(57)【要約】【課題】電動機の動作理論に基づいて、電動機の脱調検出を精度良く行うことのできる、電動機の駆動装置を得ることを目的とする。【解決手段】電圧を電動機に印加するインバータ主回路５と、電動機に流れる相電流を検出する電流検出手段７ａ及び７ｂと、インバータ主回路５が電動機に印加する電圧を制御する制御手段８とを有する電動機の駆動装置であって、制御手段８は、電流検出手段７ａ及び７ｂの出力と電動機の回転数指令値ω＊に基づき、電動機の磁束を演算により求め、当該演算値が所定の閾値を下回った際に、電動機が脱調した旨の信号を出力することを特徴とする。【選択図】図１
2008092787.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧を電動機に印加するインバータと、
電動機に流れる相電流を検出する電流検出手段と、
前記インバータが電動機に印加する電圧を制御する制御手段とを有する電動機の駆動装置であって、
前記制御手段は、
前記電流検出手段の出力と電動機の回転数指令値に基づき、電動機の磁束を演算により求め、当該演算値が所定の閾値を下回った際に、電動機が脱調した旨の信号を出力することを特徴とする電動機の駆動装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記電流検出手段が検出した相電流を直交２軸座標系に変換する座標変換手段と、
前記座標変換手段の出力に基づき、電動機に印加する電圧の指令値を出力する電圧指令値演算手段と、
電動機の脱調を検出する脱調検出手段とを有し、
前記脱調検出手段は、
前記座標変換手段の出力、前記電圧指令値演算手段の出力、及び電動機の回転数指令値に基づき、電動機の磁束を演算により求め、
当該演算値が所定の閾値を下回った際に、電動機が脱調した旨の信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の電動機の駆動装置。
【請求項３】
前記脱調検出手段は、
電動機の磁束のうち、前記直交２軸座標系の一方の軸に相当する磁束を演算により求め、
当該演算値が所定の閾値を下回った際に、電動機が脱調した旨の信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の電動機の駆動装置。
【請求項４】
前記脱調検出手段は、
下記式（１）を用いて、電動機の磁束を演算により求めることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の電動機の駆動装置。
【数１】
2008092787.tif 000021
【請求項５】
電圧を電動機に印加するインバータと、
電動機に流れる相電流を検出する電流検出手段と、
前記インバータが電動機に印加する電圧を制御する制御手段とを有する電動機の駆動装置であって、
前記制御手段は、
前記電流検出手段の出力と電動機の回転数指令値に基づき、電動機の回転速度を演算により求め、当該演算値が所定の閾値を下回った際に、電動機が脱調した旨の信号を出力することを特徴とする電動機の駆動装置。
【請求項６】
前記制御手段は、
前記電流検出手段が検出した相電流を直交２軸座標系に変換する座標変換手段と、
前記座標変換手段の出力に基づき、電動機に印加する電圧の指令値を出力する電圧指令値演算手段と、
電動機の脱調を検出する脱調検出手段とを有し、
前記脱調検出手段は、
前記座標変換手段の出力、前記電圧指令値演算手段の出力、及び電動機の回転数指令値に基づき、電動機の回転速度を演算により求め、
当該演算値が所定の閾値を下回った際に、電動機が脱調した旨の信号を出力することを特徴とする請求項５に記載の電動機の駆動装置。
【請求項７】
前記脱調検出手段は、
下記式（２）を用いて、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項６に記載の電動機の駆動装置。
【数２】
2008092787.tif 000022
【請求項８】
前記脱調検出手段は、
下記式（３）を用いて、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項６に記載の電動機の駆動装置。
【数３】
2008092787.tif 000023
【請求項９】
前記制御手段は、
ｄｑ軸（モータ軸）とγδ軸（制御軸）の間の軸誤差を求める軸誤差推定手段を有し、
前記脱調検出手段は、
前記軸誤差推定手段の出力に基づき、電動機の回転速度の演算値を補正することを特徴とする請求項６に記載の電動機の駆動装置。
【請求項１０】
前記脱調検出手段は、
下記式（４）を用いて、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項９に記載の電動機の駆動装置。
【数４】
2008092787.tif 000024
【請求項１１】
前記脱調検出手段は、
下記式（５）を用いて、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項６に記載の電動機の駆動装置。
【数５】
2008092787.tif 000025
【請求項１２】
前記脱調検出手段は、
下記式（６）を用いて、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項９に記載の電動機の駆動装置。
【数６】
2008092787.tif 000026
【請求項１３】
前記脱調検出手段は、
下記式（７）を用いて、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項９に記載の電動機の駆動装置。
【数７】
2008092787.tif 000027
【請求項１４】
前記制御手段は、
ｑ軸磁束を０にし、かつｄ軸磁束が誘起電圧定数と等しくなるように、前記インバータが電動機に印加する電圧を制御し、
前記軸誤差推定手段は、
下記式（８）を用いて前記軸誤差を演算により求めることを特徴とする請求項９に記載の電動機の駆動装置。
【数８】
2008092787.tif 000028
【請求項１５】
前記制御手段は、
ｑ軸磁束を０にし、かつｄ軸磁束が誘起電圧定数と等しくなるように、前記インバータが電動機に印加する電圧を制御し、
前記軸誤差推定手段は、
下記式（９）を用いて前記軸誤差を演算により求めることを特徴とする請求項９に記載の電動機の駆動装置。
【数９】
2008092787.tif 000029
【請求項１６】
前記軸誤差と、γ軸電流もしくはδ軸電流との対応関係を格納した記憶手段を備え、
前記制御手段は、
前記記憶手段に格納された対応関係を参照して前記軸誤差を取得し、
その値を用いて、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項９ないし請求項１１のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１７】
前記軸誤差と、電動機の回転速度の指令値もしくは推定値との対応関係を格納した記憶手段を備え、
前記脱調検出手段は、
前記記憶手段に格納された対応関係を参照して前記軸誤差を取得し、
その値を用いて、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項９ないし請求項１１のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１８】
前記軸誤差と、電動機の負荷トルクとの対応関係を格納した記憶手段を備え、
前記脱調検出手段は、
前記記憶手段に格納された対応関係を参照して前記軸誤差を取得し、
その値を用いて、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項９ないし請求項１１のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１９】
前記インバータに印加する直流電圧を検出する手段を設け、
前記脱調検出手段は、
前記電圧の指令値のスカラー値が、前記直流電圧よりも大きくなった際には、
当該スカラー値が前記直流電圧以下になるように前記電圧の指令値を補正し、
当該補正後の電圧値を用いて、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項５ないし請求項１８のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項２０】
前記スカラー値と前記直流電圧との比率と、前記補正後の電圧値との対応関係を格納した記憶手段を設け、
前記脱調検出手段は、
前記記憶手段を参照して、前記補正後の電圧値を取得し、
当該取得した値を用いて、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項１９に記載の電動機の駆動装置。
【請求項２１】
前記脱調検出手段は、
前記電圧の指令値のデッドタイム誤差を補正して、電動機の回転速度を演算により求めることを特徴とする請求項５ないし請求項２０のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項２２】
前記脱調検出手段は、
下記式（１０）を用いて、前記電圧の指令値のデッドタイム誤差を補正することを特徴とする請求項２１に記載の電動機の駆動装置。
【数１０】
2008092787.tif 000030
【請求項２３】
前記脱調検出手段は、
前記デッドタイム誤差を補正するか否かを切り替える手段を有し、
前記電圧指令値演算手段において、前記電圧の指令値のデッドタイム誤差を補正していない場合に限り、当該誤差を補正することを特徴とする請求項２１又は請求項２２に記載の電動機の駆動装置。
【請求項２４】
前記制御手段は、
電動機の脱調を検出した際には、電動機の駆動を一旦停止した後に、再度駆動を開始することを特徴とする請求項１ないし請求項２３のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項２５】
前記制御手段は、
電動機の脱調を検出した際には、電動機の駆動を停止することなく、
前記演算により求めた電動機の回転速度に基づいて再度同期運転を試みることを特徴とする請求項１ないし請求項２３のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項２６】
電動機の脱調を検出した際に、脱調であることを知らせる表示や警告音を発する、または電気的通信手段により報知する手段を備えたことを特徴とする請求項１ないし請求項２５のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項２７】
前記制御手段は、
電動機の回転速度の演算値をフィルタリングして、高周波成分を取り除くローパスフィルタを有することを特徴とする請求項１ないし請求項２６のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項２８】
前記制御手段は、
前記ローパスフィルタの出力が安定した後に脱調検出を開始することを特徴とする請求項２７に記載の電動機の駆動装置。
【請求項２９】
前記制御手段は、
電動機の運転開始から所定時間経過後に脱調検出を開始することを特徴とする請求項１ないし請求項２８のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項３０】
前記制御手段は、
電動機の脱調検出に用いる演算値が安定した後に脱調検出を開始することを特徴とする請求項１ないし請求項２９のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項３１】
前記制御手段は、
ｄｑ軸（モータ軸）またはγδ軸（制御軸）のいずれかの値を用いて電動機の脱調を検出することを特徴とする請求項１ないし請求項３０のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機を駆動する装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、同期電動機の駆動装置において、同期電動機の脱調を検出する技術として、『・・・時間ｋ・Ｔｓ時（但し、ｋ＝０，１，２，３，…，Ｔｓはサンプリングタイム）に同期電動機に供給される少なくとも２相分のステータ電流を検出し、同ステータ電流をγ−δ座標系に変換することにより、γ軸電流ｉγ（ｋ）及びδ軸電流ｉδ（ｋ）を導出し、これらのγ軸電流ｉγ（ｋ）及びδ軸電流δ（ｋ）と前回の制御ループで推定されたγ軸電流ｉγｅｓｔ（ｋ）及びδ軸電流ｉδｅｓｔ（ｋ）との差ｉγ（ｋ）−ｉγｅｓｔ（ｋ）及びｉδ（ｋ）−ｉδｅｓｔ（ｋ）を補正量、γ−δ軸座標系に変換された電圧指令値Ｖγ*（ｋ）とＶδ*（ｋ）を入力とし、同期電動機の回転子が回転することにより発生するγ軸の誘起電圧εγ（ｋ）とδ軸の誘起電圧εδ（ｋ）を、回転子が回転していない時の電流応答に対する外乱として状態推定器を構成し、時間（ｋ＋１）・Ｔｓ秒のγ−δ軸座標系における電流ｉγｅｓｔ（ｋ＋１）及びｉδｅｓｔ（ｋ＋１）並びに誘起電圧εγｅｓｔ（ｋ＋１）及びεδｅｓｔ（ｋ＋１）を推定し、この推定された誘起電圧εγｅｓｔ（ｋ＋１）及びεδｅｓｔ（ｋ＋１）から脱調を検出することを特徴とする永久磁石形同期電動機の脱調検出方法。』というものがある（特許文献１）。
【０００３】
また、『駆動装置３７の電圧・周波数演算回路３４は、周波数指令値Ｆ＊を基に運転周波数と運転電圧を演算し、ゲート駆動回路３５を介してインバータ回路１３をスイッチング制御およびＰＷＭ制御し、センサレスブラシレスモータ２９を駆動する。電流検出回路３９は、電流センサ３１ないし３２を介してモータ２９の電流を検出し、電流周期検出回路４０は、そのモータ電流の周期を検出する。電圧・周波数演算回路３４は、運転周波数を基にモータ２９に印加される電圧の周期を演算し、周期比較回路４１は、そのモータ電圧の周期と前記モータ電流の周期を比較して、これらが不一致の時に脱調と判定してハイレベルの出力信号を電圧・周波数演算回路３４に与える。』というものや、『永久磁石形のロータの磁極位置を磁極位置センサで検出することなく運転されるセンサレスブラシレスモータの駆動装置において、前記センサレスブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段から得られる電流信号を励磁電流成分とトルク電流成分とに座標変換するｄｑ座標変換手段と、このｄｑ座標変換手段から得られる励磁電流成分と任意に設定された脱調レベル信号とを比較して脱調を判定する脱調レベル比較手段とを具備したことを特徴とするセンサレスブラシレスモータの脱調検出装置。』というものもある（特許文献２）。
【０００４】
さらには、『回転検出センサを有さないＤＣブラシレスモータＭに電力スイッチング回路１１により駆動電力を供給する運転制御装置において、ＤＣブラシレスモータの運転状態が脱調状態で有ることを検知する脱調検知手段１５を備えた。この脱調検知手段は、ＤＣブラスレスモータに接続した例えばポンプ等の送水量又は送水圧の変化を検出する手段とすることができる。また、脱調検知は、モータの回転速度の変化、又は力率の変化から行うようにしてもよい。』というものもある（特許文献３）。
【０００５】
また、同期電動機のセンサレス制御において、軸誤差を推定する方法を開示した文献が存在する（非特許文献１）。
【０００６】
【特許文献１】特開平１１−１８４９９号公報（請求項２）
【特許文献２】特開２００１−２５２８２号公報（要約、請求項２）
【特許文献３】特開２００２−５８２８１号公報（要約）
【非特許文献１】電学論Ｄ、１１０巻１１号、Ｐ．１１９３〜Ｐ．１２００、平成２年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記特許文献１に開示されている従来技術においては、脱調検出のためにモータの誘起電圧を推定する手段を必要とするため、マイコン等の演算処理負荷を増加させることとなる。
また、上記特許文献２に開示されている従来技術においては、インバータ装置の出力する電圧の周期と、センサレスブラシレスモータに流れる電流の周期を比較し脱調を検出するため、脱調時にインバータ装置の出力する電圧周期と、同期電動機に流れる電流の周期に差がないような状態では、脱調検出が不可能である。
また、励磁電流成分であるｄ軸電流と脱調検出レベルを比較することにより脱調を検出する方法においては、励磁電流は回転数や負荷トルクの条件により変化するため、脱調検出レベルを運転条件ごとに設定する必要があり、設定が複雑になる。
また、上記特許文献３に開示されている従来技術においては、同期電動機の動作理論に基づいてロータの回転速度を推定するのではなく、誘起電圧の位置情報をセンサ等により検出しているため、製造コストを多く要する。
【０００８】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、電動機の動作理論に基づいて、電動機の脱調検出を精度良く行うことのできる、電動機の駆動装置を得ることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電動機の駆動装置は、電圧を電動機に印加するインバータと、電動機に流れる相電流を検出する電流検出手段と、前記インバータが電動機に印加する電圧を制御する制御手段とを有する電動機の駆動装置であって、前記制御手段は、前記電流検出手段の出力と電動機の回転数指令値に基づき、電動機の磁束を演算により求め、当該演算値が所定の閾値を下回った際に、電動機が脱調した旨の信号を出力することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係る電動機の駆動装置によれば、電動機の動作理論に基づいて、精度良く脱調検出を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
図１において、１は直流電源、２は本実施の形態１に係る電動機の駆動装置、６はブラシレス直流モータである。
駆動装置２は、インバータ主回路５、Ｕ相電流検出手段７ａ、Ｖ相電流検出手段７ｂ、制御手段８、直流電圧検出手段１４を有する。
【００１２】
インバータ主回路５は、スイッチング素子３を有する。
スイッチング素子３は、Ｕ相上側スイッチング素子３ａ、Ｖ相上側スイッチング素子３ｂ、Ｗ相上側スイッチング素子３ｃ、Ｕ相下側スイッチング素子３ｄ、Ｖ相下側スイッチング素子３ｅ、Ｗ相下側スイッチング素子３ｆ、各スイッチング素子にそれぞれ並列に接続された還流ダイオード４からなる。
【００１３】
Ｕ相電流検出手段７ａ、Ｖ相電流検出手段７ｂは、ブラシレス直流モータ６に流入するＵ相電流、Ｖ相電流をそれぞれ検出し、制御手段８に出力する。
直流電圧検出手段１４は、直流電源１の電圧を検出し、制御手段８に出力する。
制御手段８は、Ｕ相電流検出手段７ａ、Ｖ相電流検出手段７ｂ、及び直流電圧検出手段１４の出力に基づき、インバータ主回路５内のスイッチング素子３のオン・オフを制御する。
【００１４】
制御手段８は、ＰＷＭ信号発生手段９、相電流演算手段１０、３相２相変換手段１１、電圧指令値演算手段１２、出力電圧ベクトル演算手段１３、脱調検出信号演算手段１６を有する。
相電流演算手段１０は、Ｕ相電流検出手段７ａ、Ｖ相電流検出手段７ｂにより検出された２相分の電流値から、Ｗ相の電流値を演算により求め、３相それぞれの電流値を３相２相変換手段１１に出力する。
３相２相変換手段１１は、相電流演算手段１０より出力された３相の電流値（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を、ｄｑ座標系の電流値（Ｉｄ、Ｉｑ）に変換して出力する。ここでいうｄｑ座標は、磁束軸をｄ軸、トルク軸をｑ軸とするものである。
【００１５】
ただし、ブラシレス直流モータ６の磁極位置を検出せずに制御を行うセンサレス制御においては、ｄｑ座標系における各値を直接知ることができない。
そこで、ブラシレス直流モータ６の電圧や電流の検出値に基づきｄｑ軸座標系における各値を演算推定したγδ座標系を用いて制御を行う。また、この時のｄｑ座標系とγδ座標系との間の角度ずれを「軸誤差」とし、Δθで表す。この軸誤差Δθがゼロとなった場合に、ｄｑ座標系とγδ座標系が一致することになる。
以下の説明では、γδ座標系を用いた説明を行う。
【００１６】
電圧指令値演算手段１２は、３相２相変換手段１１により求められたγδ座標系の電流値（Ｉγ、Ｉδ）、γ軸電流指令値Ｉγ＊、及びブラシレス直流モータ６の回転速度指令値ω＊を基に、ブラシレス直流モータ６を駆動するためのγδ座標系の出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）を求める。
出力電圧ベクトル演算手段１３は、電圧指令値演算手段１２により求められたγδ座標系の出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）と、直流電圧検出手段１４が出力した直流電圧値Ｖｄｃを基に、出力電圧ベクトルＶｘ＊を求め、ＰＷＭ信号発生手段９に出力する。
ＰＷＭ信号発生手段９は、制御手段８内で求められた出力電圧指令値に基づき、スイッチング素子３をオン・オフ制御するためのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）信号を発生させる。
ＰＷＭ信号発生手段９が出力したＰＷＭ信号により、インバータ主回路５内のスイッチング素子３がオン・オフ動作される。
【００１７】
スイッチング素子３のオン・オフ動作により、インバータ主回路５よりブラシレス直流モータ６に電力が供給され、ブラシレス直流モータ６が駆動される。
なお、脱調検出信号演算手段１６は、ブラシレス直流モータ６の脱調を検出してその旨の信号を出力するものであるが、その具体的な動作については後述する。
【００１８】
なお、本発明における「電流検出手段」は、Ｕ相電流検出手段７ａ、Ｖ相電流検出手段７ｂがこれに該当する。
また、「座標変換手段」は、３相２相変換手段１１がこれに該当する。
また、「脱調検出手段」は、脱調検出信号演算手段１６がこれに該当する。
【００１９】
図２は、ブラシレス直流モータ６が脱調を起こした際の磁束変動を示す図である。
脱調時には、ブラシレス直流モータ６が同期運転から外れるため、図２に示すようにγδ軸磁束（φγ、φδ）及びγδ軸の合成磁束φが大きく変動する。
そのため、γδ軸磁束を脱調検出信号演算手段１６にて演算で求め、演算値が大きく変動した際にブラシレス直流モータ６が脱調を起こしたと判断し、その旨の信号を出力するように構成する。
【００２０】
ここで、脱調検出信号演算手段１６が各磁束値を演算により求める際の理論的根拠について説明する。
一般に、同期電動機の電流電圧方程式は、次式（１１）で表される。
【数１１】
2008092787.tif 000003
【００２１】
同期電動機が一定速度で運転している定常状態においては、微分項を無視することができ、さらにγδ軸電圧と同期電動機の回転速度はそれぞれの指令値を用いると、上記式（１１）は次式（１２）のように簡略化できる。
【数１２】
2008092787.tif 000004
【００２２】
上記式（１２）よりγδ軸磁束を求めると、次式（１３）が得られる。
【数１３】
2008092787.tif 000005
上記式（１３）を用いて、演算によりγδ軸磁束（φγ、φδ）を算出することができる。
【００２３】
図３は、本実施の形態１における脱調検出信号演算手段１６の構成を示すものである。
脱調検出信号演算手段１６は、γ軸磁束演算部１７、δ軸磁束演算部１８、合成磁束演算部１９を有する。
脱調検出信号演算手段１６は、γδ座標系の出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）、３相２相変換手段１１の出力（Ｉγ、Ｉδ）、及びブラシレス直流モータ６の回転速度指令値ω＊を基に、γδ軸磁束を演算により求める。
γ軸磁束φγ、δ軸磁束φδ、及びこれらのスカラー値からなる合成磁束は、それぞれγ軸磁束演算部１７、δ軸磁束演算部１８、合成磁束演算部１９により算出される。
【００２４】
γ軸磁束演算部１７及びδ軸磁束演算部１８は、それぞれ上記式（１３）を用いて、γ軸磁束φγ、δ軸磁束φδを求めることができる。合成磁束演算部１９は、φγとφδの２乗和の平方根により、合成磁束を求めることができる。
演算により求めた合成磁束と、あらかじめ設定した閾値とを比較することで、ブラシレス直流モータ６が脱調したことを検出することができる。
【００２５】
図４は、脱調検出信号演算手段１６の別の構成を示すものである。
図２に示すように、ブラシレス直流モータ６の脱調時には、γ軸磁束、δ軸磁束ともに大きく変動する。したがって、γδ軸の合成磁束φを求めなくても、いずれか一方の軸の磁束を演算するのみで脱調を検出することも可能である。
このように、いずれか一方の軸の磁束のみを演算することとすれば、脱調検出信号演算手段１６の演算負荷を軽減することができ、駆動装置２の小型化や製造コスト削減に資する。
【００２６】
なお、脱調を確実に検出するためには、適切な閾値の設定が必要である。
例として、正常運転時の磁束に対して大幅に変化した場合や、磁束の指令値に対して大きく変化した場合、磁束と磁束の指令値の差が大きく変化した場合に脱調と判断する方法が挙げられる。
【００２７】
本実施の形態１においては、γδ軸上の電流電圧方程式を用いて脱調を検出することとしたが、ブラシレス直流モータ６の実際の磁極座標であるｄｑ軸座標の電流電圧方程式を用いても、同様に脱調を検出可能であることを付言しておく。
さらには、ｄｑ軸とγδ軸の間の軸誤差Δθが微小である場合には、ｄｑ軸上の各値をそのままγδ軸上の値として置き換えて演算を行ってもよい。
以下の実施の形態においても同様である。
【００２８】
また、本実施の形態１においては、ブラシレス直流モータ６の駆動装置の例を説明したが、駆動対象の電動機はこれに限られるものではなく、同期電動機一般に適用できるものである。以下の実施の形態においても同様である。
さらには、誘導電動機の電圧電流方程式を用いて同様の演算を行うことにより、本実施の形態１で説明した技術を誘導電動機にも適用することが可能である。以下の実施の形態においても同様である。
【００２９】
また、本実施の形態１における制御手段８及び制御手段８が有する各手段は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイコンなどの演算手段上で動作するソフトウェア、制御回路などのハードウェア、等を用いて実現することができる。以下の実施の形態においても同様である。
【００３０】
本実施の形態１においては、定常状態では微分項を無視できることを利用して演算式を簡略化したが、運転が定常状態に入ったものと判断する基準として、ブラシレス直流モータ６の運転開始から所定時間経過後に、モータが定常状態に入ったものとみなし、脱調検出を開始することが考えられる。
あるいは、ブラシレス直流モータ６の脱調検出に用いる演算値（ここでは磁束の演算値）が安定した後に、モータが定常状態に入ったものとみなし、脱調検出を開始することも考えられる。
【００３１】
以上のように、本実施の形態１によれば、
制御手段８は、
Ｕ相電流検出手段７ａ、及びＶ相電流検出手段７ｂが検出した相電流を直交２軸座標系に変換する３相２相変換手段１１と、
３相２相変換手段１１の出力に基づき、電動機に印加する電圧の指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）を出力する電圧指令値演算手段１２と、
電動機の脱調を検出する脱調検出信号演算手段１６とを有し、
脱調検出信号演算手段１６は、
３相２相変換手段１１の出力、電圧指令値演算手段１２の出力、及び電動機の回転数指令値ω＊に基づき、電動機の磁束（φγ、φδ）を式（１３）により求め、
当該演算値が所定の閾値を下回った際に、電動機が脱調した旨の信号を出力するので、
電動機の動作理論に基づいて、精度良く脱調検出を行うことができる。
【００３２】
また、脱調検出信号演算手段１６は、
電動機の磁束のうち、直交２軸座標系の一方の軸に相当する磁束を演算により求め、
当該演算値が所定の閾値を下回った際に、電動機が脱調した旨の信号を出力するので、
脱調検出信号演算手段１６の演算負荷を軽減することができ、駆動装置２の小型化や製造コスト削減に資する。
【００３３】
また、制御手段８は、
電動機の運転開始から所定時間経過後に脱調検出を開始するので、
電動機の磁束（φγ、φδ）の演算において微分項を省略することができ、計算を簡略化することができる。
【００３４】
実施の形態２．
実施の形態１においては、ブラシレス直流モータ６の磁束を演算により求め、これが所定の閾値を下回った際に脱調と判断する構成を説明した。
本発明の実施の形態２では、ブラシレス直流モータ６の回転速度を演算により求め、これが所定の閾値を下回った際に脱調と判断する構成を説明する。
なお、本実施の形態２に係る電動機の駆動装置の構成は、脱調検出信号演算手段１６を除いて実施の形態１と同様であるため、実施の形態１と同じ符号を付して説明を省略する。
【００３５】
図５は、ブラシレス直流モータ６が脱調を起こした際の回転速度変動を示す図である。
ブラシレス直流モータ６が脱調を起こした場合は、同期運転から外れるため、図５に示すようにロータの回転速度がゼロに近づくことは容易に想定できる。
そのため、回転速度がゼロに近づいたことを検出することにより、脱調検出が可能である。
しかし、本発明においては、ロータ位置をセンサ等により検出することなくブラシレス直流モータ６を駆動するため、実際のロータ回転速度を直接検出することはできない。
そこで、本実施の形態２に係る電動機の駆動装置においては、脱調検出信号演算手段１６は、回転速度を演算により求め、演算値がゼロに近づいた際に、ブラシレス直流モータ６が脱調を起こしたものと判断し、脱調検出信号を出力する。
【００３６】
次に、本実施の形態２において、脱調検出信号演算手段１６が回転速度値を演算により求める際の理論的根拠について説明する。
実施の形態１で説明した、同期電動機の電圧電流方程式を表す式（１１）において、右辺第２項は同期電動機の誘起電圧を表す項であり、ブラシレス直流モータ６の実際の回転に伴って発生するものである。したがって、同項のωは、ブラシレス直流モータ６の実際の回転速度を表しているものと考えることができる。このωの値を演算により求め、ブラシレス直流モータ６の回転速度を推定することができる。これをωｅｓｔとする。
右辺第１項のωを回転速度指令値であるものと考え、γδ軸電圧はそれぞれの指令値を用いることとし、さらに同期電動機が一定速度で運転している定常状態を想定して微分項を無視すると、式（１１）は次式（１４）のように表される。
【数１４】
2008092787.tif 000006
【００３７】
上記式（１４）より、次式（１５）が得られる。
【数１５】
2008092787.tif 000007
【００３８】
ここで、φγとφδは、誘起電圧定数φｆと次式（１６）の関係にある。
【数１６】
2008092787.tif 000008
上記式（１５）（１６）より、次式（１７）が得られる。
【数１７】
2008092787.tif 000009
【００３９】
脱調検出信号演算手段１６は、上記式（１７）を用いて、ωｅｓｔを演算により求めることができる。演算値がゼロに近づいた際に、ブラシレス直流モータ６が脱調を起こしたものと判断し、脱調検出信号を出力する。
【００４０】
図６は、本実施の形態２における脱調検出信号演算手段１６の構成を示すものである。
脱調検出信号演算手段１６は、回転速度演算部２０を有する。
脱調検出信号演算手段１６は、γδ座標系の出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）、３相２相変換手段１１の出力（Ｉγ、Ｉδ）、及びブラシレス直流モータ６の回転速度指令値ω＊を基に、ブラシレス直流モータ６の回転速度の演算値ωｅｓｔを求める。
ブラシレス直流モータ６の回転速度の演算値ωｅｓｔは、回転速度演算部２０により算出される。回転速度演算部２０は、上記式（１７）を用いてωｅｓｔを求める。
【００４１】
脱調の判断基準としては、ωｅｓｔがゼロに近づく以外に、ωｅｓｔが回転数指令ω＊に対して大きく変化した場合や、定常運転時にωｅｓｔが大きく変化した場合に、脱調の検出が可能である。
その際、ωｅｓｔがω＊の半分の値になった場合など、任意に閾値を設定することにより脱調と判断できる。
また、正常運転時にはω＊とωｅｓｔの値が一致しており、脱調時には不一致となることを利用して、脱調を検出することも可能である。
【００４２】
さらに、演算した回転速度ωｅｓｔをローパスフィルタでフィルタリングし、高周波成分を取り除くことにより、ノイズによる影響を受けることなく脱調検出が可能となる。よってノイズによる誤検知を起こす恐れが低減する。
また、ブラシレス直流モータ６が定常状態に入ったものと判断するに際し、フィルタリング後の回転速度ωｅｓｔを基準とし、これが安定した後に、モータが定常状態に入ったものと判断することもできる。
【００４３】
また、上記式（１７）においては、電流の検出値をγδ軸座標に変換した値（Ｉγ、Ｉδ）を用いたが、これに代えて電流の指令値を用いてもよい。さらには、γδ座標系の出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）に代えて、実際の電圧をセンサ等により検出して用いてもよい。
【００４４】
本実施の形態２においては、定常状態で微分項を無視できることを利用して演算式を簡略化したが、運転が定常状態に入ったものと判断する基準として、ブラシレス直流モータ６の脱調検出に用いる演算値（ここでは回転速度の演算値ωｅｓｔ）が安定した後に、モータが定常状態に入ったものとみなし、脱調検出を開始することが考えられる。
【００４５】
以上のように、本実施の形態２によれば、
制御手段８は、
Ｕ相電流検出手段７ａ、及びＶ相電流検出手段７ｂが検出した相電流を直交２軸座標系に変換する３相２相変換手段１１と、
３相２相変換手段１１の出力に基づき、電動機に印加する電圧の指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）を出力する電圧指令値演算手段１２と、
電動機の脱調を検出する脱調検出信号演算手段１６とを有し、
脱調検出信号演算手段１６は、
３相２相変換手段１１の出力、電圧指令値演算手段１２の出力、及び電動機の回転数指令値ω＊に基づき、電動機の回転速度を式（１７）により求め、
当該演算値が所定の閾値を下回った際に、電動機が脱調した旨の信号を出力するので、
電動機の動作理論に基づいて、精度良く脱調検出を行うことができる。
【００４６】
また、制御手段８は、
電動機の回転速度の演算値をフィルタリングして、高周波成分を取り除くローパスフィルタを有するので、
ノイズによる影響を受けることなく脱調検出が可能となる。よってノイズによる誤検知を起こす恐れが低減する。
【００４７】
また、制御手段８は、
ローパスフィルタの出力が安定した後に脱調検出を開始するので、
回転速度の演算値ωｅｓｔの演算において微分項を省略することができ、計算を簡略化することができる。
【００４８】
また、制御手段８は、
電動機の脱調検出に用いる演算値ωｅｓｔが安定した後に脱調検出を開始するので、
回転速度の演算値ωｅｓｔの演算において微分項を省略することができ、計算を簡略化することができる。
【００４９】
実施の形態３．
図７は、本発明の実施の形態３に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
本実施の形態３においては、脱調検出信号演算手段１６への入力信号、及び脱調検出に用いる演算式が、実施の形態２と異なっている。
その他の構成は実施の形態２と同様であるため、実施の形態２と同じ符号を付して説明を省略する。
【００５０】
ここで、本実施の形態３において、脱調検出信号演算手段１６がブラシレス直流モータ６の回転速度を演算により求める際の理論的根拠について説明する。
【００５１】
実施の形態２においては、式（１７）により回転速度の演算値ωｅｓｔを求めているが、２乗演算や平方根演算があるため演算が複雑となり、脱調検出信号演算手段１６をマイコンなどにより実装した場合、演算負荷が増加する。したがって、より演算速度の速い大型のマイコンなどを用いる必要があり、装置の小型化等の観点から好ましくない。
そこで、本実施の形態３においては、制御方法に条件を加え、演算を簡略化することを考える。
【００５２】
先に述べた式（１５）を、回転速度の演算値ωｅｓｔについて解くと、次の式（１８）（１９）が得られる。
【数１８】
2008092787.tif 000010
【００５３】
φγとφδを、誘起電圧定数φｆ及び軸誤差Δθを用いて表すと、式（１８）（１９）は次の式（２０）（２１）で表される。
【数１９】
2008092787.tif 000011
【００５４】
ただし、軸誤差Δθが極めて小さい場合には、次の式（２２）にて回転速度の演算値ωｅｓｔを求めることができる。
【数２０】
2008092787.tif 000012
【００５５】
脱調検出信号演算手段１６は、上記式（２２）を用いて、ωｅｓｔを演算により求めることができる。演算値がゼロに近づいた際に、ブラシレス直流モータ６が脱調を起こしたものと判断し、脱調検出信号を出力する。
【００５６】
図８は、本実施の形態３における脱調検出信号演算手段１６の構成を示すものである。
脱調検出信号演算手段１６は、回転速度簡易演算部２１を有する。
脱調検出信号演算手段１６は、δ軸の出力電圧指令値Ｖδ＊、３相２相変換手段１１の出力（Ｉγ、Ｉδ）、及びブラシレス直流モータ６の回転速度指令値ω＊を基に、ブラシレス直流モータ６の回転速度の演算値ωｅｓｔを求める。
ブラシレス直流モータ６の回転速度の演算値ωｅｓｔは、回転速度簡易演算部２１により算出される。回転速度簡易演算部２１は、上記式（２２）を用いてωｅｓｔを求める。
脱調の判断基準は、実施の形態２と同様である。
【００５７】
図８の構成によれば、乗算回数が少なくなり、また平方根演算処理がなくなるため、マイコン等の演算処理を軽減することができる。また、制御回路により制御を行う場合は、部品点数を削減することが可能となる。
【００５８】
以上のように、本実施の形態３によれば、
脱調検出信号演算手段１６は、
式（２２）を用いて、電動機の回転速度を演算により求めるので、
計算を簡略化し、演算負荷を低減することができる。これにより、駆動装置２の小型化や製造コスト削減に資する。
【００５９】
実施の形態４．
実施の形態３においては、軸誤差Δθが極めて小さい場合に、回転速度の演算値を簡易的に求める方法について説明したが、本発明の実施の形態４では、軸誤差Δθの影響が無視できない場合の回転速度の演算方法について考える。
【００６０】
図９は、本発明の実施の形態４に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
本実施の形態４においては、新たに軸誤差推定手段２２を設けた点、脱調検出信号演算手段１６の入力信号、及び脱調検出信号演算手段１６が脱調検出に用いる演算式が、実施の形態３と異なっている。
軸誤差推定手段２２は、３相２相変換手段１１の出力（Ｉγ、Ｉδ）、出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）、及び回転速度指令値ω＊に基づき、ｄｑ軸（モータ軸）とγδ軸（制御軸）の軸誤差Δθを求め、脱調検出信号演算手段１６に出力する。
その他の構成は実施の形態３と同様であるため、実施の形態３と同じ符号を付して説明を省略する。
【００６１】
まず、本実施の形態４において、脱調検出信号演算手段１６がブラシレス直流モータ６の回転速度を演算により求める際の理論的根拠を説明する。
実施の形態３においては、軸誤差Δθが極めて小さい場合の回転速度の演算の簡略化方法について述べたが、ｄｑ軸とγδ軸の軸誤差Δθが無視できない場合、式（２０）及び式（２１）を用いて回転速度を演算する必要がある。
なお、軸誤差を推定する演算式は、例えば非特許文献１で開示されているようなものを用いることができるが、演算式が複雑であるため演算負荷が増大してしまう。
【００６２】
そこで、簡易的に回転速度を演算する方法について説明する。
δ軸磁束を０にし、かつγ軸磁束が誘起電圧定数と等しくなるように、インバータ主回路５が電動機に印加する電圧を制御する駆動装置において、γ軸磁束φγとδ軸磁束φδは次式（２３）で表される。
【数２１】
2008092787.tif 000013
【００６３】
上記式（２３）から軸誤差Δθを求めると、次式（２４）（２５）が得られる。
【数２２】
2008092787.tif 000014
【００６４】
式（２４）及び式（２５）において、変化する値はＩγ及びＩδのみである。そこで、ΔθとＩγもしくはＩδの関係を予めメモリ等の記憶手段に記憶させておき、検出したＩγ及びＩδの値からΔθを取得することにより、マイコン等の演算負荷を増大させずにΔθを求めることが可能である。
【００６５】
つまり、軸誤差Δθの影響が無視できない場合、式（２０）及び式（２１）に式（２４）及び式（２５）により求めた軸誤差Δθを適用することで回転速度を求めることが可能となる。
【００６６】
軸誤差推定手段２２は、上記式（２４）（２５）を用い、もしくはあらかじめ記憶手段に格納しておいた上記対応関係を参照して、軸誤差Δθを求める。
脱調検出信号演算手段１６は、上記式（２０）（２１）を用いて、ωｅｓｔを演算により求めることができる。演算値がゼロに近づいた際に、ブラシレス直流モータ６が脱調を起こしたものと判断し、脱調検出信号を出力する。
【００６７】
図１０は、本実施の形態４における脱調検出信号演算手段１６の構成を示すものである。
脱調検出信号演算手段１６は、軸誤差補正回転速度演算部２３を有する。
脱調検出信号演算手段１６は、出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）、３相２相変換手段１１の出力（Ｉγ、Ｉδ）、ブラシレス直流モータ６の回転速度指令値ω＊、及び軸誤差推定手段２２の出力Δθを基に、ブラシレス直流モータ６の回転速度の演算値ωｅｓｔを求める。
ブラシレス直流モータ６の回転速度の演算値ωｅｓｔは、軸誤差補正回転速度演算部２３により算出される。軸誤差補正回転速度演算部２３は、上記式（２０）や（２１）を用いてωｅｓｔを求める。
脱調の判断基準は、実施の形態２と同様である。
【００６８】
なお、本実施の形態４において軸誤差を推定する演算式は、式（２４）（２５）や、非特許文献１に開示されているものに限られるものではなく、本実施の形態４の趣旨に反しない範囲で、任意の軸誤差推定手法を用いることができる。
【００６９】
また、上記説明において、軸誤差ΔθとＩγもしくはＩδの関係を記憶手段に記憶させておくことを説明したが、これ以外にも、例えば以下の（１）（２）のような対応関係を記憶させておいてもよい。
【００７０】
（１）軸誤差Δθと、モータ６の回転速度の指令値ω＊もしくは推定値ωｅｓｔとの対応関係を、記憶手段に格納しておく。これにより、演算を行うことなくωｅｓｔを求められるので、マイコン等の演算負荷を増大させずに回転速度を推定することが可能である。
【００７１】
（２）軸誤差Δθと、モータ６の負荷トルクとの対応関係を、記憶手段に格納しておく。モータ６の負荷トルクを検出等し、記憶手段に格納された対応関係を参照することで、軸誤差Δθを得ることができる。
【００７２】
以上のように、本実施の形態４によれば、
制御手段８は、
ｄｑ軸（モータ軸）とγδ軸（制御軸）の間の軸誤差を求める軸誤差推定手段２２を有し、
脱調検出信号演算手段１６は、
軸誤差推定手段２２の出力に基づき、電動機の回転速度の演算値を補正するので、
ｄｑ軸（モータ軸）とγδ軸（制御軸）の間の誤差の影響が無視できない場合においても、電動機の動作理論に基づいて、精度良く脱調検出を行うことができる。
【００７３】
また、制御手段８は、
ｑ軸磁束を０にし、かつｄ軸磁束が誘起電圧定数φｆと等しくなるように、インバータ主回路５が電動機に印加する電圧を制御し、
脱調検出信号演算手段１６は、
式（２０）や（２１）を用いて、電動機の回転速度を演算により求めるので、
ｄｑ軸（モータ軸）とγδ軸（制御軸）の間の誤差の影響が無視できない場合においても、電動機の動作理論に基づいて、精度良く脱調検出を行うことができる。
【００７４】
実施の形態５．
実施の形態３、４では、ブラシレス直流モータ６の回転速度指の演算値ωｅｓｔを求め、所定の閾値を下回った際などに脱調と判断することとした。
本発明の実施の形態５では、脱調判断に際し、ブラシレス直流モータ６の相抵抗Ｒａの影響を除去できる構成を説明する。
なお、本実施の形態５に係る電動機の駆動装置の構成は、脱調検出信号演算手段１６を除いて実施の形態３と同様であるため、実施の形態３と同じ符号を付して説明を省略する。
【００７５】
脱調判断を行う演算式において、相抵抗Ｒａが演算式に含まれていると、このＲａは温度などにより大きく変化する場合があるため、演算精度が低下する。
そこで、演算式から相抵抗Ｒａを除去し、温度変化などによる演算精度への影響をなくすことを考える。
【００７６】
ここではまず、本実施の形態５において、脱調検出信号演算手段１６が回転速度値を演算により求める際の理論的根拠について説明する。
上記式（２０）の両辺にＩγφｆｃｏｓΔθ、式（２１）の両辺にＩδφｆｓｉｎΔθを乗算し、両辺を相互に合算して、相抵抗Ｒａが含まれる項を消去することができる。相抵抗Ｒａを消去した式は、次式（２６）で表される。
【数２３】
2008092787.tif 000015
上記式（２６）により、脱調判断に際し、ブラシレス直流モータ６の相抵抗Ｒａの影響を除去した演算式が得られる。
【００７７】
さらに、軸誤差Δθが極めて小さい状態においては、次式（２７）に示すように簡単に回転速度を求めることが可能である。
【数２４】
2008092787.tif 000016
【００７８】
脱調検出信号演算手段１６は、上記式（２６）または（２７）を用いて、ωｅｓｔを演算により求めることができる。演算値がゼロに近づいた際に、ブラシレス直流モータ６が脱調を起こしたものと判断し、脱調検出信号を出力する。
【００７９】
図１１は、本実施の形態５における脱調検出信号演算手段１６の構成を示すものである。ここでは式（２７）を用いる例を示すが、式（２６）でもよい。
脱調検出信号演算手段１６は、相抵抗補償回転速度演算部２５を有する。
脱調検出信号演算手段１６は、出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）、３相２相変換手段１１の出力（Ｉγ、Ｉδ）、及びブラシレス直流モータ６の回転速度指令値ω＊を基に、ブラシレス直流モータ６の回転速度の演算値ωｅｓｔを求める。
ブラシレス直流モータ６の回転速度の演算値ωｅｓｔは、相抵抗補償回転速度演算部２５により算出される。相抵抗補償回転速度演算部２５は、上記式（２６）または（２７）を用いてωｅｓｔを求める。
脱調の判断基準は、実施の形態２と同様である。
【００８０】
以上のように、本実施の形態５によれば、
脱調検出信号演算手段１６は、
式（２６）又は（２７）を用いて、電動機の回転速度を演算により求めるので、
脱調判断に際し、ブラシレス直流モータ６の相抵抗Ｒａの影響を除去できるので、温度変化などにより演算精度が左右されず、脱調判断の精度が増す。
【００８１】
実施の形態６．
実施の形態１〜５では、磁束や回転速度を演算により求め、所定の閾値と比較する等により脱調を検出する構成について説明した。
本発明の実施の形態６では、過変調領域での出力電圧誤差を補正した上で脱調を検出する構成について説明する。
なお、本実施の形態６に係る電動機の駆動装置の構成は、脱調検出信号演算手段１６を除いて実施の形態１〜５と同様の構成を用いることができるため、これらの実施の形態と同じ符号を付して説明を省略する。
【００８２】
ここでは、まず過変調領域について説明し、その後に本実施の形態６における具体的な構成について説明する。
【００８３】
図１２は、過変調領域について説明するものである。
ブラシレス直流モータ６の運転中に、出力電圧指令値Ｖγ＊、Ｖδ＊により求めた出力電圧ベクトルＶｘ＊が、直流電圧検出手段１４により得られた直流電圧Ｖｄｃより高くなる場合がある。
この出力電圧ベクトルＶｘ＊と直流電圧Ｖｄｃとの比を変調率Ｖｋとし、Ｖｋが１以上となる運転状態、つまりＶｄｃに対してＶｘ＊が大きい状態を過変調領域と呼ぶ。
【００８４】
インバータ主回路５は、入力電圧である直流電圧Ｖｄｃ以上の電圧を出力することが困難である。変調率Ｖｋが所定値以下の運転領域では、出力電圧ベクトルＶｘ＊の値と同等の電圧が実際に出力されるが、過変調領域で運転をしている場合、実際に出力電圧される電圧が飽和してしまい、変調率Ｖｋを上げるように制御しても、所望の出力電圧が得られなくなる。
【００８５】
このとき、出力電圧ベクトルＶｘ＊と実際に出力する電圧は一致しなくなる。即ち、回転速度を演算して脱調検出に利用する場合、回転速度演算値ωｅｓｔが実際の回転速度と一致しなくなる恐れがあり、脱調検出に支障を来たす。
【００８６】
そこで、図１２に示すような過変調領域を含めた変調率と実際に得られる電圧値との関係を、演算による算出、もしくは記憶手段にあらかじめ格納しておく等により事前に取得し、これを用いて演算式中の電圧値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）を補正することにより、過変調領域においても、精度良い演算を行うことができる。
【００８７】
図１３は、本実施の形態６における脱調検出信号演算手段１６の構成例を示すものである。ここでは、実施の形態３と同様の構成において、上記のような過変調領域の補正を実施する場合の例を示している。
図１３の脱調検出信号演算手段１６は、過変調補償回転速度演算部２７、電圧ベクトル演算部２８、変調率演算部２９、記憶手段３０を有する。
過変調補償回転速度演算部２７は、３相２相変換手段１１の出力（Ｉγ、Ｉδ）、回転速度指令値ω＊、及び記憶手段３０を参照することにより得られる実際の出力電圧値Ｖδｎｅｗ＊を入力として受け取り、式（２０）〜（２２）のいずれかを用いて回転速度演算値ωｅｓｔを求める。ただし、演算に際してはＶδ＊に代えて実際の出力電圧値Ｖδｎｅｗ＊を用いる。
電圧ベクトル演算部２８は、電圧の指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）を入力として受け取り、その２乗和の平方根（Ｖｘ＊）を求め、変調率演算部２９に出力する。
変調率演算部２９は、電圧ベクトル演算部２８の出力Ｖｘ＊と、直流電圧検出手段１４の出力Ｖｄｃを入力として受けとり、変調率Ｖｋを求める。
記憶手段３０は、図１２に示すようなＶｋと実際の出力電圧との関係を格納している。
過変調補償回転速度演算部２７は、変調率Ｖｋを基にして記憶手段３０を参照し、実際の出力電圧値Ｖδｎｅｗ＊を得ることができる。
なお、脱調検出信号演算手段１６について図１３に示す構成を用いる場合、駆動装置２のその他の部分の構成は実施の形態３と同様のものを用いる。
【００８８】
図１４は、本実施の形態６における脱調検出信号演算手段１６の別の構成例を示すものである。ここでは、実施の形態５と同様の構成において、上記のような過変調領域の補正を実施する場合の例を示している。
この場合は、過変調補償回転速度演算部２７は、回転速度演算値ωｅｓｔの演算に際して式（２０）を用いるが、（Ｖγ＊、Ｖδ＊）に代えて実際の出力電圧値（Ｖγｎｅｗ＊、Ｖδｎｅｗ＊）を用いる。
過変調補償回転速度演算部２７は、変調率Ｖｋを基にして記憶手段３０を参照し、実際の出力電圧値（Ｖγｎｅｗ＊、Ｖδｎｅｗ＊）を得ることができる。
なお、脱調検出信号演算手段１６について図１４に示す構成を用いる場合、駆動装置２のその他の部分の構成は実施の形態５と同様のものを用いる。
【００８９】
本実施の形態６においては、図１３と図１４で、それぞれ実施の形態３、５に対応した構成において過変調補正を行う例を示したが、他の実施の形態の構成においても、同様の過変調補正を行うことができる。
【００９０】
以上のように、本実施の形態６によれば、
脱調検出信号演算手段１６は、
電圧の指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）のスカラー値（Ｖｘ＊）が、インバータ主回路５に印加する直流電圧Ｖｄｃよりも大きくなった際には、
スカラー値が直流電圧以下になるように電圧の指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）を補正し、
当該補正後の電圧値を用いて、電動機の回転速度を演算により求めるので、
過変調領域においても、電動機の動作理論に基づいて、精度良く脱調判断を行うことができる。
【００９１】
また、Ｖｘ＊と直流電圧Ｖｄｃとの比率Ｖｋと、補正後の電圧値との対応関係を格納した記憶手段を設け、
脱調検出信号演算手段１６は、
記憶手段を参照して、補正後の電圧値を取得し、
当該取得した値を用いて、電動機の回転速度を演算により求めるので、
過変調時の電圧の指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）の補正精度が向上し、これにより脱調判断の精度も増す。
【００９２】
実施の形態７．
図１５は、本発明の実施の形態７に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
本実施の形態７においては、インバータ主回路５が有するスイッチング素子３のデッドタイムによる誤差を補正する構成について説明する。
なお、本実施の形態７においては、脱調検出信号演算手段１６の構成及び入力値以外は実施の形態１〜５と同様の構成を用いることができるため、これらの実施の形態と同じ符号を付して説明を省略する。
【００９３】
まず、スイッチング素子のデッドタイムについて説明する。
実際のインバータ主回路５においては、例えばＵ相上側スイッチング素子３ａとＵ相下側スイッチング素子３ｄが同時にオンしないように、デッドタイムＴｄが設けられている。このＴｄの間は、上下のスイッチング素子が両方ともＯＦＦとなる。
これは、現実のスイッチング素子のスイッチング・スピードが限られており、ＯＦＦにしても電流がただちに遮断できないために設けられた期間である。
デッドタイムがないと、上下のスイッチが同時にＯＮしてしまう期間が生じ、二つのスイッチは電源を短絡して過大電流が流れ、スイッチング素子が破損してしまう場合がある（上下アーム短絡）。
【００９４】
図１６は、デッドタイム誤差の補正について説明するものである。
上記のように、実際のインバータ主回路５のスイッチング素子３にはデッドタイムが設けられ、その影響が無視できない場合がある。この場合、出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）に対して、実際に出力される電圧が低くなってしまう。
これを補正するため、図１６に示すように、出力電圧に補正をかけるＴｄ補正が行われる場合がある。
Ｔｄ補正は、モータに流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの極性に応じて、デッドタイムＴｄ、キャリア周波数ｆｃ、直流電圧Ｖｄｃをかけ合わせた値を、電圧の補正値として出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）に加算することで行われる。これにより、デッドタイムの影響による電圧の誤差を低減することが可能である。
【００９５】
しかし、図１６に示すように、Ｔｄ補正は矩形波状の電圧で補正を行うため、高調波成分の騒音へ与える影響が懸念され、特に規制適合等のため低騒音が望まれるような製品においては、従来のＴｄ補正を使用することが困難である。
Ｔｄ補正が使用できない場合、出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）と実際に出力される電圧に誤差が生じる。そのため、脱調検出信号演算手段１６の演算において、電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）を脱調検出のための演算に用いた場合、演算値も大きく誤差が生じることになり、精度の良い脱調検出ができなくなる。
そこで、Ｔｄ補正を行う代わりに、脱調検出信号演算手段１６が脱調検出演算を行う際に、Ｔｄ補正と等価な補正を行った上で脱調検出演算を行うことを考える。
【００９６】
次に、Ｔｄ補正を行わず、脱調検出信号演算手段１６の演算の際に、Ｔｄ補正と等価な補正を行うための理論的根拠を説明する。
Ｔｄ補正を行わずに演算値の精度を向上させるためには、実際に出力される電圧を推定して演算する必要がある。
デッドタイムによるγδ軸上の電圧誤差をΔＶγ、ΔＶδとし、実際のγδ軸電圧をＶγ＿ｒｅａｌ、Ｖδ＿ｒｅａｌとすると、出力電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）との関係は次式（２８）で表すことができる。
【数２５】
2008092787.tif 000017
【００９７】
ここで、ΔＶγとΔＶδは、図１６に示したＴｄ補正量を、さらにγδ軸上の値に変換した値と一致する。したがって、ΔＶγとΔＶδは、以下の手順で求めることができる。
【００９８】
まず、図１６に示す、ＵＶＷ相におけるＴｄ補正量ΔＶｕ〜ΔＶｗは、次式（２９）で表される。
【数２６】
2008092787.tif 000018
【００９９】
次に、上記式（２９）を直交座標系αβ座標に変換すると、次式（３０）が得られる。
【数２７】
2008092787.tif 000019
【０１００】
上記式（３０）を回転座標系γδ座標に変換すると、次式（３１）が得られる。
【数２８】
2008092787.tif 000020
【０１０１】
上記式（３１）を用いてγδ軸上のデッドタイム誤差を補正することにより、デッドタイム誤差の影響が無視できない場合においても、精度良く脱調検出を行うことができる。
【０１０２】
図１７は、本実施の形態７における脱調検出信号演算手段１６の構成例を示すものである。ここでは、実施の形態３と同様の構成において、上記のようなＴｄ補正と等価な補正を実施する場合の例を示している。また、式（２２）のｄｑ軸上の値を用いているが、式（２０）や式（２１）でも同様に考えることが可能なことは言うまでもない。
図１７の脱調検出信号演算手段１６は、Ｔｄ補償回転速度演算部３４、デッドタイム誤差演算部３２ａ〜３２ｃ、座標軸変換部３３を有する。
Ｔｄ補償回転速度演算部３４は、電圧指令値Ｖδ＊、３相２相変換手段１１の出力（Ｉγ、Ｉδ）、回転速度指令値ω＊、及び座標軸変換手段の出力ΔＶδを入力として受け取り、式（２０）〜（２２）のいずれかを用いて回転速度演算値ωｅｓｔを求める。
演算に際しては、Ｖδ＊に代えて（Ｖδ＊−ΔＶδ）を用いる。
デッドタイム誤差演算部３２ａ〜３２ｃは、ＵＶＷ相の各相電流Ｉｕ〜Ｉｗ、直流電圧検出手段１４の出力Ｖｄｃ、デッドタイムＴｄ、及びキャリア周波数ｆｃを入力として受け取り、式（２９）を用いてＵＶＷ相の電圧誤差ΔＶｕ〜ΔＶｗを求め、座標軸変換部３３に出力する。
座標軸変換部３３は、式（３１）を用いてΔＶδを求め、Ｔｄ補償回転速度演算部３４に出力する。
なお、脱調検出信号演算手段１６について図１７に示す構成を用いる場合、駆動装置２のその他の部分の構成は実施の形態３と同様のものを用いる。
【０１０３】
本実施の形態７では、実施の形態３と同様の構成においてデッドタイム誤差を補正する構成を説明したが、他の実施の形態においても、同様にデッドタイム誤差の補正を適用することができる。
【０１０４】
以上のように、本実施の形態７によれば、
脱調検出信号演算手段１６は、
式（３１）を用いて、電圧の指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）のデッドタイム誤差を補正し、補正後の値により電動機の回転速度を演算により求めるので、
スイッチング素子のデッドタイム誤差の影響が無視できない状況下においても、電動機の動作理論に基づいて、精度良く脱調判断を行うことができる。
【０１０５】
実施の形態８．
実施の形態７では、スイッチング素子のデッドタイムに起因する出力電圧誤差を補正する構成について説明した。
本実施の形態８では、実施の形態７のようなＴｄ補正の有無に応じて、脱調検出信号演算手段１６の補正の有無を切り替える構成について説明する。
なお、本実施の形態８においては、脱調検出信号演算手段１６の構成以外は実施の形態７と同様の構成を用いることができるため、実施の形態７と同じ符号を付して説明を省略する。
【０１０６】
実施の形態７では、図１６のようなＴｄ補正を行う代わりに、脱調検出信号演算手段１６でこれと等価な補正を行うこととした。
しかし、Ｔｄ補正が行われている場合において、さらに脱調検出信号演算手段１６で補正を行うと、かえって回転速度演算値ωｅｓｔの誤差が増加してしまう。
そこで、Ｔｄ補正の有無に応じて、デッドタイム誤差の補正量（ΔＶγ、ΔＶδ）をゼロクリアするための切替手段を設ける。
【０１０７】
図１８は、本実施の形態８における脱調検出信号演算手段１６の構成を示すものである。
図１８の脱調検出信号演算手段１６は、切替手段３５、無補正信号生成手段３６を有する。その他の構成は実施の形態７の図１７と同様である。
無補正信号生成手段３６は、ゼロクリア信号を切替手段３５に出力する。
切替手段３５は、Ｔｄ補正の有無に応じて無補正信号生成手段３６からの入力の有無を切り替える。
Ｔｄ補正が行われる場合は、無補正信号生成手段３６からの入力を受け入れ、デッドタイム誤差の補正量（ΔＶγ、ΔＶδ）をゼロクリアする。
Ｔｄ補正が行われない場合は、デッドタイム誤差の補正量（ΔＶγ、ΔＶδ）を用いて演算を行う。
【０１０８】
図１９は、本実施の形態８における脱調検出信号演算手段１６の別の構成を示すものである。
図１９において、Ｔｄ補償回転速度演算部３７は、回転速度演算値ωｅｓｔの演算に際して式（２６）または（２７）を用いるが、電圧指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）に代えて、デッドタイム誤差を補正した（Ｖγ＊−ΔＶγ、Ｖδ＊−ΔＶδ）を用いる。
この場合、γ軸とδ軸のそれぞれに切替手段を設ける必要があるため、それぞれγ軸切替手段３８ａとδ軸切替手段３８ｂを設けている。
Ｔｄ補正の有無による動作は、図１８の構成と同様である。
【０１０９】
以上のように、本実施の形態８によれば、
脱調検出信号演算手段１６は、
デッドタイム誤差を補正するか否かを切り替える切替手段３５を有し、
電圧指令値演算手段１２において、電圧の指令値（Ｖγ＊、Ｖδ＊）のデッドタイム誤差を補正していない場合に限り、当該誤差を補正するので、
デッドタイム誤差の補正の有無に応じて制御方法を切り替え、デッドタイム誤差の補正の有無を問わず、精度良い脱調判断を行うことができる。
【０１１０】
実施の形態９．
実施の形態１〜８においては、脱調を検出するまでの動作について説明したが、脱調を検出した場合には、制御手段８の自動処理により、駆動装置２への電圧印加を停止するように構成することもできる。さらには、例えば所定時間経過後などに、再び駆動装置２に電圧を印加するようにすることもできる
また、脱調検出時に駆動装置２への電圧印加を停止することなく、脱調前の回転速度推定値に基づいて再度同期運転を試みるようにしても良い。
このように構成することで、装置の運転時の安全性が高まるとともに、脱調状態からの復帰時に自動的に運転を再開することができる。
【０１１１】
また、脱調と判断した場合、脱調であることを知らせる表示や警告音を発する、または電気的通信手段により報知するように構成することもできる。
このように構成することで、周囲の人間が即座に脱調に対応することができる。
【０１１２】
実施の形態１０．
以上の実施の形態１〜９で説明した電動機の駆動装置の活用例として、圧縮機や送風機、洗濯機ドラム、電気自動車駆動、パワーステアリング、ポンプ、エレベータ、ＦＡ、手乾燥機用インバータが挙げられる。
また、圧縮機を搭載する活用例として、空気調和機、冷蔵庫、冷凍機、除湿機、給湯機、洗濯機などが挙げられる。
さらに、送風機を搭載する活用例として空気調和機、換気扇、空気清浄機、加湿器などが挙げられる。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】実施の形態１に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
【図２】ブラシレス直流モータ６が脱調を起こした際の磁束変動を示す図である。
【図３】実施の形態１における脱調検出信号演算手段１６の構成を示すものである。
【図４】脱調検出信号演算手段１６の別の構成を示すものである。
【図５】ブラシレス直流モータ６の脱調時の回転速度変動を示す図である。
【図６】実施の形態２における脱調検出信号演算手段１６の構成を示すものである。
【図７】実施の形態３に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
【図８】実施の形態３における脱調検出信号演算手段１６の構成を示すものである。
【図９】実施の形態４に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
【図１０】実施の形態４における脱調検出信号演算手段１６の構成である。
【図１１】実施の形態５における脱調検出信号演算手段１６の構成である。
【図１２】過変調領域について説明するものである。
【図１３】実施の形態６における脱調検出信号演算手段１６の構成例である。
【図１４】実施の形態６における脱調検出信号演算手段１６の別の構成例である。
【図１５】発明の実施の形態７に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
【図１６】デッドタイム誤差の補正について説明するものである。
【図１７】実施の形態７における脱調検出信号演算手段１６の構成例である。
【図１８】実施の形態８における脱調検出信号演算手段１６の構成である。
【図１９】実施の形態８における脱調検出信号演算手段１６の別の構成である。
【符号の説明】
【０１１４】
１  直流電源、２  駆動装置、３ａ〜３ｆ  スイッチング素子、４  還流ダイオード、５  インバータ主回路、６  ブラシレス直流モータ、７ａ  Ｕ相電流検出手段、７ｂ  Ｖ相電流検出手段、８  制御手段、９  ＰＷＭ信号発生手段、１０  相電流演算手段、１１  ３相２相変換手段、１２  電圧指令値演算手段、１３  出力電圧ベクトル演算手段、１４  直流電圧検出手段、１６  脱調検出信号演算手段、１７  γ軸磁束演算部、１８  δ軸磁束演算部、１９  合成磁束演算部、２０  回転速度演算部、２１  回転速度簡易演算部、２２  軸誤差推定手段、２３  軸誤差補正回転速度演算部、２５  相抵抗補償回転速度演算部、２７  過変調補償回転速度演算部、２８  電圧ベクトル演算部、２９  変調率演算部、３０  記憶手段、３２ａ〜３２ｃ  デッドタイム誤差演算部、３３  座標軸変換部、３４  Ｔｄ補償回転速度演算部、３５  切替手段、３６  無補正信号生成手段、３７  Ｔｄ補償回転速度演算部。
【図１】
2008092787.tif 000031
【図２】
2008092787.tif 000032
【図３】
2008092787.tif 000033
【図４】
2008092787.tif 000034
【図５】
2008092787.tif 000035
【図６】
2008092787.tif 000036
【図７】
2008092787.tif 000037
【図８】
2008092787.tif 000038
【図９】
2008092787.tif 000039
【図１０】
2008092787.tif 000040
【図１１】
2008092787.tif 000041
【図１２】
2008092787.tif 000042
【図１３】
2008092787.tif 000043
【図１４】
2008092787.tif 000044
【図１５】
2008092787.tif 000045
【図１６】
2008092787.tif 000046
【図１７】
2008092787.tif 000047
【図１８】
2008092787.tif 000048
【図１９】
2008092787.tif 000049