(57)【要約】【課題】力率のばらつきを抑えることで高力率の直流電源装置を提供する。【解決手段】交流電源１の半周期に最低１回、リアクタ６を介して交流電源１をスイッチング回路７により短絡する直流電源装置において、フォトカプラ１０を用いて交流電源１の正または負の半サイクルのいずれかにおいて、交流電源１に同期したパルス信号を出力する電圧位相検出回路８と、パルス信号の周期より交流電源１の電源周期Ｔを得るとともに、フォトカプラ１０のオン時の出力パルス信号の終了時刻から補正時間Ｔｚ経過した時刻Ｔ１と、時刻Ｔ１から交流電源１の電源周期Ｔの半分の時間経過した時刻Ｔ２を交流電源１のゼロクロス点として推定する制御回路９とを備え、フォトカプラ１０のオン時の出力パルス信号の幅Ｔｏｎに応じて第１の記憶部９ｃに記憶されたパルス信号幅Ｔｏｎと補正時間Ｔｚとから決定する補正時間Ｔｚにより交流電源１のゼロクロス点を補正する。【選択図】図１
2008259395.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、前記交流電源に直列に接続されるリアクタと、前記交流電源の両端に接続され前記交流電源を短絡・開放する少なくとも１つのスイッチング手段と、フォトカプラを用いて構成され前記交流電源に同期したパルス信号を発生する電圧位相検出手段と、前記電圧位相検出手段の出力信号に基づいて前記スイッチング手段を駆動する制御手段とを備え、前記交流電源の電圧位相に同期して前記交流電源の半周期毎に少なくとも１回、前記リアクタを介して前記スイッチング手段により交流電源を短絡・開放する直流電源装置において、
前記制御手段は、前記パルス信号のエッジおよび周期と、前記パルス信号に応じて決定される補正時間Ｔｚとから交流電源のゼロクロス点を推定し、前記ゼロクロス点を基準として前記スイッチング手段を駆動する直流電源装置。
【請求項２】
前記補正時間Ｔｚが、前記パルス信号の周期Ｔおよびパルス幅Ｔｏｎとから求められる（Ｔ／２−Ｔｏｎ）／２より小さな値に設定される請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項３】
前記補正時間Ｔｚが、前記パルス信号の周期Ｔおよびパルス幅Ｔｏｎと前記パルス信号のパルス幅Ｔｏｎに対して単調増加な関数αとを用いて、Ｔｚ＝（Ｔ／２−Ｔｏｎ）／２−αとして決定される請求項２に記載の直流電源装置。
【請求項４】
前記制御回路が、前記交流電源の半周期毎に前記スイッチング手段の短絡・開放動作を停止する動作モード時に、前記パルス信号の周期Ｔおよびパルス幅Ｔｏｎから得られる補正時間Ｔｚを用いる請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流電源装置。
【請求項５】
周囲温度を検出する温度検出部を備え、前記補正時間Ｔｚは、温度検出部によって検出された温度に応じて、予め定められた温度の関数ΔＴｚを用いてＴｚ＋ΔＴｚに補正される請求項１〜４のいずれか１項に記載の直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する直流電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ供給する直流電源装置として、交流電源のゼロクロス点を検出し、交流電源のゼロクロス点付近にて交流電源をリアクタを介して一定時間短絡することで、力率を改善しつつ、高い直流出力電圧を得ることができるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１１は、特許文献１に記載された従来の直流電源装置の構成を示すものである。
【０００４】
図１１に示すように、この直流電源装置は、交流電源１と、交流電源１からの交流電圧を整流する第１のダイオードブリッジ３１と、平滑用コンデンサ３２，３３，３４とで構成される倍電圧整流回路を備えている。さらに、交流電源１の両端には、リアクタ６を介して第２のダイオードブリッジ３５およびスイッチング素子３６が接続されている。
【０００５】
また力率改善部３７とゼロクロス検出部３８とインバータ制御部２３とが、制御回路３９内に設けられる。ゼロクロス検出部３８は交流電源１の両端に接続され、交流電源１のゼロクロス点を検出する。力率改善部３７は、交流電源１の半周期毎に、検出されたゼロクロス点から所定の時間だけスイッチング素子３６を短絡し、その後開放する。
【０００６】
これにより、交流電源１からの入力電流の導通幅を拡大し、力率を改善するとともに、リアクタ６に蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサ３２，３３，３４へ供給することで、通常の倍電圧整流回路よりも高い直流出力電圧を得ることができる。
【０００７】
ゼロクロス検出部３８では一般に、安価な構成とするために、交流電源１と制御回路３９との間における絶縁のため、フォトカプラが用いられる（例えば、特許文献２参照）。
【０００８】
また、特許文献１に記載の従来の直流電源装置は、負荷として、インバータ回路２１およびインバータ回路２１により駆動される電動機２２を備えており、インバータ回路２１を制御するインバータ制御部２３におけるパルス幅変調制御信号のデューティ比に基づいてスイッチング素子３６の短絡開始時刻および短絡期間を決定することで、負荷状態に応じて力率を改善することができる。
【特許文献１】特開平１０−２０１２４８号公報
【特許文献２】特開２００５−１９２２６６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、従来の直流電源装置のように、ゼロクロス検出部３８をフォトカプラで構成した場合、フォトカプラをオンさせるのに必要な交流電源１の電圧位相にてその出力信号のＨｉ／Ｌｏが切り替わるために、ゼロクロス検出部３８から出力されるゼロクロス検出信号のエッジ検出のタイミング、すなわちゼロクロス検出部３８が検出するゼロクロス点と、交流電源１の真のゼロクロス点との間には時間的ずれが生じてしまう。
【００１０】
また、一般にフォトカプラは、ＣＴＲ（電流増幅率）のばらつき範囲が広いため、この時間的ずれには、通常数百μｓ程度のばらつきが生じる。
【００１１】
さらに、従来の直流電源装置において、交流電源１の電源周期内に存在する２個のゼロクロス点を検出するためには、２個のフォトカプラの１次側を逆並列接続するか、特許文献２のゼロクロス検知回路のように、交流入力のフォトカプラを用いる必要があり、いずれにしても使用する１対のフォトカプラ間のＣＴＲの違いにより、交流電源１の正の半サイクルと負の半サイクルとにおいて、ゼロクロス検出信号のエッジ検出のタイミングと真のゼロクロス点間の時間に差異が生じる。
【００１２】
上記２つのばらつきは、いずれも交流電源１の半周期毎にリアクタ６を介して交流電源１を短絡・開放して昇圧動作を行う従来の直流電源装置において、スイッチング素子３６を短絡する位相タイミングにずれを生じさせる原因となる。
【００１３】
以上のように、従来の直流電源装置では、ゼロクロス検出部３８として、よく知られたフォトカプラを用いた回路構成を採用する場合、フォトカプラのばらつきによる直流電源装置の力率ばらつきに留意する必要がある。
【００１４】
特に電源半周期に複数回、リアクタ６を介して交流電源１を短絡・開放する直流電源装置では、交流電源１の電圧が高い位相においてもスイッチング素子３６を短絡・開放するため、位相ずれによって生じる力率ばらつきへの影響が大きくなりやすい。
【００１５】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、かかるスイッチング素子３６の短絡タイミングの位相ずれによって生じる力率のばらつきを抑制し、安定して高力率動作を実現する直流電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
前記従来の課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、前記交流電源に直列に接続されるリアクタと、前記交流電源の両端に接続され前記交流電源を短絡・開放する少なくとも１つのスイッチング手段と、フォトカプラを用いて構成され前記交流電源に同期したパルス信号を発生する電圧位相検出手段と、前記電圧位相検出手段の出力信号に基づいて前記スイッチング手段を駆動する制御手段とを備え、前記交流電源の電圧位相に同期して前記交流電源の半周期毎に少なくとも１回、前記リアクタを介して前記スイッチング手段により交流電源を短絡・開放する直流電源装置において、前記制御手段は、前記パルス信号のエッジおよび周期と、前記パルス信号に応じて決定される補正時間Ｔｚとから交流電源のゼロクロス点を推定し、前記ゼロクロス点を基準として前記スイッチング手段を駆動するものである。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の直流電源装置によれば、フォトカプラのオン期間に出力されるパルス信号の幅に応じて決定される補正時間によって、交流電源の一方のゼロクロス点を補正するとともに、得られたゼロクロス点と交流電源周期とを用いて他方のゼロクロス点を推定することによって、交流電源の真のゼロクロス点を正確に検出することができ、交流電源を最適な電圧位相にてリアクタを介して短絡・開放することができるため、力率ばらつきを抑制し、高力率動作を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
第１の発明は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、前記交流電源に直列に接続されるリアクタと、前記交流電源の両端に接続され前記交流電源を短絡・開放する少なくとも１つのスイッチング手段と、フォトカプラを用いて構成され前記交流電源に同期したパルス信号を発生する電圧位相検出手段と、前記電圧位相検出手段の出力信号に基づいて前記スイッチング手段を駆動する制御手段とを備え、前記交流電源の電圧位相に同期
して前記交流電源の半周期毎に少なくとも１回、前記リアクタを介して前記スイッチング手段により交流電源を短絡・開放する直流電源装置において、前記制御手段は、前記パルス信号のエッジおよび周期と、前記パルス信号に応じて決定される補正時間Ｔｚとから交流電源のゼロクロス点を推定し、前記ゼロクロス点を基準として前記スイッチング手段を駆動するものである。
【００１９】
これによって、フォトカプラの個別ばらつきに対応できるだけでなく、交流電源内の２個のゼロクロス点を検出する際に１対のフォトカプラのＣＴＲ差に影響されないことから、交流電源の正負の半サイクルにおけるばらつき差異によって生じるアンバランスを抑制することもできるため、交流電源のゼロクロス点を正確に検出することができる。その結果、スイッチング手段の短絡・開放を行う電圧位相のタイミングばらつきを抑制することができるため、力率ばらつきを抑えて高力率動作を実現することができる。
【００２０】
第２の発明は、第１の発明において、前記補正時間Ｔｚが、前記パルス信号の周期Ｔおよびパルス幅Ｔｏｎとから求められる（Ｔ／２−Ｔｏｎ）／２より小さな値に設定されるものである。これによって、フォトカプラのオフ時間による遅れ時間の影響を緩和することで、より正確に交流電源のゼロクロス点を検出することができるため、力率ばらつきをより小さくすることができる。
【００２１】
第３の発明は、第２の発明において、前記補正時間Ｔｚが、前記パルス信号の周期Ｔおよびパルス幅Ｔｏｎと前記パルス信号のパルス幅Ｔｏｎに対して単調増加な関数α（α＞０）とを用いて、Ｔｚ＝（Ｔ／２−Ｔｏｎ）／２−αとして決定されるものである。すなわち、フォトカプラのＣＴＲが大きくパルス信号のパルス幅Ｔｏｎが広くなるほど、遅れ時間に相当するαが大きくなるように設定されるものである。
【００２２】
これによって、フォトカプラのＣＴＲばらつきに応じたオフ時間のばらつきまでより正確に補正することができるため、直流電源装置の力率ばらつきをさらに小さくすることが可能となる。
【００２３】
第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、前記制御回路が、前記交流電源の半周期毎に前記スイッチング手段の短絡・開放動作を停止する動作モード時に、前記パルス信号の周期Ｔおよびパルス幅Ｔｏｎから得られる補正時間Ｔｚを用いるものである。
【００２４】
これによって、スイッチング手段を短絡・開放する動作モードにおいては、交流電源のゼロクロス点検出に必要な処理を簡略化することができるため、制御手段として用いるマイクロコンピュータの性能に対する要求を軽減でき、より安価なシステムにて高力率動作を実現することが可能となる。
【００２５】
第５の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明において、周囲温度を検出する温度検出部を備え、周囲温度に応じて前記補正時間Ｔｚを補正するものである。これによって、電圧位相検出手段におけるフォトカプラの温度特性ばらつきを抑制することができるため、直流電源装置の力率ばらつきをさらに小さくすることが可能となる。
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２７】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による直流電源装置の構成を示すブロック構成図である。
【００２８】
図１に示すように、整流回路２は、交流電源１の交流電圧を整流する。第１のコンデンサ３は、整流回路２の交流入力端の一方と整流回路２の一方の直流入力端との間に接続される。第２のコンデンサ４は、整流回路２の同じ交流入力端と整流回路２の他方の直流入力端との間に接続される。整流回路２と第１、第２のコンデンサ３、４とにより、負荷５へ直流電圧を供給する倍電圧整流回路が構成される。
【００２９】
リアクタ６は、交流電源１と整流回路２の交流入力端との間に接続される。スイッチング手段として機能するスイッチング回路７は、交流電源１を短絡するための、ダイオードブリッジやＭＯＳＦＥＴ・ＩＧＢＴなどの半導体素子で構成される双方向性のスイッチング回路である。電圧位相検出回路８は、交流電源１の両端に接続され、交流電源１の電圧位相を検出する。
【００３０】
制御回路９は、マイクロコンピュータ等で構成され、電圧位相検出回路８からの出力パルス信号をもとに交流電源１の真のゼロクロス点を推測する。また、制御回路９は、電圧位相検出回路８からの出力パルス信号に対して、タイミング補正部９ａによってタイミングを補正した後、駆動信号生成部９ｂにおいて、スイッチング回路７を駆動する駆動信号を生成することによって、電源半周期毎に１回スイッチング回路７の短絡・開放を繰り返す。
【００３１】
スイッチング回路７の短絡・開放動作に関して、制御回路９は、交流電源１の真のゼロクロス点から時間Ｔｄ後に短絡し、その後時間Ｔｗ後に開放するよう、スイッチング回路７を制御する。
【００３２】
図２は、本発明における電圧位相検出回路８の具体的な回路の一例を示すものである。
【００３３】
図２に示すように、電圧位相検出回路８は、フォトカプラ１０と抵抗１１と抵抗１２と抵抗１３とダイオード１４とによって構成される。フォトカプラ１０の１次側は、交流電源１の正または負のいずれかの半サイクル期間（図２では正の半サイクル期間）にのみフォトカプラ１０がオンするように、ダイオード１４を介して交流電源１に接続され、フォトカプラ１０がオンする電源電圧１の電圧位相は、数十ｋΩ程度の抵抗１１と、抵抗１２とによって調整される。
【００３４】
フォトカプラ１０の２次側は、出力トランジスタのコレクタが抵抗１３によってプルアップされて、マイクロコンピュータである制御回路９の入力ポートに接続される。
【００３５】
以上のように構成された直流電源装置について、以下その動作を説明する。図３は、電圧位相検出回路８の出力パルス信号とスイッチング回路７の駆動信号との関係を表すタイミングチャートである。
【００３６】
制御回路９は、電圧位相検出回路８から出力されるパルス信号のパルス幅Ｔｏｎに応じて、予め制御回路９内に記憶されている補正時間Ｔｚを求めた後、電圧位相検出回路８からのパルス信号の終了に相当するエッジ（図３では立ち上がりエッジ）を検出したタイミングから、補正時間Ｔｚが経過した時刻Ｔ１を交流電源１の真のゼロクロス点と見なす。
【００３７】
さらに、制御回路９は、電圧位相検出回路８からのパルス信号周期より得られる交流電源１の周期Ｔを用いて、時刻Ｔ１から電源周期Ｔの１／２に相当する時間が経過した時刻Ｔ２を、次のゼロクロス点（電圧位相１８０度後のゼロクロス点）と見なす。
【００３８】
制御回路９は、時刻Ｔ１およびＴ２において、それぞれ、予め負荷５に応じて定められ
た時間Ｔｄに基づいて真のゼロクロス点から時間Ｔｄ経過後にスイッチング回路７の短絡動作を行い、負荷５の状態に応じてスイッチング回路７のオン時間Ｔｗを調整する。
【００３９】
なお、時間Ｔｗは、負荷５の状態に応じて予め設定された値とする以外にも、直流電源装置の出力電圧が負荷５に応じて予め設定された所定の目標電圧に等しくなるようにフィードバックして調整してもよい。
【００４０】
次に補正時間Ｔｚの算出方法について説明する。電圧位相検出回路８の出力パルス信号（以下、電圧位相検出信号と呼ぶ）のパルス幅Ｔｏｎと補正時間Ｔｚとの関係については、予め複数のフォトカプラを用いた実験により、電圧位相検出信号のパルス幅Ｔｏｎと補正時間Ｔｚとの相関関係が求められ、得られた相関関係は、表や関数の形式で制御回路９の第１の記憶部９ｃに予め記憶される。
【００４１】
図４（ａ）は、電圧位相検出信号のパルス幅Ｔｏｎに対する補正時間Ｔｚの関係を表す関係図の一例である。
【００４２】
制御回路９は、電圧位相検出回路８より得られた電圧位相検出信号のパルス幅Ｔｏｎを測定し、第１の記憶部９ｃに予め記憶された図４（ａ）の関係に基づいて補正時間Ｔｚを求めることで、フォトカプラ１０によるゼロクロスタイミングのずれを補正する。
【００４３】
なお、上記の電圧位相検出信号のパルス幅Ｔｏｎに対する補正時間Ｔｚの関係は、システム設計上必要とされる補正時間Ｔｚの精度に応じて、図４（ｂ）のように階段状に設定し、記憶部９ｃに要するメモリを節約してもよい。
【００４４】
次に、図５は、本実施の形態における電圧位相検出信号の出力パルスと交流電源の電圧位相とのタイミングを示すタイミングチャート（詳細）である。
【００４５】
図５に示すように、電圧位相検出回路８からの電圧位相検出信号の出力位相は、フォトカプラ１０のスイッチング時間によって、交流電源１の電圧位相よりもやや遅れて出力されるので、出力パルスの立ち上がりから真のゼロクロス点までの時間、すなわち補正時間Ｔｚは、フォトカプラ１０のオンに相当する電圧位相検出信号のパルス幅をＴｏｎ、電源周期をＴとして、（Ｔ／２−Ｔｏｎ）の１／２よりも短くなるように設定される。
【００４６】
また、フォトカプラ１０のオフ時間ｔｏｆｆは、一般的にオン時間ｔｏｎに比べて遅く、電流増幅率（ＣＴＲ）が大きくなるほど遅くなる。
【００４７】
したがって、フォトカプラ１０のＣＴＲが大きい場合には、図５におけるフォトカプラ１０のオフ時間ｔｏｆｆが長くなり、その結果、電圧位相検出信号のパルス終了位置は、交流電源１の真のゼロクロス点に近づき、逆にＣＴＲが小さい場合には、電圧位相検出信号のパルス幅が狭くなるとともに、フォトカプラ１０のオフ時間が短くなるため、電圧位相検出信号のパルス終了位置は、交流電源１の真のゼロクロス点から遠ざかることになる。したがって、電圧位相検出回路８から得られる電圧位相検出信号のパルス幅Ｔｏｎが広くなるほど、パルス幅Ｔｏｎに対する補正時間Ｔｚを、（Ｔ／２−Ｔｏｎ）の１／２よりもより小さく設定することによって、フォトカプラ１０のＣＴＲばらつきによるオフ時間の影響を小さくすることが可能となる。
【００４８】
すなわち、パルス幅Ｔｏｎに対して単調増加で常に正の値をとる関数αを用いて、補正時間Ｔｚを、（Ｔ／２−Ｔｏｎ）／２−αを満足するように補正時間Ｔｚを決定することによって、さらに精度よく交流電源１のゼロクロス検出のばらつきを抑えることができる。
【００４９】
以上のように、本発明は、電圧位相検出回路８における主要なばらつき要因であるフォトカプラ１０によるばらつきを、電圧位相検出回路８から出力される電圧位相検出信号のパルス幅Ｔｏｎに応じてスイッチング回路７を短絡・開放するタイミングを補正することにより、力率のばらつきを抑制し、高力率動作を実現することができる。
【００５０】
特に、電源の半周期毎に複数回のスイッチングを行うタイプの直流電源装置においては、電源電圧の高い電源位相でのスイッチング動作を多く含むので、スイッチング動作を行う電源位相ずれによる力率への影響が大きく、本発明の効果がより顕著になる。
【００５１】
（実施の形態２）
図６は、本発明の実施の形態２による直流電源装置の構成を示すブロック構成図である。本実施の形態の直流電源装置において、図１と同じ機能を有するブロックには同じ符号を付し説明を省略する。
【００５２】
スイッチング回路７の短絡・開放動作に関して、制御回路９は、交流電源１の真のゼロクロス点から時間Ｔｄ後に短絡し、その後時間Ｔｗ後に開放するよう、スイッチング回路７を制御する。
【００５３】
なお、時間Ｔｗは、負荷５の状態に応じて予め設定された値とする以外にも、直流電源装置の出力電圧が負荷５に応じて予め設定された所定の目標電圧に等しくなるようにフィードバックして調整してもよい。
【００５４】
また、直流電源装置の目標電圧は、負荷５が図１１に示されるインバータ回路である場合には、インバータ制御回路におけるパルス幅変調制御信号のデューティ比やインバータ周波数に基づいて調整してもよい。
【００５５】
本実施の形態における直流電源装置は、電圧位相検出回路８から出力される電圧位相検出信号のパルス幅Ｔｏｎから求められる補正時間Ｔｚを記憶する第２の記憶部９ｄを備える。
【００５６】
さらに、本実施の形態の直流電源装置は、待機動作時などのように負荷５が軽く、直流電圧をさほど必要としない状況において、スイッチング回路７の短絡・開放動作を停止し、昇圧動作を行わない動作モードを備える。
【００５７】
制御回路９は、上記のスイッチング回路７の短絡・開放動作を停止する動作モード時においてのみ、第１の記憶部９ｃからの情報に基づいて電圧位相検出回路８から出力されるパルス信号のパルス幅より補正時間Ｔｚを求め、その補正時間Ｔｚを第２の記憶部９ｄに記憶する。そして、負荷５が一定の大きさに到達すると、本実施の形態の直流電源装置は、スイッチング回路７の短絡・開放動作を開始する。
【００５８】
上記の制御を行うことにより、マイクロコンピュータにより構成される制御回路９は、電圧位相検出回路８から出力される電圧位相検出信号におけるパルス幅Ｔｏｎの測定および補正時間Ｔｚの演算作業を、交流電源１の電源周期毎に行う必要がなくなるため、マイクロコンピュータに要求される処理能力の軽減やタイマ機能の簡略化ができる。
【００５９】
上記の制御は、特に交流電源１の電源電圧や電源周波数が安定している地域において有効であり、本制御を用いることで、安価な構成にて交流電源１のゼロクロス検出のばらつきを抑制でき、常に高力率状態で電源を動作させることが可能となる。
【００６０】
（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３による直流電源装置の構成を示すブロック構成図である。
【００６１】
図７に示すように、本実施の形態の直流電源装置は、実施の形態２の構成におけるスイッチング回路７を、スイッチング回路７ａおよび７ｂに置き換え、交流電源１の半サイクル毎にスイッチング回路７ａおよび７ｂを交互に短絡・開放させるものである。
【００６２】
すなわち、実施の形態２の直流電源装置においては、制御回路９が、交流電源１の半周期毎のゼロクロス点に同期してスイッチング回路７を短絡・開放させるのに対し、本実施の形態における直流電源装置においては、制御回路９が、交流電源１の正の半サイクル期間にはスイッチング回路７ｂを短絡・開放させ、負の半サイクル期間にはスイッチング回路７ａを短絡・開放させる。
【００６３】
このように、本実施の形態の直流電源装置は、特許文献２に示されるゼロクロス検知回路のように、単に交流電源１のゼロクロス点を検出するだけではなく、交流電源１の電圧位相が、交流電源１の正または負のいずれかの半サイクル期間にあるか判別することができる電圧位相検出回路８を備えるため、複数のスイッチング回路を電源位相に応じて切り替えてスイッチングさせる回路構成の場合にも同様の効果を得ることができる。
【００６４】
（実施の形態４）
図８は、本発明の実施の形態４による直流電源装置の構成を示すブロック構成図である。
【００６５】
図８に示すように、本実施の形態の直流電源装置は、実施の形態２の構成に加えて、サーミスタ等で構成されて周囲温度ｔを検出する温度検出部１５と、周囲温度ｔと補正時間の補正量ΔＴｚとの関係式を予め記憶した第３の記憶部９ｅを備える。
【００６６】
本実施の形態の直流電源装置は、電圧位相検出回路８から出力される電圧位相検出信号のパルス幅Ｔｏｎから求められる補正時間Ｔｚに対して、さらに、第３の記憶部９ｅに予め記憶された、周囲温度ｔと補正時間の補正量ΔＴｚとの関係式を用いて、温度検出部１５によって検出された周囲温度ｔに応じて、補正時間の補正量ΔＴｚを算出する。
【００６７】
制御回路９は、補正時間Ｔｚに補正量ΔＴｚを加えた時間Ｔｚ´＝Ｔｚ＋ΔＴｚを補正時間として採用するものである。
【００６８】
以下に具体例を記す。一般にフォトカプラ１０で構成される電圧位相検出回路８は、温度特性を持っている。図９にフォトカプラのコレクタ電流に関する温度特性の一例を示す。また、図１０に周囲温度と補正時間の補正量との関係を示す関係の一例を示す。
【００６９】
本実施の形態では、周囲温度ｔが高くなるほど、フォトカプラ１０のコレクタ電流が減少することから、電圧位相検出回路８から出力される電圧位相検出信号のパルス幅Ｔｏｎは、減少する。
【００７０】
したがって、本実施の形態の直流電源装置は、周囲温度ｔが上昇するにつれて補正時間Ｔｚが長くなるように、図１０に示すように予め第３の記憶部９ｅに記憶された補正量ΔＴｚを用いて補正時間Ｔｚをさらに調整することによって、フォトカプラ１０による温度特性の影響を低減し、より正確なタイミングでスイッチング回路７を駆動することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７１】
以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、力率のばらつきが小さく、高力率動作を行うことができるため、特にコンセント容量の定格電流を最大限に利用して暖房運転を行う空気調和機を始めとして、ヒートポンプ給湯機や冷蔵庫や洗濯機などの電化製品への用途に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】本発明の実施の形態１における直流電源装置のブロック構成図
【図２】電圧位相検出回路８の回路構成の一例を示す回路図
【図３】交流電源と電圧位相検出回路８の出力信号とスイッチング回路７の駆動信号との関係を示すタイミングチャート
【図４】（ａ）電圧位相検出信号の出力パルス幅と補正時間との関係の一例を示す図（ｂ）電圧位相検出信号の出力パルス幅と補正時間との関係の別の一例を示す図
【図５】交流電源の電圧位相と電圧位相検出回路８の出力信号との関係を示すタイミングチャート
【図６】本発明の実施の形態２における直流電源装置のブロック構成図
【図７】本発明の実施の形態３における直流電源装置のブロック構成図
【図８】本発明の実施の形態４における直流電源装置のブロック構成図
【図９】フォトカプラのコレクタ電流に関する温度特性の一例を示す図
【図１０】周囲温度と補正時間の補正量との関係を示す関係の一例を示す図
【図１１】従来の直流電源装置のブロック構成図
【符号の説明】
【００７３】
１  交流電源
２  整流回路
３  第１のコンデンサ
４  第２のコンデンサ
５  負荷
６  リアクタ
７  スイッチング回路
８  電圧位相検出回路
９  制御回路
９ａ  タイミング補正部
９ｂ  駆動信号生成部
９ｃ  第１の記憶部
９ｄ  第２の記憶部
９ｅ  第３の記憶部
１０  フォトカプラ
１５  温度検出部
【図１】
2008259395.tif 000003
【図２】
2008259395.tif 000004
【図３】
2008259395.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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