(57)【要約】【課題】複数のモータを同時にベクトル制御するモータ駆動装置を小型化する。【解決手段】直流電力を第１のインバータ回路３Ａ、第２のインバータ回路３Ｂからなる複数のインバータ回路により交流電力に変換し、回転ドラム駆動モータ（第１のモータ）４Ａとヒートポンプ圧縮機モータ（第２のモータ）４Ｂを、第１のインバータ回路３Ａと第２のインバータ回路３Ｂを介して、モータ電流を検出する第１の電流検出手段、あるいは第２の電流検出手段と制御手段６により制御し、複数のシャント抵抗と電流信号増幅手段より構成した電流検出手段を電流検出モジュールとして一体化してインバータ回路に近接して配置することにより高精度の電流検出が可能となり駆動装置を小型化できる。【選択図】図１
2008054812.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換する複数のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路によりそれぞれ駆動される複数のモータと、前記複数のインバータ回路の負電圧側に接続され、前記インバータ回路の下アームスイッチング手段の導通時に前記モータ電流を検出する複数の電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを駆動する制御手段を備え、前記電流検出手段は複数のシャント抵抗と複数の電流信号増幅手段より構成された電流検出モジュールより構成し、前記複数のインバータ回路に近接して前記電流検出モジュールをそれぞれ配置するようにしたモータ駆動装置。
【請求項２】
複数のインバータ回路のそれぞれの下アームスイッチング手段導通時にモータ電流を検出する複数の電流検出モジュールと、前記複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段を構成するマイクロコンピュータ、あるいはプロセッサを備え、前記複数のインバータ回路のキャリヤ信号を同期させて、前記複数のインバータ回路のそれぞれの下アームスイッチング手段導通時に、同時あるいは交互に電流検出するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
電流検出モジュールは、複数のシャント抵抗、複数の電流信号増幅手段、および、インバータ回路あるいはモータの過電流を検出する複数の過電流検知手段より構成した請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
複数のスイッチングトランジスタとダイオード、及び制御ＩＣより構成されたパワーモジュールよりなる複数のインバータ回路を並列関係に配置し、前記複数のパワーモジュールに近接して複数の電流検出モジュールをそれぞれ配置し、前記複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段を構成するマイクロコンピュータ、あるいはプロセッサを前記複数の電流検出モジュールに近接して配置するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のインバータ回路により複数のモータを同時に駆動するヒートポンプ式洗濯乾燥機等のモータ駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のモータ駆動装置は、複数のインバータ回路により複数のモータを同時に制御手段により回転駆動していた（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００６−１１６０６６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかし、このような従来のモータ駆動装置は、洗濯脱水モータを駆動する第１のインバータ回路と、ヒートポンプの圧縮機モータを駆動する第２のインバータ回路の直流電源を共用しているため、インバータ回路のグランドラインに流れる共通電流やスイッチングノイズが相互に影響して電流検出手段、あるいは、電流信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段にノイズ信号が侵入して電流検知精度が低下する課題があった。さらに、インバータ回路相互干渉を減らすために共通インピーダンスを無くすように配線パターンを変更すると基板面積が増大する課題があった。
【０００４】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、インバータ回路の下アームスイッチングトランジスタのエミッタ端子に複数のシャント抵抗と複数の増幅手段より構成した電流検出モジュールを接続し、インバータ回路に電流検出モジュールを近接させて電流検出するようにしたもので、シャント抵抗あるいは増幅手段の配線インダクタンスと共通インピーダンスを減らして電流検出精度を高め、トランジスタスイッチングノイズの影響をほとんど受けずに電流検出して制御でき、制御基板の実装密度を高め制御基板を小型化するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を複数のインバータ回路により交流電力に変換して複数のモータを同時に駆動するもので、複数のインバータ回路の負電圧側に電流検出手段を接続し、インバータ回路の下アームスイッチング手段の導通時に前記モータ電流を検出してインバータ回路を制御手段により制御し、複数のシャント抵抗と複数の電流信号増幅手段より構成された電流検出手段を１つのパッケージに複合化した電流検出モジュールを複数のインバータ回路にそれぞれ近接して配置するようにしたものである。
【０００６】
これによって、シャント抵抗の配線インピーダンス（共通インピーダンスと浮遊インダクタンス）を減らして電流検出精度を向上させ、さらに、シャント抵抗と電流信号増幅回路の配線を短くできるので浮遊インダクタンスを減らして電流信号増幅回路の高周波特性を改善できるだけではなくスイッチングノイズの影響が受けずに電流信号を増幅でき正確な電流検知が可能となり、さらに、実装密度を高め制御基板を小型化できる。
【発明の効果】
【０００７】
本発明のモータ駆動装置は、電流検出モジュールにより電流検出精度を向上させ、インバータ回路の配線による共通インピーダンスの影響やスイッチングノイズの影響をほとんど受けずに電流検出できるので、複数のモータを同時にベクトル制御、あるいはセンサレスベクトル制御することができ、小型、安価、高信頼性のモータ駆動装置を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
第１の発明は、直流電力を交流電力に変換する複数のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路によりそれぞれ駆動される複数のモータと、前記複数のインバータ回路の負電圧側に接続され、前記インバータ回路の下アームスイッチング手段の導通時に前記モータ電流を検出する複数の電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを駆動する制御手段を備え、前記電流検出手段は複数のシャント抵抗と複数の電流信号増幅手段より構成された電流検出モジュールより構成し、前記複数のインバータ回路に近接して前記電流検出モジュールをそれぞれ配置するようにしたモータ駆動装置としたものであり、シャント抵抗の配線インピーダンスを減らして電流検出精度を向上させ、さらに、シャント抵抗と電流信号増幅手段の配線を短くすることにより増幅回路の高周波特性改善とスイッチングノイズの影響を減らすことにより正確な電流検知が可能となるので、複数のモータを同時にベクトル制御、あるいはセンサレスベクトル制御する制御基板を小型化できる。
【０００９】
第２の発明は、第１の発明におけるモータ駆動装置は、複数のインバータ回路のそれぞれの下アームスイッチング手段導通時にモータ電流を検出する複数の電流検出モジュールと、前記複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段を構成するマイクロコンピュータ、あるいはプロセッサを備え、前記複数のインバータ回路のキャリヤ信号を同期させて、前記複数のインバータ回路のそれぞれの下アームスイッチング手段導通時に、同時あるいは交互に電流検出するようにしたものであり、複数のインバータ回路同時運転におけるスイッチングノイズによる相互干渉を無くすことができる。
【００１０】
第３の発明は、第１の発明におけるモータ駆動装置の電流検出モジュールは、複数のシャント抵抗、複数の電流信号増幅手段、および、インバータ回路あるいはモータの過電流を検出する複数の過電流検知手段より構成するようにしたものであり、シャント抵抗と過電流検知手段の配線インピーダンスを減らして複数のインバータ回路同時運転におけるスイッチングノイズによる過電流検知手段の誤動作を無くすことができる。
【００１１】
第４の発明は、第１の発明におけるモータ駆動装置は、複数のスイッチングトランジスタとダイオード、及び制御ＩＣより構成されたパワーモジュールよりなる複数のインバータ回路を並列関係に配置し、前記複数のパワーモジュールに近接して複数の電流検出モジュールをそれぞれ配置し、前記複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段を構成するマイクロコンピュータ、あるいはプロセッサを前記複数の電流検出モジュールに近接して配置するようにしたものであり、複数の電流検出モジュールからマイクロコンピュータ、あるいはプロセッサへの配線距離を減らすことによりスイッチングノイズ、あるいは共通インピーダンスにより電流検知誤差を減らすことができ、モジュール化により実装密度を高め制御基板を小型化できる。
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図を示すもので、ヒートポンプ式洗濯乾燥機への実施例を示している。
【００１４】
図１において、交流電源１より全波整流回路２０と電解コンデンサ２１より構成される整流回路２に交流電力を加えて直流電力に変換する直流電源を構成し、第１のインバータ回路３Ａ、第２のインバータ回路３Ｂ、および第３のインバータ回路３Ｃにより直流電力を３相交流電力に変換して、回転ドラム駆動モータ（第１のモータ）４Ａ、ヒートポンプ用圧縮機モータ（第２のモータ）４Ｂおよび送風ファンモータ４Ｃを駆動する。それぞれのインバータ回路の下アームスイッチングトランジスタのエミッタ端子に接続されモータ電流を検出する第１の電流検出手段５Ａ、第２の電流検出手段５Ｂ、および第３の電流検出手段５Ｃと、制御手段６により、回転ドラム駆動モータ（第１のモータ）４Ａ、ヒートポンプ用圧縮機モータ（第２のモータ）６Ｂおよび送風ファンモータ６Ｃのそれぞれのモータ電流を検出してベクトル制御、センサレスベクトル制御、あるいはセンサレス正弦波駆動する。
【００１５】
第１のインバータ回路３Ａは、回転ドラム駆動モータ４Ａを駆動して回転ドラム７を回転駆動し、第２のインバータ回路３Ｂは圧縮機モータ４Ｂを駆動して圧縮機モータ４Ｂと一体の冷媒圧縮機（図示せず）より凝縮器８から蒸発器９に冷媒を送り熱交換し、第３のインバータ回路３Ｃは送風ファンモータ４Ｃに直結された送風ファン１０を回転駆動し、凝縮器８から回転ドラム７内に温風を送風し回転ドラム７内の衣類を乾燥させる。回転ドラム７からの高温高湿排気空気は蒸発器９により除湿熱交換されて送風ファン１０の吸気側に戻される。
【００１６】
制御手段６はインバータ制御手段６０と直流電圧検知手段６１より構成され、回転ドラム駆動モータ４Ａのロータ位置検出手段４０ａからの位置信号と電流検出手段５Ａにより検出したモータ電流信号によりインバータ回路３Ａを駆動してベクトル制御し、ヒートポンプ用圧縮機モータ（第２のモータ）４Ｂおよび送風ファンモータ４Ｃのそれぞれのモータ電流を電流検出手段５Ｂ、５Ｃにより検出してインバータ回路３Ｂ、３Ｃをそれぞれ制御しセンサレス正弦波駆動することにより低騒音・高効率化する。直流電圧検知手段６１は整流回路２の出力電圧、すなわち、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃの高圧直流電圧Ｖｄｃを検出するもので、直流電圧Ｖｄｃに応じてモータＰＷＭ制御するだけではなく、モータ入力あるいは出力電力より交流入力電流を推定演算する場合にも使用する。
【００１７】
インバータ制御手段６０は、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３ＣをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段（図示せず）および高速Ａ／Ｄ変換手段（図示せず）を複数個内蔵するマイクロコンピュータ、あるいは、ディジタルシグナルプロセッサ（略してＤＳＰと称す）等の高速プロセッサにより構成され、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃを同時に制御するもので、回転ドラム駆動モータ４Ａ、圧縮機モータ４Ｂ、送風ファンモータ４Ｃはそれぞれ異なる回転速度で制御する。
【００１８】
第１のインバータ回路３Ａは、回転ドラム駆動モータ４Ａをベクトル制御するものであり、位置検出手段４０ａによりロータ永久磁石の位置を検出し、第１の電流検出手段５Ａにより回転ドラム駆動モータ４Ａのモータ電流を検出して、ロータ永久磁石のｄ軸方向と直角のｑ軸方向のベクトルに座標変換（ｄ−ｑ変換）して、回転ドラム駆動モータ４Ａをベクトル制御する。また、回転ドラム駆動モータ４Ａが表面磁石モータの場合、電流検知しないオープンループベクトル制御により電流値を演算により求めて制御することも可能である。回転ドラム駆動モータ４Ａをベクトル制御する、あるいは、モータ電流をベクトル演算することによりトルク電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄが瞬時に求まるので、瞬時トルクを検知でき、回転ドラム７の負荷状態、あるいは、アンバランス状態を判定することが可能となる。
【００１９】
第２のインバータ回路３Ｂは、圧縮機モータ４Ｂをセンサレスベクトル制御するもので、第２の電流検出手段５Ｂにより圧縮機モータ４Ｂのモータ電流を検出してセンサレス正弦波駆動し、制御手段６に記憶されるモータパラメータとモータへの印加電圧より演算で求めた電流と、検知電流を比較してロータ位置を推定演算し、制御プログラム内の仮想ｄ−ｑ軸を修正しロータ位相制御する。圧縮機モータ４Ｂは圧縮機構の構造的な要因により機械的なロータ位置によりトルクが変動するため、できるだけ正確な位置推定演算が必要であり、特にｑ軸よりも電流位相を進める、いわゆる進角制御においては位置推定演算の精度が問題となるので電流検出精度の確保とモータパラメータの精度確保、および位置推定アルゴリズムが課題となる。
【００２０】
第３のインバータ回路３Ｃは、送風ファンモータ４Ｃを無効電流一定制御により位置センサレス正弦波駆動するものであり、送風ファンモータ４Ｃに正弦波電流を流してモータ印加電圧に対する無効電流を積分制御して安定化制御する。永久磁石同期モータの回転速度は駆動周波数ｆを一定にすると、電源電圧変動や負荷変動とは無関係に送風ファンモータ４Ｃの回転速度は一定となるので、無効電流一定制御にすると駆動周波数一定制御が可能となり回転数変動をほとんど零にすることができる。送風ファンモータ４Ｃを無効電流一定制御の如きオープンループ駆動周波数一定制御にした場合、直流電源電圧変動に関わらず送風ファン１０を駆動する送風ファンモータ４Ｃの回転速度を一定とすることができるので、送風ファン１０のファン騒音は変化せず、回転速度変動による耳障りなファン騒音変動を無くすことができる。
【００２１】
電流検出手段５Ａ、５Ｂ、５Ｃは３シャント式電流検知方式で、３ヶ又は２ヶのシャント抵抗と電流信号増幅手段より構成し、電流検出手段５Ａ、５Ｂ、５Ｃの基本構成は全く同じであり、モータ電流に応じてシャント抵抗値が異なるので、以下代表例について説明する。フルブリッジ３相インバータ回路下アームトランジスタのそれぞれのエミッタ端子（Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗ）にシャント抵抗の一方の端子を接続し、シャント抵抗の他方の端子は直流電源負側Ｇ端子に接続するもので、それぞれ３ヶのシャント抵抗より構成されるため３シャント方式と呼ばれる。３シャント式電流検知方式は、下アームトランジスタが全て導通状態のタイミングにおいて電流検出するので、インバータ回路スイッチングトランジスタのスイッチングノイズの影響を受けず、１シャント方式と比較し抵抗１ヶの損失が減少するので、抵抗損失を等しくすると抵抗値を大きくでき検知精度が向上する特長があり、さらに、Ａ／Ｄ変換制御プログラムが簡単で、キャリヤ周波数が高い場合でも電流検出できる。特に、複数のインバータ回路を同時に駆動する場合、電流検出時にスイッチングノイズ相互干渉が発生する課題があり、同時動作する全てのインバータ回路の電流検知手段を３シャント方式にし、かつ、全てのインバータ回路のキャリヤ周期を同じ、あるいは整数倍にして同期をとり、全てのトランジスタがオンあるいはオフの状態で電流検出することによりスイッチングノイズ相互干渉をなくすことができる。
【００２２】
図２は、本発明の第１の実施の形態におけるインバータ回路の詳細回路図であり、６個のトランジスタとダイオード、および制御用ＩＣよりなるパワーモジュールよりインバータ回路を構成している。ここで、３相アームの１つのＵ相アーム３０Ａについて説明すると、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと略す）よりなる上アームトランジスタ３１ａ１と逆並列ダイオード３２ａ１の並列接続体と、ＩＧＢＴよりなる下アームトランジスタ３１ａ２と逆並列ダイオード３２ａ２の並列接続体を直列関係に接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のコレクタ端子は直流電源の正電位端子Ｐ１に接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のエミッタ端子はモータ４への出力端子Ｕに接続し、下アームトランジスタ３１ａ２のエミッタ端子Ｎｕは電流検出手段５を構成するＵ相シャント抵抗５０ａを介して高圧直流電源の負電位側端子Ｇ１に接続する。
【００２３】
上アームトランジスタ３１ａ１は上アーム駆動信号Ｕｐに応じて上アームゲート駆動回路３３ａ１により駆動され、下アームトランジスタ３１ａ２は下アーム駆動信号Ｕｎに応じて下アームゲート駆動回路３３ａ２によりオンオフスイッチング制御される。上アームゲート駆動回路３３ａ１は、微分信号によりセットリセットされるＲＳフリップフロップ回路を内蔵し、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち上がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオン動作させ、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち下がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオフ動作させる。下アームゲート駆動回路３３ａ２にはＲＳフリップフロップ回路は不必要であり、内蔵していない。
【００２４】
ＩＧＢＴのゲート印加電圧は１０〜１５Ｖ必要であり、下アームトランジスタ３１ａ２をオンさせると、１５Ｖの直流電源の＋端子Ｂ１よりブートストラップ抵抗３４ａ、ブートストラップダイオード３５ａを介してブートストラップコンデンサ３６ａが充電されるので、ブートストラップコンデンサ３６ａの蓄積エネルギーにより上アームトランジスタ３１ａ１をオンオフスイッチングできる。また、下アームの逆並列ダイオード３２ａ２が導通した場合にも同様にブートストラップコンデンサ３６ａが充電される。
【００２５】
インバータ回路３の遮断信号端子Ｏｆに過電流検知信号を加えることによりインバータ回路３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相各下アームトランジスタが瞬時にターンオフする。
【００２６】
Ｖ相アーム３０Ｂ、Ｗ相アーム３０Ｃも同様の接続であり、各アームの下アームトランジスタのエミッタ端子Ｎｖ、Ｎｗは電流検出手段５を構成するＶ相シャント抵抗５０ｂ、Ｗ相シャント抵抗５０ｃに接続し、Ｖ相シャント抵抗５０ｂ、Ｗ相シャント抵抗５０ｃの他方の端子は直流電源負電位端子Ｇ１に接続している。ＩＧＢＴ、あるいはパワーＭＯＳＦＥＴにより下アームトランジスタを構成すると、ゲート電圧を制御することによりスイッチング制御できるので、ＩＧＢＴの場合はエミッタ端子、パワーＭＯＳＦＥＴの場合にはソース端子に接続するシャント抵抗の電圧が１Ｖ以下となるように抵抗値を選定すればスイッチング動作にはほとんど影響することなく電圧制御によりオンオフスイッチング制御でき、ＵＶＷ各相シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃの電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを検出することによりインバータ回路出力電流、すなわちモータ電流を検出できる。
【００２７】
図３は、本発明による電流検出手段５の電流信号増幅手段を単電源増幅回路より構成した詳細回路図であり、ＵＶＷ各相シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃにより検出した交流の電流信号を非反転増幅器により変換増幅し、マイクロコンピュータ等のプロセッサに内蔵するＡ／Ｄ変換器が検出できるＤＣ電圧レベルにレベル変換するものである。
【００２８】
ＵＶＷ各相電流信号増幅手段５１ａ、５１ｂ、５１ｃは同一の回路なので、Ｕ相電流信号増幅手段５１ａについて説明する。Ｕ相シャント抵抗５０ａに発生する電圧ｖｅｕのピーク値はインバータ回路３のＵ相出力電流に対応しており、Ｕ相シャント抵抗電圧ｖｅｕは電流信号増幅手段の接地電位に対して正と負に変化する。マイクロコンピュータ等に内蔵のＡ／Ｄ変換器は所定の直流電圧Ｖｃｃで動作するので、直流電圧Ｖｃｃのセンター値（１／２・Ｖｃｃ）を電流零としセンター値に対して変化するように増幅レベルシフトさせる必要がある。言い換えれば、Ａ／Ｄ変換器の入力ダイナミックレンジ内で、モータ電流信号が変化するように設定する。
【００２９】
Ｕ相シャント抵抗５０ａと並列関係にコンデンサ５００ａを接続し、Ｕ相シャント抵抗５０ａより第１の入力抵抗５０１ａと第２の入力抵抗５０２ａを直列関係に接続し、Ｕ相電流信号増幅手段５１ａの直流電源端子５５に第２の入力抵抗５０２ａをプルアップ接続する。第１の入力抵抗５０１ａ（抵抗値Ｒ２）と第２の入力抵抗５０２ａ（抵抗値Ｒ１）の接続点を演算増幅器５０３ａの非反転入力端子に接続し、演算増幅器５０３ａの出力端子と反転入力端子間に帰還抵抗５０４ａ（抵抗値Ｒ４）を接続し、反転入力端子と接地電位間に抵抗５０５ａ（抵抗値Ｒ３）を接続し非反転増幅器を構成する。Ｕ相シャント抵抗５０ａの抵抗値をＲｏとすると、シャント抵抗５０ａの電圧ｖｅｕは抵抗値Ｒｏと電流Ｉｕの積（ｖｅｕ＝Ｒｏ×Ｉｕ）となり、第１の入力抵抗５０１ａと第２の入力抵抗５０２ａの分圧比ｋをｋ＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）、帰還増幅率ＫをＫ＝Ｒ４／Ｒ３とすると、電流信号増幅手段５１ａの出力電圧ｖａｕは式１で表される。
【００３０】
【数１】
2008054812.tif 000003
【００３１】
ここで、分圧比ｋと帰還増幅率Ｋの積、すなわち、ｋ×Ｋ＝０．５となるようにすれば、Ａ／Ｄ変換器の直流電源電圧Ｖｃｃの１／２を中心にして電流Ｉｕに対応した電圧信号に変換される。
【００３２】
例えば、分圧比ｋ＝０．１、帰還増幅率Ｋ＝５、シャント抵抗値Ｒｏ＝０．２Ω、直流電源端子に加える電圧Ｖｃｃ＝５Ｖとすると、電流信号増幅手段５１ａの出力電圧はｖａｕ＝０．９×Ｉｕ＋２．５で表される。すなわち、Ａ／Ｄ変換器のＤＣ電圧が５Ｖの場合、センター値２．５Ｖが０Ａに相当し、ダイナミックレンジは±２．５Ｖに対してほぼ±２．５Ａまでの電流を検出することができる。
【００３３】
抵抗５０６ａとダイオード５０７ａ、５０８ａはＡ／Ｄ変換回路の過電圧保護のために接続している。
【００３４】
図４は、本発明による電流信号増幅手段を複数電源増幅回路で構成した詳細回路図であり、正と負の電源を有する反転増幅器により電流信号を増幅して電圧レベル変換するもので、Ｕ相電流信号増幅手段５１ａ１の部分のみ示している。
【００３５】
回路接続は、図３に示す実施例から一部変更したもので、第１の入力抵抗５０１ａはＵ相シャント抵抗５０ａに接続し、第２の入力抵抗５０２ａを負電源Ｖｅにプルダウン接続し、演算増幅器５０３ａを反転増幅器として使用したものである。図３に示す接地抵抗５０５ａは省略できる。この時、帰還増幅率Ｋは帰還抵抗５０４ａ（Ｒ４）を第１の入力抵抗５０１ａ（Ｒ２）で除したもので、シャント抵抗電圧降下ｖｅｕと出力電圧ｖａｕの関係式は式２で表される。
【００３６】
【数２】
2008054812.tif 000004
【００３７】
ここで、帰還抵抗５０４ａと第２の入力抵抗５０２ａの比を、Ｒ４／Ｒ１＝０．５に設定し、負電源ＶｅのＤＣ電圧絶対値をＡ／Ｄ変換器の電源電圧（ダイナミックレンジ）と等しくすると、Ａ／Ｄ変換器の直流電源電圧Ｖｃｃのセンター値に対して上下に変化するようにシャント抵抗電圧が増幅されてレベル変換される。例えば、Ｖｅ＝−５Ｖ、Ｒ４＝１０ｋΩ、Ｒ１＝２０ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩとすると、出力信号ｖａｕは、ｖａｕ＝２．５−５×ｖｅｕで表される。シャント抵抗抵抗値を０．２Ω、電流をＩｕとすれば、ｖａｕ＝２．５−Ｉｕとなる。
【００３８】
図３に説明した非反転増幅器を使用した電流信号増幅手段５１ａは、前述したように、プルアップ接続する直流電源電圧とＡ／Ｄ変換器の直流電源電圧（Ｖｃｃ）と等しくし、第１の入力抵抗とプルアップ接続する第２の入力抵抗の分圧比ｋと帰還増幅率Ｋの積（ｋ×Ｋ）をほぼ０．５となるようにすれば、Ａ／Ｄ変換回路の直流電源電圧（Ｖｃｃ）のセンター値にレベル変換できる。
【００３９】
図４に説明した反転増幅器を使用した電流信号増幅手段５１ａ１は、負電源電圧絶対値をＡ／Ｄ変換器のＤＣ電圧と等しくし、帰還抵抗と負電源（Ｖｅ）へプルダウン接続する抵抗の比をほぼ０．５に設定すればよい。
【００４０】
以上述べたように、本発明の電流検出手段は少ない部品点数と単電源の演算増幅器により電流検出が容易、かつ安価に行うことができる。また、演算増幅器によりシャント抵抗の電流信号を増幅するので低抵抗のシャント抵抗でも電流検出可能となり、シャント抵抗の損失を減らすことができ、シャント抵抗を小型化にして電流検出モジュールを小型化することができる。また、シャント抵抗と演算増幅器の配線を短くすることができるので、配線による電流検出誤差をほとんど無くすことができる。さらに、電流信号増幅手段がバッファとなって高速スイッチングノイズはＡ／Ｄ変換器に直接入力されないのでＡ／Ｄ変換器が誤動作したりラッチアップする恐れがない。また、図３に示した非反転増幅器によると、単電源で動作するので制御回路直流電源を簡素化することができる。
【００４１】
図５は図１に示したモータ駆動装置の制御手段のキャリヤ信号、ＰＷＭ制御信号と電流検出Ａ／Ｄ変換のタイミングチャートを示す。Ｃａはインバータ回路３Ａのキャリヤ信号、Ｃｂはインバータ回路３Ｂのキャリヤ信号、Ｃｃはインバータ回路３Ｃのキャリヤ信号を示し、キャリヤ信号Ｃａ、Ｃｃのキャリヤ周波数は全く同じで同期しており、キャリヤ信号Ｃａ、Ｃｂのキャリヤ周波数は４対１の整数比に同期設定している。
【００４２】
Ｇｐａ１、Ｇｎａ１はインバータ回路３ＡのＵ相上アームと下アームのＰＷＭ制御信号で、Ａ／Ｄａは電流検出手段４Ａの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示しており、キャリヤ信号Ｃａのピークとなる時間ｔ１、ｔ３、ｔ５でＡ／Ｄ変換動作する。Ｇｐｂ１、Ｇｎｂ１はインバータ回路３ＢのＵ相上アームと下アームのＰＷＭ制御信号で、Ａ／Ｄｂは電流検出手段４Ｂの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示し、キャリヤ信号Ｃｂのピークとなる時間ｔ３でＡ／Ｄ変換を行う。Ｇｐｃ１、Ｇｎｃ１はインバータ回路３ＣのＵ相上アームと下アームのＰＷＭ制御信号で、Ａ／Ｄｃは電流検出手段１０ｃの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示し、キャリヤ信号Ｃｃのピークとなる時間ｔ２、ｔ４でＡ／Ｄ変換動作する。インバータ回路３Ｂと３Ｃはキャリヤ信号交互にＡ／Ｄ変換され、インバータ回路３ＡのＡ／Ｄ変換タイミングは、インバータ回路３Ｂのキャリヤ信号のピーク（ｔ３）、あるいは谷（ｔ１、ｔ５）のタイミングでＡ／Ｄ変換するので、スイッチングノイズによる相互干渉を除くことができる。
【００４３】
図５において、圧縮モータ４Ｂを駆動するインバータ回路３Ｂのスイッチングタイミングとファンモータ４Ｃを駆動するインバータ回路３ＣのＡ／Ｄ変換タイミングが重なる場合があるので、インバータ回路３ＣのＡ／Ｄ変換タイミングをｔ１、ｔ５に変更し、Ａ／Ｄ変換タイミングが３つ以上重ならないようにしてもよい。しかし、インバータ回路３Ｃはファンモータ４Ｃを駆動するので、電流値が比較的小さくシャント抵抗抵抗値を大きくして電流検知誤差を減らしノイズの影響を減らすことができ、さらに、電流モジュールによりノイズの影響を減らすことができるので、図５に示すタイミングでも問題ないが、インバータ回路３Ａ、３Ｂの電流検出手段５Ａ、５Ｂのシャント抵抗は小さく、電流検出ゲインを大きくする必要があるためノイズの影響を受け易いので、Ａ／Ｄ変換タイミングはキャリヤ信号Ｃｂのピーク又は谷に設定する必要がある。
【００４４】
（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施の形態について図６を用いて説明する。図６は、本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置の電流検出手段のブロック図を示すもので、第１の実施の形態に示した電流検出手段５に過電流検知手段５６を追加してシャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃに流れる電流を検出することにより、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃあるいはモータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃのそれぞれの過電流の検知を行い、過電流検知信号を出力するものである。他の構成は上記実施の形態１と同様であり、詳細な説明は省略する。
【００４５】
電流検出手段５ａは、上記実施の形態１における図３で説明したシャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃと電流信号増幅手段５１ａ、５１ｂ、５１ｃおよびその他の端子に追加して、過電流検知手段５６と、過電流出力信号端子５７および過電流設定端子５８を設け、制御手段６０ａにより過電流設定値に対応した信号Ｖｒｅｆを過電流設定端子５８に印加し、過電流設定値以上の電流がシャント抵抗に流れると、過電流検知手段５６が過電流を検知して過電流出力信号端子５７より過電流信号Ｆｏが制御手段６０ａの異常信号割り込み端子ＩＲＱに加えられ、制御手段６０ａは異常割り込み信号によりインバータ回路３Ａの制御信号ＧＡ（Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎ）をオフする。
【００４６】
また、過電流信号Ｆｏは、図３で説明したと同様のインバータ回路３Ａの遮断信号端子Ｏｆにも加えられ、瞬時にインバータ回路３Ａの出力を停止させるので、インバータ回路３Ａの遮断機能と制御手段６の異常割り込み信号による遮断機能よりなる２重の保護機能により過電流から保護される。モータ４の過負荷による過電流、あるいは、脱調による過電流に対しては、制御手段６の異常割り込み信号からの遮断応答速度で問題ないが、インバータ回路３Ａの上下アーム短絡の場合には数マイクロ秒以内の遮断応答速度が必要であり、過電流信号Ｆｏにより直接インバータ回路３Ａを遮断させる。
【００４７】
図７は、本発明の第２の実施の形態における電流検出手段５ａの過電流検知手段５６の詳細な回路図である。過電流検知手段５６は、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃそれぞれの端子電圧を電圧比較器により検出し、３ヶの電圧比較器の出力端子をオア接続し、いずれかの過電流信号が過電流出力信号端子５７に出力される。
【００４８】
Ｕ相シャント抵抗５０ａの電流を検知するＵ相過電流検知手段５６ａは、電圧比較器５６０ａの反転入力端子に、シャント抵抗５０ａに接続された抵抗５６１ａとコンデンサ５６２ａよりなる積分回路を介して電圧信号ｖｅｕを電圧比較器５６０ａの反転入力端子に加え、電圧比較器５６０ａの非反転入力端子に加えられた設定電圧信号Ｖｒｅｆと比較し、電圧信号ｖｅｕが設定電圧信号Ｖｒｅｆよりも高くなると出力端子電圧はＬｏに低下する。電圧比較器５６０ａの反転入力端子と回路電源電圧端子Ｖｃｃに抵抗５６３ａを接続し、正のバイアス電圧を加えることにより、モータに異常電流が流れて電圧比較器５６０ａの反転入力端子に−０．３Ｖ以上の負の異常電圧が印加されないようにしている。
【００４９】
電圧比較器５６０ａの出力段は、通常オープンコレクタトランジスタより構成されており、出力抵抗５６４ａはプルアップ接続されて容易に論理ＯＲ回路を構成できる。Ｖ相過電流検知手段５６ｂ、Ｗ相過電流検知手段５６ｃ（図示せず）も同様の接続であり、出力端子を直接接続してオア回路が構成できる。また、それぞれの非反転入力端子には設定電圧信号Ｖｒｅｆが加えられるので、ＵＶＷ相各シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃのいずれか電圧が設定電圧信号Ｖｒｅｆ以上となると過電流出力信号端子５７にアクティブＬｏの過電流信号Ｆｏが出力される。
【００５０】
以上述べたように、本発明による電流検出手段は、複数のシャント抵抗、複数の電流信号増幅のための演算増幅器、複数の過電流検知のための電圧比較器、および抵抗、コンデンサ等の回路部品を一体化した電流検出モジュールを構成することにより、シャント抵抗と演算増幅器間の配線、および、シャント抵抗と電圧比較器間の配線が短くなりパターン配線インピーダンスを減らすだけではなく、配線パターンに誘起するノイズも減らすことができるので、ノイズによる誤動作を減らし、正確な電流検出、および過電流検知が可能となる。
【００５１】
図８は、本発明における電流検出モジュールの外装コートを除いた外形図で、モジュール基板５００Ａに、ＵＶＷ相各シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃ、電流信号増幅手段５１を構成し１つのパッケージに演算増幅器５０３ａ等の複数の回路を内蔵する演算増幅器モジュール５０３Ａ、過電流検知手段５６を構成し１パッケージに電圧比較器５６０ａ等の複数の回路を内蔵する電圧比較器モジュール５６０Ａ、およびその他抵抗、コンデンサ等を実装し、電流入力端子５２ａ、５２ｂ、５２ｃと共通端子５３、出力端子５４ａ、５４ｂ、５４ｃ、直流電源端子５５、過電流信号出力端子５７、および、過電流設定端子５８を設ける。シャント抵抗や演算増幅回路の帰還抵抗などを薄膜抵抗により構成することによりレーザトリミング等による抵抗微調整が可能となり、電流検知精度を高めることができる。
【００５２】
ＵＶＷ相各シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃを、印刷抵抗などの金属板抵抗以外の薄膜抵抗で構成すると低価格の電流検出手段が構成できるが、過電流が流れて燃焼する恐れがある。しかし、難燃性樹脂等で外装コートしたり、あるいは、不燃性の板で印刷抵抗をカバーすることにより薄膜抵抗が燃える恐れを無くすことができる。
【００５３】
電流入力端子５２ａ、５２ｂ、５２ｃと共通端子５３はできるだけ近づけ、かつ、共通端子５３を演算増幅器モジュール５０３Ａ、電圧比較器モジュール５６０Ａに近づけると配線を短くして誤動作を防ぎ、電流検出精度を向上させることができる。また、図７に示したように、縦方向に実装するように電流検出モジュールを構成することにより、実装密度を高くでき、インバータ回路とその制御基板面積を小型化できる。
【００５４】
以上述べたように、本発明は、シャント抵抗と電流信号増幅手段と過電流検知手段により電流検出手段を一体構成して電流検出モジュールとしたものであり、配線インピーダンスを減らすことができるのでノイズによる個動作を減らして電流検知精度を高め、シャント抵抗と電流信号増幅手段のゲインバラツキをレーザトリミングにより調整できるので高精度の電流検出が可能となり、部品実装密度の向上により制御基板を小型化でき、低価格、高精度、高信頼性のモータ駆動装置を実現できる。
【００５５】
（実施の形態３）
以下、本発明の第３の実施の形態について図９を用いて説明する。図９は、本発明の第３の実施の形態におけるモータ駆動装置の制御基板上のパワーモジュール、電流検出モジュールおよびマイクロコンピュータの配置図を示すもので、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃを構成するパワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃと、それぞれの電流検出モジュール５ａ、５ｂ、５ｃ、およびインバータ制御手段６０の基本制御部品となるマイクロコンピュータ６００を部品面から見た配置図である。
【００５６】
パワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃはそれぞれ図２に示した部品から構成され、形状はＤＩＰ（Ｄｕａｌ  Ｉｎ  Ｌｉｎｅ）タイプで、パッケージの両端にそれぞれ端子が配置されている。パッケージ片側に高圧直流電源端子Ｐ１、Ｕ相出力端子Ｕ、Ｖ相出力端子Ｖ、Ｗ相出力端子Ｗ、下アームトランジスタエミッタ端子Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗが設けられ、対するパッケージ片側に各トランジスタ制御端子Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎと異常時停止端子Ｆｏ、及び、制御用直流電源端子が設けられている。パワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃに近接してそれぞれの電流検出モジュール５ａ、５ｂ、５ｃを配置し、マイクロコンピュータ６００はそれぞれのモジュールに対して配線が最も短くなる位置に配置する。
【００５７】
パワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃのリードを長くしてパワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃとプリント基板の間、すなわち、パワーモジュールのちょうど真下に電流検出モジュール５ａ、５ｂ、５ｃを配置してもよい。その時、電流検出モジュールの形状は、図８に示したＳＩＰ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｉｎ  Ｌｉｎｅ）タイプではなくＤＩＰタイプにすると配線し易くなる。インバータ回路の高圧直流電圧Ｐと共通グランドラインＧの配線パターンは、パワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃの高圧直流電源端子Ｐ１およびエミッタ端子Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗと最も近くなるように配線されるので、電流検出モジュール５ａ、５ｂ、５ｃは、パワーモジュール下部か、パワーモジュールの側面に配置すると、それぞれのモジュールとマイクロコンピュータ６００間の配線が最も短くなる。
【００５８】
下アームトランジスタエミッタ端子からシャント抵抗を介してインバータ回路の共通グランドラインＧに配線をする場合、配線が長くなるとインダクタンスが増加し浮遊インダクタンスによるスイッチング時の逆起電力によってＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴがラッチアップし破壊する。また、シャント抵抗と増幅回路の配線が長くなると、スイッチングノイズが信号線に乗りやすくなり、さらに共通インピーダンスによって同時動作するインバータ回路電流により検知精度が低下する。
【００５９】
しかし、シャント抵抗と電流信号増幅回路を一体化してモジュール構成にすると、浮遊インダクタンスなどの配線インピーダンスを減らすことができ、共通インピーダンスもほとんどなく電流検知精度を高めることができる。特に、複数のインバータ回路を同時運転する場合には、グランドラインの配線に必ず共通インピーダンスができるが、電流検知モジュールをインバータ回路パワーモジュールに近接することにより配線を短くでき、パワースイッチング半導体のラッチアップを防ぎ、ノイズや共通インピーダンスによる検知精度の低下を防ぐことができる。
【００６０】
なお、図９にはマイクロコンピュータ等のプロセッサを１ヶ使用した実施例を示したが、２ヶのプロセッサで３インバータ駆動、あるいは４インバータ駆動する場合においても、考え方は同じであり、配線が均等に短くなる位置に配置するとよい。
【００６１】
以上のように本実施の形態１、２、および３によれば、インバータ回路の下アームスイッチングトランジスタのエミッタ端子に複数のシャント抵抗と複数の増幅手段より構成した電流検出モジュールを接続し、インバータ回路に電流検出モジュールを近接させて電流検出するようにしたもので、シャント抵抗あるいは増幅手段の配線インダクタンスと共通インピーダンスを減らして電流検出精度を高め、スイッチングトランジスタのラッチアップを防ぐことができ、トランジスタスイッチングノイズの影響をほとんど受けずに電流検出して制御するものである。
【００６２】
さらに、複数のインバータ回路のキャリヤ信号を同期させて、全てのスイッチングトランジスタがオンあるいはオフの期間に、下アームスイッチングトランジスタ導通時に電流検出するのでスイッチングノイズの影響を受けないので電流検知精度が向上する。
【００６３】
これによって、複数のインバータ回路を同時にベクトル制御、あるいはセンサレスベクトル制御させることができ、安価で信頼性の高い高効率のモータ駆動装置を実現することができる。
【００６４】
また、電流検出モジュール構成とすることにより部品実装密度を高め、標準化による信頼性向上が可能となる。特に、ヒートポンプ用圧縮機モータと回転ドラム駆動モータが同時運転されるヒートポンプ式洗濯乾燥機に本発明を応用することにより、制御基板を小型化でき、安価、低騒音、高信頼性、および高効率のモータ駆動装置を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
以上のように、本発明にかかるモータ駆動装置は、複数モータを同時にベクトル制御、あるいはセンサレスベクトル制御する場合に制御基板を小型化、高密度実装でき、安価で信頼性の高いモータ駆動装置を実現できるので、ヒートポンプ用圧縮機モータと送風ファンを同時駆動する空調機の制御装置、ヒートポンプ式給湯器の圧縮機と送風ファン駆動装置、自動車のパワーウィンドウ駆動装置、複数の圧縮機モータを同時に駆動する大型冷蔵庫の駆動装置等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図
【図２】同モータ駆動装置のインバータ回路の詳細回路図
【図３】同モータ駆動装置の電流信号増幅手段の単電源増幅回路の詳細回路図
【図４】同モータ駆動装置の電流信号増幅手段の複数電源増幅回路の詳細回路図
【図５】同モータ駆動装置の制御手段のキャリヤ信号、ＰＷＭ制御信号と電流検出Ａ／Ｄ変換のタイミングチャート
【図６】本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置の電流検出手段のブロック図
【図７】同モータ駆動装置の電流検出手段の過電流検知手段の詳細回路図
【図８】同モータ駆動装置の電流検出手段の電流検出モジュール構成図
【図９】本発明の実施の形態３におけるモータ駆動装置の制御基板上のパワーモジュール、電流検出モジュールおよびマイクロコンピュータの配置図
【符号の説明】
【００６７】
３Ａ  第１のインバータ回路
３Ｂ  第２のインバータ回路
３Ｃ  第２のインバータ回路
４Ａ  回転ドラム駆動モータ（第１のモータ）
４Ｂ  圧縮機モータ（第２のモータ）
４Ｃ  送風ファンモータ（第３のモータ）
５Ａ  第１の電流検出手段
５Ｂ  第２の電流検出手段
５Ｃ  第３の電流検出手段
６  制御手段
５０ａ  Ｕ相シャント抵抗
５０ｂ  Ｖ相シャント抵抗
５０ｃ  Ｗ相シャント抵抗
５１ａ  Ｕ相電流信号増幅手段
５１ｂ  Ｖ相電流信号増幅手段
５１ｃ  Ｗ相電流信号増幅手段
６０  インバータ制御手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2008054812.tif 000010
【図７】
2008054812.tif 000011
【図８】
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【図９】
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