(57)【要約】【課題】伝送路に含まれるリファレンス・クロックを用いて、高速なデータ信号が受けた伝送路の伝送損失を推定し、高域ゲイン補償をかけて等化処理を行なう。【解決手段】劣化クロック波形を全波整流し、クロックの前半周期と後半周期の電圧情報の相殺を避けるとともに、負の半周期の情報を正に変換し利用して、判別の高効率化を図る。次いで、劣化クロック波形を差動の微分波形に整形させ、伝送損失の度合いを、信号が正である時間と負である時間の比で表す。さらに、差動の微分波形を比較器で電圧振幅値を差動波形に揃え、積分器で全周期時間に対して積分し、正電圧値と負電圧の時間差を差分電圧値として取り出す。【選択図】  図１
2008124670.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リファレンス・クロックの１チャネルを含む２チャネル以上からなる差動伝送路を介してデジタル・データを受信するデータ受信装置であって、
送信機側から前記差動伝送路に送信された各データ・チャンネルの信号を受信するデジタル・データ受信部と、
送信機側から前記差動伝送路に送信されたリファレンス・クロックを受信するリファレンス・クロック受信部と、
前記リファレンス・クロック受信部において受信したリファレンス・クロックの前記差動伝送路伝送路を通過したことに起因する波形劣化に基づいて、リファレンス・クロックにおける伝送損失の大小度合いを判別する伝送損失度合い判別部と、
を具備することを特徴とするデータ受信装置。
【請求項２】
リファレンス・クロックの一周期はデータ信号のビット時間の整数倍である、
ことを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。
【請求項３】
前記伝送損失度合い判別部は、伝送損失の大小度合いを伝送路の長さで表す、
ことを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。
【請求項４】
前記伝送損失度合い判別部は、クロック半周期において時間に対する電圧の傾きが正（ｄＶ／ｄｔ＞０）となるクロック・エッジからなる立上がり時間と、クロック半周期において時間に対する電圧の傾きが負（ｄＶ／ｄｔ＜０）となるクロック・エッジからなる立下り時間との時間差に基づいてリファレンス・クロックの波形劣化の度合いを基に前記差動伝送路における信号の伝送損失を判別する、
ことを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。
【請求項５】
前記伝送損失度合い判別部は、前記リファレンス・クロック受信部で受信した劣化クロック波形を整流する全波整流器と、該全波整流された劣化クロック波形を差動の微分波形に整形させる微分器と、該差動の微分波形を電圧振幅値の差動波形に揃える比較器と、該電圧振幅値の差動波形を全周期時間に対して積分して正電圧値と負電圧の時間差を差分電圧値として取り出す積分器を備える、
ことを特徴とする請求項４に記載のデータ受信装置。
【請求項６】
前記伝送損失度合い判別部は、該差分電圧値を伝送損失若しくは伝送路長に対して正規化して、任意の伝送路の伝送損失の度合い若しくは伝送路長を定量化する、
ことを特徴とする請求項５に記載のデータ受信装置。
【請求項７】
前記伝送損失度合い判別部は、クロック信号の立上がり近傍の時間に対する傾きＤｐを検出し、該検出結果に基づいて前記差動伝送路の伝送損失若しくは伝送路長の度合いを判別する、
ことを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。
【請求項８】
前記伝送損失度合い判別部は、前記リファレンス・クロック受信部で受信した劣化クロック波形を整流する全波整流器と、該全波整流された劣化クロック波形を差動の微分波形に整形させる微分器と、該微分波形における振幅レベルを検出するピークホールド部を備える、
ことを特徴とする請求項７に記載のデータ受信装置。
【請求項９】
前記伝送損失度合い判別部は、検出された振幅レベルを伝送損失若しくは伝送路長に対して正規化して、任意長さの伝送路の伝送損失若しくは伝送路長を定量化する
ことを特徴とする請求項８に記載のデータ受信装置。
【請求項１０】
前記伝送損失度合い判別部は、リファレンス・クロックの波形劣化の判別結果に基づいて、前記リファレンス・クロック受信部において受信したリファレンス・クロック及び前記デジタル・データ受信部において受信したデータ信号についての高周波減衰特性を推定し、
前記デジタル・データ受信部及びリファレンス・クロック受信部の後段に前記差動伝送路の伝送損失の周波数特性と反対方向の周波数特性を持った伝送損失補償用フィルタを配設し、前記伝送損失度合い判別部における高周波特性減衰特性の推定結果に基づいて前記フィルタにおける高域利得特性又は低域減衰特性の制御を行なう、
ことを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。
【請求項１１】
前記差動伝送路における抵抗損失に起因する信号全体にわたる振幅方向の変形を補償する抵抗損失補償部をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１０に記載のデータ受信装置。
【請求項１２】
前記抵抗損失補償部は、前記伝送損失度合い判別部による判別結果に基づいて、信号全体にわたって振幅方向の変形を補正する、
ことを特徴とする請求項１１に記載のデータ受信装置。
【請求項１３】
前記抵抗損失補償部は、前記伝送損失補償用フィルタ内に、可変電流制御回路として組み込まれる、
ことを特徴とする請求項１２に記載のデータ受信装置。
【請求項１４】
前記可変電流制御回路は、判別部において伝送損失が大きいと判定されたときに、制御電流を増大して、抵抗損失に伴う受信振幅の低下を補う、
ことを特徴とする請求項１３に記載のデータ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ケーブルなどを用いて伝送した信号の伝送損失を補償するデータ受信装置に係り、特に、周波数に依存する劣化減衰を等化するデータ受信装置に関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、高速のデジタル・データを差動伝送路経由で長距離伝送する際における周波数に依存する劣化減衰を等化するデータ受信装置に係り、特に、差動伝送路に含まれるリファレンス・クロックを用いて高域ゲイン補償をかけて等化処理を行なうデータ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００３】
ＨＤＭＩ（Ｈｉｇｈ  Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）は、主に家電やＡＶ機器向けのデジタル映像及び音声入出力用に策定されたインターフェース規格であり、具体的には、パーソナル・コンピュータとディスプレイの接続に使われるデジタル・インターフェースのＤＶＩ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｓｕａｌ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）をさらに発展させ、１本のケーブルで映像信号、音声信号、及び双方向制御信号を合わせて送受信するように構成されており、取り回しが容易になっている。また、オプションでは制御信号を双方向に伝送させることができ、機器間を中継させることで１台のリモコンを用いて複数のＡＶ機器を制御することができる。
【０００４】
ＨＤＭＩは、物理層には、ＤＶＩにも採用されているディスプレイ映像信号のデジタル伝送方式であるＴＭＤＳ（Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ  Ｍｉｎｉｍｉｚｅｄ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ：遷移時間最短差動信号伝送方式）を使用し、高速なデジタル・データ伝送を実現することができる。ＴＭＤＳは、デジタル・データを差動伝送する手段の１つであり、Ｒ（Ｒｅｄ：赤）／Ｇ（Ｇｒｅｅｎ：緑）／Ｂ（Ｂｌｕｅ：青）という３種類の映像信号と、リファレンス・クロック信号の伝送にそれぞれ１チャネルずつの合計４チャネルからなるリンクで構成される。各映像信号は１０ビットのパラレル信号をシリアル変換し、１クロック周期当たり１０ビットのデータを伝送する。例えば、クロックを５００ＭＨｚとすれば１秒当たり５Ｇビットの映像データを送ることができる（ＨＤＭＩ  ｖｅｒ１．３の実効伝送レートは２５０Ｍｂｐｓ〜３．４Ｇｂｐｓである）。
【０００５】
ＴＭＤＳは、ツイスト・ペア・ケーブルなどの対になった導電体に差動信号として、クロック並びにＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）データを伝搬させるデジタル・データ伝送方式である。この種の伝送方式は、送受信機の電位差変動に強い、外来ノイズをコモンモード電圧除去作用により排除できる、不要輻射を抑制できる、といった利点があり、高速で且つ１０〜１００メートル程度の比較的長い距離のデータ伝送にも用いることができる。
【０００６】
ところで、導電体には必ず有限の単位伝送長当たりの減衰があり、しかもそれは表皮効果や誘電損失に起因する高周波成分に対して顕著に現れる。このため、上述したように高速のデジタル・データをＴＭＤＳやＬＶＤＳといった差動伝送路を通して長距離伝送する際には、伝送路上で信号の減衰や遅延が生じて、データ波形が劣化してしまうことが懸念され、高周波数帯域ほど伝送路上の減衰は大きく、伝送路長が長くなるにつれてより顕著になる。
【０００７】
このような相反関係を解消する手法として、高速デジタル伝送路上での高周波成分の減衰の影響を除去するための等化器（ケーブル・イコライザ）を受信側に設けて、導電体の減衰がなかった信号を再生することが極めて重要であると考えられている。
【０００８】
周波数に依存する劣化減衰（伝送損質：誘電損失、表皮効果による抵抗損失など）を等化する手段として、伝送損失と同量の利得特性を持つように自動利得制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＧＣ）されたハイパス・フィルタを通して元の伝送信号を再生することが一般的である。すなわち、伝送路長に応じて高周波数帯域が劣化減衰するのとはほぼ逆の特性をＡＧＣにより印加する（すなわち高域ゲイン補償をかける）ことで、より広帯域で平坦な特性を得て、伝送前の信号を回復することが好ましい。
【０００９】
このような場合、任意の伝送損失に追従し、それと同量の利得で受信信号を等化するため、任意の伝送損失の度合いを正確に判別する必要がある。実際のケーブル長よりも小さい伝送損失を見積もると、フィードバック電圧が小さくなることからゲイン補償が不足するため、ハイパス・フィルタを通過した信号はＵｎｄｅｒ  Ｅｑｕａｌｉｚｉｎｇとなる。逆に、実際のケーブル長よりも長い伝送損質を見積もると、フィードバック電圧が必要以上に大きくなることからゲイン補償が過剰となって、ハイパス・フィルタを通過した信号はＯｖｅｒ  Ｅｑｕａｌｉｚｉｎｇとなる。
【００１０】
例えば、減衰した後のデータ信号の１と０の間の遷移裾においてある特定のタイミングでサンプリングした電圧を、データ信号のコモンモード電圧と比較して伝送損失の度合い定量化することによって、伝送信号における周波数に依存した伝送損失を補償するための等化器を自動的に調整する適応的な等化方法及びシステムについて提案がなされている（例えば、特許文献１を参照のこと）。
【００１１】
しかしながら、この方法では、ビットレートが数Ｇｂｐｓ程度となる高速伝送では、受信信号をサンプリングするタイミング精度が限界を超えてしまい、受信データ信号から伝送路の伝送損失を性格に判別することが困難になる。最悪の場合には、誤判別によるビット・エラーを起こしてしまうこともあり得る。
【００１２】
ＴＭＤＳのようにクロック・チャネルを含んだシリアル・データ通信系の場合には、周期信号で周波数の低いリファレンス・クロックを利用して、受信データ信号が受けた伝送路の伝送損失を推定する方法が考えられる（例えば、特許文献２、特許文献３を参照のこと）。リファレンス・クロックはＮＲＺデータと同じ振幅で送信され、ＮＲＺデータ周期と同一周期若しくはその整数倍で必ず０と１の遷移を繰り返すことから、基準クロックの受信端での振幅を観測することによって高周波減衰特性を推定することができる。通常、データ伝送においてリファレンス・クロックとＮＲＺデータはほぼ同じ特性を持つ導電体が用いられることから、リファレンス・クロックから推定された減衰特性に基づいてＮＲＺ信号に対する補償フィルタの特性制御を行なうことができる。
【００１３】
受信したリファレンス・クロックのエッジに対して電圧２箇所以上サンプリングし、これらのサンプリング電圧の大小を比較することにより、リファレンス・クロックにおける伝送路の伝送損失の度合いを判別することができ、これに基づいてＮＲＺデータ信号の伝送損失を補償すればよい。このような方法によれば、高速データな伝送路に対しても適用することができる。しかしながら、サンプリングようのタイミングを生成するためのＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋ  Ｌｏｏｐ）やＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ  Ｌｏｃｋ  Ｌｏｏｐ）が必要となるため、回路が複雑且つ肥大化し、消費電力の面でもデメリットがある。
【００１４】
【特許文献１】米国特許公開２００６／００４５１７６号公報
【特許文献２】米国特許公開２００５／０１９５８９４号公報
【特許文献３】特開２００５−８６３７９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本発明の目的は、差動導電体対を介して伝送されるリファレンス・クロック及びＮＲＺ信号を好適に受信することができる、優れたデータ受信装置を提供することにある。
【００１６】
本発明のさらなる目的は、高速のデジタル・データを差動伝送路経由で長距離伝送する際における周波数に依存する劣化減衰をより高い精度で等化することができる、優れたデータ受信装置を提供することにある。
【００１７】
本発明のさらなる目的は、伝送路に含まれるリファレンス・クロックを用いて、高速なデータ信号が受けた伝送路の伝送損失を推定し、高域ゲイン補償をかけて等化処理を行なうことができる、優れたデータ受信装置を提供することにある。
【００１８】
本発明のさらなる目的は、伝送路に含まれるリファレンス・クロックを用いて、回路構成が簡易で低消費電力な仕組みにより受信データ信号における伝送損失を推定し、高域ゲイン補償をかけて等化処理を行なうことができる、優れたデータ受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、リファレンス・クロックの１チャネルを含む２チャネル以上からなる差動伝送路を介してデジタル・データを受信するデータ受信装置であって、
送信機側から前記差動伝送路に送信された各データ・チャンネルの信号を受信するデジタル・データ受信部と、
送信機側から前記差動伝送路に送信されたリファレンス・クロックを受信するリファレンス・クロック受信部と、
前記リファレンス・クロック受信部において受信したリファレンス・クロックの前記差動伝送路伝送路を通過したことに起因する波形劣化に基づいて、リファレンス・クロックにおける伝送損失の大小度合いを判別する伝送損失度合い判別部と、
を具備することを特徴とするデータ受信装置である。但し、リファレンス・クロックの一周期はデータ信号のビット時間の整数倍であるとする。
【００２０】
ＨＤＭＩの物理層としても採用されるＴＭＤＳは、ツイスト・ペア・ケーブルなどの対になった導電体に差動信号として、クロック並びにＮＲＺデータを伝搬させる高速デジタル・データ伝送方式であり、高速で且つ１０〜１００メートル程度の比較的長い距離のデータ伝送にも用いることができる。しかしながら、伝送路上では、表皮効果や誘電損失に起因する高周波成分に対して顕著に現れる減衰が単位伝送長当たりに発生することから、受信側では等化技術により導電体の減衰がなかった信号を再生することが極めて重要である。
【００２１】
周波数に依存する劣化減衰を等化する手段として、伝送損失と同量の利得特性を持つように自動利得制御されたハイパス・フィルタを通して高域ゲイン補償をかけることで元の伝送信号を再生することが一般的である。この場合、任意の伝送損失に追従し、それと同量の利得で受信信号を等化するため、任意の伝送損失の度合いを正確に判別する必要がある。
【００２２】
伝送損失は一般的に、同一材質において伝送路の長さ及び信号周波数のＮ乗に比例して増加する。差動伝送路上でクロック信号伝送用のチャネルはＮＲＺデータ信号伝送用のチャネルはほぼ同じ高周波減衰特性を持つと考えられる。したがって、ＴＭＤＳのようにクロック・チャネルを含んだシリアル・データ通信系の場合には、周期信号で周波数の低いリファレンス・クロックを利用して、受信データ信号が受けた伝送路の伝送損失を推定し、この推定結果に基づいてＮＲＺ信号に対する高域ゲイン補償フィルタの特性制御を行なうという等化方法が考えられる。
【００２３】
本発明に係るデータ受信装置は、受信したリファレンス・クロックの伝送路を通過したことに起因する波形劣化に基づいて、伝送損失の大小度合いを自動判別するようになっている。クロックの波形劣化の度合いは、クロックの振幅変化量と、クロック半周期における立上がりと立下りの時間差の変化量に最も顕著に現れる。クロックの振幅変化量は、入力信号の振幅の大小にも直接影響されることから、本発明では、後者のクロック半周期における立上がりと立下りの時間差を伝送損失の大小度合いの判別度合いとして用いる。
【００２４】
受信したリファレンス・クロックの波形劣化を判別する判別部は、例えば、前記リファレンス・クロック受信部で受信した劣化クロック波形を整流する全波整流器と、該全波整流された劣化クロック波形を差動の微分波形に整形させる微分器と、該差動の微分波形を電圧振幅値の差動波形に揃える比較器と、該電圧振幅値の差動波形を全周期時間に対して積分する積分器で構成することができる。
【００２５】
劣化クロック波形を全波整流することにより、クロックの前半周期と後半周期の電圧情報の相殺を避ける。また、負の半周期の情報を正に変換し利用することによって、判別の高効率化を図ることができる。
【００２６】
そして、全波整流された劣化クロック波形を差動の微分波形に整形させると、伝送損失の度合いを表す情報が、信号が正である時間と負である時間の比で表わされる。
【００２７】
さらに、差動の微分波形を比較器で電圧振幅値を差動波形のように揃えてから、積分器で全周期時間に対して積分すると、正電圧値と負電圧の時間差が差分電圧（ＶＬ）値として現れ、純粋に時間軸の情報だけを精度よく取り出すことができる。
【００２８】
正のＶＬ値は、クロック信号が差動伝送路で伝送損失を受けたことを意味し、その値が高い程、伝送損失が大きい。同一伝送損失の周波数特性を持つ伝送路においては、伝送損失は伝送路長に比例するので、ＶＬ値が高いことは伝送路が長いことになる。したがって、前記伝送損失度合い判別部は、該差分電圧値を伝送損失若しくは伝送路長に対して正規化して、任意の伝送路の伝送損失の度合い若しくは伝送路長を定量化することができる。
【００２９】
あるいは、クロック半周期における立上がりと立下りの時間差以外にも、伝送路長Ｌとの相関ファクタで、クロック信号の立上がり近傍の時間に対する傾きＤｐを検出しこれを評価することによっても、伝送損失（若しくは伝送路長）の度合いを定量化することができる。何故ならば、差動伝送路の長さＬとクロック・エッジの立上がり近傍の時間に対する電圧の傾きＤｐとの関係は、Ｌ２＞Ｌ１＞Ｌ０のときに、Ｄｐ２＜Ｄｐ１＜Ｄｐ０の相関を持つからである。
【００３０】
この場合、受信したリファレンス・クロックの波形劣化を判別する判別部は、例えば、前記リファレンス・クロック受信部で受信した劣化クロック波形を整流する全波整流器と、該全波整流された劣化クロック波形を差動の微分波形に整形させる微分器と、該微分波形における振幅レベルを検出するピークホールド部で構成することができる。すなわち、微分器で微分波形に変換した際に、時間軸の情報ではなく、振幅情報を利用する。伝送損失が大きくなるほどクロック・エッジの立上がり近傍の時間に対する電圧の傾きＤｐが小さくなるので、微分波形においては、正の電圧振幅値が高いほど伝送損失（若しくは伝送路長Ｌ）が小さく、逆に正の電圧振幅値が小さいほど、伝送損失（若しくは伝送路長Ｌ）は大きい。
【００３１】
そして、前記伝送損失度合い判別部は、検出された振幅レベルを伝送損失（若しくは伝送路長Ｌ）に対して正規化することにより、任意長さの伝送路の伝送損失（若しくは伝送路長）を定量的に自動判別することができる。
【００３２】
前記伝送損失度合い判別部は、リファレンス・クロックの波形劣化の判別結果に基づいて、リファレンス・クロック受信部において受信したリファレンス・クロックについての伝送損失を推定することができる。そして、差動伝送路内の各チャネルはほぼ同じ高周波減衰特性を持つことから、リファレンス・クロックの波形劣化の判別結果に基づいて高速デジタル・データ受信部において受信したデータ信号についても、その伝送損失を推定することができる。
【００３３】
したがって、高速デジタル・データ受信部並びにリファレンス・クロック受信部それぞれの後段に、差動伝送路の伝送損失の周波数特性と反対方向の周波数特性を持った伝送損失補償用フィルタを配設し、判別部の判別結果に基づいてこれらの伝送損失補償用フィルタについての高域利得若しくは低域減衰の特性制御を行なうことにより、伝送損失を相殺あるいは緩和することができる。
【００３４】
伝送路の損失には、周波数に依存する伝送損失の他に、周波数と独立するＤＣ成分の抵抗損失がある。このＤＣ成分の抵抗損失は、周波数とは無関係に、伝送路長に比例して変化し、クロック信号全体にわたって振幅方向に変形する。つまり、伝送路が短いほど、抵抗損失が低く、受信振幅は大きくなるが、伝送が大きくなるにつれて抵抗損失が高くなることから受信振幅が小さくなってしまう。
【００３５】
このため、本発明に係るデータ受信装置は、差動伝送路における抵抗損失に起因する信号全体にわたる振幅方向の変形を補償する抵抗損失補償部をさらに備えていても良い。
【００３６】
前記伝送損失度合い判別部は、伝送損失の大小度合いを伝送路の長さで表すことができる。したがって、抵抗損失補償部は、前記伝送損失度合い判別部による判別結果に基づいて、信号全体にわたって振幅方向の変形を補正するようにすればよい。
【００３７】
前記抵抗損失補償部は、伝送損失補償用フィルタ内に、可変電流制御回路として組み込むことができる。判別部において伝送損失が小さいと判定されたときには、伝送路が短く抵抗損失は大きくない。これに対し、判別部において伝送損失が大きいと判定されたときには、伝送路が長く抵抗損失が甚だしくなり、受信振幅が低下していることが推定されるので、可変電流制御回路において制御電流を増大して、受信振幅の低下を補うようにすればよい。
【発明の効果】
【００３８】
本発明によれば、高速のデジタル・データを差動伝送路経由で長距離伝送する際における周波数に依存する劣化減衰をより高い精度で等化することができる、優れたデータ受信装置を提供することができる。
【００３９】
また、本発明によれば、伝送路に含まれるリファレンス・クロックを用いて、高速なデータ信号が受けた伝送路の伝送損失を推定し、高域ゲイン補償をかけて等化処理を行なうことができる、優れたデータ受信装置を提供することができる。
【００４０】
本発明によれば、伝送路の伝送損失の判別は送られてきた高速データ信号から判別するのでは無く、リファレンス・クロックを使って損失判別を行なうので、より高速信号に対応し、ノイズに強く、安定且つ精度の高い判別が可能である。また、低い検出精度の故の送信器における送信制限をなくすことができるので、送信機の設計自由度の向上、伝送回路の高速化などに効果が挙げられる。
【００４１】
また、本発明に係る伝送損失の推定方法によれば、構成素子数、回路面積、消費電力などが格段に改善される。例えば、マルチチャネルを有する大規模な回路では、従来までは回路面積や消費電流の過大により制限されていた回路性能を実現することができる。
【００４２】
また、本発明に係るＮＲＺ信号の等化方法によれば、素子間の製造ばらつきや温度変化による特性変動が回路の動作マージンを小さくなることから、回路構成素子数が少なくて済み、より広い動作マージンを確保することができる。
【００４３】
また、本発明に係るＮＲＺ信号の等化方法によれば、入力信号振幅に依存せず、広いクロック周波数範囲に渡って、最適な自動等化制御ができるため、広範な仕様を持った伝送系においても適用できる。
【００４４】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００４６】
図１には、本発明を適用することが可能な通信システムの構成例を模式的に示している。図示の通信システムは、送信機と受信機の対からなり、送信機と受信機間は差動伝送路１０３を介して相互接続されている。
【００４７】
差動伝送路１０３は、リファレンス・クロックの１チャネルを含む２チャネル以上からなる高速デジタル伝送路であり、その一例はＨＤＭＩなどにおいて採用されるＴＤＭＳに従った伝送路である。この種の差動伝送路１０３では、表皮効果や誘電損失に起因する高周波成分に対して顕著に現れる減衰が単位伝送長当たりに発生する。
【００４８】
送信機は、高速デジタル・データ発生回路１０１と、リファレンス・クロック発生回路１０２を備えている。
【００４９】
高速デジタル信号発生回路１０１は、差動の高速ＮＲＺデータ信号を発生し、差動伝送路１０３を介して受信機へ送信する。
【００５０】
リファレンス・クロック発生回路１０２は、差動のクロック信号を発生し、差動伝送路１０３の別のチャネルを通して受信機へ送信する。リファレンス・クロック発生回路１０２から発生するクロック信号は周期的なパルスであって、その周波数は、高速デジタル・データ発生回路１０１から発生するデータ信号のビットレートより低い。具体的には、クロックの一周期が、１０倍のビット時間に相当する。
【００５１】
差動伝送路１０３は、一定の減衰量を限界長とする任意な線路長Ｌを有して、単位長当たりの減衰量や遅延量が一定である。差動伝送路１０３に含む２つ以上のチャンネルは、長さや、太さ、材質、ペア間距離、シールド、終端など物理的な構造において差異が無いことが理想である。したがって、信号が伝送路１０３の各チャンネルで受ける伝送損失、抵抗損失は同程度であると見なされ、差動伝送路１０３から受信機に到着した各チャンネルの信号は同程度の劣化を受ける。すなわち、クロック信号伝送用のチャネルはＮＲＺデータ信号伝送用のチャネルはほぼ同じ高周波減衰特性を持つと理解されたい。
【００５２】
受信機は、高速デジタル・データ受信回路１０４と、リファレンス・クロック受信回路１０５と、判別回路１０６を備えている。受信機は、例えばＨＤＭＩケーブルを介してデジタルＡＶ信号を受信するＴＶモニタなどのＨＤＭＩ対応ＡＶ機器や、ＨＤＭＩ信号を中継する中継器として構成される。
【００５３】
高速デジタル・データ受信回路１０４は、送信機側から差動伝送路１０３に送信された各データ・チャンネルの信号を受信する。また、リファレンス・クロック受信回路１０５は、送信機側から差動伝送路１０３に送信されたクロック信号のみを受信する。
【００５４】
判別回路１０６は、受信したリファレンス・クロックを用いて、差動伝送路１０３上における伝送損失の度合いを自動で判別する。伝送損失は一般的に、同一材質において伝送路の長さ及び信号周波数のＮ乗に比例して増加する。すなわち、伝送路１０３から受信機に到着した各チャンネルの信号は同程度の劣化を受け、クロック信号伝送用のチャネルはＮＲＺデータ信号伝送用のチャネルはほぼ同じ高周波減衰特性を持つ。このことから、判別回路１０６におけるリファレンス・クロックの波形劣化の判別結果に基づいて、ＮＲＺデータ信号伝送用のチャネルにおける高周波減衰特性を推定して、高域ゲイン補償フィルタの特性制御を行なうことができる。
【００５５】
なお、リファレンス・クロックからデータ・チャネルの高周波減衰特性を推定する際、同じ振幅で送信されないと推定に余計な誤差を生じる。本発明のようにリファレンス・クロックのエッジ形状を基にデータ・チャネルの高周波減衰特性を推定する方法では、原理的には振幅差による影響は無いが、振幅差が大きく存在すると、回路のダイナミックレンジ制限に引っ掛かって、動作の線形性を損なう可能性は考えられる。ＴＤＭＳ規定では、リファレンス・クロックはＮＲＺデータと同じ振幅で送信されることが定められており、高速デジタル・データ発生回路１０１が発生するデータ信号の振幅と同じ振幅のクロック信号を発生するから、問題ないと思料される。
【００５６】
本実施形態では、判別回路１０６は、リファレンス・クロック受信回路１０５において受信したリファレンス・クロックの伝送路を通過したことに起因する波形劣化に基づいて、伝送損失の大小度合いを判別する。判別回路１０６において伝送損失の度合いを判別する動作原理について、図２並びに図３を参照しながら説明する。
【００５７】
図２には、リファレンス・クロックが差動伝送路１０３で伝送損失を受け、波形が劣化する様子を示している。同図において、左側がリファレンス・クロック発生回路１０２から出力された直後のクロックの波形であり、右側が差動伝送路１０３を通過してリファレンス・クロック受信回路１０５で受信したクロック劣化波形である。
【００５８】
クロックの波形劣化の度合いは、例えば、クロックの振幅変化量（図２中の送信側の振幅Ｖ０から受信側の振幅Ｖ１への減衰）と、クロック半周期における立上がりと立下りの時間差（図２中のΔｔｘｐ−Δｔｘｍ）の変化量などに最も顕著に現れる。但し、ここで言う「立上がり時間」はクロック半周期において時間に対する電圧の傾きが正（ｄＶ／ｄｔ＞０）となるクロック・エッジ時間であり、「立下り時間」は時間に対する電圧の傾きが負（ｄＶ／ｄｔ＜０）となるクロック・エッジ時間である。したがって、クロックの振幅変化量、又はクロック半周期における立上がりと立下りの時間差に基づいて伝送損失の大小度合いの判別度合いを表すことができる。
【００５９】
前者のクロックの振幅変化量は、入力信号の振幅の大小にも直接影響される。そこで、本実施形態では、判別回路１０６は、後者のクロック半周期における立上がりと立下りの時間差を、伝送損失の大小度合いの判別度合いとして用いることにする。
【００６０】
伝送損失は一般的に、同一材質において伝送路の長さ及び信号周波数のＮ乗に比例して増加する。また、伝送損失の大小度合いを伝送路の長さで表すことができる。図３Ａ〜図３Ｃには、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてリファレンス・クロックの波形が劣化していく様子を示している。各図を比較すると、Ｌ２＞Ｌ１＞Ｌ０とすると、以下の関係が成り立っている。
【００６１】
（Δｔ２Ｐ−Δｔ２ｍ）＞（Δｔ１Ｐ−Δｔ１ｍ）＞（Δｔ０Ｐ−Δｔ０ｍ）
【００６２】
すなわち、差動伝送路１０３の長さＬが過大でクロック波形が過度に歪んでしまった場合を除くと、差動伝送路１０３が長くなるにつれて、クロック半周期における立上がりと立下りの時間差（Δｔｘｐ−Δｔｘｍ）は大きくなっていく。（勿論、差動伝送路１０３が長くなるにつれてクロックの振幅も小さくなっている。）したがって、判別回路１０６は、クロック受信回路１０５に対して立上がりと立下りの時間差（Δｔｘｐ−Δｔｘｍ）を検出し、これを評価することにより、任意長さの差動伝送路１０３における伝送損失及び長さを定量的に自動判別する。
【００６３】
図４Ａには、判別回路１０６の回路構成例を示している。また、図４Ｂには、図４Ａに示した回路をバイポーラ型トランジスタで構成した等価回路を示している。判別回路１０６は、全波整流器１０６Ａと、微分器１０６Ｂと、比較器１０６Ｃと、積分器１０６Ｄで構成される。図４Ｃには、判別回路１０６に入力される（波形劣化した）リファレンス・クロック、並びに各部１０６Ａ〜１０６Ｄを通過した後の信号波形を示している。
【００６４】
クロック受信回路１０５で受信した劣化クロック波形に対して、まず全波整流器１０６Ａにより整流する。これによって、クロックの前半周期と後半周期の電圧情報の相殺を避けることができる。また、負の半周期の情報を正に変換し利用することによって、判別の高効率化を図ることができる。
【００６５】
次いで、微分器１０６Ｂにより差動の微分波形に整形させる。この際に、伝送損失の度合いを表す情報が、信号が正である時間と負である時間の比で表わされるように転換することになる。
【００６６】
次いで、純粋に時間軸の情報だけを精度よく取り出すために、差動の微分波形を比較器１０６Ｃで電圧振幅値を差動波形のように揃える。そして、正負電圧の絶対値が同じになったため、積分器１０６Ｄで全周期時間に対して積分すると、正電圧値と負電圧の時間差が差分電圧（ＶＬ）として現れる。
【００６７】
図５には、判別回路１０６から供給されるＶＬ値と伝送損失（利得）の周波数特性との相関を示している。正のＶＬ値は、クロック信号が差動伝送路１０３で伝送損失を受けたことを意味し、その値が高い程、伝送損失が大きい。同一伝送損失の周波数特性を持つ伝送路においては、伝送損失は伝送路長に比例するので、ＶＬ値が高いことは伝送路Ｌが長いことになる。したがって、図５Ａに示すように、ＶＬ値が高い、すなわち伝送路長Ｌが長くなるほど、周波数に依存した伝送損失の度合いが激しくなる。ＶＬ電圧値を伝送損失（若しくは伝送路長）に対して正規化すれば、ＶＬ値を観測することによって、任意の伝送路の伝送損失の度合い（若しくは伝送路長）を定量化することができる。
【００６８】
ちなみに、ＶＬ値が０の場合は、クロック信号が伝送損失を受けていない、若しくは、伝送損失と相殺する利得の周波数特性を持つ回路素子を通した、状態で受信されたことを意味する。この場合、図５Ｂに示すように、伝送損失は周波数に依存しない。
【００６９】
また、ＶＬ値が負の場合は、クロック信号が伝送損失より大きな利得の周波数特性を持つ回路素子を経由して受信されたことを意味する。この場合、図５Ｃに示すように、高周波数になるほど伝送特性が向上することになる。
【００７０】
本実施形態では、純粋な差動伝送路を対象としており、ＶＬ値が０と負の場合が対象外である。但し、本発明の応用例においては、ＶＬ値の符号を判別条件として用いることができる。
【００７１】
図４に示した実施形態では、クロック半周期における立上がりと立下りの時間差（図２中のΔｔｘｐ−Δｔｘｍ）に基づいてクロックの波形劣化の度合いを判定しているが、伝送路長Ｌとの相関ファクタで、クロック信号の立上がり近傍の時間に対する傾きＤｐを検出しこれを評価することによっても、伝送損失（若しくは伝送路長）の度合いを定量化することができる。
【００７２】
図６Ａ〜図６Ｃには、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてクロック信号の立上がり近傍の時間に対する傾きＤｐが変化していく様子を示している。各図を比較すると、差動伝送路１０３の長さＬとクロック・エッジの立上がり近傍の時間に対する電圧の傾きＤｐとの関係は、Ｌ２＞Ｌ１＞Ｌ０のときに、Ｄｐ２＜Ｄｐ１＜Ｄｐ０の相関を持つことが分かる。但し、差動伝送路１０３の長さＬが過大でクロック波形が過度に歪んでしまった場合を除く。
【００７３】
図７には、伝送路長Ｌとの相関ファクタで、クロック信号の立上がり近傍の時間に対する傾きＤｐを検出評価するための判別回路１０６の構成例を示している。判別回路１０６は、全波整流器１０６Ａと、微分器１０６Ｂと、増幅器１０６Ｅと、ピークホールド回路１０６Ｆで構成される。
【００７４】
クロック受信回路１０５で受信した劣化クロック波形に対して、まず全波整流器１０６Ａにより整流する。次いで、微分器１０６Ｂにより差動の微分波形に整形させる。ここで、微分器１０６Ｂで微分波形に変換した際には、図４に示した実施形態とは相違し、時間軸の情報ではなく、振幅情報を利用することになる。つまり、伝送損失が大きくなるほどクロック・エッジの立上がり近傍の時間に対する電圧の傾きＤｐが小さくなるので、微分波形においては、正の電圧振幅値が高いほど伝送損失（若しくは伝送路長Ｌ）が小さく、逆に正の電圧振幅値が小さいほど伝送損失（若しくは伝送路長Ｌ）は大きいことになる。
【００７５】
前段の全波整流器１０６Ａのために、微分後の電圧振幅値は一般的に整流前の半分以下に小さくなる。そこで、精度よく検出できるレベルまで、一旦増幅器１０６Ｅで増幅してから、ピークホールド回路１０６Ｆで振幅レベルを検出する。そして、検出された振幅レベルを伝送損失（若しくは伝送路長Ｌ）に対して正規化することにより、任意長さの伝送路の伝送損失（若しくは伝送路長）を定量的に自動判別することができる。
【００７６】
図４又は図７に示した判別回路１０６によるリファレンス・クロックの波形劣化の判別結果に基づいて、リファレンス・クロック受信回路１０５において受信したリファレンス・クロックについての伝送損失を推定することができる。また、差動伝送路１０３を通じて受信機に到来した各チャンネルの信号は同程度の波形劣化を受けることから、クロック信号伝送用のチャネルはＮＲＺデータ信号伝送用のチャネルはほぼ同じ高周波減衰特性を持つと理解されるので、判別回路１０６によるリファレンス・クロックの波形劣化の判別結果に基づいて高速デジタル・データ受信回路１０４において受信したデータ信号についても、その伝送損失を推定することができる。
【００７７】
したがって、高速デジタル・データ受信回路１０４並びにリファレンス・クロック受信回路１０５それぞれの後段に高域ゲインを補償するフィルタ回路１０７、１０８を配設し、判別回路１０６の判別結果に基づいてこれらの高域ゲイン補償フィルタの特性制御を行なうことにより、元の伝送信号をより高い精度で再生する等化処理を行なうことができる。図８には、この場合の通信システムの構成例を示している。リファレンス・クロック受信回路１０５で受信したクロックの劣化信号に対して、差動伝送路１０３の伝送損失の周波数特性と反対方向の周波数特性を持った高域利得型フィルタ１０７、１０８を用いて、伝送損失を相殺あるいは緩和する。なお、フィルタ１０７、１０８として、高域利得型ではなく低域減衰型のフィルタを適用しても、同様の効果を得ることができる。
【００７８】
図９Ａには、高域利得可変型に構成されたフィルタ１０７を備えた受信機の構成例を示している。また、図１０Ａには、高周波数帯域が劣化減衰した劣化信号に対して、判別回路１０６から出力される制御電圧ＶＬにより特性制御される高周波利得型フィルタを適用して周波数等化を行なう動作原理を示している。この場合のフィルタ１０７は、制御電圧ＶＬ１〜ＶＬ２に従って高域利得可変できる動作をするように構成されており、差動伝送路１０３の伝送損失と相殺あるいは緩和する適切な制御電圧ＶＬを判別回路１０６から供給することにより、受信した劣化信号の再生整形することができる。この場合、ＶＬはＶＬ１とＶＬ２の差動電圧に相当する。
【００７９】
一方、図９Ｂには、低域減衰可変型に構成されたフィルタ１０７を備えた受信機の構成例を示している。また、図１０Ｂには、高周波数帯域が劣化減衰した劣化信号に対して、判別回路１０６から出力される制御電圧ＶＬにより特性制御される低周波減衰型フィルタを適用して周波数等化を行なう動作原理を示している。この場合のフィルタ１０７は、制御電圧ＶＬに従って低域利得可変できる動作をするように構成されており、差動伝送路１０３の伝送損失と相殺あるいは緩和する適切な制御電圧ＶＬを判別回路１０６から供給することにより、受信した劣化信号の再生整形することができる。
【００８０】
ここで、クロック半周期における立上がりと立下りの時間差（Δｔｘｐ−Δｔｘｍ）に基づいてクロックの波形劣化の度合いの判定を行なう判別回路１０６を用いた場合を例にとって考察してみる。
【００８１】
ある初期制御電圧ＶＬ０（例えば０Ｖ）をフィルタ１０７、１０８に与えたときに、もし最適制御電圧ＶＡよりＶＬ０が低ければ、伝送損失の判別回路１０６では、フィルタ１０８で受信したクロック再生信号に対して、ＶＬ＝ＶＬ１＞ＶＬ０の判別結果となる。ＶＬ１の制御電圧をフィルタ１０８にフィットバックすることによって、フィルタ１０８により高い利得特性を生成させることになる。
【００８２】
反対に、もし最適制御電圧ＶＡよりＶＬ０が高ければ、伝送損失の判別回路１０６では、ＶＬ＝ＶＬ１＜ＶＬ０の判別結果となる。ＶＬ１をフィルタ１０８にフィットバックすることによって、フィルタ１０８により低い利得特性を生成させることになる。
【００８３】
このようにフィットバック周期の増加につれて、ＶＬが次第に最適制御電圧ＶＡに収束していくので、フィルタ１０８の出力部では広い帯域でフラットとなる周波数特性が得られる。
【００８４】
フーリエ理論に基づければ、クロック信号も異なった周波数の正弦波の足し合せと見なすことができる。利得（若しくは減衰）が周波数に依存せずに一定ということは、クロック信号が振幅の増減以外に、波形の劣化がないことを意味する（実際の動作特性には、カットオフ周波数という再生できない周波数領域が存在するので、補償できない分に多少の劣化が生じる）。したがって、クロック信号が伝送路において受けた伝送損失を、判別回路１０６によって伝送損失の度合いを定量化し、フィルタ１０８によってクロック信号の伝送損失を補償することになる。
【００８５】
同様に、データ信号も異なった周波数の正弦波の足し合わせと見なすことかせできるので、クロック信号と同程度の伝送損失を受けたときには、フィルタ１０７についても同程度のフィルタ特性で補償すれば良い。そのため、判別回路１０６によって、生成された制御電圧ＶＬをデータ・チャンネルのフィルタ１０７にもフィットバックを掛けるようにすれば、データ信号の等化を同様に行なうことができる。
【００８６】
図１１には、判別回路１０６が任意の伝送損失に対して制御電圧ＶＬの適応過程における動作イメージを示している。
【００８７】
微分器１０６Ｂにより整形された差動の微分波形は、伝送損失の度合いを、信号が正である時間と負である時間の比で表している。そして、比較器１０６Ｃで電圧振幅値を揃えてから積分きで全周期時間にわたって積分して正電圧値と負電圧の時間差が差分電圧ＶＬとして現れる。
【００８８】
判別回路１０６から供給される差分電圧ＶＬが最適制御電圧ＶＡよりも低い場合（ＶＬ＜ＶＡ）には、Ｕｎｄｅｒ  Ｅｑｕａｌｉｚｉｎｇの状態となり、図１１Ａに示すように、判別回路１０６の出力は伝送損失が補償されていないことを差分電圧ＶＬが高いことによって表す。このような場合、現在の制御電圧ＶＬから所定値αだけ加算した制御電圧（ＶＬ＋α）をフィルタ１０７、１０８へ供給する。
【００８９】
これに対し、判別回路１０６から供給される差分電圧ＶＬが最適制御電圧ＶＡよりも高い場合（ＶＬ＞ＶＡ）には、Ｏｖｅｒ  Ｅｑｕａｌｉｚｉｎｇの状態となり、図１１Ｂに示すように、判別回路１０６の出力はクロック信号が伝送損失より大きな利得の周波数特性を持つことを負の差分電圧値ＶＬによって表す。このような場合、現在の制御電圧ＶＬから所定値αだけ減算した制御電圧（ＶＬ−α）をフィルタ１０７、１０８へ供給する。
【００９０】
また、伝送路の損失には、これまで説明してきたような周波数に依存する伝送損失の他に、周波数と独立するＤＣ成分の抵抗損失がある。この抵抗損失は差動伝送路１０３の直列抵抗による成分であり、材質構造が安定均一した伝送路においては、伝送路長に比例して変化する。周波数と関係なく存在するこの抵抗損失によって、クロック信号全体が振幅方向に変形する。つまり、伝送路が短いほど、抵抗損失が低く、受信振幅は大きくなるが、伝送路が長くなるにつれて抵抗損失が高くなることから受信振幅が小さくなってしまう。
【００９１】
図１２には、周波数依存の伝送損失に加えて、抵抗損失も併せて補償する受信機の構成例を示している。図１２Ａに示す回路構成例では、高域利得可変型のフィルタ１０７に対して、可変電流制御回路１０９が組み込まれている。また、図１２Ｂに示す回路構成例では、低域減衰可変型のフィルタ１０７に対して、可変電流制御回路１０９が組み込まれている。また、図１２Ｃには、可変電流制御回路１０９における電流を判別回路１０６からの信号ＶＬを用いて制御する仕組みを示している。図１２Ａ及び図１２Ｂに示したいずれの回路においても、判別回路１０６で得られた判別信号ＶＬを用いて伝送損失とともに、抵抗損失も補償若しくは緩和することができる。
【００９２】
可変電流制御回路１０９は、判別回路１０６から供給される制御電圧ＶＬが最小若しくは所定値を下回るときには、抵抗損失は大きくないものとして、制御電流を一定値Ｉに保つ。一方、判別回路１０６から供給される制御電圧ＶＬが最大若しくは所定値を超えるときには、伝送損失が大きい、すなわち伝送路が長く、これに比例した抵抗損失により受信振幅が低下している。このような場合、可変電流制御回路１０９における制御電流をＩからＩ（１＋α）まで増大することによって（但し、αは正の数）、受信振幅の低下を補償することができる。
【００９３】
例えば、対象となる差動伝送路１０３の最大と最小抵抗損失の差が−３ｄＢとする。出力電圧換算では、約Ｖｏ〜１．４×Ｖｏになる。図１２Ｃにおいて、α＝０．４だけ電流を流せば、可変制御電流回路１０９には（ＶＬ１−ＶＬ２）に比例したＩ〜１．４×ＩのＤＣ電流が流れる。これによって、フィルタ１０７，１０８の出力負荷ではＶｏ〜１．４×Ｖｏの出力振幅が得られるため、伝送路３ｄＢの抵抗損失が伝送損失とともに補償することができる。
【産業上の利用可能性】
【００９４】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【００９５】
本明細書では、ＨＤＭＩインターフェースに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。高速のデジタル・データをＴＭＤＳやＬＶＤＳといった差動伝送路を通して長距離伝送するその他の場合や、リファレンス・クロックを含んだシリアル通信のさまざまな受信系においてケーブル等化を行なう際に、同様に本発明を適用することができる。
【００９６】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
【図面の簡単な説明】
【００９７】
【図１】図１は、本発明を適用することが可能な通信システムの構成例を模式的に示した図である。
【図２】図２は、リファレンス・クロックが伝送路１０３で伝送損失を受け、波形が劣化する様子を示した図である。
【図３Ａ】図３Ａは、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてリファレンス・クロックの波形が劣化していく様子を示した図である。
【図３Ｂ】図３Ｂは、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてリファレンス・クロックの波形が劣化していく様子を示した図である。
【図３Ｃ】図３Ｃは、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてリファレンス・クロックの波形が劣化していく様子を示した図である。
【図４Ａ】図４Ａは、判別回路１０６の回路構成例を示した図である。
【図４Ｂ】図４Ｂは、図４Ａに示した回路をバイポーラ型トランジスタで構成した等価回路を示した図である。
【図４Ｃ】図４Ｃは、判別回路１０６に入力される（波形劣化した）リファレンス・クロック、並びに各部１０６Ａ〜１０６Ｄを通過した後の信号波形を示した図である。
【図５Ａ】図５Ａは、判別回路１０６から供給されるＶＬ値と伝送損失（利得）の周波数特性との相関を示した図である。
【図５Ｂ】図５Ｂは、判別回路１０６から供給されるＶＬ値と伝送損失（利得）の周波数特性との相関を示した図である。
【図５Ｃ】図５Ｃは、判別回路１０６から供給されるＶＬ値と伝送損失（利得）の周波数特性との相関を示した図である。
【図６Ａ】図６Ａは、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてクロック信号の立上がり近傍の時間に対する傾きＤｐが変化していく様子を示した図である。
【図６Ｂ】図６Ｂは、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてクロック信号の立上がり近傍の時間に対する傾きＤｐが変化していく様子を示した図である。
【図６Ｃ】図６Ｃは、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてクロック信号の立上がり近傍の時間に対する傾きＤｐが変化していく様子を示した図である。
【図７】図７は、伝送路長Ｌとの相関ファクタで、クロック信号の立上がり近傍の時間に対する傾きＤｐを検出評価するための判別回路１０６の構成例を示した図である。
【図８】図８は、高速デジタル・データ受信回路１０４並びにリファレンス・クロック受信回路１０５それぞれの後段に高域ゲインを補償するフィルタ回路１０７、１０８を配設した場合の通信システムの構成例を示した図である。
【図９Ａ】図９Ａは、高域利得可変型に構成されたフィルタ１０７を備えた受信機の構成例を示した図である。
【図９Ｂ】図９Ｂは、低域減衰可変型に構成されたフィルタ１０７を備えた受信機の構成例を示した図である。
【図１０Ａ】図１０Ａは、高周波数帯域が劣化減衰した劣化信号に対して、判別回路１０６から出力される制御電圧ＶＬにより特性制御される高周波利得型フィルタを適用して周波数等化を行なう動作原理を示した図である。
【図１０Ｂ】図１０Ｂは、高周波数帯域が劣化減衰した劣化信号に対して、判別回路１０６から出力される制御電圧ＶＬにより特性制御される低周波減衰型フィルタを適用して周波数等化を行なう動作原理を示した図である。
【図１１Ａ】図１１Ａは、判別回路１０６が任意の伝送損失に対して制御電圧ＶＬの適応過程における動作イメージ（但し、Ｕｎｄｅｒ  Ｅｑｕａｌｉｚｉｎｇ状態のとき）を示した図である。
【図１１Ｂ】図１１Ｂは、判別回路１０６が任意の伝送損失に対して制御電圧ＶＬの適応過程における動作イメージ（但し、Ｏｖｅｒ  Ｅｑｕａｌｉｚｉｎｇ状態のとき）を示した図である。
【図１２Ａ】図１２Ａは、高域利得可変型のフィルタ１０７に対して、可変電流制御回路１０９が組み込まれている受信機の構成例を示した図である。
【図１２Ｂ】図１２Ｂは、低域減衰可変型のフィルタ１０７に対して、可変電流制御回路１０９が組み込まれている受信機の構成例を示した図である。
【図１２Ｃ】図１２Ｃは、可変電流制御回路１０９における電流を判別回路１０６からの信号ＶＬを用いて制御する仕組みを示した図である。
【符号の説明】
【００９８】
１０１…高速デジタル・データ発生回路
１０２…リファレンス・クロック発生回路
１０３…差動伝送路
１０４…高速デジタル・データ受信回路
１０５…リファレンス・クロック受信回路
１０６…判別回路
１０６Ａ…全波整流器
１０６Ｂ…微分器
１０６Ｃ…比較器
１０６Ｄ…積分器
１０６Ｅ…増幅器
１０６Ｆ…ピークホールド回路
１０７、１０８…フィルタ
１０９…可変電流制御回路
【図４Ａ】
2008124670.tif 000003
【図４Ｂ】
2008124670.tif 000004
【図４Ｃ】
2008124670.tif 000005
【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図７】
2008124670.tif 000009
【図９Ａ】
2008124670.tif 000010
【図９Ｂ】
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【図１０Ａ】
2008124670.tif 000012
【図１０Ｂ】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１２Ｃ】
2008124670.tif 000018
【図１】
2008124670.tif 000019
【図２】
2008124670.tif 000020
【図３Ａ】
2008124670.tif 000021
【図３Ｂ】
2008124670.tif 000022
【図３Ｃ】
2008124670.tif 000023
【図６Ａ】
2008124670.tif 000024
【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図８】
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