(57)【要約】【課題】ＦＭ受信機のバンドパスフィルタの通過帯域幅を狭くして隣接妨害を除去することと、幅を広くして音声歪みを抑制することとを適切に実施する。【解決手段】受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣが中電界以上を示す場合は、検波出力信号ＳＯＵＴをＨＰＦ１２２に入力する。一方、弱電界では、検波前の中間信号ＳＩＦ１からＳメータ回路７６が抽出する交流成分信号ＳＭ−ＡＣをＨＰＦ１２２に入力する。制御回路１２０は、ＨＰＦ１２２を通過する高域成分量が多いとき、隣接妨害と検知し、その除去のためＩＦＢＰＦ７０の通過帯域を狭くし、一方、少ないときは、音声歪み抑制のため帯域を広くする。弱電界ではＳＯＵＴは高域ノイズ成分が多いのに対し、ＳＭ−ＡＣは当該ノイズが少ないため隣接妨害検知の信頼性が向上し、それに基づく帯域幅の制御が適切に行われる。【選択図】図３
2008199268.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号に対して、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数を所定の中間周波数にシフトさせる周波数変換を行い、中間信号を生成する中間信号生成回路と、
通過帯域幅を可変設定でき、前記中間信号に変換された前記受信目標ＦＭ信号を通過するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過した前記受信目標ＦＭ信号を検波して、検波出力信号を生成する検波回路と、
前記バンドパスフィルタの前記通過帯域幅を制御する帯域幅制御部と、
前記中間信号に基づいて、受信電界強度に応じた電界強度信号を生成する強度信号生成回路と、
前記中間信号が有する振幅の変動に応じた変動成分信号を生成する変動成分信号生成回路と、
を有し、
前記帯域幅制御部は、
音声帯域を超えるカットオフ周波数を有するハイパスフィルタと、
前記電界強度信号に応じて、前記検波出力信号と前記変動成分信号とのいずれかを選択し、前記ハイパスフィルタに入力するスイッチ回路と、
前記ハイパスフィルタの出力レベルが所定の基準値以下の弱高域成分状態か当該基準値を超える強高域成分状態かに基づいて、前記通過帯域幅を制御する制御回路と、
を有し、
前記スイッチ回路は、前記受信電界強度が所定の弱電界状態の場合に、前記変動成分信号を出力し、一方、前記受信電界強度が前記弱電界状態を超える状態の場合に、前記検波出力信号を出力し、
前記制御回路は、前記弱高域成分状態では、前記通過帯域幅を所定の広帯域幅に設定し、一方、前記強高域成分状態では、前記通過帯域幅を前記広帯域幅より狭い狭帯域幅に設定すること、
を特徴とするＦＭ受信機。
【請求項２】
請求項１に記載のＦＭ受信機において、
前記強度信号生成回路及び前記変動成分生成回路となるシグナルメータ回路を有し、
前記シグナルメータ回路は、前記中間信号に応じた被計測信号を平滑化して前記電界強度信号を生成し、前記被計測信号を包絡線検波して前記変動成分信号を生成すること、
を特徴とするＦＭ受信機。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のＦＭ受信機において、
前記帯域幅制御部は、
前記検波出力信号を入力され前記音声帯域を通過するローパスフィルタと、
前記弱電界状態にて選択的にオン状態となって前記ローパスフィルタから前記制御回路への信号入力を可能とする低域成分入力制御スイッチ回路と、
を有し、
前記制御回路は、前記弱高域成分状態のうち、前記弱電界状態かつ、前記ローパスフィルタの出力レベルが所定の基準値以下の弱低域成分状態である場合に、前記通過帯域幅を前記狭帯域幅に設定すること、
を特徴とするＦＭ受信機。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれか１つに記載のＦＭ受信機において、
前記帯域幅制御部は、
前記ハイパスフィルタの通過信号を平滑化し、前記ハイパスフィルタの出力レベルとなる電圧を生成するハイパスフィルタ出力キャパシタと、
パルスノイズの発生を検出し、当該パルスノイズによる前記ハイパスフィルタ出力キャパシタの充電を阻止するパルスノイズキャンセル回路と、
を有することを特徴とするＦＭ受信機。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか１つに記載のＦＭ受信機において、
当該ＦＭ受信機は、前記中間信号として第１中間信号を前記強度信号生成回路及び前記変動成分信号生成回路に入力し、当該第１中間信号をダウンコンバートした第２中間信号を前記バンドパスフィルタに入力するダブルコンバージョン方式であること、を特徴とするＦＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数変調（Frequency Modulation：ＦＭ）された信号を受信するＦＭ受信機に関し、特に、ＦＭ放送等の受信時における隣接妨害除去及び音声歪みの抑制に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ信号は、音声信号等に基づいて搬送波の周波数を変化させるため、その伝送には例えばＡＭ信号に比べて広い周波数帯域を必要とする。そのため、ＦＭ受信機において、目的とする伝送信号を受信する場合に、その周波数に近い周波数で伝送される他の信号からの妨害（隣接妨害）を受けやすく、これが、検波される音声信号の品質に悪影響を及ぼすことがある。この隣接妨害は、受信目的の信号を抽出するバンドパスフィルタの帯域を狭くすることで軽減を図れる。一方、帯域の制限は、受信目的とするＦＭ信号が高変調の場合に、検波出力の音声信号の歪みを生じるおそれがある。
【０００３】
図６は、従来のＦＭ受信機の構成を示すブロック図である。アンテナ２にて受信されたＲＦ（Radio Frequency）信号は、第１混合回路４にて第１の局部発振信号と混合され、目的受信信号が所定の中間周波数ｆＩＦ１の第１中間信号ＳＩＦ１へ周波数変換される。
【０００４】
ＳＩＦ１は第２混合回路６にて第２の局部発振信号と混合され、所定の中間周波数ｆＩＦ２を有する第２中間信号ＳＩＦ２へ周波数変換される。ＳＩＦ２はｆＩＦ２を中心周波数とするバンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）であるＩＦＢＰＦ８を通過後、検波回路１０にてＦＭ検波され、抽出された検波出力信号ＳＯＵＴがスピーカ等からなる出力回路へ出力される。
【０００５】
また、第１中間信号ＳＩＦ１は、シグナルメータ（Ｓメータ回路１４）による受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣの生成に用いられる。Ｓメータ回路１４はＳＩＦ１に基づいて生成される被測定信号をキャパシタＣ０１で平滑化し直流化して、ＳＭ−ＤＣを生成する。
【０００６】
さて、ＩＦＢＰＦ８は、帯域幅制御部１２によって帯域幅ＷＦを制御できるように構成される。帯域幅制御部１２は、ＳＯＵＴとＳＭ−ＤＣとに基づいて帯域幅ＷＦの広狭を切り換える。図７は、帯域幅制御部１２の構成を示すブロック図である。ＳＯＵＴは、ハイパスフィルタ（High Pass Filter：ＨＰＦ）２０とローパスフィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）２２とに入力される。
【０００７】
ＨＰＦ２０は例えば、１００ｋＨｚ程度のカットオフ周波数を有し、ＳＯＵＴのうち音声帯域を超える周波数成分を通過する。通過した高域信号は、キャパシタＣ０２にて平滑化され、そのＣ０２の端子電圧がＨＰＦ２０の出力レベルとして制御回路２４に入力される。
【０００８】
ＬＰＦ２２は例えば、ＳＯＵＴに含まれる音声帯域の信号成分を通過する。ＬＰＦ２２の出力は、スイッチ２６を介して制御回路２４に入力される。スイッチ２６はＳＭ−ＤＣにより制御され、受信電界強度が所定の弱電界状態であるときに、選択的にオン状態となる。
【０００９】
隣接妨害時にはＳＯＵＴ中の高域成分が増加する。これに対応して、制御回路２４は、ＨＰＦ２０の出力レベルＶＨＦが所定の閾値ｄＨＦ１以上であることを検知すると、ＩＦＢＰＦ８の通過帯域ＷＦを基準帯域幅よりも狭める。これにより、隣接妨害の影響の除去・軽減が図られる。ここで、通過帯域ＷＦを狭めると上述のように音声歪みが増加し得る。しかし、受信電界強度が確保されている状態では、当該音声歪みよりも隣接妨害の方が音声品質に与える影響が大きいため、帯域制限による隣接妨害除去が優先される。
【００１０】
これに対して、弱電界時においては、検波出力信号ＳＯＵＴに含まれるノイズの高周波成分が中電界以上に比べて増加するため、制御回路２４は、ＨＰＦ２０を通過する当該ノイズ成分を隣接妨害によるものと誤検出して通過帯域幅ＷＦを狭めやすくなる。その結果、弱電界時には音声歪みが生じやすくなる。
【００１１】
この問題への対策として、従来は、弱電界時の隣接妨害検出の感度を下げることが行われている。具体的には、弱電界時にはスイッチ２６がオンされ、ＬＰＦ２２から音声帯域の信号が制御回路２４に入力される。制御回路２４は、音声歪みが発生する高変調状態を、ＬＰＦ２２の出力レベルＶＬＦが所定の閾値ｄＬＦ以上であることから検知する。そして、高変調状態を検知すると、制御回路２４は、ＨＰＦ２０の出力レベルの大小を判定する閾値をｄＨＦ１からｄＨＦ２（＞ｄＨＦ１）に引き上げる。この閾値の変更により、隣接妨害の検出感度が抑制され、ＩＦＢＰＦ８が基準帯域幅に設定されやすくなり、弱電界状態での高変調時に音声歪みが生じにくくなる。
【特許文献１】特開２００４−３１２０７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述の閾値の変更では、真に隣接妨害が発生している場合と、ノイズによる場合とを精度良く弁別できるとは限らないという問題があった。すなわち、閾値ｄＨＦ２を超える事象の中にノイズによるものが含まれ、隣接妨害として誤検出され、不要にＩＦＢＰＦ８の帯域が狭められ音声歪みを生じ得る。一方、ｄＨＦ１とｄＨＦ２との間に含まれる事象の中には、真の隣接妨害の事象が含まれ得る。この場合、ＩＦＢＰＦ８の帯域が広く設定される結果、当該隣接妨害が除去されず、音声品質の劣化を生じ得る。このように、従来の構成では、弱電界状態かつ高変調時における隣接妨害除去と音声歪みの抑制とを好適に実現することができないという問題があった。
【００１３】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、隣接妨害除去及び音声歪みの抑制が好適に実現されるＦＭ受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に係るＦＭ受信機は、受信信号に対して、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数を所定の中間周波数にシフトさせる周波数変換を行い、中間信号を生成する中間信号生成回路と、通過帯域幅を可変設定でき、前記中間信号に変換された前記受信目標ＦＭ信号を通過するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタを通過した前記受信目標ＦＭ信号を検波して、検波出力信号を生成する検波回路と、前記バンドパスフィルタの前記通過帯域幅を制御する帯域幅制御部と、前記中間信号に基づいて、受信電界強度に応じた電界強度信号を生成する強度信号生成回路と、前記中間信号が有する振幅の変動に応じた変動成分信号を生成する変動成分信号生成回路と、を有し、前記帯域幅制御部が、音声帯域を超えるカットオフ周波数を有するハイパスフィルタと、前記電界強度信号に応じて、前記検波出力信号と前記変動成分信号とのいずれかを選択し、前記ハイパスフィルタに入力するスイッチ回路と、前記ハイパスフィルタの出力レベルが所定の基準値以下の弱高域成分状態か当該基準値を超える強高域成分状態かに基づいて、前記通過帯域幅を制御する制御回路と、を有し、前記スイッチ回路が、前記受信電界強度が所定の弱電界状態の場合に、前記変動成分信号を出力し、一方、前記受信電界強度が前記弱電界状態を超える状態の場合に、前記検波出力信号を出力し、前記制御回路が、前記弱高域成分状態では、前記通過帯域幅を所定の広帯域幅に設定し、一方、前記強高域成分状態では、前記通過帯域幅を前記広帯域幅より狭い狭帯域幅に設定するものである。
【００１５】
前記強度信号生成回路及び前記変動成分生成回路はシグナルメータ回路で構成することができ、当該シグナルメータ回路は、前記中間信号に応じた被計測信号を平滑化して前記電界強度信号を生成し、前記被計測信号を包絡線検波して前記変動成分信号を生成する。
【００１６】
上記ＦＭ受信機は、前記帯域幅制御部が、前記検波出力信号を入力され前記音声帯域を通過するローパスフィルタと、前記弱電界状態にて選択的にオン状態となって前記ローパスフィルタから前記制御回路への信号入力を可能とする低域成分入力制御スイッチ回路と、を有し、前記制御回路が、前記弱高域成分状態のうち、前記弱電界状態かつ、前記ローパスフィルタの出力レベルが所定の基準値以下の弱低域成分状態である場合に、前記通過帯域幅を前記狭帯域幅に設定する構成とすることができる。
【００１７】
また上記ＦＭ受信機は、前記帯域幅制御部が、前記ハイパスフィルタの通過信号を平滑化し、前記ハイパスフィルタの出力レベルとなる電圧を生成するハイパスフィルタ出力キャパシタと、パルスノイズの発生を検出し、当該パルスノイズによる前記ハイパスフィルタ出力キャパシタの充電を阻止するパルスノイズキャンセル回路と、を有する構成とすることができる。
【００１８】
また本発明は、前記中間信号として第１中間信号を前記強度信号生成回路及び前記変動成分信号生成回路に入力し、当該第１中間信号をダウンコンバートした第２中間信号を前記バンドパスフィルタに入力するダブルコンバージョン方式のＦＭ受信機に用いることができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明においては、弱電界状態での隣接妨害の検知に変動成分信号を用い、弱電界状態を超える電界強度、つまり中電界以上での隣接妨害の検知に検波出力信号を用いる。変動成分信号は、検波処理を経ずに生成されるため、検波時のノイズを含まない。その影響で、変動成分信号には、検波出力信号に比べて、弱電界状態にて隣接妨害として誤検出されやすいノイズが少ない。よって、本発明によれば、弱電界状態にて隣接妨害が発生しているか否かを精度良く判別することができ、その判別結果に基づいて、バンドパスフィルタを隣接妨害除去のため狭帯域に設定するか、音声歪み抑制のため広帯域に設定するかの選択を好適に行うことが可能となる。
【００２０】
本発明によれば、隣接妨害か否かの判別のためにハイパスフィルタの出力レベルに対して設定される基準値に関し、弱電界状態での音声歪み抑制のために高く設定しなければならないという従来のような制約がない。その結果、弱電界状態及び中電界以上に共通の当該基準値を設定するに際し、中電界以上に対して隣接妨害除去が好適に行われることを考慮に入れることが容易となる。すなわち、中電界以上にて隣接妨害特性を改善できる。
【００２１】
また、変動成分信号は中電界以上で増加する性質を有する。そのため、本発明では、中電界以上では、変動成分信号に代えて検波出力信号を隣接妨害の判別に用い、変動成分信号に含まれるマルチパス信号などによる隣接妨害の誤検出を防止している。
【００２２】
さらに、検波出力信号を入力されるローパスフィルタを備え、当該ローパスフィルタの出力レベルが所定の基準値以下である低変調度の状態を検出する構成とすることができる。音声歪みは高変調度の状態で発生し易く、弱電界かつ低変調度の状態では、音声歪み抑制のためにバンドパスフィルタの通過帯域を広帯域に設定する必要性は低い。そこで、弱電界かつ低変調度の状態では、バンドパスフィルタの通過帯域を狭帯域に設定して、検波出力信号に含まれるノイズの低減を図ることができる。
【００２３】
また、ハイパスフィルタ出力キャパシタ及びパルスノイズキャンセル回路は、パルスノイズ発生時にハイパスフィルタの出力レベルが基準値を超えることを回避することができる。この構成によれば、パルスノイズを隣接妨害と誤検出して通過帯域を狭めることを回避でき、不要な音声歪みの発生を防止できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。
【００２５】
図１は、本発明の実施形態であるＦＭ受信機の概略の構成を示すブロック図である。本ＦＭ受信機５０は、その主要部を集積回路（ＩＣ）として構成され、例えば、自動車の車載オーディオ機器に用いられる。ＦＭ受信機５０は、アンテナ５２、ＲＦアンプ５４、第１局部発振回路５６、第１混合回路５８、ＢＰＦ６０，６４、アンプ６２，７２、第２局部発振回路６６、第２混合回路６８、ＩＦＢＰＦ７０、検波回路７４、Ｓメータ回路７６、パルスノイズ検出回路７８、ＡＦＣ（Automatic frequency control）回路８０、及び帯域幅制御部８２を含んで構成される。
【００２６】
アンテナ５２で受信されたＲＦ信号ＳＲＦはＲＦアンプ５４で増幅された後、第１混合回路５８に入力される。第１混合回路５８は、入力されたＲＦ信号ＳＲＦを、第１局部発振回路５６から入力される第１局部発振信号ＳＬＯ１と混合して、第１中間信号ＳＩＦ１を生成する。ＳＬＯ１の周波数ｆＬＯ１は、ＳＲＦに含まれる周波数ｆＲの目的受信局の信号が第１混合回路５８によるＳＩＦ１への周波数変換にて所定の第１中間周波数ｆＩＦ１に変換されるように調整される。第１中間周波数ｆＩＦ１は、例えば、１０．７ＭＨｚに設定される。
【００２７】
ＳＩＦ１は、ＢＰＦ６０、アンプ６２及びＢＰＦ６４を経て、第２混合回路６８とＳメータ回路７６とにそれぞれ入力される。
【００２８】
第２混合回路６８は、入力された第１中間信号ＳＩＦ１を、第２局部発振回路６６から入力される第２局部発振信号ＳＬＯ２と混合して、第２中間周波数ｆＩＦ２の第２中間信号ＳＩＦ２を生成する。ＳＬＯ２の周波数ｆＬＯ２は、（ｆＩＦ１−ｆＩＦ２）に設定され、ＳＩＦ１に含まれる周波数ｆＩＦ１の目的受信信号は第２混合回路６８において周波数ｆＩＦ２に変換される。第２中間周波数ｆＩＦ２は、例えば、４５０ｋＨｚに設定される。
【００２９】
ＳＩＦ２は、ＩＦＢＰＦ７０及びアンプ７２を経て、検波回路７４に入力される。検波回路７４はＦＭ検波回路であり、例えば、クオドラチュア検波回路で構成される。検波回路７４は、アンプ７２から入力されたＳＩＦ２をＦＭ検波して、音声帯域の検波出力信号ＳＯＵＴを抽出し、スピーカ等からなる出力回路へ出力する。
【００３０】
一方、Ｓメータ回路７６は、ＢＰＦ６４から入力されたＳＩＦ１に基づいて、受信電界強度信号ＳＭ−ＤＣを生成すると共に、ＳＩＦ１に含まれる隣接妨害やノイズ等に起因する変動成分信号ＳＭ−ＡＣを生成する。
【００３１】
図２は、Ｓメータ回路７６の概略の構成を示す回路図である。Ｓメータ回路７６は、例えば、直列に接続された６段のリミッタアンプ１００-1〜１００-6、それらの出力を並列に入力される加算器１０２、加算器１０２の出力電流ＩＯＵＴに基づいてＳＭ−ＤＣ及びＳＭ−ＡＣの生成に用いる電流を取り出すカレントミラー回路１０４、カレントミラー回路１０４の出力電流に基づいてそれぞれＳＭ−ＤＣ及びＳＭ−ＡＣを生成する平滑化回路１０６，１０８を含んで構成される。
【００３２】
ＳＩＦ１は初段のリミッタアンプ１００-1に入力され、各リミッタアンプ１００で順次増幅されると共に、各リミッタアンプ１００-k（ｋは１≦ｋ≦６なる整数）の出力信号ＳＡｋとして加算器１０２に入力される。加算器１０２は、各ＳＡｋと基準電圧Ｖaとの電圧差δVＡｋ（≡ＳＡｋ−Ｖa）を求め、δVＡｋ＞０なるδVＡｋについて、当該電圧差に応じた電流δIＡｋを生成し、それらの合成電流をＩＯＵＴとして出力する。
【００３３】
ＩＯＵＴはカレントミラー回路１０４の入力側経路のトランジスタＴｒ１を介して、Ｔｒ２を有する出力側経路及びＴｒ３を有する出力側経路にそれぞれ折り返される。Ｔｒ２を有する出力側経路に接続される平滑化回路１０６は、Ｔｒ２のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に互いに並列に接続された抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ１からなる。平滑化回路１０６は、Ｔｒ２から出力されるＩＯＵＴを抵抗値Ｒ１及び容量値Ｃ１に応じて定まる時定数で平滑化し、ＳＭ−ＤＣを生成する。例えば、Ｒ１を１０ｋΩ程度、Ｃ１を０．４７μＦ程度とすることで、ＳＭ−ＤＣとして、十分に平滑化され実質的に直流とみなせる信号が得られる。
【００３４】
一方、Ｔｒ３を有する出力側経路に接続される平滑化回路１０８は、平滑化回路１０６と同様に、Ｔｒ３のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に互いに並列に接続された抵抗Ｒ２及びキャパシタＣ２からなる。平滑化回路１０８は、Ｔｒ３から出力されるＩＯＵＴを抵抗値Ｒ２及び容量値Ｃ２に応じて定まる時定数で平滑化し、ＳＭ−ＡＣを生成する。例えば、Ｒ２を５．７ｋΩ程度、Ｃ２を１０００ｐＦ程度とすることで、平滑化回路１０８の時定数は、ＳＩＦ１の振幅変動に追随できる程度の値となる。その結果、加算器１０２及び平滑化回路１０８は、包絡線検波器を構成し、隣接妨害やノイズによってＳＩＦ１に生じる振幅変動を交流信号であるＳＭ−ＡＣとして抽出する。
【００３５】
パルスノイズ検出回路７８は、周囲の電気機器等が発生するパルスノイズをＳＭ−ＡＣから検出し、そのノイズの持続時間に応じた幅のパルス信号を生成し、ノイズパルスを除去するためのゲート信号として後述する帯域幅制御部８２へ出力する。
【００３６】
ＡＦＣ回路８０は、現在受信している周波数の近傍にて、大きな信号が存在する周波数を検知し、その周波数のずれに応じた電圧信号Ｖsを生成する。この電圧信号Ｖsは、一般には目標受信局の自動追尾等に用いられるが、さらに本ＦＭ受信機５０では、検知される大きな信号が隣接妨害波であると判断できる場合に、帯域幅制御部８２での制御に利用する。
【００３７】
本ＦＭ受信機５０において、ＩＦＢＰＦ７０は、基本的にｆＩＦ２を中心周波数とし、かつ通過帯域幅ＷＦを可変設定できるバンドパスフィルタである。ＩＦＢＰＦ７０の通過帯域幅ＷＦは、帯域幅制御部８２により制御される。帯域幅制御部８２は、上述の検波回路７４の検波出力信号ＳＯＵＴ、Ｓメータ回路７６の出力ＳＭ−ＤＣ，ＳＭ−ＡＣ、パルスノイズ検出回路７８の出力パルス、及びＡＦＣ回路８０の出力電圧信号Ｖsに基づいて、ＷＦを制御する。例えば、隣接妨害波が存在しない場合は、ＷＦを音声歪みが生じないように広めの基準帯域幅に設定する一方、隣接妨害波が存在する場合には、ＷＦを基準帯域幅より狭めることにより、隣接妨害除去を図ることができる。
【００３８】
図３は、帯域幅制御部８２の概略の構成を示すブロック図である。帯域幅制御部８２は、制御回路１２０、ＨＰＦ１２２、キャパシタＣＨＦ、ＬＰＦ１２４、スイッチ回路１２６〜１３０、及レベル調整回路１３２を含んで構成される。
【００３９】
スイッチ回路１２６は、ＳＯＵＴ及びＳＭ−ＡＣを入力信号とし、ＳＭ−ＤＣに応じていずれか一方を選択的にＨＰＦ１２２への出力信号とする。具体的には、スイッチ回路１２６は、受信電界強度信号であるＳＭ−ＤＣが所定の閾値ｄＤＣ以下である弱電界の場合に、ＳＭ−ＡＣを出力信号とし、一方、中電界以上、すなわちＳＭ−ＤＣがｄＤＣを超える場合に、ＳＯＵＴを出力信号とする。
【００４０】
ＨＰＦ１２２は例えば、１００ｋＨｚ程度のカットオフ周波数を有し、入力信号のうち音声帯域を超える周波数成分を通過する。ＨＰＦ１２２の出力端とアースとの間には、キャパシタＣＨＦが接続される。キャパシタＣＨＦは、ＨＰＦ１２２を通過した高域信号成分を平滑化し、そのＣＨＦの端子電圧ＶＨＦがＨＰＦ１２２の出力レベルとして制御回路１２０に入力される。制御回路１２０は、後述するように、ＶＨＦが所定の閾値ｄＨＦを超える状態（強高域成分状態）かｄＨＦ以下の状態（弱高域成分状態）かに応じてＷＦを制御する。
【００４１】
キャパシタＣＨＦの電圧ＶＨＦを生じる端子は、スイッチ回路１３０により接地可能に構成される。スイッチ回路１３０は、パルスノイズ検出回路７８からのパルスにより制御され、パルスノイズ検出回路７８がパルスノイズ検知時に生じるパルスによってオン状態となる。
【００４２】
Ｓメータ回路７６とスイッチ回路１２６との間のレベル調整回路１３２は、ＳＭ−ＡＣに含まれるノイズの電圧が弱電界にて大きくなる性質に対応して設けられている。例えば、レベル調整回路１３２は、弱電界でのＳＭ−ＡＣを、それと同時に得られるＳＭ−ＤＣに応じたレベルだけ引き下げて出力する。これにより、ＳＭ−ＡＣのノイズにより強高域成分状態であるとの判定が必要以上になされる誤検出が抑制される。すなわち、制御回路１２０は、弱電界か中電界以上かによらず一定に設定される閾値値ｄＨＦを用いて、ＳＯＵＴとＳＭ−ＡＣとに基づく高域成分の強弱の判定を適切に行うように構成することができる。
【００４３】
ＬＰＦ１２４はＳＯＵＴを入力され、例えば、ＳＯＵＴに含まれる音声帯域の信号成分を通過する。ＬＰＦ１２４の出力は、スイッチ回路１２８を介して制御回路１２０に入力される。スイッチ回路１２８はＳＭ−ＤＣにより制御され、受信電界強度が所定の弱電界状態であるときに、選択的にオン状態となる。
【００４４】
制御回路１２０には、ＡＦＣ回路８０の出力電圧Ｖsが入力され、このＶsもＩＦＢＰＦ７０の通過帯域幅ＷＦの制御に利用することができる。
【００４５】
次に、ＩＦＢＰＦ７０の通過帯域幅ＷＦの制御動作について説明する。図４は、ＷＦの基本的な制御動作を説明する説明図である。この図は、ＶＨＦの大小とＳＭ−ＤＣの大小との各組み合わせにおけるＷＦの広狭を示している。ＨＰＦ１２２を通過する高域成分量は、隣接妨害が発生しているか否かの判断に利用することができる。すなわち、隣接妨害を受けている状態では、ＳＯＵＴ及びＳＭ−ＡＣに含まれる高域成分量が多くなり、ＶＨＦが高レベルとなる。そこで、本動作では、ＶＨＦに対する閾値ｄＨＦを、隣接妨害の有無の判別に好適な値に設定し、制御回路１２０は、ＶＨＦがｄＨＦより大きいか否かに応じてＷＦの広狭を切り換える。具体的には、制御回路１２０は、ＶＨＦ≦ｄＨＦである弱高域成分状態では、通過帯域幅ＷＦを、ＳＯＵＴが高変調であっても音声歪みが生じにくい広帯域幅である基準帯域幅ｗＷに設定し、隣接妨害除去よりも音声歪み抑制を優先する。一方、ＶＨＦ＞ｄＨＦである強高域成分状態では、制御回路１２０は、通過帯域幅ＷＦを、隣接妨害除去の効果が好適に得られる狭帯域幅ｗＮ（＜ｗＷ）に設定し、音声歪み抑制よりも隣接妨害除去を優先する。
【００４６】
この動作において、強高域成分状態（ＶＨＦ＞ｄＨＦ）であれば受信電界強度に関係なくＷＦは一定の値ｗＮに設定されるが、弱電界状態（ＳＭ−ＤＣ≦ｄＤＣ）と中電界以上（ＳＭ−ＤＣ＞ｄＤＣ）とでは、ＶＨＦの生成の元となるＨＰＦ１２２への入力信号の種類が切り替わっていることに留意する。このことは、弱高域成分状態（ＶＨＦ≦ｄＨＦ）についても同様である。
【００４７】
ＳＯＵＴは検波処理において、隣接妨害とは関係が薄い高域のノイズ成分を含みやすい。これに対して、ＳＭ−ＡＣは、検波処理を経ないため、その分、高域ノイズ成分が少ないことを期待できる。一方、ＳＭ−ＡＣは、中電界以上にて、マルチパス信号などを、隣接妨害とは無関係の高域のノイズ成分として含みやすい。そこで、本制御動作では、弱電界状態では、ＳＭ−ＡＣに基づいてＶＨＦを生成し隣接妨害の検出に用い、一方、中電界以上では、ＳＯＵＴに基づいてＶＨＦを生成し隣接妨害の検出に用いる。これにより、隣接妨害の誤検出が抑制され、その検出精度の向上が図られる。すなわち、隣接妨害除去が必要な場合とそうでない場合とを精度良く弁別できる結果、ＷＦを狭めることによる隣接妨害除去と、ＷＦを広げることによる音声歪み抑制とを好適に実現することができる。
【００４８】
図５は、ＷＦの他の制御動作を説明する説明図である。この図も図４と同様、ＶＨＦの大小とＳＭ−ＤＣの大小との各組み合わせにより大きく４つの場合に分け、ＷＦの広狭を示している。図５に示す制御動作が図４について説明した上述の制御動作を相違する点は、弱高域成分状態（ＶＨＦ≦ｄＨＦ）かつ弱電界状態（ＳＭ−ＤＣ≦ｄＤＣ）の場合をさらに低変調度の場合と高変調度の場合とに分け、低変調度の場合は狭帯域幅ｗＮに設定する点にある。制御回路１２０は、ＬＰＦ１２４の出力レベルＶＬＦが所定の閾値ｄＬＦ以下であれば低変調度であると判断する。また、ＬＰＦ１２４から制御回路１２０への入力は、スイッチ回路１２８が弱電界状態にてオンすることにより可能となるので、制御回路１２０はＬＰＦ１２４からの入力があることを以て、弱電界状態であると判断することができる。
【００４９】
弱電界状態のＳＯＵＴでは高域成分のノイズが増加し音声品質を低下させる可能性がある。そこで、弱高域成分状態であり隣接妨害の観点からは狭帯域ｗＮとする必要性が低い場合であっても、低変調度かつ弱電界状態の場合には、ＩＦＢＰＦ７０の通過帯域を狭帯域ｗＮとして、ＳＯＵＴに現れる高域ノイズを低減し音声品質の向上を図ることができる。なお、この場合、低変調度であるので、狭帯域ｗＮに設定しても音声歪みは生じにくい。
【００５０】
一方、弱高域成分状態かつ低変調度であっても、中電界以上の場合は、上述の高域成分ノイズが弱電界状態より少ないことから敢えて狭帯域ｗＮとする必要性は低い。そこで、本実施形態では、基準帯域幅ｗＷに設定し音声歪み抑制を優先する構成としている。しかし、上述のように、この場合も音声歪みが生じにくい状態であるので、狭帯域ｗＮとして音声歪み抑制より高域ノイズ除去を優先する構成とすることも可能である。
【００５１】
以上の各制御動作において、ドアミラーの駆動モータ等から発生するパルスノイズは、隣接妨害の誤検出の原因となり得る。つまり、パルスノイズが発生すると例えば、ＨＰＦ１２２に入力されるＳＭ−ＡＣにもそれに対応したパルスが生じる。パルス状のノイズは高周波成分を多く含む結果、ＨＰＦ１２２を通過してＶＨＦを上昇させるので、隣接妨害として誤検出される可能性がある。パルスノイズ検出回路７８及びスイッチ回路１３０は、パルスノイズキャンセル回路を構成し、このパルスノイズに起因する隣接妨害の誤検出を防止する。パルスノイズ検出回路７８はパルスノイズを検出すると、上述のようにゲート信号としてパルスを生成する。このゲートパルスは、スイッチ回路１３０をオンする。スイッチ回路１３０をオンさせるタイミングは、ＨＰＦ１２２の出力にパルスノイズに対応する波形が現れるタイミングとなるように、回路の遅延量等が調整される。スイッチ回路１３０がオンすると、ノイズパルスに起因する波形によるＣＨＦの充電は阻止されるので、ＶＨＦがｄＨＦを超えて隣接妨害として検知されることを回避することができる。なお、これにより、ＣＨＦが放電される結果、実際に隣接妨害が生じている場合にも、ＶＨＦがｄＨＦ以下となって基準帯域幅ｗＷに設定され、隣接妨害除去が解除され得る。しかし、パルスノイズの幅は極めて短時間であり、パルスノイズ検出回路７８の発生するゲートパルスの幅をそのパルスノイズの幅に応じて短時間に設定することで、その隣接妨害除去の解除による悪影響は限定的なものとすることができる。
【００５２】
また、上述の制御動作に、さらにＡＦＣ回路８０の出力信号Ｖsを利用することができる。例えば、目的受信局の受信電界強度が小さく、一方、隣接妨害局の受信電界強度が大きいような場合には、Ｖsは、目的受信局だけが受信されている場合や、隣接妨害波が目的受信信号よりも強度が小さい場合などに比べて異常に大きくなり得る。このような点から、Ｖsに基づいて通常の周波数ずれか隣接妨害による周波数ずれかを判別することができる場合がある。制御回路１２０は、例えば、ＶＨＦ及びＶsの少なくとも一方に基づいて隣接妨害を検知した場合には狭帯域幅ｗＮに設定したり、ＶＨＦ及びＶsの両方とも隣接妨害を示唆する場合にだけ狭帯域幅ｗＮに設定するように構成できる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の実施形態であるＦＭ受信機の概略の構成を示すブロック図である。
【図２】Ｓメータ回路の概略の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施形態であるＦＭ受信機の帯域幅制御部の概略の構成を示すブロック図である。
【図４】ＷＦの基本的な制御動作を説明する説明図である。
【図５】ＷＦの他の制御動作を説明する説明図である。
【図６】従来のＦＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【図７】従来のＦＭ受信機の帯域幅制御部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００５４】
５０  ＦＭ受信機、５２  アンテナ、５４  ＲＦアンプ、５６  第１局部発振回路、５８  第１混合回路、６０，６４  ＢＰＦ、６２，７２  アンプ、６６  第２局部発振回路、６８  第２混合回路、７０  ＩＦＢＰＦ、７４  検波回路、７６  Ｓメータ回路、７８  パルスノイズ検出回路、８０  ＡＦＣ回路、８２  帯域幅制御部、１００  リミッタアンプ、１０２  加算器、１０４  カレントミラー回路、１０６，１０８  平滑化回路、１２０  制御回路、１２２  ＨＰＦ、１２４  ＬＰＦ、１２６，１２８，１３０  スイッチ回路、１３２  レベル調整回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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