(57)【要約】【課題】負荷（Ｚ）の端子に連続電圧を供給するチョッピングコンバータのコストを節減するための回路を提供すること。【解決手段】２つの巻線（Ｌｐ、Ｌｓ）および単一の磁心を有する回路が、本発明に従って提案され、それによって、回路のコストを節減しかつそのサイズを縮小することが可能になる。その場合、回路に２つのダイオード（Ｄ３、Ｄ４）を付加する必要があるが、これらの要素は、安価でありかつ小型である。【選択図】図３
2008199884.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
接地に対して正電圧（Ｖｐ）および負電圧（Ｖｍ）で供給され、かつ第１の出力端子（ＳＰ）と第２の出力端子（ＳＭ）との間に出力電圧を送出し、第２の出力端子（ＳＭ）が、接地に直接または抵抗器を介して接続される、チョッピングコンバータであって、磁心に反対方向に巻きつけられた２つの巻線（Ｌｓ、Ｌｐ）を含み、第２の巻線（Ｌｐ）のターン数が、第１の巻線（Ｌｓ）のターン数よりも多く、第１の巻線（Ｌｓ）の第１の端部が、正電圧（Ｖｐ）を負電圧（Ｖｍ）に接続している第１のブランチの中間点に接続され、逆方向に取り付けられた第１のダイオード（Ｄ１）および第２のダイオード（Ｄ２）をさらに含み、第１のブランチの中間点が、第１のダイオード（Ｄ１）と第２のダイオード（Ｄ２）との間に位置し、第１の巻線（Ｌｓ）の第２の端部が、接地に接続され、第２の巻線（Ｌｐ）の第１の端部が、正電圧（Ｖｐ）を負電圧（Ｖｍ）に接続している第２のブランチの中間点に接続され、その中間点を正電圧（Ｖｐ）に接続している第２のブランチの一部が、直列に配置された、正電圧（Ｖｐ）に対して直接取り付けられた第１のスイッチ形成手段（Ｑ１）および第３のダイオード（Ｄ３）を含み、かつ直接逆阻止能力を有する一方向スイッチを一体形成し、その中間点を負電圧（Ｖｍ）に接続している第２のブランチの一部が、直列に配置された、負電圧（Ｖｍ）に対して直接取り付けられた第２のスイッチ形成手段（Ｑ２）および第４のダイオード（Ｄ４）を含み、かつ直接逆阻止能力を有する一方向スイッチを一体形成し、第２の巻線（Ｌｐ）の第２の端部が、出力端子（Ｓ）に接続される、チョッピングコンバータ。
【請求項２】
平滑コンデンサ（Ｃｓ）が、コンバータの第１の出力端子（ＳＰ）と接地との間に接続される、請求項１に記載のチョッピングコンバータ。
【請求項３】
正電圧（Ｖｐ）を負電圧（Ｖｍ）に接続している第２のブランチにおいて、前記直列配置が、第１（Ｑ１）および第２（Ｑ２）のスイッチ形成手段をそれぞれ正電圧側または負電圧側に配置し、かつ第３（Ｄ３）および第４（Ｄ４）のダイオードを第２のブランチの中間点側に配置するものである、請求項１または２に記載のチョッピングコンバータ。
【請求項４】
第１（Ｑ１）および第２（Ｑ２）のスイッチ形成手段が、ＭＯＳトランジスタ、バイポーラトランジスタおよびＩＧＢＴトランジスタ、あるいは双方向導通能力および直接阻止能力を有する他のスイッチの中から選択される、請求項１から３のいずれか一項に記載のチョッピングコンバータ。
【請求項５】
コンバータの出力電圧を測定する手段（１１）をさらに含み、この測定手段が、出力電圧を表す出力信号を調整手段（１２）の第１の入力部に送出し、調整手段（１２）の第２の入力部が、設定値信号を受け取り、調整手段（１２）が、供給された信号を変調器（１３）の入力部に送出し、変調器（１３）の第１の出力部が、指令信号（ＳＱ１）を第１のスイッチ形成手段（Ｑ１）に送り、変調器（１３）の第２の出力部が、指令信号（ＳＱ２）を第２のスイッチ形成手段（Ｑ２）に送り、それによって電圧源の形態で構成される、請求項１から４のいずれか一項に記載のチョッピングコンバータ。
【請求項６】
コンバータの出力電流（ｉｓ）を測定する手段（２１）をさらに含み、この測定手段が、コンバータの出力電流を表す出力信号を調整手段（２２）の第１の入力部に送出し、調整手段（２２）の第２の入力部が、設定値信号を受け取り、調整手段（２２）が、供給された信号を変調器（２３）の入力部に送出し、変調器（２３）の第１の出力部が、指令信号（ＳＱ１）を第１のスイッチ形成手段（Ｑ１）に送り、変調器（２３）の第２の出力部が、指令信号（ＳＱ２）を第２のスイッチ形成手段（Ｑ２）に送り、それによって電流源の形態で構成される、請求項１から４のいずれか一項に記載のチョッピングコンバータ。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか一項に記載のチョッピングコンバータを含む、電気機械式アクチュエータ制御装置。
【請求項８】
請求項１から６のいずれか一項に記載のチョッピングコンバータを含む、調整オートマトン。
【請求項９】
請求項１から６のいずれか一項に記載のチョッピングコンバータを含む、地上、海上または航空用装置。
【請求項１０】
請求項１から６のいずれか一項に記載のチョッピングコンバータを含む、タービンエンジン。
【請求項１１】
コンバータが、接地に対して正電圧（Ｖｐ）および負電圧（Ｖｍ）で供給され、コンバータが、第１の出力端子（ＳＰ）と第２の出力端子（ＳＭ）との間に接続された負荷（Ｚ）内に出力電流（ｉｓ）を送出する、請求項１から６のいずれか一項に記載のチョッピングコンバータを動作させる方法であって、動作周期の間に負荷（Ｚ）内に負電流を流すために、
周期の第１の部分の間、第１のスイッチ形成手段（Ｑ１）が開放され、第４のダイオード（Ｄ４）が導通しており、第２のスイッチ形成手段（Ｑ２）が閉路され、かつ第１（Ｄ１）、第２（Ｄ２）および第３（Ｄ３）のダイオードが阻止され、コンバータが、連続モードまたは不連続モードで動作する、第１ステップと、
第１ステップに続いて、周期の第２の部分の間、第１（Ｑ１）および第２（Ｑ２）のスイッチ形成手段が開放され、第２のダイオード（Ｄ２）が導通しており、かつ第１（Ｄ１）、第３（Ｄ３）および第４（Ｄ４）のダイオードが阻止され、周期のこの第２の部分は、コンバータが不連続モードで動作する場合に周期を終了させず、コンバータが連続モードで動作する場合に周期を終了させる、第２ステップと、
第２ステップに続いて、コンバータが不連続モードで動作する場合、周期の終わりに終了する周期の第３の部分の間、第１（Ｑ１）および第２（Ｑ２）のスイッチ形成手段が開放され、かつ第１（Ｄ１）、第２（Ｄ２）、第３（Ｄ３）および第４（Ｄ４）のダイオードが阻止される、第３ステップと
を含む、方法。
【請求項１２】
接地に対して正電圧（Ｖｐ）および負電圧（Ｖｍ）で供給され、かつ第１の出力端子（ＳＰ）と第２の出力端子（ＳＭ）との間に接続された負荷（Ｚ）内に出力電流（ｉｓ）を送出する、請求項１から６のいずれか一項に記載のチョッピングコンバータを動作させる方法であって、動作周期の間に負荷（Ｚ）内に正電流を流すために、
周期の第１の部分の間、第１のスイッチ形成手段（Ｑ１）が閉路され、第３のダイオード（Ｄ３）が導通しており、第２のスイッチ形成手段（Ｑ２）が開放され、かつ第１（Ｄ１）、第２（Ｄ２）および第４（Ｄ４）のダイオードが阻止され、コンバータが、連続モードまたは不連続モードで動作する、第１ステップと、
第1ステップに続いて、周期の第２の部分の間、第１のダイオード（Ｄ１）が導通しており、第１（Ｑ１）および第２（Ｑ２）のスイッチ形成手段が開放され、かつ第２（Ｄ２）、第３（Ｄ３）および第４（Ｄ４）のダイオードが阻止され、周期のこの第２の部分は、コンバータが不連続モードで動作する場合に周期を終了させず、コンバータが連続モードで動作する場合に周期を終了させる、第２ステップと、
第２ステップに続いて、コンバータが不連続モードで動作する場合、周期の終わりに終了する周期の第３の部分の間、第１（Ｑ１）および第２（Ｑ２）のスイッチ形成手段が開放され、第１（Ｄ１）、第２（Ｄ２）、第３（Ｄ３）および第４（Ｄ４）のダイオードが阻止される、第３ステップと
を含む、方法。
【請求項１３】
接地に対して正電圧（Ｖｐ）および負電圧（Ｖｍ）で供給され、かつ第１の出力端子（ＳＰ）と第２の出力端子（ＳＭ）との間に接続された負荷（Ｚ）内に出力電流（ｉｓ）を送出する、請求項１から６のいずれか一項に記載のチョッピングコンバータを動作させる方法であって、動作周期の間に負荷（Ｚ）内に負電流を流すために、
周期の第１の部分の間、第１のスイッチ形成手段（Ｑ１）が閉路され、第３のダイオード（Ｄ３）が導通しており、第２のスイッチ形成手段（Ｑ２）が開放され、かつ第１（Ｄ１）および第４（Ｄ４）のダイオードが阻止され、第２のダイオード（Ｄ２）は、接地に対する第１の出力部（ＳＰ）の電圧の絶対値が十分低い場合に阻止される、第１ステップと、
第１ステップに続いて、周期の第２の部分の間、第１のダイオード（Ｄ１）が導通しており、第１（Ｑ１）および第２（Ｑ２）のスイッチ形成手段が開放され、かつ第２（Ｄ２）、第３（Ｄ３）および第４（Ｄ４）のダイオードが阻止される、第２ステップと、
第２ステップに続いて、周期の第３の部分の間、第２のスイッチ形成手段（Ｑ２）が閉路され、第４のダイオード（Ｄ４）が導通しており、第１のスイッチ形成手段（Ｑ１）が開放され、かつ第１（Ｄ１）、第２（Ｄ２）および第３（Ｄ３）のダイオードが阻止される、第３ステップと、
第３ステップに続いて、周期の終わりに終了する周期の第４の部分の間、第２のダイオード（Ｄ２）が導通しており、第１（Ｑ１）および第２（Ｑ２）のスイッチ形成手段が開放され、かつ第１（Ｄ１）、第３（Ｄ３）および第４（Ｄ４）のダイオードが阻止される、第４ステップと
を含み、コンバータが連続モードで動作する、方法。
【請求項１４】
コンバータが、接地に対して正電圧（Ｖｐ）および負電圧（Ｖｍ）で供給され、コンバータが、第１の出力端子（ＳＰ）と第２の出力端子（ＳＭ）との間に接続された負荷（Ｚ）内に出力電流（ｉｓ）を送出する、請求項１から６のいずれか一項に記載のチョッピングコンバータを動作させる方法であって、動作周期の間に負荷（Ｚ）内に正電流を流すために、
周期の第１の部分の間、第１のスイッチ形成手段（Ｑ１）が閉路され、第３のダイオード（Ｄ３）が導通しており、第２のスイッチ形成手段（Ｑ２）が開放され、かつ第１（Ｄ１）、第２（Ｄ２）および第４（Ｄ４）のダイオードが阻止される、第１ステップと、
第１ステップに続いて、周期の第２の部分の間、第１のダイオード（Ｄ１）が導通しており、第１（Ｑ１）および第２（Ｑ２）のスイッチ形成手段が開放され、かつ第２（Ｄ２）、第３（Ｄ３）および第４（Ｄ４）のダイオードが阻止される、第２ステップと、
第２ステップに続いて、周期の第３の部分の間、第２のスイッチ形成手段（Ｑ２）が閉路され、第４のダイオード（Ｄ４）が導通しており、第１のスイッチ形成手段（Ｑ１）が開放され、かつ第２（Ｄ２）および第３（Ｄ３）のダイオードが阻止される、第１のダイオード（Ｄ１）が、接地に対する第１の出力部（ＳＰ）の電圧が絶対値が十分低い場合に阻止される、第３ステップと、
第３ステップに続いて、周期の終わりに終了する周期の第４の部分の間、第２のダイオード（Ｄ２）が導通しており、第１（Ｑ１）および第２（Ｑ２）のスイッチ形成手段が開放され、かつ第１（Ｄ１）、第３（Ｄ３）および第４（Ｄ４）のダイオードが阻止される、第４ステップと
を含み、コンバータが連続モードで動作する、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流源または電圧源に適合する調整モードで構成され得る磁気的に結合された巻線を有する、象限（Ｉｓ＞０、Ｖｓ＞０）および（Ｉｓ＜０、Ｖｓ＜０）内とゼロ出力電流または電圧とにおいて動作する単極または双極のチョッピングコンバータ（ｃｈｏｐｐｉｎｇ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に関する。本発明は、この種のチョッピングコンバータを用いたあらゆるタイプの地上、海上または航空用装置に適用し、特に、タービンエンジン用の調整オートマトンの電気機械式アクチュエータ制御装置に適用する。
【背景技術】
【０００２】
ＲＬ型負荷（直列の抵抗器およびインダクタンス）を有する電気式アクチュエータの制御は、アクチュエータの制御コイルの端子に調製（ｒｅｇｕｌａｔｅｄ）電圧を印加することによって、あるいは電流源によって実現することができ、この後者の解決法は、それによりアクセサリの制御に使用される電力を限定することが可能になるので、厳しい環境において本質的に好ましいことが多い。
【０００３】
チョッピング電流源は、従来、負荷のインダクタンスをチョッピング動作の間にエネルギー貯蔵要素として使用して、電流源間で互いにグループ化することができ、結果として、負荷の端子に交互する正負の電圧をチョッピング周波数で印加し、この２つの状態間の遷移は、理想的に瞬間的と見なされ、電流源が、負荷の端子に連続電流、したがって連続電圧を供給し、そこで、チョッピング用のエネルギー貯蔵要素は、制御カード自体上に位置する。
【０００４】
負荷のインダクタンスをエネルギー貯蔵要素として用いたチョッピング電流源は、一見して単純な制御を有するという利点を有する。それらは、誘導性要素をほとんど、ことによると全く含まず、そのことは、回路の寸法の一定の節減につながる。一方、それらは、一定数の欠点を有する。それらは、負荷のインダクタンス値に対して高い依存性を有し、電流源のスイッチにおける瞬時電流を制御する能力は、充電インダクタンス値（ｃｈａｒｇｅ  ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ  ｖａｌｕｅ）に直接依存する。コンバータの出力端子間または任意出力端子と接地との間の短絡（回路）に対して抵抗性にするのは、非常に困難である。実際、負荷で短絡が起きた場合、構成要素を付加しない限り、瞬時電流を制限することは不可能である。したがって、実際には、短絡電流を制限するためにコンバータの出力にインダクタンスを付加すること、短絡電流の最大値を制限するために保護および超高速カットオフ装置を付加すること、出力での短絡の検出後にカットオフを管理するために、出力インダクタンスを消磁するための回路を付加すること、ならびにインタフェース（入力フィルタリングコンデンサ）を短絡電流に耐え得るように大きな寸法にすることが必要である。電磁適合性態様（本質的に伝導放出）に関して、コンバータの受動部品のサイズを制限するために高いチョッピング周波数が所望される場合、特に、負荷が数メートルのケーブルの先端で制御される場合に、これらのコンバータでは、航空放出基準に適合するようにすることは困難である。その結果、チョッピング周波数が典型的には１０ｋＨｚ未満に減少するとともに、アセンブリの安定性において重要な役割を果たしかつ無視できないサイズを有することになる出力フィルタ（共用モードおよび差動モード）を必要な大きさにする義務がある。この種のチョッピング電流源は、低いチョッピング周波数が必ずしも不利益にならない高出力応用例に限定される。
【０００５】
負荷の端子に連続電圧を供給するコンバータの場合、チョッピングはもはや負荷内で生じないが、電流（または電圧）は、少なくとも負荷に伝達されたエネルギーをすべて貯蔵するインダクタンスを含むチョッピングコンバータの出力で調整され、コンデンサが付加されて出力電圧を平滑化する。したがって、出力電圧は、負荷の端子において実質的に連続的である。したがって、導通時に放出されるノイズに関する航空規格を満たすのはそれほど困難ではない。負荷で短絡が起きた場合、コンバータ内の電流は、自然に制限されたままである。１００ｋＨｚを超えるチョッピング周波数は、事実上、コンバータの効率とスイッチ素子からなるゲート制御回路の性能とによって制限されると予想され得る。
【０００６】
図１Ａは、負荷の端子に連続電圧を供給する従来技術のチョッピングコンバータの電気回路図である。回路には、接地に対して正電圧Ｖｐ（例えば、＋２５Ｖ）および負電圧Ｖｍ（例えば、−２５Ｖ）が供給される。チョッピングコンバータは、２つの要素Ｔ１およびＴ２を含み、それぞれが、磁心の周囲に磁気的に結合された２つの巻線を含む。同一要素Ｔ１またはＴ２の巻線は、図１Ａに点で示されているように、反対方向に巻かれる。要素Ｔ１の巻線Ｅ１は、第１の端部が、電圧Ｖｐに対して逆方向に取り付けられたダイオードＤ５を介して電圧Ｖｐに接続され、その第２の端部は、接地に接続される。要素Ｔ１の巻線Ｅ２は、第１の端部がスイッチＱ３の第１の端子に接続され、スイッチＱ３の第２の端子は、電圧Ｖｐに接続される。巻線Ｅ２の第２の端部は、回路の出力端子Ｓ１Ｐに接続される。要素Ｔ２の巻線Ｅ３は、第１の端部が、電圧Ｖｍに対して逆方向に取り付けられたダイオードＤ６を介して電圧Ｖｍに接続され、その第２の端部は、接地に接続される。要素Ｔ２の巻線Ｅ４は、第１の端部がスイッチＱ４の第１の端子に接続され、スイッチＱ４の第２の端子は、電圧Ｖｍに接続される。巻線Ｅ４の第２の端部は、回路の出力端子Ｓ１Ｐに接続される。平滑コンデンサＣ１が、出力部Ｓ１Ｐと接地との間に接続される。
【０００７】
コンバータは、出力電流を測定する手段と適切な調整手段および変調器とを付加することによって、電流源に変換される。これは、図１Ｂに示されており、コンバータの出力に接続された負荷は、直列に接続された抵抗器ＲｃおよびインダクタンスＬｃの形態で表されている。出力電流は、調整手段（すなわち等化器）２の第１の入力に代表信号を送出する測定手段１によって測定される。調整手段２の第２の入力Ｅｃは、設定値信号を受け取る。調整手段２の出力信号は、指令信号ＳＱ３をスイッチＱ３に送出しかつ指令信号ＳＱ４をスイッチＱ４に送出する変調器３の入力にアドレスされる。
【０００８】
したがって、図１Ａに示されているコンバータは、４つの巻線と２つの磁心とを含み、それによって、コストが比較的高くなるとともに、回路のサイズが比較的大きくなる。
【特許文献１】欧州特許出願公開第０９１３９１９号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
負荷の端子に連続的な正電圧、負電圧またはゼロ電圧を供給するチョッピングコンバータのコストを節減しかつそのサイズを縮小するために、単一磁心上に結合された２つの巻線を有する回路が、本発明に従って提案される。その場合、回路に２つのダイオードを付加する必要があるが、これらの要素は、安価でありかつ小型である。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の第１の主題は、接地に対して正電圧および負電圧で供給され、かつ第１の出力端子と第２の出力端子との間に出力電圧を送出するチョッピングコンバータにあり、このコンバータは、磁心に反対方向に巻きつけられた２つの巻線を含み、第２の巻線のターン数が、第１の巻線のターン数よりも多く、第１の巻線の第１の端部が、正電圧を負電圧に接続している第１のブランチの中間点に接続され、逆方向に取り付けられた第１のダイオードおよび第２のダイオードをさらに含み、第１のブランチの中間点が、第１のダイオードと第２のダイオードとの間に位置し、第１の巻線の第２の端部が、接地に接続され、第２の巻線の第１の端部が、正電圧を負電圧に接続している第２のブランチの中間点に接続され、その中間点を正電圧に接続している第２のブランチの一部が、直列に配置された、正電圧に対して直接取り付けられた第１のスイッチ形成手段および第３のダイオードを含み、かつ直接逆阻止能力（ｄｉｒｅｃｔ  ａｎｄ  ｉｎｖｅｒｓｅ  ｂｌｏｃｋｉｎｇ  ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ）を有する一方向スイッチを一体形成し、その中間点を負電圧に接続している第２のブランチの一部が、直列に配置された、負電圧に対して直接取り付けられた第２のスイッチ形成手段および第４のダイオードを含み、かつ直接逆阻止能力を有する一方向スイッチを一体形成し、第２の巻線の第２の端部が、出力端子に接続される。
【００１１】
有利には、平滑コンデンサが、コンバータの第１の出力端子と接地との間に接続されている。
【００１２】
また、有利には、正電圧を負電圧に接続している第２のブランチにおいて、上記直列配置が、第１および第２のスイッチ形成手段をそれぞれ正電圧側または負電圧側に配置し、かつ第３および第４のダイオードを第２のブランチの中間点側に配置する。
【００１３】
スイッチ形成手段は、ＭＯＳトランジスタ、バイポーラトランジスタおよびＩＧＢＴトランジスタ、あるいは双方向導通能力および直接阻止能力を有する他のスイッチの中から選択され得る。
【００１４】
コンバータは、その出力電圧を測定する手段をさらに含み得、この測定手段は、出力電圧を表す出力信号を調整手段の第１の入力部に送出し、調整手段の第２の入力部が、設定値信号を受け取り、調整手段が、供給された信号を変調器の入力部に送出し、変調器の第１の出力部が、指令信号を第１のスイッチ形成手段に送り、変調器の第２の出力部が、指令信号を第２のスイッチ形成手段に送り、それによって、コンバータは電圧源の形態で構成される。
【００１５】
コンバータは、その出力電流（ｉｓ）を測定する手段をさらに含み得、この測定手段は、コンバータの出力電流を表す出力信号を調整手段の第１の入力部に送出し、調整手段の第２の入力部が、設定値信号を受け取り、調整手段が、供給された信号を変調器の入力部に送出し、変調器の第１の出力部が、指令信号を第１のスイッチ形成手段に送り、変調器の第２の出力部が、指令信号を第２のスイッチ形成手段に送り、コンバータは電流源の形態で構成される。
【００１６】
本発明によるチョッピングコンバータは、電気機械式アクチュエータ制御装置、調整オートマトン、タービンエンジン、あるいは地上、海上または航空用装置に装備することができる。
【００１７】
本発明によるチョッピングコンバータは、以下の方法に従って動作することができる。
【００１８】
第１の方法は、動作周期に負荷内に負電流を流すために、
周期の第１の部分の間、第１のスイッチ形成手段が開放され、第４のダイオードが導通しており、第２のスイッチ形成手段が閉路され、かつ第１、第２および第３のダイオードが阻止され、コンバータが、連続モードまたは不連続モードで動作する、第１ステップと、
第１ステップに続いて、周期の第２の部分の間、第１および第２のスイッチ形成手段が開放され、第２のダイオードが導通しており、かつ第１、第３および第４のダイオードが阻止され、周期のこの第２の部分は、コンバータが不連続モードで動作する場合に周期を終了させず、コンバータが連続モードで動作する場合に周期を終了させる、第２ステップと、
第２ステップに続いて、コンバータが不連続モードで動作する場合、周期の終わりに終了する周期の第３の部分の間、第１および第２のスイッチ形成手段が開放され、かつ第１、第２、第３および第４のダイオードが阻止される、第３ステップと
を含む。
【００１９】
第２の方法は、動作周期の間に負荷内に正電流を流すために、
周期の第１の部分の間、第１のスイッチ形成手段が閉路され、第３のダイオードが導通しており、第２のスイッチ形成手段が開放され、かつ第１、第２および第４のダイオードが阻止され、コンバータが、連続モードまたは不連続モードで動作する、第１ステップと、
周期の第２の部分の間、第１ステップに続いて、第１のダイオードが導通しており、第１および第２のスイッチ形成手段が開放され、かつ第２、第３および第４のダイオードが阻止され、周期のこの第２の部分は、コンバータが不連続モードで動作する場合に周期を終了させず、コンバータが連続モードで動作する場合に周期を終了させる、第２ステップと、
第２ステップに続いて、コンバータが不連続モードで動作する場合、周期の終わりに終了する周期の第３の部分の間、第１および第２のスイッチ形成手段が開放され、かつ第１、第２、第３および第４のダイオードが阻止される、第３ステップと
を含む。
【００２０】
第３の方法は、動作周期の間に負荷内に負電流を流すために、
周期の第１の部分の間、第１のスイッチ形成手段が閉路され、第３のダイオードが導通しており、第２のスイッチ形成手段が開放され、かつ第１および第４のダイオードが阻止され、第２のダイオードは、接地に対する第１の出力部の電圧の絶対値が十分低い場合に阻止される、第１ステップと、
第１ステップに続いて、周期の第２の部分の間、第１のダイオードが導通しており、第１および第２のスイッチ形成手段が開放され、かつ第２、第３および第４のダイオードが阻止される、第２ステップと、
第２ステップに続いて、周期の第３の部分の間、第２のスイッチ形成手段が閉路され、第４のダイオードが導通しており、第１のスイッチ形成手段が開放され、かつ第１、第２および第３のダイオードが阻止される、第３ステップと、
第３ステップに続いて、周期の終わりに終了する周期の第４の部分の間、第２のダイオードが導通しており、第１および第２のスイッチ形成手段が開放され、かつ第１、第３および第４のダイオードが阻止される、第４ステップと
を含み、コンバータは連続モードで動作する。
【００２１】
第４の方法は、動作周期の間に負荷内に正電流を流すために、
周期の第１の部分の間、第１のスイッチ形成手段が閉路され、第３のダイオードが導通しており、第２のスイッチ形成手段が開放され、かつ第１、第２および第４のダイオードが阻止される、第１ステップと、
第１ステップに続いて、周期の第２の部分の間、第１のダイオードが導通しており、第１および第２のスイッチ形成手段が開放され、かつ第２、第３および第４のダイオードが阻止される、第２ステップと、
第２ステップに続いて、周期の第３の部分の間、第２のスイッチ形成手段が閉路され、第４のダイオードが導通しており、第１のスイッチ形成手段が開放され、かつ第２および第３のダイオードが阻止され、第１のダイオードは、接地に対する第１の出力部の電圧の絶対値が十分低い場合に阻止される、第３ステップと、
第３ステップに続いて、周期の終わりに終了する周期の第４の部分の間、第２のダイオードが導通しており、第１および第２のスイッチ形成手段が開放され、かつ第１、第３および第４のダイオードが阻止される、第４ステップと
を含み、コンバータは連続モードで動作する。
【００２２】
本発明は、単に表示として提供され、決して限定するものではない以下の説明を参照し、かつ添付図面を参照することにより、最も良く理解することができ、他の利点および特異点が明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
図２は、負荷の端子に連続電圧を供給する、本発明の開発につながっているチョッピングコンバータの電気回路図である。このコンバータは、図１Ａおよび図１Ｂに記載されているコンバータの場合と同じように、負荷の電流を測定する手段（直接的または間接的）と、適切な等化器および変調器とを付加することによって、チョッピング電流源に変換され得る。図１Ａの場合、回路には、接地に対して正の電圧Ｖｐ（例えば、＋２５Ｖ）および負の電圧Ｖｍ（例えば、−２５Ｖ）が供給される。回路は、要素を形成しかつ独自の磁心に巻きつけられた３つの巻線Ｌｐ、Ｌｓ１およびＬｓ２を含む変圧器を含む。巻線方向は、図２に点で示されている。巻線Ｌｓ１およびＬｓ２は、直列に取り付けられて、要素を形成する変圧器の２次側を構成し、それらの共用点（それらの第１の端部）は、接地に接続される。巻線Ｌｐは、要素を形成する変圧器の１次側を構成する。巻線Ｌｓ１の第２の端部は、電圧Ｖｐに対して逆方向に取り付けられたダイオードＤ１を介して、電圧Ｖｐに接続される。巻線Ｌｓ２の第２の端部は、電圧Ｖｍに対して逆方向に取り付けられたダイオードＤ２を介して、電圧Ｖｍに接続される。巻線Ｌｐは、第１の端部が、ダイオードＤ３のカソードおよびダイオードＤ４のアノードに接続される。巻線Ｌｐの第２の端部は、回路の出力端子ＳＰに接続される。スイッチＱ１の第１の端子は、ダイオードＤ３のアノードに接続され、その第２の端子は、電圧Ｖｐに接続される。スイッチＱ２の第１の端子は、ダイオードＤ４のカソードに接続され、その第２の端子は、電圧Ｖｍに接続される。平滑コンデンサＣｓは、出力部ＳＰと接地との間に接続される。出力部ＳＭは、ユーザのニーズに応じて、直接または抵抗器を介して機械的接地に接続され得る。
【００２４】
スイッチＱ１およびＱ２は、ユーザのニーズに応じて、ＮチャネルまたはＰチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ素子であることが有利である。それらは、双方向導通能力および直接阻止能力を有する他のスイッチで置き換えることができる。
【００２５】
Ｎｐが巻線Ｌｐのターン数であり、Ｎｓ１が巻線Ｌｓ１のターン数であり、Ｎｓ２が巻線Ｌｓ２のターン数であるとすると、Ｎｐは、Ｎｓ１およびＮｓ２よりも大きく、例えば、Ｎｓ１＝Ｎｓ２＝０．７５Ｎｐである。
【００２６】
図２は、以下の電圧について記載している：
Ｑ１の端子の電圧ｖｑ１、
Ｑ２の端子の電圧ｖｑ２、
Ｄ１の端子の電圧ｖｄ１、
Ｄ２の端子の電圧ｖｄ２、
Ｄ３の端子の電圧ｖｄ３、
Ｄ４の端子の電圧ｖｄ４、
Ｌｓ１の端子の電圧ｖｌｓ１、
Ｌｓ２の端子の電圧ｖｌｓ２、
Ｌｐの端子の電圧ｖｌｐ、および
Ｃｓの端子の電圧ｖｓ、すなわちコンバータの出力電圧。
【００２７】
図２はまた、以下の電流についても記載している：
巻線Ｌｓ１を流れる電流ｉｌｓ１、
巻線Ｌｓ２を流れる電流ｉｌｓ２、
巻線Ｌｐを流れる電流ｌｉｐ、および
コンバータの負荷Ｚを流れる電流ｉｓ、すなわち出力電流。
【００２８】
図２の電流源は、図１Ａに示されている従来技術の電流源と比較して、特定の利点を有する。図２に示されているようなアセンブリで実施される測定値の読取りにより、予期しない態様で、ダイオードＤ１のアノードおよびダイオードＤ２のカソードが常に同じ電位にあったことを観察できるようになった。したがって、これらの２つの点は電気的に接続され、２次巻線の一方が削除されている。これは、残りの２次巻線がＬｓとして知られる図３に示されており、そのターン数は、Ｎｓが１次巻線Ｌｐのターン数Ｎｐよりも小さくなるようになっている。図３は、コンバータの出力に接続された負荷Ｚを示す。
【００２９】
次に、チョッピングコンバータの動作について、図４Ａから図４Ｎを参照しながら、スイッチＱ１およびＱ２に送られる指令（閉路、開路）に応じて説明する。これらの図には、回路内を流れる電流が太線で示されている。図からわかるように、本発明によるコンバータは、２象限コンバータ、すなわち
（ｖｓ＞０、ｉｓ＞０）および（ｖｓ＜０、ｉｓ＜０）
である。
【００３０】
図４Ａから図４Ｆは、出力電流が正（ｉｓ＞０）であるとき、または出力電流が負（ｉｓ＜０）であるときに、単一のトランジスタＱ１またはＱ２（スイッチを形成している）が導通する動作モードに関係する。
【００３１】
図４Ａから図４Ｃは、動作周期（ｔ＝０からｔ＝Ｔまで）の間の、出力電流「ｉｓ」が負である動作モードに関係する。
【００３２】
図４Ａは、瞬時ｔ＝０とｔ＝ｔ１との間の、動作周期の第１ステップを示す（ただし、ｔ１＜Ｔ）。回路は、連続モードおよび不連続モードで動作することができる。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｑ２およびＤ４が導通する、
Ｑ１、Ｄ１、Ｄ２およびＤ３が阻止される。
【００３３】
図４Ｂは、瞬時ｔ＝ｔ１とｔ＝ｔ２との間の、動作周期の第２ステップを示す。回路は、連続モード（この場合、ｔ２＝Ｔ）または不連続モードで動作することができる。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｄ２が導通する、
Ｑ１、Ｑ２、Ｄ１、Ｄ３およびＤ４が阻止される。
【００３４】
図４Ｃは、一意に不連続モードとしての、ｔ＝ｔ２とｔ＝Ｔとの間の、動作周期の第３ステップを示す。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｑ１、Ｑ２、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３およびＤ４が阻止される、
負荷内に流れる電流「ｉｓ」は、コンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーによって供給される。
【００３５】
図５Ａは、不連続モードとしての図４Ａから図４Ｃによって示されている動作モードに対応する、したがって３つのステップを含む動作周期のクロノグラムを示す。
【００３６】
図５Ｂは、連続モードとしての図４Ａおよび図４Ｂによって示されている動作モードに対応する、したがって２つのステップを含む動作周期のクロノグラムを示す。
【００３７】
図４Ｄから図４Ｆは、動作周期（ｔ＝０からｔ＝Ｔまで）の間の、出力電流「ｉｓ」が正である動作モードに関係する。
【００３８】
図４Ｄは、瞬時ｔ＝０とｔ＝ｔ１との間の、動作周期の第１ステップを示す（ただし、ｔ１＜Ｔ）。回路は、連続モードおよび不連続モードで動作することができる。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｑ１およびＤ３が導通する、
Ｑ２、Ｄ１、Ｄ２およびＤ４が阻止される。
【００３９】
図４Ｅは、瞬時ｔ＝ｔ１とｔ＝ｔ２との間の、動作周期の第２ステップを示す。回路は、連続モード（この場合、ｔ２＝Ｔ）または不連続モードで動作することができる。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｄ１が導通する、
Ｑ１、Ｑ２、Ｄ２、Ｄ３およびＤ４が阻止される。
【００４０】
図４Ｆは、一意に不連続モードの場合の、ｔ＝ｔ２とｔ＝Ｔとの間の、動作周期の第３ステップを示す。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｑ１、Ｑ２、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３およびＤ４が阻止される、
負荷内に流れる電流「ｉｓ」は、コンデンサＣｓに蓄えられたエネルギーによって供給される。
【００４１】
図５Ｃは、不連続モードの場合の図４Ｄから図４Ｆによって示されている動作モードに対応する、したがって３つのステップを含む動作周期の間のクロノグラムを示す。
【００４２】
図５Ｄは、連続モードの場合の図４Ｄおよび図４Ｅによって示されている動作モードに対応する、したがって２つのステップを含む動作周期の間のクロノグラムを示す。
【００４３】
図４Ｇから図４Ｎは、出力電流が負（ｉｓ＜０）でありかつ出力電流が正（ｉｓ＞０）であるときに、２つのトランジスタＱ１およびＱ２（スイッチを形成する）が導通する動作モードに関係する。描かれている動作は、連続モードにある。
【００４４】
図４Ｇから図４Ｊは、動作周期（ｔ＝０からｔ＝Ｔまで）の間の、出力電流「ｉｓ」が負である動作モードに関係する。
【００４５】
図４Ｇは、瞬時ｔ＝０とｔ＝ｔ１との間の、動作周期の第１ステップを示す。このステップの間、回路の制御は次のようなものである：
Ｑ１およびＤ３が導通する、
Ｑ２、Ｄ１およびＤ４が阻止される、
Ｄ２は、接地に対する出力部ＳＰの電圧の絶対値が十分低い場合に阻止される。
【００４６】
図４Ｈは、瞬時ｔ＝ｔ１とｔ＝ｔ２との間の、動作周期の第２ステップを示す。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｄ１が導通する、
Ｑ１、Ｑ２、Ｄ２、Ｄ３およびＤ４が阻止される。
【００４７】
図４Ｉは、瞬時ｔ＝ｔ２とｔ＝ｔ３との間の、動作周期の第３ステップを示す。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｑ２およびＤ４が導通する、
Ｑ１、Ｄ１、Ｄ２およびＤ３が阻止される。
【００４８】
図４Ｊは、瞬時ｔ＝ｔ３とｔ＝Ｔとの間の、動作周期の第４ステップを示す。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｄ２が導通する、
Ｑ１、Ｑ２、Ｄ１、Ｄ３およびＤ４が阻止される。
【００４９】
図４Ｋから図４Ｎは、動作周期（ｔ＝０からｔ＝Ｔまで）の間の、出力電流「ｉｓ」が正である動作モードに関係する。
【００５０】
図４Ｋは、瞬時ｔ＝０とｔ＝ｔ１との間の、動作周期の第１ステップを示す。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｑ１およびＤ３が導通する、
Ｑ２、Ｄ１、Ｄ２およびＤ４が阻止される。
【００５１】
図４Ｌは、瞬時ｔ＝ｔ１とｔ＝ｔ２との間の、動作周期の第２ステップを示す。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｄ１が導通する、
Ｑ１、Ｑ２、Ｄ２、Ｄ３およびＤ４が阻止される。
【００５２】
図４Ｍは、瞬時ｔ＝ｔ２とｔ＝ｔ３との間の、動作周期の第３ステップを示す。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｑ２およびＤ４が導通する、
Ｑ１、Ｄ２およびＤ３が阻止される、
Ｄ１は、接地ｉｓに対する出力部ＳＰの電圧の絶対値が十分低い場合に阻止される。
【００５３】
図４Ｎは、瞬時ｔ＝ｔ３とｔ＝Ｔとの間の、動作周期の第４ステップを示す。このステップの間、回路の指令は次のようなものである：
Ｄ２が導通する、
Ｑ１、Ｑ２、Ｄ１、Ｄ３およびＤ４が阻止される。
【００５４】
図５Ｅは、図４Ｇから図４Ｊによって示されている動作モードに対応する、したがって４つのステップを含む動作周期の間のクロノグラムを示す。
【００５５】
図５Ｆは、図４Ｋから図４Ｎによって示されている動作モードに対応する、したがってやはり４つのステップを含む動作周期の間のクロノグラムを示す。
【００５６】
図６Ａは、本発明によるコンバータを、出力部ＳＰとＳＭとの間の差電圧を測定する手段１１と、設定値Ｅｃを受け取る適切な等化器１２と、適切な変調器１３とを付加することにより、電圧源として使用する原理を示す。変調器１３の出力は、トランジスタＱ１およびＱ２の指令電圧ＳＱ１およびＳＱ２を供給する。
【００５７】
図６Ｂは、本発明によるコンバータを、コンバータの出力電流「ｉｓ」を測定する手段２１と、設定値Ｅｃを受け取る適切な等化器２２と、適切な変調器２３とを付加することにより、電流源として使用する原理を示す。変調器２３の出力は、トランジスタＱ１およびＱ２の指令電圧ＳＱ１およびＳＱ２を供給する。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１Ａ】負荷の端子に連続電圧を供給する従来技術のチョッピングコンバータの電気回路図である。
【図１Ｂ】出力電流測定手段ならびに適切な等化器および変調器を付加することによりチョッピング電流源として使用される図１Ａのコンバータの電気回路図である。
【図２】負荷の端子に連続電圧を供給する、本発明の開発につながっているチョッピングコンバータの電気回路図である。
【図３】本発明による、負荷の端子に連続電圧を供給するチョッピングコンバータの電気回路図である。
【図４Ａ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｂ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｃ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｄ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｅ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｆ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｇ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｈ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｉ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｊ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｋ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｌ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｍ】本発明の動作モードを示す図である。
【図４Ｎ】本発明の動作モードを示す図である。
【図５Ａ】図４Ａから図４Ｃで示されている動作モードに対応するクロノグラムである。
【図５Ｂ】図４Ａから図４Ｂで示されている動作モードに対応するクロノグラムである。
【図５Ｃ】図４Ｄから図４Ｆで示されている動作モードに対応するクロノグラムである。
【図５Ｄ】図４Ｄから図４Ｅで示されている動作モードに対応するクロノグラムである。
【図５Ｅ】図４Ｇから図４Ｊで示されている動作モードに対応するクロノグラムである。
【図５Ｆ】図４Ｋから図４Ｎで示されている動作モードに対応するクロノグラムである。
【図６Ａ】本発明によるコンバータを電圧源として使用する原理を示す図である。
【図６Ｂ】本発明によるコンバータを電流源として使用する原理を示す図である。
【符号の説明】
【００５９】
１  測定手段
２、１２、２２  調整手段
３、１３、２３  変調器
１１  差電圧測定手段
２１  出力電流測定手段
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
2008199884.tif 000004
【図２】
2008199884.tif 000005
【図３】
2008199884.tif 000006
【図４Ａ】
2008199884.tif 000007
【図４Ｂ】
2008199884.tif 000008
【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
2008199884.tif 000010
【図４Ｅ】
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【図４Ｆ】
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【図４Ｇ】
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【図４Ｈ】
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【図４Ｉ】
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【図４Ｊ】
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【図４Ｋ】
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【図４Ｌ】
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【図４Ｍ】
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【図４Ｎ】
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【図５Ａ】
2008199884.tif 000021
【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図５Ｄ】
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【図５Ｅ】
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【図５Ｆ】
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【図６Ａ】
2008199884.tif 000027
【図６Ｂ】
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【外国語明細書】
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