(57)【要約】【課題】周期的な時変動でも、ランダムな時変動でも、回路規模をそれほど大きくすることなく、ＯＦＤＭ信号を受信することができるようにする。【解決手段】  直交周波数分割多重（OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信し、受信されたＯＦＤＭ信号中のパイロット信号を用いて伝送路特性を推定し、上記受信されたＯＦＤＭ信号について、上記推定された伝送路特性に基づいて、伝送歪みを補償する処理を施すようにしたＯＦＤＭ信号受信装置において、上記受信されたＯＦＤＭ信号についてドップラースペクトル推定器１７５によりドップラースペクトルを推定し、推定されたドップラースペクトルについて最大ドップラー周波数判定回路１７６により最大ドップラー周波数を判定し、最大ドップラー周波数に応じてセレクタ１７４により上記伝送路特性推定に用いる複数種類の時間方向伝送路推定手段１７２，１７３を切り替える。【選択図】        図４
2008072225.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重（OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信するＯＦＤＭ信号受信手段と、
上記ＯＦＤＭ信号受信手段により受信されたＯＦＤＭ信号中のパイロット信号を用いて伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、
上記ＯＦＤＭ信号受信手段により受信されたＯＦＤＭ信号について、上記伝送路特性推定手段により推定された伝送路特性に基づいて、伝送歪みを補償する処理を施す伝送歪み補償手段とを備え、
上記伝送路特性推定手段は、伝送路特性推定に用いる複数種類の時間方向伝送路推定手段と、伝送路の状態によってこれらの推定手段を切り替える切替制御手段とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
上記切替制御手段は、上記ＯＦＤＭ信号受信手段により受信されたＯＦＤＭ信号についてドップラースペクトルを推定するドップラースペクトル推定手段を備え、このドップラースペクトル推定手段により推定されたドップラースペクトルに応じて、上記伝送路特性推定に用いる複数種類の時間方向伝送路推定手段を切り替えることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
上記切替制御手段は、上記ドップラースペクトル推定手段により推定されたドップラースペクトルから最大ドップラー周波数を求め、上記最大ドップラー周波数に応じて、上記複数種類の時間方向伝送路推定手段を切り替える最大ドップラー周波数判定手段を備えることを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
上記切替制御手段は、上記ドップラースペクトル推定手段により推定されたドップラースペクトルの形状を判定し、上記ドップラースペクトルの形状に応じて、上記複数種類の時間方向伝送路推定手段を切り替える変動種判定手段を備えることを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
上記変動種判定手段は、上記ドップラースペクトル推定手段により推定されたドップラースペクトルの形状から、伝送路変動が周期的な変動かランダム変動かを判定することを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
上記変動種判定手段は、上記ドップラースペクトル推定手段により推定されたドップラースペクトルにセンタークリップ処理を施すセンタークリップ手段と、このセンタークリップ手段によりセンタークリップ処理を施されたドップラースペクトルについて、値が０でない最大の正のインデックスをサーチする正の最大ドップラーサーチ手段と、値が０ではない負の最大インデックスをサーチする負の最大ドップラーサーチ手段と、上記センタークリップ手段によりセンタークリップ処理を施されたドップラースペクトルについて、上記正の最大ドップラーサーチ手段により検出された正の最大ドップラーインデックスと上記負の最大ドップラーサーチ手段により検出された負の最大ドップラーインデックスとの間で値が０となっているインデックスをカウントするカウント手段と、上記正の最大ドップラーサーチ手段により検出された正の最大ドップラーインデックスから上記負の最大ドップラーサーチ手段により検出された負の最大ドップラーインデックスを引くことでドップラースプレッドを求め、求めたドップラースプレッドが閾値よりも小さい場合に、変動の無いチャンネルと判定し、上記ドップラースプレッドが閾値以上の場合には、ドップラースプレッドの間で値が０となっている区間が閾値より大きい場合に周期変動と判定し、そうでなければランダム変動と判定する判定手段とを備えることを特徴とする請求項５に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
上記切替制御手段は、上記ドップラースペクトル推定手段により推定されたドップラースペクトルから最大ドップラー周波数を求め、上記最大ドップラー周波数に応じて、上記複数種類の時間方向伝送路推定手段を切り替える最大ドップラー周波数判定手段と、
上記ドップラースペクトル推定手段により推定されたドップラースペクトルの形状を判定し、上記ドップラースペクトルの形状に応じて、上記複数種類の時間方向伝送路推定手段を切り替える変動種判定手段を備えることを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項８】
直交周波数分割多重（OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信し、受信されたＯＦＤＭ信号中のパイロット信号を用いて伝送路特性を推定し、上記受信されたＯＦＤＭ信号について、上記推定された伝送路特性に基づいて、伝送歪みを補償する処理を施すようにしたＯＦＤＭ信号受信方法であって、
上記受信されたＯＦＤＭ信号についてドップラースペクトルを推定し、
推定されたドップラースペクトルに応じて、上記伝送路特性推定に用いる複数種類の時間方向伝送路推定手段を切り替えることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号を受信して復調するＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ信号受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
地上デジタル放送方式の変復調方式として、直交周波数分割多重方式(OFDM:  Orthogonal Frequency Division Multiplexing)と呼ばれる変調方式が用いられている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅および位相にデータを割り当て、ＰＳＫ(Phase Shift Keying)やＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)によりデジタル変調する方式である。
【０００３】
このOFDM方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波当たりの帯域は狭くなり変調速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないと言う特徴を有している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるために、シンボル速度が遅くなると言う特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受け難くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ(Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができると言う特徴を有している。
【０００４】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用されることが多い。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ-Ｔ（ Digital Video Broadcasting-Terrestrial ）やＩＳＤＢ-Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）やＩＳＤＢ-ＴＳＢ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial Sound Broadcasting）といった規格がある（例えば、非特許文献１、非特許文献２参照。）。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式による送信信号は、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。このガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパス耐性を向上させている。また、ＯＦＤＭシンボルを複数集めて一つのＯＦＤＭ伝送フレームを形成する。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ規格においては、２０４ＯＦＤＭシンボルで１ＯＦＤＭ伝送フレームを形成している。このＯＦＤＭ伝送フレーム単位を基準としてパイロット信号の挿入位置が定められている。
【０００６】
各サブキャリアに対する変調方式としてＱＡＭ系の変調を用いるＯＦＤＭ方式においては、伝送時にマルチパス等の影響により各サブキャリア毎に振幅および位相の特性が異なるものとなってしまう。そのため、受信側では、各サブキャリア毎の振幅および位相が等しくなるように、受信信号を等化する必要がある。ＯＦＤＭ方式では、送信側で伝送信号中に所定の振幅および所定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に離散的に挿入しておき、受信側でこのパイロット信号の振幅および位相を利用して、伝送路の周波数特性を求め、この求めた伝送路の特性により受信信号を等化するようにしている。
【０００７】
また、伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット（ＳＰ）信号という。
【０００８】
【非特許文献１】「地上デジタル音声放送用受信装置 標準規格（望ましい仕様） ＡＲＩＢ ＳＴＤ-Ｂ３０ １．１版」，社団法人電波産業界，平成１３年５月３１日 策定,平成１４年３月２８日 １．１改定
【非特許文献２】「地上デジタル音声放送の伝送方式 ＡＲＩＢ ＳＴＤ-Ｂ２９ １．１版」，社団法人電波産業界，平成１３年５月３１日 策定,平成１４年３月２８日 １．１改定
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、ＯＦＤＭ受信装置における時間方向伝送路推定の方法として、平均型推定器を用いた方法と、補間型推定器を用いた方法と、予測型推定器を用いた方法とが知られている。それぞれの方法とも、特性において一長一短があり、予測型推定器は、伝送路の時間変動がない静的な伝送路や時間変動が周期的なチャンネルについては精度良く伝送路を推定することが可能であるが、Typical Urbanなどで知られるランダムな変動をするような伝送路については、予測に失敗し伝送路を正しく推定できないと言う問題を有している。一方、補間型推定器は、ランダムな変動をするチャンネルにおいてもそれほど大きな誤差なく推定ができる点で予測型推定器よりも優れているが、静的な伝送路や周期的な変動をする伝送路で予測型推定器と同等の性能を達成しようとすると、膨大なタップ数が必要となり、それに伴ってデータを保持するためのメモリも必要となるという問題を有している。平均型推定器は、伝送路の変動が非常に緩やかな場合において優れた性能を達成するが、変動があると、その変動に追従できないという問題を有している。
【００１０】
そこで、本発明の目的は、上述の如き従来の問題点に鑑み、伝送路が静的であっても、周期的な時変動でも、ランダムな時変動でも、回路規模をそれほど大きくすることなく、ＯＦＤＭ信号を受信することができるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ信号受信方法を提供することにある。
【００１１】
本発明の更に他の目的、本発明によって得られる具体的な利点は、以下に説明される実施の形態の説明から一層明らかにされる。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明では、伝送路が静的であっても、周期的な時変動でも、ランダムな時変動でも、回路規模をそれほど大きくすることなく、高性能を達成するために、平均型推定器と、補間型推定器と、予測型推定器とを切り替えて使用する。
【００１３】
本発明に係るＯＦＤＭ受信装置は、直交周波数分割多重（OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信するＯＦＤＭ信号受信手段と、上記ＯＦＤＭ信号受信手段により受信されたＯＦＤＭ信号中のパイロット信号を用いて伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、上記ＯＦＤＭ信号受信手段により受信されたＯＦＤＭ信号について、上記伝送路特性推定手段により推定された伝送路特性に基づいて、伝送歪みを補償する処理を施す伝送歪み補償手段とを備え、上記伝送路特性推定手段は、伝送路特性推定に用いる複数種類の時間方向伝送路推定手段と、伝送路の状態によってこれらの推定手段を切り替える切替制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明は、直交周波数分割多重（OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信し、受信されたＯＦＤＭ信号中のパイロット信号を用いて伝送路特性を推定し、上記受信されたＯＦＤＭ信号について、上記推定された伝送路特性に基づいて、伝送歪みを補償する処理を施すようにしたＯＦＤＭ信号受信方法であって、上記受信されたＯＦＤＭ信号についてドップラースペクトルを推定し、推定されたドップラースペクトルに応じて、上記伝送路特性推定に用いる複数種類の時間方向伝送路推定手段を切り替えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明では、伝送路が静的な場合や、周期的な時変動をする場合には、予測型推定器を使用し、ランダムな時変動の場合には、補間型推定器を利用した時間方向伝送路推定を切り替えが可能となり、つまり、伝送路の状態に応じて適切な推定方法を選択することが可能となり、あらゆる伝送路で優れた受信性能を達成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、本発明は以下の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、任意に変更可能であることは言うまでもない。
【００１７】
本発明は、例えば図１に示すような構成のＯＦＤＭ受信装置１０に適用される。
【００１８】
このＯＦＤＭ受信装置１０は、アンテナ１１と、チューナ１２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３と、Ａ／Ｄ変換回路１４と、デジタル直交復調回路１５と、ＦＦＴ演算回路１６と、パイロット利用伝送路推定回路１７と、伝送路歪み補償回路１８と、誤り訂正回路１９と、伝送パラメータ復号回路２０と、遅延プロファイル推定回路２１と、ウィンドウ再生回路２２とを備えている。
【００１９】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１０のアンテナ１１により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１２に供給される。
【００２０】
チューナ１２は、乗算回路１２１及び局部発振器１２２からなり、上記アンテナ１１により受信されたＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する。このチューナ１２により得られたＩＦ信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路１４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路１５に供給される。
【００２１】
デジタル直交復調回路１５は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路１５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号をＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸（Ｑチャンネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路１５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１６およびウィンドウ再生回路２２と遅延プロファイル推定回路２１に供給される。
【００２２】
ＦＦＴ演算回路１６は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路１６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００２３】
ＦＦＴ演算回路１６は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出したＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的に、その演算開始位置は、図２に示すように、ＯＦＤＭシンボルの境界（図２中Ａの位置）からガードインターバルの終了位置（図２中Ｂの位置）までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲をＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００２４】
ここで、ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図２に示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。このガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパス耐性を向上させている。また、ＯＦＤＭシンボルを複数集めて一つのＯＦＤＭ伝送フレームを形成する。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ規格においては、２０４ＯＦＤＭシンボルで１ＯＦＤＭ伝送フレームを形成している。このＯＦＤＭ伝送フレーム単位を基準としてパイロット信号の挿入位置が定められている。
【００２５】
各サブキャリアに対する変調方式としてＱＡＭ系の変調を用いるＯＦＤＭ方式においては、伝送時にマルチパス等の影響により各サブキャリア毎に振幅および位相の特性が異なるものとなってしまう。そのため、受信側では、各サブキャリア毎の振幅および位相が等しくなるように、受信信号を等化する必要がある。ＯＦＤＭ方式では、送信側で伝送信号中に所定の振幅および所定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に離散的に挿入しておき、受信側でこのパイロット信号の振幅および位相を利用して、伝送路の周波数特性を求め、この求めた伝送路の特性により受信信号を等化するようにしている。
【００２６】
また、伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット（ＳＰ）信号という。ここで、図３に、ＤＶＢ−Ｔ規格やＩＳＤＢ−Ｔ規格で採用されているＳＰ信号のＯＦＤＭシンボル内での配置パターンを示す。
【００２７】
このＯＦＤＭ受信装置１０において、このＦＦＴウィンドウ位置の指定は、ウィンドウ再生回路２２で行われ、例えば、ＯＦＤＭ時間領域信号を用いて、ガードインターバル期間の相関値検出によりウィンドウ再生を行う手段や、遅延プロファイル推定器２１により伝送路の遅延プロファイルを推定し、ウィンドウ再生を行う手段が用いられる。
【００２８】
そして、パイロット利用伝送路推定回路１７では、ＦＦＴ演算回路１６により求められたＯＦＤＭ周波数領域信号に挿入されたＳＰ信号を抽出し、ＳＰ信号が配置されているサブキャリアの伝送路特性を推定する。
【００２９】
このＯＦＤＭ受信装置１０におけるパイロット利用伝送路推定回路１７は、例えば図４に示すパイロット利用伝送路推定回路１７Ａのように、ＳＰ信号抽出回路１７１と、平均型時間方向伝送路推定回路１７２と、補間型時間方向伝送路推定回路１７３と、セレクタ１７４と、ドップラースペクトル推定器１７５と、最大ドップラー周波数判定回路１７６とからなる。
【００３０】
このパイロット利用伝送路推定回路１７Ａでは、ＯＦＤＭ周波数領域信号がＳＰ信号抽出回路１７１とドップラースペクトル推定器１７５に供給される。
【００３１】
ＳＰ信号抽出回路１７１は、図３の位置に挿入されたＳＰ信号のみを抽出し、パイロット信号の変調成分の除去を行うことで、ＳＰ位置での伝送路特性を算出する。ＳＰ信号抽出回路１７１で算出されたＳＰ位置での伝送路特性は、平均型時間方向伝送路推定回路１７２と補間型時間方向伝送路推定回路１７３に供給される。
【００３２】
平均型時間方向伝送路推定回路１７２は、例えば図５の（Ａ）に示すような構成の１次のＩＩＲフィルタからなり、図５の（Ｂ）に示すように、ＳＰ信号抽出回路１７1で推定されたＳＰ位置での伝送路推定値を平均化する。時間方向に隣接するＳＰ信号の間は、ＩＩＲ出力を繰り返し利用する。
【００３３】
また、補間型時間方向伝送路推定回路１７３は、例えば図６の（Ａ）に示すような構成の直線補間回路からなり、ＳＰ信号抽出回路１７1で推定されたＳＰ信号位置の伝送路推定値を時間方向に補間することで、図６の（Ｂ）に示すように、間の３シンボルの伝送路を推定する。
【００３４】
ドップラースペクトル推定器１７５は、ＯＦＤＭ周波数領域信号からドップラースペクトルを推定する。最大ドップラー周波数判定回路１７６は、上記ドップラースペクトル推定器１７５により推定されたドップラースペクトルから最大ドップラー周波数を求める。
【００３５】
ここで、図７に伝送路の変動に応じたドップラースペクトルを示す。変動がない、もしくは変動が非常に緩やかな場合、図７の（Ａ）に示すように、スペクトルは、０［Ｈｚ］中心の線スペクトルとなる。変動が周期的な場合、数本の正弦波の足し合わせで変動は近似できるため、ドップラースペクトルは数本の線スペクトルで表現できる。図７の（Ｂ）にその様子を２本の場合で示している。変動がランダムな場合、スペクトルは広がりを持ち、図７の（Ｃ）に示すように、よく知られた井戸型のスペクトルを示している。
【００３６】
このＯＦＤＭ受信装置１０におけるパイロット利用伝送路推定回路１７Ａでは、ＯＦＤＭ周波数領域信号から図７の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）のようなドップラースペクトルを求め、スペクトルの形状と最大ドップラー周波数とから最適な時間方向伝送路推定方法を選択することで、伝送路の変動に応じた時間方向伝送路推定を行う。
【００３７】
そして、セレクタ１７４は、上記最大ドップラー周波数判定回路１７６から出力された最大ドップラー周波数に応じて、平均型時間方向伝送路推定回路１７２と補間型時間方向伝送路推定回路１７３の出力を切り替えるもので、最大ドップラー周波数が非常に小さい場合は、平均型時間方向伝送路推定を実行する平均型時間方向伝送路推定回路１７２を選択し、変動がある場合は、補間型時間方向伝送路推定を実行する補間型時間方向伝送路推定回路１７３を選択する。これにより伝送路の時間変動が低速の場合も高速の場合も両方の場合において、高性能な伝送路推定を行い、図８に示すように、全てのＯＦＤＭシンボルに対して、周波数方向に３サブキャリア毎に伝送路特性を推定することができる。
【００３８】
また、伝送路歪み補償回路１８は、補償回路１８１と周波数方向伝送路推定回路１８２とからなる。
【００３９】
伝送路歪み補償回路１８では、パイロット利用伝送路推定回路１７Ａにより３サブキャリア毎に算出された伝送路特性を周波数方向伝送路推定回路１８２により、周波数方向に処理を行い、図９に示すように、ＯＦＤＭシンボル内の全サブキャリアの伝送路特性を算出する。その結果、ＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアに対して、伝送路特性を推定することができる。補償回路１８１は、ＦＦＴ演算回路１６で算出されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、周波数方向伝送路推定回路１８２から供給される全てのサブキャリアの伝送路特性を用いて、伝送路による歪みを除去する。
【００４０】
また、伝送パラメータ復号回路２０では、ＯＦＤＭ周波数領域信号から、伝送パラメータ情報が挿入されたサブキャリアを復号することにより伝送パラメータ情報を抽出し、誤り訂正回路１９へ供給する。
【００４１】
誤り訂正回路１９は、伝送路歪み補償回路１８で、伝送路歪みを除去されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、伝送パラメータ復号回路２０から供給される伝送パラメータ情報にしたがって、デインターリーブ処理を施し、デパンクチャ、ビタビ、拡散信号除去、ＲＳ復号を通して、復号データとして出力する。
【００４２】
遅延プロファイル推定回路２１は、伝送路のインパルス応答を算出し、これをウィンドウ再生回路２２に供給する。遅延プロファイル推定の方法としては、ＯＦＤＭ時間領域信号を用いて、ガードインターバル期間をタップ係数とする整合フィルタを利用する方法や、パイロット利用伝送路推定回路１７から供給される伝送路特性をＩＦＦＴすることにより求める方法などが採用される。
【００４３】
ここで、上記パイロット利用伝送路推定回路１７には、上述の平均型時間方向伝送路推定回路１７２と補間型時間方向伝送路推定回路１７３とをセレクタ１７４により切り替えるようにしたパイロット利用伝送路推定回路１７Ａに換えて、図１０に示すような構成のパイロット利用伝送路推定回路１７Ｂ、あるいは、図１２に示すような構成のパイロット利用伝送路推定回路１７Ｃを採用するようにしてもよい。
【００４４】
図１０に示すパイロット利用伝送路推定回路１７Ｂは、ＳＰ信号抽出回路１７１と、補間型時間方向伝送路推定回路１７３と、予測型時間方向伝送路推定回路１７７とセレクタ１７４と、ドップラースペクトル推定器１７５と、変動種判定器１７８とからなる。
【００４５】
このパイロット利用伝送路推定回路１７Ｂでは、ＯＦＤＭ周波数領域信号がＳＰ信号抽出回路１７１とドップラースペクトル推定器１７５とに供給され、ＳＰ信号抽出回路１７１は、図３の位置に挿入されたＳＰ信号のみを抽出し、パイロット信号の変調成分の除去を行うことで、ＳＰ位置での伝送路特性を算出する。ＳＰ信号抽出回路１７１で算出されたＳＰ位置での伝送路特性は、補間型時間方向伝送路推定回路１７３と予測型時間方向伝送路推定回路１７７とに供給される。
【００４６】
補間型時間方向伝送路推定回路１７３は、上述の図６の（Ａ）に示した構成の可変係数のＦＩＲフィルタからなり、ＳＰ信号抽出回路１７１で推定されたＳＰ位置の伝送路推定値を時間方向に補間することで、図６の（Ｂ）に示すように、間の３シンボルの伝送路を推定する。
【００４７】
予測型時間方向伝送路推定回路１７７は、例えば図１１の（Ａ）に示すような構成の１次のＩＩＲフィルタからなり、図１１の（Ｂ）に示すように、ＳＰ抽出回路１７１で推定されたＳＰ位置の伝送路推定を入力として、次のＳＰ位置での伝送路を予測する。次のＳＰが入力されるまでは、予測値を補間することで推定値を生成する。フィルタの係数の更新方法としては、最小平均二乗（LMS: Least Mean Square）アルゴリズムなどを用いる方法がある。
【００４８】
ドップラースペクトル推定器１７５は、ＯＦＤＭ周波数領域信号からドップラースペクトルを推定する。変動種判定器１７８、上記ドップラースペクトル推定器１７５により推定されたドップラースペクトルの形状を判定する。
【００４９】
そして、セレクタ１７４は、上記変動種判定器１７８による判定出力に応じて、補間型時間方向伝送路推定回路１７３と予測型時間方向伝送路推定回路１７７との出力を切り替えるもので、伝送路の変動が線スペクトルである場合、予測型時間方向伝送路推定を実行する予測型時間方向伝送路推定回路１７７を選択し、変動がランダムな場合、つまりスペクトルが広がりを持つ場合には、補間型時間方向伝送路推定を実行する補間型時間方向伝送路推定回路１７３を選択する。これにより伝送路の時間変動が周期的（変動がない場合を含む）な場合も、ランダムな変動をする場合にも両方の場合において、高性能な伝送路推定を行い、図８に示すように、全てのＯＦＤＭシンボルに対して、周波数方向に３サブキャリア毎に伝送路特性を推定することができる。
【００５０】
また、図１２に示すパイロット利用伝送路推定回路１７Ｃは、ＳＰ信号抽出回路１７１と、平均型時間方向伝送路推定回路１７２と、補間型時間方向伝送路推定回路１７３と、予測型時間方向伝送路推定回路１７７とセレクタ１７４と、ドップラースペクトル推定器１７５と、最大ドップラー周波数判定回路１７６と、変動種判定器１７８とからなる。
【００５１】
このパイロット利用伝送路推定回路１７Ｃは、上述の図４に示したパイロット利用伝送路推定回路１７Ａと図１０に示したパイロット利用伝送路推定回路１７Ｂとを組み合わせたものである。ドップラースペクトル推定器１７５によりＯＦＤＭ周波数領域信号からドップラースペクトルを推定し、最大ドップラー周波数判定回路１７６で最大ドップラー周波数を求め、この最大ドップラー周波数が小さければ平均型時間方向伝送路推定方法を選択する。変動が大きな場合、変動種判定器１７８において周期的な変動か、ランダムな変動かを判定する。周期的な変動である場合には、予測型時間方向伝送路推定方法を選択し、変動がランダムな場合には、補間型時間方向伝送路推定方法を選択する。これにより伝送路の変動の有無と変動の種類に応じて適切な推定方法を選択し、高性能な伝送路推定を可能にできる。
【００５２】
ここで、上記変動種判定器１７８は、例えば図１３に示すように、センタークリップ回路１７８１と、正の最大ドップラーサーチ器１７８２と、負の最大ドップラーサーチ器１７８３と、ｆｄ区間０カウント回路１７８４、判定器１７８５とで構成される。
【００５３】
この変動種判定器１７８では、最初に、ノイズ成分を除去するため、センタークリップ回路１７８１でセンタークリップ処理を施す。このセンタークリップ回路１７８１では、閾値をスペクトルから引き、負となる部分を強制的に０で置き換えることでセンタークリップ処理を行う。センタークリップ処理されたスペクトルは、正の最大ドップラーサーチ器１７８２と、負の最大ドップラーサーチ器１７８３と、ｆｄ区間０カウント回路１７８４とに供給される。正の最大ドップラーサーチ器１７８２では、値が０でない最大の正のインデックスをサーチする。また、負の最大ドップラーサーチ器１７８３では、値が０ではない負の最大インデックスをサーチする。さらに、ｆｄ区間０カウント回路１７８４では、正の最大ドップラーインデックスと負の最大ドップラーインデックスの間で０となっているインデックスをカウントする。
【００５４】
そして、判定器１７８５は、図１４のフローチャートに示す手順に従ってスペクトルの形状を判定する。
【００５５】
すなわち、判定器１７８５は、先ず、正の最大インデックスから負の最大インデックスを引くことでドップラースプレッド（以下Ｆｄｓと記す）を求める（ステップＳ１）。
【００５６】
次に、判定器１７８５は、ステップＳ１で求めたドップラースプレッド（Ｆｄｓ）が、閾値よりも小さいか否かを判定する（ステップＳ２）。
【００５７】
そして、このステップＳ２における判定結果がＴＲＵＥ、すなわちＦｄｓが閾値未満であれば、判定器１７８５は、変動の無いチャンネルと判定して（ステップＳ４）、スペクトルの形状判定処理を終了する。
【００５８】
ここで、変動が無い場合のドップラースペクトルの形状判定の様子を図１５の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示す。
【００５９】
すなわち、ドップラースペクトル推定器１７５により求められたドップラースペクトルについて、図１５の（Ａ）に示すようにセンタークリップ回路１７８１でセンタークリップ処理を施すことにより、図１５の（Ｂ）に示すようにノイズを除去したドップラースペクトルを得て、図１５の（Ｃ）に示すように、そのドップラースプレッド（Ｆｄｓ）が閾値よりも小さい場合に、判定器１７８５は、変動の無いチャンネルと判定する。
【００６０】
また、上記ステップＳ２における判定結果がＦＡＬＳＥ、すなわち閾値以上であった場合には、判定器１７８５は、周期変動か、ランダム変動かを判定する（ステップＳ３）。
【００６１】
このステップＳ３における判定処理は、ドップラースプレッドの間の０となっている区間の割合から求めることができる。ｆｄ区間０カウント回路１７８４から供給される０の個数（以下ｎｚｅｒｏと記す）が、Ｆｄｓ＊スケーリング（例えば０．９）より大きい場合（ステップＳ３：ＴＲＵＥ）、判定器１７８５は、周期変動と見なし（ステップＳ５）、そうでなければ（ステップＳ３：ＦＡＬＳＥ）、判定器１７８５は、ランダム変動と見なし（ステップＳ６）、スペクトルの形状判定処理を終了する。
【００６２】
ここで、変動が周期的な場合のドップラースペクトルの形状判定の様子を図１６の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示す。
【００６３】
すなわち、ドップラースペクトル推定器１７５により求められたドップラースペクトルについて、図１６の（Ａ）に示すようにセンタークリップ回路１７８１でセンタークリップ処理を施すことにより、図１６の（Ｂ）に示すようにノイズを除去したドップラースペクトルを得て、図１６の（Ｃ）に示すように、正の最大ドップラーインデックスと負の最大ドップラーインデックスとの間で０となっているインデックスの数がＦｄｓ＊スケーリングより大きい場合、変動が周期的なチャンネルと判定する。
【００６４】
また、変動がランダムな場合のドップラースペクトルの形状判定の様子を図１７の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示す。
【００６５】
すなわち、ドップラースペクトル推定器１７５により求められたドップラースペクトルについて、図１７の（Ａ）に示すようにセンタークリップ回路１７８１でセンタークリップ処理を施すことにより、図１７の（Ｂ）に示すようにノイズを除去したドップラースペクトルを得て、図１７の（Ｃ）に示すように、正の最大ドップラーインデックスと負の最大ドップラーインデックスとの間で０となっているインデックスの数がＦｄｓ＊スケーリング以下の場合、変動がランダムなチャンネルと判定する。
【００６６】
本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１０では、変動種判定器１７８の出力に応じて、セレクタ１７４は、伝送路が静的な場合には、平均型時間方向伝送路推定回路１７２を選択し、周期的な時変動をする場合には、予測型時間方向伝送路推定回路１７７を選択し、ランダムな時変動の場合には、補間型時間方向伝送路推定回路１７３を選択する。
【００６７】
このように、セレクタ１７４が変動種判定器１７８の出力に応じて、平均型時間方向伝送路推定回路１７２、予測型時間方向伝送路推定回路１７７、及び補間型時間方向伝送路推定回路１７３のうちからいずれかひとつを選択的に切り替えるので、回路規模を大きくすることなく、伝送路の状態に応じて適切な推定方法を選択することが可能となり、あらゆる伝送路で優れた受信性能を達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルについて説明する図である。
【図３】ＯＦＤＭ信号におけるＳＰ信号の配置パターンを説明する図である。
【図４】上記ＯＦＤＭ受信装置におけるパイロット利用伝送路推定回路の構成を示すブロック図である。
【図５】上記パイロット利用伝送路推定回路における平均型時間方向伝送路推定方法を説明する図である。
【図６】上記パイロット利用伝送路推定回路における補間型時間方向伝送路推定方法を説明する図である。
【図７】ドップラースペクトルの例を模式的に示す図である。
【図８】上記パイロット利用伝送路推定回路における時間方向伝送路推定によって推定されるサブキャリアを説明する図である。
【図９】上記ＯＦＤＭ受信装置における周波数方向伝送路推定回路によって推定されるサブキャリアを説明する図である。
【図１０】上記ＯＦＤＭ受信装置におけるパイロット利用伝送路推定回路の他の構成例を示すブロック図である。
【図１１】上記パイロット利用伝送路推定回路における予測型時間方向伝送路推定方法を説明する図である。
【図１２】上記ＯＦＤＭ受信装置におけるパイロット利用伝送路推定回路のさらに他の構成例を示すブロック図である。
【図１３】上記パイロット利用伝送路推定回路における変動種判定器の構成例を示すブロック図である。
【図１４】上記変動種判定器における判定器の動作を示すフローチャートである。
【図１５】変動が無い場合のドップラースペクトルの形状判定の様子を模式的に示す図である。
【図１６】変動が周期的な場合のドップラースペクトルの形状判定の様子を模式的に示す図である。
【図１７】変動がランダムな場合のドップラースペクトルの形状判定の様子を模式的に示す図である。
【符号の説明】
【００６９】
１０  ＯＦＤＭ受信装置、１１  アンテナ、１２  チューナ、１２１  乗算回路、１２２、１３  ＢＰＦ、１４  Ａ／Ｄ変換回路、１５  デジタル直交復調回路、１６  ＦＦＴ演算回路、１７，１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃ  パイロット利用伝送路推定回路、１８  伝送路歪み補償回路、１９  誤り訂正回路、２０  伝送パラメータ復号回路、２１  遅延プロファイル推定回路、２２  ウィンドウ再生回路２２、１７１  ＳＰ信号抽出回路、１７２  平均型時間方向伝送路推定回路、１７３  補間型時間方向伝送路推定回路、１７４  セレクタ、１７５  ドップラースペクトル推定器、１７６  最大ドップラー周波数判定回路、１７７  予測型時間方向伝送路推定回路、１７８  変動種判定器、１８１  補償回路、１８２  周波数方向伝送路推定回路、１７８１  センタークリップ回路、１７８２  正の最大ドップラーサーチ器、１７８３  負の最大ドップラーサーチ器、１７８４  ｆｄ区間０カウント回路、１７８５  判定器
【図１】
2008072225.tif 000003
【図２】
2008072225.tif 000004
【図３】
2008072225.tif 000005
【図４】
2008072225.tif 000006
【図５】
2008072225.tif 000007
【図６】
2008072225.tif 000008
【図７】
2008072225.tif 000009
【図８】
2008072225.tif 000010
【図９】
2008072225.tif 000011
【図１０】
2008072225.tif 000012
【図１１】
2008072225.tif 000013
【図１２】
2008072225.tif 000014
【図１３】
2008072225.tif 000015
【図１４】
2008072225.tif 000016
【図１５】
2008072225.tif 000017
【図１６】
2008072225.tif 000018
【図１７】
2008072225.tif 000019