(57)【要約】【課題】簡便な制御機構で鉄損を確実に低減することが出来る交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。【解決手段】三相モータ１の電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに基づき、鉄損抑制用重畳電流ｉｄ＋、ｉｑ＋を演算する重畳電流演算器９を備え、電流制御器７は、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊とｉｄ＋、ｉｑ＋との和に三相モータ１の電流検出値ｉｄ、ｉｑが追従するように、電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を作成してＰＷＭ発生器８に送出する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する電力変換器、および電流指令値に上記交流電動機の電流検出値が追従するように上記電力変換器を制御する電流制御器を備えた交流電動機の制御装置であって、
上記電流指令値に重畳することにより上記交流電動機に発生する鉄損が低減するように、上記交流電動機の電流検出値に基づき鉄損抑制用重畳電流を演算する重畳電流演算手段を備え、上記電流制御器は、上記電流指令値と上記重畳電流演算手段からの重畳電流との和に上記交流電動機の電流検出値が追従するように上記電力変換器を制御することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項２】
上記電力変換器がＰＷＭインバータで構成される場合、上記重畳電流演算手段は、上記交流電動機に発生する鉄損の高調波成分を低減するよう、上記鉄損抑制用重畳電流を、上記交流電動機の電流検出値の高調波成分に基づいて演算することを特徴とする請求項１記載の交流電動機の制御装置。
【請求項３】
上記重畳電流演算手段は、上記鉄損抑制用重畳電流と、上記電流指令値に重畳することにより上記交流電動機に発生するトルクリップルが低減するようにトルクリップル抑制用重畳電流とを演算し、上記交流電動機の運転条件に応じて上記鉄損抑制用重畳電流とトルクリップル抑制用重畳電流とのいずれかを選択して出力するようにし、上記電流制御器は、上記電流指令値と上記重畳電流演算手段で選択された重畳電流との和に上記交流電動機の電流検出値が追従するように上記電力変換器を制御することを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項４】
上記重畳電流演算手段は、上記交流電動機の定格速度以下の低速域では上記トルクリップル抑制用重畳電流を選択して出力し、上記定格速度を越える高速域では上記鉄損抑制用重畳電流を選択して出力することを特徴とする請求項３記載の交流電動機の制御装置。
【請求項５】
請求項２ないし４のいずれかに記載された交流電動機の制御装置の重畳電流演算手段における上記鉄損抑制用重畳電流の演算方法であって、
電動機の形状を決定する第１の工程、この第１の工程で決定された形状に基づき電磁界解析により誘起電圧のロータ位置依存性およびトルク、インダクタンスのロータ位置依存性と電流依存性とを算出する第２の工程、この第２の工程で算出した電動機の特性を用い、実際の電力変換器と同じ制御による回路シミュレーションを行い運転条件毎の電流波形を算出する第３の工程、この第３の工程で算出された電流波形に基づき電磁界解析により鉄損の高調波成分Ａを算出する第４の工程、上記第３の工程で算出された電流波形に暫定的に定めた高調波電流成分を重畳した電流波形に基づき電磁界解析により鉄損の高調波成分Ｂを算出する第５の工程、上記鉄損の高調波成分ＡとＢとの比較を行い、上記Ａに比較し上記Ｂが十分小となる条件を満たすまで上記重畳する電流波形を修正して上記第５の工程を繰り返し、上記条件が満たされたときの上記重畳した電流波形を上記鉄損抑制用重畳電流として出力する第６の工程を備えたことを特徴とする鉄損抑制用重畳電流の演算方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期電動機等の交流電動機の制御装置に係り、特に、制御手段によりその鉄損を低減する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流電動機のステータ巻線に流れる相電流の歪みを低減し、トルクリップルや電磁音の発生を低減するモータ制御装置が、例えば、特許文献１に紹介されている。
同モータ制御装置は、電流指令値と電流検出値とに基づきモータに印加する電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、上記電圧指令値に基づきモータに電圧を印加する駆動手段とを備え、上記電圧指令値作成手段は、上記電圧指令値の補正に使用する学習値を作成する学習値作成手段を有している。
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−３２４８７９号公報（請求項１、図１参照）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記のように、特許文献１のモータ制御装置は、学習値を使用して電圧指令値を補正することでトルクリップルを抑制するものである。
ところで、トルクリップルは、電流、従って磁束に対して２次関数で、モータの１周各部が受けるトルクを空隙部１周で空間的に積分した値の時間関数(あるいはロータ位置の関数)となるが、鉄損は、電流、従って磁束の１次関数であるヒステリシス損と、磁束の２次関数となる渦電流損を、モータ鉄心および磁石で空間的に積分した値を、１回転における時間平均として求めた量で代表させるため、電流に対する効果がトルクと鉄損では異なる。
【０００５】
以上のように、従来のモータ制御装置は、学習値を使用して電圧指令値を補正する複雑な制御機構を必要とし、更に、鉄損発生の現象はトルクリップル発生の現象に比べて複雑であり、鉄損を低減する目的に適用することは、その制御機構を一層複雑とし、効果についても期待できない。
この発明は、以上の問題点を解消するためになされたもので、簡便な制御機構で鉄損を確実に低減することが出来る交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する電力変換器、および電流指令値に交流電動機の電流検出値が追従するように電力変換器を制御する電流制御器を備えた交流電動機の制御装置であって、
電流指令値に重畳することにより交流電動機に発生する鉄損が低減するように、交流電動機の電流検出値に基づき鉄損抑制用重畳電流を演算する重畳電流演算手段を備え、電流制御器は、電流指令値と重畳電流演算手段からの重畳電流との和に交流電動機の電流検出値が追従するように電力変換器を制御するものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明に係る交流電動機の制御装置は、電力変換器を制御する通例の制御機構において、その電流指令値に上述の鉄損抑制用重畳電流を重畳させるだけで、交流電動機に発生する鉄損を確実に低減することが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による同期電動機の制御装置を示す図である。図１において、同期電動機である三相モータ１は、電力変換器であるＰＷＭインバータ２に接続されている。ＰＷＭインバータ２は、制御装置であるアンプ３で生成された制御信号により可変電圧可変周波数の電力を生成して三相モータ１に送り出す。アンプ３は、三相モータ１に接続されている負荷に従ってトルク指令値Ｔｅ＊４を受け、トルク指令器５で電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を生成する。加算器１２、１３により、これら電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に、後述する鉄損抑制用重畳電流ｉｄ＋、ｉｑ＋が加算され電流制御器７に送られる。
【０００９】
電流検出器１１で検出された三相モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、ロータ位置θに基づきｄｑ変換器６により実電流ｉｄ，ｉｑに変換され電流制御器７に送られる。
電流制御器７は、実電流ｉｄ、ｉｑが、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に重畳電流ｉｄ＋、ｉｑ＋を加算した電流に追従するよう、例えば、ＰＩ制御器により電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を作成する。この電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊に基づき、ＰＷＭ発生器８は、ゲートドライブ信号を生成し、ＰＷＭインバータ２に送り出す。
【００１０】
ここで重畳電流ｉｄ＋、ｉｑ＋は、重畳電流演算器９に設定された波形データから、負荷すなわちモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに応じた波形を抽出し、ｄｑ変換器１０でｉｄ＋、ｉｑ＋に変換して使用する。
【００１１】
図２はある運転条件における三相モータ１の鉄損を示す図であり、正弦波電流で駆動した場合と、インバータ電流で駆動した場合とを比較している。縦軸は正弦波電流で駆動した場合を１として規格化している。インバータ駆動の場合の鉄損は、正弦波駆動の場合の鉄損の約１．２倍となっている。
インバータ駆動の場合は図３に示すように、電流波形が正弦波からずれて５次や７次といった低次高調波の歪み成分が含まれる。またＰＷＭ駆動によるキャリア成分も含まれる。この内、歪み成分は主としてヒステリシス損の増加につながり、キャリア成分は主として渦電流損につながる。すなわち図２におけるインバータ駆動時の増加分は、電流波形の５次７次成分に起因するヒステリシス損と、キャリア成分に起因する渦電流損となっている。
【００１２】
図４は、インバータ電流波形の５次、７次成分、およびキャリア成分の一例を示したものである。同図（ａ）は、５次、７次の電流振幅を、下段から順に積算する形式で棒グラフ表示したものである。同図（ｂ）は、５次、７次電流の位相を同形式で表示するものである。
同図（ｃ）は、ＰＷＭのキャリア波次数（キャリア波周波数ｆｃａｒｒ／基本周波数ｆｏ）をｆｃｎとしたとき、次数がそれぞれｆｃｎ−２、ｆｃｎ＋２、ｆｃｎ×２−１、ｆｃｎ×２＋１の電流振幅を、下段から順に積算する形式で棒グラフ表示したものである。同図（ｄ）は、同次数電流の位相を同形式で表示するものである。
【００１３】
これらの電流成分を相殺することで鉄損が低減できると考え、鉄損抑制用重畳電流波形データとして、図４に示す各高調波電流と同振幅で逆位相の重畳成分を使用したところ、鉄損が図２における正弦波電流駆動時にほぼ近い１．０５まで低減できた。
即ち、この発明の実施の形態１における交流電動機の制御装置は、アンプ３のトルク指令器５で作成される電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に重畳電流ｉｄ＋、ｉｑ＋を加算するというだけの簡単な構成で、鉄損、特にその高調波成分を大幅に低減することが出来る。
【００１４】
実施の形態２．
図５は、本発明の実施の形態２による同期電動機の制御装置を示す図である。先の実施の形態１の図１と異なるのは、鉄損抑制用電流波形データを設定する重畳電流演算器９に加え、トルクリップル抑制用電流波形データを設定する重畳電流演算器９Ａを備え、更に、両者のいずれかを選択してｄｑ変換器１０に出力するモード選択器１４を備えている。
【００１５】
ここでは、重畳電流ｉｄ＋、ｉｑ＋は、ユーザー設定に従ってモード選択器１４により選ばれたモード、即ち、トルクリップル抑制制御優先モードか、鉄損抑制制御優先モードかのいずれかに従い、あらかじめアンプ３内メモリに格納されていたトルクリップル抑制用重畳電流波形データ（９）あるいは鉄損抑制用重畳電流波形データ（９Ａ）から、負荷すなわちモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに応じた波形を抽出してｄｑ変換器１０により重畳電流ｉｄ＋、ｉｑ＋に変換して使用する。
【００１６】
以上のように、この発明の実施の形態２における交流電動機の制御装置においては、トルクリップル抑制用重畳電流波形データと鉄損抑制用重畳電流波形データとの双方をアンプ３内メモリに格納し、トルクリップル抑制と鉄損抑制とのどちらをどの条件で優先させるかを設定できるようにしたので、サーボモータのような運転範囲の広い製品において、用途に応じた性能をもつ同期電動機の駆動システムが同一アンプで実現する。
即ち、用途によって、トルクリップルの低減を優先させる場合にはトルクリップル抑制用の電流波形を、鉄損抑制を優先させる場合には鉄損抑制用の電流波形を重畳させるようにユーザー設定で切り換えることにより、用途に応じた性能をもつ交流電動機の制御装置が得られる。
【００１７】
また、一般的に、トルクリップルが大きいとサーボ性が悪くなり、このトルクリップルが大きくなる低速域では、速度一定制御や負荷一定制御に支障を及ぼすという問題がクローズアップされることが多い。一方、高速域においては、鉄損、特に渦電流損が大きくなり効率を低下させるという問題がクローズアップされることが多い。こういった場合には、低速域ではトルクリップル低減を優先させ、高速域では鉄損抑制を優先させる設定を行うことにより、広域において適切な性能を有する交流電動機の制御装置が得られる。
【００１８】
また、トルクリップル抑制と鉄損抑制用の重畳電流波形がほぼ一致する運転条件をあらかじめ各々抑制用データより求めておき、低トルクリップルと低鉄損という２つの性能が得られる運転範囲を、推奨運転条件とすることにより製品価値を上げることも可能である。
【００１９】
実施の形態３．
次に、鉄損抑制用重畳電流波形データ（９）およびトルクリップル抑制用重畳電流波形データ（９Ａ）の作成方法を、実施の形態３として説明する。
先ず、図６は、鉄損抑制用重畳電流波形データの作成フローを示す図である。図６において、まずモータ設計により形状を決定（Ｓ１）した後、この形状に基づいて電磁界解析を正弦波電流にて行う。外部駆動、無通電時の解析により無負荷誘起電圧、コギングトルクを求め、運転範囲の負荷条件すなわち電流条件、速度条件、電流位相条件に対してトルク、インダクタンスのロータ位置依存性を求める（Ｓ２）。これらの情報を包含したモータモデルを作成し、実際のＰＷＭインバータと同じ制御ループを有する制御(回路)シミュレータにモータモデルを組込む（Ｓ３）。再度、各運転範囲内の条件において制御(回路)シミュレーションを実施し電流波形を求める（Ｓ４）。
【００２０】
先の実施の形態１では、ここで、電流波形を周波数分析し各成分について同相逆相の重畳電流を求めるが、その方式では高調波鉄損の低減が不十分である場合にも、以下の図６で説明する方法によれば、鉄損を十分低減できる電流波形を計算によって求めることが可能である。
即ち、得られた電流波形を用いて再度電磁界解析により鉄損を計算し、そのうちの高調波鉄損分Ａを求める（Ｓ５）。次に、電流波形に暫定的に定めた低次高調波成分をもつ電流波形を重畳させ、電磁界解析により鉄損分Ｂを求める（Ｓ６）。鉄損分ＡとＢとを比較する条件具備を判定し（Ｓ７）、重畳させた波形による高調波鉄損分Ｂが、もとの高調波鉄損分Ａよりも十分小さく０に近づく迄、重畳電流波形を修正し（Ｓ８）、Ｓ７での条件が具備したところで、重畳電流波形データを決定する（Ｓ９）。
【００２１】
図６のＳ２、Ｓ３で使用しているモータ特性は、モータの磁石磁束による誘起電圧のロータ位置依存性を包含し、かつインダクタンスのロータ位置依存性や電流依存性も包含しているため、磁気飽和による影響も考慮されており、実機に近い特性となっている。更に、このモータ特性を用いて実際のＰＷＭインバータでフィードバック制御しながらモータを回転した場合の電流波形を計算しているので、電流波形はほぼ実測と同じになっている。このように、実測と同じ電流波形を用いて鉄損を計算しているので、ＰＷＭ制御の影響や起磁力高調波、スロット高調波の影響も考慮された状態の鉄損値となり、的確に鉄損抑制用の重畳電流波形を求めることができる。
【００２２】
次に、トルクリップル抑制用重畳電流波形データの作成方法を、図７を参照して説明する。
従来、トルクリップル抑制制御を行う場合には、電流基本波成分すなわち正弦波電流を用いて一定速回転時のトルクリップルを電磁界解析で計算したデータを用いたり、実機を作製してトルクリップルを測定したデータを用いたりしていた。しかしながら、実際のモータでは、インバータで駆動しフィードバック制御を行うので、速度変動を伴う状態でのトルクリップルとなり、電磁界解析で求めたトルクリップルのデータでは十分に抑制効果が得られなかった。
また、実機を試作して各運転条件について細かくトルクリップルや鉄損を測定し、これらをデータベース化してトルクリップル抑制制御や、効率最大制御を行うという方法では、試作機を製作して多くの条件において測定を実施しなければならず、開発コストや期間がかかるという問題があった。
そこで、トルクリップルの計算による予測精度を上げるため、図７に示すフローに基づく計算方法を用いた。
図７では、先ず、モータ設計により形状を決定（Ｓ１０）した後、この形状に基づいて電磁界解析を正弦波電流にて行う。外部駆動、無通電時の解析により無負荷誘起電圧、コギングトルクを求め、運転範囲の負荷条件すなわち電流条件、速度条件、電流位相条件に対してトルク、インダクタンスのロータ位置依存性を求める（Ｓ１１）。これらの情報を包含したモータモデルを作成し、実際のＰＷＭインバータと同じ制御ループを有する制御(回路)シミュレータにモータモデルを組込む（Ｓ１２）。再度、各運転範囲内の条件において制御(回路)シミュレーションを実施しトルクリップルを求め（Ｓ１３）、トルクリップルデータよりトルクリップル抑制用の重畳電流波形を計算する。
【００２３】
図７のＳ１１、Ｓ１２で使用しているモータ特性は、モータの磁石磁束による誘起電圧のロータ位置依存性を包含し、かつインダクタンスのロータ位置依存性や電流依存性も包含しているため、磁気飽和による影響も考慮されており、実機に近い特性となっている。更に、このモータ特性を用いて実際の制御フローでモータを回転した場合のトルクリップルを、制御(回路)シミュレータで計算しているため、フィードバックループによる制御応答性を反映し、速度変動も再現された状態下でのトルクリップルが計算され、位相情報も実際の運転時と一致するデータとなっている。
【００２４】
以上のように、この実施の形態３では、試作機を製作せずに、計算にて実機と同等のトルクリップルあるいは鉄損を予測し、これらより抑制用重畳電流波形を求めるので、開発コストや期間を短縮できるという効果も得られる。
更に、本フローをモータ設計時に用いて、トルクリップル抑制と鉄損抑制用の重畳電流波形がほぼ一致する運転領域ができるだけ広くなるように、モータ形状を工夫することにより、トルクリップルと鉄損の双方が低減可能なモータを得ることが可能となる。
【００２５】
なお、以上の各実施の形態例では、同期電動機を制御する場合について説明したが、この発明は、誘導電動機等交流電動機に広く適用でき同等の効果を奏する。
【００２６】
また、この発明の各変形例において、電力変換器がＰＷＭインバータで構成される場合、重畳電流演算手段は、交流電動機に発生する鉄損の高調波成分を低減するよう、鉄損抑制用重畳電流を、交流電動機の電流検出値の高調波成分に基づいて演算するので、ＰＷＭインバータの動作に起因して発生する高調波に基づく鉄損が有効に低減される。
【００２７】
重畳電流演算手段は、鉄損抑制用重畳電流と、電流指令値に重畳することにより交流電動機に発生するトルクリップルが低減するようにトルクリップル抑制用重畳電流とを演算し、交流電動機の運転条件に応じて鉄損抑制用重畳電流とトルクリップル抑制用重畳電流とのいずれかを選択して出力するようにし、電流制御器は、電流指令値と重畳電流演算手段で選択された重畳電流との和に交流電動機の電流検出値が追従するように電力変換器を制御するので、運転範囲の広い交流電動機においても、同じ制御装置で、当該交流電動機の特性に応じた最適の運転特性が得られる。
【００２８】
重畳電流演算手段は、交流電動機の定格速度以下の低速域ではトルクリップル抑制用重畳電流を選択して出力し、定格速度を越える高速域では鉄損抑制用重畳電流を選択して出力するので、広域において適切な性能を有する交流電動機の制御装置が得られる。
【００２９】
交流電動機の制御装置の重畳電流演算手段における鉄損抑制用重畳電流の演算方法であって、
電動機の形状を決定する第１の工程、この第１の工程で決定された形状に基づき電磁界解析により誘起電圧のロータ位置依存性およびトルク、インダクタンスのロータ位置依存性と電流依存性とを算出する第２の工程、この第２の工程で算出した電動機の特性を用い、実際の電力変換器と同じ制御による回路シミュレーションを行い運転条件毎の電流波形を算出する第３の工程、この第３の工程で算出された電流波形に基づき電磁界解析により鉄損の高調波成分Ａを算出する第４の工程、第３の工程で算出された電流波形に暫定的に定めた高調波電流成分を重畳した電流波形に基づき電磁界解析により鉄損の高調波成分Ｂを算出する第５の工程、上記鉄損の高調波成分ＡとＢとの比較を行い、上記Ａに比較し上記Ｂが十分小となる条件を満たすまで上記重畳する電流波形を修正して第５の工程を繰り返し、上記条件が満たされたときの重畳した電流波形を鉄損抑制用重畳電流として出力する第６の工程を備えたので、試作機を製作せずに、計算にて鉄損抑制用重畳電流波形を求めるので、開発コストや期間を短縮できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】この発明の実施の形態１における交流電動機の制御装置を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態１を適用する前の鉄損の測定結果を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態１を適用する前の電流波形を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態１を適用する前の電流波形の歪み成分を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態２における交流電動機の制御装置を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態３において、鉄損抑制用重畳電流波形データの作成フローを示す図である。
【図７】この発明の実施の形態３において、トルクリップル抑制用重畳電流波形データの作成フローを示す図である。
【符号の説明】
【００３１】
１  三相モータ、２  ＰＷＭインバータ、３  アンプ、５  トルク指令器、
７  電流制御器、８  ＰＷＭ発生器、９，９Ａ  重畳電流演算器、１１  電流検出器、
１２，１３  加算器、１４  モード選択器。
【図１】
2008072832.tif 000003
【図２】
2008072832.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2008072832.tif 000008
【図７】
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