(57)【要約】【課題】被測定電流を検出したアナログ電圧値をパルス幅情報に変換してデジタル的に伝送することで、電流測定情報が受けるノイズの影響を極力少なくして高精度の電流測定結果を得る。【解決手段】被測定電流が流れる検出抵抗器１と、その両端に発生する検出電圧又は前記検出電圧に正比例した電圧が一方の入力端に印加され、かつ傾斜が直線状の三角波又はノコギリ波が他方の入力端に印加される比較器４と、前記検出電圧によってパルス幅が変化する比較器４のＰＷＭ出力信号を、電気的に絶縁して伝達する磁気カプラ５とを備えている。【選択図】図１
2008164449.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定電流が流れる検出抵抗と、
その両端に発生する検出電圧又は前記検出電圧に正比例した電圧が一方の入力端に印加され、かつ傾斜が直線状の三角波又はノコギリ波が他方の入力端に印加される第１の比較器と、
前記検出電圧によってパルス幅が変化する第１の比較器の第１のＰＷＭ出力信号を、電気的に絶縁して伝達する磁気カプラとを備えたことを特徴とする電流センサ。
【請求項２】
前記磁気カプラの出力信号が一方の入力端に印加され、かつ他方の入力端に基準電圧が印加される第２の比較器をさらに備え、前記第２の比較器はロジックレベルの第２のＰＷＭ出力信号を出力することを特徴とする請求項１記載の電流センサ。
【請求項３】
前記第２のＰＷＭ出力信号はマイクロプロセッサに入力され、前記マイクロプロセッサで前記第２のＰＷＭ出力信号のデューティー比を演算してセンサ出力とすることを特徴とする請求項２記載の電流センサ。
【請求項４】
前記第２のＰＷＭ出力信号を平均値に変換してセンサ出力とすることを特徴とする請求項２記載の電流センサ。
【請求項５】
前記磁気カプラは、相互に磁気的に結合されるが電気的に絶縁された送信コイル及び受信コイルを有し、前記送信コイルに前記第１のＰＷＭ出力信号を供給することを特徴とする請求項１，２，３又は４記載の電流センサ。
【請求項６】
前記磁気カプラは、絶縁体の片側にインダクタを設け、もう片側に磁気感応素子を設けて互いに電気的に絶縁された構造とし、前記インダクタに前記第１のＰＷＭ出力信号を供給し、前記インダクタが発生する交流磁界を前記磁気感応素子に印加し、非接触で前記第１のＰＷＭ出力信号のパルス幅情報を伝達することを特徴とする請求項１，２，３又は４記載の電流センサ。
【請求項７】
前記磁気カプラは、コイルが巻かれた強磁性体のコアの一部にギャップを設け、前記コアに対し電気的に絶縁して磁気感応素子を前記ギャップに配置した構造とし、前記コイルに前記第１のＰＷＭ出力信号を供給し、前記コイルによる交流磁界を前記磁気感応素子に印加し、非接触で前記第１のＰＷＭ出力信号のパルス幅情報を伝達することを特徴とする請求項１，２，３又は４記載の電流センサ。
【請求項８】
前記磁気感応素子が磁気抵抗素子であることを特徴とする請求項６又は７記載の電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、工作機械や、ハイブリッドカー、ＥＶ車（電気自動車）等に使用される「電流値測定用の電流センサ」に係り、特に「被測定電流が流れる検出抵抗」と「測定結果の処理回路部」とを「磁気カプラ」により、電気的に絶縁した電流センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
電流値の測定方法として、被測定電流が流れる電路に検出抵抗器を挿入し、その両端の電圧を測定し、検出抵抗器の既知の抵抗値からオームの法則により被測定電流を測定するのが一般的であるが、
(1)例えば、ノイズ環境が非常に悪い工場等（例：ロボットが車を組み立てるライン等）においては、検出抵抗器の抵抗値を１００μΩとし、被測定電流が２００Ａ時、両端電圧は２０ｍＶの微小電圧しか発生せず、小電流では数ｍＶの信号しか発生しないため、外部からのノイズの影響で「測定結果の処理回路部」にもノイズが混入し、Ｓ／Ｎ比が悪化し、測定結果の誤差が大きくなるため、被測定電流側と「測定結果の処理回路部」とを電気的に絶縁し、ノイズの影響を極力取り除いて測定誤差を小さくする必要がある。
(2)例えば、ハイブリッドカーやＥＶ車においては、モーター駆動に大電力を要するため、なるべく小電流にして電線の熱損失を減少させる目的で、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池の動作電圧をＨＶ（High-Voltage；２００Ｖ〜４００Ｖ程度の高電圧）にして使用するが、ＥＣＵ側（マイクロプロセッサ、Ａ−Ｄコンバータやその他のロジック系ＩＣで構成される）は５Ｖ系のＬＶ（Low-Voltage；低電圧）を使用するため、部品の破壊防止と感電防止の理由により、前記ＨＶブロックとＬＶブロックは、必ず絶縁する必要がある。
【０００３】
上記(1)，(2)の例に示すように、「被測定電流が流れる検出抵抗器」と「測定結果の処理回路部」とを電気的に絶縁した構造の電流センサが求められている。
【０００４】
従来技術としては、下記特許文献１の「電気量検出センサ」がある。
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−１９６０２０号公報  この特許文献１では、絶縁すべき１次側ブロックを、検出抵抗器と、この両端間に接続されたフォトトランジスタ及びトランス１次巻線の直列回路とで構成し、２次側ブロックの発光ダイオードを発振回路出力で断続的に点滅させ、１次側のフォトトランジスタをオン／オフさせて、１次側の検出抵抗器に発生した電圧をトランス２次側巻線に電磁誘導させ、前記発振回路出力を基準として同期検波して出力を得ている。
【０００６】
前記特許文献１の問題点として下記の点が挙げられる。
(1)測定電流値、即ち検出抵抗器両端に発生するアナログ電圧をトランス（絶縁手段）を介して伝送し、巻き数比だけにより発生したノイズを含んだ状態の微小電圧の振幅をアナログ値として伝送するため、Ｓ／Ｎ比が悪化し、測定誤差が大きくなってしまう。
(2)断続手段として、フォトトランジスタを使用しているため、応答性が１０μｓ程度であり、断続周波数が数百ｋＨｚ程度にしか上がらず、応答が遅い。
【０００７】
具体的には、例えば電力損失を２Ｗにするには、被測定電流が２００Ａで、検出抵抗器の抵抗値が１００μΩ、発生電圧が２０ｍＶ（２００Ａフルスケール時）となる。従って、例えば被測定電流５０Ａ時、発生電圧５ｍＶという微小電圧となり、ノイズによるＳ／Ｎ比が悪い状態でアナログ電圧値を伝送するため、誤差が大きくなる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、上記の点に鑑み、被測定電流を検出したアナログ電圧値をパルス幅情報に変換してデジタル的に伝送することで、電流測定情報が受けるノイズの影響を極力少なくして高精度の電流測定結果が得られる電流センサを提供することを目的とする。
【０００９】
また、本発明は、高圧側と低圧側とを電気的に絶縁するために高速応答性の磁気カプラを用い、被測定電流を検出したアナログ電圧値をパルス幅情報として前記磁気カプラを介して伝送することで、応答性良く電流測定結果を得ることのできる電流センサを提供することをもう一つの目的とする。
【００１０】
本発明のその他の目的や新規な特徴は後述の実施の形態において明らかにする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために、本発明のある態様の電流センサは、被測定電流が流れる検出抵抗と、その両端に発生する検出電圧又は前記検出電圧に正比例した電圧が一方の入力端に印加され、かつ傾斜が直線状の三角波又はノコギリ波が他方の入力端に印加される第１の比較器と、前記検出電圧によってパルス幅が変化する第１の比較器の第１のＰＷＭ出力信号を、電気的に絶縁して伝達する磁気カプラとを備えたことを特徴としている。
【００１２】
前記電流センサにおいて、前記磁気カプラの出力信号が一方の入力端に印加され、かつ他方の入力端に基準電圧が印加される第２の比較器をさらに備えていてもよく、この場合、前記第２の比較器はロジックレベルの第２のＰＷＭ出力信号を出力することができる。
【００１３】
前記電流センサにおいて、前記第２のＰＷＭ出力信号はマイクロプロセッサに入力され、前記マイクロプロセッサで前記第２のＰＷＭ出力信号のデューティー比を演算してセンサ出力としてもよい。
【００１４】
前記電流センサにおいて、前記第２のＰＷＭ出力信号を平均値に変換してセンサ出力としてもよい。
【００１５】
前記電流センサにおいて、前記磁気カプラは、相互に磁気的に結合されるが電気的に絶縁された送信コイル及び受信コイルを有し、前記送信コイルに前記第１のＰＷＭ出力信号を供給する構成としてもよい。
【００１６】
あるいは、前記磁気カプラは、絶縁体の片側にインダクタを設け、もう片側に磁気感応素子を設けて互いに電気的に絶縁された構造とし、前記インダクタに前記第１のＰＷＭ出力信号を供給し、前記インダクタが発生する交流磁界を前記磁気感応素子に印加し、非接触で前記第１のＰＷＭ出力信号のパルス幅情報を伝達する構成であってもよい。
【００１７】
あるいは、前記磁気カプラは、コイルが巻かれた強磁性体のコアの一部にギャップを設け、前記コアに対し電気的に絶縁して磁気感応素子を前記ギャップに配置した構造とし、前記コイルに前記第１のＰＷＭ出力信号を供給し、前記コイルによる交流磁界を前記磁気感応素子に印加し、非接触で前記第１のＰＷＭ出力信号のパルス幅情報を伝達する構成であってもよい。
【００１８】
さらに、前記磁気感応素子は磁気抵抗素子であってもよい。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係る電流センサによれば、被測定電流の測定情報をアナログ電圧値で伝送するのではなく、信号振幅に依存しないパルス幅情報として伝送することにより、電圧の振幅変化による影響は全く無くなり、外部ノイズの影響を極力低減可能であり、従来例（特許文献１）で採用せざるを得なかった「同期検波回路」（従来例では測定電圧が数ｍＶの微小値に対してノイズのレベルが高く、Ｓ／Ｎ比が悪いため「発振回路」と発生電圧の同期を取って検波していた）を不要にできる。被測定電流の測定情報が受けるノイズの影響を極力少なくできるため、電磁ノイズ環境の悪い車載用としてあるいは工場で使用しても電流値測定結果を高精度にすることが可能である。測定誤差に関しては、従来例のフルスケールでの測定誤差±３％程度に対し、本発明では±１％程度にまで改善できる。
【００２０】
また、高圧側と低圧側とを電気的に絶縁するために、発光ダイオードとフォトトランジスタの組からなるフォトカプラを使用せずに、磁気カプラを使用することで、応答性を改善することが可能であり、特に磁気カプラ内の磁気感応素子として磁気抵抗素子（ここでは巨大磁気抵抗素子（以下、ＧＭＲ素子）やスピンバルブ巨大磁気抵抗素子（以下、ＳＶ−ＧＭＲ素子）をも含む概念とする）を用いることで、応答性を数ＧＨｚ程度まで高速化可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明を実施するための最良の形態として、電流センサの実施の形態を図面に従って説明する。
【００２２】
図１は本発明に係る電流センサの実施の形態１を示し、高電圧バッテリーＢ１から負荷ＲＬに被測定電流Ｉsが流れる経路に挿入された検出抵抗器１と、その両端に発生する検出電圧ＶＡを増幅する増幅器２と、三角波信号を発生する三角波発生器３と、増幅器２の出力電圧ＶＢ及び三角波信号を受ける比較器（コンパレータ）４と、比較器４によるＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）出力信号を電気的に絶縁して伝送する磁気カプラ５と、磁気カプラ５の出力信号を波形整形する比較器６（波形整形器）と、波形整形後のＰＷＭ出力信号を受け、当該ＰＷＭ出力信号から被測定電流値を計測する処理回路部７とを備えている。比較器４によるＰＷＭ出力信号発生については後述する。
【００２３】
ここで、検出抵抗器１、増幅器２、三角波発生器３、及び比較器４はＨＶブロックで、比較器６及び処理回路部７はＬＶブロックであり、磁気カプラ５は両者を電気的に絶縁してＰＷＭ出力信号の信号伝送を行うものである。増幅器２、三角波発生器３及び比較器４はＨＶブロックに属するが、動作電圧は低電圧であるため、ＬＶブロックから電気的に絶縁された低電圧電源を用意している。なお、ＨＶブロックのアース記号とＬＶブロックのアース記号とはフローティングとなっている（相互に絶縁されている。）。
【００２４】
検出抵抗器１は本例では１００μΩであり、被測定電流Ｉs＝±２００Ａフルスケールで発生電圧±２０ｍＶに設定している。図２は被測定電流Ｉsと検出抵抗器１両端の検出電圧ＶＡとの関係を示す。
【００２５】
増幅器２は非反転増幅器であり、演算増幅器ＯＰ１と抵抗Ｒ１，Ｒ２とを有しており、検出抵抗器１の一端が演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端に接続され、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端は抵抗Ｒ２を介して検出抵抗器１の他端とともにＨＶブロックのグランドに接続されている。検出抵抗器１の両端に発生する検出電圧ＶＡと増幅器２の出力電圧ＶＢとはリニアな関係にあり、従って、被測定電流Ｉsと増幅器２の出力電圧ＶＢとは図３のようにリニアな関係となる。被測定電流Ｉs＝０Ａのとき、出力電圧ＶＢ＝０Ｖとなり、被測定電流Ｉsが負のときは出力電圧ＶＢは負電圧となり、被測定電流Ｉsが正のときは出力電圧も正電圧となる。図３の場合、増幅器２の増幅度＝１００とした。
【００２６】
なお、検出抵抗器１の抵抗値を大きくした場合は、増幅器２は省略できる。
【００２７】
三角波発生器３は、図４（Ａ１）,（Ａ２）,（Ａ３）に示す三角波信号ＶＣを発生するものであり、その三角波信号は、２等辺三角形の２等辺を成す波形であり、直線性の良好な波形を発生可能なものとする。
【００２８】
三角波発生器３からの三角波信号ＶＣは比較器４の一方の入力端（非反転入力端）に印加され、比較器４の他方の入力端（反転入力端）には増幅器２の出力信号（出力電圧ＶＢ）が供給される。
【００２９】
図４で比較器４の動作を説明すると、被測定電流Ｉs＝＋２００Ａのとき、図３から増幅器２の出力電圧ＶＢは＋２Ｖとなり、図４（Ａ１）における三角波信号ＶＣが＋２Ｖよりも高い電圧となる範囲で比較器４の出力電圧ＶＤは同図（Ｂ１）のようにハイレベルとなる。ここでは、デューティー比（Duty ratio）＝１０％となるように予め三角波信号を設定する。
【００３０】
被測定電流Ｉs＝０Ａのとき、図３から増幅器２の出力電圧ＶＢは０Ｖとなり、図４（Ａ２）における三角波信号ＶＣが０Ｖよりも高い電圧となる範囲で比較器４の出力電圧ＶＤは同図（Ｂ２）のようにハイレベルとなり、デューティー比＝５０％となる。
【００３１】
被測定電流Ｉs＝−２００Ａのとき、図３から増幅器２の出力電圧ＶＢは−２Ｖとなり、図４（Ａ３）における三角波信号ＶＣが−２Ｖよりも高い電圧となる範囲で比較器４の出力電圧ＶＤは同図（Ｂ３）のようにハイレベルとなり、デューティー比＝９０％となる。
【００３２】
図５は被測定電流Ｉsと比較器４の出力電圧ＶＤのデューティー比との関係を示す。三角波信号ＶＣの傾きは直線的であるから、被測定電流Ｉs＝＋２００Ａから−２００Ａに至るまで直線的にデューティー比が増加するようにパルス幅変調された第１のＰＷＭ出力信号を比較器４が出力することがわかる。
【００３３】
図６は磁気カプラ５の１例であり、相互に磁気的に結合されるが電気的に絶縁された送信コイル１１及び受信コイル１２を有する。例えば、送信コイル１１は絶縁体シート（基板も含む）１０の一面に固着され、受信コイル１２は送信コイル１１と磁気結合するように絶縁体シート１０の他の面に固着される。送信コイル１１及び受信コイル１２はフェライト等の磁気コアに巻線を施したものでよいが、高い周波数で動作させる場合には磁気コアを省略した空心コイルとしてもよい。
【００３４】
図１のように、送信コイル１１には比較器４の前記第１のＰＷＭ出力信号が供給され、受信コイル１２に誘起した電圧が比較器（コンパレータ）６の一方の入力端（非反転入力端）に印加される。なお、比較器６の他方の入力端（反転入力端）は受信コイル１２のグランド側端とともにＬＶブロックのグランドに接続されている。
【００３５】
比較器６は波形整形器として機能するものであり、比較器６の出力として、図７のようにローレベル（Ｌ）とハイレベル（Ｈ）とを繰り返すデジタル的なロジックレベル（ロジックＩＣの入力信号としてそのまま使用できる信号レベル）のパルス幅変調された第２のＰＷＭ出力信号ＶＥ（比較器４の出力と同じパルス幅情報を持つ）が得られる。
【００３６】
そして、比較器６は、被測定電流Ｉs＝＋２００Ａのとき、図４（Ｂ１）に示したデューティー比１０％の第１のＰＷＭ出力信号ＶＤに対応した図７（Ａ）の第２のＰＷＭ出力信号ＶＥをロジックレベルで処理回路部７へ出力する。第１のＰＷＭ出力信号ＶＤと第２のＰＷＭ出力信号ＶＥのデューティー比は一致し、この場合、第２のＰＷＭ出力信号ＶＥのデューティー比は１０％となる。
【００３７】
比較器６は、被測定電流Ｉs＝０Ａのとき、図４（Ｂ２）に示したデューティー比５０％の第１のＰＷＭ出力信号ＶＤに対応した図７（Ｂ）の第２のＰＷＭ出力信号ＶＥ（デューティー比５０％）をロジックレベルで出力する。
【００３８】
比較器６は、被測定電流Ｉs＝＋２００Ａのとき、図４（Ｂ３）に示したデューティー比９０％の第１のＰＷＭ出力信号ＶＤに対応した図７（Ｃ）の第２のＰＷＭ出力信号ＶＥ（デューティー比９０％）をロジックレベルで出力する。
【００３９】
前記第２のＰＷＭ出力信号ＶＥから被測定電流値を計測する処理回路部７としては、いわゆる１チップマイコンとして市販されているマイクロプロセッサを使用できる。１チップマイコンとしては、１つのＩＣチップ内にＣＰＵ、プログラムメモリ、データメモリ、入出力ポート、タイマ等を集積したものであり、第２のＰＷＭ出力信号ＶＥは、図７の１周期ＴにおけるＬ／Ｈの比率情報（例：オン−デューティー）を有するから、マイクロプロセッサのタイマ・カウンターポートで読み取ることができる。つまり、「ローレベル」「ハイレベル」の期間を一定時間カウント（計数）して「ローレベル」と「ハイレベル」との比率に基づいて被測定電流値が最終的に計算され、センサ出力が得られる。被測定電流値の分解能は、マイクロプロセッサのクロック周波数と内蔵カウンタの分解能の関数となる。
【００４０】
この実施の形態１によれば、次の通りの効果を得ることができる。
【００４１】
(1)  本実施の形態に係る電流センサによれば、被測定電流Ｉsの測定情報をアナログ電圧値で伝送するのではなく、信号振幅に依存しないパルス幅情報としてデジタル的に伝送することにより、外部ノイズの影響を極力低減可能であり、従来例（特許文献１）で採用せざるを得なかった「同期検波回路」（従来例では測定電圧が数ｍＶの微小値に対してノイズのレベルが高く、Ｓ／Ｎ比が悪いため「発振回路」と発生電圧の同期を取って検波していた）を不要にできる。
【００４２】
(2)  高圧側（ＨＶブロック）と低圧側（ＬＶブロック）とを電気的に絶縁するために、発光ダイオードとフォトトランジスタの組からなるフォトカプラを使用せずに、磁気カプラ５を使用することで、応答性を改善することが可能であり、使用周波数を高く設定することで、磁気カプラ５の送信コイル１１及び受信コイル１２の組は十分小型化（あるいは薄型化できる）。
【００４３】
(3)  外部ノイズの影響を受けにくく、測定精度を高めることができる。例えば、従来例のフルスケールでの測定誤差±３％程度に対し、本実施の形態では±１％程度に改善できる。
【００４４】
(4)  車載用の場合、磁気カプラ５、比較器６及び処理回路部７はＥＣＵ内に収納されるため、高圧側（ＨＶブロック）の比較器４と磁気カプラ５とを接続する配線が長くなるが、比較器４出力はＰＷＭ出力であって、電圧振幅の変動の影響を受けないので、外部ノイズの影響を受けにくい。
【００４５】
(5)  処理回路部７として１チップマイコンとして市販されているマイクロプロセッサを使用でき、そのタイマ・カウンターポートに第２のＰＷＭ出力信号ＶＥを入力することで、第２のＰＷＭ出力信号ＶＥの「ローレベル」と「ハイレベル」との比率に基づいて被測定電流値を計測でき、パルス幅変調された波形の読み取りを簡素な回路構成で実現でき、しかも高速応答可能となる。
【００４６】
図８は本発明の実施の形態２を示す。この場合、磁気カプラ及びその後段の比較器の構成が異なっている。磁気カプラ１５は、相互に磁気的に結合されるが電気的に絶縁された送信コイル１１及び磁気感応素子としてのＳＶ−ＧＭＲ素子１６を有する。送信コイル１１は、例えば図９のようにフェライト等の強磁性体ドラムコア２１に巻線２２を巻回したチップインダクタ２０であり、絶縁体シート（基板も含む）２３の一面に設けられて固定され、ＳＶ−ＧＭＲ素子１６は絶縁体シート２３の他の面に設けられて固定され、絶縁体シート２３にて互いに電気的に絶縁した構造としている。そして、巻線２２に比較器４の第１のＰＷＭ出力信号ＶＤを供給し、チップインダクタ２０が発生する交流磁界（第１のＰＷＭ出力信号のパルス幅と一致して磁界が変化する）をＳＶ−ＧＭＲ素子１６を貫通するように印加し、非接触でパルス幅情報を伝達する。
【００４７】
動作原理上は、磁気カプラ１５に用いる磁気感応素子は磁気変化量を電気量の変化として取り出すことが可能なものであればよいが、高速応答性で高感度であることを考慮すると、磁気抵抗素子の中でもＧＭＲ素子、とくにＳＶ−ＧＭＲ素子が好ましい。
【００４８】
ＳＶ−ＧＭＲ素子は、磁化方向が一方向に固定された強磁性体のピン層と、電流が主として流れる非磁性体を介して前記ピン層に積層された強磁性体のフリー層とからなる磁気抵抗効果膜を有し、ピン層は外部磁界（外部磁束）によって磁化方向は変化せず、フリー層の磁化方向は外部磁界（外部磁束）の方向に変化する。ここで、磁気抵抗効果膜におけるピン層の磁化方向とフリー層の磁化方向（つまり外部磁界の方向）とが平行であるが向きが逆のとき、つまり反平行のとき、抵抗変化率はプラスとなり、高抵抗状態となる。また、ピン層の磁化方向とフリー層の磁化方向（つまり外部磁界の方向）とが平行でかつ向きが同じとき、つまり順平行のとき、抵抗変化率はマイナスとなり、低抵抗状態となる。
【００４９】
本例では、比較器４の第１のＰＷＭ出力信号がチップインダクタ２０の巻線２２に流れることに起因する磁束がＳＶ−ＧＭＲ素子１６のピン層磁化方向に平行に加わるように配置することが好ましい。
【００５０】
図８のように、磁気カプラ１５内のＳＶ−ＧＭＲ素子１６の直流バイアス回路は、一定電圧（例えば直流５Ｖ）の直流電源ＶccにＳＶ−ＧＭＲ素子１６と直列抵抗Ｒ３とを接続して、直流バイアスを付与している。そして、ＳＶ−ＧＭＲ素子１６と直列抵抗Ｒ３との接続点から、ＳＶ−ＧＭＲ素子１６の周期的な抵抗変化（前記磁束の変化に対応）に応じた図１０の電圧信号ＶＦが比較器６に出力される。図１０のように、電圧信号ＶＦは直流バイアスを中心として交流波形（比較器４の出力と同じパルス幅情報を持つ）が重畳している。
【００５１】
波形整形機能を有する比較器６は、その反転入力端に基準電圧Ｖref（例：２.５Ｖ）が印加され、非反転入力端には磁気カプラ１５の電圧信号ＶＦが供給される。基準電圧Ｖrefは、図１０の電圧信号ＶＦの最大値と最小値の中間値（前記直流バイアスに略一致する値）に設定され、これにより、比較器６の出力として図７のロジックレベルのパルス幅変調された第２のＰＷＭ出力信号ＶＥ（比較器４の出力と同じパルス幅情報を持つ）が得られる。
【００５２】
なお、実施の形態２のその他の回路構成は、図１の実施の形態１と同様であり、同一又は相当部分に同一符号を付して説明を省略する。
【００５３】
この実施の形態２によれば、フォトトランジスタを使用せずに、高速応答性の磁気抵抗素子（具体的にはＳＶ−ＧＭＲ素子１６）を磁気感応素子として用いた磁気カプラ１５を使用することで、高速応答が可能であり、数ＧＨｚ程度まで高速化可能である。また、ＳＶ−ＧＭＲ素子１６は超小型であり、送信コイルと受信コイルの組を用いる場合よりもさらに小型化できる。
【００５４】
図１１（Ａ）,（Ｂ）は上記実施の形態２で使用できる磁気カプラ１５の他の例であり、少なくとも１つのスパイラル状コイル３０が巻かれた強磁性体（パーマロイ等）の磁気コア３１の一部にギャップＧを設け、コア３１に対し電気的に絶縁して磁気感応素子としてのＳＶ−ＧＭＲ素子１６をギャップＧに配置した構造としている。これにより、比較器４の第１のＰＷＭ出力信号ＶＤのパルス幅と一致して磁界が変化する交流磁界をＳＶ−ＧＭＲ素子１６に印加し、非接触でパルス幅情報を伝達する。なお、スパイラル状コイル３０とコア３１間は非絶縁でもかまわない。
【００５５】
図１２（Ａ）,（Ｂ）は上記実施の形態２で使用できる磁気カプラ１５の他の例であり、少なくとも１つのソレノイド状コイル４０が巻かれた強磁性体（パーマロイ等）のコア４１の一部にギャップＧを設け、コア４１に対し電気的に絶縁して磁気感応素子としてのＳＶ−ＧＭＲ素子１６をギャップＧに配置した構造としている。この場合も比較器４の第１のＰＷＭ出力信号ＶＤのパルス幅と一致して磁界が変化する交流磁界をＳＶ−ＧＭＲ素子１６に印加し、非接触でパルス幅情報を伝達できる。
【００５６】
上記実施の形態１，２では処理回路部７としてマイクロプロセッサを用いた場合で説明したが、処理回路部７として図１３の平均値化回路５０を用いることもできる。平均値化回路５０は抵抗Ｒ４とコンデンサＣ１とからなる積分回路であり、第２のＰＷＭ出力信号ＶＥを平均化して直流のセンサ出力Ｖoutを得ることができる。
【００５７】
図１４は平均値化回路５０を用いたときの入出力特性の１例であり、被測定電流Ｉsとセンサ出力Ｖoutとの関係を示す。被測定電流Ｉs＝＋２００Ａでセンサ出力Ｖout＝０.５Ｖ、被測定電流Ｉs＝０Ａでセンサ出力Ｖout＝２.５Ｖ、被測定電流Ｉs＝−２００Ａでセンサ出力Ｖout＝４.５Ｖとなる。
【００５８】
図１５は実施の形態１，２の三角波発生器の代わりにノコギリ波発生器（図示せず）を用いた場合のパルス幅変調動作を示す。ノコギリ波発生器は、図１５（Ａ１）,（Ａ２）,（Ａ３）に示すノコギリ波信号ＶＧを発生するものであり、そのノコギリ波信号は、傾斜が直線的で、単調増加期間の直線性が良好な波形となっている。
【００５９】
ノコギリ波発生器からのノコギリ波信号ＶＧは実施の形態１，２における比較器４の一方の入力端（非反転入力端）に印加され、比較器４の他方の入力端（反転入力端）には増幅器２の出力信号（出力電圧ＶＢ）が供給される。
【００６０】
図１５で比較器４の動作を説明すると、被測定電流Ｉs＝＋２００Ａのとき、図３から増幅器２の出力電圧ＶＢは＋２Ｖとなり、図１５（Ａ１）におけるノコギリ波信号ＶＧが＋２Ｖよりも高い電圧となる範囲で比較器４の出力電圧ＶＤは同図（Ｂ１）のようにハイレベルとなる。ここでは、デューティー比＝１０％となるように予めノコギリ波信号を設定する。
【００６１】
被測定電流Ｉs＝０Ａのとき、図３から増幅器２の出力電圧ＶＢは０Ｖとなり、図１５（Ａ２）におけるノコギリ波信号ＶＧが０Ｖよりも高い電圧となる範囲で比較器４の出力電圧ＶＤは同図（Ｂ２）のようにハイレベルとなり、デューティー比＝５０％となる。
【００６２】
被測定電流Ｉs＝−２００Ａのとき、図３から増幅器２の出力電圧ＶＢは−２Ｖとなり、図１５（Ａ３）におけるノコギリ波信号ＶＧが−２Ｖよりも高い電圧となる範囲で比較器４の出力電圧ＶＤは同図（Ｂ３）のようにハイレベルとなり、デューティー比＝９０％となる。
【００６３】
なお、その他の動作は前述の実施の形態１，２と同様である。
【００６４】
上述の実施の形態１，２において、比較器４の反転入力端に三角波又はノコギリ波を印加し、増幅器２の出力電圧ＶＢを非反転入力端に供給する構成でもよい。この場合、被測定電流Ｉs−デューティー比特性が逆になる（被測定電流Ｉs増加でデューティー比が直線的に増加する）。
【００６５】
以上本発明の実施の形態について説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく請求項の記載の範囲内において各種の変形、変更が可能なことは当業者には自明であろう。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明に係る電流センサの実施の形態１であって全体構成のブロック図である。
【図２】実施の形態における被測定電流Ｉsと検出抵抗器両端の検出電圧ＶＡとの関係を示すグラフである。
【図３】被測定電流Ｉsと増幅器の出力電圧ＶＢとの関係を示すグラフである。
【図４】三角波信号及び増幅器の出力電圧ＶＢと、第１の比較器の出力である第１のＰＷＭ出力信号との関係を示す波形図である。
【図５】被測定電流Ｉsと第１のＰＷＭ出力信号のデューティー比との関係を示すグラフである。
【図６】実施の形態１における磁気カプラの１例を示す正断面図である。
【図７】ＬＶブロック側の第２の比較器の出力である第２のＰＷＭ出力信号の波形図である。
【図８】本発明に係る電流センサの実施の形態２であって全体構成のブロック図である。
【図９】実施の形態２における磁気カプラの１例を示す正断面図である。
【図１０】磁気カプラの出力電圧信号ＶＦの波形図である。
【図１１】磁気カプラの他の例であって、（Ａ）は斜視図、（Ｂ）は平断面図である。
【図１２】磁気カプラの他の例であって、（Ａ）は正面図、（Ｂ）は平面図である。
【図１３】実施の形態１，２で使用できる処理回路部の他の例を示す回路図である。
【図１４】図１３の処理回路部を用いたときの被測定電流Ｉsとセンサ出力電圧Ｖoutとの関係を示す出力特性図である。
【図１５】三角波の代わりにノコギリ波を用いた場合の動作説明用の波形図である。
【符号の説明】
【００６７】
１  検出抵抗器
２  増幅器
３  三角波発生器
４，６  比較器
５，１５  磁気カプラ
７  処理回路部
１０  絶縁体シート
１１  送信コイル
１２  受信コイル
１６  ＳＶ−ＧＭＲ素子
２０  チップインダクタ
３０  スパイラル状コイル
３１，４１  コア
４０  ソレノイド状コイル
５０  平均値化回路
Ｃ１  コンデンサ
Ｇ  ギャップ
ＯＰ１  演算増幅器
Ｒ１〜Ｒ４  抵抗
Ｖref  基準電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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