(57)【要約】      （修正有）【課題】高性能なＯＦＤＭ信号等化装置を提供する。【解決手段】Ｎ個（Ｎは１以上の整数）のＯＦＤＭシンボルから抽出したパイロットシンボルより推定した第１遅延プロファイル推定器と、推定可能な遅延時間領域幅が第１遅延プロファイル推定器の遅延時間領域幅よりも大であるようにＭ個（Ｍは２以上の整数）のＯＦＤＭシンボルから抽出したパイロットシンボルより推定した第２遅延プロファイル推定器と、推定遅延プロファイルに基づいてＯＦＤＭシンボル信号の等化を行う等化演算部と、第１遅延プロファイル推定器及び第２遅延プロファイル推定器の何れかを選択し、等化演算部に供給する遅延プロファイル選択部と、第２遅延プロファイル推定器の遅延時間領域から第１遅延プロファイル推定器の遅延時間領域を除いた領域を判別領域とし、上記判別領域内のパス信号の電力値を閾電力値と比較して上記選択指令を供給する選択指令部と、を有している。【選択図】図２
2008072444.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭシンボル信号に含まれるパイロットシンボルを用いて伝送路推定をなし、前記伝送路推定に基づいて前記ＯＦＤＭシンボル信号の等化を行う等化装置であって、
前記ＯＦＤＭシンボル信号を受信し、Ｎ個（Ｎは１以上の整数）のＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルを抽出するとともに、当該抽出パイロットシンボルを逆フーリエ変換して遅延プロファイル推定をなす第１遅延プロファイル推定器と、
前記ＯＦＤＭシンボル信号を受信し、推定可能な遅延時間領域幅が前記第１遅延プロファイル推定器の遅延時間領域幅よりも大であるようにＭ個（Ｍは２以上の整数）のＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルを抽出するとともに、当該抽出パイロットシンボルを逆フーリエ変換して遅延プロファイル推定をなす第２遅延プロファイル推定器と、
推定遅延プロファイルに基づいて前記ＯＦＤＭシンボル信号の等化を行う等化演算部と、
前記第１遅延プロファイル推定器及び前記第２遅延プロファイル推定器の何れかを選択指令に従って選択し、当該選択された推定器による遅延プロファイルを前記等化演算部に供給する遅延プロファイル選択部と、
前記第２遅延プロファイル推定器の遅延時間領域から前記第１遅延プロファイル推定器の遅延時間領域を除いた領域を判別領域とし、前記判別領域内のパス信号の電力値を閾電力値と比較して前記選択指令を供給する選択指令部と、を有することを特徴とする等化装置。
【請求項２】
前記パイロットシンボルは前記ＯＦＤＭシンボル信号において４ＯＦＤＭシンボル周期で繰り返し配置され、前記第１遅延プロファイル推定器及び前記第２遅延プロファイル推定器がパイロットシンボルを抽出するＯＦＤＭシンボル数Ｎ，Ｍの組み合わせは、（Ｎ，Ｍ）＝（１，２），（２，４），（１，４）の何れか１であることを特徴とする請求項１に記載の等化装置。
【請求項３】
前記パイロットシンボルは前記ＯＦＤＭシンボル信号において４ＯＦＤＭシンボル周期で繰り返し配置され、前記第１遅延プロファイル推定器は１つのＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルを抽出し、前記第２遅延プロファイル推定器は前記１つのＯＦＤＭシンボルの前後の２つのＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルを抽出することを特徴とする請求項１に記載の等化装置。
【請求項４】
前記ＯＦＤＭシンボル信号は、地上波ディジタル放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）のＯＦＤＭシンボル信号であることを特徴とする請求項１に記載の等化装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割）に用いられる等化装置、特に、パイロットシンボルを用いた伝送路推定をなし、信号等化を行う等化装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信においては、複数の経路を経た信号により生じるマルチパスフェージング等によって通信品質の劣化を招来するという問題がある。地上波ディジタル放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）等のシステムにおいては、マルチパス妨害に強いＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割）ディジタル変調方式が採用されている。ＯＦＤＭ変調方式は、周波数軸上で直交性を保持する多数の狭帯域サブキャリアを用いることによってマルチパス妨害に対する耐性を高めた方式である。
【０００３】
ＯＦＤＭ変調方式においては、変調された信号（以下、ＯＦＤＭ信号）を復調する際に復調用の振幅位相基準として用いられるパイロットシンボルを挿入したスキャッタードパイロット（Scattered Pilot）方式が用いられる。当該パイロットシンボルは、周波数方向と時間方向に分散して挿入されている。ＯＦＤＭ信号の復調においては、当該パイロットシンボルを用いて伝送路の伝達特性が推定され、当該伝送路推定に基づいてデータの等化がなされる（特許文献１，２参照）。
【０００４】
例えば、特許文献１には、最新の１シンボル分を含んで過去４シンボル分のスキャッタードパイロット信号を逆高速フーリエ変換するＯＦＤＭ信号受信装置が開示されている。また、特許文献２には、４シンボル遅延部を有するＯＦＤＭ信号等化装置が開示されている。
【０００５】
ＯＦＤＭ信号の受信時においては、遅延パスの到来時間位置と主パスの到来時間位置との時間差が大きくなった場合には受信特性が劣化するという問題がある。また、高速フェージングによっても伝送品質は劣化する。従来、これら長遅延パス及び高速フェージングによる受信特性の劣化を補償することは困難であった。
【特許文献１】特開２００５−０４５６６４号公報（第５頁、図１）
【特許文献２】特開２００４−１５３８１１号公報（第１５頁、図５）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、上述した点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、長遅延パス及び高速フェージングによる受信障害に対する耐性の高い、高性能なＯＦＤＭ信号等化装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の等化装置は、ＯＦＤＭシンボル信号に含まれるパイロットシンボルを用いて伝送路推定をなし、上記伝送路推定に基づいてＯＦＤＭシンボル信号の等化を行う等化装置であって、ＯＦＤＭシンボル信号を受信し、Ｎ個（Ｎは１以上の整数）のＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルを抽出するとともに、当該抽出パイロットシンボルを逆フーリエ変換して遅延プロファイル推定をなす第１遅延プロファイル推定器と、ＯＦＤＭシンボル信号を受信し、推定可能な遅延時間領域幅が第１遅延プロファイル推定器の遅延時間領域幅よりも大であるようにＭ個（Ｍは２以上の整数）のＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルを抽出するとともに、当該抽出パイロットシンボルを逆フーリエ変換して遅延プロファイル推定をなす第２遅延プロファイル推定器と、推定遅延プロファイルに基づいてＯＦＤＭシンボル信号の等化を行う等化演算部と、第１遅延プロファイル推定器及び第２遅延プロファイル推定器の何れかを選択指令に従って選択し、当該選択された推定器による遅延プロファイルを等化演算部に供給する遅延プロファイル選択部と、第２遅延プロファイル推定器の遅延時間領域から第１遅延プロファイル推定器の遅延時間領域を除いた領域を判別領域とし、上記判別領域内のパス信号の電力値を閾電力値と比較して上記選択指令を供給する選択指令部と、を有することを特徴としている。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説明する。尚、以下に説明する図において、実質的に同一又は等価な構成要素、部分には同一の参照符を付している。
【０００９】
図１は、スキャッタードパイロット方式におけるパイロットシンボル（以下、ＳＰシンボルともいう。）とデータシンボルの配置関係を表すフレーム構成を模式的に示す図である。図の縦軸は時間ｔ（ＯＦＤＭシンボル）を、横軸は周波数ｆを示す。図中の黒丸はパイロットシンボルを、白丸はデータシンボルを示す。この例では、同じシンボルの配置は、４つのＯＦＤＭシンボルに１回の周期で現れている。しかし、この周期に限定されないのはいうまでもない。
【００１０】
尚、図１に示すように、ＯＦＤＭシンボルをＹ(j)（ｊ＝１，２，．．．）と表記し、以下においては、現在の（最新の）ＯＦＤＭシンボルをＹ(5)（ｔ=t5）、１シンボル前（ｔ=t4）、２シンボル前（ｔ=t3）、．．．をＹ(4)、Ｙ(3)、．．．として説明する。以下、図面を参照しつつ、本発明の等化装置について詳細に説明する。
【実施例１】
【００１１】
図２は、本実施例の等化器１０の構成を示すブロック図である。等化器１０には、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２、ウインドウ判別器１３、セレクタ１４、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１５、及び等化演算部１６が設けられている。
【００１２】
本発明の等化器１０には、ベースバンド信号をシンボルごとにフーリエ変換（ＦＦＴ）された入力ＯＦＤＭシンボル信号（キャリアデータ）Ｄinが供給される。
【００１３】
当該入力ＯＦＤＭシンボル信号Ｄinは第１の遅延プロファイル推定器であるＮシンボル遅延プロファイル推定器１１に供給される。Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１は当該ＯＦＤＭシンボル信号を受信し、少なくとも１つ（Ｎ個、Ｎ≧１の整数）のＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルＳＰを抽出するとともに、当該抽出パイロットシンボルＳＰを逆フーリエ変換して遅延プロファイル推定をなす。
【００１４】
また、当該入力信号Ｄinは第２の遅延プロファイル推定器であるＭシンボル遅延プロファイル推定器１２にも供給される。Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２は当該ＯＦＤＭシンボル信号を受信し、少なくとも２つ（Ｍ個、Ｍ≧２の整数）のＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルＳＰを抽出するとともに、当該抽出パイロットシンボルＳＰを逆フーリエ変換して遅延プロファイル推定をなす。
【００１５】
図３は、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１及びＭシンボル遅延プロファイル推定器１２の構成の一例を示すブロック図である。尚、図２においては、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１及びＭシンボル遅延プロファイル推定器１２が個別の回路ブロックとして示しているが、図３は、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１及びＭシンボル遅延プロファイル推定器１２の一部が共有されている場合を示している。
【００１６】
Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１及びＭシンボル遅延プロファイル推定器１２は、共有回路１１Ｓとしてパイロットシンボル抽出回路２１、離散的逆フーリエ変換回路（ＩＤＦＴ）２２及びＲＡＭ（Random Access Memory）２２Ａを有している。また、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１の回路１１Ｎとして閾値比較器２３と、付加回路２４が設けられている。また、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２の回路１２Ｍとして閾値比較器２３Ｍと、付加回路２４Ｍが設けられている。
【００１７】
つまり、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１は、当該共有回路１１Ｓであるパイロットシンボル抽出回路２１、離散的逆フーリエ変換回路２２及びＲＡＭ２２Ａと、閾値比較器２３と、付加回路２４から構成されている。同様に、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２は、当該共有回路１１Ｓであるパイロットシンボル抽出回路２１、離散的逆フーリエ変換回路２２及びＲＡＭ２２Ａと、閾値比較器２３Ｍと、付加回路２４Ｍから構成されている。
【００１８】
なお、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２は、少なくとも２つのＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルを抽出する点においてＮシンボル遅延プロファイル推定器１１とは異なる。
【００１９】
Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１において、パイロットシンボル抽出回路２１は、少なくとも１つ（Ｎ個）のＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルＳＰを抽出する。パイロットシンボル抽出回路２１は、パイロットシンボルとデータシンボルとが混在した入力信号からパイロットシンボルを抽出する。パイロットシンボルは所定の周期で入力信号に散在しており、パイロットシンボル抽出回路２１は、当該周期に基づいてパイロットシンボルを抽出する。ここで、パイロットシンボルの抽出の概念について以下に単純化して説明する。すなわち、パイロットシンボルをＰ、データシンボルをＤとして表したとき、例えば、入力信号のデータ配列が、“ＤＤＤＰＤＤＤＰＤＤＤＰＤＤＤ”であると仮定すると、パイロットシンボルの抽出はＤを０（ゼロ）に置き換えるということに対応する。つまり、この場合、抽出後の信号のデータ配列は、“０００Ｐ０００Ｐ０００Ｐ０００”である。このようにして抽出されたパイロットシンボルは離散的逆フーリエ変換回路（ＩＤＦＴ）２２に供給される。
【００２０】
離散的逆フーリエ変換回路（ＩＤＦＴ）２２は、抽出されたパイロットシンボルの位相回転成分の離散的逆フーリエ変換を行ない、各到来パスごとの複素利得量を求める。なお、複素利得量には、遅延パスによる伝送路の伝達関数だけではなく、雑音と演算誤差が含まれている。
【００２１】
同様にして、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２において、パイロットシンボル抽出回路２１は、少なくとも２つ（Ｍ個）のＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルを抽出する。そして、離散的逆フーリエ変換回路（ＩＤＦＴ）２２によって抽出されたパイロットシンボルの位相回転成分の離散的逆フーリエ変換が行なわれる。
【００２２】
そして、離散的逆フーリエ変換回路（ＩＤＦＴ）２２において得られた当該Ｎシンボル抽出及び当該Ｍシンボル抽出に関する、それぞれの各到来パスごとの複素利得量は、ＲＡＭ２２Ａに格納される。後述するように、閾値比較器２３，２３Ｍにおいて、Ｎシンボル抽出及びＭシンボル抽出のそれぞれについて、当該格納された各到来パスごとの複素利得量に基づいて、所定閾値以上の電力を有するパスが抽出される。
【００２３】
なお、離散的逆フーリエ変換回路（ＩＤＦＴ）２２によって推定可能な遅延時間領域幅（遅延プロファイルウインドウ）は、後述するように、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１又はＭシンボル遅延プロファイル推定器１２がパイロットシンボルを抽出するＯＦＤＭシンボルの数（Ｎ又はＭ）によって定まる。
【００２４】
図４は、離散的逆フーリエ変換によって得られる各到来パスごとの複素利得量を示すグラフである。図中最大の複素利得量を示すパス信号３００は、ＯＦＤＭ信号の送信装置から受信装置に直接到来した信号であると推定される。
【００２５】
一方、パス信号３０１〜３０２は、ＯＦＤＭ信号の送受信装置間において、ビル等の障害物によりＯＦＤＭ信号が反射し、直接到来した信号に比べ寄り道をしている信号であると推定される。また、複素利得量の小さな多数のパス信号３０３（破線内の複数のパス信号）は、雑音や演算誤差により生じた信号であると推定される。なお、離散的逆フーリエ変換回路２２は、下記の式を用いて逆フーリエ変換を行う。ここで、離散的逆フーリエ変換に用いる正弦波係数exp(-jθ)は、パイロットシンボルの挿入される位置により異なるため、各ＯＦＤＭシンボルごとに正弦波係数を可変させる必要がある。
【００２６】
【数１】
2008072444.tif 000003
【００２７】
ここで、ｔはＯＦＤＭシンボル時間、ｌは遅延時間、ｋはパイロットシンボル番号、ＳＰ＿ｒｅｓ（ｔ，ｌ）は複素利得量、ＳＰ＿ｓｃ（ｔ，ｌ）はパイロットシンボルに重乗した伝達関数と雑音、ｆｓｐ１（ｔ）は周波数の最も低いパイロットシンボルに対するサブキャリア位置、ｓｔｐはパイロットシンボルのサブキャリア周波数間隔、ｓｐ＿ｎｕｍ伝送路推定に用いるパイロットシンボルの数、ｆｆｔ＿ｎｕｍはフーリエ変換ポイント数である。なお、この発明では、離散的逆フーリエ変換回路を示したが、高速逆フーリエ変換回路であっても良いことは言うまでもない。
【００２８】
次に、図５及び図６を用いて、閾値比較器２３及び付加回路２４の動作について説明する。なお，閾値比較器２３Ｍ、付加回路２４Ｍについても動作はそれぞれ閾値比較器２３及び付加回路２４と同様であるので、以下においては閾値比較器２３及び付加回路２４を例に説明する。
【００２９】
図５は、複素利得量から算出された各到来パスごとの電力を示すグラフである。図６は、抽出されたパスの複素利得量を示すグラフである。ここで、均等なサブキャリア間隔に配置されたパイロットシンボルを持つＯＦＤＭシンボルにおいて、理論的に推定できる複素利得量の遅延時間領域の時間幅（遅延時間領域幅、以下、遅延プロファイルウインドウともいう。）は、有効ＯＦＤＭシンボル長に対し、パイロットシンボルのサブキャリア間隔の逆数により定められる遅延時間幅となる。たとえば、地上波ディジタル放送では、１２のサブキャリアに１つのパイロットシンボルが配置されている。よって、１つ（Ｎ＝１）のＯＦＤＭシンボルを用いて伝送路推定を行う場合、理論的に推定できる複素利得量の遅延時間は、有効ＯＦＤＭシンボル長の１２分の１になる。つまり、閾値比較器２３において、比較される複素利得量は、離散的逆フーリエ変換により得られた複素利得量全体の１２分の１である。
【００３０】
まず、閾値比較器２３は、離散的逆フーリエ変換により得られた複素利得量から、各パスごとの電力を求める。次に、閾値比較器２３は、求められた電力のうち最も大きい電力となるパス３００を抽出する。そして、閾値比較器２３は、その最大電力から相対的な閾値４００を設定し、閾値４００を超える電力を有するパス３００〜３０２を抽出する。例えば、最大電力から所定の電力δ以内に存在するパスを求める。そして、閾値比較器２３は、抽出したパスについてはそのパス信号の複素利得量をそのまま出力し、抽出されなかったパスについては“０（ゼロ）”を出力する。ここで、閾値比較器２３は、下記の式を用いてパスを抽出する。
【００３１】
【数２】
2008072444.tif 000004
【００３２】
ここで、ｔはＯＦＤＭシンボル時間、ｌは遅延時間、ｌmaxは最も大きい電力となる複素利得量の遅延時間、ＳＰ＿ｐｈ（ｔ）は閾値比較出力、ＳＰ＿ｒｅｓ（ｔ，ｌ）は複素利得量、αは閾値演算係数であり１＞αである。
【００３３】
付加回路２４は、閾値比較器２３に接続されており、閾値比較器２３の出力に所定数の“０（ゼロ）”を付加して出力する。先に述べたように、理論的に推定できる複素利得量の遅延時間幅は、有効ＯＦＤＭシンボル長に対しパイロットシンボルのサブキャリア間隔の逆数により定められる遅延時間幅となる。閾値比較器２３において雑音と演算誤差を軽減させた複素利得量は、この遅延時間幅しか有しておらず、フーリエ変換にて全サブキャリアに対する伝送路推定を行うためには、すべてのフーリエ変換ポイント数に対し値を与えなければならない。そのため、ここでは閾値比較より得られる遅延時間幅以外の時間領域に“０”を追加する必要がある。言い換えると、閾値比較器２３により得られる遅延時間幅以外の時間領域に電力を持つ値を加えた場合、その加えた時間位置に相当する遅延時間に到来パスが存在することとなってしまう。“０”を追加することはその遅延時間に到来パスが無いという意味でもあるため、ここでは“０”を追加する必要がある。
【００３４】
なお、上記説明においては、離散的逆フーリエ変換回路を示したが、高速逆フーリエ変換回路であっても良いことは言うまでもない。
【００３５】
なお、前述のように、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２は、少なくとも２つ（Ｍ個）のＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルを抽出する点において少なくとも１つ（Ｎ個）のＯＦＤＭシンボルからパイロットシンボルを抽出するＮシンボル遅延プロファイル推定器１１とは異なる。
【００３６】
また、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２には、Ｎ個又はＭ個のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルを用いて遅延プロファイル推定を行うために、離散的逆フーリエ変換回路（ＩＤＦＴ）２２から出力された複素利得量を適宜遅延させるシンボル遅延回路（図示しない）が設けられている。より具体的には、当該シンボル遅延回路は、例えばＲＡＭ（Random Access Memory）等のメモリから構成され、逆フーリエ変換回路（ＩＤＦＴ）２２から出力された複素利得量を１シンボル，２シンボル，又は３シンボル遅延させ、保持する。そして、読み出し要求に応じてそれぞれ遅延された複素利得量が当該シンボル遅延回路から出力され、合成（加算）されて推定遅延プロファイルが生成される。
【００３７】
ここで、パイロットシンボル抽出回路２１が、例えば２つ（Ｎ＝２、又はＭ＝２）のＯＦＤＭシンボルを用いて遅延プロファイル推定を行う場合、すなわち、当該２つのＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルＳＰを抽出して遅延プロファイル推定を行う場合には、スキャッタードパイロットシンボルのサブキャリア配置が６サブキャリア周期と同等になる。そのため、伝送路推定可能な到来パスの遅延時間領域幅（遅延プロファイルウインドウ）が１ＯＦＤＭシンボルによって伝送路推定を行う場合の２倍となる。従って、この場合、到来時間がより長い遅延パスを等化可能となる。
【００３８】
本実施例において、図１に示したように、パイロットシンボルの配置が４ＯＦＤＭシンボル周期で繰り返される場合であって、パイロットシンボル抽出回路２１が、２つ（Ｎ＝２、又はＭ＝２）のＯＦＤＭシンボルを用いて遅延プロファイル推定を行う場合には、ＯＦＤＭシンボルＹ(j)の１つおきにパイロットシンボルＳＰが抽出される。すなわち、２つのＯＦＤＭシンボルＹ(j)及びＹ(j-2)を用いて遅延プロファイル推定が行われる。これにより、１ＯＦＤＭシンボルを用いて伝送路推定を行う場合の２倍の遅延プロファイルウインドウによって遅延プロファイル推定を行うことができる。
【００３９】
より具体的には、例えば、現在（例えば、ｔ５）のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルＹ(5)と、２シンボル前（すなわち、ｔ３）のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルＹ(3)からパイロットシンボルＳＰが抽出され、これらを用いて、例えば１シンボル前（すなわち、ｔ４）のＯＦＤＭシンボルＹ(4)について復調が行われる。
【００４０】
また、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１が１つＯＦＤＭシンボルＹ(j-1)を用いて遅延プロファイル推定を行い、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２が２つのＯＦＤＭシンボルを用いて遅延プロファイル推定を行う場合（Ｎ＝１、Ｍ＝２）、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２は当該ＯＦＤＭシンボルＹ(j-1)に前後するＯＦＤＭシンボルＹ(j)及びＹ(j-2)を用いて遅延プロファイル推定を行うことが好ましい。
【００４１】
また、パイロットシンボル抽出回路２１が、４つのＯＦＤＭシンボルを用いて遅延プロファイル推定を行う場合には、連続する４ＯＦＤＭシンボルＹ(j)，Ｙ(j-1)，Ｙ(j-2)及びＹ(j-3)を用いて遅延プロファイル推定が行われる。
【００４２】
次に、１つ、２つ、又は４つのＯＦＤＭシンボルを用いて遅延プロファイル推定（以下、それぞれ、単に１ＯＦＤＭシンボル推定、２ＯＦＤＭシンボル推定、４ＯＦＤＭシンボル推定ともいう。）を行う場合の遅延プロファイル及び遅延プロファイルウインドウについて、以下に図面を参照して説明する。
【００４３】
１ＯＦＤＭシンボル推定、２ＯＦＤＭシンボル推定、４ＯＦＤＭシンボル推定では、それぞれ逆フーリエ変換器に入力されるパイロットシンボルＳＰの位相回転情報のサブキャリア間隔が異なるため、これにより推定可能な遅延時間領域幅（遅延プロファイルウインドウ）が異なる。
【００４４】
図７（ａ）は、１つのＯＦＤＭシンボルを用いた遅延プロファイル推定における遅延プロファイル及び遅延プロファイルウインドウを模式的に示している。なお、２つのパス信号を受信している場合を例に示している。この図に示すように、１つのＯＦＤＭシンボルを用いて推定可能な複素利得量の遅延プロファイルウインドウＷＳ１内に、パス信号Ｐ０１及びＰ０２が存在している。ここで、１ＯＦＤＭシンボル推定により推定可能な複素利得量の遅延プロファイルウインドウＷＳ１（時間幅ＷＳ１）は、有効ＯＦＤＭシンボル長の１２分の１である。なお、説明の簡略さ及び理解の容易さのため、ｉ個のＯＦＤＭシンボルを用いた遅延プロファイル推定における遅延プロファイルウインドウの時間幅（ＷＳｉ，ｉ＝１，２，．．）についても遅延プロファイルウインドウ（ＷＳｉ）と同じ記号で表す。
【００４５】
なお、パス信号についてはその電力値について模式的に示している。この例では、最も大きな電力値を有するパス信号Ｐ０１が主パス信号であると推定される。
【００４６】
図７（ｂ），（ｃ）は、それぞれ２ＯＦＤＭシンボル推定及び４ＯＦＤＭシンボル推定における遅延プロファイル及び遅延プロファイルウインドウを模式的に示している。２ＯＦＤＭシンボル推定、４ＯＦＤＭシンボル推定の場合では、遅延プロファイルウインドウＷＳ２，ＷＳ４の時間幅はそれぞれ有効ＯＦＤＭシンボル長の６分の１、３分の１であり、また、１ＯＦＤＭシンボル推定の場合（ＷＳ１、図７（ａ））の２倍、４倍の時間幅を有している。
【００４７】
１ＯＦＤＭシンボル推定、２ＯＦＤＭシンボル推定及び４ＯＦＤＭシンボル推定を使用し、伝送路推定値（遅延プロファイル）を生成する方式に関しては、受信妨害に対する耐性において違いがある。
【００４８】
すなわち、マルチパス受信時において、遅延パスの到来時間位置と主パスの到来時間位置との時間差が大きくなった場合、受信特性が劣化しにくい度合い（以下、「長遅延パスに対する耐性」という。）は、以下の順である。
【００４９】
４ＯＦＤＭシンボル推定＞２ＯＦＤＭシンボル推定＞１ＯＦＤＭシンボル推定
すなわち、遅延時間領域幅（遅延プロファイルウインドウ）が大きい（広い）ほど長遅延パスに対する耐性は高く、１ＯＦＤＭシンボル推定、２ＯＦＤＭシンボル推定及び４ＯＦＤＭシンボル推定の中では、４ＯＦＤＭシンボル推定が最も優れている。
【００５０】
一方、ドップラー周波数が高くなった際に受信特性が劣化しにくい度合い（以下、「高速フェージングに対する耐性」という。）は、以下の順である。
【００５１】
１ＯＦＤＭシンボル推定＞２ＯＦＤＭシンボル推定＞４ＯＦＤＭシンボル推定
すなわち、遅延時間領域幅（遅延プロファイルウインドウ）が小さい（狭い）ほど高速フェージングに対する耐性は高く、１ＯＦＤＭシンボル推定が最も優れている。
【００５２】
つまり、実際の受信状態においては、長遅延パスも高速フェージングも生じるが、これらの３つの伝送路推定方式には、長遅延パスに対する耐性及び高速フェージングに対する耐性のトレードオフが存在する。
【００５３】
再び、図２を参照しつつ本実施例における等化器１０の動作について説明する。なお、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１が１ＯＦＤＭシンボル推定を行う１ＯＦＤＭシンボル遅延プロファイル推定器として構成され、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２が２ＯＦＤＭシンボル推定を行う２ＯＦＤＭシンボル遅延プロファイル推定器として構成されている場合（すなわち、Ｎ＝１，Ｍ＝２）を例に説明する。
【００５４】
ウインドウ判別器１３は、図８に示すように、２ＯＦＤＭシンボル推定における遅延プロファイルウインドウ（ＷＳ２）から１ＯＦＤＭシンボル推定における遅延プロファイルウインドウ（ＷＳ１）を除いた遅延時間領域を判別領域（判別ウインドウ）ＤＷにおけるパス信号の電力値を検出する長遅延パス検出器１７を有し、当該検出された電力値に基づいて、遅延プロファイルウインドウを選択するための判別を行う。より具体的には、ウインドウ判別器１３は、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２から遅延プロファイルを受信し、当該判別ウインドウＤＷ内のパス信号の電力値に基づいて、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１及びＭシンボル遅延プロファイル推定器１２の何れかを選択する選択指令ＣＳを生成し、セレクタ１４に供給する。
【００５５】
図８は、４つのパス信号Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３，Ｐ２１を受信している場合を例に示している。この図に示すように、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１による１ＯＦＤＭシンボル推定における遅延プロファイルウインドウ（ＷＳ１）内には３つのパス信号Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３が存在している。また、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２による２ＯＦＤＭシンボル推定における遅延プロファイルウインドウ（ＷＳ２）内には４つのパス信号Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３，Ｐ２１が存在している。そして、ウインドウ判別器１３は、判別ウインドウＤＷ内に存在するパス信号Ｐ２１の電力値に基づいて、１シンボル遅延プロファイル又は２シンボル遅延プロファイルの何れを選択するかを判別する。
【００５６】
ウインドウ判別器１３は、例えば、判別ウインドウＤＷ内に存在するパス信号Ｐ２１の電力値が０（ゼロ）とみなすことができる所定の閾値ε未満であるか否かを判別する。そして、判別ウインドウＤＷ内に存在するパス信号Ｐ２１の電力値が当該閾値ε未満であると判別された場合には、判別ウインドウＤＷ内に遅延プロファイルの信号成分が存在しないとみなして、１ＯＦＤＭシンボル推定による遅延プロファイルを使用する選択指令ＣＳ、すなわち、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１の遅延プロファイルを使用する選択指令ＣＳを生成し、セレクタ１４に供給する。セレクタ１４は、当該選択指令ＣＳに応答して、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１の遅延プロファイルを選択する遅延プロファイル切替をなす。そして、当該選択された推定遅延プロファイルは、ＦＦＴ１５を経て等化演算部１６に供給される。そして、当該遅延プロファイルを用いて、入力ＯＦＤＭデータの等化が行われる。
【００５７】
他方、判別ウインドウＤＷ内に存在するパス信号Ｐ２１の電力値が当該閾値ε以上であると判別された場合には、判別ウインドウＤＷ内に遅延プロファイルの信号成分が存在するとみなして、２ＯＦＤＭシンボル推定による遅延プロファイルを使用する選択指令ＣＳ、すなわち、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２の遅延プロファイルを使用する選択指令ＣＳを生成し、セレクタ１４に供給する。セレクタ１４は、当該選択指令ＣＳに応答して、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２の遅延プロファイルを選択する遅延プロファイル切替をなす。そして、当該選択された遅延プロファイルは、ＦＦＴ１５を経て等化演算部１６に供給され、ＯＦＤＭデータの等化が行われる。
【００５８】
なお、ウインドウ判別器１３による判別方法は上記した方法に限らない。すなわち、判別ウインドウＤＷ内に考慮すべき有意な長遅延パス信号が存在するか否かを判別する方法であればよい。例えば、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１の遅延プロファイルのうち最大電力を有するパス信号Ｐ１１は主パス信号とみなせる。そして、当該パス信号Ｐ１１の電力値を基準として相対的な閾値εを設ける。説明の簡略さ及び理解の容易さのため、パス信号Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３，Ｐ２１の電力値をパス信号と同じ記号で表すと、この場合、パス信号Ｐ１１の電力値に対するパス信号Ｐ２１の電力値の比ｒ（ｒ＝Ｐ２１／Ｐ１１）を用いる。そして、当該電力比ｒが、パス信号Ｐ１１に対してパス信号Ｐ２１の電力値が０（ゼロ）とみなすことができる相対的な閾値ε未満であるか否かを判別するようにすることができる。当該相対的閾値εを用いた判別結果に基づいて遅延プロファイルを選択し、遅延プロファイル切替をなす点は上記した場合と同様である。
【００５９】
上記においては、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１が１ＯＦＤＭシンボル推定を行い、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２が２ＯＦＤＭシンボル推定を行う場合（すなわち、Ｎ＝１，Ｍ＝２）を例に説明したが、この例に限らない。Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２がＮシンボル遅延プロファイル推定器１１よりも長遅延パスを検出できるようにそれぞれの第２及び第１の遅延プロファイルウインドウ（Ｗ２、Ｗ１）が定められていればよい。
【００６０】
すなわち、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２により推定可能な遅延プロファイルウインドウ（Ｗ２＝ＷＳ２）がＮシンボル遅延プロファイル推定器１１により推定可能な遅延プロファイルウインドウ（Ｗ１＝ＷＳ１）の場合について説明したが、第２の遅延プロファイルウインドウ（Ｗ２）が第１の遅延プロファイルウインドウ（Ｗ１）よりも大（広い）であればよい。例えば、Ｎ，Ｍの組み合わせとして、（Ｎ，Ｍ）＝（１，２），（２，４），（１，４）の何れか１とすることができる。この場合、それぞれ（Ｗ１＝ＷＳ１，Ｗ２＝ＷＳ２），（Ｗ１＝ＷＳ２，Ｗ２＝ＷＳ４），（Ｗ１＝ＷＳ１，Ｗ２＝ＷＳ４）である。
【００６１】
図１に示したように、パイロットシンボルの配置が４ＯＦＤＭシンボル周期で繰り返される場合については、Ｎ及びＭの組み合わせとしては、上記したように、（Ｎ，Ｍ）＝（１，２），（２，４），（１，４）がある。しかし、パイロットシンボルの配置が繰り返されるＯＦＤＭシンボルの周期が４（図１）以外の場合についても容易に適用することができ、前述のように、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器１２の遅延プロファイルウインドウがＮシンボル遅延プロファイル推定器１１の遅延プロファイルウインドウよりも大であるように、すなわち、遅延プロファイルウインドウ（Ｗ２）の時間幅が遅延プロファイルウインドウ（Ｗ１）の時間幅よりも広く、遅延プロファイルウインドウ（Ｗ１）が遅延プロファイルウインドウ（Ｗ２）に含まれるように、Ｎシンボル遅延プロファイル推定器１１及びＭシンボル遅延プロファイル推定器１２におけるＯＦＤＭシンボル数（Ｎ及びＭ）が定められていればよい。
【００６２】
上記した構成によれば、長遅延パス及び高速フェージングが生じる環境下においても、伝送路の伝達関数に応じた推定方式を切り替えて使用することができるので、高い受信特性を得ることができる。すなわち、長遅延パスに対する耐性及び高速フェージングに対する耐性のトレードオフを克服して、高い受信性能を有する等化装置を提供することができる。
【００６３】
なお、上記した実施例は例示に過ぎない。また、上記した実施例を適宜改変及び組み合わせて適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】ＳＰシンボルとデータシンボルの配置関係を表すフレーム構成を模式的に示す図である。
【図２】本実施例の等化器の構成を示すブロック図である。
【図３】Ｎシンボル遅延プロファイル推定器（又は、Ｍシンボル遅延プロファイル推定器）の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】離散的逆フーリエ変換によって得られる各到来パスごとの複素利得量を示すグラフである。
【図５】図４に示す複素利得量から算出された各到来パスごとの電力を示すグラフである。
【図６】図５に示す到来パスごとの電力に基づいて抽出されたパスの複素利得量を示すグラフである。
【図７】それぞれ（a）１ＯＦＤＭシンボル推定、（ｂ）２ＯＦＤＭシンボル推定、及び（ｃ）４ＯＦＤＭシンボル推定、における遅延プロファイル及び遅延プロファイルウインドウを模式的に示す図である。
【図８】２ＯＦＤＭシンボル推定、１ＯＦＤＭシンボル推定における遅延プロファイルウインドウＷＳ２，ＷＳ１、及び判別ウインドウＤＷを模式的に示す図である。
【符号の説明】
【００６５】
１０  等化器
１１  Ｎシンボル遅延プロファイル推定器
１２  Ｍシンボル遅延プロファイル推定器
１３  ウインドウ判別器
１４  セレクタ
１５  高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）
１６  等化演算部
１７  長遅延パス検出器
２１  パイロットシンボル抽出回路
２２  離散的逆フーリエ変換回路（ＩＤＦＴ）
２３,２３Ｍ  閾値比較器
２４,２４Ｍ  付加回路
ＷＳ１，ＷＳ２，ＷＳ４  １，２，４ＯＦＤＭシンボル推定の遅延プロファイルウインドウ
ＤＷ  判別ウインドウ
Ｐ１１〜Ｐ１３，Ｐ２１  パス信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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