(57)【要約】【課題】高調波による損失や大電流による電圧降下を抑えて効率を向上させ、低電圧大電流モータを運転するための装備を小型化し低コスト化を図ること。【解決手段】この低電圧大電流モータ用電源システムでは、車両用ターボアシストモータのような交流モータ１が、交流発電機３Ａ及び整流回路３Ｂを含む可変低電圧電源３からＰＡＭ方式のインバータＩＶを通じて大電流で駆動される。可変低電圧電源３の電圧調整回路３Ｃは、モータ１の運転時には、インバータＩＶの運転周波数Ｆｍを制御するインバータ制御回路ＦＣからの指令電圧Ｒｖに基づいて交流発電機３Ａの界磁電流を制御し、交流発電機３Ａの出力電圧Ｖｄを自動的に調整する。また、交流発電機３Ａの出力は第２整流回路３Ｅで整流して電源電池４を充電し、電源電池４により他の電気負荷（補器）に給電することができる。【選択図】図４
2008148498.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流発電機の整流出力で構成される低電圧電源からインバータを通じて交流モータを大電流で駆動する低電圧大電流モータ用電源において、
インバータの出力周波数を制御するインバータ制御回路と、
インバータ制御回路からの指令電圧に基づいて交流発電機の界磁電流を制御し交流発電機の出力電圧を調整する電圧調整回路と
を具備することを特徴とする低電圧大電流モータ用電源。
【請求項２】
前記インバータは交流発電機の第１整流回路に接続され、
交流発電機の第２整流回路には、前記交流モータ以外の他の電気負荷に給電するための電池に接続され、
前記電圧調整回路は、前記指令電圧と第１整流回路の出力電圧を比較して交流発電機の出力電圧を調整する
ことを特徴とする請求項１に記載の低電圧大電流モータ用電源。
【請求項３】
第１及び第２整流回路の一方の出力端子に接続されるダイオードブリッジは共用されることを特徴とする請求項２に記載の低電圧大電流モータ用電源。
【請求項４】
前記電池は、交流発電機の励磁回路用電源として使用されることを特徴とする請求項２又は３に記載の低電圧大電流モータ用電源。
【請求項５】
前記交流発電機の界磁巻線には、ダイオード及び抵抗を組み合わせたスナバ回路が並列接続されることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の低電圧大電流モータ用電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、低電圧大電流の交流モータをインバータで駆動する際の低電圧大電流モータ用電源に関し、特に、自動車などに使われる電動アシスト・ターボチャジャーや電動コンプレッサ・アシスト・ターボチャジャー或いは電動パワーステアリングのように限られた電源容量内で瞬時大電流と直流可変電圧を必要とするモータの電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車用エンジンのターボチャジャー（過給機）に対し、タービン駆動用コンプレッサ（圧縮機）を直結電動機でアシスト（支援）したり、タービン駆動用コンプレッサを電動コンプレッサでアシストする電動アシスト型のターボチャジャーの開発が進められており、例えば、特許文献１，２では、電動アシスト型ターボチャジャーにおいて低電圧大電流の高周波アシストモータをインバータで駆動するようにしている。また、自動車においては、パワーステアリングに低電圧大電流の交流モータを用いインバータで可変速駆動する試みもなされている。
【特許文献１】特開２００５−３４８５９５号公報
【特許文献２】特開２００６−３２０１４３号公報
【０００３】
自動車などの電源供給が限られた環境で可変速交流モータをインバータ（変換器）で駆動するには、直流電圧一定のＰＷＭインバータでモータ印加電圧を変化させる直流電圧一定・ＰＷＭ方式が一般的である。そこで、図１に示すように、一定の直流電圧ＶＤＣが供給されるＰＷＭ方式のインバータで上述のような低インピーダンスで低電圧大電流の高周波モータを運転しインバータによりモータ電圧ＶＭ及び周波数ｆを制御する場合を考えてみる。この場合、インバータの高周波スイッチングによって、モータ駆動電流に含まれる高調波電流によるモータ損失が増えると共に、スイッチング周波数が非常に高くなって、インバータのスイッチングロスが増え、モータの高調波損失も更に増えるので、モータやインバータの効率が落ちたり冷却対策を講じるなどの問題が生じるだけでなく、インバータ要素の半導体特性などハード面における信頼性の問題も生ずる。
【０００４】
さらに、インバータの直流入力回路を、直接、電子機器などの補器に給電するバッテリ等の電源電池（車両用アクセサリー電源）に接続すると、モータ起動時に、大電流が電池を通流することにより、電源電池の端子電圧が大きく低下（ドロップ）して電源電池に繋がる電子機器などの他の電気負荷（補器）に影響を及ぼすので、このようなドロップ対策として、電源電池の容量を大きくする方法か、或いは、図示のように、インバータ駆動のための電池（モータ用バッテリ）を設け、補器に繋がる電源電池に接続された充電用交流発電機（オルタネータ）の出力端子とモータ用バッテリとの間に抵抗と短絡リレーを挿入する方法などが採られる。しかしながら、電池容量を大きくする方法では電池が大きく重くなり、モータ用バッテリを設ける方法では、無駄な電力を損失する抵抗や大電流の大型リレーなどが必要になる。
【０００５】
このようにＰＷＭ方式のインバータで高周波モータを回すと高調波によるモータロスや変換機ロスを増えるので、この対策として、図２に示すように、電源電池の電圧をチョッパにより降圧してモータ運転周波数ｆに応じた直流電圧ＶＤＣをインバータに供給し、インバータをＰＡＭ方式で使うことが考えられる。しかしながら、このような降圧チョッパ・ＰＡＭ方式では、乗用車のような低圧の電源電池（例えば、１４Ｖ）では、チョッパ部分に大電流が流れる（例えば、車載電源電圧＝１４Ｖで、２．５ＫＷのモータを回す場合、２００Ａ以上の電流が流れる）ので、リアクトルを持つチョッパ部分の小型化や高効率化が非常に困難になる。
【０００６】
すなわち、リアクトルを小型化するためにスイッチング周波数を高くすると、スイッチングロス等が増えるだけでなく、電流が大きく周波数も高いので基準電圧に対するインピーダンス電圧降下（ドロップ）が大きくなり、モータに対する電圧利用率が下がるなどの問題が生じ、ＰＷＭ方式に比べ機器サイズが大きくなる欠点がある。さらに、モータ起動時における電源電圧のドロップ対策についても、上述した何れかの方法を採らざるを得ず、やはり、問題が残ってしまう。
【０００７】
以上のように、インダクタンスが非常に小さい高速モータは、図１のようにＰＷＭ式インバータで駆動した場合は高調波によるモータ損失が大きく増大する。また、図２のようにチョッパで直流入力電圧を制御しＰＡＭ式インバータでモータを駆動すると、低圧大電流の場合、インバータ部分に較べてチョッパ部分の損失と重量が増大するだけでなく、基準電圧に対する電圧ドロップも大きくなり、モータの電圧利用率が悪化する。また、電源電池に直接インバータ及びモータを接続すると、モータ起動時に電池電圧が下がり、他に接続されている補器の電圧が下がる。そこで、オルタネータ出力を補器用電源電池（アクセサリー電源）に接続し抵抗及び短絡リレーを介してモータ用バッテリに接続すると、起動時の電力損失が増大し装備は大型化する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
この発明は、このような事情に鑑み、インバータのスイッチングに伴い発生される高調波による損失や大電流による電圧降下を抑えて効率を向上させ、低電圧大電流モータを運転するための装備を小型化し低コスト化を図ることができる低電圧大電流モータ用電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明の主たる特徴に従うと、交流発電機（３Ａ）の整流出力で構成される低電圧電源（３）からインバータ（ＩＶ）を通じて交流モータ（１）を大電流で駆動する低電圧大電流モータ用電源において、インバータ（ＩＶ）の出力周波数（Ｆｍ）を制御するインバータ制御回路（ＦＣ）と、インバータ制御回路（ＦＣ）からの指令電圧（ＲＶ）に基づいて交流発電機（３Ａ）の界磁電流を制御し交流発電機（３Ａ）の出力電圧を調整する電圧調整回路（３Ｃ）とを具備する低電圧大電流モータ用電源〔請求項１〕が提供される。なお、括弧書きは、理解の便のために付した実施例の参照記号乃至用語である。
【００１０】
この低電圧大電流モータ用電源においては、インバータ（ＩＶ）は交流発電機（３Ａ）の第１整流回路（３Ｂ）に接続され、交流発電機（３Ａ）の第２整流回路（３Ｅ）には、交流モータ（１）以外の他の電気負荷（「補器」）に給電するための電池（４）に接続され、電圧調整回路（３Ｃ）は、指令電圧（ＲＶ）と第１整流回路（３Ｂ）の出力電圧（Ｖｄ）を比較して交流発電機（３Ａ）の出力電圧を調整する〔請求項２〕ように構成することができる。
【００１１】
この場合、第１及び第２整流回路（３Ａ，３Ｂ）の一方の出力端子（「接地側」）に接続されるダイオードブリッジ（Ｄ４〜Ｄ６）は共用される〔請求項３〕ように構成することができる。また、電池（４）は、交流発電機（３Ａ）の励磁回路用電源として使用される〔請求項４〕ように構成することができる。
【００１２】
また、この低電圧大電流モータ用電源においては、交流発電機（３Ｃ）の界磁巻線（ＷＥ）には、ダイオード及び抵抗を組み合わせたスナバ回路（３Ｄ）が並列接続される〔請求項５〕ように構成することができる。
【発明の効果】
【００１３】
この発明による低電圧大電流モータ用電源（請求項１）では、自動車用エンジン等の原動機で駆動される低電圧交流発電機（３Ａ）の整流出力で構成される低電圧電源（３）からインバータ（ＩＶ）を通じて交流モータ（１）を大電流で駆動する構成とし、電圧調整回路（３Ｃ）により、インバータ（ＩＶ）を制御するインバータ制御回路からの指令電圧に基づいて交流発電機（３Ａ）の界磁電流を制御し交流発電機（３Ａ）の出力電圧（Ｖｄ）を自動的に調整し、モータ制御指令に従い交流発電機（３Ａ）側から出力される直流電圧（Ｖｄ）を可変に制御するようにしている。従って、この発明によれば、モータ入力電圧の制御にチョッパやインバータのＰＷＭ制御を用いることなく、インバータのスイッチングに伴う高調波による損失を抑えると共に、大電流・高周波による電圧降下を抑えてモータの電圧利用率を上げ、効率を大きく向上することができ、装備の小型化と低コスト化を図ることができる。
【００１４】
この発明では、車載電源などの電源電池（４）との関係について、交流モータ（１）を大電流で駆動するインバータ（ＩＶ）は、交流発電機（３Ａ）の第１整流回路（３Ｂ）に接続し、交流発電機の第２整流回路（３Ｅ）に電源電池（４）を接続して交流モータ（１）以外の他の電子装置などの電気負荷即ち補器に給電すると共に、電圧調整回路（３Ｃ）により、インバータ制御回路（ＦＣ）からの指令電圧（Ｒｖ）と第１整流回路（３Ｂ）の出力電圧（Ｖｄ）を比較して交流発電機（３Ａ）の出力電圧を調整するように構成している（請求項２）。従って、この発明によれば、モータ起動時の大電流による電圧降下の影響を他の電子装置などに及ぼさないようにすることができる。
【００１５】
この場合、第１及び第２整流回路（３Ｂ，３Ｅ）の一方の出力端子（「接地側」）に接続されるダイオードブリッジ（Ｄ４〜Ｄ６）は、両整流回路（３Ｂ，３Ｅ）で共用するように構成することにより、整流要素を削減することができる（請求項３）。また、電源電池（４）は、交流発電機（３Ａ）の励磁回路用電源として使用するように構成することにより、電源要素を削減することができる（請求項４）。
【００１６】
また、この発明では、交流発電機（３Ａ）の励磁回路について、ダイオード及び抵抗を組み合わせたスナバ回路（３Ｄ）を界磁巻線（ＷＥ：励磁コイル）に並列に接続するように構成している（請求項５）。つまり、交流モータ（１）の起動時には、モータ供給電圧を零電圧或いは零電圧近傍から立ち上げる必要があり、特に、交流発電機（３Ａ）が補器電源（４）に給電している場合は交流発電機出力電圧を一旦零電圧近傍にまで急速に下げる必要があるが、この発明によれば、界磁巻線（ＷＥ）に並列に（即ちブラシＢＲ間に）ダイオードと抵抗（３Ｄ）を接続しているので、界磁巻線（ＷＥ）のインダクタンスの影響を防ぎ、発電機出力電圧の制御応答性を高めて交流発電機出力電圧の立上り及び立下り性能を改善することができる。
【００１７】
この発明によれば、以上のような特徴により、高調波による損失や大電流・高周波による電圧降下を抑えて効率を向上させ、低電圧大電流モータを運転するための装備を小型化し低コスト化を図ることができ、特に、自動車用の車載装置として部品を大幅に削減し軽量化を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図３及び図４は、この発明の一実施例による低電圧大電流モータ用電源のシステム構成を説明するための図であり、図３は第１実施形態の電源構成を示し、図４は第２実施形態の電源構成を示す。この発明の一実施例によるモータ用電源システムは、図３及び図４に示すように、低電圧大電流の多相（例えば、３相）交流モータ１を駆動するインバータ２と、低電圧の交流発電機３Ａにより可変直流電圧をインバータ２に供給する可変電圧電源（オルタネータ）３を備え、インバータ２は、ＰＡＭ方式で動作し電圧制御機能を要しない。また、交流モータ１には、例えば、自動車などで、タービン駆動用コンプレッサをアシスト駆動する高周波電動機（「直結アシストモータ」という）、タービン駆動用コンプレッサをアシストするコンプレッサを駆動する高周波電動機（「コンプレッサアシストモータ」という）、或いは、パワーステアリング機構を駆動する電動機が用いられる。
【００１９】
〔第１実施形態〕
まず、第１実施形態について説明する。第１実施形態のシステムは「専用可変電圧発電機・ＰＡＭ方式」と呼ばれ、第１実施形態では、図３に示すように、交流発電機３Ａを含む可変電圧電源３がインバータ２への電圧供給専用とされる。つまり、他の車載用電子機器などの補器に電力を供給する車載電源バッテリ等の電源電池４は、可変電圧電源３とは別の充電用発電機回路（オルタネータ）から充電され、モータ用電源システムには、インバータ２の制御回路や可変電圧電源３の発電機励磁回路及び調整回路に電源を供給する。従って、専用の交流発電機３Ａを用いることで、既存の充電用発電機回路を設計変更する必要はなく、交流モータ１の運転時には、補器の電源電圧を変動させて他の補器に悪影響を与えるというようなことがない。
【００２０】
インバータ２は、モータ１に可変周波数の電力を供給するインバータ主回路（単にインバータともいう）ＩＶと、インバータ主回路ＩＶを制御するインバータ制御回路ＦＣから成り、インバータ主回路ＩＶは、ブリッジ接続された大電流スイッチング素子（トランジスタ）Ｓ１〜Ｓ６で構成され、直流入力側には、必要に応じて、平滑用コンデンサＣＰが設けられる。また、モータ１には、モータ１の回転速度（周波数）Ｆｒを検出する回転センサＲＥが設けられる。
【００２１】
インバータ制御回路ＦＣは、例えば、速度指令（指令速度）Ｒｓ及び回転センサＲＥからの実際速度Ｆｒに応じて交流モータ１の運転周波数（Ｆｍ）を決定し、決定された運転周波数（Ｆｍ）に基づくゲート信号Ｓｇで順次スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオンオフを制御することにより、インバータ主回路ＩＶからモータ１に所望周波数（Ｆｍ）の電力が供給される。ここで、インバータ２は、例えば、運転周波数（Ｆｍ）の半サイクル当り１８０°又は１２０°通電形の１パルスをモータ１に出力する（ＰＷＭで動作させない）ように構成され、この場合、モータ１に出力される電圧の大きさについては、可変電圧電源３でインバータ主回路ＩＶの入力電圧を制御する「ＰＡＭ方式」により変化される。しかしながら、必要に応じて、ＰＡＭ方式に加え「低次高調波を除去することができるＰＷＭ方式」（例えば、１８０°通電形の所定パターンＰＷＭパルス）を併用してもよい。
【００２２】
インバータ制御回路ＦＣは、また、速度指令Ｒｓ及び実際回転速度Ｆｒから決定される運転周波数（Ｆｍ）に基づき、モータ１の誘起電圧（モータ電圧）Ｖｍに見合う所望のインバータ入力電圧値を演算し、演算されたインバータ入力電圧値を電圧指令（指令電圧）Ｒｖとして可変電圧電源３に送る。
【００２３】
可変電圧電源３は、例えば、自動車用エンジン等の原動機で駆動される低電圧大電流の可変電圧多相（例えば、３相）交流発電機３Ａと、交流発電機３Ａから出力される発電電圧を整流する全波整流回路３Ｂと、交流発電機３Ａの励磁電流を制御して整流回路３Ｂから出力される整流電圧Ｖｄを調整する電圧調整器３Ｃとから成り、交流発電機３Ａの励磁回路に並設されたスナバ回路３Ｄを含む。
【００２４】
交流発電機３Ａは、界磁巻線（励磁コイル）ＷＥを備えたロータと、Ｕ相〜Ｗ相固定子巻線ＷＵ〜ＷＷを備えたステータから成り、整流回路３Ｂは、直流中間回路の母線間に低電圧大電流の正側ダイオードＤ１〜Ｄ３及び接地側（負側）ダイオードＤ４〜Ｄ６がそれぞれ直列接続され、各直列接続ダイオードＤ１−Ｄ４，Ｄ２−Ｄ５，Ｄ３−Ｄ６の接続点に各相固定子巻線ＷＵ〜ＷＷの出力端子が接続された構成を有する。
【００２５】
界磁巻線ＷＥは、電源電池４から、ブラシＢＲ及びスリップリングＳＲを介して給電され、電圧調整器３Ｃの出力制御要素ＳＴにより励磁電流が制御される。各相固定子巻線ＷＵ〜ＷＷには、界磁巻線ＷＥの励磁電流と原動機によるロータの回転に依存する発電電圧が誘起され、固定子巻線ＷＵ〜ＷＷの発電電圧は整流回路３Ｂに出力される。整流回路３Ｂで整流された直流電圧Ｖｄはインバータ主回路ＩＶに供給され、また、整流回路３Ｂの出力電圧Ｖｄは、直流中間回路に設けられた電圧センサＤＶにより検出される。
【００２６】
電圧調整器３Ｃは、上述した出力制御要素（ＭＯＳ−ＦＥＴなどのトランジスタスイッチ）ＳＴと発電電圧調整回路ＶＲから成り、発電電圧調整回路ＶＲは、インバータ制御回路ＦＣからの電圧指令Ｒｖと電圧センサＤＶからの直流中間電圧Ｖｄを比較する比較器と、この比較器からの比較結果に応じて出力制御要素ＳＴをオンオフ制御するスイッチング制御器を備える。つまり、インバータ制御回路ＦＣから電圧指令Ｒｖが電圧調整器３Ｃに入力されると、発電電圧調整回路ＶＲは、電圧指令Ｒｖと直流中間電圧Ｖｄの比較結果に応じて出力制御要素ＳＴを制御することにより、界磁巻線ＷＥに通流する発電機励磁電流を制御し、整流回路３Ｂからインバータ主回路ＩＶに入力される直流電圧Ｖｄを電圧指令Ｒｖに等しくなるように自動電圧調整を行う。
【００２７】
この場合、界磁巻線ＷＥにスナバ回路がないと、発電機電圧の立上り及び立下り特性が界磁巻線ＷＥのインダクタンスに依存するので、発電機電圧の制御に遅れが生じることになるが、界磁巻線ＷＥには、図示のように、スナバ抵抗とダイオードが直列接続されたスナバ回路３Ｄが逆並列に接続されているので、界磁巻線ＷＥのインダクタンスの影響を軽減して制御応答性を高め、発電機電圧の立上り及び立下り性能を改善することができる。例えば、モータ１の起動時はモータ供給電圧を零電圧或いは零電圧近傍から急速に立ち上げ、停止時には零電圧まで急速に低下させることができる。
【００２８】
第１実施形態によるモータ用電源システムでは、モータ１の運転時には、交流発電機３Ａの固定子巻線回路のインダクタンスがモータ電流通路のインダクタンス成分として機能するので、インバータ主回路ＩＶのスイッチングによる高調波の発生を抑制することができる。また、第２の従来技術（図２）のように可変電圧制御を担うチョッパ部分が無くなるので、その分、効率が良くなり冷却面で有利となり、装備の小型・軽量化を図ることができる。さらに、モータ作動時の電源電圧低下に対しても、リレーや回路抵抗などの追加装備を設ける必要がないので、システムの小型・軽量化を図ることができる。
【００２９】
図５は、交流モータ１に誘導モータを用いてすべり周波数制御方式で運転する場合のインバータ制御回路の極くシンプルな原理的構成例を示す。この場合、誘導モータには、通常タイプのかご型ロータ又は特許文献１の図９〜図１１で説明されているようなソリッド型ロータを備えたものを用いることができる。図５に例示したインバータ制御回路ＦＣは、速度比較器Ｃ１、すべり周波数演算回路Ｃ２、加算器Ｃ３及びゲート制御回路Ｃ４から成るインバータ周波数制御系と、加算器Ｃ３からのモータ運転周波数Ｆｍを受ける入力電圧指令回路Ｃ５で成るインバータ入力電圧指令系で構成される。
【００３０】
インバータ周波数制御系において、速度比較器Ｃ１は、回転センサＲＥの回転検出信号から得られる交流モータ１の実際の回転速度（回転周波数）Ｆｒを速度指令Ｒｓと比較して速度誤差Ｎｅを生成する。すべり周波数演算回路Ｃ２は、速度誤差Ｎｅ＝Ｒｓ−Ｆｒが所定値以下の場合は、速度誤差Ｎｅに定数ｋ１を掛けてすべり周波数指令Ｆｓ＝ｋ１・Ｎｅに変換し、速度誤差Ｎｅが正負の所定値を越えると一定のすべり周波数指令Ｆｓ＝一定値を出力する。
【００３１】
加算器Ｃ３は、すべり周波数指令Ｆｓに回転センサＲＥからの回転周波数Ｆｒを加算してインバータＩＶの運転周波数指令Ｆｍ＝Ｆｒ＋Ｆｓを生成する。ゲート制御回路Ｃ４は、加算器Ｃ３から出力される運転周波数指令Ｆｍに基づいてインバータＩＶのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にゲート制御信号Ｇｓを出力し、運転周波数Ｆｍの半サイクル当り１８０°又は１２０°通電形の１パルスを半波電圧としてインバータＩＶからモータ１の各相ステータ巻線に出力させる。
【００３２】
インバータ入力電圧指令系すなわち入力電圧指令回路Ｃ５は、加算器Ｃ３からの運転周波数指令Ｆｍに対応するインバータＩＶの入力電圧指令Ｒｖを生成し、この入力電圧指令Ｒｖは、運転周波数指令Ｆｍが所定値Ｆｍｒ以下の範囲では、運転周波数指令Ｆｍの値に比例させてＲｖ＝ｋ２・Ｆｍ（ｋ２：定数）の関係をもち（Ｖｍ／Ｆｍ＝一定：所定の一定磁束を維持させる）、運転周波数指令Ｆｍが所定値Ｆｍｒを超える範囲では、所定の電圧指令値Ｖｒ（＝ｋ２・Ｆｍｒ）に制限してＲｖ＝Ｖｒの関係をもつ。この電圧指令値Ｖｒは、例えば、モータ１乃至交流発電機３Ａの定格電圧に対応する最大直流電圧（＝電源電池４の基準電圧Ｖｂｏ、例えば、１４Ｖ）に設定することができる。そして、このように運転周波数Ｆｍの増大に応じてほぼ直線状に増大し所定の定格電圧値Ｖｒで一定となる入力電圧指令Ｒｖは、電圧調整器３の発電電圧調整回路３Ｃに出力される。
【００３３】
図６は、この電源システムの実際の電圧特性例を示す。インバータ制御回路ＦＣから出力される電圧指令Ｒｖが運転周波数Ｆｍの増大に対して直線状に変化するのに対して、運転周波数Ｆｍの増大に対する実際の直流電圧Ｖｄ及びモータ電圧Ｖｍは、図６（１）に示すように、界磁巻線ＷＥの応答遅れ（スナバ回路３Ｄで改善されるが、若干の遅れが残る）によりやや曲線状に変化する。
【００３４】
また、図６（２）に示すように、時間ｔ＝ｔ１でモータの起動を指令し運転周波数Ｆｍを一定の加速度で増大させ時間ｔ＝ｔ２でモータの停止を指令した場合、実際の直流電圧Ｖｄは、時間ｔの経過に従って、実線で示される曲線のように変化する。モータ１を直結アシストモータ（出力２ｋｗ、定格回転速度 100,000ｒｐｍ）に用いた実験例では、時間ｔ１〜ｔ２間のインバータ運転期間は０．５〜３秒であってこの間に十分なモータ速度Ｆｒで運転することができ、スナバ回路３Ｄを設けない場合に比べると、立上り及び立下り特性が十分に改善されたことが確認された。
【００３５】
〔第２実施形態〕
次に、第２実施形態について説明する。第２実施形態のシステムは「補器電源兼用可変電圧発電機・ＰＡＭ方式」と呼ばれ、第２実施形態では、図４に示すように、交流発電機３Ａを含む可変電圧電源３は、第１整流回路３Ｂを通じてインバータ２に電源電力を供給するだけでなく、第２整流回路３Ｅを通じて補器用電源電池４に電源電力を供給する。つまり、このモータ用電源システムの可変電圧電源３はインバータ２への電源供給と独立して電源電池４を充電し、電源電池４は、他の車載用電子機器などの補器に電力を供給すると共に、インバータ２の制御回路や可変電圧電源３の発電機励磁回路及び調整回路に電源を供給する。従って、交流発電機３Ａを補器電源供給とモータ駆動に兼用することができ、モータ駆動専用の発電機回路を別設する必要がない。また、インバータ２と電源電池４は第１及び第２整流回路３Ｂ，３Ｅで回路的に分離されているので、交流モータ１の運転時は、補器の電源電圧を変動させて他の補器に悪影響を与えるようなことがない。
【００３６】
第２実施形態のモータ用電源システムにおいて、インバータ２は、第１実施形態の構成と同様であり、図５で説明したインバータ制御回路ＦＣの構成例はそのまま適用することができる。また、可変電圧電源３については、発電電圧調整回路３Ｃが更なる電圧調整機能を有し、発電電圧を整流するのに２つの整流回路３Ｂ，３Ｅを用いる点を除いて、機器の基本的構成に格別の相違はない。すなわち、第２実施形態では、発電電圧調整回路３Ｃが更に電源電池４への充電電圧調整機能を有する。また、可変電圧電源３の整流回路は、インバータ主回路ＩＶに直流電圧Ｖｄを与える第１整流回路３Ｂと、電源電池４に直流電圧Ｖｂを与える第２整流回路３Ｅから構成され、第１整流回路３ＢとインバータＩＶの間の直流中間回路には、直流中間電圧Ｖｄを検出するための第１電圧センサＤＶａが設けられ、第２整流回路３Ｅと電源電池４の間の電源母線には、電源電池４の電圧（電源電圧）Ｖｂを検出するための第２電圧センサＤＶｂが設けられる。
【００３７】
第１整流回路３Ｂは、第１実施形態と同様に、直流中間回路の母線間に低電圧大電流の正側ダイオードＤ１〜Ｄ３及び接地側（負側）ダイオードＤ４〜Ｄ６がそれぞれ直列接続され、各直列接続ダイオードＤ１−Ｄ４，Ｄ２−Ｄ５，Ｄ３−Ｄ６の接続点に各相固定子巻線ＷＵ〜ＷＷの出力端子が接続された構成を有する。
【００３８】
一方、第２整流回路３Ｅは、電源電池４の端子が接続される補器電源母線間に、正側ダイオードＤ７〜Ｄ９と第１整流回路３Ｂの接地側（負側）ダイオードＤ４〜Ｄ６がそれぞれ直列接続され、各直列接続ダイオードＤ７−Ｄ４，Ｄ８−Ｄ５，Ｄ９−Ｄ６の接続点に各相固定子巻線ＷＵ〜ＷＷの出力端子が接続された構成を有する。つまり、第１及び第２整流回路３Ｂ，３Ｅは、接地側（負側）ダイオードＤ４〜Ｄ６を含む接地側（負側）ブリッジアーム（辺）を共用し、これにより部品点数が削減される。なお、直流中間回路と電源母線に共通する接地側（負側）に接続されるダイオードＤ４〜Ｄ６には、破線で示すように、ダイオードＤＡ〜ＤＣを夫々並列接続してもよい。
【００３９】
電圧調整器３Ｃの電圧調整機能については、インバータ制御回路ＦＣからの電圧指令Ｒｖが優先される。モータ１の運転時は、インバータ制御回路ＦＣは電圧指令Ｒｖを発電電圧調整回路ＶＲに送り、電圧調整回路ＶＲは、この電圧指令Ｒｖと第１電圧センサＤＶａからの直流中間電圧Ｖｄとの比較結果に応じて出力制御要素ＳＴを制御して、直流電圧Ｖｄが電圧指令Ｒｖに等しくなるように自動電圧調整を行う。一方、インバータ制御回路ＦＣから電圧指令Ｒｖが送出されないモータ１の非運転時には、発電電圧調整回路ＶＲは、内蔵した電源基準電圧Ｖｂｏと第２電圧センサＤＶｂで検出された実際の電源電圧Ｖｂとを比較し、この比較結果に応じて出力制御要素ＳＴを制御して、電源電圧Ｖｂが電源基準電圧Ｖｂｏに等しくなるように自動電圧調整を行う。
【００４０】
界磁巻線ＷＥに並設されたスナバ回路は、先に説明したように、界磁巻線ＷＥのインダクタンスの影響を軽減して発電機電圧の立上り及び立下り時の制御応答性を高めることができ、運転周波数Ｆｍの増大に対する実際の直流電圧Ｖｄ及びモータ電圧Ｖｍは、図６（１）に示すような特性となる。特に、モータ１の起動時に、交流発電機出力電圧を一旦零電圧近傍にまで急速に下げることができる。
【００４１】
例えば、図６（２）に示すように、時間ｔ＝ｔ１でモータの起動を指令し運転周波数Ｆｍを一定の加速度で増大させ、時間ｔ＝ｔ２でモータの停止を指令しインバータＩＶをオフした場合、実際の直流電圧Ｖｄは、時間ｔの経過に従って、破線で示される曲線のように変化する。モータ１を直結アシストモータ（出力２ｋｗ、定格回転速度 100,000ｒｐｍ）に用いた実験例では、時間ｔ１〜ｔ２間のインバータ運転期間が０．５〜３秒の間に十分なモータ速度Ｆｒで運転することができ、スナバ回路３Ｄを設けない場合に比べると、立上り及び立下り特性、特に、初期の立下り特性が十分に改善されたことが確認された。
【００４２】
また、第１実施形態と同様に、モータ１の運転時には、交流発電機３Ａの固定子巻線回路のインダクタンスがモータ回路のインダクタンス成分として機能してインバータ主回路ＩＶのスイッチングによる高調波の発生を抑制することができ、従来技術のチョッパ部分やリレーや回路抵抗などの装備を無くして効率を上げシステムの小型・軽量化を図ることができる。
【００４３】
以上説明したように、この発明の一実施例による電源システムでは、車両用ターボアシストモータのような低電圧大電流の交流モータ１を、低電圧交流発電機３Ａ及び整流回路３Ｂを含む可変低電圧電源３からＰＡＭ方式のインバータＩＶを通じて大電流で駆動するようにし、モータ１の運転時には、可変低電圧電源３の電圧調整回路３Ｃにより、インバータＩＶの運転周波数Ｆｍを制御するインバータ制御回路ＦＣからの指令電圧Ｒｖに基づいて交流発電機３Ａの界磁電流を制御し、交流発電機３Ａの出力電圧Ｖｄを自動的に調整する（図３〜５）。これにより、インバータのスイッチングに伴う高調波による損失を抑えると共に、モータ起動時の大電流による電圧降下の影響を他の電子装置などに及ぼさないようにすることができる。また、可変低電圧電源３は、専らインバータＩＶと交流モータ１に所望電圧の電力を供給するように構成することができ（図３）、さらに、交流発電機３Ａの出力を第２整流回路３Ｅで整流し、他の電気負荷（補器）に給電する電源電池４にも電力を供給するように構成することができる（図４）。
【００４４】
〔種々の実施態様〕
以上、図面を参照しつつこの発明の好適な実施例を詳述したが、これらの実施例は単なる一例であって、この発明の精神を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。例えば、実施例では、交流モータとして滑り周波数制御方式で誘導モータを使用する場合について説明したが、誘導モータを使用する場合はベクトル制御方式により運転することもできる。また、交流モータとして永久磁石ロータを備えた同期モータを使用し、例えば、無整流子電動機方式で運転することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】第１の従来技術を説明するための図である。
【図２】第２の従来技術を説明するための図である。
【図３】この発明の第１実施形態による低電圧大電流モータ用電源の構成図である。
【図４】この発明の第２実施形態による低電圧大電流モータ用電源の構成図である。
【図５】この発明の一実施例による低電圧大電流モータ用電源に用いられるインバータ制御回路の構成例を表わす図である。
【図６】この発明の一実施例による低電圧大電流モータ用電源の実際の電圧特性例を示す図である。。
【符号の説明】
【００４６】
１  低電圧大電流交流モータ（誘導機又は同期機）、
２  インバータ主回路ＩＶ及びインバータ制御回路ＦＣを備えるインバータ、
３  交流発電機３Ａ、整流回路３Ｂ，３Ｅ及び電圧調整器３Ｃを有する可変電圧電源、
４  車両用電源（バッテリ）。
【図１】
2008148498.tif 000003
【図２】
2008148498.tif 000004
【図３】
2008148498.tif 000005
【図４】
2008148498.tif 000006
【図５】
2008148498.tif 000007
【図６】
2008148498.tif 000008