(57)【要約】【課題】低歪み正弦波キャンセル信号を発生させることにより、オーディオ信号に、音質を悪化させる不必要な周波数成分や雑音を加えないで、発生原因の異なる、数ｍＶ〜１０ｍＶ程度の、複数のハム雑音の基本周波数成分、および高調波成分をキャンセルできる方法および装置を提供する。【解決手段】ハム雑音と同期した信号を発生させるための同期信号発生手段１２と、同期信号に同期したキャンセル信号源を発生するキャンセル信号源発生手段１３と、前記キャンセル信号源から低歪み正弦波キャンセル信号を発生する高調波・雑音除去フィルタ手段１４と、前記低歪み正弦波キャンセル信号にハム雑音をキャンセルするために必要な移相量と振幅を与える、可変移相器手段１５および可変利得加算器手段１６を備える。【選択図】図１
2008199176.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
オーディオアンプの出力部分においてハム雑音をキャンセルできるようにキャンセル信号の位相と振幅を設定するハム雑音をキャンセルする方法において、
前記ハム雑音の発生原因となっている交流電源と同期した信号を発生する同期信号発生手段と、
前記同期信号発生手段の出力に同期してキャンセル信号源を発生するキャンセル信号源発生手段と、
前記キャンセル信号源発生手段の出力から高調波、不規則雑音、およびフリッカ等を除去して低歪み正弦波キャンセル信号を発生する高調波・雑音除去フィルタ手段と、
前記高調波・雑音除去フィルタ手段の出力にハム雑音をキャンセルするために必要な移相量を与える可変移相器手段と、
前記可変移相器手段の出力をハム雑音をキャンセルするために必要な振幅に調整して加算する可変利得加算器手段によって構成されたことを特徴とするオーディオアンプのハム雑音のキャンセル方法。
【請求項２】
「請求項１」に記載のオーディオアンプのハム雑音のキャンセル方法において、
前記可変利得加算器手段の出力における前記低歪み正弦波キャンセル信号の全高調波歪み率を０．０２％〜０．２％にすることを特徴とするオーディオアンプのハム雑音のキャンセル方法。
【請求項３】
前記ハム雑音の発生原因となっている前記交流電源と同期した信号を発生する第１の変圧回路と、
前記第１の変圧回路から入力される同期信号に同期してキャンセル信号源を発生する周波数２逓倍回路と、
前記周波数２逓倍回路の出力から高調波、不規則雑音、およびフリッカ等を除去して前記低歪み正弦波キャンセル信号を発生する第１のローパスフィルタおよび第１のバンドパスフィルタと、
前記第１のバンドパスフィルタの出力にハム雑音をキャンセルするために必要な移相量を与える第１の位相反転回路および第１の移相器と、
前記第１の移相器の出力をハム雑音をキャンセルするために必要な振幅に調整して加算する可変利得加算器を備えて、
前記交流電源の２倍の周波数の前記低歪み正弦波キャンセル信号を発生することを特徴とするオーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置。
【請求項４】
前記ハム雑音の発生原因となっている前記交流電源と同期したキャンセル信号源を発生する第２の変圧回路と、
前記第２の変圧回路の出力から高調波、不規則雑音、およびフリッカ等を除去して前記低歪み正弦波キャンセル信号を発生する第２のローパスフィルタおよび第２のバンドパスフィルタと、
前記第２のバンドパスフィルタの出力にハム雑音をキャンセルするために必要な移相量を与える第２の位相反転回路および第２の移相器と、
前記第２の移相器の出力をハム雑音をキャンセルするために必要な振幅に調整して加算する前記可変利得加算器を備えて、
前記交流電源と同じ周波数の前記低歪み正弦波キャンセル信号を発生することを特徴とするオーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置。
【請求項５】
前記「請求項３」に記載のオーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置において、
前記第１の変圧回路および前記周波数２逓倍回路の替わりに、
前記ハム雑音の発生原因となっている前記交流電源と同期したキャンセル信号源を発生する変圧・２逓倍・波形整形回路と、
前記変圧・２逓倍・波形整形回路から入力される同期信号に同期してキャンセル信号源を発生するウイーンブリッジ発振回路と、
前記ウイーンブリッジ発振回路の出力を前記第１のローパスフィルタに接続して、
前記交流電源の２倍の周波数の前記低歪み正弦波キャンセル信号を発生することを特徴とするオーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置。
【請求項６】
前記「請求項３」に記載のオーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置において、
前記第１の変圧回路および前記周波数２逓倍回路の替わりに、
前記ハム雑音の発生原因となっている前記交流電源と同期した信号を発生する第３の変圧回路と、
前記第３の変圧回路から入力される同期信号に同期してキャンセル信号源を発生するＰＬＬ周波数シンセサイザ回路およびカウンタ回路と、
前記カウンタ回路の前記交流電源の整数倍のキャンセル周波数の出力を前記第１のローパスフィルタに接続して、
前記第１のローパスフィルタの遮断周波数および前記第１のバンドパスフィルタの中心周波数を前記キャンセル周波数が通過するように設定して、
前記交流電源の整数倍の周波数の前記低歪み正弦波キャンセル信号を発生することを特徴とするオーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置。
【請求項７】
「請求項３」〜「請求項６」のいずれか１項に記載のオーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置において、
前記可変利得加算器の出力における前記低歪み正弦波キャンセル信号の全高調波歪み率を０．０２％〜０．２％にすることを特徴とするオーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はオーディオアンプおよび低周波増幅器のハム雑音をキャンセルする方法および装置に関し、特にオーディオアンプの増幅素子として直熱真空管を交流点火して用いた場合に発生するハム雑音をキャンセルすることに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、オーディオアンプにトランジスタや集積回路（ＩＣ）が使われて、ディジタル化技術も採用されるようになった。一方、真空管オーディオアンプの音楽性は多くの愛好家に支持されて、現在もその製造が世界的に続けられている。
オーディオアンプは１００ｄＢ近いダイナミックレンジを持つ信号をできるだけ忠実に増幅する必要があるが、その最大出力はせいぜい数１０Ｗである。そのような場合に、アンプの最小出力レベル、すなわちハム雑音のレベルを小さくすることはダイナミックレンジを広げるために有効な手段である。必要なダイナミックレンジは、演奏の種類、およびオーディオ信号の記録方式等にもよるが、現実的には、８０ｄＢ以上あれば臨場感のある音楽再生ができると考える。
【０００３】
ハム雑音は、交流電源の周波数と同じか、その整数倍の周波数を有する比較的低い周波数の、振幅がほぼ一定で連続的な雑音をいう。ハム雑音は高調波を含んでいて、歪んだ正弦波のような波形を有する。オーディオアンプにおけるハム雑音の主な発生原因は、部品や配線間の電気的・磁気的結合、直流電源の平滑回路の残留リップル成分、および、直熱真空管増幅器を交流点火した場合等である。ハム雑音の基本周波数は５０Ｈｚ／（または）６０Ｈｚであるが、残留リップル成分、および交流点火直熱真空管の場合等は１００Ｈｚ／１２０Ｈｚである。このように、ハム雑音の発生原因は複数ある場合が多いが、一般的には５０Ｈｚ／６０Ｈｚ、および１００Ｈｚ／１２０Ｈｚ、の周波数成分をキャンセルすれば良い。
【０００４】
ここで、具体的な例として、オーディオアンプの出力が１０Ｗで、その出力が、インピーダンス８Ωのスピーカに加えられていたとすると、スピーカ端子間の電圧は８．９Ｖになる。もし、このアンプのハム雑音のレベルが３ｍＶだったとすると、アンプの出力の最大・最小レベルの比は約６９ｄＢであり、ダイナミックレンジが不足する。この場合にハム雑音のレベルを０．５ｍＶに減少できればダイナミックレンジは約８５ｄＢとなって、音楽のより忠実な再生ができる。
【０００５】
一方、オーディオアンプのハム雑音のレベルについて基本的に重要な条件は、通常の聴取条件で、スピーカから出る音からハム雑音が聞き取れないことであるが、交流点火直熱真空管を使用したアンプの場合はそのレベルが高く、数ｍVから１０ｍV程度になる場合が多い。その場合に、許容されるハム雑音のレベルは、厳密には、スピーカの変換能率、聴取位置、およびリスニングルームの構造等で変化する。
【０００６】
上記の２つの条件を考慮すると、オーディオアンプのハム雑音のレベルは、パワーアンプの出力端子間において０．５ｍＶ程度以下にする必要がある。なお、人の聴覚のダイナミックレンジは１２０ｄＢ程度あること、およびハム雑音が大きい場合は混変調歪みの発生の可能性もあるので、ハム雑音はできるだけ小さくした方が良い。
【０００７】
次に、真空管オーディオアンプに特有な２つの問題について説明する。その第１の問題は、アノード用高圧直流電源回路、およびヒータ用電源回路等が必要なために、ハム雑音が発生しやすいことである。
そして第２の問題は、直熱真空管はフィラメントを交流点火して無帰還または低帰還のシングルアンプとして使用したときに音質が最も優れていると言われているが、その場合に、特有のハム雑音が発生することである。それは次の２つの原因で発生する。
【０００８】
第１の原因は電気的なものである。一般的な真空管の増幅作用は、グリッドとカソードの間の電圧変動をアノード電流の変化に変えることであるが、直熱真空管はフィラメントがカソードとして動作するために、フィラメントに加えられた交流電源の波形がオーディオ信号に混入するもので、この成分の基本周波数は交流電源と同じで５０Ｈｚ／６０Ｈｚである。このハム雑音はフィラメントの両端子に逆位相で現れるので、一般的なハムバランサ回路で、ある程度までは減少できる。
【０００９】
第２の原因は電気的・熱的なもので、フィラメントが周期的に加熱および冷却されることによる。すなわち、フィラメントに流れる電流の絶対値が最大になるのは、交流電源の電圧が正（＋）の最大値、および負（−）の最小値のときである。このときにフィラメントの温度も最高となって、フィラメントからの熱電子の放出量（アノード電流）も最大となる。そして、フィラメントに流れる電流が最小値となるのは、交流電源の電圧が０Ｖになったときである。フィラメントの温度はその電流の方向とは無関係で、交流電源の１周期（２０ｍｓ／１６．７ｍｓ）の間に同様の温度変化が２回現れる。従って、第２の原因によるハム雑音の基本周波数は、電源周波数の２倍の１００Ｈｚ／１２０Ｈｚとなる。このハム雑音の振幅と波形は、フィラメントの電圧規格、フィラメントの材質・構造・熱容量・温度分布の一様性、フィラメントと周囲の物体間の熱伝導係数、そして交流点火電源の振幅・波形等によって変化する。この場合のハム雑音の振幅は、フィラメントの両端の電圧が高いほど大きくなり、一般的には数ｍＶ〜１０ｍＶ程度になる。また、極端な例として、フィラメントの熱容量が非常に大きい場合は、第２の原因によるハム雑音はほとんど発生しないことになる。そして、この雑音はフィラメントの両方の端子に同位相であらわれるので、ハムバランサ回路では除去できない。
このような理由により、交流点火した直熱真空管アンプの出力には、異なる２つの原因によって発生したハム雑音の合成波が現れるが、ハム雑音をキャンセルするためには、それぞれの原因に対して、最適な別個の処理が必要である。
【００１０】
ハム雑音をキャンセルためには、それと同じ周波数のキャンセル信号を、オーディオアンプの出力端子においてハム雑音がキャンセルされるように、振幅と位相を制御してオーディオ信号に加える必要がある。交流電源の波形とハム雑音の基本周波数成分の位相関係は、オーディオアンプの回路、部品配置、そして直熱真空管増幅器の場合はフィラメントの構造等によって変化する。さらに、ステレオ信号の場合は増幅器の左右チャネル間でも位相が異なる。また、キャンセル信号の注入回路によって、キャンセル信号自体の位相も変化する。
【００１１】
従来の、オーディオアンプのハム雑音をキャンセルまたは減少させる方法は３種類あった。それは、真空管オーディオアンプに適用されたものである。
第１の方法は、交流電源の2倍の周波数の１２０Ｈｚのハム雑音をキャンセルするために、フィラメントの点火に使用している交流電源を全波整流して、基本周波数が１２０Ｈｚの波形を発生させて、それをキャンセル信号として、可変抵抗器などを通して直熱真空管のコントロールグリッドなどに加えるものである。この場合のキャンセル信号の位相の調整は、同位相または逆位相の選択だけを行なうものである。また、この文献では、交流電源周波数の６０Ｈｚのハム雑音はハムバランサ回路だけで抑圧している（非特許文献１参照）。
【００１２】
直熱真空管増幅器は交流点火した場合に最も音質が良いといわれているが、第２の方法は、交流点火によって発生する直熱真空管のハム雑音を減少させるために最も一般的に用いられているもので、やむをえずそのフィラメントを直流点火するものである。これは、その増幅段で発生しているハム雑音だけを減少できる。この場合はフィラメント用直流電源の残留リップル成分によるハム雑音が発生するが、それはハムバランサ回路によってある程度は減少できる（非特許文献２参照）。
【００１３】
そして、第３の方法は、交流点火によって発生する直熱真空管のハム雑音（１００Ｈｚ／１２０Ｈｚ）を減少させるために、別個の交流点火直熱真空管で発生させたハム雑音をキャンセル信号として使用するものである。その交流点火直熱真空管のアノードには、数１０V以上の直流電圧を加えている。この場合のキャンセル信号の位相の調整は、反転増幅器などを利用して同位相または逆位相の選択だけを行なうものである（特許文献１参照）。
【００１４】
【特許文献１】特開２００１−１１１３５５号公報
【非特許文献１】Ｓｔｅｖｅ  Ｂｅｎｃｈ、“Ｅｆｆｅｃｔｓ  ｏｆ  ＡＣ  Ｈｅａｔｉｎｇ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｐｐｌｉｅｄ  ｔｏ  Ｄｉｒｅｃｔｌｙ  Ｈｅａｔｅｄ  Ｔｒｉｏｄｅｓ”、ｈｔｔｐ：／／ｍｅｍｂｅｒｓ．ａｏｌ．ｃｏｍ／ｓｂｅｎｃｈ／ｈｕｍｂａｌ／ｈｔｍｌ、１９９９
【非特許文献２】無線と実験編集部編、「３００Ｂパワーアンプ傑作選」、誠文堂新光社出版、１９９８年１月１０日発行、ｐ．１５２−１５３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかし、上記非特許文献１に示された技術は、キャンセル信号の位相を微調整する機能がないので、ハム雑音を十分にキャンセルできないという問題があった。
そして、キャンセル信号として、全波整流波を使用しているので、ハム雑音の基本周波数成分をある程度までは減少できたとしても、キャンセル信号に含まれている多量の高調波成分、不規則雑音成分、および交流電源のフリッカ（交流電源電圧の数Ｈｚから数１０Ｈｚ程度の速さの不規則変動）等がオーディオ信号に加えられて、オーディオ信号の波形を歪ませてその音質を悪化させ、アンプのダイナミックレンジを減少させるという問題があった。理論的には、キャンセル信号である全波整流波の全高調波歪み率は約２３％（−１３ｄＢ）であり、ハム雑音のレベルを３．１ｍVと仮定した場合に、ハム雑音の１２０Ｈｚ基本周波数成分をキャンセルできても、キャンセル信号の２３％（−１３ｄＢ、実効値０．７１ｍＶ）の高調波成分がオーディオ信号に加えられるので、その音質を悪化させることが推測できる。ここで、実効値は、ｒｏｏｔ−ｍｅａｎ−ｓｑｕａｒｅ  ｖａｌｕｅを意味する。
また、上記非特許文献１の技術は、オーディオ信号が加わっている直熱真空管のフィラメントに、全波整流回路が接続されているので、直熱真空管の本来の音質を悪化させるという問題があった。
さらに、この技術では、交流電源周波数（６０Ｈｚ）のハム雑音は、ハムバランサ回路だけで抑圧しているので、その効果的な除去は難しいという問題があった。
【００１６】
そして、上記非特許文献２に示された技術は、交流点火直熱真空管増幅器のハム雑音を減少させるために、やむをえず、それを直流点火するものである。しかし、直熱真空管のフィラメントはヒータとカソードの両方の機能を持っていて、オーディオ信号が直接に加わっているところなので、フィラメントに、直流点火するための電源などを接続すると、直熱真空管の本来の音質を悪化させるという問題があった。
さらに、フィラメントを直流点火しているために、アノードとフィラメント各部間の電圧の分布が一様ではないので、アノード電流が流れたときにフィラメント上に一定の温度勾配が発生して、フィラメントを短寿命化させる可能性があるという問題があった。
【００１７】
次に、上記特許文献１に記載の技術は、キャンセル信号の位相を微調整する機能がなかったので、ハム雑音を十分にキャンセルできないという問題があった。
そして、キャンセル信号に雑音が含まれているので、ハム雑音の基本周波数成分をある程度までは減少できたとしても、キャンセル信号に含まれている高調波成分、不規則雑音成分、および交流電源のフリッカ等がオーディオ信号に加えられて、オーディオ信号の波形を歪ませてその音質を悪化させ、アンプのダイナミックレンジを減少させるという問題があった。
実測データの例では、直熱真空管ＤＡ３０を交流点火した場合の１００Ｈｚのハム雑音のレベルは約３．１ｍVで、その全高調波歪み率は約８．４％（−２２ｄＢ）であり、１００Ｈｚの基本周波数成分をキャンセルしても、その８．４％（−２２ｄＢ、実効値０．２６ｍV）の高調波成分、および不規則雑音成分等がオーディオ信号に加えられて音質を悪化させることが推測できる。
そして、上記特許文献１の技術では、キャンセル信号を発生させる交流点火直熱真空管のアノードには、数１０V以上の直流電源が必要なので、その装置の、外付型としての構成は困難であるという問題があった。
【００１８】
さらに、従来の、真空管オーディオアンプで広く用いられているハムバランサ回路は、それが接続されている増幅段で発生しているハム雑音だけを除去できるもので、基本周波数がおなじでも、他の原因で発生した位相の異なるハム雑音は除去できないという問題があった。
【００１９】
本発明は、このような従来の技術が有していた問題を解決しようとするものであり、低歪みの正弦波を発生させてキャンセル信号とすることにより、オーディオ信号に不必要な周波数成分や雑音を加えないで、発生原因の異なる数ｍＶ〜１０ｍＶ程度の、あらゆる位相の、複数のハム雑音の基本周波数成分、および高調波成分のキャンセル方法および装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記の課題を解決するために、本発明は、ハム雑音の発生原因となっている交流電源と同期したキャンセル信号を発生させるための同期信号発生手段と、前記同期信号に同期してキャンセル信号源を発生するキャンセル信号源発生手段と、前記キャンセル信号源を低歪みの正弦波にするために、キャンセル信号源から高調波、不規則雑音、および交流電源のフリッカ等を除去する高調波・雑音除去フィルタ手段と、前記高調波・雑音除去フィルタ手段の出力にハム雑音をキャンセルするために必要な移相量を与える可変移相器手段と、前記可変移相器手段の出力をハム雑音をキャンセルするために必要な振幅に調整して加算する可変利得加算器手段を備えることを特徴とする。
そして、本発明は、前記キャンセル信号源発生手段として、周波数２逓倍回路、ウイーンブリッジ発振回路、またはＰＬＬ周波数シンセサイザ回路を備えることを特徴とする。
さらに、本発明は、前記高調波・雑音除去フィルタ手段として、ローパスフィルタおよびバンドパスフィルタを備えることを特徴とする。
なお、前記高調波・雑音除去フィルタ手段の構成は、前記キャンセル信号源発生手段の出力を低歪みの正弦波とするための最適なバンドパス特性を持たせるために、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、または帯域消去フィルタを適宜組み合わせて縦続接続して実現しても良く、最も簡単な場合は１個のバンドパスフィルタでも良い。
【発明の効果】
【００２１】
以上、説明したように、本発明によれば、ハム雑音をキャンセルする信号として、低歪み正弦波キャンセル信号を発生させて、その位相と振幅を調整できる。その装置は、低価格で安定に動作する汎用オペアンプなどによる、アナログ信号処理回路などによって、外付型、またはアンプ内部への組込型として容易に実現できる。
その結果、オーディオ信号に、音質を悪化させる不必要な周波数成分や不規則雑音を加えないで、数ｍＶ〜１０ｍＶ程度のハム雑音を、０．５ｍV程度以下のレベルにキャンセルできて、これにより、オーディオアンプのダイナミックレンジを数１０ｄB以上広くすることができるという効果がある。
特に、従来はハム雑音が多いために交流点火することができなかった直熱真空管シングルアンプ（３００Ｂ、ＤＡ３０、ＰＸ２５、および８４５等）を交流点火して使用できるようになるので、交流点火直熱真空管が有する本来の高音質を楽しむことができるようになるという効果がある。
また、本発明によれば、電子計測装置用低周波増幅器などのハム雑音もキャンセルできるので、その計測精度を向上することができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、図面を参照して本発明の実施形態によるオーディオアンプのハム雑音のキャンセル方法および装置について詳細に説明する。
【実施例１】
【００２３】
図１は本発明の第1の実施形態による、オーディオアンプのハム雑音のキャンセル方法を示すブロック図である。同図は、キャンセル信号の周波数（以下、キャンセル周波数と称する）が１種類で、オーディオ信号が１チャネルの場合である。
図１において、接続端子１１ａは、ハム雑音の発生原因となっている交流電源に接続される。
同期信号発生手段１２は、接続端子１１ａからの交流電源入力に対して変圧、周波数逓倍、および波形整形等の処理を行う。
キャンセル信号源発生手段１３は、同期信号発生手段１２の出力の同期信号に同期したキャンセル信号源を発生する。
高調波・雑音除去フィルタ手段１４は、キャンセル信号源発生手段１３の出力から、高調波、不規則雑音、およびフリッカ等を除去して、低歪み正弦波キャンセル信号を出力する。
可変移相器手段１５は、高調波・雑音除去フィルタ手段１４から入力されたキャンセル信号に、オーディオアンプの出力端子においてハム雑音をキャンセルできる移相量を設定する。
可変利得加算器手段１６は、可変移相器手段１５からの入力信号の振幅を、ハム雑音をキャンセルできる振幅に設定して、キャンセル信号出力端子１７ａに出力する。
キャンセル信号出力端子１７ａは、キャンセル信号注入手段１８に接続される。
【００２４】
ここで、キャンセル信号注入回路の例、および注入方法について説明する。図２の、キャンセル信号注入回路２８は、キャンセル信号注入手段１８として動作する。図１のキャンセル信号出力端子１７ａの出力は、図２のキャンセル信号入力端子２８ａに接続される。同図のコネクタ２８ｂから入力されたオーディオ信号に、キャンセル信号入力端子２８ａに接続された抵抗器Ｒ２８ａを通してキャンセル信号を加えて、コネクタ２８ｃに出力する。コネクタ２８ｃにはオーディオアンプへの信号入力コードを接続する。
ここで、キャンセル信号はオーディオアンプのゲイン・音量などを調整しても、アンプの出力端子においてキャンセル信号の振幅および位相が変化しない部分に注入する。注入が容易な部分は、パワーアンプの入力コネクタ、出力コネクタ、およびスピーカのコネクタ等である。そして、オーディオアンプの内部の増幅段への注入個所としては、真空管アンプのコントロールグリッドまたはカソード、ＦＥＴアンプのゲート、トランジスタアンプのベース、および、オペアンプの信号入力端子等が良い。
さらに、負帰還（ＮＦＢ）回路を有するオーディオアンプの場合は、負帰還信号の入力部分などに注入しても良い。
一般的には、キャンセル信号の注入は、抵抗を直列に挿入して行うが、その値は、できれば注入する部分の内部インピーダンスの１０倍以上の値、例えば、数１００ｋΩ〜数ＭΩとする。また、注入する部分に直流が加わっているときは、コンデンサによって直流成分をカットしてから注入する。
また、キャンセル信号注入回路２８などは、その注入個所によって、キャンセル装置、オーディオアンプ、および専用ボックスの内部等に構成される。
【００２５】
なお、キャンセル周波数がｎ種類ある場合は、図１の同期信号発生手段１２、キャンセル信号源発生手段１３、高調波・雑音除去フィルタ手段１４、および可変移相器手段１５をｎ組備えて、ｎ入力の可変利得加算器手段１６で加算する。後述の［実施例３］（図５）では、キャンセル周波数が２種類（ｎ＝２）で、ステレオ信号の左右（Ｌ、Ｒ）２チャネル用の構成の場合について説明する。
【実施例２】
【００２６】
（構成）
図３は本発明の第２の実施形態による、オーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置の構成を示すブロック図である。図３は、交流電源周波数の２倍の周波数（１００／１２０Ｈｚ）のハム雑音をキャンセルする場合に好適な実施例であり、オーディオ信号は、ステレオ左右（Ｌ、Ｒ）２チャネル用の構成である。
図３で、第１の変圧回路２２は、図１の同期信号発生手段１２として動作する。接続端子２１ａには交流電源が接続される。接続端子２１ａは、第１の変圧回路２２の入力に接続される。
周波数２逓倍回路２３は、キャンセル信号源発生手段１３として動作する。第１の変圧回路２２の出力は、周波数２逓倍回路２３の入力に接続される。
第１のローパスフィルタ２４ａおよび第１のバンドパスフィルタ２４ｂは、高調波・雑音除去フィルタ手段１４として動作する。周波数２逓倍回路２３の出力は、第１のローパスフィルタ２４ａの入力に接続される。第１のローパスフィルタ２４ａの出力は、第１のバンドパスフィルタ２４ｂの入力に接続される。
第１の位相反転回路２５ａ、および第１の移相器２５ｂは、可変移相器手段１５として動作する。第１のバンドパスフィルタ２４ｂの出力は、第１の位相反転回路２５ａの入力に接続される。第１の位相反転回路２５ａの出力は、第１の移相器２５ｂの入力に接続される。
可変利得加算器２６は、可変利得加算器手段１６として動作する。可変利得加算器２６は、左チャネル用の可変利得加算器２６Ｌ、および右チャネル用の可変利得加算器２６Ｒによって構成される。第１の移相器２５ｂの出力は、可変利得加算器２６Ｌおよび２６Ｒの入力に接続される。可変利得加算器２６Ｌおよび２６Ｒの出力は、キャンセル信号出力端子２７Ｌおよび２７Ｒにそれぞれ接続される。この場合は、可変利得加算器２６Ｌおよび２６Ｒはそれぞれ１入力である。
そして、キャンセル信号出力端子２７Ｌおよび２７Ｒは、２つのキャンセル信号注入回路２８にそれぞれ接続される。
【００２７】
（動作）
ここで、周波数が１００／１２０Ｈｚのハム雑音をキャンセルする場合の動作について、図４の波形図と対応させて説明する。図４の横軸は時間、縦軸は電圧を示している。図４の波形Ａ、Ｂ、およびＣの間の位相の関係は任意である。
図４の波形Ａは、図３の第１の変圧回路２２の出力波形である。波形Ａは、図３の接続端子２１ａに入力された交流電源と同様の波形である。日本国内の場合は、商用交流電源の電圧は１００Ｖで、周波数は５０／６０Ｈｚである。第１の変圧回路２２は、小型の電源変圧器を使用して、その出力電圧は６Ｖ程度とする。実測データの例としては、波形Ａの全高調波歪み率の実測値は約３．３％（−３０ｄＢ）であり、交流電源の高調波歪み成分、不規則雑音、およびフリッカ等が多量に含まれている。従来の技術では、このような波形を、５０／６０Ｈｚのハム雑音のキャンセル信号として使用していた。
【００２８】
図４の波形Ｂは、図３の周波数２逓倍回路２３の出力波形である。これは、第１の変圧回路２２の出力を、ブリッジダイオードによって全波整流して得られたもので、その基本周波数は１００／１２０Ｈｚとなって、第１の変圧回路２２の出力の基本周波数が２逓倍されている。波形Ｂには、交流電源の高調波・雑音等に加えて、全波整流波の偶数次の高調波が多量に含まれている。波形Ｂの全高調波歪み率（理論値）は約２２．５％（−１３ｄＢ）である。従来の技術では、このような波形を、１００／１２０Ｈｚのハム雑音のキャンセル信号として使用していた。
【００２９】
図４の波形Ｃは、図３の第１のローパスフィルタ２４ａそして第１のバンドパスフィルタ２４ｂを通過した後の波形であり、１００／１２０Ｈｚの低歪み正弦波キャンセル信号となっている。第１のローパスフィルタ２４ａは、１〜５次程度の構成として、ＲＣフィルタ、または、オペアンプによるアクティブフィルタ等で実現する。第１のローパスフィルタ２４ａの遮断周波数は数１０Ｈｚ〜数１００Ｈｚ程度に設定する。次に、第１のバンドパスフィルタ２４ｂは、オペアンプによるアクティブフィルタで容易に実現できる。その構成は、１次〜２次程度として、２段増幅器型バンドパスフィルタ（ＤＡＢＰ：Ｄｕａｌ−Ａｍｐ  Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）などを使用する。第１のバンドパスフィルタ２４ｂのＱは５０〜１００程度として、その中心周波数は可変抵抗器、または半固定抵抗器等によって１００／１２０Ｈｚに設定する。
第１のローパスフィルタ２４ａおよび第１のバンドパスフィルタ２４ｂは、高調波・雑音除去フィルタ手段１４として動作するが、その構成は、キャンセル信号源発生手段の出力を低歪み正弦波とするための最適なバンドパス特性を持たせるために、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、帯域消去フィルタ、または、バンドパスフィルタを適宜組み合わせて縦続接続して実現しても良く、最も簡単な場合は１つのバンドパスフィルタでも良い。
【００３０】
図４の波形Ｄは、図３の第１の位相反転回路２５ａ、第１の移相器２５ｂ、および可変利得加算器２６を通過した後の、キャンセル信号出力端子２７Ｌまたは２７Ｒの低歪み正弦波キャンセル信号の波形であり、ハム雑音をキャンセルするために、第１の位相反転回路２５ａおよび第１の移相器２５ｂによって、第１のバンドパスフィルタ２４ｂの出力（波形Ｃ）の位相を約１３５°進めて、可変利得加算器２６によって、その振幅を調整した場合である。
第１の位相反転回路２５ａは、第１のバンドパスフィルタ２４ｂの出力に、０°または１８０°（逆位相）の移相を与えるもので、オペアンプの非反転入力／反転入力を切替えることによって容易に実現できる。第１の移相器２５ｂは、第１の位相反転回路２５ａの出力に、０°〜１８０°程度の移相量を与えるもので、オールパスフィルタなどを使用する。第１の移相器２５ｂの、移相量の設定は、可変抵抗器、または半固定抵抗器等によって行う。第１の位相反転回路２５ａと第１の移相器２５ｂによって、キャンセル信号に任意の移相量を与えることができる。
ここで、第１の位相反転回路２５ａ、および第１の移相器２５ｂの機能は、オールパスフィルタを２段縦続接続することによっても実現できる。
また、可変利得加算器手段１６は、オペアンプなどを使用して実現する。その利得の可変方法は、加算器の入力部分に、可変抵抗器、または半固定抵抗器等による減衰回路を挿入することによって容易に実現できる。
【００３１】
なお、図３の［実施例２］では、左右チャネルのキャンセル信号の位相が同一に設定されるが、さらにキャンセル効果を高くする場合は、第１の位相反転回路２５ａおよび第１の移相器２５ｂを２組使用して、第１のバンドパスフィルタ２４ｂの出力に接続して、左右チャネルの位相をそれぞれ独立に設定できるようにすると良い。
【００３２】
図３の［実施例２］において、交流電源の周波数の偶数倍の周波数（例えば、２００／２４０Ｈｚ、または４００／４８０Ｈｚ）のキャンセル信号を発生させることができる。すなわち、周波数２逓倍回路２３の出力は全波整流波形（波形Ｂ）であり、１００／１２０Ｈｚの偶数次の高調波が多量に含まれているので、第１のローパスフィルタ２４ａの遮断周波数、および第１のバンドパスフィルタ２４ｂの中心周波数を、それに合わせることによって、その周波数のキャンセル信号を発生させることができる。また、交流電源周波数の奇数倍（例えば、１５０／１８０Ｈｚ、または２５０／３００Ｈｚ）の周波数のキャンセル信号を発生させる場合は、キャンセル信号源発生手段１３である周波数２逓倍回路２３の替わりとして、振幅制限回路（リミタ）を使用して、第１の変圧回路２２の出力から方形波を得て、第１のローパスフィルタ２４ａの遮断周波数および第１のバンドパスフィルタ２４ｂの中心周波数を、それに合わせて設定すれば良い。
ここに、第１の位相反転回路２５ａの替わりに、第１の変圧回路２２に使用されている変圧器の出力の接続を、２極双投スイッチなどで切替えて反転させても良い。また、キャンセル信号の位相の可変範囲を限定できるときは、第１の位相反転回路２５ａの替わりに、半固定移相器などを使用しても良い。
【００３３】
（性能の実測結果）
ここで、本発明の［実施例２］の装置の、動作条件および性能の実測結果の一例について説明する。図３の接続端子２１ａには５０Ｈｚの交流電源を接続した。周波数２逓倍回路２３の出力（図４の波形Ｂ）は、基本周波数１００Ｈｚの全波整流波形で、全高調波歪み率（理論値）は約２２％（−１３ｄＢ）である。第１のローパスフィルタ２４ａとして１次のＲＣフィルタを使用した。第１のバンドパスフィルタ２４ｂとして２段増幅器型バンドパスフィルタ（Ｑ＝６７）を使用した。
１００Ｈｚの低歪み正弦波キャンセル信号は、第１のバンドパスフィルタ２４ｂの出力（波形Ｃ）、および可変利得加算器２６の出力（波形Ｄ）であり、その全高調波歪み率（実測値）は約０．０５０％（−６６ｄＢ）となり、周波数２逓倍回路２３の出力（波形Ｂ）から、高調波、不規則雑音、およびフリッカ等が除去されて、低歪み正弦波キャンセル信号を得ることができた。
【実施例３】
【００３４】
（構成および動作）
図５は本発明の第３の実施形態による、オーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置の構成を示すブロック図である。図５は、交流電源周波数（５０／６０Ｈｚ）、およびその２倍の周波数（１００／１２０Ｈｚ）のハム雑音を同時にキャンセルする場合に好適な実施例であり、オーディオ信号は、ステレオ左右（Ｌ、Ｒ）２チャネル用の構成である。図５の上段（符号２１ａ〜２６）に示す、周波数が１００／１２０Ｈｚのハム雑音をキャンセルするための構成は、図３の［実施例２］と同一なので説明を省略する。
次に、図５の下段（符号３２〜３５ｂ）に示す、周波数５０／６０Ｈｚのハム雑音をキャンセルするための構成および動作について説明する。ここで、図５の下段の符号３４ａ〜３５ｂの構成および動作等は、図３または図５の上段の、符号２４ａ〜２５ｂの場合と同様である。
図５において、第２の変圧回路３２は、同期信号発生手段１２およびキャンセル信号源発生手段１３として動作するもので、接続端子２１ａから入力された交流電源電圧を数Ｖに変圧する。第２の変圧回路３２の出力の波形は、図４の波形Ａのようになり、その基本周波数は５０／６０Ｈｚである。
第２のローパスフィルタ３４ａ、および第２のバンドパスフィルタ３４ｂは、高調波・雑音除去フィルタ手段１４として動作する。第２の変圧回路３２の出力は、第２のローパスフィルタ３４ａの入力に接続される。第２のローパスフィルタ３４ａの出力は、第２のバンドパスフィルタ３４ｂの入力に接続される。第２のバンドパスフィルタ３４ｂの中心周波数は５０／６０Ｈｚに設定する。
次に、第２の位相反転回路３５ａ、および第２の移相器３５ｂは、可変移相器手段１５として動作する。第２のバンドパスフィルタ３４ｂの出力は、第２の位相反転回路３５ａの入力に接続される。第２の位相反転回路３５ａの出力は、第２の移相器３５ｂの入力に接続される。そして、第２の移相器３５ｂの出力は、可変利得加算器手段２６Ｌおよび２６Ｒに接続される。
ここに、第２の位相反転回路３５ａの替わりに、第２の変圧回路３２に使用されている変圧器の出力の接続を、２極双投スイッチなどで切替えて反転させても良い。また、キャンセル信号の位相の可変範囲を限定できるときは、第２の位相反転回路３５ａの替わりに、半固定移相器などを使用しても良い。
【００３５】
（性能の実測結果）
ここで、図５の［実施例３］の装置の下段（符号３２〜３５ｂ）に示す、周波数５０／６０Ｈｚのハム雑音をキャンセルするための装置の性能の実測結果について説明する。図５の接続端子２１ａには５０Ｈｚの交流電源を接続した。５０Ｈｚキャンセル信号は、第２のバンドパスフィルタ３４ｂの出力、および可変利得加算器２６の出力であり、その全高調波歪み率（実測値）は約０．０２２％（−７３ｄＢ）となり、第２の変圧回路３２の出力（図４の波形Ａと同様）から、高調波、不規則雑音、およびフリッカ等が除去されて、低歪み正弦波キャンセル信号を得ることができた。
【００３６】
（評価実験の結果）
次に、本発明の［実施例３］の装置によって、交流点火した直熱３極真空管ＤＡ３０を出力管とするオーディオアンプの、１００Ｈｚおよび５０Ｈｚのハム雑音をキャンセルした評価実験の結果について説明する。
可変利得加算器２６の出力を、キャンセル信号注入回路２８によって、オーディオアンプの入力コネクタに注入してハム雑音をキャンセルした。左右チャネルの特性はほぼ同一だったので、左チャネルの結果について説明する。
キャンセル前の、ＤＡ３０オーディオアンプの残留雑音（ハム雑音を含む）は、８Ωスピーカ出力端子において、交流ミリボルト計による平均電圧の測定結果は３．１ｍＶであった。ハム雑音のスペクトラム解析結果は、その１００Ｈｚ成分が１．４ｍＶ、および５０Ｈｚ成分が０．５７ｍＶであり、スピーカから約４．５ｍ離れた聴取位置で、そのハム雑音を聞き取ることができた。ヒアリングテストの結果は、濁った音質だった。
【００３７】
［実施例３］の装置による、基本周波数１００Ｈｚのハム雑音のキャンセル後は、交流ミリボルト計による残留雑音（ハム雑音を含む）の平均電圧は０．５２ｍＶ（キャンセル比  約１／６）であった。ハム雑音の１００Ｈｚ成分は０．０２１ｍＶに減少して、そのキャンセル比は約１／６７（−３７ｄＢ）となった。スピーカから約４．５ｍ離れた聴取位置で、１００Ｈｚのハム雑音を聞き取ることができなかった。
［実施例３］の装置による、基本周波数５０Ｈｚのハム雑音のキャンセル後は、その５０Ｈｚ成分は０．０２３ｍＶに減少して、そのキャンセル比は約１／２５（−２８ｄＢ）となった。
［実施例３］の装置による、基本周波数１００Ｈｚおよび５０Ｈｚのハム雑音のキャンセル後は、交流ミリボルト計による残留雑音（ハム雑音を含む）の平均電圧は約０．２０ｍＶ（キャンセル比１／１６）となった。
この場合に、キャンセル信号に含まれる高調波成分の電圧（実効値）は、１００Ｈｚの場合に０．７０μＶ、５０Ｈｚの場合に０．１３μＶであり、このレベルは、［背景技術］で説明した、オーディオアンプの出力１０Ｗで、スピーカのインピーダンス８Ωの場合の、スピーカ端子間電圧８．９Ｖに対して、１００Ｈｚで−１４２ｄＢ、５０Ｈｚで−１５７ｄＢとなり、オーディオ信号に必要なダイナミックレンジ（８０ｄＢ以上）および、人の聴覚のダイナミックレンジ（約１２０ｄＢ）を考慮したときに問題とならない小レベルである。
ハム雑音の１００Ｈｚ成分だけのキャンセル後に対するヒアリングテストの結果は、キャンセル前のハム雑音を含んだ、濁った音質が、キャンセル後は静寂感のあるダイナミックレンジの広い高音質になった。ハム雑音の１００Ｈｚおよび５０Ｈｚ成分のキャンセル後に対するヒアリングテストの結果は、さらに静寂感のある高音質になった。
【実施例４】
【００３８】
図６は本発明の第４の実施形態による、オーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置の構成を示すブロック図である。同図は、図１の同期信号発生手段１２およびキャンセル信号源発生手段１３として、変圧・２逓倍・波形整形回路４２およびウイーンブリッジ発振回路４３をそれぞれ使用している。図６は、全高調波歪み率がさらに少ないキャンセル信号を発生する場合に好適な実施例である。同図は、キャンセル周波数が１００／１２０Ｈｚの場合である。
図６で、接続端子４１ａには交流電源が接続される。変圧・２逓倍・波形整形回路４２は、接続端子４１ａから入力された交流電源電圧を数Ｖに変圧した後に、ブリッジダイオードによる全波整流回路によって２逓倍して、１次のＲＣローパスフィルタによって波形整形を行う。
ウイーンブリッジ発振回路４３は、基本的には低歪み正弦波（１００／１２０Ｈｚ）の自励発振器であるが、変圧・２逓倍・波形整形回路４２からの同期信号の入力によって注入同期発振器として動作する。変圧・２逓倍・波形整形回路４２からウイーンブリッジ発振回路４３への注入同期入力は、ウイーンブリッジ発振回路４３の正帰還ループの入力側に、できるだけ高抵抗を通して行う。ウイーンブリッジ発振回路４３の出力は、図２の［実施例２］または図５の［実施例３］の装置の、第１の変圧回路２２および周波数２逓倍回路２３の替わりに、第１のローパスフィルタ２４ａの入力に接続する。ウイーンブリッジ発振回路４３は汎用オペアンプなどによって容易に実現できる。
図６の［実施例４］の、変圧・２逓倍・波形整形回路４２に、ｎ倍の周波数逓倍機能を持たせて、ウイーンブリッジ発振回路４３の自励発振周波数をそれに合わせれば、交流電源周波数のｎ倍のキャンセル信号源を発生できる。
【実施例５】
【００３９】
図７は本発明の第５の実施形態による、オーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置の構成を示すブロック図である。同図は、図１の同期信号発生手段１２として第３の変圧回路５２を、キャンセル信号源発生手段１３として、ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５３ａ、およびカウンタ回路５３ｂを使用している。図７は、複数の周波数のキャンセル信号源を同時に発生する場合に適した実施例である。同図は、キャンセル周波数が３種類の場合である。
図７で、接続端子５１ａには交流電源（５０／６０Ｈｚ）が接続される。第３の変圧回路５２は、接続端子５１ａから入力された交流電源電圧を数Ｖに変圧する。
第３の変圧回路５２の出力は、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）周波数シンセサイザ回路５３ａの位相比較器に入力される。ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５３ａは、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ  Ｓｃａｌｅ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）を利用することによって容易に実現できるので、その原理の説明は省略する。ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５３ａの内部のＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）から、位相比較器への帰還ループの中にある分周期を、１／８分周に設定すると、ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５３ａの出力Ｅの周波数は、交流電源の周波数の８倍の４００／４８０Ｈｚとなる。
ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５３ａの出力Ｅはカウンタ回路５３ｂに入力される。カウンタ回路５３ｂを４ビットのカウンタとして、その出力を、下位ビットから、出力Ｆ、出力Ｇ、出力Ｈ、および出力Ｉとすると、出力Ｆには２００／２４０Ｈｚ、出力Ｇには１００／１２０Ｈｚ、および出力Ｈには５０／６０Ｈｚの方形波がそれぞれ出力される。
【００４０】
ここで、図５の［実施例３］の場合と関連付ける。カウンタ回路５３ｂの出力Ｇを、第１のローパスフィルタ２４ａの入力へ、カウンタ回路５３ｂの出力Ｈを、第２のローパスフィルタ３４ａの入力に接続すれば、［実施例３］の第１の変圧回路２２、周波数２逓倍回路２３、および第２の変圧回路３２の替わりに、［実施例５］の第３の変圧回路５２、ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５３ａ、およびカウンタ回路５３ｂによって実現できたことになる。
キャンセル周波数が３種類以上になる場合は、図５の［実施例３］で、第１のローパスフィルタ２４ａ、第１のバンドパスフィルタ２４ｂ、第１の位相反転回路２５ａ、および第１の移相器２５ｂで構成される、周波数チャネル数を増やして、それぞれの周波数チャネルの、ローパスフィルタおよびバンドパスフィルタの周波数特性を、キャンセル周波数に合わせて設定すれば良い。
図７の［実施例５］において、カウンタ回路５３ｂの出力が１つの周波数で良い場合は、カウンタ回路５３ｂを省略して、ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５３ａの内部の分周器によって、ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路５３ａの出力を、必要な周波数に設定すれば良い。
【００４１】
以上説明してきた、［実施例１］の方法に従った［実施例３］〜［実施例５］の装置の試作を行って、いろいろな条件で評価実験およびヒアリングテストを行った。その結果、音質、実現性、および費用を考慮したときに、低歪み正弦波キャンセル信号の全高調波歪み率を０．０２％（−７４ｄＢ）〜０．２％（−５４ｄＢ）の範囲内にすれば、オーディオ信号に、音質を悪化させる不必要な周波数成分や不規則雑音を加えないで、数ｍＶ〜１０ｍＶ程度のハム雑音を、０．５ｍV程度以下のレベルにキャンセルできることがわかった。この条件では、低歪み正弦波キャンセル信号の全高調波歪み率が最も大きい０．２％（−５４ｄＢ）の場合でも、ハム雑音のレベルが単一周波数で１０ｍＶと仮定したときに、キャンセル信号によってオーディオ信号に加わる高調波歪み成分の実効値は０．０２ｍＶである。そのレベルは、［背景技術］で述べた、スピーカのインピーダンスが８Ωで、オーディオアンプの出力が１０Ｗ（８．９Ｖ）の場合に、−１１３ｄＢとなり、オーディオ信号に必要なダイナミックレンジ（８０ｄＢ以上）および、人の聴覚のダイナミックレンジ（約１２０ｄＢ）等を考慮したときに、妥当な結果と考える。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の第1の実施形態による、オーディオアンプのハム雑音のキャンセル方法を示すブロック図である。
【図２】キャンセル信号注入回路の例を示す回路図である。
【図３】本発明の第２の実施形態による、オーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第1、第２、および第３の実施形態による、オーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置の各部の波形を示す波形図である。
【図５】本発明の第３の実施形態による、オーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第４の実施形態による、オーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第５の実施形態による、オーディオアンプのハム雑音のキャンセル装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４３】
１１ａ、２１ａ、４１ａ、５１ａ  接続端子
１２    同期信号発生手段
１３    キャンセル信号源発生手段
１４    高調波・雑音除去フィルタ手段
１５    可変移相器手段
１６    可変利得加算器手段
１７ａ、２７Ｌ、２７Ｒ  キャンセル信号出力端子
１８  キャンセル信号注入手段、２８  キャンセル信号注入回路、２８ａ  キャンセル信号入力端子
２８ｂ、２８ｃ  コネクタ
２２  第１の変圧回路、３２  第２の変圧回路、５２  第３の変圧回路
２３    周波数２逓倍回路
２４ａ  第１のローパスフィルタ、３４ａ  第２のローパスフィルタ
２４ｂ  第１のバンドパスフィルタ、３４ｂ  第２のバンドパスフィルタ
２５ａ  第１の位相反転回路、３５ａ  第２の位相反転回路
２５ｂ  第１の移相器、３５ｂ  第２の移相器
２６、２６Ｌ、２６Ｒ  可変利得加算器
４２    変圧・２逓倍・波形整形回路
４３    ウイーンブリッジ発振回路
５３ａ    ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路
５３ｂ    カウンタ回路
Ａ    第１の変圧回路２２、および同期信号発生手段１２の出力波形の例
Ｂ    周波数２逓倍回路２３、およびキャンセル信号源発生手段１３の出力波形の例
Ｃ    第１のバンドパスフィルタ２４ｂ、および高調波・雑音除去フィルタ手段１４の出力波形の例
Ｄ    可変利得加算器２６、および可変利得加算器手段16の出力波形の例
Ｅ  出力、Ｆ  出力、Ｇ  出力、Ｈ  出力、Ｉ  出力
Ｒ２８ａ  抵抗器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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