(57)【要約】【課題】無線通信システムの無線受信機に関し、特にＡＤＣ前段で折り返し雑音を除去するアンチ・エリアシング・フィルタや、帯域を制限して受信信号の隣接チャネルへの影響を除去するチャネル・フィルタの、カットオフ周波数のばらつきを補正する補正機能を備えた無線受信機を提供する。【解決手段】無線受信機は、乗算器、 発振器、 位相シフト器からなる直交復調器により受信信号をＩ相とＱ相に分離した後、 アナログ・フィルタ、それに続くＡＤ変換器、それに続くディジタル・フィルタにて信号を処理する無線受信回路において、前記発振器の出力を前記アナログ・フィルタに直接入力する手段と、前記ＡＤ変換器でディジタルに変換された前記アナログ・フィルタの出力をモニタし、その出力結果に応じて前記ディジタル・フィルタの係数等のパラメータを制御することで前記アナログ・フィルタの周波数／位相特性を補正するモニタ／制御部を有する。【選択図】図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
乗算器、 発振器、 位相シフト器からなる直交復調器により受信信号をＩ相とＱ相に分離した後、 アナログ・フィルタ、それに続くＡＤ変換器、それに続くディジタル・フィルタにて信号を処理する無線受信回路において、
前記発振器の出力を前記アナログ・フィルタに直接入力する手段と、
前記ＡＤ変換器でディジタルに変換された前記アナログ・フィルタの出力をモニタし、その出力結果に応じて前記ディジタル・フィルタの係数等のパラメータを制御することで前記アナログ・フィルタの周波数／位相特性を補正するモニタ／制御部を有することを特徴とする無線受信機。
【請求項２】
前記アナログ・フィルタは、さらにそのアナログ周波数特性を補正する手段を内包しており、
前記モニタ／制御部は、前記アナログ・フィルタの出力モニタによる周波数特性の測定結果に応じて前記補正する手段を制御して該アナログ周波数特性を補正すること、を特徴とする請求項１記載の無線受信機。
【請求項３】
前記直接入力する手段は、パス切り換えスイッチからなり、
前記モニタ／制御部は、前記パス切り換えスイッチを制御して、該無線受信機の受信動作時における通常接続状態と前記周波数／位相特性をモニタ測定する特性測定状態とを切替える、ことを特徴とする請求項１記載の無線受信機。
【請求項４】
前記モニタ／制御部は、前記特性測定状態において前記発振器からの発振出力周波数を測定レンジ内でスイープさせる、ことを特徴とする請求項３記載の無線受信機。
【請求項５】
乗算器, 発振器, 位相シフト器からなる直交復調器により受信信号をＩ相とＱ相に分離した後、第１のアナログ・フィルタ、それに続くＡＤ変換器、それに続くディジタル・フィルタでＩ相信号を、第２のアナログ・フィルタ、それに続くＡＤ変換器、それに続くディジタル・フィルタでＱ相信号を処理する無線受信回路において、
前記発振器の出力を前記第１又は第２の何れかのアナログ・フィルタに直接入力する手段と、
前記発振器の出力を前記第２又は第１の何れかのＡＤ変換器に直接入力する手段と、
前記第1及び第2のＡＤ変換器においてディジタルに変換された前記第1又は第2のアナログ・フィルタの出力と、
前記第１又は第２のＡＤ変換器の出力を比較し、その差に応じて前記第1及び第2のディジタル・フィルタの係数等のパラメータを制御するモニタ／制御部と、を有することを特徴とする無線受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信システムの無線受信機に関し、特にＡＤＣ（Analog−Digital  Converter）前段で折り返し雑音を除去するアンチ・エリアシング・フィルタや、帯域を制限して受信信号の隣接チャネルへの影響を除去するチャネル・フィルタの、カットオフ周波数のばらつきを補正する補正回路を備えた無線受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来の無線通信システムにおける無線受信機（携帯端末無線部１）の基本構成例を示したものである。
図１において、アンテナ（ＡＮＴ）１１で受信された無線信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ；Low Noise Amplifier）１２で増幅され、Ｉ系の受信パス（乗算器Ｉ（１３）、ＬＰＦＩ（１７）、ＡＤＣＩ（１９）、ＤＴＦＩ（ＤＴＦ；DigiTal Filter（２１））及びＱ系の受信パス（乗算器Ｑ（１４）、ＬＰＦＱ（１８）、ＡＤＣＱ（２０）、ＤＴＦＱ（２２））でそれぞれＩ系の受信信号及びそれとは位相が９０度ずれたＱ系の受信信号として復調される。
【０００３】
図１に示すように、受信機１の前段部（ＲＦＬＳＩ）にはアナログ・フィルタ（ＬＰＦＩ（１７）及びＬＰＦＱ（１８））が用いられていた。ここでは、１）信号が隣接チャネルに影響を与えないよう帯域を制限するチャネル・フィルタ、２）受信ＡＤ変換器前段で折り返し雑音を除去するアンチ・エリアシング・フィルタの機能を有する。
【０００４】
フィルタのカットオフ周波数のばらつきは、妨害波耐力の劣化や、折り返し雑音によるS/Nの劣化を引き起こす。またフィルタの群遅延は、復調精度に直接影響を与えることから、無線通信システムが高速・高精度化する昨今、フィルタへ要求されるスペックは非常に厳しいものとなっている。
【０００５】
前記フィルタ（ＬＰＦＩ（１７）及びＬＰＦＱ（１８））をアナログ回路で構成した場合、素子のプロセスばらつきや相対誤差により、フィルタ特性に個体ばらつきが生じてしまうが、上記のような理由より、そのばらつきを補正する手段が必要となる。
【０００６】
図２は、従来のばらつき補正回路（フィルタレプリカ回路）の一構成例（従来回路１と呼ぶ）を示したものである。ここでは、Ｉ系の構成のみを示しており、Ｑ系についてはＩ系と同様である。図３及び４に、ばらつき補正用の積分器(フィルタレプリカ回路)の一実現例を示す。
従来は、主信号のフィルタ（ＬＰＦＩ（１７）又はＬＰＦＱ（１８））とは別に前記フィルタと同じ回路構成の積分器(フィルタレプリカ回路)を設けておき、フィルタレプリカ回路の時定数を測定することで素子のプロセス状態を把握し、基準値との比較によりその時定数がある一定値範囲内となるようにレプリカ回路の素子をフィードバック制御する。同時にその制御信号で主信号フィルタの素子も制御することで、フィルタのカットオフ周波数が許容設計値内になるように補正を行う。
【０００７】
動作原理としては、図３に示すように、積分器の時定数τを外部クロック周波数fexに一致させるように動作させる。すなわちクロック一周期間の、参照電圧Vrefから抵抗Rを介した容量C0への電荷移動量ΔQ1（充電電荷量）と、容量C0から参照電圧−Vref量Cへの電荷移動量ΔQ2（放電電荷量）とが等しくなるよう、抵抗Rの値を調整する。
【０００８】
初期状態では抵抗値は最大レベル（ＲＭＡＸ）、積分器は電荷蓄積値”0”状態にリセットされる。Vrefからの電荷は正、−Vrefからの電荷は負として比較され、一定回数その到達レベル差を積分する。積分結果VoがSGを上回っていれば補正は完了となるが、下回っていれば抵抗値を一段階下げて再び差分積分動作を行う（図４参照）。抵抗制御信号は主信号のフィルタ（ＬＰＦＩ１７）と共有されており、最適時定数が主信号のフィルタにおいても実現されることになる。素子値の調整は例えば抵抗の場合、抵抗とスイッチ素子を並列に接続したものを直列に接続しておき、そのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることでトータルの抵抗値を変化させることが出来る。
【０００９】
他にも（従来回路２と呼ぶ）、アナログ・フィルタのばらつきを抑える手段として、ＡＤＣ前段のフィルタは折り返し雑音の除去のみを目的としたカットオフ周波数＜fs/2を満足する緩めのフィルタとし、チャンネルセパレーション用のフィルタをディジタルで構成するという方法が開示されている（特許文献１参照）。
【００１０】
【特許文献１】特許第３０３２２６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上述した従来回路1は、アナログ回路においてスイッチ素子をＯＮ／ＯＦＦする調整であり、通常は抵抗素子の切り替えのみで抵抗、容量のばらつきを補正するため、容量のばらつき分は補正出来ないという問題があった。また、アナログスイッチ素子のＯＮ抵抗にもばらつきが存在するため、抵抗の補正精度にも限界があるという問題があった。さらに、本例は主信号フィルタとレプリカ回路のプロセス状態が同じであるという前提の下に成り立つものであるため、主信号フィルタとレプリカ回路の相対誤差があるとそのばらつき分は補正できないという問題があった。
【００１２】
一方、図５の従来回路２の動作例に示すように、従来回路２では、ＡＤＣ前段のアナログ・フィルタは折り返し雑音の除去のみを目的としたアンチ・エリアシングフィルタ（ＡＡＦ）であり、このようなフィルタでは希望波に隣接する妨害波を除去し切れないことから、ＡＤＣには妨害波を歪ませないだけのダイナミックレンジが必要となり、入力ダイナミックレンジの広い高価なＡＤＣが必要となるという問題があった。
【００１３】
そこで本発明の目的は、上記問題点に鑑み、通常は乗算器に直接入力されるか、又は位相を９０度シフトした後に乗算器に入力される直交復調器用の発振器の出力信号を、直接フィルタに入力してフィルタの周波数特性を測定し、その結果に応じてアナログ・フィルタ及びディジタル・ベース・バンド（ＤＢＢ；Digital Base Band）側にあるディジタル・フィルタの係数を最適値に再設定する手段を設けておき、測定したバラツキ結果を基に最適なディジタル・フィルタに設定することでアナログ回路のばらつきをアナログ＋ディジタルのトータルで補正するばらつき補正機能を備えた無線受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明によれば、乗算器、 発振器、 位相シフト器からなる直交復調器により受信信号をＩ相とＱ相に分離した後、 アナログ・フィルタ、それに続くＡＤ変換器、それに続くディジタル・フィルタにて信号を処理する無線受信回路において、前記発振器の出力を前記アナログ・フィルタに直接入力する手段と、前記ＡＤ変換器でディジタルに変換された前記アナログ・フィルタの出力をモニタし、その出力結果に応じて前記ディジタル・フィルタの係数等のパラメータを制御することで前記アナログ・フィルタの周波数／位相特性を補正するモニタ／制御部を有することを特徴とする無線受信機が提供される。
【００１５】
前記アナログ・フィルタは、さらにそのアナログ周波数特性を補正する手段を内包しており、前記モニタ／制御部は、前記アナログ・フィルタの出力モニタによる周波数特性の測定結果に応じて前記補正する手段を制御して該アナログ周波数特性を補正する。また、前記直接入力する手段は、パス切り換えスイッチからなり、前記モニタ／制御部は、前記パス切り換えスイッチを制御して、該無線受信機の受信動作時における通常接続状態と前記周波数／位相特性をモニタ測定する特性測定状態とを切替える。さらに、前記モニタ／制御部は、前記特性測定状態において前記発振器からの発振出力周波数を測定レンジ内でスイープさせる。
【００１６】
また、本発明によれば、乗算器, 発振器, 位相シフト器からなる直交復調器により受信信号をＩ相とＱ相に分離した後、第１のアナログ・フィルタ、それに続くＡＤ変換器、それに続くディジタル・フィルタでＩ相信号を、第２のアナログ・フィルタ、それに続くＡＤ変換器、それに続くディジタル・フィルタでＱ相信号を処理する無線受信回路において、前記発振器の出力を前記第１又は第２の何れかのアナログ・フィルタに直接入力する手段と、前記発振器の出力を前記第２又は第１の何れかのＡＤ変換器に直接入力する手段と、前記第1及び第2のＡＤ変換器においてディジタルに変換された前記第1又は第2のアナログ・フィルタの出力と、前記第１又は第２のＡＤ変換器の出力を比較し、その差に応じて前記第1及び第2のディジタル・フィルタの係数等のパラメータを制御するモニタ／制御部と、を有する無線受信機が提供される。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、直交復調器用の発振器の出力信号を直接フィルタに入力してフィルタの周波数特性を測定し、その結果に応じてディジタル・ベース・バンド（ＤＢＢ）側にあるディジタル・フィルタの係数を最適値に再設定する手段を設けておき、測定したバラツキ結果を基に最適なディジタル・フィルタに設定することでアナログ回路のばらつきをアナログ＋ディジタルのトータルで補正することが可能となる。なお、アナログ・フィルタ単独での補正も可能である。
【００１８】
なお、これら一連の補正動作は、システムの電源が投入されてから通信が開始されるまでの間に最低一回行われるものであるが、例えばＴＤ−ＣＤＭＡのようなバースト動作を行うシステムでは、受信動作開始前のタイミングで行うことも可能である。
【００１９】
また、本発明によれば、測定器や携帯端末外部からの制御を必要とすることなく、アナログ回路のばらつきをアナログ＋ディジタルのトータルで補正出来、補正精度を一層向上させることが可能となる。
【００２０】
さらに、本発明によれば、Ｉ相とＱ相の相対的な特性比較をすることにより、フィルタ利得の周波数特性だけでなく、位相特性についても測定可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図６は、本発明によるばらつき補正回路の一実施例を示したものである。
図６において、発振器１５と乗算器１３の間にスイッチＳ１（４１）、乗算器１３とＬＰＦ１７の間にスイッチＳ２（４３）、発振器１５とＬＰＦ１７の間にスイッチＳ３（４２）を設けておき、通常の通信時はスイッチＳ１、Ｓ２がＯＮ、スイッチＳ３がＯＦＦとなり、発信器１５の出力が乗算器１３に接続され、受信信号の周波数変換が行われる。なお、本例では説明の容易のためにＩ系のみを示している。
【００２２】
ＬＰＦ１７の周波数特性を測定するには、スイッチＳ１、Ｓ２をＯＦＦ、スイッチＳ３をＯＮとし、発振器の出力を直接ＬＰＦ１７に入力して、発振器１５出力信号周波数を数ＫＨｚ〜数十ＭＨｚ程度までスイープさせる。そして、ＡＤ変換器１９によりディジタル信号に変換されたＬＰＦ出力信号をモニタすることでフィルタＬＰＦ１７の周波数特性を知ることが出来る。その周波数特性と設計値との差に応じて、ＤＢＢ側にあるディジタル・フィルタＤＴＦ２１の係数を制御回路（ＣＯＮＴ４４）によって最適値に再設定する。
【００２３】
なお、ＤＴＦ２１に代えて、図４に示した抵抗調整器等を用いて、ＬＰＦ１７の周波数特性を直接調整するようにしてもよい。これにより、ＡＤＣ１９は希望波のみを含むダイナミックレンジでよく、妨害波を含む入力ダイナミックレンジの広い高価なＡＤＣは不要となる（図５参照）。また、本例におけるスイッチＳ１〜Ｓ３の制御，発信器１５の周波数スイープ制御，抵抗調整器の抵抗選択、及びＬＰＦ出力信号のモニタは、全て制御回路ＣＯＮＴ４４が実施する。この制御回路ＣＯＮＴ４４は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を用いることで他の部品と同様に携帯端末上に実装することが可能であり、それにより測定器や携帯端末外部からの制御を必要とすることなく、フィルタ特性の測定、及び、最適なフィルタ定数の設定をすることが可能となる。
【００２４】
図７は、図６の実施例における、フィルタのカットオフ周波数測定方法を示したものである。
抵抗調整器の抵抗選択した後、最初に十分周波数の低い信号を発信器１５より出力し、それをＬＰＦ１７に入力する。ＬＰＦ１７の出力信号をＡＤＣ１９でディジタル信号に変換した後、その信号の振幅を測定しそれを０ｄＢとする（図７の（ａ））。次に周波数を上げながら同様の測定を繰り返し、入力信号周波数とADC出力信号振幅減衰量の関係を測定する（図７の（ｂ））。
【００２５】
図８は、  本発明によるばらつき補正回路の別の実施例を示したものである。
図８では、Ｉ相とＱ相から構成される無線受信機において、発信器１５とＩ相側の乗算器Ｉ（１３）の間にスイッチＳ１Ｉ（４１）、乗算器I（１３）とフィルタＬＰＦＩ（１７）の間にスイッチＳ２Ｉ（４２）、発振器１５とフィルタＬＰＦＩ（１７）の間にスイッチＳ３Ｉ（４３）、ＬＰＦＩ（１７）とＡＤ変換器ＡＤＣＩ（１９）の間にＳ４Ｉ（４５）、発信器１５とＡＤ変換器ＡＤＣＩ（１９）の間にＳ５Ｉ（４６）を設けておく。
【００２６】
同様に、発信器１５とＱ相側の乗算器Ｑ（１４）の間に９０度位相器（１６）及びスイッチＳ１Ｑ（５１）、乗算器Ｑ（１４）とフィルタＬＰＦＱ（１８）の間にスイッチＳ２Ｑ（５２）、発振器１５とＬＰＦＱ（１８）の間にスイッチＳ３Ｑ（５３）、ＬＰＦＱ（１８）とＡＤ変換器ＡＤＣＱ（２０）の間にＳ４Ｑ（５５）、発信器１５とＡＤ変換器ＡＤＣＱ（２０）の間にＳ５Ｑ（５６）を設けておく。
【００２７】
通常の通信時はスイッチＳ１Ｉ（４１）、Ｓ２Ｉ（４２）、Ｓ４Ｉ（４５）、Ｓ１Ｑ（５１）、Ｓ２Ｑ（５２）、Ｓ４Ｑ（５５）がＯＮ、スイッチＳ３Ｉ（４３）、Ｓ５Ｉ（４６）、Ｓ３Ｑ（５３）、Ｓ５Ｑ（５６）がＯＦＦとなり、発信器１５の出力が乗算器Ｉ（１２）及び９０度位相器（１６）を介して乗算器Ｑ（１４）に接続され、受信信号の周波数変換が行われる。
【００２８】
Ｉ相側フィルタＬＰＦＩ（１７）の特性を測定する場合には、スイッチＳ１Ｉ（４１）、Ｓ２Ｉ（４２）、Ｓ５Ｉ（４６）をＯＦＦ、スイッチＳ３Ｉ（４３）、Ｓ４Ｉ（４５） をＯＮとし、発信器１５の出力信号を直接フィルタＬＰＦＩ（１７）に入力する。また同時に、Ｓ１Ｑ（５１）、Ｓ２Ｑ（５２）、Ｓ３Ｑ（５３）、Ｓ４Ｑ（５５）をＯＦＦ、Ｓ５Ｑ（５６）をＯＮとすることで、Ｑ側のＡＤ変換器ＡＤＣＱ（２０）出力にはフィルタＬＰＦＱ（１８）を通過していない信号を得ることが出来る。
【００２９】
ここで、図６と同様の方法により、発信器１５の出力信号周波数をスイープしＡＤ変換器ＡＤＣＩ（１９）の出力信号をモニタすることにより、フィルタＬＰＦＩ（１７）の周波数特性を知ることが出来る。また、Ｉ／Ｑ相それぞれのＡＤ変換器出力信号の位相差を測定することにより、Ｉ相側フィルタＬＰＦＩ（１７）の位相特性を併せて測定することが出来る。
【００３０】
同様に、Ｑ 相側フィルタＬＰＦＱ（１８）の特性を測定する場合には、スイッチＳ１Ｑ（５１）、Ｓ２Ｑ（５２）、Ｓ５Ｑ（５６）をＯＦＦ、スイッチＳ３Ｑ（５３）、Ｓ４Ｑ（５５）をＯＮとし、発信器１５の出力信号を直接フィルタＩＰＦＱ（１８）に入力する。また同時に、Ｓ１Ｉ（４１）、Ｓ２Ｉ（４２）、Ｓ３Ｉ（４３）、Ｓ４Ｉ（４５）をＯＦＦ、Ｓ５Ｉ（４６）をＯＮとすることで、Ｉ側のＡＤ変換器ＡＤＣＩ（１９）出力にはフィルタＬＰＦＩ（１７）を通過していない信号を得ることが出来る。
【００３１】
ここで、図６と同様の方法により、発信器１５の出力信号周波数をスイープしＡＤ変換器ＡＤＣＱ（２０）の出力信号をモニタすることにより、フィルタＬＰＦＱ（１８）の周波数特性を知ることが出来る。また、Ｉ／Ｑ相それぞれのＡＤ変換器出力信号の位相差を測定することにより、Ｑ相側フィルタの位相特性を測定することが出来る。
【００３２】
上記の実施例においても図６と同様に、スイッチＳ１Ｉ〜Ｓ４Ｉ、Ｓ１Ｑ〜Ｓ４Ｑの制御，発信器の周波数スイープ，フィルタＬＰＦＩ、ＬＰＦＱ出力信号のモニタは、全て制御回路ＣＯＮＴ４４が実施する。この制御回路ＣＯＮＴ４４は、例えばＤＳＰ等を用いることで他の部品と同様に携帯端末上に実装することが可能であり、それにより測定器や携帯端末外部からの制御を必要とすることなく、フィルタ特性の測定、及び、最適なフィルタ定数の設定をすることが可能となる。
【００３３】
図９には、本発明による図８の実施例におけるフィルタのカットオフ周波数と位相特性の測定方法を示している。
先ず十分に周波数の低い信号を発信器より出力し、それをＱ相のフィルタＬＰＦＱ１８とＩ相のＡＤ変換器ＡＤＣＩ１９に入力する。Ｑ相フィルタＬＰＦＱ１８の出力信号をＡＤ変換器ＡＤＣＱ２０でディジタル信号に変換した後、その信号の振幅を測定しそれを０ｄＢとする。また同様にＩ相のＡＤ変換器ＡＤＣＩ１９の出力信号の振幅も測定すると、Ｉ／Ｑ相で相対誤差が無い場合、その振幅は同じく０ｄＢである。
【００３４】
次に、発信器１５の周波数を上げながら同様の測定を繰り返し、入力信号周波数と、Ｉ相側ＡＤ変換器ＡＤＣＩの出力信号振幅に対するＱ相側ＡＤ変換器ＡＤＣＱ２０の出力信号振幅減衰量の関係を測定する。同時に、各周波数におけるＩ相信号に対するＱ相信号の遅延時間をＱ相フィルタＬＰＦＱ２０の位相特性とする。
【００３５】
Ｉ相フィルタＬＰＦＩ１７の特性を測定するには、Ｉ相のフィルタＬＰＦＩ１７とＱ相のＡＤ変換器ＡＤＣＱ２０に発信器１５の出力信号を入力し、同様の測定を行えば良い。
【００３６】
図８の方法では、I相とQ相の相対的な利得や位相の変化を測定しているため、例えば発信器の出力信号振幅が周波数に応じて変化するような場合においても、フィルタの周波数特性を測定することが可能である。なお、上記の測定を抵抗調整器の抵抗選択した後に行うようにしてもよい。
【００３７】
図１０に、ディジタル・フィルタ（ＤＴＦ）の構成例と、その特性補正方法を示している。
図１０のフィルタは一般的なＦＩＲフィルタであり、タップ段数ｎ段で構成されている。ＦＩＲフィルタは係数(h0〜hn)を変化させることで応答特性が変化する。
【００３８】
図１１に示すように、ディジタル・フィルタの特性は先に測定したアナログ・フィルタ特性と理想フィルタ特性の差の特性となるよう、係数を調整すれば良い。アナログ・フィルタの特性に応じた最適な係数の値は、予めテーブルに格納しておいたものを呼び出しても良いし、その都度算出するようにしても良い。ディジタル・フィルタの係数の調整も、図６及び８の実施例で説明したように、制御回路ＣＯＮＴ４４が実施する。本例では、ＡＤＣ出力のバラツキ特性１及び２の各々に対して理想特性が得られるようにＤＴＦでバラツキ補正特性１及び２を作成してアナログ＋ディジタルのトータルで補正する例を示している。なお、抵抗調整器の抵抗選択（図４参照）により先ずアナログ回路（ＬＰＦ）の大まかな補正（アンチ・エリアシング・フィルタ補正及びチャネル・フィルタ補正）を行い、ＤＴＦでアナログ＋ディジタルのトータル且つ正確な補正を行うようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】従来の無線通信システムにおける無線受信機の基本構成例を示した図である。
【図２】従来のばらつき補正回路（フィルタレプリカ回路）の一構成例を示した図である。
【図３】ばらつき補正用の積分器(フィルタレプリカ回路)の一実現例を示した図である。
【図４】ばらつき補正用の積分器(フィルタレプリカ回路)の別の実現例を示した図である。
【図５】従来回路の問題点を図式的に説明した図である。
【図６】本発明によるばらつき補正回路の一実施例を示した図である。
【図７】図６におけるカットオフ周波数測定方法を示した図である。
【図８】本発明によるばらつき補正回路の別の実施例を示した図である。
【図９】図８におけるフィルタのカットオフ周波数と位相特性の測定方法を示した図である。
【図１０】ディジタル・フィルタ（ＤＴＦ）の構成例と、その特性補正方法を示した図である。
【図１１】本発明によるアナログ・フィルタ特性の係数調整例を示した図である。
【符号の説明】
【００４０】
１１    アンテナ
１２    低雑音増幅器
１３、１４    乗算器
１５    発振器
１６    ９０度位相器
１７、１８    アナログ・フィルタ
１９、２０    ＡＤコンバータ
２１、２２    デジタル・フィルタ
４１〜４３、４５〜４６    スイッチ
５１〜５３、５５〜５６    スイッチ
４４    制御部
【図１】
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【図２】
2008028530.tif 000004
【図３】
2008028530.tif 000005
【図４】
2008028530.tif 000006
【図５】
2008028530.tif 000007
【図６】
2008028530.tif 000008
【図７】
2008028530.tif 000009
【図８】
2008028530.tif 000010
【図９】
2008028530.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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