(57)【要約】【課題】平滑用の大容量コンデンサを不要として直流−交流電力変換装置の小型化・経済化を図るとともに、入力直流電流（直流電源電流）のリップルを殆ど無くし、直流電源を効率的に動作させる直流−交流電力変換器を提供する。【解決手段】直流電圧から一定デューティ比の直流パルス列を形成する回路１２，１３と、前記直流パルス列を入力電圧とするインバータ回路１４とを備え、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４を用いて直流パルス列をパルス幅変調信号でオンオフすることにより交流電圧波形を出力する。直流パルス列の立ち上がりと同時かその前に、パルス幅変調信号の立ち上がりを位置させ、また、直流パルス列の立下りと同時かその後にパルス幅変調信号の立ち下がりを位置させ、インバータ回路のスイッチ素子をスイッチングする。また、インダクタ（Ｌ２）とコンデンサ（Ｃ３）との直列回路からなるリップル吸収回路１５を備える。【選択図】図１
2008092786.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧から一定デューティ比の直流パルス列を形成する回路と、
前記直流パルス列を入力電圧とするインバータ回路とを備え、
前記インバータ回路のスイッチ素子を用いて前記直流パルス列をパルス幅変調信号でオンオフすることにより交流電圧波形を出力することを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記直流パルス列の立ち上がりと同時かその前に、前記パルス幅変調信号の立ち上がりを位置させ、あるいは、前記直流パルス列の立下りと同時かその後に前記パルス幅変調信号の立ち下がりを位置させ、前記インバータ回路のスイッチ素子をスイッチングすることを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
【請求項３】
インダクタ（Ｌ２）とコンデンサ（Ｃ３）との直列回路からなるリップル吸収回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
【請求項４】
前記直流パルス列を形成する回路は、
直流電源と、
前記直流電源の直流電圧をスイッチ素子のオンオフ動作により昇圧する昇圧回路と、
トランスと、
前記トランスの二次巻線と前記インバータ回路との間に接続されたコンデンサ（Ｃ４）と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
【請求項５】
前記昇圧回路は、前記トランスの一次巻線の一端がインダクタ（Ｌ１）とコンデンサ（Ｃ１）の直列回路を介して前記直流電源の一端に接続され、前記一次巻線の他端が前記直流電源の他端に接続され、前記インダクタ（Ｌ１）とコンデンサ（Ｃ１）との間と、前記直流電源とトランスの一次巻線の他端との間に接続されるスイッチ素子（Ｑ１）と、
を備えたことを特徴とする請求項４記載の電力変換器。
【請求項６】
前記リップル吸収回路を、前記トランスの三次側に接続したことを特徴とする請求項３記載のパルス電力変換器。
【請求項７】
前記リップル吸収回路を、前記インバータ回路の入力端に接続したことを特徴とする請求項３記載のパルス電力変換器。
【請求項８】
スイッチ素子（Ｓ５）とコンデンサ（Ｃ６）との直列回路からなるサージ吸収回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
【請求項９】
前記インバータ回路の一端と前記サージ吸収回路との間に、スイッチ素子（Ｓ６）を接続し、スイッチ素子（Ｓ６）を用いて前記直流パルス列をパルス幅変調信号でオンオフすることにより交流電圧波形を出力することを特徴とする請求項８記載の電力変換器。
【請求項１０】
直流電圧から一定デューティ比の直流パルス列を形成するスイッチ素子（Ｑ１）を含む回路と、
前記直流パルス列を入力電圧とするスイッチ素子（Ｓ１−Ｓ４）を含むインバータ回路と、
交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysおよび交流出力電流Ｉoutを検出する検出部と、
前記検出部で検出された信号に基づいて制御信号を生成する制御部と、
前記制御信号に従って、スイッチ素子（Ｑ１）をオンオフ駆動するドライブ部と、前記スイッチ素子（Ｓ１−Ｓ４）をオンオフ駆動するドライブ部と、を備えたことを特徴とする電力変換器。
【請求項１１】
インバータ入力電圧Ｖinvを検出する検出部をさらに備え、
前記検出部で検出された信号に基づいて制御信号を生成することを特徴とする請求項１０記載の電力変換器。
【請求項１２】
インダクタ（Ｌ２）とコンデンサ（Ｃ３）との直列回路からなるリップル吸収回路と、前記コンデンサ（Ｃ３）の両端の電圧を検出する検出部と、をさらに備え、
前記検出部で検出された信号に基づいて制御信号を生成することを特徴とする請求項１０記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換器に係り、特に直流電源の直流電力をパルス列の直流電力に変換し、さらに交流電力に変換する直流パルス列を用いた電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電力を交流電力に変換する電力変換装置では、通常は、直流電源の直流入力電圧をスイッチ素子により直流パルス列に変換し、高周波トランスや昇圧回路を用いて昇圧し、昇圧した直流パルス列の電圧を全波整流回路等により整流し、大容量のコンデンサで平滑し、一旦昇圧した直流電力として貯留する。そして、スイッチ素子をブリッジ接続したインバータ回路に昇圧した直流電力を入力し、インバータ回路のスイッチ素子を、正弦波を形成するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号に従ってオンオフ制御することで、正弦波の交流電圧波形を出力する方式が一般的である（例えば、特許文献１）。
【０００３】
しかしながら、この方式では、平滑用の大容量のコンデンサが必要であるので、大容量のコンデンサによる電力変換装置の大型化という問題がある。さらに、インバータ回路では、高い直流電圧が印加されたスイッチ素子をパルス幅変調信号によりオンオフ制御するので、スイッチ素子のスイッチング損失が発生し、またスイッチングノイズも発生するという問題がある。
【０００４】
また、別方式の直流−交流電力変換装置として、平滑用の大容量のコンデンサを不要とする方式が知られている。これは、直流電源の直流電圧をトランスの一次巻線に直列に印加し、該一次巻線に直列に接続したスイッチ素子を交流電圧波形のパルス幅変調信号に従ってオンオフ制御することにより、トランスの二次巻線からパルス幅変調信号に対応したパルス幅の正極性と負極性の直流パルスを取り出し、これを双方向スイッチにより整流して交流電圧波形を形成するものである（例えば、特許文献２）。
【０００５】
この方式では、前者の（通常の）直流−交流電力変換装置と異なり、トランスの一次巻線側でパルス幅変調波形を形成するので、トランスの二次巻線側で整流回路および大容量のコンデンサによる平滑部を設ける必要がなく、電力変換装置の小型化を実現できる。しかし、トランスの二次巻線側に整流部および平滑部を持たず、直流電源に直結したトランスの一次巻線側で正弦波に対応したパルス幅変調信号によるスイッチ素子のスイッチングを行うため、トランスへの入力直流電流（すなわち、直流電源電流）が出力交流電流の２倍の周波数に同期したリップル電流になってしまうという問題がある。そのためトランスは高周波トランスとはならず大きくなり、更にトランス一次巻線への入力直流電流のリップル分を除去するために、ＬＣフィルタなどを用いて入力直流電流を平滑しなければならないが、小型化の妨げになると共に、ＬＣフィルタによって損失が発生してしまうため効率にも影響を与えてしまうという問題がある。
【０００６】
【特許文献１】特開平５−３２８７４８号公報
【特許文献２】特許第２６８３４２０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、上述した事情に鑑みて為されたもので、平滑用の大容量コンデンサを不要として直流−交流電力変換装置の小型化・経済化を図るとともに、入力直流電流（直流電源電流）のリップルを殆ど無くし、直流電源を効率的に動作させることができる直流−交流電力変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の直流−交流電力変換器は、直流電圧から一定デューティ比の直流パルス列を形成する回路と、前記直流パルス列を入力電圧とするインバータ回路とを備え、前記インバータ回路のスイッチ素子を用いて前記直流パルス列をパルス幅変調信号でオンオフすることにより交流電圧波形を出力することを特徴とするものである。
【０００９】
ここで、直流パルス列の立ち上がりと同時かその前に、前記パルス幅変調信号の立ち上がりを位置させ、あるいは、前記直流パルス列の立下りと同時かその後に前記パルス幅変調信号の立ち下がりを位置させ、前記インバータ回路のスイッチ素子をスイッチングすることが好ましい。また、インダクタ（Ｌ２）とコンデンサ（Ｃ３）との直列回路からなるリップル吸収回路をさらに備えることが好ましい。更に、コンデンサ（Ｃ６）とスイッチ素子（Ｓ５）からなるサージ吸収回路を備えることが好ましい。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、直流電圧から一定デューティ比の直流パルス列を形成し、この直流パルス列をインバータ回路に入力し、インバータ回路のスイッチ素子を用いて直流パルス列をパルス幅変調信号でオンオフすることにより交流電圧波形を出力するので、整流部および平滑部を設けることなく、直流パルス列からインバータ回路により交流電圧波形を出力することができる。これにより、平滑用の大容量コンデンサなどを不要とし、装置を小型・経済化できる。
【００１１】
直流パルス列の立ち上がりと同時かその前に、パルス幅変調信号の立ち上がりを位置させ、インバータ回路のスイッチ素子をゼロ電圧スイッチングまたはゼロ電流スイッチングすることで、スイッチ素子のスイッチング損失を低減し、スイッチングノイズの発生を防止できる。これにより、直流−交流電力変換器の効率および性能を高めることができる。また、インダクタ（Ｌ２）とコンデンサ（Ｃ３）との直列回路からなるリップル吸収回路をさらに備えることで、交流電圧波形の形成に伴って生じるリップル電流を効果的に吸収
するので、直流電源に影響を及ぼすことは殆ど無い。従って、部品点数を削減し、小型・経済化すると共に、直流電源へのリップル電流の影響を無くし、直流電源を効率的に動作させることができる直流−交流電力変換器を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態について、添付図面に基づいて説明する。図１は本発明の第１実施形態の直流−交流電力変換器を示し、図２はその動作例のタイムチャートを示す。なお、各図中、同一の作用または機能を有する部材または要素には、同一の符号を付して説明する。
【００１３】
本発明の直流−交流電力変換器は、燃料電池や太陽電池等の直流電源、あるいはガスタービン発電機や風力発電機等から生成した交流電力を整流して形成した直流電源１１の直流電力を昇圧回路１２と高周波トランス１３により昇圧し、トランス二次巻線側のインバータ回路１４の入力部１４ａ，１４ｂに一定デューティ比の直流パルス列Ｖinvを形成する。そして、この直流パルス列をフルブリッジ型インバータ回路１４のＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４をパルス幅変調信号に従ってオンオフ制御することにより、インバータ回路１４の出力部１４ｃ，１４ｄに交流電圧波形を形成し、交流出力電流Ｉoutを出力する。ここで、インダクタＬ３とコンデンサＣ５はインバータ回路１４のフィルタ回路を構成している。また、トランス１３の三次巻線には、リップル吸収回路１５が接続されている。
【００１４】
昇圧回路１２では、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子Ｑ１を発電機の出力電圧、トランスの昇圧比、連系する系統の電圧等を考慮して適宜決定された一定のデューティ比でオンオフ制御することで昇圧し、これをコンデンサＣ１とトランス１３の一次巻線の直列回路に印加する。これにより、トランス１３の二次巻線に正極性と負極性の直流パルスが交互に形成される。そして、負極性パルス印加時はスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４に内蔵するダイオードを通してコンデンサＣ４を充電する。次に、正極性パルス印加時は直流パルス列Ｖinvがインバータ回路１４の入力部１４ａ，１４ｂに供給され、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４によって、ＰＷＭ制御され正弦波交流電力を出力する。
【００１５】
この直流パルス列Ｖinvは、一定デューティ比で、その直流電圧は昇圧回路１２のデューティ比とトランス１３の巻数比で決まる値となる。そして、直流パルス列Ｖinvをスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４により可変幅のパルス幅変調信号でオンオフすることで、交流電圧波形を形成するので、トランス１３の二次巻線側の出力を全波整流・平滑化することなく、そのまま使用することができる。従って、全波整流回路および大容量の平滑用コンデンサを不要としつつ、インバータ回路１４により交流電圧波形を形成し、交流電力を出力することができる。
【００１６】
以下に、各部の回路構成例および動作例について説明する。昇圧回路１２は、トランス１３の一次巻線の一端がインダクタＬ１とコンデンサＣ１の直列回路を介して直流電源１１の一端（＋側）に接続され、トランス１３の一次巻線の他端が直流電源１１の他端（−側）に接続され、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との間と、直流電源とトランスの一次巻線の−側との間に接続されるスイッチ素子Ｑ１と、トランス１３とによって構成されている。さらに、トランス１３の二次巻線の一端がコンデンサＣ４を介してインバータ回路１４の入力部１４ａに接続され、トランス１３の二次巻線の他端がインバータ回路１４の入力部１４ｂに接続されている。
【００１７】
スイッチ素子Ｑ１のゲート信号が図２（ａ）に示すように入力されると、ゲート信号「Ｈ」でスイッチ素子Ｑ１がオンしてコンデンサＣ１の電圧が正極性パルスとしてトランス１３の一次巻線に印加され、電流はスイッチ素子Ｑ１を通して流れる。ゲート信号「Ｌ」でスイッチ素子Ｑ１がオフすると、電流はインダクタＬ１からコンデンサＣ１に流れ、デューティ比と電圧Ｅにより決まってくる電圧が負極性パルスとしてトランス１３の一次巻線に印加される。従って、トランス１３の一次巻線に印加される電圧Ｖinは図２（ｂ）に示すようになる。
【００１８】
トランス１３は巻線比に従って印加電圧を昇圧し、二次巻線に図２（ｂ）に示すのと同一波形の電圧波形を形成する。トランス１３の二次巻線の一端がコンデンサＣ４を介してインバータ回路１４の入力部１４ａに接続され、トランス１３の二次巻線の他端がインバータ回路１４の入力部１４ｂに接続され、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４はそれぞれインバータ回路１４の＋側から見て逆方向の寄生ダイオードを内蔵している。
【００１９】
このため、図２（ｂ）に示す負極性パルスがトランス１３の二次巻線に生じると、上記ダイオードが順方向動作となり、インバータ回路１４の入力部１４ａ，１４ｂは略同一電位（ダイオードのＶf電位、実質的にゼロ電圧）となり、この負極性パルス電圧がコンデンサＣ４に印加される。図２（ｂ）に示す正極性パルスがトランス１３の二次巻線に生じると、上記ダイオードは逆方向動作となり、インバータ回路１４の入力部１４ａ，１４ｂ間にはこの正極性パルス電圧とコンデンサＣ４に蓄積された負極性パルス電圧とが加算された電圧が形成される。
【００２０】
従って、インバータ回路１４の（直流）入力部１４ａ，１４ｂ間に供給される電圧Ｖinvは、図２（ｃ）に示す単極性の直流パルス列波形となる。ここで、スイッチ素子Ｑ１のオンオフ制御のデューティ比を８０％程度に設定しておくことで、インバータ入力部の電圧Ｖinvは、一定デューティ比（８０％程度）の上記電圧の直流パルス列波形となる。
【００２１】
インバータ回路１４は、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４をブリッジ型に接続したフルブリッジ型のインバータ回路であり、出力側にインダクタＬ３とコンデンサＣ５とからなるフィルタ回路を備えている。スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４のゲート信号として、図２（ｄ）−（ｇ）に示すようなパルス幅変調信号または「Ｌ」信号を供給することで、インバータ回路１４の出力部１４ｃ，１４ｄ間にはパルス幅変調信号に従い図２（ｈ）に示す正弦波の交流出力電流Ｉoutが系統Ｖsysに供給される。
【００２２】
この直流−交流電力変換器によれば、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４のゼロ電圧スイッチングが可能である。ゼロ電圧スイッチングとは、スイッチング素子の寄生容量に蓄積された電荷がなくなってからスイッチ素子のオンオフを行うスイッチング方式で、スイッチングノイズやスイッチング損失を発生させないスイッチング方法である。本回路方式では、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４を直流パルス列（インバータ入力電圧Ｖinv）の立ち上がりと同時かその前にオンさせることで、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４をオン状態にして、その後、直流電圧が印加され、電流が流れる。これによりゼロ電圧スイッチングを実現できる（図２（ｃ）と図２（ｄ）−（ｇ）参照）。これにより、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４のスイッチング損失を低減し、またスイッチングノイズの発生を防止することができる。
【００２３】
すなわち、従来の直流電源の高電圧が印加された状態でスイッチ素子をオン制御する場合には、スイッチング損失やスイッチングノイズが発生する。スイッチ素子をオン状態にして電圧を印加するゼロ電圧スイッチングによりこの問題を無くし、効率を向上し、品質を良好なものとすることができる。なお、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４のオフに際しては、流れている電流がスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４の寄生容量にチャージされるので、問題を生じない。
【００２４】
なお、インバータ回路１４では、直流入力電圧が通常のインバータ装置と異なり、デューティ比８０％程度の直流パルス列であり、パルス幅変調の変調度１００％が直流パルス列のデューティ比に制限される。しかしながら、このインバータ回路１４の動作は、通常のインバータ装置の動作と変わるものではない。そして、トランス１３の一次巻線側で形成した正極性パルスと負極性パルスを昇圧して、コンデンサＣ４を介してそのままインバータ回路の直流入力電圧として利用するので、全波整流回路や大容量の平滑用コンデンサが不要となるという利点を有しつつ、また、上述のゼロ電圧スイッチングの利点を有しつつ、通常のインバータ装置と同様に動作させることができる。
【００２５】
次に、直流電源からの入力電流Ｉinについて説明する。「従来技術」の項で述べたように、トランスの一次巻線側でパルス幅変調制御によりスイッチ素子のスイッチングを行うと、二次巻線側で整流部および平滑部を設けることなく交流電圧波形を形成できるが、一次巻線側で正弦波状の交流電圧波形を形成するため、必然的に入力電流（直流電源電流）に交流出力電流に対応したリップル成分が形成される。
【００２６】
これに対して本発明の直流−交流電力変換器では、通常のインバータ装置と同様にインバータ回路１４はトランス１３の二次巻線側に配置され、そこで交流電圧波形を形成するためのスイッチング動作が行われる。このため、系統に供給する交流電流は昇圧回路１２およびトランス１３から供給される直流電力から供給されるので、ここに大容量のコンデンサを備える場合には、原理的に通常のインバータ装置と同様に、入力電流（直流電源電流）にリップル電流成分は生じない。そして、トランス１３の一次巻線側ではデューティ比一定のスイッチング動作を行うので、入力電流Ｉinは図２（ｉ）に示すように一定となる。
【００２７】
しかしながら、本発明の直流−交流電力変換器は、大容量の平滑用コンデンサを設けることなく、交流電圧波形を形成することを特徴とするものであり、インバータ回路１４で形成される交流電流成分がトランス１３を介して一次巻線側（直流側）に及び、入力電流にリップル成分が生じる。このようなリップル成分を除去するため、この直流−交流電力変換器では、リップル吸収回路１５を備えている。
【００２８】
リップル吸収回路１５は、この実施形態ではトランス１３の三次巻線に接続され、インダクタＬ２とコンデンサＣ３の直列回路により構成されている。なお、ダイオードＤ１とコンデンサＣ２は倍電圧整流回路を構成しているが、ダイオードＤ１の両端には、Ｖinvと相似のパルス電圧が現れる。インバータ回路１４で交流電圧波形が形成され、交流出力電流Ｉoutが形成されると、大容量コンデンサを備えない本発明の直流−交流電力変換器では、直流側が交流出力電流Ｉoutの影響を受け、入力電流に交流周波数のリップル電流成分が重畳することになる。例えば、燃料電池等の直流電源においては、リップル電流成分は電池の消耗を早める等の問題があり好ましくない。
【００２９】
そこで、入力電流のリップル電流成分をリップル吸収回路１５により吸収するようにしたものである。リップル吸収回路１５は、出力交流電流の正弦波が正または負のピーク付近ではコンデンサＣ３からの放電電流が増加し、インバータ回路１４側に電流が流れる。また、出力交流電流の正弦波がゼロクロス付近では入力電流Ｉinの余剰分をコンデンサＣ３にチャージする。チャージしたコンデンサＣ３は出力交流電流の正弦波が正または負のピーク付近で放電し、電流をインバータ回路１４に供給する。
【００３０】
従って、コンデンサＣ３の電圧Ｖc3は図２（ｊ）に示すようになり、コンデンサＣ３の充放電電流Ｉc3の平均値は図２（ｋ）に示すようになる。このように、リップル吸収回路１５によれば、高周波で充放電を繰り返しながら、インバータ回路１４の交流出力電流に伴う入力電流のリップル成分に対してバッファ的な働きをなし、直流電源１１の入力電流Ｉinは図２（ｉ）に示すようになり、リップル成分の影響を殆ど無くすことができる。
【００３１】
このリップル吸収回路１５は、コイル・コンデンサ・ダイオードで構成されており、制御を必要としないため、簡単な回路で部品点数も少なく構成できる。また、リップル吸収回路１５に印加される電圧はトランス１３の巻数比によって、任意に決めることができるため、高電圧を出力しなければならない回路でも、コンデンサの耐圧を小さくすることができる。
【００３２】
なお、上記実施形態では、インバータ回路のスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いる例について説明したが、インバータ回路のスイッチ素子をＩＧＢＴに変更することも可能である。ＩＧＢＴによる損失はＭＯＳＦＥＴと異なりテール電流による損失となるため、オンオフ信号のタイミングもＭＯＳＦＥＴと異なり、直流パルス列の立ち下がりと同時かその後にパルス幅変調信号の立ち下がりを位置させインバータ回路のスイッチ素子に流れる電流がゼロ電流になってからスイッチングを行う。
【００３３】
図３は、本発明の第２実施形態の直流−交流電力変換器を示す。昇圧回路１２およびインバータ回路１４の構成および動作は、第１実施形態のものと同様である。この実施形態では、トランス１３の巻線を一次巻線と二次巻線のみとし、第１実施形態では三次巻線に接続されていたリップル吸収回路１５を、二次巻線のインバータ回路１４に並列に接続するようにしたものである。三次巻線にリップル吸収回路１５を接続する場合の、トランスの巻数を変えることでコンデンサＣ３の電圧を任意に設定することができるというメリットは失うものの、部品点数を減らすことができ小型化に貢献できる。
【００３４】
この場合でも、リップル吸収回路１５の両端にはパルス電圧が印加されるので、動作も第１実施形態と同様であり、インバータ入力端１４ａ，１４ｂに対して、リップル吸収回路１５が電流源となり並列に接続されていることになり、その放電電流はインバータ回路１４、あるいは、昇圧回路１２及びトランス１３で構成されるパルス電圧源へ流れることになる。すなわち、リップル吸収回路１５の動作は、トランス１３の三次巻線側のダイオードＤ１と並列に接続しても、トランス１３の二次巻線にインバータ回路１４と並列に接続しても変わらない。
【００３５】
この実施形態においても、インバータ回路１４のスイッチ素子として、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを用いてゼロ電圧スイッチングまたはゼロ電流スイッチングを行う事ができる。
【００３６】
なお、以上の実施形態では、トランス１３の一次巻線に接続する昇圧回路１２として、トランスの一次巻線の一端がインダクタＬ１とコンデンサＣ１の直列回路を介して直流電源１１の一端に接続され、トランスの一次巻線の他端が直流電源１１の他端に接続され、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との間と、直流電源とトランスの一次巻線の他端との間にスイッチ素子Ｑ１が接続された例について説明したが、係る回路形式にこだわる必要はない。要は、トランス１３の一次巻線に正極性直流パルスと負極性直流パルスが交互に印加され、インバータ回路１４ａ，１４ｂに直流パルス列電圧を発生させるものであればよい。例えば、上述した昇圧回路ではなく、フォワードコンバータまたはプッシュプル等のパルス発生回路を用いることもできる。
【００３７】
図４は、本発明の第３実施形態の直流−交流電力変換器を示し、図５はその動作例を示す。この実施形態においても、昇圧回路１２およびインバータ回路１４の構成と動作は第１と第２実施形態と同じであり、リップル吸収回路１５の構成と動作は第２実施形態と同じである。この実施形態で異なるのは、スイッチ素子Ｓ５とコンデンサＣ６の直列回路からなるサージ吸収回路１６を、パルス電圧出力端でもあるインバータ入力端子１４ａ，１４ｂ間に設けた点にある。
【００３８】
トランス１３の漏れインダクタンスおよび回路上の寄生インダクタンスなどの影響により発生するサージ電圧を無視することができない。そこで、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子Ｓ５とコンデンサＣ６の直列回路からなるサージ吸収回路１６をインバータ入力端子１４ａ，１４ｂ間に接続することによって、トランス１３の漏れインダクタンスによって生じるサージ電圧を吸収し回生するようにしたものである。すなわち、前記サージ電圧は、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ素子Ｓ５に内蔵するダイオードを経由してコンデンサＣ６に吸収することが出来る。そして、パルス電圧が出ている期間、スイッチ素子Ｓ５にゲート信号を与えオンさせることにより、コンデンサＣ６は、インバータ入力端１４ａ，１４ｂ間に並列に電圧源として接続されたことになり、吸収したサージ電圧のエネルギーは交流出力電圧（系統電圧）Ｖsys側に回生されて蓄積されず、コンデンサＣ６の電圧は上昇しない。
【００３９】
さらに、スイッチ素子Ｓ５をスイッチ素子Ｑ１がターンオンする直前にターンオンさせることによって（図５（ｈ）参照）、コンデンサＣ６に充電された電荷をトランス１３を通してスイッチ素子Ｑ１に送り、スイッチ素子Ｑ１の寄生容量に蓄積された電荷を抜いてからスイッチ素子Ｑ１をターンオンさせることによって、スイッチ素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチングを実現させることができる。
【００４０】
図６は、本発明の第４実施形態の直流−交流電力変換器を示し、図７はその動作例を示す。この実施形態においても、昇圧回路１２、リップル吸収回路１５、およびサージ吸収回路１６の構成と動作は第３実施形態と同じである。この実施形態で異なるのは、フルブリッジ型のインバータ回路１４とトランス１３の二次巻線に接続されたコンデンサＣ４との間にスイッチ素子Ｓ６を入れた点にある。
【００４１】
このタイムチャートを図７に示す。スイッチ素子Ｓ６のオンオフのタイミングをトランス一次巻線側のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比（図７（ａ）の直流パルス列のパルス幅）を越えない範囲で、半波の正弦波形に従ってパルス幅変調制御する（図７（ｄ）参照）。そして、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ３を正の周期でオンし（図７（ｅ）参照）、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ４を負の周期でオンする（図７（ｆ）参照）。これにより、インバータ回路１４の出力部１４ｃ，１４ｄには、正弦波の交流出力電圧波形が形成され、図７（ｈ）に示すように正弦波の交流出力電流Ｉoutが形成される。従って、インバータ回路１４のスイッチ素子Ｓ１−Ｓ４を出力交流波形の正負のタイミングで切り替えを行い、単一のスイッチ素子Ｓ６を半波の正弦波形に従ってパルス幅変調制御するだけで、交流出力電圧波形を形成し、交流出力電流Ｉoutを出力できる。これにより、インバータ回路１４にスイッチ素子としてＩＧＢＴを使用した構成にしても、キャリア周波数を下げる必要がないため、トランスの小型化を図ることができる。
【００４２】
図８は、制御系を含めた本発明の直流−交流電力変換器のシステム構成例を示す。直流−交流電力変換器としては、第３実施形態の例について示す。このシステムには、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsys、インバータ入力電圧Ｖinvおよび交流出力電流Ｉoutを検出する検出部１７、検出部で検出された信号に基づいて制御信号を生成する制御部１８、および制御信号に従ってスイッチ素子Ｑ１をオンオフ駆動するドライブ部１９、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４をオンオフ駆動するドライブ部２０などを備えている。
【００４３】
図９は、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比の制御例について示す。スイッチ素子Ｑ１のデューティ比制御手順の一例は以下のとおりである。
（１）まず、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysを検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（２）次に、検出した交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysのピーク電圧に所定の閾値電圧を加算して算出された電圧値をインバータ回路１４の入力部１４ａ，１４ｂの目標電圧とする。
（３）次に、インバータ入力（直流）パルス列電圧Ｖinvを検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（４）そして、インバータ入力（直流）パルス列電圧（波高値）の１周期または複数周期の平均値を算出する。
（５）そして、算出された目標電圧に、インバータ入力（直流）パルス列電圧Ｖinvの平均値が近づくように、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比をＰＩ制御する信号を制御部１８で形成し、ドライブ部１９よりスイッチ素子Ｑ１をオンオフ駆動する。
（６）この結果、インバータ入力（直流）パルス列電圧Ｖinvは、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysに対応した目標電圧に一致するように制御される。
【００４４】
インバータ回路のスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４のデューティ比制御手順の一例は以下のとおりである。
（１）まず、交流出力電流Ｉoutを検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（２）スイッチ素子Ｑ１のデューティ比制御手順で決定されたデューティ比（直流パルス列Ｖinvのパルス幅）を１００％として（インバータ回路のスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４のデューティ比がインバータ入力パルス列電圧Ｖinvのデューティ比（パルス幅）を超えない範囲で）、スイッチ素子のデューティ比を交流出力電流Ｉoutが目標値と一致するようにパルス幅変調制御する。制御の前提として、交流出力電流Ｉoutの波形が歪まないように留意する必要がある。
（３）この結果、直流パルス列Ｖinvのパルス幅の範囲内でスイッチ素子Ｓ１，Ｓ４のデューティ比をパルス幅変調制御することで、交流出力電流Ｉoutをその目標値と一致するように、系統に出力することができる。
【００４５】
上記制御方法の他の実施形態として、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４の全てをパルス幅変調制御した際のタイムチャートを図１０に示す。これまでの実施形態においては、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ４のみパルス幅変調制御し、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３は系統周期の正負によりオンオフする場合について説明を行ったが、この場合には、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３が系統周期の正負でオンオフするため、系統と同相の電流しか出力することが出来ない。しかし、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４の全てをパルス幅変調制御することで、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３のオンオフは系統周期の正負に依存しないため、系統電圧Ｖsysと交流出力電流Ｉoutの位相をずらせて出力することが可能となる。すなわち、出力力率１以外の力率で交流電力を出力することができる。
【００４６】
また、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３を系統周期の正負でオンオフを切替える際には、ゼロクロス付近に出力電流波形の歪みが発生するが、この実施形態ではスイッチ素子Ｓ２，Ｓ３のオンオフは系統周期の正負に依存しないで行うため、ゼロクロス付近に発生する出力電流波形の歪みを改善する効果がある。また、系統から切り離された独立した負荷が接続された場合（自立運転時の場合）、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３のオンオフは系統周期の正負に依存しないで行うことで、負荷への供給電流が少ない際の出力電圧波形の歪みを改善する効果もある。なお、スイッチ素子Ｓ１−Ｓ４の全てについてパルス幅変調制御を行う方法については、前述した制御手順と同一である。
【００４７】
図１１は、本発明の直流−交流電力変換器の制御系を含めたシステム構成例の他の実施形態を示す。直流−交流電力変換器としては、前述の例と同様に第３実施形態の例について説明を行う。本実施形態と前述の実施形態と異なる点は、検出部１７でインバータ入力電圧Ｖinvの代わりにコンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を検出している点と、交流出力電流（電力）の目標値を設定する指令部２１を備えている点である。
【００４８】
スイッチ素子Ｑ１のデューティ比を、インバータ入力電圧Ｖinvを検出して制御する場合には、検出したパルス電圧をソフトウェア等の演算で平均化することが必要であるのに対し、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3により制御する場合にはリップル吸収回路１５のインダクタＬ２とコンデンサＣ３とによりハードウェアで平均化されているので、平均化の処理を必要としない点で異なる。すなわち、インバータ入力電圧Ｖinvにより制御する場合は、高周波のパルス電圧をソフトウェアを用いて演算により平均化するため、平均化処理が煩雑になるのに対し、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を用いて制御する場合には、ハードウェアで既に平均化されている直流電圧により制御を行うため、平均化処理用のソフトウェアが不要となり、演算処理を簡略化できるというメリットが生じる。
【００４９】
図１２に、本実施形態におけるスイッチ素子Ｑ１のデューティ比の制御例について示す。スイッチ素子Ｑ１のデューティ比制御手順の一例は以下のとおりである。
（１）まず、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysを検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（２）次に、検出した交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysのピーク電圧に所定の閾値電圧を加算して算出された電圧値をリップル吸収回路１５のコンデンサＣ３の両端電圧の目標値とする。
（３）次に、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（４）そして、算出された目標電圧とコンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を比較してこれらが一致するようにＰＩ制御し、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比を制御する信号を制御部１８で形成し、ドライブ部１９よりスイッチ素子Ｑ１をオンオフ駆動する。
（５）この結果、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3は、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysに対応した目標電圧に一致するように制御される。
なお、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3の目標電圧は、系統電圧Ｖsysに基づいて算出しているが、あらかじめ設定された所定の値を直接コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3の目標電圧としても良い。
【００５０】
本発明の他の実施形態として、コンデンサＣ３の容量をさらに小さくした場合においても入力電流Ｉinのリップル成分を補正することが可能な制御方法について、以下に説明する。図１３は、コンデンサＣ３の容量を小さくした際に、リップル成分補正制御を行う場合と行わない場合のＱ１ゲート信号デューティ比、系統電圧Ｖsys、出力交流電流Ｉout、入力電流Ｉinのリップル成分について、それぞれ示したものである。入力電流Ｉinのリップル成分は、系統電圧Ｖsysが０Ｖで最小、系統電圧Ｖsysがピーク電圧で最大となる系統電圧の２倍の周波数で変動している。
【００５１】
リップル吸収回路１５のコンデンサＣ３の容量を十分に大きくすることで、入力電流Ｉinを直流にすることも出来るが、図１３（ａ）に示すように、コンデンサＣ３の容量を小さくした場合であっても、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比を系統電圧Ｖsysの位相に合わせて微小に変動させることで、図１３（ｄ）に示すようにリップル成分を小さくすることが出来る。
【００５２】
図１４は、演算により図１３（ａ）のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比を微小に変動させる場合の制御例を示し、その動作は以下の通りである。なお、図１２の制御手順と重複する箇所についての説明は省略する。
（１）まず、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysを検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックし、系統電圧Ｖsysの位相θを検出する。
（２）検出された系統電圧Ｖsysの位相θより、系統電圧Ｖsysのsinθの絶対値を求め、出力電流Ｉoutと位相θに応じて予め求まるリップル補正係数ｋを積算し、リップル成分補正電圧指令値を求める。
（３）目標電圧仮指令値Ｖinv’*にリップル成分補正電圧指令値を加算し、目標電圧指令値Ｖinv*を求め、コンデンサＣ３の両端電圧の目標値とする。
（４）次に、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を検出部１７で検出し、制御部１８にフィードバックする。
（５）そして、算出された目標電圧とコンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3を比較してこれらが一致するようにＰＩ制御し、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比を制御する信号を制御部１８で形成し、ドライブ部１９よりスイッチ素子Ｑ１をオンオフ駆動する。
（６）この結果、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖc3は、交流出力電圧（系統電圧）Ｖsysに対応した目標電圧に一致するように制御される。
【００５３】
上述した実施例においては演算でリップル成分補正を行うものであるが、直流入力部に電流センサＣＴ２を配置し、電流センサＣＴ２からフィードバックした電流値を元に、入力電流Ｉinが直流に近づくようにスイッチ素子Ｑ１のデューティ比を制御することにより、正確にリップル成分を小さくすることも可能である。
【００５４】
尚、上述の実施形態は全て系統連系を行う場合について説明を行ったが、系統から切り離された独立した負荷が接続される場合についても、本発明の電力変換器を用いて同様な制御を行うことが可能である。また、これまで単相交流出力の場合について説明を行ったが、インバータ部１４の構成を変えることで多相出力が可能となる。例えば、インバータ部１４を６個のスイッチ素子でブリッジ回路を構成することで三相交流を出力することも可能である。
【００５５】
これまで本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されず、その技術的思想の範囲内において種々異なる形態にて実施されてよいことは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の第１実施形態の直流−交流電力変換器を示す回路図である。
【図２】上記電力変換器各部の動作例を示すタイムチャートである。
【図３】本発明の第２実施形態の直流−交流電力変換器を示す回路図である。
【図４】本発明の第３実施形態の直流−交流電力変換器を示す回路図である。
【図５】上記電力変換器各部の動作例を示すタイムチャートである。
【図６】本発明の第４実施形態の直流−交流電力変換器を示す回路図である。
【図７】上記電力変換器各部の動作例を示すタイムチャートである。
【図８】制御系を含めた本発明の直流−交流電力変換器のシステム構成例を示す回路図である。
【図９】スイッチ素子Ｑ１のデューティ比の制御例を示す図である。
【図１０】図９の制御例においてＳ１−Ｓ４の全てをパルス幅変調制御した場合の上記電力変換器各部の動作例を示すタイムチャートである。
【図１１】制御系を含めた本発明の直流−交流電力変換器のシステム構成例の他の実施形態を示す回路図である。
【図１２】図１１の実施形態におけるスイッチ素子Ｑ１のデューティ比の制御例を示す図である。
【図１３】リップル成分補正制御を行う場合と行わない場合のスイッチ素子Ｑ１のゲート信号デューティ比、系統電圧Ｖsys、出力交流電流Ｉout、入力電流Ｉinのリップル成分についてそれぞれ示した図である。
【図１４】図１３の実施形態におけるスイッチ素子Ｑ１のデューティ比を演算により変動させる場合の制御例を示す図である。
【符号の説明】
【００５７】
１１  直流電源
１２  昇圧回路
１３  トランス
１４  インバータ回路
１５  リップル吸収回路
１６  サージ吸収回路
１７  検出部
１８  制御部
１９，２０  ドライブ部
２１  指令部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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