(57)【要約】      （修正有）【課題】パッシブコヒーレント探索アプリケーション（ＰＣＬ）において、狭帯域事前検出信号を処理するシステムおよび方法を提供する。【解決手段】受信サブシステムは、基準信号およびターゲット信号を統制されていない送信機から受け取る。ＰＣＬシステムは、ゼロ−ドップラー消去、直交復調、基準ビーム再生、コヒーレント処理区間選択、パワースペクトル密度推定、クロスアンビギュイティ関数形成などを含み、基準信号はターゲット信号に関してフィルタリングされて、第１出力基準信号が形成される。第１出力基準信号は第１ターゲット信号と結合されて、第１出力ターゲット信号が形成される。次に、出力ターゲット信号は、後続のＰＣＬ探索処理オペレーションに用いられる。フィルタは、ターゲット信号と後続のターゲット信号の差に関して更新される。さらに、基準信号およびターゲット信号の相関処理のために２つの経路が用いられる。【選択図】図１
2008122409.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パッシブコヒーレント探索アプリケーションにおいて、狭帯域事前検出信号を処理する方法であって、
第１基準信号および第１ターゲット信号を受け取る工程、
第１出力基準信号を形成するために、フィルタを用いて前記第１ターゲット信号に関して前記第１基準信号をフィルタリングする工程、
第１出力ターゲット信号を形成するために、前記第１出力基準信号を前記第１ターゲット信号と結合する工程、
第２基準信号および第２ターゲット信号を受け取る工程、
前記第１ターゲット信号と前記第２ターゲット信号の差に関して前記フィルタを更新する工程、
第２出力基準信号を形成するために、更新された前記フィルタを用いて前記第２基準信号をフィルタリングする工程、および
第２出力ターゲット信号を形成するために、前記第２出力基準信号を前記第２ターゲット信号と結合する工程、
を備える方法。
【請求項２】
前記第１ターゲット信号および前記第２ターゲット信号は、移動ターゲットから反射する請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記フィルタは、適応ウィーナフィルタを備える請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記フィルタリングステップは、前記第１ターゲット信号および前記第２ターゲット信号から前記第１基準信号および前記第２基準信号の部分を減らす請求項１に記載の方法。
【請求項５】
第１入力信号から前記第１基準信号および前記第１ターゲット信号を、また第２入力信号から前記第２基準信号および前記第２ターゲット信号を抽出する工程をさらに備える請求項１に記載の方法。
【請求項６】
チャネル歪みを補償するために、前記第１ターゲット信号および前記第２ターゲット信号、ならびに前記第１基準信号および前記第２基準信号をフィルタリングする工程をさらに備える請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記第１基準信号の二乗平均平方根帯域幅を計算する工程をさらに備える請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記第１基準信号および前記第２基準信号、ならびに前記第１出力ターゲット信号および前記第２出力ターゲット信号を復調し、前記第１基準信号および前記第２基準信号、ならびに前記第１出力ターゲット信号および前記第２出力ターゲット信号の複素数値表示を生成する工程をさらに備える請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記第１基準信号および前記第２基準信号、ならびに前記第１出力ターゲット信号および前記第２出力ターゲット信号の前記複素数値表示を間引きする工程をさらに備える請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
第１入力信号から前記第１基準信号および前記第１ターゲット信号を推定する工程、および第２入力信号から前記第２基準信号および前記第２ターゲット信号を推定する工程をさらに備える請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
前記第１基準信号を推定する工程は、前記第１入力信号から前記基準信号の大きさを推定する工程を備える請求項１４に記載の方法。
【請求項１２】
前記第１基準信号および前記第１ターゲット信号を推定する前に、前記第１入力信号を復調し、前記第１入力信号の複素数値表示を生成する工程をさらに備える請求項１４に記載の方法。
【請求項１３】
前記第１入力信号の前記複素数値表示を間引きする工程をさらに備える請求項１６に記載の方法。
【請求項１４】
前記フィルタリングする工程および前記結合する工程は、２つの経路において同時に行われる請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
前記経路のそれぞれにおいてコヒーレント処理区間を選択する工程をさらに備える請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
ターゲットのトラッカフィードバックを受け入れて、前記経路のそれぞれにおける前記コヒーレント処理区間にわたる動きを補償する工程をさらに備える請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記動作補償後にパワースペクトル密度を推定する工程をさらに備える請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
同時に、
前記経路のそれぞれについてパワースペクトル密度を推定する工程と、
前記経路の一方についてクロスアンビギュイティ関数を推定する工程と
をさらに備える請求項１４に記載の方法。
【請求項１９】
パッシブコヒーレント探索アプリケーションのための狭帯域事前検出信号を処理する方法であって、
ターゲットから反射したターゲット信号を含む入力信号を受け取る工程、
コヒーレント処理区間を選択する工程、および
ターゲットのトラッカフィードバックを受け入れて、前記コヒーレント処理区間にわたる動きを補償する工程、
を備える方法。
【請求項２０】
前記動作補償後にパワースペクトル密度を推定する工程をさらに備える請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
パッシブコヒーレント探索アプリケーションにおいて、狭帯域事前検出信号を処理するシステムであって、
第１基準信号および第１ターゲット信号を受け取る手段、
フィルタを用いて前記第１ターゲット信号に関して前記第１基準信号をフィルタリングする手段であって、それにより第１出力基準信号を形成する、フィルタリングする手段、
前記第１出力基準信号を前記第１ターゲット信号と結合する手段であって、それにより第１出力ターゲット信号を形成する、結合する手段、
第２基準信号および第２ターゲット信号を受け取る手段、
前記第１ターゲット信号と前記第２ターゲット信号の差に関して、前記フィルタを更新する手段、
更新された前記フィルタを用いて前記第２基準信号をフィルタリングする手段であって、それにより第２出力基準信号を形成する、フィルタリングする手段、および
前記第２出力基準信号を前記第２ターゲット信号と結合する手段であって、第２出力ターゲット信号を形成する、結合する手段、
を備えるシステム。
【請求項２２】
パッシブコヒーレント探索アプリケーションのための、狭帯域事前検出信号を処理するシステムであって、
ターゲットから反射したターゲット信号を含む入力信号を受け取る手段、
コヒーレント処理区間を選択する手段、および
ターゲットのトラッカフィードバックを受け入れて、前記コヒーレント処理区間にわたる動きを補償する手段、
を備えるシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
［発明の背景］
発明の分野
本発明は、パッシブコヒーレント探索（ＰＣＬ）システムに関し、より詳細には、ＰＣＬのアプリケーションのための狭帯域事前検出信号を処理するシステムおよび方法に関する。
【０００２】
関連出願の相互参照
本出願は、２００１年５月４日出願「System and Method for Narrowband Pre-Detection Signal Processing for PCL Applications」と題する米国仮特許出願第６０／２８８，４５２号（参照により本明細書に援用される）の利益を主張する。
【０００３】
関連技術の説明
レーダシステムは、対象のターゲットの存在を検出し、そのターゲットに関する情報を提供する。従来のレーダシステムは、パルスレーダおよび連続波レーダを含む。パルスレーダにおいては、ターゲットの距離の測度は、電磁エネルギーパルスの送信からその反射エネルギーの受信までに経過した時間の測定値により求められる。連続波レーダにおいては、連続波が送信される。ターゲットの距離は、送信した信号と受信した反射信号の間の周波数シフトの測定値により求められる。
【０００４】
従来のレーダシステムは電磁エネルギーを送信する。送信した電磁エネルギーの一部は、対象のターゲットから反射して、空間に散乱する。レーダシステムは、反射エネルギーを受信し、受信した反射エネルギーを送信したエネルギーの複製と相関させることによって、対象のターゲットについての情報を抽出する。
【０００５】
［発明の概要］
したがって、本発明は、ＰＣＬのアプリケーションおよびＰＣＬのアプリケーションのための信号処理方法を対象とする。
【０００６】
パッシブコヒーレント探索アプリケーションにおいて、狭帯域事前検出信号を処理するシステムおよび方法を開示する。受信サブシステムは、基準信号およびターゲット信号を統制されていない送信機から受け取る。ターゲット信号はターゲットから反射する。パッシブコヒーレント探索システムは、基準信号およびターゲット信号に対して事前検出オペレーションを行うサブプロセッサを含む。機能は、ゼロ−ドップラー消去、直交復調、基準ビーム再生、コヒーレント処理区間選択、パワースペクトル密度推定、クロスアンビギュイティ関数形成などを含む。これらのオペレーション内で、基準信号はターゲット信号に関してフィルタリングされて、第１出力基準信号が形成される。第１出力基準信号は第１ターゲット信号と結合されて、第１出力ターゲット信号が形成される。次に、出力ターゲット信号は、後続のパッシブコヒーレント探索処理オペレーションに用いられる。フィルタは、ターゲット信号と後続のターゲット信号の差に関して更新される。さらに、基準信号およびターゲット信号の相関処理のために２つの経路が用いられる。
【０００７】
本発明の付加的な特徴および利点は次に続く開示に記載されるであろう。そして、本発明の付加的な特徴および利点は、一部は開示から明らかとなるであろう、すなわち、本発明の実施によって知ることができる。本発明の目的および他の利点は、書面の説明およびその特許請求の範囲ならびに添付図面において特に明らかにされた構造によって、認識され、得られるであろう。
【０００８】
先の概略的な説明および以下の詳細な説明は共に、例示のためかつ説明のためであって、特許請求される本発明をさらに説明するものであることが理解されよう。
【０００９】
本発明をさらに理解できるようにするために含められ、本明細書の一部に組み込まれ、その一部を構成する添付図面は、本発明の実施形態を示し、その説明と共に、本発明の原理を説明するのに役立つ。
【００１０】
［好ましい実施形態の詳細な説明］
ここで、本発明の好ましい実施形態に対し詳細にわたって参照を行うが、実施形態の例は添付図面に示す。
【００１１】
パッシブコヒーレント探索（「ＰＣＬ」）システムは、マルチスタティック広域移動ターゲット監視センサを利用するパッシブ監視システムである。ＰＣＬ技術は、対象のターゲットに向けてエネルギーを送信することなく検出能力を提供する。
【００１２】
パッシブレーダシステムは、従来のレーダシステムと対比して、統制されていない放射器から送信される電磁エネルギー、例えば商用の放送周波数変調（「ＦＭ」）無線信号およびテレビジョン放送信号を利用する。パッシブレーダシステムは、統制されていない放射器から送信されて対象のターゲットから反射する信号である反射信号と、統制されていない放射器からの直接経路信号とを受信する。パッシブレーダシステムは、受信した反射信号を受信した直接経路信号と相関させることにより、対象のターゲットに関する情報を抽出する。
【００１３】
図１は、本発明の一実施形態によるＰＣＬシステム、ターゲット、および複数の送信機のブロック図を示す。図１は、複数の統制されていない放射器すなわち送信機、１１０、１１２、および１１４、対象のターゲット１５０、ならびにＰＣＬシステム１００を示す。送信機１１０、１１２、および１１４は、統制されていない狭帯域放射器、例えば航法支援送信機および／またはリピータ、ならびに商用のテレビジョン（「ＴＶ」）放送送信機および／またはリピータを含むことができる。ターゲット１５０は航空機であり得る。
【００１４】
送信機１１０、１１２、および１１４は、電磁エネルギー信号を全方向に送信する。送信した一部の信号は、ターゲット１５０によって反射されて散乱する。ＰＣＬシステム１００は、ターゲット経路信号１３０と呼ぶ散乱した一部の信号を受信することができる。さらに、ＰＣＬシステム１００は、送信機１１０、１１２、および１１４からの直通の、一部の信号を受信することができる。これらの信号は、基準経路（または直接経路）信号１４０として知られ得る。
【００１５】
図２は、本発明の一実施形態によるＰＣＬシステム１００を示す。ＰＣＬシステム１００は、アンテナ２００、受信サブシステム２０２、Ａ／Ｄ変換器サブシステム２０４、処理サブシステム２０６、およびディスプレイ２０８を含む。ＰＣＬシステム１００は、統制されていない送信機から送信された信号を受信する。
【００１６】
アンテナ２００は、送信機１００、１１２、および１１４を含む統制されていない放射器から基準経路信号１４０を受信する。アンテナ２００は、ターゲット１５０から反射したターゲット経路信号１３０も受信する。アンテナ２００は、基準経路信号１４０およびターゲット経路信号１３０を受信サブシステム２０２へ伝達する。
【００１７】
受信サブシステム２０２は、アンテナ２００からの基準経路信号１４０およびターゲット経路信号１３０を受け取って処理する。受信サブシステム２０２はトランスデューサを含み得る。Ａ／Ｄ変換器サブシステム２０４は、受信サブシステム２０２の出力を受け取り、所望のサンプリングレートで信号をサンプリングすることによって、信号のデジタルサンプルを出力する。Ａ／Ｄ変換器サブシステム２０４は、各サンプリング時刻でのアナログ信号の大きさを用いて、デジタル波形を形成する。Ａ／Ｄ変換器サブシステム２０４は、受け取った信号を増幅する増幅器を含み得る。
【００１８】
処理サブシステム２０６は、受け取った信号のデジタルサンプルをＡ／Ｄ変換器サブシステム２０４から受け取る。処理サブシステム２０６は、受け取った基準信号１４０およびターゲット信号１３０を処理して、対象のターゲット１５０に関する情報を抽出するようにする。処理された情報は、場所、速度、およびターゲット１５０の位置に関する加速度情報を含み得る。
【００１９】
処理サブシステム２０６は、サブプロセッサを含んでよい。サブプロセッサは、エラーを除去して最適化された信号を供給する事前検出信号プロセッサ２４０およびターゲット１５０についての情報を抽出する信号プロセッサ２４２を含んでよい。事前検出信号プロセッサ２４０は、推定されたパワースペクトル密度（「ＰＳＤ」）またはクロスアンビギュイティ関数（「ＣＡＦ」）を検出処理に提示するために必要なオペレーションを行う。事前検出信号プロセッサ２４０は、データインタリーブ解除器機能部２１０、変換機能部２１２、等化機能部２１４、ゼロ−ドップラー消去（「ＺＤＣ」）機能部２１６、直交復調機能部２１８、基準ビーム再生機能部２２０、逆変換機能部２２２、ビーム形成機能部２２４、コヒーレント処理区間（「ＣＰＩ」）選択機能部２２６、動作補償機能部２２８、パワースペクトル密度（「ＰＳＤ」）推定機能部２３０、クロスアンビギュイティ関数（「ＣＡＦ」）形成機能部２３２、およびＲＭＳ計算機能部２３４を含んでよい。処理サブシステム２００は、開示した種々の要素の機能を行うようにプログラムされたデータ記憶能力を有する高性能コンピュータを含んでよい。別法として、事前検出処理サブシステムの要素のいくつかまたは全てとして、ハードウェア要素を用いることができる。
【００２０】
出力デバイス２０８は、処理サブシステム２０６から受け取った情報を受け取り、表示する。好ましくは、サブシステム２０２、２０４、２０６、および２０８は高速ネットワークにより接続されることができる。
【００２１】
図３は、本発明の一実施形態による事前検出信号プロセッサ２４０による信号処理のフローチャートを示す。ステップ３００は、ＡＤＣ時系列データのブロックがまとめて多重化される際に、事前検出信号プロセッサ２４０が、アンテナ２００で受信されたターゲット経路信号１３０および基準経路信号１４０のデジタルサンプルをＡ／Ｄ変換器サブシステム２０４から受け取ることによって実行される。多重化されたＡＤＣ時系列データのブロックは、データインタリーブ解除器機能部２１０により受け取られる。
【００２２】
データインタリーブ解除器機能部２１０は、要求に応じて時系列データの入力ブロックから基準信号１４０のデータおよびターゲット信号１３０のデータを、後続のフィルタリングオペレーションによって抽出し、並列処理のためにＡＤＣスケールファクタを適用する。データインタリーブ解除器機能部２１０は、２つの主要な平行経路を用いて信号を送る。２つの主要な平行経路は、種々のタイプの狭帯域放射器をアドレス指定する。第１経路３０２は、基準チャネル３７０およびターゲットチャネル３７２を含み、ＴＶ搬送波を特徴とするゼロ帯域幅信号の流れを示す。第２経路３０４は、基準チャネル３８０およびターゲットチャネル３８２を含み、ある帯域幅を有する信号の流れを示すが、この経路の相関処理は概して、性能の点で、第１経路で用いられる直接的なパワースペクトル密度（「ＰＳＤ」）推定より優れている。
【００２３】
第１経路３０２のステップ３１０を参照すると、データ変換機能部２１２が、基準チャネル３７０およびターゲットチャネル３７２それぞれを通して基準信号１４０のデータおよびターゲット信号１３０のデータを受け取る。データ変換機能部２１２は、好ましくは高速フーリエ変換（「ＦＦＴ」）オペレーションを用いて、離散フーリエ変換（「ＤＦＴ」）を実施する。ＦＦＴオペレーションは、入力データを時間関数から周波数関数へ変換する。好ましくは、全ての範囲を網羅するために、オーバーラップセーブ（overlap-save）ＦＦＴオペレーションを実施することができる。オーバーラップセーブＦＦＴオペレーションは、対象の各時系列データごとに独立して繰り返されるため、ターゲット信号データのそれぞれおよび基準信号データのそれぞれに固有の「ｓａｖｅ」ブロックおよびＤＦＴ出力を与える。好ましくは、ＤＦＴ長Ｎは、小さな整数（例えば、２、３、４、または５）の積に因数分解できるように選択することができ、それによって、効率のよいＦＦＴ技法を用いて２Ｎ長のＤＦＴを実施することができる。
【００２４】
ステップ３１２を参照すると、等化機能部２１４が、基準チャネルおよびターゲットチャネルを通してデータ変換機能部２１２の出力を受け取る。等化機能部２１４は、基準信号１４０のデータおよびターゲット信号１３０のデータそれぞれにフィルタを適用する。フィルタは、対象の搬送波周波数のあたりを中心とするほぼ５０ｋＨｚ帯域幅にわたって振幅リップルを最小にし、ターゲット信号１３０のデータと基準信号１４０のデータの間の周波数に関する位相シフトの割合（rate）の差であるターゲット信号と基準差（target signal-to-reference differential）の群遅延、およびターゲット信号間の信号対雑音比と位相誤差の比の差である差動ゲインを最小にすることができる。フィルタは、オフラインの較正手順により得ることができる。等化機能部２１４は、信号を構成する周波数の分散によりチャネル内で連続的に送信される信号が重複する符号間干渉（「ＩＳＩ」）を補償する。等化機能部２１４は、チャネル歪みを補償することによりエラーの確率を最小にする。等化手順は、データの時系列のそれぞれについて独立に繰り返すことができる。
【００２５】
ステップ３１４を参照すると、ゼロ−ドップラー消去機能部２１６が、ターゲットチャネル３７２Ｂおよび基準チャネル３７０Ｂを通して受け取ったターゲット信号１３０に対して適応ゼロ−ドップラー消去（「ＺＤＣ」）、すなわち時間領域信号処理オペレーションを実施し、これによりターゲット信号１３０のデータ中にある基準信号１４０のデータ部分が最小にされる。各ＲＦ通過帯域（各局部発信器（「ＬＯ」）の同調ごとに異なる）について、構成可能な入力が、ＺＤＣを行うべきかを示す。ＺＤＣを行うべきである場合、基準信号１４０は、単一要素のＡ／Ｄチャネルまたは関連するセットのビーム形成係数を有するＡ／Ｄチャネルの順序リストとして指定される。ステップ３１３を参照すると、遅延が遅延要素により基準チャネル３７０Ｃ内の信号に導入されることができる。
【００２６】
ステップ３１６を参照すると、ＲＭＳ（二乗平均平方根）帯域幅計算機能部２３４が、基準チャネル３７０Ｃを通して基準信号１４０のデータを受け取り、基準１４０信号のデータの帯域幅のＲＭＳ値を推定する。この値は、後で検出および特徴抽出処理において行われる遅延測定の分散の計算の際に要求される。
【００２７】
ステップ３１８を参照すると、直交復調機能部２１８が、等化機能部２１４から遅延要素およびゼロ−ドップラー消去機能部２１６の出力を通して基準データ１４０信号を受け取る。直交復調機能部２１８は、以下で開示するように、図５に概略的に示す時間領域信号処理オペレーションを実施する。
【００２８】
ステップ３２０を参照すると、逆変換機能部２２２が、直交復調機能部２１８により生成されたターゲット信号１３０のデータおよび基準信号１４０のデータを受け入れて、逆変換を実施する。好ましくは、対象の信号の複素数値時系列のＢ／２＝Ｎ−（ＭEFF−１）／２長のブロックを生成することができる。ターゲットアレイ要素信号および基準信号はそれぞれ独立して処理される。好ましくは、実効フィルタ長は奇数である。
【００２９】
ステップ３２２を参照すると、ビーム形成機能部２２４が、先行する機能部により生成されたターゲット信号１３０のデータを受け入れ、方位角および仰角の特定のラインに沿って選択性を有するターゲットビームを形成するために、それらのデータを結合する。ビーム形成機能３２２は、任意のステップであり得る。
【００３０】
ステップ３２４を参照すると、（「ＣＰＩ」）選択機能部２２６が、先行する機能部から生成されたターゲット信号１３０および基準信号１４０を受け取り、ネットワーク内の全ての受信機ノードからの検出レポートデータに正確に時間タグを付けてそれらを同期させるために、ＣＰＩを選択する。ＣＰＩ選択は、時間タグを（「ＧＰＳ」）時間に基づかせること、および規定された時点（time instants）に集中したＣＰＩを選択することにより行われる。この時間間隔は、約数十ミリ秒〜約数百ミリ秒の範囲であり得る。ＧＰＳ時間は、ＧＰＳ受信機から周期的にラッチされ、最も近い時間のＡ／Ｄサンプルと関連付けられる。このＧＰＳ時間マークにより、メモリ内のバッファリングされた全てのＡ／Ｄデータに、ＧＰＳ時間マークからのサンプリングレートおよびサンプル数を用いて正確に時間タグを付けることができる。
【００３１】
ステップ３２６を参照すると、動作補償機能部２２８が、ＣＰＩ選択機能部２２６から信号を受け取り、対象のターゲット（「ＴＯＩ」）のトラッカフィードバックを受け入れること、およびＣＰＩにわたるその動きを補償してＴＯＩの検出性能を高めることにより、動作補償を実施する。動作補償オペレーションは、処理制御のオプションの１つとして行うことができる。動作補償機能部３２６は、状態ベクトル時間とＣＰＩ時間の時間差が以下の閾値を越えない場合に、動作補償を実施する。
【００３２】
【数１】
2008122409.tif 000003
【００３３】
動作補償オプションが実施される場合、フィードバックは、ＴＯＩ自体がトラッカ機能において特定された後に周期的に供給される状態ベクトルである。状態ベクトルフィードバックは、以下のベクトルトリプレット（vector triplet）により示される。
【００３４】
【数２】
2008122409.tif 000004
【００３５】
ここで、Ｒ0、Ｖ0、およびＡ0は、時間ｔ0におけるターゲットの位置、速度、および加速度のベクトルを示す。
【００３６】
ステップ３２８を参照すると、パワースペクトル密度（「ＰＳＤ」）推定機能部２３０が、先行する機能部から生成されたターゲット信号１３０および基準信号１４０を受け取り、パワースペクトル密度を推定する。一実施形態では、ＰＳＤの推定値として窓付きピリオドグラムが計算される。他のスペクトル密度推定器を用いてもよい。ピリオドグラムは離散フーリエ変換に基づいている。ピリオドグラムは、スペクトル中の別個のピークとしての１つの周波数値付近のシヌソイドの存在を表示する。一実施形態では、ピリオドグラムは次式に従って計算することができる。
【００３７】
【数３】
2008122409.tif 000005
【００３８】
ここで、ｋ＝０、１、．．．、Ｎ−１であり、ＣＰＩ内のデータはＸ［ｎ］（ｎ＝０、１、．．．、Ｎ−１）として示され、窓はＷ［ｎ］（ｎ＝０、１、．．．、Ｎ−１）として示される。
【００３９】
窓関数は、構成パラメータＷＩＮDOPにより選択される。
【００４０】
ハミング窓およびブラックマン窓を用いることができる。ハミング窓は次式によって定義することができる。
【００４１】
【数４】
2008122409.tif 000006
【００４２】
ここで、ｎ＝０、１、．．．、Ｎ−１である。ハミング窓のパワーゲインは、定振幅信号の場合は−５．４ｄＢであり、白色雑音系列の場合は−４．０ｄＢである。ブラックマン窓は次式によって定義することができる。
【００４３】
【数５】
2008122409.tif 000007
【００４４】
ここで、ｎ＝０、１、．．．、Ｎ−１であり、ａ0＝０．４２３２３、ａ1＝０．４９７５５、ａ2＝０．０７９２２である。
【００４５】
ブラックマン窓のパワーゲインは、定振幅信号の場合は−７．５ｄＢであり、白色雑音系列の場合は−５．１ｄＢである。検出処理ステップでは、全雑音パワーはピリオドグラム成分の平均であり、「雑音ビン」として区分されるビン全体でこの平均が取られる。
【００４６】
各リンクごとに、動きを補償するために信号が変調された後にパワースペクトル密度が推定される。検出器は、各リンク「ｋ」のターゲットについての予測されたドップラーと略等しいドップラーを選択可能な区間内に有する時の、すなわち、常に、次式である場合の検出レポートを受け入れる。
【００４７】
【数６】
2008122409.tif 000008
【００４８】
図３に示すように、基準信号１４０およびターゲット信号１３０が第１経路３０２で処理されるのと同時に、これとは別に、これらの信号は相関処理のために第２経路３０４で処理される。第２経路３０４での信号処理ステップを以下に開示する。
【００４９】
第２経路３０４のステップ３３０を参照すると、データ変換機能部２１２が、基準チャネル３８０およびターゲットチャネル３８２それぞれを通して基準信号１４０のデータおよびターゲット信号１３０のデータを受け取る。データ変換機能部２１２は、上記で開示したように、好ましくは高速フーリエ変換オペレーションを用いることにより、後続のフィルタリングオペレーションで所望される離散フーリエ変換を実施する。
【００５０】
ステップ３３２を参照すると、等化機能部２１４が、基準チャネル３８０およびターゲットチャネル３８２を通してデータ変換機能部２１２の出力を受け取る。等化機能部２１４は、基準信号１４０のデータおよびターゲット信号１３０のデータそれぞれにフィルタを適用して、チャネル歪みを補償するようにする。等化手順は、データの時系列のそれぞれについて独立に繰り返すことができる。
【００５１】
ステップ３３４を参照すると、ゼロ−ドップラー消去機能部２１６が、ターゲットチャネル３８２Ｂおよび基準チャネル３８０Ｂを通して受け取ったターゲット信号１３０に対して、図５に概略的に示す適応ゼロ−ドップラー消去オペレーションを実施して、ターゲット信号１３０のデータ中にある基準信号１４０のデータ部分を最小にする。ステップ３３３を参照すると、遅延が遅延要素により基準チャネル３８０Ｃ内の信号に導入することができる。
【００５２】
ステップ３３６を参照すると、二乗平均平方根帯域幅計算機能部２３４が、基準チャネル３８０Ｃを通して基準信号１４０のデータを受け取り、基準信号１４０のデータの帯域幅のＲＭＳ値を推定する。この値は、続く検出および特徴抽出処理において行われる遅延測定の分散の計算の際に要求される。
【００５３】
ステップ３３８を参照すると、直交復調機能部２１８が、等化機能部２１４からステップ３３３の遅延要素およびゼロ−ドップラー消去機能部２１６の出力を通して基準信号１４０を受け取る。直交復調機能部２１８は、図５に関して概略的に開示する時間領域信号処理オペレーションを実施する。
【００５４】
ステップ３４０を参照すると、逆変換機能部２２２が、直交復調機能部２１８により生成されたターゲット信号１３０のデータおよび基準信号１４０のデータを受け入れて、逆変換オペレーションを実施する。好ましくは、対象の信号の複素数値時系列のＢ／２＝Ｎ−（ＭEFF−１）／２長のブロックが生成され得る。ターゲットアレイ要素信号および基準信号はそれぞれ独立して処理される。好ましくは、実効フィルタ長は奇数である。
【００５５】
ステップ３４２を参照すると、ビーム形成機能部２２４が、先行する機能部により生成されたターゲット信号１３０のデータを受け入れ、方位角および仰角の特定のラインに沿って選択性を有するターゲットビームを形成するために、それらのデータを結合する。ビーム形成機能は、任意のステップであり得る。
【００５６】
ステップ３４４を参照すると、上記で開示したように、ＣＰＩ選択機能部２２６が、先行する機能部において生成されたターゲット信号１３０および基準信号１４０を受け取り、ネットワーク内の全ての受信機ノードからの検出レポートデータに正確に時間タグを付けてそれらを同期させるために、ＣＰＩを選択する。ステップ３４６を参照すると、動作補償機能部２２８が、ＣＰＩ選択機能部２２６から信号を受け取り、対象のターゲット（「ＴＯＩ」）のトラッカフィードバックを受け入れること、およびＣＰＩにわたるその動きを補償してＴＯＩの検出性能を高めることにより、動作補償を実施する。動作補償オペレーションは任意であり得る。
【００５７】
第２経路３０４のステップ３５０を参照すると、クロスアンビギュイティ関数形成推定機能部２３２が、先行する機能部から生成されたターゲット信号１３０および基準信号１４０を、ターゲットチャネル３８０Ｃおよび基準チャネル３８０Ｄそれぞれを通して受け取る。クロスアンビギュイティ関数形成推定機能部２３２は、ターゲット信号それぞれのＴ個のサンプルのＣＰＩにわたってクロスアンビギュイティを計算する。クロスアンビギュイティ関数は、２つの信号またはシステム間の共通性を抽出して、これらの共通性の存在および構造を確定する。コヒーレント処理区間は、ある率、１−１／ρ（ρ＝２、４など）だけ重なっている可能性がある。
【００５８】
これとは別に、ステップ３４８において、パワースペクトル密度推定機能部２３０が、先行する機能部から生成された基準信号１４０を基準チャネル３８２Ｃを通して受け取り、パワースペクトル密度を推定する。
【００５９】
図４は、本発明の一実施形態による、事前検出信号処理プロセッサ２４０内の適応ゼロ−ドップラー消去デバイスを示す。ゼロ−ドップラー消去機能部２１６が、時系列ターゲット信号１３０のデータおよび時系列基準信号１４０のデータを、基準チャネル３７０Ｂおよびターゲットチャネル３７２Ｂそれぞれを通して受け取る。ターゲットチャネル３７２Ｂは、ターゲット信号１３０を遅延要素４０４に通す。受け取られた第１基準信号データは、フィルタ４１０により受け取られた第１ターゲット信号データに関してフィルタリングされる。受け取られたフィルタリング済みの第１基準信号データは、受け取られた第１ターゲット信号データと結合されて、受け取られた第１ターゲット信号データ中にある受け取られた第１基準信号データ部分が最小にされる。次に、フィルタ更新機能部４１２が、フィルタ４１０を受け取られた第２ターゲット信号データと比較することにより、受け取られた第２ターゲット信号データに関してフィルタ４１０を更新する。基準チャネル３７０Ｂを通して受け取られた第２基準信号データは、受け取られた第２ターゲット信号データに関して更新されるフィルタ４１０でフィルタリングされる。次に、フィルタリング済みの受け取られた第２基準信号データは、第２ターゲット信号データと結合される。フィルタ４１０は、フィルタ４１０を時系列それぞれと比較することにより、ターゲットチャネル３７２Ｂを通して受け取られたターゲット信号１３０のデータの時系列それぞれに関して、フィルタ更新機能部４１２により継続的に更新される。開示されるゼロ−ドップラー消去オペレーションは、各要素の時系列ごとに独立して繰り返すことができる。基準信号１４０のデータは、適応的に（adaptively）フィルタリングされる。フィルタリング済みの基準信号１４０のデータの時系列はそれぞれ、ターゲット信号１３０のデータの時系列のそれぞれと結合される。フィルタ４１０は、適応ウィーナフィルタを含むことが好ましい。開示された適応ゼロ−ドップラー消去を適用することにより、移動ターゲットに関するより正確なターゲット信号データが生成される。
【００６０】
図５は、本発明の一実施形態による直交復調デバイスの概略図である。実数値信号データの位相は、データにｅｘｐ（−ｊ（π／２）ｍ）を掛けることによりシフトさせることができる。π／２の中心周波数を有する実数値の信号データは、復調され、（「ＦＩＲ  ＬＰＦ」）などのローパスフィルタ５１２でフィルタリングされ、複素数値の信号データを生成するために間引きされる。実数値の入力時系列データは復調、フィルタリング、および間引きされ、０ラジアン／サンプルを中心とし（centered at zero radians per sample）、かつサンプル速度が低減された時系列の複素数すなわち直交表示を生成する。間引き要素５１４が、入力時系列データを間引きすることができる。
【００６１】
複素包絡線、すなわち直交表示において同相成分および直交成分を有するローパス関数である実数値の信号データを見つけることにより、乗算係数ｅｘｐ（−ｊ（π／２）ｍ）が存在することによって複雑になるバンドパス系の解析は、フィルタリング処理の本質を保つ、等価ではあるがずっと単純なローパス解析と置換される。図５に示す復調、フィルタリング、および間引きは、よりメモリ効率の高いオペレーションを用いて信号に結合され得る。さらに、実効フィルタ長が奇数である場合、位相アキュムレータはπ／２の倍数の値を取り得るため、位相アキュムレータによる乗法は符号反転（sign change）として実施することができる。直交復調機能部２１８は、受信したターゲット信号のデータおよび受信した基準信号１４０のデータに対して、図５における信号処理オペレーションを実施する。
【００６２】
図６は、本発明の別の実施形態による事前検出信号処理のフローチャートである。以下に開示される信号処理オペレーションは、事前検出プロセッサ２４０を用いて行うことができる。しかし、事前検出プロセッサ２４０は、参照により本明細書に援用される米国特許第５，６０４，５０３号に開示される一定モジュラス基準再生（constant modulus reference regeneration）という代替手法を、基準チャネルなしで用いることができる。
【００６３】
ステップ６００を参照すると、ＡＤＣ時系列データのブロックがまとめて多重化される際に、事前検出信号プロセッサ２４０は、ターゲット経路信号１３０および基準経路信号１４０のデジタルサンプルをＡ／Ｄ変換器サブシステム２０４から受け取る。ＡＤＣ時系列データのブロックは、データインタリーブ解除器機能部２１０により受け取られる。図６を参照して開示した実施形態によると、データインタリーブ解除器機能部２１０は、基準信号１４０のデータおよびターゲット信号１３０のデータを時系列データの入力信号データブロックから抽出するべきではない。データインタリーブ解除器機能部２１０は、２つの平行経路、第１経路６０２および第２経路６０４を用いて信号を通過させる。第１経路６０２は、ＴＶ搬送波を特徴とするゼロ帯域幅信号の流れを示す。第２経路６０４は、ある帯域幅を有する信号の流れを示すが、この経路の相関処理は概して、性能の点で、第１経路６０２で用いられる直接的なパワースペクトル密度（「ＰＳＤ」）推定より優れている。
【００６４】
第１経路６０２の信号処理ステップを以下に開示する。ステップ６１０を参照すると、データ変換機能部２１２が、第１経路６０２を通してターゲット信号１３０のデータおよび基準信号１４０のデータを有する入力信号を受け取る。データは、ターゲットチャネル６７２および基準チャネル６７０それぞれを通して受け取られ得る。データ変換機能部２１２は、好ましくは高速フーリエ変換（「ＦＦＴ」）オペレーションを用いることにより、後続のフィルタリングオペレーションで所望される離散フーリエ変換オペレーションを実施する。ＦＦＴオペレーションは、入力データを時間関数から周波数関数へ変換する。好ましくは、全ての可能な範囲の周波数を網羅するために、オーバーラップセーブＦＦＴオペレーションを実施することができる。オーバーラップセーブＦＦＴオペレーションは、対象の各時系列データごとに独立して繰り返されるため、入力信号データに固有の「ｓａｖｅ」ブロックおよび「ＤＦＴ」出力を与える。好ましくは、ＤＦＴ長Ｎは、小さな整数（例えば、２、３、４、または５）の積に因数分解されるように選択することができ、それによって、効率のよいＦＦＴ技術を用いて２Ｎ長のＤＦＴを実施することができる。
【００６５】
ステップ６１２を参照すると、等化機能部２１４が、データ変換機能部２１２の出力を受け取り、固有のフィルタを出力に適用する。ステップ６１４を参照すると、直交復調機能部２１８が、等化機能部２１４の出力を受け取り、図５を参照して開示した時間領域信号処理オペレーションを実施して、０ラジアン／サンプルを中心とする時系列の複素数表示を生成する。
【００６６】
ステップ６１６を参照すると、基準ビーム再生機能部２２０が、直交復調機能部２１８の出力を受け取り、参照により本明細書に援用される米国特許第５，６０４，５０３号に開示されるように基準信号１４０（すなわちＤ−Ｐ信号）およびターゲット信号１３０（すなわちＴ−Ｐ信号）を推定する。
【００６７】
ステップ６１８を参照すると、ゼロ−ドップラー消去機能部２１６が、基準ビーム再生機能部２２０により推定されたターゲット信号１３０および基準信号１４０を、ターゲットチャネル６７２Ｂおよび基準チャネル６７０Ｂそれぞれを通して受け取る。ＺＤＣ機能部２１６が、図４を参照して上記で開示した時間領域信号処理オペレーションを実施する。ステップ６１７を参照すると、遅延が遅延要素により基準チャネル６７０Ｃ内の信号に導入され得る。
【００６８】
ステップ６２０を参照すると、ＲＭＳ帯域幅計算機能部２３４が、基準チャネル６７０Ｃ内の基準信号１４０の帯域幅を推定する。推定値は、後続の検出および特徴抽出処理で実施される遅延測定の分散の計算の際に要求される。
【００６９】
ステップ６２２を参照すると、基準信号１４０およびターゲット信号１３０のデータが、逆変換機能部２２２において受け取られる。上記で開示したように、逆変換機能部２２２は、上記で開示した直交復調機能部２１８により生成されたターゲットアレイ要素信号のＮ長のＤＦＴと、基準信号１４０のＮ長のＤＦＴとを受け入れることができる。逆変換機能部２２２は、信号１３０および１４０の複素数値時系列のＢ／２＝Ｎ−（ＭEFF−１）／２長のブロックを生成する。ターゲットアレイ要素信号および基準信号１４０は上記で開示したように独立して処理され得る。好ましくは、実効フィルタ長は奇数である。
【００７０】
ステップ６２４を参照すると、ビーム形成機能部２２４が、先行する機能部により生成されたターゲット信号１３０のアレイ要素信号または基準信号１４０を受け入れる。ビーム形成機能部２２４は、アレイ要素信号を結合して、方位角および仰角の特定のラインに沿って選択性を有する信号を形成する。このステップは、信号処理オペレーションにおいて任意であり得る。
【００７１】
ステップ６２６を参照すると、ＣＰＩ選択機能部２２６が、全地球測位（「ＧＰＳ」）受信機のＧＰＳ時間を周期的にラッチし、その時間を最も近い時間のＡ／Ｄサンプルと関連付けることができる。ＧＰＳ時間マークを用いて、事前検出プロセッサ２４０に接続されたメモリ内のバッファリングされた全てのＡ／Ｄデータに、このマークからのサンプリングレートおよびサンプル数を用いて正確に時間タグを付けることができる。したがって、ＧＰＩ選択機能部２２６は、時間タグをＧＰＳ時間に基づかせること、および規定された時点に集中したＣＰＩを選択することにより、ネットワーク内の全ての受信機ノードからの検出レポートデータに時間タグを付けてそれらを同期させることができる
【００７２】
ステップ６２８を参照すると、動作補償機能部２２８が、ＴＯＩのトラッカフィードバックを受け入れ、ＣＰＩにわたるその動きを補償することによりＴＯＩの検出性能を高める。ステップ６２８からのフィードバックは、図３のステップ３２６を参照して開示したように、ＴＯＩ自体がトラッカ機能において特定された後に周期的に供給される状態ベクトルであり得る。ステップ６２８は任意であり得る。ステップ６３０を参照すると、図３のステップ３２８を参照して上記で開示したように、パワースペクトル密度機能部２３０が、パワースペクトル密度（「ＰＳＤ」）の推定値として窓付きピリオドグラムを計算する。
【００７３】
第２経路６０４の処理ステップは、基準チャネル６８０の基準信号１４０およびターゲットチャネル６８２のターゲット信号１３０を受け取る。第２経路６０４は、いくつかの変化を除いて第１経路６０２の順序に従う。ステップ６３１を参照すると、データ変換機能部２１２は、好ましくは高速フーリエ変換オペレーションを用いることにより、後続のフィルタリングオペレーションで所望される離散フーリエ変換演算を実施する。ＦＦＴ変換は、入力データを時間関数から周波数関数へ変換する。好ましくは、全ての可能な範囲の周波数を網羅するために、オーバーラップセーブＦＦＴオペレーションを実施することができる。オーバーラップセーブＦＦＴオペレーションは、対象の各時系列データごとに独立して繰り返されるため、入力信号データに固有の「ｓａｖｅ」ブロックおよび「ＤＦＴ」出力を与える。好ましくは、ＤＦＴの長さＮは、小さな整数（例えば、２、３、４、または５）の積に因数分解されるように選択することができ、それによって、効率のよいＦＦＴ技術を用いて２Ｎ長のＤＦＴを実施することができる。
【００７４】
ステップ６３２を参照すると、等化機能部２１４が、データ変換機能部２１２の出力を受け取り、出力に固有のフィルタを適用する。ステップ６３４を参照すると、直交復調機能部２１８が、等化機能部２１４の出力を受け取り、図５を参照して開示した時間領域信号処理オペレーションを実施して、０ラジアン／サンプルを中心とする時系列の複素数表示を生成する。
【００７５】
ステップ６３６を参照すると、基準ビーム再生機能部２２０が、直交復調機能部２１８の出力を受け取り、参照により本明細書に援用される米国特許第５，６０４，５０３号に開示されるように、基準信号１４０（すなわちＤ−Ｐ信号）およびターゲット信号１３０（すなわちＴ−Ｐ信号）を推定する。
【００７６】
ステップ６３８を参照すると、ゼロ−ドップラー消去機能部２１６が、基準ビーム再生機能部２２０により推定されたターゲット信号１３０および基準信号１４０を、ターゲットチャネル６８２Ｂおよび基準チャネル６８０Ｂそれぞれを通して受け取る。ＺＤＣ機能部２１６が、図４を参照して上記で開示した時間領域信号処理オペレーションを実施する。ステップ６３７を参照すると、遅延が遅延要素により基準チャネル６８０Ｃ内の信号に導入され得る。
【００７７】
ステップ６４０を参照すると、ＲＭＳ帯域幅計算機能部２３４が、基準チャネル６８０Ｃ内の基準信号１４０の帯域幅を推定する。推定値は、後続の検出および特徴抽出処理で実施される遅延測定の分散の計算の際に要求される。
【００７８】
ステップ６２２を参照すると、基準信号１４０およびターゲット信号１３０のデータが、逆変換機能部２２２において受け取られる。上記で開示したように、逆変換機能部２２２は、上記で開示した直交復調機能部２１８により生成されたターゲットアレイ要素信号のＮ長のＤＦＴと、基準信号１４０のＮ長のＤＦＴとを受け入れることができる。逆変換機能部２２２は、信号１３０および１４０の複素数値時系列のＢ／２＝Ｎ−（ＭEFF−１）／２長のブロックを生成する。ターゲットアレイ要素信号および基準信号１４０は上記で開示したように独立して処理され得る。好ましくは、実効フィルタ長は奇数である。
【００７９】
ステップ６４４を参照すると、ビーム形成機能部２２４が、先行する機能部により生成されたターゲット信号１３０のアレイ要素信号または基準信号１４０を受け入れる。ビーム形成機能部２２４は、アレイ要素信号を結合して、方位角および仰角の特定のラインに沿って選択性を有する信号を形成する。このステップは、信号処理オペレーションにおいて任意であり得る。
【００８０】
ステップ６４８を参照すると、動作補償機能部２２８が、ＴＯＩのトラッカフィードバックを受け入れ、ＣＰＩにわたるその動きを補償することによりＴＯＩの検出性能を高める。ステップ６４８からのフィードバックは、図３のステップ３２６を参照して開示したように、ＴＯＩ自体がトラッカ機能において特定された後に周期的に供給される状態ベクトルであり得る。ステップ６４８は任意であり得る。
【００８１】
ステップ６５０を参照すると、クロスアンビギュイティ関数（「ＣＡＦ」）形成推定機能部２３２が、先行する機能部から生成されたターゲット信号１３０および基準信号１４０を、ターゲットチャネル６８２Ｃおよび基準チャネル６８０Ｄそれぞれを通して受け取る。ＣＡＦ形成推定機能部２３２は、ターゲット信号１３０などのターゲット信号それぞれのＴ個のサンプルのＣＰＩにわたってクロスアンビギュイティを計算する。ＣＡＦは、２つの信号またはシステム間の共通性を抽出して、これらの共通性の存在および構造を確定する。ＣＰＩは、ある率、例えば１−１／ρ（ρ＝２、４など）だけ重なっている可能性がある。ステップ６５２を参照すると、図３のステップ３２８を参照して上記で開示したように、パワースペクトル密度機能部２３０が、パワースペクトル密度（「ＰＳＤ」）の推定値として窓付きピリオドグラムを計算する。
【００８２】
ビーム形成前に行われるフィルタリングオペレーション、例えば等化、ゼロ−ドップラー消去、直交復調、および逆変換は、ＣＰＩの選択および推定ＰＳＤおよびＣＡＦ機能の形成の直前に入力時系列データの連続ブロックが出力時系列データの連続ブロックを生成するように、オーバーラップセーブ高速畳み込みオペレーションを用いて実施され得る。オーバーラップセーブフィルタリングオペレーションは、ターゲットアレイ要素信号を等化し、各ターゲットアレイ要素信号の基準信号の量を最小にする。
【００８３】
さらに、オーバーラップセーブフィルタリングオペレーションは、０ラジアン／サンプルを中心とするターゲット要素信号データの複素数表示を生成し得る。開示した機能部は、リアルタイムで動作する。理解され得るように、本発明の事前検出信号処理により、ターゲットアレイ要素からの干渉信号エネルギーを消去することができる。さらに、ターゲットアレイ要素信号は、指定された方位角に沿った指向性ビームに変換することができる。
【００８４】
本発明の精神または範囲から逸脱しない限り、本発明の開示された実施形態に様々な変更および変形を加えることができることは、当業者には明らかであろう。したがって、本発明は、任意の特許請求の範囲およびそれらの等価物の範囲内にある限り、本発明の変更および変形を包含することが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】本発明の一実施形態による、パッシブコヒーレント探索システム、ターゲット、および複数の送信機のブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態によるパッシブコヒーレント探索システムのブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態によるパッシブコヒーレント探索システムでの事前検出信号処理のフローチャートである。
【図４】本発明の一実施形態によるゼロ−ドップラー消去デバイスの概略図である。
【図５】本発明の一実施形態による直交復調デバイスの概略図である。
【図６】本発明の別の実施形態によるパッシブコヒーレント探索システムでの事前検出信号処理のフローチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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