(57)【要約】【課題】低損失で急峻な減衰特性を有する小型のバンドパスフィルタを提供する。【解決手段】バンドパスフィルタは、第１のフィルタ１と第２のフィルタ２と第３のフィルタ３とインダクタ４，５とを有する。第１のフィルタ１は、２端子対ＳＡＷ共振子１１からなる。第２のフィルタ２は、１端子対ＳＡＷ共振子２１とインダクタ２２とからなる。第３のフィルタ３は、１端子対ＳＡＷ共振子３１とインダクタ３２とからなる。【選択図】  図１
2008011151.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のフィルタと、この第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタと、前記第１、第２のフィルタと信号入力端子との間に挿入された第３のフィルタと、前記信号入力端子と接地との間に挿入された第１のインダクタと、前記第３のフィルタの出力端子と接地との間に挿入された第２のインダクタとを有し、
前記第１のフィルタは、第１の端子が前記第３のフィルタに接続され、第２の端子が信号出力端子に接続され、第３の端子と第４の端子が接地された第１の２端子対ＳＡＷ共振子からなり、
前記第２のフィルタは、第１の端子が前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第１の端子に接続され、第２の端子が前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第２の端子に接続された第１の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第１の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第３のインダクタとからなり、
前記第３のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子に接続され、第２の端子が前記第１、第２のフィルタの第１の端子に接続された第２の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第２の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第４のインダクタとからなることを特徴とするバンドパスフィルタ。
【請求項２】
請求項１記載のバンドパスフィルタにおいて、
さらに、前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第３の端子と接地との間に挿入された第５のインダクタと、
前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第４の端子と接地との間に挿入された第６のインダクタとを有することを特徴とするバンドパスフィルタ。
【請求項３】
請求項１記載のバンドパスフィルタにおいて、
前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子と前記第１、第２の１端子対ＳＡＷ共振子とが、圧電基板上に形成され、前記第１乃至第４のインダクタが、前記圧電基板を内蔵するパッケージ内に搭載されることを特徴とするバンドパスフィルタ。
【請求項４】
請求項２記載のバンドパスフィルタにおいて、
前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子と前記第１、第２の１端子対ＳＡＷ共振子とが、圧電基板上に形成され、前記第１乃至第６のインダクタが、前記圧電基板を内蔵するパッケージ内に搭載されることを特徴とするバンドパスフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バンドパスフィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話機の高機能化が進み、音声通信及びデータ通信の機能に加えて、ＦＭ放送やＴＶ放送を受信するチューナの搭載が進みつつある。ＴＶ放送では、携帯端末向けにＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚから７７０ＭＨｚ）を用いた地上波デジタルＴＶ放送のサービスが開始され、デジタル方式の特徴を生かした高度なエラー訂正機能により、従来のアナログＴＶに比べて安定で高画質な映像や音声を楽しむことができる。
【０００３】
ＴＶ放送受信用チューナ付き携帯電話機では、携帯電話機の送信信号がＴＶ放送の受信信号に影響を与えないようにすることが重要である。その理由は、音声通信及びデータ通信用のアンテナから送信された電力の大きな送信信号がＴＶ放送の受信回路に回りこみ、混信を生じる可能性があるからである。このような混信を防ぐため、ＵＨＦ帯の信号を通過させ、音声通信及びデータ通信用の送信帯域の信号を抑圧するローパスフィルタが、チューナ側の回路に搭載される。
【０００４】
ただし、地上波デジタル放送受信用チューナ付き携帯電話機では、ＶＨＦ帯（およそ０から３００ＭＨｚ）のアナログ放送が地上波デジタル放送の妨害波となり、受信品質に劣化が生じるため、ＶＨＦ帯も減衰させる必要があるが、ローパスフィルタではＶＨＦ帯を減衰させることはできない。したがって、地上波デジタル放送受信用チューナ付き携帯電話機では、音声通信及びデータ通信用の送信帯域の信号を抑圧すると共にＶＨＦ帯の信号を抑圧するバンドパスフィルタをチューナ側の回路に搭載する必要がある。
【０００５】
このようなバンドパスフィルタ特性を実現するものとして、積層ＬＣバンドパスフィルタが挙げられる（例えば、特許文献１参照）。積層ＬＣフィルタは、薄いセラミック層上に導体パターンを形成し、これらを複数積層することにより、インダクタやコンデンサを形成し、所定の接続を行ったフィルタである。図１５に積層ＬＣバンドパスフィルタの一般的な回路図を示し、図１６に積層ＬＣバンドパスフィルタの通過特性の１例を示す。図１５において、ＩＮは信号入力端子、ＯＵＴは信号出力端子、Ｌ１０，Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ１４はインダクタ、Ｃ１０，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４はコンデンサである。図１６に示すように、積層ＬＣバンドパスフィルタでは、ＵＨＦ帯が通過域となり、ＵＨＦ帯を除く帯域が減衰域となっている。
【０００６】
【特許文献１】特開平８−１４８９５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の積層ＬＣバンドパスフィルタでは、減衰極が１．３ＧＨｚとなっているため、携帯電話機の送信帯域（８００ＭＨｚから９００ＭＨｚ）の減衰量が９ｄＢ程度と不十分であるという問題点があった。地上波デジタル放送受信用チューナ付き携帯電話機では、ＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚから７７０ＭＨｚ）と携帯電話機の送信帯域が近接しているため、低損失かつ急峻なロールオフ特性が要求される。
【０００８】
また、従来の積層ＬＣバンドパスフィルタでは、段数を増やすことで、減衰極をより通過帯域近傍に近づけ、より大きな減衰量を得ることが可能であるが、段数を増やすと、インダクタに含まれる直列抵抗の影響により、通過帯域の損失も増大し、必要な通過帯域挿入損失を得ることが難しくなるという問題点があった。さらに、従来の積層ＬＣバンドパスフィルタでは、素子数が増加すると、フィルタの外形が大きくなるという問題点があった。携帯電話機に搭載するフィルタは小型であることが望ましく、大きなフィルタは携帯電話機には不向きである。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のバンドパスフィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のバンドパスフィルタは、第１のフィルタと、この第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタと、前記第１、第２のフィルタと信号入力端子との間に挿入された第３のフィルタと、前記信号入力端子と接地との間に挿入された第１のインダクタと、前記第３のフィルタの出力端子と接地との間に挿入された第２のインダクタとを有し、前記第１のフィルタは、第１の端子が前記第３のフィルタに接続され、第２の端子が信号出力端子に接続され、第３の端子と第４の端子が接地された第１の２端子対ＳＡＷ共振子からなり、前記第２のフィルタは、第１の端子が前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第１の端子に接続され、第２の端子が前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第２の端子に接続された第１の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第１の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第３のインダクタとからなり、前記第３のフィルタは、第１の端子が前記信号入力端子に接続され、第２の端子が前記第１、第２のフィルタの第１の端子に接続された第２の１端子対ＳＡＷ共振子と、この第２の１端子対ＳＡＷ共振子に並列に接続された第４のインダクタとからなるものである。
また、本発明のバンドパスフィルタの１構成例は、さらに、前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第３の端子と接地との間に挿入された第５のインダクタと、前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第４の端子と接地との間に挿入された第６のインダクタとを有するものである。
また、本発明のバンドパスフィルタの１構成例は、前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子と前記第１、第２の１端子対ＳＡＷ共振子とが、圧電基板上に形成され、前記第１乃至第４のインダクタが、前記圧電基板を内蔵するパッケージ内に搭載されるものである。
また、本発明のバンドパスフィルタの１構成例は、前記第１の２端子対ＳＡＷ共振子と前記第１、第２の１端子対ＳＡＷ共振子とが、圧電基板上に形成され、前記第１乃至第６のインダクタが、前記圧電基板を内蔵するパッケージ内に搭載されるものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、第１のフィルタと、第１のフィルタに並列に接続された第２のフィルタと、第１、第２のフィルタと信号入力端子との間に挿入された第３のフィルタと、信号入力端子と接地との間に挿入された第１のインダクタと、第３のフィルタの出力端子と接地との間に挿入された第２のインダクタとを設け、第１のフィルタを第１の２端子対ＳＡＷ共振子から構成し、第２のフィルタを第１の１端子対ＳＡＷ共振子と第３のインダクタとから構成し、第３のフィルタを第２の１端子対ＳＡＷ共振子と第４のインダクタとから構成することにより、従来の積層ＬＣフィルタに比べて、高周波側の減衰域（例えば携帯電話機の送信帯域）と低周波側の減衰域（例えばＶＨＦ帯）について非常に急峻な減衰特性と大きな減衰量を得ることができる。また、本発明では、ＳＡＷ共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本発明では、積層ＬＣフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本発明では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のバンドパスフィルタを実現することができる。
【００１２】
また、本発明では、第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第３の端子と接地との間に挿入された第５のインダクタと、第１の２端子対ＳＡＷ共振子の第４の端子と接地との間に挿入された第６のインダクタとを設けることにより、上記の高周波側の減衰域とは別に、より高周波領域に広帯域で減衰量の大きい減衰域をデバイスサイズの大幅な増大を招くことなく形成することが可能になる。
【００１３】
また、本発明では、第１の２端子対ＳＡＷ共振子と第１、第２の１端子対ＳＡＷ共振子とを圧電基板上に形成し、この圧電基板と第１乃至第４のインダクタとをパッケージ内に搭載することにより、バンドパスフィルタの特性のばらつきを抑え、所望の特性を容易に得ることができる。
【００１４】
また、本発明では、第１の２端子対ＳＡＷ共振子と第１、第２の１端子対ＳＡＷ共振子とを圧電基板上に形成し、この圧電基板と第１乃至第６のインダクタとをパッケージ内に搭載することにより、バンドパスフィルタの特性のばらつきを抑え、所望の特性を容易に得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
［第１の実施の形態］
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態となるバンドパスフィルタの回路図である。図１のバンドパスフィルタは、第１のフィルタ１と、第２のフィルタ２と、第３のフィルタ３と、インダクタ４，５とから構成されている。図１において、ＩＮは信号入力端子、ＯＵＴは信号出力端子である。
【００１６】
図２に、第１のフィルタ１の平面図を示す。第１のフィルタ１は、２端子対ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave ）共振子１１からなる。２端子対ＳＡＷ共振子１１は、圧電基板上に送信用ＩＤＴ（interdigital transducer ：すだれ状電極）１１０と受信用ＩＤＴ１１１とを形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器１１２，１１３を配置したものである。周知のように、ＩＤＴは、金属からなる櫛状の対向する２つの電極部を有し、各電極部は、対向する電極部に向かって交互に突出した複数の電極指を有している。
【００１７】
図１、図２において、１２は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第１の端子（フィルタ１の入力端子）、１４は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第２の端子（フィルタ１の出力端子）、１３は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第３の端子、１５は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第４の端子である。第３の端子１３と第４の端子１５は接地されている。
【００１８】
第１のフィルタ１は、２つの反射器１１２，１１３間に生じる定在波の周波数とＩＤＴ１１０，１１１の共振周波数とが一致するときに、入力端子１２と出力端子１４間に信号が伝送される狭帯域通過フィルタとして動作する。第１のフィルタ１の通過特性の１例を図３に示す。
【００１９】
図４に、第３のフィルタ３の平面図を示す。第３のフィルタ３は、１端子対ＳＡＷ共振子３１と、１端子対ＳＡＷ共振子３１に並列に接続されたインダクタ３２とからなる。１端子対ＳＡＷ共振子３１は、圧電基板上に１つのＩＤＴ３１０を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器３１１，３１２を配置したものである。インダクタ３２は、圧電基板を内蔵するセラミックパッケージ内に搭載される。図１、図４において、３３は１端子対ＳＡＷ共振子３１の第１の端子（ＩＤＴ３１０の入力端子）、３４は１端子対ＳＡＷ共振子３１の第２の端子（ＩＤＴ３１０の出力端子）、３５はインダクタ３２の第１の端子、３６はインダクタ３２の第２の端子である。
【００２０】
第３のフィルタ３の通過特性の１例を図５に示す。第３のフィルタ３は、２つの減衰極を有する帯域通過フィルタの特性を示す。ただし、図５では、約０．９ＧＨｚの低周波側の減衰極のみ記載し、１ＧＨｚ超の位置にある高周波側の減衰極については省略している。第１のフィルタ１と第３のフィルタ３とを直列に接続し、第１のフィルタ１の通過域（０．９〜１ＧＨｚ）を第３のフィルタ３の２つの減衰極の間に設定すると、図６に示すように第１のフィルタ１の通過域の両側の約０．９ＧＨｚと１ＧＨｚの位置に第３のフィルタ３の減衰極が生じ、通過域近傍の減衰量が改善されていることが分かる。
【００２１】
フィルタ１，３を直列に接続したフィルタ（以下、直列フィルタ１，３と呼ぶ）と似た構成が、特開昭５６−４７１１６号公報に開示されている。特開昭５６−４７１１６号公報に開示されたフィルタでは、弾性表面波素子としてトランスバーサルフィルタが使用され、圧電共振子としてセラミック共振子が使用されている。これに対して、本実施の形態の直列フィルタ１，３では、トランスバーサルフィルタの代わりに２端子対ＳＡＷ共振子１１を使用し、また圧電共振子の代わりに１端子対ＳＡＷ共振子３１を使用しており、これらを同一の圧電基板上に形成している点が特開昭５６−４７１１６号公報のフィルタと異なる。
【００２２】
次に、本実施の形態では、直列フィルタ１，３において、第１のフィルタ１に並列に第２のフィルタ２を接続することにより、非常に急峻な減衰特性を有するローパスフィルタを実現している。図７に、第２のフィルタ２の平面図を示す。第２のフィルタ２は、１端子対ＳＡＷ共振子２１と、１端子対ＳＡＷ共振子２１に並列に接続されたインダクタ２２とからなる。１端子対ＳＡＷ共振子２１は、圧電基板上に１つのＩＤＴ２１０を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器２１１，２１２を配置したものである。インダクタ２２は、圧電基板を内蔵するセラミックパッケージ内に搭載される。図１、図７において、２３は１端子対ＳＡＷ共振子２１の第１の端子（ＩＤＴ２１０の入力端子）、２４は１端子対ＳＡＷ共振子２１の第２の端子（ＩＤＴ２１０の出力端子）、２５はインダクタ２２の第１の端子、２６はインダクタ２２の第２の端子である。
【００２３】
さらに、本実施の形態では、第３のフィルタ３の入力端子（信号入力端子ＩＮ）と接地との間にインダクタ４を挿入すると共に、第３のフィルタ３の出力端子と接地との間にインダクタ５を挿入することにより、ＶＨＦ帯（およそ０から３００ＭＨｚ）に減衰域を有するバンドパスフィルタを実現することができる。
【００２４】
図８に、図１のバンドパスフィルタの通過特性の１例を示す。図１の構成によれば、ＤＣ（直流）から４００ＭＨｚの帯域に減衰域Ａが形成され、４００ＭＨｚから７７０ＭＨｚの帯域に低損失な通過域Ｂが形成され、９００ＭＨｚ付近に４０ｄＢ以上の減衰域Ｃが形成されていることが分かる。
【００２５】
図９は、本実施の形態のバンドパスフィルタの実装構造を示す平面図である。図９において、１００はアルミナ等からなるセラミックパッケージ、１０１はＬｉＴａＯ3 等からなる圧電基板上にＡｌＣｕ等の電極材料を用いて２端子対ＳＡＷ共振子１１と１端子対ＳＡＷ共振子２１，３１とを形成したＳＡＷ素子チップである。
【００２６】
１０２〜１０６はセラミックパッケージ１００上に形成された配線であり、１０２はパッケージの信号入力端子ＩＮと１端子対ＳＡＷ共振子３１の第１の端子３３とインダクタ３２の第１の端子３５とインダクタ４の第１の端子とを接続する信号入力用配線、１０３はパッケージの信号出力端子ＯＵＴと２端子対ＳＡＷ共振子１１の第２の端子１４と１端子対ＳＡＷ共振子２１の第２の端子２４とインダクタ２２の第２の端子２６とを接続する信号出力用配線、１０４は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第１の端子１２と１端子対ＳＡＷ共振子２１の第１の端子２３と１端子対ＳＡＷ共振子３１の第２の端子３４とインダクタ２２の第１の端子２５とインダクタ３２の第２の端子３６とインダクタ５の第１の端子とを接続する配線、１０５はパッケージの接地端子とインダクタ４，５の第２の端子とを接続するＧＮＤ配線、１０６はパッケージの接地端子と２端子対ＳＡＷ共振子１１の第３の端子１３及び第４の端子１５とを接続するＧＮＤ配線である。
【００２７】
ＳＡＷ素子チップ１０１は、下面に形成されたパッドと配線１０２〜１０４，１０６に形成されたパッドとの間を金ボールを介して接続するフリップチップボンディングにより、セラミックパッケージ１００上に搭載される。
インダクタ４，５，２２，３２は、チップインダクタを用いて構成すればよく、ワイヤやパッケージの配線を用いて形成しても良い。インダクタ４，５，２２，３２の値としては、およそ５ｎＨから４０ｎＨが望ましい。これらのインダクタ４，５，２２，３２は、導電性ペーストを用いてパッケージの配線と接続される。
【００２８】
次に、本実施の形態のバンドパスフィルタの設計法の概略について説明する。第１のフィルタ１の素子の値と第２のフィルタ２の素子の値を適宜設定すると、図８の減衰域Ｃが形成され、この減衰域Ｃより低い帯域が通過域Ｂとなり、減衰域Ｃより高い帯域が通過域Ｄとなる。所望の通過域Ｂと減衰域Ｃを得るためには、まず第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０，１１１の共振波長λ１と第２のフィルタ２のＩＤＴ２１０の共振波長λ２を調整して、減衰域Ｃが所望の周波数範囲になるように設定する。第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０，１１１の共振波長λ１は、減衰域Ｃの高域側の端部周波数の決定に影響を与える。共振波長λ１とλ２は、λ２＜λ１の関係を満たすことが好ましい。その理由は、λ２＞λ１とすると、減衰極が分離して、減衰域Ｃの減衰量が劣化するからである。
【００２９】
第２のフィルタ２のＩＤＴ２１０の共振波長λ２を変化させると、通過域Ｂの高域側の端部周波数が変化するため、インダクタ２２の値を調整して、通過域Ｂの高域側の端部周波数が所望の値になるように設定する。この操作により、減衰域Ｃの周波数範囲が変化するため、波長λ２を調整する。このようなインダクタ２２の調整と第２のフィルタ２のＩＤＴ２１０の共振波長λ２の調整とを、所望の特性を満たすまで繰り返す。
【００３０】
第１のフィルタ１及び第２のフィルタ２のＩＤＴ１１０，１１１，２１０の電極指の交差幅と電極指の対数は、通過域Ｂのインピーダンスと減衰域Ｃの広さに影響を与える。減衰域Ｃが所望の周波数範囲となり、通過域Ｂが所望の特性インピーダンス（通常５０Ω）となるように、ＩＤＴ１１０，１１１，２１０の電極指の交差幅と電極指の対数を適切に設定する。以上の調整は、手動で行うことも可能であるが、適切な誤差関数を定めて、コンピュータにより最適な組み合わせを探索するようにすると良い。
【００３１】
なお、以上の設計方法の説明では、第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０の共振波長とＩＤＴ１１１の共振波長を同一の値としたが、異なる値に設定しても良い。ＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１の共振波長を異なる値にすると、減衰域Ｃを広帯域にすることができる。また、第１のフィルタ１のＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１間の距離を調整すると、減衰域Ｃを更に広帯域にすることができる。この調整は、ＩＤＴ１１０とＩＤＴ１１１間の距離を通常０．５λとするところを０．７λから０．９λ付近にすると良い。
【００３２】
第３のフィルタ３は、図５のような通過特性を有している。そこで、第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタの通過域Ｂと、第３のフィルタ３の通過域Ｂとが一致し、かつ第１のフィルタ１に第２のフィルタ２を並列に接続したフィルタの減衰域Ｃと、第３のフィルタ３の減衰域Ｃとが一致するようにして、これらを図１に示したように従属接続すれば、減衰域Ｃの減衰量がより増大し好ましい。
【００３３】
さらに、本実施の形態では、インダクタ４，５を設けることにより、ＶＨＦ帯に減衰域Ａを形成することができる。ＶＨＦ帯が減衰する理由は以下のとおりである。ＳＡＷ共振子の共振周波数ｆ＝Ｖ／λ（ＩＤＴの共振波長λと圧電基板の弾性表面波表面波速度Ｖで決まる周波数）から離れた周波数領域では、ＳＡＷ共振子のＩＤＴは等価的にキャパシタと見なすことができる。本実施の形態では、ＳＡＷ共振子１１，２１，３１の共振周波数が図８に示した通過域Ｂの高域側の端部周波数近傍に設定されている。したがって、ＳＡＷ共振子１１，２１，３１のＩＤＴ１１０，１１１，２１０，３１０は、この端部周波数以外では等価的にキャパシタと見なすことができる。通過域Ｂの高域側の端部周波数よりも低周波の領域における図１の等価回路を図１０に示す。
【００３４】
キャパシタは、そのインピーダンス特性から低周波領域では、信号を通過させない。一方、インダクタは、ＤＣを含む低周波領域で信号を通過させる。図１０より明らかなように、信号入力端子ＩＮに入力された信号のほとんどは、インダクタ４，５を通して接地に流れるため、信号出力端子ＯＵＴにはほとんど信号が伝達されない。したがって、減衰域Ａが所望の周波数範囲になるようにインダクタ４，５の値を設定することにより、ＶＨＦ帯に減衰域Ａを設けることが可能となる。なお、４００ＭＨｚ以上の高い周波数領域では、インダクタ４，５には信号が流れなくなるため、フィルタの通過域Ｂを劣化させることはない。
【００３５】
以上のように、本実施の形態によれば、第１のフィルタ１と第２のフィルタ２と第３のフィルタ３とを設けることにより、従来の積層ＬＣフィルタに比べて、携帯電話機の送信帯域（減衰域Ｃ）について非常に急峻な減衰特性と大きな減衰量を得ることができ、携帯電話機の送信帯域の信号を効果的に抑圧することができる。また、本実施の形態では、インダクタ４，５を設けることにより、従来の積層ＬＣフィルタに比べて、ＶＨＦ帯（減衰域Ａ）について急峻な減衰特性と大きな減衰量を得ることができ、ＶＨＦ帯のアナログＴＶ信号などを効果的に抑圧することができる。
【００３６】
また、本実施の形態では、ＳＡＷ共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本実施の形態では、積層ＬＣフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本実施の形態では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のバンドパスフィルタを実現することができる。
【００３７】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図１１は、本発明の第２の実施の形態となるバンドパスフィルタの回路図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態のバンドパスフィルタは、第１の実施の形態のバンドパスフィルタにおいて、２端子対ＳＡＷ共振子１１の第３の端子１３と接地との間にインダクタ６を挿入し、２端子対ＳＡＷ共振子１１の第４の端子１５と接地との間にインダクタ７を挿入したものである。
【００３８】
図１２に、本実施の形態のバンドパスフィルタの通過特性の１例を示す。本実施の形態では、第１の実施の形態に比べて、より減衰量の大きい減衰域Ｅを形成することが可能になる。
【００３９】
図１３は、本実施の形態のバンドパスフィルタの実装構造を示す平面図であり、図９と同一の構成には同一の符号を付してある。図１３において、１０７は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第３の端子１３とインダクタ６の第１の端子とを接続する配線、１０８は２端子対ＳＡＷ共振子１１の第４の端子１５とインダクタ７の第１の端子とを接続する配線、１０９はパッケージの接地端子とインダクタ６，７の第２の端子とを接続するＧＮＤ配線である。インダクタ６，７は、チップインダクタを用いて構成すればよく、ワイヤやパッケージの配線を用いて形成しても良い。これらのインダクタ６，７は、導電性ペーストを用いてパッケージの配線と接続される。
【００４０】
第１の実施の形態に比べて減衰域Ｅの減衰量が大きくなる理由は以下のとおりである。第１の実施の形態で説明したとおり、ＳＡＷ共振子１１，２１，３１のＩＤＴ１１０，１１１，２１０，３１０は、通過域Ｂの高域側の端部周波数以外では等価的にキャパシタと見なすことができる。通過域Ｂの高域側の端部周波数よりも高周波の領域における図１１の等価回路を図１４に示す。
【００４１】
図１４の等価回路によれば、２端子対ＳＡＷ共振子１１の一方の静電容量とインダクタ６がＬＣ直列共振回路を構成すると共に、２端子対ＳＡＷ共振子１１の他方の静電容量とインダクタ７がＬＣ直列共振回路を構成している。したがって、これらのＬＣ直列共振回路の共振周波数が所望の周波数になるようにインダクタ６，７の値を設定することにより、所望の周波数付近に減衰極を形成することができ、減衰域Ｅの減衰量を効果的に増大させることができる。図１２によると、図８に示した第１の実施の形態のバンドパスフィルタの特性に比べて、２ＧＨｚ付近の減衰量が大幅に増大していることが分かる。また、本実施の形態では、ＬＣ直列共振回路が２つあるため、それぞれの共振周波数を若干ずらすことにより、帯域の広い減衰域Ｅを形成することができる。
【００４２】
以上のように、本実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。さらに、本実施の形態では、インダクタ６，７を設けることにより、広帯域で減衰量の大きい減衰域Ｅを形成することが可能になる。近年、８００ＭＨｚ帯と２ＧＨｚ帯をそれぞれ音声通信とデータ通信に割り当てたデュアルタイプの携帯電話機が登場しているが、本実施の形態によれば、８００ＭＨｚ帯の減衰域Ｃだけでなく、２ＧＨｚ帯の減衰域Ｅについても十分な減衰量を得ることができるので、このようなデュアルタイプの携帯電話機にＴＶ放送受信用チューナを設ける場合に、携帯電話機の送信信号がチューナ回路に回り込むことのないように携帯電話機の送信信号を十分に減衰させることができ、十分な妨害波除去機能を果たすことができる。
【００４３】
なお、本実施の形態において、使用する圧電基板やカット角は、種々変更可能である。特に電気機械結合係数は、フィルタの急峻性に寄与する。電極材料も、ＡｌＣｕに限らず種々の合金、多層膜、高配向膜を用いてよく、表面にＳｉＯ2 等の保護膜を形成してもよい。
【００４４】
また、本実施の形態のバンドパスフィルタは、他の構成のフィルタと組み合わせてもよく、分波器用のフィルタの一部または全部を構成してもよい。また、第１のフィルタ１の２端子対ＳＡＷ共振子１１は、対称構成でなくてもよく、ＩＤＴ１１０と１１１の間で共振波長λや電極指の対数などを変えてもよい。また、ＩＤＴ１１０と１１１間の距離も要求特性に応じて変更してよい。また、第１のフィルタ１と第２のフィルタ２の組み合わせを複数段直列に接続するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明は、例えば地上波デジタル放送受信用チューナ付き携帯電話機のチューナ回路に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の第１の実施の形態となるバンドパスフィルタの回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態における第１のフィルタの平面図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態における第１のフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態における第３のフィルタの平面図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態における第３のフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態において第１のフィルタと第３のフィルタとを直列に接続したフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態における第２のフィルタの平面図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態のバンドパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態のバンドパスフィルタの実装構造を示す平面図である。
【図１０】本発明の第１の実施の形態のバンドパスフィルタの等価回路図である。
【図１１】本発明の第２の実施の形態となるバンドパスフィルタの回路図である。
【図１２】本発明の第２の実施の形態のバンドパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【図１３】本発明の第２の実施の形態のバンドパスフィルタの実装構造を示す平面図である。
【図１４】本発明の第２の実施の形態のバンドパスフィルタの等価回路図である。
【図１５】従来の積層ＬＣバンドパスフィルタの回路図である。
【図１６】図１５の積層ＬＣバンドパスフィルタの通過特性の１例を示す図である。
【符号の説明】
【００４７】
１…第１のフィルタ、２…第２のフィルタ、３…第３のフィルタ、４，５，６，７，２２，３２…インダクタ、１１…２端子対ＳＡＷ共振子、２１，３１…１端子対ＳＡＷ共振子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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