(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ信号で１搬送波以上の大きな周波数オフセットにも対応可能な周波数オフセット／ＯＦＤＭシンボル検出器を提供する。【解決手段】４種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信されるＯＦＤＭ変調信号をフーリエ変換して生成された受信信号Ｒに擬似乱数ビット列Ｗを掛け合わせる乗算回路３０と、４種類のパターン毎に乗算回路３０の乗算結果Ｒ×Ｗから各パターンに応じたパイロットシンボルを抽出し、抽出したパイロットシンボル間の位相差の合計を算出して絶対値｜Ｖ｜を出力する４個の演算回路４０と、４個の演算回路４０で算出された絶対値｜Ｖ｜の最大値に基づいて周波数オフセットＯＦＦを検出する検出回路５０とで構成する。検出された周波数オフセットＯＦＦに基づいて複素正弦波ＳＩＮを生成し、入力信号ＩＮを周波数変換すれば、受信信号Ｒのオフセットが補正できる。【選択図】図１
2008136162.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信される直交周波数分割多重変調信号を復調して生成された受信信号に擬似乱数ビット列を掛け合わせる乗算回路と、
前記Ｎ種類のパターンに対応して設けられ、前記乗算回路の乗算結果から各パターンに応じたパイロットシンボルを抽出し、該抽出したパイロットシンボル間の位相差の合計を算出するＮ個の演算回路と、
前記Ｎ個の演算回路で算出された合計の最大値に基づいて前記受信信号の周波数オフセットを検出する検出回路とを、
備えたことを特徴とする周波数オフセット検出器。
【請求項２】
前記各演算回路は、
前記乗算回路の乗算結果から前記Ｎ種類のパターンの中の対応するパターンに応じて前記分散配置されたパイロットシンボルを抽出する抽出部と、
前記抽出部で抽出されたパイロットシンボル間の位相差を検出する差分検出部と、
前記差分検出部で検出された前記パイロットシンボル間の位相差の合計を算出する加算部と、
前記加算部で算出された位相差の合計の絶対値を計算する絶対値部とで、
構成したことを特徴とする請求項１記載の周波数オフセット検出器。
【請求項３】
前記差分検出部は、前記抽出部で抽出された異なるパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した複数の差分信号を用いて複数のパイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とする請求項２記載の周波数オフセット検出器。
【請求項４】
前記加算部は、前記差分検出部によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致しているときに、それぞれの差分信号を足し合わせ、配列パターンの最大値同士を足し合わせることを特徴とする請求項３記載の周波数オフセット検出器。
【請求項５】
前記加算部は、前記差分検出部によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致していないときには、最大値の大きい方の差分信号を出力することを特徴とする請求項４記載の周波数オフセット検出器。
【請求項６】
前記各演算回路に、前記絶対値部で計算された絶対値に前回計算された絶対値を加味した加重平均値を算出して前記パターン検出回路に出力する加重平均部を設けたことを特徴とする請求項２乃至５のいずれか１項に記載の周波数オフセット検出器。
【請求項７】
前記差分検出部は、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボルのベクトル成分を４値のベクトルに区分し、区分したベクトル間の位相差を算出した後、４値に対応したベクトルに戻して前記パイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とする請求項２記載の周波数オフセット検出器。
【請求項８】
前記差分検出部は、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボルのベクトル成分を８値のベクトルに区分し、区分したベクトル間の位相差を算出した後、８値に対応したベクトルに戻して前記パイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とする請求項２記載の周波数オフセット検出器。
【請求項９】
前記パターンの種類は４種類であり、前記パイロットシンボルは周波数順に１２本に１本のサブキャリアにより、それぞれ４シンボル期間に１回の割合で分散配置されて送信されることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の周波数オフセット検出器。
【請求項１０】
Ｎ種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信される直交周波数分割多重変調信号を復調して生成された受信信号に擬似乱数ビット列を掛け合わせる乗算回路と、
前記Ｎ種類のパターンに対応して設けられ、前記乗算回路の乗算結果から各パターンに応じたパイロットシンボルを抽出し、該抽出したパイロットシンボル間の位相差の合計を算出するＮ個の演算回路と、
前記Ｎ個の演算回路で算出された合計の最大値に基づいて前記受信信号のＯＦＤＭシンボルを検出する検出回路とを、
備えたことを特徴とするＯＦＤＭシンボル検出器。
【請求項１１】
前記各演算回路は、
前記乗算回路の乗算結果から前記Ｎ種類のパターンの中の対応するパターンに応じて前記分散配置されたパイロットシンボルを抽出する抽出部と、
前記抽出部で抽出されたパイロットシンボル間の位相差を検出する差分検出部と、
前記差分検出部で検出された前記パイロットシンボル間の位相差の合計を算出する加算部と、
前記加算部で算出された位相差の合計の絶対値を計算する絶対値部とで、
構成したことを特徴とする請求項１０記載のＯＦＤＭシンボル検出器。
【請求項１２】
前記差分検出部は、前記抽出部で抽出された異なるパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した複数の差分信号を用いて複数のパイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とする請求項１１記載のＯＦＤＭシンボル検出器。
【請求項１３】
前記加算部は、前記差分検出部によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致しているときに、それぞれの差分信号を足し合わせ、配列パターンの最大値同士を足し合わせることを特徴とする請求項１２記載のＯＦＤＭシンボル検出器。
【請求項１４】
前記加算部は、前記差分検出部によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致していないときには、最大値の大きい方の差分信号を出力することを特徴とする請求項１３記載のＯＦＤＭシンボル検出器。
【請求項１５】
前記各演算回路に、前記絶対値部で計算された絶対値に前回計算された絶対値を加味した加重平均値を算出して前記パターン検出回路に出力する加重平均部を設けたことを特徴とする請求項１１乃至１４のいずれか１項に記載のＯＦＤＭシンボル検出器。
【請求項１６】
前記差分検出部は、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボルのベクトル成分を４値のベクトルに区分し、区分したベクトル間の位相差を算出した後、４値に対応したベクトルに戻して前記パイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とする請求項１１記載のＯＦＤＭシンボル検出器。
【請求項１７】
前記差分検出部は、前記抽出部で抽出されたパイロットシンボルのベクトル成分を８値のベクトルに区分し、区分したベクトル間の位相差を算出した後、８値に対応したベクトルに戻して前記パイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴とする請求項１１記載のＯＦＤＭシンボル検出器。
【請求項１８】
前記パターンの種類は４種類であり、前記パイロットシンボルは周波数順に１２本に１本のサブキャリアにより、それぞれ４シンボル期間に１回の割合で分散配置されて送信されることを特徴とする請求項１０乃至１７のいずれか１項に記載のＯＦＤＭシンボル検出器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＩＳＤＢ−Ｔ(Integrated  Services  Digital  Broadcasting-Terrestrial：地上デジタル放送)等において、受信信号の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出器と、受信信号に含まれる基準のパイロット信号を用いてＯＦＤＭ(Orthogonal  Frequency  Division  Multiplex:直交周波数分割多重)シンボルを検出するＯＦＤＭシンボル検出器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＩＳＤＢ−Ｔの放送信号は、下記特許文献１等に記載されているように、テレビジョン放送では１３個、ラジオ放送では１個または３個のＯＦＤＭセグメント（以下、単に「セグメント」という）で構成されている。１つのセグメントは、伝送モードに応じた所定数（例えば、モード１では１０８）の搬送波の束であり、約４３０ｋＨｚの帯域を有している。搬送波には、予め定められた変調方式で変調される制御情報キャリアと、この制御情報キャリアで示される変調方法で変調されて放送の本体的な情報を伝送するデータキャリアとがある。
【０００３】
１セグメントにおいて、シンボル周期（変調周期：約１ｍｓ）毎に、各搬送波が個別の複素シンボル（情報信号の直交成分を実部と虚部とで表す、いわゆるＩＱシンボル）で変調され、１つのＯＦＤＭシンボルに多重されて伝送される。そして、２０４個のＯＦＤＭシンボルが１つの伝送フレームを構成している。
【０００４】
図２は、ＩＳＤＢ−Ｔの伝送フレームの構成例を示す図である。この図２では、キャリアを周波数の昇順に左から右へ並べ、ＯＦＤＭシンボルを時間順に上から下に並べて示している。キャリアとＯＦＤＭシンボルとが交差するセルには、シンボル番号ｎの期間にキャリアｋを変調する１つの複素シンボルｃ（ｎ，ｋ）が位置付けられている。従って、この図は、複素シンボルｃ（ｎ，ｋ）のキャリアの周波数順と時間順の配列を示している。
【０００５】
図２中に“ＳＰ”と記載したシンボルは、信号の等化に用いる基準値を示すパイロットシンボルであるＳＰシンボルを示している。ＳＰシンボルは、時間順には、３本に１本のキャリアによって、それぞれ４シンボル期間に１回伝送される。また、周波数順には、すべてのシンボル期間において、１２本に１本のキャリアによってＳＰシンボルが伝送される。
【０００６】
また、図２中に“ＴＭＣＣ”と記載したシンボルは、予め定められた制御情報キャリアを用いてＴＭＣＣ(Transmission  and  Multiplexing  Configuration  Control)信号を伝送するものである。ＴＭＣＣ信号は、シンボル番号１〜１６にフレームの同期タイミングを示す同期シンボルを含み、シンボル番号１７〜１９にセグメント形式識別シンボルを含み、シンボル番号２０〜１２１にそのセグメント種別や変調方法等を示すＴＭＣＣ情報シンボルを含んでいる。なお、制御情報キャリアは、ＤＢＰＳＫ(Differential  Binary  Phase  Shift  Keying)方式で変調されるように定められている。また、図２中で“ＳＰ”または“ＴＭＣＣ”と記載されていないシンボルは、放送の本体的な情報を伝送するデータシンボルである。
【０００７】
このような放送信号は、４５０〜７００ＭＨｚの無線信号ＲＦとして送信されるが、受信側には送信側のアンテナから受信アンテナに直接届く電波のほか、建物や壁に電波が反射することで、さまざまな経路を通って受信側に電波が届くマルチパスという現象が起こる。マルチパスが発生すると、反射した電波は送信アンテナから受信アンテナに直接届く電波に比べて遅れて到着するため、前後の信号が重なって信号をきちんと受信するのが困難となる。そこでＯＦＤＭ方式では、この信号の重なりを防ぐために、ガード・インターバルが用いられる。
【０００８】
具体的には、ＯＦＤＭ方式では多数の搬送波を用いてデータを同時に送信するが、その一つひとつの搬送波にデータを載せる際、データを変調した信号をそのまま送り出すのではなく、変調した信号の後半の部分をまるごとコピーしてその信号の前に付けて送信する。このコピーした部分が、ガード・インターバルである。元の信号にガード・インターバルを付けることで、１シンボルの長さは長くなるが、ガード・インターバル分の冗長があるので、マルチパスが発生して受信時に前後の信号が多少重なっても、元の信号を取り出すのに十分な長さの重ならない部分が残る。これにより、マルチパスの影響を最小限に抑えることができるようになっている。更に、このガード・インターバルは、受信周波数の補正にも用いられている。
【０００９】
図３は、従来のＯＦＤＭ受信器における周波数補正機構の構成図である。
この周波数補正機構では、受信した入力信号ＩＮは周波数変換回路１へ与えられ、自動周波数制御信号ＡＦＣによって中間周波信号ＩＦに変換されて自己相関検出部２に出力される。自己相関検出部２では、中間周波信号ＩＦの自己相関関数が求められ、その自己相関関数が、周波数制御部３に与えられる。周波数制御部３では、自己相関関数に基づいて、中間周波信号ＩＦが所定の周波数になるような自動周波数制御信号ＡＦＣが生成され、周波数変換回路１にフィードバックされる。これにより、周波数変換回路１から出力される中間周波信号ＩＦは所定の周波数となるように制御される。なお、所定の周波数に制御された中間周波信号ＩＦは、高速フーリエ変換回路（以下、「ＦＦＴ」という）４に与えられ、セグメントを構成する搬送波毎の信号に変換された受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）に変換される。
【００１０】
【特許文献１】特開２００４−１５３８１１号公報
【特許文献２】特開２００５−４５６６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、前記周波数補正機構では、１シンボル毎に設けられたガード・インターバルを用いて自動周波数制御信号ＡＦＣを生成している。このため、周波数オフセットによって１有効シンボル内で１回転（１搬送波の周波数に相当）以上の回転が生じた場合には、補正が不可能である。
【００１２】
即ち、周波数オフセットによって中間周波信号ＩＦの周波数がずれると、図４に示すように、ＳＰシンボルが、正規のキャリア番号０からキャリア番号１やキャリア番号２にずれてしまうので、ＦＦＴ４から出力されるキャリア番号０の受信信号にＳＰシンボルが含まれなくなり、データを正常に受信することができなくなる。
【００１３】
また、ＯＦＤＭのガード・インターバルの性質を利用した自己相関検出によるＯＦＤＭシンボル検出では、受信信号に含まれる雑音成分が大きい場合やマルチパス受信の場合、高い相関が得られない。相関の高さを信頼度としてＯＦＤＭシンボルを検出しようとした場合、長時間のフィルタリング等により相関値に含まれる扶養成分を除去しなければ、ＯＦＤＭシンボルであると判定できない、等の課題があった。
【００１４】
本発明は、ＯＦＤＭ信号における１搬送波以上の大きな周波数オフセットにも対応可能な周波数オフセット検出器と、マルチパス受信状態等でも短時間にＯＦＤＭシンボルを検出することができるＯＦＤＭシンボル検出器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の周波数オフセット検出器は、Ｎ種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信されるＯＦＤＭ変調信号を復調して生成された受信信号に擬似乱数ビット列を掛け合わせる乗算回路と、前記Ｎ種類のパターンに対応して設けられ、前記乗算回路の乗算結果から各パターンに応じたパイロットシンボルを抽出し、該抽出したパイロットシンボル間の位相差の合計を算出するＮ個の演算回路と、前記Ｎ個の演算回路で算出された合計の最大値に基づいて前記受信信号の周波数オフセットを検出する検出回路とを備えたことを特徴としている。
【００１６】
また、本発明のＯＦＤＭシンボル検出器は、周波数オフセット検出器の検出回路に代えて、前記Ｎ個の演算回路で算出された合計の最大値に基づいて前記受信信号のＯＦＤＭシンボルを検出する検出回路を備えたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１７】
本発明では、受信信号に擬似乱数ビット列を掛け合わせた乗算結果をＮ個の演算回路に入力し、各演算回路でそれぞれ対応するパターンに従ってパイロットシンボルを抽出してその抽出したパイロットシンボル間の位相差の合計を算出し、これらのＮ個の演算回路の内で算出された合計の最大値に基づいて受信信号の周波数オフセットを検出するようにしている。これにより、１シンボル期間の受信信号で、ＯＦＤＭ信号で１搬送波以上ずれた周波数オフセットやＯＦＤＭシンボルを検出することができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
この発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、次の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、より完全に明らかになるであろう。但し、図面は、もっぱら解説のためのものであって、この発明の範囲を限定するものではない。
【実施例１】
【００１９】
図１は、本発明の実施例１を示す周波数オフセット／ＯＦＤＭシンボル検出器の構成図である。
【００２０】
この周波数オフセット／ＯＦＤＭシンボル検出器は、図示しないアンテナで受信されたＯＦＤＭ変調方式の高周波信号が中間周波信号に変換され、更にデジタル信号に変換されて入力信号ＩＮとして与えられる周波数変換回路１０を有している。周波数変換回路１０は、入力信号ＩＮに複素正弦波信号ＳＩＮを掛け合わせることにより、この入力信号ＩＮの周波数変換を行うものである。周波数変換回路１０の出力側には、ＦＦＴ２０が接続されている。
【００２１】
ＦＦＴ２０は、周波数変換回路１０から出力される信号を周波数領域の信号に変換することにより、セグメントを構成する搬送波毎の受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）を出力するものである。なお、ここで、ｎはシンボル番号であり、ｋはキャリアの番号である。受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）は、乗算回路３０に与えられるようになっている。
【００２２】
乗算回路３０は、受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）に擬似乱数ビット列ＰＲＢＳの値Ｗ（ｋ）を掛け合わせるもので、この乗算回路３０の乗算結果Ｒ×Ｗが４つの演算回路４０ｐ（但し、ｐ＝１，２，３，４）に共通に与えられるようになっている。
【００２３】
演算回路４０ｐは、４つのＳＰパターン毎に同様の演算処理を行うものである。各演算回路４０ｐは、パターンｐのＳＰシンボルを抽出するＳＰ抽出部４１ｐと、ＳＰ抽出部４１ｐで抽出されたＳＰシンボル間の位相差を検出する差分検出部４２ｐと、差分検出部４２ｐで検出された位相差の合計を算出する加算部４３ｐと、加算部４３ｐで算出された合計の絶対値を求める絶対値部４４ｐで構成されている。
【００２４】
４つの演算回路４０ｐの出力側は、パターンｐの番号と周波数オフセットを検出するための検出回路５０に接続されている。検出回路５０は、４つの演算回路４０ｐの演算結果の値の最大値に基づいて、ＳＰ配置の検出信号ＤＥＴ１と周波数オフセットＯＦＦを出力するものである。検出回路５０から出力される検出信号ＤＥＴ１は、タイミング信号として図示しないパイロット抽出回路に与えられ、周波数オフセットＯＦＦは、複素正弦波生成回路６０とデジタルフィルタ７０に与えられている。
【００２５】
複素正弦波生成回路６０は、周波数オフセットＯＦＦに従って、周波数変換回路１０に与える複素正弦波信号ＳＩＮを生成するものである。また、デジタルフィルタ７０は、周波数オフセットＯＦＦの変動の有無を判定することによって、ＯＦＤＭシンボルが検出されている状態か否かを示す検出信号ＤＥＴ２を出力するものである。
【００２６】
図５は、本実施例における受信信号の定義を示す図であり、図６は、４つのＳＰパターンを示す図である。以下、これらの図５と図６を参照しつつ、図１の動作を説明する。
【００２７】
ＦＦＴ２０から、セグメントを構成する搬送波毎の信号に変換された複素数表示の図５に示すような受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）が出力される。但し、ｎは時間順に並べたシンボル番号であり、ｋは周波数順に並べたキャリア番号である。本実施例では、図５に示すように、ｋ＝０〜５１１の５１２本のキャリアを使用している。
【００２８】
受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）は、乗算回路３０により、擬似乱数ビット列ＰＲＢＳの値Ｗ（ｋ）と掛け合わされ、乗算結果のＲ（ｎ，ｋ）×Ｗ（ｋ）が、４つの演算回路４０ｐに共通に与えられる。
【００２９】
各演算回路４０ｐのＳＰ抽出部４１ｐでは、それぞれ図６に示す４つのＳＰパターンＰＴＮ１，ＰＴＮ２，ＰＴＮ３，ＰＴＮ４に従って、乗算結果の中からＳＰシンボルを抽出する。なお、この図６では、黒丸の位置がＳＰシンボルを示している。これにより、各ＳＰ抽出部４１ｐで抽出される信号ＳＰ（ｆ，ｎ，ｐ，ｉ）は、次のものである。
ＳＰ(f,n,p,i)＝Ｒ(n,(p-1)×3＋i×4+f))×Ｗ((p-1)×3+i×4)  ・・（１）
【００３０】
ここで、ｉは４３２本のキャリアから１２本毎に１本の割合でＳＰシンボルを抽出したもので、ｉ＝０，１，２，…，３５である。また、ｆは、０,１,２，…，４０であり、周波数オフセットＯＦＦを検出するための変数である。
【００３１】
各ＳＰ抽出部４１ｐで抽出された３６個の信号ＳＰ（ｆ，ｎ，ｐ，ｉ）は、対応する差分検出部４２ｐに与えられ、抽出されたＳＰシンボル間の位相差ｄＳＰ（ｆ，ｎ，ｐ，ｉ）が次式によって検出される。
ｄＳＰ(f,n,p,i)＝ＳＰ(f,n,p,i+1)／ＳＰ(f,n,p,i)  ・・（２）
但し、ｉ＝０，１，２，…，３４である。
【００３２】
各差分検出部４２ｐで検出された位相差ｄＳＰ（ｆ，ｎ，ｐ，ｉ）は、対応する加算部４３ｐに与えられ、位相差の合計Ｖ（ｆ，ｎ，ｐ）が次のように算出される。
Ｖ(f,n,p)＝ｄＳＰ(f,n,p,0)＋ｄＳＰ(f,n,p,1)＋・・・・＋ｄＳＰ(f,n,p,34)  ・・（３）
【００３３】
各加算部１３ｐで算出された位相差の合計Ｖ（ｎ，ｐ）は、対応する絶対値部１４ｐに与えられ、算出された合計の絶対値｜Ｖ（ｆ，ｎ，ｐ）｜が計算される。
【００３４】
更に、各絶対値部４４ｐで計算された絶対値｜Ｖ（ｆ，ｎ，ｐ）｜は、検出回路５０に与えられ、４つの演算回路４０ｐの計算結果の絶対値の最大値が検出され、この最大値を出力している演算回路４０ｐの番号ｐが、そのシンボル番号ｎに対応するパターンの検出信号ＤＥＴとして出力される。また、その最大値に対応するｆの値が、周波数オフセットＯＦＦとして複素正弦波生成回路６０とデジタルフィルタ７０に出力される。
【００３５】
複素正弦波生成回路６０に与えられた周波数オフセットＯＦＦは、複素正弦波生成回路６０により、この周波数オフセットＯＦＦの値に応じた周波数の複素正弦波ＳＩＮが生成される。生成された複素正弦波ＳＩＮは周波数変換回路１０に与えられる。これにより、入力信号ＩＮの周波数は、複素正弦波ＳＩＮだけ変移されてＦＦＴ２０に出力される。従って、ＦＦＴ２０には周波数オフセットのない信号が与えられる。
【００３６】
一方、デジタルフィルタ７０に与えられた周波数オフセットＯＦＦは、デジタルフィルタ７０により、ＯＦＤＭシンボルが検出されている状態か否かを示す検出信号ＤＥＴ２が出力される。即ち、周波数オフセットＯＦＦの変動がない場合は、ＯＦＤＭシンボルが検出されていると判定され、この周波数オフセットＯＦＦが変動していれば、ＯＦＤＭシンボルが検出されていないと判定される。
【００３７】
以上のように、この実施例１の周波数オフセット／ＯＦＤＭシンボル検出器は、４つのＳＰパターン毎にＳＰシンボルを抽出し、抽出したＳＰシンボル間の差分の合計の絶対値を算出する演算回路１０ｐと、最大の絶対値を出力する演算回路１０ｐを検出することによって、その最大値から周波数オフセットＯＦＦを検出する検出回路２０を有している。これにより、１搬送波以上の大きな周波数オフセットが生じても、検出された周波数オフセットＯＦＦに基づいて入力信号ＩＮの周波数を補正することができるという利点がある。また、１シンボル期間の受信信号Ｒで周波数オフセットとＯＦＤＭシンボルを検出できるので、応答速度が速いという利点がある。
【実施例２】
【００３８】
図７は、本発明の実施例２を示す周波数オフセット検出器の構成図であり、図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
【００３９】
この周波数オフセット検出器は、図１における各演算回路４０ｐの絶対値部４４ｐの出力側に、例えばＩＩＲ(Infinite  Impulse  Response)フィルタで構成される加重平均回路４５ｐを設けたものである。その他の構成は、図１と同様である。
【００４０】
この周波数オフセット検出器では、各演算回路４０ｐの絶対値部４４ｐから出力される絶対値｜Ｖ（ｆ，ｎ，ｐ）｜に対して、加重平均回路４５ｐによって次のような演算が施され、信号Ｓ（ｆ，ｎ，ｐ）が出力される。
Ｓ(f,n,p)＝α×Ｓ(f,n-1,(p-1)mod4)＋(1-α)×｜V(f,n,p)｜  ・・（４）
但し、α＜１とする。
【００４１】
これにより、加重平均回路４５ｐから出力される信号Ｓ（ｆ、ｎ，ｐ）は、過去のシンボルに対する演算結果と今回の演算結果との加重平均となるので、シンボル毎に受信状態が変動するような劣悪な環境においても、安定した状態で周波数オフセットを検出することができるという利点がある。
【実施例３】
【００４２】
実施例１の周波数オフセット算出式で用いた隣接するＳＰシンボルの差分情報では、例えば等電力のマルチパス受信の伝送路環境で、ＳＰシンボルの周波数配列周期に関連する周波数特性となることがあり、特定のＳＰシンボルの受信電力が非常に小さくなる場合がある。このため、ＳＰシンボルの配列を確定することができない場合が生ずる。
【００４３】
実施例３は、ＳＰ抽出部１１で抽出された異なるＳＰシンボルの周波数並列間隔で生成した複数の差分信号ｄＳＰを用いて複数のパイロットシンボル間の位相差を検出するように構成したことを特徴としている。具体的には、実施例３では、実施例１の周波数オフセット算出式を次のように変更している。
【００４４】
即ち、各差分検出部４２ｐでの算出式を式（２）に代えて、次式（５）〜（７）で示す各ＳＰシンボル間の位相差ｄＳＰ１(f,n,p,i)，ｄＳＰ２(f,n,p,i)，ｄＳＰ３(f,n,p,i)を用いる。
ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝ＳＰ(f,n,p,i+1)／ＳＰ(f,n,p,i)  （但し、ｉ＝０〜３４）  ・・（５）
ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝ＳＰ(f,n,p,i+2)／ＳＰ(f,n,p,i)  （但し、ｉ＝０〜３３）  ・・（６）
ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝ＳＰ(f,n,p,i+3)／ＳＰ(f,n,p,i)  （但し、ｉ＝０〜３２）  ・・（７）
【００４５】
各差分検出部４２ｐで検出された位相差は、対応する加算部４３ｐに与えられ、位相差の合計Ｖ（ｆ，ｎ，ｐ）が次のように算出される。
Ｖ(f,n,p)＝Σ｛ｄＳＰ１(f,n,p,i)＋ｄＳＰ２(f,n,p,i)＋ｄＳＰ３(f,n,p,i)｝  （但し、ｉ＝０〜３４）  ・・（８）
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
【００４６】
以上のように、この実施例３の周波数オフセット／ＯＦＤＭシンボル検出器では、隣接するＳＰシンボルとの差分を、１つ隣、２つ隣、３つ隣の３種類で生成しているので、マルチパスが特定の状態になった場合でも、ＳＰシンボルの配置を検出することができ、周波数オフセットとＯＦＤＭシンボルの検出が可能であるという利点がある。
【実施例４】
【００４７】
実施例４は、加算部１３において、差分検出部１２によって特定のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号ｄＳＰの最大値をとる配列パターンが、他のパイロットシンボルの周波数並列間隔で生成した差分信号の最大値をとる配列パターンと一致しているか否かにより、次のような加算処理を行うようにしている。即ち、一致している場合は、それぞれの差分信号を足し合わせ、配列パターンの最大値同士を足し合わせる。一致していない場合は、最大値の大きい方の差分信号を出力する。
【００４８】
このため、実施例４では、実施例３における算出式を更に次のように変更している。
式（５）〜（７）を用いて次の合計Ｖ１(f,n,p)，Ｖ２(f,n,p)，Ｖ３(f,n,p)を算出する。
Ｖ１(f,n,p)＝ｄＳＰ１(f,n,p,0)＋ｄＳＰ１(f,n,p,1)＋・・・＋ｄＳＰ１(f,n,p,34)  ・・（９）
Ｖ２(f,n,p)＝ｄＳＰ２(f,n,p,0)＋ｄＳＰ２(f,n,p,1)＋・・・＋ｄＳＰ２(f,n,p,33)  ・・（１０）
Ｖ３(f,n,p)＝ｄＳＰ３(f,n,p,0)＋ｄＳＰ３(f,n,p,1)＋・・・＋ｄＳＰ３(f,n,p,32)  ・・（１１）
【００４９】
ここで、合計Ｖ１(f,n,p)，Ｖ２(f,n,p)，Ｖ３(f,n,p)が最大となるパターンｐの値を、それぞれＰ１，Ｐ２，Ｐ３とすると、これらのＰ１〜Ｐ３の値等の条件により、合計Ｖ(f,n,p)の値を次のように算出する。
（ａ）  Ｐ１＝Ｐ２＝Ｐ３のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ１(f,n,P1)＋Ｖ２(f,n,P2)＋Ｖ３(f,n,P3)  ・・（１２ａ）
（ｂ）  Ｐ１＝Ｐ２≠Ｐ３、及びＶ１(f,n,P1)≧Ｖ３(f,n,P3)、及びＶ２(f,n,P2)≧Ｖ３(f,n,P3)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ１(f,n,P1)＋Ｖ２(f,n,P2)  ・・（１２ｂ）
（ｃ）  Ｐ１≠Ｐ２＝Ｐ３、及びＶ２(f,n,P2)≧Ｖ１(f,n,P1)、及びＶ３(f,n,P3)≧Ｖ１(f,n,P1)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ２(f,n,P2)＋Ｖ３(f,n,P3)  ・・（１２ｃ）
（ｄ）  Ｐ１＝Ｐ３≠Ｐ２、及びＶ１(f,n,P1)≧Ｖ２(f,n,P2)、及びＶ３(f,n,P3)≧Ｖ２(f,n,P2)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ１(f,n,P1)＋Ｖ３(f,n,P3)  ・・（１２ｄ）
（ｅ）  Ｐ１≠Ｐ２、及びＰ１≠Ｐ３、及びＶ１(f,n,P1)≧Ｖ２(f,n,P2)、及びＶ１(f,n,P1)≧Ｖ３(f,n,P3)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ１(f,n,P1)  ・・（１２ｅ）
（ｆ）  Ｐ１≠Ｐ２、及びＰ２≠Ｐ３、及びＶ２(f,n,P2)≧Ｖ１(f,n,P1)、及びＶ２(f,n,P2)≧Ｖ３(f,n,P3)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ２(f,n,P2)  ・・（１２ｆ）
（ｇ）  Ｐ１≠Ｐ３、及びＰ２≠Ｐ３、及びＶ３(f,n,P3)≧Ｖ１(f,n,P1)、及びＶ３(f,n,P3)≧Ｖ２(f,n,P2)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ３(f,n,P3)  ・・（１２ｇ）
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
【００５０】
この実施例４の処理と前記実施例２を組み合わせることにより、誤検出を防止することができる。
【実施例５】
【００５１】
実施例５は、実施例４における算出式を更に次のように変更したものである。
式（９）〜（１１）で算出した合計Ｖ１(f,n,p)，Ｖ２(f,n,p)，Ｖ３(f,n,p)が最大となる変数ｆの値を、それぞれＦ１，Ｆ２，Ｆ３とし、これらのＦ１〜Ｆ３の値等の条件により、合計(f,n,p)の値を次のように算出する。
（ａ）  Ｆ１＝Ｆ２＝Ｆ３のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ１(F1,n,p)＋Ｖ２(F2,n,p)＋Ｖ３(F3,n,p)  ・・（１３ａ）
（ｂ）  Ｆ１＝Ｆ２≠Ｆ３、及びＶ１(F1,n,p)≧Ｖ３(F3,n,p)、及びＶ２(F2,n,p)≧Ｖ３(F3,n,p)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ１(F1,n,p)＋Ｖ２(F2,n,p)  ・・（１３ｂ）
（ｃ）  Ｆ１≠Ｆ２＝Ｆ３、及びＶ２(F2,n,p)≧Ｖ１(F1,n,p)、及びＶ３(F3,n,p)≧Ｖ１(F1,n,p)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ２(F2,n,p)＋Ｖ３(F3,n,p)  ・・（１３ｃ）
（ｄ）  Ｆ１＝Ｆ３≠Ｆ２、及びＶ１(F1,n,p)≧Ｖ２(F2,n,p)、及びＶ３(F3,n,p)≧Ｖ２(F2,n,p)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ１(F1,n,p)＋Ｖ３(F3,n,p)  ・・（１３ｄ）
（ｅ）  Ｆ１≠Ｆ２、及びＦ１≠Ｆ３、及びＶ１(F1,n,p)≧Ｖ２(F2,n,p)、及びＶ１(F1,n,p)≧Ｖ３(F3,n,p)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ１(F1,n,p)  ・・（１３ｅ）
（ｆ）  Ｆ１≠Ｆ２、及びＦ２≠Ｆ３、及びＶ２(F2,n,p)≧Ｖ１(F1,n,p)、及びＶ２(F2,n,p)≧Ｖ３(F3,n,p)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ２(F2,n,p)  ・・（１３ｆ）
（ｇ）  Ｆ１≠Ｆ３、及びＦ２≠Ｆ３、及びＶ３(F3,n,p)≧Ｖ１(F1,n,p)、及びＶ３(F3,n,p)≧Ｖ２(F2,n,p)のとき、
Ｖ(f,n,p)＝Ｖ３(F3,n,p)  ・・（１３ｇ）
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
【００５２】
この実施例５の処理と実施例２を組み合わせることにより、誤検出を防止することができる。
【実施例６】
【００５３】
実施例６は、実施例１における各ＳＰ抽出部４１ｐで抽出される信号ＳＰ（ｆ，ｎ，ｐ，ｉ）の大きさを無視し、位相関係だけを使用することにより、計算量を削減するものである。
【００５４】
式（１）で示した信号ＳＰ（ｆ，ｎ，ｐ，ｉ）の位相が０〜９０°、９０〜１８０°，１８０〜２７０°、２７０〜３６０°のいずれにあるかにより、位相値ＰＳＰ（ｆ，ｎ，ｐ，ｉ）を次のように生成する。
（ａ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝０  ・・（１４ａ）
（ｂ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝１  ・・（１４ｂ）  
（ｃ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝２  ・・（１４ｃ）
（ｄ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝３  ・・（１４ｄ）
ここで、Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝とＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝は、それぞれＳＰ(f,n,p,i)の実部と虚部の値である。
【００５５】
これらの式（１４ａ）〜（１４ｄ）を用いて、各ＳＰシンボル間の位相差を以下により生成する。
ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝｛ＰＳＰ(f,n,p,i)＋ＰＳＰ(f,n,p,i+1)｝ｍｏｄ４  （但し、ｉ＝０〜３４）    ・・（１５）
ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝｛ＰＳＰ(f,n,p,i)＋ＰＳＰ(f,n,p,i+2)｝ｍｏｄ４  （但し、ｉ＝０〜３３）    ・・（１６）
ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝｛ＰＳＰ(f,n,p,i)＋ＰＳＰ(f,n,p,i+3)｝ｍｏｄ４  （但し、ｉ＝０〜３２）    ・・（１７）
【００５６】
更に、式（１５）〜（１７）を次のようにベクトルに変換する。
（ａ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝１＋ｊ
（ｂ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝−１＋ｊ
（ｃ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝−１−ｊ
（ｄ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝１−ｊ
（ｅ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝１＋ｊ
（ｆ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝−１＋ｊ
（ｇ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝−１−ｊ
（ｈ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝１−ｊ
（ｉ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝１＋ｊ
（ｊ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝−１＋ｊ
（ｋ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝−１−ｊ
（ｌ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝１−ｊ
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
【００５７】
この実施例６では、信号ＳＰ（ｆ，ｎ，ｐ，ｉ）の大きさを無視し、位相関係だけを使用して４つのＳＰシンボルの配置を検出しているので、計算量が減少し、回路の簡素化と消費電力の低減が可能であるという利点がある。
【実施例７】
【００５８】
実施例６ではＳＰシンボルの位相を４つに区分していたが、この実施例７では、位相の区分を４５°間隔で８つに区分し、精度の向上を図っている。
【００５９】
式（１）で示した信号ＳＰ（ｆ，ｎ，ｐ，ｉ）の位相を８区分に分け、位相値ＰＳＰ（ｆ，ｎ，ｐ，ｉ）を次のように生成する。
（ａ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝０  ・・（１８ａ）
（ｂ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝１  ・・（１８ｂ）
（ｃ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝２  ・・（１８ｃ）
（ｄ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝３  ・・（１８ｄ）
（ｅ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝４  ・・（１８ｅ）
（ｆ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝５  ・・（１８ｆ）
（ｇ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜＜｜Ｉｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝６  ・・（１８ｇ）
（ｈ）  Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝≧０、及びＩｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝＜０、及び｜Ｒｅ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜≧｜Ｉｍ{ＳＰ(f,n,p,i)｝｜のとき、
ＰＳＰ(f,n,p,i)＝７  ・・（１８ｈ）
【００６０】
これらの式（１８ａ）〜（１８ｈ）を用いて、各ＳＰシンボル間の位相差を以下により生成する。
ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝｛ＰＳＰ(f,n,p,i)＋ＰＳＰ(f,n,p,i+1)｝ｍｏｄ８  （但し、ｉ＝０〜３４）    ・・（１９）
ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝｛ＰＳＰ(f,n,p,i)＋ＰＳＰ(f,n,p,i+2)｝ｍｏｄ８  （但し、ｉ＝０〜３３）    ・・（２０）
ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝｛ＰＳＰ(f,n,p,i)＋ＰＳＰ(f,n,p,i+3)｝ｍｏｄ８  （但し、ｉ＝０〜３２）    ・・（２１）
【００６１】
更に、式（１９）〜（２１）を次のようにベクトルに変換する。
（ａ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝ａ＋ｊｂ
（ｂ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝ｃ＋ｊｄ
（ｃ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝−ｂ＋ｊａ
（ｄ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝−ｄ＋ｊｃ
（ｅ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝４のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝−ａ−ｊｂ
（ｆ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝５のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝−ｃ−ｊｄ
（ｇ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝６のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝ｂ−ｊａ
（ｈ）  ｐｄＳＰ１(f,n,p,i)＝７のとき、ｄＳＰ１(f,n,p,i)＝ｄ−ｊｃ
（ｉ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝ａ＋ｊｂ
（ｊ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝ｃ＋ｊｄ
（ｋ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝−ｂ＋ｊａ
（ｌ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝−ｄ＋ｊｃ
（ｍ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝４のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝−ａ−ｊｂ
（ｎ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝５のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝−ｃ−ｊｄ
（ｏ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝６のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝ｂ−ｊａ
（ｐ）  ｐｄＳＰ２(f,n,p,i)＝７のとき、ｄＳＰ２(f,n,p,i)＝ｄ−ｊｃ
（ｑ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝０のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝ａ＋ｊｂ
（ｒ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝１のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝ｃ＋ｊｄ
（ｓ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝２のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝−ｂ＋ｊａ
（ｔ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝３のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝−ｄ＋ｊｃ
（ｕ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝４のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝−ａ−ｊｂ
（ｖ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝５のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝−ｃ−ｊｄ
（ｗ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝６のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝ｂ−ｊａ
（ｘ）  ｐｄＳＰ３(f,n,p,i)＝７のとき、ｄＳＰ３(f,n,p,i)＝ｄ−ｊｃ
ここで、ａ，ｂ，ｃ，ｄは、任意の定数である。
【００６２】
これ以降の処理は、実施例１と同様である。
この実施例７では、実施例６と同様に信号ＳＰ（ｆ，ｎ，ｐ，ｉ）の大きさを無視し、位相関係だけを使用してＳＰシンボルの配置を検出しているので、少ない計算量で周波数オフセットとＯＦＤＭシンボルの検出が可能である。また、位相を８区分に分けているので、実施例６の利点に加えて、より高い精度を得ることができるという利点がある。
【００６３】
なお、本発明は、上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次のようなものがある。
（Ａ）  ＦＦＴ２０では、５１２本のキャリアを有する受信信号Ｒを出力するようにしているが、キャリアの数は５１２に限定されず、例えば背景技術として説明した１０８のキャリアに対しても同様に適用可能である。
（Ｂ）  実施例１，３〜５の差分検出部４２ｐでは、抽出されたＳＰシンボル間の位相差ｄＳＰを検出する際に、振幅情報を含めて位相差を計算しているが、実施例６，７のように、振幅情報を除去して純粋に位相差だけを計算するようにしても良い。これにより、演算量を軽減することができる。
（Ｃ）  ＳＰシンボルの配置パターンは、図６に例示したものに限定されない。即ち、任意のＮ種類のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信されるＯＦＤＭ変調信号を復調して生成された受信信号に対しても同様に適用可能である。その場合、演算回路４０は、Ｎ種類のパターンに対応してＮ個が必要である。
（Ｄ）  本実施例では、演算回路４０等のようにハードウエアによる回路構成として説明したが、ＤＳＰ(Digital  Signal  Processor)等のプロセッサを用いてソフトウエア制御で処理するように構成しても良い。
（Ｅ）  図７の周波数オフセット検出器に図１と同様のデジタルフィルタ７０を追加することにより、ＯＦＤＭ検出器としてＯＦＤＭシンボルが検出されている状態か否かを示す検出信号ＤＥＴ２を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の実施例１を示す周波数オフセット／ＯＦＤＭシンボル検出器の構成図である。
【図２】ＩＳＤＢ−Ｔの伝送フレームの構成例を示す図である
【図３】従来のＯＦＤＭ受信器における周波数補正機構の構成図である。
【図４】周波数オフセットとＦＦＴ出力の関係を示す図である。
【図５】本実施例における受信信号の定義を示す図である。
【図６】４つのＳＰパターンを示す図である。
【図７】本発明の実施例２を示す周波数オフセット検出器の構成図である。
【符号の説明】
【００６５】
１０    周波数変換回路
２０    ＦＦＴ
３０    乗算回路
４０    演算回路
４１    ＳＰ抽出部
４２    差分検出部
４３    加算部
４４    絶対値部
４５    加重平均回路
５０    検出回路
６０    複素正弦波発生回路
７０    デジタルフィルタ
【図１】
2008136162.tif 000003
【図２】
2008136162.tif 000004
【図３】
2008136162.tif 000005
【図４】
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【図５】
2008136162.tif 000007
【図６】
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【図７】
2008136162.tif 000009