(57)【要約】【課題】ＰＷＭ制御の切り換えや位相制御への切り換えなどが不要で、定常偏差のない電流制御を実現することである。【解決手段】インバータ出力電流id、iqとＰＷＭ用電流基準id**、iq**との比較結果に基づいて電流id、iqが電流基準id**、iq**に追従するようなＰＷＭ信号を直接発生する電流追従型ＰＷＭ制御回路を有し、電流基準id*、iq*があるとき電流基準iq*とiqとの偏差(iq*−iq)を増幅して得られる補正信号iqCと、もとの電流基準iq*とを加算したものをq軸側のＰＷＭ用電流基準iq**とし、d軸側についてはもとの電流基準d*をそのままＰＷＭ用電流基準id**として電流制御する。【選択図】  図１
2008199709.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ出力電流id、iqとＰＷＭ用電流基準id**、iq**との比較結果に基づいて電流id、iqが電流基準id**、iq**に追従するようなＰＷＭ信号を直接発生する電流追従型ＰＷＭ制御回路を有し、電流基準id*、iq*があるとき電流基準iq*とiqとの偏差(iq*−iq)を増幅して得られる補正信号iqCと、もとの電流基準iq*とを加算したものをq軸側のＰＷＭ用電流基準iq**とし、d軸側についてはもとの電流基準d*をそのままＰＷＭ用電流基準id**として電流制御することを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２】
インバータ出力電流id、iqとＰＷＭ用電流基準id**、iq**との比較結果に基づいて電流id、iqが電流基準id**、iq**に追従するようなＰＷＭ信号を直接発生する電流追従型ＰＷＭ制御回路を有し、電流基準id*、iq*と電流id、iqについてそれぞれの偏差(id*−id)、 (iq*−iq)を増幅して得られる補正信号idC、iqCと、もとの電流基準id*、iq*とを加算したものをＰＷＭ用電流基準id**、iq**として電流制御することを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載のインバータ制御装置と、補正信号iqCと所定リミット値との差を増幅する磁束弱め制御回路と、前記磁束弱め制御回路の出力が負にならないようリミットするリミッタとを有し、強め磁束基準からリミッタ出力を減算して得られる量を新たな磁束基準として用い、磁束基準とトルク基準とに基づいてベクトル制御演算し、磁束分電流基準id*、トルク分電流基準iq*、すべり角θｓを演算することを特徴とする交流電動機制御装置。
【請求項４】
請求項１または請求項２記載の記載のインバータの制御装置と、補正信号iqCの絶対値と所定リミット値との差を増幅する磁束弱め制御回路と、前記磁束弱め制御回路の出力が負にならないようリミットするリミッタとを有し、強め磁束基準からリミッタ出力を減算して得られる量を新たな磁束基準として用い、磁束基準とトルク基準とに基づいてベクトル制御演算し、磁束分電流基準id*、 トルク分電流基準iq*、すべり角θｓを演算することを特徴とする交流電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力・産業・交通など諸分野で広く用いられている電圧形インバータを制御するインバータ制御装置及び交流電動機制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧形インバータの電流制御方式としては、dq軸電流の比例積分制御が一般的である。図２はそのような電流制御を用いた交流電動機制御装置の従来の一例を示す構成図である。図２において、電圧形のインバータ３は、直流電源１からの直流電圧を平滑コンデンサ２で平滑した電圧を入力し、直流電源１からの直流電力を３相交流電力に変換して電動機４に駆動パワーを供給する。電動機４の電動機電流は、ホールＣＴ５Ｕ、５Ｖ、５Ｗで検出され電流検出回路１３に入力される。電流検出回路１３はホールＣＴ５Ｕ、５Ｖ、５Ｗの出力信号を制御回路内のスケーリングに合わせ電流検出信号iu、iv、iwとして座標変換回路１４に出力する。また、電動機４の回転子位置は回転センサ６で検出され、回転検出回路７に入力される。回転検出回路７は回転センサ６の出力信号から回転子の位置に応じた電気角信号θr、速度ωrを求めて出力するものである。
【０００３】
回転検出器７で検出された速度ωrは、減算器８で速度基準ωr*との偏差が求められ、その速度偏差は速度制御回路９に入力される。速度制御回路９は、減算器8が出力する速度偏差を増幅して速度ωrが速度基準ωr*に追従するようトルク指令Trq*を調節する。
【０００４】
一方、磁束弱め関数発生器１０は強め磁束基準Φ**と速度ωrとを入力し、所定速度以下では強め磁束基準Φ**をそのまま出力し、所定速度以上では強め磁束基準Φ**を速度に反比例して弱め磁束基準Φ*として出力する。ベクトル演算回路１１は、磁束基準Φ*とトルク基準Trq**とからトルク分電流基準iq*、磁束分電流基準id*、すべり角θｓ*を演算して出力する。加算器１２は、回転検出回路７からの回転子位置信号θrとベクトル演算回路１１からのすべり角θｓ*とを加算して磁束位置信号θｏを座標変換回路１４、１７に出力する。座標変換回路１４は、加算器１２からの磁束位置信号θｏを用いて、電流検出回路１３からの電流検出信号iu、iv、iwを電動機４の磁束に同期したdq軸座標上の磁束分電流検出id、トルク分電流検出iqに変換する。
【０００５】
次に、減算器１５ｄは、ベクトル演算回路１１からのd軸の電流基準id*と座標変換器１４からの磁束分電流検出idとの偏差を演算し、減算器１５ｑは、ベクトル演算回路１１からのq軸のiq*と座標変換器１４からのトルク分電流検出iqとの偏差を演算し、ぞれぞれ電流制御回路１６ｄ、１６ｑに出力する。電流制御回路１６ｄ、１６ｑは、減算器１５ｄ、１５ｑが出力する電流偏差を比例積分し増幅して電圧指令vd*、vq*として座標変換回路１７に出力する。座標変換回路１７は、磁束位置信号θｏを用いて電圧指令vd*、vq*を固定子静止座標系の電圧指令vu*、vv*、vw*に変換し、ＰＷＭ制御回路１８に出力する。ＰＷＭ制御回路１８は電圧指令vu*、vv*、vw*それぞれの大きさに応じてデューティが変化するパルス列を出力するインバータ３に出力する。
【０００６】
図２に示した交流電動機制御装置では、検出した三相交流電流iu、iv、iwを座標変換器１４で電動機の磁束位相を基準とするdq軸座標上の直流量id、iqに変換し、それぞれの電流基準との偏差(id*−id)、 (iq*−iq)を比例積分形の電流制御回路１６ｄ、１６ｑで増幅する。そして、増幅した量に基づいて電圧指令vd*、vq*を求め、座標変換回路１７で磁束位置信号θｏを用いて固定子静止座標系の電圧指令vu*、vv*、vw*に変換し、電圧基準として三角波比較ＰＷＭなどのＰＷＭ制御回路１８に与え、ＰＷＭ制御回路１８が出力するＰＷＭ信号でインバータ制御している。すなわち、電流をdq軸座標上の直流量に変換して比例積分制御しているので、数百ヘルツに及ぶような高い周波数の交流電流でも定常偏差なく制御できる。
【０００７】
電動機の電流制御方式として、電流リップルの大きさをより均一でかつ小さくし、逆パルスを従来よりも少なくし、高回転・少パルス時のパルス数切り換わり時の電圧変化を従来よりも低減するようにした電圧形インバータの制御装置がある（例えば、特許文献１参照）。また、スイッチング制御を行い、定常状態では高調波の少ないＰＷＭ制御、過渡状態では高速な電流制御を可能とするＰＷＭ制御を実現したインバータ制御装置がある（例えば、特許文献２参照）。ここで、特許文献２のように電流検出が電流基準に従うように、直接ＰＷＭ信号を生成する電流追従型のＰＷＭ方式を、以下電流追従型ＰＷＭと呼ぶこととする。
【０００８】
図３は、電流制御を用いた交流電動機制御装置の従来の他の一例を示す構成図である。図３のものは、図２のもののdq軸電流制御部分とＰＷＭ制御回路１８とを電流追従形ＰＷＭに置き換えたものである。図３において、ベクトル演算回路１１から出力されるトルク分電流基準iq*、磁束分電流基準id*を座標変換回路１９にて固定子静止座標の３相電流基準iu*、iv*、iw*に変換し、減算器２０U、２０V、２０Wにて３相電流検出iu、iv、iwのそれぞれと差を取り電流追従形ＰＷＭ制御回路２１に与える。
【０００９】
電流追従形ＰＷＭ制御回路２１では電流検出iu、iv、iwが電流基準iu*、iv*、iw*に追従するようなＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号でインバータ３の構成スイッチング素子をオンオフ制御する。この方式は搬送波を使用せず、電流が指令値に追従するようなＰＷＭ信号を直接生成するので電流応答が極めて速い。
【特許文献１】特開２００３−２３５２７０号公報
【特許文献２】特許第３２６７５２４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところが、図２に示した従来例では、後段のＰＷＭ制御の変調周波数によって電流制御応答が影響を受ける。また、q軸側の積分器出力が実際に出力可能なq軸電圧相当レベルを超えると電流制御不能に陥るので、高速領域で早めに磁束を弱める必要があり、電動機の出力容量が限られ運転効率も低下する。
【００１１】
また、ＰＷＭ制御回路１８は、電動機の運転周波数によってＰＷＭ制御の方式を切り換えていく必要がある。すなわち、電動機の運転周波数が低い範囲では、変調周波数一定の三角搬送波と電圧基準正弦波とを比較してＰＷＭ信号を生成する非同期式ＰＷＭを行い、運転周波数が高くなって電圧基準正弦波と三角搬送波との周波数が近づくと、ＰＷＭ信号に含まれる基本波成分の変動が大きくなるので、電圧基準正弦波に対し三角搬送波の周波数を整数倍に保って電圧変動をなくす同期式ＰＷＭを行う。さらに運転周波数が高くなり、運転周波数の１周期に含まれるＰＷＭ信号のパルス数が５パルス、３パルスのようにごく少ないパルス数で運転する領域になると、電動機の効率に影響の大きい５次や７次などの低次高調波を集中的に除去するパルスパターンに基づくＰＷＭを行う。
【００１２】
ここで、dq軸電流制御とＰＷＭ制御との組合わせ制御では、電流制御が遅いためＰＷＭ制御に起因する低次高調波電圧、搬送波と電圧基準との周波数差に起因する電圧変動を電流制御で抑え込むことができない。このため、ＰＷＭ制御回路１８が望ましくない高調波電圧や電圧変動をもたらすＰＷＭ信号を出力することがないように、ＰＷＭ制御の切り換えを行う必要がある。
【００１３】
ところが、ＰＷＭ制御方法の切り換え時には出力電圧が変化し、この電圧変化の電流急変によってトルク変動が生じ、甚だしい場合は過電流保護が動作する。そこで、電流急変を生じないように位相を選んで切り換えることになるが、この切り換え時には電流基準を絞るなどの過渡的な切り換え制御が必要となる。その電流基準を絞る調整は厄介であり電流基準を絞る切り換え方式は用途によっては採用できない場合がある。
【００１４】
図３に示した従来例では、電流応答が極めて速く、図２の方式のように変調周波数で電流制御応答が制限されない。また運転周波数によってＰＷＭ波形が自動的、連続的に切り換わっていくので意図的なＰＷＭ制御切換も必要ない。さらに高速領域で制御不能に陥ることもなく連続して１パルス運転まで移行できる。
【００１５】
しかし、電流追従形ＰＷＭに特有の短所として原理的に定常誤差が存在することがある。電流追従型のＰＷＭは瞬時値を比較しその大小関係でＰＷＭ信号を発生するので、比例ゲインは無限大である。そのまま動作させるとＰＷＭ信号の周波数が高くなりすぎるのでヒステリシスによる不感帯やタイマによる遅延時間を設けるが、この不感帯や遅延時間により定常誤差が生じる。スイッチング周波数が高ければ定常誤差は小さいが、スイッチング周波数が低いと定常誤差が増えて電動機の性能への影響が大きくなる。
【００１６】
電流追従形ＰＷＭはスイッチング周波数に関らず高速応答が得られることが大きなメリットである。産業用の大型ドライブ、電車用主機ドライブなどは大電流のスイッチング素子を使用しているのでスイッチング損失が大きい。このため、スイッチング周波数を必要な電流応答が得られる最低限の周波数として、性能と効率との双方をほどほどに満足させている。これらの用途に電流追従形ＰＷＭを適用すればスイッチング周波数を上げることなく電流応答を高速化できるので性能を飛躍的に向上させることができる。積極的にスイッチング周波数を下げ、性能・効率双方を向上させることも考えられる。
【００１７】
次に、図４は制御方式によるインバータの出力可能電圧の違いとそれに伴う磁束弱め制御領域の変化を示す特性図である。図２のものでは、比例積分型の電流制御回路１８の後段のＰＷＭ制御回路１８で正弦波ＰＷＭ制御を行う。電圧形のインバータ３が出力し得る線間電圧最大値（瞬時値）はインバータの直流電圧をEdcとした時、±Edcである。従って正弦波電圧としては｜±Edc・sinθ｜が最大となる。図４での曲線Ｓ０（正弦波ＰＷＭ時理論限界）となり磁束指令は曲線Ｓ０’（正弦波ＰＷＭ時理論限界）となる。
【００１８】
ところが、前述のように電流制御回路１６ｑの出力（電圧指令）が出力可能電圧を超えると制御不能となる。このため、図４の上段で曲線Ｓ１（正弦波ＰＷＭ時実用限界）のように電圧に余裕を見て電圧指令（電流制御器１６ｑの飽和レベル）を例えば正弦波ＰＷＭで出力可能な電圧の９５％として使用する。このときの磁束指令は、図４の下段の曲線Ｓ１’（正弦波ＰＷＭ時実用限界）となる。
【００１９】
ここで、ＰＷＭインバータの出力電圧が正弦波でなくてもよいからとにかく最大にしたいという場合には、全くＰＷＭを行わず電気角１８０度はインバータ３の正側素子をオン、残り１８０度は負側素子をオンすることによって出力される方形波電圧を出力する。このモードを以後１パルスということにする。このときの出力線間電圧の基本波成分の大きさは、±（２√３／π）・Edc・ｓｉｎθで示され、振幅の大きさは１．１０３・Edcで正弦波の場合に比し１０％程度大きい。
【００２０】
従って、従来の図２の方式の制御不能の問題を克服して１パルスモード相当の基本波電圧を出力できれば、従来、５％程度余裕を見ていたとして１５％電圧を高くできることになる。この場合の電圧、磁束の曲線を図４では曲線Ｓ２、Ｓ２’（１パルス運転時）で示している。
【００２１】
電圧が高くなることにより、従来より１５％高い回転数まで磁束一定領域を広げることができるから、全く同じ電動機・インバータで電動機出力容量を１５％向上させることができる。また、磁束弱め領域での磁束の弱め方も少なくて済む。電動機の発生トルクはトルク電流と磁束分電流との積に比例するので磁束を弱めると電動機に流している電流対トルクの比率が下がってしまう。弱め方が少なくて済むということは同じトルクを発生するのに流す電流が少なくて済むことであり、効率を向上できるということである。
【００２２】
図２の方式では、正弦波ＰＷＭしかできないから１パルスは電流制御でなく位相制御など図示していない別の制御方式に切り換えて電流は間接的に制御することになる。このとき電圧の基本波・低次高調波に大きな飛躍があるので、単純に切り換えることはできず複雑な切り換え制御を行っている。また位相制御では電流制御のように高速に電流を制御することはできない。
【００２３】
図３の方式では、高速領域で制御不能に陥ることなく１パルス運転まで移行できると述べたが、これは電流追従形ＰＷＭのＰＷＭ制御の側面だけに注目した言い方である。正弦波ＰＷＭ可能領域では、電流偏差は許容誤差内に入っているが、正弦波ＰＷＭ可能領域を外れると偏差が増加する。偏差が増加するから電圧波形が１パルスに近づく。正弦波ＰＷＭが不可能な高速領域では電流制御しているとは言いがたいほど電流偏差が大きくなってしまう。ただし制御不能ではなく電流基準の変化に応じて電流は変化する。
【００２４】
本発明の目的は、ＰＷＭ制御の切り換えや位相制御への切り換えなどが不要で、定常偏差のない電流制御を実現できるインバータ制御装置及び交流電動機制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明は、インバータ出力電流id、iqとＰＷＭ用電流基準id**、iq**との比較結果に基づいて電流id、iqが電流基準id**、iq**に追従するようなＰＷＭ信号を直接発生する電流追従型ＰＷＭ制御回路を有し、電流基準id*、iq*があるとき電流基準iq*とiqとの偏差(iq*−iq)を増幅して得られる補正信号iqCと、もとの電流基準iq*とを加算したものをq軸側のＰＷＭ用電流基準iq**とし、d軸側についてはもとの電流基準d*をそのままＰＷＭ用電流基準id**として電流制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、ＰＷＭ制御の切り換えや位相制御への切り換えなどが不要で、定常偏差のない電流制御を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
図１は、本発明の実施の形態に係わるインバータ制御装置を電動機の制御に適用した交流電動機制御装置の構成図である。  図１において、図２及び図３に示した要素と同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。補正制御回路２２ｄ、２２ｑ、加算器２３ｄ、２３ｑ、減算器２４、磁束弱め制御回路２５、リミッタ２６、減算器２７、絶対値回路２８が新たに設けられている。
【００２８】
補正制御回路２２ｄ、２２ｑは定常偏差をなくすものであり、補正制御回路２２ｄは減算器１５ｄが出力する電流基準id*と電流idとの電流偏差(id*−id)を増幅して加算器２３ｄに出力する。一方、補正制御回路２２ｑは、減算器１５ｑが出力する電流基準iq*と電流iqとの電流偏差(id*−id)を増幅して加算器２３ｑに出力するとともに、絶対値回路２８に出力する。加算器２３ｄは、補正制御回路が出力する補正信号idC*に、もとの電流基準id*を加算し、d軸側のＰＷＭ用電流基準id**として座標変換回路１９に出力する。加算器２３ｑは、補正制御回路が出力する補正信号iqC*に、もとの電流基準iq*を加算し、q軸側のＰＷＭ用電流基準iq**として座標変換回路１９に出力する。
【００２９】
絶対値回路２８はq軸補正信号iqC*の絶対値をとるものであり、減算器２４はq軸の補正信号iqC*の絶対値とそのリミット値iq*CLIMとの差を演算し、磁束弱め制御回路２５に出力する。磁束弱め制御回路２５は減算器２４の出力を増幅し、リミッタ２６に出力する。リミッタ２６は磁束弱め制御回路２５の出力の下限を０とするものである。リミッタ２６の出力は減算器２７に入力され、減算器２７では強め磁束指令値Φ**から磁束弱め制御回路２５からのリミッタ２６を介した信号を減算して、電動機４の状態に応じた磁束指令Φ*を出力する。
【００３０】
次に、動作を説明する。電流検出器１３から出力される電動機電流検出値iu、iv、iwは座標変換回路１４にてdq軸座標上の量id、iqに変換され、減算器１５ｄ、１５ｑにてベクトル演算回路１１から出力される電流基準id*、iq*との偏差が求められる。dq軸それぞれの偏差は定常偏差の補正制御回路２２ｄ、２２ｑにて増幅され、補正信号idC*、iqC*とされる。そして、加算器２３ｄ、 ２３ｑにて補正信号idC*、iqC*と電流基準id*、iq*とを加算したものを補正電流基準id**、iq**とする。補正電流基準id**、iq**は座標変換回路１９にて固定子静止座標上の３相電流基準iu*、iv*、iw*とされる。３相電流基準iu*、iv*、iw*と３相電流検出iu、iv、iwとの差が電流追従形ＰＷＭ制御回路２１に入力される。
【００３１】
これによって、電動機３の中・低速領域においては、定常偏差のない電流制御が可能となる。もし、電流検出id、iqが電流基準id*、iq*より小さければ補正制御回路２２ｄ、２２ｑは出力する補正信号idC、iqCの値を増やす。これにより、電流追従形ＰＷＭ制御回補正電流基準id**、iq**が増加するので、電流追従型ＰＷＭ制御回路２１によって電動機電流id、iqが増加して、もとの電流基準id*、iq*との差が小さくなる。補正制御回路２２ｄ、２２ｑが積分要素を持っていれば、減算器１５ｄ、１５ｑが出力する偏差が微小なものであっても、それを積分して補正電流基準id**、iq**を修正していくので、d軸及びq軸いずれも定常偏差を０とすることができる。
【００３２】
電動機３の中・低速領域においては補正制御回路２２ｑが出力する補正信号iqCが微小なので弱め制御回路２５の出力信号は負となり、リミッタ２６にて下限値０にリミットされる。このため、ベクトル演算回路１１に与えられる磁束指令Φ*としては強め磁束指令Φ**がそのまま与えられている。
【００３３】
ここで、電動機３の内部で発生する誘起電圧は磁束と回転数との積に比例する。従って、磁束を一定に制御して電動機３の回転数を上げると、誘起電圧は回転数に比例して高くなる。電流制御は電動機端子電圧が誘起電圧に打ち勝って電流を流し込むことによって成立しているから、誘起電圧が高くなると電流を流し込めなくなる。電流検出id、iqが電流基準id*、iq*に追従できず、磁束・トルクのいずれも所望値とは異なる値になってしまう。
【００３４】
このため、所定回転数以上では磁束指令値を回転数に反比例して弱める磁束弱め制御を行う。誘起電圧は磁束と回転数との積に比例するから、磁束弱め制御によって所定回転数以上の誘起電圧は一定に制御される。これにより、電動機３の全回転数範囲について電流制御が可能となる。なお、前述したように、電流制御が飽和すると電流制御不能となるので出力電圧に余裕を見て早めに磁束弱めを開始する必要がある。
【００３５】
図１の交流電動機制御装置では、回転数が低い場合に定常偏差の補正制御回路２２ｄ、２２ｑが出力する補正信号は、電流追従型ＰＷＭ制御回路２１の許容誤差（ヒステリシス）よりも小さな値である。電動機３の回転数が上がって電流を流せなくなると、定常偏差の補正制御回路２２ｑが出力するq軸側の補正信号iqCが許容誤差よりも大きくなってくる。補正信号iqCが補正信号リミット値iq*CLIMを超えようとすると、減算器２４の出力は正に転じ、弱め制御回路２５の出力が増加し始める。これにより、ベクトル演算器１１に入力される磁束指令Φ*は強め磁束指令Φ**から弱め制御回路２５の出力を減じたものとなる。ベクトル演算回路１１から出力されるid*が小さくなり電動機磁束Φは小さくなる。これによって、誘起電圧の増加が制限され、補正信号iqCの値はリミット値iq*CLIMに制御される。
【００３６】
このとき、電流追従型ＰＷＭ制御回路２１に入力する補正電流基準を本来値よりもiqCだけ大きく制御することで、電動機３に実際に流れているq軸電流はその指令値iq*に等しく制御されている。もし、指令値iq*よりも実際値が小さければiqCは増加し続けるはずだからである。もちろん、これは電流iqを指令値に等しく制御できるレベルまで磁束が弱められていることによる。電流iqを指令値に等しく制御できる最小限の弱め制御となっている。回転数が上昇するにつれて磁束をさらに弱めて電流iqを制御可能に維持する。
【００３７】
次に、本発明の実施の形態で使用している電圧形のインバータ制御装置の制御方式では、電流偏差の増加段階に誘起電圧を使用しているから、定常偏差と誘起電圧との位置関係が固定されており、q軸電流は指令値よりも必ず小さくなる。従って、定常偏差の補正制御回路２２ｑの出力は正方向にしか出ない。従って、絶対値回路２８を省略することも可能である。なお、定常偏差の補正制御回路２２ｑの出力が負になることはないのだから、絶対値回路２８を挿入しておいても制御に害はない。反対に、予期しない何らかの原因で補正制御信号が逆の符号で出力された場合、絶対値回路２８がないと磁束弱め制御が行われず電流偏差が増加してしまうので、安全のために絶対値回路２８を入れておくことが望ましい。
【００３８】
また、d軸側の定常偏差の補正制御回路２３ｄも省略可能である。前述したように定常偏差の大部分はq軸側に出る。補正制御回路２３ｄを省略すれば若干の定常誤差が現れるが、ＰＷＭ面だけを考えると１パルスまで可能な高速域での電流偏差の増加を補償して電流基準通りの電流を電動機に流すことが可能であるので、インバータ出力電圧が高くなることによって電動機の大幅な出力容量向上、弱め制御領域での運転効率の改善を達成できる。つまり、スイッチング周波数が高く、定常偏差がもともと小さい場合にはd軸側を省略してもよい。
【００３９】
本発明の実施の形態によれば、必要なＰＷＭ制御の切り換えや位相制御への切り換えなどが不要となる。また、電流基準id**、iq**と電流検出id、iqの偏差(id**−id)、 (iq**−iq)の定常分を補正制御回路２２ｄ、２２ｑの積分要素で保持することにより、ベクトル演算回路１１が出力するid*、iq*に等しい電流を流すことができる。これによって、電流応答に優れる電流追従型ＰＷＭ制御を用いながら、高精度の電流制御が可能となり、精度・応答の双方に優れた高性能のベクトル制御を実現することができる。
【００４０】
また、電動機３の磁束をq軸電流を流すことができる最低限度だけ弱めることができる。従来のＰＩ制御型のdq軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御との組合わせ方式では、q軸電流制御出力（電圧基準）が実際に出力可能なq軸電圧を超えることのないよう速めに弱めなければならなかったが、本発明の実施の形態では、電流制御により定常偏差が増加することを検知して、つまり電流制御のための電圧が不足してきたことを検知して、始めて磁束を弱めるので、ほぼ１パルスに近い基本波・低次高調波を有する電圧を出力できる。従って、正弦波電圧と１パルスとの電圧の差分で約１０％、さらに従来の正弦波制御で見ている余裕分だけ出力電圧を高くすることができ、従来と全くおなじ電動機・インバータで出力容量を１０％以上向上させることができ弱め領域での効率も改善できる。
【００４１】
また、本発明の実施の形態での定常偏差をなくすことの実現手段は、別に負荷が電動機３である場合に限らない。電流追従型ＰＷＭ制御を用いる電圧形のインバータ全般に使用して、高精度・高速応答の電流制御とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の実施の形態に係わるインバータ制御装置を電動機の制御に適用した交流電動機制御装置の構成図。
【図２】電流制御を用いた交流電動機制御装置の従来の一例を示す構成図。
【図３】電流制御を用いた交流電動機制御装置の従来の他の一例を示す構成図。
【図４】制御方式によるインバータの出力可能電圧の違いとそれに伴う磁束弱め制御領域の変化を示す特性図。
【符号の説明】
【００４３】
１…直流電源、２…コンデンサ、３…インバータ、４…モータ、５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ…ホールＣＴ、６…回転センサ、７…回転検出回路、８…減算器、９…速度制御回路、１０…磁束弱め関数発生器、１１…ベクトル演算回路、１２…加算器、１３…電流検出器、１４…座標変換回路、１５ｄ、１５ｑ…減算器、１６ｄ、１６ｑ…電流制御回路、１７…座標変換回路、１８…ＰＷＭ制御回路、１９…座標変換回路、２０Ｕ、２０Ｖ、２０Ｗ…減算器、２１…電流追従型ＰＷＭ制御回路、２２ｄ、２２ｑ…補正制御回路、２３ｄ、２３ｑ…加算器、２４…減算器、２５…磁束弱め制御回路、２６…リミッタ、２７…減算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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