(57)【要約】【課題】小型且つ低損失の電源回路を備える放電灯点灯回路を提供する。【解決手段】放電灯点灯回路１ａは、交流電力を放電灯Ｌへ供給する放電灯点灯回路であって、直流電源Ｂからの第１の直流電圧ＶＢを交流電圧Ｖｏｕｔに変換するインバータ回路３と、トランス７、コンデンサ８、及びインダクタ９を含み、インバータ回路３から交流電圧Ｖｏｕｔを受けて放電灯Ｌに交流電力を供給する直列共振回路４と、インバータ回路３から交流電圧Ｖｏｕｔを受け、該交流電圧Ｖｏｕｔを平滑化して第２の直流電圧Ｖｃｃを生成する直流生成部１１と、を備える。【選択図】  図１
2008176995.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力を放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、
直流電源からの第１の直流電圧を受けるインバータ回路と、
インダクタ及びトランスの少なくとも一方並びにコンデンサを含み、前記インバータ回路からの出力電圧を受けて前記放電灯に前記交流電力を供給する直列共振回路と、
前記インバータ回路からの前記出力電圧を受け、該出力電圧から第２の直流電圧を生成する第１の直流生成回路と
を備えることを特徴とする、放電灯点灯回路。
【請求項２】
前記インバータ回路を駆動する駆動部と、
前記インバータ回路の駆動周波数を制御するための制御信号を前記駆動部へ提供する制御部と
を更に備え、
前記第２の直流電圧が、前記駆動部及び前記制御部へ電源電圧として供給されることを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
【請求項３】
前記第１の直流生成回路が、
前記インバータ回路に一端が接続された第２のインダクタと、
前記第２のインダクタの他端と定電位線との間に接続された第２のコンデンサと
を有することを特徴とする、請求項１または２に記載の放電灯点灯回路。
【請求項４】
前記第１の直流生成回路が、
前記第２のインダクタの他端側に直列に接続されたトランジスタを含み、前記第２の直流電圧を所定の電圧値以下に維持する安定化回路を更に有することを特徴とする、請求項３に記載の放電灯点灯回路。
【請求項５】
前記第１の直流電圧に基づく第３の直流電圧を前記第１の直流生成回路の出力端に提供する第２の直流生成回路と、
前記第１及び第２の直流生成回路の接続点と前記第２のインダクタとの間に接続された整流素子と
を更に備えることを特徴とする、請求項４に記載の放電灯点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両の前照灯などに用いられるメタルハライドランプ等の放電灯を点灯させるためには、電力を安定的に供給するための点灯回路（バラスト）が必要となる。例えば、特許文献１に開示された放電灯点灯回路は、バッテリー等の直流電力を交流電力に変換する直流−交流変換回路を備えており、この直流−交流変換回路から放電灯へ交流電力が供給される。また、この放電灯点灯回路は、直流−交流変換回路や制御回路等を動作させるための安定化電源を備えており、この安定化電源は、バッテリー等の直流電源から直流電源電圧Ｖｃｃを生成している。
【０００３】
図１２は、特許文献１に記載された安定化電源の構成を示す回路図である。この安定化電源１００は、フライバック型の構成を備えている。トランス１０１の一次巻線１０１ａの一端はバッテリー電圧が供給される端子１０２に接続されており、他端は半導体スイッチ素子１０３及び抵抗１０４を介して接地されている。また、トランス１０１の二次巻線１０１ｂの出力はダイオード１０５及びコンデンサ１０６により整流平滑され、コンデンサ１０６の端子電圧が直流電源電圧Ｖｃｃとして出力される。制御用ＩＣ１０７はその出力端子１０７ａから半導体スイッチ素子１０３に信号を送出してそのスイッチング制御を行うために設けられており、抵抗１０４による検出電流が検出端子１０７ｂに送られ、また、コンデンサ１０６の端子電圧がフィードバック端子１０７ｃに戻されるようになっている。
【特許文献１】特開平８−３１５９９１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
近年、放電灯点灯回路を装備する車両等の軽量化・高機能化に伴い、放電灯点灯回路の外形寸法をより小さくすることが求められている。しかし、特許文献１の放電灯点灯回路においては、安定化電源のためのトランス１０１や制御用ＩＣ１０７（図１２参照）が必要なので、回路装置が大型化してしまう。
【０００５】
本発明は、上記した問題点を鑑みてなされたものであり、小型且つ低損失の電源回路を備える放電灯点灯回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記した課題を解決するために、本発明による放電灯点灯回路は、交流電力を放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、直流電源からの第１の直流電圧を受けるインバータ回路と、インダクタ及びトランスの少なくとも一方並びにコンデンサを含み、インバータ回路からの出力電圧を受けて放電灯に交流電力を供給する直列共振回路と、インバータ回路からの出力電圧を受け、該出力電圧から第２の直流電圧を生成する第１の直流生成回路とを備えることを特徴とする。
【０００７】
上記した放電灯点灯回路においては、インバータ回路から直列共振回路への出力電圧を、第１の直流生成回路が受け取っている。そして、第１の直流生成回路は、この電圧を基に第２の直流電圧を生成している。これにより、インバータ回路及び第１の直流生成回路がスイッチング型の電源構成を成し、インバータ回路の駆動部や該駆動部を制御する制御部といった各種回路へ第２の直流電圧を電源電圧として供給できる。すなわち、この放電灯点灯回路によれば、図１２に示した回路と異なり電源専用のトランスや制御用ＩＣを必要としないので電源回路を小型に構成することが可能となる。また、スイッチング型の構成により、電源回路を低損失にできる。
【０００８】
また、放電灯点灯回路は、インバータ回路を駆動する駆動部と、インバータ回路の駆動周波数を制御するための制御信号を駆動部へ提供する制御部とを更に備え、第２の直流電圧が、駆動部及び制御部へ電源として供給されることを特徴としてもよい。上記した放電灯点灯回路のように直列共振型の構成を備える場合、前述したように、直列共振回路を高周波で駆動するとインバータ回路の駆動電流や制御部での消費電流が大きくなる。このような駆動部及び制御部へは、第１の直流生成回路から第２の直流電圧を電源として供給することが好ましい。
【０００９】
また、放電灯点灯回路は、第１の直流生成回路が、インバータ回路に一端が接続された第２のインダクタと、第２のインダクタの他端と定電位線との間に接続された第２のコンデンサとを有することを特徴としてもよい。これにより、インバータ回路からの出力電圧を好適に平滑化して安定した第２の直流電圧を生成できる。
【００１０】
また、放電灯点灯回路は、第１の直流生成回路が、第２のインダクタの他端側に直列に接続されたトランジスタを含み、第２の直流電圧を所定の電圧値以下に維持する安定化回路を更に有することを特徴としてもよい。これにより、インバータ回路に供給されるバッテリー等の電源電圧が上昇した場合でも第２の直流電圧を所定の電圧値に保持し、駆動部や制御部といった各種回路への供給電圧を安定にできる。
【００１１】
また、放電灯点灯回路は、第１の直流電圧に基づく第３の直流電圧を第１の直流生成回路の出力端に提供する第２の直流生成回路と、第１及び第２の直流生成回路の接続点と第２のインダクタとの間に接続された整流素子とを更に備えることを特徴としてもよい。これにより、第２の直流電圧の電圧値が低い場合に第２の直流生成回路からの第３の直流電圧を駆動部や制御部等へ供給できるので、駆動部や制御部等への供給電圧をより安定にできる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、小型且つ低損失の電源回路を備える放電灯点灯回路を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、添付図面を参照しながら本発明による放電灯点灯回路の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１４】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明による放電灯点灯回路の第１実施形態の構成を示す図である。図１に示す放電灯点灯回路１ａは、放電灯Ｌを点灯させるための交流電力を放電灯Ｌへ供給する回路であって、直流電源Ｂからの直流電圧（第１の直流電圧）ＶＢを交流電圧に変換して放電灯Ｌに供給する。直流電圧ＶＢは、図２（ａ）に示すように時間的に殆ど変動しない。放電灯点灯回路１ａは、主に車輌用の、特に前照灯などの灯具に用いられる。なお、放電灯Ｌとしては、例えば水銀フリーのメタルハライドランプが好適に用いられるが、他の構造をもつ放電灯であってもよい。
【００１５】
放電灯点灯回路１ａは、電力供給部２、制御部１０、直流生成部１１、及びＶ−Ｆ変換部２４を備える。電力供給部２は、制御部１０からの制御信号Ｓｃ１に基づく大きさの電力を放電灯Ｌへ供給する。電力供給部２は、点灯操作のためのスイッチ２０を介して直流電源Ｂ（バッテリーなど）に接続されており、直流電源Ｂから直流電圧ＶＢを受けて交流変換及び昇圧を行う。本実施形態の電力供給部２は、直流電圧ＶＢを矩形波の交流電圧に変換するハーフブリッジインバータ回路（以下、単にインバータ回路という）３と、インバータ回路３の後段に設けられた直列共振回路４と、点灯開始時に放電灯Ｌに高圧パルスを印加して点灯を促す起動部５と、インバータ回路３を駆動する駆動部であるブリッジドライバ６とを有する。
【００１６】
インバータ回路３は、二つの出力端３ａ，３ｂを有しており、出力端３ａと出力端３ｂとの間に矩形波の交流電圧を出力する。インバータ回路３は、スイッチング素子である２つのトランジスタ３１及び３２が直列に接続されて構成されている。具体的には、トランジスタ３１の一方の電流端子（ドレイン端子）は直流電源Ｂのプラス側端子に接続されており、トランジスタ３１の他方の電流端子（ソース端子）はトランジスタ３２の一方の電流端子（ドレイン端子）に接続されており、トランジスタ３１の制御端子（ゲート端子）はブリッジドライバ６に接続されている。また、トランジスタ３２の他方の電流端子（ソース端子）は電位の基準となる接地電位線ＧＮＤ（すなわち直流電源Ｂのマイナス側端子）に接続されており、トランジスタ３２の制御端子（ゲート端子）はブリッジドライバ６に接続されている。そして、出力端３ａはトランジスタ３１のソース端子（トランジスタ３２のドレイン端子）に設定されており、出力端３ｂはトランジスタ３２のソース端子に設定されている。ブリッジドライバ６は、互いに逆相となる駆動信号Ｓｄｒｖ１、Ｓｄｒｖ２をトランジスタ３１、３２のゲート端子へ供給することにより、トランジスタ３１，３２を交互に導通させる。なお、トランジスタ３１，３２としては、例えば図１に示すようにＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴが好適に用いられるが、他のＦＥＴやバイポーラトランジスタでもよい。また、駆動信号Ｓｄｒｖ１、Ｓｄｒｖ２のデューティ比は各々５０％とするとよい。また、ブリッジドライバ６は電源入力端子６ａを有しており、動作用電源電圧として、後述する直流生成部１１から直流電圧Ｖｃｃを受ける。ブリッジドライバ６から出力される交流電圧Ｖｏｕｔの波形の一例を、図２（ｂ）に示す。
【００１７】
直列共振回路４は、トランス７、コンデンサ８、及びインダクタ９を有する。トランス７は、放電灯Ｌへ高圧パルスを印加し、また、電力を伝えると共に該電力を昇圧するために設けられる。また、トランス７、コンデンサ８、及びインダクタ９は、直列共振回路を構成している。すなわち、コンデンサ８と、インダクタ９と、トランス７の一次巻線７ａとが、この順で互いに直列に接続されている。そして、その直列回路のコンデンサ８側の一端はインバータ回路３の一方の出力端３ａに接続されており、一次巻線７ａ側の一端はインバータ回路３の他方の出力端３ｂに接続されている。この構成においては、トランス７の一次巻線７ａのリーケージ（漏れ）インダクタンス、及びインダクタ９のインダクタンスからなる合成リアクタンスと、コンデンサ８の容量とによって共振周波数が決定される。なお、一次巻線７ａ及びコンデンサ８のみによって直列共振回路を構成し、インダクタ９を省略してもよい。また、一次巻線７ａのインダクタンスをインダクタ９と較べて極めて小さく設定し、共振周波数が、インダクタ９とコンデンサ８の容量とによってほぼ決定されるようにしてもよい。
【００１８】
インバータ回路３及び直列共振回路４においては、コンデンサ８及び誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタ）による直列共振現象を利用し、トランジスタ３１，３２の駆動周波数をこの直列共振周波数以上の値に規定して該トランジスタ３１，３２を交互にオン／オフさせ、トランス７の一次巻線７ａに交流電力を生じさせる。この交流電力は、トランス７の二次巻線７ｂへ昇圧されて伝達され、二次巻線７ｂに接続された放電灯Ｌへ供給される。なお、トランジスタ３１，３２を駆動するブリッジドライバ６は、トランジスタ３１，３２が共に導通状態とならないように相反的に各トランジスタ３１，３２を駆動する。
【００１９】
この直列共振回路４の点灯前における直列共振周波数ｆａ、および点灯後における直列共振周波数ｆｂは、それぞれ以下の式（１）、（２）によって表される。但し、式中においてＣはコンデンサ８の容量であり、Ｌｒはインダクタ９のインダクタンスであり、Ｌｐ１は点灯前における一次巻線７ａのインダクタンスであり、Ｌｐ２は点灯後における一次巻線７ａのインダクタンスである。
【数１】
2008176995.tif 000003
【数２】
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一般的にＬｐ１＞Ｌｐ２であることから、点灯前における直列共振周波数ｆａは点灯後における直列共振周波数ｆｂよりも小さくなる。
【００２０】
また、直列共振回路４のインピーダンスは、ブリッジドライバ６によるトランジスタ３１，３２の駆動周波数によって変化する。従って、放電灯Ｌに供給される交流電力の大きさを、該駆動周波数を変化させることにより制御できる。ここで、図３は、トランジスタ３１，３２の駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。図３に示すように、放電灯Ｌに供給される電力の大きさは、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎと等しいときに最大値Ｐｍａｘとなり、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎよりも大きくなる（または小さくなる）に従って減少する。但し、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎよりも小さい場合、スイッチング損失が大きくなり電力効率が低下する。従って、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、直列共振周波数ｆｏｎよりも大きい領域（図中の領域Ａ）においてその大きさが制御される。なお、直列共振周波数ｆｏｎよりも小さい周波数領域を容量性領域と呼び、直列共振周波数ｆｏｎよりも大きい周波数領域を誘導性領域と呼ぶ。本実施形態においては、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、ブリッジドライバ６に接続されたＶ−Ｆ変換部２４からの制御信号Ｓｃ２（周波数変調されたパルス列を含む信号）のパルス周波数に従って制御される。
【００２１】
起動部５は、放電灯Ｌに起動用の高圧パルスを印加するための回路であり、起動部５からトリガー電圧及び電流がトランス７に印加されると、トランス７の二次巻線７ｂにおいて生成される交流電圧に高圧パルスが畳重される。起動部５は、高圧パルスを生成するための電力を蓄える起動用コンデンサ（容量素子）５１と、スパークギャップやガスアレスタ等の自己降伏型スイッチング素子５２とを有する。起動用コンデンサ５１の一端は整流素子（ダイオード）５３及び抵抗素子５４を介してトランス７の補助巻線７ｃの一端に接続されており、起動部５への入力電圧が提供される。補助巻線７ｃ及び起動用コンデンサ５１それぞれの他端は、共にインバータ回路３の出力端３ｂ（すなわち接地電位線ＧＮＤ）に接続されている。なお、起動部５への入力電圧については、例えば、トランス７の二次巻線７ｂから得てもよく、或いはインダクタ９と共にトランスを構成する補助巻線を設けて該補助巻線から得てもよい。
【００２２】
自己降伏型スイッチング素子５２の一端は起動用コンデンサ５１の一端と接続されており、自己降伏型スイッチング素子５２の他端は一次巻線７ａの途中に接続されている。起動部５においては、起動用コンデンサ５１の両端電圧が自己降伏型スイッチング素子５２の放電開始電圧に達すると、自己降伏型スイッチング素子５２が瞬間的に導通状態となることによってトリガー電圧及び電流が出力される。
【００２３】
制御部１０は、ブリッジドライバ６の駆動周波数を制御することにより、放電灯Ｌの未点灯時には無負荷時出力電圧（ＯＣＶ）の大きさを制御し、放電灯Ｌの点灯後には放電灯Ｌへの供給電力の大きさを制御する。制御部１０は、例えばオペアンプ等によるアナログ演算回路や、或いはマイコン、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）等のディジタル演算回路によって好適に実現される。
【００２４】
制御部１０は、入力端１０ａ及び１０ｂ、出力端１０ｃ、並びに電源入力端子１０ｄを有する。入力端１０ａは、放電灯Ｌのランプ電圧ＶＬの振幅を示す信号（以下、ランプ電圧相当信号という）ＶＳを入力するために、ピークホールド回路２１を介して二次巻線７ｂの中間タップに接続されている。ランプ電圧相当信号ＶＳは、ランプ電圧ＶＬのピーク値の例えば０．３５倍に設定される。入力端１０ｂは、放電灯Ｌのランプ電流ＩＬを検出するために設けられた抵抗素子２５の一端に、ピークホールド回路２２及びバッファ２３を介して接続されている。抵抗素子２５の一端は、更に放電灯点灯回路１ａの出力端子を介して放電灯Ｌの一方の電極に接続され、抵抗素子２５の他端は、インバータ回路３の出力端３ｂ（接地電位線ＧＮＤ）に接続されている。そして、バッファ２３からは、ランプ電流ＩＬの振幅を示す信号（以下、ランプ電流相当信号という）ＩＳが出力される。電源入力端子１０ｄは、後述する直流生成部１１に接続されており、直流生成部１１からは、動作用電源電圧として直流電圧Ｖｃｃが供給される。
【００２５】
制御部１０は、放電灯Ｌの点灯前においては、放電灯Ｌに供給されるべきＯＣＶの大きさが所定値に近づくように、ランプ電圧相当信号ＶＳに基づいて制御信号Ｓｃ１を生成する。また、制御部１０は、放電灯Ｌの点灯後においては、放電灯Ｌに供給されるべき電力の大きさが所定の時間関数及びランプ電圧ＶＬに従って定常値に近づくように、ランプ電圧相当信号ＶＳ及びランプ電流相当信号ＩＳに基づいて制御信号Ｓｃ１を生成する。
【００２６】
例えば、制御部１０は、放電灯Ｌの点灯後、所定の時間関数に従って、まず供給電力の大きさが初期値（例えば７５Ｗ）となるように、そして、或る時刻（この時刻は、ランプ電圧の変化によって決定される）以降、供給電力の大きさが初期値から定常値（例えば３５Ｗ）へ徐々に近づくように、制御信号Ｓｃ１を生成する。
【００２７】
こうして生成された制御信号Ｓｃ１は、Ｖ−Ｆ変換部２４に入力される。Ｖ−Ｆ変換部２４は、アナログ信号である制御信号Ｓｃ１を制御部１０の出力端１０ｃから入力し、この制御信号Ｓｃ１をＶ−Ｆ変換して制御信号Ｓｃ２を生成する。Ｖ−Ｆ変換部２４は、生成した制御信号Ｓｃ２をブリッジドライバ６へ提供する。なお、Ｖ−Ｆ変換部２４は電源入力端子２４ａを有しており、動作用電源電圧として、後述する直流生成部１１から直流電圧Ｖｃｃを受ける。
【００２８】
直流生成部１１は、本実施形態における第１の直流生成回路であり、ブリッジドライバ６、制御部１０、及びＶ−Ｆ変換部２４等へ供給される直流電圧（第２の直流電圧）Ｖｃｃを生成する。直流生成部１１は、入力端１１ａ及び出力端１１ｂを有する。入力端１１ａはインバータ回路３の出力端３ａに接続されており、インバータ回路３から出力された電圧（交流電圧）Ｖｏｕｔを受ける。本実施形態の直流生成部１１は、この電圧Ｖｏｕｔを平滑化することにより、図２（ｃ）に示す直流電圧Ｖｃｃを生成する。出力端１１ｂは、ブリッジドライバ６、制御部１０、及びＶ−Ｆ変換部２４の各電源入力端子６ａ、１０ｄ、及び２４ａに接続されており、直流生成部１１はこれらの端子へ直流電圧Ｖｃｃを供給する。
【００２９】
図４は、本実施形態の直流生成部１１の内部構成を示す回路図である。直流生成部１１は、インダクタ１２及びコンデンサ１３を含む平滑化回路によって構成されている。インダクタ１２、コンデンサ１３は、それぞれ本実施形態における第２のインダクタ、第２のコンデンサである。インダクタ１２の一端は、直流生成部１１の入力端１１ａを介してインバータ回路３の出力端３ａに接続されており、インダクタ１２の他端は、直流生成部１１の出力端１１ｂを介してブリッジドライバ６等の電圧供給先に接続されている。また、コンデンサ１３は、接地電位線ＧＮＤといった定電位線とインダクタ１２の他端との間に接続されている。
【００３０】
以上の構成を備える本実施形態の放電灯点灯回路１ａが有する作用及び効果について説明する。ここで、図５は、一般的な降圧型スイッチング電源回路１４０ａの構成を示す図である。この電源回路１４０ａは、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（半導体スイッチ）１４１、ダイオード１４２、インダクタ１４３、コンデンサ１４４、及びパルス幅制御回路１４５からなる。また、図６は、（ａ）トランジスタ１４１のエミッタ出力電圧、（ｂ）トランジスタ１４１のエミッタ電流、（ｃ）ダイオード１４２を流れる電流、（ｄ）インダクタ１４３を流れる電流、のそれぞれの遷移を示す図である。
【００３１】
この電源回路１４０ａにおいて、トランジスタ１４１のコレクタ端子には或る直流電圧Ｖｉが入力され、また、トランジスタ１４１のベース端子にはパルス幅制御回路１４５から矩形波パルス信号が入力される。これにより、トランジスタ１４１のエミッタ端子からは図６（ａ）に示す矩形波状の交流電圧が出力される。また、図６（ｂ）に示すように、この交流電圧が高電位側のとき（すなわちトランジスタ１４１がオンのとき）にトランジスタ１４１のエミッタ端子からインダクタ１４３へ電流が供給され、図６（ｃ）に示すように、この交流電圧が低電位側のとき（すなわちトランジスタ１４１がオフのとき）にはダイオード１４２からインダクタ１４３へ電流が供給される。従って、図６（ｄ）に示すように、インダクタ１４３を流れる電流Ｉｏは図６（ｂ）及び図６（ｃ）のそれぞれに示す電流の和となる。また、トランジスタ１４１のエミッタ電圧（図６（ａ））はインダクタ１４３及びコンデンサ１４４により平滑化されて電圧Ｖｏとなる。電圧Ｖｏ及び電流Ｉｏは、電源回路１４０ａの出力端から電源供給先へ出力される。
【００３２】
この電源回路１４０ａでは、ダイオード１４２において約０．７［Ｖ］の順方向電圧が発生するので、これによる損失が生じてしまう。このため、図７に示す電源回路１４０ｂのように、ダイオードを半導体スイッチ（トランジスタ１４６）に置き換える場合がある。このような形態を同期整流型と称し、二つのトランジスタ１４１及び１４６を交互にオン／オフすることにより、図６（ｄ）に示したインダクタ電流と同様の電流を供給する。なお、図７において、トランジスタ１４１及び１４６としてＭＯＳ型ＦＥＴを図示しているが、図５のようにバイポーラトランジスタを用いてもよい。
【００３３】
ここで、図７に示す電源回路１４０ｂでは、トランジスタ１４１及び１４６がハーフブリッジインバータを構成しており、図１に示したインバータ回路３（トランジスタ３１及び３２）と同様の構成となっていることがわかる。そこで、本実施形態では、交流電力生成用のインバータ回路３をスイッチング電源用として兼用することで、部品点数削減及び小型化を実現する。すなわち、本実施形態の放電灯点灯回路１ａにおいては、インバータ回路３から直列共振回路４へ供給される交流電圧Ｖｏｕｔを、直流生成部１１が受け取る。そして、直流生成部１１は、この交流電圧Ｖｏｕｔを基に直流電圧Ｖｃｃを生成する。これにより、インバータ回路３及び直流生成部１１がスイッチング型の電源構成を成し、ブリッジドライバ６、制御部１０、及びＶ−Ｆ変換部２４といった各種回路へ直流電圧Ｖｃｃを電源電圧として供給できる。従って、本実施形態の放電灯点灯回路１ａによれば、図１２に示した回路のように電源専用のトランスや制御用ＩＣを必要としないので、電源回路を小型に構成することが可能となる。また、スイッチング型の構成により、電源回路を低損失にできる。なお、インバータ回路３から出力される交流電圧Ｖｏｕｔのデューティ比は５０％なので、直流電圧Ｖｃｃの大きさは直流電圧ＶＢの約１／２となる。
【００３４】
また、本実施形態のように、インバータ回路３を駆動するブリッジドライバ６と、インバータ回路３の駆動周波数を制御するための制御信号Ｓｃ１（Ｓｃ２）をブリッジドライバ６へ提供する制御部１０とを放電灯点灯回路１ａが備える場合、直流生成部１１から出力される直流電圧Ｖｃｃが、ブリッジドライバ６及び制御部１０へ電源として供給されることが好ましい。本実施形態の放電灯点灯回路１ａのように直列共振型の構成を備える場合、直列共振回路４を高周波で駆動するとインバータ回路３の駆動電流や制御部１０での消費電流が大きくなる。従って、低損失である直流生成部１１の直流電圧Ｖｃｃを電源電圧としてこれらの回路へ供給することによって、放電灯点灯回路１ａの消費電力を効果的に低減できる。
【００３５】
また、図４に示したように、直流生成部１１は、インバータ回路３に一端が接続されたインダクタ１２と、インダクタ１２の他端と接地電位線ＧＮＤとの間に接続されたコンデンサ１３とを有することが好ましい。これにより、インバータ回路３からの交流電圧Ｖｏｕｔを好適に平滑化して安定した直流電圧Ｖｃｃを生成できる。
【００３６】
（第２の実施の形態）
図８は、本発明による放電灯点灯回路の第２実施形態の構成を示す図である。本実施形態の放電灯点灯回路１ｂは、第１実施形態の直流生成部１１に代えて直流生成部１５を備えている。なお、図８においては、直流生成部１５、インバータ回路３、及びブリッジドライバ６を除く他の構成については第１実施形態と同様であり、図示を省略している。
【００３７】
直流生成部１５は、本実施形態における第１の直流生成回路であり、ブリッジドライバ６、制御部１０及びＶ−Ｆ変換部２４（共に図１参照）等へ供給される直流電圧（第２の直流電圧）Ｖｃｃを生成する。直流生成部１５は、入力端１５ａ及び出力端１５ｂを有する。入力端１５ａはインバータ回路３の出力端３ａに接続されており、インバータ回路３から出力された電圧（交流電圧）Ｖｏｕｔを受ける。直流生成部１５は、この電圧Ｖｏｕｔを平滑化することにより直流電圧Ｖｃｃを生成する。出力端１５ｂは、ブリッジドライバ６、制御部１０、及びＶ−Ｆ変換部２４の各電源入力端子に接続されており、直流電圧Ｖｃｃは出力端１５ｂから各電源入力端子へ供給される。
【００３８】
本実施形態の直流生成部１５は、インダクタ１５１及びコンデンサ１５２を含む平滑化回路と、直流電圧Ｖｃｃを所定の電圧値以下に維持する安定化回路１５３とによって構成されている。なお、インダクタ１５１、コンデンサ１５２は、それぞれ本実施形態における第２のインダクタ、第２のコンデンサである。インダクタ１５１の一端は、直流生成部１５の入力端１５ａを介してインバータ回路３の出力端３ａに接続されており、インダクタ１５１の他端は、安定化回路１５３と直流生成部１５の出力端１５ｂとを介してブリッジドライバ６等の電圧供給先に接続されている。また、コンデンサ１５２は、接地電位線ＧＮＤといった定電位線とインダクタ１５１の他端との間に接続されており、本実施形態ではインダクタ１５１とコンデンサ１５２との間に安定化回路１５３が介在している。
【００３９】
安定化回路１５３は、インダクタ１５１の他端と出力端１５ｂとの間に直列に接続されたトランジスタ１５４と、トランジスタ１５４の出力電圧（ドレイン電圧）と所定電圧との差をトランジスタ１５４のゲートへフィードバックするためのオペアンプ１５５及びコンデンサ１５７とを含んで構成されている。
【００４０】
具体的には、トランジスタ１５４の一方の電流端子（ソース端子）はインダクタ１５１の他端に接続されており、他方の電流端子（ドレイン端子）は出力端１５ｂに接続されている。また、トランジスタ１５４のドレイン端子は抵抗１５６ａ及び１５６ｂを介して接地電位線ＧＮＤに接続されており、抵抗１５６ａと抵抗１５６ｂとの間の抵抗分圧された電圧Ｖ１がオペアンプ１５５の非反転入力端へ入力される。オペアンプ１５５の反転入力端子には、或る定電圧Ｖ２が抵抗素子１５６ｃ及び１５６ｄによって分圧された基準電圧Ｖ３が入力される。オペアンプ１５５及びコンデンサ１５７からなるフィードバック回路は、電圧Ｖ１と基準電圧Ｖ３との差電圧を増幅して出力する。オペアンプ１５５の出力端は抵抗１５６ｅ及び１５６ｆを介してトランジスタ１５４の一方の電流端子（ソース端子）に接続されており、抵抗１５６ｅ及び１５６ｆによって抵抗分圧された電圧がトランジスタ１５４の制御端子（ゲート端子）へ入力される。
【００４１】
この構成により、安定化回路１５３は、インダクタ１５１の他端側の電圧値が所定電圧値よりも高くなった場合にトランジスタ１５４における電圧降下（ソース−ドレイン間電圧）を増大させ、直流電圧Ｖｃｃの値を、基準電圧Ｖ３によって定まる所定の電圧値以下に維持する。なお、図８においてはトランジスタ１５４としてＰチャネルＭＯＳ型ＦＥＴを図示しているが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）やＰＮＰ型バイポーラトランジスタを代わりに用いてもよい。
【００４２】
図９（ａ）及び図９（ｂ）は、本実施形態による効果を説明するためのグラフである。図９（ａ）は、上記第１実施形態における第１の直流電圧ＶＢと第２の直流電圧Ｖｃｃとの相関を示しており、図９（ｂ）は、本実施形態における第１の直流電圧ＶＢと第２の直流電圧Ｖｃｃとの相関を示している。図９（ａ）に示すように、第１実施形態では直流電圧Ｖｃｃの大きさが直流電圧ＶＢの大きさに比例する（Ｖｃｃ＝ＶＢ／２）ので、直流電圧ＶＢが変動して大きくなると、その変動幅に応じて直流電圧Ｖｃｃも大きくなる。これに対し、本実施形態では、図９（ｂ）に示すように、直流電圧Ｖｃｃが或る所定の電圧値Ｖａに達するまでは直流電圧Ｖｃｃの大きさは直流電圧ＶＢの大きさに比例するが、直流電圧ＶＢが過度に増大した場合でも、直流電圧Ｖｃｃは安定化回路１５３によって所定の電圧値Ｖａに維持される。このように、本実施形態の放電灯点灯回路１ｂによれば、インバータ回路３に供給されるバッテリー等の電源電圧（直流電圧ＶＢ）が上昇した場合でも直流電圧Ｖｃｃを所定の電圧値に保持し、ブリッジドライバ６や制御部１０といった各種回路への供給電圧を安定にできる。
【００４３】
（第３の実施の形態）
図１０は、本発明による放電灯点灯回路の第３実施形態の構成を示す図である。本実施形態の放電灯点灯回路１ｃは、第２実施形態の構成に加え、直流電圧ＶＢに基づく直流電圧Ｖｂ（第３の直流電圧）を直流生成部１５の出力端１５ｂに提供する直流生成部１６（第２の直流生成回路）を備え、更に、直流生成部１５及び１６の接続点１５ｃとインダクタ１５１との間に接続されたダイオード（整流素子）１７を備えている。
【００４４】
本実施形態の直流生成部１６は、トランジスタ１６１によって構成されている。トランジスタ１６１の一方の電流端子（コレクタ端子）は直流電源Ｂ（図１参照）に接続され、この端子には直流電圧ＶＢが入力される。トランジスタ１６１の他方の電流端子（エミッタ端子）は直流生成部１５と接続点１５ｃにおいて接続され、この端子からは直流電圧Ｖｂが出力される。トランジスタ１６１の制御端子（ベース端子）には或る定電圧Ｖ２が入力される。この構成により、直流生成部１６は、直流電圧ＶＢからトランジスタ１６１のベース−エミッタ間電圧を差し引いた直流電圧Ｖｂを出力する。また、ダイオード１７は、カソード端子が接続点１５ｃに、アノード端子が（トランジスタ１５４を介して）インダクタ１５１の他端に、それぞれ接続されている。
【００４５】
この放電灯点灯回路１ｃにおいては、直流生成部１６が、直流電源Ｂからの直流電圧ＶＢを基に直流電圧Ｖｂを直接生成する、シリーズ型の電源構成を有している。従って、インバータ回路３の動作を停止させたいが制御回路等は動作させたい場合（例えば放電灯Ｌの異常を検知して動作停止した場合等）や、或いは直流電圧ＶＢが極めて低くても制御回路等を動作させたい場合など、直流電圧Ｖｃｃの電圧値が低い（或いはゼロである）場合に直流生成部１６からの直流電圧Ｖｂを制御回路等へ供給できるので、制御回路等へ直流電圧をより安定に供給できる。また、直流電圧Ｖｂは直流電圧ＶＢに対してトランジスタ１６１のベース−エミッタ間電圧の分だけ低下するので、直流生成部１５において十分な直流電圧Ｖｃｃが生成されるときには直流生成部１５側からダイオード１７を介して確実に直流電圧Ｖｃｃが供給される。
【００４６】
図９（ｃ）は、本実施形態の放電灯点灯回路１ｃにおける第１の直流電圧ＶＢと出力端１５ｂからの出力電圧との相関を示すグラフである。図９（ｃ）に示すように、直流電圧Ｖｃｃが十分な大きさ（Ｖａ）に達していない場合には、直流生成部１６からの直流電圧Ｖｂ（≒ＶＢ）が出力端１５ｂから出力される。また、直流電圧Ｖｃｃが十分な大きさ（Ｖａ）に達している場合には、直流生成部１５からの直流電圧がＶｃｃとして出力端１５ｂから出力される。なお、本実施形態では、第２実施形態と同様に安定化回路１５３によって直流電圧Ｖｃｃの大きさが所定の電圧値Ｖａに維持される。
【００４７】
（第４の実施の形態）
図１１は、本発明による放電灯点灯回路の第４実施形態の構成を示す図である。本実施形態の放電灯点灯回路１ｄは、第１実施形態の直流生成部１１に代えて直流生成部１８を備えている。なお、図１１においては、直流生成部１８、インバータ回路３、及びブリッジドライバ６を除く他の構成については第１実施形態と同様であり、図示を省略している。
【００４８】
直流生成部１８は、本実施形態における第１の直流生成回路であり、第２の直流電圧Ｖｃｃを生成する。直流生成部１８は、入力端１８ａ及び出力端１８ｂを有する。入力端１８ａはインバータ回路３の出力端３ａに接続されており、インバータ回路３から出力された電圧（交流電圧）Ｖｏｕｔを受ける。直流生成部１８は、この電圧Ｖｏｕｔを平滑化することにより直流電圧Ｖｃｃを生成する。出力端１８ｂは、ブリッジドライバ６等の各電源入力端子に接続されており、直流電圧Ｖｃｃは出力端１８ｂから各電源入力端子へ供給される。
【００４９】
本実施形態の直流生成部１８は、インダクタ１８１（第２のインダクタ）及びコンデンサ１８２（第２のコンデンサ）を含む平滑化回路と、直流電圧Ｖｃｃを所定の電圧値以下に維持する安定化回路１８３とによって構成されている。インダクタ１８１の一端は入力端１８ａを介してインバータ回路３の出力端３ａに接続されており、インダクタ１８１の他端は、安定化回路１８３と出力端１８ｂとを介してブリッジドライバ６等の電圧供給先に接続されている。また、コンデンサ１８２は、接地電位線ＧＮＤといった定電位線とインダクタ１８１の他端との間に接続されており、本実施形態ではインダクタ１８１とコンデンサ１８２との間に安定化回路１８３が介在している。
【００５０】
安定化回路１８３は、インダクタ１８１の他端と出力端１８ｂとの間に直列に接続されたトランジスタ１８４を有しており、エミッタホロワの構成を有している。すなわち、トランジスタ１８４の制御端子（ベース端子）と一方の電流端子（コレクタ端子）との間に抵抗素子１８５が接続され、一方の電流端子（コレクタ端子）がインダクタ１８１の他端に接続され、他方の電流端子（エミッタ端子）が直流生成部１８の出力端１８ｂに接続されている。そして、トランジスタ１８４の制御端子（ベース端子）と接地電位線ＧＮＤとの間には、ベース電圧を規定するための定電圧ダイオード（ツェナダイオード）１８６が接続されている。
【００５１】
この構成により、安定化回路１８３は、インダクタ１８１の他端側の電圧値が所定電圧値よりも高くなった場合にトランジスタ１８４における電圧降下（ソース−ドレイン間電圧）を増大させ、直流電圧Ｖｃｃの値を、定電圧ダイオード１８６の逆方向電圧によって定まる所定の電圧値以下に維持する。なお、図１１においてはトランジスタ１８４としてＮＰＮ型バイポーラトランジスタを図示しているが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）やＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴを代わりに用いてもよい。
【００５２】
本実施形態の放電灯点灯回路１ｄによれば、インバータ回路３に供給されるバッテリー等の電源電圧（直流電圧ＶＢ）が上昇した場合でも直流電圧Ｖｃｃを所定の電圧値に保持し、ブリッジドライバ６や制御部１０といった各種回路への供給電圧を安定にできる。
【００５３】
本発明による放電灯点灯回路は、上記した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、上記各実施形態では、第１の直流生成回路においてインバータ回路からの交流電圧を平滑化する回路としてインダクタ及びコンデンサからなる平滑化回路を例示しているが、インバータ回路からの交流電圧を平滑化できれば他の構成であってもよい。また、第２〜第４実施形態において安定化回路をインダクタとコンデンサとの間に配置しているが、安定化回路はコンデンサの後段に配置されてもよい。
【００５４】
また、上記各実施形態では、第１の直流生成回路から出力される第２の直流電圧（及び第３の直流電圧）の供給先として放電灯点灯回路内の制御部や駆動部を例示しているが、第２の直流電圧（及び第３の直流電圧）は、放電灯点灯回路外の電子制御機器、例えばヘッドランプの照射角を調整するためのレベリングＥＣＵ（ElectricControl Unit）や、ヘッドランプに洗浄液を射出するヘッドランプクリーナーＥＣＵなどへ供給される安定化直流電源電圧として使用されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明による放電灯点灯回路の一実施形態の構成を示す図である。
【図２】（ａ）直流電圧ＶＢの一例を示すグラフである。（ｂ）交流電圧Ｖｏｕｔの一例を示すグラフである。（ｃ）直流電圧Ｖｃｃの一例を示すグラフである。
【図３】インバータ回路の駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。
【図４】第１実施形態の直流生成部の内部構成を示す回路図である。
【図５】一般的な降圧型スイッチング電源回路の構成を示す図である。
【図６】図５に示した回路における（ａ）トランジスタのエミッタ出力電圧、（ｂ）トランジスタのエミッタ電流、（ｃ）ダイオードを流れる電流、（ｄ）インダクタを流れる電流、のそれぞれの遷移を示す図である。
【図７】降圧型スイッチング電源回路の他の構成を示す図である。
【図８】本発明による放電灯点灯回路の第２実施形態の構成を示す図である。
【図９】（ａ）第１実施形態における第１の直流電圧と第２の直流電圧との相関を示すグラフである。（ｂ）第２実施形態における第１の直流電圧と第２の直流電圧との相関を示すグラフである。（ｃ）第３実施形態の放電灯点灯回路における第１の直流電圧と第２及び第３の直流電圧との相関を示すグラフである。
【図１０】本発明による放電灯点灯回路の第３実施形態の構成を示す図である。
【図１１】本発明による放電灯点灯回路の第４実施形態の構成を示す図である。
【図１２】特許文献１に記載された安定化電源の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５６】
１ａ〜１ｄ…放電灯点灯回路、２…電力供給部、３…インバータ回路、４…直列共振回路、５…起動部、６…ブリッジドライバ、７…トランス、７ａ…一次巻線、７ｂ…二次巻線、７ｃ…補助巻線、１０…制御部、１１，１５，１８…第１の直流生成部、１６…第２の直流生成部、２１，２２…ピークホールド回路、２３…バッファ、２４…Ｖ−Ｆ変換部、５１…起動用コンデンサ、５２…自己降伏型スイッチング素子、１２１，１３１…安定化電源、１４０ａ，１４０ｂ…降圧型スイッチング電源回路、１５３，１８３…安定化回路、Ｂ…直流電源、Ｌ…放電灯、Ｓｃ１，Ｓｃ２…制御信号、ＶＢ…第１の直流電圧、Ｖａ…所定の電圧値、Ｖｂ…第３の直流電圧、Ｖｃｃ…第２の直流電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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