ部の出力及び前記第２補正フィルタ部の出力を加算して前記エコーキャンセル信号を生成し前記減算器に出力する第２加算部と、
を有する
ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項４】
請求項３記載の能動型騒音制御装置において、
前記第１フィルタ、前記第２フィルタ、前記第１補正フィルタ部及び前記第２補正フィルタ部は、適応フィルタであり、
前記制御手段は、前記相殺誤差信号及び前記減算信号に基づいて前記相殺誤差信号が最小となるように前記第１フィルタ及び前記第１補正フィルタ部の各フィルタ係数を更新する第１フィルタ係数更新部と、前記相殺誤差信号及び前記加算信号に基づいて前記相殺誤差信号が最小となるように前記第２フィルタ及び前記第２補正フィルタ部の各フィルタ係数を更新する第２フィルタ係数更新部とをさらに有する
ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項５】
請求項４記載の能動型騒音制御装置において、
前記第１フィルタ、前記第２フィルタ、前記第１補正フィルタ部及び前記第２補正フィルタ部は、適応ノッチフィルタである
ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項に記載の能動型騒音制御装置において、
前記制御手段は、遅延フィルタ用ＤＡ変換部と遅延フィルタ用ＡＤ変換部とをさらに有し、
前記遅延フィルタは、前記制御信号の制御周波数での位相遅れが該制御周波数の１／４周期に相当する位相遅れとなるオールパスフィルタであり、
前記遅延フィルタ用ＤＡ変換部は、前記第１基準信号をデジタル信号からアナログ信号に変換して前記遅延フィルタに出力し、
前記遅延フィルタ用ＡＤ変換部は、前記第２基準信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して前記第２フィルタに出力する
ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項に記載の能動型騒音制御装置において、
前記相殺誤差信号のうち、所定周波数以下の信号のみを通過させて前記制御手段に出力するアンチエイリアシングフィルタをさらに有し、
前記所定周波数は、前記制御信号の制御周波数よりも高い周波数である
ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の能動型騒音制御装置において、
前記制御手段から出力される前記制御信号に含まれる高周波成分を除去し、該高周波成分が除去された前記制御信号を前記音出力手段に出力するリコンストラクションフィルタをさらに有し、
前記高周波成分は、前記制御信号の制御周波数よりも高い周波数の信号成分である
ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか１項に記載の能動型騒音制御装置において、
前記相殺誤差信号のうち、前記制御信号の制御周波数を中心周波数とする所定の周波数帯域の信号のみを通過させて前記制御手段に出力するバンドパスフィルタをさらに有する
ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、車室内の騒音を、該騒音に対して逆位相の相殺音によって低減する能動型騒音制御装置に関し、より詳細には、車両の走行時に車室内に発生するドラミングノイズ（以下、ロードノイズともいう。）の低減に好適な能動型騒音制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、車両のエンジン等の振動騒音源から発生する振動騒音に起因し且つエンジン回転に同期して周期的に車室内に発生する騒音（以下、エンジンこもり音又はエンジン騒音ともいう。）を低減するために、前記振動騒音源から発生する振動騒音との相関が高い信号に基づいて前記エンジン騒音を相殺するための制御信号を制御手段にて生成し、この制御信号を前記エンジン騒音に対する逆位相の相殺音としてスピーカから前記車室内に出力し前記エンジン騒音を低減する能動型騒音制御装置（以下、周期性騒音対応のＡＮＣともいう。）が知られている（特許文献１参照）。
【０００３】
一方、車両の走行時には、路面（ロード）から受けるタイヤの振動がサスペンションを介して車体に伝わり、車室内に非周期的にドラミングノイズ（ロードノイズ）が発生する。このロードノイズは、車室内に非周期的に発生する低周波の騒音であり、車室の共鳴特性に起因して、所定の周波数（共鳴周波数）で音圧レベルが高い共鳴音となる。従って、前記共鳴音は、所定の共鳴周波数（例えば、４０［Ｈｚ］）の中心周波数を有するロードノイズである。
【０００４】
そこで、特許文献２に開示されている能動型騒音制御装置（以下、非周期性騒音対応のＡＮＣともいう。）では、車室内に配置された複数のマイクロフォンが車室内の騒音と相殺音との差（以下、相殺誤差音ともいう。）に基づく相殺誤差信号をそれぞれ生成して制御手段に出力し、前記制御手段が前記各相殺誤差信号に基づく制御信号を生成し、スピーカが前記制御信号を相殺音として車室内に出力するフィードフォワード制御により前記ロードノイズを低減している。また、特許文献２には、マイクロフォンが前記車室内の騒音を検出し、アナログ回路で構成した制御手段が前記騒音に基づく制御信号を生成し、スピーカが前記制御信号を相殺音として車室内に出力するフィードバック制御により前記ロードノイズを低減することについても記載されている。
【０００５】
一方、特許文献３では、スピーカを周期性騒音対応及び／又は非周期性騒音対応のＡＮＣ（以下、単にＡＮＣともいう。）と車両のオーディオシステムとで共用化することにより、前記オーディオシステムからの出力信号による音響と、前記ＡＮＣからの制御信号による相殺音とを共に前記スピーカから出力する。
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−３６１７２１号公報（図１）
【特許文献２】特開２０００−３２２０６６号公報（図３及び図１２）
【特許文献３】特開２００１−２８２２５５号公報（図２〜図５）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、前述したエンジン騒音は、所定周波数を中心周波数とする狭帯域且つ周期的に発生する騒音であるため、周期性騒音対応のＡＮＣでは、前記所定周波数に応じた制御周波数の制御信号を生成し、スピーカから前記制御周波数の相殺音を車室内に出力することで、前記車室内の騒音を効果的に低減することが可能である。
【０００８】
これに対して、ロードノイズは、車室の共鳴特性から定まる共鳴周波数（例えば、４０［Ｈｚ］）を中心周波数とし且つ非周期的に発生する低周波騒音であり、非周期性騒音対応のＡＮＣは、各共鳴周波数にてそれぞれ共鳴音を低減する必要がある。
【０００９】
しかしながら、非周期性騒音対応のＡＮＣにおいて、フィードフォワード制御により制御信号を生成する場合には、前記各共鳴周波数で畳み込み演算を行うために、制御手段をＦＩＲ型の適応フィルタやＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）で構成する必要があり、この結果、前記ＡＮＣの価格が高くなる。また、適応フィルタのフィルタ係数を逐次更新しながら前記各共鳴周波数における制御信号を生成することになるので、前記制御手段における前記制御信号の演算負荷が著しく増大する。
【００１０】
また、非周期性騒音対応のＡＮＣにおいて、フィードバック制御により制御信号を生成する場合には、前記各共鳴周波数で制御信号を生成するために、制御手段は、アナログ回路のフィルタを多数組み合わせて構成する必要がある。この結果、回路規模が大きくなって前記制御手段を含む前記ＡＮＣのユニットが大型化し、車両内において、前記ユニットの配置スペースを確保することが困難となる。さらに、前記ユニットの大型化により、デジタルオーディオユニットとの一体化を図ることも困難となる。
【００１１】
そこで、デジタル信号処理を利用したフィードバック制御により制御信号を生成して非周期性の共鳴音（共鳴騒音）を消音する非周期性騒音対応のＡＮＣが検討されている。
【００１２】
図１８に示す非周期性騒音対応のＡＮＣ２００は、車両の車室１４内に配置されたマイクロフォン（相殺誤差信号検出手段）１８及びスピーカ（音出力手段）２２と、制御手段５０とを有する。制御手段５０は、ＡＤコンバータ（ＡＤ変換部）（以下、ＡＤＣともいう。）５９と、マイクロコンピュータにより構成され且つ所定の伝達関数Ｈを有するコントローラ２０２と、ＤＡコンバータ（ＤＡ変換部）（以下、ＤＡＣともいう。）６５とを有する。なお、前記非周期性騒音には、車室１４内で非周期的に発生し且つ該車室１４の形状に起因して所定の共鳴周波数ｆで音圧レベルが高くなる共鳴音（非周期性の共鳴騒音）が含まれる。
【００１３】
ここで、サンプリング（ｎ−１）の時刻ｔ（ｎ−１）において、コントローラ２０２は、車室１４内の騒音（非周期性騒音）を相殺するためのデジタル信号の制御信号ｙ（ｎ−１）を生成し、ＤＡＣ６５は、この制御信号ｙ（ｎ−１）をデジタル信号からアナログ信号に変換し、スピーカ２２は、アナログ信号の制御信号ｙ（ｎ−１）を前記騒音の相殺音として車室１４内に出力したものと仮定する。
【００１４】
この場合、マイクロフォン１８は、車室１４の音響モードの腹部分に配置され、サンプリングｎの時刻ｔ（ｎ）において、前記相殺音と前記騒音との差（相殺誤差音）を相殺誤差信号ｅ（ｎ）としてＡＤＣ５９に出力する。
【００１５】
すなわち、サンプリングｎにおいて、マイクロフォン１８の位置での前記相殺音は、前回のサンプリング（ｎ−１）にてコントローラ２０２から出力された制御信号ｙ（ｎ−１）がスピーカ２２から車室１４内に出力されてマイクロフォン１８に到達する相殺音であり、共鳴周波数ｆにおける音のスピーカ２２からマイクロフォン１８までの伝達特性をＣとすると、サンプリングｎにおけるマイクロフォン１８の位置での前記相殺音（に応じた信号）は、Ｃ・ｙ（ｎ−１）となる。なお、伝達特性Ｃは、ゲイン特性（振幅変化量）Ｇ´と位相遅れ（位相特性）φ´とに分けられる。また、サンプリングｎにおいて、マイクロフォン１８（図１８参照）の位置での共鳴周波数ｆの共鳴騒音（に応じた信号）をｄ（ｎ）とする。
【００１６】
従って、マイクロフォン１８からＡＤＣ５９に出力される相殺誤差信号ｅ（ｎ）は、下記の（１）式で表わされる。
ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋Ｃ・ｙ（ｎ−１）                        （１）
【００１７】
ＡＤＣ５９は、相殺誤差信号ｅ（ｎ）をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号に変換された相殺誤差信号ｅ（ｎ）を入力信号ｘ（ｎ）としてコントローラ２０２に出力する。コントローラ２０２は、入力信号ｘ（ｎ）｛＝ｅ（ｎ）｝に基づいてマイクロフォン１８の位置での共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）に対し逆位相となる相殺音Ｃ・ｙ（ｎ）に応じた制御信号ｙ（ｎ）｛＝−ｄ（ｎ＋１）／Ｃ｝を生成する。
【００１８】
ＡＮＣ２００における共鳴騒音の消音制御では、入力信号ｘ（ｎ）から如何にしてマイクロフォン１８の位置での共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）に対し逆位相となる相殺音Ｃ・ｙ（ｎ）の制御信号ｙ（ｎ）を生成するのかが問題となる。
【００１９】
ここで、前回のサンプリング（ｎ−１）において制御信号ｙ（ｎ−１）を生成し、今回のサンプリングｎの際にＣ・ｙ（ｎ−１）の相殺音によりマイクロフォン１８の位置での共鳴騒音ｄ（ｎ）がたまたま完全に消音されてしまったものとすると、マイクロフォン１８から出力される相殺誤差信号ｅ（ｎ）がｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋Ｃ・ｙ（ｎ−１）＝０となるので、コントローラ２０２への入力信号ｘ（ｎ）もｘ（ｎ）＝ｅ（ｎ）＝０となる。
【００２０】
これにより、サンプリングｎでは共鳴騒音ｄ（ｎ）が存在するにも関わらず、ｘ（ｎ）＝０であるために、コントローラ２０２において制御信号ｙ（ｎ）を生成できず、スピーカ２２から相殺音を出力できなくなって、マイクロフォン１８の位置での共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）を消音することができなくなるか、あるいは、コントローラ２０２において精度の良い制御信号ｙ（ｎ）が生成できず、スピーカ２２から相殺音を出力しても、マイクロフォン１８の位置での共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）が完全に打ち消されずに残ってしまう。この結果、次のサンプリング（ｎ＋１）では、共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）に対し安定した消音制御を行うことができないという問題がある。
【００２１】
本発明は、このような問題を考慮してなされたものであり、より簡単なデジタル信号処理により制御信号を生成することが可能になると共に、該制御信号の生成に関わる演算負荷の軽減と、より安価な構成とを共に実現することが可能な能動型騒音制御装置を提供することを目的とする。
【００２２】
また、本発明は、より安定したロードノイズの消音制御を行うことによって該ロードノイズを確実に低減することが可能な能動型騒音制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
この項目では、理解の容易化のために、この明細書中に添付の図面中の参照数字を付けて説明するが、この項目に記載した内容がその参照数字を付けたものに限定して解釈されるものではない。
【００２４】
この発明に係る能動型騒音制御装置（ＡＮＣ）２０４は、基本的には、車室１４内の騒音を相殺するための制御信号ｙ（ｎ）、ｙ（ｎ−１）を生成する制御手段５０と、前記制御信号ｙ（ｎ）、ｙ（ｎ−１）を前記騒音の相殺音として前記車室１４内に出力する音出力手段２２と、前記騒音と前記相殺音との相殺誤差音を相殺誤差信号ｅ（ｎ）として前記制御手段５０に出力する相殺誤差信号検出手段１８とを有する。
【００２５】
そして、このＡＮＣ２０４における第１の発明では、図１〜図５に示すように、前記制御手段５０は、前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）をアナログ信号からデジタル信号に変換するＡＤ変換部５９と、前記音出力手段２２と前記相殺誤差信号検出手段１８との間の伝達特性に対応する（を同定した）補正値Ｃ＾に基づいて前記制御信号ｙ（ｎ−１）を補正してデジタル信号のエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を生成するエコーキャンセル部５８と、前記デジタル信号に変換された前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）から前記エコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を減算して第１基準信号ｘ（ｎ）を生成する減算器６０と、前記車室１４の共鳴特性から定まる共鳴周波数ｆの１／４周期に相当する時間Ｚ-nだけ前記第１基準信号ｘ（ｎ）を遅延させて第２基準信号ｘ´（ｎ）を生成する遅延フィルタ５４と、前記第１基準信号ｘ（ｎ）を補正して第１補正信号Ａ・ｘ（ｎ）を生成する第１フィルタ６２と、前記第２基準信号ｘ´（ｎ）を補正して第２補正信号Ｂ・ｘ´（ｎ）を生成する第２フィルタ６４と、前記第１補正信号Ａ・ｘ（ｎ）と前記第２補正信号Ｂ・ｘ´（ｎ）とを合成して前記制御信号ｙ（ｎ）を生成する加算器５６と、前記制御信号ｙ（ｎ）をデジタル信号からアナログ信号に変換して前記音出力手段２２に出力するＤＡ変換部６５とを有することを特徴としている。
【００２６】
ここで、ロードノイズの共鳴音の共鳴周波数ｆは、車室構造により決定される既知の周波数であり、前記ＡＮＣ２０４では、この既知の共鳴周波数ｆにおける共鳴音を低減できることが望ましい。そのためには、前記共鳴周波数ｆを制御周波数とし且つ前記共鳴音に対して逆位相の制御信号ｙ（ｎ）を生成し、この制御信号ｙ（ｎ）を相殺音として前記音出力手段２２から出力する。
【００２７】
そこで、この第１の発明では、制御周波数ｆにおける音の前記音出力手段２２から前記相殺誤差信号検出手段１８までの伝達特性Ｃを同定した補正値Ｃ＾を記憶するエコーキャンセル部５８を備え、前記相殺誤差信号検出手段１８から出力された相殺誤差信号ｅ（ｎ）を、前記補正値Ｃ＾により制御信号ｙ（ｎ−１）を補正したエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）で減算することにより、相殺誤差信号検出手段１８の位置で消音しなければならなかった騒音ｄ（ｎ）を推定し、この推定した騒音ｄ（ｎ）をコントローラ２０２への入力信号である第１基準信号ｘ（ｎ）とする。
【００２８】
従って、ＡＮＣ２０４において、第１基準信号ｘ（ｎ）は、下記の（２）式で表わされる。
ｘ（ｎ）＝ｅ（ｎ）−Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）≒ｄ（ｎ）            （２）
【００２９】
ここで、前記伝達特性に対応する（を同定した）補正値Ｃ＾とは、音出力手段２２から相殺誤差信号検出手段１８までの音の伝達特性Ｃを含むＤＡＣ６５の入力側からＡＤＣ５９の出力側までの信号伝達特性である。
【００３０】
なお、実際の信号伝達特性は、例えば、図２に示すように、フーリエ変換装置からなる信号伝達特性測定装置３００をコントローラ２０２の入力側と出力側とに接続した状態で、前記コントローラ２０２側から前記ＤＡＣ６５に入力されたテスト信号と、前記減算器６０から前記コントローラ２０２側に出力された信号とに基づいて測定される。図２中、前記エコーキャンセル部５８には、前記信号伝達特性測定装置３００にて測定された信号伝達特性が前記補正値Ｃ＾として設定される。従って、前記信号伝達特性測定装置３００による前記信号伝達特性の測定方法によっては、前記補正値Ｃ＾は、前記音出力手段２２から前記相殺誤差信号検出手段１８までの信号伝達特性を示す場合や、上記例の測定方法のように、前記音出力手段２２から前記相殺誤差信号検出手段１８までの信号伝達特性を含む前記コントローラ２０２の出力側から入力側までの信号伝達特性を示す場合もある。
【００３１】
このような測定方法により、前記伝達特性Ｃを含む補正値（伝達特性）Ｃ＾を同定する。前述した伝達特性Ｃと同様に、伝達特性Ｃ＾もゲイン特性（振幅変化量）Ｇと位相遅れ（位相特性）φとに分けられる。
【００３２】
コントローラ２０２内では、遅延フィルタ５４が、第１基準信号ｘ（ｎ）を前記制御周波数ｆに基づく所定時間Ｚ-nだけ遅延させて第２基準信号ｘ´（ｎ）を生成し、加算器５６が、第１基準信号ｘ（ｎ）を補正した第１補正信号Ａ・ｘ（ｎ）と、第２基準信号ｘ´（ｎ）を補正した第２補正信号Ｂ・ｘ´（ｎ）とを合成して制御信号ｙ（ｎ）を生成する。
【００３３】
このように、コントローラ２０２は、減算器６０にて推定した騒音ｄ（ｎ）に基づいて、相殺誤差信号検出手段１８の位置において消音すべき騒音ｄ（ｎ＋１）を相殺するための制御信号ｙ（ｎ）｛＝−ｄ（ｎ＋１）／Ｃ＾｝を、第１基準信号ｘ（ｎ）と第２基準信号ｘ´（ｎ）とにより生成するので、この第１の発明では、ＦＩＲ型の適応フィルタを用いることなく簡単に且つ正確に相殺音を生成できると共に、より簡単な構成になって安価なＡＮＣ２０４を提供可能となる。
【００３４】
また、前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）からエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を減算して求めた前記騒音ｄ（ｎ）を第１基準信号ｘ（ｎ）とすることにより、前記騒音ｄ（ｎ）が存在する限り前記制御信号ｙ（ｎ）が生成可能となって前記相殺誤差信号検出手段１８の位置での騒音ｄ（ｎ＋１）に対する消音制御が安定化する。
【００３５】
すなわち、前記エコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を用いて前記騒音ｄ（ｎ）を推定せずに、前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）をそのまま前記第１基準信号ｘ（ｎ）とした場合（図１８参照）には、ある瞬間（サンプリング：ｎ＝ｉ）に相殺誤差信号検出手段１８の位置での騒音ｄ（ｉ）がたまたま完全に消音されてしまったとすると、ｅ（ｉ）＝ｘ（ｉ）＝０となるので、前記車室１４内に騒音ｄ（ｉ）が存在するにも関わらず、制御信号ｙ（ｉ）を生成できず｛ｙ（ｉ）＝０｝、スピーカ２２から相殺音を出力できなくなって、前記相殺誤差信号検出手段１８の位置における次のサンプリング（ｎ＝ｉ＋１）での騒音ｄ（ｉ＋１）を消音することができなくなるか、あるいは、精度の良い制御信号ｙ（ｉ）が生成できず、スピーカ２２から相殺音を出力しても、前記相殺誤差信号検出手段１８の位置における前記騒音ｄ（ｉ＋１）が完全に打ち消されずに残ってしまい、この結果、前記騒音ｄ（ｉ＋１）に対する消音制御の安定性を妨げることになるためである。
【００３６】
なお、前記所定時間Ｚ-nとは、π／２（９０［°］）に相当する時間であり、前記第１基準信号ｘ（ｎ）と前記第２基準信号ｘ´（ｎ）とは、図３Ｃのガウス平面上で互いに直交した信号となる。
【００３７】
また、前記ＡＮＣ２０４における第２の発明では、図６及び図７に示すように、前記制御手段５０は、前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）をアナログ信号からデジタル信号に変換するＡＤ変換部５９と、前記音出力手段２２と前記相殺誤差信号検出手段１８との間の伝達特性Ｃ（を同定した補正値Ｃ＾）で前記制御信号ｙ（ｎ−１）を補正してデジタル信号のエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を生成するエコーキャンセル部５８と、前記デジタル信号に変換された前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）から前記エコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を減算して第１基準信号ｘ（ｎ）を生成する減算器６０と、前記車室１４の共鳴特性から定まる共鳴周波数ｆに基づく所定時間Ｚ-mだけ前記第１基準信号ｘ（ｎ）を遅延させて第２基準信号ｘ´´（ｎ）を生成する遅延フィルタ５５と、前記第１基準信号ｘ（ｎ）と前記第２基準信号ｘ´´（ｎ）とを合成して合成信号｛ｘ（ｎ）＋ｘ´´（ｎ）｝を生成する加算器５６と、所定のゲインＰにより前記合成信号｛ｘ（ｎ）＋ｘ´´（ｎ）｝の振幅を所定の大きさに調整して前記制御信号ｙ（ｎ）を生成する振幅調整部７０と、前記制御信号ｙ（ｎ）をデジタル信号からアナログ信号に変換して前記音出力手段２２に出力するＤＡ変換部６５とを有することを特徴としている。
【００３８】
この第２の発明は、第１基準信号ｘ（ｎ）を遅延させる所定時間Ｚ-mが異なる点で、前記第１の発明とは異なる。なお、前記伝達特性（前記補正値）Ｃ＾も、第１の発明中の伝達特性Ｃ＾と同様に、ゲイン特性（振幅変化量）Ｇと位相遅れ（位相特性）φとに分けられる。
【００３９】
すなわち、前記所定時間Ｚ-mは、前記制御周波数ｆと、その制御周波数ｆにおける音の伝達特性Ｃ＾中の位相特性（位相遅れφ）とに基づく値であり、具体的には、第１基準信号ｘ（ｎ）と、騒音ｄ（ｎ）に対して逆位相の相殺音Ｃ＾・ｙ（ｎ）との位相差から、前記位相特性（位相遅れφ）を減算して得られた値の２倍の位相値２Ψに相当する時間である。
【００４０】
なお、この所定時間Ｚ-mは、実際には、テスト的に車室１４内に制御周波数ｆの騒音ｄ（ｎ）を発生させて、相殺誤差信号検出手段１８の位置で前記騒音ｄ（ｎ）が消音されたときの前記振幅調整部７０のゲインＰ及び位相値Ψに基づいて、試行錯誤的に求められる。
【００４１】
このように、上記の第１及び第２の発明によれば、従来のＦＩＲ型の適応フィルタを用いることなく前記制御信号ｙ（ｎ）を簡単に且つ正確に生成し、この制御信号ｙ（ｎ）を前記相殺音として前記音出力手段２２から前記車室１４内に出力するので、前記ロードノイズを含む前記車室１４内のドラミングノイズを確実に低減することができる。
【００４２】
特に、前記第１の発明では、前記遅延フィルタ５４は、前記共鳴周波数（前記制御周波数）ｆの１／４周期に相当する時間Ｚ-nだけ前記第１基準信号ｘ（ｎ）を遅延させて、すなわち、前記第１基準信号ｘ（ｎ）の位相を９０［°］ずらすことにより前記第２基準信号ｘ´（ｎ）を生成するので、前記第１基準信号ｘ（ｎ）と前記第２基準信号ｘ´（ｎ）とにより、相殺誤差信号検出手段１８の位置における消音すべき騒音ｄ（ｎ＋１）を相殺するための制御信号ｙ（ｎ）｛＝−ｄ（ｎ＋１）／Ｃ＾｝を、簡単に且つ正確に生成できると共に、より簡単な構成になって安価なＡＮＣ２０４を提供可能となる。
【００４３】
また、前記制御手段５０では、より簡単なデジタル信号処理によって前記制御信号ｙ（ｎ）を生成できるので、該制御信号ｙ（ｎ）の生成に関わる演算負荷が軽減される。従って、比較的安価なマイクロコンピュータを用いて、前記制御手段５０をより簡単な構成にすることができるので、安価なＡＮＣ２０４を提供することが可能となる。この結果、ＡＮＣ２０４のユニット全体の小型化を図ることができ、前記ＡＮＣ２０４と車両内のデジタルオーディオユニットとの一体化も可能となる。
【００４４】
上記の第１の発明において、前記エコーキャンセル部５８は、前記伝達特性Ｃ＾中の位相特性（位相遅れφ）の余弦値Ｃｒにより前記第１基準信号ｘ（ｎ）を補正して出力する第１余弦補正部８０と、前記位相特性の正弦値Ｃｉにより前記第２基準信号ｘ´（ｎ）を補正して出力する第１正弦補正部８２と、前記第１余弦補正部８０の出力から前記第１正弦補正部８２の出力を減算して減算信号Ｓｍを生成する減算部８８と、前記余弦値Ｃｒにより前記第２基準信号ｘ´（ｎ）を補正して出力する第２余弦補正部８４と、前記正弦値Ｃｉにより前記第１基準信号ｘ（ｎ）を補正して出力する第２正弦補正部８６と、前記第２余弦補正部８４の出力及び前記第２正弦補正部８６の出力を加算して加算信号Ｓｐを生成する第１加算部９０と、前記減算信号Ｓｍを補正して出力する第１補正フィルタ部９２と、前記加算信号Ｓｐを補正して出力する第２補正フィルタ部９４と、前記第１補正フィルタ部９２の出力及び前記第２補正フィルタ部９４の出力を加算して前記エコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を生成し前記減算器６０に出力する第２加算部９６とを有することが好ましい。
【００４５】
この場合、前記エコーキャンセル部５８において、前記エコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を生成するために必要な演算処理が、前記第１余弦補正部８０、前記第２余弦補正部８４、前記第１正弦補正部８２及び前記第２正弦補正部８６での４回の補正処理と、前記減算部８８での１回の減算処理と、前記第１加算部９０での１回の加算処理と、前記第１補正フィルタ部９２及び前記第２補正フィルタ部９４での２回の補正処理と、前記第２加算部９６での１回の加算処理との合計９回分の四則演算を含む演算処理となる。この結果、前記エコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を生成するために必要な演算量を削減することが可能となる。
【００４６】
また、前記第１フィルタ６２、前記第２フィルタ６４、前記第１補正フィルタ部９２及び前記第２補正フィルタ部９４は、適応フィルタであり、前記制御手段５０は、前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）及び前記減算信号Ｓｍに基づいて前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）が最小となるように前記第１フィルタ６２及び前記第１補正フィルタ部９２の各フィルタ係数Ａを更新する第１フィルタ係数更新部１００と、前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）及び前記加算信号Ｓｐに基づいて前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）が最小となるように前記第２フィルタ６４及び前記第２補正フィルタ部９４の各フィルタ係数Ｂを更新する第２フィルタ係数更新部１０２とをさらに有することが好ましい。
【００４７】
これにより、前記車室１４内における前記音出力手段２２及び前記相殺誤差信号検出手段１８の配置の量産ばらつきによる伝達特性Ｃ、Ｃ＾のばらつきや、経時劣化等による伝達特性Ｃ、Ｃ＾の変化があっても、適応制御により、前記第１フィルタ６２及び前記第１補正フィルタ部９２のフィルタ係数Ａや、前記第２フィルタ６４及び前記第２補正フィルタ部９４のフィルタ係数Ｂが更新されるので、前記車室１４内の騒音を精度良く消音することが可能となる。
【００４８】
この場合、前記第１フィルタ６２、前記第２フィルタ６４、前記第１補正フィルタ部９２及び前記第２補正フィルタ部９４を適応ノッチフィルタとすれば、所定周波数ｆのロードノイズを確実に消音することができる。
【００４９】
また、前記制御手段５０は、遅延フィルタ用ＤＡ変換部７５と遅延フィルタ用ＡＤ変換部７７とをさらに有し、前記遅延フィルタ７４は、前記制御周波数ｆでの位相遅れが該制御周波数ｆの１／４周期に相当する位相遅れとなるオールパスフィルタであり、前記遅延フィルタ用ＤＡ変換部７５は、前記第１基準信号ｘ（ｎ）をデジタル信号からアナログ信号に変換して前記遅延フィルタ７４に出力し、前記遅延フィルタ用ＡＤ変換部７７は、前記第２基準信号ｘ´（ｎ）をアナログ信号からデジタル信号に変換して前記第２フィルタ６４に出力することが好ましい。
【００５０】
これにより、前記遅延フィルタ７４をアナログ回路のフィルタで構成することが可能となる。従って、前記制御手段５０をマイクロコンピュータを含んで構成する際に、前記遅延フィルタ７４を前記マイクロコンピュータに組み込むことが不要となるので、該マイクロコンピュータをより簡単な構成とすることができる。
【００５１】
また、前記ＡＮＣ２０４は、前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）のうち、所定周波数以下の信号のみを通過させて前記制御手段５０に出力するアンチエイリアシングフィルタ６６をさらに有し、前記所定周波数は、前記制御周波数ｆよりも高い周波数であることが好ましい。
【００５２】
これにより、前記制御手段５０をマイクロコンピュータを含んで構成し、デジタル信号処理により前記制御信号ｙ（ｎ）を生成する場合に、前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）に含まれる前記所定周波数以上の折り返し雑音を除去してから、前記雑音が除去された前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）が前記マイクロコンピュータに入力されるので、前記マイクロコンピュータ内において前記制御信号ｙ（ｎ）を精度良く生成することができる。
【００５３】
また、前記ＡＮＣ２０４は、前記制御手段５０から出力される前記制御信号ｙ（ｎ）に含まれる高周波成分を除去し、該高周波成分が除去された前記制御信号ｙ（ｎ）を前記音出力手段２２に出力するリコンストラクションフィルタ６８をさらに有し、前記高周波成分は、前記制御周波数ｆよりも高い周波数の信号成分であることが好ましい。
【００５４】
これにより、前記制御手段５０をマイクロコンピュータを含んで構成し、デジタル信号処理により前記制御信号ｙ（ｎ）を生成し、この制御信号ｙ（ｎ）をアナログ信号に変換して前記音出力手段２２に出力する場合に、前記アナログ信号に含まれる前記高周波成分を除去することで、前記アナログ信号が時間経過に対して滑らかな波形となり、この結果、前記高周波成分が除去された前記制御信号ｙ（ｎ）を前記音出力手段２２から高音質の相殺音として出力することが可能となる。
【００５５】
また、前記ＡＮＣ２０４は、前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）のうち、前記制御周波数ｆを中心周波数とする所定の周波数帯域の信号のみを通過させて前記制御手段５０に出力するバンドパスフィルタ７２をさらに有することが好ましい。
【００５６】
これにより、前記制御手段５０をマイクロコンピュータを含んで構成し、デジタル信号処理により前記制御信号ｙ（ｎ）を生成する場合に、前記相殺誤差信号ｅ（ｎ）のうち所定周波数帯域の信号のみを通過させ、通過した前記信号が前記マイクロコンピュータに入力されるので、前記マイクロコンピュータ内において前記制御信号ｙ（ｎ）をより高精度に生成することが可能となる。
【発明の効果】
【００５７】
この発明によれば、従来のＦＩＲ型の適応フィルタを用いることなく制御信号を簡単且つ正確に生成し、この制御信号を相殺音として音出力手段から車室内に出力するので、ロードノイズを含む前記車室内のドラミングノイズを確実に低減することができる。
【００５８】
また、制御手段では、より簡単なデジタル信号処理によって前記制御信号を生成できるので、該制御信号の生成に関わる演算負荷が軽減される。従って、比較的安価なマイクロコンピュータを用いて、前記制御手段をより簡単な構成にすることができるので、安価なＡＮＣを提供することが可能となる。この結果、ＡＮＣのユニット全体の小型化を図ることができ、前記ＡＮＣと車両内のデジタルオーディオユニットとの一体化も可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５９】
以下、本発明に係る能動型騒音制御装置の好適な実施形態について、図面を参照しながら説明するが、その説明に先立って、各実施形態に係る能動型騒音制御装置（以下、ＡＮＣともいう。）の基本概念（第１及び第２の基本概念）について、図１〜図７を参照しながら説明する。
【００６０】
なお、第１及び第２の基本概念では、従来技術に係るＡＮＣ２００（図１８参照）と同じ構成要素について、同じ参照符号を付けて説明する。
【００６１】
図１は、第１の基本概念が適用されたＡＮＣ２０４の概略ブロック図である。
【００６２】
ＡＮＣ２０４は、非周期性騒音対応のフィードバック制御のＡＮＣであり、車両の車室１４内に配置されたマイクロフォン（相殺誤差信号検出手段）１８及びスピーカ（音出力手段）２２と、制御手段５０とを有する。該制御手段５０は、ＡＤＣ（ＡＤ変換部）５９と、エコーキャンセル部５８と、減算器６０と、コントローラ２０２と、ＤＡＣ（ＤＡ変換部）６５とを有する。なお、図１は、所定時刻ｔ（ｎ）のサンプリングｎにおけるＡＮＣ２０４の動作を示しており、以下の各ブロック図に対する説明でも同様とする。
【００６３】
コントローラ２０２は、所定の伝達関数Ｈを有し、所定のフィルタ係数（ゲイン）Ａの第１フィルタ６２と、所定のフィルタ係数（ゲイン）Ｂの第２フィルタ６４と、遅延フィルタ５４と、加算器５６とから構成される。
【００６４】
ここで、サンプリング（ｎ−１）の時刻ｔ（ｎ−１）において、コントローラ２０２は、車室１４内の騒音を相殺するためのデジタル信号の制御信号ｙ（ｎ−１）を生成し、ＤＡＣ６５は、該制御信号ｙ（ｎ−１）をデジタル信号からアナログ信号に変換し、スピーカ２２は、アナログ信号の制御信号ｙ（ｎ−１）を前記騒音の相殺音として車室１４内に出力したものと仮定する。
【００６５】
この場合、マイクロフォン１８は、車室１４の音響モードの腹部分に配置され、サンプリングｎにおいて、前記相殺音と前記騒音との差（相殺誤差音）を相殺誤差信号ｅ（ｎ）としてＡＤＣ５９に出力する。なお、前記騒音には、車室１４内で非周期的に発生し且つ該車室１４の形状に起因して所定の共鳴周波数ｆで音圧レベルが高くなる共鳴音（非周期性の共鳴騒音）が含まれる。
【００６６】
ＡＤＣ５９は、相殺誤差信号ｅ（ｎ）をアナログ信号からデジタル信号に変換し減算器６０に出力する。エコーキャンセル部５８は、制御周波数ｆの音におけるスピーカ２２からマイクロフォン１８までの伝達特性Ｃを表わす補正値Ｃ＾により制御信号ｙ（ｎ−１）を補正してエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を生成し、減算器６０に出力する。なお、エコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）は、スピーカ２２からマイクロフォン１８に到達した相殺音に応じた信号である。
【００６７】
ここで、補正値Ｃ＾とは、制御周波数ｆの音におけるスピーカ２２からマイクロフォン１８までの伝達特性Ｃを含むＤＡＣ６５の入力側からＡＤＣ５９の出力側までの信号伝達特性である。
【００６８】
なお、実際の信号伝達特性は、例えば、図２に示すように、フーリエ変換装置からなる信号伝達特性測定装置３００をコントローラ２０２の入力側と出力側とに接続した状態で、コントローラ２０２側からＤＡＣ６５に入力されたテスト信号と、減算器６０からコントローラ２０２側に出力された信号とに基づいて測定される。図１及び図２中、エコーキャンセル部５８には、信号伝達特性測定装置３００にて測定された信号伝達特性が補正値Ｃ＾として設定される。従って、信号伝達特性測定装置３００による前記信号伝達特性の測定方法によっては、前記補正値Ｃ＾は、スピーカ２２からマイクロフォン１８までの信号伝達特性を示す場合や、上記例の測定方法のように、スピーカ２２からマイクロフォン１８までの信号伝達特性を含むコントローラ２０２の出力側から入力側までの信号伝達特性を示す場合もある。
【００６９】
このような測定方法により、伝達特性Ｃを含む補正値（伝達特性）Ｃ＾を同定する。前述したように、伝達特性Ｃは、ゲイン特性（振幅変化量）Ｇ´と位相遅れ（位相特性）φ´とに分けられ、一方で、補正値Ｃ＾は、ゲイン特性（振幅変化量）Ｇと位相遅れ（位相特性）φとに分けられる。
【００７０】
減算器６０は、前記相殺誤差音に応じた相殺誤差信号ｅ（ｎ）から、前記相殺音に応じたエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を減算することにより、マイクロフォン１８の位置における共鳴騒音ｄ（ｎ）を推定し第１基準信号ｘ（ｎ）としてコントローラ２０２に出力する。コントローラ２０２は、入力された第１基準信号ｘ（ｎ）に基づいて、マイクロフォン１８の位置における次のサンプリング（ｎ＋１）にて消音すべき共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）に対して、該マイクロフォン１８の位置で逆位相且つ同一振幅となるような相殺音Ｃ＾・ｙ（ｎ）に応じた制御信号ｙ（ｎ）を生成する。
【００７１】
次に、第１の基本概念について、図１と、図３Ａ〜図３Ｃに示すガウス平面上のベクトル図とを参照しながら、具体的に説明する。
【００７２】
先ず、サンプリングｎにおいて、マイクロフォン１８に到達する相殺音は、Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）となるので、マイクロフォン１８から出力される相殺誤差信号ｅ（ｎ）は、下記の（３）式で表わされる。
ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）                      （３）
【００７３】
ＡＤＣ５９では、相殺誤差信号ｅ（ｎ）をアナログ信号からデジタル信号に変換して減算器６０に出力する。
【００７４】
エコーキャンセル部５８は、補正値Ｃ＾により前回のサンプリング（ｎ−１）の際にコントローラ２０２から出力された制御信号ｙ（ｎ−１）を補正してエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を生成し、減算器６０に出力する。
【００７５】
減算器６０は、相殺誤差信号ｅ（ｎ）からエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を減算してｄ（ｎ）を推定し、この推定したｄ（ｎ）を第１基準信号ｘ（ｎ）としてコントローラ２０２に出力する。
【００７６】
ここで、第１基準信号ｘ（ｎ）は、上記（３）式より下記の（４）式で表わすことができる。
ｘ（ｎ）＝ｅ（ｎ）−Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）≒ｄ（ｎ）            （４）
【００７７】
すなわち、（４）式によれば、第１基準信号ｘ（ｎ）は、相殺誤差信号ｅ（ｎ）と制御信号ｙ（ｎ−１）とに基づいて求められたマイクロフォン１８の位置での共鳴騒音ｄ（ｎ）に相当する。
【００７８】
次に、コントローラ２０２内での制御信号ｙ（ｎ）の生成について説明する。
【００７９】
図３Ａに示すように、コントローラ２０２は、今回のサンプリングｎにおける第１基準信号ｘ（ｎ）｛≒ｄ（ｎ）｝に基づいて、マイクロフォン１８の位置における次のサンプリング（ｎ＋１）での消音すべき共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）に対し、このマイクロフォン１８の位置で逆位相且つ同一振幅となるような相殺音Ｃ＾・ｙ（ｎ）｛＝−ｄ（ｎ＋１）｝に応じた制御信号ｙ（ｎ）（図３Ｂ参照）を、サンプリングｎにおいて生成できれば、この制御信号ｙ（ｎ）を相殺音としてスピーカ２２から車室１４内に出力することで、該共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）を相殺音Ｃ＾・ｙ（ｎ）により確実に消音することが可能となる。
【００８０】
すなわち、共鳴騒音ｄ（ｎ）が存在する限り、制御信号ｙ（ｎ）が出力可能となって、マイクロフォン１８の位置における共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）の消音制御が安定化する。
【００８１】
前述したように、スピーカ２２からマイクロフォン１８までの伝達特性Ｃは、補正値Ｃ＾で同定され、この補正値Ｃ＾は、ゲイン特性Ｇと位相遅れφとに分けられる。そのため、図３Ｂに示すように、マイクロフォン１８に到達する相殺音Ｃ＾・ｙ（ｎ）は、制御信号ｙ（ｎ）の大きさをＧ倍し、さらに、Ｇ・ｙ（ｎ）を位相遅れφだけ回転させたものとなる。従って、コントローラ２０２では、第１基準信号ｘ（ｎ）を用いて制御信号ｙ（ｎ）を生成することになる。
【００８２】
しかしながら、図３Ａ及び図３Ｂに示す第１基準信号ｘ（ｎ）のみでは、制御信号ｙ（ｎ）を生成できない。
【００８３】
そこで、図３Ｃに示すように、第１基準信号ｘ（ｎ）に直交し且つ同一振幅の第２基準信号ｘ´（ｎ）を生成し、第１基準信号ｘ（ｎ）及び第２基準信号ｘ´（ｎ）に基づいて制御信号ｙ（ｎ）を生成する。この場合、制御信号ｙ（ｎ）は、第１基準信号ｘ（ｎ）にフィルタ係数（ゲイン）Ａを乗じたＡ・ｘ（ｎ）と、第２基準信号ｘ´（ｎ）にフィルタ係数（ゲイン）Ｂを乗じたＢ・ｘ（ｎ）との合成ベクトルである｛ｙ（ｎ）＝Ａ・ｘ（ｎ）＋Ｂ・ｘ´（ｎ）｝。
【００８４】
すなわち、図１及び図３Ｃを参照しながら説明すると、コントローラ２０２は、先ず、第１基準信号ｘ（ｎ）を下記の（５）式で表わされる余弦波信号とする。
ｘ（ｎ）＝ｃｏｓ｛２πｆ×ｔ（ｎ）｝≒ｄ（ｎ）                （５）
【００８５】
遅延フィルタ５４は、車室１４の共鳴特性から定まる共鳴周波数ｆの１／４周期に相当する時間Ｚ-n（９０［°］）だけ第１基準信号ｘ（ｎ）を遅延させて、該第１基準信号ｘ（ｎ）に直交し且つ同一振幅の下記の（６）式で表わされる正弦波信号（第２基準信号）ｘ´（ｎ）を生成する。
ｘ´（ｎ）＝ｃｏｓ［２πｆ×｛ｔ（ｎ）＋π／２｝］
＝ｓｉｎ｛２πｆ×ｔ（ｎ）｝                      （６）
【００８６】
第１フィルタ６２は、上記の第１基準信号ｘ（ｎ）にフィルタ係数Ａを乗じて第１補正信号Ａ・ｘ（ｎ）を生成し加算器５６に出力する。第２フィルタ６４は、上記の第２基準信号ｘ´（ｎ）にフィルタ係数Ｂを乗じて第２補正信号Ｂ・ｘ´（ｎ）を生成し加算器５６に出力する。加算器５６は、第１補正信号Ａ・ｘ（ｎ）と第２補正信号Ｂ・ｘ´（ｎ）とを合成して、下記の（７）式で表わされる制御信号ｙ（ｎ）を生成する。
ｙ（ｎ）＝Ａ・ｘ（ｎ）＋Ｂ・ｘ´（ｎ）
＝Ａ・ｃｏｓ｛２πｆ・ｔ（ｎ）｝
＋Ｂ・ｓｉｎ｛２πｆ・ｔ（ｎ）｝                    （７）
【００８７】
従って、上記の制御信号ｙ（ｎ）をＤＡＣ６５にてデジタル信号からアナログ信号に変換し、スピーカ２２から相殺音として車室１４内に出力すると、サンプリング（ｎ＋１）では、マイクロフォン１８に到達する相殺音Ｃ＾・ｙ（ｎ）により該マイクロフォン１８の位置における共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）が低減される。なお、前述したように、Ｃ＾・ｙ（ｎ）は、共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）とは逆位相の相殺音であり、Ｇ・ｙ（ｎ）は、Ｃ＾・ｙ（ｎ）から位相遅れφを除去したものである。
【００８８】
このように、第１の基本概念によれば、マイクロフォン１８が相殺誤差信号ｅ（ｎ）を出力したときに、マイクロフォン１８の位置において消音すべき共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）を相殺するための制御信号ｙ（ｎ）｛＝−ｄ（ｎ＋１）／Ｃ＾｝を、第１基準信号ｘ（ｎ）と第２基準信号ｘ´（ｎ）とにより生成可能となるので、ＦＩＲ型の適応フィルタを用いることなく簡単に且つ正確に相殺音Ｃ＾・ｙ（ｎ）を生成できると共に、より簡単な構成になって安価なＡＮＣ２０４を提供可能となる。
【００８９】
また、相殺誤差信号信号ｅ（ｎ）からエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を減算して求めた共鳴騒音ｄ（ｎ）を第１基準信号ｘ（ｎ）とすることにより、共鳴騒音ｄ（ｎ）が存在する限り、制御信号ｙ（ｎ）が生成可能となって、マイクロフォン１８の位置での共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）に対する消音制御が安定化する。
【００９０】
図４及び図５は、遅延フィルタ５４における第２基準信号ｘ´（ｎ）の生成方法の説明図である。ここでは、制御手段５０内でのサンプリング周期をＴとして説明する。
【００９１】
前記時間Ｚ-nは、前述したように、制御周波数ｆの１／４周期に相当する時間であり、さらに、Ｚ-n≫Ｔ且つＺ-n＝ｍ×Ｔ（ｍ：整数）に設定されている。例えば、制御周波数ｆ＝３０［Ｈｚ］とし、サンプリング周波数（＝１／Ｔ）を３０００［Ｈｚ］とすると、Ｚ-n＝（１／４）×（１／３０）［ｓ］＝１／１２０［ｓ］及びＴ＝１／３０００［ｓ］となるので、ｍ＝Ｚ-n／Ｔ＝３０００／１２０＝２５となり、制御周波数ｆの１周期（１／３０［ｓ］）は、Ｔ＝１／３０００［ｓ］に対して１００サンプリング分に相当し、Ｚ-n＝１／１２０［ｓ］は、２５サンプリング分（π／２に応じた時間）に相当することになる。
【００９２】
図４において、遅延フィルタ５４（図１参照）は、ｍに１を加算したＮ個（Ｎ＝ｍ＋１）のバッファから構成されている。
【００９３】
図４では、説明を簡単にするために、ｍ＝４、Ｎ＝ｍ＋１＝５、すなわち、遅延時間Ｚ-nが前記サンプリング周期の４倍で、遅延フィルタ５４を５個のバッファで構成したものと仮定して説明する。また、前述したように、第１基準信号ｘ（ｎ）を余弦波信号とした際に、第２基準信号ｘ´（ｎ）は正弦波信号となるので、図４では、第１基準信号ｘ（ｎ）を示す余弦波信号２２０と、第２基準信号ｘ´（ｎ）を示す正弦波信号２２２とがそれぞれ記載されている。
【００９４】
ここで、遅延フィルタ５４（図１参照）は、サンプリング毎に余弦波信号２２０として減算器６０から出力される瞬時値ａｎ（ｎ＝１、２、…、ｉ、…）をバッファ０〜４に順次格納する。
【００９５】
また、遅延時間Ｚ-n＝ｍ・Ｔ＝４Ｔであるので、遅延フィルタ５４では、瞬時値ａｉを格納したバッファからｍ回サンプリング前（ｎ＝ｉ−ｍ）の瞬時値ａ（ｉ−４）を格納するバッファに対し、格納されている瞬時値ａ（ｉ−４）を読み出して、サンプリングｉにおける第２基準信号ｘ´（ｉ）とする。例えば、ｉ＝７では、瞬時値ａ７がバッファ１に格納されるが、一方で、バッファ２に格納されている４回サンプリング前（ｎ＝３）の瞬時値ａ３が読み出されて、ｉ＝７における第２基準信号ｘ´（７）となる。
【００９６】
従って、第１基準信号ｘ（ｉ）をサンプリングｉのタイミングで減算器６０から出力された瞬時値ａｉとすると、第２基準信号ｘ´（ｉ）は、瞬時値ａ（ｉ−４）となり、第１基準信号ｘ（ｉ）に対して１／４周期だけ遅延した信号となる。
【００９７】
ここで、前記バッファの数をＮ＝ｍ＋１としたのは、遅延時間Ｚ-n分に相当する瞬時値データａｎを格納すると共に、現在のサンプリングｎで減算器６０から出力された瞬時値ａｎも格納可能とするためである。
【００９８】
また、図４から分かるように、前記バッファの数がｍより１つだけ多いことより、「サンプリングｎ＝ｉで瞬時値ａｉを格納したバッファからｍ回サンプリング前（ｎ＝ｉ−ｍ）の瞬時値ａ（ｉ−４）を格納するバッファ」とは、次のサンプリング（ｉ＋１）で更新されるバッファである。
【００９９】
なお、遅延フィルタ５４を上記のバッファに代えてシフトレジスタで構成する場合には、図５に示すように、該シフトレジスタをＮ＝ｍのレジスタで構成する。
【０１００】
この場合、遅延フィルタ５４は、サンプリングｎ毎に瞬時値ａｎをレジスタに順次格納すると共に、格納前の最も古い瞬時値（最古データ）ａｎを第２基準信号ｘ´（ｎ）として読み出す。従って、第１基準信号ｘ（ｉ）をサンプリングｉのタイミングで減算器６０から出力された瞬時値ａｉとすると、第２基準信号ｘ´（ｉ）は瞬時値ａ（ｉ−４）となり、第１基準信号ｘ（ｉ）に対して１／４周期だけ遅延した信号となる。
【０１０１】
このように、第１の基本概念によれば、マイクロフォン１８が相殺誤差信号ｅ（ｎ）を出力したときに、マイクロフォン１８の位置において消音すべき共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）を相殺するための制御信号ｙ（ｎ）｛＝−ｄ（ｎ＋１）／Ｃ＾｝を、第１基準信号ｘ（ｎ）と第２基準信号ｘ´（ｎ）とにより生成可能となるので、ＦＩＲ型の適応フィルタを用いることなく簡単に且つ正確に相殺音Ｃ＾・ｙ（ｎ）を生成できると共に、より簡単な構成になって安価なＡＮＣ２０４を提供可能となる。
【０１０２】
また、相殺誤差信号信号ｅ（ｎ）からエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）を減算して求めた共鳴騒音ｄ（ｎ）を第１基準信号ｘ（ｎ）とすることにより、共鳴騒音ｄ（ｎ）が存在する限り、制御信号ｙ（ｎ）が生成可能となって、マイクロフォン１８の位置での共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）に対する消音制御が安定化する。
【０１０３】
次に、第２の基本概念について、図６及び図７を参照しながら説明する。第２の基本概念は、コントローラ２０２が、遅延フィルタ５５と、加算器５６と、所定のフィルタ係数（ゲイン）Ｐのフィルタ（振幅調整部）７０とから構成されている点で、第１の基本概念（図１〜図５参照）とは異なる。
【０１０４】
すなわち、第２の基本概念でも、第１の基本概念と同様に、今回のサンプリングｎにおける第１基準信号ｘ（ｎ）｛≒ｄ（ｎ）｝に基づいて、マイクロフォン１８の位置における次のサンプリング（ｎ＋１）での消音すべき共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）に対して、このマイクロフォン１８の位置で逆位相且つ同一振幅となるような相殺音Ｃ＾・ｙ（ｎ）に応じた制御信号ｙ（ｎ）をサンプリングｎにおいて生成する点で共通しているが、コントローラ２０２内での制御信号ｙ（ｎ）の生成方法が第１の基本概念とは異なる。なお、第２の基本概念でも、補正値Ｃ＾は、ゲイン特性（振幅変化量）Ｇと位相遅れ（位相特性）φとに分けられる。
【０１０５】
遅延フィルタ５５は、上記の（５）式で表わされる第１基準信号ｘ（ｎ）を所定時間Ｚ-mだけ遅延させて（所定角度２Ψだけ位相を遅らせて）、下記の（８）式で表わされる第２基準信号ｘ´´（ｎ）を生成する。
ｘ´´（ｎ）＝ｃｏｓ［２πｆ×｛ｔ（ｎ）＋２Ψ｝］          （８）
【０１０６】
従って、第２基準信号ｘ´´（ｎ）は、図７に示すように、第１基準信号ｘ（ｎ）に対し同一振幅で且つ位相が２Ψだけ回転した信号となる。
【０１０７】
なお、前記所定時間Ｚ-mは、共鳴騒音ｄ（ｎ）の共鳴周波数ｆを制御周波数とした際に、この制御周波数ｆと、該制御周波数ｆにおける音の伝達特性（補正値）Ｃ＾中の位相遅れ（位相特性）φとに基づく所定値であり、具体的には、第１基準信号ｘ（ｎ）と、共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）に対して逆位相且つ同一振幅の相殺音Ｃ＾・ｙ（ｎ）との位相差から、位相遅れ（位相特性）φを減算して得られた値の２倍の位相値２Ψに相当する時間である。また、この所定時間Ｚ-mは、実際には、テスト的に車室１４内に制御周波数ｆの騒音を発生させて、マイクロフォン１８の位置で前記騒音が消音されたときのフィルタ７０のゲインＰ及び位相値Ψに基づいて、試行錯誤的に求められる。
【０１０８】
加算器５６は、第１基準信号ｘ（ｎ）と第２基準信号ｘ´´（ｎ）とを合成してフィルタ７０に出力する。
【０１０９】
フィルタ７０では、加算器５６からの｛ｘ（ｎ）＋ｘ´´（ｎ）｝に基づいて制御信号ｙ（ｎ）を生成する。
【０１１０】
この場合、フィルタ７０内では、図７に示すように、第１基準信号ｘ（ｎ）に所定のフィルタ係数（ゲイン）Ｐを乗じてＰ・ｘ（ｎ）を生成すると共に、第２基準信号ｘ´´（ｎ）に所定のフィルタ係数（ゲイン）Ｐを乗じてＰ・ｘ´´（ｎ）を生成し、Ｐ・ｘ（ｎ）及びＰ・ｘ´´（ｎ）の合成信号を制御信号ｙ（ｎ）として生成する。
【０１１１】
すなわち、制御信号ｙ（ｎ）及び第１基準信号ｘ（ｎ）により形成される三角形２０６と、制御信号ｙ（ｎ）及び第２基準信号ｘ´´（ｎ）により形成される三角形２０８との間では、制御信号ｙ（ｎ）に沿った一辺と、ｘ（ｎ）及びｘ´´（ｎ）に沿った一辺（Ｐ）と、位相値Ψとがそれぞれ等しいので、二辺挟角により合同の関係が成り立つので、制御信号ｙ（ｎ）は、下記の（９）式で表わされる。
ｙ（ｎ）＝Ｐ×ｘ（ｎ）＋Ｐ×ｘ´´（ｎ）
＝Ｐ［ｃｏｓ｛２πｆ×ｔ（ｎ）｝
＋ｃｏｓ［２πｆ×｛ｔ（ｎ）＋２Ψ｝］］          （９）
【０１１２】
従って、フィルタ７０では、｛ｘ（ｎ）＋ｘ´´（ｎ）｝にフィルタ係数（ゲイン）Ｐを乗じて制御信号ｙ（ｎ）を生成する。
【０１１３】
このように、第２の基本概念でも、マイクロフォン１８が相殺誤差信号ｅ（ｎ）を出力したときに、マイクロフォン１８の位置において消音すべき共鳴騒音ｄ（ｎ＋１）を相殺するための制御信号ｙ（ｎ）｛＝−ｄ（ｎ＋１）／Ｃ＾｝を、第１基準信号ｘ（ｎ）と第２基準信号ｘ´´（ｎ）とにより生成可能となるので、ＦＩＲ型の適応フィルタを用いることなく簡単に且つ正確に相殺音Ｃ＾・ｙ（ｎ）を生成できると共に、より簡単な構成になって安価なＡＮＣ２０４を提供可能となる。
【０１１４】
次に、第１及び第２の基本概念（図１〜図７参照）に係るＡＮＣ２０４の具体例（第１〜第８実施形態に係るＡＮＣ１０Ａ〜１０Ｈ）について、図８〜図１７を参照しながら説明する。なお、各実施形態において、第１及び第２の基本概念中の構成要素と同じ構成要素については、同一の参照符号を付けて、その詳細な説明を省略し、以下同様とする。
【０１１５】
図８及び図９は、第１の基本概念（図１〜図５参照）の具体例である第１実施形態に係るＡＮＣ１０Ａの概略ブロック図である。
【０１１６】
ＡＮＣ１０Ａは、図８に示す車両１２に適用され、マイクロコンピュータ５２（図９参照）を含んだＡＮＣ用電子制御装置２０と、車室１４の所定位置、例えば、前座席２４の下方に配置されたスピーカ２２と、車室１４における図示しない乗員の耳位置近傍、例えば、前座席２４のヘッドレスト２６に配置されたマイクロフォン１８とから基本的に構成される。
【０１１７】
ここで、マイクロフォン１８の位置における騒音は、（１）車両１２の図示しないエンジン等の振動・騒音源から発生する騒音に起因して車室１４内に発生する騒音や、前記振動・騒音源の振動に起因して車室１４内に発生する周期性の騒音｛エンジンこもり音（エンジン騒音）｝と、（２）車両１２の走行時において、複数のタイヤ１９と路面２１との接触に起因して車室１４内に発生する非周期性の低周波騒音｛ドラミングノイズ（ロードノイズ）｝とを含む。
【０１１８】
また、（２）のロードノイズは、車室１４の共鳴特性に起因して、所定の共鳴周波数ｆでは、音圧レベルの高い共鳴音｛前述の共鳴騒音ｄ（ｎ）｝となる。この共鳴音は、所定の共鳴周波数ｆ（例えば、４０［Ｈｚ］）を中心周波数とするロードノイズである。すなわち、前記共鳴音は、共鳴室の構造、例えば、車室１４の前後方向又は左右方向の長さにより定まる共鳴周波数ｆにて車室１４内で共鳴するロードノイズをいい、セダン等の乗用自動車の車室１４は、該車室１４内で４０［Ｈｚ］程度の周波数にて共鳴するような音響モードの共鳴特性を有する。従って、前記共鳴周波数ｆは、車室１４の構造により決定される既知の周波数である。
【０１１９】
このように、前記ロードノイズは、車室１４の音響モードの影響を強く受けているので、マイクロフォン１８は、車室１４内において、該車室１４の音響モードの腹部分１６ａ（車室１４内における前座席２４の前方部分）に配置される。なお、このような腹部分としては、前述した腹部分１６ａ以外にも、前座席２４と後座席３６との間の腹部分１６ｂや、後座席３６上方及び該後座席３６後方のトランクルーム３８内を含む腹部分１６ｃがある。そのため、前述したマイクロフォン１８以外にも、各腹部分１６ａ〜１６ｃにおいて、前記ロードノイズを検出するために、（１）マイクロフォン３０、３２、３４をルーフ２８付近（図示しないルーフライニング）に配置し、（２）マイクロフォン４０を前座席２４の足元付近に配置し、（３）マイクロフォン４２をトランクルーム３８内に配置して、相殺誤差信号ｅ（ｎ）をＡＮＣ用電子制御装置２０に出力することも可能である。
【０１２０】
また、スピーカについても、後座席３６の後方のリアトレイ４３内にスピーカ４４を配置することも可能である。
【０１２１】
なお、以下の説明では、車室１４内にマイクロフォン１８及びスピーカ２２を配置した場合について説明する。
【０１２２】
図９に示すように、ＡＮＣ用電子制御装置２０は、制御手段５０と、マイクロフォン１８から出力された相殺誤差信号ｅ（ｎ）のうち所定周波数以下の信号を通過させて制御手段５０に出力するローパスフィルタ（ＬＰＦ）６６と、制御手段５０から出力された制御信号ｙ（ｎ）のうち所定周波数以下の信号を通過させてスピーカ２２に出力するＬＰＦ６８とを有する。なお、制御手段５０におけるサンプリング周期は、遅延フィルタ５４での遅延時間（例えば、１／１６０［ｓ］）よりも非常に短い周期（例えば、１／３０００［ｓ］）に設定されている。
【０１２３】
エコーキャンセル部５８は、フィルタ係数が固定のＦＩＲ型のフィルタ又はノッチフィルタ等で構成されている。
【０１２４】
ＬＰＦ６６は、アンチエイリアシングフィルタであり、マイクロフォン１８から入力された相殺誤差信号ｅ（ｎ）に含まれる所定周波数｛制御信号ｙ（ｎ）の制御周波数ｆを上回る周波数｝以上の折り返し雑音を除去してから、前記雑音が除去された相殺誤差信号ｅ（ｎ）をマイクロコンピュータ５２に出力する。
【０１２５】
ＬＰＦ６８は、リコンストラクションフィルタであり、ＤＡＣ６５で制御信号ｙ（ｎ）をＤＡ変換することにより発生する前記制御周波数ｆを上回る周波数の信号成分を除去してから、前記高周波成分が除去された制御信号ｙ（ｎ）をスピーカ２２に出力する。
【０１２６】
このように、ＡＮＣ１０Ａによれば、制御手段５０では、より簡単なデジタル信号処理によって制御信号ｙ（ｎ）を生成できるので、該制御信号ｙ（ｎ）の生成に関わる演算負荷が軽減される。従って、比較的安価なマイクロコンピュータ５２を用いて、制御手段５０をより簡単な構成にすることができるので、安価なＡＮＣ１０Ａを提供することが可能となる。この結果、ＡＮＣ１０Ａのユニット全体の小型化を図ることができ、ＡＮＣ１０Ａと車両１２内のデジタルオーディオユニットとの一体化も可能となる。
【０１２７】
また、ＬＰＦ６６をアンチエイリアシングフィルタとすることにより、制御手段５０をマイクロコンピュータ５２で構成し、デジタル信号処理により制御信号ｙ（ｎ）を生成する場合に、相殺誤差信号ｅ（ｎ）に含まれる所定周波数以上の折り返し雑音を除去してから、前記雑音が除去された相殺誤差信号ｅ（ｎ）がマイクロコンピュータ５２に入力されるので、マイクロコンピュータ５２内において制御信号ｙ（ｎ）を精度良く生成することができる。
【０１２８】
また、ＬＰＦ６８をリコンストラクションフィルタとすることにより、制御手段５０をマイクロコンピュータ５２で構成し、デジタル信号処理により制御信号ｙ（ｎ）を生成し、この制御信号ｙ（ｎ）をアナログ信号に変換してスピーカ２２に出力する場合に、アナログ信号としての制御信号ｙ（ｎ）に含まれる高周波成分を除去することで、前記アナログ信号が時間経過に対して滑らかな波形となり、この結果、前記高周波成分が除去された制御信号ｙ（ｎ）をスピーカ２２から高音質の相殺音として出力することが可能となる。
【０１２９】
次に、第２の基本概念（図６及び図７参照）の具体例である第２実施形態に係るＡＮＣ１０Ｂについて、図１０を参照しながら説明する。
【０１３０】
ＡＮＣ１０Ｂでは、図６及び図７において説明したフィルタ７０が配置されているので、ＡＮＣ１０Ｂは、ＡＮＣ１０Ａと比較して、フィルタの個数が１個減少し、この結果、ＡＮＣ１０Ｂでの制御信号ｙ（ｎ）の生成に関わる計算負荷をさらに減少させることが可能となる。
【０１３１】
次に、第３実施形態に係るＡＮＣ１０Ｃについて、図１１及び図１２を参照しながら説明する。
【０１３２】
このＡＮＣ１０Ｃは、マイクロコンピュータ５２の入力側にバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７２も配置した点で、第１実施形態に係るＡＮＣ１０Ａ（図９参照）とは異なる。
【０１３３】
ＢＰＦ７２は、ＬＰＦ６６から出力される相殺誤差信号ｅ（ｎ）のうち、制御信号ｙ（ｎ）の制御周波数（例えば、４０［Ｈｚ］）を中心周波数とする所定の周波数帯域の信号のみを通過させてマイクロコンピュータ５２に出力する。すなわち、ＢＰＦ７２は、相殺誤差信号ｅのうち４０［Ｈｚ］程度の中心周波数のロードノイズ（共鳴音）に相当する信号のみを通過させてＡＤＣ５９を介しマイクロコンピュータ５２に出力する。
【０１３４】
図１２は、マイクロフォン１８（図１１参照）の位置にて検出される騒音の音圧の周波数特性を示しており、スピーカ２２から車室１４内に相殺音が出力されてＡＮＣ１０Ｃによるマイクロフォン１８の位置における消音制御が行われている場合（「制御あり」）と、スピーカ２２からの相殺音の出力がなく、従って、ＡＮＣ１０Ｃによるマイクロフォン１８の位置における消音制御が行われていない場合（「制御なし」）とを比較したものである。なお、図１１の「制御あり」では、制御信号ｙ（ｎ）の制御周波数を４０［Ｈｚ］に設定している。
【０１３５】
図１１において、「制御あり」の場合では、４０［Ｈｚ］を中心とした３０［Ｈｚ］〜５０［Ｈｚ］の周波数帯域において、マイクロフォン１８の位置における騒音（ロードノイズ）が確実に低減されていることが諒解される。
【０１３６】
このように、第３実施形態に係るＡＮＣ１０Ｃによれば、前述した第１実施形態に係るＡＮＣ１０Ａ（図９参照）の効果に加え、制御手段５０をマイクロコンピュータ５２で構成し、デジタル信号処理により制御信号ｙ（ｎ）を生成する場合に、相殺誤差信号ｅ（ｎ）のうち所定周波数帯域（４０［Ｈｚ］を中心周波数とする所定の帯域幅）の信号のみを通過させ、通過した前記信号がマイクロコンピュータ５２に入力されるので、マイクロコンピュータ５２内において、前記ロードノイズを相殺するために必要な制御信号ｙ（ｎ）をより高精度に生成することが可能となる。
【０１３７】
次に、第４実施形態に係るＡＮＣ１０Ｄについて、図１３を参照しながら説明する。
【０１３８】
このＡＮＣ１０Ｄは、ＡＮＣ用電子制御装置２０内において、遅延フィルタ５４の代わりにオールパスフィルタ（ＡＰＦ）７４が配置され、該ＡＰＦ７４がＡＮＣ用電子制御装置２０内でマイクロコンピュータ５２の外部に配置され、さらに、ＤＡＣ（遅延フィルタ用ＤＡ変換部）７５及びＡＤＣ（遅延フィルタ用ＡＤ変換部）７７が配置されている点で、第３実施形態に係るＡＮＣ１０Ｃ（図１１参照）とは異なる。
【０１３９】
ＤＡＣ７５は、第１基準信号ｘ（ｎ）をデジタル信号からアナログ信号に変換してＡＰＦ７４に出力する。
【０１４０】
ＡＰＦ７４は、制御信号ｙ（ｎ）の制御周波数ｆにおける位相遅れが該制御周波数ｆの１／４周期に相当するような位相遅れ（９０［°］）に設定された遅延フィルタであり、従って、ＡＰＦ７４は、ＤＡＣ７５から入力された第１基準信号ｘ（ｎ）を９０［°］だけ位相をずらして第２基準信号ｘ´（ｎ）を生成しＡＤＣ７７に出力する。
【０１４１】
ＡＤＣ７７は、第２基準信号ｘ´（ｎ）をアナログ信号からデジタル信号に変換して第２フィルタ６４に出力する。
【０１４２】
このように、第４実施形態に係るＡＮＣ１０Ｄによれば、前述した第３実施形態に係るＡＮＣ１０Ｃ（図１１参照）の効果に加え、遅延フィルタをアナログ回路のＡＰＦ７４で構成することで、ＡＰＦ７４をマイクロコンピュータ５２に組み込むことが不要となり、この結果、マイクロコンピュータ５２をより簡単な構成とすることができる。
【０１４３】
次に、第５実施形態に係るＡＮＣ１０Ｅについて、図１４を参照しながら説明する。
【０１４４】
前述した図９において、エコーキャンセル信号をＣ＾・ｙ（ｎ）とすると、このエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ）は、第１基準信号ｘ（ｎ）にフィルタ係数（ゲイン）Ａを乗じて得られた第１補正信号Ａ・ｘ（ｎ）と、第２基準信号ｘ´（ｎ）にフィルタ係数（ゲイン）Ｂを乗じて得られた第２補正信号Ｂ・ｘ（ｎ）とを合成して生成された制御信号ｙ（ｎ）に、補正値Ｃ＾を乗算することで生成される［Ｃ＾・ｙ（ｎ）＝Ｃ＾｛Ａ・ｘ（ｎ）＋Ｂ・ｘ´（ｎ）｝］。
【０１４５】
ここで、第１基準信号ｘ（ｎ）に補正値Ｃ＾を乗じた後にフィルタ係数Ａを乗じ、一方で、第２基準信号ｘ´（ｎ）に補正値Ｃ＾を乗じた後にフィルタ係数Ｂを乗じ、最後に、Ａ・Ｃ＾・ｘ（ｎ）とＢ・Ｃ＾・ｘ´（ｎ）とを合成しても、エコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ）を生成できる［Ａ・Ｃ＾・ｘ（ｎ）＋Ｂ・Ｃ＾・ｘ´（ｎ）＝Ｃ＾｛Ａ・ｘ（ｎ）＋Ｂ・ｘ´（ｎ）｝＝Ｃ＾・ｙ（ｎ）］。
【０１４６】
この点に着目すると、特許文献１に開示されているマイクロフォン１８の位置における第１基準信号及び第２基準信号の生成方法を利用することにより、エコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ）を生成することが可能である。
【０１４７】
すなわち、余弦波信号としての第１基準信号ｘ（ｎ）に補正値Ｃ＾を乗じたものは、マイクロフォン１８の位置における第１基準信号を示すことになる。また、正弦波信号としての第２基準信号ｘ´（ｎ）に補正値Ｃ＾を乗じたものは、マイクロフォン１８の位置における第２基準信号を示すことになる。
【０１４８】
そこで、補正値Ｃ＾の位相遅れφの余弦値に基づく余弦補正値をＣｒとし、位相遅れφの正弦値に基づく正弦補正値をＣｉとすると、マイクロフォン１８の位置での前記第１基準信号は、余弦補正値Ｃｒに第１基準信号ｘ（ｎ）を乗じて得られるＣｒ・ｘ（ｎ）から、正弦補正値Ｃｉに第２基準信号ｘ´（ｎ）を乗じて得られるＣｉ・ｘ´（ｎ）を減算したもの、すなわち、減算信号Ｓｍとして表わされる｛Ｓｍ＝Ｃｒ・ｘ（ｎ）−Ｃｉ・ｘ´（ｎ）｝。一方、マイクロフォン１８の位置での前記第２基準信号は、余弦補正値Ｃｒに第２基準信号ｘ´（ｎ）を乗じて得られるＣｒ・ｘ´（ｎ）と、正弦補正値Ｃｉに第１基準信号ｘ（ｎ）を乗じて得られるＣｉ・ｘ（ｎ）とを加算したもの、すなわち、加算信号Ｓｐとして表わされる｛Ｓｐ＝Ｃｒ・ｘ´（ｎ）＋Ｃｉ・ｘ（ｎ）｝。
【０１４９】
従って、減算信号Ｓｍにフィルタ係数Ａを乗じて得られるＡ・Ｓｍと、加算信号Ｓｐにフィルタ係数Ｂを乗じて得られるＢ・Ｓｐを加算することにより、エコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ）が得られる。
【０１５０】
具体的に、図１４を参照すると、エコーキャンセル部５８は、前記余弦補正値Ｃｒを有する第１余弦補正部８０及び第２余弦補正部８４と、前記正弦補正値Ｃｉを有する第１正弦補正部８２及び第２正弦補正部８６と、減算部８８と、第１加算部９０と、第１フィルタ６２と同一のフィルタ係数（ゲイン）Ａを有する第１補正フィルタ部９２と、第２フィルタ６４と同一のフィルタ係数（ゲイン）Ｂを有する第２補正フィルタ部９４と、第２加算部９６とで構成されている。
【０１５１】
第１余弦補正部８０は、余弦補正値Ｃｒにより第１基準信号ｘ（ｎ）を補正して減算部８８に出力する。第１正弦補正部８２は、正弦補正値Ｃｉにより第２基準信号ｘ´（ｎ）を補正して減算部８８に出力する。第２余弦補正部８４は、余弦補正値Ｃｒにより第２基準信号ｘ´（ｎ）を補正して第１加算部９０に出力する。第２正弦補正部８６は、正弦補正値Ｃｉにより第１基準信号ｘ（ｎ）を補正して第１加算部９０に出力する。
【０１５２】
減算部８８は、第１余弦補正部８０からの出力Ｃｒ・ｘ（ｎ）から第１正弦補正部８２の出力Ｃｉ・ｘ´（ｎ）を減算して減算信号Ｓｍを生成する。第１加算部９０は、第２余弦補正部８４からの出力Ｃｒ・ｘ´（ｎ）と、第２正弦補正部８６からの出力Ｃｉ・ｘ（ｎ）とを加算して加算信号Ｓｐを生成する。
【０１５３】
第１補正フィルタ部９２は、ゲインＡにより減算信号Ｓｍを補正して第２加算部９６に出力する。第２補正フィルタ部９４は、ゲインＢにより加算信号Ｓｐを補正して第２加算部９６に出力する。
【０１５４】
第２加算部９６は、第１補正フィルタ部９２からの出力Ａ・Ｓｍと、第２補正フィルタ部９４からの出力Ｂ・Ｓｐとを加算してエコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ）を生成し、サンプリング（ｎ＋１）のタイミングで減算器６０に出力する。
【０１５５】
このように、第５実施形態に係るＡＮＣ１０Ｅによれば、第３実施形態に係るＡＮＣ１０Ｃ（図１１参照）の効果に加え、エコーキャンセル部５８において、エコーキャンセル信号を生成するために必要な演算処理が、第１余弦補正部８０、第２余弦補正部８４、第１正弦補正部８２及び第２正弦補正部８６での４回の補正処理と、減算部８８での１回の減算処理と、第１加算部９０での１回の加算処理と、第１補正フィルタ部９２及び第２補正フィルタ部９４での２回の補正処理と、第２加算部９６での１回の加算処理との合計９回分の四則演算を含む演算処理となる。この結果、前記エコーキャンセル信号を生成するために必要な演算量を削減することが可能となる。すなわち、ＦＩＲ型のフィルタを用いなくても、簡単な構成で、エコーキャンセル信号Ｃ＾・ｙ（ｎ−１）、Ｃ＾・ｙ（ｎ）を生成することが可能となる。
【０１５６】
次に、第６実施形態に係るＡＮＣ１０Ｆについて、図１５を参照しながら説明する。
【０１５７】
このＡＮＣ１０Ｆは、遅延フィルタをＡＰＦ７４で構成した点で、第５実施形態に係るＡＮＣ１０Ｅ（図１４参照）とは異なる。
【０１５８】
このＡＮＣ１０Ｆにおいても、第４実施形態に係るＡＮＣ１０Ｄ（図１３参照）でのＡＰＦ７４に関わる効果と、第５実施形態に係るＡＮＣ１０Ｅ（図１４参照）の効果とが共に得られる。
【０１５９】
次に、第７実施形態に係るＡＮＣ１０Ｇについて、図１６を参照しながら説明する。
【０１６０】
このＡＮＣ１０Ｇは、マイクロコンピュータ５２（制御手段５０）内に、最小二乗法（ＬＭＳ）アルゴリズム演算器から構成された第１フィルタ係数更新部１００及び第２フィルタ係数更新部１０２が配置され、第１フィルタ６２、第２フィルタ６４、第１補正フィルタ部９２及び第２補正フィルタ部９４が適応フィルタ、より好ましくは、適応ノッチフィルタで構成されている点で、第５実施形態に係るＡＮＣ１０Ｅ（図１４参照）とは異なる。
【０１６１】
第１フィルタ係数更新部１００は、減算信号Ｓｍ及び相殺誤差信号ｅ（ｎ）に基づいて、該相殺誤差信号ｅ（ｎ）が最小となるように、第１フィルタ６２及び第１補正フィルタ部９２の各フィルタ係数Ａを更新する適応演算処理｛相殺誤差信号ｅ（ｎ）が最小となるような前記各フィルタ係数Ａを最小二乗法に基づき算出する演算処理｝を行う。
【０１６２】
また、第２フィルタ係数更新部１０２は、加算信号Ｓｐ及び相殺誤差信号ｅ（ｎ）に基づいて、該相殺誤差信号ｅ（ｎ）が最小となるように、第２フィルタ６４及び第２補正フィルタ部９４の各フィルタ係数Ｂを更新する適応演算処理を行う。
【０１６３】
このように、第７実施形態に係るＡＮＣ１０Ｇによれば、前述した第５実施形態に係るＡＮＣ１０Ｅ（図１４参照）の効果に加え、車室１４内におけるスピーカ２２及びマイクロフォン１８の配置の量産ばらつきによる伝達特性Ｃ及び補正値Ｃ＾のばらつきや、経時劣化等による伝達特性Ｃ及び補正値Ｃ＾の変化があっても、適応制御により、第１フィルタ６２及び第１補正フィルタ部９２のフィルタ係数Ａや、第２フィルタ６４及び第２補正フィルタ部９４のフィルタ係数Ｂが更新されるので、車室１４内の騒音を精度良く消音することが可能となる。
【０１６４】
次に、第８実施形態に係るＡＮＣ１０Ｈについて、図１７を参照しながら説明する。
【０１６５】
このＡＮＣ１０Ｈは、遅延フィルタを前述したＡＰＦ７４で構成した点で、第７実施形態に係るＡＮＣ１０Ｇ（図１６参照）とは異なる。
【０１６６】
このＡＮＣ１０Ｆにおいても、第４実施形態に係るＡＮＣ１０Ｄ（図１３参照）でのＡＰＦ７４に関わる効果と、第７実施形態に係るＡＮＣ１０Ｇ（図１６参照）の効果とが共に得られる。
【０１６７】
なお、本発明は、上述した実施形態に限らず、種々の構成を採り得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【０１６８】
【図１】第１の基本概念を説明するためのＡＮＣの概略ブロック図である。
【図２】図１のＡＮＣにおいて、信号伝達特性測定装置による信号伝達特性の測定を説明するための概略ブロック図である。
【図３】図３Ａは、Ｃ＾ｙ（ｎ）とｄ（ｎ＋１）との関係を示すガウス平面のベクトル図であり、図３Ｂは、Ｃ＾ｙ（ｎ）とＧ・ｙ（ｎ）との関係を示すガウス平面のベクトル図であり、図３Ｃは、ｘ（ｎ）及びｘ´（ｎ）によるｙ（ｎ）の生成を示すガウス平面のベクトル図である。
【図４】図１の遅延フィルタをバッファで構成したときの第２基準信号の生成を示す説明図である。
【図５】図１の遅延フィルタをレジスタで構成したときの第２基準信号の生成を示す説明図である。
【図６】第２の基本概念を説明するためのＡＮＣの概略ブロック図である。
【図７】ｘ（ｎ）及びｘ´´（ｎ）によるｙ（ｎ）の生成を示すガウス平面のベクトル図である。
【図８】第１実施形態に係るＡＮＣの構成を示す概略ブロック図である。
【図９】図８のＡＮＣ用電子制御装置の内部構成を示す概略ブロック図である。
【図１０】第２実施形態に係るＡＮＣの構成を示す概略ブロック図である。
【図１１】第３実施形態に係るＡＮＣの構成を示す概略ブロック図である。
【図１２】マイクロフォンの位置における騒音の音圧の周波数特性を示す特性図である。
【図１３】第４実施形態に係るＡＮＣの構成を示す概略ブロック図である。
【図１４】第５実施形態に係るＡＮＣの構成を示す概略ブロック図である。
【図１５】第６実施形態に係るＡＮＣの構成を示す概略ブロック図である。
【図１６】第７実施形態に係るＡＮＣの構成を示す概略ブロック図である。
【図１７】第８実施形態に係るＡＮＣの構成を示す概略ブロック図である。
【図１８】従来の非周期性騒音対応のＡＮＣの構成を示す概略ブロック図である。
【符号の説明】
【０１６９】
１０Ａ〜１０Ｈ、２００、２０４…ＡＮＣ      １２…車両
１４…車室                                  １６ａ〜１６ｃ…腹部分
１８、３０、３２、３４…マイクロフォン      ２０…ＡＮＣ用電子制御装置
２２、４４…スピーカ                        ２４…前座席
２６…ヘッドレスト                          ２８…ルーフ
３６…後座席                                ３８…トランクルーム
４３…リアトレイ                            ５０…制御手段
５２…マイクロコンピュータ                  ５４、５５…遅延フィルタ
５６…加算器                                ５８…エコーキャンセル部
５９、７７…ＡＤＣ                          ６０…減算器
６２…第１フィルタ                          ６４…第２フィルタ
６５、７５…ＤＡＣ                          ６６、６８…ＬＰＦ
７０…フィルタ                              ７２…ＢＰＦ
７４…ＡＰＦ                                ８０…第１余弦補正部
８２…第１正弦補正部                        ８４…第２余弦補正部
８６…第２正弦補正部                        ８８…減算部
９０…第１加算部                            ９２…第１補正フィルタ部
９４…第２補正フィルタ部                    ９６…第２加算部
１００…第１フィルタ係数更新部              １０２…第２フィルタ係数更新部
２０２…コントローラ                        ２０６、２０８…三角形
３００…信号伝達特性測定装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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