(57)【要約】【課題】低雑音を実現しつつ消費電力の低い通信機器を得ること。【解決手段】マルチキャリア方式を採用する送信側の通信装置であって、変調信号を所定の周波数でサンプリングしてサンプリングデータを生成するキャリア波形生成部４と、前記サンプリングデータを１ビットのデジタルデータに変換するデルタシグマ変調器６と、前記デジタルデータをトランジスタのスイッチング動作により増幅する増幅器７と、増幅されたデータから必要周波数領域以外の周波数成分を除去するローパスフィルタ８と、を備え、前記デルタシグマ変調手段の動作周波数を送信データに要求される信号対雑音比に基づいて算出する。【選択図】        図１
2008148212.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア方式を採用する送信側の通信装置であって、
変調信号を所定の周波数でサンプリングしたサンプリングデータを生成するサンプリングデータ生成手段と、
前記サンプリングデータを１ビットのデジタルデータに変換するデルタシグマ変調手段と、
前記デジタルデータをトランジスタのスイッチング動作により増幅する増幅手段と、
増幅されたデータから必要周波数領域以外の周波数成分を除去するローパスフィルタと、
を備え、
前記デルタシグマ変調手段の動作周波数を送信データに要求される信号対雑音比に基づいて算出し、前記所定の周波数を前記動作周波数とすることを特徴とする通信装置。
【請求項２】
マルチキャリア方式を採用する送信側の通信装置であって、
変調信号を所定の周波数でサンプリングしたサンプリングデータを生成するサンプリングデータ生成手段と、
前記サンプリングデータの各データ間に０を挿入することにより、所定のアップサンプリング比でアップサンプリング処理されたアップサンプリングデータを生成するアップサンプラと、
前記アップサンプリングデータから折り返しノイズを除去したフィルタリングデータを生成するインターポレーションフィルタと、
前記フィルタリングデータを１ビットのデジタルデータに変換するデルタシグマ変調手段と、
前記デジタルデータをトランジスタのスイッチング動作により増幅する増幅手段と、
増幅されたデータから必要周波数領域以外の周波数成分を除去するローパスフィルタと、
を備え、
前記デルタシグマ変調手段の動作周波数を送信データに要求される信号対雑音比に基づいて算出し、前記所定の周波数を最大使用帯域の２倍以上とし、前記アップサンプリング比を前記動作周波数と前記所定の周波数との比とすることを特徴とする通信装置。
【請求項３】
マルチキャリア方式を採用する送信側の通信装置であって、
変調信号を所定の周波数でサンプリングしたサンプリングデータを生成するサンプリングデータ生成手段と、
前記サンプリングデータの各データ間に０を挿入することにより、所定のアップサンプリング比でアップサンプリング処理されたアップサンプリングデータを生成するアップサンプラと、
前記アップサンプリングデータを１ビットのデジタルデータに変換するデルタシグマ変調手段と、
前記デジタルデータをトランジスタのスイッチング動作により増幅する増幅手段と、
増幅されたデータから必要周波数領域以外の周波数成分を除去するローパスフィルタと、
を備え、
前記デルタシグマ変調手段の動作周波数を送信データに要求される信号対雑音比に基づいて算出し、前記アップサンプリング比を、前記アップサンプリング処理により生じる折り返し雑音が前記ローパスフィルタで除去可能となる数値とし、前記動作周波数と前記アップサンプリング比に基づき前記所定の周波数を求めることを特徴とする通信装置。
【請求項４】
前記アップサンプリング比を４倍以上とすることを特徴とする請求項３に記載の通信装置。
【請求項５】
前記動作周波数を最大使用帯域の３２倍以上とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の通信装置。
【請求項６】
前記変調信号の変調方式をＤＱＰＳＫ（Differential  Quadrature  Phase-Shift  Keying）方式とすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の通信装置。
【請求項７】
前記デルタシグマ変調器を２次のデルタシグマ変調器とすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア方式の通信を行う通信装置に関するものであり、特に省電力化を実現したマルチキャリア方式の通信を行う通信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の複数の互いに直交するキャリアを使うマルチキャリア方式の通信機器では、デジタル回路処理により変調後の波形を生成し、ＤＡ（デジタル−アナログ）変換器によりアナログ信号に変換して伝送路への送信を行う構成をとるのが一般的である。このような通信機器の例として、たとえば、下記特許文献１に記載されているマルチキャリア方式の電力線搬送通信装置がある。この電力線搬送通信機器では、デジタル送信波形を生成した後、例えば８ビットのＤＡ変換器を用いてＤＡ変換を行い、アナログ送信波形を増幅した後、ローパスフィルタで折り返し雑音を除去し、結合回路を介して伝送路に出力する。また、この電力線搬送通信機器では、アナログ送信波形の増幅にアナログアンプを使用している。この例のように、マルチキャリア方式の通信機器ではアナログアンプを用いる場合が多いが、一般的にアナログアンプは常にバイアス電圧をかける必要があるため、消費電力が高くなる傾向がある。
【０００３】
送信アンプの省電力化の１つの方法として、デルタシグマ変調(以下、ΔΣ変調)を用いてバイアス電圧を必要としないデジタルアンプにより送信波形の増幅を行う方法がある。ΔΣ変調は、アナログ、または、多ビットの信号を、１ビットなどの少数ビットのデジタルデータに変換する技術である。また、ΔΣ変調は、オーバサンプリングにより量子化雑音と低減させるとともに、ノイズシェーピング特性により量子化雑音を高域側に偏らせることにより使用帯域において高いＳＮ比を得ることができるため、特にオーディオ分野などで利用されている。ΔΣ変調を用いることにより、アナログアンプのかわりにデジタルアンプを用いることができる。デジタルアンプは、トランジスタのスイッチング動作により信号増幅を行うため、バイアス電圧を必要とせず省電力化を図ることができる。
【０００４】
ＡＤ（アナログ−デジタル）変換にΔΣ変調を用いてデジタルアンプを使用する例としては、下記特許文献２に記載の技術がある。この例では、マイクなどの音声入力信号に対してΔΣ変調を行い１ビットのデジタルデータとし、そのデジタルデータを増幅した後、骨伝導スピーカに入力する。ΔΣ変調により発生する量子化雑音成分は超音波成分を多く含んでおり、この超音波成分が骨伝導スピーカを駆動するエネルギーとして効果的に働く。
【０００５】
また、下記特許文献３に記載の技術では、キータッチ時などに発するトーン信号を発生する音声機器において、発生させたトーン信号を可聴周波数帯域よりも高いサンプリング周波数でサンプリングしたデータを生成、そのデータに対してΔΣ変調を用いてＤＡ変換を行った後スピーカアンプに出力する。このような構成をとることにより、可聴周波数帯域において折り返し雑音の影響がなく、聴覚的に違和感のないトーン信号音を生成する音声機器を実現することができる。
【０００６】
【特許文献１】特開２０００−１６５３０４号公報
【特許文献２】特開２００６−２１７０８８号公報
【特許文献３】特開２０００−３３２６１１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記従来の通信機器の技術によれば、送信信号の増幅にアナログアンプを使用しているため常にバイアス電圧をかける必要があり、消費電力が高くなるという問題があった。
【０００８】
また、ΔΣ変調を用いてデジタルアンプを適用する場合には、送信アンプの省電力化を図ることができるが、従来のΔΣ変調を使ったＡＤ変換は、音声信号を伝達するのに使用されるのが中心であり、高いＳＮ比を得るために入力する信号のサンプリング周波数を高くしている(たとえば最大使用周波数の１２８倍など)。しかし、音声信号に比べ周波数が高く、たとえば、最大使用周波数が数ＭＨｚとなるような通信機器では、同様のオーバサンプリング比でΔΣ変調処理に入力する信号をサンプリングすると、サンプリング周波数が数ＧＨｚとなり実現が困難である。
【０００９】
さらに、音声信号に対してΔΣ変調を行う場合には、ΔΣ変調時に生じる高域側の量子化雑音や折り返し雑音については可聴周波数帯域外であれば特に抑制する必要がない。例えば、上記特許文献２では、高域側の量子化雑音を骨伝導で伝達するエネルギーとして積極的に利用している。しかしながら、通信機器では使用周波数帯域外の量子化雑音や折り返し雑音を伝送路に出力しないようにそれらを除去する必要があり、上記特許文献２などに記載の音声信号に関するΔΣ変調の技術を、そのまま適用することはできない。
【００１０】
また、上記特許文献３では、高いサンプリング周波数でサンプリングしたデータをトーン信号音の生成に使用することにより、折り返し雑音によって生じる聴覚上の問題を解決しているが、可聴周波数範囲外の雑音に関しては特に言及しておらず、ΔΣ変調時に生じる量子化雑音や折り返し雑音についても特に言及していない。
【００１１】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチキャリア方式の通信機器にデジタルアンプを適用し、低雑音を実現しつつ消費電力の低い通信機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、マルチキャリア方式を採用する送信側の通信装置であって、変調信号を所定の周波数でサンプリングしてサンプリングデータを生成するサンプリングデータ生成手段と、前記サンプリングデータを１ビットのデジタルデータに変換するデルタシグマ変調手段と、前記デジタルデータをトランジスタのスイッチング動作により増幅する増幅手段と、増幅されたデータから必要周波数領域以外の周波数成分を除去するローパスフィルタと、を備え、前記デルタシグマ変調手段の動作周波数を送信データに要求される信号対雑音比に基づいて算出し、前記所定の周波数を前記動作周波数とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、システムに要求されるＳＮ比を満たすようにΔΣ変調器の動作周波数を決定して、ΔΣ変調器の動作周波数と同じ周波数でサンプリングされた波形データを生成してΔΣ変調器による１ビットデータへの変換後にデジタル増幅器により増幅することにしたので、必要なＳＮ比を満たしつつ、従来の通信装置に比べ消費電力を低下させるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下に、本発明にかかる通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１５】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる通信装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。本実施の形態の通信装置は、伝送すべきデータに対してヘッダ情報などを付加し、伝送路に出力するフレームに成形するフレーム成形部１と、フレーム成形されたデータに対して各キャリアに伝送すべきデータを割り当てるためのマッパ２と、各キャリアに割り当てられたデータを、波形の位相を示すインデックスデータに変換する位相変換器３と、インデックスデータに従って各キャリアの波形を生成し、所定のサンプリングレートでサンプリングをしたサンプリングデータを生成するキャリア波形生成部４と、キャリア波形生成部４が出力する各キャリア波形のサンプリングデータに対してサンプルごとに各キャリアの波形を加算して出力するキャリア合成部５と、多ビットのデジタルデータから１ビットのデジタルデータに変換を行うΔΣ変調器６と、１ビットのデジタルデータをトランジスタのスイッチング動作で増幅する増幅器７と、増幅されたデータに対してΔΣ変調器６で発生する量子化雑音などの余分な周波数成分の伝送路への出力を抑制するためのローパスフィルタ８と、を備えている。また、出力データ１４，１５，１６，１８は、それぞれ、キャリア波形生成部４，キャリア合成部５，ΔΣ変調器６，ローパスフィルタ８の出力データである。
【００１６】
本実施の形態の通信装置は、基本周波数ｆCを１．２８ＭＨｚとし、最大キャリア数を７としたマルチキャリア方式で伝送を行うこととする。また、Ｎ番目のキャリアであるキャリア＃Ｎのキャリア周波数をＮ×ｆC（Ｎ＝１〜７）とし、変復調の単位であるシンボル周波数ｆMODは４０ｋＨｚとする。変調方式はＤＱＰＳＫ（Differential  Quadrature  Phase-Shift  Keying）とする。
【００１７】
例えば、サンプリング周波数ｆSが２０．４８ＭＨｚのときには、ｆSはｆCの１６倍であり、各キャリアは１６サンプルでＮ周期分の正弦波を構成する。そして、１シンボルは、Ｎ周期分の正弦波のさらに３２倍（ｆC／ｆMOD）で構成されることになる。なお、ｆC，Ｎ，ｆMODは、これに限る必要はなく、通信システムに応じた任意の数値に設定可能である。
【００１８】
つづいて、本実施の形態の動作について説明する。まず、フレーム成形部１は、入力された送信データに対して、フレーム長やアドレス情報やその他復調に必要な情報が納められたヘッダ情報を付加し、伝送路に出力されるフレームに成形する。
【００１９】
つぎに、マッパ２は、フレーム成形された送信データを各キャリアに分配する。図２に各キャリアへの分配例を示す。図２は、送信データを“１２３４５６ｈ”（１６進数）とするとき、３つのキャリア、それぞれキャリア＃１，＃２，＃３に分配する例を示している。ＤＱＰＳＫ変調では、各キャリアはシンボルあたり２ビットの情報を伝送できるため、前から順に２ビットずつ送信データを各キャリアに分配する。たとえば、最初のシンボル（図２のシンボルＳ０）では、送信データの最初の４ビット“０００１”（２進）のうち、前２ビットの“００”がキャリア＃１に、後ろ２ビットの“０１”がキャリア＃２に分配される。そして、次の４ビット“００１０”（２進）のうち前２ビットの“００”がキャリア＃３に、後ろ２ビットの“１０”が次のシンボル（シンボルＳ１）のキャリア＃１に分配される。同様に、送信データは、２ビットずつ順番に各キャリアに分配される。
【００２０】
つぎに、位相変換器３は、各キャリアに分配されたデータを、ＤＱＰＳＫ変調に基づいた位相情報であるインデックスデータに変換する。ＤＱＰＳＫ変調では、２ビットのデータの値を前シンボルと現シンボルの位相差に対応付け、前シンボルの位相を基準に対応づけた位相差に基づき現シンボルに対応する位相を算出する。例えば、送信データが“００”の場合には、前シンボルと同じ位相を、“０１”の場合には前シンボルからπ／２ラジアン進んだ位相を、“１０”の場合には前シンボルよりπ／２ラジアン遅れた位相を、“１１”の場合にはπラジアン異なる位相を、現シンボルに対応付ける。そして、受信側では、受信したフレームの現シンボルと前シンボルとの位相差が−π／４〜π／４の範囲であれば“００”に、π／４〜３π／４の範囲であれば“０１”に、−π／４〜−３π／４の範囲であれば“１０”に、３π／４〜πあるいは−３π／４〜−πの範囲であれば、“１１”に、それぞれ復調する。
【００２１】
位相変換器３は、キャリアごとに分配されたデータを、上述のＤＱＰＳＫ変調に基づいた位相に対応付け、その位相を２ビットの数値に対応させて示したインデックスデータに変換する。図３にインデックスデータと位相の対応の例を示す。図４は、図２に示した送信データに対してＤＱＰＳＫ変調方式に基づき対応する位相を算出し、その算出した位相を図３に示した対応によりインデックスデータに変換した例を示す。なお、現シンボルの位相を求めインデックスデータに変換するには、前シンボルの位相が必要であるが、図２において、シンボルＳ０については前シンボルが存在しない。ここでは、図４のシンボルＳ０の前のシンボルは、すべてのキャリアで位相が０（インデックスデータが０）であったとしてインデックスデータに変換している。
【００２２】
たとえば、図２のキャリア＃１におけるシンボルＳ０のデータは“００”であり前シンボル（位相は０）と同じ位相とするため、図４のキャリア＃１におけるシンボルＳ０インデックスデータは“００”とする。つぎのシンボルＳ１では、図２のキャリア＃１におけるシンボルＳ１のデータは“１０”であるため前シンボル（キャリア＃１におけるシンボルＳ０）との位相差は−π／２とする。前シンボルキャリア＃１におけるシンボルＳ０の位相は０であることから、シンボルＳ１の位相は−π／２となり、図３の対応により、インデックスデータは、“１１”とする。
【００２３】
つぎに、キャリア波形生成部４は、キャリアごとに変換されたインデックスデータを用いて、所定のサンプリング周波数でサンプリングし、デジタル波形を生成する。具体的には、キャリア波形生成部４は、キャリアごと、位相ごと（インデックスの値ごと）の波形データを波形テーブルとして内部に保持し、キャリアごとにインデックスデータに対応する波形データを順次出力する。波形データは、所定のサンプリング周波数でサンプリングされたデータ列（以下、サンプリングデータという）である。
【００２４】
波形データのサンプリング周波数ｆSは、サンプリング定理により、再現すべき最大周波数（以下、最大使用帯域という）ｆmaxの２倍以上とする必要がある。ここでは、装置構成の簡略化のために、ｆSおよびｆmaxをｆCの整数倍とすることを前提にする。このため、ｆmaxを、キャリアの最高周波数Ｎ×１．２８＝８．９６ＭＨｚ（Ｎ＝７）を超え、ｆCの整数倍となる最小の値とし、１．２８×８＝１０．２４ＭＨｚとする。したがって、ｆmaxを再現するには、サンプリング定理により、ｆSは、２×ｆmax＝２０．４８ＭＨｚ以上とする必要がある。なお、ｆmaxは、キャリアの最高周波数（この場合は、８．９６ＭＨｚ）以上であればよく、この数値に限る必要はない。
【００２５】
本実施の形態では、キャリア波形生成部４で生成された波形データのサンプリング周波数をΔΣ変調器６の動作周波数ｆSDとするため、ΔΣ変調器６の入力に必要な周波数とするためオーバサンプリングを行う。なお、本実施の形態では、オーバサンプリングとは、ｆmaxの再現に必要なサンプリング周波数（２×ｆmax）を超えて波形データのサンプリングを行うことを意味することとする。後述のΔΣ変調器６に対するサーバーサンプリング比の算出方法に基づき、本実施の形態では、ｆSは、２０．４８ＭＨｚ（２×ｆmax）のさらに１６倍の３２７．６８ＭＨｚとする。
【００２６】
図５は、キャリア波形生成部４で生成され、サンプリングされたサンプリングデータの例を示したものである。図５では、実線がサンプリング前の波形データに相当し、ｆCの１周期分に相当する２５６サンプル分のデータを示している。図５では、簡略化のためサンプリング点を１／１６に間引いた点を、間引きサンプリング点Ｄ１，Ｄ２，・・・，Ｄ１６として黒丸点で示しているが、実際のサンプリング点は、このＤ１，Ｄ２，・・・の１６倍の密度である。サンプリング周波数は、３２７．６８ＭＨｚであるから、Ｄ１，Ｄ２・・・，Ｄ１６のそれぞれの間隔は、１／（３２７．６８／１６）＝１／２０．４８［μｓ］である。キャリア＃Ｎのキャリア周波数は、（１．２８×Ｎ）ＭＨｚであるから、２５６サンプルでは、Ｎ（＝２５６×（３２７．６８／１．２８×Ｎ））周期分のデータとなる（キャリア＃１では１周期分、キャリア＃２では２周期分、キャリア＃３では３周期分のデータとなる）。
【００２７】
図５は、位相が０の場合についてのサンプリングデータの例を示しているが、位相がπ／２、−π／２、πの場合に関しても同様なサンプリングデータが生成される。キャリア波形生成部４は、キャリアごとに、インデックスデータに従い対応する位相の２５６サンプル分のサンプリングデータを、１／ｆS（本実施の形態では、１／３２７．６８［μｓ］）の間隔で順次出力する。そして、この２５６サンプル分のサンプリングデータの（ｆC／ｆMOD）回（本実施の形態では、３２回）分を１シンボル分のサンプリングデータとして出力する。
【００２８】
なお、図５では、たとえばキャリア＃２のサンプリングデータは、８点の間引きサンプリング点ごとの繰り返しとなり、また、４点の間引きサンプリング点ごとに符号が反転したデータとなっている。このため、サンプリングデータの出力順番の制御，正負の反転回路を設けた制御を行うことにより、波形テーブルとして保持するデータ数を削減してもよい。また、たとえば、キャリア＃２のサンプルデータはキャリア＃１サンプルデータを、１つずつ間引いたデータ列となっており、同様に出力順番を制御することによりデータ数を削減してもよい。
【００２９】
つぎに、キャリア合成部５は、キャリア波形生成部４から出力されるキャリアごと、位相ごとのサンプリングデータを、サンプル点ごとに加算することによりキャリアの合成を行う。図６は、キャリア波形生成部４の出力データ１４の各キャリアの２Ｎ周期分の波形のサンプリングデータ（２×２５６＝５１２サンプル）と、それらをキャリア合成部５で合成した出力データ１５の波形の概念を示した図である。
【００３０】
図７は、キャリア合成部５の出力データ１５のスペクトルの概念図を示したものである。図７に示すように、このスペクトルは、ｆS／２まで、キャリア周波数成分以外の余分な周波数成分を含まない。前述のとおり、本実施の形態では、キャリア波形生成部４およびキャリア合成部５のサンプリング周波数ｆSはΔΣ変調器６の動作周波数ｆSDと同じである。仮に、サンプリング定理により、ｆmax（本実施の形態では１０．２４ＭＨｚ）の２倍のサンプリングレートで波形を生成した場合にも、波形は復元ができる。その場合、ｆSDにあわせるために、ΔΣ変調器６の入力前にアップサンプリングを行う必要がある。なお、アップサンプリングとは、サンプリングされたデータ間に“０”を挿入することにより出力するサンプリングレートを上げることを意味することとする。
【００３１】
しかし、アップサンプリングを行うと折り返し雑音が発生し、それを除去する必要性も生じる。図８−１は、使用帯域がＦ1〜Ｆ2であり、Ｆ2の２倍より高いサンプリング周波数ＦSPでサンプリングされたデータのスペクトルを表す概念図である。図８−２は、図８−１で示したサンプリングされたデータに対して、アップサンプリングを行い倍の周波数２ＦSPのデータを生成し、そのアップサンプリング後のデータのスペクトルを表した概念図である。図８−２に示すように、ＦSP／２が折り返しの中心となり、（ＦSP−Ｆ2）〜（ＦSP−Ｆ1）の範囲に折り返し雑音が生じる。このため、帯域外の雑音を除去するために、アップサンプリングによりΔΣ変調器６への入力周波数にあわせる場合には、折り返し雑音を除去する必要が生じる。これに対して、本実施の形態では、前述のとおり、キャリア波形生成部４でオーバサンプリングを行いサンプリング周波数をｆSDと同じにしているために、アップサンプリングを行う必要はなく、また、折り返し雑音を除去する必要もない。
【００３２】
つぎに、ΔΣ変調器６は、キャリア合成部５から出力される合成済みサンプリングデータを１ビットデータに変換する。ΔΣ変調は、高いオーバサンプリング比により量子化雑音低減し、ノイズシェーピング特性により量子化雑音を高域側に偏らせて使用帯域における量子化雑音を低減することにより、高いＳＮ比を得ることができるため、オーディオ分野を中心に利用されている技術である。
【００３３】
図９は、ΔΣ変調器６の一構成例として２次のΔΣ変調器の構成例を示した図である。図９に示すように、ΔΣ変調器６は、入力データと遅延器６５との差分をとる差分器６０，６２と、前サンプル出力値との加算を行う積分器６１、６３と、入力に応じて“０”または“１”の１ビットデータの出力を行う量子化器６４と、量子化器６４の出力に基づき、出力が“０”の場合には入力振幅値の負の最大値を、出力が“１”の場合には正の最大値を１サイクル分保持して出力する遅延器６５と、で構成される。
【００３４】
図９を用いてΔΣ変調器６の動作を説明する。差分器６０は、キャリア合成部５から出力される合成済みサンプリングデータ（多ビット）に対して、遅延器６５の出力（後述の前サイクルの量子化器６４の出力に対応した正または負の入力の最大振幅値）との差分をとり、積分器６１に出力する。積分器６１は、入力されたデータを順次加算し、差分器６２に出力する。差分器６２は、積分器６１から出力されたデータに対して再び遅延器６５の出力との差分をとり、積分器６３に出力する。積分器６３は、差分器６２の出力を加算し、量子化器６４に出力する。量子化器６４は、積分器６３から出力されたデータを１ビットのデータに変換する。量子化器６４では、積分器６３の出力が正または“０”の場合には“１”を、負の場合には“０”を出力する。そして、遅延器６５は、量子化器６４の出力に基づき、出力が“０”の場合には入力振幅値の負の最大値を、出力が“１”の場合には正の最大値を保持し、前サイクルの値として差分器６０，６２に出力する。なお、ΔΣ変調器６は、この構成に限らず、入力データを１ビットデータに変換するΔΣ変調器であればどのようなものも適用可能である。
【００３５】
ΔΣ変調によって生じる量子化雑音は、低域側で低く、動作周波数ｆSDの半分ｆSD／２に近くなるほど高くなる特性を持っている。従って、ｆmaxに対するｆSDの比（ｆSD／ｆmax）、すなわちオーバサンプリング比を大きくすることにより、使用帯域におけるＳＮ比をあげることができる。しかし、オーバサンプリング比を上げることは動作周波数が高くなることを意味し、高い周波数である場合には、回路実現が困難となるとともに、消費電力の増加につながる。したがって、動作周波数は、ＳＮ比の要求を満たす範囲で、なるべく低い周波数とすることが望ましい。
【００３６】
ここで、本実施の形態におけるオーバサンプリング比の算出方法について説明する。ある変調方式におけるビット誤り率はＳＮ比によって決まる。従って、システムに要求されるビット誤り率が決まれば、それを満たすために必要なＳＮ比が決まる。たとえば、変調方式がＤＱＰＳＫの場合、ビット誤り率１０-5以下を満たすためには、ＳＮ比は約１５ｄＢ以上である必要がある。一方、ΔΣ変調において発生する量子化雑音の量や特性は、ΔΣ変調器の次数や構成に依存する。たとえば、２次のΔΣ変調器では、オーバサンプリング比が１６以上、すなわち使用帯域ｆmaxの３２倍以上の周波数を動作周波数とすれば、ＳＮ比は１５ｄＢを上回る。
【００３７】
このため、本実施の形態では、オーバサンプリング比を１６とし、ΔΣ変調器の動作周波数をｆmaxの３２倍の３２７．６８ＭＨｚとしている。そして、前述のとおり、本実施の形態では、アップサンプリングは行わないため、キャリア波形生成部４におけるサンプリング周波数ｆSを、ΔΣ変調器の動作周波数ｆSDと同じ（３２７．６８ＭＨｚ）としている。この３２倍という数値は、従来の音声で用いられているΔΣ変調のオーバサンプリング比（たとえば、１２８倍）よりも低い数値となっている。このように、上述のオーバサンプリング比の算出方法を採用することにより、従来の音声で用いられているΔΣ変調のオーバサンプリング比より小さい値に設定することができる。なお、ここで述べたビット誤り率，ＳＮ比，オーバサンプリング比は例であり、適用する通信装置、通信システムに応じて同様の計算方法により、要求されるビット誤り率からオーバサンプリング比を求めればよい。
【００３８】
つぎに、増幅器７は、ΔΣ変調器６の出力を、トランジスタのスイッチング動作により増幅する。アナログアンプでのリニア増幅動作と異なりバイアス電圧を必要としないため消費電力を抑制することができる。そして、ローパスフィルタ８は、増幅器７の出力に対して量子化雑音や折り返し雑音を除去する。
【００３９】
図１０−１はキャリア合成部の出力データ１５を、図１０−２はΔΣ変調器の出力データ１６を、図１０−３はローパスフィルタの出力データ１８を、それぞれ概念的に示した図である。図１０−１に示したキャリア合成部５の出力１５は、ΔΣ変調器によって図１０−２に示すような１ビットの信号に変換される。図１１は、図１０−２に示した１ビットの信号をアナログ信号と考えた場合のスペクトルである。図１１に示すように、このスペクトルは、ｆS／２に近づくほど量子化雑音が増えるものであり、ｆS／２を軸とした折り返しにより生じる折り返し雑音を含んでいる。増幅器７からの出力も、この量子化雑音と折り返し雑音を含んでいるため、本実施の形態では、上述のとおり、ローパスフィルタ８でこれらを除去している。図１２は、ローパスフィルタ８の出力データ１８のスペクトルを示した図である。図１２に示すようにローパスフィルタにより、量子化雑音や折り返しを除去することができる。また、図１０−３に示すように、ローパスフィルタ８の出力データ１８は、量子化雑音や折り返しが除去され、図１０−１に近い波形となっている。
【００４０】
以上のように、本実施の形態では、システムに要求されるビット誤り率を満たすために必要なＳＮ比を満たすようにΔΣ変調器６の動作周波数を決定して、ΔΣ変調器６の動作周波数と同じ周波数でサンプリングされた波形データを生成し、ΔΣ変調器６による１ビットデータへの変換後に、増幅器７においてトランジスタのスイッチング動作により増幅した後に、ローパスフィルタにおいて量子化誤差と折り返し雑音を除去するようにした。このため、必要なＳＮ比を満たしつつ、従来の通信装置に比べ消費電力を低下させることができる。
【００４１】
実施の形態２．
図１３は、本発明にかかる実施の形態２の通信装置の機能構成例を示す図である。図１３に示すように、本実施の形態の通信装置は、実施の形態１の機能構成例に、入力データ間に“０”を挿入するアップサンプラ９，アップサンプリングによって生じる折り返し成分を除去するためのデジタルフィルタであるインターポレーションフィルタ１０を追加し、実施の形態１のキャリア波形生成部４，キャリア合成部５を、それぞれキャリア波形生成部４ａ，キャリア合成部５ａに替えたものである。また、出力データ１４ａ，１５ａ，１９は、それぞれ、キャリア波形生成部４ａ，キャリア合成部５ａ，アップサンプラ９の出力データである。実施の形態１と同様の機能のものは、同一の符号を付して説明を省略する。また、キャリア周波数、シンボル周波数についても実施の形態１と同様とする。
【００４２】
本実施の形態では、キャリア波形生成部４ａは、使用帯域の２倍よりも高いサンプリング周波数でサンプリングデータの生成を行い、アップサンプラ９によってアップサンプリングを行った後、デジタルフィルタを用いてアップサンプリングによって生じる折り返しを除去してΔΣ変調器６に入力する。
【００４３】
つづいて、本実施の形態の動作について説明する。送信データから位相変換器３により位相を示すインデックスデータに変換するところまでは実施形態１と同様であるため、説明を省略する。
【００４４】
キャリア波形生成部４ａは、キャリアごとに変換されたインデックスデータを用いてデジタル波形を生成する。具体的には、キャリア波形生成部４ａは、キャリアごと、位相ごとの波形データから成る波形テーブルを内部に保持し、キャリアごとにインデックスに対応する波形データを順次出力する。波形データは、所定のサンプリング周波数ｆSでサンプリングされたサンプリングデータである。
【００４５】
本実施の形態では、実施の形態１と異なり、ｆSを、最大使用帯域１０．２４ＭＨｚの２倍となる２０．４８ＭＨｚとする。したがって、本実施の形態では、サンプリングデータのＮ周期分の波形は、１／２０．４８［μｓ］ごとの１６点のサンプル点から成る。このため、実施の形態１の１６倍の周期でサンプリングすることになり、図５で示した波形データのＤ１，Ｄ２，・・・，Ｄ１６で示した点が本実施の形態のサンプリング点に相当する。そして、この１６サンプル分のサンプリングデータの（ｆC／ｆMOD）回（本実施の形態では、３２回）分を１シンボル分のサンプリングデータとして出力する。
【００４６】
つぎに、キャリア合成部５ａは、キャリア波形生成部４ａから出力されるキャリアごとのサンプリングデータを、サンプル点ごとに加算することによりキャリアの合成を行う。実施の形態１のキャリア合成部５の動作と、サンプリング周期が異なる点以外は同様である。図１４は、キャリア合成部５ａの出力データ１５ａのスペクトルの概念図を示したものである。
【００４７】
つぎに、アップサンプラ９では、キャリア合成部５ａの出力の合成後のサンプリングデータに対して、所定のアップサンプリング比となるよう、データ間に“０”を挿入することによりアップサンプリング処理を行う。本実施の形態においても、実施形態１の場合と同様に、ΔΣ変調器６の動作周波数ｆSDは、システムに必要なビット誤り率を満たすためにｆmaxの３２倍以上とする。そのため、実施の形態１と同じくΔΣ変調器６の動作周波数ｆSDはｆmaxの３２倍の３２７．６８ＭＨｚとする。したがって、アップサンプリング比ｆSD／ｆSは、１６となり、アップサンプリング処理では、合成後のサンプリングデータの各データ間に１５個の“０”を挿入することになる。
【００４８】
図１５は、アップサンプラ９の出力データ１９のスペクトルの概念図を示したものである。なお、図１５では、折り返しの様子をわかりやすくするため、キャリア＃１からキャリア＃７までの図１４に示した各々の帯域のかわりに、使用スペクトル領域を三角形で表記している。実線で示した三角形が、本来の使用スペクトル領域である。図１５に示すように、ｆmax（＝ｆS／２）からｆSD／２（＝ｆmax×１６）の範囲に、点線で示した折り返し雑音が生じる。
【００４９】
つぎに、インターポレーションフィルタ１０は、アップサンプラ９のアップサンプリング処理によって生じた折り返し雑音を除去する。
【００５０】
つぎに、ΔΣ変調器６は、インターポレーションフィルタ１０の出力を１ビットの信号に変換する。ΔΣ変調器６の処理およびそれ以降の処理は、実施の形態１と同様である。
【００５１】
以上のように、本実施の形態では、システムに要求されるビット誤り率を満たすために必要なＳＮ比を満たすようにΔΣ変調器６の動作周波数ｆSDを決定し、最大使用周波数の２倍以上の周波数ｆSで送信波形の波形生成を行い、アップサンプラ９がｆSD／ｆSのアップサンプリング比でアップサンプリング処理を行い、インターポレーションフィルタ１０により折り返し雑音を除去してΔΣ変調器６に入力するようにした。このため、ｆSを最低限の周波数にすることができ、実施の形態１にくらべ、サンプリングの回路規模と消費電力を低減させることができる。
【００５２】
実施の形態３．
図１６は、本発明にかかる実施の形態３の通信装置の機能構成例を示す図である。図１６に示すように、本実施の形態の通信装置は、実施の形態１の機能構成例に、入力データ間に“０”を挿入するアップサンプラ９ａを追加し、実施の形態１のキャリア波形生成部４，キャリア合成部５を、それぞれキャリア波形生成部４ｂ，キャリア合成部５ｂに替えたものである。また、出力データ１４ｂ，１５ｂ，１９ａは、それぞれ、キャリア波形生成部４ｂ，キャリア合成部５ｂ，アップサンプラ９ａの出力データである。実施の形態１または実施の形態２と同様の機能のものは、同一の符号を付して説明を省略する。また、キャリア周波数、シンボル周波数についても実施の形態１と同様とする。
【００５３】
本実施の形態では、アップサンプリング処理によって生じる折り返し雑音が、ローパスフィルタ８で除去できる範囲になるようにアップサンプリング比を決め、アップサンプリング比とオーバサンプリング比に基づき、キャリア波形生成部４ｂのサンプリング周波数を決定する。
【００５４】
つづいて、本実施の形態の動作について説明する。送信データから位相変換器３により位相を示すインデックスデータに変換するところまでは実施形態１と同様であるため、説明を省略する。
【００５５】
キャリア波形生成部４ｂは、キャリアごとに変換されたインデックスデータを用いてデジタル波形を生成する。具体的には、キャリア波形生成部４ｂは、キャリアごと、位相ごとの波形データから成る波形テーブルを内部に保持し、キャリアごとにインデックスに対応する波形データを順次出力する。波形データは、所定のサンプリング周波数でサンプリングされたサンプリングデータである。
【００５６】
本実施の形態では、実施の形態１と異なり、サンプリング周波数ｆSを、後述のアップサンプリング比の要求に基づき、最大使用帯域１０．２４ＭＨｚの２倍のさらに４倍となる８１．９６ＭＨｚとする。したがって、本実施の形態では、サンプリングデータのＮ周期分の波形は、１／８１．９６［μｓ］ごとの６４点のサンプル点から成る。そして、この６４サンプル分のサンプリングデータの（ｆC／ｆMOD）回（本実施の形態では、３２回）分を１シンボル分のサンプリングデータとして出力する。
【００５７】
つぎに、キャリア合成部５ｂは、キャリア波形生成部４ｂから出力されるキャリアごとのサンプリングデータを、サンプル点ごとに加算することによりキャリアの合成を行う。図１７は、キャリア合成部５ｂの出力データ１５ｂのスペクトルの概念図を示したものである。図１７に示すように、キャリア合成部５ｂの出力データ１５ｂは、ｆS／２までの周波数領域において、キャリア周波数以外の余分な周波数成分を含まないスペクトルとなっている。
【００５８】
つぎに、アップサンプラ９ａでは、キャリア合成部５ｂの出力の合成後のサンプリングデータに対して、所定のアップサンプリング比となるよう、データ間に“０”を挿入することによりアップサンプリング処理を行う。本実施の形態においても、ΔΣ変調器６の動作周波数ｆSDは、実施形態１の場合と同様に、システムに必要なビット誤り率を満たすために、ｆmaxの３２倍以上とする。そのため、実施の形態１と同じくΔΣ変調器６の動作周波数ｆSDはｆmaxの３２倍の３２７．６８ＭＨｚとし、アップサンプラ９ａからの出力データの周波数もｆSDとする。また、アップサンプリング比については、後述のアップサンプリング比の要求に基づき決定する。本実施の形態では４としているため、アップサンプリング処理では、合成後のサンプリングデータの各データ間に３個の“０”を挿入することになる。
【００５９】
図１８はアップサンプラ９ａの出力データ１９ａのスペクトルの概念図を示したものである。なお、図１８では、折り返しの様子をわかりやすくするため、キャリア＃１からキャリア＃７までの図１７に示した各々の帯域のかわりに、使用スペクトル領域を三角形で表記している。実線で示した三角形が、本来の使用スペクトル領域である。図１８に示すように、ｆmax（＝ｆS／８）からｆSD／２（＝ｆmax×１６）の範囲に、点線で示した折り返し雑音が生じる。
【００６０】
つぎに、ΔΣ変調器６は、アップサンプラ９ａの出力を１ビットの信号に変換する。ΔΣ変調器６の処理およびそれ以降の処理は、実施の形態１と同様である。
【００６１】
図１９は、ΔΣ変調器６の出力データ１６のスペクトルの概念図である。本実施の形態では、実施の形態２と異なり、アップサンプリングによって生じる折り返し成分の除去を行わないため、図のような折り返し雑音が生じる。しかし、この折り返し雑音は、実施の形態２と異なり本来の使用スペクトル領域と離れた周波数位置に生じているため、ローパスフィルタ８によって、量子化雑音と一緒に除去することができる。すなわち、ローパスフィルタ８の特性を考慮して、ローパスフィルタ８によって除去可能な範囲に折り返し雑音が生じるようにアップサンプラ９ａにおけるサンプリング比を決めておくことにより、実施の形態２で必要であったインターポレーションフィルタ１０が不要となる。
【００６２】
したがって、本実施の形態のアップサンプリング比に対する要求は、ローパスフィルタ８の特性を考慮し、ローパスフィルタ８で除去できる範囲に折り返し雑音が生じるような数値とすることである。本実施の形態では、図１９に示す特性から、アップサンプリング比を４としているが、たとえば、フィルタ特性がより急峻な場合にはより大きい数値にすることができる。
【００６３】
以上のように、本実施の形態では、システムに要求されるビット誤り率を満たすために必要なＳＮ比を満たすようにΔΣ変調器６の動作周波数ｆSDを決定し、さらに、アップサンプリングによって生じる折り返し雑音がローパスフィルタ８により除去される範囲となるようアップサンプリング比を決め、アップサンリング比を満たすように周波数ｆSを決めてサンプリングを行うようにした。このため、ｆSを実施の形態１に比べ低くすることができるとともに、インターポレーションフィルタを備える必要がないため実施の形態２に比べ構成の簡略化と消費電力の低減を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
以上のように、本発明にかかる通信装置は、マルチキャリア方式の通信に有用であり、特に低雑音を実現しつつ消費電力を低下した通信に適している。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明にかかる通信装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。
【図２】キャリアへのデータの分配例を示す図である。
【図３】インデックスデータと位相の対応の例を示す図である。
【図４】送信データをインデックスデータに変換した例を示す図である。
【図５】キャリア波形生成部で生成されたサンプリングデータの例を示す図である。
【図６】各キャリアの２Ｎ周期分のサンプリングデータを示す図である。
【図７】キャリア合成部の出力のスペクトルの概念図を示す図である。
【図８−１】最大使用帯域の２倍より高いサンプリング周波数でサンプリングされたデータのスペクトルを表す概念図である。
【図８−２】アップサンプリングを行ったデータのスペクトルを表す概念図である。
【図９】２次のΔΣ変調器の構成例を示す図である。
【図１０−１】キャリア合成部の出力の概念図である。
【図１０−２】ΔΣ変調器の出力の概念図である。
【図１０−３】ローパスフィルタの出力の概念図である。
【図１１】ΔΣ変調器の出力のスペクトルの概念図である。
【図１２】ローパスフィルタの出力のスペクトルの概念図である。
【図１３】本発明にかかる通信装置の実施の形態２の機能構成例を示す図である。
【図１４】キャリア合成部の出力のスペクトルの概念図である。
【図１５】アップサンプラの出力のスペクトルの概念図である。
【図１６】本発明にかかる実施の形態３の通信装置の機能構成例を示す図である。
【図１７】実施の形態３のキャリア合成部の出力のスペクトルの概念図である。
【図１８】アップサンプラの出力のスペクトルの概念図である。
【図１９】ΔΣ変調器の出力のスペクトルの概念図である。
【符号の説明】
【００６６】
１  フレーム成形部
２  マッパ
３  位相変換器
４，４ａ，４ｂ  キャリア波形生成部
５，５ａ，５ｂ  キャリア合成部
６  ΔΣ変調器
７  増幅器
８  ローパスフィルタ
９，９ａ  アップサンプラ
１０  インターポレーションフィルタ
１４，１４ａ，１４ｂ，１５，１５ａ，１５ｂ，１６，１８，１９，１９ａ  出力データ
６０，６２  差分器
６１，６３  積分器
６４  量子化器
６５  遅延器
【図１】
2008148212.tif 000003
【図２】
2008148212.tif 000004
【図３】
2008148212.tif 000005
【図４】
2008148212.tif 000006
【図５】
2008148212.tif 000007
【図６】
2008148212.tif 000008
【図７】
2008148212.tif 000009
【図８−１】
2008148212.tif 000010
【図８−２】
2008148212.tif 000011
【図９】
2008148212.tif 000012
【図１０−１】
2008148212.tif 000013
【図１０−２】
2008148212.tif 000014
【図１０−３】
2008148212.tif 000015
【図１１】
2008148212.tif 000016
【図１２】
2008148212.tif 000017
【図１３】
2008148212.tif 000018
【図１４】
2008148212.tif 000019
【図１５】
2008148212.tif 000020
【図１６】
2008148212.tif 000021
【図１７】
2008148212.tif 000022
【図１８】
2008148212.tif 000023
【図１９】
2008148212.tif 000024