(57)【要約】【課題】  １段式電子安定器回路を提供する。【解決手段】  本発明の１段式電子安定器の回路は、整流と力率改善装置、ブリッジインバータ、及び制御回路を含み、整流と力率改善装置は入力した交流を直流に整流でき、また入力電流のルート及びエネルギー蓄積ユニットとなることができる。ブリッジインバータは、４つのスイッチからなるブリッジアームで構成され、ブリッジアーム中心点が整流と力率改善装置に接続することで、直流を方形波出力電流に変換してＨＩＤランプを駆動すると共に出力電力を制御できる。第１或いは第２負荷側が整流と力率改善装置の出力側に接続し、入力電流波形を変調して高い力率を具備させると共に入力電力の制御を行う。制御回路の出力側がブリッジインバータの４つのスイッチに接続することで、４つのスイッチを駆動してパルス幅変調制御と保護を行うため、全体回路を簡略化し、多段回路の変換損失を減少して、全体効率を向上できることを特徴とする。【選択図】図１１
2008027887.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
方形波電流を出力して高輝度放電灯（ＨＩＤランプ）を駆動する１段式電子安定器の回路であって、
入力側に交流電源を接続し、交流を直流に整流し、また入力電流ルート及びエネルギー蓄積ユニットとなる整流と力率改善装置と、
４つのスイッチでブリッジアームを構成し、両ブリッジアーム中心点が第１及び第２の負荷側を形成し、負荷側の間に前記ＨＩＤランプが接続され、直流を方形波出力電流に変換して前記ＨＩＤランプを駆動させると共に出力電力の制御を行うことができ、前記第１或いは第２の負荷側が前記整流と力率改善装置の出力側に接続し、入力電流波形を変調して高い力率を具備させると共に入力電力の制御を行うブリッジインバータと、
入力側が、各々前記ブリッジインバータの直流リンク電圧側及び負荷側に接続し、出力側が各々前記ブリッジインバータの４つのスイッチに接続し、前記４つのスイッチを駆動してパルス幅変調制御と保護を行い、前記ブリッジインバータが方形波電流を出力させる制御回路と、
を含むことを特徴とする１段式電子安定器の回路。
【請求項２】
前記ＨＩＤランプに出力電流内の調波電流成分をろ過するために出力フィルタを更に接続することを特徴とする請求項１に記載の１段式電子安定器の回路。
【請求項３】
前記整流と力率改善装置と前記交流電源との間に入力電流内の調波電流をろ過するための入力フィルタを更に接続することを特徴とする請求項１に記載の１段式電子安定器の回路。
【請求項４】
前記ブリッジインバータは、各々第１から第４スイッチによりフルブリッジのブリッジアームを構成し、前記第１及び第４スイッチの接続側が前記第１負荷側を形成し、前記第２及び第３スイッチの接続側が前記第２負荷側を形成し、前記第１及び第２スイッチの接続側が直流リンクコンデンサの＋側に接続し、また前記第４及び第３スイッチの接続側が前記直流リンクコンデンサの−側に接続し、また共同接地側に接続することを特徴とする請求項１に記載の１段式電子安定器の回路。
【請求項５】
前記制御回路が、
前記ブリッジインバータの直流リンク電圧側に接続する直流母線と、
前記直流母線に接続し、直流リンク電圧を検出するために供される第１検出器と、
入力側が前記第１検出器に接続し、前記第１検出器のフィードバック信号を増幅することに用いる第１増幅器と、
前記ブリッジインバータの負荷側に接続し、前記ブリッジインバータの出力電流を検出するために供される第２検出器と、
入力側が前記第２検出器に接続し、前記第２検出器のフィードバック信号を増幅することに用いる第２増幅器と、
基準電圧信号を発生させることに用いる基準電圧発生器と、
信号を出力して論理回路まで伝送し、前記インバータの出力方形波電流の周波数を決定することに用いる方形波発生器と、
入力側が各々前記第１増幅器、及び、前記基準電圧発生器に接続し、前記第１検出器のフィードバック信号と前記基準電圧信号を比較することに用いる第１比較器と、
入力側が各々前記第２増幅器、及び、前記基準電圧発生器に接続し、前記第２検出器のフィードバック信号と前記基準電圧信号を比較することに用いる第２比較器と、
入力側が各々前記第１比較器の出力側、及び、前記第２比較器の出力側に接続し、前記第１比較器と第２比較器の出力比較に基づいてパルス幅変調信号を発生する論理回路と、
入力側が前記論理回路に接続し、前記パルス幅変調信号を増幅並びに電気的遮へいを行ってから前記ブリッジインバータに伝送し、前記ブリッジインバータ内の４つのスイッチを駆動して前記ブリッジインバータのパルス幅変調制御と保護を行うドライバーと、
を含むこと特徴とする請求項１に記載の１段式電子安定器の回路。
【請求項６】
入力側が交流電源に接続し、出力側がブリッジインバータに接続して第１負荷側と第２負荷側を形成する整流と力率改善回路であって、
第１ダイオード、及び、第４ダイオードの直列接続により構成され、前記第１ダイオードの＋側が第４ダイオードの−側に接続して第１電源側が前記交流電源の一端に接続し、前記第１ダイオードの−側が第１出力側を形成する第１整流組と、
第２ダイオード、及び、第３ダイオードの直列接続により構成され、前記第２ダイオードの＋側が第３ダイオードの−側に接続して第２電源側が前記交流電源の他端に接続し、前記第３ダイオードの−側が第２出力側を形成し、且つ前記第３ダイオードと第４ダイオードの＋側がお互いに接続して前記共同接地側を形成する第２整流組と、
前記第１整流組の第１電源側と交流電源の間に直列接続、或いは、前記第１整流組の第１出力側と前記第１負荷側の間が直列接続、若しくは、前記第２整流組の第２出力側と前記第２負荷側の間に直列接続できる少なくとも１つのエネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣと、
を含むことを特徴とする整流と力率改善回路。
【請求項７】
前記交流電源と前記第１整流組及び前記第２整流組との間に入力フィルタに更に接続することを特徴とする請求項６に記載の整流と力率改善回路。
【請求項８】
前記入力フィルタが前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣを前記第１電源側まで直列接続することを特徴とする請求項６に記載の整流と力率改善回路。
【請求項９】
前記ブリッジインバータは第１から第４スイッチによりフルブリッジ回路を構成し、前記第１及び第４スイッチの接続側が前記第１負荷側を形成し、前記第２及び第３スイッチの接続側が前記第２負荷側を形成し、前記第１及び第２スイッチの接続側が直流リンクコンデンサの＋側に接続し、また前記第４及び第３スイッチの接続側が前記直流リンクコンデンサの−側に接続し、また前記共同接地側に接続することを特徴とする請求項６に記載の整流と力率改善回路。
【請求項１０】
前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣが２組取り付けられ、各々前記第１出力側と前記第２負荷側の間に直列接続し、及び前記第２出力側と前記第１負荷側の間に直列接続することを特徴とする請求項６に記載の整流と力率改善回路。
【請求項１１】
前記第１整流組の第１出力側が直接第１負荷側に接続し、また前記第２整流組の第２出力側が直接前記第２負荷側に接続することを特徴とする請求項６に記載の整流と力率改善回路。
【請求項１２】
前記第１整流組の第１出力側が前記第２整流組の第２出力側に接続してから、更に前記第１負荷側に接続することを特徴する請求項６に記載の整流と力率改善回路。
【請求項１３】
前記第１出力側が第２出力側に接続してから、更に前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣが前記第１負荷側まで直列接続することを特徴とする請求項１２に記載の整流と力率改善回路。
【請求項１４】
前記第１出力側が第２出力側に接続してから、更に前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣが直列接続し、また各々第五ダイオードから前記第２負荷側まで更に直列接続し、及び第六ダイオードから前記第１負荷側まで直列接続することを特徴とする請求項１２に記載の整流と力率改善回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は１段式電子安定器の回路に関し、特に、ＨＩＤランプを駆動するため、低周波方形波電流で高力率を出力できる１段式電子安定器の回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
高輝度放電灯（ＨＩＤランプ）は、超高輝度、省エネ及び低熱の効果を有していることにより、すでに一種の高品質の照明光源として世界でも愛用されている。また現在ＨＩＤランプの電子安定器の設計方式は「高周波正弦波電流の給電」と「低周波方形波電流の給電」の２種類の方式に分けることができる。
【０００３】
これらの方式のうち高周波正弦波電流給電の電子安定器の回路図を図１に示す。その回路構造は比較的簡単で、主に１段目の力率改善装置１１及び２段目直流−交流インバータ１２を含み、また共振回路１３を組み合わせて使用することで、スイッチＱ１、Ｑ２の切り替えによる損失を減少できるため、全体の変換効率が比較的高いものとなる。しかしながら、音響共鳴が著しい問題で、解決し難い隠れた問題であり、且つ定格電力が小さいランプ１０ほど現象が著しくなり、頻繁な検出や制御メカニズムを介して回避しようとしても、完全に克服することが非常に難しく、且つ高周波給電のＨＩＤランプの発光効率が比較的悪くなっている。
【０００４】
これにより現在市販されている商品は、ほとんど低周波方形波電流給電の設計が採用され、ランプを１ｋＨｚ以下の低周波帯で動作させて音響共鳴の問題を回避している。前記低周波方形波電流給電は、図２に示すように３段式ＨＩＤランプ電子安定器の回路図のような多段式の回路構造を具備し、この回路では、整流器の後における、３段式切り替え回路で電源変換機能を達成している。
【０００５】
３段式切り替え回路において、１段目の力率改善装置２１は直流−直流コンバータ（ＤＣ−ＤＣ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）で構成され、一般的に昇圧コンバータ（Ｂｏｏｓｔ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と降圧−昇圧コンバータ（Ｂｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が比較的よく採用されている。２段目の高周波チョッパ２２が一般的な降圧コンバータ（Ｂｕｃｋ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）で、出力負荷量の調節用及び３段式の低周波インバータ２３がフルブリッジ変換回路となり、直流電流を低周波方形波電流に変換してランプ１０に出力することを含む。
【０００６】
一般的な多段式電子安定器の回路は、以下のいくつかの主な欠点を具えている。
１．回路構造が比較的複雑で、且つ比較的多量の能動切り替え素子を使用する。
２．多段式変換により回路の電力消費が増加するため、全体的な変換効率を低下させる。
【０００７】
３．多段式電流の切り替えにより切り替えノイズが発生して、相互に電磁干渉が生じるため、容易に回路の誤動作が起きて回路の信頼性が低下する。
４．各段回路の制御装置の各々の操作、制御回路が比較的複雑であるため機能を統合することが難しい。
【０００８】
５．各段回路自体が保護回路を設置する必要があり、比較的多くの検出及び決定装置を使用しなければならない。
また上述の多段式電子安定器の回路の欠点を解決する最も直接的な方法は、回路を簡略化することである。現在の低周波方形波電流を出力できる電子安定器は、すでに２段式回路となっており、高周波チョッパと低周波フルブリッジインバータが１段に統合されているが、１段目の力率改善装置が保留されているため、やはり上述の欠点がある。
【０００９】
これにより、本発明者は、上述の現在の有電子安定器の回路に使用されている高周波正弦波回路及び低周波方形波回路の欠陥を解決するため、研究、開発に専念し、ついに低周波方形波電流を出力できる１段式電子安定器回路の発明に成功した。ＨＩＤランプの駆動に用いられ、且つ上述の従来の回路の長所を統合したことによって、その設計が合理的な創作となる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の主要な目的は、１段式電子安定器の回路を提供し、低周波方形波電流を出力して少なくとも１個のＨＩＤランプを駆動し、回路の複雑性を簡略化し、能動素子の使用を削減し、多段式回路による変換損失を減少させ、全体効率を向上すると同時に多段切り替えによる相互の電磁干渉を防止でき、電流切り替えによって生じるノイズで起きる誤動作を減少させることで、回路の信頼性を増大させることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述の目的を達成するため、本発明で提供する１段式電子安定器の回路は、整流と力率改善装置、ブリッジインバータ及び制御回路を含み、前記整流と力率改善装置が交流電源を入力できることで、交流を直流に整流し、またブリッジインバータ内のスイッチの切り替えを合わせることで、入力電流波形を改善して高い力率出力を具備させる。前記ブリッジインバータは、４つのスイッチからブリッジアームを構成し、ブリッジアーム中心点が前記整流と力率改善装置の出力に接続し、直流を低周波方形波の出力電流に変換することで、前記ＨＩＤランプを駆動できる。及び前記制御回路の入力側がそれぞれ前記ブリッジインバータの電源側と出力側に接続され、出力側が前記ブリッジインバータの前記４つのスイッチに接続し、前記４つのスイッチを駆動してパルス幅変調の制御と保護を行い、前記ブリッジインバータに低周波方形波電流を出力させ、同時に前記整流と力率改善装置の入力電流に高い力率を具えさせる。
【００１２】
上述の目的を達成するため、本発明で提供する１段式電子安定器の回路において、出力電流内の調波電流成分をろ過するため、前記ブリッジインバータの出力側と前記ＨＩＤランプの間で出力フィルタを更に接続する。
【００１３】
上述の目的を達成するため、本発明で提供する１段式電子安定器の回路において、前記整流と力率改善装置には、少なくとも１組の力率改善エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣが１組の整流器に接続して構成する。
【００１４】
上述の目的を達成するため、本発明で提供する１段式電子安定器の回路において、入力電流内の調波電流をろ過するため、前記整流と力率改善装置と前記交流電源間で入力フィルタを更に接続する。
【００１５】
上述の目的を達成するため、本発明で提供する１段式電子安定器の回路において、前記制御回路は、直流母線、第１検出器、第２検出器、基準電圧発生器、第１増幅器、第２増幅器、第１比較器、第２比較器、論理回路、ドライバー及び方形波発生器を具備し、多段の制御回路を統合し、単一パルス幅変調の制御で、同期に入力、出力、電流安定度と調光制御を行い、また制御と保護を統合することで、両者の検出と決定がそれぞれ同じ回路に分かれて同期に進められる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
本発明の目的を達成するために用いる技術、手段及び効果を更に理解するため、以下の本発明に関する詳細な説明と添付図面を参照されたい。ただし、添付図面は参考と説明にのみに提供されるものであって、本発明に対して制限を加えるものではない。
【００１７】
図３は、本発明の１段式電子安定器の回路のブロック見取図で、図４〜８はそれぞれ本発明の整流と力率改善装置の５種類の設計実例回路図である。まず本発明の低周波方形波電流を出力できる１段式電子安定器の回路の設計原理を説明する。本発明の電子安定器の回路設計は、主にブリッジインバータ４及び整流と力率改善装置３から構成されている。
【００１８】
前記ブリッジインバータ４は、４つのスイッチＱ１−Ｑ４からフルブリッジのブリッジアームを構成し、前記第１及び第４スイッチＱ１、Ｑ４の接続側に第１負荷側（ａ点）を形成し、前記第２及び第３スイッチＱ２、Ｑ３の接続側に第２負荷側（ｂ点）を形成する。前記第１及び第２スイッチＱ１、Ｑ２の接続側が直流リンク電圧側に接続する直流リンクコンデンサ（ＣＢ）の＋側に接続し、前記第４及び第３スイッチＱ４、Ｑ３の接続側が前記直流リンクコンデンサ（ＣＢ）の−側に接続することで、共同接地側を形成する。
【００１９】
図４〜８のように、上部組ブリッジアームの第１及び第２スイッチＱ１、Ｑ２が導通した時、前記ブリッジアームの第１負荷側（ａ点）及び第２負荷側（ｂ点）間の電位が直流リンク電圧側ＶＢの電位と同じになる。また下部組ブリッジアームの第３及び第４スイッチＱ３、Ｑ４が導通した時、前記ブリッジアームの第１負荷側（ａ点）及び第２負荷側（ｂ点）間のａ−ｂ点の電位が０となる。
【００２０】
本発明は、出力制御についての応用で、出力の第１負荷側及び第２負荷側を２本のブリッジアームの中心点であるａ−ｂ点の間に設計し、ｂ点は出力電圧のプラス側で、ａ点がマイナス側と定義し、ペアのスイッチの導通方法により、出力負荷側の電圧Ｖｏがプラスの直流リンク電圧ＶＢ、マイナスの直流リンク電圧−ＶＢ、或いはゼロ電圧とさせることができる。
【００２１】
これにより、本発明にキャリア波の原理を運用し高周波切り替えの方法で上述の３種類の電圧を負荷側ｂ−ａ点の間に交替させて出現させ、またパルス幅変調の方法を利用することで、出力電圧の平均値を変更でき、つまり出力電流と電力値を調整し、更に出力フィルタ５を用いて高周波成分をろ過することで、負荷が要する低周波方形波電流を得ることができる。前記出力フィルタ５は、少なくともフィルタインダクタＬｓにフィルタコンデンサＣｓを直列接続することで構成され、前記ＨＩＤランプが前記フィルタコンデンサＣｓに接続し、出力電流内の高周波調波電流成分のろ過に用いることできる。
【００２２】
また本発明の電源入力の力率改善について、主に整流器と力率改善装置を整流と力率改善装置３となるように統合設計し、その出力側を前記ブリッジインバータ４の出力負荷側に接続し、つまりブリッジアームの中心点ａ点と（或いは）ｂ点となるため、整流と力率改善装置３の出力側電位が、ブリッジアームの導通状態に応じて直流リンク電圧ＶＢ或いはゼロ電圧となり、従来の独立した能動式力率改善装置の出力側電位の変化状況と同じとなり、その直流リンク電圧とゼロ電圧の時間を適切に制御することで、入力電流を高い力率にさせ、また入力電力を制御できる。
【００２３】
本発明の図４〜８は、整流と力率改善装置の５種類の実施例で、その出力電流ルートは均しくブリッジアームの負荷側ａ点と（或いは）ｂ点に接続し、下部組ブリッジアームの第３スイッチＱ３或いは第４スイッチＱ４に導通した時、その対応する負荷側ａ−ｂ点間の電位が低電位となるため、この場合、力率改善のエネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣが充電状態となって、電流が上昇する。図９に示すのが本発明回路の入力フィルタの出力電流波形の見取図である。
【００２４】
また第３スイッチＱ３或いは第４スイッチＱ４が切れた時、対応する上部組ブリッジアームの第２スイッチＱ２或いは第１スイッチＱ１が自然に導通することで、負荷側ａ−ｂ点間の電位を高い電位にさせ、この場合、力率改善のエネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣが放電状態となり、そのエネルギー蓄積電流が直流リンクコンデンサＣＢに流れ込んで、電流を下降させる。これにより下部組ブリッジアームの第３スイッチＱ３或いは第４スイッチＱ４の導通時間の制御を介して、力率改善の効果を達し、また入力電力の大きさを制御できる。また図１０に示すのは本発明回路の出力電圧、電流波形の見取図で、パルス幅変調の方法を応用することで、出力電圧の平均値を変調でき、つまり出力電流値を調整できる。
【００２５】
本発明は、直流リンク電圧側と出力負荷側に各々１組の検出器を設置することができ、また２組の検出信号を制御回路９にフィードバックして基準信号とそれぞれ比較し、前記ブリッジインバータのパルス幅変調制御を行い、検出した信号が既定値より高い時、前記制御回路９が本発明の電子安定器の回路を保護するため、状態に応じて各々入力電流或いは出力電流を閉じることができる。
【００２６】
上述の原理から図１１に示すような本発明の好ましい実施例のシステムブロック図を設計することができ、また図１２は本発明の好ましい実施例の完全な回路図で、本発明の回路には、直流を交流低周波方形波電流に変換して出力でき、また出力電流内の調波電流成分をろ過して低周波方形波電流を出力するため、出力フィルタ５により前記ブリッジインバータ４の出力負荷側と前記ＨＩＤランプ１０の間に接続する前記ブリッジインバータ４を含む。
【００２７】
前記整流と力率改善装置３は、交流電源１を入力すると、交流を直流に整流できる。その回路には第１整流組、第２整流組及び少なくとも１つのエネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣを含み、前記第１整流組は第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ４の直列接続によって構成され、前記第１ダイオードＤ１の＋側が第２ダイオードＤ４の−側に接続することで第１電源側Ｓ１を形成して前記交流電源１の一端に接続し、前記第１ダイオードＤ１の−側が第１出力側Ｏ１を形成する。
【００２８】
前記第２整流組は、第３ダイオードＤ２及び第４ダイオードＤ３の直列接続によって構成され、前記第３ダイオードＤ２の＋側が第４ダイオードＤ３の−側に接続することで第２電源側Ｓ２を形成して交流電源１の他端に接続し、前記第３ダイオードＤ２の−側が第２出力側Ｏ２を形成し、且つ前記第２ダイオードＤ４と第４ダイオードＤ３の＋側が相互に前記共同接地側まで接続する。
【００２９】
前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣは、図６及び図８のように前記第１整流組の第１電源側Ｓ１と交流電源の間に直列接続でき、若しくは図４及び図５のように前記第１整流組の第１出力側Ｏ１と前記第２負荷側（ｂ点）の間に直列接続でき、或いは図４、図５及び図７のように前記第２整流組の第２出力側Ｏ２と前記第１負荷側（ａ点）の間直列接続できる。
【００３０】
入力電流波形改善を行い、また入力電流に高い力率を持たせるため、前記第１出力側Ｏ１は、前記ブリッジインバータ４のブリッジアーム負荷側ａ点に接続でき、及び（或いは）前記第２出力側Ｏ２が前記ブリッジアーム負荷側ｂ点に接続できる。入力フィルタ２が、交流電源１と前記整流と力率改善装置３の間に接続し、入力電流内の調波電流をろ過することに用いる。前記入力フィルタ２は、フィルタインダクタＬｆ及びフィルタコンデンサＣｆの直列接続によって構成され、また前記フィルタコンデンサＣｆの両側が各々前記第１及び第２電源側に接続し、前記入力フィルタ２はまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに直列接続してから前記第１電源側までに接続できる。
【００３１】
制御回路９の入力側は、各々前記ブリッジインバータ４の直流リンク電圧側（ＣＢ両側）及びその出力負荷側に接続し、また出力側は各々前記ブリッジインバータ４の前記４つのスイッチＱ１〜Ｑ４に接続し、前記４つのスイッチＱ１〜Ｑ４を駆動してパルス幅変調制御と保護を行うことで、前記ブリッジインバータ４に低周波方形波電流を出力させる。
【００３２】
前記制御回路９は、直流母線６、第１検出器７、第２検出器８、基準電圧発生器９１、第１増幅器９２、第２増幅器９３、第１比較器９４、第２比較器９５、論理回路９６、ドライバー９７及び方形波発生器９８を含む。
【００３３】
前記直流母線６は、前記ブリッジインバータ４の上部、下部の直流リンク電圧側にクロス接続し、また直流リンク電圧を検出するため、前記第１検出器７が前記直流母線６に接続し、前記ブリッジインバータ４の出力負荷電流を検出するため、前記第２検出器８が出力側に接続する。
【００３４】
前記基準電圧発生器９１は、基準電圧信号を発生させることに用い、また各々前記第１比較器９４と前記第２比較器９５のいずれかの入力側まで出力する。また前記第１増幅器９２の入力側は、前記第１検出器７に接続して、前記第１検出器７のフィードバック信号を増幅することに用いる。前記第２増幅器９３の入力側が前記第２検出器８に接続して、前記第２検出器８のフィードバック信号の増幅に用いる。
【００３５】
前記第１比較器９４は、前記第１増幅器９２の出力と基準電圧発生器９１の出力を比較し、また前記第２比較器９５は前記第２増幅器９３の出力と基準電圧発生器９１の出力を比較して前記論理回路９６まで出力する。
【００３６】
前記方形波発生器９８は、方形波電圧信号を発生することに用いられ、また前記論理回路９６まで出力して、前記インバータ４が方形波電流を出力する周波数を決定する。前記論理回路９６は、前記第１比較器９４、第２比較器９５と方形波発生器９８の出力に基づいてパルス幅変調信号を発生して、前記ドライバー９７まで伝送し、前記パルス幅変調信号を増幅すると共に電気的遮へいした後、更に前記ブリッジインバータ４まで伝送して、前記ブリッジインバータ４内の切り替えスイッチを駆動し、前記ブリッジインバータ４のパルス幅変調制御と保護を行う。
【００３７】
本発明の整流と力率改善装置３を更に一歩進んで詳述するため、図４を参考にすると、前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣが２組設置され、各々前記第１出力側Ｏ１と前記第１負荷側（ａ点）の間に直列接続し、及び前記第２出力側Ｏ２と前記第２負荷側（ｂ点）の間に直列接続し、その電流ルートは図１３〜１８のとおりで、交流電源１はプラス半サイクルが０より大きい時、まずスイッチＱ１及びＱ３の導通を制御し、その電流がまずダイオードＤ１を経由して前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢを上昇させ、更に負荷側（ａ点）、スイッチＱ３、ダイオードＤ３を経由して前記交流電源１に帰還し、この場合、前記直流リンクコンデンサＣＢの放電電流がまずスイッチＱ１を経由して負荷側（ｂ点）に流れて前記ＨＩＤランプ、スイッチＱ３を経由して直流リンクコンデンサＣＢに帰還し、また前記負荷側ｂ−ａ間の電位が直流リンク電圧ＶＢの電位に等しくなる。
【００３８】
次に更にスイッチＱ３及びＱ４の導通を制御し、その電流が同じようにまずダイオードＤ１を経由して前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢが持続して上昇し、負荷側（ａ点）、スイッチＱ３、ダイオードＤ３を経由して前記交流電源１に帰還し、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ３及びＱ４の導通により０に等しくなる。
【００３９】
更にスイッチＱ１及びＱ２の導通を制御し、その電流が同じようにまずダイオードＤ１を経由して前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れて、スイッチＱ２を経由して直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣでエネルギーを放出させてダイオードＤ３回を経由してエネルギーを放出し終わるまで、前記交流電源１に帰還し、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ１及びＱ２の導通により０に等しくなる。
【００４０】
交流電源１はマイナス半サイクルが０より小さい時、まずスイッチＱ２及びＱ４の導通を制御し、その電流がまずダイオードＤ２を経由して前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢを上昇させ、更に負荷側（ｂ点）、スイッチＱ４、ダイオードＤ４を経由して前記交流電源１に帰還し、この場合、前記直流リンクコンデンサＣＢの放電電流がまずスイッチＱ２を経由して負荷側（ａ点）に流れて前記ＨＩＤランプ、スイッチＱ４を経由して直流リンクコンデンサＣＢに帰還し、また前記負荷側ｂ−ａ間の電位がマイナスの直流リンク電圧−ＶＢの電位に等しくなる。
【００４１】
次に更にスイッチＱ３及びＱ４の導通を制御し、その電流が同じようにまずダイオードＤ２を経由して前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢが持続して上昇し、負荷側（ｂ点）、スイッチＱ４、ダイオードＤ４を経由して前記交流電源１に帰還し、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ３及びＱ４の導通により０に等しくなる。
【００４２】
更にスイッチＱ１及びＱ２の導通を制御し、その電流が同じようにまずダイオードＤ１を経由して前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れて、スイッチＱ１を経由して直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣでエネルギーを放出させてダイオードＤ４回を経由してエネルギーを放出し終わるまで、前記交流電源１に帰還し、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ１及びＱ２の導通により０に等しくなる。
【００４３】
図５を見ると、前記第１整流組の第１出力側Ｏ１が前記第２整流組の第２出力側Ｏ２に接続してブリッジ整流器を形成し、更に前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣで直列接続してから第五ダイオードＤ５の＋側及び第六ダイオードＤ６の＋側に直列接続し、前記第五ダイオードＤ５の−側が前記第１負荷側（ａ点）に接続し、前記第六ダイオードＤ６の−側が第２負荷側（ｂ点）に接続し、その電流ルートは図１９〜２４のとおりである。
【００４４】
負荷電流をプラス半サイクルと設定した時、まずスイッチＱ１及びＱ３の導通を制御し、入力電流がまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢを上昇させ、更にダイオードＤ５を経由して負荷側（ａ点）、スイッチＱ３、ダイオードＤ３に流れて前記交流電源１に帰還し、この場合、前記直流リンクコンデンサＣＢの放電電流がまずスイッチＱ１を経由して負荷側（ｂ点）に流れて前記ＨＩＤランプ、スイッチＱ３を経由して直流リンクコンデンサＣＢに帰還し、また前記負荷側ｂ−ａ間の電位が直流リンク電圧ＶＢの電位に等しくなる。
【００４５】
次に更にスイッチＱ３及びＱ４の導通を制御し、その電流が同じようにまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢが持続して上昇し、ダイオードＤ５を経由して負荷側（ａ点）、スイッチＱ３に流れて前記交流電源１に帰還し、同時にダイオードＤ６を経由して負荷側（ｂ点）、スイッチＱ４に流れて前記交流電源１に帰還し、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ３及びＱ４の導通により０に等しくなる。
【００４６】
更にスイッチＱ１及びＱ２の導通を制御し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣからダイオードＤ５、スイッチＱ２を経由して直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、前記交流電源１に帰還し、及びダイオードＤ６、スイッチＱ１を経由して直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、前記交流電源１に帰還し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣでエネルギーを放出し終わり、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ１及びＱ２の導通により０に等しくなる。
【００４７】
負荷電流をマイナス半サイクルと設定した時、まずスイッチＱ２及びＱ４の導通を制御し、入力電流がまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢを上昇させ、更にダイオードＤ６を経由して負荷側（ｂ点）、スイッチＱ４を経由して前記交流電源１に帰還し、この場合、前記直流リンクコンデンサＣＢの放電電流がまずスイッチＱ１を経由して負荷側（ａ点）に流れて前記ＨＩＤランプ、スイッチＱ４を経由して直流リンクコンデンサＣＢに帰還し、また前記負荷側ｂ−ａ間の電位がマイナスの直流リンク電圧−ＶＢの電位に等しくなる。
【００４８】
次に更にスイッチＱ３及びＱ４の導通を制御し、その電流が同じようにまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢが持続して上昇し、ダイオードＤ６を経由して負荷側（ｂ点）、スイッチＱ４に流れて前記交流電源１に帰還し、同時にダイオードＤ５を経由して負荷側（ａ点）、スイッチＱ３に流れて前記交流電源１に帰還し、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ３及びＱ４の導通により０に等しくなる。
【００４９】
更にスイッチＱ１及びＱ２の導通を制御し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣからダイオードＤ６、スイッチＱ１を経由して直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、前記交流電源１に帰還し、及びダイオードＤ５、スイッチＱ２を経由して直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、前記交流電源１に帰還し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣでエネルギーを放出し終わり、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ１及びＱ２の導通により０に等しくなる。
【００５０】
図６を見ると、前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣは前記入力フィルタ２と前記第１電源側Ｓ１の間に直列接続し、前記第１整流組の第１出力側Ｏ１が直接第２負荷側（ｂ点）に接続し、また前記第２整流組の第２出力側Ｏ２が直接前記第１負荷側（ａ点）に接続し、その電流ルートは図２５〜３０のとおりとなる。
【００５１】
交流電源１はプラス半サイクルが０より大きい時、まずスイッチＱ３及びＱ４の導通を制御し、その電流がまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢを上昇させ、更にダイオードＤ１を経由して負荷側（ｂ点）、スイッチＱ４、ダイオードＤ３に流れて前記交流電源１に帰還し、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ３及びＱ４の導通により０に等しくなる。
【００５２】
更にスイッチＱ１及びＱ３の導通を制御し、その電流が同じようにまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣからダイオードＤ１を経由して、負荷側（ｂ点）、スイッチＱ１に流れることで直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、ダイオードＤ３を経由して前記交流電源１に帰還し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣでエネルギーを放出し終わり、この場合、前記直流リンクコンデンサＣＢの放電電流もスイッチＱ１を経由して負荷側（ｂ点）に流れて前記ＨＩＤランプ、スイッチＱ３を経由して直流リンクコンデンサＣＢに帰還し、また前記負荷側ｂ−ａ間の電位が直流リンク電圧ＶＢの電位に等しくなる。
【００５３】
更にスイッチＱ１及びＱ２の導通を制御し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣからダイオードＤ１、スイッチＱ１を経由して直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、ダイオードＤ３を経由して前記交流電源１に帰還し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣでエネルギーを放出し終わり、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ１及びＱ２の導通により０に等しくなる。
【００５４】
交流電源１はマイナス半サイクルが０より小さい時、まずスイッチＱ３及びＱ４の導通を制御し、その電流がまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢを上昇させ、更にダイオードＤ２を経由して負荷側（ａ点）、スイッチＱ２、ダイオードＤ４に流れて前記交流電源１に帰還し、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ３及びＱ４の導通により０に等しくなる。
【００５５】
更にスイッチＱ２及びＱ４の導通を制御し、その電流が同じようにまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣからダイオードＤ２を経由して、負荷側（ａ点）、スイッチＱ２に流れることで直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、ダイオードＤ４を経由して前記交流電源１に帰還し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣでエネルギーを放出し終わり、この場合、前記直流リンクコンデンサＣＢの放電電流もスイッチＱ２を経由して負荷側（ａ点）に流れて前記ＨＩＤランプ、スイッチＱ４を経由して直流リンクコンデンサＣＢに帰還し、また前記負荷側ｂ−ａ間の電位がマイナスの直流リンク電圧−ＶＢの電位に等しくなる。
【００５６】
更にスイッチＱ１及びＱ２の導通を制御し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣから交流電源１、ダイオードＤ２、スイッチＱ２を経由して直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、ダイオードＤ４を経由して前記交流電源１に帰還し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣでエネルギーを放出し終わり、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ１及びＱ２の導通により０に等しくなる。
【００５７】
図４と６の回路の差異は、前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣが前記整流ダイオードの前或いは後に直列接続、及び電源極性の定義のみである。これにより両者の制御方法は、相互に照らし合わせて使用できる。
【００５８】
図７及び８を見ると、前記第１整流組の第１出力側Ｏ１は前記第２整流組の第２出力側Ｏ２に接続して、ブリッジ整流器を形成し、前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣが、前記ブリッジ整流器の前或いは後に直列接続、及び第１或いは第２負荷側（ａ或いはｂ点）に接続するかを問わず、その回路原理が完全に同一であるため、本発明は図７のみを用いて説明し、前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣがブリッジ整流器に直列接続してから前記インダクタンスＬＰＦＣが前記第２負荷側（ｂ点）に直列接続し、その電流ルートは図３１〜３６のとおりである。
【００５９】
負荷電流をプラス半サイクルと設定した時、まずスイッチＱ３及びＱ４の導通を制御し、その電流がまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢを上昇させ、更に負荷側（ｂ点）、スイッチＱ４を経由して前記交流電源１に帰還し、この場合、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ３及びＱ４の導通により０に等しくなる。
【００６０】
更にスイッチＱ１及びＱ３の導通を制御し、その電流が同じようにまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣから負荷側（ｂ点）、スイッチＱ１に流れることで直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、前記交流電源１に帰還し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣでエネルギーを放出し終わり、この場合、前記直流リンクコンデンサＣＢの放電電流もスイッチＱ１を経由して負荷側（ｂ点）に流れて前記ＨＩＤランプ、スイッチＱ３を経由して直流リンクコンデンサＣＢに帰還し、また前記負荷側ｂ−ａ間の電位が直流リンク電圧ＶＢの電位に等しくなる。
【００６１】
更にスイッチＱ１及びＱ２の導通を制御し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣから負荷側（ｂ点）、スイッチＱ１を経由して直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、ダイオードＤ３を経由して前記交流電源１に帰還し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣでエネルギーを放出し終わり、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ１及びＱ２の導通により０に等しくなる。
【００６２】
負荷電流をマイナス半サイクルと設定した時、まずスイッチＱ２及びＱ４の導通を制御し、その電流がまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢを上昇させ、更に負荷側（ｂ点）、スイッチＱ４を経由して前記交流電源１に帰還し、前記直流リンクコンデンサＣＢの放電電流もスイッチＱ２を経由して負荷側（ａ点）に流れて前記ＨＩＤランプ、スイッチＱ４を経由して直流リンクコンデンサＣＢに帰還し、また前記負荷側ｂ−ａ間の電位がマイナスの直流リンク電圧−ＶＢの電位に等しくなる。
【００６３】
次に更にスイッチＱ３及びＱ４の導通を制御し、その電流が同じようにまず前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣに流れてエネルギー蓄積することで、エネルギー蓄積電流ＩＬＢが持続して上昇し、負荷側（ｂ点）、スイッチＱ４を経由して前記交流電源１に帰還し、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ３及びＱ４の導通により０に等しくなる。
【００６４】
更にスイッチＱ１及びＱ２の導通を制御し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣから負荷側（ｂ点）、スイッチＱ１を経由して直流リンクコンデンサＣＢに対して充電し、前記交流電源１に帰還し、その電流が前記エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣでエネルギーを放出し終わり、この場合、前記負荷側ｂ−ａ間の電位がスイッチＱ１及びＱ２の導通により０に等しくなる。
【００６５】
出力電力の制御について、上述の解析で分かるとおり、平均出力電圧が（Ｑ１及びＱ３）と（Ｑ２及びＱ４）ペアの導通時間比率に正比例するため、前記導通時間比率を変調することで、出力電力を制御できる。また入力電力制御について、上述の解析で分かるとおり、（Ｑ３及びＱ４）ペアの導通時間比率を増加し、同時に（Ｑ１及びＱ２）ペアの導通時間比率を同等に減少すると、入力電流と電力を増大でき、且つ出力電力に影響を及ぼすことはない。これからも分かるとおり、入力と出力の電力について、均しく独立した変調制御を行うことができる。
【００６６】
これにより、本発明が上述で開示した技術を介して、一種の従来のものと全く異なる設計を提供し、全体の使用価値を向上でき、また出願前に刊行物に掲載されていない、或いは公開使用されていないことは、すでに発明特許の要件に合致するため、法律に則って発明特許出願を提出する。
【００６７】
ただし、上述で開示した図面、説明は、本発明の実施例のみであり、当該技術を熟知する者が上述の説明に基づいて行ったその他の様々な改良について、これら改変が、やはり本発明の技術思想及び特許請求の範囲で定める範囲内に属するものとする。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】高周波正弦波電流給電の電子安定器の回路図。
【図２】３段式ＨＩＤランプ電子安定器の回路。
【図３】本発明の１段式電子安定器の回路ブロック見取図。
【図４】２組の力率改善エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣを整流器の後に取り付けてダブルアームを組み入れた実施例の回路図。
【図５】１組の力率改善エネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣを整流器の後に取り付けてダブルアームを組み入れた実施例の回路図。
【図６】力率改善のエネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣを整流器の前に取り付けてダブルアームを組み入れた実施例の回路図。
【図７】力率改善のエネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣを整流器の後に取り付けてシングルアームを組み入れた実施例の回路図。
【図８】力率改善のエネルギー蓄積インダクタンスＬＰＦＣを整流器の前に取り付けてシングルアームを組み入れた実施例の回路図。
【図９】本発明回路の入力フィルタの出力電流波形の見取図。
【図１０】本発明回路の出力電圧、電流波形の見取図。
【図１１】本発明回路の好ましい実施例のシステムブロック図。
【図１２】本発明回路の好ましい実施例の完全な回路図。
【図１３】図４の電流ルート見取図。
【図１４】図４の電流ルート見取図。
【図１５】図４の電流ルート見取図。
【図１６】図４の電流ルート見取図。
【図１７】図４の電流ルート見取図。
【図１８】図４の電流ルート見取図。
【図１９】図５の電流ルート見取図。
【図２０】図５の電流ルート見取図。
【図２１】図５の電流ルート見取図。
【図２２】図５の電流ルート見取図。
【図２３】図５の電流ルート見取図。
【図２４】図５の電流ルート見取図。
【図２５】図６の電流ルート見取図。
【図２６】図６の電流ルート見取図。
【図２７】図６の電流ルート見取図。
【図２８】図６の電流ルート見取図。
【図２９】図６の電流ルート見取図。
【図３０】図６の電流ルート見取図。
【図３１】図７及び８の電流ルート見取図。
【図３２】図７及び８の電流ルート見取図。
【図３３】図７及び８の電流ルート見取図。
【図３４】図７及び８の電流ルート見取図。
【図３５】図７及び８の電流ルート見取図。
【図３６】図７及び８の電流ルート見取図。
【符号の説明】
【００６９】
１１…力率改善装置、１２…直流−交流インバータ、１３…共振回路、２１…力率改善装置、２２…高周波チョッパ、２３…低周波インバータ、１…交流電源、２…入力フィルタ、３…整流と力率改善装置、４…ブリッジインバータ、５…出力フィルタ、６…直流母線、７…第１検出器、８…第２検出器、９…制御回路、９１…基準電圧発生器、９２…第１増幅器、９３…第２増幅器、９４…第１比較器、９５…第２比較器、９６…論理回路、９７…ドライバー、９８…方形波発生器、１０…ＨＩＤランプ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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