(57)【要約】【課題】電力損失の低減を図ることのできる電圧共振フライバックコンバータを得る。【解決手段】傾き検出回路２１にて主スイッチ１０のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを微分して電圧変化率を求め、０判定回路２２にて電圧変化率がほぼ零のタイミングすなわち自由振動の谷を判定する。二次側判定回路２３にて主スイッチ１０のドレイン端子の対地電圧が所定値以下である期間を判定することにより二次巻線７側に電流が流れていないか否か判定し、主スイッチオフ判定回路２４は、主スイッチ１０のゲート信号がＬレベルであるとき、主スイッチ１０がオフであると判定する。そして、自由振動の谷であって、二次巻線に電流が出力されていなくて、かつ主スイッチがオフであるとき、起動指令を発する。構成部品の特性のばらつきや経年変化に影響されずに適切なタイミングで起動でき、電力損失を低減できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次及び二次巻線を有する変圧器、上記変圧器の一次巻線に直列接続された共振用コンデンサ、上記共振用コンデンサに並列に接続された開閉端子を有する開閉手段、上記変圧器の二次巻線に一方向導通素子を介して接続された出力コンデンサ、上記一次巻線と上記共振用コンデンサとの電圧共振による上記開閉手段の上記開閉端子間の電圧変化の谷を検出して起動指令を発するタイミング検出回路を備えた電圧共振フライバックコンバータ 。
【請求項２】
上記タイミング検出回路は、上記開閉手段の上記開閉端子間の電圧の単位時間当たりの電圧変化率に基づいて上記電圧変化の谷を検出して起動指令を発するものであることを特徴とする請求項１に記載の電圧共振フライバックコンバータ。
【請求項３】
上記タイミング検出回路は、上記開閉手段の開閉状態を検出する開閉状態検出回路と上記二次巻線の電流を検出する二次電流検出回路とを有し、上記電圧変化の谷であってかつ上記開閉手段が開状態であるとともに上記二次巻線の電流が零であるとき上記起動指令を発するものであることを特徴とする請求項２に記載の電圧共振フライバックコンバータ。
【請求項４】
上記変圧器は三次巻線を有するものであり、上記開閉状態検出回路は上記変圧器の三次巻線の端子間電圧に基づいて上記開閉手段の開閉状態を検出するものであることを特徴とする請求項３に記載の電圧共振フライバックコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧共振フライバックコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、電源回路の高効率化や低ノイズ化を目的として、電源回路の一次側回路のスイッチング回路を電圧共振による駆動や電流共振による駆動を行っている。特に、電気を動力源とする自動車、例えばハイブリッド自動車や電気自動車（以下、電気を動力源とする自動車を総称して単に「電気自動車」と称する）等に使用される電力変換装置（インバータ等）を駆動する小容量のフライバックコンバータにおいても例外なく高効率化や低ノイズ化が求められている。
この電圧共振による電源回路実現の具体例として、例えば自励式のフライバックコンバータにおいて、主スイッチであるトランジスタのドレイン電圧が特定の電圧以下になることを検出し、次サイクルの起動を行っている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】特開平５−１３０７７６号公報（段落番号００１１、図１及び図４）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、上記のような従来の電圧共振による自励式のフライバックコンバータは特定の電圧以下において次サイクルの起動を行う方式であるため、長期の時間経過にともなう部品の劣化や、個々の部品ばらつきによる特性の違いによる回路条件の変化に対し、追従できるものではないため、検出電圧には大きくマージンを取った値が必要となる。そのため、一定の効果は示すものの、充分に損失の低減や、ノイズの低減が図れない可能性や、部品特性のばらつきや経年変化により検出電圧に満たない場合は、連続的な発振（正常動作）が停止するおそれがある。さらに、供給元の電源の電圧の低下や上昇に関しても考慮が必要で、供給元の電源の電圧上限を考慮して検出電圧を高く設定しなければならないという問題点もあった。
【０００５】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、構成部品の特性のばらつきや経年変化に影響されずに適切なタイミングで起動でき、電力損失の低減を図ることのできる電圧共振フライバックコンバータを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電圧共振フライバックコンバータにおいては、一次及び二次巻線を有する変圧器、変圧器の一次巻線に直列接続された共振用コンデンサ、共振用コンデンサに並列に接続された開閉端子を有する開閉手段、変圧器の二次巻線に一方向導通素子を介して接続された出力コンデンサ、一次巻線と共振用コンデンサとの電圧共振による開閉手段の開閉端子間の電圧変化の谷を検出して起動指令を発するタイミング検出回路を備えたを備えたものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明は、一次及び二次巻線を有する変圧器、変圧器の一次巻線に直列接続された共振用コンデンサ、共振用コンデンサに並列に接続された開閉端子を有する開閉手段、変圧器の二次巻線に一方向導通素子を介して接続された出力コンデンサ、一次巻線と共振用コンデンサとの電圧共振による開閉手段の開閉端子間の電圧変化の谷を検出して起動指令を発するタイミング検出回路を備えたを備えたものであるので、構成部品の特性のばらつきや経年変化に影響されずに適切なタイミングで起動でき、電力損失の低減を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１〜図６は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１はＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ  Ｃｈｏｋｅ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）形の電圧共振フライバックコンバータの構成を示す回路図、図２は傾き検出回路及び０判定回路の詳細構成を示す回路図である。図３は二次側判定回路の詳細構成を示す回路図、図４は主スイッチオフ判定回路の詳細構成を示す回路図である。図５及び図６は動作を説明するためのタイミングチャートである。図１において、自励式フライバックコンバータは、電気自動車等に使用されることを想定したものであり、バッテリー１にコンデンサ２、リアクトル３、コンデンサ３がπ型回路を形成するように接続されている。さらに、トランス６の一次巻線６と電界効果トランジスタを用いた開閉手段としての主スイッチ１０との直列回路が上記π型回路を介してバッテリ１に接続されている。また、主スイッチ１０の開閉端子であるドレイン端子及びソース端子と並列に、つまり一次巻線６と直列になるようにして、共振コンデンサとしてのスナバコンデンサ９が接続されている。なお、主スイッチ１０はドレイン端子が一次巻線６側にソース端子がアース側になるにようにして接続されている。
【０００９】
トランス５は上記一次巻線６の他に二次巻線７及び三次巻線８を有する。二次巻線７には、一方向導通素子としてのダイオード１４を介して負荷１６が接続されており、二次巻線７から負荷１６に直流電力を供給する。また、ダイオード１４のカソード側には出力コンデンサとしての平滑用のコンデンサ１５が接続されている。フィードバック回路１８は、負荷１６の電圧を検出して後述の主スイッチ１０のゲート端子−ソース端子間に図示のように接続されたトランジスタ１９を介して主スイッチ１０のオン時間幅を制御する。
【００１０】
タイミング検出回路２０は電圧変化率検出回路としての傾き検出回路２１と谷検出回路としての０判定回路２２と二次電流検出回路としての二次側判定回路２３と開閉状態検出回路としての主スイッチオフ判定回路２４と起動回路としてのトランジスタ２５を有する。傾き検出回路２１は、コンデンサＣと保護抵抗である抵抗Ｒとが直列に接続され、コンデンサＣが接続線Ａ（図１参照）を介して主スイッチ１０のドレイン端子に接続され、抵抗Ｒがアースに接続され、コンデンサＣと抵抗Ｒとの接続部に０判定回路２２の入力端子が接続されている。傾き検出回路２１は、開閉手段の開閉端子間電圧としての主スイッチ１０の電圧Ｖｄｓ（ドレイン端子ソース端子間電圧：接続線Ａの対地電位）を微分して単位時間当たりの電圧変化率として出力するものである。
【００１１】
０判定回路２２の出力側は、トランジスタ２５に接続されている。傾き検出回路２１の微分動作により傾き検出回路２１から負の電圧、正の過大電圧が出力される可能性があるため、０判定回路２２はその入力端子がダイオードを介して電源に接続されている。なお、タイミング検出回路２０は図６の波形ａ７に示すようなトリガ信号を出力できるようにトランジスタ２５とその先の抵抗コンデンサ回路により構成され、トランジスタ２５の出力信号をパルス化し、正の判定立ち上がりの際に正のパルスが出るように設計されている。従って、ウインドコンパレータ等を使用した判定回路でなくてもよく、０判定回路２２は電圧変化率が０以上であることでもって判定を行えばよい。
【００１２】
二次側判定回路２３は、その入力端子が接続線Ａを介して主スイッチ１０のドレイン端子に接続され電圧Ｖｄｓと予め設定された基準値とを比較するもので、その出力はトランジスタ２５に出力される。主スイッチオフ判定回路２４はトランジスタ２４１とダイオード２４２とコンデンサ２４３を有し、その端子２４６が主スイッチ１０のゲート端子に接続線Ｂを介して接続され、端子２４８がトランジスタ２５に接続されている。
【００１３】
ここで、傾き検出回路２１のコンデンサＣと抵抗Ｒの値は、例えば次のようにして求める。
主スイッチ１０がオフになったときの二次巻線７とスナバコンデンサ９との自由振動の周波数を２００ｋＨｚ〜４００ｋＨｚとする。
ａ．回路ゲインの設定
０判定回路２２への入力ピークの最小値を１Ｖ（０判定回路２２での判定が容易な任意の電圧に設定する）とする。
Ｒ／｜Ｚ｜×Ｖｆｂ≧１Ｖ  
ここに、｜Ｚ｜：ＲとコンデンサＣのインピーダンスの絶対値
Ｖｆｂ：フライバック電圧
Ｖｆｂ＝（一次巻線６の巻数／二次巻線７の巻数）×（二次巻線７出力電圧）
Ｒ≧１／｛ωＣ√（Ｖｆｂの２乗−１）｝                            （１）
【００１４】
ｂ．位相の設定
コンデンサＣ及び抵抗Ｒによる位相変化を避けるため、自由振動電圧の９５％の期間をほぼ零である（≒０）と判定するとすれば、
ａｒｃｓｉｎ（０．９５）＝７１．８１ｄｅｇ、１０８．１９ｄｅｇ  より、
ａｒｃｔａｎ｛（１／ωＣ）／Ｒ｝≧７１．８１ｄｅｇ
｛（１／ωＣ）／Ｒ｝≧３．０４
∴Ｒ≦１／（ωＣ×３．０４）
よって、次式（２）に設定する。
Ｒ≦１／（３ωＣ）                                                  （２）
上記式（１）および式（２）より
１／｛ωＣ√（Ｖｆｂの２乗−１）｝≦Ｒ≦１／（３ωＣ）
よって、式（３）となる。
１／｛ω√（Ｖｆｂの２乗−１）｝≦Ｃ・Ｒ≦１／（３ω）              （３）
【００１５】
式（３）より、Ｖｆｂと周波数の関係は
１／｛ω√（Ｖｆｂの２乗−１）｝≦１／（３ω）
であるから、変形して次のように表される。
３ω≦ω√（Ｖｆｂの２乗−１）
ここで自由振動周波数は２００ｋＨｚ〜４００ｋＨｚ変化し、ω＝２πｆであるから
３×２π×２００ｋＨｚ≦２π×４００ｋＨｚ√（Ｖｆｂの２乗−１）
∴３≦２√（Ｖｆｂの２乗−１）                                    （４）
３×２π×４００ｋＨｚ≦２π×２００ｋＨｚ√（Ｖｆｂの２乗−１）
∴６≦√（Ｖｆｂの２乗−１）                                      （５）
となり、式（４）及び（５）を同時に成立させなければならない。
【００１６】
よって、
６≦√（Ｖｆｂの２乗−１）
√（３７）≦Ｖｆｂ
６．０８Ｖ≦Ｖｆｂ
である。
Ｖｆｂ＝７．０Ｖとすると、式（３）より
１／｛ω√（７．０Ｖの２乗−１）｝≦Ｃ・Ｒ≦１／（３ω）
ｆ＝２００ｋＨｚ〜４００ｋＨｚより
１１４．８６×（１０のマイナス９乗）≦ＣＲ≦１３２．６３×（１０のマイナス９乗）
となるので、１２３．７５×（１０のマイナス９乗）を目標にコンデンサＣ及び抵抗Ｒの値の組み合わせを求め、図２に示すように、
Ｒ＝５６Ω
Ｃ＝２２００ｐＦ
ＣＲ＝１２３．２×（１０のマイナス９乗）
とした。
なお、上記は計算の一例であり、条件を満たす他の組み合わせを選んでもよい。
【００１７】
次に、本来必要とする信号は電圧共振による自由振動の期間の電圧Ｖｄｓ（図５の波形ａ１参照、詳細後述）の谷の部分であるので、この谷の部分を確実に検出するとともにこの部分以外を検出しないようにする方法について説明する。この谷の部分の検出を、傾き検出回路２１、０判定回路２２、二次側判定回路２３、主スイッチオフ判定回路２４により行う。
図５において、時間ｔ１において先のサイクルでトランス５に蓄積されたエネルギーが二次側の負荷１６へ出力されている期間は終了する。その後、主スイッチ１０の閉路を行わない場合は、主スイッチ１０の電圧Ｖｄｓはトランス５のインダクタンスとスナバコンデンサ９のキャパシタンスとにより決まる自由振動の電圧となる。従って、主スイッチ１０の電圧Ｖｄｓは、図５の波形ａ１に示すように変化し、時間ｔ１以降に主スイッチ１０の開閉制御を行わない場合は、点線で示す波形ａ１１のように変化し、例えばＱ点において主スイッチ１０がへいろする。このＱ点の電圧が高いので、スイッチングによる電力損失が増加することになる。しかし、この実施の形態では電圧Ｖｄｓの谷の時間である時間ｔ２においてトリガ信号（図６の波形ａ７参照、詳細後述）を発して主スイッチ１０を閉路する。傾き検出回路２１において、主スイッチ１０の電圧Ｖｄｓを微分して単位時間当たりの電圧変化率を求めると図５の波形ａ２のようになり、時間ｔ２〜ｔ３においてほぼ０になる。０判定回路２２は、この電圧変化率が微少な所定値（ほぼ０）になる期間を検出して、この期間中は電圧の自由振動の波形の谷の期間であるとして０判定出力”Ｈ”（図５の波形ａ３）をトランジスタ２５へ出力する。
【００１８】
また、二次側判定回路２３は、二次巻線７側に電流が出力される期間を検出する。この実施の形態では、入力電圧（バッテリー電圧）Ｖｉｎの９０％を基準電圧Ｖｒとし、主スイッチ１０の電圧Ｖｄｓが上記基準電圧Ｖｒ（＝０．９・Ｖｉｎ）以上の期間は、電圧トランス５の二次側に電流が出力されている期間であると判定し信号”Ｌ”を出力し、それ以外の時間（時間ｔ１〜ｔ５）は信号”Ｈ”を出力するようにしている（図５の波形ａ４）。基準電圧Ｖｒを入力電圧Ｖｉｎの９０％に選んだ理由は次の通りである。
主スイッチ１０がオフの期間で、トランス５の二次巻線７側に電流が出力される期間においては、Ｖｄｓは入力電圧Ｖｉｎ＋フライバック電圧Ｖｆｂ（＝（トランス一次巻線巻数／二次巻線巻数）×二次側出力電圧）となる。
そのため、二次側判定回路２３において基準電圧Ｖｒを、
Ｖｉｎ≦Ｖｒ≦Ｖｉｎ＋Ｖｆｂ
に設定し、ＶｄｓとＶｒとを比較し、Ｖｒ≦Ｖｄｓのとき二次巻線７側に電流が出力されている期間であると判定できる。
しかし、Ｖｉｎ−Ｖｆｂ≦Ｖｒ（≒Ｖｉｎ）とすることにより、二次側に電流が出力される期間のみならず、自由振動における山の期間を検出することが可能である。さらには入力電圧Ｖｉｎを基準電圧Ｖｒとすることにより、入力電圧Ｖｉｎの変化による検出位置の変動に対応できる。従って、本実施の形態では、Ｖｉｎ≦Ｖｒとしないで、入力電圧Ｖｉｎの９０％を基準電圧Ｖｒとし、トランス５の二次側に電流が出力される期間および、自由振動における電圧Ｖｄｓの山の期間を検出するようにした。
【００１９】
主スイッチオフ判定回路２４は、主スイッチ１０がオンの期間、主スイッチ１０のゲートに印加されるゲート信号（図５の波形ａ５）が時間ｔ３〜ｔ４の間”Ｈ”であるため、このゲート信号を使用し、主スイッチ１０のスレッショルド電圧と同程度のゼナ電圧を持つゼナダイオード２４１で動作を検出し、トランジスタ２４２で動作判定を行い、主スイッチ１０がオンの間信号”Ｈ”を出力する。なお、主スイッチ１０が時間ｔ４においてオフ後二次側判定出力が出力される時間ｔ５までの期間において、０判定回路２４の簡略化により誤パルスが出力される可能性がある。これを防止するため、コンデンサ２４３を設けてＣＲ回路の特性を利用し主スイッチ１０のオフが検出された時間ｔ４から時間Ｔ１だけパルスの延長を行い時間ｔ６まで信号”Ｈ”が維持されるようにする（図５の波形ａ５参照）。
【００２０】
以上述べたようにして、次の期間を検出するようにしている。
自由振動の谷と山の期間：谷であるとき０判定回路の出力信号は”Ｈ”。
二次側に電流が出力される期間：二次側判定回路２２の出力信号が”Ｌ”。
主スイッチがオンの期間：スイッチオフ判定回路２４の出力信号が”Ｈ”。
そして、次の条件を満たすときトランジスタ２５から、トリガ信号（図６の波形ａ７）を主スイッチ１０のゲートに出力する。主スイッチ１０は時間ｔ３においてオンし、時間ｔ４でオフされるまで導通を続け、バッテリー１からトランス５へエネルギーの供給が行われる。
自由振動の谷であるとき（波形ａ３が”Ｈ”レベル）。
二次側に電流が出力されていない（波形ａ４が”Ｈ”レベル）。
主スイッチがオフである（波形ａ５が”Ｌ”レベル）。
これにより、電圧変化率の傾き検出の不要な部分をマスクし、目的である電圧の自由振動における電圧変化率が零である点、すなわち電圧共振によるＶｄｓの谷を検出して、起動指令を発することができる。
従ってＲＣＣ形のフライバックコンバータに適用した本実施の形態においては、主スイッチ１０やその他の構成部品の特性のばらつきや経年変化に影響されずに適切なタイミングで動作させることができ、損失やノイズの低減が可能となる。
【００２１】
この実施の形態では０タイミングと二次側判定回路をアクティブ”Ｈ”のオープンコレクタ出力し、主スイッチオフ判定をマスクタイミングをアクティブ”Ｌ”でトランジス２４２でオープンコレクタ構成しているため、ロジックＩＣによる論理合成は必要なく、ワイヤードＯＲにて接続できる。さらにこの信号をもって主スイッチ１０のゲートを駆動するために、トランジスタ２５を用い信号をバッファし、その先の抵抗コンデンサ回路により微分しパルス化して主スイッチ１０のゲートを強制的に駆動する。当然のことながら、論理を変更し処理することも、ロジックＩＣを使用することも可能である。
【００２２】
なお、主スイッチ１０のゲートが駆動された後の動作に関しては、従来の自励式コンバータの動作と同様であるため説明を省略する。自励式コンバータの動作については、例えば特開平５−３０７４４号公報や非特許文献「トランジスタ技術スペシャルＮｏ５７  ローノイズＲＣＣ自励式コンバータの製作（ＣＱ出版社  １９９７年）」等に開示されている。
【００２３】
実施の形態２．
図７は、この発明の実施の形態２である電圧共振フライバックコンバータの構成を示す回路図である。図７はタイミング検出回路と他励式制御ＩＣ（以下、単に制御ＩＣと呼ぶ）とを組み合わせて使用した電圧共振フライバックコンバータの例である。図７において、制御ＩＣ４０が設けられている。制御ＩＣ４０としては、同期制御可能な製品であり、同期動作時に主スイッチ１０をオンにさせる機能が必要で、例えばテキサス・インスツルメンツ・インコーポレイテッド社の品番ＵＣ３８４５等の製品が使用できる。実施の形態１と同様のタイミング検出回路２０が設けられており、トランジスタ２５の出力が制御ＩＣ４０に入力される。
【００２４】
制御ＩＣ４０を使用したフライバックコンバータは制御ＩＣ４０を同期動作可能な回路構成とし、タイミング検出回路２０の出力パルスを同期信号として制御ＩＣ４０の図示しないＣＲタイミング回路に接続する。タイミング検出回路２０の動作は実施の形態１と同様であり、正パルスにより制御ＩＣ４０のＣＲタイミングを強制的に”Ｈ“レベルに遷移させることでサイクルの短縮を行い、次サイクルを開始させる。これにより、タイミング検出回路２０によって検出した自由振動の電圧の谷を基準に主スイッチ１０が開閉駆動され、自由振動の電圧の谷でのスイッチングが可能となる。
【００２５】
従って制御ＩＣ４０を使用したフライバックコンバータである本実施の形態においては、主スイッチ１０やその他の構成部品の特性のばらつきや経年変化に影響されずに適切なタイミングで動作させることができ、損失やノイズの低減が可能となる。
【００２６】
実施の形態３．
図８及び図９は、この発明の実施の形態３を示すものであり、図８はフォワード結合による二次側判定回路の詳細構成を示す回路図、図９は動作を説明するためのタイミングチャートである。図８において、フォワード結合による二次側判定回路１２３はトランスの三次巻線の電圧に基づいて二次側の動作状況を判定する。三次巻線は自励式であれば図１に示すトランスの三次巻線８を使用でき、他励式回路において三次巻線を電圧フィードバックに使用している場合は当該３次巻線を使用できる。当然のことながら、他励式、自励式ともに専用の検出巻線を設置してもよい。
【００２７】
次に、図８における動作を図９のタイミングチャートを用いて説明する。フライバックコンバータにおいて、本実施の形態の三次巻線はフォワードとしての結合である。従って図９において、波形ａ５（ゲート入力）が”Ｈ“である場合、三次巻線の出力（波形ｂ１（三次巻線電圧））は”正”である。その後、ゲートが”Ｌ”となり、二次側に電力が出力されるタイミングにおいては“正”から“負”に遷移し、二次側に電流が流れなくなり、自由振動を開始すると、０Ｖを中心に振動を起こす。そのとき、０Ｖ以下である間は二次側に電流を出力可能な期間であり、かつ、自由振動の“山”の期間である。従って、０Ｖ以上を判定することで、二次側に電流を出力しない期間で、かつ自由振動の“谷”を検出できる。なお、主スイッチ１０のオン期間も判定してしまうため、実施の形態１，２と同様に主スイッチ１０のスイッチオフ判定回路２４が必要となる。
【００２８】
実施の形態４．
図１０及び図１１は、この発明の実施の形態４を示すものであり、図１０はフライバック結合による二次側判定回路の詳細構成を示す回路図、図１１は動作を説明するためのタイミングチャートである。図１０において、二次側判定回路２２３が設けられている。タイミング検出回路において二次側判定回路をフライバック結合を行った場合の例である。フライバックコンバータにおいて、本実施の形態のトランスの三次巻線８をフライバックとしての結合を行った場合、ゲート入力が”Ｈ“である場合、三次巻線８の出力は”負”である（図１１の波形ｃ１参照）。その後、ゲートが”Ｌ”となり、トランスの二次側に電力が出力されるタイミングにおいては“負”から“正”に遷移し、二次側に電流が流れなくなり、自由振動を開始すると、０Ｖを中心に振動を起こす。そのとき、０Ｖ以上である間は二次側に電流を出力可能な期間であり、かつ、自由振動の“山”の期間である。従って、二次側判定回路２２３にて三次巻線８の出力が０Ｖ以下であることを判定することで、二次側に電流を出力しない期間であってかつ自由振動の“谷”を検出できる。なお、主スイッチ１０のオン期間も判定してしまうため、実施の形態１，２と同様にスイッチオフ判定回路２４が必要となる。
【００２９】
実施の形態５．
図１２は、この発明の実施の形態５である電圧共振フライバックコンバータの構成を示す構成図である。図１２において、他励式フライバックコンバータは、二次側判定回路２２３を有するタイミング検出回路と制御ＩＣ４０が設けられており、制御ＩＣ４０にトランス８の三次巻線８より出力電圧制御のためのフィードバック信号ＦＢが入力される。この三次巻線８は出力電圧に比例させるため、フライバック結合しており、このフライバック結合された三次巻線８の信号を二次側判定回路２３に入力する。
【００３０】
以上の各実施の形態の形態においては、主スイッチ１０として電界効果トランジスタを用いたものを示したが、これに限られるものではなく、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）、バイポーラトランジスタその他の開閉手段であっても同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】実施の形態１であるＲＣＣ形の電圧共振フライバックコンバータの構成を示す回路図である。
【図２】傾き検出回路及び０判定回路の詳細構成を示す回路図である。
【図３】２３の詳細構成を示す回路図である。
【図４】主スイッチオフ判定回路の詳細構成を示す回路図である。
【図５】動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図６】動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図７】この発明の実施の形態２である電圧共振フライバックコンバータの構成を示す回路図である。
【図８】この発明の実施の形態３を示すものであり、図８はフォワード結合による二次側判定回路の詳細構成を示す回路図である。
【図９】動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図１０】この発明の実施の形態４であるフライバック結合による二次側判定回路の詳細構成を示す回路図である。
【図１１】動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図１２】この発明の実施の形態５である電圧共振フライバックコンバータの構成を示す構成図である。
【符号の説明】
【００３２】
１  バッテリ、５  トランス、６  一次巻線、７二次巻線、８  三次巻線、
９  スナバコンデンサ、１０  主スイッチ、２０，２２０  タイミング検出回路、
２１  傾き検出回路、２２  ０判定回路、２３，１２３，２２３  二次側判定回路、
２４  主スイッチオフ判定回路、２５  トランジスタ、４０  制御ＩＣ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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