(57)【要約】【課題】フライングキャパシタ方式の電力変換装置において、リップル電流の増加を抑制し、電力半導体のスイッチング損失を低減すること。【解決手段】直流中間回路から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ主回路と、ＰＷＭ信号を生成出力するＰＷＭ制御回路と、ＰＷＭ信号の生成に必要な電圧指令を生成する電圧指令生成回路と、を備えた電力変換装置において、インバータ主回路（１０）は、直流中間回路（Ｃｐ，Ｃｎ）を構成する正負一対の直流母線（１１，１２）間に直列に接続されるスイッチング素子（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）と、スイッチング素子（ＳＷ１ａ）とスイッチング素子（ＳＷ２ａ）の接続端とスイッチング素子（ＳＷ３ａ）とスイッチ素子（ＳＷ４ａ）の接続端との間に接続されるコンデンサ（Ｃａ）と、を各相毎に備え、コンデンサ（Ｃａ）に蓄積される直流電力は、直流中間回路（Ｃｐ，Ｃｎ）から供給される。【選択図】        図１
2008092651.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電力蓄積手段を有し、該第１の電力蓄積手段に蓄積された直流電力を供給する直流中間回路と、該直流中間回路から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ主回路と、該インバータ主回路をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成出力するＰＷＭ制御回路と、該ＰＷＭ信号の生成に必要な電圧指令を生成して該ＰＷＭ制御回路に出力する電圧指令生成回路と、を備えた電力変換装置において、
前記インバータ主回路は、
前記直流中間回路を構成する正負一対の直流母線間に直列に接続される第１〜第４のスイッチング素子と、
前記第１、第２のスイッチング素子の接続端と前記第３、第４のスイッチング素子の接続端との間に接続される第２の電力蓄積手段と、
を各相毎に備え、
前記第２の電力蓄積手段に蓄積される直流電力は、前記直流中間回路から供給されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記第２の電力蓄積手段は、コンデンサであり、
該コンデンサは、次式（１）で表される等価容量が次式（２）で表される前記インバータ主回路の出力容量の２０倍以下となるような容量値を有していることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
等価容量＝２×π×(出力周波数)×(容量値)×(装置定格電圧)^２      …（１）
出力容量＝√(３)×(装置定格電圧)×(装置定格電流)                 …（２）
【請求項３】
前記コンデンサは、前記等価容量が前記インバータ主回路の出力容量の５〜１０倍の範囲となるような容量値を有していることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ制御回路は、
前記電圧指令生成回路から出力される電圧指令の極性を判別する第１の比較器と、
前記第１〜第４のスイッチング素子をＰＷＭ制御する際のスイッチング周波数を決定する正極性の搬送波と前記電圧指令との大小を判別する第２の比較器と、
前記スイッチング周波数を決定する負極性の搬送波と前記電圧指令との大小を判別する第３の比較器と、
を備え、
前記直流中間回路の出力電圧に対する前記第２の電力蓄積手段の出力電圧の比率として出力比率（出力比率：０を超え１未満の実数）が予め設定されるとき、
前記第２の電力蓄積手段の出力電圧が、前記直流中間回路の出力電圧を前記出力比率倍した値に等しい場合には、前記第１の比較器の出力に基づいて前記第１のスイッチング素子または前記第４のスイッチング素子の何れかをスイッチング制御するとともに、前記第２の比較器および前記第３の比較器の各出力に基づいて前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子の両者をスイッチング制御し、
前記第２の電力蓄積手段の出力電圧が、前記直流中間回路の出力電圧を前記出力比率倍した値と異なる場合には、前記第１の比較器の出力に基づいて前記第２のスイッチング素子または前記第３のスイッチング素子の何れかをスイッチング制御するとともに、前記第２の比較器および前記第３の比較器の各出力に基づいて前記第１のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子の両者をスイッチング制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭ制御回路は、
前記電圧指令生成回路から出力される電圧指令の極性を判別する第１の比較器と、
前記第１〜第４のスイッチング素子をＰＷＭ制御する際のスイッチング周波数を決定する正極性の搬送波と前記電圧指令との大小を判別する第２の比較器と、
前記スイッチング周波数を決定する負極性の搬送波と前記電圧指令との大小を判別する第３の比較器と、
を備え、
前記直流中間回路の出力電圧に対する前記第２の電力蓄積手段の出力電圧の比率として出力比率（出力比率：０を超え１未満の実数）が予め設定されるとき、
前記電圧指令の極性と、前記インバータ主回路の出力電流の極性と、前記第２の電力蓄積手段の出力電圧と前記直流中間回路の出力電圧を前記出力比率倍した電圧との差分値の極性と、の３者の極性による排他的論理和の出力が０の場合には、
前記第１のスイッチング素子を前記第１の比較器の出力で制御し、
前記第２のスイッチング素子を前記第２の比較器の出力と前記第３の比較器の出力との論理和の出力で制御し、
前記第３のスイッチング素子を前記第２の比較器の逆極性の出力と前記第３の比較器の逆極性の出力との論理和の出力で制御し、
前記第４のスイッチング素子を前記第１の比較器の逆極性の出力で制御するとともに、
前記電圧指令の極性と、前記インバータ主回路の出力電流の極性と、前記第２の電力蓄積手段の出力電圧と前記直流中間回路の出力電圧を前記出力比率倍した電圧との差分出力の極性と、の３者の極性による排他的論理和の出力が１の場合には、
前記第１のスイッチング素子を前記第２の比較器の出力と前記第３の比較器の出力との論理和の出力で制御し、
前記第２のスイッチング素子を前記第１の比較器の出力で制御し、
前記第３のスイッチング素子を前記第１の比較器の逆極性の出力で制御し、
前記第４のスイッチング素子を前記第２の比較器の逆極性の出力と前記第３の比較器の逆極性の出力との論理和の出力で制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記出力比率が、１／２に設定されていることを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記電圧指令生成回路は、
一の相の相電圧の正のピーク値を中心とした１／６サイクルの区間では、正極側にオフセットされた略一定の電圧値を呈し、該一の相の相電圧の負のピーク値を中心とした１／６サイクルの区間では、負極側にオフセットされた略一定の電圧値を呈し、これらの各１／６サイクルの区間が交互かつ周期的に繰り返される信号をオフセット信号として生成すオフセット信号生成回路と、
前記オフセット信号を所定レベルに調整された各相電圧にそれぞれ加算する加算器と、
を備え、
前記加算器の出力は、前記オフセット信号の正の区間では、前記正極性の搬送波によって全ての相がＰＷＭ変調されるとともに、該オフセット信号の負の区間では、前記負極性の搬送波によって全ての相がＰＷＭ変調されるように調整されていることを特徴とする請求項４〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記電圧指令生成回路は、所定のレベルに調整された各相電圧に所定のオフセット電圧が重畳された３次調波信号を加算した信号を電圧指令信号として出力することを特徴とする請求項４〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１の電力蓄積手段を初期充電する際に、前記第２の電力蓄積手段の電圧が、前記直流中間回路出力電圧の前記出力比率倍となるように、該第２の電力蓄積手段に対する初期充電を併せて行うことを特徴とする請求項４〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記直流中間回路の出力電圧の確立後に、前記ＰＷＭ制御回路における前記出力比率を０から設定値まで可変することによって前記第２の電力蓄積手段の初期充電を行うことを特徴とする請求項４〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれかに記載の電力変換装置を複数台備え、
該複数の電力変換装置の直流母線を相互に接続するとともに、少なくとも１台の電力変換装置の出力端を商用電源に接続したことを特徴とする電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関するものであり、特に、フライングキャパシタ方式のインバータ回路を備えた電力変換装置およびこの電力変換装置を用いて構成した電力変換システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
フライングキャパシタ方式のインバータ回路を備えた電力変換装置は、例えば下記非特許文献１、非特許文献２などに開示されており、出力電流に含まれるリップル成分を効果的に低減することができる電力変換装置として注目されている。
【０００３】
【非特許文献１】Ｓｅｙｅｄ  Ｓａｅｅｄ  Ｆａｚｅｌ．”Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ  ｏｆ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｕｔｉｌｉｚａｔｉｏｎ，  Ｌｏｓｓｅｓ  ａｎｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｓｐｅｃｔｒａ  ｏｆ  Ｓｔａｔｅ−ｏｆ−ｔｈｅ−Ａｒｔ  ４．１６ｋＶ  Ｍｕｌｔｉ−Ｌｅｖｅｌ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｏｕｒｃｅ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ”  ＥＰＥ２００５、Ｄｒｅｓｄｅｎ．
【非特許文献２】Ｉｎ−Ｄｏｎｇ  Ｋｉｍ  ”Ａ  Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ  Ｕｎｄｅｒｌａｎｄ  Ｓｎｕｂｂｅｒ  ｆｏｒ  Ｆｌｙｉｎｇ  Ｃａｐａｃｉｔｏｒ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ  ａｎｄ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ＶＯＬ．５１，Ｎｏ．６  Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２００４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記非特許文献１，２などに示される電力変換装置では、出力電圧が小さいときや、負荷力率が悪いときには、フライングキャパシタとして用いられるコンデンサのリップル電流が増加するという問題点があった。また、電力半導体のスイッチング損失が大きいという問題点もあった。
【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、出力電圧が小さいときや負荷力率が悪いときであっても、フライングキャパシタとして用いられるコンデンサのリップル電流の増加を抑制することができ、また、電力半導体のスイッチング損失を低減することができる電力変換装置およびこの電力変換装置を用いて構成した電力変換システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電力変換装置は、第１の電力蓄積手段を有し、該第１の電力蓄積手段に蓄積された直流電力を供給する直流中間回路と、該直流中間回路から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ主回路と、該インバータ主回路をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成出力するＰＷＭ制御回路と、該ＰＷＭ信号の生成に必要な電圧指令を生成して該ＰＷＭ制御回路に出力する電圧指令生成回路と、を備えた電力変換装置において、前記インバータ主回路は、前記直流中間回路を構成する正負一対の直流母線間に直列に接続される第１〜第４のスイッチング素子と、前記第１、第２のスイッチング素子の接続端と前記第３、第４のスイッチング素子の接続端との間に接続される第２の電力蓄積手段と、を各相毎に備え、前記第２の電力蓄積手段に蓄積される直流電力は、前記直流中間回路から供給されることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明にかかる電力変換装置によれば、第２の電力蓄積手段を有する直流中間回路の正負一対の直流母線間に直列に接続される第１〜第４のスイッチング素子と、第１、第２のスイッチング素子の接続端と第３、第４のスイッチング素子の接続端との間に接続される第２の電力蓄積手段が各相毎に備えられ、第２の電力蓄積手段への直流電力が、直流中間回路から供給されるような制御が行われるので、第１の電力蓄積手段や第２の電力蓄積手段に流れるリップル電流の増加を抑制することができ、また、電力半導体のスイッチング損失を低減することができるという効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【０００９】
実施の形態１．
（電力変換装置の構成）
まず、実施の形態１にかかる電力変換装置の構成について図１〜図３を参照して説明する。
【００１０】
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置を構成するインバータ主回路の構成例を示す図であり、電動機（ＩＭ）を駆動する電動機駆動用として構成した電力変換装置を示している。同図に示す電力変換装置のインバータ主回路１０は、スイッチング素子（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）、スイッチング素子（ＳＷ１ｂ〜ＳＷ４ｂ）およびスイッチング素子（ＳＷ１ｃ〜ＳＷ４ｃ）を備え、これらのスイッチング素子が各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）毎に直列に接続されたスイッチング素子群を構成し、かつ、各相毎のスイッチング素子群が直流中間回路（Ｃｐ，Ｃｎ）の正側直流母線である直流母線１１と負側直流母線である直流母線１２との間に各並列に接続されている。また、各スイッチング素子群を構成する第１のスイッチング素子（ａ相であればＳＷ１ａ）と第２のスイッチング素子（ａ相であればＳＷ２ａ）の接続点と、第３のスイッチング素子（ａ相であればＳＷ３ａ）と第４のスイッチング素子（ａ相であればＳＷ４ａ）の接続点との間には、電圧クランプ回路（Ｃａ）が接続されている。さらに、各スイッチング素子の制御端には制御用の入力端（Ｓ１ａ〜Ｓ４ａ，Ｓ１ｂ〜Ｓ４ｂ，Ｓ１ｃ〜Ｓ４ｃ）および負荷である電動機（ＩＭ）に電力を供給するための出力端（ａ１，ｂ１，ｃ１）がそれぞれ設けられている。
【００１１】
なお、上記でいうところの直流中間回路とは、電力変換装置の内部における直流母線１１，１２に接続される回路部の総称であり、図１では、同回路部の主構成要素であるコンデンサ（Ｃｐ，Ｃｎ）で表している。また、電圧クランプ回路は、上述の各スイッチング素子群における所定のスイッチング素子間を所定電圧にクランプするための回路部であり、図１の構成では、同回路部の主構成要素である電圧クランプ用のコンデンサ（Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ）で表している。なお、これらのコンデンサ（Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ）は、その両端の電位が所定のスイッチング素子のオン・オフによって可変制御されるように構成されており、その特徴を称してフライングキャパシタと呼ばれている。また、これらのフライングキャパシタを備えた電力変換装置は、フライングキャパシタ方式の電力変換装置として分類されている。なお、直流中間回路のコンデンサ（Ｃｐ，Ｃｎ）や電圧クランプ回路のコンデンサ（Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ）については、直流電力を蓄積できる能力を有する他の構成要素で代用することができることは言うまでもない。
【００１２】
また、図１の構成では、インバータ主回路のスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いるように示しているが、例えばＭＯＳＦＥＴやＧＴＯ、あるいはそれらの素子の組み合わせた構成としてもよい。
【００１３】
図２は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置に用いられる整流回路の構成例を示す図である。同図に示す整流回路は、変圧器（Ｔｒ１）、整流器（Ｒｅｃ１）、充電電流制限抵抗（Ｒ１）、サイリスタ（Ｔｈｙ１）などを備えて構成される。充電電流制限抵抗（Ｒ１）は、コンデンサ（Ｃｐ，Ｃｎ，Ｃａ〜Ｃｃ）への充電電流を制限するための抵抗素子であり、サイリスタ（Ｔｈｙ１）は、初期充電完了後に充電電流制限抵抗（Ｒ１）を短絡するための制御素子である。また、この整流回路は、直流中間回路を構成するコンデンサ（Ｃｐ，Ｃｎ）の運転中の電圧（Ｖｄｃ：２×Ｅｄｃ）を一定に保持する機能や、電圧クランプ回路を構成するコンデンサ（Ｃａ〜Ｃｃ）の各電圧（Ｖｃａ〜Ｖｃｃ）の初期充電および運転中の電圧を一定に保持する機能を有している。
【００１４】
図３は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置を構成するＰＷＭ制御回路（１相分）の構成例を示す図である。同図に示すＰＷＭ制御回路は、ＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ信号生成第１回路２１と、ＰＷＭ信号生成第２回路２２とを備えている。
【００１５】
ＰＷＭ信号生成第１回路２１は入力端側にあり、その入力端は、電圧指令Ｖｒｅｆ_ａの入力端、２組の搬送波信号（Ｖｃｐ，Ｖｃｍ）の入力端、直流中間回路の両端電圧（すなわち直流母線１１，１２間の電圧：以下「直流中間回路電圧」という）Ｖｄｃの入力端、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）の５０％値の入力端、負荷である電動機のａ相に出力される電流（以下「ａ相出力電流」あるいは単に「出力電流」という）と同等（同一極性）の電流が入力される入力端、電圧クランプ回路の電圧（以下「電圧クランプ回路電圧」という）の入力端、所定第１の設定値（Ｖｈｓ）の入力端、所定第２の設定値（Ｖｈｒ）の入力端、所定第３の設定値（Ｖｌｓ）の入力端、所定第４の設定値（Ｖｌｃ）の入力端、およびクロック信号の入力端の、計１２個の入力端を有している。
【００１６】
一方、ＰＷＭ信号生成第２回路２２は出力端側にあり、その出力端は、ａ相のスイッチング素子（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）をそれぞれＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号の出力端（Ｓ１６ａ〜Ｓ４ａ）を有している。なお、図３に示す回路は、１相分の構成を示すものであり、この回路が各相毎に設けられることは言うまでもない。
【００１７】
（電力変換装置の動作）
つぎに、実施の形態１にかかる電力変換装置の動作を図１〜図４などを参照して説明する。なお、図４は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置のスイッチング波形例を示す図である。
【００１８】
直流中間回路のコンデンサ（Ｃｐ、Ｃｎ）は、図２の整流回路により定格直流電圧（Ｖｄｃ＝２×Ｅｄ）まで充電される。電圧クランプ回路のコンデンサ（Ｃａ）は、電動機（ＩＭ）への印加電圧をＥｄにクランプする機能を有している。ここで、図３に示したＰＷＭ制御回路は、図４の（１）に示す電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）と２組の搬送波（Ｖｃｐ、Ｖｃｎ）とを入力信号とし、同図の（２）〜（５）に示すスイッチング信号を自身の出力端（Ｓ１ａ〜Ｓ４ａ）から出力する。これらのスイッチング信号は、図１の電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）の制御端（Ｓ１ａ〜Ｓ４ａ）に入力される。一方、出力端（ａ１）から電動機（ＩＭ）の入力端（ａ２）に対して、直流中間回路電圧（＋２Ｅｄ）、電圧クランプ回路電圧（Ｅｄ）および制御端（Ｓ１ａ〜Ｓ４ａ）に入力されるスイッチング信号の作用に基づいて決定される出力電流（ａ相分）が出力される。このときの波形は、図４の（６）に示すような、基本波電圧が電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）に比例した（＋Ｅｄ，０，−Ｅｄ）の３階調の電圧（Ｖａ：ａ相出力電圧）であり、電動機（ＩＭ）に対して所望の電力が給電されることになる。
【００１９】
なお、本実施の形態では、上記した電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）にかかる作成手法について、より詳細な説明については省略する。一例を挙げるとするならば、例えば、電動機駆動用の電力変換装置に対してベクトル制御を行う場合において、ａ相出力電流（Ｉａ）が所定の電流信号（Ｉｒｅｆ_ａ）と等しくなるように制御するときの電圧指令（Ｖａ）が、この電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）に相当する。
【００２０】
なお、上記の説明では、インバータ主回路構成（図１）およびＰＷＭ制御回路（図３）に関して、各１相分（ａ相）の構成を示したが、他の相（ｂ相、ｃ相）についても同様な構成となる。また、直流中間回路については、正負２個のコンデンサ（Ｃｐ、Ｃｎ）で構成するとともに中間電位を接地するようにしているが、これは説明の便宜上のためであり、単一のコンデンサで構成され、また、２個のコンデンサで構成されていたとしても、その中間電位は非接地とされる場合の方が多い。
【００２１】
また、上記では、電力変換装置を電動機駆動用として構成した場合について説明したが、電力変換装置を電力系統安定化用として用いる場合には、出力端（ａ１，ｂ１，ｃ１）には、電動機（ＩＭ）ではなく、商用電源（ＣＭ）が接続されることは言うまでもない。なお、この場合の電圧指令（Ｖａ）は、例えば電力系統安定化制御における電流制御系の出力として与えられることが広く知られている。
【００２２】
また、上記では、電力変換装置を３相で構成しているが、３相に限定されるものではなく、２相の電力変換装置あるいは４相以上の多相電力変換装置としての構成が可能であることは言うまでもない。
【００２３】
（ＰＷＭ制御回路の制御アルゴリズム）
つぎに、図３に示したＰＷＭ制御回路の制御アルゴリズムについて説明する。なお、図３のＰＷＭ制御回路は、実施の形態１にかかる制御アルゴリズムを実現するために種々の論理素子を用いて構成した一例を示すものである。
【００２４】
図３において、ＰＷＭ信号生成第１回路２１は、電動機へ供給すべき電力に応じて制御されるａ相出力電圧（Ｖａ）に対応する電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）の極性を判別する第１の比較器（Ｃｍｐ１）と、正極性の搬送波（Ｖｃｐ）および電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）を入力としてその大小を判別する第２の比較器（Ｃｍｐ２）と、負極性の搬送波（Ｖｃｎ）および電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）を入力としてその大小を判別する第３の比較器（Ｃｍｐ３）と、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）が直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）の５０％値と所定第１の設定値（Ｖｈｓ）との和を超えたか否かを検出する第４の比較器（Ｃｍｐ４）と、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）が直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）の５０％値と所定第２の設定値（Ｖｈｒ）の和よりも低下したか否かを検出する第５の比較器（Ｃｍｐ５）と、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）が直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）の５０％値と所定第３の設定値（Ｖｌｓ）の和を低下したか否かを検出する第６の比較器（Ｃｍｐ６）と、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）が直流中間回路電圧の５０％値と所定第４の設定値（Ｖｌｒ）の和よりも超過したか否かを検出する第７の比較器（Ｃｍｐ７）と、を備えるとともに、第４の比較器（Ｃｍｐ４）の出力と第５の比較器（Ｃｍｐ５）の出力に基づいて、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）が直流中間回路の５０％よりも超過した状態を記憶する第１の記憶装置（ＦＦ１）と、第６の比較器（Ｃｍｐ６）の出力と第７の比較器（Ｃｍｐ７）との出力に基づいて、電圧クランプ回路の電圧が直流中間回路の５０％よりも低下した状態を記憶する第２の記憶装置（ＦＦ２）と、第１の記憶装置（ＦＦ１）が動作した場合には上記状態を記憶する一方で、第２の記憶装置（ＦＦ２）が動作した場合は上記状態を解除する第３の記憶装置（ＦＦ３）を備えている。
【００２５】
また、ＰＷＭ信号生成第２回路２２は、以下の機能を有する回路部として構成される。すなわち、電圧Ｖｒｅｆ_ａの極性（正極性：１、負極性：０）と電流Ｉａの極性（正極性：１、負極性：０）と第３の記憶装置（ＦＦ３）の極性（第１の記憶装置（ＦＦ１）の動作時：１、第２の記憶装置（ＦＦ２）の動作時：０）の排他的論理和が０、または、第１の記憶装置（ＦＦ１）が不動作（不動作：０）かつ第２の記憶装置（ＦＦ２）も不動作（不動作：０）の場合には、電力半導体（ＳＷ１ａ）は第１の比較器（Ｃｍｐ１）の出力で駆動され、電力半導体（ＳＷ２ａ）は第２の比較器（Ｃｍｐ２）と第３の比較器（Ｃｍｐ３）の論理和の出力で駆動され、電力半導体（ＳＷ３ａ）は第２の比較器（Ｃｍｐ２）の逆極性と第３の比較器（Ｃｍｐ３）の逆極性の論理和の出力で駆動され、電力半導体（ＳＷ４ａ）は第１の比較器（Ｃｍｐ１）の逆極性の出力で駆動される。
【００２６】
上記の場合とは逆に、電圧Ｖｒｅｆ_ａの極性（正極性：１、負極性：０）と電流Ｉａの極性（正極性：１、負極性：０）と第３の記憶装置（ＦＦ３）の極性（第１の記憶装置（ＦＦ１）の動作時：１、第２の記憶装置（ＦＦ２）の動作時：０）の排他的論理和が１、かつ、第１の記憶装置（ＦＦ１）が不動作（不動作：０）または第２の記憶装置（ＦＦ２）が不動作（不動作：０）の場合には、電力半導体（ＳＷ１ａ）は第２の比較器（Ｃｍｐ２）と第３の比較器（Ｃｍｐ３）の論理和の出力で駆動され、電力半導体（ＳＷ２ａ）は第１の比較器（Ｃｍｐ１）の出力で駆動され、電力半導体（ＳＷ３ａ）は第１の比較器（Ｃｍｐ１）の逆極性の出力で駆動され、電力半導体（Ｓ４ａ）は第２の比較器（Ｃｍｐ２）の逆極性と第３の比較器（Ｃｍｐ３）の逆極性の論理和の出力で駆動される。
【００２７】
上記のような動作が行われる結果、電力変換装置のインバータ主回路において、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）のスイッチング状態は、例えば直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）と電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）の電圧比が２：１のときには、図４の（２）〜（５）に示すＰＷＭ波形でＰＷＭ制御される。
【００２８】
また、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）と電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）の電圧比が２：１から変化した場合には、例えば図５の（２）〜（５）に示すＰＷＭ波形でＰＷＭ制御されるようになる。なお、これらのＰＷＭ制御により、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）と電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）の電圧比は、この電圧比２：１を維持するように制御される。
【００２９】
（実施の形態１の電力変換装置におけるシミュレーション結果）
つぎに、実施の形態１の電力変換装置におけるシミュレーション結果について図６〜図１０の各図面を参照して説明する。ここで、図６は、本発明の実施の形態１の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図であり、比較のため、従来技術にかかるシミュレーション結果を図７に示している。なお、図７のシミュレーション結果は、図８に示すＰＷＭ波形に基づいて制御された場合であり、このときのＰＷＭ波形は、例えば図９に示すような従来技術のＰＷＭ制御回路を使用して生成される。また、図１０は、直流中間回路および電圧クランプ回路に流れるリップル電流にかかる従来技術との比較結果を示す図である。
【００３０】
（シミュレーションの条件−インバータ主回路における各種パラメータ）
本実施の形態では、シミュレーションを行う際のインバータ主回路における各種パラメータとして以下の値を用いている。
（１）電力変換装置の出力周波数ｆ＝５０Ｈｚ
（２）搬送波の周波数Ｆｃ＝１０ｋＨｚ
（３）出力電圧（相電圧）Ｖａ＝１１５Ｖｒｍｓ（線間電圧２００Ｖｒｍｓ相当）
（４）出力電流（相電流）Ｉａ＝１００Ａｒｍｓ
（５）直流中間回路電圧Ｖｄｃ＝２×Ｅｄ＝３００Ｖ（定格電圧）
（６）電圧クランプ回路のコンデンサ容量Ｃａ＝１３．８ｍＦ
（７）電動機（負荷）の内部インピーダンスＺ＝０．３６７ｍＨ＋０．０１１５Ω（スター接続換算）
（８）電流位相３０°（位相遅れ）
【００３１】
上記の中で、電圧クランプ回路のコンデンサ容量を決定する際には、電圧クランプ回路の等価容量という概念を用いて、電力変換装置の出力容量との比較において決定することができる。ここで、電圧クランプ回路の等価容量および電力変換装置の出力容量は次式で与えられる。
等価容量＝２×π×ｆ×（コンデンサ容量）×（電力変換装置出力電圧）^２
出力容量＝√（３）×（定格電圧）×（定格電流）
【００３２】
なお、上式で示される等価容量が、電力変換装置の出力容量の２０倍以下となるような容量値を有するコンデンサを用いることが好ましく、また、出力容量の５〜１０倍となるような容量値を有するコンデンサであればさらに好ましい。
【００３３】
例えば、電力変換装置の出力容量を３８ｋＶＡ、電力変換装置の出力電圧（Ｖａ）を２２０Ｖ、出力電流（Ｉａ）を１００Ａｒｍｓ、電圧クランプ回路（Ｃａ）のコンデンサ容量を１３．８ｍＦとすれば、この場合の電圧クランプ回路の等価容量は、２×３．１４×６０×１３．８ｍＦ×２２０Ｖ×２２０Ｖ＝２５０ｋＶＡとなり、電力変換装置の出力容量３８ｋＶＡに対して６．６倍のコンデンサ容量を用いたことになる。
【００３４】
（シミュレーションの条件−ＰＷＭ制御回路における設定パラメータ）
また、本実施の形態では、シミュレーションを行う際のＰＷＭ制御回路における設定パラメータとして以下の値を用いる。
（１）第１の設定値Ｖｈｓ＝０．９Ｖ
（２）第２の設定値Ｖｈｒ＝０Ｖ
（３）第３の設定値Ｖｌｓ＝−０．９Ｖ
（４）第４の設定値Ｖｌｒ＝−０Ｖ
【００３５】
（シミュレーション結果）
図６において、例えば時刻４ｍｓ近辺で電圧クランプ回路（Ｃａ）に電力が蓄えられ、その電圧（Ｖｃａ）が上昇している間（Ｋ１またはＫ２で示す部分）では、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａまたはＳＷ４ａ）の何れかがオンし、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａおよびＳＷ３ａ）は、搬送波周波数（１０ｋＨｚ相当）でスイッチングしていることが分かる。また、電圧クランプ回路（Ｃａ）から電力が放出されその電圧（Ｖｃａ）が低下している間（Ｋ３およびＫ４で示す部分）では、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａまたはＳＷ３ａ）の何れかがオンし、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａまたはＳＷ４ａ）は、搬送波周波数（１０ｋＨｚ相当）でスイッチングしていることが分かる。
【００３６】
この動作は、ＰＷＭ制御回路の制御によって行われる。いま、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）をＶｄｃ＝３００Ｖ一定とすると、上記の設定パラメータに示したように、Ｖｈｓ＝０．９Ｖであるため、第１の記憶装置（ＦＦ１）は１５０Ｖ＋０．９Ｖ＝１５０．９Ｖでセットされ、１５０Ｖでリセットされる。一方、Ｖｌｓ＝−０．９Ｖであるため、第２の記憶装置（ＦＦ２）は１５０Ｖ−０．９Ｖ＝１４９．１Ｖでセットされ、１５０Ｖでリセットされる。その結果、図６の（３）に示すように、電圧クランプ回路（Ｃａ）によって電力の蓄積／放出が適宜行われる一方で、不必要なスイッチング動作は削減される。なお、図６（実施の形態１）と図７（従来例）との比較によって明らかなように、実施の形態１では、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）のスイッチング回数が、５０％程度に削減されていることが分かる。
【００３７】
また、図１０は、出力電流Ｉａ＝１００（Ａｒｍｓ）および電流位相３０°を各一定とし、出力電圧（Ｖａ）を変化させた場合の、直流中間回路および電圧クランプ回路に流れるリップル電流の比較結果を示している。同図に示すように、例えば本実施の形態では、電力変換装置の出力電圧が２００Ｖ時における直流中間回路のリップル電流は４３．１（Ａｒｍｓ）、電圧クランプ回路のリップル電流は４２．６（Ａｒｍｓ）であるのに対して、従来の実施例では、直流中間回路のリップル電流は４４．５（Ａｒｍｓ）、電圧クランプ回路のリップル電流は４２．７（Ａｒｍｓ）であり、出力電圧が高い領域におけるリップル電流の低減効果が高いことが分かる。
【００３８】
なお、本実施の形態では、電動機駆動用の電力変換装置におけるシミュレーション結果として、出力周波数５０（Ｈｚ）、出力電流１００（Ａｒｍｓ）、電流位相３０°（位相遅れ）の各条件下で、出力電圧（Ｖａ）を変化させた場合を示しているが、０°から３６０°の全電流位相に対しても、電流位相３０°のときと同様に安定に制御可能であることは言うまでもない。また、本実施の形態では、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）についても、一定電圧（２×Ｅｄ）として示しているが、例えば図２の整流回路にダイオード整流器のような整流器を用いた場合には、直流中間回路電圧（Ｅｄ）が常時変動することになるが、このような場合でも、電圧クランプ回路（Ｃａ）の電圧がその変動に対して、常時、設定値である５０％値に制御されることは言うまでもない。
【００３９】
実施の形態２．
実施の形態２は、図１に示すインバータ主回路、図２に示す整流回路、および図３に示すＰＷＭ制御回路などを用いて構成され、特に、電力系統安定化用の電力変換装置に用いて好適な実施の形態を示すものである。また、電力系統安定化用の電力変換装置は、電力系統に対して無効電力を供給するため、電圧クランプ回路に流入する電力の平均値が０となり、電圧変動が生じないことに着目した実施の形態でもある。なお、基本的な動作は、実施の形態１と同一あるいは同等であり、ここではその動作の特徴をシミュレーション結果にて説明する。
【００４０】
（シミュレーションの条件）
実施の形態２にかかるシミュレーション条件は、以下に示す条件を除き、実施の形態１と同一である。なお、図１のインバータ主回路には、負荷として電力系統が接続されているものとする。
（１）電圧クランプ回路の素子容量＝２７．６ｍＦ
（２）第１の設定値Ｖｈｓ＝９Ｖ
（３）第３の設定値Ｖｌｓ＝−９Ｖ
【００４１】
（シミュレーション結果）
図１１は、本発明の実施の形態２の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図であり、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）の位相よりも９０°遅れの無効電流（Ｉａ）が電力変換装置から電力系統に対して供給されている場合の各部波形を示している。図１１において、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）は、図３に示したＰＷＭ制御回路によってスイッチング制御され、特に電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）は電源周波数相当の５０Ｈｚでスイッチングされていることが分かる。また、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）も１４６Ｖから１５２Ｖの間で安定に制御されていることが分かる。
【００４２】
なお、図１１は、電流位相が電圧位相に対して９０°遅れの場合を示しているが、９０°進みの場合であっても同様である。
【００４３】
このように、電力系統安定化用の電力変換装置として、本実施の形態にかかる構成および制御手法を適用した場合には、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）のスイッチング周波数を、例えば数ｋＨｚの周波数から商用周波数（５０／６０Ｈｚ）まで低減可能となり、電力半導体スイッチの周辺回路（冷却構造、スナバ回路、スナバエネルギー回生回路など）の小型化や低コスト化が可能となる。
【００４４】
また、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）として、スイッチング損失は大きいが導通損失の少ないものに変更することで、より一層の低損失化を実現することができる。さらには、電力半導体装置全体の損失を抑えたままスイッチング周波数を増加させることができるので、高調波フィルタやノイズフィルタの小型化、低コスト化も実現可能となる。なお、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）の制御手法については、系統に注入する無効電力に応じて電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）を制御すればよいことについては広く知られており、本実施の形態ではその説明を省略する。
【００４５】
実施の形態３．
実施の形態２は、図１に示すインバータ主回路、図２に示す整流回路、および図３に示すＰＷＭ制御回路などを用いて構成され、特に、負荷である電動機（ＩＭ）の駆動周波数を、例えば通常の５０／６０Ｈｚから例えば５００Ｈｚと一桁高く駆動した場合に好適な実施の形態を示すものである。また、駆動周波数を一桁高く駆動した場合には、電圧クランプ回路の等価容量も一桁高くなることから、電圧変動が生じにくくなることに着目した実施の形態でもある。なお、基本的な動作は、実施の形態１と同一あるいは同等であり、ここではその動作の特徴をシミュレーション結果にて説明する。
【００４６】
（シミュレーションの条件）
実施の形態３にかかるシミュレーション条件は、電力変換装置の出力周波数（ｆ）を除き、実施の形態２と同一である。なお、図１のインバータ主回路には、負荷として電動機が接続されているものとする。
・電力変換装置の出力周波数ｆ＝５００Ｈｚ
【００４７】
（シミュレーション結果）
図１２は、本発明の実施の形態３の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図であり、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）は、図３に示したＰＷＭ制御回路によってスイッチング制御される。図１２の（４）を参照すると、４〜６ｍｓの２ｍｓ間において、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ）は６回のスイッチング動作をしている。一方、変調周波数１０ｋＨｚの周期は０．１ｍｓであるため、変調周波数１０ｋＨｚの場合には２ｍｓの間で２０回のスイッチング動作が行われることになる。このことは、本実施の形態にかかる電力変換装置では、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）のスイッチング動作が、図７に示した従来の電力変換装置と比較して、１／３程度に軽減されることを意味している。
【００４８】
その結果、本実施の形態の電力変換装置では、電力半導体スイッチの周辺回路（冷却構造、スナバ回路、スナバエネルギー回生回路など）の小型化や低コスト化が可能となる。また、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）として、スイッチング損失は大きいが導通損失の少ないものに変更することで、より一層の低損失化を図ることができる。さらには、電力半導体装置全体の損失を抑えたままスイッチング周波数を増加させることができるので、高調波フィルタやノイズフィルタの小型化、低コスト化も実現可能となる。
【００４９】
＜実施の形態４〜６の説明にかかる前提事項＞
ところで、実施の形態１〜３に示した電力変換装置は、主として出力電圧や負荷力率が高い場合での、スイッチング損失や電圧クランプ回路のリップル電流を低減させることを主目的としていたが、以下に説明する実施の形態４〜６では、出力電圧の全領域、あるいは負荷力率の全領域において、その効果を発揮するものである。より詳細には、電圧指令の変調により、２組の搬送波（Ｖｃｐ，Ｖｃｎ）を用いた変調方式（バイポーラ変調）から、２組の搬送波（Ｖｃｐ，Ｖｃｎ）のうちの一つの搬送波（ＶｃｐまたはＶｃｎ）を擬似的に用いる変調方式（ユニポーラ変調）を適用することで、従来技術ではなし得なかった還流モードを付加し、電圧クランプ回路、あるいは直流中間回路のリップル電流および素子損失のさらなる低減を可能としたものである。
【００５０】
実施の形態４．
つぎに、実施の形態４にかかる電力変換装置について説明する。図１３は、本発明の実施の形態４にかかる電力変換装置に使用可能な電圧指令生成回路の構成例を示す図である。本実施の形態は、図１に示すインバータ主回路、図２に示す整流回路、図３に示すＰＷＭ制御回路および図１３に示す電圧指令生成回路などを用いて構成され、特に、電動機駆動用の３相電力変換装置に用いて好適な実施形態を示すものである。
【００５１】
図１３に示す電圧指令生成回路は、所定レベルの各相電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）に加算するためのオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成部２５を備えて構成される。図１３において、オフセット電圧生成部２５は、比較器、マルチプレクサ（ＭＵＸ）、加算器、変調信号生成器（±Ｖｍａｘ）などを備え、例えば電動機のベクトル制御を行う際の電流制御器の出力として用いられる３相電圧信号の各相電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）を入力とし、これらの各相電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）における正負の最大値を中心に、６０゜の位相幅で最大電圧となるような変調信号（Ｖｏｆｆｓｅｔ）を生成する（後述の図１４を参照）。なお、この変調信号は、各相電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）に加算されて電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ、Ｖｒｅｆ_ｂ、Ｖｒｅｆ_ｃ）となり、図３に示したＰＷＭ制御回路の入力端Ｖｒｅｆ_ａへの入力信号とされる。
【００５２】
図１４は、図１３に示す電圧指令生成回路の出力信号の波形例を示す図である。より詳細に説明すると、図１４の上段部は、３相電圧信号における各相の電圧波形（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）とオフセット電圧生成部２５の出力波形（Ｖｏｆｆｓｅｔ）を示し、同図の下段部は、電圧指令生成回路の出力波形（Ｖｒｅｆ_ａ，Ｖｒｅｆ_ｂ，Ｖｒｅｆ_ｃ）を示している。同図の下段部において、例えば３．３ｍｓ〜６．６ｍｓの間では、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ、Ｖｒｅｆ_ｂ、Ｖｒｅｆ_ｃ）は、全て９３Ｖから１５０Ｖの間の正極性であるため、図３に示すＰＷＭ制御回路にて、３相の全てが搬送波（Ｖｃｐ）によってＰＷＭ変調されることになる。
【００５３】
（シミュレーションの条件）
実施の形態４にかかるシミュレーション条件は、電力変換装置の出力電圧（Ｖａ）を除き、実施の形態１と同一である。
・出力電圧（相電圧）Ｖａ＝２３Ｖｒｍｓ（線間電圧４０Ｖｒｍｓ相当）
【００５４】
（シミュレーション結果）
図１５は、本発明の実施の形態４の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図であり、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）は、図３に示したＰＷＭ制御回路によってスイッチング制御される。図１５の（１）に示されるように、３．３ｍｓ〜６．６ｍｓの間（約６０°の区間）では、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）は最大電圧相当（＝１５０Ｖ）に調整される。したがって、この区間では、図３のＰＷＭ制御回路の制御に基づき、図１５の（４）〜（７）に示すように、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ，ＳＷ２ａ）がオンの状態に制御される一方で、電力半導体スイッチ（ＳＷ３ａ，ＳＷ４ａ）はオフの状態に制御されるため、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）は一定電圧を維持する。
【００５５】
また、０〜３．３ｍｓの間では、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ）がオフの状態に制御されるとともに電力半導体スイッチ（ＳＷ４ａ）がオンの状態に制御され、また、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａ、ＳＷ３ａ）は交互にオン・オフの状態にＰＷＭ制御される。
【００５６】
さらに、６．６〜１０．０ｍｓの間では、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａ、ＳＷ３ａ）が交互にオン・オフの状態にＰＷＭ制御されるときには、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ）がオフの状態に制御され、かつ、電力半導体スイッチ（ＳＷ４ａ）がオンの状態に制御され、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）が交互にオン・オフの状態にＰＷＭ制御されるときには、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａ）がオフの状態に制御され、かつ、電力半導体スイッチ（ＳＷ３ａ）がオンの状態に制御される。
【００５７】
なお、１０〜２０ｍｓの区間では、上記の制御と全く対照的な制御が行われる。したがって、これらの１周期の区間（０〜２０ｍｓ）を通じて、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃ１）は安定的に制御され、また、出力電流（Ｉａ）は、より正弦波状に制御されることになる。
【００５８】
また、図１６には、出力電流Ｉａ＝１００（Ａｒｍｓ）および電流位相３０°を各一定とし、出力電圧（Ｖａ）を変化させた場合の、直流中間回路および電圧クランプ回路に流れるリップル電流の従来技術との比較結果を示している。同図に示すように、例えば本実施の形態では、電力変換装置の出力電圧が４０Ｖ時における電圧クランプ回路のリップル電流が４０．８（Ａｒｍｓ）であるのに対して、従来の実施例では、電圧クランプ回路のリップル電流は９１．３（Ａｒｍｓ）（領域外）であり、特に、出力電圧が低い領域におけるリップル電流の低減に著しい効果のあることが分かる。
【００５９】
実施の形態５．
つぎに、実施の形態５にかかる電力変換装置について説明する。図１７は、本発明の実施の形態５にかかる電力変換装置に使用可能な電圧指令生成回路の構成例を示す図である。本実施の形態は、図１に示すインバータ主回路、図２に示す整流回路、図３に示すＰＷＭ制御回路および図１５に示す電圧指令生成回路などを用いて構成され、特に、電動機駆動用の３相電力変換装置に用いて好適な実施の形態を示すものである。
【００６０】
図１７に示す電圧指令生成回路は、各相電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）に加算するためのオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成部２７を備えて構成される。図１７において、オフセット電圧生成部２７は、リファレンス電流（Ｉｒｅｆ_ａ、Ｉｒｅｆ_ｂ、Ｉｒｅｆ_ｃ）に同期して１／６サイクル毎のユニット電圧を出力する６組のユニット電圧発生器（Ｕｕ、Ｕｚ、Ｕｖ、Ｕｘ、Ｕｗ、Ｕｙ）と、６組の乗算器（Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６）と、１４組の加減算器（Ｓ１〜Ｓ６、Ａ１〜Ａ８）とによって変調信号（Ｖｏｆｆｓｅｔ）を生成する（後述の図１８を参照）。なお、この変調信号（ｏｆｆｓｅｔ）は、各相電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）に加算されて電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ、Ｖｒｅｆ_ｂ、Ｖｒｅｆ_ｃ）となり、図３に示したＰＷＭ制御回路の入力端Ｖｒｅｆ_ａへの入力信号とされる。
【００６１】
図１８は、図１７に示す電圧指令生成回路の出力信号の波形例を示す図である。より詳細に説明すると、図１８の上段部は、３相電圧信号における各相の電圧波形（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）とオフセット電圧生成部２７の出力波形（Ｖｏｆｆｓｅｔ）を示し、同図の下段部は、電圧指令生成回路の出力波形（Ｖｒｅｆ_ａ，Ｖｒｅｆ_ｂ，Ｖｒｅｆ_ｃ）を示している。同図の下段部において、例えば５ｍｓ〜８ｍｓの間では、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ、Ｖｒｅｆ_ｂ、Ｖｒｅｆ_ｃ）は、全て９３Ｖから１５０Ｖの間の正極性であるため、図３に示すＰＷＭ制御回路にて、３相の全てが搬送波（Ｖｃｐ）によってＰＷＭ変調されることになる。
【００６２】
（シミュレーションの条件）
実施の形態５にかかるシミュレーション条件は、実施の形態４と同一である。
【００６３】
（シミュレーション結果）
図１９は、本発明の実施の形態５の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図であり、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）は、図３に示したＰＷＭ制御回路によってスイッチング制御される。図１９の（１）に示されるように、電流信号（Ｉａ）の正のピーク近辺（５．０ｍｓ〜８．３３ｍｓの区間）では、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）は最大電圧相当（＝１５０Ｖ）に調整されている。したがって、この区間では、図３のＰＷＭ制御回路の制御に基づき、図１９の（４）〜（７）に示されるように、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ，ＳＷ２ａ）がオンの状態に制御されるとともに、電力半導体スイッチ（ＳＷ３ａ，ＳＷ４ａ）がオフの状態に制御されるため、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）は一定電圧を維持する。
【００６４】
また、電流信号（Ｉａ）のピーク近辺以外の正の区間（１．６７〜５．０ｍｓ、８．３３〜１１．６７ｍｓの区間）では、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）が交互にオン・オフの状態にＰＷＭ制御されるときには、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａ）がオフの状態に制御され、かつ、電力半導体スイッチ（ＳＷ３ａ）がオンの状態に制御され、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａ、ＳＷ３ａ）が交互にオン・オフの状態にＰＷＭ制御されるときには、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ）がオフの状態に制御され、かつ、電力半導体スイッチ（ＳＷ４ａ）がオンの状態に制御される。
【００６５】
同様に、電流信号（Ｉａ）の負のピーク近辺（１５．０〜１８．３３ｍｓの区間）では、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）は最小電圧相当（＝−１５０Ｖ）に調整されており、この区間では、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ，ＳＷ２ａ）がオフの状態に制御されるとともに、電力半導体スイッチ（ＳＷ３ａ，ＳＷ４ａ）がオンの状態に制御されるため、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）は一定電圧を維持する。
【００６６】
また、電流信号（Ｉａ）のピーク近辺以外の負の区間（１１．６７〜１５．０ｍｓ、１８．３３〜２０．０ｍｓの区間）では、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）が交互にオン・オフの状態にＰＷＭ制御されるときには、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａ）がオンの状態に制御され、かつ、電力半導体スイッチ（ＳＷ３ａ）がオフの状態に制御され、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａ、ＳＷ３ａ）が交互にオン・オフの状態にＰＷＭ制御されるときには、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ）がオンの状態に制御され、かつ、電力半導体スイッチ（ＳＷ４ａ）がオフの状態に制御される。
【００６７】
したがって、これらの１周期の区間（０〜２０ｍｓ）を通じて、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃ１）が安定的に制御され、また、出力電流（Ｉａ）もより正弦波状に制御されることになる。
【００６８】
また、図２０には、出力電流Ｉａ＝１００（Ａｒｍｓ）および電流位相３０°を各一定とし、出力電圧（Ｖａ）を変化させた場合の、直流中間回路および電圧クランプ回路に流れるリップル電流の従来技術との比較結果を示している。同図に示すように、例えば本実施の形態では、電力変換装置の出力電圧が２０Ｖ時における電圧クランプ回路のリップル電流が２８．９（Ａｒｍｓ）であるのに対して、従来の実施例では、電圧クランプ回路のリップル電流は９５．６（Ａｒｍｓ）（領域外）であり、特に、出力電圧が低い領域におけるリップル電流の低減に著しい効果のあることが分かる。
【００６９】
なお、本実施の形態では、図１９から明らかなように、出力電流（Ｉａ）のピーク値近辺でのスイッチング制御を行なっていないため、従来の実施例と比較して、装置の信頼性の向上と低損失化とを容易に実現することができる。
【００７０】
また、本実施の形態では、電流位相が電圧位相に対して３０°遅れる場合についての説明を行ったが、出力電圧（Ｖａ）の電圧位相に対する位相シフトが−３０°〜３０°、あるいは１５０°〜２１０°のいずれの範囲にあるときでも、上記と同様の効果を得ることができる。
【００７１】
一方、両者の位相差が３０°を超える場合には、１／６サイクル毎のユニット電圧を出力する６組のユニット電圧発生器（Ｕｕ、Ｕｚ、Ｕｖ、Ｕｘ、Ｕｗ、Ｕｙ）の各相の電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）との位相差を最大±３０°で固定することで、直流中間回路および電圧クランプ回路に流れるリップル電流の低減化が可能となる。
【００７２】
また、図２１は、本実施の形態にかかる電力変換装置において、実施の形態３と同様に、電動機の駆動周波数を例えば通常の５０／６０Ｈｚから例えば５００Ｈｚと一桁高く駆動した場合のシミュレーション結果を示す図である。実施の形態３と同様に、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）のスイッチング周波数が、商用周波数相当まで低減されていることが分かる。
【００７３】
したがって、本実施の形態の電力変換装置を電動機駆動用として用いた場合に、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）のスイッチング周波数を、例えば数ｋＨｚの周波数から商用周波数（５０／６０Ｈｚ）まで低減可能となり、電力半導体スイッチの周辺回路（冷却構造、スナバ回路、スナバエネルギー回生回路など）の小型化や低コスト化が可能となる。
【００７４】
また、本実施の形態にかかる電力変換装置では、例えば電力半導体スイッチとしてＧＴＯを用いる場合に、電流遮断時のＧＴＯに直列に挿入されたアノードリアクトルのエネルギーを処理するためのスナバ回路の容量を低減することができる。また、外側の素子（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａに相当する素子）として、スイッチング損失は大きいが同通損失の少ない素子で構成することにより、さらなる低損失化を実現することができる。さらには、例えばＧＴＯが発生する熱を除去するための冷却フィンを片側だけに設けることにより、冷却構造をより簡素化することができる。
【００７５】
実施の形態６．
つぎに、実施の形態６にかかる電力変換装置について説明する。図２２は、本発明の実施の形態６にかかる電力変換装置に使用可能な電圧指令生成回路の構成例を示す図である。本実施の形態は、図１に示すインバータ主回路、図２に示す整流回路、図３に示すＰＷＭ制御回路および図２２に示す電圧指令生成回路などを用いて構成され、特に、電動機駆動用の３相電力変換装置に用いて好適な実施の形態を示すものである。
【００７６】
図２２に示す電圧指令生成回路は、所定のレベルに調整された各相電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）に所定のオフセット信号が付加された３次調波信号を加算して図３に示したＰＷＭ制御回路の入力端Ｖｒｅｆ_ａに入力させるための電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ、Ｖｒｅｆ_ｂ、Ｖｒｅｆ_ｃ：後述の図２３を参照）を生成して出力する。
【００７７】
（シミュレーションの条件）
実施の形態６にかかるシミュレーション条件は、以下に示す条件を除き、実施の形態１と同一である。
（１）電力変換装置の出力電圧Ｖａ＝１１．５Ｖｒｍｓ（線間電圧２０Ｖｒｍｓ相当）
（２）３次調波電圧Ｖ３ｆ＝１．９２Ｖｒｍｓ（Ｖａ×１／６相当）
（３）オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ＝±１３５Ｖ（５０Ｈｚの矩形波）
【００７８】
（シミュレーション結果）
図２３は、本発明の実施の形態６の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図であり、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）は、図３に示したＰＷＭ制御回路によってスイッチング制御される。図２３の（１）に示されるように、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ、Ｖｒｅｆ_ｂ、Ｖｒｅｆ_ｃ）は、正の半サイクルと負の半サイクルでステップ状に大きく変化するが、線間電圧は電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）に比例した正弦波であり、出力電流（Ｉａ）は正弦波状に変化する。基本的な動作としては、図２３の（４）〜（７）に示されるように、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）が正の区間では、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ）はオン、電力半導体スイッチ（ＳＷ４ａ）はオフの状態に制御されるとともに、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａ、ＳＷ３ａ）は交互にオン・オフの状態にＰＷＭ制御されるが、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）が約１５１Ｖを超過した場合には、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａ）がオン、かつ、電力半導体スイッチ（ＳＷ３ａ）がオフの状態に制御されるとともに、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）が交互にオン・オフの状態にＰＷＭ制御され、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）が一定電圧となるように制御される。
【００７９】
また、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）が負の区間では、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ）はオフ、電力半導体スイッチ（ＳＷ４ａ）はオンの状態に制御されるとともに、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａ、ＳＷ３ａ）は交互にオン・オフの状態にＰＷＭ制御されが、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）が約１５０Ｖを下回った場合には、電力半導体スイッチ（ＳＷ２ａ）がオフ、かつ、電力半導体スイッチ（ＳＷ３ａ）がオンの状態に制御されるとともに、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）が交互にオン・オフの状態にＰＷＭ制御され、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）が一定電圧となるように制御される。
【００８０】
また、図２４には、出力電流Ｉａ＝１００（Ａｒｍｓ）および電流位相３０°を各一定とし、出力電圧（Ｖａ）を変化させた場合の、直流中間回路および電圧クランプ回路に流れるリップル電流の従来技術との比較結果を示している。実施の形態４、５などと同様に、出力電圧が低い領域におけるリップル電流の低減に著しい効果のあることが分かる。
【００８１】
なお、本実施の形態では、上記のような電力変換装置の出力電圧が低周波・低電圧・低電流（５０Ｈｚ、線間電圧２０Ｖｒｍｓ相当）となるような運転領域でのシミュレーションを行ったが、このような運転領域では、オフセット電圧（Ｖｏｆｆｓｅｔ）を矩形波ではなく、例えば直流としてもよい。このような制御を行うことにより、例えば実施の形態２，３にかかる電力変換装置において、運転周波数の３倍の周波数で変動する対地間電位変動の発生を抑制することができ、より安定化された電力の供給が可能となる。
【００８２】
また、負荷が大きく、出力電流（Ｉａ）が増加する場合には、電力半導体スイッチ間（ＳＷ１ａとＳＷ４ａ、あるいはＳＷ２ａとＳＷ３ａ）のスイッチング回数に偏りが生じて温度上昇がアンバランスとなるが、例えば電力半導体スイッチの過渡熱時定数である例えば数百ｍｓｅｃの周期で、オフセット電圧（Ｖｏｆｆｓｅｔ）を例えば台形波状に滑らかに切り替えることで、これらのアンバランスの増加を抑制することができ、より安定的な運転が可能となる。
【００８３】
実施の形態７．
実施の形態７は、電圧クランプ回路（Ｃａ）の初期充電にかかる好適な実施の形態について示すものである。図３に示したＰＷＭ制御回路では、上述のように直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）と電圧クランプ回路電圧（Ｖｃ）の電圧比を一定に制御することが可能であり、この機能を利用して、補助電源を用いることなく電圧クランプ回路を構成できることに着目した実施の形態でもある。以下、その動作をシミュレーション結果に基づいて説明する。
【００８４】
（シミュレーションの条件−インバータ主回路における各種パラメータ）
本実施の形態では、シミュレーションを行う際のインバータ主回路における各種パラメータとして、実施の形態１の条件に加えて以下の値を用いる。
（１）電圧指令Ｖｒｅｆ_ａ＝０Ｖ
（２）直流中間回路電圧（Ｖｄｃ＝２×Ｅｄ）の初期値＝０Ｖ
（３）電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）の初期値＝０Ｖ
【００８５】
（シミュレーションの条件−ＰＷＭ制御回路における設定パラメータ）
また、本実施の形態では、シミュレーションを行う際のＰＷＭ制御回路における設定パラメータとして以下の値を用いる。
（１）第１の設定値Ｖｈｓ＝０Ｖ
（２）第２の設定値Ｖｈｒ＝０Ｖ
（３）第３の設定値Ｖｌｓ＝０Ｖ
（４）第４の設定値Ｖｌｒ＝０Ｖ
【００８６】
（シミュレーション結果）
図２５は、本発明の実施の形態７にかかるシミュレーション結果を示す図である。なお、本シミュレーションは、時刻０．０秒から時刻１．０秒に達するまでに直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）が３００Ｖまで上昇する、つまり電圧上昇率３００Ｖ／１秒の条件で実施した。なお、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）は、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）に対する電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）の比率として設定された出力比率（Ｖｃａ／Ｖｄｃ）に基づいて決定されるが、本シミュレーションでは、この出力比率を５０％（１／２：図３の入力端「５０％」を参照）に設定している。
【００８７】
図２５に示されるように、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）は、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）の上昇に伴い、上記出力比率に基づいて決定される電圧値（直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）の５０％値）まで上昇しており、図２に示すような整流回路を用いることなく、電圧クランプ回路電圧を安定的に充電することができる。
【００８８】
なお、本シミュレーションでは、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）の初期充電に関し、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）の初期値＝０Ｖ、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）の初期値＝０Ｖの条件で実施したが、任意の初期値においても、同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００８９】
実施の形態８．
実施の形態８は、電圧クランプ回路（Ｃａ）の初期充電にかかる実施の形態７とは異なる他の実施形態について示すものであり、図２６は、当該実施形態にかかるシミュレーション結果を示す図である。
【００９０】
本実施の形態では、例えば電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）と直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）とが半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）を介して接続される構成とし、上述の初期充電を半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）を介して行い、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）が、上記出力比率に基づいて決定される電圧レベル（Ｖｃａ_Ｌｅｖｅｌ、上記の例では１５０Ｖ）に達した後に半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）をオフにする制御が行われる。図２６に示すように、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）は、設定値である０．５秒後（電圧上昇率：３００Ｖ／１秒、出力比率：１／２）に１５０Ｖに達しており、電圧クランプ回路電圧に対する確実かつ安定的な充電が行われていることが分かる。
【００９１】
実施の形態９．
実施の形態９は、電圧クランプ回路（Ｃａ）の初期充電にかかる実施の形態７，８とは異なる他の実施形態について示すものであり、図２７は、当該実施形態にかかるシミュレーション結果を示す図である。
【００９２】
（シミュレーションの条件）
実施の形態９にかかるシミュレーション条件は、初期充電にかかるパラメータについては、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）の初期値を除き、実施の形態７と同一である。
・直流中間回路電圧（Ｖｄｃ＝２×Ｅｄ）の初期値＝０Ｖ
また、その他のパラメータについては、実施の形態１と同一である。
なお、本実施の形態では、図３に示したＰＷＭ制御回路において、出力比率を時刻０．０秒〜１．０秒までの間、０％から５０％までリニアに上昇させる制御を行っている。
【００９３】
（シミュレーション結果）
図２７に示されるように、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）は、（Ｖｃａ_ｌｅｖｅｌ）の制御カーブ（Ｖｃａ_ｒｅｆ）に従って、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）の５０％の電圧までリニアに上昇しており、電圧クランプ回路電圧を安定的に充電することができる。
【００９４】
なお、本シミュレーションでは、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）の初期充電に関し、電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）の初期値＝０Ｖの条件で実施したが、任意の初期値においても、同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００９５】
実施の形態１０．
実施の形態１０は、商用電源の停電時にも運転継続可能な電力変換装置の構成例を示すものであり、当該構成を電動機駆動用の電力変換装置として適用した場合の好適な実施の形態を示すものである。なお、図２８において、電圧クランプ回路を構成するコンデンサ（Ｃａ〜Ｃｃ）の各両端には電力蓄積要素容量（Ｂｆａ）が付加されているが、基本的な動作は、実施の形態１と同一あるいは同等であり、ここではその動作をシミュレーション結果にて説明する。
【００９６】
（シミュレーションの条件）
実施の形態１０にかかるシミュレーション条件は、以下に示す条件を除き、実施の形態１と同一である。
（１）出力電圧（相電圧）Ｖａ＝１００Ｖｒｍｓ（線間電圧１７３Ｖｒｍｓ相当）
（２）電力蓄積要素容量（Ｂｆａ）の出力電圧Ｖｂｆａ＝１５０Ｖ
（３）商用電源電圧２３０Ｖｒｍｓ（相電圧）
（４）商用電源のインピーダンスＺｃｍ＝１００ｕＨ
なお、電力蓄積要素容量（Ｂｆａ）は、例えば二次電池とし、その出力は常時一定であるものと仮定する。
【００９７】
（シミュレーション結果）
図２９は、本発明の実施の形態１０の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図であり、通常時（非停電時）の各部波形を示している。図２９に示されるように、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）は約９０Ｖｒｍｓ（相電圧）、出力電流（Ｉａ）も約９０Ａｒｍｓである。また、直流中間回路電圧も、約３００Ｖ±１Ｖに制御される。なお、電力蓄積要素（Ｂｆａ）が接続された電圧クランプ回路の電圧（Ｖｃａ）は、電力蓄積要素（Ｂｆａ）の出力電圧（Ｖｂｆａ）が１５０Ｖ一定であるため、図３に示したＰＷＭ制御回路における第１の記憶装置（ＦＦ１）および第２の記憶装置（ＦＦ２）の双方が動作せず、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａ）は図４に示されるスイッチングパターン（以下「スイッチングモード」という）でスイッチングされていることが分かる（図３と図２９の横軸の単位およびスケールの差に注意）。
【００９８】
図３０は、本発明の実施の形態１０の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図であり、時刻ｔ＝０．０３秒に停電が発生した場合の各部波形を示している。
【００９９】
図３０において、停電発生前には、電圧指令（Ｖｒｅｆ_ａ）は約６６Ｖｒｍｓ（相電圧）、出力電流（Ｉａ）は約７０Ａｒｍｓであり、また商用電源（ＣＭ）から整流器（Ｒｅｃ）を介して流入した直流電流（Ｉｄｃ）によって直流中間回路（Ｃｐ、Ｃｎ）が充電されるため、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）は約３００Ｖ±１Ｖの電圧が維持されている。一方、時刻ｔ＝０．０３秒後の停電発生後では、直流電流（Ｉｄｃ）はゼロとなるが、電動機（ＩＭ）に供給される電流（Ｉａ）は安定して供給されており、停電時にも運転を継続可能なことが理解できる。
【０１００】
停電時の動作をより詳細に説明すると、図３０の（２）に示されるように、停電発生時には、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）は一旦低下するが、その電圧（Ｖｄｃ）が２９６Ｖ以下になると、図３のＰＷＭ制御回路における第１の記憶装置（ＦＦ１）がセットされるため、ＰＷＭ制御回路は図５に示されるスイッチングモードとなる。このスイッチングモードでは、電力蓄積要素（Ｂｆａ）から直流中間回路（Ｃｐ、Ｃｎ）に電力が供給されるモードであり、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）は上昇する。一方、この制御が継続すると、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）は上昇して３００Ｖを超過するため、今度は第１の記憶装置（ＦＦ１）がリセットされ、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）は再度２９６Ｖに低下する。なお、このシーケンスは、復電まで、あるいは電力蓄積要素（Ｂｆａ）のエネルギーが放出されるまで繰り返される。
【０１０１】
なお、この実施の形態では、直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）と電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）の比が２対１の場合に、図４に示すようなスイッチングモードによって電力蓄積要素（Ｂｆａ）の電力を直流中間回路（Ｃｐ、Ｃｎ）に供給し、また、図５に示すスイッチングモードによって直流中間回路（Ｃｐ、Ｃｎ）の電力を電力蓄積要素（Ｂｆａ）に回生するようにしている。したがって、図４に示すスイッチングモードと図５に示すスイッチングモードを切り替える制御を行うことにより、電力蓄積要素（Ｂｆａ）に対する電力の出入（供給、回生）制御を積極的に行うことが可能となる。
【０１０２】
また、本実施の形態では、出力比率を１／２に設定することで電圧クランプ回路電圧（Ｖｃａ）と直流中間回路電圧（Ｖｄｃ）との比がほぼ１対２になるように制御を行っているが、この出力比率を替えることで、通常運転中の電力蓄積要素（Ｂｆａ）に対する電力制御を行うこともできる。
【０１０３】
実施の形態１１．
図３１は、実施の形態１１にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。実施の形態１１は、２台の電力変換装置を直流中間回路に相互に接続するように構成した実施形態を示すものであり、図３１では、一方の電力変換装置である電力変換装置（１０ａ）の出力端を商用電源ＣＭの入力端に接続するとともに、他方の電力変換装置である電力変換装置（１０ｂ）の出力端を電動機（ＩＭ）の入力端に接続するようにしている。
【０１０４】
図３１に示す構成では、商用電源（ＣＭ）と電動機（ＩＭ）との間における電力授受が２台の電力変換装置を介して行われるが、商用電源（ＣＭ）と電動機（ＩＭ）に供給される何れの電流においても、例えば図６に示すような正弦波となり、特別な高調波対策が不要となるという大きな利点が得られる。
【０１０５】
実施の形態１２．
例えば、図１に示した電力変換装置のインバータ主回路構成を参照すれば明らかなように、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）に印加される電圧は、直流中間回路電圧（２×Ｅｄ）と電圧クランプ回路電圧（Ｅｄ）との差電圧となる。一方、例えば停電が発生した場合に、直流中間回路電圧（２×Ｅｄ）の低下率と電圧クランプ回路電圧（Ｅｄ）の低下率とに差がある場合には、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）に対する印加電圧がばらつく。ここで、直流中間回路電圧（２×Ｅｄ）の低下率が電圧クランプ回路電圧（Ｅｄ）の低下率よりも小さい場合には、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）への印加電圧が大きくなる。そこで、電力半導体スイッチ（ＳＷ１ａ、ＳＷ４ａ）への印加電圧がＥｄ以下となるように、電圧クランプ回路の放電時定数を、直流中間回路放電時定数よりも長くすることが好ましい。
【０１０６】
なお、上記の各実施の形態では、図３に示すＰＷＭ制御回路を用いるとともに、このＰＷＭ制御回路に入力する好適なリファレンス信号を生成するための電圧指令生成回路にかかる種々の好適な実施形態について説明してきたが、各実施の形態毎の好適な構成に限定されるものではない。例えば、同等の機能や同等のアルゴリズムを、ＣＰＵでのＳ／Ｗ処理やＡＳＩＣでのＨ／Ｗ処理で実現してもよく、上述の各実施の形態で得られる効果と同等の効果が得られることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１０７】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、電動機駆動用、電力系統安定化用の電力変換装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１】本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置を構成するインバータ主回路の構成例を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置に用いられる整流回路の構成例を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置を構成するＰＷＭ制御回路（１相分）の構成例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置のスイッチング波形例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の図４とは異なるスイッチング波形例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態１の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図である。
【図７】従来技術の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図である。
【図８】従来技術にかかる電力変換装置のスイッチング波形例を示す図である。
【図９】従来技術にかかるＰＷＭ制御回路の構成例を示す図である。
【図１０】直流中間回路および電圧クランプ回路に流れるリップル電流にかかる従来技術との比較結果を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態２の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態３の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図である。
【図１３】本発明の実施の形態４にかかる電力変換装置に使用可能な電圧指令生成回路の構成例を示す図である。
【図１４】図１３に示す電圧指令生成回路の出力信号の波形例を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態４の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態４において構成される直流中間回路および電圧クランプ回路に流れるリップル電流の従来技術との比較結果を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態５にかかる電力変換装置に使用可能な電圧指令生成回路の構成例を示す図である。
【図１８】図１７に示す電圧指令生成回路の出力信号の波形例を示す図である。
【図１９】本発明の実施の形態５の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図である。
【図２０】本発明の実施の形態５において構成される直流中間回路および電圧クランプ回路に流れるリップル電流の従来技術との比較結果を示す図である。
【図２１】本発明の実施の形態５の電力変換装置における図１９とは異なる他のシミュレーション結果を示す図である。
【図２２】本発明の実施の形態６にかかる電力変換装置に使用可能な電圧指令生成回路の構成例を示す図である。
【図２３】本発明の実施の形態６の電力変換装置におけるシミュレーション結果を示す図である。
【図２４】本発明の実施の形態６において構成される直流中間回路および電圧クランプ回路に流れるリップル電流の比較結果を示す図である。
【図２５】本発明の実施の形態７にかかるシミュレーション結果を示す図である。
【図２６】本発明の実施の形態８にかかるシミュレーション結果を示す図である。
【図２７】本発明の実施の形態９にかかるシミュレーション結果を示す図である。
【図２８】本発明の実施の形態１０にかかる電力変換装置の一適用例を示す図である。
【図２９】本発明の実施の形態１０の電力変換装置におけるシミュレーション結果（非停電時）を示す図である。
【図３０】本発明の実施の形態１０の電力変換装置におけるシミュレーション結果（停電時）を示す図である。
【図３１】本発明の実施の形態１１にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【０１０９】
１０  電力変換装置インバータ主回路
１１  直流母線（正極側）
１２  直流母線（負極側）
２１  ＰＷＭ信号生成第１回路
２２  ＰＷＭ信号生成第２回路
２５，２７  オフセット電圧生成部
３０  電流位相
Ｃｐ，Ｃｎ  コンデンサ（直流中間回路）
Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ  コンデンサ（電圧クランプ回路）
ＣＭ  商用電源
ＩＭ  電動機
【図１】
2008092651.tif 000003
【図２】
2008092651.tif 000004
【図３】
2008092651.tif 000005
【図４】
2008092651.tif 000006
【図５】
2008092651.tif 000007
【図６】
2008092651.tif 000008
【図７】
2008092651.tif 000009
【図８】
2008092651.tif 000010
【図９】
2008092651.tif 000011
【図１０】
2008092651.tif 000012
【図１１】
2008092651.tif 000013
【図１２】
2008092651.tif 000014
【図１３】
2008092651.tif 000015
【図１４】
2008092651.tif 000016
【図１５】
2008092651.tif 000017
【図１６】
2008092651.tif 000018
【図１７】
2008092651.tif 000019
【図１８】
2008092651.tif 000020
【図１９】
2008092651.tif 000021
【図２０】
2008092651.tif 000022
【図２１】
2008092651.tif 000023
【図２２】
2008092651.tif 000024
【図２３】
2008092651.tif 000025
【図２４】
2008092651.tif 000026
【図２５】
2008092651.tif 000027
【図２６】
2008092651.tif 000028
【図２７】
2008092651.tif 000029
【図２８】
2008092651.tif 000030
【図２９】
2008092651.tif 000031
【図３０】
2008092651.tif 000032
【図３１】
2008092651.tif 000033