(57)【要約】【課題】  チョッパ回路を用いずに、放電灯に安定した電力を供給することができる放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】  交流電源ＡＣから入力された交流電力を全波整流するダイオードブリッジＤＢとダイオードブリッジＤＢの出力を平滑する平滑コンデンサＣ３とからなる直流電源回路１と、直流電源回路１の出力を電源として放電灯Ｌａに交流電力を供給するインバータ回路２と、インバータ回路２と放電灯Ｌａとで構成される共振回路の共振周波数に対してインバータ回路２の動作周波数を変化させることにより放電灯Ｌａに供給する電力を制御する制御回路３とを備える。また、平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出回路４を備え、制御回路３は、直流電圧検出回路４によって検出された直流電圧Ｖｄｃの平均値に基き、放電灯Ｌａへの供給電力を一定とするように動作周波数を制御する。【選択図】図１
2008034147.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流用のダイオードと平滑用のコンデンサとからなり交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、
直流電源回路が出力した直流電力を交流電力に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、
直流電源回路の出力電圧を検出する直流電圧検出回路と、
直流電圧検出回路において検出された電圧の平均値に基づいて、放電灯に供給される電力を一定とするようにインバータ回路を制御する制御回路とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
整流用のダイオードと平滑用のコンデンサとからなり交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、
直流電源回路が出力した直流電力を交流電力に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、
直流電源回路の出力電圧を検出する直流電圧検出回路と、
直流電圧検出回路において検出された電圧のリップルに基づいて、放電灯に供給される電力を一定とするようにインバータ回路を制御する制御回路とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】
整流用のダイオードと平滑用のコンデンサとからなり交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、
直流電源回路が出力した直流電力を交流電力に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、
直流電源回路の出力電圧を検出する直流電圧検出回路と、
直流電圧検出回路において検出された電圧の平均値とリップルとに基づいて、放電灯に供給される電力を一定とするようにインバータ回路を制御する制御回路とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項４】
直流電源回路に入力される交流電圧の絶対値が所定の谷部閾値以下である谷部を検出する谷部検出部を備え、制御回路は、谷部検出部によって谷部が検出されている期間には直流電圧検出回路の出力をインバータ回路の制御に用いないことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
インバータ回路は、放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、少なくとも１個のスイッチング素子を備え直流電源回路と共振部との接続を切り替えるスイッチング部とを有し、
制御回路は、インバータ回路の共振部と放電灯とで構成される共振回路の共振周波数に対してスイッチング部のスイッチング素子のオンオフの周波数を制御することにより放電灯への供給電力を制御するものであって、
放電灯の定格点灯時に放電灯に供給される電力の周波数は、インバータ回路の共振部と放電灯とで構成される共振回路の共振周波数であって放電灯が消灯した状態における共振周波数の近傍であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
インバータ回路は、放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、少なくとも１個のスイッチング素子を備え直流電源回路と共振部との接続を切り替えるスイッチング部とを有し、
制御回路は、インバータ回路の共振部と放電灯とで構成される共振回路の共振周波数に対してスイッチング部のスイッチング素子のオンオフの周波数を制御することにより放電灯への供給電力を制御するものであって、
共振部は、インダクタと第１のコンデンサとの直列回路と、第１のコンデンサの両端間に放電灯に直列に接続される第２のコンデンサとを備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
インバータ回路は、定格電力が互いに異なり定格電流が互いに共通の複数種類の放電灯に対し、定格点灯時に放電灯に入力される電流を互いに略同じとするようなＶ−Ｉ特性に設計されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】
直流電源回路は倍電圧整流回路からなることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】
制御回路による制御で変更可能なインバータ回路のパラメータの範囲を制限する制限手段を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１０】
制御回路は、予熱時及び始動時の所定期間には直流電圧検出回路の出力をインバータ回路の制御に用いないことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】
直流電源回路に入力される交流電力の電圧値を検出する電源電圧検出回路を備え、
制御回路は、予熱時及び始動時の所定期間には、電源電圧検出回路によって検出された電圧値に基づいて、インバータ回路から放電灯に供給される電力を一定とするように、インバータ回路を制御することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１２】
直流電圧検出回路によって検出された直流電源回路の出力電圧が所定の閾値を下回ったときに放電灯の寿命末期を検出する寿命検出回路を備えることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と、該放電灯点灯装置を収納する器具本体とを備えることを特徴とする照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯装置並びに該放電灯点灯装置を用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、放電灯に交流電力を供給して点灯させる放電灯点灯装置として、直流電源回路と、インバータ部とを備えるものが提供されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
この主の放電灯点灯装置として、例えば図２２に示すものがある。この放電灯点灯装置は、交流電源ＡＣから入力された交流電力を直流電力に変換する直流電源回路１と、放電灯Ｌａとともに共振回路を構成し直流電源回路１の出力を電源として放電灯Ｌａに交流電力を供給するインバータ回路２とを備える。
【０００４】
直流電源回路１は、交流電源ＡＣから入力された交流電流を全波整流するダイオードブリッジＤＢに、ダイオードブリッジＤＢの出力端間に接続されたインダクタＬｃとダイオードＤｃとコンデンサＣｃとの直列回路と、インダクタＬｃとダイオードＤｃとの接続点とダイオードＤｃの低電圧側の出力端との間に接続されたスイッチング素子Ｑｃとで構成された周知の昇圧チョッパ回路が接続されてなる。スイッチング素子Ｑｃはチョッパ制御回路１ａによりオンオフ駆動され、このオンオフのデューティ比に応じた電圧値の直流電力がコンデンサＣｃの両端間に出力される。
【０００５】
インバータ回路２は、平滑コンデンサＣ３の両端間に接続された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２の両端間に放電灯Ｌａに直列に接続された共振用のインダクタＬ１と、放電灯Ｌａの両端間に接続された予熱兼共振用のコンデンサＣ１とを備える。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と共振用のインダクタＬ１との間には、直流カット用のコンデンサＣＤが接続されている。インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御回路３によって交互にオンオフ駆動される。
【０００６】
直流電源回路１としては上記のような昇圧チョッパ回路が用いられることが多いが、有効入力電力が２５Ｗ以下の放電灯点灯装置においては、入力ひずみ改善に関する公的規制レベルが低いため、図２３に示すように、直流電源回路１が、ダイオードブリッジＤＢとダイオードブリッジＤＢの出力端間に接続された平滑コンデンサＣ３とだけで構成されたものも提供されている。この放電灯点灯装置では、集積化の難しいインダクタＬ１を直流電源回路１に用いないから小型化が可能となる上に、直流電源回路１の部品点数が削減されるから製造コストが低減される。
【特許文献１】特開２００２−１５８９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ここで、昇圧チョッパ回路を用いた場合にはスイッチング素子Ｑｃのオンオフのデューティ比や周波数を制御することによって、用いられる放電灯Ｌａの特性や交流電源ＡＣから直流電源回路１に入力される電圧（以下、「電源電圧」と呼ぶ。）によらず、放電灯Ｌａに供給される電力を一定に維持することができる。
【０００８】
これに対し、直流電源回路１をダイオードブリッジＤＢと平滑コンデンサＣ３とだけで構成した場合には、周囲温度の変化や経年変化などの要因によって放電灯Ｌａの特性や電源電圧が変化した場合、放電灯Ｌａの特性や電源電圧の変化に伴って直流電源回路１の出力電圧（以下、直流電圧と呼ぶ。）Ｖｄｃが変化し、従って放電灯Ｌａに供給される電力が変化してしまう。例えば、図２４（ｂ）に示すように比較的に負荷が大きい場合には、図２４（ａ）に示すように比較的に負荷が小さい場合に比べて直流電圧Ｖｄｃの立下りが早くなることにより、直流電圧Ｖｄｃの実効値が低下する。
【０００９】
本発明は上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、チョッパ回路を用いずに、放電灯に安定した電力を供給することができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１の発明は、整流用のダイオードと平滑用のコンデンサとからなり交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、直流電源回路が出力した直流電力を交流電力に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、直流電源回路の出力電圧を検出する直流電圧検出回路と、直流電圧検出回路において検出された電圧の平均値に基づいて、放電灯に供給される電力を一定とするようにインバータ回路を制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１１】
この発明によれば、直流電源回路の出力電圧の平均値の変動による放電灯への供給電力の変動を制御回路の制御により補償して放電灯に安定した電力を供給することができる。
【００１２】
請求項２の発明は、整流用のダイオードと平滑用のコンデンサとからなり交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、直流電源回路が出力した直流電力を交流電力に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、直流電源回路の出力電圧を検出する直流電圧検出回路と、直流電圧検出回路において検出された電圧のリップルに基づいて、放電灯に供給される電力を一定とするようにインバータ回路を制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１３】
この発明によれば、直流電源回路の出力電圧のリップルの変動による放電灯への供給電力の変動を制御回路の制御により補償して放電灯に安定した電力を供給することができる。
【００１４】
請求項３の発明は、整流用のダイオードと平滑用のコンデンサとからなり交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、直流電源回路が出力した直流電力を交流電力に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、直流電源回路の出力電圧を検出する直流電圧検出回路と、直流電圧検出回路において検出された電圧の平均値とリップルとに基づいて、放電灯に供給される電力を一定とするようにインバータ回路を制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１５】
この発明によれば、直流電源回路の出力電圧の平均値の変動と直流電源回路の出力電圧のリップルの変動とによる放電灯への供給電力の変動を制御回路の制御により補償して放電灯に安定した電力を供給することができる。
【００１６】
請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれか１項の発明において、直流電源回路に入力される交流電圧の絶対値が所定の谷部閾値以下となる谷部を検出する谷部検出部を備え、制御回路は、谷部検出部によって谷部が検出されている期間には直流電圧検出回路の出力をインバータ回路の制御に用いないことを特徴とする。
【００１７】
この発明によれば、電源電圧の谷部に対応した制御によってインバータ回路の出力を大きくしすぎることを防ぐことができる。
【００１８】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれか１項の発明において、インバータ回路は、放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、少なくとも１個のスイッチング素子を備え直流電源回路と共振部との接続を切り替えるスイッチング部とを有し、制御回路は、インバータ回路の共振部と放電灯とで構成される共振回路の共振周波数に対してスイッチング部のスイッチング素子のオンオフの動作周波数を制御することにより放電灯への供給電力を制御するものであって、放電灯の定格点灯時に放電灯に供給される電力の周波数は、インバータ回路の共振部と放電灯とで構成される共振回路の共振周波数であって放電灯が消灯した状態における共振周波数の近傍であることを特徴とする。
【００１９】
この発明によれば、放電灯の定格点灯時に放電灯に供給される電力の周波数を上記共振周波数から離す場合に比べ、動作周波数の変化に伴うインバータ回路のＶ−Ｉ特性の傾きの変化が少なくなるから、動作周波数を変動させる幅が小さくてすみ、従って、動作周波数を小さくしすぎることによる進相動作や、動作周波数を大きくしすぎることによる光出力の低下が発生しにくい。
【００２０】
請求項６の発明は、請求項１〜４のいずれか１項の発明において、インバータ回路は、放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、少なくとも１個のスイッチング素子を備え直流電源回路と共振部との接続を切り替えるスイッチング部とを有し、制御回路は、インバータ回路の共振部と放電灯とで構成される共振回路の共振周波数に対してスイッチング部のスイッチング素子のオンオフの動作周波数を制御することにより放電灯への供給電力を制御するものであって、共振部は、インダクタと第１のコンデンサとの直列回路と、第１のコンデンサの両端間に放電灯に直列に接続される第２のコンデンサとを備えることを特徴とする。
【００２１】
この発明によれば、第２のコンデンサを除いた共振部の共振周波数と、共振部全体の共振周波数との間で、動作周波数の変化に伴うインバータ回路のＶ−Ｉ特性の傾きの変化が少なくなるから、動作周波数を変動させる幅が小さくてすむ。従って、動作周波数を小さくしすぎることによる進相動作や、動作周波数を大きくしすぎることによる光出力の低下が発生しにくい。
【００２２】
請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、インバータ回路は、定格電力が互いに異なり定格電流が互いに共通の複数種類の放電灯に対し、定格点灯時に放電灯に入力される電流を略同じとするようなＶ−Ｉ特性に設計されていることを特徴とする。
【００２３】
この発明によれば、定格電力が互いに異なり定格電流が互いに共通の複数種類の放電灯に対応可能となる。
【００２４】
請求項８の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、直流電源回路は倍電圧整流回路からなることを特徴とする。
【００２５】
この発明によれば、ダイオードブリッジと平滑コンデンサとで直流電源回路を構成する場合に比べ、直流電源回路の出力電圧を高くすることができるから、より安定して放電灯を点灯させることができる。従って、点灯可能な放電灯や使用可能な環境といった条件が緩和される。
【００２６】
請求項９の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、制御回路による制御で変更可能なインバータ回路のパラメータの範囲を制限する制限手段を備えることを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、放電灯に供給される電力が少なくなりすぎることによる立ち消えや、放電灯に供給される電力が多くなりすぎることによる過熱や回路部品の短寿命化を抑制することができる。
【００２８】
請求項１０の発明は、請求項１〜９のいずれか１項の発明において、制御回路は、予熱時及び始動時の所定期間には直流電圧検出回路の出力をインバータ回路の制御に用いないことを特徴とする。
【００２９】
この発明によれば、放電灯の点灯のために比較的に大きな電力が必要となる予熱時及び始動時に、放電灯への供給電力を減少させるような制御が行われることによる始動不良を防ぐことができる。
【００３０】
請求項１１の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項の発明において、直流電源回路に入力される交流電力の電圧値を検出する電源電圧検出回路を備え、制御回路は、予熱時及び始動時の所定期間には、電源電圧検出回路によって検出された電圧値が高いほど、インバータ回路から放電灯に供給される電力を少なくするように、インバータ回路を制御することを特徴とする。
【００３１】
この発明によれば、予熱時及び始動時に、電源電圧の変動が補償された安定した電力を放電灯に供給することができる。
【００３２】
請求項１２の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項の発明において、直流電圧検出回路によって検出された直流電源回路の出力電圧が所定の閾値を下回ったときに放電灯の寿命末期を検出する寿命検出回路を備える。
【００３３】
この発明によれば、放電灯の両端電圧や放電灯の光出力に基づいて放電灯の寿命末期を検出する場合に比べ、放電灯の両端電圧を検出する回路や放電灯の光出力を検出する回路を追加する必要がないから製造コストが低減される。
【００３４】
請求項１３の発明は、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と、該放電灯点灯装置を収納する器具本体とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３５】
請求項１の発明は、直流電源回路の出力電圧を検出する直流電圧検出回路と、直流電圧検出回路において検出された電圧の平均値に基づいて、放電灯に供給される電力を一定とするようにインバータ回路を制御する制御回路とを備えるので、直流電源回路の出力電圧の平均値の変動による放電灯への供給電力の変動を制御回路の制御により補償して放電灯に安定した電力を供給することができる。
【００３６】
請求項２の発明は、直流電源回路の出力電圧を検出する直流電圧検出回路と、直流電圧検出回路において検出された電圧のリップルに基づいて、放電灯に供給される電力を一定とするようにインバータ回路を制御する制御回路とを備えるので、直流電源回路の出力電圧のリップルの変動による放電灯への供給電力の変動を制御回路の制御により補償して放電灯に安定した電力を供給することができる。
【００３７】
請求項３の発明は、直流電源回路の出力電圧を検出する直流電圧検出回路と、直流電圧検出回路において検出された電圧の平均値とリップルとに基づいて、放電灯に供給される電力を一定とするようにインバータ回路を制御する制御回路とを備えるので、直流電源回路の出力電圧の平均値の変動と直流電源回路の出力電圧のリップルの変動とによる放電灯への供給電力の変動を制御回路の制御により補償して放電灯に安定した電力を供給することができる。
【００３８】
請求項４の発明は、谷部が検出されている期間には直流電圧検出回路の出力がインバータ回路の制御に用られないので、電源電圧の谷部に対応した制御によってインバータ回路の出力を大きくしすぎることを防ぐことができる。
【００３９】
請求項５の発明は、放電灯の定格点灯時に放電灯に供給される電力の周波数は、インバータ回路の共振部と放電灯とで構成される共振回路の共振周波数であって放電灯が消灯した状態における共振周波数の近傍であるので、放電灯の定格点灯時に放電灯に供給される電力の周波数を上記共振周波数から離す場合に比べ、動作周波数の変化に伴うインバータ回路のＶ−Ｉ特性の傾きの変化が少なくなるから、動作周波数を変動させる幅が小さくてすみ、従って、動作周波数を小さくしすぎることによる進相動作や、動作周波数を大きくしすぎることによる光出力の低下が発生しにくい。
【００４０】
請求項６の発明は、共振部が、インダクタと第１のコンデンサとの直列回路と、第１のコンデンサの両端間に放電灯に直列に接続される第２のコンデンサとを備えるので、第２のコンデンサを除いた共振部の共振周波数と、共振部全体の共振周波数との間で、動作周波数の変化に伴うインバータ回路のＶ−Ｉ特性の傾きの変化が少なくなるから、動作周波数を変動させる幅が小さくてすみ、従って、動作周波数を小さくしすぎることによる進相動作や、動作周波数を大きくしすぎることによる光出力の低下が発生しにくい。
【００４１】
請求項７の発明は、インバータ回路が、定格電力が互いに異なり定格電流が互いに共通の複数種類の放電灯に対し、定格点灯時に放電灯に入力される電流を略同じとするようなＶ−Ｉ特性に設計されているので、定格電力が互いに異なり定格電流が互いに共通の複数種類の放電灯に対応可能となる。
【００４２】
請求項８の発明は、直流電源回路が倍電圧整流回路からなるので、ダイオードブリッジと平滑コンデンサとで直流電源回路を構成する場合に比べ、直流電源回路の出力電圧を高くすることができるから、より安定して放電灯を点灯させることができる。従って、点灯可能な放電灯や使用可能な環境といった条件が緩和される。
【００４３】
請求項９の発明は、制御回路による制御で変更可能なインバータ回路のパラメータの範囲を制限する制限手段を備えるので、放電灯に供給される電力が少なくなりすぎることによる立ち消えや、放電灯に供給される電力が多くなりすぎることによる過熱や回路部品の短寿命化を抑制することができる。
【００４４】
請求項１０の発明は、制御回路が、予熱時及び始動時の所定期間には直流電圧検出回路の出力をインバータ回路の制御に用いないので、放電灯の点灯のために比較的に大きな電力が必要となる予熱時及び始動時に、放電灯への供給電力を減少させるような制御が行われることによる始動不良を防ぐことができる。
【００４５】
請求項１１の発明は、直流電源回路に入力される交流電力の電圧値を検出する電源電圧検出回路を備え、制御回路は、予熱時及び始動時の所定期間には、電源電圧検出回路によって検出された電圧値に基づいて、インバータ回路から放電灯に供給される電力を一定とするように、インバータ回路を制御するので、予熱時及び始動時に、電源電圧の変動が補償された安定した電力を放電灯に供給することができる。
【００４６】
請求項１２の発明は、直流電圧検出回路によって検出された出力電圧が所定の閾値を下回ったときに放電灯の寿命末期を検出する寿命検出回路を備えるので、放電灯の両端電圧や放電灯の光出力に基づいて放電灯の寿命末期を検出する場合に比べ、放電灯の両端電圧を検出する回路や放電灯の光出力を検出する回路を追加する必要がないから製造コストが低減される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００４８】
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示すように、交流電源ＡＣから入力された交流電力を全波整流するダイオードブリッジＤＢとダイオードブリッジＤＢの出力端間に接続された平滑コンデンサＣ３とからなる直流電源回路１と、平滑コンデンサＣ３を電源として放電灯Ｌａに高周波の交流電力を供給するインバータ回路２と、インバータ回路２と放電灯Ｌａとで構成される共振回路の共振周波数に対してインバータ回路２の出力の周波数（以下、「動作周波数」と呼ぶ。）を変化させることにより放電灯Ｌａに供給する電力を制御する制御回路３とを備える。また、直流電源回路１の出力電圧（本実施形態においては平滑コンデンサＣ３の両端電圧。以下、「直流電圧」と呼ぶ。）Ｖｄｃを検出する直流電圧検出回路４を備え、制御回路３は、直流電圧検出回路４によって検出された直流電圧Ｖｄｃに基き、放電灯Ｌａへの供給電力を一定とするように動作周波数を制御する。
【００４９】
詳しく説明すると、インバータ回路２は、平滑コンデンサＣ３の両端間に接続された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなるスイッチング部２１と、スイッチング部２１のローサイドのスイッチング素子Ｑ２の両端間に放電灯Ｌａに直列に接続された共振用のインダクタＬ１と、放電灯Ｌａの両端間に接続された予熱兼共振用のコンデンサ（以下、「並列コンデンサ」と呼ぶ。）Ｃ１とからなる共振部２２とを備える。また、スイッチング部２１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と共振用のインダクタＬ１との間には、直流カット用のコンデンサ（以下、「直列コンデンサ」と呼ぶ。）ＣＤが接続されている。
【００５０】
直流電圧検出回路４は、一端がダイオードブリッジＤＢの高電圧側の出力端に接続されて他端がグランドに接続された複数個（図では４個）の抵抗Ｒ１〜Ｒ４の直列回路と、一端が低電圧側の２個の抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に接続され他端がグランドに接続されたコンデンサＣ４とを備える。すなわち、低電圧側の２個の抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点の電位は、直流電圧Ｖｄｃの平均値に応じた値となる。
【００５１】
制御回路３は、抵抗Ｒｆを介してグランドに接続された入力端ＣＯＮを有し入力端ＣＯＮから流出する電流が多いほど高い動作周波数でインバータ部のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフする駆動部３１を備える。動作周波数は、インバータ部２の共振部２２と放電灯Ｌａとで構成される共振回路の共振周波数よりも高い範囲内で制御される。すなわち、動作周波数が低くなるほど、動作周波数が上記の共振周波数に近くなって放電灯Ｌａに供給される電力が増加する。
【００５２】
また、制御回路３は、出力端子が抵抗Ｒ５とダイオードＤ１との直列回路を介して駆動部３１の入力端に接続されたオペアンプＯＰ１を有する。オペアンプＯＰ１の負の入力端子は抵抗Ｒｂ１を介して直流電圧検出回路４の低電圧側の２個の抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に接続され、正の入力端子には抵抗Ｒａ１を介して所定の参照電圧Ｖｒ１が入力されている。この参照電圧Ｖｒ１は、常温の環境下で放電灯Ｌａを定格点灯させたときのコンデンサＣ４の両端電圧に等しくしている。また、オペアンプＯＰ１において負の入力端子と出力端子との間に抵抗ＲｐとコンデンサＣｐとの並列回路が接続されている。
【００５３】
本実施形態の動作を説明する。直流電圧検出回路４によって検出された電圧が参照電圧Ｖｒ１よりも高いと、オペアンプＯＰ１の出力端子の電位が低くなることにより、駆動部３１において入力端ＣＯＮから流出する電流が増加して動作周波数が高くなり、放電灯Ｌａに供給される電力が減少する。逆に、直流電圧検出回路４によって検出された電圧が参照電圧Ｖｒ１よりも低いと、オペアンプＯＰ１の出力端子の電位が高くなることにより、駆動部３１において入力端ＣＯＮから流出する電流が減少して動作周波数が低くなり、放電灯Ｌａに供給される電力が増加する。ここで、参照電圧Ｖｒ１の値としては、交流電源ＡＣから直流電源回路１に入力される電圧（以下、「電源電圧」と呼ぶ。）の実効値が１００Ｖ、周囲温度が常温、放電灯Ｌａは定格電圧及び定格電流で点灯されている、といった条件の下での直流電圧検出回路４のコンデンサＣ４の充電電圧の値が選択されている。つまり、直流電圧Ｖｄｃの平均値に基づいて、放電灯Ｌａへの供給電力が定格電力となるように動作周波数が制御される。
【００５４】
上記構成によれば、放電灯Ｌａの周囲の温度（ランプ周囲温度）の変化に伴って直流電圧Ｖｄｃが図２のように変動した場合や電源電圧の変化に伴って直流電圧Ｖｄｃが図３のように変動した場合であっても、図４及び図５に示すように制御回路３が直流電圧Ｖｄｃが高いほど動作周波数を高くして放電灯Ｌａへの供給電力を低下させる制御を行うことにより直流電圧Ｖｄｃの変動は補償され、放電灯Ｌａへの供給電力（ランプ電力）が略一定に維持される。なお、図２及び図３において、直流電圧Ｖｄｃ及び電源電圧はそれぞれ実効値である。
【００５５】
また、図６（ａ）に示す波形の直流電圧Ｖｄｃに対し、直流電圧検出回路４にコンデンサＣ４を設けない場合には図６（ｂ）に破線で示すように直流電圧Ｖｄｃが低くなったタイミングで動作周波数が低くなりすぎることによる進相動作が発生しやすくなるのに対し、本実施形態ではコンデンサＣ４を設けることで図６（ｂ）に実線で示す直流電圧Ｖｄｃの平均値を用いているから、上記のようなことがない。
【００５６】
なお、制御回路３によるインバータ回路２の制御は放電灯Ｌａへの供給電力を変化させるものであれば上記のように動作周波数を変更するものに限られず、例えば放電灯Ｌａへの電力の供給をオンオフするデューティ比を制御するものであってもよいし、動作周波数の制御と上記デューティ比の制御とを組み合わせて用いるものであってもよい。
【００５７】
（実施形態２）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００５８】
本実施形態のインバータ回路２は、それぞれ図８にＶ−Ｉ特性を曲線Ｌａ１，Ｌａ２で示す定格電力が互いに異なり定格電流が略等しい２種類の放電灯に対応したものである。具体的に説明すると、放電灯Ｌａが上記のいずれの種類であっても放電灯Ｌａに定格電流が供給されるように、放電灯Ｌａを定格点灯させる際の動作周波数においてインバータ回路２は図８に曲線Ｂで示すＶ−Ｉ特性（出力電圧―出力電流特性）を有する。
【００５９】
また、実施形態１における直流電圧検出回路４が直流電圧Ｖｄｃの平均値を検出していたのに対し、本実施形態における直流電圧検出回路４は直流電圧Ｖｄｃのリップルの大きさを検出するようになっている。
【００６０】
詳しく説明すると、本実施形態における直流電圧検出回路４は、図７に示すように、実施形態１の直流電圧検出回路４と同様の抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、それぞれ正の入力端子が低電圧側の抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に接続されたコンパレータＣＰ１とオペアンプＯＰ２とを備える。コンパレータＣＰ１の負の入力端子は抵抗Ｒ６を介してグランドに接続されている。オペアンプＯＰ２の負の入力端子は、ダイオードＤ２を介してオペアンプＯＰ２の出力端子に接続され、コンデンサＣ５を介してグランドに接続されるとともに、抵抗Ｒ７を介してコンパレータＣＰ１の負の入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ１の出力端子は、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒｂ１とを介して制御回路３のオペアンプＯＰ１の負の入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ１の出力端子と抵抗Ｒ８との接続点には抵抗Ｒ９，Ｒ１０で分圧された定電圧Ｖｃ１が入力されている。また、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒｂ１との接続点とグランドとの間にはコンデンサＣ６が接続されている。
【００６１】
図９（ａ）に示すようにリップルが比較的に大きい場合には、図９（ｂ）に示すようにリップルが比較的に小さい場合に比べ、コンパレータＣＰ１において実線で示す負の入力端子に入力される電圧が、破線で示す正の入力端子に入力される電圧の平均値に対して大きくなり、従ってコンパレータＣＰ１の出力がハイレベルとなる時間が短くなる。
【００６２】
すなわち、本実施形態においては、直流電圧Ｖｄｃのリップルが大きいほど、直流電圧検出回路４が制御回路３に入力する電圧値は小さくなり、制御回路３のオペアンプＯＰ１の出力電圧が高くなって動作周波数が低下し、従って放電灯Ｌａへの供給電力が増加する。
【００６３】
ここで、図１１に破線で示すように、実線で示す場合よりも定格電力が高い放電灯Ｌａが用いられた場合にはリップルが大きくなるが、電源電圧の高い交流電源ＡＣと組み合わせて用いられると直流電圧Ｖｄｃの平均値が同程度となることがある。このような場合には、実施形態１のように直流電圧Ｖｄｃの平均値を用いた制御では、実際に放電灯Ｌａに供給される電力がリップルによるロスの分だけ低くなってしまう。これに対し、本実施形態では、上記のように直流電圧Ｖｄｃのリップルの大きさの差による、放電灯Ｌａへの供給電力の差を補償することができる。
【００６４】
従来例では、図１０（ｂ）に曲線Ｌａ２で示すようなＶ−Ｉ特性を有する比較的に定格電力の低い放電灯を用いたときにインバータ回路２のＶ−Ｉ特性が図１０に曲線Ｂ１で示すものであった場合、放電灯Ｌａを図１０（ｂ）に曲線Ｌａ１で示すようにより定格電力の高い放電灯に交換すると、直流電圧Ｖｄｃが低下することによりインバータ回路２のＶ−Ｉ特性が図１０（ｂ）の曲線Ｂ２で示すように変化し、放電灯Ｌａへの供給電力が低下してしまっていた。これに対し、本実施形態では、放電灯Ｌａが曲線Ｌａ２で示すＶ−Ｉ特性の第２の放電灯から、より定格電力の高い曲線Ｌａ１のＶ−Ｉ特性の第１の放電灯に交換された場合には、制御回路３が動作周波数を変更することにより図１０（ａ）に曲線Ｂ２に示すようにインバータ回路２のＶ−Ｉ特性が変化し、これによって交換後の放電灯Ｌａにも定格電力を供給することができる。
【００６５】
（実施形態３）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００６６】
本実施形態は、図１２に示すように、直流電源回路１の構成が実施形態１，２とは異なる。本実施形態の直流電源回路１は、ダイオードブリッジＤＢと平滑コンデンサＣ３とに代えて、２個のダイオードの直列回路と２個のコンデンサの直列回路とが互いに並列に接続されてなりダイオード同士の接続点とコンデンサ同士の接続点とを入力端とし各直列回路の両端を出力端とする倍電圧整流回路からなる。これにより、実施形態１，２の場合に比べて直流電圧Ｖｄｃが高くなるから、より安定して放電灯Ｌａを点灯させることができる。
【００６７】
また、直流電圧検出回路４にはコンデンサＣ４が設けられておらず、直流電圧検出回路４は直流電圧Ｖｄｃを平均値としてではなくそのまま検出する。
【００６８】
さらに、制御回路３においてオペアンプＯＰ１に並列にリップル検出用のオペアンプＯＰ３が追加されている。
【００６９】
詳しく説明すると、リップル検出用のオペアンプＯＰ３は、負の入力端子が抵抗Ｒｂ２を介して抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点に接続されるとともに抵抗Ｒｐ２を介して出力端子に接続され、正の入力端子に抵抗Ｒａ２を介して定電圧Ｖｒ２が入力され、出力端子は平均値検出用のオペアンプＯＰ１の出力端子とともに抵抗Ｒ５とダイオードＤ１とを介して駆動部３１の入力端に接続されている。
【００７０】
ここで、図１３（ａ）に破線で示すように比較的に電源電圧が高く（例えば１１０Ｖ）かつ放電灯Ｌａの定格電力が比較的に低い場合と、図１３（ａ）に実線で示すように比較的に電源電圧が低く（例えば９０Ｖ）かつ放電灯Ｌａの定格電力が比較的に高い場合とでは、放電灯Ｌａに供給される電力に差があってもリップルが同程度となることがあり、実施形態２では上記のような場合に放電灯Ｌａへの供給電力を一定とすることができない。
【００７１】
これに対し、本実施形態では、オペアンプＯＰ１の出力端子とオペアンプＯＰ３の出力端子との接続点の電位は図１３（ｂ）に示すように上記の電力の差を補償する方向に制御されるから、上記のようにリップルが同程度となるような場合であっても放電灯Ｌａへの供給電力を略一定とすることができる。
【００７２】
なお、本実施形態においては直流電圧Ｖｄｃの谷部でオペアンプＯＰ３の出力がオペアンプＯＰ１の出力を上回るようになっているため、図１３（ｂ）のような動作となっているが、オペアンプＯＰ３直流電圧Ｖｄｃの山部でオペアンプＯＰ３の出力電圧を増加させる（すなわち、放電灯Ｌａへの供給電力を増加させる）構成としてもよい。この場合、オペアンプＯＰ１の出力端子とオペアンプＯＰ３の出力端子との接続点の電位は図１３（ｃ）に示すように直流電圧Ｖｄｃと同様の波形となる。
【００７３】
（実施形態４）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００７４】
本実施形態は、図１４に示すように、電源電圧の絶対値が所定の谷部閾値以下となる谷部（つまり、電源電圧のゼロクロス点付近）を検出し、この谷部での動作周波数の変更を禁止する谷部固定回路３２を制御回路３に追加した点が実施形態１と異なる。
【００７５】
詳しく説明すると、谷部固定回路３２は、直流電源回路１の各入力端の電圧がそれぞれダイオードＤ３，Ｄ４を介して抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３で分圧されコンデンサＣ７で平滑されて負の入力端子に入力され、正の入力端子には参照電圧Ｖｒ３が入力され、出力端子には定電圧Ｖｃ２を分圧する分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の接続点が接続されたコンパレータＣＰ２と、それぞれベースがコンパレータＣＰ２の出力端子に接続されエミッタがグランドに接続された２個のＮＰＮ型のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２とを備える。一方のトランジスタＴｒ１のコレクタはツェナーダイオードＺＤ１を介してオペアンプＯＰ１の出力端子と抵抗Ｒ５との接続点に接続され、他方のトランジスタＴｒ２のコレクタは直流電圧検出回路４の抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に接続されている。
【００７６】
つまり、電源電圧の平均値が、参照電圧Ｖｒ３に応じた所定の谷部閾値を下回っていれば、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がそれぞれオンされることにより、直流電圧検出回路４の出力に関わらずオペアンプＯＰ１の出力電圧が一定に保たれるから、動作周波数はツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧に応じた一定値となる。
【００７７】
上記構成によれば、電源電圧の谷部で動作周波数が過剰に低くされることによる進相動作の発生を防ぐことができる。
【００７８】
（実施形態５）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００７９】
本実施形態は、放電灯Ｌａの点灯時の動作周波数を、放電灯Ｌａの消灯時の共振周波数（無負荷共振周波数）の近傍としたことを特徴とする。具体的には、動作周波数を無負荷共振周波数±５ｋＨｚの範囲内としている。
【００８０】
放電灯Ｌａとして、図１５（ａ）（ｂ）に曲線Ｌａ１で示すＶ−Ｉ特性を有する比較的に定格電力の高い第１の放電灯と、曲線Ｌａ２で示すＶ−Ｉ特性を有する比較的に定格電力の低い第２の放電灯とのいずれかを接続した場合を考える。上記第１の放電灯と第２の放電灯とは、定格電力は互いに異なるが定格電流が略等しいとする。図１５（ａ）は動作周波数を無負荷共振周波数とした場合を示し、図１５（ｂ）は動作周波数を無負荷共振周波数から離した場合を示す。図１５（ａ）（ｂ）の実線ＢＢはそれぞれ放電灯Ｌａとして第２の放電灯が定格点灯しているときのインバータ回路２のＶ−Ｉ特性を示し、このときの動作点は点Ｂとなっている。図１５（ａ）（ｂ）の破線ＢＣはそれぞれ実線ＢＢの状態から放電灯Ｌａを第１の放電灯に交換した直後のインバータ回路２のＶ−Ｉ特性を示し、このときの動作点は点Ｃとなっている。図１５（ａ）（ｂ）の太線ＢＡはそれぞれ放電灯Ｌａとして第１の放電灯が取り付けられてから制御回路３による動作周波数の制御が為された後のインバータ回路２のＶ−Ｉ特性を示し、このときの動作点は点Ａとなっている。
【００８１】
図１５（ａ）（ｂ）を見ても分かるように、放電灯Ｌａの点灯時の動作周波数を無負荷共振周波数近傍とした図１５（ａ）の場合には、図１５（ｂ）の場合に比べて、点Ａと点Ｃとの間での電流（ランプ電流）の変動が抑えられている。つまり、直流電圧Ｖｄｃの変動を動作周波数の変更で補償する制御に当たっては、必要な動作周波数の変更幅が小さくなっている。
【００８２】
また、曲線ＢＣと曲線ＢＡとの間のように、動作周波数の変更に伴うインバータ回路２のＶ−Ｉ特性の傾きの変化が無負荷周波数近傍では少なくなっている。これにより、直流電圧Ｖｄｃの変化を動作周波数の変更で補償する制御に当たっては、上記傾きの変化に伴ってさらに必要となる動作周波数の変更が少なくなっていることにより、最終的に必要な動作周波数の変更幅そのものも小さくなっている。以上により、本実施形態では、動作周波数を小さくしすぎることによる進相動作や、動作周波数を大きくしすぎることによる光出力の低下が発生しにくい。
【００８３】
（実施形態６）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００８４】
本実施形態は、図１６に示すように、共振用のインダクタＬ１と放電灯Ｌａとの間にコンデンサＣ２を接続した点が実施形態１とは異なる。
【００８５】
上記構成によれば、放電灯Ｌａに供給される電力の、動作周波数の変化に対する変化が、コンデンサＣ２を含めた第１の共振周波数ｆ１＝２π{Ｌ１（Ｃ１＋Ｃ２）}１／２とコンデンサＣ２を含まない第２の共振周波数ｆ２＝２π（Ｌ１Ｃ１）１／２との間でゆるやかになる。
【００８６】
図１７（ａ）（ｂ）のそれぞれにおいて、動作周波数を第１の共振周波数ｆ１とした場合のインバータ回路２のＶ−Ｉ特性を曲線Ｂｆ１で示し、動作周波数を第２の共振周波数ｆ２とした場合のインバータ回路２のＶ−Ｉ特性を曲線Ｂｆ２で示す。図１７（ａ）は本実施形態におけるＶ−Ｉ特性を示し、図１７（ｂ）はコンデンサＣ２を設けない場合におけるＶ−Ｉ特性を示す。図１７（ａ）（ｂ）を見てもわかるように、動作周波数の変更に伴うインバータ回路２のＶ−Ｉ特性の傾きの変化が本実施形態では少なくなっている。
【００８７】
上記構成によれば、コンデンサＣ２を設けない場合に比べ、動作周波数の変更に伴うインバータ回路２のＶ−Ｉ特性の傾きの変化が上記２種類の動作周波数ｆ１と動作周波数ｆ２との間で小さくなっているから、直流電圧Ｖｄｃの変化を動作周波数の変更で補償する制御に当たってインバータ回路２のＶ−Ｉ特性曲線の傾きの変化に伴ってさらに必要となる動作周波数の変更が少なくなることにより、最終的に必要な動作周波数の変更幅が小さくなっている。従って、動作周波数を小さくしすぎることによる進相動作や、動作周波数を大きくしすぎることによる光出力の低下が発生しにくい。
【００８８】
（実施形態７）
本実施形態の基本構成は実施形態６と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００８９】
本実施形態は、図１８に示すように、動作周波数の範囲を制限する制限手段としてのリミッタ回路３３を制御回路3に有する点が実施形態５と異なる。
【００９０】
具体的に説明すると、リミッタ回路３３は、それぞれ正の入力端子に互いに異なる参照電圧ＶＬ，ＶＨが入力され、負の入力端子がダイオードＤＨ，ＤＬを介して出力端子に接続されるとともにオペアンプＯＰ１の出力端子と抵抗Ｒ５との接続点に接続された２個のオペアンプＯＰＨ，ＯＰＬを備える。参照電圧のうちより高い上限電圧ＶＨが正の入力端子に入力された一方のオペアンプＯＰＨにおいては、ダイオードＤＨはカソードをオペアンプＯＰＨの出力端子に接続されている。また、参照電圧のうちより低い下限電圧ＶＬが正の入力端子に入力された他方のオペアンプＯＰＬにおいてはダイオードＤＬはアノードをオペアンプＯＰＬの出力端子に接続されている。
【００９１】
すなわち、制御回路３の出力電圧が上限電圧ＶＨを上回ったときにはオペアンプＯＰＨの出力がローレベルとなり、制御回路３の出力電圧が下限電圧ＶＬを下回ったときにはオペアンプＯＰＬの出力がハイレベルとなることにより、制御回路３の出力電圧が上限電圧ＶＨと下限電圧ＶＬとの間に制限される。これにより、動作周波数が上限電圧ＶＨと下限電圧ＶＬとに応じた一定の範囲内に制限される。
【００９２】
上記構成によれば、動作周波数が所定の範囲を超えて変動することによる進相動作の発生や立ち消えを防止することができる。
【００９３】
（実施形態８）
本実施形態の基本構成は実施形態６と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００９４】
本実施形態は、図１９に示すように、コレクタが直流電圧検出回路４の抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点に接続されエミッタがグランドに接続されベースが駆動部３１に接続されたＮＰＮ型のトランジスタＴｒ３を備える。駆動部３１は、ランプ始動時の一定期間、トランジスタＴｒ３をオンし、その後トランジスタＴｒ３をオフする。トランジスタＴｒ３がオンされている間、直流電圧検出回路４の出力電圧は０に固定され、従って直流電圧Ｖｄｃに基づく制御が行われないから動作周波数も一定となる。
【００９５】
上記構成によれば、予熱時や始動時に、直流電圧Ｖｄｃに基づいて放電灯Ｌａへの供給電力を減少させる制御が行われることによる始動不良を防止することができる。
【００９６】
（実施形態９）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００９７】
本実施形態は、図２０に示すように、交流電源ＡＣから直流電源回路１に入力される電源電圧のピーク値を検出する電源電圧検出回路５を備え、制御回路３は、電源電圧検出回路５の出力に応じて予熱時の動作周波数及び始動時の動作周波数を制御する。
【００９８】
具体的に説明すると、電源電圧検出回路５は、正の入力端子に、交流電源ＡＣの両端の電圧がそれぞれダイオードＤ３，Ｄ４と分圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３とを介して入力され出力端子がダイオードＤ５と抵抗Ｒ１６とを介して駆動部３１に接続されたオペアンプＣＰ３とを備える。オペアンプＣＰ３の負の入力端子はダイオードＤ５のカソードに接続されるとともにコンデンサＣ８を介してグランドに接続され、抵抗Ｒ１６と駆動部３１との接続点は別の抵抗Ｒ１７を介してグランドに接続されている。
【００９９】
すなわち、オペアンプＣＰ３の正の入力端子に入力された電圧がコンデンサＣ８の充電電圧を上回っているときにはコンデンサＣ８の充電電圧が上昇し、駆動部３１には電源電圧のピーク値に対して正の相関を有する電圧が入力される。
【０１００】
また、駆動部３１は、電源電圧検出回路５から入力された電圧が高いほど、つまり電源電圧のピーク値が高いほど、予熱時及び始動時の動作周波数を高くして放電灯Ｌａに供給される電力を低くすることにより、予熱時及び始動時に放電灯Ｌａに供給される電力を電源電圧の変動に関わらず略一定とする。
【０１０１】
上記構成によれば、予熱時及び始動時において、動作周波数を予熱及び始動時の過程毎に一定とする場合に比べ、電源電圧の変動に起因する放電灯Ｌａへの供給電力の変動を抑制することができる。
【０１０２】
（実施形態１０）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【０１０３】
本実施形態は、図２１に示すように、放電灯Ｌａの寿命末期を検出する寿命末期検出回路６を備える。
【０１０４】
具体的に説明すると、寿命末期検出回路６は、負の入力端子に参照電圧Ｖｒ４が入力され、正の入力端子が制御回路３のオペアンプＯＰ１の出力端子に接続され、出力端子が駆動部３１に接続されたコンパレータＣＰ４を備える。コンパレータＣＰ４の出力端子には、定電圧源Ｖｃ３が抵抗Ｒ１８を介して接続されている。
【０１０５】
本実施形態の動作を説明する。制御回路３のオペアンプＯＰ１の出力電圧が寿命末期検出回路６の参照電圧Ｖｒ４を上回ったとき、すなわち直流電圧Ｖｄｃの平均値が参照電圧Ｖｒ４と制御回路３の参照電圧Ｖｒ１とに応じた所定の閾値を下回ったとき、寿命末期検出回路６のコンパレータＣＰ４の出力はハイレベルとなる。
【０１０６】
ここで、放電灯Ｌａが寿命末期になると、放電灯Ｌａのインピーダンスが上昇することにより直流電圧Ｖｄｃが低下する。寿命末期検出回路６の参照電圧Ｖｒ４は、放電灯Ｌａの寿命末期が判定できる程度に直流電圧Ｖｄｃが低くなったときのオペアンプＯＰ１の出力電圧程度としてある。参照電圧Ｖｒ４は、具体的には例えば、電源電圧が標準的な値であって周囲温度が常温といった標準的な使用環境の下で放電灯Ｌａのインピーダンスが正常な放電灯Ｌａの平均的なインピーダンスの１．５倍であるときのオペアンプＯＰ１の出力電圧程度とする。
【０１０７】
つまり、コンパレータＣＰ４の出力がハイレベルとなったときにとき寿命末期検出回路６により放電灯Ｌａの寿命末期が検出される。駆動部３１は、寿命末期検出回路６によって放電灯Ｌａの寿命末期が検出されると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動を停止して放電灯Ｌａへの電力の供給を停止する。
【０１０８】
上記構成によれば、制御回路３のオペアンプＯＰ１の出力電圧が所定の値を上回ったこと、すなわち直流電圧検出回路４の出力電圧が所定の値を下回ったことに基づいて放電灯Ｌａの寿命を検出しているから、例えば放電灯Ｌａの両端電圧（ランプ電圧）や放電灯Ｌａの光出力に基づいて放電灯Ｌａの寿命を検出する回路を別途に設ける場合に比べ、部品点数が減少して製造コストが低減される。
【０１０９】
なお、放電灯Ｌａの寿命末期が検出された後の動作は、上記のようにただちにインバータ回路２を停止させるものに限られず、例えば液晶パネルへの表示や発光ダイオードの点灯といった周知の手段によって放電灯Ｌａの寿命末期を使用者に報知する構成としてもよい。
【０１１０】
実施形態１〜９及び本実施形態の放電灯点灯装置は、放電灯Ｌａが着脱自在に取り付けられるとともに放電灯Ｌａと放電灯点灯装置のインバータ回路２とを電気的に接続するソケット（図示せず）と、放電灯点灯装置を収納するとともにソケットを保持した器具本体（図示せず）とを備える、周知の例えば天井取付形やスタンド形といった各種の照明器具に用いることができる。このような照明器具は周知の技術で実現可能であるので、図示並びに詳細な説明は省略する。
【図面の簡単な説明】
【０１１１】
【図１】本発明の実施形態１を示す回路図である。
【図２】ランプ周囲温度と直流電圧との関係の一例を示す説明図である。
【図３】電源電圧と直流電圧との関係を示す説明図である。
【図４】実施形態１の動作を示す説明図である。
【図５】実施形態１の動作を示す説明図である。
【図６】（ａ）は直流電圧の波形を示し、（ｂ）は同上と比較例とのそれぞれについて（ａ）の直流電圧に対する動作周波数の変動を示す説明図である。。
【図７】本発明の実施形態２を示す回路図である。
【図８】同上において放電灯のＶ−Ｉ特性とインバータ回路のＶ−Ｉ特性とを示す説明図である。
【図９】（ａ）（ｂ）はそれぞれ同上において直流電圧検出回路のコンパレータに入力される電圧を各入力端子についてそれぞれ示す説明図であり、（ａ）（ｂ）は直流電圧のリップルの大きさが互いに異なる場合を示す。
【図１０】（ａ）は同上において放電灯のＶ−Ｉ特性とインバータ回路のＶ−Ｉ特性とを示す説明図であり、（ｂ）は同上の比較例において放電灯のＶ−Ｉ特性とインバータ回路のＶ−Ｉ特性とを示す説明図である。
【図１１】直流電圧の波形の一例を示す説明図である。
【図１２】本発明の実施形態３を示す回路図である。
【図１３】（ａ）は直流電圧検出回路の出力電圧の一例を示す説明図であり、（ｂ）は同上の動作を示す説明図であり、（ｃ）は別の形態の動作を示す説明図である。
【図１４】本発明の実施形態４を示す回路図である。
【図１５】（ａ）は本発明の実施形態５において放電灯のＶ−Ｉ特性とインバータ回路のＶ−Ｉ特性とを示す説明図であり、（ｂ）は比較例において放電灯のＶ−Ｉ特性とインバータ回路のＶ−Ｉ特性とを示す説明図である。
【図１６】本発明の実施形態６を示す回路図である。
【図１７】（ａ）は同上において放電灯のＶ−Ｉ特性とインバータ回路のＶ−Ｉ特性とを示す説明図であり、（ｂ）は同上の比較例において放電灯のＶ−Ｉ特性とインバータ回路のＶ−Ｉ特性とを示す説明図である。
【図１８】本発明の実施形態７を示す回路図である。
【図１９】本発明の実施形態８を示す回路図である。
【図２０】本発明の実施形態９を示す回路図である。
【図２１】本発明の実施形態１０を示す回路図である。
【図２２】従来例を示す回路図である。
【図２３】別の従来例を示す回路図である。
【図２４】（ａ）（ｂ）はそれぞれ直流電圧の波形の一例を示す説明図であり、（ｂ）は（ａ）よりも負荷が大きい場合を示す。
【符号の説明】
【０１１２】
１  直流電源回路
２  インバータ回路
３  制御回路
４  直流電圧検出回路
５  電源電圧検出回路
６  寿命検出回路
２１  スイッチング部
２２  共振部
３３  リミッタ回路（請求項における制限手段）
Ｃ３  平滑コンデンサ
ＤＢ  ダイオードブリッジ
Ｌａ  放電灯
【図１】
2008034147.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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