(57)【要約】【課題】部品点数が多いマグアンプ制御方式を採用することなく安定な出力直流電圧を得るとともに、ノイズの発生が少ない、スイッチング電源回路を提供する。【解決手段】チョークコイルＬｏ１を介してコンバータトランスＰＩＴのセンタータップに直流電圧が供給されるプッシュプル方式のコンバータであり、コンバータトランスの１次巻線と２次巻線とは結合係数が０．７５以下とすることによって漏れインダクタを生じさせて１次側と２次側とに各々共振回路を形成する。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）は略２と設定し、２次側の共振周波数を１次側電圧共振回路の共振周波数の略２／３となるように設定してＺＶＳ動作をさせながら、２次側に一定値の出力直流電圧を生じさせる。また、２次側共振回路を部分電圧共振回路としても良く、この場合には、軽負荷時においてＺＶＳ動作が得られる。【選択図】図１
2008054388.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、
前記１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルと、
前記チョークコイルの他方の端子に接続されるセンタータップを有する第１の１次巻線および第２の１次巻線からなる１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、
前記第１の１次巻線の端部に接続される第１のスイッチング素子および前記第２の１次巻線の端部に接続される第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記チョークコイルおよび前記第１の１次巻線に生じるインダクタとともに第１の１次側電圧共振回路を形成するように前記第１のスイッチング素子に並列接続される第１の１次側直列共振コンデンサと、
前記チョークコイルおよび前記第２の１次巻線に生じるインダクタとともに第２の１次側電圧共振回路を形成するように前記第２のスイッチング素子に並列接続される第２の１次側電圧共振コンデンサと、
前記２次巻線に生じるインダクタともに２次側共振回路を形成するように前記２次巻線に並列接続される２次側共振コンデンサと、
前記２次側共振回路に接続される２次側整流素子と、前記２次側整流素子に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、を具備する２次側整流回路と、
前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率が各々１以上に設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記第１の１次側電圧共振回路の共振周波数と前記第２の１次側電圧共振回路の共振周波数とが略等しく設定され、
前記２次側共振回路の共振周波数は、前記第１の１次側電圧共振回路の共振周波数および前記第２の１次側電圧共振回路の共振周波数の略２／３に設定されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記第１の１次側電圧共振回路の共振周波数と前記第２の１次側電圧共振回路の共振周波数とが略等しく設定され、
前記２次側共振回路の共振周波数は、前記第１の１次側電圧共振回路の共振周波数および前記第２の１次側電圧共振回路の共振周波数よりも高く設定されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、
前記１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルと、
前記チョークコイルの他方の端子に接続されるセンタータップを有する第１の１次巻線および第２の１次巻線からなる１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、
前記第１の１次巻線の端部に接続される第１のスイッチング素子および前記第２の１次巻線の端部に接続される第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記チョークコイルおよび前記１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するように前記１次巻線に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、
前記２次巻線に生じるインダクタともに２次側共振回路を形成するように前記２次巻線に並列接続される２次側共振コンデンサと、
前記２次側共振回路に接続される２次側整流素子と、前記２次側整流素子に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、を具備する２次側整流回路と、
前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率が各々１以上に設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記２次側共振回路の共振周波数は、前記１次側電圧共振回路の共振周波数の共振周波数の略２／３に設定されることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記２次側共振回路の共振周波数は、前記１次側電圧共振回路の共振周波数よりも高く設定されることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記２次側整流回路は全波整流回路として形成されることを特徴とする請求項１または請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
前記２次側整流回路は両波整流回路として形成されることを特徴とする請求項１または請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
前記２次側整流回路は倍電圧全波整流回路として形成されることを特徴とする請求項１または請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】
前記２次側整流回路は倍電圧半波整流回路として形成されることを特徴とする請求項１または請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】
前記２次側整流回路は倍電流整流回路として形成されることを特徴とする請求項１または請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路とされている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用されている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータの方式としては、種々の方式、例えば、スイッチング素子を１個とする方式、スイッチング素子を２個とするハーフブリッジ方式、スイッチング素子を４個とするフルブリッジ方式等が多用されている。さらには、スイッチング素子を２個とするプッシュプル方式のＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、プッシュプルコンバータと省略する）も用いられている（例えば、非特許文献１を参照）。
【０００４】
プッシュプルコンバータの回路例としては、図３０に示すものがある。図３０では、プッシュプルコンバータの電力部のみが記載され、プッシュプルコンバータを構成する、ＭＯＳ―ＦＥＴとされるスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のゲートを制御する制御回路は記載されていない。図示しない制御回路によって、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２が相補的に（スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２のオン（導通）とオフ（切断）とが制御される。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴの一般的な構成として、スイッチング素子Ｑ１はボディダイオードＤＤ１を備え、スイッチング素子Ｑ２はボディダイオードＤＤ２を備えている。
【０００５】
コンバータトランスＰＩＴは、フェライトコアー（磁心）に１次巻線Ｎ１、１次巻線Ｎ１’、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’を巻回することによって形成されており、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’と、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’との結合係数は、１に近いものとされている。１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’は同一巻数とされ、１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’との接続点は、一方の巻線の巻始めと他方の巻線の巻き終わりとが接続されるセンタータップとされている。ここで、インダクタＬ１は１次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタ、インダクタＬ１’は１次巻線Ｎ１’に生じる漏れインダクタ、インダクタＬ２は２次巻線Ｎ２に生じる漏れインダクタ、インダクタＬ２’は１次巻線Ｎ２’に生じる漏れインダクタであり、結合係数が１ではないことによって各々生じるインダクタであり、結合係数が１に近い場合には、インダクタＬ１、インダクタＬ１’、インダクタＬ２の各々は回路の動作に大きな影響を与えることがない微小なものである。
【０００６】
このセンタータップにはチョークコイルＬｏ１が接続され、チョークコイルＬｏ１を介して直流電圧Ｅｉが供給されており、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’と、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’との結合係数のアンバランスを原因として、偏磁が生じることを抑圧している。また、１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’との両端に１次側電圧共振コンデンサＣ１を接続している。
【０００７】
２次側については、２次巻線Ｎ２には高速スイッチングダイオードＤｏ１が接続され、２次巻線Ｎ２’には高速スイッチングダイオードＤｏ２が接続され、整流回路の出力側にはチョークコイルＬｏ２および２次側平滑コンデンサＣｏを配して、チョークインプットの平滑回路を有する両波整流回路を構成して出力直流電圧Ｅｏを得ている。高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２の導通角はチョークインプットの平滑回路を有することによって拡大されている。
【０００８】
また、図示しない制御回路によって、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の各々のゲートを制御しているが、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の各々の時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）を１、すなわち、ＴＯＮ＝ＴＯＦＦ＝ＴＳ／２と、している。ここで、時間ＴＯＮはスイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２が導通とされている時間、時間ＴＯＦＦはスイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２が切断とされている時間、時間ＴＳはスイッチング周期の１周期の時間である。このようにして、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’との間に発生する電圧Ｖ４の波形を正弦波としている。
【０００９】
図３１は、図３０に示す回路の各部の波形をスイッチング周期で示すものである。図３１の上から順に電圧Ｖ３（図３０を参照）、電圧Ｖ１（図３０を参照）、電流ＩＱ１（図３０を参照）、電圧Ｖ２（図３０を参照）、電流ＩＱ２（図３０を参照）および電圧Ｖ４（図３０を参照）の各々を示すものである。電流ＩＱ１および電流ＩＱ２が示すように、ボディダイオードＤＤ１およびボディダイオードＤＤ２は導通することはなく、電圧Ｖ１および電圧Ｖ２が示すように、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作をしている。
【００１０】
この動作モードで、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのスイッチング周波数である周波数ｆｓを高くすると、時間ＴＯＦＦの間にスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが導通して、スイッチング損失が増加する。そして、スイッチング損失が所定値を越える場合には、いわゆる、サーマルランナウエイ状態となってスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが破壊に至る場合も生じる。
【００１１】
したがって、出力直流電圧Ｅｏの制御をおこなう場合に、図３２に示すように２次側に演算増幅ＯＰ、可飽和磁心ＳＲ−１および可飽和磁心ＳＲ−２、リセットダイオードとして機能するダイオードＤｒ３、ダイオードＤｒ４およびダイオードＤｒ５で構成される磁気増幅器を付加して、この磁気増幅器の作用によって高速スイッチングダイオードＤｏ１および高速スイッチングダイオードＤｏ２の導通角を制御して、周波数ｆｓを固定として出力直流電圧Ｅｏを制御するマグアンプ制御方式が提案されている。
【００１２】
この場合には、可飽和磁心ＳＲ−１と可飽和磁心ＳＲ−２との両端に表れる電圧は高調波を含んだ波形となってスイッチングノイズも増加する。また、角形ヒステリシス特性を有する可飽和磁心ＳＲ−１および可飽和磁心ＳＲ−２、ダイオードＤｒ３、ダイオードＤｒ４およびダイオードＤｒ５が付加部品として要求される。
【００１３】
そこで、可飽和磁心ＳＲ−２、ダイオードＤｒ３、ダイオードＤｒ４およびダイオードＤｒ５を不要とするために、従来にはない技術として、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’と、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’との結合係数を疎結合として、インダクタＬ１、インダクタＬ１’、インダクタＬ２の各々の値を大きくして、これを用いて電圧の制御をすることが考えられる。
【００１４】
例えば、図３３は、図１に示すプッシュプルコンバータにおいて、インダクタＬ１、インダクタＬ１’、インダクタＬ２の各々の値を大きくして、１次側電圧共振コンデンサＣ１の値を減少させ、時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）の値を２とする場合の電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電圧Ｖ２の波形図である。また、時比率の値を２とする場合においては、スイッチング周波数である周波数ｆｓ（スイッチング周期である時間ＴＳの逆数）を変化させた場合の出力電圧である出力直流電圧Ｅｏの値は、図３４で示すようになる。Ｐｏ＝０で示すグラフは、図示しない負荷に供給される電力が０Ｗ（ワット）の場合のグラフ、Ｐｏｍａｘで示すグラフは負荷に供給される電力が最大の場合のグラフである。
【００１５】
また、図３４から分かるように、周波数ｆｏ１で出力直流電圧Ｅｏの値は最低となり、周波数ｆｏ１から周波数ｆｓの値が高くなる場合、周波数ｆｏ１から周波数ｆｓの値が低くなる場合のいずれの場合も出力直流電圧Ｅｏの値は大きくなる。すなわち、このグラフは、チョークコイルＬｏ１とインダクタＬ１および１次側電圧共振コンデンサＣ１およびチョークコイルＬｏ１とインダクタＬ１’および１次側電圧共振コンデンサＣ１とで形成される１次側並列共振曲線を示すものである。図３４から周波数ｆｓを制御することによって出力直流電圧Ｅｏを制御することができることを本願記載の発明者は見出している。この技術は公知技術でも公用技術でもない。
【００１６】
負荷に供給される電力が０Ｗの場合から、負荷に供給される電力が最大の場合までにおいて出力直流電圧Ｅｏの値を一定値とするための周波数の可変範囲は可変周波数範囲Δｆｓで与えられ、このスイッチング周波数の可変範囲は、例えば１００ｋＨｚ以上となり大きなものである。このために、ＺＶＳ動作が可能な範囲の最大の負荷電力は１００Ｗ以下に限定されるものとなる。
【００１７】
また、近年は、このようなＤＣ―ＤＣコンバータをオーディオ装置等の低レベル信号系を有する機器に採用する動きも活発になってきており、オーディオ装置に採用するに際しては、ＺＶＳ動作またはＺＣＳ（Ｚｅｒｏ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作をすることが好適である旨が述べられている（例えば、非特許文献２を参照）。
【００１８】
しかしながら、負荷電力が２００Ｗ以上において、商用交流電源で動作する電圧共振によるプッシュプルコンバータによるソフトスイッチング電源の実用化例は非常に少なく、また、学会論文も少なくこの分野における公知の技術は少ない。
【非特許文献１】二宮保、他「磁気制御方式を用いた電圧共振型プッシュプルコンバータの動作特性について」電子情報通信学会論文誌  Ｂ  Ｖｏｌ．Ｊ７０―Ｂ  Ｎｏ．１１  ｐｐ１３０７−１３１５、１９８７年１１月
【非特許文献２】中川伸、他「オーディオ用に適した所得性を備えるスイッチング電源装置」電子情報通信学会  信学技報  ＥＥ２００６−９  ２００６年５月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
上述したプッシュプルコンバータでは、広範囲な負荷電力の変動に対して定電圧制御をおこなう手段の構成が複雑であり、構成部品の数が大きく増加する。また、オーディオ装置に用いるためにはノイズ低減のために２次側の電圧波形を正弦波とすることが望ましいが、２次側の電圧波形を正弦波とするためには、１次側のスイッチング素子の時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）を１とする必要がある。そして、スイッチング素子の時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）を１に維持しつつ、広範囲な負荷変動に対して２次側から負荷に供給する電圧を一定値とするために、磁気増幅器を設ける場合には２次側の高周波電圧の波形が正弦波ではなくなりノイズが増加してしまうという問題があった。
【００２０】
また、１次側のスイッチング素子の時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）を１とすることなく、例えば、時比率を２としてスイッチングの周波数を制御して、２次側から負荷に供給する電圧を一定とする場合には、軽負荷時に時間ＴＯＦＦの長さが増加してＺＶＳ動作をさせることが困難となる。このような場合には、負荷最大の値が例えば１００Ｗ以下に限定され、スイッチング周波数の可変範囲は、例えば、上述したように１００ｋＨｚ以上となる。
【００２１】
また、上述した背景技術に示すプッシュプルコンバータでは、チョークインプット方式が採用されるために２次側にチョークコイルが必要とされ、電源装置の大型化、電源装置のコストが高くなるという問題を有している。
【００２２】
本発明は、上述した課題を解決して、部品点数が多いマグアンプ制御方式を採用することなく安定な出力直流電圧を得るとともに、ノイズの発生が少ない、スイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他方の端子に接続されるセンタータップを有する第１の１次巻線および第２の１次巻線からなる１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記第１の１次巻線の端部に接続される第１のスイッチング素子および前記第２の１次巻線の端部に接続される第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記チョークコイルおよび前記第１の１次巻線に生じるインダクタとともに第１の１次側電圧共振回路を形成するように前記第１のスイッチング素子に並列接続される第１の１次側直列共振コンデンサと、前記チョークコイルおよび前記第２の１次巻線に生じるインダクタとともに第２の１次側電圧共振回路を形成するように前記第２のスイッチング素子に並列接続される第２の１次側電圧共振コンデンサと、前記２次巻線に生じるインダクタともに２次側共振回路を形成するように前記２次巻線に並列接続される２次側共振コンデンサと、前記２次側共振回路に接続される２次側整流素子と、前記２次側整流素子に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、を具備する２次側整流回路と、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率が各々１以上に設定される。
【００２４】
このスイッチング電源回路では、チョークコイルを介して１次側直流電力がコンバータトランスの１次巻線のセンタータップに供給される。コンバータとランスは、１次巻線と２次巻線とを磁気的に疎結合として形成されており、これによって、１次巻線と２次巻線の各々に漏れインダクタンスを生じる。第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の各々が１次巻線の各々の端部に接続されこれによって交流電力が１次巻線に供給される。発振・ドライブ回路は第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の各々を制御回路からの信号に基づきオン・オフとする。第１の１次側直列共振コンデンサと１次チョークコイルおよび第１の１次巻線に生じるインダクタで第１の１次側電圧共振回路を形成する。また、第２の１次側直列共振コンデンサと１次チョークコイルおよび第２の１次巻線に生じるインダクタで第２の１次側電圧共振回路を形成する。さらに、２次巻線に生じるインダクタと２次側共振コンデンサとで２次側共振回路を形成する。２次側整流回路は２次側共振回路に接続されて出力直流電流を発生させる。制御回路は出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する。第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率を各々１以上に設定してＺＶＳ動作を得る。
【００２５】
本発明のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他方の端子に接続されるセンタータップを有する第１の１次巻線および第２の１次巻線からなる１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記第１の１次巻線の端部に接続される第１のスイッチング素子および前記第２の１次巻線の端部に接続される第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記チョークコイルおよび前記１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するように前記１次巻線に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、前記２次巻線に生じるインダクタともに２次側共振回路を形成するように前記２次巻線に並列接続される２次側共振コンデンサと、前記２次側共振回路に接続される２次側整流素子と、前記２次側整流素子に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、を具備する２次側整流回路と、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率が各々１以上に設定される。
【００２６】
このスイッチング電源回路では、このスイッチング電源回路では、チョークコイルを介して１次側直流電力がコンバータトランスの１次巻線のセンタータップに供給される。コンバータとランスは、１次巻線と２次巻線とを磁気的に疎結合として形成されており、これによって、１次巻線と２次巻線の各々に漏れインダクタンスを生じる。第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の各々が１次巻線の各々の端部に接続されこれによって交流電力が１次巻線に供給される。発振・ドライブ回路は第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の各々を制御回路からの信号に基づきオン・オフとする。１次側直列共振コンデンサと１次チョークコイルおよび１次巻線に生じるインダクタで１次側電圧共振回路を形成する。また、２次巻線に生じるインダクタと２次側共振コンデンサとで２次側共振回路を形成する。２次側整流回路は２次側共振回路に接続されて出力直流電流を発生させる。制御回路は出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する。第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンとオフとの比率である時比率を各々１以上に設定してＺＶＳ動作を得る。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、部品点数が多いマグアンプ制御方式を採用することなく安定な出力直流電圧を得るとともに、ノイズの発生が少ない、スイッチング電源回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
本発明を実施するための最良の形態（以下、実施形態という）について説明する。本発明のスイッチング電源回路は、スイッチング方式としてはプッシュプル方式である。すなわち、コンバータトランスの１次巻線はセンタータップを備え、このセンタータップに接続されるチョークコイルを介して直流電力が供給される。１次巻線の各々の端部にはスイッチング素子が接続されている。そして、コンバータトランスの１次巻線と２次巻線とは疎結合とされることによって漏れインダクタを生じて１次側と２次側とに各々共振回路を有することとなる。この共振回路の作用によってＺＶＳ動作をしながら、２次側に一定の出力直流電圧を生じる。ここで、１次側の共振回路は電圧共振回路とされ、時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）は１以上とされる。主として１次側の共振回路は１次巻線のセンタータップに接続されるチョークコイル、１次巻線に生じるインダクタおよび１次電圧共振コンデンサによって形成される。また、２次側共振回路は、主として２次巻線に生じるインダクタと２次側共振コンデンサによって形成される。２次側の共振回路を電圧共振回路として、２次側の共振周波数を１次側電圧共振回路の共振周波数の略２／３（例えば、１／３から１／２の範囲）に設定する場合に広範な負荷電力範囲でＺＶＳ動作が得られる。また、２次側共振回路を部分電圧共振回路としても良く、この場合には、軽負荷時においてＺＶＳ動作が得られる。
【００２９】
第１実施形態のスイッチング電源回路について、図１ないし図１７を参照して説明する。
【００３０】
第１実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルＬｏ１と、チョークコイルＬｏ１の他方の端子に接続されるセンタータップを有する１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’からなる１次巻線と、１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ１および１次巻線Ｎ１’の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、チョークコイルＬｏ１および１次巻線Ｎ１に生じるインダクタとともに第１の１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、チョークコイルＬｏ１および１次巻線Ｎ１’に生じるインダクタとともに第２の１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ２に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ２と、２次巻線Ｎ２に生じるインダクタともに２次側共振回路を形成するように２次巻線Ｎ２に並列接続される２次側電圧共振コンデンサまたは２次側部分電圧共振コンデンサとして機能するコンデンサＣ３と、２次側共振回路に接続される２次側整流素子Ｄｏ（または、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４）と、２次側整流素子Ｄｏに接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサＣｏ（または２次側平滑コンデンサＣｏ１および２次側平滑コンデンサＣｏ２）と、を具備する２次側整流回路と、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備えるものである。以下、より詳細に個別の回路について説明する。
【００３１】
図１に示すスイッチング電源回路の交流電源ＡＣ側から２次側に至るまでを順に説明する。
【００３２】
スイッチング電源回路は、アクロスラインコンデンサＣＬ１、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、アクロスラインコンデンサＣＬ２を有するコモンモードフィルタを有している。このコモンモードフィルタの入力側であるアクロスラインコンデンサＣＬ１には、例えば、図示しないプラグが電源スイッチおよびヒューズを介して接続され、交流電源ＡＣと接続されたコンセントにこのプラグを挿入することによって交流電力がスイッチング電源回路に供給されるようになされている。
【００３３】
コモンモードフィルタの出力側（アクロスラインコンデンサＣＬ２の側）は１次側整流素子Ｄｉの入力側であるダイオードＤｉ１のアノードとダイオードＤｉ２のカソードとの接続点およびダイオードＤｉ３のアノードとダイオードＤｉ４のカソードとの接続点に接続されている。
【００３４】
１次側整流素子Ｄｉの出力側であるダイオードＤｉ１のカソードとダイオードＤｉ３のカソードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの正側の端子が接続され、ダイオードＤｉ２のアノードとダイオードＤｉ４のアノードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの負側の端子が接続されている。このようにして１次側整流平滑回路が形成され１次側平滑コンデンサの両端から直流電圧がプッシュプルコンバータに供給されるようになされている。
【００３５】
プッシュプルコンバータは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２、チョークコイルＬｏ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１、１次側電圧共振コンデンサＣ２、制御回路１、発振・ドライブ回路２、コンバータトランスＰＩＴ、２次側電圧共振コンデンサＣ３、２次側整流素子Ｄｏ、２次側平滑コンデンサＣｏを備えている。
【００３６】
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とはＭＯＳ−ＦＥＴとされ、ボディダイオードＤＤ１およびボディダイオードＤＤ２は、ＭＯＳ―ＦＥＴの製造のプロセスにおいて形成されるダイオードである。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴの仕様としては、５Ａ／９００Ｖとした。
【００３７】
コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、インダクタＬ１、インダクタＬ１’およびインダクタＬ２としても機能する。ここで、各々のインダクタは、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタである。このような漏れインダクタをどのようにして形成するかについて、図２に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図を示して具体的に説明する。
【００３８】
コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次側の巻装部として１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’、２次側の巻装部として２次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ型コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’が一の領域に巻装され、２次巻線Ｎ２がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００３９】
このＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、１．６ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、結合係数ｋの値を１よりも小さくする。すなわち、疎結合とすることによって、１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’に発生する磁束の一部は２次巻線Ｎ２と鎖交しなくなり、２次巻線Ｎ２に発生する磁束の一部は１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’と鎖交しなくなり、この鎖交しない磁束の効果によってインダクタＬ１、インダクタＬ１’、インダクタＬ２を形成するようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。
【００４０】
１次巻線Ｎ１の巻数および１次巻線Ｎ１’の巻数は各々が４０Ｔ（ターン）の同一の巻数とされ、２次巻線Ｎ２の巻数は３５Ｔとされ、結合係数ｋの値は０．７２とされている。
【００４１】
チョークコイルＬｏ１は、コンバータトランスに類似した構造を有するが、ボビンＢは１つの巻装領域のみを有し、巻線が施されている。また、コアサイズとしてはＥＥＲ−３５よりも小型のＥＥ―２５が採用され、ギャップＧは１．６ｍｍであり、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスの値としては３９０μＨ（マイクロ・ヘンリー）を得ている。この３９０μＨの値は、インダクタＬ１、インダクタＬ１’よりも大きな値とされている。
【００４２】
１次側の接続態様について説明する。チョークコイルＬｏ１は、１次側平滑コンデンサＣｉとコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’のセンタータップとの間に接続され、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の端部はスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１’の端部はスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の各々のソースは１次側のグランドに接地されている。また、１次側電圧共振コンデンサＣ１はスイッチング素子Ｑ１のドレインとソース間に並列に接続され、１次側電圧共振コンデンサＣ２はスイッチング素子Ｑ２のドレインとソース間に並列に接続されている。
【００４３】
また、スイッチング素子Ｑ１のゲートおよびスイッチング素子Ｑ１のゲートには発振・ドライブ回路２の出力が接続されている。発振・ドライブ回路２は、制御回路１からの出力に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲートおよびスイッチング素子Ｑ２のゲートを駆動する。
【００４４】
２次側の接続態様について説明する。コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。この２次側整流素子Ｄｏは高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４をブリッジ接続して構成されており、２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。そして、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から負荷に供給する電圧である出力直流電圧Ｅｏを得ている。
【００４５】
制御回路１は、２次側平滑コンデンサＣｏにその入力側を接続されており、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力（誤差電圧）を発振・ドライブ回路２に供給する。
【００４６】
このようなプッシュプルコンバータでは、主としてチョークコイルＬｏ１およびインダクタＬ１と１次側電圧共振コンデンサＣ１とによって第１の１次側電圧共振回路が形成される。ここで、主としてとは、これらの部品の特性、すなわち、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスおよびインダクタＬ１のインダクタンスと１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって第１の１次側電圧共振回路の共振の周波数が概ね定まることを言うものである。例えば、１次側平滑コンデンサＣｉのキャパシタンス等も共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、第１の１次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。
【００４７】
また、主としてチョークコイルＬｏ１およびインダクタＬ１’と１次側電圧共振コンデンサＣ２とによって第２の１次側電圧共振回路が形成される。すなわち、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスおよびインダクタＬ１’のインダクタンスと１次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって第２の１次側電圧共振回路の共振の周波数が概ね定まるので、１次側平滑コンデンサＣｉ等は第２の１次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。第１の１次側電圧共振回路の共振周波数と第２の１次側電圧共振回路の共振周波数とは略等しくなるように各々が周波数ｆｏ１に設定される。
【００４８】
また、主として、インダクタＬ２のインダクタンスと２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスとによって２次側電圧共振回路が形成され、共振周波数は周波数ｆｏ２に設定される。ここで、主としてとは上述したと同様に、例えば、２次側平滑コンデンサＣｏ等のキャパシタンスも共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、第２の１次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。周波数ｆｏ１と周波数ｆｏ２との関係は、図３に示すように、周波数ｆｏ２の値は周波数ｆｏ１の略２／３に設定される。
【００４９】
ここで、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値、および１次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は４７００ｐＦ（ピコ・ファラッド）、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスの値は０．０４７μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。このときの、周波数ｆｏ１の値は９０．１ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）であり、周波数ｆｏ２の値は５３．５ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）であった。
【００５０】
次に上述した構成を有するスイッチング電源回路の動作について説明をする。このようなプッシュプルコンバータの基本動作原理は、公知技術である多重共振コンバータとしての動作をするものであるが、以下の特徴を有している。
【００５１】
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との時比率を２付近に選定する。このような設定とすることによって、図３０において必要とされたチョークコイルＬｏ２は削除することができるようになった。すなわち、チョークコイルＬｏ２を具備しない場合においても、２次巻線Ｎ２に流れる共振電流である電流Ｉ２は正弦波となり、２次側電圧共振コンデンサＣ３の両端に発生する電圧Ｖ４も正弦波となり、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４の導通角は拡大する。
【００５２】
また、１次側電圧共振コンデンサＣ１をスイッチング素子Ｑ１に並列に接続し、１次側電圧共振コンデンサＣ２をスイッチング素子Ｑ２に並列に接続することによって、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との各々がオフとなる時間である時間ＴＯＦＦに１次側電圧共振コンデンサＣ１、１次側電圧共振コンデンサＣ２に流れる１次側の共振電流と、２次側電圧共振コンデンサＣ３とに流れる電流である電流Ｉ３の位相を同じにする効果があり、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードＤＤ１、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードＤＤ２の導通角が拡大してＺＶＳ動作がより確実なものとなる。
【００５３】
また、図３に周波数ｆｓと出力直流電圧Ｅｏとの関係を示すように、重負荷時に出力直流電圧Ｅｏの最低値に対応する周波数ｆｓの値を周波数ｆｏ２、中間負荷時または負荷が零のときに出力直流電圧Ｅｏの最低値に対応する周波数ｆｓの値を周波数ｆｏ２としてこのときの出力直流電圧Ｅｏの最低値を設定したい電圧値とすることによって可変周波数範囲Δｆｓの値を非常に小さくすることができる。
【００５４】
図４は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、周波数ｆｓ、時間ＴＯＮ、時間ＴＯＦＦの各々を示している。なお、このスイッチング電源回路については、出力直流電圧Ｅｏの値を１７５Ｖとして、入力交流電圧ＶＡＣの範囲が８５Ｖから１４４Ｖの範囲で、かつ負荷電力Ｐｏの大きさが０Ｗから３００Ｗの範囲で安定に動作することを確認した。
【００５５】
図５に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図５の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図１を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図１を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧である電圧Ｖ２（図１を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流である電流ＩＱ２（図１を参照）、１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’とのセンタータップの電圧である電圧Ｖ３（図１を参照）、チョークコイルＬｏ１に流れる電流である電流Ｉｏ（図１を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３と２次巻線Ｎ２の並列接続回路の両端の電圧である電圧Ｖ４（図１を参照）、２次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２（図１を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れる電流である電流Ｉ３（図１を参照）、２次側整流素子Ｄｏの入力側に流れる電流である電流Ｉ４（図１を参照）の各々を示すものである。
【００５６】
図６に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図６の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電圧Ｖ２、電流ＩＱ２、電圧Ｖ３、電流Ｉｏ、電圧Ｖ４、電流Ｉ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【００５７】
図４ないし図６に示す実験データから図１に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから３００Ｗの範囲でＺＶＳ動作となっている。また、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗ付近の中間負荷で周波数ｆｓは変曲点を有している。負荷電力Ｐｏが３００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９１．２％である。負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲では周波数ｆｓの値は８３．３ｋＨｚから１０６．４ｋＨｚであり、可変周波数範囲Δｆｓは２３．１ｋＨｚである。ＴＯＮ／ＴＯＦＦの範囲は２．０から１．４７となるｆｓ制御が可能である。
【００５８】
図１に示すスイッチング電源回路は以下の利点を有している。
【００５９】
背景技術に示す電圧共振プッシュプルコンバータのｆｓ制御は負荷電力Ｐｏが１００Ｗ以下に限定されていた。一方、図１に示すスイッチング電源回路は電圧共振プッシュプルコンバータを用いるものであるが、コンバータトランスＰＩＴを疎結合とし、２次側に電圧共振回路を組み合わせて多重共振形コンバータとして構成することによって、負荷電力Ｐｏの大きさが３００Ｗ以上の重負荷から無負荷の範囲でｆｓ制御（スイッチング周波数である周波数ｆｓを変化させて出力直流電圧Ｅｏを変化させる制御）が可能となる。
【００６０】
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の各々に１次側電圧共振コンデンサＣ１と１次側電圧共振コンデンサＣ２とを接続することによって、ボディダイオードＤＤ１とボディダイオードＤＤ２とが導通する期間（ダンパー期間）が拡大して、ＺＶＳ動作が確実なものとなる。
【００６１】
２次側に電圧共振回路を付加することによって、背景技術において用いたチョークコイルＬｏ２を削除しても、この２次側の電圧共振回路から正弦波電圧を得ることができる。
【００６２】
また、図１に示すスイッチング電源回路の変形例として、２次側の電圧共振回路を部分電圧共振回路として機能させることができる。部分電圧共振回路として機能させるためには、例えば、２次側電圧共振コンデンサＣ３の値を０．０４７μＦから４７０ｐＦ以下に減ずるものである。このような設定によって、周波数ｆｏ２を周波数ｆｏ１よりも高い周波数として、２次側の電圧共振回路は部分電圧共振回路としての機能を有することとなる。このような部分電圧共振回路を２次側に有する電圧共振プッシュプルコンバータのｆｓ制御の特性は、図３４に示すと同様のものとなるが、コンバータトランスＰＩＴを背景技術に示すものよりも疎結合としたことによって、無負荷から負荷電力１５０Ｗの範囲で安定したｆｓ制御が可能となる。
【００６３】
図７は、図１に示すスイッチング電源回路の２次側の変形例である。１次側については、図１に示すと同様であるので記載が省略されている。
【００６４】
図７は、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の接続点をセンタータップとし、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の端部に２次側電圧共振コンデンサＣ３を接続し、両波整流のための高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２とを有する両波整流回路として２次側を構成するものである。２次側電圧共振コンデンサＣ３は容量（キャパシタンス）を小さくして、上述したように部分電圧共振回路として機能させることもできる。また、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’とは加極性となるように巻回されているので、２次側電圧共振回路を形成する２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の端部に生じる２次側電圧共振回路を構成するインダクタンスの値は図１に示す回路におけるインダクタンスの値よりも大きくなり、この分だけ２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスを小さくできる。
【００６５】
図１に示すスイッチング電源回路の変形回路である図８に示すスイッチング電源回路について説明する。図８において、図１に示す部分と同一の構成を有し、同一の作用を奏する部分については、同一の符号を付して、その部分についての説明を省略する。
【００６６】
図８に示すスイッチング電源回路は図１に示すスイッチング電源回路の２次側を主として変形したスイッチング電源回路である。２次側は倍電圧全波整流回路を構成している。すなわち、２次側平滑コンデンサＣｏ１に直流電圧が保持され、この電圧が２次側平滑コンデンサＣｏ２の電圧と加算されることによって、２次巻線Ｎ２または２次巻線Ｎ２’の両端から得られる電圧の２倍の電圧が出力直流電圧Ｅｏとして得られるようになされている。
【００６７】
このスイッチング電源回路では、以下の定数が設定されている。負荷電力Ｐｏの範囲は０Ｗから３００Ｗまで、入力交流電圧ＶＡＣの範囲は８５Ｖから１４４Ｖまで、出力直流電圧Ｅｏは１７５Ｖである。
【００６８】
コンバータトランスＰＩＴはコア材としてＥＥＲ―３５を用い、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、１．６ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．７２を得ている。１次巻線Ｎ１の巻数および１次巻線Ｎ１’の巻数の各々は４０Ｔの同一の巻数とされ、２次巻線Ｎ２の巻数および２次巻線Ｎ２’の巻数の各々は１７Ｔの同一の巻数とされている。
【００６９】
チョークコイルＬｏ１は、コア材としてＥＥ―２５が採用され、ギャップＧは１．５ｍｍであり、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスの値としては３９０μＨを得ている。
【００７０】
インダクタＬ２およびインダクタＬ２’のインダクタンスと２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスとによって２次側電圧共振回路が形成され、共振周波数は周波数ｆｏ２に設定される。ここで、周波数ｆｏ１と周波数ｆｏ２との関係は、周波数ｆｏ２の値が周波数ｆｏ１の略２／３に設定される。
【００７１】
１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値、および１次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は４７００ｐＦ、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスの値は０．０５６μＦとした。このときの、周波数ｆｏ１の値は９０．１ｋＨｚであり、周波数ｆｏ２の値は５１．０ｋＨｚであった。
【００７２】
図９は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、周波数ｆｓ、時間ＴＯＮ、時間ＴＯＦＦの各々を示している。
【００７３】
図１０に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１０の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図８を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図８を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧である電圧Ｖ２（図８を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流である電流ＩＱ２（図８を参照）、１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’とのセンタータップの電圧である電圧Ｖ３（図８を参照）、チョークコイルＬｏ１に流れる電流である電流Ｉｏ（図８を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３と２次巻線Ｎ２の並列接続回路の両端の電圧である電圧Ｖ４（図８を参照）、２次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２（図８を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れる電流である電流Ｉ３（図８を参照）、２次側整流素子Ｄｏの入力側に流れる電流である電流Ｉ４（図８を参照）の各々を示すものである。
【００７４】
図１１に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１１の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電圧Ｖ２、電流ＩＱ２、電圧Ｖ３、電流Ｉｏ、電圧Ｖ４、電流Ｉ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【００７５】
図９ないし図１１に示す実験データから図８に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから３００Ｗの範囲でＺＶＳ動作となっている。また、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗ付近の中間負荷で周波数ｆｓは変曲点を有している。負荷電力Ｐｏが３００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９１．０％である。負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲では周波数ｆｓの値は８２．４ｋＨｚから１０５．８ｋＨｚであり、可変周波数範囲Δｆｓは２３．４ｋＨｚである。ＴＯＮ／ＴＯＦＦの範囲は２．０から１．３４となるｆｓ制御が可能である。
【００７６】
図８に示すスイッチング電源回路の有する基本的な利点は図１に示すスイッチング電源回路と同一である。
【００７７】
また、図８に示すスイッチング電源回路の変形例として、２次側の電圧共振回路を部分電圧共振回路として機能させることができる。部分電圧共振回路として機能させるためには、例えば、２次側電圧共振コンデンサＣ３の値を４７０ｐＦ以下に減ずるものである。このような設定によって、周波数ｆｏ２を周波数ｆｏ１よりも高い周波数として、２次側の電圧共振回路は部分電圧共振回路としての機能を有することとなる。このような部分電圧共振回路を２次側に有する電圧共振プッシュプルコンバータのｆｓ制御の特性は、図３４に示すと同様のものとなるが、コンバータトランスＰＩＴを背景技術に示すものよりも疎結合としたことによって、無負荷から負荷電力１５０Ｗの範囲で安定したｆｓ制御が可能となる。
【００７８】
また、図１２は、図８に示すスイッチング電源回路の変形例として、倍電圧半波整流回路を用いるものである。このように倍電圧半波整流回路を用いる場合にも図８に示すスイッチング電源回路の有する基本的な利点はそのまま維持できる。
【００７９】
図１３に示すスイッチング電源回路は図１に示すスイッチング電源回路の２次側を主として変形したスイッチング電源回路である。２次側は倍電流整流回路を構成している。
【００８０】
２次巻線Ｎ２の一方の端子に接続される第１の２次側整流素子である高速スイッチングダイオードＤｏ１を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介してこの磁気エネルギーを放出する第１の２次側インダクタであるチョークコイルＬｓ１と、高速スイッチングダイオードＤｏ２を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードＤｏ１を介してこの磁気エネルギーを放出する第２の２次側インダクタであるチョークコイルＬｓ２と、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れる電流および高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れる電流を充電するように接続されて出力直流電圧Ｅｏを得るようにされた２次側平滑コンデンサＣｏと、を有するものである。
【００８１】
このような２次側整流回路の接続態様では、２次巻線Ｎ２からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードＤｏ１をオンとする極性である場合には、２次巻線Ｎ２からの電流とチョークコイルＬｓ２からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードＤｏ１を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードＤｏ１に流れるピーク電流の大きさは、チョークコイルＬｓ２が無い場合に較べて低減する。また、２次巻線Ｎ２からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードＤｏ２をオンとする極性である場合には、２次巻線Ｎ２からの電流とチョークコイルＬｓ１からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードＤｏ２を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードＤｏ２に流れるピーク電流の大きさは、チョークコイルＬｓ１が無い場合に較べて低減する。このような、２次側整流回路の構成態様を倍電流整流回路と称する。ここで、チョークコイルＬｓ１およびチョークコイルＬｓ２は２次側電圧共振回路を構成するインダクタンスとしても機能することとなり、２次側巻線に生じるインダクタＬ２とチョークコイルＬｓ１、チョークコイルＬｓ２の並列接続の合成値が周波数ｆｏ２に関与することとなる。
【００８２】
このスイッチング電源回路では、以下の定数が設定されている。負荷電力Ｐｏの範囲は０Ｗから３００Ｗまで、入力交流電圧ＶＡＣの範囲は８５Ｖから１４４Ｖまで、出力直流電圧Ｅｏは１７５Ｖである。
【００８３】
コンバータトランスＰＩＴはコア材としてＥＥＲ―３５を用い、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、１．６ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．７２を得ている。１次巻線Ｎ１の巻数および１次巻線Ｎ１’の巻数の各々は４０Ｔの同一の巻数とされ、２次巻線Ｎ２の巻数は１７Ｔとされている。
【００８４】
チョークコイルＬｏ１は、コア材としてＥＥ―２５が採用され、ギャップＧは１．５ｍｍであり、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスの値としては３９０μＨ（マイクロ・ヘンリー）を得ている。
【００８５】
チョークコイルＬｓ１のインダクタンスの値は６３μＨとし、チョークコイルＬｓ２の値は６０μＨとした。
【００８６】
インダクタＬ２およびインダクタＬ２’のインダクタンスと２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスとによって２次側電圧共振回路が形成され、共振周波数は周波数ｆｏ２に設定される。ここで、周波数ｆｏ１と周波数ｆｏ２との関係は、周波数ｆｏ２の値が周波数ｆｏ１の略２／３に設定される。
【００８７】
１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値、および１次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は３９００ｐＦ、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスの値は０．３３μＦとした。このときの、周波数ｆｏ１の値は９０．１ｋＨｚであり、周波数ｆｏ２の値は５５．０ｋＨｚであった。
【００８８】
図１４は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、周波数ｆｓ、時間ＴＯＮ、時間ＴＯＦＦの各々を示している。
【００８９】
図１５に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１５の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図１３を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図１３を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧である電圧Ｖ２（図１３を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流である電流ＩＱ２（図１３を参照）、１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’とのセンタータップの電圧である電圧Ｖ３（図１３を参照）、チョークコイルＬｏ１に流れる電流である電流Ｉｏ（図１３を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３と２次巻線Ｎ２の並列接続回路の両端の電圧である電圧Ｖ４（図１３を参照）、２次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２（図１３を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れる電流である電流Ｉ３（図１３を参照）、２次側整流素子Ｄｏの入力側に流れる電流である電流Ｉ４（図１３を参照）の各々を示すものである。
【００９０】
図１６に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１６の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電圧Ｖ２、電流ＩＱ２、電圧Ｖ３、電流Ｉｏ、電圧Ｖ４、電流Ｉ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【００９１】
図１４ないし図１６に示す実験データから図１３に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから３００Ｗの範囲でＺＶＳ動作となっている。また、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗ付近の中間負荷で周波数ｆｓは変曲点を有している。負荷電力Ｐｏが３００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は８９．０％である。負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲では周波数ｆｓの値は８３．０ｋＨｚから１０１．２ｋＨｚであり、可変周波数範囲Δｆｓは１８．２ｋＨｚである。ＴＯＮ／ＴＯＦＦの範囲は２．０から１．３１となるｆｓ制御が可能である。
【００９２】
図１３に示すスイッチング電源回路の有する基本的な利点は図１に示すスイッチング電源回路と同一である。
【００９３】
また、図８に示すスイッチング電源回路の変形例として、２次側の電圧共振回路を部分電圧共振回路として機能させることができる。部分電圧共振回路として機能させるためには、例えば、２次側電圧共振コンデンサＣ３の値を４７０ｐＦ以下に減ずるものである。このような設定によって、周波数ｆｏ２を周波数ｆｏ１よりも高い周波数として、２次側の電圧共振回路は部分電圧共振回路としての機能を有することとなる。このような部分電圧共振回路を２次側に有する電圧共振プッシュプルコンバータのｆｓ制御の特性は、図３４に示すと同様のものとなるが、コンバータトランスＰＩＴを背景技術に示すものよりも疎結合としたことによって、無負荷から負荷電力１５０Ｗの範囲で安定したｆｓ制御が可能となる。
【００９４】
また、図１７は、図１３に示すスイッチング電源回路の変形例として、高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２とをアノードコモンとして接続する倍電流整流回路を用いるものである。このようなアノードコモンの接続とする場合には高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２とを１パッケージとすることが容易となるので、１パッケージの高速スイッチングダイオードを使用できるという利点を有する。
【００９５】
第２実施形態のスイッチング電源回路について、図１８ないし図２９を参照して説明する。
【００９６】
第２実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力が一方の端子に供給されるチョークコイルＬｏ１と、チョークコイルＬｏ１の他方の端子に接続されるセンタータップを有する１次巻線Ｎ１および１次巻線Ｎ１’からなる１次巻線と、１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ１および１次巻線Ｎ１’の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、チョークコイルＬｏ１および１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する、１次巻線に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１１と、２次巻線Ｎ２に生じるインダクタともに２次側共振回路を形成する、２次巻線Ｎ２に並列接続される２次側電圧共振コンデンサまたは２次側部分電圧共振コンデンサとして機能するコンデンサＣ３と、２次側共振回路に接続される２次側整流素子Ｄｏ（または、高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４）と、２次側整流素子Ｄｏに接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサＣｏ（または２次側平滑コンデンサＣｏ１および２次側平滑コンデンサＣｏ２）と、を具備する２次側整流回路と、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備える。以下に個別の回路について詳細に説明する。
【００９７】
図１に示すスイッチング電源回路の変形回路である図１８に示すスイッチング電源回路について説明する。図１８において、図１に示す部分と同一の構成を有し、同一の作用を奏する部分については、同一の符号を付して、その部分についての説明を省略する。
【００９８】
図１８に示すスイッチング電源回路は図１に示すスイッチング電源回路の１次側を変形したスイッチング電源回路である。
【００９９】
図１８に示すスイッチング電源回路が、図１に示すスイッチング電源回路と異なる点は、図１に示すスイッチング電源回路では１次側電圧共振コンデンサを１次側電圧共振コンデンサＣ１および１次側電圧共振コンデンサＣ２として２個用いるものであったが、図１８に示すスイッチング電源回路では、１次側電圧共振コンデンサを１次側電圧共振コンデンサＣ１１として１個のみを用いる点である。時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）を最大負荷時において２以上とする点、コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋの値を０．７５以下とする点においては、図１に示すスイッチング電源回路と図１８に示すスイッチング電源回路とは相違する点はない。１次側電圧共振コンデンサを１次側電圧共振コンデンサＣ１１のみとすることによって、１次側電圧共振回路は、主として、チョークコイルＬｏ１、インダクタＬ１、インダクタＬ１’および１次側電圧共振コンデンサＣ１１によって形成されることとなる。ここで、主としてとは、例えば、１次側平滑コンデンサＣｉ等も１次側電圧共振回路の共振の周波数に影響を与えるが、その影響は軽微であるので、１次側電圧共振回路を形成する要素としないことを意味するものである。
【０１００】
図１８に示すスイッチング電源回路では、１次側電圧共振コンデンサＣ１１は１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’との両端に接続されている。また、周波数ｆｏ１と周波数ｆｏ２と周波数の値の関係については、図１８に示すスイッチング電源回路では、周波数ｆｏ２は周波数ｆｏ１の略１／２倍とするものである。
【０１０１】
このようにして形成される１次側電圧共振回路に流れる共振電流である電流Ｉ４は以下の経路を流れる。スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、チョークコイルＬｏ１、１次巻線Ｎ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１１、スイッチング素子Ｑ２、１次側平滑コンデンサＣｉの順で共振電流である電流Ｉ４が流れる。また、スイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、チョークコイルＬｏ１、１次巻線Ｎ１’、１次側電圧共振コンデンサＣ１１、スイッチング素子Ｑ１、１次側平滑コンデンサＣｉの順で電流Ｉ４が流れる。また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の両方がオン状態では電流Ｉ４は流れない。
【０１０２】
このスイッチング電源回路では、以下の定数が設定されている。負荷電力Ｐｏの範囲は０Ｗから３００Ｗまで、入力交流電圧ＶＡＣの範囲は８５Ｖから１４４Ｖまで、出力直流電圧Ｅｏは１７５Ｖである。
【０１０３】
コンバータトランスＰＩＴはコア材としてＥＥＲ―３５を用い、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．６８を得ている。１次巻線Ｎ１の巻数および１次巻線Ｎ１’の巻数の各々は４０Ｔの同一の巻数とされ、２次巻線Ｎ２の巻数は３５Ｔとされている。
【０１０４】
チョークコイルＬｏ１は、コア材としてＥＥ―２５が採用され、ギャップＧは１．４ｍｍであり、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスの値としては４００μＨ（マイクロ・ヘンリー）を得ている。
【０１０５】
１次側電圧共振コンデンサＣ１１のキャパシタンスの値は３９００ｐＦ、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスの値は０．０４７μＦとした。また、１次側平滑コンデンサＣｉおよび２次側平滑コンデンサＣｏのキャパシタンスの値と耐電圧は１０００μＦ／１０００Ｖとした。このときの、周波数ｆｏ１の値は１０１．７ｋＨｚであり、周波数ｆｏ２の値は５９．２ｋＨｚであった。
【０１０６】
図１９は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、周波数ｆｓ、時間ＴＯＮ、時間ＴＯＦＦの各々を示している。
【０１０７】
図２０に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２０の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図１８を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図１８を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧である電圧Ｖ２（図１８を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流である電流ＩＱ２（図１８を参照）、１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’とのセンタータップの電圧である電圧Ｖ３（図１８を参照）、チョークコイルＬｏ１に流れる電流である電流Ｉｏ（図１８を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３と２次巻線Ｎ２の並列接続回路の両端の電圧である電圧Ｖ４（図１８を参照）、２次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２（図１８を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れる電流である電流Ｉ３（図１８を参照）、１次側電圧共振コンデンサＣ１１に流れる電流である電流Ｉ４（図１８を参照）の各々を示すものである。
【０１０８】
図２１に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１６の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電圧Ｖ２、電流ＩＱ２、電圧Ｖ３、電流Ｉｏ、電圧Ｖ４、電流Ｉ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【０１０９】
図１９ないし図２１に示す実験データから図１８に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから３００Ｗの範囲でＺＶＳ動作となっている。また、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗ付近の中間負荷で周波数ｆｓは変曲点を有している。負荷電力Ｐｏが３００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９０．６％である。負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲では周波数ｆｓの値は８０．６ｋＨｚから１０８．７ｋＨｚであり、可変周波数範囲Δｆｓは２８．１ｋＨｚである。ＴＯＮ／ＴＯＦＦの範囲は２．４から１．７となるｆｓ制御が可能である。
【０１１０】
図１８に示すスイッチング電源回路の有する基本的な利点は図１に示すスイッチング電源回路と同一である。
【０１１１】
また、図１８に示すスイッチング電源回路の変形例として、２次側の電圧共振回路を部分電圧共振回路として機能させることができる。部分電圧共振回路として機能させるためには、例えば、２次側電圧共振コンデンサＣ３の値を４７０ｐＦ以下に減ずるものである。このような設定によって、周波数ｆｏ２を周波数ｆｏ１よりも高い周波数として、２次側の電圧共振回路は部分電圧共振回路としての機能を有することとなる。このような部分電圧共振回路を２次側に有する電圧共振プッシュプルコンバータのｆｓ制御の特性は、図３４に示すと同様のものとなるが、コンバータトランスＰＩＴを背景技術に示すものよりも疎結合としたことによって、無負荷から負荷電力１５０Ｗの範囲で安定したｆｓ制御が可能となる。
【０１１２】
図１８に示すスイッチング電源回路の２次側の変形例として、図７に示すと同様の両波整流回路を用いることができる。
【０１１３】
図２２に示すスイッチング電源回路は図１８に示すスイッチング電源回路の２次側を変形したスイッチング電源回路である。図２２に示すスイッチング電源回路では、倍電圧全波整流回路が採用されている。
【０１１４】
図２２に示すスイッチング電源回路では、図１８に示すと同様に１次側電圧共振コンデンサＣ１１は１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’との両端に接続されている。周波数ｆｏ１と周波数ｆｏ２と周波数の値の関係については、図２２に示すスイッチング電源回路では、周波数ｆｏ２は周波数ｆｏ１の略１／２倍とするものである。このようにして形成される１次側電圧共振回路に流れる共振電流である電流Ｉ４の流れる経路は図１８に示すスイッチング電源回路と同様である。
【０１１５】
このスイッチング電源回路では、以下の定数が設定されている。負荷電力Ｐｏの範囲は０Ｗから３００Ｗまで、入力交流電圧ＶＡＣの範囲は８５Ｖから１４４Ｖまで、出力直流電圧Ｅｏは１７５Ｖである。
【０１１６】
コンバータトランスＰＩＴはコア材としてＥＥＲ―３５を用い、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．６８を得ている。１次巻線Ｎ１の巻数および１次巻線Ｎ１’の巻数の各々は４０Ｔの同一の巻数とされ、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’との巻数は同一の１７Ｔとされている。
【０１１７】
チョークコイルＬｏ１は、コア材としてＥＥ―２５が採用され、ギャップＧは１．４ｍｍであり、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスの値としては４００μＨ（マイクロ・ヘンリー）を得ている。
【０１１８】
１次側電圧共振コンデンサＣ１１のキャパシタンスの値は３９００ｐＦ、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスの値は０．０４７μＦとした。また、１次側平滑コンデンサＣｉおよび２次側平滑コンデンサＣｏのキャパシタンスの値と耐電圧は１０００μＦ／１０００Ｖとした。このときの、周波数ｆｏ１の値は１０１．７ｋＨｚであり、周波数ｆｏ２の値は５９．２ｋＨｚであった。
【０１１９】
図２３は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、周波数ｆｓ、時間ＴＯＮ、時間ＴＯＦＦの各々を示している。
【０１２０】
図２４に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２４の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図２２を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図２２を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧である電圧Ｖ２（図２２を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流である電流ＩＱ２（図２２を参照）、１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’とのセンタータップの電圧である電圧Ｖ３（図２２を参照）、チョークコイルＬｏ１に流れる電流である電流Ｉｏ（図２２を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３と２次巻線Ｎ２の並列接続回路の両端の電圧である電圧Ｖ４（図２２を参照）、２次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２（図２２を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れる電流である電流Ｉ３（図２２を参照）、１次側電圧共振コンデンサＣ１１に流れる電流である電流Ｉ４（図２２を参照）の各々を示すものである。
【０１２１】
図２５に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２５の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電圧Ｖ２、電流ＩＱ２、電圧Ｖ３、電流Ｉｏ、電圧Ｖ４、電流Ｉ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【０１２２】
図２３ないし図２５に示す実験データから図２２に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから３００Ｗの範囲でＺＶＳ動作となっている。また、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗ付近の中間負荷で周波数ｆｓは変曲点を有している。負荷電力Ｐｏが３００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９０．１％である。負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲では周波数ｆｓの値は８０．６ｋＨｚから１０２．３ｋＨｚであり、可変周波数範囲Δｆｓは２１．７ｋＨｚである。ＴＯＮ／ＴＯＦＦの範囲は２．４から１．８５となるｆｓ制御が可能である。
【０１２３】
図２２に示すスイッチング電源回路の有する基本的な利点は図１に示すスイッチング電源回路と同一である。
【０１２４】
また、図２２に示すスイッチング電源回路の変形例として、２次側の電圧共振回路を部分電圧共振回路として機能させることができる。部分電圧共振回路として機能させるためには、例えば、２次側電圧共振コンデンサＣ３の値を４７０ｐＦ以下に減ずるものである。このような設定によって、周波数ｆｏ２を周波数ｆｏ１よりも高い周波数として、２次側の電圧共振回路は部分電圧共振回路としての機能を有することとなる。このような部分電圧共振回路を２次側に有する電圧共振プッシュプルコンバータのｆｓ制御の特性は、図３４に示すと同様のものとなるが、コンバータトランスＰＩＴを背景技術に示すものよりも疎結合としたことによって、無負荷から負荷電力１５０Ｗの範囲で安定したｆｓ制御が可能となる。
【０１２５】
図２２に示すスイッチング電源回路の２次側の変形例として、図１２に示すと同様の倍電圧半波整流回路を用いることができる。
【０１２６】
図２６に示すスイッチング電源回路は図１８に示すスイッチング電源回路の２次側を変形したスイッチング電源回路である。図２６に示すスイッチング電源回路では、倍電流整流回路が採用されている。
【０１２７】
図２６に示すスイッチング電源回路では、図１８に示すと同様に１次側電圧共振コンデンサＣ１１は１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’との両端に接続されている。周波数ｆｏ１と周波数ｆｏ２と周波数の値の関係については、図２２に示すスイッチング電源回路では、周波数ｆｏ２は周波数ｆｏ１の略２／３倍とするものである。このようにして形成される１次側電圧共振回路に流れる共振電流である電流Ｉ４の流れる経路は図１８に示すスイッチング電源回路と同様である。
【０１２８】
このスイッチング電源回路では、以下の定数が設定されている。負荷電力Ｐｏの範囲は０Ｗから３００Ｗまで、入力交流電圧ＶＡＣの範囲は８５Ｖから１４４Ｖまで、出力直流電圧Ｅｏは１７５Ｖである。
【０１２９】
コンバータトランスＰＩＴはコア材としてＥＥＲ―３５を用い、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．６８を得ている。１次巻線Ｎ１の巻数および１次巻線Ｎ１’の巻数の各々は４０Ｔの同一の巻数とされ、２次巻線Ｎ２の巻数は１７Ｔとされている。
【０１３０】
チョークコイルＬｏ１は、コア材としてＥＥ―２５が採用され、ギャップＧは１．４ｍｍであり、チョークコイルＬｏ１のインダクタンスの値としては４００μＨ（マイクロ・ヘンリー）を得ている。
【０１３１】
また、２次側の倍電流整流回路に用いるチョークコイルＬｓ１のインダクタンスの値は６３μＨとし、チョークコイルＬｓ２の値は６０μＨとした。
【０１３２】
１次側電圧共振コンデンサＣ１１のキャパシタンスの値は３９００ｐＦ、２次側電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスの値は０．３３μＦとした。また、高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２とは３０Ａ／６０Ｖのツインショットキーダイオードである。このときの、周波数ｆｏ１の値は１０１．７ｋＨｚであり、周波数ｆｏ２の値は６０．４ｋＨｚであった。
【０１３３】
図２７は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、周波数ｆｓ、時間ＴＯＮ、時間ＴＯＦＦの各々を示している。
【０１３４】
図２８に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２８の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図２６を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図２６を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧である電圧Ｖ２（図２６を参照）、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流である電流ＩＱ２（図２６を参照）、１次巻線Ｎ１と１次巻線Ｎ１’とのセンタータップの電圧である電圧Ｖ３（図２６を参照）、チョークコイルＬｏ１に流れる電流である電流Ｉｏ（図２６を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３と２次巻線Ｎ２の並列接続回路の両端の電圧である電圧Ｖ４（図２６を参照）、２次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２（図２６を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ３に流れる電流である電流Ｉ３（図２６を参照）、１次側電圧共振コンデンサＣ１１に流れる電流である電流Ｉ４（図２６を参照）の各々を示すものである。
【０１３５】
図２９に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２９の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電圧Ｖ２、電流ＩＱ２、電圧Ｖ３、電流Ｉｏ、電圧Ｖ４、電流Ｉ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【０１３６】
図２７ないし図２９に示す実験データから図２６に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力Ｐｏの値が０Ｗから３００Ｗの範囲でＺＶＳ動作となっている。また、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗ付近の中間負荷で周波数ｆｓは変曲点を有している。負荷電力Ｐｏが３００Ｗにおける電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は８８．５％である。負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲では周波数ｆｓの値は８０．６ｋＨｚから１００．５ｋＨｚであり、可変周波数範囲Δｆｓは１９．９ｋＨｚである。ＴＯＮ／ＴＯＦＦの範囲は２．４から１．９４となるｆｓ制御が可能である。
【０１３７】
図２６に示すスイッチング電源回路の有する基本的な利点は図１に示すスイッチング電源回路と同一である。
【０１３８】
また、図２６に示すスイッチング電源回路の変形例として、２次側の電圧共振回路を部分電圧共振回路として機能させることができる。部分電圧共振回路として機能させるためには、例えば、２次側電圧共振コンデンサＣ３の値を４７０ｐＦ以下に減ずるものである。このような設定によって、周波数ｆｏ２を周波数ｆｏ１よりも高い周波数として、２次側の電圧共振回路は部分電圧共振回路としての機能を有することとなる。このような部分電圧共振回路を２次側に有する電圧共振プッシュプルコンバータのｆｓ制御の特性は、図３４に示すと同様のものとなるが、コンバータトランスＰＩＴを背景技術に示すものよりも疎結合としたことによって、無負荷から負荷電力１５０Ｗの範囲で安定したｆｓ制御が可能となる。
【０１３９】
図２６に示すスイッチング電源回路の２次側の変形例として、図１７に示すと同様の倍電流整流回路を用いることができる。
【０１４０】
上述した、周波数ｆｏ１と周波数ｆｏ２との関係は、１次側電圧共振回路および２次側電圧共振回路を採用する場合には、周波数ｆｏ２の値が周波数ｆｏ１の略２／３を中心として、例えば、１／３から１／２の範囲で広範に変化させても、良好なるＺＶＳ特性を有するものであり、負荷電力、１次側電圧共振回路、２次側共振回路の態様に合わせて適宜に最適点を設定することができる。
【０１４１】
上述した、周波数ｆｏ１と周波数ｆｏ２との関係は、１次側電圧共振回路および２次側部分電圧共振回路を採用する場合には、周波数ｆｏ２の値が周波数ｆｏ１よりも高い場合であっても、コンバータトランスＰＩＴの１次側と２次側とを疎結合とすることによって、軽負荷時においては良好なるＺＶＳ特性を有するものである。
【０１４２】
なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、実施形態は必要に応じて変更することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【０１４３】
【図１】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施形態のコンバータトランスの構成例を示す図である。
【図３】実施形態のスイッチング電源回路の制御特性を示す図である。
【図４】実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対する電源効率、スイッチング周波数、ＴＯＮ、ＴＯＦＦの特性を示す図である。
【図５】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図６】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図７】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図８】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対する電源効率、スイッチング周波数、ＴＯＮ、ＴＯＦＦの特性を示す図である。
【図１０】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１１】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１２】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図１３】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対する電源効率、スイッチング周波数、ＴＯＮ、ＴＯＦＦの特性を示す図である。
【図１５】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１６】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１７】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図１８】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１９】実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対する電源効率、スイッチング周波数、ＴＯＮ、ＴＯＦＦの特性を示す図である。
【図２０】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２１】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２２】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２３】実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対する電源効率、スイッチング周波数、ＴＯＮ、ＴＯＦＦの特性を示す図である。
【図２４】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２５】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２６】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２７】実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対する電源効率、スイッチング周波数、ＴＯＮ、ＴＯＦＦの特性を示す図である。
【図２８】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２９】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図３０】背景技術を説明する図である。
【図３１】背景技術を説明する図である。
【図３２】背景技術を説明する図である。
【図３３】背景技術を説明する図である。
【図３４】背景技術を説明する図である。
【符号の説明】
【０１４４】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、ＡＣ  交流電源、Ｂ  ボビン、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１１  １次側電圧共振コンデンサ、Ｃ３  ２次側電圧共振コンデンサ、Ｃｉ  １次側平滑コンデンサ、ＣＬ１、ＣＬ２  アクロスラインコンデンサ、ＣＭＣ  コモンモードチョークコイル、Ｃｏ、Ｃｏ１、Ｃｏ２  ２次側平滑コンデンサ、ＣＲ１、ＣＲ２  ＥＥ型コア、ＤＤ１、ＤＤ２  ボディダイオード、Ｄｉ  次側整流素子、Ｄｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４  ダイオード、Ｄｏ  ２次側整流素子、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４  高速スイッチングダイオード、Ｅｏ  出力直流電圧、Ｌ１、Ｌ２  インダクタ、Ｌｏ１、Ｌｏ２、Ｌｓ１、Ｌｓ２  チョークコイル、Ｎ１、Ｎ１’  １次巻線、Ｎ２、Ｎ２’  ２次巻線、ＰＩＴ  コンバータトランス、Ｑ１、Ｑ２  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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