(57)【要約】【課題】複数のインバータを個別に作動させることにより、インバータ・モータの状態に応じて、発生損失・温度を制御することができる電力変換装置及びその制御方法を提供する。【解決手段】モータ１６を駆動するインバータ１１，１２と、各インバータの出力電圧を制御し、各インバータを矩形波電圧駆動、ＰＷＭ電圧駆動、若しくは停止のいずれかの状態にする制御部１３とを有する。制御部１３は、各インバータの出力電流値から合成した電流ベクトルの指令値に基づき、ＰＷＭ電圧駆動と矩形波電圧駆動の少なくとも一方の状態を選択する。制御部１３は、複数のインバータの少なくとも一つを矩形波電圧で駆動し、その他をＰＷＭ電圧で駆動する。【選択図】図１
2008092739.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相モータを駆動する複数のインバータと、
前記各インバータの出力電圧を制御し、前記各インバータを矩形波電圧駆動、ＰＷＭ電圧駆動、若しくは停止のいずれかの状態にする制御部と
を有する電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記各インバータの出力電流値から合成した電流ベクトルの指令値に基づき、ＰＷＭ電圧駆動と矩形波電圧駆動の少なくとも一方の状態を選択する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記複数のインバータの少なくとも一つを矩形波電圧で駆動し、その他をＰＷＭ電圧で駆動する請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、
前記多相モータのｄｑ軸電流指令値に基づいて、検出したｄｑ軸電流ベクトルのそれぞれの和を制御する請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、
前記多相モータのｄｑ軸電流指令値と検出したｄｑ軸電流ベクトルのそれぞれの和の差分から、ＰＷＭ電圧で駆動するインバータの電圧指令値を生成する請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、
ＰＷＭ電圧で駆動するインバータの電流指令値を、前記多相モータのｄｑ軸電流指令値から矩形波電圧で駆動するインバータのｄｑ軸出力電流を減算した値として生成すると共に、前記電流指令値とＰＷＭ電圧で駆動するインバータのｄｑ軸出力電流の差分から、電圧指令値を生成する請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、
ＰＷＭ電圧で駆動するインバータのｄｑ軸電流指令値を制限するリミッタを備え、
前記ｄｑ軸電流指令値の上下限を制限した値とｄｑ軸出力電流値の差分から、電圧指令値を生成する請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記上下限を制限した値は、前記多相モータ或いは前記インバータの検出し或いは推定した温度に基づいて定める請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御部は、
入力した前記多相モータのトルク指令値と回転速度から、前記各インバータの電流ベクトル指令値及び矩形波電圧位相指令値の何れかを生成し出力するトルク制御手段を備え、
前記電流ベクトル指令値を、前記複数のインバータのｄｑ軸出力電流指令値の和として生成する請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記矩形波電圧位相指令値を、ローパスフィルタを通した値に基づき生成する請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記制御部は、
出力結果に基づいて、ＰＷＭ電圧指令と矩形波電圧指令と停止指令を前記各インバータ毎に割り当て、前記各インバータの駆動を切り替える請求項１から１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記制御部は、
前記多相モータの回転数の上昇に応じて、矩形波電圧駆動するインバータ数を増加させる請求項１１に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記制御部は、
前記複数のインバータの温度が予め設定した温度を超過した場合、ＰＷＭ電圧駆動から矩形波電圧駆動或いは停止に切り替える請求項１１に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
予め設定した温度と比較する前記複数のインバータの温度は、前記複数のインバータに備えた温度検出手段からの検出温度、或いは前記複数のインバータの出力電力及び出力時間に基づく推定温度である請求項１３に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記制御部は、
予め定めた運転時間毎に、矩形波電圧駆動とＰＷＭ電圧駆動を切り替える請求項１１に記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記複数のインバータの冷却能力毎に、ＰＷＭ電圧による駆動時間を定める請求項１５に記載の電力変換装置。
【請求項１７】
前記多相モータは、中性点をＭ個持つＮ相の巻線を有する（Ｍ×Ｎ）相のモータであり、Ｎ相のインバータをＭ個備えている請求項１から１６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１８】
前記多相モータは、１ステータを多重の巻線を巻回して構成した請求項１７に記載の電力変換装置。
【請求項１９】
前記多相モータは、複数の多相モータを同一出力軸上に組み合わせて構成され、前記複数の多相モータを駆動する複数のインバータを有する請求項１から１８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項２０】
前記多相モータは、車両の複数の走行輪の駆動モータであり、前記複数の多相モータを駆動する複数のインバータを有する請求項１から１８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項２１】
多相モータを駆動する複数のインバータのそれぞれの出力電圧を制御し、前記各インバータを矩形波電圧駆動、ＰＷＭ電圧駆動、若しくは停止のいずれかの状態に制御する電力変換装置の制御方法。
【請求項２２】
前記各インバータの出力電流値から合成した電流ベクトルの指令値に基づき、ＰＷＭ電圧駆動と矩形波電圧駆動の少なくとも一方の状態を選択する請求項２２に記載の電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置及びその制御方法に関し、特に、複数のインバータを備えた電力変換装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、２台のインバータでモータを駆動する「モータ駆動用インバータ設備」（特許文献１参照）が知られている。この「モータ駆動用インバータ設備」は、２巻線を持つ６相モータを２台の３相インバータで駆動するものであり、２台のインバータの電流を同じ電流値になるように電流バランス制御を行って駆動している。
【０００３】
両インバータ主回路は、２巻線（巻線Ａ，Ｂ）に個別に駆動電流を供給する構成とし、制御回路は、モータの制御電流指令を１／２にして分離した電流指令信号を制御周期で発生し、この電流指令信号でＢ巻線の電流をフィードバック制御する。電流バランス回路は、巻線Ａ，Ｂの検出電流の偏差で増減した電流指令信号でＡ巻線の電流を制御する。
【特許文献１】特開２００２−３３５６９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来の「モータ駆動用インバータ設備」においては、２台のインバータを同様に運転させるため、２台は同様の変換損失を発生させてしまう。つまり、電流のバランス制御が動作するため、主として制御する電流応答が満足な結果が得られない場合には、他方のインバータの電流制御も、それに追従して悪化してしまう。同様に、インバータの熱的な状態の変化等がある場合も、双方が同様な運転を行ってしまう。
この発明の目的は、複数のインバータを個別に作動させることにより、インバータ・モータの状態に応じて、発生損失・温度を制御することができる電力変換装置及びその制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、この発明に係る電力変換装置は、多相モータを駆動する複数のインバータと、前記各インバータの出力電圧を制御し、前記各インバータを矩形波電圧駆動、ＰＷＭ電圧駆動、若しくは停止のいずれかの状態にする制御部とを有している。
また、この発明に係る電力変換装置の制御方法は、多相モータを駆動する複数のインバータのそれぞれの出力電圧を制御し、前記各インバータを矩形波電圧駆動、ＰＷＭ電圧駆動、若しくは停止のいずれかの状態に制御している。
【発明の効果】
【０００６】
この発明によれば、制御部により、多相モータを駆動する複数のインバータのそれぞれの出力電圧が制御され、各インバータを矩形波電圧駆動、ＰＷＭ電圧駆動、若しくは停止のいずれかの状態に制御される。このため、複数のインバータを個別に作動させることにより、インバータ・モータの状態に応じて、発生損失・温度を制御することができる。
また、この発明に係る電力変換方法は、上記電力変換装置により実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、この発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
（第１実施の形態）
図１は、この発明の第１実施の形態に係る電力変換装置を備えたモータ駆動システムの構成説明図である。図１に示すように、電力変換装置１０は、２個のインバータ（ＩＮＶ）１１，１２と制御部１３を有しており、入力側が平滑コンデンサ１４を介して直流電源１５に、出力側が多相交流モータ（モータ）１６に、それぞれ接続されている。
モータ１６は、３相巻線１７ａと３相巻線１７ｂを有する６相モータであり、それぞれの中性点は独立した構成を有している。３相巻線１７ａにはインバータ１１が、３相巻線１７ｂにはインバータ１２が、それぞれ接続されており、両インバータ１１，１２には、直流電源１５から電力が供給される。
【０００８】
図２は、図１の制御部の内部構成を示すブロック図である。図２に示すように。制御部１３は、トルク制御器（トルクコントローラ）１８、位相制御器（フェーズδコントローラ）１９、加算器２０ａ，２０ｂ、ＰＩ（比例積分）制御器（ＰＩカレントコントローラ）２１、第１座標変換（３フェーズ→ｄｑ）器２２、第２座標変換（ｄｑ→３フェーズ）器２３、第３座標変換（３フェーズ→ｄｑ）器２４、及び位相演算器２５を有している。
【０００９】
トルク制御器１８は、モータ１６の出力トルク指令値Ｔｅ*とモータ１６の回転角速度ωを入力とし、ｄｑ軸電流指令値ｉｄｔ*，ｉｑｔ*と矩形波電圧位相指令値δoを出力する。ここで、トルク制御器１８は、入力したＴｅ*とωに対し、予め作成されたマップを参照してｉｄ*，ｉｑ*とδoを出力する。トルク指令値に対してのｄｑ軸電流指令値の生成は、効率最大化等、様々な方法が提案されており、この例におけるマップ参照方法に限らない。
なお、ここで、ｉｄｔ*，ｉｑｔ*は、２組の巻線におけるｄｑ軸電流値の和の値として生成されており、一般的に知られているｄｑ軸電流の略２倍の値となる。
【００１０】
トルク制御器１８に入力するＤ＿ＳＷは、矩形波電圧、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）電圧、停止の何れかの駆動方法を選択する信号である。この例では、ＩＮＶ１１をＰＷＭとして、ＩＮＶ１２を矩形波として、それぞれ選択した場合を説明する。
各インバータ１１，１２の相電流を電流センサ（図示しない）で検出し、ＩＮＶ１１の電流値ｉｕ１，ｉｗ１、ＩＮＶ１２の電流値ｉｕ２，ｉｗ２をそれぞれｄｑ座標に座標変換する。３相巻線１７ａと３相巻線１７ｂの位相差がπであるとき、電流値ｉｕ１と電流値ｉｕ２を流すコイルは、電気角でπの位相差を持っており、座標変換に用いる位相もπの位相差を持つ。この位相は、モータ１６に取り付けた位置センサ２６から位相θを検出する位相演算器２５で演算した値を用いる。
【００１１】
座標変換器２２は、検出した相電流ｉｕ１，ｉｗ１を、位相θを用いてｄｑ座標の電流値ｉｄ１，ｉｑ１へ変換する。同様に、座標変換器２４において、相電流ｉｕ２，ｉｗ２を、位相θ＋π/３を用いてｄｑ座標の電流値ｉｄ２，ｉｑ２に変換する。
検出したｉｄ１，ｉｄ２とｉｑ１，ｉｑ２をそれぞれ加算して電流の和を求め、この値と電流指令値の差分ｅｄ，ｅｑを演算する。
ｅｄ＝ｉｄｔ*−(ｉｄ１+ｉｄ２)
ｅｑ＝ｉｑｔ*−(ｉｑ１+ｉｑ２)
【００１２】
図２においては、加算器２０ａ，２０ｂに、指令値ｉｄｔ*，ｉｑｔ*を＋で入力し、検出電流値ｉｄ１，ｉｄ２，ｉｑ１，ｉｑ２を−で入力したものとして示している。この差分を、ＰＩ制御器２１に入力し、ｄｑ軸の制御電圧指令値ｖｄ１，ｖｄ２を演算する。得られたｖｄ１，ｖｄ２は、位相θを用いた座標変換を行い、３相交流の電圧指令値ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１に変換し、ＩＮＶ１１の電圧指令値として出力し、ＩＮＶ１１のＰＷＭ電圧で電圧指令値に基づいたＰＷＭパルスを生成する。
一方、トルク制御器１８から出力した矩形波電圧位相指令値δoは、位相制御器１９に入力し、最終的な矩形波電圧位相指令値δ*を生成し、ＩＮＶ１２の電圧指令値として出力する。
【００１３】
図３は、矩形波電圧をグラフで示す説明図である。図４は、矩形波電圧の位相を示す説明図である。図５は、最終的な矩形波電圧位相指令値δ*の生成についての説明図である。図３及び図４に示すように、位相角δは、ｄｑ軸の電圧指令値Ｖｄｑの成す角であり、矩形波電圧の位相を操作することで、トルクの操作が可能であることが一般的に知られている。なお、位相角δは、同期機において、負荷角とも呼ばれている。
ここで、基準となる電圧位相θをＩＮＶ１１側にとったため、ＩＮＶ１２側の巻線では、実際のｄｑ軸に対しπ/３の位相差を持つことは前にも述べた。そこで、図５に示すように、ＩＮＶ１２の位相δoが入力するＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）２７の出力に、加算器２８でπ/３を加算し、最終的な矩形波電圧位相指令値δ*を生成する。ＩＮＶ１２は、このδ*の位相の矩形波電圧を生成する。
【００１４】
このように、ＩＮＶ１２を矩形波電圧駆動することにより、スイッチング損失の低減を図ることができ、また、電圧利用率もＰＷＭ電圧駆動のものより高くとることができるため、最大出力をＰＷＭ電圧駆動する場合よりも高めることができる。
ＩＮＶ１２の電流とＩＮＶ１１の電流の和を、ＰＷＭ電圧駆動のＩＮＶ１１において電流指令値とのフィードバックにより制御することで、電圧のオープンループで駆動する矩形波電圧駆動のＩＮＶ１２における外乱や、過渡時の電流変動等の電流制御偏差を、ＰＷＭ電圧駆動のＩＮＶ１１で補償することができるようになる。
【００１５】
ＰＷＭ電圧駆動においては、電圧のパルス幅を操作することで出力電圧の位相と振幅を制御することができるため、矩形波電圧駆動では選択できない電流動作点でも運転可能である。また、矩形波電圧での電流制御偏差を、ＰＷＭ周期での電流制御によってＰＷＭ電圧駆動側で補償するため、トータルのｄｑ軸電流、即ち、出力トルクの制御をＰＷＭ周期で行うことができる。矩形波電圧駆動では、ＰＷＭ電圧駆動に対し、スイッチング損失低減と電圧利用率の向上を図ることができるが、電流・電圧の基本波周期での制御になるため、電流制御・トルク制御の応答性はＰＷＭ電圧駆動に対し劣っている。
本発明を用いることにより、矩形波電圧駆動を多相モータに適用する場合にも、他のインバータのＰＷＭ周期での電流制御によって補償をすることで、モータ駆動インバータ全体の損失を低減しつつ、ＰＷＭ電圧駆動と同等のトルクの制御性を実現することができる。
（第２実施の形態）
【００１６】
図６は、この発明の第２実施の形態に係る電力変換装置の制御部の内部構成を示すブロック図である。図６に示すように、制御部３０は、加算器２０ａ，２０ｂとＰＩ制御器２１の間に、電流リミッタ３１と加算器３２ａ，３２ｂを有している。その他の構成及び作用は、第１実施の形態の制御部１３（図２参照）と同様である。
電流リミッタ３１は、ｄｑ軸電流指令値を制限して電流指令値ｉｄ１*，ｉｑ１*を出力し、加算器３２ａ，３２ｂには、検出電流値ｉｄ１，ｉｑ１が入力する。つまり、加算器２０ａ，２０ｂに、指令値ｉｄｔ*，ｉｑｔ*を＋で入力し、検出電流値ｉｄ２，ｉｑ２を−で入力し、加算器３２ａ，３２ｂに、電流指令値ｉｄ１*，ｉｑ１*を＋で入力し、検出電流値ｉｄ１，ｉｑ１を−で入力する。
【００１７】
電力変換装置３０は、加算器２０ａ，２０ｂにより、矩形波電圧で駆動するＩＮＶ１２のｄｑ軸電流ｉｄ２，ｉｑ２と電流指令値ｉｄｔ*，ｉｑｔ*の差を演算する。
ｉｄｔ０*＝ｉｄｔ*−ｉｄ２
ｉｑｔ０*＝ｉｑｔ*−ｉｑ２
ここで演算したｉｄｔ０*，ｉｑｔ０*が、ＩＮＶ１１の電流指令値となる。これらｉｄｔ０*とｉｑｔ０*を電流リミッタ３１に入力する。電流リミッタ３１は、ｄｑ軸電流の上下限値をそれぞれ持っているが、この上下限値は、予め、インバータのデバイスに流せる電流値の大きさから、事前に設定しておく値である。
【００１８】
この他、インバータの上下限値の設定は、インバータの温度を検出する温度センサを取り付けて、検出温度に基づいて行い、インバータ温度が設定温度以上になった場合には、上下限値を制限してインバータ損失を抑制し、温度上昇を防ぐ。同様に、モータの温度を検出して電流の上下限値を制限することにより、モータの温度上昇を防ぐことができる。
この電流リミッタ３１の出力である電流指令値ｉｄ１*，ｉｑ１*と検出電流値ｉｄ１，ｉｑ１の差分を演算して、ＰＩ制御器２１により電流制御を行う。
このように、インバータで制御可能な上下限値を超えるような指令値が生成される場合であっても、ｄｑ軸電流指令値を制限することにより、インバータの発熱を増加させずに済む。また、電流指令値の上下限値を、負荷モータ或いはインバータの温度を検出若しくは推定することで上下限値を定めることにより、インバータの冷却性能に応じて出力できる最大の電流を制御することができる。
（第３実施の形態）
【００１９】
図７は、この発明の第３実施の形態に係るモータ駆動システムのモータのステータ構造の一部を示す説明図である。図７に示すように、この発明に係る電力変換装置を備えたモータ駆動システムのモータは、一つのステータ３３を２重の巻線で構成した３相モータである。その他の構成及び作用は、第１実施の形態の電力変換装置１０と同様である。
つまり、第１及び第２実施の形態では、６相モータを３相インバータ２組で駆動する例をあげたが、第３実施の形態では、一つのステータ３３を、ステータコア３３ａに多重の巻線、例えば、二重の巻線（Ｕ１，Ｕ２、Ｖ１，Ｖ２のみ図示）を巻回して構成した３相モータを駆動する。この３相巻線に適用することで、ステータ３３の各スロットに発生する磁束の和を、矩形波、ＰＷＭ電圧の２つの駆動状態で運転する場合にも、ＰＷＭ電圧駆動時と同様に制御することができる。
【００２０】
また、矩形波電圧による電流高調波から、ステータ３３に生じる磁束の高調波分をＰＷＭ電圧のＩＮＶ１１で補償することができるので、モータの発生損失も増加させることなく矩形波電圧で駆動することができる。このため、インバータのスイッチング損失を低減することができる。このとき、ＰＷＭ電圧のＩＮＶ１１の電流制御には、モータの高調波電流を制御する制御ブロックを追加して行っても良い。
（第４実施の形態）
図８は、この発明の第４実施の形態に係る電力変換装置の制御部の内部構成を示すブロック図である。図８に示すように、制御部３５は、第４座標変換（ｄｑ→３フェーズ）器３６と、加算器２０ａ，２０ｂへの入力を断続するスイッチ３７，３８、加算器３２ａ，３２ｂへの入力を断続するスイッチ３９，４０、ＩＮＶ１１への入力を断続するスイッチ４１，４２、ＩＮＶ１２への入力を断続するスイッチ４３，４４を有している。その他の構成及び作用は、第２実施の形態の制御部３０（図６参照）と同様である。
【００２１】
つまり、第４実施の形態では、第１及び第２実施の形態で説明してきた矩形波駆動・ＰＷＭ電圧駆動を選択した結果の運転だけでなく、その選択方法と、双方が矩形波駆動又はＰＷＭ電圧駆動で運転する例を示す。
３相交流の電圧指令値は、ｄｑ軸電圧指令値を元に、ＩＮＶ１１及びＩＮＶ１２それぞれの位相を用いた座標変換を行う。ｄｑ軸電流検出信号ｉｄ１，ｉｑ１、また、ｄｑ軸電流検出信号ｉｄ２，ｉｑ２のそれぞれの入力経路に信号選択のスイッチ３７〜４０を備え、電圧制御出力信号δ１*，δ２１*、ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１、ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２の入力経路にも信号選択のスイッチ４１〜４４を備えている。また、ＩＮＶ１１及びＩＮＶ１２は、矩形波電圧指令が入力されると矩形波駆動を行い、３相交流の電圧指令値が入力されるとＰＷＭ電圧駆動を行うように動作する。
【００２２】
なお、図８では省略しているが、各スイッチ３７〜４４は、矩形波・ＰＷＭ電圧の選択信号であるＤ＿ＳＷの信号を受けて、その信号の出力の切り替えを行う。図８は、第１及び第２実施の形態と同じように、ＩＮＶ１１がＰＷＭ電圧駆動を行いＩＮＶ１２が矩形波駆動を行ったときの各スイッチ３７〜４４の動作結果として示している。
ＩＮＶ１１がＰＷＭ電圧駆動、ＩＮＶ１２が矩形波駆動の場合、スイッチ３７，４０，４２，４４を開状態に、スイッチ３８，３９，４１，４３を閉状態にする。また、ＩＮＶ１２がＰＷＭ電圧駆動、ＩＮＶ１１が矩形波駆動の場合、スイッチ３７，４０，４２，４４を閉状態に、スイッチ３８，３９，４１，４３を開状態にする。
【００２３】
ＩＮＶ１１及びＩＮＶ１２をＰＷＭ電圧駆動する場合、スイッチ４２，４３を開状態にし、矩形波電圧位相指令のＩＮＶへの出力を停止する一方、スイッチ４１，４４は閉状態にし、３相交流電圧指令をＩＮＶへ出力する。また、検出電流を選択する場合は、スイッチ３８，３９を閉状態にし、スイッチ３７，４０を開状態にするが、この逆に、スイッチ３８，３９を開状態にし、スイッチ３７，４０を閉状態にしても良い。
ＩＮＶ１１及びＩＮＶ１２を矩形波駆動する場合、スイッチ３７〜４１，４４を開状態にし、スイッチ４２，４３を閉状態にする。
本実施の形態では、矩形波電圧位相指令を回転数・トルク指令値からマップを参照して生成したが、トルクを検出してトルク指令値とのフィードバック制御を行う方法や、トルク電流であるｉｑを用いたフィードバック制御を行ってもよい。
【００２４】
また、位相制御器１９は、本実施の形態では、ＩＮＶ１１とＩＮＶ１２それぞれの矩形波電圧位相の指令値δ１*，δ２*を生成する。
図９は、矩形波電圧位相指令値δ１*，δ２*の生成についての説明図である。図９に示すように、トルク制御器１８から位相δoが入力するＬＰＦ４５の出力として矩形波電圧位相指令値δ１*が生成され、この矩形波電圧位相指令値δ１*に加算器４６でπ/３を加算し、矩形波電圧位相指令値δ２*が生成される。
【００２５】
図１０は、モード選択信号としてのＤ＿ＳＷの生成についての説明図である。図１０に示すように、駆動選択器（ドライブモードセレクタ）４７は、モータの回転角速度ωを入力とし、モード選択信号としてのＤ＿ＳＷを出力する。このモード選択信号Ｄ＿ＳＷにより、制御部３５の各スイッチの切り替え、トルクマップ参照によるモード選択を行う。つまり、駆動選択器４７により、ＩＮＶ１１及びＩＮＶ１２におけるＰＷＭ電圧駆動／矩形波駆動／停止の切り替えを行う。
【００２６】
図１１は、駆動選択器による切り替え動作の一例を示す説明図である。図１２は、回転角速度の変化に伴う矩形波駆動のインバータ数の変化をグラフで示す説明図である。図１１に示すように、回転角速度（回転数）ωの増加と共に、予め設定した回転数に達すると、ＩＮＶ１１及びＩＮＶ１２の駆動方法をＰＷＭ電圧駆動から矩形波駆動に切り替えていく。この結果、図１２に示すように、矩形波駆動によるインバータ数が増加していく。ＩＮＶ１１をＰＷＭ電圧駆動しているω２迄の範囲では、本発明により、ＰＷＭ電圧駆動制御と同等の電流制御性を発揮しつつ、矩形波駆動によってインバータの損失を低減することができる。
（第５実施の形態）
【００２７】
図１３は、この発明の第５実施の形態に係る電力変換装置を備えたモータ駆動システムの構成説明図である。図１３に示すように、電力変換装置５０は、４個のインバータ（ＩＮＶ）１１，１２，５１，５２と制御部５３を有しており、モータ５４は、４個の３相巻線１７ａ〜１７ｄを有する１２相モータである。その他の構成及び作用は、第１実施の形態の電力変換装置１０と同様である。
３相巻線１７ａにはインバータ１１が、３相巻線１７ｂにはインバータ１２が、３相巻線１７ｃにはインバータ５１が、３相巻線１７ｄにはインバータ５２が、それぞれ接続されている。つまり、３相×４の１２相モータを、４個のインバータ１１，１２，５１，５２で駆動している。
【００２８】
図１４は、図１３の４個の３相インバータの駆動方法を表で示す説明図である。図１４に示すように、４個の３相インバータ１１，１２，５１，５２を駆動する場合、駆動回転数の増加と共にインバータの駆動方法、即ち、ＰＷＭ電圧駆動と矩形波駆動を切り替えていく。電流制御系は、３相インバータの数が増加した分を追加すればよい。
（第６実施の形態）
図１５は、この発明の第６実施の形態に係る電力変換装置の制御部の内部構成を示すブロック図である。図１５に示すように、制御部５５は、駆動選択器（ドライブモードセレクタ）５６を有すると共に、ＩＮＶ１１及びＩＮＶ１２に温度センサ（図示しない）を取り付けている。その他の構成及び作用は、第４実施の形態の制御部３５（図８参照）と同様である。
【００２９】
制御部５５は、ＩＮＶ１１及びＩＮＶ１２の温度センサから、それぞれの温度Ｔ１，Ｔ２を検出する。インバータの温度としては、デバイスのジャンクション温度やコンデンサの温度等を計測する。これら複数の温度を用いる場合には、各インバータ毎に温度測定結果の最大値を選択し、Ｔ１若しくはＴ２として出力する。つまり、制御部５５は、温度条件で、ＰＷＭ電圧駆動と矩形波駆動の切り替えを行う。
駆動選択器５６では、ＩＮＶ１１の温度Ｔ１、ＩＮＶ１２の温度Ｔ２、回転角速度ωを入力として、予め設定した温度ＴｔｈとＴ１，Ｔ２を比較し、Ｔｔｈ＞Ｔ１，Ｔｔｈ＞Ｔ２の範囲では、第４実施の形態の制御部３５と同様に、回転角速度ωによる矩形波駆動又はＰＷＭ電圧駆動の切り替えを行う。
【００３０】
ＩＮＶ１１がＰＷＭ電圧駆動を行っているときに、Ｔｔｈ＜Ｔ１に達した場合は、ＩＮＶ１１を矩形波駆動に切り替え、ＩＮＶ１２はＰＷＭ電圧駆動を選択する。同様に、ＩＮＶ１２がＰＷＭ電圧駆動を行っているときに、Ｔｔｈ＜Ｔ２に達した場合は、ＩＮＶ１２を矩形波駆動に切り替え、ＩＮＶ１１はＰＷＭ電圧駆動を選択する。
また、ＩＮＶ１１が矩形波駆動を行っているときに、Ｔｔｈ＜Ｔ１に達した場合は、ＩＮＶ１１のスイッチングを停止する。同様に、ＩＮＶ１２が矩形波駆動を行っているときに、Ｔｔｈ＜Ｔ２に達した場合は、ＩＮＶ１２のスイッチングを停止する。
【００３１】
このように動作させることで、インバータの設定温度を超過した場合に、ＰＷＭ電圧駆動から矩形波駆動或いは停止状態に切り替わることで、ＰＷＭ電圧駆動により発生するスイッチング損失を低減し抑制することができるので、インバータの温度上昇を抑制することができる。
（第７実施の形態）
図１６は、この発明の第７実施の形態に係る電力変換装置の制御部の内部構成を示すブロック図である。図１６に示すように、制御部５７は、ＩＮＶ１１及びＩＮＶ１２に温度センサ（図示しない）を取り付けておらず、実測値ではない温度推定値を用いる。その他の構成及び作用は、第６実施の形態の制御部５５（図１５参照）と同様である。
【００３２】
制御部５７は、温度を、ＩＮＶ１１及びＩＮＶ１２に取り付けた温度センサ等により検出した値、即ち、実測値ではなく、推定した値（温度推定値）Ｔ１ｅ，Ｔ２ｅを用いる。温度の推定は、出力電力と出力時間の積分値から推定した発熱量に基づく温度上昇を推定して行う。このため、予備実験やシミュレーション等によって発熱量を見積もり、温度上昇の結果をマップ化しておく。
それぞれのインバータの出力電力は、モータの出力電圧指令値と電流センサで検出した出力電流値から演算する。この出力電力値と出力時間の積分を行って、電力量の推定を行う。その値から、発生損失を見積もることが可能になり、マップを参照して温度上昇の推定を行うことができる。この温度上昇の推定値を用いて、各インバータそれぞれの温度を推定し、温度推定値Ｔ１ｅ，Ｔ２ｅを得る。
【００３３】
このように、温度の推定演算を行うことで、温度センサを用いることなく低コストで、インバータの温度上昇を抑制することができる。
（第８実施の形態）
この発明の第８実施の形態に係る電力変換装置の制御部は、検出した温度を、その閾値（予め設定した温度Ｔｔｈ）と比較するのではなく、ＰＷＭ電圧駆動の運転時間ｔｉｍｅ１，ｔｉｍｅ２とその閾値（予め設定した時間ｔｉｍｅ＿ｔｈ）との比較を行う。つまり、Ｔ１，Ｔ２，Ｔｔｈを、それぞれｔｉｍｅ１，ｔｉｍｅ２，ｔｉｍｅ＿ｔｈに置き換える。
【００３４】
ｔｉｍｅ１，ｔｉｍｅ２は、ＰＷＭ電圧駆動で運転している時間であり、矩形波駆動に切り替えた時点で０にクリアする。ｔｉｍｅ＿ｔｈは、インバータの冷却性能に応じて予め決定する時間であり、ＩＮＶ１１及びＩＮＶ１２それぞれにｔｉｍｅ＿ｔｈ１，ｔｉｍｅ＿ｔｈ２として設定しても良い。
このように運転時間で切り替えることで、温度の推定や検出を行うことなく、インバータの冷却能力に応じて温度上昇を抑制することができる。
（第９実施の形態）
【００３５】
図１７は、この発明の第９実施の形態に係るモータ駆動システムの構成説明図である。図１８は、図１７のモータの構造を概略的に示す説明図である。図１７，１８に示すように、電力変換装置１０により駆動制御されるモータ５８は、２個の３相交流モータ５８ａ，５８ｂを同一出力軸５９上に組み合わせて構成されている。その他の構成及び作用は、第１実施の形態のモータ駆動システム（図１参照）と同様である。
このモータ５８を、第１実施の形態の制御システムと同様な制御システムを用いて、インバータの出力電流ベクトルの和を制御する。このため、モータ５８の出力軸トルクの制御性を悪化させずに、インバータの駆動状態を選択することができ、インバータの損失を低減することができる。
【００３６】
また、２個の３相交流モータ６０ａ，６０ｂを、それぞれ車両の走行輪の駆動モータとしてもよい。
図１９は、２個のモータを車両の走行輪の駆動モータとする構成を概略的に示す説明図である。図１９に示すように、２個の３相交流モータ６０ａ，６０ｂを、車両６１の走行輪６１ａ，６１ａの駆動モータとする。そして、第１実施の形態の制御システムと同様な制御システムを用いて、インバータの出力電流ベクトルの和を制御する。このため、車両６１全体の駆動力の制御性を悪化させずに、インバータの駆動状態を選択することができ、インバータの損失を低減することができる。
【００３７】
上述したように、この発明は、多相モータを駆動する複数のインバータと、前記各インバータの出力電圧を制御し、前記各インバータを矩形波電圧駆動、ＰＷＭ電圧駆動、若しくは停止のいずれかの状態にする制御部とを有しており、前記制御部は、前記各インバータの出力電流値から合成した電流ベクトルの指令値に基づき、ＰＷＭ電圧駆動と矩形波電圧駆動の少なくとも一方の状態を選択する。
つまり、多相モータを駆動する複数のインバータの出力電圧を、矩形波電圧、ＰＷＭ電圧、若しくは停止のいずれかの駆動方法を選択することによって、インバータから発生する損失を選択することができ、インバータ・モータの状態に応じて、発生損失・温度を制御することができる。
【００３８】
また、矩形波電圧や停止を選択した運転時にも、電流ベクトルの和を制御することによって、モータの出力軸のトルクを同じ値に保つことができるため、モータの用途や出力の制約を受けずに、矩形波・停止を選択したインバータの発生損失を抑制することが可能になる。インバータの損失を低減することにより、インバータの省電力化が可能になるだけでなく、温度上昇を抑制することにより、各素子の長寿命化や、冷却器の小型化を図ることができるようになり、装置全体のコストを低減することができる。
【００３９】
また、前記制御部は、前記複数のインバータの少なくとも一つを矩形波電圧で駆動し、その他をＰＷＭ電圧で駆動する。このため、駆動するインバータのスイッチング損失を大幅に低減することができ、残るインバータをＰＷＭ電圧で駆動することによって、矩形波電圧駆動を選択したインバータの電流制御応答性の低下を、ＰＷＭ電圧駆動のインバータで補うことができる。よって、モータとしての出力軸のトルク制御性を悪化させずに、インバータの発生損失を抑制することが可能になる。
また、前記制御部は、前記多相モータのｄｑ軸電流指令値に基づいて、検出したｄｑ軸電流ベクトルのそれぞれの和を制御する。このため、電流ベクトルの和を制御することができ、各インバータの駆動方法の選択結果によらずに、モータの出力軸のトルクを、所望の値に制御することができる。
【００４０】
また、前記制御部は、前記多相モータのｄｑ軸電流指令値と検出したｄｑ軸電流ベクトルのそれぞれの和の差分から、ＰＷＭ電圧で駆動するインバータの電圧指令値を生成する。このため、矩形波電圧駆動で生じる電流制御偏差を、矩形波電圧よりも電圧のパルス幅で操作でき、高速に電流制御が可能なＰＷＭ電圧駆動で補償することができ、矩形波電圧駆動や停止のインバータを選択する場合であっても、モータとしての出力軸のトルクの制御性を悪化させずに、インバータの発生損失を抑制することが可能になる。
【００４１】
また、前記制御部は、ＰＷＭ電圧で駆動するインバータの電流指令値を、前記多相モータのｄｑ軸電流指令値から矩形波電圧で駆動するインバータのｄｑ軸出力電流を減算した値として生成すると共に、前記電流指令値とＰＷＭ電圧で駆動するインバータのｄｑ軸出力電流の差分から、電圧指令値を生成する。つまり、ｄｑ軸電流指令値から、矩形波駆動での電流制御を減算し、ＰＷＭ電圧駆動の電流指令値を生成することで、矩形波電圧駆動で生じる電流制御偏差を、矩形波電圧よりも電圧のパルス幅を操作でき、高速に電流制御が可能なＰＷＭ電圧駆動で補償することができるため、矩形波電圧駆動や停止のインバータを選択する場合であっても、モータとしての出力軸のトルクの制御性を悪化させずに、インバータの発生損失を抑制することが可能になる。
【００４２】
また、前記制御部は、ＰＷＭ電圧で駆動するインバータのｄｑ軸電流指令値を制限するリミッタを備え、前記ｄｑ軸電流指令値の上下限を制限した値とｄｑ軸出力電流値の差分から、電圧指令値を生成する。つまり、ＰＷＭ電圧で駆動するインバータのｄｑ軸電流指令値を制限することにより、他のインバータが停止、若しくは矩形波電圧駆動を選択し、電流ベクトルの和を制御する場合に、ＰＷＭ電圧で駆動するインバータの電流指令値が、インバータで制御可能な上下限値を超えるような指令値が生成される場合であっても、ｄｑ軸電流指令値を制限することによって、インバータの発熱を増加させずにすむ。
【００４３】
また、前記上下限を制限した値は、前記多相モータ或いは前記インバータの検出し或いは推定した温度に基づいて定める。つまり、電流指令値の上下限値を、負荷モータ、若しくはインバータの温度を検出若しくは推定することによって上下限値を定めることにより、インバータの冷却性能に応じて、出力できる最大の電流を制御することができる。
また、前記制御部は、入力した前記多相モータのトルク指令値と回転速度から、前記各インバータの電流ベクトル指令値及び矩形波電圧位相指令値の何れかを生成し出力するトルク制御手段を備え、前記電流ベクトル指令値を、前記複数のインバータのｄｑ軸出力電流指令値の和として生成する。つまり、トルク制御手段は、矩形波電圧の位相指令値と電流ベクトル指令値のいずれかを生成することによって、矩形波電圧の位相を操作し、これによって、矩形波駆動するインバータの電流を制御し、また、複数のインバータの電流ベクトルの和を制御する。このため、各インバータが制御するトルクの和として、モータの出力軸トルクを制御することが可能になる。
【００４４】
また、前記矩形波電圧位相指令値を、ローパスフィルタを通した値に基づき生成する。つまり、矩形波電圧位相の指令値作成に際しローパスフィルタを通すことにより、電流応答のオーバーシュートを抑制することができ、ＰＷＭ電圧駆動における電流制御の電流の差分入力を、オーバーシュートによって発生する周波数成分を抑制することができるようになる。このため、ＰＷＭ電圧駆動の電流制御ゲインを不要に高い値にせずにすみ、電流制御の安定性を高めることができる。
【００４５】
また、前記制御部は、出力結果に基づいて、ＰＷＭ電圧指令と矩形波電圧指令と停止指令を前記各インバータ毎に割り当て、前記各インバータの駆動を切り替える。つまり、矩形波電圧、ＰＷＭ電圧、若しくは停止のいずれかの駆動方法を選択した結果に基づいて、電圧指令、停止指令を各インバータに割り当てる操作をすることにより、電流制御系の切替が、演算された電圧指令値の結果の割り当てだけでよいことになり、制御系を複雑化せずに、簡単に構成することができる。
【００４６】
また、前記制御部は、前記多相モータの回転数の上昇に応じて、矩形波電圧駆動するインバータ数を増加させる。このため、回転数の上昇に伴う誘起電圧の増加に対して、出力電圧をＰＷＭ電圧駆動よりも高い電圧を利用することができるだけでなく、低回転時においては、矩形波電圧駆動を選択することにより、矩形波駆動のインバータにおける電流ベクトルに対する制御偏差が大きいが、この誤差を、より多くのＰＷＭ電圧駆動インバータによって、分担して補償することになる。
【００４７】
このため、個々のＰＷＭ電圧駆動インバータの出力電流に加算される補償電流値を低減することができ、ＰＷＭ電圧駆動インバータの電流指令値を制限する場合であっても、個々のＰＷＭ電圧駆動インバータで分担して補償することにより、その制限を超過する頻度を低減することができる。よって、モータのトルク指令値の要求に対して、出力軸トルクの制御性を高めることができるようになる。
また、前記制御部は、前記複数のインバータの温度が予め設定した温度を超過した場合、ＰＷＭ電圧駆動から矩形波電圧駆動或いは停止に切り替える。このため、ＰＷＭにより発生するスイッチング損失を低減、抑制することができ、インバータの温度上昇を抑制することが可能になる。
【００４８】
予め設定した温度と比較する前記複数のインバータの温度は、前記複数のインバータに備えた温度検出手段からの検出温度、或いは前記複数のインバータの出力電力及び出力時間に基づく推定温度である。つまり、インバータの温度を検出して設定温度と比較し、ＰＷＭ電圧駆動から矩形波、停止に切り替えることにより、インバータの温度上昇を抑制することができる。温度を推定することにより、温度計等をインバータに備えることなく低コストで駆動方法の切り替えができ、インバータの温度上昇を抑制することができる。出力電力と出力時間からインバータの温度を推定することにより、電力変換器の制御器で検出している電流と出力電圧指令値から出力電力の演算が可能であり、これと出力時間から、制御器内で演算可能なパラメータからインバータの温度を推定することができる。このため、新たに温度の推定演算のためにセンサ類を備える必要がなく、低コストで実現することができる。
【００４９】
また、前記制御部は、予め定めた運転時間毎に、矩形波電圧駆動とＰＷＭ電圧駆動を切り替える。つまり、予め出力時間に対する温度上昇を計測或いは推定しておき、予め設定した時間で矩形波電圧駆動とＰＷＭ電圧駆動を切り替えることにより、少ない制御器の演算でインバータの温度上昇を抑制することができる。
また、前記複数のインバータの冷却能力毎に、ＰＷＭ電圧による駆動時間を定める。このため、温度推定や検出を行わずに、インバータの冷却能力に応じて温度上昇を抑制することができる。
【００５０】
また、前記多相モータは、中性点をＭ個持つＮ相の巻線を有する（Ｍ×Ｎ）相のモータであり、Ｎ相のインバータをＭ個備えている。このため、矩形波電圧駆動、ＰＷＭ電圧駆動、停止状態の選択を行うことによって、モータの出力軸トルクの制御性を悪化させずに、それらの駆動状態の選択をすることができ、インバータの損失を低減することができる。
また、前記多相モータは、１ステータを多重の巻線を巻回して構成している。このため、ステータのスロットに発生する磁束の和を、矩形波電圧駆動、ＰＷＭ電圧駆動、停止の状態の選択を行った場合にも、同様に制御することができ、モータの出力軸トルクの制御性を悪化させずに、インバータの損失を低減することができる。また、矩形波電圧による電流高調波から、ステータに生じる磁束の高調波分をＰＷＭ電圧のインバータで補償することができ、モータの発生損失も増加させずに、矩形波電圧で駆動することができる。
【００５１】
また、前記多相モータは、複数の多相モータを同一出力軸上に組み合わせて構成され、前記複数の多相モータを駆動する複数のインバータを有する。このため、インバータの出力電流ベクトルの和を制御することによって、モータの出力軸トルクの制御性を悪化させずに、それらの駆動状態の選択をすることができ、インバータの損失を低減することができる。
また、前記多相モータは、車両の複数の走行輪の駆動モータであり、前記複数の多相モータを駆動する複数のインバータを有する。このため、インバータの出力電流ベクトルの和を制御することによって、車両全体の駆動力の制御性を悪化させずに、インバータの駆動状態の選択をすることができ、インバータの損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】この発明の第１実施の形態に係る電力変換装置を備えたモータ駆動システムの構成説明図である。
【図２】図１の制御部の内部構成を示すブロック図である。
【図３】矩形波電圧をグラフで示す説明図である。
【図４】矩形波電圧の位相を示す説明図である。
【図５】最終的な矩形波電圧位相指令値δ*の生成についての説明図である。
【図６】この発明の第２実施の形態に係る電力変換装置の制御部の内部構成を示すブロック図である。
【図７】この発明の第３実施の形態に係るモータ駆動システムのモータのステータ構造の一部を示す説明図である。
【図８】この発明の第４実施の形態に係る電力変換装置の制御部の内部構成を示すブロック図である。
【図９】矩形波電圧位相指令値δ１*，δ２*の生成についての説明図である。
【図１０】モード選択信号としてのＤ＿ＳＷの生成についての説明図である。
【図１１】駆動選択器による切り替え動作の一例を示す説明図である。
【図１２】回転角速度の変化に伴う矩形波駆動のインバータ数の変化をグラフで示す説明図である。
【図１３】この発明の第５実施の形態に係る電力変換装置を備えたモータ駆動システムの構成説明図である。
【図１４】図１３の４個の３相インバータの駆動方法を表で示す説明図である。
【図１５】この発明の第６実施の形態に係る電力変換装置の制御部の内部構成を示すブロック図である。
【図１６】この発明の第７実施の形態に係る電力変換装置の制御部の内部構成を示すブロック図である。
【図１７】この発明の第９実施の形態に係るモータ駆動システムの構成説明図である。
【図１８】図１７のモータの構造を概略的に示す説明図である。
【図１９】２個のモータを車両の走行輪の駆動モータとする構成を概略的に示す説明図である。
【符号の説明】
【００５３】
１０，５０  電力変換装置
１１，１２，５１，５２  インバータ
１３，３０，３５，５３，５５，５７  制御部
１４  平滑コンデンサ
１５  直流電源
１６，５４，５８，５８ａ，５８ｂ，６０ａ，６０ｂ  モータ
１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ  ３相巻線
１８  トルク制御器
１９  位相制御器
２０ａ，２０ｂ，３２ａ，３２ｂ，４６  加算器
２１  ＰＩ制御器
２２  第１座標変換器
２３  第２座標変換器
２４  第３座標変換器
２５  位相演算器
２６  位置センサ
３１  電流リミッタ
３３  ステータ
３３ａ  ステータコア
３６  第４座標変換器
３７，３８，３９，４０，４１，４２，４３，４４  スイッチ
４５  ＬＰＦ
４７，５６  駆動選択器
５９  出力軸
６１  車両
６１ａ，６１ａ  走行輪
Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２  巻線
【図１】
2008092739.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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