(57)【要約】      （修正有）【課題】高周波、マイクロ波、ミリ波信号を２方向に分配し、その２つの出力信号間に１８０度の位相差を与える集中定数化１８０度ウイルキンソン・デバイダの素子数の低減化を図る。【解決手段】二種の伝送線路型移相器を有する二方向伝送線路型３ｄＢウイルキンソン・デバイダにおいて、移相器の構成を等価な２つのπ型回路とすることで１１個の素子からなるウイルキンソン・デバイダの特性を劣化させることなく、その素子数を減らすことができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
線路長ｌ01、ｌ02の二種の伝送線路型移相器、ポート１、２および３には端子負荷として同一の基準特性インピーダンスＺ0が接続されており、線路インピーダンスＺ1が２0.5Ｚ0、吸収抵抗Ｒが２Ｚ0と表記される二方向伝送線路型ウイルキンソン・デバイダであって、ポート２および３に等価なπ型回路が接続されていることを特徴とする二方向伝送線路型・集中定数型３ｄＢウイルキンソン・デバイダ。
【請求項２】
集中定数素子数を１０個とした請求項１に記載の構成二方向集中定数型３ｄＢウイルキンソン・デバイダ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、二種の伝送線路型移相器を有する二方向伝送線路型３ｄＢウイルキンソン・デバイダに関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波、マイクロ波、ミリ波信号を２方向に分配し、その２つの出力信号間に１８０度の位相差を与える回路として良く知られているものに分布定数回路の一種であるラット・レース回路がある。この回路は構成要素として波長の1/4の長さの伝送線路を３本、波長の3/4の長さの伝送線路を１本用いるため回路サイズが大型になる。この解決法の１つとしてキャパシタやインダクタ等の集中定数素子を構成要素として取り入れる方法がある。これにより、基板上の回路占有面積を10万分の１から100万分の１程度まで格段に小さくすることができる。この時、用いるキャパシタやインダクタの素子数はラット・レース基本回路においては１０個である（図７）。図７に示すように集中定数化ラットレース回路は４個の入出力端子を持ち、基板上に平面的に構成されるものである。図７の端子１に入力を入れると端子４、端子２から出力される。また、端子２から入力すると端子３，１からの出力となる。通常、通信用回路システムは信号が一方から他方に流れるように構成されるので、図７の集中定数化ラットレースでは、一部が入力側に現れることになる。例えば、図７の端子１に入力を入れた場合、端子４からの出力は配線により端子３側に持ってくる必要が往々にして生じる。このような状況のもとで、ウイルキンソン・デバイダの二つの出力端子に１８０度位相差を与えることが考えられ、＋９０度移相器と−９０度移相器を接続した集中定数化１８０度ウイルキンソン・デバイダが提案されている（図８）（非特許文献１）。この回路の端子１に高周波信号を入れると端子２、端子３から出力され、且つ、その二つの出力間に１８０度の位相差を生じるので都合が良い。ただし、この回路は集中定数素子１１個により構成される。
【０００３】
【非特許文献１】H.S.Nagi, Miniature lumped element 180゜Wilkinson divider, IEEE MTT-S Symp. Dig., 2003 pp.55-58
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
携帯電話などでは、益々機能の高度化が進み、微細加工技術を駆使して回路サイズの小型化が進められている。回路サイズの小型化の手段として、その構成要素を減らすことで、回路の占有面積を減らし、かつ部品コストの低減を図ることが可能となる。
図８の集中定数化１８０度ウイルキンソン・デバイダは、その移相器の構成を等価なπ型回路と等価なＴ型回路の組み合わせとしている。本発明者らは、２つの等価なπ型回路を採用することにより、図８の１１個の素子からなるウイルキンソン・デバイダの特性を劣化させることなく、その素子数を減らすことに成功し、本発明を完成した。
【発明の効果】
【０００５】
本発明の二種の伝送線路型移相器を有する二方向伝送線路型３ｄＢウイルキンソン・デバイダにより、素子数を減らすことができ、デバイダの小型化、コスト低減化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
図１は、本発明の二方向伝送線路型ウイルキンソン・デバイダを示す。ここで、ｌ01およびｌ02は移相器の伝送線路長を表す。Ｚ0は基準特性インピーダンス、線路インピーダンスＺ1は２0.5Ｚ0、吸収抵抗Ｒは２Ｚ0  であり、それらを規格化し、小文字で表す次式は以下のとおりである。
ｚ0＝１、ｚ1＝２0.5、ｒ＝２
ここで設計周波数の波長をλ0とし、線路長l01、l02  をそれぞれ  λ0/4、 3λ0/4 とする。その差l02-l01    が  λ0/2  に等しいとき、二つの出力の位相差ψdif はψdif=πfnで与えられる。ここで、fnは規格化周波数であり、fn=f/f0により定義される。設計周波数にてψdifが零になるように調整するならば、ψdifは次のように書き換えられる。
ψdif＝π(fn-1)
【０００７】
図２は本発明の二方向伝送線路型ウイルキンソン・デバイダにおいて、線路インピーダンスＺ1の伝送線路の線路長がλ0/4の場合の集中定数化した回路図である。ここで、
Ｃ1＝ｚ１，Ｃpa＝１／(２−２0.5) ，ＣL＝ＣH＝1
ｌw＝ｚ１，ｌpa＝２＋２0.5 ，ｌL＝ｌH＝1 
【０００８】
図３は本発明の二方向伝送線路型ウイルキンソン・デバイダにおいて、線路インピーダンスＺ1の伝送線路の線路長が3λ0/4の場合の集中定数化した回路図である。ここで、
Ｃw＝ｙ１，Ｃdpa＝１／(２＋２0.5) ，ＣL＝ＣH＝1
ｌ1＝ｙ１，ｌdpa＝２−２0.5 ，ｌL＝ｌH＝1
【実施例】
【０００９】
図４は図２の理論特性を示し、（ａ）反射と伝送特性および（ｂ）位相特性である。
図２の回路において以下の素子値を用い製作した。
Ｃ＝Ｙ0ｃn／ω0，Ｌ＝Ｚ0ｌn／ω0，Ｒ＝Ｚ0／ｇa
Ｚ0＝５０Ω，Ｚ0=Ｙ0-1，ω0=２πｆ0，ｆ0：設計周波数，Ｒ＝Ｚ0／ｇa 
ここでｃn，ｌn，ｇaは回路図内素子値
図５ａは設計周波数５００MHzにおける反射と伝送特性、図５ｂは設計周波数５００MHzにおける位相特性に関するそれぞれ理論と実験の対比である。
【００１０】
図６は図３の理論特性を示し、（ａ）反射と伝送特性および（ｂ）位相特性である。
図３の回路は図２において、ＣとＬを交換した双対な回路であり、図５と同等な実験結果が予想される。
【産業上の利用可能性】
【００１１】
本発明の二方向伝送線路型３ｄＢウイルキンソン・デバイダは、携帯電話や衛星通信などの通信装置の外来電波入出力部において信号を分配および／または合成する回路として利用できる。また、アンテナへの信号供給回路や高周波整流回路として利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の二方向伝送線路型ウイルキンソン・デバイダ
【図２】二方向伝送線路型ウイルキンソン・デバイダにおいて線路インピーダンスＺ1の伝送線路長がλ0/4の場合の集中定数化回路図
【図３】二方向伝送線路型ウイルキンソン・デバイダにおいて線路インピーダンスＺ1の伝送線路長が3λ0/4の場合の集中定数化回路図
【図４】線路長λ0/4の逆相ウイルキンソン・デバイダの反射と伝送特性および位相特性
【図５ａ】線路長λ0/4の逆相ウイルキンソン・デバイダの理論と実験の対比（反射と伝送特性）
【図５ｂ】線路長λ0/4の逆相ウイルキンソン・デバイダの理論と実験の対比（位相特性）
【図６】線路長3λ0/4の逆相ウイルキンソン・デバイダの反射と伝送特性および位相特性
【図７】ラット・レース基本回路
【図８】従来の素子数１１の逆相ウイルキンソン・デバイダ
【図９】従来の素子数１１の逆相ウイルキンソン・デバイダの反射と伝送特性および位相特性
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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