(57)【要約】【課題】メインスイッチと同期整流スイッチとを備えた同期整流型の直流−直流電力変換装置において、起動時に出力側に電荷が残っていた場合に入力側に電流が逆流してしまうことを防止する。【解決手段】起動指示に応じ、メインスイッチＳ１の方が必ず先にオンするように制御する。従来では同期整流スイッチＳ２の方が先にオンされていたので、出力側に電荷が残っていた場合にはチョークコイルＬｏに逆起電力が生じ、その状態からメインスイッチＳ１がオンとなるとメインスイッチＳ１を介して電流が入力側に逆流してしまう可能性があったが、メインスイッチＳ１から先にオンするようにしたことで、チョークコイルＬｏに対し先ずは入力側から電流を流すことができるようになり、起動時の電流の逆流を防止することができる。【選択図】図１
2008017580.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を入力してスイッチングする第１のスイッチング素子と、
上記第１のスイッチング素子のスイッチング電流を充電するようにされた平滑コンデンサと、
上記第１のスイッチング素子のスイッチング電流が供給されるインダクタンス素子と、
自らがオンとされることで、上記スイッチング電流に基づき上記インダクタンス素子に蓄積されたエネルギーに基づく電流が上記平滑コンデンサに対して充電されるように挿入された第２のスイッチング素子と、
上記第１のスイッチング素子と上記第２のスイッチング素子とが交互にオン／オフするように制御すると共に、上記平滑コンデンサに得られる直流電圧を検出入力してそのレベルが所定レベルで一定となるように上記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
起動指示に応じ、上記第１のスイッチング素子が先にオンするように制御を行うオン開始スイッチ制御手段と、
を備えることを特徴とする直流−直流電力変換装置。
【請求項２】
上記オン開始スイッチ制御手段は、
上記起動指示後において上記第１のスイッチング素子のオン動作を開始させるべき状態となるまでの間、上記第２のスイッチング素子をオンとするための駆動信号が供給されないように制御するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載の直流−直流電力変換装置。
【請求項３】
上記スイッチング制御手段は、
上記起動指示に応じて定電流源からの電流が充電されるソフトスタート用コンデンサと、
上記平滑コンデンサに得られる直流電圧を上記検出入力として入力すると共に、上記ソフトスタート用コンデンサの両端電圧と、基準電圧源からの基準電圧とを入力して、それらのうちレベルの低い方の入力と上記検出入力との誤差を増幅して出力する比較演算部と、
上記比較演算部の出力とオッシレータから出力される三角波信号とを入力してそれらを比較した結果に基づく論理値を出力するＰＷＭコンパレータと、
上記ＰＷＭコンパレータの出力論理値の一方の値に応じて上記第１のスイッチング素子をオンとさせる第１のドライバと、
上記ＰＷＭコンパレータの出力論理値の他方の値に応じて上記第２のスイッチング素子をオンとさせる第２のドライバとを備え、
上記オン開始スイッチ制御手段は、
上記第２のドライバに対する動作電源をオン／オフする動作電源スイッチを備えると共に、
上記起動指示後において、上記ＰＷＭコンパレータの出力論理値が上記第２のスイッチング素子をオンとする値であることに応じては上記動作電源スイッチがオフとなるように制御し、上記ＰＷＭコンパレータの出力論理値が上記第１のスイッチング素子をオンとする値となったことに応じ、上記動作電源スイッチが継続的にオン状態となるように制御するように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載の直流−直流電力変換装置。
【請求項４】
直流電圧を入力してスイッチングする第１のスイッチング素子と、
上記第１のスイッチング素子のスイッチング電流を充電するようにされた平滑コンデンサと、
上記第１のスイッチング素子のスイッチング電流が供給されるインダクタンス素子と、  自らがオンとされることで、上記スイッチング電流に基づき上記インダクタンス素子に蓄積されたエネルギーに基づく電流が上記平滑コンデンサに対して充電されるように挿入された第２のスイッチング素子と、
上記第１のスイッチング素子と上記第２のスイッチング素子とが交互にオン／オフするように制御すると共に、上記平滑コンデンサに得られる直流電圧を検出入力してそのレベルが所定レベルで一定となるように上記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備えて構成される直流−直流電力変換装置に設けられるオン開始スイッチ制御回路であって、
上記直流−直流電力変換装置に対する起動指示に応じ、上記第１のスイッチング素子が先にオンするように制御を行うように構成されている、
ことを特徴とするオン開始スイッチ制御回路。
【請求項５】
直流電圧を入力してスイッチングする第１のスイッチング素子と、
上記第１のスイッチング素子のスイッチング電流を充電するようにされた平滑コンデンサと、
上記第１のスイッチング素子のスイッチング電流が供給されるインダクタンス素子と、  自らがオンとされることで、上記スイッチング電流に基づき上記インダクタンス素子に蓄積されたエネルギーに基づく電流が上記平滑コンデンサに対して充電されるように挿入された第２のスイッチング素子と、
上記第１のスイッチング素子と上記第２のスイッチング素子とが交互にオン／オフするように制御すると共に、上記平滑コンデンサに得られる直流電圧を検出入力してそのレベルが所定レベルで一定となるように上記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備えて構成される直流−直流電力変換装置におけるオン開始スイッチ制御方法であって、
上記直流−直流電力変換装置に対する起動指示に応じ、上記第１のスイッチング素子が先にオンするように制御することを特徴とするオン開始スイッチ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、いわゆる同期整流型の直流−直流電力変換装置、及びこのような直流−直流電力変換装置に備えられてオンを開始すべきスイッチング素子を制御するためのオン開始スイッチ制御回路とその方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、直流入力電圧を所定レベルに安定化して出力するためのDC-DCコンバータとして、同期整流型のDC-DCコンバータが知られている。
図８は、このような同期整流型のDC-DCコンバータの構成を示している。
図示するように、このDC-DCコンバータでは、直流電圧源Ｖinに対し、入力側平滑コンデンサＣiが並列の関係により接続される。そして、この入力側平滑コンデンサＣｉの両端に得られる直流電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子として、例えばＭＯＳ−ＦＥＴなどとされるメインスイッチＳ１が設けられる。
【０００３】
メインスイッチＳ１のスイッチング電流は、図示するチョークコイルＬｏを介して出力側平滑コンデンサＣｏに充電されるようになっている。この出力側平滑コンデンサＣｏに生成される直流電圧が、DC-DCコンバータの出力電圧となり、この出力電圧が図示するようにして当該出力側平滑コンデンサＣｏと並列の関係により接続された負荷１０に供給されるようになっている。
【０００４】
また、同期整流型のDC-DCコンバータでは、メインスイッチＳ１と共に、図示する同期整流スイッチＳ２が設けられる。この同期整流スイッチＳ２としても例えばＭＯＳ−ＦＥＴを用いるようにされる。同期整流スイッチＳ２は、メインスイッチＳ１がオフとなった期間に自らがオンとされたときに、上記チョークコイルＬｏに蓄積されたエネルギーに基づく電流が［チョークコイルＬｏ→出力側平滑コンデンサＣｏ→同期整流スイッチＳ２］の経路で流れるようにして挿入されている。
【０００５】
さらに、DC-DCコンバータには、制御回路５０が設けられる。この制御回路５０は、メインスイッチＳ１と同期整流スイッチＳ２とが交互にオン／オフするように制御すると共に、出力側平滑コンデンサＣｏにより生成される出力電圧を検出入力し、そのレベルが内部の基準電圧レベルで一定となるようにメインスイッチＳ１、同期整流スイッチＳ２のスイッチング動作を制御するようにされる。
【０００６】
図９は、図８に示すDC-DCコンバータにおける電流の流れを示している。
図９（ａ）はメインスイッチＳ１がオンとされるときの電流の流れを示し、図９（ｂ）では同期整流スイッチＳ２がオンとされるときの電流の流れを示している。
図９（ａ）において、メインスイッチＳ１がオンとされるときは、図中の破線矢印により示すようにして、直流電圧源Ｖin及び入力側平滑コンデンサＣｉからの電流が、メインスイッチＳ１、チョークコイルＬｏを介して出力側平滑コンデンサＣｏ及び負荷１０に流れる。また、負荷１０及び出力側平滑コンデンサＣｏからの電流は、入力側平滑コンデンサＣｉと直流電圧源Ｖin側に帰還するようにして流れる。
【０００７】
また、一方の同期整流スイッチＳ２がオンとなる期間には、同じく破線矢印により示すようにチョークコイルＬｏ→出力側平滑コンデンサＣｏ→同期整流スイッチＳ２の循環経路により電流が流れる。また、この循環経路から分岐するようにして、負荷１０に対しても電流が流れ、また負荷１０からの電流は上記循環経路に帰還するようにして流れる。
【０００８】
上記による電流経路からも理解されるように、図８に示したDC-DCコンバータでは、メインスイッチＳ１がオンとされる期間には、入力側から当該メインスイッチＳ１を介して流れる電流がチョークコイルＬｏを介して出力側平滑コンデンサＣｏに充電される。また、メインスイッチＳ１がオフとなって他方の同期整流スイッチＳ２がオンとなる期間には、チョークコイルＬｏに蓄積されたエネルギーを放出させるようにして出力側平滑コンデンサＣｏに対する充電が行われることになる。
これによって出力側平滑コンデンサＣｏに対しては連続的に充電を行うことができ、出力電圧のリップルの低減が図られている。
【０００９】
ここで、このようなリップル抑制のための構成として、従来では同期整流スイッチＳ２のようなスイッチ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）を用いるのではなく、ダイオード素子を用いるものとしていた。つまり、このようなダイオード素子の挿入により、メインスイッチＳ１のオフ時に自動的に当該ダイオード素子が導通してチョークコイルＬｏの蓄積成分を放出させるように構成されていたものである。
しかしながらこのような構成によると、ダイオード素子の導通損失が比較的大きくなることが問題であった。そこで、図８に示したようにダイオード素子の代わりにスイッチを設け、これを制御回路５０によりメインスイッチＳ１と交互にオン／オフさせるように構成したことで、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ等の比較的導通損失の低い素子を選定することができるようにしている。すなわち、これによってより低損失なDC-DCコンバータが実現されているものである。
【００１０】
なお、関連する従来技術については以下の特許文献を挙げることができる。
【特許文献１】特開２００５−３０４２７９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、図８に示した従来の同期整流型のDC-DCコンバータは、起動時において入力側に電流が逆流してしまう可能性があるという問題点を有していた。
具体的には、一旦DC-DCコンバータをオフとして、出力側平滑コンデンサＣｏに電荷が残っている状態で再び起動するときに、このような電流の逆流が生じてしまう可能性があった。
【００１２】
ここで、例えばこのように出力側平滑コンデンサＣｏに電荷が残っている状態から起動する場合として、仮に、メインスイッチＳ１から先にオンしたとする。その場合は、電流の流れは先の図９（ａ）に示したようになるので、出力側平滑コンデンサＣｏの電荷が入力側に逆流する虞はない。
【００１３】
但し、仮に同期整流スイッチＳ２側から先にオンした場合には、次の図１０（ａ）に示されるように、出力側平滑コンデンサＣｏに残っていた電荷に基づいてチョークコイルＬｏ→同期整流スイッチＳ２→出力側平滑コンデンサＣｏの順で電流が流れることになり、この電流の流れに伴ってチョークコイルＬｏに逆起電力が生じることになる。
そして、同期整流スイッチＳ２がオフとなった後は、メインスイッチＳ１がオンするようにされることになるが、このとき、チョークコイルＬｏに生じた逆起電力の電圧レベルが、直流電圧源Ｖinに生じる電圧レベルよりも高くなっていると、次の図１０（ｂ）に示すようにして電流が入力側に逆流してしまうことになる。
なお、このとき、メインスイッチＳ１としてはＭＯＳ−ＦＥＴが用いられる場合があるが、このようにＭＯＳ−ＦＥＴが用いられる場合にはボディダイオードが並列に挿入されることになり、その場合はメインスイッチＳ１のターンオンのタイミングを待たずとも、チョークコイルＬｏの逆起電力の電圧レベルが直流入力電圧Ｖinのレベルを超えた時点で、当該ボディダイオードを介して入力側に電流が逆流してしまうものとなる。
【００１４】
このような入力側への電流の逆流によっては、入力側平滑コンデンサＣiの素子破壊や、直流電圧源Ｖinへの悪影響を与える虞がある。また、特に直流電圧源ＶinがAC-DCコンバータとされ、このAC-DCコンバータが他のDC-DCコンバータの直流電圧源としても用いられている場合には、そのような他のDC-DCコンバータに対しても悪影響を与えてしまう虞がある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、直流−直流電力変換装置として以下のように構成することとした。
つまり、直流電圧を入力してスイッチングする第１のスイッチング素子を備える。
また、上記第１のスイッチング素子のスイッチング電流を充電するようにされた平滑コンデンサを備える。
また、上記第１のスイッチング素子のスイッチング電流が供給されるインダクタンス素子を備える。
また、自らがオンとされることで、上記スイッチング電流に基づき上記インダクタンス素子に蓄積されたエネルギーに基づく電流が上記平滑コンデンサに対して充電されるように挿入された第２のスイッチング素子を備える。
また、上記第１のスイッチング素子と上記第２のスイッチング素子とが交互にオン／オフするように制御すると共に、上記平滑コンデンサに得られる直流電圧を検出入力してそのレベルが所定レベルで一定となるように上記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段を備える。
そして、起動指示に応じ、上記第１のスイッチング素子が先にオンするように制御を行うオン開始スイッチ制御手段を備えるようにしたものである。
【００１６】
上記構成によれば、第１のスイッチング素子が直流電圧をスイッチングして得られるスイッチング電流を平滑コンデンサに充電すると共に、上記第１のスイッチング素子がオフとされる期間には、上記スイッチング電流が供給されるインダクタンス素子に蓄積されたエネルギーに基づく電流が、第２のスイッチング素子がオンとされることによって上記平滑コンデンサに充電されることになる。このような動作を行う直流−直流電力変換装置のことを、同期整流型の直流−直流電力変換装置と呼ぶ。
そして、上記本発明によれば、このような同期整流型の直流−直流電力変換装置において、起動時にはメインスイッチとなる第１のスイッチング素子から先にオンされることになる。
【発明の効果】
【００１７】
このようにして本発明によれば、同期整流型の直流−直流電力変換装置において、起動時にはメインスイッチ（第１のスイッチング素子）から先にオンさせるようにすることができる。つまり、これによって他方の同期整流スイッチ（第２のスイッチング素子）が先にオンされてしまうことを防止でき、この結果、従来では生じる可能性のあった入力側への電流の逆流を効果的に防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、発明を実施するための最良の形態（以下実施の形態とする）について説明していく。
図１は、実施の形態の直流−直流電力変換装置としての、DC-DCコンバータの構成を示す回路図である。
先ず、図示する直流電圧源Ｖinは、本実施の形態のDC-DCコンバータが直流電圧を入力するための電圧源であり、例えば商用交流電源ＡＣを直流電圧に変換して出力するAC-DCコンバータなどの電源回路や、或いは電池などとされる。実施の形態のDC-DCコンバータは、このような直流電圧源Ｖinからの直流電圧を所定レベルで安定化して出力するように構成されている。
【００１９】
実施の形態のDC-DCコンバータの構成としては、先ず上記直流電圧源Ｖinに対して、入力側平滑コンデンサＣiが並列の関係により接続される。そして、この入力側平滑コンデンサＣｉの両端に得られる直流電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子として、図示するメインスイッチＳ１が設けられる。このメインスイッチＳ１としては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。
【００２０】
メインスイッチＳ１のスイッチング電流は、図示するチョークコイルＬｏを介して出力側平滑コンデンサＣｏに充電されるようになっている。この出力側平滑コンデンサＣｏに生成される直流電圧が、DC-DCコンバータの出力電圧となり、この出力電圧が当該出力側平滑コンデンサＣｏと並列の関係により接続された負荷１０に供給されるようになっている。
【００２１】
また、実施の形態のDC-DCコンバータでは、上記メインスイッチＳ１と共に、図示するようにして同期整流スイッチＳ２が設けられる。この同期整流型スイッチＳ２としても例えばＭＯＳ−ＦＥＴを選定している。同期整流スイッチＳ２は、メインスイッチＳ１がオフとなった期間に自らがオンとされたときに、上記チョークコイルＬｏに蓄積されたエネルギーに基づく電流が［チョークコイルＬｏ→出力側平滑コンデンサＣｏ→同期整流スイッチＳ２］の経路で流れるようにして挿入されている。
【００２２】
制御回路２は、メインスイッチＳ１と同期整流スイッチＳ２のスイッチング動作を制御するために設けられる。
この制御回路２は、メインスイッチＳ１と同期整流スイッチＳ２とが交互にオン／オフするように制御すると共に、出力側平滑コンデンサＣｏにより生成される出力電圧を検出入力し、そのレベルが内部の基準電圧レベルで一定となるようにメインスイッチＳ１、同期整流スイッチＳ２のスイッチング動作を制御するように構成される。
【００２３】
ここで、ここまでで説明したDC-DCコンバータの構成によれば、メインスイッチＳ１がオンとなるように制御される期間には、入力側（直流電圧源Ｖin、入力側平滑コンデンサＣi）からの電流が当該メインスイッチＳ１を介して流れ、さらにこのようにしてメインスイッチＳ１を流れた電流がチョークコイルＬｏを介して出力側平滑コンデンサＣｏに充電されることになる。また、他方の同期整流スイッチＳ２がオンとなるように制御される期間には、上記のようにしてチョークコイルＬｏに蓄積されたエネルギーを放出させるようにして出力側平滑コンデンサＣｏに対する充電が行われることになる。
これによって出力側平滑コンデンサＣｏに対しては連続的に充電を行うことができ、出力電圧のリップルの低減が図られている。
【００２４】
そして、実施の形態のDC-DCコンバータにおいては、上記制御回路２のスイッチング制御動作を制御するための構成として、さらにＯＮ開始スイッチ制御部２ａが設けられる。
このＯＮ開始スイッチ制御部２ａは、当該DC-DCコンバータの起動／停止を指示するためのＯＮ／ＯＦＦ信号のレベルが、起動を指示するＯＮレベルとなったときに、メインスイッチＳ１の方が先にオンするように制御回路２に対する制御を行う。
【００２５】
このようなＯＮ開始スイッチ制御部２ａが設けられることで、起動時において同期整流スイッチＳ２から先にオンされてしまうことが防止され、これによって従来生じる可能性のあった入力側への電流の逆流を効果的に防止することができる。つまり、上記のようにしてメインスイッチＳ１の方が先にオンするようにされることで、起動時においては先の図９に示したようにして先ずは入力側からの電流が当該メインスイッチＳ１を介して流れることになるので、入力側への電流の逆流が生じ得ないものとなるものである。
【００２６】
このようして、入力側への電流の逆流が防止されることで、入力側平滑コンデンサＣiが破壊されてしまうことや、直流電圧源ＶinとしてAC-DCコンバータが採用される場合の当該AC-DCコンバータへの悪影響、及び当該AC-DCコンバータの後段に接続される他のコンバータへの悪影響も防止することができる。
【００２７】
続いて、次の図２には、図１に示したDC-DCコンバータのより詳細な構成例を示す。
先ず、この図２においても、図１に示した直流電圧源Ｖin、入力側平滑コンデンサＣi、メインスイッチＳ１、同期整流スイッチＳ２、チョークコイルＬｏ、出力側平滑コンデンサＣｏ、負荷１０が示されている。これらの接続形態は、先の図１にて説明したものと同様とされる。
【００２８】
この場合、メインスイッチＳ１としては、図示するようにしてＰチャンネル型のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また同期整流スイッチＳ２としてはＮチャンネル型のＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。
メインスイッチＳ１は、ソースが入力側コンデンサＣiと、ドレインがチョークコイルＬｏと接続される。また、メインスイッチＳ１のソースと入力側コンデンサＣiとの接続点には、図示するようにして動作電源Ｖccが接続される。
【００２９】
また、メインスイッチＳ１のドレインとチョークコイルＬｏとの接続点に対しは、同期整流スイッチＳ２のドレインが接続される。そして同期整流スイッチＳ２のソースは図示するようにしてアースに接続される。
【００３０】
また、この場合のDC-DCコンバータでは、図示するようにして同期整流スイッチＳ２に対して並列にショットキーバリアダイオードＤｏが接続されている。このショットキーバリアダイオードＤｏは、そのカソードが同期整流スイッチＳ２のドレインに、またアノードが同期整流スイッチＳ２のソースに対して接続される。
これによってメインスイッチＳ１がオフとなった期間には、［チョークコイルＬｏ→出力側平滑コンデンサＣｏ→同期整流スイッチＳ２］の経路で電流が流れると共に、［チョークコイルＬｏ→出力側平滑コンデンサＣｏ→ショットキーバリアダイオードＤｏ］の経路によっても電流が流れるようになっている。
【００３１】
また、この図２においても、図１に示した制御回路２、及びＯＮ開始スイッチ制御部２ａが示されている。
先ず、制御回路２においては、出力側平滑コンデンサＣｏに得られる直流出力電圧のレベルを、図示する分圧抵抗Ｒ１と分圧抵抗Ｒ２との接続点にて検出するようにされる。このようにして検出された直流出力電圧のレベル信号Ｖ-det（以下検出入力Ｖ-detと言う）は、後述する比較演算部２２の反転端子に供給される。
【００３２】
また、制御回路２には、DC-DCコンバータの起動／停止を指示するＯＮ／ＯＦＦ信号に応じてメインスイッチＳ１及び同期整流スイッチＳ２のスイッチング動作の開始／停止制御を行うためのＯＮ／ＯＦＦブロック２１が設けられる。このＯＮ／ＯＦＦブロック２１は、図示するようにして抵抗ＲＳ１、抵抗ＲＳ２、ＰＮＰ型のトランジスタＱＳを備える。
【００３３】
図示するようにしてＯＮ／ＯＦＦ信号は、抵抗ＲＳ１を介してトランジスタＳＱのベースに対して供給される。これら抵抗ＲＳ１とトランジスタＳＱのベースとの接続点とアースとの間には、上記抵抗ＲＳ２が挿入されている。
そして、トランジスタＳＱのコレクタに対しては、図示する直流電源Ｖｓに基づく定電流源ＩSSが接続され、トランジスタＳＱのエミッタはアースに接続されている。
【００３４】
また、上記トランジスタＳＱのコレクタと定電流源ＩSSとの接続点とアースとの間には、ソフトスタート用コンデンサＣssが挿入されている。
【００３５】
ここで、上記ＯＮ／ＯＦＦ信号は、起動指示（すなわちＯＮ指示）としては「Ｌ」が、また停止指示（つまりＯＦＦ指示）としては「Ｈ」が供給されるようになっている。これによると、ＯＦＦ時においては、トランジスタＳＱがオンの状態となるようにされ、これによって定電流源ＩSSからの電流は当該トランジスタＳＱのコレクタ→エミッタ間を流れるものとなる。
一方、起動指示として、ＯＮ／ＯＦＦ信号が「Ｌ」に立ち下げられると、トランジスタＳＱがオフとなって、定電流源ＩSSからの電流は、ソフトスタート用コンデンサＣssへ流入するようになる。すなわち、これによって起動指示に応じては、ソフトスタート用コンデンサＣssへの充電が開始されるようになる。
このソフトスタート用コンデンサＣssの両端電圧である直流電圧Ｖssは、比較演算部２２の第１非反転端子に入力されるようになっている。
【００３６】
比較演算部２２は、上記のように第１非反転端子に直流電圧Ｖssが入力されると共に、上述したように反転端子には検出入力Ｖ-detが入力される。また、さらに比較演算部２２には第２非反転端子が設けられ、この第２非反転端子には、図示する基準電圧Ｖ-refが入力されるようになっている。
この比較演算部２２は、第１及び第２の非反転端子からの入力のうち、レベルの低い方を選択するようにされる。その上で、これら第１及び第２の非反転端子のうちから選択した入力と、上記反転端子からの入力との誤差を検出し、この誤差を増幅した結果を誤差増幅信号Ｄoutとして出力する。
【００３７】
また、制御回路２には、図中のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コンパレータＣＭＰ、オッシレータ２３、デッドタイムコントローラ２４、ハイサイドドライバＤ-Hi、ローサイドドライバＤ-Lw、動作電源Ｖd1、動作電源Ｖd2が設けられる。
【００３８】
先ず、上記ＰＷＭコンパレータＣＭＰは、その非反転端子に比較演算部２２からの誤差増幅信号Ｄoutが供給される。また反転端子にはオッシレータ２３からの三角波信号ＯＳＣが供給される。ＰＷＭコンパレータＣＭＰはこれら誤差増幅信号Ｄoutと三角波信号ＯＳＣとを比較した結果に基づく論理値を出力するようにされる。具体的に、誤差増幅信号Ｄout−三角波信号ＯＳＣが負の値であれば、コンパレート出力信号Ｃoutとして「Ｌ」を、逆に誤差増幅信号Ｄout−三角波信号ＯＳＣが正の値であればコンパレート出力信号Ｃoutとして「Ｈ」を出力するようにされる。
【００３９】
ＰＷＭコンパレータＣＭＰからのコンパレート出力信号Ｃoutは、図示するようにしてデッドタイムコントローラ２４を介してハイサイドドライバＤ-Hi、及びローサイドドライバＤ-Lwに供給される。
デットタイムコントローラ２４は、メインスイッチＳ１と同期整流スイッチＳ２とが同時にオンされてしまうことを防止するために、ハイサイドドライバＤ-Hi、ローサイドドライバＤ-Lwのそれぞれに供給されるコンパレート出力信号Ｃoutの立ち上がり／立ち下がりタイミングを調整するように構成されている。
【００４０】
ハイサイドドライバＤ-Hi、ローサイドドライバＤ-Lwは共にインバータで構成される。これらハイサイドドライバＤ-Hi、ローサイドドライバＤ-Lwには、動作電源Ｖd1、動作電源Ｖd2が供給される。
ハイサイドドライバＤ-Hiの出力はメインスイッチＳ１のゲートに供給され、またローサイドドライバＤ-Lwの出力は同期整流スイッチＳ２のゲートに供給されるようになっている。
なお、ローサイドドライバＤ-Lwに対しては、上記動作電源Ｖd2が動作電源スイッチＳcntを介して供給されるようになっているが、これについては後述する。
【００４１】
ここで、コンパレート出力信号Ｃoutが「Ｈ」であるとき、メインスイッチＳ１、同期整流スイッチＳ２のゲートに対しては、それぞれ「Ｌ」によるドライブ信号が供給される。これに応じ、Ｐチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴによるメインスイッチＳ１は、ソースが「Ｈ」ゲートが「Ｌ」となってオンするようにされる。逆にＮチャンネル型のＭＯＳ−ＦＥＴとされる同期整流スイッチＳ２は、ゲートが「Ｌ」ソースが「Ｌ」で同電位となり、オフするようにされる。
一方、コンパレート出力信号Ｃoutが「Ｌ」であるとき、メインスイッチＳ１、同期整流スイッチＳ２のゲートには「Ｈ」によるドライブ信号が供給されるが、これによるとメインスイッチＳ１はゲートとソースが共に「Ｈ」で同電位となってオフとされ、逆に同期整流スイッチＳ２はゲートが「Ｈ」ソースが「Ｌ」となってオンするようにされる。
このようにして制御回路２は、メインスイッチＳ１と同期整流スイッチＳ２を交互にオン／オフさせるように構成されている。
【００４２】
ところで、これまでで説明した制御回路２の構成（図２中のＯＮ開始スイッチ制御回路２ａを除いた構成）は、先の図８に示した従来の制御回路５０の内部構成の一例となる。そして、ここまでの制御回路２の構成によると、ＯＮ／ＯＦＦ信号に応じた起動／停止制御動作、及び出力側平滑コンデンサＣｏに得られる出力電圧の安定化のための制御動作が実現される。
【００４３】
このような制御回路２により実現される起動／停止制御動作及び安定化制御動作について、次の図３における（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）図を参照して説明する。
図３において、図３（ａ）はＯＮ／ＯＦＦ信号の波形を、図３（ｂ）は、比較演算部２２に入力される直流電圧Ｖss（ソフトスタート用コンデンサＣssの両端電圧）、検出入力Ｖ-det、基準電圧Ｖ-refの波形を示している。さらに、図３（ｃ）はＰＷＭコンパレータＣＭＰに入力されるオッシレータ２３からの三角波信号ＯＳＣ、比較演算部２２からの誤差増幅信号Ｄoutの波形を、また図３（ｄ）はＰＷＭコンパレータＣＭＰの出力であるコンパレート出力信号Ｃoutの波形を示している。
なお、図３（ｅ）（ｆ）（ｇ）については後述する。
【００４４】
先ず、図３（ａ）に示されるように、ＯＮ／ＯＦＦ信号が停止（ＯＦＦ）を指示する「Ｈ」から起動（ＯＮ）を指示する「Ｌ」に立ち下がると、ＯＮ／ＯＦＦブロック２１におけるトランジスタＱＳがオフとなって、定電流源ＩSSからの電流のソフトスタート用コンデンサＣssに対する充電が開始される。これに伴い図３（ｂ）に示される直流電圧Ｖssは、ＯＮ／ＯＦＦ信号が「Ｌ」に立ち下がった時点から徐々にそのレベルが上昇していくものとなる。
【００４５】
上記もしたようにこの直流電圧Ｖssは比較演算部２２の第１非反転端子に入力される。そして、比較演算部２２の第２非反転端子には基準電圧Ｖ-refも入力されるが、先に述べたように比較演算部２２では第１非反転端子と第２非反転端子の入力のうちレベルの低い方の入力と、反転端子に入力される検出入力Ｖ-detとの誤差を増幅して出力するようにされる。つまり、直流電圧Ｖssのレベルが基準電圧Ｖ-refのレベルに達するまでは、比較演算部２２では直流電圧Ｖssと検出入力Ｖ-detとの誤差を増幅するようにされることになる。
【００４６】
ここで、上記のようにして起動指示に応じ直流電圧Ｖssが上昇し始めた以降において、所定時間が経過するまでは、メインスイッチＳ１はオフ状態を維持するようにされる。これは、図３（ｂ）に示される検出入力Ｖ-detを参照すれば、そのレベルが所定期間にわたって「０」レベルを維持するようにされていることからも理解できる。つまり、メインスイッチＳ１がオンとならない限りは、入力側からの電力が出力用平滑コンデンサＣｏ側に供給されず、検出入力Ｖ-detとしては「０」レベルを維持するようにされるものである。
そして、図６（ｂ）中の破線丸印で囲うように、起動指示後に所定時間が経過すると、メインスイッチＳ１がオンとされて、検出入力Ｖ-detのレベルが直流電圧Ｖssのレベルまで上昇していくものとなる。
【００４７】
図３（ｃ）（ｄ）では、このようにして検出入力Ｖ-detが「０」レベルから上昇し始める期間における三角波信号ＯＳＣ、誤差増幅信号Ｄout、コンパレート出力信号Ｃoutの関係を示している。起動指示後、上記所定時間が経過するまでは、比較演算部２２に入力される検出入力Ｖ-detが「０」レベルであることから、当該比較演算部２２の出力である誤差増幅信号Ｄoutとしては、図示するようにして直流電圧Ｖssと同じ傾きで上昇する波形となる。
そして、上記所定時間が経過し、図３（ｂ）に示されるように誤差増幅信号Ｄoutがオッシレータ２３からの三角波信号ＯＳＣのボトムレベルに達すると、図３（ｃ）に示すコンパレート出力信号Ｃoutが初めて「Ｈ」となる。そして、このようにコンパレート出力信号Ｃoutが「Ｈ」となることで、ハイサイドドライバＤ-Hiの出力が「Ｌ」に立ち下がり、これによってメインスイッチＳ１がオンするようにされる。さらに誤差増幅信号Ｄoutのレベルはその後も上昇していくようにされているので、コンパレート出力信号Ｃoutとしては以降も三角波信号ＯＳＣのレベル以上となる期間に「Ｈ」となる波形が出力されるようになる。すなわち、これによってメインスイッチＳ１のスイッチング動作が開始されるものとなる。
このような動作により、起動指示後においては、所定時間後に検出入力Ｖ-detのレベルが上昇し始めることになる。
【００４８】
そして、比較演算部２２では、上述のようにして直流電圧Ｖssのレベルが基準電圧Ｖ-refのレベルに達するまでは直流電圧Ｖssと検出入力Ｖ-detとの誤差を増幅するようにされるので、このように直流電圧Ｖssのレベルが基準電圧Ｖ-refのレベルに達するまでの期間では、図３（ｂ）に示されるように検出入力Ｖ-det（つまり出力電圧）のレベルは直流電圧Ｖssのレベルとなるように制御が行われることになる。
そして、直流電圧Ｖssのレベルが基準電圧Ｖ-refのレベルに達した以降は、比較演算部２２にて第２非反転端子からの基準電圧Ｖ-refを選択するようにされるので、これに応じ出力電圧は基準電圧Ｖ-refのレベルで安定化されるようになる。
【００４９】
このようにして図２にて説明した制御回路２は、起動指示後に即座にメインスイッチＳ１をオンとはせずに、先ずは出力電圧がソフトスタート用コンデンサＣssの直流電圧Ｖssのレベルとなるようにスイッチング制御を行い、その後、直流電圧Ｖssが基準電圧Ｖ-refのレベルに達したことに応じ、当該基準電圧Ｖ-refのレベルによる出力電圧の安定化制御動作に移行するようにされている（いわゆるソフトスタート動作）。
このようなソフトスタート動作は、起動時における突入電流の防止を図るための技術として知られている。
【００５０】
ところで、先の説明によると、上記のように起動指示に応じて直ちにメインスイッチＳ１がオンとされてしまわないようにするために、起動指示後の所定期間にわたっては、コンパレート出力信号Ｃoutとして「Ｌ」が出力されるようにしていた（図３（ｄ）参照）。そして、このことによると、これまでで説明した範囲の制御回路２（ＯＮ開始スイッチ制御部２ａを除く）の構成によっては、起動指示に応じ、必ず同期整流スイッチＳ２がオンするようにされていることになる。つまり、起動指示に応じては、同期整流スイッチＳ２の方が必ず先にオンしてしまうものである。
【００５１】
そこで、実施の形態では、制御回路２に対し、さらにＯＮ開始スイッチ制御部２ａを追加するものとした。
図２に示されるように、ＯＮ開始スイッチ制御部２ａとしては、ＮＯＴゲート（インバータ）ＮＧ、ＡＮＤゲートＡＧ、ＯＲゲートＯＧ、及び動作電源スイッチＳcntを備える。
上記ＮＯＴゲートＮＧにはＯＮ／ＯＦＦ信号が供給される。そして、このＮＯＴゲートＮＧの出力はＡＮＤゲートＡＧに入力される。このＡＮＤゲートＡＧには、後述するＯＲゲートＯＧからの出力も入力される。
さらに、このＡＮＤゲートＡＧの出力はＯＲゲートＯＧに入力される。またＯＲゲートＯＧには上述したＰＷＭコンパレータＣＭＰからのコンパレート出力信号Ｃoutも入力される。そして、ＯＲゲートＯＧの出力は、図示するようにして動作電源スイッチＳcntのオン／オフ制御信号として供給されると共に、分岐して上記したＮＯＴゲートＮＧにも入力されるようになっている。
動作電源スイッチＳcntは、上記ＯＲゲートＯＧからの出力信号の「Ｈ」でオン「Ｌ」でオフとなるように構成される。
【００５２】
このようなＯＮ開始スイッチ制御部２ａによる起動時の動作について、次の図５〜図７を参照して説明する。なお、これらの図では、図２に示したＯＮ開始スイッチ制御部２ａ、ハイサイドドライバＤ-Hi、ローサイドドライバＤ-Lw、メインスイッチＳ１、同期整流スイッチＳ２のみを抽出して示し、他の部分については省略している。
【００５３】
先ず、図５は、ＯＮ／ＯＦＦ信号により停止が指示されているとき（つまりＯＦＦ状態のとき）の動作について示している。
先に述べたように、停止指示に応じてはＯＮ／ＯＦＦ信号として「Ｈ」が供給される。これにより、ＮＯＴゲートＮＧの出力は図示するように「Ｌ」となり、ＡＮＤゲートＡＧには「Ｌ」が入力される。そして、このように一方の入力が「Ｌ」であることから、ＡＮＤゲートＡＧの出力は「Ｌ」となり、ＯＲゲートＯＧの一方の入力は「Ｌ」となる。
また、上記ＯＲゲートＯＧにはＰＷＭコンパレータＣＭＰからのコンパレート出力信号Ｃoutも入力されるが、先にも述べたようにＯＦＦ状態ではソフトスタート用コンデンサＣssに充電は行われないので、比較演算部２２からの出力は「０」であり、よってコンパレート出力信号Ｃoutとしては「Ｌ」となる。これらより、ＯＲゲートＯＧの出力は「Ｌ」となり、この結果、ＯＦＦ状態では動作電源スイッチＳcntがオフに制御される。つまり、ＯＦＦ状態では、ローサイドドライバＤ-Lwへの動作電源が断たれた状態となる。
【００５４】
次に、図６は、ＯＮ／ＯＦＦ信号が「Ｈ」から「Ｌ」に変化し、起動指示がされたときの動作について示している。
このように起動指示としてＯＮ／ＯＦＦ信号が「Ｌ」に立ち下げられると、ＮＯＴゲートＮＧの出力は図示するように「Ｈ」となり、ＡＮＤゲートＡＧの一方の入力には「Ｈ」が入力される。但し、先の図５によると、この時点でのＡＮＤゲートＡＧのもう一方の入力は「Ｌ」であることから、ＡＮＤゲートＡＧの出力は「Ｌ」のままとなる。
そして、このようにＡＮＤゲートＡＧの出力が「Ｌ」であることで、ＯＲゲートＯＧの一方の入力は「Ｌ」となる。また、先の図３（ａ）の説明によると、ＯＮ／ＯＦＦ信号が「Ｌ」となって起動指示が為された以降の所定期間では、ＰＷＭコンパレータＣＭＰからのコンパレート出力信号Ｃoutは「Ｌ」を維持するようにされることから、ＯＲゲートＯＧの入力は共に「Ｌ」となる。このことから、ＯＲゲートＯＧの出力は「Ｌ」となり、この結果、起動指示の後、ＰＷＭコンパレータＣＭＰからのコンパレート出力信号Ｃoutが「Ｌ」である間は、引き続き動作電源スイッチＳcntがオフに制御される。すなわち、このように起動指示が為された以降も、コンパレート出力信号Ｃoutが「Ｌ」の期間においては、ローサイドドライバＤ-Lwの動作電源が断たれた状態が継続するようにされる。
【００５５】
図７は、起動指示が為された後、コンパレート出力信号Ｃoutが「Ｈ」となったときの動作を示している。
このようにしてコンパレート出力信号Ｃoutが「Ｈ」となると、ＯＲゲートＯＧの一方の入力が「Ｈ」となり、これによってＯＲゲートＯＧの出力は「Ｈ」となる。すなわち、これによって初めて動作電源スイッチＳcntがオンするようにされ、ローサイドドライバＤ-Lwへの動作電源の供給が開始されることになる。
また、このとき、上記のようにしてＯＲゲートＯＧの出力が「Ｈ」となることで、ＡＮＤゲートＡＧの入力は共に「Ｈ」となり、これによってＡＮＤゲートＡＧの出力は「Ｈ」となるようにされる。このようにＡＮＤゲートＡＧの出力が「Ｈ」となることで、以降はコンパレート出力信号Ｃoutが「Ｌ」となったとしても、ＯＲゲートＯＧの出力は「Ｈ」を維持することになる。すなわち、上記のようにして一度ＯＲゲートＯＧの出力が「Ｈ」に変化することでラッチがかかり、以降は動作電源スイッチＳcntのオン状態が維持されて、ローサイドドライバＤ-Lwへの動作電源Ｖd2の供給が継続されることになる。
【００５６】
ここで、上記のようなＯＮ開始スイッチ制御部２ａの動作時に対応して得られる、ＯＲゲートＯＧの出力、ハイサイドドライバＤ-Hiの出力、ローサイドドライバＤ-Lwの出力の各波形を、先の図３（ｅ）（ｆ）（ｇ）を参照して説明する。
先ず、図３（ｈ）に示すハイサイドドライバＤ-Hiの出力は、起動指示後、図３（ｄ）に示すコンパレート出力信号Ｃoutが「Ｌ」で維持されることに応じては「Ｈ」で維持され、これによりこの期間ではメインスイッチＳ１がオフ状態で維持されることになる。そして、起動指示後においてコンパレート出力信号Ｃoutが初めて「Ｈ」となることに応じ、ハイサイドドライバＤ-Hiの出力は「Ｌ」となり、これによってメインスイッチＳ１がオンとなるようにされる。
この一連の動作は、ＯＮ開始スイッチ制御部２ａが設けられない場合も同様である。
【００５７】
そして、本実施の形態の場合においては、図３（ｅ）に示すＯＲゲートＯＧの出力が、ローサイドドライバＤ-Lwの動作電源Ｖd2のオン／オフ制御を行うための信号となる。
図３（ｅ）において、このＯＲゲートＯＧの出力は、上述したようにして起動指示後においてコンパレート出力信号Ｃoutが初めて「Ｈ」となるまでは、「Ｌ」で維持されることになる。つまり、起動指示後においてメインスイッチＳ１がオンとされるまでの期間には、動作電源Ｖd2の供給が断たれた状態となり、この結果、従来のようにこの期間のコンパレート出力信号Ｃoutが「Ｌ」であることに応じ同期整流スイッチＳ２がオンとされてしまうことが防止されるものである。このことは、図３（ｇ）に示すローサイドドライバＤ-Lwの出力が、図３（ｄ）に示すコンパレート出力信号Ｃoutが起動指示後に初めて「Ｈ」となって図３（ｅ）のＯＲゲートＯＧの出力が「Ｈ」となるまで「Ｌ」で維持されていることによって示されている。
【００５８】
確認のために述べておくと、このように起動指示後にＯＲゲートＯＧの出力が「Ｈ」となって動作電源Ｖd2の供給が開始された時点では、コンパレート出力信号Ｃoutが「Ｈ」であることに応じ、図３（ｆ）に示すハイサイドドライバＤ-Hiの出力は「Ｌ」であり、これによってメインスイッチＳ１が必ず先にオンとなるようにされる。
【００５９】
このようにして、ＯＮ開始スイッチ制御部２ａの動作により、起動指示に応じて同期整流スイッチＳ２の方が先にオンされてしまうことを防止することができ、メインスイッチＳ１の方を必ず先にオンできることがわかる。
【００６０】
また、図４には、出力側に電荷が残っていた状態から起動指示が為された場合に対応した各部の波形を示している。
この場合も（ａ）図ではＯＮ／ＯＦＦ信号、（ｂ）図では比較演算部２２に入力される直流電圧Ｖss、検出入力Ｖ-det、基準電圧Ｖ-refを示している。また（ｃ）図ではＰＷＭコンパレータＣＭＰに入力される三角波信号ＯＳＣと誤差増幅信号Ｄout、（ｄ）図ではコンパレート出力信号Ｃout、（ｅ）図ではＯＲゲートＯＧの出力、（ｆ）図ではハイサイドドライバＤ-Hiの出力、（ｇ）図ではローサイドドライバＤ-Lwの出力をそれぞれ示している。
また、この場合も（ｃ）〜（ｇ）図は、（ｂ）図における破線丸印により囲う部分（期間）に対応して得られる波形を示している。
【００６１】
先ず、出力側に電荷が残っている場合、検出入力Ｖ-detとしては、図４（ｂ）に示すようにして起動指示が為された時点で既に或る程度のレベルを有していることになる。
ここで、先の図３に示した出力側に電荷が残っていない場合には、「０」レベルの検出入力Ｖ-detに対し、ソフトスタート用コンデンサＣssの直流電圧Ｖssのレベルが所定以上となることで、図３（ｃ）に示す誤差増幅信号Ｄoutがオッシレータ２３からの三角波信号ＯＳＣのボトムレベルに達するものとなり、この時点で初めてメインスイッチＳ１がオンするようにされていた。そしてこれに応じ、先ずは検出入力Ｖ-detが直流電圧Ｖssのレベルとなるように制御が行われるものとなっていた。
この図４に示す場合としても、これら検出入力Ｖ-det、直流電圧Ｖss、誤差増幅信号Ｄout、三角波信号ＯＳＣの関係は同様である。すなわち、図４（ｂ）中に破線丸印で囲うようにして、直流電圧Ｖssのレベルが検出入力Ｖ-detのレベルよりも所定以上高くなることに応じ、図４（ｃ）に示す誤差増幅信号Ｄoutがオッシレータ２３からの三角波信号ＯＳＣのボトムレベルに達し、これによって図４（ｄ）に示すコンパレート出力信号Ｃoutが起動指示後に初めて「Ｈ」となって、以降、メインスイッチＳ１の動作が開始されて検出入力Ｖ-detのレベルが上昇するものとなる。そして、この場合としても、このように上昇した検出入力Ｖ-det（出力電圧）は、直流電圧Ｖssのレベルが基準電圧Ｖ-refのレベルに達するまでは、そのレベルが直流電圧Ｖssのレベルとなるように制御され、また直流電圧Ｖssのレベルが基準電圧Ｖ-refのレベルを超えると、基準電圧Ｖ-refのレベルで一定となるように安定化制御が行われるものとなる。
【００６２】
また、この場合としても、上記のようにして起動指示後に初めてコンパレート出力信号Ｃoutが「Ｈ」となるまでは、図４（ｅ）に示すＯＲゲートＯＧの出力としては「Ｌ」が出力され、それまではローサイドドライバＤ-Lwへの動作電源Ｖd2の供給が断たれた状態にあることがわかる。
このことで、この場合も起動指示後に初めてコンパレート出力信号Ｃoutが「Ｈ」となってメインスイッチＳ１がオンとなるまで、同期整流スイッチＳ２がオンとならないようにすることができる。すなわち、必ずメインスイッチＳ１の方から先にオンさせることができるものとなる。
このことは、図４（ｆ）においてハイサイドドライバＤ-Hiの出力が初めて「Ｌ」となった（つまりメインスイッチＳ１がオンとなった）後に、図４（ｇ）に示すローサイドドライバＤ-Lwの出力が初めて「Ｈ」となる（同期整流スイッチＳ２が初めてオンする）ことによっても示されている。
【００６３】
このようにして図２に示したDC-DCコンバータの構成によれば、出力側に電荷が残っている状態からの起動時においても、同期整流スイッチＳ２が先にオンとされてしまうことを防止することができ、必ずメインスイッチＳ１の方から先にオンさせることができる。
【００６４】
なお、以下では確認のために、DC-DCコンバータの停止時の動作について説明しておく。
先ず、停止指示として、ＯＮ／ＯＦＦ信号が「Ｈ」に立ち上がった場合には、ＯＮ開始スイッチ制御部２ａにおけるＮＯＴゲートＮＧの出力は「Ｌ」となり、これによってＡＮＤゲートＡＧの一方の入力が「Ｌ」となることで当該ＡＮＤゲートＡＧの出力は「Ｌ」に変化する。
また、一方でＯＮ／ＯＦＦ信号が「Ｈ」に立ち上がったときは、ＯＮ／ＯＦＦブロック２１のトランジスタＱＳがオンとされ、ソフトスタート用コンデンサＣssに対する充電が行われなくなる。これによって比較演算部２２の非反転入力としては、ソフトスタート用コンデンサＣssの両端電圧Ｖssの方が基準電圧Ｖ-refよりもそのレベルが低くなるので、比較演算部２２では上記両端電圧Ｖssと検出入力Ｖ-detとの誤差を増幅するようにされる。このとき、両端電圧Ｖssは最終的に０レベルにまで低下するので、その過程においてコンパレート出力信号Ｃoutは「Ｌ」に立ち下がることになる。
このようにコンパレート出力信号Ｃoutが「Ｌ」に立ち下がることで、ＯＲゲートＯＧの入力は共に「Ｌ」となり、よって当該ＯＲゲートＯＧのに出力も「Ｌ」に変化し、動作電源スイッチＳcntがオフとなるように制御される。
このようにして停止指示としてＯＮ／ＯＦＦ信号が「Ｈ」に立ち下がった場合には、ＯＮ開始スイッチ制御部２ａ内の状態が、先の図５に示したＯＦＦのときの状態に戻るようにされている。つまり、これによって起動指示に応じた起動が可能な状態に戻ることができるものである。
【００６５】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明としてはこれまでに説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、図２に示したＯＮ開始スイッチ制御部２ａの構成は一例を示したものに過ぎず、メインスイッチＳ１がオンとされるまで同期整流スイッチＳ２の動作電源Ｖd2の供給が断たれるようにするものであれば、他の構成とすることもできる。
【００６６】
或いは、メインスイッチを先にオンさせるための構成は、このようにメインスイッチＳ１がオンとされるまで同期整流スイッチＳ２の動作電源を断つように構成するものに限らず、他の構成とすることもできる。
【００６７】
また、図２に示した制御回路２の内部構成としてもあくまで一例に過ぎず、他の構成とすることもできる。
例えば実施の形態では、ソフトスタート動作を実現するための構成としてＯＮ／ＯＦＦブロック２１、ソフトスタート用コンデンサＣss、定電流源ＩSS、比較演算部２２（特に直流電圧Ｖssと基準電圧Ｖ-refの２つの入力のうちレベルの低い方を選択するための構成）を備えるものとしたが、ソフトスタート動作を実現するための構成としてはこれらに限定されるべきものではない。
或いは、ソフトスタート動作のための構成を省略した構成とすることもできる。
【００６８】
また、DC-DCコンバータにおける制御回路２を除く構成は、図２に示したものに限定されるべきものではなく、少なくとも「直流電圧を入力してスイッチングする第１のスイッチング素子（メインスイッチＳ１）と、上記第１のスイッチング素子のスイッチング電流を充電するようにされた平滑コンデンサ（出力側平滑コンデンサＣｏ）と、上記第１のスイッチング素子のスイッチング電流が供給されるインダクタンス素子（チョークコイルＬｏ）と、自らがオンとされることで、上記スイッチング電流に基づき上記インダクタンス素子に蓄積されたエネルギーに基づく電流が上記平滑コンデンサに対して充電されるように挿入された第２のスイッチング素子（同期整流スイッチＳ２）と」を備えれば、他の構成とすることもできる。
【００６９】
また、同様に、制御回路２（ＯＮ開始スイッチ制御部２ａを除く）の構成としては、少なくとも「上記第１のスイッチング素子と上記第２のスイッチング素子とが交互にオン／オフするように制御すると共に、上記平滑コンデンサに得られる直流電圧を検出入力してそのレベルが所定レベルで一定となるように上記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する」ように構成されていれば、他の構成とすることができる。
【００７０】
さらに、ＯＮ開始スイッチ制御部２ａとしても、少なくとも「起動指示に応じ、上記第１のスイッチング素子が先にオンするように制御を行う」ように構成されていれば、他の構成とすることができるものである。
【００７１】
また、実施の形態では、このようなＯＮ開始スイッチの制御のための構成（ＯＮ開始スイッチ制御手段）が制御回路内部に設けられる場合を例示したが、外部に設けるものとすることもできる。
例えば、実施の形態のDC-DCコンバータとしては、電子機器の電源部として設けられることが想定されるが、その場合において起動／停止指示は、電子機器の全体制御を行うマイクロコンピュータが受け付けるようにされる。例えばこのような場合においては、上記のようにしてDC-DCコンバータの外部にあるマイクロコンピュータが、「起動指示に応じ、上記第１のスイッチング素子が先にオンするように制御を行う」ように構成することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】実施の形態としての直流−直流電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示す直流−直流電力変換装置のより詳細な構成の一例を示す回路図である。
【図３】図２に示す直流−直流電力変換装置の起動時（通常起動時）に対応して得られる各部の動作波形を示した波形図である。
【図４】図２に示す直流−直流電力変換装置の起動時（出力側に電荷が残っているとき）に対応して得られる各部の動作波形を示した波形図である。
【図５】図２に示す直流−直流電力変換装置がＯＦＦのときのＯＮ開始スイッチ制御部の動作状態について説明するための図である。
【図６】図２に示す直流−直流電力変換装置がＯＦＦからＯＮとなったとき（ＣoutがＬのとき）のＯＮ開始スイッチ制御部の動作状態について説明するための図である。
【図７】図２に示す直流−直流電力変換装置がＯＮのとき（ＣoutがＨのとき）のＯＮ開始スイッチ制御部の動作状態について説明するための図である。
【図８】従来の同期整流型の直流−直流電力変換装置の構成を示した回路図である。
【図９】図８に示す直流−直流電力変換装置における電流の流れについて説明するための図である。
【図１０】図８に示す直流−直流電力変換装置において、出力側に電荷が残っていた場合の起動時の電流の流れについて説明するための図である。
【符号の説明】
【００７３】
Ｖin  直流電圧源、Ｃi  入力側平滑コンデンサ、Ｓ１  メインスイッチ、Ｓ２  同期整流スイッチ、Ｌｏ  チョークコイル、Ｃｏ  出力側平滑コンデンサ、２  制御回路、２ａ  ＯＮ開始スイッチ制御部、１０  負荷、２１  ＯＮ／ＯＦＦブロック、２２  比較演算部、２３  オッシレータ、２４  デットタイムコントローラ、Ｄｏ  ショットキーバリアダイオード、Ｒ１,Ｒ２  分圧抵抗、ＲＳ１,ＲＳ２  抵抗、ＱＳ  トランジスタ、ＩSS  定電流源、Ｃss  ソフトスタート用コンデンサ、Ｖ-ref  基準電圧、ＣＭＰ  ＰＷＭコンパレータ、Ｄ-Hi  ハイサイドドライバ、Ｄ-Lw  ローサイドドライバ、ＮＧ  ＮＯＴゲート、ＡＧ  ＡＮＤゲート、ＯＧ  ＯＲゲート、Ｓcnt  動作電源スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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