(57)【要約】【課題】耐電圧の大きなスイッチング素子を用いなくとも、ワールドワイドに対応させることが可能であり、しかも、負荷装置に安定した電力を供給することができる。【解決手段】ターンオフコンデンサＣ４と負荷コイルＬ２との間に充電部１４を設ける。充電部１４は、アノードが帰還コイルＬ３の正端子に接続され、カソードが定電圧ダイオードＺ１のカソードに接続されている。これにより、商用電源Ｅの電圧が大きい場合、充電部１４が動作して、ターンオフコンデンサＣ４が急速に充電され、トランジスタＱ１のオン期間が短くし、トランジスタＱ１のドレインソース間に過大な電圧が加わることを防止すると共に、商用電源Ｅの電圧と負荷装置に流れる電流との関係を示す出力特性をフラットにする。【選択図】図２
2008054435.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源部から供給される電力によって自励発振する電源回路であって、
共振コンデンサと共振コイルとを含み、負荷装置に電力を供給する共振部と、
前記共振部に直列接続された第１のスイッチング素子と、前記共振コイルに磁気結合された帰還コイルとを含み、前記第１のスイッチング素子をオンオフして前記共振部を自励発振させる発振部と、
第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の制御端子及び電源部の負極間に接続されたターンオフコンデンサとを含み、前記第１のスイッチング素子に流れる電流がオンした際に流れるオン電流が所定レベルに達したときに、前記第２のスイッチング素子がオンして前記第１のスイッチング素子をターンオフさせるターンオフ部と、
アノードが前記帰還コイル側に接続されたダイオードと、カソードが前記ダイオードのカソードに接続され、アノードが前記ターンオフコンデンサ側に接続された定電圧ダイオードとを含む第１の充電部とを備えることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記第１の充電部は、一端が前記定電圧ダイオードのアノードに接続され、他端が前記ターンオフコンデンサに接続された抵抗を含むことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
前記第１の充電部とは別に前記ターンオフコンデンサを充電する第２の充電部を更に備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源回路。
【請求項４】
前記第２の充電部は、複数存在することを特徴とする請求項３に記載の電源回路。
【請求項５】
前記第２の充電部は、前記第１の充電部と並列接続され、前記帰還コイルの電圧を平滑化する平滑部から構成されていることを特徴とする請求項３又は４に記載の電源回路。
【請求項６】
前記第２の充電部は、前記電源部の正極と前記第２のスイッチング素子の制御端子との間に接続された抵抗から構成されていることを特徴とする請求項３又は４に記載の電源回路。
【請求項７】
前記第１の充電部は、複数並列接続され、
各第１の充電部が備える各定電圧ダイオードは、各々降伏電圧が異なることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電源回路。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電源回路と負荷装置とを備える電源システムであって、
前記負荷装置は、前記共振コイルと絶縁部材を介して磁気結合された磁気結合体を備えることを特徴とする電源システム。
【請求項９】
前記磁気結合体は金属であり、
前記電源回路は前記金属に渦電流を発生させて加熱することを特徴とする請求項８に記載の電源システム。
【請求項１０】
前記負荷装置は、
負荷本体部と、
前記共振コイルと磁気結合された負荷コイルを含み、前記負荷コイルで生じた電流を前記負荷本体部に供給する供給部と、
前記負荷本体部に供給される電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された電流が一定の値を保つように前記供給部を制御する制御部とを備えることを特徴とする請求項８又は９に記載の電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は自励発振型の電源回路及び電源システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、海外旅行の活発化に伴い、シェーバや電動歯ブラシ等の装置を充電する電源装置として、国内のみならず、国内とは商用電源の電圧の大きさが異なる海外においても使用可能、すなわちワールドワイドに対応することができる電源装置の開発が要望されている。
【０００３】
図１７は、特許文献１に示される従来の電源装置を示す回路図である。図１７に示す電源装置は、自励発振型の電源装置であり、以下のように動作する。まず、電源部Ｅ０が接続されるとコンデンサＣ２０にバイアス抵抗Ｒ８０を介して電力が供給され、コンデンサＣ２０が充電され、ＦＥＴ１のゲートの電圧ＶＧが上昇する。そして、電圧ＶＧが、ＦＥＴ１のスレショルド電圧を超えると、ＦＥＴ１はオンし、電流ＩＤが流れる。電流ＩＤが増大し、Ｒ４０・ＩＤがトランジスタＴｒ１０のスレショルド（threshold）電圧を超えると、トランジスタＴｒ１０がオンし、ＦＥＴ１のゲート容量を放電する。これにより電圧ＶＧが減少し、ＦＥＴ１がオフし始め、コイル電流ＩＬ１もオフし始める。これにより、帰還巻線Ｌ３０に誘起される電圧により、電圧ＶＧは急激に低下し、ＦＥＴ１は完全にオフする。
【０００４】
ＦＥＴ１がオフすると、コンデンサＣ１０、１次巻線Ｌ１０とからなる共振回路が自由振動となり、電圧ＶＧは、コイル電流ＩＬ１によって再びＦＥＴ１のスレショルド電圧を超え、ＦＥＴ１が再びオンする。このようにして、ＦＥＴ１のオン、オフが繰り返され、負荷Ｅ２０に電力が供給される。
【０００５】
そして、ＦＥＴ１は、抵抗Ｒ４０の両端電圧ＩＤ・Ｒ４０、すなわち、電流ＩＤで決定されるため、過渡時においても過大な電流ＩＤが流れることがなくなり、電圧ＶＧも過度に低下することなく、共振回路における発振を安定させることができる。
【０００６】
その他、本願発明に関連する技術として、ＲＣＣ（Ringing Choke Converter）型の電源装置が特許文献２に開示されている。
【特許文献１】特開平８−８００４２号公報
【特許文献２】特開平１０−９８８８０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１の電源装置では、ワールドワイドに対応されておらず、電源部Ｅ０が大きい地域や国で使用した場合、ＦＥＴ１のドレインソース間電圧が過大となることから、ＦＥＴ１としてドレインソース間耐圧の大きいものを採用しなければならないという問題がある。
【０００８】
一方、引用文献２のスイッチング電源装置は、ＲＣＣ型であるため、スイッチング素子がハードスイッチングする結果、ノイズが多く発生すると共に、電力ロスが大きくなるという問題がある。更に、引用文献２のスイッチング電源装置は、ＲＣＣ型であるため、電源の大きな国や地域で使用したとしても、スイッチング素子のドレインソース間電圧が共振型のように大きくならないことから、スイッチング素子のドレインソース間電圧を低下させせる必要はない。そのため、自励発振型の電源装置に生じる上記問題は存在しない。
【０００９】
本発明の目的は、耐電圧の大きなスイッチング素子を用いなくとも、ワールドワイドに対応させることが可能であり、しかも、負荷装置に安定した電力を供給することができる電源回路及び電源システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明による電源回路は、電源部から供給される電力によって自励発振する電源回路であって、共振コンデンサと共振コイルとを含み、前記負荷装置に電力を供給する共振部と、前記共振部に直列接続された第１のスイッチング素子と、前記共振コイルに磁気結合された帰還コイルとを含み、前記第１のスイッチング素子をオンオフして前記共振部を自励発振させる発振部と、第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の制御端子及び電源部の負極間に接続されたターンオフコンデンサとを含み、前記第１のスイッチング素子に流れる電流がオンした際に流れるオン電流が所定レベルに達したときに、前記第２のスイッチング素子がオンして前記第１のスイッチング素子をターンオフさせるターンオフ部と、アノードが前記帰還コイル側に接続されたダイオードと、カソードが前記ダイオードのカソードに接続され、アノードが前記ターンオフコンデンサ側に接続された定電圧ダイオードとを含む第１の充電部とを備えることを特徴とする（請求項１）。
【００１１】
この構成によれば、帰還コイルとターンオフコンデンサとの間に、ターンオフコンデンサから帰還コイルの方向への電流の流れを阻止するダイオードと、帰還コイルの電圧が一定の値を超えたときに動作する定電圧ダイオードとを含む第１の充電部を備えている。そのため、電源部から大きな電圧が出力されると、帰還コイルの電圧が一定の値を超えて第１の充電部が動作して、ターンオフコンデンサに電流を供給する。これにより、ターンオフコンデンサは、第１のスイッチング素子のオン期間において、第１のスイッチング素子のオン電流と第１の充電部から供給される電流とによって充電され、第２のスイッチング素子を速やかにオンし、第１のスイッチング素子を速やかにターンオフさせることが可能となる。その結果、第１のスイッチング素子のオン期間が短くなり、共振部で蓄えられるエネルギーが小さくなり、負荷装置に流れる出力電流の増大を抑制することができる。これにより、電源部から出力される電圧を横軸にとり、負荷装置に流れる出力電流を縦軸にとったときの両者の関係を示す出力特性がフラットになり、ワールドワイドに対応可能な電源回路を提供することができる。
【００１２】
また、電源部から出力される電圧が高い場合は、第１の充電部の動作によってターンオフコンデンサが速やかに充電されるため、第１のスイッチング素子のオン期間が短くなり、第１のスイッチング素子に過大な電圧が加わることを防止することができる。
【００１３】
更に、第１の充電部はターンオフコンデンサから帰還コイルの方向に流れる電流を阻止するダイオードを備えているため、第１のスイッチング素子がオンする際のターンオフコンデンサが蓄える電荷量が一定にされ、ターンオフコンデンサの充電時間が一定になり、第１のスイッチング素子のオン期間を一定にすることが可能となり、負荷装置に安定した電力を供給することができる。
【００１４】
また、前記第１の充電部は、一端が前記定電圧ダイオードのアノードに接続され、他端が前記ターンオフコンデンサに接続された抵抗を含むことが好ましい（請求項２）。
【００１５】
この構成によれば、抵抗の値を調整することで、出力特性の傾きを調整することができる。
【００１６】
また、前記第１の充電部とは別に前記ターンオフコンデンサを充電する第２の充電部を更に備えることが好ましい（請求項３）。
【００１７】
この構成によれば、ターンオフコンデンサは、第１の充電部に加えて第２の充電部からも充電されるため、より速やかに第２のスイッチング素子をオンさせ、第１のスイッチング素子のオン期間を短くすることができる。
【００１８】
また、前記第２の充電部は、複数存在することが好ましい（請求項４）。
【００１９】
この構成によれば、第２の充電部の数を調整して、負荷装置に流れる出力電流の値を調整することができる。
【００２０】
また、前記第２の充電部は、前記第１の充電部と並列接続され、前記帰還コイルの電圧を平滑化する平滑部から構成されていることが好ましい（請求項５）。
【００２１】
この構成によれば、帰還コイルの電圧が平滑部により平滑化されるため電源部から出力される電圧のリプルの影響による電圧の変動を除去でき、発振部における発振を安定化することができる。
【００２２】
また、前記第２の充電部は、前記電源部の正極と前記第２のスイッチング素子の制御端子との間に接続された抵抗から構成されていることが好ましい（請求項６）。
【００２３】
この構成によれば、抵抗のみを用いるという簡便な構成により第２の充電部を構成することができる。
【００２４】
また、前記第１の充電部は、複数並列接続され、各第１の充電部が備える各定電圧ダイオードは、各々降伏電圧が異なることが好ましい（請求項７）。
【００２５】
この構成によれば、降伏電圧が各々異なる定電圧ダイオードを用いたため、出力特性をよりフラットにすることができる。
【００２６】
本発明の電源システムは、請求項１乃至７のいずれかに記載の電源回路と負荷装置とを備える電源システムであって、前記負荷装置は、前記共振コイルと絶縁部材を介して磁気結合された磁気結合体を備えることを特徴とする（請求項８）。
【００２７】
この構成によれば、負荷装置が取り外されたとき、共振コイルは全てがリーケージインダクタンスとなり、第１のスイッチング素子に加わる電圧は高くなるが、充電部の動作によって第１のスイッチング素子のオン期間が短くされるため、第１のスイッチング素子に過大な電圧が加わることを防止することができるとともに、電源回路に流れる無効電流を低減でき、待機電力を低減することができる。
【００２８】
また、前記磁気結合体は金属であり、前記電源回路は前記金属に渦電流を発生させて加熱することが好ましい（請求項９）。
【００２９】
この構成によれば、負荷装置が備える金属には、共振コイルからの磁束が鎖交して、渦電流が生じて加熱されるため、電源回路を加熱装置として使用することができる。また、電源装置から負荷装置が取り外され、金属がなくなったときは負荷がオープンになり、結果として共振コイルは全てがリーケージインダクタンスとなり、スイッチング素子に加わる電圧が高くなるが、第１の充電部の動作によってスイッチング素子のオン期間が短くされるため、スイッチング素子に過大な電圧が加わることを防止することができるとともに、電源回路に流れる無効電流を低減でき、待機電力を低減することができる。
【００３０】
また、前記負荷装置は、負荷本体部と、前記共振コイルと磁気結合された負荷コイルを含み、前記負荷コイルで生じた電流を前記負荷本体部に供給する供給部と、前記負荷本体部に供給される電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された電流が一定の値を保つように制御する制御部とを備えることが好ましい（請求項１０）。
【００３１】
この構成によれば、負荷本体部に流れる電流が検出され、この電流が一定の値を保つように供給部が制御されるため、電源回路の構成を変更しなくとも負荷本体部に安定した電流を供給することが可能となり、電源システム全体としてコスト低減、及び小型化を図ることができる。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、耐電圧の大きなスイッチング素子を用いなくとも、ワールドワイドに対応させることが可能であり、しかも、負荷装置に安定した電力を供給することができる電源回路及び電源システムを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下、本発明の実施の形態による電源システムについて説明する。
【００３４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による電源システムの回路図を示している。本電源システムは電源回路１０及び負荷装置２０を備えている。電源回路１０は、共振部１１、発振部１２、ターンオフ部１３、充電部１４（第１の充電部）、及び電源部１５を備えている。
【００３５】
共振部１１は、並列接続された共振コイルＬ１及び共振コンデンサＣ３を備え、負荷装置２０に電力を供給する。
【００３６】
発振部１２は、帰還コイルＬ３、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ２、及びトランジスタＱ１（第１のスイッチング素子）、及び抵抗Ｒ４を備え、共振部１１を自励発振させる。帰還コイルＬ３は、トランジスタＱ１のゲート側の端子が正極性となるように共振コイルＬ１と磁気結合されている。以下、帰還コイルＬ３のトランジスタＱ１のゲート側の端子を正端子と呼び、正端子と逆側の端子を負端子と呼ぶ。帰還コイルＬ３の負端子は、電源部１５の負極Ｔ１と接続されている。共振コイルＬ１の一端はトランジスタＱ１のドレインに接続されている。
【００３７】
トランジスタＱ１は、ｎチャネル電界効果型トランジスタから構成され、ドレインが共振部１１に接続され、ソースがターンオフ部１３に接続され、ゲート（制御端子）が抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２を介して帰還コイルＬ３の正端子と接続されている。また、トランジスタＱ１のゲート・ソース間には、ゲートに過大な電圧が出力されることを防止するための抵抗Ｒ４が接続されている。
【００３８】
コンデンサＣ２は一端が帰還コイルＬ３を介して電源部１５の負極Ｔ１に接続され、他端が抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のゲートに接続されている。そして、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とで、起動抵抗Ｒ１から帰還コイルＬ３側への電流の流れが阻止される。
【００３９】
ターンオフ部１３は、ターンオフトランジスタＴｒ（第２のスイッチング素子）、ターンオフコンデンサＣ４、抵抗Ｒ５，Ｒ６を備え、トランジスタＱ１がオンした際に流れるドレイン電流（オン電流）によりターンオフコンデンサＣ４を充電し、ターンオフコンデンサＣ４の電圧がターンオフトランジスタＴｒのスレショルド電圧を超えたときターンオフトランジスタＴｒがオンして、トランジスタＱ１をターンオフさせる。
【００４０】
ターンオフコンデンサＣ４は、一端が負極Ｔ１に接続され、他端がターンオフトランジスタＴｒのベース（制御端子）に接続されている。
【００４１】
ターンオフトランジスタＴｒは、ｎｐｎバイポーラトランジスタから構成され、エミッタが電源部１５の負極Ｔ１に接続され、ベースエミッタ間にターンオフコンデンサＣ４が並列接続され、コレクタが起動抵抗Ｒ１を介して電源部１５の正極Ｔ２と接続されている。そして、ターンオフトランジスタＴｒは、ターンオフコンデンサＣ４の電圧がスレショルド電圧を超えたときオンして、トランジスタＱ１のゲート容量を放電し、トランジスタＱ１をターンオフさせる。これにより、過大なドレイン電流がトランジスタＱ１に流れることを防止し、トランジスタＱ１を保護することができる。
【００４２】
抵抗Ｒ６は、一端が負極Ｔ１に接続され、他端が抵抗Ｒ５を介して、ターンオフトランジスタＴｒのベースに接続され、トランジスタＱ１がオンしたときに流れるドレイン電流に応じた電圧を、抵抗Ｒ５を介してターンオフコンデンサＣ４に出力し、ターンオフコンデンサＣ４を充電する。
【００４３】
充電部１４は、ダイオードＤ１、定電圧ダイオードＺ１、及び抵抗Ｒ３を備え、電源部１５から一定の値より大きな電圧が出力されたときに動作して、ターンオフコンデンサＣ４を充電する。ダイオードＤ１は、アノードが帰還コイルＬ３の正端子に接続されている。定電圧ダイオードＺ１はカソードがダイオードＤ１のカソードに接続され、アノードが抵抗Ｒ３を介してターンオフコンデンサＣ４に接続されている。
【００４４】
電源部１５は、整流回路１５１及びコンデンサＣ１から構成され、商用電源Ｅからの交流電圧を直流電圧に変換する。商用電源Ｅは、振幅が８０Ｖ〜２４６Ｖの交流電圧を出力する。整流回路１５１は、例えばダイオードブリッジ回路から構成され、商用電源Ｅから出力される交流電圧を全波整流する。コンデンサＣ１は、例えば電解コンデンサから構成され、整流回路１５１により全波整流された電圧を平滑化し、直流電圧を生成する。
【００４５】
負荷装置２０は、負荷コイルＬ２、負荷コイルＬ２に並列接続されたコンデンサＣ５、アノードがコンデンサＣ５に接続されたダイオードＤ２、及び正極がダイオードＤ２のカソードに接続され、負極がコンデンサＣ５に接続された二次電池２１とを備える。
【００４６】
負荷コイルＬ２は、二次電池２１の負極が正極性を持つように、共振コイルＬ１と磁気結合されている。ここで、共振コイルＬ１と負荷コイルＬ２とは、図略の絶縁体を介して非接触に接続されている。なお、共振コイルＬ１と負荷コイルＬ２とでトランスが構成され、共振コイルＬ１が一次巻線、負荷コイルＬ２が二次巻線となる。
【００４７】
コンデンサＣ５は、負荷コイルＬ２から出力される電圧を平滑化し、ダイオードＤ２は負荷コイルＬ２から出力される電圧を整流する。これにより、二次電池２１には、一定の充電電流が流れる。二次電池２１は、リチウムイオン二次電池、ニッケルカドミウム二次電池等から構成されている。
【００４８】
次に、図１に示す電源システムの動作について説明する。図２は、図１に示す電源装置のタイミングチャートを示し、（ａ）はトランジスタＱ１のドレインソース間電圧を示し、（ｂ）はドレイン電流を示し、（ｃ）は帰還コイルＬ３の電圧を示し、（ｄ）はターンオフトランジスタＴｒのベースエミッタ間電圧を示し、（ｅ）はターンオフトランジスタＴｒのコレクタ電流を示している。以下、図１の回路図及び図２のタイミングチャートを参照しつつ本電源システムの動作について説明する。
【００４９】
商用電源Ｅから出力されるＡＣ８０〜ＡＣ２６４Ｖの電圧は、整流回路１５１で整流され、コンデンサＣ１で平滑化され、ＤＣ１１３〜ＤＣ３７４Ｖの直流電圧となる。帰還コイルＬ３及びコンデンサＣ１の電圧が上昇すると、起動抵抗Ｒ１に電流が流れ、トランジスタＱ１のゲートに電圧がかかり始める。トランジスタＱ１のゲートの電圧がトランジスタＱ１のスレショルド電圧を超えると、トランジスタＱ１がオンし（時刻ＴＭ１）、共振コンデンサＣ３及び共振コイルＬ１に電流が流れはじめる。
【００５０】
このとき、図２（ｂ）に示すように、トランジスタＱ１にドレイン電流が流れ始め、共振コイルＬ１に電流が流れはじめる。共振コイルＬ１に電流が流れはじめると、共振コイルＬ１と磁気結合している帰還コイルＬ３にも電圧が生じ、共振コイルＬ１の方向性より、トランジスタＱ１がオンを維持する。また、トランジスタＱ１がオンすると、ドレイン電流により抵抗Ｒ６に電圧が生じ始め、ターンオフコンデンサＣ４が充電される。
【００５１】
これと同時に帰還コイルＬ３の正端子にプラスの電圧が生じ、商用電源Ｅの電圧が一定の値より大きい場合、充電部１４が動作して、ダイオードＤ１、定電圧ダイオードＺ１、抵抗Ｒ３を介してターンオフコンデンサＣ４に電流が流れ、ターンオフコンデンサＣ４は充電される。すなわち、ターンオフコンデンサＣ４は、充電部１４と抵抗Ｒ６に生じる電圧とによって充電されるため、速やかにターンオフトランジスタＴｒをオンすることができる。
【００５２】
ターンオフコンデンサＣ４の電圧がターンオフトランジスタＴｒのスレショルド電圧まで上昇すると（時刻ＴＭ２）、ターンオフトランジスタＴｒがオンし、トランジスタＱ１のゲート容量を放電させ、トランジスタＱ１がオフする（時刻ＴＭ３）。
【００５３】
このとき、ターンオフトランジスタＴｒは、ターンオフコンデンサＣ４が存在するため、時刻ＴＭ４が経過するまで、しばらくオンを維持し、帰還コイルＬ３の正端子にマイナスの電圧が生じ、トランジスタＱ１がオフを維持する。このとき、共振コイルＬ１に流れていた電流は共振コンデンサＣ３に流れ、共振コイルＬ１のリーケージインダクタンスと共振コンデンサＣ３とで共振が始まり、図２（ａ）に示すようにトランジスタＱ１のソースドレイン間の電圧が上に凸の曲線を描いて変化する。また、これに伴って、帰還コイルＬ３の電圧は下に凸の曲線を描いて変化する。
【００５４】
なお、本実施の形態では共振コイルＬ１と負荷コイルＬ２とは疎結合であり、共振コイルＬ１に励磁インダクタンスとリーケージインダクタンスとを作っている。共振が始まりしばらくすると、帰還コイルＬ３の正端子にプラスの電圧が生じて再度トランジスタＱ１がオンする（時刻ＴＭ５）。なお、トランジスタＱ１がオンするときにターンオフコンデンサＣ４に蓄えられた電荷の全て又は一定量が、トランジスタＱ１のオン期間において、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６を介して放電されるように、ターンオフコンデンサＣ４の静電容量及び抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗値が定められている。
【００５５】
図３は、本電源システムの出力特性を示すグラフであり、縦軸は出力電流を示し、横軸は入力電圧を示している。実線のグラフは、充電部１４を採用した場合の出力特性を示し、点線のグラフは充電部１４を採用しない場合の出力特性を示している。出力電流は、負荷装置２０の二次電池２１に流れる充電電流を示し、入力電圧は、商用電源Ｅが出力する電圧を示す。更に、Ｅ１は、充電部１４が動作を開始する閾値となる電圧が帰還コイルＬ３の正端子に印加されるときの商用電源Ｅの電圧を示す。
【００５６】
共振コイルＬ１の巻数をＮ１、帰還コイルＬ３の巻数をＮ３、商用電源Ｅが出力する電圧をＥとし、共振コイルＬ１と帰還コイルＬ３とが完全に結合しているとすると、帰還コイルＬ３には、Ｅ×Ｎ３／Ｎ１の電圧が生じる。そして、帰還コイルＬ３に生じる電圧（Ｅ×Ｎ３／Ｎ１）が定電圧ダイオードＺ１の降伏電圧ＶＺ１よりも高くなると充電部１４は動作する。
【００５７】
これにより、図３の点線で示す増加すべき充電電流が実線のように抑制され、Ｅ１より大きい高電圧域において充電電流の増大が大幅に抑制される。すなわち、商用電源Ｅの電圧が高くなるにつれて、充電部１４に流れる電流はより多くなるが、これによりトランジスタＱ１のオン期間が短くなり、オン期間に共振部１１で蓄えられるエネルギーが小さくなる結果、出力電流の増大が抑制されることになる。なお、図３に示す高電圧域における出力電流の傾きは、抵抗Ｒ３の抵抗値を調整することで調整することができるため、抵抗Ｒ３の抵抗値を調整することで出力電流をほぼ一定にしたり、図６に示すように緩やかに減少させたりすることができる。
【００５８】
次に、充電部１４がダイオードＤ１を備えていない場合を考える。この場合、トランジスタＱ１のオフ期間において、図２（ｃ）に示すように、帰還コイルＬ３には、マイナスの電圧が生じるため、ターンオフコンデンサＣ４の電荷が帰還コイルＬ３側にも放電される。そして、帰還コイルＬ３に生じるマイナスの電圧は経時的に変化しており不安定であるため、放電される電荷の量も不安定となり、トランジスタＱ１がオンするときのターンオフコンデンサＣ４の残容量が一定にならない虞がある。そのため、ターンオフコンデンサＣ４から毎回一定の電荷を放電させることが困難となり、トランジスタＱ１のオン期間が不安定になってしまう。
【００５９】
一方、本電源システムにおいて、充電部１４は、アノードが帰還コイルＬ３の正端子に接続されたダイオードＤ１を備えている。そのため、トランジスタＱ１のオフ期間において、ターンオフコンデンサＣ４に蓄えられた電荷は、抵抗Ｒ５，Ｒ６のみから放電され、充電部１４を介しての放電が阻止されることとなる。その結果、トランジスタＱ１がオンするとき、ターンオフコンデンサＣ４が蓄える電荷は０、又一定の値になり、トランジスタＱ１のオン期間を一定することが可能になる。
【００６０】
以上説明したように実施の形態１の電源システムによれば、充電部１４を備えているため、商用電源Ｅの電圧の大きさにかかわらず、出力電流をある程度の範囲内に収めることが可能となり、ワールドワイドに対応可能な電源回路１０を提供することができる。更に、充電部１４を備えており、商用電源Ｅの電圧が大きくなるにつれて、トランジスタＱ１のオン期間が短くなるため、トランジスタＱ１に過大な電圧がかかることを防止することができる。更に、充電部１４は、アノードが帰還コイルＬ３の正端子に接続されたダイオードＤ１を備えているため、ターンオフコンデンサＣ４の充電部１４を介しての放電が阻止され、トランジスタＱ１のオン期間を安定させ、負荷装置２０に供給する電力を安定化させることができる。
【００６１】
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２による電源システムについて説明する。図４は、実施の形態２による電源システムの回路図を示している。なお、図４において、実施の形態１と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態２による電源システムは、正極Ｔ２と、ターンオフトランジスタＴｒのベースとの間に抵抗Ｒ７を接続したことを特徴とする。
【００６２】
商用電源Ｅより電圧が入力されると、抵抗Ｒ７を介してターンオフコンデンサＣ４に電流が流れるため、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ５，Ｒ６の合成抵抗との分圧の電圧が常にターンオフコンデンサＣ４に出力される。従って、商用電源Ｅの電圧が大きくなるにつれて、ターンオフコンデンサＣ４に出力される電圧は大きくなることから、商用電源Ｅの電圧に応じてトランジスタＱ１のオン期間を制御し、負荷装置２０への出力を制御することができる。
【００６３】
また、ターンオフコンデンサＣ４は、充電部１４のみならず、抵抗Ｒ７を介して電流が供給されるため、ターンオフコンデンサＣ４はターンオフトランジスタＴｒを速やかにオンすることができ、トランジスタＱ１のオン期間が短くなり、トランジスタＱ１として耐電圧の低いものを採用することが可能となる。
【００６４】
以上説明したように、実施の形態２による電源システムによれば、商用電源Ｅの電圧を調整して負荷装置２０への出力を制御することができると共に、トランジスタＱ１に過大な電圧がかかることを防止することができる。
【００６５】
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３による電源システムについて説明する。図５は、実施の形態３による電源システムの回路図を示している。なお、図５において、実施の形態１，２と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態３による電源システムは、実施の形態１の電源システムにおいて、充電部１４に平滑部１６を並列接続させたことを特徴とする。平滑部１６は、ダイオードＤ３、コンデンサＣ７、及び抵抗Ｒ８を備える。ダイオードＤ３はアノードが帰還コイルＬ３の正端子に接続され、カソードが抵抗Ｒ８を介して、ターンオフトランジスタＴｒのベースに接続されると共に、コンデンサＣ７を介して負極Ｔ１に接続されている。
【００６６】
平滑部１６は、帰還コイルＬ３の電圧を平滑化して、電源電圧に相当する電圧を生成する。これにより、ターンオフコンデンサＣ４は、充電部１４と平滑部１６との２経路から充電される。そのため、コンデンサＣ１に生じる電圧に含まれるリプルが低減された電圧がターンオフコンデンサＣ４に出力され、ターンオフトランジスタＴｒがオンするまでの時間が安定し、トランジスタＱ１のオン期間が安定し、共振部１１に安定した発振を行わせることができる。
【００６７】
図６は、実施の形態３における電源システムの出力特性を示すグラフであり、縦軸は出力電流を示し、横軸は入力電圧を示している。なお、実線が実施の形態３の出力特性を示し点線は実施の形態４の出力特性を示す。出力電流は、負荷装置２０の二次電池２１に流れる充電電流を示し、入力電圧は、商用電源Ｅの電圧を示す。図６に示すように、平滑部１６を設けると、図３に示すグラフと比べ、電圧がＥ１に達するまでの低電圧域における傾きが緩やかになっていることが分かる。そのため、商用電源Ｅが出力する電圧の大きさにかかわらず、出力電流を一定の範囲内に収めることができる。
【００６８】
以上説明したように実施の形態３による充電システムによれば、平滑部１６を備えるため、ターンオフコンデンサＣ４に安定した電圧が出力されて、出力特性がよりフラットとなる結果、よりワールドワイドに適した電源システムを提供することができる。
【００６９】
（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４による電源システムについて説明する。図７は、実施の形態４による電源システムの回路図を示している。なお、図７において、実施の形態１〜３と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態４による電源システムは、実施の形態３による電源システムにおいて、平滑部１６に代えて、充電部１７を備えること、すなわち、ターンオフコンデンサＣ４を２つの充電部１４，１７を用いて充電することを特徴とする。
【００７０】
充電部１７は、充電部１４と同様の構成でありダイオードＤ５、定電圧ダイオードＺ２、及び抵抗Ｒ９を備えている。ダイオードＤ５はアノードが帰還コイルＬ３の正端子に接続され、カソードが定電圧ダイオードＺ２のカソードに接続されている。定電圧ダイオードＺ２は、アノードが抵抗Ｒ９を介してターンオフトランジスタＴｒのベースに接続されている。
【００７１】
ここで、定電圧ダイオードＺ２の降伏電圧ＶＺ２は、定電圧ダイオードＺ１の降伏電圧ＶＺ１よりも大きいとする。これにより、帰還コイルＬ３の正端子の電圧がＶＺ１より低い場合、充電部１４，１７は動作せず、帰還コイルＬ３の正端子の電圧がＶＺ１以上、ＶＺ２未満の場合、充電部１４のみ動作し、帰還コイルＬ３の正端子の電圧がＶＺ２以上の場合、充電部１４、充電部１７が共に動作する。
【００７２】
これにより、図６の点線のグラフに示すように出力特性には、２つの変曲点Ｐ１，Ｐ２が表れることになる。すなわち、商用電源Ｅの電圧がＥ２より低く、帰還コイルＬ３の正端子の電圧が降伏電圧ＶＺ１未満の場合、充電部１４，１７は動作しない。また、商用電源Ｅの電圧がＥ２以上、Ｅ３未満であり、帰還コイルＬ３の正端子の電圧が降伏電圧ＶＺ１以上、降伏電圧ＶＺ２未満の場合、充電部１４のみ動作する。これにより、ターンオフコンデンサＣ４は、充電部１４により充電される結果、その分、オン期間が短くなり、出力電流が低くなる。そのため、出力特性は、Ｅ２〜Ｅ３の中電圧域において、低電圧域よりも傾きが緩やかになる。
【００７３】
更に、商用電源Ｅの電圧がＥ３以上であり、帰還コイルＬ３の正端子の電圧が降伏電圧ＶＺ２より高くなる場合、充電部１４に加えて更に充電部１７も動作する。これにより、ターンオフコンデンサＣ４は、充電部１４と充電部１７との２経路から充電される結果、その分、更にオン期間が短くなり、出力電流が低くなる。そのため、出力特性は、高電圧域において、中電圧域よりも傾きが緩やかになる。
【００７４】
以上説明したように実施の形態４による電源システムによれば、充電部１４に加えて充電部１７を設けたため、出力特性が２段階に変化して、出力電流の変動幅が更に小さく抑えられ、更にフラットな出力特性が得られ、ワールドワイドにより適した電源システムを提供することができる。
【００７５】
なお、実施の形態４による電源システムでは、２つの充電部１４，１７を設けたがこれに限定されず、３つ以上の充電部を設けても良い。この場合、各充電部が備える定電圧ダイオードの降伏電圧を異なる値に設定すれば、充電部の個数に応じた変曲点を有する出力特性が得られ、更にフラットな出力特性を得ることができる。更に、充電部の個数及び定電圧ダイオードの降伏電圧の値を調整することで、ターゲットとなる商用電源Ｅの電圧域において、所望する出力電流が得られるように、出力特性を調整することが可能となる。
【００７６】
（実施の形態５）
次に、本発明の実施の形態５による電源システムについて説明する。図８は、実施の形態５による電源システムの回路図を示している。なお、図８において、実施の形態１〜４と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態５による電源システムは、実施の形態４による電源システムにおいて、充電部１７の定電圧ダイオードＺ２が省かれた充電部１８を備えることを特徴とする。
【００７７】
充電部１８は、定電圧ダイオードＺ２を含んでいないため、商用電源Ｅの電圧が低く、充電部１４が動作しない場合においても動作し、ターンオフコンデンサＣ４を充電させる。そのため、電源システムの出力特性の低電圧域での傾きが緩やかになり、出力特性をよりフラットにすることができる。
【００７８】
一方、商用電源Ｅが、充電部１４を動作させるような高い電圧を出力する場合、実施の形態１と同様、高電圧域での出力電流の増大が抑制され、フラットな出力特性を得ることができる。
【００７９】
以上説明したように、実施の形態５による電源システムによれば、充電部１８を備えているため、低電圧域での出力特性をフラットにすることができ、よりワールドワイドに適した電源システムを提供することができる。
【００８０】
（実施の形態６）
次に、本発明の実施の形態６による電源システムについて説明する。図９は、実施の形態６による電源システムの回路図を示している。なお、図９において、実施の形態１〜５と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態６による電源システムは、実施の形態１による電源システムにおいて、電源回路１０と負荷装置２０とをハウジング３０を介して接続したことを特徴とする。
【００８１】
ハウジング３０は、共振コイルＬ１と負荷コイルＬ２とを絶縁させて、共振コイルＬ１で発生した磁束を負荷コイルＬ２で鎖交させて電磁誘導によって電力を伝送している。これにより電源回路１０は、二次電池２１を非接触充電する。ハウジング３０としては、電源回路１０の筐体と負荷装置２０の筐体とを採用することができる。そして、電源回路１０の筐体に負荷装置２０を載置するための載置部を設け、この載置部に負荷装置２０を載置すると、共振コイルＬ１と負荷コイルＬ２とが磁気結合されるように、共振コイルＬ１と負荷コイルＬ２とを配設すればよい。
【００８２】
負荷装置２０が電源回路１０から取り外された場合、共振コイルＬ１において励磁インダクタンスもリーケージインダクタンスになり、負荷装置２０が取り付けられている場合に比べてリーケージインダクタンスが大きくなり、それに伴って共振電圧が大きくなり、トランジスタＱ１のドレイン電圧も大きくなってしまう。しかしながら、実施の形態６による電源システムは、充電部１４を備えるため、共振電圧が大きくなっても、充電部１４が動作してトランジスタＱ１のオン期間が短くなるため、トランジスタＱ１として耐電圧の大きなものを使用しなくてもよくなると共に、出力特性がフラットになる。
【００８３】
以上説明したように実施の形態６による電源システムによれば、ハウジング３０を設けたため、二次電池２１を非接触充電することができる。そして、負荷装置２０が取り外され、共振電圧が大きくなっても、充電部１４が動作してトランジスタＱ１のオン期間が短くなるため、トランジスタＱ１に大きな電圧が長期間印加されず、トランジスタＱ１を保護することができる。その結果、トランジスタＱ１として耐電圧の大きなものを使用する必要がなくなり、回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。
【００８４】
（実施の形態７）
次に、本発明の実施の形態７による電源システムについて説明する。図１０は、実施の形態７による電源システムの回路図を示している。なお、図１０において、実施の形態１〜６と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態７による電源システムは、負荷装置２０としてシェーバを採用し、電源回路１０がシェーバに電力を供給して刃面２２を加熱することを特徴とする。
【００８５】
シェーバは、刃面２２と本体部２３とを備えている。刃面２２は、金属から構成され、人物が髭を剃る際に、皮膚と接触して、皮膚に発生している毛を剃る。本体部２３は、シェーバを制御する種々の回路等を備える。
【００８６】
ハウジング３０は、電源回路１０の筐体から構成され、共振コイルＬ１と刃面２２とを絶縁させる。電源回路１０は、実施の形態１の電源回路１０と同様の電源回路であり、共振コイルＬ１で生じた磁束を刃面２２と鎖交させ、刃面２２に渦電流を流して刃面２２を加熱する。刃面２２は厚みが１００ｎｍ程度と薄く、金属鍋と同様、結合が低い。そのため、共振コイルＬ１は、インダクタンスのほとんどがリーケージインダクタンスとなり、共振電圧も高くなり、トランジスタＱ１のドレイン電圧も大きくなってしまう。しかしながら、実施の形態７による電源システムは、充電部１４を備えるため、共振電圧が大きくなっても、充電部１４が動作してトランジスタＱ１のオン期間が短くなり、トランジスタＱ１として耐電圧の大きなものを使用しなくてもよくなると共に、出力特性がフラットになる。
【００８７】
以上説明したように実施の形態７による電源システムによれば、電源回路１０をシェーバの刃面２２を非接触で加熱させることができる。また、共振コイルＬ１の二次側が金属からなる刃面２２であるため共振電圧が大きくなるが、充電部１４が動作してトランジスタＱ１のオン期間が短くなるため、トランジスタＱ１に大きな電圧が長期間印加されず、トランジスタＱ１を保護することができる。その結果、トランジスタＱ１として耐電圧の大きなものを使用する必要がなくなり、回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。
【００８８】
（実施の形態８）
次に、本発明の実施の形態８による電源システムについて説明する。図１１は、実施の形態８による電源システムの回路図を示している。なお、図１１において、実施の形態１〜７と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態８による電源システムは、負荷装置２０ａで電流制御を行うことを特徴とする。
【００８９】
負荷装置２０ａは、実施の形態１の負荷装置２０に対して更に、トランジスタＱ２、４個の抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４、及びマイコン２４を備える。トランジスタＱ１は、ｎチャネル電界効果型トランジスタから構成され、ドレインがダイオードＤ２のカソードに接続され、ソースが二次電池２１の正極に接続されている。直列接続された抵抗Ｒ２１及び抵抗Ｒ２２は二次電池２１と並列接続されている。抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２との接続点はマイコン２４と接続されている。トランジスタＱ２のゲートは抵抗Ｒ２３を介してマイコン２４と接続されている。抵抗Ｒ２４は負荷コイルＬ２の負端子及び二次電池２１の負極間に接続されている。マイコン２４のグランド端子は、二次電池２１の負極と接続されている。
【００９０】
マイコン２４は、抵抗Ｒ２４を流れる充電電流を検出し、充電電流の平均値が一定の値を保つようにトランジスタＱ２のゲートにパルス信号（充電信号）を出力し、トランジスタＱ２をＰＷＭ制御する。これにより充電電流の平均値が一定の値を保つように調整され、電源回路１０から出力された不安定な電流が安定した電流にされ、二次電池２１を精度良く充電することができる。
【００９１】
なお、実施の形態８において、二次電池２１が負荷本体部に相当し、負荷コイルＬ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣ５、トランジスタＱ２、抵抗Ｒ２４が供給部に相当し、マイコン２４が電流検出部及び制御部に相当する。
【００９２】
図１２は、充電信号と充電電流との波形図を示し、（ａ）は、通常充電時における充電信号と充電電流との波形図を示し、（ｂ）は通常充電時よりも充電電流の平均値を小さくしたとき（出力を絞ったとき）の充電信号と充電電流との波形図を示している。
【００９３】
図１２の（ａ）、（ｂ）とも、充電信号がハイレベルになると、トランジスタＱ２がオンされて一定の大きさの充電電流が流れ、充電信号がローレベルになると、トランジスタＱ２がオフされて充電電流が０になっていることが分かる。すなわち、マイコン２４は、充電電流の平均値を大きくするときは、充電信号のパルス幅を大きくし、充電電流の平均値を小さくするときは、充電信号のパルス幅を小さくすることで、充電電流の平均値を調整することができる。
【００９４】
以上説明したように、実施の形態８の電源システムによれば、負荷装置２０ａにトランジスタＱ２、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４、及びマイコン２４を設けたため、充電電流の平均値が一定の値を保つように調整され、電源回路１０から出力された不安定な電流が安定した電流にされ、二次電池２１を精度良く充電することができると共に、充電電流の平均値を大きくしたり小さくしたりといった調整も行うことができる。
【００９５】
なお、実施の形態８では、マイコン２４は、充電電流の平均値が一定の値を保つようにトランジスタＱ２を制御したが、二次電池２１の充電電圧が一定の値を保つようにトランジスタＱ２を制御しても良い。
【００９６】
この場合、マイコン２４は、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２に加わる電圧から二次電池２１の充電電圧を検出し、検出した充電電圧が一定の値を保つように、充電信号のパルス幅を調整し、トランジスタＱ２を制御すればよい。二次電池２１の電圧が一定の値を保つ制御は、二次電池２１として、リチウムイオン電池のように定電圧充電を行う必要がある二次電池を採用した場合に有効となる。更に、本電源システムによれば、マイコン２４がトランジスタＱ２を常にオフさせ、充電を停止させることも可能である。
【００９７】
（実施の形態９）
次に、本発明の実施の形態９による電源システムについて説明する。図１３は、実施の形態９による電源システムの回路図を示している。なお、図１３において、実施の形態１〜８と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態９による電源システムは、二次電池２１を構成するセル数が変わったときにコンデンサＣ５の静電容量の大きさを変えることで充電電流を調整することを特徴とする。
【００９８】
負荷装置２０において、ダイオードＤ２の流れる充電電流を縦軸にとり、コンデンサＣ５の静電容量を横軸にとり、充電電流と静電容量との関係を示すと、充電電流は、負荷コイルＬ２とコンデンサＣ５とが共振するときの静電容量をピークとして、山状に変化する。
【００９９】
そのため、コンデンサＣ５の静電容量を調整することにより充電電流を目標の値にすることができる。
【０１００】
従って、セル数が１個の二次電池２１を備える負荷装置２０に代えて、セル数が２個の二次電池２１を備える負荷装置２０ｂを採用する場合、負荷装置２０よりも充電電流が高くなるように負荷装置２０ｂのコンデンサＣ５の静電容量を設定することで、電源回路１０の構成を変更することなく、負荷装置２０ｂに好ましい大きさの充電電流を流すことができる。
【０１０１】
なお、実施の形態９では、負荷装置２０ｂが備える二次電池２１のセル数を２個としたが、これに限定されず、二次電池２１のセル数を３個以上にしてもよい。この場合も、二次電池２１のセル数に応じて好ましい充電電流が流れるようにコンデンサＣ５の静電容量を設定することで、電源回路１０の構成を変更することなく、負荷装置２０ｂに好ましい大きさの充電電流を流すことができる。また、セル数のみならず、ニッケルカドミウム電池、リチウムイオン電池というように二次電池２１の種類に応じて好ましい充電電流が流れるように、コンデンサＣ５の静電容量を設定してもよい。
【０１０２】
以上説明したように、実施の形態９による電源システムによれば、二次電池２１のセル数が変化しても、好ましい大きさの充電電流が流れるようにコンデンサＣ５の静電容量を設定することで、電源回路１０の構成を変更することなく、負荷装置２０ｂに所望の充電電流を流すことができる。
【０１０３】
（実施の形態１０）
次に、本発明の実施の形態１０による電源システムについて説明する。図１４は、実施の形態１０による電源システムの回路図を示している。なお、図１４において、実施の形態１〜９と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態１０による電源システムは、二次電池２１を構成するセル数が変わったときに負荷コイルＬ２の巻数を変えることで充電電流を調整することを特徴とする。
【０１０４】
負荷装置２０において、ダイオードＤ２に流れる充電電流を縦軸にとり、負荷コイルＬ２の巻数を横軸にとり充電電流と巻数との関係を示すと、充電電流は、負荷コイルＬ２とコンデンサＣ５とが共振するときの巻数をピークとして、山状に変化する。
【０１０５】
そのため、負荷コイルＬ２の巻数を調整することにより充電電流を目標の値にすることができる。
【０１０６】
従って、セル数が１個の二次電池２１を備える負荷装置２０に代えて、セル数が２個の二次電池２１を備える負荷装置２０ｂを採用する場合、負荷装置２０よりも充電電流が高くなるように負荷装置２０ｂの負荷コイルＬ２の巻数を設定することで、電源回路１０の構成を変更することなく、負荷装置２０ｂに好ましい大きさの充電電流を流すことができる。
【０１０７】
なお、実施の形態１０では、負荷装置２０ｂが備える二次電池２１のセル数を２個としたが、これに限定されず、二次電池２１のセル数を３個以上にしてもよい。この場合も、二次電池２１のセル数に応じて好ましい充電電流が流れるように負荷コイルＬ２の巻数を設定することで、電源回路１０の構成を変更することなく、負荷装置２０ｂに好ましい大きさの充電電流を流すことができる。また、セル数のみならず、ニッケルカドミウム電池、リチウムイオン電池というように二次電池２１の種類に応じて好ましい充電電流が流れるように、負荷コイルＬ２の巻数を調整してもよい。
【０１０８】
以上説明したように、実施の形態１０による電源システムによれば、二次電池２１のセル数が変化しても、好ましい大きさの充電電流が流れるように帰還コイルＬ３の巻数を設定することで、電源回路１０の構成を変更することなく、負荷装置２０ｂに好ましい大きさの充電電流を流すことができる。
【０１０９】
（実施の形態１１）
次に、本発明の実施の形態１１による電源システムについて説明する。図１５及び図１６は、実施の形態１１による電源システムの回路図を示している。なお、図１５及び図１６において、実施の形態１〜１０と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。実施の形態１１による電源システムは、共振コイルＬ１と負荷コイルＬ２との距離を変えることで、ダイオードＤ２に流れる充電電流を調整することを特徴とする。
【０１１０】
共振コイルＬ１と負荷コイルＬ２との距離を増大させると、漏れ磁束が増大するため、負荷装置２０に伝送される電力が減少する結果、充電電流は小さくなる。一方、共振コイルＬ１と負荷コイルＬ２との距離が減少すると、漏れ磁束は減少するため、負荷装置２０に伝送される電力が増大する結果、充電電流は大きくなる。そのため、ハウジング３０の厚みを調整することで充電電流の大きさを調整することができる。
【０１１１】
図１５に示す負荷装置２０の二次電池２１のセル数は１個であるのに対し、図１６に示す負荷装置２０の二次電池２１のセル数は２個である。そのため、図１６に示す負荷装置２０に流す充電電流の大きさは、図１５に示す負荷装置２０に流す充電電流よりも大きくすることが好ましい。
【０１１２】
そこで、図１６に示す電源システムでは、図１５に示す電源システムよりも、共振コイルＬ１と負荷コイルＬ２との距離が小さくなるように、ハウジング３０の厚みが設定されている。そのため、図１６に示す電源システムの方が図１５に示す電源システムよりも負荷装置２０に多くの充電電流が流れる。
【０１１３】
以上説明したように、実施の形態１１による電源システムによれば、二次電池２１のセル数が変化しても、好ましい大きさの充電電流が流れるようにハウジングの厚みを設定することで、電源回路１０の構成を変更することなく、負荷装置２０ｂに好ましい大きさの充電電流を流すことができる。
【０１１４】
なお、図１６に示す二次電池２１のセル数は２個であるが、セル数を３個以上にしてもよい。この場合、セル数に応じて好ましい大きさの充電電流が流れるようにハウジングの厚みを調整することで、電源回路１０の構成を変更することなく、負荷装置２０ｂに好ましい大きさの充電電流を流すことができる。また、セル数のみならず、ニッケルカドミウム電池、リチウムイオン電池というように二次電池２１の種類に応じて好ましい充電電流が流れるように、ハウジング３０の厚みを調整してもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】本発明の実施の形態１による電源システムの回路図を示している。
【図２】図１に示す電源装置のタイミングチャートを示し、（ａ）はトランジスタＱ１のドレインソース間電圧を示し、（ｂ）はドレイン電流を示し、（ｃ）は帰還コイルの電圧を示し、（ｄ）はターンオフトランジスタＴｒのベースエミッタ間電圧を示し、（ｅ）はターンオフトランジスタＴｒのコレクタ電流を示している。
【図３】本電源システムの出力特性を示すグラフであり、縦軸は出力電流を示し、横軸は入力電圧を示している。
【図４】実施の形態２による電源システムの回路図を示している。
【図５】実施の形態３による電源システムの回路図を示している。
【図６】本電源システムの出力特性を示すグラフであり、縦軸は出力電流を示し、横軸は入力電圧を示している。
【図７】実施の形態４による電源システムの回路図を示している。
【図８】実施の形態５による電源システムの回路図を示している。
【図９】実施の形態６による電源システムの回路図を示している。
【図１０】実施の形態７による電源システムの回路図を示している。
【図１１】実施の形態８による電源システムの回路図を示している。
【図１２】充電信号と充電電流との波形図を示し、（ａ）は、通常充電時における充電信号と充電電流との波形図を示し、（ｂ）は通常充電時よりも充電電流の平均値を小さくしたとき（出力を絞ったとき）の充電信号と充電電流との波形図を示している。
【図１３】実施の形態９による電源システムの回路図を示している。
【図１４】実施の形態１０による電源システムの回路図を示している。
【図１５】実施の形態１１による電源システムの回路図を示している。
【図１６】実施の形態１１による電源システムの回路図を示している。
【図１７】特許文献１に示される従来の電源装置を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１１６】
１０  電源回路
１１  共振部
１２  発振部
１３  ターンオフ部
１４，１７，１８  充電部
１５  電源部
１６  平滑部
２０，２０ａ，２０ｂ  負荷装置
２１  二次電池
２２  刃面
２３  本体部
２４  マイコン
３０  ハウジング
１５１  整流回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５，Ｃ７  コンデンサ
Ｃ３  共振コンデンサ
Ｃ４  ターンオフコンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５  ダイオード
Ｅ  商用電源
Ｌ１  共振コイル
Ｌ２  負荷コイル
Ｌ３  帰還コイル
Ｐ１，Ｐ２  変曲点
Ｑ１，Ｑ２  トランジスタ
Ｒ１  起動抵抗
Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９  抵抗
Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４  抵抗
Ｔ２  正極
Ｔｒ  ターンオフトランジスタ
ＶＺ１，ＶＺ２  降伏電圧
Ｚ１，Ｚ２  定電圧ダイオード
【図１】
2008054435.tif 000003
【図２】
2008054435.tif 000004
【図３】
2008054435.tif 000005
【図４】
2008054435.tif 000006
【図５】
2008054435.tif 000007
【図６】
2008054435.tif 000008
【図７】
2008054435.tif 000009
【図８】
2008054435.tif 000010
【図９】
2008054435.tif 000011
【図１０】
2008054435.tif 000012
【図１１】
2008054435.tif 000013
【図１２】
2008054435.tif 000014
【図１３】
2008054435.tif 000015
【図１４】
2008054435.tif 000016
【図１５】
2008054435.tif 000017
【図１６】
2008054435.tif 000018
【図１７】
2008054435.tif 000019