(57)【要約】【課題】ＳＴＢＣ通信方式の利点を維持しつつ、マルチパス環境下で送信局又は受信局が高速に移動する場合においても、高い通信品質を確保すること。【解決手段】  この受信装置１００によって受信される受信信号ベクトルｒは、第１のプリアンブルｒA と第２のプリアンブルｒB と通信目的の有効シンボルｒC の３種類に分かれる。受信信号判別部１０１では、受信信号ベクトルｒA/B/C を各種類に分類する。位相ずれ推定手段１０２は、使用中のチャネルの伝搬路長のダイナミックな変動に伴う、受信信号ベクトルｒの単位時間当りの位相ずれの幅を推定する手段であり、これによって、受信信号ベクトルｒの各成分の位相ずれの角速度ωを求めることができる。位相ずれ補正手段１０３、位相ずれ補正手段１０５は、この角速度ωに基づいて、受信信号ベクトルｒB ，ｒC をそれぞれ補正後の受信信号ベクトルＲB ，ＲC に変換する。【選択図】図１
2008078880.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のトレーニング信号を受信して、送信局と受信局との間のマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を推定するチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段によって推定されたチャネル行列Ｈと受信された受信信号ベクトルｒに基づいて時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、
前記送信局と前記受信局との相対的な移動に起因して、微小時間間隔Δｔ毎に前記受信局にて順次受信される各シンボル間又は各ブロック間で、順次生じる位相ずれの幅Δθを推定する位相ずれ推定手段と、
前記受信信号ベクトルｒについて、各シンボル毎又は各ブロック毎に前記位相ずれを補正する位相ずれ補正手段と
を有し、
前記チャネル推定手段は、
前記送信局と前記受信局とがそれぞれ共に移動していないと仮定した場合の仮想的なマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を表す仮想チャネル特性行列Ｈ0 の随伴行列Ｈ0 H を、前記補正手段による補正結果を用いて算出し、
前記復号手段は、
前記位相ずれ補正手段によって補正された、有効シンボルを構成する受信信号ベクトルＲC と、前記随伴行列Ｈ0 H とに基づいて所望の各シンボルを復号する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
所定のトレーニング信号を受信して、送信局と受信局との間のマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を推定するチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段によって推定されたチャネル行列Ｈと受信された受信信号ベクトルｒに基づいて時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、
前記送信局と前記受信局との相対的な移動に起因して、微小時間間隔Δｔ毎に前記受信局にて順次受信される各シンボル間又は各ブロック間で、順次生じる位相ずれの幅Δθを推定する位相ずれ推定手段を有し、
前記チャネル推定手段は、
前記送信局と前記受信局とがそれぞれ共に移動していないと仮定した場合の仮想的なマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を表す仮想チャネル特性行列Ｈ0 の随伴行列Ｈ0 H を算出するとともに、この随伴行列Ｈ0 H について、各行列毎又はその各成分毎に前記位相ずれを補正し、
前記復号手段は、
前記随伴行列Ｈ0 H を補正することによって得られた復号処理行列と、有効シンボルを構成する無補正の受信信号ベクトルｒC とに基づいて所望の各シンボルを復号する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項３】
前記位相ずれ推定手段は、
受信された個々のプリアンブルの各受信状態から定まる各信頼度を重みとする加重平均処理を用いて前記幅Δθを求める
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アラモティ（Siavash M. Alamouti ）が提案した時空間符号化伝送技術（以下、ＳＴＢＣ（:Space Time Block Code）通信方式と言う。）を用いた通信装置（送信装置、受信装置、送受信装置）及び通信システムに関する。
この方法は、例えば車車間通信などの移動体通信における通信データの高品質化に大いに有用なものである。
【背景技術】
【０００２】
アラモティが提案した時空間符号化伝送技術（ＳＴＢＣ通信方式）は、下記の非特許文献１などに記載されており、このＳＴＢＣ通信方式を利用した通信技術としては、例えば下記の特許文献１に記載されているものなどが公知である。
【０００３】
例えば、送信アンテナが２本で受信アンテナが１本の２×１システムにおいて、ＳＴＢＣ通信方式を用いる場合を考える。この時、連続するシンボル時刻１，２における受信局側での受信信号をそれぞれｒ1 ，ｒ2 とし、第１の送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル特性をｈ1 、第２の送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル特性をｈ2 とし、次式（１）に示す様に、受信信号ベクトルｒとチャネル行列Ｈとシンボルベクトルｓを定義すると、次式（２）の関係が成り立つ。ただし、ここで、「ａ* 」はａの共役複素数を示すものとする。
【０００４】
（基本的な定義式）
【数１】
2008078880.tif 000003
（２×１システムにおけるＳＴＢＣ通信方式）
ｒ′＝  Ｈｓ                                                        …（２）
【０００５】
この関係式は、非特許文献１の式（11）において、ｎ0 ＝ｎ1 ＝０とした場合と等価である。受信されるノイズｎ0 ，ｎ1 の影響は、シンボル判定の際に一定の雑音余裕を設けることができることから、ここでは無視することができる。
また、ここで｜ｈ1 ｜2 ＋｜ｈ2 ｜2 ＝１が満たされる様に、ｈ1 ，ｈ2 を選べば、Ｈはユニタリー行列となるので、この場合にはｒが規格化されていれば、次式（３）によって、規格化されたシンボルベクトルｓを容易に求めることができる。
【０００６】
（シンボルベクトルｓの導出式）
ｓ  ＝  Ｈ-1ｒ′＝  ＨH ｒ′                                          …（３）  ただし、ここでＨH は、行列Ｈの随伴行列を示すものである。
また、上記の２×１システムにおいては、シンボル行列Ｓとチャネルベクトルｈを次式（４）の様に定義するものとする。
（基本的な定義式）
【数２】
2008078880.tif 000004
【０００７】
これらの従来技術においては、トレーニング信号（パイロット信号）などを巧く利用してマルチパス（多重伝搬路）のチャネル特性を受信側で高精度に推定することが、通信データを高品質化する上で非常に重要になる。
【非特許文献１】“A simple transmit diversity technique for wireless communications,” IEEE journal on selective areas in communications, vol.16, no.8, pp.1451-1458, Oct. 1998.
【特許文献１】特開２００４−１２９０８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、ＳＴＢＣ通信方式に準拠する従来の通信装置（送信装置、受信装置、送受信装置）においては、局移動に伴うマルチパス環境の変動が考慮されていない。即ち、上記の従来の通信装置では、送信局又は受信局が高速に移動する場合に、その高速移動に伴うチャネル特性の推定値の急速な経時的劣化が特段補償されてはおらず、このため、送信局又は受信局の移動中に、受信側では干渉波成分が増大してしまって受信信号の復号ができなくなることがあった。
【０００９】
例えば、トレーニング信号（パイロット信号）を受信した時点で算定されるチャネル推定行列Γの推定精度が十分に高い場合でも、次回のトレーニング信号を受信するまでの間に送信局または受信局が移動してしまうと、その間の移動距離などに応じて、上記のチャネル行列Ｈに関する推定精度が急速に劣化することがあった。即ち、従来装置においては、動的な送受信局間の距離変動に伴って通信品質が急速に劣化することがあり、特に移動速度の大きな移動体通信の場合に問題となっていた。
【００１０】
したがって、この問題は特に、送信局または受信局の移動速度が大きい場合や、１つのトレーニング信号とその次のトレーニング信号との間に多数のシンボルが存在している場合などに顕著となる。また、特に、移動局の移動速度が非常に大きな場合には、１つのシンボル伝播されてからその次のシンボルが伝播されるまでの短い間でも、局間のチャネル特性が無視し難い程に変化することがあるため、この場合には、求めた規格化されたチャネル行列が、その様なチャネル特性の変動作用によって必ずしもユニタリ行列とはなり得ずに、正常な通信を維持することが困難となる場合もある。
言い換えれば、例えば上記の非特許文献１の式（１０）が成立しない場合には、同式（１１）も成立しなくなるので、この場合、従来のＳＴＢＣ通信方式が正しく動作することは保証されなくなる。
【００１１】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、ＳＴＢＣ通信方式の利点を維持しつつ、マルチパス環境下で送信局又は受信局が高速に移動する場合においても、高い通信品質を確保することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、本発明の第１の手段は、所定のトレーニング信号を受信して、送信局と受信局との間のマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を推定するチャネル推定手段と、このチャネル推定手段によって推定されたチャネル行列Ｈと受信された受信信号ベクトルｒに基づいて時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、送信局と受信局との相対的な移動に起因して、微小時間間隔Δｔ毎に受信局にて順次受信される各シンボル間又は各ブロック間で、順次生じる位相ずれの幅Δθを推定する位相ずれ推定手段と、上記の受信信号ベクトルｒについて、各シンボル毎又は各ブロック毎に上記の位相ずれを補正する位相ずれ補正手段とを備え、送信局と受信局とがそれぞれ共に移動していないと仮定した場合の仮想的なマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を表す仮想チャネル特性行列Ｈ0 の随伴行列Ｈ0 H を、上記のチャネル推定手段によって、上記の補正手段による補正結果を用いて算出し、上記の位相ずれ補正手段によって補正された、有効シンボルを構成する受信信号ベクトルＲC と、上記の随伴行列Ｈ0 H とに基づいて、上記の復号手段によって所望の各シンボルを復号することである。
【００１３】
ただし、本発明が適用可能なシステムは、送信アンテナが２本で受信アンテナがＮ本（Ｎは自然数）のＭＩＭＯシステムに限らず、送信アンテナと受信アンテナとが互いに同数かつ複数の任意のＭＩＭＯシステムにも適用することができる。
【００１４】
また、上記の位相ずれ推定手段においては、時間軸上において１箇所に局所的に配置されたプリアンブルを用いて上記の幅Δθを推定する様にしてもよいし、一連の送信データの前後に分離して付与された、その送信データの前後両方のプリアンブルを用いて上記の幅Δθを推定する様にしてもよい。また、通信確立後に送受信が正しく行われている場合には、これらのプリアンブルの代わりに、或いはこれらのプリアンブルに加えて、シンボル判定後の受信データ（即ち、正確な判定結果）を使ってΔθを推定する様にしてもよい。また、これらの推定方式は、任意に組み合わせて利用してもよい。これらの事情は、以下の本発明の第２の手段についても同様である。
【００１５】
本発明の第２の手段は、所定のトレーニング信号を受信して、送信局と受信局との間のマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を推定するチャネル推定手段と、このチャネル推定手段によって推定されたチャネル行列Ｈと受信された受信信号ベクトルｒに基づいて時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、送信局と受信局との相対的な移動に起因して、微小時間間隔Δｔ毎に上記の受信局にて順次受信される各シンボル間又は各ブロック間で、順次生じる位相ずれの幅Δθを推定する位相ずれ推定手段を設け、上記のチャネル推定手段によって、送信局と受信局とがそれぞれ共に移動していないと仮定した場合の仮想的なマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を表す仮想チャネル特性行列Ｈ0 の随伴行列Ｈ0 H を算出するとともに、この随伴行列Ｈ0 H について、各行列毎又はその各成分毎に上記の位相ずれを補正し、上記の随伴行列Ｈ0 H を補正することによって得られた復号処理行列と、有効シンボルを構成する無補正の受信信号ベクトルｒC とに基づいて、上記の復号手段によって所望の各シンボルを復号することである。
【００１６】
また、本発明の第３の手段は、上記の第１または第２の手段において、受信された個々のプリアンブルの各受信状態から定まる各信頼度を重みとする加重平均処理を用いて、上記の位相ずれ推定手段によって上記の幅Δθを求めることである。
【００１７】
ただし、各プリアンブルの信頼度を定量化する際に、各受信時刻における各受信信号（各プリアンブル）のＳ／Ｎ比などの個々の精度が不明である場合には、上記の重みを均一とした加重平均処理を行ってもよい。また、これらの加重平均処理を行う際には、それらの各受信時刻に応じた忘却特性（忘却係数）などを更に加味する様にしてもよい。また、これらの加重平均処理はチャネル特性の検出精度を加味した実時間処理とすることも可能であるので、これらの加重平均処理を具現する際には、実時間で高い信頼性を得るために、例えばカルマンフィルタなどの様な適当なフィルタリング処理を実施する様にしてもよい。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明は以下の仮定が成立することを前提として考案したものである。
（仮定１）通信局間の少なくとも一方が移動局である場合、１つのトレーニング信号を受信してから少なくとも次回のトレーニング信号を受信するまでの短い間においては、この通信局間の各伝搬路の長さは何れも、同一の一定速度で変化する。
（仮定２）上記の移動局の移動に伴う両局間のチャネル特性の変動要因については、少なくとも次回のトレーニング信号が受信されるまでの短い間においては、上記の伝搬路長の変動に伴う位相変動（位相の進みまたは遅延）が圧倒的に支配的であり、その他の環境変動要因は、殆ど無視することができる。
【００１９】
そして、これらの仮定が、移動局を有するＭＩＭＯ通信システムを構築する上で十分に現実的であり得ることは、例えば周知のレイトレーシング法のイメージ法などに従う一般的なシミュレーションによって、検証することができる。これは、短い時間内では、高速移動体の運動は、直線的な等速度運動に近似することができるためであり、これによって二局間の伝搬路長も、その短い時間内では、時間に対して略リニアに変化するからだと考えられる。
【００２０】
即ち、本発明は上記の仮定１及び仮定２が、通常のマルチパス環境において成立し易いことを利用して構成したものであり、本発明の第１の手段によれば、受信信号ベクトルについて、高速移動による位相ずれが各シンボル毎又は各ブロック毎に補正されるので、この補正処理によって通信局の移動がなかった場合と同等の受信信号ベクトルを生成することができる。
また、上記様にして仮想チャネル特性行列を算定することにより、所望のチャネル行列についても、同様の位相ずれを補正することができ、これによって上記の仮想チャネル特性行列Ｈ0 を、移動局が静止している時と同様にユニタリ行列にすることができる。このため、上記の受信信号ベクトルＲC と随伴行列Ｈ0 H とを用いれば、符号間干渉成分を完全に排除しつつ、所望の復号処理を実行することができる。
したがって、本発明の第１の手段によれば、これらの作用により、符号間干渉のない良質な通信品質を確保することができる。
【００２１】
また、本発明の第２の手段によれば、上記の第１の手段と数学的に等価な復号処理方式を実現することができるため、この様な構成によっても、上記の第１の手段と同等の作用・効果を得ることができる。
即ち、上記の位相ずれに係わる補正操作は、受信信号ベクトルに施してもよいし、或いはまた、チャネル特性行列またはその随伴行列（復号処理行列）に施してもよい。
【００２２】
また、本発明の第３の手段によれば、各プリアンブルの信頼度に基づいた加重平均処理によって、ノイズなどによる一時的な系の乱れの影響を効果的に抑制しつつ、所望の１シンボル辺りの変動幅Δθを求めることができるので、よりノイズに強く信頼性の高い復号処理を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
上記の幅Δθは比較的急変しにくい量であるので、たとえ送受信が正しく行われている場合であっても、例えば各シンボル毎などに毎回上記の判定結果を使って、必ずしも上記の幅Δθの推定処理を頻繁に行う必要はない。したがって、各プリアンブル単位に上記の幅Δθを推定するだけで十分な場合には、シンボル判定後の受信データ（即ち、正確な判定結果）を使ってΔθを推定する必要がなく、よって、その分オーバーヘッドを削減することができる。
【００２４】
以下、本発明の具体的な実施形態を説明するに当り、以下の表記方法を用いることがある。
（受信ベクトルｒの補正式）
Ｒ≡  Ａｒ                                                        …（５）
ここでＡは、Ａm を対角成分（（ｍ，ｍ）成分）とするＭ行Ｍ列の対角行列（１≦ｍ≦Ｍ）であり、ｍ行１列の受信信号ベクトルｒにこの補正行列Ａを掛けることによって、補正後の受信信号ベクトルＲを得ることができる。
ただし、補正行列Ａの対角成分Ａm は一般に、次式（６）で表すことができる。
（補正行列Ａの対角成分）
Ａm ＝ｅｘｐ〔−ｊωｔm 〕                                          …（６）
【００２５】
ここで時刻ｔm は、受信信号ベクトルｒの第ｍ成分（１≦ｍ≦Ｍ）を受信した時刻を表している。この時刻ｔm は、基準とすべきトレーニング信号の中の先頭のシンボルを受信した時刻を基準（ｔ＝０）として計ればよい。また、時刻ｔm の係数ωは、位相ずれの角速度を表している。この角速度ωは、前述の（仮定１）、（仮定２）に基づいて、少なくとも次のトレーニング信号が受信されるまでは、一定であるものと仮定することができる。そして、この角速度ωは、微小時間Δｔの前後において受信された２シンボル間での位相ずれ量Δθに基づいて、ω＝Δθ／Δｔとして求めることができる。なお、この位相ずれ量Δθが、本願発明の位相ずれの幅Δθに相当する量である。
【００２６】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００２７】
図１に、本実施例１の受信装置１００の制御ブロック図を示す。この受信装置１００は、送信アンテナが２本で受信アンテナが１本の所謂２×１システムの受信側に相当するもので、この受信装置１００によって受信される受信信号ベクトルｒは、第１のプリアンブルｒA と第２のプリアンブルｒB と通信目的の有効シンボルｒC の３種類に分かれる。
第１のプリアンブルｒA は、後から図２を用いて詳しく説明する８シンボルから成るデータである。また、第２のプリアンブルｒB と有効シンボルｒC は何れも、２シンボルから成るデータで、それぞれ式（１）の受信信号ベクトルｒと同様に２つの成分で表すことができる。
以下、これらの受信信号ベクトルｒ（ｒA ，ｒB ，ｒC ）に基づいて、送信信号ベクトルｓを復元する受信装置１００の論理的構成について説明する。
【００２８】
図１の受信信号判別部１０１では、上記の受信信号ベクトルｒA/B/C を各種類（ｒA ，ｒB ，ｒC ）に分類する。この分類は、上記の第１のプリアンブルｒA と第２のプリアンブルｒB をそれぞれ、事前に取り決められた所定のパターンに構成しておくことによって、実施することができる。
その後段の位相ずれ推定手段１０２は、後から図２を用いて詳しく説明するが、使用中のチャネルの伝搬路長のダイナミックな変動に伴う、受信信号ベクトルｒの単位時間当りの位相ずれの幅を推定する手段であり、これによって、受信信号ベクトルｒの各成分の位相ずれの角速度ωを求めることができる。
【００２９】
位相ずれ補正手段１０３、位相ずれ補正手段１０５は、上記の角速度ωに基づいて、受信信号ベクトルｒB ，ｒC をそれぞれ補正後の受信信号ベクトルＲB ，ＲC に変換する補正手段である。
チャネル推定手段１０４は、周知の伝搬路推定処理を実行する部位であって、従来と同様に構成することができる。即ち、このチャネル推定手段１０４では、その処理形態よりもむしろ入力される情報（受信信号ベクトルＲB ）自身に特徴がある。
また、復号手段１０６は、周知のＳＴＢＣデコード処理を実行する部位であって、この部分も従来と同様に構成することができる。即ち、この復号手段１０６においても、その処理形態よりもむしろ入力される情報（行列Ｈ0 H と受信信号ベクトルＲC ）自身に特徴がある。
【００３０】
以下、図２を用いて、位相ずれ推定手段１０２の処理形態を説明する。
第１のプリアンブルｒA は、先にも言及した様に８シンボルから成る。この各成分は、前述の第１のアンテナか第２のアンテナの何れか片方だけから送信され、その時、他方のアンテナからは何も送信されない。この８シンボルの内、第１の送信アンテナから送信された所定のシンボルを◎（ｒAm；ｍは偶数）で示し、第２の送信アンテナから送信された他の所定のシンボルを○（ｒAm；ｍは奇数）で示す。これらの全てのシンボルの各受信時刻ｔm が等間隔に並ぶ保証はないが、前述の（仮定１）、（仮定２）が成り立つ場合には、送信側からシンボル◎とシンボル○とを交互に等間隔時間で送信すると、少なくとも同じアンテナから送信された同一のシンボル◎同士は、略等間隔時間で受信される。これは、同じアンテナからの電波は、略同じパスを通って伝達されるためである。また、同様にシンボル○同士も、略等間隔時間で受信される。以下、第１のプリアンブルｒA の中で、同じ送信信号（◎／○）が周期的に受信されるその周期を２Δｔとする。即ち、例えば、ｔ7 −ｔ1 ＝６Δｔである。
【００３１】
以下、より一般化すると、次式（７）の通りとなる。
Ｔn,m ≡  ｔn −ｔm ＝Δｔ（ｎ−ｍ）＝２ｋΔｔ                      …（７）
ただし、ここでは、ｎが偶数の場合にはｍも偶数であり、ｎが奇数の場合にはｍも奇数とする。ｋ＝（ｎ−ｍ）／２は整数である。
【００３２】
この時、送信側では振幅も位相も同値であったシンボルの対ａ、即ち、◎か○かが一致する同種のシンボルの対ａ（◎ｒA0と◎ｒA2の対）の比を次式（８）の様に定義する。
【数３】
2008078880.tif 000005
ここで、ｊは虚数単位であり、位相Δθa は実数、ノルムρa は正の実数である。また、先の（仮定１）、（仮定２）から、ρa ≒１と考えてよい。また、その他のシンボル対ｂ〜ｆについても同様にして、位相Δθx （ｘ＝ｂ〜ｆ）を考えることができる。
【００３３】
この時、これらの式（７），（８）に基づいて、例えばシンボル対ａからは、次式（９）の様にして、位相ずれの幅Δθa に関する角速度ωa を求めることができる。また、その他のシンボル対ｂ〜ｆについても同様にして、角速度ωx （ｘ＝ｂ〜ｆ）を考えることができる。
【数４】
2008078880.tif 000006
【００３４】
したがって、第１の送信アンテナと受信アンテナとの間における伝搬路長の変動に伴う、受信信号ベクトルｒの位相ずれの角速度ω1 は、次式（１０）の形で推定することができる。ここで、６つのシンボル対から求めた各角速度ωx （ｘ＝ａ〜ｆ）の平均値を取るのは、ノイズや外乱などに対する耐性を得るためである。
【数５】
2008078880.tif 000007
【００３５】
また、この様な角速度は、第２の送信アンテナと受信アンテナとの間における伝搬路長の変動に伴う、受信信号ベクトルｒの位相ずれの角速度ω2 についても同様にして、求めることができる。
したがって、次式（１１）に示す様に、その両者ω2 ，ω2 の平均値を、この系における受信信号ベクトルｒの位相ずれの角速度ωと定義する。この様に平均値を取るのは、上記の（仮定１），（仮定２）が成立する際には、何れのチャネルにおいても、位相ずれの角速度は略同じとなるためであり、これは、各局に受信アンテナまたは送信アンテナが固定されていて、かつ、各局の位置関係だけに各チャネルの伝搬路長が強く依存しているためである。ただし、式（１１）によって平均値を求めることによって、勿論、ノイズや外乱などに対する耐性をも同時に得ることができる。
【数６】
2008078880.tif 000008
以上の様にして、位相ずれ幅に関する信頼性の高い角速度ωを求めることができる。
【００３６】
以下、本受信装置１００（図１）の制御プログラムが実行すべき制御処理手順について、図３のフローチャートを用いて説明する。この制御処理手順２００では、まず最初にステップ２１０により、受信信号が一時的に退避されている所定の受信バッファ領域を参照する。ただし、物理的な受信動作は、受信アンテナやバンドパスフィルタなどのハードウェアによって、非同期に常時実行されているものとする。
【００３７】
次に、ステップ２２０（受信信号判別部１０１）では、受信信号判別部１０１にて、その受信信号が受信信号ベクトルｒA ，ｒB ，ｒC の何れであるかを判別する。
そして、その受信信号が受信信号ベクトルｒA であった場合には、ステップ２３０（位相ずれ推定手段１０２）によって、先に図２及び式（７）〜（１１）を用いて説明した様にして、位相ずれの角速度ωを求める。
【００３８】
また、受信信号が受信信号ベクトルｒB （第２のプリアンブル）であった場合には、ステップ２４０（位相ずれ補正手段１０３）により、次式（１２）〜（１４）を用いて、この第２のプリアンブルｒB の各成分の位相を補正して、その補正結果である補正後のプリアンブルＲB を得る。ただし、ここで、時間間隔Δｔは、送信アンテナから各シンボルを送信する際の送信間隔である。
（プリアンブルｒB の補正式）
ＲB ≡  ＡｒB                                                     …（１２）
【数７】
2008078880.tif 000009
（Δθの定義式）
Δθ  ≡  ωΔｔ                                                  …（１４）
【００３９】
そして、次のステップ２５０（チャネル推定手段１０４）では、式（１）、式（４）及び次式（１５）に従って、目的のチャネル特性行列を求める。そして、このチャネル特性行列が、本願発明における仮想チャネル特性行列Ｈ0 に相当する行列となる。ここで、式（１５）のチャネルベクトルｈによって与えられるチャネル特性行列（即ち、所望の仮想チャネル特性行列Ｈ0 ）が、送信局と受信局とがそれぞれ共に移動していないと仮定した場合の仮想的なマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を表すのは、上記の行列ＡによってプリアンブルｒB が補正されたためである。
（チャネルベクトルｈの導出式）
ｈ  ＝Ｓ-1ＲB ＝ＳH ＲB                                           …（１５）
ただし、ここで、ユニタリ行列Ｓは、受信されたプリアンブルｒB に対応する、式（１）の所定の送信ベクトルｓに基づいて、式（４）に従って構成されている。
【００４０】
また、受信信号が受信信号ベクトルｒC （有効シンボル）であった場合には、ステップ２６０（位相ずれ補正手段１０５）により、次式（１６）〜（１８）を用いて、この有効シンボルｒC の各成分の位相を補正して、その補正結果である補正後の有効シンボルＲC を得る。ただし、ここで、時刻ｔは、最近の（直近の）第２のプリアンブルｒB の先頭シンボルの受信時刻を基準（ｔ＝０）にして計った、現在処理中の当該有効シンボルｒC の先頭シンボルの受信時刻である。ただし、この時刻は、例えば前述の時間間隔Δｔなどを時間の最小単位にして、量子化して管理してもよい。
【００４１】
（有効シンボルｒC の補正式）
ＲC ＝  ＢｒC                                                     …（１６）
【数８】
2008078880.tif 000010
（スカラー係数ｃ（ｔ）の定義式）
ｃ（ｔ）≡  ｅｘｐ〔−ｊωｔ〕                                    …（１８）
【００４２】
そして、最後のステップ２７０（復号手段１０６）では、次式（１９）に従って、受信された有効シンボルｒC に対応する所望のシンボルｓを求める。
（シンボルベクトルｓの導出式）
ｓ  ＝  Ｈ0 -1ＲC ′＝  Ｈ0 H ＲC ′                              …（１９）
なお、ここで、仮想チャネル特性行列Ｈ0 は、ステップ２５０（チャネル推定手段１０４）において式（１）に従って構成されているので、ユニタリ行列であることが保証されている。また、ＲC ′とＲC との関係も、式（１）で定義されている。
【００４３】
その後、ステップ２８０によって出力されたシンボルｓは、所定の任意のシンボル判定処理に従ってシンボル判定される。
以上のデータ処理方式に従えば、本発明の作用・効果に基づいて、符号間干渉のない良質な通信品質を確保することができる。
【実施例２】
【００４４】
上記の実施例１では、ステップ２６０（位相ずれ補正手段１０５）において、式（１６）〜（１８）を用いて、有効シンボルｒC の各成分の位相を補正して、その補正結果である補正後の有効シンボルＲC を得ていたが、上記の式（１７）の行列Ｂによって有効シンボルｒC を補正する代わりに、その行列Ｂによって行列Ｈ0 H を補正する様にしてもよい。この様な補正処理は、ステップ２６０の代わりに、ステップ２６０と同じタイミングで実施することができる。本実施例２では、その様な補正処理について例示する。
【００４５】
図４に、本実施例２の受信装置１１０の制御ブロック図を示す。この受信装置１１０は、先の実施例１の受信装置１００に酷似するものであり、実施例１と同じ動作を実行する制御ブロックに対しては、同一の符号が付されている。即ち、本実施例２における受信装置１１０の主要な特徴は、補正手段１１５の動作にある。
【００４６】
前述の式（１９）を式（１６）を用いて再度書き下せば、次式（２０）を得る。
（シンボルベクトルｓの導出式（実施例１））
ｓ  ＝Ｈ0 H ＲC ′＝Ｈ0 H （ＢｒC ）′＝（Ｈ0 H Ｂ′）ｒC ′    …（２０）
即ち、行列Ｂを用いて受信ベクトルｒC を補正する代わりに、行列Ｂから得られる行列Ｂ′を用いて行列Ｈ0 H をステップ２６０と同じタイミングで補正することもできる。図４の補正手段１１５はこの様な補正を実行するものであり、よって、図４の行列Ｈ1 H は、次式で定義される行列である。
（チャネル特性行列の随伴行列Ｈ1 H の定義式）
Ｈ1 H ≡  Ｈ0 H Ｂ′                                            …（２１）
【００４７】
ただし、ここで、行列Ｂ′は２行２列の対角行列で、この行列Ｂ′の各対角成分は、式（１７）に基づいて次式（２２）によって与えられる。
Ｂ′1 ＝Ｂ1 ＝ｅｘｐ〔−ｊωｔ〕，
Ｂ′2 ＝Ｂ2 * ＝ｅｘｐ〔ｊ（ωｔ＋Δθ）〕                      …（２２）
【００４８】
これらの補正処理結果に基づき、図４の復号手段１０６では次式（２３）にしたがって、所望のシンボルｓが導かれる。
（シンボルベクトルｓの導出式（実施例２））
ｓ  ＝Ｈ1 H ｒC ′                                              …（２３）
【００４９】
例えばこの様にして、復号処理行列（即ち、チャネル特性行列の随伴行列）の側を、ステップ２６０の代わりに、ステップ２６０と同じタイミングで補正しても、先の実施例１と等価な処理結果を得ることができる。
【００５０】
〔その他の変形例〕
本発明の実施形態は、上記の形態に限定されるものではなく、その他にも以下に例示される様な変形を行っても良い。この様な変形や応用によっても、本発明の作用に基づいて本発明の効果を得ることができる。
（変形例１）
【００５１】
例えば、上記の実施例１では、連続的な時間ｔを用いて説明したが、連続的な時刻ｔを管理する代わりに、例えばシンボル間隔などの所定の時間間隔に基づいて量子化された時間を用いて時刻管理をしてもよい。
例えばここで、連続送信される各シンボルの送信ピッチを単位時間Δｔとし、整数パラメータｋとこの単位時間Δｔによって時刻ｔを量子化して管理すれば、式（１４）により、行列Ｂの（２，２）成分は、次式（２４）の様にして表すこともできる。
Ｂ22  ＝  ｅｘｐ〔−ｊ（ωｔ＋Δθ）〕
＝  ｅｘｐ〔−ｊ（ωｋΔｔ＋Δθ）〕
＝  ｅｘｐ〔−ｊ（ｋ＋１）Δθ〕                            …（２４）
【００５２】
（変形例２）
また、上記の実施例１では、送信アンテナが２本で受信アンテナが１本の２×１システムの通信システムを仮定したが、更に一般のｎ×１システムの場合にも、上記の各実施例と同様の作用・効果を得ることができる。
【００５３】
即ち、この場合には、例えば、伝搬路長の変動の位相への影響が補正されたｎ次元の受信ベクトルＲを求めるに当たって、次の補正式（２５）を用いればよい。
Ｒ  ＝  Ａｒ                                                      …（２５）
ただし、ここでの受信ベクトルｒはｎ次元ベクトル（ｎ≧２）、Ａはｎ×ｎの対角行列であって、この行列Ａの要素を左上から順にＡk （ｋは自然数）として、次式（２６）を用いる。
【００５４】
Ａk ＝ｅｘｐ〔−ｊωｔ〕
＝ｅｘｐ〔−ｊω（ｋ−１）Δｔ〕
＝ｅｘｐ〔−ｊ（ｋ−１）Δθ〕                                …（２６）
そして、この行列Ａを先の実施例１又は実施例２と同様に用いれば、更に一般のｎ×１システムの場合にも、上記の各実施例と同様の作用・効果を得ることができる。
【００５５】
（変形例３）
また、上記の実施例１では、第１のプリアンブルｒA を用いて、位相ずれの角速度ωを求めたが、１つの第１のプリアンブルｒA のシンボル数は更に増やしてもよく、また、位相ずれの角速度ωは、複数のプリアンブルから求めてもよい。また、これらのプリアンブルの代わりに、スキャッタードパイロット信号などを用いてもよい。
また、上記の位相ずれの角速度ωを求めるに当たっては、例えば周知のカルマンフィルタなどの様な、実時間処理に適した高精度化技法を用いる様にしてもよい。
【００５６】
（変形例４）
また、有効シンボルに対するシンボル判定結果を用いて、これをプリアンブルの代用情報としてもよい。通信確立後に送受信が正しく行われている場合には、この様なシンボル判定結果をもプリアンブルと同様に利用することができるので、特に、正味の送信データのデータ長が非常に長い場合に、随時より正確なチャネル特性行列を推定する上で有効である。
【００５７】
なお、上記の図１の復号処理装置１００の構成例では、所謂２×１システムの構成例を例示したが、より一般の所謂２×ｍシステム（ｍ≧１）においても、ｎ×１システム（ｎ≧２）においても、或いはｎ×ｍシステム（ｎ≧２，ｍ≧１）においても、上記と同様の作用・効果を得ることができる。受信側の受信アンテナの本数が複数本となる場合には、それによってダイバーシチ効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明は、固定基地局を利用する移動体通信の通信品質の確保にも、自律分散型の移動体通信の通信品質の確保にも有用なものであり、例えば高速な移動体間の通信における通信品質の確保・向上や、高信頼化に顕著な効果を示すものである。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】実施例１の受信装置１００の制御ブロック図
【図２】位相ずれ推定手段１０２の処理形態を説明するための説明図
【図３】受信装置１００の制御処理手順２００を示すフローチャート
【図４】実施例２の受信装置１１０の制御ブロック図
【符号の説明】
【００６０】
１００  ：  受信装置
１０１  ：  受信信号判別部
１０２  ：  位相ずれ推定手段
１０３  ：  位相ずれ補正手段
１０４  ：  チャネル推定手段
１０５  ：  位相ずれ補正手段
１０６  ：  復号手段
【図１】
2008078880.tif 000011
【図２】
2008078880.tif 000012
【図３】
2008078880.tif 000013
【図４】
2008078880.tif 000014