(57)【要約】【課題】広い周波数帯にわたって低歪にて信号を増幅することが可能な電力増幅器を提供する。【解決手段】この電力増幅器は、エミッタが接地電位ＧＮＤのラインに接続された電力増幅素子３と、電力増幅素子のベースにバイアス電圧を与えるとともに電力増幅素子３の歪を補償するダイオード６を含む歪補償バイアス回路４と、電力増幅素子３の入力信号を減衰させて電力増幅器３の歪を補償するダイオード１６を含む非線形減衰回路１５とを備える。したがって、歪補償バイアス回路４による歪補償量の周波数依存性と非線形減衰回路１５による歪補償量の周波数依存性とが互いに抑制し合うので、広い周波数帯にわたって低歪にて信号を増幅できる。【選択図】図１
2008124559.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電極が接地電位のラインに接続され、入力電極に入力された信号を増幅して第２の電極に出力する電力増幅素子と、
前記電力増幅素子の入力電極にバイアス電圧を与えるとともに前記電力増幅素子の歪を補償する第１のダイオードまたはバイポーラトランジスタを含む歪補償バイアス回路と、
前記電力増幅素子の入力信号または出力信号を減衰させて前記電力増幅素子の歪を補償する第２のダイオードを含む非線形減衰回路とを備えた、電力増幅器。
【請求項２】
前記歪補償バイアス回路による歪補償量の周波数依存性と前記非線形減衰回路による歪補償量の周波数依存性とは互いに抑制し合うように設定されている、請求項１に記載の電力増幅器。
【請求項３】
前記電力増幅素子、前記歪補償バイアス回路および前記非線形減衰回路は同一半導体基板上に形成されている、請求項１または請求項２に記載の電力増幅器。
【請求項４】
複数段の電力増幅素子を備え、
前記非線形減衰回路は、前記複数段の電力増幅素子のうちの少なくとも１つの電力増幅素子の前段、または最終段の電力増幅器以外の少なくとも１つの電力増幅器の後段に設けられている、請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の電力増幅器。
【請求項５】
前記第２のダイオードは信号経路と接地電位のラインとの間に接続されている、請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載の電力増幅器。
【請求項６】
前記電力増幅素子の第２の電極に接続された出力整合回路を備え、
前記出力整合回路の送信周波数帯域内の負荷インピーダンスの絶対値は前記送信周波数帯域の中心周波数における負荷インピーダンスの絶対値の±１０％以内の範囲の値である、請求項１から請求項５までのいずれか１項に記載の電力増幅器。
【請求項７】
前記電力増幅素子の第２の電極に接続された出力整合回路を備え、
前記出力整合回路は、送信周波数帯域よりも高い周波数において短絡となるトラップ回路を含む、請求項１から請求項６までのいずれか１項に記載の電力増幅器。
【請求項８】
前記出力整合回路は、前記電力増幅素子、前記歪補償バイアス回路および前記非線形減衰回路と同一半導体基板上に形成されている請求項６または請求項７に記載の電力増幅器。
【請求項９】
請求項１から請求項８までのいずれか１項に記載の電力増幅器を備えた、通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力増幅器およびそれを用いた通信装置に関し、特に、携帯電話機や無線ＬＡＮを始めとする無線通信機器に用いられるマイクロ波帯などの高周波電力の増幅に使用される電力増幅器およびそれを用いた通信装置に関する。より特定的には本発明は、広帯域にわたる送信周波数帯の信号を低歪にて増幅する電力増幅器およびそれを用いた通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線ＬＡＮシステムや携帯電話機などの今日の無線通信システムでは、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying；直交位相変調）などのディジタル変復調が主流となっている。これらのディジタル変復調方式では、信号の振幅および位相の両方で情報が伝送されるため、電力増幅器には信号を低歪にて増幅することが要求される。電力増幅器を低歪にて動作させる手法として、電力増幅器に用いられる電力増幅素子で発生する歪を補償する歪補償バイアス回路を設ける方法が提案されている（たとえば、特許文献１，２および非特許文献１参照）。
【０００３】
図８は、そのような電力増幅器の要部を示す回路図である。図８において、この電力増幅器は、信号入力端子１０１、信号出力端子１０２、電力増幅素子１０３、歪補償バイアス回路１０４、およびバイアス端子１０５を備え、歪補償バイアス回路１０４は、ダイオード１０６、抵抗素子１０７，１０８、およびキャパシタ１０９を含む。ダイオード１０６のカソードは電力増幅素子１０３のベースに接続され、そのアノードは抵抗素子１０７を介してバイアス端子１０５に接続されている。バイアス端子１０５に電圧を印加すると、抵抗素子１０７およびダイオード１０６を介して電力増幅素子１０３のベースにバイアスが印加される。ダイオード１０６のアノードは、抵抗素子１０８およびキャパシタ１０９を介して接地されている。
【０００４】
信号入力端子１０１から入力された信号は電力増幅素子１０３によって増幅され、信号出力端子１０２から出力されるが、入力された信号の一部は歪補償バイアス回路１０４に流れ、ダイオード１０６、抵抗素子１０８、およびキャパシタ１０９を介して接地電位ＧＮＤのラインへ流出する。
【０００５】
入力信号の電力が増加すると、電力増幅素子１０３のベースに流れる直流電流がそれに伴って増加するが、このとき抵抗素子１０７に流れる直流電流も増加するために抵抗素子１０７での電圧降下が増加する。これによって、電力増幅素子１０３に印加されるバイアス電圧が低下しようとするが、一方、ダイオード１０６に信号が入力されると、ダイオードが有する非線形動作特性の影響により、入力信号の電力の増加とともにダイオード１０６の端子間電圧は低下する。これにより、抵抗素子１０６で生じた電圧降下の増加分がダイオード１０６の端子間電圧の低下分によって補償され、電力増幅素子１０３に印加されるバイアス電圧の低下が抑制される。この結果、入力信号の電力増加に伴う出力信号の歪の発生が抑制される。
【特許文献１】特許第３３７７６７５号
【特許文献２】特許第３６０７８５５号
【非特許文献１】Y. S. Noh et al.、 「Linearized high efficient HBT power amplifier module for L-band application」、 Technical Digest of 2001 GaAs IC Symposium、 pp. 197-200.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
近年、無線通信システムでは、同じ通信方式でも国や地域によってシステムに割り当てられる周波数が若干異なる状況が存在する。たとえば、５ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮシステムの場合、日本などでは５．２ＧＨｚ近傍の周波数が用いられているのに対して、北米などでは５．８ＧＨｚ近傍の周波数が用いられる。このようなシステムの状況に対応するため、近年の無線通信システムに用いられる送信用の電力増幅器では、１つの電力増幅器において広い周波数帯で動作させることが要求されている。
【０００７】
しかし、上記文献１〜３では、広い周波数帯で動作させた場合に発生する問題については何ら議論されていない。そこで、本願発明者が回路シミュレータを用いて従来の電力増幅器を広い周波数帯で動作させた場合の特性を検証した結果、従来の電力増幅器では、ある周波数に対して低歪にて信号を増幅するように抵抗素子１０８およびキャパシタ１０９を調整すると、それ以外の周波数では歪が増加することが分かった。したがって、従来の電力増幅器では、広い周波数帯にわたって低歪にて信号を増幅することはできない。
【０００８】
それゆえに、この発明の主たる目的は、広い周波数帯にわたって低歪にて信号を増幅することが可能な電力増幅器と、それを用いた通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る電力増幅器は、第１の電極が接地電位のラインに接続され、入力電極に入力された信号を増幅して第２の電極に出力する電力増幅素子と、電力増幅素子の入力電極にバイアス電圧を与えるとともに電力増幅素子の歪を補償する第１のダイオードまたはバイポーラトランジスタを含む歪補償バイアス回路と、電力増幅素子の入力信号または出力信号を減衰させて電力増幅素子の歪を補償する第２のダイオードを含む非線形減衰回路とを備えたものである。
【００１０】
好ましくは、歪補償バイアス回路による歪補償量の周波数依存性と非線形減衰回路による歪補償量の周波数依存性とは互いに抑制し合うように設定されている。
【００１１】
また好ましくは、電力増幅素子、歪補償バイアス回路および非線形減衰回路は同一半導体基板上に形成されている。
【００１２】
また好ましくは、複数段の電力増幅素子を備え、非線形減衰回路は、複数段の電力増幅素子のうちの少なくとも１つの電力増幅素子の前段、または最終段の電力増幅器以外の少なくとも１つの電力増幅器の後段に設けられている。
【００１３】
また好ましくは、第２のダイオードは信号経路と接地電位のラインとの間に接続されている。
【００１４】
また好ましくは、電力増幅素子の第２の電極に接続された出力整合回路を備え、出力整合回路の送信周波数帯域内の負荷インピーダンスの絶対値は送信周波数帯域の中心周波数における負荷インピーダンスの絶対値の±１０％以内の範囲の値である。
【００１５】
また好ましくは、電力増幅素子の第２の電極に接続された出力整合回路を備え、出力整合回路は、送信周波数帯域よりも高い周波数において短絡となるトラップ回路を含む。
【００１６】
また好ましくは、出力整合回路は、電力増幅素子、歪補償バイアス回路および非線形減衰回路と同一半導体基板上に形成されている。
【００１７】
また、この発明に係る通信装置は、上記電力増幅器を備えたものである。
【発明の効果】
【００１８】
この発明に係る電力増幅器および通信装置では、歪補償バイアス回路と非線形減衰回路の両方が設けられている。したがって、歪補償バイアス回路による歪補償量の周波数依存性と非線形減衰回路による歪補償量の周波数依存性とが互いに抑制し合うので、広い周波数帯にわたって低歪にて信号を増幅することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付し、その説明は繰り返さない。
【００２０】
[実施の形態１]
図１は、本発明の実施の形態１による電力増幅器の構成を示す回路ブロック図である。図１において、この電力増幅器は、４．８〜６．０ＧＨｚの広い送信周波数帯を有し、信号入力端子１、信号出力端子２、電力増幅素子３、歪補償バイアス回路４、バイアス端子５，１４，１９、ダイオード６，１６、抵抗素子７，８，１７，１８、キャパシタ９，１０、入力整合回路１１、出力整合回路１２、出力側電源回路１３、および非線形減衰回路１５を備える。
【００２１】
この電力増幅器はＧａＡｓ半導体基板上に形成されており、電力増幅素子３はＧａＡｓヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）により構成されている。ダイオード６は、ＧａＡｓ  ＨＢＴのエミッタ−ベース接合からなるｐｎ接合ダイオードによって構成されており、また、ダイオード１６は、ＧａＡｓ  ＨＢＴのベース−コレクタ接合からなるｐｎ接合ダイオードによって構成されている。キャパシタ９，１０はＧａＡｓ半導体基板上に形成されたＭＩＭ（Metal-Insulator-Metal）キャパシタによって構成され、また、抵抗素子７，８，１７，１８はＧａＡｓ半導体基板上に形成された金属薄膜によって構成されている。これらは同一半導体基板上に形成されており、これによって電力増幅器の小型化および低コスト化を実現している。
【００２２】
信号入力端子１は入力整合回路１１、非線形減衰回路１５およびキャパシタ１０を介して電力増幅素子３のベースに接続され、バイアス端子５は歪補償バイアス回路４を介して電力増幅素子３のベースに接続され、バイアス端子１４は出力側電源回路１３を介して電力増幅素子３のコレクタに接続されている。電力増幅素子３のエミッタは接地され、そのコレクタは出力整合回路１２を介して信号出力端子２に接続されている。なお、本実施の形態１では、電力増幅素子３のエミッタは直接接地されているが、電力増幅素子３のエミッタは抵抗素子などを介して接地電位ＧＮＤのラインに接続されていてもよい。
【００２３】
歪補償バイアス回路４は、ダイオード６、抵抗素子７，８、およびキャパシタ９を含む。ダイオード６のカソードは電力増幅素子３のベースに接続され、ダイオード６のアノードは抵抗素子７を介してバイアス端子５に接続されている。バイアス端子５に電圧を印加すると、抵抗素子７およびダイオード６を介して電力増幅素子３のベースにバイアスが印加される。ダイオード６のアノードは、抵抗素子８およびキャパシタ９を介して接地されている。
【００２４】
非線形減衰回路１５は、ダイオード１６および抵抗素子１７，１８を含む。抵抗素子１８は、入力整合回路１１およびキャパシタ１０間のノードＮ１８とバイアス端子１９との間に接続され、ダイオード１６および抵抗素子１７はノードＮ１８と接地電位ＧＮＤのラインとの間に直列接続される。ダイオード１６は、信号経路と接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続されたいわゆるシャント型ダイオードとなっている。ダイオード１６には順方向バイアスが印加されており、これによってダイオード１６は非線形減衰機能を有する。
【００２５】
ここで、歪補償バイアス回路４および非線形減衰回路１５の動作について説明する。信号入力端子１から入力された信号は電力増幅素子３によって増幅され、信号出力端子２から出力されるが、入力された信号の一部は非線形減衰回路１５および歪補償バイアス回路４に流れる。非線形減衰回路１５に流入した信号は、ダイオード１６および抵抗素子１７を介して接地電位ＧＮＤのラインへ流出する。歪補償バイアス回路４に流入した信号は、ダイオード６、抵抗素子８、およびキャパシタ９を介して接地電位ＧＮＤのラインへ流出する。
【００２６】
ダイオードに信号が入力されると、ダイオードの電流−電圧特性は、ダイオードの有する非線形動作特性の影響によって以下のように変化する。ダイオードにバイアス電圧Ｖｄが印加されているときのダイオードの電流−電圧特性の非線形性は次式（１）によって表わされる。
【００２７】
Ｉｄ＝Ｉｓ・｛ｅｘｐ（ｑＶｄ／ｋＴ）−１｝  …（１）
ここで、Ｉｄはダイオードの電流、Ｉｓはダイオードの逆方向飽和電流、ｑは素電荷量（≒１．６×１０−１９Ｃ）、ｋはボルツマン定数（≒１．３８×１０−２３Ｊ・Ｋ−１）、Ｔは絶対温度、Ｖｄはダイオードに印加された直流バイアス電圧である。ここに、上述のようにダイオードに信号の電力が入力された場合、ダイオードに流れる電流は近似的に次式（２）で表わされる。
【００２８】
Ｉｄ≒Ｉｓ・ｅｘｐ｛ｑ（Ｖｄ＋｜ｖｉｎｄ｜・ｃｏｓ（ωｔ））／ｋＴ｝  …（２）
ここで、ｖｉｎｄは入力信号の電圧振幅、ωは角周波数、ｔは時間である。数式（２）より、信号の電力が入力されている場合におけるダイオードに流れる直流電流を求めると、直流電流Ｉｄｄｃは次式（３）で表わされる。
【００２９】
Ｉｄｄｃ＝Ｉｓ・ｅｘｐ（ｑＶｄ／ｋＴ）・Ｉ０（ｑ｜ｖｉｎｄ｜／ｋＴ）  …（３）
ここで、数式（３）中の関数Ｉ０（ｘ）は第１種０次変形ベッセル関数であり、ｘに対する単調増加関数である。数式（３）より、ダイオードに流れる直流電流は、ダイオードに印加される電圧Ｖｄ、および、ダイオードに入力される信号の電圧振幅ｖｉｎｄによって変化することが分かる。この直流電流の変化によって、ダイオードは入力された信号の強度に応じて電流−電圧特性の変わる可変インピーダンス素子として機能することとなる。
【００３０】
ここで、ダイオードに入力される信号の電力と信号の電圧振幅との関係について考える。ダイオードに入力される信号の電力をＰｉｎｄとすると、ダイオードの端子間電圧ｖｉｎｄは次式（４）で表わされる。
【００３１】
ｖｉｎｄ＝√（Ｐｉｎｄ／Ｙｄ）  …（４）
ここで、Ｙｄはダイオードのアドミタンスであり、Ｙｄは信号の角周波数ωとダイオードのコンダクタンスｇｄ、接合容量Ｃｊおよび拡散容量Ｃｄを用いて次式（５）で表わされる。
【００３２】
Ｙｄ＝ｇｄ＋ｊω（Ｃｊ＋Ｃｄ）  …（５）
これらの数式（４）（５）より、ｖｉｎｄは信号の電力Ｐｉｎｄだけでなく信号の周波数によっても変化することが分かる。たとえば、ｖｉｎｄはダイオードに入力される信号の電力が増加すると増加し、また、同じ電力の信号でも信号の周波数が高くなるとｖｉｎｄは減少する。以上の数式（１）〜（５）より、ダイオードのインピーダンスは、入力される信号の電力の大きさだけでなく、信号の周波数によっても変化することが分かる。
【００３３】
図２（ａ）（ｂ）は、図８に示した従来の電力増幅器の振幅歪および位相歪の出力電力依存性が周波数によってどのように変化するかを示した図である。この電力増幅器では、５．４ＧＨｚの周波数において振幅歪および位相歪が最も小さくなるように歪補償バイアス回路１０４が設計されており、図２（ａ）（ｂ）では４．８ＧＨｚ、５．４ＧＨｚおよび６．０ＧＨｚにおける特性が示されている。図２（ａ）（ｂ）に示すように、周波数の低い４．８ＧＨｚでは振幅歪が正の方向へ増加し、位相歪は負の方向に増加している。このような特性の変化は、特許文献２によれば、歪補償バイアス回路１０４による補償量が大きくなったことを示している。
【００３４】
一方、周波数の高い６．０ＧＨｚにおいては振幅歪が負の方向へ増加し、位相歪は正の方向に増加している。これは歪補償バイアス回路１０４による補償量が小さくなったことを示している。歪補償バイアス回路１０４の補償量がこのように周波数によって増加もしくは低下するのは、数式（１）〜（５）で示したように、ダイオードのインピーダンスがダイオードに入力される信号の周波数が低くなると増加し、高くなると減少するからである。このように従来の電力増幅器では、ダイオードの非線形性が周波数によって変化するため、広い周波数帯にわたって低歪にて信号を増幅させることができない。
【００３５】
図３（ａ）（ｂ）は、図１に示した非線形減衰回路１５の利得および位相偏差の入力電力による変化が周波数によって変化する様子を示す図である。図３（ａ）（ｂ）に示すように、周波数が４．８ＧＨｚから６．０ＧＨｚへと高くなると利得および位相偏差とも変化量が小さくなっている、すなわち、非線形減衰回路１５の機能が周波数が高くなるにつれて弱くなることが分かる。このように非線形減衰回路１５の機能が周波数が低くなると強く、低くなると弱くなるという特性を示すのは、数式（１）〜（５）で示したように、ダイオードのインピーダンスがダイオードに入力される信号の周波数が低くなると増加し、高くなると減少するからである。
【００３６】
以上図２（ａ）（ｂ）および図３（ａ）（ｂ）から分かるように、周波数が高くなると、歪補償バイアス回路４では振幅歪は負の方向へ、位相歪は正の方向へそれぞれ増加するのに対して、非線形減衰回路１５では利得は正の方向へ、位相偏差は負の方向へそれぞれ変化する。負の方向に変化する振幅歪は正の方向に変化する利得によってその歪が抑制される。また、正の方向に変化する位相歪は負の方向に変化する位相偏差によってその歪が抑制される。したがって、歪補償バイアス回路４と非線形減衰回路１５の両方を備えた本発明による電力増幅器では、歪補償バイアス回路４による歪の補償量の周波数依存性と非線形減衰回路１５による歪の補償量の周波数依存性とが互いに抑制し合うこととなる。
【００３７】
図４（ａ）（ｂ）は、図１の電力増幅器の振幅歪および位相歪の出力電力依存性が周波数によってどのように変化するかを示す図である。この電力増幅器では、送信周波数帯である４．８ＧＨｚから６．０ＧＨｚの広い周波数帯域において振幅歪および位相歪が最も小さくなるように歪補償バイアス回路４および非線形減衰回路１５が設計されている。図４（ａ）（ｂ）では、４．８ＧＨｚ、５．４ＧＨｚおよび６．０ＧＨｚにおける特性が示されている。
【００３８】
出力整合回路１２は、４．８ＧＨｚから６．０ＧＨｚの広い周波数帯域において負荷インピーダンスがほぼ一定の値となるように設計されている。ここで、ほぼ一定の値とは、出力整合回路１２の所望の送信周波数帯域内の負荷インピーダンスの絶対値が所望の送信周波数帯域の中心周波数における負荷インピーダンスの絶対値の±１０％以内の範囲の値となることをいい、この範囲内であれば振幅歪および位相歪を小さくすることが可能であることを回路シミュレータによって確認している。図４（ａ）（ｂ）に示すように、本実施の形態１による電力増幅器では、図２（ａ）（ｂ）に示した従来の電力増幅器の特性と比較して、振幅歪、位相歪とも周波数による変化が抑制されていることが分かる。
【００３９】
この実施の形態１では、歪補償バイアス回路４による歪補償量の周波数依存性と非線形減衰回路１５による歪補償量の周波数依存性とが互いに抑制し合うので、広い周波数帯にわたって低歪にて信号を増幅することができる。また、電力増幅器を同一半導体基板上に形成するので、電力増幅器の小型化および低コスト化を図ることができる。
【００４０】
[実施の形態２]
図５は、本発明の実施の形態２による電力増幅器の構成を示す回路ブロック図である。図５において、この電力増幅器は、３．１〜３．９ＧＨｚの広い送信周波数帯を有し、信号入力端子１、信号出力端子２、電力増幅素子３，４１、歪補償バイアス回路２０，４２、バイアス端子５，１４，１９，４３，４５、ダイオード１６、抵抗素子７，１７，１８，２１，２２，２７，２８、キャパシタ９，１０，２３，３６〜３８、入力整合回路１１、出力整合回路１２、出力側電源回路１３，４４、非線形減衰回路１５、バイポーラトランジスタ２４〜２６、インダクタ３１〜３５、トラップ回路３９，４０、バイアス回路４６、および段間整合回路４７，４８を備える。
【００４１】
この電力増幅器は実施の形態１と同様、ＧａＡｓ半導体基板上に形成されており、インダクタ３１〜３５はＧａＡｓ半導体基板上に形成されたマイクロストリップ線路およびスパイラルインダクタによって構成されている。これらを同一半導体基板上に形成することにより、電力増幅器の小型化および低コスト化を実現している。
【００４２】
信号入力端子１は入力整合回路１１を介して電力増幅素子４１のベースに接続され、バイアス端子４３は歪補償バイアス回路４２を介して電力増幅素子４１のベースに接続され、バイアス端子４５は出力側電源回路４４を介して電力増幅素子４１のコレクタに接続されている。電力増幅素子４１のエミッタは接地され、そのコレクタは段間整合回路４７を介して非線形減衰回路１５のノードＮ１８に接続されている。
【００４３】
ノードＮ１８は、抵抗素子１８およびバイアス回路４６を介してバイアス端子１９に接続されるとともに、段間整合回路４８およびキャパシタ１０を介して電力増幅素子３のベースに接続されている。抵抗素子２１、キャパシタ２３および抵抗素子２２は、キャパシタ１０の端子間に直列接続されている。バイアス端子５は歪補償バイアス回路２０および抵抗素子２１を介して電力増幅素子３のベースに接続され、バイアス端子１４は出力側電源回路１３を介して電力増幅素子３のコレクタに接続されている。電力増幅素子３のエミッタは接地され、そのコレクタは出力整合回路１２を介して信号出力端子２に接続されている。
【００４４】
歪補償バイアス回路２０は、図１の歪補償バイアス回路４とは若干異なり、バイポーラトランジスタ２４〜２６、抵抗素子７，２７，２８，およびキャパシタ９を含む。この歪補償バイアス回路２０では、図１のダイオード６の代わりにバイポーラトランジスタ２６を用いて歪補償の機能を実現しており、実施の形態１と同様の機能を有する歪補償特性を得ている。トランジスタ２４，２５および抵抗素子２８は、環境温度の変化に伴い電力増幅素子３のバイアス電流が大きく変動するのを抑制するために設けられている。初段の電力増幅素子４１用の歪補償バイアス回路４２も、最終段の電力増幅素子３用の歪補償バイアス回路２０と同じ構成である。
【００４５】
なお、最終段では、歪補償バイアス回路２０は抵抗素子２１を介して電力増幅素子３のベースに接続されている。この抵抗素子２１は、温度上昇によって電力増幅素子３が熱暴走するのを防ぐために設けられている。この抵抗素子２１によって、歪補償バイアス回路２０へ入力される電力が低下し、歪補償の機能が低下してしまう。これを回避するために、抵抗素子２２およびキャパシタ２３からなるバイパス回路を設け、バイパス回路を介して歪補償バイアス回路２０へ信号の一部が入力されるような構成とし、歪補償の機能を高めている。
【００４６】
非線形減衰回路１５は、初段の電力増幅素子４１の後段であり、かつ最終段の電力増幅素子３の前段である段間部に設けられている。この非線形減衰回路１５では、実施の形態１と同じく、ダイオード１６は信号経路と接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続されたシャント型ダイオードとなっているが、バイアス端子１９に与える電圧をバイアス端子５に与える電圧を共通化するためにバイアス回路４６を介してダイオード１６に順方向バイアスを印加する構成としている。このように、バイアス端子５，１９に与える電圧を共通化することによって、バイアス電圧を供給する電源を余分に設ける必要をなくし、システム全体の小型化および低コスト化を実現している。
【００４７】
出力整合回路１２は、インダクタ３１〜３５とキャパシタ３６〜３８を用いて３．１ＧＨｚから３．９ＧＨｚの広い周波数帯域において負荷インピーダンスがほぼ一定の値となるように設計されている。出力整合回路１２内のトラップ回路３９は、インダクタ３１，３３間のノードと接地電位ＧＮＤのラインとの間に直列接続されたインダクタ３２およびキャパシタ３６からなる直列共振回路である。トラップ回路４０は、インダクタ３３およびキャパシタ３８間のノードと接地電位ＧＮＤのラインとの間に直列接続されたインダクタ３４およびキャパシタ３７からなる直列共振回路である。
【００４８】
電力増幅素子３に近い側に配置されたトラップ回路３９は、送信周波数帯の３倍の周波数帯までトラップするトラップ回路として作用させるため、その共振周波数は１０．５ＧＨｚとされている。また、このトラップ回路３９によって電力増幅素子３のコレクタからみたときの送信周波数帯の２倍の周波数帯の周波数における出力整合回路１２のインピーダンスをほぼ短絡とするため、インダクタ３１，３２およびキャパシタ３６からなる直列共振回路の共振周波数が３．７ＧＨｚになるようにインダクタ３１の値を定めている。
【００４９】
一方、電力増幅素子３から遠い側に配置されたトラップ回路４０は、送信周波数帯の中心周波数の２倍の周波数より低い周波数帯までトラップするトラップ回路として作用させるために、その共振周波数は６．０ＧＨｚとされている。また、トラップ回路３９，４０におけるインダクタ３２とキャパシタ３６およびインダクタ３４とキャパシタ３７の各値は、これらの直列共振回路が送信周波数帯の周波数に対しては容量成分となることを考慮し、キャパシタ３８およびインダクタ３５も含め、出力整合回路１２が３．１〜３．９ＧＨｚの広帯域で整合のとれる回路となる値にそれぞれ調整されている。
【００５０】
この実施の形態２では、実施の形態１と同じ効果が得られる他、出力整合回路１２に所望の送信周波数帯よりも高い周波数において短絡となるトラップ回路３９を設けることによって、高調波電力の放射を抑制することができる。
【００５１】
[実施の形態３]
図６は、本発明の実施の形態３による通信装置５０の要部を示すブロック図である。図６において、この通信装置５０は、送信用ＲＦ部５１、受信用ＲＦ部５５、周波数変換部５８、ＩＦ／ベースバンド部５９、スイッチ６０、およびアンテナ６１を備える。送信用ＲＦ部５１は、実施の形態２で示した電力増幅器を含む多段電力増幅器５２とフィルタ５３とドライバ増幅段５４を含み、受信用ＲＦ部５５は低雑音増幅器５６やフィルタ５７を含む。
【００５２】
アンテナ６１は、ＲＦ信号の送受信に使用される。スイッチ６０により、送信ＲＦ信号と受信ＲＦ信号とを分離する。受信ＲＦ信号は、受信用ＲＦ部５５を通過した後、周波数変換部５８でＩＦ信号に変換される。ＩＦ信号は、ＩＦ／ベースバンド部５９で信号処理される。ＩＦ／ベースバンド部５９から出力される信号は、周波数変換部５８でＲＦ信号に変換される。ＲＦ信号は、送信用ＲＦ部５１で増幅され、アンテナ６１から送信される。
【００５３】
送信用ＲＦ部５１は通信装置５０内で最大の信号電力を扱うため、多段電力増幅器５２の消費電力が大きく、増幅時の歪も生じやすいが、本実施の形態３では、多段電力増幅器５２として図５の電力増幅器を用いることによって、広い周波数帯域において低歪で動作する通信装置５０を実現することができる。また、非線形減衰回路１５にバイアス回路４６を設けることによってバイアス電圧を供給する電源を増やす必要をなくすことができ、通信装置５０の小型化および低コスト化を図ることができる。
【００５４】
以上、本発明をその実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
【００５５】
たとえば、上記実施の形態では、電力増幅素子３，４１としてＧａＡｓ  ＨＢＴを用いたが、ＳｉバイポーラトランジスタやＳｉＧｅ  ＨＢＴ、ＩｎＰ  ＨＢＴなど他のバイポーラトランジスタを用いてもよい。また、上記実施の形態では電力増幅素子３，４１としてバイポーラトランジスタを用いているが、電力増幅素子３，４１として電界効果トランジスタを用いてもよい。
【００５６】
また、上記実施の形態では、非線形減衰回路１５として、信号経路と接地電位ＧＮＤのラインとの間に接続されたダイオードを含むシャント型ダイオードを用いた回路について説明したが、図７（ａ）（ｂ）に示すように、ダイオード１６が信号経路に対して直列に挿入されているシリーズ型ダイオードを用いた構成の非線形減衰回路を用いてもよい。図７（ａ）の回路では、ダイオード１６のアノードが入力ノードＮ１に接続され、そのカソードが出力ノードＮ２に接続され、抵抗素子１８は入力ノードＮ１とバイアス端子１９との間に接続され、出力ノードＮ２と接地電位ＧＮＤのラインとの間にインダクタ７２が接続される。図７（ｂ）の回路では、さらに、ダイオード７３のアノードが出力ノードＮ２に接続され、そのカソードが入力ノードＮ１に接続される。
【００５７】
ただし、シリーズ型ダイオードを用いた場合には、入力信号の全てがダイオードを通過することから、ダイオードに比較的大きな直流電流を流して低抵抗化する必要があり、非線形減衰回路の消費電力が増大するとともに、ダイオードにおける損失が電力増幅器の利得を下げることになる。したがって、シリーズ型ダイオードを用いるよりもシャント型ダイオードを用いる方が有利である。
【００５８】
また、上記実施の形態では、非線形減衰回路１５を最終段の電力増幅素子３の前段に設けたが、非線形減衰回路１５を初段の電力増幅素子４１の前段または後段に設けてもよい。ただし、最終段の電力増幅素子３の後段では信号の電力が増幅器の中で最も大きくなるので、非線形減衰回路１５による損失の影響が大きくなり、電力増幅器の効率低下を招く。したがって、非線形減衰回路１５は、複数段の電力増幅素子のうちの少なくとも１つの電力増幅素子の前段、または最終段の電力増幅器以外の少なくとも１つの電力増幅器の後段に設けることが好ましい。
【００５９】
また、上記実施の形態では、非線形減衰回路１５を段間整合回路４７，４８の間に設けたが、段間整合回路４７，４８の前段または後段に設けてもよい。
【００６０】
また、上記実施の形態では、電力増幅素子を１段または２段用いた電力増幅器について説明したが、３段以上の電力増幅素子を用いてもよい。
【００６１】
また、上記実施の形態では、キャパシタおよびインダクタとして半導体基板上に形成されたＭＩＭキャパシタ、マイクロストリップ線路およびスパイラルインダクタを用いたが、チップ部品によるキャパシタやボンディングワイヤなどの、半導体基板上に形成されないキャパシタおよびインダクタを用いてもよい。
【００６２】
また、上記実施の形態では、トラップ回路３９，４０としてキャパシタとインダクタを直列に接続した直列共振回路を用いたが、オープンスタブや他の形態の共振回路などによるトラップ回路を用いてもよい。
【００６３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】この発明の実施の形態１による電力増幅器の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】従来の電力増幅器の振幅歪および位相歪の出力電力依存性の周波数による変化を示す図である。
【図３】図１に示した非線形減衰回路の利得および位相偏差の入力電力依存性の周波数による変化を示す図である。
【図４】図１に示した電力増幅器の振幅歪および位相歪の出力電力依存性の周波数による変化を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態２による電力増幅器の構成を示す回路ブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態３による通信装置の要部を示す回路ブロック図である。
【図７】実施の形態１，２の変更例を示す回路図である。
【図８】従来の電力増幅器の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００６５】
１，１０１  信号入力端子、２，１０２  信号出力端子、３，４１，１０３  電力増幅素子、４，２０，４２，１０４  歪補償バイアス回路、５，１４，１９，４３，４５，１０５  バイアス端子、６，１６，１０６  ダイオード、７，８，１７，１８，２１，２２，２７，２８，１０７，１０８  抵抗素子、９，１０，２３，３６〜３８，１０９  キャパシタ、１１  入力整合回路、１２  出力整合回路、１３，４４  出力側電源回路、１５  非線形減衰回路、２４〜２６  バイポーラトランジスタ、３１〜３５，７２  インダクタ、３９，４０  トラップ回路、４６  バイアス回路、４７，４８  段間整合回路、５０  通信装置、５１  送信用ＲＦ部、５２  多段電力増幅器、５３，５７  フィルタ、５４  ドライバ増幅段、５５  受信用ＲＦ部、５６  低雑音増幅器、５８  周波数変換部、５９  ＩＦ／ベースバンド部、６０  スイッチ、６１  アンテナ。
【図１】
2008124559.tif 000003
【図２】
2008124559.tif 000004
【図３】
2008124559.tif 000005
【図４】
2008124559.tif 000006
【図５】
2008124559.tif 000007
【図６】
2008124559.tif 000008
【図７】
2008124559.tif 000009
【図８】
2008124559.tif 000010