(57)【要約】【課題】広範囲のアナログ入力電流をディジタル出力電圧に変換する温度特性の改善された対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路及び半導体光センサ装置を提供する。【解決手段】ｐｎ接合の順方向特性を利用して入力電流を電圧に対数変換して出力する対数増幅器と、前記対数増幅器の出力電圧に基づくディジタル信号を出力する変換器と、を備え、前記変換器は、温度依存性を有する基準電圧源を用いて発生させた電圧と前記対数増幅器の前記出力電圧とを逐次比較することにより前記対数増幅器が有する温度依存性を抑制しつつ前記対数増幅器の出力電圧に基づくディジタル信号を出力することを特徴とする対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路が提供される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｐｎ接合の順方向特性を利用して入力電流を電圧に対数変換して出力する対数増幅器と、
前記対数増幅器の出力電圧に基づくディジタル信号を出力する変換器と、
を備え、
前記変換器は、温度依存性を有する基準電圧源を用いて発生させた電圧と前記対数増幅器の前記出力電圧とを逐次比較することにより前記対数増幅器が有する温度依存性を抑制しつつ前記対数増幅器の出力電圧に基づくディジタル信号を出力することを特徴とする対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路。
【請求項２】
前記変換器は、比較電圧を生成するための分圧抵抗を有し、
前記分圧抵抗の上限電圧は、前記基準電圧源から供給される正の温度係数を有する電圧であり、下限電圧は前記基準電圧源から供給される負の温度係数を有する電圧であり、
前記対数増幅器に設定される基準電流は、前記入力電流の最小値と最大値との中間であることを特徴とする請求項１記載の対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路。
【請求項３】
前記変換器は、比較電圧を生成するための分圧抵抗を有し、
前記分圧抵抗の上限電圧は、前記基準電圧源から供給される正の温度係数を有する電圧であり、
前記対数増幅器に設定される基準電流は、前記入力電流の最大値であることを特徴とする請求項１記載の対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路。
【請求項４】
前記変換器は、比較電圧を生成するための分圧抵抗を有し、
前記分圧抵抗の下限電圧は、前記基準電圧源から供給される負の温度係数を有する電圧であり、
前記対数増幅器に設定される基準電流は、前記入力電流の最小値であることを特徴とする請求項１記載の対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路。
【請求項５】
光電変換素子と、
請求項１〜４のいずれか１つに記載の対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路と、
を備えたことを特徴とする半導体光センサ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アナログ−ディジタル変換回路及び半導体光センサ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体受光素子を用いた光センサ装置の種類は多いが、その一例として照度センサがある。この照度センサは周囲の照度（明るさ）に応じた電気的信号を出力することができるので、携帯電話をはじめとする携帯電子機器などに広く用いられる。
【０００３】
例えば、周囲が暗い場合には液晶ディスプレイ用のバックライトや操作キー部のＬＥＤ（Light Emitting Diode）を輝度調整しながら点灯する。一方、周囲が明るい場合にはバックライトやＬＥＤを消灯する。このように、周囲の照度に応じて、消灯や輝度調整を行うことにより高い視認性を維持しつつ消費電力の低減が可能となる。
【０００４】
携帯電話を例に取ると、一般にキー部のＬＥＤのオン／オフは、数ルクス乃至１００ルクスの低照度範囲内に制御される。従来の照度センサは、キー部のオン／オフ制御に使用されることが多かったため、数ルクス乃至１００ルクスの照度範囲内においてリニアな出力が得られるように設計されていた。
【０００５】
しかしながら、携帯電話において高速大容量情報伝送への要求が高まり、これに応じて高品位表示が可能なフルカラー化液晶ディスプレイが必要となった。フルカラー化液晶ディスプレイを用いて高品位表示をするには、周囲の照度に合わせた液晶バックライトの輝度の調整や色度調整（ガンマ補正）が必要となる。この場合、輝度調整や色度調整（ガンマ補正）は、数万ルクスまでの照度範囲内において行うことが望ましい。もちろんキー部のＬＥＤのオン／オフのための低照度制御機能をも備える必要がある。
【０００６】
低照度範囲において高感度であるキー部制御用の照度センサにおいては、数万ルクスの高照度では出力が飽和して照度の正確な検出ができない。逆に数万ルクスの高照度を検出するために感度を低下させた照度センサを用いると、キー部を制御すべき低照度における出力が、暗電流などと区別できなくなり、照度の検出が困難となる。
【０００７】
上記のようなダイナミックレンジの広い照度を検出するには、ｐｎ接合の順方向電流−電圧特性を利用して出力電圧を対数圧縮する対数増幅器を用いるのが良い。しかしながら、ｐｎ接合の温度特性により対数変換電圧出力が変動する。従って分圧抵抗などによる比較電圧と対数変換電圧出力とを比較器に入力し逐次比較することにより得られるディジタル出力は温度に依存して変化する。この結果、得られる検出照度の精度が不十分となる。
【特許文献１】特開平８−３３０６２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、広範囲のアナログ入力電流をディジタル出力電圧に変換する温度特性の改善された対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路及び半導体光センサ装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様によれば、ｐｎ接合の順方向特性を利用して入力電流を電圧に対数変換して出力する対数増幅器と、前記対数増幅器の出力電圧に基づくディジタル信号を出力する変換器と、を備え、前記変換器は、温度依存性を有する基準電圧源を用いて発生させた電圧と前記対数増幅器の前記出力電圧とを逐次比較することにより前記対数増幅器が有する温度依存性を抑制しつつ前記対数増幅器の出力電圧に基づくディジタル信号を出力することを特徴とする対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路が提供される。
【発明の効果】
【００１０】
本発明により、広範囲のアナログ入力電流をディジタル出力電圧に変換する温度特性の改善された対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路及び半導体光センサ装置が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態につき説明する。  
図１は、本発明の具体例にかかる対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路を表すブロック図である。  
この変換回路は、対数増幅器（Logarithmic Amplifier）３０と、Ａ／Ｄコンバータ６０と、を備える。対数増幅器３０は、ｐｎ接合の非線形性を利用して対数圧縮を行う。すなわち、ｐｎ接合における電圧ＶＤと電流ＩＤとの関係は（１）式で表すことができる。
【００１２】
【数１】
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ここで、ＩＳはｐｎ接合の逆方向電流、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷である。この関係を利用して電流値が電圧値へ対数変換される。ｐｎ接合にはダイオードあるいはバイポーラトランジスタのエミッタ−ベース接合を用いることができる。
【００１３】
図１に例示した対数増幅器３０においては、トランジスタのエミッターベース接合を利用している。すなわち、入力電流ＩＩＮはトランジスタ１２により対数変換され出力電圧ＶＯＵＴが得られる。ところが、（１）式におけるＩＳの温度依存性は大きいので、ＶＤの温度依存性も大きい。すなわち、トランジスタのベース−エミッタ接合の温度依存性は大きい。これを打ち消すためにもうひとつのトランジスタ１８が配置されている。トランジスタ１２及びトランジスタ１８の温度特性を揃えることによりＩＳの影響を低減することができ、出力電圧ＶＯＵＴの温度変動が低減される。
【００１４】
図１に表した変換回路において、対数増幅器３０の入力端子Ａからは入力電流ＩＩＮが流入する。入力端子Ａは、オペアンプ（Operational Amplifier）１０のプラス入力端子とトランジスタ１２のコレクタとに接続されている。一方、基準電流源２４は、トランジスタ１８のコレクタと他のオペアンプ２２のマイナス入力端子とに接続されている。オペアンプ１０のマイナス入力端子と、基準電圧源２６と、抵抗Ｒ２とはオペアンプ２２のプラス入力端子へ接続されている。
【００１５】
オペアンプ２２の出力は抵抗Ｒ３を介して２個のトランジスタ１２及び１８のエミッタと接続されている。オペアンプ１０の出力端子は抵抗Ｒ１と接続されて対数増幅器３０の出力端子Ｂを構成する。この出力端子Ｂからは対数変換された出力電圧ＶＯＵＴが取り出される。なお、抵抗Ｒ１は抵抗Ｒ２及びトランジスタ１８のベース端子に接続されている。
【００１６】
このような対数増幅器３０を用いても、電流−電圧の変換係数の温度変動を打ち消すのにはまだ不十分である。ここで、例えばサーミスタなどを用いて抵抗Ｒ２の温度係数を約０．３％／℃とできれば、この温度変動を低減することができる。しかし、シリコン集積回路上でこのような抵抗を実現するには、特別な材料を使用すること、材料の温度係数の安定性、抵抗精度、プロセス複雑化などの問題があり実用的ではなく他の手段が好ましい。
【００１７】
図１に例示された本具体例にかかる対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路は、抵抗Ｒ２の温度係数を特別に設定することなく温度変動を低減できる構成を有する。すなわち、本具体例は対数増幅器３０と，基準電流源２４と、基準電圧源２６，２６１，２６２と、Ａ／Ｄコンバータ６０とを備えている。Ａ／Ｄコンバータ６０は、分圧抵抗４０により温度依存基準電圧源２６１，２６２からの基準電圧を分圧し、分圧された比較電圧と対数変換された出力電圧ＶＯＵＴとを比較器（Comparator）４２へ入力する。さらに比較器４２からのディジタル出力が論理回路４４に入力され、論理回路により適宜分圧抵抗の分圧ノードに比較電圧がスイッチ４５によって切り替えられ逐次比較され論理演算されて温度変動による誤差が低減されたディジタル出力電圧が得られる。
【００１８】
次に、温度依存基準電圧源を用いて対数増幅器３０の対数変換された出力電圧ＶＯＵＴの温度変動を打ち消す作用についてより詳細に説明する。  
図２は、対数増幅器３０において設定される基準電流値Ｉｒｅｆが、対数増幅器３０における入力電流ＩＩＮの最小値と最大値との中間範囲に設定された場合を説明するためのシミュレーション結果を表すグラフ図である。  
ここで、図２（ａ）は、対数増幅器３０の出力電圧ＶＯＵＴの入力電流ＩＩＮ（対数軸）依存性を表すグラフ図である。パラメータは周囲温度Ｔａである。図２（ｂ）は、温度依存基準電圧源２６１、２６２における出力電圧の周囲温度依存性を表すグラフ図である。なお、基準電流値Ｉｒｅｆは対数増幅器３０へ接続されている基準電流源２４により所定値に設定される。
【００１９】
図２（ａ）から分かるように、入力電流ＩＩＮが基準電流値Ｉｒｅｆと一致している点においては、周囲温度Ｔａが変動しても対数増幅器３０からの出力電圧ＶＯＵＴは殆ど変動しない。入力電流ＩＩＮが基準電流値Ｉｒｅｆより小なる入力電流範囲において、入力電流ＩＩＮが減少するのに伴い出力電圧ＶＯＵＴが増大する。そして、周囲温度Ｔａが高くなるほど電圧増大率が大となる。一方、入力電流ＩＩＮが基準電流値Ｉｒｅｆより大なる入力電流範囲において、入力電流ＩＩＮが増大するのに伴い出力電圧ＶＯＵＴは減少する。そして、周囲温度Ｔａが高くなるほど電圧減少率が大となる。
【００２０】
すなわち、入力電流ＩＩＮが最小値の点で、周囲温度Ｔａが最低のＴＭＩＮの時の対数増幅器３０からの出力電圧ＶＯＵＴをＶＬＬで表し、最高周囲温度ＴａＭＡＸの時のＶＯＵＴをＶＬＨで表すと、ＶＬＬ＜ＶＬＨとなる。一方、入力電流ＩＩＮが最大値の点で、最低周囲温度ＴａＭＩＮの時のＶＯＵＴをＶＨＬで表し、最高周囲温度ＴａＭＡＸの時のＶＯＵＴをＶＨＨで表すと、ＶＨＬ＞ＶＨＨとなる。このように、対数変換において温度変動低減手段を講じていない集積回路の対数増幅器における出力電圧は基準電流値Ｉｒｅｆから離れるほど温度変動が大となる。
【００２１】
アナログ出力電圧を抵抗分割逐次比較型Ａ／Ｄコンバータ６０によりディジタル変換する場合、高電圧側の基準電圧端子３０１と低電圧側の基準電圧端子３０２とを介してＲ１１，Ｒ１２，・・・、Ｒ１ｊ、・・・、Ｒ１Ｎ（１≦ｊ≦Ｎ）からなる分圧抵抗４０に分圧電圧を発生させる。対数増幅器３０の出力電圧ＶＯＵＴとこの分圧電圧とを比較器４２に入力し逐次比較することにより、ディジタル出力の各ビットの値が決定される。対数ディジタル変換の前提として、信号電流の最小値と最大値に対してディジタル出力のカウント値を設定することが必要である。図２（ａ）において、入力電流ＩＩＮの最小値に対してカウント０を、入力電流ＩＩＮの最大値に対して最大カウントを設定することとする。
【００２２】
この場合、ＩＩＮ最小値に対応する基準電圧端子３０１には、ＴａＭＡＸ時にはＶＬＨが、ＴａＭＩＮ時にはＶＬＬが供給されるようにすると、ＩＩＮ最小値すなわちカウント０に対応する電圧を高温時に高く低温時に低く設定できる。一方、ＩＩＮ最大値に対応する基準電圧端子３０２には、ＴａＭＡＸ時にはＶＨＨが、ＴａＭＩＮ時にはＶＨＨが供給されるようにすると、ＩＩＮ最大値、すなわち最大カウントに対応する電圧を高温時に低く低温時に高く設定できる。
【００２３】
図２（ｂ）は、このような電圧設定を行うための温度依存基準電圧源２６１及び２６２の出力電圧と周囲温度依存性を表すグラフ図である。温度依存基準電圧源２６１の出力電圧は周囲温度Ｔａの増大と共に増大するように設定する。すなわち、ＴａＭＩＮ時においてＶＬＬ、ＴａＭＡＸ時においてＶＬＨが出力されるように設定されることが好ましい。一方、温度依存基準電圧源２６２の出力電圧は周囲温度Ｔａの増大と共に減少するように設定する。すなわち、ＴａＭＩＮ時においてＶＨＬ、ＴａＭＡＸ時においてＶＨＨが出力されるように設定されることが好ましい。このような温度依存基準電圧源２６１及び２６２を用いることにより、周囲温度変動に対しても入力電流ＩＩＮに対するＡ／Ｄコンバータ６０からの出力カウント数を同じ数値とできる。
【００２４】
次に、基準電流値Ｉｒｅｆの設定の第１変形例について説明する。  
図３は、基準電流値ＩｒｅｆをＩＩＮ最大値と一致させた場合を説明するシミュレーション結果を表すグラフ図である。すなわち、図３（ａ）は、対数増幅器３０の出力電圧ＶＯＵＴの入力電流依存性を表すグラフ図であり、図３（ｂ）は温度依存基準電圧源２６１、２６２における出力電圧の周囲温度依存性を表すグラフ図である。  
この場合、（ａ）に例示したように、ＩＩＮ最大値において温度変動を殆ど生じない。一方、基準電流値Ｉｒｅｆより小なる入力電流範囲において、周囲温度Ｔａの増大に伴い出力電圧ＶＯＵＴが増大し、ＴａＭＩＮ時にＶＬＬであった出力電圧ＶＯＵＴはＴａＭＡＸ時にＶＬＨまで増大する。
【００２５】
図３（ｂ）は、この場合の電圧設定を行うための基準電圧源の出力電圧の周囲温度依存性を表すグラフ図である。温度依存基準電圧源２６１の出力電圧は周囲温度Ｔａの増大と共に増大するように設定する。すなわち、ＴａＭＩＮ時においてＶＬＬ、ＴａＭＡＸ時においてＶＬＨが出力されるように設定されることが好ましい。一方、温度依存基準電圧源２６２の出力電圧は周囲温度変動に対しても一定値（ＶＨＬ＝ＶＨＨ）で良い。このような基準電圧源を用いることにより、周囲温度変動に対しても入力電流ＩＩＮに対するＡ／Ｄコンバータ６０からの出力カウント数を同じ数値とできる。
【００２６】
次に、基準電流値Ｉｒｅｆの設定の第２変形例について説明する。  
図４は、基準電流値ＩｒｅｆをＩＩＮ最小値と一致させた場合を説明するシミュレーション結果を表すグラフ図である。すなわち、図４（ａ）は、対数増幅器３０の出力電圧ＶＯＵＴの入力電流依存性を表し、図４（ｂ）は温度依存基準電圧源２６１、２６２における出力電圧の周囲温度依存性を表す。  
この場合，（ａ）に例示されるように、ＩＩＮ最小値において温度変動を殆ど生じない。一方、基準電流値Ｉｒｅｆより大なる入力電流範囲において、周囲温度Ｔａの増大に伴い出力電圧ＶＯＵＴが減少し、ＴａＭＩＮ時にＶＨＬであった出力電圧ＶＯＵＴはＴａＭＡＸ時にＶＨＨまで減少する。
【００２７】
図４（ｂ）は、この場合の電圧設定を行うための基準電圧源の出力電圧の周囲温度依存性を表すグラフ図である。温度依存基準電圧源２６２の出力電圧は周囲温度Ｔａの増大と共に減少するように設定する。すなわち、ＴａＭＩＮ時においてＶＨＬ、ＴａＭＡＸ時においてＶＨＨが出力されるように設定されることが好ましい。一方、温度依存基準電圧源２６１の出力電圧は周囲温度変動に対しても一定値（ＶＬＨ＝ＶＬＬ）で良い。このような基準電圧源を用いることにより、周囲温度変動に対しても入力電流ＩＩＮに対するＡ／Ｄコンバータ６０からの出力カウント数を同じ数値とできる。図３及び図４に例示された基準電流値Ｉｒｅｆの設定方法によれば、基準電圧源を一方のみとできるので構成をより簡素とできる。
【００２８】
なお、図１におけるＡ／Ｄコンバータ６０において分圧抵抗４０は標準的な集積回路プロセスを用いて形成できる。結果として低価格とできる。さらにＡ／Ｄコンバータ６０と、対数増幅器３０とをそれぞれ集積回路化することが好ましく、両者を１チップ化することがより好ましい。
【００２９】
以上説明した本具体例において、広範囲のアナログ入力電流をディジタル出力電圧に変換することができ、かつ周囲温度変動範囲に対してもＡ／Ｄコンバータ６０からの出力カウント数を同じ値とできる対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路が可能となる。
【００３０】
次に、本具体例の対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路を用いたディジタル出力を有する半導体光センサ装置について説明する。  
図５は、そのブロック図である。第１フォトダイオード５２は可視光及び赤外光を検出する。また第２フォトダイオード５０は、受光素子の上に可視光阻止フィルタが設けられているので赤外光のみを検出する。第１フォトダイオード５２と第２フォトダイオード５０とからの電流とは等倍のカレントミラー５３へ入力されることにより両方のフォトダイオードの電流が減算されて、ほぼ可視光に対応する電流ＩＩＮのみが対数増幅器３０へ入力される。すなわち入力電流ＩＩＮはほぼ視感度に近い分光特性を有しているので精度の高い照度測定が可能となっている。２個のフォトダイオード５０及び５２、カレントミラー回路５３、その他の増幅回路などはシリコン集積回路化することが好ましい。
【００３１】
対数増幅器３０の出力電圧ＶＯＵＴはＡ／Ｄコンバータ６０へ入力される。対数増幅器３０へは基準電流源２４及び基準電圧源２６が接続される。またＡ／Ｄコンバータ６０へは、基準電圧源２６から温度依存性を有する基準電圧が供給され対数変換係数の温度変動を低減させる作用を持たせている。温度特性が改善された対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路からのディジタル出力は、平均化のための加算器（Adder）５６へ入力される。また、クロック発生器（Clock Generator）５４からのクロック信号がＡ／Ｄコンバータ６０及び加算器５６へ入力される。加算器５６と１２Ｃインターフェース５８との間でディジタル信号の送受信がなされる。なお、第１フォトダイオード５２、第２フォトダイオード５０、カレントミラー回路５３、対数増幅器３０、及びＡ／Ｄコンバータ６０を１チップ化して集積回路７０とすることがより好ましい。
【００３２】
このように構成されたディジタル出力半導体光センサ装置においては、数ルクスの低照度から数万ルクスの高照度にわたる範囲において、入射光に対応した広いダイナミックレンジの電流を対数圧縮したディジタル出力電圧に変換することができる。しかも、温度依存基準電圧源を用いることによって対数圧縮における温度変動の影響を低減できている。
【００３３】
この結果、５桁以上のダイナミックレンジを有する照度センサが実現できる。すなわち、低照度範囲においてはキー部のＬＥＤをオン／オフ制御することにより消費電力を低減することができて、高照度範囲においてはフルカラー化液晶ディスプレイのバックライト輝度調整を行うことにより高品位画像表示ができる。
【００３４】
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態につき説明した。しかし、本発明はこれら具体例に限定されない。例えば、オペアンプ、対数増幅器、基準電流源、基準電圧源、分圧抵抗、比較器、論理回路、Ａ／Ｄコンバータ、フォトダイオード、加算器など対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路および半導体光センサ装置の構成要素に関して、当業者が各種の設計変更を行ったものであっても本発明の主旨を逸脱しない限り本発明の範囲に包含される。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の具体例にかかる対数圧縮型アナログ−ディジタル変換回路のブロック図である。
【図２】本具体例において、対数変換された出力電圧の温度変動を打ち消す作用を説明するグラフ図であり、（ａ）は出力電圧の入力電流依存性、（ｂ）は基準電圧源出力電圧の周囲温度依存性である。
【図３】基準電流値の変形例における作用を説明するグラフ図である。
【図４】基準電流値の他の変形例における作用を説明するグラフ図である。
【図５】本発明の具体例にかかる半導体光センサ装置のブロック図である。
【符号の説明】
【００３６】
１０・・・オペアンプ、１２・・・トランジスタ、２０・・・抵抗、２４・・・基準電流源、２６・・・基準電圧源、３０・・・対数増幅器、４０・・・分圧抵抗、４２・・・比較器、４４・・・論理回路、５４・・・クロック発生器、５６・・・加算器、６０・・・Ａ／Ｄコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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