(57)【要約】【課題】通過帯域を選択するためのスイッチ数を削減できると共に所要周波数帯域の信号を取り出す際の損失を低減すること。【解決手段】１．４ＧＨｚ帯の通過帯域を有する第１のＳＡＷフィルタ３と、１．６ＧＨｚ帯の通過帯域を有する第２のＳＡＷフィルタ４とが並列に配置された二周波数帯域フィルタにおいて、第１のＳＡＷフィルタ３と出力端６ａ，６ｂとの間に位相回路５を設ける。そして、第２のＳＡＷフィルタ４の通過帯域である１．６ＧＨｚ帯では、第１のＳＡＷフィルタ３をコンデンサとして機能させて位相回路５を並列共振させてオープンインピーダンスとし、また一方で第１のＳＡＷフィルタ３の通過帯域である１．４ＧＨｚ帯では、第２のＳＡＷフィルタ４をコンデンサとして機能させて位相回路５にローパスフィルタが接続された構成となるようにした。【選択図】図１
2008092305.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の通過帯域を有する第１のＳＡＷフィルタと、
前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域を有する第２のＳＡＷフィルタと、
前記第１及び第２のＳＡＷフィルタの一端にそれぞれ接続される第１の端子と、
前記第１のＳＡＷフィルタの他端に一端が接続された位相回路と、
前記位相回路の他端及び前記第２のＳＡＷフィルタの他端が接続された第２の端子と、を備え、
前記位相回路は、前記第１の通過帯域において前記第２のＳＡＷフィルタを容量としてローパスフィルタの一部を構成し第１の通過帯域の高周波信号を通過させ、前記第２の通過帯域において前記第１のＳＡＷフィルタを容量として並列共振し第２の通過帯域の高周波信号の通過を阻止することを特徴とする二周波数帯域選択回路。
【請求項２】
前記第１及び第２のＳＡＷフィルタの他端と前記第２の端子とはそれぞれ平衡２線で接続し、前記第１のＳＡＷフィルタの他端と前記第２の端子との間を結ぶ平衡２線上に前記位相回路を構成し、当該位相回路は、前記第１のＳＡＷフィルタの他端における一方の端子と前記第２の端子の一方との間に第１のコンデンサ及び第１のインダクタからなる第１の直列回路を接続し、前記第１のＳＡＷフィルタの他端における他方の端子と前記第２の端子の他方との間に第２のコンデンサ及び第２のインダクタからなる第２の直列回路を接続し、前記第１の直列回路における第１のコンデンサと第１のインダクタとの中間接続点と前記第２の直列回路における第２のコンデンサと第２のインダクタとの中間接続点との間に第３のインダクタを接続してなり、前記第１の通過帯域において前記第１及び第２の直列回路がそれぞれ直列共振し、前記第２の通過帯域において前記第１のＳＡＷフィルタの容量及び前記第１及び第２のコンデンサの容量の合成容量と前記第３のインダクタで構成される並列共振回路が並列共振することを特徴とする請求項１記載の二周波数帯域選択回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２記載の二周波数帯域選択回路を備えたことを特徴とする二周波数帯域フィルタ。
【請求項４】
請求項１又は請求項２記載の二周波数帯域選択回路を備えたことを特徴とする二周波数分波器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第１及び第２の通過帯域を選択可能な二周波数帯域選択回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信装置の無線部において複数の周波数帯を同一回路で扱う必要性が高まっており、第１及び第２の通過帯域を選択可能な二周波数帯域フィルタ及び分波／合成器が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図７は特許文献１に記載された二周波数帯域通過フィルタの構成図である。同図に示すように、二周波数帯域通過フィルタは、第１の通過周波数帯域（ｆ１）を持つ第１の帯域通過フィルタ１１１と、第１の周波数帯域よりも高い第２の周波数帯域（ｆ２）を持つ第２の帯域通過フィルタ１１２とを備える。
【０００４】
第１の帯域通過フィルタ１１１の入出力に第２の周波数帯域（ｆ２）でのインピーダンスを高インピーダンス値に変換する第１のインピーダンス整合回路対１１３をそれぞれ接続する。また、第２の帯域通過フィルタ１１２の入出力に第１の周波数帯域（ｆ１）でのインピーダンスを高インピーダンス値に変換する第２のインピーダンス整合回路対１１４をそれぞれ接続する。
【０００５】
第１及び第２の帯域通過フィルタ１１１，１１２のそれぞれの入力端子及び出力端子を接続して共通の入力端子１１５、出力端子１１６とすることによって、各々の通過周波数帯域（ｆ１、ｆ２）の両方を独立に通過させるようにしている。
【０００６】
第１及び第２のインピーダンス整合回路対１１３，１１４は、第１及び第２の伝送線路又は低域通過フィルタ及び高域通過フィルタで構成している。例えば、第１の通過周波数帯域（ｆ１）のインピーダンスが高インピーダンス値となるように第２の伝送線路の電気長を調整すると共に第２の通過周波数帯域（ｆ２）のインピーダンスが高インピーダンス値となるように第１の伝送線路の電気長を調整する。また、第１の通過周波数帯域（ｆ１）のインピーダンスが高インピーダンス値となるように高域通過フィルタの回路素子の値を調節して第１の通過周波数帯域（ｆ１）での通過位相角を調整し、第２の通過周波数帯域（ｆ２）のインピーダンスが高インピーダンス値となるように低域通過フィルタの回路素子の値を調節して第２の通過周波数帯域（ｆ２）での通過位相角を調整する。
【特許文献１】特開平８−３２１７３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記した従来の二周波数帯域通過フィルタは、第１及び第２の伝送線路又は低域通過フィルタ及び高域通過フィルタで構成した第１及び第２のインピーダンス整合回路対１１３，１１４を、第１又は第２の帯域通過フィルタ１１１，１１２の前後に設けているので、第１又は第２の帯域通過フィルタ１１１，１１２の通過帯域においても第１又は第２のインピーダンス整合回路対による減衰が発生していた。
【０００８】
本発明は、通過帯域を選択するためのスイッチ数を削減できると共に所要周波数帯域の信号を取り出す際の損失を低減することのできる二周波数帯域選択回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の二周波数帯域選択回路は、第１の通過帯域を有する第１のＳＡＷフィルタと、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域を有する第２のＳＡＷフィルタと、前記第１及び第２のＳＡＷフィルタの一端にそれぞれ接続される第１の端子と、前記第１のＳＡＷフィルタの他端に一端が接続された位相回路と、前記位相回路の他端及び前記第２のＳＡＷフィルタの他端が接続された第２の端子とを備え、前記位相回路は、前記第１の通過帯域において前記第２のＳＡＷフィルタを容量としてローパスフィルタの一部を構成し第１の通過帯域の高周波信号を通過させ、前記第２の通過帯域において前記第１のＳＡＷフィルタを容量として並列共振し第２の通過帯域の高周波信号の通過を阻止することを特徴とする。
【００１０】
この構成によれば、第１の通過帯域では通過帯域外となる第２のＳＡＷフィルタはコンデンサとしてローパスフィルタの一部を構成するので、第１のＳＡＷフィルタから出力される第１の通過帯域の高周波信号は第２の端子へロス無く伝達される。一方、第２の通過帯域では第１のＳＡＷフィルタはコンデンサとして並列共振するので第２のＳＡＷフィルタから出力された第２の通過帯域の高周波信号は位相回路で減衰されることなく第２の端子へ伝達される。また、第２の端子に第１又は第２の通過帯域の高周波信号が入力された場合においても位相回路が上記同様に機能して、第１又は第２のＳＡＷフィルタの一端から出力された第１又は第２の通過帯域の高周波信号が第１の端子へ出力される。
また、第１又は第２の通過帯域に応じて、位相回路が上記のように機能するので、第２の端子の前段にスイッチを設ける必要が無く、スイッチ数を削減することも可能である。
【００１１】
また本発明は、上記二周波数帯域選択回路において、前記第１及び第２のＳＡＷフィルタの他端と前記第２の端子とはそれぞれ平衡２線で接続し、前記第１のＳＡＷフィルタの他端と前記第２の端子との間を結ぶ平衡２線上に前記位相回路を構成し、当該位相回路は、前記第１のＳＡＷフィルタの他端における一方の端子と前記第２の端子の一方との間に第１のコンデンサ及び第１のインダクタからなる第１の直列回路を接続し、前記第１のＳＡＷフィルタの他端における他方の端子と前記第２の端子の他方との間に第２のコンデンサ及び第２のインダクタからなる第２の直列回路を接続し、前記第１の直列回路における第１のコンデンサと第１のインダクタとの中間接続点と前記第２の直列回路における第２のコンデンサと第２のインダクタとの中間接続点との間に第３のインダクタを接続してなり、前記第１の通過帯域において前記第１及び第２の直列回路がそれぞれ直列共振し、前記第２の通過帯域において前記第１のＳＡＷフィルタの容量及び前記第１及び第２のコンデンサの容量の合成容量と前記第３のインダクタで構成される並列共振回路が並列共振することを特徴とする。
【００１２】
この構成により、第１の通過帯域において第１及び第２の直列回路がそれぞれ直列共振するので、第１のＳＡＷフィルタの他端から出力される高周波信号をロス無く第２の端子へ伝達できる。また、第２の通過帯域において第１のＳＡＷフィルタの容量及び第１及び第２のコンデンサの容量の合成容量と第３のインダクタで構成される並列共振回路が並列共振するので、第２のＳＡＷフィルタから出力された第２の通過帯域の高周波信号は位相回路で減衰されることなく第２の端子へ伝達される。また、第２の端子に第１又は第２の通過帯域の高周波信号が入力された場合においても位相回路が上記同様に機能するので、第１又は第２の通過帯域の高周波信号がロス無く第１又は第２のＳＡＷフィルタの他端に入力され、第１又は第２のＳＡＷフィルタの一端から取り出されて第１の端子へ出力される。
【００１３】
また、本発明は、上記二周波数帯域選択回路を備えたことを特徴とする二周波数帯域フィルタ又は二周波数分波器である。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、通過帯域を選択するためのスイッチ数を削減できると共に所要周波数帯域の信号を取り出す際の損失を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の二周波数帯域選択回路を二周波数帯域フィルタに適用した一実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の一実施の形態に係る二周波数帯域フィルタの構成図である。第１の端子となるアンバランス端子１がスイッチ２を介して第１のＳＡＷフィルタ３及び第２のＳＡＷフィルタ４の一端に接続されている。第１のＳＡＷフィルタ３は通過帯域が１．４ＧＨｚ帯であり、第２のＳＡＷフィルタ４は通過帯域が１．６ＧＨｚ帯である。第１及び第２のＳＡＷフィルタ３，４の通過帯域が第１及び第２の通過帯域となる。第１及び第２のＳＡＷフィルタ３，４は、例えば交差指電極が圧電基板上で向き合った構成をしており、通過帯域外ではコンデンサとして機能する。第１のＳＡＷフィルタ３の他端は平衡２線上に構成された位相回路５を介して出力端６ａ，６ｂに接続されている。また、第２のＳＡＷフィルタ４の他端は平衡２線を介して第１のＳＡＷフィルタ３と同様に出力端６ａ，６ｂに接続されている。
【００１６】
位相回路５では、第１のＳＡＷフィルタ３の他端の一方の端子に対して第１のコンデンサ１１及び第１のインダクタ１２の直列回路を介して一方の出力端６ａが接続され、第１のＳＡＷフィルタ３の他端の他方の端子に対して第２のコンデンサ１３及び第２のインダクタ１４の直列回路を介して他方の出力端６ｂが接続されている。さらに、第１のコンデンサ１１と第１のインダクタ１２との中間接続点と、第２のコンデンサ１３と第２のインダクタ１４との中間接続点との間に、第３のインダクタ１５が接続されている。第１のコンデンサ１１及び第１のインダクタ１２からなる直列回路は、第１の通過帯域である１．４ＧＨｚ帯で共振する直列共振回路を構成している。同様に、第２のコンデンサ１３及び第２のインダクタ１４からなる直列回路も第１の通過帯域である１．４ＧＨｚ帯で共振する直列共振回路を構成している。
【００１７】
出力端６ａ，６ｂに現れる高周波信号は平衡不平衡回路２０を介して不平衡信号として後段の回路へ出力される。平衡不平衡回路２０は、出力端６ａ，６ｂの間に一次側二分割コイル２１，２２が直列に接続される。一次側二分割コイル２１，２２に対して二次側コイル２３が対向配置され、二次側コイル２３の一端に出力端２４が接続されている。出力端２４から不平衡信号が取り出される。
【００１８】
本実施の形態は、ＳＡＷフィルタが通過帯域外ではコンデンサとして機能することを利用して、通過帯域に応じて位相回路５の回路構成を変化させることで通過帯域での通過ロスを防いでいる。具体的には、第２のＳＡＷフィルタ４の通過帯域である１．６ＧＨｚ帯では、第１のＳＡＷフィルタ３をコンデンサとして機能させて位相回路５を並列共振させてオープンインピーダンスとなるようにしている。また、第１のＳＡＷフィルタ３の通過帯域である１．４ＧＨｚ帯では、第２のＳＡＷフィルタ４をコンデンサとして機能させて位相回路５にローパスフィルタが接続された構成となるようにしている。
【００１９】
図２（ａ）（ｂ）は、ＳＡＷフィルタが通過帯域外でコンデンサとして機能する場合の容量値を検証したシミュレーション結果を示す図である。図２（ａ）に示すように、通過帯域が１．４ＧＨｚ帯（１．４５〜１．４９２ＧＨｚ）のＳＡＷフィルタを用いて周波数を１．４５ＧＨｚから１．６５ＧＨｚまで変化させたところ、通過帯域が１．４ＧＨｚ帯のＳＡＷフィルタであれば１．６５ＧＨｚのときに３．５ｐＦの容量値を示すことが判った。また、図２（ｂ）に示すように、通過帯域が１．６ＧＨｚ帯（１．６６５〜１．６８ＧＨｚ）のＳＡＷフィルタを用いて周波数を１．４５ＧＨｚから１．６５ＧＨｚまで変化させたところ、通過帯域が１．６ＧＨｚ帯のＳＡＷフィルタであれば１．４５ＧＨｚのときに１．５ｐＦの容量値を示すことが判った。
【００２０】
このことから、第１のＳＡＷフィルタ３は、第２のＳＡＷフィルタ４の通過帯域である１．６ＧＨｚ帯のときに３．５ｐＦのコンデンサとして機能し、第２のＳＡＷフィルタ４は、第１のＳＡＷフィルタ３の通過帯域である１．４ＧＨｚ帯のときに１．５ｐＦのコンデンサとして機能することになる。
【００２１】
次に、以上のように構成された本実施の形態の動作について説明する。
アンバランス端子１に供給される１．６ＧＨｚ帯の高周波信号を第２のＳＡＷフィルタ４を通して取り出す際の動作について説明する。この場合、スイッチ２がアンバランス端子１を第２のＳＡＷフィルタ４の一端側に接続する。第２のＳＡＷフィルタ４はアンバランス端子１から印加される１．６ＧＨｚ帯の高周波信号が入力側の電極に印加され、表面弾性波が発生し、出力側の電極から通過帯域である１．６ＧＨｚ帯の高周波信号が取り出される。第２のＳＡＷフィルタ４で取り出された１．６ＧＨｚ帯の高周波信号は出力端６ａ，６ｂへそれぞれ印加される。
【００２２】
このとき、第１のＳＡＷフィルタ３は、上述したように１．６ＧＨｚ帯の高周波信号に対して３．５ｐＦのコンデンサとして機能する。その結果、第１及び第２のＳＡＷフィルタ３，４から出力端６ａ，６ｂまでの回路構成は、図３に示すような等価回路で示される。すなわち、位相回路５において、第１のＳＡＷフィルタ３の容量成分によるコンデンサ（３）、第１及び第２のコンデンサ１１，１３と、第３のインダクタ１５との並列共振回路が形成されており、当該並列共振回路の共振周波数が１．６５ＧＨｚであるので、出力端６ａ，６ｂから見て位相回路５側は高インピーダンス状態となる。
【００２３】
図４は、図３に示すモデル回路に基づいて上記並列共振回路におけるインピーダンスをシミュレーションした結果を示している。第１のＳＡＷフィルタ３の１．６５ＧＨｚでの容量値が３．５ｐＦであり、第１及び第２のコンデンサ１１，１３の容量値、並びに第３のインダクタ１５のインダクタ値を図３に示す値に調節すれば、１．６５ＧＨｚではほぼオープンインピーダンスとなることが判る。
【００２４】
したがって、第１のＳＡＷフィルタ３の容量と第１及び第２のコンデンサ１１，１３の容量のシリーズ接続の合成容量は１．６ｐＦとなり、この１．６ｐＦと第３のインダクタ１５の５．６ｎＨとの共振周波数は１．６８ＧＨｚとなり、１．６ＧＨｚ帯では並列共振によりオープンインピーダンスとなり通過ロスは発生しないことになる。
【００２５】
このように、１．６ＧＨｚ帯の高周波信号を第２のＳＡＷフィルタ４を通して取り出す場合、第１のＳＡＷフィルタ３の容量を利用して１．６ＧＨｚ帯では並列共振によりオープンインピーダンスとなり、第２のＳＡＷフィルタ４から出力される高周波信号は位相回路５で損失されること無く出力端６ａ，６ｂへ伝達することができる。
【００２６】
次に、アンバランス端子１に供給される１．４ＧＨｚ帯の高周波信号を第１のＳＡＷフィルタ３を通して取り出す際の動作について説明する。この場合、スイッチ２がアンバランス端子１を第１のＳＡＷフィルタ３の一端側に接続する。第１のＳＡＷフィルタ３はアンバランス端子１から印加される１．４ＧＨｚ帯の高周波信号が入力側の電極に印加され、表面弾性波が発生し、出力側の電極から通過帯域である１．４ＧＨｚ帯の高周波信号が取り出される。
【００２７】
一方、第２のＳＡＷフィルタ４は、上述したように１．４ＧＨｚ帯の高周波信号に対して１．５ｐＦのコンデンサとして機能する。その結果、第１及び第２のＳＡＷフィルタ３，４から平衡不平衡回路２０の一次側までの回路構成は、図５に示す等価回路で示されるような構成となる。なお、抵抗成分は任意に定めた値である。
【００２８】
図５に示すように、第２のＳＡＷフィルタ４の容量成分が、出力端６ａ，６ｂ間に接続されたコンデンサとして表される。出力端６ａ，６ｂ間に接続されたコンデンサは、１．５ｐＦと容量値が十分に小さいので、位相回路５にとってローパスフィルタの一部と見做すことができる。したがって、第２のＳＡＷフィルタ４の容量成分によって形成されたコンデンサはローパスフィルタの一部となるので、１．４ＧＨｚ帯の通過ロスは悪化することは無い。
【００２９】
図６は、図５に示す回路モデルに基づいて減衰量をシミュレーションした結果を示す図である。位相回路５に第２のＳＡＷフィルタ４の容量成分からなるコンデンサ（１．５ｐＦ）を接続した場合の減衰特性を実線で示し、コンデンサ（１．５ｐＦ）を接続しなかった場合の減衰特性を点線で示している。同図に示すように、１．４ＧＨｚ帯では第２のＳＡＷフィルタ４の容量成分からなるコンデンサ（１．５ｐＦ）を接続したことによる減衰はほとんど生じていないことが判る。
【００３０】
第１のＳＡＷフィルタ３の他端から出力される１．４ＧＨｚ帯の高周波信号は、位相回路５に構成される２つの直列共振回路を経由して損失なく出力端６ａ，６ｂへ伝えられる。すなわち、第１のＳＡＷフィルタ３の他端の一方の端子と一方の出力端６ａとの間には第１のコンデンサ１１及び第１のインダクタ１２からなる直列共振回路が直列に接続されている。また、第１のＳＡＷフィルタ３の他端の他方の端子と他方の出力端６ｂとの間には第２のコンデンサ１３及び第２のインダクタ１４からなる直列共振回路が直列に接続されている。上記各直列共振回路はそれぞれ１．４ＧＨｚ帯を共振周波数とするので、各直列共振回路がそれぞれ共振することにより反射による損失を発生することなく１．４ＧＨｚ帯の高周波信号が伝達されることとなる。
【００３１】
このように、１．４ＧＨｚ帯の高周波信号を第１のＳＡＷフィルタ３を通して取り出す場合は、第２のＳＡＷフィルタ４が位相回路５に対してローパスフィルタの一部となるので、通過ロスの悪化を招くことなく出力端６ａ，６ｂへ伝達することができる。
【００３２】
以上のように本実施の形態によれば、第２のＳＡＷフィルタ４の通過帯域である１．６ＧＨｚ帯では、第１のＳＡＷフィルタ３をコンデンサとして機能させて位相回路５を並列共振させてオープンインピーダンスとし、また一方で第１のＳＡＷフィルタ３の通過帯域である１．４ＧＨｚ帯では、第２のＳＡＷフィルタ４をコンデンサとして機能させて位相回路５にローパスフィルタが接続された構成となるようにしたので、第１及び第２の周波数帯域の高周波信号を選択的に取り出す際の損失を抑制することができる。
【００３３】
上記実施の形態では第１の通過帯域である１．４ＧＨｚ帯で直列共振する共振回路を構成するために第１及び第２のインダクタ１２，１４を設けているが、第１及び第２のコンデンサ１１，１３での損失が問題にならなければ、第１及び第２のインダクタ１２，１４を削除した回路構成とすることも可能である。
【００３４】
また、上記実施の形態では、アンバランス端子１と第１及び第２のＳＡＷフィルタ３，４の一端とを選択的に接続するスイッチ２を設けていたが、スイッチ２を設けずにアンバランス端子１を第１及び第２のＳＡＷフィルタ３，４の一端に直接接続しても良い。
【００３５】
また、上記実施の形態では、第１のＳＡＷフィルタ３と出力端６ａ，６ｂとの間の平衡２線上に位相回路５を構成しているが、第２のＳＡＷフィルタ４と出力端６ａ，６ｂとの間の平衡２線上に位相回路５を構成しても良い。この場合、第１の通過帯域である１．４ＧＨｚ帯において並列共振する一方、第２の通過帯域である１．６ＧＨｚ帯において直列共振するように回路素子の値を調節する。
【００３６】
なお、以上の説明は、本発明の二周波数帯域選択回路を二周波数帯域フィルタに適用した実施の形態に関するものであるが、本発明の二周波数帯域選択回路は二周波数分波器としても適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３７】
本発明は、複数の周波数を扱う二周波数帯域フィルタ及び二周波数分波器に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の一実施の形態に係る二周波数帯域フィルタの構成図
【図２】（ａ）は第１のＳＡＷフィルタの通過帯域外での容量値を検証するシミュレーション結果を示す図、（ｂ）は第２のＳＡＷフィルタの通過帯域外での容量値を検証するシミュレーション結果を示す図
【図３】上記実施の形態において１．６ＧＨｚ帯で位相回路に形成される並列共振回路を示す図
【図４】図３に示す回路モデルに基づいたインピーダンスのシミュレーション結果を示す図
【図５】上記実施の形態において１．４ＧＨｚ帯で位相回路にローパスフィルタが接続された状態を示す図
【図６】図５に示す回路モデルに基づいた減衰量のシミュレーション結果を示す図
【図７】従来の二周波数帯域フィルタの構成図
【符号の説明】
【００３９】
１…アンバランス端子、２…スイッチ、３…第１のＳＡＷフィルタ、４…第２のＳＡＷフィルタ、５…位相回路、６ａ，６ｂ…出力端、１１…第１のコンデンサ、１２…第１のインダクタ、１３…第２のコンデンサ、１４…第２のインダクタ、１５…第３のインダクタ、２０…平衡不平衡回路
【図１】
2008092305.tif 000003
【図２】
2008092305.tif 000004
【図３】
2008092305.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2008092305.tif 000009