(57)【要約】【課題】電源電圧の低下を素早く検出する。【解決手段】異常検出回路１０は、電源電圧Ｖｃｃを監視し、電源電圧Ｖｃｃが降下した場合に、所定レベルの異常検出信号Ｓａｂｎを出力する。ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである検出トランジスタＭ１０は、監視対象の電源電圧Ｖｃｃが印加される電源ラインＬｖｃｃにソースが接続される。インピーダンス素子である検出抵抗Ｒ１０は、検出トランジスタＭ１０のドレインと接地端子ＧＮＤとの間に設けられる。キャパシタＣ１０は、検出トランジスタＭ１０のゲートと接地端子ＧＮＤとの間に設けられる。充電経路１２は、検出トランジスタＭ１０のゲートと電源ラインＬｖｃｃとの間に設けられる。異常検出回路１０は、検出トランジスタＭ１０のソース電圧を、異常検出信号Ｓａｂｎとして出力する。【選択図】図１
2008028754.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧を監視し、前記電源電圧が降下した場合に、所定レベルの異常検出信号を出力する異常検出回路であって、
監視対象の電源電圧が印加される電源ラインにソースが接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）と、
前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインと固定電圧端子との間に設けられたインピーダンス素子と、
前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートと固定電圧端子との間に設けられたキャパシタと、
前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートと前記電源ラインとの間に設けられた充電経路と、
を備え、
前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのソース電圧を、前記異常検出信号として出力することを特徴とする異常検出回路。
【請求項２】
前記キャパシタと並列に接続された放電用抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の異常検出回路。
【請求項３】
前記充電経路は、カソードが前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート側に、アノードが前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのソース側に接続された充電用ダイオードを含むことを特徴とする請求項１または２に記載の異常検出回路。
【請求項４】
前記充電経路と並列な経路に、カソードが前記電源ライン側に、アノードが前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート側に接続された放電用ダイオードをさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の異常検出回路。
【請求項５】
前記充電経路は、充電用抵抗を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の異常検出回路。
【請求項６】
前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴをＰＮＰ型バイポーラトランジスタに置換し、バイポーラトランジスタのベース、エミッタ、コレクタをそれぞれ、ＭＯＳＦＥＴのゲート、ソース、ドレインとして接続したことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の異常検出回路。
【請求項７】
電源電圧が印加された電源ラインと固定電圧端子との間に直列に接続され、交互にオンする２つのトランジスタを含むＤ級アンプと、
アナログオーディオ信号にパルス変調を施し、パルス信号を生成するパルス変調器と、
前記パルス信号にもとづき、前記Ｄ級アンプを駆動するドライバ回路と、
前記電源電圧を監視する請求項１から５のいずれかに記載の異常検出回路と、
前記異常検出回路から、前記所定レベルの異常検出信号が出力されると、前記ドライバ回路の入力信号の論理レベルを固定する制御回路と、
を備えることを特徴とするオーディオ信号増幅回路。
【請求項８】
ひとつの半導体基板上に一体集積化されたことを特徴とする請求項７に記載のオーディオ信号増幅回路。
【請求項９】
アナログオーディオ信号を生成する音声再生部と、
前記音声再生部から出力されるアナログオーディオ信号を増幅する請求項７に記載のオーディオ信号増幅回路と、
前記オーディオ信号増幅回路により駆動される音声出力部と、
を備えることを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回路異常を検出する技術に関し、特に電源電圧の低下を検出する異常検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のＬＳＩ技術の発展に伴い、ＣＤプレイヤーやＭＤプレイヤー等に代表されるデジタルオーディオ機器においては、デジタル信号処理およびその増幅に１ビットＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ａｎａｌｏｇ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が用いられている。この１ビットＤＡＣにおいては、音声信号は、ΔΣ変調器を用いてノイズシェーピングされ、パルス幅変調ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された１ビットＰＷＭ信号として出力される。
【０００３】
この１ビットＰＷＭ信号は、負荷であるスピーカを駆動するために所定のレベルまで増幅されるが、これには、高効率が得られるＤ級アンプが用いられている。増幅された１ビットＰＷＭ信号は、後置ローパスフィルタを通してアナログ再生信号となり、スピーカから音声として再生される。たとえば特許文献１には、Ｄ級アンプを用いたデジタルオーディオ信号を増幅するドライバ回路が開示されている。
【０００４】
こうしたＤ級アンプでは、電源のコンセントが急に抜かれるなどして、Ｄ級アンプの電源電圧が急激に低下すると、スピーカから「ボツ音」と呼ばれるノイズが発生する。特許文献１には、ノイズを抑制するためのミュートトランジスタが開示されている。
【特許文献１】特開２００１−２２３５３７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
こうした状況において、効果的にボツ音を抑制するためには、電源電圧の降下を素早く検出し、ミュート処理を行う必要がある。
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、ある目的は、電源電圧の低下を素早く検出可能な異常検出回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明のある態様によれば、電源電圧を監視し、電源電圧が降下した場合に、所定レベルの異常検出信号を出力する異常検出回路が提供される。この異常検出回路は、監視対象の電源電圧が印加される電源ラインにソースが接続されたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）と、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインと固定電圧端子との間に設けられたインピーダンス素子と、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートと固定電圧端子との間に設けられたキャパシタと、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートと電源ラインとの間に設けられた充電経路と、を備える。ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのソース電圧を、異常検出信号として出力する。
【０００７】
この態様によると、電源電圧が安定に供給される通常動作時においては、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されたキャパシタには、充電経路を介して電荷が充電され、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートは、電源電圧よりも所定の電圧だけ低いある電位に固定される。所定の電圧は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのしきい値電圧Ｖｔより大きく設定される。この場合、通常動作時において、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴはオンとなり、そのドレイン電圧である異常検出信号は、ハイレベルとなる。監視対象である電源電圧、すなわちＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのソース電圧が急激に低下すると、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート電圧は一定値に保たれるため、ゲートソース間電圧がしきい値電圧Ｖｔを下回り、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがオフし、異常検出信号は、ローレベルとなる。このように、この異常検出回路によれば、電源電圧の低下を瞬時に検出することができる。
【０００８】
ある態様の異常検出回路は、キャパシタと並列に接続された放電用抵抗をさらに備えてもよい。この場合、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を、放電用抵抗による放電と、充電経路による充電がバランスした電圧に安定化することができ、放電用抵抗とキャパシタで構成されるＲＣ回路の時定数を、放電用抵抗により調節することができる。
【０００９】
充電経路は、カソードがＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート側に、アノードがＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのソース側に接続された充電用ダイオードを含んでもよい。
【００１０】
ある態様の異常検出回路は、充電経路と並列な経路に、カソードが電源ライン側に、アノードがＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート側に接続された放電用ダイオードをさらに備えてもよい。
この場合、電源電圧、すなわちＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのソース電圧が低下し、ソース電圧がゲート電圧を下回った場合に、放電用ダイオードを介して、ゲートからソースへと電荷を放電することできる。
【００１１】
充電経路は、充電用抵抗を含んでもよい。この場合、充電用抵抗の抵抗値を調節することにより、異常検出信号のレベルが変化するしきい値を調節することができる。
【００１２】
ある態様において、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴをＰＮＰ型バイポーラトランジスタに置換し、バイポーラトランジスタのベース、エミッタ、コレクタをそれぞれ、ＭＯＳＦＥＴのゲート、ソース、ドレインとして接続してもよい。この態様によれば、バイポーラプロセスを使用する場合でも、電源の異常検出が実現できる。
【００１３】
本発明の別の態様によれば、オーディオ信号増幅回路が提供される。このオーディオ信号増幅回路は、電源電圧が印加された電源ラインと固定電圧端子との間に直列に接続され排他的にオンする２つのトランジスタを含むＤ級アンプと、アナログオーディオ信号にパルス変調を施し、パルス信号を生成するパルス変調器と、パルス信号にもとづき、Ｄ級アンプを駆動するドライバ回路と、電源電圧を監視する上述のある態様の異常検出回路と、異常検出回路から、所定レベルの異常検出信号が出力されると、ドライバ回路の入力信号の論理レベルを固定する制御回路と、を備える。
【００１４】
この態様によると、Ｄ級アンプに供給される電源電圧が急激に低下した場合に、異常検出回路によって異常を検出することができ、直ちにドライバ回路の入力を固定して、ミュートをかけることができ、ノイズが発生するのを防止することができる。
【００１５】
オーディオ信号増幅回路は、ひとつの半導体基板上に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。オーディオ信号増幅回路を１つのＬＳＩとして集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。
【００１６】
本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、アナログオーディオ信号を生成する音声再生部と、音声再生部から出力されるアナログオーディオ信号を増幅する上述のある態様のオーディオ信号増幅回路と、オーディオ信号増幅回路により駆動される音声出力部と、を備える。
【００１７】
この態様によると、電源電圧に異常が発生した場合でも、スピーカやイヤホンなどの音声出力部からノイズが発生するのを抑制することができる。
【００１８】
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係る異常検出回路によれば、電源電圧の低下を素早く検出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２１】
また、本明細書において、「部材Ａと部材Ｂが接続される」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００２２】
図１は、本発明の実施の形態に係る異常検出回路１０の構成を示す回路図である。異常検出回路１０は、監視端子１４に入力された電源電圧Ｖｃｃを監視し、電源電圧Ｖｃｃが降下した場合に、所定レベル（ローレベル）となる異常検出信号Ｓａｂｎを出力する。異常検出回路１０は、検出トランジスタＭ１０、検出抵抗Ｒ１０、キャパシタＣ１０、放電用抵抗Ｒ１２、充電経路１２、放電用ダイオードＤｄｉｓを備える。
監視端子１４は、電源電圧Ｖｃｃが印加される電源ラインＬｖｃｃに接続されている。検出トランジスタＭ１０は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであって、そのソースは、監視端子１４を介して監視対象の電源電圧Ｖｃｃが印加される電源ラインＬｖｃｃに接続される。
【００２３】
検出抵抗Ｒ１０は、検出トランジスタＭ１０のドレインと固定電圧端子である接地端子ＧＮＤとの間に設けられたインピーダンス素子である。検出抵抗Ｒ１０は、抵抗の他、バイアスされたトランジスタなど、その他、有意なインピーダンス成分を有するインピーダンス素子で構成してもよい。
【００２４】
キャパシタＣ１０は、検出トランジスタＭ１０のゲートと接地端子ＧＮＤとの間に設けられる。放電用抵抗Ｒ１２は、キャパシタＣ１０と並列に接続されている。充電経路１２は、検出トランジスタＭ１０のゲートと電源ラインＶｃｃとの間に設けられる。充電経路１２は、カソードが検出トランジスタＭ１０のゲート側に、アノードが検出トランジスタＭ１０のソース側に接続されたｎ個の充電用ダイオードＤ１〜Ｄｎを含む。
【００２５】
異常検出回路１０は、充電経路１２と並列な経路、すなわち、検出トランジスタＭ１０のゲートソース間に、カソードが電源ラインＬｖｃｃ側に、アノードが検出トランジスタＭ１０のゲート側となるように接続された放電用ダイオードＤｄｉｓをさらに備える。放電用ダイオードＤｄｉｓは、電源電圧Ｖｃｃが低下して、検出トランジスタＭ１０のゲート電圧Ｖｇより低くなった場合に、キャパシタＣ１０に蓄えられた電荷を、放電用ダイオードＤｄｉｓを介して、電源ラインＬｖｃｃに向かって放電することができる。
【００２６】
異常検出回路１０は、検出トランジスタＭ１０のソース電圧を、出力端子１６から異常検出信号Ｓａｂｎとして出力する。
【００２７】
以上のように構成された異常検出回路１０の動作について説明する。図２は、異常検出回路１０の動作波形図である。時刻ｔ０〜ｔ１は、通常の動作期間を示している。図２は、電源電圧Ｖｃｃ、検出トランジスタＭ１０のゲート電圧Ｖｇならびに、異常検出信号Ｓａｂｎを示す。
【００２８】
時刻ｔ０〜ｔ１の期間、電源ラインＬｖｃｃには、所定の電源電圧Ｖｃｃが安定に供給されている。このとき、キャパシタＣ１０は、充電経路１２によって充電されており、検出トランジスタＭ１０のゲート電圧Ｖｇも、一定値を保持している。充電経路１２の充電用ダイオードＤ１〜Ｄｎの個数ｎは、通常動作時における検出トランジスタＭ１０のゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝Ｖｃｃ−Ｖｇが、検出トランジスタＭ１０のしきい値電圧Ｖｔより大きくなるように設定される。このとき、検出トランジスタＭ１０はオンとなり、検出トランジスタＭ１０のドレインは、電源電圧Ｖｃｃとほぼ等しくなり、異常検出信号Ｓａｂｎは異常が発生していないことを示すハイレベルとなる。
【００２９】
つぎに、異常検出動作について説明する。時刻ｔ１に、電源電圧Ｖｃｃが遮断される。電源電圧Ｖｃｃの遮断は、異常検出回路１０が搭載される電子機器のユーザが突然、コンセントを引き抜いた場合などに発生する。一般的に、電源ラインＬｖｃｃには、図１には図示しない安定化キャパシタが接続されているため、コンセントが引き抜かれても、電源電圧Ｖｃｃは直ちには低下せず、ある時定数をもって低下する。
【００３０】
電源電圧Ｖｃｃが遮断されると、充電経路１２によるキャパシタＣ１０への充電も遮断され、あるいは充電が弱まるため、検出トランジスタＭ１０のゲート電圧Ｖｇは下降し始める。一方、検出トランジスタＭ１０のゲートと接地端子ＧＮＤ間には、キャパシタＣ１０が設けられているため、ゲート電圧Ｖｇは、直ちには低下せず、キャパシタＣ１０の容量値および放電用抵抗Ｒ１２の抵抗値によって定まるＲＣ時定数によって低下していく。このキャパシタＣ１０および放電用抵抗Ｒ１２のＲＣ時定数は、電源遮断時における電源電圧Ｖｃｃの低下速度よりも遅く設定することが望ましい。その結果、図２に示すように、電源電圧Ｖｃｃの低下速度に比べて、ゲート電圧Ｖｇの低下速度が遅くなる。その結果、検出トランジスタＭ１０のゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝Ｖｃｃ−Ｖｇは、時間とともに小さくなっていく。時刻ｔ２に、ゲートソース間電圧Ｖｇｓが、検出トランジスタＭ１０のしきい値電圧Ｖｔよりも小さくなると、検出トランジスタＭ１０がオフとなり、異常検出信号Ｓａｂｎはローレベルとなる。
【００３１】
このように、図１の異常検出回路１０によれば、検出トランジスタＭ１０のソース電圧である電源電圧Ｖｃｃと、ゲート電圧Ｖｇの下降速度を異ならしめることにより、電源電圧Ｖｃｃが遮断されると、検出トランジスタＭ１０がオフし、検出トランジスタＭ１０のオン・オフ状態にもとづき、電源電圧の異常を検出することができる。その他の回路ブロックは、異常検出信号Ｓａｂｎをもとに、所定の信号処理を行うことができる。
【００３２】
図１の異常検出回路１０において、検出トランジスタＭ１０を、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴではなく、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタに置換して構成してもよい。この場合、バイポーラトランジスタのベース、エミッタ、コレクタを、それぞれＭＯＳＦＥＴのゲート、ソース、ドレインに対応付ければよい。
【００３３】
図１の異常検出回路１０では、充電経路１２を、ｎ個の充電用ダイオードＤ１〜Ｄｎで構成したが、これに換えて、抵抗で構成してもよい。充電経路１２を抵抗とした場合、その抵抗値を調節することによって、通常動作時の検出トランジスタＭ１０のゲート電圧Ｖｇを簡易に調節することができる。この場合、抵抗をＬＳＩの外部の外付け部品として構成してもよい。また、充電経路１２は、ダイオードと抵抗を組み合わせて構成してもよい。
【００３４】
つぎに、上述の異常検出回路１０が好適に利用可能なアプリケーション例について説明する。このアプリケーションは、オーディオ信号を増幅し、スピーカなどの音声出力部に供給する信号増幅回路である。
【００３５】
図３は、実施の形態に係るオーディオ信号増幅回路１００の構成を示す回路図である。また、図４は、図３のオーディオ信号増幅回路１００を搭載する電子機器２００の構成を示すブロック図である。本実施の形態において、電子機器２００は、テレビ受像機である。電子機器２００は、ブラウン管や液晶パネルなどのディスプレイ２１０、スピーカ２２０Ｒ、２２０Ｌ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）２３０、画像処理部２４０、音声処理部２５０、オーディオ信号増幅回路１００、受信部２６０を備える。
【００３６】
受信部２６０は、チューナなどであって、図示しないアンテナから入力される放送波を検波、増幅して、ＤＳＰ２３０に出力する。ＤＳＰ２３０は、受信部２６０から出力される信号を復調し、画像に関するデータを画像処理部２４０に、音声に関するデータを音声処理部２５０にそれぞれ出力する。また、ＤＳＰ２３０は、電子機器２００全体を統合的に制御するコアブロックである。画像処理部２４０は、ディスプレイドライバなどを含み、画像データに必要な信号処理を施して、走査線ごとにディスプレイ２１０に画像、映像を表示する。受信部２６０は、ＶＴＲ（Ｖｉｄｅｏ  Ｔａｐｅ  Ｒｅｃｏｒｄｅｒ）やＤＶＤプレイヤなどから出力される信号を受け付けるユニットであってもよい。
【００３７】
音声処理部２５０は、ＤＳＰ２３０から出力されるオーディオ信号に所定の信号処理を施し、オーディオ信号増幅回路１００に出力する。この際、オーディオ信号がステレオ信号であれば、右チャンネルと左チャンネルにオーディオ信号を振り分ける。オーディオ信号増幅回路１００は、右チャンネルと左チャンネル用の２つのオーディオ信号増幅回路１００Ｒ、１００Ｌを含む。オーディオ信号増幅回路１００Ｒ、１００Ｌは、それぞれオーディオ信号を増幅し、スピーカ２２０Ｒ、２２０Ｌに出力する。本実施の形態にかかるオーディオ信号増幅回路１００は、こうした電子機器２００に搭載されるものである。
【００３８】
このような電子機器２００において、ユーザが電源を投入すると、ＤＳＰ２３０が初期化処理を行う。この際に、ＤＳＰ２３０は、画像処理部２４０、オーディオ信号増幅回路１００などの各ブロックを初期化する。
【００３９】
図３に戻る。オーディオ信号増幅回路１００は、Ｄ級アンプ等が内蔵されたオーディオ用ＬＳＩ１１０、フィルタ２４を備える。
【００４０】
オーディオ用ＬＳＩ１１０は、入力されるアナログオーディオ信号ＳＩＧ１０を、その振幅に応じたデューティ比を有するパルス幅変調信号に変換して出力する半導体集積回路である。オーディオ用ＬＳＩ１１０は、入出力用の端子として、入力端子１０２、出力端子１０４、電源端子１０６を備える。入力端子１０２には、図４の音声処理部２５０から出力されるアナログオーディオ信号ＳＩＧ１０が入力される。出力端子１０４は、フィルタ２４に接続され、パルス幅変調されたスイッチング電圧Ｖｓｗを出力する。
【００４１】
フィルタ２４は、インダクタＬ１、第１キャパシタＣ１、出力キャパシタＣ０を含み、オーディオ用ＬＳＩ１１０から出力されるスイッチング電圧Ｖｓｗの高周波成分を除去するローパスフィルタである。出力キャパシタＣ０は、スピーカ２２０に直流電流が流れ込むのを防止するための直流防止用キャパシタである。オーディオ用ＬＳＩ１１０から出力されるスイッチング電圧Ｖｓｗは、フィルタ２４によって高周波成分を除去することにより、パルス幅変調された信号をアナログオーディオ信号に変換する。
【００４２】
次に、オーディオ用ＬＳＩ１１０の構成について説明する。オーディオ用ＬＳＩ１１０は、Ｄ級アンプ２０、ドライバ回路２２、パルス幅変調器３０、デッドタイム生成部３２、制御回路３４、増幅器３６を含む。
【００４３】
入力端子１０２に入力されたアナログオーディオ信号ＳＩＧ１０は、増幅器３６に入力される。この増幅器３６は、直流レベルが電源電圧Ｖｃｃと接地電位の中点Ｖｃｃ／２（以下、中点レベルという）に設定され、アナログオーディオ信号ＳＩＧ１０を増幅し、中点レベルＶｃｃ／２に重畳した信号を出力する。増幅器３６の出力信号をアナログオーディオ信号ＳＩＧ１２という。
【００４４】
また、増幅器３６の前段、後段、あるいは増幅器３６と一体に、ナイキスト周波数以上の信号を除去して折り返し雑音を防止するためのアンチエイリアシングフィルタ（図示せず）が設けられる。
【００４５】
パルス幅変調器３０は、アナログオーディオ信号ＳＩＧ１２をパルス幅変調信号Ｖｐｗｍに変換する。パルス幅変調器３０は、一般的には、オシレータおよびコンパレータを含んで構成される。オシレータは、三角波あるいはのこぎり波状の周期電圧を生成し、コンパレータは、周期電圧とアナログオーディオ信号ＳＩＧ１２を比較し、パルス幅変調信号Ｖｐｗｍを出力する。このパルス幅変調信号Ｖｐｗｍのデューティ比は、アナログオーディオ信号ＳＩＧ１２に応じて変化する。
【００４６】
デッドタイム生成部３２は、第１ＭＯＳトランジスタＭ１、第２ＭＯＳトランジスタＭ２が同時にオンしないデッドタイムを生成する。たとえば、デッドタイム生成部３２は、パルス幅変調信号Ｖｐｗｍのネガエッジを所定時間遅延させ、論理反転した第１パルス幅変調信号Ｖｐｗｍ１と、パルス幅変調信号Ｖｐｗｍのポジエッジを所定時間遅延させ、論理反転した第２パルス幅変調信号Ｖｐｗｍ２と、を生成する。デッドタイムの生成は、既存の技術を用いればよいため、説明は省略する。
【００４７】
ドライバ回路２２は、パルス幅変調器３０から出力されるパルス幅変調信号Ｖｐｗｍにもとづき、Ｄ級アンプ２０を駆動する。Ｄ級アンプ２０は、電源ラインＬｖｃｃと接地端子ＧＮＤ間に直列に接続されたＰチャンネルの第１ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｎチャンネルの第２ＭＯＳトランジスタＭ２を含む。ドライバ回路２２は、パルス幅変調信号Ｖｐｗｍがローレベルのとき、第１ＭＯＳトランジスタＭ１をオン、第２ＭＯＳトランジスタＭ２をオフし、パルス幅変調信号Ｖｐｗｍがハイレベルのとき、第１ＭＯＳトランジスタＭ１をオフ、第２ＭＯＳトランジスタＭ２をオンとする。第1ＭＯＳトランジスタＭ１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成してもよい。
【００４８】
異常検出回路１０は、電源端子１０６を介して供給される電源電圧Ｖｃｃを監視する。この異常検出回路１０については既述した。異常検出回路１０は、電源電圧Ｖｃｃが低下すると、ローレベルとなる異常検出信号Ｓａｂｎを出力する。異常検出信号Ｓａｂｎは、制御回路３４に入力されている。
【００４９】
制御回路３４は、デッドタイム生成部３２とドライバ回路２２の間に設けられ、異常検出信号Ｓａｂｎに加えて、第１パルス幅変調信号Ｖｐｗｍ１、第２パルス幅変調信号Ｖｐｗｍ２が入力される。制御回路３４は、異常検出回路１０から、ローレベルの異常検出信号Ｓａｂｎが出力されると、第１パルス幅変調信号Ｖｐｗｍ１、第２パルス幅変調信号Ｖｐｗｍ２の論理レベルを固定し、ドライバ回路２２の入力信号の論理レベルを固定する。
【００５０】
以上のように構成されたオーディオ信号増幅回路１００の動作について説明する。図４の電子機器２００のコンセントが引き抜かれると、電源端子１０６に供給される電源電圧Ｖｃｃが急激に低下する。異常検出回路１０は、電源電圧Ｖｃｃが低下するとすぐに、異常検出信号Ｓａｂｎをローレベルに切り換える。制御回路３４は、異常検出信号Ｓａｂｎがローレベルとなると、ドライバ回路２２への入力信号の論理レベルを固定する。ドライバ回路２２の入力信号の論理レベルが固定されると、Ｄ級アンプ２０のスイッチングが停止し、スイッチング電圧Ｖｓｗがローレベルに固定され、ミュート状態となる。
【００５１】
Ｄ級アンプ２０が動作していると、スピーカ２２０の入力信号の平均レベルは、電源電圧Ｖｃｃの低下にともなって変動する。したがって、電源電圧Ｖｃｃが急激に変化すると、スピーカ２２０の入力信号のレベルも急激に変化し、ノイズが発生する。これに対して、本実施の形態に係るオーディオ信号増幅回路１００によれば、電源電圧Ｖｃｃの降下を直ちに検出し、Ｄ級アンプ２０の動作を停止することにより、スピーカ２２０からノイズが発生するのを好適に抑制することができる。
【００５２】
また、本実施の形態では、制御回路３４によって信号の論理レベルを固定するため、スピーカ２２０の直前にミュート回路を設ける必要がなくなり、部品点数を削減できるという利点もある。ただし、制御回路３４に加えて、スピーカ２２０の直前にミュート回路を設けてもよい。なお、制御回路３４の位置は、デッドタイム生成部３２とドライバ回路２２の間に限定されるものではなく、結果としてＤ級アンプ２０の動作を停止できれば、どの位置に配置してもよい。
【００５３】
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
【００５４】
実施の形態においては、図３のオーディオ信号増幅回路１００の構成要素の内、オーディオ用ＬＳＩ１１０が１つの半導体集積回路に集積化される場合について説明したが、これに限定されるものではなく、複数のＬＳＩとして構成されてもよい。
【００５５】
実施の形態に係るオーディオ信号増幅回路１００が搭載される電子機器２００としては、実施の形態で説明した図４のテレビ受像機に限定されるものではなく、ＣＤプレイヤやオーディオアンプなどに広く適用することができる。
【００５６】
さらに、本実施の形態に係る異常検出回路１０の用途は、Ｄ級アンプを利用したオーディオ信号増幅回路に限定されるものではなく、その他のさまざまな信号処理回路に利用することができる。
【００５７】
実施の形態にもとづき、本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎないことはいうまでもなく、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能であることはいうまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の実施の形態に係る異常検出回路の構成を示す回路図である。
【図２】図１の異常検出回路の動作波形図である。
【図３】図１の異常検出回路を利用したオーディオ信号増幅回路の構成を示す回路図である。
【図４】図３のオーディオ信号増幅回路を搭載する電子機器の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００５９】
１０  異常検出回路、  １２  充電経路、  １４  監視端子、  １６  出力端子、  Ｍ１０  検出トランジスタ、  Ｃ１０  キャパシタ、  Ｒ１０  検出抵抗、  Ｒ１２  放電用抵抗、  Ｄ１  充電用ダイオード、  Ｄｄｉｓ  放電用ダイオード、  ２０  Ｄ級アンプ、  ２２  ドライバ回路、  ２４  フィルタ、  ３０  パルス幅変調器、  ３２  デッドタイム生成部、  ３４  制御回路、  ３６  増幅器、  Ｍ１  第１ＭＯＳトランジスタ、  Ｍ２  第２ＭＯＳトランジスタ、  Ｃ０  出力キャパシタ、  Ｃ１  第１キャパシタ、  Ｌ１  インダクタ、  １００  オーディオ信号増幅回路、  １１０  オーディオ用ＬＳＩ、  １０２  入力端子、  １０４  出力端子、  １０６  電源端子、  ２００  電子機器、  ２１０  ディスプレイ、  ２２０  スピーカ、  ２３０  ＤＳＰ、  ２４０  画像処理部、  ２５０  音声処理部、  ２６０  受信部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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