(57)【要約】【課題】複数のアンテナにより信号を受信するダイバーシティ受信装置において、回路規模やコストの効率化を図る。【解決手段】複数（Ｍ個）の系統のダイバーシティ部と、複数の系統のダイバーシティ部のそれぞれにより処理された受信信号を合成する合成手段１と、合成手段による合成結果の信号を復調する復調手段２と、を備える。複数の系統のダイバーシティ部のそれぞれは、複数（Ｎ個）のアンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎ（ｉ＝１〜Ｍ）と、複数のアンテナのそれぞれにより受信された信号を合成又は切替する合成切替手段Ｂｉと、合成切替手段による合成又は切替の結果の信号を周波数変換する周波数変換手段Ｃｉと、を含んで構成される。【選択図】  図１
2008103795.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナにより信号を受信するダイバーシティ受信装置において、
複数の系統のダイバーシティ部と、前記複数の系統のダイバーシティ部のそれぞれにより処理された受信信号を合成する合成手段と、前記合成手段による合成結果の信号を復調する復調手段と、を備え、
前記複数の系統のダイバーシティ部のそれぞれは、複数のアンテナと、前記複数のアンテナのそれぞれにより受信された信号を合成又は切替する合成切替手段と、前記合成切替手段による合成又は切替の結果の信号を周波数変換する周波数変換手段と、を含んで構成された、
ことを特徴とするダイバーシティ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイバーシティ受信装置に関し、特に、地上デジタル放送の受信用のダイバーシティ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、移動体無線通信システムでは、自動車に搭載された無線通信装置や人により携帯される無線通信装置などを移動端末装置として、基地局装置と移動端末装置との間で信号を無線により通信することが行われている。
移動受信では、フェージングの影響を軽減して通信品質を高めるために、複数のアンテナを用いたダイバーシティ受信を行うことが一般的である。また、ダイバーシティ受信では、アンテナの数が多いほど受信性能が良いことが知られている。
【０００３】
【非特許文献１】荒関ほか、「地上ディジタル放送波中継用逐次適応型ダイバーシチ受信の検討」、信学論（Ｂ）、２００４年７月、ｖｏｌ．Ｊ８７−Ｂ、Ｎｏ．７、ｐｐ．１０１８−１０２８
【非特許文献２】木村ほか、「シンボル毎伝送路推定による地上デジタル放送の高速移動受信特性」、映情学技報、２００５年６月、２９、３６、ｐｐ．１−４
【非特許文献３】三木信之、「地上デジタルテレビジョン放送」、トリケップス
【非特許文献４】岡田、高柳、山本、「アレーアンテナを用いた伝搬路時変動による地上波デジタル放送の高速移動受信特性改善効果」、映情学誌、２００２年、Ｖｏｌ．５６、Ｎｏ．２、ｐｐ．２３７−２４４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、ダイバーシティ受信装置では、それぞれのアンテナからの受信信号をデジタル信号処理によりダイバーシティ合成を行うために、受信信号を低い周波数へ変換する周波数変換部がアンテナ素子と同じ数分だけ必要となり、回路規模が大型化しコストが高くなるといった問題があった。
本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、回路規模やコストの効率化を図ることができるダイバーシティ受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、本発明では、複数のアンテナにより信号を受信するダイバーシティ受信装置において、次のような構成とした。
すなわち、合成手段が複数の系統のダイバーシティ部のそれぞれにより処理された受信信号を合成し、復調手段が前記合成手段による合成結果の信号を復調する。
前記複数の系統のダイバーシティ部のそれぞれは、複数のアンテナと、合成切替手段と、周波数変換手段を含んで構成される。合成切替手段は、前記複数のアンテナのそれぞれにより受信された信号を合成又は切替し、周波数変換手段は前記合成切替手段による合成又は切替の結果の信号を周波数変換する。
【０００６】
従って、各系統のダイバーシティ部では、複数のアンテナに対して１個の周波数変換手段が備えられればよいため、例えば、アンテナ素子と同じ数分だけ周波数変換部が必要となる従来のダイバーシティ受信装置と比べて、回路規模やコストの効率化を図ることができる。
【０００７】
ここで、複数の系統のダイバーシティ部の数としては、種々な数が用いられてもよい。
また、各系統のダイバーシティ部の構成としては、種々な構成が用いられてもよい。例えば、各系統のダイバーシティ部に備えられる複数のアンテナの数としては、種々な数が用いられてもよく、全ての系統のダイバーシティ部について同一の数が用いられてもよく、或いは、各系統のダイバーシティ部毎に任意の数（同一の数であってもよく異なる数であってもよい）が用いられてもよい。
【０００８】
また、各系統のダイバーシティ部に備えられる合成切替手段では、例えば、複数のアンテナのそれぞれによる受信信号を合成すること、又は、これら複数の受信信号の中から１つの受信信号を切り替える（選択する）ことが行われる。
また、合成手段により複数の系統のダイバーシティ部のそれぞれにより処理された受信信号を合成する態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、最大比合成する態様を用いることができる。
【発明の効果】
【０００９】
以上説明したように、本発明に係るダイバーシティ受信装置によると、各系統のダイバーシティ部では、複数のアンテナのそれぞれによる受信信号に対して合成又は切替が行われ、これら複数のアンテナに対して１個の周波数変換部が備えられればよいため、例えば、アンテナ素子と同じ数分だけ周波数変換部が必要となる従来のダイバーシティ受信装置と比べて、回路規模やコストの効率化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１１】
本発明の第１実施例を説明する。
図１には、本例のダイバーシティ受信装置の構成例を示してある。
本例のダイバーシティ受信装置は、複数であるＭ個の系統の合成切替ダイバーシティ部と、１個の最大比合成部１と、１個の復調部２を備えている。
本例では、各系統の合成切替ダイバーシティ部は同様な構成を有している。具体的には、ｉ（ｉ＝１〜Ｍ）番目の系統の合成切替ダイバーシティ部は、複数であるＮ本（Ｎ素子）のアンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎと、１個の合成切替部Ｂｉと、１個の周波数変換部Ｃｉを備えている。
【００１２】
本例のダイバーシティ受信装置において行われる処理の一例を示す。
なお、各系統の合成切替ダイバーシティ部により行われる処理は同様であるため、ｉ番目の系統の合成切替ダイバーシティ部を代表させて、まとめて説明する。
本例のダイバーシティ受信装置では、シンボル構造を持つ被変調波を有するＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を受信する。このような信号として、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号が用いられる。
【００１３】
ｉ番目の系統の合成切替ダイバーシティ部では、Ｎ本のアンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎのそれぞれにより送信側（例えば、基地局装置など）から無線送信された信号を受信して合成切替部Ｂｉに入力する。
合成切替部Ｂｉは、Ｎ本のアンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎにより受信されて入力されたＮ個のＲＦ信号に対して合成操作又は切替操作を行い、その結果の信号を周波数変換部Ｃｉへ出力する。
ここで、合成切替部Ｂｉにおける合成操作としては、例えば、等利得合成又は最大比合成の操作を用いることができ、この場合、その合成結果の信号が周波数変換部Ｃｉへ出力される。また、合成切替部Ｂｉにおける切替操作としては、例えば、選択合成の操作を用いることができ、この場合、その選択結果の信号が周波数変換部Ｃｉへ出力される。
周波数変換部Ｃｉは、合成切替部Ｂｉから入力されたＲＦ信号に対して所望の１つの周波数帯域を選択して周波数変換を行い、その結果の信号を最大比合成部１へ出力する。
【００１４】
最大比合成部１は、Ｍ系統の合成切替ダイバーシティ部の周波数変換部Ｃ１〜ＣＭから入力された信号に対して最大比合成を行い、その結果の信号を復調部２へ出力する。
復調部２は、最大比合成部１から入力された最大比合成された信号を復調する。
【００１５】
以上のように、本例では、シンボル構造を持つ被変調波を有するＲＦ信号を受信するダイバーシティ受信装置において、
Ｎ個のアンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎと、当該Ｎ個のアンテナＡｉ−１〜Ａｉ−ＮからのＲＦ信号に対して合成又は切替を行う合成切替部Ｂｉと、当該合成切替部Ｂｉからの出力信号である合成ＲＦ信号から１つの周波数帯域を選択して周波数変換する周波数変換部Ｃｉとで構成された合成切替ダイバーシティ部を１系統として、このような合成切替ダイバーシティ部を２系統以上であるＭ系統備え、
これらＭ系統の合成切替ダイバーシティ部からの出力信号を用いて最大比合成を行う最大比合成部１と、当該最大比合成された信号を復調する復調部２と、を備えた。
【００１６】
従って、本例では、アンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎの素子数よりも少ない数の周波数変換部Ｃｉで構成されたダイバーシティ受信装置において、例えば、アンテナの素子数と同じ数の周波数変換部を有するダイバーシティ受信装置と比べて、それ以上の受信品質を得ることができる。具体的には、本例では、各系統の合成切替ダイバーシティ部において、Ｎ本のアンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎに対して１個の周波数変換部Ｃｉのみが備えられればよく、また、合成切替部Ｂｉによる処理や最大比合成部１による処理により良好な受信品質を得ることができる。
【００１７】
なお、本例のダイバーシティ受信装置では、複数であるＭ個の系統のダイバーシティ部（本例では、合成切替ダイバーシティ部）が備えられており、各系統のダイバーシティ部には複数であるＮ個のアンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎが備えられている。また、本例のダイバーシティ受信装置では、各系統のダイバーシティ部において、合成切替部Ｂｉの機能により合成切替手段が構成されており、周波数変換部Ｃｉの機能により周波数変換手段が構成されている。また、本例のダイバーシティ受信装置では、最大比合成部１の機能により合成手段が構成されており、復調部２の機能により復調手段が構成されている。
【実施例２】
【００１８】
本発明の第２実施例を説明する。
図２には、本例のダイバーシティ受信装置の構成例を示してある。なお、図２では、図１に示される構成部と同様な構成部については、同一の符号を付してある。
本例のダイバーシティ受信装置は、複数であるＭ個の系統の合成切替ダイバーシティ部と、１個の最大比合成部１と、１個の復調部２を備えている。
本例では、各系統の合成切替ダイバーシティ部は同様な構成を有している。具体的には、ｉ（ｉ＝１〜Ｍ）番目の系統の合成切替ダイバーシティ部は、複数であるＮ本（Ｎ素子）のアンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎと、Ｎ個の移相器Ｄｉ−１〜Ｄｉ−Ｎと、１個の合成器Ｅｉと、１個の位相制御部Ｆｉと、１個の周波数変換部Ｃｉを備えている。
【００１９】
ここで、本例では、各系統の合成切替ダイバーシティ部において、Ｎ個の移相器Ｄｉ−１〜Ｄｉ−Ｎと、１個の合成器Ｅｉと、１個の位相制御部Ｆｉにより、合成切替部Ｂｉが構成されている。本例の合成切替部Ｂｉは、等利得合成を行う。
【００２０】
本例のダイバーシティ受信装置において行われる処理として、合成切替部Ｂｉにより行われる処理の一例を示す。なお、他の構成部により行われる処理は、例えば、図１に示される構成について説明したのと同様である。
また、各系統の合成切替ダイバーシティ部により行われる処理は同様であるため、ｉ番目の系統の合成切替ダイバーシティ部を代表させて、まとめて説明する。
【００２１】
ｉ番目の系統の合成切替ダイバーシティ部では、Ｎ本のアンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎのそれぞれの後段に移相器Ｄｉ−１〜Ｄｉ−Ｎが１個ずつ接続されている。
各移相器Ｄｉ−１〜Ｄｉ−Ｎは、各アンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎにより受信されて入力されたＲＦ信号を移相して合成器Ｅｉへ出力する。
合成器Ｅｉは、Ｎ個の移相器Ｄｉ−１〜Ｄｉ−Ｎから入力されたＲＦ信号を合成し、その結果の信号を周波数変換部Ｃｉへ出力する。
また、位相制御部Ｆｉは、周波数変換部Ｃｉからの出力信号の一部を分岐して入力し、当該入力信号（本例では、周波数変換された信号）の電力を監視して、合成ＲＦ信号の電力が高くなるように、各アンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎの後段に接続された各移相器Ｄｉ−１〜Ｄｉ−Ｎの位相（各移相器Ｄｉ−１〜Ｄｉ−Ｎにより信号に与えられる位相の移相量）を制御する。これにより、合成切替部Ｂｉでは、等利得合成が行われる。
【００２２】
ここで、本例では、特に好ましい態様例として、所望の周波数帯域の電力を高めるために、周波数変換部Ｃｉからの出力信号を位相制御部Ｆｉで参照する制御情報として用いたが、他の構成例として、合成器Ｅｉからの出力信号である合成ＲＦ信号を位相制御部Ｆｉで参照する制御情報として用いる構成とすることもでき、実用上で有効に、合成電力を高めることが可能である。
【００２３】
図３には、このような他の構成例に係るダイバーシティ受信装置の構成例を示してある。
本例のダイバーシティ受信装置は、各系統の合成切替ダイバーシティ部において位相制御部Ｇｉが合成器Ｅｉからの出力信号を参照して各移相器Ｄｉ−１〜Ｄｉ−Ｎを制御するといった点を除いては、図２に示されるのと同様な構成を有しており、他の構成部については図２に示されるのと同一の符号を付してある。
【実施例３】
【００２４】
本発明の第３実施例を説明する。
図４には、本例のダイバーシティ受信装置の構成例を示してある。
本例のダイバーシティ受信装置は、図２に示されるのと同様な構成部を備えるとともに、更に、各系統の合成切替ダイバーシティ部は、１個のＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器Ｈ１〜ＨＭと、１個のＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部Ｉ１〜ＩＭを備えている。
本例では、合成切替ダイバーシティ部と同数備えられたＡ／Ｄ変換器Ｈ１〜ＨＭとＦＦＴ部Ｉ１〜ＩＭが、各系統の合成切替ダイバーシティ部毎に、それぞれ１個ずつ周波数変換部Ｃ１〜ＣＭの後段に接続されている。
【００２５】
本例のダイバーシティ受信装置において行われる処理として、Ａ／Ｄ変換器ＨｉやＦＦＴ部Ｉｉや最大比合成部１により行われる処理の一例を示す。なお、他の構成部により行われる処理は、例えば、図２に示される構成について説明したのと同様である。
また、各系統の合成切替ダイバーシティ部により行われる処理は同様であるため、ｉ番目の系統の合成切替ダイバーシティ部を代表させて、まとめて説明する。
【００２６】
ｉ番目の系統の合成切替ダイバーシティ部では、周波数変換部Ｃｉにより周波数変換された信号がＡ／Ｄ変換器Ｈｉに入力される。
Ａ／Ｄ変換器Ｈｉは、周波数変換部Ｃｉから入力された信号をサンプリングしてデジタルデータへ変換してＦＦＴ部Ｉｉへ出力する。
ＦＦＴ部Ｉｉは、Ａ／Ｄ変換器Ｈｉから入力されたデジタルデータに対してＦＦＴ処理を行い、時間軸のデータから周波数軸のデータへ変換して最大比合成部１へ出力する。
最大比合成部１は、Ｍ個の系統（ブランチ）の合成切替ダイバーシティ部のＦＦＴ部Ｉ１〜ＩＭから入力された周波数軸のデータに対してキャリア毎に最大比合成を行い、その結果の信号を復調部２へ出力する。具体的には、各系統の合成切替ダイバーシティ部から入力された周波数軸のデータに対してキャリア毎に最大比合成の重み係数を乗算し、その結果を各キャリア毎に合成して復調部２へ出力する。
【００２７】
ここで、最大比合成を行う場合の重み係数としては、例えば、（式１）に示されるようなものを用いることができる（例えば、非特許文献１参照。）。
【００２８】
【数１】
2008103795.tif 000003
【００２９】
（式１）において、ｍは合成切替ダイバーシティ部のブランチ番号（ｍ＝１〜Ｍ）を表しており、ｋはキャリア番号（ｋ＝１〜Ｋ：Ｋは２以上の値）を表しており、Ｗｍｋはブランチ番号ｍでキャリア番号ｋの重み係数を表しており、Ｈｍｋはブランチ番号ｍでキャリア番号ｋの伝搬路推定値を表している。また、＊は複素共役を表している。
この場合、キャリア番号ｋの最大比合成後の信号は（式２）のように表される。
（式２）において、ｘｍｋはブランチ番号ｍの合成切替ダイバーシティ部におけるキャリア番号ｋの受信信号を表しており、ｙｋはキャリア番号ｋの最大比合成後の信号を表している。
【００３０】
【数２】
2008103795.tif 000004
【００３１】
図５には、合成切替ダイバーシティ部が２系統（Ｍ＝２）であり、キャリアの数が５６１７本（Ｋ＝５６１７）である場合における最大比合成部１の構成例を示してあるとともに、前段のＦＦＴ部Ｉ１〜Ｉ２及び後段の復調部２を示してある。
本例の最大比合成部１は、ｉ番目の系統の合成切替ダイバーシティ部に対して、１個の重み係数算出部Ｊｉと、５６１７個の乗算器Ｚｉ−１〜Ｚｉ−５６１７を備えており、また、Ｍ個の系統の合成切替ダイバーシティ部の全体に対して、５６１７個の合成器Ｌ１〜Ｌ５６１７を備えている。
【００３２】
本例の最大比合成部１では、Ｍ個の系統の合成切替ダイバーシティ部のＦＦＴ部Ｉｉから入力された各ブランチ毎及び各キャリア毎の伝搬路推定値Ｈｉｋに基づいて重み係数算出部Ｊｉが各ブランチ毎及び各キャリア毎の重み係数Ｗｉｋを算出し、ｉ番目の系統の合成切替ダイバーシティ部のＦＦＴ部Ｉｉから入力された各ブランチ毎及び各キャリア毎の入力信号ｘｉｋと重み係数算出部Ｊｉにより算出された各ブランチ毎及び各キャリア毎の重み係数Ｗｉｋとを各ブランチ毎及び各キャリア毎の乗算器Ｚｉ−１〜Ｚｉ−５６１７が乗算する。そして、各キャリア毎の合成器Ｌ１〜Ｌ５６１７が各キャリア毎に全ての系統の乗算器Ｚ１−ｋ、Ｚ２−ｋにより得られた乗算結果を合成して、その結果の信号ｙｋを復調部２へ出力する。
【実施例４】
【００３３】
本発明の第４実施例を説明する。
本例のダイバーシティ受信装置は、図２、図３或いは図４に示される構成において、移相器Ｄｉ−１〜Ｄｉ−Ｎ（ｉ＝１〜Ｍ）として、無限移相器を用いた構成を有する。
図６には、本例の無限移相器の構成例を示してある。
本例の無限移相器は、１個のハイブリッド回路１１と、２個のＤＢＭ１２、１３と、１個の合成器４を備えている。
【００３４】
本例の無限移相器において行われる処理の一例を示す。
アンテナＡｉ−１〜Ａｉ−Ｎにより受信されたＲＦ信号ａ１がハイブリッド回路１１に入力される。
ハイブリッド回路１１は、入力されたＲＦ信号ａ１を、９０度の位相差を有する等電力の２つの信号（分配ＲＦ信号）ａ２、ａ３に分配して、一方の分配ＲＦ信号ａ２を一方のＤＢＭ１２へ出力し、他方の分配ＲＦ信号ａ３を他方のＤＢＭ１３へ出力する。
各ＤＢＭ１２、１３は、所望の移相量を実現させるための各制御電圧ｖ１、ｖ２を用いて、ハイブリッド回路１１から入力された各分配ＲＦ信号ａ２、ａ３を増幅又は減衰して、その結果の信号を合成器１４へ出力する。
【００３５】
ここで、例えば、制御電圧ｖ１の信号としては（式３）に示されるような制御信号１を用いることができ、制御電圧ｖ２の信号としては（式４）に示されるような制御信号２を用いることができる。なお、ｒは定数を表しており、φは所望の移相量を表している。
【００３６】
【数３】
2008103795.tif 000005
【００３７】
【数４】
2008103795.tif 000006
【００３８】
合成器１４は、各ＤＢＭ１２、１３から入力された信号を合成し、その結果のＲＦ信号ａ４を合成器Ｅｉへ出力する。これにより、所望の位相に移相されたＲＦ信号ａ４が出力される。
本例では、無限移相器を使用することにより、連続的に位相を変えることができ、最適な移相制御を行うことができる。
【実施例５】
【００３９】
本発明の第５実施例を説明する。
本例のダイバーシティ受信装置は、例えば、図４に示されるのと同様な構成を有している。
本例のダイバーシティ受信装置では、シンボル構造を有する被変調波として、地上デジタル放送のＯＦＤＭ信号を受信する。
最大比合成を行う場合の重み係数は、上記した（式１）のように表され、伝搬路推定値の関数となる。
【００４０】
本例のダイバーシティ受信装置により行われる伝搬路推定の方法について説明する。
図７には、地上デジタル放送のＯＦＤＭ信号の構成例を示してある。
図７において、横軸はキャリアの番号（周波数の位置）ｋを示しており、縦軸はシンボルの番号（時間の進みの位置）ｔを示している。また、黒丸（●）はスキャッタードパイロット（ＳＰ：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）と呼ばれるパイロットキャリアのシンボルを示しており、白丸（〇）はＳＰ以外のデータキャリアなどのシンボルを示している。
ＳＰは、伝搬路を推定して等化を行うためのものであり、所定のキャリア周期毎及び所定のシンボル周期毎に挿入されている。具体的には、ＳＰは、１シンボル内にデータキャリアなどと一緒に埋め込まれており、本例では、キャリア方向で１２キャリアに１本、シンボル方向で４シンボルに１本ずつ埋め込まれて挿入されている。
このようなＳＰを用いて、全てのキャリア及び全てのシンボルにわたって伝搬路を推定する。
【００４１】
伝搬路推定の方式としては、（１）時間等化と周波数等化を行う４シンボル等化方式と、（２）周波数等化のみを行う１シンボル等化方式といった２つの方式が一般に知られている（例えば、非特許文献２参照。）。
ここで、４シンボル等化方式は、まず、前後のシンボルのＳＰを用いて時間方向に補間処理を行い、次に、それにより求めた値と該当シンボルの本来のＳＰを用いて周波数方向に内挿処理を行う等化方式であるが、この方式では移動による伝搬路の変動が速くなると推定誤差が大きくなるという特徴がある。
【００４２】
例えば、図４に示されるような構成において、各シンボルで等利得合成を行う場合、ＦＦＴ部Ｉｉに入力される信号が時間的に不連続となる。そして、これは伝搬路の変動が速くなることと等価であるため、伝搬路推定方式として時間等化と周波数等化を行う４シンボル等化方式を適用すると、伝搬路推定の結果が劣化すると考えられる。
【００４３】
そこで、本例では、伝搬路推定方式として、周波数等化のみを行う１シンボル等化方式を用いる。
図８には、本例のダイバーシティ受信装置に備えられる伝搬路推定部２２の構成例を示してあるとともに、ＦＦＴ部２１と、最大比合成重み係数算出部２３を示してある。
ここで、本例では、ＦＦＴ部２１は図４に示されるＦＦＴ部Ｉｉに相当し、また、伝搬路推定部２２及び最大比合成重み係数算出部２３は最大比合成部１に備えられている。
本例の伝搬路推定部２２は、ＳＰ抽出部３１と、０置換部３２と、時間方向内挿フィルタ３３を備えている。
【００４４】
本例の伝搬路推定部２２において行われる１シンボル等化方式による伝搬路推定方法の一例を示す。
ＳＰ抽出部３１は、ＦＦＴ部２１から入力された信号から１２キャリア毎に配置されたＳＰを抽出して０置換部３２へ出力する。
０置換部３２は、ＳＰ抽出部３１から入力された信号に基づいて、ＳＰ以外のキャリアを０値へ置換して時間方向内挿フィルタ３３へ出力する。
図９には、ＳＰ以外のキャリアを０値へ置換する様子の一例を示してある。
【００４５】
時間方向内挿フィルタ３３は、１２キャリアの間隔がカットオフ周波数となる特性を有しており、０置換部３２から入力された信号をフィルタリングして最大比合成重み係数算出部２３へ出力する。
図１０には、伝搬路の推定の結果の一例として、ＳＰ以外のキャリアについて推定された伝搬路特性４１を示してある。この伝搬路特性４１は、時間方向内挿フィルタ３３によるフィルタリングで得られる。
最大比合成重み係数算出部２３は、例えば、図５に示される重み係数算出部Ｊｉと同様に、重み係数を算出する機能を有している。
【００４６】
以上のように、本例のダイバーシティ受信装置では、伝搬路推定方式として、周波数軸上に分散されて配置されるパイロットキャリアに基づいて、各シンボル毎に該当するシンボルのパイロットキャリアのみを用いて伝搬路を推定する。
このように、１シンボル等化方式により伝搬路の推定を行うことにより、信号が時間的に不連続となることによる伝搬路推定結果の劣化を防ぐことができ、最適な最大比合成を行うことができる。
【実施例６】
【００４７】
本発明の第６実施例を説明する。
図１１には、本例のダイバーシティ受信装置の構成例を示してある。
本例のダイバーシティ受信装置は、例えば、図４に示されるのと同様な構成において、合成切替ダイバーシティ部の数Ｍが２系統であり（Ｍ＝２）、各系統の合成切替ダイバーシティ部のアンテナの数Ｎが２本である（Ｎ＝２）場合に相当する。
【００４８】
ここで、本例では、それぞれのアンテナＡｉ−１〜Ａｉ−２の後段に１個ずつの移相器Ｄｉ−１〜Ｄｉ−２が接続される構成を示したが、移相器の数としては、これに限られず、他の構成例として、アンテナＡ１−１とアンテナＡ２−１の後段のみに１個ずつの移相器が備えられるような構成が用いられてもよく、或いは、アンテナＡ１−２とアンテナＡ２−２の後段のみに１個ずつの移相器が備えられるような構成（例えば、図１２に示されるような構成）が用いられてもよい。
【実施例７】
【００４９】
本発明の第７実施例を説明する。
図１２には、本例のダイバーシティ受信装置の構成例を示してある。
本例のダイバーシティ受信装置の構成は、例えば、図１１に示される構成と比べて、アンテナＡ１−２とアンテナＡ２−２の後段のみに１個ずつの移相器Ｏ１、Ｏ２を備えており、各位相制御部Ｆ１、Ｆ２がその各移相器Ｏ１、Ｏ２のみを制御する点で異なっており、すなわち、各系統の合成切替ダイバーシティ部に設けられる移相器の数を１個としてある。
【００５０】
本例の位相制御部Ｆ１、Ｆ２により行われる制御の一例を示す。
なお、本例では、各系統の位相制御部Ｆ１、Ｆ２により行われる制御は同様であるため、ｉ番目の系統の位相制御部Ｆｉを代表させて、まとめて説明する。
本例の位相制御部Ｆｉは、移相器Ｏｉの位相を変える前と後における合成器Ｅｉからの出力電力（本例では、周波数変換部Ｃｉを通過した後の電力）を測定し、当該出力電力が高くなるように移相器Ｏｉの位相を制御する。
【００５１】
まず、移相器Ｏｉの位相を切り替えるタイミングについて説明する。
図１３には、地上デジタル放送のＯＦＤＭ信号の一例を示してある（例えば、非特許文献３参照。）。
本例の地上デジタル放送のＯＦＤＭ信号では、約１ｍｓの間隔で１シンボルが送られている。また、各シンボルの先頭にはガードインターバルが付加されている。
また、図１３の例では、各シンボルの区切り目で移相器Ｏｉの位相を切り替えるタイミングが設けられており、１シンボル長の中にシンボル抽出期間が設けられている。
【００５２】
ここで、マルチパスの環境下では、直接波に対して進みの妨害波や遅れの妨害波が発生し、これらが合成されて受信される。そこで、地上デジタル放送の受信機では、各シンボルにおいて図１３に示されるようなシンボル抽出期間の最適化を適応的に行い、このシンボル抽出期間内の時間信号に対してフーリエ変換などの復調処理を行ってデータを再生する。このため、シンボル抽出期間内で移相器Ｏｉの位相を変えると、位相切替の影響によりデータの誤り率特性を劣化させる可能性があるという問題がある。
そこで、本例では、各シンボルのシンボル抽出期間以外の時間に移相器Ｏｉの位相切替を行うこととする。これにより、位相切替の影響によりデータの誤り率特性を劣化させることなく、復調処理を行うことができる。
【００５３】
図１４には、本例の位相制御部Ｆｉにより合成器Ｅｉからの出力電力（本例では、周波数変換部Ｃｉを通過した後の電力）を測定して移相器Ｏｉの位相を制御する（切り替える）方法の一例を示してある。
本例では、合成器Ｅｉによる合成電力の測定時間を移相器Ｏｉの位相切替の直前と直後とし、更に、測定時間はシンボル抽出期間未満とする。
位相制御部Ｆｉは、移相器Ｏｉの位相を変える前と後における合成器Ｅｉによる合成電力を測定し、当該合成電力が高くなるように、逐次的に移相器Ｏｉの位相を制御する。
また、本例では、位相制御部Ｆｉは、（式５）及び（式６）に従って、位相制御を行う。
【００５４】
【数５】
2008103795.tif 000007
【００５５】
【数６】
2008103795.tif 000008
【００５６】
（式５）及び（式６）において、ｎはシンボルの番号（時刻）を表しており、φ（ｎ）は現在のシンボルｎにおいて移相器Ｏｉに設定されている位相（移相量）を表しており、φ（ｎ＋１）は次のシンボル（ｎ＋１）における位相切替により移相器Ｏｉに設定される位相（移相量）を表しており、μはステップサイズの係数を表しており、ΔＰｏｗｅｒは現在のシンボルｎにおける位相切替の位置（タイミング）の前後における合成器Ｅｉによる合成電力の変化量を表しており、ΔＰｈａｓｅは現在のシンボルｎにおける位相切替の位置（タイミング）の前後における移相器Ｏｉに設定された位相（移相量）の変化量を表しており、ＰｏｗＨｅａｄ（ｎ）は現在のシンボルｎにおける位相切替の位置（タイミング）の直後において測定された合成電力（つまり、シンボルｎの先頭における合成電力）を表しており、ＰｏｗＴａｉｌ（ｎ−１）は現在のシンボルｎにおける位相切替の位置（タイミング）の直前において測定された合成電力（つまり、シンボル（ｎ−１）の後尾における合成電力）を表している。
【００５７】
以上のように、本例のダイバーシティ受信装置では、１系統の合成切替ダイバーシティ部に接続される移相器の数を１個とし、位相制御部Ｆｉにより位相制御を行うアルゴリズムとして、各シンボルにおいて、移相器Ｏｉにより移相する位相の量を切り替えるタイミング（切替タイミング）がシンボル抽出期間外に配置され、合成されたＯＦＤＭ信号のレベル（本例では、合成電力）を検出する検出期間（検出時間）が前記切替タイミングの前後に配置され、前記切替タイミングの前後に配置されたそれぞれの前記検出期間が前記シンボル抽出期間未満である位相制御アルゴリズムを用いた。
本例のように、合成電力の測定時間を各シンボルのシンボル抽出期間未満とすることにより、例えば、フェージングの影響を軽減して最適に近い（或いは、最適な）等利得合成を行うことができ、合成電力の測定時間内に変化するフェージングの影響を受けて最適に動作しないような状況を回避することができる。
【００５８】
ここで、本例のダイバーシティ受信装置では、上記の構成において更に、合成されたＯＦＤＭ信号のレベル（本例では、合成電力）を検出する検出期間（検出時間）が前記切替タイミングの直前と直後に配置され、前記切替タイミングの直前と直後に配置されたそれぞれの前記検出期間が７５６μｓｅｃ以内である位相制御アルゴリズムを用いた構成とすることができる。
このように、位相切替の直前と直後に行う合成電力の測定の時間（片側の測定時間）をそれぞれ７５６μｓｅｃ以内とすることにより、例えば、フェージングの影響を軽減して最適な等利得合成を行うことができる。
なお、このような測定時間の限定は特に好ましい態様であり、実用上で有効であればそれを超える測定時間が用いられても構わない。
【実施例８】
【００５９】
本発明の第８実施例を説明する。
本例では、上記した実施例（例えば、図１２）で示されるようなダイバーシティ受信装置を車載機に適用して、車載用ダイバーシティ受信装置の性能を確認したシミュレーションの結果の一例を示す。
図１５には、本例の車載用ダイバーシティ受信装置の概略的な構成例を示してある。
本例の車載用ダイバーシティ受信装置では、２個の系統の合成切替ダイバーシティ部を備える（Ｍ＝２）とともに各系統の合成切替ダイバーシティ部におけるアンテナが２本である（Ｎ＝２）場合を示す。具体的には、自動車５１の左側の前後に１ｍほどの距離をあけて第１系統の合成切替ダイバーシティ部における２個のアンテナであるアンテナＰ１（後方）及びアンテナＰ２（前方）が設けられており、同様に左右対称として、当該自動車５１の右側の前後に１ｍほどの距離をあけて第２系統の合成切替ダイバーシティ部における２個のアンテナであるアンテナＰ３（後方）及びアンテナＰ４（前方）が設けられている。また、左側（アンテナＰ１、Ｐ２）と右側（アンテナＰ３、Ｐ４）とは１．５ｍほど距離があいている。
【００６０】
図１６には、本例のシミュレーションの緒元を示してある（例えば、非特許文献４参照。）。
伝搬路の条件としては、都市部におけるフェージングの状態を想定して、２波レイリーフェージングとし、所望波と妨害波との電界強度の比であるＤ／Ｕ（ＤＵＲ：Ｄｅｓｉｒｅｄ−ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ−ｓｉｇｎａｌ  Ｒａｔｉｏ）が０ｄＢであるとし、遅延時間が４μｓｅｃであるとした。
変調方式としては、６４ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）−ＯＦＤＭ方式であるとした。
車両（本例では、自動車５１）の移動速度は、３０ｋｍ／ｈ（７７０ＭＨｚにおいてＦｄ＝２１Ｈｚ）であるとした。
アンテナの素子数は、４（２×２）素子であるとし、その配置は図１５に示されるように長方形（１．５ｍ×１ｍ）の配列とした。
アンテナの指向性は、無指向性とした。
誤り訂正は、無し（実行しない）とした。
【００６１】
本例のシミュレーションの結果を説明する。
図１７には、各アンテナ素子のＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）に対するＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｉｏ）の特性の結果を示してある。
グラフ中の「１ｂｒ．」の特性は、本発明の一実施例との比較例であり、１素子のアンテナ（本例では、アンテナＰ１）で受信した信号を図１８に示されるような構成で復調した場合の特性を示している。
図１８に示される構成では、アンテナＰ１による受信信号がダウンコンバータ（周波数変換部）Ｑ１、Ａ／Ｄ変換器Ｒ１、ＦＦＴ部Ｔ１により処理された後に復調部６１により復調される。
【００６２】
グラフ中の「２ｂｒ．−ＭＲＣ」の特性は、本発明の一実施例との比較例であり、２素子のアンテナ（本例では、アンテナＰ１とアンテナＰ３）で受信した信号を図１９に示されるような構成で復調した場合の特性を示している。この特性は、２素子の車載用ダイバーシティ受信装置の特性に相当する。
図１９に示される構成では、各アンテナＰ１、Ｐ３による受信信号が各ダウンコンバータ（周波数変換部）Ｑ１、Ｑ３、各Ａ／Ｄ変換器Ｒ１、Ｒ３、各ＦＦＴ部Ｔ１、Ｔ３により処理された後に、最大比合成部６２により最大比合成されて復調部６１により復調される。
【００６３】
グラフ中の「４ｂｒ．−ＭＲＣ」の特性は、本発明の一実施例との比較例であり、４素子のアンテナ（本例では、アンテナＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）で受信した信号を図２０に示されるような構成で復調した場合の特性を示している。この特性は、４素子の車載用ダイバーシティ受信装置の特性に相当する。
図２０に示される構成では、各アンテナＰ１〜Ｐ４による受信信号が各ダウンコンバータ（周波数変換部）Ｑ１〜Ｑ４、各Ａ／Ｄ変換器Ｒ１〜Ｒ４、各ＦＦＴ部Ｔ１〜Ｔ４により処理された後に、最大比合成部６２により最大比合成されて復調部６１により復調される。
【００６４】
グラフ中の「ＲＦ合成」の特性は、本発明の一実施例であり、４素子のアンテナ（本例では、アンテナＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）で受信した信号を図１２に示されるような構成で復調した場合の特性を示している。
グラフ中の「ＲＦ合成（理想）」の特性は、本発明の一実施例の理想的な場合に相当し、４素子のアンテナ（本例では、アンテナＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４）で受信した信号を図１２に示されるような構成で復調するに際して、合成電力が最大となる位相を総当たり検索で求めるという制御動作が理想的に行われた場合の特性を示している。この特性は、本発明の一実施例に係る「ＲＦ合成」の特性の上限を示すが、実際の位相制御を考えると、合成電力が最大となる位相を総当たりで検索することは現実的ではない。
一方、上記した「ＲＦ合成」の特性は、実際の位相制御を考慮して、最急降下法を適用した場合の特性を示している。
【００６５】
ここで、非特許文献４を参考にして、復号後の誤りを無視できる為の所要訂正前ＢＥＲである２×１０−２でシミュレーション結果を評価する。
アンテナ１素子で受信した信号を図１８に示される構成で復調した場合「１ｂｒ．」の所要ＣＮＲは約２７ｄＢとなる。
アンテナ２素子（本例では、アンテナＰ１とアンテナＰ３）で受信した信号を図１９に示される２素子の車載用ダイバーシティ受信装置の構成で復調した場合「２ｂｒ．−ＭＲＣ」の所要ＣＮＲは約１９ｄＢとなる。
アンテナ４素子（本例では、アンテナＰ１〜Ｐ４）で受信した信号を図２０に示される４素子の車載用ダイバーシティ受信装置の構成で復調した場合「４ｂｒ．−ＭＲＣ」の所要ＣＮＲは約１３ｄＢとなる。
【００６６】
本発明の一実施例として、４素子のアンテナ（本例では、アンテナＰ１〜Ｐ４）の受信信号を図１２に示される構成で復調した場合の所要ＣＮＲは、理想的に位相制御が行われた場合「ＲＦ合成（理想）」には約１５ｄＢとなり、位相制御に最急降下法を適用した場合「ＲＦ合成」には約１７ｄＢとなる。
このように、本例のシミュレーション結果によると、２素子の車載用ダイバーシティ受信装置の所要ＣＮＲと比べて、本発明の一実施例に係る構成を用いることにより、理想的に制御した場合には所要ＣＮＲを約４ｄＢ改善することができ、最急降下法を適用した場合においても所要ＣＮＲを約２ｄＢ改善することができる。
従って、本発明の一実施例に係る車載用ダイバーシティ受信装置では、２素子の車載用ダイバーシティ受信装置以上の受信品質を得ることができる。
【００６７】
ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々なシステムや装置として提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るシステムや装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ  Ｄｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明の第１実施例に係るダイバーシティ受信装置の構成例を示す図である。
【図２】本発明の第２実施例に係るダイバーシティ受信装置の構成例を示す図である。
【図３】本発明の第２実施例に係るダイバーシティ受信装置の他の構成例を示す図である。
【図４】本発明の第３実施例に係るダイバーシティ受信装置の構成例を示す図である。
【図５】本発明の第３実施例に係るダイバーシティ受信装置の２系統の構成例を示す図である。
【図６】本発明の第４実施例に係る無限移相器の構成例を示す図である。
【図７】本発明の第５実施例に係るスキャッタードパイロット（ＳＰ）の一例を示す図である。
【図８】本発明の第５実施例に係る伝搬路推定部の構成例を示す図である。
【図９】本発明の第５実施例に係るＳＰ以外のキャリアを０に置換する様子の一例を示す図である。
【図１０】本発明の第５実施例に係る伝搬路の推定の様子の一例を示す図である。
【図１１】本発明の第６実施例に係るダイバーシティ受信装置の構成例を示す図である。
【図１２】本発明の第７実施例に係るダイバーシティ受信装置の構成例を示す図である。
【図１３】本発明の第７実施例に係る地上デジタル放送の信号の一例を示す図である。
【図１４】本発明の第７実施例に係る合成電力の測定方法の一例を示す図である。
【図１５】本発明の第８実施例に係る車載用ダイバーシティ受信装置の一例を示す図である。
【図１６】本発明の第８実施例に係るシミュレーションの緒元の一例を示す図である。
【図１７】本発明の第８実施例に係るＣ／Ｎに対するＢＥＲの一例を示す図である。
【図１８】アンテナ１素子での受信の構成例を示す図である。
【図１９】アンテナ２素子での受信の構成例を示す図である。
【図２０】アンテナ４素子での受信の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００６９】
Ａ、Ｐ・・アンテナ、  Ｂ・・合成切替部、  Ｃ・・周波数変換部、  Ｄ、Ｏ・・移相器、  Ｅ、Ｌ・・合成器、  Ｆ、Ｇ・・位相制御部、  Ｈ、Ｒ・・Ａ／Ｄ変換器、  Ｉ、Ｔ・・ＦＦＴ部、  Ｊ・・重み係数算出部、  Ｚ・・乗算器、  Ｑ・・ダウンコンバータ、
ａ・・信号、  ｖ・・電圧、
１、６２・・最大比合成部、  ２、６１・・復調部、  １１・・ハイブリッド回路、  １２、１３・・ＤＢＭ、  １４・・合成器、  ２１・・ＦＦＴ部、  ２２・・伝搬路推定部、  ２３・・最大比合成重み係数算出部、  ３１・・ＳＰ抽出部、  ３２・・０置換部、  ３３・・時間方向内挿フィルタ、  ４１・・伝搬路特性、  ５１・・自動車、
【図１】
2008103795.tif 000009
【図２】
2008103795.tif 000010
【図３】
2008103795.tif 000011
【図４】
2008103795.tif 000012
【図５】
2008103795.tif 000013
【図６】
2008103795.tif 000014
【図７】
2008103795.tif 000015
【図８】
2008103795.tif 000016
【図９】
2008103795.tif 000017
【図１０】
2008103795.tif 000018
【図１１】
2008103795.tif 000019
【図１２】
2008103795.tif 000020
【図１３】
2008103795.tif 000021
【図１４】
2008103795.tif 000022
【図１５】
2008103795.tif 000023
【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
2008103795.tif 000027
【図２０】
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