(57)【要約】【課題】交流電圧のように刻一刻と値が変化していても遅れが発生することを抑制することができるノイズ除去回路とその制御方法を提供する。【解決手段】交流アナログ信号のゼロクロスを特定してゼロクロスからディジタル値を１周期分メモリに周期前データとして格納するとともに、ゼロクロス点を基準に測定データをディジタル値として取り込むごとにカウントして周期カウンタに周期カウント値を周期前データに対応するように格納するメモリ回路と、測定データと、測定データに対応する周期カウント値のひとつ前の周期カウント値に対応する周期前データとの差を算出し、差が予め設定した判定値の範囲内であれば測定データをメモリ回路に周期前データとして格納し、範囲外であればメモリに格納されている測定データに対応する周期前データの値をメモリ回路に格納する判定回路とを具備する。【選択図】      図１
2008286561.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流アナログ信号をディジタル値にＡ／Ｄ変換してノイズ除去を行うノイズ除去回路であって、
前記交流アナログ信号の０度または１８０度のゼロクロスを特定して前記ゼロクロスから前記ディジタル値を１周期分メモリに周期前データとして格納するとともに、前記ゼロクロス点を基準に測定データを前記ディジタル値として取り込むごとにカウントして周期カウンタに周期カウント値を前記周期前データに対応するように格納するメモリ回路と、  前記測定データと、当該測定データの周期カウント値の示すひとつ前の前記周期カウント値に対応する前記周期前データとの差を算出し、前記差が予め設定した判定値の範囲内であれば前記測定データを前記メモリ回路に前記周期前データとして格納し、範囲外であれば前記メモリに格納されている前記測定データに対応する前記周期前データの値を適用する判定回路と、
を具備することを特徴とするノイズ除去回路。
【請求項２】
前記ゼロクロスを基準に１周期分の交流アナログ信号の最大値と最小値を前記ディジタル値から検出し、前記検出結果が前記交流アナログ信号ごとに予め設定した前記交流アナログ信号の電圧値を特定するための最大値の範囲と最小値の範囲にある場合に判定カウンタの判定カウント値をカウントし、予め設定された判定値と前記判定カウント値が一致すればノイズ除去を開始することを特徴とする請求項１に記載のノイズ除去回路。
【請求項３】
交流アナログ信号をディジタル値にＡ／Ｄ変換してノイズ除去を行うノイズ除去方法であって、
前記交流アナログ信号の０度または１８０度のゼロクロスを特定して前記ゼロクロスから前記ディジタル値を１周期分メモリに周期前データとして格納するとともに、前記ゼロクロス点を基準に測定データを前記ディジタル値として取り込むごとにカウントして周期カウンタに周期カウント値を前記周期前データに対応するようにメモリ回路に格納し、
前記測定データと、当該測定データのひとつ前の前記周期カウント値に対応する前記周期前データとの差を算出し、前記差が予め設定した判定値の範囲内であれば前記測定データを前記周期前データとして前記メモリ回路に格納し、範囲外であれば前記メモリに格納されている前記測定データに対応する前記周期前データの値を適用することを特徴とするノイズ除去方法。
【請求項４】
前記ゼロクロスを基準に１周期分の交流アナログ信号の最大値と最小値を前記ディジタル値から検出し、前記検出結果が前記交流アナログ信号ごとに予め設定した前記交流アナログ信号の電圧値を特定するための最大値の範囲と最小値の範囲にある場合に判定カウンタの判定カウント値をカウントし、予め設定された判定値が前記判定カウント値と一致すれば、ノイズ除去を開始することを特徴とする請求項３に記載のノイズ除去方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流信号に含まれるノイズ成分を除去するノイズ除去回路とノイズ除去方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
今日、双方向絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータなどにおいて力率改善を行う場合、交流電力系統側の交流電圧に対応した電圧をアナログ−ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）してマイコンに取り込んでセンシングを行っている。ところが、センシングの際に交流電力にノイズなどが重畳している場合、交流アナログ信号からノイズ成分を除去する必要がある。
【０００３】
一般的な方法としては、ハードウェアによりノイズ成分を除去する場合には、マイコンの入力ポートにコンデンサを挿入することでノイズ除去を行っている。また、ソフトウェアでは次の１〜４に示す方法が一般的に用いられている。ここで、現在のＡ／Ｄ変換後の読み値をＸ０、１周期前の読み値をＸ１、２周期前の読み値をＸ２、３周期前の読み値をＸ３とする。
【０００４】
（１）Ａ／Ｄ変換後の読み値を移動平均、重み付け平均で平均値フィルタをかける場合、次のような計算によりノイズ成分の除去を行う。
Ｘ＝（Ｘ０＋Ｘ１＋Ｘ２＋Ｘ３）÷４  （移動平均）  Ｘ＝（４×Ｘ０＋３×Ｘ１＋２×Ｘ２＋1×Ｘ３）÷１０  （重み付け平均）
（２）Ａ／Ｄ変換後の読み値の直前の値との差をとってゲインＧ（１未満）をかけて加算するソフトウェアＬＰＦによりノイズ成分の除去を行う。
【０００５】
Ｘ＝Ｇ（Ｘ１−Ｘ０）＋Ｘ１  （ＬＰＦ）
（３）Ａ／Ｄ変換後の読み値のメジアンフィルタによりノイズ成分の除去を行う。
Ｘ=Ｘ０＋Ｘ１＋Ｘ２- ｍａｘ｛Ｘ０，Ｘ１，Ｘ２｝-ｍｉｎ｛Ｘ０，Ｘ１，Ｘ２｝      （メジアンフィルタ）
（４）Ａ／Ｄ変換後の読み値の直前の値と比較して閾値以上はノイズとして捨て、直前の値をそのまま適用しノイズ成分の除去を行う。
【０００６】
Ｘ＝Ｘ１
また、特許文献１には、平均移動を求めることにより、ノイズを除去するノイズ除去装置において、ノイズの周期に対応したタイミングでトリガ信号を発生するトリガ発生装置と、該トリガ発生装置からのトリガ信号に基づいて平均値を算出するためのデータ数を求めるデータ数決定部と、該データ数に基づいて平均値を算出する平均値算出部とを備えているノイズ除去装置が開示されている。
【０００７】
しかしながら、交流電圧は、刻一刻と値が変化しているため、上記（１）〜（４）や特許文献１に記載のノイズ除去装置では、遅れが問題となる。また、平均を使う方法やＬＰＦを適用する場合、位相遅れが発生して制御に影響がでてしまうという問題がある。
【特許文献１】特開平０８−１１４６３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は上記のような実情に鑑みてなされたものであり、交流電圧のように刻一刻と値が変化していても遅れが発生することを抑制することができるノイズ除去回路とその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の態様のひとつである交流アナログ信号をディジタル値にＡ／Ｄ変換してノイズ除去を行うノイズ除去回路であって、前記交流アナログ信号の０度または１８０度のゼロクロスを特定して前記ゼロクロスから前記ディジタル値を１周期分メモリに周期前データとして格納するとともに、前記ゼロクロス点を基準に測定データを前記ディジタル値として取り込むごとにカウントして周期カウンタに周期カウント値を前記周期前データに対応するように格納するメモリ回路と、前記測定データと、当該測定データのひとつ前の前記周期カウント値に対応する前記周期前データとの差を算出し、前記差が予め設定した判定値の範囲内であれば前記測定データを前記メモリ回路に前記周期前データとして格納し、範囲外であれば前記メモリに格納されている前記測定データに対応する前記周期前データの値を適用する判定回路と、を具備する構成である。
【００１０】
上記構成により、交流信号をＡ／Ｄ変換した結果を１周期分メモリに格納しておき、読み値が前回の値から一定以上値が違う場合はノイズとして扱い、メモリから１周期前のデータを読み値として適用することで、遅れの発生を抑制しノイズ成分を除去することができる。
【００１１】
好ましくは、前記ゼロクロスを基準に１周期分の交流アナログ信号の最大値と最小値を前記ディジタル値から検出し、前記検出結果が前記交流アナログ信号ごとに予め設定した前記交流アナログ信号の電圧値を特定するための最大値の範囲と最小値の範囲にある場合に判定カウンタの判定カウント値をカウントし、予め設定された判定値と前記判定カウント値が一致すればノイズ除去を開始してもよい。
【００１２】
また、本発明である交流アナログ信号をディジタル値にＡ／Ｄ変換してノイズ除去を行うノイズ除去方法であって、前記交流アナログ信号の０度または１８０度のゼロクロスを特定して前記ゼロクロスから前記ディジタル値を１周期分メモリに周期前データとして格納するとともに、前記ゼロクロス点を基準に測定データを前記ディジタル値として取り込むごとにカウントして周期カウンタに周期カウント値を前記周期前データに対応するようにメモリ回路に格納し、前記測定データと、当該測定データのひとつ前の前記周期カウント値に対応する前記周期前データとの差を算出し、前記差が予め設定した判定値の範囲内であれば前記測定データを前記周期前データとしてメモリ回路に格納し、範囲外であれば前記メモリに格納されている前記測定データに対応する前記周期前データの値を適用するノイズ除去方法である。
【００１３】
好ましくは、前記ゼロクロスを基準に１周期分の交流アナログ信号の最大値と最小値を前記ディジタル値から検出し、前記検出結果が前記交流アナログ信号ごとに予め設定した前記交流アナログ信号の電圧値を特定するための最大値の範囲と最小値の範囲にある場合に判定カウンタの判定カウント値をカウントし、予め設定された判定値と前記判定カウント値が一致すれば、ノイズ除去を開始してもよい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、交流電圧のように刻一刻と値が変化していても遅れが発生することを抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明であるノイズ除去回路は、交流電力源などから供給される交流アナログ信号を毎周期同じサンプル時間ごとに取得してディジタル値にＡ／Ｄ変換し、交流アナログ信号のゼロクロス（０度または１８０度）を特定してゼロクロスからディジタル値を１周期分メモリに周期前データとして格納するとともに、ゼロクロス点を基準に測定データをディジタル値として取り込むごとにカウントをして周期カウンタにカウント値を周期前データに対応するように格納する。その後、判定回路により取り込んだディジタル値である測定データと、測定データのひとつ前の周期カウント値に対応する周期前データとの差を算出し、差が予め設定した判定値の範囲内であれば測定データをメモリ回路に周期前データとして格納し、範囲外であればメモリに格納されている測定データに対応する周期前データの値を適用する。
【００１６】
以下図面に基づいて、本発明の実施形態について詳細を説明する。
（実施例１）
例えば、双方向絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータなどの装置では、力率改善を行うために交流電力系統側のアナログ信号をＡ／Ｄ変換してマイコンなどに取り込んでセンシングしている。このような場合、交流信号にノイズ成分が重畳したりすることがあると力率改善などの制御に影響があるためＡ／Ｄ変換後のディジタル値からノイズ成分を除去する必要がある。ここで、交流電力系統とは交流電力源の交流電力のピーク電圧値と周期を示すものであり、例えば、ＡＣ１００Ｖ、５０ＨｚやＡＣ２００Ｖ、６０Ｈｚなどを示すものである。
【００１７】
図１はノイズ除去回路を備えた装置を示す図である。図１に示す装置１は、ブリッジ回路２、負荷３、制御部４、電圧モニタ回路５、プラグ６、コンデンサＣ１、Ｃ２、コイルＬ１、Ｌ２から構成される。装置１は、交流電力源８からコンセント７を介して入力される交流電力をブリッジ回路２により直流電力に変換をする回路である。
【００１８】
ブリッジ回路２は、４個のダイオードＤ１〜Ｄ４によりブリッジ回路を構成する。ダイオードＤ２には第１スイッチング素子Ｑ１が並列に接続されている。第１スイッチング素子Ｑ１はそのコレクタ端子がダイオードＤ２のカソードに接続され、エミッタ端子がダイオードＤ２のアノードに接続されている。また、ダイオードＤ４には、第２スイッチング素子Ｑ２が並列に接続されている。第２スイッチング素子Ｑ２はそのコレクタ端子がダイオードＤ４のカソードに接続され、エミッタ端子がダイオードＤ４のアノードに接続されている。
【００１９】
電圧モニタ回路５は、交流電力源８から供給される交流電力の交流電圧をモニタし、モニタした結果を交流電圧モニタ信号として出力する。
制御部４は論理回路（プログラマブルロジック、例えばＰＬＤ、ＦＰＧＡなども含む）またはＣＰＵ（マイコンなど）などにより構成されている。そして、演算処理部９、ノイズ除去部１０（ノイズ除去回路）などの機能を有する。
【００２０】
演算処理部９は、交流電圧モニタ信号などに基づいて装置１の制御を行うために演算処理を行う。例えば、上記説明したスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のベース端子に入力する制御信号を生成する。
【００２１】
ノイズ除去部１０は、判定部１１（判定回路）、メモリ１２（メモリ回路）から構成され、交流電圧モニタ信号に重畳されたノイズ成分の除去を行う。
また、制御回路４には電圧モニタ信号に基づいて交流電力の最大電圧値と最小電圧値と周期を算出する回路が設けられており交流電力系統を特定する。
【００２２】
図２に示すフロー図によりノイズ除去回路１０の動作を説明する。交流電力が一定の周期ごとに連続して交流電力源８からプラグ６とコンセント７を介して装置１に供給される。そして、交流電力は電圧モニタ回路５によりモニタされ交流電力に応じた交流電圧モニタ信号を出力する。電圧モニタ回路５より出力された交流モニタ信号は制御部４に入力されＡ／Ｄ変換される。つまり、交流アナログ信号を毎周期同じサンプル時間ごとに取得してディジタル値にＡ／Ｄ変換する。ディジタル値はノイズ除去回路１０に設けられたメモリ１２に記録される。 
【００２３】
図３は数周期分の電圧モニタ信号をディジタル値に変換し、測定中の周期（ｎ）とひとつ前の周期（ｎ−１）の関係を示した図である。Ａ点は現在測定している測定点である。Ｂ点はひとつ前の測定点である。Ｃ点はひとつ前の周期のメモリ１２に格納されている周期前データであり、Ａ点と同じ周期カウント値に対応している。
【００２４】
ステップＳ１（図２）では周期カウンタ（変数Ｉ）のカウント値に１を加算する（Ｉ←Ｉ＋１）。交流電力源８から供給される交流アナログ信号を毎周期同じサンプル時間ごとに取得し、カウント値を加算する。図３ではＡ点は周期カウントａで測定されている。
【００２５】
ステップＳ２（図２）ではゼロクロスであるかを判定する。交流アナログ信号がＡ／Ｄ変換されたディジタル値は図３に示すように負から正に変位するゼロクロスと、正から負に変位するゼロクロスがある。本例では０度のゼロクロス（負から正に変位する個所）を検出している。０度のゼロクロスを検出するとステップＳ３に移行する。それ以外の場合にはステップＳ４に移行する。
【００２６】
ステップＳ３（図２）では０度のゼロクロスを検出するごとに周期カウント値Iをクリアする（I←０）。
ステップＳ４（図２）ではＡ／Ｄ変換されたディジタル値（Ｘ）を取得する。図３ではＡ点で取得したディジタル値である。
【００２７】
ステップＳ５（図２）では測定データＸと、測定データＸのひとつ前のメモリ１２に格納されている周期前データとを比較する。即ち、測定データＸと、測定データＸのひとつ前のメモリ１２に格納されている周期前データとの差を算出する。そして、前記差が予め設定した設定値の範囲内であるか範囲外であるかを判定する。設定値の範囲は、例えばｓｉｎ［Ｉ］〜ｓｉｎ［Ｉ−１］としてもよいし、（｜ｓｉｎ［Ｉ］−ｓｉｎ［Ｉ−１］｜／２）＋ｓｉｎ［Ｉ］〜（｜ｓｉｎ［Ｉ］−ｓｉｎ［Ｉ＋１］｜／２）＋ｓｉｎ［Ｉ］としてもよい。  比較した結果、範囲内であればステップＳ６に移行する。また、範囲外であればノイズ成分が重畳していると判定してステップＳ７に移行する。
【００２８】
図４にメモリ１２のデータ構造を示す。「周期カウント値」はゼロクロスを基準にサンプルするごとにカウント値を０〜ｎまで格納する。または、予め０〜ｎまで記録しておいてもよい。「周期前データ」は図３に示したｎ−１周期で測定し判定した結果を、０度ゼロクロスを基準に順次メモリ１２の（ｓｉｎ[０]〜ｓｉｎ[ｎ]）に格納する。また、予め０〜ｎが記録されている場合には、周期カウンタのカウント値に一致する場所に上記結果を格納する。
【００２９】
ステップＳ６では、取得した測定データＸをメモリ１２のカウント値の示す場所に格納する（ｓｉｎ［Ｉ］←Ｘ）。
ステップＳ７では次のディジタル値を取得できる状態かを判定する。次のディジタル値を取得できる状態であればステップＳ１に移行する。次のディジタル値を取得できる状態でなければ、取得できる状態になるまでＳ７をループする。
【００３０】
なお、ステップＳ８を設けてｓｉｎ［Ｉ］に格納されているデータをディジタル−アナログ変換（Ｄ／Ａ変換）して出力してもよい。また、ステップＳ９を設けて取得した測定データＸをＤ／Ａ変換して出力してもよい。
【００３１】
上記のようにすることで交流アナログ信号（交流電力系統）の電圧の負から正へのゼロクロスごとにすべての読み取り値をメモリに記録し、読み値が直前の値と大きく異なるような場合にノイズと判断して、１周期前の周期前データの値を適用する。したがって、交流電圧のように刻一刻と値が変化していても遅れが発生することを抑制することができる。
【００３２】
また、平均を使う方法やＬＰＦを適用する場合、位相遅れが発生してしまい制御に影響がでてしまう可能性があるが、本方式では位相が遅れることなくノイズを除去することができる。
【００３３】
（実施例２）
次に実施例２では電源投入時など交流電力（交流アナログ信号）が安定して供給されない場合について説明する。図５に安定して交流アナログ信号が供給されているかを判定する動作フローを示す。図５では、例えばＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖを判定するフローを示しているが特に限定するものではない。
【００３４】
ステップＳ５１では周期カウンタＩに初期値を設定する（Ｉ←０）。周期カウンタは現在の０度のゼロクロスから次の周期の０度のゼロクロスまでにサンプルごとにカウントされるカウンタである。また、交流アナログ信号ごとに用意される判定カウントは、安定した交流アナログ信号が１周期検出されるごとにカウントされるカウンタである。その判定カウンタに初期値を設定する（ｋ←０、ｚ←０）。本例ではＡＣ１００Ｖの判定カウンタをｋ、ＡＣ２００Ｖの判定カウンタをｚとする。
【００３５】
ステップＳ５２では実施例１同様にＡ／Ｄ変換したディジタル値と周期カウント値をメモリ１２に記録する。
ステップＳ５３では実施例１と同様にゼロクロスを特定する。例えば、０度のゼロクロスを特定する。ゼロクロスを特定した場合、ステップＳ５８に移行する。ゼロクロスでない場合はステップＳ５４に移行する。
【００３６】
ステップＳ５４ではゼロクロスを基準に１周期分の交流アナログ信号の最大値を検出してホールドし、ステップＳ５５に移行して現在の最大値を記録（ＭＡＸ値）してステップＳ５２に移行する。検出しないときはステップＳ５６に移行する。
【００３７】
ステップＳ５６ではゼロクロスを基準に１周期分の交流アナログ信号の最小値を検出してホールドし、ステップＳ５７に移行して現在の最小値を記録（ＭＩＮ値）してステップＳ５２に移行する。
【００３８】
ステップＳ５８ではＭＡＸ値とＭＩＮ値と周期カウンタのカウント値からＡＣ１００Ｖ系であるかを判定する。ここでＭＡＸ値の範囲とＭＩＮ値の範囲は、例えば、それぞれＡＣ１００Ｖの±１０％に設定される。ＡＣ１００Ｖ系であればステップＳ５９に移行する。ＡＣ１００Ｖ系でなければステップＳ６２に移行する。
【００３９】
ステップＳ５９ではＡＣ１００Ｖの判定カウンタをカウント（ｋ←ｋ＋１）し、ＡＣ２００Ｖの判定カウンタをクリア（ｚ←０）する。
ステップＳ６０ではＡＣ１００Ｖの判定カウンタのカウント値が予め設定された判定値（例えば２回）であればステップＳ６１に移行する。判定値でない場合にはステップＳ５２に移行する。
【００４０】
ステップＳ６１ではＡＣ１００Ｖの交流アナログ信号が供給される場合の制御パラメータを設定する。
ステップＳ６２ではＭＡＸ値とＭＩＮ値と周期カウンタのカウント値からＡＣ２００Ｖ系であるかを判定する。ここでＭＡＸ値の範囲とＭＩＮ値の範囲は、例えば、それぞれＡＣ２００Ｖの±１０％に設定される。ＡＣ２００Ｖ系であればステップＳ６３に移行する。ＡＣ２００Ｖ系でなければステップＳ６６に移行してＡＣ１００Ｖの判定カウンタをクリア（ｋ←０）するとともに、ＡＣ２００Ｖの判定カウンタをクリア（ｚ←０）する。
【００４１】
ステップＳ６３ではＡＣ２００Ｖの判定カウンタをカウント（ｚ←ｚ＋１）し、ＡＣ１００Ｖの判定カウンタをクリア（ｋ←０）する。
ステップＳ６４ではＡＣ２００Ｖの判定カウンタのカウント値が予め設定された判定値（例えば４回）であればステップＳ６５に移行する。判定値でない場合にはステップＳ５２に移行する。
【００４２】
ステップＳ６５ではＡＣ２００Ｖの交流アナログ信号が供給される場合の制御パラメータを設定する。
このようにディジタル値に基づいて検出した検出結果により予め設定された判定値に判定カウンタのカウント値が一致するとメモリ１２に周期前データを格納する処理（実施例１）を開始する。
【００４３】
また、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】実施例１のノイズ除去回路を備えた装置を示す図である。
【図２】実施例１の動作を示すフロー図である。
【図３】交流アナログ信号のディジタル値の波形を示す図である。
【図４】メモリのデータ構造を示す図である。
【図５】実施例２の動作を示すフロー図である。
【符号の説明】
【００４５】
１  装置、
２  ブリッジ回路、
３  負荷、
４  制御部、
５  電圧モニタ回路、
６  プラグ、
７  コンセント、
８  交流電力源、
９  演算処理部、
１０  ノイズ除去部（ノイズ除去回路）、
１１  判定部（判定回路）、
１２  メモリ（メモリ回路）
Ｃ１、Ｃ２  コンデンサ、
Ｌ１、Ｌ２  コイル、
Ｄ１〜Ｄ４  ダイオード、
Ｑ１、Ｑ２  スイッチング素子、
【図１】
2008286561.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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