(57)【要約】【課題】モータの駆動コイルに接続された駆動トランジスタのオンオフ動作が安定して行われる電源電圧の範囲を拡大させる。【解決手段】モータが具備する駆動コイルに接続された電界効果型の駆動トランジスタをオンオフ制御して前記駆動コイルに流れるコイル電流を制御することによりモータ制御を行うモータ駆動回路において、電源電圧に応じた第１のレベルを有しており前記駆動トランジスタのオンオフを制御する駆動信号を生成する駆動制御回路と、前記電源電圧に基づいて前記第１のレベルよりも高い第２のレベルの昇圧電圧を生成するチャージポンプ回路と、前記昇圧電圧を前記第２のレベルから前記第１のレベルより高く且つ前記第２のレベルよりも低い第３のレベルへ定電圧化したレギュレート電圧を生成するレギュレート回路と、前記駆動信号を前記第１のレベルから前記第３のレベルに変圧して前記駆動トランジスタのゲート電極に印加させるゲート電圧を生成するインバータ回路と、を有する。【選択図】図１
2008259340.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータが具備する駆動コイルに接続された電界効果型の駆動トランジスタをオンオフ制御して前記駆動コイルに流れるコイル電流を制御することによりモータ制御を行うモータ駆動回路において、
電源電圧に応じた第１のレベルを有しており前記駆動トランジスタのオンオフを制御する駆動信号を生成する駆動制御回路と、
前記電源電圧に基づいて前記第１のレベルよりも高い第２のレベルの昇圧電圧を生成するチャージポンプ回路と、
前記昇圧電圧を前記第２のレベルから前記第１のレベルより高く且つ前記第２のレベルよりも低い第３のレベルへ定電圧化したレギュレート電圧を生成するレギュレート回路と、
前記駆動信号を前記第１のレベルから前記第３のレベルに変圧して前記駆動トランジスタのゲート電極に印加させるゲート電圧を生成するインバータ回路と、
を有することを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ駆動回路において、
前記駆動トランジスタは、前記駆動コイルにコイル電流を吐出する吐出側トランジスタと、前記駆動コイルに流れるコイル電流を吸い込む吸込側トランジスタと、により構成され、
前記インバータ回路は、
前記吐出側トランジスタのオンオフを制御する前記駆動信号を前記第１のレベルから前記第２のレベルに変圧して前記吐出側トランジスタのゲート電極に印加させる第１のゲート電圧を生成する吐出側インバータ回路と、
前記吸込側トランジスタのオンオフを制御する前記駆動信号を前記第１のレベルから前記第３のレベルに変圧して前記吸込側トランジスタのゲート電極に印加させる第２のゲート電圧を生成する吸込側インバータ回路と、
を有することを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項３】
請求項１に記載のモータ駆動回路において、
前記モータは、複数相の駆動コイルを具備するセンサレスモータであり、
前記昇圧電圧が印加されて動作可能となり、前記センサレスモータから得られる前記センサレスモータの回転速度に応じた周波数を有する回転信号を二値化した二値化信号を出力する二値化回路と
前記二値化信号のエッジ間隔よりも長い所定カウント期間をカウントしていき、前記二値化信号のエッジのタイミングで前記所定カウント期間のカウントをリセットするカウンタと、を有し、
前記駆動制御回路は、前記センサレスモータを起動する場合、前記カウンタが前記所定カウント期間をカウントしたとき前記駆動コイルの各相の通電を切り替える制御を行うこと、を特徴とするモータ駆動回路。
【請求項４】
モータが具備する駆動コイルを接続するための所定の端子を具備しており、当該駆動コイルにコイル電流を流すための電界効果型の駆動トランジスタをオンオフ制御することによりモータ制御を行う集積化されたモータ駆動回路において、
電源電圧に応じた第１のレベルを有しており前記駆動トランジスタのオンオフを制御する駆動信号を生成する駆動制御回路と、
前記電源電圧に基づいて前記第１のレベルよりも高い第２のレベルの昇圧電圧を生成するチャージポンプ回路と、
前記昇圧電圧を前記第２のレベルから前記第１のレベルより高く且つ前記第２のレベルよりも低い第３のレベルへ定電圧化したレギュレート電圧を生成するレギュレート回路と、
前記駆動信号を前記第１のレベルから前記第３のレベルに変圧して前記駆動トランジスタのゲート電極に印加させるゲート電圧を生成するインバータ回路と、
を有することを特徴とするモータ駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータ駆動回路は、電源電圧ＶＣＣを動作電圧とし、モータの全体的な制御を司るロジック回路と、ロジック回路より出力される駆動信号に基づいてオンオフし、モータが具備する駆動コイルに流れるコイル電流の供給、停止、向き等を制御する電界効果型の駆動トランジスタ（Ｈブリッジ回路等）と、によって主に構成される。尚、ロジック回路は、電源電圧ＶＣＣのレベルを低くして定電圧化したレギュレート電圧ＶＲＥＧが印加されることによって動作可能となる。これに対し、駆動トランジスタは、電源電圧ＶＣＣが印加されることによって動作可能となり且つ駆動信号に基づき生成される電源電圧ＶＣＣに応じたゲート電圧によってオンオフ動作する（例えば、以下に示す特許文献１を参照）。
【特許文献１】特開２００６−２３８５２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
近年、電源電圧ＶＣＣのレベルを低下させてモータ駆動回路を動作させたいという要請がある。しかし、電源電圧ＶＣＣのレベルを低下させることに伴ってレギュレート電圧ＶＲＥＧの生成が困難となり、ロジック回路の動作や、ひいては駆動トランジスタのオンオフ動作ができなくなる。また、電源電圧ＶＣＣのレベルを低下させてロジック回路が仮に動作できたとしても、ロジック回路より出力される駆動信号のレベル自体も低下してしまう。これにより、ロジック回路より出力される低レベルの駆動信号（ゲート電圧）によって駆動トランジスタがオンオフされるので、駆動トランジスタのオン抵抗が低下して効率が悪化する。このように、従来のモータ駆動回路は、駆動トランジスタのオンオフ動作が安定して行われる電源電圧ＶＣＣの範囲が狭いという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
前記課題を解決するための主たる発明は、モータが具備する駆動コイルに接続された電界効果型の駆動トランジスタをオンオフ制御して前記駆動コイルに流れるコイル電流を制御することによりモータ制御を行うモータ駆動回路において、電源電圧に応じた第１のレベルを有しており前記駆動トランジスタのオンオフを制御する駆動信号を生成する駆動制御回路と、前記電源電圧に基づいて前記第１のレベルよりも高い第２のレベルの昇圧電圧を生成するチャージポンプ回路と、前記昇圧電圧を前記第２のレベルから前記第１のレベルより高く且つ前記第２のレベルよりも低い第３のレベルへ定電圧化したレギュレート電圧を生成するレギュレート回路と、前記駆動信号を前記第１のレベルから前記第３のレベルに変圧して前記駆動トランジスタのゲート電極に印加させるゲート電圧を生成するインバータ回路と、を有することとする。
【発明の効果】
【０００５】
本発明によれば、駆動コイルにコイル電流を流すための駆動トランジスタのオンオフ制御を安定して行うことが可能な電源電圧の範囲を拡大させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
＜＜＜センサレスモータ駆動回路の信号処理系統＞＞＞
図２を参照しつつ、図１を用いて本発明に係るセンサレスモータ駆動回路１００の信号処理系統について説明する。尚、センサレスモータ駆動回路１００を用いて構成されるモータシステムとして、電化機器（パソコン、エアコン、冷蔵庫等）において発生する熱を外部に排出させるファン（羽根）用のモータ（ファンモータ）を回転駆動させるファンモータシステムを例示する。また、センサレスモータ駆動回路１００として、Ｂｉ−ＣＭＯＳプロセスの集積回路の場合を例示する。
【０００７】
センサレスモータ駆動回路１００のＵＯ端子、ＶＯ端子、ＷＯ端子には、スター結線され且つ電気角１２０度の位相差を有してステータに巻回された３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の駆動コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗが接続される。これにより、３相の駆動コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗは、ＵＯ端子、ＶＯ端子、ＷＯ端子を介して、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６により構成された駆動トランジスタ回路と接続される。尚、ソース電源ライン１０２側に設けたＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５は、ソース電源ライン１０２からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の駆動コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに向けて流れるコイル電流ＩＬを吐出するソース側（吐出側）トランジスタであり、シンク電源ライン１０４側に設けたＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の駆動コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗからシンク電源ライン１０４に向けて流れるコイル電流ＩＬを吸い込むシンク側（吸込側）トランジスタである。
【０００８】
ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１乃至Ｍ６が適宜のタイミングでオンオフすると、電源電圧ＶＣＣのレベルに応じたコイル電流ＩＬが、３相の駆動コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに供給される。これにより、予め定められた方向（例えば正回転）にセンサレスモータが回転し、３相の駆動コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの一端には、電気角１２０度の位相差を有するコイル電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが発生する。尚、コイル電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、センサレスモータの回転速度に応じた周波数を有する回転信号といえる。これらのコイル電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、ＵＯ端子、ＶＯ端子、ＷＯ端子を介して、３入力１出力のスイッチ回路１１０が具備する入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに印加される。
【０００９】
コンパレータ１２０において後述のゼロクロスポイントの検出対象となるＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうちのいずれか１相に応じて、スイッチ回路１１０の入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに印加されるコイル電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがセンサレスロジック回路１３０により選択される。そして、選択された電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが、スイッチ回路１１０の出力端子を介してコンパレータ１２０の＋端子に印加される。一方、コンパレータ１２０の−端子の方には、センサレスモータ駆動回路１００のＣＯＭ端子を介して３相の駆動コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗのスター結線の中性点電圧Ｖｃｏｍが印加される。即ち、＋端子に印加されるコイル電圧は、スイッチ回路１１０の出力（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのいずれか）と中性点電圧Ｖｃｏｍとが交差するゼロクロスポイントを検出する相のコイル電圧であり、中性点電圧Ｖｃｏｍは、ゼロクロスポイントを検出する相以外の二相の駆動コイルの接続点の電圧である。
【００１０】
これにより、コンパレータ１２０は、＋端子に印加されたスイッチ回路１１０において選択されたコイル電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、−端子に印加された中性点電圧Ｖｃｏｍと、が交差するゼロクロスポイントを検出する。そして、コンパレータ１２０は、当該ゼロクロスポイントでエッジが切り替わる矩形波状のＦＧ信号（回転信号の二値化信号）をセンサレスロジック回路１３０に向けて出力するとともに、ＦＧ出力端子を介してマイコン４００に向けて出力する。
【００１１】
センサレスロジック回路１３０は、発振器１６０により生成されるシステムクロックＭＣＬＫに従って所定の通電制御を行う。具体的には、コンパレータ１２０から出力されたＦＧ信号からキックバックパルスＫＢと対応するノイズを除去（マスク）した上で、当該ノイズ除去後のＦＧ信号に基づいて、図２に示す駆動信号Ｕ１、Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１、Ｗ２を生成出力する。尚、駆動信号Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１は、ソース電源ライン１０２側にあるＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５の各ゲート電極を駆動するための制御信号であり、駆動信号Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２は、シンク電源ライン１０４側にあるＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６の各ゲート電極を駆動するための制御信号である。駆動信号Ｕ１、Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１、Ｗ２は、プリドライブ回路１４０によってレベル調整され、駆動信号Ｕ１’、Ｕ２’、Ｖ１’、Ｖ２’、Ｗ１’、Ｗ２’として、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６の各ゲート電極に印加される。
【００１２】
ここで、駆動信号Ｕ１、Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１、Ｗ２によるＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６の通電制御の一例を、図２を用いて説明する。
【００１３】
例えば、図２に示す最初の期間Ｔ０（電気角６０度に相当する期間）では、駆動信号Ｕ１、Ｖ２がＨレベルとなり、駆動信号Ｕ２、Ｖ１、Ｗ１、Ｗ２はＬレベルとなる。従って、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ４のみがオンとなる。この結果、ソース電源ライン１０２、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１のドレイン・ソース路、駆動コイルＬｖ、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ４のドレイン・ソース路、シンク電源ライン１０４に至る電流経路が形成される。言い換えると、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１はコイル電流ＩＬを駆動コイルＬｖに向けて吐出するとともに、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ４は駆動コイルＬｖから当該コイル電流ＩＬを吸込むことになる。
【００１４】
また、図２に示す期間Ｔ０の次の期間Ｔ１（電気角６０度に相当する期間）では、駆動信号Ｕ１、Ｗ２がＨレベルとなり、駆動信号Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１はＬレベルとなる。従って、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ６のみがオンとなる。この結果、ソース電源ライン１０２、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１のドレイン・ソース路、駆動コイルＬｗ、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ６のドレイン・ソース路、シンク電源ライン１０４に至る電流経路が形成される。言い換えると、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１はコイル電流ＩＬを駆動コイルＬｗに向けて吐出するとともに、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ６は駆動コイルＬｗから当該コイル電流ＩＬを吸込むことになる。
【００１５】
このように、センサレスロジック回路１３０は、センサレスモータ自体が起動前のロータとステータの間の相対位置を特定できないことを考慮して、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６の所定の通電順序に従って、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の駆動コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗを通電するための制御を行う。
【００１６】
ところで、コンパレータ１２０より出力されるＦＧ信号は、センサレスロジック回路１３０の他に、起動カウンタ１２５にも入力される。起動カウンタ１２５は、コンパレータ１２０より入力されたＦＧ信号に基づいて、所定のカウント期間のカウントを行う。このカウント結果により、センサレスロジック回路１３０は、センサレスモータ起動時の駆動コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの通電を切り替えるタイミング設定を行う。具体的には、起動カウンタ１２５は、ＦＧ信号のエッジ間隔よりも長い所定カウント期間をカウントし、ＦＧ信号のエッジタイミングで当該カウントをリセットするカウンタによって構成することができる。
【００１７】
＜＜＜センサレスモータ駆動回路の電源系統＞＞＞
図２、図３、図４を参照しつつ、図１を用いて本発明に係るセンサレスモータ駆動回路１００の電源系統について説明する。
【００１８】
センサレスモータ駆動回路１００のＶＭ端子には、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御を行うために回転速度に応じたレベルの電源電圧ＶＣＣが印加される。また、センサレスモータ駆動回路１００のＧＮＤ端子には抵抗素子Ｒｄを介して接地される。
【００１９】
ＶＭ端子に印加された電源電圧ＶＣＣは、基準電圧生成回路１５０によって基準電圧ＶＲＥＦに変換される。基準電圧ＶＲＥＦは、センサレスモータ駆動回路１００内部の各種回路を動作させるバイアス電圧として用いられる。尚、本実施形態では、電源電圧ＶＣＣのレベルを本発明に係る「第１のレベル」とするが、基準電圧ＶＲＥＦのレベルを「第１のレベル」としてもよい。
【００２０】
また、ＶＭ端子に印加された電源電圧ＶＣＣは、チャージポンプ回路１８０によって、当該電源電圧ＶＣＣを２倍に昇圧した昇圧電圧ＶＧに変換される。尚、昇圧電圧ＶＧのレベルが、本発明に係る「第２のレベル」に該当する。具体的には、チャージポンプ回路１８０は、ＣＰ端子とＣＰＣ端子との間に接続された容量素子Ｃ３を充電することにより、電源電圧ＶＣＣの昇圧を行う。また、チャージポンプ回路１８０から出力される昇圧電圧ＶＧは、ＶＧ端子に接続された容量素子Ｃ２によって平滑化された上で、レギュレート回路１９０、プリドライブ回路１４０、コンパレータ１２０に供給される。尚、チャージポンプ回路１８０は、例えば、ダイオード素子による電圧リミッタ回路によって、昇圧電圧ＶＧのレベルがＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５のゲート耐圧ＶＢを超えない制限をかけている。
【００２１】
レギュレート回路１９０は、チャージポンプ回路１８０から供給された昇圧電圧ＶＧのレベルを低下させ、定電圧化したレギュレート電圧ＶＲＥＧを生成する。尚、レギュレート電圧ＶＲＥＧのレベルは、本発明に係る「第３のレベル」に該当する。具体的には、レギュレート回路１９０は、昇圧電圧ＶＧが印加されることで動作可能なオペアンプ１９５を有する。オペアンプ１９５の＋端子には抵抗素子Ｒ１、Ｒ２によって昇圧電圧ＶＧを分圧した分圧電圧Ｖｄが印加され、オペアンプ１９５の−端子には基準電圧ＶＲが印加される。尚、分圧電圧Ｖｄのレベルは「ＶＧ×Ｒ２÷（Ｒ１＋Ｒ２）」として設定される。例えば、分圧電圧Ｖｄが基準電圧ＶＲよりもレベルが高くなる場合、オペアンプ１９５の出力によってＰＭＯＳ電界効果トランジスタＭ７はオフする方向へ状態変化する。これにより、分圧電圧Ｖｄは基準電圧ＶＲのレベルに近づくようレベルが低くなる。一方、分圧電圧Ｖｄが基準電圧ＶＲよりもレベルが低くなる場合、オペアンプ１９５の出力によってＰＭＯＳ電界効果トランジスタＭ７はオンさせる方向へ状態変化する。これにより、分圧電圧Ｖｄは基準電圧ＶＲのレベルに近づくようレベルが高くなる。
【００２２】
以上のように、レギュレート回路１９０は、昇圧電圧ＶＧによって動作し、昇圧電圧ＶＧに基づく分圧電圧Ｖｄを基準電圧ＶＲに合わせ込む制御を行う。そして、分圧電圧Ｖｄが基準電圧ＶＲに合わせ込まれたとき、レギュレート回路１９０から出力されるレギュレート電圧ＶＲＥＧのレベルは「ＶＲ×（Ｒ１＋Ｒ２）÷Ｒ２」となる。かかるレギュレート電圧ＶＲＥＧは、プリドライブ回路１４０に供給される。尚、レギュレート回路１９０は、基準電圧ＶＲのレベルを調整することにより、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６のゲート耐圧ＶＢを超えないようにレギュレータ電圧ＶＲＥＧのレベルに制限をかける。
【００２３】
以上のように、ＶＭ端子に印加された電源電圧ＶＣＣは、基準電圧生成回路１５０によって基準電圧ＶＲＥＦに変換される場合と、チャージポンプ回路１８０によって昇圧電圧ＶＧに変換される場合と、レギュレート回路１９０によってレギュレート電圧ＶＲＥＧに変換される場合と、基準電圧ＶＲＥＦ、昇圧電圧ＶＧ並びにレギュレート電圧ＶＲＥＧのいずれにも変換されない場合と、がある。電源電圧ＶＣＣはＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６による駆動トランジスタ回路に印加され、基準電圧ＶＲＥＦはセンサレスロジック回路１３０、発振器１６０、チャージポンプ回路１８０に印加される。また、昇圧電圧ＶＧはコンパレータ１２０、プリドライブ回路１４０、レギュレート回路１９０に印加され、レギュレート電圧ＶＲＥＧはプリドライブ回路１４０に印加される。
【００２４】
ここで、図３を用いて、昇圧電圧ＶＧとレギュレート電圧ＶＲＥＧが印加されるプリドライブ回路１４０について説明する。
【００２５】
ソース側インバータ回路１４１は、チャージポンプ回路１８０から昇圧電圧ＶＧが印加されることによって動作可能となる。そして、センサレスロジック回路１３０において基準電圧ＶＲＥＦに基づき生成された駆動信号Ｕ１のレベルを、昇圧電圧ＶＧのレベルに変圧して駆動信号Ｕ１’として出力する。即ち、ソース側のＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１のゲート電極に対して、昇圧電圧ＶＧのレベルに変圧された駆動信号Ｕ１’が、ゲート電圧として印加される。尚、ソース側インバータ回路１４３、１４５についても同様であるので、それぞれ説明を省略する。
【００２６】
シンク側インバータ回路１４２は、レギュレート回路１９０からレギュレート電圧ＶＲＥＧが印加されることによって動作可能となる。そして、センサレスロジック回路１３０において基準電圧ＶＲＥＦに基づき生成された駆動信号Ｕ２のレベルを、レギュレート電圧ＶＲＥＧのレベルに変圧して駆動信号Ｕ２’として出力する。即ち、シンク側のＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２のゲート電極に対して、レギュレート電圧ＶＲＥＧのレベルに変圧した駆動信号Ｕ２’が、ゲート電圧として印加される。尚、シンク側インバータ回路１４４、１４６についても同様であるので、それぞれ説明を省略する。
【００２７】
図４は、電源電圧ＶＣＣに対する昇圧電圧ＶＧ、レギュレート電圧ＶＲＥＧ並びにゲート耐圧ＶＢそれぞれの関係を示した図である。図４に示すとおり、レギュレート電圧ＶＲＥＧのレベルは、リミッタ回路によって上限が制限されるまでの間、電源電圧ＶＣＣのレベルに比例する。一方、レギュレート電圧ＶＲＥＧ並びにゲート耐圧ＶＢの各レベルは、電源電圧ＶＣＣのレベルに対して常に一定である。
【００２８】
また、電源電圧ＶＣＣ、昇圧電圧ＶＧ、レギュレート電圧ＶＲＥＧ及びゲート耐圧ＶＢのレベルの関係としては、つぎの第１のパターン及び第２のパターンに分類される。尚、電源電圧ＶＣＣの通常のレベルは「３Ｖ」、また、レギュレート電圧ＶＲＥＧは「３．５Ｖ」、ゲート耐圧ＶＢは「１０Ｖ」とする。ゲート耐圧ＶＢを超えないように設定された昇圧電圧ＶＧの上限値は「９Ｖ」とする。
【００２９】
まず、第１のパターンとして、電源電圧ＶＣＣが「２Ｖ」のとき、昇圧電圧ＶＧはゲート耐圧ＶＢによる制限がかからず電源電圧ＶＣＣを２倍した「４Ｖ」となる。従って、「ＶＣＣ（２Ｖ）＜ＶＲＥＧ（３．５Ｖ）＜ＶＧ（４Ｖ）＜ＶＢ（１０Ｖ）」の関係が成立する。つぎに、第２のパターンとして、電源電圧ＶＣＣが「６Ｖ」のとき、昇圧電圧ＶＧは本来「６Ｖ」を２倍した「１２Ｖ」となるところ、ゲート耐圧ＶＢによる制限がかかり「９Ｖ」となる。従って、「ＶＲＥＧ（３．５Ｖ）＜ＶＣＣ（６Ｖ）＜ＶＧ（９Ｖ）＜ＶＢ（１０Ｖ）」の関係が成立する。
【００３０】
＜＜＜本発明の効果＞＞＞
本発明では、電源電圧ＶＣＣのレベル変化が生じても、電界効果型の駆動トランジスタのゲート電圧として常に一定のレギュレート電圧ＶＲＥＧが用いられ、そのゲート電圧は常にゲート耐圧を超えないように制限がかけられる。これにより、電源電圧ＶＣＣのレベルを低下させた場合、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６の各ゲート電極に対して、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６を確実にオンさせるゲート電圧を印加することができる。反対に、電源電圧ＶＣＣのレベルを高くした場合、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６のゲート電極に印加されるゲート電圧はゲート耐圧を超えないように制限されるので、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６の故障を未然に防止できる。以上により、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６のオンオフ動作が安定して行われる電源電圧ＶＣＣの範囲を拡大させることが可能になる。
【００３１】
また、本発明では、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５のゲート電圧（駆動信号Ｕ１’、Ｖ１’、Ｗ１’）として昇圧電圧ＶＧが用いられる。即ち、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５がオンするとき、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５のソース電圧はＶＭ端子に印加された電源電圧ＶＣＣに近似される。このとき、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５を確実にオンさせるためには、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓを電源電圧ＶＣＣよりも高いレベルに引き上げる必要がある。そこで、本発明では、電源電圧ＶＣＣよりも高レベルとなる昇圧電圧ＶＧを、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５のゲート電圧として用いるようにした。但し、昇圧電圧ＶＧは、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５のゲート耐圧ＶＢを超えない制限が課せられる。従って、電源電圧ＶＣＣが高レベルになったとしても、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５のゲート電極に対して印加される昇圧電圧ＶＧはゲート耐圧ＶＢを超えることはない。
【００３２】
さらに、本発明では、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６のゲート電圧（駆動信号Ｕ２’、Ｖ２’、Ｗ２’）としてレギュレート電圧ＶＲＥＧが用いられる。従来の場合、ゲート電圧は、電源電圧ＶＣＣをレギュレートした電源電圧ＶＣＣよりも低レベルのレギュレート電圧もしくは電源電圧ＶＣＣそのものであった。しかし、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御等に伴って電源電圧ＶＣＣのレベルを低下させる必要が生じたとき、従来の場合、電源電圧ＶＣＣのレベル低下に伴って、ゲート電圧のレベルが低下してしまい、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６をオンオフさせることが困難であった。そこで、本発明では、昇圧電圧ＶＧからレギュレートしたレギュレート電圧ＶＲＥＧが、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６のゲート電圧として用いられるようにした。これにより、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６のゲート電極に対して、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６を確実にオンさせることが可能なゲート電圧（レギュレート電圧ＶＲＥＧ）を印加させることが可能となった。但し、レギュレート電圧ＶＲＥＧは、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６のゲート耐圧ＶＢを超えない制限が課せられる。これにより、電源電圧ＶＣＣが高レベルになったとしても、ＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６のゲート電極に対してゲート耐圧ＶＢを超えないゲート電圧（レギュレート電圧ＶＲＥＧ）を印加させることが可能となった。
【００３３】
さらに、本発明では、ＦＧ信号を生成するためのコンパレータ１２０の動作電圧として、従来の場合の電源電圧ＶＣＣではなく、昇圧電圧ＶＧが用いられる。ところで、コンパレータ１２０は、スイッチ回路１１０において選択されたコイル電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのいずれか）と中性点電圧Ｖｃｏｍが交差するゼロクロスポイントでエッジが切り替わる矩形波状のＦＧ信号を生成するものである。尚、ＦＧ信号は、センサレスモータ起動時においてセンサレスロジック回路１３０が駆動信号Ｕ１、Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１、Ｗ２を生成するために用いられる。そうすると、電源電圧ＶＣＣのレベルを低下させると、従来の場合、コンパレータ１２０においてＦＧ信号の生成が困難になり、センサレスモータが起動しない恐れがあった。そこで、本発明では、コンパレータ１２０の動作電圧として昇圧電圧ＶＧが用いられるので、電源電圧ＶＣＣのレベルを低下させたとしても、コンパレータ１２０はＦＧ信号が安定して生成でき、これにより、センサレスモータを安定して起動させることが可能となる。
【００３４】
尚、前述した実施形態において、センサレスモータの駆動コイルに流れるコイル電流を制御するソース側トランジスタ及びシンク側トランジスタとしては、前述したＮＭＯＳ電界効果トランジスタＭ１乃至Ｍ６のみならず、ＰＭＯＳ電界効果トランジスタを採用可能である。但し、センサレスモータ駆動回路１００を小型化するためには、ソース側トランジスタ並びにシンク側トランジスタともにＮＭＯＳ電界効果トランジスタを採用する方が好ましい。
【００３５】
また、センサレスモータは、前述した３相モータの場合に限らず、単相モータの場合であってもよい。この場合、ソース側トランジスタ及びシンク側トランジスタは、単相モータのモータコイルに対してＨブリッジ接続される。
【００３６】
さらに、センサレスモータは、前述したセンサレスモータに限らず、ホール素子を具備したセンサ付きモータであってもよい。しかし、ＣＰＵ冷却用のファンモータシステムに本発明を適用する場合、センサ付きモータの場合よりも小型化が容易なセンサレスモータ、さらにはセンサレスモータ駆動回路１００を採用する方が好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明に係るセンサレスモータ駆動回路の全体的な構成を示した図である。
【図２】本発明に係るセンサレスモータ駆動回路の主要信号の波形図である。
【図３】本発明に係るプリドライブ回路の構成を示した図である。
【図４】本発明に係る電源電圧に対する昇圧電圧、レギュレート電圧並びにゲート耐圧の関係を示した図である。
【符号の説明】
【００３８】
１００  センサレスモータ駆動回路
１１０  スイッチ回路
１２０  コンパレータ
１２５  起動カウンタ
１３０  センサレスロジック回路
１４０  プリドライブ回路
１５０  基準電圧生成回路
１６０  発振器
１８０  チャージポンプ回路
１９０  レギュレート回路
４００  マイコン
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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