(57)【要約】【課題】センサ素子の出力電流を電圧信号に変換する電流電圧変換回路の帰還抵抗が温度特性の悪い素子を使用しても、周囲の温度変化に関わらず一定の出力を得る物理量センサを提供する。【解決手段】駆動電極及び検出電極を有するセンサ素子と、駆動電極からの出力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路とこの電流電圧変換回路からの出力電圧を一定にするＡＧＣ回路とを備えた発振回路と、センサ素子に印加される外力を検出電極から検出電流として出力しこの検出電流を電圧に変換する電流電圧変換回路とを備えた検出回路と、を有する物理量センサにおいて、発振回路と検出回路の電流電圧変換回路におけるそれぞれの抵抗素子は、同じ温度特性の抵抗素子であることを特徴とする。これにより、励振電流Ｉｏｓｃと検出電流Ｉｓ１とＩｓ２の温度特性が相殺され、周囲の温度変化に対して一定の出力を得る物理量センサを実現出来る。【選択図】図１
2008261844.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動電極及び検出電極を有するセンサ素子と、
前記駆動電極からの出力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、この電流電圧変換回路からの出力電圧を一定にするＡＧＣ回路とを備えた発振回路と、
前記センサ素子に印加される外力を前記検出電極から検出電流として出力し、この検出電流を電圧に変換する電流電圧変換回路を備えた検出回路と、を有する物理量センサにおいて、
前記発振回路の前記電流電圧変換回路と前記検出回路の前記電流電圧変換回路は、それぞれに抵抗素子を備えており、これらの抵抗素子は、同じ温度特性の抵抗素子であることを特徴とする物理量センサ。
【請求項２】
前記発振回路の前記電流電圧変換回路における前記抵抗素子と前記検出回路の前記電流電圧変換回路における前記抵抗素子は、同じ抵抗値であることを特徴とする請求項１に記載の物理量センサ。
【請求項３】
前記発振回路の前記電流電圧変換回路における前記抵抗素子と前記検出回路の前記電流電圧変換回路における前記抵抗素子は、同じ半導体基板上に形成され、更に、同じパターン幅、同じパターン長で形成されることを特徴とする請求項１または２に記載の物理量センサ。
【請求項４】
前記センサ素子は、水晶振動子であることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の物理量センサ。
【請求項５】
前記センサ素子を用いて、前記センサ素子に生じるコリオリ力を検出する振動型ジャイロセンサとしたことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の物理量センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサ素子の出力電流を電圧に変換する電流／電圧変換回路の抵抗素子が温度特性を持っている場合でも、温度変化に関わらず出力信号が一定となる物理量センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から振動子を用いて物理量としての角速度を検出する振動ジャイロセンサは、カーナビゲーション・システムやロボットの姿勢制御、カメラの手振れ補正等を行うために不可欠なセンサであり、近年これらの製品の需要が拡大するに従って、振動ジャイロセンサの需要も急激に増加している。
【０００３】
図１２は、一般的な角速度センサの原理を示す図である。図示例では、音叉型水晶振動子よりなる圧電振動子１の表面に、励振（駆動）用の駆動電極２ａ、２ｂとコリオリ力検出用の検出電極３ａ、３ｂが設けられている。駆動電極２ａ、２ｂには、発振回路２が接続されており、この発振回路２から交流の駆動電圧が供給される。検出電極３ａ、３ｂには検出回路３が接続されている。
【０００４】
Ｘ軸、Ｙ軸およびＺ軸よりなる直交座標系を図１２に示すように設定する。駆動電極２ａ、２ｂに発振回路２から駆動電圧が印加されると、圧電振動子１はＸ軸に沿うＢ方向に所定の周波数で振動する。このとき、Ｙ軸の回りに角速度ωが加わると、Ｚ軸方向にコリオリ力Ｆが発生する。圧電振動子１の質量をｍとし、圧電振動子１の振動速度をｖで表すと、コリオリ力Ｆは２ｍｖωに等しい。
【０００５】
つまり、コリオリ力は角速度ωの大きさに比例して定まる。従って、コリオリ力が発生した時に、圧電振動子１がＺ軸方向に歪む際に検出電極３ａ、３ｂに電流が発生する。そして発生した電流を検出回路３により検波することで、この圧電振動子１の角速度ωの大きさを求めることができる。
【０００６】
ところで角速度センサの用途として特に、カーナビゲーション・システム等は、車載用機器であるために、要求される動作温度範囲は極めて広く、一般的には−４０℃〜＋８５℃程度が求められている。
【０００７】
このため、動作温度範囲が広く、温度に対して安定した高精度のジャイロセンサが要求されており、これらの要求に対応するため、センサの持つ温度特性を相殺する演算増幅器を備えた振動ジャイロが開示されている。
【０００８】
また、センサから出力される電流は電流／電圧変換回路により電圧信号に変換されてからフィルター、増幅回路等により信号処理されることが多く、電流／電圧変換回路を使用した発振回路および検出回路が多く開示されている（例えば特許文献１参照）。
【０００９】
以下、従来の技術である特許文献１を図面に基づいて説明する。図１３は、従来の振動ジャイロの回路図であり、音叉型圧電振動子１上に駆動電極８、励振電流出力電極９、コリオリ出力検出電極１０、１１、を備える。発振回路の出力Ｘｏｕｔを駆動電極８に接続し、所定の発振周波数で発振させる。
【００１０】
励振電流出力電極９より出力される励振電流Ｉｏｓｃは電流／電圧変換回路１２で電圧信号Ｖ１１に変換される。電圧信号Ｖ１１は振幅制御回路１３０１に接続することで、温
度等で音叉型振動子１の特性が変化しても電圧信号Ｖ１１の電圧レベルが一定になるように振幅制御回路１３０１が駆動電圧Ｘｏｕｔの振幅を制御する。
【００１１】
またコリオリ出力検出電極１０、１１を電流／電圧変換回路２１，２２に接続し、検出電流Ｉｓ１、Ｉｓ２を電圧信号Ｖｓ１、Ｖｓ２に変換する。電圧信号Ｖｓ１、Ｖｓ２は差動増幅回路２３に入力され同相ノイズを除去した後に発振信号である基準信号Ｖ１１により同期検波され角速度が検出される。
【００１２】
ここで電流／電圧変換回路１２、２１、２２の動作を図１４を用いて説明する。センサ素子１４０３の出力電流Ｉｓ（Ｉｏｓｃ、Ｉｓ１、Ｉｓ２）を電流／電圧変換回路１４０１に入力すると演算増幅器１４０２の入力インピーダンスは非常に大きいので、ほとんどの電流は帰還抵抗Ｒｆに流れる。そしてここで発生する電圧降下分Ｒｆ×Ｉｓが電流電圧変換回路の出力Ｖから出力される。演算増幅器１４０２の入力は反転入力に接続されているので、位相も考慮するとＶ＝−Ｒｆ×Ｉｓとなる。従って電圧信号ＶはＲｆに比例する。
【００１３】
発振回路２の振幅制御回路１３０１は電流／電圧変換回路１２の出力Ｖ１１のレベルが一定になるように駆動電圧ＸｏｕｔをコントロールするのでＶ１１は温度に関係なく常に一定となる。ただし、本来の目的は音叉型振動子１の駆動脚の振動振幅を一定に駆動したく励振電流Ｉｏｓｃを一定にしなければならない。前述したように電流／電圧変換回路１４０１の電圧出力ＶはＲｆ×Ｉｓであるので帰還抵抗Ｒｆの安定性に左右される。従って、帰還抵抗Ｒｆは通常は非常に精度、温度特性のよい金属皮膜抵抗等が使用される。
【００１４】
また、コリオリ出力検出電極１０、１１から出力される検出電流Ｉｓ１、Ｉｓ２も電流／電圧変換回路２１、２２により電圧信号Ｖｓ１、Ｖｓ２に変換される為、帰還抵抗Ｒｆの精度、温度特性がジャイロの感度温度特性に影響するので、検出回路３の電流／電圧変換回路２１、２２の帰還抵抗Ｒｆも精度、温度特性の良い抵抗を使用するのが望ましい。
【００１５】
従って、発振回路２、検出回路３ともに電流／電圧変換回路１２、２１、２２の帰還抵抗Ｒｆは精度、温度特性のよい素子を使用することで、温度に関係なく振動振幅が一定であり、感度特性も一定なジャイロセンサを実現することが可能となる。
【００１６】
【特許文献１】特開２０００−２９２１７５号公報（第５頁、図５）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、特許文献１の従来の発振回路２と検出回路３の電流／電圧変換回路１２、２１、２２の帰還抵抗Ｒｆに於いて、振動ジャイロセンサの動作温度範囲は特に、カーナビゲーション・システム等は、車載用機器であるために、動作温度範囲は極めて広く、且つ安定した温度特性を要求される為、精度、温度特性のよい金属皮膜抵抗を使用することが多い。
【００１８】
金属皮膜抵抗は精度０．５％以下、温度特性としては温度係数５０ｐｐｍ／℃と非常に特性は良く、広い動作温度範囲で安定した温度特性を要求される振動ジャイロセンサを実現するには必須な素子であるが、価格は数円／一個（精度の悪い抵抗素子は０．１円／一個程度）と非常に高価でコストアップの原因になり、振動ジャイロセンサの低価格化への妨げになる恐れがある。
【００１９】
また、検出回路３の電流／電圧変換回路２１、２２の帰還抵抗Ｒｆは抵抗値が大きい程、大きな電圧を出力できるため、角速度の検出感度のＳ／Ｎを向上させるのに効果がある
。そのため高抵抗を使用することが多いが、高抵抗素子は精度、温度特性が悪いものしかなく、振動ジャイロの感度のばらつき、温度特性に悪影響を与えてしまうという問題がある。
【００２０】
本発明の目的は上記課題を解決し、安価で周囲の温度変化に関わらず一定の出力を得る物理量センサを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記課題を解決するために、本発明の物理量センサは、以下記載の構成を採用する。
【００２２】
本発明にかかる物理量センサは、駆動電極及び検出電極を有するセンサ素子と、前記駆動電極からの出力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路とこの電流電圧変換回路からの出力電圧を一定にするＡＧＣ回路とを備えた発振回路と、前記センサ素子に印加される外力を前記検出電極から検出電流として出力しこの検出電流を電圧に変換する電流電圧変換回路とを備えた検出回路とを有する物理量センサにおいて、前記発振回路の前記電流電圧変換回路と前記検出回路の前記電流電圧変換回路は、それぞれに抵抗素子を備えており、これらの抵抗素子は、同じ温度特性の抵抗素子であることを特徴とする。
【００２３】
この構成によれば、発振回路と検出回路における電流電圧変換回路の抵抗素子の抵抗値が温度によって変化しても、その変化率が同じであるために、結果的に抵抗素子の温度特性を相殺することができるので、周囲の温度変化にかかわらず一定の出力を得ることができる。
【００２４】
また、発振回路の電流電圧変換回路における抵抗素子と検出回路の電流電圧変換回路における抵抗素子は、同じ抵抗値であることが望ましい。
【００２５】
電流電圧変換回路の抵抗素子の抵抗値を大きくすると、物理量センサからの出力が大きくなるため、抵抗素子の抵抗値を大きくすることが考えられる。しかし、抵抗素子の抵抗値を大きくすると、入力端子等につく浮遊容量の影響によっては、電流電圧変換回路の周波数特性にピークが発生し、発振回路と検出回路のそれぞれの電流電圧変換回路の周波数特性が異なってしまう場合がある。
しかし、このように、抵抗値によって周波数特性が異なる場合であっても、本発明のように同じ抵抗値の抵抗素子を用いれば、電流電圧変換回路の周波数特性を同じにできるため、電流電圧変換回路の周波数特性を相殺することができ、物理量センサからの出力値を一定とすることができる。
【００２６】
また、発振回路の電流電圧変換回路における抵抗素子と検出回路の電流電圧変換回路における抵抗素子はそれぞれ同じ半導体基板上に形成され、抵抗素子はそれぞれ同じパターン幅、同じパターン長で形成されることが望ましい。
【００２７】
この構成によれば、上述したように電流電圧変換回路の抵抗値が大きくなった場合であっても、発振回路と検出回路における電流電圧変換回路の抵抗素子のパターン面積を同じにすることができ、発生する浮遊容量も同じように大きくなるため、発振回路と検出回路の電流電圧変換回路の周波数特性を同じにすることができる。
その結果、浮遊容量の影響によって電流電圧変換回路の周波数特性にピークが発生しても、同じ周波数特性の電流電圧変換回路を利用することができるため、電流電圧変換回路の周波数特性を相殺することができ、物理量センサからの出力値を一定とすることができる。
【００２８】
また、物理量センサは、センサ素子が水晶振動子で構成された振動型ジャイロセンサで
あることが望ましい。この構成によれば、水晶振動子は安定した発振周波数が得られるので、振動子の振動周波数も周囲の温度変化に対しても安定しており、より温度特性の良い振動型ジャイロセンサを実現することができる。
【００２９】
また、本発明の物理量センサを用いることによって、動作温度範囲が広く高精度で信頼性に優れた、車載用のナビゲーション・システム等に好適な振動型ジャイロセンサを安価で提供することが出来る。
【発明の効果】
【００３０】
上記の如く本発明によれば、発振回路と検出回路における電流電圧変換回路の抵抗素子の温度特性を相殺することができるので、安価で周囲の温度変化に関わらず一定の出力を得る物理量センサを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下図面により本発明の実施の形態を詳述する。図１は本発明の第１の実施形態を示す物理量センサとして実施した振動型ジャイロセンサの回路図である。図２は本発明の振動型ジャイロセンサの発振回路に使用される電流電圧変換回路の帰還抵抗Ｒｆの温度特性を示すグラフである。
【００３２】
図３は本発明の振動型ジャイロセンサの発振回路に使用される電流電圧変換回路の帰還抵抗Ｒｆと圧電振動子の励振電流Ｉｏｓｃの関係を示すグラフである。図４は本発明の振動型ジャイロセンサの圧電振動子の励振電流Ｉｏｓｃと検出電流Ｉｓの関係を示すグラフである。
【００３３】
図５は本発明の振動型ジャイロセンサの発振回路に使用される電流電圧変換回路の帰還抵抗Ｒｆの抵抗値と圧電振動子の検出電流Ｉｓの関係を示すグラフである。図６は本発明の振動型ジャイロセンサの発振回路と検出回路の電流電圧変換回路の帰還抵抗Ｒｆと検出出力電圧の関係を示すグラフである。
【００３４】
図７は本発明の第２の実施形態を示す電流電圧変換回路の構成を示す回路図である。図８は本発明の第２の実施形態を示す電流電圧変換回路の周波数特性を示す図である。図９は本発明の第３の実施形態を示す半導体基板上に構成されるポリシリコン抵抗の構造を示すＩＣの断面図である。
【００３５】
図１０は本発明の第３の実施形態を示す半導体基板上に構成されるポリシリコン抵抗の抵抗値の温度特性を示すグラフである。図１１は本発明の第３の実施形態を示す半導体基板上に構成されるポリシリコン抵抗のパターン図である。
【００３６】
（第１の実施形態）
まず、本発明の物理量センサの第１の実施形態として実施した振動型ジャイロセンサの回路図を図１に基づいて説明する。図１に於いて、１は角速度の物理量を検出する圧電振動子としての水晶振動子である。水晶振動子１は駆動電極８、励振電流出力電極９、検出電極１０、１１を有する。水晶振動子１の励振電流出力電極９より出力される励振出力電流Ｉｏｓｃは電流電圧変換回路１２に入力され電圧信号Ｖ１１に変換される。
【００３７】
電圧信号Ｖ１１はローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３とＡＧＣ回路１６へ入力され、ＡＧＣ回路１６は水晶振動子１のインピーダンス等が温度や製造プロセスのばらつきで変化しても電流電圧変換回路１２の電圧信号Ｖ１１の電圧レベルが一定になるように利得可変増幅回路１４をコントロールする。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３は発振の位相条件を成立されるためと高調波成分を除去する目的がある。
【００３８】
利得可変増幅回路１４の出力Ｖ１４を増幅回路１５に入力して発振の利得条件を成立できるように信号を増幅し、駆動信号Ｘｏｕｔとして水晶振動子１の駆動電極８を印加する。上述した電流電圧変換回路１２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３、利得可変増幅回路１４、増幅回路１５、ＡＧＣ回路１６により発振回路２が構成される。電流電圧変換回路１２の出力Ｖ１１は位相回路１７へも入力され、位相調整を行い、同期検波の基準信号Ｖ１５として出力される。
【００３９】
また、角速度を検出し、検出電極１０、１１より出力される電流Ｉｓ１、Ｉｓ２は電圧信号Ｖ２０、Ｖ２１へ変換され、差動増幅回路２３に入力され同相ノイズが除去される。差動増幅回路２３の出力Ｖ２２は発振信号Ｖ１５を基準として同期検波される。そして同期検波された信号Ｖ２３はローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５により高調波成分が除去されて、検出信号Ｖｏｕｔとして出力される。
【００４０】
ここで、本発明の振動型ジャイロセンサに使用される回路の特徴を説明すると、上述した発振回路２と検出回路３に使用される電流電圧変換回路１２、２１、２２の抵抗素子としての帰還抵抗Ｒｆ５、６、７に同じ温度特性の抵抗素子を使用することである。なお、本実施形態においては、抵抗素子を帰還抵抗として使用する電流電圧変換回路を説明するが、帰還抵抗以外の使用、例えば入力抵抗で電流電圧変換する回路であっても本発明を適用することができる。
【００４１】
発振回路２と検出回路３の両方の電流電圧変換回路１２、２１、２２の帰還抵抗Ｒｆ５、６、７に同じ温度特性の抵抗素子を用いることで、振動型ジャイロセンサの出力としては帰還抵抗Ｒｆ５、６、７の温度による抵抗値変化の影響を受けずに一定の出力を得ることができる。この理由については以下図２から図６を用いて説明する。
【００４２】
図２は第１の実施形態に使用した振動型ジャイロセンサの発振回路２と検出回路３における電流電圧変換回路１２、２１、２２の帰還抵抗Ｒｆ５、６、７の温度特性を示すグラフである。第１の実施形態に使用した抵抗素子は温度によりリニアに抵抗値が変化する正の温度特性を持つものである。そして図３に於いて、発振回路２における電流電圧変換回路１２の帰還抵抗５と水晶振動子１より出力される励振電流Ｉｏｓｃとの関係を示す。
【００４３】
上述したように、発振回路２はＡＧＣ回路１６の動作により水晶振動子１のインピーダンスが温度変化や製造プロセス等のばらつきがあっても、電流電圧変換回路１２の電圧出力Ｖ１１は一定になるように動作する。電流電圧変換回路１２の電圧出力Ｖ１１は図１２より
Ｖ１１＝−Ｉｏｓｃ×Ｒｆ５------------------(1)
の関係が成り立ち、またＶ１１は一定であるから
Ｉｏｓｃ＝Ｖ１１（一定）／Ｒｆ５----------(2)
上記式（１）（２）より、図３に示すようにＩｏｓｃはＲｆ５に反比例の関係が成立する。
【００４４】
次に図４に於いて、水晶振動子１の励振電流Ｉｏｓｃと検出出力電流Ｉｓの関係を示す。励振電流Ｉｏｓｃと水晶振動子１の振動振幅は比例関係にあり、励振電流Ｉｏｓｃを大きく発振させる程、水晶振動子１の振動振幅は大きくなる。ここで振動振幅が大きい程角速度で発生するコリオリ力の検出感度が高くなり、検出出力電流Ｉｓ１、Ｉｓ２は大きくなる。従って、励振電流Ｉｏｓｃと検出出力電流Ｉｓ１、Ｉｓ２は比例関係にあり、図４のようなグラフになる。
【００４５】
励振電流Ｉｏｓｃと検出出力電流Ｉｓ１、Ｉｓ２はある比例係数Ｋを用いて以下のよう
な関係式が成立する。比例係数Ｋは振動子の振動振幅やデバイスの特性で決まる、温度に無関係の係数である。
Ｋ×Ｉｏｓｃ＝Ｉｓ１、Ｉｓ２-----------------(3)
振動振幅を大きく設定したほうがＳ／Ｎの高いセンサーを実現できるが、振動子の折れや角速度に対して線形的に検出することを考慮するとあまり振動振幅を大きくすることはできない。
【００４６】
図５は発振回路２における電流電圧変換回路１２の帰還抵抗Ｒｆ５の抵抗値と水晶振動子１の検出出力電流Ｉｓ１、Ｉｓ２の関係を示すグラフである。上記の式（２）を式（３）に代入すると
Ｉｓ１、Ｉｓ２＝Ｋ×Ｖ１１（一定）／Ｒｆ５--------(4)
となり前述したようにＶ１１と比例係数Ｋは一定であるから、検出出力電流Ｉｓ１、Ｉｓ２は帰還抵抗Ｒｆ５に対して反比例の関係になり、帰還抵抗Ｒｆ５の抵抗値の変化に影響してしまう。
【００４７】
図６は検出出力電流Ｉｓ１、Ｉｓ２を電流電圧変換回路２１、２２により電圧信号Ｖ２０、Ｖ２１に変換し差動増幅回路２３により同相ノイズを除去し、同期検波回路２４で検波したあとローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５で高調波を除去した検出出力Ｖｏｕｔと発振回路２と検出回路３における電流電圧変換回路１２、２１、２２の帰還抵抗Ｒｆ５、６、７の抵抗値との関係を示す。
【００４８】
検出回路３の電流電圧変換回路２１、２２の電圧出力Ｖ２０、Ｖ２１は
Ｖ２０＝−Ｒｆ６×Ｉｓ１--------------------(5)
Ｖ２１＝−Ｒｆ７×Ｉｓ２--------------------(6)
上記の式（５）と式（６）にそれぞれ式（４）を代入すると以下のようになる。
Ｖ２０＝−Ｋ×Ｖ１１（一定）×（Ｒｆ６／Ｒｆ５）----(7)
Ｖ２１＝−Ｋ×Ｖ１１（一定）×（Ｒｆ７／Ｒｆ５）----(8)
【００４９】
従って、検出出力電流Ｉｓ１、Ｉｓ２を電流電圧変換回路２１、２２により電圧信号Ｖ２０、Ｖ２１に変換すると、Ｒｆ６、Ｒｆ７の温度特性が効いて、発振回路２の電流電圧変換回路１２の帰還抵抗Ｒｆ５と検出回路３の電流電圧変換回路２１、２２の帰還抵抗Ｒｆ６、Ｒｆ７の温度特性が相殺される。
【００５０】
すなわち、発振回路２のＡＧＣ回路１６が正常に動作し、電流電圧変換回路１２の電圧出力Ｖ１１のレベルが一定であり、発振回路２の電流電圧変換回路１２の帰還抵抗Ｒｆ５と検出回路３の帰還抵抗Ｒｆ６、Ｒｆ７の温度特性が同じであれば、上記（７）（８）式から（Ｒｆ６／Ｒｆ５）、（Ｒｆ７／Ｒｆ５）が一定となり、その温度変化による抵抗値変化は相殺されることが分かる。
【００５１】
例えば、帰還抵抗Ｒｆ５、Ｒｆ６、Ｒｆ７が同じ温度特性を備えていたときは、Ｒｆ５、Ｒｆ６、Ｒｆ７の抵抗値の変化率も同じとなるため、上述したように（Ｒｆ６／Ｒｆ５）、（Ｒｆ７／Ｒｆ５）が一定となる。その結果、検出回路３の電流電圧変換回路２１、２２の電圧出力Ｖ２０、Ｖ２１が周囲の温度変化に影響を受けずに一定になる。
【００５２】
また、検出回路３からの出力と電流電圧変換回路２１、２２の出力との間には差動増幅回路２３、同期検波回路２４、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５があるが、利得等の温度特性を一定にすることは容易なことであり、結局、検出回路３の出力Ｖｏｕｔは周囲の温度変化に影響を受けずに一定にすることができる。
【００５３】
また、帰還抵抗Ｒｆ５、６、７の温度特性も第１の実施形態に使用した抵抗素子の温度
特性は図２に示したように温度に対して線形的に変化するものであったが、２次以上の高次の特性を持った素子でも、同じ温度特性を持つ素子であれば、検出の出力Ｖｏｕｔに於いて帰還抵抗Ｒｆ５、６、７の温度特性を相殺し、周囲の温度変化に影響を受けずに一定にすることができることは明らかである。
【００５４】
従って、温度特性の悪い抵抗素子を発振回路２と検出回路３の電流電圧変換回路１２、２１、２２の帰還抵抗Ｒｆ５、６、７に使用しても、周囲の温度が変化しても一定の出力を得る振動型ジャイロセンサを実現でき、しかもコストが安い振動型ジャイロセンサを提供することができる。
【００５５】
尚、第１の実施形態の振動型ジャイロセンサに使用したセンサ素子は水晶振動子を用いて説明したが、センサ素子としては水晶振動子以外の圧電素子でも良い。例えば、ＰＺＴ等セラミックタイプの振動子等でも本発明の効果を発揮できることは明らかであり、周囲の温度が変化しても一定の出力を得る振動型ジャイロセンサを実現できる。
【００５６】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を図７に基づいて説明する。図７は水晶振動子１の励振電流出力電極９や検出電極１０、１１より出力される電流Ｉを電流電圧変換する電流電圧変換回路７１を示すものである。水晶振動子１より出力される電流Ｉは、演算増幅器７２の入力インピーダンスは非常に大きいので、ほとんどの電流は帰還抵抗Ｒｆ７４に流れる。
【００５７】
そして、ここで発生する電圧降下分Ｒｆ×Ｉが電流電圧変換回路７１の出力Ｖから出力される。演算増幅器７２の入力は反転入力に接続されているので、位相も考慮するとＶ＝−Ｒｆ×Ｉとなる。従って電圧信号ＶはＲｆに比例する。ここで電流電圧変換回路７１の入力には、信号配線や演算増幅器７２の入力保護回路等に寄生される浮遊容量７３が存在し、帰還抵抗Ｒｆ７４とでローパスフィルタを形成し、電流電圧変換回路７１の周波数特性を悪化させる場合がある。
【００５８】
ローパスフィルタの影響が発生する遮断周波数ｆｃは、
ｆｃ＝１／（２π×浮遊容量Ｃ×帰還抵抗Ｒｆ）-----(9)
で決まる。検出電極１０、１１より出力される電流Ｉｓ１、Ｉｓ２を電流電圧変換する場合に、帰還抵抗Ｒｆ７４の抵抗値の大きい方が出力Ｖを大きくとれ、その結果、Ｓ／Ｎ比を大きくできるため、帰還抵抗Ｒｆ７４の抵抗値を大きくすることが多い。
【００５９】
上記（９）式から、帰還抵抗Ｒｆ７４の抵抗値が小さい場合は、ｆｃの値が水晶振動子1の振動周波数より高くなるので問題ないが、帰還抵抗Ｒｆ７４の抵抗値が大きくなった場合には、遮断周波数ｆｃが水晶振動子1の振動周波数に対して無視できない場合が出てくる。
【００６０】
図８は電流電圧変換回路７１の周波数特性を示す図であり、横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸は利得（ｄＢ）を表している。電流電圧変換回路７１の帰還抵抗Ｒｆ７４の抵抗値が小さい場合（ａ）は、演算増幅器７２の周波数特性の限界まで利得はフラットで０ｄＢである。しかし、電流電圧変換回路７１の帰還抵抗Ｒｆ７４の抵抗値が大きい場合（ｂ）は、上記（９）式から、浮遊容量７３とで形成されるローパスフィルタの遮断周波数ｆｃが低くなり、演算増幅器７２の周波数特性にピークが発生し、フラットにならない。
【００６１】
このため、図１に示す水晶振動子１の励振電流出力電極９から出力される励振出力電流Ｉｏｓｃを電流電圧変換する電流電圧変換回路１２の帰還抵抗５と、検出電極１０、１１より出力される電流Ｉｓ１、Ｉｓ２を電流電圧変換する電流電圧変換回路２１，２２の帰
還抵抗６，７の抵抗値が大きくて、更に異なる場合には、入力端子に付く浮遊容量７３の影響によって、発振回路２の電流電圧変換回路１２と検出回路３の電流電圧変換回路２１、２２との周波数特性が異なる場合がある。
【００６２】
このように、電流電圧変換回路１２と電流電圧変換回路２１、２２との周波数特性が異なる場合には、帰還抵抗５、６、７の温度特性を同じにしても、結果的に振動型ジャイロセンサの出力を一定にすることが困難になってしまう。
【００６３】
次に、本発明による第２の実施形態の一例を示す。検出回路３における電流電圧変換回路２１、２２の帰還抵抗６、７の抵抗値は５ＭΩ程度であり、また入力端子に付く信号配線や演算増幅器７２の入力保護回路等に寄生される浮遊容量７３は２ｐＦ程度である。この場合、（９）式よりｆｃは約１５ｋＨｚとなる。従って、検出回路３における電流電圧変換回路２１、２２の周波数特性について、１５ｋＨｚ近辺にピークが発生することになる。
【００６４】
ここで、水晶振動子１の振動周波数は２０〜５０ｋＨｚ程度であるため、検出回路３における電流電圧変換回路２１、２２の出力に悪影響を与えてしまう。これに対して、発振回路２における電流電圧変換回路１２の帰還抵抗５の抵抗値は１００ｋΩ程度であり、浮遊容量７３は同じ２ｐＦとなるので、（９）式よりｆｃは約８００ｋＨｚとなる。
【００６５】
従って、発振回路２における電流電圧変換回路１２と検出回路３における電流電圧変換回路２１、２２の周波数特性に発生するピークの周波数（発振回路２の電流電圧変換回路１２は１５ｋＨｚ、検出回路３の電流電圧変換回路２１、２２は８００ｋＨｚ。）が異なるため、電流電圧変換回路１２と電流電圧変換回路２１、２２の周波数特性の悪化を相殺することが難しくなってしまう。
【００６６】
上記の問題を解決する為に、電流電圧変換回路１２、２１，２２の帰還抵抗５、６、７の温度特性を同一にし、更に、抵抗値も同じにすることで、入力端子に付く浮遊容量７３によって、周波数特性にピークが発生しても、電流電圧変換回路１２、２１、２２の周波数特性を同一とすることができる。その結果、電流電圧変換回路１２、２１，２２の周波数特性の悪化を相殺することができ、一定の出力を得ることができる。
【００６７】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を図９に基づいて説明する。図９は本発明の物理量センサとして実施した振動型ジャイロセンサに使用する発振回路２と検出回路３の電流電圧変換回路１２、２１，２２の帰還抵抗Ｒｆ５、６、７を半導体基板上に構成した断面図である。
【００６８】
シリコン基板９１上にフィールド酸化膜９２を形成し、フィールド酸化膜９２上に帰還抵抗Ｒｆ５としてポリシリコン素子９３を形成し、帰還抵抗Ｒｆ６としてポリシリコン素子９４を形成し、帰還抵抗Ｒｆ７としてポリシリコン素子９５を形成する。
【００６９】
図１０に図９で示すポリシリコン抵抗素子の温度特性の一例を示す。カーナビゲーションセンサー等車載用機器の場合、要求される動作温度範囲は一般的には−４０℃〜＋８５℃程度が求められ、抵抗値としては５％程度変化してしまう。カーナビゲーションシステムとしては１％以下の性能を要求されることがあり、このままポリシリコン抵抗素子の特性を使用したのでは要求を満たすことができない。
【００７０】
ここで本発明の第３の実施形態を適用することで、出力の温度特性の仕様を満足することが可能になる。半導体基板上に形成されるポリシリコン抵抗素子は相対精度が非常に高
く、温度特性を揃えるのが容易である。従って、前述した式（７）および式（８）に於いて、帰還抵抗Ｒｆ５とＲｆ６、Ｒｆ５とＲｆ７の温度特性が一致するので、ポリシリコン抵抗素子の温度特性を相殺することが可能になり、周囲の温度変化に影響を受けずに出力を一定にできる振動型ジャイロセンサを実現することが可能になる。
【００７１】
ここで、実際には抵抗素子の温度特性は完璧に一致させることは困難であり、ある程度のばらつきが発生する。しかし、同じ半導体基板上に形成された複数のポリシリコン抵抗素子の温度特性の誤差は０．１％以下であり、完璧に抵抗素子の温度特性の相殺ができなくても、振動型ジャイロセンサの出力の温度特性はそれぞれの抵抗素子の温度特性の差分になるので、結果として振動型ジャイロセンサの出力の温度特性は０．１％以下になる。その結果、カーナビゲーションシステム等で要求される１％以下の温度特性を十分に満足できるものになる。
【００７２】
ところで、電流電圧変換回路７１の帰還抵抗Ｒｆ７４、例えばポリシリコン抵抗９３、９４、９５をシリコン基板９１上に形成した場合、シリコン基板９１との間に浮遊容量９６が発生する。電流電圧変換回路の帰還抵抗の抵抗値が大きい場合、前述したように、浮遊容量９６とで形成されるローパスフィルタの遮断周波数ｆｃが低くなり、周波数特性にピークが発生する。
【００７３】
このように、ポリシリコン抵抗をシリコン基板上に形成する場合であっても、電流電圧変換回路の帰還抵抗の抵抗値が大きい場合には、周波数特性を悪化させことがある。この問題は、ポリシリコン抵抗９３、９４、９５のパターン幅及び、パターン長を同じにすることで解決できる。すなわち、パターン幅とパターン長を同じにすると抵抗値が同じになるのと同時に、ポリシリコン抵抗９３、９４、９５のパターンの面積が同じになるため、シリコン基板９１との間に発生する浮遊容量９６も同じにすることができるからである。
【００７４】
従って、ポリシリコン抵抗９３、９４、９５と浮遊容量９６とで形成されるローパスフィルタの特性も同じになり、ポリシリコン抵抗９３、９４、９５の抵抗値を大きくして、電流電圧変換回路７１の周波数特性にピークが発生しても、それぞれの周波数特性が同じになる為、周波数特性の悪化を相殺することができ、出力を一定にできる振動型ジャイロセンサを実現することが可能になる。
【００７５】
また、図１１に半導体基板上にポリシリコン抵抗を形成する際に相対精度を良くするパターンの一例を示す。図１１に示すように発振回路２の電流電圧変換回路１２の帰還抵抗Ｒｆ５をポリシリコン抵抗９３として、また、検出回路３の電流電圧変換回路２１、２２の帰還抵抗Ｒｆ６、７をポリシリコン抵抗９４，９５として常に隣に配置するようにすることでイオン注入のばらつきを最小限に抑え、ポリシリコン抵抗９３、９４、９５の相対精度を最大にすることが可能になる。
【００７６】
また、図１１のポリシリコン抵抗１１０１のように両側にダミーのポリシリコン抵抗を配置することでエッチングのばらつきによる抵抗値の誤差を軽減できる。その結果、本発明の効果を最大限に発揮することが可能になる。
【００７７】
尚、本発明の第３の実施形態で示したポリシリコン抵抗９３、９４、９５は必ずしも図１０で示した温度特性でなくてもよく、半導体基板上に形成されるポリシリコン抵抗素子ならば相対精度は良いので、発振回路２の電流電圧変換回路１２の帰還抵抗Ｒｆ５と検出回路３の電流電圧変換回路２１、２２の帰還抵抗Ｒｆ６とＲｆ７の温度特性は相殺され、周囲の温度変化に影響を受けずに出力を一定にできる振動型ジャイロセンサを実現することが可能になる。
【００７８】
また、本実施形態ではポリシリコン抵抗を例にして説明したが、半導体基板上に形成される抵抗素子ならばなんでもよく、拡散抵抗やウエル抵抗等でも本発明の効果は実現できる。
【００７９】
また、ポリシリコン抵抗９３、９４，９５の面積を小さくする為に、検出回路３の電流電圧変換回路２１、２２の帰還抵抗Ｒｆ６，７をシート抵抗（Ω／□：単位面積あたりの抵抗値）の大きいポリシリコン抵抗で形成しても、発振回路２の電流電圧変換回路１２の帰還抵抗Ｒｆ５も同じシート抵抗の素子で構成すれば、ポリシリコン抵抗の温度特性を相殺できるので、ＩＣの面積を小さくでき、周囲の温度が変化しても出力電圧Ｖｏｕｔが一定な振動型ジャイロセンサを安価に実現することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す物理量センサとして実施した振動型ジャイロセンサのブロック図である。
【図２】本発明の振動型ジャイロセンサの発振回路に使用される電流電圧変換回路の帰還抵抗Ｒｆの温度特性を示すグラフである。
【図３】本発明の振動型ジャイロセンサの発振回路に使用される電流電圧変換回路の帰還抵抗Ｒｆと圧電振動子の励振電流Ｉｏｓｃの関係を示すグラフである。
【図４】本発明の振動型ジャイロセンサの水晶振動子の励振電流Ｉｏｓｃと検出電流Ｉｓの関係を示すグラフである。
【図５】本発明の振動型ジャイロセンサの発振回路に使用される電流電圧変換回路の帰還抵抗Ｒｆの抵抗値と水晶振動子の検出電流Ｉｓの関係を示すグラフである。
【図６】本発明の振動型ジャイロセンサの発振回路と検出回路の電流電圧変換回路における帰還抵抗Ｒｆと検出出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示すグラフである。
【図７】本発明の第２の実施形態を示す電流電圧変換回路の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の第２の実施形態を示す電流電圧変換回路の周波数特性を示す図である。
【図９】本発明の第３の実施形態を示す半導体基板上に構成されるポリシリコン抵抗の構造を示すＩＣの断面図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態を示す半導体基板上に構成されるポリシリコン抵抗の抵抗値の温度特性を示すグラフである。
【図１１】本発明の第３の実施形態を示す半導体基板上に構成されるポリシリコン抵抗のパターン図である。
【図１２】角速度センサの原理を説明するための模式図である。
【図１３】従来の角速度センサの回路の構成を示すブロック図である。
【図１４】従来の電流電圧変換回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００８１】
１  水晶振動子
２  発振回路
３  検出回路
４  振動型ジャイロセンサ
５、６、７、７４  帰還抵抗
８  駆動電極
９  励振電流出力電極
１０、１１  検出電極
１２、２１、２２、７１、１４０１  電流電圧変換回路
１３、２５  ローパスフィルタ
１４  利得可変増幅回路
１５  増幅回路
１６  ＡＧＣ回路
１７  位相回路
２３  差動増幅回路
２４  同期検波回路
７２、１４０２  演算増幅器
７３  浮遊容量
９１  シリコン基板
９２  フィールド酸化膜
９３、９４、９５、１１０１  ポリシリコン抵抗
１３０１  振幅制御回路
１３０２  反転回路
１４０３  センサ素子
【図１】
2008261844.tif 000003
【図２】
2008261844.tif 000004
【図３】
2008261844.tif 000005
【図４】
2008261844.tif 000006
【図５】
2008261844.tif 000007
【図６】
2008261844.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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