(57)【要約】【課題】  スイッチングのタイミングの異なる変換器の直流共通部配線に流れる振動電流を低減できる変換器の配置を提供する。【解決手段】  複数の変換器を有する。該複数の変換器にパルスを供給するパルス生成手段は、指令値を周期的に変化する基準値と比較することでパルスを形成し、少なくともｍの変換器（ｍ＝変換器の数）を組となし、組を構成する電気的に隣接接続された変換器は、変換器のスイッチングのタイミングを決める基準値の位相差が互いに電気角でプラスまたはマイナス（３６０／ｎ）×ｌ±１０度（ｎ，ｌ＝任意の整数で、ｎ＞ｌ）となし、組を複数有するように構成した。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流電圧に変換、または、交流電圧を直流電圧に変換する変換器を複数備え、前記複数の変換器の直流側を並列的に接続し、前記複数の変換器の交流側をトランスまたは相間リアクトルを介して接続するものであって、前記複数の変換器のそれぞれに対してスイッチングタイミングを指令するパルスを所定の周期で生成するパルス生成手段を有する電力変換装置において、パルス生成手段は、指令値と周期的に変化する基準値とに基づいてパルスを形成し、前記複数の変換器のうち、少なくとも３の変換器を組となし、前記組を構成する電気的に隣接接続された変換器は、前記変換器のスイッチングのタイミングを決める基準値の位相差が互いに電気角でプラスまたはマイナス１２０度±１０度、またはプラスまたはマイナス２４０度±１０度となし、前記組を複数有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
直流電圧を交流電圧に変換、または、交流電圧を直流電圧に変換する変換器を複数備え、前記複数の変換器の直流側を並列的に接続し、前記複数の変換器の交流側をトランスまたは相間リアクトルを介して接続するものであって、前記複数の変換器のそれぞれに対してスイッチングタイミングを指令するパルスを所定の周期で生成するパルス生成手段を有する電力変換装置において、パルス生成手段は、指令値と周期的に変化する基準値とに基づいてパルスを形成し、前記複数の変換器のうち、少なくとも２の変換器を組となし、前記組を構成する電気的に接続された変換器は、前記変換器のスイッチングのタイミングの差が電気角でプラスまたはマイナス１８０度±１０度となし、前記組を複数有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１において、ＰＷＭパルスのスイッチングのタイミングを決める基準値の差が電気角でプラスまたはマイナス１８０度±１０度、となる変換器間を接続する電路の距離が等しくなるように配置されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
直流電圧を交流電圧に変換、または、交流電圧を直流電圧に変換する変換器を複数備え、前記複数の変換器の直流側を並列的に接続し、前記複数の変換器の交流側をトランスまたは相間リアクトルを介して接続するものであって、前記複数の変換器のそれぞれに対してスイッチングタイミングを指令するパルスを所定の周期で生成するパルス生成手段を有する電力変換装置において、前記パルス生成手段は、指令値と周期的に変化する基準値とに基づいてパルスを形成し、前記複数の変換器のうち、少なくともｍの変換器（ｍ＝変換器の数）を組となし、前記組を構成する電気的に隣接接続された変換器は、前記変換器のスイッチングのタイミングを決める基準値の位相差が互いに電気角でプラスまたはマイナス（３６０／ｎ）×ｌ±１０度（ｎ，ｌ＝任意の整数で、ｎ＞ｌ）となし、前記組を複数有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４において、前記所定の組におけるｎ，ｍ或いはｌは、他の組のｎ，ｍ或いはｌの少なくとも一方と、異なっていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
直流電圧を交流電圧に変換、または、交流電圧を直流電圧に変換する変換器を複数備え、前記複数の変換器の直流側を並列的に接続し、前記複数の変換器の交流側をトランスまたは相間リアクトルを介して接続するものであって、前記複数の変換器のそれぞれに対してスイッチングタイミングを指令するパルスを所定の周期で生成するパルス生成手段を有する電力変換装置において、前記複数の変換器のうち、少なくとも１つでは、パルスの周期の位相は、電気的に隣接接続されるいずれかの側の変換器との位相差を、３６０度／ｎ（ｎ＝変換器の数）よりも大きな電気角に設定したことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、多重に電力変換器を並列接続したものに好適な、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流を直流、または交流に変換する電力変換器の大容量化技術として、複数の電圧型
ＰＷＭ変換器の交流出力をトランスや相間リアクトルで直列または並列接続する技術が知られており、これらの多重変換器の容量は多重数をｎとすると単機変換器容量の約ｎ倍となり、単機変換器に比べて大容量の電力変換ができる（以下、直流コンデンサに接続して単機変換器の直流部が共通化された多重変換器を直流部共通多重変換器と記す）。
【０００３】
このような技術は、例えば、特開２００３−１６９４７７号公報に記載されている。
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−１６９４７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
多重変換器の場合、各変換器には、例えば、コンデンサが分散配置されているため、スイッチングにより、回路配線インダクタンスによる振動電流が流れる。とくに、各単機変換器間を接続する共通配線には、例えば、各コンデンサ間に流れる振動電流が合成され、大きな振動電流が流れる。配線を短くし、インダクタンスを低減させると、振動電流を小さくする事ができるが、構造面から単変換器の寸法から決まる長さ以下には配線を短くすることはできないため、十分な振動電流低減は実質的にできなかった。
【０００６】
本発明の目的は、上記問題を解決し、直流共通部配線等に流れる振動電流を低減できる変換器の配置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明では、
直流電圧を交流電圧に変換、または、交流電圧を直流電圧に変換する変換器を複数備え、複数の変換器の直流側を並列的に接続し、複数の変換器の交流側をトランスまたは相間リアクトルを介して接続するものであって、複数の変換器のそれぞれに対してスイッチングタイミングを指令するパルスを所定の周期で生成するパルス生成手段を有する電力変換装置において、パルス生成手段は、指令値と周期的に変化する基準値とに基づいてパルスを形成し、複数の変換器のうち、少なくとも３の変換器を組となし、組を構成する電気的に隣接接続された変換器は、変換器のスイッチングのタイミングを決める基準値の位相差が互いに電気角でプラスまたはマイナス１２０度±１０度、またはプラスまたはマイナス２４０度±１０度となし、組を複数有するように構成した。あるいは、直流電圧を交流電圧に変換、または、交流電圧を直流電圧に変換する変換器を複数備え、複数の変換器の直流側を並列的に接続し、複数の変換器の交流側をトランスまたは相間リアクトルを介して接続するものであって、複数の変換器のそれぞれに対してスイッチングタイミングを指令するパルスを所定の周期で生成するパルス生成手段を有する電力変換装置において、パルス生成手段は、指令値と周期的に変化する基準値とに基づいてパルスを形成し、複数の変換器のうち、少なくとも２の変換器を組となし、組を構成する電気的に接続された変換器は、変換器のスイッチングのタイミングの差が電気角でプラスまたはマイナス１８０度±１０度となし、組を複数有するように構成した。あるいは、直流電圧を交流電圧に変換、または、交流電圧を直流電圧に変換する変換器を複数備え、複数の変換器の直流側を並列的に接続し、複数の変換器の交流側をトランスまたは相間リアクトルを介して接続するものであって、複数の変換器のそれぞれに対してスイッチングタイミングを指令するパルスを所定の周期で生成するパルス生成手段を有するものにおいて、パルス生成手段は、指令値と周期的に変化する基準値とに基づいてパルスを形成し、複数の変換器のうち、少なくともｍの変換器（ｍ＝変換器の数）を組となし、組を構成する電気的に隣接接続された変換器は、変換器のスイッチングのタイミングを決める基準値の位相差が互いに電気角でプラスまたはマイナス（３６０／ｎ）×ｌ±１０度（ｎ，ｌ＝任意の整数で、ｎ＞ｌ）となし、組を複数有するように構成した。
【０００８】
あるいは、直流電圧を交流電圧に変換、または、交流電圧を直流電圧に変換する変換器を複数備え、複数の変換器の直流側を並列的に接続し、複数の変換器の交流側をトランスまたは相間リアクトルを介して接続するものであって、複数の変換器のそれぞれに対してスイッチングタイミングを指令するパルスを所定の周期で生成するパルス生成手段を有するものにおいて、複数の変換器のうち、少なくとも１つでは、パルスの周期の位相は、電気的に隣接接続されるいずれかの側の変換器との位相差を、３６０度／ｎ（ｎ＝変換器の数）よりも大きな電気角に設定するよう構成した。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、直流共通配線部等に流れる振動電流を低減することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明を実施するための例を図面を用いて説明する。
【００１１】
（実施例１）
まず、実施例として、直流部共通多重変換器を６多重変換器の構成を図１に示す。図１は三相の６台の単機変換器１１〜１６で構成される。単機変換器１１〜１６の交流側出力はトランス１０により直列接続されており、直流出力は直流共通配線１７により並列接続されている。
【００１２】
単機変換器１１はＱｕ１１〜Ｑｗ１２の６個のＩＧＢＴからなる三相ブリッジと三相ブリッジの直流出力の正極，負極の間の直流コンデンサＣ１１から構成される。単機変換器１１〜１６の回路構成は同じである。単機変換器の構成は図１に示す順番で隣接して直流共通配線に接続された構成になっている。
【００１３】
６多重変換器の場合、ＰＷＭパルスを生成するための基準信号は、３６０度を６等分した、電気角で６０度の位相差のある６つの信号となる。具体的な位相差は０度，６０度，１２０度，１８０度，２４０度，３００度である。
【００１４】
この６つの基準信号をもとに生成した６個のパルスを、０度の基準信号から生成したものをＰ１、６０度をＰ２、１２０度をＰ３、１８０度をＰ４、２４０度をＰ５、３００度をＰ６とする。この場合、Ｐ１〜Ｐ６は三相ブリッジの６素子分のパルスの組を意味する。
【００１５】
パルス生成方法の例として９パルスの正弦波三角波比較ＰＷＭ方式を用いた６多重のキャリア多重方式を示す。
【００１６】
図２は正弦波三角波比較方式によるＰＷＭパルスの生成方法を示す図である。変換器としてはＵ，Ｖ，Ｗの三相、Ｐ側Ｎ側で合計６アームあるが、代表としてＵ相Ｐ側について示す。Ｕ相Ｎ側，Ｖ及びＷ相のＰ側Ｎ側におけるＰＷＭパルス生成は同様である。
【００１７】
変調波Ｕは電源周波数を１周期とした正弦波となる。なお、変調波Ｕは、Ｕ相の変調波を示す。キャリアＣ１は電源周波数のパルス数倍の周波数となるため、９パルスの場合、変調波１周期とキャリア９周期が等しくなる。
【００１８】
この周期の異なるキャリアＣ１と変調波Ｕを比較し、キャリアより変調波が大きい場合、パルスをオン、小さければオフとして、ＩＧＢＴをオンオフさせるパルスＵＰ１を生成する。
【００１９】
変調波の１周期を電気角３６０°とすると、９パルスの場合、１／９の電気角４０°がキャリアの電気角３６０°に相当する。
【００２０】
キャリア多重の場合、キャリア１周期を多重数で分割した角度だけ位相がずれた多重数と等しい数のキャリアを使用する。６多重の場合、図３に示す、電気角で６０°ずつ位相がずれた、位相差が０度，６０度，１２０度，１８０度，２４０度，３００度の６つのキャリアＣ１〜Ｃ６となる。なお、キャリアＣ１〜Ｃ６は、６多重変換器のパルス演算に使用する６つの多重キャリアを示す。図３に示すように、キャリアの電気角３６０°が図２の変調波Ｕの電気角４０°に相当する。
【００２１】
図４は各単位変換器のＵ相Ｐ側のＩＧＢＴをオンオフさせるパルスＵＰ１〜６の生成方法を示す図である。図４はキャリアの１周期の区間を示している。図３に示す６つのキャリアＣ１〜Ｃ６と６変換器共通のＵ相の正弦波変調波Ｕを比較して、パルスＵＰ１〜ＵＰ６を生成する。なお、パルスＵＰ１〜ＵＰ６は、単機変換器Ｕ相Ｐ側のＩＧＢＴのパルスを示す。
【００２２】
変換器から直流回路に流出する振動電流はＩＧＢＴの電流遮断動作を発生源として、回路のインダクタンスと直流コンデンサとの共振現象によって発生するため、振動電流の発生するタイミングはパルスのオフのタイミングに一致する。図４の場合、パルスの立下りとなる図中の（１）〜（６）のタイミングで発生する。
【００２３】
まず、本実施例である図５ｂを説明する前に、比較参考である図５ａを説明する。図
５ａにおいては、図４のパルスＵＰ１〜ＵＰ６を図５ａに示すように単機変換器１１〜
１６のＵＰ相に割り当てする。この場合に、隣接して配置される３台の単機変換器の組
２１に含まれる３台の単機変換器１１〜１３の直流出力から直流部共通配線へ流出する振動電流４１ａ〜４３ａの概略図を図６ａに示す。三相分で表すと複雑となるため、図６ａはＵ相のスイッチングにより発生する振動電流だけを示している。
【００２４】
単機変換器１１〜１３から流出する振動電流４１ａ〜４３ａは図４の（１），（２），（３）のスイッチングにより発生するため、０〜１５０度の範囲に発生する。変調率の影響で多少変動するが、電流が発生する位相は、０度，６０度，１２０度を中心としたタイミングで発生する。単機変換器１１〜１３は隣接するため単機変換器の直流端を接続する直流部共通配線に流れる電流は振動電流４４ａに示すような、隣接する単機変換器からの振動電流が重畳されたピークが高い電流となる。すなわち、振動電流は、図６ａに示すように各々の振動電流は４１ａ，４２ａ，４３ａのようになり、合成された振動電流は、
４４ａのように高い電流になる。
【００２５】
配線の仕様を決定するのは最大時の電流値であるため、最大電流のピークの増加は配線の電流容量の増加、それに伴う機器寸法の増加などの問題へつながる。
【００２６】
ここで、図１に示す構成の直流共通多重変換器の場合、各変換器に直流コンデンサが分散配置されているため、変換器のスイッチングにより、直流コンデンサと各ユニットを接続する回路の配線インダクタンスによる振動電流が各コンデンサ間に流れる。とくに、各単機変換器間を接続する直流共通配線１７には分散配置された複数個の直流コンデンサ間に流れる振動電流が合成された振動電流が流れる。
【００２７】
この振動電流は主回路の配線インダクタンスが大きいほど電流も大きくなるため、配線を短くし、インダクタンスを低減できれば、振動電流を小さくする事ができるが、構造面から単変換器の寸法から決まる長さ以下には配線を短くすることは限界がある。
【００２８】
そこで、実施例１では以下に説明すように図５ｂのように構成した。図１に示す６多重変換器において、単機変換器１１〜１３の組２１の３台の単機変換器のＵ相Ｐ側アームに図４のパルスＵＰ１,ＵＰ３,ＵＰ５を、単機変換器１４〜１６の組２２にＵＰ２，ＵＰ４，ＵＰ６を割り当てる。この場合、３台の単機変換器１１〜１３から流出する振動電流は図４の（１），（３），（５）のタイミングで発生するため、図５ｂに示すように、位相差が１２０度に近い振動電流４１ｂ〜４３ｂのような電流となる。このため、単機変換器の直流端を接続する直流母線に流れる振動電流４４ｂは図５ｂに示すように、隣接した変換器からの振動電流が重畳せず平均化される。
【００２９】
これにより、隣接配置する３台の変換器を接続する直流部共通配線に流れる振動電流の実効値が低減され、配線の電流容量を低減することができる。
図５ｂは請求項１と請求項３をあわせて適用した場合を示している。
【００３０】
多重数が６の倍数になる場合、６台の単機変換器に図５ｂのようにパルスを配分すると、基準信号の位相差が１８０度となる３組の単機変換器間の直流配線の長さは等しくなる。
【００３１】
図５ｂでは単機変換器１１〜１６の基準信号の位相差が０度，１２０度，２４０度，
１８０度，３００度，６０度の順になっており、基準信号の位相差が１８０度の単機変換器１１と１４，１２と１５，１３と１６の３組の単機変換器間の直流配線の配線長は等しくなる。このため、３組の変換器間の直流配線のインダクタンスは等しく、単機変換器の組２１，２２間の直流共通配線に流れる振動電流を平均化することができ、さらに低減効果が得られる。すなわち、振動電流は図６ｂに示すように、各々の振動電流４１ｂ，42ｂ，４３ｂのようになり、合成された振動電流は４４ｂのように、低減される。ここで、単機変換器１１〜１６の基準信号の位相差は、若干の範囲を持っていても技術的に可能であり、０度±１０度，１２０度±１０度，２４０度±１０度，３００度±１０度，６０度±１０度であれば良い。
【００３２】
（実施例２）
次に、実施例２を説明する。実施例１と同様な部分の説明は省略する。実施例２では、多重数が２の倍数の場合の変換器の配置を示している。多重数が２の倍数の場合、基準信号の差が電気角で±１８０度となる単機変換器２台の直流部共通配線の距離が等しくなるように配置することで、変換器間の直流部共通配線の振動電流が平均化され、電流のピークを抑えることができる。図７に４多重の場合の配置を示す。この場合、単機変換器１１〜１４に基準信号が０度，１８０度,９０度,２７０度となるようにパルスＰ４１，Ｐ４２，Ｐ４３，Ｐ４４を配分する。ここで、単機変換器１１〜１４の基準信号の位相差は、若干の範囲を持っていても技術的に可能であり、０度±１０度，１８０度±１０度，９０度±１０度，２７０度±１０度であれば良い。また、単機変換器の数が８，１０，１２と増えても同時である。
【００３３】
なお、実施例１の正弦波三角波比較方式以外の搬送波と変調波を比較してパルスを生成ほか、空間ベクトルを用いた方法など、ＰＷＭパルスのスイッチングのタイミングをずらして多重するものであれば用いることができる。また、電源周波数に対して、同期，非同期のどちらでも用いる事ができる。
【００３４】
実施例１を示す図１は単機変換器１台に直流コンデンサ１個を配置した構造であるが、図８に示すように、各単機変換器の中を各相ごとにＩＧＢＴユニット５１〜５３のように分割し、ユニットそれぞれに直流コンデンサを分散配置する構成としても、適用することができる。
【００３５】
また、多重する変換器の台数が８台，１０台，１２台など２または３の倍数のである場合に適用できる。
【００３６】
実施例１はトランスによる多重変換器であるが、相間リアクトルによる多重方式に対しても適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】直流部共通多重変換器の説明図である。
【図２】変換器のＰＷＭパルスの生成方法を示す図である。
【図３】キャリア６多重の変換器の多重キャリアを示す図である。
【図４】キャリア６多重変換器の各単変換器のＵ相Ｐ側のＰＷＭパルスの生成方法を示す図である。
【図５ａ】比較参考例としての単機変換器のパルス配分を示す図である。
【図５ｂ】本発明を適用した単機変換器のパルス配分を示す図である。
【図６ａ】比較参考例としての単機変換器の直流配線から流出する一相分の振動電流を示す図である。
【図６ｂ】本発明を適用した場合の直流配線に流れる一相分の振動電流を示す図である。
【図７】実施例２の単機変換器のパルス配分を示す図である。
【図８】実施例３のユニットの構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３８】
１  直流部共通多重変換器
３  交流電源
４  負荷
１０  多重トランス
１１〜１６  単機変換器
１７  直流共通配線
２１，２２  単機変換器の組
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３  直流コンデンサ
Ｑｕ１１，Ｑｕ１２，Ｑｖ１１，Ｑｖ１２，Ｑｗ１１，Ｑｗ１２  ＩＧＢＴ
４１ａ〜４４ｂ  振動電流
Ｐ４１〜Ｐ４４  パルス（４多重変換器用のパルス）
Ｐ６１〜Ｐ６６  ６多重変換器用のパルス
５１〜５３  ＩＧＢＴユニット（１相分）
５４  直流コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図７】
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【図８】
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