(57)【要約】【課題】精度の高い移相を行うことが可能な移相器を提供する。【解決手段】入力信号Ｖｉｎ１と、入力信号Ｖｉｎ１の移相量を規定する第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］とが入力され、入力信号Ｖｉｎ１と、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］に基づいて算出される乗算値とを乗算して第１出力信号を出力する第１乗算部１０４と、入力信号Ｖｉｎ１と位相が直交する直交入力信号と、移相量を規定する第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］とが入力され、直交入力信号と、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］に基づいて算出される乗算値とを乗算して第２出力信号を出力する第２乗算部１０８と、移相量に対応する第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］に基づいて、第１出力信号と第２出力信号との加算、または、減算を行う加減算部１１０とを備える移相器が提供される。【選択図】図１
2008028681.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号と、前記入力信号の移相量を規定する第１デジタル制御信号とが入力され、前記入力信号と、前記第１デジタル制御信号に基づいて算出される乗算値とを乗算して第１出力信号を出力する第１乗算部と；
前記入力信号と位相が直交する直交入力信号と、前記移相量を規定する第２デジタル制御信号とが入力され、前記直交入力信号と、前記第２デジタル制御信号に基づいて算出される乗算値とを乗算して第２出力信号を出力する第２乗算部と；
前記移相量に対応する第３デジタル制御信号に基づいて、前記第１出力信号と前記第２出力信号との加算、または、減算を行う加減算部と；
を備えることを特徴とする、移相器。
【請求項２】
前記第１乗算部は、
オペアンプと；
所定の抵抗値をもつ入力抵抗と；
前記第１デジタル制御信号に基づいて、抵抗値が選択されるフィードバック抵抗と；
を備え、前記第１デジタル制御信号に基づいて算出される乗算値として、前記入力抵抗に対する前記フィードバック抵抗の比を算出することを特徴とする、請求項１に記載の移相器。
【請求項３】
前記第２乗算部は、
オペアンプと；
所定の抵抗値をもつ入力抵抗と；
前記第２デジタル制御信号に基づいて、抵抗値が選択されるフィードバック抵抗と；
を備え、前記第２デジタル制御信号に基づいて算出される乗算値として、前記入力抵抗に対する前記フィードバック抵抗の比を算出することを特徴とする、請求項１に記載の移相器。
【請求項４】
前記第１出力信号は、差動信号としての第１正相出力信号と第１逆相出力信号とを含み、
前記第２出力信号は、差動信号としての第２正相出力信号と第２逆相出力信号とを含み、
前記加減算部は、前記第３デジタル制御信号に基づいて、前記第１正相出力信号、または、前記第１逆相出力信号のどちらか一方を差動信号の基準として選択することで、前記第１出力信号を正転、あるいは、反転させるとともに、前記第２正相出力信号、または、前記第２逆相出力信号のどちらか一方を差動信号の基準として選択することで、前記第２出力信号を正転、あるいは、反転させることにより、前記第１出力信号と第２出力信号との加算、または、減算を行うことを特徴とする、請求項１に記載の移相器。
【請求項５】
前記移相量を表すデジタル制御信号に基づいて、前記第１デジタル制御信号と、前記第２デジタル制御信号と、前記第３デジタル制御信号とを出力する制御信号生成部をさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の移相器。
【請求項６】
入力信号の移相量を規定するデジタル制御信号に基づいて算出された第１乗算値と、前記入力信号とを乗算するステップと；
前記デジタル制御信号に基づいて算出された第２乗算値と、前記入力信号と位相が直交する直交入力信号とを乗算するステップと；
前記デジタル制御信号に基づいて、前記入力信号と前記第１乗算値とが乗算された第１出力信号と、前記直交入力信号と前記第２乗算値とが乗算された第２出力信号とを、加算、または、減算するステップと；
からなることを特徴とする、移相方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移相器、および移相方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
移相器（phase  shifter）は、交流電圧、または、交流電流の位相を変化させる装置であり、例えば、携帯電話において、基地局から送信される電波の受信感度を高めるために、基地局から送信される電波の位相を変換する用途などに広く用いられている。
【０００３】
このような中、アナログ信号、または、デジタル信号を利用した様々な移相器が開発されている。
【０００４】
アナログ信号を用いた移相器に関する技術としては、例えば、特許文献１が挙げられる。また、デジタル信号を利用した移相器に関する技術としては、例えば、特許文献２が挙げられる。
【０００５】
【特許文献１】英国特許第１５２７６０３号明細書
【特許文献２】特開平１０−第１５０３６３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上述したアナログ信号を用いる従来の移相器は、移相量を規定するアナログ信号をポテンシオメータなどで直接発生させる構成であるため、ポテンシオメータなどのアナログ特性により、ポテンシオメータなどから発生されるアナログ信号は、振幅と位相とが必ずしも所望する値とならない。したがって、上記アナログ信号を用いて移相される入力信号の移相量は、所望する移相量（すなわち理想値）と大きな誤差を生じてしまう。
【０００７】
また、上述したデジタル信号を用いる従来の移相器は、上記アナログ信号に相当するデジタル信号を、入力信号にデジタル乗算することにより移相を行うが、当該デジタル信号は離散値であるため、上記アナログ信号と完全に一致しない。したがって、上述したデジタル信号を用いる従来の移相器が、入力信号を移相させる移相量は、所望する移相量との間に常に近似誤差を生む。
【０００８】
したがって、アナログ信号、または、デジタル信号を用いる従来の移相器は、誤差を生じさせる要因を潜在的に備えており、高い精度の移相を行うことはできない。
【０００９】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、精度の高い移相を行うことが可能な、新規かつ改良された移相器、および移相方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明の第１の観点によれば、入力信号と、上記入力信号の移相量を規定する第１デジタル制御信号とが入力され、上記入力信号と、上記第１デジタル制御信号に基づいて算出される乗算値とを乗算して第１出力信号を出力する第１乗算部と、上記入力信号と位相が直交する直交入力信号と、上記移相量を規定する第２デジタル制御信号とが入力され、上記直交入力信号と、上記第２デジタル制御信号に基づいて算出される乗算値とを乗算して第２出力信号を出力する第２乗算部と、上記移相量を規定する第３デジタル制御信号に対応する、上記第１出力信号と上記第２出力信号との加算、または、減算を行う加減算部とを備える移相器が提供される。
【００１１】
上記移相器は、少なくとも第１乗算部と、第２乗算部と、加減算部とを備える。第１乗算部には、移相を施す入力信号と、当該入力信号の移相量を規定する第１デジタル制御信号とが入力され、第１乗算部は、当該入力信号と、当該第１デジタル制御信号に基づいて算出される乗算値とを乗算する。ここで、上記第１デジタル制御信号は、上記入力信号と乗算する乗算値そのものではないため、デジタル信号を利用する従来の移相器のように、乗算された結果が、理想値との間に近似誤差を生じさせることはない。
【００１２】
第２乗算部には、上記入力信号と位相が直交する直交入力信号と、上記入力信号の移相量を規定する第２デジタル制御信号とが入力され、第２乗算部は、当該直交入力信号と、当該第２デジタル制御信号に基づいて算出される乗算値とを乗算する。ここで、上記第２デジタル制御信号は、上記直交入力信号と乗算する乗算値そのものではないため、上記第１デジタル制御信号と同様に、乗算された結果が、理想値との間に近似誤差を生じさせることはない。
【００１３】
加減算部には、上記入力信号の移相量に対応する第３デジタル制御信号と、上記第１乗算部から出力される乗算結果である第１出力信号と、上記第２乗算部から出力される乗算結果である第２出力信号とが入力され、加減算部は、当該第３デジタル制御信号に基づいて、当該第１出力信号と当該第２出力信号との加算、または、減算を行う。ここで、上記第１出力信号と上記第２出力信号とは、理想値との間に近似誤差を生じさせない信号である。したがって、上記第１出力信号と上記第２出力信号とを加算、または、減算した結果の出力信号、すなわち、入力信号を移相させた信号は、入力信号を所望する移相量だけ移相させた、移相精度が非常に高い信号となる。
【００１４】
また、上記第１乗算部は、オペアンプと、所定の抵抗値をもつ入力抵抗と、上記第１デジタル制御信号に基づいて、抵抗値が選択されるフィードバック抵抗とを備え、上記第１デジタル制御信号に基づいて算出される乗算値として、上記入力抵抗に対する上記フィードバック抵抗の比を算出するとしてもよい。
【００１５】
上記第１乗算部は、オペアンプと、所定の抵抗値をもつ入力抵抗と、フィードバック抵抗とを備える差動入力回路である。上記第１乗算部は、上記第１デジタル制御信号に基づいて、フィードバック抵抗の抵抗値を選択することにより、上記入力抵抗に対する上記フィードバック抵抗の比の値を、上記第１デジタル制御信号に基づいて可変させることができる。
【００１６】
また、上記第１乗算部から出力される第１出力信号は、上記入力信号と、上記入力抵抗に対する上記フィードバック抵抗の比の値とを乗算して得られた値である。ここで、上記入力抵抗に対するフィードバック抵抗の比の値は、相対的な値である。したがって、上記入力抵抗と上記フィードバック抵抗とが同一の製造工程で製造されていれば、たとえ、上記入力抵抗と上記フィードバック抵抗とに絶対的なばらつきがあった場合であっても、当該絶対的なばらつきの特性は同一となるので、相対的なばらつきは非常に小さくなる。したがって、上記第１出力信号は、理想値との間に近似誤差を生じさせない信号となる。
【００１７】
また、上記第２乗算部は、オペアンプと、所定の抵抗値をもつ入力抵抗と、上記第２デジタル制御信号に基づいて、抵抗値が選択されるフィードバック抵抗とを備え、上記第２デジタル制御信号に基づいて算出される乗算値として、上記入力抵抗に対する上記フィードバック抵抗の比を算出するとしてもよい。
【００１８】
上記第２乗算部は、オペアンプと、所定の抵抗値をもつ入力抵抗と、フィードバック抵抗とを備える差動入力回路である。上記第２乗算部は、上記第２デジタル制御信号に基づいて、フィードバック抵抗の抵抗値を選択することにより、上記入力抵抗に対する上記フィードバック抵抗の比の値を上記第２デジタル制御信号に基づいて可変させることができる。
【００１９】
また、上記第２乗算部から出力される第２出力信号は、上記直交入力信号と、上記入力抵抗に対する上記フィードバック抵抗の比の値とを乗算して得られた値である。ここで、上記入力抵抗に対するフィードバック抵抗の比の値は、相対的な値である。したがって、上記入力抵抗と上記フィードバック抵抗とが同一の製造工程で製造されていれば、たとえ、上記入力抵抗と上記フィードバック抵抗とに絶対的なばらつきがあった場合であっても、当該絶対的なばらつきの特性は同一となるので、相対的なばらつきは非常に小さくなる。したがって、上記第２出力信号は、理想値との間に近似誤差を生じさせない信号となる。
【００２０】
また、上記第１出力信号は、差動信号としての第１正相出力信号と第１逆相出力信号とを含み、上記第２出力信号は、差動信号としての第２正相出力信号と第２逆相出力信号とを含み、上記加減算部は、上記第３デジタル制御信号に基づいて、上記第１正相出力信号、または、上記第１逆相出力信号のどちらか一方を差動信号の基準として選択することで、上記第１出力信号を正転、あるいは、反転させるとともに、上記第２正相出力信号、または、上記第２逆相出力信号のどちらか一方を差動信号としての基準として選択することで、上記第２出力信号を正転、あるいは、反転させることにより、上記第１出力信号と第２出力信号との加算、または、減算を行うとしてもよい。
【００２１】
上記第１乗算部から出力される上記第１出力信号は、第１正相出力信号と、当該第１正相出力信号から位相が１８０°シフトした第１逆相出力信号とを含む差動信号である。また、上記第２乗算部から出力される上記第２出力信号は、第２正相出力信号と、当該第２正相出力信号から位相が１８０°シフトした第２逆相出力信号とを含む差動信号である。
【００２２】
上記第１乗算部と上記第２乗算部とは、上述したように、入力信号、または、直交入力信号と、入力抵抗に対するフィードバック抵抗の比の値とを乗算する。ここで、抵抗の値は、必ず正の値であるため、入力抵抗に対するフィードバック抵抗の比の値も必ず正の値となる。したがって、上記加減算部は、上記第３デジタル制御信号に基づいて、上記第１正相出力信号、または、上記第１逆相出力信号のどちらか一方を差動信号の基準として選択することで、上記第１出力信号を正転、あるいは、反転させ、また、上記第３デジタル制御信号に基づいて、上記第２正相出力信号、または、上記第２逆相出力信号のどちらか一方を差動信号としての基準として選択することで、上記第２出力信号を正転、あるいは、反転させることにより、上記第１出力信号と上記第２出力信号との加算、もしくは、減算を実現する。上記加減算部は、差動信号を用いて加減算を行うため、たとえ、上記第１出力信号、または、上記第２出力信号にノイズが生じた場合であっても、正相出力信号と逆相出力信号とに生じた同じ量のノイズは相殺される。したがって、上記移相器は、ノイズの影響を最小限に抑えることができるので、さらに精度の高い移相を行うことができる。
【００２３】
また、上記移相量を表すデジタル制御信号に基づいて、上記第１デジタル制御信号と、上記第２デジタル制御信号と、上記第３デジタル制御信号とを出力する制御信号生成部をさらに備えるとしてもよい。
【００２４】
制御信号生成部は、上記移相量を表すデジタル制御信号に基づいて、上述した第１デジタル制御信号と、第２デジタル制御信号と、第３デジタル制御信号とを出力する。上記移相器に上記制御信号生成部を備えることにより、例えば、上記移相器の外部から上記第１デジタル制御信号と、上記第２デジタル制御信号と、上記第３デジタル制御信号との３つの制御信号を入力しなくても、一つの制御信号を入力するだけで、精度の高い移相を実現することができる。
【００２５】
また、上記目的を達成するために、本発明の第２の観点によれば、入力信号の移相量を規定するデジタル制御信号に基づいて算出された第１乗算値と、上記入力信号とを乗算するステップと、上記デジタル制御信号に基づいて算出された第２乗算値と、上記入力信号と位相が直交する直交入力信号とを乗算するステップと、上記デジタル制御信号に基づいて、上記入力信号と上記第１乗算値とが乗算された第１出力信号と、上記直交入力信号と上記第２乗算値とが乗算された第２出力信号とを、加算、または、減算するステップとからなる移相方法が提供される。
【００２６】
かかる方法を用いることにより、理想値との誤差が非常に小さな精度の高い移相を行うことができるので、例えば、携帯電話において、基地局から送信される電波の受信感度を最大限高めることが可能となる。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、精度の高い移相を行うことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書および図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００２９】
（本発明の実施形態に係る移相の原理）
まず、本発明の実施形態に係る移相の原理について説明する。入力信号Ｖｉｎ１＝Ａ・ｃｏｓ（ωｔ）とおくと（ここで、Ａは振幅、ωｔは位相を表す。）、入力信号Ｖｉｎ１をＸ（Ｘは、移相量を表す。）移相させた出力信号Ｖｏｕｔ１は、以下に示す数式１で表される。
【００３０】
【数１】
2008028681.tif 000003
・・・（数式１）
【００３１】
また、余弦と正弦との関係は、以下に示す数式２に表されるように、位相が９０°ずれている。
【００３２】
【数２】
2008028681.tif 000004
・・・（数式２）
【００３３】
数式１、数式２より、出力信号Ｖｏｕｔ１は、入力信号Ｖｉｎ１＝Ａ・ｃｏｓ（ωｔ）に信号Ｖ・ｃｏｓ（Ｘ）（以下、「乗算信号」という。）を乗算した値と、入力信号Ｖｉｎ１と位相が直交する直交入力信号Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）に信号Ｖ・ｓｉｎ（Ｘ）（以下、「直交乗算信号」という。）を乗算した値とを加算することにより求まることが分かる。ここで、数式１において、ＢとＶとは振幅を表す。
【００３４】
また、移相は、０°≦Ｘ≦３６０°まで行うことができるが、例えば、ｃｏｓ（１６５°）＝−ｃｏｓ（１５°）、ｃｏｓ（１９５°）＝−ｃｏｓ（１５°）、ｃｏｓ（３４５°）＝ｃｏｓ（１５°）というように、０°≦Ｘ≦９０°の範囲で全てを表すことができる。したがって、９０°＜Ｘ≦３６０°の範囲で移相を行う場合は、数式１において、加算、または、減算を行えばよい。
【００３５】
したがって、移相は、入力信号Ｖｉｎ１と、入力信号Ｖｉｎ１と位相が直交する信号（以下、「直交入力信号」という。）とに、それぞれ振幅と位相が同一の余弦の信号（すなわち、乗算信号Ｖ・ｃｏｓ（Ｘ））、または、正弦の信号（すなわち、直交乗算信号Ｖ・ｓｉｎ（Ｘ））を乗算し、乗算した値を加算、もしくは、減算することで実現される。
【００３６】
なお、数式２に示すように、余弦と正弦とは、どちらか一方が求まれば、他方を求めることが可能である。したがって、上記では、入力信号Ｖｉｎ１＝Ａ・ｃｏｓ（ωｔ）とおいたが、入力信号Ｖｉｎ１は上記に限られず、入力信号Ｖｉｎ１＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）としても移相を行うことができることは言うまでもない。
【００３７】
次に、本発明に係る実施形態と対比するために、従来の移相器における問題について説明する。
【００３８】
（アナログ信号を用いる従来の移相器の問題）
まず、アナログ信号を用いる従来の移相器の問題について説明する。上述したように、移相量Ｘだけ移相を行うためには、入力信号Ｖｉｎ１と直交入力信号とに、乗算信号Ｖ・ｃｏｓ（Ｘ）、または、直交乗算信号Ｖ・ｓｉｎ（Ｘ）を乗算する必要がある。アナログ信号を用いる従来の移相器は、ポテンシオメータなどを用いて乗算信号Ｖ・ｃｏｓ（Ｘ）と、直交乗算信号Ｖ・ｓｉｎ（Ｘ）とを直接生成し、生成した乗算信号Ｖ・ｃｏｓ（Ｘ）と直交乗算信号Ｖ・ｓｉｎ（Ｘ）とを用いて、入力信号Ｖｉｎ１を移相させる。
【００３９】
ここで、ポテンシオメータなどは、素子自体のアナログ特性により、発生させた乗算信号Ｖ・ｃｏｓ（Ｘ）、および、直交乗算信号Ｖ・ｓｉｎ（Ｘ）の振幅と位相とが、理想値ＶおよびＸと同一とはならず、大きな誤差を生じさせてしまう。また、上記誤差は、入力信号Ｖｉｎ１と乗算信号Ｖ・ｃｏｓ（Ｘ）との乗算、または、直交入力信号と直交乗算信号Ｖ・ｓｉｎ（Ｘ）との乗算が行われることにより、さらに大きくなる。そして、最終的には、移相において許容し難い移相量の誤差を生み出してしまう。
【００４０】
したがって、アナログ信号を用いる従来の移相器は、乗算信号Ｖ・ｃｏｓ（Ｘ）と、直交乗算信号Ｖ・ｓｉｎ（Ｘ）とを直接生成する構成をとる限り、上述した誤差を生じさせる問題を潜在的に含むこととなる。
【００４１】
（デジタル信号を用いる従来の移相器の問題）
次に、デジタル信号を用いる従来の移相器の問題について説明する。デジタル信号を用いる従来の移相器は、上記アナログ信号を用いる従来の移相器のように、乗算信号Ｖ・ｃｏｓ（Ｘ）と、直交乗算信号Ｖ・ｓｉｎ（Ｘ）とを直接生成してアナログ乗算を行うのではなく、乗算信号Ｖ・ｃｏｓ（Ｘ）に相当するデジタル信号Ｃｉ（ここで、Ｃｉは、ｉビットの信号である。なお、ｉは正の整数を表す。）と、直交乗算信号Ｖ・ｓｉｎ（Ｘ）に相当するデジタル信号Ｓｉ（ここで、Ｓｉは、ｉビットの信号である。）とを用いてデジタル乗算を実行し、移相を行う。例えば、入力信号Ｖｉｎ２＝Ａ・ｃｏｓ（ωｔ）を２２．５°移相する場合、出力信号Ｖｏｕｔ２は、以下に示す数式３で表される。
【００４２】
【数３】
2008028681.tif 000005
・・・（数式３）
【００４３】
数式３に示すように、デジタル信号を用いる従来の移相器は、所望する移相量と、デジタル信号を用いる従来の移相器における移相量との間に近似誤差を生じさせる。これは、デジタル信号Ｃｉ、Ｓｉが、デジタルデータであるがゆえに離散値をとるためである。
【００４４】
ここで、デジタル信号Ｃｉ、Ｓｉのビット数を十分に大きくし、分解能を上げれば、上記近似誤差をより小さくすることはできる。しかしながら、上記分解能を上げるためには、従来の移相器は、より大規模な回路構成をとらなくてはならず、また、上記分解能を十分に大きくしたとしても、常に近似誤差は生じてしまう。したがって、一般的に、デジタル信号を用いる従来の移相器では、ある程度の近似誤差を既知の誤差とみなし、移相した後に別体の装置で適宜補正が行われる。
【００４５】
したがって、デジタル信号を用いる従来の移相器は、常に近似誤差を無くすことはできず、また、移相器で移相した後に補正が別途必要となる。
【００４６】
以上のように、アナログ信号、または、デジタル信号を用いる従来の移相器は、誤差を生じさせる要因を潜在的に備えており、高い精度の移相は望むべくもない。そこで、次に、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。
【００４７】
（本発明に係る実施形態）
図１は、本発明の実施形態に係る移相器１００を示すブロック図である。
【００４８】
図１を参照すると、本発明の実施形態に係る移相器１００は、制御信号生成部１０２と、第１乗算部１０４と、直交位相生成部１０６と、第２乗算部１０８と、加減算部１１０とを備える。
【００４９】
制御信号生成部１０２は、移相器１００の外部から入力されるデジタル制御信号Ｃ［０：Ｎ−１］から、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］と、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］と、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］とを生成する。ここで、Ｎは、正の整数であり、また、［０：Ｎ−１］とは、Ｎビットのデジタル信号であることを示す。
【００５０】
第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］は、第１乗算部１０４における乗算値を規定する信号であり、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］は、第２乗算部１０８における乗算値を規定する信号である。また、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］は、加減算部１１０における演算の種類を規定する信号、すなわち、加算するか、もしくは、減算するかを規定する信号である。
【００５１】
図２は、本発明の実施形態に係る、移相量Ｘと、デジタル制御信号Ｃ［０：Ｎ−１］と、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］、および、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］との関係の一例を示す説明図である。
【００５２】
上述したように、所望する移相量Ｘに対して、余弦の値ｃｏｓ（Ｘ）と正弦の値ｓｉｎ（Ｘ）とは、一対一に定まる。本発明の実施形態に係る移相器１００では、所望する移相量Ｘに対して、固有のデジタル制御信号Ｃ［０：Ｎ−１］が定められており、制御信号生成部１０２は、第１乗算部１０４に対応する第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］と、第２乗算部１０８に対応する第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］と、加減算部１１０とに対応する第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］とを出力する。
【００５３】
したがって、本発明の実施形態に係る移相器１００は、図２に示すように、移相器１００が移相可能なステップに応じたデジタル制御信号Ｃ［０：Ｎ−１］が移相器１００の外部から入力されると、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］、および、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］に基づいて、移相を行うことができる。
【００５４】
例えば、図２は、移相を３０°ステップで行う場合を示した説明図である。この場合、移相器１００は、移相量Ｘを１２通りに変化させることとなり、デジタル制御信号Ｃ［０：Ｎ−１］は、４ビット、すなわち、Ｃ［０：３］で必要十分となる。
【００５５】
なお、図２に示す移相を３０°ステップで行う場合において、デジタル制御信号Ｃ［０：Ｎ−１］を、５ビット以上のデジタル信号とできることは、言うまでもない。
【００５６】
また、移相量Ｘと、デジタル制御信号Ｃ［０：Ｎ−１］と、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］との関係は、図２に示す値に限られず、任意に設定することができる。
【００５７】
さらに、図１では、移相器１００の外部から制御信号生成部１０２にデジタル制御信号Ｃ［０：Ｎ−１］が入力され、デジタル制御信号Ｃ［０：Ｎ−１］に基づいて、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］と、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］と、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］とを生成しているが、係る構成に限られず、移相器１００が、制御信号生成部１０２を備えず、移相器１００の外部から第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］と、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］と、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］とが、移相器１００に入力されてもよい。
【００５８】
第１乗算部１０４は、移相器１００が移相対象とする、移相器１００に入力される入力信号Ｖｉｎ１と、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］に基づいて算出された、上記乗算信号に相当する乗算値とを乗算し、第１出力信号を出力する。ここで、上記移相器１００に入力される入力信号Ｖｉｎ１と乗算する乗算値は、上記乗算信号そのものではなく、また、数式１に示す振幅Ｖは、Ｖ＝１．００００に相当する値となる。第１乗算部１０４の構成については、後述する。
【００５９】
直交位相生成部１０６には、入力信号Ｖｉｎ１が入力され、入力信号Ｖｉｎ１と位相が直交する直交入力信号を出力する。
【００６０】
第２乗算部１０８は、上記直交入力信号と、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］に基づいて算出された、上記直交乗算信号に相当する乗算値とを乗算し、第２出力信号を出力する。ここで、上記直交入力信号と乗算する乗算値は、上記直交乗算信号そのものではなく、また、数式１に示す振幅Ｖは、Ｖ＝１．００００に相当する値となる。第２乗算部１０８の構成については、後述する。
【００６１】
なお、図１では、移相器１００が直交位相生成部１０６を備え、直交位相生成部１０６から出力された上記直交入力信号が、第２乗算部１０８に入力されているが、係る構成に限られず、移相器１００が直交位相生成部１０６を備えず、移相器１００の外部から上記直交入力信号が、第２乗算部１０８に入力されてもよい。
【００６２】
加減算部１１０は、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］に基づいて、第１乗算部１０４から出力される乗算結果である第１出力信号と、第２乗算部１０８から出力される乗算結果である第２出力信号とを加算、または、減算し、入力信号Ｖｉｎ１が、所望する移相量Ｘだけ移相された出力信号Ｖｏｕｔ１を出力する。ここで、加減算部１１０の構成については、後述する。
【００６３】
本発明の実施形態に係る移相器１００は、上述した構成により、入力信号Ｖｉｎ１の移相を行う。次に、第１乗算部１０４と、第２乗算部１０８と、加減算部１１０との構成と機能とについて説明する。
【００６４】
［本発明の実施形態に係る第１乗算部の構成と機能］
図３は、本発明の実施形態に係る第１乗算部１０４における移相を３０°ステップで行う構成例を示す回路図である。
【００６５】
図３に示すように、本発明の実施形態に係る第１乗算部１０４は、オペアンプＯＰ１と、対称に設置される、所定の抵抗値をもつ入力抵抗ＲｉｎＡと、所定の抵抗値をそれぞれもつフィードバック抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とからなる差動入力回路である。第１乗算部１０４には、入力信号Ｖｉｎ１の正相信号（以下、「第１正相入力信号」という。）Ｖｉｎ１Ａと、第１正相入力信号ＶｉｎＡ１から位相が１８０°シフトした逆相信号（以下、「第１逆相入力信号」という。）Ｖｉｎ１ＡＸとが入力され、第１正相入力信号Ｖｉｎ１Ａに対する出力信号（以下、「第１正相出力信号」という。）Ｖｏｕｔ１Ａと、第１逆相入力信号Ｖｉｎ１ＡＸに対する出力信号（以下、「第１逆相出力信号」という。）Ｖｏｕｔ１ＡＸとが出力される。
【００６６】
ここで、第１乗算部１０４における入出力の関係、例えば、第１正相入力信号Ｖｉｎ１Ａと第１正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ａとの関係は、以下に示す数式４で表される。なお、数式４は、第１正相入力信号Ｖｉｎ１Ａと第１正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ａとの関係を示しているが、第１逆相入力信号Ｖｉｎ１ＡＸと第１逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＡＸとの関係も数式４と同様である。
【００６７】
【数４】
2008028681.tif 000006
・・・（数式４）
【００６８】
したがって、第１乗算部１０４は、第１正相入力信号Ｖｉｎ１Ａと、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比とを乗算し、また、第１逆相入力信号Ｖｉｎ１ＡＸと、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比とを乗算する。
【００６９】
また、第１乗算部１０４は、オペアンプＯＰ１を有効化／無効化するスイッチＳＷ０と、対称に設置されるフィードバック抵抗Ｒ１それぞれに接続されるスイッチＳＷ１と、対称に設置されるフィードバック抵抗Ｒ２それぞれに接続されるスイッチＳＷ２と、対称に設置されるフィードバック抵抗Ｒ３それぞれに接続されるスイッチＳＷ３とを備える。スイッチＳＷ０、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３は、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：３］に基づいてＯＮ／ＯＦＦされ、いずれかのスイッチがＯＮとなる。
【００７０】
例えば、図３では、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：３］として、移相量１５０°に対応する［０１００］２（ここで、「［  ］２」とは、２進数表記を表す。）のデジタル信号が第１乗算部１０４に入力されている。スイッチＳＷ０は、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：３］の１ビット目の値に基づいてＯＮ／ＯＦＦされ、スイッチＳＷ１は、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：３］の２ビット目の値に基づいてＯＮ／ＯＦＦされる。同様に、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３とは、それぞれ第１デジタル制御信号Ｃ１［０：３］の３ビット目の値と４ビット目の値に基づいてＯＮ／ＯＦＦされる。
【００７１】
なお、図３では、各ビットの値が０（零）の場合はスイッチをＯＦＦとし、１の場合はスイッチをＯＮとしているが、上記に限られず、各ビットの値が０（零）の場合はスイッチをＯＮとし、１の場合はスイッチをＯＦＦとしてもよい。
【００７２】
したがって、第１乗算部１０４は、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：３］に基づいて、フィードバック抵抗の抵抗値を選択的に変えることにより、上記入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比の値を変えることができる。したがって、第１乗算部１０４は、上記入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比の値を変えることにより、上記乗算信号に相当する乗算値もまた変えることができる。
【００７３】
図２に示すように、所望する移相量Ｘに対して、余弦の値ｃｏｓ（Ｘ）と正弦の値ｓｉｎ（Ｘ）とは、一対一に定まる。したがって、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：３］に基づいて、上記入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比を、移相量Ｘに対応する値とすれば、第１乗算部１０４は、所望する乗算値、すなわち、乗算値の理想値を出力することができる。例えば、入力抵抗ＲｉｎＡと、フィードバック抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３との関係を、Ｒ１＝０．５０００×ＲｉｎＡ、Ｒ２＝０．８６６０×ＲｉｎＡ、および、Ｒ３＝１．００００×ＲｉｎＡと設定し、さらに、オペアンプＯＰ１の有効化／無効化を可能とすれば、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：３］に基づいてスイッチＳＷ０〜ＳＷ３をＯＮ／ＯＦＦすることにより、３０°ステップの移相が実現される。なお、オペアンプＯＰ１をスイッチＳＷ０をＯＮにすることにより、オペアンプＯＰ１を無効化した場合、第１乗算部１０４から信号の出力は行われず、余弦の値ｃｏｓ（Ｘ）、または、正弦の値ｓｉｎ（Ｘ）が０（零）であることを表すことができる。
【００７４】
例えば、図３では、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：３］として、［０１００］２のデジタル信号が第１乗算部１０４に入力されている。したがって、この場合、第１乗算部１０４から出力される信号は、第１正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ａ＝０．８６６０×Ｖｉｎ１Ａ、および、第１逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＡＸ＝０．８６６０×Ｖｉｎ１ＡＸとなる。
【００７５】
なお、入力抵抗ＲｉｎＡと、フィードバック抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３との関係は、上記に限られず、例えば、Ｒ１＝１．００００×ＲｉｎＡ、Ｒ２＝０．８６６０×ＲｉｎＡ、および、Ｒ３＝０．５０００×ＲｉｎＡと設定し、第１デジタル制御信号Ｃ１［０：３］を、設定した入力抵抗ＲｉｎＡと、フィードバック抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３との関係に応じて適宜変えても、移相を３０°ステップで行うことができる。
【００７６】
また、フィードバック抵抗とスイッチとの数を移相ステップに応じて増やして、各フィードバック抵抗の値を、入力抵抗ＲｉｎＡの抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比の値が、移相量Ｘに対応するｃｏｓ（Ｘ）、ｓｉｎ（Ｘ）の値となるように設定し、各スイッチを第１デジタル制御信号Ｃ１［０：Ｎ−１］に基づいて制御することにより、任意の移相ステップを実現できることは、言うまでもない。
【００７７】
ここで、入力抵抗ＲｉｎＡとフィードバック抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３との抵抗値は、抵抗値がそれぞれ絶対的なばらつきを有する場合がある。しかしながら、入力抵抗ＲｉｎＡとフィードバック抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とが同一の製造工程で製造されていれば、たとえ、入力抵抗ＲｉｎＡとフィードバック抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とに絶対的なばらつきがあった場合であっても、当該絶対的なばらつきの特性は同一となる。したがって、入力抵抗ＲｉｎＡに対するフィードバック抵抗Ｒ１、または、Ｒ２、または、Ｒ３の比の値におけるばらつき、すなわち相対的なばらつきは、非常に小さくなる。
【００７８】
第１乗算部１０４は、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比を、第１正相入力信号Ｖｉｎ１Ａ、および、第１逆相入力信号Ｖｉｎ１ＡＸに乗算する構成であるため、上記抵抗値の絶対的なばらつきが許容できない程大きい場合であっても、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比の相対的なばらつき、すなわち、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比の相対的な誤差は非常に小さくなる。したがって、上記入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比は、所望する移相量Ｘに対して一対一に定まる余弦の値ｃｏｓ（Ｘ）、または、正弦の値ｓｉｎ（Ｘ）との誤差が非常に小さいものとなる。
【００７９】
したがって、本発明の実施形態に係る第１乗算部１０４は、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比を、第１正相入力信号Ｖｉｎ１Ａ、および、第１逆相入力信号Ｖｉｎ１ＡＸに乗算するので、数式１に示す理想的な乗算結果を得ることができる。
【００８０】
［本発明の実施形態に係る第２乗算部の構成と機能］
図４は、本発明の実施形態に係る第２乗算部１０８における移相を３０°ステップで行う構成例を示す回路図である。
【００８１】
図４に示すように、本発明の実施形態に係る第２乗算部１０８は、オペアンプＯＰ２と、対称に設置される、所定の抵抗値をもつ入力抵抗ＲｉｎＢと、所定の抵抗値をそれぞれもつフィードバック抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７とからなる差動入力回路である。第２乗算部１０８には、直交入力信号の正相信号（以下、「第２正相入力信号」という。）Ｖｉｎ１Ｂと、第２正相入力信号Ｖｉｎ１Ｂから位相が１８０°シフトした逆相信号（以下、「第２逆相入力信号」という。）Ｖｉｎ１ＢＸとが入力され、第２正相入力信号Ｖｉｎ１Ｂに対する出力信号（以下、「第２正相出力信号」という。）Ｖｏｕｔ１Ｂと、第２逆相入力信号Ｖｉｎ１ＢＸに対する出力信号（以下、「第２逆相出力信号」という。）Ｖｏｕｔ１ＢＸとが出力される。
【００８２】
また、第２乗算部１０８は、上述した第１乗算部１０４と同様に、オペアンプＯＰ２を有効化／無効化するスイッチＳＷ４と、対称に設置されるフィードバック抵抗Ｒ５それぞれに接続されるスイッチＳＷ５と、対称に設置されるフィードバック抵抗Ｒ６それぞれに接続されるスイッチＳＷ６と、対称に設置されるフィードバック抵抗Ｒ７それぞれに接続されるスイッチＳＷ７とを備える。スイッチＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６、ＳＷ７は、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：３］に基づいてＯＮ／ＯＦＦされ、いずれかのスイッチがＯＮとなる。
【００８３】
ここで、第２乗算部１０８における入出力の関係、例えば、第２正相入力信号Ｖｉｎ１Ｂと第２正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ｂとの関係は、以下に示す数式５で表される。なお、数式５は、第２正相入力信号Ｖｉｎ１Ｂと第２正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ｂとの関係を示しているが、第２逆相入力信号Ｖｉｎ１ＢＸと第２逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＢＸとの関係も数式５と同様である。
【００８４】
【数５】
2008028681.tif 000007
・・・（数式５）
【００８５】
したがって、第２乗算部１０８は、第２正相入力信号Ｖｉｎ１Ｂと、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比とを乗算し、また、第２逆相入力信号Ｖｉｎ１ＢＸと、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比とを乗算する。
【００８６】
ここで、数式５に示す第２乗算部１０８の乗算機能は、数式４に示す上述した第１乗算部１０４の乗算機能と同様である。したがって、第２乗算部１０８は、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：３］に基づいて、フィードバック抵抗の抵抗値を選択的に変えることにより、上記入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比の値を変えることができる。すなわち、第２乗算部１０８は、上記入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比の値を変えることにより、上記直交乗算信号に相当する乗算値もまた変えることができる。
【００８７】
したがって、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：３］に基づいて、上記入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比を、移相量Ｘに対応する値とすれば、第２乗算部１０８は、所望する乗算値、すなわち、乗算値の理想値を出力することができる。例えば、入力抵抗ＲｉｎＢと、フィードバック抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７との関係を、Ｒ５＝０．５０００×ＲｉｎＢ、Ｒ６＝０．８６６０×ＲｉｎＢ、および、Ｒ７＝１．００００×ＲｉｎＢと設定し、さらに、オペアンプＯＰ２の有効化／無効化を可能とすれば、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：３］に基づいてスイッチＳＷ４〜ＳＷ７をＯＮ／ＯＦＦすることにより、３０°ステップの移相が実現される。なお、オペアンプＯＰ２をスイッチＳＷ４をＯＮにすることにより無効化した場合、第２乗算部１０８から信号の出力は行われず、余弦の値ｃｏｓ（Ｘ）、または、正弦の値ｓｉｎ（Ｘ）が０（零）であることを表すことができる。
【００８８】
例えば、図４では、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：３］として、移相量１５０°に対応する［００１０］２のデジタル信号が第２乗算部１０８に入力されている。したがって、この場合、第２乗算部１０８から出力される信号は、第２正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ｂ＝０．５０００×Ｖｉｎ１Ｂ、および、第２逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＢＸ＝０．５０００×Ｖｉｎ１ＢＸとなる。
【００８９】
なお、入力抵抗ＲｉｎＢと、フィードバック抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７との関係は、上記に限られず、例えば、Ｒ５＝０．８６６０×ＲｉｎＢ、Ｒ６＝１．００００×ＲｉｎＢ、および、Ｒ７＝０．５０００×ＲｉｎＢと設定し、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：３］を、設定した入力抵抗ＲｉｎＢと、フィードバック抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７との関係に応じて適宜変えても、移相を３０°ステップで行うことができる。
【００９０】
また、フィードバック抵抗とスイッチとの数を、移相ステップに応じて増やして、各フィードバック抵抗の値を、入力抵抗ＲｉｎＢの抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比の値が、移相量Ｘに対応するｃｏｓ（Ｘ）、ｓｉｎ（Ｘ）の値となるように設定し、各スイッチを第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］に基づいて制御することにより、任意の移相ステップを実現できることは、言うまでもない。
【００９１】
ここで、入力抵抗ＲｉｎＢとフィードバック抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７との抵抗値は、抵抗値がそれぞれ絶対的なばらつきを有する場合がある。しかしながら、入力抵抗ＲｉｎＢとフィードバック抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７とが同一の製造工程で製造されていれば、たとえ、入力抵抗ＲｉｎＢとフィードバック抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７とに絶対的なばらつきがあった場合であっても、当該絶対的なばらつきの特性は同一となる。したがって、入力抵抗ＲｉｎＢに対するフィードバック抵抗Ｒ５、または、Ｒ６、または、Ｒ７の比の値におけるばらつき、すなわち相対的なばらつきは、非常に小さくなる。
【００９２】
第２乗算部１０８は、上述した第１乗算部１０４と同様に、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比を、第２正相入力信号Ｖｉｎ１Ｂ、および、第２逆相入力信号Ｖｉｎ１ＢＸに乗算する構成であるため、上記抵抗値の絶対的なばらつきが許容できない程大きい場合であっても、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比の相対的なばらつき、すなわち、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比の相対的な誤差を非常に小さくすることができる。したがって、上記入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比は、所望する移相量Ｘに対して一対一に定まる余弦の値ｃｏｓ（Ｘ）、または、正弦の値ｓｉｎ（Ｘ）との誤差が非常に小さいものとなる。
【００９３】
したがって、本発明の実施形態に係る第２乗算部１０８は、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比を、第２正相入力信号Ｖｉｎ１Ｂ、および、第２逆相入力信号Ｖｉｎ１ＢＸに乗算するので、数式１に示す理想的な乗算結果を得ることができる。
【００９４】
［本発明の実施形態に係る加減算部の構成と機能］
図５は、本発明の実施形態に係る加減算部１１０の構成例を示す回路図である。
【００９５】
図５に示すように、加減算部１１０は、基準電源ラインＶＣＣおよびグランドＧＮＤと、抵抗Ｒ８、Ｒ９、ｎＭＯＳ（negative  Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタＭ１〜Ｍ８、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ８からなるエミッタ接地回路と、当該エミッタ接地回路を動作させるスイッチの役割を果たす、スイッチＳＷ８、ＳＷ８Ｘ、ＳＷ９、ＳＷ９Ｘと、ｎＭＯＳトランジスタＭ９〜Ｍ１２と、電流源Ｉｂｉａｓ１〜Ｉｂｉａｓ４とから構成される。なお、図５では、ｎＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ１２として示しているが、上記に限られず、ｐＭＯＳ（positive  Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタなどを用いて構成することができることは、言うまでもない。
【００９６】
上記エミッタ接地回路には、第１正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ａと、第１逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＡＸと、第２正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ｂと、第２逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＢＸとが入力され、上記エミッタ接地回路の状態に応じて出力信号Ｖｏｕｔ１と、出力信号Ｖｏｕｔ１と位相が１８０°ずれた逆相出力信号ＶｏｕｔＸ１とが出力される。以下、出力信号Ｖｏｕｔ１について説明する。
【００９７】
上述した第１乗算部１０４と第２乗算部１０８とは、数式４と数式５とに示すように、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比を乗算するため、常に正の値の乗算しか行えない。したがって、例えば、Ｖｉｎ１×ｃｏｓ（１５０°）＝Ｖｉｎ１×｛−ｃｏｓ（３０°）｝＝−０．８６６０×Ｖｉｎ１などの、負の乗算結果が移相に必要な場合、加減算部１１０は、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］に基づいて、第１正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ａと第１逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＡＸとのどちらか一方を差動信号の基準とし、および、第２正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ｂと第２逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＢＸとのどちらか一方を差動信号の基準とすることにより、負の乗算結果を移相に用いる。
【００９８】
図５を参照すると、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］として、移相量１５０°に対応する［０１］２のデジタル信号が加減算部１１０に入力されている。スイッチＳＷ８は、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］の１ビット目の値に基づいてＯＮ／ＯＦＦされ、スイッチＳＷ９は、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］の２ビット目の値に基づいてＯＮ／ＯＦＦされる。また、スイッチＳＷ８Ｘは、スイッチＳＷ８と同様に第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］の１ビット目の値に基づいてＯＮ／ＯＦＦされるが、スイッチＳＷ８とＯＮ／ＯＦＦが反転するスイッチである。同様に、スイッチＳＷ９Ｘは、スイッチＳＷ９とＯＮ／ＯＦＦが反転するスイッチである。
【００９９】
なお、図５では、２ビットの第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］に基づいて４つのスイッチを制御しているが、係る構成に限られず、４ビットの第３デジタル制御信号Ｃ３［０：３］に基づいて各スイッチを制御することもできる。また、第３デジタル制御信号が任意のビット数であってもよいことは、言うまでもない。
【０１００】
図５に示す加減算部１１０は、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］により、スイッチＳＷ８とＳＷ９ＸとがＯＮとなり、スイッチＳＷ８ＸとＳＷ９とがＯＦＦとなる。このとき、トランジスタＴＲ３、ＴＲ４のエミッタ側に接続されるｎＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４、および、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６のエミッタ側に接続されるｎＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ６が動作する。逆に、トランジスタＴＲ１、ＴＲ２のエミッタ側に接続されるｎＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２、および、トランジスタＴＲ７、ＴＲ８のエミッタ側に接続されるｎＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８は動作しない。したがって、出力信号Ｖｏｕｔ１−Ｖｏｕｔ１Ｘは、Ｖｏｕｔ１−Ｖｏｕｔ１Ｘ＝Ｃ×｛（Ｖｏｕｔ１ＡＸ−Ｖｏｕｔ１Ａ）＋（Ｖｏｕｔ１Ｂ−Ｖｏｕｔ１ＢＸ）｝＝Ｃ×｛−（Ｖｏｕｔ１Ａ−Ｖｏｕｔ１ＡＸ）＋（Ｖｏｕｔ１Ｂ−Ｖｏｕｔ１ＢＸ）｝となる（ここで、Ｃは振幅を表す）。
【０１０１】
例えば、入力信号Ｖｉｎ１を移相量１５０°だけ移相させる場合、数式１の第１項は、Ｖｉｎ１×ｃｏｓ（１５０°）＝−Ｖｉｎ１×ｃｏｓ（３０°）＝−０．８６６０×Ｖｉｎ１となり、負の値となる。また、数式１の第２項は、Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×ｓｉｎ（１５０°）＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×ｓｉｎ（３０°）＝０．５０００×Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）となり、正の値となる。上述したように、第１乗算部１０４は、数式４に示すように、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比を乗算するため、常に正の値の乗算しか行えない。そこで、加減算部１１０は、第１正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ａ＝Ｖｉｎ１×ｃｏｓ（３０°）＝０．８６６０×Ｖｉｎ１から位相が１８０°シフトした第１逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＡＸ＝Ｖｉｎ１×ｃｏｓ（２１０°）＝−０．８６６０×Ｖｉｎ１を差動信号の基準としたものと、第２正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ｂ＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×ｓｉｎ（１５０°）＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×ｓｉｎ（３０°）＝０．５０００×Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）を差動信号の基準としたものとを加算することにより、入力信号Ｖｉｎ１を移相量１５０°だけ移相させる。ここで、本発明の実施形態に係る乗算値は、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比であるため、数式１に示す振幅Ｖは、Ｖ＝１．００００となる。なお、上記振幅Ｖを任意の値に設定できることは、言うまでもない。
【０１０２】
したがって、加減算部１１０は、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：１］に基づいて、第１正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ａと第１逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＡＸとのどちらか一方を適宜差動信号の基準とし、および、第２正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ｂと第２逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＢＸとのどちらか一方を適宜差動信号の基準とすることにより、加算と減算とを適正に行うことができるので、例えば、図２に示すような設定した移相ステップが含む全ての移相量に対して、移相を行うことができる。
【０１０３】
なお、上記では、出力信号Ｖｏｕｔ１について説明したが、出力信号Ｖｏｕｔ１から位相が１８０°シフトした逆相出力信号ＶｏｕｔＸ１においても、出力信号Ｖｏｕｔ１と同様に加算と減算とを行うことが可能である。
【０１０４】
上述したように、第１正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ａと第１逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＡＸ、および、第２正相出力信号Ｖｏｕｔ１Ｂと第２逆相出力信号Ｖｏｕｔ１ＢＸとは、数式１に示す理想的な乗算結果と実質的に同一な乗算値である。したがって、これらの乗算値を加算、もしくは、減算して加減算部１１０から出力される出力信号Ｖｏｕｔ１は、数式１に示す理想的な移相が施された出力信号となる。
【０１０５】
以上説明したように、本発明の実施形態に係る移相器１００は、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］と、第２デジタル制御信号Ｃ２［０：Ｎ−１］に基づいて、第１乗算部１０４と第２乗算部１０８とにおける、入力抵抗に対するフィードバック抵抗の比の値を変化させ、当該入力抵抗に対するフィードバック抵抗の比の値を乗算することにより、数式１に示す理想的な乗算値を得る。さらに、第３デジタル制御信号Ｃ３［０：３］に基づいて、第１乗算部１０４から出力される乗算値と、第２乗算部１０８から出力される乗算値とを加算、または、減算する。
【０１０６】
したがって、本発明の実施形態に係る移相器１００は、アナログ信号、または、デジタル信号を用いる従来の移相器のように移相量の誤差を生じさせることはなく、常に、数式１に示す精度が高い理想的な移相を行うことができる。
【０１０７】
（移相方法）
次に、上述した本発明の実施形態に係る移相器における移相方法について、図６を参照して説明する。
【０１０８】
図６は、本発明の実施形態に係る移相器における移相方法を示す流れ図である。
【０１０９】
まず、移相を施す入力信号が移相器に入力されると、移相器は、当該入力信号の移相量を規定するデジタル制御信号に基づいて、当該入力信号と、所望する移相量に相当する第１乗算値とを乗算する（Ｓ２００）。ここで上記第１乗算値は、抵抗値の比を用いるので、当該抵抗値の比を算出するための抵抗が同一の製造工程で製造される場合は、たとえ、当該抵抗値の比を算出するための抵抗そのものの抵抗値がばらついたとしても、ばらつきの特性が同一となるため、乗算値と理想値との間に誤差が生じることはない。
【０１１０】
移相器は、上記デジタル制御信号に基づいて、上記入力信号と位相が９０°ずれた直交入力信号と、所望する移相量に相当する第２乗算値とを乗算する（Ｓ２０２）。ここで上記第２乗算値は、抵抗値の比を用いるので、当該抵抗値の比を算出するための抵抗が同一の製造工程で製造される場合は、たとえ、当該抵抗値の比を算出するための抵抗そのものの抵抗値がばらついたとしても、ばらつきの特性が同一となるため、乗算値と理想値との間に誤差が生じることはない。
【０１１１】
移相器は、上記デジタル信号に基づいて、上記入力信号と上記第１乗算値とを乗算するステップＳ２００において出力される第１出力信号と、上記直交入力信号と上記第２乗算値とを乗算するステップＳ２０２において出力される第２出力信号とを、加算、もしくは、減算する（Ｓ２０４）。上記第１出力信号と、上記第２出力信号とを加算、もしくは、減算することにより、移相器は、入力信号を移相した出力信号を出力する。ここで、加算と減算とは、上記第１出力信号の正相信号と逆相信号のどちらか一方を差動信号の基準とし、および、上記第２出力信号の正相信号と逆相信号のどちらか一方を差動信号の基準とすることにより行われる。
【０１１２】
なお、上記第１出力信号と、上記第２出力信号とを加算、もしくは、減算するステップＳ２０４は、理想値との間に誤差がない上記第１出力信号と、上記第２出力信号とを加算、または、減算しているので、移相器から出力される出力信号も当然にして、理想値との間に誤差は生じない。
【０１１３】
以上の流れに示す移相方法により、本発明の実施形態に係る移相器において、入力信号の移相が行われる。したがって、本発明の実施形態に係る移相器は、上記移相方法を用いることにより、精度の高い理想的な移相を行うことが可能となる。
【０１１４】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【０１１５】
例えば、図３に示す本発明の実施形態に係る乗算器１０４は、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比を変えるために、所定の抵抗値をもつ入力抵抗と、移相ステップに応じた抵抗値をもつ複数のフィードバック抵抗を備えているが、係る構成に限られず、例えば、所定の抵抗値をもつフィードバック抵抗と、移相ステップに応じた抵抗値をもつ複数の入力抵抗を備えてもよい。入力抵抗の抵抗値を選択的に変えた場合であっても、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比が、移相ステップに応じていれば、本発明の実施形態に係る乗算器１０４と同様に、理想的な乗算値を出力することができる。
【０１１６】
また、図３に示す本発明の実施形態に係る乗算器１０４は、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比を変えるために、移相ステップに応じた抵抗値をもつ複数のフィードバック抵抗を備えているが、係る構成に限られず、例えば、抵抗値をデジタル制御信号に応じて変化させることが可能な素子で構成することもできる。
【０１１７】
さらに、図３に示す本発明の実施形態に係る乗算器１０４は、第１デジタル制御信号に基づいて、フィードバック抵抗を選択的に変えたが、係る構成に限られず、アナログ信号を入力して、フィードバック抵抗を選択的に変えてもよい。アナログ信号を入力して、フィードバック抵抗を選択的に変える場合であっても、入力抵抗の抵抗値に対するフィードバック抵抗の抵抗値の比に基づいて乗算を行うことができるので、本発明の実施形態に係る乗算器１０４と同様に、理想的な乗算値を出力することができる。
【０１１８】
なお、上述した変形例は、図４に示す本発明の実施形態に係る乗算器１０８においても、同様であることは、言うまでもない
【０１１９】
以上に示した構成は、当業者が容易に変更し得る程度のことであり、本発明の等価範囲に属するものと理解すべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１２０】
【図１】本発明の実施形態に係る移相器を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る、移相量と、デジタル制御信号と、第１デジタル制御信号、第２デジタル制御信号、第３デジタル制御信号との関係の一例を示す説明図である。
【図３】本発明の実施形態に係る第１乗算部における移相を３０°ステップで行う構成例を示す回路図である。
【図４】本発明の実施形態に係る第２乗算部における移相を３０°ステップで行う構成例を示す回路図である。
【図５】本発明の実施形態に係る加減算部の構成例を示す回路図である。
【図６】本発明の実施形態に係る移相器における移相方法を示す流れ図である。
【符号の説明】
【０１２１】
１００      移相器
１０４      第１乗算部
１０８      第２乗算部
１１０      加減算部
Ｃ１［０：Ｎ−１］、Ｃ１［０：３］  第１デジタル制御信号
Ｃ２［０：Ｎ−１］、Ｃ２［０：３］  第２デジタル制御信号
Ｃ３［０：１］                      第３デジタル制御信号
Ｖｉｎ１    入力信号
【図１】
2008028681.tif 000008
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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