(57)【要約】【課題】スイッチング素子のＦＥＴを並列駆動するとき、一部のＦＥＴが過熱することを防いで動作するＤＣ／ＤＣコンバータ及びそのＤＣ／ＤＣコンバータを用いる放電灯点灯装置を得る。【解決手段】スイッチング動作によりコイル２，３に誘導電圧を発生させるＦＥＴ７，８と、ＦＥＴ７，８のスイッチング動作を駆動するＰＷＭ制御部１１，１２と、誘導電圧を整流するダイオード４，５とから成るコンバータ回路を並列駆動するとき、温度センサ９が測定したＦＥＴ７の温度と、温度センサ１０が測定したＦＥＴ８の温度が均衡するように、温度バランス部１３がＰＷＭ制御部１１を操作してＦＥＴ７の動作ディーティを制御する。【選択図】図３
2008259307.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング動作によりコイルに誘導電圧を発生させるＦＥＴと、前記ＦＥＴを駆動するＰＷＭ制御手段と、前記誘導電圧を整流する整流手段とから成るコンバータ回路を複数備え、該複数のコンバータ回路を並列駆動するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記各ＦＥＴの発熱または損失電力が均衡するように、前記ＰＷＭ制御手段によるＦＥＴの動作デューティを制御するバランス制御手段を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
各ＦＥＴの温度を検出する温度検出手段を備え、
バランス制御手段は、前記温度検出手段の各検出温度が均衡するようにＦＥＴの動作デューティを制御することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
各ＦＥＴのＯＮ電圧を検出する電圧検出手段を備え、
バランス制御手段は、前記電圧検出手段が検出した各ＦＥＴのＯＮ電圧が均衡するようにＦＥＴの動作デューティを制御することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
各ＦＥＴのＯＮ電圧を検出する電圧検出手段と、
各ＦＥＴの通電電流を検出する電流検出手段と、
を備え、
バランス制御手段は、前記電圧検出手段が検出したＯＮ電圧と前記電流検出手段が検出した通電電流との積から損失電力を求めて、前記各ＦＥＴの損失電力が均衡するようにＦＥＴの動作デューティを制御することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１から請求項４のうちのいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータから出力される電力を用いて放電灯を点灯する放電灯点灯装置。
【請求項６】
水銀を使用しない放電灯を点灯することを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、複数のスイッチング素子を並列駆動することによって出力電力を発生するＤＣ／ＤＣコンバータ及びそのＤＣ／ＤＣコンバータを用いた放電灯点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流電源から直流出力を得るとき、交流電源の正の半サイクルと負の半サイクルとを各々変換する二つの変換部を備えて、それぞれの変換出力を合成して直流電力を生成する電源装置がある。この電源装置の変換部にはＤＣ／ＤＣコンバータが含まれ、上記のように交流電源の正の半サイクルと負の半サイクルとを各々変換する二つの変換部の出力電流を均衡させるように動作制御が行われている（例えば、特許文献１参照）。
また、複数のスイッチング電源装置を並列運転して負荷に安定化した電圧を供給する当該スイッチング電源装置には、出力電流検出信号を入力して出力電流のバランス制御を行う電流バランス回路を備え、異常障害発生時には各スイッチング電源装置の相互接続を行っている電流バランス回路を切り離して動作するものがある。（例えば、特許文献２参照）。
これらは、いずれも複数のＤＣ／ＤＣコンバータもしくはスイッチング電源装置を並列駆動し、接地に対して一つの直流電圧を発生させて直流出力を得るとき、当該ＤＣ／ＤＣコンバータ等の各々の出力電流を均衡させて動作するものである。
【０００３】
上記の各装置等は、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記載する）をスイッチング素子として用いたコンバータ回路を並列駆動するとき、それぞれのＦＥＴに流れる電流を同等にする制御を行っているが、並列駆動しているコンバータ回路のスイッチング素子が発散的に過熱することを考慮していない。
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−７２８６６号公報（第７〜９頁、図１〜４）
【特許文献２】特開２００６−２５４６６９号公報（第４，５頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のＤＣ／ＤＣコンバータは以上のように構成されているので、スイッチング素子として使用されているＦＥＴが発散的に過熱することを考慮していないため、特に車載ヘッドランプ用の放電灯点灯装置に用いられるＤＣ／ＤＣコンバータのように、高温の使用環境の中で自らの発熱が加わる使用態様では、温度上昇が一部のＦＥＴに偏って耐熱温度を超えてしまうことがあるという課題があった。
【０００６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、スイッチング素子のＦＥＴを並列駆動するとき、一部のＦＥＴが過熱することを防いで動作するＤＣ／ＤＣコンバータ及びそのＤＣ／ＤＣコンバータを用いる放電灯点灯装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、各スイッチング素子であるＦＥＴの発熱または損失電力が均衡するように、Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（以下、ＰＷＭと記載する）制御手段によるＦＥＴの動作デューティを制御するバランス制御手段を備えたものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、バランス制御手段が、各ＦＥＴの発熱または損失電力が均衡するようにＰＷＭ制御手段によるＦＥＴの動作デューティを制御するようにしたので、一部のＦＥＴが過熱することを防ぐことができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
先ず、一般的な複数のコンバータ回路を並列駆動するＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。
図１は、ＦＥＴをスイッチング素子に用いた一般的なＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図示したＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電力を供給する電源１に対してコイル２とコイル３とを並列に接続させ、ＦＥＴ７のスイッチング動作によりコイル３に誘導電圧を発生させ、同様にＦＥＴ８のスイッチング動作によりコイル２に誘導電圧を発生させるように構成されている。また、コイル２に流れる電流を整流するダイオード４、コイル３に流れる電流を整流するダイオード５、及び、ダイオード４，５から各々出力された電流を平滑化して負荷１４へ供給するコンデンサ６を備えている。
また、ＦＥＴ７のソースに一端を接続する抵抗４０、及び、ＦＥＴ８のソースに一端を接続する抵抗４１を備え、またさらに、ＦＥＴ７と抵抗４０との接続点の電圧及びＦＥＴ８と抵抗４１との接続点の電圧を入力してＰＷＭ制御部１１の動作を制御する電流バランス部４２を備えている。上記の抵抗４０，４１の他端は接地されている。なお、電流バランス部４２は、ＰＷＭ制御部１２から例えば比較電圧ＶＡ１等の制御信号を入力してＰＷＭ制御部１１の動作を制御するものである。
【００１０】
図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータは、電流バランス部４２が、抵抗４０の両端電圧からＦＥＴ７に流れる電流を検知し、また抵抗４１の両端電圧からＦＥＴ８に流れる電流を検知して、これらの電流が均衡するようにＰＷＭ制御を行うもので、ＦＥＴ７に流れる電流とＦＥＴ８に流れる電流とを均衡させ、直流電力を出力している。このように動作させると、ＦＥＴ７に流れる電流とダイオード４に流れる電流、またＦＥＴ８に流れる電流とダイオード５に流れる電流が略比例する為に、両ダイオードに流れる電流は略均衡するが、個体差などによりＦＥＴ７の発熱とＦＥＴ８の発熱が異なったものとなる。
【００１１】
図２は、バイポーラトランジスタ（以下、トランジスタと記載する）ならびにＦＥＴの温度特性を示す説明図である。この図は、一般的なトランジスタまたはＦＥＴをスイッチング素子として使用したとき、各素子で生じる損失電力の温度特性を表したもので、横軸は温度、縦軸は損失電力比率を表し、温度が２５［℃］のときの損失電力を「１」として、他の温度における損失電力の比率を示している。図示したトランジスタの損失電力は、ベース電流及びコレクタ電流を一定とし、（コレクタ・エミッタ間電圧）×（コレクタ電流）によって求めたものである。また、ＦＥＴの損失電力は、ゲート電圧及びドレイン電流を一定とし、（ドレイン・ソース間のＯＮ抵抗）×（ドレイン電流）2によって求めたものである。
【００１２】
図２に示したように、ＦＥＴは温度上昇に伴ってドレイン・ソース間のＯＮ抵抗が増大し、トランジスタは温度上昇に伴ってコレクタ・エミッタ間がＯＮ状態となる電圧が小さくなる。即ち、スイッチング素子としてトランジスタを用いた場合には温度上昇に伴って素子に電流が流れ易くなり、ＦＥＴを用いた場合には温度上昇に伴って素子に電流が流れ難くなる。
このようなＦＥＴあるいはトランジスタをスイッチング素子として用いたコンバータ回路を複数並列駆動するとき、各スイッチング素子に流れる電流を均衡させるように動作制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータでは、次に説明するような動作が生じる。
【００１３】
図２に例示したような温度特性を有するＦＥＴをスイッチング素子に使用すると、図１の電流バランス部４２は、各ＦＥＴに流れる電流を同一にすべく、同一動作デューティにてスイッチング動作を行わせる。スイッチング動作を繰り返していくと、各々のＦＥＴが自ら発熱し、前述のようにＯＮ抵抗が増大して当該ＦＥＴに流れる電流が減少する。個々のＦＥＴの温度特性のばらつき等により、発熱によるＯＮ抵抗に差が生じて一部のＦＥＴに流入する電流が減少する。
【００１４】
このように、あるＦＥＴのＯＮ抵抗が他のＦＥＴよりも大きくなって流れる電流が少なくなると、電流バランス部４２は各ＦＥＴに流れる電流を同一にするため、他のＦＥＴよりもＯＮ抵抗が大きくなっているＦＥＴの動作デューティをさらに拡大する制御を行う。すると、他のＦＥＴよりも温度が高くなっているＦＥＴに流れる電流が回復する。流れる電流が回復すると発熱が増えて、このＦＥＴはさらに高温になる。すると、このＦＥＴのＯＮ抵抗がさらに大きくなるという悪循環が起こり、発散的な過熱が生じる。このようにＦＥＴをスイッチング素子として使用しているコンバータ回路を並列駆動するとき、各コンバータ回路に流れる電流を均衡させる制御を行うと、一部のＦＥＴの発熱を増長してしまうという弊害がある。
【００１５】
図１のＦＥＴ７，８に替えて、トランジスタをスイッチング素子として使用したコンバータ回路では、前述の動作説明と同様に電流バランス部４２は、各スイッチング素子のトランジスタに流れる電流を同一にすべく、同一動作デューティにてスイッチング動作を行わせる。このようにスイッチング動作を行うとき、各トランジスタの特性のばらつきなどにより、他のトランジスタよりもＯＮ電圧が高く、ＯＮ状態において流れる電流が少ないトランジスタが発生する。電流バランス部４２は、各トランジスタに流れる電流が同一となるように、流入する電流が他のトランジスタよりも少ないものに対して動作デューティを拡大する制御を行う。すると、流れる電流が少なかったトランジスタには他のトランジスタと同等な電流が流れ、当該トランジスタの発熱量が増加して温度が上昇する。温度が高くなったトランジスタは、コレクタ・エミッタ間がＯＮ状態になる電圧が低くなって流れる電流が増加する。電流バランス部４２は、このように流れる電流が増加したトランジスタに対して動作デューティを縮小する制御を行い、他のトランジスタと同一の電流が流れるようにＰＷＭ制御を行う。すると、動作デューティが縮小されたトランジスタは発熱が減少して温度が低下する。
【００１６】
このようにトランジスタをスイッチング素子として使用したコンバータ回路を並列駆動するとき、各トランジスタに流れる電流が均衡するようにＰＷＭ制御を行うと、損失電力を減らすと共に発熱を抑制することができ、スッチング素子のトランジスタは発熱の微増と微減を繰り返して、しかるべき温度に収束する。即ち、前述のＦＥＴをスイッチング素子として使用したコンバータ回路と異なり、トランジスタをスイッチング素子として用いたものでは各回路の出力電流を同一にする制御を行っても、それぞれのトランジスタの発熱が収束的に概ね同一になって、一部のトランジスタが過熱する不具合は発生しない。ただし、トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧による損失より、ＦＥＴのＯＮ抵抗による損失の方が安価に低減することが可能であり、現実にはＦＥＴを使用する事が多い。
この発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子として使い易いＦＥＴを使用したコンバータ回路を並列駆動したときに一部のＦＥＴが過熱することを防ぐため、各ＦＥＴの温度差をフィードバックしてＰＷＭ制御を行い、各ＦＥＴの発熱／温度が均衡するようにしたものである。
【００１７】
図３は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図示したものは、コイル２、ダイオード４、ＦＥＴ８、及びＰＷＭ制御部１２から成る第一のコンバータ回路と、コイル３、ダイオード５、ＦＥＴ７、ＰＷＭ制御部１１から成る第二のコンバータ回路とを並列駆動して、電源１の電圧を例えば昇圧して負荷１４へ供給するように構成されている。上記のＦＥＴ７，８は、各コンバータ回路を構成するスイッチング素子で、例えばＮ型ＭＯＳトランジスタ等の電界効果トランジスタである。
コイル２，３の各々の一端には、直流電力を供給する電源１の高電位側が接続されている。電源１の低電位側は接地されている。コイル２の他端は、ダイオード４のアノード及びＦＥＴ８のドレインに接続されている。コイル３の他端は、ダイオード５のアノード及びＦＥＴ７のドレインに接続されている。ＦＥＴ７及びＦＥＴ８のソースは接地されている。ＦＥＴ７のゲートはＰＷＭ制御部１１に接続され、ＦＥＴ８のゲートはＰＷＭ制御部１２に接続されている。なお、ＦＥＴ７，８のソースならびにドレインの上記接続は一例を示したもので、ＦＥＴ７，８のタイプにより上記説明の接続に限定されない。
【００１８】
ＦＥＴ７には、当該ＦＥＴ７の温度を測定する温度センサ９が取り付けられ、ＦＥＴ８には、当該ＦＥＴ８の温度を測定する温度センサ１０が取り付けられている。温度センサ９及び温度センサ１０は、各々の測定温度を示す出力信号を温度バランス部１３へ入力するように接続されている。ダイオード４，５のカソードは、コンデンサ６の一端及び負荷１４の一端に接続されている。コンデンサ６及び負荷１４の他端は接地されている。
温度バランス部１３は、温度センサ９，１０の各出力信号及びＰＷＭ制御部１２の動作を示す信号を入力し、また、ＰＷＭ制御部１１の動作制御を行うように接続されている。
【００１９】
図４は、実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。この図は、図３のＰＷＭ制御部１１，１２及び温度バランス部１３をアナログ回路で構成した一例を示したもので、図３に示したものと同一あるいは相当する部分に同じ符号を使用し、その説明を省略する。なお、ここで説明するＤＣ／ＤＣコンバータは、負荷１４へ定電流を供給するように構成したものである。
図４のサーミスタ９ａは図３の温度センサ９に相当し、同様にサーミスタ１０ａは温度センサ１０に相当する。サーミスタ９ａ，１０ａの一端には、例えば図示されない制御用電源回路から直流の電圧Ｖｃが印加され、各サーミスタの他端は温度バランス部１３に接続されている。
【００２０】
図４の温度バランス部１３は、上記のサーミスタ９ａの他端と、抵抗２１の一端及び抵抗２３の一端が接続されている。また、上記のサーミスタ１０ａの他端と、抵抗２２の一端及びオペアンプ２５の正入力端子が接続されている。抵抗２１及び抵抗２２の各他端は接地されている。抵抗２３の他端は、オペアンプ２５の反転入力端子及び抵抗２４の一端と接続している。オペアンプ２５の出力端子には、抵抗２４の他端及び抵抗２６の一端が接続されている。オペアンプ２７の正入力端子には、抵抗２６の他端および抵抗２８の一端が接続されている。オペアンプ２７の反転入力端子には、抵抗２９の一端及び抵抗３０の一端が接続されている。オペアンプ２７の出力端子には抵抗３０の他端が接続されている。抵抗２９の他端は接地されている。このように温度バランス部１３が接続構成されている。
【００２１】
図４に示した負荷１４の他端はシャント抵抗３１を介して接地され、シャント抵抗３１の一端と負荷１４の他端との接続点には、オペアンプ３２の反転入力端子が接続されている。また、オペアンプ３２の反転入力端子には、シャント抵抗３１を用いて入力した信号に含まれている高周波成分を吸収するコンデンサ３３の一端が接続されている。オペアンプ３２の正入力端子には、可変抵抗３４の可変端子が接続されている。可変抵抗３４の一端には制御用直流電圧Ｖｃが印加され、他端は接地されている。オペアンプ３２の出力端子には、コンデンサ３３の他端及びコンパレータ１２ａの正入力端子が接続され、さらに温度バランス部１３の構成要素である抵抗２８の他端が接続されている。
【００２２】
コンパレータ１２ａは、図３のＰＷＭ制御部１２に相当するもので、当該コンパレータ１２ａの出力端子はＦＥＴ８のゲートに接続されている。また、コンパレータ１１ａは、図３のＰＷＭ制御部１１に相当するもので、当該コンパレータ１１ａの出力端子はＦＥＴ７のゲートに接続されている。コンパレータ１１ａの正入力端子は、温度バランス部１３の構成要素であるオペアンプ２７の出力端子及び抵抗３０の他端に接続している。
また、コンパレータ１１ａ，１２ａの各反転入力端子は、三角波発生器３５の出力端子に接続されている。
なお、図４に例示した回路では、シャント抵抗３１を用いて負荷１４に流れる電流を検出し、当該検出電流値に応じてＰＷＭ制御を行って定電流を負荷１４へ供給するように、上記のシャント抵抗３１、オペアンプ３２、コンデンサ３３、及び可変抵抗３４を含めて図３のＰＷＭ制御部１２に相当する部分を構成している、
【００２３】
次に動作について説明する。
図３または図４に示したＤＣ／ＤＣコンバータは、ＰＷＭ制御部１１の制御によってＦＥＴ７がＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、このスイッチング動作によりコイル３が電源１からの電力を誘導する。この誘導電流をダイオード５によって整流し、この直流電流をコンデンサ６によって平滑して負荷１４へ供給している。また、ＰＷＭ制御部１２の制御によってＦＥＴ８がＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、このスイッチング動作によりコイル２が電源１からの電力を誘導する。この誘導電流をダイオード４によって整流し、この直流電流をコンデンサ６によって平滑して負荷１４へ供給している。このように二つのコンバータ回路を並列駆動し、各コンバータ回路の出力電力をコンデンサ６によって平滑化して例えば昇圧した直流電圧を負荷１４に印加している。
【００２４】
前述の動作において、ＦＥＴ７の温度を温度センサ９即ちサーミスタ９ａにて測定し、またＦＥＴ８の温度を温度センサ１０即ちサーミスタ１０ａにて測定して、各ＦＥＴの発熱が均等になるようにＰＷＭ制御を行う。このＰＷＭ制御は、各サーミスタ９ａ，１０ａの測定結果からＦＥＴ７，８の各々の発熱を検知し、発熱して高温になったＦＥＴの動作デューティを縮小し、発熱の少ない即ち温度の低いＦＥＴの動作デューティを拡大するものである。結果的にＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返してＦＥＴ７，８が負荷１４へ通電させる各々の電流は異なったものになるが、発熱が同等になるため各ＦＥＴに加わる熱的なストレスを均衡にすることができる。なお、図３，４に例示した回路は、ＦＥＴ８のＯＮデューティに対してＦＥＴ７のＯＮデューティの拡大または縮小を行い、両ＦＥＴの温度が同等となるように温度バランス部１３がＰＷＭ制御部１１を制御するものである。
【００２５】
図５は、実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示す説明図である。この図は、ＦＥＴ７，８のスイッチング動作を表したもので、ＦＥＴ７のＯＮ／ＯＦＦデューティをデューティＢとし、また、ＦＥＴ８のＯＮ／ＯＦＦデューティをデューティＡとしたとき、図４に示した接続点Ａ１に生じる比較電圧ＶＡ１及び接続点Ｂ１に生じる比較電圧ＶＢ１との関連を表している。なお、上記の接続点Ａ１は、オペアンプ３２の出力端子、コンデンサ３３、コンパレータ１２ａの正入力端子、及び抵抗２８の接続点である。また、接続点Ｂ１は、抵抗３０、オペアンプ２７の出力端子、及びコンパレータ１１ａの正入力端子の接続点である。
図５に示した上記のデューティＡはＦＥＴ８をスイッチング駆動するＰＷＭ制御波形で、デューティＢはＦＥＴ７をスイッチング駆動するＰＷＭ制御波形である。また、例えばＦＥＴ７の温度をＴＢとし、またＦＥＴ８の温度をＴＡとしたとき、図５の上段に、ＴＢ＜ＴＡのときのデューティＢの波形とデューティＡの波形とを表記している。同じく中段に、比較電圧ＶＡ１と、ＴＢ＜ＴＡのときの比較電圧ＶＢ１と、ＴＢ＞ＴＡのときの比較電圧ＶＢ１と、図４に示した三角波発生器３５から出力される三角波信号の波形とを表記している。同じく下段に、ＴＢ＞ＴＡのときのデューティＢの波形とデューティＡの波形とを表記している。
【００２６】
オペアンプ３２の反転入力端子には、負荷１４とシャント抵抗３１との接続点に生じる電圧が印加され、負荷１４に流れる電流を表す信号が入力されている。またオペアンプ３２の正入力端子には、制御用直流電圧Ｖｃから可変抵抗３４によって生成された目標とする出力電流に相当する所定の電圧が印加され、この電圧と上記のシャント抵抗３１に生じた電圧とをオペアンプ３２が比較し、ＤＣ／ＤＣコンバータが目標とする出力電流と実際に負荷１４に流れている電流との差を表す電流誤差信号を生成する。この電流誤差信号は、コンパレータ１２ａの正入力端子及び温度バランス部１３へ入力される。なお、上記の電流誤差信号は、図４に示した接続点Ａ１に生じる比較電圧ＶＡ１である。
【００２７】
三角波発生器３５から出力されている信号、即ち図５の中段に示した三角波は、同一のピーク値をとりながら同一周期で変化を繰り返す信号波形で、前述のようにコンパレータ１１ａ，１２ａの各反転入力端子へ入力されている。
コンパレータ１２ａは、反転入力端子へ上記の三角波の信号を入力し、また前述のように正入力端子に電流誤差信号即ち比較電圧ＶＡ１を入力し、図５の上段および下段に表記したデューティＡのように変化するＰＷＭ制御信号を出力する。このＰＷＭ制御信号は、ＦＥＴ８のゲートへ入力され、当該ＦＥＴ８は、図５のデューティＡに沿ってＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返し、コイル２を有するコンバータ回路のスイッチング動作を行う。
【００２８】
一端に制御用直流電圧Ｖｃが印加されているサーミスタ９ａの他端には、ＦＥＴ７の温度に応じた電圧が生じ、また同様に制御用直流電圧Ｖｃが印加されているサーミスタ１０ａの他端には、ＦＥＴ８の温度に応じた電圧が生じる。前述のように抵抗２１〜２４を接続させたオペアンプ２５は、サーミスタ９ａの出力電圧とサーミスタ１０ａの出力電圧とを比較し、ＦＥＴ７とＦＥＴ８との温度差を表す信号を出力する。オペアンプ２５の出力信号は抵抗２６を介して、抵抗２８を介した電流誤差信号と共にオペアンプ２７の正入力端子へ入力される。抵抗２９，３０を前述のように反転入力端子へ接続しているオペアンプ２７は、正入力端子へ入力されている信号のレベルを調整して出力する。
【００２９】
オペアンプ２７の出力信号は、温度バランス部１３から出力された制御信号としてコンパレータ１１ａの正入力端子へ入力される。図４に示した接続点Ｂ１には、図５の中段に二点破線で示した比較電圧ＶＢ１が生じる。この比較電圧ＶＢ１は、後述するようにＦＥＴ７とＦＥＴ８との温度差に応じて変化する。このように、ＦＥＴ７とＦＥＴ８の温度に差が生じると、当該温度差に応じた比較電圧ＶＢ１が温度バランス部１３から出力される。温度ＴＢが温度ＴＡよりも低いとき、即ち、図５の中段に一点破線で表記した比較電圧ＶＡ１よりも高い「ＴＢ＜ＴＡのときの比較電圧ＶＢ１」がコンパレータ１１ａへ入力されているとき、当該コンパレータ１１ａは三角波発生器３５から入力している信号、即ち図５に示した三角波のレベルと「ＴＢ＜ＴＡのときの比較電圧ＶＢ１」とを比較し、例えば三角波のレベルが比較電圧ＶＢ１のレベルを下回っている期間をＦＥＴ７のＯＮデューティとしたＰＷＭ制御信号を出力し、図５の上段に示したデューティＢのようにＯＮデューティを拡大したＰＷＭ制御をＦＥＴ７に行う。
【００３０】
また、温度ＴＢが温度ＴＡよりも高いとき、即ち図５の中段に表記した、比較電圧ＶＡ１よりも低い「ＴＢ＞ＴＡのときの比較電圧ＶＢ１」がコンパレータ１１ａへ入力されているとき、当該コンパレータ１１ａは、三角波発生器３５から入力している図５に示した三角波のレベルと上記「ＴＢ＞ＴＡのときの比較電圧ＶＢ１」とを比較し、例えば三角波のレベルが比較電圧ＶＢ１のレベルを下回っている期間をＦＥＴ７のＯＮデューティとしたＰＷＭ制御信号を出力し、図５の下段に表示したデューティＢのようにＯＮデューティを縮小したＰＷＭ制御をＦＥＴ７に行う。
【００３１】
ここでは、比較電圧ＶＡ１，ＶＢ１などを用いて動作デューティを変更／調整するアナログ回路によるスイッチング素子のＰＷＭ制御を例示して動作を説明したが、各スイッチング素子の温度差を検知して当該スイッチング素子の動作デューティを調整するとき、各検出量や制御信号等をデジタル信号として取り扱うデジタル回路によって同様なＰＷＭ制御を行うようにしてもよい。
【００３２】
以上のように実施の形態１によれば、スイッチング素子のＦＥＴ７の温度を測定する温度センサ９と、ＦＥＴ８の温度を測定する温度センサ１０と、温度センサ９，１０の出力信号を入力してＦＥＴ７とＦＥＴ８の温度が概ね同一となるようにＰＷＭ制御を行う温度バランス部１３とを備えたので、一部のＦＥＴが過熱することを避けることができ、また一部のＦＥＴを集中的に劣化させることなく各ＦＥＴの寿命を同等なものとすることができ、装置全体の寿命を伸長することができるという効果がある。
【００３３】
実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図３等に示したものと同一あるいは相当する部分に同じ符号を使用し、その説明を省略する。ここでは、実施の形態１で説明したＤＣ／ＤＣコンバータと同様に構成されている部分の重複説明を省略し、実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの特徴となる部分について説明する。図６に示したＤＣ／ＤＣコンバータは、図３の温度センサ９，１０及び温度バランス部１３を除いて構成され、また、温度バランス部１３に替えてドレイン電圧バランス部（電圧検出手段）５０を備えている。ドレイン電圧バランス部５０は、ＦＥＴ７のドレイン電圧とＦＥＴ８のドレイン電圧とを入力し、また前述の温度バランス部１３と同様にＰＷＭ制御部１２から制御信号等を入力してＰＷＭ制御部１１を制御するように接続構成されている。また、ＦＥＴ７，８のソースは接地され、ＦＥＴ７のドレインはコイル３とダイオード５のアノードとの接続点に接続され、ＦＥＴ８のドレインはコイル２とダイオード４のアノードとの接続点に接続されている。
【００３４】
次に動作について説明する。
ここでは、実施の形態１で説明したＤＣ／ＤＣコンバータと同様な動作について重複説明を省略し、実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの特徴となる動作を説明する。
ドレイン電圧バランス部５０は、各ＦＥＴ７，８がＯＮ状態となっているときのドレイン電圧を測定し、当該ＯＮ状態となっているときのドレイン電圧が同等となるようにＰＷＭ制御を行う。このＰＷＭ制御は、実施の形態１で説明した各ＦＥＴの温度を概ね同じにする制御と概ね同様に行われ、ドレイン電圧バランス部５０が、ＦＥＴ７のドレイン電圧及びＦＥＴ８のドレイン電圧を入力し、各々のＦＥＴがＯＮ状態となったときの電圧（以下、ＯＮ電圧と記載する）を比較して、その比較結果即ちＦＥＴ７とＦＥＴ８の各ＯＮ電圧の差に応じて例えばＰＷＭ制御部１１を制御してＦＥＴ７の動作デューティを縮小する、または拡大するものである。
【００３５】
スイッチング素子のＦＥＴ７，８のＯＮ抵抗は、各々のドレイン電圧から推定することができる。ＦＥＴのＯＮ抵抗は、図２を用いて説明したように自らの温度と相関関係にあることから、上記のように各ＦＥＴ７，８のドレインに生じるＯＮ電圧が均衡するように、好ましくは同一となるようにＰＷＭ制御を行うと、各ＦＥＴ７，８の温度を概ね同等にすることができる。
なお、ここではスイッチング素子のＦＥＴ７，８の各ドレイン電圧を用いて動作デューティの制御を行うものを説明したが、図６に示したようにＦＥＴ７，８のソースは接地されているので、上記のドレイン電圧は各ＦＥＴ７，８のドレイン・ソース間電圧と同等となる。換言すると、ＦＥＴ７，８が成すスイッチの接点間電圧を用いてＦＥＴ７，８の各ＯＮ抵抗を比較して当該ＯＮ抵抗を均衡させるように動作デューティを制御していることになる。厳密には各ＦＥＴのドレイン電圧とドレイン・ソース間電圧が異なる回路においては、ＦＥＴ７，８のドレイン・ソース間電圧、即ちスイッチ接点間の電圧を検出してこれらの電圧を比較し、このスイッチ接点間電圧を均衡させるようにＦＥＴ７の動作デューティの縮小あるいは拡大を行うようにしても、上記説明と同様な作用効果が得られる。
【００３６】
以上のように実施の形態２によれば、ＦＥＴ７，８の各ドレイン電圧を測定し、当該ドレイン電圧が同等となるようにＰＷＭ制御部１１の動作を制御するドレイン電圧バランス部５０を備えたので、並列駆動している各コンバータ回路のスイッチング素子のＦＥＴ７の温度とＦＥＴ８の温度とを同等とすることができるという効果がある。
【００３７】
実施の形態３．
図７は、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図３等に示したものと同一あるいは相当する部分に同じ符号を使用し、その説明を省略する。ここでは、実施の形態１等で説明したＤＣ／ＤＣコンバータと同様に構成されている部分の重複説明を省略し、実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの特徴となる部分について説明する。図７に示したＤＣ／ＤＣコンバータは、図３の温度センサ９，１０及び温度バランス部１３を除いて構成され、また、ＦＥＴ７のソースには一端が接地された抵抗５１が接続され、ＦＥＴ８のソースには一端が接地された抵抗５２が接続されている。またさらに、図３の温度バランス部１３に替えて損失バランス部５３を備えている。
【００３８】
損失バランス部５３は、損失検出部（電圧検出手段）５４，５５及びデューティ補生部５６から成る。損失検出部５４は、ＦＥＴ７の通電電流を表す信号として当該ＦＥＴ７のソースと抵抗５１との接続点の電圧を入力し、また、ＦＥＴ７が成すスイッチの接点間に生じる電圧を表す信号として当該ＦＥＴ７のドレイン電圧を入力するように接続配線されている。損失検出部５５は、ＦＥＴ８の通電電流を表す信号として当該ＦＥＴ８のソースと抵抗５２との接続点の電圧を入力し、また、ＦＥＴ８が成すスイッチの接点間に生じる電圧を表す信号として当該ＦＥＴ８のドレイン電圧を入力するように接続配線されている。また、デューティ補正部５６は、損失検出部５４，５５の出力信号ならびにＰＷＭ制御部１２からの制御信号等を入力してＰＷＭ制御部１１の動作を制御するように接続構成されている。
【００３９】
次に動作について説明する。
ここでは、実施の形態１等で説明したＤＣ／ＤＣコンバータと同様な動作について重複説明を省略し、実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの特徴となる動作を説明する。
損失バランス部５３の損失検出部５４，５５は、各々ＦＥＴがＯＮになったときドレイン・ソース間に生じる電圧（以下、ＯＮ電圧と記載する）と通電電流とを用いて、ＯＮ電圧×通電電流の演算により該ＦＥＴの損失電力を求めるものである。損失検出部５４は、ＦＥＴ７のＯＮ電圧を表す信号として当該ＦＥＴ７のドレイン電圧を入力し、また、ＦＥＴ７の通電電流を表す信号としてＦＥＴ７のソースと抵抗５１との接続点の電圧を入力して、ＦＥＴ７の損失電力を求める。損失検出部５５は、ＦＥＴ８のＯＮ電圧を表す信号として当該ＦＥＴ８のドレイン電圧を入力し、また、ＦＥＴ８の通電電流を表す信号としてＦＥＴ８のソースと抵抗５２との接続点の電圧を入力してＦＥＴ８の損失電力を求める。
【００４０】
デューティ補生部５６は、損失検出部５４の出力信号と損失検出部５５の出力信号とを比較して、損失電力が大きくなっているＦＥＴの動作デューディを縮小し、また、損失電力が小さくなっているＦＥＴの動作デューティを拡大する補正を行い、各ＦＥＴの損失電力が均衡するように動作デューティを補正する。具体的には例えば、ＦＥＴ８の損失電力に比べてＦＥＴ７の損失電力が大きいか、あるいは小さいかを判断し、大きいと判断したときにはＦＥＴ７の動作デューティを縮小するようにＰＷＭ制御部１１を制御し、小さいと判断したときにはＦＥＴ７の動作デューティを拡大するようにＰＷＭ制御部１１を制御する。なお、デューティ補正部５６の動作は、実施の形態１で説明した温度バランス部１３と同様に、ＰＷＭ制御部１２から出力される例えば比較電圧ＶＡ１などの制御信号に応じてＰＷＭ制御部１１の動作を制御するものである。
ＦＥＴ７の損失電力とＦＥＴ８の損失電力とを均衡させると、当該ＦＥＴ７，８の発熱量も均衡し、ＦＥＴ７の温度とＦＥＴ８の温度が概ね同等になる。
なお、ここで説明したＤＣ／ＤＣコンバータではＦＥＴ７，８の各ドレイン電圧を用いて当該ＦＥＴ７，８の損失電力を求めているが、厳密にはＦＥＴ７，８の各々のスイッチ接点間電圧即ちドレイン・ソース間電圧を用いて損失電力を求め、ＦＥＴ７の動作デューティの制御を行うものである。
【００４１】
以上のように実施の形態３によれば、ＦＥＴ７のＯＮ電圧と通電電流から損失電力を求め、またＦＥＴ８のＯＮ電圧と通電電流から損失電力を求め、ＦＥＴ７の損失電力とＦＥＴ８の損失電力が均衡するようにＰＷＭ制御部１１を制御する損失バランス部５３を備えたので、損失電力を均衡させることによりＦＥＴ７の温度とＦＥＴ８の温度とを同等にすることができるという効果がある。
【００４２】
実施の形態４．
車載ヘッドランプ用の放電灯を点灯する放電灯点灯装置は、使用環境が高温になる。このような装置で、電源として備えられているＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチング素子としてＦＥＴを使用しているときには、ＦＥＴ自らの発熱によって温度的に余裕のない使用態様になる。また、複数のコンバータ回路を並列駆動すると、発熱による温度上昇が一部のＦＥＴに偏る可能性が高くなって、ＦＥＴが限界温度を超えて破壊に至る可能性が高くなり、並列駆動する各コンバータ回路の電流を均衡化する制御は適切ではないことが判った。例えば、車載ヘッドランプ用点灯装置の周囲温度を１０５［℃］、ＦＥＴの限界温度を１５０［℃］、放電灯の点灯直後にＦＥＴが発熱する温度上昇分を３０［℃］とすれば、ＦＥＴの温度余裕は１５［℃］しかなく、各コンバータ回路のＦＥＴの温度を均衡させなければ、高温となる一部のＦＥＴは限界温度を超える可能性が高くなる。そこで、この発明の放電灯点灯装置は、実施の形態１〜３で説明したＤＣ／ＤＣコンバータを用いて、上記のような高温の使用環境でも十分耐えられるようにしたものである。
【００４３】
図８は、この発明の実施の形態４による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。図７等に示したものと同一あるいは相当する部分に同じ符号を使用し、その説明を省略する。また、図７等に示したものと同様に構成される部分の重複説明を省略する。
図８のコイル２ａ，３ａは中間タップを有するもので、ＦＥＴ８のドレインを上記のコイル２ａの中間タップに接続し、またＦＥＴ７のドレインをコイル３ａの中間タップに接続させている。コイル２ａ，３ａの一端は電源１の高電位側に接続され、コイル２ａの他端はダイオード４のアノードに接続され、またコイル３ａの他端はダイオード５のアノードに接続されている。
図８のＰＷＭ制御部６０は、図７等に示したＰＷＭ制御部１１とＰＷＭ制御部１２とを合わせて構成したもので、ＦＥＴ７，８の各ゲート及び損失バランス部５３に接続され、また放電灯制御部６７の制御によって動作するように構成されている。
図８のＦＥＴ７，８、抵抗５１，５２、損失バランス部５３、ダイオード４，５、及びコンデンサ６は、上記の部分を除いて図７に示したものと同様に接続され、実施の形態３で説明したＤＣ／ＤＣコンバータと同様なものである。なお、図７等に示した負荷１４に替えて、図８の放電灯点灯装置ではＨ型ブリッジ６３とイグナイタ６２と放電灯バルブ６５とを備えている。
【００４４】
ダイオード４，５の各カソード及びコンデンサ６の接続点、即ちＤＣ／ＤＣコンバータの高電位側の出力点は、Ｈ型ブリッジ６３の高電位側の入力点と接続されている。また、このＤＣ／ＤＣコンバータの出力点の電圧が放電灯制御部６７へ入力されるように接続されている。Ｈ型ブリッジ６３の出力点には放電灯バルブ６５が接続されている。また、Ｈ型ブリッジ６３と放電灯バルブ６５との接続部分にはイグナイタ６２が備えられている。Ｈ型ブリッジ６３は、複数のスイッチング素子から成るものでＨ型ブリッジドライバ６４によって動作が制御されるように接続されている。
コイル２ａとダイオード４との接続点、及びコイル３ａとダイオード５との接続点には、これら接続点間の電圧が供給されるようにイグナイタ用電源６１が接続されている。また、このイグナイタ用電源６１は、出力電圧をイグナイタ６２へ供給するように接続されている。
Ｈ型ブリッジ６３の低電位側の入力点は、シャント抵抗６６を介して接地されている。また、Ｈ型ブリッジ６３とシャント抵抗６６との接続点は、放電灯制御部６７が放電灯バルブ６５に流れる電流を検出するように接続されている。また、放電灯制御部６７は、Ｈ型ブリッジドライバ６４の動作を制御するように接続されている。
【００４５】
次に動作について説明する。
ここでは、前述の実施の形態１，３で説明したＤＣ／ＤＣコンバータと同様な部分の動作について重複説明を省略する。
放電灯バルブ６５を点灯させるとき、初めに放電灯制御部６７は、ＰＷＭ制御部６０を制御してＦＥＴ７,８を駆動させ、ダイオード４，５の各カソードとコンデンサ６との接続点の電圧を検知しながらＤＣ／ＤＣコンバータから所定の電圧を出力させる。
ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、Ｈ型ブリッジ６３を介して放電灯バルブ６５に印加される。また、イグナイタ用電源６１は、ＤＣ／ＤＣコンバータが電圧の出力を開始すると、この出力電圧を用いて点灯起動用高電圧を発生してイグナイタ６２へ供給する。イグナイタ６２は、イグナイタ用電源６１からの点灯起動用高電圧を用いて点灯起動用の高電圧パルスを発生して放電灯バルブ６５へ印加し、放電灯バルブ６５の放電点灯を起動させる。
【００４６】
放電灯制御部６７は、シャント抵抗６６とＨ型ブリッジ６３との接続点の電圧、即ち放電灯バルブ６５に流れる電流によって、放電灯バルブ６５が起動したことを検知し、Ｈ型ブリッジドライバ６４を制御してＨ型ブリッジ６３を駆動させ、放電灯バルブ６５へ印加する電圧極性を予め定められている周期で反転させる。また、前述のようにシャント抵抗６６を用いて検知している放電灯バルブ６５に流れる電流を、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を制御することによって適切な値に保ち、放電灯の点灯を維持する。
このようにＤＣ／ＤＣコンバータが動作して放電灯バルブ６５を点灯させるとき、実施の形態３で説明したように、損失バランス部５３がＦＥＴ７の損失電力とＦＥＴ８の損失電力とを均衡させてＦＥＴ７，８の発熱を同等なものとする。
なお、図８の放電灯点灯装置には、前述のように実施の形態３で説明した損失バランス部５３を備えるＤＣ／ＤＣコンバータを電源として用いたものを例示したが、実施の形態１で説明した温度センサ９，１０及び温度バランス部１３を備えるＤＣ／ＤＣコンバータ、または実施の形態２で説明したドレイン電圧バランス部５０を備えるＤＣ／ＤＣコンバータを用いて放電灯点灯装置を構成してもよい。
【００４７】
ところで、車載ヘッドランプ用の放電灯には点灯直後に大電力を供給することが必要である。例えば、定格電力が３５［Ｗ］の車載用のＤ１バルブ及びＤ２バルブのように、水銀を使用する放電灯バルブを点灯するときには、水銀の蒸発が早いため点灯直後の大電力による点灯期間が短く、例えば７５［Ｗ］の点灯直後の大電力供給時間は２秒程度でよく、放電灯点灯装置の負荷としては軽い。そのため、点灯直後のＤＣ／ＤＣコンバータのＦＥＴの発熱も少ない。
これに対して定格電力が３５［Ｗ］の車載用のＤ３バルブ及びＤ４バルブのように、水銀を使用していない放電灯バルブを点灯させるときには、メタルハライドが蒸発するまで大電力の供給を要するため、例えば７５［Ｗ］の点灯直後の大電力供給時間が５秒程度必要になり、前述の水銀を使用した放電灯バルブを点灯させる場合よりもＤＣ／ＤＣコンバータにとっては重負荷となる。そのため、点灯直後のＤＣ／ＤＣコンバータのＦＥＴの発熱も大きくなる。
従って、水銀を使用していない放電灯バルブを点灯させる放電灯点灯装置では、当該装置のＤＣ／ＤＣコンバータの動作においてＦＥＴの発熱が偏る弊害が生じ易いことから、この発明の放電灯点灯装置のように、スイッチング素子のＦＥＴの発熱または損失電力を均衡させるＰＷＭ制御を行うものが適している。
【００４８】
以上のように実施の形態４によれば、スイッチング素子であるＦＥＴ７，８の発熱または損失電力を均衡させるバランス部を備えたので、ＤＣ／ＤＣコンバータの一部のＦＥＴに偏った過熱を回避して当該放電灯点灯装置全体の寿命を伸長させることができるという効果がある。
【００４９】
なお、車載ヘッドランプ用の放電灯を点灯する放電灯点灯装置に使用されるＤＣ／ＤＣコンバータを例示して説明したが、この発明は、狭義なＤＣ／ＤＣコンバータに限定されるものではなく、ＦＥＴをスイッチング素子に使用した複数のコンバータ回路を並列に動作させる装置であればＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＡＣコンバータ、あるいはＡＣ／ＤＣコンバータ等に適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】ＦＥＴをスイッチング素子に用いた一般的なＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図２】バイポーラトランジスタならびにＦＥＴの温度特性を示す説明図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図４】実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図５】実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示す説明図である。
【図６】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図７】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図８】この発明の実施の形態４による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５１】
１  電源、２，２ａ，３，３ａ  コイル、４，５  ダイオード、６，３３  コンデンサ、７，８  ＦＥＴ、９，１０  温度センサ、９ａ，１０ａ  サーミスタ、１１，１２，６０  ＰＷＭ制御部、１１ａ，１２ａ  コンパレータ、１３  温度バランス部、１４  負荷、２１〜２４，２８〜３０，４０，４１，５１，５２  抵抗、２５，２７，３２  オペアンプ、３１，６６  シャント抵抗、３４  可変抵抗、３５  三角波発生器、４２  電流バランス部、５０  ドレイン電圧バランス部、５３  損失バランス部、５４，５５  損失検出部、５６  デューティ補正部、６１  イグナイタ用電源、６２  イグナイタ、６３  Ｈ型ブリッジ、６４  Ｈ型ブリッジドライバ、６５  放電灯バルブ、６７  放電灯制御部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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