(57)【要約】【課題】ＰＬＬループの電圧制御発振器にかかる回路負担を抑えることにより、電圧制御発振器の性能が低下することの無い変調回路方式及びその電圧制御発振器を提供することを目的とする。【解決手段】電圧制御発振器１２を具備するＰＬＬループと、変調信号とＰＬＬループ外調整電圧とを加算する加算手段１７と、加算手段１７の出力を電圧制御発振器１２へ供給する周波数粗調整手段１８とを有し、加算手段１７において加算されて出力された、変調信号とＰＬＬループ外調整電圧との加算信号を、周波数粗調整手段１８を介して電圧制御発振器１２へ供給し、ＰＬＬループにおける電圧制御発振器１２の発振周波数信号に加算信号を重畳して変調信号を生成する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧制御発振器を具備するＰＬＬループと、変調信号とＰＬＬループ外調整電圧とを加算する加算手段と、前記加算手段の出力を前記電圧制御発振器へ供給する周波数粗調整手段とを有し、
前記加算手段において加算されて出力された、前記変調信号と前記ＰＬＬループ外調整電圧との加算信号を、前記周波数粗調整手段を介して前記電圧制御発振器へ供給し、前記ＰＬＬループにおける前記電圧制御発振器の発振周波数信号に前記加算信号を重畳して変調信号を生成することを特徴とする変調回路方式。
【請求項２】
前記加算手段に換わり、前記ＰＬＬループ外調整電圧に、カップリングキャパシタを介して前記変調信号を重畳し、前記周波数粗調整手段に入力することを特徴とする請求項１に記載の変調回路方式。
【請求項３】
変調回路のない受信用電圧制御発振器であって、発振周波数信号に、変調信号とＰＬＬループ外調整電圧との加算信号、又は、前記カップリングキャパシタを介して前記変調信号を重畳した前記ＰＬＬループ外調整電圧を前記発振周波数信号に重畳して、変調信号を生成することを特徴とすることを特徴とする電圧制御発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＬＬループを用いた変調回路方式に関し、詳しくは、ＰＬＬループの電圧制御発振器にＰＬＬループ外調整電圧供給手段と変調手段を共存させる変調回路方式及びその電圧制御発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は、従来の第１の変調回路方式を示す回路ブロック図である。図４において、ＰＬＬ１０は、位相比較器及び分周器を有する。基準発振器（ＶＣ−ＴＸＣＯ）１４が位相比較器に接続され、マイコン１５の一方の端子が分周器に接続されたＰＬＬ１０は、ループフィルタ１１と電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２とローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３とにより閉ループを構成し、従来のＰＬＬループを形成している。マイコン１５の他方の端子はＡ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６に接続されている。Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６は、周波数粗調整回路１８と変調回路２３とに接続され、周波数粗調整回路１８と変調回路２３とは、ＶＣＯ１２に接続されている。またＡ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６には、変調信号が入力されている。
【０００３】
マイコン１５は、ＰＬＬ１０の分周器の分周比を制御し、位相比較器は、分周器の出力信号とＶＣ−ＴＸＣＯ１４の出力信号との位相を比較する。ループフィルタ１１は、位相比較器で比較された位相比較結果を基に制御電圧を生成し、ＶＣＯ１２は、この制御電圧により決定される所定の発振周波数を発生する。その後マイコン１５は従来の方法により、ＰＬＬ１０からＰＬＬループ周波数が所定の値にロックされていることを確認する。ＬＰＦ１３は、ＶＣＯ１２から分周器にフィードバックする信号に含まれる高調波成分をカットする。またマイコン１５は、Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６を制御して、入力された変調信号のレベルを所定のレベルに調整し、Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６は、レベル調整された変調信号を変調回路２３へ出力する。ＶＣＯ１２の発振周波数信号に変調回路２３の変調信号を重畳させて変調が行われる。
【０００４】
さらにマイコン１５は、Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６が個別に有するＤ／Ａコンバータを制御して、ＰＬＬループ外調整電圧を生成し、Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６は、生成されたＰＬＬループ外調整電圧を周波数粗調整回路１８へ出力する。周波数粗調整回路１８は、周波数帯切り替え時のロックアップタイムの短縮のため、周波数切り替え前と同じＰＬＬ制御電圧で周波数帯が切り替るように、Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６で設定されたＰＬＬループ外調整電圧を基に、ＶＣＯ１２の発振周波数を制御する。特許文献１には、切り替え前のＰＬＬループの制御電圧と同一制御電圧で、切り替え後の発信周波数帯の発振周波数となるように、電圧制御発振器の発振周波数を制御するループ外調整電圧を、電圧制御発振器に供給する手段が記載されている。
【特許文献１】特許第３３０２３０１号公報
【０００５】
図５は、従来の第２の変調回路方式を示す回路ブロック図である。図５において、広い周波数帯域をカバーするため、図４のＶＣＯに相当する第１ＶＣＯ１２と第１変調回路２３に対して、第２ＶＣＯ２０と第２変調回路２４と、周波数帯域を切り替るための切り替えスイッチ２１が新たに加わっている。切り替えスイッチ２１は、マイコン１５により制御されて第１及び第２ＶＣＯ１２、２０のいずれかを活性化し、周波数帯域を切り替えている。このように従来においては、周波数粗調整回路と変調回路との複数の回路がＶＣＯに直接付加されるため、ＶＣＯに流入するノイズの経路も複数となり、Ｓ／Ｎ、Ｃ／Ｎ性能の劣化を招くばかりでなく、特性のばらつきの原因となっていた。また、ＶＣＯが複数になる場合にはＶＣＯの数だけ変調回路を必要とし、回路構成が複雑になると共にコストも増大していた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、その目的は、発振機能及び変調機能を共存させることにより、個別の変調回路を不用とするＰＬＬループの電圧制御発振器による変調回路方式及びその電圧制御発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の変調回路方式は、電圧制御発振器を具備するＰＬＬループと、変調信号とＰＬＬループ外調整電圧とを加算する加算手段と、加算手段の出力を電圧制御発振器へ供給する周波数粗調整手段とを有し、加算手段において加算されて出力された、変調信号とＰＬＬループ外調整電圧との加算信号を、周波数粗調整手段を介して電圧制御発振器へ供給し、ＰＬＬループにおける電圧制御発振器の発振周波数信号に加算信号を重畳して変調信号を生成することを特徴とする。
【０００８】
本発明の変調回路方式は、前記加算手段に換わり、前記ＰＬＬループ外調整電圧に、カップリングキャパシタを介して前記変調信号を重畳し、前記周波数粗調整手段に入力することを特徴とする。
【０００９】
本発明の電圧制御発振器は、変調回路のない受信用電圧制御発振器であって、発振周波数信号に、変調信号とＰＬＬループ外調整電圧との加算信号、又は、前記カップリングキャパシタを介して前記変調信号を重畳した前記ＰＬＬループ外調整電圧を前記発振周波数信号に重畳して、変調信号を生成することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、電圧制御発振器の性能を向上できると共に、個別の変調回路を不用にすることができ、変調回路のない受信用電圧制御発振器を送信用に用いることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明による変調回路方式の実施の形態について、図を用いて説明する。図１は、本発明による変調回路方式を示す回路ブロック図である。図１において、ＶＣ−ＴＸＣＯ１４とマイコン１５に接続されたＰＬＬ１０は、ループフィルタ１１とＶＣＯ１２とＬＰＦ１３とにより閉ループを構成し、従来のＰＬＬループを形成している。またマイコン１５に接続されているＡ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６は、加算手段である加算回路１７に接続されている。さらに加算器１７は、周波数粗調整手段である周波数粗調整回路１８に接続され、周波数粗調整回路１８は、ＶＣＯ１２に接続されている。Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６には、変調信号が入力されている。
【００１２】
マイコン１５は、ＰＬＬ１０を制御し、ＬＰＦ１３の出力信号とＶＣ−ＴＸＣＯ１４の出力信号との位相を比較する。ループフィルタ１１は、位相比較器で比較された位相比較結果を基に制御電圧を生成し、ＶＣＯ１２は、この制御電圧により決定される所定の発振周波数を発生する。ＬＰＦ１３は、ＶＣＯ１２から分周器にフィードバックする信号に含まれる高調波成分をカットする。
【００１３】
またマイコン１５は、Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６を制御して、入力された変調信号のレベルを所定のレベルに調整する。Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６は、レベル調整された変調信号を加算回路１７へ出力する。さらにマイコン１５は、Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６が個別に有するＤ／Ａコンバータを制御して、ＰＬＬループ外調整電圧を生成し、Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６は、生成されたＰＬＬループ外調整電圧を加算回路１７へ出力する。
【００１４】
加算回路１７は、例えば演算増幅器によりＰＬＬループ外調整電圧とレベル調整された変調信号とを加算した加算信号を周波数粗調整回路１８へ出力する。周波数粗調整回路１８は、ＶＣＯ１２の発振周波数信号に加算信号を重畳させて変調を行う。このため、周波数粗調整回路１８はＶＣＯ１２に組み込まれてもよい。変調された被変調信号は送信手段（図示されず）へ出力され電力増幅されて送信される。このようにＰＬＬループのＶＣＯ１２に掛かる回路負担を抑えることが可能となるため、ＶＣＯ１２の性能の低下を無くすることができる。
【００１５】
図２は、本発明による広い周波数帯域をカバーするための変調回路方式を示す回路ブロック図である。図２において、図１のＶＣＯに相当する第１ＶＣＯ１２に対して、第２ＶＣＯ２０と、周波数帯域を切り替るための切り替えスイッチ２１とが新たに加わっている。切り替えスイッチ２１は、マイコン１５により制御されて第１及び第２ＶＣＯ１２、２０のいずれかを活性化し、周波数帯域を切り替えている。このように、従来の変調回路のような付加回路を伴わないでＶＣＯを増加することが可能であるため、回路構成が簡単でコストの増大を抑えることができる。
【００１６】
また、入力される変調信号のレベル調整が不要な場合は、Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ１６によるレベル変換と加算器１７とを省略しても良い。図３は、本発明による変調信号のレベル調整が不要な場合の変調回路方式を示す回路ブロック図である。図３において、入力された変調信号は、カップリングキャパシタ２２によりＰＬＬループ外調整電圧に直接重畳されて、周波数粗調整回路１８へ入力されるため、回路構成をさらに簡素化することが可能となる。
【００１７】
以上説明したように、本発明によると、ＶＣＯに対して周波数粗調整回路以外に従来の変調回路を別に付加する必要がないので、従来の変調回路が原因で発生していたＶＣＯの性能劣化やばらつきを著しく緩和することができる。又、加算回路が１回路増えるが、従来はひとつまたは複数個あった変調回路がすべて必要なくなる為、コストダウンできる。さらに、変調回路の無い受信用ＶＣＯにも変調回路を付加することなくかつ性能を劣化させずに変調をかける事ができるようになるため、送信用ＶＣＯとして使用できるようになり、使用周波数帯域の広帯域化が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明による変調回路方式を示す回路。
【図２】本発明の広周波数帯域をカバーする変調回路方式を示す回路ブロック図。
【図３】本発明の変調信号のレベル調整が不要な場合の変調回路方式を示す回路ブロック図。
【図４】従来の第１の変調回路方式を示す回路ブロック図。
【図５】従来の第２の変調回路方式を示す回路ブロック図。
【符号の説明】
【００１９】
１０  ＰＬＬ
１１  ループフィルタ
１２  電圧制御発振器（第１電圧制御発振器）
１３  ローパスフィルタ
１４  基準発振器
１５  マイコン
１６  Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａコンバータ
１７  加算回路
１８  周波数粗調整回路
２０  第２電圧制御発振器
２１  スイッチ
２２  カップリングキャパシタ
２３  変調回路（第１変調回路）
２４  第２変調回路
ＶＣＯ  電圧制御発振器
ＬＰＦ  ローパスフィルタ
ＶＣ−ＴＸＣＯ  基準発振器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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