(57)【要約】【課題】回路構成の簡易化かつ小型化を可能にするデジタル放送波中継装置を提供する。【解決手段】受信されたＲＦ信号をダウンコンバータ１１１により第１の局部発振信号に基づいてＩＦ信号に変換し、アナログ・デジタル変換回路１１２により第２の局部発振信号に基づいてデジタル変換する。デジタル信号処理回路１１３は、デジタル変換されたＩＦ信号に対して第２の局部発振信号に基づいて信号処理を行う。信号処理された信号は、デジタル・アナログ変換回路１１４により第２の局部発振信号に基づいてアナログＩＦ信号に変換されたのち、アップコンバータ１１５において第１の局部発振信号に基づいてＲＦ信号に変換される。第１の局部発振回路１１７及び第２の局部発振回路１１８は、基準信号発生部１１９により発生された共通の基準信号をもとに第１及び第２の局部発振信号をそれぞれ生成する。【選択図】      図１
2008072218.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）によるデジタル放送波の無線周波数（ＲＦ：Ratio Frequency）信号を受信する受信手段と、
前記受信されたＲＦ信号を第１の局部発振信号に基づいてアナログ中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）信号に変換する第１の周波数変換手段と、
前記第１の周波数変換手段により変換されたアナログＩＦ信号を第２の局部発振信号に基づいてデジタルＩＦ信号に変換するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル変換されたデジタルＩＦ信号に対して前記第２の局部発振信号に基づいて信号処理を行うデジタル信号処理手段と、
前記信号処理されたデジタルＩＦ信号を前記第２の局部発振信号に基づいてアナログ変換するデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換手段と、
前記Ｄ／Ａ変換手段によりアナログ変換されたアナログＩＦ信号を前記第１の局部発振信号に基づいてＲＦ信号に変換する第２の周波数変換手段と、
前記第２の周波数変換手段により変換されたＲＦ信号を増幅して再送信する再送信手段と、
基準信号を発生する基準信号発生手段と、
前記基準信号発生手段により発生された基準信号をもとに前記第１の局部発振信号を発生する第１の局部発振信号発生手段と、
前記基準信号発生手段により発生された基準信号をもとに前記第２の局部発振信号を発生する第２の局部発振信号発生手段と
を具備することを特徴とするデジタル放送波中継装置。
【請求項２】
ＯＦＤＭによるデジタル放送波のＲＦ信号を受信する受信手段と、
前記受信されたＲＦ信号を第１の局部発振信号に基づいてアナログＩＦ信号に変換する第1の周波数変換手段と、
前記第１の周波数変換手段により変換されたアナログＩＦ信号を第２の局部発振信号に基づいてデジタルＩＦ信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル変換されたデジタルＩＦ信号に対して前記第２の局部発振信号に基づいて信号処理を行うデジタル信号処理手段と、
前記信号処理されたデジタルＩＦ信号を前記第２の局部発振信号に基づいてアナログ変換するＤ／Ａ変換手段と、
前記Ｄ／Ａ変換手段によりアナログ変換されたアナログＩＦ信号を第３の局部発振信号に基づいてＲＦ信号に変換する第２の周波数変換手段と、
前記第２の周波数変換手段により変換されたＲＦ信号を増幅して再送信する再送信手段と、
基準信号を発生させる基準信号発生手段と、
前記基準信号発生手段により発生された基準信号をもとに前記第１の局部発振信号を発生する第１の局部発振信号発生手段と、
前記基準信号発生手段により発生された基準信号をもとに前記第２の局部発振信号を発生する第２の局部発振信号発生手段と、
前記基準信号発生手段により発生された基準信号をもとに前記第３の局部発振信号を発生する第３の局部発振信号発生手段と
を具備することを特徴とするデジタル放送波中継装置。
【請求項３】
前記第１の局部発振信号発生手段は、
前記第１の局部発振信号の出力周波数を、前記デジタル放送波のチャンネル間隔に対応するように制御し、
前記第２の局部発振信号発生手段は、前記第２の局部発振信号の出力周波数を、約８．１２６９８（＝５１２／６３）ＭＨｚの整数倍に制御することを特徴とする請求項１記載のデジタル放送波中継装置。
【請求項４】
前記第１及び第３の局部発振信号発生手段は、
前記第１及び第３の局部発振信号の出力周波数を、前記デジタル放送波のチャンネル間隔に対応するように制御し、
前記第２の局部発振信号発生手段は、前記第２の局部発振信号の出力周波数を、約８．１２６９８（＝５１２／６３）ＭＨｚの整数倍に制御することを特徴とする請求項２記載のデジタル放送波中継装置。
【請求項５】
前記デジタル信号処理手段は、
前記Ａ／Ｄ変換手段から出力されるデジタルＩＦ信号を第４の局部発振信号に基づいてデジタルベースバンド信号に変換する第１のデジタル周波数変換手段と、
前記第１のデジタル周波数変換手段により変換されたデジタルベースバンド信号から再送信対象の信号を生成するフィルタ手段と、
前記フィルタ手段により生成された再送信対象の信号を前記第４の局部発振信号に基づいてデジタルＩＦ信号に変換する第２のデジタル周波数変換手段と、
前記フィルタ手段により生成された再送信対象の信号の周波数特性を監視する周波数監視手段と、
前記周波数監視手段による監視結果に基づいて前記第４の局部発振信号を発生する第４の局部発振信号発生手段と
を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のデジタル放送波中継装置。
【請求項６】
前記デジタル信号処理手段は、
前記Ｄ／Ａ変換手段から出力されるデジタルＩＦ信号を第４の局部発振信号に基づいてデジタルベースバンドＩＱ信号に変換する直交復調手段と、
前記デジタルベースバンドＩＱ信号を前記第４の局部発振信号に基づいてデジタルＩＦ信号に変換する直交変調手段と、
前記直交復調手段により変換されたデジタルベースバンドＩＱ信号の周波数特性を監視する周波数監視手段と、
前記周波数監視手段による監視結果に基づいて前記第４の局部発振信号を発生する第４の局部発振信号発生手段と
を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のデジタル放送波中継装置。
【請求項７】
前記周波数監視手段は、
前記直交復調手段により変換されたデジタルベースバンドＩＱ信号に対し高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理してサブキャリア毎の信号に分割し、前記分割された各サブキャリアについてピークを検出することで所望の周波数とのずれを検出することを特徴とする請求項６記載のデジタル放送波中継装置。
【請求項８】
前記周波数監視手段は、
前記直交復調手段により変換されたデジタルベースバンドＩＱ信号に対しＦＦＴ処理してサブキャリア毎の信号に分割し、前記分割されたサブキャリア毎の信号のうち連続パイロット（ＣＰ：Continual Pilot）信号を抽出することで所望の周波数とのずれを検出することを特徴とする請求項６記載のデジタル放送波中継装置。
【請求項９】
前記デジタル信号処理手段は、前記直交復調手段から出力されるデジタルＩＦ信号を補償する補償手段をさらに備えることを特徴とする請求項６記載のデジタル放送波中継装置。
【請求項１０】
前記補償手段は、前記直交復調手段から出力されるデジタルＩＦ信号からマルチパス干渉波を除去することを特徴とする請求項９記載のデジタル放送波中継装置。
【請求項１１】
前記補償手段は、前記直交復調手段から出力されるデジタルＩＦ信号から回り込み波を除去することを特徴とする請求項９記載のデジタル放送波中継装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、地上デジタル放送の放送波を受信して再送信するデジタル放送波中継装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
地上デジタル放送では、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重方式）が採用されている。この方式はマルチパスに特に強く、ＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）が可能となるという特徴がある。ＳＦＮを実現する上での問題としては、放送波中継所における受信アンテナに送信アンテナからの受信信号と同一の周波数信号が回り込んで発振現象を起こし、再送信を不可能としてしまうＳＦＮによる回り込み現象がある。この回り込み現象の対策としては、受信アンテナと送信アンテナとを物理的に離しアイソレーションを確保する手法や、回り込みキャンセラとよばれる回り込み成分を受信信号から取り除いてしまう手法（例えば、特許文献１を参照。）。
【特許文献１】特開平１１−３５５１６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところが、地上デジタル放送の規格であるＩＳＤＢ−Ｔ方式では、１チャンネルあたりの帯域幅は約５．５７２ＭＨｚであり、中心周波数が１／７（＝０．１４２８５７）ＭＨzずれている。そのため、中間周波数への周波数変換を正確に行うためにはＵＨＦ帯において、ｍＨｚ（ミリヘルツ）オーダーでの局部発振周波数の制御が必要となり、回路構成が複雑で大型化してしまい、コストが増大するという問題点がある。特にアナログ信号処理を行う場合には、フィルタの周波数特性は固定であるため、周波数のずれが特性の劣化に大きな影響を与えかねない。
【０００４】
本発明は上記事情に着目してなされたもので、その目的とするところは、地上デジタル放送の放送波中継において、回路構成の簡易化かつ小型化を可能にするデジタル放送波中継装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するために本発明に係わるデジタル放送波中継装置は、ＯＦＤＭによるデジタル放送波の無線周波数（ＲＦ：Ratio Frequency）信号を受信する受信手段と、前記受信されたＲＦ信号を第１の局部発振信号に基づいてアナログ中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）信号に変換する第１の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段により変換されたアナログＩＦ信号を第２の局部発振信号に基づいてデジタルＩＦ信号に変換するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル変換されたデジタルＩＦ信号に対して前記第２の局部発振信号に基づいて信号処理を行うデジタル信号処理手段と、前記信号処理されたデジタルＩＦ信号を前記第２の局部発振信号に基づいてアナログ変換するデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換手段と、前記Ｄ／Ａ変換手段によりアナログ変換されたアナログＩＦ信号を前記第１の局部発振信号に基づいてＲＦ信号に変換する第２の周波数変換手段と、前記第２の周波数変換手段により変換されたＲＦ信号を増幅して再送信する再送信手段と、基準信号を発生する基準信号発生手段と、前記基準信号発生手段により発生された基準信号をもとに前記第１の局部発振信号を発生する第１の局部発振信号発生手段と、前記基準信号発生手段により発生された基準信号をもとに前記第２の局部発振信号を発生する第２の局部発振信号発生手段とを具備することを特徴とする。
【０００６】
また、本発明に係わるデジタル放送波中継装置の第２の構成は、ＯＦＤＭによるデジタル放送波のＲＦ信号を受信する受信手段と、前記受信されたＲＦ信号を第１の局部発振信号に基づいてアナログＩＦ信号に変換する第1の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段により変換されたアナログＩＦ信号を第２の局部発振信号に基づいてデジタルＩＦ信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル変換されたデジタルＩＦ信号に対して前記第２の局部発振信号に基づいて信号処理を行うデジタル信号処理手段と、前記信号処理されたデジタルＩＦ信号を前記第２の局部発振信号に基づいてアナログ変換するＤ／Ａ変換手段と、前記Ｄ／Ａ変換手段によりアナログ変換されたアナログＩＦ信号を第３の局部発振信号に基づいてＲＦ信号に変換する第２の周波数変換手段と、前記第２の周波数変換手段により変換されたＲＦ信号を増幅して再送信する再送信手段と、基準信号を発生させる基準信号発生手段と、前記基準信号発生手段により発生された基準信号をもとに前記第１の局部発振信号を発生する第１の局部発振信号発生手段と、前記基準信号発生手段により発生された基準信号をもとに前記第２の局部発振信号を発生する第２の局部発振信号発生手段と、前記基準信号発生手段により発生された基準信号をもとに前記第３の局部発振信号を発生する第３の局部発振信号発生手段とを具備することを特徴とする。
【０００７】
上記構成によるデジタル放送波中継装置では、第１の局部発振信号発生手段と第２の局部発振信号発生手段とで共通の基準信号源を用いることで、第１の局部発振信号発生手段で生成される第１の局部発振信号の位相雑音を低減することができる。このため、第１の局部発振信号発生手段の周波数制御を簡略化し、回路構成を小型化できる。
【発明の効果】
【０００８】
したがって本発明によれば、地上デジタル放送の中継において、回路構成の簡易化かつ小型化を可能にするデジタル放送波中継装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を詳細に説明する。  
図１は、本発明に係るデジタル放送中継装置の一実施形態を示す構成図である。図１において、デジタル放送波中継装置１は、受信アンテナ１０と、信号処理部１１と、送信アンテナ１２とを備える。受信アンテナ１０により受信されたＯＦＤＭ方式による地上デジタル放送波の無線周波数（ＲＦ）信号は信号処理部１１に入力される。信号処理部１１は、入力されたＲＦ信号から再送信する放送信号以外の隣接チャンネル信号や同じチャンネル内に存在する雑音成分等を除去したのち、送信アンテナ１２から再送信する。
【００１０】
信号処理部１１は、ダウンコンバータ１１１と、アナログ・デジタル変換回路１１２と、デジタル信号処理回路１１３と、デジタル・アナログ変換回路１１４と、アップコンバータ１１５と、電力増幅器（ＰＡ）１１６と、第１の局部発振回路１１７と、第２の局部発振回路１１８と、基準信号発生部１１９とを備える。信号処理部１１では、受信アンテナ１０により受信された信号はダウンコンバータ１１１において中間周波数に周波数変換されたのち、アナログ・デジタル変換回路１１２においてデジタル信号に変換される。デジタル信号処理回路１１３は、このデジタル信号から再送信する信号以外の隣接チャンネル信号などの不要な信号を除去する。
【００１１】
ここで、アナログ・デジタル変換回路１１２及びデジタル・アナログ変換回路１１４は、第２の局部発振回路１１８により出力される５１２／６３（＝８．１２６９８）ＭＨｚの整数倍のクロックで動作される。また、デジタル信号処理回路１１３も同じクロックで動作し、信号に対してＦＦＴやＩＦＦＴ処理を行い、サブキャリア毎のデジタル信号処理を可能とする。デジタル・アナログ変換回路１１４でアナログ信号に戻された信号は、アップコンバータ１１５で無線周波数に周波数変換されたのち、電力増幅器１１６により増幅されたのち送信アンテナ１２から再送信される。
【００１２】
このとき、ダウンコンバータ１１１及びアップコンバータ１１５における周波数変換では、第１の局部発振回路１１７により分配された局部発振信号が用いられる。また、この第１の局部発振回路１１７及び第２の局部発振回路１１８は、基準信号発生部１１９から供給される共通の基準信号をもとに局部発振信号を生成する。このため、第１の局部発振回路１１７及び第２の局部発振回路１１８の精度を合わせることができる。これにより、再送信時には確実に元の周波数に戻すことができ、ＳＦＮの形成を可能にする。
【００１３】
以上述べたように、上記実施形態では、受信されたＲＦ信号をダウンコンバータ１１１により第１の局部発振信号に基づいてＩＦ信号に変換し、アナログ・デジタル変換回路１１２により第２の局部発振信号に基づいてデジタル変換する。デジタル信号処理回路１１３は、デジタル変換されたＩＦ信号に対して第２の局部発振信号に基づいて信号処理を行う。信号処理された信号は、デジタル・アナログ変換回路１１４により第２の局部発振信号に基づいてアナログＩＦ信号に変換されたのち、アップコンバータ１１５において第１の局部発振信号に基づいてＲＦ信号に変換される。第１の局部発振回路１１７及び第２の局部発振回路１１８は、基準信号発生部１１９により発生された共通の基準信号をもとに第１及び第２の局部発振信号をそれぞれ生成する。
【００１４】
このように構成することで、デジタル信号処理回路１１３は、再送信する信号以外の隣接チャンネル信号などの不要信号の除去などを行うため、ＳＡＷデバイスなどのアナログ信号処理回路で同様の回路を構成するのに比べて、高い隣接チャンネル抑圧度を小型・低価格で実現できる。またＦＰＧＡ、ＤＳＰといった書き換え可能な回路を用いることにより、必要に応じたデジタル信号処理回路１１３の機能変更が可能となる。
【００１５】
さらに、第１の局部発振回路１１７と第２の局部発振回路１１８とで共通の基準信号源を用いることで、第１の局部発振回路１１７で生成される周波数変換用信号の位相ジッタを許容することができる。このため、第１の局部発振回路１１７の周波数制御を簡略化し、回路構成を小型化できる。  
したがって、上記実施形態によれば、地上デジタル放送の中継において、回路構成を簡易化かつ小型化することでき、中継装置の製造コストを低減することが可能となる。
【００１６】
（別の実施形態）  
図２は、本発明に係わるデジタル放送波中継装置の別の実施形態を示す図である。図２において、上記図１に示したデジタル放送波中継装置１との違いは、第３の局部発振回路１２０が追加されていることである。なお、同図において、上記図１と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００１７】
図１に示すデジタル放送波中継装置１では、ダウンコンバータ１１１およびアップコンバータ１１５における周波数変換では、第１の局部発振回路１１７により分配された同じ局部発振信号が用いられる。また、この第１の局部発振回路１１７および第２の局部発振回路１１８は、基準信号発生部１１９から供給される共通の基準信号をもとに局部発振信号を生成する。このため、第１の局部発振回路１１７および第２の局部発振回路１１８の精度を合わせることができる。これにより、再送信時には確実に元の周波数に戻すことができ、ＳＦＮの形成を可能にする。
【００１８】
一方、図２に示すデジタル放送波中継装置１では、ダウンコンバータ１１１における周波数変換では第１の局部発振回路１１７の局部発振信号を用いるが、アップコンバータ１１５における周波数変換では第１の局部発振回路１１７の局部発振信号とは異なる第３の局部発振回路１２０の局部発振信号を用いる構成となっている。ただし、第１の局部発振回路１１７の局部発振信号および第３の局部発振回路１２０の局部発振信号とも基準信号発生部１１９から供給される共通の基準信号をもとに局部発振信号を生成するため、その精度は同じである。  
上述したような構成をとることで、受信周波数と送信周波数が異なるＭＦＮ（Multi Frequency Network）にも対応できるデジタル放送波中継装置１を提供することができる。
【００１９】
（第１の構成例）  
図３は、図１及び図２に示したデジタル放送中継装置のデジタル信号処理回路１１３の第１の構成例を示したものである。図３において、アナログ・デジタル変換回路１１２から供給されるデジタル中間周波数（ＩＦ）信号は、デジタル・ダウンコンバータ１１３１、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１３２を通して、所定のデジタルＩＦ周波数に周波数変換される。さらに、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１１３３は、上記周波数変換された信号から隣接チャンネル信号などの不要信号を除去して、デジタル・アップコンバータ１１３４と周波数監視部１１３８に分配する。ＢＰＦ１１３３から分配された信号は、デジタル・アップコンバータ１１３４及びＬＰＦ１１３５によりアナログ・デジタル変換回路１１２の出力信号と同じ周波数に周波数変換されてデジタル・アナログ変換回路１１４に供給される。供給されたデジタル信号は、デジタル・アナログ変換回路１１４においてアナログ信号に戻される。
【００２０】
一方、周波数監視部１１３８は、ＢＰＦ１１３３から分配された信号と所望の周波数との差を検出し、周波数誤差として周波数制御部１１３９に出力する。周波数制御部１１３９では、周波数監視部１１３８から出力される周波数誤差を補正する制御信号を生成し、第４の局部発振回路１１３６に供給する。第４の局部発振回路１１３６ではこの制御信号にしたがって所定の周波数を発振する。
【００２１】
ここで、第４の局部発振回路１１３６は、デジタル・ダウンコンバータ１１３１、デジタル・アップコンバータ１１３４に共通の局部発振信号を分配しているので、元の周波数に確実に戻すことができる。
【００２２】
ＢＰＦ１１３３の通過帯域と受信信号の帯域を一致させることにより、隣接チャンネル信号などの不要信号を除去することができる。このとき、通過帯域の調整を第１の局部発振回路１１７のみで行うには、非常に細かい周波数設定が必要であった。これに対し、上記構成では、第１の局部発振回路１１７と第４の局部発振回路１１３６の組み合わせで行うようにしているため、複雑な周波数設定が不要になる。
【００２３】
つまり、図３のデジテル放送波中継装置の第１の局部発振回路１１７においては、隣接チャンネル間隔分の精度があれば十分であり、第４の局部発振回路１１３６で精度の高い周波数設定を行えばよい。この方式の採用により、ＰＬＬ（位相同期回路）の分周比を小さく設定することができるので、第１の局部発振回路１１７で問題となる位相雑音を低減させることが可能となる。また、第４の局部発振回路１１３６では発振周波数を低く抑えているので、分周比が大きくなることなく精度のよい周波数設定が可能となる。
【００２４】
（第２の構成例）  
図４は、図１及び図２に示したデジタル放送中継装置のデジタル信号処理回路１１３の第２の構成例を示したものである。なお、図４において、上記図３と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。  
アナログ・デジタル変換回路１１２から供給されるデジタル中間周波数（ＩＦ）信号は、ミキサ１１３１ａ及び１１３１ｂに供給される。ミキサ１１３１ａに供給されたＩＦ信号は、第４の局部発振回路１１３６から出力される局部発振信号と混合され、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１３２ａを介してデジタルベースバンドＩ信号に変換される。また、ミキサ１１３１ｂに供給されたＩＦ信号は、局部発振信号が９０°移相器１１３７ａにより位相変換された局部発信信号と混合され、ＬＰＦ１１３２ｂを通してデジタルベースバンドＱ信号に変換される。
【００２５】
ここで、ＬＰＦ１１３２ａ及びＬＰＦ１１３２ｂのフィルタ特性を急峻とすることにより、隣接チャンネル信号などの不要信号を除去できる。変換されたデジタルベースバンドＩＱ信号は、ミキサ１１３４ａ、１１３４ｂ、ＬＰＦ１１３５ａ、１１３５ｂにより構成される直交変調回路によりデジタル中間周波数に変換されたのち、デジタル・アナログ変換回路１１４において元のアナログ信号に戻される。
【００２６】
図４に示したデジタル信号処理回路１１３の第２の構成例においては、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、デジタルベースバンドＩＱ信号に変換するため、受信信号そのもののアンバランスあるいはダウンコンバータ１１１やアナログ・デジタル変換回路１１２で生ずるＩ信号Ｑ信号のアンバランスを補正することが可能となる。このため、上記図３に示すデジタル信号処理回路１１３の第１の構成例に比べて品質の良い送信信号を作り出すことができる。
【００２７】
（第３の構成例）  
図５は、図１及び図２に示したデジタル放送中継装置のデジタル信号処理回路１１３の第３の構成例を示したものである。図５において、上記図４に示したデジタル信号処理回路１１３の第２の構成例との違いは、ＦＦＴ回路１１３８ａ、サブキャリアピーク検出部１１３８ｂが追加されていることである。なお、同図において、上記図４と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００２８】
ＦＦＴ回路１１３８ａは、ミキサ１１３１ａ、１１３１ｂ、ＬＰＦ１１３２ａ、１１３２ｂにより構成される直交復調回路の出力であるデジタルベースバンドＩＱ信号に対し、ＦＦＴ処理を行い、サブキャリア毎の信号に分割する。このとき、ＦＦＴ処理されるデジタルベースバンドＩＱ信号が所望の周波数特性を有する場合、図６（ａ）に示すように各サブキャリアのピークがＦＦＴ回路の出力に現れ、かつここのサブキャリアは互いに直交した関係となる。ところが、ＦＦＴ処理されるデジタルベースバンドＩＱ信号が所望の周波数特性を有しない場合、図６（ｂ）に示すように各サブキャリアのピークがずれるためにお互いの直交性が崩れる。
【００２９】
そのため、サブキャリアピーク検出部１１３８ｂでは、この各サブキャリア信号のピークを検出することによりデジタルベースバンドＩＱ信号の周波数ずれを検出する。検出された周波数ずれは周波数制御部１１３９に供給され、周波数制御部１１３９は、この周波数ずれを補正する制御信号を生成する。生成された制御信号は、第４の局部発振回路１１３６に供給され、第４の局部発振回路１１３６は、この制御信号にしたがって所定の周波数を発振する。
【００３０】
以上述べたように、上記第３の構成例では、ＦＦＴ回路１１３８ａ及びサブキャリアピーク検出部１１３８ｂをさらに備え、ＦＦＴ処理により分割された各サブキャリア信号のピークを検出することで、デジタルベースバンドＩＱ信号の周波数ずれを精度の良く検出している。このように構成することで、第４の局部発振回路１１３６の微調整が可能となるため、受信波のドップラーシフトや周波数オフセットを加味した放送波中継を実現することができる。
【００３１】
（第４の構成例）  
図７は、図１及び図２に示したデジタル放送波中継装置のデジタル信号処理回路１１３の第４の構成例を示したものである。図７において、上記図５に示すデジタル信号処理回路１１３の第３の構成例との違いは、サブキャリアピーク検出部１１３８ｂの代わりにＣＰ（Continual Pilot）抽出部１１３８ｃが設けられていることである。なお、同図において、上記図５と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００３２】
ＦＦＴ回路１１３８ａは、ミキサ１１３１ａ、１１３１ｂ、ＬＰＦ１１３２ａ、１１３２ｂにより構成される直交復調回路の出力であるデジタルベースバンドＩＱ信号に対してＦＦＴ処理を行い、サブキャリア毎の信号に分割する。図８に示すように、ＣＰ抽出部１１３８ｃは、サブキャリア毎に分割された信号からＣＰ信号を抽出し、この抽出されたＣＰ信号の周波数ずれを検出する。検出された周波数ずれは、周波数制御部１１３９に供給され、周波数制御部１１３９は、この周波数ずれを補正する制御信号を生成する。生成された制御信号は、第４の局部発振回路１１３６に供給され、第４の局部発振回路１１３６は、この制御信号にしたがって所定の周波数を発振する。
【００３３】
以上述べたように、上記デジタル信号処理回路１１３の第４の構成例では、直交復調されたデジタルベースバンドＩＱ信号に対してＦＦＴ処理を施し、サブキャリア信号のうちＣＰ信号を観測することにより、複数のサブキャリア信号を観測することなく第１の局部発振回路１１７の周波数設定を厳密に行わなくとも、第４の局部発振回路１１３６での微調整が可能となる。これにより、復調処理や各補償回路で伝搬路推定を行うときなど正確な情報を得ることが可能となる。したがって、回路規模を簡易かつ小型化することが可能となる。
【００３４】
さらに、ＣＰ信号の変調方式は、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）と決まっており、サブキャリアの番号あるいは放送モードによって変調方式の異なるデータに比較して精度が高く、その上データ内に設けられているＳＰ（Scattered Pilot）信号のように時間・サブキャリア番号からＳＰを抽出する手間が省けるため、精度のよい周波数ずれ検出が可能である。また、第４の局部発振回路１１３６で周波数の微調整が可能なことから、受信波のドップラーシフトや周波数オフセットを加味した放送波中継が可能となる。
【００３５】
（第５の構成例）  
図９は、図１及び図２に示したデジタル放送中継装置のデジタル信号処理回路１１３の第５の構成例を示したものである。図９において、図５または図７に示すデジタル信号処理回路１１３の第３あるいは第４の実施形態との違いは、補償回路１１３Ｃが追加されていることである。なお、同図において、上記図５または図７と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。
【００３６】
周波数監視部１１３８は、ミキサ１１３１ａ、１１３１ｂ、ＬＰＦ１１３２ａ、１１３２ｂにより構成される直交復調回路の出力であるデジタルベースバンドＩＱ信号から周波数ずれを検出して周波数制御部１１３９に供給する。周波数制御部１１３９は、検出された周波数ずれに基づいて補償回路１１３Ｃの動作が最適となるような周波数に補正する制御信号を第４の局部発振回路１１３６に送信し、第４の局部発振回路１１３６の発振周波数を制御する。
【００３７】
ここで、上記図６で説明したとおり、デジタルベースバンドＩＱ信号が所望の周波数成分を有すると各サブキャリアの直交性が保たれるため、後述する補償回路１１３Ｃのチャンネル推定の精度を高くすることが可能となり、より補償能力の高い補償回路が実現できる。
【００３８】
図１０は、デジタル信号処理回路１１３の第５の構成例に設けられるマルチパス干渉除去機能を有する補償回路１１３Ｃの構成例を示す図である。  
補償回路１１３Ｃに入力されたデジタルベースバンドＩＱ信号はＦＩＲフィルタ１１３Ｃ1、１１３Ｃ2において遅延波成分が補償され、所望波のみが出力される。ＦＩＲフィルタ１１３Ｃ１、１１３Ｃ２の出力の一部はチャンネル推定部１１３Ｃ３に分配され、遅延波等が抑圧されているかチャンネル応答を推定する。フィルタ係数制御部１１３Ｃ４は、チャンネル推定部１１３Ｃ３で推定されたチャンネル応答に基づいて遅延波（マルチパス波）を抑圧するようにＦＩＲフィルタ１１３Ｃ１、１１３Ｃ２のフィルタ係数を算出し、ＦＩＲフィルタ１１３Ｃ１、１１３Ｃ２に出力する。このとき、デジタルベースバンドＩＱ信号の周波数が所望の周波数に調整されていると、チャンネル推定部１１３Ｃ３におけるチャンネル推定の精度が向上するので、効率的に遅延波（マルチパス波）を抑圧することが可能となる。
【００３９】
図１１は、デジタル信号処理回路１１３の第５の構成例に設けられる回り込み波除去機能を有する補償回路１１３Ｃの構成例を示す図である。
【００４０】
図１１において、補償回路１１３Ｃに入力されたデジタルベースバンドＩＱ信号は、補償回路１１３Ｃで生成される送信信号の受信装置への回り込み信号の複製（レプリカ）が減じられ、所望の上位局からの受信信号のみとなる。その後、ＢＰＦ１１３Ｃ７、１１３Ｃ８を通して所望のチャンネルのみの信号に帯域制限され出力される。
【００４１】
ＢＰＦ１１３Ｃ７、１１３Ｃ８の出力の一部は、チャンネル推定部１１３Ｃ３に入力される。チャンネル応答を推定するチャンネル推定部１１３Ｃ３では出力信号のチャンネル応答を推定し、出力信号に含まれる出力信号の受信信号への回り込み成分あるいはマルチパス成分を検出し、フィルタ係数制御部１１３Ｃ４に出力する。フィルタ係数制御部１１３Ｃ４は、チャンネル推定部１１３Ｃ３により推定される回り込み成分及びマルチパス成分を抑圧するようなフィルタ係数を算出し、回り込み成分及びマルチパス成分のレプリカを生成してＦＩＲフィルタ１１３Ｃ９、１１３Ｃ１０に出力する。
【００４２】
以上述べたように、ＦＩＲフィルタ１１３Ｃ９、１１３Ｃ１０は、ＢＰＦ１１３Ｃ７、１１３Ｃ８の出力の一部を入力信号として、回り込み成分及びマルチパス成分のレプリカを生成して出力する。この回り込みキャンセラにおいても、マルチパス除去手段同様、ベースバンドＩＱ信号が所望の周波数成分をもつように調整されていると、チャンネル推定精度が向上し、より効率的に回り込み成分、マルチパス成分を抑圧することが可能となる。
【００４３】
なお、この発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】この発明に係るデジタル放送中継装置の一実施形態を示す構成図。
【図２】この発明に係るデジタル放送中継装置の別の実施形態を示す構成図。
【図３】図１に示すデジタル放送波中継装置に設けられるデジタル信号処理回路の第１の構成例を示す図。
【図４】図１に示すデジタル放送波中継装置に設けられるデジタル信号処理回路の第２の構成例を示す図。
【図５】図１に示すデジタル放送波中継装置に設けられるデジタル信号処理回路の第３の構成例を示す図。
【図６】サブキャリアのピークとＦＦＴのピークの関係を示す図。
【図７】図１に示すデジタル放送波中継装置に設けられるデジタル信号処理回路の第４の構成例を示す図。
【図８】ＣＰサブキャリアの抽出例を示す図。
【図９】図１に示すデジタル放送波中継装置に設けられるデジタル信号処理回路の第５の構成例を示す図。
【図１０】マルチパス波除去機能を有する補償回路の構成例を示す図。
【図１１】回り込み波除去機能を有する補償回路の構成例を示す図。
【符号の説明】
【００４５】
１…デジタル放送波中継装置、１０…受信アンテナ、１１…デジタル放送波中継装置、１２…送信アンテナ、１１１…ダウンコンバータ、１１２…アナログ・デジタル変換回路、１１３…デジタル信号処理回路、１１４…デジタル・アナログ変換回路、１１５…アップコンバータ、１１６…電力増幅器（ＰＡ）、１１７…第１の局部発振回路、１１８…第２の局部発振回路、１１９…基準信号発生部、１２０…第３の局部発振回路、１１３１…デジタル・ダウンコンバータ、１１３２…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１１３３…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、１１３４…デジタル・アップコンバータ、１１３５…ＬＰＦ、１１３６…第４の局部発振回路、１１３８…周波数監視部、１１３９…周波数制御部、１１３１ａ，１１３１ｂ…ミキサ、１１３２ａ，１１３２ｂ…ＬＰＦ、１１３４ａ，１１３４ｂ…ミキサ、１１３５ａ，１１３５ｂ…ＬＰＦ、１１３７ａ，１１３７ｂ…９０°移相器、１１３８ａ…ＦＦＴ回路、１１３８ｂ…サブキャリアピーク検出部、１１３８ｃ…ＣＰ（Continual Pilot）抽出部、１１３Ｃ…補償回路、１１３Ｃ１，１１３Ｃ２…ＦＩＲフィルタ、１１３Ｃ３…チャンネル推定部、１１３Ｃ４…フィルタ係数制御部、１１３Ｃ５，１１３Ｃ６…ミキサ、１１３Ｃ７，１１３Ｃ８…ＢＰＦ、１１３Ｃ９，１１３Ｃ１０…ＦＩＲフィルタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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