(57)【要約】【課題】  トランスと三端子レギュレータは用いず、ＭＯＳＦＥＴを用いてアイドリング電流がゼロの直流出力電源の開発。【解決手段】  図１のように交流電源ＡＣとダイオードＤとＭＯＳＦＥＴＱとコンデンサＣ１を直列接続した回路の、Ｃ１とＡＣの接続点を０点とする。０点とＭＯＳＦＥＴＱのゲート間に電圧Ｂを印加すれば、「Ｃ１の電圧≒Ｂの電圧−Ｑのしきい値電圧」になり、Ｃ１の両端が直流出力電源になる。この回路は、トランスの励磁電流と三端子レギュレータの回路電流のアイドリング電流≒ゼロであり、負荷回路ＲＬに電流が流れれば入力から電流は流入するが、ＲＬの電流がゼロなら入力からの電流はゼロである。【選択図】図１
2008027407.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
次のＡ群から選択された１つの電源回路のコンデンサの両端を直流出力電源端子とする、電源。
Ａ群
ａ．交流電源に整流回路を接続し、整流回路の出力正端子をＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインに接続し、前記ＭＯＳＦＥＴのソースとコンデンサを接続し、前記コンデンサの別の端子と前記整流回路の出力負端子を接続した回路の接続点と前記ＭＯＳＦＥＴのゲート間に、ゲート側を正にした電圧を印加した、電源回路。
ｂ．交流電源に整流回路を接続し、整流回路の出力負端子をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレインに接続し、前記ＭＯＳＦＥＴのソースとコンデンサを接続し、前記コンデンサの別の端子と前記整流回路の出力正端子を接続した回路の接続点と前記ＭＯＳＦＥＴのゲート間に、ゲート側を負にした電圧を印加した、電源回路。
ｃ．交流電源に整流回路を接続し、整流回路の出力正端子をＮチャンネルＩＧＢＴのコレクタに接続し、前記ＩＧＢＴのエミッタとコンデンサを接続し、前記コンデンサの別の端子と前記整流回路の出力負端子を接続した回路の接続点と前記ＩＧＢＴのゲート間に、ゲート側を正にした電圧を印加した、電源回路。
ｄ．交流電源に整流回路を接続し、整流回路の出力負端子をＰチャンネルＩＧＢＴのコレクタに接続し、前記ＩＧＢＴのエミッタとコンデンサを接続し、前記コンデンサの別の端子と前記整流回路の出力正端子を接続した回路の接続点と前記ＩＧＢＴのゲート間に、ゲート側を負にした電圧を印加した、電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを利用した直流出力電源に関する。
実施例は全てＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであるが、簡単な回路変更でＰチャンネルＭＯＳＦＥＴまたはＮチャンネルＩＧＢＴやＰチャンネルＩＧＢＴも使用可能である。
明細書で使用する混同しやすい下記用語を、念のため最初に記す。
▲１▼入力電源：交流電源。
▲２▼電源回路：▲１▼の交流電源を入力とし、▲３▼の直流を出力する電源回路。図１の回路では、ＭＯＳＦＥＴＱ、コンデンサＣ１、電池Ｂ、抵抗器Ｒ１の部分である。
▲３▼直流出力電源：▲２▼の電源回路で使用するコンデンサＣ１の両端が、直流出力電源である。
▲４▼出力電圧：▲３▼の直流出力電源の電圧が出力電圧。
▲５▼負荷回路電流：▲３▼の直流出力電源から負荷回路に流れ出る電流。
【背景技術】
【０００２】  最近の大型の電源回路はスイッチング・レギュレータ電源回路を用いることが多いが、一般的な電子回路に用いる直流２０Ｖ以下で平均電流が数十ｍＡ以下の小型の電源回路は図４のようにトランスで降圧した交流を整流平滑して、三端子レギュレータ等で出力電圧を制御した電圧を使用することが多い。この回路では、負荷回路電流の有無に無関係にトランスでは励磁電流と称するアイドリング電流（出力電圧を発生させるために流しておく電流で、出力電流の有無に無関係に流れている電流）および三端子レギュレータでは回路電流（バイアス電流とも言われる）と称するアイドリング電流が流れて電力を消費する。例えば、直流電源の電圧が１５Ｖで回路電流が１０ｍＡであれば、回路電流による電力のみでも１５０ｍＷの電力になる。実際の商品では、トランスの励磁電流と三端子レギュレータの回路電流等による待機電力は数Ｗの商品が多い。即ち、従来回路では負荷回路電流がゼロであっても電源をオフにしなければ前記電力を消費している。また、トランスは比較的大型で高価な部品であり、できたらトランスを使用しないで回路設計ができることが望ましい。
【非特許文献１】雑誌「トランジスタ技術」ＣＱ出版株式会社、２０００年５月号、Ｐ．１６８〜１６９、図６。
【非特許文献２】雑誌「電子技術」日刊工業新聞社、２００１年４月号、Ｐ．３４、図４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】  従来回路では図４のように交流電源ＡＣをトランスＴＲに接続し、ＴＲの２次電圧をダイオードブリッジＤＢで全波整流し、三端子レギュレータで電圧制御した電圧を負荷回路ＲＬに印加する。なお、通常は三端子レギュレータの前後には、それぞれコンデンサＣ４とＣ５が接続される。この回路では段落「０００２」にて説明のように、例え負荷回路電流がゼロであってもトランスＴＲの励磁電流と三端子レギュレータの回路電流により電力が発生すると言う問題とトランス自体が大型で高価であるという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００４】  交流電源に、ダイオードと抵抗器とＭＯＳＦＥＴとコンデンサを直列接続する。ダイオードのアノードは交流電源側で、ＭＯＳＦＥＴのドレインは抵抗器側で、ＭＯＳＦＥＴのソースはコンデンサ側である。この回路で、コンデンサと交流電源の接続点を０点として、ＭＯＳＦＥＴのゲートと０点間に直流電圧を印加すれば、コンデンサの両端子が直流出力電源になる。この電源はアイドリング電流≒ゼロなので、アイドリング時の入力電力は漏れ電流によるマイクロワット（μＷ）オーダーである。
【発明の効果】
【０００５】  本提案電源は小電力の電源や間欠通電回路の電源に適している。
特に、防犯／防災機器等の電源回路には最適な電源になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】  以下、本発明の実施の形態を図１〜図３に基づいて説明する。
【実施例１】
【０００７】  図１は本発明の請求項１にかかわる実施例で交流電源を半波整流している。まず、図１を説明する。交流電源ＡＣの黒点側にダイオードＤのアノードを接続し、Ｄのカソードに抵抗器Ｒ１を接続し、Ｒ１の別の端子にＭＯＳＦＥＴＱのドレインを接続し、ＱのソースにコンデンサＣ１の黒点側を接続し、Ｃ１の非黒点側は交流電源ＡＣの非黒点側に接続するが、この接続点を０点とする。半波整流電圧を平滑するため、０点とダイオードＤのカソード間にはコンデンサＣ２を接続する（コンデンサＣ２は必ずしも接続の必要はない）。また、０点とＭＯＳＦＥＴＱのゲート間にはゲート側を正にして電池Ｂを接続する。負荷回路ＲＬをコンデンサＣ１の両端に接続する。
次に図２を説明する。図２はＭＯＳＦＥＴである２ＳＫ３１０９の伝達特性の低電流部分でゲートソース間電圧Ｖｇｓとドレイン電流Ｉｄの関係である。交流電源ＡＣはドレイン電流を充分に流せる電圧であるとする。図２のグラフではドレイン電流Ｉｄ＝１ｍＡのときのゲートソース間電圧Ｖｇｓは３．７Ｖである。例えば、図１の点線部分である電源回路で電池Ｂの電圧が９．５Ｖで負荷回路電流が１ｍＡであれば図２のグラフにより、コンデンサＣ１の電圧＝９．５Ｖ−３．７Ｖ＝５．８Ｖでなければならない（図２のドレイン電流＝１ｍＡの横軸を参照）。同じ方法でまとめると、ドレイン電流Ｉｄ＝０．０１〜０．１〜１〜１０ｍＡであれば、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝３．４〜３．５〜３．７〜４．０Ｖとなり、コンデンサＣ１の電圧＝６．１〜６．０〜５．８〜５．５Ｖになる。ドレイン電流Ｉｄ＝０．０１ｍＡ以下時のコンデンサＣ１の電圧はグラフより６．１Ｖと推定される。この関係を一般式にすれば、「Ｃ１の電圧≒Ｂの電圧−Ｑのしきい値電圧」になる（しきい値電圧とは、ドレイン電流が１ｍＡのときのゲートソース間電圧）。このことを図１の点線部分に適用して動作を考えてみる。電池Ｂの電圧が９．５Ｖとして負荷回路ＲＬに電流が流れないとする。この回路がオンされた時はコンデンサＣ１の電圧はゼロであり、ＭＯＳＦＥＴＱはゲートソース間電圧Ｖｇｓ≒９．５Ｖになるので図２のグラフに基づくドレイン電流ＩｄでＣ１を充電し、Ｃ１の電圧が漸増する（図２はドレイン電流Ｉｄが低電流部分のみなのでゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝９．５Ｖ部分のグラフは記載ないが、別の資料よりＶｇｓ＝９．５ＶではＩｄ≒１５Ａであり、実際は抵抗器Ｒ１で抑制された電流が流れる）。コンデンサＣ１への充電電流によりＣ１の電圧が漸増すればＭＯＳＦＥＴＱのゲートソース間電圧Ｖｇｓは漸減しドレイン電流Ｉｄも漸減するが、Ｃ１の電圧≒６．１ＶになればＣ１は完全に充電が完了するので、ドレイン電流Ｉｄ≒ゼロ、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ≒３．４Ｖ、コンデンサＣ１の電圧≒６．１Ｖになる。次に負荷回路ＲＬにＩｍＡの電流が安定的に流れれば前記のように、ドレイン電流Ｉｄ≒１ｍＡ、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ≒３．７Ｖ、コンデンサＣ１の電圧≒５．８Ｖになる。同じように負荷回路ＲＬに０．１ｍＡの電流が安定的に流れれば、ドレイン電流Ｉｄ≒０．１ｍＡ、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ≒３．５Ｖ、コンデンサＣ１の電圧≒６．０Ｖになる。
以上のように本提案回路は下記のような特徴を有する。
●アイドリング電流≒ゼロの回路である。
●出力電圧≒Ｂの電圧−Ｑのしきい値電圧。出力電圧はＢの電圧で可変できる。
●負荷何路ＲＬに電流が流れれば入力電源よりＲＬに電流が流れる。
●負荷回路電流の変動によるコンデンサＣ１の電圧変動はわずかである。
●電池Ｂの電流はゼロなので自然消耗と同じ程度の寿命になる。電池Ｂに代えて、「ツェナーダイオード＋抵抗器」でも良い。その時の抵抗器は数百ＭΩの高抵抗でも動作する。
【非特許文献３】雑誌「電子技術」日刊工業新聞社、２００３年１０月号、Ｐ．８２、図５
【０００８】  次に図１の動作を説明する。安定動作状態で交流電源ＡＣの黒点側が正であれば電流は、交流電源ＡＣ−ダイオードＤ）−抵抗器Ｒ１−ＭＯＳＦＥＴＱ−コンデンサＣ１−交流電源ＡＣと流れて「０００７」記載のように、「Ｃ１の電圧≒Ｂの電圧−Ｑのしきい値電圧」になり、Ｃ１の電圧が直流出力電源として負荷回路ＲＬに印加される。この時負荷回路電流がゼロであれば入力電流≒ゼロなので、入力電力≒ゼロである。交流電源ＡＣの黒点側が正で負荷回路電流が流れる時は、交流電源ＡＣ−ダイオードＤ−抵抗器Ｒ１−ＭＯＳＦＥＴＱ−負荷回路ＲＬ−交流電源ＡＣと流れる。交流電源ＡＣの非黒点側が正のときはダイオードＤがあるので交流電源ＡＣから負荷回路ＲＬに電流は流れないが、コンデンサＣ１−負荷回路ＲＬ−コンデンサＣ１と、電流は流れる。即ちこの回路では、トランスを使用せずに簡単な回路で、小型、軽量、安価、損失の小さい、直流出力電源になる。
【実施例２】
【０００９】  図３は本発明の請求項１にかかわる実施例で交流電源を全波整流している。この回路は、交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢの交流端子に接続する。ダイオードブリッジＤＢの出力正端子に抵抗器Ｒ１を接続し、Ｒ１の別の端子をＭＯＳＦＥＴＱのドレインに接続し、ＱのソースにコンデンサＣ１を接続し、Ｃ１の別の端子は０点であるＤＢの出力負端子に接続する。０点には別にコンデンサＣ３とツェナーダイオードＺＤのアノードを接続し、Ｃ３の別の端子とＺＤのカソードとＭＯＳＦＥＴＱのゲートと抵抗器Ｒ２を接続し、Ｒ２の別の端子はダイオードブリッジＤＢの出力正端子に接続する。負荷回路ＲＬはコンデンサＣ１の両端子に接続する。
この回路の動作を説明する。抵抗器Ｒ２とツェナーダイオードＺＤの直列回路で発生する電圧はコンデンサＣ３で直流電圧になり、図１の回路と同じように０点とＭＯＳＦＥＴＱのゲート間には直流電圧が印加される。他の動作は、実施例１の半波整流回路が全波整流回路になった違いのみなので、詳細の動作説明は割愛する。即ちこの回路も、トランスを使用せずに簡単な回路で、小型、軽量、安価、損失の小さい、直流出力電源になる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】  本発明の第１の実施例で、交流電源を半波整流した回路の例である。
【図２】  ＭＯＳＦＥＴの、低電流部分の伝達特性のグラフである。
【図３】  本発明の第２の実施例で、交流電源を全波整流した回路の例である。
【図４】  従来の回路で、トランスと三端子レギュレータを使用した例である。
【符号の説明】
【００１１】      ＡＣ            交流電源
ＲＬ            負荷回路
Ｑ              ＭＯＳＦＥＴ
Ｄ              ダイオード
ＤＢ            ダイオードブリッジ
ＺＤ            ツェナーダイオード
Ｒ１〜Ｒ２      抵抗器
Ｃ１〜Ｃ５      コンデンサ
ＴＲ            トランス
【図１】
2008027407.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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