(57)【要約】【課題】  直流部の平滑コンデンサの小容量化が可能となり、また、コンバータ部、ならびにインバータ部のキャリア周波数を異なる値に設定可能なコンバータ・インバータ装置を提供することである。【解決手段】  入力側がリアクトルを介して三相交流電源に接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続された構成の、交流を直流に変換するコンバータ回路と、前記直流端子間に接続され、直流を三相交流に変換するインバータ回路と、コンバータ回路とインバータ回路を制御する制御手段を備えたコンバータ・インバータ装置において、コンバータ回路とインバータ回路をＰＷＭにより駆動するものとし、ＰＷＭ周波数を、コンバータ回路とインバータ回路間で同期させ、コンバータ又はインバータの一方のＰＷＭ周波数を他方のＰＷＭ周波数の２倍に設定し、かつ、２倍に設定した回路のＰＷＭ変調方式としては、２相変調方式とすることにより達成できる。【選択図】図１
2008259343.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側がリアクトルを介して三相交流電源に接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続された構成の、交流を直流に変換するコンバータ回路と、
前記直流端子間に接続され、直流を三相交流に変換するインバータ回路と、前記コンバータ回路とインバータ回路を制御する制御手段を備えたコンバータ・インバータ装置において、
前記コンバータ回路と前記インバータ回路をＰＷＭ（パルス幅変調）により駆動するものとし、前記ＰＷＭ周波数を、前記コンバータ回路とインバータ回路間で同期させ、前記コンバータ又は前記インバータの一方のＰＷＭ周波数を他方のＰＷＭ周波数の２倍に設定し、かつ、２倍に設定した回路のＰＷＭ変調方式としては、２相変調方式とすることを特徴とするコンバータ・インバータ装置。
【請求項２】
請求項１において、
２相変調方式とは、基本波周期の１周期期間の中で略１／３周期期間で１相分スイッチングを行わない期間を設ける方式であることを特徴とするコンバータ・インバータ装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記コンバータのＰＷＭ周波数を前記インバータのＰＷＭ周波数の２倍に設定することを特徴とするコンバータ・インバータ装置。
【請求項４】
請求項１において、
２相変調方式の特徴であるスイッチングを休止する相を切替える際、該切替えのタイミングに合わせて、前記ＰＷＭに用いるキャリア信号の位相を１８０度変更することを特徴とするコンバータ・インバータ装置。
【請求項５】
請求項４において、
前記１８０度位相を変更するキャリア信号は、コンバータのキャリア信号であることを特徴とするコンバータ・インバータ装置。
【請求項６】
請求項４において、
前記ＰＷＭに用いるキャリア信号の発生手段として、マイクロプロセッサの内部タイマーもしくはカウンタを用いるものとし、前記タイマーもしくはカウンタを、０セットもしくはプリセットすることを特徴とするコンバータ・インバータ装置。
【請求項７】
請求項１において、
２相変調方式のスイッチングを休止する相を切替える際、該切替えのタイミングに合わせて、前記ＰＷＭに用いるキャリア信号の周期を変更することを特徴とするコンバータ・インバータ装置。
【請求項８】
請求項７において、
前記周期を変更するキャリア信号は、コンバータのキャリア信号であることを特徴とするコンバータ・インバータ装置。
【請求項９】
請求項７において、
前記ＰＷＭキャリア信号の発生手段として、マイクロプロセッサの内部タイマーもしくはカウンタを用いるものとし、前記タイマーもしくはカウンタの周期を調整することを特徴とするコンバータ・インバータ装置。
【請求項１０】
請求項３において、
２相変調方式の特徴であるスイッチングを休止する相を切替える際、該切替えのタイミングに合わせて、インバータのＰＷＭに用いるキャリア信号の周期を変更することを特徴とするコンバータ・インバータ装置。
【請求項１１】
入力側がリアクトルを介して三相交流電源に接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続された構成の、交流を直流に変換するコンバータ回路と、
前記直流端子間に接続され、直流を三相交流に変換するインバータ回路と、前記コンバータ回路とインバータ回路を制御する制御手段を備えたコンバータ・インバータ装置において、
前記インバータ回路をスイッチングするＰＷＭパルスの平均スイッチング周波数に対して、前記コンバータ回路をスイッチングするＰＷＭパルスの平均スイッチング周波数が、１.２〜１.５倍の範囲内にあることを特徴としたコンバータ・インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンバータ・インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
三相交流から直流に変換するためのＰＷＭコンバータ装置と、三相交流電動機駆動用に直流を交流に変換するインバータ装置とを備えて構成される電動機駆動システムが広く普及している。
【０００３】
このようなシステムにおいて、中間直流電圧の変動を抑制するために、一般的に、大容量の平滑コンデンサを設けている。平滑コンデンサとして使用される電解コンデンサは、体積が大きいため、装置の小型化の障害になっている。また、電解コンデンサの充放電電流が大きい場合、内部発熱など現象があり、装置の使用寿命への影響がある。
【０００４】
従来、平滑コンデンサの小容量化を図るために、例えば、特許文献１に記載しているように、コンバータ回路からの直流電流とインバータ回路への直流電流、或いは平滑コンデンサに流れる電流を検出して、コンデンサ電流を０に制御する方法が提案されている。
【０００５】
また、特許文献２に、平滑コンデンサの瞬時充放電電流を低減する方法として、コンバータ回路とインバータ回路のＰＷＭキャリア波を同期させる方式を開示している。
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−６７７５４号公報
【特許文献２】特開平４−１２１０６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、特許文献１のような方式によれば、平滑コンデンサに流れる電流の平均値を低減できるが、パルス状な瞬時充放電電流を低減することができない。言い換えると、上記方法を用いると、平滑コンデンサの小容量化と同時に、平均的な直流電圧変動を抑制することができるが、瞬時充放電電流によるコンデンサの発熱や寿命短縮などの問題を解決することは出来ない。
【０００８】
一方、特許文献２の方式によれば、平滑コンデンサの瞬時充放電電流を低減することはできるが、コンバータ回路のＰＷＭ周波数は、インバータ回路と同じに設定する必要がある。
【０００９】
一般的に、コンバータ回路の交流側に接続されるリアクトルは、できるだけ小型なものが望まれており、インバータに接続されるモータの巻線インダクタンスよりも小さく設計される。このため、リップル電流成分低減のため、コンバータ回路のＰＷＭ周波数をインバータ回路のＰＷＭ周波数より高く設定する必要がある。
【００１０】
また、コンバータ・インバータシステムを空調機の圧縮機駆動に用いる場合、圧縮機のモータ制御としては、ＰＷＭキャリア周波数を下げて効率を向上させたい一方、コンバータ側はＡＣリアクトルの小型化のために、キャリア周波数を高く設定したいという要望がある。
【００１１】
さらに、交流電源電圧が高い場合（例えば４００Ｖ電源）には、出力直流電圧をより低く抑えることが望まれており、それにはＰＷＭ方式として動作範囲の広い２相変調方式を用いたい。
【００１２】
このように、コンバータとインバータの間で、キャリア周波数を異なるものを設定したいという要望、さらにはコンバータ側には２相変調方式を採用したいという要望があり、同時に、平滑コンデンサの容量を低減できる技術が強く望まれている。これらのニーズに対して、特許文献２の方式では対応できない。
【００１３】
本発明の目的は、平滑コンデンサへの瞬時充放電電流を低減することにより直流部の平滑コンデンサの小容量化及び低発熱化することが可能となり、また、コンバータ部、ならびにインバータ部のキャリア周波数を異なる値に設定可能なコンバータ・インバータ装置が実現することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
入力側がリアクトルを介して三相交流電源に接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続された構成の、交流を直流に変換するコンバータ回路と、
前記直流端子間に接続され、直流を三相交流に変換するインバータ回路と、前記コンバータ回路とインバータ回路を制御する制御手段を備えたコンバータ・インバータ装置において、前記コンバータ回路と前記インバータ回路をＰＷＭ（パルス幅変調）により駆動するものとし、前記ＰＷＭ周波数を、前記コンバータ回路とインバータ回路間で同期させ、前記コンバータ又は前記インバータの一方のＰＷＭ周波数を他方のＰＷＭ周波数の２倍に設定し、かつ、２倍に設定した回路のＰＷＭ変調方式としては、２相変調方式とすることにより達成できる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明を用いることにより、直流部の平滑コンデンサの小容量化及び低発熱化することが可能となり、また、コンバータ部、ならびにインバータ部のキャリア周波数を異なる値に設定可能なコンバータ・インバータ装置が実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の第１の実施例を図１から図８を用いて説明する。
【実施例１】
【００１７】
図１に、本発明の実施例のモータ駆動用コンバータ・インバータ装置の構成図を示す。
【００１８】
図１に示す通り、コンバータ・インバータ装置は、三相交流電源１にリップルフィルタ２とリアクトル３を介して接続されたコンバータ回路４と、コンバータの直流出力端子に接続された平滑コンデンサ５およびインバータ回路６と、モータ７と、前記コンバータ回路４と前記インバータ回路６を制御する制御部８と、入力電流及び出力電流を検出する電流検出器９ａ，９ｂ，１０ａ，１０ｂと、直流電圧検出器１１から構成されている。尚、制御部８はマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。
【００１９】
図２に前記コンバータ・インバータ装置における制御部８内の“コンバータ制御”に関する構成図を示す。前記直流電圧検出器１１からの電圧信号（Ｅｄ）と直流電圧指令値
（Ｅｄ*）の偏差を電圧制御器１２を用いて、ｑ軸電流指令値（iq_cnv*）を作成する。次に、前記入力電流検出器９ａ，９ｂからの検出信号をｄｑ座標軸上の値へ変換し、それぞれの指令値（id_cnv*），（iq_cnv*）との偏差を求め、ベクトル制御器１３を介してｄｑ軸上の指令電圧を算出する。入力電流の無効電流成分を最小化するために、ｄ軸電流指令値（id_cnv*）は０にしている。最後に、ｄｑ軸の指令電圧と位相情報(θdc_cnv) を用いて、コンバータの三相電圧指令を作成し、キャリア発生器１４からのキャリア波と比較することにより、各ＰＷＭパルス信号を出力する。
【００２０】
図３に前記コンバータ・インバータ装置における制御部８内の“インバータ制御”に関する構成図を示す。図２の構成と同様に、前記出力電流検出器１０ａ，１０ｂからの検出信号をｄｑ座標軸上の値に変換し、それぞれの指令値（id_inv*），（iq_inv*）との偏差を電流制御器１５ａ，１５ｂ及びベクトル制御器１６を通じてｄｑ軸の指令電圧を算出する。ｄｑ軸の指令電圧と位相情報（θdc_inv）を用いて、三相出力電圧指令を作成し、キャリア発生器１７からのキャリア波と比較することにより、各ＰＷＭパルス信号を出力する。
【００２１】
ここで、前記コンバータ回路のＰＷＭ周波数を前記インバータ回路のＰＷＭ周波数の２倍に設定する。これにより、コンバータ回路のＰＷＭ周波数が高いので、前記リップルフィルタ２とリアクトル３の小型化及び入力電流リップルの低減が図れる。また、スイッチング損失を低減するために、コンバータ回路のＰＷＭ制御に２相変調を採用する。この２相変調方式とは、基本波周期の１周期期間の中で略１／３周期期間で１相分のスイッチングを行わない方式であり、スイッチングロスの低減のために使用されている。
【００２２】
また、この２相変調方式は、図４上段のように指令値の波形が正負ほぼ対称となるようになっている。
【００２３】
なお、インバータ回路のＰＷＭ制御は３相変調もしくは２相変調（線間変調）を採用しても良い。本実施例では、３相変調（ヒップ変調）で説明する。
【００２４】
図４に、上記ＰＷＭ制御方法を使用した場合のコンバータ回路のキャリア波と１相分の指令値と、インバータ回路のキャリア波と１相分の指令値波形を示す。
【００２５】
図５に、上記ＰＷＭ制御方法を使用した場合の、（あ）インバータ回路のキャリア波及びインバータの三相電圧指令と、（い）平滑コンデンサからインバータ回路への放電電流と、（う）コンバータ回路のキャリア波及びコンバータの三相電圧指令と、（え）コンバータ回路から平滑コンデンサへの充電電流と、（お）平滑コンデンサへの充放電電流波形を示す。
【００２６】
図５に示すように、コンバータ回路からの充電電流及びインバータ回路への放電電流は、ＰＷＭ制御信号により、パルス状の電流になる。また、平滑コンデンサからインバータ回路への放電電流パルスはインバータ回路の電圧指令の最大値もしくは最小値とキャリア波の交点に対応する。同様に、コンバータ回路から平滑コンデンサへの充電電流パルスはコンバータ回路の電圧指令の最大値もしくは最小値とキャリア波の交点に対応する。
【００２７】
図５に示すように、上記ＰＷＭ制御方法を用いることにより、二つの電流パルス（充電電流パルス，放電電流パルス）を同期させることが出来るため、平滑コンデンサへの充放電電流が小さくできる。これによって、平滑コンデンサの小容量化、ならびに長寿命化が実現できる。
【００２８】
しかし、上記ＰＷＭ制御方法では、条件によっては、充電電流パルスと放電電流パルスを常に同期させることができない場合がある。図６に、上記ＰＷＭ制御方法だけを使用した場合の、（あ）インバータ回路のキャリア波及びインバータ回路の三相電圧指令と、
（い）コンバータ回路のキャリア波及びコンバータ回路の三相電圧指令と、（う）コンバータ回路から平滑コンデンサへの充電電流と、（え）平滑コンデンサからインバータ回路への放電電流と、（お）平滑コンデンサへの充放電電流波形を示す。
【００２９】
図６に示すように、二つの電流パルスが同期する時（右部分）は、平滑コンデンサへの充放電電流は小さくなるが、同期しない時（左部分）は、平滑コンデンサへの充放電電流が大きくなる。
【００３０】
これは、コンバータ回路のＰＷＭ制御における２相変調方式に起因した問題である。２相変調方式は、スイッチングを休止する期間が、一周期間に対して約１／３期間存在する。この「スイッチングの休止」を実現するために、各相の電圧指令を交互に飽和させている。この飽和状態になる相が切り替る時点で、電流パルスの位相が変化し、平滑コンデンサへの充放電電流パルスの同期が取れなくなる。
【００３１】
そこで、上記充電電流パルスと放電電流パルスを常に同期させるために、コンバータ回路の２相変調の電圧飽和の切り替え点（２相変調方式の特徴であるスイッチングを休止する相を切替える点）にて、コンバータ回路のＰＷＭキャリア信号の位相を１８０度切り替える方法を採用する。
【００３２】
図７に、比較のために、上記切り替える方法を採用した場合の波形を示す。図６の電流波形に比べて、平滑コンデンサの充電電流パルスと放電パルスが常に同期して、平滑コンデンサへの充放電電流が小さくなることがわかる。
【００３３】
ＰＷＭ制御に用いるキャリア信号の位相を変える方法として、図８に示すように、六つのパターンがある。図８（ａ）と（ｂ）には、コンバータ回路のキャリア波の位相を修正（実際にはマイコンのＰＷＭ出力タイマーの周期カウンタ値を０セットもしくはプリセットすること）することにより、位相を１８０度切り替える方法を示す。
【００３４】
図８（ｃ）と（ｄ）には、コンバータ回路のキャリア波の１周期を短縮或いは延長することにより、位相を１８０度切り替える方法を示す（実際には、マイクロプロセッサのタイマーもしくはカウンタの周期を調整すること（短縮もしくは延長）により、キャリア信号の周期を調節する。）。
【００３５】
図８（ｅ）と（ｆ）には、インバータ回路のキャリア波の１周期を短縮或いは延長することにより、位相を１８０度切り替える方法を示す。実際の使用時には、制御回路の仕様により、実現が容易なパターンを選べば良い。複数のパターンをその都度選択して使用することが可能である。
【００３６】
本発明によるコンバータ・インバータ装置を、空調機の圧縮機モータ駆動に適用する場合は、コンバータ回路の三角波キャリア周波数を、インバータ回路の２倍に設定し、さらに、コンバータ側を前述の２相変調方式とすることで、平滑コンデンサ容量を低減できるシステムが実現する。この場合、コンバータのキャリア周波数はインバータの２倍であるが、２相変調を採用するために、１／３期間はスイッチングを休止することになり、結果としては１.３３倍(＝２×２／３) の平均スイッチング周波数になる。実際には、電圧飽和相の切替え時にスイッチング回数が前後するため、１.２〜１.５倍程度の違いになると考えてよい。
【００３７】
本実施例では、コンバータ回路の三角波キャリア周波数を、インバータ回路の２倍に設定しているが、実際の応用に応じて、上記設定方法の逆に、インバータ回路の三角波キャリア周波数を、コンバータ回路の２倍に設定しても構わない。この場合、前述したコンバータ回路とインバータ回路の制御方法を逆にすれば、同様なリップル電流低減効果を得られる。
【実施例２】
【００３８】
図９に、本発明の第２の実施例として、モータ駆動用コンバータ・インバータ装置のもう一例の構成図を示す。図１０に、本発明の製品の最終形態の一例として、図９のコンバータ・インバータ装置をモジュール化したものを示す。制御部基板２１に、制御回路の電源，制御マイコン，検出回路，パワー系のスイッチ素子（ＩＧＢＴモジュール）を配置し、モジュールにすると小型化が可能に行えると共に、装置コストの低減が図れる。
【００３９】
上記装置と図１に示す装置と異なる部分は、交流電流の検出方法である。ここでは、直接三相電流を検出する代わりに、コンバータ回路及びインバータ回路の２つの母線電流をシャント抵抗により検出し、各変換器のスイッチ状態を考慮した上で、それぞれにおいて三相交流電流の再現処理をマイコン内で行う。また、図９に示す方法はシャント抵抗を用いて母線電流を検出しているが、実際にシャント抵抗に限らず、電流センサなどを用いても良い。本実施形態によれば、実施例１に比べて、電流センサを省略できる。
【００４０】
上記電流検出方法以外に、他の制御部分は実施例１と同様の方法を用いる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の第１の実施例を示すコンバータ・インバータ装置の構成図。
【図２】本発明の第１の実施例のコンバータ制御ブロック図。
【図３】本発明の第１の実施例のインバータ制御ブロック図。
【図４】インバータとコンバータの電圧指令及びキャリア波形。
【図５】インバータとコンバータの電圧指令，キャリア及び電流波形。
【図６】インバータとコンバータの電圧指令，キャリア及び電流波形。
【図７】インバータとコンバータの電圧指令，キャリア及び電流波形。
【図８】コンバータのキャリア位相を１８０度切替方法の説明図。
【図９】本発明の第２の実施例を示すコンバータ・インバータ装置の構成図。
【図１０】本発明の第２の実施例を示すコンバータ・インバータモジュールの構成図。
【符号の説明】
【００４２】
１  交流電源
２  リップルフィルタ
３  リアクトル
４  コンバータ回路
５  平滑コンデンサ
６  インバータ回路
７  モータ
８  制御部
９  入力電流検出器
１０  出力電流検出器
１１  直流電圧検出器
１２  電圧制御器
１３，１６  ベクトル制御器
１４  コンバータのキャリア発生器
１５  電流制御器
１７  インバータのキャリア発生器
１８  モジュール基板
【図１】
2008259343.tif 000003
【図２】
2008259343.tif 000004
【図３】
2008259343.tif 000005
【図４】
2008259343.tif 000006
【図５】
2008259343.tif 000007
【図６】
2008259343.tif 000008
【図７】
2008259343.tif 000009
【図８】
2008259343.tif 000010
【図９】
2008259343.tif 000011
【図１０】
2008259343.tif 000012