(57)【要約】【課題】モータ電流はＰＷＭ制御された断続的な電流であり、電源＋側からモータ巻線を通り、電源−側に流れる電流と、電源−側からモータ巻線を通り電源＋側に回生する電流が繰り返す複雑な波形形状となり、そのため、その電流信号を制御に利用する場合、フィルタが必要となる。構成する場合、駆動回路の部品点数が増加する問題があり、ＣＰＵのソフトウェアで構成する場合、処理時間の増加の問題があった。【解決手段】三角波比較相補ＰＷＭ方式で駆動するユニポーラ結線またはバイポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路において、電流検出抵抗を一つとしてＡ相とＢ相の全ての巻線に流れる電流の合成値を検出し、その合成電流値に対してフィードバック制御を行うことで電流制御系を簡略化する。また、モータ電流の大きさをＣＰＵに入力する際に用いるＡ／Ｄ変換器のサンプリングを電気角に応じて可変させることでフィルタを不要とする。【選択図】        図３
2008099477.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ユニポーラ結線の２相ステッピングモータを駆動する回路で、外部より入力信号を受け制御信号を生成する制御部と、該制御部の信号を受け前記モータの巻線電流のスイッチングを行う半導体スイッチング素子群の通電共通端子に接続された１個の電流検出素子を設けた駆動部とを備え、三角波比較相補ＰＷＭ方式で制御するものにおいて、前記制御部は、外部より入力信号を受け電気角を生成する電気角生成部と、電流目標値生成部と、制御演算部と、位相生成部と、ＰＷＭカウンタと、Ａ相スイッチングタイミング生成部と，Ｂ相スイッチングタイミング生成部と、Ａ相コンパレータと、Ｂ相コンパレータと、Ａ相相補ＰＷＭ信号生成部と、Ｂ相相補ＰＷＭ信号生成部と、Ａ／Ｄ変換部より構成され、制御部内部のＡ／Ｄ変換部はＡ／Ｄサンプリングタイミング生成部と、サンプリングタイミングコンパレータと、サンプラと、Ａ／Ｄ変換器とより構成され、電流検出素子により検出されるモータ電流信号をＡ／Ｄコンバータによりデジタル信号に変換する際に、Ａ／Ｄコンバータに電流信号を入力するタイミングを、
前記電気角信号により決定し、常に電源＋側から電源―側に流れる期間のモータ電流値のみを取得できるように構成したこと、を特徴とするユニポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載のユニポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路において、電流目標値生成部の出力を、電気角の角度範囲に対応し、下記の数式１により補正を行って出力するように構成されていること、を特徴とする請求項１に記載のユニポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路。
但し補整値は、
「数１」ＩＲＥＦ＝ＩＲＥＦＭＡＸ×ｓｉｎ（ＴＡ×θｓ−４５×（２ｄ−３））
ここで、ＩＲＥＦは、電流目標値、ＩＲＥＦＭＡＸは電流目標値の最大値であり、
ＴＡは電気角、θｓは単位ステップ角、としたときに、ｄは電気角ＴＡ×θｓの現象数を表し、ＴＡ×θｓが０度以上９０度未満であればｄ＝１、９０度以上１８０度未満であればｄ＝２、１８０度以上２７０度未満であればｄ＝３、２７０度以上３６０度未満であればｄ＝３である。
【請求項３】
バイポーラ結線の２相ステッピングモータを駆動する回路で、外部より入力信号を受け制御信号を生成する制御部と、該制御部の信号を受け、４組のプリドライバー回路と、８個の前記モータの巻線電流のスイッチングを行う半導体スイッチング素子群と、２組のバイポーラ接続した巻線の通電共通端子に接続された１個の電流検出素子を設けた駆動部とを備え、三角波比較相補ＰＷＭ方式で制御するものにおいて、前記制御部は外部より受けた入力信号より電気角を生成する電気角生成部と、電流目標値生成部と、制御演算部と、位相生成部と、ＰＷＭカウンタと、Ａ相スイッチングタイミング生成部と，Ｂ相スイッチングタイミング生成部と、Ａ相コンパレータと、Ｂ相コンパレータと、Ａ相相補ＰＷＭ信号生成部と、Ｂ相相補ＰＷＭ信号生成部と、Ａ／Ｄ変換部より構成され、制御部内部のＡ／Ｄ変換部はＡ／Ｄサンプリングタイミング生成部と、サンプリングタイミングコンパレータと、サンプラと、Ａ／Ｄ変換器とより構成され、電流検出抵抗により検出されるモータ電流信号をＡ／Ｄコンバータによりデジタル信号に変換する際に、Ａ／Ｄコンバータにモータ電流信号を入力するタイミングを、
前記電気角信号により決定し、常に電源＋側から電源―側に流れる期間のモータ電流値のみを取得できるように構成したこと、を特徴とするバイポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路。
【請求項４】
請求項２に記載のバイポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路において、電流目標値生成部の出力を、電気角の角度範囲に対応し、下記の数式２により補正を行って出力するように構成されていること、を特徴とする請求項２に記載のユニポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路。
但し補整値は、
「数２」ＩＲＥＦ＝ＩＲＥＦＭＡＸ×ｓｉｎ（ＴＡ×θｓ−４５×（２ｄ−３））
ここで、ＩＲＥＦは、電流目標値、ＩＲＥＦＭＡＸは電流目標値の最大値であり、
ＴＡは電気角、θｓは単位ステップ角、としたときに、ｄは電気角ＴＡ×θｓの現象数を表し、ＴＡ×θｓが０度以上９０度未満であればｄ＝１、９０度以上１８０度未満であればｄ＝２、１８０度以上２７０度未満であればｄ＝３、２７０度以上３６０度未満であればｄ＝３である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、独立した二つの巻線を有する２相ステッピングモータの駆動回路に係り、従来巻線毎に別々に必要であった、電流制御系を一つとすることで、回路部品の点数を削減し、マイクロコンピュータでの制御を容易、かつ簡略化することができる。
【背景技術】
【０００２】
ステッピングモータは、各種装置の可動部の移動用に多く利用され、位置センサを使用せずにオープンループで移動量の制御と確認が容易にできる等の特性を生かした利用分野に広く使用されている。ステッピングモータを相数で分類した場合、現在、最も多く利用されているのが２相ステッピングモータであるが、２相ステッピングモータには結線方式にユニポーラ結線とバイポーラ結線があり、それぞれ駆動部の回路構成が異なる。
【０００３】
図９は従来から利用されているユニポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路の構成を示すブロック図である。外部パルス信号Ｐより、お互いに９０度の位相差を持ったＡ相、Ｂ相の目標電気角を決定し、その信号をＡ相、Ｂ相それぞれの電流目標値生成部により、電流目標値信号を生成する。
【０００４】
一方、Ａ相巻線、Ｂ相巻線それぞれに流れる電流は電流検出抵抗ＲＳＡ，ＲＳＢにより電圧信号に変換されフィルタを経たのち電流フィードバック値信号ＩＦＢＡ，ＩＦＢＢとなる。
電流目標値信号と電流フィードバック値信号の差（エラー信号）を利用して電流フィードバック制御演算をおこない、ＰＷＭ指令値信号を生成する。ＰＷＭ指令値信号はＰＷＭキャリア信号発生部にて生成された三角波とコンパレータにより比較されてＰＷＭ信号が生成される。
生成されたＰＷＭ信号はさらに、Ａ相ではＡ相ゲート信号ＧＡとＡバー相ゲート信号ＧＡバー、Ｂ相ではＢ相ゲート信号ＧＢとＢバー相ゲート信号ＧＢバーの相補ＰＷＭ信号に分けられる。
こうして生成されたゲート信号によりパワー素子のスイッチングを行い、各相巻線に流れる電流を制御する。外部パルス信号に応じて、Ａ相巻線とＢ相巻線に流れる電流の比率が変化することでモータが回転する。
【特許文献１】特開平０７−１９４１９４号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図９に示す従来の駆動回路においては、Ａ相、Ｂ相各々に対して電流制御系を構成しているが、オペアンプ、コンパレータ等を用いたハードウェア制御方式では制御演算にかかる時間を考慮する必要がないため、これでも問題はなかった。しかし、この制御系にマイクロコンピュータを用いたソフトウェア制御方式に適用しようとする場合、制御演算を制御周期毎に２度行う必要があり、演算処理能力の低いマイクロコンピュータでは実現が難しかった。また、実際のモータ電流はＰＷＭ制御された断続的な電流であり、電源＋側からモータ巻線を通り、電源−側に流れる電流と、電源−側からモータ巻線を通り電源＋側に回生する電流が繰り返す複雑な波形形状となり、そのため、その電流信号を制御に利用する場合、フィルタ２４−ａ、２４−ｂが必要となる。フィルタはアナログ回路によるハードウェアで構成する場合、駆動回路の部品点数が増加する問題があり、マイクロコンピュータのソフトウェアで構成する場合、処理時間の増加の問題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明においては、三角波比較相補ＰＷＭ方式で駆動するユニポーラ結線またはバイポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路において、電流フィードバック制御を行うために必要な電流検出抵抗を一つとしてＡ相とＢ相の全ての巻線に流れる電流の合成値を検出し、その合成電流値に対してフィードバック制御を行うことで電流制御系を簡略化する。マイクロステップ駆動時にＡ相とＢ相の電流波形を正弦波に近づけるため、電流目標値を電気角に応じて可変させる。また、モータ電流の大きさをマイクロコンピュータに入力する際に用いるＡ／Ｄ変換器のサンプリングタイミングを電気角に応じて可変させることで常に、いずれの電気角においても電源＋側から電源−側に流れる電流の最大値を検出するため、制御に利用するためフィルタを不要とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の駆動回路は、電流を検出するための電流検出抵抗が従来の二個から一個に削減でき、またフィルタが不要になるため回路部品点数が削減される。また、Ａ／Ｄコンバータが一つでよく、電流制御系も従来Ａ相とＢ相とで別々に制御演算を行っていたものを、Ａ相とＢ相の電流の和の一つについてのみについて制御を行うため、制御演算も簡単になり、処理能力の低い安価なマイクロコンピュータでも実現することができる。
以上の効果により、本発明のステッピングモータ駆動回路は、従来からあるステッピングモータ駆動回路に対して小型化と低コスト化を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下図面をもとに説明する。
【実施例１】
【０００９】
図１は本発明の第１実施例になるユニポーラ結線型の２相ステッピングモータの駆動回路のシステム図を示し、大別して制御部１と駆動部２−１より構成される。
駆動部はユニポーラ結線の２相ステッピングモータの巻線３と、半導体スイッチング素子群４と、電流検出抵抗５より構成される。ユニポーラ結線の２相ステッピングモータの巻線３はＡ相巻線がＣＡ、ＣＡバーより構成されており、Ｂ相巻線がＣＢ、ＣＢバーより構成されている。さらにＣＡ巻線とＣＡバー巻線はバイファイラ巻となっており、磁気結合されている。ＣＢ巻線とＣＢバー巻線についても同様である。全ての巻線の一端は電源＋側に接続されており、もう一端はそれぞれの巻線のスイッチングを行う半導体スイッチング素子ＳＡ、ＳＡバー、ＳＢ、ＳＢバーのドレイン端子に接続されている。全てのスイッチング素子のソース端子は、電流検出抵抗５の一端に接続されるとともに、制御部１のＡ／Ｄ変換部１７に接続される。電流検出抵抗５のもう一端は電源−側に接続される。スイッチング素子ＳＡは制御部１から出力されるゲート信号ＧＡにてＯＮ／ＯＦＦされ、スイッチング素子ＳＡバーは制御部１から出力されるゲート信号ＧＡバーにてＯＮ／ＯＦＦされ、スイッチング素子ＳＢは制御部１から出力されるゲート信号ＧＢにてＯＮ／ＯＦＦされ、スイッチング素子ＳＢバーは制御部１から出力されるゲート信号ＧＢバーにてＯＮ／ＯＦＦされる。
【００１０】
図４はユニポーラ結線の２相ステッピングモータの巻線のＡ相について、三角波比較相補ＰＷＭ方式によるスイッチングを実施する場合の説明である。以下説明はＡ相で示すがＢ相についても同様である。ＳＡとＳＡバーは相補関係にあり、ＳＡがＯＮしている時はＳＡバーがＯＦＦ、ＳＡバーがＯＮしている時はＳＡがＯＦＦである。ここで三角波は最大値が０で、最小値が１と規格化する。三角波は常にＰＷＭスイッチングタイミング値ｎと比較されており、三角波の大きさがｎより大きい時は、ＳＡがＯＮ、ＳＡバーがＯＦＦとなり、ｎより小さい時はＳＡがＯＦＦ、ＳＡバーがＯＮとなる。
図４−Ａはｎが０．５の時のＳＡ、ＳＡバーのＯＮ／ＯＦＦおよび、ＣＡ巻線、ＣＡバー巻線に流れる電流の和ＩＡについて示す。ｎが０．５の時は、ＳＡのＯＮ期間と、ＳＡバーのＯＮ期間の長さが等しいため、巻線のインダクタンスの影響で電流はほとんど流れない。
図４−Ｂはｎが０．５より小さい時のＳＡ、ＳＡバーのＯＮ／ＯＦＦおよび、ＣＡ巻線、ＣＡバー巻線に流れる電流の和ＩＡについて示す。ＳＡのＯＮ期間がＳＡバーのＯＮ期間より長くなるため、ＳＡのＯＮ期間では電流は電源＋側からＣＡ巻線を通り電源−側に流れ、ＳＡバーのＯＮ期間では電流は電源−側からＣＡバー巻線を通り、電源＋側に回生する。すなわち、三角波の山の山側では電流は電源＋から電源−に流れ、谷側では電流は電源−から電源＋に回生する。
図４−Ｃはｎが０．５より大きい時のＳＡ、ＳＡバーのＯＮ／ＯＦＦおよび、ＣＡ巻線、ＣＡバー巻線に流れる電流の和ＩＡについて示す。ＳＡバーのＯＮ期間がＳＡのＯＮ期間より長くなるため、ＳＡバーのＯＮ期間では電流は電源＋側からＣＡバー巻線を通り電源−側に流れ、ＳＡのＯＮ期間では電流は電源−側からＣＡ巻線を通り、電源＋側に回生する。すなわち、三角波の山の谷側では電流は電源＋から電源−に流れ、山側では電流は電源−から電源＋に回生する。
このように、三角波比較相補ＰＭＷ方式においては、ＰＷＭスイッチングタイミング値ｎが変わると、電流の流れる方向と期間が変わる。
【００１１】
図３は制御部１の内部ブロック図を示し、電気角生成部９と、電流目標値生成部１０と、制御演算部１１と、位相生成部１２と、ＰＷＭカウンタ１３と、Ａ相スイッチングタイミング生成部１４−ａと、Ｂ相スイッチングタイミング生成部１４−ｂ、Ａ相コンパレータ１５−ａと、Ｂ相コンパレータ１５−ｂと、Ａ相相補ＰＷＭ信号生成部１６−ａと、Ｂ相相補ＰＷＭ信号生成部１６−ｂと、Ａ／Ｄ変換部１７より構成され、制御部内部のＡ／Ｄ変換部１７はＡ／Ｄサンプリングタイミング生成部１８、サンプリングタイミングコンパレータ１９、サンプラ２０、Ａ／Ｄ変換器２１より構成される。
【００１２】
電気角生成部９は、外部より、モータの回転を指令するパルス信号Ｐと回転方向を指令する回転方向信号Ｄが入力され、Ａ相電気角ＴＡを生成して位相生成部１２、電流目標値生成部１０、Ａ／Ｄサンプリングタイミング生成部１８に出力する。電気角生成部９はＵＰ／ＤＯＷＮカウンタで、パルス信号Ｐが入力をトリガし、この時の回転方向信号Ｄの論理レベルによりカウンタ値のインクリメント又はデクリメントを行い、このカウンタ値をＴＡとして出力する。カウンタ１パルス分の角度は電気角３６０度を単位ステップ角度θｓで分割した値となるため、ＴＡとθｓとの積が電気角となる。カウンタの最大値は電気角３６０度分のステップ数に等しく、フルステップであればカウンタ最大値ＴＡＭＡＸは４でθｓは９０度、ハーフステップであればＴＡＭＡＸは８でθｓは４５度、ｍ分割マイクロステップであればＴＡＭＡＸは４ｍでθｓは９０／ｍとなる。
【００１３】
電流目標値生成部１０は、前記電気角生成部９から出力されたＡ相電気角ＴＡを受けて電流目標値ＩＲＥＦを生成し、制御演算部１１に出力する。ここでＩＲＥＦはマイクロステップ駆動時の巻線電流を正弦波に近づけ、より低振動化を図るためＴＡの値に応じて補正処理を施してから出力する。
図５はユニポーラ結線のステッピングモータを４分割マイクロステップで駆動した時の各巻線電流について、電流目標値ＩＲＥＦを一定とした場合と、Ａ相電気角ＴＡに応じて変えた場合とでの違いを説明する図である。
図５−Ａは電流目標値ＩＲＥＦを一定値とした場合の各巻線の電流波形であり、このとき、巻線電流波形は階段状の三角波となる。これはＡ相とＢ相の合成電流を常に一定とするようにフィードバック制御がかかるためである。
図５−Ｂは電流目標値ＩＲＥＦに対して次式の演算をして補正した場合の各巻線の電流波形であり、この場合、電流波形をより正弦波に近づけることができる。
ＩＲＥＦ＝ＩＲＥＦＭＡＸ×ｓｉｎ（ＴＡ×θｓ−４５×（２ｄ−３））
ここで、ＩＲＥＦＭＡＸは電流目標値の最大値であり、ｄは電気角ＴＡ×θｓの象現数を表し、ＴＡ×θｓが０度以上９０度未満であればｄ＝１、９０度以上１８０度未満であればｄ＝２、１８０度以上２７０度未満であればｄ＝３、２７０度以上３６０度未満であればｄ＝３である。
図５は４分割マイクロステップ駆動時の波形を示しており、この場合θｓは２２．５度になるが、これよりも高い分割数のマイクロステップ駆動ではθｓの値が小さくなるだけで、電流目標値補正の考え方は同じである。また、図７での各相電流波形は回生電流を省略している。
【００１４】
制御演算部１１では、前記電流目標値生成部１０で生成された電流目標値ＩＲＥＦとＡ／Ｄ変換器２１にてデジタル信号に変換された電流フィードバック値ＩＦＢの差を取りフィードバック制御演算を行い、ＰＷＭ振幅値ＡＭＰを生成し出力する。ここで生成されるＰＷＭ振幅値ＡＭＰは、モータ巻線電流の振幅を決める値で、電流目標値ＩＲＥＦに対して電流フィードバック値ＩＦＢが小さい場合はＰＷＭ振幅値ＡＭＰが大きくなり、逆に電流目標値ＩＲＥＦに対して電流フィードバック値ＩＦＢが大きい場合はＰＷＭ振幅値ＡＭＰが小さくなるように制御される。
【００１５】
位相生成部１２では、前記電気角生成部９から出力されたＡ相電気角ＴＡに対して９０度分の位相差を持つＢ相電気角ＴＢを生成し、Ｂ相巻線スイッチングタイミング生成部へ出力される。例として４分割マイクロステップ時では９０度の位相差は４ステップ分に相当するため、ＴＡが８であればＴＢは４となる。
【００１６】
Ａ相スイッチングタイミング生成部１４−ａでは、前記電気角生成部９で生成されたＡ相電気角ＴＡと、前記制御演算部１１で生成されたＰＷＭ振幅値ＡＭＰを元にＡ相ゲート信号切替えタイミング値ｎＡを生成してＡ相コンパレータ１５−ａの＋側入力に出力し、Ｂ相スイッチングタイミング生成部１４−ｂでは、前記位相生成部１２で生成されたＢ相電気角ＴＢと、前記制御演算部１１で生成されたＰＷＭ振幅値ＡＭＰを元にＢ相ゲート信号切替えタイミング値ｎＢを生成してＢ相コンパレータ１５−ｂの＋側入力に出力する。Ａ相電気角ＴＡとＢ相電気角ＴＢとはお互いに９０度の位相差を持って生成されているため、Ａ相ゲート信号切替えタイミング値ｎＡと、Ｂ相ゲート信号切替えタイミング値ｎＢは、Ａ相巻線とＢ相巻線に同じ振幅で、９０度の位相差をもつ電流を流すようなスイッチングタイミング値として生成される。
【００１７】
ＰＷＭカウンタ１３はアナログ回路における三角波発生回路をデジタル方式に置き換えた部分であり、一定周期のクロック信号をカウントするＵＰ／ＤＯＷＮカウンタで、カウンタしたＰＷＭカウンタ値ｎＣＮＴをＡ相コンパレータ１５−ａ、Ｂ相コンパレータ１５−ｂ、サンプリングタイミングコンパレータ１９の−側入力に出力する。ＰＷＭカウンタ１３はカウンタ値ｎＣＮＴを０から最大値ＮＭＡＸまでアップカウントした後、再び０にダウンカウントするＵＰ／ＤＯＷＮカウント動作を繰り返すが、このＵＰ／ＤＯＷＮカウント動作１回分の動作時間が三角波のひと山の時間、すなわちＰＷＭキャリア周期に相当する。
【００１８】
Ａ相コンパレータ１５−ａでは前記Ａ相スイッチングタイミング生成部１４−ａから出力されるゲート信号切替えタイミング値ｎＡを＋側入力に入力し、前記ＰＷＭカウンタ１３から出力されるＰＷＭカウンタ値ｎＣＮＴを−側入力に入力し、ＰＷＭ源信号ＧＡ※をＡ相相補ＰＷＭ生成部１６−ａに出力し、Ｂ相コンパレータ１５−ｂでは前記Ｂ相スイッチングタイミング生成部１４−ｂから出力されるゲート信号切替えタイミング値ｎＢを＋側入力に入力し、前記ＰＷＭカウンタ１３から出力されるＰＷＭカウンタ値ｎＣＮＴを−側入力に入力し、ＰＷＭ源信号ＧＢ※をＢ相相補ＰＷＭ生成部１６−ｂに出力する。
ゲート信号切替えタイミング値ｎＡ、ｎＢがＰＷＭカウンタ値ｎＣＮＴより大きければＧＡ※、ＧＢ※はＨレベル、小さければＬレベルとなる。
【００１９】
Ａ相相補ＰＷＭ生成部１６−ａでは、前記Ａ相コンパレータ１５−ａから出力されるＰＷＭ源信号ＧＡ※を入力し、同時ＯＮを防ぐためのデットタイムを挿入したＰＷＭ信号ＧＡと、その相補信号ＧＡバーを駆動部のスイッチング素子ＳＡ、ＳＡバーのゲート端子に出力し、Ｂ相相補ＰＷＭ生成部１６−ｂでは、前記Ｂ相コンパレータ１５−ｂから出力されるＰＷＭ源信号ＧＢ※を入力し、同時ＯＮを防ぐためのデットタイムを挿入したＰＷＭ信号ＧＢと、その相補信号ＧＢバーを駆動部のスイッチング素子ＳＢ、ＳＢバーのゲート端子に出力する。
【００２０】
図６はモータ電流ＩＳを制御演算に利用するモータ電流フィードバック値ＩＦＢに変換する処理を行う電流フィードバック部のブロック図を示す。
モータ電流ＩＳは電流検出抵抗ＲＳ５でモータ電流信号ＶＩＳに変換されてＡ／Ｄ変換部１７に送られ、Ａ／Ｄサンプリングタイミング生成部１８とサンプリングタイミングコンパレータ１９で生成されたＡ／Ｄサンプリング信号ＴＳＡＭＰにより決定されるタイミングで、Ａ／Ｄ変換器２１に送られここで、デジタルデータである電流フィードバック値ＩＦＢに変換され制御演算部１１へ出力される。
【００２１】
Ａ／Ｄサンプリングタイミング生成部１８は、電気角生成部９より出力されるＡ相電気角ＴＡと、Ａ相ゲート信号切替えタイミング値ｎＡ、Ｂ相ゲート信号切替えタイミング値ｎＢの値を入力とし、これらの情報を元にＡ／Ｄサンプリングタイミング値ｎＳＡＭＰを決定し、コンパレータの＋側入力に出力する。
電流検出抵抗ＲＳに流れる電流ＩＳはＡ相巻線電流とＢ相巻線電流の和であるが、ＰＷＭ制御を行っているため、それぞれの巻線電流は電源＋側から電源−側に流れる期間と、電源−側から電源＋側に流れる回生期間の繰り返しとなっており、ＩＳの波形は電気角によってその形が変化する。
本発明では、Ａ相とＢ相それぞれの回生期間を避けて、Ａ相巻線電流とＢ相巻線電流が共に電源＋側から電源−側に流れる期間の電流をＡ／Ｄ変換器で検出するように、電気角に応じてＡ／Ｄ変換サンプリングタイミングｎＳＡＭＰを決定する。図７はその説明図で、Ａ相ゲート信号切替えタイミング値ｎＡ、Ｂ相ゲート信号切替えタイミング値ｎＢ、Ａ／Ｄサンプリングタイミング値ｎＳＡＭＰとして、モータ電流信号ＶＩＳとの関係を示したものである。
図７−ＡはＴＡ×θｓが０度以上９０度未満（第１象現）のときで、ＣＡ巻線とＣＢ巻線に電源＋側から電源−に電流が流れるため、ｎＡ＞＝ＮＭＡＸ／２で、ｎＢ＞ＮＭＡＸ／２である。このときのｎＳＡＭＰはＮＭＡＸ／２以上に設定すれば、電源＋側から電源−側に流れる期間のモータ電流値を取得できる。
図７−ＢはＴＡ×θｓが９０度以上１８０度未満（第２象現）のときでＣＡ巻線とＣＢバー巻線に電源＋側から電源−に電流が流れるため、ｎＡ＞ＮＭＡＸ／２で、ｎＢ＜＝ＮＭＡＸ／２である。このときのｎＳＡＭＰはｎＡとｎＢの中間値、すなわち（ｎＡ＋ｎＢ）／２に設定すれば電源＋側から電源−側に流れる期間のモータ電流値を取得できる。
図７−ＣはＴＡ×θｓが１８０度以上２７０度未満（第３象現）のときでＣＡバー巻線とＣＢバー巻線に電源＋側から電源−に電流が流れるため、ｎＡ＜＝ＮＭＡＸ／２で、ｎＢ＜ＮＭＡＸ／２である。このときのｎＳＡＭＰはＮＭＡＸ／２以下に設定すれば、電源＋側から電源−側に流れる期間のモータ電流値を取得できる。
図７−ＤはＴＡ×θｓが２７０度以上３６０度（０度）未満（第４象現）のときでＣＡバー巻線とＣＢ巻線に電源＋側から電源−に電流が流れるため、ｎＡ＜ＮＭＡＸ／２で、ｎＢ＞＝ＮＭＡＸ／２である。このときのｎＳＡＭＰはｎＡとｎＢの中間値、すなわち（ｎＡ＋ｎＢ）／２に設定すれば電源＋側から電源−側に流れる期間のモータ電流値を取得できる。
【００２２】
サンプリングタイミングコンパレータ１９では、前記Ａ／Ｄサンプリングタイミング生成部１８から出力されるＡ／Ｄサンプリングタイミング値ｎＳＡＭＰを＋側入力に入力し、ＰＷＭカウンタから出力されるＰＷＭカウンタ値ｎＣＮＴを−側入力に入力し、これらの値を比較し、比較結果であるＴＳＡＭＰ信号をサンプラに出力する。ＴＳＡＭＰ信号はＡ／Ｄサンプリングタイミング値ｎＳＡＭＰがＰＷＭカウンタ値より大きい場合Ｈレベルとなり、小さい場合Ｌレベルとなる。
【００２３】
サンプラ２０は前記サンプリングタイミングコンパレータ１９から出力されたＴＳＡＭＰ信号を受けて、ＴＳＡＭＰ信号がＬレベルからＨレベルに立ち上がった瞬間のモータ電流値ＶＩＳをＡ／Ｄ変換器２１に送り込む。Ａ／Ｄ変換器２１ではその値をデジタルデータに変換し、変換した値を電流フィードバック値ＩＦＢとして前記制御演算部１１に出力する。
【実施例２】
【００２４】
図２は本発明の第２実施例になるバイポーラ結線型の２相ステッピングモータの駆動回路のブロック図を示し、大別して制御部１と駆動部２−２より構成され、制御部１の構成は前記第１実施例のユニポーラ結線型の２相ステッピングモータと同一構成である。
駆動部２−２はバイポーラ結線の２相ステッピングモータの巻線６と、半導体スイッチング素子群７−１、７−２、電流検出抵抗５より構成される。バイポーラ結線の２相ステッピングモータではＡ相巻線ＣＡと、Ｂ相巻線ＣＢより構成されている。Ａ相巻線ＣＡの一端はスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ３のドレイン端子に接続され、もう一端はスイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ４のドレイン端子に接続されており、Ｂ相巻線ＣＢの一端はスイッチング素子ＳＢ１，ＳＢ３のドレイン端子に接続され、もう一端はスイッチング素子ＳＢ２，ＳＢ４のドレイン端子に接続されている。上側スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＢ１、ＳＢ２のソース端子は電源＋側に接続されており、下側スイッチング素子ＳＡ３、ＳＡ４、ＳＢ３、ＳＢ４のソース端子は電流検出抵抗５の一端に接続されるとともに、制御部１のＡ／Ｄ変換部１７に接続される。電流検出抵抗５のもう一端は電源−側に接続される。
スイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ４は制御部から出力されるゲート信号ＧＡにてＯＮ／ＯＦＦされ、スイッチング素子ＳＡ２、ＳＡ３は制御部から出力されるゲート信号ＧＡバーにてＯＮ／ＯＦＦされ、スイッチング素子ＳＢ１、ＳＢ４は制御部から出力されるゲート信号ＧＢにてＯＮ／ＯＦＦされ、スイッチング素子ＳＢ２、ＳＢ３は制御部から出力されるゲート信号ＧＢバーにてＯＮ／ＯＦＦされる。電源＋側に接続されるスイッチング素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＢ１、ＳＢ２はゲート信号のレベルを変換するためのプリドライバ８−ａ、８−ｂ、８−ｃ、８−ｄを介して制御部１に接続される。
【００２５】
図８はバイポーラ結線の２相ステッピングモータの巻線のＡ相について、三角波比較相補ＰＷＭ方式によるスイッチングを実施する場合の説明である。以下の説明はＡ相で示すがＢ相についても同様である。ＳＡ１、ＳＡ４とＳＡ２、ＳＡ３は相補関係にあり、ＳＡ１、ＳＡ４がＯＮしている時はＳＡ２、ＳＡ３がＯＦＦ、ＳＡ１、ＳＡ４がＯＮしている時はＳＡ２、ＳＡ３がＯＦＦである。ここで三角波は最大値が０で、最小値が１と規格化する。三角波は常にＰＷＭスイッチングタイミング値ｎと比較されており、三角波の大きさがｎより大きい時は、ＳＡ１、ＳＡ４がＯＮ、ＳＡ２、ＳＡ３がＯＦＦとなり、ｎより小さい時はＳＡ１、ＳＡ４がＯＦＦ、ＳＡ２、ＳＡ３がＯＮとなる。
図８−Ａはｎが０．５の時のＳＡ１、ＳＡ４とＳＡ２、ＳＡ３のＯＮ／ＯＦＦおよび、ＣＡ巻線に流れる電流ＩＡについて示す。ｎが０．５の時は、ＳＡのＯＮ期間と、ＳＡバーのＯＮ期間の長さが等しいため、巻線のインダクタンスの影響で電流はほとんど流れない。
図８−Ｂはｎが０．５より小さい時のＳＡ１、ＳＡ４とＳＡ２、ＳＡ３のＯＮ／ＯＦＦおよび、ＣＡ巻線に流れる電流ＩＡについて示す。ＳＡ１、ＳＡ４のＯＮ期間がＳＡ２、ＳＡ３のＯＮ期間より長くなるため、ＳＡ１、ＳＡ２のＯＮ期間では電流は電源＋側からＳＡ１，ＣＡ巻線、ＳＡ４を通り電源−側に流れ、ＳＡ３、ＳＡ４のＯＮ期間では電流は電源−側からＳＡ３、ＣＡ巻線、ＳＡ２を通り電源＋側に回生する。すなわち、三角波の山の山側では電流は電源＋から電源−に流れ、谷側では電流は電源−から電源＋に回生する。
図８−Ｃはｎが０．５より大きい時のＳＡ１、ＳＡ４と、ＳＡ２、ＳＡ３のＯＮ／ＯＦＦおよび、ＣＡ巻線に流れる電流のＩＡについて示す。ＳＡ２、ＳＡ３のＯＮ期間がＳＡ１、ＳＡ４のＯＮ期間より長くなるため、ＳＡ２、ＳＡ３のＯＮ期間では電流は電源＋側からＳＡ２、ＣＡ巻線、ＳＡ３を通り電源−側に流れ、ＳＡ１、ＳＡ４のＯＮ期間では電流は電源−側からＳＡ４、ＣＡ巻線、ＳＡ１を通り、電源＋側に回生する。すなわち、三角波の山の谷側では電流は電源＋から電源−に流れ、山側では電流は電源−から電源＋に回生する。
【００２６】
図４と図８を比較すると、電流ＩＡはユニポーラ結線とバイポーラ結線で同じであり、制御部１の構成はモータがユニポーラ結線でもバイポーラ結線でも全く同じでよい。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
本発明になる２相ステッピングモータの駆動回路はユニポーラ結線又はバイポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動に適し、部品点数が少なくて済む。また、制御部の機能ブロックは全てマイクロコンピュータで構成することができ、かつ制御が簡単であることから、処理能力の低いマイクロコンピュータでも構成可能であり、駆動回路の小型化と低コスト化に貢献し、ステッピングモータを各種の駆動源として利用可能な範囲を拡大する。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明になるユニポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明になるバイポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明になる２相ステッピングモータの駆動回路の制御部の構成を示すブロック図である。
【図４】三角波比較相補ＰＷＭ方式におけるユニポーラ結線の２相ステッピングモータ１相分の電流波形を説明する図である。
【図５】本発明での電流目標値補正について、その有無によりモータ電流波形が異なることを説明する図である。
【図６】本発明になる２相ステッピングモータ駆動回路の電流フィードバック部の説明図である。
【図７】本発明におけるモータ電気角によりＡ／Ｄ変換サンプリングタイミングを変更することで、常に正のモータ電流値を検出することを説明する図
【図８】三角波比較相補ＰＷＭ方式におけるバイポーラ結線の２相ステッピングモータ１相分の電流波形を説明する図である。
【図９】従来の方式によるユニポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２９】
１  本発明による２相ステッピングモータの制御部
１−１  従来の方式による２相ステッピングモータの制御部
２−１  本発明によるユニポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動部
２−２  本発明によるバイポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動部
２−３  ２相ステッピングモータの駆動部
２−４  従来の方式によるユニポーラ結線の２相ステッピングモータの駆動部
３  ユニポーラ結線の２相ステッピングモータの巻線
４  ユニポーラ結線の２相ステッピングモータのスイッチング素子群
５  電流検出抵抗ＲＳ
５−ａ  Ａ相電流検出抵抗ＲＳＡ
５−ｂ  Ｂ相電流検出抵抗ＲＳＢ
６  バイポーラ結線の２相ステッピングモータの巻線
７−１  バイポーラ結線の２相ステッピングモータの上側スイッチング素子群
７−２  バイポーラ結線の２相ステッピングモータの下側スイッチング素子群
８−ａ、８−ｂ、８−ｃ、８−ｄ  プリドライバ
９  電気角生成部
１０  電流目標値生成部
１０−ａ  Ａ相電流目標値生成部
１０−ｂ  Ｂ相電流目標値生成部
１１  制御演算部
１１−ａ  Ａ相制御演算部
１１−ｂ  Ｂ相制御演算部
１２  位相生成部
１３  ＰＭＷカウンタ
１３−１  ＰＷＭキャリア信号発生部
１４−ａ  Ａ相スイッチングタイミング生成部
１４−ｂ  Ｂ相スイッチングタイミング生成部
１５−ａ  Ａ相コンパレータ
１５−ｂ  Ｂ相コンパレータ
１６−ａ  Ａ相相補ＰＷＭ信号生成部
１６−ｂ  Ｂ相相補ＰＷＭ信号生成部
１７  Ａ／Ｄ変換部
１８  Ａ／Ｄサンプリングタイミング生成部
１９  サンプリングタイミングコンパレータ
２０  サンプラ
２１  Ａ／Ｄ変換器
２２  ２相ステッピングモータのモータ巻線およびスイッチング素子
２３−ａ  Ａ相電流制御部
２３−ｂ  Ｂ相電流制御部
２４−ａ  Ａ相フィルタ
２４−ｂ  Ｂ相フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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