(57)【要約】【課題】高周波用の多入力１出力の吸収型スイッチを提供する。【解決手段】２入力１出力の高周波スイッチ２００は、Ｖccに接続された出力マッチング回路ＭＣoと、ＭＣoに接続された高周波出力端子Ｏｕｔと、コレクタにＶccが接続され、エミッタに他端が接地されたキャパシタＣceが接続された共通トランジスタＱcと、コレクタにＭＣoが接続され、ベースにスイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1(Ｖ'ctl-2)が印加され、エミッタに共通トランジスタＱcのエミッタがインダクタＬ1(Ｌ2)を介して接続されたスイッチ用トランジスタＱsw1(Ｑsw2)と、コレクタにスイッチ用トランジスタＱsw1(Ｑsw2)のエミッタが接続され、エミッタに高周波入力端子Ｉｎ１(Ｉｎ２)が接続された入力用トランジスタＱi1(Ｑi2)とを有し、スイッチ電圧Ｖctl-1(Ｖctl-2)の高低を切り替えて、高周波入力端子Ｉｎ１(Ｉｎ２)から高周波出力端子Ｏｕｔへの経路の接続及び遮断を切り替える。【選択図】図２
2008172469.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電位に接続された出力マッチング回路と、
前記出力マッチング回路に接続された高周波出力端子と、
コレクタ／ドレインに第１の電位が接続され、エミッタ／ソースに他端が第２の電位に接続されたキャパシタの一端が接続された共通トランジスタと、
コレクタ／ドレインに出力マッチング回路が接続され、ベース／ゲートにスイッチ電圧が印加され、エミッタ／ソースに前記共通トランジスタの前記エミッタ／ソースがインダクタ又はインダクタンスを有する線路を介して接続されたスイッチ用トランジスタと、
コレクタ／ドレインに前記スイッチ用トランジスタの前記エミッタ／ソースが接続され、エミッタ／ソースに高周波入力端子が接続された入力用トランジスタとを有し、
前記スイッチ用トランジスタの前記ベース／ゲートに印加される前記スイッチ電圧により、前記高周波入力端子から前記高周波出力端子への経路の接続及び遮断を切り替え可能としたことを特徴とする高周波スイッチ。
【請求項２】
前記スイッチ電圧は、電流注入及び引き出し可能なカレントミラー回路により生成されて前記スイッチ用トランジスタの前記ベース／ゲートに印加されることを特徴とする請求項１に記載の高周波スイッチ。
【請求項３】
前記カレントミラー回路は、カレントミラー回路の主たる構成である第１及び第２のトランジスタと、第１のトランジスタに直列接続され、固定ベース／ゲート電位を有する第３のトランジスタと、第２のトランジスタに直列接続され、スイッチ前段電圧をベース／ゲート電位とする第４のトランジスタとを有し、当該第４のトランジスタのエミッタ／ソースに前記スイッチ用トランジスタのベース／ゲートが接続されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波スイッチ。
【請求項４】
前記カレントミラー回路を構成する第１、第２、第４のトランジスタをｐチャンネルＭＯＳＦＥＴで、第３のトランジスタをｎチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とする請求項３に記載の高周波スイッチ。
【請求項５】
前記共通トランジスタ、前記スイッチ用トランジスタ及び前記入力用トランジスタを、全てｎｐｎトランジスタにより構成したことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の高周波スイッチ。
【請求項６】
前記スイッチ用トランジスタと、前記インダクタ又はインダクタンスを有する線路と、前記入力用トランジスタと前記高周波入力端子とから成る入力部を複数個並列接続し、
当該複数個の前記高周波入力端子の内の１つの高周波入力端子から高周波出力端子への経路を接続し、他の高周波入力端子から高周波出力端子への経路を遮断可能として、当該高周波出力端子へ接続する高周波入力端子を切替可能としたことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の高周波スイッチ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は複数の高周波入力から１つの高周波入力を選択して出力する高周波スイッチに関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は、非特許文献１に記載されたスイッチ９００の回路図である。また、図７は、非特許文献２に記載された、スイッチ９５０の回路図である。
【０００３】
図６のスイッチ９００は、３つのｎｐｎトランジスタ９０１、９０２及び９０３により構成された電子ボリュームである。
ｎｐｎトランジスタ９０１のコレクタが定電圧源Ｖccに接続され、ｎｐｎトランジスタ９０１のベースが制御電圧Ｖctlの高電位に接続されている。
ｎｐｎトランジスタ９０２のコレクタが出力端子Ｖoに接続され、また、抵抗ＲＬを介して定電圧源Ｖccに接続され、ｎｐｎトランジスタ９０２のベースが接地されている。
ｎｐｎトランジスタ９０３のコレクタがｎｐｎトランジスタ９０１のエミッタ及び９０２のエミッタに接続され、ｎｐｎトランジスタ９０３のベースがバイアス電位Ｖbiasを介した入力信号Ｖsの高電位側に接続され、ｎｐｎトランジスタ９０３のエミッタが抵抗Ｒqを介して電位Ｖeeに接続されている。
【０００４】
良く知られているように、制御電圧Ｖctlを変化させることで、出力端子ＶoのＤＣレベルが変ると共に、入力信号の振幅を０から所定電位まで変化させて出力させることができる。即ち、図６のスイッチ９００は、制御電圧Ｖctlにより、出力端子Ｖoに、入力信号を出力し、或いは遮断することができる。この際、ｎｐｎトランジスタ９０２は減衰器（アッテネータ）として働く。また、ｎｐｎトランジスタ９０３には一定のＤＣ電流が流れるので、スイッチ９００は、そのオンオフに関わらずほぼ一定の入力インピーダンスになるので、吸収型のスイッチとなる。
【０００５】
図７のスイッチ９５０は、４つのｎｐｎトランジスタ９５１、９５２、９５３及び９５４、２つのｐｎｐトランジスタ９５５及び９５６、３つの定電流源Ｐ１、Ｐ２及びＰ３により構成された信号切替回路である。
４つのｎｐｎトランジスタ９５１、９５２、９５３及び９５４の各端子の接続は次のようである。これらのコレクタが全て定電圧源Ｖccに接続され、これらのベースが順に第１の入力端子Ｉｎ１、第１の制御電圧Ｖctl-1、第２の制御電圧Ｖctl-2、第２の入力端子Ｉｎ２に接続されている。
また、２つのｎｐｎトランジスタ９５１及び９５２のエミッタは第１の定電流源Ｐ１の電流流入側に、２つのｎｐｎトランジスタ９５３及び９５４のエミッタは第２の定電流源Ｐ２の電流流入側に接続されている。
第３の定電流源Ｐ３の電流流入側は定電圧源Ｖccに接続され、電流流出側は出力端子Ｏｕｔに接続されている。
２つのｐｎｐトランジスタ９５５及び９５６の各端子の接続は次のようである。これらのエミッタが第３の定電圧源Ｐ３の電流流出側に接続され、各々のベースが、それぞれ、第１の定電流源Ｐ１の電流流入側と第２の定電流源Ｐ２の電流流入側とに接続されている。
また、２つの定電流源Ｐ１及びＰ２の電流流出側と２つのｐｎｐトランジスタ９５５及び９５６のコレクタは接地されている。
【０００６】
図７のスイッチ９５０は、第１の制御電圧Ｖctl-1と第２の制御電圧Ｖctl-2の、何れかを高電位、他方を低電位とし、或いはその逆に切り替えることで、出力端子Ｏｕｔに、第１の入力端子Ｉｎ１と第２の入力端子Ｉｎ２の何れか一方からの信号を切り替えて出力するものである。例えば、第１の制御電圧Ｖctl-1を高電位に、第２の制御電圧Ｖctl-2を低電位とすると、定電流源Ｐ１の電流はｎｐｎトランジスタ９５２から大部分供給され、ｎｐｎトランジスタ９５１はオフとなる。即ち第１の入力端子Ｉｎ１からの入力信号は出力端子Ｏｕｔに出力されない（遮断される）。一方、ｎｐｎトランジスタ９５３からは電流が流れず、定電流源Ｐ２の電流はｎｐｎトランジスタ９５４から大部分供給される。即ち、ｎｐｎトランジスタ９５３はオフとなり、ｎｐｎトランジスタ９５４はオンとなる。この時、第２の入力端子Ｉｎ２からの入力信号は出力端子Ｏｕｔに出力される（接続される）。
【０００７】
以下、このような図６のスイッチ９００や、図７のスイッチ９５０が、例えば特許文献１に記載された、ミリ波を用いたデジタルビームフォーミングレーダー受信装置内部の高周波スイッチとして機能するかどうか、検討する。
【特許文献１】特開２００１−１６６０２９号公報
【非特許文献１】黒田徹、ＣＱ出版「はじめてのトランジスタ回路設計」、１９９９年、第１２８〜１３２ページ
【非特許文献２】鈴木雅臣、ＣＱ出版「新・低周波／高周波回路設計マニュアル」１９９０年、第２５７〜２５９ページ
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特許文献１に記載された、ミリ波を用いたデジタルビームフォーミングレーダー受信装置用の高周波スイッチとしては、多数の高周波入力から所望の１入力を選択して出力する必要がある。また、選択されなかった高周波信号が例えば受信アンテナ方向に反射しないように、スイッチが高周波を吸収するように作用する必要もある。
【０００９】
図６の電子ボリュームを採用したスイッチ９００を、単純にｎ入力１出力（ｎは２以上の整数）として構成すると、例えば図８のような構成のスイッチ９９０となる。これは、図６のスイッチ９００の構成要素のうち、定電圧源Ｖccと出力端子Ｖoと抵抗ＲＬを共通として、第ｋ（ｋはｎ以下の自然数）の入力信号Ｖs-kに対し、ｎｐｎトランジスタ９ｋ１、９ｋ２及び９ｋ３と制御電圧Ｖctl-k、バイアス電位Ｖbias-k、抵抗Ｒq-kの組を用意して、ｎ個のスイッチ（電子ボリューム）９００−ｋを構成するものである。尚、電位Ｖeeは共通として良い。図８では第２の制御電圧Ｖctl-2を低電位として、ｎｐｎトランジスタ９２１をオフ、ｎｐｎトランジスタ９２２をオンとし、他の制御電圧Ｖctl-k（ｋ≠２）を高電位として、ｎｐｎトランジスタ９ｋ１をオン、ｎｐｎトランジスタ９ｋ２をオフとした状態を示した。この場合、オンとなったｎｐｎトランジスタ９２２を介して第２の入力信号Ｖs-2が出力端子Ｖoから出力され（接続され）、他の入力信号Ｖs-k（ｋ≠２）は、ｎｐｎトランジスタ９ｋ２がオフであるので出力端子Ｖoに出力されない（遮断される）。
【００１０】
ここで、図８で、点Ｏは共通抵抗ＲＬの定電圧源Ｖcc側の端子であり、点Ａは、ｎ個のｎｐｎトランジスタ９ｋ１のコレクタへの定電圧源Ｖccからの分岐点であり、ＯＡ間には、ｎ個のｎｐｎトランジスタ９ｋ１のコレクタ電流の合計が流れる。尚、点Ｂは共通抵抗ＲＬの出力端子Ｖo側の端子であって、ｎ個のｎｐｎトランジスタ９ｋ２のコレクタへの分岐点である。
【００１１】
さて、図８のスイッチ９９０を実際に作成すると、図のＯＡ間は線路となり、インダクタ成分と抵抗成分が無視できない。ＯＡ間には、ｎ組のスイッチ（電子ボリューム）９００−ｋのｎ個のｎｐｎトランジスタ９ｋ１のコレクタ電流の合計が流れるので、スイッチ（電子ボリューム）の総数が増えれば増えるほどＯＡ間に高周波信号が流れ、点Ａの電位が変動することとなる。各スイッチ９００−ｋの構成は、差動回路を形成しているから、点Ａの電位が変動すると点Ｂの電位も変動する。これにより、遮断したはずの入力端子からの入力信号が出力端子に流れることとなり、アイソレーションが低下することとなる。実際、２入力の構成で高周波の周波数が５．８ＧＨｚの場合、アイソレーションは３０ｄＢ程度である。
【００１２】
また、図７のスイッチ９５０は、第１の入力端子Ｉｎ１から見たインピーダンスは、ｎｐｎトランジスタ９５１が動作中か遮断中か（対となるｎｐｎトランジスタ９５２がオフかオンか）によって大きく変化する。即ち、図７のスイッチ９５０においては、ｎｐｎトランジスタ９５１が動作中の第１の入力端子Ｉｎ１から見たインピーダンスにマッチングするように入力のマッチング回路を構成しても、ｎｐｎトランジスタ９５１が遮断中はマッチングせず、入力インピーダンスが大きくなるので、第１の入力端子Ｉｎ１からの高周波信号は反射することとなる。これは、上記特許文献１のようなレーダー装置の多入力１出力のスイッチとして図７のスイッチ９５０を採用した場合、出力されない入力信号がレーダーの受信アンテナから再放射される原因となる。
【００１３】
また、図７のスイッチ９５０は、ｐｎｐトランジスタ９５５及び９５６を用いているので、高速なスイッチ切替に対応できない。また、非特許文献２においては、制御電圧Ｖctl-1及びＶctl-2の入力回路に何らかの工夫を加えることについても言及が無い。
【００１４】
本発明は、上記のような従来のスイッチでは達成できなかった、トランジスタを利用した単方向の高周波用の多入力１出力の吸収型スイッチを提供することを目的とする。追加的には、スイッチの高速度切替（制御電圧の高速度切替）が可能な構成についても目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
請求項１に係る発明は、第１の電位に接続された出力マッチング回路と、出力マッチング回路に接続された高周波出力端子と、コレクタ／ドレインに第１の電位が接続され、エミッタ／ソースに他端が第２の電位に接続されたキャパシタの一端が接続された共通トランジスタと、コレクタ／ドレインに出力マッチング回路が接続され、ベース／ゲートにスイッチ電圧が印加され、エミッタ／ソースに共通トランジスタのエミッタ／ソースがインダクタ又はインダクタンスを有する線路を介して接続されたスイッチ用トランジスタと、コレクタ／ドレインにスイッチ用トランジスタのエミッタ／ソースが接続され、エミッタ／ソースに高周波入力端子が接続された入力用トランジスタとを有し、スイッチ用トランジスタのベース／ゲートに印加されるスイッチ電圧により、高周波入力端子から高周波出力端子への経路の接続及び遮断を切り替え可能としたことを特徴とする高周波スイッチである。尚、バイポーラトランジスタを用いる場合にはエミッタ、ベース、コレクタの用語が用いられ、ＦＥＴではソース、ゲート、ドレインの用語が用いられる。これは請求項４に係る発明においても同じである。
【００１６】
出力マッチング回路は、高周波入力端子と高周波出力端子を接続状態とした場合に、高周波出力端子以降の外部回路とのインピーダンスマッチングを図ると共に、第１の電位、例えば定電圧源からの正電位を、スイッチ用トランジスタのコレクタに供給するように作用するものとする。
入力用トランジスタは、エミッタ／ソースから高周波信号を入力する、ベース／ゲート接地増幅器の構成で用いられる。共通トランジスタは、このベース／ゲート接地増幅器に、オン時（高周波入力端子からの入力信号の通過時）にもオフ時（高周波入力端子からの入力信号の遮断時）にも、一定の直流電流を流すために設けられているものである。
【００１７】
請求項２に係る発明は、スイッチ電圧は、電流注入及び引き出し可能なカレントミラー回路により生成されてスイッチ用トランジスタのベース／ゲートに入力されることを特徴とする。更に請求項３に係る発明は、カレントミラー回路は、カレントミラー回路の主たる構成である第１及び第２のトランジスタと、第１のトランジスタに直列接続され、固定ベース／ゲート電位を有する第３のトランジスタと、第２のトランジスタに直列接続され、スイッチ前段電圧をベース／ゲート電位とする第４のトランジスタとを有し、当該第４のトランジスタのエミッタ／ソースがスイッチ用トランジスタのベース／ゲートに接続されていることを特徴とする。更に請求項４に係る発明は、カレントミラー回路を構成する第１、第２、第４のトランジスタをｐチャンネルＭＯＳＦＥＴで、第３のトランジスタをｎチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とする。
【００１８】
電流注入及び引き出し可能なカレントミラー回路とは、カレントミラー回路の一方の定電流端子を、スイッチ用トランジスタのベース／ゲートと、例えば請求項３に係る発明における第４のトランジスタのエミッタ／ソースとに接続したものである。当該第４のトランジスタがオフの場合にカレントミラー回路の定電流がスイッチ用トランジスタのベース／ゲートに流れることで、当該スイッチ用トランジスタのベース／ゲートが例えば高電位になる。逆に、第４のトランジスタがオンの場合にカレントミラー回路の定電流が例えば接地に流れると共にスイッチ用トランジスタのベース／ゲートの電荷が接地に流れることで、当該スイッチ用トランジスタのベース／ゲートが例えば低電位（接地電位）になる。
【００１９】
請求項５に係る発明は、共通トランジスタ、スイッチ用トランジスタ及び入力用トランジスタを、全てｎｐｎトランジスタにより構成したことを特徴とする。
【００２０】
請求項６に係る発明は、スイッチ用トランジスタと、インダクタ又はインダクタンスを有する線路と、入力用トランジスタと高周波入力端子とから成る入力部を複数個有し、当該複数個の高周波入力端子の内の１つの高周波入力端子から高周波出力端子への経路を接続し、他の高周波入力端子から高周波出力端子への経路を遮断可能として、当該高周波出力端子へ接続する高周波入力端子を切替可能としたことを特徴とする。これにより、複数の高周波入力端子から入力された入力信号の中から、１つの入力を選択して高周波出力端子に出力する高周波スイッチが構成される。
【発明の効果】
【００２１】
上述した通り、共通トランジスタは、入力用トランジスタに一定の直流電流を流すために設けられている。しかし、共通トランジスタに、入力トランジスタのコレクタ／ドレインから高周波が流れてはアイソレーション特性が低下するので、共通トランジスタのエミッタ／ソースと入力用トランジスタのコレクタ／ドレインの間はインダクタ又はインダクタンスを有する線路で接続する。また、共通トランジスタのエミッタ／ソースにはキャパシタを接続し、当該キャパシタの他端は第２の電位に接続、例えば接地しておく。これにより、１．インダクタ又はインダクタンスを有する線路により高周波を減衰させると共に、２．高周波電位は第２の電位に固定されているので、共通トランジスタのエミッタ／ソースには、高周波は流れない。
【００２２】
本発明によれば、高周波入力端子から見た入力インピーダンスについて、高周波出力端子と遮断された状態（オフ時）と高周波出力端子に接続された状態（オン時）の切替に際しての変動を小さいものとすることができる。即ち、スイッチのオンオフ切替え時にも高周波入力端子から見たインピーダンスの変化を小さくできる、吸収型スイッチとして振る舞う。また、多入力１出力の高周波スイッチとして構成した場合も、入力数が増してもアイソレーション劣化が小さい高周波スイッチを構成できる。
【００２３】
請求項２乃至４の構成によれば、スイッチ前段電圧をカレントミラー回路に入力し、スイッチ用トランジスタのベース／ゲートに印加されるスイッチ電圧を生成する。即ち、スイッチ前段電圧によりスイッチ用トランジスタのベース／ゲートの電流注入及び引き出しを行うことができる。これによれば、制御電圧をスイッチ電圧としてスイッチ用トランジスタのベース／ゲートに直接印加するよりも、スイッチ用トランジスタのベース／ゲートの電位の高速切替えが可能となる。即ち、本発明によれば、高周波入力端子から高周波出力端子への遮断及び接続を高速に切替るえことが可能な高周波スイッチを構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
本発明を実施する際には、高周波入力端子側にもマッチング回路を設けると良い。
【００２５】
高周波出力端子を接続した出力マッチング回路は、入力用トランジスタによるベース接地増幅器の負荷となる。多入力１出力とするには、出力マッチング回路と共通トランジスタとを共通として、ベース接地増幅器とスイッチ用トランジスタとの直列接続回路を並列させることになる。
【００２６】
共通トランジスタのエミッタ／ソースと、スイッチ用トランジスタのエミッタ／ソース及び入力用トランジスタのコレクタ／ドレインとの間に挿入するインダクタは、所望の高周波に対する４分の１波長線路で代替できる。
【００２７】
以下、本発明の具体的な回路構成を回路図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。
尚、以下のシミュレーションにおいては、５．８ＧＨｚを中心とした数ＧＨｚ帯域のシミュレーションを示す。尚、本発明は３０〜３００ＧＨｚのミリ波帯域に対応可能であり、例えば７７ＧＨｚのミリ波レーダーに適用可能な高周波スイッチである。
【実施例１】
【００２８】
図１は、本発明の具体的な一実施例に係る１入力１出力の高周波スイッチ１００の回路図である。本実施例においては、第１の電位を第２の電位に対して正とする例であり、第２の電位を接地電位とするものである。勿論、以下で説明するｎｐｎトランジスタＱc、Ｑsw1、Ｑi1を全てｐｎｐトランジスタに置き換えるのであれば、第１の電位が第２の電位に対して負電位となる負電源を用い、第２の電位を接地電位とする構成も考えられる。しかし、動作速度の面から、以下のように、トランジスタＱc、Ｑsw1、Ｑi1を全てｎｐｎトランジスタにより構成することが好ましい。
【００２９】
１入力１出力の高周波スイッチ１００は、定電圧源Ｖcc（第１の電位）に接続された出力マッチング回路ＭＣoと、出力マッチング回路ＭＣoに接続された高周波出力端子Ｏｕｔと、コレクタに定電圧源Ｖccが接続され、エミッタに他端が接地（第２の電位に接続）されたキャパシタＣceの一端が接続された共通トランジスタＱcとを有する。共通トランジスタＱcのベースには、バイアス電位ＢＩＡＳ２が抵抗Ｒcbを介して印加され、また、他端が接地されたキャパシタＣcbの一端が接続されている。共通トランジスタＱcはｎｐｎトランジスタである。
【００３０】
更に、１入力１出力の高周波スイッチ１００は、コレクタに出力マッチング回路ＭＣoが接続され、ベースにスイッチ電圧Ｖctl-1が印加され、エミッタに共通トランジスタＱcのエミッタがインダクタＬ1を介して接続されたスイッチ用トランジスタＱsw1を有する。スイッチ用トランジスタＱsw1のベースには他端が接地されたキャパシタＣsw1bの一端が接続されている。スイッチ用トランジスタＱsw1はｎｐｎトランジスタである。
【００３１】
更に、１入力１出力の高周波スイッチ１００は、コレクタにスイッチ用トランジスタＱsw1のエミッタが接続され、エミッタに高周波入力端子Ｉｎ１が接続された入力用トランジスタＱi1を有する。入力用トランジスタＱi1のベースには、バイアス電位ＢＩＡＳ１が抵抗Ｒi1bを介して印加され、また、他端が接地されたキャパシタＣi1bの一端が接続されている。入力用トランジスタＱi1のエミッタには、他端が接地された抵抗Ｒi1eの一端が接続されている。入力用トランジスタＱi1はｎｐｎトランジスタである。また、入力用トランジスタＱi1はベース接地（高周波的に）の構成であり、増幅器としてはエミッタ入力、コレクタ出力である。
以上とは別に、定圧電源Ｖccから、第１、第２のバイアス（ＢＩＡＳ１、ＢＩＡＳ２）を生成するための図示しないバイアス回路が形成されているものとする。
【００３２】
図１の１入力１出力の高周波スイッチ１００は、スイッチ用トランジスタＱsw1のベースに印加されるスイッチ電圧Ｖctl-1の電位が高いか低いかにより、高周波入力端子Ｉｎ１から高周波出力端子Ｏｕｔへの経路の接続及び遮断を切り替え可能とした高周波スイッチである。図１の点線で囲んだ入力部１０−１は、スイッチ用トランジスタＱsw1とキャパシタＣsw1bとスイッチ電圧Ｖctl-1、インダクタＬ1、入力用トランジスタＱi1と抵抗Ｒi1b及びＲi1eとキャパシタＣi1b、並びに高周波入力端子Ｉｎ１により形成されている。
【００３３】
後述するように、スイッチ用トランジスタＱsw1のエミッタからインダクタＬ1側を見た高周波インピーダンスは、高周波出力端子Ｏｕｔに接続される外部回路の特性インピーダンス（例えば５０Ω）に比べて十分に大きい。このため、スイッチ用トランジスタＱsw1のベースに高電位が印加されてスイッチ用トランジスタＱsw1がオンとなり、当該スイッチ用トランジスタＱsw1が低抵抗として働く場合は、ベース接地された入力用トランジスタＱi1の負荷は、出力マッチング回路ＭＣoのみとなる。即ち、スイッチ用トランジスタＱsw1のコレクタに出力される高周波が、インダクタＬ1側に流れることは無い。一方、スイッチ用トランジスタＱsw1のベースに低電位が印加されてスイッチ用トランジスタＱsw1がオフである場合は、ベース接地された入力用トランジスタＱi1の負荷は、入力用トランジスタＱi1のコレクタからインダクタＬ1側を見たインピーダンスとなる。
【００３４】
本発明においては、スイッチ用トランジスタＱsw1のオンオフに関わらず、高周波入力端子Ｉｎ１から見たインピーダンスをほぼ一定にするため、ベース接地された入力用トランジスタＱi1に一定の直流電流を流して入力用トランジスタＱi1の動作点が一定となるような構成を採用している。これが共通トランジスタＱcの作用である。この際、直流電流は定電圧源Ｖccから共通トランジスタＱcを介してベース接地された入力用トランジスタＱi1に流す必要があるが、スイッチ１００の遮断特性の要請から、当然に、ベース接地された入力用トランジスタＱi1から高周波が共通トランジスタＱcに流れないようにする必要がある。そこで、インダクタＬ1を、共通トランジスタＱcのエミッタと、入力用トランジスタＱi1のコレクタ（及びスイッチ用トランジスタＱsw1のエミッタ）との間に設け、共通トランジスタＱcのエミッタには更に他端が接地されたキャパシタＣceの一端を接続した。ここで、図１に示した通り、インダクタＬ1の両端子である、共通トランジスタＱcのエミッタ及びキャパシタＣceとの接続点をＮc、入力用トランジスタＱi1のコレクタ及びスイッチ用トランジスタＱsw1のエミッタとの接続点をＮ1とする。
【００３５】
インダクタＬ1とキャパシタＣceにより、接続点Ｎcを使用する高周波において接地電位とし、接続点Ｎ1からインダクタＬ1を見た高周波インピーダンス（図１のＺａ）を外部回路の特性インピーダンス（例えば５０Ω）以上で入力用トランジスタＱi1のコレクタ抵抗よりも小さい値とした。こうして、スイッチ用トランジスタＱsw1のベースに低電位が印加されてスイッチ用トランジスタＱsw1がオフとなり、高周波入力端子Ｉｎ１から高周波出力端子Ｏｕｔへの接続が遮断されたオフ時には、共通トランジスタＱcのエミッタから入力用トランジスタＱi1のコレクタに直流電流は流れるが、接続点Ｎcの電位が使用高周波に対して接地電位に固定されているので、入力用トランジスタＱi1のコレクタの高周波は共通トランジスタＱcを通過しない。よって、共通トランジスタＱcを介して高周波出力端子Ｏｕｔへ高周波信号が伝搬することはない。このように、本実施例は、オフ時にもアイソレーションの劣化が生じない高周波スイッチの具体例である。入力用トランジスタＱi1の動作点がスイッチ１００のオンオフ状態に関わらず変動せず、接続点Ｎ1からインダクタＬ1を見た高周波インピーダンス（図１のＺａ）を外部回路の特性インピーダンス（例えば５０Ω）以上で入力用トランジスタＱi1のコレクタ抵抗よりも小さい値としているので、入力用トランジスタＱi1のエミッタから見た入力インピーダンスは、そのコレクタに接続されている負荷（インダクタＬ1のインピーダンス）に依存しない。よって、本実施例の入力インピーダンスは、オン時とオフ時で変わらず、図１のスイッチ１００は吸収タイプのスイッチとなる。よって高周波受信アンテナに接続した場合に、スイッチ１００のオフ時にも再放射が生ぜず、オンオフ切替え時にインピーダンスの大きなアンバランスは生じない。
【００３６】
高周波スイッチ１００の入力部１０−１以外を共通として、入力部１０−１と同様の構成の入力部１０−２、…、１０−ｎを並列に追加接続することにより、ｎ入力１出力の高周波スイッチが容易に構成できる。この際、入力部１０−ｋをオン（入力Ｉｎｋを出力Ｏｕｔに接続）とし、その他の入力部１０−ｋ’をオフ（入力Ｉｎｋ’を出力Ｏｕｔと遮断）とする。入力部１０−ｋをオンにするためにはスイッチ電圧Ｖctl-kを高電位とすれば良く、入力部１０−ｋ’をオフにするためにはスイッチ電圧Ｖctl-k'を低電位とすれば良い。これを以下に述べる。
【実施例２】
【００３７】
図２は、本発明の具体的な一実施例に係る２入力１出力の高周波スイッチ２００の回路図である。尚、図２の高周波スイッチ２００をシミュレーションに用いた。シミュレーションの結果の入出力特性及び反射特性の表示であるＳｉｊ（ｉ、ｊはポート番号）においては、高周波入力端子Ｉｎ１及びＩｎ２はＰｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２と、高周波出力端子ＯｕｔはＰｏｒｔ３と扱う。
【００３８】
図２の２入力１出力の高周波スイッチ２００は、図１の高周波スイッチ１００の入力部１０−１以外を共通として、図１の入力部１０−１と同様な構成の入力部を他に１個追加した回路である。２つの入力部の出力に共通の出力マッチング回路ＭＣoが設けられ、２つの高周波入力端子Ｉｎ１及びＩｎ２に各々入力マッチング回路ＭＣi1及びＭＣi2が追加され、スイッチ用トランジスタＱsw1及びＱsw2のベースに各々入力される２つのスイッチ電圧Ｖctl-1及びＶctl-2が、カレントミラー回路ＣＭ1及びＣＭ2を介して２つのスイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1及びＶ'ctl-2により生成される構成としたものである。
【００３９】
図２の２入力１出力の高周波スイッチ２００は、図１の高周波スイッチ１００と同様に、インダクタＬ1を、共通トランジスタＱcのエミッタと、入力用トランジスタＱi1のコレクタ（及びスイッチ用トランジスタＱsw1のエミッタ）との間に設け、インダクタＬ2を、共通トランジスタＱcのエミッタと、入力用トランジスタＱi2のコレクタ（及びスイッチ用トランジスタＱsw2のエミッタ）との間に設けた。共通トランジスタＱcのエミッタには更に他端が接地されたキャパシタＣceの一端を接続した。ここで、図２に示した通り、インダクタＬ1の、入力用トランジスタＱi1のコレクタ及びスイッチ用トランジスタＱsw1のエミッタとの接続点をＮ1とし、インダクタＬ2の、入力用トランジスタＱi2のコレクタ及びスイッチ用トランジスタＱsw2のエミッタとの接続点をＮ2とする。また、インダクタＬ1及びＬ2の各々の他方の端子と、共通トランジスタＱcのエミッタ及びキャパシタＣceとの接続点をＮcとする。
【００４０】
図２の２入力１出力の高周波スイッチ２００は、図１の高周波スイッチ１００と同様に、インダクタＬ1（Ｌ2）とキャパシタＣceにより、接続点Ｎcを使用する高周波において接地電位とし、接続点Ｎ1（Ｎ2）からインダクタＬ1を見た高周波インピーダンスを外部回路の特性インピーダンス（例えば５０Ω）以上で入力用トランジスタＱi1（Ｑi2）のコレクタ抵抗よりも小さい値とした。こうして、スイッチ用トランジスタＱsw1（Ｑsw2）のベースに低電位が印加されてスイッチ用トランジスタＱsw1（Ｑsw2）がオフとなり、高周波入力端子Ｉｎ１（Ｉｎ２）から高周波出力端子Ｏｕｔへの接続が遮断されたオフ時には、共通トランジスタＱcのエミッタから入力用トランジスタＱi1（Ｑi2）のコレクタに直流電流は流れるが、接続点Ｎcの電位が使用高周波に対して接地電位に固定されているので、入力用トランジスタＱi1（Ｑi2）のコレクタの高周波は共通トランジスタＱcを通過しない。
【００４１】
以上とは別に、定圧電源Ｖccから、第１、第２、第３のバイアス（ＢＩＡＳ１、ＢＩＡＳ２、ＢＩＡＳ３）を生成するための図示しないバイアス回路が形成されているものとする。
図２の高周波スイッチ２００は、図１の高周波スイッチ１００と同様、スイッチ用トランジスタＱsw1（Ｑsw2）のベースに印加されるスイッチ電圧Ｖctl-1（Ｖctl-2）を高電位とすれば、入力用トランジスタＱi1（Ｑi2）を介して高周波信号が高周波入力端子Ｉｎ１（Ｉｎ２）から高周波出力端子Ｏｕｔに出力される。但し、図２の高周波スイッチ２００は、スイッチ電圧Ｖctl-1及びＶctl-2を、各々カレントミラー回路ＣＭ1及びＣＭ2を介して２つのスイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1及びＶ'ctl-2により生成される構成としたものである。この際、スイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1（Ｖ'ctl-2）が高電位であれば、スイッチ用トランジスタＱsw1（Ｑsw2）のベースに電流が注入されてスイッチ電圧Ｖctl-1（Ｖctl-2）は高電位となる。スイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1（Ｖ'ctl-2）が低電位であれば、スイッチ用トランジスタＱsw1（Ｑsw2）のベースから電流が引き出されスイッチ電圧Ｖctl-1（Ｖctl-2）は低電位となる。
【００４２】
即ち、スイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1を高電位とし、スイッチ前段電圧Ｖ'ctl-2を低電位、例えば０Ｖとすることで、スイッチ電圧Ｖctl-1を高電位とし、スイッチ電圧Ｖctl-2を低電位、例えば０Ｖとすることができる。こうして入力用トランジスタＱi1を介して高周波信号が高周波入力端子Ｉｎ１から高周波出力端子Ｏｕｔに出力される。この際、高周波入力端子Ｉｎ２は高周波出力端子Ｏｕｔとは遮断される。
逆に、スイッチ前段電圧Ｖ'ctl-2を高電位とし、スイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1を低電位、例えば０Ｖとすることで、スイッチ電圧Ｖctl-2を高電位とし、スイッチ電圧Ｖctl-1を低電位、例えば０Ｖとすることができる。こうして入力用トランジスタＱi2を介して高周波信号が高周波入力端子Ｉｎ２から高周波出力端子Ｏｕｔに出力される。この際、高周波入力端子Ｉｎ１は高周波出力端子Ｏｕｔとは遮断される。
【００４３】
この際、オフとなった入力用トランジスタＱi1又はＱi2には、共通トランジスタＱcから直流電流は流れる。しかし、実施例１でも説明した通り、接続点Ｎcの電位は使用高周波に対して接地電位に固定されているので、スイッチ用トランジスタＱsw1及びＱsw2のうちオフとなっている側に接続された入力用トランジスタＱi1又はＱi2のコレクタの高周波は共通トランジスタＱcを通過しないので、この経路を通って高周波出力端子Ｏｕｔへ高周波が流れることはない。このように、本実施例は、オフ時にもアイソレーションの劣化が生じない２入力１出力の高周波スイッチの具体例である。本実施例の入力インピーダンスは、実施例１において説明したように、オン時とオフ時でかわらず、吸収タイプのスイッチとなる。よって高周波受信アンテナに接続した場合に、オフ時にも再放射が生ぜず、オンオフ切替え時にインピーダンスのアンバランスが生じない。
尚、接続点Ｎcが高周波に対して接地電位に固定されているので、例えばスイッチ用トランジスタＱsw1がオン、スイッチ用トランジスタＱsw2がオフの時に、入力用トランジスタＱi2のコレクタの高周波がインダクタＬ2及びＬ1を介して、オンとなっているスイッチ用トランジスタＱsw1のエミッタに流れることも防止される。即ち、オンとなっているスイッチ用トランジスタＱsw1のエミッタ電位が、遮断すべき高周波である入力用トランジスタＱi2のコレクタ電位によって変調を受けることはない。
【００４４】
図２の高周波スイッチ２００の出力マッチング回路ＭＣoは、インダクタＬo、キャパシタＣo1及びＣo2から構成されている。まず、定電圧源Ｖccとスイッチ用トランジスタＱsw1及びＱsw2のコレクタとが出力マッチング回路ＭＣo内のインダクタＬoを介して接続される。これにより、スイッチ用トランジスタＱsw1及びＱsw2のコレクタに、直流電位が印加される。次に、インダクタＬoに並列に、キャパシタＣo1及びＣo2の直列接続が接続され、キャパシタＣo1及びＣo2の中間点に高周波出力端子Ｐｏｒｔ３（Ｏｕｔ）が接続されている。
【００４５】
図２の高周波スイッチ２００の入力マッチング回路ＭＣi1は、インダクタＬi1、キャパシタＣi1s及びＣi1pから構成されている。高周波入力端子Ｐｏｒｔ１（Ｉｎ１）と入力トランジスタＱi1のエミッタの間に、インダクタＬi1とキャパシタＣi1sがこの順に直列接続されている。また、高周波入力端子Ｐｏｒｔ１（Ｉｎ１）には、他端が接地されたキャパシタＣi1pの一端が接続されている。図２の高周波スイッチ２００の入力マッチング回路ＭＣi2も、全く同様に、高周波入力端子Ｐｏｒｔ２（Ｉｎ２）と入力トランジスタＱi2のエミッタとの間に配設された、インダクタＬi2、キャパシタＣi2s及びＣi2pから構成されている。
【００４６】
図２の高周波スイッチ２００のカレントミラー回路ＣＭ1の構成は次の通りである。ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ11（第１のトランジスタ）及びＱ12（第２のトランジスタ）のソースが定圧電源Ｖccに接続され、ゲートが互いに接続され且つｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ11のドレインに接続されている。ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ11のドレインにはｎチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ13（第３のトランジスタ）のドレインが接続されている。ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ13のゲートには第３のバイアス（ＢＩＡＳ３）が印加され、ソースは接地されている。一方、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ12のドレインにはｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ14（第４のトランジスタ）のソースが接続されており、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ14のゲートにはスイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1が印加され、ドレインは接地されている。全く同様に、カレントミラー回路ＣＭ2もｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ21（第１のトランジスタ）、Ｑ22（第２のトランジスタ）及びＱ24（第４のトランジスタ）、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ23（第３のトランジスタ）により構成され、第３のバイアス（ＢＩＡＳ３）がｎチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ23のゲートに、スイッチ前段電圧Ｖ'ctl-2がｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ24のゲートに印加される。
【００４７】
カレントミラー回路ＣＭ1及びＣＭ2は、電流注入及び電流引き出しを行う回路である。これを図３で他の回路構成と比較して説明する。図３．Ａは、カレントミラー回路ＣＭ1と、スイッチ用トランジスタＱsw1、入力用トランジスタＱi1及び抵抗Ｒi1eを抜き出した部分図、図３．Ｂはカレントミラー回路ＣＭ1をｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９０と１個の抵抗Ｒ90のみに置き換えた回路図、図３．Ｃは２つのｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１及び９２でカレントミラー回路を構成し、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９３でスイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1を入力する入力回路の回路図である。
【００４８】
ｎｐｎトランジスタＱsw1のベースに接続される入力回路としては、例えば図３．Ｂのような、ゲートにスイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1が印加され、定圧電源Ｖccが抵抗Ｒ90を介してドレインに接続され、ドレインがｎｐｎトランジスタＱsw1のベースに接続され、ソースが接地されたｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９０の構成を用いる場合が想定される。しかし、図３．Ｂの構成では電圧注入である。そのため、ＭＨｚ程度の高速切替に対応させるために、抵抗Ｒ90を小さくすると消費電流が大きくなってしまう。逆に抵抗Ｒ90を大きくすると時定数が大きくなり、高速切替に対して、なまった反応をしてしまう。
【００４９】
また、図３．Ｃは、２つのｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１及び９２のソースを定圧電源Ｖccに接続し、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１及び９２のゲートを互いに接続してｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１のドレインに接続してカレントミラー回路を形成し、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１のドレインに、ゲートにスイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1を印加したｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９３のドレインを接続し、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９３のソースを接地し、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９２のドレインをｎｐｎトランジスタＱsw1のベースに接続したものである。図３．Ｃの構成では電流注入は可能であるが、電流引き出しの経路が無いために、高速切替に対してやはりなまった反応をしてしまう。
【００５０】
図３．Ａの構成におては、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ12のドレインに、ゲートにスイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1が印加されたｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ14のソースが接続され、この接続点にｎｐｎトランジスタＱsw1のベースが接続されているので、電流引き出しの経路を設けることができ、電流注入も電流引き出しも可能である。実際、第３のバイアス（ＢＩＡＳ３）として適当な正電位をｎチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ13のゲートに印加すると、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ13がオンとなって、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ11及びＱ12がカレントミラー回路として作用し、一定電流がｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ12のドレインから流れる。
【００５１】
この際、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ14のゲートが正電位であれば、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ14はオフとなり、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ12のドレインからの電流がｎｐｎトランジスタＱsw1のベースに注入される。こうしてｎｐｎトランジスタＱsw1のベース（スイッチ電圧Ｖctl-1）が高電位となって、ｎｐｎトランジスタＱsw1がオンとなり、入力用トランジスタＱi1のエミッタに入力された信号がｎｐｎトランジスタＱsw1のコレクタに出力される（出力Ｏｕｔに接続される）。
【００５２】
一方、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ14のゲートが０又は負電位であれば、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ14はオンとなり、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ12のドレインからの電流がｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ14を介してグランドに流れる。この際、ｎｐｎトランジスタＱsw1のベースからも電流がｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ14を介してグランドに流れることとなる。こうしてｎｐｎトランジスタＱsw1のベース（スイッチ電圧Ｖctl-1）が低電位となってｎｐｎトランジスタＱsw1がオフとなり、入力用トランジスタＱi1のエミッタに入力された信号はｎｐｎトランジスタＱsw1のコレクタに出力されない（遮断される）。
このように、消費電流（消費電力）を抑え、スイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1の高速切替に対して、時間遅れの小さな高速スイッチングが可能となる。
【００５３】
図４は、図２に示した高周波スイッチ２００の周波数３〜９ＧＨｚの入力信号に対する入出力特性（伝達関数）Ｓ３１（接続されたＰｏｒｔ１からＰｏｒｔ３への伝達関数、図４．Ａ）とＳ３２（遮断されたＰｏｒｔ２からＰｏｒｔ３への伝達関数、図４．Ｂ）のシミュレーション結果である。シミュレーション条件としては、Ｖccを３．０Ｖ、Ｉccを２．０ｍＡ、Ｖ'ctl-1を０．６Ｖ、Ｖ'ctl-2を０Ｖとした。図４．Ａに示すように、高周波スイッチ２００の接続された高周波入力端子Ｐｏｒｔ１−高周波出力端子Ｐｏｒｔ３間では、５．８ＧＨｚに対して２ｄＢのゲインがあった。また、図４．Ｂに示すように、遮断された高周波入力端子Ｐｏｒｔ２−高周波出力端子Ｐｏｒｔ３間では、５．８ＧＨｚに対して−４１ｄＢであった。即ち、オフ状態の高周波入力端子のアイソレーションは４１ｄＢであり、オン状態とオフ状態の信号透過に関するオン／オフ比は４３ｄＢであった。
【００５４】
図５は、図２に示した高周波スイッチ２００の周波数３〜９ＧＨｚの入力信号に対するＰｏｒｔ１、２及び３における反射特性Ｓ１１、Ｓ２２、Ｓ３３のシミュレーション結果である。図５．Ａの結果から分かるように、オン（Ｓ１１、５．８ＧＨｚはマーカーｍ１）時のインピーダンスもオフ（Ｓ２２、５．８ＧＨｚはマーカーｍ２）時のインピーダンスも、５．８ＧＨｚにおいては実部が約１で虚部がほとんど０である。即ち、スミスチャート中央の規格化インピーダンス（本実施例では外部回路の特性インピーダンスを５０Ωと想定している）にほぼ一致し、且つこれらの間のインピーダンスの変化はほとんどない。また、オン（Ｓ１１）時とオフ（Ｓ２２）時の複素反射係数の絶対値が０．０８５と０．０８４であってほとんど０である。これは反射量が極めて小さい（１０ｄＢ以下である）ことを意味する。また、図５．Ｂの結果から、５．８ＧＨｚにおける出力端Ｐｏｒｔ３での反射係数も小さいことが分かる。本発明によれば、ＶＳＷＲが１．５〜２程度の多入力１出力の高周波スイッチを構成できる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明は特許文献１に記載されたような、複数個のアンテナによりビームフォーミングを行うレーダー受信装置の受信波選択スイッチとして有用である。当該レーダー装置は、車載レーダーに適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の具体的な一実施例に係る高周波スイッチ１００の回路図。
【図２】本発明の具体的な一実施例に係る高周波スイッチ２００の回路図。
【図３】３．Ａは高周波スイッチ２００のトランジスタＱsw1のベースに接続する入力回路の部分図、３．ＢはｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９０と１個の抵抗Ｒ90のみに置き換えた回路図、３．Ｃは２つのｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１及び９２でカレントミラー回路を構成し、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９３でスイッチ前段電圧Ｖ'ctl-1を入力する入力回路の回路図。
【図４】高周波スイッチ２００の入出力特性のシミュレーション結果を示すグラフ図。
【図５】高周波スイッチ２００の反射特性のシミュレーション結果を示すグラフ図。
【図６】従来のスイッチ９００の回路図。
【図７】従来のスイッチ９５０の回路図。
【図８】従来のスイッチ９００を組み合わせた多入力１出力のスイッチ９９０の回路図。
【符号の説明】
【００５７】
１００：１入力１出力の高周波スイッチ
２００：２入力１出力の高周波スイッチ
Ｑc：共通トランジスタ
Ｑsw1、Ｑsw2：スイッチ用トランジスタ
Ｑi1、Ｑi2：入力用トランジスタ
Ｌ1、Ｌ2：インダクタ
Ｃce：共通トランジスタのエミッタに接続されたキャパシタ
ＭＣo：出力マッチング回路
ＭＣi1、ＭＣi2：入力マッチング回路
ＣＭ1、ＣＭ2：カレントミラー回路
Ｑ11、Ｑ12、Ｑ14、Ｑ21、Ｑ22、Ｑ24、９１、９２：ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ
Ｑ13、Ｑ23、９０、９３：ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ
Ｖcc：定電圧源（第１の電位）
Ｖctl-1、Ｖctl-2：スイッチ電圧
Ｖ'ctl-1、Ｖ'ctl-2：スイッチ前段電圧
１０−１：入力部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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