(57)【要約】【課題】遅延波の影響が大きい場合においても誤差ベクトルの大きさを正しく評価する。【解決手段】パケットを構成する複数のブロック（評価ブロック）に格納する評価情報（評価シンボル）を、ブロック毎に擬似ランダムに変化する符号（ＰＮ符号）によって形成している。従って、ブロック毎の評価情報同士の相互相関が低くなり、希望波（直接波）に対する遅延波の影響が大きい場合においても、遅延波をガウシアン的な加法雑音とみなすことができる。その結果、遅延波を雑音として評価することが可能であるために誤差ベクトルの大きさＥＶＭを正しく評価することができる。【選択図】図１
2008259065.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期を確立するための同期ブロック、制御情報を格納した制御ブロック、データ伝送のためのデータブロックを少なくとも含み且つ各ブロックに格納される情報ビット列が所定のディジタル変調方法で複素シンボルに変調されてなるパケットを伝送し、伝送された信号から前記複素シンボルを復元するとともに当該複素シンボルをディジタル復調して前記情報ビット例を生成する変調方法若しくは通信方法に用いられ、
送信側と受信側の双方において既知である所定のビット列からなる評価情報を前記パケットの何れかのブロックに格納して伝送し、当該評価情報に対して、受信側で復元した複素シンボルの誤差ベクトルを評価する誤差ベクトル評価方法において、
パケットを構成する複数のブロックに前記評価情報を格納するとともに、各ブロックに格納される評価情報を、ブロック毎に擬似ランダムに変化する符号によって形成することを特徴とする誤差ベクトル評価方法。
【請求項２】
ＰＮシーケンスによって生成される擬似ランダムな符号で前記評価情報を形成することを特徴とする請求項１記載の誤差ベクトル評価方法。
【請求項３】
パケットがマルチキャリア変調信号によって伝送される場合、前記評価情報のブロックに対応した少なくとも２つのサブキャリアの信号を用いて他のサブキャリアの位相を補正した後に各サブキャリア毎に誤差ベクトルを評価することを特徴とする請求項１又は２記載の誤差ベクトル評価方法。
【請求項４】
複数のサブキャリア毎の伝送特性に応じて適応的に選択されるサブキャリアを使用して伝送する適応サブキャリア変調方法において、請求項１〜３の何れか１項に記載された誤差ベクトル評価方法で評価された誤差ベクトルに基づいてサブキャリアを選択することを特徴とする適応サブキャリア変調方法。
【請求項５】
それぞれに１乃至複数のサブキャリアが属する複数の領域に分割され、各領域のサブキャリアで同じ情報を伝送する周波数分割通信方法において、請求項１〜３の何れか１項に記載された誤差ベクトル評価方法で評価された誤差ベクトルに基づいて複数の領域の何れかのサブキャリアを選択して受信することを特徴とする周波数分割通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信側と受信側の双方において既知である所定のビット列からなる評価情報をパケットを構成する何れかのブロックに格納して伝送し、当該評価情報に対して、受信側で復元した複素シンボルの誤差ベクトルを評価する誤差ベクトル評価方法並びに適応サブキャリア変調方法、周波数分割通信方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近時、１チャネルのデータを複数の搬送波（サブキャリア）に分散させて変調を行うマルチキャリア変調の一つである直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:OFDM）変調が無線ＬＡＮ等の無線通信、あるいは電力線搬送通信（ＰＬＣ）等の有線通信において利用されている。ＯＦＤＭは複数のサブキャリアがそれぞれ直交関係にあるため、通常の受信状態では各サブキャリアで伝送されるシンボルは、対応するサブキャリア周波数における伝送路特性とノイズ（以下、これらを合わせて伝送特性と呼ぶ。）によってのみ影響を受ける。伝送特性の影響の度合いはサブキャリア毎に異なっており、それによって全体の伝送速度が大きく影響を受けることになる。これに対して、各サブキャリアの変調方法をその伝送特性に応じて最適に決定すれば、伝送速度を向上することができる。そして、このように各サブキャリア毎に伝送特性に応じて変調方法を適応的に決定する方法として、いわゆる適応サブキャリア変調と呼ばれる方法が採用されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
適応サブキャリア変調を行うために、送信電力一定の条件下で指定したビット誤り率を確保し、全体のビットレートが可能な限り高速になるように各サブキャリア（若しくは複数のサブキャリア）毎に変調方法を割り当てるという方式が取られる場合があり、各サブキャリアの受信Ｓ／Ｎ比を求めれば、各変調方法に対して、何れの変調方法が当該Ｓ／Ｎ比で指定したビット誤り率を確保できるかを評価することができる。そして、指定したビット誤り率を確保できた変調方法が存在すれば、そのなかでシンボル当たりのビット数が最も多い変調方法を当該サブキャリアに割り当て、指定したビット誤り率を確保できる変調方法が存在しなければ当該サブキャリアを使用しないというように判定し、全てのサブキャリアについて上述のような判定を行うことで各サブキャリアに最適な変調方法を割り当てることができる。
【０００４】
ここで、ＯＦＤＭを含めたマルチキャリア変調では、各サブキャリアで伝送されるシンボルとして複素シンボルが用いられており、各サブキャリアの伝送特性を評価するに当たっては、送信側と受信側の双方において既知である所定のビット列からなる評価情報をディジタル変調して得られる複素シンボルについて、受信された評価情報の複素シンボルと既知の評価情報の複素シンボルとの誤差ベクトルの大きさ（Error Vector Magnitude：ＥＶＭ）を求め、このＥＶＭがＳ／Ｎ比の代わりに用いられる。
【０００５】
例えば、評価情報をＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調して同相（実数）成分Ｉが「１」又は「−１」、直交（虚数）成分Ｑを「０」とした複数の複素シンボル列を各サブキャリアで伝送するとすれば、ｍ番目のサブキャリアにおけるｋ番目の受信シンボル（複素シンボル）を（Ｉkm，Ｑkm（＝０））で表した場合、ｍ番目のサブキャリアの誤差ベクトルの大きさＥＶＭ｜mは以下のように表される。
【０００６】
【数１】
2008259065.tif 000003
【０００７】
但し、Ｎは評価するシンボルの数である。
【０００８】
従来は、上述のような既知の評価情報を同期ブロックに格納したり、あるいは、データブロックの後に別途設けた評価ブロックに格納するなどしていた（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００６−３３３０４６号公報
【特許文献２】特開２００４−３４３５５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、ＯＦＤＭに代表されるブロック伝送方式では遅延波の影響を抑えるため、送信側においてＯＦＤＭシンボルにガードインターバルと呼ばれる冗長な信号を付加している。このガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの後半の一部分と同じ信号をＯＦＤＭシンボルの前半に接続したものである（図８参照）。従って、直接波（希望波）Ｗ１と遅延波Ｗ２との時間的な重なりがガードインターバルＧＩの部分のみで生じている限りにおいては、ガードインターバルＧＩを除いた本来のＯＦＤＭシンボルに遅延波の影響が及ぶことはない。
【００１０】
しかしながら、電力線搬送通信などの有線通信においては、遅延プロファイルが環境によって大きく異なるため、遅延波の影響を抑制し、且つ冗長性を最小に抑えるようにガードインターバルＧＩの長さ（ガードインターバル長）Ｔｇを設計することは極めて困難であり、例えば、ガードインターバル長Ｔｇを本来のＯＦＤＭシンボルのシンボル長（逆離散フーリエ変換におけるサンプリング数）Ｎの４分の１に設定するというように、ある仮定の下に設計することが行われていた。
【００１１】
例えば、シンボル長Ｎを６４とし、４９番目から６４番目のサンプルをコピーしたガードインターバルをＧＩを含むＯＦＤＭシンボルｘ(nT)は下式で示される。
【００１２】
【数２】
2008259065.tif 000004
【００１３】
受信側ではガードインターバルＧＩを除去したＯＦＤＭシンボルを離散フーリエ変換して複素シンボルを生成するから、離散フーリエ変換前のＯＦＤＭシンボルｘ(nT)は下式で示される。
【００１４】
【数３】
2008259065.tif 000005
【００１５】
ここで、図９に示すように遅延波Ｗ２と直接波Ｗ１の重なりがガードインターバルＧＩを超えている場合、例えば、ガードインターバルＧＩが除去された後のＯＦＤＭシンボルにガードインターバル長Ｔｇを超える遅延波Ｗ２のサンプル（ｌから６３のサンプル）が希望波Ｗ１における０からｌ−１のサンプルと重なっているとしたとき、受信信号のＯＦＤＭシンボルｘ(nT)は下式で表される。
【００１６】
【数４】
2008259065.tif 000006
【００１７】
ここで、評価情報のシンボルは既知であり、それらは全て同一であるから、Ｘ(k)＝Ｘ(k)'が成立し、従って、上記式は次のように変形できる。但し、Ｋ，Ｌはそれぞれ直接波（希望波）の利得と遅延波の利得である。
【００１８】
【数５】
2008259065.tif 000007
【００１９】
而して、上記従来例では評価情報の複数のシンボル同士の相互相関が高いため、上述のように遅延波の影響が大きい場合、希望信号と遅延信号を区別することができず、希望信号に遅延信号を含めた信号を希望信号と誤判断してしまい、誤差ベクトルの大きさを正しく評価することができないという問題があった。
【００２０】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、遅延波の影響が大きい場合においても誤差ベクトルの大きさを正しく評価することができる誤差ベクトル評価方法並びに適応サブキャリア変調方法、周波数分割通信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、同期を確立するための同期ブロック、制御情報を格納した制御ブロック、データ伝送のためのデータブロックを少なくとも含み且つ各ブロックに格納される情報ビット列が所定のディジタル変調方法で複素シンボルに変調されてなるパケットを伝送し、伝送された信号から前記複素シンボルを復元するとともに当該複素シンボルをディジタル復調して前記情報ビット例を生成する変調方法若しくは通信方法に用いられ、送信側と受信側の双方において既知である所定のビット列からなる評価情報を前記パケットの何れかのブロックに格納して伝送し、当該評価情報に対して、受信側で復元した複素シンボルの誤差ベクトルを評価する誤差ベクトル評価方法において、パケットを構成する複数のブロックに前記評価情報を格納するとともに、各ブロックに格納される評価情報を、ブロック毎に擬似ランダムに変化する符号によって形成することを特徴とする。
【００２２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、ＰＮシーケンスによって生成される擬似ランダムな符号で前記評価情報を形成することを特徴とする。
【００２３】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、パケットがマルチキャリア変調信号によって伝送される場合、前記評価情報のブロックに対応した少なくとも２つのサブキャリアの信号を用いて他のサブキャリアの位相を補正した後に各サブキャリア毎に誤差ベクトルを評価することを特徴とする。
【００２４】
請求項４の発明は、上記目的を達成するために、複数のサブキャリア毎の伝送特性に応じて適応的に選択されるサブキャリアを使用して伝送する適応サブキャリア変調方法において、請求項１〜３の何れか１項に記載された誤差ベクトル評価方法で評価された誤差ベクトルに基づいてサブキャリアを選択することを特徴とする。
【００２５】
請求項５の発明は、上記目的を達成するために、それぞれに１乃至複数のサブキャリアが属する複数の領域に分割され、各領域のサブキャリアで同じ情報を伝送する周波数分割通信方法において、請求項１〜３の何れか１項に記載された誤差ベクトル評価方法で評価された誤差ベクトルに基づいて複数の領域の何れかのサブキャリアを選択して受信することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、パケットを構成する複数のブロックに格納する評価情報を、ブロック毎に擬似ランダムに変化する符号によって形成しているので、ブロック毎の評価情報同士の相互相関が低くなり、その結果、希望波に対する遅延波の影響が大きい場合においても、遅延波をガウシアン的な加法雑音とみなすことが可能であるために誤差ベクトルの大きさを正しく評価することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、本発明に係る誤差ベクトル評価方法並びに適応サブキャリア変調方法、周波数分割通信方法の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２８】
まず、本発明に係る前記各方法を実現する通信装置の構成について図１を参照して説明する。本実施形態の通信装置は送信機Ｔｘと受信機Ｒｘで構成され、直交周波数分割多重（以下、「ＯＦＤＭ」という。）変調された信号（以下、「ＯＦＤＭ信号」と呼ぶ。）によるパケット通信を行っている。但し、送信機Ｔｘから受信機Ｒｘに信号を伝送するための伝送路については有線又は無線の何れでも構わない。
【００２９】
送信機Ｔｘでは、入力された送信データ（情報ビット列）がスクランブラ１０によって同じビット値が続かないようにスクランブル（ランダム化）され、畳み込み符号化器１１でエラー訂正符号化され、ビットインターリーバ１２で続くマッパ１３での複素平面上のビット位置をインターリーバ（ランダム化）し、マッパ１３でビットを複素数でシンボル化（ディジタル変調）し、各シンボルを順に逆離散フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１４にて逆離散フーリエ変換し、ＧＩ付加・フレーミング部１５で逆離散フーリエ変換器１４から出力される時間信号（以下、「複素ベースバンドＯＦＤＭ信号」と呼ぶ。）の後半部分をコピーして当該複素ベースバンドＯＦＤＭ信号に付加することによってＯＦＤＭシンボルを生成する。さらに、オーバーサンプリング部１６にて後段のＤＡＣ（ディジタル・アナログ・コーデック）部１７におけるサンプリング周期でオーバーサンプルした後、ＤＡＣ部１７でディジタル／アナログ変換し、アナログ回路１８においてベースバンドＯＦＤＭ信号の周波数変換を行って必要な周波数帯域にシフトしたＯＦＤＭ信号を伝送路に送出する。なお、ＧＩ付加・フレーミング部１５がＯＦＤＭシンボルを生成する際、同期ブロック部１９が保持している同期パターンを同期ブロックに格納する。
【００３０】
一方、受信機Ｒｘでは、伝送路を介して伝送されるＯＦＤＭ信号をアナログ回路２０で周波数変換するとともにＡＤＣ（アナログ・ディジタル・コーデック）部２１でアナログ／ディジタル変換し、ダウンサンプリング部２２にて後述する離散フーリエ変換のサンプル数にダウンサンプリングした後、ＧＩ除去部２３にてガードインターバルを除去する。但し、ＧＩ除去部２３がガードインターバルを除去するためには、受信したパケットの同期ブロックに格納されている同期用のプリアンブルシンボルによってシンボルタイミング同期が確立されていることが必要である。ガードインターバルが除去された複素ベースバンドＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換器（ＦＦＴ）２４で離散フーリエ変換することで複素ベースバンドＯＦＤＭ信号から複素シンボル例を生成する。生成された複素シンボル列をデマッパ２５により軟判定メトリック値に変換し、デインターリーバ２６にてデータビット単位でデインターリーブする。そして、デインターリーブされた軟判定メトリック値をビタビ復号器２７にて復号化し、デスクランブラ２８でデスクランブルすることで送信データ（情報ビット列）を再生する。
【００３１】
本実施形態の通信装置では、本発明に係る誤差ベクトル評価方法を実施するため、ＰＮシーケンスによって擬似ランダム雑音（Pscudorandom Noise：ＰＮ）符号を生成するＰＮ符号生成部１と、生成されたＰＮ符号をＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調するＢＰＳＫ変調部２とを送信機Ｔｘに備えるとともに、同じくＰＮシーケンスによってＰＮ符号を生成するＰＮ符号生成部３と、生成されたＰＮ符号をＢＰＳＫ変調するＢＰＳＫ変調部４と、ＢＰＳＫ変調部４で変調して得られる評価情報の複素シンボルと、離散フーリエ変換器２４で生成される複素シンボルとの差（誤差ベクトルの大きさ：ＥＶＭ）を求めて各サブキャリア毎の伝送特性を評価するＥＶＭ評価部５とを受信機Ｒｘに備えている。
【００３２】
ＰＮ符号生成部１，３は、例えば、Ｓ(ｘ)＝ｘ7＋ｘ4＋１の多項式に対応する線形帰還シフトレジスタからなり、図２に示すようにシフトレジスタＳＲとパリティジェネレータＰＧで構成されている。シフトレジスタＳＲの初期値を全て１にすると、ＰＮ符号生成部１，３では、00001110、11110010、11001001、00000010、00100110、00101110、10110110、00001100、11010100、11100111、10110100、00101010、11111010、01010001、10111000、1111111、と１２７bitの巡回シーケンス（ＰＮシーケンス）を生成する。そして、ＰＮ符号生成部１，３で生成された上記ＰＮシーケンスをＢＰＳＫ変調部２，４でＢＰＳＫ変調すれば、１２７シンボルのバイナリシーケンス（バイナリシンボル）が得られる。その他のバイナリシーケンス生成方法としてはあらかじめ計算された１２７のバイナリシーケンスをメモリに格納し順次出力してもよい。
【００３３】
例えば、本実施形態の通信装置で使用可能なサブキャリアが５２個であるとすると、ＢＰＳＫ変調部２で得られたバイナリシンボル（以下、「評価シンボル」と呼ぶ。）を５２サンプルずつ逆離散フーリエ変換器１４にて複素ベースバンドＯＦＤＭ信号に変換し、さらに、ＧＩ付加・フレーミング部１５にて４８番目〜６３番目のサンプルをコピーして当該複素ベースバンドＯＦＤＭ信号に付加することでＥＶＭ評価用の１ブロック分のＯＦＤＭシンボルを生成する。なお、ＥＶＭ評価用ＯＦＤＭシンボルは予め定められた必要なシンボル数に達するまで、評価シンボルを用いて繰り返し生成される。
【００３４】
ＧＩ付加・フレーミング部では、図３（ａ）に示すように同期ブロック、制御ブロック、データブロックの後に１２８ブロック分のＥＶＭ評価用ＯＦＤＭシンボルを格納した評価ブロックを接続してＯＦＤＭシンボルを生成する。ここで、ＥＶＭ評価専用のパケットを用いてＥＶＭ評価用ＯＦＤＭシンボルを伝送することも考えられるが、上述のようにデータブロックの後に評価ブロックを接続すれば、評価ブロックに格納するＥＶＭ評価用ＯＦＤＭシンボルの数を充分な精度が確保できる程度にまで増やすことができるため、ＥＶＭ評価の精度が向上するという利点がある。特に、各サブキャリア毎のＥＶＭを正確に相対比較し、その大小関係に基づいてサブキャリアの使用の可否を決定する適応サブキャリア変調において有効な方法である。
【００３５】
あるいは、図３（ｂ）に示すように評価シンボルをプリアンブルなどとともに同期ブロックに格納しても構わない。例えば、それぞれに１乃至複数のサブキャリアが属する複数の領域に分割し、各領域毎に同じデータを割り当ててＥＶＭが最も小さいサブキャリアのデータを採用する場合に有効である。
【００３６】
受信機Ｒｘにおいては、受信したＯＦＤＭ信号からガードインターバルが除去された複素ベースバンドＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換器２４で離散フーリエ変換することでＥＶＭ評価用の複素ベースバンドＯＦＤＭ信号から複素シンボル例を生成する。そして、ＥＶＭ評価部５において、離散フーリエ変換器２４で生成された複素シンボル列と、ＰＮ符号生成部３で生成されたＰＮ符号をＢＰＳＫ変調部４でＢＰＳＫ変調して得られる評価情報の複素シンボルとの誤差ベクトルを求める。すなわち、ＢＰＳＫ変調部４から出力するバイナリシンボル（評価シンボル）ｄ１，ｄ２は、図４に示すようにＩ軸上にマッピングされているが、受信信号から得られた評価シンボルｄ１’は熱雑音や遅延波による影響、さらにディジタル回路のビット幅制限（固定小数点効果）や、基準周波数のずれによる影響等により、Ｉ軸上以外の点にマッピングされてしまうことがあり、本来の評価シンボルｄ１がマッピングされた点から受信した評価シンボルｄ１’がマッピングされた点へ向かうベクトルが誤差ベクトルＥＶとして定義され、ＥＶＭ評価部５では誤差ベクトルＥＶの大きさＥＶＭを演算する。但し、誤差ベクトルの大きさＥＶＭによる伝送特性の評価は、各サブキャリア毎に、必要な評価シンボルの個数分について求めた平均値によって行う。
【００３７】
ところで、サブキャリアの直接波が遅延波の影響を受けている場合、サブキャリアで伝送された評価シンボルｄ１’には遅延波の影響による位相ひずみが含まれていると考えられる。そこでＥＶＭ評価部５では、図５（ａ）に示すように予め定められている複数のサブキャリアＳＣm，ＳＣm+kの位相情報から他のサブキャリアＳＣ1〜ＳＣm-1，ＳＣm+1〜ＳＣm+k-1，ＳＣm+k+1〜ＳＣN（但し、Ｎはサブキャリアの総数）の位相ひずみを補正している。
【００３８】
例えば、振幅を１と仮定すると評価シンボルｄ１はexp(jθ)と表され、伝送路の伝達関数をＨexp(jθH)とすれば、受信した評価シンボルｄ１’は下式で表される。
【００３９】
ｄ１’＝exp(jθ)・Ｈexp(jθH)＝Ｈexp[j(θH+θ)]
評価シンボルｄ１’にその共役複素数を乗算すると
ｄ１’・exp(-jθ)＝Ｈexp[j(θH+θ)]・exp(-jθ)＝Ｈexp(jθH)
となり、伝送路の伝達関数Ｈexp(jθH)が同定できる。ここで、Ｑ／Ｉを検討するとtanθHを求めることができ、予め用意したデータテーブルを参照することで位相ひずみθHを同定することができる。
【００４０】
そして、２つのサブキャリアＳＣm，ＳＣm+kについて求められた位相ひずみθH(:ＳＣm），θH(:ＳＣm+k)を、図５（ｂ）に示すように横軸をサブキャリアの周波数、縦軸を位相とする直交座標系にプロットし、２つのサブキャリアＳＣm，ＳＣm+kの間のサブキャリアＳＣm+1〜ＳＣm+k-1における位相ひずみは内挿によって決定し、２つのサブキャリアＳＣm，ＳＣm+kの外側にあるサブキャリアＳＣ1〜ＳＣm-1，ＳＣm+k+1〜ＳＣNにおける位相ひずみは外挿によって決定することができる。
【００４１】
而して本実施形態のＥＶＭ評価方法においては、パケットを構成する複数のブロック（評価ブロック）に格納する評価情報（評価シンボル）を、ブロック毎に擬似ランダムに変化する符号（ＰＮ符号）によって形成しているので、ブロック毎の評価情報同士の相互相関が低くなり、その結果、希望波（直接波）に対する遅延波の影響が大きい場合においても、遅延波をガウシアン的な加法雑音とみなすことができ、遅延波を雑音として評価することが可能であるために誤差ベクトルの大きさＥＶＭを正しく評価することができる。
【００４２】
そして、適応サブキャリア変調方法においては、本実施形態のＥＶＭ評価方法によって評価された各サブキャリア毎の伝送特性に基づいてその使用の可否を決定している。具体的には、図６に示すように信号対ノイズ比ＳＮＲを縦軸、横軸をサブキャリアの周波数としたとき、各サブキャリアのＳＮＲ（ＥＶＭはＳＮＲの逆数として定義される。）を閾値ＳＮＲＴｈと比較し、ＳＮＲが閾値ＳＮＲＴｈを超えているサブキャリアのみを使用している。但し、サブキャリアを幾つかのグループに分割して各グループ毎に使用の可否を決定する場合もある。
【００４３】
また周波数分割通信方法においては、例えば、図７に示すように１５のサブキャリアを周波数帯域毎に５つずつ、合計３つのグループに分割し、第１グループのサブキャリアＳＣ1n，第２グループのサブキャリアＳＣ2n，第３グループのサブキャリアＳＣ3n（但し、ｎ＝１，２，３，４，５）について同じデータを割り当てて送信機Ｔｘが送信している。そして、受信機Ｒｘにおいては、同じデータが割り当てられている各グループのサブキャリア、例えば、ＳＣ11，ＳＣ21，ＳＣ31のＳＮＲを比較して、３つのグループのうちで最もＳＮＲの高いグループのサブキャリア（図７では第３グループのサブキャリアＳＣ31）を選択し、選択したサブキャリアに対してのみ復調処理を行う。
【００４４】
上記適応サブキャリア変調方法又は周波数分割通信方法の何れにおいてもサブキャリアに対するＥＶＭ評価が重要な要件となっており、本実施形態のＥＶＭ評価方法を採用することで適切なサブキャリアを決定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本実施形態における通信装置のブロック図である。
【図２】同上におけるＰＮ符号生成部のブロック図である。
【図３】（ａ），（ｂ）は同上におけるＯＦＤＭシンボルの説明図である。
【図４】同上における誤差ベクトルの説明図である。
【図５】（ａ），（ｂ）は同上における位相補正の説明図である。
【図６】同上における適応サブキャリア変調方法の説明図である。
【図７】同上における周波数分割通信方法の説明図である。
【図８】ガードインターバルの説明図である。
【図９】希望波（直接波）に対する遅延波の影響を説明するための説明図である。
【符号の説明】
【００４６】
１  ＰＮ符号生成部
２  ＢＰＳＫ変調部
３  ＰＮ符号生成部
４  ＢＰＳＫ変調部
５  ＥＶＭ評価部
【図１】
2008259065.tif 000008
【図２】
2008259065.tif 000009
【図３】
2008259065.tif 000010
【図４】
2008259065.tif 000011
【図５】
2008259065.tif 000012
【図６】
2008259065.tif 000013
【図７】
2008259065.tif 000014
【図８】
2008259065.tif 000015
【図９】
2008259065.tif 000016