(57)【要約】【課題】周波数の変化範囲を狭くするスイッチング素子が１個のスイッチング電源回路を提供する。【解決手段】１次側電圧共振回路と２次側共振回路を有するスイッチング電源回路であり、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが加極性接続となるように２次側回路が形成される。そして、そして、２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率である時比率が１以上に設定される。このようにして、スイッチング周波数の制御範囲を狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。【選択図】図１
2008099382.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、
前記直流電力が一方の端部に供給される１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、
前記１次巻線の他方の端部に接続されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、
前記２次巻線に並列接続され、２次巻線に生じるインダクタとともに２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、
前記２次側共振回路に入力側が接続される２次側整流素子と、
２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、
出力直流電圧の値を所定の値とするようにスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、
２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率である時比率が１以上に設定されることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
さらに、２次側電圧共振コンデンサに直列接続される２次側インダクタを有し、前記２次側インダクタのインダクタンス値は、前記２次側電圧共振コンデンサと前記２次側平滑コンデンサの有する等価インダクタとによって生じるリンギングの発生を防止できる程度の小さなインダクタンス値とされることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記２次側整流素子と、前記２次側平滑コンデンサとによって、半波整流回路を形成することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記２次側整流素子と、前記２次側平滑コンデンサとによって、全波ブリッジ整流回路を形成することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記２次側整流素子と、前記２次側平滑コンデンサとによって、倍圧全波整流回路を形成することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記２次側整流素子と、前記２次側平滑コンデンサとによって、両波整流回路を形成することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記２次側整流素子と、前記２次側平滑コンデンサとによって、倍電流整流回路を形成することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
前記コンバータトランスは、さらに、３次巻線を備え、
前記２次巻線および前記３次巻線に入力側が接続される２次側整流素子と、前記２次側平滑コンデンサとによって、
前記２次側整流素子に流れる電流の大きさを略等しくするような全波整流回路を形成することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路とされている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用されている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータの方式としては、種々の方式、例えば、スイッチング素子を２個とするハーフブリッジ方式、スイッチング素子を４個とするフルブリッジ方式、スイッチング素子を２個とするプッシュプル方式のＤＣ−ＤＣコンバータが用いられ、さらには、スイッチング素子を１個とする方式も用いられている。
【０００４】
スイッチング素子を１個とする方式のスイッチング電源回路の回路例としては、例えば、１次側に電圧共振形コンバータを備え、２次側に並列共振回路を備えた複合共振コンバータが知られている（特許文献１、非特許文献１を参照）。図３１に示す回路は、このような１個のスイッチング素子を用い、１次側に電圧共振回路を備え、２次側にも電圧共振回路を備えた電圧共振モードシングルエンデッド多重共振形コンバータの回路例である。
【０００５】
コンバータトランスＰＩＴは、図３２に示すごとくＥＥＲ型のフェライトコアに１次巻線と２次巻線とを巻回して形成され、ＥＥＲ型のフェライトコアの中央磁脚には１ｍｍ（ミリ・メータ）程度のギャップが設けられている。１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とは磁気的に疎結合とされ、結合係数は、０．８程度である。２次巻線の巻数は交流電圧である電圧Ｖ２（図３１を参照）に対して、３．１４Ｖ／Ｔ（ボルト／ターン）に設定されている。２次側電圧共振コンデンサＣ２と２次巻線Ｎ２に生じるインダクタＬ２とで２次側並列共振回路が形成されている。一方、１次側電圧共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１に生じるインダクタＬ１とで１次側並列共振回路が形成されている。１次側並列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｏ１、２次側並列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｏ２であるとすると、共振周波数ｆｏ２＝０．８３×共振周波数ｆｏ１の関係が成立するように設定されていた。
【０００６】
より、具体的には、コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥＲ−３５（コア材名称）を用い、ギャップＧは１ｍｍ、結合係数ｋの値は０．８１、１次巻線Ｎ１の巻数は４３Ｔ（ターン）、２次巻線Ｎ２の巻数は４３Ｔ、インダクタＬ１のインダクタンス値は３３７μＨ（マイクロ・ヘンリ）、インダクタＬ２のインダクタンス値は３３７μＨ（マイクロ・ヘンリ）、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は６８００ｐＦ（ピコ・ファラッド）、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０１μＦ（マイクロ・ファラッド）であり、このときの共振周波数ｆｏ１の値は１０５ｋＨｚ（キロ・ヘルツ）、共振周波数ｆｏ２の値は８７ｋＨｚである。また、出力直流電圧Ｅｏ（図３１を参照）の電圧は１３５Ｖ（ボルト）、負荷に供給される電力の範囲は電力２００Ｗ（ワット）から電力０Ｗの範囲であり、入力交流電圧ＶＡＣ（図３１を参照）の実効電圧値は電圧９０Ｖから電圧１１０の範囲である。
【０００７】
図３３はこのスイッチング電源回路の特性を示すものである。横軸は負荷電力であり、縦軸は電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ１（図３１を参照）のオン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）の各々を示すものである。このときの入力交流電圧ＶＡＣは１００Ｖとした。
【０００８】
図３４はこのスイッチング電源回路の要部の波形を示すものである。図３４の上から下に向かい、電圧Ｖ１（図３１を参照）、電流ＩＱ１（図３１を参照）、電流Ｉ１（図３１を参照）、電流Ｉ２（図３１を参照）、電圧Ｖ２（図３１を参照）、電流Ｉ３（図３１を参照）の各々をスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期で示すものである。このときの入力交流電圧ＶＡＣは１００Ｖ、負荷電力は電力２００Ｗとした。
【０００９】
図３５も同様にこのスイッチング電源回路の要部の波形を示すものである。図３４の上から下に向かい、電圧Ｖ１（図３１を参照）、電流ＩＱ１（図３１を参照）、電流Ｉ１（図３１を参照）、電流Ｉ２（図３１を参照）、電圧Ｖ２（図３１を参照）、電流Ｉ３（図３１を参照）の各々をスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期で示すものである。このときの入力交流電圧ＶＡＣは１００Ｖ、負荷電力は電力０Ｗとした。
【００１０】
図３３のグラフが示すように、負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は９６ｋＨｚから２０４ｋＨｚの範囲で変化をして、周波数の変化範囲である制御範囲Δｆｓの値は１０８ｋＨｚである。また、時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）は１．８２から０．３６の範囲で変化する。このスイッチング周波数ｆｓと時比率とは制御回路１で制御をしている。
【００１１】
また、２次側平滑コンデンサＣｏ（図３１を参照）には等価インダクタ（ＥＳＬ）が存在するために整流電流である電流Ｉ３には約、４．５ＭＨｚの高周波のリンギングが生じている。このリンギングは上述した２次側平滑コンデンサＣｏの等価インダクタと２次側電圧共振コンデンサＣ２とによって生じるものであり、このリンギング成分はノイズを発生することとなる。
【特許文献１】特開２０００−３２４８３１号公報
【非特許文献１】安村昌之「直交トランスによる複合制御方式複合共振コンバータ回路（２）電子情報通信学会  信学技報  ＥＥ９９−１、１９９５年５月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述したスイッチング電源回路では、制御範囲Δｆｓの値が広範囲であり、また、時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）も広範囲に変化して、市販の制御用のＩＣを制御回路として用いることが困難であった。このために、専用の回路を新たに設計せざるを得ず、スイッチング電源回路の価格は高価なものとなってしまった。
【００１３】
また、２次側平滑コンデンサの等価インダクタと２次側電圧共振コンデンサとによって生じるリンギング成分がノイズを発生するという問題を有している。
【００１４】
本発明は、上述した課題を解決して、スイッチング素子を１個としながらも制御範囲の値を狭くし、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとするスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記直流電力が一方の端部に供給される１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記１次巻線の他方の端部に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、前記２次巻線に並列接続され、２次巻線に生じるインダクタとともに２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、前記２次側共振回路に入力側が接続される２次側整流素子と、２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、出力直流電圧の値を所定の値とするようにスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備え、２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率である時比率が１以上に設定される。
【００１６】
このスイッチング電源回路では、コンバータトランスと、スイッチング素子と、発振・ドライブ回路と、１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成する１次側電圧共振コンデンサと、２次巻線に生じるインダクタとともに２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、２次側整流素子と、２次側平滑コンデンサと、制御回路と、を備える。そして、２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率
である時比率が１以上に設定されるので、スイッチング周波数の制御範囲と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、スイッチング素子を１個として、制御範囲の値を狭くし、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとするスイッチング電源回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明を実施するための最良の形態（以下、実施形態という）について説明する。実施形態のスイッチング電源回路は、１次側直流電力を交流電力に変換し、さらに２次側直流電力に変換するスイッチング電源回路である。直流電力が一方の端部に供給される１次巻線と、１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を少なくとも有するコンバータトランスと、１次巻線の他方の端部に接続されるスイッチング素子と、スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、１次巻線に生じるインダクタとともに１次巻線に生じるインダクタとともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子に並列接続される１次側電圧共振コンデンサと、２次巻線に並列接続され、２次巻線に生じるインダクタとともに２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサと、この２次側共振回路に入力側が接続される２次側整流素子と、２次側整流素子の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧を得るようにされる２次側平滑コンデンサと、出力直流電圧の値を所定の値とするようにスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を備えるものである。そして、２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率である時比率が１以上に設定される。このようにして、スイッチング周波数の制御範囲と時比率の変化範囲とを狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。
【００１９】
ここで、２次側整流素子および２次側平滑コンデンサの接続態様としては、半波整流回路、全波ブリッジ整流回路、倍圧全波整流回路、両波整流回路、倍電流整流回路、２次側にさらに３次巻線を備えた全波整流回路等の種々の回路を採用することができる。
【００２０】
また、さらに、２次側電圧共振コンデンサに２次側インダクタを直列接続して、２次側電圧共振コンデンサと２次側インダクタの直列接続回路を２次巻線に並列接続しても良い。このような接続態様を有することによって、２次側インダクタを備えない場合（２次側インダクタを導線に置き換える場合）に較べてリンギングの発生を抑えることができる。ここで、２次側整流素子および２次側平滑コンデンサの接続態様の接続態様によっては、リンギングが発生しない場合もあるが、この２次側インダクタは部品としては、小型で低価格で、かつ、電力消費も小さいので、いずれの場合においても２次側インダクタを設けることに大きな負担は生じない。
【００２１】
第１実施形態のスイッチング電源回路について、図１ないし図５を参照して説明する。第１実施形態のスイッチング電源回路が後述する他の実施形態のスイッチング電源回路と異なる点は２次側整流回路が半波整流回路として構成されている点である。
【００２２】
第１実施形態のスイッチング電源回路は、直流電力は一方の端部に供給される１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合、例えば結合係数が０．７以下とされる２次巻線Ｎ２と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の他方の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じるインダクタＬ１とともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、２次巻線Ｎ２に並列接続され、２次巻線Ｎ２に生じるインダクタＬ２とともに２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサＣ２と、この２次側共振回路に入力側が接続され、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが加極性接続となる電流を流すように半波整流回路として接続される２次側整流素子Ｄｏ１と、２次側整流素子Ｄｏ１の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサＣｏと、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするようにスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備えるものである。そして、２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）である時比率が１以上に設定されるものである。このようにして、スイッチング周波数の制御範囲Δｆｓの値と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。
【００２３】
また、図１に示す回路は、さらに、２次側電圧共振コンデンサＣ２に直列接続された２次側インダクタＬｏを有し、２次側電圧共振コンデンサＣ２と２次側インダクタＬｏの直列接続回路を２次巻線Ｎ２に並列接続して、リンギングの発生を抑えることができる。
【００２４】
図１に示すスイッチング電源回路の交流電源ＡＣ側から２次側に至るまでを順に説明する。
【００２５】
スイッチング電源回路は、アクロスラインコンデンサＣＬ１、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、アクロスラインコンデンサＣＬ２を有するコモンモードフィルタを有している。このコモンモードフィルタの入力側であるアクロスラインコンデンサＣＬ１には、例えば、図示しないプラグが電源スイッチおよびヒューズを介して接続され、交流電源ＡＣと接続されたコンセントにこのプラグを挿入することによって交流電力がスイッチング電源回路に供給されるようになされている。
【００２６】
コモンモードフィルタの出力側（アクロスラインコンデンサＣＬ２の側）は１次側整流素子Ｄｉの入力側であるダイオードＤｉ１のアノードとダイオードＤｉ２のカソードとの接続点およびダイオードＤｉ３のアノードとダイオードＤｉ４のカソードとの接続点に接続されている。
【００２７】
１次側整流素子Ｄｉの出力側であるダイオードＤｉ１のカソードとダイオードＤｉ３のカソードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの正側の端子が接続され、ダイオードＤｉ２のアノードとダイオードＤｉ４のアノードとの接続点には１次側平滑コンデンサＣｉの負側の端子が接続されている。このようにして１次側整流平滑回路が形成され１次側平滑コンデンサの両端から直流電圧がプッシュプルコンバータに供給されるようになされている。
【００２８】
シングルエンデッドコンバータは、スイッチング素子Ｑ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１、制御回路１、発振・ドライブ回路２、コンバータトランスＰＩＴ、２次側電圧共振コンデンサＣ２、２次側整流素子Ｄｏ１、２次側平滑コンデンサＣｏ１、２次側インダクタＬｏを備えている。２次側整流素子Ｄｏ１は高速スイッチングダイオードである。
【００２９】
２次側の半波整流回路は２次巻線Ｎ２に生じた電圧の一方向の極性の電圧のみを流して、２次側平滑コンデンサＣｏで平滑して、出力直流電圧Ｅｏを得るようにしている。
【００３０】
スイッチング素子Ｑ１はＭＯＳ−ＦＥＴとされ、ボディダイオードＤＤ１は、ＭＯＳ―ＦＥＴの製造のプロセスにおいて形成されるダイオードである。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴの仕様としては、１０Ａ／９００Ｖとした。
【００３１】
コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、インダクタＬ１およびインダクタＬ２としても機能する。ここで、各々のインダクタは、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが疎結合であることによって形成される漏れインダクタである。このような漏れインダクタをどのようにして形成するかについて、背景技術として図３２に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図を示して説明する。
【００３２】
図１に示すコンバータトランスＰＩＴは図３２に示すコンバータトランスＰＩＴと略同様の構成を有しており、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次側の巻装部として１次巻線Ｎ１、２次側の巻装部として２次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ型コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１が一の領域に巻装され、２次巻線Ｎ２がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴが構成される。
【００３３】
ここで、図３２に示すように、ギャップＧが存在するために、このギャップから磁束の一部が漏れ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との両方には鎖交しない磁束が発生して、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とは疎結合とされる。
【００３４】
このＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．６８が得られた。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。
【００３５】
１次巻線Ｎ１の巻数は５０Ｔ（ターン）とされ、２次巻線Ｎ２の巻数は３５Ｔとされ、２次巻線Ｎ２には１Ｔ（ターン）当たり５Ｖの電圧が発生するようにした。このときの出力直流電圧Ｅｏの値は１７５Ｖ（ボルト）を得るものとした。
【００３６】
１次側の接続態様について説明する。１次側平滑コンデンサＣｉとコンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の一方の端部とが接続され、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の他方の端部はスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１のソースは１次側のグランドに接地されている。また、１次側電圧共振コンデンサＣ１はスイッチング素子Ｑ１のドレインとソース間に並列に接続されている。
【００３７】
また、スイッチング素子Ｑ１のゲートには発振・ドライブ回路２の出力が接続されている。発振・ドライブ回路２は、制御回路１からの出力に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲートを駆動する。
【００３８】
２次側の接続態様について説明する。コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏ１を接続している。この２次側整流素子Ｄｏ１は高速スイッチングダイオードであり、２次側整流素子Ｄｏ１の出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。そして、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から負荷に供給する電圧である出力直流電圧Ｅｏを得ている。ここで、２次側整流素子Ｄｏ１の極性は、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とによって生じる磁束が加極性となるように接続した。
【００３９】
制御回路１は、２次側平滑コンデンサＣｏにその入力側を接続されており、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力（誤差電圧）を発振・ドライブ回路２に供給する。
【００４０】
このようなシングルエンデッドコンバータでは、主として、インダクタＬ１と１次側電圧共振コンデンサＣ１とによって１次側電圧共振回路が形成される。ここで、主としてとは、インダクタＬ１のインダクタンスと１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって１次側電圧共振回路の共振周波数ｆｏ１が概ね定まることを言うものである。例えば、１次側平滑コンデンサＣｉのキャパシタンス等も共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、１次側電圧共振回路を形成する要素とみなす必要性はない。ここで、１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は７５００ｐＦとした。
【００４１】
また、主として、インダクタＬ２のインダクタンスと２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって２次側電圧共振回路が形成され、共振周波数ｆｏ２が定まる。ここで、主としてとは上述したと同様に、例えば、２次側インダクタＬｏ等も共振周波数に影響を与えるがその影響は無視できる程度ものであるので、２次側電圧共振回路を形成する要素としてはいない。ここで、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０３３μＦとした。
【００４２】
共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２との関係については、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定した。共振周波数ｆｏ１は１０９．６ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ２は７１．９ｋＨｚに設定した。また、２次側インダクタＬｏの値は数μＨ以下、例えば、４．７μＨとされ、インダクタＬ２のインダクタンスの値に較べて非常に小さなものである。したがって、２次側インダクタＬｏは２次側電圧共振回路を構成する要素となるものの、２次側電圧共振回路の共振周波数にほとんど影響を与えるものではない。
【００４３】
２次側インダクタＬｏの奏する作用を説明する。２次側インダクタＬｏを設けない場合、すなわち、２次側インダクタＬｏに替えて導線を用いる場合には、電流Ｉ３（図３４を参照）に、背景技術として説明したように、４．５ＭＨｚ（メガ・ヘルッ）のリンギングが生じる。このリンギングは周波数が高いので、ノイズ成分としては有害なものである。例えば、交流電源ＡＣ側にこのノイズが漏れ、他の機器の動作に悪影響を与える。また、１次側整流回路を備えない、ＤＣ−ＤＣコンバータとして用いられる場合にも同様に入力のＤＣライン側に対してこのリンギングが悪影響を与える。
【００４４】
このようなリンギングが発生する原因は２次側平滑コンデンサＣｏに存する等価インダクタンス（ＥＳＬ）にある。２次側インダクタＬｏが無い場合には、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとこの等価インダクタンスとで形成される４．５ＭＨｚ近傍とされる共振周波数を有する共振回路を形成することとなり、スイッチングの動作によってこの共振回路を励振するためである。しかしながら、２次側インダクタＬｏがある場合には、後述する図２、図３に示すように、電流Ｉ３および電流Ｉ４にリンギングが生じることはない。
【００４５】
図２に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図１を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図１を参照）、１次巻線Ｎ１に流れる電流である電流Ｉ１、２次巻線Ｎ２に流れる電流である電流Ｉ２（図１を参照）、２次巻線Ｎ２の電圧である電圧Ｖ２（図１を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ２に流れる電流である電流Ｉ３（図１を参照）、２次側整流素子Ｄｏ１の入力側に流れる電流である電流Ｉ４（図１を参照）の各々を示すものである。
【００４６】
図３に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図３の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【００４７】
図４は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【００４８】
図２ないし図４に示す実験データから図１に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は８０．６ｋＨｚから１２５ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは４４．５ｋＨｚ、オン時間ＴＯＮについては以下のようになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは１．８から１．１０の範囲で変化する。
【００４９】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．４Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は６４０Ｖである。
【００５０】
図１に示す第１実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第１実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【００５１】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、第１実施形態においては、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は６０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【００５２】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【００５３】
また、２次側インダクタＬｏを設ける場合には、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【００５４】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【００５５】
図５は、図１に示すスイッチング電源回路の２次側回路の変形例である。図５に示す２次側回路は２次側整流素子Ｄｏ１の出力側と２次側平滑コンデンサＣｏとの間に２次側インダクタＬｏを挿入する構成を採用して、リンギングを消滅させるものである。この場合においても、２次側インダクタＬｏのインダクタンス値は、インダクタＬ２のインダクタンス値に較べて小さなものとして、例えば、４．７μＨとしている。
【００５６】
第２実施形態のスイッチング電源回路について、図６ないし図１０を参照して説明する。第２実施形態のスイッチング電源回路が他の実施形態のスイッチング電源回路と異なる点は２次側整流回路が全波ブリッジ整流回路として構成されている点である。
【００５７】
第２実施形態のスイッチング電源回路は、直流電力は一方の端部に供給される１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合、例えば結合係数が０．７以下とされる２次巻線Ｎ２と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の他方の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じるインダクタＬ１とともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、２次巻線Ｎ２に並列接続され、２次巻線Ｎ２に生じるインダクタＬ２とともに２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサＣ２と、この２次側共振回路に入力側が接続される全波ブリッジ整流回路として形成される２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４と、２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサＣｏと、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするようにスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備えるものである。そして、２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）である時比率が１以上に設定されるものである。このようにして、スイッチング周波数の制御範囲Δｆｓの値と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。
【００５８】
また、図６に示す回路は、さらに、２次側電圧共振コンデンサＣ２に直列接続された２次側インダクタＬｏを有し、２次側電圧共振コンデンサＣ２と２次側インダクタＬｏの直列接続回路を２次巻線Ｎ２に並列接続して、リンギングの発生を抑えることができる。
【００５９】
図６に示すスイッチング電源回路の交流電源ＡＣ側から２次側に至るまでにおいて、交流電源ＡＣ側から１次側に至るまでは図１と同じ構成を有する。図１におけると同じ部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明を加える。
【００６０】
図６に示すシングルエンデッドコンバータは、スイッチング素子Ｑ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１、制御回路１、発振・ドライブ回路２、コンバータトランスＰＩＴ、２次側電圧共振コンデンサＣ２、２次側整流素子としてブリッジ接続される２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４、２次側平滑コンデンサＣｏ１、２次側インダクタＬｏを備えている。２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４は、そのいずれもが高速スイッチングダイオードである。
【００６１】
２次側の全波ブリッジ整流回路は以下のように動作する。２次巻線Ｎ２に発生する一方向の極性の電圧によって、２次側整流素子Ｄｏ１と２次側整流素子Ｄｏ４とが導通して整流電流を２次側平滑コンデンサＣｏに流して平滑し、２次巻線Ｎ２に発生する他方向の極性の電圧によって、２次側整流素子Ｄｏ３と２次側整流素子Ｄｏ２とが導通して整流電流を２次側平滑コンデンサＣｏに流して平滑して出力直流電圧Ｅｏを得るようにされている。
【００６２】
図６に示すスイッチング電源回路の主なる構成部品の性能および特性について説明をする。ＭＯＳ−ＦＥＴの仕様としては、１０Ａ／９００Ｖとした。
このＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．６８が得られた。コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。
【００６３】
１次巻線Ｎ１の巻数は５０Ｔ（ターン）とされ、２次巻線Ｎ２の巻数は３５Ｔとされ、２次巻線Ｎ２には１Ｔ（ターン）当たり５Ｖの電圧が発生するようにした。このときの出力直流電圧Ｅｏの値は１７５Ｖ（ボルト）を得るものとした。
【００６４】
１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は７５００ｐＦとし、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０３３μＦとした。また、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定し、共振周波数ｆｏ１は１０９．６ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ２は７１．９ｋＨｚに設定した。ｆｏ２＝０．６５６ｆｏ１の関係となっている。２次側インダクタＬｏの値は４．７μＨとされ、インダクタＬ２のインダクタンスの値に較べて非常に小さなものである。
【００６５】
図６における２次側インダクタＬｏの奏する作用は、図１における２次側インダクタＬｏの奏する作用と同様であり、４．５ＭＨｚのリンギングを消滅させるためのものである。
【００６６】
図７に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図７の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図６を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図６を参照）、１次巻線Ｎ１に流れる電流である電流Ｉ１（図６を参照）、２次巻線Ｎ２に流れる電流である電流Ｉ２（図６を参照）、２次巻線Ｎ２の電圧である電圧Ｖ２（図６を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ２に流れる電流である電流Ｉ３（図６を参照）、ブリッジ接続された２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４の入力側に流れる電流である電流Ｉ４（図６を参照）の各々を示すものである。
【００６７】
図８に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図８の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【００６８】
図９は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【００６９】
図７ないし図９に示す実験データから図６に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は８０．６ｋＨｚから１２５ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは４４．５ｋＨｚ、オン時間ＴＯＮについては以下のようになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは２．１から１．２５８の範囲で変化する。
【００７０】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．４Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は６６０Ｖである。
【００７１】
図６に示す第２実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第２実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【００７２】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、第２実施形態においては、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は６０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【００７３】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【００７４】
また、２次側インダクタＬｏを設ける場合には、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【００７５】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【００７６】
図１０は、図６に示すスイッチング電源回路の２次側回路の変形例である。図１０に示す２次側回路はブリッジ接続された２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４の出力側と２次側平滑コンデンサＣｏとの間に２次側インダクタＬｏを挿入する構成を採用して、リンギングを消滅させるものである。この場合においても、２次側インダクタＬｏのインダクタンス値は、インダクタＬ２のインダクタンス値に較べて小さなものとして、例えば、４．７μＨとしている。
【００７７】
第３実施形態のスイッチング電源回路について、図１１ないし図１５を参照して説明する。第３実施形態のスイッチング電源回路が他の実施形態のスイッチング電源回路と異なる点は２次側整流回路が倍圧全波整流回路として構成されている点である。
【００７８】
第３実施形態のスイッチング電源回路は、直流電力は一方の端部に供給される１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合、例えば結合係数が０．７以下とされる２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の他方の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じるインダクタＬ１とともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’に並列接続される２次側電圧共振コンデンサＣ２と、この２次側共振回路に入力側が接続される倍圧全波整流回路として形成される２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４と、２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサＣｏ１および２次側平滑コンデンサＣｏ２と、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするようにスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備えるものである。そして、２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）である時比率が１以上に設定されるものである。このようにして、スイッチング周波数の制御範囲Δｆｓの値と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。
【００７９】
また、図１１に示す回路は、さらに、２次側電圧共振コンデンサＣ２に直列接続された２次側インダクタＬｏを有し、２次側電圧共振コンデンサＣ２と２次側インダクタＬｏの直列接続回路を２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’に並列接続して、リンギングの発生を抑えることができる。
【００８０】
図１１に示すスイッチング電源回路の交流電源ＡＣ側から２次側に至るまでにおいて、交流電源ＡＣ側から１次側に至るまでは図１と同じ構成を有する。図１におけると同じ部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明を加える。
【００８１】
図１１に示すシングルエンデッドコンバータは、スイッチング素子Ｑ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１、制御回路１、発振・ドライブ回路２、コンバータトランスＰＩＴ、２次側電圧共振コンデンサＣ２、２次側整流素子として倍圧全波整流回路接続とされる２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４、２次側平滑コンデンサＣｏ１および２次側平滑コンデンサＣｏ２、２次側インダクタＬｏを備えている。２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４は、そのいずれもが高速スイッチングダイオードである。
【００８２】
２次側の倍圧全波整流回路は以下のように動作する。２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’とを同じ巻線数とし、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’との接続点に２次側平滑コンデンサＣｏ１を接続して、２次側整流素子Ｄｏ２と２次側整流素子Ｄｏ４との整流作用によって２次側平滑コンデンサＣｏ１に直流電圧を発生させる。この直流電圧と２次巻線Ｎ２’に発生する電圧が２次側整流素子Ｄｏ１で整流されて２次側平滑コンデンサＣｏ２で平滑されるとともに、この直流電圧と２次巻線Ｎ２に発生する電圧が２次側整流素子Ｄｏ３で整流されて２次側平滑コンデンサＣｏ２で平滑されて出力直流電圧Ｅｏを得るようにされている。このようにして、２次巻線Ｎ２、２次巻線Ｎ２’に発生する電圧の２倍の電圧を２次側平滑コンデンサＣｏ２の両端に得ることができる。
【００８３】
図１１に示すスイッチング電源回路の主なる構成部品の性能および特性について説明をする。ＭＯＳ−ＦＥＴの仕様としては、１０Ａ／９００Ｖとした。
このＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．６８が得られた。コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。
【００８４】
１次巻線Ｎ１の巻数は５０Ｔ（ターン）とされ、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’の巻数は各々３５Ｔとされ、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’には１Ｔ（ターン）当たり５Ｖの電圧が発生するようにした。このときの出力直流電圧Ｅｏの値は１７５Ｖ（ボルト）を得るものとした。２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’は相互の巻線が近接して巻装され、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’との磁気的な結合は密結合とされている。
【００８５】
１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は７５００ｐＦとし、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０３３μＦとした。また、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定し、共振周波数ｆｏ１は１０９．６ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ２は７１．９ｋＨｚに設定した。ｆｏ２＝０．６５６ｆｏ１の関係となっている。２次側インダクタＬｏの値は４．７μＨとされ、インダクタＬ２のインダクタンスの値に較べて非常に小さなものである。
【００８６】
図１１における２次側インダクタＬｏの奏する作用は、図１における２次側インダクタＬｏの奏する作用と同様であり、４．５ＭＨｚのリンギングを消滅させるためのものである。
【００８７】
図１２に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１２の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図１１を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図１１を参照）、１次巻線Ｎ１に流れる電流である電流Ｉ１（図１１を参照）、２次巻線Ｎ２’に流れる電流である電流Ｉ２（図１１を参照）、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の両端の電圧である電圧Ｖ２（図１１を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ２に流れる電流である電流Ｉ３（図１１を参照）、２次側整流素子のひとつである２次側整流素子Ｄｏ１に流れる電流である電流Ｉ４（図１１を参照）の各々を示すものである。
【００８８】
図１３に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１３の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【００８９】
図１４は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【００９０】
図１２ないし図１４に示す実験データから図１１に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は８０．６ｋＨｚから１２５ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは４４．５ｋＨｚ、オン時間ＴＯＮについては以下のようになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは２．１から１．２５８の範囲で変化する。
【００９１】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．４Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は６６０Ｖである。
【００９２】
図１１に示す第３実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第３実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【００９３】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、第３実施形態においては、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は６０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【００９４】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【００９５】
また、２次側インダクタＬｏを設ける場合には、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【００９６】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【００９７】
図１５は、図１１に示すスイッチング電源回路の２次側回路の変形例である。図１５に示す２次側回路は倍圧全波整流回路接続とされた２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４の出力側と２次側平滑コンデンサＣｏ２との間に２次側インダクタＬｏを挿入する構成を採用して、リンギングを消滅させるものである。この場合においても、２次側インダクタＬｏのインダクタンス値は、インダクタＬ２のインダクタンス値に較べて小さなものとして、例えば、４．７μＨとしている。
【００９８】
第４実施形態のスイッチング電源回路について、図１６ないし図２０を参照して説明する。第４実施形態のスイッチング電源回路が他の実施形態のスイッチング電源回路と異なる点は２次側整流回路が両波整流回路として構成されている点である。
【００９９】
第４実施形態のスイッチング電源回路は、直流電力は一方の端部に供給される１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合、例えば結合係数が０．７以下とされる２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の他方の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じるインダクタＬ１とともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’に並列接続される２次側電圧共振コンデンサＣ２と、この２次側共振回路に入力側が接続される両波整流回路として形成される２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ３と、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ３の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサＣｏと、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするようにスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備えるものである。そして、２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）である時比率が１以上に設定されるものである。このようにして、スイッチング周波数の制御範囲Δｆｓの値と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。
【０１００】
また、図１６に示す回路は、さらに、２次側電圧共振コンデンサＣ２に直列接続された２次側インダクタＬｏを有し、２次側電圧共振コンデンサＣ２と２次側インダクタＬｏの直列接続回路を２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’に並列接続して、リンギングの発生を抑えることができる。
【０１０１】
図１６に示すスイッチング電源回路の交流電源ＡＣ側から２次側に至るまでにおいて、交流電源ＡＣ側から１次側に至るまでは図１と同じ構成を有する。図１におけると同じ部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明を加える。
【０１０２】
図１６に示すシングルエンデッドコンバータは、スイッチング素子Ｑ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１、制御回路１、発振・ドライブ回路２、コンバータトランスＰＩＴ、２次側電圧共振コンデンサＣ２、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ３、２次側平滑コンデンサＣｏ、２次側インダクタＬｏを備えている。２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ３は高速スイッチングダイオードである。
【０１０３】
２次側の両波整流回路は以下のように動作する。２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’とを同じ巻線数とし、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’との接続点を接地するので、２次側整流素子Ｄｏ１と２次側整流素子Ｄｏ３の各々の入力側には逆位相で同じ電位の電圧が印加される。半周期毎に各々の２次側整流素子からの電流が２次側平滑コンデンサＣｏを充電して２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’に発生する電圧と等倍の電圧を出力直流電圧Ｅｏとして得ることができる。
【０１０４】
図１６に示すスイッチング電源回路の主なる構成部品の性能および特性について説明をする。ＭＯＳ−ＦＥＴの仕様としては、１０Ａ／９００Ｖとした。
このＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．６８が得られた。コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。
【０１０５】
１次巻線Ｎ１の巻数は５０Ｔ（ターン）とされ、２次巻線Ｎ２および２次巻線Ｎ２’の巻数は各々３５Ｔとされた。このときの出力直流電圧Ｅｏの値は１７５Ｖ（ボルト）を得るものとした。また、インダクタＬ１のインダクタンスの値は２８１μＨ、インダクタＬ２のインダクタンスの値は１５３μＨを得た。２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’は相互の巻線が近接して巻装され、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’との磁気的な結合は密結合とされている。
【０１０６】
１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は０．０１μＦとし、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０１２μＦとした。また、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定し、共振周波数ｆｏ１は９４．０ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ２は５９．３ｋＨｚに設定した。ｆｏ２＝０．６３ｆｏ１の関係となっている。２次側インダクタＬｏの値は４．７μＨ程度とされ、インダクタＬ２のインダクタンスの値に較べて非常に小さなものである。
【０１０７】
図１６における２次側インダクタＬｏの奏する作用は、図１における２次側インダクタＬｏの奏する作用と同様であり、４．５ＭＨｚのリンギングを消滅させるためのものである。
【０１０８】
図１７に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１７の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図１６を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図１６を参照）、１次巻線Ｎ１に流れる電流である電流Ｉ１（図１６を参照）、２次巻線Ｎ２’に流れる電流である電流Ｉ２（図１６を参照）、２次巻線Ｎ２と２次巻線Ｎ２’の両端の電圧である電圧Ｖ２（図１６を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ２に流れる電流である電流Ｉ３（図１６を参照）、２次側整流素子のひとつである２次側整流素子Ｄｏ１に流れる電流である電流Ｉ４（図１６を参照）の各々を示すものである。
【０１０９】
図１８に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図１８の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【０１１０】
図１９は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【０１１１】
図１７ないし図１９に示す実験データから図１６に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は８０．６ｋＨｚから１０６．４ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは２５．８ｋＨｚ、オン時間ＴＯＮについては以下のようになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは１．８２から１．３０の範囲で変化する。
【０１１２】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．４Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は７００Ｖである。
【０１１３】
図１６に示す第４実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第４実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【０１１４】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、第４実施形態においては、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は４０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【０１１５】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【０１１６】
また、２次側インダクタＬｏを設ける場合には、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【０１１７】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【０１１８】
図２０は、図１６に示すスイッチング電源回路の２次側回路の変形例である。図２０に示す２次側回路は２次側整流素子として２次側整流素子Ｄｏ２、２次側整流素子Ｄｏ４を追加して、２次側平滑コンデンサＣｏに替えて、２次側平滑コンデンサＣｏ１と２次側平滑コンデンサＣｏ２とを設けるものである。このようにして、正の出力直流電圧Ｅｏ１と、負の出力直流電圧Ｅｏ２とを得ることができる。
【０１１９】
第５実施形態のスイッチング電源回路について、図２１ないし図２５を参照して説明する。第５実施形態のスイッチング電源回路が他の実施形態のスイッチング電源回路と異なる点は２次側整流回路が倍電流整流回路として構成されている点である。
【０１２０】
第５実施形態のスイッチング電源回路は、直流電力は一方の端部に供給される１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合、例えば結合係数が０．７以下とされる２次巻線Ｎ２と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の他方の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じるインダクタＬ１とともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、２次巻線Ｎ２に並列接続され、２次巻線Ｎ２に生じるインダクタＬ２とともに２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサＣ２と、この２次側共振回路に入力側が接続される倍電流整流回路として形成される２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２と、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２の出力側に接続されて平滑された出力直流電圧Ｅｏを得るようにされる２次側平滑コンデンサＣｏと、出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするようにスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備えるものである。そして、２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）である時比率が１以上に設定されるものである。このようにして、スイッチング周波数の制御範囲Δｆｓの値と時比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。
【０１２１】
また、図２１に示す回路は、さらに、２次側電圧共振コンデンサＣ２に直列接続された２次側インダクタＬｏを有し、２次側電圧共振コンデンサＣ２と２次側インダクタＬｏの直列接続回路を２次巻線Ｎ２に並列接続して、リンギングの発生を抑えることができる。
【０１２２】
図２１に示すスイッチング電源回路の交流電源ＡＣ側から２次側に至るまでにおいて、交流電源ＡＣ側から１次側に至るまでは図１と同じ構成を有する。図１におけると同じ部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明を加える。
【０１２３】
図２１に示すシングルエンデッドコンバータは、スイッチング素子Ｑ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１、制御回路１、発振・ドライブ回路２、コンバータトランスＰＩＴ、２次側電圧共振コンデンサＣ２、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２、２次側平滑コンデンサＣｏ、２次側インダクタＬｏ、倍電流整流用インダクタＬｏ１、倍電流整流用インダクタＬｏ２を備えている。２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２は高速スイッチングダイオードである。
【０１２４】
２次側の倍電流整流回路は以下のように動作する。２次巻線Ｎ２からの電圧の極性が２次側整流素子Ｄｏ１をオンとする極性である場合には、２次巻線Ｎ２からの電流は、その電圧のピーク部分で流れ、それに加えて倍電流整流用インダクタＬｏ１からの電流が加算されて２次側整流素子Ｄｏ１を流れて２次側平滑コンデンサＣｏを充電する。このために、２次側整流素子Ｄｏ１に電流が流れている時間が拡大され、負荷に供給される電力が同一である場合には、２次側整流素子Ｄｏ１に流れるピーク電流の大きさは、倍電流整流用インダクタＬｏ１が無い場合に較べて低減する。また、２次巻線Ｎ２からの電圧の極性が２次側整流素子Ｄｏ２をオンとする極性である場合には、２次巻線Ｎ２からの電流は、その電圧のピーク部分で流れ、それに加えて倍電流整流用インダクタＬｏ２からの電流が加算されて２次側整流素子Ｄｏ２を流れて２次側平滑コンデンサＣｏを充電する。このために、負荷に供給される電力が同一である場合には、２次側整流素子Ｄｏ２に流れるピーク電流の大きさは、倍電流整流用インダクタＬｏ２が無い場合に較べて低減する。このようにして、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２におけるピーク電流が減少することによって、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２における電力損失が減少する。
【０１２５】
図２１に示すスイッチング電源回路の主なる構成部品の性能および特性について説明をする。ＭＯＳ−ＦＥＴの仕様としては、１０Ａ／９００Ｖとした。
このＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．６９が得られた。コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。
【０１２６】
１次巻線Ｎ１の巻数は５０Ｔ（ターン）とされ、２次巻線Ｎ２の巻数は１７Ｔとされた。このときの出力直流電圧Ｅｏの値は４８Ｖ（ボルト）を得るものとした。
【０１２７】
１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は８２００ｐＦとし、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．３９μＦとした。また、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定し、共振周波数ｆｏ１は９５．１ｋＨｚ、共振周波数ｆｏ２は６０．６ｋＨｚに設定した。ｆｏ２＝０．６４ｆｏ１の関係となっている。２次側インダクタＬｏの値は４．７μＨ程度とされ、インダクタＬ２のインダクタンスの値に較べて非常に小さなものである。また、倍電流整流用インダクタＬｏ１のインダクタンスの値は６０μＨ、倍電流整流用インダクタＬｏ２のインダクタンスの値は６２μＨを得た。２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２は３０Ａ／６０Ｖのショットキーダイオード（ＳＢＤ）とした。
【０１２８】
図２１における２次側インダクタＬｏの奏する作用は、図１における２次側インダクタＬｏの奏する作用と同様であり、４．５ＭＨｚのリンギングを消滅させるためのものである。
【０１２９】
図２２に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２２の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図２１を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図２１を参照）、１次巻線Ｎ１に流れる電流である電流Ｉ１（図２１を参照）、２次巻線Ｎ２に流れる電流である電流Ｉ２（図２１を参照）、２次巻線Ｎ２の両端の電圧である電圧Ｖ２（図２１を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ２に流れる電流である電流Ｉ３（図２１を参照）、倍電流整流回路に流れる電流である電流Ｉ４（図２１を参照）の各々を示すものである。
【０１３０】
図２３に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２３の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【０１３１】
図２４は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【０１３２】
図２２ないし図２４に示す実験データから図２１に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は８１．３ｋＨｚから１０８．８ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは２７．５ｋＨｚ、オン時間ＴＯＮについては以下のようになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは１．８５から１．２５の範囲で変化する。
【０１３３】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．８Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は７００Ｖである。
【０１３４】
図２１に示す第５実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第５実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【０１３５】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、第５実施形態においては、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は４０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【０１３６】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【０１３７】
また、２次側インダクタＬｏを設ける場合には、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【０１３８】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【０１３９】
図２５は、図２１に示すスイッチング電源回路の２次側回路の変形例である。図２１に示す倍電流整流回路は２次側整流素子Ｄｏ１と２次側整流素子Ｄｏ２との各々のカソードを接続するカソードコモンとしたが、図２６に示す倍電流整流回路は２次側整流素子Ｄｏ１と２次側整流素子Ｄｏ２との各々のアノードを接続するアノードコモンとした。このようにして、両方の接続態様の１パッケージダイオードの使用を可能とした。
【０１４０】
第６実施形態のスイッチング電源回路について、図２６ないし図３１を参照して説明する。第６実施形態のスイッチング電源回路が他の実施形態のスイッチング電源回路と異なる点は２次側回路が３次巻線を有して形成され、２次巻線からの電圧にこの３次巻線からの電圧を積み上げて、２次巻線および３次巻線に入力側が接続される２次側整流素子と、前記２次側平滑コンデンサとによって、前記２次側整流素子に流れる電流の大きさを略等しくするような全波整流回路を形成するようにされている点である。
【０１４１】
第６実施形態のスイッチング電源回路は、直流電力は一方の端部に供給される１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合、例えば結合係数が０．７以下とされる２次巻線Ｎ２および３次巻線Ｎ３と、を有するコンバータトランスＰＩＴと、１次巻線Ｎ１の他方の端部に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、１次巻線Ｎ１に生じるインダクタＬ１とともに１次側電圧共振回路を形成するようにスイッチング素子Ｑ１に並列接続される１次側電圧共振コンデンサＣ１と、２次巻線Ｎ２に並列接続され、２次巻線Ｎ２に生じるインダクタＬ２とともに２次側電圧共振回路を形成する２次側電圧共振コンデンサＣ２と、この２次側共振回路に入力側が接続され、一方の電圧極性においては、２次巻線Ｎ２と３次巻線Ｎ３とに発生する加算電圧が２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ４を介して２次側平滑コンデンサＣｏに流し、他方の電圧極性においては、２次巻線Ｎ２に発生する電圧が２次側整流素子Ｄｏ３および２次側整流素子Ｄｏ３を介して２次側平滑コンデンサＣｏに流すように接続された２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４と、この２次側平滑コンデンサＣｏから得られる出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするようにスイッチング周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を備えるものである。そして、２次側並列共振回路の共振周波数は１次側並列共振回路の共振周波数の略２／３以下に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間との比率（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）である時比率が１以上に設定されるものである。このようにして、スイッチング周波数の制御範囲Δｆｓの値と時比率の変化範囲が狭くでき、また、スイッチング素子がターンオンおよびターンオフする時点での電流を小さなものとできる。
【０１４２】
また、図２６に示す回路は、さらに、２次側電圧共振コンデンサＣ２に直列接続された２次側インダクタＬｏを有し、２次側電圧共振コンデンサＣ２と２次側インダクタＬｏの直列接続回路を２次巻線Ｎ２に並列接続して、リンギングの発生を抑えることができる。
【０１４３】
図２６に示すスイッチング電源回路の交流電源ＡＣ側から２次側に至るまでにおいて、交流電源ＡＣ側から１次側に至るまでは図１と同じ構成を有する。図１におけると同じ部分には同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明を加える。
【０１４４】
図２６に示すシングルエンデッドコンバータは、スイッチング素子Ｑ１、１次側電圧共振コンデンサＣ１、制御回路１、発振・ドライブ回路２、コンバータトランスＰＩＴ、２次側電圧共振コンデンサＣ２、２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４、２次側平滑コンデンサＣｏ、２次側インダクタＬｏ、２次側整流素子Ｄｏ１および２次側整流素子Ｄｏ２は高速スイッチングダイオードである。
【０１４５】
２次側の整流回路は以下のように動作する。２次巻線Ｎ２および３次巻線Ｎ３が正極性の場合には、電流Ｉ２が、３次巻線Ｎ３から２次側整流素子Ｄｏ１、２次側平滑コンデンサＣｏ、２次側整流素子Ｄｏ４、２次巻線Ｎ２へと流れる。２次巻線Ｎ２および３次巻線Ｎ３が負極性の場合には、電流Ｉ４が、２次巻線Ｎ２から２次側整流素子Ｄｏ３、２次側平滑コンデンサＣｏ、２次側整流素子Ｄｏ２、２次巻線Ｎ２へと流れる。ここで、２次巻線Ｎ２および３次巻線Ｎ３が正極性の場合には、コンバータトランスＰＩＴから整流回路へ印加される電圧は、２次巻線Ｎ２および３次巻線Ｎ３が負極性の場合に較べて、３次巻線Ｎ３に発生する電圧の分だけ大きな物となり、正極性の場合の電流Ｉ４が流れる時間が拡大する。このようにして、２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４の各々における電力損失を略等しく保ち、２次側整流素子の全体における電力損失を低減するとともに、４個の２次側整流素子の温度上昇を均一なものとできる。ここでは、電流Ｉ４と電流Ｉ２の各々によって２次側平滑コンデンサＣｏに充電する電化量が、略等しくなるように設定した。
【０１４６】
図２６に示すスイッチング電源回路の主なる構成部品の性能および特性について説明をする。ＭＯＳ−ＦＥＴの仕様としては、１０Ａ／９００Ｖとした。
このＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍ（ミリ・メータ）のギャップＧを形成する。１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．６９が得られた。コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。
【０１４７】
１次巻線Ｎ１の巻数は５０Ｔ（ターン）とされ、２次巻線Ｎ２の巻数は３５Ｔとされ、３次巻線Ｎ３の巻数は８Ｔとされた。このときの出力直流電圧Ｅｏの値は１７５Ｖ（ボルト）を得るものとした。
【０１４８】
１次側電圧共振コンデンサＣ１のキャパシタンスの値は７５００ｐＦとし、２次側電圧共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０３３μＦとした。また、共振周波数ｆｏ２の値は共振周波数ｆｏ１の略２／３以下に設定した。
【０１４９】
図２６における２次側インダクタＬｏの奏する作用は、図１における２次側インダクタＬｏの奏する作用と同様であり、４．５ＭＨｚのリンギングを消滅させるためのものである。２次側インダクタＬｏの値は３．３μＨ程度とされ、インダクタＬ２のインダクタンスの値に較べて非常に小さなものである。
【０１５０】
図２７に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は３００Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２７の上段から順に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧である電圧Ｖ１（図２６を参照）、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である電流ＩＱ１（図２６を参照）、１次巻線Ｎ１に流れる電流である電流Ｉ１（図２６を参照）、一方向（正極正）の電流として２次巻線Ｎ２および３次巻線Ｎ３に流れる電流である電流Ｉ２（図２６を参照）、２次巻線Ｎ２の両端の電圧である電圧Ｖ２（図２６を参照）、２次側電圧共振コンデンサＣ２に流れる電流である電流Ｉ３（図２６を参照）、他方向（負極正）の電流として２次巻線Ｎ２に流れる電流である電流Ｉ４（図２６を参照）の各々を示すものである。
【０１５１】
図２８に、スイッチング周期における各部の動作波形を示す。このときの負荷電力は０Ｗ、入力交流電圧は１００Ｖである。図２８の上段から順に、電圧Ｖ１、電流ＩＱ１、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電圧Ｖ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４の各々を示すものである。
【０１５２】
図２９は、入力交流電圧ＶＡＣが１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗの範囲での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、スイッチング周波数ｆｓ、オン時間ＴＯＮ、オフ時間ＴＯＦＦ、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦの各々を示している。
【０１５３】
図２７ないし図２９に示す実験データから図２６に示すスイッチング電源回路について以下のことが明らかになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲で、スイッチング周波数ｆｓの値は８０．６ｋＨｚから１２５ｋＨｚであり、制御範囲Δｆｓは４４．５ｋＨｚ、オン時間ＴＯＮについては以下のようになる。負荷電力３００Ｗから負荷電力１５０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ２の共振曲線に基づいて動作し、負荷電力１５０Ｗから負荷電力０Ｗの範囲では、共振周波数ｆｏ１の共振曲線に基づいて動作する。このために、負荷電力１５０Ｗ付近でスイッチング周波数ｆｓは変曲点を有している。また、オフ時間ＴＯＦＦについては、負荷電力の減少に伴って僅かに短縮しており、時比率ＴＯＮ／ＴＯＦＦは２．１から１．２８５の範囲で変化する。
【０１５４】
負荷電力３００Ｗにおいて、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＱ１のピーク値は、５．４８Ａ（アンペア）、電圧Ｖ１のピーク値は６６０Ｖである。
【０１５５】
図２６に示す第６実施形態のシングルエンデッドコンバータと背景技術に示すシングルエンデッドコンバータとを比較すると、第６実施形態のシングルエンデッドコンバータは以下の特徴を有している。
【０１５６】
背景技術の多重共振形コンバータでは負荷電力２００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１１０Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は１２０ｋＨｚ以上であるが、第６実施形態においては、負荷電力３００Ｗから負荷電力０Ｗの範囲、入力交流電圧９０Ｖから入力交流電圧１４４Ｖの範囲の変動に対して制御範囲Δｆｓの範囲は６０ｋＨｚ程度である。このように、制御範囲Δｆｓの範囲は狭いものとでき、コンバータトランスＰＩＴをはじめとして各部への負担が軽いものとなる。また、負荷電力の範囲、入力交流電圧の範囲も拡大している。そして、制御用のＩＣも従来品を用いることが可能となる。
【０１５７】
このような、高性能をスイッチング素子が１個のみの構成で実現しており、この性能は、スイッチング素子を２個用いる構成に匹敵するものである。
【０１５８】
また、２次側インダクタＬｏを設ける場合には、リンギングが発生することなく、ノイズが削減される。
【０１５９】
また、スイッチング素子に流れるスイッチング電流は導通期間であるオン時間ＴＯＮの中間で最大値となって、ターンオンおよびターンオフの時点ではスイッチング電流の値は非常に小さいものとなってスイッチング損失は小さなものであり電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上する。
【０１６０】
また、３次巻線Ｎ３を設けて、２次側整流素子Ｄｏ１ないし２次側整流素子Ｄｏ４の各々における電力損失を略等しく保ち、２次側整流素子の全体における電力損失を低減するとともに、４個の２次側整流素子の温度上昇を均一なものとできる。
【０１６１】
図３０は、図２６に示すスイッチング電源回路の２次側回路の変形例である。図３０に示す倍電流整流回路は、３次巻線Ｎ３を適宜調整する場合には、２次側回路にリンギングを発生しないようにすることができ、このような場合には２次側インダクタＬｏを削除できるものである。
【０１６２】
なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、実施形態は必要に応じて変更することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【０１６３】
【図１】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図３】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図４】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図５】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図６】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図８】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図９】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図１０】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図１１】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１３】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１４】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図１５】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図１６】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１７】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１８】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図１９】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図２０】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図２１】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２２】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２３】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２４】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図２５】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図２６】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２７】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２８】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図２９】負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図３０】実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部分を示す回路図である。
【図３１】背景技術のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３２】コンバータトランスの構造を説明する図である。
【図３３】背景技術のスイッチング電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、オン時間、オフ時間、時比率の各々を示す図である。
【図３４】背景技術のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【図３５】背景技術のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。
【符号の説明】
【０１６４】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、ＡＣ  交流電源、Ｂ  ボビン、Ｃ１  １次側電圧共振コンデンサ、Ｃ２  ２次側電圧共振コンデンサ、Ｃｉ  １次側平滑コンデンサ、ＣＬ１、ＣＬ２  アクロスラインコンデンサ、ＣＭＣ  コモンモードチョークコイル、Ｃｏ、Ｃｏ１、Ｃｏ２  次側平滑コンデンサ、ＤＤ１  ボディダイオード、Ｄｉ  １次側整流素子、Ｄｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４  ダイオード、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４  ２次側整流素子、Ｅｏ、Ｅｏ１、Ｅｏ２  出力直流電圧、Ｇ  ギャップ、Ｌ１、Ｌ２  インダクタ、Ｌｏ  ２次側インダクタ、Ｌｏ  ２次側インダクタンス、Ｌｏ１、Ｌｏ２  倍電流整流用インダクタ、Ｎ１  １次巻線、Ｎ２  ２次巻線、Ｎ３  ３次巻線、ＰＩＴ  コンバータトランス、Ｑ１  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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