(57)【要約】【課題】定電圧制御部のＰＷＭ制御用のスイッチング素子が故障して無制御状態に陥っても、出力電圧が過大にならず、過電圧保護回路を省略することができる非接触給電装置を提供する。【解決手段】１次給電線と２次巻線とを磁気結合して電力の伝達を行う給電トランスと、前記給電トランスのインダクタンスと該給電トランスの２次巻線に直列に接続されたコンデンサとによって形成された直列共振回路と、前記直列共振回路から出力される電圧を整流する整流手段と、前記整流手段の出力を定電圧化して出力する定電圧制御手段とを備え、前記給電トランスは、断面がE型状のコアと、このコアの中央脚に巻回された２次巻線とを有し、かつ、前記定電圧制御手段が昇圧チョッパを有しており、当該昇圧チョッパのスイッチング素子のオンデューティ比が、重負荷時に比べて軽負荷時の方が小さくなるように制御される。【選択図】図１
2008259419.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次給電線に供給される電力を非接触で負荷へ伝達する非接触給電装置において、
前記１次給電線と２次巻線とを磁気結合して電力の伝達を行う給電トランスと、
前記給電トランスのインダクタンスと該給電トランスの２次巻線に直列に接続されたコンデンサとによって形成された直列共振回路と、
前記直列共振回路から出力される電圧を整流する整流手段と、
前記整流手段の出力を定電圧化して出力する定電圧制御手段とを備え、
前記給電トランスは、断面がE型状のコアと、このコアの中央脚に巻回された２次巻線とを有し、
かつ、前記定電圧制御手段が昇圧チョッパを有しており、当該昇圧チョッパのスイッチング素子のオンデューティ比が、重負荷時に比べて軽負荷時の方が小さくなるように制御され、
前記直列共振回路の共振周波数が、前記１次給電線に流れる高周波電流とほぼ同一の周波数であることを特徴とする非接触給電装置。
【請求項２】
前記コアは、前記中央脚の基端側に前記２次巻線が巻回され、前記コアの凹部の奥側に配置される前記１次給電線と当該２次巻線とが磁気的に結合しており、前記中央脚の先端側の厚さ方向の幅が前記基端側の厚さ方向の幅よりも大きいことを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
【請求項３】
前記コアの中央脚と他の脚とのそれぞれの起立高さが略同一面であることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の非接触給電装置。
【請求項４】
前記整流手段は、全波整流器または倍電圧整流器またはコッククロフト昇圧回路の何れかであることを特徴とする請求項１から請求項３のうちいずれかに記載の非接触給電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、軌道に沿って走行する走行体に対して、その使用電力を非接触で給電する非接触給電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、倉庫内や工場内などにおいて、案内レール等の軌道に沿って搬送車を走行させ、この搬送車によって被搬送物（積荷）を搬送する搬送システムが広く利用されている。この搬送車には、リニアモータなどの走行モータが搭載されていて、この走行モータの駆動によって搬送車が走行する。そして、走行モータヘの給電方法として、搬送車側に設けた集電子を給電線に接触させて電力を給電する方法に替えて、ピックアップトランスと称される給電トランスを用いて非接触で電力を給電する方法が広く用いられている。即ち、搬送車の側にピックアップトランスを設け、ピックアップコイルと称される２次巻線を１次給電線の近傍に配置して、いわゆるトランスの電磁誘導作用によって、ピックアップコイル（２次巻線）に誘導起電力を発生させて非接触で給電する方法が実施されている。
【０００３】
図８は、従来技術における非接触給電装置の構成例を示す回路図である。この非接触給電装置は、移動体６００およびこれに配置された各種の装置と、移動体６００の移動経路に沿って敷設された給電線を主要な構成要索とする給電線部５００と、地上側に固定配置され、給電線に対して高周波電流を流す高周波電源４００とにより構成されている。図８に示すように、高周波電源４００は、チョッパ４１０とインバータ４２０と同調フィルタ４３０とを有している。
【０００４】
チョッパ４１０の入力端子ＰおよびＮには、直流電圧Ｅが与えられる。この入力端子ＰおよびＮ間には、トランジスタＱｃとダイオードＤｃとが直列に介挿されている。また、トランジスタＱｃのエミッタとダイオードＤｃのカソードとの接続点と、インバータ４２０との間には、インダクタンスＬＩが介挿されている。ここで、トランジスタＱｃがＯＮ状態であるときには、入力端子ＰおよびＮ間の直流電圧Ｅにより、入力端子Ｐ→トランジスタＱｃ→インダクタンスＬ１→インバータ４２０および入力端子Ｎという経路を介して電流が流れる。一方、トランジスタＱｃがＯＮ状態から０ＦＦ状態になると、その時点においてインダクタンスＬ１に蓄積された電気エネルギーにより、インダクタンスＬ１→インバータ４２０→ダイオードＤｃという循環経路を介して電流が流れる。インバータ４２０に供給される平均的な電流の量は、トランジスタＱｃのＯＮ／ＯＦＦデューティ比に比例して増減する。
【０００５】
制御部４１１は、トランジスタＱｃをＯＮ状態とするパルスを周期的に出力するとともに、このパルスの幅を変調することによりインバータ４２０に対する出力電流を制御する装置である。インバータ４２０は、トランジスタＱＡ、ＱＢ、ＱＣおよびＱＤと、ダイオードＤＡ、ＤＢ、ＤＣおよびＤＤとを図示のように接続してなるブリッジ回路である。このような構成において、トランジスタＱＡおよびＱＤをＯＮ状態とし、トランジスタＱＢおよびＱＣをＯＦＦ状態とする動作と、トランジスタＱＡおよびＱＤをＯＦＦ状態とし、トランジスタＱＢおよびＱＣをＯＮ状態とする動作とが交互に繰り返される。 
【０００６】
このようなスイッチング動作により、トランジスタＱＡおよびＱＢの接続点とトランジスタＱＣおよびＱＤの接続点との間に介挿された同調フィルタ４３０に矩形波交流電流が通電される。同調フィルタ４３０は、矩形波交流電流の基本波成分を共振増幅するフィルタであり、インダクタンスＬ２とコンデンサＣ２とにより構成されている。同調フィルタ４３０の出力電流は正弦波となり、給電線部５００の給電線に流れる。上述したチョッパ４１０内の制御部４１１は、この給電線に流れる電流を電流センサＣＴにより検知し、その電流値が目標値となるようにトランジスタＱｃをＯＮ状態とするパルス幅の制御を行うものである。
【０００７】
既に述べたように、給電線部５００は、移動体６００の移動経路に沿って敷設された給電線を主要な構成要素とするものである。図９には、この給電線部５００の給電線５００Ｌが図示されている。この給電線５００Ｌには、図８における同調フィルタ４３０を介して正弦波電流が流される。図８におけるインダクタンスＬ３は、図９に示す給電線５００Ｌのインダクタンスである。また、この給電線５００Ｌに接近し、且つ、非接触状態を保ってピックアップ６１０が位置して、図８のようなピックアップ６１０の回路を構成している。尚、ピックアップ６１０は、移動体６００とともに給電線５００Ｌに沿って移動可能である。
【０００８】
図１０は、図９に示すピックアップ６１０のＩ−Ｉ’線断面図である。図１０に示すように、ピックアップ６１０は、給電線５００Ｌによって発生される磁界の磁路をなすコア６１１と、このコア６１１の中央脚に巻回された２次巻線６１２とを有している。この２次巻線６１２と、図９に示す給電線５００Ｌとが磁気的に結合して、図８に示すような給電トランスＴ４が構成されている。また、図８に示すように、移動体６００には、このピックアップ６１０と昇圧チョッパ６２０とが設けられている。図８に示すピックアップ６１０において、給電トランスＴ４の２次巻線６１２にはヒューズ６１３が直列接続されており、２次巻線６１２およびヒューズ６１３にはコンデンサＣ４が並列接続されている。
【０００９】
ここで、ピックアップ６１０の特性について説明する。ピックアップ６１０における給電トランスＴ４の２次巻線６１２とコンデンサＣ４は、インバータ４２０が出力する矩形波の基本波周波数に相当する周波数で並列共振する。この場合、ピックアップ６１０の等価回路は、図１１（ａ）〜（ｃ）に示すように単純化される。ここで、ｉは１次巻線（給電線５００Ｌ）に流れる電流、Ｍ４は１次巻線（給電線５００Ｌ）および２次巻線６１２間の相互インダクタンス、Ｌ４は２次巻線６１２の漏洩インダクタンス、Ｍ４＋Ｌ４は２次巻線６１２の等価インダクタンス、ωはインバータ４２０が出力する矩形波の基本波角周波数、Ｒは移動体６００上の給電対象である負荷抵抗である。したがって、ピックアップ６１０の出力特性は、
出力電圧  Ｖｔ＝Ｒ’×ｉ          ……（１）
出力電力  Ｐ＝Ｖｔ×ｉ            ……（２）
となる。ただし、Ｒ’は、上記の単純化に伴って、負荷抵抗Ｒと、インダクタンスＭ４およびＬ４とコンデンサＣ４とに基づいて作成された合成インピーダンスである。
【００１０】
尚、トランスＴ４の相互インダクタンスＭ４及び漏洩インダクタンスＬ４と、２次巻線６１２に並列に接続されたコンデンサＣ４とによって共振回路が構成され、この共振回路によって、非接触給電時における無効電力を少なくして電力伝送効率を高めている。つまり、この共振回路の共振周波数（ｆｏ）は、トランスＴ４のインダクタンス（つまり、相互インダクタンスＭ４と漏洩インダクタンスＬ４との和）を（Ｌ）とし、コンデンサＣ４の静電容量を（Ｃ）とした場合には、〔ｆｏ≒（１／２π）×（Ｌ×Ｃ）-(1/2)〕で表わされ、１次側の給電線に流れる電流の周波数と等しい場合（つまり、共振周波数の場合）に、１次側から２次側への電力伝送効率が最大となることが知られている。つまり、共振回路による共振周波数は、１次側の給電線に供給される電流の周波数とほぼ等しくなるように調整されている。
【００１１】
ここで、給電線（１次巻線）の電流ｉは、高周波電源４００によって、基準値に一定制御されているので、図１２に示すように、ピックアップ６１０の出力電圧Ｖｔは出力電力Ｐに比例して増加する。つまり、ピックアップ６１０の出力特性は、電流源（一定電流を出力する電源）と等価となる。しかし、一般的に移動体６００上の負荷Ｒには、その負荷変動によらず、一定電圧を供給する必要があるから、ピックアップ６１０の出力特性を定電圧の出力特性に変換する必要がある。そこで、図８に示す非接触給電装置では、昇圧チョッパ６２０を用いて定電圧制御して負荷Ｒに電力を供給している。
【００１２】
図８に示す昇圧チョッパ６２０において、全波整流回路６２１は、ピックアップ６１０の出力交流電圧を全波整流する。インダクタンスＬ５、ダイオードＤ５およびコンデンサＣ５は、全波整流回路部６２１から得られる全波整流波形からリップルを除去する平滑回路を構成している。この平滑回路におけるコンデンサＣ５から負荷Ｒへ定電圧制御された直流電圧が供給される。全波整流回路部６２１およびインダクタンスＬ５には、チョッパ制御のためのトランジスタＱ５が並列に接統されている。すなわち、電圧制御部６２２は、トランジスタＱ５をＰＷＭ制御するためのパルス信号を発生するとともに、負荷Ｒに対する供給電圧が基準値になるように、トランジスタＱ５に供給するパルス幅のデューティ制御を行っている。また、スイッチＳＷは、負荷側がオープンになって無負荷状態になったときに過電圧が発生するのを防止するためのスイッチである。
【００１３】
尚、過電圧保護のためにスイッチＳＷをＯＮしたときには、出力電圧は、ほぼ０Ｖとなる。スイッチＳＷに流れる電流は、１次と２次の巻数比に比例した電流となる。トランスの２次側が共振状態とならないため、トランス、回路への電流は少ない。ヒューズ６１３は、例えば、ピックアップ６１０−昇圧チョッパ６２０間の断線や昇圧チョッパ６２０のトランジスタＱ５がオープン状態となる故障、あるいは昇圧チョッパ６２０の制御回路の故障などにより、ピックアップ６１０のみの無負荷共振となった時に、電流が増えて溶断する。この時、コンデンサＣ４、トランス２次側が、大電流、大電圧となって危険なため、ヒューズ６１３により保護している。
【００１４】
図１３は、図８に示す従来技術における非接触給電装置の回路を簡略化したブロック図である。図１３において、高周波電源８１より１次給電線８２に高周波電流を流すと、給電トランス８３の２次巻線８３ｓに発生した誘導起電力が、整流部８５で直流に変換された後に、昇圧チョッパから成る定電圧制御部８６によって一定電圧に制御されて負荷８７である走行モータに供給され、この走行モータ２８によって搬送車が軌道に沿って走行する。
【００１５】
このとき、給電トランス８３の相互インダクタンス及び漏洩インダクタンスと、２次巻線８３ａに並列に接続されたコンデンサ８４とによって共振回路８８が構成され、この共振回路８８によって、非接触給電時における無効電力を少なくして電力伝送効率を高めている。さらに、出力電圧の定電圧制御は、定電圧制御部８６のスイッチング素子Ｑ５のＰＷＭ制御によって行っているが、そのスイッチング周波数は、高周波電源８１の周波数（つまり、共振回路８８の共振周波数）よりも数倍以上高く設定してある。すなわち、スイッチング素子Ｑ５のスイッチング周波数が高いので共振回路８８は高インピーダンスとなっている。したがって、電源側から見て、負荷側は負荷抵抗Ｒのみとみなすことができる。
【００１６】
このような技術に関連するものとして、例えば、下記に示すものがあげられる。
【特許文献１】特開平０８−９８４３７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、図１３の回路において、トランジスタなどのスイッチング素子Ｑ５をＰＷＭ制御する制御部（図示せず）が故障したりしてスイッチング素子Ｑ５が開放状態になると、定電圧制御部８６は定電圧機能を停止してしまう。この場合は、定電圧制御部８６を用いないで給電トランス８３の整流電圧をそのまま負荷に接続したのと同じことになり、負荷８７に与えられる出力電圧Ｖは、負荷抵抗Ｒによって決まり、
Ｖ＝Ｒ×ｉ          ……（３）
となる。ここで、ｉは給電トランス８３の出力電流で、負荷抵抗の大きさに関わりなく、常に一定の値になる。したがって、Ｒが大きいと出力電圧Ｖも大きくなる。
【００１８】
すなわち、無負荷状態においては、共振回路８８のインピーダンスは高い値であるので、出力電圧Ｖは過電圧となって回路の構成部品が過電圧で破損して焼損に至る虞がある。このように、スイッチング素子Ｑ５のオープンモードでの故障や制御部の故障によりスイッチング動作をしなくなると、無負荷時などのように負荷が軽い時には、共振回路８８が並列共振のみの無負荷共振に近い形となり、極めて高いインピーダンスとなるために出力電圧が過大になってしまい、回路部品や負荷側の機器が壊れる虞がある。
【００１９】
このような過電圧を防止するため、図８に示す従来の非接触給電装置では、過電圧保護回路としてスイッチＳＷを設けている。この過電圧保護回路は、過電圧を検出してスイッチＳＷをＯＮにすることによって、ピックアップ６１０の端子間インピーダンスをほぼ０Ωにして過電圧を防止している。しかし、このような過電圧保護回路は、過電圧を検出する回路を必要とし、多数の部品から構成されているので、装置の故障確率を上昇させる要因となる。さらには、前述したように、ピックアップ６１０−昇圧チョッパ６２０間の断線等によりピックアップ６１０が無負荷共振状態となった時の過電流防止用回路として、ピックアップ６１０にヒューズ６１３が設けられている。つまり、図１３に示すような、並列共振型の共振回路８８を有する非接触給電装置においては、無負荷時の過電圧保護対策として、過電圧保護回路や過電流保護回路を設けなければならないので、非接触給電装置全体の故障率が高くなったり、コストが高くなる。
【００２０】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、定電圧制御部のＰＷＭ制御用のスイッチング素子が故障して無制御状態に陥っても、出力電圧が過大にならず、過電圧保護回路を省略することができる非接触給電装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記の課題を解決するために、本発明の非接触給電装置は、１次給電線に供給される電力を非接触で負荷へ伝達する非接触給電装置において、１次給電線と２次巻線とを磁気結合して電力の伝達を行う給電トランスと、給電トランスのインダクタンスと給電トランスの２次巻線に直列に接続されたコンデンサとによって形成された直列共振回路と、直列共振回路から出力される電圧を整流する整流手段とを備えたことを特徴とする。
【００２２】
すなわち、従来の並列共振回路を有する非接触給電装置では、無負荷時の過電圧保護対策として過電圧保護回路や過電流保護回路を設けなければならなかった。しかし、本発明の非接触給電装置によれば、直列共振回路を用いることによって、出力段がオープン故障して無負荷状態となったときには共振回路が形成されないので、出力電圧が過電圧となることはない。したがって、過電圧保護回路や過電流保護回路を設ける必要がないので、非接触給電装置全体の故障率も低くなり、装置のコストを低減することができる。
【００２３】
また、本発明の非接触給電装置は、１次給電線に供給される電力を非接触で負荷へ伝達する非接触給電装置において、１次給電線と２次巻線とを磁気結合して電力の伝達を行う給電トランスと、給電トランスのインダクタンスと給電トランスの２次巻線に直列及び並列に接続された各コンデンサとによって形成された直並列共振回路と、直並列共振回路から出力される電圧を整流する整流手段とを備えたことを特徴とする。 
【００２４】
すなわち、従来の並列共振回路を有する非接触給電装置では、無負荷時の過電圧保護対策として過電圧保護回路や過電流保護回路を設けなければならなかった。しかし、本発明の非接触給電装置によれば、直並列共振回路を用いることによって、出力段がオープン故障して無負荷状態となったときには並列共振回路が形成されるが、その共振周波数は１次給電線の電流周波数とは異なる値となるので、出力電圧が過電圧となることはない。したがって、過電圧保護回路や過電流保護回路を設ける必要がないので、非接触給電装置全体の故障率も低くなり、装置のコストを低減することができる。 
【００２５】
また、本発明の非接触給電装置は、前記各発明において、整流手段の出力側には出力電圧を定電圧に制御するための定電圧制御手段が設けられていることを特徴とする。すなわち、本発明の非接触給電装置によれば、出力段に定電圧制御手段を設けることによって、負荷の変動に対して一定の電圧を出力することができる。このような回路構成の場合において、定電圧制御手段がオープン故障して無負荷状態となっても出力電圧が過電圧となることはない。 
【００２６】
また、本発明の非接触給電装置においては、整流手段は、全波整流器または倍電圧整流器またはコッククロフト昇圧回路の何れかを用いることができる。特に、給電トランスの出力電圧が所定の電圧より低い場合は、倍電圧整流器を用いて２倍の電圧にしたり、コッククロフト昇圧回路を用いて所望の電圧に昇圧することができる。このような回路を適用しても、入力段には直列共振回路または直並列共振回路が形成されているので、出力側が無負荷状態となっても出力電圧が過電圧となることはない。 
【００２７】
また、本発明の非接触給電装置は、前記各発明において、定電圧制御手段は昇圧チョッパ回路であることを特徴とする。つまり、整流部から入力される電圧が低くて所望の出力電圧が得られないような場合に、昇圧チョッパを用いて昇圧作用を行うと共に定電圧制御を行い、負荷側へ精度の高い一定電圧を供給することができる。尚、昇圧を行わないで定電圧制御をする場合には、回路に直列にスイッチング素子を用いたチョッパ回路やドロッパ回路などを用いてもよいし、その他一般に知られている入力部が電圧源の定電圧制御回路を用いてもよい。このような回路を適用しても、入力段には直列共振回路または直並列共振回路が形成されているので、出力側が無負荷状態となっても出力電圧が過電圧となることはない。 
【００２８】
また、本発明の非接触給電装置は、前記各発明において、直並列共振回路及び直列共振回路の共振周波数は１次給電線に流れる高周波電流とほぼ同一の周波数であることを特徴とする。即ち、通常の動作状態においては、直列共振回路または直並列共振回路によって、高周波電源から供給される高周波電流と同じ周波数となる共振周波数の電力が出力側へ伝送される。これにより、非接触給電時における無効電力を最小限にして電力伝送効率を高めて電力供給を行うことができる。そして、出力側がオープン故障した場合には、共振点がずれて出力側が過電圧となることを防止することができる。尚、好適な実施形態としては、移動体を走行するモータへの電力供給用に本発明の非接触給電装置を用いることができる。
【発明の効果】
【００２９】
以上説明したように、本発明の非接触給電装置によれば、直列共振回路または直並列共振回路を用いることによって、出力段の定電圧制御部がオープン故障して無負荷状態となっても、出力電圧が過電圧となることはない。したがって、過電圧保護回路や過電流保護回路を設ける必要がないので、非接触給電装置全体の故障率も低下し、且つ、装置のコストを低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、図面を用いて、本発明における非接触給電装置の実施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態における非接触給電装置の回路構成を示すブロック図である。すなわち、この実施の形態における回路構成の特徴は、給電トランス３の共振回路として直列共振回路８を構成しているところである。この直列共振回路８の共振周波数は、１次給電線２に流れる電流の周波数（つまり、高周波電源１の周波数）と等しくなるように調整されている。したがって、１次給電線２から給電トランス３の２次側への電力伝送効率は最大となっている。
【００３１】
すなわち、図１に示す非接触給電装置は、高周波電源１と１次給電線２と給電トランス３と直列共振回路８と整流部５と定電圧制御部６とによって構成され、定電圧制御部６よって定電圧制御されて負荷７に電力が供給される。つまり、高周波電源１によって１次給電線２に高周波電流を流すと、給電トランス３の２次巻線３ｓに発生した誘導起電力が整流部５で直流に変換され、さらに、定電圧制御部６で定電圧に制御されて負荷７である走行モータに供給される。 
【００３２】
また、給電トランス３の相互インダクタンス及び漏洩インダクタンスと２次巻線３ｓに直列に接続されたコンデンサ４とによって直列共振回路８が構成されている。したがって、この直列共振回路８によって、高周波電源１から供給される高周波電流と同じ周波数となる共振周波数の電力が給電トランス３の２次側へ伝送される。これにより、非接触給電時における無効電力を最小限にして電力伝送効率を高め、給電トランス３の２次側へ電力供給が行われる。また、整流部５の出力電圧は定電圧制御部６によって定電圧に制御されて負荷７へ供給される。 
【００３３】
図１に示すような非接触給電装置の回路によれば、負荷７が変動しても給電トランス３の起電力はほぼ一定であるので、定電圧制御部６が故障して負荷側がオープンになっても、出力電圧は既定値以上に上昇することはない。つまり、負荷７がオープンになったときは、共振用のコンデンサ４に電流が流れないので、直列共振回路８は無負荷共振を起こすことはなくなり、したがって出力電圧が上昇することはない。一方、負荷側が短絡した場合は、出力電圧はゼロボルトとなる。このとき、給電トランス３の２次巻線３ｓの電流や直列共振用のコンデンサ４の電流及び電圧は上昇するが、これらの保護は、例えばコンデンサ４に直列にヒューズなどを設けて回路を遮断すればよい。 
【００３４】
図２は、本発明の第２の実施の形態における非接触給電装置の回路構成を示すブロック図である。すなわち、この実施の形態における回路構成の特徴は、給電トランス１３の共振回路として直並列共振回路１８を構成しているところである。この直並列共振回路１８の共振周波数は、１次給電線１２に流れる電流の周波数（つまり、高周波電源１１の周波数）と等しくなるように調整されている。したがって、１次給電線１２から給電トランス１３の２次側への電力伝送効率は最大となっている。 
【００３５】
すなわち、図２に示す非接触給電装置は、高周波電源１１と１次給電線１２と給電トランス１３と直並列共振回路１８と整流部１５と定電圧制御部１６とによって構成され、定電圧制御部１６よって定電圧制御されて負荷１７に電力が供給される。つまり、高周波電源１１によって１次給電線１２に高周波電流を流すと、給電トランス１３の２次巻線１３ｓに発生した誘導起電力が整流部１５で直流に変換され、さらに、定電圧制御部１６で定電圧に制御されて負荷１７である走行モータに供給される。 
【００３６】
また、給電トランス１３の相互インダクタンス及び漏洩インダクタンスと、２次巻線１３ｓに並列／直列に接続されたコンデンサ１４ａ／１４ｂとによって直並列共振回路１８が構成されている。したがって、この直並列共振回路１８によって、高周波電源１１から供給される高周波電流と同じ周波数となる共振周波数の電力が給電トランス１３の２次側へ伝送される。これにより、非接触給電時における無効電力を最小限にして電力伝送効率を高め、給電トランス１３の２次側へ電力供給が行われる。また、整流部１５の出力電圧は定電圧制御部１６によって定電圧に制御されて負荷１７へ供給される。 
【００３７】
一般的に、移動体に用いられる給電トランスは、負荷（つまり、走行モータ）が必要とする電圧値に比べて発生電圧が低いので昇圧をする必要がある。そのため、図２に示すような直並列共振回路１８を用いて整流部１５の入力電圧を昇圧している。つまり、２次巻線１３ｓに並列のコンデンサ１４ａの容量をＣ１、２次巻線１３ｓに直列のコンデンサ１４ｂの容量をＣ２とすると、整流部１５の入力電圧は、（給電トランス１３の２次巻線１３ｓの発生電圧）×（Ｃ１＋Ｃ２）／Ｃ２となる。 
【００３８】
また、直並列共振回路１８は、直並列コンデンサ１４ａ，１４ｂのキャパシタンスの和（Ｃ１＋Ｃ２）と、給電トランス１３の相互インダクタンスＭと漏洩インダクタンスＬとの和のインダクタンス（Ｍ＋Ｌ）とによって、共振周波数が１次給電線１２の電流の周波数と同じ周波数になるように調整を行う。これによって給電トランス１３は最大の伝送効率で電力伝送を行うことができる。 
【００３９】
ここで、定電圧制御部１６などの故障で負荷側がオープンとなった場合は、給電トランスのインダクタンス（Ｍ＋Ｌ）と、２次巻線１３ｓに並列なコンデンサ１４ａのキャパシタＣ１とによって無負荷共振となる。しかし、その共振周波数は、直並列コンデンサ１４ａ，１４ｂのキャパシタンスの和（Ｃ１＋Ｃ２）で１次給電線１２の電流周波数となるように調整されているため、キャパシタンスＣ１による共振周波数は１次給電線１２の周波数とは異なった値となっている。つまり、共振点がずれているので出力側の電圧が過大になることはない。また、負荷側が短絡した場合には出力電圧はゼロボルトとなる。このとき、給電トランス３の２次巻線３ｓの電流や直列共振用のコンデンサ１４ｂの電流及び電圧は上昇するが、これらの保護は、例えばコンデンサ１４ｂに直列にヒューズなどを設けて回路を遮断すればよい。 
【００４０】
次に、上述のように、共振回路の構成を直列共振回路または直並列共振回路とした場合について、整流部や定電圧制御部を種々のバリエーションで組み合わせた場合の実施例を説明する。図３は、本発明の非接触給電装置において、整流部を全波整流器とした場合の回路構成を示すブロック図である。図３の実施例では、共振回路２８は、図１の直列共振回路または図２の直並列共振回路の何れかを適用する。そして、整流部はダイオードブリッジなどによる全波整流器２５を適用し、その出力段に電圧を一定にするための定電圧制御部２６を設けて負荷２７に接続する。これによって、前述の図１、図２と同様に、無負荷時の故障モードにおいて出力電圧が過電圧になることはない。また、出力側が短絡した場合は、回路に直列にヒューズなどを設けて回路を遮断して保護すればよい。 
【００４１】
図４は、本発明の非接触給電装置において、整流部を倍電圧整流器とした場合の回路構成を示すブロック図である。図４の実施例では、共振回路３８は、図１の直列共振回路または図２の直並列共振回路の何れかを適用する。そして、整流部はダイオードとコンデンサによる倍電圧整流器３５を適用し、その出力段に電圧を一定にするための定電圧制御部３６を設けて負荷３７に接続する。つまり、一般的に、移動体に用いる給電トランスは、必要とする出力電圧に比べて２次側に発生する起電力が小さいので昇圧を行う必要がある。したがって、整流部の入力電圧を２倍にしたい場合は倍電圧整流器３５を用いる。これによって、給電トランス３３の出力電圧を２倍に昇圧して定電圧制御部３６に入力することができる。また、この回路構成においても、前述の図１、図２と同様に、無負荷時の故障モードにおいて出力電圧が過電圧になることはない。また、出力側が短絡した場合は、回路に直列にヒューズなどを設けて回路を遮断して保護すればよい。 
【００４２】
図５は、本発明の非接触給電装置において、整流部をコッククロフト昇圧回路とした場合の回路構成を示すブロック図である。図５の実施例では、共振回路４８は、図１の直列共振回路または図２の直並列共振回路の何れかを適用する。そして、整流部はダイオードとコンデンサを複数段組み合わせたコッククロフト昇圧回路４５を適用する。つまり、一般的に、移動体に用いる給電トランスは、必要とする出力電圧に比べて２次側に発生する起電力が小さいので昇圧を行う必要がある。そこで、必要とする電圧まで昇圧する必要がある場合は、コッククロフト昇圧回路４５によって昇圧を行う。コッククロフト昇圧回路４５は、図５中のコンデンサの段数（Ｃ１、Ｃ２…Ｃｎ）によって整流部の入力電圧をほぼｎ倍に昇圧して、定電圧制御部４６に入力することができる。また、この回路構成においても、前述の図１、図２と同様に、無負荷時の故障モードにおいて出力電圧が過電圧になることはない。また、出力側が短絡した場合は、回路に直列にヒューズなどを設けて回路を遮断して保護すればよい。 
【００４３】
図６は、本発明の非接触給電装置において、定電圧制御部を昇圧チョッパとした場合の回路構成を示すブロック図である。図６の実施例では、共振回路５８は、図１の直列共振回路または図２の直並列共振回路の何れかを適用する。また、整流部５５は、図３の全波整流器または図４の倍電圧整流器または図５のコッククロフト昇圧回路の何れかを適用する。そして、定電圧制御部には昇圧チョッパ５６を用いている。 
【００４４】
昇圧チョッパ５６は、インダクタンスＬ５とダイオードＤ５とスイッチング素子Ｑ５とコンデンサＣ５とによって構成されている。このうち、インダクタンスＬ５とダイオードＤ５とコンデンサＣ５によって整流部５５から得られる全波整流波形からリップルを除去するための平滑回路を構成している。そして、スイッチング素子Ｑ５がＰＷＭ制御を行うことにより、インダクタンスＬ５に蓄えられた電力がスイッチング制御され、さらに、コンデンサＣ５で平滑された後に負荷５７へ一定電圧として供給される。 
【００４５】
昇圧チョッパ５６では、整流部５５から入力される電圧が低くて所望の出力電圧が得られないような場合に、昇圧作用を行うと共に定電圧制御を行い、負荷５７へ精度の高い一定電圧を供給している。つまり、スイッチング素子Ｑ５の０Ｎ／０ＦＦデューティ比を制御することにより、負荷の変動に拘わらず一定電圧を出力するような制御を行っている。例えば、軽負荷の時はデューティ比を小さくし、重負荷のときはデューティ比を大きくするような制御を行って常に一定電圧を出力している。また、昇圧作用については、スイッチング素子Ｑ５がＯＮのときにインダクタンスＬ５にエネルギーを蓄え、スイッチング素子Ｑ５がＯＦＦのときにインダクタンスＬ５のエネルギーを負荷５７側へ放出するという作用、つまり、リンギングチョーク作用によって行われている。このようなリンギングチョーク作用によれば、整流部５５の出力電圧にインダクタンスＬ５の電圧が加算された電圧に昇圧することができる。 
【００４６】
上述のように、ＰＷＭ制御を行うスイッチング素子Ｑ５のデューティ比を、負荷変動に応じて制御させることにより、出力電圧を精度よくほぼ一定とすることができる。しかし、出力電圧の変動が許容されるような負荷の場合は、スイッチング素子Ｑ５を無制御として一定のデューティ比で動作させてもよい。あるいは、出力電圧の変動が許容されるような負荷の場合には、給電トランス５３や共振回路５８や整流部５５で所望の出力電圧になるようにしておけば、定電圧制御回路を設けないで、直接、整流部５５から負荷５７へ電力を供給してもよい。 
【００４７】
また、このような昇圧チョッパを用いた回路構成において、スイッチング素子Ｑ５や制御回路が故障して回路がオープンとなった場合は、昇圧が行われないため出力電圧は過電圧となることはない。すなわち、共振回路５８を直列共振回路または直並列共振回路にすれば、無負荷状態となった故障モードの場合でも、前述の図１、図２と同様に出力電圧が過電圧になることはない。また、昇圧チョッパ５６の回路が短絡した場合には、出力電圧はほぼ０Ｖとなるが、過電流保護については、回路に直列にヒューズなどを設けて回路を遮断すればよい。 
【００４８】
図７は、本発明の非接触給電装置が適用される回路構成を組み合わせた図表である。つまり、前述の図１から図６の各回路を組み合わせた場合の回路構成の一覧表である。基本となる構成要素は、共振回路を図１のように直列共振回路にした場合と、図２のように直並列共振回路にした場合である。その上で、整流部を、全波整流器／倍電圧整流器／コッククロフト昇圧回路の何れかとし、定電圧制御部を、設けない／昇圧チョッパとする、の何れかとした場合の組み合わせを行っている。 
【００４９】
組み合わせNo１〜No６が図１に示す直列共振回路を用いた場合であり、組み合わせNo７〜No１２が図２に示す直並列共振回路を用いた場合である。組み合わせNo１は、図１の直列共振回路と図３の全波整流器を用い、定電圧制御部を用いない場合である。このような回路構成は、負荷の変動に応じて出力電圧の変動が許容される場合に適用される。組み合わせNo２は、図１の直列共振回路と図４の倍電圧整流器を用い、定電圧制御部として図６の昇圧チョッパを用いた場合である。このような回路構成は、給電トランスの電圧を２倍の電圧値に昇圧し、且つ、負荷の変動に対して一定の出力電圧を得る場合に適用される。 
【００５０】
組み合わせNo３は、図１の直列共振回路と図５のコッククロフト昇圧回路を用い、定電圧制御部を用いない場合である。このような回路構成は、給電トランスの電圧を所望の電圧値に昇圧し、且つ、負荷の変動に応じて出力電圧の変動が許容される場合に適用される。組み合わせNo４は、図１の直列共振回路と図３の全波整流器を用い、定電圧制御部として図６の昇圧チョッパを用いた場合である。このような回路構成は、負荷の変動に対して一定の出力電圧を得る場合に適用される。 
【００５１】
組み合わせNo５は、図１の直列共振回路と図４の倍電圧整流器を用い、定電圧制御部を用いない場合である。このような回路構成は、給電トランスの電圧を２倍の電圧値に昇圧し、且つ、負荷の変動に応じて出力電圧の変動が許容される場合に適用される。組み合わせNo６は、図１の直列共振回路と図５のコッククロフト昇圧回路を用い、定電圧制御部として図６の昇圧チョッパを用いた場合である。このような回路構成は、給電トランスの電圧を所望の電圧値に昇圧し、且つ、負荷の変動に対して一定の出力電圧を得る場合に適用される。 
【００５２】
組み合わせNo７は、図２の直並列共振回路と図３の全波整流器を用い、定電圧制御部を用いない場合である。このような回路構成は、負荷の変動に応じて出力電圧の変動が許容される場合に適用される。組み合わせNo８は、図２の直並列共振回路と図４の倍電圧整流器を用い、定電圧制御部として図６の昇圧チョッパを用いた場合である。このような回路構成は、給電トランスの電圧を２倍の電圧値に昇圧し、且つ、負荷の変動に対して一定の出力電圧を得る場合に適用される。 
【００５３】
組み合わせNo９は、図２の直並列共振回路と図５のコッククロフト昇圧回路を用い、定電圧制御部を用いない場合である。このような回路構成は、給電トランスの電圧を所望の電圧値に昇圧し、且つ、負荷の変動に応じて出力電圧の変動が許容される場合に適用される。組み合わせNo１０は、図２の直並列共振回路と図３の全波整流器を用い、定電圧制御部として図６の昇圧チョッパを用いた場合である。このような回路構成は、負荷の変動に対して一定の出力電圧を得る場合に適用される。 
【００５４】
組み合わせNo１１は、図２の直並列共振回路と図４の倍電圧整流器を用い、定電圧制御部を用いない場合である。このような回路構成は、給電トランスの電圧を２倍の電圧値に昇圧し、且つ、負荷の変動に応じて出力電圧の変動が許容される場合に適用される。組み合わせNo１２は、図２の直並列共振回路と図５のコッククロフト昇圧回路を用い、定電圧制御部として図６の昇圧チョッパを用いた場合である。このような回路構成は、給電トランスの電圧を所望の電圧値に昇圧し、且つ、負荷の変動に対して一定の出力電圧を得る場合に適用される。 
【００５５】
以上述べた実施の形態は本発明を説明するための一例であり、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、発明の要旨の範囲で種々の変形が可能である。例えば、整流器を電圧源とした定電圧制御回路の構成は、上述のような昇圧チョッパに限ることはなく、例えは、回路に直列にスイッチング素子を用いたチョッパ回路やドロッパ回路などを用いてもよい。尚、このような回路構成の場合は、昇圧作用は行わないが定電圧制御については行うことはできる。その他、一般に知られている入力部が電圧源の定電圧制御回路ならどのような制御回路を用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の第１の実施の形態における非接触給電装置の回路構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態における非接触給電装置の回路構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の非接触給電装置において、整流部を全波整流器とした場合の回路構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の非接触給電装置において、整流部を倍電圧整流器とした場合の回路構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の非接触給電装置において、整流部をコッククロフト昇圧回路とした場合の回路構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の非接触給電装置において、定電圧制御部を昇圧チョッパとした場合の回路構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の非接触給電装置が適用される回路構成を組み合わせた図表である。
【図８】従来の非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図９】非接触給電装置における給電線とピックアップを示す斜視図である。
【図１０】図９に示すピックアップのＩ−Ｉ’断面図である。
【図１１】非接触給電装置の等価回路を示す回路図である。
【図１２】非接触給電装置の出力特性を示す図である。
【図１３】図８に示す従来の非接触給電装置の回路を簡略化したブロック図である。
【符号の説明】
【００５７】
１、１１、２１、３１、４１、５１  高周波電源
２、１２、２２、３２、４２、５２  １次給電線
３、１３、２３、３３、４３、５３  給電トランス
３ｓ、１３ｓ  ２次巻線
４、１４ａ、１４ｂ  コンデンサ
５、１５、５５  整流部
６、１６、２６、３６、４６  定電圧制御部
７、１７、２７、３７、４７、５７  負荷
８  直列共振回路
１８  直並列共振回路
２５  全波整流器
２８、３８、４８、５８  共振回路
３５  倍電圧整流器
４５  コッククロフト昇圧回路
５６  昇圧チョッパ
Ｑ５  スイッチング素子
Ｌ５  インダクタンス
Ｄ５  ダイオード
Ｃ５  コンデンサ
【図１】
2008259419.tif 000003
【図２】
2008259419.tif 000004
【図３】
2008259419.tif 000005
【図４】
2008259419.tif 000006
【図５】
2008259419.tif 000007
【図６】
2008259419.tif 000008
【図７】
2008259419.tif 000009
【図８】
2008259419.tif 000010
【図９】
2008259419.tif 000011
【図１０】
2008259419.tif 000012
【図１１】
2008259419.tif 000013
【図１２】
2008259419.tif 000014
【図１３】
2008259419.tif 000015