(57)【要約】【課題】  送信信号が伝送路を伝送されている間に受けたジッタの影響を低減して、アナログ信号に変換されたときに位相歪みの発生を抑える【解決手段】  送信源から送信されたデジタル化波形信号列で搬送波を変調した送信信号を高周波部２２が復調する。復調デジタル化波形信号列の１つのデジタル化波形信号の処理部２４への入力タイミングを規定する入力タイミング信号の複数倍の周波数を持つ基準タイミング信号によって表される基準タイミングのいずれの位置に復調デジタル化波形信号の他のデジタル化波形信号が位置するか位置決定部５０が決定する。他のデジタル化波形信号の値と、位置決定部５０が決定した他のデジタル化波形信号の位置とに基づいて、補間部４４が前記１つのデジタル化波形信号の処理部２４への入力タイミングにおける補間デジタル化波形信号を算出し、処理部２４に供給する。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信源から送信された、連続するデジタル化波形信号からなるデジタル化波形信号列で搬送波を変調した送信信号を復調する復調手段と、
この復調手段によって復調された復調デジタル化波形信号列の１つのデジタル化波形信号の処理手段への入力タイミングを規定する入力タイミング信号の複数倍の周波数を持つ基準タイミング信号によって表される基準タイミングのいずれの位置に前記復調デジタル化波形信号の他のデジタル化波形信号が位置するか決定する位置決定手段と、
前記他のデジタル化波形信号の値と、前記位置決定手段によって決定された前記他のデジタル化波形信号の位置とに基づいて、前記１つのデジタル化波形信号の前記処理手段への入力タイミングにおける補間デジタル化波形信号を算出し、前記処理手段に供給する補間手段とを、
具備するデジタル受信機。
【請求項２】
請求項１記載のデジタル受信機において、前記復調手段と前記補間手段との間に、前記デジタル化波形信号のタイミングのずれを緩和する手段を設けたデジタル受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばデジタルオーディオ信号のようなデジタル化波形信号列で変調された送信信号を受信するデジタル受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、デジタル受信機には、例えば無線伝送路を伝送され送信信号を受信するデジタルオーディオ無線受信機がある。このデジタルオーディオ無線受信機は、デジタルオーディオ無線送信機と共に使用される。これらデジタルオーディオ無線受信機及びデジタルオーディオ無線送信機の一例を図８に示す。図８において、デジタルオーディオ送信機２では、マイクロホン４等のオーディオ信号源からのオーディオ信号が増幅器６によって所定のレベルにまで増幅された後、アナログ・デジタル変換器８に供給される。アナログ・デジタル変換器８は、基準信号源１０が所定のサンプリング周期ごとに発生するサンプリングタイミング信号に基づいて、増幅オーディオ信号を順次サンプリングし、所定ビット数のデジタル化波形信号からなるデジタル化波形信号列、例えばデジタルオーディオデータ列に変換する。デジタルオーディオデータ列の各デジタルオーディオデータは、サンプリングタイミングごとに信号処理部１２に供給される。信号処理部１２では、基準信号源１０からのサンプリングタイミング信号に基づくタイミングによって、デジタルオーディオデータ列に、フレーム同期信号や誤り検出または誤り訂正符号等を付加して、デジタル変調データ列を生成し、高周波部１４に供給する。高周波部１４では、デジタル変調データ列によって搬送波を変調して送信信号を生成し、これを増幅し、アンテナ１６から送信する。アナログ・デジタル変換器８及び信号処理部１２には、基準信号源１０から同じサンプリングタイミング信号が供給されているので、デジタル変換及び信号処理は同期している。
【０００３】
デジタルオーディオ無線受信機１８では、アンテナ２０によって受信された送信信号が、高周波部２２によってデジタル変調データ列に対応するデータ列に復調される。この復調デジタル変調データ列は、信号処理部２４に供給され、ここでデジタルオーディオデータ列に復調される。この復調は、後述する伝送クロックＦｃｌｋに各ビットが同期した復調デジタル変調データ列から、フレーム同期信号を検出し、誤り検出や誤り訂正処理を行うことによってなされる。高周波部２２と信号処理部２４とが復調手段として機能している。高周波部２２によって復調されたデジタル変調データ列と基準信号源２６から所定周期ごとに発生する基準信号とをＰＬＬ２８に供給し、位相同期をとることによって、復調デジタル変調データ列の各ビットに同期した伝送クロックＦｃｌｋが再生される。この伝送クロックＦｃｌｋに基づいて信号処理部２４において、再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒが再生され、デジタル・アナログ変換器３０にサンプリングタイミングを与えるために供給される。デジタル・アナログ変換器３０では、復調デジタルオーディオ信号列をアナログ信号に変換し、増幅器３２によって増幅し、スピーカ３４から拡声する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このデジタル無線受信機では、ＰＬＬ２８によって復調デジタル変調データ列の各ビットに同期した伝送クロックＦｃｌｋを再生しているので、送信側と受信側とで同期がとれており、受信時にデータの重複や欠落等が生じない。しかし、無線伝送されるデジタル変調信号には、無線伝送路で生じるフェージングの影響を受け、ジッタが生じている。ＰＬＬ２８の応答速度等に起因するジッタもあり、伝送クロックＦｃｌｋの位相にずれが生じ、この伝送クロックＦｃｌｋに基づいて再生された再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒは、基準信号源１０のサンプリングタイミング信号と完全に一致したものではない。そのため、デジタル・アナログ変換器でのサンプリングタイミングも一定でなくなり、変換されるアナログ信号には、サンプリングタイミングの変動による位相歪みが発生する。
【０００５】
本発明は、デジタル化波形信号列から最終的に変換されたアナログ信号の位相歪みを減少させるデジタル受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明によるデジタル受信機の一態様では、復調手段が設けられている。この復調手段は、送信信号を復調する。この送信信号は、送信源から送信された、連続する複数のデジタル化波形信号からなるデジタル化波形信号列で搬送波を変調したものである。このデジタル化波形信号列中の１つのデジタル化波形信号の処理手段への入力タイミング信号を規定する入力タイミング信号の複数倍の周波数を持つ基準タイミング信号によって表される複数の基準タイミングのいずれの位置に各デジタル化波形信号列中の他のデジタル化波形信号の位置が該当するかを、位置決定手段が決定する。これら他のデジタル化波形信号の値と、位置決定手段によって決定された他のデジタル化波形信号の位置とに基づいて、補間手段が、前記１つのデジタル化波形信号の処理手段の入力タイミングにおける補間デジタル化波形信号を算出し、処理手段に供給する。補間手段が使用する補間法には、公知の種々のものを使用することができ、例えば多項式補間法、より具体的にはラグランジェ補間法を使用することができる。
【０００７】
このように構成したデジタル受信機では、補間によって得られる補間デジタル化波形信号のタイミングは、全て処理手段における入力タイミングに一致したものであるので、例えばデジタル・アナログ変換手段が処理手段として使用された場合、位相歪みを軽減することができる。
【０００８】
さらに、復調手段と補間手段との間に、デジタル化波形信号列のタイミングのずれを緩和する手段を設けることができる。このような緩和手段を設けると、補間手段に入力されるデジタル化波形信号のタイミングのずれが、緩和された後に、補間が行われるので、例えば処理手段がデジタル・アナログ変換手段の場合、タイミング変動による位相歪みを増大させることはない。
【発明の効果】
【０００９】
以上のように、本発明によるデジタル受信機では、送信信号が伝送路を伝送されている間に受けたジッタの影響を低減して、最終的にアナログ信号に変換されたときに位相歪みの発生を抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明の第１の実施形態のデジタルオーディオ無線受信機を図１に示す。このデジタルオーディオ無線受信機は、上述した従来のものと同様に、アンテナ２０、高周波部２２、信号処理部２４、ＰＬＬ２８、デジタル・アナログ変換器３０、増幅器３２、スピーカ３４を有している。
【００１１】
但し、信号処理部２４とデジタル・アナログ変換器３０との間に、記憶手段、例えばＦＩＦＯ（先入れ先出し）方式のレジスタ３６を有している。このレジスタ３６は、図２に示すように複数の段、例えば６つの段Ｒｅｇ１乃至Ｒｅｇ６を有している。各段Ｒｅｇ１乃至Ｒｅｇ６は、信号処理部２４から出力されたデジタルオーディオデータ列を構成している各デジタルオーディオデータを記憶可能なビットを有している。
【００１２】
このレジスタ３６には、信号処理部２４からのデジタルオーディオデータが順に書き込まれる。この書き込みは、その書き込み可能な段のうちすでに書き込みが行われている段の最終の段の次の段に行われる。例えば、いずれの段にもデータが書き込まれていないとすると、まず段Ｒｅｇ１に書き込まれ、次に段Ｒｅｇ２に書き込まれ、次に段Ｒｅｇ３にというように順に書き込まれる。その書き込みタイミングは、信号処理部２４から出力される再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒに同期している。
【００１３】
また、このレジスタ３６からの読み出しは、周波数可変発振器、例えば数値制御発振器（ＮＣＯ）４０からのパルス状の読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏが発生するごとに行われ、最初の段Ｒｅｇ１から読み出される。この読み出しが行われるごとに、各段のデータは１つずつ前段側にシフトする。即ち、レジスタ３６はシフトレジスタに構成されている。
【００１４】
数値制御発振器４０には、所定の周期ごとに発生する基準信号がタイミング供給手段２７から供給されている。タイミング供給手段２７は、基準信号源２６ａからのクロック信号に基づいて基準信号を発生している。この基準信号は、ＰＬＬ２８にも供給されている。この基準信号の周波数を制御部４２からの周波数上昇／低下指令に基づいて変更して、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を変更している。制御部４２は、レジスタ３６への最終書き込み段が、予め定めた段、例えば段Ｒｅｇ３よりも上段であるか下段であるかを判断し、その結果に従って周波数制御指令を変更している。
【００１５】
例えば段Ｒｅｇ３を超えて、段Ｒｅｇ４にデジタルオーディオデータが書き込まれている場合、即ち、上側閾値を上回っている場合、データの書き込み速度よりも読み出し速度が遅い状態を示している。逆に、段Ｒｅｇ３にデータが無く、段Ｒｅｇ２までにしかデータが書き込まれていない場合、即ち下側閾値を下回っている場合、データの書き込み速度よりも読み出し速度が速い状態を示している。いずれの場合でも、送信側のサンプリングタイミングが受信機側で正確に再生できていない。
【００１６】
そこで、デジタルオーディオデータが上側閾値を超えた段に書き込まれている場合、読み出しの速度を速めるため、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を所定値だけ高めるように、周波数上昇指令を制御部４２がＮＣＯ４０に供給する。また、デジタルオーディオデータが下側閾値を超えた段にしか書き込まれていない場合、読み出し速度を遅くするために、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を所定周波数だけ低下させるように周波数低下指令を制御部４２がＮＣＯ４０に供給する。
【００１７】
但し、読み出し信号の周波数が増減する量は、実際に再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒにおいて生じると目される周波数の変動量よりも少なく設定されている。従って、再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒがジッタの影響によって、変動しても、そのタイミングの変動に追従しつつ、その変動の影響を少なくした状態で、デジタルオーディオデータをレジスタ３６から出力することができる。
【００１８】
図３は、再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒ、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏ、書き込みデータＷＤ、読み出しデータＲＤ、レジスタ３６の残留データ量及び周波数上昇／低下指令の関係を示したものである。時刻ｔ１において、再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒと読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏとが一致し、これらに応じてデータｘ１が書き込まれ、かつデータｙ１が読み出される。このときのレジスタ３６における残留データの段数は３であり、周波数上昇／低下指令も基準となる周波数を指令している。
【００１９】
時刻ｔ２に再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒによる書き込みタイミングとなると、データｘ２が書き込まれ、このとき、残留データの段数は４となる。時刻ｔ３に読み出しタイミングになると、データｙ２が読み出され、残留データの段数は３となるが、この直前の残留データ段数が上述したように４であるので、即ち書き込みタイミングの方が読み込みタイミングよりも速いので、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数が所定値だけ高くなる。
【００２０】
時刻ｔ４に書き込みタイミングとなると、データｘ３が書き込まれ、このとき、残留データの段数は再び４となる。先に読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を高くしたことにより時刻ｔ５において読み出しのタイミングとなり、データｙ３が読み出され、残留データの段数は３となるが、その直前の段数が４であり、まだ書き込みタイミングの方が読み込みタイミングよりも速いので、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を現在の周波数よりさらに所定値だけ高くする。これによって、時刻ｔ６において読み出しタイミングとなり、データｙ４（＝ｘ１）が読み出され、残留データの段数は２となるが、その直前の段数が３であり、所定の段数となっているので、現在の周波数を維持する。
【００２１】
時刻ｔ７において書き込みタイミングとなり、データｘ４が書き込まれ、残留データの段数は３となる。時刻ｔ８において読み出しタイミングとなり、データｙ５（＝ｘ２）が読み出され、残留データの段数は２となる。その直前の段数は３であるので、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏは、現在の周波数を維持する。時刻ｔ９において読み出しタイミングとなり、データｙ６（＝ｘ３）が読み出され、その直前の残留データの段数が２で所定の段数３よりも小さくなっている。従って、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数が現在の周波数よりも所定値だけ低くなる。以下、同様にして、読み出しタイミングが調整される。しかも、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数が変更される量は、再生サンプリングタイミング信号が変化すると目される量よりも少なく設定されているので、レジスタ３６から読み出されたデジタルオーディオデータ列に対するジッタの影響は軽減されている。
【００２２】
このようにしてジッタの影響が軽減されたデジタルオーディオデータ列は、補間部４４に供給される。補間部４４は、図４に示すように、補間手段、例えばラグランジェ補間を行うためのラグランジェサンプリングレートコンバータ４６を有している。このラグランジェサンプリングレートコンバータ４６は、レジスタ３６から読み出されたジッタの影響を低減したデジタルオーディオデータ列を、処理手段、例えばデジタル・アナログ変換器３０の変換タイミングに一致したデジタルオーディオデータからなるデジタルオーディオデータ列に補間するものである。
【００２３】
ラグランジェ補間は、例えば入力タイミングｘ（０）乃至ｘ（ｎ）に対応するデータｙ（０）乃至ｙ（ｎ）がある場合、ｙ（０）乃至ｙ（ｎ）からｎ−１次補間多項式を求め、任意のタイミング、この場合、デジタル・アナログ変換器３０の変換タイミングにおけるデータｙを求めるもので、その補間式は
2008054334.tif 000003
によって表され、この演算をラグランジェサンプリングレートコンバータ４６が行う。
【００２４】
ここで、デジタル・アナログ変換器３０の変換タイミングにおけるデータｙを求めるためには、この変換タイミングと、各データｙ（０）乃至ｙ（ｎ）の入力タイミングｘ（０）乃至ｘ（ｎ）との位置関係を明確にする必要がある。そのため、デジタル・アナログ変換器３０に変換タイミングを与えている基準信号Ｆｓｄａｃを、基準タイミング信号発生手段、例えば逓倍手段４８によってｋ（例えば５１２のような２ｎとなる値）倍して、ｋ＊Ｆｓｄａｃとして、位置決定部５０に供給する。なお、基準信号Ｆｓｄａｃは、基準信号源２６ａのクロック信号に基づいてタイミング供給手段２７によって生成されている。位置決定部５０には、数値制御発振器４０から読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏが供給されており、入力される読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏが、ｋ＊Ｆｓｄａｃを基準とした場合、どの位置に位置するかを決定し、その位置をラグランジェサンプリングレートコンバータ４６に供給する。これが上記公式のｘ［ｉ］となる。なお、基準信号Ｆｓｄａｃは、上記公式のｘとして、ラグランジェサンプリングレートコンバータ４６に供給されている。
【００２５】
図５に、Ｆｓｄａｃ、ｋ＊Ｆｓｄａｃ、Ｆｓｆｉｆｏの関係を示す。同図において、破線で示すのがｋ＊Ｆｓｄａｃで、実線で示すのがＦｓｆｉｆｏで、各Ｆｓｆｉｆｏにおいて白丸で示すのがｙ（０）乃至ｙ（ｎ）である（同図ではｎは６）。一点鎖線で示すのがＦｓｄａｃである。このようにして、ｙ（０）乃至ｙ（ｎ）のタイミングｘ（０）乃至ｘ（ｎ）とデジタル・アナログ変換器３０の変換タイミングｘとの関係が、ｋ＊Ｆｓｄａｃを基準として求められ、デジタル・アナログ変換器３０の変換タイミングが到達するごとに、補間されたデジタルオーディオデータｙが出力される。
【００２６】
この補間されたデジタルオーディオデータｙがデジタル・アナログ変換器３０によってアナログ変換され、増幅器３２によって増幅され、スピーカ３４から拡声される。
【００２７】
このように構成すると、デジタル・アナログ変換器３０における変換タイミングに一致するように補間部４４によってデジタルオーディオデータ列の各デジタルオーディオデータの補間が行われているので、位相歪みを増大させることがない。
【００２８】
サンプリングレートコンバータ４６としては、デジタルオーディオデータを、例えばＦｓｆｉｆｏの周波数とＦｓｄａｃの周波数との公倍数の周波数にオーバーサンプリングした後に、Ｆｓｄａｃの周波数にダウンサンプリングするものを使用することも考えられる。しかし、これにはオーバーサンプリング用のＦＩＲフィルタを構成するために、畳み込み演算を行う必要がある。畳み込み演算には、加算器と乗算器とシフトレジスタとが必要である。乗算器とシフトレジスタとは、フィルタの次数分だけ準備しなければならず、畳み込み演算の回路構成が複雑になる。しかも、デジタルオーディオデータを処理するためには、このＦＩＲフィルタは鋭い遮断特性が必要であり、ＦＩＲフィルタは、かなりの高次のものとしなければならず、ますます回路構成が複雑になる。
【００２９】
これに対し、ラグランジェ補間を行う場合、上記の式から明らかなように、ラグランジェ補間サンプリングレートコンバータ４６は、加算器と乗算器と除算器等から構成でき、畳み込み演算と比較して、回路構成を簡略化することができる。しかも、補間のための（ｎ−１）次の多項式の次数を比較的小さい次数としても補間データを得ることができ、ますます回路構成を簡略化することができる。
【００３０】
第２の実施の形態のデジタル無線受信機の一部を図６及び図７に示す。第２の実施の形態では、レジスタ３６の制御が異なる以外、第１の実施の形態と同様に構成されている。同等部分には同一符号を付して、その説明を省略する。第１の実施の形態では、レジスタ３６へのデータの書き込み段数が所定段数よりも多いか少ないかによって読み出しタイミング信号の周波数を調整している。そのため、再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒがタイミング供給手段２７からの基準信号と位相も含めて完全に一致していない限り、データが書き込まれる段が所定段Ｒｅｇ３を前後することになる。従って、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏも常に変動する。レジスタ３６から読み出されたオーディオデータ列は、補間部４４において補間されるので、補間部４４に供給されるオーディオデータ列のタイミングの変動が少ない程、補間演算の精度が高くなる。
【００３１】
そこで、第２の実施の形態では、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの変動を小さくするために、書き込まれる段数の変化量、即ち、微分量に応じて周波数上昇／低下指令を制御部４２が生成する。即ち、図６に示すように、レジスタ３６の所定段、例えば３段を基準段であるＦＩＦＯ「０」段に設定し、これよりも１つ上段の段をＦＩＦＯ「＋１」段に、これよりも更に１つ上段の段をＦＩＦＯ「＋２」段に設定する。また、ＦＩＦＯ「０」段よりも１つ下段の段をＦＩＦＯ「−１」段に、さらに１つ下段の段をＦＩＦＯ「−２」段と設定する。
【００３２】
そして、制御部４２は、書き込まれた段数がＦＩＦＯ「０」段よりも例えば１段増加した結果、ＦＩＦＯ「＋１」段まで達すると、所定値だけ読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を高くする。これでも、さらに書き込まれた段数がＦＩＦＯ「２」段まで増加すると、所定値だけ読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を更に高くする。書き込まれる段がＦＩＦＯ「＋１」段またはＦＩＦＯ「＋２」段に維持されているときには、そのときの周波数を維持する。或いは書き込まれた段数が基準段ＦＩＦＯ「０」よりも１段減少した結果、ＦＩＦＯ「−１」段にしか書き込まれていない場合、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を所定値だけ低下させる。これでも、さらに書き込まれた段数がＦＩＦＯ「−２」段まで減少すると、さらに所定値だけ読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を低下させる。ＦＩＦＯ「−１」段またはＦＩＦＯ「−２」段において、書き込まれる段数に変化がない場合には、そのときの周波数を維持する。
【００３３】
例えば図７に示す時刻Ｔ１乃至Ｔ１３は、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏによって与えられる書き込みタイミングを示している。時刻Ｔ１では、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数が、再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒの周波数よりも低く、読み出し速度が書き込み速度よりも遅れている。このとき、現在値よりも所定値だけ読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数が高くされ、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの速度が速められる。時刻Ｔ２、Ｔ３では、レジスタ３６において書き込みが行われる段は、ＦＩＦＯ「＋１」段のままであるので、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数は高い周波数に維持される。
【００３４】
時刻Ｔ４において、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を高めたが、まだ書き込み速度よりも読み出し速度が遅く、書き込まれる段数がＦＩＦＯ「＋２」段に増加している。そこで、更に所定値だけ読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数が高められる。この状態が時刻Ｔ５、Ｔ６においても維持される。
【００３５】
時刻Ｔ７において、書き込まれる段数がＦＩＦＯ「＋１」段まで減少している。それは、再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒの周波数が低くなって、書き込み速度が遅くなったからである。従ってレジスタ３６の書き込み及び読み出し速度が追従してきたものであるので、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数は現在の値を維持する。従って、通常には読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数が下がるように、周波数変更指令を出力するのであるが、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数は変化せずに、書き込まれる段が変更されていない。時刻Ｔ８、Ｔ９でも、この状態を維持する。
【００３６】
時刻Ｔ１０では、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数は変化していないが、再生サンプリングタイミング信号Ｆｓｒの周波数が低くなり、書き込み速度が遅くなり、書き込まれる段がＦＩＦＯ「０」まで減少する。このとき、読み出し速度が書き込み速度よりも速いが、レジスタ３６での書き込みが基準であるＦＩＦＯ「０」段に行われたので、見かけ上、書き込みと読み出しとは均衡している。従って、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数は現在の値を維持する。書き込まれる段がＦＩＦＯ「０」段を維持しているので、時刻Ｔ１１、Ｔ１２においても読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数は、時刻Ｔ１０での値が維持される。
【００３７】
時刻Ｔ１３では、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数が、再生サンプリングタイミング信号の周波数よりも高く、書き込み速度が読み出し速度よりも遅いので、書き込まれる段がＦＩＦＯ「−１」段まで減少している。そこで、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を所定値だけ低くする。以下同様にして、動作する。
【００３８】
このように、レジスタ３６における書き込まれる段数の変化量に応じて読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの周波数を制御しているので、読み出し信号Ｆｓｆｉｆｏの変動が小さくなり、読み出されるデジタルオーディオデータのタイミングの変動も小さくなる。従って、補間部４４において補間が行われたときに高精度に補間を行うことができる。
【００３９】
上記の実施の形態では、レジスタ３６による読み出しタイミングの変動の低減と、補間部４４による読み出しタイミングの変動の低減とを行ったが、いずれか一方のみを行うように構成しても、位相歪みを低減させ、アナログオーディオ信号を再生することができる。この場合、両方を設けた場合よりも位相歪みの低減効果が低くなるが、使用する回路の構成を簡略化することができるし、コストも低減することができる。
【００４０】
上記の実施の形態では、補間部４４ではラグランジェ補間法を用いたが、これに限ったものではなく、例えばニュートン補間法、ネヴィル補間法等の多項式補間法はもちろん、直線補間法等の公知の補間法を使用することができる。
【００４１】
上記の第１の実施の形態では、レジスタ３６における上限閾値及び下限閾値の段を３段としたが、これに限ったものではなく、他の段とすることもできる。また、上限閾値の段と下限閾値の段とを別々の段とすることもでき、例えば上限閾値の段を４段とし、下限閾値の段を２段とすることもできる。
【００４２】
上記の第１及び第２の実施の形態では、本発明をデジタル無線受信機に実施したが、これに限ったものではなく、例えば有線伝送路を伝送される送信信号を受信するデジタル有線受信機に実施することもできる。
【００４３】
また、上記の第１及び第２の実施の形態では、デジタル・アナログ変換器を使用して、アナログ信号に変換したが、これに限ったものではなく、他のデジタル処理手段、例えばデジタルオーディオインターフェースやデジタルオーディオトランスミッタを使用することもできる。
【００４４】
また、上記の第１及び第２の実施の形態では、デジタル波形信号列としてデジタルオーディオデータ列を使用したが、これに限ったものではなく、例えば心電図測定装置のような測定手段が発生したアナログ波形信号をデジタル波形信号列に変換したものを使用することもできる。
【００４５】
上記の第１及び第２の実施の形態では、デジタル・アナログ変換器３０に変換タイミングを与えているタイミング供給手段２７からの基準信号Ｆｓｄａｃを、ｋ（例えば５１２のような２ｎとなる値）倍して、ｋ＊Ｆｓｄａｃを発生したが、逆にｋ＊Ｆｓｄａｃの周波数を持つ基準信号をタイミング供給手段２７に発生させ、ｋ＊Ｆｓｄａｃを位置決定部５０に供給し、かつｋ＊Ｆｓｄａｃを１／ｋに分周した分周信号をタイミング供給手段２７によって発生させ、この分周信号をデジタル・アナログ変換器３０に変換タイミングを与える基準信号として供給することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の第１の実施の形態のデジタル無線受信機のブロック図である。
【図２】図１のデジタル無線受信機において使用されるレジスタの構成を示す図である。
【図３】図１のデジタル無線受信機におけるレジスタ３６におけるデータの書き込み及び読み出しの説明図である。
【図４】図１のデジタル無線受信機における補間部４４のブロック図である。
【図５】図４の補間部４４において実行される補間の説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態のデジタル無線受信機におけるレジスタの構成を示す図である。
【図７】図６のデジタル無線受信におけるレジスタ３６におけるデータの書き込み及び読み出しの説明図である。
【図８】従来のデジタル無線送信機及びデジタル無線受信機のブロック図である。
【符号の説明】
【００４７】
２２  高周波部（復調手段）
２４  信号処理部（信号処理手段）
４４  補間部（補間手段）
５０  位置決定部（位置決定手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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