(57)【要約】【課題】極めて高力率、高効率でありながら本質的な問題点から従来利用される機会が少なかったフライバックＰＦＣ・コンバーターを回路上の工夫で改善し、簡潔な構成、高安定度、高性能の高信頼性スイッチ・モード電源を安価に提供する事を目的とする。【解決手段】フライバックＰＦＣ・コンバーターの絶縁トランスに補助巻線を設け、この補助巻線と直列に小容量キャパシターを接続する事で直列共振回路を構成する。直列共振回路をフライバックＰＦＣ・コンバーター全負荷時のリンギング周波数に合わせて設計する事でリンギングの波高値を低下させ、ＦＥＴの見かけ耐圧の低下改善、雑音端子電圧の改善、ロード・レギュレーション、ライン・レギュレーションの改善を実現する。【選択図】図９
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ／ＤＣコンバーターへの応用時において、絶縁トランス駆動用素子が過渡的ＯＦＦ状態で絶縁トランス一次側主巻線に発生するリンギングを電力伝送効率の低下を招かずに低減する事を目的として用いる直列共振特性を伴う絶縁トランス補助巻線。
【請求項２】
ＡＣ／ＤＣコンバーターへの応用時において、スナバ回路による損失を絶縁トランス二次側へ正帰還成分として出力する事で電力伝送効率を改善する事を目的として用いる直列共振特性を伴う絶縁トランス補助巻線。
【請求項３】
ＡＣ／ＤＣコンバーターへの応用時において、スナバ回路による損失を絶縁トランス二次側へ正帰還成分として出力する事で雑音端子電圧および輻射成分を低減する事を目的として用いる直列共振特性を伴う絶縁トランス補助巻線。
【請求項４】
特にフライバックＰＦＣ・コンバーターへの応用時において、スナバ回路による損失を絶縁トランス二次側へ正帰還成分として出力する事で電力伝送効率を改善する事を目的として用いる直列共振回路および絶縁トランス補助巻線。
【請求項５】
特にフライバックＰＦＣ・コンバーターへの応用時において、スナバ回路による損失を絶縁トランス二次側へ正帰還成分として出力する事で雑音端子電圧および輻射成分を低減する事を目的として用いる直列共振回路および絶縁トランス補助巻線。
【請求項６】
スナバ回路による損失を絶縁トランス二次側へ正帰還成分として出力する事を目的として使用する直列共振回路および絶縁トランス補助巻線において反射電圧をトラップする事を目的として直列共振回路および絶縁トランス補助巻線にダイオードが直列接続される事を特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５のコンバーター回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】本発明は電力装置に関するものであり、特定的にはスイッチ・モード電源における効率改善技術および方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】スイッチ・モード電源は従来のトランス式電源に比較して電源効率が高く低効率と言われるスイッチ・モード電源でも６０％以上の最大効率が得られている。【０００３】スイッチ・モード電源は、その方式によって得られる最大効率が異なるが７０％前後が一般的である。スイッチ・モード電源の効率を悪化させる要因は各種存在するが主な原因は力率の低下である。【０００４】スイッチ・モード電源において力率が低下する要因は整流ダイオードに接続されたストレージ・キャパシターによって入力電流波形が微分値となる事で電圧と電流の積である有効電力が低下する為である（図１、図２参照）。力率の低下は一次側交流電源に電源高調波を流出する為、同じ電源に接続された機器の進相キャパシター焼損やトランスの唸りを誘発する事がある。又、高速電力通信（ｐｏｗｅｒ  ｌｉｎｅ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）を阻害する可能性がある為、流出高調波の抑制は今後のスイッチ・モード電源開発において重要な課題である。【０００５】力率を改善する方法としてはスイッチ・モード電源の一次側にリアクターと呼ばれる高インダクタンスのチョークコイルを挿入し回路の微分特性を相殺する事で流出高調波を低減する受動ＰＦＣ方式と、低インダクタンスのチョークコイル（通称：ブースト・チョーク）を使用した昇圧チョッパ回路によって入力電流導通角を可変して力率を改善する能動ＰＦＣ方式やストレージ・キャパシターを削除したキャパシターレス・コンバーター（図３参照）が実用化されている。図４は本発明との回路比較を容易にする為、あえて工業標準品であるＰＦＣコントローラーＬ６５６２をＰＷＭコントローラーとして使用したキャパシターレス・コンバーターの回路例である。【０００６】受動ＰＦＣ方式は能動ＰＦＣ方式に比較して特性的に優れているが大型のチョークコイルを使用する事からスイッチ・モード電源の利点である小型化、軽量化が困難であり一部の大電力用スイッチ・モード電源に使用されるのみである。【０００７】能動ＰＦＣ方式は一次側交流電源に対する出力が非絶縁の為、通常はスイッチ・モード電源と能動ＰＦＣ回路を直列接続した２ステージ・コンバーターが使用されるが、特許文献１の様なＰＦＣの変形並列構成やＰＦＣ単体での絶縁出力が可能な非特許文献１のフライバックＰＦＣ・コンバーターも考案されている。【０００８】フライバックＰＦＣ・コンバーター（図５参照）は極めて高い力率と効率を実現出来るにもかかわらず簡潔な構成であり、二次側直流電圧もほぼ任意に設定可能等、基本動作はフライバック・コンバーターと類似している。しかし一次側整流電源が脈流である事からスイッチ素子に流れるピーク電流値がフライバック・コンバーターに比較して２倍から３倍の値となる事があり、スイッチ波形に発生するリンギング値は絶縁トランスの反射電圧やコア材の過渡的な飽和等の影響が重なる事からフライバック・コンバーターに比較して３倍から４倍に増加する恐れがある。【０００９】リンギング値の上昇は雑音端子電圧や不要輻射の増加につながる他、通常は未放熱か小型放熱器の使用で支障の無いスナバ抵抗に大型放熱器が必要になる場合があり、他にもスイッチ素子として使用するＦＥＴの見かけ耐圧が��下する事から一次側電源電圧をワールド・ワイド対応とした設計で一般に使用されるドレイン耐圧６００ＶのＦＥＴでは耐圧不足となる恐れがある等、汎用部品の使用が困難になっている。【００１０】これらの理由から一般電化製品へフライバックＰＦＣ・コンバーターが採用される事は極めて稀である。しかし比較的大きな雑音端子電圧とスイッチ波形に発生するリンギングを低減させる事が出来ればＰＦＣの特性を持った絶縁型スイッチ・モード電源を極めて安価に実現可能な事から２００Ｗ未満の中出力スイッチ・モード電源に最適な方式と思われる。【００１１】類似の先行技術としてオリジン電気の技術（特許文献２参照）が開示されている。【００１２】類似の先行技術として米国Ｖｉｃｏｒ社のＡｃｔｉｖｅ  Ｃｌａｍｐ回路（非許文献２参照）が存在する。【００１３】本発明の基本技術はマグネティック・スナバとして応用技術資料等に記載されており広く周知されている（非許文献３参照）。
【特許文献１】特開２００２−１０１６６０
【特許文献２】特開平    ５−２６０７５０
【非特許文献１】ＳＴマイクロエレクトロニクス社応用技術資料  ＡＮ１０５９
【非特許文献２】ＯＮセミコンダクター社  ＮＣＰ１２８０データシート
【非特許文献３】ＳＴマイクロエレクトロニクス社応用技術資料  ＭＡＧＮＥＴＩＣ  ＳＮＵＢＢＥＲ  ＦＯＲ  ２００Ｗ  ＰＦＣ  ＷＩＴＨ  ＵＮＩＶＥＲＳＡＬ  ＭＡＩＮＳ
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】簡潔な構成で力率が高く電源高調波の流出が低いスイッチ・モード電源は高速電力通信（ｐｏｗｅｒ  ｌｉｎｅ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）の普及に伴い更に重要なものになると予想される。しかし受動ＰＦＣ方式による力率改善では重く高価なチョークコイルを使用する為、スイッチ・モード電源の利点である軽量、小型を実現困難である。【００１５】能動ＰＦＣ方式においても、２ステージ・コンバーターやその他の方式では構成が複雑となり軽量、小型を実現困難である。キャパシターレス・コンバーターでは整流用キャパシターを使用しない事から入力電流の変動が一次側交流電源に現れ、力率が向上しても雑音端子電圧等の特性を満足する事が困難である。【００１６】キャパシターレス・コンバーターの発展型と考えられるフライバックＰＦＣ・コンバーターでは入力電流波形を正弦波と近似出来る他、一次側交流電圧のゼロ・クロス検出を行いながらトランスをスイッチする等極めて大きな利点があり工夫次第ではキャパシターレス・コンバーターに比較し各種ノイズ特性を向上する事が可能である。
【課題を解決するための手段】
【００１７】本発明ではマグネティック・スナバのインダクターを絶縁トランス巻線の一部とする事でスナバ抵抗の発熱分とされていたスイッチ波形に発生するリンギング成分を有効利用し効率改善を実現しながら雑音端子電圧の悪化を改善しようとするものである。【００１８】フライバックＰＦＣ・コンバーターはブースト・チョーク電流の相互誘導を利用して二次側絶縁出力を得る為、連続モードＰＦＣ等、他社他品種のＰＦＣデバイスを利用可能である。
【発明の効果】
【００１９】実施例に示した回路例では従来のフライバックＰＦＣ・コンバーターに比較して最大１０％以上の効率改善を確認した。【００２０】フライバックＰＦＣ・コンバーターは最良の設計時、力率０．９、効率９０％を得る事が可能であるが、実際の設計では発振周波数とデューティー比、最大出力、一次側交流電圧等の制約から最大効率が８０％程度に低下する。【００２１】本発明を利用する事でフライバックＰＦＣ・コンバーター本来の高効率を維持しながら設計の自由度拡大が可能である事を確認した。実験回路では熱抵抗が１０Ｋ／Ｗ程度（３５ｍｍ×３０ｍｍ×２０ｍｍ）の小型放熱器をスナバ抵抗Ｒ１とスイッチ素子であるＴｒ１、二次側整流器であるＤ３に使用する事で１５０Ｗの連続出力に支障が無い事を確認している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】非連続モードＰＦＣによるフライバックＰＦＣ・コンバーターが特にリンギングによる損失が大きく本発明利用による効率改善効果が顕著である為、最適と思われる。
【実施例】
【００２３】図６は図５の回路例である。この例ではＰＦＣ／ＰＷＭコントローラーとしてＳＴマイクロエレクトロニクス社Ｌ６５６１の上位互換品Ｌ６５６２（非連続モードＰＦＣ）を使用している。【００２４】図６の回路で２００Ｗの全負荷動作を行った場合、Ａ点の波形は図７の様に極めて大きなリンギングを発生する。実際のフライバックＰＦＣ・コンバーター応用例ではスナバ回路の損失を増加させる事でこの様な大きなリンギングを回避する。図７では本発明利用による結果と比較を行う目的でスナバ回路を未対策としている。図６の実験回路では全負荷時、Ａ点の周波数は２０ｋＨｚ程度でありリンギング周波数は２００ｋＨｚ程度である。【００２５】図８は本発明を用いたフライバックＰＦＣ・コンバーターのブロック図であり、図９が回路例である。この回路は図６に回路１１を追加したもので、回路１１は直列共振回路を構成している。Ｃｔ１とＬｔ１は設計された共振周波数で合成リアクタンスが０Ωに近似する、Ｄ１はＬｔ１による反射電圧がＬ１に流入する事を防止するトラップである。【００２６】図９ではＬ１とＬｔ１をバイフィラ・ワイディングとし、二次側開放インダクタンスを５００μＨ程度として動作確認を行った。絶縁トランスの実働巻線インダクタンスはトランスの設計や構造、電源の構成で変化するので共振用キャパシターＣｔ１は回路の実働確認を行いながらＤ点のリンギングが必要最低限となる値を選択する。この回路で２００Ｗの全負荷動作を行った場合、Ｄ点の波形は図１０の様にリンギングの少ない波形となる事が確認出来る。【００２７】フライバックＰＦＣ・コンバーターは負過電流に反比例してＰＷＭ周波数が上昇する他、リンギング値は負過電流に比例し増加する。従って無負荷時や軽負荷時には一般的な値のスナバ回路でリンギングの低下が可能である。図９を使用した実験回路では無負荷時のリンギング周波数が１ＭＨｚ以上となりＣ１、Ｒ１、Ｄ２で構成されるスナバ回路でリンギングが図１１の様に十分減衰している。【００２８】図１２は図６におけるＢ点、Ｃ点間の電圧波形で一般的なフライバックＰＦＣ・コンバーターで全負荷動作を行った場合の典型的な波形である。波高値の低い雑音成分は非連続モードＰＦＣ特有のもので、積分した結果が力率改善成分に相当する為、仮に一次側交流電源に流出しても大きな問題となる事が少ない雑音成分である。しかし波高値の高い雑音成分はスイッチ波形のリンギングによる雑音成分の為、力率改善成分とは非相関で周波数も高く、高速電力通信（ｐｏｗｅｒ  ｌｉｎｅ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）を阻害する可能性がある問題となる雑音である。【００２９】図１３は図９におけるＥ点、Ｆ点間の電圧波形で図１２に比較してスイッチ波形のリンギングによる雑音が発生しない事が確認出来る。尚、図１２では図１３との波形比較を容易にする為、実際に観測される雑音波形に比較してリンギングによる雑音成分を少なく表現している。【００３０】図９における雑音端子電圧はＣＬ１に汎用品の力率改善チョークであるＰａｎａｓｏｎｉｃ製ＨＳＣ−１を用い、出力を１５０Ｗとした状態でＶＣＣＩ−Ｂ、ＦＣＣ−Ｂ以上の特性が得られる事を確認している。図１４はインラッシュ抑圧用サーミ���タＴｈ１（実働時約０．０１Ω）の両端の電圧Ｇ点、Ｈ点を測定する事で間接的に観測した入力電流波形と一次側交流電圧波形との比較である。実験回路の限界出力である２００Ｗ出力時でも一次側交流電圧波形に問題となる雑音流出は認められず、更に入力電流が正弦波に近似している事を確認した。
【産業上の利用可能性】
【００３１】効率改善効果が低下するものの従来のフライバック・コンバーターやフォワード・コンバーターへの利用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】整流回路における高調波電流の発生原理概要図である。
【図２】一次側交流電圧波形と入力電流波形の比較図である。
【図３】キャパシターレス・コンバーターのブロック図表記である。
【図４】キャパシターレス・コンバーターの回路例である。
【図５】フライバックＰＦＣ・コンバーターのブロック図表記である。
【図６】フライバックＰＦＣ・コンバーターの回路例である。
【図７】フライバックＰＦＣ・コンバーターのスイッチ波形に発生するリンギング例である。
【図８】本発明を利用したフライバックＰＦＣ・コンバーターのブロック図表記である。
【図９】本発明を利用したフライバックＰＦＣ・コンバーターの実施例である。
【図１０】本発明によるリンギングの改善例である。
【図１１】図９において回路１１が機能しない軽負荷時のリンギング発生例である。
【図１２】一次側整流器前で観測した図６の雑音流出例である。
【図１３】一次側整流器前で観測した図９の雑音流出例である。
【図１４】図９における力率改善例である
【符号の説明】
【００３３】１            一般的なスイッチ・モード電源での一次側交流入力電圧波形
２            一般的なスイッチ・モード電源での一次側交流入力電流波形
３            一次側整流回路のブロック図表記
４            ＰＦＣ、ＰＷＭ制御回路のブロック図表記
５            ＦＥＴスイッチ制御回路のブロック図表記
６            絶縁トランス・スイッチング回路のブロック図表記
７            二次側整流回路のブロック図表記
８            絶縁負帰還回路のブロック図表記
９            ＰＷＭ制御回路のブロック図表記
１０          図６、Ａ点の全負荷時波形
１１          Ｄ１、Ｃｔ１、Ｌｔ１によるリンギング除去回路
１２          図９、Ｄ点の全負荷時波形
１３          図９、Ｄ点の無負荷、軽負荷時波形
１４          図９の一次側交流入力電圧波形
１５          図９の一次側交流入力電流波形
１６          リンギング除去回路のブロック図表記
１７          図６の流出雑音波形
１８          図９の流出雑音波形
Ａ            図６のドレイン電圧
Ｂ            図６の一次側整流器入力電圧１
Ｃ            図６の一次側整流器入力電圧２
Ｄ            図９のドレイン電圧
Ｅ            図９の一次側整流器入力電圧１
Ｆ            図９の一次側整流器入力電圧２
Ｇ            図９の一次側整流器入力電圧１Ａ
Ｈ            図９の一次側整流器入力電圧１Ｂ
Ｃ１          図９のスナバ・キャパシター
Ｃ２          雑音除去用キャパシター１
Ｃ３          雑音除去用キャパシター２
Ｃ４          雑音除去用キャパシター３
Ｃｔ１        図９のリンギング除去用共振キャパシター
Ｌ１          図９の絶縁トランス一次巻線
Ｌｔ１        図９のリンギング除去用共振補助巻線
Ｄ１          図９の反射電圧トラップ・ダイオード
Ｄ２          図９のスナバ・ダイオード
Ｄ３          図９の二次側整流器
Ｔｒ１        図９の絶縁トランススイッチ素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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