(57)【要約】【課題】周波数の変化範囲を狭くするスイッチング素子が１個のスイッチング電源回路を提供する。【解決手段】１次側電圧共振回路と２次側共振回路を有するスイッチング電源回路であり、２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率である時比率が１以上に設定される。このようにして、スイッチング周波数の制御範囲を狭くでき、また、スイッチング素子Ｑ１がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。さらに、２次巻線Ｎ２２を設けて、各々の２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４の温度上昇を均一とする。【選択図】図１
2008099478.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、
前記直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線と前記１次巻線に対して磁気的に疎結合とされる複数個の２次巻線とを有するコンバータトランスと、
前記１次巻線の他方の巻端に接続されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、
前記複数個の２次巻線のいずれかに生じるインダクタとともに前記１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、
前記複数個の２次巻線に各々の入力側が接続される複数個の２次側整流素子と、
前記２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、
前記出力直流電圧の値を所定の値とするように、前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、
前記スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける前記複数個の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように前記複数個の２次巻線の各々の巻数が設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記複数個の２次巻線は、
各々の２次巻線に生じる電圧が加算されるように第１の２次巻線、第２の２次巻線、第３の２次巻線の順で直列に接続されて形成され、
前記２次側電圧共振回路は、前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線との両端に生じるインダクタと前記２次側電圧共振コンデンサとによって形成され、
前記第３の２次巻線の前記第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第１の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、
前記第１の２次巻線の前記第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第２の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、
前記第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子の各々の他方の極性端に第１の２次側平滑コンデンサの一方の端子が接続され、
前記第３の２次巻線と前記第２の２次巻線との接続点に第３の２次側整流素子の他方の極性端が接続され、
前記第１の２次巻線の前記第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第４の２次側整流素子の他方の極性端が接続され、
前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線との接続点に第２の２次側平滑コンデンサの一方の端子が接続され、
前記第３の２次側整流素子の一方の極性端に前記第４の２次側整流素子の一方の極性端と前記第１の２次側平滑コンデンサの他方の端子と前記第２の２次側平滑コンデンサの他方の端子とが接続されて、倍圧全波整流回路が形成され、
前記第１の２次側平滑コンデンサの両端から前記出力直流電圧を得ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記複数個の２次巻線は、
各々の２次巻線に生じる電圧が加算されるように第１の２次巻線と第２の２次巻線とが直列に接続されて形成され、
前記２次側電圧共振回路は、前記第１の２次巻線に生じるインダクタと前記２次側電圧共振コンデンサとによって形成され、
前記第２の２次巻線の前記第１の２次巻線と接続されない側の巻端に第１の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、
前記第１の２次側整流素子の他方の極性端に第１の２次側平滑コンデンサの一方の端子が接続され、
前記第１の２次側平滑コンデンサの他方の端子に前記第１の２次巻線の前記第２の２次巻線と接続されない側の巻端および第２の２次側平滑コンデンサの一方の端子が接続され、
前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線との接続点に第２の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、
前記第２の２次側整流素子の他方の極性端と前記第２の２次側平滑コンデンサの他方の端子とが接続されて、倍圧半波整流回路が形成され、
前記第１の２次側平滑コンデンサと前記第２の２次側平滑コンデンサとの直列接続の両端から前記出力直流電圧を得ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
さらに、２次側電圧共振コンデンサに直列接続される２次側インダクタを有し、前記２次側インダクタのインダクタンス値は、前記２次側電圧共振コンデンサと前記２次側平滑コンデンサの有する等価インダクタとによって生じるリンギングの発生を防止できる程度の小さなインダクタンス値とされることを特徴とする請求項２または請求項３の１項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記複数個の２次巻線は、
各々の２次巻線に生じる電圧が加算されるように第１の２次巻線と第２の２次巻線とが直列に接続されて形成され、
前記２次側電圧共振回路は、前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線との両端に生じるインダクタと前記２次側電圧共振コンデンサとによって形成され、
前記第２の２次巻線の前記第１の２次巻線と接続されない側の巻端に第１の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、
前記第１の２次巻線の前記第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第２の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、
前記第１の２次側整流素子の他方の極性端および前記第２の２次側整流素子の他方の極性端に２次側平滑コンデンサの一方の端子が接続され、
前記２次側平滑コンデンサの他方の端子に前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線との接続点が接続されて、両波整流回路が形成され、
前記２次側平滑コンデンサの両端から前記出力直流電圧を得ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記複数個の２次巻線は、
各々の２次巻線に生じる電圧が加算されるように第１の２次巻線と第２の２次巻線とが直列に接続されて形成され、
前記２次側電圧共振回路は、前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線との両端に生じるインダクタと前記２次側電圧共振コンデンサとによって形成され、
前記第２の２次巻線の前記第１の２次巻線と接続されない側の巻端に第１の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、
前記第１の２次巻線の前記第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第２の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、
前記第１の２次側整流素子の他方の極性端に前記第２の２次側整流素子の他方の極性端と第１の２次側平滑コンデンサの一方の端子とが接続され、
前記第１の２次側平滑コンデンサの他方の端子に第２の２次側平滑コンデンサの一方の端子と前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線との接続点とが接続され、
前記第２の２次巻線の前記第１の２次巻線と接続されない側の巻端に第３の２次側整流素子の他方の極性端が接続され、
前記第１の２次巻線の前記第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第４の２次側整流素子の他方の極性端が接続され、
前記第３の２次側整流素子の一方の極性端に前記第４の２次側整流素子の一方の極性端と第１の２次側平滑コンデンサの他方の端子とが接続されて、二組の両波整流回路が形成され、
前記第１の２次側平滑コンデンサの両端から前記出力直流電圧を得、前記第２の２次側平滑コンデンサの両端から前記出力直流電圧と極性が異なる電圧を得ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、
前記直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線と、前記１次巻線に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される第１の２次巻線と第２の２次巻線と、を有するコンバータトランスと、
前記１次巻線の他方の巻端に接続されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、
前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線との直列接続の両端に生じるインダクタとともに前記１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、
前記第１の２次巻線に入力側が接続される２次側整流素子と、
前記２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、
前記出力直流電圧の値を所定の値とするように、前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備えるスイッチング電源回路。
【請求項８】
前記第１の２次巻線のいずれか一方の巻端に２次側整流素子の一方の極性端が接続され、
前記２次側整流素子の他方の極性端と前記第１の２次巻線の他方の巻端との間に２次側平滑コンデンサが接続されて、半波整流回路が形成され、
前記２次側平滑コンデンサの両端から前記出力直流電圧を得ることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
前記第１の２次巻線の一方の巻端に第１の２次側整流素子の一方の極性端と第２の２次側整流素子の他方の極性端とが接続され、
前記第１の２次側整流素子の他方の極性端に第１の２次側平滑コンデンサの一方の端子が接続され、
前記第１の２次側平滑コンデンサの他方の端子に前記第１の２次巻線の他方の巻端と第２の２次側平滑コンデンサの一方の端子とが接続され、
前記第２の２次側平滑コンデンサの他方の端子と前記第２の２次側整流素子の一方の極性端が接続されて、倍圧半波整流回路が形成され、
前記第１の２次側平滑コンデンサと前記第２の２次側平滑コンデンサとの直列接続の両端から前記出力直流電圧を得ることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】
前記第１の２次巻線に一方の巻端にブリッジ接続とされた２次側整流素子の一方の入力側が接続され、
前記第１の２次巻線の他方の巻端に前記ブリッジ接続とされた２次側整流素子の他方の入力側が接続され、
前記ブリッジ接続とされた２次側整流素子の出力側に２次側平滑コンデンサが接続されて、全波整流回路が形成され、
前記２次側平滑コンデンサの両端から前記出力直流電圧を得ることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】
前記第１の２次巻線の一方の巻端に第１の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、
前記第１の２次巻線の他方の巻端に第２の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、
第１の２次側整流素子の他方の極性端および第２の２次側整流素子の他方の極性端と前記第１の２次巻線の中間タップとの間に２次側平滑コンデンサが接続されて、両波整流回路が形成され、
前記２次側平滑コンデンサの両端から前記出力直流電圧を得ることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１２】
１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、
前記直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線と、前記１次巻線に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される第１の２次巻線と第２の２次巻線と、を有するコンバータトランスと、
前記１次巻線の他方の巻端に接続されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、
前記第１の２次巻線と並列に接続され、第１のインダクタと第２のインダクタとが接続される接続点を有する倍電流インダクタと、
前記第１の２次巻線に生じるインダクタおよび倍電流インダクタとともに前記１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、
前記第２の２次巻線の前記第１の２次巻線が接続されない側の巻端に一方の極性端が接続される第１の２次側整流素子と、
前記第１の２次巻線の前記第２の２次巻線が接続されない側の巻端に一方の極性端が接続される第２の２次側整流素子と、
前記第１の２次側整流素子の他方の極性端および第２の２次側整流素子の他方の極性端と前記倍電流インダクタの接続点との間に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、
前記出力直流電圧の値を所定の値とするように、前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、
前記スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける前記第１の２次側整流素子および前記第２の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように前記第１の２次巻線の巻数と前記第２の巻線の巻数とが設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項１３】
１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、
前記直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線と前記１次巻線に対して磁気的に疎結合とされる２次巻線とを有するコンバータトランスと、
前記１次巻線の他方の巻端に接続されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、
前記２次巻線と並列に接続され、第１のインダクタと第２のインダクタとを接続する接続点を有する倍電流インダクタと、
前記２次巻線に生じるインダクタおよび前記倍電流インダクタとともに前記１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、
前記２次巻線の一方の巻端に一方の極性端が接続される第１の２次側整流素子と、
前記２次巻線の他方の巻端に一方の極性端が接続される第２の２次側整流素子と、
前記第１の２次側整流素子の他方の極性端および第２の２次側整流素子の他方の極性端と前記倍電流インダクタの接続点との間に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、
前記出力直流電圧の値を所定の値とするように、前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、
前記スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける前記第１の２次側整流素子および前記第２の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタの各々のインダクタンス値が設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項１４】
１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、
前記直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線と、前記１次巻線に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される第１の２次巻線と第２の２次巻線と、を有するコンバータトランスと、
前記１次巻線の他方の巻端に接続されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、
前記第１の２次巻線と並列に接続され、第１のインダクタと第２のインダクタとを接続する接続点を有する倍電流インダクタと、
前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線との両端に生じるインダクタおよび前記倍電流インダクタとともに前記１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、
前記第１の２次巻線の一方の巻端に一方の極性端が接続される第１の２次側整流素子と、
前記第１の２次巻線の他方の巻端に一方の極性端が接続される第２の２次側整流素子と、
前記第１の２次側整流素子の他方の極性端および第２の２次側整流素子の他方の極性端と前記倍電流インダクタの接続点との間に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、
前記出力直流電圧の値を所定の値とするように、前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、
前記スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける前記第１の２次側整流素子および前記第２の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタの各々のインダクタンス値が設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項１５】
前記第１のインダクタと第２のインダクタとが磁気的に加極性となるように磁気結合されることを特徴とする請求項１２ないし請求項１４の１項に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路とされている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用されている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータの方式としては、種々の方式、例えば、スイッチング素子を２個とするハーフブリッジ方式、スイッチング素子を４個とするフルブリッジ方式、スイッチング素子を２個とするプッシュプル方式のＤＣ−ＤＣコンバータが用いられ、さらには、スイッチング素子を１個とする方式も用いられている。
【０００４】
スイッチング素子を１個とする方式のスイッチング電源回路の回路例としては、例えば、１次側に電圧共振形コンバータを備え、２次側に並列共振回路を備えた複合共振コンバータが知られている（特許文献１、非特許文献１を参照）。図３１に示す回路は、このような１個のスイッチング素子を用い、１次側に電圧共振回路を備え、２次側にも電圧共振回路を備えた電圧共振モードシングルエンデッド多重共振形コンバータの回路例である。
【０００５】
コンバータトランスＰＩＴは、図３２に示すごとくＥＥＲ型のフェライトコアに１次巻線と２次巻線とを巻回して形成され、ＥＥＲ型のフェライトコアの中央磁脚には１ｍｍ（ミリ・メータ）程度のギャップが設けられている。１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とは磁気的に疎結合とされ、結合係数は、０．８程度である。２次巻線の巻数は交流電圧である電圧Ｖ２（図３１を参照）に対して、３Ｖ／Ｔ（ボルト／ターン）程度に設定されている。２次側電圧共振コンデンサＣ２と２次巻線Ｎ２に生じるインダクタＬ２とで２次側並列共振回路が形成されている。一方、１次側電圧共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１に生じるインダクタＬ１とで１次側並列共振回路が形成されている。１次側並列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｏ１、２次側並列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｏ２であるとすると、共振周波数ｆｏ２＝０．８２×共振周波数ｆｏ１の関係が成立するように設定されていた。
【０００６】
より、具体的には、コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥＲ−３５（コア材名称）を用い、ギャップＧは１ｍｍ、結合係数ｋの値は０．８１、１次巻線Ｎ１の巻数は４３Ｔ（ターン）、２次巻線Ｎ２の巻数は４３Ｔ、インダクタＬ１のインダクタンス値は３３７μＨ（マイクロ・ヘンリ）、インダクタＬ２のインダクタンス値は３３７μＨ（マイクロ・ヘンリ）、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は６８００ｐＦ（ピコ・ファラッド）、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０１μＦ（マイクロ・ファラッド）であり、このときの共振周波数ｆｏ１の値は１０５ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）、共振周波数ｆｏ２の値は８７ｋＨｚである。また、出力直流電圧Ｅｏ（図３１を参照）の電圧は１３５Ｖ（ボルト）、負荷に供給される電力の範囲は電力２００Ｗ（ワット）から電力０Ｗの範囲であり、入力交流電圧ＶＡＣ（図３１を参照）の実効電圧値は電圧９０Ｖから電圧１１０の範囲である。
【０００７】
図３３はこのスイッチング電源回路の特性を示すものである。横軸は負荷電力であり、縦軸は電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ１（図３１を参照）のオン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）の各々を示すものである。このときの入力交流電圧ＶＡＣは１００Ｖとした。
【０００８】
図３４はこのスイッチング電源回路の要部の波形を示すものである。図３４の上から下に向かい、電圧Ｖ１（図３１を参照）、電流ＩＱ１（図３１を参照）、電流Ｉ１（図３１を参照）、電流Ｉ２（図３１を参照）、電圧Ｖ２（図３１を参照）、電流Ｉ３（図３１を参照）の各々をスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期で示すものである。このときの入力交流電圧ＶＡＣは１００Ｖ、負荷電力は電力２００Ｗとした。
【０００９】
図３５も同様にこのスイッチング電源回路の要部の波形を示すものである。図３４の上から下に向かい、電圧Ｖ１（図３１を参照）、電流ＩＱ１（図３１を参照）、電流Ｉ１（図３１を参照）、電流Ｉ２（図３１を参照）、電圧Ｖ２（図３１を参照）、電流Ｉ３（図３１を参照）の各々をスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期で示すものである。このときの入力交流電圧ＶＡＣは１００Ｖ、負荷電力は電力０Ｗとした。
【００１０】
図３３のグラフが示すように、負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は９６ｋＨｚから２０４ｋＨｚの範囲で変化をして、周波数の変化範囲である制御範囲Δｆｓの値は１０８ｋＨｚである。また、時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）は１．８２から０．３６の範囲で変化する。このスイッチング周波数ｆｓと時比率とは制御回路１で制御をしている。
【００１１】
また、２次側平滑コンデンサＣｏ（図３１を参照）には等価インダクタ（ＥＳＬ）が存在するために整流電流である電流Ｉ３には約、１．５ＭＨｚの高周波のリンギングが生じている。このリンギングは上述した２次側平滑コンデンサＣｏの等価インダクタと２次側電圧共振コンデンサＣ２とによって生じるものであり、このリンギング成分はノイズを発生することとなる。
【特許文献１】特開２０００−３２４８３１号公報
【非特許文献１】安村昌之「直交トランスによる複合制御方式複合共振コンバータ回路（２）電子情報通信学会  信学技報  ＥＥ９９−１、１９９５年５月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述したスイッチング電源回路では、制御範囲Δｆｓの値が広範囲であり、また、時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）も広範囲に変化して、市販の制御用のＩＣを制御回路として用いることが困難であった。このために、専用の回路を新たに設計せざるを得ず、スイッチング電源回路の価格は高価なものとなってしまった。
【００１３】
また、２次側平滑コンデンサの等価インダクタと２次側電圧共振コンデンサとによって生じるリンギング成分がノイズを発生するという問題を有している。
【００１４】
本発明は、上述した課題を解決して、スイッチング素子を１個としながらも制御範囲の値を狭くし、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとするスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
第１発明のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線と前記１次巻線に対して磁気的に疎結合とされる複数個の２次巻線とを有するコンバータトランスと、前記１次巻線の他方の巻端に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、前記複数個の２次巻線のいずれかに生じるインダクタとともに前記１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、前記複数個の２次巻線に各々の入力側が接続される複数個の２次側整流素子と、前記２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように、前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、前記スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける前記複数個の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように前記複数個の２次巻線の各々の巻数が設定される。
【００１６】
このスイッチング電源回路では、１次巻線に対して磁気的に疎結合とされる複数個の２次巻線とを有するコンバータトランスと、スイッチング素子と、発振・ドライブ回路と、１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側電圧共振コンデンサと、複数個の２次巻線のいずれかに生じるインダクタとともに前記１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、を備える。そして、スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率が１以上に設定されるので、スイッチング周波数の制御範囲と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。また、スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける複数個の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように複数個の２次巻線の各々の巻数が設定されるので、２次側整流素子の各々に生じる損失は略均一なものとできる。
【００１７】
第２発明のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線と、前記１次巻線に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される第１の２次巻線と第２の２次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記１次巻線の他方の巻端に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、前記第１の２次巻線と前記第２の２次巻線との直列接続の両端に生じるインダクタとともに前記１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、前記第１の２次巻線に入力側が接続される２次側整流素子と、前記２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように、前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備える。
【００１８】
このスイッチング電源回路では、１次巻線に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される第１の２次巻線と第２の２次巻線を有するコンバータトランスと、スイッチング素子と、発振・ドライブ回路と、１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側電圧共振コンデンサと、第１の２次巻線と第２の２次巻線との直列接続の両端に生じるインダクタとともに１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサとを備える。そして、スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率が１以上に設定されるので、スイッチング周波数の制御範囲と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。さらに、リンギングを防止できる。
【００１９】
第３発明のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線と、前記１次巻線に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される第１の２次巻線と第２の２次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記１次巻線の他方の巻端に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、前記第１の２次巻線と並列に接続され、第１のインダクタと第２のインダクタとが接続される接続点を有する倍電流インダクタと、前記第１の２次巻線に生じるインダクタおよび倍電流インダクタとともに前記１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、前記第２の２次巻線の前記第１の２次巻線が接続されない側の巻端に一方の極性端が接続される第１の２次側整流素子と、前記第１の２次巻線の前記第２の２次巻線が接続されない側の巻端に一方の極性端が接続される第２の２次側整流素子と、前記第１の２次側整流素子の他方の極性端および第２の２次側整流素子の他方の極性端と前記倍電流インダクタの接続点との間に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように、前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、前記スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける前記第１の２次側整流素子および前記第２の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように前記第１の２次巻線の巻数と前記第２の巻線の巻数とが設定される
【００２０】
このスイッチング電源回路では、１次巻線に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される第１の２次巻線と第２の２次巻線を有するコンバータトランスと、スイッチング素子と、発振・ドライブ回路と、１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側電圧共振コンデンサと、第１の２次巻線に生じるインダクタとともに１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサとを備える。そして、スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率が１以上に設定されるので、スイッチング周波数の制御範囲と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。さらに、スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように第１の２次巻線の巻数と第２の巻線の巻数とが設定されるので、２次側整流素子の各々に生じる損失は略均一なものとできる。
【００２１】
第４発明のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線と前記１次巻線に対して磁気的に疎結合とされる２次巻線とを有するコンバータトランスと、前記１次巻線の他方の巻端に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、前記２次巻線と並列に接続され、第１のインダクタと第２のインダクタとを接続する接続点を有する倍電流インダクタと、前記２次巻線に生じるインダクタおよび前記倍電流インダクタとともに前記１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、前記２次巻線の一方の巻端に一方の極性端が接続される第１の２次側整流素子と、前記２次巻線の他方の巻端に一方の極性端が接続される第２の２次側整流素子と、前記第１の２次側整流素子の他方の極性端および第２の２次側整流素子の他方の極性端と前記倍電流インダクタの接続点との間に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように、前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、前記スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける前記第１の２次側整流素子および前記第２の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタの各々のインダクタンス値が設定される。
【００２２】
このスイッチング電源回路では、１次巻線に対して磁気的に疎結合とされる２次巻線を有するコンバータトランスと、スイッチング素子と、発振・ドライブ回路と、１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側電圧共振コンデンサと、２次巻線と並列に接続され、第１のインダクタと第２のインダクタとを接続する接続点を有する倍電流インダクタと、２次巻線に生じるインダクタおよび倍電流インダクタとともに１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、を備える。そして、スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率が１以上に設定されるので、スイッチング周波数の制御範囲と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。さらに、スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように第１のインダクタおよび第２のインダクタの各々のインダクタンス値が設定されるので、２次側整流素子の各々に生じる損失は略均一なものとできる。
【００２３】
第５発明のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線と、前記１次巻線に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される第１の２次巻線と第２の２次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記１次巻線の他方の巻端に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、第１の２次巻線と並列に接続され、第１のインダクタと第２のインダクタとを接続する接続点を有する倍電流インダクタと、第１の２次巻線と第２の２次巻線との両端に生じるインダクタおよび倍電流インダクタとともに１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、第１の２次巻線の一方の巻端に一方の極性端が接続される第１の２次側整流素子と、前記第１の２次巻線の他方の巻端に一方の極性端が接続される第２の２次側整流素子と、前記第１の２次側整流素子の他方の極性端および第２の２次側整流素子の他方の極性端と前記倍電流インダクタの接続点との間に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように、前記スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、前記スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける前記第１の２次側整流素子および前記第２の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタの各々のインダクタンス値が設定される。
【００２４】
このスイッチング電源回路では、１次巻線に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される第１の２次巻線と第２の２次巻線を有するコンバータトランスと、スイッチング素子と、発振・ドライブ回路と、１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側電圧共振コンデンサと、２次巻線と並列に接続され、第１のインダクタと第２のインダクタとを接続する接続点を有する倍電流インダクタと、２次巻線に生じるインダクタおよび倍電流インダクタとともに１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、を備える。そして、スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率が１以上に設定されるので、スイッチング周波数の制御範囲と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。さらに、スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように第１のインダクタおよび第２のインダクタの各々のインダクタンス値が設定されるので、２次側整流素子の各々に生じる損失は略均一なものとできる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、スイッチング素子を１個として、制御範囲の値を狭くし、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとするスイッチング電源回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本発明を実施するための最良の形態（以下、実施形態という）について説明する。
【００２７】
（第１実施形態のスイッチング電源回路）
第１実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線と１次巻線に対して磁気的に疎結合とされる複数個の２次巻線とを有するコンバータトランスと、１次巻線の他方の巻端に接続されるスイッチング素子と、スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、複数個の２次巻線のいずれかに生じるインダクタとともに１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、複数個の２次巻線に各々の入力側が接続される複数個の２次側整流素子と、２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、出力直流電圧の値を所定の値とするように、スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、スイッチング素子をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける複数個の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように複数個の２次巻線の各々の巻数が設定されるものである。
【００２８】
第１実施形態のスイッチング電源回路においては、２次側整流素子と２次側平滑ココンデンサとで形成される２次側整流回路および２次側電圧共振回路については、様々な変形例が可能である。
【００２９】
例えば、複数個の２次巻線は、各々の２次巻線に生じる電圧が加算されるように第１の２次巻線、第２の２次巻線、第３の２次巻線の順で直列に接続されて形成され、２次側電圧共振回路は、第１の２次巻線と第２の２次巻線との両端に生じるインダクタと２次側電圧共振コンデンサとによって形成され、第３の２次巻線の第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第１の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、第１の２次巻線の第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第２の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、第１の２次側整流素子および第２の２次側整流素子の各々の他方の極性端に第１の２次側平滑コンデンサの一方の端子が接続され、第３の２次巻線と第２の２次巻線との接続点に第３の２次側整流素子の他方の極性端が接続され、第１の２次巻線の第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第４の２次側整流素子の他方の極性端が接続され、第１の２次巻線と第２の２次巻線との接続点に第２の２次側平滑コンデンサの一方の端子が接続され、第３の２次側整流素子の一方の極性端に第４の２次側整流素子の一方の極性端と第１の２次側平滑コンデンサの他方の端子と第２の２次側平滑コンデンサの他方の端子とが接続されて、倍圧全波整流回路が形成され、第１の２次側平滑コンデンサの両端から出力直流電圧を得るものであっても良い。
【００３０】
また、複数個の２次巻線は、各々の２次巻線に生じる電圧が加算されるように第１の２次巻線と第２の２次巻線とが直列に接続されて形成され、２次側電圧共振回路は、第１の２次巻線に生じるインダクタと２次側電圧共振コンデンサとによって形成され、第２の２次巻線の第１の２次巻線と接続されない側の巻端に第１の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、第１の２次側整流素子の他方の極性端に第１の２次側平滑コンデンサの一方の端子が接続され、第１の２次側平滑コンデンサの他方の端子に第１の２次巻線の第２の２次巻線と接続されない側の巻端および第２の２次側平滑コンデンサの一方の端子が接続され、第１の２次巻線と第２の２次巻線との接続点に第２の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、第２の２次側整流素子の他方の極性端と第２の２次側平滑コンデンサの他方の端子とが接続されて、倍圧半波整流回路が形成され、第１の２次側平滑コンデンサと第２の２次側平滑コンデンサとの直列接続の両端から出力直流電圧を得るものであっても良い。
【００３１】
また、２次側電圧共振コンデンサには、さらに、２次側インダクタを直列に接続して、２次側電圧共振コンデンサと２次側平滑コンデンサの有する等価インダクタとによって生じるリンギングの発生を防止するようにしても良い。この場合に、２次側インダクタのインダクタンス値は、２次側電圧共振コンデンサと２次側平滑コンデンサの有する等価インダクタとによって生じるリンギングの発生を防止できる程度の小さなインダクタンス値とされるものである。
【００３２】
また、複数個の２次巻線は、各々の２次巻線に生じる電圧が加算されるように第１の２次巻線と第２の２次巻線とが直列に接続されて形成され、２次側電圧共振回路の共振周波数は、第１の２次巻線と第２の２次巻線との両端に生じるインダクタと２次側電圧共振コンデンサとによって形成されるようにしても良く、第２の２次巻線の第１の２次巻線と接続されない側の巻端に第１の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、第１の２次巻線の第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第２の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、第１の２次側整流素子の他方の極性端および第２の２次側整流素子の他方の極性端に２次側平滑コンデンサの一方の端子が接続され、２次側平滑コンデンサの他方の端子に第１の２次巻線と第２の２次巻線との接続点が接続されて、両波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサの両端から出力直流電圧を得るものであっても良い。
【００３３】
また、複数個の２次巻線は、各々の２次巻線に生じる電圧が加算されるように第１の２次巻線と第２の２次巻線とが直列に接続されて形成され、２次側電圧共振回路は、第１の２次巻線と第２の２次巻線との両端に生じるインダクタと２次側電圧共振コンデンサとによって形成されるようにしても良く、第２の２次巻線の第１の２次巻線と接続されない側の巻端に第１の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、第１の２次巻線の第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第２の２次側整流素子の一方の極性端が接続され、第１の２次側整流素子の他方の極性端に第２の２次側整流素子の他方の極性端と第１の２次側平滑コンデンサの一方の端子とが接続され、第１の２次側平滑コンデンサの他方の端子に第２の２次側平滑コンデンサの一方の端子と第１の２次巻線と第２の２次巻線との接続点とが接続され、第２の２次巻線の第１の２次巻線と接続されない側の巻端に第３の２次側整流素子の他方の極性端が接続され、第１の２次巻線の第２の２次巻線と接続されない側の巻端に第４の２次側整流素子の他方の極性端が接続され、第３の２次側整流素子の一方の極性端に第４の２次側整流素子の一方の極性端と第１の２次側平滑コンデンサの他方の端子とが接続されて、二組の両波整流回路が形成され、第１の２次側平滑コンデンサの両端から出力直流電圧を得、第２の２次側平滑コンデンサの両端から出力直流電圧と極性が異なる別の電圧を得るものであっても良い。
【００３４】
第１実施形態のスイッチング電源回路について、図１ないし図１０を参照して説明する。
【００３５】
図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線Ｎ１と１次巻線に対して磁気的に疎結合、例えば結合係数が０．７以下とされる各々の２次巻線に生じる電圧が加算されるように２次巻線Ｎ２１、２次巻線Ｎ２２、２次巻線Ｎ２３の順で直列に接続されて形成される複数個の２次巻線とを有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の他方の巻端に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じるインダクタＬ１とともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、２次巻線Ｎ２１および２次巻線Ｎ２２に生じるインダクタとともに１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサＣ２と、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするように、スイッチング素子のオン時間ＴＯＮとオフ時間との比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備える。また、後述する２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４と２次側平滑コンデンサＣｏ１および２次側平滑コンデンサＣｏ２とで形成される２次側整流回路を備える
【００３６】
ここで、スイッチング素子Ｑ１をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける複数個の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しくするように２次巻線２１、２次巻線２２、２次巻線２３、の各々の巻数が設定されるものである。
【００３７】
２次側整流回路は、２次巻線Ｎ２３の２次巻線Ｎ２２と接続されない側の巻端に２次側整流素子Ｄｏ１のアノードが接続され、２次巻線Ｎ２１の２次巻線Ｎ２２と接続されない側の巻端に２次側整流素子Ｄｏ２のアノードが接続され、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２の各々のカソードに２次側平滑コンデンサＣｏ１の正極が接続され、２次巻線Ｎ２３と２次巻線Ｎ２２との接続点に２次側整流素子Ｄｏ３のカソードが接続され、２次巻線Ｎ２１の２次巻線Ｎ２２と接続されない側の巻端に２次側整流素子Ｄｏ４のカソードが接続され、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との接続点に２次側平滑コンデンサＣｏ２の正極が接続され、２次側整流素子Ｄｏ３のアノードに２次側整流素子Ｄｏ４のアノードと２次側平滑コンデンサＣｏ１の負極と２次側平滑コンデンサＣｏ２の負極とが接続されて、倍圧全波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサＣｏ１の両端から出力直流電圧Ｅｏを得るものである。
【００３８】
このようにして、スイッチング周波数の制御範囲Δｆｓの値と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。さらに、スイッチング素子Ｑ１をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４の各々を通過する電荷の量を略等しくするように２次巻線２１、２次巻線２２、２次巻線２３、の各々の巻数が設定されるので、２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４の各々における発熱を均一なものとできる。
【００３９】
また、図１に示す回路は、さらに、２次側電圧共振コンデンサＣ２に直列接続された２次側インダクタＬｏを有し、２次側電圧共振コンデンサＣ２と２次側インダクタＬｏの直列接続回路を２次巻線Ｎ２に並列接続して、リンギングの発生を抑えることができる。
【００４０】
図１に示すスイッチング電源回路の交流電源ＡＣ側から２次側に至るまでにおいて、交流電源ＡＣ側から１次側に至るまでを順に説明する。
【００４１】
スイッチング電源回路は、アクロスラインコンデンサＣＬ１、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、アクロスラインコンデンサＣＬ２を有するコモンモードフィルタを有している。このコモンモードフィルタの入力側であるアクロスラインコンデンサＣＬ１には、例えば、図示しないプラグが電源スイッチおよびヒューズを介して接続され、交流電源ＡＣと接続されたコンセントにこのプラグを挿入することによって交流電力がスイッチング電源回路に供給されるようになされている。
【００４２】
コモンモードフィルタの出力側（アクロスラインコンデンサＣＬ２の側）は１次側整流素子Ｄｉの入力側であるダイオードＤｉ１のアノードとダイオードＤｉ２のカソードとの接続点およびダイオードＤｉ３のアノードとダイオードＤｉ４のカソードとの接続点に接続されている。
【００４３】
１次側整流素子Ｄｉの出力側であるダイオードＤｉ１のカソードとダイオードＤｉ３のカソードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの正側の端子が接続され、ダイオードＤｉ２のアノードとダイオードＤｉ４のアノードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの負側の端子が接続されている。このようにして１次側整流平滑回路が形成され１次側平滑コンデンサの両端から直流電圧がプッシュプルコンバータに供給されるようになされている。
【００４４】
シングルエンデッドコンバータは、スイッチング素子Ｑ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１、制御回路１、発振・ドライブ回路２、コンバータトランスＰＩＴ、２次側電圧共振コンデンサＣ２、２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４、２次側平滑コンデンサＣｏ１、２次側平滑コンデンサＣｏ２、２次側インダクタＬｏを備えている。２次側整流素子Ｄｏ１は高速スイッチングダイオードである。
【００４５】
２次側整流回路は、上述したように、倍圧全波整流回路であり、２次側平滑コンデンサＣｏ１から出力直流電圧Ｅｏを得るようにしている。
【００４６】
スイッチング素子Ｑ１はＭＯＳ−ＦＥＴとされ、ボディダイオードＤＤ１は、ＭＯＳ―ＦＥＴの製造のプロセスにおいて形成されるダイオードである。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴの仕様としては、１０Ａ／９００Ｖとした。
【００４７】
コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、インダクタＬ１、インダクタＬ２１、インダクタＬ２２、インダクタＬ２３としても機能する。ここで、各々のインダクタは、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２１、２次巻線Ｎ２２および２次巻線Ｎ２３とが疎結合であることによって形成される漏れインダクタである。このような漏れインダクタをどのようにして形成するかについて、背景技術として図３２に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図を示して説明する。
【００４８】
図１に示すコンバータトランスＰＩＴは図３２に示すコンバータトランスＰＩＴと略同様の構成を有しているが、図３２に示す２次巻線Ｎ２の巻装領域に２次巻線Ｎ２１、２次巻線Ｎ２２および２次巻線Ｎ２３が巻装されており、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次側の巻装部として１次巻線Ｎ１、２次側の巻装部として２次巻線Ｎ２１、２次巻線Ｎ２２および２次巻線Ｎ２３が巻装されたボビンＢをＥＥ型コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１が一の領域に巻装され、２次巻線Ｎ２１、２次巻線Ｎ２２および２次巻線Ｎ２３がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴが構成される。
【００４９】
ここで、図３２に示すように、ギャップＧが存在するために、このギャップから磁束の一部が漏れ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２１、２次巻線Ｎ２２および２次巻線Ｎ２３との両方には鎖交しない磁束が発生して、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２１、２次巻線Ｎ２２および２次巻線Ｎ２３とは疎結合とされる。
【００５０】
このＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．６８が得られた。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。
【００５１】
１次巻線Ｎ１の巻数は５０Ｔ（ターン）とされ、２次巻線Ｎ２１および２次巻線Ｎ２２の巻数は各々１８Ｔ、２次巻線Ｎ２３の巻数は各々４Ｔ、とされ、２次巻線Ｎ２１、２次巻線Ｎ２２および２次巻線Ｎ２３には１Ｔ（ターン）当たり５Ｖ以上の電圧が発生するようにした。このときの出力直流電圧Ｅｏの値は１７５Ｖ（ボルト）を得るものとした。
【００５２】
１次側の接続態様について説明する。１次側平滑コンデンサＣｉとコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の一方の巻端とが接続され、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の他方の巻端はスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１のソースは１次側のグランドに接地されている。また、１次側電圧共振コンデンサＣ１はスイッチング素子Ｑ１のドレインとソース間に並列に接続されている。
【００５３】
また、スイッチング素子Ｑ１のゲートには発振・ドライブ回路２の出力が接続されている。発振・ドライブ回路２は、制御回路１からの出力に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲートを駆動する。
【００５４】
２次巻線Ｎ２１、２次巻線Ｎ２２および２次巻線Ｎ２３の接続態様について説明する。２次巻線Ｎ２１、２次巻線Ｎ２２および２次巻線Ｎ２３は電圧が加算されるように各々の巻線が巻回されている。このために、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との直列接続によって、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との両端から得られるインダクタンス値は、インダクタＬ２１とインダクタＬ２２に相互インダクタンスを加算した値となる。
【００５５】
２次側回路は以下のように働く、電圧Ｖ２（図１を参照）が正極性の場合には、２次巻線Ｎ２２から２次巻線Ｎ２３、２次側整流素子Ｄｏ１、２次側平滑コンデンサＣｏ１、２次側整流素子Ｄｏ４、２次巻線Ｎ２１、さらに、２次巻線Ｎ２２へと電流が流れる。また、２次側共振電流である電流Ｉ３が流れる。電圧Ｖ２が負極性の場合には、２次巻線Ｎ２１から、２次側整流素子Ｄｏ２、２次側平滑コンデンサＣｏ１、２次側整流素子Ｄｏ３、２次巻線Ｎ２２、さらに、２次巻線Ｎ２１へと電流が流れる。また、２次側共振電流である電流Ｉ３が流れる。このように正極性と負極性とで印加される電圧が２次巻線Ｎ２３の分異なる。よって、少なくとも２次巻線Ｎ２３の巻数を調整することによって電流Ｉ２と電流Ｉ４との割合を調整できる。
【００５６】
また、２次側平滑コンデンサＣｏ２には、正極性では、２次巻線Ｎ２１から２次側平滑コンデンサＣｏ２、２次側整流素子Ｄｏ４、さらに、２次巻線Ｎ２１へと電流が流れ、負極性では、２次巻線Ｎ２２から２次側平滑コンデンサＣｏ２、２次側整流素子Ｄｏ３、さらに、２次巻線Ｎ２２へと電流が流れ、２次側平滑コンデンサＣｏ２を充電する。２次側平滑コンデンサＣｏ２の電圧は、２次巻線Ｎ２１または２次巻線Ｎ２２および２次巻線Ｎ２３を介して加算される。
【００５７】
制御回路１は、２次側平滑コンデンサＣｏ１にその入力側を接続されており、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力（誤差電圧）を発振・ドライブ回路２に供給する。
【００５８】
このようなシングルエンデッドコンバータでは、主として、インダクタＬ１と１次側電圧共振コンデンサＣ１とによって１次側電圧共振回路が形成される。ここで、主としてとは、インダクタＬ１のインダクタンスと１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって１次側電圧共振回路の共振周波数ｆｏ１が概ね定まることを言うものである。例えば、１次側平滑コンデンサＣｉのキャパシタンス等も共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、１次側電圧共振回路を形成する要素とみなす必要性はない。ここで、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は７５００ｐＦとした。
【００５９】
また、主として、インダクタＬ２１とインダクタＬ２２のインダクタンスと相互インダクタンスと２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって２次側電圧共振回路が形成され、共振周波数ｆｏ２が定まる。ここで、主としてとは上述したと同様に、例えば、２次側インダクタＬｏ等も共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、２次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。ここで、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０３３μＦとした。
【００６０】
共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２との関係については、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定した。また、２次側インダクタＬｏの値は数μＨ以下、例えば、４．７μＨとされ、インダクタＬ２のインダクタンスの値に較べて非常に小さなものである。したがって、２次側インダクタＬｏは２次側電圧共振回路を構成する要素となるものの、２次側電圧共振回路の共振周波数にほとんど影響を与えるものではない。
【００６１】
２次側インダクタＬｏの奏する作用を説明する。２次側インダクタＬｏを設けない場合、すなわち、２次側インダクタＬｏに替えて導線を用いる場合には、図３４に示す電流Ｉ３から見てとれるように、１．５ＭＨｚ（メガ・ヘルッ）のリンギングが生じる。このリンギングは周波数が高いので、ノイズ成分としては有害なものである。例えば、交流電源ＡＣ側にこのノイズが漏れ、他の機器の動作に悪影響を与える。また、１次側整流回路を備えない、ＤＣ−ＤＣコンバータとして用いられる場合にも同様に入力のＤＣライン側に対してこのリンギングが悪影響を与える。
【００６２】
このようなリンギングが発生する原因は２次側平滑コンデンサＣｏに存する等価インダクタンス（ＥＳＬ）にある。２次側インダクタＬｏが無い場合には、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとこの等価インダクタンスとで形成される１．５ＭＨｚ近傍とされる共振周波数を有する共振回路を形成することとなり、スイッチングの動作によってこの共振回路を励振するためである。しかしながら、２次側インダクタＬｏがある場合には、後述する図２、図３に示すように、電流Ｉ２、電流Ｉ３および電流Ｉ４にリンギングが生じることはない。
【００６３】
図２に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図１を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図１を参照）、１次巻線Ｎ１に流れる電流である電流Ｉ１、２次巻線Ｎ２１に流れる正極性における電流である電流Ｉ２（図１を参照）、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２の両端の電圧である電圧Ｖ２（図１を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ２に流れる電流である電流Ｉ３（図１を参照）、２次巻線Ｎ２１に流れる負極性における電流である電流Ｉ４（図１を参照）の各々を示すものである。
【００６４】
図３に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図３の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【００６５】
図４は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【００６６】
図２ないし図４に示す実験データから図１に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は８０．６ｋＨｚから１２４．４ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは４３．８ｋＨｚとなる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは２．１から１．２８５の範囲で変化する。
【００６７】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．４Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は６８０Ｖである。
【００６８】
図１に示す第１実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第１実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【００６９】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、第１実施形態においては、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は６０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【００７０】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【００７１】
また、２次側インダクタＬｏを設ける場合には、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【００７２】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【００７３】
また、２次巻線Ｎ２３の巻数を適宜、調整することによって、電流Ｉ２と電流Ｉ４との面積を等しく（スイッチング素子Ｑ１をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける複数個の２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しく）設定されるものである。
【００７４】
図５は、図１に示すスイッチング電源回路の２次側回路の変形例である。図１におけると同じ部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明を加える。図５に示す２次側回路では、２次側電圧共振回路は、２次巻線Ｎ２１に生じるインダクタＬ２１と２次側電圧共振コンデンサＣ２とによって形成される。また、２次側整流回路は以下のようにして形成される。２次巻線Ｎ２２の２次巻線Ｎ２１と接続されない側の巻端に２次側整流素子Ｄｏ１のアノードが接続され、２次側整流素子Ｄｏ１のカソードに２次側平滑コンデンサＣｏ１の正極が接続され、２次側平滑コンデンサＣｏ１の負極に２次巻線Ｎ２１の２次巻線Ｎ２２と接続されない側の巻端および２次側平滑コンデンサＣｏ２の正極が接続され、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との接続点に第２の２次側整流素子のアノードが接続され、２次側整流素子Ｄｏ２のカソードと２次側平滑コンデンサＣｏ２の負極とが接続されて、倍圧半波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサＣｏ１と２次側平滑コンデンサＣｏ２との直列接続の両端から出力直流電圧Ｅｏを得るようにされている。
【００７５】
図６は、図１に示すスイッチング電源回路の２次側回路の変形例である。図１におけると同じ部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明を加える。図５に示す２次側回路では、各々の２次巻線に生じる電圧が加算されるように２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２とが直列に接続されて形成される。２次側電圧共振回路は、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との両端に生じるインダクタと２次側電圧共振コンデンサＣ２とによって形成される。２次巻線Ｎ２２の２次巻線Ｎ２１と接続されない側の巻端に２次側整流素子Ｄｏ１のアノードが接続され、２次巻線Ｎ２１の２次巻線Ｎ２２と接続されない側の巻端に２次側整流素子Ｄｏ２のアノードが接続され、２次側整流素子Ｄｏ１のカソードおよび２次側整流素子Ｄｏ２のカソードに２次側平滑コンデンサＣｏの正極が接続され、２次側平滑コンデンサＣｏの負極に２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との接続点が接続されて、両波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得るものである。
【００７６】
２次側回路は以下のように働く、電圧Ｖ２（図１を参照）が正極性の場合には、２次巻線Ｎ２２から２次側整流素子Ｄｏ１、２次側平滑コンデンサＣｏさらに、２次巻線Ｎ２２へと電流が流れる。また、２次側共振電流である電流Ｉ３が流れる。電圧Ｖ２が負極性の場合には、２次巻線Ｎ２１から２次側整流素子Ｄｏ２、２次側平滑コンデンサＣｏ、さらに、２次巻線Ｎ２１へと電流が流れる。また、２次側共振電流である電流Ｉ３が流れる。ここで、正極性において、２次側整流素子Ｄｏ１に流れる電流による損失と、負極性において、２次側整流素子Ｄｏ２に流れる電流による損失とが等しくなるように２次巻線Ｎ２２の巻数を２次巻線Ｎ２１の巻数よりも大きくしている。また、電流Ｉ４は、２次巻線Ｎ２２と２次巻線Ｎ２１とを介して流れるのでリンギングは生じない。
【００７７】
ここで、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は７５００ｐＦとした。また、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０１μＦとした。共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２との関係については、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定した。共振周波数ｆｏ１は、９４．０ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ２は、５８．５ｋＨｚとし、共振周波数ｆｏ２＝０．６５×共振周波数ｆｏ１の関係とした。コンバータトランスＰＩＴはＥＥＲ−３５（コア材）、ギヤップＧは２．２ｍｍ、１次巻線Ｎ１は５０Ｔ、２次巻線Ｎ２１は３５Ｔ、２次巻線Ｎ２２は４２Ｔ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２１および２次巻線Ｎ２２との結合係数は０．６８、出力直流電圧Ｅｏは１７５Ｖとした。
【００７８】
図７に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図７の上段から順に、電圧Ｖ１（図６を参照）、電流ＩＱ１（図６を参照）、電流Ｉ１、電流Ｉ２（図６を参照）、電圧Ｖ２（図６を参照）、電流Ｉ３（図６を参照）、電流Ｉ４（図６を参照）の各々を示すものである。
【００７９】
図８に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図８の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【００８０】
図９は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【００８１】
図７ないし図９に示す実験データから図６に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は８０．６ｋＨｚから１０７．８ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは２７．２ｋＨｚとなる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは１．８０から１．２８５の範囲で変化する。
【００８２】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．４Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は７１０Ｖである。
【００８３】
図６に示す第１実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第１実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【００８４】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は４０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【００８５】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【００８６】
また、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【００８７】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【００８８】
また、２次巻線Ｎ２１の巻数と２次巻線Ｎ２２の巻数とを適宜、調整することによって、２次側整流素子Ｄｏ１における損失と２次側整流素子Ｄｏ２における損失を等しく（スイッチング素子Ｑ１をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける２次側整流素子の各々を通過する電荷の量を略等しく）設定されるものである。
【００８９】
図１０は、図６に示すスイッチング電源回路の２次側回路の変形例である。図６におけると同じ部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明を加える。図１０に示す２次側回路では、各々の２次巻線に生じる電圧が加算されるように２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２とが直列に接続されて形成され、２次側電圧共振回路は、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との両端に生じるインダクタと２次側電圧共振コンデンサＣ２とによって形成される。また、２次巻線Ｎ２２の２次巻線Ｎ２１と接続されない側の巻端に２次側整流素子Ｄｏ１のアノードが接続され、２次巻線Ｎ２１の２次巻線Ｎ２２と接続されない側の巻端に２次側整流素子Ｄｏ２のアノードが接続され、２次側整流素子Ｄｏ１のカソードに２次側整流素子Ｄｏ２のカソードと２次側平滑コンデンサＣｏ１の正極とが接続され、２次側平滑コンデンサＣｏ１の負極に２次側平滑コンデンサＣｏ２の正極と２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との接続点とが接続され、２次巻線Ｎ２２の２次巻線Ｎ２１と接続されない側の巻端に２次側整流素子Ｄｏ３のカソードが接続され、２次巻線Ｎ２１の２次巻線Ｎ２２と接続されない側の巻端に２次側整流素子Ｄｏ４のカソードが接続され、２次側整流素子Ｄｏ３のアノードに２次側整流素子Ｄｏ４のアノードと２次側平滑コンデンサＣｏ１の負極とが接続されて、二組の両波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサＣｏ１の両端から出力直流電圧Ｅｏを得、２次側平滑コンデンサＣｏ２の両端から出力直流電圧Ｅｏと極性が異なる電圧を得るものである。
【００９０】
（第２実施形態のスイッチング電源回路）
第２実施形態のスイッチング電源回路について、図１１ないし図２０を参照して説明する。第２実施形態のスイッチング電源回路の説明において、第１実施形態のスイッチング電源回路と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略する。
【００９１】
第２実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の他方の巻端に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じるインダクタＬ１とともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との直列接続の両端に生じるインダクタとともに１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサＣ２と、２次巻線Ｎ２１に入力側が接続される２次側整流素子と、２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサと、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間ＴＯＮとオフ時間ＴＯＦＦとの比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路と、を備えるものである。
【００９２】
ここで、２次側整流回路は、種々の態様が可能であり、例えば、２次巻線Ｎ２１のいずれか一方の巻端に２次側整流素子の一方の極性端が接続され、２次側整流素子の他方の極性端と２次巻線Ｎ２１の他方の巻端との間に２次側平滑コンデンサが接続されて、半波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサの両端から出力直流電圧Ｅｏを得るようにしても良いものである。
【００９３】
また、別の２次側整流回路としては、２次巻線Ｎ２１の一方の巻端に２次側整流素子Ｄｏ１の一方の極性端と２次側整流素子Ｄｏ２の他方の極性端とが接続され、２次側整流素子Ｄｏ１の他方の極性端に２次側平滑コンデンサＣｏ１の一方の端子が接続され、２次側平滑コンデンサＣｏ１の他方の端子に２次巻線Ｎ２１の他方の巻端と２次側平滑コンデンサＣｏ２の一方の端子とが接続され、２次側平滑コンデンサＣｏ２の他方の端子と２次側整流素子Ｄｏ２の一方の極性端が接続されて、倍圧半波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサＣｏ１と２次側平滑コンデンサＣｏ２との直列接続の両端から出力直流電圧Ｅｏを得るものとしても良いものである。
【００９４】
さらに、別の２次側整流回路としては、２次巻線Ｎ２１と一方の巻端にブリッジ接続とされた２次側整流素子Ｄｏの一方の入力側が接続され、２次巻線Ｎ２１の他方の巻端にブリッジ接続とされた２次側整流素子Ｄｏの他方の入力側が接続され、ブリッジ接続とされた２次側整流素子Ｄｏの出力側に２次側平滑コンデンサＣｏが接続されて、全波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得るものとしても良いものである。
【００９５】
さらに、また別の２次側整流回路としては、２次巻線Ｎ２１の一方の巻端に２次側整流素子Ｄｏ１の一方の極性端が接続され、２次巻線Ｎ２１の他方の巻端に２次側整流素子Ｄｏ２の一方の極性端が接続され、２次側整流素子Ｄｏ１の他方の極性端および２次側整流素子Ｄｏ２の他方の極性端と２次巻線Ｎ２１の中間タップとの間に２次側平滑コンデンサＣｏが接続されて、両波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得るものとしても良いものである。
【００９６】
第２実施形態においても１次側回路については、第１実施形態におけると同様であるので、説明を省略して、１次側の回路における回路定数と２次側回路を中心として説明をする。
【００９７】
図１１に示す第２実施形態では、２次側回路は以下のように構成されている。２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２の接続点に２次側整流素子Ｄｏ１のアノードが接続され、２次側整流素子Ｄｏ４のカソードと２次巻線Ｎ２１の２次巻線Ｎ２２に接続されない側の巻端との間に２次側平滑コンデンサＣｏが接続されて、半波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得るようにしている。
【００９８】
２次側回路は以下のように働く、電圧Ｖ２（図１を参照）が正極性の場合には、２次巻線Ｎ２１から２次側整流素子Ｄｏ１、２次側平滑コンデンサＣｏさらに、２次巻線Ｎ２１へと電流Ｉ４が流れる。また、２次側共振電流である電流Ｉ３が２次巻線Ｎ２１から２次巻線Ｎ２２、２次側電圧共振コンデンサＣ２、さらに、２次巻線Ｎ２１へと流れる。電圧Ｖ２が負極性の場合には、電流Ｉ４は流れない。また、電流Ｉ３が、２次巻線Ｎ２１から２次側電圧共振コンデンサＣ２、２次巻線Ｎ２２、さらに、２次巻線Ｎ２１へと流れる。ここで、２次巻線Ｎ２２の巻数を増やせば、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は小さくできる。
【００９９】
ここで、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は８２００ｐＦとした。また、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０１２μＦとした。共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２との関係については、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定した。共振周波数ｆｏ１は、８９．０ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ２は、４９．１ｋＨｚとし、共振周波数ｆｏ２＝０．５５×共振周波数ｆｏ１の関係とした。コンバータトランスＰＩＴはＥＥＲ−３５（コア材）、ギヤップＧは２．２ｍｍ、１次巻線Ｎ１は５０Ｔ、２次巻線Ｎ２１は３５Ｔ、２次巻線Ｎ２２は４０Ｔ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２１および２次巻線Ｎ２２との結合係数は０．６９、出力直流電圧Ｅｏは１７５Ｖとした。２次側整流素子Ｄｏ１は１０Ａ／６００Ｖ、スイッチング素子Ｑ１は、１０Ａ／９００ＶのＭＯＳＦＥＴとした。
【０１００】
図１２に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１２の上段から順に、電圧Ｖ１（図１１を参照）、電流ＩＱ１（図１１を参照）、電流Ｉ１（図１１を参照）、電流Ｉ２（図１１を参照）、電圧Ｖ２（図１１を参照）、電流Ｉ３（図１１を参照）、電流Ｉ４（図１１を参照）の各々を示すものである。
【０１０１】
図１３に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１３の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【０１０２】
図１４は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【０１０３】
図１２ないし図１４に示す実験データから図１１に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は７５．８ｋＨｚから１００．０ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは２４．２ｋＨｚとなる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは１．８５から１．２５の範囲で変化する。
【０１０４】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．４Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は６４０Ｖである。
【０１０５】
図１１に示す第２実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第２実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【０１０６】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は３０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【０１０７】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【０１０８】
また、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【０１０９】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【０１１０】
図１５は、図１１に示すスイッチング電源回路の２次側回路の変形例である。図１１におけると同様の部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明を加える。図１５に示す２次側回路では、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２の接続点に２次側整流素子Ｄｏ１のアノードと２次側整流素子Ｄｏ２のカソードとが接続され、２次側整流素子Ｄｏ１のカソードに２次側平滑コンデンサＣｏ１の正極が接続され、２次側平滑コンデンサＣｏ１の負極に２次巻線Ｎ２１のと２次巻線Ｎ２２に接続されない側の巻端と２次側平滑コンデンサＣｏ２の正極とが接続され、２次側平滑コンデンサＣｏ２の負極と２次側整流素子Ｄｏ２のアノードとが接続されて、倍圧半波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサＣｏ１と２次側平滑コンデンサＣｏ２との直列接続の両端から出力直流電圧Ｅｏを得るものとしている。
【０１１１】
図１６は、図１１に示すスイッチング電源回路の２次側回路の変形例である。図１１におけると同様の部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明を加える。図１６に示す２次側回路では、２次巻線Ｎ２１に一方の巻端にブリッジ接続とされた２次側整流素子Ｄｏの一方の入力側が接続され、２次巻線Ｎ２１の他方の巻端にブリッジ接続とされた２次側整流素子Ｄｏの他方の入力側が接続され、ブリッジ接続とされた２次側整流素子Ｄｏの出力側に２次側平滑コンデンサＣｏが接続されて、全波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得るようにしている。
【０１１２】
２次側回路は以下のように働く、電圧Ｖ２（図１６を参照）が正極性の場合には、２次巻線Ｎ２１から２次側整流素子Ｄｏ１、２次側平滑コンデンサＣｏ、２次側整流素子Ｄｏ４、さらに、２次巻線Ｎ２１へと電流Ｉ４が流れる。また、２次側共振電流である電流Ｉ３が２次巻線Ｎ２１から２次巻線Ｎ２２、２次側電圧共振コンデンサＣ２、さらに、２次巻線Ｎ２１へと流れる。電圧Ｖ２が負極性の場合には、電流Ｉ４は２次巻線Ｎ２１から２次側整流素子Ｄｏ３、２次側平滑コンデンサＣｏ、２次側整流素子Ｄｏ２、さらに、２次巻線Ｎ２１へと流れる。また、電流Ｉ３が、２次巻線Ｎ２１から２次側電圧共振コンデンサＣ２、２次巻線Ｎ２２、さらに、２次巻線Ｎ２１へと流れる。ここで、２次巻線Ｎ２２の巻数を増やせば、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は小さくできる。
【０１１３】
ここで、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は８２００ｐＦとした。また、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０１２μＦとした。共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２との関係については、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定した。共振周波数ｆｏ１は、８９．０ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ２は、４９．１ｋＨｚとし、共振周波数ｆｏ２＝０．５５×共振周波数ｆｏ１の関係とした。コンバータトランスＰＩＴはＥＥＲ−３５（コア材）、ギヤップＧは２．２ｍｍ、１次巻線Ｎ１は５０Ｔ、２次巻線Ｎ２１は３５Ｔ、２次巻線Ｎ２２は４０Ｔ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２１および２次巻線Ｎ２２との結合係数は０．６９、出力直流電圧Ｅｏは１７５Ｖとした。２次側整流素子Ｄｏは１０Ａ／２００ＶのＳＢＤ、スイッチング素子Ｑ１は、１０Ａ／９００ＶのＭＯＳＦＥＴとした。
【０１１４】
図１７に、図１６に示すスイッチング電源回路のスイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１７の上段から順に、電圧Ｖ１（図１６を参照）、電流ＩＱ１（図１６を参照）、電流Ｉ１（図１６を参照）、電圧Ｖ４（図１６を参照）、電圧Ｖ２（図１６を参照）、電流Ｉ３（図１６を参照）、電流Ｉ４（図１１を参照）の各々を示すものである。
【０１１５】
図１８に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１８の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ４、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【０１１６】
図１９は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【０１１７】
図１７ないし図１９に示す実験データから図１６に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は７５．８ｋＨｚから１００．０ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは２４．２ｋＨｚとなる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは１．８５から１．２５の範囲で変化する。
【０１１８】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．４Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は６４０Ｖである。
【０１１９】
図１６に示すスイッチング電源回路と背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、図１６に示すスイッチング電源回路は、第２実施形態の特徴として以下の特徴を有している。
【０１２０】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は３０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【０１２１】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【０１２２】
また、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【０１２３】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【０１２４】
図２０は、図１６に示すスイッチング電源回路の２次側回路をさらに変形した変形例である。図１６におけると同様の部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明を加える。図２０に示す２次側回路では、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２３の接続点に２次側整流素子Ｄｏ１のアノードが接続され、２次巻線Ｎ２１の２次巻線Ｎ２２に接続されていない側の巻端に２次側整流素子Ｄｏ２のアノードが接続され、２次側整流素子Ｄｏ１のカソードおよび２次側整流素子Ｄｏ２のカソードと２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２の中間タップ（２次巻線Ｎ２１の巻数と２次巻線Ｎ２２の巻数が等しくなる点）の間に２次側平滑コンデンサＣｏが接続されて、両波整流回路が形成され、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得るようにしている。
【０１２５】
（第３実施形態のスイッチング電源回路）
第３実施形態のスイッチング電源回路について、図２１を参照して説明する。第３実施形態のスイッチング電源回路の説明において、第１実施形態および第２実施形態のスイッチング電源回路と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略する。
【０１２６】
第３実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の他方の巻端に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、２次巻線Ｎ２１と並列に接続され、インダクタＬｏ１とインダクタＬｏ２とが接続される接続点を有する倍電流インダクタと、２次巻線Ｎ２１に生じるインダクタおよび倍電流インダクタとともに１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサＣ２と、２次巻線Ｎ２２の２次巻線Ｎ２１が接続されない側の巻端に一方の極性端が接続される２次側整流素子Ｄｏ１と、２次巻線Ｎ２１の２次巻線Ｎ２２が接続されない側の巻端に一方の極性端が接続される２次側整流素子Ｄｏ２と、２次側整流素子Ｄｏ１のカソードおよび２次側整流素子Ｄｏ２の他方の極性端と倍電流インダクタの接続点との間に接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサと、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間ＴＯＮとオフ時間ＴＯＦＦとの比率である時比率を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路と、を備え、スイッチング素子Ｑ１をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２の各々を通過する電荷の量を略等しくするように２次巻線Ｎ２１の巻数と第２の巻線の巻数とが設定されるものである。
【０１２７】
本実施形態では、２次側の倍電流整流回路は以下のように動作する。電圧Ｖ２が正極性である場合には、電流Ｉ４は、２次巻線Ｎ２１から２次巻線Ｎ２２、２次側整流素子Ｄｏ１のカソード、２次側平滑コンデンサＣｏ、インダクタＬｏ２、２次巻線Ｎ２１へと流れる。電圧Ｖ２が負極性である場合には、電流Ｉ４は、２次巻線Ｎ２１から２次側整流素子Ｄｏ１のカソード、２次側平滑コンデンサＣｏ、インダクタＬｏ１、２次巻線Ｎ２１へと流れる。
【０１２８】
インダクタＬｏ１、インダクタＬｏ２がない場合には、電流Ｉ４は、２次側整流素子Ｄｏ１、２次側整流素子Ｄｏ２のピークのみで流れ、２次側整流素子Ｄｏ１、２次側整流素子Ｄｏ２の流通角は小さい。一方、インダクタＬｏ１、インダクタＬｏ２がある場合には、それに加えてインダクタＬｏ１からの電流が加算されて２次側整流素子Ｄｏ１を流れて２次側平滑コンデンサＣｏを充電する。このために、２次側整流素子Ｄｏ１に電流が流れている時間が拡大され、負荷に供給される電力が同一である場合には、２次側整流素子Ｄｏ１に流れるピーク電流の大きさは、インダクタＬｏ１が無い場合に較べて低減する。また、インダクタＬｏ２からの電流が加算されて２次側整流素子Ｄｏ２を流れて２次側平滑コンデンサＣｏを充電する。このために、負荷に供給される電力が同一である場合には、２次側整流素子Ｄｏ２に流れるピーク電流の大きさは、インダクタＬｏ２が無い場合に較べて低減する。このようにして、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２におけるピーク電流が減少することによって、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２における電力損失が減少する。
【０１２９】
インダクタＬｏ１、インダクタＬｏ２は磁気結合を有するように同一のコアに２巻線を構成しても良く、磁気的な結合がない単独のインダクタとして構成しても良い。磁気結合を有する場合には、磁気は加極性とされる。このように、磁気結合を有し、同一のコアを兼用する場合にはインダクタの小型化ができる。
【０１３０】
ここで、インダクタＬｏ１のインダクタンス値は６０μＨ、インダクタＬｏ２のインダクタンス値は６２μＨ、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は８２００ｐＦとした。また、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．３９μＦとした。共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２との関係については、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定した。共振周波数ｆｏ１は、９５．１ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ２は、６０．６ｋＨｚとし、共振周波数ｆｏ２＝０．６４×共振周波数ｆｏ１の関係とした。コンバータトランスＰＩＴはＥＥＲ−３５（コア材）、ギヤップＧは２．２ｍｍ、１次巻線Ｎ１は５０Ｔ、２次巻線Ｎ２１は１７Ｔ、２次巻線Ｎ２２は３Ｔ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２１および２次巻線Ｎ２２との結合係数は０．６９、出力直流電圧Ｅｏは４８Ｖとした。２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２は３０Ａ／６０ＶのＳＢＤ、スイッチング素子Ｑ１は、１０Ａ／９００ＶのＭＯＳＦＥＴとした。
【０１３１】
図２２に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２２の上段から順に、電圧Ｖ１（図２１を参照）、電流ＩＱ１（図２１を参照）、電流Ｉ１（図２１を参照）、電流Ｉ２（図２１を参照）、電圧Ｖ２（図２１を参照）、電流Ｉ３（図２１を参照）、電流Ｉ４（図２１を参照）の各々を示すものである。
【０１３２】
図２３に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２３の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【０１３３】
図２４は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【０１３４】
図２２ないし図２４に示す実験データから図２１に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は８１．３ｋＨｚから１０８．８ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは２７．５ｋＨｚとなる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは１．８５から１．２５の範囲で変化する。
【０１３５】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．８Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は７００Ｖである。
【０１３６】
図２１に示す第３実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第３実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【０１３７】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は３０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【０１３８】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【０１３９】
また、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【０１４０】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【０１４１】
また、２次巻線Ｎ２２を２次巻線Ｎ２１に積み上げ、２次側整流素子Ｄｏ１を２次巻線Ｎ２２に接続することによって、２次側整流素子Ｄｏ１における損失と２次側整流素子Ｄｏ２における損失とを略等しいものとできる。
【０１４２】
（第４実施形態のスイッチング電源回路）
第４実施形態のスイッチング電源回路について、図２５を参照して説明する。第４実施形態のスイッチング電源回路の説明において、第１実施形態ないし第３実施形態のスイッチング電源回路と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略する。
【０１４３】
第４実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１に対して磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２とを有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の他方の巻端に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、２次巻線Ｎ２と並列に接続され、インダクタＬｏ１とインダクタＬｏ２とを接続する接続点を有する倍電流インダクタと、２次巻線Ｎ２に生じるインダクタＬ２および倍電流インダクタ（Ｌｏ１、Ｌｏ２）とともに１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサＣ２と、２次巻線Ｎ２の一方の巻端に一方の極性端が接続される２次側整流素子Ｄｏ１と、２次巻線Ｎ２の他方の巻端に一方の極性端が接続される２次側整流素子Ｄｏ２と、２次側整流素子Ｄｏ１の他方の極性端および２次側整流素子Ｄｏ２の他方の極性端と倍電流インダクタの接続点との間に接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサＣｏと、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間ＴＯＮとオフ時間ＴＯＦＦとの比率である時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路と、を備え、スイッチング素子Ｑ１をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２の各々を通過する電荷の量を略等しくするようにインダクタＬｏ１およびインダクタＬｏ２の各々のインダクタンス値が設定されるものである。
【０１４４】
本実施形態では、２次側の倍電流整流回路は以下のように動作する。２次巻線Ｎ２に発生する電圧が正極性である場合には、整流電流は、２次巻線Ｎ２からインダクタＬｏ１、２次側平滑コンデンサＣｏ、２次側整流素子Ｄｏ１のアノード、２次巻線Ｎ２へと流れる。２次巻線Ｎ２に発生する電圧が負極性である場合には、整流電流は、２次巻線Ｎ２からインダクタＬｏ２、２次側平滑コンデンサＣｏ、２次側整流素子Ｄｏ２のアノード、２次巻線Ｎ２へと流れる。
【０１４５】
インダクタＬｏ１、インダクタＬｏ２がない場合には、整流電流は、２次側整流素子Ｄｏ１、２次側整流素子Ｄｏ２のピークのみで流れ、２次側整流素子Ｄｏ１、２次側整流素子Ｄｏ２の流通角は小さい。一方、インダクタＬｏ１、インダクタＬｏ２がある場合には、それに加えてインダクタＬｏ１からの電流が加算されて２次側整流素子Ｄｏ１を流れて２次側平滑コンデンサＣｏを充電する。このために、２次側整流素子Ｄｏ１に電流が流れている時間が拡大され、負荷に供給される電力が同一である場合には、２次側整流素子Ｄｏ１に流れるピーク電流の大きさは、インダクタＬｏ１が無い場合に較べて低減する。また、インダクタＬｏ２からの電流が加算されて２次側整流素子Ｄｏ２を流れて２次側平滑コンデンサＣｏを充電する。このために、負荷に供給される電力が同一である場合には、２次側整流素子Ｄｏ２に流れるピーク電流の大きさは、インダクタＬｏ２が無い場合に較べて低減する。このようにして、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２におけるピーク電流が減少することによって、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２における電力損失が減少する。
【０１４６】
インダクタＬｏ１、インダクタＬｏ２は磁気結合を有するように同一のコアに２巻線を構成しても良く、磁気的な結合がない単独のインダクタとして構成しても良い。磁気結合を有する場合には、磁気は加極性とされる。このように、磁気結合を有し、同一のコアを兼用する場合にはインダクタの小型化ができる。
【０１４７】
ここで、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は８２００ｐＦとした。また、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．３９μＦとした。共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２との関係については、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定した。共振周波数ｆｏ１は、９５．１ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ２は、６０．６ｋＨｚとし、共振周波数ｆｏ２＝０．６４×共振周波数ｆｏ１の関係とした。コンバータトランスＰＩＴはＥＥＲ−３５（コア材）、ギヤップＧは２．２ｍｍ、１次巻線Ｎ１は５０Ｔ、２次巻線Ｎ２１は１７Ｔ、２次巻線Ｎ２２は３Ｔ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２１および２次巻線Ｎ２２との結合係数は０．６９、出力直流電圧Ｅｏは４８Ｖとした。２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２は３０Ａ／６０ＶのＳＢＤ、スイッチング素子Ｑ１は、１０Ａ／９００ＶのＭＯＳＦＥＴとした。
【０１４８】
図２５に示すスイッチング回路の特性は、図２２ないし図２４に示すと略同様であるので、図示はしない。
【０１４９】
図２５に示す第４実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第４実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【０１５０】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は３０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【０１５１】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【０１５２】
また、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【０１５３】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【０１５４】
また、インダクタＬｏ１のインダクタンス値とインダクタＬｏ２のインダクタンス値とを調整することによって、２次側整流素子Ｄｏ１における損失と２次側整流素子Ｄｏ２における損失とを略等しいものとできる。そして、２次側整流素子Ｄｏ１における温度上昇と２次側整流素子Ｄｏ２における温度上昇とを略等しいものとできる。
【０１５５】
（第５実施形態のスイッチング電源回路）
第５実施形態のスイッチング電源回路について、図２６を参照して説明する。第５実施形態のスイッチング電源回路の説明において、第１実施形態ないし第４実施形態のスイッチング電源回路と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略する。
【０１５６】
第５実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、直流電力が一方の巻端に供給される１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１に対して磁気的に疎結合とされて電圧が加算されるように直列接続される２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の他方の巻端に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、２次巻線Ｎ２１と並列に接続され、インダクタＬｏ１とインダクタＬｏ２とを接続する接続点を有する倍電流インダクタと、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との両端に生じるインダクタおよび倍電流インダクタとともに１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有する２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサＣ２と、２次巻線Ｎ２１の一方の巻端に一方の極性端が接続される２次側整流素子Ｄｏ１と、２次巻線Ｎ２１の他方の巻端に一方の極性端が接続される２次側整流素子Ｄｏ２と、２次側整流素子Ｄｏ１の他方の極性端および２次側整流素子Ｄｏ２の他方の極性端と倍電流インダクタの接続点との間に接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサと、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間ＴＯＮとオフ時間ＴＯＦＦとの比率である時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）を１以上としながらスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路と、を備え、スイッチング素子Ｑ１をオンとオフとにする１周期の時間当たりにおける２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２の各々を通過する電荷の量を略等しくするようにインダクタＬｏ１およびインダクタＬｏ２の各々のインダクタンス値が設定されるものである。
【０１５７】
本実施形態では、２次側電圧共振回路は、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との両端に生じるインダクタおよび倍電流インダクタと、次側電圧共振コンデンサＣ２とで形成される。そして、２次側電圧共振回路の共振周波数は、１次側共振回路の共振周波数の略２／３以下の共振周波数を有するものとされる。ここで、２次巻線Ｎ２１と２次巻線Ｎ２２との両端に生じるインダクタの値は、２次巻線Ｎ２１のみの場合よりも大きいために、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は小さなものとできる。
【０１５８】
２次側の倍電流整流回路の動作は、図２５におけると略同様であるが、２次側整流素子Ｄｏ１と２次側整流素子Ｄｏ２とがカソードコモンとされているか、アノードコモンとされているかの違いがある。しかしながら、その作用には大きな違いがあるものではない。
【０１５９】
インダクタＬｏ１、インダクタＬｏ２は磁気結合を有するように同一のコアに２巻線を構成しても良く、磁気的な結合がない単独のインダクタとして構成しても良い。磁気結合を有する場合には、磁気は加極性とされる。このように、磁気結合を有し、同一のコアを兼用する場合にはインダクタの小型化ができる。
【０１６０】
ここで、インダクタＬｏ１の値は６０μＨ、インダクタＬｏ２の値は６２μＨ、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は８２００ｐＦとした。また、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０１２μＦとした。共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２との関係については、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定した。共振周波数ｆｏ１は、９５．１ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ２は、６０．６ｋＨｚとし、共振周波数ｆｏ２＝０．６４×共振周波数ｆｏ１の関係とした。コンバータトランスＰＩＴはＥＥＲ−３５（コア材）、ギヤップＧは２．２ｍｍ、１次巻線Ｎ１は５０Ｔ、２次巻線Ｎ２１は１７Ｔ、２次巻線Ｎ２２は５３Ｔ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２１および２次巻線Ｎ２２との結合係数は０．６９、出力直流電圧Ｅｏは４８Ｖとした。２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２は３０Ａ／６０ＶのＳＢＤ、スイッチング素子Ｑ１は、１０Ａ／９００ＶのＭＯＳＦＥＴとした。
【０１６１】
図２７に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２７の上段から順に、電圧Ｖ１（図２６を参照）、電流ＩＱ１（図２６を参照）、電流Ｉ（図２６を参照）、電圧Ｖ４（図２６を参照）、電圧Ｖ２（図２６を参照）、電流Ｉ３（図２６を参照）、電流Ｉ４（図２６を参照）の各々を示すものである。
【０１６２】
図２８に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２８の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ４、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【０１６３】
図２９は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【０１６４】
図２２ないし図２４に示す実験データから図２１に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は８１．３ｋＨｚから１０８．８ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは２７．５ｋＨｚとなる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは１．８５から１．２５の範囲で変化する。
【０１６５】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．８Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は７００Ｖである。
【０１６６】
図２６に示す第５実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第５実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【０１６７】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は３０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【０１６８】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【０１６９】
また、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【０１７０】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【０１７１】
また、インダクタＬｏ１のインダクタンス値とインダクタＬｏ２のインダクタンス値とを調整することによって、２次側整流素子Ｄｏ１における損失と２次側整流素子Ｄｏ２における損失とを略等しいものとできる。そして、２次側整流素子Ｄｏ１における温度上昇と２次側整流素子Ｄｏ２における温度上昇とを略等しいものとできる。
【０１７２】
また、２次巻線Ｎ２２を巻き上げることによって２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンス値を小さなものとできる。
【０１７３】
図３０は、図２６におけると作用は略同様であるが、２次側整流素子Ｄｏ１と２次側整流素子Ｄｏ２とがアノードコモンとされている。
【０１７４】
なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、実施形態は必要に応じて変更することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【０１７５】
【図１】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図３】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図４】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図５】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図６】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図８】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図９】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図１０】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図１１】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１３】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１４】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図１５】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図１６】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１７】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１８】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１９】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図２０】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図２１】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２２】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２３】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２４】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図２５】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図２６】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２７】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２８】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２９】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図３０】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図３１】背景技術のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３２】コンバータトランスの構造を説明する図である。
【図３３】背景技術のスイッチング電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図３４】背景技術のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図３５】背景技術のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【符号の説明】
【０１７６】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、２１、２２、２３  ２次巻線、ＡＣ  交流電源、Ｂ  ボビン、Ｃ１  １次側電圧共振コンデンサ、Ｃ２  ２次側電圧共振コンデンサ、Ｃｉ  １次側平滑コンデンサ、ＣＬ１、ＣＬ２  アクロスラインコンデンサ、ＣＭＣ  コモンモードチョークコイル、Ｃｏ、Ｃｏ１、Ｃｏ２  ２次側平滑コンデンサ、ＤＤ１  ボディダイオード、Ｄｉ  １次側整流素子、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４  ２次側整流素子、Ｅｏ  出力直流電圧、ｆｓ  スイッチング周波数、Ｇ  ギャップ、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３、Ｌｏ１、Ｌｏ２  インダクタ、Ｌｏ  ２次側インダクタ、Ｎ１  １次巻線、Ｎ２、Ｎ２１、Ｎ２２、Ｎ２３  次巻線、ＰＩＴ  コンバータトランス、Ｐｏ  負荷電力、Ｑ１  スイッチング素子、ＴＯＦＦ  オフ時間、ＴＯＮ  オン時間、ＴＯＮ／ＴＯＦＦ  時比率、ＶＡＣ  入力交流電圧、ηＡＣ  電力変換効率
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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