(57)【要約】      （修正有）【課題】局発信号に含まれるスプリアスが周波数変換した受信信号に漏れ込んでＳ／Ｎを悪化させる問題を解決して、広帯域に亘って良好な無線受信を可能にした広帯域受信機を容易且つ安価に提供する。【解決手段】無線受信した受信周波数ＲＦの受信信号を局発信号ＬＯと混合して所定の中間周波数ＩＦに変換する周波数変換部３に、ＤＤＳ８から出力された局発信号ＬＯを入力する過程において、局発信号ＬＯに含まれるスプリアスの周波数が中間周波数ＩＦと一致する場合には、周波数変換に必要な周波数成分を通過させつつも中間周波数ＩＦと一致する周波数成分の通過を妨げるフィルタを局発信号ＬＯが通過する経路を形成し、局発信号ＬＯに上記スプリアスが含まれない場合には、上記フィルタを局発信号ＬＯが通過しない経路を形成するようにＲＦスイッチを切り替える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数帯の無線周波数で受信した受信信号を所定の中間周波数に周波数変換して復調する広帯域受信機において、
周波数変換に用いる局発信号を出力する発振部と、
受信信号と局発信号とを混合して受信信号を所定の中間周波数に周波数変換する周波数変換部と、
無線周波数を中間周波数に変換する周波数成分の通過を許容する一方で中間周波数に一致する周波数成分の通過を妨げるフィルタと、
前記発振部で出力した局発信号を前記周波数変換部に入力する過程で前記フィルタに通過させるか否かを切り替えるスイッチと、
局発信号にスプリアスとして含まれる周波数成分が中間周波数と一致する場合に前記スイッチを切り替えて局発信号を前記フィルタに通過させる制御部と、
を備えたことを特徴とする広帯域受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、所定周波数帯の無線周波数で受信した受信信号をシンセサイザから供給される局発信号と混合して所定の中間周波数に周波数変換して復調する広帯域受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機は、一般に、或る無線周波数で受信した受信信号を信号処理に適した中間周波数に周波数変換してから復調を行っている。
例えば、図４に示すような、シンセサイザを使用した広帯域ＳＳＢ受信機では、アンテナ１で受信した無線周波数ＲＦの受信信号を、ＢＰＦ（Band Pass Filter）２を通過させて不要な周波数成分を除去した後に周波数変換部３に入力し、シンセサイザ５から与えられた局発信号ＬＯ（１ｓｔＬＯ、２ｎｄＬＯ）とミキシング（混合）して中間周波数ＩＦに周波数変換し、変復調部４にて復調して音声出力している。ここで、シンセサイザ５が出力する局発信号１ｓｔＬＯは、上記周波数変換に供する周波数成分を主成分として含んでおり、その周波数は、周波数設定信号（無線周波数ＲＦ）を受け付けたＭＰＵ（Micro Processing Unit）６から与えられる周波数データに応じて変更される。
【０００３】
周波数変換部３は、図５に示すような構成となっており、入力された無線周波数ＲＦの受信信号は、受信トップの増幅器３１で増幅され、ミキサ３２で局発信号１ｓｔＬＯと混合されて中間周波数１ｓｔＩＦ（＝１ｓｔＬＯ＋ＲＦ）に周波数変換される。その後、フィルタ３３、増幅器３４を通過させた後に、ミキサ３５で局発信号２ｎｄＬＯと混合されて中間周波数２ｎｄＩＦ（＝１ｓｔＩＦ−２ｎｄＬＯ）に変換され、更にフィルタ３６、増幅器３７を通過させて出力される。そして、局発信号１ｓｔＬＯの周波数を変更することで、異なる無線周波数ＲＦの受信信号を或る中間周波数１ｓｔＩＦに変換できるため、希望の無線周波数ＲＦを広帯域に切り替えて受信することが可能である。
なお、図６に周波数変換部３の周波数関係を示すように、この広帯域ＳＳＢ受信機では片側波帯を用いている。
【０００４】
ここで、通常、受信信号は非常に微弱な電力であるため、受信トップで増幅された後であっても−１００ｄＢｍ前後であるのが一般的である。一方、ミキサ３２で実現できるＬＯ−ＩＦ間のアイソレーションは、例えばＤＢＭ（Double Balanced Mixer）を使用した場合には５０ｄＢ程度である。そして、局発信号１ｓｔＬＯに不要波（スプリアス）が発生した場合を考えると、スプリアスの周波数が中間周波数１ｓｔＩＦの帯域内の場合には、その信号はミキサ３２のアイソレーション分である５０ｄＢ減衰して、中間周波数１ｓｔＩＦとして出力される。
【０００５】
上記スプリアス成分は、周波数変換した受信信号から使用帯域幅のＢＰＦ（フィルタ３３）によって除去されるが、スプリアスがＢＰＦの通過帯域内に発生した場合には除去できないため、そのままミキサ３５に入力されることになる。この不要信号は、Ｓ／Ｎ（信号雑音比）の劣化を引き起こす要因となる。
【０００６】
ここで、一般的なＤＢＭの性能は、「入力ＲＦレベル：−１００ｄＢｍ、コンバージョンロス：７ｄＢ、ＬＯ入力レベル：６ｄＢｍ、ＬＯ−ＩＦアイソレーション：５０ｄＢ、要求Ｓ／Ｎ：２０ｄＢ以上」となっており、このようなＤＢＭを例に説明する。
−１００ｄＢｍで入力された受信信号は、コンバージョンロス分の７ｄＢ減衰して−１０７ｄＢｍとなるため、要求Ｓ／Ｎ：２０ｄＢ以上を満足するには不要波のレベルが−１２７ｄＢｍ以下である必要がある。ここで、ＬＯ−ＩＦアイソレーションが５０ｄＢであるため、不要波となる局発信号１ｓｔＬＯのスプリアスの絶対値は−７７ｄＢｍ以下が必要となる。そして、ＬＯ入力レベルが６ｄＢｍであるため、ＬＯ周波数レベルに対するスプリアスの相対値は８３ｄＢが必要となる。
【０００７】
次に、周波数変換部５に局発信号ＬＯを供給するシンセサイザ５に用いるＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）について、図４に示すブロック図を用いて説明する。
ＤＤＳは、入力された周波数データを周波数データ変換部５１で位相増分値に変換し、加算器５２及び位相レジスタ５３により位相増分値の累積加算を行って、最大値に達すると“０”にリセットする。この時位相積算値は、図５に示すようなのこぎり波となる。なお、同図中の“Ａ”は加算器５２のビット数、“θｉ”は位相増分を表している。のこぎり波の１周期Ｎｐは、上記“Ａ”及び“θｉ”により決定され、下記の（式１）で算出される。
【０００８】
【数１】
2008172333.tif 000003
【０００９】
ここで、加算器２は、ＤＤＳに入力されるクロック周波数ｆＣＬＫで動作することから、時位相積算値の周波数ｆ０は、下記の（式２）で算出される。
【００１０】
【数２】
2008172333.tif 000004
【００１１】
なお、正弦波変換部５４は、正弦波の位相と振幅の対応表を予め正弦波メモリに保持しており、生成されたのこぎり波は上記対応表に基づいて正弦波のディジタル値としてＤ／Ａ変換部５５に供給され、Ｄ／Ａ変換部５５によってアナログ値に変換して出力される。そして、出力周波数の変更は、位相増分θｉの変更により容易に行える。
【００１２】
このようなＤＤＳは、すべてディジタル回路で実現することができ、最近では、上述した正弦波メモリへのアクセス時間の短縮及びＤ／Ａ変換部５５の高速化により、２００ＭＨｚ程度の周波数まで出力可能な１チップＤＤＳが市販されている。
ＤＤＳは、その動作原理上、出力周波数の２倍以上のクロック周波数ｆＣＬＫが必要となる。すなわち、上記のような高周波出力を得るためにはクロック周波数ｆＣＬＫも高速にする必要があり、例えば２００ＭＨｚの出力を得るために必要なクロック周波数ｆＣＬＫは４００ＭＨｚ以上となる。
【００１３】
このような高速で高安定なクロックを得るために、周波数の低いクロックをＰＬＬ（Phase-Looked Loop）で逓倍してＤＤＳに入力するのが一般的であり、図９に示すようなＰＬＬ回路を内蔵した１チップＤＤＳも市販されている。ＰＬＬ内臓１チップＤＤＳでは、入力された基準クロックＣＬＫ１をＰＬＬ部で逓倍して得たＣＬＫ２に基づいて、ＤＤＳ部で所望周波数の正弦波を出力している。
【００１４】
ＤＤＳは、回路規模が小さく、安価であり、更に振動・温度特性等の性能についても優れているが、上記のようなＰＬＬ回路を内蔵した１チップＤＤＳを使用した場合には、基準クロックＣＬＫ１がＤＤＳ出力に漏れこんで出力され、これがスプリアス成分となる。この周波数成分は、下記の（式３）で算出される。ただし、ｆＯＵＴ：ＤＤＳの出力周波数、ｆＣＬＫ：クロック周波数、Ａ：任意の整数、とする。
【００１５】
【数３】
2008172333.tif 000005
【００１６】
ＰＬＬ内臓１チップＤＤＳで実現できるクロック入力とＤＤＳ出力との間のアイソレーションはせいぜい６０ｄＢ程度で、スプリアス周波数が前述した中間周波数１ｓｔＩＦと一致した場合には、要求Ｓ／Ｎ比：２０ｄＢを満足することができない。
例えば「受信周波数ｆＲＦ：２０ＭＨｚ、局発周波数ｆＬＯ：８９ＭＨｚ、中間周波数ｆＩＦ：１０９ＭＨｚ、ＤＤＳのクロック周波数ｆＣＬＫ：２０ＭＨｚ」のＨＦ受信機の場合、局発周波数ｆＬＯ（ＤＤＳの出力周波数ｆＯＵＴ）：８９ＭＨｚとクロック周波数ｆＣＬＫ：２０ＭＨｚとを上記数式３にあてはめて計算すると、１０９ＭＨｚ（Ａ＝１のとき）のスプリアスが発生して中間周波数ｆＩＦと一致してしまう。このため、当該スプリアスを含む局発信号ＬＯを用いて周波数変換した受信信号に中間周波数ＩＦと一致するスプリアスが出力されてしまうため、その後に通過させる使用帯域幅のＢＰＦ（フィルタ３３）によっても除去されず、要求Ｓ／Ｎ比が満たされない。
【００１７】
シンセサイザからの出力信号に含まれるスプリアスの除去に関する発明として、通過帯域の異なる複数のフィルタを設け、出力周波数に応じて出力信号を通過させるフィルタを切り替えることで出力信号に含まれるスプリアスの通過を阻止し、広帯域に信号出力を可能にしたシンセサイザが提案されている（特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開平９−２３１５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
上記問題点に対して、特許文献１に示された技術の他、従来は、例えばＰＬＬ内臓１チップＤＤＳを使用せずにＰＬＬとＤＳＳの回路を分離してクロック入力とＤＤＳ出力とのアイソレーションを十分に確保する構成や、異なる周波数のクロックを出力する２つの発振器を実装し、一方の発振器から生じるスプリアスの周波数が中間周波数と一致する受信周波数の場合に他方の発振器を用いるように切り替えることでスプリアスの周波数を変更する構成とする等で対処していたが、このような構成は回路規模が大きくなり、また、高価であるという欠点があった。
【００１９】
本発明は、上記従来の事情に鑑みなされたものであり、所定周波数帯の無線周波数で受信した受信信号をシンセサイザから供給される局発信号と混合して所定の中間周波数に周波数変換して復調する広帯域受信機に関し、局発信号に含まれるスプリアスが周波数変換した受信信号に漏れ込んでＳ／Ｎを悪化させる問題を解決して、広帯域に亘って良好な無線受信を可能にした広帯域受信機を容易且つ安価に提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するために、本発明は、所定周波数帯の無線周波数で受信した受信信号を所定の中間周波数に周波数変換して復調する広帯域受信機において、周波数変換に用いる局発信号を出力する発振部と、受信信号と局発信号とを混合して受信信号を所定の中間周波数に周波数変換する周波数変換部と、無線周波数を中間周波数に変換する周波数成分の通過を許容する一方で中間周波数に一致する周波数成分の通過を妨げるフィルタと、前記発振部で出力した局発信号を前記周波数変換部に入力する過程で前記フィルタに通過させるか否かを切り替えるスイッチと、局発信号にスプリアスとして含まれる周波数成分が中間周波数と一致する場合に前記スイッチを切り替えて局発信号を前記フィルタに通過させる制御部と、を備えたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によると、局発信号に含まれるスプリアスの周波数成分を除去するフィルタを備えているが、当該フィルタはスプリアスの周波数が中間周波数と一致する場合にのみ用いるため、フィルタに要求される性能が抑えられて比較的安価なフィルタを採用できるとともに、回路構成もシンプルである。
したがって、中間周波数と一致するスプリアスが周波数変換した受信信号に漏れ込むことが防止されて、広帯域に亘って良好な無線受信を可能にした広帯域受信機を容易且つ安価に構成して提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
本発明を一実施例に基づいて具体的に説明する。
本実施例に係る広帯域ＳＳＢ受信機は、図１にその構成を示すように、無線送信された無線周波数ＲＦの信号を受信するアンテナ１、受信信号から不要な周波数成分を除去するＢＰＦ２、ＢＰＦ２を通過した受信信号を予め定められた中間周波数ＩＦに変換する周波数変換部３、周波数変換された受信信号を復調して音声出力する変復調部４、周波数変換に用いる局発信号ＬＯを周波数変換部３に供給するシンセサイザ５、シンセイサイザ５の制御を行うＭＰＵ（制御部）６、を備えている。
【００２３】
周波数変換部３は、前述したように、入力された無線周波数ＲＦの受信信号を局発信号１ｓｔＬＯと混合して中間周波数１ｓｔＩＦに変換し、更に局発信号２ｎｄＬＯと混合して中間周波数２ｎｄＩＦに変換した後に変復調部４へ出力しており、その詳細については割愛する。
【００２４】
シンセサイザ５は、局発信号ＬＯ（１ｓｔＬＯ、２ｎｄＬＯ）を出力するＤＤＳ（発振部）８と、局発信号１ｓｔＬＯを周波数変換部３に出力する経路上に設けたフィルタ切替回路７と、を有している。
【００２５】
フィルタ切替回路７は、図２に示すように、無線周波数ＲＦの受信信号を中間周波数１ｓｔＩＦに変換する周波数成分の通過を許容する一方で中間周波数１ｓｔＩＦと一致する周波数成分の通過を妨げるフィルタ７１と、ＤＤＳ８から出力される局発信号１ｓｔＬＯをフィルタ７１に通過させるか否かを切り替える２つのＲＦスイッチ７２と、を用いた回路構成となっている。
【００２６】
ＭＰＵ６は、受け付けた周波数設定信号（無線周波数ＲＦ）に基づいて、局発信号１ｓｔＬＯの周波数を決定する周波数データをシンセサイザ５のＤＤＳ８に出力する他、前記ＲＦスイッチ７２の切り替えを指示する切替信号をシンセサイザ４のフィルタ切替回路７に出力する。つまり、局発信号１ｓｔＬＯにスプリアスとして含まれる周波数成分が中間周波数１ｓｔＩＦと一致する場合には局発信号１ｓｔＬＯをフィルタ７１に通過させる指示、一致しない場合には局発信号１ｓｔＬＯをフィルタ７１に通過させない指示を切替信号によって与えている。
【００２７】
次に、上記シンセイサイザ４及びＭＰＵ５の動作を具体的に説明する。
なお、本例の広帯域ＳＳＢ受信機は、従来技術で示したものと同様な周波数関係で動作しており、例えば、中間周波数１ｓｔＩＦ：１０９ＭＨｚ、ＤＤＳのクロック周波数：２０ＭＨｚ、となっている。
【００２８】
ここで、例えば、無線周波数ＲＦ：１０ＭＨｚが周波数設定信号としてＭＰＵ６に与えられた場合には、ＭＰＵ６は、局発信号１ｓｔＬＯ：９９ＭＨｚ（＝１０９ＭＨｚ−１０ＭＨｚ）の出力を指示する周波数データをシンセサイザ５のＤＤＳ８に出力する。また、局発信号１ｓｔＬＯに含まれるスプリアスの周波数は１１９ＭＨｚ（＝９９ＭＨｚ＋１×２０ＭＨｚ）等で中間周波数１ｓｔＩＦ：１０９ＭＨｚと一致しないため、局発信号１ｓｔＬＯをフィルタ７１に通過させないことを指示する切替信号をシンセサイザ５のフィルタ切替回路７に出力する。
【００２９】
シンセサイザ５では、周波数データにより指示された９９ＭＨｚの局発信号１ｓｔＬＯをＤＤＳ８で生成し、フィルタ切替回路７を介して周波数変換部３に出力する。このとき、フィルタ切替回路７には、切替信号に基づいて局発信号１ｓｔＬＯがフィルタ７１を経由しない経路が各ＲＦスイッチ７２によって形成される。
つまり、ＤＤＳ８で生成された局発信号１ｓｔＬＯは、フィルタ７１を通過することなく周波数変換部３に供給される。したがって、局発信号１ｓｔＬＯにはスプリアスがそのまま残り、周波数変換された受信信号中に当該スプリアスが５０ｄＢ程減衰して出力されることになるが、その周波数は中間周波数１ｓｔＩＦから外れているため、その後に通過させる使用帯域幅のＢＰＦ（フィルタ３３）によって除去されて、要求Ｓ／Ｎ比を満足することができる。
【００３０】
また、例えば、無線周波数ＲＦ：２０ＭＨｚが周波数設定信号としてＭＰＵ６に与えられた場合には、ＭＰＵ６は、局発信号１ｓｔＬＯ：８９ＭＨｚ（＝１０９ＭＨｚ−２０ＭＨｚ）の出力を指示する周波数データをシンセサイザ５のＤＤＳ８に出力する。また、局発信号１ｓｔＬＯに１０９ＭＨｚ（＝８９ＭＨｚ＋１×２０ＭＨｚ）のスプリアスが含まれて中間周波数１ｓｔＩＦ：１０９ＭＨｚと一致してしまうため、局発信号１ｓｔＬＯをフィルタ７１に通過させることを指示する切替信号をシンセサイザ５のフィルタ切替回路７に出力する。
【００３１】
シンセサイザ５では、周波数データにより指示された８９ＭＨｚの局発信号１ｓｔＬＯをＤＤＳ８で生成し、フィルタ切替回路７を経由して周波数変換部３に出力する。このとき、フィルタ切替回路７には、切替信号に基づいて局発信号１ｓｔＬＯがフィルタ７１を経由する経路が各ＲＦスイッチ７２によって形成される。
つまり、ＤＤＳ８で生成された局発信号１ｓｔＬＯはフィルタ７１を通過した後に周波数変換部３に供給される。したがって、局発信号１ｓｔＬＯ中の周波数変換に必要な周波数成分が通過する一方で中間周波数１ｓｔＩＦと一致する周波数成分（スプリアス）の通過が阻止されて、当該スプリアスが除去された局発信号１ｓｔＬＯに基づいて周波数変換されるため、周波数変換された受信信号中に当該スプリアスが出力されることが防止されて、要求Ｓ／Ｎ比を満足することができる。
【００３２】
次に、本例で用いているフィルタ７１について説明する。
なお、本例の広帯域ＳＳＢ受信機では、ＨＦ帯（２〜３０ＭＨｚ）の無線周波数ＲＦで受信した信号を周波数変換して復調するために、局発信号１ｓｔＬＯを７９〜１０７ＭＨｚの帯域で変更して出力できる。
ここで、仮に、無線周波数ＲＦに応じてフィルタ７１を通過させるか否かを切り替えることなく、常にフィルタ７１を通過させて中間周波数１ｓｔＩＦの周波数成分を除去する場合を想定すると、図３（ａ）に示すような「通過帯域：１０７ＭＨｚ以下、阻止帯域：１０９以上、減衰量：２３ｄＢ以上」の性能のＬＰＦ（Low Pass Filter）など、比較的Ｑ値の高いフィルタが必要となり、回路規模が大きく高価なものになる。
【００３３】
これに対して、本発明では、局発信号１ｓｔＬＯに含まれるスプリアスの周波数が中間周波数１ｓｔＩＦに一致する無線周波数ＲＦ（本例では２０ＭＨｚ）の場合にのみフィルタ７１を用いるため、図３（ｂ）に示すような「通過帯域：８９ＭＨｚ以下、阻止帯域：１０９以上、減衰量：２３ｄＢ以上」の性能のＬＰＦで済み、必要なフィルタのＱ値が下って比較的容易で安価に実現することができる。
【００３４】
以上のように、本発明では、局発信号１ｓｔＬＯに含まれるスプリアスの周波数が中間周波数１ｓｔＩＦと一致する場合にのみフィルタ７１に局発信号１ｓｔＬＯを通過させて、そのスプリアス成分を除去するようにしているため、フィルタ７１に要求される性能が抑えられて比較的安価なフィルタを採用できるとともに、回路構成もシンプルである。
したがって、本発明によると、受信機にＤＤＳを使用した場合に避けられない問題を解消して、広帯域に亘って良好な無線受信を可能にした広帯域受信機を容易且つ安価に構成して提供することができる。
【００３５】
なお、これまで具体的な周波数やレベルを用いて説明したが、本発明は、特定の周波数やレベルに限定するものではない。
また、フィルタ切替回路７は、生成された局発信号１ｓｔＬＯが周波数変換部３で周波数変換に用いられるまでの経路上に設けられてあればよく、本例のようにシンセイサイザ５内に設ける構成の他、例えば、シンセイサイザ５から独立した構成や、周波数変換部３内に設けた構成など、他の構成によっても実現することができる。
【００３６】
また、本例では、局発信号ＬＯの生成に用いるクロック周波数と中間周波数１ｓｔＩＦとの関係に基づいて、局発信号１ｓｔＬＯに含まれるスプリアスの周波数が中間周波数１ｓｔＩＦと一致することになる無線周波数ＲＦを事前に算出してメモリに予め保持しており、ＭＰＵ６は、入力された周波数設定信号（無線周波数ＲＦ）とメモリの保持内容との比較によりスイッチ切り替えを行うか否かを判定して切替信号をフィルタ切替回路７に出力しているが、スプリアス周波数を随時特定してスイッチ切り替えを行うか否かを判定するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の一実施例に係る広帯域ＳＳＢ受信機の構成を示す図である。
【図２】本発明の一実施例に係るフィルタ切替回路の構成を示す図である。
【図３】本発明で用いるフィルタに要求される性能を説明する図である。
【図４】従来の広帯域ＳＳＢ受信機の構成を示す図である。
【図５】広帯域ＳＳＢ受信機が備えた周波数変換部の構成を示す図である。
【図６】広帯域ＳＳＢ受信機が備えた周波数変換部の周波数関係を示す図である。
【図７】ＤＤＳの基本構成を示す図である。
【図８】位相積算値の波形を示す図である。
【図９】ＰＬＬ内臓１チップＤＤＳを説明する図である。
【符号の説明】
【００３８】
１：アンテナ、  ２：ＢＰＦ、
３：周波数変換部、  ４：変復調部、
５：シンセサイザ、  ６：ＭＰＵ（制御部）、
７：フィルタ切替回路、  ７１：フィルタ、
７２：ＲＦスイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
2008172333.tif 000009
【図５】
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【図６】
2008172333.tif 000011
【図７】
2008172333.tif 000012
【図８】
2008172333.tif 000013
【図９】
2008172333.tif 000014