(57)【要約】      （修正有）【課題】波形精度の高い送信信号を生成することを可能とする。【解決手段】鉄心に巻かれた２次側巻線と、複数の１次側コイル回路１とを具備し、２次側巻線に誘起される信号を超音波放射のために超音波振動子に供給する。１次側コイル回路１はそれぞれ、中間タップを有する互いに同一の構成をなし、１次側巻線における中間タップを挟む部位NAおよび部位NBの導通を、ベースに与えられる別々の駆動信号のそれぞれに応じて個別にオン／オフするトランジスタQNA，QNBと、１次側巻線にNZA，NZB接続され、ベースに与えられる駆動信号に応じて同時にオン／オフされるトランジスタQZA，QZBと備える。【選択図】図２
2008104629.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
超音波振動子から放射される超音波を利用して被検体の診断を行う超音波診断装置において、
鉄心と、前記鉄心に巻かれた２次側巻線と、複数の１次側コイル回路とを具備し、前記２次側巻線に誘起される信号を超音波放射のために前記超音波振動子に供給する送信信号として出力する送信回路を備え、
さらに前記複数の１次側コイル回路はそれぞれ、
中間タップを有する互いに同一の構成をなし、それぞれ前記鉄心に巻かれた第１および第２の１次側巻線と、
前記第１の１次側巻線における前記中間タップを挟む二つの部位の導通を、ベースに与えられる第１および第２の駆動信号のそれぞれに応じて個別にオン／オフする第１および第２のトランジスタと、
前記第１および第２のトランジスタと同様に前記第２の１次側巻線に接続され、ベースに与えられる第３の駆動信号に応じて同時にオン／オフされる第３および第４のトランジスタとを具備し、
さらに前記複数の１次側コイル回路はそれぞれ、
前記第１の駆動信号の波形を反転させた波形を持つとともに前記第１の駆動信号の信号レベルと前記第１のトランジスタのゲート・ドレイン間容量とに応じて定まる信号レベルを持った第１の反転信号を第１のトランジスタのドレインに印加する第１の印加手段と、
前記第２の駆動信号の波形を反転させた波形を持つとともに前記第２の駆動信号の信号レベルと前記第２のトランジスタのゲート・ドレイン間容量とに応じて定まる信号レベルを持った第２の反転信号を第２のトランジスタのドレインに印加する第２の印加手段と、
前記第３の駆動信号の波形を反転させた波形を持つとともに前記第３の駆動信号の信号レベルと前記第３のトランジスタのゲート・ドレイン間容量とに応じて定まる信号レベルを持った第３の反転信号を第３のトランジスタのドレインに印加する第３の印加手段と、
前記第３の駆動信号の波形を反転させた波形を持つとともに前記第３の駆動信号の信号レベルと前記第４のトランジスタのゲート・ドレイン間容量とに応じて定まる信号レベルを持った第４の反転信号を第４のトランジスタのドレインに印加する第４の印加手段とのうちの少なくとも１つを備えることを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
前記第１の印加手段はさらに、
前記第１の駆動信号の波形を反転させた波形を持つ反転信号を生成する生成手段と、
前記反転信号を前記第１のトランジスタのドレインに加算するために前記第１のトランジスタのゲート・ドレイン間容量に応じて定まる容量で前記生成手段と前記第１のトランジスタのドレインとを結合する結合手段とを具備することを特徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。
【請求項３】
前記第２の印加手段はさらに、
前記第２の駆動信号の波形を反転させた波形を持つ反転信号を生成する生成手段と、
前記反転信号を前記第２のトランジスタのドレインに加算するために前記第２のトランジスタのゲート・ドレイン間容量に応じて定まる容量で前記生成手段と前記第２のトランジスタのドレインとを結合する結合手段とを具備することを特徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。
【請求項４】
前記第３の印加手段はさらに、
前記第３の駆動信号の波形を反転させた波形を持つ反転信号を生成する生成手段と、
前記反転信号を前記第３のトランジスタのドレインに加算するために前記第３のトランジスタのゲート・ドレイン間容量に応じて定まる容量で前記生成手段と前記第３のトランジスタのドレインとを結合する結合手段とを具備することを特徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。
【請求項５】
前記第４の印加手段はさらに、
前記第３の駆動信号の波形を反転させた波形を持つ反転信号を生成する生成手段と、
前記反転信号を前記第４のトランジスタのドレインに加算するために前記第４のトランジスタのゲート・ドレイン間容量に応じて定まる容量で前記生成手段と前記第４のトランジスタのドレインとを結合する結合手段とを具備することを特徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。
【請求項６】
前記結合手段は、コンデンサを含むことを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれか１項に記載の超音波診断装置。
【請求項７】
前記コンデンサは、前記前記第１乃至第４のトランジスタのうちの結合対象となるトランジスタのゲート・ドレイン間容量とほぼ同じ容量を持つことを特徴とする請求項６に記載の超音波診断装置。
【請求項８】
前記結合手段は、第５のトランジスタを含み、前記第５のトランジスタのゲートに前記反転信号がゲートに入力させ、前記第５のトランジスタのドレインを前記第１乃至第４のトランジスタのうちの結合対象となるトランジスタのドレインに接続して構成されることを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれか１項に記載の超音波診断装置。
【請求項９】
前記第５のトランジスタは、前記第１乃至第４のトランジスタのうちの結合対象となるトランジスタのゲート・ドレイン間容量とほぼ同じゲート・ドレイン間容量を持つことを特徴とする請求項７に記載の超音波診断装置。
【請求項１０】
前記結合手段は、前記第５のトランジスタのソースに接続された抵抗器をさらに備えることを特徴とする請求項８に記載の超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波振動子から放射される超音波を利用して被検体の診断を行う超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置は、超音波プローブに設けられた振動子から超音波を放射させるための送信信号を生成する送信部を備える。
【０００３】
このような超音波診断装置における送信部としては、トランスを使用する回路が特許文献１により知られている。また特許文献１では、送信パルス用電源として異なる電圧の２電源を持ち、それぞれの電圧のトランスへの印加タイミングを制御することにより、２値レベルのパルスを発生する方法も述べられている。
【０００４】
特許文献１の技術を応用することで、１次側巻線を複数備えることにより、これらの１次側巻線のそれぞれで発生した磁束を２次側で加算することにより、多値レベルの送信パルスを発生させることが考えられる。この方式を以下においては磁束加算方式と称する。
【０００５】
以下に、この磁束加算方式による任意波形発生の概略を３電源加算時の場合について説明する。
【０００６】
図８は磁束加算方式を利用した送信部の概略構成を示す図、図９は図８に示す送信部に含まれる電気回路の等価回路を示す図である。
【０００７】
コアＣは４本のポール（pole）Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ，Ｐｄを持った形状をなす。これらのポールＰａ〜Ｐｄのうち、ポールＰａは２次側ポールとなり、ポールＰｂ〜Ｐｄは１次側ポールとなる。すなわちコアＣは、３本の１次側ポールＰｂ〜Ｐｄと１本の２次側ポールＰａとを備えている。
【０００８】
各々の１次側ポールＰｂ〜Ｐｄにはそれぞれ、センタタップ付きの励磁用巻線N0，N1，N2と短絡用巻線NZ0，NZ1，NZ2が巻かれている。送信用電源TXV0，TXV1，TXV2は、励磁用巻線N0，N1，N2のセンタタップにそれぞれ接続されている。スイッチSW1，SW2，SW3を閉じることにより、励磁用巻線N0，N1，N2に正極性のパルスを発生し、スイッチSW4，SW5，SW6を閉じることにより、励磁用巻線N0，N1，N2に負極性のパルスを発生させるようになっている。すなわち、加減算で考えると、スイッチSW1，SW2，SW3を閉じることは加算に相当し、スイッチSW4，SW5，SW6を閉じることは減算に相当する。
【０００９】
短絡用巻線NZ0，NZ1，NZ2をSW7，SW8，SW9で短絡させることにより、その１次側ポールＰｂ〜Ｐｄの励磁用巻線NZ0，NZ1，NZ2のセンタタップに入力されている電源を使用しない状態を実現できる。この状態は、加減算で考えるとゼロに相当する。
【００１０】
図９に示すように、励磁用巻線N0，N1，N2は、巻線N0A，N1A，N2Aと巻線N0B，N1B，N2Bとがセンタタップを挟んで並んでいると捉えることができる。短絡用巻線NZ0，NZ1，NZ2は、巻線NZ0A，NZ1A，NZ2Aと巻線NZ0B，NZ1B，NZ2Bとがセンタタップを挟んで並んでいると捉えることができる。
【００１１】
このように３つの１次側ポールにはそれぞれ、互いに同等な構成の１次側コイル回路が備えられる。
【００１２】
図１０は送信用電源TXV0，TXV1，TXV2の電圧の比率を１：３：９とした場合に生成できる電圧値の一覧を表している。なお、トランスの昇圧比は１としている。すなわち、図９における巻線N0A，N0B，NZ0A，NZ0B，N1A，N1B，NZ1A，NZ1B，N2A，N2B，NZ2A，NZ2B，NTの巻線数は同一としている。
【００１３】
図１０においては、正極性パルスを発生させる場合（スイッチSW1，SW2，SW3を閉じた状態）を「１」、負極性パルスを発生させる場合（スイッチSW4，SW5，SW6を閉じた状態）を「−１」、スイッチSW7，SW8，SW9を閉じた状態を「０」と表現している。
【００１４】
例えば、送信電圧レベル「６」を発生させる場合は、スイッチSW3，SW5，SW7を閉じることを示している。この状態では、スイッチSW3を閉じることが＋９（１×９）に相当し、スイッチSW5を閉じることが−３（−１×３）に相当し、スイッチSW7を閉じることが０（０×１）に相当することから、＋９−３＋０という演算によりレベル「６」が得られる。
【００１５】
このように３種類の電圧の加減算により±１３レベルの波形を発生させる事が可能となる。例えば、送信用電源TXV0の電圧を２Ｖと設定した場合、送信用電源TXV1の電圧は６Ｖ、送信用電源TXV2の電圧は１８Ｖとなり±２６Ｖの電圧を±１３レベル量子化にて発生させることができる。
【００１６】
また、１次側と２次側の巻線比を変えることにより任意の昇圧が可能である。
【００１７】
さて、以上のような送信部の実用的な回路は、例えば図１１に示すような構成とすることが考えられる。
【００１８】
励磁用巻線N0，N1，N2と短絡用巻線NZ0，NZ1，NZ2とが巻数および構造が異なっていると、１次側ポールにて任意の電圧を発生する時とゼロ電圧を発生する時とで、１次側と２次側間の結合係数等が変化してしまう。このため、励磁用巻線N0，N1，N2と短絡用巻線NZ0，NZ1，NZ2とは同一構造、同一巻線とする必要がある。
【００１９】
また、数MHzから10数MHzの送信信号を発生可能とするためには、高速スイッチングが可能なMOS FETをスイッチSW1〜SW9として使用するのが妥当である。そこで図１１に示すように、スイッチSW1〜SW3に代えてトランジスタ（MOS FET）QN0A，QN1A，QN2Aを、またスイッチSW4〜SW6に代えてトランジスタ（MOS FET）QN0B，QN1B，QN2Bを備える。スイッチSW7〜SW9については、トランジスタ（MOS FET）QZ0A，QZ0B、トランジスタ（MOS FET）QZ1A，QZ1B、トランジスタ（MOS FET）QZ2A，QZ2Bをそれぞれ備える。
【特許文献１】米国特許第６０５０９４５号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
近年、超音波診断の分野では，微小気泡を主成分とする超音波造影剤が開発され、特に循環器系の診断に効果を発揮している。超音波がこの種の造影剤で反射されると、基本周波数の整数倍に相当する高周波成分（ハーモニック成分）が生じることが知られている。そこで、このハーモニック成分だけを抽出して画像化すれば，造影剤のみを高コントラストで観測することができる。この影像法は、ハーモニックイメージングと呼ばれている。
【００２１】
このハーモニックイメージングにおいて、送信波形として矩形波を用いた場合、矩形波には基本波成分のほか、その整数倍の成分を持つ高調波成分も多く含まれているため、反射波から抽出した成分には造影剤による非線形のハーモニック成分の他に、送信波形にもともと含まれている高周波成分も混在することになり造影剤の抽出能が低下してしまう。
【００２２】
前述した構成の送信部を利用した場合、高周波成分の小さな波形を生成することが可能であるので、ハーモニックイメージングに適する。しかしながら、図１１に示した回路構成であると、トランジスタのゲート・ドレイン間容量Ｃgdにより、ゲート信号が出力に漏れて出力信号に加算されるために、送信波形に含まれる高周波成分を十分に抑圧しきれない恐れがあった。
【００２３】
図１２は図１１に示した回路構成における１つのトランジスタに関わる原理図である。
【００２４】
トランジスタQ1は、トランジスタQN0A，QN1A，QN2A，QN0B，QN1B，QN2B，QZ0A，QZ0B，QZ1A，QZ1B，QZ2A，QZ2Bのいずれかに相当する。トランジスタQ1のゲートには、トランジスタQ1をＯＮ／ＯＦＦ制御するために信号源V1により発生されるゲート信号が、抵抗R2を介して入力される。なお抵抗R2は、信号源V1の出力抵抗を模擬したものである。トランジスタQ1のドレインは、送信用電源TXV0，TXV1，TXV2のいずれかに相当する送信用電源TXVに負荷抵抗R1を介して接続されている。トランジスタQ1のソースは接地されている。
【００２５】
図１３は図１２に示した回路に関するシミュレーション結果を表す図である。図１３（ａ）は、トランジスタQ1への入力信号の図１２中のPo1点における波形を示す。図１３（ｂ）は、トランジスタQ1の出力信号に含まれるノイズ成分の図１２中のPo2点における波形を示す。図１３（ｃ）は、トランジスタQ1の出力信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）解析した結果を示す図である。なお、このシミュレーションは、抵抗R1を５０Ω、抵抗R2を０Ω、送信用電源TXVの内部の電源V2の電圧を０Ｖ、送信用電源TXVの内部のコンデンサC1の容量を２００ｐＦと設定している。
【００２６】
トランジスタQ1のゲートに図１３（ａ）に示すような５ＶのＯＮ／ＯＦＦ信号を入力すると、トランジスタQ1のドレインからの出力信号には図１３（ｂ）に示すような＋９００ｍＶpeak〜−６００ｍＶpeakの漏れ電圧波形が発生する。この漏れ電圧波形の発生は、トランジスタQ1のゲート・ドレイン間容量Ｃgdに起因する。
【００２７】
本発明はこのような事情を考慮してなされたものであり、その目的とするところは、波形精度の高い送信信号を生成することを可能とすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
以上の目的を達成するために本発明は、超音波振動子から放射される超音波を利用して被検体の診断を行う超音波診断装置において、鉄心と、前記鉄心に巻かれた２次側巻線と、複数の１次側コイル回路とを具備し、前記２次側巻線に誘起される信号を超音波放射のために前記超音波振動子に供給する送信信号として出力する送信回路を備え、さらに前記複数の１次側コイル回路はそれぞれ、中間タップを有する互いに同一の構成をなし、それぞれ前記鉄心に巻かれた第１および第２の１次側巻線と、前記第１の１次側巻線における前記中間タップを挟む二つの部位の導通を、ベースに与えられる第１および第２の駆動信号のそれぞれに応じて個別にオン／オフする第１および第２のトランジスタと、前記第１および第２のトランジスタと同様に前記第２の１次側巻線に接続され、ベースに与えられる第３の駆動信号に応じて同時にオン／オフされる第３および第４のトランジスタとを具備し、さらに前記複数の１次側コイル回路はそれぞれ、前記第１の駆動信号の波形を反転させた波形を持つとともに前記第１の駆動信号の信号レベルと前記第１のトランジスタのゲート・ドレイン間容量とに応じて定まる信号レベルを持った第１の反転信号を第１のトランジスタのドレインに印加する第１の印加手段と、前記第２の駆動信号の波形を反転させた波形を持つとともに前記第２の駆動信号の信号レベルと前記第２のトランジスタのゲート・ドレイン間容量とに応じて定まる信号レベルを持った第２の反転信号を第２のトランジスタのドレインに印加する第２の印加手段と、前記第３の駆動信号の波形を反転させた波形を持つとともに前記第３の駆動信号の信号レベルと前記第３のトランジスタのゲート・ドレイン間容量とに応じて定まる信号レベルを持った第３の反転信号を第３のトランジスタのドレインに印加する第３の印加手段と、前記第３の駆動信号の波形を反転させた波形を持つとともに前記第３の駆動信号の信号レベルと前記第４のトランジスタのゲート・ドレイン間容量とに応じて定まる信号レベルを持った第４の反転信号を第４のトランジスタのドレインに印加する第４の印加手段とのうちの少なくとも１つを備える。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、波形精度の高い送信信号を生成することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００３１】
図１は本実施形態に係る超音波診断装置の構成を示すブロック図である。
【００３２】
この超音波診断装置は、振動子T、巻線NT、３つの１次側コイル回路１、送信回路２、受信回路３、ビームフォーマ４、ディジタルスキャンコンバータ（ＤＳＣ）５、モニタ６および制御部７を含む。
【００３３】
振動子Tは、超音波プローブに内蔵されて、巻線NTを介して与えられる送信信号に応じた超音波の送波と、到来した超音波を受波しての受信信号の発生とを行う。
【００３４】
本実施形態の超音波診断装置は３電源の磁束加算方式を採用しており、巻線NTは図８に示されるようなコアＣのポールＰａに巻き付けられている。そして３つの１次側コイル回路１は、図８に示されるようなコアＣのポールＰｂ，Ｐｃ，Ｐｄにそれぞれ対応する。
【００３５】
送信回路２は、３つの１次側コイル回路１に対して、３つずつの駆動パルス（励振パルス）をそれぞれ出力する。送信回路２は、所要の超音波の波形が達成されるように制御部７からの指示に基づいて各駆動パルスの波形を変化させる。
【００３６】
受信回路３は、振動子Tで発生された受信信号に対して、例えば増幅などの周知の受信処理を行う。
【００３７】
なお、振動子Tは、超音波プローブ内に複数が配列して設けられる。そして巻線NT、３つの１次側コイル回路１、送信回路２および受信回路３も、各振動子Tに対応付けて複数セットが設けられる。
【００３８】
ビームフォーマ４は、複数の受信回路のそれぞれから出力される複数の受信信号を整相加算することによって、所要の受信ビームに関するエコー信号を得る。またビームフォーマ４は、ハーモニックイメージング法を適用するべきときには、上記のエコー信号からハーモニック成分を抽出する処理を行う。ＤＳＣ５は、ビームフォーマ４で得られたエコー信号をモニタ６での表示に適するデータに変換する。モニタ６は、ＤＳＣ５で変換されたデータに基づいて超音波画像を表示する。
【００３９】
（第１の実施形態）
図２は図１中の１次側コイル回路１の第１の実施形態における具体的な構成を示す図である。
【００４０】
図２に示すように１次側コイル回路１は、巻線NA，NB，NZA，NZB，トランジスタQNA，QNB，QZA，QZB、抵抗RA，RB、ドライバDNA，DNB，DZ、インバータINA，INB，IZおよびコンデンサCNA，CNB，CZA，CZBを含む。
【００４１】
巻線NA，NB，NZA，NZBは、ポールＰｂに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示す巻線N0A，N0B，NZ0A，NZ0Bにそれぞれ該当し、ポールＰｃに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示す巻線N1A，N1B，NZ1A，NZ1Bにそれぞれ該当し、ポールＰｄに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示す巻線N2A，N2B，NZ2A，NZ2Bにそれぞれ該当する。
【００４２】
トランジスタQNA，QNB，QZA，QZBは、ポールＰｂに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示すトランジスタQN0A，QN0B，QZ0A，QZ0Bにそれぞれ該当し、ポールＰｃに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示すトランジスタQN1A，QN1B，QZ1A，QZ1Bにそれぞれ該当し、ポールＰｄに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示すトランジスタQN2A，QN2B，QZ2A，QZ2Bにそれぞれ該当する。
【００４３】
抵抗RA，RBは、ポールＰｂに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示す抵抗R0A，R0Bにそれぞれ該当し、ポールＰｃに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示す抵抗R1A，R1Bにそれぞれ該当し、ポールＰｄに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示す抵抗R2A，R2Bにそれぞれ該当する。
【００４４】
ドライバDNA，DNB，DZには、１つの１次側コイル回路１に送信回路２から与えられる３つの駆動パルスPNA，PNB，PZがそれぞれ入力される。これらの駆動パルスPNA，PNB，PZは、送信用電源TXVの加算する状態、減算する状態および加算も減算もしない状態のそれぞれにおいてハイレベルとされる。ドライバDNA，DNB，DZは、駆動パルスPNA，PNB，PZをトランジスタQN2A，QN2B，QZ2A，QZ2Bを駆動するのに適した波形に整えて出力する。ドライバDNAの出力信号はトランジスタQNAのベースに、ドライバDNBの出力信号はトランジスタQNBのベースに、そしてドライバDZの出力信号はトランジスタQZAのベースおよびトランジスタQZBのベースにそれぞれ印加される。なお、送信用電源TXVは、ポールＰｂに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示す送信用電源TXV0に該当し、ポールＰｃに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示す送信用電源TXV1に該当し、ポールＰｄに対応する１次側コイル回路１においては図１１に示す送信用電源TXV2に該当する。
【００４５】
インバータINA，INB，IZには、駆動パルスPNA，PNB，PZがそれぞれ入力される。インバータINA，INB，IZは、ドライバDNA，DNB，DZのそれぞれが出力する信号の波形を反転させた反転信号をそれぞれ出力する。インバータINAが出力する反転信号は、コンデンサCNAを介してトランジスタQNAのドレインに印加される。インバータINBが出力する反転信号は、コンデンサCNBを介してトランジスタQNBのドレインに印加される。インバータIZが出力する反転信号は、コンデンサCZAを介してトランジスタQZAのドレインに印加されるとともに、コンデンサCZBを介してトランジスタQZBのドレインに印加される。
【００４６】
コンデンサCNA，CNB，CZA，CZBは、それぞれが接続されているインバータとそれぞれが接続されているトランジスタのゲートとを結合する。コンデンサCNA，CNB，CZA，CZBは例えば、それぞれが接続されているトランジスタのゲート・ドレイン間容量とほぼ同じ容量を持つ。
【００４７】
次に以上のように構成された超音波診断装置の動作について説明する。
【００４８】
この超音波診断装置においては、特許文献１に開示された手法によって３種類の送信用電圧TXV0，TXV1，TXV2の加減算により±１３レベルの波形を発生させることができる。このときにトランジスタQN0A，QN1A，QN2A，QN0B，QN1B，QN2B，QZ0A，QZ0B，QZ1A，QZ1B，QZ2A，QZ2Bは、適宜にＯＮ／ＯＦＦされることになるが、この際に各トランジスタのゲート・ドレイン間容量の影響によってドレインに漏れ電圧が生じる。
【００４９】
しかしながら、この漏れ電圧は、以下のようにしてキャンセルされる。
【００５０】
図３は図２に示した回路構成における１つのトランジスタに関わる等価回路図である。
【００５１】
図３におけるトランジスタQ1は、図２におけるトランジスタQNA，QNB，QZA，QZBのいずれかに相当する。図３における信号発生部D1は、図２におけるドライバDNA，DNB，DZのいずれかに相当する。図３における信号発生部I1は、図２におけるインバータINA，INB，IZのいずれかに相当する。図３における電源部P1は、図２における送信用電源TXVまたは巻線NZA，NZBに相当する。図３におけるコンデンサC2は、図２におけるコンデンサCNA，CNB，CZA，CZBのいずれかに相当する。抵抗R1は、等価負荷抵抗である。
【００５２】
信号発生部D1の信号源V1により発生されるパルス信号が、信号源V1の出力抵抗を模擬した抵抗R2を介してトランジスタQ1のベースに駆動パルスとして印加される。一方、信号発生部I1の信号源E1により発生される信号が、信号源E1の等価内部抵抗R3とコンデンサC2とを介してトランジスタQ1のベースに印加される。信号発生部I1から出力される信号は、信号発生部D1から出力されるパルス信号の波形を反転させた反転信号である。この反転信号の電圧が、コンデンサC2を介してトランジスタQ1のドレインに供給されることによって、トランジスタQ1のドレインに補正電圧が印加される。コンデンサC2の容量はトランジスタQ1のゲート・ドレイン間容量とほぼ同じであるから、補正電圧は漏れ電圧と極性が逆で、絶対値がほぼ同じとなる。このようにして、信号発生部I1およびコンデンサC2によって、補正電圧が発生される。そしてこのように発生された補正電圧がトランジスタQ1のドレインに生じる信号に加算されることにより、トランジスタQ1のＯＮ／ＯＦＦによりトランジスタQ1のドレインに生じる信号から、この信号に含まれた漏れ電圧を減算することになり、この漏れ電圧がキャンセルされる。
【００５３】
図４は図３に示した回路に関するシミュレーション結果を表す図である。図４（ａ）は、トランジスタQ1への入力信号の図３中のPo11点における波形を示す。図４（ｂ）は、トランジスタQ1の出力信号に含まれるノイズ成分の図４中のPo12点における波形を示す。図４（ｃ）は、トランジスタQ1の出力信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）解析した結果を示す図である。なお、このシミュレーションは、抵抗R1を５０Ω、抵抗R2を０Ω、抵抗R3を５１Ω、電源部P1の内部の電源V2の電圧を０Ｖ、電源部P1の内部のコンデンサC1の容量を２００ｐＦ、コンデンサC2の容量を180ｐＦと設定している。
【００５４】
トランジスタQ1のゲートに図４（ａ）に示すような５ＶのＯＮ／ＯＦＦ信号を入力した場合、トランジスタQ1のドレインからの出力信号に生じる漏れ電圧波形は図４（ｂ）に示すような＋１０ｍＶpeak〜−２０ｍＶpeak程度に低減される。図４（ｃ）に示すＦＦＴ結果は、図１３（ｃ）に示すＦＦＴ結果に対する相対比較で約２０ｄＢの改善が見られる。
【００５５】
このように第１の実施形態によれば、トランジスタQNA，QNB，QZA，QZBのそれぞれにおいて生じる漏れ電圧に起因するノイズが低減され、波形精度の高い送信信号を生成することが可能である。
【００５６】
（第２の実施形態）
図５は図１中の１次側コイル回路１の第２の実施形態における具体的な構成を示す図である。なお、図５において図２と同一部分には同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００５７】
図５に示すように１次側コイル回路１は、巻線NA，NB，NZA，NZB，トランジスタQNA，QNB，QZA，QZB、抵抗RA，RB、ドライバDNA，DNB，DZ、インバータINA，INB，IZ、トランジスタQCNA，QCNB，QCZA，QCZBおよび抵抗RNA，RNB，RZA，RZBを含む。すなわち１次側コイル回路１は第２の実施形態においては、第１の実施形態におけるコンデンサCNA，CNB，CZA，CZBに代えてトランジスタQCNA，QCNB，QCZA，QCZBおよび抵抗RNA，RNB，RZA，RZBを含む。
【００５８】
トランジスタQCNA，QCNB，QCZA，QCZBは、トランジスタQNA，QNB，QZA，QZBのそれぞれと対をなす。トランジスタQCNA，QCNB，QCZA，QCZBはそれぞれ、対をなすトランジスタと同タイプのMOS FETである。トランジスタQCNA，QCNB，QCZA，QCZBのゲート・ドレイン間容量はそれぞれ、対をなすトランジスタのゲート・ドレイン間容量とできるだけ近い値であることが好ましい。ここでは例えば、トランジスタQCNA，QCNB，QCZA，QCZBとして、対をなすトランジスタと同一品種の素子を使用することとする。これにより、トランジスタQCNA，QCNB，QCZA，QCZBのゲート・ドレイン間容量と対をなすトランジスタのゲート・ドレイン間容量にほぼ一致させることができる。トランジスタQCNA，QCNB，QCZA，QCZBのそれぞれのドレインは、対をなすトランジスタのドレインに接続されている。トランジスタQCNAのゲートにはインバータINAが出力する反転信号が、トランジスタQCNBのゲートにはインバータINBが出力する反転信号が、トランジスタQCZAのゲートおよびトランジスタQCZBのゲートにはインバータIZが出力する反転信号がそれぞれ印加される。トランジスタQCNA，QCNB，QCZA，QCZBのソースは、抵抗RNA，RNB，RZA，RZBをそれぞれ介して接地されている。
【００５９】
次に以上のように構成された超音波診断装置の動作について説明する。
【００６０】
この超音波診断装置においては、特許文献１に開示された手法によって３種類の送信用電圧TXV0，TXV1，TXV2の加減算により±１３レベルの波形を発生させることができる。このときにトランジスタQN0A，QN1A，QN2A，QN0B，QN1B，QN2B，QZ0A，QZ0B，QZ1A，QZ1B，QZ2A，QZ2Bは、適宜にＯＮ／ＯＦＦされることになるが、この際に各トランジスタのゲート・ドレイン間容量の影響によって各トランジスタのドレインに漏れ電圧が生じる。
【００６１】
しかしながら、この漏れ電圧は、以下のようにしてキャンセルされる。
【００６２】
図６は図５に示した回路構成における１つのトランジスタに関わる等価回路図である。
【００６３】
図６におけるトランジスタQ1は、図５におけるトランジスタQNA，QNB，QZA，QZBのいずれかに相当する。図６における信号発生部D1は、図５におけるドライバDNA，DNB，DZのいずれかに相当する。図６における信号発生部I1は、図５におけるインバータINA，INB，IZのいずれかに相当する。図６における電源部P1は、図５における送信用電源TXVまたは巻線NZA，NZBに相当する。図６におけるトランジスタQ2は、図５におけるトランジスタQCNA，QCNB，QCZA，QCZBのいずれかに相当する。図６における抵抗R4は、図５における抵抗RNA，RNB，RZA，RZBのいずれかに相当する。抵抗R1は、等価負荷抵抗である。
【００６４】
信号発生部D1の信号源V1により発生されるパルス信号が、信号源V1の出力抵抗を模擬した抵抗R2を介してトランジスタQ1のベースに駆動パルスとして印加される。一方、信号発生部I1の信号源E1により発生される信号が、信号源E1の等価内部抵抗R3とトランジスタQ2とを介してトランジスタQ1のベースに印加される。信号発生部I1から出力される信号は、信号発生部D1から出力されるパルス信号の波形を反転させた反転信号である。この反転信号の電圧が、トランジスタQ2のゲート・ドレイン間を介してトランジスタQ1のドレインに供給されることによって、トランジスタQ1のドレインに補正電圧が印加される。トランジスタQ1とトランジスタQ2とは、ゲート・ドレイン間容量がほぼ等しいので、補正電圧は漏れ電圧と極性が逆で、絶対値がほぼ同じとなる。このようにして、信号発生部I1、トランジスタQ2および抵抗R4によって、補正電圧が発生される。そしてこのように発生された補正電圧がトランジスタQ1のドレインに生じる信号に加算されることにより、トランジスタQ1のＯＮ／ＯＦＦによりトランジスタQ1のドレインに生じる信号から、この信号に含まれた漏れ電圧を減算することになり、この漏れ電圧がキャンセルされる。
【００６５】
なお、抵抗R4は、トランジスタQ1がＯＮしているときにおけるトランジスタQ1の抵抗値Ronおよび負荷インピーダンスに対して十分に大きな抵抗値に設定しておくことにより、トランジスタQ2がＯＮ状態になったときにトランジスタQ1の出力信号に影響することが防止される。また抵抗R4は、トランジスタQ2のソース電位を安定化する機能も持つ。トランジスタQ2はＯＮ／ＯＦＦさせなくても良いので、トランジスタQ2のソースは、抵抗R4を介して任意の電位点に接続しても良い。
【００６６】
図７は図６に示した回路に関するシミュレーション結果を表す図である。図７（ａ）は、トランジスタQ1への入力信号の図６中のPo11点における波形を示す。図７（ｂ）は、トランジスタQ1の出力信号に含まれるノイズ成分の図６中のPo21点における波形を示す。図７（ｃ）は、トランジスタQ1の出力信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）解析した結果を示す図である。なお、このシミュレーションは、抵抗R1を５０Ω、抵抗R2を０Ω、抵抗R3を５１Ω、抵抗R4を１００ｋΩ、電源部P1の内部の電源V2の電圧を０Ｖ、電源部P1の内部のコンデンサC1の容量を２００ｐＦと設定している。
【００６７】
トランジスタQ1のゲートに図７（ａ）に示すような５ＶのＯＮ／ＯＦＦ信号を入力した場合、トランジスタQ1のドレインからの出力信号に生じる漏れ電圧波形は図７（ｂ）に示すような±５ｍＶpeak程度に低減される。図７（ｃ）に示すＦＦＴ結果は、図１３（ｃ）に示すＦＦＴ結果に対する相対比較で約４０ｄＢの改善が見られる。
【００６８】
このように第２の実施形態によれば、トランジスタQNA，QNB，QZA，QZBのそれぞれにおいて生じる漏れ電圧に起因するノイズが低減され、波形精度の高い送信信号を生成することが可能である。そして第２の実施形態によれば、補正電圧の生成のために第１の実施形態におけるコンデンサCNA，CNB，CZA，CZBに代えてトランジスタQCNA，QCNB，QCZA，QCZBを使用していることによって、トランジスタQNA，QNB，QZA，QZBのゲート・ドレイン間容量をより正確に模擬して、第１の実施形態よりも適正な補正電圧を生成することができる。そしてこの結果、第１の実施形態よりも上記したように波形精度を向上することが可能である。
【００６９】
この実施形態は、次のような種々の変形実施が可能である。
【００７０】
トランジスタQN0A，QN0B，QZ0A，QZ0B，QN1A，QN1B，QZ1A，QZ1B，QN2A，QN2B，QZ2A，QZ2Bの少なくとも１つにおける漏れ電圧を上記各実施形態の方法によってキャンセルすれば、従来に比べて波形精度を向上することが可能である。
【００７１】
１次側コイル回路の数は、２つまたは４つ以上であっても良い。
【００７２】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の実施形態に係る超音波診断装置の構成を示すブロック図。
【図２】図１中の１次側コイル回路１の第１の実施形態における具体的な構成を示す図。
【図３】図２に示した回路構成における１つのトランジスタに関わる等価回路図。
【図４】図３に示した回路に関するシミュレーション結果を表す図。
【図５】図１中の１次側コイル回路１の第２の実施形態における具体的な構成を示す図。
【図６】図５に示した回路構成における１つのトランジスタに関わる等価回路図。
【図７】図６に示した回路に関するシミュレーション結果を表す図。
【図８】磁束加算方式を利用した送信部の概略構成を示す図。
【図９】図８に示す送信部に含まれる電気回路の等価回路を示す図。
【図１０】送信用電源TXV0，TXV1，TXV2の電圧の比率を１：３：９とした場合に生成できる電圧値の一覧を表わす図。
【図１１】磁束加算方式を利用した送信部の実用的な回路構成を示す図。
【図１２】図１１に示した回路構成における１つのトランジスタに関わる原理図。
【図１３】図１２に示した回路に関するシミュレーション結果を表す図。
【符号の説明】
【００７４】
１…１次側コイル回路、２…送信回路、３…受信回路、４…ビームフォーマ、５…ディジタルスキャンコンバータ（ＤＳＣ）、６…モニタ、７…制御部、CNA，CNB，CZA，CZB…コンデンサ、DNA，DNB，DZ…ドライバ、INA，INB，IZ…インバータ、NT，NA，NB，NZA，NZB…巻線、QNA，QNB，QZA，QZB…トランジスタ、QCNA，QCNB，QCZA，QCZB…トランジスタ、RA，RB…抵抗、T…振動子、TXV…送信用電源。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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