(57)【要約】      （修正有）【課題】寸法が大きく熱損失を生じる電圧平衡抵抗を直列接続された二つのバッファコンデンサに並列に接続すること無く、直列接続された二つのバッファコンデンサの電圧を自動的に平衡させるスイッチングモード電源を提供する。【解決手段】スイッチモード電源システムは直流入力端子Ａ１、Ａ２の間に接続された二つのバッファコンデンサＣＢ１、ＣＢ２と、直列に接続された二つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２に直列に接続された一次インダクタンスユニットＮＰ１、ＮＰ２、および直流出力回路に接続される二次コイルＮｓを備える。スイッチモード電源システムはさらに二つのバッファコンデンサＣＢ１、ＣＢ２の中央点ＰＭＣに電流不平衡を生じさせる電流注入モジュール１２と、一端が二つのバッファコンデンサＣＢ１、ＣＢ２の中央点ＰＭＣに接続されコンデンサのリーク電流を平衡させる平衡回路１５を備える。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電源電圧を受けるように構成された二つのそれぞれ負の入力端子Ａ１および正の入力端子Ａ２と、
前記入力端子間に接続され、直列に接続される二つのバッファコンデンサＣＢ１、ＣＢ２を有するバッファコンデンサユニットと、  
それぞれ第一および第二制御回路１１、１２によって制御されるＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴの電力トランジスタ形式の第一スイッチＳＷ１および第二スイッチＳＷ２と、  
一次インダクタンスユニットＮｐ１、Ｎｐ２と、
直流出力電圧Ｕｓを出力するために一次インダクタンスユニットＮｐ１、Ｎｐ２と磁気的に結合された少なくとも一つの二次コイルＮｓと、
を備えるスイッチモード電源システム１０において、
前記一次インダクタンスユニットＮｐ１、Ｎｐ２が前記正の入力端子Ａ２と前記二つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２との間に直列に接続され、前記第一スイッチＳＷ１のソースＳ１が前記負の入力端子Ａ１に接続され、前記第一スイッチＳＷ１のドレインＤ１が前記第二スイッチＳＷ２のソースＳ２に接続され、かつ前記第二スイッチＳＷ２のドレインＤ２が前記一次インダクタンスユニットに接続され、
電源システムが、二つの前記バッファコンデンサＣＢ１，ＣＢ２の中央点ＰMCに電流不平衡を生じさせるために電流をこの中央点ＰMCに注入する電流注入モジュールと、
二つの前記バッファコンデンサの端子での電圧を平衡化するために、第一端部が二つの前記バッファコンデンサの中央点ＰMCに接続された前記バッファコンデンサのリーク電流を平衡化する平衡回路１５と、
を備えることを特徴とする電源システム。
【請求項２】
二つのバッファコンデンサの中央点ＰMCが前記第二スイッチＳＷ２のゲートＧ２に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
【請求項３】
前記平衡回路１５は直列に接続された抵抗器Ｒ０およびダイオードＤ０を備え、前記ダイオードの陽極は二つの前記バッファコンデンサの中央点ＰMCへ向けられることを特徴とする請求項１または２に記載の電源システム。
【請求項４】
前記一次インダクタンスユニットは直列に接続された二つの一次コイルＮｐ１、Ｎｐ２を備え、二つの前記一次コイルの中央点ＰMLが平衡回路１５の第二端部に接続されることを特徴とする請求項３に記載の電源システム。
【請求項５】
前記一次インダクタンスユニットＮｐ１、Ｎｐ２と磁気的に結合された平衡コイルＮｓ２を備え、その一端が正の入力端子Ａ２に接続され、他端が平衡回路１５の第二端部に接続されることを特徴とする請求項３に記載の電源システム。
【請求項６】
陰極が第二スイッチＳＷ２のゲートに接続され、陽極が第二スイッチＳＷ２のソースに接続された保護用ツェナーダイオードＤ２と、陰極がバッファコンデンサの中央点ＰMCに接続され、陽極が保護用ダイオードＤ２の陰極に接続されたバイパスダイオードＤ１と、バイパスダイオードＤ１と並列に接続された充電コンデンサＣ４と、を有する第二制御回路１２を備えることを特徴とする請求項２に記載の電源システム。
【請求項７】
陽極が第二スイッチＳＷ２のソースに接続され、陰極がフィルタ抵抗Ｒ３を介して第二スイッチＳＷ２のゲートに接続された保護用ツェナーダイオードＤ２と、  
陰極がバッファコンデンサ中央点ＰMCに接続され、陽極が保護用ダイオードＤ２の陰極に接続されたバイパスダイオードＤ１と、  
フィルタ抵抗Ｒ３と並列に接続された、陰極が第二スイッチＳＷ２のゲートへ向いている加速ダイオードＤ３と、
第二スイッチＳＷ２のゲートとソース間に接続されるフィルタコンデンサＣ３と、
バッファコンデンサの中央点ＰMCとバイアス抵抗Ｒ２を介して保護用ダイオードＤ２の陰極に接続された充電コンデンサＣ４と、
を有する第二制御回路１２を備えることを特徴とする請求項２に記載の電源システム。
【請求項８】
電源システムは複数の出力電圧Ｕｓを出力し、その中には入力電源電圧から絶縁された電圧と非絶縁された電圧があることを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
【請求項９】
直流入力電圧を出力する整流器モジュール２０と電気負荷へ可変出力電圧を出力するインバータモジュール３０を備えた可変速駆動装置であって、
前記可変速駆動装置は直流入力電圧で給電される上記請求項のいずれか一つに記載の電源システム１０を備えることを特徴とする可変速駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流入力電圧から一つ以上の直流出力電圧を供給する、フライバックコンバータなどの電圧器を備えたスイッチモード電源システムに関する。このスイッチモード電源装置は、可変速駆動装置の電子モジュールなどに給電するために、可変速駆動装置において使用できる。本発明はこの電源を有する可変速駆動装置にも関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、スイッチモード電源装置に適用できる構成には、多種のものがある。使用される構成は、入力電圧、出力電力、出力電圧、静的および動的なものの必要条件、サイズ、効率、信頼性、全体にかかるコストなどの電源に必要とする特徴や性能に左右されるところが大きい。
【０００３】
スイッチモード電源（ＳＭＰＳ：Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  Ｍｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ）は、電動機を制御するための周波数コンバータ式の可変速駆動装置などに使用できる。係るスイッチモード電源は、可変速駆動装置の整流器モジュールから出力された可変速駆動装置の直流バスの主電圧より、可変速駆動装置の各種電子部品に給電するための補助直流電圧を供給するものである。また、スイッチモード電源装置は可変速駆動装置の送風機への給電や、可変速駆動装置の出力にて使用者が使用できる外部の絶縁出力電圧（２４Ｖｄｃ）の供給にも利用できる。
【０００４】
スイッチモード電源装置によって供給する出力電圧は、通常５〜２４Ｖｄｃで、出力電力は約１００Ｗ以下である。電源制御においては、入力電圧や可変速駆動装置の出力負荷の変動に関わらず、この出力電圧を一定に維持しなければならない。ここで、負荷は０％（負荷無し）から１００％（規格負荷）まで変動し、入力電圧は３５０Ｖｄｃから１５００Ｖｄｃまで変動することがある。
【０００５】
すなわち、可変速駆動装置の直流バスは、非常に高圧かつ可変速駆動装置の使用条件に応じて大きく変動する電圧を供給している。スイッチモード電源装置の半導体スイッチング装置は、１７００Ｖｄｃで２Ａまでの電流をスイッチングする能力を必要とする。頻度の高いスイッチングを可能とし、放熱体および変圧器、インダクタ、コンデンサなどの受動部品のサイズやコストを縮小するために、伝導損失およびスイッチング損失を最低限にする必要がある。
【０００６】
エネルギー蓄積と直流バスのフィルタ素子としては、正端子Ａ２と負端子Ａ１間に接続された電解式のバッファコンデンサを設けることが周知である。ここで、バスの直流電圧は通常約６００Ｖｄｃと８００Ｖｄｃの間、時には可変速駆動装置の下流負荷に応じて３５０Ｖｄｃから１５００Ｖｄｃまでの範囲で変動するので、バッファコンデンサはこの非常に高い電圧をサポートしなければならず、これがコスト高につながる。したがって、コストとサイズを縮小するために、二つ以上の直列に接続されたバッファコンデンサを使用して、各コンデンサがサポートする電圧を低下させることが好ましい。
【０００７】
しかしながら、各電解コンデンサはそのリーク電流と相当する直列インピーダンスを発生させる。したがって、複数のバッファコンデンサを使用すると、リーク電流に差が生じ、バス電圧Ｖｂｕｓは全体的に一定であるから、各バッファコンデンサの端子での電圧には著しく差が生じる。リーク電流に不平衡があると、各コンデンサの端子での電圧に差が生じ、これによって最もリーク電流の低いコンデンサに過電圧が生じ、結果として該コンデンサの寿命を急速に縮めることになる。
【０００８】
この問題を避け、リーク電流に差が生じた場合に各コンデンサに全バス電圧Ｖｂｕｓを正しく分配するために、通常は各バッファコンデンサと並列に分配抵抗器を設けてそれぞれのコンデンサの端子での電圧を均等にする。しかしながら、これらの分配抵抗器はサイズが大きくコストがかかる。しかも、特にコンパクトな可変速駆動装置で使用する場合では、その電力消費や高い表面温度によって特定の問題が起きる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的の一つは、バッファコンデンサの電圧を自動的に平衡化し、熱損失がありしかもサイズが大きい分配抵抗器を不必要とすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
このため、本発明は、直流入力電源電圧を入力とする二つのそれぞれ正と負の入力端子と、入力端子間に接続され、直列に接続される二つのバッファコンデンサを備えるバッファコンデンサユニットと、それぞれ第一と第二制御回路によって制御される第一スイッチおよび第二スイッチと、スイッチに直列に接続された一次インダクタンスユニットと、直流出力電圧を出力するために一次インダクタンスユニットと磁気的に結合された少なくとも一つの二次コイルとを備えるスイッチモード電源システムを提供する。電源システムは、電流を二つのバッファコンデンサの中央点に注入してこの中央点に不平衡電流を発生させる電流注入モジュールと、第一端部が二つのバッファコンデンサの中央点に接続され二つのバッファコンデンサの端子での電圧を平衡化するバッファコンデンサのリーク電流平衡回路を備える。
【００１１】
一つの態様によれば、第一スイッチおよび第二スイッチはＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴの電力トランジスタである。
【００１２】
一つの態様によれば、一次インダクタンスユニットは正の入力端子と二つのスイッチの間に直列に接続され、第一スイッチのソースが負の入力端子に接続され、第一スイッチのドレインが第二スイッチのソースに接続され、また第二スイッチのドレインが一次インダクタンスユニットに接続される。
【００１３】
他の態様によれば、二つのバッファコンデンサの中央点が第二スイッチのゲートに接続される。
【００１４】
他の態様によれば、平衡回路は直列で接続された抵抗器とダイオードを備え、前記ダイオードの陽極は二つのバッファコンデンサの中央点へ向ける。
【００１５】
他の態様によれば、一次インダクタンスユニットは直列で接続された二つの一次コイルを備え、二つの一次コイルの中央点が平衡回路の第二端部に接続される。あるいは、電源システムは一次インダクタンスユニットと磁気的に結合された平衡コイルを備え、その一端が正の入力端子に接続され、他端が平衡回路の第二端部に接続される。
【００１６】
他の態様によれば、電流注入モジュールは第二制御回路に設置される。この場合、第二制御回路は陰極が第二スイッチのゲートに接続され、陽極が第二スイッチのソースに接続された保護用のツェナーダイオードと、陰極がバッファコンデンサの中央点に接続され、陽極が保護用ダイオードの陰極に接続されたバイパスダイオードと、バイパスダイオードと並列に接続された充電コンデンサを備える。
【００１７】
また別の特徴と利点については、例として図面に示す実施形態を参照する詳細な説明で明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１を参照すると、工業用の可変速駆動装置は例えば４００Ｖ〜６９０Ｖの電圧範囲にある交流三相電源線５で給電される。これはＡＣ−ＤＣ−ＡＣ（ＡＣ：交流、ＤＣ：直流）の接続形態に基づくものである。かかる可変速駆動装置は、例えば三相または単相の交流入力電圧から、正端子Ａ２と負端子Ａ１間に直流バス電圧を供給する整流器モジュール２０を備える。また、この直流バスから、電動機Ｍなどの、可変速駆動装置で制御される電気負荷に三相または単相の電流を供給するための可変交流電圧を供給するインバータモジュール３０を備える。また、バス電圧は、スイッチモード電源システム１０に給電するものでもある。
【００１９】
図２は、間接コンバータ、すなわちフライバックコンバータ形式の絶縁トランスを有するＤＣ−ＤＣスイッチモード電源に基づく電源システム１０の構成例の詳細図を示す。本発明はまた、直接コンバータ、すなわちフォワードコンバータ形式のＤＣ−ＤＣスイッチモード電源に適用できる。
【００２０】
電源システム１０は、直列に接続された電解式のバッファコンデンサＣＢ１、ＣＢ２から構成された、入力端子Ａ１、Ａ２間に接続されたバッファコンデンサユニットを備える。中央点ＰMCは、コンデンサＣＢ１とＣＢ２の間に位置する。第一バッファコンデンサＣＢ１は、負の入力端子Ａ１とコンデンサの中央点ＰMCの間に接続される。第二バッファコンデンサＣＢ２は、正の入力端子Ａ２とコンデンサの中央点ＰMCの間に接続される。好ましくは、二つのバッファコンデンサＣＢ１、ＣＢ２の値は同一であって、したがっておよそバスＶｂｕｓの最大電圧の半分をサポートできるように設計される。
【００２１】
本発明の目的の一つは、分配抵抗器を使用する必要なく、二つのバッファコンデンサＣＢ１、ＣＢ２の端子の電圧を平衡化するための、簡便かつ容易に実施できる、コストのかかり過ぎない手段を提供することにある。  
【００２２】
電源システム１０は、直列に接続された第一スイッチＳＷ１と第二スイッチＳＷ２を備え、それぞれが第一制御回路１１と第二制御回路１２で制御される。また、電源システムは、スイッチＳＷ１、ＳＷ２と直列に接続された一次インダクタンスユニットを備える。
【００２３】
好ましくは、二つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２はＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴの電力トランジスタで、それぞれがゲートＧを有し、そのゲートＧの制御によりドレインＤとソースＳ間に電流を流すことができる。第一スイッチＳＷ１のソースＳ１は負の入力端子Ａ１に接続される。第一スイッチＳＷ１のドレインＤ１は第二スイッチＳＷ２のソースＳ２に接続される。第二スイッチＳＷ２のドレインＤ２は一次インダクタンスユニットの一端に接続される。一次インダクタンスユニットの他端は正の入力端子Ａ２に接続される。このようにして、スイッチＳＷ１、ＳＷ２がオンになると、一次インダクタンスユニットに電流が流れる。また、正端子Ａ２と第二スイッチＳＷ２のドレインＤ２の間に、従来から使用されている回路制御装置であるクランプ回路１９を設けることにより、オフ操作時に過電圧から保護する。
【００２４】
第一スイッチＳＷ１のゲートＧ１とソースＳ１は第一制御回路１１に接続される。制御回路１１はＭＯＳＦＥＴトランジスタを開路（オフ）または閉路（オン）にすることができる回路であり、従来より使用されている。例えば、可変速駆動装置の制御ユニットからの外部制御信号Ｓによって制御される。第二スイッチＳＷ２のゲートＧ２とソースＳ２は第二制御回路１２に接続される。制御回路１２の構成は下記に詳細に説明する。二つの直列に接続されたスイッチＳＷ１、ＳＷ２を選択することにより各スイッチの端子でサポートする電圧を半分にするため、一つのスイッチを使用して全バス直流電圧をサポートする場合よりも、スイッチのサイズとコストを縮小できる。
【００２５】
図２の例では、一次インダクタンスユニットは正端子Ａ２とスイッチＳＷ２のドレインＤ２の間に直接接続された二つの一次コイルＮＰ１、ＮＰ２から構成される。中央点ＰMLは二つのコイルＮＰ１、ＮＰ２間に位置する。この中央点ＰMLは定電圧源ＶＣＬになり、その値は二つのコイルＮＰ１とＮＰ２との関係に依存する。一次コイルＮＰ１、ＮＰ２のインダクタンス値が同一である場合、中央点ＰMLの電圧はバス電圧Ｖｂｕｓの半分になる。
【００２６】
また、電源システムは、一次インダクタンスユニットＮＰ１、ＮＰ２と磁気的に結合された一つ以上の二次コイルを設けて、相当する一つ以上の直流電圧を出力する。図２の例は、絶縁した一つの二次コイルＮSのみを示し、二次出力電圧ＵSを出力する。これらの直流電圧は、可変速駆動装置の制御ユニットをはじめとする電子回路などの可変速駆動装置の各種部品に給電する。これらの出力電圧は、直流バスの入力電圧から絶縁したものがあっても非絶縁したものがあってもよい。絶縁電圧の利点は、例えば可変速駆動装置の出力として、使用者の使える直流電圧を供給することにある。
【００２７】
本発明によれば、電源システムは二つのバッファコンデンサの中央点ＰMCで電流を不平衡にさせるために、追加電流ＩADDをこの中央点ＰMCに注入する電流注入モジュールを備える。この追加電流ＩADDによって、ＶＣ２を低くすることで、第一バッファコンデンサＣＢ１の端子での電圧ＶＣ１を増加させることになり、結果としてＶＣ１はＶＣ２以上になり、ＶＣ１  ＋  ＶＣ２  ＝  Ｖｂｕｓが成立する。
【００２８】
また電源システムは、バッファコンデンサＣＢ１、ＣＢ２のリーク電流の不平衡を所定の値で維持するために平衡回路１５を備える。平衡回路１５の第一端部は二つのバッファコンデンサの中央点ＰMCに接続される。平衡回路１５の第二端部は定電圧源ＶＣＬに接続される。好ましくは、平衡回路１５は抵抗器Ｒ０と直列のダイオードＤ０から構成され、ダイオードＤ０の陽極は中央点ＰMCに向かっている。
【００２９】
図６は、電圧源ＶＣＬと平衡回路１５の接続を表す概略図を示し、図２、図５は二つの実施例を示す。電圧源ＶＣＬが正入力端子Ａ２と平衡回路１５の第二端部の間に接続される。
【００３０】
第一の変形例は簡単に実施できるため好ましいもので、図２に示すように平衡回路１５の第二端部は二つの一次コイルＮＰ１、ＮＰ２の中央点ＰMLに直接接続され、この場合、中央点ＰMLは電圧源ＶＣＬになる。そして一つのコイルＮＰ２が正端子Ａ２と平衡回路１５間に接続されている。したがって、電圧ＶＣ１がＶＣＬより高い時（または電圧ＶＣ２がＶＣＬより低い時）にダイオードＤ０が電流を流すので、平衡回路１５によって電圧ＶＣ２は電圧ＶＣＬと平衡を保つ。この場合、ＶＣ１がＶＣＬと等しくなるまで電流が平衡回路１５に流れる。したがって、ＶＣＬをバスＶｂｕｓの電圧の半分になるように選択すれば（すなわち、二つの一次コイルＮＰ１、ＮＰ２が同一である場合）、（ＶＣ１≧ＶＣ２になるので）電圧ＶＣ１およびＶＣ２はバス電圧Ｖｂｕｓの合計値の半分に維持され、望ましい平衡が得られる。
【００３１】
図５に示す第二変形例によれば、電圧源ＶＣＬは一次インダクタンスユニットと磁気的に結合された平衡用二次コイルＮＳ２によって構成される。平衡回路１５の第二端部が平衡用二次コイルＮＳ２の一端に接続され、この平衡用二次コイルＮＳ２の他端が正の入力端子Ａ２に接続される。この特定の平衡用二次コイルＮＳ２のインダクタンスは、例えば電圧ＶＣ２をＶｂｕｓの半分に維持できるように、一次インダクタンスの半分に設定する。この第二変形例では、中央点ＰMLは利用しないので、一次インダクタンスユニットは一つまたは二つの一次コイルから構成されていてもよい。
【００３２】
この場合、電流注入モジュールは追加電流ＩADDを注入すること（図６を参照）で、意図的に中央点ＰＭＣに電圧不平衡を起こすことによって、平衡回路１５は電圧源で決定された値を中心としてこの不平衡を制御できる。
【００３３】
追加電流ＩADDの注入モジュールは任意の追加電流源で実現できる。この電流源は、例えばバッファコンデンサＣＢ２と並列に接続される追加抵抗、または端子Ａ１、Ａ２と点ＰMCに接続される外部コンバータ回路によって構成できる。しかしながら、これらの手段は大型の抵抗器を必要とするので、不利な熱損失を引き起こす。
【００３４】
したがって、本発明では、この電流注入モジュールを第二制御回路１２に設けることが好ましく、その二つの実施形態の詳細は図３、図４に示す。ここで、第二制御回路１２の役割は、第二スイッチＳＷ２と第一スイッチＳＷ１とを同期すること（すなわち、ＳＷ１がオフの時にＳＷ２をオフにし、ＳＷ１がオンの時にＳＷ２をオンにすること）および中央点ＰMCに追加電流ＩADDを注入することである。
【００３５】
図４は、第二スイッチＳＷ２の第二制御回路１２の最も簡単な実施形態を示す。この実施形態において、制御回路１２は、スイッチＳＷ２のゲートＧ２とソースＳ２の間に接続された保護用のツェナーダイオードＤ２を設け、保護用ダイオードＤ２の陽極はソースＳ２に向いている。また、制御回路１２はスイッチＳＷ２のゲートＧ２とコンデンサＣＢ１、ＣＢ２の中央点ＰMCの間に接続されたバイパスダイオードＤ１を設け、バイパスダイオードＤ１の陽極はゲートＧ２に向ける。最終的に、制御回路１２はバイパスダイオードＤ１と並列に接続された充電コンデンサＣ４を備える。制御回路１２の作用は下記の如くである。
【００３６】
スイッチＳＷ１、ＳＷ２のオン操作の手順。最初に、二つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２はオフであると仮定する。スイッチ操作は、第一制御回路１１で受信される信号Ｓのオン指令で開始される。第一スイッチＳＷ１は直接制御されるが、第二スイッチＳＷ２はスイッチＳＷ１のソースＳ１とドレインＤ１間の電圧ＶＤＳ１を介して制御される。スイッチＳＷ１がオンになると、この電圧ＶＤＳ１は降下する。結果として、充電電流−ＩＣ４は充電コンデンサＣ４を介してスイッチＳＷ２のソース・ゲート容量ＣＳＧ２へ流れる。したがって、ソース・ゲート電圧ＶＧＳ２は増加する。この電圧ＶＧＳ２がツェナーダイオードＤ２の破壊電圧（例えば約１０  〜１５Ｖ）になると、ドレイン・ソース電流ＩＤＳ２が流れ始め、ＳＷ２のドレイン・ゲートとドレイン・ソースの容量を放電する。結果として、スイッチＳＷ２のドレイン・ソース電圧ＶＤＳ２が降下する。ミラー効果によって、電圧ＶＧＳ２はほぼ一定のままであるが、電圧ＶＤＳ２は降下する。電圧ＶＤＳ２が０になると、電圧ＶＧＳ２は増加し続け、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳＷ２を線形抵抗領域に入らせる。電圧ＶＧＳ２はダイオードの破壊電圧まで増加する。その後、電圧ＶＧＳ２と電流ＩＣ４は０になる。すると間もなく、スイッチＳＷ２は完全に給電される。安定状態を維持するのに必要なバイアス電流は、ツェナーダイオードＤ２を通るバイパスダイオードＤ１のリーク電流である。
【００３７】
スイッチＳＷ１、ＳＷ２のオフ操作の手順。最初に、二つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２はオンであると仮定する。電圧ＶＧＳ２は最大値であり、コンデンサＣ４は完全に充電されている。スイッチ操作は、第一制御回路１１で受信される信号Ｓのオフ指令で開始される。第一スイッチＳＷ１は直接制御されるが、第二スイッチＳＷ２は電圧ＶＤＳ１を介して制御される。スイッチＳＷ１がオフになると、電圧ＶＤＳ１は増加し始める。保護ダイオードＤ２は逆バイアスされ、充電コンデンサＣ４は中央点ＰMCへ流れる放電電流ＩＣ４により放電できる。放電電流ＩＣ４はＳＷ１、ＳＷ２のオン操作段階での充電電流−ＩＣ４と実質的に反対である。電圧ＶＤＳ１がＶｂｕｓ／２になると、コンデンサＣ４が放電されて、Ｄ１は電流ＩＤ１を流し始める。すなわち、比較的短い時間でスイッチＳＷ１はオフとなるが、スイッチＳＷ２はまだオフになっていない状態となる。したがって、この間、ＳＷ２を通る電流はダイオードＤ１、Ｄ２と中央点ＰMCへリダイレクトされる。同時に、容量ＣＳＧ２が放電され、電圧ＶＧＳ２は降下した。電圧ＶＧＳ２がミラー電圧以上である限り、スイッチＳＷ２は電流を通す。電圧ＶＧＳ２がミラー電圧に達すると、スイッチＳＷ２はオフになり始め、電流ＩＤ１は再び０に降下する。
【００３８】
第二制御回路１２で流れる主な電流は下記の如くである。
オン操作中には、コンデンサＣ４の充電電流−ＩＣ４
オフ操作中には、Ｃ４の放電の逆電流ＩＣ４、および
【００３９】
オフ操作中には、ＳＷ１はオフで、ＳＷ２はオンである時、Ｄ１、Ｄ２を通して中央点ＰMCへ流れる電流ＩＤ１。
【００４０】
電源システムの通常動作中、ＳＷ１とＳＷ２のオン・オフの切り替えは次々と素早く行われるため、この合計電流は、中央点ＰMCへ流れる全追加電流ＩADDを供給する。
【００４１】
図３は、第二スイッチＳＷ２の第二制御回路１２の好ましい実施形態を示す。この実施形態では、電源システムの効率化のため、図４の実施形態に比べ、いくつかの受動部品が追加されている。
【００４２】
この好ましい実施形態では、スイッチＳＷ２のゲートＧ２と保護ダイオードＤ２の陰極の間に接続されたフィルタ抵抗Ｒ３およびダイオードＤ２の陽極とＳＷ２のソースＳ２間のフィルタコンデンサＣ３から構成されるフィルタを備える。このフィルタの主な目的は、スイッチＳＷ２のオフ操作を遅延して、電流ＩＤ１の流れる時間を延ばすことによって、より高い電流ＩADDを得ることである。図３はまた、抵抗Ｒ３と並列であり、陰極がゲートＧ２へ向いている加速ダイオードＤ３を示す。ダイオードＤ３はＳＷ２のオン操作中に抵抗器Ｒ３をシャントして、スイッチングを加速する。また、図３は二つのバイアス抵抗器Ｒ１、Ｒ２を示す。抵抗器Ｒ１はコンデンサＣ４と並列に接続され、抵抗器Ｒ２はコンデンサＣ４とダイオードＤ２の陰極の間に入る。Ｒ１の目的は、スイッチＳＷ２のオン状態での導電性を向上させることである。Ｒ２の目的は、第二制御回路１２の寄生インダクタンスによる振動を抑制することである。
【００４３】
勿論、本発明に記載されるスイッチモード電源システムは可変速駆動装置に限らず、全てのＤＣ−ＤＣ形式のコンバータで利用できる。
【００４４】
言うまでもなく、本発明の範囲より逸脱することなく、他の変形や変更または均等手段の使用を想像することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】可変速駆動装置に内蔵された電源システムを示すブロック図。
【図２】本発明による電源システムの一例を示す回路図。
【図３】電源システムのスイッチの制御回路の好ましい実施形態を示す回路図。
【図４】制御回路の第二実施形態を示す回路図。
【図５】電源システムの平衡回路の変形例を示す回路図。
【図６】平衡回路の概略の回路図。
【符号の説明】
【００４６】
５  交流三相電源線
１０  スイッチモード電源システム
１５  平衡回路
２０  整流器モジュール
３０  インバータモジュール
【図１】
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【図２】
2008092791.tif 000004
【図３】
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【図４】
2008092791.tif 000006
【図５】
2008092791.tif 000007
【図６】
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【外国語明細書】
2008092791000001.pdf