(57)【要約】【課題】簡単な回路構成により周波数可変幅を広げた圧電発振回路を提供する。【解決手段】水晶振動素子の励振電極の面積を広くし、且つ位相雑音特性の優れた回路構成とした。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電振動子を備えた、電圧制御圧電発振回路であって、前記圧電振動素子の励振電極の面積を広くしたことを特徴とする電圧制御圧電発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、圧電発振回路に関し、さらに詳しくは、ＶＣＸＯの回路構成に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
VCXOは、有線アクセス系である光ファイバ伝送FTTHや、無線アクセス系である携帯基地局やWiMAX基地局で使用されている[1][2]。このため、近年のブローバンドかに伴い、以下の要求が高まっている。
(1) 伝送レートの高速化によるVCXOの高周波化。
(2) サービスの多機能化・信頼度の向上によるVCXOの広可変化。
(3) データ通信の高精度化によるVCXOの低Jitter化。
ここで、高周波化については、今回200[MHz]程度までを考慮して、VCXOの広可変化と低Jitter化に着目した検討を行った。
水晶振動子の特徴は、周波数安定度が良好であることであり、一般的な水晶発振器はこの特徴を利用しているのに対し、VCXOは外部からの制御電圧により周波数を変化させる機能を有しているため、周波数安定度が良いことの他に周波数可変特性が重要な条件となっている。しかし、周波数可変特性を広くすることは、水晶振動子のQを劣化させて使用することと等価であるため、周波数安定度の劣化を招く問題がある。このため、VCXOは基準発振器としてよりも、基準周波数をPLL方式により高周波化させる際のVCOとして使用されることが多い。このため、目的・用途に応じて周波数可変特性が異なってくる。また、目的とする周波数可変特性に応じて必要とされる周波数安定度も変化するが、低Jitter化への要求はますます厳しいものとなってくる。
高周波の発振器を設計するのには一般的な手法はPLL方式を用いることだが、PLL回路の場合、基準発振源の整数倍となる周波数が発生するため、スプリアス特性が劣化し、Jitter特性が劣化する問題がある。また、水晶振動子の3rd や5th の共振モードを使用したオーバトーン回路では、Jitter特性は良好であるが、周波数可変幅が狭くなる問題がある。このため、周波数可変特性とJitter特性の両方を満足するには水晶振動子を高周波化させ、基本波で発振する回路を構築することが最も好ましい[3]。しかし、基本波発振回路においても、高周波になるにつれて水晶振動子や回路のQ値が低下し、低Jitter化が困難であることや、負性抵抗を得るために発振回路の負荷容量が小さくなり、周波数可変幅を得ることが困難になってくる。
そこで、広可変化を考えた水晶振動子の設計・試作を行いVCXOで特性評価を行うと共に、水晶振動子のドライブレベル特性を考慮した発振回路を設計し、低Jitter化について検討を行ったので、報告する。
【０００３】
水晶発振回路の発振ループをモデル化すると、図1、２如く表せる[4]。図１は水晶振動子を誘導性の領域で使用した場合であり、一般的な水晶発振器はこれに該当する。しかし、VCXOは周波数可変幅を確保するために、必要に応じて水晶振動子を図２の容量性の領域で使用する。図中の負性抵抗RNと発振ループ内の損失Reにより、発振回路は次式の状態を有する。
【０００４】
【数１】
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【０００５】
図３に、コルピッツ発振回路を示す。同図において、単純化のためにベース・エミッタ間容量Cbeを無視して考えると、負性抵抗RNは式(4)、負荷容量CLは式(5)で求められる。
【０００６】
【数２】
2008154000.tif 000004
【０００７】
式(4),(5)より、発振周波数範囲1[MHz]〜1[GHz]において、負性抵抗RN=-200[Ω]となる負荷容量CLを求めると、図４のように示せる。同図より、周波数が高くなるにつれて負荷容量が小さくなることがわかる。
【０００８】
図５に示すVCXO回路の場合、本回路の負荷容量CL’は、バラクターダイオードの容量をCV(v)とすると、式(6)で表わせる。
【０００９】
【数３】
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【００１０】
ここで、CV(v)はバラクターダイオードに印加される直流電位によって容量が変化するため、電圧の関数で表わしている。式(6)は、発振周波数が高くなると、負荷容量が小さくなり、バラクターダイオードの容量変化によるCL’の変化量が小さくなるため、VCXOとしての周波数可変量が狭くなることを表わしている。このため、VCXOでは、高周波になると周波数可変幅を広げるために、水晶振動子と直列にコイルを接続することにより、水晶振動子を容量性の領域で使用することが多い。
【特許文献１】特開２００１−２１７６４９号
【非特許文献１】Tetsuya Yokotani, Kenji Nakanishi, Mamoru Ogasawara, Yoichi, Maeda: “Next Generation Broadband Access Network Technologies”, EIC, vol.89 No.12 pp.1062-1066 2006 December (in Japanese)横谷哲也, 中西健治, 小笠原守, 前田洋一: “次世代ブロードバンドアクセス網技術”, 電子情報通信学会誌 vol.89 No.12 pp.1062-1066, 2006
【非特許文献２】Koichi Asatani, Naotaka Morita, Akira Kurokawa, Kazunori Matsuo: “Overview of NGN Standardization and Its Future Issues”, EIC, vol.89 No.12 pp.1045-1050 2006 December (in Japanese)淺谷耕一, 森田直孝, 黒川章, 松尾一紀: “NGN標準化動向の概要と今後の課題”, 電子情報通信学会誌 vol.89 No.12 pp.1045-1050, 2006
【非特許文献３】O.Ishii, T.Shibata and T.Ohshima: “High Frequency Fundamental VCXO for SDH System”, Proc.1996 IEEE Int. Freq. Contr. Symp.
【非特許文献４】Norio Nomura, Akinori Inoshita: “A Study of Oscillation Phenomenon for Crystal Oscillator”, IEE Japan, ECT-01-92, 2001 (in Japanese)野村記央,井下明徳: “水晶発振器の発振現象に対する一考察”, 電気学会 電子回路研究会,ECT-01-92,2001
【非特許文献５】滝貞男: “人工水晶とその電気的応用”, 1974.
【非特許文献６】岡野庄太郎: “水晶周波数制御デバイス”, テクノ,1995.
【非特許文献７】Norio Nomura, Masahide Itagaki, Yuji Aoyagi: “A Study of Phase Noise Characteristics for Crystal Oscillator”, IEE Japan, ECT-01-92, 2001 (in Japanese)野村記央, 板垣昌秀, 青柳勇二: “水晶発振器の位相雑音に対する一検討”, 電気学会 電子回路研究会,ECT-04-39,2004
【非特許文献８】吉村和幸,古賀保喜,大浦宣徳: “周波数と時間”, 電子情報通信学会,1989
【非特許文献９】Gerard Sauvage: “Phase noise in Oscillators:A Mathematical Analysis of Leeson’s Model”, IEEE Trans. Instrum. Meas., vol. IM-26, No.4, Dec.1977
【非特許文献１０】都築泰雄: “水晶発振回路の実効Qの評価方法”, 電気学会第26回精密位相同期回路技術調査専門委員会資料,1991
【非特許文献１１】日本デバイス工業会技術委員会編: “水晶デバイスの解説と応用”, 日本水晶デバイス工業会,1996
【非特許文献１２】Norio Nomura, Akinori Inoshita: “The Foundation Experiment for Phase noise of Crystal oscillator”, IEE Japan, ECT-98-113, 1998 (in Japanes)野村記央,井下明徳: “水晶発振器の位相雑音に対する基礎実験”, 電気学会 電子回路研究会,ECT-98-113,1998
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
主振動のみを考えた水晶振動子の等価回路は、図６で表わされる[7]。同図において、水晶振動子は損失抵抗R1のために、直列共振周波数fSは式(7)の1/2π√L1C1の減衰振動を生じる。一般的に、周波数短期安定度を高くするにはQの高いもの、VCXO等で周波数制御範囲を広くするにはγ(=C0/C1)の小さいものが良いとされている。
【００１２】
【数４】
2008154000.tif 000006
【００１３】
図６の等価回路より、水晶振動子の周波数対インピーダンス特性を算出すると、図７のように表わせる。図中、リアクタンスが0[Ω]となる周波数が直列共振周波数fs、抵抗が最も大きいときの周波数が並列共振fpである。fsよりも低い周波数で水晶発振回路を設計すると、水晶振動子は容量性、fs―fp間の場合は誘導性の領域で使用していることになる。同図において、水晶振動子を誘導性の領域で使用した場合、インピーダンスの変化に対して周波ス変化量が小さく、Q値の高い状態で使用できるため、周波数安定度の優れた発振器の設計に適している。しかし、fpに近づくにつれ、抵抗値が急激に上昇するため、回路設計の際、負荷容量及び負性抵抗に注意が必要である。これに対し、水晶振動子を容量性の領域で使用した場合、インピーダンスに対して周波数変化量が大きくなるため、広可変VCXOの設計に適している。しかし、水晶振動子と直列にコイルを接続する必要があり、コイルの値を大きくすると、周波数安定度の依存性は、水晶からコイルへ変移する。また、コイルの特性によって、発振に必要な負性抵抗が大きく変化する。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明はかかる課題を解決するために、圧電振動子を備えた、電圧制御圧電発振回路であって、前記圧電振動素子の励振電極の面積を広くしたことを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
【００１６】
図８に、試作した155[MHz]帯基本波水晶振動子の等価定数を示す。同図は、No.1→No.2→No.3へと、水晶振動子の電極径を徐々に大きくしたものである。電極径を大きくすることで、C1,C0を大きくできるため、周波数可変感度は大きくなっているが、Qが低下しており、周波数短期安定度が劣化することが予想される。なお、No1、２、３それぞれの励振電極の直径は０．５、０．６、０．６２（ｍｍ）である。
【００１７】
上記水晶振動子を用いて、図4の発振回路を設計し、周波数可変特性を評価した。図９(a)に水晶振動子を誘導性、同図(b)に容量性の領域で使用したときのVCXOの周波数可変特性を示す。
【００１８】
図９より、水晶振動子を誘導性の領域で使用したときは、負荷容量が小さいために、電極径を大きくした効果は小さい。しかし、水晶振動子を容量性の領域で使用すると、電極径を大きくすることで、急激に周波数可変幅を広げられることがわかる。従って、周波数可変幅を広げるには、水晶振動子を誘導性の領域で使用するだけでなく、水晶振動子の周波数感度についても、設計する必要がある。
【００１９】
水晶振動子の直列共振周波数fsを基準とした発振周波数foの変化量は、等価定数及び負荷容量より、式(8)の関係で表わせる。
【００２０】
【数５】
2008154000.tif 000007
【００２１】
式(8)より、CLは次式で表わせる。
【００２２】
【数６】
2008154000.tif 000008
【００２３】
式(9)を用いて、CLに対する直列共振周波数からの発振周波数の変化量fo-fsを図１０に示す。同図(a)は、水晶振動子を誘導性の領域で使用した場合であり、電極径を大きく設計することで周波数可変感度を高くしたが、発振周波数が高くなったことで、負荷容量に対する周波数可変感度が低くなり、図7(a)のように周波数可変特性に電極径による差異が得られなかったと考えられる。これに対し、図8(b)は同じ負荷容量でも電極径を大きくすることで発振周波数が低くなっており、負荷容量に対する周波数感度が高くなっていることがわかる。このため、図7(b)のように電極径を大きくすることで、周波数可変幅が広げることが可能になっている。
【００２４】
周波数短期安定度は時間領域と周波数領域で考えることができ、それぞれ用途・条件により使い分けられている[8]。
(1) 時間領域   : アラン分散、TDEV、Jitter
(2) 周波数領域 : 位相雑音
近年、伝送レートの高速化に伴い、装置上でビットエラーが生じやすいことから、Jitter特性の要求が厳しくなっている。しかし、Jitter測定は再現性や定量的な把握が困難なことから、位相雑音特性の測定結果より、Jitter特性を算出することにした。水晶発振器の位相雑音特性は、使用した水晶振動子のＱに大きく依存することが確認されている[9][10]。また、水晶振動子がドライブレベル特性を持っていることから、振動子電流によっても位相雑音特性が変化することが確認されている[11][12]。
位相雑音特性において、Jitter特性を評価するのに重要な周波数帯域は12[kHz]〜20[MHz]であることから、水晶振動子のドライブレベル特性に着目して低Jitter化について検討を行う。
図9に、52[MHz]及び230[MHz]における水晶振動子のドライブレベル特性を示す。ATカット水晶振動子の場合、共振周波数が水晶板の厚みに起因するため、一般的に周波数が高くなると、ドライブレベルに対する周波数の変動が大きくなる。
【００２５】
図10に、ドライブレベルを変化させたときの位相雑音特性を示す。
同図より、ドライブレベルを大きくすることで、キャリア近傍の位相雑音は劣化するが、Jitter特性で重要な12[kHz]〜20[MHz]の範囲では、良好な結果が得られていることがわかる。従って、Jitterの低減には、ドライブレベルを大きくすることが有効である。
【００２６】
広可変で低JitterなVCXOを155.52[MHz]にて検討する。表1のNo.1及びNo.3の水晶振動子を容量性の領域で使用し、ドライブレベルを変化させて、周波数可変特性及び位相雑音特性を評価する。
図11に、従来品(No.1の水晶振動子を用いた従来発振器)と今回設計した新規品(No.3の水晶振動子を用いた新規発振器)との周波数可変特性を示す。同図より、発振回路の負荷容量は同じでも、振動子の設計を最適化することで、周波数可変幅を広げられることがわかる。
【００２７】
図12に、位相雑音特性を示す。同図において、従来品はドライブレベルを2.5[mA]、新規品は5.5[mA]で設計している。従来品と比較して、30[kHz]以下の周波数領域では、位相雑音特性が劣化しているが、これはドライブレベルが高くなったことに起因している。しかし、重要なフロアレベルでの位相雑音は、大きく低減できている。同図より、12[kHz]〜20[MHz]のJitterを算出すると、従来品が0.09[ps]、新規品が0.03[ps]と低Jitter化が実現できたことがわかる。
【００２８】
今回、水晶振動子の周波数感度に着目して、電極径を大きくし、可変量に応じた容量性の領域で使用することで、従来品と同じ周波数安定度を保ちつつ、従来よりも周波ス数可変幅を広げられることを明らかにした。また、ドライブレベル特性に着目し、広可変でありながら、低Jitterを実現できることを明らかにした。
今後、長期の周波数安定度及び高周波化について、検討をしていく予定である。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図２】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図３】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図４】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図５】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図６】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図７】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図８】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図９】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図１０】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図１１】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図１２】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図１３】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図１４】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図１５】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図１６】本発明にかかる圧電発振回路の回路図である。
【図１】
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【図２】
2008154000.tif 000010
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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