(57)【要約】【目的】複数のチャネル推定部を備え、各チャネル推定部でチャネルを推定し、サブキャリア毎に精度の良いチャネル推定値を選択してデータの誤り率を改善する。【構成】多数のサブキャリアを用いて通信する無線通信におけるチャネル推定装置であり、各サブキャリアにマッピングされたパイロット信号に基づいて各サブキャリアのチャネルを推定する第１のチャネル推定部、第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を用いて、各サブキャリアのチャネルをさらに推定する第２のチャネル推定部、第１、第２のチャネル推定部で推定した第１、第２のチャネル推定値をサブキャリアに応じて選択して出力するチャネル選択部を備えている。【選択図】図２
2008124964.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブキャリアを用いて通信する無線通信におけるチャネル推定装置において、
各サブキャリアにマッピングされたパイロット信号に基づいて各サブキャリアのチャネルを推定する第１のチャネル推定部、
第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を用いて、各サブキャリアのチャネルをさらに推定する第２のチャネル推定部、
前記第１、第２のチャネル推定部で推定した第１、第２のチャネル推定値をサブキャリアに応じて選択して出力するチャネル選択部、
を備えたことを特徴とするチャネル推定装置。
【請求項２】
請求項１記載のチャネル推定装置において、前記第２のチャネル推定部は、
第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換する第１の変換部、
時間領域のチャネル推定値に含まれる雑音を抑圧する雑音抑圧部、
雑音抑圧された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換する第２の変換部、
を備えたことを特徴とするチャネル推定装置。
【請求項３】
請求項１記載のチャネル推定装置において、前記第１のチャネル推定部が所定サブキャリア数おきのサブキャリアのチャネルを推定する場合、前記第２のチャネル推定部は、
第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換する第１の変換部、
時間領域のチャネル推定値の中央付近に所定数のゼロを挿入する零挿入部、
前記ゼロを挿入された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換する第２の変換部、
を備えたことを特徴とするチャネル推定装置。
【請求項４】
請求項１記載のチャネル推定装置において、前記第１のチャネル推定部が所定サブキャリア数おきのサブキャリアのチャネルを推定する場合、前記第２のチャネル推定部は、
第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換する第１の変換部、
時間領域のチャネル推定値に含まれる雑音を抑圧する雑音抑圧部、
雑音抑圧された時間領域のチャネル推定値の中央付近に所定数のゼロを挿入する零挿入部、
前記ゼロを挿入された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換する第２の変換部、
を備えたことを特徴とするチャネル推定装置。
【請求項５】
前記請求項１乃至４記載のチャネル推定装置において、
前記チャネル選択部は、有効帯域の両端におけるサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
【請求項６】
前記請求項５記載のチャネル推定装置において、
前記チャネル選択部は、前記両端におけるサブキャリアの数を一定数とする、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
【請求項７】
前記請求項１乃至４記載のチャネル推定装置において、
前記チャネル選択部は、所定の特性値を推定し、該推定した特性値に基づいて有効帯域の両端におけるサブキャリア数を決定し、該決定した数の有効帯域の両端におけるサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
【請求項８】
複数のサブキャリアを用いて通信する無線通信におけるチャネル推定装置において、
各サブキャリアにマッピングされたパイロット信号を用いて第１のチャネル推定方法に基づいて各サブキャリアのチャネルを推定する第１のチャネル推定部、
各サブキャリアにマッピングされたパイロット信号を用いて前記第１のチャネル推定方法と異なる第２のチャネル推定方法に基づいて各サブキャリアのチャネルを推定する第２のチャネル推定部、
前記第１、第２のチャネル推定部で推定した第１、第２のチャネル推定値をサブキャリアに応じて選択して出力するチャネル選択部、
を備えたことを特徴とするチャネル推定装置。
【請求項９】
前記請求項８記載のチャネル推定装置において、
前記チャネル選択部は、有効帯域の両端における一定数のサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
【請求項１０】
前記請求項８記載のチャネル推定装置において、
前記チャネル選択部は、所定の特性値を推定し、該推定した特性値に基づいて有効帯域の両端におけるサブキャリアの数を決定し、該決定した数の有効帯域の両端におけるサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はチャネル推定装置に係わり、特に、複数のサブキャリアを用いて通信する無線通信におけるチャネル推定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信において、送信信号は複数のチャネルを経て受信機に到達する。このため、受信機で観測される信号は、マルチパスフェージングによって振幅や位相が歪んだ波形となる。この歪みを補正する手段として、パイロット信号を用いた同期検波(チャネル補償)が用いられている。同期検波を想定したシステムでは、パイロット信号が送信機より送信され、受信機ではパイロット信号を用いてマルチパスフェージングチャネルを推定し、このチャネル推定値を用いて同期検波してデータを復調する。このとき、チャネル推定値の誤差が大きいとデータ復調時に影響を与え、データの誤り率増加につながる。
一方、近年、高い周波数利用効率が特徴的であるOFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex)を用いた通信システムが多くなってきている。OFDM（OFDMA含む）は、マルチキャリア伝送技術であり、複数の直交したサブキャリアを用いて、このサブキャリアに送信データをマッピングして伝送する手法である。また、通常、パイロット信号もデータ同様に複数のサブキャリアにマッピングされる。同期検波は前述したように、このパイロット信号を用いて各サブキャリアのチャネル推定値を求め、該チャネル推定値を用いてデータを復調する。
【０００３】
図２１はOFDM通信システムにおける送信装置の構成図であり、データ変調部１は送信データ（ユーザデータや制御データ）を例えばQPSKデータ変調し、同相成分と直交成分を有する複素べースバンド信号(シンボル)に変換する。時分割多重部２は複数シンボルのパイロットをデータシンボルに時間多重する。シリアルパラレル変換部３は入力データをNシンボルの並列データに変換し、N個のサブキャリアサンプルを出力する。IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)部４は並列入力するサブキャリアサンプルにIFFT（逆フーリエ変換）処理を施して合成し、離散時間信号(OFDM信号)にして出力する。ガードインターバル挿入部５は、IFFT 部から入力するNシンボル分のOFDM信号にガードインターバルを挿入し、送信部(TX)６はガードインターバルが挿入されたOFDM信号をDA変換し、ついで、OFDM信号の周波数をベースバンドから無線帯域に変換し、高周波増幅してアンテナ７より送信する。
【０００４】
図２２はOFDM受信装置の構成図である。送信アンテナ７から出力された信号は、フェージングチャネルを経て、受信装置の受信アンテナ８により受信され、受信回路（Rx）９はアンテナにより受信されたＲＦ信号をベースバンド信号に変換し、該ベースバンド信号をディジタルにAD変換して出力する。FFTタイミング同期回路１０は、受信回路９から出力する時間領域信号よりFFTタイミングを検出し、シンボル切出し部１１はGIを削除すると共に該FFTタイミングでOFDMシンボルを切出してＦＦＴ部１２に入力する。ＦＦＴ部１２は切り出されたOFDMシンボル毎にFFT処理を行ない、周波数領域のサブキャリアサンプルＳ0〜ＳN-1に変換する。チャネル推定回路１３は、一定間隔で受信するパイロットシンボルと既知のパイロットパターンとの相関を計算することで、サブキャリア毎のチャネル推定を行ない、同期検波回路(チャネル補償回路)１４は、サブキャリア毎のチャネル推定値を用いて、データシンボルを復調する。以上の処理によって、各サブキャリアに配分された送信データの復調が行われる。以後、図示しないが復調されたサブキャリア信号はシリアルデータに変換された後、復号される。
【０００５】
以上では、データをマッピングするサブキャリア数とIFFTポイント数、FFTポイント数が等しいとして説明したが、実際は、データをマッピングするサブキャリア数はIFFTポイント数、FFTポイント数より小さい。これは以下の理由による。
N個のデータをN個のサブキャリアｆ1〜ｆNの成分としてNポイントのIFFT処理を行なうと、周波数スペクトラムは図２３の（Ａ）に示すようになる。OFDMではIFFT処理した信号をアナログに変換し、該アナログ信号よりローパスフィルタによりｆ1〜ｆNのべースバンド信号成分を抽出し、無線周波数にアップコンバートして送信する。このｆ1〜ｆNのべースバンド信号成分を選択するには、図２３（A）より明らかなように急峻な遮断特性を有するローパスフィルタが必要になるが、そのようなフィルタの作成は難しい。そこで、図２３の（B）に示すようにN個のサブキャリアｆ1〜ｆNの両側のキャリアをデータ伝送に使用せず、すなわち、Nc個 （Nc＜Ｎ）のサブキャリアをデータ伝送に使用する。
【０００６】
チャネル推定回路１３によるチャネル推定方法としては上記の従来技術のほか、様々な手法が提案されている。その第１の手法は、周波数領域のパイロット信号を時間領域に変換し、時間領域において雑音抑圧処理を行い、その後、周波数領域に戻すことを特徴としたチャネル推定方法である(非特許文献１、２参照)。第２の手法は、パイロットをサブキャリア方向及び時間軸方向に平均して各サブキャリアのチャネルを推定するチャネル推定方法である(非特許文献３参照)。
図２４は上記第１の手法のチャネル推定方法を実現するチャネル推定装置の構成図であり、２つのチャネル推定部２１、２２を直列に接続して構成されている。第１のチャネル推定部２１は図２２で説明した従来技術の構成を備えたチャネル推定部で、一定周期で受信するパイロットシンボルと既知のパイロットパターンとの相関を計算することで、サブキャリア毎のチャネル推定を行なう。第２のチャネル推定部２２は、第１チャネル推定部２１が出力するチャネル推定値を時間領域に変換し、時間領域において雑音抑圧処理を行い、その後、周波数領域に戻して各サブキャリアのチャネル推定値を出力する。すなわち、IFFT部２２aは第１チャネル推定部２１が出力する周波数領域のチャネル推定値をIFFTにより時間領域に変換し、雑音抑圧部２２ｂは該時間領域のチャネル推定値から設定レベル以下の雑音を除去し、FFT部２２ｃは雑音抑圧された時間領域のチャネル推定値を周波数領域に戻して周波数領域のチャネル推定値（各サブキャリアのチャネル推定値）を出力する。なお、IFFTやFFTは、IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)やDFT、IDCT(Inverse Discrete Cosine Transform)やDCTを用いて構成することも可能である。
【非特許文献１】伊達木  隆ら、 "仮想的な波形を用いたOFDMチャネル推定方法、" 2006年電子情報通信学会総合大会、 B-5-94
【非特許文献２】J.J Beek, et al, "On Channel Estimation in OFDM systems" Proc. 45th IEEE Vehicular Technology Conference, Chicago, IL, USA, July 1995, pp. 815-819.
【非特許文献３】川合ら、 "QRM-MLDを用いるOFDCDM MIMO多重における直交パイロットチャネルを用いたマルチスロット・サブキャリア平均化チャネル推定の効果、" 信学技報 RCS2004-68、 May 2004。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の第１手法のチャネル推定方法では、一定雑音レベルを抑圧するため、一般的に周波数領域の両端サブキャリアのチャネル推定値は改善されるが、該両端のサブキャリアの精度が悪くなる。図２５は、サブキャリア毎のMSE(Mean Square Error)である。ここでMSEは、既知のチャネルｈで受信した電力と、推定したチャネルｈ′で受信した電力の差を求め、該既知のチャネルを種々変えて複数の電力差を求めて平均した値である。図２５より明らかなように両端サブキャリアのMSEが劣化し、すなわち、チャネル推定値が劣化し、これにより、両端サブキャリアにおけるデータの誤り率が、中央付近のサブキャリアのデータ誤り率に比べて劣化する問題がある。その理由は次の通りである。
図２６（Ａ）に示す時間領域の方形波を考える。このような方形波をフーリエ変換するとsinc関数が得られる。このsinc関数は無限区間を有する関数であるので、周波数成分は無限まで存在する。すなわち，無限の周波数を用いた正弦波で時間領域の方形波を表現することができる。ところで、図２６（Ｂ）に示すようにsinc関数をある周波数以上を0とする(有限の周波数成分だけにする)ことを考える。このような近似を行った後に逆フーリエ変換して時間領域に戻すと、方形波を正確に表現できなくなる。特に、方形波の急峻に変化する点(0から1，1から0に変化する点)近傍を正確に表現することができなくなる。
従来の第1のチャネル推定法では，時間領域の信号はsinc関数となっており，雑音抑圧をするためにある閾値以下を0にする。この操作により上記の現象が起こり、通信帯域両側のサブキャリアにおいて歪みが発生するため、MSEが劣化する。なお、第1のチャネル推定法の場合、時間領域でsincであるが、図２６のtとfが入れ替わっているだけで得られる結果は同じである。
従来の第２手法のチャネル推定方法によれば、雑音の影響を無くしてS/N比を向上できるが、雑音抑圧効果が低い問題がある。
以上からは、本発明の目的は、複数のチャネル推定部を備え、各チャネル推定部でチャネルを推定し、サブキャリア毎に精度の良いチャネル推定値を選択してデータの誤り率を改善するチャネル推定装置を提供することである。
本発明の別の目的は、雑音抑圧効果を大きくでき、しかも、両端サブキャリアにおけるチャネル推定値を改善してデータの誤り率を改善できるチャネル推定装置を提供することである。
本発明の別の目的は、パイロットシンボルが全サブキャリアにマッピングされていなくても、全サブキャリアのチャネル推定値を求めることができ、しかも、雑音を抑圧して精度の高いチャネル推定値を得ることができるチャネル推定装置を提供することである。
本発明の別の目的は、両端サブキャリアの数をマルチパスの遅延分散、受信SIR、端末移動速度などの特性値に応じて適応的に制御し、両端サブキャリアにおけるチャネル推定値を改善してデータの誤り率を改善できるチャネル推定装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、複数のサブキャリアを用いて通信する無線通信におけるチャネル推定装置である。
本発明の第１のチャネル推定装置は、各サブキャリアにマッピングされたパイロット信号に基づいて各サブキャリアのチャネルを推定する第１のチャネル推定部、第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を用いて、各サブキャリアのチャネルをさらに推定する第２のチャネル推定部、前記第１、第２のチャネル推定部で推定した第１、第２のチャネル推定値をサブキャリアに応じて選択して出力するチャネル選択部を備えている。
上記第１のチャネル推定装置において、前記第２のチャネル推定部は、第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換する第１の変換部、
時間領域のチャネル推定値に含まれる雑音を抑圧する雑音抑圧部、雑音抑圧された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換する第２の変換部を備えている。
上記第１のチャネル推定装置において、前記第１のチャネル推定部が所定サブキャリア数おきのサブキャリアのチャネルを推定する場合、前記第２のチャネル推定部は、第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換する第１の変換部、時間領域のチャネル推定値の中央付近に所定数のゼロを挿入する零挿入部、前記ゼロを挿入された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換する第２の変換部を備えている。
上記第１のチャネル推定装置において、前記第１のチャネル推定部が所定サブキャリア数おきのサブキャリアのチャネルを推定する場合、前記第２のチャネル推定部は、第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換する第１の変換部、時間領域のチャネル推定値に含まれる雑音を抑圧する雑音抑圧部、雑音抑圧された時間領域のチャネル推定値の中央付近に所定数のゼロを挿入する零挿入部、前記ゼロを挿入された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換する第２の変換部を備えている。
上記第１のチャネル推定装置において、前記チャネル選択部は、有効帯域の両端におけるサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する。この場合、チャネル選択部は、前記両端におけるサブキャリアの数を一定数とする。
また、チャネル選択部は、所定の特性値を推定し、該推定した特性値に基づいて有効帯域の両端におけるサブキャリア数を決定し、該決定した数の有効帯域の両端におけるサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する。
【０００９】
本発明の第２のチャネル推定装置は、各サブキャリアにマッピングされたパイロット信号を用いて第１のチャネル推定方法に基づいて各サブキャリアのチャネルを推定する第１のチャネル推定部、各サブキャリアにマッピングされたパイロット信号を用いて前記第１のチャネル推定方法と異なる第２のチャネル推定方法に基づいて各サブキャリアのチャネルを推定する第２のチャネル推定部、前記第１、第２のチャネル推定部で推定した第１、第２のチャネル推定値をサブキャリアに応じて選択して出力するチャネル選択部を備えている。
上記第２のチャネル推定装置において、前記チャネル選択部は、有効帯域の両端における一定数のサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する。
また、前記チャネル選択部は、所定の特性値を推定し、該推定した特性値に基づいて有効帯域の両端におけるサブキャリアの数を決定し、該決定した数の有効帯域の両端におけるサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、複数のチャネル推定部を備え、各チャネル推定部でチャネルを推定し、サブキャリア毎に精度の良いチャネル推定値を選択するようにしたから、データの誤り率を改善することができる。
本発明によれば、第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換し、時間領域のチャネル推定値に含まれる雑音を抑圧し、雑音抑圧された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換するようにしたから、雑音抑圧効果を大きくでき、この結果、チャネル推定値を改善してデータの誤り率を改善することができる。
本発明によれば、第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換し、時間領域のチャネル推定値の中央付近に所定数のゼロを挿入し、前記ゼロを挿入された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換するようにしたから、パイロットシンボルが全サブキャリアにマッピングされていなくても、雑音抑圧効果を大きくでき、この結果、チャネル推定値を改善してデータの誤り率を改善することができる。
本発明によれば、第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換し、時間領域のチャネル推定値に含まれる雑音を抑圧し、雑音抑圧された時間領域のチャネル推定値の中央付近に所定数のゼロを挿入し、ゼロを挿入された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換するようにしたから、パイロットシンボルが全サブキャリアにマッピングされていなくても、雑音抑圧効果を大きくでき、この結果、チャネル推定値を改善してデータの誤り率を改善することができる。
本発明によれば、チャネル選択部は、有効帯域の両端におけるサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力するようにしたから、両端サブキャリアにおけるチャネル推定値を改善してデータの誤り率を改善することができる。
本発明によれば、両端サブキャリアの数をマルチパスの遅延分散、受信SIR、端末移動速度などの特性値に応じて適応的に制御するため、両端サブキャリアにおけるチャネル推定値を改善してデータの誤り率を改善することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
(Ａ)本発明の原理
図２４の時間領域で雑音抑圧を行うチャネル推定方法では、両端サブキャリアにおけるMSEが大きくなってチャネル推定値の精度が劣化する。ところで、雑音除去前のMSE、すなわち、図２４の第１チャネル推定部２１のMSEは図１の点線で示すようになり、雑音抑圧した第２チャネル推定部２２のMSEより、サブキャリアの両端において小さくなる。
そこで、本発明は、両端サブキャリアのチャネル推定値として雑音除去前のチャネル推定値を使用し、両端サブキャリア以外のチャネル推定値として雑音除去後のチャネル推定値を使用する。このようにすれば、雑音抑圧効果を大きくでき、しかも、両端サブキャリアにおけるMSE、すなわち、チャネル推定値を改善してデータの誤り率を改善することができる。
また、本発明は、複数のチャネル推定部を設け、各サブキャリアにおいてMSEが小さいチャネル推定部から出力するチャネル推定値を選択することで、精度の高いチャネル推定を可能にする。
【００１２】
（Ｂ）第１実施例
図２は本発明の第１実施例のチャネル推定装置の構成図である。
第１チャネル推定部５１はNc個のサブキャリアに応じたパイロット信号が所定タイミングで入力され、サブキャリア毎のチャネル推定値
2008124964.tif 000003
を推定して出力する。第２チャネル推定部５２はサブキャリア毎のNc個のこれらチャネル推定値が入力され、Nc個のチャネル推定値
2008124964.tif 000004
を推定して出力する。
チャネル推定値置き換え部５３は、基本的に第２チャネル推定部５２から出力されるチャネル推定値を選択するが、所定のサブキャリアに関して該第２チャネル推定部５２から出力されるチャネル推定値を第１チャネル推定部５１から出力されるチャネル推定値で置き換える。すなわち、所定サブキャリアにおいて第２チャネル推定部５２のMSEより第１チャネル推定部５１のMSEが小さいとき、チャネル推定値置き換え部５３は、該サブキャリアに関して第２チャネル推定部５２から出力されるチャネル推定値を第１チャネル推定部５１から出力されるチャネル推定値で置き換える。
チャネル推定値置き換え部５３は、置き換えるサブキャリア番号をiとすると
【数１】
2008124964.tif 000005
なる処理を行う。
なお、チャネル推定値置き換え部５３は、上記あるサブキャリアで第１チャネル推定部５１から出力するチャネル推定値を選択し、該サブキャリア以外のサブキャリアでは第２チャネル推定部５２から出力するチャネル推定値を選択して出力するように構成することもできる。
第１実施例によれば、第１、第２の２つのチャネル推定部のうち、サブキャリアにおけるMSEが小さいほうのチャネル推定部から出力するチャネル推定値を選択することで、精度の高いチャネル推定が可能になる。
チャネル推定における雑音抑圧処理には種々の手法がある。例えば、非特許文献１，２のように時間領域で雑音抑圧処理を行う手法や、非特許文献３のような周波数領域で雑音抑圧処理を行う手法などがある。第１実施例における第２チャネル推定部５２は、時間領域で雑音抑圧処理する手法、周波数領域で雑音抑圧処理する手法の何れの手法を採用して構成してもよい。
【００１３】
・第１変形例
図２の第１実施例では、第１チャネル推定部５１と第２チャネル推定部５２の２つのチャネル推定部を持つ構成としているが、図３に示すように、第３のチャネル推定部５４を更に設けて複数のチャネル推定部を持つ構成とすることができる。この場合、チャネル推定値置き換え部５３は、各サブキャリアにおいてMSEが最小となるチャネル推定部から出力するチャネル推定値を選択して出力する。例えば、第１〜第３チャネル推定部５１，５２，５４のそれぞれにおいて、サブキャリア毎のMSEが図４の特性A,B,Cであるとすれば、
1) M1以下のサブキャリア番号では第１チャネル推定部５１の出力を使用
2) M1からM2までのサブキャリア番号では第２チャネル推定部５２の出力を使用
3) M2からM3までのサブキャリア番号では第３チャネル推定部５３の出力を使用
4) M3からM4までのサブキャリア番号では第２チャネル推定部５２の出力を使用
5) M4以上のサブキャリア番号では第１チャネル推定部５１の出力を使用
するようにMSEが小さなチャネル推定部の出力を使用する。
なお、図２の第１実施例の場合には、
1) M1以下のサブキャリア番号では第１チャネル推定部５１の出力を使用
2) M1からM4までのサブキャリア番号では第２チャネル推定部５２の出力を使用
3) M4以上のサブキャリア番号では第１チャネル推定部５１の出力を使用
するようにMSEが小さなチャネル推定部の出力を使用する。
・第２変形例
第１変形例では第２チャネル推定部５２と第３チャネル推定部５４を直列接続したが、図５に示すように並列接続するように構成することもできる。
【００１４】
（Ｃ）第２実施例
図６は本発明の第２実施例のチャネル推定装置の構成図であり、雑音抑圧処理手法として時間領域で雑音抑圧処理する手法を採用して第１実施例の第２チャネル推定部５２を構成した例である。図６において図２の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。
第１チャネル推定部５１は、有効サブキャリア数Nc、FFT窓幅Nfftの周波数領域のチャネル推定値を推定して第２チャネル推定部５２に入力する。
第２チャネル推定部５２のIFFT部５２aは入力された周波数領域のチャネル推定値AにIFFT処理を施して時間領域の信号Bに変換する。なお、有効サブキャリア数NcとFFT窓幅Nfftが異なると、周波数軸上で矩形窓が乗算されたことと等しくなり、IFFTの出力である時間信号BはNcとNfftに基づいて決まるsinc関数が畳込まれた信号となる。
ついで、雑音抑圧部５２bは、IFFTの出力である時間信号Bにおいて、予め定めた閾値TH以下の信号を0にして雑音を抑圧する。閾値THは雑音レベルにより決定される。最後に、FFT部５２cは雑音抑圧後の信号CにFFT処理を施して周波数領域のチャネル推定値Dを発生してチャネル推定値置き換え部５３に入力する。
第２チャネル推定部５２から出力されるチャネル推定値は図１に示したようにサブキャリア毎にチャネル推定値の精度が異なる。このため、チャネル推定値置き換え部５３は、第２チャネル推定部５２から出力されるチャネル推定値の精度が悪いと想定されるサブキャリアについては、第１実施例と同様に第１チャネル推定部５１のチャネル推定値で置き換える。すなわち、チャネル推定値置き換え部５３は、サブキャリア毎にMSEが小さい方のチャネル推定部から出力するチャネル推定値を選択して出力する。これにより、精度の高いチャネル推定が可能になる。
【００１５】
・チャネル推定値決定法
第２チャネル推定部５２のMSEは、図１の実線で示すように両端サブキャリアにおいて大きくなってチャネル推定値の精度が劣化する。一方、第１チャネル推定部５１のMSEは、点線で示すようになり、両端サブキャリアにおいて第２チャネル推定部２２のMSEより小さくなる。そこで、第２実施例において、チャネル推定値置き換え部５３は、両端サブキャリア以外では第２チャネル推定部５２が推定したチャネル推定値を出力し、両端サブキャリアのみ第１チャネル推定部５１が推定したチャネル推定値を出力する。この場合、両端サブキャリアのサブキャリア数Nを予め固定値として決定しておくことができる。サブキャリア数Nは予め、第１チャネル推定部５１のMSEが第２チャネル推定部２２のMSEより小さくなるサブキャリアを求めることで決定することができる。
また、予め、第１チャネル推定部５１のMSEが第２チャネル推定部２２のMSEより小さくなるサブキャリアを求めて記憶しておき、該サブキャリアにおいて第１チャネル推定部５１が出力するチャネル推定値を選択し、該サブキャリア以外のチャネル推定値として第２チャネル推定部５２から出力するチャネル推定値を選択するように構成することができる。以上のチャネル推定値決定法は他の実施例でも同様に採用することができる。
【００１６】
・シミュレーション結果
図７は計算機シミュレーションを用いて、第２実施例の誤り率特性を測定した結果を示すもので、横軸はSNR、縦軸は１ブロック当たりのエラー数であるBLER(Block Error Rate)を示している。なお、シミュレーションでは両端サブキャリア数を３とした。また、送受信方式は、2×2MIMO(2×2 Multiple Input Multiple Output)、64QAM、Coding Rate(符号化率)=3/4、伝播環境は6-ray Typical Urban Modelであるとした。この図７から、BLER=0.1における所要SNRは約2dB、BLER=0.02における所要SNRは約5dBの改善効果があることがわかる。
【００１７】
（Ｄ）第３実施例
図８は本発明の第３実施例のチャネル推定装置の構成図であり、図２の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第３実施例は、パイロットシンボルがマッピングされるサブキャリア数が少ない場合に適用できる例であり、FFT補間することを特徴とする。
以下、有効サブキャリア数がNcであり、２サブキャリアに1度の割合でパイロット信号がマッピングされているものとして第３実施例を説明する。
２サブキャリアに１個の割合でパイロット信号がマッピングされているとすれば、パイロット信号はNc/2個である。第１チャネル推定部５１は１個おきのトータルNc/2個のサブキャリアのチャネル値を推定して第２チャネル推定部５２に入力する。
第２チャネル推定部５２のIFFT部５２aは、Nc/2個のチャネル推定値Aに対してNfft'の窓幅でIFFT処理を施し、時間領域の信号Bを出力する。なお、Nfft'はNc/2より大きい値のうち最小の２のべき乗値であり,Nfft'＜ Nfftである。
FFT補間部５２dは、信号BのFFT窓幅をNfft'からNfftに広げ、間に0を挿入し、これにより時間幅Nfftの信号Cを出力する。例えば最小位置検出部５２d-１は信号Bが最小となる時間位置を検出し、零挿入部５２d-2は該位置を中心に両側に（Nfft−Nfft'）/2個づつ、トータル（Nfft−Nfft'）個の零を挿入して時間幅Nfftの信号Cを発生する。なお、信号Bが最小となる時間位置は、通信環境にもよるがほぼ窓幅Nfft'の中央付近である。したがって、FFT補間部５２dは、簡易な方法として、窓幅Nfft'の中央位置の両側に（Nfft−Nfft'）/2個づつ、トータル（Nfft−Nfft'）個の零を挿入するように構成することもできる。
FFT部５２cはNfftポイント数のFFT処理を補間後の信号Cに施す。これにより、Nfft/Nfft'倍の解像度が得られ、Nfft/Nfft'=2であれば、パイロットシンボルがマッピングされていなかったサブキャリアにおけるチャネル推定値を生成することが可能となる。
ここで、補間処理において0を挿入したため、第２実施例と同様にサブキャリア毎にチャネル推定値の精度が異なる。そこで、チャネル推定値置き換え部５３は、第２チャネル推定部５２から出力されるチャネル推定値の精度が悪いと想定されるサブキャリアについては、第１チャネル推定部５１のチャネル推定値で置き換える。すなわち、チャネル推定値置き換え部５３は、サブキャリア毎にMSEが小さい方のチャネル推定部から出力するチャネル推定値を選択して出力する。これにより、精度の高いチャネル推定が可能になる。
第３実施例によればパイロットシンボルが全サブキャリアにマッピングされていなくても、補間により全サブキャリアのチャネル推定値を求めることができ、しかも、雑音を抑圧して精度の高いチャネル推定値を得ることができる。
【００１８】
（Ｅ）第４実施例
図９は本発明の第４実施例のチャネル推定装置の構成図であり、第２実施例と第３実施例を組み合わせた例であり、これら実施例と同一部分には同一符号を付している。第３実施例と異なる点、IFFT部５２aから出力する時間領域の信号Ｂの雑音を抑圧してからFFT補間部５２dでFFT補間している点である。なお、FFT補間部５２dは雑音抑圧により零レベルとなった部分の中心位置の両側に（Nfft−Nfft'）/2個づつ、トータル（Nfft−Nfft'）個の零を挿入して時間幅Nfftの信号Cを発生する。
この第４実施例によれば、第３実施例と同様の効果を得ることができる。
【００１９】
(Ｆ)第５実施例
以上の実施例において、チャネル推定値置き換え部５３は、両端サブキャリア以外では第２チャネル推定部５２が推定したチャネル推定値を出力し、両端サブキャリアのみ第１チャネル推定部５１が推定したチャネル推定値を出力する。この場合、予め側テして両端サブキャリアのサブキャリア数Nを固定値とすることができる。
第５実施例ではサブキャリア数Ｎを遅延分散に基づいて適応的に制御する。図１０は第５実施例のチャネル推定装置の構成図であり、第１〜第４実施例と同一部分には同一符号を付している。
【００２０】
遅延分散推定部６１はマルチパスの遅延分散を推定する。図１１は遅延分散の説明図であり、M個のパスが存在する場合の遅延プロファイル例である。ここで、tiはi番目のパスの到来時刻、Pav(ti)は到来時刻tiにおける平均電力である。遅延分散は，遅延量が平均からどのくらいの広がりをもっているかをあらわす指標であり、以下の(2)式によって定義される。
【数２】
2008124964.tif 000006
ここで、P0は遅延プロファイルの全電力であり、次式で定義される。
【数３】
2008124964.tif 000007
また、平均遅延時間Dは、次式で定義される。
【数４】
2008124964.tif 000008
遅延分散推定部６１は(2)式より遅延分散を演算し、チャネル推定値置き換え数制御部６２は該遅延分散がある閾値以下であれば両端のサブキャリア数N=N1とし、該閾値以上であればN=N2とし（N1≠N2)、該サブキャリア数Nをチャネル推定値置き換え部５３に入力する。チャネル推定値置き換え部５３は、両端の各Ｎ個のサブキャリア以外では第２チャネル推定部５２が推定したチャネル推定値を出力し、両端各Ｎ個のサブキャリアでは第１チャネル推定部５１が推定したチャネル推定値を出力する。
【００２１】
図１２は、第１、第２チャネル推定部５１，５２が出力するチャネル推定値のMSE特性を示すもので、１００は第１チャネル推定部５１が出力するチャネル推定値のMSE特性、１０１，１０２は第２チャネル推定部５２が出力するチャネル推定値のMSE特性である。なお、図１２は説明上、通信帯域内の左側端部のサブキャリア部分を拡大した特性図となっている。
第１チャネル推定部５１は、受信パイロットの位相と既知パイロットの位相とを比較してチャネル推定しているため、そのMSE特性１００は遅延分散に依存しない。一方、第２チャネル推定部５２から出力されるチャネル推定値のMSE特性は遅延分散に依存し、遅延分散が小さい場合にはMSE特性１０１となり、遅延分散が大きいとMSE特性１０２となる。
第１チャネル推定部５１が出力するチャネル推定値のMSE特性１００と第２チャネル推定部５２が出力するチャネル推定値のMSE特性１０１，１０２は異なる。このため、遅延分散が小さければ、チャネル推定値置き換え数制御部６２はMSE特性１０１とMSE特性１００の交点C1を求め、該交点以下のサブキャリア(サブキャリア番号０〜３)の数N（＝４）をチャネル推定値置き換え部５３に入力する。また、遅延分散が大きければ、チャネル推定値置き換え数制御部６２はMSE特性１０２とMSE特性１００の交点C2を求め、該交点以下のサブキャリア(サブキャリア番号０〜２)の数N（＝３）をチャネル推定値置き換え部５３に入力する。実際は、チャネル推定値置き換え数制御部６２が遅延分散の大小と両端サブキャリア数Nの対応を予め記憶しておき、遅延分散の大小にしたがって所定のNを出力する。
チャネル推定値置き換え部５３は、両端の各Ｎ個のサブキャリア以外では第２チャネル推定部５２が推定したチャネル推定値を出力し、両端各Ｎ個のサブキャリアでは第１チャネル推定部５１が推定したチャネル推定値を出力する。
以上では遅延分散を大小２つの範囲に分けた場合であるが３以上の範囲にわけ、それぞれに両端サブキャリア数Nを対応させることもできる。
【００２２】
・第１変形例
第５実施例では遅延分散に基づいて、両端のサブキャリア数Ｎを適応的に決定したが、受信装置のSIRを推定し、該SIRに基づいてサブキャリア数Ｎを第５実施例と同様に決定することができる。図１２はかかるチャネル推定装置の構成図であり、図１０の遅延分散推定部６１に替えてSIR推定部６３を設けている。
・第２変形例
第５実施例では遅延分散に基づいて、両端のサブキャリア数Ｎを適応的に決定したが、受信装置の移動速度Vを推定し、該SIRに基づいてサブキャリア数Ｎを第５実施例と同様に決定することができる。図１４はかかるチャネル推定装置の構成図であり、図１０の遅延分散推定部６１に替えて移動速度推定部６４を設けている。移動速度推定部６４は周知であるため(例えば特開平１０−７９７０１号参照)、詳述しない。
【００２３】
(Ｇ)第６実施例
以上の実施例では、第１チャネル推定部５１に第２チャネル推定部５２を直列に接続した構成であるが、異なるチャネル推定方法でそれぞれチャンネルを推定する２つのチャネル推定部を並列に設け、サブキャリアに応じて一方のチャネル推定部から出力するチャネル推定値を選択して出力するように構成することもできる。
図１５はかかる第６実施例のチャネル推定装置の構成図であり、第１のチャネル推定部７１は非特許文献１または２に示されたチャネル推定方法を採用したもので、例えば、図２４に示す構成を備えたチャネル推定部である。この第１チャネル推定部７１は、周波数領域のチャネル推定値を時間領域に変換し、時間領域において雑音抑圧処理を行い、その後、周波数領域に戻してチャネル推定を行なう。第２のチャネル推定部７２は非特許文献３に示されたチャネル推定方法を採用したもので、パイロットをサブキャリア方向及び時間軸方向に平均して各サブキャリアのチャネルを推定する。
【００２４】
図１６は第２チャネル推定部７２のチャネル推定方法の説明図であり、１フレームが例えば３２個のOFDMシンボルで構成され、１フレーム中に４つのパイロットシンボル(４OFDMパイロットシンボル)が分散して多重されているものとする。１つのパイロットシンボルはサブキャリア数（Nc個、例えば1024個)のサブキャリアサンプルで構成されているから、受信側でパイロット受信タイミングにおいてFFT出力を監視することによりサブキャリア毎のチャネル(振幅特性、位相特性)の推定が可能になる。第２のチャネル推定部７２は、図１６のPG1で示すように周波数方向における８個のサブキャリアサンプルを時間方向に４つ集めてトータル３２サブキャリアサンプルで１グループを構成し、該グループにおけるFFT出力の平均値を中央のサブキャリアの受信パイロット信号の振幅、位相とする。ついで、このパイロット信号の振幅、位相と既知のパイロット信号の振幅、位相とを比較して該サブキャリアのチャネルを推定する。又、次のサブキャリアのチャネル推定値は、PG2で示すように周波数方向に１サブキャリア分ずらした８個のサブキャリアサンプルを時間方向に４つ集めてトータル３２サブキャリアサンプルで１グループを構成し、該グループPG2における平均値を用いて同様に算出する。以上のようにチャネル値を平均すると、ノイズの影響を無くしてS/N比を向上できる。
第１チャネル推定部７１のMSE特性は図１７の実線で示すようになり、第２チャネル推定部７２のMSE特性は図１７の点線で示すようになるから、チャネル推定値選択部７３は両端のサブキャリア以外は第１チャネル推定部７１から出力するチャネル推定値を選択して出力し、両端のサブキャリアでは第２チャネル推定部７２から出力するチャネル推定値を選択して出力する。
【００２５】
第６実施例において、チャネル推定値選択部７３は予め測定により両端のサブキャリア数Nを求めておき、N個の両端サブキャリアでは第２チャネル推定部７２から出力するチャネル推定値を選択して出力するように構成することができる。また、チャネル推定値選択部７３は、図１０〜図１４と同様に遅延分散、SIR、端末移動速度(フェージング周波数)などを測定し、Nを適応的に決定することもできる。図１８はかかる場合の構成図であり、図１５の構成に加えて、遅延分散、SIR、端末移動速度(フェージング周波数)などの特性を推定する特性推定部７４と、該特性値に基づいて両端サブキャリア数を決定するサブキャリア数決定部７５を備えている。
【００２６】
(H)第７実施例
以上の実施例では、パイロット信号がある１つの帯域にまとめてマッピングされている場合であるが、図１９に示すように、周波数が離れた複数(図では２つ)の帯域に第１のパイロット信号群と第２のパイロット信号群がマッピングされる場合がある。また、２以上の帯域にパイロット信号が異なる方法でマッピングされる場合がある。例えば、第１の帯域において連続して各サブキャリアにパイロット信号をマッピングし、第２の帯域では１つおきにサブキャリアにパイロット信号をマッピングする場合である。
かかる場合には、帯域毎にチャネル推定装置を設け、全帯域のチャネルを推定する。図２０はかかる第７実施例のチャネル推定装置の構成図であり、パイロット信号分離部８１は全帯域のパイロット信号を第１、第２の２つの帯域のグループに分離し、第１のチャネル推定装置８２は例えば図６に示す第２実施例の構成を備え、第１の帯域のパイロット信号を用いて第１帯域のサブキャリアのチャネルを推定し、第２のチャネル推定装置８３も例えば図６に示す第２実施例の構成を備え、第２の帯域のパイロット信号を用いて第２帯域のサブキャリアのチャネルを推定して出力する。
以上では、OFDMにより無線通信する際のチャネル推定について説明したが、本発明はOFDMに限らず、マルチキャリアを用いて無線通信する際のチャネル推定に一般に適用できるものである。
【００２７】
（付記）
（付記１）
複数のサブキャリアを用いて通信する無線通信におけるチャネル推定装置において、
各サブキャリアにマッピングされたパイロット信号に基づいて各サブキャリアのチャネルを推定する第１のチャネル推定部、
第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を用いて、各サブキャリアのチャネルをさらに推定する第２のチャネル推定部、
前記第１、第２のチャネル推定部で推定した第１、第２のチャネル推定値をサブキャリアに応じて選択して出力するチャネル選択部、
を備えたことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記２）
付記１記載のチャネル推定装置において、前記第２のチャネル推定部は、
第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換する第１の変換部、
時間領域のチャネル推定値に含まれる雑音を抑圧する雑音抑圧部、
雑音抑圧された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換する第２の変換部、
を備えたことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記３）
付記１記載のチャネル推定装置において、前記第１のチャネル推定部が所定サブキャリア数おきのサブキャリアのチャネルを推定する場合、前記第２のチャネル推定部は、
第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換する第１の変換部、
時間領域のチャネル推定値の中央付近に所定数のゼロを挿入する零挿入部、
前記ゼロを挿入された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換する第２の変換部、
を備えたことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記４）
付記１記載のチャネル推定装置において、前記第１のチャネル推定部が所定サブキャリア数おきのサブキャリアのチャネルを推定する場合、前記第２のチャネル推定部は、
第１のチャネル推定部で推定したチャネル推定値を時間領域のチャネル推定値に変換する第１の変換部、
時間領域のチャネル推定値に含まれる雑音を抑圧する雑音抑圧部、
雑音抑圧された時間領域のチャネル推定値の中央付近に所定数のゼロを挿入する零挿入部、
前記ゼロを挿入された時間領域のチャネル推定値を周波数領域のチャネル推定値に変換する第２の変換部、
を備えたことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記５）
付記１乃至４記載のチャネル推定装置において、
前記チャネル選択部は、有効帯域の両端におけるサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記６）
付記５記載のチャネル推定装置において、
前記チャネル選択部は、前記両端におけるサブキャリアの数を一定数とする、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記７）
付記１乃至４記載のチャネル推定装置において、
前記チャネル選択部は、所定の特性値を推定し、該推定した特性値に基づいて有効帯域の両端におけるサブキャリア数を決定し、該決定した数の有効帯域の両端におけるサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記８）
付記７記載のチャネル推定装置において、
前記特性値は受信SIRであり、該推定した受信SIRに基づいて前記両端におけるサブキャリア数を決定する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記９）
付記７記載のチャネル推定装置において、
前記特性値はマルチパスの遅延分散であり、該推定した遅延分散に基づいて前記両端におけるサブキャリア数を決定する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記１０）
付記７記載のチャネル推定装置において、
前記特性値は移動端末の移動速度であり、該推定した移動速度に基づいて前記両端におけるサブキャリア数を決定する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記１１）
複数のサブキャリアを用いて通信する無線通信におけるチャネル推定装置において、
各サブキャリアにマッピングされたパイロット信号を用いて第１のチャネル推定方法に基づいて各サブキャリアのチャネルを推定する第１のチャネル推定部、
各サブキャリアにマッピングされたパイロット信号を用いて前記第１のチャネル推定方法と異なる第２のチャネル推定方法に基づいて各サブキャリアのチャネルを推定する第２のチャネル推定部、
前記第１、第２のチャネル推定部で推定した第１、第２のチャネル推定値をサブキャリアに応じて選択して出力するチャネル選択部、
を備えたことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記１２）
付記１１記載のチャネル推定装置において、
前記チャネル選択部は、有効帯域の両端における一定数のサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記１３）
付記１１記載のチャネル推定装置において、
前記チャネル選択部は、所定の特性値を推定し、該推定した特性値に基づいて有効帯域の両端におけるサブキャリアの数を決定し、該決定した数の有効帯域の両端におけるサブキャリアのチャネル推定値として前記第１のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択し、該両端におけるサブキャリア以外のサブキャリアのチャネル推定値として前記第２のチャネル推定部が推定したチャネル推定値を選択して出力する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記１４）
付記１３記載のチャネル推定装置において、
前記特性値は受信SNRであり、該推定した受信SIRに基づいて前記両端におけるサブキャリア数を決定する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記１５）
付記１３記載のチャネル推定装置において、
前記特性値はマルチパスの遅延分散であり、該推定した遅延分散に基づいて前記両端におけるサブキャリア数を決定する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記１６）
付記１３記載のチャネル推定装置において、
前記特性値は移動端末の移動速度であり、該推定した移動速度に基づいて前記両端におけるサブキャリア数を決定する、
ことを特徴とするチャネル推定装置。
（付記１７）
複数の帯域の帯域毎にパイロット信号がサブキャリアにマッピングされて送信されている場合、それぞれの帯域毎に前記チャネル推定装置を設ける、
ことを特徴とする付記１または付記１１記載のチャネル推定装置。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の原理を説明するためのMSE特性図である。
【図２】本発明の第１実施例のチャネル推定装置の構成図である。
【図３】第１変形例のチャネル推定装置の構成図である。
【図４】第１変形例の動作説明図である。
【図５】第２変形例のチャネル推定装置の構成図である。
【図６】本発明の第２実施例のチャネル推定装置の構成図である。
【図７】計算機シミュレーションによる第２実施例の誤り率特性の測定結果である。
【図８】本発明の第３実施例のチャネル推定装置の構成図である。
【図９】本発明の第４実施例のチャネル推定装置の構成図である。
【図１０】第５実施例のチャネル推定装置の構成図である。
【図１１】遅延分散の説明図である。
【図１２】第５実施例の動作説明図である。
【図１３】第５実施例の第１変形例である。
【図１４】第５実施例の第２変形例である。
【図１５】第６実施例のチャネル推定装置の構成図である。
【図１６】第２チャネル推定部７２のチャネル推定方法の説明図である。
【図１７】第１、第２チャネル推定部のMSE特性である。
【図１８】第６実施例の変形例である。
【図１９】第７実施例の説明図である。
【図２０】帯域毎にチャネル推定装置を設けた場合の第７実施例のチャネル推定装置の構成図である。
【図２１】OFDM通信システムにおける送信装置の構成図である。
【図２２】OFDM受信装置の構成図である。
【図２３】N個のデータをN個のサブキャリアｆ1〜ｆNの成分としてNポイントのIFFT処理を行なったときの周波数スペクトラムである。
【図２４】第１の手法のチャネル推定方法を実現するチャネル推定装置の構成図である。
【図２５】従来のチャネル推定装置のサブキャリア毎のMSE(Mean Square Error)説明図である。
【図２６】第１の手法のチャネル推定方法でMSEが劣化する理由の説明図である。
【符号の説明】
【００２９】
５１  第１チャネル推定部
５２  第２チャネル推定部
５３  チャネル推定値置き換え部
【図１】
2008124964.tif 000009
【図２】
2008124964.tif 000010
【図３】
2008124964.tif 000011
【図４】
2008124964.tif 000012
【図５】
2008124964.tif 000013
【図６】
2008124964.tif 000014
【図７】
2008124964.tif 000015
【図８】
2008124964.tif 000016
【図９】
2008124964.tif 000017
【図１０】
2008124964.tif 000018
【図１１】
2008124964.tif 000019
【図１２】
2008124964.tif 000020
【図１３】
2008124964.tif 000021
【図１４】
2008124964.tif 000022
【図１５】
2008124964.tif 000023
【図１６】
2008124964.tif 000024
【図１７】
2008124964.tif 000025
【図１８】
2008124964.tif 000026
【図１９】
2008124964.tif 000027
【図２０】
2008124964.tif 000028
【図２１】
2008124964.tif 000029
【図２２】
2008124964.tif 000030
【図２３】
2008124964.tif 000031
【図２４】
2008124964.tif 000032
【図２５】
2008124964.tif 000033
【図２６】
2008124964.tif 000034