(57)【要約】【課題】ＣＭＯＳインバータで構成される発振回路の閾値電圧ＶＴの温度変動に起因する消費電流や、負性抵抗などのさまざまな特性変動を大幅に改善することができる水晶発振回路を提供する。【解決手段】水晶振動子を備えたＣＭＯＳインバータ型発振回路４の電源電圧に温特付き電源回路３１の出力部を接続し、前記温特付き電源回路３１はアンプ２とダイオード２０と抵抗１１で構成され、前記アンプ２の出力端Ｖ２はダイオード２０のアノードに接続され、前記ダイオード２０のカソード側は前記アンプ２の負入力端Ｖ３と抵抗１１の一端に接続され、前記抵抗１１の他端は接地され、アンプ２の正入力端Ｖ１にはＶＣＣ変動の少ない電圧源１に接続される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
水晶振動子を含むＣＭＯＳインバータ型発振回路と、
前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路の閾値電圧の温度特性を相殺する温度特性を有する出力電圧を、前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路に供給する電源回路とを備えることを特徴とする水晶発振回路。
【請求項２】
請求項１記載の水晶発振回路であって、
前記電源回路に、基準電圧を供給する電圧源を備えることを特徴とする水晶発振回路。
【請求項３】
請求項２記載の水晶発振回路であって、
前記電圧源は、バンドギャップレギュレータを含むことを特徴とする水晶発振回路。
【請求項４】
請求項１記載の水晶発振回路であって、
前記電源回路の出力電圧を調整するための調整回路を備えることを特徴とする水晶発振回路。
【請求項５】
請求項２記載の水晶発振回路であって、
前記電源回路は、正入力端に前記基準電圧が供給され、出力電圧を前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路に供給するアンプと、
前記アンプの出力端にアノードが接続され、前記アンプの負入力端にカソードが接続される第一のダイオードと、
前記アンプの負入力端と接地間に接続される第一の抵抗とを備えることを特徴とする水晶発振回路。
【請求項６】
請求項２記載の水晶発振回路であって、
前記電源回路は、正入力端に前記基準電圧が供給され、出力電圧を前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路に供給するアンプと、
前記アンプの出力端にアノードが接続される第二のダイオードと、
前記第二のダイオードのカソードと前記アンプの負入力端の間に接続される第二の抵抗と、
前記アンプの負入力端と接地間に接続される第三の抵抗と、
前記第二の抵抗および前記第三の抵抗の少なくともいずれか一方の抵抗値を調整することにより前記電源回路の出力電圧を調整する調整回路とを備えることを特徴とする水晶発振回路。
【請求項７】
請求項２記載の水晶発振回路であって、
前記電源回路は、正入力端に前記基準電圧が供給され、出力電圧を前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路に供給するアンプと、
前記アンプの出力端に一端が接続される第二の抵抗と、
前記第二の抵抗の他端にアノードが接続され、前記アンプの負入力端にカソードが接続される第二のダイオードと、
前記アンプの負入力端と接地間に接続される第三の抵抗と、
前記第二の抵抗および前記第三の抵抗の少なくともいずれか一方の抵抗値を調整することにより前記電源回路の出力電圧を調整する調整回路とを備えることを特徴とする水晶発振回路。
【請求項８】
請求項４、６または７記載の水晶発振回路であって、
前記調整回路は、書込可能および読出可能な記憶装置を含むことを特徴とする水晶発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＴＣＸＯ（温度制御用水晶発振回路）を主な利用分野とし、広い温度範囲で安定した発振周波数を出力し、低消費電力で且つ良好な位相ノイズ特性を必要とする水晶発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話には高い通話品質が求められており、ＴＣＸＯ（温度制御用水晶発振回路）としても、広い温度範囲において±0.5〜±2.5ppm以下の極めて高い周波数安定度と、低位相ノイズ性能に加え、さらなる低消費電力化が求められている。
【０００３】
以下、従来のＣＭＯＳインバータ型水晶発振回路について説明する。図４は、従来におけるＣＭＯＳインバータ型水晶発振回路の回路構成の一例である。
【０００４】
図４において、ＣＭＯＳインバータ型発振回路４は、ＣＭＯＳインバータ４０の入力と出力とにそれぞれ水晶振動子４１と帰還抵抗４２の両端が接続される構成から成り、前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路４の電源電圧には温度特性を持たない電源回路（以下、温特無し電源回路）３０の出力部が接続される。
【０００５】
前記温特無し電源回路３０はアンプ２と帰還抵抗１０と抵抗１１で構成され、前記アンプ２の出力端Ｖ２は抵抗１０の一端に接続され、前記帰還抵抗１０の他端は前記アンプ２の負入力端Ｖ３と抵抗１１の一端に接続され、前記抵抗１１の他端は接地される。そして、アンプ２の正入力端Ｖ１には、バンドギャップレギュレータ等を用いた電源ＶＣＣからの変動に強く温度変動の少ない電圧源１が接続される。このように、図４に示す従来の水晶発振回路は、電圧源１と、温特無し電源回路３０と、ＣＭＯＳインバータ型発振回路４とで構成される。
【０００６】
以上の様に構成されたＣＭＯＳインバータ型発振回路について、以下、その動作を説明する。
【０００７】
まず、図４において、電圧源１から温度特性変動の少ない安定した電圧を温特無し電源回路３０に供給する。そして、帰還抵抗１０、抵抗１１で増幅した温特無し電源回路３０の出力Ｖ２をＣＭＯＳインバータ型発振回路４の電源電圧として用いる。
【０００８】
このように、従来より、電圧ＶＣＣからの変動に強く、温度変動の少ない安定した電源回路３０の出力をＣＭＯＳインバータ型発振回路４の電源電圧に用いることを前提とした考え方の下、ＴＣＸＯに求められるような高い周波数安定度を実現すべく努力してきた（例えば、特許文献１参照）。
【０００９】
【特許文献１】特開平１１−０９７９３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、従来のように温度特性の無い電源回路３０を用いたＣＭＯＳインバータ型水晶発振回路の構成では、電圧ＶＣＣの変動には強いものの、発振回路４のＣＭＯＳインバータ４０は閾値電圧ＶＴが-2mV/℃の温度特性を有するために、発振回路４の消費電流や、負性抵抗などの発振特性に大きな温度変動が生じるといった課題があった。また、閾値電圧ＶＴの温度特性以外に、閾値電圧ＶＴ自体のばらつきによっても、同様に発振特性に大きなばらつきが生じるといった課題もあった。
【００１１】
さらに、電圧ＶＣＣからの変動に強く温度変動の少ない電圧源１を低ノイズに設計しても、それを温特無し電源回路３０で増幅することにより電圧ノイズも増加されてしまうという課題や、アンプ２の帰還抵抗１０自体で発生する熱雑音によっても電圧ノイズが悪化するといった課題もあった。
【００１２】
本発明は、上記従来の問題点を解決するものであり、ＣＭＯＳインバータで構成される発振回路の閾値電圧ＶＴの温度変動に起因する消費電流や、負性抵抗などのさまざまな特性変動を大幅に改善することができる水晶発振回路を提供することを目的としている。また、本発明は、ＣＭＯＳインバータで構成される発振回路の閾値電圧ＶＴのばらつきに起因する特性変動の改善や低ノイズを実現できる水晶発振回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の水晶発振回路は、水晶振動子を含むＣＭＯＳインバータ型発振回路と、前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路の閾値電圧の温度特性を相殺する温度特性を有する出力電圧を、前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路に供給する電源回路とを備えることを特徴とする。
【００１４】
上記構成によれば、ＣＭＯＳインバータ型発振回路の閾値電圧の温度特性を相殺する温度特性を有する出力電圧を、ＣＭＯＳインバータ型発振回路に供給する電源回路を備えることにより、ＣＭＯＳインバータ型発振回路の閾値電圧の温度特性による発振特性変動を大幅に改善することが可能となる。
【００１５】
また、本発明の水晶発振回路は、前記電源回路に、基準電圧を供給する電圧源を備えることを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の水晶発振回路は、前記電圧源が、バンドギャップレギュレータを含むことを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の水晶発振回路は、前記電源回路の出力電圧を調整するための調整回路を備えることを特徴とする。
【００１８】
上記構成によれば、調整回路により閾値電圧ＶＴのばらつきに応じて最適な出力電圧を選択することができるので、ＣＭＯＳインバータ型発振回路の閾値電圧のばらつきによる発振特性変動を大幅に改善することが可能となる。
【００１９】
また、本発明の水晶発振回路は、前記電源回路が、正入力端に前記基準電圧が供給され、出力電圧を前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路に供給するアンプと、前記アンプの出力端にアノードが接続され、前記アンプの負入力端にカソードが接続される第一のダイオードと、前記アンプの負入力端と接地間に接続される第一の抵抗とを備えることを特徴とする。
【００２０】
上記構成によれば、電源回路に温度特性を持たせる手段として、電源回路の出力部に第一のダイオードを用いることにより、電源回路の出力電圧ノイズをより低く設計できるため、電源回路の出力電圧ノイズを大幅に低減することが可能となり、水晶発振回路特性の中でも通信品質の向上のために特に重要な位相ノイズ特性を改善することができる。
【００２１】
また、本発明の水晶発振回路は、前記電源回路が、正入力端に前記基準電圧が供給され、出力電圧を前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路に供給するアンプと、前記アンプの出力端にアノードが接続される第二のダイオードと、前記第二のダイオードのカソードと前記アンプの負入力端の間に接続される第二の抵抗と、前記アンプの負入力端と接地間に接続される第三の抵抗と、前記第二の抵抗および前記第三の抵抗の少なくともいずれか一方の抵抗値を調整することにより前記電源回路の出力電圧を調整する調整回路とを備えることを特徴とする。
【００２２】
また、本発明の水晶発振回路は、前記電源回路が、正入力端に前記基準電圧が供給され、出力電圧を前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路に供給するアンプと、前記アンプの出力端に一端が接続される第二の抵抗と、前記第二の抵抗の他端にアノードが接続され、前記アンプの負入力端にカソードが接続される第二のダイオードと、前記アンプの負入力端と接地間に接続される第三の抵抗と、前記第二の抵抗および前記第三の抵抗の少なくともいずれか一方の抵抗値を調整することにより前記電源回路の出力電圧を調整する調整回路とを備えることを特徴とする。
【００２３】
また、本発明の水晶発振回路は、前記第一または第二の調整回路が、書込可能および読出可能な記憶装置を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明にかかる水晶発振回路によれば、ＣＭＯＳインバータ型発振回路の閾値電圧の温度特性を相殺する温度特性を有する出力電圧を、ＣＭＯＳインバータ型発振回路に供給する電源回路を備えることにより、ＣＭＯＳインバータ型発振回路の閾値電圧の温度特性による発振特性変動を大幅に改善することが可能となる。
【００２５】
また、本発明にかかる水晶発振回路によれば、温度特性付き電源回路の出力電圧を調整回路によって調整することにより、閾値電圧のばらつきも補正することが可能となる。さらに、本発明にかかる水晶発振回路によれば、電源回路の出力部にダイオードを用いることにより、電源回路の出力電圧ノイズをより低く設計できるため、水晶発振回路特性の中でも特に重要な位相ノイズを低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
（実施形態１）
以下、本発明の第１の実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１は第１の実施形態におけるＣＭＯＳインバータ型水晶発振回路の構成図を示すものである。図１に示すＣＭＯＳインバータ型水晶発振回路は、基準電圧源１、温度特性を持った電源回路（以下、温特付き電源回路）３１およびＣＭＯＳインバータ型発振回路４を備えて構成される。図１において、ＣＭＯＳインバータ型発振回路４は、ＣＭＯＳインバータ４０の入力と出力とにそれぞれ水晶振動子４１と帰還抵抗４２の両端が接続され、出力段にバッファアンプ（図示省略）を備えて構成される。前記ＣＭＯＳインバータ型発振回路４の電源電圧は、温特付き電源回路３１の出力端Ｖ２に接続される。
【００２７】
前記温特付き電源回路３１は、アンプ２とダイオード２０と抵抗１１とで構成される。アンプ２は増幅率１のバッファであり、ダイオード２０はＣＭＯＳインバータ４０の温度特性を相殺する温度特性を持つ。温特付き電源回路３１において、前記アンプ２の出力端Ｖ２はダイオード２０のアノード側に接続され、前記ダイオード２０のカソード側は前記アンプ２の負入力端Ｖ３と抵抗１１の一端とに接続され、前記抵抗１１の他端は接地される。そして、アンプ２の正入力端Ｖ１には、電源ＶＣＣの変動に強い安定した電圧源１が接続される。電圧源１には、バンドギャップレギュレータなどの温度特性変動が少なく、電圧ＶＣＣ変動に強い安定した基準電圧を用いる。このように、図１に示す第１の実施形態の水晶発振回路は構成される。
【００２８】
以上の様に構成された第１の実施形態の水晶発振回路について、以下、その動作を説明する。
【００２９】
まず、図１において、電圧源１から、温度特性変動の少ない安定した基準電圧を温特付き電源回路３１の入力端にＶ１として供給する。そして、ダイオード２０、抵抗１１でバッファした温特付き電源回路３１の出力Ｖ２をＣＭＯＳインバータ型発振回路４の電源電圧として用いる。
【００３０】
ここで、ＣＭＯＳインバータ型発振回路４のＣＭＯＳインバータ４０の電気的特性は、大信号入力特性における線形領域で示され、ドレイン電流（以下Id）と、ゲート-ソース電圧（以下Vgs）、閾値電圧（以下Vt）との関係式は、一般に
Id=K' W/L[(Vgs-Vt)^2-0.5*Vds^2][1+λVds]        ・・・・（１）
と表される。
【００３１】
なお、（１）式において、K'=μnCOX-（n型MOSの場合）、μpCOX-（p型MOSの場合）、COX-：単位面積あたりのゲート酸化膜容量、μn：電子の移動度、μp：正孔の移動度、Ｗ：MOSのゲート幅、Ｌ：MOSのゲート長、λ：チャネル長変長係数である。
【００３２】
（１）式より、ゲート-ソース電圧Vgsと閾値電圧Vtとの差(Vgs-Vt)の値が一定の関係である場合は、ドレイン電流Idは一定、即ちＣＭＯＳインバータ型発振回路４の消費電流は一定となる。
【００３３】
ここで、閾値電圧ＶＴは通常-2mV/℃の温度特性を有するため、ゲート-ソース電圧Vgsにも同程度の温度特性を持たせる必要がある。これを実現するために最も効果の高い手法は、ＣＭＯＳインバータ型発振回路４の電源電圧そのものに閾値電圧ＶＴと同程度の温度特性を持たせることである。そこで、第１の実施形態では、温特付き電源回路３１の出力部に、-2mV/℃の温度特性を持つダイオード２０を付加することにより、それを実現可能にした。
【００３４】
図３（ａ）は、実施形態１における発振回路の消費電流の温度変動率を示すグラフである。図３において、直線１１０は実施形態１における温度特性例である。比較のために、点線１１０として、従来における温度特性例を示す。図３（ａ）から、従来は、温度変化によって発振回路の消費電流が大きく変化していたのに対し、実施形態１によれば、温度特性の変動が抑えられ、消費電流が、温度にかかわらず常にほぼ一定に保たれていることがわかる。
【００３５】
発振回路４のＣＭＯＳインバータ４０の閾値電圧ＶＴの-2mV/℃の温度特性を、ダイオード２０の-2mV/℃の温度特性で相殺させることで、従来の方式では困難であった発振回路４の電流や負性抵抗などのさまざまな温特変動を大幅に低減させることが可能となる。
【００３６】
また、ダイオード２０を用いた温特付き電源回路３１は増幅率１の単なるバッファであるため、各端子の電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の電圧ノイズをそれぞれＮＶ１，ＮＶ２，ＮＶ３とすると、
ＮＶ１＝ＮＶ２＝ＮＶ３        ・・・・（２）
というように、各部の電圧ノイズは全て等しくなる。
【００３７】
従って、従来の方式ではアンプ２で増幅した分だけ電圧ノイズも増加していたのに対し、第１の実施形態によれば電圧ノイズが増幅されないため、大幅に電圧ノイズを減らすことが可能である。
【００３８】
また、従来の方式では、帰還抵抗１０（図４参照）自体で発する熱雑音も電圧ノイズを悪化させる要因であったが、抵抗１０をダイオード２０に替えて、ダイオード２０に流す電流を少なく最適化することでショットノイズを減らし、アンプ２自体のノイズ発生を従来よりも減らすことができる。
【００３９】
以上のように第１の実施形態によれば、従来の方式では困難であった発振回路４の消費電流や負性抵抗などのさまざまな温度特性変動を低減し、さらに電源回路の電圧ノイズも大幅に低減することができるようになるため、水晶発振回路特性の中でも特に重要な位相ノイズの低減を図ることができる。
【００４０】
（実施形態２）
以下、本発明の第２の実施形態について、図面を参照しながら説明する。図２は第２の実施形態におけるＣＭＯＳインバータ型水晶発振回路の構成図を示すものである。なお、以下の説明において、既に説明した部材に対応する部材には、同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【００４１】
第２の実施形態において、ＣＭＯＳインバータ型発振回路４の電源電圧は、温特付き電源回路３１の出力端Ｖ２に接続される。また、前記温特付き電源回路３１は、アンプ２とダイオード２０と可変抵抗１２と可変抵抗１３とで構成される。
【００４２】
前記アンプ２の出力端Ｖ２はダイオード２０のアノード側に接続される。前記ダイオード２０のカソード側は前記可変抵抗１３の一端に接続される。前記可変抵抗１３の他端は前記アンプ２の負入力端Ｖ３と前記可変抵抗１２の一端に接続され、前記可変抵抗１２の他端は接地される。
【００４３】
そして、アンプ２の正入力端Ｖ１には電圧ＶＣＣ変動に強い安定した電圧源１が接続される。前記可変抵抗１２、１３は、各々の抵抗値を可変することにより温特付き電源回路３２の出力電圧を調整する調整回路（ＰＲＯＭ）５に接続される。このように、図２に示す第２の実施形態の水晶発振回路は構成される。
【００４４】
以上の様に構成された第２の実施形態の水晶発振回路について、以下、その動作を説明する。
【００４５】
実施形態１にて既述した温特付き電源回路３１と同様に、実施形態２の温特付き電源回路３２は、発振回路４の閾値電圧ＶＴの温度特性変動を低減する効果と、温特付き電源回路３２そのものの電圧ノイズを低減させる効果を備えるが、実施形態２ではさらに、調整回路（ＰＲＯＭ）５により可変抵抗１２、または可変抵抗１３の抵抗値を可変させることで、任意に出力電圧Ｖ２を調整することが可能なため、発振回路４に含まれるＣＭＯＳインバータ４０の閾値電圧ＶＴのばらつきに応じて最適な出力電圧Ｖ２を選択することができる。
【００４６】
これにより、上述の関係式（１）に示すゲート-ソース電圧と閾値電圧において(Vgs-Vt) が一定の関係を保ち、ドレイン電流Id一定、即ちＣＭＯＳインバータ型発振回路４の消費電流は一定となり、消費電流以外にも負性抵抗などのさまざまな発振特性のばらつきを補正することが可能となる。
【００４７】
図３（ｂ）は、実施形態２における発振回路の閾値電圧ＶＴばらつきに対する消費電流の変動率を示すグラフである。
【００４８】
図３（ｂ）において、点線１１０〜１１２は従来のＶＴばらつきにおける温度特性例であり、直線１１０は閾値電圧Vt(typ)、直線１１１は閾値電圧Vt(max)、直線１１２は閾値電圧Vt(min)の場合の消費電流変化率をそれぞれ示すものである。
【００４９】
また、直線１００〜１０２は実施形態２における閾値電圧ＶＴばらつきに応じて発振回路の電源電圧を調整した後の温度特性例であり、直線１００は閾値電圧Vt(typ)、直線１０１は閾値電圧Vt(max)、直線１０２は閾値電圧Vt(min)の場合の消費電流変化率をそれぞれ示すものである。
【００５０】
図３（ｂ）から、従来は、温度変化および閾値電圧ＶＴのばらつきによって発振回路の消費電流が大きく変化していたのに対し、実施形態２によれば、閾値電圧ＶＴがばらつく場合であっても、温度特性の変動が抑えられ、消費電流が、温度にかかわらず常にほぼ一定に保たれていることがわかる。
【００５１】
以上のように実施形態２によれば、従来のような発振回路の閾値電圧ＶＴばらつきによる発振特性変動の大きかったものとは異なり、発振回路の閾値電圧ＶＴばらつきに合わせて出力電圧Ｖ２を選択することにより、水晶発振回路の消費電流や、負性抵抗などの発振特性のばらつきまでも補正することが可能となる。
【００５２】
なお、上記の実施形態では、温特付き電源回路３１に可変抵抗１２と可変抵抗１３を用いたが、可変抵抗１２と可変抵抗１３の一方を固定抵抗にすることも可能である。また、両方を可変抵抗にする場合は、可変抵抗１２は電流可変型調整、可変抵抗１３は電圧可変型調整により両方を可変し、出力電圧の調整だけでなく、電圧ノイズを最も良くする解を得ることができる。
【００５３】
調整回路（ＰＲＯＭ）５により可変抵抗１２、１３の抵抗値を調整する方法には、例えば、複数個の抵抗を直列または並列に接続し、個々の抵抗を直接的にスイッチでショート／オープンにすることで抵抗値を可変させる方法、または、抵抗ボリュームのように抵抗体の中点を複数個のタップスイッチを切り替えて抵抗値を調整する方法などがある。それらのスイッチの制御は、調整回路（ＰＲＯＭ）５のデータを書き換えることにより行われる。
【００５４】
以上説明したように、本実施形態の水晶発振回路によれば、ＣＭＯＳインバータ型発振回路のＣＭＯＳ閾値電圧ＶＴの温度特性やばらつきにより、消費電流や負性抵抗などの特性が変動する課題に対し、発振回路のＣＭＯＳ閾値電圧ＶＴと同程度の温度特性を持たせたダイオードを含む温度特性付き電源回路の出力を発振回路の電源に用いることにより、ＣＭＯＳインバータ型発振回路の温度特性変動を相殺することができる。
【００５５】
さらに、温度特性付き電源回路の出力電圧を調整回路によって調整することにより、発振回路のＣＭＯＳ閾値電圧ＶＴのばらつきも補正することが可能となる。加えて、電源回路の出力部に、ダイオードを用いることにより、電源回路の出力電圧ノイズをより低く設計できるため、水晶発振回路特性の中でも特に重要な位相ノイズを低減することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５６】
本発明は、ＣＭＯＳインバータ型発振回路のＣＭＯＳ閾値電圧ＶＴの温度特性と同程度の温度特性を持たせたダイオードの温度特性付き電源回路を発振回路の電源に用いることにより、ＣＭＯＳインバータ型発振回路の温度特性変動を低減することができる効果を有し、ＴＣＸＯ（温度制御用水晶発振回路）を主な利用分野とし、広い温度範囲で安定した発振周波数を出力し、低消費電力で且つ良好な位相ノイズ特性を必要とする水晶発振回路等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明に係る実施形態１であるＣＭＯＳインバータ型水晶発振回路の構成図
【図２】本発明に係る実施形態２であるＣＭＯＳインバータ型水晶発振回路の構成図
【図３】（ａ）実施形態１における水晶発振回路の消費電流の温度特性例を示す説明図、（ｂ）実施形態２における水晶発振回路の消費電流の温度特性例を示す説明図
【図４】従来のＣＭＯＳインバータ型水晶発振回路の構成図
【符号の説明】
【００５８】
１  基準電圧源
２  アンプ
４  ＣＭＯＳインバータ型水晶発振回路
１０，１１  抵抗
１２，１３  可変抵抗
２０  ダイオード
３０  温特無し電源回路
３１  温特付き電源回路
４０  ＣＭＯＳインバータ
４１  水晶振動子
４２  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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