(57)【要約】【課題】本発明は、小型でありながら、急峻な阻止特性と大きな阻止量を得られる帯域阻止フィルタを提供する。【解決手段】帯域阻止フィルタは、誘電体下面にグランド層が形成された高周波回路基板３と、高周波回路基板３の誘電体上面に形成され、高周波信号を伝送する主マイクロストリップ伝送線路５と、高周波回路基板３の誘電体上面に、主マイクロストリップ伝送線路５に通過中心周波数の１／４波長となるマイクロストリップ伝送線路７ａを平行配置して結合線路を形成し、マイクロストリップ伝送線路７ａの両端に通過中心周波数の３／４波長となるマイクロストリップ伝送線路７ｂが電気的に接続された共振器６とを備えてなる。【選択図】図１
2008172455.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体下面にグランド層が形成された高周波回路基板と、
前記高周波回路基板の誘電体上面に形成され、高周波信号を伝送する主マイクロストリップ伝送線路と、
前記高周波回路基板の誘電体上面に、通過中心周波数の１／４波長となるマイクロストリップ伝送線路を前記主マイクロストリップ伝送線路に平行配置して結合線路を形成し、前記マイクロストリップ伝送線路の両端に通過中心周波数の３／４波長となるマイクロストリップ伝送線路を電気的に接続した共振器とを備えてなる
ことを特徴とする帯域阻止フィルタ。
【請求項２】
前記共振器は、略正方形のマイクロストリップ伝送線路から構成されていることを特徴とする請求項１に記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項３】
前記主マイクロストリップ伝送線路及び前記共振器のマイクロストリップ伝送線路は対称回路であることを特徴とする請求項１又は２に記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項４】
前記共振器は、デュアルモード共振器であることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項５】
前記高周波回路基板は、ＰＴＦＥ基板、ガラスエポキシ基板またはアルミナ基板であることを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の帯域阻止フィルタ。
【請求項６】
前記共振器は、所望の減衰周波数が次式（３）により設定される
ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の帯域阻止フィルタ。
【数１】
2008172455.tif 000013
…式（３）
前記共振器のマイクロストリップ伝送線路の特性インピーダンスはＺ、偶モードインピーダンスはＺｅ、奇モードインピーダンスはＺｏ、中心周波数はｆ０、減衰周波数はｆｐである。
【請求項７】
前記共振器の中心周波数ｆ０は、５ＧＨｚであることを特徴とする請求項６に記載の帯域阻止フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号の周波数成分の中で特定の周波数帯域の高周波信号を減衰させ、それ以外の高周波信号を通過させる帯域阻止フィルタに係り、特に、マイクロストリップ結合線路を用いた帯域阻止フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、マイクロストリップ線路を用いた帯域阻止フィルタとして、例えば、図１０に示すように、主伝送線路（マイクロストリップ伝送線路）２０が入力端子と出力端子に接続されているとき、主伝送線路２０に複数のλ／２マイクロストリップ線路共振器２１１，２１２，２１３，…，２１ｎがλ／４おきに順次電磁結合された帯域阻止フィルタが知られている。ここで、λは波長である。この帯域阻止フィルタは、λ／２マイクロストリップ線路共振器２１１，２１２，２１３，…，２１ｎのそれぞれの阻止特性がなだらかで、阻止量が小さいため、多数のλ／２マイクロストリップ線路共振器により急峻な阻止特性と大きな阻止量を得るようにしている。しかしながら、多数のλ／２マイクロストリップ線路共振器２１１，２１２，２１３，…，２１ｎを必要とし、互いにλ／４以上離間しなければならないので、小型化するのが難しい問題がある。
【０００３】
また、マイクロストリップ線路を用いた帯域阻止フィルタとして、主伝送線路に方形ループ共振器を分布結合させた帯域阻止フィルタの試作実験が報告されている（例えば、非特許文献１参照）。前記報告では、帯域阻止フィルタの減衰特性を電磁界シミュレーションで解析して試作実験を行っている。
【非特許文献１】電子情報通信学会エレクトロニクスソサエティ大会Ｃ−２−１００（２００３）１２４頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記方形ループ共振器の帯域阻止フィルタは、十分な解析ができず設計まで至っていない問題がある。
本発明は、上記従来技術の有する問題点に鑑みて創出されたものであり、小型でありながら、急峻な阻止特性と大きな阻止量とを得られる帯域阻止フィルタを提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、上記の課題を解決するために、次のような帯域阻止フィルタの構成を提供する。
すなわち、請求項１に記載の発明は、誘電体下面にグランド層が形成された高周波回路基板と、前記高周波回路基板の誘電体上面に形成され、高周波信号を伝送する主マイクロストリップ伝送線路と、前記高周波回路基板の誘電体上面に、通過中心周波数の１／４波長となるマイクロストリップ伝送線路を前記主マイクロストリップ伝送線路に平行配置して結合線路を形成し、前記マイクロストリップ伝送線路の両端に通過中心周波数の３／４波長となるマイクロストリップ伝送線路を電気的に接続した共振器とを備えてなることを特徴とする。
【０００６】
上記構成により、主マイクロストリップ伝送線路に高周波信号が伝送されると、高周波信号の周波数成分の中で通過中心周波数の高周波信号が通過中心周波数の１／４波長となるマイクロストリップ伝送線路に取り出され、通過中心周波数の３／４波長となるマイクロストリップ伝送線路を伝わって高周波信号のエネルギーとして高周波回路基板の誘電体に閉じ込められる。これにより、主マイクロストリップ伝送線路を伝送される高周波信号の周波数成分の中で通過中心周波数の高周波信号を効果的に減衰できる。
【０００７】
請求項２に記載の発明によれば、前記共振器は、略正方形のマイクロストリップ伝送線路から構成されていることを特徴とする。これにより、帯域阻止フィルタの共振器を小型化できる。
【０００８】
請求項３に記載の発明によれば、前記主マイクロストリップ伝送線路及び前記共振器のマイクロストリップ伝送線路は対称回路であることを特徴とする。これにより、帯域阻止フィルタの回路解析が簡単化される。
【０００９】
請求項４に記載の発明によれば、前記共振器は、デュアルモード共振器であることを特徴とする。これにより、帯域阻止フィルタは、共振器数を減らして小型化できる。
【００１０】
請求項５に記載の発明によれば、前記高周波回路基板は、ＰＴＦＥ（ポリテトラフルオルエチレン）基板、ガラスエポキシ基板またはアルミナ基板であることを特徴とする。
【００１１】
請求項６に記載の発明によれば、前記共振器は、所望の減衰周波数が次式（３）により設定されることを特徴とする。
【数２】
2008172455.tif 000003
…式（３）
前記共振器のマイクロストリップ伝送線路の特性インピーダンスはＺ、偶モードインピーダンスはＺｅ、奇モードインピーダンスはＺｏ、中心周波数はｆ０、減衰周波数はｆｐである。
【００１２】
請求項７に記載の発明によれば、前記共振器の中心周波数ｆ０は、５ＧＨｚであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の帯域阻止フィルタによれば、上記のような構成および作用により、小型で、急峻な阻止特性と大きな阻止量とを得られる帯域阻止フィルタを実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。なお、実施形態は下記に限定されるものではない。
図１において、本実施形態に係る帯域阻止フィルタ（以下、ノッチフィルタともいう。）は、箱型の金属ケース１を有しており、矩形の高周波回路基板３が複数のネジ４…で固定され、金属ケース１の側面の入出力端子取付孔には入出力端子２が取り付けられている。高周波回路基板３は、図３に示すように、誘電体３ａの下面にグランド層３ｂが形成されている。
【００１５】
図１及び２において、高周波回路基板３の誘電体３ａ上面に主マイクロストリップ伝送線路（以下、主伝送線路という。）５が入出力端子２に電気的に接続されている。主伝送線路５には、通過中心周波数５ＧＨｚで１／４λｇの線路長となるマイクロストリップ伝送線路（以下、伝送線路という）７ａが所定間隔ｇで平行配置されており、この伝送線路７ａの両端に中心周波数の３／４λｇの線路長となるマイクロストリップ伝送線路７ｂが電気的に接続されている。伝送線路７ａと伝送線路７ｂとが略正方形の伝送線路７を形成しており、伝送線路７の曲部外側は斜めに形成されている。デュアルモードリング共振器（以下、共振器ともいう。）６は伝送線路７から構成され、結合線路は主伝送線路５と共振器６の伝送線路７ａから構成されている。なお、主伝送線路５と共振器６は対称回路となっている。
【００１６】
なお、高周波回路基板３は、比誘電率εｒ，誘電正接ｔａｎδ，誘電体厚ｂ，主伝送線路５及び共振器６の伝送線路７は厚みｔ、主伝送線路５と伝送線路７の幅はＷ、主伝送線路５と共振器６の伝送線路７ａの間隔はｇとする。
【００１７】
上述したことから、本実施形態に係るノッチフィルタは、主伝送線路５に高周波信号が伝送されると、高周波信号の周波数成分の中で中心周波数５ＧＨｚの高周波信号が共振器６の伝送線路７ａに取り出されて伝送線路７ｂを伝わって、高周波回路基板３の誘電体３ａに高周波信号のエネルギーとして閉じ込められる。したがって、主伝送線路５を伝送される高周波信号の中心周波数成分の中で中心周波数５ＧＨｚの高周波を効果的に減衰できる。
【００１８】
また、本実施形態に係るノッチフィルタは、共振器６が略正方形の伝送線路７から構成されているので、従来のノッチフィルタより小型化できる。
また、本実施形態に係るノッチフィルタは、共振器６の伝送線路７の曲部外側が斜めに形成されているので、共振器６の伝送線路７の曲部に高周波信号が滞留するのを防止して、実効行路差が生じないようにできる。
【００１９】
次に、本実施形態のノッチフィルタについて具体的に説明する。
（１．電磁界解析）
まず、ノッチフィルタの周波数特性を電磁界解析した結果について図４を参照して説明する。
図４に、ノッチフィルタの周波数特性を電磁解析した結果を示す。
ここで、横軸に周波数（単位ＧＨｚ）、縦軸に周波数特性（単位ｄＢ）を示している。
なお、共振器６の伝送線路７は長方形であり、高周波回路基板３は、比誘電率εｒ＝２．２，誘電正接ｔａｎδ＝０．００９，誘電体厚ｂ＝０．３８ｍｍ、主伝送線路５及び共振器６の伝送線路７は電解銅箔で厚みｔ＝１８μｍ（両面）、主伝送線路５と共振器６の伝送線路７の幅Ｗ＝１．１ｍｍ，主伝送線路５と伝送線路７との間隔ｇ＝０．１ｍｍ，中心周波数の１波長λｇ＝５４．２ｍｍである。
【００２０】
図４より、ノッチフィルタは狭帯域ノッチフィルタであることがわかる。減衰周波数が４．０５３７ＧＨｚ及び４．３７４４ＧＨｚにあり、これらの減衰周波数以外の周波数で低損失であることから、デュアルモードリング共振器６の特性が確認できる。
【００２１】
次に、上記の減衰周波数４．０５３７ＧＨｚ及び４．３７４４ＧＨｚにおけるノッチフィルタの電界強度分布を電磁界解析した結果について説明する。
ノッチフィルタの高周波回路基板３内部の中心面内において電界ベクトルは、減衰周波数４．０５３７ＧＨｚで主伝送線路５に平行する共振器６の伝送線路７を中心に発生し、共振器６の伝送線路７の主伝送線路５側と、その反対側で電界ベクトルの向きが逆向きであり、また、電界ベクトルは、減衰周波数４．３７４４ＧＨｚで主伝送線路５に直交する側の伝送線路７の中間部を中心に発生し、共振器６の伝送線路７の対向する側で電界ベクトルの向きが逆向きであった。すなわち、減衰周波数４．０５３７ＧＨｚでは、電界は主伝送線路５から共振器６の伝送線路７に直角に伝わり、一方、減衰周波数４．３７４４ＧＨｚでは、電界は主伝送線路５から共振器６の伝送線路７に平行に伝わって、減衰周波数４．０５３７ＧＨｚは偶モード、減衰周波数４．３７４４ＧＨｚは奇モードに対応することがわかった。
【００２２】
（２．回路解析及び設計式の確立）  
次に、ノッチフィルタを回路解析して、減衰周波数の設定式を導くまでを説明する。
図５に、共振器６の結合線路となる伝送線路７ａの電気長と帰還伝送線路となる伝送線路７ｂの電気長の関係を示す。
なお、共振器６の伝送線路７の特性インピーダンスをＺとする。主伝送線路５と共振器６の伝送線路７の結合は、偶モードインピーダンスＺｅと奇モードインピーダンスＺｏによって表される。また、回路解析を容易にするため、結合線路となる伝送線路７ａは偶モードと奇モードで電気長に差がないとして偶モード及び奇モードで共に２θとし、回帰伝送線路となる伝送線路７ｂの電気長を２φとする。
【００２３】
また、ノッチフィルタは上述したように対称回路であるので、偶奇モードの回路解析により、ノッチフィルタの伝達特性Ｓ２１は次式で表される。
【数３】
2008172455.tif 000004
…式（１）
ここで、θとφの間にθ＝３φの関係が成立したと仮定し、
ノッチフィルタの減衰周波数が成立する伝達特性Ｓ２１＝０となる条件で、上記のθ＝３φを解くと、次の式（２）が得られる。
【数４】
2008172455.tif 000005
…式（２）
なお、以下の説明において、Ｚ／Ｚ０＝Ｚ´、Ｚｅ，ｏ／Ｚ０＝Ｚｅ，ｏ´、Ｚｅ´Ｚｏ´＝Ｚｐ´、Ｚｅ´＋Ｚｏ´＝Ｚｓ´とする。
上述したように、式（２）は、特性インピーダンスＺの２次方程式で、２次の係数は１であり、定数項Ｚｐ´（Ｚｅ´Ｚｏ´）が結合線路構造でのみで決まる。
【００２４】
また、ノッチフィルタの結合線路構造、例えば、間隔ｇや特性インピーダンスＺが決まれば、偶モードインピーダンスＺｅと奇モードインピーダンスＺｏが一義的にきまるので、式（２）より、共振器６の特性インピーダンスＺは周波数の関数になる。
そこで、式（２）を周波数の式に書き直すと次式（３）が得られ、所望の周波数位置に減衰周波数を設定できる。
【数５】
2008172455.tif 000006
…式（３）
【００２５】
（３．ノッチフィルタの試作）  
次に、上記の減衰周波数の設定式（３）を使ってノッチフィルタを試作し、計算値と実測値との比較結果について説明する。
なお、ノッチフィルタの減衰周波数を５ＧＨｚとする。ノッチフィルタ作製に使用した高周波回路基板３は、比誘電率εｒ＝２．２，誘電正接ｔａｎδ＝０．００９，誘電体厚ｂ＝０．３８１ｍｍ，導体は電解銅箔で厚みｔ＝１８μｍ（両面）である。結合線路は対称結合線路で、主伝送線路５と共振器６の伝送線路７の幅は同じＷ＝１００μｍであり、結合線路長はλｇ／４＠５ＧＨｚである。主伝送線路５と共振器６の伝送線路７の間隔はｇ＝１００μｍである。これらの値から偶モードインピーダンスＺｅ＝６１．８０６Ω、奇モードインピーダンスＺｏ＝３８．３２Ωとなる。
【００２６】
上記の式（２）に、これらの値を代入すると、５ＧＨｚのノッチフィルタとして、次の関係式が得られる。
【数６】
2008172455.tif 000007
…式（４）
この式（４）をＺ´について解くと次の値となる。
【数７】
2008172455.tif 000008
上記結果に基づいて、共振器６の伝送線路７の線路幅を１．１６ｍｍ（５０．１Ω）、線路長を４４．１ｍｍに設定してノッチフィルタを試作した。
【００２７】
図６（ａ）に設計したノッチフィルタの計算結果を示し、図６（ｂ）及び（ｃ）に、試作ノッチフィルタの実測結果を示す。
ここで、横軸に周波数（単位ＧＨｚ）、縦軸に周波数特性（単位ｄＢ）を示している。また、計算結果は減衰量について誘電体損、導体損、放射損が含まれていない。
図６（ａ）より、設計したノッチフィルタの計算結果では、周波数５ＧＨｚのみに減衰が起きていることがわかり、同様に図６（ｂ）より、試作したノッチフィルタの実測結果でも周波数５ＧＨｚのみに減衰が見られる。また、試作ノッチフィルタは、実側結果から急峻な周波数特性であることが分かる。更に、設計ノッチフィルタの計算結果は減衰量に誘電体損、導体損、放射損が含まれていないことを考慮すると、減衰量の値は設計ノッチフィルタの計算値と試作ノッチフィルタの実測値とが略一致している。
【００２８】
次に、試作ノッチフィルタの電界強度分布を電磁界解析した結果について説明する。
ノッチフィルタの高周波回路基板３内部の中心面内において電界ベクトルは、減衰周波数４．９７８ＧＨｚで共振器６の正方形の伝送線路７を３角形に分けるように対向する角部を中心に逆向きに発生して、高周波回路基板３の誘電体３ａの中に高周波のエネルギーが閉じ込められ外へ洩れにくいことが確認された。
【００２９】
（ノッチフィルタのデユアルモード特性）
次に、本実施例のノッチフィルタのデユアルモード特性について説明する。
上述したように、ノッチフィルタの減衰周波数が表される式（２）は、共振器６の特性インピーダンスＺの２次方程式で、２次の係数は１であり、さらに、定数項Ｚｐ´（Ｚｅ´Ｚｏ´）が結合線路構造でのみで決まる。
【００３０】
そこで、結合線路を偶モードインピーダンスＺｅ＝６１．８０６Ωと奇モードインピーダンスＺｏ＝３８．３２Ωとに設定し、共振器６の特性インピーダンスＺのみを３９〜４７Ω、５０〜５８Ωに変えたとき、減衰周波数の変化を計算で求めた。
図７（ａ）及び（ｂ）に示すように、ノッチフィルタは、共振器６の特性インピーダンスＺの値により減衰周波数が２つに分離したり、分離しなかったりする。例えば、ノッチフィルタは、共振器６の特性インピーダンスＺが５０Ωで減衰周波数が１つになり、特性インピーダンスＺが３９〜４７Ω、特性インピーダンスＺが５２〜５８Ωで２つに分離した減衰周波数が中心周波数位置と対称な周波数位置に発生する。更に、２つに分離した減衰周波数は、特性インピーダンスＺ＝５０Ωを境に同じ周波数位置に減衰周波数を作る特性インピーダンスＺが存在する。
【００３１】
次に、２つに分離した減衰周波数が、特性インピーダンスＺ＝５０Ωを境に同じ周波数位置に減衰周波数を作る原因を考察する。
ノッチフィルタが、阻止特性をもつためには、共振器６の正規化インピーダンスＺ´が式（２）の２次方程式を満たさなければならない。上述したように、式（２）の２次の係数は１であり、さらに、定数項Ｚｐ´（Ｚｅ´Ｚｏ´）が結合線路構造でのみで決まる。従って、２次方程式の根と係数の関係から、相異なる共振器６の正規化インピーダンスＺ´の積はＺｐ´になる。
【００３２】
次に、上述した相異なる共振器６の正規化インピーダンスＺ´の積はＺｐ´になることを実験で検証した結果について説明する。
なお、結合線路は、上述したノッチフィルタの試作の場合と同じ回路とし、偶モードインピーダンスＺｅ＝６１．８０６Ω及び奇モードインピーダンスＺｏ＝３８．３２Ωより、Ｚｐ´＝０．９４７３６となる。
例えば、共振器６の特性インピーダンスＺ＝４２．８Ω（Ｚ´＝０．８５６）のノッチフィルタを作製した場合、減衰周波数は、４．９ＧＨｚと５．１ＧＨｚになる。Ｚ＝４２．８Ωのノッチフィルタと同じ減衰周波数になる特性インピーダンスＺは、
【数８】
2008172455.tif 000009
となる。したがって、Ｚ＝５５．３４Ωのノッチフィルタが、Ｚ＝４２．８Ωのノッチフィルタと同じ減衰周波数４．９ＧＨｚと５．１ＧＨｚになると考えられる。図８に特性インピーダンスＺ＝４２．８ΩのノッチフィルタとＺ＝５５．３４Ωのノッチフィルタの実測結果を示す。
【００３３】
上記の実験から、ノッチフィルタは、デュアルモードリング共振器６の特性インピーダンスＺを選べば、減衰周波数が２つ生じるデュアルモード特性が得られることが分かる。また、デュアルモード特性を生じるノッチフィルタは、デュアルモードリング共振器６の特性インピーダンスＺの２つの異なる値で実現できる。したがって、ノッチフィルタの回路設計に自由度を有している。
【００３４】
（４．ノッチフィルタのＱ値解析）
次に、ノッチフィルタの共振器のＱ値解析結果について説明する。
なお、共振器６の中心周波数をｆ０、中心周波数ｆ０におけるピーク電力値の半値幅を与える周波数をｆ１、ｆ２とすると、Ｑの等価式は、Ｑ＝ｆ０／（ｆ２−ｆ１）と近似的に表される。これにより、上記周波数ｆ１及びｆ２を数値解析及びシミュレーションにより算出してＱ値を求める。
【００３５】
まず、ノッチフィルタのＱ値を求めるために周波数ｆ１、ｆ２を数値解析により算出する。
上述したように、ノッチフィルタの伝達係数Ｓ２１は、伝送線路７ａの電気長２θ、伝送線路７ｂの電気長２φとして次式（５）で表される。
【数９】
2008172455.tif 000010
…式（５）
上記周波数ｆ１及びｆ２では、｜Ｓ２１｜２＝１／２が成立つので、α＝ｔａｎθ、β＝ｔａｎφ、特性インピーダンスＺ０＝５０Ω、Ｚｅ，ｏ´＝Ｚｅ，ｏ／Ｚ０、Ｚｐ´＝Ｚｅ´Ｚｏ´、Ｚｓ´＝Ｚｅ´＋Ｚｏ´、θ＝３φとなる条件で、上記式（５）は、次式（６）で表される。
【数１０】
2008172455.tif 000011
…式（６）
上記式（６）において、Ａ＝（２α２Ｚ´＋αβＺｓ´）、Ｂ＝（２βＺｐ´＋αＺ´Ｚｓ´）、Ｃ＝（２α２Ｚｐ´＋αβＺ´Ｚｓ´）、Ｄ＝（αＺｓ´＋２βＺ´）と置換えれば、次式（７）が成り立つ。
（Ａ４−Ｂ４）（Ｃ４−Ｄ４）＋４ＡＢＣＤ（ＡＣ２＋ＢＣ２＋ＡＤ２＋ＢＤ２）＝０
…式（７）
したがって、式（７）を用いて周波数ｆ１及びｆ２を求めることができる。
【００３６】
次に、ノッチフィルタの設計例で上記式（７）により周波数ｆ１及びｆ２を算出する。
ここで、特性インピーダンスＺ０＝５０Ω、奇モードインピーダンスＺｏ＝４０Ω、偶モードインピーダンスＺｅ＝６０Ω、Ｚｅ，ｏ´＝Ｚｅ，ｏ／Ｚ０、Ｚ´＝Ｚ／Ｚ０＝１、Ｚｐ´＝Ｚｅ´Ｚｏ´＝０．９６、Ｚｓ´＝Ｚｅ´＋Ｚｏ´＝２、β＝α（３−α２）／（１−α２）として算出したＡ、Ｂ、Ｃ、及びＤを式（７）に代入して、α＝０．９９３９８，１．００８６７を得られる。これにより、周波数ｆ１及びｆ２は、
ｆ１＝ｔａｎ−１（０．９９３９８）×５ＧＨｚ／４５°＝４．９８０８、
ｆ２＝ｔａｎ−１（１．００８６７）×５ＧＨｚ／４５°＝５．０２７５と算出される。
したがって、数値解析によるノッチフィルタのＱ値は、Ｑ＝ｆ０／（ｆ２−ｆ１）＝５ＧＨｚ／（５．０２７５ＧＨｚ−４．９８０８ＧＨｚ）＝１０７．０７となる。
【００３７】
次に、ノッチフィルタのＱ値を求めるために周波数ｆ１、ｆ２をシミュレーションにより算出する。
なお、シミュレーション回路では、中心周波数５ＧＨｚ、伝送線路７ａの電気長９０°、伝送線路７ｂの電気長２７０°、特性インピーダンスＺ０＝５０Ω、奇モードインピーダンスＺｏ＝４０Ω、偶モードインピーダンスＺｅ＝６０Ωとした。
図９において、中心周波数ｆ０は５．００００４ＧＨｚ、周波数ｆ１及びｆ２は、４．９７６９６ＧＨｚ及び５．０２３１２ＧＨｚとなっている。
したがって、シミュレーションによるノッチフィルタのＱ値は、Ｑ＝ｆ０／（ｆ２−ｆ１）＝５．００００４ＧＨｚ／（５．０２３１２ＧＨｚ−４．９７６９６ＧＨｚ）＝１０８．３２となって、表１に示すように、数値解析によるＱ値１０７．０７と略一致する。
【表１】
2008172455.tif 000012
【００３８】
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、上述した実施形態は本発明を限定するものではない。当業者にあっては、具体的な実施態様において本発明の技術思想および技術範囲から逸脱せずに種々の変形・変更を加えることが可能である。
本発明のノッチフィルタは、小型でありながら、急峻な阻止特性と大きな阻止量とを得られるので、携帯電話、ラジオ、テレビ受像器、放送局及び基地局の無線設備等の高周波信号を用いる無線装置に広く利用でき、産業上の利用価値が高い。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の一実施形態に係る帯域阻止フィルタの平面図である。
【図２】図１に示す帯域阻止フィルタの要部を拡大した図である。
【図３】図１に示す高周波回路基板と主マイクロストリップ伝送線路及び共振器のマイクロストリップ伝送線路との断面図である。
【図４】実施例に係る帯域阻止フィルタの周波数特性を電磁解析した結果を示す図である。
【図５】実施例に係る帯域阻止フィルタの共振器の結合線路の電気長と帰還伝送線路の電気長の関係を示す図である。
【図６】実施例に係る帯域阻止フィルタの電磁界解析のシミュレーション結果と試作帯域阻止フィルタの実測結果を示す図である。
【図７】実施例に係る帯域阻止フィルタの共振器の特性インピーダンスを変化させたときの減衰周波数の変化を示す図である。
【図８】実施例に係る帯域阻止フィルタのデュアルモード特性を示す図である。
【図９】実施例に係る帯域阻止フィルタの中心周波数及び半値幅を与える周波数を示す図である。
【図１０】従来の帯域阻止フィルタを説明する図である。
【符号の説明】
【００４０】
３    高周波回路基板
３ａ  誘電体
３ｂ  グランド層
５    主マイクロストリップ伝送線路
６    デュアルモードリング共振器
７    マイクロストリップ伝送線路
７ａ  マイクロストリップ伝送線路
７ｂ  マイクロストリップ伝送線路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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