(57)【要約】【課題】電源電圧が１Ｖ程度から安定に動作する回路とする。【解決手段】基準電流源Ｉｓをコレクタに接続したＰＮＰ型のマスタートランジスタＱ１とダイオード接続したＰＮＰ型のミラートランジスタＱ２とで構成される第１のカレントミラー回路と、第１のカレントミラー回路によって生じたミラー電流を基準電流として動作するＮＰＮ型のマスタートランジスタＱ４と、複数のＮＰＮ型のミラートランジスタＱ５〜Ｑｎ＋３とで構成される第２のカレントミラー回路と、電源にエミッタを接続し、マスタートランジスタＱ１のコレクタにベースを接続し、マスタートランジスタＱ４および複数のミラートランジスタＱ５〜Ｑｎ＋３のそれぞれのベースにコレクタを接続するＰＮＰ型のベース電流補償用トランジスタＱ３と、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電流源をコレクタに接続した第１導電型のマスタートランジスタとダイオード接続した第１導電型のミラートランジスタとで構成される第１のカレントミラー回路と、
前記第１のカレントミラー回路によって生じたミラー電流を基準電流として動作する第２導電型のマスタートランジスタと、１または２以上の第２導電型のミラートランジスタとで構成される第２のカレントミラー回路と、
電源にエミッタを接続し、前記第１導電型のマスタートランジスタのコレクタにベースを接続し、前記第２導電型のマスタートランジスタおよび前記１または２以上の第２導電型のミラートランジスタのそれぞれのベースにコレクタを接続する第１導電型のベース電流補償用トランジスタと、
を備えることを特徴とするカレントミラー回路。
【請求項２】
前記第１導電型がＰＮＰ型であり、前記第２導電型がＮＰＮ型であることを特徴とする請求項１記載のカレントミラー回路。
【請求項３】
前記第１導電型がＮＰＮ型であり、前記第２導電型がＰＮＰ型であることを特徴とする請求項１記載のカレントミラー回路。
【請求項４】
前記コレクタをドレインに、前記ベースをゲートに、前記エミッタをソースに置き換え、前記トランジスタは、電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１記載のカレントミラー回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、カレントミラー回路に関し、特に、低電源電圧で動作する半導体集積回路装置（ＩＣ）に好適なカレントミラー回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
カレントミラー回路は、入力される基準電流に等しいあるいは比例する電流を出力する回路である。この第１となるカレントミラー回路を構成するトランジスタと逆の導電型のトランジスタで構成される第２のカレントミラー回路において、第１のカレントミラー回路の出力電流を基準電流とすることで、第２のカレントミラー回路は、第１のカレントミラー回路の基準電流と逆向きの出力電流を出力することができる。すなわち、第１のカレントミラー回路の基準電流が流れ出す方向であれば、第２のカレントミラー回路の出力電流は流れ込む方向となる。このようなカレントミラー回路は、アナログ信号用の半導体集積回路装置中などで広く使用されている。
【０００３】
また、カレントミラー回路における基準電流と出力電流との誤差を少なくするためにダイオード接続されるトランジスタにおいて、ダイオード接続の替わりにベース電流補償用のトランジスタを挿入する回路が知られている（特許文献１の図２参照）。図４は、上記で説明した２つのカレントミラー回路で構成し、第２のカレントミラー回路に対しベース電流補償用のトランジスタを適用したカレントミラー回路の回路図である。図４において、定電流源Ｉｓをダイオード接続したＰＮＰトランジスタＱ１０１のコレクタに接続する。ＰＮＰトランジスタＱ１０１、Ｑ１０２で構成した第１のカレントミラー回路によってミラー電流Ｉ１１を作り出す。このミラー電流Ｉ１１を基準電流としてＮＰＮトランジスタＱ１０４のコレクタに流し、ＮＰＮトランジスタＱ１０４と、電流Ｉ１２、Ｉ１３…Ｉ１ｎといった１：ｎの電流を出力するＮＰＮトランジスタＱ１０５、Ｑ１０６、…Ｑ１０ｎ＋３とで構成される第２のカレントミラー回路を備える。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１０３は、ベースをＰＮＰトランジスタＱ１０２のコレクタに接続し、コレクタを電源Ｖｃｃに接続し、エミッタをＮＰＮトランジスタＱ１０４、Ｑ１０５、Ｑ１０６、…Ｑ１０ｎ＋３のベースに共通に接続し、第２のカレントミラー回路に対してベース電流補償回路を構成している。
【０００４】
なお、関連する技術として、特許文献２、３において、定電流回路あるいは基準電流回路が知られている。
【０００５】
【特許文献１】特開平３−２４４２０７号公報
【特許文献２】特開昭５９−１９１６２９号公報
【特許文献３】特開平７−２０００８６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、近年、リモートキーレスエントリー（ＲＫＥ）、近距離データ通信、ホームセキュリティーなどに使用させる携帯機器において、ＩＳＭ帯あるいは特定小電力無線などの無線機回路は、より一層の低電圧駆動化、低消費電力化、小型化が望まれている。特に、ＲＫＥ送信部のようなキーフォブ内に送信回路を内蔵するような小型携帯機器では、回路の縮小化の要求が強く、それに伴い、送信性能を維持したまま、単一セルの薄型コイン形電池を用いて駆動できるように、回路のＩＣ化および低電圧動作化、低消費電力化が進められている。具体的には、コイン形電池には、一般的にリチウム電池が用いられており、リチウム電池の出力電圧は、通常時の３Ｖから長時間使用すると２Ｖ程度まで電圧降下が進む。そこで、携帯機器としては、使用回数を出来る限り多くするために、電池寿命ぎりぎりの２Ｖの電源電圧でも正常動作するような設計が望まれる。このような機器に適したＩＣの実現のためには、従来よりも低電圧動作に適し、従来と同等以上の特性を有したカレントミラー回路が必要である。主に定電流源を構成するカレントミラー回路は、カレントミラー回路に繋がる機能回路が正常動作するように、電源電圧１Ｖ程度から立ち上がり、安定に動作できることが望まれる。
【０００７】
このような低電圧で安定に動作する要望に対し、図４に示すカレントミラー回路では、以下のような不都合が挙げられる。
【０００８】
（１）電池駆動に適した低電圧動作が困難である。
ベース電流補償回路（トランジスタＱ１０３）を有しており、トランジスタＱ１０２およびＱ１０４のコレクタにトランジスタＱ１０３のＶＢＥ電圧がかかる。したがって、Ｖｃｃ−ＧＮＤ間でトランジスタＱ１０２、Ｑ１０３、Ｑ１０４のトランジスタが縦積み３段（ＶＢＥ電圧３個分）の構成となる。すなわち、最低ＶＢＥ＝０．６Ｖ、ＶＣＥ（ｓａｔ）＝０．６Ｖ、ＶＣＢ＝０Ｖとすると、正常動作が可能となる最低電源電圧は、Ｖｃｃ＝１．８Ｖ（＝０．６Ｖ×３段）以上となる。したがって、電池駆動を目的とした１Ｖ程度からの正常動作に適さない。図５は、従来のカレントミラー回路におけるシミュレーションによる動作特性を示す図である。図５によれば、Ｉ１１、Ｉ１ｎともに１．６Ｖ程度から安定に動作し始めるが、電源電圧１Ｖ程度では、動作しないことが判る。
【０００９】
（２）ミラー電流Ｉ１２、Ｉ１３…Ｉ１ｎの電源電圧依存性が大きい。
トランジスタＱ１０２およびＱ１０３のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが電源電圧変動に比例して変動するため、トランジスタＱ１０２およびＱ１０３のアーリー電圧依存性が生じてしまい、ミラー電流の電源電圧依存性が大きくなってしまう。一般に、アーリー効果を考慮したコレクタ電流Ｉｃは、次式で表される。
Ｉｃ＝Ｉｓ｛ｅｘｐ（ＶＢＥ／ＶＴ）｝（１＋ＶＣＥ／ＶＡ）
なお、Ｉｓは逆方向飽和電流、ＶＢＥはベース・エミッタ間電圧、ＶＴは熱電圧、ＶＣＥはコレクタ・エミッタ間電圧、ＶＡはアーリー電圧である。
ここで、電源電圧を０Ｖより増加していくと、トランジスタＱ１０２、Ｑ１０３のＶＣＥも増加する。したがって、それぞれのコレクタ電流Ｉｃが増加していき、電源電圧によってミラー電流（ミラー比）が変動してしまう（図５参照）。
【００１０】
（３）構成素子ばらつきの影響が大きい。
第１および第２のカレントミラーによって折り返される電流を、それぞれＩ１１およびＩ１ｎとし、ＰＮＰトランジスタのｈＦＥをｈＦＥＰ、ＮＰＮトランジスタのｈＦＥをｈＦＥＮとすると、電流Ｉ１１およびＩ１ｎは、以下の式で表される。
2008102602.tif 000003
すなわち、電流Ｉ１１およびＩ１ｎは、それぞれ、ＰＮＰトランジスタのｈＦＥＰのみ、あるいはＮＰＮトランジスタのｈＦＥＮのみによって決定される。このため、各ｈＦＥのばらつき方によっては、電流Ｉ０とＩ１１、電流Ｉ１１とＩ１ｎとの関係は、大きな影響を受けやすくなり、素子のばらつきに弱いカレントミラー回路となる虞がある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の１つのアスペクトに係るカレントミラー回路は、基準電流源をコレクタに接続した第１導電型のマスタートランジスタとダイオード接続した第１導電型のミラートランジスタとで構成される第１のカレントミラー回路と、第１のカレントミラー回路によって生じたミラー電流を基準電流として動作する第２導電型のマスタートランジスタと、１または２以上の第２導電型のミラートランジスタとで構成される第２のカレントミラー回路と、電源にエミッタを接続し、第１導電型のマスタートランジスタのコレクタにベースを接続し、第２導電型のマスタートランジスタおよび１または２以上の第２導電型のミラートランジスタのそれぞれのベースにコレクタを接続する第１導電型のベース電流補償用トランジスタと、を備える。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、回路を構成するトランジスタの縦積み段数を２段に抑えることが出来る。したがって、電源電圧が１Ｖ程度から安定に動作し、電池駆動に適した低電圧動作が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明の実施形態に係るカレントミラー回路は、基準電流源（図１のＩｓ）をコレクタに接続した第１導電型のマスタートランジスタ（図１のＱ１）とダイオード接続した第１導電型のミラートランジスタ（図１のＱ２）とで構成される第１のカレントミラー回路と、第１のカレントミラー回路によって生じたミラー電流を基準電流として動作する第２導電型のマスタートランジスタ（図１のＱ４）と、１または２以上の第２導電型のミラートランジスタ（図１のＱ５〜Ｑｎ＋３）とで構成される第２のカレントミラー回路と、電源にエミッタを接続し、第１導電型のマスタートランジスタのコレクタにベースを接続し、第２導電型のマスタートランジスタおよび１または２以上の第２導電型のミラートランジスタのそれぞれのベースにコレクタを接続する第１導電型のベース電流補償用トランジスタ（図１のＱ３）と、を備える。
【００１４】
以上のように構成されるカレントミラー回路において、Ｖｃｃ−ＧＮＤ間のトランジスタ段数を２段（図１のＱ２あるいはＱ３と、Ｑ４とに相当）に抑えることが可能である。したがって、電池駆動に適した１Ｖ程度からの低電源電圧で動作可能なカレントミラー回路を実現することができる。また、ベース電流補償回路を有するため、正確なミラー比で電流を折り返すことが可能である。さらに、アーリー効果が見えにくい回路構成のため、ミラー電流Ｉ１、…Ｉｎのミラー比の電源電圧依存性が小さい。またさらに、ミラー電流がＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰトランジスタのｈＦＥの積によって決まる係数を持つため、構成素子ばらつきの影響が小さい。以下、実施例に即し、図面を参照して詳しく説明する。
【実施例１】
【００１５】
図１は、本発明の第１の実施例に係るカレントミラー回路の回路図である。図１において、カレントミラー回路は、ＰＮＰトランジスタであるトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、ＮＰＮトランジスタであるトランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６、…Ｑｎ＋３、定電流源Ｉｓを備える。定電流源Ｉｓをコレクタに接続するトランジスタＱ１およびダイオード接続のトランジスタＱ２で第１のカレントミラー回路を構成する。第１のカレントミラー回路によってミラー電流Ｉ１を作り出す。ミラー電流Ｉ１を基準電流としコレクタに流すトランジスタＱ４と、電流Ｉ２、Ｉ３、…Ｉｎのような１：ｎの電流出力を行うトランジスタＱ５、Ｑ６、…Ｑｎ＋３とによって第２のカレントミラー回路を構成する。トランジスタＱ３は、エミッタを電源Ｖｃｃに接続し、ベースをトランジスタＱ１のコレクタに接続し、コレクタをトランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６、…Ｑｎ＋３のベースに接続し、第１のカレントミラー回路のスタートアップ回路を構成するとともに、第２のカレントミラー回路のベース電流補償回路として機能する。
【００１６】
このようなカレントミラー回路において、定電流源Ｉｓの電流を基準電流Ｉ０とし、トランジスタＱ１およびＱ２で構成する第１のカレントミラー回路が動作する。但し、基準電流Ｉ０、トランジスタＱ１、Ｑ２のみの回路では、電流が正常に流れない場合があるので、ベース電流補償回路であるトランジスタＱ３およびＩ０のミラー電流（第２のカレントミラー回路の基準電流Ｉ１）が流れるトランジスタＱ４によって第１のカレントミラー回路のスタートアップ回路としている。
【００１７】
基準電流Ｉ０のミラー電流は、電流Ｉ１として、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６、…Ｑｎ＋３で構成する１：ｎの第２のカレントミラー回路の基準電流となっている。トランジスタＱ３は、前述したようにベース電流補償回路として機能し、トランジスタＱ３を用いてトランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６、…Ｑｎ＋３のベース電流を電源Ｖｃｃから供給し、基準電流Ｉ１を電流Ｉ２、Ｉ３、…Ｉｎに正確に折り返すカレントミラー回路が構成される。
【００１８】
このように構成されるカレントミラー回路は、ＮＰＮトランジスタのＶＢＥおよびＰＮＰトランジスタのＶＣＥが正常バイアスとなる電圧から動作可能であり、最低動作電圧は、ＶＢＥ＋ＶＣＥ＝１．２Ｖ（１Ｖ程度）となる。図２は、本発明の第１の実施例に係るカレントミラー回路におけるシミュレーションによる動作特性を示す図である。図２において、基準電流Ｉ１は、電源電圧Ｖｃｃが０．９Ｖ程度から立ち上がり、電流Ｉｎは、１．０Ｖ程度から安定した特性を示している。図２からも分かるように、本発明のカレントミラー回路は、電源電圧Ｖｃｃが１Ｖ程度から安定的に動作可能である。
【００１９】
通常、カレントミラー回路の入出力電流（基準電流とミラー電流）は、それぞれ、回路を構成するトランジスタのコレクタ電流である。したがって、回路が正常動作するためには、トランジスタの各端子電圧が、正常バイアスになる必要がある。すなわち、前述のコレクタ電流Ｉｃを表す次式によって、電源電圧で変動し得るＶＢＥおよびＶＣＥが正常動作電圧以上になる必要がある。
Ｉｃ＝Ｉｓ｛ｅｘｐ（ＶＢＥ／ＶＴ）｝（１＋ＶＣＥ／ＶＡ）
【００２０】
ここで、簡単のために、ＶＢＥ＝０．６Ｖ、ＶＣＥ＝ＶＣＥ（ｓａｔ）＝０．６Ｖとすると、カレントミラー回路は、トランジスタ２段積みまで構成可能であって、かつ最低動作電圧１．２Ｖ以上が望ましいことが判る。さらに、上記の式より、コレクタ電流Ｉｃは、コレクタ・ベース間電圧ＶＣＢには無関係であり、トランジスタが飽和しないＶＣＢ＝０Ｖ以上で使用可能であることが判る。これに注目し、トランジスタＱ４、Ｑ５、…Ｑｎ＋３の逆極性（ＰＮＰ）のトランジスタＱ３をベース電流補償回路として用いることでトランジスタの縦積み段数を低減することができる。
【００２１】
本発明では、これらの点を鑑み、トランジスタの縦積み段数を２段に抑え、かつ、ベース電流補償回路を備えることで、低電圧動作可能なカレントミラー回路を実現している。このとき、第１および第２のカレントミラー回路の基準電流Ｉ０、およびミラー電流Ｉ１、Ｉｎの関係は、以下の式で表される。
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この式から分かるように、以下の効果も得られる。
【００２２】
（第１の効果）ミラー電流Ｉ２、Ｉ３…Ｉｎの電源電圧依存性が小さい（図２参照）。第１のカレントミラー回路において、電源電圧に無関係に構成されるトランジスタＱ１、Ｑ２のベース電位は等しく、かつ、それぞれのコレクタ電位もほぼ等しくなる。すなわち、Ｖｃ（Ｑ１）＝ＶＢＥ（Ｑ３）≒ＶＢＥ（Ｑ２）、Ｖｃ（Ｑ２）＝ＶＢＥ（Ｑ２）、よって、Ｖｃ（Ｑ１）≒Ｖｃ（Ｑ２）となる。したがって、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧は、ほぼ一定に保たれ、電流Ｉ０とＩ１は、電源電圧依存性が小さい（アーリー電圧に依存しなくなる）。また、第２のカレントミラー回路においては、トランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６、…Ｑｎ＋３にアーリー電圧が存在するが、基準電流Ｉ１は一定であって、それぞれのコレクタ電位が電源電圧に比例して変動する。したがって、結果的に電源電圧依存を打ち消すことが出来、電流Ｉ１を１：ｎで正確に折り返すことが可能となる。
【００２３】
（第２の効果）構成素子のばらつきの影響が小さい。上記の式より、トランジスタのｈＦＥのばらつきに対し、ミラー電流の影響があるのは、電流Ｉ１のみであり、Ｉ０の係数にｈＦＥが含まれる。しかし、ＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタのｈＦＥの積となっているため、それぞれが大きくばらついても、係数の変動は小さく、Ｉ１への影響は小さいことがわかる。
【実施例２】
【００２４】
図３は、本発明の第２の実施例に係るカレントミラー回路の回路図である。このカレントミラー回路は、第１のカレントミラー回路においてＮＰＮトランジスタであるトランジスタＱ１ａ、Ｑ２ａで構成し、第２のカレントミラー回路においてＰＮＰトランジスタであるトランジスタＱ４ａ、Ｑ５ａ、Ｑ６ａ、…Ｑｎ＋３ａで構成し、ベース電流補償回路をＮＰＮトランジスタであるトランジスタＱ３ａとした回路であり、出力電流Ｉ２ａ、…Ｉｎａの電流の向きを第１の実施例と逆にしている。回路構成および動作は、第１の実施例とトランジスタ極性が逆になったこと以外は同じであり、同等の効果が得られる。
【００２５】
一般的なバイポーラプロセスでは、通常、ＮＰＮトランジスタのｈＦＥは、ＰＮＰトランジスタのｈＦＥより大きく、特性も安定している。したがって、製造プロセス起因による特性ばらつきが小さいことから、第１の実施例に比べ、第２の実施例に係るカレントミラー回路は、より正確なミラー比を得ることが出来る。
【００２６】
なお、図１、図３に示したカレントミラー回路は、トランジスタ特性の安定化のために、各エミッタ・Ｖｃｃ間、エミッタ・ＧＮＤ間に抵抗を挿入しても、同等の効果を得ることが出来る。さらに、本発明のカレントミラー回路は、バイポーラトランジスタの代わりにＭＯＳトランジスタなどの電界効果トランジスタを用いても構成可能であり、この場合も先に説明したと同等の効果を得ることが出来る。
【００２７】
以上本発明を上記実施例に即して説明したが、本発明は、上記実施例にのみ限定されるものではなく、本願特許請求の範囲の各請求項の発明の範囲内で当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の第１の実施例に係るカレントミラー回路の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施例に係るカレントミラー回路におけるシミュレーションによる動作特性を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施例に係るカレントミラー回路の回路図である。
【図４】従来のカレントミラー回路の回路図である。
【図５】従来のカレントミラー回路におけるシミュレーションによる動作特性を示す図である。
【符号の説明】
【００２９】
Ｉｓ  定電流源
Ｑ１〜Ｑｎ＋３、Ｑ１ａ〜Ｑｎ＋３ａ  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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