(57)【要約】      （修正有）【課題】複数の蓄電器、二次電池等が直列接続された回路において、それぞれの電位レベルに合わせた回路の数が増加し、蓄電装置のコスト及びサイズ，消費電力が増加する。また、非常に高耐圧のコンパレータなどの部品が必要となるが、回路数が少なく小型、低消費電力で信頼性の高い蓄電装置を実現する。【解決手段】直列に接続された複数の蓄電器、又は二次電池等を制御または監視する蓄電器回路をそれぞれの蓄電器、又は、二次電池に設ける。そして、蓄電器回路と電位レベルの異なるメイン回路とを電位変換回路を介して接続する。【選択図】図１
2008197090.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続される複数の蓄電器と、
前記複数の蓄電器の各々の電圧を検出する複数の蓄電器回路と、
検出された前記電圧を入力して所定の処理を行う処理回路と、
を備え、
前記処理回路は、前記複数の蓄電器回路の誤差に基づいて、入力された前記電圧を補正する補正演算処理を行う蓄電装置。
【請求項２】
直列に接続される複数の蓄電器と、
前記複数の蓄電器の各々の電圧に応じたパルス信号を出力する複数の蓄電器回路と、
前記パルス信号の各々の電位レベルを変換する複数の電位変換回路と、
を備える蓄電装置。
【請求項３】
請求項２において、前記蓄電器回路は、蓄電素子を有し、前記蓄電器の電圧によって前記蓄電素子を充電し、または前記蓄電器の電圧によって充電してから放電し、充電時間または放電時間に応じたパルス幅の前記パルス信号を出力する蓄電装置。
【請求項４】
蓄電器と、
前記蓄電器の電圧に応じたパルス幅を有するパルス信号または蓄電器の電圧に応じた時間幅において継続するパルス列を発生する回路と、
を備える蓄電装置。
【請求項５】
蓄電器を準備する第１のステップと、
前記蓄電器の電圧に応じたパルス幅を有するパルス信号または蓄電器の電圧に応じた時間幅において継続するパルス列を発生する第２のステップと、
前記パルス幅または前記パルス列のパルス数に基づいて前記蓄電器の電圧を検出する蓄電器の電圧検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リチウム二次電池やニッケル水素電池，電気二重層キャパシタなどの蓄電器が複数直列に接続された蓄電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の蓄電装置の一例が特開平8−78060号公報に開示されている。
【０００３】
この蓄電装置においては、二次電池が２個直列に接続され、それぞれの二次電池の両端に、電圧判定器および複数個直列接続された抵抗が接続されている。各電圧判定器は、二次電池の電圧が所定の電圧に達したか否かに応じた電圧を出力する。直列接続された抵抗は二次電池の電圧を分圧し、基準電圧を作る。
【０００４】
電圧判定器の出力電圧と抵抗分圧による基準電圧とはコンパレータで比較される。そして、いずれかの二次電池が満充電に達し、電圧判定器の出力電圧が、基準電圧を越えたら、コンパレータの出力はローとなる。コンパレータのロー出力によって二次電池と直列に接続されたＦＥＴをＯＦＦして、充電を停止する。
【０００５】
【特許文献１】特開平８−７８０６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記従来技術において、各電圧判定器の出力は、直列接続された二次電池の最下マイナス端子を基準とする電位レベルがそれぞれ異なる。このため、基準電圧を作る直列接続された抵抗は各二次電池にそれぞれ専用に設ける必要がある。この様に、各二次電池に対し同じ機能を果たす回路であっても、それぞれの電位レベルに合った回路がそれぞれの二次電池毎に必要となる。
【０００７】
また、抵抗の値は公称値に対しある範囲のばらつきが必ず存在するため、満充電を規定する基準電圧がばらつき、基準電圧の精度が低下する。このため、抵抗は抵抗値のばらつきが小さい物を選択する必要があり、高価となる。
【０００８】
さらに、コンパレータの耐圧は直列接続された電池の合計の電圧が必要となる。
【０００９】
従って、多数の電池を直列接続すると、それぞれの電位レベルに合わせた回路の数が増加し、蓄電装置のコスト及びサイズ，消費電力が増加する。また、非常に高耐圧のコンパレータなどの部品が必要となる。
【００１０】
本発明は上記問題点を考慮してなされたものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明による蓄電装置は、直列に接続される複数の蓄電器の各々の電圧に応じた信号を出力する複数の蓄電器回路と、出力された信号の各々の電位レベルを変換する複数の電位変換回路とを備える。電位レベルが変換された信号は処理回路に入力される。入力された信号に基づいて、処理回路は所定の処理を行う。あるいは、処理回路は、蓄電器を制御するための制御信号を作成する。制御信号は、電位変換回路によって電位レベルを変換されてから、複数の蓄電器回路に入力される。入力された制御信号に基づいて、蓄電器回路は、例えばバイパス回路によって各蓄電器の電圧をバランスさせるように、蓄電器を制御する。本発明によれば、電位レベルの変換により、処理回路が複数の電圧検出信号を処理できる。従って、蓄電装置の部品点数が削減される。
【００１２】
電位変換回路としては、蓄電器回路と処理回路との間に接続される絶縁カプラを備える回路やレベルシフト回路など各種の回路が適用される。処理回路としては、マイコン等の各種のプロセッサや各種のコントローラが適用される。
【００１３】
本発明による他の蓄電装置の処理回路においては、蓄電器回路によって検出された蓄電器の電圧を構成素子の特性ばらつきなどによって生じる蓄電器回路の誤差に基づいて補正する補正演算処理が行われる。これによって、検出精度が向上する。
【００１４】
本発明によるさらに他の蓄電装置においては、蓄電機回路は、蓄電器の各々の電圧に応じたパルス信号を出力する。パルス信号の各々は、電位変換回路によって、電位レベルが変換される。パルス信号としては、デジタル信号や微分パルス信号などがある。パルス信号を用いることによって、電位変換に伴う電圧検出誤差が低減する。また、パルス信号として、蓄電器の電圧に応じたパルス幅を有するパルス信号または蓄電器の電圧に応じた時間幅において継続するパルス列が適用される。アナログ量である蓄電器の電圧をこれらのパルス信号に変換することにより、電圧の検出精度が向上する。なお、パルス信号への変換は、回路によるハード的手段やマイコンなどによるソフト的処理など、各種の方法が適用される。
【００１５】
なお、本発明は、リチウム電池，ニッケル水素電池などの二次電池や、電気二重層，キャパシタなどの、電力貯蔵機能を有する各種の蓄電器およびそれらの直列接続体に適用される。また、複数の蓄電器セルが直列または並列に接続された蓄電器群が、複数個直列に接続されたものなど、各種の蓄電器接続体に適用される。
【発明の効果】
【００１６】
以上説明した様に本発明によれば、複数の蓄電器が直列接続された回路において、回路数が少なく安価で小型，低消費電力で、または制御精度，ノイズマージンが高く信頼性の高い蓄電装置を実現できる。
【００１７】
このため、リチウム二次電池やニッケル水素電池，電気二重層キャパシタなどの蓄電器や蓄電器が多数直列に接続された蓄電装置、および、これらを評価する評価装置、これらの製造装置で有益である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下本発明の実施例について図面を用いて詳細に説明する。図において同一の部分が２つ以上あるものに関しては同一の符号を付し、説明を省略している。
【００１９】
図１は、本発明の第１の実施例を示す図である。図において、１０１は蓄電器、１０２は蓄電器回路、１０３は電位変換回路、１０４はメイン回路、１０５はマイコン、１０６は電源、１０７はイネーブル信号、１０８は電流検出回路である。
【００２０】
蓄電器１０１が４個直列接続され、各蓄電器１０１に蓄電器回路１０２が並列に接続されている。また、蓄電器回路１０２は電位変換回路１０３を介して、メイン回路１０４と接続されている。
【００２１】
蓄電器回路１０２は電圧検出回路やバイパス回路を有し、各蓄電器１０１の端子間電圧を検出する。また、バイパス回路によって各蓄電器１０１間の電圧アンバランスを解消するに各蓄電器の電圧が制御される。
【００２２】
また、メイン回路１０４は、マイコン１０５と電源１０６などを有し、電源１０６によって作られる電源で動作する。電流検出回路１０８の出力はマイコン１０５に入力される。
【００２３】
マイコン１０５では各蓄電器１０１の端子間電圧と電流検出回路１０８の検出値をもとに各蓄電器１０１の開路電圧を推定したり、充電状態や電圧アンバランスを判定し、残量表示やバイパス回路の駆動，蓄電装置全体の制御を行う。
【００２４】
各蓄電器１０１は直列に接続されている為、各蓄電器回路１０１とメイン回路１０４は電位レベルが異なる。電位変換回路１０３は、電位レベルがそれぞれ異なる各回路間において、電位を変換して電気信号を伝送する。
【００２５】
図１では電位変換回路１０３は、コンデンサカップリング型の絶縁カプラであるが、トランス結合型やフォトカプラ型など、その他の絶縁カプラや、ＭＯＳトランジスタと分圧抵抗から成るレベルシフト回路も適用される。また、絶縁カプラの入力はノイズ耐性向上の為に差動の信号対であるが、シングルエンドも適用される。本実施例における絶縁カプラは、蓄電器回路１０２とメイン回路１０４との間に接続される容量性絶縁バリヤであるキャパシタを備えている。
【００２６】
また、イネーブル信号１０７と接続された絶縁カプラの出力は、共通点で接続され、マイコン１０５に入力される。絶縁カプラの出力をそれぞれマイコン１０５に入力することは可能であるが、マイコン１０５の入力数が増える。そこで、ここではイネーブル信号１０７により絶縁カプラの動作を制御し、絶縁カプラの出力の共通化及びマイコン１０５への入力数の削減を図っている。
【００２７】
これにより、電位レベルの異なる各回路が機能的に接続され、各蓄電器や蓄電器全体の状態を監視，管理可能な蓄電装置を実現できる。
【００２８】
また、各回路はそれぞれの電位レベルで動作するため、最低限の耐圧で実現できる。
【００２９】
そして、各蓄電器１０１に対し充電状態や電圧アンバランスを判定する様な同じ機能を果たす回路はメイン回路１０４で共通化され、回路数や部品点数，消費電力の削減，小型，低コスト化が図られる。
【００３０】
更に、各制御信号や検出値は絶縁カプラを通す際にデジタル値等のパルス信号として処理すると、信号伝送や電位変換に伴う制御精度やノイズマージンの低下を防止できる。
【００３１】
ここで、図１では蓄電器１０１が４個直列に接続されているが、その他の直列接続数でも実現可能であることは言うまでも無い。
【００３２】
この様に、本実施例によれば、回路数が少なく安価で小型，低消費電力で、かつ制御精度，ノイズ耐性が高く信頼性の高い蓄電装置を実現することができる。
【００３３】
図２は、本発明の第２の実施例を示す図である。図において、１２１は選択回路、１２２は比較回路、１２３は記憶回路、１２４は補正回路、１２５は電圧検出回路である。
【００３４】
蓄電器回路１０２は蓄電器１０１の端子間電圧を検出する電圧検出回路１２５を有している。また、メイン回路１０４は選択回路１２１と補正回路１２４を有し、補正回路１２４はマイコン１０５と、比較回路１２２，記憶回路１２３より構成されている。
【００３５】
選択回路１２１は、電位変換回路１０３を介して入力される各電圧検出回路１２５の出力を選択し、マイコン１０５及び比較回路１２２に入力する。
【００３６】
またマイコン１０５では記憶回路１２３に記憶されている補正基準となる真の値を読み取り、ＶＲＥＦとして比較回路１２２へ入力する。
【００３７】
そして比較回路１２２では選択回路１２１の出力とＶＲＥＦとを比較する。その比較結果である比較回路１２２の出力は記憶回路１２３に入力される。
【００３８】
ここで、蓄電器１０１はある電圧からある電圧までの使用電圧範囲が存在する。従って、記憶回路１２３に記憶されている補正基準となる真の値は、予めこれらの使用電圧範囲外に設定する。
【００３９】
そして、蓄電器１０１を接続する前に電圧検出回路１２５の入力にＶＲＥＦの基準電源を印加すると、選択回路１２１の出力をマイコン１０５が判定し、補正モードと判断する。次に、この時の電圧検出回路１２５の検出値、すなわち選択回路１２１の出力とＶＲＥＦとを比較回路１２２で比較し、これらの差を電圧検出回路１２５の誤差として記憶回路１２３に記憶し補正モードを完了する。
【００４０】
後に蓄電器１０１が接続され、使用電圧が電圧検出回路１２５に印加されると補正式と記憶した誤差をもとにマイコン１０５が補正演算処理する。これにより、電圧検出器１２５の誤差が補正され、検出精度や信頼性が向上する。
【００４１】
ここで、ＶＲＥＦは記憶回路１２３に予め記憶された値をマイコン１０５で読み取り生成するが、別の基準電源を設けてもよい。また、補正回路１２４はマイコン１０５，比較回路１２２，記憶回路１２３で構成したが、比較回路１２２及び記憶回路１２３を同一のマイコン１０５に組み込むことも可能である。この場合、消費電力や部品点数，レイアウト面積等を削減することが可能となる。
【００４２】
図３は、本発明の第３の実施例を示す図である。図において、１３１は補正スイッチであり、比較回路１２２の出力と記憶回路１２３の入力の間に挿入されている。補正スイッチ１３１は通常の電圧検出時はＯＦＦしている。
【００４３】
前記本発明の第２の実施例では、補正モードの判断を電圧検出回路１２５に印加する基準電源の電圧値ＶＲＥＦによってマイコンが判定した。ここでは、補正スイッチ１３１をＯＮすると比較回路１２２と記憶回路１２３が接続されるため、補正モードであることを確実に判定できる。従って補正モードにおける誤差の記憶を確実に行うことができるので、信頼性が向上する。なお、本実施例においては、電位変換後の電圧検出値を補正するので、補正後に生じる誤差を防止できる。
【００４４】
本実施例においても比較回路１２２及び記憶回路１２３を同一のマイコン１０５に組み込むことができる。この場合、補正スイッチ１３１またはこれに代わる信号入力をマイコン１０５に設ける。これにより消費電力や部品点数，レイアウト面積等が低減する。
【００４５】
図４は、本発明の第４の実施例を示す図である。図において、１４１は補正手段、１４２は選択回路、１４３は電圧検出基準回路である。
【００４６】
補正手段１４１は選択回路１４２と電圧検出基準回路１４３，比較回路１２２で構成され、選択回路１４２の入力は各蓄電器１０１の各端子間に接続されている。また、選択回路１４２の出力は電圧検出基準回路１４３を介して比較回路１２２に入力されている。この電圧検出基準回路１４３は予め校正、または精度が保証された冗長系の高精度の電圧検出回路である。
【００４７】
補正モードでは、選択している電圧検出回路１２５の出力と、この基準となる電圧検出基準回路１４３の出力とを比較回路１２２で比較し、電圧検出回路１２５の誤差を求め、記憶回路１２３にこの誤差を記憶する。
【００４８】
そして、記憶した誤差と補正式をもとに後の各電圧検出回路１２５の検出値をマイコン１０５で補正演算処理する。これにより、電圧検出回路１２５の誤差が補正され検出精度や信頼性を向上させることが可能となる。
【００４９】
ここで、電圧検出基準回路１４３は各蓄電器１０１にそれぞれ設けることも可能であるが、比較的高価であり回路数の増加にもつながる。そこで、ここでは選択回路１４２を設けて電圧検出基準回路１４３の共有化を図っている。また、比較回路１２２は補正手段１４１に設けることも可能である。そして、補正手段１４１は補正モード時に使用するため、蓄電装置から切り離し可能とすることもできる。
【００５０】
図５は、本発明の第５の実施例を示す図である。図において、２０１は差動増幅回路、２０２は絶縁バリヤ、２０３は負荷抵抗、２０４は遷移検出回路、２０５はパルス再生回路である。これらにより、図１〜図４における電位変換回路１０３が微分型の遷移信号を伝送する絶縁カプラとして構成される。
【００５１】
差動増幅回路２０１は入力パルス信号Ｐｌｓ＿ｉｎを入力して相補のパルス信号対Ｐｌｓ＿１を出力する。初段はＣＭＯＳの差動アンプで構成され、基準電圧Ｖｒｅｆと入力パルス信号Ｐｌｓ＿ｉｎとの比較結果を相補信号で出力する。次段（駆動段）のドライバはＣＭＯＳインバータで構成され、これにより、ほぼ電源電圧に等しい振幅を有する相補のパルス信号対（差動増幅回路出力）Ｐｌｓ＿１を出力する。
【００５２】
絶縁バリヤ２０２は１次側と２次側との絶縁耐圧を有する容量性の絶縁バリヤである。１次側及び２次側の各々の端子はそれぞれ、高電位電源（ＶＤＤ１又は、ＶＤＤ２）との間、また、低電位電源（ＶＳＳ１又は、ＶＳＳ２）との間とに逆方向接続のダイオードを設け、ノイズ等によるサージを吸収する。
【００５３】
負荷抵抗２０３は、１次側からの容量性結合により２次側の端子に微分波形を出力するために設けた微分手段である。負荷抵抗２０３は高電位電源ＶＤＤ２と２次側の端子間を短絡するように設けている。このため、２次側の端子は定常的には高電位電源ＶＤＤ２の電位に固定され、１次側の端子の“Ｈｉ”レベルから“Ｌｏ”レベルに遷移した時に、“Ｌｏ”レベル側へスパイク状の微分波形を発生する。
【００５４】
遷移検出回路２０４は、微分信号対Ｐｌｓ＿３を入力して、入力パルス信号Ｐｌｓ＿ｉｎの立ち上がりエッヂと立ち下がりエッヂの各々を検出してワンショットパルスＰｌｓ＿４を発生する。入力段は、微分信号対Ｐｌｓ＿３を互いに逆接続して入力信号とする、対のＣＭＯＳ差動アンプを用いる。対のＣＭＯＳ差動アンプは、各々、シングルエンドの信号を出力する。ＣＭＯＳ差動アンプの入力信号は定常的に同レベルとなるため、負荷はＰＭＯＳのカレントミラーで構成する。
【００５５】
ＣＭＯＳ差動アンプは微分信号対Ｐｌｓ＿３に電位差が生じた（入力パルス信号Ｐｌｓ＿ｉｎが遷移した）時にのみ、その電位差に対する差動出力（個々のＣＭＯＳ差動アンプはシングルエンド出力）Ｐｌｓ＿４０を出力する。よって、対のＣＭＯＳ差動アンプの出力Ｐｌｓ＿４０は定常的には同一のレベルとなる。このため、次段のＰＭＯＳ入力のレベル変換回路の出力は入力信号が同一レベルの時に中間レベル（次段のゲートの論理しきい値付近のレベル）を出力しないように設計する必要がある。
【００５６】
例えば、本実施例の場合、次段のフリップフロップからなるパルス再生（復調）回路２０５はＣＭＯＳのＮＡＮＤゲートで受けるため、Ｐｌｓ＿４０が同一レベルの時は“Ｈｉ”レベルを出力するようにレベル変換回路のＭＯＳのゲート幅等を設計する。よって、レベル変換回路は、入力側のＰＭＯＳのゲート幅とＮＭＯＳのゲート幅との比と、出力側のＰＭＯＳのゲート幅とＮＭＯＳのゲート幅との比は異なる。遷移検出回路２０４の出力は定常的には双方とも“Ｈｉ”レベルであり、入力パルス信号Ｐｌｓ＿ｉｎの遷移に対応して、立ち上がり時に一方に、また、立ち下がり時に他方に“Ｌｏ”レベルのワンショットパルスを発生する。
【００５７】
パルス再生回路２０５は遷移検出回路２０４の出力信号Ｐｌｓ＿４により、入力パルス信号Ｐｌｓ＿ｉｎを２次側に再生して出力パルスＰｌｓ＿ｏｕｔを出力するフリップフロップで構成される。本実施例は２組のＣＭＯＳ−ＮＡＮＤゲートで構成されるフリッププロップと、１組のＣＭＯＳインバータのドライバとでパルス再生回路２０５を構成する。必要によりフリップフロップをリセットするための手段を盛り込むことも容易である。
【００５８】
本実施例の絶縁カプラでは２次側の端子が負荷抵抗２０３を介して高電位電源ＶＤＤ２に短絡されているため、１次側の立ち下がり動作が重要になってくる。このため、差動増幅回路２０１の出力段ＣＭＯＳインバータは、例えば、ＣＭＯＳインバータのように論理しきい値ＶＬＴを、（ＶＤＤ−ＶＳＳ）／２より低く設定すると、立ち下がりの遷移時間が短くなりタイミングのバラツキを抑えることができる。
【００５９】
本実施例の説明に当たっては回路の遅延時間に関して特に触れていないが、動作の説明に係わる入力パルス信号のパルス幅などに比して回路の遅延時間が十分小さい場合であり、回路の遅延時間はあるものの特に考慮しない。
【００６０】
本実施例では絶縁バリヤ２０２前後の回路を差動回路で構成しているためコモンモードノイズの耐性が向上するので、Ｓ／Ｎが向上する。また、絶縁バリヤ２０２後段の回路を対の差動アンプで構成することにより、ＣＭＲＲ（Common Mode Rejection Rate)に優れた増幅回路を実現できる。更に回路を単純なＣＭＯＳゲートで構成しているため、５Ｖ以下(１.８Ｖ程度まで）の低電圧化にも十分対応できると共に、消費電力を抑える効果もある。
【００６１】
図６は図５の回路の動作を示す図である。入力パルス信号Ｐｌｓ＿ｉｎを受けて、差動増幅回路２０１の出力Ｐｌｓ＿１は差動の信号となっている。また負荷抵抗２０３の波形は絶縁バリヤ２０２の１次側からの容量性結合により、微分信号Ｐｌｓ＿３となる。そして、遷移検出回路２０４の出力、遷移検出信号Ｐｌｓ＿４は微分信号Ｐｌｓ＿３と同期した矩形波である。最終出力段のパルス再生回路２０５の出力、再生パルス信号Ｐｌｓ＿ｏｕｔはＰｌｓ＿４の相補の遷移と同期したパルス幅の矩形波であり、Ｐｌｓ＿ｉｎと一致した波形となっている。
【００６２】
この様に微分型の絶縁カプラはその遷移信号が微分波形となるので、絶縁カプラの消費電力が低減する。
【００６３】
図７は、本発明の第６の実施例を示す図である。図において、４０１はアクティブフィルタ、４０２は電圧検出回路である。
【００６４】
アクティブフィルタ４０１はＯＰアンプ及び抵抗，コンデンサで構成され、電圧検出回路４０２の入力と蓄電器１０１との間に設けられている。
【００６５】
アクティブフィルタ４０１は蓄電器１０１の端子間に重畳されるノイズ成分を除去し、蓄電器１０１の直流電圧成分を電圧検出器４０２へ入力する。
【００６６】
これにより、電圧検出回路４０２はノイズ成分による誤検出が防止され、検出精度や信頼性が向上する。
【００６７】
図８は、本発明の第７の実施例を示す図である。図において、５０１は電圧時間変換回路、５０２は充電スイッチ、５０３は蓄電素子、５０４は放電スイッチ、５０５は判定回路、５０６は時間電圧変換回路、５０７は充放電抵抗である。
【００６８】
電圧時間変換回路５０１は蓄電器回路１０２内に設けられ、充電スイッチ５０２と放電スイッチ５０４の直列接続，蓄電素子５０３と放電スイッチ５０４の充放電抵抗５０７を介した並列接続、及び充放電抵抗５０７と蓄電素子５０３の共通接続点を入力とする判定回路５０５で構成されている。
【００６９】
また、時間電圧変換回路５０６はコンパレータで構成されている。
【００７０】
そして、電圧時間変換回路５０１と時間電圧変換回路５０６を接続する絶縁カプラはシングルエンドで、絶縁バリヤ２０２の２次側は共通に接続され、負荷抵抗２０３，遷移検出回路２０４，パルス再生回路２０５を共有した構成となっている。
【００７１】
電圧時間変換回路５０１は以下の様に動作する。先ず、充電スイッチ５０２をＯＮし、放電スイッチ５０４をＯＦＦして、蓄電器１０１の端子間電圧ＶＢと等電圧になるまで蓄電素子５０３を充電する。次に充電スイッチ５０２をＯＦＦし、放電スイッチ５０４をＯＮして蓄電素子５０３を放電させる。そして判定回路５０５により蓄電素子５０３の電圧が、スレショルド電圧ＶＴＨ（本実施例においては判定回路５０５のＭＯＳＦＥＴのゲートスレッショルド電圧）になったことを判定し、判定回路５０５の出力を反転させる。
【００７２】
いま、蓄電素子５０３の放電時間をｔ、蓄電素子５０３の電圧をＶｃ（＝ＶＢ）、蓄電素子５０３の容量をＣ、放電スイッチ５０４及び充放電抵抗５０７の抵抗をＲとすると、以下の関係がある。
【００７３】
ＶＴＨ＝Ｖｃ・exp(−ｔ／ＣＲ）                            …（１）
ｔ＝ＣＲ・ln(Ｖｃ／ＶＴＨ）                               …（２）
これより、電圧時間変換回路５０１は蓄電器１０１の電圧ＶＢ（＝Ｖｃ）を放電時間ｔ、すなわち判定回路５０５の出力のパルス幅または間隔に変換する。
【００７４】
ここでは放電時間ｔをもってパルス幅または間隔に変換したが、充電時間でも同様である。
【００７５】
この時、（２）式より明らかな様に電圧時間変換回路５０１の変換精度はＣ，Ｒ及びＶＴＨに依存する。このため、蓄電素子５０３，放電スイッチ５０４，充放電抵抗５０７及び判定回路５０５は、素子特性のばらつきに注意する必要がある。
【００７６】
特に、判定回路５０５は素子ばらつきの小さいバイポーラトランジスタや高精度のコンパレータを用いることが好ましい。バイポーラトランジスタはビルトインポテンシャルが素子毎や温度等に対し安定しており、ＶＴＨのばらつきの面からも好ましい。
【００７７】
また、ＣやＲは一般的に温度に対し値が変化する。このため必要に応じ、（２）式の値を温度に対し補正する。
【００７８】
次に時間電圧変換回路５０６は、パルス再生回路２０５の出力とクロックＣＬＫ信号とをコンパレータで比較し、パルス再生回路２０５の出力がＨｉの期間、パルス列を出力する。マイコン１０５はこのパルス数をカウントし、パルス数に応じて電圧に変換する。
【００７９】
仮に、蓄電素子５０３の電圧を５Ｖ、これを１msecで放電し、ＣＬＫを１６ＭＨｚとすると、パルス列のパルス数は
１msec／１／１６ＭＨｚ＝１６ｋコ                          …（３）
１パルス当りの電圧は
５Ｖ／１６ｋ＝０.３ｍＶ                                   …（４）
となる。従って、本実施例によれば、高い電圧検出精度が得られる。
【００８０】
ここで、時間電圧変換回路５０６ではコンパレータの替りに、インプットキャプチャ機能を備えたマイコンを用いてもよい。
【００８１】
また、絶縁カプラの絶縁バリヤ２０２の２次側が共通に接続され、負荷抵抗２０３，遷移検出回路２０４，パルス再生回路２０５を共有した構成としているため、各蓄電器１０１に接続される電圧時間変換回路５０１は順次動作される。
【００８２】
更に、各蓄電器１０１の電圧をマイコン１０５で比較する。その結果、各蓄電器１０１の電圧にアンバランスがある場合、電圧が他より大きい蓄電器１０１に接続される電圧時間変換回路５０１の充電スイッチ５０２と放電スイッチ５０４を同時にＯＮさせる。これにより充電電流のバイパスまたは自己放電を充電スイッチ５０２と放電スイッチ５０４の直列接続で行い、電圧のアンバランスを解消する。
【００８３】
本実施例においては、充電スイッチ５０２と放電スイッチ５０４の直列接続パスに含まれない充放電抵抗５０７を放電スイッチ５０４と蓄電素子５０３の間に挿入し、放電時間を調整している。従って、バイパス電流を大きくするために各スイッチの抵抗値を低減する場合において、十分な電圧検出精度が得られるように放電時間の大きさを設定できる。
【００８４】
この様に本実施例よれば、直列接続された蓄電器１０１の電圧検出回路とバイパス回路を共有化し、電圧検出と電圧アンバランス解消機能を同時に実現することが可能となる。
【００８５】
図９は、図８の動作を示す図である。充電スイッチ５０２がＯＮ（Ｈｉ）の期間、蓄電素子５０３は充電され、蓄電器１０１の電圧と等電圧になる。次に充電スイッチ５０２がＯＦＦ（Ｌｏ）、放電スイッチ５０４がＯＮとなると、蓄電素子５０３の電圧は指数関数的に減少していく。そして、蓄電素子５０３の電圧がある電圧以下になると、判定回路５０５（遷移検出回路２０５）の出力はＬｏに反転する。また、コンパレータによるクロックＣＬＫと遷移検出回路２０５の比較結果は判定回路５０５（遷移検出回路２０５）の出力がＬｏに反転するまでパルス列として連続する。
【００８６】
マイコン１０５では放電スイッチ５０４がＯＮの期間のこのパルス列をカウントし電圧値に変換する。またパルス列が規定数未満では蓄電器１０１が過放電状態または充電スイッチ５０２が異常を起こし誤動作していると検出できる。または規定数以上では蓄電器１０１が過充電状態または放電スイッチ５０４が異常を起こし誤動作していると検出できる。そして、充電スイッチ５０２がＯＮの期間、パルス列が発生しない場合は、蓄電器１０１が過放電状態または短絡状態または充電スイッチ５０２が異常を起こし誤動作していると検出できる。
【００８７】
更に、電圧時間変換回路５０１の充電スイッチ５０２と放電スイッチ５０４をバイパス回路として用いている場合は、パルス列の有無を判定することで、バランス回路が正常に動作しているか否かを検証できる。
【００８８】
この様に本実施例によれば、電圧検出機能やアンバランス解消機能の他に、過充電や過放電，短絡など蓄電器１０１の状態検出，バイパス回路を兼ねる電圧時間変換回路５０１の動作検証を同時に達成することが可能となる。更にバイパス回路としては充電スイッチ５０２と放電スイッチ５０４が直列に接続されるため、万が一どちらかのスイッチが短絡故障した場合などでも、もう一つのスイッチによってバイパス回路を確実に遮断するといった冗長性を持たせることも可能となる。
【００８９】
図１０は、本発明の第８の実施例を示す図である。図において、７０１は補正基準回路、７０２はスイッチ、７０３は基準電源となるツェナーダイオードである。補正基準回路７０１はスイッチ７０２と基準電源７０３で構成されている。
【００９０】
適時、充電スイッチ５０２とスイッチ７０２をＯＮし、蓄電素子５０３を基準電源７０３と等電圧となるまで充電する。次に充電スイッチ５０２とスイッチ７０２をＯＦＦし、放電スイッチ５０４をＯＮし蓄電素子５０３を放電させる。
【００９１】
基準電源７０３の電圧(Ｖｒｅｆ)はあらかじめ設定され既知のため、放電時間(ｔｒｅｆ)を基準とし、時間電圧変換時における蓄電素子５０３の容量Ｃ，放電スイッチ５０４の抵抗Ｒ，判定回路５０５のスレショルド電圧ＶＴＨ，温度Ｔなどによる放電時間ｔの誤差を補正する。
【００９２】
すなわち基準電源７０３の電圧をＶｒｅｆ１、この放電時間をｔｒｅｆ１とすると
Ｖｒｅｆ１＝ＶＴＨ・exp(ｔｒｅｆ１／ＣＲ)                …（５）
より、電圧がＶｃの蓄電素子５０３の放電時間ｔは
ｔ＝ＣＲ・ln(Ｖｃ／Ｖｒｅｆ１)＋ｔｒｅｆ１                 …（６）
と表され、ＶＴＨが未知でも放電時間ｔを測ることが可能となる。
【００９３】
更に、第２の基準電源（図示せず）を設け、この時の電圧をＶｒｅｆ２、放電時間をｔｒｅｆ２とすると、（６）式は
ｔ＝（ｔｒｅｆ２−ｔｒｅｆ１）・ln(Ｖｃ／Ｖｒｅｆ１)／ln(Ｖｒｅｆ２
／Ｖｒｅｆ１）＋ｔｒｅｆ１                              …（７）
と表され、更にＣＲが未知でも放電時間ｔを測ることが可能となる。
【００９４】
これにより蓄電素子５０３の容量Ｃや放電スイッチ５０４の抵抗Ｒが不明な場合や温度などで値が変化した場合でも、蓄電器１０１の電圧Ｖｃを正確に検出される。
【００９５】
図１１は、本発明の第９の実施例を示す図である。図において、８０１は単蓄電器、８０２はレベルシフト回路である。
【００９６】
レベルシフト回路８０２はここではＰＭＯＳと抵抗ＲＨ，ＲＬで構成され、入力信号の電位レベル及び振幅を抵抗ＲＨとＲＬの比に変換する。
【００９７】
蓄電器１０１は複数の単蓄電器８０１が更に直列に接続されている。また、蓄電器回路１０２は単蓄電器８０１のそれぞれに接続される電圧時間変換回路５０１と、補正基準回路７０１，レベルシフト回路８０２，時間電圧変換回路５０６で構成されている。
【００９８】
ここでも、部品点数を削減するため、レベル変換回路８０２はＲＬが共有され、出力は共通接続されている。
【００９９】
ここで、単蓄電器８０１をリチウム二次電池、その最高起電圧を４.２Ｖとすると、４直列では１６.８Ｖ、８直列で３３.６Ｖとなる。これらの時、蓄電器回路１０２は１８Ｖまたは３６Ｖの一般的な半導体デバイスの使用に適する。また、これらの直列接続数以内で構成すれば、蓄電器回路１０２を同一チップのＩＣまたはハイブリッドＩＣで実現することが容易で、部品点数を削減でき、装置のサイズ及びコストが低減する。
【０１００】
図１２は、本発明の第１０の実施例を示す図である。９０１はＳＯＩ(Silicon on Insulator）ウェーハ、９０２は絶縁トレンチ、９０３はボンディングパッドである。
【０１０１】
絶縁トレンチ９０２はＳＯＩウェーハ内に溝を形成し、溝を絶縁物で埋め込むことによって形成される。蓄電器回路１０２，絶縁カプラ，メイン回路１０４がこの絶縁トレンチ９０２で囲まれ、同一のＳＯＩウェーハ９０１に集積されている。
【０１０２】
図１３は、図１２の断面図を示す図である。１００１は絶縁層、１００２は半導体層、１００３は保護層であり、多くの絶縁トレンチ９０２によって半導体層１００２が分割され、左から、蓄電器回路１０２の領域，電位変換回路１０３の領域，メイン回路１０４の領域が配列される。
【０１０３】
この構造は、約２ミクロン厚さのＳｉＯ2を絶縁層１００１として内層としたＳＯＩウェーハ９０１を用意し、この上にホトマスクを使用した薄膜プロセスを用いて各領域を作成している。
【０１０４】
ＳＯＩウェーハ９０１は、単結晶シリコンの基板に、ＳｉＯ2一層、あるいはさらに表面を酸化したポリシリコンを重ねた多層の絶縁層１００１を重ね、さらに単結晶シリコンの半導体層を重ねた構成になっている。張り合わせは、この実施例では、ポリシリコン表面のシリコン酸化膜の表面を鏡面研磨して重ね合わせた後に特定温度で熱処理によって接合する方法を用いる。
【０１０５】
絶縁トレンチ９０２は、ＳｉＯ2層であり絶縁物である。一旦、溝（トレンチ）を掘ってＳｉＯ2やＢＰＳＧで埋め込む方法，トレンチ側壁を薄く酸化してからポリシリコンを埋め込む方法、あるいは、ＰＩＱやＳＯＧを塗布する方法、あるいは、上面からの酸素イオン照射で半導体層を絶縁体に変えるなどの方法で形成する。
【０１０６】
保護層１００３は、ＳｉＯ2，ＨＬＤあるいはＳｉＮなどの絶縁物でありこの層の中にポリシリコンやアルミニウムによる配線層を含んでいる。
【０１０７】
絶縁カプラの絶縁バリヤ２０２は、３つの電極領域２０２ａ，２０２ｂ，２０２ｃと絶縁トレンチ９０２で構成する。このようにすると、絶縁層１００１の厚さに比べて絶縁トレンチ９０２の幅に制限がある溝掘り方式の場合でも絶縁バリヤ２０２を直列接続することで絶縁耐圧を確保することができる。また、絶縁バリヤ２０２は帯を折りたたむようにパターン化して電極領域が接する長さを長くすると、小さな半導体面積で効率よく容量値を得ることができる。
【０１０８】
ちなみに、この実施例では約１６０ミクロンの正方形で約２ｐＦ、耐圧は直流耐圧試験で１絶縁トレンチ９０２当たり約７５０Ｖの絶縁性能が得られている。なお、絶縁トレンチ９０２のパターンを形成するに当たっては、鋭角のパターンが生じないように、折りたたむ部分や角部分には、可能な限り円弧パターン（半径２ないし５ミクロン）を用いる。これにより絶縁耐圧の低下を防ぐことができる。
【０１０９】
また、複数の回路が基板９０１から絶縁トレンチ９０２及び絶縁層１００１によって物理的に絶縁しているので、この集積回路は、パッケージ実装に際して、フレームに直接接着することができ、熱放散が良い利点がある。また、多層構造のＩＣには反りが少なからず見られるが、絶縁層を多層とし各層の厚さを調節することで、応力を分散して反りを軽減する効果もある。
【０１１０】
ここで、蓄電器１０１をリチウム二次電池、その最高起電圧を４.２Ｖとすると、蓄電器回路１０２の耐圧は５Ｖ程度で良い。また、メイン回路１０４の耐圧も５Ｖ程度となる。すなわち、絶縁トレンチ９０２で囲まれる各回路はいずれも５Ｖの耐圧を有する。また、リチウム二次電池を９６個直列に接続した場合の最高電圧は約４００Ｖ程度であり、絶縁トレンチ９０２の絶縁性能より十分に低い。よって、絶縁カプラ及びその他の回路をＳＯＩウェーハ９０１に集積するのに好適である。また、これらをＳＯＩウェーハ９０１に集積することにより、回路数が少なく安価で小型，低消費電力で、かつ制御精度，ノイズマージンが高く信頼性の高い蓄電装置の実現が可能となる。
【０１１１】
図１４は、本発明の第１１の実施例を示す図である。図において、１１０１はシリコンウェーハである。シリコンウェーハ１１０１上に電圧時間変換回路５０１，補正基準回路７０１，レベルシフト回路８０２，時間電圧変換回路５０６が形成され、モノリシックＩＣとなっている。
【０１１２】
単蓄電器８０１をリチウム二次電池、その最高起電圧を４.２Ｖとすると、４直列では１６.８Ｖ、８直列で３３.６Ｖとなる。これらの時、蓄電器回路１０２及びレベルシフト回路８０２は１８Ｖまたは３６Ｖの耐圧が必要になる。従って、これらを同一のシリコンウェーハ１１０１上に形成し、モノリシックＩＣを実現することは十分に可能である。これにより、部品点数を削減でき、小型で安価に蓄電装置を実現することが可能となる。
【０１１３】
図１５は、本発明の第１２の実施例を示す図である。図において、１２０１は商用電源、１２０２は太陽光発電装置、１２０３は負荷装置、１２０４は制御変換器、１２０５は切替器、１２０６はマルチプレクサである。
【０１１４】
複数の蓄電器１０１が直列接続され、蓄電器回路１０２が蓄電器１０１の両端にそれぞれ接続され、その出力は絶縁カプラ、マルチプレクサ１２０６を順に介してメイン回路１０４に接続されている。また、蓄電器１０１列の両端に制御変換器１２０４が接続され、メイン回路１０４内のマイコン１０５と制御変換器１２０４内のＭＣＵも絶縁カプラを介して相互に接続されている。
【０１１５】
更に、太陽光発電装置１２０２，負荷装置１２０３，制御変換器１２０４は、それぞれ切替器１２０５を介して共通の商用電源１２０１に接続されている。同時に、太陽光発電装置１２０２，負荷装置１２０３，制御変換器１２０４，切替器１２０５，メイン回路１０４は絶縁カプラ１０３によって双方向に結ばれている。
【０１１６】
太陽光発電装置１２０２は太陽電池により、太陽光を直流電力に変換し、インバータ装置により交流電力を出力する装置である。
【０１１７】
また、負荷装置１２０３は、エアコン，冷蔵庫，電子レンジ，照明などの家電品や、モータ，コンピュータ，医療機器などの電気機器である。そして、制御変換器１２０４は交流電力を直流電力に変換、または、直流電力を交流電力に変換する充放電器である。また、これら充放電の制御や上述の太陽光発電装置１２０２，負荷装置１２０３などの機器を制御する制御器を兼ねる。
【０１１８】
ここで、これらの機器は装置内に切替器１２０５を有する。また、本実施例の蓄電装置は図示した構成以外の制御変換器１２０４や、その他の機器の接続形態をとることも可能である。
【０１１９】
本構成によれば、負荷装置１２０３が必要とする電力を商用電源１２０１や太陽光発電装置１２０２で賄い切れない時、制御変換器１２０４を介して蓄電器１０１から電力を供給する。そして、商用電源１２０１や太陽光発電装置１２０２からの電力供給が過剰となっている時に、制御変換器１２０４を介して蓄電器１０１に蓄電する。
【０１２０】
これらの動作の中で、蓄電器１０１の端子間電圧が放電停止や充電停止レベルに達すると、メイン回路１０４はその信号を制御変換器１２０４に送り、制御変換器１２０４は充放電等を制御する。
【０１２１】
これらの構成では、商用電源１２０１の契約電力や消費電力，太陽光発電装置１２０２の発電定格を下げることが可能となり、設備費やランニングコストが低減する。
【０１２２】
また、消費電力がある時間帯に集中している時に、蓄電器１０１から商用電源１２０１に電力を供給し、消費電力が少ない時に、蓄電装置に蓄電することで、消費電力の集中を緩和し、消費電力が平準化される。
【０１２３】
更に、制御変換器１２０４は負荷装置１２０３の電力消費を監視し、負荷装置１２０３を制御するため、省エネや電力の有効利用が達成できる。
【０１２４】
図１６は、検出データの処理の一例を示す図である。縦軸（Ｙ軸）は電圧、横軸（Ｘ軸）は電流である。マイコン内では実際に作図は行わないが、説明の為に図を用いる。
【０１２５】
記憶された或る期間の電圧検出回路１２５の電圧検出データ、及び電流検出回路１０８の電流検出データを最小二乗法により直線近似する。
【０１２６】
この得られた直線のＹ切片はＸ＝０より、蓄電器１０１の開路電圧ＯＣＶに相当する。また、傾きは蓄電器１０１の内部抵抗Ｒに相当する。そして、近似直線はＹ＝ＲＩ＋ＯＣＶと表される。
【０１２７】
この様にマイコン内では、電圧検出回路１２５の電圧検出データ、及び電流検出回路１０８の電流検出データより蓄電器１０１の開路電圧や内部抵抗を求める。更に、これらを用いて、蓄電器１０１の残存容量や寿命を推定する。
【０１２８】
図１７は本発明の第１３の実施例を示す図である。図は図１５の構成に対するマイコン処理アルゴリズムの要部を抜粋したものである。
【０１２９】
図１５において、メイン回路１０４内のマイコン１０５と制御変換器１２０４内のＭＣＵの２つが蓄電装置に関係し、これらは通信で結ばれている。また、蓄電器回路１０２には電圧検出回路１２５を兼ねる電圧時間変換回路５０１が含まれ、その出力は電位変換回路１０３，マルチプレクサ１２０６を順に介してマイコン１０５のインプットキャプチャ端子（図示せず）に入力されている。また、電流検出回路１０８の出力はＭＣＵに入力されている。
【０１３０】
先ず、蓄電器回路１０２及びメイン回路１０４側では、全充電スイッチ５０２をＯＮしておく。そして、電流検出回路１０８及びＭＣＵ側で検出開始指令が出されると、その指令を通信する。通信では受信が完了した割込みと送信が完了した割込みが送受信側でそれぞれほぼ同時に発生する。これを受けて蓄電器回路１０２及びメイン回路１０４側では、全充電スイッチ５０２をＯＦＦする。また、電流検出回路１０８及びＭＣＵ側では電流測定を開始する。
【０１３１】
これにより電流測定と複数ある充電スイッチ５０２のＯＦＦもほぼ同時に行われる。すなわち、複数ある蓄電器１０１の電圧クランプと電流測定が同時に行われる。
【０１３２】
次に、図１５では電圧時間変換回路５０１の出力がマルチプレクサ１２０６を介して一つのインプットキャプチャ端子に入力されている為、蓄電器回路１０２及びメイン回路１０４側では、一つの放電スイッチａ５０４のみをＯＮし、次いで時間電圧変換及び電圧記録を行う。そして、次の放電スイッチｂのＯＮと、順次同じ動作を繰り返して行く。
【０１３３】
この場合も、電流測定時の電圧が既にクランプされている為、順次複数の蓄電器１０１の時間電圧変換を行っても、電圧と電流検出データの同時性を達成することが可能となる。
【０１３４】
図１８は、本発明の第１４の実施例を示す図である。図において、１２０７はノートパソコン、１２０８はカードスロット、１２０９はＰＣカード、１２１０は電流プローブ、１２１１は電圧プローブである。
【０１３５】
ＰＣカード１２０９はノートパソコン１２０７のカードスロット１２０８に装着される。そして、電流プローブ１２１０及び電圧プローブ１２１１はＰＣカード１２０９に接続されている。また、ＰＣカード１２０９は蓄電器回路１０２，電位変換回路１０３，メイン回路１０４より構成されている。
【０１３６】
本構成では電流プローブ１２１０及び電圧プローブ１２１１を検出端子とする評価装置として機能する。特に、電位変換回路１０３を絶縁カプラで構成すると、ノートパソコン１２０７系の電位レベルと電流プローブ１２１０及び電圧プローブ１２１１の電位レベルが異なっても検出が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０１３７】
【図１】本発明の第１の実施例を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す図である。
【図４】本発明の第４の実施例を示す図である。
【図５】本発明の第５の実施例を示す図である。
【図６】図５の実施例の動作を示す図である。
【図７】本発明の第６の実施例を示す図である。
【図８】本発明の第７の実施例を示す図である。
【図９】図８の実施例の動作を示す図である。
【図１０】本発明の第８の実施例を示す図である。
【図１１】本発明の第９の実施例を示す図である。
【図１２】本発明の第１０の実施例を示す図である。
【図１３】図１２の断面図を示す図である。
【図１４】本発明の第１１の実施例を示す図である。
【図１５】本発明の第１２の実施例を示す図である。
【図１６】検出データの処理の一例を示す図である。
【図１７】本発明の第１３の実施例を示す図である。
【図１８】本発明の第１４の実施例を示す図である。
【符号の説明】
【０１３８】
１０１…蓄電器、１０２…蓄電器回路、１０３…電位変換回路、１０４…メイン回路、１０５…マイコン、１０６…電源、１０７…イネーブル信号、１０８…電流検出回路、１２１…選択回路、１２２…比較回路、１２３…記憶回路、１２４…補正回路、１２５…電圧検出回路、１３１…補正スイッチ、１４１…補正手段、１４２…選択回路、１４３…電圧検出基準回路、２０１…差動増幅回路、２０２…絶縁バリヤ、２０３…負荷抵抗、２０４…遷移検出回路、２０５…パルス再生回路、４０１…アクティブフィルタ、４０２…電圧検出回路、５０１…電圧時間変換回路、５０２…充電スイッチ、５０３…蓄電素子、５０４…放電スイッチ、５０５…判定回路、５０６…時間電圧変換回路、５０７…充放電抵抗、７０１…補正基準回路、７０２…スイッチ、７０３…基準電源、８０１…単蓄電器、８０２…レベルシフト回路、９０１…ＳＯＩウェーハ、９０２…絶縁トレンチ、９０３…ボンディングパッド、１００１…絶縁層、１００２…半導体層、１００３…保護層、１１０１…シリコンウェーハ、１２０１…商用電源、１２０２…太陽光発電装置、１２０３…負荷装置、１２０４…制御変換器、１２０５…切替器、１２０６…マルチプレクサ、１２０７…ノートパソコン、１２０８…カードスロット、１２０９…ＰＣカード、１２１０…電流プローブ、１２１１…電圧プローブ、１３０１…二次電池、１３０２…電圧検出回路、１３０３…抵抗、１３０４…コンパレータ、１３０５…ＦＥＴ。
【図１】
2008197090.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【手続補正書】
【提出日】平成20年2月14日(2008.2.14)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続された複数の蓄電器と、
該複数の蓄電器の各々に対応して設けられ、対応する前記蓄電器の端子電圧を受け、その端子電圧に対応する信号を出力する複数の蓄電回路と、
該複数の蓄電回路の各々に対応して設けられ、対応する前記蓄電回路から出力された信号の電位を変換する複数の電位変換回路と、
該複数の電位変換回路から出力された信号を選択して出力する選択回路と、
該選択回路を介して選択的に取り込まれた信号に基づいて前記蓄電器の電圧を求める処理回路と、
該処理回路に接続された絶縁カプラと、
該絶縁カプラを介して前記処理回路に接続され、前記処理回路との間で信号を送受信する制御装置と、を有する、
ことを特徴とする蓄電装置。
【請求項２】
直列に接続された複数の蓄電器と、
該複数の蓄電器の各々に対応して設けられ、対応する前記蓄電器の端子電圧を受け、その端子電圧に対応する信号を出力する複数の蓄電回路と、
該複数の蓄電回路の各々に対応して設けられ、対応する前記蓄電回路から出力された信号の電位を変換する複数の電位変換回路と、
該複数の電位変換回路から出力された信号を選択して出力する選択回路と、
該選択回路を介して選択的に取り込まれた信号に基づいて前記蓄電器の電圧を求める処理回路と、
該処理回路に接続された絶縁カプラと、を有し、
前記処理回路と上位制御装置との間の信号の送受信は絶縁カプラを介して行われる、
ことを特徴とする蓄電装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の蓄電装置において、
前記蓄電器はリチウム電池である、
ことを特徴とする蓄電装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかに記載の蓄電装置において、
前記電位変換回路はレベルシフト回路である、
ことを特徴とする蓄電装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかに記載の蓄電装置において、
前記複数の蓄電回路は、それぞれ、制御信号によって開閉し、対応する前記蓄電器の充電量を制御するためのバイパス回路を備えている、
ことを特徴とする蓄電装置。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれかに記載の蓄電装置において、
前記複数の蓄電回路，前記複数の電位変換回路，前記選択回路、及び前記処理回路は集積回路（ＩＣ）で構成されている、
ことを特徴とする蓄電装置。
【請求項７】
直列に接続された複数のリチウム電池と、
該複数のリチウム電池の各々に対応して設けられ、対応する前記リチウム電池の端子電圧を受け、その端子電圧に対応する信号を出力する複数の蓄電回路と、
該複数の蓄電回路の各々に対応して設けられ、対応する前記蓄電回路から出力された信号の電位および大きさを変換する複数の電位変換回路と、
該複数の電位変換回路から出力された信号を選択して出力する選択回路と、
該選択回路を介して選択的に取り込まれた信号に基づいて前記リチウム電池の電圧を求める処理回路と、を有し、
直列に接続された複数のリチウム電池に対して集積回路（ＩＣ）が設けられ、
前記複数の蓄電回路，前記複数の電位変換回路，前記選択回路、及び前記処理回路は前記集積回路（ＩＣ）に設けられている、
ことを特徴とする蓄電装置。
【請求項８】
直列に接続された複数のリチウム電池と、
該複数のリチウム電池の各々に対応して設けられ、対応する前記リチウム電池の端子電圧を受け、その端子電圧に対応する信号を出力する複数の蓄電回路と、
該複数の蓄電回路の各々に対応して設けられ、対応する前記蓄電回路から出力された信号の電位および大きさを変換する複数の電位変換回路と、
該複数の電位変換回路から出力された信号を選択して出力する選択回路と、
該選択回路を介して選択的に取り込まれた信号に基づいて前記リチウム電池の電圧を求める処理回路と、
該処理回路に接続された絶縁カプラと、を有し、
直列に接続された複数のリチウム電池に対して集積回路（ＩＣ）が設けられ、
前記複数の蓄電回路，前記複数の電位変換回路，前記選択回路、及び前記処理回路は前記集積回路（ＩＣ）に設けられ、
前記処理回路と上位制御装置との間の信号の送受信は絶縁カプラを介して行われる、
ことを特徴とする蓄電装置。
【請求項９】
直列に接続された複数のリチウム電池と、
該複数のリチウム電池の各々に対応して設けられ、対応する前記リチウム電池の端子電圧を受け、その端子電圧に対応する信号を出力する複数の蓄電回路と、
該複数の蓄電回路の各々に対応して設けられ、対応する前記蓄電回路から出力された信号の電位および大きさを変換する複数の電位変換回路と、
該複数の電位変換回路から出力された信号を選択して出力する選択回路と、
該選択回路を介して選択的に取り込まれた信号に基づいて前記リチウム電池の電圧を求める処理回路と、
該処理回路に接続された絶縁カプラと、
該絶縁カプラを介して前記処理回路に接続され、前記処理回路との間で信号を送受信する制御装置と、を有し、
直列に接続された複数のリチウム電池に対して集積回路（ＩＣ）が設けられ、
前記複数の蓄電回路，前記複数の電位変換回路，前記選択回路、及び前記処理回路は前記集積回路（ＩＣ）に設けられている、
ことを特徴とする蓄電装置。
【請求項１０】
請求項７乃至９のいずれかに記載の蓄電装置において、
前記複数の蓄電回路は、それぞれ、制御信号によって開閉し、対応する前記リチウム電池器の充電量を制御するためのバイパス回路を備えている、
ことを特徴とする蓄電装置。