(57)【要約】【課題】オーディオ信号の周波数帯域を広くしても、簡単な回路構成でローパスフィルタによりＰＷＭ信号のキャリア信号の周波数成分を十分に減衰させることができるデジタルアンプを提供する。【解決手段】パルス信号からオーディオ信号およびパルス信号のキャリア信号を抽出する第１のフィルタ部と、パルス信号からオーディオ信号およびパルス信号のキャリア信号を抽出する第２のフィルタ部と、第１のフィルタ部により抽出されたオーディオ信号に第２のフィルタ部により抽出されたパルス信号のキャリア信号を加算する第１の加算部と、第２のフィルタ部により抽出されたオーディオ信号に第１のフィルタ部により抽出されたパルス信号のキャリア信号を加算する第２の加算部とを備える。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
オーディオ信号を入力する入力部と、
前記入力部から入力されたオーディオ信号をパルス信号に変換する変換部と、
前記変換部により変換されたパルス信号をスイッチング増幅する第１の増幅部および第２の増幅部と、
前記第１の増幅部により増幅されたパルス信号から当該パルス信号のキャリア周波数成分を含む信号とオーディオ信号を抽出する第１のフィルタ部と、
前記第２の増幅部により増幅されたパルス信号から当該パルス信号のキャリア周波数成分を含む信号とオーディオ信号を抽出する第２のフィルタ部と、
前記第１のフィルタ部により抽出されたオーディオ信号に前記第２のフィルタ部により抽出されたパルス信号のキャリア周波数成分を含む信号を加算する第１の加算部と、
前記第２のフィルタ部により抽出されたオーディオ信号に前記第１のフィルタ部により抽出されたパルス信号のキャリア周波数成分を含む信号を加算する第２の加算部を備えることを特徴とするデジタルアンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号をスイッチング素子により電力増幅するデジタルアンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
音響機器に用いられるパワーアンプは、電力増幅回路にバイポーラトランジスタあるいはＭＯＳ‐ＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)のような能動型の非線型素子を出力電流制御素子として用いている。そして、パワーアンプに入力された入力信号を直流電源から供給される直流電圧に基づいて増幅し、当該入力信号に相似な波形となる出力信号を負荷であるスピーカに出力する。このとき、パワーアンプでは、直流電源電圧と出力電流制御素子の出力電圧との差分及びスピーカ駆動電流とにより決定される電力が出力電流制御素子における発熱として消費される。
【０００３】
この消費電力を減少させるために、従来のデジタルアンプでは、入力信号をＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号に変換し、このＰＷＭ信号の電力増幅を非線型素子の飽和領域で行う。即ち、非線形素子をスイッチング素子として使用し、更にスイッチング素子のスイッチング動作による出力をローパスフィルタにより平滑して入力信号に相似な波形となる出力信号を抽出する。この場合、理想的には直流電源電圧とスイッチング素子の出力電圧の差分は０であり、消費電力を低減することができる。
【０００４】
従来のデジタルアンプは、例えば図６に示すようなＨブリッジ回路の回路構成をした電力増幅回路を備える。図６にＨブリッジ回路構成の電力増幅回路図を示す。
【０００５】
図６に示す電力増幅回路３０は、４つのＭＯＳ‐ＦＥＴとその間に梯子状に接続された負荷であるスピーカ３５および２つのローパスフィルタ（LPF：Low Pass Filter）から構成される。この電力増幅回路３０において、ＭＯＳ‐ＦＥＴのドライブ動作の違いから、電源ＶＤＤ側のＭＯＳ‐ＦＥＴ３６とＭＯＳ‐ＦＥＴ３８がハイサイドＭＯＳ‐ＦＥＴとなり、ＧＮＤ側のＭＯＳ‐ＦＥＴ３７とＭＯＳ‐ＦＥＴ３９がローサイドＭＯＳ‐ＦＥＴとなる。
【０００６】
電力増幅回路３０は、ＭＯＳ‐ＦＥＴ３６およびＭＯＳ‐ＦＥＴ３７から構成される増幅部３１と、ＭＯＳ‐ＦＥＴ３８およびＭＯＳ‐ＦＥＴ３９から構成される増幅部３２を備える。増幅部３１にＰＷＭ信号が入力すると、ＭＯＳ‐ＦＥＴ３６とＭＯＳ‐ＦＥＴ３７は、交互にオンオフする。同様にして、増幅部３２にＰＷＭ信号が入力すると、ＭＯＳ‐ＦＥＴ３８とＭＯＳ‐ＦＥＴ３９は、交互にオンオフする。
【０００７】
例えば、増幅部３１のＭＯＳ‐ＦＥＴ３６がオン状態、ＭＯＳ‐ＦＥＴ３７がオフ状態であるとき、増幅部３２のＭＯＳ‐ＦＥＴ３８はオフ状態となり、ＭＯＳ‐ＦＥＴ３９はオン状態となる。このとき、電力増幅回路３０には、図６に示すように電流Ｉａが流れる。その後、増幅部３１のＭＯＳ‐ＦＥＴ３６がオフ状態、ＭＯＳ‐ＦＥＴ３７がオン状態に遷移すると、増幅部３２のＭＯＳ‐ＦＥＴ３８はオン状態に遷移し、ＭＯＳ‐ＦＥＴ３９はオフ状態に遷移する。このとき、電力増幅回路３０には、図６に示すように電流Ｉｂが流れる。電力増幅回路３０は、このようなスイッチング動作を繰り返すことにより、入力されたＰＷＭ信号を電力増幅する。
【０００８】
ここで、電力増幅回路３０は、増幅部３１から出力される出力信号と増幅部３２から出力される出力信号がスピーカ３５に対して差動信号となるため、これらの出力信号に混入した外来ノイズをキャンセルすることができる。また、増幅部３１から出力される出力信号と増幅部３２から出力される出力信号は互いに逆相になる。このため、図６に示す電力増幅回路３０では、電源ＶＤＤの直流電圧が同じであっても、増幅部３１または増幅部３２から出力される出力電圧の２倍の出力電圧をスピーカ３５に供給することができる。なお、入力されるオーディオ信号に対して正相の出力信号を出力する増幅部側をポジティブサイドと呼び、逆相の出力信号を出力する増幅部側をネガティブサイドと呼ぶ。電力増幅回路３０では、増幅部３１がポジティブサイドであり、増幅部３２がネガティブサイドである。
【０００９】
電力増幅回路３０では、増幅部３１および増幅部３２から出力される出力信号からオーディオ信号を抽出するために、ＬＰＦ３３およびＬＰＦ３４により出力信号に含まれるスイッチングノイズを減衰させる必要がある。このスイッチングノイズは、ＰＷＭ信号のキャリア信号の周波数成分である。一般的にローパスフィルタには、インピーダンスが低く、かつ、大きな電流を流すことができるＬＣフィルタが用いられる。図６に示すように、ＬＣフィルタは、インダクタＬおよびコンデンサＣにより構成される。
【００１０】
従来のデジタルアンプにおいて、ローパスフィルタを用いてＰＷＭ信号のキャリア周波数成分を減衰させる技術が特許文献１に開示されている。具体的には、特許文献１には、入力された音声信号からパルス信号と、このパルス信号に対して１８０°位相がシフトされたパルス信号を生成し、これら２つのパルス信号をアンプ部により増幅して得られたパワーパルス信号を合成することにより、ローパスフィルタにかかるスイッチング周波数をアンプ部にかかるスイッチング周波数の２倍にすることができ、パワーパルス信号のキャリア周波数成分をキャンセルする技術が開示されている。
【００１１】
【特許文献１】特開２００２−３６８５５４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ＬＣフィルタを用いたＬＰＦを備えたデジタルアンプにおいて、スピーカに出力されるオーディオ信号を高音質にするために、ローパスフィルタのカットオフ周波数を高くし、オーディオ信号の周波数帯域を広くすることがある。このように、ローパスフィルタのカットオフ周波数を高くしてオーディオ信号の周波数帯域を広くする場合、ローパスフィルタでスイッチングノイズを十分に減衰することができなくなる。
【００１３】
例えば、オーディオ信号の音階が１オクターブ上がると、オーディオ信号のレベルが１２ｄＢ減衰する減衰特性（−１２ｄＢ／Ｏｃｔ）をもつ２次バターワース型ローパスフィルタを用いて、カットオフ周波数を２４ｋＨｚ（−３ｄＢ）とし、ＰＷＭ信号のキャリア信号の周波数を３８４ｋＨｚとする。この場合、周波数が３８４ｋＨｚのキャリア信号は、カットオフ周波数２４ｋＨｚに対して４オクターブの差がある。このため、キャリア信号の減衰量は、−５１ｄＢ（＝−３ｄＢ＋（−１２ｄＢ×４Ｏｃｔ））になる。
【００１４】
これに対して、２次バターワース型ローパスフィルタのカットオフ周波数を２４ｋＨｚから９６ｋＨｚにし、オーディオ信号の周波数帯域を２４ｋＨｚから９６ｋＨｚに広くすると、キャリア信号の減衰量は−２７ｄＢ（＝−３ｄＢ＋（−１２ｄＢ×２Ｏｃｔ））となり、カットオフ周波数を２４ｋＨｚとしたときのキャリア信号の減衰量と比べると、十分にキャリア信号が減衰されない。
【００１５】
このため、キャリア信号の減衰量を増やすために、ＰＷＭ信号のキャリア信号の周波数を高くすることが考えられる。しかしながら、キャリア信号の周波数が高くなると、ＭＯＳ‐ＦＥＴのスイッチングスピードが速くなり、ＭＯＳ‐ＦＥＴにおけるスイッチング損失が増加し、ＭＯＳ‐ＦＥＴにかかるストレスが増加するため、スピーカに出力されるオーディオ信号の歪率やＳ／Ｎ比が悪くなる。また、スイッチングノイズの減衰量を増やすために、ローパスフィルタの次数を増やすと、ローパスフィルタのインピーダンスが増加し、増やしたインダクタＬの数だけ共振点が発生して、スピーカに出力されるオーディオ信号はフラットな周波数特性にならない。
【００１６】
特許文献１に開示された技術では、ローパスフィルタにかかるスイッチング周波数がアンプ部にかかるスイッチング周波数の２倍となるため、オーディオ信号の周波数帯域を広くしても、スイッチングノイズを十分に減衰することができる。しかしながら、特許文献１に開示された技術では、１８０°位相をシフトさせたパルス信号を生成する生成回路が必要であり、更に、スイッチング素子を従来の２倍の数にする必要がある。また、スイッチング周波数の２次高周波をキャンセルするためには、１８０°位相をシフトさせたパルス信号を生成するとともに、９０°位相をシフトさせたパルス信号を生成する必要がある。このため、位相をシフトさせたパルス信号を生成する数に応じた生成回路およびスイッチング素子が必要となり、回路構成が複雑になるとともに製造コストが高くなる。
【００１７】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、オーディオ信号の周波数帯域を広くしても、簡単な回路構成でローパスフィルタによりＰＷＭ信号のキャリア信号の周波数成分を十分に減衰させることができるデジタルアンプを提供することを特徴とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記の課題を解決するために、本願の請求項１に記載の発明は、オーディオ信号を入力する入力部と、前記入力部から入力されたオーディオ信号をパルス信号に変換する変換部と、前記変換部により変換されたパルス信号をスイッチング増幅する第１の増幅部および第２の増幅部と、前記第１の増幅部により増幅されたパルス信号から当該パルス信号のキャリア周波数成分を含む信号とオーディオ信号を抽出する第１のフィルタ部と、前記第２の増幅部により増幅されたパルス信号から当該パルス信号のキャリア周波数成分を含む信号とオーディオ信号を抽出する第２のフィルタ部と、前記第１のフィルタ部により抽出されたオーディオ信号に前記第２のフィルタ部により抽出されたパルス信号のキャリア周波数成分を含む信号を加算する第１の加算部と、前記第２のフィルタ部により抽出されたオーディオ信号に前記第１のフィルタ部により抽出されたパルス信号のキャリア周波数成分を含む信号を加算する第２の加算部を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、オーディオ信号の周波数帯域を広くしても、簡単な回路構成でローパスフィルタによりＰＷＭ信号のキャリア信号の周波数成分を十分に減衰させることができるデジタルアンプを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の一実施例であるデジタルアンプの構成を示すブロック図である。図１において、１は本実施例のデジタルアンプ、２は入力部、３はＰＷＭ信号変換部、４はドライバ、５はドライバ、６は増幅部、７はフィルタ部、８は加算部、９はドライバ、１０はドライバ、１１は増幅部、１２はフィルタ部、１３は加算部、２０はスピーカを示す。
【００２１】
入力部２は、ＣＤプレーヤ等の再生装置から出力されたデジタルオーディオ信号を入力する。入力部２に入力されるデジタルオーディオ信号は、ＰＣＭ信号である。なお、再生装置から出力されたアナログオーディオ信号は、図示しないＡＤコンバータによりデジタルオーディオ信号に変換され後、入力部２に入力される。
【００２２】
ＰＷＭ信号変換部３は、入力部２から入力されたデジタルオーディオ信号をＰＷＭ信号に変換する。ＰＷＭ信号変換部３は、ＰＷＭ信号（Ｄ）をドライバ４およびドライバ１０に出力し、ＰＷＭ信号（Ｄ）の反転信号であるＰＷＭ信号（−Ｄ）をドライバ５およびドライバ９に出力する。ドライバ４は、入力されたＰＷＭ信号（Ｄ）を増幅し、増幅したＰＷＭ信号（Ｄ）を増幅部６に備えられたＭＯＳ‐ＦＥＴ６ａのベースに入力する。ドライバ５は、入力されたＰＷＭ信号（-Ｄ）を増幅し、増幅したＰＷＭ信号（-Ｄ）を増幅部６に備えられたＭＯＳ‐ＦＥＴ６ｂのベースに入力する。
【００２３】
増幅部６は、第１の増幅部であり、ハイサイドのＭＯＳ‐ＦＥＴ６ａとローサイドのＭＯＳ‐ＦＥＴ６ｂを備える。ＭＯＳ‐ＦＥＴ６ａのコレクタは電源ＶＤＤに接続され、ＭＯＳ‐ＦＥＴ６ａのエミッタはＭＯＳ‐ＦＥＴ６ｂのコレクタと接続され、ＭＯＳ‐ＦＥＴ６ｂのエミッタは接地されている。ＭＯＳ‐ＦＥＴ６ａは、入力されたＰＷＭ信号（Ｄ）に基づいてスイッチング動作をする。
【００２４】
同様に、ＭＯＳ‐ＦＥＴ６ｂは、入力されたＰＷＭ信号（−Ｄ）に基づいてスイッチング動作をする。増幅部６は、ＭＯＳ‐ＦＥＴ６ａとＭＯＳ‐ＦＥＴ６ｂが交互にオンオフのスイッチング動作を繰り返すことにより、入力されたＰＷＭ信号（Ｄ，−Ｄ）を電力増幅する。電力増幅されたＰＷＭ信号は、ＭＯＳ‐ＦＥＴ６ａとＭＯＳ‐ＦＥＴ６ｂの接続点からフィルタ部７に入力される。
【００２５】
フィルタ部７は、第１のフィルタ部であり、図示しないローパスフィルタおよびハイパスフィルタを備える。このローパスフィルタおよびハイパスフィルタには、増幅部６により電力増幅されたＰＷＭ信号が入力される。フィルタ部７は、ローパスフィルタを用いて、入力されたＰＷＭ信号からオーディオ信号（Ａ）を抽出する。ローパスフィルタにより抽出されたオーディオ信号（Ａ）は、加算部８に入力される。また、フィルタ部７は、ハイパスフィルタを用いて、入力されたＰＷＭ信号からＰＷＭ信号のキャリア信号（Ｎ）を抽出する。ハイパスフィルタにより抽出されたＰＷＭ信号のキャリア信号（Ｎ）は、加算部１３に入力される。
【００２６】
加算部８は、第１の加算部であり、電流加算回路を備える。フィルタ部７から入力されるオーディオ信号（Ａ）に後述するフィルタ部１２から入力されるＰＷＭ信号のキャリア信号（−Ｎ）を加算する。加算部８によりキャリア信号（−Ｎ）が加算されたオーディオ信号（Ａ）は、スピーカ２０へ出力される。
【００２７】
ドライバ９は、入力されたＰＷＭ信号（−Ｄ）を増幅し、増幅したＷＭ信号（−Ｄ）を増幅部１１に備えられたＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ａのベースに入力する。ドライバ１０は、入力されたＰＷＭ信号（Ｄ）を増幅し、増幅したＰＷＭ信号（Ｄ）を増幅部１１に備えられたＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ｂのベースに入力する。
【００２８】
増幅部１１は、第２の増幅部であり、ハイサイドのＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ａとローサイドのＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ｂを備える。ＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ａのコレクタは電源ＶＤＤに接続され、ＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ａのエミッタはＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ｂのコレクタと接続され、ＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ｂのエミッタは接地されている。ＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ａは、入力されたＰＷＭ信号（−Ｄ）に基づいてスイッチング動作をする。同様に、ＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ｂは、入力されたＰＷＭ信号（Ｄ）に基づいてスイッチング動作をする。増幅部１１は、ＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ａとＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ｂが交互にオンオフのスイッチング動作を繰り返すことにより、入力されたＰＷＭ信号（−Ｄ，Ｄ）を電力増幅する。電力増幅されたＰＷＭ信号は、ＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ａとＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ｂの接続点からフィルタ部１２に入力される。
【００２９】
フィルタ部１２は、第２のフィルタ部であり、図示しないローパスフィルタおよびハイパスフィルタを備える。このローパスフィルタおよびハイパスフィルタには、増幅部１１により電力増幅されたＰＷＭ信号が入力される。フィルタ部１２は、ローパスフィルタを用いて、入力されたＰＷＭ信号からオーディオ信号（−Ａ）を抽出する。ローパスフィルタにより抽出されたオーディオ信号（−Ａ）は、加算部１３に入力される。また、フィルタ部１２は、ハイパスフィルタを用いて、入力されたＰＷＭ信号からＰＷＭ信号のキャリア信号（−Ｎ）を抽出する。ハイパスフィルタにより抽出されたＰＷＭ信号のキャリア信号（−Ｎ）は、加算部８に入力される。また、ポジティブサイドのフィルタ部７とネガティブサイドのフィルタ部１２に備えられたローパスフィルタおよびハイパスフィルタのカットオフ周波数は、全て同じ周波数に設定されている。
【００３０】
加算部１３は、第２の加算部であり、電流加算回路を備える。フィルタ部１２から入力されるオーディオ信号（−Ａ）にフィルタ部７から入力されるＰＷＭ信号のキャリア信号（Ｎ）を加算する。加算部１３によりキャリア信号（Ｎ）が加算されたオーディオ信号（−Ａ）は、スピーカ２０へ出力される。
【００３１】
図１に示すデジタルアンプ１は、ＭＯＳ‐ＦＥＴ６ａ、ＭＯＳ‐ＦＥＴ６ｂ、ＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ａ、ＭＯＳ‐ＦＥＴ１１ｂおよびスピーカ２０によりＨブリッジ回路を構成する。そして、入力部２から入力されるオーディオ信号に対して正相のオーディオ信号を出力するポジティブサイドは、ドライバ４、ドライバ５、増幅部６、フィルタ部７および加算部８により構成される。逆相の出力信号を出力するネガティブサイドは、ドライバ９、ドライバ１０、増幅部１１、フィルタ部１２および加算部１３により構成される。
【００３２】
このため、加算部８からスピーカ２０へ出力されるオーディオ信号と加算部１３からスピーカ２０へ出力されるオーディオ信号は、互いに逆相となる。同様にして、フィルタ部７から出力されるオーディオ信号（Ａ）とフィルタ部１２から出力されるオーディオ信号（−Ａ）は逆相となり、フィルタ部７から出力されるＰＷＭ信号のキャリア信号（Ｎ）とフィルタ部１２から出力されるＰＷＭ信号のキャリア信号（−Ｎ）も逆相となる。図１に示すオーディオ信号（−Ａ）およびＰＷＭ信号のキャリア信号（−Ｎ）は、入力部２から入力されるオーディオ信号に対して逆相であるため、オーディオ信号とＰＷＭ信号のキャリア信号にマイナスの符号を付している。
【００３３】
次に、本実施例のデジタルアンプ１におけるＰＷＭ信号のキャリア信号の周波数成分の減衰について図２から図５を用いて説明する。図２は、フィルタ部７から出力されるオーディオ信号およびＰＷＭ信号のキャリア信号のパワースペクトルを示す図である。図３は、フィルタ部１２から出力されるオーディオ信号およびＰＷＭ信号のキャリア信号のパワースペクトルを示す図である。図４は、加算部８から出力されるオーディオ信号のパワースペクトルを示す図である。図５は、加算部１３から出力されるオーディオ信号のパワースペクトルを示す図である。
【００３４】
図２（ａ）は、ポジティブサイドの増幅部６から出力されるＰＷＭ信号のパワースペクトルを示す。図２（ａ）中のｆ0は、ＰＭＷ信号のキャリア周波数である。図２（ａ）に示すように、増幅部６により電力増幅され出力されたＰＷＭ信号には、オーディオ信号およびＰＷＭ信号のキャリア信号が含まれている。フィルタ部７は、図２（ａ）に示すパワースペクトルのＰＷＭ信号が入力されると、入力したＰＷＭ信号からオーディオ信号（Ａ）およびＰＷＭ信号のキャリア信号（Ｎ）を抽出する。
【００３５】
図２（ｂ）は、フィルタ部７から出力されるオーディオ信号（Ａ）のパワースペクトルを示す。図２（ｂ）に示すように、フィルタ部７に備えられたローパスフィルタのカットオフ周波数を高くして抽出するオーディオ信号の周波数帯域を広くすると、フィルタ部７から出力されるオーディオ信号（Ａ）には、十分に減衰されていないＰＷＭ信号のキャリア信号が含まれる。
【００３６】
図２（ｃ）は、フィルタ部７から出力されるＰＭＷ信号のキャリア信号（Ｎ）のパワースペクトルを示す。図２（ｃ）に示すように、フィルタ部７から出力されるＰＷＭ信号のキャリア信号（Ｎ）は、フィルタ部７に備えられたハイパスフィルタによりオーディオ信号の周波数成分が除去されるとともに、ローパスフィルタにより抽出されたオーディオ信号（Ａ）と同等のレベルまで減衰される。
【００３７】
図３（ａ）は、ネガティブサイドの増幅部１１から出力されるＰＷＭ信号のパワースペクトルを示す。図３（ａ）に示すように、増幅部１１により電力増幅され出力されたＰＷＭ信号には、オーディオ信号およびＰＷＭ信号のキャリア信号が含まれている。フィルタ部１２は、図３（ａ）に示すパワースペクトルのＰＷＭ信号が入力されると、入力したＰＷＭ信号からオーディオ信号（−Ａ）およびＰＷＭ信号のキャリア信号（−Ｎ）を抽出する。
【００３８】
図３（ｂ）は、フィルタ部１２から出力されるオーディオ信号（−Ａ）のパワースペクトルを示す。フィルタ部７と同様に、フィルタ部１２に備えられたローパスフィルタのカットオフ周波数を高くしてオーディオ信号の周波数帯域を広くすると、フィルタ部１２から出力されるオーディオ信号（−Ａ）には、十分に減衰されていないＰＷＭ信号のキャリア信号が含まれる。
【００３９】
図３（ｃ）は、フィルタ部１２から出力されるＰＭＷ信号のキャリア信号（−Ｎ）のパワースペクトルを示す。図３（ｃ）に示すように、フィルタ部１２から出力されるＰＷＭ信号のキャリア信号（−Ｎ）は、フィルタ部１２に備えられたハイパスフィルタによりフィルタ部７と同じカット周波数でオーディオ信号の周波数成分が除去されるとともに、ローパスフィルタにより抽出されたオーディオ信号（−Ａ）と同等のレベルまで減衰される。
【００４０】
加算部８において、フィルタ部７から入力されるオーディオ信号（Ａ）とフィルタ部１２から入力されるＰＷＭ信号のキャリア信号（−Ｎ）は逆相となる。このため、加算部８によりオーディオ信号（Ａ）にＰＷＭ信号のキャリア信号（−Ｎ）が加算されることにより、オーディオ信号（Ａ）に含まれているＰＷＭ信号のキャリア信号は、ＰＷＭ信号のキャリア信号（−Ｎ）によりキャンセルされる。したがって、図４に示すように、加算部８からは、ＰＭＷ信号のキャリア信号（Ｎ）が含まれていないオーディオ信号（Ａ）を出力することができる。
【００４１】
一方、加算部１３において、フィルタ部１２から入力されるオーディオ信号（−Ａ）とフィルタ部７から入力されるＰＷＭ信号のキャリア信号（Ｎ）は逆相となる。このため、加算部１３によりオーディオ信号（−Ａ）にＰＷＭ信号のキャリア信号（Ｎ）が加算されることにより、オーディオ信号（−Ａ）に含まれているＰＷＭ信号のキャリア信号は、ＰＷＭ信号のキャリア信号（Ｎ）によりキャンセルされる。したがって、図５に示すように、加算部１３からは、ＰＭＷ信号のキャリア信号（−Ｎ）が含まれていないオーディオ信号（−Ａ）を出力することができる。
【００４２】
本実施例のデジタルアンプ１は、従来の技術のような複雑な回路構成でなくても、図１に示すようにフィルタ部７、フィルタ部１２、加算部８および加算部９の簡単な回路構成により、オーディオ信号の周波数帯域を広くしても、オーディオ信号に含まれるＰＷＭ信号のキャリア信号の周波数成分を十分に減衰させることができる。また、本実施例のデジタルアンプ１は、オーディオ信号（Ａ）およびオーディオ信号（−Ａ）に含まれたＰＷＭ信号のキャリア信号のみをキャンセルさせるため、スピーカへ出力されるオーディオ信号を高帯域までフラットな周波数特性にすることができ、また、歪率やＳ／Ｎ比の悪化を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施例であるデジタルアンプの構成を示すブロック図。
【図２】フィルタ部７から出力されるオーディオ信号およびＰＷＭ信号のキャリア信号のパワースペクトルを示す図。
【図３】フィルタ部１２から出力されるオーディオ信号およびＰＷＭ信号のキャリア信号のパワースペクトルを示す図。
【図４】加算部８から出力されるオーディオ信号のパワースペクトルを示す図。
【図５】加算部１３から出力されるオーディオ信号のパワースペクトルを示す図。
【図６】Ｈブリッジ回路構成の電力増幅回路を示す図。
【符号の説明】
【００４４】
１…本実施例のデジタルアンプ、２…入力部、３…ＰＷＭ信号変換部、４…ドライバ、５…ドライバ、６…増幅部、７…フィルタ部、８…加算部、９…ドライバ、１０…ドライバ、１１…増幅部、１２…フィルタ部、１３…加算部、２０…スピーカ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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