(57)【要約】【課題】電力供給源から供給される電気エネルギーの利用効率の改善を図ることができる電圧コンバータを提供すること。【解決手段】直流電源（１０）の電源電圧を降圧した出力電圧を供給する電圧コンバータ（２０）であって、直流電源（１０）に接続された電流制限手段（６）と、複数のプライマリコンデンサ（Ｃ１１〜Ｃ１３）と、出力電圧を出力するセカンダリコンデンサ（Ｃ２）と、複数のプライマリコンデンサ（Ｃ１１〜Ｃ１３）を、充電状態または放電状態となるように切り換えると共に、充電時、電流制限手段（６）に対して直列接続状態とし、放電時、電流制限手段（６）から順次切り離してセカンダリコンデンサ（Ｃ２）に対して個別的に放電可能な接続状態とする切り換え手段（３０）と、切り換え手段（３０）の切り換え動作を制御する制御手段（４０）とを備えている。【選択図】図１
2008253013.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電源電圧を降圧した出力電圧を供給する電圧コンバータであって、
前記直流電源に接続された電流制限手段と、
複数のプライマリコンデンサと、
セカンダリコンデンサと、
前記複数のプライマリコンデンサを、充電状態または放電状態となるように切り換えると共に、充電時、前記電流制限手段に対して直列接続状態とし、放電時、前記電流制限手段から順次切り離して前記セカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態とする切り換え手段と、
前記切り換え手段の切り換え動作を制御する制御手段とを備え、
前記セカンダリコンデンサの端子電圧を前記電圧コンバータの出力電圧として供給する
ことを特徴とする電圧コンバータ。
【請求項２】
請求項１記載の電圧コンバータにおいて、
前記制御手段は、前記切り換え手段を、充電時、前記直列接続状態の前記複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧が予め決められた充電停止電圧に達した時に、前記複数のプライマリコンデンサのうちのいずれか１つを前記電流制限手段から切り離して前記セカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態に切り換え、放電時、前記複数のプライマリコンデンサのうちのいずれか１つと接続された前記セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少した時に、当該プライマリコンデンサと前記セカンダリコンデンサの接続を切り離すと共に当該プライマリコンデンサ以外のプライマリコンデンサのうちの１つを前記電流制限手段から切り離して前記セカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態とするように、順次切り換え、さらに、順次切り換えられた最後のプライマリコンデンサと接続された前記セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少した時に、前記複数のプライマリコンデンサの全てを前記電流制限手段に対して直列接続状態として充電状態に切り換えることを特徴とする電圧コンバータ。
【請求項３】
請求項２記載の電圧コンバータにおいて、
前記制御手段は、
前記充電状態時の前記複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧が前記直流電源の電圧より低く予め決められた充電停止電圧に達したか否かを判定する第１の判定手段と、
前記セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少したか否かを判定する第２の判定手段と、
前記第１の判定手段により、前記複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧が前記直流電源の電圧より低く予め決められた充電停止電圧に達したと判定された場合に、前記複数のプライマリコンデンサのうちのいずれか１つを前記電流制限手段から切り離して前記セカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態に切り換えさせると共に、前記第２の判定手段により、前記セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少したと判定された場合に、前記セカンダリコンデンサと接続状態にある前記プライマリコンデンサを切り離すと共に当該プライマリコンデンサ以外のプライマリコンデンサのうちの１つを前記電流制限手段から切り離して前記セカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態とするように、順次切り換え、さらに、順次切り換えられた最後のプライマリコンデンサと接続された前記セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少した時に、前記複数のプライマリコンデンサの全てを前記電流制限手段に対して直列接続状態として充電状態に切り換えるように、前記切り換え手段を制御する制御信号を生成する制御信号生成手段とを有することを特徴とする電圧コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンデンサの充放電を利用して直流電源の電源電圧を降圧した出力電圧を供給する電圧コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
電力供給源からレギュレータで適当な電圧に降圧調整された電力が負荷に供給される電源装置では、電力供給源から視た場合、レギュレータも一種の負荷となる。
【０００３】
たとえば、図３（Ａ）に示すように、電力供給源１からの電圧を１Ｖに調整して出力するレギュレータ２を介して１０Ωの負荷３に電力を供給する電源装置があった場合、等価回路的には図３（Ｂ）に示すように描くことができ、電力供給源１からは、１００ｍＡの電流を常に供給することに他ならない。すなわち、電力供給源１に１００ｍＡ定電流負荷４が接続されていることになる。
【０００４】
図３（Ｂ）の電源装置において、必要となるのは、第一義的には１００ｍＡの電流供給能力であり、また付随要素として、１００ｍＡ定電流負荷４の必要とする電位差として、ＶL が存在する必要があることである。
【０００５】
図４は、電源装置が、電力供給源１の保有する能力として、１００ｍＡの電流供給能力と、電圧の次元として１６Ｖの電圧を有する場合を示す等価回路図である。例として、１００ｍＡ定電流負荷４の内部抵抗＝１０Ωとすると、ＶL ＝１００ｍＡ＊１０Ω＝１Ｖとなる。この場合、負荷側が必要とするものは、第一義的に１００ｍＡの電流と、付随的に必要とする１Ｖの電位差のみである。この時、電力供給源１が、１６Ｖの電位差から当該負荷、すなわち、１００ｍＡ定電流負荷４に１００ｍＡの電流を供給するに際しては、図４における［残電圧］＊［定常消費電流］＝１５Ｖ＊０．１Ａ＝１．５Ｗ（ワット）が余剰電力となる。
【０００６】
ここで再度、負荷が必要とするものは何かを考えると、第一義的には１００ｍＡの電流であり、付随要素としての１Ｖの電位差が存在することである。電力供給源からレギュレータで適当な電圧に調整して負荷に電力を供給するものとして、チョッパ型や非チョッパ型の電圧コンバータがあるが、通常のシリーズレギュレータ式電圧コンバータでは、チョッパ型、非チョッパ型に関わらず、電力供給側からは常に、負荷が必要とする定常電流＝１００ｍＡに相当する電流が流出、供給される。
【０００７】
図５は、非チョッパ型シリーズレギュレータ式電圧コンバータの構成例を示す回路図である。図５では、１６Ｖの直流電源１０から、制御用トランジスタＱ１、アンプＡ１および抵抗Ｒ１からなるレギュレータ２を介して、１０Ωの負荷３に１００ｍＡの定常電流を供給している。アンプＡ１はオペアンプであり、その反転入力端子には、１．０Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。
【０００８】
図５においては、制御用トランジスタＱ１は、チョッパ動作ではないため、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ＝１６Ｖ−１Ｖ＝１５Ｖが常時存在することになる。したがって、この回路が動作している限り、制御用トランジスタＱ１の電力損失は、Ｖｃｅ＊Ｉｃ＝１５Ｖ＊０．１Ａ＝１．５Ｗとなり、大きな電力損失が存在することになる。
【０００９】
図６は、非チョッパ型シリーズレギュレータ式電圧コンバータの他の構成例を示す回路図である。図６では、１６Ｖの直流電源１０から、制御用トランジスタＱ１、アンプＡ１、抵抗Ｒ１および８０Ωの電流制限用抵抗Ｒｓからなるレギュレータ２を介して、１０Ωの負荷３に１００ｍＡの定常電流を供給している。図６においては、ロスとなる電力の一部を８０Ωの電流制限用抵抗Ｒｓが消費するため、制御用トランジスタＱ１の消費電力は図５に比べて下がるが、ロス電力のトータル値は、図５の場合と変わらず、１．５Ｗ（ワット）になる。
【００１０】
図５および図６に示す電力供給方式では、電力供給源、すなわち直流電源１０からは、定常電流として１００ｍＡが流出しており、余剰電圧＊負荷電流＝余剰電力が、常にロス電力として消費される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、図５及び図６に示す電圧コンバータは、かなりの電力ロスが発生してしまい、電力供給源から供給される電気エネルギーの利用効率が悪くなるという課題があった。
【００１２】
そこで本発明は、上述した課題に鑑み、電力供給源から供給される電気エネルギーの利用効率の改善を図ることができる電圧コンバータを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、直流電源の電源電圧を降圧した出力電圧を供給する電圧コンバータであって、前記直流電源に接続された電流制限手段と、複数のプライマリコンデンサと、セカンダリコンデンサと、前記複数のプライマリコンデンサを、充電状態または放電状態となるように切り換えると共に、充電時、前記電流制限手段に対して直列接続状態とし、放電時、前記電流制限手段から順次切り離して前記セカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態とする切り換え手段と、前記切り換え手段の切り換え動作を制御する制御手段とを備え、前記セカンダリコンデンサの端子電圧を前記電圧コンバータの出力電圧として供給することを特徴とする。
【００１４】
請求項１記載の発明においては、直流電源の電源電圧を降圧した出力電圧を供給する電圧コンバータは、直流電源に接続された電流制限手段と、複数のプライマリコンデンサと、セカンダリコンデンサと、切り換え手段と、制御手段とを備えている。切り換え手段は、複数のプライマリコンデンサを、充電状態または放電状態となるように切り換えると共に、充電時、電流制限手段に対して直列接続状態とし、放電時、電流制限手段から順次切り離してセカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態とする。制御手段は、切り換え手段の切り換え動作を制御する。そして、セカンダリコンデンサの端子電圧を電圧コンバータの出力電圧として供給する。それにより、複数のプライマリコンデンサへの充電は、複数のプライマリコンデンサがそれぞれ順次放電する各放電期間の経過後に行われ、充電期間の到来するインターバルが長くなるため、従来より電力ロスが軽減され、電力供給源（直流電源）より供給される電気エネルギーの利用効率を向上させることができる。
【００１５】
上記課題を解決するためになされた請求項２記載の発明は、請求項１記載の電圧コンバータにおいて、前記制御手段は、前記切り換え手段を、充電時、前記直列接続状態の前記複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧が予め決められた充電停止電圧に達した時に、前記複数のプライマリコンデンサのうちのいずれか１つを前記電流制限手段から切り離して前記セカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態に切り換え、放電時、前記複数のプライマリコンデンサのうちのいずれか１つと接続された前記セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少した時に、当該プライマリコンデンサと前記セカンダリコンデンサの接続を切り離すと共に当該プライマリコンデンサ以外のプライマリコンデンサのうちの１つを前記電流制限手段から切り離して前記セカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態とするように、順次切り換え、さらに、順次切り換えられた最後のプライマリコンデンサと接続された前記セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少した時に、前記複数のプライマリコンデンサの全てを前記電流制限手段に対して直列接続状態として充電状態に切り換えることを特徴とする。
【００１６】
請求項２記載の発明においては、制御手段は、切り換え手段を、充電時、直列接続状態の複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧が予め決められた充電停止電圧に達した時に、複数のプライマリコンデンサのうちのいずれか１つを電流制限手段から切り離してセカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態に切り換え、放電時、複数のプライマリコンデンサのうちのいずれか１つと接続されたセカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少した時に、当該プライマリコンデンサとセカンダリコンデンサの接続を切り離すと共に当該プライマリコンデンサ以外のプライマリコンデンサのうちの１つを電流制限手段から切り離してセカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態とするように、順次切り換え、さらに、順次切り換えられた最後のプライマリコンデンサと接続されたセカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少した時に、複数のプライマリコンデンサの全てを電流制限手段に対して直列接続状態として充電状態に切り換える。それにより、直列接続状態で充電される複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧と、放電時に個別的に放電状態となる各プライマリコンデンサの端子電圧とを監視して、従来より電力ロスを軽減して降圧することができる。
【００１７】
上記課題を解決するためになされた請求項３記載の発明は、請求項２記載の電圧コンバータにおいて、前記制御手段は、前記充電状態時の前記複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧が前記直流電源の電圧より低く予め決められた充電停止電圧に達したか否かを判定する第１の判定手段と、前記セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少したか否かを判定する第２の判定手段と、前記第１の判定手段により、前記複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧が前記直流電源の電圧より低く予め決められた充電停止電圧に達したと判定された場合に、前記複数のプライマリコンデンサのうちのいずれか１つを前記電流制限手段から切り離して前記セカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態に切り換えさせると共に、前記第２の判定手段により、前記セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少したと判定された場合に、前記セカンダリコンデンサと接続状態にある前記プライマリコンデンサを切り離すと共に当該プライマリコンデンサ以外のプライマリコンデンサのうちの１つを前記電流制限手段から切り離して前記セカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態とするように、順次切り換え、さらに、順次切り換えられた最後のプライマリコンデンサと接続された前記セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少した時に、前記複数のプライマリコンデンサの全てを前記電流制限手段に対して直列接続状態として充電状態に切り換えるように、前記切り換え手段を制御する制御信号を生成する制御信号生成手段とを有することを特徴とする。
【００１８】
請求項３記載の発明においては、制御手段は、充電状態時の複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧が直流電源の電圧より低く予め決められた充電停止電圧に達したか否かを判定する第１の判定手段と、セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少したか否かを判定する第２の判定手段と、第１の判定手段により、複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧が直流電源の電圧より低く予め決められた充電停止電圧に達したと判定された場合に、複数のプライマリコンデンサのうちのいずれか１つを電流制限手段から切り離してセカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態に切り換えさせると共に、第２の判定手段により、セカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少したと判定された場合に、セカンダリコンデンサと接続状態にあるプライマリコンデンサを切り離すと共に当該プライマリコンデンサ以外のプライマリコンデンサのうちの１つを電流制限手段から切り離してセカンダリコンデンサに対して個別的に放電可能な接続状態とするように、順次切り換え、さらに、順次切り換えられた最後のプライマリコンデンサと接続されたセカンダリコンデンサの端子電圧が予め決められた放電終止電圧まで減少した時に、複数のプライマリコンデンサの全てを電流制限手段に対して直列接続状態として充電状態に切り換えるように、切り換え手段を制御する制御信号を生成する制御信号生成手段とを有する。それにより、コンデンサの充放電を利用して、直流電源を降圧した出力電圧を出力する電圧コンバータを実現することができる。
【発明の効果】
【００１９】
請求項１記載の発明によれば、複数のプライマリコンデンサへの充電は、複数のプライマリコンデンサがそれぞれ順次放電する各放電期間の経過後に行われ、充電期間の到来するインターバルが長くなるため、従来より電力ロスが軽減され、電力供給源（直流電源）より供給される電気エネルギーの利用効率を向上させることができる。
【００２０】
請求項２記載の発明によれば、直列接続状態で充電される複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧と、放電時に個別的に放電状態となる各プライマリコンデンサの端子電圧とを監視して、従来より電力ロスを軽減して降圧することができる。
【００２１】
請求項３記載の発明によれば、コンデンサの充放電を利用して、直流電源を降圧した出力電圧を出力する電圧コンバータを実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２３】
図１は、本発明の実施の形態に係る電圧コンバータを含む電源装置の構成を示す回路図、図２は、図１の電圧コンバータのエネルギー効率向上の動作を説明する概念図である。図１に示すように、本実施形態の電圧コンバータ２０は、電力供給源としての直流電源１０と、電流制限手段としての定電流回路６と、複数のプライマリコンデンサとしてのコンデンサＣ１１〜Ｃ１３と、セカンダリコンデンサとしてのコンデンサＣ２と、切り換え手段としての切り換え回路３０と、制御手段としての制御回路４０とを備えている。電圧コンバータ２０の出力電圧は、直流電源１０の電源電圧より降圧されて、レギュレータ２に供給され、負荷３を駆動する。
【００２４】
切り換え回路３０は、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１を有する。スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１は、たとえば半導体スイッチ素子等が使用されている。
【００２５】
制御回路４０は、トランジスタＱ２と、抵抗Ｒｔｍと、コンパレータＣＰ１〜ＣＰ３と、ＲＳフリップフロップＦＦと、立上がり微分回路７，８と、インバータ９，１０，１２，１６〜１８と、ＯＲゲート１１と、ＮＡＮＤゲート１３と、バイナリカウンタ１４と２進−１０進デコーダ１５とから構成されている。コンパレータＣＰ３は請求項における第１の判定手段に対応し、コンパレータＣＰ２は請求項における第２の判定手段に対応し、ＲＳフリップフロップＦＦと符号７〜１８で示す各構成要素とは請求項における制御信号生成手段に対応している。
【００２６】
定電流回路６は、直流電源１０とスイッチＳＷ１１の接点ａの間に接続されている。コンデンサＣ２は、レギュレータ２の入力と接地間に接続されている。コンデンサＣ１１は、スイッチＳＷ１１の共通端子とスイッチＳＷ１２の共通端子の間に接続され、コンデンサＣ１２は、スイッチＳＷ２１の共通端子とスイッチＳＷ２２の共通端子の間に接続され、コンデンサＣ１３は、スイッチＳＷ３１の共通端子と接地間に接続されている。スイッチＳＷ１１の共通端子は、ｐｎｐ型トランジスタＱ２のエミッタに接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒｔｍを介して接地されると共に、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ３の反転入力端子には、予め決められた充電停止電圧に相当する基準電圧Ｖｒｅｆ３が供給されている。
【００２７】
スイッチＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１の各接点ｂは、共通接続された後、抵抗Ｒｓｒを介して、レギュレータ２に接続されると共にコンパレータＣＰ１の反転入力端子およびコンパレータＣＰ２の非反転入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ１の非転入力端子には、予め決められた基準電圧Ｖｒｅｆ４が供給され、コンパレータＣＰ２の反転入力端子には、予め決められた放電終止電圧に相当する基準電圧Ｖｒｅｆ５が供給されている。スイッチＳＷ１２，ＳＷ２２の各接点ｂは、接地されている。
【００２８】
コンパレータＣＰ１の出力端子およびコンパレータＣＰ２の出力端子は、それぞれ、ＲＳフリップフロップＦＦのセット入力−Ｓおよびリセット入力−Ｒに接続されている。ＲＳフリップフロップＦＦは、セット入力−Ｓおよびリセット入力−Ｒのバー信号で示されるように、論理「ＬＯＷ」レベルのトリガ信号で動作する。ＲＳフリップフロップＦＦの−Ｑ出力は、立上がり微分回路７の入力に接続されている。立上がり微分回路７の出力は、インバータ９に入力されている。インバータ９の出力は、ＯＲゲート１１の一方の入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ３の出力端子は、立上がり微分回路８の入力に接続されている。立上がり微分回路８の出力は、インバータ１０に入力されている。インバータ９の出力は、ＯＲゲート１１の他方の入力端子に接続されている。
【００２９】
ＯＲゲート１１の出力は、インバータ１２に入力されている。インバータ１２の出力は、バイナリカウンタ１４のクロック入力ＣＬＫに入力されている。バイナリカウンタ１４の「１」、「２」および「４」出力は、２進−１０進デコーダ１５の入力に接続されている。
【００３０】
２進−１０進デコーダ１５の／０出力は、トランジスタＱ２のベースに接続されている。２進−１０進デコーダ１５の／１出力は、インバータ１６を介して、スイッチＳＷ１１およびＳＷ１２を切り換え制御するための制御信号ＳＷ１ｎ−ＯＮに変換される。２進−１０進デコーダ１５の／２出力は、インバータ１７を介して、スイッチＳＷ２１およびＳＷ２２を切り換え制御するための制御信号ＳＷ２ｎ−ＯＮに変換される。２進−１０進デコーダ１５の／３出力は、インバータ１８を介して、スイッチＳＷ３１を切り換え制御するための制御信号ＳＷ３ｎ−ＯＮに変換される。
【００３１】
インバータ１８の出力は、一方の入力にインバータ９の出力が接続されたＮＡＮＤゲート１３の他方の入力に接続されている。ＮＡＮＤゲート１３の出力は、バイナリカウンタ１４のクリア入力ＣＬＲに接続されている。
【００３２】
上述の構成において、たとえば、直流電源１０の電源電圧は１６Ｖ、定電流回路６から出力される一定電流は１Ａ、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３の容量は２００μＦ、コンデンサＣ２の容量は１００μＦ、コンパレータＣＰ３の基準電圧Ｖｒｅｆ３は１３．５Ｖ、コンパレータＣＰ１の基準電圧Ｖｒｅｆ４は３．５Ｖ、コンパレータＣＰ２の基準電圧Ｖｒｅｆ５は３Ｖ、レギュレータ２の出力電圧は１Ｖ、負荷３の抵抗値ＲＬは１０Ω、負荷電流は１００ｍＡに設定される。
【００３３】
このように設定された電圧コンバータ２０の動作を概説すると、プライマリコンデンサとしてのコンデンサＣ１１〜Ｃ１３は、トランスファスイッチとして働くスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１が全て接点ａ側に切り替えられている充電時には、直流電源１０により定電流回路６を介して直列接続状態で充電される。また、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３は、スイッチＳＷ１１およびＳＷ１２、ＳＷ２１およびＳＷ２２、ＳＷ３１が、制御回路４０により接点ｂ側に切り替えられる放電時には、順次個別的にコンデンサＣ２へ放電可能な接続状態となり、それぞれ充電された電荷（電気エネルギー）が、コンデンサＣ２へ転送される。セカンダリコンデンサとしてのコンデンサＣ２は、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３から順次転送された電荷（電気エネルギー）を蓄積し、それにより、負荷側（レギュレータ２および負荷３）へ必要な電力を、直流電源１０の電源電圧を降圧した出力電圧で供給し続ける。
【００３４】
当初、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１は、全て接点ａ側に切り替えられ、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３は、直流電源１０に対して定電流回路６を介して直列接続状態になっている。この状態で、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３は、定電流回路６から出力される一定電流により充電期間Ｔｃに充電される。コンデンサＣ１１〜Ｃ１３のいずれかがコンデンサＣ２側へ放電する時、コンパレータＣＰ２の基準電圧Ｖｒｅｆ２が３Ｖに設定されているので、その放電終止電圧は３Ｖとなる。そのため、Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の全てのコンデンサの充電開始電圧は、殆ど３Ｖであると言える。この充電開始電圧３ＶからΔ＋１Ｖだけ各々のコンデンサに充電するのをティピカル値とする。
【００３５】
コンデンサＣ１１〜Ｃ１３の各種変動因子（温度、経時等）に起因する容量公差を、ここでは例として５０％としている。コンデンサＣ１１〜Ｃ１３に一定電流を流した時にそれぞれ蓄積される電圧ΔＶは、ΔＶ＝ｉ＊ｔ／Ｃ（ｉは電流、ｔは充電期間、Ｃは容量値）であり、容量Ｃに５０％のバラツキがあれば、ΔＶは、５０％ばらつくことになる。この場合、充電電圧は、バラツキ値の中の大きい方を考慮する必要があり、コンデンサＣ１１の充電電圧＋コンデンサＣ１２の充電電圧＋コンデンサＣ１３の充電電圧の充電完了判定電圧は、３Ｖ＋Δ１Ｖ＋Δ１Ｖの５０％＝４．５Ｖ、４．５Ｖ＊３＝１３．５Ｖとし、コンパレータＣＰ３の基準電圧Ｖｒｅｆ３が１３．５Ｖに設定される。
【００３６】
充電期間Ｔｃには、ハイサイド定電流１Ａの定電流回路６から、直列接続されたコンデンサＣ１１〜Ｃ１３に１Ａの充電電流が流れ、各コンデンサＣ１１〜Ｃ１３は、それぞれ３Ｖ＋Δ１Ｖ（ティピカル値）＝４Ｖに充電される。
【００３７】
この時に必要な要素として、前述したが、第一義的に必要なのは、電力供給源、すなわち直流電源１０からの流出電流であり、電圧因子を有効利用する手段として、３個のコンデンサに直列的に充電することで、エネルギーの利用効率の向上を図っている。
【００３８】
次に、電圧コンバータ２０の動作を詳述する。電源投入時（図２の時刻ｔ０）、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ３１は、全て接点ａ側に切り替えられ、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３は、直流電源１０および定電流回路６に対して直列接続状態になっている。この状態で、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３は、定電流回路６からの１Ａの定電流により充電期間Ｔｃ（＝２００μｓｅｃ）に充電される。すなわち、各コンデンサＣ１１〜Ｃ１３には、それぞれ、（充電期間Ｔｃ＝２００μｓｅｃ）＊（充電電流ＩCHG ＝１Ａ）の電流時間積に相当する電荷（電気エネルギー）（図２に示すＣ１１による充電ブロック−１、Ｃ１２による充電ブロック−２およびＣ１３による充電ブロック−３）が蓄積される。
【００３９】
充電期間Ｔｃ中、２進−１０進デコーダ１５の−０出力により、トランジスタＱ２はオン状態になっており、抵抗Ｒｔｍの両端電圧（つまり、直列接続状態のコンデンサＣ１１〜Ｃ１３のトータル充電電圧と同じ）が、コンパレータＣＰ３で監視されている。抵抗Ｒｔｍの両端電圧（すなわち、直列接続状態のコンデンサＣ１１〜Ｃ１３のトータル充電電圧）が１３．５Ｖになると、コンパレータＣＰ３からハイレベル電圧が出力され、立上がり微分回路８に入力される。立上がり微分回路８の微分出力は、インバータ１０に入力される。それにより、インバータ１０の出力は論理「ＬＯＷ」、ＯＲゲート１１の出力は論理「ＨＩＧＨ」、インバータ１２の出力は論理「ＬＯＷ」となり、バイナリカウンタ１４のクロック入力ＣＬＫに入力される。それにより、バイナリカウンタ１４よりカウント値１に相当する「００１」の出力が、２進−１０進デコーダ１５に入力されてデコードされ、−１出力より論理「ＬＯＷ」がインバータ１６に入力される。−１出力が論理「ＬＯＷ」となったとき、他の出力は論理「ＨＩＧＨ」となる。そして、インバータ１６から論理「ＨＩＧＨ」のＳＷ１ｎ−ＯＮ信号が出力され、それにより、スイッチＳＷ１１およびＳＷ１２が接点ａ側から接点ｂ側に切り換えられる（図２の時刻ｔ１）。
【００４０】
スイッチＳＷ１１およびＳＷ１２が接点ａ側から接点ｂ側に切り換えられたことにより、コンデンサＣ１１に充電されていた４Ｖの電荷（電気エネルギー）は、抵抗Ｒｓｒを介してコンデンサＣ２側へ放電され、コンデンサＣ２に転送される。コンデンサＣ２は、コンデンサＣ１１から転送された電荷（電気エネルギー）を蓄積し、蓄積された電荷（電気エネルギー）により、負荷側（レギュレータ２および負荷３）へ必要な電力（すなわち、負荷電圧１Ｖおよび負荷電流１００ｍＡとなる電力）を供給する。すなわち、充電時、コンデンサＣ１１に充電された（充電期間Ｔｃ＝２００μｓｅｃ）＊（充電電流ＩCHG ＝１Ａ）／（Ｃ１１の容量＝２００μＦ）＝Δ１Ｖの電流時間積に相当する電荷（電気エネルギー）（図２に示すＣ１１による充電ブロック−１）は、放電時、Δ１Ｖ＊（Ｃ１１の容量＝２００μＦ）／１００ｍＡ＝２ｍｓｅｃ（放電期間Ｔｄ）の電流時間積に相当する電気エネルギー（図２に示すＣ１１による放電ブロック−１）に変換されて利用される。
【００４１】
コンデンサＣ１１がセカンダリ側に接続されると、その瞬間の抵抗Ｒｓｒのレギュレータ側電位は、約４Ｖになるため、Ｖｒｅｆ４＝３．５Ｖの基準電圧を上回ることになり、コンパレータＣＰ１の出力は論理「ＬＯＷ」となることにより、ＲＳフリップフロップＦＦはセットされる。この状態で、時間が経過し、コンデンサｃ１１の端子電圧が減少し、放電終止電圧の３Ｖを下回ると、コンパレータＣＰ２の出力によりＲＳフリップフロップＦＦがリセットされ、ＲＳフリップフロップＦＦの−Ｑ出力からハイレベル電圧が出力され、立上がり微分回路７に入力される。立上がり微分回路７の微分出力は、インバータ９に入力される。それにより、インバータ９の出力は論理「ＬＯＷ」、ＯＲゲート１１の出力は論理「ＨＩＧＨ」、インバータ１２の出力は論理「ＬＯＷ」となり、バイナリカウンタ１４のクロック入力ＣＬＫに入力される。そして、バイナリカウンタ１４よりカウント値２に相当する「０１０」の出力が２進−１０進デコーダ１５に入力されてデコードされ、−２出力より論理「ＬＯＷ」がインバータ１７に入力される。−２出力が論理「ＬＯＷ」となったとき、他の出力は論理「ＨＩＧＨ」となる。そして、インバータ１７から論理「ＨＩＧＨ」のＳＷ２ｎ−ＯＮ信号が出力され、それにより、スイッチＳＷ２１およびＳＷ２２が接点ａ側から接点ｂ側に切り換えられる（図２の時刻ｔ２）。
【００４２】
スイッチＳＷ２１およびＳＷ２２が接点ａ側から接点ｂ側に切り換えられたことにより、コンデンサＣ１２に充電されていた４Ｖの電荷（電気エネルギー）は、抵抗Ｒｓｒを介してコンデンサＣ２側へ放電され、コンデンサＣ２に転送される。コンデンサＣ２は、コンデンサＣ１２から転送された電荷（電気エネルギー）を蓄積し、蓄積された電荷（電気エネルギー）により、負荷側（レギュレータ２および負荷３）へ必要な電力（すなわち、負荷電圧１Ｖおよび負荷電流１００ｍＡとなる電力）を引き続き供給する。すなわち、充電時、コンデンサＣ１２に充電された（充電期間Ｔｃ＝２００μｓｅｃ）＊（充電電流ＩCHG ＝１Ａ）／（Ｃ１２の容量＝２００μＦ）＝Δ１Ｖの電流時間積に相当する電荷（電気エネルギー）（図２に示すＣ１２による充電ブロック−２）は、放電時、Δ１Ｖ＊（Ｃ１２の容量＝２００μＦ）／１００ｍＡ＝２ｍｓｅｃ（放電期間Ｔｄ）の電流時間積に相当する電気エネルギー（図２に示すＣ１２による放電ブロック−２）に変換されて利用される。
【００４３】
なお、２進−１０進デコーダ１５の−２出力が論理「ＬＯＷ」になったときは−１出力は論理「ＬＯＷ」から論理「ＨＩＧＨ」に復帰するので、スイッチＳＷ１１およびＳＷ１２は再び、接点ｂ側から接点ａ側に切り換えられている。
【００４４】
コンデンサＣ１２がセカンダリ側に接続された状態で負荷側への電力供給のため負荷側へ放電しているコンデンサＣ２の端子電圧が減少し、３．５Ｖに達すると、コンパレータＣＰ１の出力によりＲＳフリップフロップＦＦがセットされ、コンデンサＣ１の端子電圧がさらに減少し、放電終止電圧３Ｖに達すると、コンパレータＣＰ２の出力によりＲＳフリップフロップＦＦがリセットされ、ＲＳフリップフロップＦＦの−Ｑ出力からハイレベル電圧が出力され、立上がり微分回路７に入力される。立上がり微分回路７の微分出力は、インバータ９に入力される。それにより、インバータ９の出力は論理「ＬＯＷ」、ＯＲゲート１１の出力は論理「ＨＩＧＨ」、インバータ１２の出力は論理「ＬＯＷ」となり、バイナリカウンタ１４のクロック入力ＣＬＫに入力される。そして、バイナリカウンタ１４よりカウント値３に相当する「０１１」の出力が２進−１０進デコーダ１５に入力されてデコードされ、−３出力より論理「ＬＯＷ」がインバータ１７に入力される。−３出力が論理「ＬＯＷ」となったとき、他の出力は論理「ＨＩＧＨ」となる。そして、インバータ１８から論理「ＨＩＧＨ」のＳＷ３ｎ−ＯＮ信号が出力され、それにより、スイッチＳＷ３１が接点ａ側から接点ｂ側に切り換えられる（図２の時刻ｔ３）。
【００４５】
スイッチＳＷ３１が接点ａ側から接点ｂ側に切り換えられたことにより、コンデンサＣ１３に充電されていた４Ｖの電荷（電気エネルギー）は、抵抗Ｒｓｒを介してコンデンサＣ２側に放電され、コンデンサＣ２に転送される。コンデンサＣ２は、コンデンサＣ１３から転送された電荷（電気エネルギー）を蓄積し、蓄積された電荷（電気エネルギー）により、負荷側（レギュレータ２および負荷３）へ必要な電力（すなわち、負荷電圧１Ｖおよび負荷電流１００ｍＡとなる電力）を引き続き供給する。すなわち、充電時、コンデンサＣ１３に充電された（充電期間Ｔｃ＝２００μｓｅｃ）＊（充電電流ＩCHG ＝１Ａ）／（Ｃ１３の容量＝２００μＦ）＝Δ１Ｖの電流時間積に相当する電荷（電気エネルギー）（図２に示すＣ１３による充電ブロック−３）は、放電時、Δ１Ｖ＊（Ｃ１３の容量＝２００μＦ）／１００ｍＡ＝２ｍｓｅｃ（放電期間Ｔｄ）の電流時間積に相当する電気エネルギー（図２に示すＣ１３による放電ブロック−３）に変換されて利用される。
【００４６】
なお、２進−１０進デコーダ１５の−３出力が論理「ＬＯＷ」になったときは−２出力は論理「ＬＯＷ」から論理「ＨＩＧＨ」に復帰するので、スイッチＳＷ２１およびＳＷ２２は再び、接点ｂ側から接点ａ側に切り換えられている。
【００４７】
インバータ１７から論理「ＨＩＧＨ」のＳＷ３ｎ−ＯＮ信号は、スイッチＳＷ３１に供給されると共にＮＡＮＤゲート１３の一方の入力にも供給されているので、ＮＡＮＤゲート１３の出力は論理「ＬＯＷ」となり、バイナリカウンタ１４のリセット入力ＣＬＲに入力される。それにより、バイナリカウンタ１４はリセットされる。
【００４８】
その結果、２進−１０進デコーダ１５の−３出力は論理「ＬＯＷ」から論理「ＨＩＧＨ」に復帰するので、スイッチＳＷ３１は再び、接点ｂ側から接点ａ側に切り換えられ（図２の時刻ｔ４）、それにより、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３は、全て定電流回路６に直列接続された状態となり、再び充電動作が開始され、充電期間Ｔｃの終了時（図２の時刻ｔ５）まで充電される。コンデンサＣ２は、コンデンサＣ１が充電状態になっている間も、負荷３に連続して１Ｖを供給できるように、負荷側（レギュレータ２および負荷３）へ電力を供給し続ける。
【００４９】
以下同様に、上述の充電動作および放電（転送）動作が繰り返され、負荷側（レギュレータ２および負荷３）へ必要な電力を、直流電源１０の電源電圧を降圧した出力電圧で供給し続ける。
【００５０】
このように、本実施の形態によれば、充電時、直流電源１０から定電流回路６を介して直列接続状態のプライマリコンデンサＣ１１〜Ｃ１３に一定電流で充電期間Ｔｃの間充電された電荷（電気エネルギー）は、放電時、順次個別的にセカンダリコンデンサＣ２に転送されることにより、プライマリコンデンサＣ１１〜Ｃ１４を充放電させる充電期間の到来するインターバルを長くすることができ、負荷側（レギュレータ２および負荷３）が必要とする、降圧された出力電圧および負荷電流の電力として供給されるので、負荷３を駆動する際に電力供給源（直流電源１０）から供給される電力ロスを軽減し、電気エネルギーの利用効率を向上させることができる。
【００５１】
また、充電時、各プライマリコンデンサＣ１１〜Ｃ１３に、定電流回路６からの一定電流ＩCHG と充電期間Ｔｃとの積である第１の電流時間積に相当する電気エネルギーがそれぞれ蓄積され、放電時、各プライマリコンデンサＣ１１〜Ｃ１３から一定電流ＩCHG より小さい放電電流ＩDCHGと前記充電期間Ｔｃより長い放電期間Ｔｄとの積でありかつ第１の電流時間積と同一値の第２の電流時間積に相当する電気エネルギーが順次放電されてセカンダリコンデンサＣ２に転送されるようにしたので、降圧する際の電力ロスを軽減することができる。
【００５２】
以上の通り、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこれに限らず、種々の変形、応用が可能である。
【００５３】
たとえば、上述の実施の形態において、電流制限手段は定電流回路としたが、これは何等かの形で電流を制限すれば良い部分であり、したがって、定電流回路以外の抵抗等の適用も可能である。
【００５４】
また、上述の実施の形態において、プライマリコンデンサＣ１１〜Ｃ１３の充電停止電圧および放電終止電圧は、要求される負荷電圧値等に応じて適宜変更することができる。
【００５５】
また、プライマリコンデンサの個数は、上述の実施の形態の３個に限らず、任意の数とすることができる。
【００５６】
また、上述の実施の形態では、プライマリコンデンサの充放電の切り換えタイミングを、直列接続状態で充電される複数のプライマリコンデンサのトータル充電電圧と、放電時に個別的に放電状態となる各プライマリコンデンサの端子電圧とを監視することにより決定しているが、このような充放電電圧の監視ではなく、充電期間および放電期間を予め定めておき、この充放電期間の経過をタイマで監視して充放電を切り替えるようにすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の実施の形態に係る電圧コンバータを含む電源装置の構成を示す回路図である。（実施の形態）
【図２】図１の電圧コンバータの動作を説明する概念図である。（実施の形態）
【図３】（Ａ）は従来の電源装置の一例を示す構成図、（Ｂ）は等価回路図である。
【図４】図３の電源装置における具体例を示す等価回路図である。
【図５】従来の非チョッパ型シリーズレギュレータ式電圧コンバータの構成例を示す回路図である。
【図６】従来の非チョッパ型シリーズレギュレータ式電圧コンバータの他の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５８】
６      定電流回路（電流制限手段）
１０      直流電源
２０      電圧コンバータ
３０      切り換え回路（切り換え手段）
４０      制御回路（制御手段）
Ｃ１１    コンデンサ（プライマリコンデンサ）
Ｃ１２    コンデンサ（プライマリコンデンサ）
Ｃ１３    コンデンサ（プライマリコンデンサ）
Ｃ２      コンデンサ（セカンダリコンデンサ）
ＣＰ１    コンパレータ
ＣＰ２    コンパレータ（第２の判定手段）
ＣＰ３    コンパレータ（第１の判定手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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