(57)【要約】【課題】高価な乗算回路を必要とせずに、簡単な回路で畳み込み演算による補間処理を高速に行える波形生成装置を提供する。【解決手段】波形メモリに記憶されている波形データに基づき波長の変換された波形を生成する際に、当該波形データのサンプル値に対して畳み込み演算を行うことにより補間処理を行う補間処理部２を設ける。補間処理部２は、各サンプリング時刻での波形のサンプル値と所定の関数との積を演算する複数の乗算器４２と、各乗算器４２の出力を加算する加算器４３と、各乗算器４２の前段にそれぞれ設けられた１ビットΔΣ変調器４１とを備えている。【選択図】図２
2008181020.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
波形メモリに記憶されている波形データをサンプリングにより読み出して所定の波形を生成する波形生成装置において、
前記波形データに基づき波長の変換された波形を生成する際に、当該波形データのサンプル値に対して畳み込み演算を行うことにより補間処理を行う補間手段を備え、
前記補間手段は、
各サンプリング時刻での波形のサンプル値と所定の関数との積を演算する複数の乗算器と、
前記各乗算器の出力を加算する加算器と、
前記各乗算器の前段にそれぞれ設けられた１ビットΔΣ変調器と、
を備えていることを特徴とする波形生成装置。
【請求項２】
請求項１に記載の波形生成装置と、
前記波形生成装置で生成された音の波形に対して、所定の信号処理を行って音を出力する信号処理部と、
を備えたことを特徴とする音源用シンセサイザ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、波形メモリに記憶されている波形データを読み出して所定の波形を生成する波形生成装置、およびそれを用いた音源用シンセサイザに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、音源用シンセサイザは、楽器の音をサンプリングして得られる波形データを記憶した波形メモリを備え、この波形メモリから読み出した波形データに対して所定の処理を行い、楽音を出力するように構成されている。波形データはデジタル値で表現されるが、波をデジタル表現する変調方式として代表的なものにＰＣＭ（Pulse Code Modulation）方式がある。ＰＣＭ方式では、それぞれの時刻における波の高さが数値で表現される。このようなデジタル値で表現された波は、数学的手法によって波長の変換が可能である。波長変換は、楽音のピッチを上げたり下げたりする場合に必要となる処理である。
【０００３】
図９は、ＰＣＭ方式により変調された波形を示す図であり、Ｓ１は波形メモリに記憶されているＰＣＭ波形、Ｓ２はＳ１を波長変換した場合のＰＣＭ波形である。Ｓ１の波長λに対して、Ｓ２の波長はλ×ｎ（ｎ倍）に変換されている。なお、ここでは便宜上、ＰＣＭ波形Ｓ１，Ｓ２を連続波として描いてあるが、実際のＰＣＭ波形Ｓ１，Ｓ２はもちろん連続波ではなく、所定時間間隔でサンプリングされた離散的な信号となる。
【０００４】
図１０は、上述したような波長変換を行う場合の代表的な手法を説明する原理図である。波形Ｓ１において黒丸で示したＰ１，Ｐ２，Ｐ３，…は、波形メモリに実際に記憶されているＰＣＭ波形のサンプル値（＝ｋ１，ｋ２，ｋ３，…）である。これらの各サンプル値Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…は、サンプリング時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３，…において読み出され、ＰＣＭ波形Ｓ１が生成される。なお、便宜上サンプリング時間間隔Δｔは、実際よりも粗くしてある。
【０００５】
このＰＣＭ波形Ｓ１に基づいて、波長がｎ倍のＰＣＭ波形Ｓ２を生成するには、サンプリング時間間隔をΔｔ／ｎにして、各サンプリング時刻（読み出し点）における波形Ｓ１のサンプル値を読み出す。ここでは、簡単のためにｎ＝２、すなわち波形Ｓ１の波長を２倍に伸張して波形Ｓ２を生成する場合を例にとる。この場合、波形Ｓ２のある時刻（読み出し点）でのサンプル値は、当該時刻の１／２の時刻（読み出し点）での波形Ｓ１のサンプル値が採用される。このため、時刻ｔ２，ｔ４，ｔ６，…については、これらの時刻の１／２に相当する時刻はｔ１，ｔ２，ｔ３，…であるから、波形Ｓ２のサンプル値は、波形メモリに記憶されている波形Ｓ１のサンプル値Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…から容易に取得することができる。すなわち、サンプル値Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…の波形メモリ上のアドレスを１、２、３、…とした場合、時刻ｔ２における波形Ｓ２のサンプル値Ｑ１としてアドレス１のサンプル値Ｐ１を採用し（Ｑ１＝Ｐ１＝ｋ１）、時刻ｔ４における波形Ｓ２のサンプル値Ｑ２としてアドレス２のサンプル値Ｐ２を採用し（Ｑ２＝Ｐ２＝ｋ２）、時刻ｔ６における波形Ｓ２のサンプル値Ｑ３としてアドレス３のサンプル値Ｐ３を採用し（Ｑ３＝Ｐ３＝ｋ３）、以下同様の処理を行えばよい。
【０００６】
しかしながら、時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５，…については、これらの時刻の１／２に相当する時刻における波形Ｓ１のサンプル値が波形メモリに存在しない。このことは、これらのサンプル値の読み出し点に対応するアドレスが小数を含むことを意味する。例えば、上記のようにサンプル値Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，…のアドレスを１、２、３、…とした場合、ｔ１，ｔ３，ｔ５，…の１／２の時刻に相当する読み出し点に対応するアドレスは、０．５、１．５、２．５、…となる。ＰＣＭ波形の波の高さは連続値ではなく、サンプリングごとの離散値であるため、上記のようにアドレスが整数でない読み出し点に対して、小数部を切り捨てると、時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５，…における波形Ｓ２のサンプル値（白丸）が取得されず、サンプル総数が少なくなって波形Ｓ２の誤差が大きくなる。そこで、この白丸のサンプル値を取得するためには、波形Ｓ１について補間処理を行って、図１１に示す補間サンプル値Ｐ１’、Ｐ２’、Ｐ３’、…を求める必要がある。後掲の特許文献１には、このような補間処理の機能を備えた楽音生成装置が記載されている。
【０００７】
補間の手法として最も単純なものは、図１２に示す２点直線補間である。図１２において、Ａはあるサンプリング時刻におけるサンプル値、Ｂは次のサンプリング時刻におけるサンプル値、Ｗはサンプリング時間間隔である。ＡＢ間を直線で近似し、この直線上にある補間点（白丸）における波の高さ（補間値）をＣとし、補間点のアドレスの小数部をＪする。Ｊは、時間軸上でみると、サンプル値Ａの読み出し時点からの時間的ずれであり、位相を表しているとも言える。図１２のＡ，Ｂ，Ｃは、図１１の例えばＰ１，Ｐ２，Ｐ２’に相当し、Ｗは図１１のΔｔに相当し、Ｊは図１１のΔｔ／２に相当している。
【０００８】
いま、図１２でＢ−Ａ＝Ｈと置くと、三角形の定理から、Ｘ：Ｈ＝Ｊ：Ｗであるから、
Ｘ＝Ｈ・Ｊ／Ｗ
また、Ｃ＝Ａ＋Ｘであるから、Ｘに上記値を代入すると、
Ｃ＝Ａ＋Ｈ・Ｊ／Ｗ
が得られる。このＣの値が、２点直線補間によって得られた波の高さとなる。
【０００９】
しかしながら、２点直線補間は、図９のような単純な波形の場合には有効であるが、波形が複雑になると補間の精度が低下するという欠点がある。そこで、複雑な波形の場合には、もう少し高度な補間処理を行う必要がある。このための手法の１つに、Shannonのサンプリング定理を応用して、ローパスフィルタのインパルス応答による畳み込み演算を行うことにより補間を行う方法がある。以下、これについて説明する。
【００１０】
図４に示すような周波数−振幅特性を持つ理想ローパスフィルタのインパルス応答は、
【数１】
2008181020.tif 000003
で与えられることが知られている。これはｓｉｎｃ関数を表している。ａは定数である。デジタル領域では、ナイキスト周波数をｆｎとしたとき、図４におけるｆｃ（カットオフ周波数）がｆｃ =ｆｎならば、インパルス応答は、
【数２】
2008181020.tif 000004
である。ここで、ｎはサンプリング点を表す整数、Ｔはサンプリング周期、bは位相に対する分解能を表す定数である。
【００１１】
いま、ｂ＞ｐ≧０である位相係数ｐを定義し、適当な窓関数ｗ（ｎＴ）と併せてｈ（ｎＴ）を拡張すると、
【数３】
2008181020.tif 000005
となる。このｇ（ｎＴ）と波形信号のサンプル値ｘ（ｎＴ）とを畳み込み演算することによって、補間されたサンプル値が得られる。すなわち、補間値ｙ（ｎＴ）は、
【数４】
2008181020.tif 000006
となる。
【００１２】
図５は、ｎ＝４の場合、すなわち４点補間の例を示している。図の実線はインパルス応答関数、一点鎖線はＰＣＭ信号の波形を表している。白丸のｘ（−１）〜ｘ（２）は、各サンプリング時点において波形メモリ１から読み出されたサンプル値、黒丸のｇ（２）〜ｇ（−１）は、各サンプリング時点に対応して式（２）より得られるインパルス応答の関数値（ｓｉｎｃ関数の離散値）である。ここでは、ｎ＝−１，０，１，２について式（２）により｛ｇｎ｝を求め、式（３）から補間値ｙ（０）を導いている。このような補間処理を行うことによって、複雑な波形の場合でも精度のよい補間処理を行うことができる。波形データのサンプル値とインパルス応答関数との畳み込み演算による補間処理については、例えば下記の特許文献２に記載されている。
【００１３】
【特許文献１】特開２００３−２３３３７８号公報
【特許文献２】特開２００２−２６６９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上述したような畳み込み演算による補間を行うには、式（３）の演算を行う演算回路を用意すればよい。しかしながら、式（３）から明らかなように、この演算を行うにあたっては乗算処理が必要となる。一般にデジタル回路では、乗算処理にかかるコストは大きく、高速の乗算回路は、加算器等の演算回路と比較してかなり大規模な回路になるのが普通である。それゆえ、ＰＣＭ波形に対して、畳み込み演算による補間処理を従来通りの方法で高速に行おうとすると、大きなコストを負担しなければならない。
【００１５】
本発明は、上述した問題点に鑑み、高価な乗算回路を必要とせずに、簡単な回路で畳み込み演算による補間処理を高速に行える波形生成装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明では、波形メモリに記憶されている波形データをサンプリングにより読み出して所定の波形を生成する波形生成装置において、波形データに基づき波長の変換された波形を生成する際に、当該波形データのサンプル値に対して畳み込み演算を行うことにより補間処理を行う補間手段を設ける。そして、この補間手段は、各サンプリング時刻での波形のサンプル値と所定の関数との積を演算する複数の乗算器と、各乗算器の出力を加算する加算器と、各乗算器の前段にそれぞれ設けられた１ビットΔΣ変調器とを備えている。
【００１７】
本発明においては、乗算処理を行う回路に１ビットΔΣ変調器を用い、入力値に対して１ビット変換を行うようにしているので、１ビットΔΣ変調器からの出力は１と−１の２種類となる。このため、ｍ倍の乗算を行う乗算器での乗算結果はｍと−ｍの２通りしかない。したがって、乗算回路を単純な回路で構成して高速演算を行うことができ、従来の補間処理と比較して、コストを大幅に低減することが可能になる。
【００１８】
本発明に係る音源用シンセサイザは、上述した波形生成装置と、この波形生成装置で生成された音の波形に対して、所定の信号処理を行って音を出力する信号処理部とを備える。取り扱う音としては、楽音に限らず、人の声や擬似音など、あらゆる音を対象とすることができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、１ビットΔΣ変調器を用いることによって、高価な乗算回路を必要とせずに簡単な回路で畳み込み演算による補間処理を高速に行うことが可能となり、コストを大幅に低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
図１は、本発明の実施形態による音源用シンセサイザの全体構成を示すブロック図である。１は、楽音の波形データを記憶した波形メモリであって、従来と同様にＰＣＭ波をサンプリングして得られた波形データが、アドレスに対応して記憶されている。２は、波形メモリ１から読み出された波形データに対し、波長変換のための補間処理を行う補間処理部であって、本発明における補間手段の一実施形態を構成する。補間処理部２の詳細については後述する。これらの波形メモリ１および補間処理部２により、波形生成装置１００が構成される。
【００２１】
３は、デジタルフィルタから構成される時変フィルタ部であって、波形生成装置１００から与えられる楽音信号に対して、カットオフ周波数を時間的に変化させてフィルタリングを行うことにより、音色を制御する。４は、アッテネータから構成される時変増幅部であって、時変フィルタ部３の出力に対してゲイン（増幅率）を時間的に変化させて減衰処理を行い、最終的な音量を決定する。５は、時変増幅部４の出力に対してミキシング処理を行うミキサであって、複数の楽音を合成して出力する。６はアナログ・ローパスフィルタであって、ミキサ５の出力から信号成分を取り出してアナログの楽音信号を出力する。７は、スピーカ等からなるオーディオ出力部であって、アナログ・ローパスフィルタ６で得られた楽音信号に基づき楽音を出力する。以上の時変フィルタ部３、時変増幅部４、ミキサ５、アナログ・ローパスフィルタ６およびオーディオ出力部７は、本発明における信号処理部の一実施形態を構成する。
【００２２】
図２は、図１の補間処理部２の具体的構成を示すブロック図である。補間処理部２では、前述した式（３）の演算が行われる。入力値としては、各サンプリング時刻での波形のサンプル値ｘ（０），ｘ（１），ｘ（２），…ｘ（ｎ−１）と、式（２）から得られる関数値ｇ（０），ｇ（１），ｇ（２），…ｇ（ｎ−１）がある。これらは、図５におけるｘ，ｇに対応するものである。４１は複数個の１ビットΔΣ変調器であって、各関数値ｇ（０），ｇ（１），ｇ（２），…ｇ（ｎ−１）に対して１ビット変換の処理を行う。４２はサンプル値と関数値との積を演算する複数個の乗算器であって、１ビットΔΣ変調器４１で１ビット変換された関数値ｇ（ｎ−１），ｇ（ｎ−２），ｇ（ｎ−３），…ｇ（０）に、それぞれサンプル値ｘ（０），ｘ（１），ｘ（２），…ｘ（ｎ−１）を乗算する。４３は加算器であって、各乗算器４２からの出力を加算する。この加算器４３の出力は、次式のようになる。
【数５】
2008181020.tif 000007
この式（４）は、前述の式（３）を展開したものと等価であるから、加算器４３の出力が補間値ｙ（ｎＴ）となる。
【００２３】
サンプル値ｘ（０），ｘ（１），ｘ（２），…ｘ（ｎ−１）は、サンプリングごとに波形メモリ１から読み出され、各乗算器４２に入力される。サンプル値ｘ（０）は、現在の読み出し点（小数部は切り捨て）におけるサンプル値であり、サンプル値ｘ（１），ｘ（２），…ｘ（ｎ−１）は、現時点から（ｎ−１）点先までのサンプル値である。また、関数値ｇ（０），ｇ（１），ｇ（２），…ｇ（ｎ−１）は、式（３）からわかるように、位相ｐをインデックスとしてテーブル化が可能なので、図示しないＲＯＭにおけるルックアップテーブルに予め記憶されており、ここから読み出されて各１ビットΔΣ変調器４１で１ビット表現のデータに変換され、各乗算器４２に入力される。こうして、図２のブロック図に沿って補間処理部２の回路を構成し、サンプル値ｘ（ｎＴ）と関数値ｇ（ｎＴ）を適宜入力してゆくことにより、元のＰＣＭ波形に対する補間処理が行われ、補間処理部２から波長変換されたＰＣＭ信号が出力される。
【００２４】
なお、上記の例では、波長を伸張する（音のピッチを下げる）場合について述べたが、波長を縮小する（音のピッチを上げる）場合も、同様の原理に基づき補間処理を行うことができる。
【００２５】
図３は、１ビットΔΣ変調器４１の具体的構成を示すブロック図である。５０，５１は加算器、５２は遅延回路、５３は量子化器、５４はフィードバックゲインがτに設定されている乗算器である。遅延回路５２は、入力される信号を１サンプリング期間だけ保持し、次のサンプリングで、保持した信号を出力する。加算器５１と遅延回路５２は積分器５５を構成する。量子化器５３は、入力信号ｕがｕ≧０であれば、出力信号として１を出力し、入力信号ｕがｕ＜０であれば、出力信号として−１を出力する。したがって、１ビットΔΣ変調器４１の出力は、１か−１の２通りとなる。
【００２６】
このように、本実施形態においては、各乗算器４２の前段に１ビットΔΣ変調器４１をそれぞれ設け、関数値ｇ（０），ｇ（１），ｇ（２），…ｇ（ｎ−１）を１ビット変換してから乗算器４２に与えるようにしているので、各乗算器４２の入力は１と−１の２種類となる。このため、ｍ倍の乗算を行う乗算器４２での乗算結果はｍと−ｍの２通りしかない。したがって、乗算回路を単純な回路で構成して高速演算を行うことができ、従来の補間処理と比較して、コストを大幅に低減することが可能になる。また、関数値ｇは、前述のようにＲＯＭのルックアップテーブルから取得することができるので、式（２）の演算を行う回路も不要であり、全体的に回路規模を小さくすることができる。
【００２７】
図６は、図１におけるブロック３〜７の具体例を示す回路図である。時変フィルタ部３において、１０は、図１の補間処理部２から出力されるＰＣＭ信号と、乗算器１９の出力および後段の積分器３１の出力とを加算する加算器である。１１は、この加算器１０と後段の乗算器１２との間に設けられている１ビットΔΣ変調器であって、加算器１０の出力を１ビット信号に変換する。１２は、１ビットΔΣ変調器１１で１ビット信号に変換された出力に対して、所定の係数パラメータβを乗じる乗算器である。係数パラメータβは可変であり、図示しない時変制御部からの指令に基づいて変化する。
【００２８】
１３は、乗算器１２の出力と遅延回路１４の出力とを加算する加算器である。遅延回路１４は、入力される信号を１サンプリング期間だけ保持し、次のサンプリングで、保持した信号を出力するものである。加算器１３と遅延回路１４とは積分器３０を構成する。１５は、この積分器３０と後段の乗算器１６との間に設けられている１ビットΔΣ変調器であって、積分器３０の出力を１ビット信号に変換する。１６は、１ビットΔΣ変調器１５で１ビット信号に変換された出力に対して、係数パラメータβを乗じる乗算器である。係数パラメータβは上述したように可変であり、図示しない時変制御部からの指令に基づいて変化する。
【００２９】
１７は、乗算器１６の出力と遅延回路１８の出力とを加算する加算器である。遅延回路１８の機能は、上述した遅延回路１４の機能と同じである。加算器１７と遅延回路１８とは積分器３１を構成する。１９は、１ビットΔΣ変調器１５の出力にＱ値を乗じて加算器１０へフィードバックする乗算器であって、Ｑ値によってカットオフ周波数付近の音を強調して音色を変える、いわゆるレゾナンス効果を与えるためのものである。Ｑ値を決めるパラメータｑは可変となっている。
【００３０】
以上が時変フィルタ部３におけるデジタルフィルタの部分であるが、このようなデジタルフィルタは、１ビットΔΣ変調器１１，１５を除いて公知のものである。上述したように、乗算器１２，１６の係数パラメータβは可変となっており、これを時変制御部（図示省略）からの指令に基づいて変化させることにより、カットオフ周波数が係数パラメータβに応じて時間的に変化する。カットオフ周波数が低域側へ変化すると、カットされる倍音が多くなるので音色は暗くなり、反対に、カットオフ周波数が高域側へ変化すると、カットされる倍音が少なくなるので音色は明るくなる。
【００３１】
２０はセレクタであって、このセレクタ２０が実線の側に切り換えられている場合は、上で説明したフィルタ処理のされたＰＣＭ信号が選択される。この場合、積分器３１の出力端子ＬＰＦは、ローパスフィルタの端子となる。一方、セレクタ２０が破線の側にある場合は、１０〜１９の回路を通らずに素通りしたＰＣＭ信号が選択される。この場合は、フィルタ処理は行われない。
【００３２】
セレクタ２０の出力側には、１ビットΔΣ変調器２１が設けられている。１ビットΔΣ変調器２１は、セレクタ２０で選択された信号を１ビット信号に変換する。この１ビットΔΣ変調器２１の出力側には、セレクタ２２が設けられている。このセレクタ２２は、３つの端子を選択できるようになっており、図の位置においては、１ビットΔΣ変調器２１の出力が選択される。これらの端子のうち、ＨＰＦは１ビットΔΣ変調器１１の出力側から導出されたハイパスフィルタの端子であり、ＢＰＦは１ビットΔΣ変調器１５の出力側から導出されたバンドパスフィルタの端子である。すなわち、時変フィルタ部３では、セレクタ２０，２２の切換によって、ＰＣＭ信号に対してローパスフィルタ・ハイパスフィルタ・バンドパスフィルタ・素通りの４つのルートを選択することができる。
【００３３】
セレクタ２２の出力は、時変増幅部４に与えられる。時変増幅部４において、２３は左チャンネルのゲインを決定する乗算器であって、時変フィルタ部３の出力に対してゲインｇＬを乗算する。２４は右チャンネルのゲインを決定する乗算器であって、時変フィルタ部３の出力に対してゲインｇＲを乗算する。ゲインｇＬ，ｇＲは可変となっており、ゲインを時間的に変化させて減衰処理を行うことで最終的な音量を決定する。
【００３４】
時変増幅部４の出力は、ミキサ５に与えられる。ミキサ５において、２５は時変増幅部４からの左チャンネル信号と、他の楽音の左チャンネル信号とを加算する加算器である。２６は、加算器２５の出力側に設けられた１ビットΔΣ変調器であって、加算器２５の出力を１ビット信号に変換する。２７は時変増幅部４からの右チャンネル信号と、他の楽音の右チャンネル信号とを加算する加算器である。２８は、加算器２７の出力側に設けられた１ビットΔΣ変調器であって、加算器２７の出力を１ビット信号に変換する。
【００３５】
ミキサ５の１ビットΔΣ変調器２６（左チャンネル）から出力される１ビット信号は、アナログ・ローパスフィルタ６に与えられる。アナログ・ローパスフィルタ６は、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１から構成される低次のフィルタであり、左チャンネルの信号に対して後述する平均化処理を行うことにより、復調された楽音信号を出力する。また、ミキサ５の１ビットΔΣ変調器２８（右チャンネル）から出力される１ビット信号も、このフィルタ６と同じ構成を有するアナログ・ローパスフィルタに与えられる。
【００３６】
アナログ・ローパスフィルタ６から出力される楽音信号は、オーディオ出力部７に与えられる。オーディオ出力部７は、差動アンプＯＰ、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コイルＬ、コンデンサＣ２などからなるオーディオ回路と、スピーカ２９から構成されている。オーディオ出力部７では、入力される楽音信号がオーディオ回路で増幅され、楽音信号に基づきスピーカ２９から楽音が出力される。なお、図のオーディオ出力部７は左チャンネル用のものであるが、右チャンネルについても同じ構成のオーディオ出力部（図示省略）が設けられる。
【００３７】
図７は、図６における１ビットΔΣ変調器１１，２１の一例を示している。ここに示されているのは、無遅延のΔΣ変調器である。図７（ａ）はディザ処理のない場合の回路、図７（ｂ）はディザ処理のある場合の回路をそれぞれ示している。６０，６１，６３，６４は加算器、６２，６５，６７は遅延回路、６６は量子化器、６８はフィードバックゲインがτに設定されている乗算器である。加算器６１と遅延回路６２は積分器７０を構成し、加算器６４と遅延回路６５は積分器７１を構成する。図７（ｂ）における８０は加算器、８１はディザ処理用の擬似雑音源である。量子化器６６は、入力信号ｕがｕ≧０であれば、出力信号として１を出力し、入力信号ｕがｕ＜０であれば、出力信号として−１を出力する。したがって、１ビットΔΣ変調器の出力は、１か−１の２通りとなる。
【００３８】
図８は、図６における１ビットΔΣ変調器１５，２６，２８の一例を示している。図８において、図７と同一部分には同一符号を付してある。ここに示されているのは、遅延ありのΔΣ変調器である。遅延ありのΔΣ変調器は、図７のような無遅延のΔΣ変調器と比較して、遅延回路６７がない分、構成が簡単となる。図８（ａ）はディザ処理のない場合の回路、図８（ｂ）はディザ処理のある場合の回路をそれぞれ示している。６０，６１，６３，６４は加算器、６２，６５は遅延回路、６６は量子化器、６８はフィードバックゲインがτに設定されている乗算器である。加算器６１と遅延回路７０は積分器７０を構成し、加算器６４と遅延回路６５は積分器７２を構成する。図８（ｂ）における８０は加算器、８１はディザ処理用の擬似雑音源である。量子化器６６は、入力信号ｕがｕ≧０であれば、出力信号として１を出力し、入力信号ｕがｕ＜０であれば、出力信号として−１を出力する。したがって、１ビットΔΣ変調器の出力は、１か−１の２通りとなる。
【００３９】
以上のような１ビットΔΣ変調器を時変フィルタ部３に組み込むことにより、補間処理部２の場合と同様に、乗算器１２，１６を単純な回路で構成して高速演算を行うことができ、コストを大幅に低減することが可能になる。また、図６では、時変増幅部４の前段に１ビットΔΣ変調器２１が設けられているので、乗算器２３，２４の構成も簡単になる。さらには、ミキサ５にも１ビットΔΣ変調器２６，２８が設けられており、ミキサ５から１ビットの信号が出力されるので、マルチビット型の高価なＤ／Ａコンバータを用いなくても、安価なアナログ・ローパスフィルタ６によりＰＣＭ信号を復調することができる。
【００４０】
上記実施形態においては、波形データのサンプル値に対して畳み込み演算を行うにあたり、インパルス応答（ｓｉｎｃ関数）を用いたが、インパルス応答以外の関数（例えば正弦関数）を用いて補間処理を行うことも可能である。
【００４１】
また、上記実施形態においては、時変増幅部４の後段にミキサ５を設けた例を挙げたが、単音のみを出力する場合はミキサ５が不要なので、ミキサ５を省略した構成としてもよい。
【００４２】
また、上記実施形態においては、アナログの楽音信号を出力する例を挙げたが、本発明はデジタルの楽音信号を出力する場合にも適用が可能である。この場合は、アナログ・ローパスフィルタ６やオーディオ出力部７を省略して、時変増幅部４から直接デジタル出力を取り出すように構成することができる。
【００４３】
また、上記実施形態においては、波形メモリ１に記憶されている楽音信号としてＰＣＭ信号を例に挙げたが、本発明は、ＰＣＭ信号以外の楽音信号を用いる場合においても適用することができる。
【００４４】
さらに、上記実施形態においては、音として楽音を例に挙げたが、本発明は楽音に限らず、人の声（ボイス）や擬似音なども含むあらゆる音を生成する場合に適用することができ、さらには、音以外の波形を生成する場合にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の実施形態による音源用シンセサイザの全体構成を示すブロック図である。
【図２】補間処理部の具体的構成を示す図である。
【図３】１ビットΔΣ変調器の一例を示す図である。
【図４】理想ローパスフィルタの特性を示す図である。
【図５】畳み込み演算による補間処理の例を説明する図である。
【図６】時変フィルタ部以降の具体的構成を示す回路図である。
【図７】１ビットΔΣ変調器の一例を示す図である。
【図８】１ビットΔΣ変調器の一例を示す図である。
【図９】波長変換を説明する図である。
【図１０】波長変換を説明する図である。
【図１２】補間処理を説明する図である。
【図１１】２点直線補間の原理を説明する図である。
【符号の説明】
【００４６】
１    波形メモリ
２    補間処理部
３    時変フィルタ部
４    時変増幅部
５    ミキサ
６    アナログ・ローパスフィルタ
７    オーディオ出力部
４１  １ビットΔΣ変調器
４２  乗算器
４３  加算器
１００  波形生成装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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