(57)【要約】【課題】電源電圧が変動してもランプの明るさの変化が少なく、原稿等の読取り時の色むらを無くすことができる電力損失の少ない放電ランプの点灯装置を提供すること。【解決手段】受光周期信号４０がハイレベルであると、タイマ回路８のＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１がセットされ、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１がオンとなり、発振回路１は動作を停止する。受光周期信号４０が反転するとフリップフロップ回路ＦＦ１がリセットされ、発振回路１は発振を開始しランプ２０が点灯する。タイマ回路８は、電源電圧の変動に応じて、上記フリップフロップ回路ＦＦ１がリセットされるタイミングを変える。これにより、上記受光周期信号４０の一周期内における発振パルス数が変わり、電源電圧が変動してもランプの明るさが大きく変動しないように制御される。【選択図】          図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガラス管内面に赤、緑、青の３種類の蛍光物質を塗布した原稿照明用蛍光ランプと、所定の受光周期で走査される原稿読み取り用受光センサとを備えたカラー原稿読み取り装置に適用され、繰り返し波形を有する電圧を印加して上記蛍光ランプを点灯させる放電ランプ点灯装置であって、
上記放電ランプ点灯装置は、
所定の発振周波数で発振する発振回路と、
上記受光周期に合わせて出力される受光周期信号を受信して、該受光周期に同期したタイミングで上記発振回路の発振を開始させ、上記受光周期信号に同期した駆動周期で上記発振回路が発振するように制御する発振制御回路と、
上記発振回路の出力に基づき上記繰り返し波形を有する電圧を発生し、上記蛍光ランプを点灯させる駆動回路と、
少なくとも上記駆動回路に電源電圧を供給する電源と、
上記電源電圧が所定の電圧より高いときには上記発振回路の発振開始タイミングを遅らせ、電源電圧が所定の電圧より低いときには上記発振回路の発振開始タイミングを早めるタイマ回路とを備えた
ことを特徴とする放電ランプ点灯装置。
【請求項２】
上記発振回路は比較器と、抵抗とコンデンサの直列回路から構成される帰還回路を備え、
上記発振制御回路は、上記受光周期信号により動作するスイッチング回路と、上記スイッチング回路をオフにした時に、上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段を備えた
ことを特徴とする請求項１に記載の放電ランプ点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は放電ランプ点灯装置に関し、更に詳しくは、複写機等に適用され、カラー原稿読み取り装置に用いられる希ガス放電ランプ等の点灯装置に関し、特に電源電圧の変動による明るさの変化などの影響を小さくした放電ランプ点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
カラースキャナー用の原稿読取用照明として蛍光ランプが使用されている。蛍光ランプとしては、例えばバルブ外面に一対の電極を有する外部電極式希ガス蛍光ランプ（以下希ガス蛍光ランプという）が長寿命であることから多く使用されるようになってきている。  カラースキャナー用の希ガス蛍光ランプの発光色は白色であるが、それは、希ガス放電によってガラス管内に生じた紫外線が、ガラス内面に塗布された蛍光体（赤）、蛍光体（緑）、蛍光体（青）の３種類の蛍光体で可視光に変換されて白色になっている。
赤色光、緑色光は蛍光ランプの消灯後の残光時間が長い。このため、所定の明るさを維持するため、どのタイミングでＯＮ、ＯＦＦとなっても、各ＯＮ時間にＣＣＤラインセンサに入力する光量（積分値）の差はほとんど無いが、青色光については残光時間が短く、明るさのピークとそうでないときの明るさに大きな差が生じる。
このため、ＣＣＤラインセンサのＯＮ、ＯＦＦのタイミングによっては、各ＯＮ時間にＣＣＤに入力する光量（積分値）にバラツキが生じ、青色光量だけがＣＣＤラインセンサヘ入力される総量に差が生じる場合がある。
したがって上記蛍光ランプをカラースキャナー等における原稿読取照明用に使用し、ＣＣＤラインセンサで原稿読み取りを行うと、ライン毎の積算光量のバラツキにより色むらが発生することがあった。
【０００３】
上記問題点を解決し、原稿を色むらなく白色光で照射することができる希ガス蛍光ランプの点灯装置が特許文献１に記載されている。
上記特許文献１に記載の点灯装置は、インバータ制御用ＩＣからなる発振回路部を備えたインバータ回路を有し、このインバータ制御用ＩＣにより、原稿読み取り用受光センサの受光周期信号を受信する。そして、この受光周期に同期した駆動周期で所定の繰り返し周期のパルス信号を出力しスイッチング素子を駆動し、トランスの二次側に繰り返し波形を有する電圧を発生させ、希ガス蛍光ランプを点灯させる。
上記のように、受光センサの受光周期に同期した駆動周期で上記蛍光ランプを点灯させ、かつ、上記繰り返し波形を有する電圧の立ち上がり時点を上記駆動周期に基づいて定めることにより、各受光周期における各色の積算光量を一定とすることができ、色むらを無くすことができる。
【特許文献１】特許３５０９５５０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に記載の点灯装置では、発振回路部を専用ＩＣで構成していた。しかし、コストダウンの為に上記発振回路部を比較的安価なコンパレータで構成することが考えられる。
図８に安価なコンパレータで発振回路を構成した放電ランプ点灯装置の構成例を示す。図８に示すように、放電ランプ点灯装置は、発振回路１、波形整形回路３、発振制御回路２、駆動回路４、電力制御素子５、昇圧トランス６、出力制御回路７から成るインバータ回路１０で構成され、昇圧トランス６の二次側に希ガス蛍光ランプ２０が接続される。
ここで、放電ランプ点灯装置へは、電源３０から直流電圧が供給されるが、この供給電圧が変動するとランプの明るさが変動する。そこで、図８に示すように、電源３０から供給される電圧を電圧レギュレータ６０により＋２４Ｖに安定化して放電ランプ点灯装置に供給することが考えられる。
電源電圧は最大で±１０％程度変動することがあるが、電圧レギュレータ６０を用いれば、電源電圧３０の電圧の変動の影響を除去し、ランプの明るさを一定に保つことができる。
【０００５】
発振回路１は上述した比較的安価なコンパレータから構成される比較器１１と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列回路からなる帰還回路を備え、上記抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数で定まる周波数で発振動作し、パルス状の出力を発生する。
上記インバータ回路１０には、電源３０から電圧レギュレータ６０を介してＤＣ２４Ｖの電源電圧が供給される。
上記出力制御回路７には、外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７はこの信号により駆動回路４の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ２０の点灯／非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路２には、外部から原稿読取用光センサ（ＣＣＤラインセンサ）の読取周期信号である受光周期信号４０が入力され、発振制御回路２はこの受光周期信号４０により発振回路１の動作を制御する。
【０００６】
該点灯装置の動作について、以下説明する。
インバータ回路１０に外部の電源３０よりＤＣ２４Ｖの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路１の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号４０がハイレベルのとき発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷがオンであり、発振回路１の出力はスイッチング素子ＳＷを介して強制的にアースへ落とされる。このため、発振回路１はリセットされ、波形整形回路３には発振信号は入力されない。
次に、受光周期信号が反転する［例えば、ハイレベル（Ｈ）からローレベル（Ｌ）に変わる］と、該発振制御回路２内のスイッチング素子ＳＷがオフとなる。これにより該発振回路１からの発振信号が波形整形回路３に伝達される。
波形整形回路３へ伝達された発振信号は、矩形波に整形され出力される。ここで、インバータ回路１０の外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７が動作すると該波形整形回路３から出力された信号が、駆動回路４に伝達される。
なお、上記ランプ点灯制御信号５０が入力されなければ、該出力制御回路７は波形整形回路３からの出力信号を例えばローレベルに維持し、駆動回路４へは信号が伝達されない。
【０００７】
駆動回路４から出力された信号は、電力制御素子５に入力される。該電力制御素子５はＦＥＴ等のスイッチング素子で構成される。
ＦＥＴのゲートに駆動回路４からの出力信号が入力されるとＦＥＴがオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス６の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでＦＥＴのゲートがオフすると昇圧トランス６の２次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行っている。
昇圧トランス６の２次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ２０に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ２０が点灯する。
【０００８】
図９は上記比較器１１から構成される発振回路の動作を説明する図である。
同図において、電源電圧ＤＣ２４Ｖが印加されると、定電圧ダイオードＺｄ、分圧抵抗Ｒａを介してＩＣ等から構成される比較器１１の＋入力側に電圧が掛かる。また、電源電圧は低電圧ダイオードＺｄと抵抗Ｒｄを介して該比較器１１の出力側にも接続され、比較器１１の出力側と＋入力側との間には正帰還抵抗Ｒｃが接続されている。
したがって、比較器１１の出力側がハイレベルのとき（比較器１１の出力側のスイッチング素子がオフ状態のとき）、上記分圧抵抗Ｒａに並列に、抵抗Ｒｄと抵抗Ｒｃの直列回路が接続されることとなり、上記＋側入力に加わる電圧は、抵抗Ｒａと、並列に接続された抵抗Ｒｄと抵抗Ｒｃの合成抵抗値と、分圧抵抗Ｒａに直列接続された分圧抵抗Ｒｂの抵抗値との分圧比によって決まる値となる。この電圧を第２の比較基準電圧Ｖ２とする。
【０００９】
一方、比較器１１の出力側がローレベルになると（比較器１１内の出力側のスイッチング素子がオン状態になったとき、ここでは出力側が接地電位になるとする）、上記正帰還抵抗Ｒｃの一端（比較器１１の出力側に接続された端子）はローレベルとなり、分圧抵抗Ｒｂに並列に上記抵抗Ｒｃが接続されることとなり、上記＋側入力に加わる電圧は、分圧抵抗Ｒａの抵抗値と、並列に接続された分圧抵抗Ｒａと抵抗Ｒｃの合成抵抗値の分圧比によって決まる値となる。この電圧を第１の比較基準電圧Ｖ１とする。上記電圧Ｖ１，Ｖ２は比較器１１の比較基準電圧となり、Ｖ１＜Ｖ２である。
また、該比較器１１の出力側から抵抗Ｒ１を介して一端が接地されたコンデンサＣ１が接続されている。更には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続部は、比較器１１の比較器−側に接続されている。
【００１０】
上述したように比較器１１の比較基準電圧はその出力がハイレベルの場合はＶ２、ローレベルの場合はＶ１である。このため、図９の (ａ) に示すように、比較器１１の−側入力端の電圧Ｖｉが小さいとき、比較器１１の出力はハイレベルＨであり、比較基準電圧はＶ２である。そして、−側入力端の電圧Ｖｉが上昇し、上記電圧Ｖ２を越えると、比較器１１の出力はローレベルＬになる。この状態から−側入力端の電圧Ｖｉが下降し、上記電圧Ｖ１より小さくなると、比較器１１の出力はハイレベルＬとなる。以下このような動作をヒステリシス動作と呼ぶ。
ここで、前記したように比較器１１の出力側には、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１が接続され、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続部が比較器１１の−入力側に接続されている。したがって、−側入力端の電圧が小さく、比較器１１の出力がハイレベルのとき、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１が充電される。
この充電によりコンデンサＣ１の電圧が上昇し上記比較基準電圧Ｖ２を越えると、比較器１１の出力はローレベルとなる。
【００１１】
このため、コンデンサＣ１に充電されていた電荷は抵抗Ｒ１を通じて放電される。また、比較器１１の出力がローレベルであるため上記比較基準電圧はＶ１となる。
放電が進みコンデンサＣの電位が上記比較基準電圧Ｖ１より小さくなると再び比較器１１の出力はハイレベルに反転する。
すなわち、図９に示すようにコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点の電位（Ａ点の電位）は三角波状に変化し、比較器１１の出力（Ｃ点の電位）は、同図に示すように、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数で定まる繰り返し周期を有する矩形波となる。
【００１２】
図８に戻り、発振制御回路２には前記したように、受光周期信号４０によりオン／オフするトランジスタスイッチング素子ＳＷが設けられ、該スイッチング素子ＳＷは、例えば受光周期信号４０がハイレベルのときオンし、ローレベルの時オフする。該スイッチング素子ＳＷは、コレクタ側が比較器１１の出力に接続されており、エミッタ側が接地されている。
このため、受光周期信号４０がハイレベルであり、スイッチング素子ＳＷがオンであると、比較器１１の出力側は接地電位となりコンデンサＣ１が放電する。
すなわち、受光周期信号がハイレベルになることにより、発振回路１がリセットされ、コンデンサＣ１が接地電位まで落ちる。
また、受光周期信号４０がローレベルとなると、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷがオフとなり、比較器１１の出力側がハイレベルとなり、コンデンサＣ１が充電を開始し、コンデンサＣ１の電圧は接地電位から上昇を開始する。
【００１３】
ところで、図８に示した発振回路部において、受光周期信号がハイレベルからローレベルに反転したとき発振回路の出力信号に遅延が発生するといった問題があった。
図１０のタイミングチャートを用いて、遅延が発生する動作を説明する。
図１０において、（ａ）はＣ１とＲ１で作る三角波（コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点であるＡ点の電位）、（ｂ）は受光周期信号（Ｃ点の電位）、（ｃ）は発振回路出力（Ｂ点の電位）を示す。
受光周期信号４０として一定のハイレベル期間を持った繰り返しパルス（Ｔ３−Ｔ４）が入力された場合、そのパルス信号は、図８に示す発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷに入力する。
【００１４】
スイッチング素子ＳＷがオンになると（Ｔ３）、その期間（Ｔ３−Ｔ４）は比較器１１の出力は強制的にローレベルに落とされる。この動作を受けて発振回路のコンデンサＣ１は抵抗Ｒ１を介して放電する。
その際、コンデンサＣの充電電圧は接地電位レベルまで下がってしまう（Ｔ３）。次に、Ｔ４の時点で受光周期信号４０がローレベルに落ちると、スイッチング素子ＳＷがオフになり、比較器１１の出力はハイレベルとなり、コンデンサＣ１の充電が開始される。
そして、コンデンサＣ１の充電電圧が比較器１１の比較基準電圧Ｖ２まで上昇すると、再び、比較器１１の出力はローレベルとなる（Ｔ５）。ここで、Ｔ３において、コンデンサＣ１の充電電圧が接地電位レベルまで落ちているため、Ｔ４での該コンデンサＣ１の充電開始からＴ５の充電完了まで時間がかかり遅延が発生する。
すなわち、その後に発生する三角波は接地電位から電位が上昇し該コンパレータの基準電圧Ｖ２に到達するまでの時間がかかってしまう。このため、受光周期信号がローレベルの期間におけるランプの発光回数が少なくなる。
【００１５】
上述遅延を解消するため、本出願人は、先に図１１に示す放電ランプ点灯装置を提案した（特願２００５−２３７３９０）。
図１１に示すように、放電ランプ点灯装置は、前記図８に示したものと同様、発振回路１、波形整形回路３、発振制御回路２、出力制御回路７、駆動回路４、電力制御素子５、昇圧トランス６から成るインバータ回路１０で構成され、昇圧トランス６の二次側に希ガス蛍光ランプ２０が接続される。
なお、図１１に示した放電ランプ点灯装置においても、前記図８に示したものと同様、電圧レギュレータ６０により電源３０から供給される電圧を＋２４Ｖに安定化して放電ランプ点灯装置に供給することで、電源電圧３０の電圧の変動によるランプの明るさの変動を除去することができる。
【００１６】
図１１に示したものでは、上記発振制御回路２はスイッチング素子ＳＷ１に直列に接続された分圧抵抗Ｒ３を有し、分圧抵抗Ｒ３の一端がスイッチング素子ＳＷ１に接続され、他端が比較器１１の出力側に接続されている。
上記分圧抵抗Ｒ３は、上記スイッチング素子ＳＷ１をオフにした時に上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段として機能する。
すなわち、上記レベルシフト手段により上記スイッチング素子ＳＷがオフになったときの抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の接続点の電位を接地電位より上昇させ、上記スイッチング素子ＳＷがオフになってから、コンデンサＣ１の充電電圧が上記比較器１１の出力を反転させる電圧に上昇するまでの時間が、上記比較器１１の出力信号の１周期（出力信号のオン時間＋オフ時間）を越えないようにする。
【００１７】
その他の構成は前述した図８に示したものと同様であり、発振回路１は前述した比較的安価なコンパレータから構成される比較器１１と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列回路からなる帰還回路を備え、前述したように、上記抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数で定まる周波数で発振動作し、パルス状の出力を発生する。
上記インバータ回路１０には、電源３０からＤＣ２４Ｖの電源電圧が供給される。
上記出力制御回路７には、外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７はこの信号により駆動回路４の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ２０の点灯／非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路２には、外部から原稿読取用光センサ（ＣＣＤラインセンサ）の読取周期信号である受光周期信号４０が入力され、発振制御回路２はこの受光周期信号４０により発振回路１の動作を制御する。
【００１８】
次に図１１に示したランプ点灯装置の動作について説明する。
インバータ回路１０に外部の電源３０よりＤＣ２４Ｖの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路１の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号４０がハイレベルのとき発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷがオンであり、発振回路１の出力は分圧抵抗Ｒ３とスイッチング素子ＳＷを介してアースへ接続されている。このため、発振回路１はリセットされ、波形整形回路３には発振信号は入力されない。
次に、受光周期信号が反転する［例えば、ハイレベル（Ｈ）からローレベル（Ｌ）に変わる］と、該発振制御回路２内のスイッチング素子ＳＷがオフとなる。これにより該発振回路１からの発振信号が波形整形回路３に伝達される。
【００１９】
波形整形回路３へ伝達された発振信号は、矩形波に整形され出力される。ここで、インバータ回路１０の外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７が動作すると該波形整形回路３から出力された信号が、駆動回路４に伝達される。
駆動回路４から出力された信号は、電力制御素子５に入力され、前記したように、電力制御素子５（例えばＦＥＴ）がオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス６の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでＦＥＴのゲートがオフすると昇圧トランス６の２次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行う。
昇圧トランス６の２次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ２０に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ２０が点灯する。
【００２０】
ところで、前記したように図８に示した発振回路部においては、受光周期信号がハイレベルからローレベルに反転したとき、図１０に示したように遅延が発生するといった問題が起こった。
そこで、図１１に示したものでは、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷに直列に分圧抵抗Ｒ３を接続した。これにより、上記遅延を減少させることができる。
以下、図１２の発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートにより、本実施例の動作を説明する。
図１２において、（ａ）はＣ１とＲ１で作る三角波（コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点であるＡ点の電位）、（ｂ）は受光周期信号（Ｃ点の電位）、（ｃ）は発振回路出力（Ｂ点の電位）を示す。
【００２１】
受光周期信号４０として一定のハイレベル期間を持った繰り返しパルス（Ｔ３−Ｔ４）が入力された場合、そのパルス信号は、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷに入力する。
スイッチング素子ＳＷがオンになると（Ｔ３）、その期間（Ｔ３−Ｔ４）はコンパレータ１ａの出力は分圧抵抗Ｒ３を介して接地される。このため、発振回路１のコンデンサＣ１は抵抗Ｒ１、Ｒ３を介して放電する。
これによりコンデンサＣ１の充電電圧が、前記比較基準電圧Ｖ１より小さくなると、コンパレータ１ａの出力はハイレベルとなるが、スイッチング素子ＳＷがオンのため、その電圧は分圧抵抗Ｒ３やＲｄ等により定まる電圧Ｖｓとなる。
コンデンサＣ１は抵抗Ｒ１、Ｒ３を介して放電するが、コンパレータ１ａの出力電圧がＶｓであるので、コンデンサＣ１の電圧はＶｓ以下にはならない。
ついで、発振制御回路１のスイッチング素子ＳＷがオフになると、コンパレータ１ａの出力側の電圧はＶｈとなり、コンデンサＣ１の充電が始まる。
そして、コンデンサＣ１の充電電圧がコンパレータ１ａの比較基準電圧Ｖ２まで上昇すると、再び、コンパレータ１ａの出力はローレベルとなる（Ｔ５）。
ここで、受光周期信号がオンのとき、コンデンサＣ１の充電電圧は、接地電位より大きいＶｓであるので、Ｔ４での該コンデンサＣ１の充電開始からＴ５の充電完了まで時間は短縮され、前記図１０に示したような大きな遅延は発生しない。このため、ランプの発光回数が少なくなるといった問題は解消される。
【００２２】
ところで、前述したように放電ランプ点灯装置へ電力を供給する電源の電圧は最大で±１０％程度変動することがある。ランプ電源の電圧が変動するとランプの明るさが変化し、カラースキャナー用の原稿読取用照明として使用する場合、ＣＣＤラインセンサに入力する光量（積分値）にバラツキが生じる。
そこで、前述したように、電圧レギュレータ６０を用いて電源電圧を安定化することが考えられる。
しかし、半導体素子を電源ラインに直列（あるいは並列）に接続した電圧レギュレータ（３端子レギュレータ）は、半導体素子等で電圧を降下させるため、消費電力が大きく、電力損失が大きい。このため、点灯装置全体の効率が低下する。
また、例えば＋２４Ｖの安定化した直流電圧を必要とする場合、この電圧より２〜３Ｖ程度高い＋２６〜２７Ｖ程度の電源が必要となり、このような電圧の電源を用意する必要がある。
【００２３】
なお、上記レギュレータとして、スイッチングレギュレータを使用すれば、上記３端子レギュレータを用いるより電力損失は小さくなるが、スイッチングレギュレータは比較的高価である。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、電源電圧が変動してもランプの明るさの変化が少なく、また、原稿等の読取り時に発生する色むらを無くすことができ、さらに電圧レギュレータを用いる場合より電力損失を小さくすることができる比較的安価な希ガス蛍光ランプの点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記課題を本発明においては、次のように解決する。
（１）ガラス管内面に赤、緑、青の３種類の蛍光物質を塗布した原稿照明用蛍光ランプと、所定の受光周期で走査される原稿読み取り用受光センサとを備えたカラー原稿読み取り装置に適用され、繰り返し波形を有する電圧を印加して上記蛍光ランプを点灯させる放電ランプ点灯装置において、上記放電ランプ点灯装置を、所定の発振周波数で発振する発振回路と、上記受光周期に合わせて出力される受光周期信号を受信して、該受光周期に同期したタイミングで上記発振回路の発振を開始させ、上記受光周期信号に同期した駆動周期で上記発振回路が発振するように制御する発振制御回路と、上記発振回路の出力に基づき上記繰り返し波形を有する電圧を発生し、上記蛍光ランプを点灯させる駆動回路と、少なくとも上記駆動回路に電源電圧を供給する電源と、上記電源電圧が所定の電圧より高いときには上記発振回路の発振開始タイミングを遅らせ、電源電圧が所定の電圧より低いときには上記発振回路の発振開始タイミングを早めるタイマ回路とから構成する。
（２）上記（１）において、上記発振回路は、比較器と、抵抗とコンデンサの直列回路から構成される帰還回路を備え、上記発振制御回路に、上記受光周期信号により動作するスイッチング回路と、上記スイッチング回路をオフにした時に、上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段を設ける。このレベルシフト手段としては、具体的には、発振制御回路のスイッチング回路に直列に抵抗を接続したり、スイッチング回路に直列にダイオードなどの素子を接続することにより実現することができる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明においては、以下の効果を得ることができる。
（１）タイマ回路を設け、電源電圧の変動に応じて、発振回路の発振開始タイミングを遅らせたり早めたりすることにより、電源電圧が変動しても１受光周期内にランプに供給される電力積算値（電流実効値）を略一定にすることができ、電源電圧の変動を相殺してランプの明るさをほぼ一定に保つことができる。
（２）発振制御回路に、スイッチング回路をオフにした時に、上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段を設けたので、受光周期信号により発振回路がリセットされてから発振信号が立ち上がるまでの遅延時間を減少させ、原稿等の読取り時に発生する色むらを無くすことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
図１は本発明の第１の実施例の放電ランプ点灯装置の構成を示す図である。
本実施例の放電ランプ点灯装置は、発振回路１、波形整形回路３、発振制御回路２、駆動回路４、電力制御素子５、昇圧トランス６、出力制御回路７、タイマ回路８から成るインバータ回路１０で構成され、昇圧トランス６の二次側に希ガス蛍光ランプ２０が接続される。
また、上記放電ランプ点灯装置には、電源３０から＋ＤＣ２４Ｖの電源電圧が供給され、この電圧は最大で１０％程度変動する。
【００２７】
図１に示したものでは、前述したように上記発振制御回路２はスイッチング素子ＳＷ１に直列に接続された分圧抵抗Ｒ３を有し、分圧抵抗Ｒ３の一端がスイッチング素子ＳＷ１に接続され、他端が比較器１１の出力側に接続されている。
上記分圧抵抗Ｒ３は、上記スイッチング素子ＳＷ１をオフにした時に上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段とし機能する。
すなわち、前述したように、上記レベルシフト手段により上記スイッチング素子ＳＷ１がオフになったときの抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の接続点の電位を接地電位より上昇させ、発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにする。
【００２８】
発振回路１は前述した比較的安価なコンパレータから構成される比較器１１と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列回路からなる帰還回路を備え、前述したように、上記抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数で定まる周波数で発振動作し、パルス状の出力を発生する。
なお、電源電圧が変動すると、発振回路１の抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点の電位は変動するが、電源電圧の変動によりコンデンサＣ１への充電電圧も同様に変動するので、電源電圧変動による発振周波数への影響は小さい。
上記出力制御回路７には、外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７はこの信号により駆動回路４の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ２０の点灯／非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路２には、外部から原稿読取用光センサ（ＣＣＤラインセンサ）の読取周期信号である受光周期信号４０が入力され、発振制御回路２はこの受光周期信号４０により発振回路１の動作を制御する。
【００２９】
上記インバータ回路１０には、電源３０から±１０％程度電圧が変動するＤＣ２４Ｖの電源電圧が供給される。ランプ電源の電圧が変動するとランプの明るさが変化し、前述したようにカラースキャナー用の原稿読取用照明として使用する場合、ＣＣＤラインセンサに入力する光量（積分値）にバラツキが生じる。
そこで、本実施例においては、タイマ回路８を設けて、電源電圧に応じて、上記発振回路１の発振開始タイミングを変えて、電源電圧が変動することによるランプの明るさの変動を抑制している。
タイマ回路８は、電源電圧を分圧する分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇと、コンデンサＣ２と、コンデンサＣ２に充電した電荷を放電させるスイッチング素子ＳＷ２と、コンデンサＣ２へ供給される電圧を一定にするための定電圧ダイオードＺＤ２と、コンデンサＣ２の充電電圧と、上記分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇの接続点の電圧を比較する比較器８ａと、受光周期信号によりセットされ、上記比較器８ａの出力によりリセットされるＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１と、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の出力を反転させて発振制御回路のスイッチング素子ＳＷ１の駆動信号を出力するインバータ回路ＩＮＶ１から構成される。
【００３０】
図２は上記タイマ回路８の動作を説明する図であり、同図（ａ）は回路図、（ｂ）は図２（ｂ）におけるＣ〜Ｇの各点における電圧を示している。
図２において、受光周期信号Ｃが入力されると［図２（ｂ）Ｃ］、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１がセットされる。これにより、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力ＩＮＶ（Ｑ）（Ｑの上に横棒をつけた反転出力をここではＩＮＶ（Ｑ）と表記する）はＬレベル（ローレベル）となり、スイッチング素子ＳＷ２はオフとなり、コンデンサＣ２は充電を開始する［図２（ｂ）Ｅ］。なお、コンデンサＣ２の充電電圧は定電圧ダイオードＺｄ２と抵抗Ｒ３により定電圧化されているので、電源電圧が変動してもコンデンサＣ２の充電速度は変化しない。
また、インバータＩＮＶ１の出力は、ハイレベル（Ｈレベル）となり［図２（ｂ）Ｄ］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１はオンとなる。
コンデンサＣ２の充電が進み、その充電電圧が分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇの接続点の電位（Ｆ点電位）に達すると、比較器８ａが出力を発生し［図２（ｂ）Ｇ］、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１はリセットされる。このため、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力ＩＮＶ（Ｑ）はＨレベルとなり、スイッチング素子ＳＷ２はオンとなり、コンデンサＣ２に充電された電荷は放電する［図２（ｂ）Ｅ］。また、インバータＩＮＶ１の出力は、Ｌレベルとなり［図２（ｂ）Ｄ］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１はオフとなる。上記動作は受光周期信号Ｃが入力される毎に繰り返される。
【００３１】
ここで、比較器８ａの一方の入力である分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇの接続点の電位は電源電圧に応じて変動するが、コンデンサＣ２の充電電圧は定電圧ダイオードＺＤ２により定電圧化されている。このため、電源電圧が高くなり、図２（ｂ）Ｅに示すようにＦ点電位がＶａ→Ｖｂのように上昇すると、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１のリセットのタイミングが遅くなり、Ｄ点の電位は図２（ｂ）のＤに示すようにＨレベルの時間が長くなる（ｔ１→ｔ２）。
したがって、受光周期信号Ｃが入力されてから、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ２がオフになるまでの時間は長くなる。
前述したように発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ２がオフになると発振回路１は発振を開始するので、電源電圧が高い場合、発振回路１の発振開始のタイミングは後ろにずれる。
一方、電源電圧が低くなると、Ｆ点の電位が低下し、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１のリセットのタイミングが早くなる。このため、Ｄ点の電位はＨレベルの時間が短くなり、受光周期信号Ｃが入力されてから、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ２がオフになるまでの時間は短くなる。すなわち、電源電圧が低い場合、発振回路１の発振開始のタイミングは前にずれる。
【００３２】
図３は本実施例の発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートであり、同図により、図１に示したランプ点灯装置の動作について説明する。
インバータ回路１０に外部の電源３０よりＤＣ２４Ｖの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路１の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号４０がハイレベルであると［図３（ｂ）］、タイマ回路８のフリップフロップ回路ＦＦ１がセット状態であり、インバータ回路ＩＮＶ１の出力はＨレベルで［図３（ｃ）］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１がオンである。
このため、発振回路１の出力は分圧抵抗Ｒ３とスイッチング素子ＳＷ１を介してアースへ接続され、発振回路１の動作は停止し、波形整形回路３に発振信号は出力されない。
ここで、前述したように、コンデンサＣ１の充電電圧が、前記比較基準電圧Ｖ１より小さくなると、コンパレータ１１の出力はハイレベルとなるが、スイッチング素子ＳＷ1 がオンのため、その電圧は分圧抵抗Ｒ３やＲｄ等により定まる電圧Ｖｓとなる。このためコンデンサＣ１の電圧はＶｓ以下にはならず、コンデンサＣ１の充電開始から充電完了まで時間は短縮され、前記図１０に示したような大きな遅延は発生しない。
【００３３】
次に、受光周期信号が反転すると［図３（ｂ）］、タイマ回路８のコンデンサＣ２が充電を開始する。そして、コンデンサＣ２の充電電圧が分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇの接続点の電位に達すると、比較器８ａの出力がＨレベルとなり、フリップフロップＦＦ１がリセットされる。
このため、インバータ回路ＩＮＶ１の出力がＬレベルとなり［図３（ｃ）］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１がオフとなる。これにより、発振回路１のコンデンサＣ１は充電を開始する［図３（ａ）］。そして、前述したように、コンデンサＣ１の電圧が抵抗Ｒａ，Ｒｂで定まる電圧まで上昇すると、比較器１１の出力は反転し、コンデンサＣ１が放電する。以下同様の動作を繰り返し［図３（ａ）］、発振回路１は発振する［図３（ｄ）］。そして、発振回路１からの発振信号が波形整形回路３に伝達される。
【００３４】
波形整形回路３へ伝達された発振信号は、矩形波に整形され出力される。ここで、インバータ回路１０の外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７が動作すると該波形整形回路３から出力された信号が、駆動回路４に伝達される。
駆動回路４から出力された信号は、電力制御素子５に入力され、前記したように、電力制御素子５（例えばＦＥＴ）がオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス６の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでＦＥＴのゲートがオフすると昇圧トランス６の２次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行う。
昇圧トランス６の２次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ２０に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ２０が点灯する。
【００３５】
本実施例においては、上述したようにタイマ回路８により、電源電圧の変動に応じて発振回路１の発振開始タイミングを変え、電源電圧が変動してもランプの明るさが大きく変動しないように制御している。
図４は電源電圧が変動したときの発振回路１が出力を示す図である。なお、受光周期信号の周波数は例えば１４ｋＨｚ、点灯周波数（発振回路１の発振周波数）は例えば７０ｋＨｚである。
同図のＡ，Ｂ，Ｃはそれぞれ電源電圧が２４Ｖ、２１．６Ｖ、２６．４Ｖの時の（ａ）受光周期信号、（ｂ）タイマ回路８の出力、（ｃ）発振回路１が出力する発振パルスを示す。
同図に示すように電源電圧が２１．６Ｖのとき、タイマ回路８の出力がＨレベルの期間は、電源電圧が２４Ｖのときより短くなり、電源電圧が２６．４Ｖのとき、タイマ回路８が出力がＨレベルの期間は、電源電圧が２４Ｖのときより長くなる。
【００３６】
タイマ回路８が出力がＨレベルのとき発振回路１の発振は停止しているので、入力電圧が２４Ｖより高くなれば、発振回路１が発振を停止している期間は長くなり、入力電圧が２４Ｖより低くなれば、発振回路１が発振を停止している期間は短くなる。
ここで、受光周期信号の周期は一定であるので、電源電圧が低くなり発振を停止している期間が短くなると、図４Ｂに示すように受光周期内における発振パルス数が多くなり、ランプの発光回数も多くなる。一方、電源電圧が高くなり発振を停止している期間が長くなると、図４Ｃに示すように受光周期内における発振パルス数が少なくなり、ランプの発光回数も多くなる。
すなわち、電源電圧が低くなることにより、発光一回当たりのランプに流れる実効電流が減少しても、発光回数を増加させることにより、この低下分をキャンセルさせることができ、また、電源電圧が高くなることにより、発光一回当たりのランプに流れる実効電流か増加しても、発光回数を減少させることで、その増加分をキャンセルさせることができる。
したがって、タイマ回路８による遅延時間を適切に設定することにより、電源電圧が変動しても、ランプの明るさを略一定に保つことができる。
【００３７】
図５は、本発明の第２の実施例の希ガス蛍光ランプ点灯装置のブロック図、図６は該インバータ回路の発振動作と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートである。
図５、図６に示した点灯装置は、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１のコレクタを発振回路１のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点に接続したものであり、その他の構成は前記図１、図２に示したものと同様である。
図５に示すように、本実施例の希ガスランプ点灯装置は、前記図１に示したものと同様、発振回路１、波形整形回路３、発振制御回路２、出力制御回路７、駆動回路４、電力制御素子５、タイマ回路８、昇圧トランス６から成るインバータ回路１０で構成され、昇圧トランス６の二次側に希ガス蛍光ランプ２０が接続される。上記発振制御回路２はスイッチング素子ＳＷ１に直列に接続された分圧抵抗Ｒ３を有し、分圧抵抗Ｒ３の一端がスイッチング素子ＳＷ１に接続され、他端がコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点に接続されている。この分圧抵抗Ｒ３が前述したレベルシフト手段として機能する。
【００３８】
発振回路１は前述した比較的安価なコンパレータから構成される比較器１１と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列回路からなる帰還回路を備え、上記抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数で定まる周波数で発振動作し、パルス状の出力を発生する。
また、図１と同様、上記インバータ回路１０には、電源３０から＋ＤＣ２４Ｖの電源電圧が供給され、この電圧は最大で１０程度変動する。
上記出力制御回路７には、外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７はこの信号により駆動回路４の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ２０の点灯／非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路２には、外部から前記したように受光周期信号４０が入力され、発振制御回路２はこの受光周期信号４０により発振回路１の動作を制御する。
【００３９】
次に本実施例のランプ点灯装置の動作について以下に説明する。
インバータ回路１０に外部の電源３０よりＤＣ２４Ｖの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路１の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号４０がハイレベルであると［図６（ｂ）］、タイマ回路８のフリップフロップ回路ＦＦ１がセット状態であり、インバータ回路ＩＮＶ１の出力はＨレベルで［図６（ｃ）］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１がオンである。
このため、コンデンサＣ１に充電されていた電荷は、発振制御回路２の抵抗Ｒ３を介して放電し、発振回路１は動作を停止し、波形整形回路３には発振信号は入力されない。
ここで、スイッチング素子ＳＷ１がオンであると、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点の電圧は分圧抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ１により定まる電圧Ｖｓとなる。
上記のように、受光周期信号がオンのとき、コンデンサＣ１の充電電圧はＶｓであるので、前述したようにコンデンサＣ１の充電開始から充電完了まで時間は短縮され、前記図１０の回路の場合のように大きな遅延は発生しない。
【００４０】
次に、受光周期信号が反転すると［図６（ｂ）］、タイマ回路８のコンデンサＣ２が充電を開始する。そして、コンデンサＣ２の充電電圧が分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇの接続点の電位に達すると、比較器８ａの出力がＨレベルとなり、フリップフロップＦＦ１がリセットされる。
このため、インバータ回路ＩＮＶ１の出力がＬレベルとなり［図６（ｃ）］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１がオフとなる。これにより、発振回路１のコンデンサＣ１は充電を開始する［図６（ａ）］。そして、前述したように、コンデンサＣ１の電圧が抵抗Ｒａ，Ｒｂで定まる電圧まで上昇すると、比較器１１の出力は反転し、コンデンサＣ１が放電する。以下同様の動作を繰り返し［図６（ａ）］、発振回路１は発振する［図６（ｄ）］。そして、発振回路１からの発振信号が波形整形回路３に伝達される。
【００４１】
波形整形回路３へ伝達された発振信号は、矩形波に整形され出力される。ここで、インバータ回路１０の外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７が動作すると該波形整形回路３から出力された信号が、駆動回路４に伝達される。
駆動回路４から出力された信号は、電力制御素子５に入力され、前記したように、電力制御素子５（例えばＦＥＴ）がオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス６の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでＦＥＴのゲートがオフすると昇圧トランス６の２次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行う。
昇圧トランス６の２次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ２０に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ２０が点灯する。
【００４２】
本実施例においては、上記のようにタイマ回路８により、電源電圧の変動に応じて発振回路１の発振開始タイミングを変えている。
このため、前記第１の実施例と同様に、電源電圧が低くなるとランプの発光回数も多くなり、電源電圧が高くなると、受光周期内における発振パルス数が少なくなり、ランプの発光回数も多くなる。このため、電源電圧が変動してもランプの明るさが大きく変動しない。
【００４３】
上記実施例では、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１に直列に分圧抵抗Ｒ３を接続した場合について示したが、レベルシフト手段としては、図７に示すような手段を用いてもよい。
図７（ａ）（ｂ）はスイッチング素子ＳＷ１に直列に複数のダイオードを直列接続してレベルシフト手段を構成した場合を示している。同図（ａ）はスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ側に複数のダイオードＤ１，Ｄ２を直列接続した場合を示し、同図（ｂ）はスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ側に複数のダイオードＤ１，Ｄ２を直列接続した場合を示している。
何れの場合にも、スイッチング素子ＳＷ１がオンになっているとき、直列接続したダイオードＤ１の両端に生ずる電圧分だけ、コンパレータ１ａの出力側の電圧を上昇させることができ、前記分圧抵抗Ｒ３を設けた場合と同様の効果を得ることができる。
また、図７（ｃ）は分圧抵抗Ｒ３をスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ側に直列接続した場合を示し、分圧抵抗Ｒ３を同図に示すように配置しても、前記図２、図５に示したものと同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の第１の実施例の放電ランプ点灯装置の構成を示す図である。
【図２】図１に示すタイマ回路の動作を説明する図である。
【図３】第１の実施例における発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートである。
【図４】電源電圧が変動したときの発振回路の出力を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施例の希ガス蛍光ランプ点灯装置のブロック図である。
【図６】第２の実施例における発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートである。
【図７】発振制御回路の他の構成例を示す図である。
【図８】放電ランプ点灯装置の構成例を示す図である。
【図９】図７に示す比較器から構成される発振回路の動作を説明する図である。
【図１０】図７に示す放電ランプ点灯装置の発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートである。
【図１１】発振回路の出力信号に生ずる遅延を解消した放電ランプ点灯装置の構成例を示す図である。
【図１２】図１０の放電ランプ点灯装置の発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００４５】
１    発振回路
１ａ  コンパレータ
２    発振制御回路
３    波形整形回路
４    駆動回路
５    電力制御素子
６    昇圧トランス
７    出力制御回路
８    タイマ回路
８ａ  比較器
１０  インバータ回路
１１  比較器
２０  希ガス蛍光ランプ
３０  電源
４０  受光周期信号
５０  ランプ点灯制御信号
ＳＷ１，ＳＷ２  スイッチング素子
Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２  抵抗
Ｒ３  分圧抵抗
Ｒａ〜Ｒｇ  抵抗
ＦＦ１  ＲＳフリップフロップ
ＩＮＶ１  反転回路
Ｚｄ１，Ｚｄ２  定電圧ダイオード
【図１】
2008198417.tif 000003
【図２】
2008198417.tif 000004
【図３】
2008198417.tif 000005
【図４】
2008198417.tif 000006
【図５】
2008198417.tif 000007
【図６】
2008198417.tif 000008
【図７】
2008198417.tif 000009
【図８】
2008198417.tif 000010
【図９】
2008198417.tif 000011
【図１０】
2008198417.tif 000012
【図１１】
2008198417.tif 000013
【図１２】
2008198417.tif 000014