(57)【要約】【課題】符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムにおいてブロック空間時間送信ダイバーシティ（ＢＳＴＴＤ）を用いて送信されてきたデータを受信する受信機を単純化する。【解決手段】第１のデータフィールドを第１のアンテナを用いて送信する。第１のデータフィールドのブロックの再配列により生成された第２のデータフィールドを第２のアンテナを用いて送信する。第１のデータフィールドと第２のデータフィールドを受信する。データブロック間の干渉を無視する信号モデルを生成する。最小二乗平均誤差ブロック線形等化器、近似コレスキー分解、前進代入法および後退代入法を用いて第１のデータフィールドと第２のデータフィールドの送信されたデータシンボルを割り出す。【選択図】図４
2008017509.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）通信システムにおいてブロック空間時間送信ダイバーシティ（ＢＳＴＴＤ）を用いて送信されたデータを受信する方法であって、
第１のデータフィールドを第１のアンテナを用いて送信するステップと、
前記第１のデータフィールドのブロックの再配列により生成された第２のデータフィールドを第２のアンテナを用いて送信するステップと、
前記第１のデータフィールドと前記第２のデータフィールドを受信するステップと、
データブロック間の干渉を無視する信号モデルを生成するステップと、
最小二乗平均誤差ブロック線形等化器、近似コレスキー分解、前進代入法および後退代入法を用いて前記第１のデータフィールドと前記第２のデータフィールドの送信されたデータシンボルを割り出すステップと
を含む方法。
【請求項２】
前記受信されたデータフィールドは白色化整合フィルタにより処理されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記受信されたデータフィールドはチャネル情報を生成するチャネル推定器により処理されて、送信されたデータシンボルを割り出すのに使用されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記第１のデータフィールドはＤ1およびＤ２のデータブロックを含み、前記第２のデータフィールドは−Ｄ２*およびＤ１*のデータブロックを含み、ここで*は対応するデータブロックの共役を示すことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
第１のデータフィールドを第１のアンテナを用いて送信し、該第１のデータフィールドのブロックの再配列により生成された第２のデータフィールドを第２のアンテナを用いて送信するブロック空間時間送信ダイバーシティ（ＢＳＴＴＤ）送信機から送信されたデータフィールドを回復する受信機であって、
前記第１のデータフィールドと前記第２のデータフィールドの両方を含むベクトルを受信するアンテナと、
最小二乗平均誤差ブロック線形等化器、近似コレスキー分解、前進代入法および後退代入法を用い、その際にデータブロック間の干渉を無視して、前記第１のデータと前記第２のデータの送信されたシンボルを割り出すＢＳＴＴＤジョイント検出器と
を具備することを特徴とする受信機。
【請求項６】
前記受信されたデータフィールドを処理する白色化整合フィルタをさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の受信機。
【請求項７】
チャネル情報を生成するチャネル推定器さらに含むことを特徴とする請求項６に記載の受信機。
【請求項８】
前記第１のデータフィールドはＤ１およびＤ２のデータブロックを含み、前記第２のデータフィールドは−Ｄ２*およびＤ１*のデータブロックを含み、ここで*は対応するデータブロックの共役を示すことを特徴とする請求項７に記載の受信機。
【請求項９】
ブロック空間時間送信ダイバーシティ（ＢＳＴＴＤ）を用いて送信されたデータフィールドを回復するためのＣＤＭＡ通信システムであって、
第１のデータフィールドを第１のアンテナを用いて送信し、該第１のデータフィールドのブロックの再配列により生成された第２のデータフィールドを第２のアンテナを用いて送信する送信機と、
ＢＳＴＴＤを用いて送信されたデータフィールドを受信する受信機を含み、
該受信機は、
前記第１のデータフィールドと前記第２のデータフィールドの両方を含むベクトルを受信するアンテナと、
最小二乗平均誤差ブロック線形等化器、近似コレスキー分解、前進代入法および後退代入法を用い、その際にデータブロック間の干渉を無視して、前記第１のデータと前記第２のデータの送信されたシンボルを割り出すＢＳＴＴＤジョイント検出器と
を含むことを特徴とするシステム。
を具備することを特徴とするシステム。
【請求項１０】
前記受信されたデータフィールドを処理する白色化整合フィルタをさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のシステム。
【請求項１１】
チャネル情報を生成するチャネル推定器さらに含むことを特徴とする請求項１０に記載の受信機。
【請求項１２】
前記第１のデータフィールドはＤ１およびＤ２のデータブロックを含み、前記第２のデータフィールドは−Ｄ２*およびＤ１*のデータブロックを含み、ここで*は対応するデータブロックの共役を示すことを特徴とする請求項１１に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は概括的には符号分割多元接続(ＣＤＭＡ)技術を扱う通信システムに関する。より詳細に述べると、この発明はＣＤＭＡ通信に適用できる送信ダイバーシティ機構に関する。
【背景技術】
【０００２】
空間ダイバーシティは、第三世代広帯域ＣＤＭＡ通信システムの中の超高速データユーザのサポートのためにこれまで提案されてきた。通信システムは複数アンテナの利用により利得とリンク品質とを改善し、システム容量を増大させる。伝統的技術では、ダイバーシティをビーム操作またはダイバーシティ合成の利用により開発してきた。
【０００３】
近年になって、空間−時間符号の利用によりダイバーシティの統合利用が可能になることが認識されるようになった。この種の通信システムは、理論的にはアレーの中の送受信アンテナの数に等しい倍数までシステム容量を増大できる。空間−時間符号は入力シンボルのブロックに作用し、複数アンテナ及び時間にまたがって行列出力を発生させる。
【０００４】
従来の空間−時間送信ダイバーシティシステムは、互いに相続くシンボルとそれらシンボルの複素共役値とを同時に送信している。この種のシステムでは、受信側でシンボルが互いに重なってしまうことが生じ得る。この重複の量は、伝搬チャネルのインパルス応答の長さに左右される。時分割複信(ＴＤＤ)モードでは、このシンボル重複を共同検出受信機で捕捉する必要がある。共同検出受信機は、送信されてきた互いに重複するシンボルとそれらシンボルの複素共役値を推算する必要があるので、共同検出の複雑さがそれだけ高まる。
【０００５】
共同検出の複雑さの増加を緩和するために、互いに類似ではあるものの互いに異なる二つのデータフィールドを送信する通信システムが提案されている。第１の部分D1と第２の部分D2とを有する第１のデータフィールドを第１のアンテナから送信する。第２のデータフィールドは第１のデータフィールドを改変して生成する。すなわち、D2の複素共役値の否定、すなわち−D2*を第２のデータフィールドの第１の部分とし、D1の複素共役値Ｄ1*を第２の部分とする。その第２のデータフィールドを第２のアンテナから同時に送信する。
【０００６】
このダイバーシティ送信機構は受信機の複雑さを軽減するが、この機構に用いる受信機は、なおかなりの複雑さを伴っている。この種の受信機は二つの共同検出器を用いる。それら共同検出器の各々は、上記二つのアンテナの一つから送信されてきたデータフィールドを個別に回復する。その手法では、各アンテナからの送信信号を別々に取り扱うことによって、二つの送信データフィールド間の相互干渉を処理する。したがって、共同検出器の各々は対応するアンテナ以外のアンテナからの送信信号を雑音として扱う。各共同検出器で回復されたシンボルを復号器を用いて合成し、データフィールドd→1 、d→2 を算定する。この通信システムのブロック図を図１に示す。この種の通信システムの受信機は二つの共同検出器の使用により高度の複雑性を有し、受信機コストの上昇を招いている。
【０００７】
【特許文献１】ＥＰ  １  ０６９  ７０７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
したがって、代替の受信機構成が求められている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明は、符号分割多元接続(CDMA)通信システムにおいてブロック空間時間送信ダイバーシティ(BSTTD)を用いて送信されてきたデータを受信する方法およびシステムである。このシステムは、第１のデータフィールドを第１のアンテナにより送信するとともに第２のデータフィールドを第２のアンテナにより送信する送信機と受信機とを含む。受信機は、送信されてきた第１および第２のデータフィールドを受信するアンテナと、これら送信されてきた第１および第２のデータフィールドの算定を最小二乗誤差法を利用したブロック線形等化器モデル及びこのモデルの近似コレスキー分解モデルを用いて行うBSTTD共同検出器とを備える。
【発明の効果】
【００１０】
ＣＤＭＡ通信システムにおけるＢＳＴＴＤ利用送信機からのデータを受信する受信機の単純化による製造コスト削減と性能向上によるシステム容量増大を達成する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
図２は、この発明の好ましい実施例によるCDMA通信システムの中で好ましくはユーザ装置(UE)に配置される受信機１０のブロック図である。受信機１０はUEに配置するのが好ましいが、この受信機１０を基地局に配置してアップリンク通信に用いることもできる。受信機１０はBSTTD共同検出器(BSTTD JD)１２、チャネル推算装置１３及びアンテナ１６を備える。UEのアンテナ１６は、送信機からの第１および第２の通信信号バーストを含む種々のRF信号を受信する。
【００１２】
第１および第２の通信信号バーストは上述の第１および第２のデータフィールドをそれぞれ含む。第１のデータフィールドは第１の部分D1及び第２の部分D2を含み、第２のデータフィールドはD2の負の複素共役値−D２*及びD1の複素共役値D１*を含む。通常の通信信号バーストはミドアンブルにより分けられたこれら二つのデータフィールド部分を有する。また、通信信号バーストはバースト相互間の到達時間の差異を許容するためのガード期間を備える。一つの通信信号バーストの各データフィールドを第１のデータフィールドD1、D2の形に符号化する。もう一方の通信信号バーストの各データフィールドを第２のデータフィールド−D2*、D1*の形に符号化する。それらデータフィールドを拡散し、ミドアンブルを挿入して第１および第２の通信信号バーストをそれぞれ生成する。それら通信信号バーストの各々を第１および第２のアンテナからRF信号の形で受信機１０に送信する。
【００１３】
これら第１および第２の通信信号バーストを含む受信RF通信信号を復調して、チャネル推算装置およびBSTTD JD12に送る。チャネル推算装置１３は、その復調出力を処理し、チャネル情報をBSTTD JD12に送る。
【００１４】
BSTTD JD12は第１および第２の通信信号バーストを含む復調出力信号およびチャネル推算装置１３からのチャネル情報を受ける。BSTTD JD12は、このチャネル情報と送信機における拡散符号とを用いて、各通信信号バーストの第１および第２のデータフィールドD1、D2、−D2*、D1*のデータシンボルを推算し、次いでD1、D2、−D2*、D1*を合成してもとのデータフィールドDを回復する。
【００１５】
この発明の好ましい実施例によると、BSTTD  JD12は、簡易化最小二乗平均誤差ブロック線形等化器(MMSE−BLE)利用の検出器を用いて、受信データフィールドの各々のデータシンボルを推算する。この発明のBSTTD JD12は、下記の流れに従って動作する。A及びBは、それぞれ、アンテナ１に関連したチャネル１およびアンテナ２に関連したチャネル２の伝搬行列のブロック帯行列である。これらの帯行列は次のとおり２ｘ２の部分(ブロック)行列に書替えられる。
【００１６】
【数１】
2008017509.tif 000003
これにより、ブロック空間時間送信ダイバーシティの受信信号モデルは、式１のとおり表される。
【００１７】
【数２】
2008017509.tif 000004
ブロックの長さは、チャネル遅延分散よりもずっと長いので、互いに隣接するブロックA21とB21との間の干渉は無視でき、受信信号モデルは式２の形に単純化できる。
【００１８】
【数３】
2008017509.tif 000005
データブロック行列の推算のために、BSTTD用のMMSE BLEアルゴリズムを用いることができる。白色化整合フィルタ処理を用いると、これらデータブロックは式３及び式４により表わすことができる。
【００１９】
【数４】
2008017509.tif 000006
【００２０】
【数５】
2008017509.tif 000007
MMSE−BLE出力は式５の形に表される。
【００２１】
【数６】
2008017509.tif 000008
ここでEは式１で与えられ、σ2は平均雑音分散であり、Iは単位行列である。
【００２２】
単一アンテナBLEを用いるブロックSTTDの複雑性の主因は、近似コレスキー分解において実行が好ましい逆行列演算である。コレスキー分解のための相関行列のブロック行列表示を式６に示す。
【００２３】
【数７】
2008017509.tif 000009
ここで、Ｄ11、Ｄ22、Ｄ21は式７、式８および式９でそれぞれ表される。
【００２４】
【数８】
2008017509.tif 000010
【００２５】
【数９】
2008017509.tif 000011
【００２６】
【数１０】
2008017509.tif 000012
コレスキー分解D=GGHのための下三角行列は式１０で表される。
【００２７】
【数１１】
2008017509.tif 000013
式１０
G11、G21、G22、D11、D21及びD22の相互関係を式１１、式１２及び式１３により示す。
【００２８】
【数１２】
2008017509.tif 000014
【００２９】
【数１３】
2008017509.tif 000015
【００３０】
【数１４】
2008017509.tif 000016
シンボル系列の推定出力は、下記の三角行列系を式１４、式１５、式１６及び式１７により解くことによって得られる。
【００３１】
【数１５】
2008017509.tif 000017
【００３２】
【数１６】
2008017509.tif 000018
【００３３】
【数１７】
2008017509.tif 000019
【００３４】
【数１８】
2008017509.tif 000020
単一アンテナシステムでは、一組のコレスキー分解を必要とする。ダイバーシティアンテナを使用するシステムは、二組のコレスキー分解(式１１および式１３)並びに一組の前進代入演算(式１２)を必要とするので、シンボルの復号化の複雑度は増加する。したがって、単一アンテナシステムに比してBSTTDシステムの複雑度は２倍以上に高まる。さらに、このシステムのBSTTD復号器は、第１のサブブロックの第２サブブロックへの干渉を除去しないので、検出時により多くの誤りを生ずる。
【００３５】
複雑度をさらに減ずる手段を次に述べる。送信信号行列の構造から、A22及びB22は、次のとおりA11及びB11を含むブロック行列で表すことができる。
【００３６】
【数１９】
2008017509.tif 000021
ここでA11、A22、B11及びB22の相互関係は式１８、式１９及び式２０で表される。
【００３７】
【数２０】
2008017509.tif 000022
【００３８】
【数２１】
2008017509.tif 000023
【００３９】
【数２２】
2008017509.tif 000024
当業者にはAH22A22、BH22B22及びAH22B22がトプリッツ(Toeplitz)型ブロック行列であること、並びにAH11A11、BH11B11及びAH11B11は、式１８、式１９及び式２０の末尾の項の中の下側右サブブロックによりこの型のブロック行列ではないことが認識されよう。
【００４０】
式７に式１８を代入することによって、式２１が得られる。
【００４１】
【数２３】
2008017509.tif 000025
式２１はブロック分割エルミート型である。式７の解は、最後の項を無視し、コレスキー分解を繰返すことにより近似して式２２の形で得られる。
【００４２】
【数２４】
2008017509.tif 000026
ここでD^11は式２３により表される。
【００４３】
【数２５】
2008017509.tif 000027
式２２はブロック分割トプリッツ行列近似である。これの複雑度は単一アンテナシステムの場合での近似コレスキー分解と等しい。当業者には上述の式がG11近似をもたらすものであり、BSTTD
JD12の複雑度を減ずることが認識されよう。
【００４４】
BSTTD JD12の複雑度をさらに下げることはG22の近似により達成できる。式11および式１２から、式１３は式２４に変換される。
【００４５】
【数２６】
2008017509.tif 000028
ノルム(D22)≫ノルム(D21D11-1D21H)と仮定すると、式２４は式２５となる。
【００４６】
【数２７】
2008017509.tif 000029
さらに式８、式１９および式２２から式２６が得られる。
【００４７】
【数２８】
2008017509.tif 000030
前述のG11の近似と同様の手法で、上記の式２６の解は、最後の項を無視し、コレスキー分解の繰返し適用により近似することができ、式２７が得られる。
【００４８】
【数２９】
2008017509.tif 000031
この近似によりG22、従ってD22(式８及び式１３)は詳細に計算する必要がなくなる。したがってBSTTDに伴うコレスキー分解の複雑度は単一アンテナシステムの場合と同じになる。
【００４９】
単一アンテナシステムに対するBSTTDシステムの複雑性の大部分は、式１２、式１５及び式１７の行列G21 に関るものである。式１５及び式１７における複雑な演算の数はG21 の零以外の要素の数と同じである。零以外の要素を少なくすることは式１５及び式１７の複雑度を減ずる。複雑度を減ずる一つの手段はG^21＝０を仮定することである。しかしながら、この近似は解に誤差を伴い、通常は好ましくない。
【００５０】
そこで、複雑度軽減のもう一つの手法ではG^21を次の方法に従って近似する。式９と式１２から、式２８が得られる。
【００５１】
【数３０】
2008017509.tif 000032
ここでD^21は式２９に示される。
【００５２】
【数３１】
2008017509.tif 000033
式２９はブロック分割トプリッツ行列をもたらす。複式前進代入法利用の三角行列系の解法により、そのトプリッツ行列の一般解を求める方法は余り複雑過ぎて容易には実行されない。しかしながら、その解法は以下に述べる性質を用いて簡略化できる。
【００５３】
・性質１：行列D^21は歪対称ブロック分割トプリッツ型、すなわち
D^21=−D^21Tである。D^21の対角の項は常に零である。
・性質２：D^21の全ての要素は、そのサブブロック行列の最後の列または最後の行にある要素を除いて、零である。(図３(a)参照)
・性質３：行列G^21はブロック分割トプリッツ構造を有する。
【００５４】
・性質４：行列G^21は、(L・Ka−１)に等しい帯幅で区切られた下ブロック行列である。(図３(b)参照)。Lは第１列ブロック行列或いは第１行ブロック行列のうちの零でないブロック行列の数である。また、Lはシンボル間干渉の長さに１を加えたものに等しく、即ちL=Lisi＋１である。ここでLisi=ceil(W/SF)で、Wはチャネル長さ、そしてceil(x)はxよりも大きくて、かつ最小である整数を示す。Kaは機能する符号(実チャネル)の総数で、例えば、一斉通報チャネル(BCH)時間スロットにK個の専用チャネル(DCH)がある場合はKa=K＋１である。
【００５５】
上述の性質を用いるとともに、D^21対して性質２の場合と同一のサブブロック構造の有するブロック分割帯行列への近似法を用いることにより、上記複雑度は著しく減少する。この近似行列構造を図３(c)に示す。図３(d)は図３(b)とは異なるカラースケール付きの精密なG^21を示す。G^21の計算は、上述の性質および次の近似により単純化される。
【００５６】
近似  １：G^21は(L・Ka−１)の帯幅の上下ブロック分割の帯行列である。
近似  ２：G^21はD^21と同一の構造を有する。
【００５７】
近似１により、簡略化G^21は次に示すとおりである。
【００５８】
【数３２】
2008017509.tif 000034
下三角行列G^21と相関行列D^21とのブロック行列表示は式３０と式３１のとおりである。
【００５９】
【数３３】
2008017509.tif 000035
【００６０】
【数３４】
2008017509.tif 000036
ここで、d11は−d11Tに等しく、性質１及び近似２によりdijとfijは下記の構造を有する。
【００６１】
【数３５】
2008017509.tif 000037
FG^H11＝D^21の解は、式３２及び式３３により第１列ブロックと第１行ブロックとを計算することにより得られる。
【００６２】
【数３６】
2008017509.tif 000038
【００６３】
【数３７】
2008017509.tif 000039
上述の行列構造を有するA＝[aij]
Ka i,j=1、Ｄ＝[dij]Kai,j=1および下三角行列G=[gij]Kai,j=1  は行列方程式AGH=Dを満
足する。ここでKdは専用チャネル(DCH)数であり、Ka=Kd＋１は一斉通報チャネル(BCH)時間スロット内にある物理チャネルの総数である。最後の列ベクトルでの第１のKd要素は、式３４により示されるように複素数を実数で除することで得られる。
【００６４】
【数３８】
2008017509.tif 000040
サイズがKaの１回の前進代入により得られた行列Aの最後の行ベクトルは式３５により表される。
【００６５】
【数３９】
2008017509.tif 000041
また、式３３の右辺の項は行列乗算を含む。各々の行列乗算数は零要素による複合乗数Kd＋(Kd＋１)2と考えることができる。
上記BSTTDアルゴリズムは、上述の近似を用いて次の様に簡略化される。
演算操作                        式
・整合フイルター              (３)、(４)
・相関演算                    (２３)、(２９)
・コレスキー分解              (２２)、(３２)、(３３)
式３６及び式３７による前進代入：
【００６６】
【数４０】
2008017509.tif 000042
【００６７】
【数４１】
2008017509.tif 000043
式３８及び式３９による後退代入：
【００６８】
【数４２】
2008017509.tif 000044
【００６９】
【数４３】
2008017509.tif 000045
好ましい実施例を図４の流れ図と関連づけて次に述べる。受信信号をデータブロック相互間の干渉の無視により例えば式２のようにモデル化する(ステップ４０１)。受信信号ベクトルを式３及び式４に示すとおり白色化整合フィルタ処理する(ステップ４０２)。式１０の形式のコレスキー係数をMMSE BLE解法のために算定する(ステップ４０３)。次に、Gのサブ行列G11を、Dのサブ行列D11のコレスキー係数の算出(式７から)により、式２２から算出する(ステップ４０４)。Gのサブ行列G22のもう一つの近似行列を、G11の複素共役値G11*の利用により算出する(ステップ４０５)。Gの別のサブ行列G21を、式３１及び式３２を用い、上下ブロック分割帯行列であるとして近似する(ステップ４０６)。二つのデータフィールドのシンボル、dmmse1およびdmｍse2を、式３５、３６、３７及び式３８により前進代入法並びに後退代入法を適用して解く(ステップ４０７)。次に、元の送信データを、復号器１５を使用しdmmse1およびdmmse2を復号化することにより算定する(ステップ４０８)。
【００７０】
この発明を好ましい実施例に関連して記述してきたが、上記以外の改変が請求項記載の本発明の範囲内において可能であることは当業者には明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】空間−時間送信ダイバーシティを採用した従来技術の通信システムのブロック図。
【図２】この発明の好ましい実施例による受信機のブロック図。
【図３】この発明の好ましい実施例によるブロック空間時間送信ダイバーシティ(BSTTD)を近似する行列構造の説明図。
【図４】この発明の好ましい実施例によるブロック空間時間送信ダイバーシチティ方式における共同検出方法の流れ図。
【符号の説明】
【００７２】
１０  受信機
１２  BSTTD 共同検出器
１３  チャネル推算装置
１６  アンテナ
２１  ブロック空間時間送信ダイバーシティを近似する行列構造の図解
ステップ４０１  受信信号をモデル化する
ステップ４０２  受信信号ベクトルを白色化整合フィルタ処理する
ステップ４０３  最小二乗誤差線形等化器(MMSE
BLE)解法に用いるコレスキー係数を算定する
ステップ４０４  コレスキー係数D11からG11を算定する
ステップ４０５  G11の複素共役値を用いてG22を近似計算する
ステップ４０６  G21を上下ブロック分割帯行列として近似計算する
ステップ４０７  前進代入法及び後退代入法を用いてデータフィールドのシンボルを算定する
ステップ４０８  送信されてきたもとのデータを復号化する
【図１】
2008017509.tif 000046
【図２】
2008017509.tif 000047
【図３】
2008017509.tif 000048
【図４】
2008017509.tif 000049