(57)【要約】【課題】インバータの接地側の共通ラインに設けた電流検出器１個によってモータの相電流を検出する構成であっても、運転者のステアリング操作に対する操舵フィーリングを低下させることのないモータ駆動制御を行うことができる電動パワーステアリング制御装置を提供すること。【解決手段】直流電源６０から供給される直流電圧をパルス幅変調制御により交流電圧に変換してモータ５０に供給するインバータ３０と、インバータ３０を構成するスイッチング回路３２の接地側の共通ラインＬ（シャント抵抗Ｒ１）に流れる電流を検出する電流検出回路４０と、電流検出回路４０による電流検出精度が低くなる状態を考慮して設定された複数の制御モードｍ１、ｍ２、ｍ３の中からモータ５０の出力状態に対応した制御モードを選択してモータ駆動制御を行う制御部２０とを装備する。【選択図】  図７
2008284977.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から供給される直流電圧をパルス幅変調制御により交流電圧に変換してモータ
に供給するインバータと、
該インバータを構成するスイッチング回路の接地側の共通ラインに流れる電流を検出す
る電流検出手段と、
該電流検出手段による電流検出精度を考慮して設定された複数の制御モードの中から前
記モータの出力状態に対応した制御モードを選択してモータ駆動制御を行う制御手段とを
備えていることを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
【請求項２】
前記複数の制御モードには、前記モータが所定の低出力状態である場合に選択される第
１の制御モードと、前記モータが所定の高出力状態であり、かつステアリングが所定の低
速操舵状態である場合に選択される第２の制御モードと、前記モータが所定の高出力状態
であり、かつ前記ステアリングが所定の高速操舵状態である場合に選択される第３の制御
モードとが含まれ、
これら制御モードが、前記ステアリングの操舵状態を示す操舵トルクと、前記モータの
角速度と、前記直流電源の電源電圧とに基づいて選択されることを特徴とする請求項１記
載の電動パワーステアリング制御装置。
【請求項３】
前記複数の制御モードの中から前記第１の制御モードが選択された場合、
前記制御手段が、前記電流検出手段により検出される電流値を用いずに、前記パルス幅
変調制御を行うための電圧指令値を推測するフィードフォワード制御によるモータ制御を
行うものであることを特徴とする請求項２記載の電動パワーステアリング制御装置。
【請求項４】
前記複数の制御モードの中から前記第２の制御モードが選択された場合、
前記制御手段が、前記電流検出手段で検出可能な１相のピーク電流値と、前記モータの
電気角と、指令トルクに基づいて求められた電流指令値とを用いて出力電流値を推定し、
該推定された出力電流値を用いた電流フィードバック制御によるモータ制御を行うもので
あることを特徴とする請求項２又は請求項３記載の電動パワーステアリング制御装置。
【請求項５】
前記複数の制御モードの中から前記第３の制御モードが選択された場合、
前記制御手段が、前記電流検出手段で検出可能な複数相の電流値を出力電流値に変換し
、該変換された出力電流値を用いた電流フィードバック制御によるモータ制御を行うもの
であることを特徴とする請求項２〜４のいずれかの項に記載の電動パワーステアリング制
御装置。
【請求項６】
直流電源から供給される直流電圧をインバータを介して交流電圧に変換してモータに供
給するモータ駆動制御方法であって、
前記インバータを構成するスイッチング回路の接地側の共通ラインに流れる電流を検出
する電流検出手段による電流検出精度を考慮して設定された複数の制御モードの中から前
記モータの出力状態に対応した制御モードを選択し、
該選択した制御モードに対応するモータ駆動制御を行うことを特徴とするモータ駆動制
御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電動パワーステアリング制御装置、及びモータ駆動制御方法に関し、より詳細
にはモータに駆動電圧を供給するインバータの接地側の共通ラインに流れる電流からモー
タ各相の電流を検出可能な電動パワーステアリング制御装置、及びモータ駆動制御方法に
関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、運転者によりステアリング（ハンドル）に加えられた操舵トルクに応じてモ
ータを駆動させることにより操舵機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置
が知られている。この電動パワーステアリング装置に使用されるモータとして、近年、ブ
ラシレスモータが多く採用されるようになってきている。
【０００３】
図１は、従来の電動パワーステアリング制御装置の概略構成図である。電動パワーステ
アリング制御装置（以下、ＥＰＳ制御装置と記す）１は、マイクロコンピュータからなる
制御部２と、インバータ３と、電流検出回路４とを含んで構成されており、インバータ３
は、車両の操舵機構（図示せず）に設けられたモータ５０に接続されている。
【０００４】
また、ステアリングの操舵状態を検出するトルクセンサ５、車速を検出する車速センサ
６、モータ５０の回転角（電気角）を検出する回転角センサ７等の各種センサが制御部２
に接続されており、トルクセンサ５で検出された操舵トルク信号、車速センサ６で検出さ
れた車速信号、回転角センサ７で検出された回転角信号等が制御部２に入力され、また電
流検出回路４で検出されたモータ５０各相の電流値が制御部２に入力されるようになって
いる。なおモータ５０には、永久磁石からなる界磁としてのロータと、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相
の３相コイルからなるステータとを含んで構成される３相ブラシレスモータが採用されて
いる。
【０００５】
インバータ３は、直流電源であるバッテリ６０から供給される直流電圧をパルス幅変調
（ＰＷＭ）制御により３相の交流電圧に変換してモータ５０に供給する機能を有するもの
であり、ＰＷＭ駆動回路３１と、スイッチング回路３２とを含んで構成されている。
【０００６】
スイッチング回路３２は、Ｕ相用に直列接続されたスイッチング素子ＵＨ、ＵＬと、Ｖ
相用に直列接続されたスイッチング素子ＶＨ、ＶＬと、Ｗ相用に直列接続されたスイッチ
ング素子ＷＨ、ＷＬとが、バッテリ６０と接地ＧＮＤとの間に並列接続された３相ブリッ
ジ回路構成となっており、スイッチング素子ＵＨ、ＵＬ間の接続点、スイッチング素子Ｖ
Ｈ、ＶＬ間の接続点、スイッチング素子ＷＨ、ＷＬ間の接続点が、モータ５０のＵ相用端
子ｕ、Ｖ相用端子ｖ、Ｗ相用端子ｗにそれぞれ接続されている。
【０００７】
また、Ｕ相用のスイッチング素子ＵＬと接地ＧＮＤとの間に電流検出用のシャント抵抗
Ｒｕが介装され、Ｖ相用のスイッチング素子ＶＬと接地ＧＮＤとの間に電流検出用のシャ
ント抵抗Ｒｖが介装され、Ｗ相用のスイッチング素子ＷＬと接地ＧＮＤとの間に電流検出
用のシャント抵抗Ｒｗが介装されている。なお、各スイッチング素子ＵＨ、ＵＬ、・・・
には、図示しない帰還ダイオードが並列に接続されている。
【０００８】
ＰＷＭ駆動回路３１は、制御部２から出力される各相のＰＷＭ信号に基づいて、Ｕ相、
Ｖ相、Ｗ相ごとにスイッチング回路３２を構成する各スイッチング素子ＵＨ、ＵＬ、・・
・のオンオフを行うためのスイッチング信号を出力するパルス変調回路を含んで構成され
ている。
【０００９】
次に、制御部２で行われるモータ５０の駆動制御について説明する。まず、トルクセン
サ５で検出された操舵トルク信号等から指令トルクＴ＊を算出し、指令トルクＴ＊に基づ
いて、ｄ軸（界磁成分）、ｑ軸（トルク成分）それぞれの電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を算
出する。一方、電流検出回路４で検出されたモータ５０各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを回
転角（電気角）θに基づきｄｑ変換してｄ軸、ｑ軸それぞれの出力電流値Ｉｄ、Ｉｑを算
出する。
【００１０】
次に電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊と出力電流値Ｉｄ、Ｉｑとの偏差が解消されるように比
例積分制御（ＰＩ制御）を行って、ｄ軸、ｑ軸それぞれの電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を算
出する。
【００１１】
そして、電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を、電気角θｅに基づきｄｑ逆変換することにより
、モータ５０各相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求め、求めた電圧指令値Ｖｕ＊
、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を各相のＰＷＭ指令値ＰＷＭｕ＊、ＰＷＭｖ＊、ＰＷＭｗ＊に変換し、
変換された各相のＰＷＭ指令値をインバータ３のＰＷＭ駆動回路３１に出力する。
【００１２】
ＰＷＭ駆動回路３１では、ＰＷＭ指令値に基づいて、スイッチング回路３２の各スイッ
チング素子ＵＨ、ＵＬ、・・・をオンオフするタイミングを三角波比較方式により決定す
る。例えば、図２（ａ）に示したような三相交流指令波Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、三角
波Ｋ（一般には、搬送波、又はキャリー波と呼ばれている）とを比較し、図２（ｂ）に示
したように三相交流指令波Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、三角波Ｋとの交点からスイッチン
グ素子ＵＨ、ＵＬ、・・・のオンオフするタイミングが決定され、モータ５０に３相交流
電流が流されるようになっている。
【００１３】
なお、図２（ａ）は、三角波Ｋと三相交流指令波との関係を概念的に示した図であり、
図２（ｂ）は、三角波Ｋ、三相交流指令波、及び角スイッチング素子の動作波形の関係と
、各相の電流検出波形の関係とを示した拡大図である。なお、図２（ｂ）では、三相交流
指令波を簡易的に直線で示しており、表示を簡明にするため、電源側のスイッチング素子
ＵＨ、ＶＨ、ＷＨと接地側のスイッチング素子ＵＬ、ＶＬ、ＷＬとの短絡防止用のデッド
タイムは割愛している。
【００１４】
上記のように構成されたＥＰＳ制御装置１では、電流フィードバック制御を行うために
モータ５０各相に流れる電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出しているが、これら電流値の検出
は、シャント抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗに電流が流れているタイミング、例えば、図２（ｂ）
において、直流電源側のスイッチング素子ＵＨ、ＶＨ、ＷＨがすべてオフされ、接地側の
スイッチング素子ＵＬ、ＶＬ、ＷＬがすべてオンされている期間におけるスイッチングノ
イズ等の影響を受けにくい三角波Ｋの山（頂点）Ｐ１のタイミングで行っており、このタ
イミングであれば、モータ５０各相に流れる電流を一度に検出することが可能になってい
る。
【００１５】
しかしながら、上記した従来のＥＰＳ制御装置１では、電流検出用のシャント抵抗Ｒｕ
、Ｒｖ、Ｒｗが、スイッチング回路３２の下段側の各スイッチング素子ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ
と接地ＧＮＤとの間にそれぞれ直列接続されているため、電流検出用のシャント抵抗を３
個設けなければならず、部品点数が多く、コストアップ等の要因となっていた。
【００１６】
そこで、モータに流れる電流をシャント抵抗１個で検出を行うように構成された装置も
提案されている。図３は、シャント抵抗１個でモータに流れる電流値を検出するように構
成されたインバータの回路構成を示している。但し、図１に示したインバータ３の構成部
品と同一機能を有する構成部品には同一符号を付し、その説明を省略する。
【００１７】
インバータ３Ａは、ＰＷＭ駆動回路３１と、スイッチング回路３２Ａとを含んで構成さ
れており、スイッチング回路３２Ａは、Ｕ相用のスイッチング素子ＵＨ、ＵＬと、Ｖ相用
のスイッチング素子ＶＨ、ＶＬと、Ｗ相用のスイッチング素子ＷＨ、ＷＬとが、バッテリ
６０と接地ＧＮＤとの間に並列接続された３相ブリッジ回路構成となっており、スイッチ
ング素子ＵＬ、ＶＬ、ＷＬの接地側の共通ラインＬにシャント抵抗Ｒ１が介装されている
。
【００１８】
以下、シャント抵抗Ｒ１でモータ５０に流れる電流を検出する方法について説明する。
図４（ａ）は、高出力時における三角波Ｋと三相交流指令波との関係を示した図であり、
図４（ｂ）は、三角波Ｋ、三相交流指令波、及び各スイッチング素子の動作波形と、シャ
ント抵抗Ｒ１の両端電圧から検出される電流検出波形との関係を示した拡大図である。な
お、図４（ｂ）では、三相交流指令波を簡易的に直線で示しているとともに、表示を簡明
にするため短絡防止用のデッドタイムは割愛している。
【００１９】
図４（ｂ）に示した出力状態である場合、各スイッチング素子ＵＨ、ＵＬ、・・・のオ
ンオフ状態には、ａ〜ｄの４つの状態（区間）がある。
区間ａは、電源側のスイッチング素子ＵＨ、ＶＨ、ＷＨが全てＯＮ、接地側のスイッチ
ング素子ＵＬ、ＶＬ、ＷＬが全てＯＦＦ状態となっており、電源側のスイッチング素子Ｕ
Ｈ、ＶＨ、ＷＨとモータ５０との間で電流が循環している非通電状態である。
【００２０】
区間ｂは、電源側のスイッチング素子ＶＨ、ＷＨがＯＮ、接地側のスイッチング素子Ｕ
ＬがＯＮの状態となっており、バッテリ６０からインバータ３Ａを介してモータ５０へ電
力供給される通電状態であり、このとき共通ラインＬ（シャント抵抗Ｒ１）には、Ｕ相に
流れ込む相電流Ｉｕが流れている。
【００２１】
区間ｃは、電源側のスイッチング素子ＷＨがＯＮ、接地側のスイッチング素子ＵＬ、Ｖ
ＬがＯＮの状態となっており、バッテリ６０からインバータ３Ａを介してモータ５０へ電
力供給される通電状態であり、このとき共通ラインＬ（シャント抵抗Ｒ１）には、Ｗ相か
ら流し出される相電流Ｉｗが流れている。
【００２２】
区間ｄは、電源側のスイッチング素子ＵＨ、ＶＨ、ＷＨが全てＯＦＦ、接地側のスイッ
チング素子ＵＬ、ＶＬ、ＷＬが全てＯＮ状態となっており、接地側のスイッチング素子Ｕ
Ｌ、ＶＬ、ＷＬとモータ５０との間で電流が循環している非通電状態である。
【００２３】
したがって、図４に示した高出力状態では、三角波Ｋの１キャリア内における区間ｂに
おいてＵ相の相電流Ｉｕ、区間ｃにおいてＷ相の相電流Ｉｗを検出することができる。換
言すれば、電源側のスイッチング素子ＵＨ、ＶＨ、ＷＨのいずれか１相がＯＮの時は、そ
の相の電流が検出でき、２相がＯＮの時は、残りの相の電流が検出でき、１キャリア内で
２相分の電流検出を行うことが可能となっており、検出された電流値を利用して上記説明
した電流フィードバック制御を行うことが可能である。
【００２４】
しかしながら、シャント抵抗Ｒ１で相電流を検出する上記した制御方式を採用した場合
、電源側のスイッチング素子ＵＨ、ＶＨ、ＷＨのいずれか１相のみＯＮの区間、又は２相
がＯＮの区間にしか電流検出ができないため、例えば、図５に示したような三相交流指令
波Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の値が小さい低出力時の場合等においては、電流検出可能な区
間ｂや区間ｃが、電流検出に必要な時間（Ａ／Ｄサンプリング周期）よりも短くなって、
精度の高い電流検出が難しくなり、その結果、電流フィードバック制御による追従性が悪
化して、運転者のステアリング操作に対する操舵フィーリングが低下してしまう虞がある
という課題があった。
【特許文献１】特開２００３−２８４３７４号公報
【特許文献２】特開２００４−１６８１２８号公報
【特許文献３】特開２００４−２４８４４４号公報
【発明の開示】
【課題を解決するための手段及びその効果】
【００２５】
本発明は上記課題に鑑みなされたものであって、インバータの接地側の共通ラインに設
けた電流検出器１個によってモータの相電流を検出する構成であっても、運転者のステア
リング操作に対する操舵フィーリングを低下させることのないモータ駆動制御を行うこと
ができる電動パワーステアリング制御装置、及びモータ駆動制御方法を提供することを目
的としている。
【００２６】
上記目的を達成するために本発明に係る電動パワーステアリング制御装置（１）は、直
流電源から供給される直流電圧をパルス幅変調制御により交流電圧に変換してモータに供
給するインバータと、該インバータを構成するスイッチング回路の接地側の共通ラインに
流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段による電流検出精度を考慮して設
定された複数の制御モードの中から前記モータの出力状態に対応した制御モードを選択し
てモータ駆動制御を行う制御手段とを備えていることを特徴としている。
【００２７】
上記電動パワーステアリング制御装置（１）によれば、前記電流検出手段による電流検
出精度が低くなる出力状態のときには、前記複数の制御モードの中から前記モータの出力
状態に対応した、すなわち、前記電流検出手段による電流検出精度の低下の影響を受けな
い適切な制御モードを選択してモータ駆動制御を行うことにより、前記電流検出手段によ
る電流検出精度の低下に起因する電流フィードバック制御の追従性の悪化を防止すること
ができ、運転者のステアリング操作に対する操舵フィーリングの低下を防止することがで
きる。したがって、前記電流検出手段により電流検出を行う構成であったとしても運転者
に違和感を感じさせない操舵性に優れた電動パワーステアリング制御を行うことができる
。
【００２８】
また本発明に係るモータ駆動制御方法は、直流電源から供給される直流電圧をインバー
タを介して交流電圧に変換してモータに供給するモータ駆動制御方法であって、前記イン
バータを構成するスイッチング回路の接地側の共通ラインに流れる電流を検出する電流検
出手段による電流検出精度を考慮して設定された複数の制御モードの中から前記モータの
出力状態に対応した制御モードを選択し、該選択した制御モードに対応するモータ駆動制
御を行うことを特徴としている。
【００２９】
上記モータ駆動制御方法によれば、前記電流検出手段による電流検出精度が低くなる出
力状態のときには、前記複数の制御モードの中から前記モータの出力状態に対応した、す
なわち、前記電流検出手段による電流検出精度の低下の影響を受けない適切な制御モード
を選択してモータ駆動制御を行うことにより、前記電流検出手段による電流検出精度の低
下に起因する電流フィードバック制御の追従性の悪化を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明に係る電動パワーステアリング制御装置、及びモータ駆動制御方法の実施
の形態を図面に基づいて説明する。図６は、実施の形態に係る電動パワーステアリング制
御装置（ＥＰＳ制御装置）の要部を概略的に示したブロック図である。但し、ここでは図
１に示した従来のＥＰＳ制御装置と同様の構成部品については、同符号を付し、その説明
を省略する。
【００３１】
電動パワーステアリング制御装置（ＥＰＳ制御装置）１０は、ＣＰＵ２１、ＲＡＭ２２
、ＲＯＭ２３を含んで構成される制御部２０と、インバータ３０と、電流検出回路４０と
を含んで構成されており、インバータ３０は、車両の操舵機構（図示せず）に設けられた
モータ（３相ブラシレスモータ）５０に接続されている。
【００３２】
また、ステアリングの操舵状態を検出するトルクセンサ５、車速を検出する車速センサ
６、モータ５０の回転角（電気角）を検出する回転角センサ７、直流電源であるバッテリ
６０の電源電圧を検出する電源電圧センサ８等の各種センサが制御部２０に接続されてお
り、トルクセンサ５で検出される操舵トルク信号、車速センサ６で検出される車速信号、
回転角センサ７で検出される回転角信号、電源電圧センサ８で検出される電圧信号などが
制御部２０に入力され、またインバータ３０を構成するスイッチング回路３２Ａの接地側
の共通ラインＬに流れる電流が電流検出回路４０で検出され、制御部２０に出力されるよ
うになっている。
【００３３】
インバータ３０は、バッテリ６０から供給される直流電圧をＰＷＭ制御により３相の交
流電圧に変換してモータ５０に供給する機能を有するものであり、図３に示したインバー
タ３Ａと略同様の回路構成となっており、スイッチング素子ＵＬ、ＶＬ、ＷＬの接地側の
共通ラインＬにシャント抵抗Ｒ１が１つだけ介装された構成となっている。
【００３４】
次にＥＰＳ制御装置１０における制御部２０の機能について説明する。図７は、ＥＰＳ
制御装置１０における制御部２０の機能を説明するためのブロック図である。
ＣＰＵ２１は、制御モード選択手段２１ａ、指令トルク演算手段２１ｂ、電流指令値演
算手段２１ｃ、電圧指令値演算手段２１ｄ、推定電圧指令値演算手段２１ｅ、２相３相変
換手段２１ｆ、ＰＷＭ変換手段２１ｇ、第１の出力電流変換手段２１ｈ、及び第２の出力
電流変換手段２１ｉを含んで構成されている。また、ＲＯＭ２３には、制御モード判定マ
ップ２３ａ、推測制御（フィードフォワード制御）を行うための電圧指令値の補正パラメ
ータ情報２３ｂの他、ＣＰＵ２１の動作プログラム等が格納されている。
【００３５】
制御モード選択手段２１ａは、トルクセンサ５で検出された操舵トルクＴｒｑ、回転角
センサ７で検出された電気角θから求められたモータ角速度ω、電源電圧センサ８で検出
された電源電圧Ｖｂに基づいて制御モードを選択する。すなわち、操舵トルクＴｒｑ、モ
ータ角速度ω、電源電圧Ｖｂの各検出データを、ＲＯＭ２３に格納されている制御モード
判定マップ２３ａに当てはめて、これら検出データに対応する制御モードを判定する。
【００３６】
図８は、制御モード判定マップ２３ａを説明するための概念図である。制御モード判定
マップ２３ａには、操舵トルクＴｒｑ、モータ角速度ω、電源電圧Ｖｂとの関係に基づい
て第１の制御モードｍ１、第２の制御モードｍ２、及び第３の制御モードｍ３の各判定領
域が設定されている。
【００３７】
第１の制御モードｍ１は、モータ５０が所定の低出力状態（操舵アシストが殆ど必要な
い状態）である場合（換言すると、図４、５に示した電流検出区間ｂ、区間ｃが十分確保
できずに、電流検出回路４０での電流検出精度が低下する可能性が高い場合）に選択され
る制御モードである。第１の制御モードｍ１が選択された場合には、電流検出回路４０で
検出される電流値を用いる電流フィードバック制御の代わりに、電圧指令値を推測する推
測制御（フィードフォワード制御）によりモータ駆動制御を行うようになっている。
【００３８】
第２の制御モードｍ２は、モータ５０が所定の高出力状態（操舵アシストが必要な状態
）であり、かつステアリングが所定の低速操舵状態（ステアリングを緩やかに操舵してい
る状態）である場合（換言すると、図４、５に示した電流検出区間ｂ、区間ｃが、十分確
保できる位相と、電流値の高い電流検出区間ｂのみ確保できる位相とが混在している場合
）に選択される制御モードである。第２の制御モードｍ２が選択された場合には、電流値
の高い方の電流検出区間から電流値（ピーク電流値）を検出し、１相分のピーク電流値か
ら出力電流値を求めて、電流フィードバック制御を行うようになっている。
【００３９】
第３の制御モードｍ３は、モータ５０が所定の高出力状態（操舵アシストが必要な状態
）であり、かつステアリングが所定の高速操舵状態（ステアリングを急峻に操舵している
状態）である場合（換言すると、図４、５に示した電流検出区間ｂ、区間ｃが、殆どの位
相で十分確保できる場合）に選択される制御モードである。第３の制御モードｍ３が選択
された場合には、２相の電流値を検出し、検出された電流値をｄｑ変換して出力電流値を
求め、電流フィードバック制御を行うようになっている。
【００４０】
指令トルク演算手段２１ｂは、トルクセンサ５で検出された操舵トルクＴｒｑ、車速セ
ンサ６で検出された車速ｓ、回転角センサ７で検出された電気角θに基づいて、操舵補助
トルクの目標値となる指令トルクＴ＊を算出し、電流指令値演算手段２１ｃに出力する。
【００４１】
電流指令値演算手段２１ｃは、指令トルクＴ＊に基づいて、ｄ軸指令電流値Ｉｄ＊、ｑ
軸指令電流値Ｉｑ＊をそれぞれ算出し、第１の制御モードｍ１が選択されている場合には
推定電圧指令値演算手段２１ｅに出力する一方、第２又は第３の制御モードｍ２、ｍ３が
選択されている場合には電圧指令値演算手段２１ｄに出力する。
【００４２】
なお、これら指令電流値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊は、モータの回転子上の永久磁石が作り出す回
転磁束と同期した回転座標系において、永久磁石と同一方向のｄ軸及びこれに直交したｑ
軸にそれぞれ対応するもので、指令電流値Ｉｄ＊は、モータの界磁電流の大きさを指定し
、指令電流値Ｉｑ＊は、モータにより発生されるトルクの大きさを指定している。
【００４３】
電圧指令値演算手段２１ｄは、指令電流値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊と、第１又は第２の出力電流
変換手段２１ｈ、２１ｉで変換されたｄ軸出力電流値Ｉｄ（又はＩｄ１）、ｑ軸出力電流
値Ｉｑ（又はＩｑ１）との各偏差を算出し、各偏差に基づいて、出力電流値Ｉｄ（又はＩ
ｄ１）、Ｉｑ（又はＩｑ１）を指令電流値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に追従させるためのｄ軸指令電
圧値Ｖｄ＊（又はＶｄ１＊）ｑ軸指令電圧値Ｖｑ＊（又はＶｑ１＊）を算出し、２相３相
変換手段２１ｆに出力する。
【００４４】
また、推定電圧指令値演算手段２１ｅは、指令電流値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に対応するｄ軸指
令電圧値Ｖｄ＊、ｑ軸指令電圧値Ｖｑ＊をそれぞれ算出し、モータ相間のインピーダンス
差に起因する各相電流の振幅差やオフセットのずれによるトルクリップルが生じないよう
に、ＲＯＭ２３に格納されている電気角や温度などの補正パラメ−タ情報２３ｂに基づい
て、指令電圧値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を補正して、ｄ軸推定指令電圧値Ｖｄ２＊、ｑ軸推定指令
電圧値Ｖｑ２＊を算出し、２相３相変換手段２１ｆに出力する。
【００４５】
２相３相変換手段２１ｆは、指令電圧値Ｖｄ＊（又はＶｄ１＊）、Ｖｑ＊（又はＶｑ１
＊）、又は推定指令電圧値Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊をｄｑ逆変換（３相変換）して、モータ各
相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出し、ＰＷＭ変換手段２１ｇに出力する。
【００４６】
ＰＷＭ変換手段２１ｇは、モータ５０各相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷ
Ｍ指令値（ＰＷＭ信号）ＰＷＭｕ＊、ＰＷＭｖ＊、ＰＷＭｗ＊にそれぞれ変換し、変換さ
れた各相のＰＷＭ指令値ＰＷＭｕ＊、ＰＷＭｖ＊、ＰＷＭｗ＊をインバータ３０（のＰＷ
Ｍ駆動回路３１）に出力する。
【００４７】
また、電流検出回路４０は、インバータ３０の接地側の共通ラインＬに介装されたシャ
ント抵抗Ｒ１の両端に生じる抵抗電圧値を第１の出力電流変換手段２１ｈ、又は第２の出
力電流変換手段２１ｉに出力する回路である。
【００４８】
第１の出力電流変換手段２１ｈは、制御モード選択手段２１ａにより第２の制御モード
ｍ２が選択された場合に機能するものであり、三角波Ｋの１キャリア内で検出される電流
値のうちの値（絶対値）が大きい方の電流値（ピーク電流値）Ｉｐ、電流指令値演算手段
２１ｃで算出された電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、及び電気角θを用いる下記の式２に基づ
いて、ｑ軸出力電流値Ｉｑ１を算出し、電流フィードバック制御を行うように電圧指令値
演算手段２１ｄに出力する。
【００４９】
以下、ｑ軸出力電流値Ｉｑ１を求める方法について説明する。まず、３相各相に流れる
電流をＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗとすると、ピーク電流値Ｉｐは、Ｉｐ＝ＭＡＸ（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉ
ｗ）である。
ここで、Ｉｕ＝√（２／３×（Ｉｑ２ ＋Ｉｄ２ ））×Ｓｉｎ（θ−φ）、
Ｉｖ＝√（２／３×（Ｉｑ２ ＋Ｉｄ２ ））×Ｓｉｎ（θ−φ−３π／２）、
Ｉｖ＝√（２／３×（Ｉｑ２ ＋Ｉｄ２ ））×Ｓｉｎ（θ−φ＋３π／２）で表せる。なお、θは、電気角（ｒａｄ）、φは電気角に対する位相遅れ分（ｒａｄ）（φ＝Ａｔａｎ（Ｉｄ＊／Ｉｑ＊））である。
【００５０】
また、ピーク電流値Ｉｐは、図９に示した電気角θとモータ電流値との関係図から分か
るように、電気角６０°（π／３）ごとに同じ波形が繰り返され、以下の式１で表せる。
Ｉｐ＝√（２／３×（Ｉｑ２ ＋Ｉｄ２ ））×Ｓｉｎ（ψ−２π／３−φ）・・式１
ψ＝θ−φ−π／３×ＴＲＵＮＣ（θ×π／３−１）    （θ＞φ）
ψ＝θ−φ＋π／３                                  （θ≦φ）
なお、ＴＲＵＮＣは（）内整数部を導く関数である。
【００５１】
これより、ｑ軸出力電流値Ｉｑの絶対値ＡＢＳ（Ｉｑ）は、以下の式２で算出できる。
ＡＢＳ（Ｉｑ）＝√（２／３×（Ｉｑ２ ／Ｓｉｎ（ψ−２π／３−φ）−Ｉｄ２  ）・・・・・式２
なお、式２中のｄ軸出力電流値Ｉｄには、ｄ軸指令電流値Ｉｄ＊を推定値として代入し
、φは、Ａｔａｎ（Ｉｄ＊／Ｉｑ＊）より求め、ピーク電流値Ｉｑには、実際に検出され
たピーク電流値を代入し、ψは、電気角θから求めた値を代入する。
【００５２】
また、ピーク電流値Ｉｑの向き（符号）については、電気角θからモータ角速度ωを求
め、この角速度ωの正負により決定する。すなわち角速度ω＞０ならＩｑ＝ＡＢＳ（Ｉｑ
）、角速度ω≦０ならＩｑ＝−ＡＢＳ（Ｉｑ）とする。
【００５３】
第２の出力電流変換手段２１ｉは、制御モード選択手段２１ａにより、第３の制御モー
ドｍ３が選択された場合に機能するものであり、電流検出回路４０で検出された２相の電
流値と、この２相の電流値に基づいて計算された残りの相の電流値とを求め、これら３相
の出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸出力電流値Ｉｄ、及びｑ軸出力電流値Ｉｑに変換し
、電流フィードバック制御を行うように電圧指令値演算手段２１ｄに出力する。
【００５４】
次に実施の形態に係る電動パワーステアリング制御装置１０における制御部２０の行う
処理動作を図１０に示したフロ−チャ−トに基づいて説明する。なお、本処理動作は、所
定周期（例えば０．４ミリ秒）ごとに実行される。例えば、タイマ割り込み処理によって
行われる。
【００５５】
まず、ステップＳ１では、操舵トルクＴｒｑ、モータ角速度ω、電源電圧Ｖｂを検出し
、次のステップＳ２では、これら検出値を制御モード判定マップ２３ａに当てはめて、該
当する制御モードを判定する。
【００５６】
ステップＳ２において、第１の制御モードｍ１に該当すると判断すればステップＳ３に
進み、ステップＳ３では、操舵トルクＴｒｑ、車速ｓ、電気角θに基づいて、操舵補助ト
ルクの目標値となる指令トルクＴ＊を算出する処理を行い、次のステップＳ４では、指令
トルクＴ＊に基づいて、ｄ軸指令電流値Ｉｄ＊、ｑ軸指令電流値Ｉｑ＊を算出する処理を
行い、その後ステップＳ５に進む。
【００５７】
ステップＳ５では、指令電流値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に対応するｄ軸指令電圧値Ｖｄ＊、ｑ軸
指令電圧値Ｖｑ＊を算出し、次のステップＳ６では、電気角や温度等の補正パラメータ情
報２３ｂに基づいて、指令電圧値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を補正し、ｄ軸推定指令電圧値Ｖｄ２＊
、ｑ軸推定指令電圧値Ｖｑ２＊を算出する推測制御（フィードフォワード制御）を行い、
その後ステップＳ７に進む。
【００５８】
ステップＳ７では、推定指令電圧値Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊をｄｑ逆変換（３相変換）して
、各相の電圧指令値Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を算出する処理を行い、次のステップ
Ｓ８では、各相の電圧指令値Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を各相のＰＷＭ指令値（ＰＷ
Ｍ信号）ＰＷＭｕ２＊、ＰＷＭｖ２＊、ＰＷＭｗ２＊に変換し、ステップＳ９では、変換
された各相のＰＷＭ指令値ＰＷＭｕ２＊、ＰＷＭｖ２＊、ＰＷＭｗ２＊をインバータ３０
（のＰＷＭ駆動回路３１）に出力する処理を行い、その後処理を終える。
【００５９】
一方ステップＳ２において、第２の制御モードｍ２に該当すると判断すればステップＳ
１０に進み、ステップＳ１０では、ステップＳ３と同様に指令トルクＴ＊を算出する処理
を行い、次のステップＳ１１では、ステップＳ４と同様にｄ軸指令電流値Ｉｄ＊、ｑ軸指
令電流値Ｉｑ＊を算出する処理を行い、その後ステップＳ１２に進む。
【００６０】
ステップＳ１２では、三角波Ｋの１キャリア内における電流値（絶対値）が最も大きい
相のピーク電流値Ｉｐを検出する処理を行う。この場合、２相検出したうちの高い相の値
をピーク電流値Ｉｐとする他、電流検出回路４０にピークホールド回路を設けて、１キャ
リア内のピーク電流を検出する構成とすることもできる。
【００６１】
次のステップＳ１３では、検出されたピーク電流値Ｉｐ、電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、
及び電気角θを上記した式２に代入して、ｑ軸出力電流値Ｉｑ１を算出し、その後ステッ
プＳ１４に進む。
【００６２】
ステップＳ１４では、指令電流値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊と、出力電流値Ｉｄ１（この場合、指
令電流値Ｉｄ＊と同じ値が採用される）、Ｉｑ１との各偏差（ΔＩｄ１、ΔＩｑ１）を算
出し、各偏差に基づいて、出力電流値Ｉｄ１、Ｉｑ１を指令電流値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に追従
させるためのｄ軸指令電圧値Ｖｄ１＊、ｑ軸指令電圧値Ｖｄ１＊を算出し、その後ステッ
プＳ１５に進む。
【００６３】
ステップＳ１５では、指令電圧値Ｖｄ１＊、Ｖｑ１＊をｄｑ逆変換（３相変換）して、
各相の電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を算出する処理を行い、次のステップＳ
１６では、各相の電圧指令値Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を各相のＰＷＭ指令値（ＰＷ
Ｍ信号）ＰＷＭｕ１＊、ＰＷＭｖ１＊、ＰＷＭｗ１＊に変換し、次のステップＳ１７では
、変換された各相のＰＷＭ指令値ＰＷＭｕ１＊、ＰＷＭｖ１＊、ＰＷＭｗ１＊をインバー
タ３０（のＰＷＭ駆動回路３１）に出力する処理を行い、その後処理を終える。
【００６４】
一方ステップＳ２において、第３の制御モードｍ３に該当すると判断すればステップＳ
１８に進み、ステップＳ１８では、ステップＳ３と同様に指令トルクＴ＊を算出する処理
を行い、次のステップＳ１９では、ステップＳ４と同様にｄ軸指令電流値Ｉｄ＊、ｑ軸指
令電流値Ｉｑ＊を算出する処理を行い、その後ステップＳ２０に進む。
【００６５】
ステップＳ２０では、電流検出回路４０を介して三角波Ｋの１キャリア内で２相の電流
値を検出し、この２相の電流値に基づいて残りの相の電流値を求める処理を行い、その後
ステップＳ２１に進む。なお位相（電気角）によっては、２相の電流値を精度良く検出す
ることが難しい場合もあるので、サンプリング時の電気角が、２相の電流値を精度良く検
出することが難しい電気角である場合には、そのタイミングでの２相の電流値の検出は行
わないようにすれば、電流値の検出精度をさらに高めることができる。あるいは、各スイ
ッチング素子ＵＨ、ＵＬ、・・のオンオフのデューティ差（例えば、図４、５に示した区
間ｂ、区間ｃの時間幅）が、所定値以下（サンプリング周期よりも短い）の場合には、そ
のタイミングでの２相の電流値の検出は行わないようにすれば、同様に電流値の検出精度
をさらに高めることができる。
【００６６】
次のステップＳ２１では、３相の出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸出力電流値Ｉｄ、
及びｑ軸出力電流値Ｉｑに変換する処理を行い、その後ステップＳ２２に進む。ステップ
Ｓ２２では、指令電流値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊と、出力電流値Ｉｄ、Ｉｑとの各偏差（ΔＩｄ、
ΔＩｑ）を算出し、各偏差に基づいて、出力電流値Ｉｄ、Ｉｑを指令電流値Ｉｄ＊、Ｉｑ
＊に追従させるためのｄ軸指令電圧値Ｖｄ＊、ｑ軸指令電圧値Ｖｄ＊を算出する処理を行
い、その後ステップＳ２３に進む。
【００６７】
ステップＳ２３では、指令電圧値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊をｄｑ逆変換（３相変換）して、各相
の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する処理を行い、次のステップＳ２４では、
各相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を各相のＰＷＭ指令値（ＰＷＭ信号）ＰＷＭｕ
＊、ＰＷＭｖ＊、ＰＷＭｗ＊に変換し、次のステップＳ２５では、変換された各相のＰＷ
Ｍ指令値ＰＷＭｕ＊、ＰＷＭｖ＊、ＰＷＭｗ＊をインバータ３０（のＰＷＭ駆動回路３１
）に出力する処理を行い、その後処理を終える。
【００６８】
上記実施の形態に係る電動パワーステアリング制御装置（ＥＰＳ制御装置）１０によれ
ば、電流検出回路４０によりシャント抵抗Ｒ１に流れる電流を検出する構成であったとし
ても、操舵トルクＴｒｑと、モータ角速度ωと、電源電圧Ｖｂとに基づいて、複数の制御
モードの中から電流検出回路４０による電流検出精度の低下の影響を受けにくい制御モー
ドが選択され、該選択された制御モードに対応するモータ駆動制御が行われる。
【００６９】
例えば、モータ５０が所定の低出力状態である場合には、第１の制御モードｍ１が選択
され、電流検出回路４０により検出される電流値を用いずに（すなわち、電流フィードバ
ック制御は行わずに）、パルス幅変調制御を行うための電圧指令値を推測するフィードフ
ォワード制御によるモータ制御が行われる。したがって、電流検出回路４０による電流検
出精度が低下した状態のまま電流フィードバック制御が行われることを防止することがで
き、電圧指令値を推測する制御により、運転者に違和感を感じさせない操舵性に優れた電
動パワーステアリング制御を行うことができる。
【００７０】
また、モータ５０が所定の高出力状態であり、かつステアリングが所定の低速操舵状態
である場合には、第２の制御モードｍ２が選択され、電流検出回路４０で精度良く検出可
能な１相のピーク電流値Ｉｐと、モータの電気角θと、電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊とを用
いて出力電流値Ｉｑ１＊を推定し、出力電流値Ｉｑ１＊を用いた電流フィードバック制御
によるモータ制御が行われるので、精度良く検出できる１相のピーク電流値Ｉｐを利用す
ることにより、追従性が損なわれない操舵性の良好な電流フィードバック制御を行うこと
ができる。
【００７１】
また、モータ５０が所定の高出力状態であり、かつステアリングが所定の高速操舵状態
である場合には、第３の制御モードｍ３が選択され、電流検出回路４０で検出可能な複数
相の電流値を出力電流値Ｉｄ、Ｉｑに変換し、該変換された出力電流値Ｉｄ、Ｉｑを用い
た電流フィードバック制御によるモータ制御が行われるので、精度良く検出可能な２相の
電流値を用いて、追従性が損なわれない操舵性の良好な電流フィードバック制御を行うこ
とができる。
【００７２】
したがって、電流検出回路４０によるシャント抵抗Ｒ１での電流検出精度が低くなる出
力状態のときには、電流検出回路４０による電流検出精度の低下の影響を受けにくい適切
な制御モードを選択することにより、電流検出手段による電流検出精度の低下に起因する
電流フィードバック制御の追従性の悪化を防止することができ、運転者のステアリング操
作に対する操舵フィーリングの低下を防止することができる。
【００７３】
また、これらの制御は、特殊なベクトル制御を用いることなく、電流フィードバック制
御と推測制御との切り替え制御で実現できるので、ＣＰＵ２１の演算負荷を高めることな
くモータ制御を行うことができ、処理速度の高いＣＰＵを用いなくても実用化でき、装置
のコストを抑えることができる。
【００７４】
なお、上記実施の形態では、第１の制御モードｍ１が選択された場合にだけ、推測制御
により推定指令電圧値Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊を算出するようになっているが、別の実施の形
態では、第２又は第３の制御モードｍ２又はｍ３が選択された場合でも、常に推測制御を
行って推定指令電圧値Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊を算出し、第２の制御モードｍ２である場合に
は、指令電圧値Ｖｄ１＊、Ｖｑ１＊と推定指令電圧値Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊との差を求め、
また、第３の制御モードｍ３である場合には、指令電圧値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と推定指令電圧
値Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊との差を求め、その差が、所定値（検出電流値等に異常があると判
定できる値）以上となった場合には、フェールモードに移行して、推定指令電圧値Ｖｄ２
＊、Ｖｑ２＊を減衰させた電流値で制御を行う構成としてもよく、係る構成によれば、異
常時に速やかにフェールモードに移行することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】従来の電動パワーステアリング制御装置の概略構成図である。
【図２】（ａ）は、三角波Ｋと三相交流指令波との関係を示した図であり、（ｂ）は、三角波Ｋ、三相交流指令波、及び各スイッチング素子の動作波形と、各相の電流検出波形との関係を示した拡大図である。
【図３】シャント抵抗１個でモータに流れる電流値が検出できるように構成されたインバータの回路構成図である。
【図４】（ａ）は、高出力時における三角波Ｋと三相交流指令波との関係を示した図であり、（ｂ）は、三角波Ｋ、三相交流指令波、及び各スイッチング素子の動作波形と、シャント抵抗Ｒ１の両端電圧から検出される電流検出波形との関係を示した拡大図である。
【図５】（ａ）は、低出力時における三角波Ｋと三相交流指令波との関係を示した図であり、（ｂ）は、三角波Ｋ、三相交流指令波、及び各スイッチング素子の動作波形と、シャント抵抗Ｒ１の両端電圧から検出される電流検出波形との関係を示した拡大図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る電動パワーステアリング制御装置の要部を概略的に示したブロック図である。
【図７】実施の形態に係る電動パワーステアリング制御装置における制御部の機能を説明するためのブロック図である。
【図８】実施の形態に係る電動パワーステアリング制御装置における制御部に記憶された制御モード判定マップを概念的に示した図である。
【図９】モータの電気角θとモータ各相の電流値との関係を示した図である。
【図１０】実施の形態に係る電動パワーステアリング制御装置における制御部の行う処理動作を示したフローチャートである。
【符号の説明】
【００７６】
１０  電動パワーステアリング制御装置（ＥＰＳ制御装置）
２０  制御部
２１  ＣＰＵ
２２  ＲＡＭ
２３  ＲＯＭ
３０  インバータ
３１  ＰＷＭ駆動回路
３２  スイッチング回路
Ｒ１  シャント抵抗
４０  電流検出回路
５０  モータ
６０  バッテリ（直流電源）
【図１】
2008284977.tif 000003
【図２】
2008284977.tif 000004
【図３】
2008284977.tif 000005
【図４】
2008284977.tif 000006
【図５】
2008284977.tif 000007
【図６】
2008284977.tif 000008
【図７】
2008284977.tif 000009
【図８】
2008284977.tif 000010
【図９】
2008284977.tif 000011
【図１０】
2008284977.tif 000012