(57)【要約】【課題】小音量時に十分な増幅を行なえ、大音量入力時にクリップの発生を防止する。【解決手段】マイクロホン装置１は、音圧を電気信号に変換するマイク１１と、マイク１１の出力信号を増幅すると共に、増幅率を調整可能な可変利得増幅器２１と、可変利得増幅器２１の出力信号ＶＣＡｏｕｔのレベルを監視して、出力信号ＶＣＡｏｕｔがクリップしないように可変利得増幅器２１の増幅率を制御する制御回路２２とを、１つのチップに内蔵する。制御回路２２は、コンパレータＣｏｍｐ１およびＣｏｍｐ２を用いて出力信号ＶＣＡｏｕｔのレベルを監視する。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
音圧を電気信号に変換するマイクと、
前記マイクの出力信号を増幅すると共に、増幅率を調整可能な増幅回路と、
前記増幅回路の出力信号のレベルを監視して、前記出力信号がクリップしないように前記増幅回路の増幅率を制御する制御回路とを、
１つのチップに内蔵した電気音響変換器。
【請求項２】
前記マイクと前記増幅回路との間に前記マイクの出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器を備える請求項１に記載の電気音響変換器。
【請求項３】
前記制御回路は、
前記増幅回路の出力信号にクリップが発生する高電位側の電位に応じた電位を第１電位、クリップが発生する低電位側の電位に応じた電位を第２電位としたとき、
前記増幅回路の出力信号の電位と前記第１電位とを比較する第１比較手段と、
前記増幅回路の出力信号の電位と前記第２電位とを比較する第２比較手段とを備え、
前記第１比較手段及び前記第２比較手段の比較結果に基づいて、前記増幅回路の出力信号の電位が前記第１電位を上回るか、又は前記増幅回路の出力信号の電位が前記第２電位を下回る場合、前記増幅回路の増幅率を下げるように制御する、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電気音響変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロホンからの入力信号を増幅する電気音響変換器に係り、特に、大音量入力時の連続した電気的クリップを防止する電気音響変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば特許文献１に記載されているように、集音音源の音量によってマイクアンプのゲインを可変させることにより自動で感度補正されるマイクロホン装置が知られている。図７は、マイクロホンとしてコンデンサ型のマイクを用いた場合のマイクロホン装置の構成例を示すブロック図である。コンデンサ型のマイクＣＭＩＣは、入力される音圧により微少の容量変化が起き、高抵抗ＲＢでバイアスされた電圧による電荷との作用で、音圧に比例した電圧変化が生じる。この電圧変化は、カップリングコンデンサＣ１及び高抵抗ＲＨで結合されたインピーダンス変換用のＦＥＴのソース側より取り出され、増幅器Ａで２０ｄＢのゲインで増幅され、出力信号Ｏｕｔとして出力される。
【特許文献１】特開２００３−２５９４７９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
従来のマイクロホン装置では、増幅器Ａの最大無歪出力振幅の−２０ｄＢが増幅器Ａの許容入力となる。大音量時において、ＦＥＴからの出力振幅がこの許容入力値を超えると、増幅器Ａでクリップが生じ、出力信号Ｏｕｔが歪む。
【０００４】
この歪みを回避するために増幅器Ａの利得を低くすると通常時の出力振幅が小さくなり、Ｓ／Ｎ比の劣化を招いてしまう。また、特許文献１に記載されているようにマイクアンプのゲインを可変とすることも考えられるが、特許文献１に記載された技術は、大音量時のクリップについては考慮されていない。さらには、マイクロホン装置内でクリップを防止するための機能の設計を行えれば、後続の設計技法に依る必要がなくなるため、製品設計が容易になる。
【０００５】
本発明は、このような状況を鑑みたものであり、小音量時に十分な増幅を行なえ、大音量入力時にクリップの発生を防止できる増幅器内蔵マイクロホン装置として機能する電気音響変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため、本発明に係る電気音響変換器は、音圧を電気信号に変換するマイクと、マイクの出力信号を増幅すると共に、増幅率を調整可能な増幅回路と、増幅回路の出力信号のレベルを監視して、出力信号がクリップしないように増幅回路の増幅率を制御する制御回路とを、１つのチップに内蔵したことを特徴とする。
【０００７】
増幅回路の出力信号のレベルを監視して、出力信号がクリップしないように増幅回路の増幅率を制御し、マイクと増幅回路と制御回路とを１つのチップに内蔵したため、小音量時に十分な増幅を行なえ、大音量入力時にクリップの発生を防止できる増幅器内蔵マイクロホン装置として機能する電気音響変換器が実現できる。
【０００８】
ここで、マイクと増幅回路との間にマイクの出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器を備えることが望ましい。
【０００９】
また、制御回路は、増幅回路の出力信号にクリップが発生する高電位側の電位に応じた電位を第１電位、クリップが発生する低電位側の電位に応じた電位を第２電位としたとき、増幅回路の出力信号の電位と第１電位とを比較する第１比較手段と、増幅回路の出力信号の電位と第２電位とを比較する第２比較手段とを備え、第１比較手段及び第２比較手段の比較結果に基づいて、増幅回路の出力信号の電位が第１電位を上回るか、又は増幅回路の出力信号の電位が第２電位を下回る場合、増幅回路の増幅率を下げるように制御することができる。
【００１０】
すなわち、出力信号の振幅が大きい場合に増幅回路の増幅率を下げることで、小音量時に十分な増幅を行ない、大音量入力時にクリップの発生を防止している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。まず、本発明の概要について説明する。図１は、本発明のマイクロホン装置の基本的な構成例を示すブロック図である。本実施形態においてマイクロホン装置１は、入力された音圧を電気信号に変換し、増幅して出力する電気音響変換器として機能する。本図に示すようにマイクロホン装置１は、コンデンサマイクＣＭＩＣ１１とインピーダンス変換器１２とを備えたマイク部１０と、可変利得増幅器２１と制御回路２２とを備えた増幅部２０と、Ａ／Ｄ変換器３０と、マイク部１０と増幅部２０とを結合する結合コンデンサＣ２とを備えている。マイク部１０、増幅部２０、Ａ／Ｄ変換器３０には、電源電圧ＶＬが供給され、それぞれ接地電位ＧＮＤに接続されている。
【００１２】
マイク部１０において、入力される音圧により生じたコンデンサマイクＣＭＩＣ１１の容量変化に基づく電圧信号は、インピーダンス変換器１２でインピーダンス変換される。この電圧信号は結合コンデンサＣ２を介して増幅部２０に入力される。増幅部２０では、可変利得増幅器２１の利得が制御回路２２により制御され、入力された電圧信号を増幅して出力する。このアナログ信号をＡ／Ｄ変換器３０がデジタル変換して図示しない次段の回路に出力する。ただし、Ａ／Ｄ変換器３０を用いずにアナログ信号のまま次段の回路に出力するようにしてもよい。
【００１３】
本実施形態において、マイク部１０はマクロマシナリ技術によって形成されることが好ましい。増幅部２０はマイク部１０と同一のシリコンウェハ上に形成してもよいし、あるいは別のシリコンウェハ上に形成してもよい。マイク部１０、増幅部２０が形成されたチップを小型のチップ（筐体）に納めることにより、図２に示すようにマイクロホン装置１を、コンデンサマイクＣＭＩＣ１１の集音部分が露出した、分離不能な１つの機能デバイスとしてモジュール化することができる。これにより、マイクロホン装置１の機能の設計を、マイクケーブル等を介して接続される後続の装置の設計技法に依らず、マイクロホン装置１自身で決定することができるため、実際の製品設計が容易になる。
【００１４】
図３は、マイクロホン装置１のマイク部１０と増幅部２０の具体的な回路構成を示すブロック図である。マイク部１０は、コンデンサ型のマイクＣＭＩＣ１１を備えている。マイクＣＭＩＣ１１は、３Ｖの電源電圧ＶＬをチャージポンプ１２１により１２Ｖに昇圧されたＶＨが、高抵抗ＲＢを介してバイアスされている。
【００１５】
マイクＣＭＩＣ１１では、入力される音圧により微少の容量変化が起き、バイアスされた電圧による電荷との作用で、音圧に比例した電圧変化が生じる。この電圧変化は、カップリングコンデンサＣ１と、１．５ＶのＢＩＡＳ電圧が印加される高抵抗ＲＨとが結合されたインピーダンス変換ＦＥＴのソース側より、出力電圧信号として取り出される。インピーダンス変換ＦＥＴは、マイクＣＭＩＣ１１の出力インピーダンスを低下させるために用いられる。
【００１６】
増幅部２０は、可変利得増幅器（ＶＣＡ：Voltage Controlled Amplifier）２１と、可変利得増幅器２１の利得を制御する制御回路２２を備えている。本実施形態において可変利得増幅器２１は、２０ｄＢから０ｄＢの間で利得を変化することができるようになっている。利得の変化は、制御端子Ｃｔｒｌに入力される電圧値に応じたものとすることができる。すなわち、制御端子Ｃｔｒｌに入力される電圧値が高いほど増幅度を減らし、制御端子Ｃｔｒｌに入力される電圧値が低いほど増幅度を高めるようにする。本図の例では、制御端子Ｃｔｒｌの電圧が０Ｖの場合に、＋２０ｄＢの利得となる。可変利得増幅器２１には駆動電圧Ｖｄｄとして３ＶのＶＬが印加され、ＧＮＤ端子はＧＮＤに接地されている。
【００１７】
制御回路２２は、可変利得増幅器２１の出力信号を所定の電圧と比較する２つのコンパレータ（Ｃｏｍｐ１、Ｃｏｍｐ２）と、２つのコンパレータ出力の論理和を出力するＯＲ回路２２１と、時定数回路２２０とを備えている。コンパレータＣｏｍｐ１は、可変利得増幅器２１の出力信号の高電位側の値を検出するものであり、電源電圧ＶＬよりＶｐ（０．５Ｖ）低い電圧と可変利得増幅器２１の出力とを比較し、可変利得増幅器２１の出力が上回った場合にハイレベルを出力する。コンパレータＣｏｍｐ２は、可変利得増幅器２１の出力の低電位側の値を検出するものであり、ＧＮＤよりＶｎ（０．５Ｖ）高い電圧と可変利得増幅器２１の出力とを比較し、可変利得増幅器２１の出力が下回った場合にハイレベルを出力する。ＶＬ−Ｖｐを、可変利得増幅器２１の出力がクリップしたときの高電位側の電圧値とし、Ｖｎを、可変利得増幅器２１の出力がクリップしたときの低電位側の電圧値とすることで、２つのコンパレータの出力信号は、歪検出信号として用いることができる。
【００１８】
図４は、可変利得増幅器２１の出力信号ＶＣＡＯｕｔと、コンパレータＣｏｍｐ１およびコンパレータＣｏｍｐ２の出力信号と、ＯＲ回路２２１の出力信号ＯＲＯｕｔとの関係を示す図である。本図に示すように、出力信号ＶＣＡＯｕｔがＶＬ−Ｖｐを超えている期間はコンパレータＣｏｍｐ１の出力信号がハイレベルとなり、出力信号ＶＣＡＯｕｔがＧＮＤ＋ＶＮを下回っている期間はコンパレータＣｏｍｐ２の出力信号がハイレベルとなる。そして、ＯＲ回路２２１の出力信号ＯＲＯｕｔは、コンパレータＣｏｍｐ１およびコンパレータＣｏｍｐ２の出力信号の少なくとも一方がハイレベルの場合にハイレベルを出力する。
【００１９】
説明を図３に戻す。時定数回路２２０は、ＯＲ回路２２１とダイオードＤを介して接続されており、さらに可変利得増幅器２１の制御端子Ｃｔｒｌに接続される。時定数回路２２０を用いることで、ＯＲ回路２２１の２値の出力信号ＯＲｏｕｔを、可変利得増幅器２１を制御するためのアナログ信号に変換している。本実施形態では、コンデンサＣＴに直列に接続される抵抗ＲＡと並列に接続される抵抗ＲＢとを用いることにより、立ち上がり時の時定数と、立ち下がり時の時定数とを個別に設定できるようにしている。すなわち、抵抗ＲＢの値を抵抗ＲＡの値より十分大きくすることで、出力信号ＯＲｏｕｔの立ち上がり時には、抵抗ＲＡとコンデンサＣＴとで定まる時定数となり、出力信号ＯＲｏｕｔの立ち下がり時には抵抗ＲＢとコンデンサＣＴとで定まる時定数となる。もちろん、通常のＣＲ時定数回路を用いるようにしてもよい。
【００２０】
このように、コンパレータＣｏｍｐ１およびＣｏｍｐ２からの出力信号に基づいて可変利得増幅器２１の利得を制御しているため、大音量が連続する場合でも、可変利得増幅器２１の出力信号ＶＣＡｏｕｔの最大振幅が（ＶＬ−Ｖｐ）−Ｖｎ（本例では、（３−０．５）−０．５＝２Ｖ）となるように調整される。図５は、この様子を示すものである。なお、図６は、従来の技術（図７参照）を用いた場合の出力結果を示す参考図である。
【００２１】
図５および図６は、話者が同じ音圧で発生している状況で、マイクの距離を変化させた場合、可変利得増幅器２１の入力信号の振幅［Ｃ］、出力信号ＶＣＡｏｕｔの振幅［Ｄ］等を示している。
【００２２】
図５に示すように、マイクの距離が遠く、入力振幅［Ｃ］が小さいときは、ＯＲ回路の出力信号ＯＲＯｕｔはロウレベルとなり、可変利得増幅器２１の利得は最大の２０ｄＢである。このため、十分な増幅を行なうことができる。入力信号が小さいため、最大利得でも出力信号は歪まない。これは、図６に示すように従来も同様の出力となる。
【００２３】
さらにマイクの距離が近くなると、例えば、入力振幅［Ｃ］が０．２５Ｖｐｐになると、図６に示すように従来の技術では、２０ｄＢ増幅後の振幅が２Ｖを超えるため、出力振幅［Ｄ］がクリップされ、歪が生じることになる。一方、図５に示すように、本発明を用いると、出力振幅［Ｄ］が２Ｖになるように可変利得増幅器２１の利得が調整され、１８ｄＢとなるため、出力信号ＶＣＡｏｕｔはクリップされずに、歪は生じない。
【００２４】
マイク距離がさらに近くなり、入力振幅［Ｃ］０．５Ｖｐｐおよび１Ｖｐｐになった場合も同様である。すなわち、図６に示すように従来の技術では、２０ｄＢ増幅後の振幅が２Ｖをはるかに超えるため、出力振幅［Ｄ］がクリップされ、大きな歪が生じることになる。一方、図５に示すように、本発明を用いると、出力振幅［Ｄ］が２Ｖになるように可変利得増幅器２１の利得が調整され、それぞれ１２ｄＢ、６ｄＢとなるため、出力信号ＶＣＡｏｕｔはクリップされずに、歪は生じない。
【００２５】
本発明は、大音量時に、可変利得増幅器２１が歪まないように利得を下げるため歪みのない一定の出力となる。このため、マイク距離において近傍から離れた状態まで良好な品質を得ることができる。また、リアルタイムに利得を調整することができるため、特に無音時と有音時のダイナミックレンジが広い通話用の音声集音マイクに効果的に適用することができる。
【００２６】
本発明は、容量検出型のコンデンサ型マイクロホンに限られず、一般的なダイナミックコイル型マイクロホン、エレクトレットコンデンサ型マイクロホン等種々の方式のマイクロホンを用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本実施形態の基本低な構成例を示すブロック図である。
【図２】本実施形態のマイクロホン装置の外形例を示す図である。
【図３】本実施形態の具体的な構成を示すブロック図である。
【図４】出力信号とコンパレータ出力とＯＲ回路出力の関係を示す図である。
【図５】本実施形態におけるマイクの距離を変化させた場合の入力信号および出力信号の振幅等を示す図である。
【図６】従来技術におけるマイクの距離を変化させた場合の入力信号および出力信号の振幅等を示す図である。
【図７】従来のマイクロホン装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２８】
１…マイクロホン装置、１０…マイク部、１１…コンデンサマイク（ＣＭＩＣ）、１２…インピーダンス変換器、２０…増幅部、２１…可変利得増幅器、２２…制御回路、３０…Ａ／Ｄ変換器、１２１…チャージポンプ、２２０…時定数回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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