(57)【要約】【課題】広い周波数帯域でフラットなゲイン特性を有する高周波用増幅回路を提供する。【解決手段】多段のトランジスタから構成され、入力端子から入力した信号を増幅して出力する増幅回路において、入力端子（Ｉｎ）として機能するベースから信号を入力してコレクタから第１の増幅信号を出力する初段トランジスタＱ１と、初段トランジスタＱ１が出力した第１の増幅信号をベースから入力してエミッタから反転信号を出力する後段トランジスタＱ２と、後段トランジスタＱ２が出力した反転信号を、直列に接続した帰還抵抗Ｒ５及び帰還コンデンサＣｆを介して入力端子（Ｉｎ）に帰還させる入力インピーダンス整合素子Ｚｆとを備えた。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
多段のトランジスタから構成され、信号の入力端子と増幅後の反転信号を出力する反転出力端子とを有する増幅回路において、
前記反転出力端子と前記入力端子との間に入力インピーダンス整合用の帰還抵抗と帰還コンデンサとを直列に接続した増幅回路。
【請求項２】
多段のトランジスタから構成され、入力端子から入力した信号を増幅して出力する増幅回路において、
前記入力端子として機能するベースから信号を入力してコレクタから第１の増幅信号を出力する初段トランジスタと、
前記初段トランジスタが出力した第１の増幅信号をベースから入力してエミッタ又はコレクタから反転信号を出力する第１の後段トランジスタと、
前記第１の後段トランジスタが出力した反転信号を、直列に接続した帰還抵抗と帰還コンデンサとを介して前記入力端子に帰還させる入力インピーダンス整合素子と、
を有する増幅回路。
【請求項３】
前記初段トランジスタが出力した第１の増幅信号をベースから入力し、エミッタ又はコレクタから信号を外部に出力する出力端子を有する第２の後段トランジスタを備えた請求項２に記載の増幅回路。
【請求項４】
複数の周波数帯域を含む信号から特定の周波数を選択してデータを取得する受信装置において、
前記複数の周波数帯域の信号を入力する入力端子と、
多段のトランジスタから構成され、前記入力端子と増幅後の反転信号を出力する反転出力端子との間に入力インピーダンス整合用の帰還抵抗と帰還コンデンサとを直列に接続した増幅回路と、
前記増幅回路が増幅した信号を分配するスプリッタと、
前記分配した信号から所定の周波数帯域の信号を抽出するバンドパスフィルタと、
前記抽出した信号の中から特定の周波数を選択し、その選択した周波数の信号に含まれるデータを取得するチューナーと、
を備える受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号の増幅を行う増幅回路及び受信装置に関し、特に、負帰還型の広帯域増幅回路及びその増幅回路を備えた受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、アンテナを介して受信した信号を増幅するための増幅回路が知られている。この従来の増幅回路のうち、初段にエミッタ接地回路を用い、後段にエミッタフォロワを用いた増幅回路について、図１１を用いて説明する。
【０００３】
図１１に示す増幅回路１１０は、初段のトランジスタにエミッタ接地回路を用い、後段のトランジスタにエミッタフォロワを用いたオープンゲインの増幅回路を示す図である。
【０００４】
図１１の増幅回路１１０における初段トランジスタＱ１０１は、ベース（入力端子）から高周波信号を入力し、コレクタから第１の増幅信号を出力するエミッタ接地回路を形成している。この初段トランジスタＱ１０１のコレクタから出力される第１の増幅信号は、後段トランジスタＱ１０２のベースに入力する。すると、後段トランジスタＱ１０２のエミッタからは、入力電圧に対してＡｖ≒Ｒ１０２／Ｒ１０３倍増幅された反転信号を得ることができる。
【０００５】
また、帰還抵抗と並列に容量を付加した負帰還増幅器の発明が知られている（例えば特許文献１参照。）。
【０００６】
特許文献１の図１に記載の負帰還増幅器は、高位電源端子と接地端子との間にコレクタ抵抗ＲC1とＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ1 とエミッタ抵抗ＲE1とを直列に接続したコレクタ負荷エミッタ接地の前段の増幅回路と、コレクタ抵抗ＲC2とＮＰＮトランジスタＱ2 とエミッタ抵抗ＲE2とからなる後段の増幅回路とを縦列に接続した増幅器である。そして、周波数帯域を広くするために、後段のエミッタ抵抗ＲE2と並列にエミッタピーキングキャパシタＣ1 を接続し、更に、後段のＮＰＮトランジスタＱ2 のエミッタと前段のＮＰＮトランジスタＱ1 のベースとの間に帰還抵抗ＲF1及び容量ＣF1を並列に接続して負帰還をかけている。
【特許文献１】特許第２７５２７９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、図１１に示した増幅回路１１０の入力インピーダンスは、初段トランジスタＱ１０１のベース抵抗ｒｂと、初段トランジスタＱ１０１の寄生容量Ｃπが並列接続として見えるために、増幅回路１１０の入力インピーダンスＳ１１は（ｒｂ／／１／（ω×Ｃπ））となる。このうち、寄生容量Ｃπのインピーダンスは１／（２×π×ｆ×Ｃπ）と表されるので、周波数ｆが高い領域では寄生容量Ｃπのインピーダンスが小さくなる。
【０００８】
一方、ベース抵抗ｒｂは周波数ｆに関係なくインピーダンスが高いので、周波数fが高くなると入力インピーダンスＳ１１に占める寄生容量Ｃπのインピーダンスが支配的となり、入力インピーダンスＳ１１は小さくなる。
【０００９】
そして、周波数ｆが低い領域では、ベース抵抗ｒｂのインピーダンス、及び寄生容量Ｃπのインピーダンス１／（ω×Ｃπ）共に高くなるので、入力インピーダンスＳ１１（ｒｂ／／１／（ω×Ｃπ））は高い値となる。このように、図１１に示す増幅回路１１０では、周波数に応じて入力インピーダンスが大きく変化するために、広帯域においてフラットなゲインを得ることができないという不具合を生じる。
【００１０】
図１１に示した増幅回路１１０において、周波数を４０ＭＨｚ（マークｍ１）から２．１ＧＨｚ（マークｍ２）まで変化させた場合の入力インピーダンスＳ１１のスミスチャートを図１２に示す。
【００１１】
図１２に示す計算結果によれば、Ｓ（１，１）＝０．８２７／−３．５３６（周波数４０ＭＨｚ、特性インピーダンス＝Ｚ０×（９．５４７−ｊ３．０７８））から、Ｓ（１，１）＝０．５４９／−１７１．４７４（２．１ＧＨｚ、特性インピーダンス＝Ｚ０×（０．２９３−ｊ０．０６８））まで、軌跡が円弧状に大きく変化しているのがわかる。
【００１２】
図１１に示した増幅回路１１０では、４０ＭＨｚ〜２.１ＧＨｚの間において、基準抵抗Ｚ０から、約１０×Ｚ０（図１２のマークｍ１）〜約０．３×Ｚ０（図１２のマークｍ２）倍まで入力インピーダンスＳ１１が変動している。したがって、図１１に示す増幅回路１１０では、入力インピーダンスＳ１１の値が大きく変化するので、ＦＭ帯域以下（４０ＭＨｚ〜）からＢＳ・ＣＳ帯域（〜２．１ＧＨｚ）までの広い周波数帯域で、フラットなゲインを得ることができないという不具合を生じる。
【００１３】
そのため従来は、広帯域でゲインを安定させるために、図１３に示すように初段トランジスタＱ１０１のベースに入力抵抗Ｒ１０１を挿入してインピーダンスマッチングを図る場合があった。ところが、図１３に示すように入力抵抗Ｒ１０１を挿入すると、雑音指数（Ｎｏｉｓｅ  Ｆｉｇｕｒｅ）が悪化するという不具合を生じていた。
【００１４】
また、特許文献１に記載の発明では、特許文献１の図２にも表されているように、特定の周波数帯において入力インピーダンスの山が見られ、負帰還増幅器のゲインにも同様の山が生じていたと考えられる。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するために請求項１の記載の増幅回路は、多段のトランジスタから構成され、信号の入力端子と増幅後の反転信号を出力する反転出力端子とを備え、反転出力端子と入力端子との間に入力インピーダンス整合用の帰還抵抗と帰還コンデンサとを直列に接続した。
【００１６】
また、請求項２に記載の増幅回路は、多段のトランジスタから構成され、増幅回路の入力端子として機能するベースから信号を入力してコレクタから第１の増幅信号を出力する初段トランジスタと、初段トランジスタが出力した第１の増幅信号をベースから入力してエミッタ又はコレクタから反転信号を出力する第１の後段トランジスタと、当該第１の後段トランジスタが出力した反転信号を直列に接続した帰還抵抗と帰還コンデンサとを介して入力端子に帰還させる入力インピーダンス整合素子とを備えた。
【００１７】
また、請求項３に記載の増幅回路は、初段トランジスタが出力した第１の増幅信号をベースから入力し、エミッタ又はコレクタから信号を外部に出力する出力端子を有する第２の後段トランジスタを備えた。
【００１８】
また、請求項４に記載の受信装置は、複数の周波数帯域を含む信号から特定の周波数を選択してデータを取得する受信装置において、前記複数の周波数帯域の信号を入力する入力端子と、前記入力端子と増幅後の反転信号を出力する反転出力端子との間に入力インピーダンス整合用の帰還抵抗と帰還コンデンサとを直列に接続した増幅回路と、前記増幅回路が増幅した信号を分配するスプリッタと、その分配した信号から所定の周波数帯域の信号を抽出するバンドパスフィルタと、前記抽出した信号の中から特定の周波数を選択し、その選択した周波数の信号に含まれるデータを取得するチューナーとを備えた。
【発明の効果】
【００１９】
請求項１及び請求項２に記載の発明によれば、反転出力端子と入力端子との間に入力インピーダンス整合用の帰還抵抗と帰還コンデンサとを直列に接続したので、雑音指数を悪化させることなく広帯域でインピーダンスマッチングすることが可能となる。これにより、増幅回路のゲインをよりフラットにすることができる。
【００２０】
また、請求項３に記載の増幅回路によれば、初段トランジスタが出力した第１の増幅信号をベースから入力し、エミッタ又はコレクタから信号を外部に出力する出力端子を有する第２の後段トランジスタを備えたので、帰還量に影響されない信号を出力することができる。
【００２１】
また、請求項４に記載の受信装置によれば、複数の周波数帯域を含む信号を入力する入力端子と反転出力端子との間に入力インピーダンス整合用の帰還抵抗と帰還コンデンサとを直列に接続した増幅回路と、前記増幅回路が増幅した信号を分配するスプリッタと、その分配した信号から所定の周波数帯域の信号を抽出するバンドパスフィルタと、前記抽出した信号の中から特定の周波数を選択し、その選択した周波数の信号に含まれるデータを取得するチューナーとを備えたので、各チューナーに供給する信号のレベルを揃えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
本発明の実施の形態に係る増幅回路は、信号の入力端子と増幅後の反転信号を出力する反転出力端子とを備え、反転出力端子と入力端子との間に入力インピーダンス整合用の帰還抵抗と帰還コンデンサとを直列に接続している。したがって、雑音指数を悪化させることなく広帯域でインピーダンスマッチングすることが可能となる。これにより、増幅回路のゲインをよりフラットにすることができる。
【００２３】
また、本発明の実施の形態に係る増幅回路は、入力端子として機能するベース端子から信号を入力してコレクタ端子から第１の増幅信号を出力する初段トランジスタと、初段トランジスタが出力した第１の増幅信号をベース端子から入力してエミッタ端子又はコレクタ端子から反転信号を出力する第１の後段トランジスタと、当該第１の後段トランジスタが出力した反転信号を直列に接続した帰還抵抗と帰還コンデンサとを介して入力端子に帰還させる入力インピーダンス整合素子とを備えている。したがって、増幅回路の雑音指数を悪化させることなく広帯域でインピーダンスマッチングすることが可能となる。これにより、増幅回路のゲインをよりフラットにすることができる。
【００２４】
また、本発明の増幅回路は、初段トランジスタが出力した第１の増幅信号をベースから入力し、エミッタ又はコレクタから信号を外部に出力する出力端子を有する第２の後段トランジスタを備えた。したがって、帰還量に影響されない信号を出力することができる。
【００２５】
また、本発明の受信装置は、複数の周波数帯域を含む信号を入力する入力端子と反転出力端子との間に入力インピーダンス整合用の帰還抵抗と帰還コンデンサとを直列に接続した増幅回路と、当該増幅回路が増幅した信号を分配するスプリッタと、その分配した信号から所定の周波数帯域の信号を抽出するバンドパスフィルタと、当該抽出した信号の中から特定の周波数を選択して、その選択した周波数の信号に含まれるデータを取得するチューナーとを備えたことにより、各チューナーに供給する信号のレベルを揃えることができる。
【００２６】
以下、本発明を実施するための最良の形態を、図面に基づき説明する。
【００２７】
高周波信号を増幅する増幅回路を備えた受信装置の使用例について、図１を用いて説明する。
【００２８】
図１は、テレビ受像機用の電波を複数種類のアンテナから受信して混合し、各周波数帯域毎に設けられているチューナーに分配する映像信号受信システムのブロック図である。
【００２９】
図１に示す映像信号受信システムには、ＢＳ放送の電波を受信するＢＳアンテナ２０と、地上波を受信するアンテナと、各アンテナから出力される各周波数帯域の放送信号を混合して出力する混合器２６と、各種放送の高周波信号を受信する受信装置２７とが設けられている。受信装置２７は、例えばテレビジョンセットやビデオ録画機、コンピュータ装置等の受信装置である。
【００３０】
受信装置２７には、混合された放送信号を入力して増幅する増幅器２８と、増幅された放送信号を各チューナー用に分配するスプリッタ３０と、分配された放送信号のうちそれぞれの周波数帯域のチューナー３４、４４、５４が利用する各周波数帯域の信号を抽出するバンドパスフィルタ３２、４２、５２と、その抽出した各周波数帯域の信号の中から特定の周波数を選択して、その選択した信号に含まれる映像、音声又はデータを取得するチューナー３４、４４、５４とが設けられている。
【００３１】
スプリッタ３０では、各アンテナから受信した信号を各チューナー３４、４４、５４に分配しているので、そのまま分配したのでは各チューナー３４、４４、５４に伝達される信号の振幅が減少し、ＳＮ比が悪化してしまう。そこで、スプリッタ３０の前段に増幅器２８を設けて映像信号を増幅し、各チューナー３４、４４、５４に分配するように構成している。
【００３２】
増幅器２８には、ＶＨＦ帯域（９０ＭＨｚ〜）からＢＳ・ＣＳ帯域（〜２．１ＧＨｚ）までの広い周波数帯の信号が入力される。したがって増幅器２８には、これらの広い帯域にわたってフラットなゲインで増幅する性能が要求される。この増幅器２８の回路について、図２を用いて説明する。
【００３３】
図２は、増幅器２８の回路図である。
【００３４】
図２に示すように、増幅器２８の増幅回路１０は、アンテナから入力した高周波信号をエミッタ接地の初段トランジスタＱ１のベース（入力端子（Ｉｎ））に入力して信号の増幅を行っている。この初段トランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ３を介してアースに接続し、コレクタは抵抗Ｒ２を介して電源Ｖｃに接続している。このように初段トランジスタＱ１を構成することによって、初段トランジスタＱ１のコレクタには、Ｖ２≒Ｖ１×（Ｒ２／Ｒ３）の第１の増幅信号が現れる。
【００３５】
次に、初段トランジスタＱ１のコレクタから出力された第１の増幅信号を後段トランジスタＱ２のベースに入力し、後段トランジスタＱ２のコレクタを電源Ｖｃに接続し、後段トランジスタＱ２のエミッタに定電流回路を接続してエミッタフォロワ回路を形成すると、後段トランジスタＱ２のエミッタからは、初段トランジスタＱ１のベースに入力した信号に対して反転増幅した電流出力が得られる。図２に示す実施形態では、この後段トランジスタＱ２のエミッタを出力端子（Ｏｕｔ）として用いている。
【００３６】
更に、図２に示す実施形態では、入力端子（Ｉｎ）の入力インピーダンスを整合させるために、後段トランジスタＱ２が出力した反転信号を、帰還抵抗Ｒ５と帰還コンデンサＣｆとを直列に接続した入力インピーダンス整合素子Ｚｆを介して、入力端子（Ｉｎ）に帰還させ、負帰還をかけるようにしている。
【００３７】
図２に示した増幅回路１０のゲインをＡｖ、入力信号をｓｉｎθとすると、出力端子（Ｏｕｔ）からは、Ｖｏ＝−Ａｖ×ｓｉｎθの信号が出力される。すると、帰還抵抗Ｒ５の両端には、入力信号ｓｉｎθと出力信号−Ａｖ×ｓｉｎθが加わることになる。入力信号ｓｉｎθと出力信号−Ａｖ×ｓｉｎθとは逆位相なので、図２に示す増幅回路１０では、帰還抵抗Ｒ５の入力端子側から１/（１＋Ａｖ）の点で仮想接地されたことになる。したがって、入力端子側から見ると帰還抵抗Ｒ５は、Ｒ５／（１＋Ａｖ）として見えることになる。
【００３８】
以上より、増幅回路１０の入力インピーダンスは、初段トランジスタＱ１のベース抵抗ｒｂと、寄生容量Ｃπと、Ｒ５／（１＋Ａｖ）を並列に接続した値として表されるので、周波数ｆが低い場合には、入力インピーダンスは（ｒｂ／／Ｒ５（１＋Ａｖ））として表され、周波数ｆが高い場合は、（１／（ω×Ｃπ）／／Ｒ５（１＋Ａｖ））として表すことができる。
【００３９】
増幅する信号の周波数が低い場合には、増幅回路１０の入力インピーダンスは帰還抵抗Ｒ５／（１＋Ａｖ）で制限されるため、低い周波数における入力インピーダンスの上昇を防ぎ、広帯域で入力インピーダンスをそろえることができる。また、帰還抵抗Ｒ５とＡｖを適宜調節することで、増幅回路１０の入力インピーダンスを最適化することが可能となる。
【００４０】
図３に、図２に示した増幅回路１０において、周波数を４０ＭＨｚ（マークｍ１）から２．１ＧＨｚ（マークｍ２）まで変化させた場合の入力インピーダンスＳ１１のスミスチャートを示す。
【００４１】
図３に示す計算結果によれば、Ｓ（１，１）＝０．４４０１／−４４．１１９（周波数４０ＭＨｚ、特性インピーダンス＝Ｚ０×（１．４５３−ｊ１．０９３））から、Ｓ（１，１）＝０．２８７／−１５８．６００（２．１ＧＨｚ、特性インピーダンス＝Ｚ０×（０．５６８−ｊ０．１３０））まで軌跡が変化しているのがわかる。
【００４２】
図１１に示したエミッタ接地形の増幅回路１１０では、４０ＭＨｚ〜２.１ＧＨｚの間において、基準抵抗Ｚ０から、約１０×Ｚ０（図１２のマークｍ１）〜約０．３×Ｚ０（図１２のマークｍ２）倍入力インピーダンスＳ１１が変動していた。しかし、図２に示す増幅回路１０では、４０ＭＨｚ〜２.１ＧＨｚの間において、基準抵抗Ｚ０から約１.８×Ｚ０（図３のマークｍ１）〜０.５８×Ｚ０（図３のマークｍ２）倍しか変動しなくなる。したがって、図２に示す増幅回路１０では、図１１に示したエミッタ接地形の増幅回路１１０と比較して、入力インピーダンスＳ１１の値の変化を減少させることができるので、ＦＭ帯域以下（４０ＭＨｚ〜）からＢＳ・ＣＳ帯域（〜２．１ＧＨｚ）までの広い周波数帯域で、よりフラットなゲインを得ることができる。
【００４３】
次に、本発明の実施形態に係る増幅回路１０の雑音指数ＮＦについて説明する。
【００４４】
図４は、一般的な負帰還増幅回路６０を示す図である。一般的な負帰還増幅回路６０は、入力端子（Ｉｎ）とその出力端子（Ｏｕｔ）との間を帰還素子Ｒ６で接続した形で表すことができる。
【００４５】
次に、図４に示した負帰還増幅回路６０における雑音源の平均値を、Ｖｉｎ２（Ａｖ）、Ｉｉｎ２（Ａｖ）、Ｉｒ６２（Ａｖ）として表した負帰還増幅回路６２を図５に示す。また、図５に示した雑音源について入力換算した負帰還増幅回路６４を図６に示す。この図６に示す入力換算雑音源（Ｉｉ１）は、下記の（式１）で表すことができる。
Ｉｉ１＝Ｉｉｎ＋Ｖｉｎ／Ｒ６＋Ｉｒ６      …(式１）
上記（式１）の雑音源がそれぞれ独立しているとすると、雑音源の平均値Ｉｉ１２（Ａｖ）は以下の（式２）で表すことができる。
Ｉｉ１２（Ａｖ）＝Ｉｉｎ２（Ａｖ）＋Ｖｉｎ２（Ａｖ）／Ｒ６2＋４ＫＴΔｆ／Ｒ６
…（式２）
次に、入力端子（Ｉｎ）とアースとの間にインピーダンスマッチング用の抵抗Ｒ７を挿入することにより、インピーダンスのマッチングを図った従来の負帰還増幅回路６６を図７に示す。また、図７に示した負帰還増幅回路６６に、雑音源の平均値Ｖｉｎ２（Ａｖ）と、Ｉｉｎ２（Ａｖ）と、抵抗Ｒ７により発生する雑音源の平均値Ｉｒ７２（Ａｖ）とを追加した負帰還幅回路６７を図８に示す。また、図７に示した抵抗Ｒ７の雑音源を入力換算した負帰還増幅回路６８を図９に示す。
【００４６】
図９は、図７に示す負帰還増幅回路６６において、入力雑音源Ｖｉｎ２（Ａｖ）、Ｉｉｎ２（Ａｖ）に加え、Ｒ７により発生する雑音を入力換算した負帰還増幅回路６８を示す図である。入力換算雑音源の平均値Ｉｉ２２（Ａｖ）は、上記の（式２）を用いて、以下の（式３）として表すことができる。
Ｉｉ２２（Ａｖ）＝Ｉｉｎ２（Ａｖ）＋Ｖｉｎ２（Ａｖ）／Ｒ７2＋４ＫＴΔｆ／Ｒ７
…（式３）
上記（式２）及び（式３）より、負帰還増幅回路６８において発生する雑音は、それぞれの抵抗Ｒ６及びＲ７の逆数で増加することがわかる。なお、本発明の実施形態によれば、Ｒ７／Ｒ６の値の比は、１／（１＋Ａｖ）となる。したがって、図１３に示したように入力端子（Ｉｎ）とアースとの間に入力インピーダンス整合用の抵抗Ｒ１０１を接続するよりも、図２に示すように帰還抵抗Ｒ５と帰還コンデンサＣｆとを直列に接続した入力インピーダンス整合素子Ｚｆを挿入して負帰還をかけることにより、雑音指数を減少させることができる。
【００４７】
次に、本発明の実施形態に係る増幅回路の他の実施形態を図１０に示す。
【００４８】
図１０は、負帰還用の電力を出力する第１の後段トランジスタＱ２と、反転信号を外部に出力する第２の後段トランジスタＱ３とを独立して設けた増幅回路１２の実施形態を示す図である。
【００４９】
図１０に示すように、第１の後段トランジスタＱ２は、初段トランジスタＱ１が出力した第１の増幅信号をベースから入力してエミッタから反転信号を出力する。この第１の後段トランジスタＱ２が出力した反転信号は、帰還抵抗Ｒ５及び帰還コンデンサＣｆとから構成される入力インピーダンス整合素子Ｚｆと、定電流回路とに供給している。
【００５０】
更に、増幅回路１２では、外部に増幅後の信号を出力するために、初段トランジスタＱ１が出力した第１の増幅信号をベースから入力し、エミッタから信号を出力するための出力端子を有する第２の後段トランジスタＱ３を備えている。
【００５１】
このように、帰還用の電力を出力する第１の後段トランジスタＱ２と、外部に信号を出力する第２の後段トランジスタＱ３とを独立して設けることにより、信号の出力経路と負帰還経路とを独立させることが可能となる。すると、入力端子（Ｉｎ）から見た入力インピーダンスは、帰還抵抗Ｒ５及び帰還コンデンサＣｆにより定まり、出力端子（Ｏｕｔ）に接続されている負荷とは無関係となるので、入力インピーダンスＳ１１を安定させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】複数種類の周波数帯域を混合したテレビ受像用の信号を、各周波数帯域のチューナーに分配する映像信号受信システムのブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る増幅器２８の回路図である。
【図３】図２に示した増幅回路１０において、周波数を４０ＭＨｚ（マークｍ１）から２．１ＧＨｚ（マークｍ２）まで変化させた場合の入力インピーダンスＳ１１のスミスチャートである。
【図４】一般的な負帰還増幅回路６０の回路図である。
【図５】図４に示した負帰還増幅回路６０における雑音源を、Ｖｉｎ、Ｉｉｎを用いて表した負帰還増幅回路６２を示す図である。
【図６】図５に示した雑音源を、入力換算した負帰還増幅回路６４の図である。
【図７】入力端子（Ｉｎ）とアースとの間にインピーダンスマッチング用の抵抗Ｒ７を挿入してインピーダンスのマッチングを図った従来の負帰還増幅回路６６を示す図である。
【図８】図７に示した負帰還増幅回路６６に、抵抗Ｒ７により発生する雑音の平均値Ｉｒ７２（Ａｖ）を追記した図である。
【図９】図７に示した抵抗Ｒ７の雑音源を、入力換算した負帰還増幅回路６８の図である。
【図１０】本発明の実施形態に係る増幅回路の他の実施形態を示す図である。
【図１１】従来の増幅回路の回路図である。
【図１２】図１１に示した増幅回路１１０において、周波数を４０ＭＨｚ（マークｍ１）から２．１ＧＨｚ（マークｍ２）まで変化させた場合の入力インピーダンスＳ１１のスミスチャートである。
【図１３】広帯域でゲインを安定させるために、初段トランジスタＱ１０１のベースに入力抵抗Ｒ１０１を挿入してインピーダンスマッチングを図った回路図である。
【符号の説明】
【００５３】
１０、１２  増幅回路
２０  ＢＳアンテナ
２２  地上波アンテナ
２６  混合器
２７  受信装置
２８  増幅器
３０  スプリッタ
３４、４４、５４  チューナー
３２、４２、５２  バンドパスフィルタ
６０、６２、６４、６６、６８  負帰還増幅回路
１１０  増幅回路
Ｑ１  初段トランジスタ
Ｑ２  第１の後段トランジスタ
Ｑ３  第２の後段トランジスタ
Ｑ１０１  初段トランジスタ
Ｑ１０２  後段トランジスタ
Ｚｆ  入力インピーダンス整合素子
【図１】
2008099146.tif 000003
【図２】
2008099146.tif 000004
【図３】
2008099146.tif 000005
【図４】
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【図５】
2008099146.tif 000007
【図６】
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【図７】
2008099146.tif 000009
【図８】
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【図９】
2008099146.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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