(57)【要約】【課題】受信回路の耐ノイズ性の向上を図る。【解決手段】演算増幅回路（Ａ１）と、入力された信号を上記演算増幅回路の反転入力端子に伝達可能な容量（Ｃ１）と、上記演算増幅回路の出力端子と反転入力端子との間に設けられた帰還経路（Ｂ１１）とが設けられ、上記非反転入力端子に基準電圧が供給される。そして上記演算増幅器の出力信号に応じて、上記演算増幅器の閾値電圧を変化させるとともに、上記演算増幅器の反転入力端子に入力される信号に微小信号を加算することによって入出力安定化制御を行う入出力安定化回路（Ｂ１３）が設けられる。上記演算増幅器の出力信号に応じて、上記演算増幅器の閾値電圧を変化させるとともに、上記演算増幅器の反転入力端子に入力される信号に微小信号を加算することによって入出力安定化制御が行われる。このような制御によりノイズの影響を排除し、受信回路の耐ノイズ性の向上を達成する。【選択図】図３
2008250655.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有する演算増幅回路と、
入力された信号を上記演算増幅回路の反転入力端子に伝達可能な容量と、
上記演算増幅回路の出力端子と反転入力端子との間に設けられた帰還経路と、を含み、
上記演算増幅回路の非反転入力端子に基準電圧が供給される半導体集積回路装置であって、
上記演算増幅器の出力信号に応じて、上記演算増幅器の閾値電圧を変化させるとともに、上記演算増幅器の反転入力端子に入力される信号に微小信号を加算することによって入出力安定化制御を行う入出力安定化回路を含む半導体集積回路装置。
【請求項２】
反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有する演算増幅回路と、
入力された信号を上記演算増幅回路の反転入力端子に伝達可能な容量と、
上記演算増幅回路の出力端子と反転入力端子との間に設けられた帰還経路と、を含み、
上記演算増幅回路の非反転入力端子に基準電圧が供給される半導体集積回路装置であって、
上記演算増幅回路の閾値電圧を制御可能な閾値電圧制御回路と、
上記演算増幅回路の反転入力端子から入力信号加算を行う入力信号加算回路と、を含み、
上記演算増幅回路の出力電圧が上記基準電圧より低い場合には、上記閾値電圧制御回路によって上記演算増幅回路の閾値電圧が下げられ、かつ、上記入力信号加算回路によって上記演算増幅回路の反転入力端子に入力される信号変化に正方向の信号変化が加算され、
上記演算増幅回路の出力電圧が上記基準電圧より高い場合には、上記閾値電圧制御回路によって上記演算増幅回路の閾値電圧が上げられ、かつ、上記入力信号加算回路によって上記演算増幅回路の反転入力端子に入力される信号変化に負方向の信号変化が加算される半導体集積回路装置。
【請求項３】
上記演算増幅回路は、第１ＭＯＳトランジスタと、上記１ＭＯＳトランジスタに差動結合された第２ＭＯＳトランジスタと、を含み、上記第１ＭＯＳトランジスタのゲート端子から上記反転入力端子が引き出され、上記第２ＭＯＳトランジスタのゲート電極から上記非反転入力端子が引き出されて成る請求項１又は２記載の半導体集積回路装置。
【請求項４】
上記閾値電圧制御回路は、第３ＭＯＳトランジスタと、上記第３ＭＯＳトランジスタに差動結合された第４ＭＯＳトランジスタと、を含み、
上記第３ＭＯＳトランジスタのゲート端子には上記基準電圧が伝達され、
上記第４ＭＯＳトランジスタのゲート電極には上記演算増幅回路の出力電圧が伝達され、
上記第３ＭＯＳトランジスタのドレイン端子は上記第１ＭＯＳトランジスタのドレイン端子に結合され、
上記第４ＭＯＳトランジスタのドレイン端子は上記第２ＭＯＳトランジスタのドレイン端子に結合されて成る請求項３記載の半導体集積回路装置。
【請求項５】
上記入力信号加算回路は、上記演算増幅回路の出力電圧を上記基準電圧と比較して２値化する２値化回路と、
第１電流源に結合された第５ＭＯＳトランジスタと、第２電流源に結合された第６ＭＯＳトランジスタとが直列接続され、上記２値化回路の出力信号に応じて上記第５ＭＯＳトランジスタと上記第６ＭＯＳトランジスタとが選択的に導通されることにより、上記演算増幅回路の反転入力端子に入力される信号に加算すべき微小信号を供給可能な信号供給回路と、を含んで成る請求項４記載の半導体集積回路装置。
【請求項６】
上記演算増幅回路の後段に、上記演算増幅回路の出力信号を２値化する２値化回路が配置されるとき、
上記入力信号加算回路は、第１電流源に結合された第５ＭＯＳトランジスタと、第２電流源に結合された第６ＭＯＳトランジスタとが直列接続され、上記演算増幅回路の後段に配置された２値化回路の出力信号に応じて上記第５ＭＯＳトランジスタと上記第６ＭＯＳトランジスタとが選択的に導通されることにより、上記演算増幅回路の反転入力端子に入力される信号に加算すべき微小信号を供給可能な信号供給回路を含んで成る請求項４記載の半導体集積回路装置。
【請求項７】
上記入出力安定化回路は、上記演算増幅回路の出力電圧を上記基準電圧と比較して２値化する２値化回路と、
第３電流源に結合された第７ＭＯＳトランジスタと、第４電流源に結合された第８ＭＯＳトランジスタとが直列接続され、上記２値化回路の出力信号に応じて上記第７ＭＯＳトランジスタと上記第８ＭＯＳトランジスタとが選択的に導通されることにより、上記演算増幅回路の閾値電圧を制御可能な閾値電圧制御回路と、
第５電流源に結合された第９ＭＯＳトランジスタと、第６電流源に結合された第１０ＭＯＳトランジスタとが直列接続され、上記２値化回路の出力信号に応じて上記第９ＭＯＳトランジスタと上記第１０ＭＯＳトランジスタとが選択的に導通されることにより、上記演算増幅回路の反転入力端子に入力される信号に加算すべき微小信号を供給可能な信号供給回路と、を含んで成る請求項１記載の半導体集積回路装置。
【請求項８】
上記半導体集積回路装置は、ＩＣカードに搭載され、リーダ・ライタ装置から出力された信号の受信処理を可能とする請求項１記載の半導体集積回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路装置、さらにはそれに含まれる受信回路の改良技術に関し、例えばＩＣカードなどの非接触電子装置に適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
カード内に半導体集積回路装置及びアンテナを搭載した、いわゆるＩＣカードは、リーダ・ライタ装置と半導体集積回路装置との間で情報の交換を行い、ＩＣカードが保持しているデータの送信、リーダ・ライタ装置から送信されたデータの保持など様々な機能を実現する。ＩＣカードに搭載された半導体集積回路装置は、リーダ・ライタ装置から供給された高周波信号を、非接触型ＩＣカードに搭載されたアンテナで受信し、アンテナの両端に発生した電圧を整流及び平滑化し内部回路の動作に必要な内部電圧を形成する。
【０００３】
ところで、このようなＩＣカードの高機能化に伴い、ＩＣカードに搭載される半導体集積回路装置、特にＣＰＵ（中央処理装置）等が発生する動作電流ノイズが増大する傾向にある。動作電流ノイズの増大は、非接触インターフェースでの通信に影響を与え、誤通信を招くおそれがある。
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−２２２２６５号公報
【非特許文献１】ＩＳＯ／ＩＥＣ−１８０９２  ２１２ｋｂｐｓ  ａｎｄ  ４２４ｋｂｐ
【非特許文献２】ＩＳＯ／ＩＥＣ−１４４４３ Ｔｙｐｅ−Ｂ
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
リーダ・ライタ装置からＩＣカードへのデータ送信、所謂、下り通信では、非特許文献１や非特許文献２に示されるように、高周波信号の振幅を変化させる、所謂ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調方式が用いられることが多い。
【０００６】
非特許文献１に記載される下り通信手段は、高周波の交流信号の振幅を部分的に下り通信データによって変調する、所謂、振幅変調方式による情報伝達手段であり、下り通信データは、マンチェスターコードにより符号化され、下り通信データの先頭にはプリアンブルコード及び同期コードが付加されるものである。
【０００７】
非特許文献２に記載される下り通信手段は、高周波の交流信号の振幅を部分的に下り通信データによって変調する、所謂、振幅変調方式による情報伝達手段であり、下り通信データは、ＮＲＺ−Ｌにより符号化され、下り通信データの先頭にはＳＯＦが、最後尾にはＥＯＦ付加されるものである。
【０００８】
非特許文献１や非特許文献２に示されるように、下り通信手段として振幅変調方式を利用する通信インターフェースに対応したＩＣカードに搭載される受信回路の従来例として、特許文献１に開示されている受信回路がある。
【０００９】
特許文献１に示される受信回路は、ＩＣカード内に搭載されるアンテナの両端に発生した交流信号を整流及び平滑化し、フィルタ回路によって不要な周波数成分を除去する。フィルタ回路の出力信号は容量を介して演算増幅回路の反転入力端子（−）に入力され、演算増幅回路及び帰還経路はフィルタ回路の出力信号の変化点を検出することで、データ振幅を増幅する。
【００１０】
この演算増幅回路及び帰還経路は、データを受信する際に下記（Ａ）及び（Ｂ）の状態を持ち、この２つの状態間の遷移を繰り返すことでデータ振幅を増幅する。
（Ａ）演算増幅回路の反転入力端子（−）の電位が、非反転入力端子（＋）の電位より高い状態にあり、データ振幅が小さくなる、つまり反転入力端子（−）の電位が下がることを検出することが可能であり、データ振幅が大きくなる、つまり反転入力端子（−）の電位が上がることを検出することはできない状態。
（Ｂ）演算増幅回路の反転入力端子（−）の電位が、非反転入力端子（＋）の電位より低い状態にあり、データ振幅が大きくなる、つまり反転入力端子（−）の電位が上がることを検出することが可能であり、データ振幅が小さくなる、つまり反転入力端子（−）の電位が下がることを検出することはできない状態。
【００１１】
ここで、特許文献１に記載される受信回路を、非特許文献１及び非特許文献２に記載の下り通信手段を利用するＩＣカードシステムに適用した場合を考える。
【００１２】
非特許文献１に示される下り通信手段は、データが持つ周波数成分が限定され、かつ、その周波数が比較的高いため、信号振幅の変化点を多く持つ特徴がある。更に、データとしては意味を持たないプリアンブルコードがデータの先頭に付加されるため、先頭の信号振幅変化点を検出しなくても、下り通信データを復調することが可能である。このような下り通信手段における符号化の利点により、特許文献１の受信回路は、その変化点を正確に検出することができ、安定したデータ復調が可能である。
【００１３】
一方、非特許文献２に示される下り通信手段では、情報信号の先頭に付加されるＳＯＦはデータの先頭であることを意味する極めて重要な信号であるため、先頭の信号振幅変化点を検出する必要がある。したがって、安定した通信を実現するためには、下り通信データがリーダ・ライタ装置から出力されるまでの間、上記（Ａ）の状態、つまり、受信回路は振幅が小さくなることを検出できる状態に維持し続けなければならない。
【００１４】
上記の受信回路において、リーダ・ライタ装置が下り通信を開始する以前では、フィルタ回路の出力電圧は一定電位を保持するため、演算増幅回路の反転入力端子（−）も一定の電位を維持する。長い期間この状態が継続された場合、帰還経路を介して演算増幅回路の反転入力端子と非反転入力端子の電位差が小さくなるように継続的に帰還がかかり、 帰還経路を構成するダイオードの両端電圧は徐々に小さくなる。このとき、演算増幅回路の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）の電位関係が反転する方向に対する帰還経路のインピーダンスは極めて高く、かつ、帰還経路を介して演算増幅回路の反転入力端子（−）に流れる電流が極めて少ない状態になり、演算増幅回路の反転入力端子（−）は、リーダ・ライタ装置から出力される振幅変調信号の振幅変化点が多い状態に比べて不安定な状態になる。
【００１５】
上述のように、下り通信が開始される以前のように、受信待機の状態を長時間維持した場合、演算増幅回路の反転入力端子（−）が不安定な状態になることで、ＩＣカード内に搭載される他の回路の動作ノイズや外的要因によるノイズ等を増幅し易くなり、演算増幅回路は上記（Ａ）の状態を維持できない場合がある。これにより、非特許文献２に記載されるＳＯＦ信号を検出できず、ＩＣカードが正常に下り通信データを復調できないという問題が発生する恐れがあった。
【００１６】
本発明の目的は、受信回路の耐ノイズ性の向上を図ることにある。
【００１７】
本発明の更に具体的な目的は、ＩＣカードにおいて、ＩＣカードに備えられる他の回路の動作ノイズや、リーダ・ライタ装置からＩＣカードに対する下り通信が開始される以前の状態において、ＩＣカード内部に搭載された他の回路や外的要因によって発生するノイズ等によって出力信号を変化させることなく、リーダ・ライタ装置から出力される振幅変調された信号を安定して復調することができる受信回路を提供することにある。
【００１８】
本発明の上記並びにその他の目的と新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本願において開示される発明のうち代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００２０】
すなわち、演算増幅回路と、入力された信号を上記演算増幅回路の反転入力端子に伝達可能な容量と、上記演算増幅回路の出力端子と反転入力端子との間に設けられた帰還経路とが設けられ、上記非反転入力端子に基準電圧が供給される。そして上記演算増幅器の出力信号に応じて、上記演算増幅器の閾値電圧を変化させるとともに、上記演算増幅器の反転入力端子に入力される信号に微小信号を加算することによって入出力安定化制御を行う入出力安定化回路が設けられる。上記演算増幅器の出力信号に応じて、上記演算増幅器の閾値電圧を変化させるとともに、上記演算増幅器の反転入力端子に入力される信号に微小信号を加算することによって入出力安定化制御が行われる。このような制御によりノイズの影響を排除し、受信回路の耐ノイズ性の向上を達成する。
【発明の効果】
【００２１】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
【００２２】
すなわち、受信回路の耐ノイズ性の向上を達成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
１．代表的な実施の形態
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００２４】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係る半導体集積回路装置（Ｂ２）は、反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有する演算増幅回路（Ａ１）と、入力された信号を上記演算増幅回路の反転入力端子に伝達可能な容量（Ｃ１）と、上記演算増幅回路の出力端子と反転入力端子との間に設けられた帰還経路（Ｂ１１）とを含み、上記非反転入力端子に基準電圧が供給される。そして上記演算増幅器の出力信号に応じて、上記演算増幅器の閾値電圧を変化させるとともに、上記演算増幅器の反転入力端子に入力される信号に微小信号を加算することによって入出力安定化制御を行う入出力安定化回路（Ｂ１３）が設けられる。上記の構成によれば、入出力安定化回路（Ｂ１３）は、上記演算増幅器の出力信号に応じて、上記演算増幅器の閾値電圧を変化させるとともに、上記演算増幅器の反転入力端子に入力される信号に微小信号を加算することによって入出力安定化制御を行う。このような制御を行うことで、ノイズの影響を排除することができ、それによって、受信回路の耐ノイズ性の向上を図ることができる。
【００２５】
〔２〕また、上記半導体集積回路装置（Ｂ２）において、上記演算増幅回路の閾値電圧を制御可能な閾値電圧制御回路（Ｂ１３ａ）と、上記演算増幅回路の反転入力端子から入力信号加算を行う入力信号加算回路（Ｂ１３ｂ）と設ける。このとき、上記演算増幅回路の出力電圧が上記基準電圧より低い場合には、上記閾値電圧制御回路によって上記演算増幅回路の閾値電圧が下げられ、かつ、上記入力信号加算回路によって上記演算増幅回路の反転入力端子に入力される信号変化に正方向の信号変化が加算され、上記演算増幅回路の出力電圧が上記基準電圧より高い場合には、上記閾値電圧制御回路によって上記演算増幅回路の閾値電圧が上げられ、かつ、上記入力信号加算回路によって上記演算増幅回路の反転入力端子に入力される信号変化に負方向の信号変化が加算される。かかる構成においても、ノイズの影響を排除することができ、それによって、受信回路の耐ノイズ性の向上を図ることができる。
【００２６】
〔３〕上記演算増幅回路（Ａ１）は、第１ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）と、上記１ＭＯＳトランジスタに差動結合された第２ＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）とを含んで構成することができる。このとき、上記第１ＭＯＳトランジスタのゲート端子から上記反転入力端子が引き出され、上記第２ＭＯＳトランジスタのゲート電極から上記非反転入力端子が引き出される。
【００２７】
〔４〕上記閾値電圧制御回路（Ｂ１３ａ）は、第３ＭＯＳトランジスタ（Ｍ９）と、上記第３ＭＯＳトランジスタに差動結合された第４ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１０）とを含んで構成することができる。このとき、上記第３ＭＯＳトランジスタのゲート端子には上記基準電圧が伝達され、上記第４ＭＯＳトランジスタのゲート電極には上記演算増幅回路の出力電圧が伝達され、上記第３ＭＯＳトランジスタのドレイン端子は上記第１ＭＯＳトランジスタのドレイン端子に結合され、上記第４ＭＯＳトランジスタのドレイン端子は上記第２ＭＯＳトランジスタのドレイン端子に結合される。
【００２８】
〔５〕上記入力信号加算回路（Ｂ１３ｂ）は、上記演算増幅回路の出力電圧を上記基準電圧と比較して２値化する２値化回路（Ｂ１５）と、第１電流源に結合された第５ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１１）と、第２電流源に結合された第６ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１２）とが直列接続され、上記２値化回路の出力信号に応じて上記第５ＭＯＳトランジスタと上記第６ＭＯＳトランジスタとが選択的に導通されることにより、上記演算増幅回路の反転入力端子に入力される信号に加算すべき微小信号を供給可能な信号供給回路（Ｍ１１，Ｍ１２）とを含んで構成することができる。
【００２９】
〔６〕上記演算増幅回路（Ａ１）の後段に、上記演算増幅回路の出力信号を２値化する２値化回路が配置（Ｂ１２）されるとき、この２値化回路を上記入力信号加算回路で利用することができる。すなわち、上記入力信号加算回路は、第１電流源に結合された第５ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１１）と、第２電流源に結合された第６ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１２）とが直列接続され、上記演算増幅回路の後段に配置された２値化回路の出力信号に応じて上記第５ＭＯＳトランジスタと上記第６ＭＯＳトランジスタとが選択的に導通されることにより、上記演算増幅回路の反転入力端子に入力される信号に加算すべき微小信号を供給可能な信号供給回路（Ｍ１１，Ｍ１２）を含んで構成することができる。
【００３０】
〔７〕上記入出力安定化回路（Ｂ１３）は、次のように構成することができる。
【００３１】
上記演算増幅回路の出力電圧を上記基準電圧と比較して２値化する２値化回路（Ｂ１３ａ）を設ける。また、第３電流源に結合された第７ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１３）と、第４電流源に結合された第８ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１４）とが直列接続され、上記２値化回路の出力信号に応じて上記第７ＭＯＳトランジスタと上記第８ＭＯＳトランジスタとが選択的に導通されることにより、上記演算増幅回路の閾値電圧を制御可能な閾値電圧制御回路（Ｂ１３ａ）を設ける。さらに第５電流源に結合された第９ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１１）と、第６電流源に結合された第１０ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１２）とが直列接続され、上記２値化回路の出力信号に応じて上記第９ＭＯＳトランジスタと上記第１０ＭＯＳトランジスタとが選択的に導通されることにより、上記演算増幅回路の反転入力端子に入力される信号に加算すべき微小信号を供給可能な信号供給回路（Ｂ１３ｂ）とを設ける。
【００３２】
〔８〕上記半導体集積回路装置は、ＩＣカード（Ｂ１）に搭載され、リーダ・ライタ装置（Ｔ４）から出力された信号の受信処理を可能とする。
【００３３】
２．実施の形態の説明
図２には、本発明にかかる半導体集積回路装置が適用された非接触型ＩＣカードが示される。
【００３４】
非接触型ＩＣカードＢ１は、樹脂モールドされたプリント配線基板Ｔ１によってカードの形態を成す。外部と入出力端子をＩＣカード表面に有しておらず、電源供給や信号のやり取りは電波を介して行われる。外部に配置されたリーダ・ライタ装置Ｔ４からの電磁波を受けるアンテナＬ０は、プリント配線基板Ｔ１の配線により形成される渦巻状のコイルＴ２によって構成される。半導体集積回路装置Ｂ２は、公知の半導体集積回路製造技術により単結晶シリコン基板などの一つの半導体基板に形成されたＩＣチップＴ３として提供される。このＩＣチップＴ３はプリント配線基板Ｔ１に実装される。そしてこのＩＣチップＴ３には、アンテナＬ０であるコイルＴ２が接続される。
【００３５】
リーダ・ライタ装置Ｔ４からの電磁波を受けたアンテナＬ０は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢに高周波の交流信号を出力する。交流信号は、部分的に情報信号（データ）によって変調される。
【００３６】
図１には、上記非接触型ＩＣカードＢ１の基本構成が示される。
【００３７】
非接触型ＩＣカードＢ１は、Ｂ２は半導体集積回路装置、Ｌ０はＩＣカードＢ１に搭載されるアンテナ、Ｃ０は共振容量である。半導体集積回路装置Ｂ２は、電源回路Ｂ３、内部回路Ｂ４、及び、アンテナＬ０を接続するためのアンテナ端子ＬＡ及びＬＢを有している。また、図１では、Ｃ０はＩＣカードＢ１に搭載されているが、半導体集積回路装置Ｂ２に搭載しても良い。
【００３８】
図１において、電源回路Ｂ３は、整流回路、及び平滑容量から構成される。ここで整流回路は、ＩＣカードに備えられたアンテナＬ０が受信した交流信号を整流及び平滑し、内部回路Ｂ４の電源電圧として供給される高電位側の電源電圧ＶＤＤを得る。グランド端子ＧＮＤは低電位側電源レベルとされる。また、電源電圧ＶＤＤが所定の電圧レベルを越えないように制御するレギュレータ回路を設けることができる。
【００３９】
内部回路Ｂ４は、受信回路Ｂ５、送信回路Ｂ６、制御回路Ｂ７、メモリＢ８を含んで成る。受信回路Ｂ５は、ＩＣカードに備えられるアンテナＬ０によって受信された交流信号に重畳された情報信号を復調してディジタルの情報信号として制御回路Ｂ７に供給する。送信回路Ｂ６は、制御回路Ｂ７から出力されるディジタル信号の情報信号を受け、アンテナＬ０を介して受信された交流信号を同情報信号によって変調する。リーダ・ライタ装置Ｔ４は、アンテナＬ０からの電磁波の反射が上記変調によって変化するのを受けて、制御回路Ｂ７からの情報信号を受信する。
【００４０】
図３には、上記受信回路Ｂ５の基本的回路構成図が示され、図４には、図３に示される受信回路における各部動作波形が示される。図４において、（Ａ）はアンテナ端子間に発生するアンテナ端子間電圧、（Ｂ）は整流回路Ｂ９の出力信号、（Ｃ）はフィルタ回路Ｂ１０の出力信号、（Ｄ）は演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に入力される信号Ｓ１及び演算増幅回路Ａ１の等価的な閾値電圧ＶＴ、（Ｅ）は基準電圧Ｖ１及び演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２、（Ｆ）は演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に加算される微小信号の極性をそれぞれ表している。
【００４１】
図３に示される受信回路Ｂ５は、整流回路Ｂ９、フィルタ回路Ｂ１０、容量Ｃ１、演算増幅回路Ａ１、帰還経路Ｂ１１、２値化回路Ｂ１２、入出力安定化回路Ｂ１３から構成される。アンテナ端子ＬＡ，ＬＢ間に発生する信号は整流回路Ｂ９で整流及び平滑化され、フィルタ回路Ｂ１０によって不要な周波数成分が除去された後、容量Ｃ１を介して演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に入力される。演算増幅回路Ａ１の非反転入力端子（＋）には、基準電圧Ｖ１が入力され、演算増幅回路Ａ１の出力端子と反転入力端子（−）の間には、逆方向に並列接続されるダイオードＤ１とＤ２から構成される帰還経路Ｂ１１が接続される。
【００４２】
ここで、受信回路Ｂ５に整流回路Ｂ９を設けているが、ＩＣカードＢ１に備えられる電源回路を構成する整流回路と共用しても良いし、帰還経路Ｂ１１においても、特許文献１に示されるショットキーバリアダイオードやＭＯＳトランジスタ等を用いても良い。また、フィルタ回路Ｂ１０は、キャリアによる高周波成分を除去することを主な目的とするため、代表的にはローパスフィルタで構成されるが、バンドパスフィルタを用いても良い。この場合、データの周波数帯域を完全に除去しないように、フィルタ回路Ｂ１０の通過帯域周波数を設定する。
【００４３】
２値化回路Ｂ１２は、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２と基準電圧を比較し、その大小関係に応じて”０”または”１”を出力する。
【００４４】
入出力安定化回路Ｂ１３は、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２に応じて演算増幅回路Ａ１の入出力電圧を安定させる回路であり、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２が所定の電圧より低い場合には、演算増幅回路Ａ１の閾値電圧を下げると共に、反転入力端子（−）に入力される信号変化に微小な正方向変化を加算し、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２が所定の電圧より高い場合には、演算増幅回路Ａ１の閾値電圧を上げると共に、反転入力端子（−）に入力される信号変化に微小な負方向変化を加算する機能を有する。
【００４５】
図４に示されるリーダ・ライタ装置Ｔ４から出力される高周波信号振幅が小さくなる変化点Ｘの直前までは、演算増幅回路Ａ１の出力信号が所定の電圧より低いため、反転入力端子（−）には微小な正方向変化が加算された状態にある。したがって、リーダ・ライタ装置Ｔ４から出力される高周波信号振幅が小さくなる変化点Ｘにおいて、反転入力端子（−）に加算される微小な正方向変化より大きな負方向への変化に対して反転動作が可能な状態にある。
【００４６】
更に、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２は所定の電圧よりも十分に低いことから、入出力安定化回路Ｂ１３によって、演算増幅回路Ａ１の等価的な閾値電圧ＶＴは低い状態に維持されているため、変化点Ｘ以降、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２は、反転入力端子（−）の負方向への変化に対して緩やかに変化し始める。
【００４７】
ここで、演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に入力される負方向への変化が、反転入力端子（−）に加算されている微小な正方向変化よりも小さければ、出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１を上回ることはなく、緩やかに元の状態に戻る。
【００４８】
逆に、演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に十分な負方向への変化が入力されれば、演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）の電位が等価的な閾値電圧ＶＴを下回り、出力信号Ｓ２が所定の電圧を上回る。これにより、入出力安定化回路Ｂ１３は、演算増幅回路Ａ１の閾値電圧ＶＴを高い状態に遷移すると共に、反転入力端子（−）に入力される信号変化に微小な負方向変化を加算するため、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２は急速に反転し、ダイオードＤ１を介して負帰還がかかる。
【００４９】
上記動作により、上記リーダ・ライタ装置Ｔ４から出力される高周波信号振幅が大きくなる変化点Ｙの直前までは、演算増幅回路Ａ１の出力信号が所定の電圧より高いため、反転入力端子（−）には微小な負方向変化が加算された状態にある。したがって、上記リーダ・ライタ装置Ｔ４から出力される高周波信号振幅が大きくなる変化点Ｙにおいて、反転入力端子（−）に加算される微小な負方向変化より大きな正方向への変化に対する反転動作が可能な状態にある。
【００５０】
更に、演算増幅回路Ａ１の出力電圧レベルは所定の電圧よりも十分に高いことから、入出力安定化回路Ｂ１３によって、演算増幅回路Ａ１の等価的な閾値電圧は高い状態に維持されているため、変化点Ｙ以降、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２は、反転入力端子（−）の負方向への変化に対して緩やかに変化し始める。
【００５１】
ここで、演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に入力される正方向への変化が、反転入力端子（−）に加算されている微小な負方向変化よりも小さければ、出力信号が基準電圧Ｖ１を下回ることはなく、緩やかに元の状態に戻る。
【００５２】
逆に、演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に十分な正方向への変化が入力されれば、演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）の電位が等価的な閾値電圧ＶＴを上回り、出力信号Ｓ２が所定の電圧を下回る。これにより、入出力安定化回路Ｂ１３は、演算増幅回路Ａ１の閾値電圧ＶＴを低い状態に遷移すると共に、反転入力端子（−）に入力される信号変化に微小な正方向変化を加算するため、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２は急速に反転し、ダイオードＤ２を介して負帰還がかかる。
【００５３】
以上の動作の繰り返すことで、上記リーダ・ライタ装置Ｔ４から出力される高周波信号の振幅変化を増幅することが可能になると共に、反転入力端子（−）に入力される信号変化に対して微小な信号変化を加算することで、常時、帰還経路Ｂ１１を構成するダイオードのどちらか一方に微小な電流が流れている状態を維持することができ、ノイズ等の小さな信号が増幅されることなく、反転入力端子（−）及び出力信号Ｓ２が安定化される。
【００５４】
最後に、図３に示したように、この安定化された出力信号Ｓ２を２値化回路Ｂ１２に入力することで、リーダ・ライタが出力する振幅変化を精度良く２値化した出力信号Ｓ３を得ることができる。
【００５５】
ここで、アンテナ端子ＬＡ，ＬＢ間振幅の変化開始時における演算増幅回路Ａ１の出力変化が復調データのジッタに与える影響を考慮すると、２値化回路Ｂ１２に具備される基準電圧は、演算増幅回路Ａ１の非反転入力端子（＋）に入力される電圧と同等であることが好ましい。
【００５６】
以上の動作により、リーダ・ライタ装置Ｔ４から長い期間データが送信されない場合においても、入出力安定化回路Ｂ１３の動作により、演算増幅回路Ａ１はノイズを代表とする微小な信号では反転し難い状態に制御されるため、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２にノイズによる大きな変化が発生することはなくなり、後にリーダ・ライタ装置Ｔ４が送信するデータを正常に復調することが可能になる。
【００５７】
図５には、上記演算増幅回路Ａ１及び入出力安定化回路Ｂ１３の構成例が示される。
【００５８】
演算増幅回路Ａ１は、ソース端子を接続した２つのＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２と電流源Ｉ１から構成される差動入力回路Ｂ１４を有し、上記ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート端子Ｐ１が演算増幅回路Ａ１の反転入力端子、上記ＭＯＳトランジスタＭ２のゲート端子Ｐ２が演算増幅回路Ａ１の非反転入力端子となる。ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２はｎチャネル型とされる。
【００５９】
差動入力回路Ｂ１４から出力される２つの電流信号ＩＡ及びＩＢは、ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ８によって構成される増幅回路によって、電流変化が電圧変化に変換及び増幅され、出力端子Ｐ３から出力信号Ｓ２が得られる。ここで、ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６ｐチャンネル型とされ、ＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ８はｎチャネル型とされる。ＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ４によってカレントミラー回路が形成され、ＭＯＳトランジスタＭ５及びＭ６によってカレントミラー回路が形成され、ＭＯＳトランジスタＭ７及びＭ８によってカレントミラー回路が形成される。
【００６０】
入出力安定化回路Ｂ１３は、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２に応じて演算増幅回路Ａ１の閾値電圧ＶＴを変化させる閾値電圧制御回路Ｂ１３ａと、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２に応じて演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に入力される信号に微小信号を加算する入力信号加算回路Ｂ１３ｂを有する。
【００６１】
上記閾値電圧制御回路Ｂ１３ａは、ソース端子が接続された２つのＭＯＳトランジスタＭ９及びＭ１０と電流源Ｉ２から構成され、入力端子Ｐ４及びＰ５から入力される入力信号の大小関係に応じて変化する出力電流ＩＣ及びＩＤを、上記差動入力回路Ｂ１４の出力電流ＩＡ及びＩＢに加算する機能である。ここで、Ｍ９，Ｍ１０はｎチャネル型とされる。
【００６２】
特に限定されるものではないが、好適には、ＭＯＳトランジスタＭ９のゲート端子Ｐ４には、演算増幅回路Ａ１の非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖ１が入力され、ＭＯＳトランジスタＭ１０のゲート端子Ｐ５には、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２が入力される。
【００６３】
ここでは、ゲート端子Ｐ４には基準電圧Ｖ１が入力され、ゲート端子Ｐ５には出力信号Ｓ２が入力される場合について述べる。
【００６４】
通常、入出力安定化回路Ｂ１３がない場合、演算増幅回路Ａ１は基準電圧Ｖ１を閾値電圧ＶＴとして動作するが、上述のように、出力信号Ｓ２と基準電圧Ｖ１との大小関係に応じて変化する出力電流ＩＣ及びＩＤを、差動入力回路Ｂ１４の出力電流ＩＡ及びＩＢに加算することで、出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より高い場合には、ＭＯＳトランジスタＭ５に流れる電流がＭＯＳトランジスタＭ３に流れる電流に比べて大きくなるため、演算増幅回路Ａ１は出力信号を高い電位に維持し易く動作し、演算増幅回路Ａ１は閾値電圧ＶＴが高くなったように振舞う。
【００６５】
逆に、出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より低い場合には、ＭＯＳトランジスタＭ５に流れる電流がＭＯＳトランジスタＭ３に流れる電流に比べて小さくなるため、演算増幅回路Ａ１は出力信号を低い電位に維持し易く動作し、演算増幅回路Ａ１は閾値電圧ＶＴが低くなったように振舞う。
【００６６】
したがって、閾値電圧制御回路Ｂ１３ａを付加することで、出力信号Ｓ２と基準電圧Ｖ１との大小関係に応じて演算増幅回路Ａ１の閾値電圧を変化させることが可能になる。
【００６７】
ここで、演算増幅回路Ａ１の閾値の変動量は、差動入力回路Ｂ１４の出力電流ＩＡ及びＩＢと、閾値電圧制御回路Ｂ１３ａの出力電流ＩＣ及びＩＤの比で決定される。つまり、演算増幅回路Ａ１の閾値の変動量は電流源Ｉ１及びＩ２の比で決定されるため、電流源Ｉ２の電流値を調整することで、閾値電圧の変動量を調整することが可能である。これを利用して、電流源Ｉ２に必要に応じて電流値調整機能などを有しても良い。
【００６８】
また、ここでは、閾値電圧制御回路Ｂ１３ａの出力電流ＩＣ及びＩＤをＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ５に流すことで演算増幅回路Ａ１の閾値電圧を変動させたが、特に限定されるものではない。例えば、図５に示した演算増幅回路Ａ１の場合、出力電流ＩＣをＭＯＳトランジスタＭ６に流し、出力電流ＩＤをＭＯＳトランジスタＭ４に流しても、同様の効果が得られる。但し、ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６のトランジスタサイズ等を考慮した電流源Ｉ２の調整が必要な場合もある。
【００６９】
一方、入力信号加算回路Ｂ１３ｂは、微小な電流源Ｉ３及びＩ４とＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２と２値化回路Ｂ１５から構成される。出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より高い場合には、ＭＯＳトランジスタＭ１１がオフされ、ＭＯＳトランジスタＭ１２がオンされることで、反転入力端子（−）から微小な電流が引き抜かれる。出力信号Ｓ２が２値化回路Ｂ１５に具備される基準電圧Ｖ１より低い場合には、ＭＯＳトランジスタＭ１１がオンされ、ＭＯＳトランジスタＭ１２がオフされることで、反転入力端子（−）から微小な電流が流し込まれる。
【００７０】
これにより、出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より高い場合には、反転入力端子（−）に入力される信号変化に微小な正方向変化が加算され、出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より低い場合には、反転入力端子（−）に入力される信号変化を微小な負方向変化が加算される。
【００７１】
上記例によれば、以下の作用効果を得ることができる。
【００７２】
出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より高い場合には、反転入力端子（−）に入力される信号変化に微小な正方向変化が加算され、出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より低い場合には、反転入力端子（−）に入力される信号変化を微小な負方向変化が加算されることにより、リーダ・ライタ装置Ｔ４から長い期間データが送信されない場合についても、閾値電圧制御回路Ｂ１３ａにより演算増幅回路Ａ１はノイズを代表とする微小な信号では反転し難い状態に制御される。また、入力信号加算回路Ｂ１３ｂにより演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に発生したノイズによる微小変動が吸収されるため、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２にノイズによる大きな変化が発生することはなくなり、後にリーダ・ライタ装置Ｔ４が送信するデータを正常に復調することが可能になる。
【００７３】
図６には、上記入出力安定化回路Ｂ１３の別の構成例が示される。
【００７４】
図６に示される入出力安定化回路Ｂ１３が図５に示されるのと大きく相違するのは、入出力安定化回路Ｂ１３内の２値化回路Ｂ１５が省略されている点である。つまり、入出力安定化回路Ｂ１３内の２値化回路Ｂ１５が省略され、演算増幅回路Ａ１の後段に配置されている２値化回路Ｂ１２の出力信号が入出力安定化回路Ｂ１３内に伝達されるようになっている。このようにしても、図５に示される場合と同様の作用効果を得ることができる。また、入出力安定化回路Ｂ１３が固有の２値化回路を具備する必要がなくなるので、受信回路全体のチップ面積を縮小でき、消費電力の低減を実現することが可能になる。
【００７５】
図７には、上記入出力安定化回路Ｂ１３の別の構成例が示される。
【００７６】
図７に示される入出力安定化回路Ｂ１３は、演算増幅回路Ａ１の出力信号に応じて演算増幅回路Ａ１の閾値電圧ＶＴを変化させる閾値電圧制御回路Ｂ１３ａと、演算増幅回路Ａ１の出力信号に応じて演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に入力される信号に微小信号を加算する入力信号加算回路Ｂ１３ｂを有する。
【００７７】
閾値電圧制御回路Ｂ１３ａは、電流源Ｉ５及びＩ６とＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４と２値化回路Ｂ１６から構成される。ここで、ＭＯＳトランジスタＭ１３はｐチャネル型とされ、ＭＯＳトランジスタＭ１４はｎチャネル型とされる。２値化回路Ｂ１６は、入力端子Ｐ６及びＰ７に入力される入力信号を比較し、その大小関係に応じて決定された制御信号Ｓ４及びＳ５を出力する。入力端子Ｐ６には、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２が伝達され、入力端子Ｐ７には、基準電圧Ｖ１が伝達される。
【００７８】
演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より高い場合には、制御信号Ｓ４によって、ＭＯＳトランジスタＭ１３がオンされ、ＭＯＳトランジスタＭ１４がオフされる。演算増幅回路Ａ１は出力信号Ｓ２を高い電位に維持し易く動作し、演算増幅回路Ａ１は閾値電圧ＶＴが高くなったように振舞う。
【００７９】
逆に、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より低い場合には、制御信号Ｓ４によって、ＭＯＳトランジスタＭ１３をオフし、ＭＯＳトランジスタＭ１４をオンすることで、演算増幅回路Ａ１は出力信号を低い電位に維持し易く動作し、演算増幅回路Ａ１は閾値電圧が低くなったように振舞う。
【００８０】
これは、出力信号Ｓ２と基準電圧Ｖ１との大小関係に応じて演算増幅回路Ａ１の閾値電圧ＶＴを変化させることが可能になることを示している。
【００８１】
一方、入力信号加算回路Ｂ１３ｂは、図５に示される入力信号加算回路Ｂ１３ｂと同様に構成され、２値化回路は閾値電圧制御回路Ｂ１３ａの２値化回路Ｂ１６と共有化されている。制御信号Ｓ４及びＳ５は論理的に反転された信号である。
【００８２】
出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より高い場合には、ＭＯＳトランジスタＭ１１がオフされ、ＭＯＳトランジスタＭ１２がオンされることで、反転入力端子（−）から微小な電流を引き抜き、出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より低い場合には、ＭＯＳトランジスタＭ１１がオンされ、ＭＯＳトランジスタＭ１２がオフされることで、反転入力端子（−）から微小な電流を流し込まれる。
【００８３】
これにより、出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より高い場合には、演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に入力される信号変化に微小な正方向変化を加算し、出力信号Ｓ２が基準電圧Ｖ１より低い場合には、演算増幅回路Ａ１反転入力端子（−）に入力される信号変化に微小な負方向変化を加算することが可能になる。
【００８４】
以上の動作により、リーダ・ライタ装置Ｔ４から長い期間データが送信されない場合についても、閾値電圧制御回路Ｂ１３ａにより演算増幅回路Ａ１はノイズを代表とする微小な信号では反転し難い状態に制御されると共に、入力信号加算回路Ｂ１３ｂにより演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に発生したノイズによる微小変動が吸収されるため、演算増幅回路Ａ１の出力信号Ｓ２にノイズによる大きな変化が発生することはなくなり、後にリーダ・ライタ装置Ｔ４が送信するデータを正常に復調することが可能になる。また、閾値電圧制御回路Ｂ１３ａを構成する電流源Ｉ５及びＩ６をそれぞれ独立した電流値に設定することが可能になるため、演算増幅回路Ａ１の閾値電圧ＶＴを高く制御する場合と低く制御する場合とで、閾値変動量を変えることが可能になる。これを利用すれば、例えば、非接触型ＩＣカードＢ１内に搭載されるメモリ等に格納された電流源Ｉ５及びＩ６の電流値を個別に調整することで、ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ８に発生する相対的な製造誤差などによって発生する、演算増幅回路Ａ１の閾値電圧誤差を低減することも可能になる。
【００８５】
図８には、本発明に係る半導体集積回路装置及び非接触型ＩＣカードに搭載される受信回路における演算増幅回路Ａ１別の構成例が示される。図８に示される演算増幅回路が図５に示されるのと大きく相違するのは、演算増幅回路Ａ１の増幅回路部が、ＭＯＳトランジスタＭ１５〜Ｍ１７及び電流源Ｉ７で構成された点である。演算増幅回路Ａ１の出力信号は、ＭＯＳトランジスタＭ１７を介して出力される。ここでＭＯＳトランジスタＭ１５〜Ｍ１７はｐチャネル型とされる。
【００８６】
図８に示される構成によれば、図５に示した演算増幅回路Ａ１に比べて高い利得を得ることができるため、演算増幅回路Ａ１の反転入力端子（−）に発生するノイズが小さく、より小さなリーダ・ライタ装置から送信されるデータの信号振幅を受信することが可能になる。
【００８７】
以上、本発明者よりなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
【００８８】
例えば、閾値電圧制御回路Ｂ１３ａを構成する差動入力回路では、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタによって構成した例を示したが、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ等によって構成することも可能である。また、図４の非接触型ＩＣカードＢ１において、電源回路Ｂ３、受信回路Ｂ５、送信回路Ｂ６、制御回路Ｂ７、メモリＢ８をそれぞれ別チップで形成するようにしても良い。
【００８９】
この発明は、交流電圧を整流及び平滑して内部電圧を形成する半導体集積回路装置や非接触電子装置に広く適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】本発明にかかる半導体集積回路装置が適用された非接触型ＩＣカードの構成例ブロック図である。
【図２】上記非接触型ＩＣカードの斜視図である。
【図３】上記非接触型ＩＣカードに含まれる受信回路の基本的な構成例回路図である。
【図４】上記受信回路における主要部の動作波形図である。
【図５】上記受信回路に含まれる演算増幅回路及び入出力安定化回路の構成例回路図である。
【図６】上記入出力安定化回路の別の構成例回路図である。
【図７】上記入出力安定化回路の別の構成例回路図である。
【図８】上記演算増幅回路の別の構成例回路図である。
【符号の説明】
【００９１】
Ａ１  演算増幅回路
Ｂ１  非接触型ＩＣカード
Ｂ２  半導体集積回路装置
Ｂ３  電源回路
Ｂ４  内部回路
Ｂ５  受信回路
Ｂ６  送信回路
Ｂ７  制御回路
Ｂ８  メモリ
Ｃ１  容量
Ｄ１〜Ｄ２  ダイオード
Ｍ１〜Ｍ１４  ＭＯＳトランジスタ
Ｉ１〜Ｉ６  電流源
ＩＡ〜ＩＤ  電流
Ｖ１  基準電圧
ＶＤＤ  電源電圧
ＶＴ  閾値電圧
【図１】
2008250655.tif 000003
【図２】
2008250655.tif 000004
【図３】
2008250655.tif 000005
【図４】
2008250655.tif 000006
【図５】
2008250655.tif 000007
【図６】
2008250655.tif 000008
【図７】
2008250655.tif 000009
【図８】
2008250655.tif 000010