(57)【要約】      （修正有）【課題】電力増幅及び送信のためのシステム及び方法を提供する。【解決手段】同じプロセスでベースバンド信号を搬送波周波数の信号にシフトするため、アップコンバータにより中心周波数を変更し合成される電力増幅を可能にするシステム及び方法。そして、デジタルにより実現し、電力効率がよく、線形性問題がほとんど、又は全く無く、シリコンチップ及び広帯域動作に適した技術である。それぞれの入力サンプルは、同じサンプリング間隔内のいくつかのサブサンプルと置き換えられ、サブサンプルの合計の重みは、置換されたサンプルに等しい。このサブサンプルへのプロセスは、サンプリング信号の周波数応答を変え、負荷ドライバの振幅ダイナミックレンジを減少させ、デジタルアナログ変換のためのフィルター要件を簡素化し、負荷ドライバの線形性要件を減少させる。このプロセスは、デジタル回路でもよく、広帯域動作をもたらす。【選択図】図１
2008259201.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅されるべきベースバンド信号を受け取るための手段と、
受け取られた前記ベースバンド信号の中心周波数を、変調搬送波信号にデジタル的にアップコンバージョンするための手段を備え、
前記アップコンバージョンが、前記受け取られた入力信号のサンプルをサンプリング間隔内のサブサンプルとして生成するためのサンプリング周波数を使用する電力増幅器。
【請求項２】
アナログゲートを更に備え、
前記変調搬送波信号の出力電力が、前記アナログゲートを通過することのできる前記搬送波信号の１／２サイクルの数によって少なくとも部分的に決定される請求項１に記載の電力増幅器。
【請求項３】
逆位相巻線を有する変圧器によって駆動される負荷変調器を有する出力段階を更に備える請求項２に記載の電力増幅器。
【請求項４】
前記サンプリング周波数が電力出力を決定する請求項３に記載の電力増幅器。
【請求項５】
前記ベースバンド信号を、サブサンプルクロック周波数の１／２の搬送波周波数に変換するための混合器を更に備える請求項３に記載の電力増幅器。
【請求項６】
搬送波信号を変調する方法であって、
ベースバンド入力信号から、それぞれのパラレル信号サンプルにおいてＭビット＋１符号ビットを有するデジタル的に量子化された信号を生成するステップと、
直交符号化パターンを用いた重み符号化によって、サンプル毎の前記Ｍビットに下位ビットから順々に重みを付けるステップと、
それぞれのデジタル的に量子化された信号部分を、等しい距離を置いて配置された複数のサブサンプルに分割するステップであって、前記サブサンプルの和が、それぞれのサンプル部分の値に等しいステップと、
前記重みを付けられたビットをデジタル変調信号として合成するステップと、
前記ベースバンド入力信号のサブサンプルを、前記デジタル変調信号及び前記符号ビットによって変調し、出力変調信号にするステップとを備える方法。
【請求項７】
互い違いの前記符号ビットが、それぞれの連続するパラレルのサンプルとともに＋から−へ互い違いに変化する請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記搬送波信号が、少なくとも５００ＭＨｚの周波数を有する請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記ベースバンド信号を、サブサンプルクロック周波数の１／２である搬送波周波数に変換するステップを更に備える請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
入力信号を、それぞれのサンプルにおいてＭビット＋１符号ビットを有するデジタル的に量子化された信号に変換するための回路と、
前記入力信号に対して、サンプリング間隔内の信号サンプル毎に等しい距離を置いて配置された複数のサブサンプルを有する直交符号化パターンを確定するための回路と、
それぞれの前記Ｍ個のパラレルビットに下位ビットから順々に重みを付けるためのゲート回路と、
前記サンプル毎の前記符号ビットと組み合わせて前記ゲート回路を用いて、前記直交符号化信号をデジタル変調信号（ＤＭＳ）としてゲート制御するための回路と、
前記ＤＭＳ信号の＋符号部分及び−符号部分を単一出力信号として合成するための負荷回路とを備える変調回路。
【請求項１１】
前記出力信号の出力電力が、前記ゲートを通過することのできる前記入力信号の１／２サイクルの数によって少なくとも部分的に決定される請求項１０に記載の変調回路。
【請求項１２】
前記増幅器がＤ級増幅器であり、前記搬送波が単一周波数である請求項１１に記載の変調回路。
【請求項１３】
ベースバンド信号を受け取るための回路と、
受け取られた前記ベースバンド信号の中心周波数を変調搬送波信号にデジタル的にアップコンバージョンするための回路であって、前記アップコンバージョンが、前記受け取られたベースバンド信号のサンプルをサンプリング間隔内のサブサンプルとして生成するためのサンプリング周波数を使用することを備える回路と、
少なくとも１つのアナログゲートとを備え、
前記変調搬送波信号の出力電力が、前記アナログゲートを通過することのできる前記搬送波信号の１／２サイクルの数によって少なくとも部分的に決定される送信機。
【請求項１４】
逆位相巻線を有する変圧器によって駆動される負荷変調器を有する出力段階を更に備える請求項１３に記載の送信機。
【請求項１５】
前記サンプリング周波数が電力出力を決定する請求項１４に記載の送信機。
【請求項１６】
前記ベースバンド信号を、サブサンプルクロック周波数の１／２である搬送波周波数に変換するための混合器を更に備える請求項１５に記載の送信機。
【請求項１７】
前記送信機が、ＣＤＭＡ送信機である請求項１３に記載の送信機。
【請求項１８】
１．２５ＭＨｚのチャンネル帯域幅を備える８２４ＭＨｚ〜８３６．５ＭＨｚの搬送波周波数範囲を有し、かつ、６．４４２３８ＭＨｚのサンプリング周波数を備える１０個のチャンネルを有する請求項１７に記載の送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
技術分野
本明細書は、一般的には、デジタル変調技術に関し、より詳細には、電力増幅及び送信のためのシステム及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
発明の背景
デジタル変調の基本的な機能は、信号電力増幅であり、すなわち、電力増幅器である。電力増幅器利得は、入力電力に対する出力電力の比に等しい。多くの種類の電力増幅器が存在し、そのように多くの種類の電力増幅器が存在する理由は、性能パラメータ、例えば、実施容易性、歪み（非線形特性）、電力効率、及び、フィルター要件の妥協点を得るためである。理想的な選択は、電力増幅器出力段階において、２つのレベルの負荷ドライバを有することであり、シリコンチップ内にそれを集積することができれば、これは、電力効率、無歪み、簡素なフィルター要件、及び、実施容易性を提供する。Ｄ級増幅器は、それらが最高で２０ｋＨｚ帯域幅の高出力オーディオ増幅器のような低い周波数においてのみ動作することができることを除けば、理想的な解決法を提供する。Ｄ級増幅器は、アナログ回路によって組み立てられるので、それは大きな歪みを有する。
【０００３】
ベースバンドから特定の搬送波周波数へのアップコンバージョンは、ＲＦ送信機において公知の機能である。一般的には、これは、ベースバンド信号に搬送波周波数信号を乗算する非線形プロセスによって達成される。そのような変換は、非線形特性を有する混合器及び発振器を使用する。非線形特性プロセスは、高調波及びその他の擬似雑音を付加する。高調波をフィルタリング除去することは可能ではあるが、帯域内雑音は、コンバージョンによる変化として、信号とともに残る。
【０００４】
アップコンバージョンプロセスにおいては、２つの設計アプローチが存在する。すなわち、１段階と２段階である。１段階アプローチに関連する問題は、搬送波周波数漏れ制御であり、そのために、１段階アプローチは一般的には使用されていない。第２のアプローチは、２段階アップコンバージョンプロセスであり、この処理は、まず、中間周波数（ＩＦ）に変換され、そして、ＩＦは、搬送波周波数に変換される。これは、非線形プロセスの２段階からのものよりも帯域内雑音を最小限に抑制するために、フィルタリング及びＩＦ周波数の選択により多くのことを必要とする。電力増幅器の非線形性が含まれる場合、送信機プロセスは、３つの非線形発生源からの帯域内雑音を有する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
そのような一般的な回路に関連するもう１つの問題は、ベースバンドを搬送波周波数（選択された周波数の観点において）にそれぞれ変換することは、所望の結果を得るために必要な周波数の特定の加算及び減算から発生する高調波及びその他の擬似雑音を回避するために、独特の設計を必要とすることである。そして、この問題は、毎回それぞれの製品設計を独特なものにするため、新しい製品を開発するたびに、技術的努力を必要とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
発明の簡単な要旨
本発明は、同じプロセスにおいてベースバンド信号を搬送波周波数における信号にシフトするためにアップコンバータによって中心周波数を変更することによって合成される電力増幅を用いて入力信号を電力増幅するのを可能にするシステム及び方法に関する。そして、これは、デジタルによって実現することを提供し、それは、電力効率がよく、線形性問題をほとんどかまったく有しておらず、シリコンチップ及び広帯域動作に適した技術である。一実施形態においては、それぞれの入力サンプルは、同じサンプリング間隔内のいくつかのサブサンプルと置き換えられ、サブサンプルの合計の重みは、置き換えられたサンプルに等しい。このサンプルからサブサンプルへのプロセスは、サンプリングされた信号の周波数応答を変え、また、負荷ドライバの振幅ダイナミックレンジを減少させ、それによって、デジタルアナログ変換のためのフィルター要件を簡素化し、それと同時に、負荷ドライバの線形性要件を減少させる。このプロセスは、デジタル回路によって実施されてもよく、それは、広帯域動作をもたらす。
【０００７】
これまでの説明は、以下の本発明の詳細な説明をより良く理解できるように、広範囲に本発明の特徴及び技術的利点を略述したものである。本発明のさらなる特徴及び利点が、以下で説明され、それらは、本発明の請求項の主題を構成する。開示された概念及び特定の実施形態は、本発明と同じ目的を実施するための別の構造に変更し、あるいは、その別の構造を設計するための基礎として容易に使用されてもよいことを当業者は理解すべきである。また、当業者は、そのような等価構成は添付の請求項に記載された本発明の精神及び範囲を逸脱するものではないことを理解すべきである。本発明の特徴であると考えられる新規の特徴は、それの構成及び動作方法の両方に関して、さらなる目的及び利点とともに、添付の図面を参照して考察されるならば、以下の説明からより良く理解することができる。しかしながら、各図面は、図示及び説明のためにだけに提供され、本発明を限定しようとするものではないことを明確に理解すべきである。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
図面の簡単な説明
ここで、本発明をより完全に理解するために、添付の図面と関連する以下の説明を参照して、本発明を説明する。
図１は、本発明の概念を使用するシステムの電力増幅器の実施形態を示す図であり、
図２は、本発明の概念を使用するシステムの送信機の実施形態を示す図であり、
図３は、サンプリングされた信号の時間と周波数との関係を示す図であり、
図４は、サンプリング間隔におけるサンプルとサブサンプルの関係を示す図であり、
図５Ａ、図５Ｂ、図５Ｃは、サンプル値選択チャート及びその結果として得られる増幅器の周波数応答の一例を示す図であり、
図６Ａ及び図６Ｂは、サンプル値選択チャート及びその結果として得られる送信機の周波数応答の一例を示す図である。
【０００９】
発明の詳細な説明
電力増幅プロセスは、いくつかの段階を含む。第１段階は、入力信号がまだデジタル化されていなければ、その入力信号をデジタル化することである。第２段階は、サンプルをサブサンプルに変換するコンバータであり、このコンバータは、各入力サンプルをサンプリング間隔内におけるサブサンプル波形に置き換えることを含む。各サンプリング間隔内におけるサブサンプル波形の重みは、置き換えられたサブサンプル波形のサンプリングされた振幅レベルに等しい。最終段階は、パルスの増幅であり、これは、線形素子を必要としない。最も効率的なパルス増幅器は、ＯＮ／ＯＦＦスイッチである。
【００１０】
第２の実施形態は、デジタル回路を用いた１段階搬送波周波数アップコンバージョンである。このプロセスは、それが第１の実施形態と結合されるならば、きわめて簡素なものとなる。すなわち、パルスを増幅し、搬送波をＯＮ／ＯＦＦ増幅することができる。
【００１１】
別の実施形態においては、搬送波周波数は、異なる搬送波周波数を備える複数のチャンネルに全帯域幅が分割される異なるアプリケーション又は同一のＦＤＭアプリケーションのために、変更される。本発明は、搬送波周波数発振器のみを変更することによって、このアプリケーションを提供することができる。必要とされる変調器を再設計しなくてもよい。その他の要件は、サンプリング周波数に対する搬送波周波数の比がプログラマブル位相ロックループドライバによって自動的に計算することのできる整数でなければならないことである。
【００１２】
図１は、本発明の増幅器概念を用いたシステムの実施形態１０を示す。図示される構成において、システム１０は、ベースバンド入力信号を変調しかつ負荷を駆動するために増幅するための基本的に５つのデジタルモジュールを用いて動作させることのできる変調器である。５つのモジュールは、入力デジタル化１３、サブサンプリング波形発生器１１、クロック１５、変調信号発生器１２の振幅制御、及び、負荷ドライバ１６である。
【００１３】
入力デジタル化装置１３は、アナログ形態のベースバンド信号を含み、そのベースバンド信号は、公知の様式で動作するアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器１３によってデジタル表現に変換される。変換は、Ｎビット（量子化された）からなるデジタルサンプルワードのストリングであり、それぞれのワードは、サンプリング時点における入力信号振幅を示す。ワードフォーマットは、符号ビットとして１ビットを備える振幅を表現する、ｎ−１ビットの２進符号化であり、Ｎは、１サンプルあたりのビット総数である。シリアル・パラレル変換が、それぞれのデジタルサンプルワードに、すなわち、１ワード内のすべてのビットに施され、出力として同時に現れ、そして、それぞれのサンプリング間隔において更新される。Ｎのサイズは、雑音要件、サンプリング周波数、及び、搬送波周波数フィルタリング要件によって決定される。
【００１４】
サンプルをサブサンプルに変換する機能は、それぞれのデジタルワードを、それぞれのサンプリング間隔内におけるサブサンプル時間波形に置き換える。このプロセスは、２段階において実行され、第１段階は、サブサンプル値波形の発生であり、第２段階は、変調されたデジタル信号を生成することである。
【００１５】
波形発生器１１は、１サブサンプルあたりのいくつかの可能な値に基づいて、２から（Ｎ−１）個までの出力を有してもよい。出力が２であれば、サブサンプリング間隔は、サンプリング間隔の１／２である。一例として、一方の出力パターンは、第１のサブサンプリング間隔において“１”であり、そして、“０”が、その“１”に続く。他方の出力は、“０”であり、そして、“１”が、その“０”に続く。この文脈において、“１”は、間隔内に存在するパルスを意味し、“０”は、パルスが１つも存在しないことを意味する。波形は互いに直交することに留意されたい。出力の数が増加するにつれて、パターンはより多くの選択肢を有する。わかりやすいように、以下の説明は、特段の説明がなされない限り、出力の数は（Ｎ−１）であると仮定する。出力の数が、（Ｎ−１）であれば、パターン値は、サンプルワード内のそれぞれのデジタルビットに対応する。すなわち、それぞれの出力における“１”の数は、１、２、．．．、又は、２（Ｎ−２）となる。波形は、それぞれのサンプリング間隔におけるレプリカ固有パターンからなる。例えば、最下位ビットは、値１を有し、その結果として、対応するサブサンプル波形は、値１及びサンプリング間隔毎のレプリカを有し、そして、その他の場合にも同様である。それぞれのサンプリング間隔におけるサブサンプリング間隔の数は、図４に示されるような波形要件中の直交のために、２（Ｎ−１）よりも大きい又は２（Ｎ−１）に等しくなければならない。ここでの説明において提供される例は、１サンプリング間隔あたりのサブサンプリング間隔の数を、波形間における同一位相シフトを表現する２Ｎとして使用する。その結果として、値１のサブサンプル波形は、サンプリング間隔の中心線の両側に等しい距離を置いて配置された２つのパルスを有する。
【００１６】
波形毎の固有パターンの選択は、帯域内周波数応答及び帯域外周波数応答に基づく。帯域内周波数応答は、すべての振幅に対する安定した周波数応答に基づく。帯域外周波数応答は、帯域外信号減衰に基づく。
【００１７】
図５Ａは、Ｎ＝３０の例、即ち、サブサンプリング間隔を有する１サンプル周期毎の３０からなる１デジタルワードの例を説明する表である。この表は、サブサンプル値がそれぞれのサブサンプリング間隔において０．５又は０のいずれかであると仮定する。サンプル周期毎に１、２、４、及び、８の値を備える全部で４つのサブサンプル波形が存在する。符号ビットとともに１つ又はそれ以上の波形を加算することによって、波形値は、増分１で−１５から１５までの値となる。波形が互いに直交であるので、これを実行することができる。
【００１８】
図５Ｂは、図５Ａに示される波形の正規化周波数応答がサンプリング周波数の±４５％までほぼ等しいことを示す。この理由は、波形パターンの選択が様々なサンプル値に対する安定な帯域内周波数応答の基準に基づくものであるからである。サンプル値１を表現するために、サブサンプル値は、中心線から両側の９番目のサブサンプルスロットに配置され、その他のサンプル値の場合も同様である。
【００１９】
図５Ｃは、広いスペクトル範囲にわたる１から１５のレベルのサブサンプル波形の正規化された周波数応答を示す。正規化は、ピークレベル、すなわち１５に基づく。これは、帯域外信号を最小限に抑制するための別のパターン選択である。この例においては、１番目のサンプリング周波数範囲から３番目のサンプリング周波数範囲までの１５ｄＢの減衰が達成され、これは、フィルター要件を簡素化する。このスペクトル図は、デジタルサンプル変調信号がベースバンドにおいて低域通過周波数応答を有することを示している。元信号は、帯域外信号をフィルタリングした後に再生されてもよい。
【００２０】
デジタル変調信号が、波形発生器１１の出力と入力デジタル化装置１３の出力とを合成することによって、生成される（図２に示されるように）。波形発生器１１の出力は、すでに入力デジタル化装置１３からビット毎に基づいているので、必要とされることは、波形発生器１１及び同じ値を備える入力デジタル化装置１３からのそれぞれの出力を“ＡＮＤ”ゲート制御すること（ゲート１２−１によって）だけである。例えば、最下位ビットは、最も小さい値の波形と“ＡＮＤ”演算されるべきであり、その他のビットの場合も同様である。“ＡＮＤ”ゲートの出力は、波形又はゼロのいずれかである。言い換えれば、最下位ビットが、波形のために呼び出されたならば、出力は、値１の波形となる。もしそうでなければ、波形又はゼロ値は存在しない。デジタル変調信号の振幅は、すべての“ＡＮＤ”ゲートからのすべての入力を備える“ＯＲ”ゲート１２−２の出力である。この振幅波形は、シリアル・パラレル変換器１３−２から提供される＋又は−の符号ビットと“ＡＮＤ”演算され（ゲート１２−３によって）、デジタル変調信号の正又は負の振幅を提供する。
【００２１】
負荷ドライバ１６は、デジタル変調信号を負荷に供給する増幅器の出力段階である。負荷ドライバ１６は、２つの電流経路からなる。変圧器巻線方向に基づいて、経路１６−４及び１６−１は、正の信号を負荷に供給し、経路１６−５及び１６−２は、負の信号を供給する。経路１６−４及び１６−５は、デジタル変調信号によって制御されるＯＮ／ＯＦＦスイッチである。送信されるべきパルスが存在すれば、一方のスイッチが閉じられ、かつ、他方のスイッチが開かれる。送信するパルスが存在しなければ、両方のスイッチが開かれる。電流が一度変圧器に流れると、その変圧器は、電力を二次巻線１６−３及び負荷へ転送する。負荷ドライバ１６は、電力効率がきわめてよく、これは、負荷ドライバにおいて消費される電力が出力電力のわずかな部分であることを意味する。これは、動作中にエネルギーをほとんど消費しないスイッチングトランジスタ及び変圧器に起因する。スイッチが開いているとき、電力は消費されず、そのため、電力消費は、出力電力の一定の部分である。したがって、非線形性は、問題とならない。
【００２２】
クロック回路１５は、２つのクロック、すなわち、サンプルクロックとサブサンプルクロックとを有する。これらの２つのクロックの関係は、サブサンプルクロックがサンプルクロックの整数倍であることである。広帯域動作の場合、このクロック回路は、好ましくは、シリコン集積チップから分離したモジュールであり、それによって、チップは、どのような周波数にも使用されてよい。
【００２３】
波形発生器出力ポートの数に関し、上記説明は、（Ｎ−４）個の出力ポートに基づいている。１つの欠点は、高サブサンプルクロック周波数を使用することである。出力ポートの数を減少させることによって、サブサンプルクロック周波数は、同時に、１／２減少する。図５Ａを参照し、出力ポートを４から３に減少させることを考える。最高波形値８は、除去される。しかしながら、好ましい結果は、デジタル変調信号の同一の振幅、例えば、増分１で−１５から１５までを有することになる。以下の表は、１５のレベルがどのようにして達成されるかを示す。表は、２つの値のパルス、すなわち０．５及び１のパルスが存在することを示している。これは、２つの負荷ドライバによって処理されてもよく、一方の出力は、他方の電力の２倍である。
【００２４】
【表１】
2008259201.tif 000003
【００２５】
図２は、送信機として使用されるここで説明された概念の一実施形態を示す。クロック回路１５は、サブサンプルクロックが搬送波周波数のサンプルクロックの２倍となるように設定され、それぞれのサブサンプルクロック間隔は、搬送波波形の１／２サイクルに等しい。このために、サンプリング周波数の選択は、搬送波周波数に基づく。これは、サンプリング周波数が主要な決定的要因である増幅器を実現することとは異なる。図１の増幅器と図６の送信機との大きな相違点は、混合器１４が付加されたことである。混合器１４は、ベースバンド信号を、サブサンプルクロック周波数の１／２である搬送波周波数に変換する。
【００２６】
図５Ａに示されるサブサンプル波形を用いて、奇数のタイムスロットにおける値を同じものにし、及び、偶数のタイムスロットにおける値を負にすると、その結果が図６Ａに示される。図５Ａのサブサンプル波形を図６Ａのサブサンプル波形に変換することは、混合器１４の機能である。偶数のタイムスロットと奇数のタイムスロットとの符号を互い違いにするこの機能は、信号に正弦波搬送波周波数波形を効率的に乗算することによって達成され、これは、搬送波変調機能である。この実現は、正のＤＭＳに使用される混合器１４−１及び１４−２と、負のＤＭＳに使用される混合器１４−３及び１４−４とからなる。混合器１４−１は、奇数タイムスロットの正のＤＭＳ波形を処理し、混合器１４−２は、偶数タイムスロットの正のＤＭＳ波形を処理する。この構成は、負のＤＭＳ波形に対しては、混合器１４−３及び１４−４によって、同じように処理する。“ＯＲ”ゲート１４−５及び１４−６は、それぞれ、“ＡＮＤ”ゲート１４−１、１４−３、１４−２、及び、１４−４からの奇数スロット波形と偶数スロット波形とを合成する。“ＯＲ”ゲート１４−５の奇数タイムスロット出力は、正の負荷ドライバに接続され、“ＯＲ”ゲート１４−６の偶数タイムスロット出力は、負の負荷ドライバに接続される。
【００２７】
図６Ｂは、１から１５までのレベルのサブサンプル波形の正規化された周波数応答を示し、最も高いレベル、すなわち１５まで正規化される。ピーク電力はサンプリング周波数の１５倍の周波数であることがわかる。帯域外信号は、サンプリング周波数の１３倍から１４倍の周波数範囲において１５ｄＢだけ減衰する。
【００２８】
モバイルＣＤＭＡ送信機９００ＭＨｚシステムを設計する例が、以下のチャート１に示される。搬送波周波数範囲は、８２４ＭＨｚ〜８３６．５ＭＨｚである。この周波数におけるチャンネル数は、１０である。チャンネル帯域幅は、１．２５ＭＨｚである。
【００２９】
中心搬送波周波数が、チャート１に示される。
【００３０】
【表２】
2008259201.tif 000004
【００３１】
周波数範囲から、最小サンプリングレートは、その範囲の１／２であり、例えば、６．２５ＭＨｚである。サブ間隔の数は、８２４．６２５／６．２５〜２５６である。サンプリング周波数は、６．４４２３８ＭＨｚであり、搬送波周波数は、６４４２３８×１２８＝８２４．６２４４６ＭＨｚである。信号対雑音比は、９ビットに等しい（１２８レベルの振幅＋１符号ビット＋オーバーサンプリングのための１ビット）。
【００３２】
チャート２は、サンプリング周波数を示す。
【００３３】
【表３】
2008259201.tif 000005
【００３４】
図４は、サンプリング間隔におけるサブサンプルの一実施形態を説明する図である。それぞれのサンプリング間隔は、等しい距離を置いて配置されたＭ個のサブサンプリング間隔に分割され、それぞれのサブサンプリング間隔は、１つのサブサンプル値を送信する。好ましくは、２つのレベルのサブサンプル値、例えば、１又は０を有する。しかしながら、変調方式は、複数レベルのサブサンプル値をサポートしてもよい。すべてのサブサンプル値の和は、サンプル値に等しい。このアプローチを使用することによって、サンプルをサポートするのに必要な回路のダイナミックレンジは、例えば、Ｎによって、実質的に減少し、ここで、Ｎは、１サンプル周期におけるサブサンプリング間隔の数である。サンプル値の表現は、２つの次元、すなわち、サブサンプル値の振幅及びサブサンプル値の密度を有することに留意されたい。そして、これは、搬送波変調信号をデジタル回路によって生成するのを可能にする。
【００３５】
入力信号は、入力１３１（図３）におけるアナログ信号であってもよく、あるいは、入力１３２におけるデジタル信号又は量子化デジタル信号であってもよいことに留意されたい。更に、信号は、その形式がシリアル（入力１３２において示されるように）又はパラレル（端子１３３−１〜１３３−Ｎにおいて示されるように）であってもよい。搬送波周波数は、装置に内蔵されてもよく、あるいは、入力１３０のような入力を介して得られてもよい。符号ビットは、端子１３４を介して提供される。
【００３６】
本発明及びそれの利点が、詳細に説明されたが、添付の特許請求の範囲において定義された本発明の精神及び範囲を逸脱することなく、様々な変更、置換、及び変形がなされてもよいことを理解すべきである。更に、本明細書において説明されたプロセス、機械、製造物、合成物、手段、方法、及び、ステップの特定の実施形態は、本出願の範囲を限定しようとするものではない。当業者は、本発明の開示から容易に理解するように、ここで説明された対応する実施形態と実質的に同じ機能を実行する又は実質的に同じ結果を達成する現在存在している又は将来開発されるプロセス、機械、製造物、合成物、手段、方法、又は、ステップが、本発明に基づいて使用されてもよい。したがって、添付の特許請求の範囲は、そのようなプロセス、機械、製造物、合成物、手段、方法、又は、ステップをそれらの特許請求の範囲の中に含めようとするものである。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の概念を使用するシステムの電力増幅器の実施形態を示す図である。
【図２】本発明の概念を使用するシステムの送信機の実施形態を示す図である。
【図３】サンプリングされた信号の時間と周波数との関係を示す図である。
【図４】サンプリング間隔におけるサンプルとサブサンプルの関係を示す図である。
【図５Ａ】サンプル値選択チャート及びその結果として得られる増幅器の周波数応答の一例を示す図である。
【図５Ｂ】サンプル値選択チャート及びその結果として得られる増幅器の周波数応答の一例を示す図である。
【図５Ｃ】サンプル値選択チャート及びその結果として得られる増幅器の周波数応答の一例を示す図である。
【図６Ａ】サンプル値選択チャート及びその結果として得られる送信機の周波数応答の一例を示す図である。
【図６Ｂ】サンプル値選択チャート及びその結果として得られる送信機の周波数応答の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００３８】
１１    サブサンプリング波形発生器
１３    入力デジタル化装置
１２    変調信号発生器
１５    クロック
１６    負荷ドライバ
【図１】
2008259201.tif 000006
【図２】
2008259201.tif 000007
【図３】
2008259201.tif 000008
【図４】
2008259201.tif 000009
【図５Ａ】
2008259201.tif 000010
【図５Ｂ】
2008259201.tif 000011
【図５Ｃ】
2008259201.tif 000012
【図６Ａ】
2008259201.tif 000013
【図６Ｂ】
2008259201.tif 000014
【外国語明細書】
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