(57)【要約】【課題】低域通過フィルタを使用しつつ、２つの偶高調波ミクサ間のアイソレーションを確保して、良好な変調精度を実現した直交変調器を得る。【解決手段】ＬＯ（局部発振器）１と、ＬＯ信号を増幅する増幅器２と、ＬＯ信号から高周波成分を除去する低域通過フィルタ３と、低域通過フィルタ３の出力信号を分配する同相分配器４と、第１および第２の偶高調波ミクサ５、６と、Ｉチャネルベースバンド信号生成部７およびＱチャネルベースバンド信号生成部８と、９０°合成器９と、抵抗１０および１／４波長線路１１からなる直列回路とを備えている。直列回路は、低域通過フィルタ３の出力端子とグラウンド１２との間に挿入されている。【選択図】図１
2008259112.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
局部発振周波数の発振信号を出力する局部発振器と、
前記発振信号を増幅する増幅器と、
前記発振信号から高周波成分を除去するＴ型の低域通過フィルタと、
並設された第１および第２の偶高調波ミクサと、
前記低域通過フィルタの出力信号を分配して前記第１および第２の偶高調波ミクサに入力する同相分配器と、
前記第１の偶高調波ミクサにＩチャネルベースバンド信号を入力するＩチャネルベースバンド信号生成部と、
前記第２の偶高調波ミクサにＱチャネルベースバンド信号を入力するＱチャネルベースバンド信号生成部と、
前記第１および第２の偶高調波ミクサの各出力信号を合成する９０°合成器と、
抵抗と前記局部発振周波数の１／４波長線路とからなる直列回路とを備え、
前記直列回路は、前記低域通過フィルタの出力端子とグラウンドとの間に挿入されたことを特徴とする直交変調器。
【請求項２】
前記抵抗の抵抗値は、前記同相分配器の入力インピーダンスと同一の値に設定されたことを特徴とする請求項１に記載の直交変調器。
【請求項３】
局部発振周波数の発振信号を出力する局部発振器と、
前記発振信号を増幅する増幅器と、
前記発振信号から高周波成分を除去するＴ型の低域通過フィルタと、
並設された第１および第２の偶高調波ミクサと、
前記低域通過フィルタの出力信号を分配して前記第１および第２の偶高調波ミクサに入力する４５°分配器と、
前記第１の偶高調波ミクサにＩチャネルベースバンド信号を入力するＩチャネルベースバンド信号生成部と、
前記第２の偶高調波ミクサにＱチャネルベースバンド信号を入力するＱチャネルベースバンド信号生成部と、
前記第１および第２の偶高調波ミクサの各出力信号を合成する同相合成器と、
抵抗と前記局部発振周波数の１／４波長線路とからなる直列回路とを備え、
前記直列回路は、前記低域通過フィルタの出力端子とグラウンドとの間に挿入されたことを特徴とする直交変調器。
【請求項４】
前記抵抗の抵抗値は、前記４５°分配器の入力インピーダンスと同一の値に設定されたことを特徴とする請求項３に記載の直交変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、無線通信システムやレーダシステムの送受信装置などに用いられる直交変調器に関し、特に２つの偶高調波ミクサを備えた直交変調器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、通常の基本波ミクサに代えて偶高調波ミクサを用いて、局部発振器（以下、「ＬＯ」という）から出力されるＬＯ信号の周波数（ＬＯ周波数ｆＬＯ）を通常の１／２にする技術は、良く知られている。
この場合、偶高調波ミクサは、偶数次歪みの発生を抑制することから、ＬＯ信号の２倍の周波数成分（スプリアスとして問題となる）を低レベルにすることができるので、変調精度の向上に非常に有効であることも知られている。
【０００３】
また、上記効果を最大限に得るためには、ＬＯおよび増幅器で発生する２倍波（高周波成分）を偶高調波ミクサに入力しないことが重要であることから、偶高調波ミクサの入力側にＴ型の低域通過フィルタ（以下、単に「低域通過フィルタ」という）を挿入した直交変調器が提案されている（たとえば、特許文献１、特許文献２参照）。
【０００４】
図３は上記特許文献１、２に記載された従来の直交変調器の構成を示すブロック図である。
図３において、直交変調器は、ＬＯ信号（ＬＯ周波数の発振信号）を出力するＬＯ１と、ＬＯ信号を増幅する増幅器２と、増幅器２を介したＬＯ１の出力信号から高周波成分を除去する低域通過フィルタと、同相分配器４と、並設された第１および第２の偶高調波ミクサ５、６と、Ｉチャネルベースバンド信号生成部７と、Ｑチャネルベースバンド信号生成部８と、９０°合成器９とを備えている。
【０００５】
同相分配器４は、低域通過フィルタ３の出力信号を分配して、第１および第２の偶高調波ミクサ５、６に入力する。
Ｉチャネルベースバンド信号生成部７および、第１の偶高調波ミクサ５に対する入力信号（Ｉチャネルベースバンド信号）を生成し、Ｑチャネルベースバンド信号生成部８は、第２の偶高調波ミクサ６に対する入力信号（Ｑチャネルベースバンド信号）を生成する。
９０°合成器９は、第１および第２の偶高調波ミクサ５、６の出力信号を合成して外部に出力する。
【０００６】
図３に示した直交変調器において、良好な変調精度を得るためには、２つのミクサ（第１および第２の偶高調波ミクサ５、６）間のアイソレーションを確保することが重要となる。
しかしながら、無線周波数（以下、「ＲＦ周波数」という）における低域通過フィルタ３の出力インピーダンス（図３内の破線矢印参照）は、ほぼ無限大となるので、ＲＦ周波数信号は、ほぼ全反射となる（２点鎖線矢印Ｂ参照）。この結果、２つのミクサ間のアイソレーションは極端に劣化する。
【０００７】
【特許文献１】特開平８−２４２２６１号公報（効果、請求項１１、段落０１８２）
【特許文献２】特開２０００−２５２７５３号公報（図１６、図１９、図２７）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来の直交変調器では、第１および第２の偶高調波ミクサ５、６の入力側に低域通過フィルタ３を挿入しているので、ＲＦ周波数において、低域通過フィルタ３の出力インピーダンスはほぼ無限大となることから、ほぼ全反射となり、第１および第２の偶高調波ミクサ５、６の間にアイソレーション劣化が発生するという課題があった。
【０００９】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、偶高調波ミクサを用いた直交変調器において、低域通過フィルタを使用しつつ２つの偶高調波ミクサ間のアイソレーションを確保し、良好な変調精度を実現した直交変調器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明による直交変調器は、局部発振周波数の発振信号を出力する局部発振器と、発振信号を増幅する増幅器と、発振信号から高周波成分を除去するＴ型の低域通過フィルタと、並設された第１および第２の偶高調波ミクサと、低域通過フィルタの出力信号を分配して第１および第２の偶高調波ミクサに入力する同相分配器と、第１の偶高調波ミクサにＩチャネルベースバンド信号を入力するＩチャネルベースバンド信号生成部と、第２の偶高調波ミクサにＱチャネルベースバンド信号を入力するＱチャネルベースバンド信号生成部と、第１および第２の偶高調波ミクサの各出力信号を合成する９０°合成器と、抵抗と局部発振周波数の１／４波長線路とからなる直列回路とを備え、直列回路は、低域通過フィルタの出力端子とグラウンドとの間に挿入されたものである。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、低域通過フィルタを使用しつつ２つの偶高調波ミクサ間のアイソレーションを確保することにより、良好な変調精度を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係る直交変調器の構成を示すブロック図であり、前述（図３参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
図１において、抵抗１０と１／４波長線路（＠ＬＯ周波数ｆＬＯ）１１とは、直列回路を構成しており、低域通過フィルタ３の出力端子とグラウンド１２との間に挿入されている。１／４波長線路１１は、ＬＯ信号の周波数ｆＬＯに対して１／４波長を有する。
【００１３】
次に、図１に示したこの発明の実施の形態１による動作について説明する。
前述と同様に、ＲＦ周波数ｆＲＦにおいて、低域通過フィルタ３の出力インピーダンス（破線矢印Ａ参照）は、ほぼ無限大となる。
【００１４】
一方、１／４波長線路１１（破線矢印Ｃ参照）は、ＬＯ信号のＬＯ周波数ｆＬＯにおいては、インピーダンス変成器（ＳＨＯＲＴ⇔ＯＰＥＮ）として動作するものの、ＲＦ周波数ｆＲＦ（≒２×ｆＬＯ）においては、１／２波長線路となるので、前後のインピーダンスを保存する。
【００１５】
すなわち、抵抗１０および１／４波長線路１１からなる直列回路と、グラウンド１２とから構成されるシャント回路部分のインピーダンスは、ＬＯ周波数ｆＬＯにおいては無限大となり、ＲＦ周波数ｆＲＦにおいては抵抗１０の抵抗値となる。
したがって、抵抗１０の抵抗値を、同相分配器４の入力インピーダンスと同一の値に設定することにより、インピーダンスマッチングが可能となり、第１および第２の偶高調波ミクサ５、６の間のアイソレーションを確保することができる。
【００１６】
以上のように、この発明の実施の形態１に係る直交変調器は、ＬＯ周波数ｆＬＯのＬＯ信号を出力するＬＯ１と、ＬＯ信号を増幅する増幅器２と、ＬＯ信号から高周波成分を除去するＴ型の低域通過フィルタ３と、並設された第１および第２の偶高調波ミクサ５、６と、低域通過フィルタ３の出力信号を分配して第１および第２の偶高調波ミクサ５、６に入力する同相分配器４と、第１の偶高調波ミクサ５にＩチャネルベースバンド信号を入力するＩチャネルベースバンド信号生成部７と、第２の偶高調波ミクサ６にＱチャネルベースバンド信号を入力するＱチャネルベースバンド信号生成部８と、第１および第２の偶高調波ミクサ５、６の各出力信号を合成する９０°合成器９と、抵抗１０とＬＯ周波数ｆＬＯの１／４波長線路１１とからなる直列回路とを備えている。
【００１７】
直列回路は、低域通過フィルタ３の出力端子とグラウンド１２との間に挿入されており、これにより、抵抗１０と、１／４波長線路（＠ＬＯ周波数）１１と、グラウンド１２とからなるシャント回路が構成される。
したがって、ＲＦ周波数ｆＲＦにおける同相分配器４の前段（入力側）のインピーダンスマッチングが可能となり、２つのミクサ（第１および第２の偶高調波ミクサ５、６）の間のアイソレーションを確保することができ、良好な変調精度を得ることができる。
【００１８】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、同相分配器４および９０°合成器９を用いた直交変調器の場合を例にとって説明したが、図２のように、４５°分配器１３および同相合成器１４を用いた直交変調器の場合でも同等の作用効果を奏することは言うまでもない。
【００１９】
図２はこの発明の実施の形態２に係る直交変調器の構成を示すブロック図であり、前述（図１参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
図２においては、前述の同相分配器４に代えて、４５°分配器１３が設けられ、前述の９０°合成器９に代えて、同相合成器１４が設けられている。
【００２０】
次に、図２に示したこの発明の実施の形態２による動作について説明する。
前述と同様に、ＲＦ周波数において、低域通過フィルタ３の出力インピーダンス（破線矢印Ａ参照）は、ほぼ無限大となる。
一方、１／４波長線路１１（破線矢印Ｃ参照）は、ＬＯ周波数ｆＬＯにおいてはインピーダンス変成器（ＳＨＯＲＴ⇔ＯＰＥＮ）として動作し、ＲＦ周波数ｆＲＦ（≒２×ｆＬＯ）においては１／２波長線路となるので、前後のインピーダンスを保存する。
【００２１】
すなわち、抵抗１０Ａおよび１／４波長線路１１からなる直列回路と、グラウンド１２とから構成されるシャント回路部分のインピーダンスは、ＬＯ周波数においては無限大、ＲＦ周波数においては抵抗１０Ａの抵抗値となる。
したがって、抵抗１０Ａの抵抗値を、４５°分配器１３の入力インピーダンスと同一の値に設定することにより、インピーダンスマッチングが可能となり、２つのミクサ（第１および第２の偶高周波ミクサ５、６）の間のアイソレーションを確保することができる。
【００２２】
以上のように、この発明の実施の形態２に係る直交変調器は、ＬＯ１と、増幅器２と、低域通過フィルタ３と、第１および第２の偶高調波ミクサ５、６と、低域通過フィルタ３の出力信号を分配して第１および第２の偶高調波ミクサ５、６に入力する４５°分配器１３と、Ｉチャネルベースバンド信号生成部７と、Ｑチャネルベースバンド信号生成部８と、第１および第２の偶高調波ミクサ５、６の各出力信号を合成する同相合成器１４と、抵抗１０ＡとＬＯ周波数ｆＬＯの１／４波長線路１１とからなる直列回路とを備えている。
【００２３】
直列回路は、低域通過フィルタ３の出力端子とグラウンド１２との間に挿入されており、これにより、抵抗１０Ａと、１／４波長線路（＠ＬＯ周波数）１１と、グラウンド１２とからなるシャント回路が構成される。
したがって、ＲＦ周波数ｆＲＦにおける４５°分配器１３の前段（入力側）のインピーダンスマッチングが可能となり、２つのミクサ（第１および第２の偶高調波ミクサ５、６）の間のアイソレーションを確保することができ、良好な変調精度を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】この発明の実施の形態１に係る直交変調器の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態２に係る直交変調器の構成を示すブロック図である。
【図３】従来の直交変調器の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２５】
１  ＬＯ（局部発振器）、２  増幅器、３  低域通過フィルタ（Ｔ型の低域通過フィルタ）、４  同相分配器、５  第１の偶高調波ミクサ、６  第２の偶高調波ミクサ、７  Ｉチャネルベースバンド信号生成部、８  Ｑチャネルベースバンド信号生成部、９  ９０°合成器、１０、１０Ａ  抵抗、１１  １／４波長線路（＠ＬＯ周波数）、１２  グラウンド、１３  ４５°分配器、１４  同相合成器。
【図１】
2008259112.tif 000003
【図２】
2008259112.tif 000004
【図３】
2008259112.tif 000005