(57)【要約】【課題】差動伝送路に含まれる各チャネルにおいて、信号に含まれるＤＣオフセット成分を正確に取り除いて、最適な受信波形に変換する。【解決手段】ＴＤＭＳのようにリファレンス・クロックの１チャネルを含む２チャネル以上からなる差動伝送路において、クロック及びデータの各チャネルに対して量子化帰還回路を配設するとともに、クロック信号から振幅情報を抽出し、この振幅情報に基づいてクロック及びデータの各チャネルでの入力信号振幅を推定すると、それぞれのチャネルの量子化帰還回路において量子化帰還出力振幅を入力信号振幅に追随させて、量子化帰還回路の動作条件を成立させる。【選択図】  図２
2008124669.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リファレンス・クロックの１チャネルを含む２チャネル以上からなる差動伝送路を介して送信機からのデジタル・データを受信するデータ受信装置であって、
前記送信機側から前記差動伝送路に送信された各データ・チャンネルの信号を受信するデジタル・データ受信部と、
前記送信機側から前記差動伝送路に送信されたリファレンス・クロックを受信するリファレンス・クロック受信部と、
前記リファレンス・クロック受信部において受信したリファレンス・クロックにおける振幅情報を抽出する振幅情報抽出部と、
前記デジタル・データ受信部及び前記リファレンス・クロック受信部それぞれの後段に配設され、各部からＤＣオフセット成分を含んだ信号を入力し、前記振幅情報抽出部から供給される入力信号振幅に量子化帰還出力振幅を追随させて該ＤＣオフセット成分を除去する量子化帰還部と、
を具備することを特徴とするデータ受信装置。
【請求項２】
リファレンス・クロックの一周期はデータ信号のビット時間の整数倍である、
ことを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。
【請求項３】
前記の各量子化帰還部は、ＤＣオフセット電圧Ｖｏｓを含んだ入力信号と当該量子化帰還部におけるフィードバック電圧ＶＦＢからなる出力信号を加算する加算器と、前記加算器の出力に基づいてＤＣオフセットを相殺する振幅からなる量子化帰還出力信号を生成する比較器と、該量子化帰還出力信号を積分してＤＣオフセット電圧Ｖｏｓと相殺するフィードバック電圧ＶＦＢを生成して前記加算器に入力する積分器を備え、前記振幅情報抽出部から供給される入力信号振幅に量子化帰還出力振幅を追随させながら、該入力信号の信号振幅に当該量子化帰還部の出力振幅が一致することを動作条件とする量子化帰還の動作原理に基づいて入力信号に含まれるＤＣオフセット成分を除去する、
ことを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。
【請求項４】
前記リファレンス・クロック受信部において受信したリファレンス・クロックの前記差動伝送路伝送路を通過したことに起因する波形劣化に基づいて、リファレンス・クロックにおける伝送損失の大小度合いを判別する伝送損失度合い判別部と、
前記デジタル・データ受信部及びリファレンス・クロック受信部の後段にそれぞれ配設された、前記差動伝送路の伝送損失の周波数特性と反対方向の周波数特性を持った伝送損失補償用フィルタとをさらに備え、前記の各量子化帰還部は該伝送損失補償用フィルタの後段に配設され、
前記伝送損失度合い判別部における高周波特性減衰特性の推定結果に基づいて前記フィルタにおける高域利得特性又は低域減衰特性の制御を行なう、
ことを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。
【請求項５】
前記送信機側から差動伝送路の各チャネルへの出力信号が一定の振幅を有する場合において、
前記振幅情報抽出部は、（前記リファレンス・クロック受信部において受信したリファレンス・クロックから振幅情報を抽出することに代えて）、前記伝送損失度合い判別部により推定された伝送路の減衰量と、前記送信機からの出力信号振幅に基づいて、受信信号振幅を算出する、
ことを特徴とする請求項４に記載のデータ受信装置。
【請求項６】
前記の各量子化帰還部は該伝送損失補償用フィルタそれぞれの後段に、送信機が差動伝送路に送出する際と同じ振幅の信号を再生する送信信号振幅再生部をさらに備える、
ことを特徴とする請求項４に記載のデータ受信装置。
【請求項７】
前記の各送信信号振幅再生部は、前記振幅情報抽出部において抽出された振幅情報に基づいて、送信信号の振幅を再生する、
ことを特徴とする請求項６に記載のデータ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル・データを差動伝送路経由で受信するデータ受信装置に係り、特に、デューティ・サイクルが５０％でない高速ＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）信号を伝送する際に差動電圧に発生するＤＣオフセットを除去するデータ受信装置に関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、データ信号に混入したＤＣオフセットを量子化帰還により補償するデータ受信装置に係り、特に、振幅の定めていない高速データ信号に対しても、量子化帰還により正確にＤＣオフセットを除去するデータ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００３】
ＨＤＭＩ（Ｈｉｇｈ  Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）は、主に家電やＡＶ機器向けのデジタル映像及び音声入出力用に策定されたインターフェース規格であり、具体的には、パーソナル・コンピュータとディスプレイの接続に使われるデジタル・インターフェースのＤＶＩ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｓｕａｌ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）をさらに発展させ、１本のケーブルで映像信号、音声信号、及び双方向制御信号を合わせて送受信するように構成されており、取り回しが容易になっている。また、オプションでは制御信号を双方向に伝送させることができ、機器間を中継させることで１台のリモコンを用いて複数のＡＶ機器を制御することができる。
【０００４】
ＨＤＭＩは、物理層には、ＤＶＩにも採用されているディスプレイ映像信号のデジタル伝送方式であるＴＭＤＳ（Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ  Ｍｉｎｉｍｉｚｅｄ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ：遷移時間最短差動信号伝送方式）を使用し、高速なデジタル・データ伝送を実現することができる。ＴＭＤＳは、デジタル・データを差動伝送する手段の１つであり、Ｒ（Ｒｅｄ：赤）／Ｇ（Ｇｒｅｅｎ：緑）／Ｂ（Ｂｌｕｅ：青）という３種類の映像信号と、リファレンス・クロック信号の伝送にそれぞれ１チャネルずつの合計４チャネルからなるリンクで構成される。各映像信号は１０ビットのパラレル信号をシリアル変換し、１クロック周期当たり１０ビットのデータを伝送する。例えば、クロックを５００ＭＨｚとすれば１秒当たり５Ｇビットの映像データを送ることができる（ＨＤＭＩ  ｖｅｒ１．３の実効伝送レートは２５０Ｍｂｐｓ〜３．４Ｇｂｐｓである）。
【０００５】
ＴＭＤＳは、ツイスト・ペア・ケーブルなどの対になった導電体に差動信号として、クロック並びにＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）データを伝搬させるデジタル・データ伝送方式である。この種の伝送方式は、送受信機の電位差変動に強い、外来ノイズをコモンモード電圧除去作用により排除できる、不要輻射を抑制できる、といった利点があり、高速で且つ１０〜１００メートル程度の比較的長い距離のデータ伝送にも用いることができる。
【０００６】
ここで、デューティ・サイクルが５０％でない（すなわち、ハイレベル値とローレベル値の比率が偏った）高速ＮＲＺ信号をＡＣ結合回路を通して伝送する際には、受信信号は本来のＤＣレベルを失って、信号の平均電圧は結合後段に与えたバイアス電圧になる。差動信号の場合は、Ｐｏｓｉｔｉｖｅの信号とＮｅｇａｔｉｖｅの信号とで異なる平均電圧値がＤＣバイアス電位になるため、差動電圧にＤＣオフセットが発生してしまう。
【０００７】
図１６には、デューティ・サイクルが５０％でないＮＲＺ信号をＡＣ結合回路を通した際に、ＤＣオフセット電圧（Ｖｏｓ）が発生し、アイパターン（Ｅｙｅ  ｐａｔｔｅｒｎ）におけるジッタ特性が悪化する様子を示している。図１６Ａに示すように、Ｐｏｓｉｔｉｖｅの信号とＮｅｇａｔｉｖｅの信号の平均電圧値は、振幅中心から正負方向にそれぞれ偏ったＤＣバイアス電位になる。ＤＣバイアス電位は、デューティ・サイクルが５０％から離れるほど大きくなる。この結果、図１６Ｂに示すように、それぞれバイアスを持った平均電圧レベルに合わせてＰｏｓｉｔｉｖｅの信号とＮｅｇａｔｉｖｅの信号を重ね合わせると、両者の交差点はＤＣバイアス電位に応じて本来の位置からシフトする。差動伝送方式では、受信側でＰｏｓｉｔｉｖｅの信号とＮｅｇａｔｉｖｅの信号のいずれか一方を反転して他方に加算して出力する。この場合に受信側で観測されるアイパターンを見ると、図１６Ｃに示すように、信号タイミングは０電位レベルが持つバイアスに応じた時間方向の変化すなわちジッタを生じる。
【０００８】
このように本来の信号に無いＤＣオフセットが混入すると、差動クロスポイントのタイミングをずらすことになるので、信号ジッタが増大し、最悪な場合にはビット・エラーを起こすことも有り得る。
【０００９】
データ信号に含まれるＤＣオフセットを除去して直流再生する方法として、量子化帰還（Ｑｕａｎｔｉｚｅｄ  ｆｅｅｄｂａｃｋ：ＱＦＢ）による補償が一般的に用いられている。
【００１０】
図１７には、量子化帰還回路の構成例が示されている。図示の量子化帰還回路は、加算器と、比較器と、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）で構成される。入力信号は、加算器を介して比較器の正側端子に供給される。この比較器の負側端子は接地されている。比較器では、正側端子に供給される信号が１と−１の２値に識別され、その識別結果が再生データとして出力されるとともに、ローパス・フィルタに供給される。ローパス・フィルタでは２値の識別データより低域成分が抽出され、この低域成分が加算器に供給され、入力信号に加算される（例えば、特許文献１を参照のこと）。
【００１１】
量子化帰還回路の動作原理に基づいた動作条件（詳細は後述）として、ＤＣオフセットを持った入力信号の信号振幅に量子化帰還回路の出力振幅が一致することが要求される。
【００１２】
例えば、量子化帰還回路の入力レベルを検出し、この検出レベルが小さいときは、フィルタにおいて信号増幅度を大きくするような係数の設定を行なうことで量子化帰還回路が誤動作したときに正常動作状態に速やかに復帰する自動等化装置について提案がなされている（例えば、特許文献２を参照のこと）。また、自動等化器の信号増幅率の変化又は入力信号レベルの急激な低下による量子化帰還回路の誤動作を防止する自動等化装置について提案がなされている（例えば、特許文献３を参照のこと）。
【００１３】
しかし、これらの自動等化装置では、入力信号振幅≧量子化帰還回路の出力振幅という条件が常に成り立つよう、入力信号の振幅を制御するように構成されている。よって、回路の誤動作を防げる方法として有効であるものの、信号振幅＞帰還回路の出力振幅の状態においては、正確にＤＣオフセットを除去することができない。
【００１４】
また、クランプ電圧を使って入力信号振幅を一定にしてＤＣオフセットを除去する方法について提案がなされているが（例えば、特許文献４を参照のこと）、クランプ電圧以下の入力振幅には効果が無く、それを避けてクランプ電圧を小さく設定した場合には、反射などによるノイズで誤動作する可能性が高くなるという問題点がある。
【００１５】
【特許文献１】特開平８−６９６０５号公報、段落０００４〜０００５、図５
【特許文献２】特開平６−１４０８７５号公報
【特許文献３】特開平６−１６９２３２号公報
【特許文献４】米国特許第５４２６３８９号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本発明の目的は、デューティ・サイクルが５０％でない高速ＮＲＺ信号を伝送する際に差動電圧に発生するＤＣオフセットを除去することができる、優れたデータ受信装置を提供することにある。
【００１７】
本発明のさらなる目的は、データ信号に混入したＤＣオフセットを量子化帰還により好適に補償することができる、優れたデータ受信装置を提供することにある。
【００１８】
本発明のさらなる目的は、振幅の定めていない高速データ信号に対しても、量子化帰還により正確にＤＣオフセットを除去することができる、優れたデータ受信装置を提供することにある。
【００１９】
本発明のさらなる目的は、ＤＣオフセットが混入したデータ信号を量子化帰還によって最適なジッタ特性を有する信号に変換するとともに、送信信号振幅に追随した受信波形を得ることができる、優れたデータ受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、リファレンス・クロックの１チャネルを含む２チャネル以上からなる差動伝送路を介してデジタル・データを受信するデータ受信装置であって（但し、リファレンス・クロックの一周期はデータ信号のビット時間の整数倍であるとする）、
送信機側から前記差動伝送路に送信された各データ・チャンネルの信号を受信するデジタル・データ受信部と、
送信機側から前記差動伝送路に送信されたリファレンス・クロックを受信するリファレンス・クロック受信部と、
前記リファレンス・クロック受信部において受信したリファレンス・クロックにおける振幅情報を抽出する振幅情報抽出部と、
前記デジタル・データ受信部及び前記リファレンス・クロック受信部それぞれの後段に配設され、各部への入力信号に含まれるＤＣオフセット成分を除去する量子化帰還部と、
を備えたデータ受信装置である。
【００２１】
ここで、前記の各量子化帰還部は、ＤＣオフセット電圧Ｖｏｓを含んだ入力信号と当該量子化帰還部におけるフィードバック電圧ＶＦＢからなる出力信号を加算する加算器と、前記加算器の出力に基づいてＤＣオフセットを相殺する振幅からなる量子化帰還出力信号を生成する比較器と、該量子化帰還出力信号を積分してＤＣオフセット電圧Ｖｏｓと相殺するフィードバック電圧ＶＦＢを生成して前記加算器に入力する積分器を備えている。そして、前記振幅情報抽出部から供給される入力信号振幅に量子化帰還出力振幅を追随させることにより、該入力信号の信号振幅に量子化帰還回路の出力振幅が一致することを動作条件とする量子化帰還の動作原理によって、入力信号に含まれるＤＣオフセット成分を除去するようになっている。
【００２２】
ＨＤＭＩの物理層としても採用されるＴＭＤＳは、ツイスト・ペア・ケーブルなどの対になった導電体に差動信号として、クロック並びにＮＲＺデータを伝搬させる高速デジタル・データ伝送方式であり、高速で且つ１０〜１００メートル程度の比較的長い距離のデータ伝送にも用いることができる。
【００２３】
ところが、デューティ・サイクルが５０％でない高速ＮＲＺ信号をＡＣ結合回路を通して伝送する際には、差動電圧にＤＣオフセットが発生してしまうことから、信号ジッタが増大し、最悪な場合にはビット・エラーを起こすことも有り得る。
【００２４】
データ信号に含まれるＤＣオフセットを除去して直流再生する方法として、量子化帰還による補償が一般的であるが、ＤＣオフセットが完全に除去される動作条件としてＤＣオフセットを持った入力信号の信号振幅Ｖ１に量子化帰還回路の出力振幅Ｖ２が一致することが必要である。
【００２５】
そこで、本発明では、入力信号振幅Ｖ１に追随した量子化帰還出力振幅Ｖ２を正確に作り出すことによって、上記の動作条件に基づいてＤＣオフセットを除去し、出力信号のジッタ特性を改善するようにしている。
【００２６】
具体的には、ＴＤＭＳのようにリファレンス・クロックの１チャネルを含む２チャネル以上からなる差動伝送路において、クロック及びデータの各チャネルに対して量子化帰還回路を配設するとともに、クロック信号から振幅情報を抽出する。差動伝送路に含まれる各チャネルの特性はほぼ同じであることから、クロック・チャネルから抽出された振幅情報を、その整数分の１のビット時間を持つデータ・チャネルに対しても適用することができる。但し、送信時のクロック振幅とデータ振幅が等しいことを前提条件とする。
【００２７】
そして、クロック信号から得られた振幅情報に基づいてクロック及びデータの各チャネルでの入力信号振幅を推定すると、それぞれのチャネルの量子化帰還回路において量子化帰還出力振幅を入力信号振幅に追随させて、量子化帰還回路の動作条件を成立させる。これによって、差動伝送路に含まれる各チャネルにおいて、信号に含まれるＤＣオフセット成分を正確に取り除いて、最適な受信波形に変換することができる。
【００２８】
また、本発明に係る量子化帰還によるＤＣオフセットの除去方法は、伝送損失度合いの判別回路と組み合わせることができる。
【００２９】
すなわち、前記リファレンス・クロック受信部において受信したリファレンス・クロックの前記差動伝送路伝送路を通過したことに起因する波形劣化に基づいて、リファレンス・クロックにおける伝送損失の大小度合いを判別する伝送損失度合い判別部と、前記デジタル・データ受信部及びリファレンス・クロック受信部の後段にそれぞれ配設された、前記差動伝送路の伝送損失の周波数特性と反対方向の周波数特性を持った伝送損失補償用フィルタとをさらに備える。また、前記の各量子化帰還部は該伝送損失補償用フィルタの後段に配設される。そして、前記伝送損失度合い判別部における高周波特性減衰特性の推定結果に基づいて前記フィルタにおける高域利得特性又は低域減衰特性の制御を行なうようにする。
【００３０】
このような場合、伝送路で受けた伝送損失の補償、振幅減衰の補償、ジッタ特性の向上などを自動的に行なうことができる。また、入力信号振幅やクロック周波数範囲において広いダイナミックレンジを持つことから、広範な仕様を持つ伝送系においても適用することができる。
【００３１】
ここで、送信機側から差動伝送路の各チャネルへの出力信号が一定の振幅を有することを前提とした場合には、送信機側の振幅（Ｖｔｘ）が既知であり、受信機側での受信信号振幅（Ｖｒｘ）は伝送路の減衰量（すなわち伝送損失とＤＣ的な抵抗損を含む）の関数として表される。また、伝送路の材質や構成が一様であれば、減衰量は単位長さに対する変化量に換算できるので、受信側の受信信号振幅を伝送損失度合い判別部で得られた減衰量の判別結果（ＶＬ１、ＶＬ２）から正規化することができる。
【００３２】
減衰量（ｄＢ）＝２０×ｌｏｇ（Ｖｒｘ／Ｖｔｘ）
【００３３】
この正規化部は、判別部から出力される伝送損失による伝送信号の減衰量から上式を用いて受信信号振幅Ｖｒｘを算出すると、それぞれのチャネルに配設された量子化帰還部へ供給すればよい。したがって、電圧電流を正規化する正規化部で振幅情報抽出部を代用して、システム構成を簡素化することができる。
【００３４】
また、本発明に係るデータ受信装置において、各チャネルについての量子化帰還部の後段に送信信号振幅再生部を配設することによって、当該受信装置の出力段において、送信機が差動伝送路に送出する際と同じ振幅Ｖｔｘの信号を再生するようにしてもよい。各送信信号振幅再生部は、前記振幅情報抽出部において抽出された振幅情報に基づいて、送信信号の振幅を再生することができる。
【００３５】
このような場合、振幅特性、ジッタ特性ともに、送信信号に極めて近い信号を受信機の出力段において複製する効果が得られる。このようなデータ受信装置は、中継機として作用して、さらに他の受信機に向けてデータ及びリファレンス・クロックを再送信することができる。
【発明の効果】
【００３６】
本発明によれば、デューティ・サイクルが５０％でない高速ＮＲＺ信号を伝送する際に差動電圧に発生するＤＣオフセットを除去することができる、優れたデータ受信装置を提供することができる。
【００３７】
また、本発明によれば、振幅の定めていない高速データ信号に対しても、量子化帰還により正確にＤＣオフセットを除去することができる、優れたデータ受信装置を提供することができる。
【００３８】
また、本発明によれば、ＤＣオフセットが混入したデータ信号を量子化帰還によって最適なジッタ特性を有する信号に変換するとともに、送信信号振幅に追随した受信波形を得ることができる、優れたデータ受信装置を提供することができる。
【００３９】
本発明に係るデータ受信装置は、差動伝送路に含まれる高速データ信号を量子化帰還してＤＣオフセットを除去するが、量子化帰還回路の出力として使われる振幅値情報を、高速データ信号自体ではなく、同じく差動伝送路の別チャネルとして含まれるリファレンス・クロックを用いて検出する。リファレンス・クロックのクロック１周期はデータ信号の整数倍のビット時間に相当するので、本発明によれば、より高速信号に対応し、ノイズに強く、安定且つ精度の高い振幅検出を行なうことができる。また、従来のように低い検出精度ゆえの送信機における送信制限をなくすことができ、送信機の設計自由度の向上、伝送回路の高速化などを実現することができる。
【００４０】
また、本発明によれば、高い振幅検出精度によって正確なＤＣオフセットの除去を行なうことができるので、ビット・エラーなどの誤動作をなくすことができるとともに、伝送品質の一指標であるジッタ特性の劣化を抑制することによって、より長距離で且つ高品質なデータ伝送を実現することができる。
【００４１】
本発明に係るデータ受信装置では、送信機から差動伝送路への入力信号と同じ振幅からなる出力信号を量子化帰還回路の出力側において再生複製することができる。したがって、伝送路での振幅減衰の度合いに関係なく、常に一定な信号振幅をさらに後段の回路若しくは受信装置に繰り返し供給することができることから、後段回路の設計自由度も高まる。
【００４２】
また、本発明によれば、素子間の製造ばらつきや温度変化により特性変動に対しても、正確な振幅検出を行なうことで送信信号振幅に追随した受信波形を得ることができ、より広い設計マージンを得ることができる。
【００４３】
また、本発明によれば、量子化帰還によるＤＣオフセットの除去と、伝送損失度合いの判別回路とを組み合わせることによって、伝送路で受けた伝送損失の補償、振幅減衰の補償、ジッタ特性の向上などを自動的に行なうことができる。また、入力信号振幅やクロック周波数範囲において広いダイナミックレンジを持つことから、広範な仕様を持つ伝送系においても適用することができる。
【００４４】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００４６】
デューティ・サイクルが５０％でないＮＲＺ信号をＡＣ結合回路を通した際に、ＤＣオフセット電圧（Ｖｏｓ）が発生し、アイパターン（Ｅｙｅ  ｐａｔｔｅｒｎ）におけるジッタ特性が悪化することは、［背景技術］の欄でも既に説明した通りである（図１６を参照のこと）。データ信号に含まれるＤＣオフセットを除去する方法として、量子化帰還（ＱＦＢ）による補償が有効である。
【００４７】
まず、量子化帰還回路によるＤＣオフセット電圧（Ｖｏｓ）補償を行なう動作原理について、図１を参照しながら説明する。
【００４８】
図１Ａには、本発明の実施形態に係る量子化帰還回路の構成を示している。図示の量子化帰還回路は、ＤＣオフセット電圧Ｖｏｓを含んだ入力信号と当該量子化帰還部におけるフィードバック電圧ＶＦＢからなる出力信号を加算する加算器と、前記加算器の出力に基づいてＤＣオフセットを相殺する振幅からなる量子化帰還出力信号を生成する比較器と、該量子化帰還出力信号を積分してＤＣオフセット電圧Ｖｏｓと相殺するフィードバック電圧ＶＦＢを生成して前記加算器に入力する積分器を備えている。但し、同図では、説明の便宜上、差動信号ではなくシングルエンドのＡＣ結合で生じるＤＣバイアスと信号の中央値の差をＶｏｓとしているが、差動信号においてはこれが差信号のオフセットになる。
【００４９】
ここでは、図１Ｂに示す波形（１）のようなＨｉｇｈ値とＬｏｗ値の出現比率が１：Ｎ（デューティ比＝１／（Ｎ＋１）×１００％）で、電圧振幅がＶ１となるデータ信号を入力すると仮定する。キャパシタ通過によるＡＣ結合によって、入力波形（１）には図１Ｃに示す波形（２）のようなＤＣオフセット（Ｖｏｓ）が発生してしまう。
【００５０】
ＤＣオフセット（Ｖｏｓ）が発生した入力信号は、加算器を介して比較器の正側端子に供給される。この比較器の負側端子は接地されており、比較器では正側端子に供給される信号が１と−１の２値に識別される。そして、その識別結果を基に、図１Ｄに示すような、ＤＣオフセット（Ｖｏｓ）と相殺するための量子化帰還出力振幅Ｖ２の信号（３）が作り出される。
【００５１】
この信号（３）を積分回路によって時間軸上で積分することによって、図１Ｅに示すような、ＤＣオフセット（Ｖｏｓ）と相殺するフィットバック電圧（４）（＝ＶＦＢ）に変換される。そして、加算器では、ＡＣ結合によりＤＣオフセットが発生した入力信号（２）と、このフィードバック信号（４）が加算される際に、ＶｏｓとＶＦＢが相殺される。これによって、図１Ｆに示すような、ＤＣオフセットが除去された信号（５）が得られる。
【００５２】
ここで、ＤＣオフセット電圧Ｖｏｓ、並びにフィードバック電圧ＶＦＢはそれぞれ下式のように表される。
【００５３】
Ｖｏｓ＝０．５×Ｖ１×（Ｎ−１）／（Ｎ＋１）
ＶＦＢ＝−０．５×Ｖ２×（Ｎ−１）／（Ｎ＋１）
【００５４】
量子化帰還回路においてＤＣオフセットが完全に除去される動作条件は、Ｖｏｓ（ＤＣオフセット電圧）＋ＶＦＢ（フィードバック電圧）＝０である。かかる動作条件が成り立つためには、ＤＣオフセットを持った入力信号の信号振幅Ｖ１に量子化帰還回路の出力振幅Ｖ２が一致することが必要である。
【００５５】
本発明では、この動作条件に基づいて、入力信号振幅Ｖ１に追随した量子化帰還出力振幅Ｖ２を正確に作り出すことによって、ＤＣオフセットを除去し、出力信号のジッタ特性を改善するようにしている。例えば、ＴＤＭＳのようにリファレンス・クロックの１チャネルを含む２チャネル以上からなる差動伝送路において、クロック及びデータの各チャネルに対して量子化帰還回路を配設するとともに、クロック信号から振幅情報を抽出し、この振幅情報に基づいてクロック及びデータの各チャネルでの入力信号振幅を推定すると、それぞれのチャネルの量子化帰還回路において量子化帰還出力振幅を入力信号振幅に追随させて、量子化帰還回路の動作条件を成立させる。これによって、差動伝送路に含まれる各チャネルにおいて、信号に含まれるＤＣオフセット成分を正確に取り除いて、最適な受信波形に変換することができる。
【００５６】
図２には、本発明を適用した通信システムの構成例を模式的に示している。図示の通信システムは、送信機と受信機の対からなり、送信機と受信機間は差動伝送路１０３を介して相互接続されている。
【００５７】
差動伝送路１０３は、リファレンス・クロックの１チャネルを含む２チャネル以上からなる高速デジタル伝送路であり、その一例はＨＤＭＩなどにおいて採用されるＴＤＭＳに従った伝送路である。この種の差動伝送路１０３では、表皮効果や誘電損失に起因する高周波成分に対して顕著に現れる減衰が単位伝送長当たりに発生する。
【００５８】
送信機は、高速デジタル・データ発生回路１０１と、リファレンス・クロック発生回路１０２を備えている。
【００５９】
高速デジタル信号発生回路１０１は、差動の高速ＮＲＺデータ信号を発生し、差動伝送路１０３を介して受信機へ送信する。
【００６０】
リファレンス・クロック発生回路１０２は、差動のクロック信号を発生し、差動伝送路１０３の別のチャネルを通して受信機へ送信する。リファレンス・クロック発生回路１０２から発生するクロック信号は周期的なパルスであって、その周波数は、高速デジタル・データ発生回路１０１から発生するデータ信号のビットレートより低い。具体的には、クロックの一周期が、１０倍のビット時間に相当する。
【００６１】
差動伝送路１０３は、一定の減衰量を限界長とする任意な線路長Ｌを有して、単位長当たりの減衰量や遅延量が一定である。差動伝送路１０３に含む２つ以上のチャンネルは、長さや、太さ、材質、ペア間距離、シールド、終端など物理的な構造において差異が無いことが理想である。したがって、信号が伝送路１０３の各チャンネルで受ける伝送損失、抵抗損失は同程度であると見なされ、差動伝送路１０３から受信機に到着した各チャネルの信号は同程度の劣化を受ける。
【００６２】
受信機は、高速デジタル・データ受信回路１０４と、リファレンス・クロック受信回路１０５と、振幅情報抽出回路１０６と、量子化帰還回路１０７、１０８を備えている。受信機は、例えばＨＤＭＩケーブルを介してデジタルＡＶ信号を受信するＴＶモニタなどのＨＤＭＩ対応ＡＶ機器や、ＨＤＭＩ信号を中継する中継器として構成される。
【００６３】
高速デジタル・データ受信回路１０４は、送信機側から差動伝送路１０３に送信された各データ・チャンネルの信号を受信する。また、リファレンス・クロック受信回路１０５は、送信機側から差動伝送路１０３に送信されたクロック信号のみを受信する。
【００６４】
振幅情報抽出回路１０６は、リファレンス・クロック受信回路１０５でのクロック信号の振幅情報を抽出する回路である。リファレンス・クロックのクロック１周期はデータ信号の整数倍のビット時間に相当する（前述）。したがって、周波数が低く、周期的に安定なクロック信号を振幅情報の検出に利用すれば、送信機側の入力振幅が定まっていない高速なデータ信号に対しても、差動伝送路１０３で与えられた信号の減衰が不確定であっても、より正確に振幅を推定することができる。
【００６５】
図３には、振幅情報抽出回路１０６の回路構成例を示している。図示の回路は、本出願人に既に譲渡されている特願２００５−２６６７２２号明細書に記載されているので、本明細書では詳細な説明を省略する。振幅情報抽出回路１０６には、これ以外にも、ピークホールド回路などクロック信号の振幅を検出することができる回路を適用することができる。
【００６６】
高速デジタル・データ受信回路１０４及びリファレンス・クロック受信回路１０５の後段には、各チャネルに対して量子化帰還によりＤＣオフセットの除去を行なうための量子化帰還回路１０７、１０８がそれぞれ配設されている。図４には、量子化帰還回路の回路構成例を示している。同図中、コンパレータ(ＣＯＭＰ)部では、振幅情報抽出回路１０６で得られた受信クロックの振幅量を、例えばカレント・ミラーなどを用いて量子化帰還回路１０７、１０８の出力振幅として再生させる。
【００６７】
振幅情報抽出回路１０６においてクロック信号から振幅情報を抽出すると、この振幅情報に基づいてクロック・チャネルでの入力信号振幅を推定することができる。また、差動伝送路１０３に含まれる各チャネルの特性はほぼ同じであることから、クロック・チャネルにて推定された入力信号振幅をそれ以外のデータ・チャネルにも当て嵌めることができる。そして、それぞれのチャネルの量子化帰還回路１０７、１０８では量子化帰還出力振幅を入力信号振幅に追随させて、量子化帰還回路の動作条件を成立させる。これによって、差動伝送路１０３に含まれる各チャネルにおいて、信号に含まれるＤＣオフセット成分を正確に取り除いて、最適な受信波形に変換することによって、出力のジッタ特性を改善することができる。
【００６８】
これまでは、差動伝送路１０３を介して送信機と受信機が接続される通信システムにおいて、受信機側において量子化帰還により受信信号からＤＣオフセットを除去する方法について説明してきた。本発明に係る量子化帰還によるＤＣオフセットの除去方法は、伝送損失度合いの判別回路と組み合わせることができ、このような場合、伝送路で受けた伝送損失の補償、振幅減衰の補償、ジッタ特性の向上などを自動的に行なうことができる。また、入力信号振幅やクロック周波数範囲において広いダイナミックレンジを持つことから、広範な仕様を持つ伝送系においても適用することができる。
【００６９】
図５には、受信機側において伝送損失の補償を行なう通信システムの構成例を示している。送信機側における高速デジタル・データ送信回路１０１とリファレンス・クロック発生回路１０２、差動伝送路１０３、受信機側における高速デジタル・データ受信回路１０４とリファレンス・クロック受信回路１０５の構成は、図２と同様なので、ここでは説明を省略する。
【００７０】
導電体には必ず有限の単位伝送長当たりの減衰があり、しかもそれは表皮効果や誘電損失に起因する高周波成分に対して顕著に現れる。このため、差動伝送路１０３上では、誘電損失、表皮効果による抵抗損失など周波数に依存する劣化減衰が単位伝送長当たりに発生することから、受信側では等化技術（ケーブル・イコライジング）により高域補償を施して劣化減衰がなかった元の信号を再生する必要がある。
【００７１】
判別回路１１６は、受信したリファレンス・クロックを用いて、差動伝送路１０３上における伝送損失の度合いを自動で判別する。
【００７２】
図６には、リファレンス・クロックが差動伝送路１０３で伝送損失を受け、波形が劣化する様子を示している。同図において、左側がリファレンス・クロック発生回路１０２から出力された直後のクロックの波形であり、右側が差動伝送路１０３を通過してリファレンス・クロック受信回路１０５で受信したクロック劣化波形である。
【００７３】
クロックの波形劣化の度合いは、例えば、クロックの振幅変化量（図２中の送信側の振幅Ｖ０から受信側の振幅Ｖ１への減衰）と、クロック半周期における立上がりと立下りの時間差（図６中のΔｔｘｐ−Δｔｘｍ）の変化量などによって最も顕著に表すことができる。立上がり時間はクロック半周期において時間に対する電圧の傾きが正（ｄＶ／ｄｔ＞０）となるクロック・エッジ時間であり、立下り時間は時間に対する電圧の傾きが負（ｄＶ／ｄｔ＜０）となるクロック・エッジ時間である。
【００７４】
クロックの振幅変化量は、入力信号の振幅の大小にも直接影響される。そこで、本実施形態では、判別回路１１６は、後者のクロック半周期における立上がりと立下りの時間差を、伝送損失の大小度合いの判別度合いとして用いることにする。
【００７５】
図７Ａ〜図７Ｃには、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてリファレンス・クロックの波形が劣化していく様子を示している。伝送損失は一般的に、同一材質において伝送路の長さ及び信号周波数のＮ乗に比例して増加する。したがって、各図を比較すると、Ｌ２＞Ｌ１＞Ｌ０とすると、以下の関係が成り立っている。
【００７６】
（Δｔ２Ｐ−Δｔ２ｍ）＞（Δｔ１Ｐ−Δｔ１ｍ）＞（Δｔ０Ｐ−Δｔ０ｍ）
【００７７】
上式から、伝送損失の大小度合いを伝送路の長さで表すことができることが分かる。すなわち、差動伝送路１０３の長さＬが過大でクロック波形が過度に歪んでしまった場合を除くと、差動伝送路１０３が長くなるにつれて、クロック半周期における立上がりと立下りの時間差（Δｔｘｐ−Δｔｘｍ）は大きくなっていく。（勿論、差動伝送路１０３が長くなるにつれて、クロックの振幅も小さくなっている。）したがって、判別回路１１６は、クロック受信回路１０５に対して立上がりと立下りの時間差（Δｔｘｐ−Δｔｘｍ）を検出し、これを評価することにより、任意長さの差動伝送路１０３における伝送損失及び長さを定量的に自動判別する。
【００７８】
図８Ａには、判別回路１１６の回路構成例を示している。また、図８Ｂには、図８Ａに示した回路をバイポーラ型トランジスタで構成した等価回路を示している。判別回路１１６は、全波整流器１１６Ａと、微分器１１６Ｂと、比較器１１６Ｃと、積分器１１６Ｄで構成される。図８Ｃには、判別回路１１６に入力される（波形劣化した）リファレンス・クロック、並びに各部１１６Ａ〜１１６Ｄを通過した後の信号波形を示している。
【００７９】
クロック受信回路１０５で受信した劣化クロック波形に対して、まず全波整流器１１６Ａにより整流する。これによって、クロックの前半周期と後半周期の電圧情報の相殺を避けることができる。また、負の半周期の情報を正に変換し利用することによって、判別の高効率化を図ることができる。
【００８０】
次いで、微分器１１６Ｂにより差動の微分波形に整形させる。この際に、伝送損失の度合いを表す情報が、信号が正である時間と負である時間の比で表わされるように転換することになる。
【００８１】
次いで、純粋に時間軸の情報だけを精度よく取り出すために、差動の微分波形を比較器１１６Ｃで電圧振幅値を差動波形のように揃える。そして、正負電圧の絶対値が同じになったため、積分器１１６Ｄで全周期時間に対して積分すると、正電圧値と負電圧の時間差が差分電圧（ＶＬ）として現れる。
【００８２】
図９には、判別回路１１６から供給されるＶＬ値と伝送損失（利得）の周波数特性との相関を示している。正のＶＬ値は、クロック信号が差動伝送路１０３で伝送損失を受けたことを意味し、その値が高い程、伝送損失が大きい。同一伝送損失の周波数特性を持つ差動伝送路１０３においては、伝送損失は伝送路長に比例するので、ＶＬ値が高いことは伝送路長Ｌが長いことになる。したがって、図９Ａに示すように、ＶＬ値が高い、すなわち伝送路長Ｌが長くなるほど、周波数に依存した伝送損失の度合いが激しくなる。ＶＬ電圧値を伝送損失（若しくは伝送路長）に対して正規化すれば、ＶＬ値を観測することによって、任意の伝送路の伝送損失の度合い（若しくは伝送路長）を定量化することができる。
【００８３】
ちなみに、ＶＬ値が０の場合は、クロック信号が伝送損失を受けていない、若しくは、伝送損失と相殺する利得の周波数特性を持つ回路素子を通した、状態で受信されたことを意味する。この場合、図９Ｂに示すように、伝送損失は周波数に依存しない。また、ＶＬ値が負の場合は、クロック信号が伝送損失より大きな利得の周波数特性を持つ回路素子を経由して受信されたことを意味する。この場合、図９Ｃに示すように、高周波数になるほど伝送特性が向上することになる。
【００８４】
差動伝送路１０３を介して受信機に到着した各々のチャンネルの信号は同程度の劣化を受け、クロック信号伝送用のチャネルはＮＲＺデータ信号伝送用のチャネルはほぼ同じ高周波減衰特性を持つ。したがって、差動伝送路１０３を通じて受信機に到来した各チャンネルの信号は同程度の波形劣化を受けることから、クロック信号伝送用のチャネルはＮＲＺデータ信号伝送用のチャネルはほぼ同じ高周波減衰特性を持つと理解されるので、判別回路１１６によるリファレンス・クロックの波形劣化の判別結果に基づいて高速デジタル・データ受信回路１０４において受信したデータ信号についても、その伝送損失を推定して、データ・チャネル及びクロック・チャネルのそれぞれについて高域ゲイン補償フィルタの特性制御を行なうことができる。
【００８５】
高速デジタル・データ受信回路１０４並びにリファレンス・クロック受信回路１０５の後段には高域ゲインを補償するフィルタ回路１１７、１１８がそれぞれ配設されている。各フィルタ１１７、１１８は、高域利得型又は低域減衰型として構成され、伝送損失を相殺あるいは緩和する。
【００８６】
図１０Ａには、高域利得可変型に構成されたフィルタ１１８を備えた受信機の構成例を示している。また、図１１Ａには、高周波数帯域が劣化減衰した劣化信号に対して、判別回路１１６から出力される制御電圧ＶＬにより特性制御される高周波利得型フィルタを適用して周波数等化を行なう動作原理を示している。この場合のフィルタ１１８は、制御電圧ＶＬ１〜ＶＬ２に従って高域利得可変できる動作をするように構成されており、差動伝送路１０３の伝送損失と相殺あるいは緩和する適切な制御電圧ＶＬを判別回路１１６から供給することにより、受信した劣化信号の再生整形することができる。この場合、ＶＬはＶＬ１とＶＬ２の差動電圧に相当する。
【００８７】
一方、図１０Ｂには、低域減衰可変型に構成されたフィルタ１１８を備えた受信機の構成例を示している。また、図１１Ｂには、高周波数帯域が劣化減衰した劣化信号に対して、判別回路１１６から出力される制御電圧ＶＬにより特性制御される低周波減衰型フィルタを適用して周波数等化を行なう動作原理を示している。この場合のフィルタ１１８は、制御電圧ＶＬに従って低域利得可変できる動作をするように構成されており、差動伝送路１０３の伝送損失と相殺あるいは緩和する適切な制御電圧ＶＬを判別回路１１６から供給することにより、受信した劣化信号の再生整形することができる。
【００８８】
ここで、クロック半周期における立上がりと立下りの時間差（Δｔｘｐ−Δｔｘｍ）に基づいてクロックの波形劣化の度合いの判定を行なう判別回路１１６を用いた場合を例にとって考察してみる。
【００８９】
ある初期制御電圧ＶＬ０（例えば０Ｖ）をフィルタ１１７、１１８に与えたときに、もし最適制御電圧ＶＡよりＶＬ０が低ければ、伝送損失の判別回路１１６では、フィルタ１０８で受信したクロック再生信号に対して、ＶＬ＝ＶＬ１＞ＶＬ０の判別結果となる。ＶＬ１の制御電圧をフィルタ１１８にフィットバックすることによって、フィルタ１１８により高い利得特性を生成させることになる。反対に、もし最適制御電圧ＶＡよりＶＬ０が高ければ、伝送損失の判別回路１１６では、ＶＬ＝ＶＬ１＜ＶＬ０の判別結果となる。ＶＬ１をフィルタ１１８にフィットバックすることによって、フィルタ１１８により低い利得特性を生成させることになる。
【００９０】
このようにフィットバック周期の増加につれて、ＶＬが次第に最適制御電圧ＶＡに収束していくので、フィルタ１１８の出力部では広い帯域でフラットとなる周波数特性が得られる。フーリエ理論に基づければ、クロック信号も異なった周波数の正弦波の足し合せと見なすことができる。利得（若しくは減衰）が周波数に依存せずに一定ということは、クロック信号が振幅の増減以外に、波形の劣化がないことを意味する（実際の動作特性には、カットオフ周波数という再生できない周波数領域が存在するので、補償できない分に多少の劣化が生じる）。
【００９１】
したがって、クロック信号が伝送路において受けた伝送損失を、判別回路１１６によって伝送損失の度合いを定量化し、フィルタ１１８によってクロック信号の伝送損失を補償することになる。同様に、データ信号も異なった周波数の正弦波の足し合わせと見なすことかせできるので、クロック信号と同程度の伝送損失を受けたときには、データ・チャネル側のフィルタ１１７についても同程度のフィルタ特性で補償すれば良い。そのため、判別回路１１６によって、生成された制御電圧ＶＬをデータ・チャンネルのフィルタ１１７にもフィットバックを掛けるようにすれば、データ信号の等化を同様に行なうことができる。
【００９２】
図１２には、受信機側において量子化帰還回路と伝送損失度合いの判別回路と組み合わせた場合の通信システムの構成例を示している。この場合、判別回路１１６及びフィルタ回路１１７によって、ある任意長さの伝送路の伝送損失が補償されて、伝送損失によるデータ信号の劣化が回避できるとともに、再生された信号を上記の振幅情報抽出回路１０６と量子化帰還回路１０７、１０８によってＤＣオフセットを除去してジッタ特性の改善を行なうことができる。したがって、毎秒ギガビット以上の高速信号でも、送信側の出力振幅があるダイナミックレンジを持っても、伝送路の伝送損失が不明であっても、受信の出力側から伝送損失を相殺し（あるいは緩和し）、ジッタ特性を改善した最適な再生波形が得ることができる。
【００９３】
図１３Ａには、図１２に示した通信システムの変形例を示している。図示の通信システムは、送信機側からの出力信号が一定の振幅を有することを前提としたものであり、振幅情報抽出回路１０６を省略してシステム構成の簡素化を図っている。この場合、送信機側の振幅（Ｖｔｘ）が既知なので、受信機側での受信信号振幅（Ｖｒｘ）は、下式（１）に示すように、伝送路の減衰量（伝送損失とＤＣ的な抵抗損を含む）の関数として表される。
【００９４】
減衰量（ｄＢ）＝２０×ｌｏｇ（Ｖｒｘ／Ｖｔｘ）      …（１）
【００９５】
また、伝送路の材質や構成が一様であれば、減衰量は単位長さに対する変化量に換算できるため、受信側の受信信号振幅を判別回路１１６で得られた減衰量の判別結果（ＶＬ１、ＶＬ２）から正規化することができる。
【００９６】
したがって、図１３Ａに示すように、電圧電流を正規化する正規化回路１０６´で振幅情報抽出回路１０６を代用することができる。この正規化回路１０６は、送信信号振幅Ｖｔｘが一定であるという前提の下で、判別回路１１６から出力される伝送損失による伝送信号の減衰量から上式を用いて受信信号振幅Ｖｒｘを算出する。
【００９７】
図１３Ｂには、正規化回路１０６´の回路構成例を示している。図示の正規化回路１０６´は、判別回路１１６から供給される伝送損失ＶＬが最大若しくは所定値以上のときには制御電流Ｉを流すが、伝送損失が最小若しくは所定値を下回るときには制御電流をＩからＩ（１＋β）に割り増しする（但し、βは正数）。
【００９８】
そして、量子化帰還回路１０７、１０８は、正規化回路１０６´から供給される受信信号振幅Ｖｒｘに基づいてクロック及びデータの各チャネルでの入力信号振幅を推定すると、それぞれのチャネルの量子化帰還回路において量子化帰還出力振幅を入力信号振幅に追随させて、量子化帰還回路の動作条件を成立させる。これによって、差動伝送路１０３に含まれる各チャネルにおいて、信号に含まれるＤＣオフセット成分を正確に取り除いて、最適な受信波形に変換することができる。
【００９９】
図１４には、図１２に示した通信システムのさらに他の変形例を示している。図１２に示した通信システムでは、受信機側において伝送路損失の補償とジッタ特性の改善の効果を得ることができる。これに対し、図１４に示す通信システムでは、データ・チャネル及びクロック・チャネルそれぞれの量子化帰還回路１０７、１０８の後段に送信信号振幅再生回路１１０、１１１を配設して、さらに伝送路で受けた振幅減衰量に対しても補償して、受信器の出力段において、送信機が差動伝送路１０３に送出する際と同じ振幅Ｖｔｘの信号を再生するように構成されている。
【０１００】
このような場合、振幅特性、ジッタ特性ともに、送信信号に極めて近い信号を受信機の出力段において複製する効果が得られる。このような受信機は、中継機として作用して、さらに他の受信機に向けてデータ及びリファレンス・クロックを再送信することができる。
【０１０１】
送信信号振幅（Ｖｔｘ）及び受信信号振幅（Ｖｒｘ）と伝送損失との関係を表した上式（１）において、伝送路の減衰量と受信信号振幅（Ｖｒｘ）が分かれば、送信信号振幅Ｖｔｘを特定することができる。図１１４に示した通信システムでは、判別回路１１６によって伝送路の減衰量を得ることができるとともに、振幅抽出回路１０６によって受信振幅（Ｖｒｘ）が得られる。そして、得られたそれぞれの情報に対して制御電流での正規化を行ない、その制御電流を介して、送信信号振幅再生回路１１０、１１１で送信振幅Ｖｔｘを再生することができる。
【０１０２】
図１５には、送信信号振幅再生回路１１０、１１１の回路構成例を示している。図示の送信信号振幅再生回路１１０、１１１では、判別回路１１６から供給される伝送損失ＶＬが最小若しくは所定値を下回るときには制御電流２×Ｉ０を流すが、伝送損失が最大若しくは所定値を超えるときには制御電流を２×Ｉ０から２×Ｉ０（１＋α）に割り増しする（但し、αは正数）。
【０１０３】
例えば、対象となる伝送路の最大と最小抵抗損失の差が−３ｄＢとする。フィルタ１１７の再生出力電圧にて換算すれば、伝送路の最大減衰量時のＶｔｘが約１．４×Ｖｒｘで、伝送路の最小減衰量時のＶｔｘがＶｒｘになる。図１５中の振幅情報抽出回路１０６において、受信信号のＶｒｘ振幅情報を電流情報２×Ｉ０に変換する。送信信号再生回路１１０、１１１において、最大０．４Ｖｒｘの振幅補償量を２×Ｉ０×α（但し、α＝０．４）の電流を流すことによって、可変制御電流回路にＶＬ（＝ＶＬ１−ＶＬ２）に比例した２×Ｉ０〜１．４×２×Ｉ０のＤＣ電流が流れる。送信信号再生回路１１０、１１１の出力負荷では、Ｖｒｘ〜１．４×Ｖｒｘの出力振幅、つまり送信側の出力振幅を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１０４】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【０１０５】
本明細書では、ＨＤＭＩインターフェースに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。高速のデジタル・データをＴＭＤＳやＬＶＤＳといった差動伝送路を通して長距離伝送するその他の場合や、リファレンス・クロックを含んだシリアル通信のさまざまな受信系において各信号からＤＣオフセット成分の除去を行なう際に、同様に本発明を適用することができる。
【０１０６】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１０７】
【図１Ａ】図１Ａは、本発明の実施形態に係る量子化帰還回路の構成を示した図である。
【図１Ｂ】図１Ｂは、量子化帰還回路によるＤＣオフセット電圧（Ｖｏｓ）補償を行なう動作原理を説明するための図である。
【図１Ｃ】図１Ｃは、量子化帰還回路によるＤＣオフセット電圧（Ｖｏｓ）補償を行なう動作原理を説明するための図である。
【図１Ｄ】図１Ｄは、量子化帰還回路によるＤＣオフセット電圧（Ｖｏｓ）補償を行なう動作原理を説明するための図である。
【図１Ｅ】図１Ｅは、量子化帰還回路によるＤＣオフセット電圧（Ｖｏｓ）補償を行なう動作原理を説明するための図である。
【図１Ｆ】図１Ｆは、量子化帰還回路によるＤＣオフセット電圧（Ｖｏｓ）補償を行なう動作原理を説明するための図である。
【図２】図２は、本発明を適用した通信システムの構成例を模式的に示した図である。
【図３】図３は、振幅情報抽出回路１０６の回路構成例を示した図である。
【図４】図４は、量子化帰還回路の回路構成例を示した図である。
【図５】図５は、受信機側において伝送損失の補償を行なう通信システムの構成例を示した図である。
【図６】図６は、リファレンス・クロックが差動伝送路１０３で伝送損失を受け、波形が劣化する様子を示した図である。
【図７Ａ】図７Ａは、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてリファレンス・クロックの波形が劣化していく様子を示した図である。
【図７Ｂ】図７Ｂは、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてリファレンス・クロックの波形が劣化していく様子を示した図である。
【図７Ｃ】図７Ｃは、差動伝送路１０３の伝送路の長さに応じてリファレンス・クロックの波形が劣化していく様子を示した図である。
【図８Ａ】図８Ａは、判別回路１１６の回路構成例を示した図である。
【図８Ｂ】図８Ｂは、図８Ａに示した回路をバイポーラ型トランジスタで構成した等価回路を示した図である。
【図８Ｃ】図８Ｃは、判別回路１１６に入力される（波形劣化した）リファレンス・クロック、並びに各部１１６Ａ〜１１６Ｄを通過した後の信号波形を示した図である。
【図９Ａ】図９Ａは、判別回路１１６から供給されるＶＬ値と伝送損失（利得）の周波数特性との相関を示した図である。
【図９Ｂ】図９Ｂは、判別回路１１６から供給されるＶＬ値と伝送損失（利得）の周波数特性との相関を示した図である。
【図９Ｃ】図９Ｃは、判別回路１１６から供給されるＶＬ値と伝送損失（利得）の周波数特性との相関を示した図である。
【図１０Ａ】図１０Ａは、高域利得可変型に構成されたフィルタ１１７を備えた受信機の構成例を示した図である。
【図１０Ｂ】図１０Ｂは、低域減衰可変型に構成されたフィルタ１１７を備えた受信機の構成例を示した図である。
【図１１Ａ】図１１Ａは、高周波数帯域が劣化減衰した劣化信号に対して、判別回路１１６から出力される制御電圧ＶＬにより特性制御される高周波利得型フィルタを適用して周波数等化を行なう動作原理を示した図である。
【図１１Ｂ】図１１Ｂは、高周波数帯域が劣化減衰した劣化信号に対して、判別回路１１６から出力される制御電圧ＶＬにより特性制御される低周波減衰型フィルタを適用して周波数等化を行なう動作原理を示した図である。
【図１２】図１２は、受信機側において量子化帰還回路と伝送損失度合いの判別回路と組み合わせた場合の通信システムの構成例を示した図である。
【図１３Ａ】図１３Ａは、図１２に示した通信システムの変形例を示した図である。
【図１３Ｂ】図１３Ｂは、正規化回路１０６´の回路構成例を示した図である。
【図１４】図１４は、図１２に示した通信システムのさらに他の変形例を示した図である。
【図１５】図１５は、送信信号振幅再生回路１１０、１１１の回路構成例を示した図である。
【図１６Ａ】図１６Ａは、デューティ・サイクルが５０％でないＮＲＺ信号を示した図である。
【図１６Ｂ】図１６Ｂは、それぞれバイアスを持った平均電圧レベルに合わせてＰｏｓｉｔｉｖｅの信号とＮｅｇａｔｉｖｅの信号を重ね合わせた様子を示した図である。
【図１６Ｃ】図１６Ｃは、デューティ・サイクルが５０％でないＮＲＺ信号のアイパターンにおけるジッタ特性が悪化する様子を示した図である。
【図１７】図１７は、量子化帰還回路の構成例を示した図である。
【符号の説明】
【０１０８】
１０１…高速デジタル・データ発生回路
１０２…リファレンス・クロック発生回路
１０３…差動伝送路
１０４…高速デジタル・データ受信回路
１０５…リファレンス・クロック受信回路
１０６…振幅情報抽出回路
１０７、１０８…量子化帰還回路
１１０、１１１…送信信号振幅再生回路
１１６…判別回路
１１６Ａ…全波整流器
１１６Ｂ…微分器
１１６Ｃ…比較器
１１６Ｄ…積分器
１１７、１１８…フィルタ回路
【図１Ａ】
2008124669.tif 000003
【図１Ｂ】
2008124669.tif 000004
【図１Ｃ】
2008124669.tif 000005
【図１Ｄ】
2008124669.tif 000006
【図１Ｅ】
2008124669.tif 000007
【図１Ｆ】
2008124669.tif 000008
【図３】
2008124669.tif 000009
【図４】
2008124669.tif 000010
【図８Ａ】
2008124669.tif 000011
【図８Ｂ】
2008124669.tif 000012
【図８Ｃ】
2008124669.tif 000013
【図９Ａ】
2008124669.tif 000014
【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１３Ｂ】
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【図１５】
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【図１６Ａ】
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【図１６Ｂ】
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【図１６Ｃ】
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【図１７】
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【図２】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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【図１２】
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【図１３Ａ】
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【図１４】
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