(57)【要約】【課題】入出力条件やインダクタのＬ値による出力リップル電圧の変動を抑制することができ、インダクタのＬ値に合わせて出力リップル電圧を簡単に最適化することができるスイッチングレギュレータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置を提供すること。【解決手段】スイッチングレギュレータ１００は、入力直流電圧と出力直流電圧との電圧差に応じてスイッチング手段１０２のオン時間を設定するタイマ回路１２０と、タイマ回路１２０のスイッチングの時間設定パラメータを記憶するとともに、タイマ回路１２０にインダクタ１０４のインダクタンスに応じた時間設定パラメータを与える記憶装置１３０とを備え、記憶装置１３０は、インダクタ１０４のインダクタンスの低下により増加する出力リップ電圧の増加分を相殺する時間設定パラメータをタイマ回路１２０に与える。【選択図】図１
2008172957.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング手段と、インダクタとを有し、入力直流電圧を出力直流電圧に変換するスイッチングレギュレータであって、
前記スイッチング手段のスイッチングのオン時間を設定するタイマ回路と、
前記タイマ回路のスイッチングの時間設定パラメータを記憶するとともに、前記タイマ回路に前記時間設定パラメータを与える記憶装置と
を備えることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項２】
スイッチング手段と、インダクタとを有し、入力直流電圧を出力直流電圧に変換するスイッチングレギュレータであって、
前記スイッチング手段のスイッチングのオフ時間を設定するタイマ回路と、
前記タイマ回路のスイッチングの時間設定パラメータを記憶するとともに、前記タイマ回路に前記時間設定パラメータを与える記憶装置と
を備えるスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
前記タイマ回路は、入力直流電圧と出力直流電圧との電圧差に応じて前記オン時間を設定することを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
前記タイマ回路は、出力直流電圧に応じて前記オフ時間を設定することを特徴とする請求項２記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項５】
前記タイマ回路は、タイマ時定数により前記スイッチング手段の前記オン時間又は前記オフ時間を設定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項６】
前記記憶装置は、前記インダクタのインダクタンスに応じた時間設定パラメータを与えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項７】
前記記憶装置は、前記インダクタのインダクタンスの低下により増加する出力リップ電圧の増加分を相殺する時間設定パラメータを与えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項８】
前記記憶装置は、前記スイッチング手段のスイッチングのターンオン時間を増減させる前記時間設定パラメータを与えることを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項９】
前記記憶装置は、前記スイッチング手段のスイッチングのターンオフ時間を増減させる前記時間設定パラメータを与えることを特徴とする請求項２記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項１０】
前記タイマ回路は、電流源と、制御用トランジスタと、コンデンサと、前記記憶装置によりオン・オフ制御されるスイッチとを有し、
前記コンデンサの容量値、又は前記コンデンサに流す電流値を変えて前記スイッチング手段のターンオン時間又はターンオフ時間を設定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項１１】
インダクタ電流を誤差信号に追従させる電流モード制御方式、及び／又は、パルス幅制御されたパルス信号でスイッチング手段を駆動する電圧モード制御方式により、入力直流電圧を出力直流電圧に変換するスイッチングレギュレータを有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載のスイッチングレギュレータ
を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
直流電圧が入力されて負荷に対して制御された直流電圧を供給するスイッチングレギュレータを備える電源装置であって、
請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載のスイッチングレギュレータ
を備えることを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器に安定した電圧を供給するスイッチングレギュレータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置に関し、特に、スイッチングレギュレータの出力リップル電圧を抑制する技術の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年電子機器の高性能化に伴い、一つのセット基板上に多数のＣＰＵから構成されるケースが増加している。また、ＣＰＵ単体も高速演算処理を要求されるため、従来に比べてＣＰＵの消費電流が増加する傾向がある。このため、ＣＰＵへ電源電圧を供給するシステム電源の大電力化・低消費電力化は重要な課題である。特に携帯電話などでは、バッテリによりＣＰＵを長時間駆動する必要があり、低消費電力化のため電力効率の低いシリーズレギュレータの代わりに電力効率の高いスイッチングレギュレータの使用が必須となる。ＣＰＵ用電源に限らずＲＦパワーアンプ用の電源や充電回路用の電源など用途範囲が広がってきている。
【０００３】
スイッチングレギュレータは、スイッチング手段によって入力直流電圧を高周波交流電圧に変換し、整流手段とインダクタと平滑コンデンサによって整流平滑して直流電圧を出力する。この出力直流電圧は、スイッチング手段のスイッチング周期に占めるオン時間の割合（デューティ比と称する。）を調整することによって制御できる。前述のシリーズレギュレータに比べると、動作原理上高効率である一方、スイッチング周波数を基本波とする交流成分が出力直流電圧に重畳されるので、出力リップル電圧が大きいという欠点がある。
【０００４】
さて、ＣＰＵ用電源の場合、ＴＶや動画再生やゲームなどの画像処理を長時間使用し続ける状況が増え、ＣＰＵ動作時における消費電力の低減のため、ＣＰＵ動作時の負荷の大きさによって電源の出力直流電圧のレベルを切替える方法が提案されている。負荷が大きい場合は電圧レベルを上昇し、逆に負荷が小さいときは電圧レベルを下げることによって低電力化をはかっている。ところがこの電源にスイッチングレギュレータを使用すると、出力リップル電圧が大きい場合は出力直流電圧の最低電圧値が低くなるため、出力直流電圧の電圧レベルを下げたいのにその分のマージン（以後、電圧マージンと称する。）を取らねばならず、消費電力低減化に対する制約が多い。
【０００５】
スイッチングレギュレータの制御方式として、出力直流電圧を安定化するために創出される誤差信号と三角波信号を比較することによってパルス幅制御されたパルス信号でスイッチング手段を駆動する電圧モード制御がある。電圧モード制御の周波数特性は、インダクタのＬ値と出力平滑コンデンサのＣ値の積で決まる共振周波数にゲインのピーク値を持つため、位相余裕の確保が難しい。対策として、平滑コンデンサと直列に抵抗を入れることによりゼロ点をつくる方法がある。これにより系の安定性は上がるが、挿入した抵抗での電圧降下が出力直流電圧に重畳されるため、出力リップル電圧は大きくなる。
【０００６】
電圧モード制御に対し、インダクタ電流を誤差信号に追従させる電流モード制御がある。フィードバック系がインダクタ電流を調整するのでインダクタが等価的に電流源として動作するため、電流モード制御の周波数特性にＬ値の影響がないことから、位相余裕の確保が容易で、上記のような平滑コンデンサの直列抵抗が不要になり、出力リップル電圧は大きくならない。電流モード制御の場合、出力リップル電圧はＬ値とＣ値とスイッチング周波数f（ＳＷ）に依存し、Ｌ値、Ｃ値、f（ＳＷ）が大きいほど出力リップル電圧は低減する。
【０００７】
電圧マージンを大きくする要因のもう一つに負荷過渡応答特性がある。負荷過渡応答特性とは、負荷電流が急激に変化したときの出力直流電圧の変動量を意味する。電流モード制御は、上記のように電圧モード制御よりも位相補正が容易なことからフィードバック系の応答周波数も高周波に設定できるため、電圧モード制御よりも負荷過渡応答特性も優れている。電流モード制御の場合、Ｃ値とf（ＳＷ）が大きくＬ値が小さいほど負荷過渡特性は良くなる。特に降圧の電流モード制御の場合、周波数特性にインダクタのＬ値による影響がほとんど無いため、Ｌ値を変更しても系の安定性に問題はない。出力リップル電圧と負荷過渡応答特性はＬ値に対してトレードオフの関係にあるため、使用条件に合わせてＬ値の最適化設定を行う必要がある。
【０００８】
インダクタのＬ値と出力リップル電圧の関係を補正して、出力リップル電圧の制御機能を有するスイッチングレギュレータとして、特許文献１に記載の技術がある。
【０００９】
図５は、特許文献１に記載のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。
【００１０】
図５において、スイッチングレギュレータ１０は、入力電源１１、スイッチング手段１２、整流用ダイオード１３、インダクタ１４、出力コンデンサ１５、出力端子１６、基準電源１７、誤差増幅器１８、ＡＣ信号増幅器１９、検波器２０、発振器２１、ＰＭＷ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）回路２２、及び制御回路２３を備えて構成される。
【００１１】
スイッチング手段１２は、制御回路２３によってオン・オフの制御が行われる。整流用ダイオード１３は、スイッチング手段１２がターンオフした直後にインダクタ１４へ電流を供給する。出力コンデンサ１５は、インダクタ１４からの供給電流を平滑化し出力端子１６に出力直流電圧Ｖｏを出力する。誤差増幅器１８は、出力直流電圧Ｖｏを基準電源１７の生成する設定電圧と比較して誤差電圧Ｖｅを出力する。誤差電圧Ｖｅは、出力直流電圧Ｖｏが設定電圧より低くなれば上昇する。発振器２１は、鋸波状の波形を出力する。ＰＭＷ回路２２は、出力がＨの時にスイッチング手段１２をオンさせる。設定電圧に対して出力直流電圧Ｖｏが低下すると誤差増幅器１８の誤差電圧Ｖｅが上昇するため、ＰＭＷ回路２２のパルス幅変調によりスイッチング手段１２のデューティ比が増加し、出力直流電圧Ｖｏを上昇させるようにフィードバック制御が行われる。インダクタ１４の電流波形は三角波で、スイッチング手段１２のオン時間をＴｏｎ、入力直流電圧Ｖｉ、出力直流電圧Ｖｏ、インダクタのＬを用いて、インダクタ電流のピークｔ０ピーク値ΔＩＬは、次式（１）で表される。
【００１２】
ΔＩＬ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）×Ｔｏｎ ／ Ｌ   …（１）
また、出力リップル電圧ΔＶｏは、出力コンデンサＣとスイッチング周波数ｆ（ＳＷ）と式（１）のΔＩＬを用いて次式（２）のように表される。
【００１３】
ΔＶｏ＝ΔＩＬ／（８×Ｃ×f（ＳＷ））  …（２）
上記式（１）と式（２）によると、Ｌ値が低い場合ΔＩＬが増加するため、出力リップル電圧ΔＶｏが大きくなる。これを補正するために、ＡＣ信号増幅器１９で出力直流電圧ＶｏのＡＣ成分だけを増幅し、検波器２０でその振幅レベルを検出し、出力リップル電圧ΔＶｏが一定になるように発振器２１の鋸波状波信号の周期を調整する。例えば、Ｌ値が初期設定値の半分になった場合、式（１）によりΔＩＬは２倍になるが、ＡＣ信号増幅器１９、検波器２０、発振器２１のスイッチング周波数の自動調整効果によりf（ＳＷ）が２倍になるため、出力リップル電圧ΔＶｏは変化しない。
【特許文献１】特開２００６−１４９１５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、このような従来のスイッチングレギュレータにあっては、ＡＣ信号増幅器１９、検波器２０、発振器２１のようにスイッチング周波数の自動調整機能に関わるブロックが追加されるため回路規模が大きくなり、回路の消費電流の増加が課題となる。またスイッチング周波数は、数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ、出力リップル電圧は数ｍＶのオーダーが多いため、高速かつ高精度なＡＣ信号増幅器１９と検波器２０が必要で技術的な課題が多い。
【００１５】
さらに、インダクタの直流重畳特性によりスイッチングレギュレータ電流能力が影響される。特に、携帯機器では部品体積を削減するために、体積の大きい巻線コイルよりも積層コイルが主流になりつつあるが、巻線に比べて直流重畳特性が悪いという欠点がある。インダクタ電流が大きくなるとインダクタのＬ値が低下するため、従来のスイッチングレギュレータでは、スイッチング周波数を上げるように制御される。スイッチング周波数を上げる前に既に最大デューティ比付近で動作している場合は、スイッチング周波数を上げるとデューティ比不足になる。直流重畳特性のほか、インダクタは温度特性によりＬ値が変化する。スイッチング周波数がＬ値変化の影響を受けるシステムにおいては、Ｌ値のばらつきとして温度変化量や直流重畳特性の変動量分を考慮する必要があるため、設計が難しくなるといった問題がある。
【００１６】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、入出力条件やインダクタのＬ値による出力リップル電圧の変動を抑制することができ、インダクタのＬ値に合わせて出力リップル電圧を簡単に最適化することができるスイッチングレギュレータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明のスイッチングレギュレータは、スイッチング手段と、インダクタとを有し、入力直流電圧を出力直流電圧に変換するスイッチングレギュレータであって、前記スイッチング手段のスイッチングのオン時間を設定するタイマ回路と、前記タイマ回路のスイッチングの時間設定パラメータを記憶するとともに、前記タイマ回路に前記時間設定パラメータを与える記憶装置とを備える構成を採る。
【００１８】
本発明のスイッチングレギュレータは、スイッチング手段と、インダクタとを有し、入力直流電圧を出力直流電圧に変換するスイッチングレギュレータであって、前記スイッチング手段のスイッチングのオフ時間を設定するタイマ回路と、前記タイマ回路のスイッチングの時間設定パラメータを記憶するとともに、前記タイマ回路に前記時間設定パラメータを与える記憶装置とを備える構成を採る。
【００１９】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタ電流を誤差信号に追従させる電流モード制御方式、及び／又は、パルス幅制御されたパルス信号でスイッチング手段を駆動する電圧モード制御方式により、入力直流電圧を出力直流電圧に変換するスイッチングレギュレータを有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、上記いずれかのスイッチングレギュレータを備える構成を採る。
【００２０】
本発明の電源装置は、直流電圧が入力されて負荷に対して制御された直流電圧を供給するスイッチングレギュレータを備える電源装置であって、上記いずれかのスイッチングレギュレータを備える構成を採る。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、入出力条件やインダクタのＬ値による出力リップル電圧の変動を抑制することができ、インダクタのＬ値に合わせて出力リップル電圧を簡単に最適化することができる。
【００２２】
例えば、記憶装置によりオン時間もしくはオフ時間を設定する方式のため回路構成がシンプルでありチップ面積の増分を低く抑えられる。また、追加ブロックは記憶装置のみのため回路電流の増加はない。高精度・高速のスイッチング周波数調整回路が不要のため簡単に出力リップル電圧を調整することができる。さらに、スイッチング周波数はタイマ時定数で決まりＬ値依存がないため、設計が簡単になる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。本実施の形態は、スイッチング手段のオン時間を所定値に設定した電流モード制御方式で、インダクタ電流の下限値を検出してオフ時間を制御するスイッチングレギュレータに適用した例である。
【００２５】
図１において、スイッチングレギュレータ１００は、入力電源１０１、スイッチング手段１０２、整流用ダイオード１０３、インダクタ１０４、出力コンデンサ１０５、出力端子１０６、タイマ回路１２０、記憶装置１３０、基準電源１０７、電圧比較器１０８、ＲＳラッチ１０９、インバータ１１０、及びスイッチ１１１を備えて構成される。タイマ回路１２０は、抵抗１２１、ＰＭＯＳトランジスタ１２２、定電流源１２３、コンデンサ１２４，１２５、及びスイッチ１２６を備えて構成される。
【００２６】
タイマ回路１２０は、入力直流電圧と出力直流電圧との電圧差に応じてスイッチング手段１０２のスイッチングのオン時間を設定する。
【００２７】
記憶装置１３０は、タイマ回路１２０のスイッチングの時間設定パラメータを記憶するとともに、タイマ回路１２０にインダクタ１０４のインダクタンスに応じた時間設定パラメータを与える。具体的には、記憶装置１３０は、インダクタ１０４のインダクタンスの低下により増加する出力リップ電圧の増加分を相殺する時間設定パラメータを与える。また、本実施の形態では、記憶装置１３０は、スイッチング手段１０２のスイッチングのターンオン時間を増減させる時間設定パラメータを与える。
【００２８】
入力電源１０１は、入力直流電圧Ｖｉを供給する。スイッチング手段１０２は、ＲＳラッチ１０９の出力ＱがＨでオンし、Ｌでオフする。スイッチング手段１０２の出力電圧をＶｌｘとする。整流用ダイオード１０３は、スイッチング手段１０２がターンオフしたときにターンオンしてＧＮＤからインダクタ１０４に電流を供給する。インダクタ１０４は、スイッチング手段１０２がオンのとき入力電源１０１からの電流供給を受ける。
【００２９】
インダクタ１０４のインダクタ電流は、出力コンデンサ１０５で平滑化され、出力端子１０６に出力直流電圧Ｖｏを発生する。インダクタ電流は三角波であるため、出力コンデンサ１０５の平滑化後の電圧波形はコンデンサの大きさに反比例した出力リップル電圧を発生する。基準電源１０７は、基準電圧Ｖｅを発生する。
【００３０】
タイマ回路１２０は、電源Ｖｉに接続された抵抗１２１（抵抗値＝Ｒｔ）と、ソースが抵抗１２１に接続されたＰＭＯＳトランジスタ１２２と、定電流源１２３（電流値Ｉｏｆｓｅｔ）と、ＰＭＯＳトランジスタ１２２のドレインに接続されたコンデンサ１２４（容量値＝Ｃｔ）及びコンデンサ１２５（容量値＝ΔＣｔ）と、記憶装置１３０でオン・オフ制御されるスイッチ１２６とから構成されている。
【００３１】
ＰＭＯＳトランジスタ１２２のソース電圧は、（Ｖｉ−Ｖｏ−Ｖｇｓ）であるため、ＰＭＯＳトランジスタ１２２のドレイン電流は（Ｖｉ−Ｖｏ−Ｖｇｓ）／Ｒｔで表される。ここで、ＶｇｓはＰＭＯＳトランジスタ１２２のソース−ゲート間電圧である。
【００３２】
インバータ１１０は、ＲＳラッチ１０９の出力の反転信号をスイッチ１１１に入力する。
【００３３】
スイッチング手段１０２がオフしている間はインダクタ電流が減少し、電流下限値を検出すると、スイッチング手段１０２をターンオンさせる。
【００３４】
以下、上述のように構成されたスイッチングレギュレータ１００の動作について説明する。
【００３５】
タイマ回路１２０のスイッチ１２６がオフしている場合を考える。スイッチング手段１０２のターンオフによりスイッチ１１１がオフし、コンデンサ１２４へ電流値Ｉｔで定電流充電が始まる。電流値Ｉｔは、ＰＭＯＳトランジスタ１２２のドレイン電流と定電流源１２３の電流値Ｉｏｆｓｅｔの加算値になる。Ｉｏｆｓｅｔは、ＰＭＯＳトランジスタ１２２のソース−ゲート間電圧ＶｇｓからＩｏｆｓｅｔ＝Ｖｇｓ／Ｒｔとなるように設定されているためＩｔは次式（３）で表される。
【００３６】
Ｉｔ＝（Ｖｉ−Ｖｏｕｔ）／Ｒｔ  …（３）
コンデンサ１２４の充電電圧Ｖｃｔは、Ｃｔと式（３）のＩｔで決まる定スルーレートで０Ｖから上昇し、次式（４）で示される。
【００３７】
Ｖｃｔ／Ｔ＝Ｉｔ ／ Ｃｔ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）／（Ｃｔ×Ｒｔ）  …（４）
電圧比較器１０８は、基準電源１０７の基準電圧Ｖｅとコンデンサ１２４の充電電圧Ｖｃｔを比較し、Ｖｅ＜ＶｃｔでＨを出力する。電圧比較器１０８の出力がＬからＨに変わったときＲＳラッチ１０９の出力がＬに切り替わるため、スイッチング手段１０２がターンオフする。それと同時にスイッチ１１１がターンオンし、ＶｃｔはＧＮＤにショートされる。Ｖｃｔの電圧波形は、スイッチ１１１のオフで定スルーレートで上昇し、スイッチ１１１のオンで０Ｖになる鋸波となる。スイッチング手段１０２のオン時間、すなわちスイッチ１１１がターンオフした時刻からＶｅ＝Ｖｃｔとなるまでの時間をＴｏｎとする。Ｔｏｎは式（４）を用いて次式（５）の関係が成立つ。
【００３８】
Ｔｏｎ＝Ｖｅ／（Ｖｃｔ／Ｔ）＝（Ｃｔ×Ｒｔ）×Ｖｅ／（Ｖｉ−Ｖｏ）  …（５）
式（５）で示されるようにＶｉが高い場合やＶｏが低い場合は、Ｔｏｎが短くなるためＤｕｔｙが下がり、逆にＶｉが低い場合やＶｏが高い場合はＴｏｎが長くなるためＤｕｔｙが上がるようにＰＭＷ変調制御される。
【００３９】
式（１）と式（５）により、ΔＩＬが入力直流電圧Ｖｉ、出力直流電圧Ｖｏに依存しないように制御されていることがわかる。また、式（５）で設定されたオン時間に対してスイッチング周波数は次式（６）の関係が成立つように制御されている。
【００４０】
f（ＳＷ）＝１／Ｔ（ＳＷ）＝Ｖｏ／（Ｔｏｎ×Ｖｉ）  …（６）
ここで、タイマ回路１２０に接続している記憶装置１３０の設定を変えることで、充電容量の大きさを変化させ、次式（７）に示すようにＴｏｎ時間を変化させることができる。
【００４１】
Ｔｏｎ±ΔＴｏｎ＝（Ｃｔ±ΔＣｔ） Ｒｔ×Ｖｅ／（Ｖｉ−Ｖｏ）  …（７）
出力リップル電圧は、式（１）と式（６）を式（２）に代入することで、次式（８）に示すようにＴｏｎの自乗に比例する関数として表される。
【００４２】
ΔＶｏ＝（（Ｖｉ−Ｖｏ）×Ｖｉ×Ｔｏｎ×Ｔｏｎ）／（８×Ｃ×Ｌ×Ｖｏ）…（８）
例えば、インダクタ１０４のＬ値が１／２になると、式（８）により出力リップル電圧ΔＶｏは２倍になる。式（７）に示されるように、記憶装置１３０の設定を変えてＴｏｎ時間を１／ＳＱＲＴ（２）倍にすることで、２倍になった出力リップル電圧は元の値に戻すことができる。
【００４３】
図２は、スイッチングレギュレータ１００の動作と出力リップル電圧ΔＶｏの調整方法を説明するタイミングチャートである。
【００４４】
時刻Ｔ０以前はスイッチング手段１０２がオフしているため、ＲＳラッチ１０９の出力ＱはＬである。インバータ１１０を通してスイッチ１１１はオンのため、電圧比較器１０８の正入力であるコンデンサ電圧ＶｃｔはＬでＲＳラッチ１０９の入力ＲはＬとなる。
【００４５】
時刻Ｔ０でスイッチング手段１０２がターンオンし、スイッチング手段１０２とインダクタ１０４との接続点の電圧であるスイッチング電圧ＶｌｘがＬからＨになる（図２ａ．参照）。ＲＳラッチ１０９の入力ＲがＬの状態で入力ＳがＨになるため、ＲＳラッチ１０９の出力ＱもＨになり、スイッチ１１１がオフしてタイマ回路１２０のコンデンサ１２４に充電が開始される。
【００４６】
コンデンサ電圧Ｖｃｔは、定スルーレートΔＶｃｔ／Δｔ＝Ｉｔ／Ｃｔで上昇し、時刻Ｔ１でＶｃｔ＝Ｖｅとなる（図２ｂ．参照）。インダクタ電流ＩＬは、時刻Ｔ０から時刻Ｔ１までの時間Ｔｏｎの間、定スルーレートΔＩＬ／Δｔ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌで上昇する。時刻Ｔ１で電圧比較器１０８の出力がＨになりＲＳラッチ１０９の出力ＱがＬになる。このとき、スイッチング手段１０２がオフしてスイッチング電圧ＶｌｘがＬになり、スイッチ１１１がオンしてＣｔの電荷を放電する。これによりＲＳラッチ１０９の入力は、Ｓ＝Ｌ、Ｒ＝ＬとなりＱ＝Ｌを保持する。スイッチング手段１０２のターンオフと同時に整流用ダイオード１０３がターンオンする。インダクタ電流ＩＬは、定スルーレートΔＩＬ／Δｔ＝−Ｖｏ／Ｌで下降する（図２ｃ．参照）。
【００４７】
時刻Ｔ２でインダクタ電流ＩＬが下限値に到達し、整流用ダイオード１０３がターンオフし、スイッチング電圧Ｖｌｘ＝ＨになるためＲＳラッチ１０９の入力はＳ＝Ｈ、Ｒ＝Ｌで出力はＱ＝Ｈとなりスイッチング手段１０２がターンオンする。この繰り返しによりインダクタ電流ＩＬは三角波となり、インダクタ電流ＩＬの平均値は負荷電流と等しい。
【００４８】
時刻Ｔ０〜Ｔ２の間でインダクタ電流ＩＬが平均値（すなわち負荷電流）より高くなる時間に出力コンデンサ１０５に電荷が充電され、出力リップル電圧ΔＶｏを発生する。ΔＶｏは、図２網掛けに示す面積Ｑ１に比例し、前記式（２）で表される。この面積Ｑ１は、高さ＝ΔＩＬ／Δｔ×（Ｔｏｎ／２）＝（Ｖｉ−Ｖｏ）×Ｔｏｎ／２Ｌ、底辺＝Ｔ（ＳＷ）／２＝（Ｖｉ×Ｔｏｎ）／（２×Ｖｏ）の三角形の面積で表される。
【００４９】
次に、時刻Ｔ２でインダクタのＬ値が初期値の１／２になったとすると、図２ｄ．に示すようにインダクタ電流ＩＬのスルーレートがΔＩＬ／Δｔ＝２・（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌで２倍になる。一方でＶｃｔは、時刻Ｔ０〜Ｔ１の時と同じ定スルーレートΔＶｃｔ／Δｔ＝Ｉｔ／Ｃｔで上昇するためＴｏｎ時間は変化しない。
【００５０】
時刻Ｔ３でスイッチング手段１０２がターンオフ、整流用ダイオード１０３がターンオンし、インダクタ電流ＩＬは時刻Ｔ１〜Ｔ２のときに比べて２倍の定スルーレートΔＩＬ／Δｔ＝−２・Ｖｏ／Ｌで下降し（図２ｅ．参照）、時刻Ｔ４でインダクタ電流ＩＬの下限値に到達し整流用ダイオード１０３をターンオフさせ、スイッチング手段１０２をターンオンさせる。
【００５１】
時刻Ｔ２〜Ｔ４の間で出力コンデンサ１０５に充電される電荷量は、図２網掛けに示す面積Ｑ２に比例する。三角形面積Ｑ２は、面積Ｑ１に比べて高さが２倍で底辺が等しいためＱ２＝２・Ｑ１となり、出力リップル電圧は２倍の２×ΔＶｏになる。
【００５２】
時刻Ｔ４で例えばＣｔの大きさを１／ＳＱＲＴ（２）倍のＣｔ／ＳＱＲＴ（２）にするように記憶装置１３０の設定を変更する。記憶装置１３０のＣｔの大きさ設定変更により、図２ｆ．に示すように、時刻Ｔ４からＣｔに充電が開始されるとき、スルーレートはΔＶｃｔ／Δｔ＝ＳＱＲＴ（２）×Ｉｔ／Ｃｔに上がるためＶｃｔがＶｅに到達するまでのＴｏｎ時間は１／ＳＱＲＴ（２）倍になる（図２ｇ．参照）。
【００５３】
時刻Ｔ４〜Ｔ５の間インダクタ電流ＩＬは、定スルーレートΔＩＬ／Δｔ＝２・（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌで上昇する。時刻Ｔ５でスイッチング手段１０２がターンオフ、ダイオード１０３がターンオンし、インダクタ電流ＩＬはΔＩＬ／Δｔ＝−２・Ｖｏ／Ｌで下降する（図２ｈ．参照）。時刻Ｔ６でインダクタ電流ＩＬの下限値に到達しダイオード１０３をターンオフし、スイッチング手段１０２がターンオンする。
【００５４】
時刻Ｔ４〜Ｔ６の間でインダクタ電流ＩＬが平均電流よりも高い部分の面積Ｑ３（図２網掛け参照）は、高さ＝（２ΔＩＬ／Δｔ）×（（Ｔｏｎ／ＳＱＲＴ（２））／２）＝（Ｖｉ−Ｖｏ）×Ｔｏｎ／（ＳＱＲＴ（２）×Ｌ）で面積Ｑ１のＳＱＲＴ（２）倍、底辺＝Ｔ（ＳＷ）／（２×ＳＱＲＴ（２））＝（Ｖｉ×Ｔｏｎ）／（２×ＳＱＲＴ（２）×Ｖｏ）で面積Ｑ１の１／ＳＱＲＴ（２）倍になり、面積Ｑ３＝面積Ｑ１となる。
【００５５】
このように、インダクタ１０４のＬ値が低下すると出力リップル電圧が増加するが、記憶装置１３０の設定によりＴｏｎ時間を下げることによって出力リップル電圧ΔＶｏの増加を相殺することができる。式（８）からＬ値に対してＴｏｎ×Ｔｏｎ／Ｌを一定にするようにＴｏｎを設定すれば、出力リップル電圧を一定に保つことができる。
【００５６】
以上説明したように、本実施の形態によれば、スイッチングレギュレータ１００は、入力直流電圧と出力直流電圧との電圧差に応じてスイッチング手段１０２のオン時間を設定するタイマ回路１２０と、タイマ回路１２０のスイッチングの時間設定パラメータを記憶するとともに、タイマ回路１２０にインダクタ１０４のインダクタンスに応じた時間設定パラメータを与える記憶装置１３０とを備え、記憶装置１３０は、インダクタ１０４のインダクタンスの低下により増加する出力リップ電圧の増加分を相殺する時間設定パラメータをタイマ回路１２０に与えるので、記憶装置１３０によってオン時間が調整できる。ここで、タイマ回路１２０は、入力直流電圧と出力直流電圧との電圧差に応じてオン時間を設定することにより、オフ時間を制御する降圧型のスイッチングレギュレータの出力リップル電圧の入出力条件による変動を抑制できる。また、記憶装置１３０は、前記インダクタのインダクタンスに応じた時間設定パラメータを与えるので、インダクタ１０４のＬ値による出力リップル電圧の変動を抑制できる。記憶装置１３０による出力リップル電圧の最適化は、タイマ時定数でスイッチング手段１０２のオフ時間を固定するスイッチングレギュレータにも適用できる。この適用例については、実施の形態２により後述する。
【００５７】
このように、内蔵のタイマ回路１２０の時定数によりスイッチング手段１０２のオン時間を設定するスイッチングレギュレータ１００が実現でき、またスイッチングレギュレータ１００は、記憶装置１３０によってタイマ時定数が調整可能である。インダクタ１０４のＬ値が低くなるとΔＩＬが大きくなるが、タイマ時定数を小さくすることでΔＩＬの上昇を抑えて出力リップル電圧を増加させないよう最適化することができる。
【００５８】
本実施の形態に係るスイッチングレギュレータ１００によると、記憶装置１３０によりオン時間もしくはオフ時間を設定する方式のため、回路構成がシンプルでありチップ面積の増分を低く抑えられる。また、追加ブロックは記憶装置１３０のみであるため、回路電流の増加はない。従来例の出力リップル電圧自動調整方式では、高精度・高速のスイッチング周波数調整回路が必要のため技術的に難易度が高かったが、本実施の形態では、それらの回路が不要のため簡単に出力リップル電圧を調整することができる。さらに従来例のシステムでは、ばらつき設計においてスイッチング周波数の適用範囲をインダクタの直流重畳特性などを考慮しなければならない煩雑さがあったが、本実施の形態では、スイッチング周波数はタイマ時定数で決まりＬ値依存がないため、設計が簡単になるという効果が得られる。
【００５９】
（実施の形態２）
実施の形態１は、電流モード制御方式でオン時間固定、オフ時間制御のスイッチングレギュレータの場合について説明した。実施の形態２では、電流モード制御方式でオフ時間固定、オン時間制御のスイッチングレギュレータについて適用できることを説明する。
【００６０】
図３は、本発明の実施の形態２に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。図１と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。
【００６１】
図３において、スイッチングレギュレータ２００は、入力電源１０１、スイッチング手段１０２、整流用ダイオード１０３、インダクタ１０４、出力コンデンサ１０５、出力端子１０６、タイマ回路２２０、記憶装置１３０、基準電源２０７、電圧比較器２０８、ＲＳラッチ２０９、インバータ２１０、及びスイッチ２１１を備えて構成される。
【００６２】
タイマ回路２２０は、出力直流電圧に応じてスイッチング手段１０２のスイッチングのオフ時間を設定する。
【００６３】
記憶装置１３０は、タイマ回路２２０のスイッチングの時間設定パラメータを記憶するとともに、タイマ回路２２０にインダクタ１０４のインダクタンスに応じた時間設定パラメータを与える。本実施の形態では、記憶装置１３０は、スイッチング手段１０２のスイッチングのターンオフ時間を増減させる時間設定パラメータを与える。
【００６４】
タイマ回路２２０は、ＧＮＤに接続された抵抗２２１（抵抗値＝Ｒｔ）と、ソースが抵抗２２１に接続されたＮＭＯＳトランジスタ２２２と、定電流源２２３（電流値Ｉｏｆｓｅｔ）と、ＮＭＯＳトランジスタ２２２のドレインに接続されたコンデンサ２２４（容量値＝Ｃｔ）及びコンデンサ２２５（容量値＝ΔＣｔ）と、記憶装置１３０でオン・オフ制御されるスイッチ２２６とから構成される。
【００６５】
以下、上述のように構成されたスイッチングレギュレータ２００の動作について説明する。
【００６６】
スイッチング手段１０２がオンしている間はインダクタ電流が上昇し、電流上限値を検出すると、スイッチング手段１０２をターンオフさせる。スイッチング手段１０２のオフしている時間のインダクタ電流は定スルーレートで減少し、Ｔｏｆｆ時間での電流変化量ΔＩＬは次式（９）で表される。
【００６７】
ΔＩＬ＝−Ｖｏ×Ｔｏｆｆ／Ｌ  …（９）
スイッチ２２５がオフしている場合を考える。スイッチング手段１０２のターンオフによりスイッチ２１１がオフし、コンデンサ２２４から電流値Ｉｔで放電が始まる。コンデンサ２２４，２２５とスイッチ２２６の高電圧側は、固定電圧ＶＤＤに接続されている。電流値Ｉｔは、ＮＭＯＳトランジスタ２２２のドレイン電流と定電流源２２３の電流値Ｉｏｆｓｅｔの加算値になる。電流値Ｉｏｆｓｅｔは、ＮＭＯＳトランジスタ２２２のソース−ゲート間電圧ＶｇｓによりＩｏｆｓｅｔ＝Ｖｇｓ／Ｒｔとなるように設定されているとすると、Ｉｔは次式（１０）で表される。
【００６８】
Ｉｔ＝Ｖｏ／Ｒｔ  …（１０）
コンデンサ２２４の低電圧側の電圧Ｖｃｔは、Ｃｔと式（１０）のＩｔで決まる定スルーレートでＶＤＤから下降し、次式（１１）で示される。
【００６９】
Ｖｃｔ／Ｔ＝Ｉｔ／Ｃｔ＝Ｖｏ／（Ｃｔ×Ｒｔ）  …（１１）
電圧比較器２０８では、基準電源２０７の基準電圧Ｖｅとタイマ回路２２０の出力電圧Ｖｃｔを比較し、Ｖｅ＞ＶｃｔでＨを出力する。電圧比較器２０８の出力がＬからＨになったときＲＳラッチ２０９の出力ＮＱがＨに切り替り、スイッチング手段１０２がオンする。同時に、スイッチ２１１がオンし、Ｖｃｔは固定電圧ＶＤＤにショートされる。Ｖｃｔの電圧波形は、スイッチ２１１がオフしたとき定スルーレートで下降し、スイッチ２１１のオンがオンしたときＶＤＤになる鋸波となる。スイッチング手段１０２のオフ時間、すなわちスイッチ２１１がターンオフした時刻からＶｅ＝Ｖｃｔとなるまでの時間をＴｏｆｆとする。Ｔｏｆｆは式（１１）を用いて次式（１２）を導出できる。
【００７０】
Ｔｏｆｆ＝（ＶＤＤ−Ｖｅ）／（Ｖｃｔ／Ｔ）＝（Ｃｔ×Ｒｔ）×（ＶＤＤ−Ｖｅ）／Ｖｏ                                                              …（１２）
式（５）で表されるようにＶｏが低い場合はＴｏｆｆが長くなるためＤｕｔｙが下がり、Ｖｏが高い場合はＴｏｎが長くなるためＤｕｔｙが上がるようにPWM変調制御される。
【００７１】
式（９）と式（１２）により、電流変化量ΔＩＬが出力電圧に依存しないように制御されていることがわかる。また、式（１２）で設定されたオフ時間に対してスイッチング周波数は次式（１３）の関係が成立つように制御されている。
【００７２】
f（ＳＷ）＝１／Ｔ（ＳＷ）＝（Ｖｉ−Ｖｏ）／（Ｔｏｆｆ×Ｖｉ）  …（１３）
記憶装置１３０の設定を変えることでＣｔの大きさを変化させ、次式（１４）に示すようにＴｏｆｆ時間を変化させることができる。
【００７３】
Ｔｏｆｆ±ΔＴｏｆｆ＝（Ｃｔ±ΔＣｔ）×Ｒｔ×（ＶＤＤ−Ｖｅ）／Ｖｏ
…（１４）
出力リップル電圧は、式（９）と式（１３）を式（２）へ代入することで次式（１５）に示すようにＴｏｆｆの自乗に比例する関数として表される。
【００７４】
ΔＶｏ＝Ｖｏ×Ｖｉ×Ｔｏｆｆ×Ｔｏｆｆ／（８×Ｃ×Ｌ×（Ｖｉ−Ｖｏ））
…（１５）
例えば、インダクタ１０４のＬ値が１／２になると、式（１５）により出力リップル電圧は２倍になる。式（１４）に示されるように記憶装置１３０の設定を変えてＴｏｆｆ時間を１／ＳＱＲＴ（２）倍にすることで、２倍になった出力リップル電圧は元の値に戻すことができる。
【００７５】
図４は、スイッチングレギュレータ２００の動作と出力リップル電圧の調整方法を説明するタイミングチャートである。
【００７６】
時刻Ｔ０以前はスイッチング手段１０２がオンしている。ＲＳラッチ２０９のＮＱがＨのためスイッチ２１１がオンし電圧比較器２０８の負入力（Ｖｃｔ）がＨのためＲＳラッチ２０９の入力ＲはＬである。時刻Ｔ０でスイッチング手段１０２がターンオフし、出力電圧ＶｌｘがＨからＬになる（図４ａ．参照）。ＲＳラッチ２０９の入力Ｒ＝ＬでＳ＝Ｈになるため、ＲＳラッチ２０９の出力ＮＱはＬになり、スイッチ２１１がオフし放電電流Ｉｔによってコンデンサ２２４のＣｔに蓄積された電荷から放電が開始される。
【００７７】
コンデンサ電圧Ｖｃｔは、定スルーレートΔＶｃｔ／Δｔ＝−Ｉｔ／Ｃｔで下降し、時刻Ｔ１でＶｃｔ＝Ｖｅとなる（図４ｂ．参照）。インダクタ電流ＩＬは、時刻Ｔ０から時刻Ｔ１までの時間Ｔｏｆｆの間、定スルーレートΔＩＬ／Δｔ＝−Ｖｏ／Ｌで減少する。時刻Ｔ１で電圧比較器２０８の出力がＨになりＲＳラッチ２０９の出力ＮＱがＨになる。このとき、スイッチング手段１０２がターンオンしてＶｌｘがＨになり、同時にスイッチ２１１がオンしてＶｃｔをＶＤＤにプルアップする。これによりＲＳラッチ２０９の入力は、Ｓ＝Ｌ、Ｒ＝ＬとなりＮＱ＝Ｈを保持する。インダクタ電流ＩＬは、定スルーレートΔＩＬ／Δｔ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌで上昇する（図４ｃ．参照）。
【００７８】
時刻Ｔ２でインダクタ電流ＩＬが上限値に到達し、スイッチング手段１０２がターンオフ、Ｖｌｘ＝ＬになるためＲＳラッチ２０９の入力はＳ＝Ｈ、Ｒ＝Ｌで出力はＮＱ＝Ｌとなりスイッチ２１１がターンオフしＶｃｔの放電が始まる。この繰り返しによりインダクタ電流ＩＬは三角波になり、インダクタ電流ＩＬの平均値は負荷電流値と等しくなるように制御される。
【００７９】
時刻Ｔ０〜Ｔ２の間でインダクタ電流が平均値より低くなる時間に出力コンデンサへ電荷が放電されるため出力リップル電圧ΔＶｏを発生する。ΔＶｏは図４網掛けに示す面積Ｑ１に比例し、前記式（２）で表される。この面積Ｑ１は、高さΔＩＬ／Δｔ×（Ｔｏｆｆ／２）＝Ｖｏ×Ｔｏｆｆ／２Ｌ、底辺Ｔ（ＳＷ）／２＝（Ｔｏｆｆ×Ｖｉ）／（２×（Ｖｉ−Ｖｏ））の三角形の面積で表される。
【００８０】
時刻Ｔ２でインダクタのＬ値が１／２になると、図４ｄ．に示すようにインダクタ電流ＩＬのスルーレートがΔＩＬ／Δｔ＝２・（−Ｖｏ）／Ｌで２倍になる。一方でＶｃｔは時刻Ｔ０〜Ｔ１の時と同じ定スルーレートΔＶｃｔ／Δｔ＝−Ｉｔ／Ｃｔで下降するためＴｏｆｆ時間は変化しない。
【００８１】
時刻Ｔ３でスイッチング手段１０２がターンオンし、インダクタ電流は時刻Ｔ１〜Ｔ２のときに比べて２倍の定スルーレートΔＩＬ／Δｔ＝２×（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌで上昇する（図４ｅ．参照）。
【００８２】
時刻Ｔ４でインダクタ電流ＩＬの上限値に到達しスイッチング手段１０２をターンオフさせる。時刻Ｔ２〜Ｔ４の間で出力コンデンサ１０５に放電される電荷量は図４網掛けに示す面積Ｑ２に比例する。三角形面積Ｑ２は、面積Ｑ１に比べて高さが２倍で底辺が等しいためＱ２＝２・Ｑ１となり、出力リップル電圧は２倍の２×ΔＶｏになる。
【００８３】
時刻Ｔ４で例えばＣｔの大きさを１／ＳＱＲＴ（２）倍のＣｔ／ＳＱＲＴ（２）にするように記憶装置１３０の設定を変更する。記憶装置１３０のＣｔの大きさ設定変更により、図４ｆ．に示すように、時刻Ｔ４からＣｔの電荷の放電が開始されるとき、放電スルーレートはΔＶｃｔ／Δｔ＝−ＳＱＲＴ（２）×Ｉｔ／Ｃｔに上がるためＶｃｔがＶｅに到達するまでのＴｏｆｆ時間は１／ＳＱＲＴ（２）倍になる（図４ｇ．参照）。
【００８４】
時刻Ｔ４〜Ｔ５の間インダクタ電流ＩＬは、定スルーレートΔＩＬ／Δｔ＝（−２×Ｖｏ）／Ｌで下降する。時刻Ｔ５でスイッチング手段１０２がターンオンし、インダクタ電流はΔＩＬ／Δｔ＝２×（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌで上昇する（図４ｈ．参照）。
【００８５】
時刻Ｔ６でインダクタ電流ＩＬの上限値に到達しスイッチング手段１０２がターンオフする。時刻Ｔ４〜Ｔ６の間でインダクタ電流ＩＬが平均電流よりも低い部分の面積Ｑ３（図４網掛け参照）は、高さ＝（２ΔＩＬ／Δｔ）×（（Ｔｏｆｆ／ＳＱＲＴ（２））／２）＝Ｖｏ×Ｔｏｆｆ／（ＳＱＲＴ（２）×Ｌ）でＱ１のＳＱＲＴ（２）倍、底辺＝Ｔ（ＳＷ）／（２×ＳＱＲＴ（２））＝（Ｔｏｆｆ×Ｖｉ）／（２×ＳＱＲＴ（２）×（Ｖｉ−Ｖｏ））でＱ１の１／ＳＱＲＴ（２）倍になり、面積Ｑ３＝面積Ｑ１となる。
【００８６】
このように、インダクタ１０４のＬ値が低下すると出力リップル電圧が増加するが、記憶装置１３０の設定によりＴｏｆｆ時間を下げることによって出力リップル電圧ΔＶｏの増加を相殺することができる。式（１５）からＬ値に対してＴｏｆｆ×Ｔｏｆｆ／Ｌを一定にするようにＴｏｆｆを設定すれば、出力リップル電圧を一定に保つことができる。
【００８７】
本実施の形態のスイッチングレギュレータ２００は、スイッチング手段１０２のオフ時間を設定するタイマ回路２２０と、タイマ回路２２０に時間設定パラメータを与える記憶装置１３０を備え、タイマ回路２２０は、出力直流電圧に応じてオフ時間を設定することにより、オン時間を制御する降圧型のスイッチングレギュレータの出力リップル電圧の入出力条件による変動を抑制できる。また、記憶装置１３０は、インダクタ１０４のインダクタンスに応じた時間設定パラメータを与える構成とすることにより、インダクタのＬ値による出力リップル電圧の変動を抑制できる。
【００８８】
したがって、本実施の形態によれば、電流モード制御方式でオフ時間固定、オン時間制御のスイッチングレギュレータにおいて、実施の形態１と同様の効果、すなわち、入出力条件やインダクタのＬ値による出力リップル電圧の変動を抑制することができ、インダクタのＬ値に合わせて出力リップル電圧を簡単に最適化することができる。
【００８９】
以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。例えば、実施の形態は、スイッチングレギュレータの場合であるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ又は、電源装置の場合も同様の効果を得ることができる。
【００９０】
上記各実施の形態では、電流モード制御のスイッチングレギュレータについて説明したが、電圧モード制御方式についても適用することができる。
【００９１】
また、上記各実施の形態では、記憶装置によるＴｏｎ時間、Ｔｏｆｆ時間の調整方法として、コンデンサの容量値Ｃｔを変化させることを説明したが、電流Ｉｔを変化させることでも調整することができ、同様の効果を得ることができる。
【００９２】
また、上記各実施の形態では、スイッチングレギュレータという名称を用いたが、これは説明の便宜上であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ、スイッチングコンバータ、電源回路等であってもよいことは勿論である。
【００９３】
さらに、上記スイッチングレギュレータを構成する各回路部、例えばスイッチ素子等の種類、数及び接続方法などは前述した実施の形態に限られない。スイッチ素子は、例えばＭＯＳトランジスタを使用するのが一般的であるが、スイッチング動作を行う素子であればどのようなスイッチ素子であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９４】
本発明に係るスイッチングレギュレータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置は、スイッチング手段のオン時間もしくはオフ時間を制御することにより、Ｌ値を変えても出力リップル電圧を最適化できる点で有用である。携帯機器用の電源回路として、また、携帯機器以外の電子機器におけるスイッチングレギュレータＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置にも広く適用され得るものである。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】本発明の実施の形態１に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図
【図２】上記実施の形態１に係るスイッチングレギュレータの動作と出力リップル電圧ΔＶｏの調整方法を説明するタイミング図
【図３】本発明の実施の形態２に係るスイッチングレギュレータの構成を示す回路図
【図４】上記実施の形態２に係るスイッチングレギュレータの動作と出力リップル電圧ΔＶｏの調整方法を説明するタイミング図
【図５】従来のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図
【符号の説明】
【００９６】
１００，２００  スイッチングレギュレータ
１０１  入力電源
１０２  スイッチング手段
１０３  整流用ダイオード
１０４  インダクタ
１０５  出力コンデンサ
１０６  出力端子
１０７，２０７  基準電源
１０８，２０８  電圧比較器
１０９，２０９  ＲＳラッチ
１１０，２１０  インバータ
１１１，２１１，１２６，２２６  スイッチ
１２０，２２０  タイマ回路
１２１，２２１  抵抗
１２２  ＰＭＯＳトランジスタ
１２３，２２３  定電流源
１３０  記憶装置
２２２  ＮＭＯＳトランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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