(57)【要約】【課題】周波数領域においてディジタル値をとり、時間領域において最大対平均出力比をもつ入力信号を適応させる適応化装置（１００）を提供する。【解決手段】適応化装置（１００）は評価ユニット（１３０）を含む。評価ユニット（１３０）は入力信号を評価し、最適化規準に基づいて評価信号を提供する。適応化装置（１００）は、更に、合計ユニット（１４０）を含む。合計ユニット（１４０）は周波数領域における入力信号へ評価信号を加算し、周波数領域における出力信号を提供する。周波数領域における出力信号は、時間領域における信号よりも低い最大対平均出力比を時間領域で有する。【選択図】図１
2008092563.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数領域においてディジタル値をとり複素変調シンボルを含んでいて、時間領域において最大対平均出力比を有している入力信号を適応させる適応化装置（１００）であって、
入力信号を評価する評価ユニットであって、評価信号のシンボルの値の範囲が制約を受けるような下位規準を有している最適化規準に基づいて複素シンボルを含む評価信号を提供する評価ユニット（１３０）と、
周波数領域において入力信号へ評価信号を加算し、時間領域における入力信号よりも低い最大対平均出力比を時間領域において有する出力信号を周波数領域において提供する合計ユニット（１４０）と
を含んでなる適応化装置。
【請求項２】
入力信号がマルチキャリヤ信号であり、評価ユニット（１３０）が、入力信号のマルチキャリヤ成分の各々を評価して、各々のマルチキャリヤのための成分を有するマルチキャリヤ評価信号を提供するようになされており、合計ユニット（１４０）が、マルチキャリヤ評価信号のマルチキャリヤ成分及び入力信号を加算して、各々のマルチキャリヤのための成分を有する出力信号を提供するものである、請求項１に記載の適応化装置（１００）。
【請求項３】
入力信号が、直交周波数分割多重信号又は複数の副搬送波を有する離散マルチトーン信号であり、評価ユニット（１３０）が、入力信号の副搬送波の各々を評価して、各々の副搬送波のための成分を有する副搬送波評価信号を提供するようになされており、合計ユニット（１４０）が、副搬送波評価信号の副搬送波成分と入力信号とを加算して、各々の副搬送波のための成分を有する出力信号を提供するようにされるものである、請求項２に記載の適応化装置（１００）。
【請求項４】
入力信号が、ベースバンド信号の複素表現を含み、
評価ユニット（１３０）が、複素評価信号を提供するようになされており、
合計ユニット（１４０）が、複素評価信号を入力信号へ加算するようにされるものである、請求項１から３のいずれかに記載の適応化装置（１００）。
【請求項５】
入力信号が、位相偏移変調シンボル又は直交振幅変調シンボルアルファベットの複素表現を含んでおり、合計ユニット（１４０）が、該位相偏移変調シンボル又は直交振幅変調シンボルアルファベットの複素表現へ評価信号を加算するようにされるものである、請求項１から４のいずれかに記載の適応化装置（１００）。
【請求項６】
評価ユニット（１３０）が、凸最適化アルゴリズムに基づいて評価信号を提供するようにされるものである、請求項１から５のいずれかに記載の適応化装置（１００）。
【請求項７】
評価ユニット（１３０）が、伝送電力又はビット誤り率の性能に制約を有する最適化規準に従って評価信号を提供するようにされる、請求項１から６のいずれかに記載の適応化装置（１００）。
【請求項８】
評価ユニット（１３０）が、出力信号の電力が入力信号の電力以下になるように、下位規準を含む最適化規準に従って評価信号を提供するようにされる、請求項１から７のいずれかに記載の適応化装置（１００）。
【請求項９】
評価ユニット（１３０）が、評価信号のシンボルの大きさが制約を受けるように、下位規準を含む最適化規準に従って評価信号を提供するようにされる、請求項１から８のいずれかに記載の適応化装置（１００）。
【請求項１０】
評価ユニット（１３０）が、内点法、障壁法、又は勾配法に基づいて評価信号を提供するようにされる、請求項１から９のいずれかに記載の適応化装置（１００）。
【請求項１１】
周波数領域においてディジタル値をとり複素変調シンボルを含んでいて、時間領域において最大対平均出力比を有している入力信号を適応させる方法であって、
入力信号を評価するステップであって、評価信号のシンボルの値の範囲が制約を受けるような下位規準を有している最適化規準に基づいて複素シンボルを含む評価信号を提供するステップと、
周波数領域において入力信号へ評価信号を加算するステップと、
時間領域における入力信号よりも低い最大対平均出力比を時間領域において有する出力信号を周波数領域において提供するステップと
を含む、方法。
【請求項１２】
プログラム・コードをコンピュータによって実行すると、請求項１１の方法を実行するようなプログラム・コードを有しているコンピュータ・プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムにおける最大対平均出力比を低減する分野に関する。無線通信システムでは、電力増幅器の直線特性を利用し、非直線電力増幅器特性によって起こる相互変調積を回避するため、最大対平均出力比を低減することが望ましい。更に具体的には、本発明は、将来の移動通信システム、例えば、直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ）システム又はマルチキャリヤ（ＭＣ）変調を基礎とする一般のシステムにおいて要求される最大対平均出力比の低減に関する。
【背景技術】
【０００２】
伝送信号の高い最大対平均出力比は、マルチキャリヤ・システム、例えば、直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ）又は離散マルチトーン（ＤＭＴ）システムの最大の問題の１つである。高いピーク値によって、動作中の非直線性の電力増幅器が増幅特性の非直線性の発現する領域において駆動される。特性が非直線となる領域で動作している増幅器は、相互変調積、即ち、副搬送波間における変調と帯域外放射とを引き起こす。これらの効果を防止するためには、電力増幅器はその特性の直線領域で動作され、より高いピークが存在する場合に大きな入力バックオフを導入しなければならない。高い最大対平均出力比の問題は、幾つかの応用でマルチキャリヤ変調の利点を相殺したり又は無効なものとする可能性がある。したがって、最大対平均出力比の低減は、マルチキャリヤ・システムにおいて極めて重要な課題である。
【０００３】
直交周波数分割多重変調における高い最大対平均出力比の問題に対処するため、多くの手法が提案されている。非特許文献１から非特許文献８までは、最新技術の概念の概要を提供する。
【０００４】
幾つかの更なる参考文献を含む前述した手法の包括的概観は、非特許文献９に見出される。
【０００５】
最も有望な解決法の１つは、トーン予約方法である。この方法において、最大対平均出力比低減トーンを伝送するため、幾つかの副搬送波が予約される。最大対平均出力比低減トーンは、元の伝送信号の最大対平均出力比を最小にするように決定される。対応する最大対平均出力比低減の結果は有望ではあるが、この方法は最大対平均出力比を低減するための排他的トーン予約を原因としてスペクトル効率に損失が生じるという悪影響を受ける。更に、電力効率が低減される。なぜなら、伝送電力の一部分が、データ副搬送波だけでなく最大対平均出力比低減副搬送波へ投入されるからである。トーン予約方法は、開発された全世界地上無線アクセス（ＵＴＲＡ）の物理層態様の１つとして、第３世代提携プロジェクト（３ＧＰＰ）の技術仕様グループ無線アクセス・ネットワークによって現在検討されている。非特許文献１０を参照されたい。
【非特許文献１】G.R.Hill,M.Faulkner,and J.Singh,「Reducing the Peak-to-Average Power Ratio in OFDM by Cyclically Shifting Partial Transmit Sequences」, Elect.Lett.,vol.36,no.6,Mar.2000,pp.560-561.
【非特許文献２】A.E.Jones,T.A.Wilkinson,and S.K.Barton,「Block Coding Scheme for Reduction of Peak to Mean Envelope Power Ratio of Multicarrier Transmission Scheme」, Elect.Lett.,vol.30,no.22,Dec.1994,pp.2098-2099.
【非特許文献３】B.S.Krongold and D.L.Jones,「PAR Reduction in OFDM via Active Constellation Extension」,IEEE Trans.Broadcast.,vol.49,no.3,Sept.2003,pp.258-268.
【非特許文献４】X.Li and L.J.Cimini,Jr.,「Effect of Clipping and  Filtering on the Performance of OFDM」, IEEE Commun.Lett.,vol.2,no.5,May 1998,pp.131-133.
【非特許文献５】S.H.Muller and J.B.Huber,「OFDM with Reduced Peak-to-Average Power Ratio by Optimum Combination of Partial Transmit Sequences」,  Elect.Lett.,vol.33,no.5,Feb.1997,pp.368-369.
【非特許文献６】S.H.Muller and J.B.Huber,「A Comparison of Peak Power Reduction Schemes for OFDM」,Proc.IEEE GLOBECOM '97,Phoenix,AZ,Nov.1997,pp.1-5．
【非特許文献７】R.O'Neill and L.B.Lopes,「Envelope Variations and Spectral Splatter in Clipped Multicarrier Signals」, Proc.IEEE PIMRC '95,Toronto,Canada,Sept.1995,pp.71-75.
【非特許文献８】J.Tellado,Peak-to-average-power Reduction for Multicarrier Modulation,Ph.D.dissertation,Stanford Univ.,2000.
【非特許文献９】S.Hee Han and J.Hong Lee,「An Overview of Peak-to-Average Power Ratio Reduction Techniques for Multi-carrier Transmission」,IEEE Wireless Communications,April 2005,pp.56-65.
【非特許文献１０】3rd Generation Partnership Project (3GPP),「Physical layer aspect for evolved Universal Terrestrial Radio Access (UTRA)」,June 2006.
【非特許文献１１】S.Boyd,Convex Optimization,Cambridge University Press,2004.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、無線通信システム、特に将来の無線通信システムとして現在検討されているマルチキャリヤ・システム、例えば、直交周波数分割多重変調における信号について、最大対平均出力比を低減する新しいコンセプトを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の目的は、請求項１に記載の適応化装置（adaptation apparatus）、及び請求項１２に記載の入力信号を適応させる方法によって達成される。
【０００８】
本発明の目的は、周波数領域でディジタルであり、時間領域で最大対平均出力比を有する入力信号を適応させる適応化装置によって達成される。適応化装置は、入力信号を評価して最適化規準に基づき評価信号を提供する評価ユニットを含む。適応化装置は、更に、評価信号を周波数領域の入力信号へ加算して周波数領域の出力信号を提供する合計ユニットを含む。周波数領域の出力信号は、時間領域の入力信号よりも低い最大対平均出力比を時間領域で有する。
【０００９】
本発明の目的は、周波数領域でディジタルであり、時間領域で最大対平均出力比を有する入力信号を適応させる方法によって達成される。この方法は、入力信号を評価して最適化規準に基づき評価信号を提供するステップを含む。この方法は、更に、評価信号を周波数領域の入力信号へ加算するステップ、及び周波数領域における出力信号を提供するステップを含む。周波数領域における出力信号は、時間領域における入力信号よりも低い最大対平均出力比を時間領域で有する。
【００１０】
本発明は、最適化アルゴリズムを使用して、入力信号へ加算される評価信号を発見できるという知見に基づいている。例えば、直交周波数分割多重変調のためには、最大対平均出力比が最小になるように、元の伝送データ系列への複素数値系列の加法が適用される。加法的複素数値系列は、例えば、伝送電力及びビット誤り性能に制約を含む有効凸最適化アルゴリズムを使用して決定可能である。
【発明の効果】
【００１１】
本発明は、必要となるのが送信機における追加の信号処理のみであり、受信機は不変のままでよいという利点を提供する。本発明の装置及び方法は、最大対平均出力比を低減する他のスキームよりも性能面において勝り、基本的に全ての直交周波数分割多重変調システム、例えば、ＷＬＡＮ、ＤＶＢ−Ｔ、４Ｇシステムなどへ応用することが可能である。
【００１２】
本発明の実施形態は、添付の図面を使用して詳細に説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、入力信号用のコネクタ１１０及び出力信号用のコネクタ１２０を有する適応化装置１００の実施形態を示す。図１で示された実施形態において、適応化装置１００は、更に、評価ユニット１３０及び合計エンティティ１４０を含む。適応化装置１００は入力信号を適応させるための装置であり、入力信号は周波数領域においてはディジタル値をとり、時間領域においては最大対平均出力比（peak-to-average-power-ratio）を有する。入力信号は、例えば、ＷＬＡＮシステム、ＤＶＢ−Ｔシステム、又は４Ｇシステムからの信号とすることができる。基本的には、入力信号は周波数領域における任意のマルチキャリヤ信号とすることができる。
【００１４】
適応化装置１００は、更に、入力信号を評価して最適化規準に基づき評価信号を提供する評価ユニット１３０を含む。最適化規準は、評価信号に関する幾つかの制約、例えば、電力制約又はビット誤り率制約を含むことができる。
【００１５】
適応化装置１００は、更に、周波数領域において入力信号へ評価信号を加算し、周波数領域における出力信号を提供する合計ユニット１４０を含む。周波数領域における出力信号は、時間領域における入力信号よりも小さな最大対平均出力比を時間領域に有する。
【００１６】
提案された技術は、信号処理ユニット、即ち、評価ユニット１３０及び合計ユニット１４０を送信機においてのみ付加し、受信機となりうるものはそのまま不変である。最大対平均出力比が低減された信号としての評価信号は伝送信号へ加算され、それによってシステム性能に或る劣化を生じる。なぜなら、伝送されるシンボルは元のシンボルの配置ともはや一致しなくなるからである。しかし、最大対平均出力比低減信号の設計に適切な制約を用いることによって、この信号の劣化を容易に制御したり及び制限することが可能となる。
【００１７】
トーン予約方法と比較して、提案された方法は多数の利点を示す。信号対雑音比に対してビット誤り比が同じ動作点を仮定すると、提案された方法によって、最大対平均出力比が一層低減することが示される。これは、全ての副搬送波が最大対平均出力比を抑圧するために利用され、したがって、例えば、トーン予約方法の場合よりも多くの自由度で、最大対平均出力比を最小にする解決法を発見できる事実が原因となっている。
【００１８】
提案された方法では、更に、最大対平均出力比を低減するため特別の副搬送波を予約する必要がないので、例えば、トーン予約方法のようにスペクトル効率を低減することがないという利点を提供する。
【００１９】
図２は、直交周波数分割多重変調送信機２００を示す。送信機は、直列／並列変換器２１０、本発明の適応化装置の実施形態である加法的信号エンティティ２２０、離散フーリエ逆変換エンティティ２３０、並列／直列変換器２４０、及び循環プリフィックス付加エンティティ２５０を含む。全部でＮ個の副搬送波を有する直交周波数分割多重変調システムが考慮される。図２によれば、入力ビットは位相偏移変調又は直交振幅変調を適用して単純にマップされ、Ｎ個の複素数値データシンボルｄn，ｎ＝０，１．．．，Ｎ−１が生成される。これらのシンボルは直列／並列変換器２１０を使用して変換される。直列／並列変換器２１０の出力は、Ｎ要素のデータシンボル配列ｄ＝（ｄ0，ｄ1，．．．ｄN-1）Tである。ここで（．）Tは転置を表す。配列ｄは、本発明の適応化装置の実施形態である最大対平均出力比低減ユニット２２０へ送り込まれる。加法的信号最大対平均出力比低減ユニット２２０の出力は、他のＮ要素シンボル配列ｃ＝（ｃ0，ｃ1．．．，ｃN-1）Tである。本発明のこの実施形態において、最大対平均出力比低減ユニット２２０は、各々のシンボルｄnへ複素数値信号ａnを加算する。したがって、ｃの項目、即ち、最大対平均出力比低減ユニット２２０の出力は、次式によって与えられる。
【数１】
2008092563.tif 000003
【００２０】
複素数値ａn，ｎ＝０，１．．．Ｎ−１は最適化アルゴリズムに従って選ばれる。この最適化アルゴリズムによって、伝送信号の最大対平均出力比が最適化され、本発明の１つの実施形態では、伝送信号の最大対平均出力比が最小にされる。最後に、ベクトルｃは、離散フーリエ逆変換エンティティ２３０を使用してＮ個の副搬送波上で変調される。その後で、並列／直列変換器２４０を使用して変換が実行され、マルチパス通信路の遅延分散を超過する長さＴΔの保護区間が循環プリフィックス(cyclic prefix)として付加される。
【００２１】
下記では、次の加法的配列
【数２】
2008092563.tif 000004
が、最適化規準に従ってどのように設計されるかを説明する。この最適化規準によって、最大対平均出力比が改善され、更に本発明の１つの実施形態では最小にされる。ＯＦＤＭシンボルの最大対平均出力比（ＰＡＰＲ：peak-to-average-power-ratio）は次のように定義される。
【数３】
2008092563.tif 000005
ここで、ｘ＝（ｘ0，ｘ1，．．．，ｘN-1）Tは、伝送シンボルベクトルｃ＝ｄ＋ａを離散フーリエ逆変換した後に得られた、伝送された時間領域ベクトルである。具体的には、
【数４】
2008092563.tif 000006
ここで、Ｆは次の項目を有するＮ×Ｎ行列である。
【数５】
2008092563.tif 000007
【００２２】
（３）の因子
【数６】
2008092563.tif 000008
は、最小の最大対平均出力比が０ｄＢに等しくなるように入れられたスケーリングの係数である。伝送信号ｘの最大対平均出力比を最小にするため、次の最適化問題を解くことによってベクトルａが決定されなければならない。
【数７】
2008092563.tif 000009
ここで、
【数８】
2008092563.tif 000010
はａの試行値であり、Ｆkは行列Ｆのｋ番目の行である。
【００２３】
本発明の１つの実施形態において、ベクトルａには２つの制約が有る。第１の制約によって、系列ｃが元の系列ｄよりも多くの電力を伝送へ投資しないことが確実になる。即ち、
【数９】
2008092563.tif 000011
【００２４】
第２の制約によって、本質的にビット誤り率（ＢＥＲ）性能が制御されて、ａの要素が既定の限界の間にあることが確実になる。即ち、
【数１０】
2008092563.tif 000012
【００２５】
式（８）によって要素ｃn上に与えられる制約の効果は、図３で示される。図３は、４相位相変調（ＱＰＳＫ）の配置図３００を示す。図３は、実軸３１０及び虚軸３１５を有する複素平面を示す。更に、図３は４つの変調シンボル３２０〜３２３を示す。これらのシンボルは全て同じ大きさを有し、原点に対して対称に順序づけられる。式（８）で与えられた制約を考慮に入れて、変調シンボル３２０〜３２３を中心として半径Ｒを有する円形領域を決定することができる。操作されるシンボルｃnは、その中に存在してもよい。式（８）で与えられた制約を有する図３から分かるように、要素ｃnは元の点ｄnの周りの半径Ｒの円形領域の中にのみ存在することが許されている。結果の点ｃnは元の点と一致しない事実によって、ビット誤り率の性能は影響を受ける。図３から容易に分かるように、Ｒが増加するとき、明らかに、ビット誤り比も増加することが期待される。なぜなら、新しい点ｃnは近隣の決定領域に近くなるからである。他方、Ｒが増加するとき、式（８）で与えられた制約は緩くなり、式（６）で与えられた最適化問題に対して、より良好な解を発見することができる。
【００２６】
代替として、式（８）で与えられる制約のように円形区域を定義する代わりに、他の形状を有する区域も考えることができる。例えば、操作される点又はシンボルｃnが存在を許される長方形区域が図４で示される。図４は、実軸４１０、虚軸４１５、及び４つの変調シンボル４２０〜４２３を有する他の配置図４００を示す。図４は、前述したように点ｃnが存在を許される４つの長方形区域を示す。
【００２７】
式（６）で与えられた最適化問題は、式（７）及び（８）で与えられた制約と共に、変数ａn，ｎ＝０，１．．．Ｎ−１の凸最適化問題を提供する。凸最適化は広く研究されており、この最適化問題を解くための非常に有効で信頼性のある数値法、例えば、非特許文献１１で説明されるような内点法（interior point method）が存在する。
【００２８】
この凸最適化問題は、Ｎ個の未知数及びＮ＋１個の制約を有する。内点法では、ほとんど常に１０〜１００のイタレーション回数で、そのような問題の解を発見することができる。各々のイタレーションについて、複雑度はＯ（Ｎ2（Ｎ＋１））に等しい。本発明のこの実施形態において、特定の内点法、即ち、障壁法（barrier method）が適用される。これは、制約を有する最適化問題を非制約最適化問題へ変換するイタレーション法である。結果の非制約最適化問題は、例えば、勾配法(gradient method)を適用して解くことができる。
【００２９】
詳細に説明すると、最小化されるべき関数が目的関数として定義される。本発明のこの実施形態において、目的関数は式（６）で与えられる最大対平均出力比である。最初のステップは、元の不等式制約問題を等式非制約問題へ変換することである。これを行うため、式（７）及び（８）の不等式制約が目的関数へ加算され、修正された目的関数が得られる。
【数１１】
2008092563.tif 000013
ここで、Ｉ＿は次式のように定義される指標関数である。
【数１２】
2008092563.tif 000014
【００３０】
障壁法の基本的アイデアは、式（１０）で与えられた指標関数を次式の関数で近似することである。
【数１３】
2008092563.tif 000015
ここで、ｔ＞０は、近似の正確さを決めるパラメータである。ｔが増加するにつれて、近似はより正確になる。式（９）のＩ＿へ
【数１４】
2008092563.tif 000016
を代入し、（９）にｔを掛けると、次式が得られる。
【数１５】
2008092563.tif 000017
【００３１】
式（１２）で与えられる新しい目的関数は、例えば、勾配法を使用して最小化可能である。
【００３２】
前述した信号の加法に基づく本発明の実施形態の可能な欠点は、信号対雑音比に対するビット誤り比性能の劣化である。なぜなら、複素数値ａnの加法に起因して、結果の点ｃnは元の点ｄnと一致しないからである。ビット誤り比の劣化は、下記で説明するモンテカルロ・シミュレーションによって解析される。
【００３３】
図５は、２つのＯＦＤＭ伝送シンボルのプロットを示す。元のバージョンのシンボルは、そのままの線として示され、前述したアルゴリズムに従って最適化された他のシンボルは点付きの線で示される。グレー・マッピングを伴う４相位相変調が適用され、通信路符号化は考慮されない。副搬送波の数はＮ＝６４へ設定される。図５において、半径Ｒは０．５へ設定される。図５は、最適化の前及び後における典型的な時間領域信号の電力のプロットを示す。本発明の方法の利点が明瞭に分かる。図５でマークされる区域５１０、５２０、及び５３０に注目すると、ピーク値がどのように低減され、それと共に最大対平均出力比がどのように低減されるかを明瞭に理解することができる。
【００３４】
図６は、相補累積分布関数（ＣＣＤＦ:complementary cumulative distribution function）での結果を示す。結果が図６で示されるシミュレーションのために、半径Ｒは可変に維持される。最大対平均出力比の低減は、１００，０００個の無作為選択データ系列上で平均される。シミュレーションの結果は、異なる半径Ｒについて与えられる。図６で示される図は、ｄＢによる最大対平均出力比に対する相補累積分布関数を示す。既に、半径Ｒ＝０．５の場合、ＣＣＤＦの１０-3の比を考慮するとき、６ｄＢを超える著しい平均低減が達成される。半径Ｒの更なる増加は、更に良好な抑圧を可能にする。この理由は、半径Ｒが大きくなるにつれて式（８）からの制約が緩くなり、したがって式（９）の解を発見する自由度を大きくすることができるという事実にある。
【００３５】
異なる半径Ｒを有する加法的信号の本発明の方法を適用するＯＦＤＭシステムは、信号対雑音比に対するビット誤り比の曲線又はビューグラフに基づいて図７で比較される。この吟味において、信号対雑音比はＥb／Ｎ0で与えられる。Ｅb／Ｎ0は、雑音スペクトルに対する伝送ビット当たりのエネルギー密度を表す。更に、無線通信路は周波数選択レイリーフェージング通信路としてモデル化され、完全な通信路知識を仮定して最大比結合が受信機で適用される。１，０００，０００個の無作為に選択されたデータ系列を考慮に入れて、モンテカルロ・シミュレーションが実行される。参照として、加法的信号を有しない、即ち、本発明の方法を適用しない標準ＯＦＤＭシステムの性能が与えられる。前述したように、加法的信号の本発明の方法はビット誤り比の損失を生じる。なぜなら、結果の点ｃnは元の点ｄnと一致しないからである。図３を使用して既に説明したように、Ｒが大きくなれば、ビット誤り比の性能も劣化する。例えば、図７でＢＥＲ＝１０−2のビット誤り比及びＲ＝０．５の半径に注目すると、約１．２ｄＢの信号対雑音比の劣化が生じる。
【００３６】
図６及び図７を評価すると、反対の作用をもつ２つの効果が半径Ｒによって生じることが明らかになる。半径を拡大すると、最大対平均出力比の低減が改善されるが、同時に信号対雑音比の性能の更なる損失を導く。したがって、半径Ｒを拡大することによって得られる最大対平均出力比の追加的な低減と、信号対雑音比の性能の増加的損失との間に妥協点が存在する。Ｒ＝０．５の設定は良好な妥協点のように思われる。
【００３７】
図８は、加法的信号の本発明の方法とトーン予約方法との比較を示す。加法的信号の本発明の方法についてはＲ＝０．５の半径が仮定され、トーン予約方法については６４個の副搬送波からの２２個が予約された。これはスペクトル効率で約３４％の損失を導く。その設定は、近似的に、信号対雑音比に対して同じビット誤り比の性能を導く。図８から分かるように、加法的信号の本発明の方法は、はるかに低い最大対平均出力比を顕示する。更に、本発明のアプローチは、より高いスペクトル効率を有する。というのは、それはトーン予約方法のようにスペクトル副搬送波の予約を必要としないからである。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
本発明は、図５〜図８で提示された数値結果を利用して示されたように、特にＯＦＤＭシステム及びマルチキャリヤ・システムにおいて、最大対平均出力比を効率的に低減できる利点を提供する。更に、本発明は、多くのシステム、例えば、ＷＬＡＮ、ＤＶＢ−Ｔ、４Ｇシステムで応用できるという利点を提供する。本発明の方法と最新技術のアプローチとを比較すると、本発明は、更に、伝送システムのスペクトル効率を高く維持し、同時に低い最大対平均出力比を達成するという利点を提供する。
【００３９】
本発明の方法の実現要件に依存して、本発明の方法はハードウェア又はソフトウェアで実現可能である。この実現は、電子的に読み取り可能な制御信号を記憶したディジタル記憶メディア、具体的には、ディスク、ＤＶＤ、又はＣＤを使用して実行可能である。これらのメディアは、本発明の方法が実行されるようにプログラム可能コンピュータ・システムと協働する。したがって、一般的に、本発明は、機械読み取り可能担体のためにプログラム・コードを有するコンピュータ・プログラムプロダクトである。プログラム・コードは、コンピュータ上で実行するとき、本発明の方法を実行するように動作する。したがって、言い換えれば、本発明の方法はコンピュータ・プログラムであり、このコンピュータ・プログラムは、コンピュータ上で実行するとき本発明の方法の少なくとも１つを実行するプログラム・コードを有する。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の適応化装置の実施形態の図を示す。
【図２】本発明の適応化装置の実施形態が組み込まれる直交周波数分割多重変調システムのブロック図を示す。
【図３】加法的信号のために円形の値の範囲を有する４相位相変調（ＱＰＳＫ）の例示的配置図を示す。
【図４】加法的信号のために長方形の値の範囲を有するＱＰＳＫの例示的配置図を示す。
【図５】本発明の最大対平均出力比低減信号を加算する前及び後の２つの例示的時間領域信号を示す。
【図６】従来のＯＦＤＭシステム及び異なる半径値Ｒの提案された加法的信号方法について、例示的最大対平均出力比の相補累積分布関数を示す。
【図７】本発明の方法の異なる半径Ｒ及びＮ＝６４個の副搬送波を適用し、またＱＰＳＫ変調を有するレイリーフェージング通信路を仮定した、ＯＦＤＭシステムの信号対雑音比に対するビット誤り比を示す。
【図８】本発明の加法的信号方法及び最新技術のトーン予約方法について、最大対平均出力比の例示的相補累積分布関数の比較を示す。
【符号の説明】
【００４１】
１００  適応化装置
１１０  入力コネクタ
１２０  出力コネクタ
１３０  評価ユニット
１４０  合計ユニット
２００  ＯＦＤＭ送信機
２１０  直列／並列変換器
２２０  適応化装置
２３０  離散フーリエ逆変換エンティティ
２４０  並列／直列変換器
２５０  循環プリフィックス付加エンティティ
３００  配置図
３１０  実軸
３１５  虚軸
３２０〜３２３  変調シンボル
４００  配置図
４１０  実軸
４１５  虚軸
４２０〜４２３  変調シンボル
５１０〜５３０  元のＯＦＤＭシンボルにおけるピーク
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【外国語明細書】
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