(57)【要約】      （修正有）【課題】調整出力電圧を提供することができ、向上した効率性を有する電荷ポンプ回路を提供する。【解決手段】入力電圧は入力端子及び共通端子を通過して入力され、出力電圧は出力端子及び共通端子を通過して生成される。調整器は入力端子と出力端子との間のエネルギー転送のために複数のモードで動作可能に構成され、入力端子、出力端子、及び、共通端子に結合された電荷ポンプ回路と、出力電圧が好ましい範囲となる調整条件を決定する出力検出回路と、クロック信号を生成する発振回路と、それぞれが入力電圧と出力電圧の特定の比率を作る３つ以上のモードで、電荷ポンプ回路を選択的に作動させるために操作可能に構成され、出力検出回路と発振回路に結合された制御回路とを備えており、制御回路は、出力検出回路及び発振回路から入力信号を受け取り、入力信号を基に電荷ポンプ回路を作動させるためモードのうち１つを選択する電荷ポンプ電圧調整器。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を出力電圧に変換する電荷ポンプ電圧調整器であって、
前記入力電圧が入力端子及び共通端子を通過して入力され、前記出力電圧が前記出力端子及び前記共通端子を通過して生成されるよう構成された前記入力端子、前記出力端子、及び、前記共通端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間のエネルギー転送のために複数のモードで動作可能に構成され、前記入力端子、前記出力端子、及び、前記共通端子に結合された電荷ポンプ回路と、
前記出力電圧が好ましい範囲となる調整条件を決定するのに適した出力検出回路と、
クロック信号を生成する発振回路と、
それぞれが前記入力電圧と前記出力電圧の特定の比率を作る３つ以上のモードで、前記電荷ポンプ回路を選択的に作動させるために操作可能に構成され、前記出力検出回路と前記発振回路に結合された制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記出力検出回路及び前記発振回路から入力信号を受け取り、前記入力信号を基に前記電荷ポンプ回路を作動させるため前記モードのうち１つを選択する電荷ポンプ電圧調整器。
【請求項２】
請求項１の電荷ポンプ電圧調整器であって、
前記制御回路は、前記電荷ポンプ回路に連結されたモード制御回路と、モード変化方向検出回路と、タイマー回路とを備え、
前記モード制御回路は、前記電荷ポンプの動作モードを制御するために前記電荷ポンプに入力信号を与え、
前記モード変化方向検出回路と前記タイマー回路は、前記モード制御回路に結合されると同時に前記モード制御回路に入力信号を与えるように構成された電荷ポンプ電圧調整器。
【請求項３】
請求項１の電荷ポンプ電圧調整器であって、
前記電荷ポンプ回路の動作モードは、電圧の上昇、電圧の降下、又は、前記入力電圧と前記出力電圧との間の電圧変換の関係を生成する電荷ポンプ電圧調整器。
【請求項４】
請求項１の電荷ポンプ電圧調整器であって、
後続の変化を遅らせるために、前記の変化がそれ以前のほとんどのモード変化と同じ方向である場合は、前記制御回路の前記タイマー回路と前記モード変化方向検出回路は前記電荷ポンプ回路の動作モードで動作可能である電荷ポンプ電圧調整器。
【請求項５】
請求項１の電荷ポンプ電圧調整器であって、
前記出力検出回路は、参照信号を生成する電圧参照回路と、前記参照信号と前記出力電圧に関する信号を受け取り、前記制御回路によって使用される調整信号を生成するよう構成された比較器とを含む電荷ポンプ電圧調整器。
【請求項６】
請求項１の電荷ポンプ電圧調整器であって、
前記タイマー回路は、経過時間を示す信号を生成するために、前記クロック信号と整数因子とを使用するデジタルカウンタ回路を備え、前期タイマー回路は前記モード制御回路に連結される出力を有し、前記経過時間を示す信号を前記モード制御回路に与えるよう構成された電荷ポンプ電圧調整器。
【請求項７】
請求項６の電荷ポンプ電圧調整器であって、
前記整数因子には、前記電荷ポンプのそれぞれのモードでの性能を最適化するために、異なる値を割り当てるよう構成された電荷ポンプ電圧調整器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、電荷ポンプ回路によって、電圧を調整する回路及び方法に関する。前記回路及び方法は、パワー効率が高いときの入力電圧レベル、出力電圧及び負荷電流レベルの変化にともない、必須の限度内で変化できる特定の電圧を維持する調整器の実現を可能にする。
【背景技術】
【０００２】
パワー効率を向上させ、出力電圧のばらつきを安定させるために、入力パワー供給電圧を他の電圧へ変換する際、ＤＣ／ＤＣ変換器が広く使われる。用途の中には、エネルギー転送のため、インダクタよりむしろコンデンサを使用するのが好ましいものもある。このタイプの変換器の回路例を以下の図面に示す。
【０００３】
図１８（ａ）は、２倍モードの電荷ポンプの回路図を示す。クロック（ＣＬＫ）をスイッチ制御ブロックに入力する。スイッチ制御ブロックは、ＳＷ１とＳＷ２を制御して、入力電圧（ＶＩＮ）から転送キャパシタ（ＣＦＬ）を充電し、出力キャパシタ（Ｃｏｕｔ）へＣＦＬの放電（又は、電荷の転送）を行う。ＣＦＬを通過する電圧は、それぞれのスイッチ動作中は、ほぼＶＩＮであり、その結果ＶＯＵＴはＶＩＮの２倍になる。
【０００４】
図１８（ｂ）は、１．５倍モードの電荷ポンプの回路図を示す。同様に、クロック（ＣＬＫ）をスイッチ制御ブロックに入力する。スイッチ制御ブロックは、ＳＷ１からＳＷ４までを制御する。クロックの第１の位相では、転送キャパシタＣＦＬ１とＣＦＬ２を入力電圧（ＶＩＮ）から直列に充電するように、スイッチが形成されている。ＣＦＬ１とＣＦＬ２の値が同じであれば、ＣＦＬ１とＣＦＬ２でキャパシタ分圧器を形成するため、ＣＦＬ１とＣＦＬ２との間のノード電圧は、ＶＩＮ／２となる。クロックの第２の位相では、スイッチ制御ブロックがスイッチを構成し、出力キャパシタ（Ｃｏｕｔ）と並列のキャパシタＣＦＬ１とＣＦＬ２の放電、又は、電荷の転送をする。ＣＦＬ１とＣＦＬ２を通過する電圧はそれぞれＶＩＮ／２であり、ゆえにＶＯＵＴはＶＩＮの１．５倍となる。
【０００５】
図１８（ｃ）は、１．５倍モードの電荷ポンプと２倍モードの電荷ポンプを組合せたものの回路図を示す。クロック（ＣＬＫ）の第１の位相又は充電位相では、スイッチ制御ブロックは、ＳＷ１からＳＷ７までを、ＣＦＬ１とＣＦＬ２が、前記のようにＶＩＮから、直列では１．５倍モード（ＳＷ１、ＳＷ４、ＳＷ７＝ＯＮ、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ５＝ＯＦＦ）に、又は、並列では２倍モード（ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５、ＳＷ７はＯＮで、ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６はＯＦＦ）に充電するように構成する。
【０００６】
クロック（ＣＬＫ）の第２の位相、又は、放電位相では、スイッチ制御ブロックは、常に、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ５とＳＷ６をＯＮに、ＳＷ１、ＳＷ４、ＳＷ７をＯＦＦに構成する。これによって、１．５倍モードでは、ＶＯＵＴ＝ＶＩＮ＋ＶＣＦＬ＝ＶＩＮ＋（ＶＩＮ／２）、２倍モードでは、ＶＩＮ＋ＶＩＮとなる。
【０００７】
電荷ポンプ型ＤＣ／ＤＣ変換器がエネルギー転送素子としてコンデンサを使用するため、出力電圧比に対する入力電圧は、転送コンデンサの構造によって決定される。例えば、ＶＯＵＴ／ＶＩＮは、図１８（ａ）の回路構成では、２．０であり、ＶＯＵＴ／ＶＩＮは、図１８（ｂ）の回路構成では、１．５である。電圧はコンデンサの物理的な数に対して相関関係にあるため、この比は、有利分数に限定され、フレキシブルでない。
【０００８】
上記で明らかなように、従来の電荷ポンプ回路は、技術的には公知である。電荷ポンプ回路の一例を、米国特許番号６、５１２、４１１（例えば、米国特許番号６、５１２、４１１特許の図４参照）に示している。ここでは、バックモード電荷ポンプ構成を示す。尚、この回路は、ブースト構成に変更することもできる。
【０００９】
米国特許番号６、５１２、４１１は、また、ＶＩＮや負荷量の変化に関し、ＶＯＵＴを、高い効率で、ある範囲内の数値に維持するために、２以上の電荷ポンプの入力対出力変換比を選ぶ制御方法を提供する。
【００１０】
入力パワー源として電池を使用する場合は、電池の放電にともない、入力電圧ＶＩＮが低下するため、このような装置では、出力電圧ばらつきが大きくなる可能性がある。使用可能な電圧比が限定されているので、入力出力電圧のある範囲において、出力電圧は最小必要電圧よりも高くなるため、これにより効率が下がる。
【００１１】
このように、調整出力電圧を提供し、同時に効率を改善する電荷ポンプ回路を得ることが望ましい。
【発明の開示】
【００１２】
上記を鑑みて、本発明は、調整出力電圧を提供することができ、同時に、向上した効率性を提供する電荷ポンプ回路を提供することを目的とする。以下により詳細に説明するが、これは、入力出力電圧比の制御を高めることができるよう追加制御回路を備えることによって達成される。
【００１３】
一実施形態によると、本発明は、入力電圧を出力電圧に変換する電荷ポンプ電圧調整器に関する。本発明の電荷ポンプ電圧調整器は、前記入力電圧が入力端子及び共通端子を通過して入力され、前記出力電圧が出力端子及び共通端子を通過して生成されるよう構成された入力端子、出力端子、及び、共通端子を備えている。また、前記電荷ポンプ電圧調整器は、前記入力端子と前記出力端子との間のエネルギー転送のために複数のモードで動作可能に構成され、前記入力端子、前記出力端子、及び、前記共通端子に結合された電荷ポンプ回路と、出力電圧が好ましい範囲となる調整条件を決定するのに適した出力検出回路と、クロック信号を生成する発振回路と、それぞれが前記入力電圧と前記出力電圧の特定の比率を作る３以上のモードで、前記電荷ポンプ回路を選択的に作動させるために操作可能に構成され、前記出力検出回路と前記発振回路に結合された制御回路とを備えており、前記制御回路は、前記出力検出回路及び前記発振回路から入力信号を受け取り、前記入力信号を基に前記電荷ポンプ回路を作動させるため前記モードのうち１つを選択する。
【００１４】
本発明の調整電荷ポンプヒステリシス回路は、従来技術に優る多くの効果を与える。効果の一つは、本発明によって、従来の装置と比べて、効率が向上し、出力電圧の特性が調整された電荷ポンプ型ＤＣ／ＤＣ変換器が提供されることである。ほとんどの電荷ポンプ変換器と比べた場合、本発明の調整電荷ポンプ回路は、出力リップルをも削減し、制御装置においては、ほとんどの場合、アナログ回路に換えてロジック回路を使用している。
【００１５】
本発明のさらなる目的、効果、新規の特徴は、以下の記載を検討する際、当業者に明らかになるだろう。また、それらは、本発明を実行することによって学習される。本発明の新規の特徴を以下に示すが、構成及び内容の両方に関して、図面と併せた以下の詳細な記載から、本発明はその他の目的や内容に沿ってよりよく理解され、評価される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面を参照し、本発明をより詳しく説明する。ここでは、本発明の好適な実施の形態を示す。しかし、本発明は、多くの様々の形態に埋め込むことができ、ここに記載する実施の形態に限定されると理解するものではない。むしろ、これらの実施形態を提供することで、本開示が全体的で完全になり、本発明の範囲が当業者に十分に伝える。全体を通じて、符号により各構成要素を示す。
【００１７】
上記の通り、図１は、調整電荷ポンプ（２つのモード）の第１の例示的実施形態を示す例である。図２は、図の調整電荷ポンプの一連のモード制御を示し、図３は、そのタイミングチャートを示す。図１を参照すると、比較器１０は、調整電荷ポンプ１２を制御するために使用される。動作中は、比較器出力ＶＣがＨ（ｈｉｇｈ）のとき、Ｒ１とＲ２を備える抵抗分圧器によって設定されるＶＯＵＴの比は、設定点ＶＲＥＦより低くなる。その結果、調整電荷ポンプ比は、１倍モードから１．５倍モードへ変わる。比較器出力ＶＣがＬ（ｌｏｗ）のとき、ＶＯＵＴは設定点より高くなる。その結果、調整電荷ポンプ比は、１．５倍モードから１倍モードに変わる。ＶＯＵＴとモード動作の関係は、図３のタイミングチャートに示す。
【００１８】
図１を再び参照すると、モード制御回路１４は、クロック（ＣＬＫ）１８を受け取り、電荷ポンプ回路１６にゲート制御信号を与える。ゲート制御信号は、電荷ポンプを１倍モードか１．５倍モードのいずれかにするために動作する。各モードは、１クロック周期の最小期間を有する。これは、図２に示す回路図において、ＣＬＫの立ち上がり端では、１つのモード制御変化のみが起こるからである。出力圧力は、１倍と１．５倍間のモード変化によって制御される。言い換えると、あるＶＩＮに対して、１倍モードと１．５倍モードのデューティ比によって出力電圧が決定される。
【００１９】
効率は、１．５倍モードに対する１倍モードのデューティ比によって決定されるため、この動作によって１倍モード動作の最大時間と最高効率が与えられる。電荷ポンプ１６においては、入力電流は、転送比かける出力電流であるので、低転送比が使われる場合に、高い効率となる。
【００２０】
効率を上げるために、低転送比を使用することが重要である。その結果、図１に示す実施形態は、総動作時間中より大きい時間割合で、低比率モードで動作することができるので、ほとんどの従来の装置よりも効率のよい装置を提供することができる。
【００２１】
尚、本実施形態において、ＶＲＥＦ電圧を変化されることによって、ＶＯＵＴ電圧を制御する。さらに、図１の実施形態が、１倍モードと１．５倍モードの２つの動作モードを持つ一方で、電荷ポンプ比は、いかなる組合せでもそれぞれのモードに使用することができる。
【００２２】
図４に示す本発明の他の例示的実施形態は、３つの動作モードを持つ。図４、図５、及び、図６は、この第２の実施形態とその動作を示している。尚、特に、ＶＩＮの変化が大きい電池駆動型の応用例では、３つの転送比を有することによって、より効率的なＶＩＮ−ＶＯＵＴ比を平均的に提供することができる。第２の実施形態の動作は、図１に示す実施形態と同様である。異なる部分は、主に、電荷ポンプ回路に２倍モードが加えられた点である。また、動作のどのモードも、最小期間は１クロック周期である。図５及び図６は、それぞれ、ＶＯＵＴのタイミングチャートの例と図４の実施形態のモード動作を示す。
【００２３】
図５及び図６を参照すると、モードは、時間Ａで１倍である。１倍モードは、使用できる最低の転送比であり、ＶＯＵＴは負荷２４によって低下する。次のクロック周期では、モードが１．５倍に変わり、ＶＯＵＴは転送クロック位相の開始時に上昇し始める。しかし、ＶＯＵＴは、まだ設定点よりも低いままであり、比較器出力ＶＣはＨのままである。次のクロック周期では、ＶＯＵＴは増加しているのに、モードは２倍モードとなる。したがって、ＶＯＵＴは、１．５倍モードのときよりも速いスピードで増加する。その結果、この構成は、図６に示すように動作し、すべてのモードを繰り返す。１つのクロック周期におけるＶＯＵＴの電圧変化はＶＩＮ、ＶＯＵＴ，負荷、クロック周波数、及び、電荷ポンプ出力インピーダンスと共に変化する。尚、３つのモードを有する転送の周期がこの制御方法で常に予測可能なわけではない。
【００２４】
さらに具体的には、各モードの動作の最小期間は１クロック周期であるので、転送モードは、電圧変化が落ち着く前に高い比率又は低い比率に変わり、不安定な動作が起こる。その結果、ＶＯＵＴは、比較的大きいオーバーシュート電圧又はアンダーシュート電圧か、非周期的なりプル電圧を示す。このような動作は許容することはできるものではなく、効率が下がる。使用できるモードが２つしかない場合は、装置は、動作を２つのモードでしか切り替えることができないので、本質的に安定となる。しかし、３つ以上のモードが使用可能な場合は、装置は不安定な動作となり、そのような大きなリップル電圧が多くの応用例で許容可能でない可能性がある。
【００２５】
図６に示すように、システムを１倍モードから変化した後、いくつかのクロック周期の間１．５倍モードに保った場合、平均して低モードで動作することによって、オーバーシュート電圧は低下し、効率が上がる。１倍モードに変化させた後は、アンダーシュート電圧を低下させるために、次のモード変化を許可するまでの１周期の間、電荷ポンプが１倍モードのままである必要がある。
【００２６】
前記の第２の実施形態に関連する問題のいくつかを解決するための、本発明の調整電荷ポンプの第３の例示的実施形態を図７に示す。図７は、３つの転送比が可能な調整電荷ポンプ７０を示す。以下、さらに説明するように、図７の調整電荷ポンプ７０によって、広い外的条件の範囲にわたり、２つの転送比を有するシステムと比べて、調整電圧及び効率が向上され、電池駆動型の応用例の効率が上がる。
【００２７】
図７を参照すると、調整電荷ポンプは、モード制御回路７２と、タイマー回路７４と、モード変化方向検出回路７６と、電荷ポンプ回路７８とを備えている。尚、ここでは、モード制御回路７２、タイマー回路７４、モード変更方向検出回路７６、電荷ポンプ回路７８の組合せを制御回路とも称する。図８は、モード制御図の例を示すし、図９は、タイミングチャートの例を示す。動作において、モード制御回路７２は、電荷ポンプ比モードを実行する電荷ポンプ回路７８に制御信号を与える。さらに、モード制御回路７２は、モード変化方向検出回路７６によって、各モード状態の動作を行い、モード制御回路７２に入力信号を与える。
【００２８】
モード変化方向検出回路７６の例を図１０に示し、その動作に関するタイミングチャートを図１１に示す。モード変化方向検出回路７６は、モードが上昇変化か下降変化のどちらの変化があったかを示すモード変化検出情報を与える。図１０は、モード変化方向検出回路の実現例を示す。しかし、本発明は、モード変化方向検出回路を実現する方法は、他にも多数あり、図１０に示す実現例に限定されない。
【００２９】
タイマー回路７４の例を図１３Ａと図１３Ｂに示す。信号ＭＵＤ（Ｍｏｄｅ  Ｕｐ  Ｄｉｒｅｃｔ）は、上昇方向のモード比変化が発生したことを示し、信号ＭＤＤ（Ｍｏｄｅ  Ｄｏｗｎ  Ｄｉｒｅｃｔ）は、下降方向のモード比変化が発生したことを示す。モード変化方向検出回路７６は、タイマー回路７４をリセットするため使用されるリセット信号“ＲＥＳＥＴ  ＴＩＭＥＲ”を生成する。
【００３０】
動作中は、モード制御回路７２は、タイマー回路７４からの出力信号ＴＩＭＥＯＵＴ、モード変化方向検出回路７６からの出力信号ＭＵＤ及びＭＤＤ、比較器１０からの出力信号ＶＣ、クロック入力１８からのクロック信号ＣＬＫ、スタートアップ回路からのＭＳＴＵＰとを受け取る。
【００３１】
図１２（ａ）には、この第３の実施形態の３つの比率モードを有する電荷ポンプの動作に関するタイミングチャートを示す。第３の実施形態の動作の重要な特徴は、あるタイマー期間において、１を越える回数の同じ方向のモード変化が起こるのを防ぐことであり、このとき、タイマー期間はクロック周期の所定の整数のカウントである。この実施形態においては、タイマー期間は、１．２ＭＨｚクロックで、１６ＣＫＬ周期又は３２ＣＬＫ周期で、これはロジック実装に都合のよい数である。要する時間は、転送比、ＶＩＮ、ＶＯＵＴ、クロック周波数中の変数の関数である。例えば、１つ前のモード変化が１倍から１．５倍への変化だった場合、ＭＵＤはＨになり、その結果、入力ＴＩＭＥＯＵＴとＭＵＤを受け取るＡＮＤゲートは、たとえＶＣがＨだったとしても、同じタイマー期間中に２倍に変化することを避ける。しかし、１つ前のモード変化が２倍から１．５倍への変化だった場合は、ＭＤＤはＨであり、１．５倍モードが最小で１ＣＬＫ周期続く。この結果、調整電荷ポンプ７０は、低いリップル電圧を提供し、一方で、モードの組合せを可能にする。図１２（ｂ）と図１２（ｃ）は、安定動作に必要なタイマー期間の要件を示す。
【００３２】
図１２（ｂ）を参照すると、ΔＶＯＵＴ（１倍モード）とΔＶＯＵＴ（１．５倍モード）は各モードの１周期間のＶＯＵＴの値の増加変化である。ＩＮＴ＝（ｔｉｍｅｒ  ｐｅｒｉｏｄ／ＣＬＫ  ｐｅｒｉｏｄ）＝（ｔｉｍｅｒ  ｐｅｒｉｏｄＸｆＣＬＫ）は、タイマー期間のクロック周期カウントであり、整数で示す。以下の式は、より高い比率モードへの第２の移行が起こる前の必要最小のタイマー期間を示す。
【００３３】
｜ΔＶＯＵＴ（１倍モード）｜＜｜ＩＮＴＸΔＶＯＵＴ（１．５倍モード）｜
図１２（ｃ）は、より低い比率モードへの移行が起こる際の動作を示す。以下の式は、より低い比率モードへの第２の移行が起こる前の必要最小のタイマー期間を示す。
【００３４】
｜ΔＶＯＵＴ（２倍モード）｜＜｜ＩＮＴＸΔＶＯＵＴ（１．５倍モード）｜
ここで、第１の式の“ＩＮＴ”は、１つ前のモード移行がより高い比率モードへの移行だった場合の安定動作のための最小のタイマー期間を与える値であり、“ＩＮＴＵＰ“と称される。
【００３５】
同様に、第２の式中の“ＩＮＴ”は、１つ前のモード移行がより低い比率モードへの移行だった場合の安定動作のための最小のタイマー期間を与える値であり、“ＩＮＴＤＮ“と称される。
【００３６】
ＩＮＴの値１つがすべての場合に使われる場合は、一番大きいＩＮＴＵＰ及びＩＮＴＤＮでなければならない。しかし、図７から図１０に示すように、ＭＵＤ又はＭＤＤのどちらがアサートされるかによっては、ＩＮＴＵＰ及びＩＮＴＤＮのＩＮＴの値がタイマー回路７４で使用されている場合は、図７のレギュレータの過渡応答はより速い可能性がある。必要なタイマー期間は、ＶＩＮ、ＶＯＵＴ、クロック周波数、電荷転送比、負荷電流、キャパシタ値、及び、スイッチ抵抗の関数である。
【００３７】
図１４は、ＬＥＤドライバの応用例における本発明の調整電荷ポンプの使用例を示すものである。図１４を参照すると、ダイオード電流（ＬＥＤ電流）は、ダイオード８４に結合した電流シンク８２によって制御され、その値は、ＬＥＤの望ましい輝度にしたがって変化する。電流ＶＣＳは調整され、その必要な値はＶＯＵＴ及びＬＥＤダイオード電圧の予想されるばらつきによって変化する。ダイオード電圧は、温度、負荷電流、及び、製造ばらつきによって比較的ばらつきが大きい。調整電荷ポンプのモード制御回路に入力を与える比較器への１入力として電圧ＶＣＳを使用することで、ＶＯＵＴ及びＬＥＤ電圧両方のばらつきを捕らえることができる。ＶＲＥＦ電圧を制御することで、常に適切な電流シンクでヘッドルームを動作させ、効率を最適にすることができる。
【００３８】
図１５は、ＬＥＤ応用例で使用される本発明の調整電荷ポンプの他の実施形態を示す。図１４及び図１５の実施形態は互いに類似している。しかし、本実施形態では、電流シンクを省略し、ＬＥＤ電流は、直接電流ＶＲによって制御される。より大きいＬＥＤ電流のばらつきが許容される場合は、電流シンクではなく抵抗器を使用することで、コストを削減することができる。
【００３９】
図１６及び図１７は、図１４及び図１５それぞれの実施形態のより高いレベルの回路図であり、図１４及び図１５示す以外の比率を有する調整電荷ポンプを図１６及び図１７の実施形態で使用することができることを示している。
【００４０】
本明細書では、説明の目的のために、本発明の特定の実施形態及び例を記載しているが、関連技術の当業者が認識するように、これに相当する様々な修正が本発明の範囲内で可能である。
【００４１】
上記の記載に含まれる事項、及び、添付する図面に示されるすべての事項は例示的で、発明を限定するものではない。上記の請求項は、本明細書に記載される一般的な特徴及び特定の特徴のすべてを対象とすることを意図すると理解される。これらの様々な発明の概念の範囲に係るすべての説明は、言語の問題上、それらの間を意味することがある。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
本明細書に組み込まれ、この開示の一部をなす図面は、本発明の態様と実施形態を示すものであり、上記の一般的な記載と、以下の詳細な記載と共に、本発明の本質を説明する。このような記載では、添付の図面を参照する。図面は、単に、本発明の好適な実施形態を説明する目的のものであって、本発明を限定するものではない。
【図１】調整電荷ポンプ（２つのモード）の第１の例示的実施形態を示す例である。
【図２】図１の調整電荷ポンプの一連のモード制御を示す。
【図３】図１の調整電荷ポンプのタイミングチャートを示す。
【図４】調整電荷ポンプ（３つのモード）の第２の例示的実施形態を示す例である。
【図５】図４の調整電荷ポンプの一連のモード制御を示す。
【図６】図４の調整電荷ポンプのタイミングチャートを示す。
【図７】調整電荷ポンプ（３つのモード）の第３の例示的実施形態を示す例である。
【図８】図７の調整電荷ポンプの一連のモード制御を示す。
【図９】図７の調整電荷ポンプのタイミングチャートを示す。
【図１０】モード変化検出回路の例を示す。
【図１１】モード変化検出のタイミングチャートを示す。
【図１２】（ａ）は、１倍、１．５倍、及び、２倍の電荷ポンプ比の場合の全体機能を示すタイミングチャートである。（ｂ）は、タイマー期間の第１の要件を示す。（ｃ）は、タイマー期間の第２の要件を示す。
【図１３】（ａ）は、カウンタを構成するタイマー回路の例を示す。（ｂ）は、電流源、キャパシタ及び比較器を構成するタイマー回路の例を示す。
【図１４】ＬＥＤドライバで本発明の調整電荷ポンプを使用する例を示す。
【図１５】ＬＥＤドライバで使用される本発明の調整電荷ポンプの他の実施形態を示す。
【図１６】図１４及び図１５それぞれの実施形態のより高いレベルの回路図であり、図１４及び図１５示す以外の比率を有する調整電荷ポンプが図１６及び図１７の実施形態で使用することができることを示している。
【図１７】図１４及び図１５それぞれの実施形態のより高いレベルの回路図であり、図１４及び図１５示す以外の比率を有する調整電荷ポンプが図１６及び図１７の実施形態で使用することができることを示している。
【図１８】（ａ）〜（ｃ）は、ＶＯＵＴ／ＶＩＮのある所定の比率を与えるスイッチ構成の例を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【外国語明細書】
2008099544000001.pdf