(57)【要約】【課題】速度センサレスにより誘導電動機を低速側まで制御するベクトル制御装置において、電動機の逆転等の異常事態を引き起こすことなく、所望のトルク・速度制御を可能とした制御装置を提供する。【解決手段】誘導電動機の端子電圧検出値と電気定数とから誘起電圧を演算する手段と、演算した誘起電圧を用いて前記電動機の速度を推定する手段と、推定した速度を状態検出値として速度を制御する手段と、を備えた速度センサレスベクトル制御装置において、誘導電動機１７の端子電圧を検出する電圧検出器として、通常分解能を有する第１の電圧検出器３０と高分解能を有する第２の電圧検出器４０とを備え、誘導電動機１７が低速運転状態であることをコンパレータ４１により検出してスイッチ５３ｕ，５３ｗ，５４を電圧検出器４０及び規格化ゲイン２側に切り替え、電圧検出器４０による端子電圧検出値をＡ／Ｄ変換して前記誘起電圧の演算に用いる。【選択図】図１
2008099350.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導電動機の一次電流を二次磁束と平行な成分と垂直な成分とに分離し、これらの各成分の電流が指令値通りになるように電力変換器を制御して前記電動機のトルク・速度を制御する誘導電動機のベクトル制御装置であって、前記電動機の端子電圧検出値と電気定数とから誘起電圧を演算する手段と、演算した誘起電圧を用いて前記電動機の速度を推定する手段と、推定した速度を状態検出値として速度を制御する手段と、を備えた速度センサレスベクトル制御装置において、
前記電動機の端子電圧を検出する電圧検出器として、通常分解能を有する第１の電圧検出器と高分解能を有する第２の電圧検出器とを備え、
前記電動機の低速運転時には、第２の電圧検出器による端子電圧検出値をＡ／Ｄ変換して前記誘起電圧の演算に用いることを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
【請求項２】
誘導電動機の一次電流を二次磁束と平行な成分と垂直な成分とに分離し、これらの各成分の電流が指令値通りになるように電力変換器を制御して前記電動機のトルク・速度を制御する誘導電動機のベクトル制御装置であって、前記電動機の端子電圧検出値と電気定数とから誘起電圧を演算する手段と、演算した誘起電圧を用いて前記電動機の速度を推定する手段と、推定した速度を状態検出値として速度を制御する手段と、を備えた速度センサレスベクトル制御装置において、
前記電動機の端子電圧を検出する電圧検出器と、
積分時間の短い通常分解能対応の第１の積分型Ａ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器よりも積分時間の長い高分解能の第２の積分型Ａ／Ｄ変換器と、を備え、
前記電動機の低速運転時には、前記電圧検出器による端子電圧検出値を第２の積分型Ａ／Ｄ変器によりＡ／Ｄ変換して前記誘起電圧の演算に用いることを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
【請求項３】
誘導電動機の一次電流を二次磁束と平行な成分と垂直な成分とに分離し、これらの各成分の電流が指令値通りになるように電力変換器を制御して前記電動機のトルク・速度を制御する誘導電動機のベクトル制御装置であって、前記電動機の端子電圧検出値と電気定数とから誘起電圧を演算する手段と、演算した誘起電圧を用いて前記電動機の速度を推定する手段と、推定した速度を状態検出値として速度を制御する手段と、を備えた速度センサレスベクトル制御装置において、
前記電動機の端子電圧を検出する電圧検出器と、
パルス密度変調に用いる基本クロック周波数が低い通常分解能対応の第１のΔΣ変調方式型Ａ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器よりも基本クロック周波数が高い高分解能対応の第２のΔΣ変調方式Ａ／Ｄ変換器と、を備え、
前記電動機の低速運転時には、前記電圧検出器による端子電圧検出値を第２のΔΣ変調方式Ａ／Ｄ変器によりＡ／Ｄ変換して前記誘起電圧の演算に用いることを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、速度センサレスベクトル制御により誘導電動機のトルク・速度を制御するベクトル制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４は、速度検出器を持たずに速度推定値を用いて誘導電動機のトルク・速度を制御する、いわゆる速度センサレスベクトル制御装置１００のブロック図である。
同図において、交流電源１２の三相交流電圧はインバータ１３により所定の大きさと周波数の三相交流電圧に変換されて誘導電動機１７に供給される。これにより、電動機１７は所望のトルクを発生して負荷１８を駆動する。
【０００３】
速度設定器１は、誘導電動機１７を運転するべき速度ωｒ＃を設定する。速度指令演算回路２は、予め定めた加速度により変化して最終的には速度設定値ωｒ＃に一致するような速度指令値ωｒ＊を演算して出力する。
速度調節器３は、速度指令値ωｒ＊と後述する速度推定演算器３３が出力する速度推定値ωｒ＾との偏差を零にするような調節動作により、トルク指令値τ＊を出力する。磁束指令演算回路４は、前記速度推定値ωｒ＾から二次磁束指令値φ２＊を演算する。
【０００４】
また、トルク指令値τ＊及び二次磁束指令値φ２＊により、下記の数式１，２に従って、電動機一次電流の二次磁束φ２に平行な成分（以下、Ｍ軸という）の電流指令値ｉＭ＊と二次磁束φ２に垂直な成分（以下、Ｔ軸という）の電流指令値ｉＴ＊とを演算する。ここで、演算回路７は数式１を演算し、演算回路５は数式２を演算する。
【０００５】
［数式１］
ｉＭ＊＝（１／Ｌｍ）×φ２＊
（Ｌｍ：電動機励磁インダクタンス）
［数式２］
ｉＴ＊＝τ＊／φ２＊
【０００６】
座標変換器１１は、電流検出器１４によって検出された相電流をＭ軸電流検出値ｉＭとＴ軸電流検出値ｉＴとに変換するものであり、電動機１７のＵ相巻線と二次磁束φ２とのなす角度をψ２とすると、数式３，４によりｉＴ，ｉＭをそれぞれ演算する。
【０００７】
［数式３］
ｉＴ＝cosψ２×ｉｕ＋cos（ψ２−１２０°）×ｉｖ＋cos（ψ２＋１２０°）×ｉｗ
［数式４］
ｉＭ＝sinψ２×ｉｕ＋sin（ψ２−１２０°）×ｉｖ＋sin（ψ２＋１２０°）×ｉｗ
【０００８】
Ｔ軸電流調節器８は、Ｔ軸電流指令値ｉＴ＊とＴ軸電流検出値ｉＴとの偏差を零にするような調節動作により、Ｔ軸電圧指令値ｖＴ＊を出力する。Ｍ軸電流調節器９は、Ｍ軸電流指令値ｉＭ＊とＭ軸電流検出値ｉＭとの偏差を零にするような調節動作により、Ｍ軸電圧指令値ｖＭ＊を出力する。
座標変換器１０は、前記角度ψ２を用いてＴ軸電圧指令値ｖＴ＊及びＭ軸電圧指令値ｖＭ＊を座標変換し、数式５〜７によって三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算して出力する。
【０００９】
［数式５］
Ｖｕ＊＝cosψ２×ｖＭ＊＋sinψ２×ｖＴ＊
［数式６］
Ｖｖ＊＝cos（ψ２−１２０°）×ｖＭ＊＋sin（ψ２−１２０°）×ｖＴ＊
［数式７］
Ｖｗ＊＝cos（ψ２＋１２０°）×ｖＭ＊＋sin（ψ２＋１２０°）×ｖＴ＊
【００１０】
インバータ１３は、三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて所定の大きさ及び周波数の三相交流電圧を出力し、電動機１７に供給する。
【００１１】
一方、すべり周波数演算器６は、下記の数式８によってすべり周波数ωｓｌを演算する。また、周波数換算器２０は数式９の演算を行い、電動機一次角速度推定値ω１＾を電動機一次周波数推定値ω＾に換算する。
【００１２】
［数式８］
ωｓｌ＝Ｒ２×ＩＴ＊／φ２＊
（Ｒ２：電動機二次時定数）
［数式９］
ω＾＝ω１＾×Ｐ／１２０
（Ｐ：電動機極数）
【００１３】
上記周波数推定値ω＾は積分器１５により積分され、前記角度ψ２が演算される。
ここで、前記磁束指令演算回路４は、速度推定値ωｒ＾が基底回転速度ωｂに達するまでは二次磁束指令値φ２＊を１００％出力し、基底回転速度ωｂ以上では速度推定値ωｒ＾に反比例して低下するような二次磁束指令値φ２＊を出力する。
【００１４】
また、座標変換器３１は、電圧検出器３０により検出された相電圧（電動機１７の端子電圧すなわちインバータ１３の出力電圧）をＭ軸電圧検出値ｖＭとＴ軸電圧検出値ｖＴとに変換するもので、数式１０，１１によりｖＴ，ｖＭを演算する。
【００１５】
［数式１０］
ｖＴ＝cosψ２×ｖｕ＋cos（ψ２−１２０°）×ｖｖ＋cos（ψ２＋１２０°）×ｖｗ
［数式１１］
ｖＭ＝sinψ２×ｖｕ＋sin（ψ２−１２０°）×ｖｖ＋sin（ψ２＋１２０°）×ｖｗ
【００１６】
誘起電圧演算器３２は、上記ｉＴ，ｉＭ，ｖＴ，ｖＭ、及び、速度推定演算器３３により演算した一次角速度推定値ω１＾とを用い、下記数式１２，１３に従って誘起電圧のＭ軸（磁化軸）成分ｅＭ及びＴ軸（トルク軸）成分ｅＴを演算する。
【００１７】
［数式１２］
ｅＴ＝ｖＴ−Ｒ１・ｉＴ−Ｌσ・（ｄ／ｄｔ）ｉＴ−ｊω１＾・Ｌσ・ｉＭ
［数式１３］
ｅＭ＝ｖＭ−Ｒ１・ｉＭ−Ｌσ・（ｄ／ｄｔ）ｉＭ＋ｊω１＾・Ｌσ・ｉＴ
ただし、Ｒ１は誘導電動機１７の一次抵抗、Ｌσはもれインダクタンス、ｊは虚数単位である。
【００１８】
速度推定演算器３３は、上記ωｓｌ，ｅＴを用い、下記の数式１４，１５に従って一次角速度推定値ω１＾及び電動機速度推定値ωｒ＾を演算する。
【００１９】
［数式１４］
ω１＾＝ｅＴ／ｅＴｒａｔｅ
［数式１５］
ωｒ＾＝ω１＾−ωｓｌ
ただし、ｅＴｒａｔｅは誘導電動機１７の定格速度における誘起電圧、すなわち誘起電圧係数である。
【００２０】
ここで、図５は前記電圧検出器３０と座標変換器３１との間の回路構成を詳細に示したものであり（図４では省略してある）、電圧検出器３０から出力されるアナログ信号の電圧検出値ｖｕ，ｖｗはＡ／Ｄ変換器５１ｕ，５１ｗによりディジタル信号に変換され、乗算器５２ｕ，５２ｗを介して座標変換器３１に取り込まれる。
なお、乗算器５２ｕ，５２ｗはＡ／Ｄ変換器５１ｕ，５１ｗの出力信号に規格化ゲインを乗じるためのものであり、この規格化ゲインは、Ａ／Ｄ変換後の電圧検出値ｖｕ，ｖｗを座標変換器３１に応じた所定のデータ量にするためのゲインである。
【００２１】
なお、図４に示したような速度センサレスベクトル制御装置は、例えば特許文献１に記載されている。
【００２２】
【特許文献１】特開平１０−５６８００号公報（段落［０００３］〜［０００６］、図１，図１７等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
前述した如く、速度推定演算器３３はＴ軸誘起電圧ｅＴを用いて速度推定値ωｒ＾を演算しており、ｅＴの演算にはｖＴ，ｖＭ、言い換えれば電圧検出器３０による電圧検出値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが不可欠である。
しかしながら、実際の電圧検出器には検出可能なデータ幅、すなわちフルスケール（Ｆ．Ｓ）の制約がある。例えば、電圧検出器が、Ｆ．Ｓ＝４００Ｖ、検出分解能が０．００１Ｐ．Ｕである場合、この電圧検出器では０．４Ｖ（＝４００Ｖ×０．００１）未満の電圧を検出することができない。
【００２４】
一方、電動機１７の誘起電圧ｅＴに関しては、数式１６に示すような関係がある。
［数式１６］
ｅＴ＝φ２＊×ω１
但し、ω１は電動機一次角速度であり、二次磁束指令値φ２＊は一定に制御される。
【００２５】
このため、電動機速度が低い場合にはｅＴも小さな値となる。
仮に、電動機１７の端子電圧が０．４Ｖ未満となるように電動機が低速運転されている場合には、前述した数式１４，１５の演算結果は真値に対して大きく誤差を含むこととなる。これは、速度推定値ωｒ＾と実際の電動機速度ωｒとの間に誤差が発生することを意味する。
【００２６】
図４に示したような速度センサレスベクトル制御装置では、数式１５の演算結果である電動機速度推定値ωｒ＾を状態検出値として速度を制御しているため、上記のように電動機が低速運転されていて端子電圧検出値が正確でない場合には、実際の電動機速度ωｒを速度設定値ωｒ＃通りに追従制御できなくなる。
特に、電動機１７の低速運転時には、速度指令値ωｒ＊に対して不正確な速度推定値ωｒ＾を突き合わせることによって電動機１７が逆転に至る場合もあり、電動機１７の負荷１８が逆転状態を緊急停止条件としている場合には、設備の運転停止に至るなどの重大事故を引き起こすおそれがある。
【００２７】
そこで本発明の解決課題は、速度センサレスにより誘導電動機を低速側まで制御するベクトル制御装置において、電動機の逆転等の異常事態を引き起こすことなく、所望のトルク・速度制御を可能としたベクトル制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、誘導電動機の一次電流を二次磁束と平行な成分と垂直な成分とに分離し、これらの各成分の電流が指令値通りになるように電力変換器を制御して前記電動機のトルク・速度を制御する誘導電動機のベクトル制御装置であって、前記電動機の端子電圧検出値と電気定数とから誘起電圧を演算する手段と、演算した誘起電圧を用いて前記電動機の速度を推定する手段と、推定した速度を状態検出値として速度を制御する手段と、を備えた速度センサレスベクトル制御装置において、
前記電動機の端子電圧を検出する電圧検出器として、通常分解能を有する第１の電圧検出器と高分解能を有する第２の電圧検出器とを備え、
前記電動機の低速運転時には、第２の電圧検出器による端子電圧検出値をＡ／Ｄ変換して前記誘起電圧の演算に用いるものである。
【００２９】
請求項２に記載した発明は、誘導電動機の一次電流を二次磁束と平行な成分と垂直な成分とに分離し、これらの各成分の電流が指令値通りになるように電力変換器を制御して前記電動機のトルク・速度を制御する誘導電動機のベクトル制御装置であって、前記電動機の端子電圧検出値と電気定数とから誘起電圧を演算する手段と、演算した誘起電圧を用いて前記電動機の速度を推定する手段と、推定した速度を状態検出値として速度を制御する手段と、を備えた速度センサレスベクトル制御装置において、
前記電動機の端子電圧を検出する電圧検出器と、
積分時間の短い通常分解能対応の第１の積分型Ａ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器よりも積分時間の長い高分解能の第２の積分型Ａ／Ｄ変換器と、を備え、
前記電動機の低速運転時には、前記電圧検出器による端子電圧検出値を第２の積分型Ａ／Ｄ変器によりＡ／Ｄ変換して前記誘起電圧の演算に用いるものである。
【００３０】
請求項３に記載した発明は、誘導電動機の一次電流を二次磁束と平行な成分と垂直な成分とに分離し、これらの各成分の電流が指令値通りになるように電力変換器を制御して前記電動機のトルク・速度を制御する誘導電動機のベクトル制御装置であって、前記電動機の端子電圧検出値と電気定数とから誘起電圧を演算する手段と、演算した誘起電圧を用いて前記電動機の速度を推定する手段と、推定した速度を状態検出値として速度を制御する手段と、を備えた速度センサレスベクトル制御装置において、
前記電動機の端子電圧を検出する電圧検出器と、
パルス密度変調に用いる基本クロック周波数が低い通常分解能対応の第１のΔΣ変調方式型Ａ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器よりも基本クロック周波数が高い高分解能対応の第２のΔΣ変調方式Ａ／Ｄ変換器と、を備え、
前記電動機の低速運転時には、前記電圧検出器による端子電圧検出値を第２のΔΣ変調方式Ａ／Ｄ変器によりＡ／Ｄ変換して前記誘起電圧の演算に用いるものである。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、電動機の低速運転時における速度推定分解能の改善が可能となり、従来の制御装置では電動機の異常な逆転動作等を起こしていた低速側の運転領域においても、これらの異常事態を未然に防止して誘導電動機のトルク・速度制御を可能にしたベクトル制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態の主要部を示す回路構成図であり、前述した図５における電圧検出器３０と座標変換器３１との間の回路構成を改良したものである。
【００３３】
この実施形態では、電動機１７の端子電圧を検出する電圧検出器として、通常分解能を有する第１の電圧検出器３０の他に、高分解能（例えば第１の電圧検出器３０の１０倍）を有する第２の電圧検出器４０が設けられている。これらの電圧検出器３０，４０によって検出した電圧検出値ｖｕ，ｖｗは、スイッチ手段５３を構成するスイッチ５３ｕ，５３ｗの切替端子側に入力され、スイッチ５３ｕ，５３ｗの出力端子はＡ／Ｄ変換器５１ｕ，５１ｗにそれぞれ接続されている。
【００３４】
また、Ａ／Ｄ変換器５１ｕ，５１ｗの出力側の乗算器５２ｕ，５２ｗには、規格化ゲイン１（通常分解能対応）または規格化ゲイン２（高分解能対応）がスイッチ５４により切り替えて入力可能となっている。
なお、４１はコンパレータであり、前記速度指令演算回路２から出力される速度指令値ωｒ＊から誘導電動機１７が低速運転領域であるか否かを判別し、その判別結果に応じた出力により前記スイッチ５３ｕ，５３ｗ，５４を一括して同時に切り替えるように動作する。
【００３５】
上記構成において、例えば速度指令値ωｒ＊が定格速度の１０％未満である場合にコンパレータ４１が低速運転と判断し、その出力によってスイッチ５３ｕ，５３ｗを高分解能の第２の電圧検出器４０側に切り替えると共に、スイッチ５４を規格化ゲイン２（高分解能対応）側に切り替える。
なお、分解能設定の一例としては、通常分解能の第１の電圧検出器３０のフルスケールを４００Ｖ、検出分解能を０．００１Ｐ．Ｕとして電動機１７の通常速度領域（電動機速度が０〜１５００ｒｐｍ）に対応させ、高分解能の第２の電圧検出器４０のフルスケールを４０Ｖ、検出分解能を同じく０．００１Ｐ．Ｕとして電動機１７の低速領域（同０〜１５０ｒｐｍ）のみに対応させれば良い。
このように、実質的な分解能が第１の電圧検出器３０の１０倍である第２の電圧検出器４０を併用すれば、低速運転領域では従来技術に比べて速度推定分解能相当で１０倍の改善が可能となる。
【００３６】
この実施形態によれば、電動機１７の低速運転領域では、高分解能の第２の電圧検出器４０による端子電圧検出値ｖｕ，ｖｗをＡ／Ｄ変換し、座標変換器３１に取り込むようにしたので、電圧検出値ｖｕ，ｖｗが小さくてもこれらを正確に検出可能である。そして、座標変換器３１及び誘起電圧演算器３２が前記数式１０，１２等によってＴ軸誘起電圧ｅＴを求め、速度推定演算器３３では前記数式１４，１５によって速度推定値ωｒ＾を高精度に演算することが可能になる。
従って、速度推定値ωｒ＾は実際の電動機速度ωｒにほぼ一致するようになり、電動機速度ωｒを速度指令値ωｒ＊通りに制御可能として電動機１７の予期しない逆転現象等の異常事態の発生を防止することができる。
【００３７】
ここで、図１における規格化ゲイン１，２を各分解能に応じた値に設定しておけば、電圧検出器３０，４０を切り替えても、電圧検出値ｖｕ，ｖｗの物理量と座標変換器３１に入力されるデータ量との関係を一定に保つことができる。
【００３８】
次に、図２は本発明の第２実施形態の主要部を示す回路構成図である。
同図において、５６ｕ，５６ｗはいわゆる積分型のＡ／Ｄ変換器であり、単純な積分型または二重積分型として構成されている。これらのＡ／Ｄ変換器５６ｕ，５６ｗには通常分解能の電圧検出器３０による電圧検出値ｖｕ，ｖｗがそれぞれ入力されており、Ａ／Ｄ変換器５６ｕ，５６ｗ以降の構成は図１と同様になっている。
【００３９】
また、５５は、Ａ／Ｄ変換器５６ｕ，５６ｗのサンプリング周期（積分時間）を周期が長い高サンプリング周期（通常分解能対応）または周期が短い低サンプリング周期（高分解能対応）に切り替えるスイッチであり、このスイッチ５５及びスイッチ５４は、速度指令値ωｒ＊に基づいて誘導電動機１７が低速運転領域であるか否かを判別するコンパレータ４１の出力により、一括して同時に切り替わるようになっている。
【００４０】
この実施形態においても、例えば、速度指令値ωｒ＊が定格速度の１０％未満である場合にコンパレータ４１が低速運転と判断し、その出力によってスイッチ５５を低サンプリング周期（高分解能対応）側に切り替えると共に、スイッチ５４を規格化ゲイン２（高分解能対応）側に切り替える。
この場合、低サンプリング周期を高サンプリング周期の１／２に設定しておき、低速運転時にスイッチ５５を低サンプリング周期側に切り替えれば、従来技術に比べて速度推定分解能相当で２倍の改善が可能になり、また、同時にスイッチ５４を規格化ゲイン２（規格化ゲイン１の１／２の大きさを持つ）側に切り替えることにより、電圧検出値ｖｕ，ｖｗの物理量と座標変換器３１に入力されるデータ量との関係を一定に保つことができる。
よって、本実施形態においても、速度推定値ωｒ＾は実際の電動機速度ωｒにほぼ一致するようになり、電動機速度ωｒを速度指令値ωｒ＊通りに制御可能として電動機１７の予期しない逆転現象等の発生を防止することができる。
【００４１】
次いで、図３は本発明の第３実施形態の主要部を示す回路構成図である。
この実施形態が図２と異なるのは、Ａ／Ｄ変換器５７ｕ，５７ｗとしていわゆるΔΣ変調方式のＡ／Ｄ変換器を用い、これらのＡ／Ｄ変換器５７ｕ，５７ｗに与える基本クロックとして、周波数が低い低クロック（通常分解能対応）と周波数が高い高クロック（高分解能対応）とをスイッチ５５により切替可能とした点であり、その他の構成は図２と同一である。
【００４２】
ここで、ΔΣ変調方式のＡ／Ｄ変換器とは、アナログ入力信号を１ｂｉｔのパルス密度信号（ディジタル信号）に変調し、これをオーバーサンプラを介してカウンタにて計測することにより、アナログ入力信号をディジタル信号に変換するものである。
このΔΣ変調方式のＡ／Ｄ変換器では、上記変調処理に用いられる基本クロックの周波数が高いほど入力アナログデータ量の重みが大きくなって変調後のデータの１カウントの分解能が上がり、電圧検出値ｖｕ，ｖｗが小さい場合でもこれを検出可能となる。
【００４３】
そこで、前記同様に、例えば速度指令値ωｒ＊が定格速度の１０％未満である場合にコンパレータ４１が低速運転と判断し、その出力によってスイッチ５５を高クロック（高分解能対応）側に切り替えると共に、スイッチ５４を規格化ゲイン２（高分解能対応）側に切り替えれば、速度推定分解能の改善が可能になり、また、電圧検出値ｖｕ，ｖｗの物理量と座標変換器３１に入力されるデータ量との関係を一定に保つことができる。
よって、本実施形態においても、電動機速度ωｒを速度指令値ωｒ＊通りに制御可能として電動機１７の予期しない逆転現象等の発生を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の第１実施形態の主要部を示す回路構成図である。
【図２】本発明の第２実施形態の主要部を示す回路構成図である。
【図３】本発明の第３実施形態の主要部を示す回路構成図である。
【図４】従来技術を示すブロック図である。
【図５】図４における一部の回路構成図である。
【符号の説明】
【００４５】
１：速度設定器
２：速度指令演算回路
３：速度調節器
４：磁束指令演算回路
５，７：演算器
６：すべり周波数演算器
８：Ｔ軸電流調節器
９：Ｍ軸電流調節器
１０，１１，３１：座標変換器
１２：交流電源
１３：インバータ
１４：電流検出器
１５：積分器
１７：誘導電動機
１８：負荷
２０：周波数換算器
３０，４０：電圧検出器
３２：誘起電圧演算器
３３：速度推定演算器
４０：電圧検出器
４１：コンパレータ
５１ｕ，５１ｗ，５６ｕ，５６ｗ，５７ｕ，５７ｗ，：Ａ／Ｄ変換器
５２ｕ，５２ｗ：乗算器
５３：スイッチ手段
５３ｕ，５３ｗ，５４，５５：スイッチ
１００：制御装置
【図１】
2008099350.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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