(57)【要約】【課題】半導体スイッチング素子の入力容量にチャージされた電荷を直流電源側に回生可能なドライブ回路、及びそれを利用したＸ線高電圧装置を提供する。【解決手段】ゲート電極と第１の出力電極間に入力容量が形成された半導体スイッチング素子を駆動するため、直流電圧源とゲート電極間に第１のスイッチを接続し、第１の出力電極と直流電圧源の基準電位端間に第２のスイッチを接続し、第１，第２のスイッチをオンして半導体スイッチング素子をターン・オンさせる。また直流電圧源の直流電圧を昇圧し、昇圧電源と第１の出力電極間に第３のスイッチを接続し、第１，第２のスイッチのオフ期間に第３のスイッチをオンして半導体スイッチング素子をターン・オフさせ、第１，第２のトランジスタのオン期間に充電された入力容量の電荷を第３のスイッチのオン期間に直流電圧源に回生する。【選択図】  図３
2008226723.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゲート電極と第１の出力電極間に入力容量が形成された半導体スイッチング素子を駆動するドライブ回路において、
第１の直流電圧源からの直流電圧によって動作し、前記半導体スイッチング素子をターン・オン制御する第１の回路と、
前記第１の直流電圧源からの直流電圧を昇圧して第２の直流電圧を生成する第２の直流電圧源と、
前記第２の直流電圧によって動作し、前記半導体スイッチング素子をターン・オフさせる第２の回路と、
前記半導体スイッチング素子のターン・オン時に前記入力容量に蓄積された電荷をターン・オフ時に前記第１の直流電圧源に回生する回生回路と、を具備したことを特徴とする半導体スイッチング素子のドライブ回路。
【請求項２】
前記半導体スイッチング素子は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１記載の半導体スイッチング素子のドライブ回路。
【請求項３】
前記第２の直流電圧源は、前記第１の直流電圧源からの直流電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータで成ることを特徴とする請求項１記載の半導体スイッチング素子のドライブ回路。
【請求項４】
前記第１の回路は、前記第１の直流電圧源の出力電圧端子と前記半導体スイッチング素子のゲート電極間に接続した第１のスイッチと、前記半導体スイッチング素子の前記第１の出力電極と前記第１の直流電圧源の基準電位端子間に接続した第２のスイッチを有し、
第２の回路は、前記第２の直流電圧源の出力電圧端子と前記半導体スイッチング素子の前記第１の出力電極間に接続された第３のスイッチを有して成り、
前記第１，第２のスイッチのオンによって前記半導体スイッチング素子をターン・オンさせ、前記第１，第２のスイッチのオフ期間に前記第３のスイッチをオンして前記半導体スイッチング素子をターン・オフさせることを特徴とする請求項１記載の半導体スイッチング素子のドライブ回路。
【請求項５】
ゲート電極及び第１，第２の出力電極を有し前記ゲート電極と前記第１の出力電極間に入力容量が形成された半導体スイッチング素子を駆動するドライブ回路であって、
第１の直流電圧源の出力電圧端子と前記半導体スイッチング素子のゲート電極間に主導電路が接続され、この主導電路と並列に逆極性のダイオードが接続された第１のトランジスタと、
前記半導体スイッチング素子の前記第１の出力電極と前記第１の直流電圧源の基準電位端子間に主導電路が接続された第２のトランジスタと、
前記第１の直流電圧源からの直流電圧を昇圧して第２の直流電圧を生成する第２の直流電圧源と、
前記第２の直流電圧源の出力電圧端子と前記半導体スイッチング素子の前記第１の出力電極間に主導電路が接続された第３のトランジスタと、
前記第１及び第２のトランジスタと、前記第３のトランジスタを交互にオン・オフ制御する制御回路と、を具備し、
前記第１及び第２のトランジスタの導通によって前記半導体スイッチング素子をターン・オンさせて前記入力容量を充電し、前記第３のトランジスタの導通によって前記半導体スイッチング素子をターン・オフさせて前記入力容量の充電電荷を前記ダイオードを介して前記第１の直流電圧源に回生することを特徴とする半導体スイッチング素子のドライブ回路。
【請求項６】
前記半導体スイッチング素子は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であることを特徴とする請求項５記載の半導体スイッチング素子のドライブ回路。
【請求項７】
前記第２の直流電圧源は、前記第１の直流電圧源からの直流電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータで成ることを特徴とする請求項５記載の半導体スイッチング素子のドライブ回路。
【請求項８】
交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する直流電源部と、
複数の半導体スイッチング素子を含み、これら複数の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御して前記直流電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路からの交流出力電圧を昇圧する高電圧トランスと、
前記高電圧トランスの出力電圧を直流電圧に変換してＸ線管に供給する高電圧整流回路とから成り、
前記インバータ回路の複数の半導体スイッチング素子をそれぞれ駆動するため、請求項１又は請求項５に記載のドライブ回路を用いたことを特徴とするＸ線高電圧装置。
【請求項９】
前記インバータ回路は、
前記直流電源部の直流電圧端子と基準電位端子間に接続された、第１，第２半導体スイッチング素子で成る直列回路と、第３，第４半導体スイッチング素子で成る直列回路とを具備し、
第１，第２半導体スイッチング素子の接続点と、前記第３，第４半導体スイッチング素子の接続点との間に前記高電圧トランスの一次巻線を接続し、
前記第１，第４の半導体スイッチング素子と、前記第２，第３の半導体スイッチング素子を交互にオン・オフ制御することを特徴とする請求項８記載のＸ線高電圧装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体スイッチング素子のドライブ回路に関する。またＸ線ＣＴ装置（Ｘ線コンピュータ断層撮影装置）に使用するＸ線高電圧装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
Ｘ線ＣＴ装置は、Ｘ線管からのＸ線ビームを被検体に照射し、被検体を透過したＸ線をＸ線検出器で検出し、その検出結果によるデータを画像処理して断層像を得るようにしている。
【０００３】
一方、Ｘ線ＣＴ装置には、Ｘ線管に高電圧（管電圧）を供給するためにＸ線高電圧装置が搭載されている。Ｘ線高電圧装置は、商用交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ回路で高周波の交流電圧に変換するようにしている。そしてこの高周波の交流電圧を高電圧トランスで昇圧し、この昇圧した交流電圧を整流することで直流高電圧を得て、この直流高電圧をＸ線管に印加してＸ線を発生するようにしている。
【０００４】
特許文献１には、インバータ回路を含むＣＴシステム用のＸ線発生器が記載されている。この例では、直流電圧をインバータによって特定の周波数の交流電圧に変換し、高電圧タンクに供給する例が記載されている。
【０００５】
また、直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路は、電力用半導体スイッチング素子を用いて構成しており、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）が一般的に使用されている。
【０００６】
上記半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）を駆動するドライブ回路は、正と負の電源を用いるのが一般的であり、正、負の電源間に２つのトランジスタを直列に接続し、それらトランジスタの接続点（出力端）をＩＧＢＴのゲートに接続し、２つのトランジスタを交互にオン・オフすることで、ＩＧＢＴをターン・オン又はターン・オフさせるようにしている。
【０００７】
図６は、一般的なＩＧＢＴのドライブ回路の一例を示す。ＩＧＢＴを駆動するため、２つの直列接続したトランジスタＱ１０，Ｑ２０が設けられ、トランジスタＱ１０，Ｑ２０の接続点を、抵抗Ｒ１０を介してＩＧＢＴのゲートに接続している。また直流電源Ｖ１０とＶ２０を直列に接続し、トランジスタＱ１０のコレクタを直流電源Ｖ２０のプラス側に接続し、トランジスタＱ２０のエミッタを直流電源Ｖ１０のマイナス側に接続し、直流電源Ｖ１０とＶ２０の接続点をＩＧＢＴのエミッタに接続している。
【０００８】
図６の回路において、ＩＧＢＴをターン・オンさせる場合は、ドライブ回路の一方のトランジスタＱ１０をオンにして直流電源Ｖ２０からの正電圧をＩＧＢＴのゲートに供給する。このときトランジスタＱ２０はオフしている。またＩＧＢＴをターンフさせる場合は、ドライブ回路の他方のトランジスタＱ２０をオンにして直流電源Ｖ１０からの負電圧をＩＧＢＴのゲートに供給する。
【０００９】
ところで、ＩＧＢＴのゲートには入力容量Ｃｉが存在し、ＩＧＢＴのターン・オン時に、直流電源Ｖ２０からトランジスタＱ１０を介して入力容量Ｃｉに電流が流れ、入力容量Ｃｉが充電され、ＩＧＢＴのターン・オフ時に、入力容量Ｃｉの充電電荷をトランジスタＱ２０を介して負電源側に放電するようにしている。
【００１０】
しかしながら、このようなドライブ回路では、ＩＧＢＴがターン・オンからターンフに切換わるたびに、ゲートにチャージした電荷を捨ててしまうため、入力容量Ｃｉの大きな大電力用の半導体スイッチング素子をドライブする場合、スイッチング損失が大きくなるという欠点がある。
【００１１】
またＸ線ＣＴ装置では、大出力のＸ線高電圧装置を実現しようとすると、インバータ回路の動作周波数を高める必要があるが、従来のインバータ回路では動作周波数に比例してドライブ回路の損失が増加するため、小型化が難しく動作周波数をあまり高くすることができないという不具合があった。
【特許文献１】特開２００５−２１６８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
従来のＸ線高電圧装置では、インバータ回路の半導体スイッチング素子をオン・オフするたびにゲートにチャージした電荷を捨てているため、入力容量の大きな大電力素子をドライブする場合、スイッチング損失が大きくなっていた。また、Ｘ線ＣＴ装置のように、限られた空間にＸ線高電圧装置を収納する場合、小型化が難しいため、インバータ回路の動作周波数を高くすることができないという不具合があった。
【００１３】
本発明は、上記事情に鑑み、半導体スイッチング素子のゲート入力容量Ｃｉにチャージされた電荷を電源に回生することができるドライブ回路、及びインバータ回路の動作周波数を高めることが可能なＸ線高電圧装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
請求項１記載の本発明は、ゲート電極と第１の出力電極間に入力容量が形成された半導体スイッチング素子を駆動するドライブ回路において、第１の直流電圧源からの直流電圧によって動作し、前記半導体スイッチング素子をターン・オン制御する第１の回路と；前記第１の直流電圧源からの直流電圧を昇圧して第２の直流電圧を生成する第２の直流電圧源と、前記第２の直流電圧によって動作し、前記半導体スイッチング素子をターン・オフさせる第２の回路と；前記半導体スイッチング素子のターン・オン時に前記入力容量に蓄積された電荷をターン・オフ時に前記第１の直流電圧源に回生する回生回路と；を具備したことを特徴とする。
【００１５】
また請求項５記載の本発明は、ゲート電極及び第１，第２の出力電極を有し前記ゲート電極と前記第１の出力電極間に入力容量が形成された半導体スイッチング素子を駆動するドライブ回路であって、第１の直流電圧源の出力電圧端子と前記半導体スイッチング素子のゲート電極間に主導電路が接続され、この主導電路と並列に逆極性のダイオードが接続された第１のトランジスタと；前記半導体スイッチング素子の前記第１の出力電極と前記第１の直流電圧源の基準電位端子間に主導電路が接続された第２のトランジスタと；前記第１の直流電圧源からの直流電圧を昇圧して第２の直流電圧を生成する第２の直流電圧源と；前記第２の直流電圧源の出力電圧端子と前記半導体スイッチング素子の前記第１の出力電極間に主導電路が接続された第３のトランジスタと；前記第１及び第２のトランジスタと、前記第３のトランジスタを交互にオン・オフ制御する制御回路と；を具備し、前記第１及び第２のトランジスタの導通によって前記半導体スイッチング素子をターン・オンさせて前記第入力容量を充電し、前記第３のトランジスタの導通によって前記半導体スイッチング素子をターン・オフさせて前記入力容量の充電電荷を前記ダイオードを介して前記第１の直流電圧源に回生することを特徴とする。
【００１６】
さらに請求項８記載の本発明のＸ線高電圧装置は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する直流電源部と；複数の半導体スイッチング素子を含み、これら複数の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御して前記直流電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路と；前記インバータ回路からの交流出力電圧を昇圧する高電圧トランスと；前記高電圧トランスの出力電圧を直流電圧に変換してＸ線管に供給する高電圧整流回路と；から成り、前記インバータ回路の複数の半導体スイッチング素子をそれぞれ駆動するため、請求項１又は請求項５に記載のドライブ回路を用いたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、半導体スイッチング素子のゲート入力容量Ｃｉにチャージされた電荷を第１の直流電圧源に回生することによって、電力損失を低減することができ、半導体スイッチング素子のゲートドライブ回路を小型化することができる。またＸ線高電圧装置のインバータの動作周波数を高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、この発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【実施例】
【００１９】
図１は本発明のＸ線高電圧装置の全体の構成を示すブロック図である。Ｘ線高電圧装置１０は、整流回路１２、平滑コンデンサ１３、インバータ回路１４、高電圧トランス１５、高電圧整流回路１６、平滑コンデンサ１７から成っており、整流回路１２には商用交流電源１１が接続され、平滑コンデンサ１７の両端にＸ線管１８が接続されている。
【００２０】
整流回路１２は、商用交流電源１１からの交流電源電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ１３は整流回路１２の出力電圧を平滑するもので、整流回路１２と平滑コンデンサ１３は直流電源部となる。平滑コンデンサ１３の一端を直流電圧端子とすると、他端は基準電位端子となる。
【００２１】
インバータ回路１４は、平滑コンデンサ１３からの直流電圧を高周波の交流電圧に変換するもので、半導体スイッチング素子２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄと、それぞれの半導体スイッチング素子２１ａ〜２１ｄを駆動するドライブ回路２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄを含んでいる。
【００２２】
インバータ回路１４からの高周波の交流電圧は、高電圧トランス１５によって昇圧され、高電圧整流回路１６に供給され、直流高電圧に変換される。高電圧整流回路１６からの直流高電圧は、さらに平滑コンデンサ１７によって平滑される。
【００２３】
Ｘ線管１８は、アノード１８ａとカソード１８ｋを有し、アノード１８ａとカソード１８ｋ間に平滑コンデンサ１７によって平滑された直流高電圧（管電圧）が印加される。
【００２４】
インバータ回路１４の半導体スイッチング素子２１ａ〜２１ｄは、例えばＩＧＢＴで構成され、以下、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｄとして説明する。
【００２５】
ＩＧＢＴ２１ａとＩＧＢＴ２１ｂは直列に接続され、平滑コンデンサ１３の両端間に接続される。同様にＩＧＢＴ２１ｃとＩＧＢＴ２１ｄも直列に接続され、平滑コンデンサ１４の両端間に接続される。ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｄは、ドライブ回路２２ａ〜２２ｄによってそれぞれ駆動され、ＩＧＢＴ２１ａとＩＧＢＴ２１ｂは交互にオン・オフ動作し、ＩＧＢＴ２１ｃとＩＧＢＴ２１ｄも交互にオン・オフ動作する。
【００２６】
図２は、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｄの動作タイミングを示す波形図であり、ＶａはＩＧＢＴ２１ａのゲート電圧、ＶｂはＩＧＢＴ２１ｂのゲート電圧、ＶｃはＩＧＢＴ２１ｃのゲート電圧、ＶｄはＩＧＢＴ２１ｄのゲート電圧をそれぞれ示している。
【００２７】
図２において、タイミングＴ１，Ｔ３は、ＩＧＢＴ２１ａとＩＧＢＴ２１ｄがオンする期間であり、この期間は、ＩＧＢＴ２１ｂとＩＧＢＴ２１ｃがオフする。このとき、ＩＧＢＴ２１ａ→高電圧トランス１５の一次巻線→ＩＧＢＴ２１ｄへと電流が流れる。
【００２８】
また、タイミングＴ２，Ｔ４は、ＩＧＢＴ２１ｂとＩＧＢＴ２１ｃがオンする期間であり、この期間は、ＩＧＢＴ２１ａとＩＧＢＴ２１ｄがオフする。このとき、ＩＧＢＴ２１ｃ→高電圧トランス１５の一次巻線→ＩＧＢＴ２１ｂへと電流が流れる。
【００２９】
こうして、高電圧トランス１５の一次巻線には、タイミングＴ１，Ｔ３と、タイミングＴ２，Ｔ４で、それぞれ逆方向に電流が流れ、高電圧トランス１５の二次巻線には高圧パルスが誘起され、高圧整流回路１６によって整流することで直流高電圧が得られる。
【００３０】
次に、本発明のＩＧＢＴのドライブ回路２２ａ〜２２ｄの詳細について、図３を参照して説明する。
【００３１】
インバータ回路１４は、ＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｄと、ドライブ回路２２ａ〜２２ｄで構成されているが、ドライブ回路２２ａ〜２２ｄの構成は同一であるため、図３では、ＩＧＢＴ２１ａとドライブ回路２２ａから成る回路部（図１の点線１４ａで示す部分）を代表的に示している。
【００３２】
ＩＧＢＴ２１ａは、ゲート電極、エミッタ電極、コレクタ電極を有し、エミッタ電極が第１の出力電極となり、コレクタ電極が第２の出力電極となる。以下の説明ではＩＧＢＴ２１ａのゲート電極をゲート、第１の出力電極をエミッタ、第２の出力電極をコレクタと称して説明する。またＩＧＢＴ２１ａのゲート・エミッタ間には入力容量Ｃｉが存在する。
【００３３】
図３において、トランジスタＱ１，Ｑ２は第１，第２のスイッチであり、ＩＧＢＴ２１ａを駆動するトランジスタである。トランジスタＱ１のコレクタは、直流電圧源２３のプラス側（出力電圧端子）に接続され、エミッタは抵抗Ｒ１を介してＩＧＢＴ２１ａのゲートに接続されている。またトランジスタＱ１の主導電路（コレクタ・エミッタ路）には、並列にダイオードＤ１が逆向きに接続されている。ここで、直流電圧源２３の電圧をＶ１（例えば１５Ｖ）とする。
【００３４】
一方、トランジスタＱ２のコレクタは、ＩＧＢＴ２１ａのエミッタに接続され、トランジスタＱ２のエミッタは直流電圧源２３のマイナス側（基準電位端子）に接続されている。トランジスタＱ１，Ｑ２のベースには、制御回路ＩＣ１からの制御信号Ｓ１，Ｓ２が供給され、トランジスタＱ１，Ｑ２はそれぞれ同時にオン・オフ駆動される。
【００３５】
また直流電圧源２３のプラス側は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ２４に接続され、直流電圧は昇圧される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は第２の直流電圧源となり、その出力端子はトランジスタＱ３の主導電路（エミッタ・コレクタ路）を介してＩＧＢＴ２１ａのエミッタ及びトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。
【００３６】
トランジスタＱ３は第３のスイッチであり、そのベースには、制御回路ＩＣ１からの制御信号Ｓ３が供給され、トランジスタＱ１，Ｑ２がオンする期間はオフし、トランジスタＱ１，Ｑ２がオフする期間はオンするように制御される。
【００３７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は、コンデンサＣ１、リアクトルＬ１、スイッチ用のトランジスタＱ４、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２、及びトランジスタＱ４をオン・オフ制御する制御回路ＩＣ２を有している。
【００３８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は、制御回路ＩＣ２によってトランジスタＱ４をオン・オフし、そのオン・オフ比率を制御することによって、昇圧した出力電圧Ｖ２を得ることができる。また抵抗Ｒ２，Ｒ３の分圧回路によって、出力電圧Ｖ２に比例した電圧を制御回路ＩＣ２にフィードバックするで、出力電圧Ｖ２を一定に保つようにしている。
【００３９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２４のトランジスタＱ４のオン時間をＴon、オフ時間をＴoffとすると、デューティ比Ｄは、以下の（１）式で求められる。
【００４０】
Ｄ＝Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff）    ・・・（１）
また、直流電圧源２３の電圧をＶ１とすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２は、（２）式で求められる。
【００４１】
Ｖ２ ＝ Ｖ１・１／（１−Ｄ）    ・・・（２）
次に図３の動作を、図４を参照して説明する。図４のＳ１，Ｓ２，Ｓ３は、それぞれトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のベースに供給される制御信号の波形を示している。
【００４２】
ＩＧＢＴ２１ａをオンするためのゲート・エミッタ間の電圧をＶon、ＩＧＢＴ２１ａをオフするためのゲート・エミッタ間の電圧をＶoffとすると、例えばＶon は１５Ｖ、Ｖoffは−９Ｖである。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２は、（３）式で求められる。
【００４３】
Ｖ２＝Ｖon−Ｖoff    ・・・（３）
これにより、Ｖ２＝１５Ｖ−（−９Ｖ）＝２４Ｖ となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２４のトランジスタＱ４のオン・オフ比率を制御して、出力電圧Ｖ２として２４Ｖを得るようにする。
【００４４】
次に、ＩＧＢＴ２１ａをオンするときの動作について説明する。このとき、図４の期間Ｔ１で示すように、トランジスタＱ１とＱ２は制御信号Ｓ１，Ｓ２によってオンとなり、トランジスタＱ３は制御信号Ｓ３によってオフとなる。これにより、ＩＧＢＴ２１ａがターン・オンする。
【００４５】
この期間Ｔ１は、直流電圧源２３→トランジスタＱ１のコレクタ・エミツタ路→抵抗Ｒ１→入力容量Ｃｉ→トランジスタＱ２のコレクタ・エミツタ路の経路で電流が流れ、ＩＧＢＴ２１ａの入力容量Ｃｉを電圧１５Ｖに充電する。
【００４６】
一方、ＩＧＢＴ２１ａをオフするときは、図４の期間Ｔ２で示すように、トランジスタＱ１、Ｑ２は制御信号Ｓ１，Ｓ２によってオフとなり、トランジスタＱ３は制御信号Ｓ３によってオンとなる。これにより、ＩＧＢＴ２１ａがターン・オフする。
【００４７】
この期間Ｔ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２４の出力端（２４Ｖ）→トランジスタＱ３のエミッタ・コレクタ路→入力容量Ｃｉ→抵抗Ｒ１→ダイオードＤ１→直流電圧源２３の経路で電流が流れ、ＩＧＢＴ２１ａの入力容量Ｃｉは、−９Ｖに充電される。
【００４８】
この期間Ｔ２の電流は、直流電圧源２３を充電する向きに流れるため、ＩＧＢＴ２１ａをオンするときに使われた入力容量Ｃｉの電荷が直流電圧源２３に回生される。したがって、ＩＧＢＴ２１ａをターン・オンするときは直流電圧源２３から電力が供給されるが、ＩＧＢＴ２１ａをターン・オフするときは直流電圧源２３に電力が戻ってくる。このときは、抵抗Ｒ１によって若干のロスは生じるが、抵抗Ｒ１以外に損失は発生しない。
【００４９】
これにより、ＩＧＢＴ２１ａのゲートドライブ回路の電力損失を低下させることができる。またＩＧＢＴ２１ａをオンするときに使われた電荷が直流電圧源２３に回生されるため、ゲートドライブ回路２２ａ〜２２ｄの動作電源として高電圧の直流電源を設ける必要がなく、直流電圧源２３を小型化することができる。
【００５０】
図５は、直流電圧源２３の一例を示す回路図である。
【００５１】
直流電圧源２３は、直流電圧Ｖ０が一次巻線に供給されるトランス２５と、トランス２５の一次巻線に直列に接続されたスイッチ素子Ｑ５と、スイッチ素子Ｑ５を駆動する制御回路ＩＣ３と、トランス２５の複数の二次巻線にそれぞれ接続された整流回路２６，２７を有してなる。
【００５２】
この直流電圧源２３は、スイッチ素子Ｑ５を所定のデューティ比でオン・オフすることにより、トランス２５の一次巻線から二次巻線に電力エネルギーが供給され、整流回路２６，２７で整流し、平滑することにより、所定の電圧を得ることができる。尚、整流回路２６は、整流用のダイオードＤ３と平滑用コンデンサＣ３を有し、整流回路２７は、整流用のダイオードＤ４と平滑用コンデンサＣ４を有してなる。
【００５３】
整流回路２６，２７の出力電圧は、スイッチング素子Ｑ５のオン・オフのデューティ比と、トランス２５の一次巻線と二次巻線の巻数比で決まり、整流回路２６の出力電圧をドライブ回路２２ａの直流電圧Ｖ１（図３）として使用することができる。また整流回路２７の出力電圧は、ドライブ回路２２ｂの直流電圧Ｖ１として使用することができる。他のドライブ回路２２ｃ，２２ｄの直流電圧Ｖ１も同様にして得ることができる。
【００５４】
整流回路２６の出力電圧をドライブ回路２２ａの電源電圧Ｖ１として利用した場合、整流回路２６の出力電圧端子２８は、図３のトランジスタＱ１のコレクタ及びＤＣ／ＤＣコンバータ２４に接続され、整流回路２６の基準電位端２９はトランジスタＱ２のエミッタに接続される。
【００５５】
したがって、ＩＧＢＴ２１ａがターン・オフの期間、出力電圧Ｖ１はＤＣ／ＤＣコンバータで昇圧されてトランジスタＱ３に供給され、かつ入力容量Ｃｉの電荷が抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１を介して整流回路２６に回生されることになる。
【００５６】
一般的に、ＩＧＢＴの動作周波数を高くした場合、入力容量Ｃｉの電荷を放電する回数が増えるため、動作周波数が高くなるほど電力損失が大きくなり、ゲートドライブ回路が大型化する傾向にある。特にＸ線ＣＴ装置の架台のように限られたスベースに実装するには小型化する必要があり、このためＩＧＢＴの動作周波数をあまり高くすることができないという不具合があった。
【００５７】
この点、本発明ではＩＧＢＴの入力容量Ｃｉの電荷を直流電圧源２３に回生することにより、電力損失を低下させることができ、動作周波数を高く設定することができるためドライブ回路を小型化することができる。したがって、Ｘ線ＣＴ装置の架台に実装する場合もスペース的に有利となる。
【００５８】
尚、以上の説明では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例を述べたが、電圧制御可能な電力用スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴを利用することもできる。また特許請求の範囲を逸脱しない範囲内で種々の変形が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明のＸ線高電圧装置の一実施形態を示すブロック図。
【図２】本発明のＸ線高電圧装置に使用するインバータ回路の動作を説明するタイミングチャート。
【図３】本発明のインバータ回路に使用するＩＧＢＴドライブ回路の一実施形態を示す回路図。
【図４】本発明のＩＧＢＴドライブ回路の動作を説明するタイミングチャート。
【図５】本発明のＩＧＢＴドライブ回路の直流電圧源の一例を示す回路図。
【図６】一般的なＩＧＢＴドライブ回路を示す回路図。
【符号の説明】
【００６０】
１０…Ｘ線高電圧装置
１１…交流電源
１２…整流回路
１３…平滑コンデンサ
１４…インバータ回路
１５…高電圧トランス
１６…高電圧整流回路
１８…Ｘ線管
２１ａ〜２１ｄ…半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
２２ａ〜２２ｄ…ドライブ回路
２３…直流電圧源
２４…昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｃｉ…入力容量
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３…スイッチ（トランジスタ）
Ｄ１…回生用ダイオード
ＩＣ１…制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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